無線システムの進展の基盤となるアンテナ・伝搬技術論文特集

論 文

衛星放送受信用リフレクトアレーアンテナ*吉田 幸弘†

岡田 幸祐†

佐々木秀輔†

牧野別段 信一†

伊東 健治†

野口 啓介†

廣田 哲夫†

高橋滋†

徹††

Reflect-Array Antenna for Receiving of Satellite Broadcasting∗
Yukihiro YOSHIDA† , Kosuke OKADA† , Shusuke SASAKI† , Shigeru MAKINO† ,Sin-ichi BETSUDAN† , Kenji ITOH† , Keisuke NOGUCHI† , Tetsuo HIROTA† ,and Toru TAKAHASHI††

あらまし 従来のリフレクトアレーアンテナの設計法は，共振素子の半径や形状を決定する際に電磁波の入射角や入射偏波を考慮しておらず，共振素子の形状も複雑であった．本論文では，共振素子の形状が単純なリング型のリフレクトアレーアンテナでも，その大きさを変化させるだけで十分な反射位相の制御が可能であることを示す．また，入射角と入射偏波を考慮すると，誘電体の厚さに最適値があることを明らかにする．設計の妥当性を確認するために，試作したリフレクトアレーアンテナと，パラボラアンテナの解析値と測定値を比較検討した．
キーワード

リフレクトアレー，アンテナ，衛星放送，共振素子，入射角で共振素子の模様を印刷する事により製造可能であり，

1. ま え が き

極めて安価なアンテナ鏡面を実現できる．

波長に比べて小さい金属素子（共振素子）を誘電体

従来のリフレクトアレーアンテナの設計においては，基板上に二次元的に周期配列した FSR（Frequency

共振素子の半径や形状を決定する際に電磁波の入射角

Selective Reﬂector：周波数選択板）[1], [2] は，入射しや入射偏波を考慮していない．共振素子の周期や誘電た電磁波を周波数によって反射したり透過したりできる体の厚さは考慮しているが，各共振素子に対する入射空間フィルタとして用いられている．また，FSR に誘角を考慮せず設計している [6], [7]．また，共振素子の電体を介して金属板を装荷した金属板装荷 FSR [3], [4]形状もスプリットリング [8] や GA によって最適化しは，その共振素子の半径や形状を適切に選ぶことによた素子 [9] を用いており複雑であった．

り，入射した電磁波の反射位相を制御できることが知本論文では，共振素子の形状がスプリットリングやられている．リフレクトアレーアンテナ [5] は，金属2 重リング [10] に比べ単純な形状であり，斜め入射に板装荷 FSR の有する反射位相制御の機能を反射鏡においても偏波特性が小さいリング型で構成したリフレ適用したものであり，反射鏡を平面で構成できるため，クトアレーアンテナについて検討し，その大きさを変例えば，衛星に搭載される大型展開アンテナに適用す化させるだけで十分な反射位相の制御が可能であるこ

れば，その展開構造の簡易化による信頼性の向上が期とを示す．また，入射角と入射偏波を考慮すると，誘待できる．また，衛星放送受信用等の小型反射鏡アン電体の厚さに最適値があることを明らかにする．最適テナに適用すればプラスチック平板に導電性のインクな厚さの誘電体基板を用い，入射角及び入射偏波を考慮して共振素子の大きさを決定した衛星放送受信用リ†

フレクトアレーアンテナを設計，試作し，市販のオフ

金沢工業大学，野々市市
Kanazawa Institute of Technology, 7–1 Ogigaoka, Nonoichishi, 921–8501 Japan††

三菱電機株式会社情報技術総合研究所，鎌倉市
Information Technology R&D Center, Mitsubishi ElectricCorporation, 5–1 Ofuna, Kamakura-shi, 247–8501 Japan

セットパラボラアンテナと比較することにより設計法の妥当性を確認する．なお，本設計では入射偏波を円偏波として設計する [11]．

* 本論文は，アンテナ・伝搬研究専門委員会推薦論文である．

1114

電子情報通信学会論文誌

c 一般社団法人電子情報通信学会 2012
B Vol. J95–B No. 9 pp. 1114–1123 

論文／衛星放送受信用リフレクトアレーアンテナ

2. 設 計 法
2. 1 設計モデルの座標系
図 1 にリフレクトアレーアンテナの概念図を示す．
これは一次放射器から鏡面に空間給電するアンテナである．図 2 に座標系と記号を示す．一次放射器の位相中心を原点 O とし，アンテナ鏡面から放射されるビーム方向を z 軸，紙面に垂直な方向を y 軸，x 軸は yz 平面に直交する方向とする．x 軸，y 軸，z 軸方向の単位

図 1 リフレクトアレーアンテナの概念図
Fig. 1 Reﬂectarray antenna.

