VT－13－012

一方向非接触給電から拡張容易な双方向非接触給電システム
仲達

崇一郎＊

望月

大樹

境野

保田

翔

金子

裕良

阿部

茂（埼玉大学）

富夫（(株)テクノバ）

Bidirectional Contactless Power Transfer System expandable from Unidirectional Systems
Soichiro Nakadachi＊, Shigeru Mochizuki,
Sho Sakaino, Yasuyoshi Kaneko, Shigeru Abe, (Saitama University),
Tomio Yasuda, (Technova Inc)
Contactless power transfer (CPT) systems with primary series and secondary parallel capacitors (SP topology) are useful for
EV charging. However, the SP topology is not suitable for bidirectional power transfer. This paper introduces a novel SPL
topology for bidirectional CPT systems that is realized by adding an inductor and an inverter to the SP topology.
キーワード：非接触空電，電気自動車，双方向，V2H，V2G，スマートグリッド，蓄電(contactless power transfer, electric vehicle, bidirectional, V2H, V2G, smart grid, strage)にイミタンス変換器を追加した双方向ともに高効率な回路

1. はじめにを発表した(5)が，より簡単な構成で，現在の EV 用一方向非

地球環境問題や石油への依存度を軽減するために，家庭接触給電システムから拡張容易，かつ双方向ともに給電効や充電スタンドでバッテリーに充電するプラグインハイブ

率が高いシステムをめざし，研究を進めてきた。

リッド自動車（PHV）や電気自動車（EV）が注目されてい本稿では非接触給電で一般的な一次直列二次並列コンデる。現在，PHV や EV は電気ケーブルを用いる方法が主流

ンサ（SP 方式）をベースに，二次側に直列リアクトルを追だが，利便性，保守容易性に優れる非接触給電が新たな充加し，一次側の直列コンデンサの値を変更する SPL 方式を電法として期待され，各国で研究開発が進められている。

提案する。SPL 方式は SP 方式と同じ理想変圧器特性を保持

これらの研究の大部分は電力系統から車へ（G2V）の一方向

し，給電方向による回路変更が不要で，双方向とも高効率給電を想定している(1)(2)

で定格電力を給電できる。また，一方向用の非接触給電ト。また，EV のバッテリーを電力系

ランスをそのまま利用できる拡張容易性に特長がある。

統の負荷平準化，移動電源・緊急時電源として利用する為の研究も進められている。これには車から電力系統へ（V2G）

この SPL 方式は従来の双方向非接触給電方式に比べ，制の給電が可能な双方向非接触給電システムが必要となる。

御が容易，共振用の LC 素子が少ない，スイッチが不要な

双方向非接触給電として Aukland 大の U.K. Madawala らや電どの特長があり，給電効率に加え，信頼性や低コスト化と力中央研究所の名雪らの研究(3)(4)がある。

いった面でも優れている。

U.K. Madawala らは一次並列二次並列コンデンサ（PP 方

本稿では提案方式の LC 定数の決定法，基本特性，入出式）の両側に直列リアクトルを加えた回路構成を採用して力電圧の調整法，双方向ともに最大効率で運転するためのいる。系統側と車側の両方にインバータを用い，各インバ条件などについて述べる。さらに給電実験により，提案方

ータのスイッチングの位相差により給電方向と電力の制御式を検証し，自動車用非接触給電で問題となる駐車時の位を行っており，900W の給電実験を行っている。

置ずれやギャップ長変動による特性変化について述べる。

名雪らは双方向ともに一次直列二次並列コンデンサ（SP2. 双方向非接触給電システム

方式）となるように，機械式リレーを用いて給電方向によりコンデンサを切り替えている。系統側と車側の両方にブ〈2･1〉 双方向非接触給電回路

提案する双方向非接

リッジ型インバータを用い，受電側インバータのスイッチ

触給電システムの構成を Fig. 1.(a)に示す。商用電源を高力

ング素子をオフにしダイオード整流器として使用してい率 PWM 整流器で直流に変換し，ブリッジ型インバータをる。2kW の給電実験では 90%の給電効率を達成している。

系統側と車側の両方に配置する。送電側のインバータは通我々は一次直列二次直列コンデンサ（SS 方式）の一次側常動作させ，受電側は IGBT を常にオフとし，ダイオード－21－

2013/2/22©2013IEEJapan⎛ x′ x⎞= j⎜⎜ 0 2 + x1′ ⎟⎟
′
+
x
x
⎝ 0 2
⎠

(a)Full-bridge.

