パワーエレクトロニクス学会
第 246 回定例研究会～若手のための研究発表会～

講演予稿集
2022 年 12 月 3 日

パワーエレクトロニクス学会

プログラム
開会式

10：30 ～ 10：40

一般講演 A

10：40 ～ 12：17

休憩

12：17 ～ 13：10

特別講演

13：10 ～ 14：10

移動

14：10 ～ 14：13

一般講演 B

14：13 ～ 15：50

投票 ・集計・審議

15：50 ～ 16：25

表彰・閉会式

16：25 ～ 17：00※発表者の方は A,B の 2 つのグループに分かれて発表を行っていただきます。7 分の発表→10 分間の質疑応答を繰り返して頂きます。

※指定された発表時間中は必ずご自身のブレイクアウトルームで発表をお願い致します。

1

一般講演題目及び講演者

一覧

顔写真及び連名の〇印は講演者- A グループ ₋(A-01)(A-02)

銅損低減を目的とした正弦波磁束駆動リラクタンスモータの新ロータ
形状の提案
氏名

：〇長安 希和，飯田 将貴，梅谷所属：岡山大学大学院

分野：電動機及び発電機

和弘

ケルビンソース端子を備えたパワーデバイスのコモンソースインダク
タンスの測定氏名：○小橋 孝太郎，小西 晃央，梅谷 和弘(A-03)(A-04)

所属

：岡山大学

分野

：電力変換器

仮想同期機制御を用いたSSTの低圧側負荷変動補償
氏名：○阿部 灯竜，三浦 友史
所属：長岡技術科学大学大学院

分野：電力変換器

高調波低減を目的とする鋸歯状波キャリアを用いたMMCの位相シフト
PWM法
氏名：○青木 陽介，三浦 友史

所属：長岡技術科学大学大学院

分野：電力変換器2

(A-05)(A-06)(A-07)(A-08)(A-09)

低保磁力適用時の2層IPMSMにおける耐減磁ロータ構造とその特性
氏名：○中田 篤志，真田 雅之
所属：大阪府立大学大学院

分野：電動機及び発電機

LEDとSi太陽電池を組み合わせた電流増幅器の基礎検討
氏名所属：○宮内 理示，柿ヶ野 浩明：立命館大学大学院

分野：電力変換器

DCマイクログリッドにおける新規のDroop制御の有効性の検証
氏名：○真島 聡，又吉 秀仁，森實 俊充

所属：大阪工業大学大学院

分野：電力システム2重共振による低周波バリア放電用電源のモデル化と実証
氏名：○永田 稜拓，民 田 太 一 郎

所属：大阪電気通信大学

分野：特定用途システム

誘導電動機の鉄損抵抗が最適軌道に与える影響
氏名：○寺西 啓悟，井 上 馨 ， 加 藤 利 次
所属：同志社大学分野：電動機及び発電機3

(A-10)(A-11)(A-12)(A-13)

2相Boost-Forward型DC-DCコンバータの電力平衡モード制御による
応答性改善
氏名

：○松本 和希，大吉 宗一郎，川上 太知

所属：大阪公立大学工業高等専門学校

分野：電力変換器

二重化三相電圧形インバータの負荷から生じる磁気騒音の評価
氏名：○林 祐輔，植田 界輝，池内 丈人，青木 陽介

所属：神戸市立工業高等専門学校

分野：電力変換器

水の導電性を考慮した電場結合型非接触給電カプラのモデリング
氏名：○門田 修平，増田 樹，石飛 学所属：奈良工業高等専門学校

分野：特定用途システム

蛍光灯互換型ACアダプター装置 ～開発とその活用法～
氏名：〇梶原 渉磨，安 田 光 喜

所属：大阪府立富田林高等学校

分野：電力変換器4

- B グループ ₋(B-01)(B-02)(B-03)(B-04)

電気自動車用インバータの高電力密度化に向けたGaN-HEMT実装方法の提案
氏名：○竹原 佑，石原 將貴，梅谷 和弘，平木 英治

所属：岡山大学大学院

分野：電力変換器

表面磁石型同期モータのインバータ駆動における相電流波形の提案
氏名：〇安田 裕喜，楠見 隆行，梅谷 和弘，平木 英治

所属

：岡山大学

分野

：電動機及び発電機

VSG制御インバータのインピーダンス特性の基礎検討
氏名：○若林 永遠，三浦 友史

所属：長岡技術科学大学大学院

分野：電力システム

自動設計システムを用いたDyフリー2層IPMSMの耐減磁ロータ構造
設計とその特性
氏名：○満保 佑太朗，真田 雅之，森本 茂雄，井上 征則
所属：大阪府立大学大学院

分野：電動機及び発電機5

(B-05)(B-06)(B-07)(B-08)

双方向チョッパにおける高圧側電圧の変動抑制を目的とした制御法の検討
氏名：〇太田 航介，鎌田 空良，柿ヶ野 浩明

所属分野：立命館大学大学院：電力変換器

減速抑制制御による風速変動に対する発電効率改善の検証
氏名：○尾上 稜真，又吉 秀仁，森實 俊充

所属：大阪工業大学大学院

分野：電力システム

食品加工を目的とした高電圧パルス電源の開発
氏名：○大山 尚也所属：大阪電気通信大学院

分野：特定用途システム

直列接続形共振タンクを用いた非接触給電システムにおける共振タン
クと送電コイルとのインダクタンス比の変化による効率への影響に関する研究
氏名：○稲田 淳志，米森 秀登，竹野 裕正
所属：神戸大学大学院

分野：電力システム6

(B-09)(B-10)(B-11)

磁石併用型誘導モータの効率向上
氏名：○張 秋実，高木 茂行

所属
分野：東京工科大学：電動機及び発電機

Cukコンバータにおける電力平衡モード制御の適用
氏名：○佐々木 壮太，川上 太知

所属：大阪公立大学工業高等専門学校

分野：電力変換器鋸波キャリアPWM 法に適用可能なデッドタイム誤差を生じない新し
いPWM 法(B-12)

氏名：○河野 孝太郎，池内 丈人，茂木 進一

所属：神戸市立工業高等専門学校

分野：電力変換器

揮発性潤滑油の乾燥ムラを低減するIH用ワークコイルの提案
氏名：○猪口 諄也，吉村 勇人，橋本 悠，定平 幸子
所属：奈良工業高等専門学校

分野：特定用途システム7

A-1
銅損低減を目的とした正弦波磁束駆動モータの新ロータ形状の提案〇長安 希和

飯田 将貴

石原將貴

梅谷 和弘

平木 英治

岡山大学
Proposal Novel Rotor Topology for Sinusoidal-Flux Reluctance Machine to Reduce Copper Losses
Kiwa Nagayasu, Masaki Iida, Masataka Ishihara, Kazuhiro Umetani, Eiji Hiraki
Okayama University

はじめに

手順 2. 手順 1 で求めたリラクタンスの最大値をとるように完全非対向位置の形状を決定した．このとき，突起ができないよう，形状は円弧とし，その円弧を決定する曲率を変化させながら試行錯誤的に形状を決定した．
手順 3. 既知の正弦波リラクタンス特性から，ロータの突極部と完全非対向位置以外のギャップ長を数値計算を用いて導出し，提案ロータ形状を決定した．
図 4 に提案ロータ形状とリラクタンス特性を示す．図 4より提案ロータのリラクタンスの最小値は，従来ロータと比較し小さくなっているため，インダクタンスの最大値が大きくなっていることがわかる．また，提案ロータの ρ は3.0 であり，目標範囲内であることを確認できた．
次に，シミュレーションを行い，提案ロータの性能評価を行った. 評価は従来・提案ロータのどちらも電源電圧 96Vとし, 回転数 2000rpm, トルク 1.0Nm という条件で行う. シミュレーション結果を図 5 に示す．電源電流リプルはほぼ変わらなかったが， 提案ロータのトルクリプル率は従来ロー
タに対して 23.4％減少した．相電流の実効値は 0.4A 減少しており，銅損を 7％低減することができた．
従来ロータ

-50
0.5
0

提案ロータ
ρ=3.5

0.6

90 180 270 360
電気角[deg](a). 回路構成(b). 動作波形
図 1. 正弦波磁束駆動形モータ
図 2 に先行研究での当モータの全コイル
ロータ
体図と，完全対向位置における突極
ステータ部拡大図を示す(以下，従来ロータ)．従来ロータのギャップ長は電68mm
気角に対して正弦波であるため, 既
12.5mm
存の SRM と比較して，突極部分の(a). 全体図
ギャップ長が大きくなり，インダク
タンスの最大値が小さくなる. そのギャップ長
結果, 銅損が増加してしまうといっ大た課題があった．そこで本研究の目(b). 突極部拡大図
的は, 当モータのロータ形状を改良
図 2. 従来ロータ模式図
し，銅損低減を図ることである．

0090電気角[deg]

180 ρ=3.0

図 4. 提案ロータの形状とリラククタンス特性
30

0.5

2

1

0
-15 0
-30

0
2
1

0
0

90

180
270
電気角[deg]

360

Irms=11.5A

15

30
20
10

90
180
Irms=11.9A

270

360

電気角[deg]
従来ロータ
提案ロータ
24.6％23.8％
87.5％
100
64.1％
50
トルク
リプル率 [％]

1.5

相電流 [A]41.8mm

電源電流 [A]3

電源電流
リプル率 [％]-0.5
0

リラクタンス[MA/Wb]Vdc

iinv_UW 三次高調波
iU

相磁束
[mWb]

iin

相電流 リラクタンス[A][MWb/A]近年, EV，HEV 向けのモータとして，リラクタンスモータ
が注目されている. EV，HEV 向けのモータに望ましい特徴
として，電源電流・トルクリプルが小さいこと，汎用インバータでの駆動が可能なこと，出力密度が大きいことが挙げられる．先行研究では, これらを満たすように，正弦波磁束駆動波形で駆動するリラクタンスモータ(以下，正弦波磁束駆動モータ)を提案し, シミュレーションと実機検証により原理を検証した[1]. 図 1 に正弦波磁束駆動モータの動作波
形と回路構成を示す. 当モータは既存の SRM のステータ構造を変えずに，ロータ形状のみを改良し, 各相の電気角に対するリラクタンス特性を正弦波にする. このときの相磁束波
形を正弦波で駆動する. ただし, 正弦波磁束で駆動すると, 相電流波形に三次高調波が含まれるため, 相電流の合計がゼロにならない. したがって, 巻線を0.6
デルタ結線にし，三次高調波を0
循環させることで 三相インバー
50タで駆動できる．
0

トルク [Nm]

1.