ベクトルをそれぞれ i，j ，k とする．鏡面の中心点 Pを原点とし，鏡面の法線方向が z 軸になるように，y軸を中心に x 軸を θr だけ傾ける．それを，x 軸，y軸，z 軸とし鏡面の座標系とする．なお，x 軸，y 軸，z 軸方向の単位ベクトルを，i ，j  ，k  とする．更に，一次放射器の中心軸を z 軸，紙面に垂直な方向を y軸，y z 平面に直交する方向を x 軸とし一次放射器の座標系とする．そして，x 軸，y 軸，z 軸方向の単位ベクトルをそれぞれ i ，j  ，k  とする．
このとき，任意の共振素子の位置ベクトル P  は式

(1) で与えられる．
P  = P + mdi + ndj  = Lv

(1)

ここで P は鏡面の中心の位置ベクトル，d は共振Fig. 2

図 2 座標系と記号
Coordinate system and symbols.

素子であるリングの間隔で，m，n は整数である．また L は共振素子から一次放射器までの距離であり，vはその方向を表す単位ベクトルである．リフレクトア
レーアンテナの設計パラメータは図 3 に示すように誘電体の厚さ l，比誘電率 r ，共振素子であるリングの間隔 d，リングの幅 w，リングの半径 r の五つである．
本設計ではリングの半径 r を変化させるだけで，反射(a) Elevation view

位相を制御することを目的としているため，ほかの四(b) Side view(c) Resonante element

図 3 設計パラメータ
Fig. 3 Design parameters.

つのパラメータは共通のパラメータとして一定とし，リングの半径 r を変化させるだけで十分な反射位相変化量を確保できるように設計する．なお，使用する誘を考慮し長径 455 mm，短径 430 mm の横長のだ円

電体基板は比誘電率 r が 2.65 のガラスフッ素樹脂銅とした．パラボラアンテナの諸元により，鏡面の中張積層板を使用する．また，リフレクトアレーアンテ

心は P (x, y, z) = (229.9, 0, −125.8)，鏡面の傾きはナにいかなる偏波が入射されても対応できるように設θr = 30.7 deg となる．また，衛星放送受信用アンテ計するため，TM 波，TE 波を考慮して設計する．

ナへの適用を想定して中心周波数は，f = 12.0 GHz と2. 2 設計パラメータの決定法
本設計では市販のオフセットパラボラアンテナのしている．

2. 3 設計パラメータ評価法

鏡面を取り換えて使用することを想定し，リフレ

図 4 に 周 波 数 f = 12.0 GHz，素 子 間 隔 d =クトアレーアンテナを設計した．パラボラアンテ

13.0 mm，誘電体の厚さ l = 3.0 mm，比誘電率 r =ナの開口径は 450 mm であるが，設計するリフレク

2.65，リング幅 w = 0.4 mm，入射角 θ = 0 deg とし

トアレーアンテナの開口径は，誘電体基板の入手性たときのリングの半径 r を 0.4 mm から 6.1 mm まで1115

電子情報通信学会論文誌 2012/9 Vol. J95–B No. 9

リングの半径 r の変化に対する反射位相 Φ（入射角θ = 0 deg）
Fig. 4 Reﬂection phase Φ vs. Ring radius r (Incidentangle θ = 0 deg).
図4誘電体の厚さ l に対する Δφ1 ，Δφ2 （入射角θ = 0 deg）
Fig. 5 Δφ1 , Δφ2 vs. Thickness l of dielectric
substrate (Incident angle = 0 deg).