図 2 SP 方式等価回路
Fig. 2.

Equivalent circuit of SP topology.

(b) Half-bridge

図 1 双方向非接触給電システム
Fig. 1.

Bidirectional contactless power transfer system.
(a) G2Vのみを用いた全波整流器として使用する。
インバータは Fig. 1.(b)のハーフブリッジ回路を用いることもできる。この場合送電側はハーフブリッジインバータとして駆動し，受電側は倍電圧整流器として使用する。コン
デンサ方式は従来の一次直列二次並列コンデンサ方式を採用し，二次側並列コンデンサと二次側インバータ間に直列
リアクトル Ls を追加する。
〈2･2〉 SP 方式(b) V2G

従来 SP 方式の等価回路を Fig. 2 に

図 3 SPL 方式等価回路示す。二次側の蓄電池は抵抗負荷 RL で近似し，受電電力のFig. 3.

変化は RL の値の変化で表現する。給電トランスの巻数比をEquivalent circuit of SPL topology.

a=N1/N2 とし，一次側諸量は二次側に換算し'（ダッシュ）をつけて表す。F 行列より入出力特性を求めると(1)式のよう

1

(1)

ω0C P

な理想変圧器特性が得られる 。

⎡ x0′⎡VIN′ 1 ⎤ ⎢ x0′ + x2
⎢I ′ ⎥ = ⎢⎣ IN 1 ⎦ ⎢ 0⎢⎣⎤⎥ ⎡VIN 2 ⎤⎥............................... (1)x0′ + x 2 ⎥ ⎢⎣ I IN 2 ⎥⎦x0′ ⎥⎦0= ω 0 L2 = ω 0 LS = x P = x 0′ + x 2 ............................ (2)LS = L2 .......................................................................... (3)1ω 0 C S′= ω 0 L1′ = x ′S = x 0′ + x1′ ......................................... (4)しかし SP 方式での双方向化は，V2G 運転時に二次側方形

SPL 方式の詳細等価回路を Fig. 3.(a)，(b)に示す。F 行列

波出力インバータの出力端子に並列コンデンサが直接接続

から G2V 運転時の入出力特性を求めると，従来の SP 方式

され，高調波電流が過大になるため、実現困難である。

と同じ(5)式の理想変圧器特性が得られる。

〈2･3〉 SPL 方式⎡ x0′⎡VIN′ 1 ⎤ ⎢ x0′ + x2
⎢I ′ ⎥ = ⎢⎣ IN 1 ⎦ ⎢ 0⎣⎢

今回提案する回路は，一方向の SP方式に対して，二次側並列コンデンサ CP と二次側インバー
タとの間に直列リアクトル LS を追加した SPL 方式である，LS，CS の値は以下の手順で決める。一次及び二次の自己⎤⎥ ⎡VIN 2 ⎤⎥................................. (5)x0′ + x2 ⎥ ⎢⎣ I IN 2 ⎥⎦x0′ ⎦⎥
0

インダクタンスを L1，L2 とし、CP は SP 方式同様に電源周

ここで，巻数比 a と b=x'0/(x'0+x2)を用いると(6)式を得る。

波数で L2 と共振する値に決める。LS は L2 と同じ値に定めた

0 ⎤ ⎡V IN 2 ⎤⎡V IN 1 ⎤ ⎡ab⎢ I ⎥ = ⎢ 0 1 ab ⎥ ⎢ I ⎥ .......................................... (6)⎦ ⎣ IN 2 ⎦⎣ IN 1 ⎦ ⎣後、SP 方式同様に図３(a)で一次側インバータから負荷側を見たときのインピーダンスが電源周波数で純抵抗になるよ
うに CS の値を決める。この結果、LS，CS の値は(2)～(4)式のb は結合係数 k の値にほぼ等しくなり，結合係数 k に応じた値となる。一次直列コンデンサ CS の値は SP 方式の場合と巻数比 a を調節することで一次二次間の電圧比（VIN2/VIN1）

