マトリックスコンバータを用いた
三相 DAB 型 AC-DC コンバータの実機検証
学生員

山ノ口皓喜正員

渡辺大貴上級会員

伊東淳一（長岡技術科学大学）
Verification of Three-Phase DAB Type AC-DC Converters with Matrix Converter
Koki Yamanokuchi, Student Member, Hiroki Watanabe, Member, Jun-ichi Itoh, Senior Member(Nagaoka University of Technology)
This paper proposes an isolated AC-DC converter combining a three-phase DAB converter and a matrix converter.
The proposed circuit simultaneously achieves high efficiency due to the three-phase DAB converter andminiaturization due to the matrix converter. In addition, this paper introduces synchronous PWM control to reduce theswitching frequency of the matrix converter. The switching frequency of the proposed method is reduced to 44%
compared with the conventional method. The experimental results for the 1kW-system demonstrate a maximum
efficiency is 96.9% and a system current total harmonic distortion (THD) is 1.54% at the rated load.
キーワード：マトリックスコンバータ，三相 DAB コンバータ，同期 PWM 制御

Keywords：Matrix converter, Three-phase DAB converter, Synchronous PWM control

1.

三相対称トランスによりエネルギー密度が増加し，小型化はじめにが可能となる。しかし，DAB コンバータの構成と同様にエ

近年，電気自動車(EV)等の車載充電器や DC グリッドなネルギー蓄積要素が必要であるため，昇圧インダクタや初どにおいて，絶縁型 AC-DC コンバータの高出力化および小期充電回路が必要となり，システムが大型化する。

型化の観点から，PWM 整流器と Dual Active Bridge (DAB)コンバータを用いた構成が注目されている(1)。DAB

そこで，著者らは 1 次側に三相-三相マトリックスコンバコンバーータを用いた三相 DAB 型 AC-DC コンバータを提案していタは絶縁部が高周波トランスとなることやゼロ電圧スイッる(5)。提案回路では，三相-単相マトリックスコンバータのチング(ZVS)による損失低減により小型化することが可能利点を生かしつつ，大電力時の高パワー密度化が可能となである。しかし，PWM 整流器における昇圧インダクタやる。一方，三相マトリックスコンバータを適用する場合，平滑キャパシタによりシステムの大型化を招く。

電圧利用率の制限，入力電流と出力電圧の三相平衡，転流

そこで，従来の PWM 整流器と DAB コンバータの 1 次側などの多くの課題がある。三相 DAB コンバータでは三相平を三相-単相マトリックスコンバータに置き換えた回路構成

衡を保ちつつ高周波出力する必要があるが，従来の仮想が提案されている (2)。マトリックスコンバータはエネルギ

AC/DC/AC 変換方式(6)や直接変換方式(7)のような制御手法でー蓄積要素が不要であることや電力変換回数の削減によるは，伝送周波数に対してスイッチング周波数が増加し，ハシステムの小型化が可能となる。しかし，大電力時は導通ードスイッチング(HSW)の増加により効率が悪化する。
本論文では，マトリックスコンバータの同期 PWM 制御損失が支配的であるため，高周波トランスやスイッチングを提案する(8)。本手法は，三相インバータの同期 PWM 制御デバイスの冷却器が大型化する。
一方，大電力用途に用いる DAB コンバータの高パワー密を基にし，スイッチング回数を従来法に対して 44%に低減度化を目的に三相 DAB コンバータが提案されている(3)(4)。

できる。本手法は文献(8)にてシミュレーションにより所望

三相 DAB コンバータは DAB コンバータに対して電流実効の動作を確認しているが，本論文では実機にて詳細に評価値やターンオフ電流，出力電流リプルの低減が可能となする。1 kW のミニモデル試験機において全負荷領域で所望り，大電力用途に適している。また，三脚鉄心を利用したの動作を確認し，最高効率 96.9%および定格負荷時の系統

1

は 3 レベルインバータの 1 パルス動作におけるゼロ電圧期電流ひずみ率(THD)1.54%を達成したため報告する。

2.