02021 従来
2020
提案

0
2021
提案 2020
従来

図 5．シミュレーション結果

3. 結論

2. 提案ロータの設計及び性能評価

平均トルク/銅損[×10-2]インダクタンスの最大値と最小値の比である突極係数 ρは，リラクタンスモータのトルク・銅損を決定づけるパラ
メータである．銅損が最も小さくなる ρ を決定するため，ρ
に対する平均トルクと銅損の比率を図 3 に示す．図 3 より
ρ=2.6~3.4 の範囲で提案ロータを設計することで銅損の低減が期待できる．この範囲を目標としインダクタンスの最大値が大きくなるように提案ロータを設計した．以下に具体的な手順を示す．
8
手順 1. 電源電流・トルクリプル
6率が従来ロータを大きく超えない
4
目標範囲
範囲で，ロータの突極部のギャッ
2
プ長を最小値で一定にし，リラク
0
0 1 2 3 4 5
タンスの最小値を決定したあと，ρ
突極係数ρ
から正弦波のリラクタンスの特性
図 3．突極係数に対すると最大値を決定した．
平均トルクと銅損の比8本研究では，正弦波磁束駆動モータの銅損を低減するた
めに新たなロータ形状を提案し，シミュレーションを用いて評価を行った．シミュレーション結果では，銅損が 7％低減したことから，銅損低減という目的は達成できたといえる．また，トルクリプルも効果的に減少させることができた．今後は実機検証を行う予定である．

謝辞
本研究は永守財団研究助成 2021 の助成を受けた.

文
[1]

献

Masaki Iida,et.al;"Sinusoidal-Flux Reluctance Machine Driven with ThreePhase Inverter for Improving Power Density with Reduced Torque and Input
Current Ripples", Proc. IEEE Transportation Electrification Conf. Expo. ,pp. 1-6, October. 2021.

A-2
ケルビンソース端子を備えたパワーデバイスのコモンソースインダクタンスの測定
○小橋

孝太郎

小西

晃央

石原

將貴

梅谷

和弘

平木

英治

（岡山大学）
Measurement of the Common Source Inductance of power devices with kelvin source terminal○Kotaro Kobashi, Akihiro Konishi, Masataka Ishihara, Kazuhiro Umetani, Eiji Hiraki
Okayama University
クタンスの影響を無視できる 4 端子 MOSFET においても

1. はじめに

LCS が存在し，さらに LCS の発生がワイヤボンディング間の

近年、SiC-MOSFET や GaN-HEMT といった高速スイッチ

磁気結合に強く起因することが明らかになった.

ング可能な次世代半導体デバイスが注目を集めている。しかし,高速スイッチング時においてその高い di/dt によりスイ4端子Si C-MOSFET(ケルビン端子)ッチングデバイスで誤点弧が生じる。誤点弧が生じる要因

ボンディングワイヤ

として，ゲート駆動回路と主回路の共通部に寄生するコモḳ

ンソースインダクタンス（以下，LCS）が挙げられる。近年の研究では，LCS と MOSFET の寄生容量の比を適切に設計

パッケージḰ ḿṊḿ𝑔ḳ

ḿ𝑔

Ḹ𝑑

Ḹṍ

主回路ソースワイヤ

D

Ig

Id
Ḹ 𝐶𝐶𝐶𝐶Ḹ ṍṘ Ḹ

ゲートソースワイヤ

𝑑𝑑

𝑑𝐶𝐶

ḿṊ

ḿṊ

ḿṍ

ḳ

することで誤点弧を防止できることが報告されており（1），(a) model

MOSFET の LCS を把握することの重要性が高まっている。

Fig.1. structure of 4pin MOSFET with kelvin source terminal(b) Equivalent circuit

デバイスパッケージ

本研究では、これまで𝐿𝐿𝐶𝐶𝐶𝐶 が存在しない(2)とされてきたケルḰ

ビンソース端子を備えたパワーデバイス(図 1，以下 4 端子ḯ ṍṊ𝑣𝑣ṒṋṘṚMOSFET)の LCS を実測し，パッケージ内部のワイヤボンデ
ィングの物理的構造と LCS の関係について推察した。

𝜋𝜋

ON
ḯ ṍṘ
ḿṍ

1‫ב‬d

図 2 に LCS の測定法を示す。この測定では LCS に誘導され

Ḹ 𝑎𝑎Ṙ

𝑣𝑣Ḹ 𝐶𝐶ḿṊ

Fig.2. measurement method of common source inductance

る電圧を計測する。この測定において Rg >> 1 / 2πfiac の条件を満たすとき，LCS は次の式で与えられる(3)。
(1)LCS[nH]

3. 測定結果

ṎṇṉḳḾṍ [ Ok ֱ>Ṃ

2. 4 端子 MOSFET の LCS の測定原理

𝐿𝐿𝐶𝐶𝐶𝐶 = 𝑣𝑣𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚 / 2𝜋𝜋𝜋𝜋𝑖𝑖𝑎𝑎𝑎𝑎(c) inner structure2.の測定原理に基づいて 19 種類の To-247 パッケージの 4
端子 MOSFET の LCS を測定した結果を図 3 に示す。ここで最短距離𝑑𝑑はゲートソースワイヤの始点から主回路ソース
ワイヤに対する垂線の長さである。測定機器には FRA

0.7
0.6
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
0.0

R² = 0.6381
012
最短距離d [mm]3

Fig.3. Relationship between wire bonding spacing and CSI（FRA51615,NF）を用いた。図 3 より最短距離𝑑𝑑 が大きく文なるほど，LCS が小さくなっている。このことから，4 端子[1]

MOSFET の LCS はボンディングワイヤ間の磁気的な結合に起因することを示唆する結果が得られた。

4. 結論

[2]

4 端子 MOSFET の LCS に対する実測による定量的な評価
はこれまでに報告されていない。本研究では，4 端子[3]MOSFET の LCS の実測を行い，ワイヤボンディング構造とLCS の関係について推察を行った。その結果，リードインダ

9

献

K. Umetani, R. Matsumoto, E.Hiraki: “Prevention of Oscillatory False
Triggering of GaN-FETs by Balancing Gate-Drain Capacitance andCommon-Source Inductance”, IEEE Trans. Power Electron, Vol.55, no. 1
pp. 610 - 619，2018
C. Zhao, L. Wang, F.Zhang: “Effect of Asymmetric Layout and Unequal
Junction Temperature on Current Sharing of Paralleled SiC MOSFETs With
Kelvin-Source Connection”, IEEE Trans. Power Electron, Vol.35, no. 7 pp.
7392 - 7404，2020
K. Umetani, K. Aikawa, and E. Hiraki: “Straightforward Measurement
Method of Common Source Inductance for Fast Switching Semiconductor
Devices Mounted on Board”, IEEE Trans. Ind. Electron, Vol.64, No. 10 pp.
8258 - 8267，2017

A-3
仮想同期機制御を用いた SST の低圧側負荷変動補償
○阿部

灯竜*

三浦

友史*

*長岡技術科学大学
Compensation of low-voltage side load fluctuation of SST using virtual synchronous machine control
Hiryu Abe, Yushi Miura*Nagaoka University of Technology

1.

はじめに

近年，太陽電池等のインバータを用いて連系される分散電源の大量導入によって系統の慣性が不足することが懸念されている。この問題を解決するために連系インバータに慣性をサポートする仮想同期機(VSM)制御を導入する方法が提案されている。先行研究では，双方向チョッパで接続される電力貯蔵装置とインバータ，DAB で構成される半導体

図 1 提案する SST の構成

変圧器(SST)に VSM 制御を適用して高圧側負荷変動時の慣性補償について報告されている[1]。本研究では，低圧側負荷
変動時の補償を可能とする制御を提案し，回路シミュレー
ションにより確認する。

2.

