平成 26 年電気学会産業応用部門大会

1-82

一次直列コンデンサ方式を用いた
非接触給電における負荷抵抗値
学生員

小林

涼太＊

学生員

野沢

亨介

正

金子

員

裕良 (埼玉大学)

Resistance value of the load in the Contactless Power Transfer System with a Primary Series Capacitor
Ryota Kobayashi＊, Student Member, Ryosuke Nozawa, Student Member,
Yasuyoshi Kaneko, Member (Saitama University)
Concerning power transfer to the rotor’s circuit of excitation-type synchronous motors, we suggest the contactless
power transfer system with a primary series capacitor (S topology) for the compensation of leakage reactance. Thissystem can reduce the number of components in the rotor circuit by omitting the secondary resonant capacitor andthe smoothing capacitor. In this paper, we derived the resistance value of the rotor considering the inductance ofrotor windings and the full-bridge rectifier of rotor circuit in the S topology.
キーワード：界磁制御，回転変圧器，効率，同期電動機，非接触給電，力率

Keywords：contactless power transfer system, efficiency, field control, power factor, rotary transformer, synchronous motor

1.

VDC IDC

はじめに

VIN IIN

I2 V2

VL IL

Cos
R

Regulated
DC Power
Supply

近年，原油価格の高騰，地球環境の保護の点から自動車の燃費向上に対する要求が高まっている。その解決策としLて，ハイブリッド自動車や電気自動車の普及が進んでいる。

ηS
P1

これらのモータにはネオジムなどの永久磁石を使用した永P2

図 1 非接触給電システム(S 方式)

久磁石同期電動機(Permanent magnet synchronous motor)が使

Fig.1. Contactless power transfer system for S topology.

用されている。しかし，無負荷時の引きずり鉄損の発生や，熱や経年劣化による減磁といった問題点があることから，

ので，回転速度に制限があり，摩耗や粉塵が生じ，保守がレアアースフリーモータの研究開発が重要になっている。

必要である。ブラシレス励磁は発電機での用途が主で，始電動機の回転速度を上昇させる際には，弱め界磁制御が必動時に回転子を励磁できない。これらの問題点を改善する

要となるが，永久磁石同期電動機においては，回転子の永方式として，回転型非接触給電トランスを用いた励磁方式

久磁石が発生するに磁束に対して，固定子電流を操作してが提案されている(1)。非接触給電は接点不良，摩擦がなくク

逆方向の磁界を印加する必要があり，これが繰り返されるリーンでメンテナンスフリーといった特徴がある。
本研究では，二次側回路の小型軽量化を考慮し，漏れリと永久磁石が減磁してしまう問題が生じる。また、鉄損や逆起電力の増加による最高回転速度の制限などといった問

アクタンス補償用の共振コンデンサを一次側に直列接続し題点もある。

た一次直列コンデンサ方式(S 方式)の回転型非接触給電シス

以上の問題点を解決するため，電磁石同期電動機に着目しテムを構築し，さらに，整流器出力に平滑コンデンサを用た。電磁石同期電動機は回転子に電磁石を用いるため，弱いず，回転子の励磁巻線コイルのインダクタンスを用いてめ界磁制御が容易となり，回転時の鉄損や逆起電力を抑え平滑化を行う。また，平滑コンデンサを用いた場合と，省られる。さらに，発熱や弱め界磁制御の繰り返しによる減略した場合における，整流器を含む見かけ上の負荷の抵抗磁が生じないので、高効率化が期待できる。

値を導出し，界磁制御について検討した。

従来，電磁石を回転子に用いた同期電動機や発電機では，回転子の励磁方式としてスリップリングやブラシレス励磁2.

が用いられてきた。しかし，スリップリングは接点を持つ〈2･1〉

非接触給電システム
非接触給電システム

図 1 に一次直列コンデ

1［ I - 357 ］Ⓒ 2014 IEE Japan平成 26 年電気学会産業応用部門大会

1-82

V'IN I'IN V'1 r'1

jx'1 V'0 jx2

r2

表1

V2 IL

ηmaxS と RLmaxS の k と Q を用いた表現

Table 1. Expression using k and Q of ηmaxS and RLmaxS.

I2

I'0

-jx's

最大効率 ηmax

最大効率抵抗負荷 RLmax

r'0
S

RL

方

jx'0

RL max = r2 k 2Q1Q2 + Q2

2

η max =式
SP

図 2 詳細等価回路

方Fig.2. Detailed equivalent circuit.