間， は電圧レベルの違いによる電圧時間積の誤差を補償提案回路構成する期間を示している。マトリックスコンバータの同期

図 1 に従来回路および提案した三相 DAB 型 AC-DC コン

PWM 制御では出力電流のビート重畳抑制と入力電流制御を両立するためにとを以下で与える。

バータの回路図を示す。従来回路は三相 PWM 整流器と三相 DAB コンバータで構成される。提案回路は三相マトリッ1 =  .......................................................................... (3)6

クスコンバータと三相分の高周波トランス，三相 DAB コン
バータの 2 次側として動作する PWM 整流器で構成される。

vmid
1  .......................................... (4)v−vtan  max min = tan −1 

高周波トランスは密結合トランスとし，極力漏れインダクタンスを小さく設計する。また，トランス構造は ZVS 範囲拡大，出力電流リプルの低減，ターンオフ負電流の低減等

ここで，vmax, vmid, vmin は入力相電圧を大小関係で示していの観点から Y-Δトランスとする(4)。従来の三相 DAB コンバる。(3)および(4)式で動作することで入力電流を力率 1 の正ータにおける Y-Δトランスの巻き数比 NCon.は相電圧と線間弦波で制御し，かつトランス電流のビート重畳を抑制する

電圧の関係から(1)式で求められる。
1 Vdc
N Con. =.............................................................. (1)3 Voutことができる。本方式での伝送 1 周期当たりの転流回数は出力 1 相分で 4 回であり，従来法に対してスイッチング回数を最大 44%(=4/9)に低減できる。

ここで，Vdc は三相 DAB コンバータの 1 次側電圧である

図 4 に提案回路の制御ブロック図を示す。電圧大中小判

DC リンク電圧，Vout は負荷電圧である。

定では，(2)式で用いる vmax, vmid, vmin の導出および電圧転流

一方，提案回路の場合はマトリックスコンバータの電圧を行うための入力電圧大小関係をセクタとして判定する。

利用率が従来の Back-to-back システムより低いため，その転流方式は転流セレクタにより決定する。本論文では基本分トランスを用いて昇圧する必要がある。トランスの巻き的に電圧転流を適用し，電圧転流が転流失敗する可能性の数比 NPro.はマトリックスコンバータの最大電圧利用率およ

ある特定のスイッチングのみ電流転流を適用する。例えび入力線間電圧 Vin の関係から(2)式で求められる。
1 Vin
N Pr o. =.............................................................. (2)2 Voutば，vmax と vmid の切り替わり付近±10V の範囲では Smax およ3.

NCon.:1

提案回路の制御法

VoutVdc

一般的なマトリックスコンバータの制御として仮想AC/DC/AC 変換方式(6)および直接変換方式(7)がある。直接変(a) Conventional circuit.

換方式は出力電流がスイッチング周期で一定と考えて変調

Sxy

Syx

x : Input phase (r, s, t)y : Output phase (u, v, w)

を行うため，出力がスイッチング周波数と同程度である高周波用途への適用は困難と思われる。仮想 AC/DC/AC 変換

20W
1mF(z:0.2) (%Yc:3.8%)

方式は仮想電流形整流器と仮想電圧形インバータを分けてirvr

Su piu1

Swpiout

iu2

vuv1

変調し，合成することでスイッチングするため，従来の高Svp

NPro.:1

vuv2Vout

周波インバータの変調法がそのまま適用できる。しかし，Vin=200V 338mH
50Hz (%ZL:0.27%)
fc:5kHz

伝送周波数がスイッチング周波数と同等となる高周波用途
では，三相対称なスイッチング波形の生成が困難となり，

50V
1kW289mH

Stw

Sun

SvnSwn(b) Proposed circuit.
Fig. 1. Three-phase DAB type AC-DC converter.

入出力三相平衡および電圧時間積一定の条件を満足できない。文献(9)では，入出力三相平衡を満足する最低限度であCarrier

る伝送周波数の 3 倍にスイッチング周波数を設定すること

10
Smax 10Smid 101
Smin 0で高周波出力と系統電流制御を実現している。
図 2 に文献(9)の仮想 AC/DC/AC 変換方式を用いた場合のゲートパルス波形を示す。なお，S の添え字は入力相電圧の大小関係を表し，ゲートパルスの 1 は双方向スイッチのFig. 2. Gate pulse of conventional method at transmission cycle.