わずかに異なり，一次側の自己リアクタンス L1 と共振するを任意の値に設定することができる。特に a=1/k に選定す値となる。

ると電圧比は 1 となる。V2G 運転時の入出力特性も(7)，(8)－22－一方，R'L(=RL/a2)を一次側に置いた V2G 運転時では，PIN2

表 1 SP，SPL 方式における RLmax と ηmax
Table 1. RLmax and ηmax of each topology.
SPL(G2V）

SP(G2V)′RLmax(x0′ + x2 ) 12 r1 +1(x0′ + x2 )2

r1′
r2

r′
a x0′ 1
r2

1
2r2
1 r1′
1+
+1
x0′ + x2 b2 r2

1
2
1+
r1′r2
x0′

1
2
1+
r1′r2
x0′

r2Q2
k

Q2
Q1

a 2 kr1′ Q1Q2

1
2
1
1+
k Q1Q21
2
1
1+
k Q1Q2

b r2

ηmax

r2Q2
k

RLmax Q

x0′

Q2
Q1

1
2
1
1+
k Q1Q2

ηmax Qから PIN1 までのトランス効率 ηV2G は(15)式となる。

SPL(V2G）

ηV 2 G =2

ここで V2I2 と V'IN1I'IN1 の入出力関係は(16)式で表される。

⎡ x0′ + x 2⎡V2 ⎤ ⎢ x0′⎢I ⎥ = ⎢⎣ 2⎦ ⎢ − j 1
⎢⎣
x0′

⎤
− jx0′ ⎥⎡V ′ ⎤⎥ ⎢ IN 1 ⎥ ................................... (16)′0 ⎥ ⎣ I IN 1 ⎦
⎥⎦

これより，

I2 = j

式となり理想変圧器特性を示す。

⎡ x 0′ + x 2⎡V IN 2 ⎤ ⎢ x 0′
⎢I ⎥ = ⎢⎣ IN 2 ⎦ ⎢ 0⎢⎣′ 21
RL′ I IN...................................... (15)′ 21 + r2 I 22 + RL′ I IN
′ 21
r1′I IN

VIN′ 1I ′ R′= j IN 1 L
x0′
x0′

,

I2
I IN 1

2

2⎛ R′ ⎞= ⎜⎜ L ⎟⎟ ............... (17)⎝ x0′ ⎠

(17)式を(15)式に代入すると，
R L′
ηV 2G =
2
⎛ R ′ ⎞ .......................................... (18)R L′ + r1′ + r2 ⎜⎜ L ⎟⎟⎝ x 0′ ⎠⎤0 ⎥⎡V ′ ⎤⎥ IN 1 ⎥ ............................. (7)x 0′ ⎥ ⎢⎣ I IN
′ 1⎦
x 0′ + x 2 ⎥⎦よって V2G 運転時の ηmaxV2G，R'Lmax は(19)，(20)式となる。

⎡VIN 2 ⎤ ⎡1 ab 0 ⎤ ⎡VIN 1 ⎤ ⎡VIN 1 ab⎤=....................... (8)⎢I ⎥ = ⎢ 0ab⎥⎦ ⎢⎣ I IN 1 ⎥⎦ ⎢⎣ abI IN 1 ⎥⎦⎣ IN 2 ⎦ ⎣η max V 2 G =1
2
1+
r1′r2 ................................................ (19)x 0′

このように双方向ともに理想変圧器特性を有するので，送電側から受電側の電圧電流制御を容易に行える。

RL′ max V 2G =SPL 方式では最大効率で給電す〈2･4〉 最大効率運転るために RL を適切な値に設定する必要がある。Fig. 3 の等

このように G2V では RLmaxG2V，V2G では RLmaxV2G で給電で価回路において， Fig. 1.の G2V 運転時における PIN1 からきれば双方向共に最大効率で給電が可能となる。なお受電