図5変化させたときの反射位相の変化を示す．なお，反射位相の計算には同じ大きさの共振素子が間隔 d で無限周期に配列しているモデルを用い，モーメント法 [12]により解析を行う．図 4 より，リングの半径 r を変化させたとき 60〜120 deg までの 60 deg は実現できない反射位相であり，これを ΔΦ と表すと，位相誤差 Δφ1 は ΔΦ/2 となる．また，リフレクトアレーア
ンテナを製作する際の精度を考慮し，リングの半径がΔr mm 変化したときの最大位相変化量を δΦ と表すと，位相誤差 Δφ2 は δΦ/2 となる．この Δφ1 ，Δφ2を評価パラメータとし，両者の最大値が最小になるよ

リングの半径 r に対する正規化サセプタンス B（入射角 θ = 0 deg）
Fig. 6 Susceptance B vs. Ring radius r (Incidentangle = 0 deg).

図6うに共通のパラメータを設計する．なお，Δφ1 と Δφ2の和を最小にするのではなく，最大値を最小にする理由は，図 4 より所望の反射位相が ΔΦ の範囲にある
場合には，リングの半径 r を 0.4 mm か 6.1 mm の値に選ぶ必要があり，このとき，Δφ2 はほぼ 0 になる．

である．トレードオフの関係になる理由は，以下のように説明できる．
金属板装荷 FSR の反射位相 Φ は，等価回路を用いると次のように表すことができる [3]．

一方，Δφ2 が問題になる場合には所望の反射位相を実現することができる範囲であるため，Δφ1 は 0 である．これらのことから，Δφ1 と Δφ2 が発生するリングの半径 r の値が異なるため，両者の値の最大値を最小にすることで設計していくことができる．なお，本論文では Δr を 0.1 mm と仮定した．

Φ = 2φ − π(2)ここで，

φ = tan−1B−√1r cot βl(3)2. 4 共通のパラメータの設計

B は FSR の正規化サセプタンスであり，図 5 のグラ

図 5 に 周 波 数 f = 12.0 GHz，素 子 間 隔 d =フを計算するのに用いたのと同じ設計パラメータでは，13.0 mm，比誘電率 r = 2.65，リング幅 w = 1.0 mm，

図 6 のようになる．また，l は誘電体の厚さ，β は誘入射角 θ = 0 deg のとき誘電体の厚さ l を 1.0 mm〜電体の伝搬定数である．

20.0 mm まで変化させたときの Δφ1 ，Δφ2 を示す．

まず，ΔΦ について考察する．本リフレクトアレー

図 5 より，Δφ1 と Δφ2 はトレードオフの関係にあるアンテナにおいては，共振素子をリング形状にしてことが分かり，最適値は Δφ1 と Δφ2 の最大値が最小おり，FSR の特性としては共振したときに B が ±∞となる誘電体の厚さであり，両者の値が等しくなる点となる帯域阻止フィルタとして動作する．このとき，1116

論文／衛星放送受信用リフレクトアレーアンテナ

リングの半径 r は，隣のリングと重ならないように6.1 mm 以下に制限されるため，図 6 に示すように，B は −0.9〜0 の値を実現できない．このとき，dΦ2=−√dB
1 + (B − r cot βl)2(4)であり，実現できない B の範囲を ΔB と表し，実現できない反射位相 ΔΦ を以下のように近似する．

ΔΦ ≈ |dΦ|ΔBdB(5)

式 (4)，(5) より，実現できない反射位相 ΔΦ が最大となるのは，誘電体の厚さ l が次の条件の場合である．

B=√

誘電体の厚さ l の変化に対する Δφ1 ，Δφ2 （入射角 θ = 0〜60 deg）
Fig. 7 Δφ1 , Δφ2 vs. thickness l of dielectric substrate(incident angle θ = 0〜60 deg).
図7r cot βl(6)上記のように，実現できない B は −0.45 近傍であるため，これを式 (6) に代入すると，ΔΦ が最大となる誘電体の厚さ l は，図 5 のグラフを計算するのに用いたのと同じ設計パラメータでは 4.5 mm，12.2 mm 付近とな√る．一方，cot βl = ±∞，すなわち l/λ = n/2 r（nは自然数）のとき，B の値が 0 近傍であれば |dΦ/dB|は 0 となり，ΔΦ も 0 となる．これは，l = 7.7 mm，15.4 mm 付近のときである．
次に δΦ について考察する．リングの半径 r に対する最大位相変化量 δΦ は，次のように表される．

  dΦ  dΦ dB  Δr =  ・  ΔrδΦ ≈ drdB dr(7)

ここで |dΦ/dB| は，誘電体の厚さ l が式 (6) を満足す

図 8 素子間隔 d の変化に対する Δφ1 ，Δφ2 の最大値
Fig. 8 Maximum value of Δφ1 , Δφ2 vs. Elementspacing d.