RL max = r2 Q2式

V'IN I'IN V'1

jx'1

V'0

jx2
I2

I'0

-jx'os方RL

図 3 簡易等価回路

11+2k Q1Q2R L I L2.......................................... (4)R L I L2 + r1′I 1′ 2 + r2 I 22

S 方式における各部電流を(5)式のように示し，(3)式ととFig.3. Simplified equivalent circuit.

もに用いると，(4)式は(6)式となる。

ンサ方式(S 方式)での非接触給電システムの構成を示す。高

′ ，I 2 = I L ........................................................ (5)I 1′ = I IN

周波電源にはフルブリッジインバータを使用し f0 = 50kHzの高周波を給電トランスの一次側に入力する。トランスコ

ηS =アにはフェライトを，巻線にはリッツ線を用いる。
給電トランスを T 形等価回路で表RL............................. (6)r1′ 2
2
RL + ( x2 + x0′ ) + RL + r2
2
x0′

[

]

S 方式のトランス最大効率 ηmaxS とその時の抵抗負荷の値

し，直列コンデンサ COS，抵抗負荷 RL を加えた詳細等価回

RLmaxS はそれぞれ(7)，(8)式で求めることができる。

路を図 2 に示す。給電トランスの巻数比を a ＝N1 / N2 とし，一次側諸量は二次側に換算し’（ダッシュ）をつけて表す。

1

η maxS =実際の給電トランスでは，フェライトコアとリッツ線を用

1+

いると，鉄損を表す r0’と巻線抵抗 r1’，r2 は電源周波数 f0 において，トランスのリアクタンス x0’，x1’，x2 に比べ十分小さい。従って r0’と r1’，r2 を省略した図 3 に示される簡略等

R LmaxS =価回路で解析を進める(2)。トランスの一次側から見た抵抗負2r1′
x 0′ 2r
r1′(x 2 + x 0′ )2 + 2 x 0′ 2]

 x′ R 2 + x2 ( x0′ + x2 )
RL x0′2+ j  0 2L
+ x1′  ............. (1)2
2
R + ( x0′ + x2 )
 RL + (x0′ + x2 )


〈2･4〉

2
L

........................ (7)rr1′(x 2 + x 0′ )2 + 2 x 0′ 2 ................................... (8)荷を含むインピーダンス Z = V1 / I1 は(1)式で表される。

[

η max =

RL max = kr2 Q1Q 2

2
1
k2
+
k Q1Q2 Q12定義できる。

ηS =

Z=

1+

式

jx'0

〈2･2〉 等価回路

1

η max =1 Q2
+1
k 2 Q1

SS

V2 IL

1
2
1
1
+
1+
k Q1Q2 k 2Q12

最大効率の k と Q による表現

結合係数 k とコイルの性能 Q を(9)式のように定義し，(7)，(8)式を k と Q

直列コンデンサ COS の値は，一次側から見たときの力率がを用いて表した。その結果と，SP 方式，SS 方式において同

1 となり，(1)式の虚数部が 0 となるように，(2)式の値に決様にして求めたもの(5)を，表 1 に示す。ここで，L1，L2 はそめる(3)。

れぞれ 1 次巻線，2 次巻線の自己インダクタンス，M は相互[]

インダクタンスである。

x ′ R 2 + x 2 (x 0′ + x 2 )1′ = 0 L= x OS+ x1′ ................ (2)2′ω 0 C OSR L2 + (x 0′ + x 2 )k=

S 方式では，SP 方式(4)と違い，2 次側の負荷抵抗 RL によって直列コンデンサ COS の値が変化する。入力と出力の関係

ωL1
r1, Q2 =

ωL2
r2......................... (9)k と Q の値が大きいほど最大効率 ηmaxS が上昇し，ηmaxS に得られた。また，RLmaxS も k と Q の値が大きいほど大きくx ′ + x 2  ..................................
1′ =  − j
I L
I IN
RL + 0(3)x 0′x 0′ 