PIN2 までのトランス効率 ηG2V は(9)式のようになる。

電圧が決まっている場合，RLmax の値により最大効率となる

2
RL I IN2
η G 2V =............................................ (9)222′ 1 + r2 I 2 + RL I IN
r1′I IN2

給電電力が決まることになる。
〈2･5〉双方向とも最大効率となる運転条件

ここで V2I2 と VIN2IIN2 の入出力関係は(10)式で表される。
j (x0′ + x2 )⎤⎡ 1⎡V2 ⎤ ⎢
⎥ ⎡VIN 2 ⎤ ......................... (10)1=⎢I ⎥ ⎢ j0⎥ ⎢⎣ I IN 2 ⎥⎦⎣ 2⎦
⎣ x0′ + x2
⎦

VIN 2
I R
= j IN 2 L
x0′ + x2
x0′ + x2,

I2
I IN 22式を表わすと(22)，(23)式となる。

k=2⎛ RL ⎞⎟⎟ .... (11)= ⎜⎜⎝ x0′ + x2 ⎠12
1+
r1′r2 ............................................... (13)
x 0′

x0′

Q2
................................................. (23)Q1

同様に V2G 運転時は(19)，(20)式は(24)，(25)式となる(6)。
1η max V 2 G =2
1 ............................................... (24)1+
k Q1Q2とその時の抵抗負荷 RLmax G2V の値は(13)，(14)式となる。

(x0′ + x2 )2

1
2
1 ............................................... (22)1+
k Q1Q2rQ
RL max G 2V = 2 2k(12)式で RL を変数とすると，給電効率が最大となる ηmax G2V

RL max G 2V =ωL
ωLM
, Q1 = 0 1 , Q2 = 0 2 ...................... (21)
r1
r2
L1 L2

η max G 2V =(6)式，(11)式を(9)式に代入すると，RL
η G 2V =RL2r ′ ................................... (12)RL + r2+ 1(x0′ + x2 )2 b 2

η max G 2V =(21)式で定義する結合係数 k とコイルの Q を用いて，前節の(13)，(14)これより，

I2 = jr′
1
RL maxV 2G = x0′ 1 ............................... (20)2r2
aRL′ max V 2 G = kr1′ Q1Q2 .................................................. (25)ただし，r'1= r1/a2 である。

r1′.......................................... (14)r2(14)，(20)式より RLmaxG2V と RLmaxV2G は(26)式の関係を持ち，－23－

表 2 トランス定数
Table 2.

図 4 C，L の追加による電圧比の調整
Fig. 4.

Parameters of Transformer.

Freq[kHz]50

L1[µH]

144.8

Gap[mm]160

L2[µH]

6.0

N1

20

CS[µF]

0.070

N2

4

CP[µF]

1.697

k

0.170

LS[µH]

6.0

給電が行えることが分かる。

Regulation of voltage ratio adding reactance.

3. 給電実験R V 2Gr ′ R′
1x0′ 1 = L max2V 2G = L max............ (26)r2b2ba 2b 2160mm,巻数比 20:4 の給電トランス(7)を用いて 3kW 給電実験

各給電方向で最大効率となる時の電力は，(27)式となる。

を行った。実験回路は受電側に全波整流器を用い，高周波RL max G 2V =PG 2V =

VIN2 2
RL max G 2V

PV 2G =

〈3･1〉実験トランスと実験回路

電源と整流器・抵抗負荷を入れ替えて Fig.1.(a)に類似の回

VIN2 1
RL max V 2G

路とした。トランス定数を Table 2.に示す。

.......................... (27)接続する抵抗負荷については，(14)及び(20)式によって求めた RLmax が，整流器を含めた負荷の値となっていること

ここで，(6)式および(27)式から，
VIN2 1
RL max V 2G=

(abV IN 2 )2=a 2 b 2 RL max G 2V

標準ギャップ長と，基本波実効値で計算を行っていることから整流器前後

VIN2 2
RL max G 2V............................... (28)での電圧比を元に換算する必要がある。SP 方式では整流器となる。これは，SPL 方式では G2V と V2G で最大効率となの入力波形が正弦波になっているとして RLmax を 2 倍した値