回路構成と制御

図 1 に SST の構成と理想的な電力応答を示す。小型試験装置を想定して SST の容量は 3kVA，ESS の容量は 2kVA とした。低圧側負荷変動時に，ESS が電力を出力し DAB と負荷分担を行う。ESS は，常に電力を出すのではなく変動補償する場合にのみ動作させたいため，電力応答は零に収束するように制御する。
図 2 に SST の制御ブロックを示す。ESS は，設定したしきい値以上の低圧側電圧の変動を検知すると動作する。
DAB の電力応答が VSM 制御の振動を誘起せず，緩やかに

図 2 SST の制御ブロック (a)ESS，(b)DAB，(c)VSM
450側の電力応答が緩和される。ESS と DAB の負荷分担制御に

225

425

は Droop 制御を用いる。式(1)に Droop 制御を用いた場合のESS と DAB の電圧指令値を示す。
∗
𝑉dcL = 𝑉dcL
− 𝐾RVi 𝐼out ................................................. (1)Voltage[V]250
Voltage[V]なるように ESS が電力を補償する。それにより，交流系統

200

175
150

375
350

7

12
Time[s]∗𝑉dcLは電圧指令値，𝑉dcL は低圧側直流電圧，𝐼out は出力電流，

17

22

7

(a) 低圧側電圧𝑉dcL
Active Power[W]DAB で分担比を設定し所望の応答を得られるように制御系を設計した。

2000
1500
1000
500

ESS

0
-500

シミュレーション7

時刻 8 秒で 1 kW から 2 kW の低圧側に負荷変動を与えた
場合のシミュレーション結果を図 3 に示す。
変動直後は ESS1212Time[s]1722(b) 高圧側電圧𝑉dc
DAB

17Active Power[W]2500

𝐾RVi (𝑖 = 1,2)は ESS と DAB の Droop 係数である。ESS と

3.

400

2500
2000
1500
1000
500
0
-500
7

22

12

17

Time[s]Time[s](c) DABとESSの有効電力(d) 系統電力

22

図 3 シミュレーション結果が補償動作を行い，系統電力が緩やかに増加する応答が得られた。また，低圧側電圧の変動は±5%以内となっており，

文十分に小さいことが確かめられた。

[1]

10

献

樋口 順也，三浦 友史 : “動揺方程式に着目した負荷変動判別法を用いた SST の仮想同期機制御”, 電気学会研究会資料, SPC-22-069,
p119 ，2022．

A-4
高調波低減を目的とする
鋸歯状波キャリアを用いたMMC の位相シフトPWM 法
○青木

陽介*

三浦

友史*

*長岡技術科学大学
A Phase-Shift PWM using Sawtooth Carrier for Harmonics Reduction of MMC
Yosuke AOKI*, Yushi MIURA**Nagaoka University of Technology

1.

3. 鋸歯状波キャリア適用による高調波低減効果

はじめに

これまでに, ハーフブリッジ・サブモジュール（SM）を用

MMC の位相シフト PWM 法に三角波キャリアと鋸歯状波いた二重スター方式のモジュラー・マルチレベル変換器

キャリアをそれぞれ適用した場合のシミュレーションを行（MMC, Fig. 1）に, 三角波キャリアを用いた位相シフトPWMう。得られた電圧波形をFig. 3に示す。三角波キャリア適用

法を適用した場合の高調波を低減する条件が報告されてい時は線間電圧レベルが遷移する時に2つのレベルが混在する

る[1]。本研究では, MMCへ鋸歯状波キャリアを用いた位相シ期間があるが, 鋸歯状波キャリア適用時は混在することな

フトPWM法を適用した場合に高調波を低減する条件を検討

く遷移している（Fig. 3 の破線で囲む部分）。これは, 三角波する。そして, 三角波キャリア適用時と比べて線間電圧のひ

キャリア適用時の相電圧パルス生成タイミングが, 偶数レ

ずみ率を低減できることをシミュレーションで確認する。

ベルと奇数レベルで異なることが原因である。Fig. 2に示す

2.

各電圧レベル（Lv. 1～Lv. 4）に注目すると, 三角波キャリア

MMC の位相シフトPWM 法

適用時は偶数レベルと奇数レベルに現れるキャリアの位相

Fig. 2にアーム当たりのSM数N = 2の位相シフトPWM法

がπ ずれているが, 鋸歯状波キャリア適用時は揃っている。

で用いる指令値とキャリアを示す。ここで, 下アームキャリ

そのため, 三角波キャリア適用時は相電圧レベルの組み合

アを実線で, 上アームキャリアの正負を反転して 1を加えた

わせ次第で線間電圧に2 つのレベルが混在し, 波形が歪む。

ものを点線で表している。MMCでは上下アームで反転した
指令値を使い, SM 毎に周波数 fC のキャリアを用意する。そ線間電圧の全高調波ひずみ率 THD は三角波キャリア適用時

してアーム内で各キャリアの位相差を 2π/N にする。高調波

ら, MMCの位相シフトPWM 法に鋸歯状波キャリアを用いるを低減するには, 三角波キャリア適用時はNが偶数の時に上ことで線間電圧の高調波を低減できることを確認した。

で9.81%, 鋸歯状波キャリア適用時で7.87%であった。以上か

下アーム間でキャリアの位相差をπ/N とし, 奇数の時は同相にする（Fig. 2(a)）[1]。一方,

π/2 [rad]1

鋸歯状波キャリア適用時は上アー＊v＊
n = 1 - vp

ムで leading-edge, 下アームで trailing-edge の鋸歯状波をキャリアとし, N に依らず上下アーム間でキャリアの位相差を0π/4 [rad]

SMVp1

SMWp1

SMUpN

SMVpN

SMWpN

Larm

Larm

Larm

～
・
・ ～
・
・
・

M

VUM

～
・
～
・
・
・
・

VUV

VVM

Larm
VDC
2

～
・
～
・
・
・
・

Larm

Larm

U
V
W

Simulation Parameters
Number of SMs N: 4/Arm
DC voltage VDC:
6kV
Arm inductors Larm: 4mH
Modulation index M: 0.9
Output frequency fO: 50Hz
Carrier frequency fC: 600Hz

～
・
～
・
・
・
・

SMUpN

SMVp1

～
・
～
・
・
・
・

vUV
0

SMVpN

Lv.1
θ

Lv.3

Lv.2
0

π/4 [rad]

vUV

vVM

0

vUM
0

O

Lv.1
θ

1
Time [msec]

2

vVM
vUM

0

1
Time [msec]

2

(a)
(b)
Fig. 3. Phase and line-to-line voltage waveforms (1kV/div),

R + L = 10Ω + 7mH(a) triangular carriers and (b) sawtooth carriers.

SMWp1

～
・
～
・
・
・
・

Lv.3

Lv.4

(a) triangular carriers and (b) sawtooth carriers.

A Submodule
SMUp1

＊
v＊
n = 1 - vp(a)(b)
Fig. 2. PS-PWM for harmonics reduction of MMC (N = 2),

して変調する場合と同じマルチレベル波形が出力される。

SMUp1

π/2 [rad]1

Lv.2

π/N にする（Fig. 2(b)）。以上の条件では, Fig. 2 に示すように
振幅1/(2N), 周波数2NfC のキャリアを, 振幅方向に2N 本配置

VDC
2

Lv.4

文

C = 2mF

SMWpN

[1]

Fig. 1. A three-phase MMC.

11

献

B. Li, R. Yang, D. Xu, G. Wang, W. Wang, and D. Xu, “Analysis of thephase-shifted carrier modulation for modular multilevel converters,” IEEE
Trans. Power Electron., Vol. 30, No. 1, pp. 297–310, 2015.

A-5
低保磁力磁石適用時の 2 層 IPMSM における耐減磁ロータ構造とその特性
○中田

篤志*

真田

雅之**

森本

*大阪府立大学 ,

茂雄**

井上

征則**

**大阪公立大学

Anti-demagnetization Rotor Structure and its Characteristics
in Double-layered IPMSM applied Low-coercivity Magnets
Atsushi Nakata*, Masayuki Sanada**, Shigeo Morimoto**, Yukinori Inoue***Osaka Prefecture University, ** Osaka Metropolitan University

1.

はじめに

現在，電気自動車やハイブリッド自動車において埋込磁
石同期モータ（IPMSM）が主流となっており，筆者らはこれまでに強磁力磁石を適用して性能を改善した 2 層 IPMSM を検討してきた。しかし，この強磁力磁石は開発途上のものであり，試作磁石では保磁力が性能目標値に対して大幅に低く，磁石適用時に不可逆減磁が生じる恐れがある。
これまでに，低保磁力磁石を適用した 2 層 IPMSM について，モータ性能を維持したまま耐減磁性を高められるロータ構造を示した[1]。本稿では，文献[1]で提案したロータ構造
における効率と損失の評価を行ったので報告する。

2.

(a)

表 1 モータ諸元
項目[単位]
ステータ径 [mm]ロータ径 [mm]シャフト径 [mm]
積厚 [mm]エアギャップ長 [mm]解析モデル

*1 巻線温度 180℃

項目[単位]
巻線抵抗*1 [m]
鋼板材料
永久磁石材料残留磁束密度*2 [T]
保磁力*2 [kA/m]値
77
10JNEX900
強磁力磁石
1.39
320.5

*2 永久磁石温度 150℃

項目[単位]
最大トルク [Nm]減磁率（β = 90°時） [%]減磁率（最大トルク時） [%]Type-A
122.7
99.7
21.0

Type-G1.3
121.2
1.1
0.9

効率・損失比較

図 2 各モデルの効率マップ

まとめ

400

文
中田

篤志

損失 [kJ]

低保磁力磁石適用時の 2 層 IPMSM について，提案モデルの効率と損失を評価した。その結果，提案モデルは減磁率を大幅に改善し，高速域では高効率領域が狭くなるものの，
WLTC モード走行時の損失増加を 4.9%に抑制できた。

[1]

値
210
128
51
60
0.75

表 2 解析モデルの減磁率と最大トルク（Ie = 134 A）[1]

図 2 に最大出力制御時の効率マップを示す。ただし，回転速度とトルクは各モデルの最大トルクと最高回転速度で正規化している。図 2 より，Type-G1.3 は高速域において高効率領域が縮小しているものの，運転範囲が拡大している。
実際の自動車走行時には様々な運転状態を想定する必要があるため，WLTC モード走行を用いて使用頻度を考慮した損失比較を行う。ただし，回生時の損失もトルクの絶対値をとることで合計損失に含めている。図 3 に WLTC モード
走行時の合計損失を示す。図 3 より，Type-G1.3 は Type-A と比べて損失の増加を 4.9%に抑制できたことがわかる。

4.