オン，0 はオフを示している。本手法はスイッチング周波

Carrier数が伝送周波数の 3 倍であるため，本手法での伝送 1 周期

10Smax 10Smid 101
Smin 0当たりの転流回数は出力 1 相分で最大 9 回となる。
図 3 にマトリックスコンバータの同期 PWM 制御(10)を用いた場合における出力 1 相分のゲートパルス波形を示す。
本方式は 3 レベルインバータの同期 PWM 制御を基とし，

Carrier



Fig. 3. Gate pulse of synchronous PWM strategy at transmission cycle.
2

び Smid 間の転流時に電流転流を適用する。電流転流で用いよる電力伝送が増加し，電力に誤差が生じる。ただし，こる電流方向は，高周波の場合の電流を正確に検出することの時の系統電流ひずみ率は 1.54%と低く保たれている。

が困難であるため，電流方向推定により推定して電流転流

図 6(b)に同図(a)の赤四角における高周波部の電圧電流波のスイッチングに反映する。本論文では同期 PWM 制御を形である。1 次側では伝送周期 1 周期で 2 回のサージ電圧用いた提案回路の電流式が未導出であるため，シミュレーが発生している。これは U 相と V 相で 1 回ずつ HSW してションで確認した上で電流方向を実験的に与える。2 次側いるためである。一方，2 次側ではサージ電圧は発生しての PWM 整流器は三相 DAB コンバータと同様にスイッチンいない。これは，三相 DAB コンバータと同様に定格電力時グする。トランスが Y-Δトランスであるため，位相差は電のスイッチが全て ZVS を達成しているためである。

力を送るための位相シフト角に/6 rad を加えている。

図 6(c)および図 6(d)に Sus で HSW が発生する場合と，全図 5 にマトリックスコンバータの負荷電流が正方向の時スイッチで ZVS を達成する場合において関係あるスイッチの 4 ステップ電圧転流動作を示す。図 5(a)の電圧が高い相のゲート信号および D-S 間電圧を示す。本条件は図 6(b)のから低い相へ転流する場合，電圧が高い側のスイッチがオ赤四角の条件である。図 6(c)では中間相(R 相)から最小相 Sフすることで転流するため，転流期間中に電圧が低い側の相への電圧転流かつ負電流であるため，図 5(b)で示したよスイッチに溜まった電荷を引き抜くことができる。一方，

うに Sus で HSW となっている。一方，図 6(d)では最小相(S同図(b)の電圧が低い相から高い相へ転流する場合，電圧が相)から中間相(R 相)への電圧転流かつ負電流であるため，高い側のスイッチがオンすることで転流するため，転流期

表 1 で示すように全スイッチが ZVS を達成している。
図 7 にシステム効率特性を示す。定格電力において効率間中に電圧が高い側のスイッチに溜まった電荷を引き抜くことができず HSW が発生する。

95.5%，0.65p.u.において最高効率 96.9%を達成した。軽負表 1 に 4 ステップ転流における ZVS の可・不可について

荷の効率低下は DAB コンバータと同様に ZVS 未達成によ示す。本表は図 5 と同様に 4 ステップの電圧転流と電流転るスイッチング損失とトランスの循環電流による銅損の増流の各条件で検討した結果である。転流手法と電流方向，加によるものである。今後の課題として更なる効率の改善

スイッチングの条件はそれぞれ双対の関係となっている。

を目指してトランスや入力フィルタの最適化，軽負荷にお4.