るときに最大となる．また dB/dr は，図 6 に示すように共振したときに ∞ と最大となり，このとき B の値は60 deg まで考慮したときの Δφ1 ，Δφ2 を示す．図 7 よ±∞ となる．これより，式 (7) は B = ±∞ のときに最√大となり，これを式 (6) に代入すると，l/λ = n/2 rり，誘電体の厚さ l は約 2.8 mm のときに Δφ1 ，Δφ2となる．図 5 のグラフを計算するのに用いたのと同じ

いては，誘電体基板の入手性を考慮し，厚さ 3.2 mm

設計パラメータでは，l = 7.7 mm，15.4 mm 付近で最の基板を使用することにした．

大となる．一方，B = 0 付近では dB/dr が 0 に近い√の値が小さくなることが分かる．ただし，本設計にお図 8 に，誘電体の厚さ l が 2.8 mm 及び 3.2 mm の値をもち，式 (6) に代入すると，l/λ = (2n − 1)/4 r

ときの，素子間隔 d の変化に対する Δφ1 ，Δφ2 の最のときに式 (7) の最大値が最小となる．図 5 のグラフ大値を示す．図 8 より，誘電体の厚さ l を 3.2 mm にを計算するのに用いたのと同じ設計パラメータでは，することにより Δφ1 ，Δφ2 が約 10 deg 大きくなるこ

l = 3.8 mm，11.5 mm 付近で最小となる．とが分かる．また，素子間隔 d が大きくなると Δφ1 ，これらの結果は，図 5 に示した入射角 θ が 0 deg のΔφ2 が小さくなることが分かる．一方，グレーティン

ときの Δφ1 ，Δφ2 の計算結果とほぼ一致している．しグローブが発生しないための条件が式 (8) であり，素かし，本鏡面系では，入射角 θ の最大値が 59.3 deg で子間隔 d は 13.4 mm 以下である必要がある．製作誤あり，上記のように簡単な関係ではないことからパラ差を考慮し，素子間隔 d は 13.0 mm とした．

メトリックスタディによって求める必要がある．
図 7 に，TE 波及び TM 波に対して入射角 θ を 0〜d1
≤λ1 + sin θ(8)1117

電子情報通信学会論文誌 2012/9 Vol. J95–B No. 9

図 9 リング幅 w の変化に対する Δφ1 ，Δφ2 の最大値
Fig. 9 Maximum value of Δφ1 , Δφ2 vs. Ring width w.

Fig. 10

図 10 設計した共振素子の配置
Arrangement of designed resonant elements.

表 1 設計パラメータ
Table 1 Design parameter.

TE を表す．これらを用いて円偏波の反射位相を導き設計パラメータ

だす．なお，Rco は主偏波成分，Rcr は交差偏波成分

Frequency fCenter of mirror surface(x, y, z)
Relative permittivity rThickness of dielectric substrate lElement space dGradient of mirror surface θrRing width w

12.0 GHz(229.9, 0, −125.8)
2.65
3.2 mm
13.0 mm30.7 deg
0.4 mmである．

1  TMEEM(RT M + RTT E) − j(RTT M− RTT E)
2(13)
1  TM
EEM
Rcr =(RT M − RTT E) − j(RTT M+ RTT E)
2(14)
Rco =

図 9 にリング幅 w の変化に対する Δφ1 ，Δφ2 の最大値を示す．誘電体の厚さ l = 3.2 mm，比誘電率

図 10 に設計した共振素子の大きさを示す．共振素r = 2.65，素子間隔 d = 13.0 mm を固定し，リング子の大きさは，式 (13) で表される反射係数の主偏波

幅 w に対する特性を解析した．図 9 より，Δφ1 ，Δφ2成分 Rco の位相が式 (12) の所望の反射位相 Φ となるの最大値が最小となるリング幅 w は 0.4 mm が最適値ようにリングの半径 r を決定した．式 (13)，(14) よであることが分かる．