提案モデル(Type-G1.3)[1]

図 1 解析モデルのロータ構造

図 1 に解析モデルのロータ構造を，表 1 に共通のモータ諸元を示す。基準モデルをType-Aとし，Type-G1.3 は文献[1]で提案したモデルである。ステータは 8 極 48 スロット分布
巻で共通であり，Type-Aの磁石寸法は全て統一されている。
Type-G1.3 は全ての磁石厚さ 1.3 倍，1 層目磁石の開き角減少および 2 層目磁石の埋込深さ増加によりモータ性能の維持と耐減磁性の向上をし，インナーリブ方向の調整により最高速度時の機械強度の確保をしたモデルである[1]。表 2 に
解析モデルの最大電流時における減磁前の最大トルクおよびβ=90°時（逆磁界が最大）と最大トルク時の減磁率を示す。
ただし，総磁石量に対する不可逆減磁が生じた部分の割合を減磁率としている。Type-G1.3 は最大トルクの低下を 1.2%に抑制しつつ両動作点の減磁率を大幅に改善している。

3.

(b)

基準モデル(Type-A)

300

鉄損 [kJ]
303.1

銅損 [kJ]

318.1

98.1

106.5

204.9

211.5

A

G1.3

200
100
0

献
図3

他：令 4 電学関連大講演論文集，G4-1，2022．

12

WLTC モード走行時の各モデルの合計損失

A-6
LED と Si 太陽電池を組み合わせた電流増幅器の基礎検討
○宮内

理示

柿ヶ野

浩明

立命館大学
A Fundamental Study on Current Amplifier with LED and Si Solar Cell
Riki Miyauchi, and Hiroaki Kakigano,
Ritsumeikan University

1.

はじめに

近年，通信の高速化や，電気自動車，AI の普及などにより，半導体の需要がますます高まっている。一方で，昨今，世界的な半導体不足が生じている。そこで著者は，先行研究で提案されている「ダイスター」と呼ばれる，従来のパワー
トランジスタに代わりうる光電変換型トランジスタに着目
図1

した[1]。本稿では，ダイスターの動作を調べるためにダイス

電流増幅器のエミッタ接地回路とその様子

ターを製作し，その静特性を測定したためその結果を述べる。

2.

電流増幅器の特性測定

Si 太陽電池と LED を直列接続するとともに 2 つの素子を対向させると，トランジスタ同様の電流増幅デバイスができることが報告されている[1]。この電流増幅器のエミッ
タ接地回路とその様子を図 1 に図示する。図示した回路図からわかるように，LED のアノードと太陽電池のアノードをベース，LED のカソードをエミッタ，太陽電池のカソー
ドをコレクタとしている。このように 3 端子とみなすこと

図2

図3

入力特性

電流伝達特性で，トランジスタと同様に静特性の測定を行った。
図 2，図 3 に，VCE = 40 [V] のときの入力特性と電流伝達特性を示す。また，図 4，図 5 に，IB = 50 , 100 , 150 [mA] 時の出力特性と電圧帰還特性を示す。これらの図より，全ての静特性において，トランジスタと同じ概形になることを確認することができた。また， LED と太陽電池の距離によって，ベース接地の小信号電流増幅率の値が変動することも明らかとなった。
図4

3. まとめ

出力特性

LED と Si 太陽電池を組み合わせた電流増幅器について，
その特性と LED と太陽電池の距離と電流増幅率の関係を測定できた。今後は，この電流増幅器を用いたシャントレギュ
レータの作成・動作検証を行いたい。

文
[1]

献

Kensho Okamoto and Junichi Fujita : “Novel Transistor composed of LED
and Photodiode”, 2013 IEEE 10th International Conference on PowerElectronics and Drive Systems，22-25 April 2013．

図5

13

電圧帰還特性aaa

A-7
DC マイクログリッドにおける新規の Droop 制御の有効性の検証
○真島

聡*

又吉

秀仁*

森實

俊充*

*大阪工業大学
Validation of A Novel Droop System in A DC Microgrid
Satoshi Majima, Hidehito Matayoshi, Toshimitu Morizane* Osaka Institute of Technology

1. はじめに
環境問題の解決のアプローチとして, 太陽光発電(PV：Photo Voltaic)などの再生可能エネルギー電源が注目されているが気象条件によって出力が左右されるため, 現在の電図2力系統に多量導入が難しい[1]. そのため小規模区画でエネ

消費電力

ルギーの地産地消を目指すマイクログリッドが注目されている. そこで本研究では DC マイクログリッド内において,
PV システムの出力を抑制し, 電力の需給バランスを維持することを目的とする.

2. 新規の Droop 制御の概要
図3

新規の Droop 制御とは, シンプルな制御系で PV システム

母線電圧の応答結果を制御する手法である. そのために図 1 に示す PV アレイのV-P 特性の定格電圧以下において, 端子電圧と出力電力を比例とみなし出力電流を一定とみなすことで可能である.

図4

図1

PV システムの応答結果

PV アレイの V-P 特性
図5

3. シミュレーションによる動作検証

蓄電池の応答結果

4. まとめと今後

新規の Droop 制御の有効性を検証するために, 変動負荷,
PV システム 3 台,蓄電池 2 台から構成される DC マイクログ

動作検証によって, 消費電力が変動した場合においてもリッドモデルを MATLAB/SIMLINK で作成し, 基準母線電観測した母線電圧の情報のみで PV アレイおよび蓄電池が圧を 380 V, 適正母線電圧範囲を 380±10 V とした. また,同比率で出力可能であることを確認した.

380 V から 1 V 上昇するごとに PV システムは出力電力を今後の課題としては, セルの温度変化に伴う出力最大電10 %減少, 蓄電池は 10 %充電, 380 V 以下では PV システム

圧の変動に対応することである.

は 100%, 蓄電池は基準母線電圧から 1 V 減少するごとに10 %放電するように設計した. ただし, PV アレイは定格状

文態とし, 日射量 Ir は Ir=1000 W/m2, セル温度 T は T=25 ℃と[1]

した. 以上の条件下において, 消費電力の変動に伴う母線

献N. Battu, N. Senroy, and A. Abhyankar, “Effect of

電圧の応答, PV システムおよび蓄電池の応答を観測した.

Capacitors on Frequency of OLTC Tap Changes in the

その結果を図 3~5 に示す. 図 4, 5 より PV システム及び, 蓄

Presence of Wind Generation,” International Journal of

電池がそれぞれ同比率で出力していることが確認できる.

Emerging Electric Power Systems, vol. 16, no. 4, pp. 385-

このことから, 適切に出力抑制できていることが分かる.

395, 2015.

14

A-8
2 重共振による低周波バリア放電用電源のモデル化と実証○永田 稜拓*民田 太一郎**大阪電気通信大学
Modeling and Demonstration of Power Supply for Low Frequency Barrier Discharge
with Double Resonance
Ryouta Nagata, Taichiro Tamida*Osaka Electro Communication University

図 1 二重共振コンバータ
Fig. 1. Double resonant converter
図 2 電圧ゲイン

1.

背景Fig. 2. Voltage gain

バリア放電は交流の電源が必要であり、必要とされる電圧は kV 級と非常に高い。オゾナイザでは、昇圧された交流
電圧を力率改善リアクトルを介して放電負荷に入力している。[1]この電源は入出力を絶縁できるが、昇圧用トランスを必要とするために大型化するという欠点をもつ。
そこで、トランスを必要とせず、共振を用いて昇圧する方式を提案する。本回路はトランスが不要なため小型化が期
待でき、入力の基本波力率を 1 にできるためインバータの負担が小さいという利点をもつ。しかし非絶縁であり、

図 3 放電負荷のインピーダンス

Quality factor が大きいために制御性が悪く、波形は正弦波でFig. 3. Impedance of barrier discharge

固定されるという欠点をもつ。

2.

図 2 をみると、実測値は理論値とよく一致していることがわかる。これは放電負荷の線形近似がうまくいっている

理論ということである。

提案する回路を図 1 に示す。本回路は二段の共振回路で図 3 をみると、実測値は理論値とよく一致していること構成され、ほとんどが一段目で昇圧される。電圧ゲインなどがわかる。これは放電負荷の線形近似が共振回路で有効なは、負荷が非線形なために Q-V グラフ上で図形的な近似をことを示している。

行って導出できる。

4. まとめ

まず、二段目の共振回路は電流と入力電圧の位相がおよそ一致するように調整する。これは二段目の電圧ゲインが提案する二重共振回路によってバリア放電負荷を駆動で最大となる条件である。

きること、非線形な放電負荷の線形近似が Quality factor のまた、ブリッジからみた入力インピーダンスの虚部を0Ω

大きな共振回路において実用的であることを実機においてにすることができる。これにより ZCS 動作を可能にし、ス確認した。

イッチ素子の負担を小さくできる。

3. 結果・考察文

放電負荷のインピーダンスの Bode 線図を図 2 に、電圧ゲ[1]インを図 3 に示す。ここで、線は理論値、記号は実測値である。また、実測値は実効値と力率から計算した。

15

献

民田 太一郎ら:「周波数可変方式を用いた大容量オゾナイザの放電安定制御」,電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）, 126, 11, p1549-1556,
2006.

