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平成 29 年電気学会全国大会

走行中非接触給電システムに適した回路方式の検討
津田和真＊，山田潤, 金子裕良（埼玉大学）

Study about Circuit Topologies of suitable for Dynamic Wireless Power Transfer system
Kazuma Tsuda＊, Jun Yamada, Yasuyoshi Kaneko (Saitama University)

１．はじめに電気自動車の走行中非接触給電に関する研究は盛んに行われている.図 1 のような走行中非接触給電システム(1)では

図 1 走行中非接触給電システムの概要図

受電コイルと送電コイル間が十分離れているとき無負荷状

Fig.1. Outline of the Dynamic Wireless Power Transfer system
I1VIN IIN態になる.従来用いられてきた SS 方式などでは入力インピV2

V1

ICpーダンスが低下し,過大な電流が流れてしまうため並列接続CPでの駆動はできない(2).この解決手段として一次側並列二次側直列方式(PS 方式)(3)が有効である.しかしながら,一次側コICp
ROUT

PIN

イルと並列にコンデンサを設置することで過大な共振電流

L2M(a)PS topology.

ROUT

r2

PIN

POUT

VOUT IOUT
CS2

r1
L1

L2M

V2V1
CS1

CPr2

r1
L1I1

VIN IIN

VOUT IOUTCS

POUT(b)PSS topology.

図 2 PS 方式と PSS 方式が流れる課題がある.一次側の巻数を増加することで一次側Fig.2.

PS and PSS topologies

並列コンデンサに流れる共振電流を低減できる.しかし,インピーダンスが過大になり,電源電圧を大きくする必要があ

表 1 PS 方式と PSS 方式の回路特性り,実用上問題がある.本稿では共振電流を増加させずに電Table 1. PS and PSS circuit characteristics

源電圧を小さくできる回路方式を提案し,従来の PS 方式と回路方式

PS 方式

PSS 方式11s 2 L1の給電特性を比較した.
補償
コン
デン
サ

２．PS 方式と PSS 方式の回路特性CP 2 L1

CS1なし

1  s  2 L1CS2

 2 L2 1  k 2 1

 2 L2 1  k 2 s 

入出力特性

L1

VIN  M VOUT
 I IN  M I OUT

L1sL1

VIN  M VOUT
 I IN  M I OUT

sL1

入力
インピーダンスZIN

 L1 
  ROUTM 2

 sL1 
 ROUTM 

本稿で比較する一次側並列側二次直列コンデンサ方式(PS 方式),一次側並列コンデンサを分割した一次側並列直列
二次側直列コンデンサ方式(PSS 方式)の回路図を図 2 に示す.表 1 に PS 方式,PSS 方式の各方式の特性を示す.
〈2.1〉PS 方式
一次側並列コンデンサ Cp は一次側自己インダクタンス L1と共振するように,二次側直列コンデンサ Cs は一次側電源力率が 1 となるような値に定める.このとき理想変圧器特性が成り立つ.入力インピーダンス ZIN は分母に相互インダクタンス M が入っているため過大になりやすい.そのため ZINを下げるには一次側の巻数を減少させる必要がある.ただし,M が低下するため共振電流 ICP は増加する.
〈2.2〉PSS 方式
図 2(b)ように PS 方式の一次側並列コンデンサ CP を L1 に対して並列と直列に分割する.二次側直列コンデンサ CS2 は分割数 s によって変化する.このとき PS 方式と同様に理想最適負荷ROUTMAX変圧器特性が成り立つ. ZIN は分割比 s を変更することによって減少させることができる.最適負荷 ROUTMAX も分割比 sを変更することによって変更することができる.また, M を共振電流 ICP1122

 M  r2
 r1
 L1 M 2 M  r2
 r1
 sL1 M 

ROUT POUTM

変化させていないため共振電流 ICP は変化しない.