鉄損を無視した場合の給電効率

L1 L2, Q1 =

ついて，S 方式においても SP 方式，SS 方式と同様の特性が式は(3)式のようになる。

〈2･3〉

M

なり，S 方式においては，RLmaxS の大きいものほど ηmaxS も上昇し，高いトランス効率を得るためには，負荷の抵抗値は

図 2 で鉄損大きい方が良いことが分かった。

を無視した場合を考えると，(4)式のようにトランス効率を2［ I - 358 ］Ⓒ 2014 IEE Japan平成 26 年電気学会産業応用部門大会

1-82

表 3 トランス定数

Table 3. Parameters of transformer.
Frequency

f0 [kHz]

50

gap

[mm]

1

r0 [mΩ]

162.0

r1 [mΩ]

40.17

r2 [mΩ]

5.640

l0 [µH]47.72

l1 [µH]12.72

l2 [µH]

2.721

k

0.643

ηmax [%]

98.71

RLmax [Ω]

2.277

R [Ω]

0.8

L [mH]

32.03

図 4 トランスの構成
Fig.4. Dimensions of transformer.

Transformer
Parameters

図 5 回転型非接触給電トランスの軸への取り付け
Fig.5. Attachment to the shaft of the transformer.

Exciting
Windings

表 2 トランスの仕様
Table 2. Specifications of transformer.

Mechanical gap

350mm，直径 15mm の円柱で，トランスの中心部に配置す

1 mmる。また，回転型非接触給電トランスでは，回転トランスの中心部を回転軸が貫く形になる。非接触給電では，トラWindingPrimary

12 T

wires

Secondary

3T

Primary

0.1mmφ×300

Secondary

0.1mmφ×1600

ンス間に高い周波数の磁界を発生させて給電を行う。その際，漏れ磁束が回転軸などの周囲の磁性体に鉄損を発生させ，トランス効率が低下する。今回は，漏れ磁束による効率の低下を減らすため，回転軸に非磁性ステンレス鋼

Litz wire(SUS304)を用いた。トランス間ギャップ 1mm，共振周波数
50kHz で駆動した場合，(7)，(8)式より ηmaxS は 98.71%，RLmaxS はCore

TDK PE90

2.277Ω となった。

4.

3.

回転型非接触給電トランス〈3･1〉 回転型非接触給電トランスの仕様

負荷の見掛け上の抵抗値〈4･1〉

平滑コンデンサを省略した場合(6)

二次側回

回転型非

路の小型軽量化を考慮し，整流器出力に平滑コンデンサを接触給電システムで用いるトランスの寸法を図 4 に，仕様

用いず，回転子の励磁巻線コイルの L を用いて電流を平滑を表 2 にそれぞれ示す。トランスにはフェライト(PE90)を用化する場合について考える。この場合，整流後の電圧は脈い，巻線にはリッツ線を用いた。トランスの基本定数測定流となる。整流前の電圧実効値と整流後の電圧平均値は異は，電源周波数を f0 = 50kHz とし，トランスの一次側から二なるため，計算に用いる抵抗値は，実際の負荷の抵抗値 R

次側開放時と短絡時，および二次側から一次側開放時と短と異なる。整流器前からみた，整流器を含む回路の抵抗値

絡時の R と L を LCR メータで測定した。そのときのトラン

を見掛け上の抵抗値とし，RL で表わす。
2 次側の回路に着目し，図 6 に示すように，2 次側コイル

ス定数を表 3 に示す。
回転軸への回転型非接を電源リアクタンスが x2，内部抵抗が r2 の正弦波交流電源

触給電システムの取り付けは，一次側トランスを固定し，〈3･2〉 回転軸への取り付けとし， 2 次側回路を負荷が RL のダイオード単相全波整流回

二次側トランスと整流回路を軸に固定する。回転軸への取路とみなす。高周波回路において，r2 は x2 に比べて十分にり付けを行った写真を図 5 に示す。二次側トランス以降の小さいため無視する。ダイオード単相全波整流回路では，二次側回路は回転子とともに回転する。回転軸は，長さ

電源電圧 v の正の半サイクルでは D1，D4 が，負の半サイク
3［ I - 359 ］Ⓒ 2014 IEE Japan平成 26 年電気学会産業応用部門大会

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x2

r2

V2 I2

∫

VL IL

u

0

D1

D2

R

0

左辺は Au[Volt-radian]に相当するので，(13)式が成り立つ。

L

D4

Au = ∫

u0

Fig.6. Secondary circuit.