A-9
誘導電動機の鉄損抵抗が最適軌道に与える影響
○寺西

啓悟

井上

同志社大学

馨

加藤

利次

理工学部

Effect of Core Loss Resistance of Induction Motors on Optimal Trajectories
Keigo Teranishi, Kaoru Inoue, Toshiji Kato
Department of Electrical Engineering, Doshisha University

はじめに

1.

ただし係数𝐹1 ，𝐹2 ，𝜆は駆動条件によって定まる定数である。

4. 導出結果

輸送システムで誘導電動機を用いる場合，指定した時間に目的の回転角速度や回転角に至るといった駆動条件が与駆動条件は「時刻𝑡0 = 0 sから𝑡1 = 4 sで回転角速度を𝜔0 =えられていることが多い。駆動条件を満たす回転角速度，ト0 rad/sから𝜔1 = 150 rad/sまで加速させ，目標回転角を𝜃1 =ルク，二次磁束の時間波形を本稿では軌道と呼び，エネルギ

350 radまで回転させる」とした。動作点はトルク0.8 Nm，

ー損失が最小となる軌道を変分法で解析的に設計する[1]。この際，動作点に応じて変化する鉄損抵抗，減衰係数を考慮す

二次磁束0.35 wb一定とし，低速の動作点𝜔𝑜𝑝1 = 25 rad/sと高速の動作点𝜔𝑜𝑝2 = 135 rad/sの比較を行う。Fig. 2 に結果る必要がある。本報告では，回転角速度，トルク，二次磁束を示す。𝜔𝑜𝑝1 のエネルギー損失は58.40 J，𝜔𝑜𝑝2 のエネルギーの動作点を 1 点定め，そこでの鉄損抵抗，減衰係数を用いた損失は55.34 Jとなり，速度の動作点の選び方によって損失が設計を検討する。

大きく変わることが確認できた。
本稿では最適軌道の方程式に含まれる鉄損抵抗は動作点

誘導電動機の損失

2.

に応じて一定値としているため，今後は駆動区間を分割し誘導電動機の回転子の運動方程式は，慣性モーメントを𝐽，て区間ごとでの最適な動作点の検討を行い，より最適な軌

回転角速度を𝜔，回転角加速度を𝜔̇ ，減衰係数を𝜉，トルクを道設計を目指す。

𝑇とすると下式となる。
(1)
𝑇 = 𝐽𝜔̇ + 𝜉𝜔
誘導電動機の損失式は，銅損，鉄損[1]に加え，回転減衰による損失を考慮すると下式となる。
𝑃 = 𝑎(𝜔, 𝑇, 𝜑) + 𝑏(𝜔, 𝑇, 𝜑)𝑇 2 + 𝑐(𝜔, 𝑇, 𝜑)𝑇 + 𝜉(𝜔)𝜔2 (2)係数𝑎，𝑏，𝑐は鉄損抵抗𝑅𝑚 を含むため回転角速度𝜔，二次磁束𝜙，トルク𝑇に依存し，減衰係数𝜉は回転角速度𝜔に依存する。
Fig. 1

入力電力から機械出力を差し引いた損失を𝑃として，二次Core loss resistance map of the induction motor.

磁束を0.2 wbから0.6 wbの範囲内で(2)式より鉄損抵抗を導出する。導出した鉄損抵抗を三次元平面上のマップで表現
し，二次磁束0.35 wb一定での鉄損抵抗を Fig. 1 に示す。

3.

変分法による最適軌道の設計与えられた駆動条件内の動作点を 1 点定義し，その鉄損
抵抗と減衰係数を用いると変分法により，駆動中の損失エネルギーを最小化する回転角速度と二次磁束の最適軌道は下式で表される。
𝜔 = 𝐹1 𝑒 𝛼𝑡 + 𝐹2 𝑒 −𝛼𝑡 −𝑏𝜉 2 + 𝜉𝛼=√𝑏𝐽2𝑐𝜉 − 𝜆2(𝑏𝜉 2 + 𝜉)

(3)
Fig. 2Comparison of operating points.

， 𝛽 = 2(𝑏𝜉 2 + 𝜉)

1
𝑅𝑠 (𝐿2𝑟 + 𝑑2 ) + 𝑙𝑟2 𝑅𝑚 + 𝑅𝑟 (𝑀 2 + 𝑑2 ) 4} √𝑇
𝜙={𝑝2 (𝑅𝑠 + 𝑅𝑚 )

文
[1]

(4)

16

献

松瀬貢規，谷口正太郎，住吉龍也，並木一茂：「鉄損を考慮した速度
センサレスベクトル制御」,電気学会論文誌 D,121 巻, 8 号, pp. 869877 (2001)

A-10
2 相 Boost-Forward 型 DC-DC コンバータの電力平衡モード制御による応答性改善
○松本

和希

大吉

宗一郎

川上

太知

大阪公立大学工業高等専門学校
Enhance the responsiveness of Two-Phase Boost-Forward DC-DC converterby Power Balance Mode Control
Kazuki Matsumoto, Soichiro Oyoshi, Taichi Kawakami
Osaka Metropolitan University College of Technology – Power Electronics Control Technology-Laboratory

1.

研究の背景

通常の昇圧型 DC-DC コンバータは伝達関数に右半平面の零点と呼ばれる不安定要素を含み，制御系設計における応答性改善が容易ではない。そこで特定の条件下で右半平面の零点を除去可能な Boost-Forward 型 DC-DC コンバータが提案された[1]。除去条件は電力に依存しており，負荷が変化することで出力電圧が定性的に変化してしまう。そこで回路の高電力密度化に有効な多相化（マルチフェーズ方式）を行うことで，重負荷であっても相数が切り替わることで 1 相Fig.1 Two-Phase Boost-Forward DC-DC converter

あたりの電力が分割できる。その結果，右半平面の零点が除+去できる条件を広げることが可能となる。本研究では，マルVref

チフェーズ方式において，通常の電流モード制御(Current

Kad

Mode Control : CMC)にフィードフォワード制御を追加した

Kv

Iout

×

Vin

Pout*

÷

+

+

+

-

Ki

Fm

Ki

Vout

Gvd

Gid
IL

IL*

Vout*≒Vout

電力平衡モード制御(Power Balance Mode Control : PBMC)をPower Balance Control Part

適用することで，応答性の改善を検証する[2]。

2.

Gc

-

Fig.2 Block Diagram of Power Balance Mode Control

2 相 Boost-Forward 型 DC-DC コンバータ(Single Phase)load fluctuate〈2･1〉 回路の動作

0.15[sec]

0.28[sec]

2 相 Boost-Forward 型 DC-DC コンバータの回路図を Fig.1に示す。各相でスイッチングの位相を 180°シフトさせコン±0.5[%]

デンサ C1，C2 における電荷の変動を小さくする。負荷に応じて相数を切り替え，単相よりも重負荷に対応させる。

15[V]〈2･2〉 電力平衡モード制御
PBMC のブロック線図を Fig.2 に示す。CMC をベースに入出力の電力を一致させるように動作する電力平衡制御部
Fig.3 Output voltage when load fluctuate (PSIM)を追加している。

今後は多相化によって右半平面の零点が除去できる条件について詳細に伝達関数や周波数特性を確認する。

〈2･3〉 負荷変動時の応答
負荷抵抗 R を 1/2 倍にステップ状で切り替える。このときの出力電圧 Vout の応答を Fig.3 に示す。PBMC は CMC に

文

比べ整定時間が約半分となり，電圧変動量も約 65[%]抑制す[1]ることができることが確認できる。

3.

むすび

[2]

多相化した Boost-Forward 型 DC-DC コンバータにおいて
PBMC を用いることで負荷変動時の応答性が改善できた。

17

献Behzad Poorali，Ehsan Adib : “Right-Half-Plane Zero Elimination of Boost
Converter Using Magnetic Coupling With Forward Energy Transfer”, IEEE
Transactions on Industrial Electronics, Vol. 66, pp.8454 -8462, 2019.
Taichi Kawakami, Kenta Yamada, Kazuhiro Umetani, and Shigeo
Morimoto: “Design and Analysis of Power Balance Mode Control Using
Digital Control for Boost-Type DC-DC Converter”, IEEJ Transactions on
Electrical and Electronic Engineering, Vol.17, No.3 pp.739-748 , 2022.