2017/3/15～17-320富山( 第 4 分冊 )©2017 IEE Japan

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平成 29 年電気学会全国大会

表 3 補償コンデンサ値
Table 3. Parameters of capacitor

N1/N2[T]8/14

r1[mΩ]
r2[mΩ]

s

1.0

0.6

0.2

27.8

Cp[μF]

0.149

0.248

0.745

85.0

CS1[μF]

なし

0.373

0.186

L1[μH]

23.5

CS2[μF]

0.05360.05530.0655(b)寸法

L2[μH]

68.31(b)Dimension

M[μH]8.34k0.208(a)トランス外観(a)Outline

表 2 トランス定数
Table 2.Parameters of transformer

図 3 トランスの外観と寸法
Outline and dimension of transformer

1020500
4003002001000-100-200-300-400-500040VINIIN 30

Input Voltage VIN[V]20100-10-20-30-40301020

Time[s]

Time[s]Standard position (s=1.0)

No-load (s=1.0)

ηTR=94.2%, ICP=24.2A

PIN=52.8W

20100-10-20-30-4030

Input Current IIN[A]40VINIIN 30

Input Voltage VIN[V]5004003002001000-100-200-300-400-5000Input Current IIN[A]Fig.3.

図 4 実験回路

40Input Voltage VIN[V]VIN
IIN 30(s=0.6,0.2)の給電実験を行い, 位置ずれがない標準時,無負荷時の給電特性を比較した.一次側コイルと二次側コイルは同形状の H 型ソレノイドコイルを用いた.トランス外観,寸1020100-10-20-30-403020500
4003002001000-100-200-300-400-500040VINIIN 301020Time[s]Time[s]数を表 2 に,実験回路図を図 4 に示す.また,基本波(85kHz)でStandard position (s=0.6)

No-load (s=0.6)の特性を比較するために本稿ではバンドパスフィルターを

ηTR=94.0%, ICP=25.1A

PIN=55.9W

VINIIN

Input Voltage VIN[V]5004003002001000-100-200-300-400-5000償コンデンサ値を示す.また,無負荷時の入力電圧 VIN は標準時の出力電力 PL が 1500W となる入力電圧 VIN にして実験を行った.
図 5 に同負荷抵抗時における標準時と無負荷時の入力電40200-2010-403020500
400
3002001000-100-200-300-400-500040VINIIN 30

Input Voltage VIN[V]用いて正弦波を出力している.表 3 に PS 方式,PSS 方式の補Input Current IIN[A]法は図 3 に示す.ギャップ 160mm 時の標準時のトランス定

20100-10-20-30-4030Input Current IIN[A]5004003002001000-100-200-300-400-5000

同負荷抵抗時(RL=9Ω)の PS 方式(分割比 s=1.0)と PSS 方式

1020Time[s]Time[s]Standard position (s=0.2)

No-load (s=0.2)

ηTR=90.3%, ICP=28.4A

PIN=75.5W

20100-10-20-30-4030

Input Current IIN[A]3．給電実験による比較

Input Voltage VIN[V]Experimental circuit

Input Current IIN[A]Fig.4.

流電圧波形を示す.標準時において,分割比 s を小さくするほど,入力インピーダンス ZIN が減少するため,同出力電力を得るのに必要な入力電圧 VIN が減少した.このとき共振電流が

図 5 入力電圧電流波形わずかに増加したが,給電効率の差異によるものだと考えられる.また,給電効率の減少については入力電流の増加が原

Fig.5. Input waveform因だと考えられるが,分割比 s=0.6 のときでは PS 方式(s=1.0)

路方式として PSS 方式を提案し,従来の PS 方式との給電特の 0.2 ポイント減少しただけでほとんど変化せず,高効率で性を比較した.標準時において同出力電力を得るのに必要なの給電が維持できている.

入力電圧が減少したことを確認した.また, 無負荷時におい無負荷時において,PS 方式,PSS 方式ともに標準時の入力電流 IIN と比較すると減少している.また,分割比 s を小さくて,PS 方式,PSS 方式ともに標準時の入力電流と比較すると減少していることも確認した.

するほど,消費電力 PIN が増加した.これも入力インピーダン

今後,一次側を複数個並べた場合について検討していく.

ス ZIN が減少したことが原因と考えられる.

4．まとめ

文 献

本稿では従来の PS 方式において地上側並列コンデンサ(1)に流れる共振電流を低減する場合、電源電圧を大きくする

(2)
(3)

必要があるという課題に注目し,電源電圧を小さくできる回

2017/3/15～17-321富山( 第 4 分冊 )大場他:自動車技術会秋季大会 297-20145827(2014)
今野他:平成 27 年電学全大 No.4-210,pp.353-354(2015)
藤田他:電学論 Vol.127，No.2，pp.174-180 (2007.2)©2017 IEE Japan