cos u +
D1

D2

D4

D3

2VF
2x2 I L................................. (14)
u =1−
V
V

電流重なりを考慮した平均直流電圧を VL とすると(15)式が成立する。

vLed

2V sin θdθ = 2V (1 − cos u ) .................... (13)(12)，(13)式より，(14)式が求まる。

図 6 2 次側回路導通している
ダイオード

Au

VL = E D −
VD

電圧

0

u

I

..................................................................................... (12)v
D32V sin θdθ = x 2 [i ]−LI L + ∫ VF dθ = 2 x 2 I L + 2uVF

π

0

VF

π

− 2V F =

2 2

π

V−

2 x2

π

I L − 2V F ..... (15)(15)式より，直流電流 IL(=VL/R)を求めると，(16)式が得ら

θ

2π

Au

れる。

v

2 2

u

V − 2VFIL = π.................................................... (16)
2 x2
R+

π

(16)式を V について変形すると(16)式となる。
IL

電流

0

θ

V=

i2

π 


2x2 
 I L + 2V F  .............................. (17) R +π 
2 2 


図 7 転流遅れ角を考慮した単相全波整流回路の動作と波形

よって，(17)式を(14)式に代入し，ニュートン・ラフソン

Fig.7. Waveforms and operation of the single-phase full-wave rectifier法を用いることにより，任意の負荷電流値における重なり
角 u [rad]を求めることができる。

circuit considered overlap current.

次に，2 次側電圧実効値 V2 を求める。2 次側電圧 v2 は(18)式のように表される。

ルでは D2，D3 が導通して，出力電圧 ed は整流された波形になる。 v = 2V sin θ とすると，ed の平均値 ED は(10)式になる。ここで，V は v の実効値である。

ED =

1

π

π ∫0

v(θ )dθ =2 2π(0 ≤ ωt ≤ u, π < ωt ≤ π + u )0v 2 (t ) =  2V sin ωt (u < ωt ≤ π , π + u < ωt ≤ 2π )V ..................................... (10)..................................................................................... (18)

リアクタンス x2 を考えると，交流電流 i は急変できない

実効値 V2 は(19)式となる。

ために転流に遅れが生じ，D1，D4 と D2，D3 の両組が同時にV2 =導通状態となる。L は十分に大きく，直流電流 id が脈動をもたない一定値 IL とすると，D1，D4 の電流は IL より徐々に 0となり，D2，D3 の電流は 0 から徐々に IL となる。

また，2 次側電流実効値 I2 を求める。i2 を最大値 IL，最小

図 7 に転流遅れ角を考慮した単相全波整流回路の動作と値-IL の台形波に近似すると，(20)式のように表され，その実
効値 I2 は(21)式となる。

波形を示す。転流遅れ角を u [rad]とすると，この期間では全ダイオードが導通しているので，直流電圧 ed は 0 となり，

2
 I θ − I L (0 ≤ θ ≤ u )i 2 (t ) =  u L................................ (20)(u < θ ≤ π )
IL

図中の Au に相当する電圧が低下する。転流遅れ時間中は電源とダイオードで閉回路ができ，電源電圧 v はリアクタンス
x2 とダイオードに加わるので，ダイオードの閾値電圧 VF にI2 =よる電圧降下を考慮すると，(11)式が成立する。

v = x2ω 2ωπ 2u 1
v2 (t )dt = V 1 − +sin 2u ........ (19)
∫
0
2π
π 2π

di
+ 2VF ......................................................... (11)
dθ

1

π 2

i (t )dt = I
π∫
0

2

L

1−

2u
............................ (21)3π

よって，(19)，(21)式より負荷の見掛け上の抵抗値 RL (=V2

θ = 0°で i = - IL，θ = u で i = IL の条件のもとに積分する/I2)は(22)式となる。

と(12)式となる。
4［ I - 360 ］Ⓒ 2014 IEE Japan平成 26 年電気学会産業応用部門大会

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VIN IIN

I2 V2

表 4 計算値とシミュレーション値，実験値の比較(平滑 C 無し)

VL IL

Table 4. Comparison with a calculated value, and a simulation value andCosan experimental value (when a smoothing capacitor is omitted).