A-11
二重化三相電圧形インバータの負荷から生じる磁気騒音の評価＊＊＊〇林 祐輔 , 植田界輝 , 池内丈人 , 青木陽介
＊

＊＊

＊

, 茂木進一 , 三浦友史＊＊

神戸市立工業高等専門学校, ＊＊長岡技術科学大学

Evaluation of Magnetic Acoustic Noise from Inductors Driven by Three-Phase Dual Voltage-Fed Inverter
Yusuke HAYASHI＊, Kaiki UEDA＊, Taketo IKEUCHI＊, Yosuke AOKI＊＊, Shin-ichi MOTEGI＊, Yushi MIURA＊＊＊

Kobe City College of Technology, ＊＊Nagaoka University of Technology

1. まえがき② インダクタから生ずる騒音を TASCAM 製, DR-07 MKII

一般に, 電力変換器の容量が大きい場合, スイッチング周にて録音する

波数を人間の可聴周波数以上に上げることが困難であり可③ 神戸市立工業高等専門学校 電気工学科の学生（70 名

聴周波数内の磁気騒音が発生することが多い. この磁気騒程度）に前記録音を二種類ずつ聴いてもらい磁気騒音

音は電力変換器に適用するPWM 法によって違いがあることの大小を評価するが報告されている[1]. しかし, 同文献において磁気騒音の大<2･3>

アンケート結果

学生から得られたアンケー

きさの評価に広く使用される騒音レベル LA と人間の評価のト結果を Fig. 2 に示す. 同 Fig. に示すように, 多くの学生が,間に乖離が生ずる場合もあることが指摘されている. そこ

パルス電圧重畳による二相 PWM 法（P2）の磁気騒音が最もで, 本稿では, 本研究ではインバータの負荷から生ずる磁気小さいと回答している. なお, 各変調方法における交流側出

騒音を人間の感覚により評価する.

力電流 i U の総合歪み率と騒音レベル LA は, C3 が 1.90%・

2. 実験結果

62.3dB, D2 が 1.22%・61.4 dB, P2 が 1.11%・60.9dB であり, C3<2･1> 主回路運転条件

本研究では, Fig. 1 に示す単巻と D2 には騒音レベル LAと人間の評価との間に乖離がある.

変圧器を用いた二重化三相電圧形インバータ[2]に,

3. あとがき・C3： パルス中央配置を行う三相PWM法（瞬時空間ベク

単巻変圧器を用いた二重化三相電圧形インバータに各種

トル PWM 法の最も一般的な PWM パターン）

PWM 法を適用した場合に, 負荷として接続されたインバー・D2： 指令値シフトによる二相 PWM 法

タからの磁気騒音をアンケートから評価した. 磁気騒音は,・P2： パルス電圧重畳による二相 PWM 法[3]現在, ディファクトスタンダードとして使われているパルの三種類の PWM 法（Inverter A と Inverter Xのキャリア波形

ス中央配置を行う三相 PWM 法（C3）よりも著者らが提案しは180° 位相をずらしている）を適用し, 5 mHのインダクタかているパルス電圧重畳による二相PWM法（P2）の方が小さい

ら生ずる磁気騒音を評価する. 主回路の運転条件は, 交流側

ことが明らかになった. 今後はラウドネス解析 [4]も利用し

出力周波数 fO = 50 Hz, 変調度  = 0.85, キャリア周波数 fCAR =て, インバータの負荷から生ずる磁気騒音の比較を実施す

3 kHz, デッドタイム TDT = 2 s（デッドタイム誤差補償あり）,

る予定である.

直流側電圧 VAD = 400 V, VXD = 387 V（直流側電圧がアンバラン

文

スなのは単相変圧器の巻数比の都合である）, 交流側出力電
力 PO = 6.6 kW としている.
<2･2> 評価方法

実験方法は以下の通りである.

① Fig.1 に示す二重化三相電圧形インバータを前節の条

BP

CP

A
B

VAD

C
AQ

BQ

CQ
U
V v UV
W

iU
iV
iW

LA
♪♫

♬

Inverter X

YP

ZP

5.7Ω

PO

X

Y

VXD

Z
XQ

YQ

ZQ

Q: Which is the noisy one ?

Output frequency: 50Hz
Modulation ratio: 0.85
Dead-time:
2µs
V : 400V
DC-voltage AD
VXD : 387V

P2
71

56

18
3

0

autotransformers[2].

D2

40
20

Fig. 1. A three-phase double voltage-fed inverter with center-tap

C3

70

60
5mH

XP

80

NumberInverter A

件で運転するAP

献[1] 澤田純兵・茂木進一・中村佳敬・山田正樹：「三相電圧形インバータの出力電圧高調波により生じる磁気騒音の比較」, 電気学会論文誌 D, Vol.
139, No.11, pp. 901-907, 2019[2] 電気学会半導体電力変換方式調査専門委員会編：「半導体電力変換回路」,
電気学会, pp. 125-126, 1987
[3] 茂木進一：「三相電圧形PWM 変換器のためのパルス電圧重畳による新しい二相PWM 法の提案とその効果」, 電気学会論文誌 D, Vol.138, No. 2, pp.
113-121, 2018[4] 青木陽介・茂木進一・澤田純兵・山田正樹：「インバータ駆動されるインダクタから生じる騒音のラウドネス解析」, 2020年電子情報通信学会ソサイエティ大会, A-1-1, 2020

C3 vs D2

D2 vs P2

5
P2 vs C3

Fig. 2. Evaluation of magnetic acoustic noise magnitude.

18

A-12
水の導電性を考慮した電場結合型非接触給電カプラのモデリング○門田 修平*

増田 樹*

石飛 学*

*奈良工業高等専門学校
Equivalent Circuit Model of Capacitive Coupler for Wireless Power Transfer
Shuhei Kadota, Itsuki Masuda, Manabu Ishitobi*National Institute of Technology, Nara College
Electrode

1. はじめにWater

日本の領海や排他的経済水域には，豊富な海底資源が確

Insulator

認されており，水中探索を行う無人探査機が注目を浴びてInsulator(a) カプラの模式図いる。また，これらの探査機の運用効率を向上させるため，

Lcopper

水中における電場結合型の非接触給電が期待されており，

Cins

CwaterCins

Gins

GwaterGins

すでに 1kW レベルの実証実験も行われている(1)。電場結合型が好まれるのは，導電性を示す水中においても，損失をLcopper(b) 提案等価回路増加させる渦電流(2)が小さい点にある。しかしながら，渦電

図 1 電場結合型カプラの提案等価回路

流には及ばないものの水中に伝導電流を誘導することが知られており，誘電体の絶縁破壊もさらなる高エネルギー密海水の導電率

4.00 [S/m]電極サイズ

50×50 [mm2]淡水の導電率

0.01 [S/m]

水の厚さ

20 [mm]アクリルの比誘電率2.95

アクリルの厚さ

2 [mm]

度化の障壁となっている。
そこで本研究では，水中で電場結合するカプラを取り上げ，伝導電流や電場集中箇所について検討可能な等価回路

図 2 カプラを模擬した水槽を提案し，その有効性について検証している。
Sea water
Fresh waterSea water
Fresh water

Capacitance [pF]

2. 等価回路の提案
図 1 に電場結合型カプラの提案等価回路を示す。なお，等価回路における絶縁体のコンダクタンス Gins，絶縁体の静電量 Cins，水のコンダクタンス Gwater および水の静電容量} Experiment} Simulation

Cwater は以下の式で表される。
Cins = εinsSS
(1 + 𝐵)(1 + 𝐴) ，Cwater = εwater
dinsdwaterGins = 𝜔Cins 𝑡𝑎𝑛𝛿 ，Gwater = σwaterA=S
dwater𝑒√𝜋𝑆𝑒√𝜋𝑆2dwaterlog 4
6 ，B =
log 4
6
d
d
√𝜋𝑆
ins
√𝜋𝑆
water

2dins

Frequency [MHz](1)

図 3 キャパシタンスの周波数特性られた結果と等価回路を用いてシミュレーションした結果(2)を図 3 に並べる。図 3 より，シミュレーション結果が実験と同じ傾向を示していることがわかり，本等価回路が有効(3)であるといえる。

ここで，配線のインダクタンスを Lcopper，絶縁体と水の誘4. むすび

電率をそれぞれ εins，εwater，絶縁体と水の厚さをそれぞれ dins，dwater，絶縁体の誘電正接を tanδ，極板の断面積を S，水の導本研究では，電場結合型水中非接触給電用のカプラを取

電率を σwater としている。また，A，B はエッジ効果を考慮しり上げ，提案した等価回路について，伝導電流や電場集中

た補正係数である。したがって，本等価回路を用いた回路箇所の検討が可能であることを明らかにした。今後，提案解析を行うことで，伝導電流や電場集中箇所の推測が可能

した等価回路を用いて，水中に適したカプラの検討を行うとなる。

予定である。

文

3. 等価回路の評価(1)

図 2 にカプラを模擬した水槽とその仕様を示す。なお，絶縁体にはアクリルを使用し、ベクトルネットワークアナ(2)

ライザ（Keysight P9370A）を用いて，2 端子間におけるキャ
パシタンスの周波数特性を測定している。この実験より得

19

献Tamura Masaya, et al.: “Design of Conductive Coupler for Underwater
Wireless Power and Data Transfer”, IEEE Transactions on Microwave
Theory and Techniques, Vol.69, No.1 pp1161-1175, 2021.
Zhengchao Yan, et al.: “Frequency Optimization of a Loosely Coupled
Underwater Wireless Power Transfer System Considering Eddy Current
Loss,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 66, No. 5, pp.
3468-3476, 2019.

A-13
蛍光灯互換型 AC アダプター装置 ～開発とその活用法～○梶原 渉磨,安田 光喜（大阪府立富田林高等学校）

Fluorescent Lamp Socket Compatible AC/DC Converter Device and Its Application in Real Life
Kajiwara Shoma, Yasuda Koki
Osaka Prefectural Tondabayashi Senior High School

1.