TETM
TM
TEり，RTM ，RT E が RT M ，RT E より十分に小さけれ

表 1 にリフレクトアレーアンテナの設計したパラTM
TEば RT
M と RT E の位相差が 0 deg 付近になると入射した電磁波のほとんどが主偏波成分として反射するメータを示す．

2. 5 共振素子の設計が，位相差が 180 deg 付近になると入射した電磁波の各共振素子に対する入射角 θ，φ は，式 (1) で示しほとんどが交差偏波成分として反射してしまうことがた単位ベクトル v の極座標表示であり，式 (10)，式(11) より求めることができる．
3. リフレクトアレーアンテナの特性解析
v = sin θ cos φi + sin θ sin φj + cos θkθ = cos−1(9)(k · v)(10)v · jv · i

(11)

φ = tan−1分かる．

電流分布法より，遠方界 E p を式 (15) を用いて解析を行う．

E p = −je−jkR{N − (N · eR ) eR }λR

N = z0(n × H i )Rco ej(kρ·eR ) dS



また，点 P の共振素子における所望の反射位相 Φ
は z 軸に垂直な平面波をつくるための光路長一定の条件により式 (12) のように導出できる．
Φ = k(L − P · k) + C

Aで定義し，TATM 波，TE 波は複素反射係数 RTT Bは入射偏波，TB は反射偏波を表し，それぞれ TM，1118

S= z0(12)(15)

m(k  × H i )Rco ,mnn


ej{k(mdi +ndj )·e R } d2(16)θp は一次放射器の中心軸と単位ベクトル v とのなす

論文／衛星放送受信用リフレクトアレーアンテナ(a) Phase

図 11 12.0 GHz における設計値に使用した振幅分布
Fig. 11 Ideal amplitude of aperture distribution.
(12 GHz)角，ρ は鏡面の中心から見た任意の共振素子までの位置ベクトル，eR は放射方向の単位ベクトルである．また，E i ，Hi は鏡面に入射する電磁界であり，一次放射器の放射パターンを cosp θp と仮定する．

Ei =Hi =2(2p + 1) cosp θpe−jkL· eeL2(2p + 1)
e−jkLcosp θp· ehz0L(17)(b) Amp.

(18)

図 12 12.0 GHz における開口面上の振幅，位相分布
Fig. 12 Calculated values of aperture distribution.
(12 GHz)

ここで，ee ，eh は入射電磁界の単位ベクトル，z0 は空間インピーダンスである．パラボラアンテナの開口振幅分布を測定したところエッジレベルが約 −20 dBとなっていたことを考慮し，式 (17)，(18) に用いられる定数 p を 4.8 として解析を行った．
図 11 に 12 GHz における設計に使用した開口面上の振幅分布，図 12 に式 (13) より求めた 12 GHz における開口面上の位相，振幅分布，図 13 に式 (14) より求めた 12 GHz における交差偏波の開口面上の振幅分布を示す．リフレクトアレーアンテナの設計では，
図 11 の振幅分布と，図 12 の位相分布を用いており，反射係数 Rco の位相のみを考慮し，全ての共振素子

図 13 12.0 GHz における交差偏波の開口面上の振幅分布
Fig. 13 Calculated amplitude distribution ofcross-polarization. (12 GHz)において反射振幅 |Rco | = 1 として設計している．一方，解析では図 12 の振幅分布と位相分布を用いてお分かる．これは，図 11 の振幅分布と図 12 の振幅分り，主偏波成分の反射振幅 |Rco | を考慮している．な布の差異と，図 13 に示すような交差偏波成分の増大

お，図 12 (a) に示した開口上の位相分布においては，によると考えられる．また，交差偏波成分の増大は，鏡面上部に大きな誤差が見られた．2. で示したように入射角 θ が大きい領域で TM 波，TE 波の反射位相が31 deg 以下の位相誤差で設計していたが，この部分に90 deg 以上の差があったからである．図 15 に放射パ

おいては内挿によって求めたリングの半径 r に大きなターンの設計値と解析値を示す．設計値と解析値を比誤差があったためである．

較したところ，反射振幅 |Rco | を考慮した解析値にお図 14 に利得の設計値と解析値を示す．図 14 より，いて，メインビーム，サイドローブ共に減少している．

12.0 GHz において利得が 1.2 dB 減少していることが図 11 の振幅分布，一様な位相分布で計算した理想の1119

電子情報通信学会論文誌 2012/9 Vol. J95–B No. 9

図 16
図 14 計算した利得
Fig. 14 Calculated gain.