る電力は等しくなることを表す。

の抵抗負荷を接続した。一方で SPL 方式では，整流器の入SP 方式と SPL 方式の RLmax， ηmax を Table 1.に示す。表よ力波形が矩形波に近い波形となる。矩形波の基本波実効値
は波高値の 0.9 倍であることから，抵抗負荷は RLmax を 10/9

り SP 方式と SPL 方式の ηmax は等しくなることが分かる。
〈2･6〉 C，L の挿入による二次電圧の調節の二乗倍したものを接続した。

Fig. 4.のまた，SP 方式での Cs は文献(1)の共振条件式より算出した

ように，CP の前段に C または L を挿入すれば，二次側の自0.072μF に変更している。

己インダクタンス L2 を増減することと等価なため，簡単に〈3･2〉3kW 双方向給電

二次電圧を調節（一次二次の電圧比を調節）できる。
追加する C，L のリアクタンスを xα とし，CP，Ls を(29)験結果を Table 3，入出力電圧電流波形を Fig. 5.に示す。

式のように設定した場合，電圧比と理論効率，その時の抵

Fig. 5.より入出力電圧の位相が一致しており，理想変圧

抗負荷の値は以下のようになる。

器特性が確認できる。また Table 3.より，G2V で 92.5%，

1= ω 0 LS = x P = x L = x0′ + x 2 ± xα ....................... (29)
ω0C P

⎡ ab
⎡VIN 1 ⎤ ⎢ c⎢I ⎥ = ⎢⎣ IN 1 ⎦ ⎢ 0⎣と比べてほとんど変わらず高効率であることが確認できる。SPL 方式（V2G）の効率が SP 方式の効率よりわずかに高いのは測定誤差とばらつき（±0.5%）が原因と考えられる。
〈3･3〉位置ずれ・ギャップ長変動試験

12
1+r1′r2 ................................. (31)x0′

c 2 ( x0′ + x2 )RL max G 2V =
x0′

2

c=

V2G で 93.4%の給電効率が得られ，従来の SP 方式（93.1%）⎤
0 ⎥ ⎡V ⎤IN 2........................................... (30)c ⎥ ⎢⎣ I IN 2 ⎥⎦⎥ab ⎦η max G 2V = η max V 2G =r1′r2

電源周波数 50kHz，機械ギャップ 160mm，位置ずれのない標準状態における 3kW 給電実

自動車用非接触給電では前後左右の駐車位置の変動（位置ずれ）や，積
載重量による車高（ギャップ長）の変動が避けられない。
位置ずれが生じたりギャップ長が大きくなると結合係数がr′
RL′ maxV 2G = x0′ 1 ...... (32)r2

低下し効率も低下する。機械ギャップ 160mm で位置ずれの無い状態を標準状態とし，前後方向（x 方向）位置ずれ±100mm，左右方向（y 方向）位置ずれ±200mm，ギャップ長x0′ + x 2 ± xα.......................................................... (33)x0′ + x 2

変動±40mm の範囲で特性変化を調べた。
Table 4 に標準状態と x，y 各方向の位置ずれ時，ギャップ

ここで，c は(33)式で定義される昇降圧比であり，xα の符

長 120mm，200mm 時の給電結果を示す。また位置ずれ，ギ号が＋の場合は L の挿入による L2 の増加，－の場合は C のャップ長変動時の効率の変化を Fig. 6.に示す。

挿入による L2 の減少を表す。(31)，(32)式より，従来 a，b

Fig. 6.より，SPL 方式の効率は位置ずれ・ギャップ長変動

でしか調節出来なかった電圧比を，昇降圧比 c によってもともに SP 方式とほぼ同じ特性であり，車の左右方向（y 方

調節でき，その際の理論最大効率は変化せず，高効率での－24－

表 3 実験結果（標準状態）
Table 3.

Experimental results .