路では，部品の高さを抑えるために，同期整流式の降圧回路

はじめにを，制御 IC のデータシート[4]を基に構築した (Fig. 2) 。

インバウンド需要の高まりを受けて，外国人観光客が日本で困ったことを挙げたアンケート[1]にて現在，これらの条件を満たす回路を作成し，それをもとに

2 番目に多かっ基板を発注し，本装置を実際に作成している。

た「フリーWi-Fi が少ない」という問題を解消するべく研究3. おわりにを開始した[2]。
コンセントなどから得ることのできる電源は交流であ装置が完成したら，今後は公共交通機関の車両にて動作

り，そこから各種の機器向けに，電圧や電流・直流や交流なするかどうかの確認を行い，実用化を視野に入れた耐久試

どを変換して使用している。スマートフォンやパソコン，さ験も行う予定である。

らに今回の研究対象である Wi-Fi を動作させるために使用される「ルーター」などの精密機器は直流電源が使用されるため，それらにコンセントから給電するために，交流から直流に変換する装置である AC アダプターを挟んでいる。
蛍光灯は，蛍光管に高い電圧を印加することにより，内部の蛍光塗料が発光する形式の照明器具である。蛍光灯の発光方式は複数存在し，それらはすべてソケット側に安定器とよばれる回路を備えている。これらの機器を通して生成される電力は通常のコンセントで利用できる電源とは仕様が異なり，例えばここに AC 100V 駆動の機器を直接つないFig. 1 LED 照明内部の変換基板回路図（略図）で使うべきではない。
今回の研究では，このような特殊な環境でも安定して駆動するような交流→直流の変換装置（以下，「本装置」という。
）を作成することを目指す。本装置は，蛍光灯の互換形
状で実用化することで，コンセントが近くにない場所から，追加の工事なしに直流電源を取得できるため，まだ蛍光灯を使用している公共施設，特に公共交通機関などでの電装の工事を大幅に簡略化できると考えられる。

2.

開発の方法

まず本装置の作成に際し，市販の蛍光灯互換形状の LED

Fig. 2 外部装置用降圧回路の元にした回路図

照明（以下，「LED 照明」という。
）を購入し，また公開特許（文献 [4] より引用）

公報[3]を参考にして，内部の構造や回路設計を調べた。それらを基に，その LED 照明の内部に組み込まれていた変換回

文路の回路図を作成した。作成した回路図（略図）は Fig. 1 の
[1]

とおり。
続いて，今回の動作条件に合致する装置を作成する上で[2]の方針を策定した。今回は，LED 照明の内部の変換回路のうち全波整流後の部分から新たに降圧回路を作成するとい[3]う形で回路を作成することにした。新たに作成する降圧回

[4]

20

献

Japan Tourism Agency: “Results of Questionnaire Survey of Foreign
Tourists”, 2019.
Kajiwara Shoma: “Easy-to-install Free Wifi Service to Meet Inbound Needs– Paper No. 1: Concept of the Study”, 2021.
An Junsuk: “Power Supply Device for Led Illumination Lamp of Discharge
Lamp Stabilizer Compatible Type (JP,2019-194962,A)”, 2019.
Analog Devices, Inc.: “LTC7801: 150V Low IQ, Synchronous Step-Down
DC/DC Controller”, 2017.

B-1
電気自動車用インバータの高電力密度化に向けた
GaN-HEMT 実装方法の提案
○竹原

佑

石原

將貴

梅谷

和弘

平木

英治

*岡山大学
Proposal of GaN-HEMT Mounting Method for High Power Density of Inverters for Electric Vehicles
Yu Takehara, Masataka Ishihara, Kazuhiro Umetani, Eiji Hiraki
Okayama University

1.

初めに

コンデンサ
アルミコア基板（パワー基板）

GaN パワー半導体は低 on 抵抗、高速スイッチングというソース ドレイン
GS66516T
サーマルパッド

銅板

特徴によって、電力変換機器の高電力密度化への貢献が期

ソース ドレイン
GS66516T
銅板
サーマルパッド

銅板

待されている。しかしながら、適用範囲は小電力での用途がアルミコア基板（サーマルパッド基板）主である。EV 駆動のような大電力の用途で用いるには、パ水冷ジャケット

ワーループインダクタンス(Ld)に発生するスイッチングサ
図 1：提案構造断面

ージと、デバイスからの放熱という２つの課題が存在する。
本研究では低 Ld と高放熱性能を両立する実装方法を提案

放熱用用銅板

入力端子（－） 入力端子（＋）

し、実験により有効性を確認した。さらに提案構造を用いて体積 0.25L の 10kW 級インバータを試作し、高電力密度 GaN

ス
ナ
バ
コ
ン
デ
ン
サ

インバータの実現可能性を検討する。

2.

提案構造

提 案 構 造 は 2 枚 の ア ル ミ コ ア 基 板 を 用 い て GaNHEMT(GaN Systems GS66516T)と銅板を挟みこむ構造であGS66516T
High側

出力端子

る。
（図１）2 枚のアルミコア基板を銅板で熱的に結合する(a)表面ことで GaN-HEMT の両面からの放熱を可能とする。また、

GS66516T
LOW側

(b)裏面

図 2：パワー基板

パワーループがアルミコア基板断面を一周するように GaNHEMT とスナバコンデンサを基板の裏表に配置し、アルミ140

コアに渦電流を発生させる。渦電流による磁束はパワール

120

り、片面からの放熱に比べて放熱性能が 17％向上し、また100

サージ電圧[V]ープ電流の磁束を打ち消し、Ld を低減する。この構造によ
Ld とスイッチングサージが半減することを確認した。
（図 3）
さらに提案構造を取り入れ、10kW 程度の出力を想定した体積 0.25L の 3 相フルブリッジインバータを試作した。
（図 4）

提案構造

従来構造

80
60
40
20

3. 結論

0
0

GaN パワー半導体を用いた EV 向け高電力密度インバー

20

40

60

80

100

120

ドレイン電流[A]タの実現に向けて、低 Ld と高放熱性能を両立する実装方法
図 3：ターンオフ時のサージ電圧を提案し有効性を確認した。提案構造を用いた高電力密度インバータの実現可能性を検討するため、試作したインバータの連続動作試験の結果についても報告する予定であ

47mm

る。

文
[1]

献

パワー基板

107mm

中津欣也：
“パワーモジュールのインダクタンス成分を低減する配線実装技術，”エレクトロニクス実装学会誌，Vol. 18, No. 4, p. 270, 2015

50mm

図 4：試作インバータ

21

140

160

B-2
表面磁石型同期モータのインバータ駆動における相電流波形の提案
○安田

裕喜*

楠見

隆行*

梅谷

和弘*

平木

英治*

*岡山大学
Proposal for Phase Current Waveform in Inverter Drive of Surface Permanent Magnet Motor
Yuki Yasuda*, Takayuki Kusumi*, Kazuhiro Umetani*, Eiji Hiraki*

1.

*Okayama University
ここで(1),(2)式の U 相に関して次のように関数を定義する．

はじめに

𝑓𝑈 (𝜃𝑒 ) =近年，地球環境の保全や脱炭素化社会への意識が高まっ

𝑑𝜙𝑈
𝑖
𝑑𝜃𝑒 𝑈

(3)

ている．航空機の電動化においては軽量化が比較的容易で三相の対称性より V,W 相はそれぞれ 120 deg だけ位相ずれあり，高トルク特性を持つといった観点から表面磁石型同したもので表現でき，𝑓𝑈 (𝜃𝑒 )が 3 の倍数次高調波成分を持た期モータ（SPMPM）が注目を浴びている．本研究の目的はなければ，それ以外の高調波成分は互いに打消し合い入力

SPMSM をインバータ駆動した際における入力電流・出力ト

電流𝑖𝐸 と出力トルク𝜏にはリップルが現れないことになる．

ルクリップルとして現れる交流成分を除去する相電流波形〈2･3〉相電流波形の決定を提案することである．

前述のように𝑓𝑈 (𝜃𝑒 )が 3 の倍数次高調波成分を持たなけれ2.