ける電流不連続モードの適用などが挙げられる。

実験結果

図 8 に系統電流ひずみ率およびスナバ電圧特性を示す。

本章では 1 kW のミニモデル試作機を用いて，同期 PWM

スナバ電圧は転流失敗が発生すると，入力電源や負荷電流制御の動作検証を行う。実機の都合上，スイッチングデバ源のエネルギーが流入し上昇する。そのため，入力線間電イスは 1 次側を SCT3030ARC14(ROHM)とし，2 次側をSector
Voltagevr 3
magnitude
vsdetermination
vt

BSC040N10NS5ATMA1(Infineon)の 3 並列とした。また，回路や電源保護のためにマトリックスコンバータの入出力にvmax
vmidvmin

三相整流器を用いたスナバ回路，カットオフ周波数 2 kHz[/6]
3 eq.(2)

Switching
9pattern
generator Smat rix

3f

3p carrier
3す。系統電圧と電流が同相となり，力率 1 を達成した。マ3Command[0.5]トリックスコンバータの出力線間電圧の包絡線は入力線間

mat rix_Csign(i)3Current
3 estimationの RLC フィルタを接続した。
図 6(a)に定格電力における系統周期の電圧電流波形を示

3Smat rix_out
18Voltage
Smatrix_V
Commutation 18&selectCurrent
18
commutation S33NOT

3

Dead time 3 Sup, Svp, Swp
3
Dead timeSun, Svn, SwnFig. 4. Control block diagram for proposed circuit.

電圧の最大値となるが，図 6(a)では入力相電圧の大小関係切り替わり付近で増加している。これは特定のスイッチン

vmax

ONONONOFF

グが HSW となることで発生するサージ電圧である。ただし，サージ電圧で上昇する電圧は微小であるため過電圧に

vmin

OFFONONOFFONONONOFFvmaxvmax -vmin
vmin

vmax -vmin

よる素子破壊の原因にはならない。また，入力相電圧の切り替わり付近で系統電流にひずみが発生している。これ

OFFONONOFFvmax
vmax -vminvmin

は，各スイッチの Duty や電圧大小関係切り替わりが U 相キャリアに同期しているため，V 相や W 相で不連続なスイッチングが発生するためである。さらに，各入力相の電圧ゼvmaxHSWvmin

vmax -vmin(a) From Smax to Smin(b) From Smin to Smax
Fig. 5. Commutation model in four-step voltage commutation.
Table 1. Availability of ZVS depending on each condition.
Availability of ZVSCommutation method
Switching(4-step)
patturn
Positive current Negative currentZVS
HSW
Smax Smin
Voltage commutation
HSWZVS
Smin SmaxHSWZVS
Smax Smin
Current commutation
ZVS
HSW
Smin Smax

ロクロス付近で微小なひずみが発生している。これは，入力相電圧のゼロクロス付近とその他の条件で伝送電力が若干異なり，次の要因が考えられる。三相 DAB マトリックス
コンバータでは，図 6(b)に示すように出力電圧は 7 レベルとなるが，ある入力相電圧のゼロクロス付近では，他の 2相の電圧の大きさはほぼ等しく，選択できる電圧レベルは3 つとなり 3 レベルの波形となる。この結果，高調波分に3圧に近いほど転流失敗の回数が少ないことを示している。てスイッチング回数を 44%に低減する。1 kW のミニモデル

図 8 において系統電流ひずみ率は 0.4p.u.以上で 5%以上，定試験機において全負荷領域で所望の動作を確認し，最高効格電力で 1.54%を達成しつつ，スナバ電圧を最大 281V に抑率 96.9%および定格負荷時の系統電流ひずみ率 1.54%を達成

制し，転流失敗が発生していない。一方，軽負荷では 30％した。今後の課題として，電流方向の推定および電圧クロ程度までひずみ率が増加している。これは図 6(a)で示した

ス付近での電流ひずみを改善し，軽負荷時のひずみ率の低各入力相の電圧ゼロクロス付近に生じる電流ひずみが，軽減と効率を改善することが挙げられる。

負荷で支配的となったことに起因する。

6.