図 15 計算した放射パターン
Fig. 15 Calculated radiation pattern.

パラボラアンテナと試作したリフレクトアレーアンテナ
Fig. 16 Manufactured reﬂectarray and parabolaantenna of marketing product.

図 17 測 定 系
Fig. 17 Measurement system.

開口能率は 79%であり，市販のオフセットパラボラアンテナの開口能率のカタログ値である 80%とよく一致フレクトアレーアンテナを示す．

している．なお，この 1%の差は，一次放射器の放射パリフレクトアレーアンテナの一次放射器はパラボラターンを式 (17) で近似したためと考えられる．また，アンテナに装着されているものをそのまま使用したが，設計値における開口能率は 53%，解析値では 40%でLNB（Low Noise Block Converter）が内蔵されておある．設計値は理想の開口能率より，26%低くなってり，搬送波周波数が中間周波数に変換されているため，いる．この原因は，Δφ1 ，Δφ2 の位相誤差である最大LNB を取り除いた同軸導波管変換回路を製作して搬

31 deg に加えて，前記のリングの半径 r の内挿誤差に送波周波数信号を直接取り込んだ．

よるものである．解析値は設計値より 13%低くなって

図 17 に測定系を示す．測定は，二次元スキャナをいることが分かる．この原因は，図 11 と図 12 (b) に用いて近傍界で測定した．制御 PC を用いて，近傍界/TM示した振幅分布の差であり，反射鏡の上部で RT
M と遠方界変換により放射パターン・利得を，近傍界/近E
RTT Eの位相差が 90 deg 以上になり，主偏波成分が交傍界変換により開口面分布を求めた．

差偏波成分に変換されているからである．

4. 試 作 評 価
4. 1 リフレクトアレーアンテナの測定方法

4. 2 リフレクトアレーアンテナの測定結果
図 18 に測定値の 12.0 GHz における開口面上位相分布，開口面上振幅分布を示す．図 18 と図 12 の位相分布より，解析値では反射鏡の上部の内挿誤差を除くパラボラアンテナを 2 台用意し，1 台のパラボナア

ほぼ全ての開口面上において ±45 deg 以下の位相誤差ンテナを比較用，もう 1 台を設計したリフレクトアであるのに対し，測定値では入射角が小さい領域ではレーアンテナの鏡面部と取り換え，パラボラアンテナ解析値と近くなっているが，入射角が大きい領域ではと比較する．図 16 にパラボラアンテナと試作したリ解析値に比べ大きい差が生じている．なお，開口面上1120

論文／衛星放送受信用リフレクトアレーアンテナ(a) PhaseFig. 20

図 20 利得の補正値
Corrected value of gain.

ラボラアンテナのカタログ値と測定値を比較すると中心周波数で約 2 dB 低下した．これは製作した同軸導波管変換回路の損失によるものである．この同軸導波管変換回路の損失を考慮し，図 19 に示したリフレクトアレーアンテナの利得を補正した結果を，図 20 に示す．図より，リフレクトアレーアンテナの解析値と(b) Amp.

図 18 12.0 GHz における開口面上の分布（測定値）
Fig. 18 Measured value of aperture distribution.
(12 GHz)

測定値に 1.6 dB の差が見られた．このとき，解析値の開口能率は 40%，測定値は 28%であり解析値と測定値で 12%の差が見られた．推定される原因を以下に示す．

•一次放射器の諸元が不明であったため放射パターンを cosp θp と仮定し解析している．

•

共振素子における反射位相を計算するとき，同じ大きさの共振素子を無限周期で配列したモデルで計算しているが，実際は有限であり，共振素子の個々の大きさも違うため相互結合や表面波の影響が生じる．

•解析する際に共振素子及び，金属板に導損が含まれていない．

•
図 19 利得の測定値
Fig. 19 Measured value of gain.