R

IL [A]COS [µF]

5.00

0.2115

L

ηTR
P1

P2
図 9 実験回路

Fig.9. The circuit used in the experiment.

x2

r2

V2 I2

3.00

VD ID
D1

pfIN

計算値

1.783

1

シミュレーション値

1.888

0.998

実験値

1.718

0.975

計算値

2.037

1

シミュレーション値

2.201

0.997

実験値

1.864

0.985

計算値

2.669

1

シミュレーション値

2.975

0.996

R

実験値

2.391

0.979

L

表 5 計算値とシミュレーション値，実験値の比較(平滑 C 有り)

VL IL
1.50

D2

v

0.2045

RL [Ω]

0.1923C
D3

D4

Table 5. Comparison with a calculated value, and a simulation value and
図 8 2 次側回路

an experimental value (when a smoothing capacitor is used).
IL [A]

Fig.8. Secondary circuit.

COS [µF]
計算値

1−

π 

2 x 2  2VF 
RL =+ R +π  IL 
2 2 uπ1
sin 2u
2π
2u
1−
3π

5.00

+

3.00

0.241

0.230

..................................................................................... (22)
上式により，負荷電流 IL によってダイオードの内部抵抗値が変化し，RL が変化することがわかる。そのため，弱め

1.50

界磁制御により IL を変化させると負荷抵抗値 RL が変化し，共振条件が変わってしまう。変動を少なくするためには，

0.209

RL [Ω]

pfIN

1.062

1

シミュレーション値

1.036

0.999

実験値

0.994

0.947

計算値

1.290

1

シミュレーション値

1.236

0.997

実験値

1.077

0.978

計算値

1.861

1

シミュレーション値

1.704

0.979

実験値

1.537

0.995

VF を相対的に小さくする必要があり，巻線抵抗値の大きい
回転子に有効と考えられる。
平滑コンデンサを用いた場合，整流後の電圧，電流ともに

V2 = RL I 2................................................................ (25)
 VL = RI 2

平滑化される。
〈4･1〉と同様に 2 次側回路に着目すると，よって，負荷の見掛け上の抵抗値 RL は(26)式となる。

〈4･2〉 平滑コンデンサを用いた場合十分に大きな

図 8 のように表せる。

RL =整流直後(平滑前)の電流平均値 ID は，負荷電流値 IL と等しくなる。また，整流ダイオードの電流導通期間は x2 が大きいほど長くなるため，非接触トランスのように x2 が十分(22)式と同様に，負荷電流 IL によってダイオードの内部抵

大 き い 場 合 の 2 次 側 電 流 i2 を 正 弦 波 に 近 似 し ，i 2 = 2 I 2 sin θ

2V 
2 2
 R + F  ............................................... (26)
π 
IL 

抗値が変化し，RL が変化することがわかる。
〈4･3〉とする。iD は i2 を全波整流した波形であるたシミュレーションと給電実験(22)，(26)式の妥当性を確認するため，IL を 5.0A，3.0A，1.5A の 3 つの場

め，平均値は等しい。よって，負荷電流値 IL は(23)式のよう合について，PSIM を用いたシミュレーションと回転子へのに求まる。

給電実験を行った。回転子は若干の変動はあるが巻線抵抗

IL =

1

π

0.8Ω，巻線インダクタンス 32.03mH であり，十分に平滑化

2 2

I ..................................... (23)i (θ )dθ =π∫π2ができるものとした。また簡略化のため電源には方形波イ

2 次側電圧 v2 は矩形波となり，整流ダイオードの閾値電圧

ンバータを用いず，図 9 に示すように正弦波交流電源を用

02を考慮しない場合，v2 の実効値 V2 と負荷電圧平均値 VL は等いた。

しくなる。閾値電圧を考慮すると，(24)式の関係が成り立つ。

(22)，(26)式により算出した計算値との比較をそれぞれ表V2 = VL + 2VF ............................................................ (24)

4，5 に示す。また，5A の場合の各波形を図 10，11 に示す。

さらに，オームの法則により(25)式の関係が成り立つ。

シミュレーションの結果，一次側力率 pfIN はほぼ 1 となり，
式の妥当性を証明できた。平滑コンデンサを用いた 1.5A 給
5［ I - 361 ］Ⓒ 2014 IEE Japan平成 26 年電気学会産業応用部門大会

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10V

VIN

10V

VIN

5A

IIN

5A

IIN

10V

V2

10V

V2

5A

I2

5A

I2

10V

VL

10V

VL

IL

5A
0

IL

5A
10

20
30
time [µs]

40

50

0

10

20
30
time [µs]4050

図 10 平滑コンデンサを省略した場合の電流電圧波形(IL =5A)