文まとめ
(1)

M. Yilmaz and P. T. Krein : "Review of Battery Charger Topologies,Charging Power Levels, and Infrastructure for Plug-In Electric and Hybrid
Vehicles," in IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 28, No. 5, pp.
2151-2169 (2013)(2) D. Varajão, R. E. Araújo, L. M. Miranda and J. A. P. Lopes : "Modulation
Strategy for a Single-Stage Bidirectional and Isolated AC–DC Matrix
Converter for Energy Storage Systems," in IEEE Transactions on IndustrialElectronics, Vol. 65, No. 4, pp. 3458-3468 (2018)(3) J. Xue, F. Wang, D. Boroyevich and Z. Shen : "Single-phase vs. three-phasehigh density power transformers," 2010 IEEE Energy Conversion Congressand Exposition, pp. 4368-4375 (2010)(4) 周藤 龍・清水 敏久：「Y-Δ結線による三相絶縁型双方向 DC/DC コンバータの軽負荷時の効率改善」, 電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）, 133 巻, 6 号, pp. 595-608 (2013)(5) 山ノ口皓喜・伊東淳一：「マトリックスコンバータを用いた三相DAB 型 AC-DC コンバータの基礎検証」, 産業応用部門大会, Vol. 1,
No. 83, pp. 333-336 (2022)(6) 武良匠・伊東淳一：「マトリックスコンバータのスイッチング損失の最小 化の 検討 」, 産業応 用部門 大 会, no. 1-142, pp. I-637 I-640(2011)(7) 竹下 隆晴・島田 大志：「出力電圧高調波を低減する AC/AC 直接変換方式マトリックスコンバータ制御」, 電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）, 126 巻, 6 号, pp. 778-787 (2006)(8) 山ノ口皓喜・伊東淳一：「マトリックスコンバータを用いた三相DAB 型 AC-DC コンバータの同期 PWM 制御」, 電気学会全国大会,
No. 4-066, pp. 115-116 (2023)(9) 山ノ口 皓喜・日下 佳祐・伊東 淳一：「マトリックスコンバータを用いた三相ワイヤレス給電システム」，電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）, 142 巻, 11 号, pp. 808-814 (2022)(10) 真木康・伊東淳一：「マトリックスコンバータの同期 PWM 制御の基礎検証」, SPC 宇都宮, SPC-08-163, IEA-08-32 (2008)

本論文では，マトリックスコンバータを用いた三相 DAB型 AC-DC コンバータのスイッチング回数を低減する同期PWM 制御を提案した。同期 PWM 制御により従来法に対し

00Fig.6(b)vr [200V/div]

Current
distortion

Current
distortion

Voltage surge

vuv1 [500V/div]

0iu1 [20A/div]
0Vout [50V/div]

0iout [20A/div]
4[ms/div]0(a) Voltage and current waveforms in the grid cycle.

Voltage surge

Fig.6(c)献Fig.6(d)vuv1 [500V/div]

0iu1 [20A/div]
0vuv2 [100V/div]
0iu2 [50A/div]

1000Efficiency %9520[ms/div](b) Voltage and current waveforms at high-frequency section.

vuv1 [500V/div]

0iu1 [20A/div]

000000Sru 0SurSsu
Su s

HardSwitching

vds_ur[500V/div]
vds_su[500V/div]

vd s_ru[500V/div]0

vds_us[500V/div] S 0ru
SurSsuSu s

400[ns/div]

vds_ur[500V/div]
vds_su[500V/div]
vds_us[500V/div]080

1p.u. = 1kW
0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0
Output power [-]Fig.7. System efficiency characteristics.
35.0
350
Max voltage
1p.u. = 1kW
300
30.0
281V
70

iu1 [20A/div]

095.5%

75

vuv1 [500V/div]

vd s_ru[500V/div]085

Maximum
efficiency
96.9%

25.0

20.0
15.0

Snubber voltage
Grid current THD

250
200
150

Snubber voltage [V]0Sur Su s Sru Ssu v [200V/div]
ON OFF ON OFF r

Grid current THD %Ssu Sru Su s Sur v [200V/div]
ON OFF ON OFF r

90

1001.56%50
5.000.0
0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0
Output power [-]Fig. 8. Grid current THD and snubber voltage characteristics.

400[ns/div](c) Hard switching condition(d) ZVS condition
Fig. 6. Experimental results of the proposed circuit.
410.0