製作した一次放射器の同軸導波管変換回路の損失による影響を正確に把握できていない．

•

リフレクトアレーアンテナの設計においては，市販のオフセットパラボラアンテナの鏡面の取り付けの位相分布の測定値は，一次の波面の傾きが見られる．

具への取り付け方を，ある仮定に基づいていたが，実これは，測定系に対する被測定アンテナの設定誤差に際に取り付けた状態は，設計で仮定した取り付け方と加え，円偏波を用いることによるビームずれ [13] が加異なっている可能性がある．

わったと考えられる．図 18 の振幅分布より，図 12 の図 21 に 12.0 GHz におけるリフレクトアレーアン

解析値と同じように，入射角が大きい領域において振テナの放射パターンを示す．解析値，測定値を比較す幅の低下が見られる．

るとメインビームにおいては，ビーム幅が同等であり

図 19 にリフレクトアレーアンテナとパラボラアン一致していることが分かる．また，サイドローブ特性テナの利得の測定値を示す．図の上から順にパラボラもよく一致している．しかし，交差偏波は 0 deg 方向

アンテナのカタログ値，パラボラアンテナの測定値，において解析値より約 12.0 dB 高い．

リフレクトアレーアンテナの測定値となっている．パ
1121電子情報通信学会論文誌 2012/9 Vol. J95–B No. 9May 2006.
[8]

A.E. Martynyuk, J.I.M. Lopez, and N.A. Martynyuk,“Spiraphase-type reﬂectarrays based on loaded ringslot resonators,” IEEE Trans. Antennas Propag.,vol.52, no.1, pp.142–152, 2004.

[9]青木佑樹，出口博之，辻 幹男，栂 修平，“GA により”最適化された任意形状素子で構成するリフレクトアレー，[10]

C. Han, S. Hsu, K. Chang, and J. Huang, “A Ku/Ka-

信学技報，A·P2010-581, 2010.
dual band reﬂectarray to emulate a cylindrical reﬂector for Titan cloud precipitation radar and Altime-

図 21 12.0 GHz における放射パターン
Fig. 21 Radiation patterns. (12 GHz)ter,” IEEE Int. Symp. Antennas Propag., pp.1445–1448, 2007.
[11]

B. Strassner, C. Han, and K. Chang, “Circularlypolarized reﬂectarray with microstrip ring elements
having variable rotation angles,” IEEE Trans. An-5. む す びtennas Propag., vol.52, no.4, pp.1122–1125, 2004.
[12]

本論文では，リフレクトアレーアンテナを試作・測定することにより，設計法の妥当性を明らかにした．
入射角，入射偏波を考慮することで誘電体基板の厚さに最適値があることを示した．また，共振素子の形状が単純なリング型でも，共振素子の大きさを変化さ[13]

丹羽一城，牧野 滋，別段信一，廣田哲夫，野口啓介，伊東健治，徳永 淳，“モーメント法を用いた金属板装荷キャ” 信学技報，A·P2011-165,パシタンスグリッドの解析，2012.
電子情報通信学会編，アンテナ工学ハンドブック，pp.321–323, オーム社，2008.

（平成 24 年 1 月 6 日受付，3 月 14 日再受付）せるだけで十分な反射位相の制御が可能であることを示した．
試作したリフレクトアレーアンテナの解析値と測定値で利得差が中心周波数で 1.6 dB であった．また，中心周波数における交差偏波の利得は解析値に比べ測定値で 12 dB 高くなっている．これらの利得差を解明し，

吉田幸弘

（学生員）

平 22 金沢工大・工・情報通信卒．同年
同大大学院博士前期課程に入学．

交差偏波の発生が小さいリフレクトアレーアンテナについて設計していく．
文

献

[1]

佐藤郁郎，玉川 晉，岩田龍一，“方形金属格子による準光学分波器，” 信学論（B），vol.J67-B, no.4, pp.447–454,[2]

T.K. Wu, “Frequency selective surface and grid ar-岡田April 1987.
ray,” A wiley-interscience publication, 1995.
[3]

関 歓揮，牧野 滋，別段信一，廣田哲夫，野口啓介，水澤” 信丕雄，大塚昌孝，“金属板装荷 FSR の反射位相特性，
学技報，A·P2008-204, 2009.