図 11 平滑コンデンサを用いた場合の電流電圧波形(IL =5A)

Fig.10. Current and voltage waveforms when a smoothing capacitor isFig.11. Current and voltage waveforms when a smoothing capacitor isomitted.(IL =5A)

used.(IL =5A)

電の場合，誤差が大きくなるが，これは 2 次側電流が十分に正弦波にならなかったためと思われる。実験ではシミュ文

レーションに比べ誤差が大きくなってしまったが，これは配線のインダクタンスやギャップ長の変動によるトランス(１) J.P.C. Smeets, L. Encica, E.A. Lomova : “Comparison of Winding
Topologies in a Pot Core Rotating Transformer”, Optimization ofElectrical and Electronic Equipment (OPTIM), 12th International
Conference, pp. 103-110 (2010)(２) 金子裕良, 松下真也, 及川康史, 阿部 茂 : 「直列および並列共振コンデンサを用いた移動型非接触給電と給電効率」,電気学会論文誌.D,
産業応用部門誌,Vol.128,No.7, pp.919-925 (2008)
Yasuyoshi Kaneko, Shinya Matsushita, Yasufumi Oikawa, Shigeru Abe :“Moving Pick-Up Type Contactless Power Transfer Systems and their
Efficiency Using Series and Parallel Resonant Capacitors”(３) 谷藤光, 野沢亨介, 金子裕良, 阿部茂 : 「一次直列補償コンデンサを用いた回転励磁回路への非接触給電」,電気学会半導体電力変換研究会資料, SPC-13-014 (2012)
Hikaru Tanifuji, Ryosuke Nozawa, Yasuyoshi Kaneko, Shigeru Abe :“Contactless Rotating Power Transfer to the Exciting Circuit with thePrimary Series Capacitor”(４) 藤田敏博, 金子裕良, 阿部茂 : 「直列および並列共振コンデンサを用いた非接触給電システム」，電気学会論文誌.D,産業応用部門誌，Vol.127，No.2，pp.174‐180 (2007)
Toshihiro Fujita, Yasuyoshi Kaneko, Shigeru Abe : “Contactless Power
Transfer Systems using Series and Parallel Resonant Capacitors”(５) 遠井敬大, 金子裕良, 阿部茂 : 「非接触給電の最大効率の結合係数 kとコイルの Q による表現」，電気学会論文誌.D,産業応用部門誌，Vol.132，No.1，pp.123‐124 (2011)
Takahiro Tohi, Yasuyoshi Kaneko, Shigeru Abe : “Maximum Efficiency ofContactless Power Transfer Systems using k and Q”(６) 矢野昌雄, 打田良平 : 「セメスター大学講義 パワーエレクトロニ
クス」, 丸善, pp.45 – 63 (2000)

定数の変化が原因と思われる。
図 10 からわかるように，
平滑コンデンサを省略した場合，
2 次側電圧に大きなサージが発生する。
〈4･1〉で VF を相対的に小さくする必要があると述べたが，負荷抵抗値を大き
くし電圧値を上げると，サージも非常に大きくなってしまう。そのため，サージの低減が求められる。図 11 より，平滑コンデンサを用いるとサージが減少していることがわか
る。

5.

献

まとめ

弱め界磁制御が容易な電磁石同期電動機における回転型
非接触給電トランスを製作し，二次側回路の小型軽量化の観点から，一次直列コンデンサ方式(S 方式)の回転型非接触給電システムを構築した。
S 方式における最大効率及びその時の抵抗負荷の値を k とQ を用いて表し，その関係性を確認した。また，平滑コン

デンサを省略した場合，用いた場合それぞれについて，整流回路を含む励磁巻線の見掛け上の抵抗値を導出し，その妥当性を確認した。S 方式は共振条件が負荷抵抗値 RL に依存しているが，整流ダイオードの閾値電圧により，負荷電
流 IL を変えて界磁制御を行うと RL も変化し共振条件が変化することを確認した。トランス効率，RL の変動の観点から，
S 方式は負荷抵抗値の大きいものなど，電圧の大きい場合に有効であるとわかったが，大きなサージが発生してしまう
ことが問題である。平滑コンデンサを用いればサージの低減は行えるが，小型軽量化の観点から望ましくない。今後
他のサージの低減方法を検討していきたい。
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