(normal position)
RL[Ω]

G2V

V2G

SP(G2V)

17.5

10

15

RLmax[Ω]

10.9

8.0

12.9

VIN1[V]

201.6

173.1

184.1

VIN2[V]

202.5

193.5

183.2

VIN2/VIN1

1.00

1.12

1.00

PIN1[W]

3319

3067

3314

PIN2[W]

3069

3284

3084

η[%]

92.5

93.4

93.1

ηmax[%]

97.1

97.1

97.1

200V

VIN1

200V

VIN1

40A

IIN1

40A

IIN1

200V

VIN2

200V

40A

IIN2

40A

0

200V

VIN1

40A

IIN1

VIN2

200V

VIN2

IIN2

40A

IIN2

0

10 20 30 40 50
Time [μs]10 20 30 40 50
Time [μs](a) G2V(b) V2G

0

10 20 30 40 50
Time [μs](c)SP topology (G2V)

図 5 測定波形
Fig. 5.

Experimental waveform of SPL topology.

表 4 実験結果（位置ずれ，ギャップ長変動）
Table 4.
position

x[mm]

0

100

0

0

0

y[mm]

0

0

200

0

0

gap[mm]

160

160

160

120

200

direction

G2V

V2G

G2V

V2G

G2V

V2G

G2V

V2G

G2V

RL[Ω]

17.5

10

17.5

10

17.5

10

17.5

10

17.5

10

VIN1[V]

201.6

173.1

154.7

173.5

139.2

173.7

285.6

173.7

148.9

173.7

V2G

VIN2[V]

202.5

193.5

202.5

313.6

202.7

299

202.3

135.2

202.5

267.4

VIN2/VIN1

1.00

1.12

1.31

1.81

1.46

1.72

0.71

0.78

1.36

1.54

PIN1[W]

3319

3067

3430

3067

3499

3068

3257

3068

3453

3068

PIN2[W]

3069

3284

3067

3483

3071

3455

3070

3232

3071

3401

η[%]

92.5

93.4

89.4

88.0

87.8

88.8

94.2

94.9

88.9

90.2

100

100

90

100

η [%]

η [%]

η [%]

Experimental results with change in position and air gap.

90

G2V
V2G
SP(G2V)80
120 140 160 180 200
gap [mm]

90
G2V
V2G
SP(G2V)

G2V
V2G
SP(G2V)800(a) Change in gap length

20

40 60
x [mm]

80

100(b) Change in forward direction

80
0

20

40

60

80

100 120 140 160 180 200
y [mm](c) Change in lateral direction

図 6 位置ずれ，ギャップ長変動時の給電効率Fig. 6.

Efficiency with change in position and air gap.

向）の位置ずれに強いことがわかる。
〈3･4〉抵抗負荷変動試験

4. 検討と考察

Fig. 7.に抵抗負荷 RL の値による給電効率変化の理論値（(13)および(19)式による）と実〈4･1〉ハーフブリッジ回路

Fig. 1(b)の電源（整流器）

験値の比較を示す。ここで RL は整流器を考慮した実際に接にハーフブリッジ回路を用いた場合の双方向給電を PSIM

続する負荷の値に換算した値を示す。理論値は鉄損を無視

によるシミュレーションで確認した。双方向ともにトランしているため，実験値より効率が高くなる。SP 方式と SPL

ス部の電圧が Fig. 1(a)のフルブリッジ回路に比べて 1/2 にな方式（G2V）の理論効率はほぼ等しく、SPL 方式に拡張してる以外は動作に問題はなかった。

も同様の特性が得られることが確認できる。受電電圧がほ

一次二次の電圧比を調整する方法には，トランスの巻数

ぼ一定の蓄電池の場合，Fig. 7.は給電電力による給電効率

比による調整，フルブリッジ回路とハーフブリッジ回路のの変化を示している。図より求めた最適抵抗負荷の時に効選択，さらに〈2・6〉で述べた C，L の挿入がある。ハーフ率が最大となっていることが確認できる。

ブリッジ回路を用いると，電流が流れる素子数が減るた－25－

5. まとめ100

電気自動車やプラグインハイブリッド自動車用の双方向η [%]非接触給電について，一方向の SP 方式から受電側整流器をインバータに変更し，直列リアクトル１個を追加し，直列

90

コンデンサの値を変更するだけで，双方向給電が実現でき

G2V calculated value
V2G calculated value
SP calculated value
G2V experimental result
V2G experimental result
SP experimental result