[4]

川上由紀，堀 俊和，藤元美俊，山口 良，長 敬三，“地” 信学技報，A·P2008板付き周波数選択板の PMC 特性，
107, 2008.
J. Huang and J.A. Encinar，“Reﬂectarray antennas,”[5]

Wiley, New Jersey, 2007.
[6]

H. Deguchi, N. Takagi, M. Tsuji, and H. Shigesawa,“Microstrip reﬂectarray with oﬀset feed for improving eﬀective aperture area,” IEEE Int. Symp. Anten-[7]nas Propag., vol.3, pp.290–293, 2003.
井戸川貴志，出口博之，辻 幹男，繁沢宏，高木信夫，“単層マイクロストリップオフセットリフレクトアレーの” 信学論（C），vol.J89-C, no.5, pp.321–328,
簡易設計，1122

幸祐

（学生員）

平 22 金沢工大・工・情報通信卒．同年
同大大学院博士前期課程に入学．

佐々木秀輔

（学生員）

平 23 金沢工大・工・情報通信卒．同年
同大大学院博士前期課程に入学．

論文／衛星放送受信用リフレクトアレーアンテナ

牧野滋 （正員：フェロー）

廣田哲夫

（正員）

昭 52 京大・工・電気第二卒．同年三菱電機（株）に入社．地上マイクロ波回線用

昭 54 京大・工・電子卒．昭 56 同大大学
院博士前期課程了．同年日本電信電話公社

アンテナ，レーダ用アンテナ，地球局用アンテナ，衛星搭載用アンテナなどの研究に従事．同社情報技術総合研究所アンテナ（現 NTT）入社．マイクロ波〜ミリ波回路の研究に従事．この間，平 3〜4 米 UCLA滞在研究員．（株）NTT ドコモ勤務を経技術部長を経て，平 19 金沢工大教授．昭て，平 15 金沢工大・工・電気系・教授，現在に至る．昭 63 年度本会学術奨励賞，平 20 本会通ソ優秀論
文賞受賞．IEEE 会員．工博．

62，平 8，平 9，平 10 関東地方発明表彰発明奨励賞，平 10R&D100 賞，平 17 第 16 回電波功績賞電波産業会会長表彰，

平 18 市村産業賞貢献賞，平 21 本会通ソチュートリアル論文賞など受賞．IEEE Senior member．工博．

高橋徹（正員）昭 38 東北大・工・通信卒．同年三菱電機

平 4 早大・理工・電気卒．平 6 同大大学院修士課程了．同年三菱電機（株）入社．
以来，衛星通信，レーダ用アンテナの研（株）入社．同社通信機製作所にて，レーダ用アンテナ，衛星通信地球局アンテナ及び電波望遠鏡の開発・設計に従事．同社通究開発に従事．現在，同社情報技術総合研
究所アンテナ技術部に勤務．博士（工学）．
平 11 本会学術奨励賞受賞．IEEE シニア

別段

信一 （正員）信機製作所技師長を経て，平 9 金沢工大・工・電気電子系・教授．現在，同電気系・教授．平 20 本会通ソ優秀論文賞受賞．IEEE 会員．工博．

伊東

会員．

健治 （正員）昭 58 同志社大・工・電子卒，平 9 東北大
学工学研究科・電子工学専攻・後期博士課
程了．昭 58 三菱電機（株）に入社．衛星通信地球局，衛星搭載中継器，レーダ装置などに用いられるマイクロ波・ミリ波送受信機の研究・開発，RF-IC，携帯電話機の開発に従事．同社モバイルターミナル製作所・ハードウェア技術部長を経て，平 21 金沢工大教授．平 12，平 17 関東地方発明表彰発明奨励賞，平 18 近畿地方発明表彰発明奨励賞，平 14 第 50
回 オ ー ム 技 術 賞 な ど 受 賞 ．平 16〜20 IEEE Trans. MTTの Associate Editor，平 18〜20，平 22，平 24〜現在 IEEE
MTT-S Selected ADCOM member．平 20〜23 URSI-C 委員長．著書「モバイル通信の無線回路技術」（本会，共著）．
IEEE Senior member．博士（工学）．

野口

啓介 （正員）平 2 金沢工大・工・電子卒．平 4 東北大大学院博士前期課程了．同年（株）日立製作所入社．平 7 金沢工大・工・電子・助手．
現在，同電気系・教授．移動体通信用小形アンテナの研究に従事．平 10 電気学会論文発表賞，平 20 本会通ソ優秀論文賞受賞．
IEEE 会員．博士（工学）．

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