80
0

10

20

る SPL 方式を提案した。
SPL 方式は SP 方式の理想変圧器特性を維持し，SP 方式のトランスをそのまま利用可能で，かつ双方向ともに高い給電効率が得られることを示した。

30

RL [Ω]

3kW，ギャップ長 160mm の双方向給電実験で基本性能を確認し，SP 方式の 93.1%の給電効率とほぼ等しい G2V で

図 7 負荷変動特性
Fig. 7.
80

提案方式は自動車以外の非接触給電にも適用可能である。双方向非接触給電の応用が広がることを期待したい。
最後に，卒業研究で本研究に参加し多大なる貢献をした

45

渡辺宏氏に深く感謝いたします。

θ [dig]60|Z|92.5%，V2G で 93.4%の給電効率が得られることを示した。

Transformer efficiency with load change.
90

40

0

20

|Z| -45

θ
0
30

40

G2V

90

15

45

10

0

θ [dig]

|Z|

(a)

20

|Z| -45

5
0
30

文

-90
50 60 70 80 90 100
freqency [kHz]

θ
40

-90
50 60 70 80 90 100
freqency [kHz]
(b)

V2G

図 8 Z の周波数特性
Fig.8.

Frequency characteristics of Z

め，効率向上や低コスト化が期待できる。
〈4･2〉周波数特性

非接触給電は共振回路を用いるため、電源周波数変動や素子定数変化によって，の共振周波数が電源周波数からずれた時の回路の特性を調べておく必要がある。Fig.8.に 3 章の SPL 方式におけるインバータから見た負荷側回路における Z の周波数特性の計算結果を示す。
G2V，V2G 共に周波数が±2%（1kHz）程度変化しても、Zの絶対値や位相が大きく変化することはなく、実用上問題ないと考えられる。V2G では LS の追加により，高周波域での Z の絶対値が大きくなり，高調波電流を抑制できることが確認できる。
－26－

献(１) S. Abe and Y. Kaneko : “Contactless Power Transfer System”,
IEEJ Jounal, Vol. 128, No. 12, pp. 769-799 (2008)
阿部茂・金子裕良：「非接触給電技術」，電気学会誌，Vol. 128，No.
12，pp. 796-799 (2008)(２) M. Budhia, G. Covic and J. Boys : “A New IPT Magnetic Coupler
for Electric Vehicle Charging Systems”, IEEE IECON 2010, pp.
2481-2486 (2010)(３) U. K. Madawala and D. J. Thrimawithana : “A Bidirectional
Inductive Power Interface for Electric Vehicles in V2G Systems”,
IEEE Trans. on Industrial Electronics, Vol. 58, No. 10, pp.
4789-4796 (2011)(４) T. Nayuki, K. Fukushima, N. Gibo, K. Nemoto and T. Ikeya ;“Preliminary Demonstrations of a Bi-directional Inductive Power
Transfer System”, CRIEPI Research Report, H10007 (2001)
名雪琢弥・福島健太郎・宜保直樹・根本孝七・池谷知彦：「双方向非接触給電システムの提案と基本性能の実証」，電力中央研究所報告，
H10007 (2001)(５) S. Mochizuki, H. Watanabe, Y. Kaneko and S. Abe : “Study ofBidirectional Contactless Power Transfer Systems”, Proc of
IEE-SPC-11-180 (2011)
望月大樹・渡辺宏・金子裕良・阿部茂：「双方向非接触給電システムの基礎検討」，半導体電力変換研究会，SPC-11-180 (2011)(６) T. Tohi, Y. Kaneko, S. Abe : “Maximum Efficiency of Contactless
Power Transfer Systems using k and Q”, IEEJ Trans. on vol.
132, No. 1, pp. 123-124 (2012)
遠井敬大・金子裕良・阿部茂：「非接触給電の最大効率の結合係数 kとコイルの Q による表現」，電気学会論文誌 D，vol. 132，No. 1，
pp. 123-124 (2012)(７) H.Takanashi, Y.Kaneko, S.Abe, and T.Yasuda “A Large Air Gap
3kW Wireless Power Transfer System for Electric Vehicles”
ECCE2012, North Carolina, pp.296-274 (Sep 15-20 2012)