ば入力電流𝑖𝐸 と出力トルク𝜏にリップルが重畳しないことにインバータ駆動における相電流波形の提案

なる．U 相磁束𝜙𝑈 は高調波成分を含んでおり，次のような概形を持つ．図 2 に相磁束波形のイメージ図を示す．

〈2･1〉インバータ駆動における課題

相磁束[Wb]

図 1 に自動車や航空機に用いられるモータの駆動回路構成を示す．この駆動形態における問題点は直流から交流に変換するスイッチング時に，直流電源の入力電流および出力
トルクに純粋な直流成分のみでなく，リップルとして現れる交流成分が重畳してしまうことである．入力電流リップ

電気角[deg]

ルは直流電源の劣図 2. 相磁束のイメージ波形化に繋がり，出力ト

図 2 のように相磁束波形が偶関数になるよう初期位相を決

ルクリップルはプ

めると，次のようにフーリエ係数展開できる．

ロペラへのダメー

𝑑𝜙𝑈= 𝐾1 sin 𝜃𝑒 + 𝐾2 sin 2𝜃𝑒 + 𝐾3 sin 3𝜃𝑒𝑑𝜃𝑒+𝐾4 sin 4𝜃𝑒 + 𝐾5 sin 5𝜃𝑒

ジや乗り心地の悪化など多くの悪影
響が生じてしまう．

図 1. モータのインバータ駆動回路(4)

また，打ち消したい相電流波形をフーリエ級数表示すると〈2･2〉入力電流・出力トルクの関数表現

𝑖𝑈 = 𝐴1 sin 𝜃𝑒 + 𝐴2 sin 2𝜃𝑒 + 𝐴4 sin 4𝜃𝑒 + 𝐴5 sin 5𝜃𝑒+𝐵1 cos 𝜃𝑒 + 𝐵2 cos 2𝜃𝑒 + 𝐵4 cos 4𝜃𝑒 + 𝐵5 cos 5𝜃𝑒

これらを解決するためには入力電流・出力トルクに現れる(5)

交流成分を除去する必要がある．交流成分の除去を行うた

以上より，(4),(5)式の積を計算し，3 の倍数次高調波成分のめ U,V,W 相の関数として記述することを考えた．三相イン

係数部を 0 にして連立方程式を解くことで，相電流𝑖𝑈 のフーバータ間でやり取りする電力について方程式を立てると，

リエ係数𝐴1 ～𝐵5 を求めることができる．

入力電流𝑖𝐸 と出力トルク𝜏を各相の関数和として次のように

3．まとめ表現することができる．
𝑖𝐸 =𝑝𝜔 𝑑𝜙𝑈
𝑑𝜙𝑉
𝑑𝜙𝑊
(
𝑖 +
𝑖 +
𝑖 )
2𝑉in 𝑑𝜃𝑒 𝑈 𝑑𝜃𝑒 𝑉 𝑑𝜃𝑒 𝑊

𝑝 𝑑𝜙𝑈
𝑑𝜙𝑉
𝑑𝜙𝑊
𝜏= (
𝑖 +
𝑖 +
𝑖 )
2 𝑑𝜃𝑒 𝑈 𝑑𝜃𝑒 𝑉 𝑑𝜃𝑒 𝑊

SPMSM のインバータ駆動における入力電流・トルクリッ(1)

プルを除去することができる相電流波形の決定方法を示した．今後は実機環境を構築し，実証実験を実施する予定であ

(2)

る．

ここで，𝑉in [V]は直流電圧，𝜔[rad/s]は同期角速度，𝜃𝑒 [rad]は電気角，𝑝は回転子の極数，𝜙𝑋 [Wb], 𝑖𝑋 [A]はそれぞれ X 相

文の鎖交磁束数，相電流を表している．(1),(2)式の各相の関数[1]

部が高調波成分を持っていることにより，入力電流𝑖𝐸・出力
トルク𝜏に交流成分が重畳しリップルとして表れてしまう．

22

献

Takayuki Kusumi, Takuto Hara, Kazuhiro Umetani,and Eiji Hiraki : “Phasecurrent waveform for switched reluctance motors to eliminate input-current
ripple and torque ripple in low-power propulsion below magnetic
saturation”, IET Power Electron, Vol.13,Iss.15, p.3351-3359 ，2020．

B-3
VSG 制御インバータのインピーダンス特性の基礎検討
○若林

永遠*

三浦

友史*

*長岡技術科学大学
Basic study on impedance characteristics of VSG-controlled inverters
Towa Wakabayashi, Yushi Miura*Nagaoka University of Technology

1. はじめに
近年，分散電源の大量導入により慣性不足に伴う系統の安定度低下が懸念されている。この問題を解決するため，連系インバータに疑似的な慣性を持たせる仮想同期発電機(VSG)制御が提案されている。また，系統連系インバータの制御系の設計等において，安定性解析を行うためには種々の制御を用いたインバータのインピーダンス特性を評価す
図 1 三相インバータ回路る必要がある。本研究では，VSG 制御および電流制御のインバータのインピーダンス特性をシミュレーションにより
評価した。

2.

dq 座標系におけるインピーダンス測定法

dq 座標系におけるインピーダンス測定法[1]では，dq 軸の摂動電流信号𝐼 , 𝐼 を並列に注入し，その応答端子電圧信号
𝑉 , 𝑉 を測定してインピーダンス特性を求めるものである。

図 2 VSG 制御ブロック図

本稿では，𝐼 = 0として𝐼 成分のみの励起信号を与えて𝐼 , 𝑉
を測定することで，d 軸インピーダンス𝑍dd = 𝑉 ⁄𝐼

を

評価する。

3. シミュレーション結果
図 1 の三相インバータ回路を用いてシミュレーションを行った。制御には図 2 に示す VSG 制御と，図 3 に示す dq 座

図 3 電流制御ブロック図

標上で比例積分制御を行う電流制御(CC)を適用し，インピ

80

ーダンス特性(𝑍dd )を評価した結果を図 4 に示す。また，比60

較として LC フィルタのインピーダンス特性の計算結果も40

𝝎𝐜 : 𝟔𝟎𝟎𝟎𝐫𝐚𝐝/𝐬
𝝎𝐜 : 𝟒𝟎𝟎𝟎𝐫𝐚𝐝/𝐬Resonance of LC filter
Current control

Gain [dB]𝝎𝐜 : 𝟐𝟎𝟎𝟎𝐫𝐚𝐝/𝐬示した。電流制御(CC)では制御系の固有角周波数ω を，VSG制御では AVR 内のゲイン𝐾 を変化させたときの結果を示した。高周波帯(1000 Hz 以上)ではすべての条件において LC

20

𝑲𝐩𝐯 : 𝟎. 𝟎𝟐

0𝑲𝐩𝐯 : 𝟎. 𝟎𝟏-20フィルタの特性とほぼ一致し，それより低い周波数帯では-40電流制御と VSG 制御で特性が大きく異なる結果となってい𝑲𝐩𝐯 : 𝟎. 𝟎𝟑

1553HzLC filter

VSG control-60

ることが分かる。電流制御ではω が大きいほどゲインが高1

くなることが分かる。VSG 制御では 70~90 Hz 付近でゲインに負のピークが存在する。これは，AVR の𝐾 が小さいほど

10

100

Frequency [Hz]1,000

10,000

図 4 インピーダンス特性𝑍dd

ピークが鋭く，𝐾 が大きいほど周波数帯も大きくなる。一方，VSG 制御内のパラメータ 慣性モーメント𝐽, 制動係数

文

𝐷 , ガバナ係数𝐾 を変化させても特性はほとんど変わらな
[1]

かった。

23

献

与村 和希, 加藤 利次, 井上 馨, 三輪 吉輝: “3 相電力変換システムの dq インピーダンス測定法”, 電気学会産業応用部門誌, Vol.142,
No.8, p.627-633 ，2022.

B-4
自動設計システムを用いた Dy フリー2 層 IPMSM の耐減磁ロータ構造設計とその特性
○満保

佑太朗*

真田

雅之**

*大阪府立大学 ,

森本

茂雄**

井上

征則**

**大阪公立大学

Anti-Demagnetization Rotor Structural Design and its Characteristics with Dy-Free Double-layered IPMSM Using an
Automatic Design System
Yutaro Mambo, Masayuki Sanada, Shigeo Morimoto, Yukinori Inoue* Osaka Prefecture University, ** Osaka Metropolitan University

1.

まえがき

x7フラックスバリア
x1
x6 x4

希土類磁石を用いた埋込磁石同期モータ(IPMSM)の応用
時には，不可逆減磁を防止するため，磁石にジスプロシウム(Dy)が添加される。しかし Dy は非常に高価であり，その使用量の低減のため，耐減磁性の高いロータ構造を設計することが求められている。これまでに筆者らは，粗メッシュ有限要素法(FEM)と遺伝的アルゴリズム(GA)を組み合わせた自動設計システムにより Dy フリー2 層 IPMSM の耐減磁ロ
ータ自動設計を行った[1]。しかし，得られたモデルは目標ト
ルクをわずかに満たしていなかった。本稿では，評価関数における磁石量のペナルティを緩和したところ，所望のトル
クを満たすモデルが得られたので報告する。

2.

1.0

3.8
R3.63

(1)

380
232
3.7

緩和前
緩和後

3
2
1

0
1

(基準モータの
磁石量)

1.05

1.1

1.15
磁石量倍率

1.2

1.25

1.3

図 2 磁石量倍率とペナルティ量得られたモデルとその特性

初期値の異なる自動設計によって得られたモデルを TypeA，Type B として図 3 に示す。どちらも 1 層目，2 層目ともにフラックスバリアの先端がやや尖った構造であることがわかる。詳細メッシュによる解析の結果，どちらのモデルも定格電流の 3 倍時において 1 層目，2 層目ともに全く減磁を起こしていなかった。次に，N1，N2 における最大出力制御時のトルクを T1’, T2’として，各動作点における目標トルクに対する比率および，磁石量の倍率を表 2 に示す。どちらのモデルも目標トルクを満たしていることがわかる。また，Type A の磁石量は基準量の 1.20 倍，Type B の磁石量は基準量の 1.21 倍であり，先行研究[1]と比べやや増加した。

4.

値
60
1.56

4

ここで，各変数は先行研究[1]と同様であるが，(w1, w2, w3, w4)= (1, 3, 150, 150)とし，磁石量のペナルティ関数 PS の重み係
数 w2 のみ小さくした。これにより，図 2 に示すように磁石量のペナルティの傾斜が緩やかになっている。また，先行研
究[1]と同様に，Dy を含んだ磁石とコストが同等となる磁石量の倍率 1.15 倍時まではペナルティを 0 としている。

3.

x3[º]

x8

永久磁石 x11(2層目)

5

ペナルティ量f = w1d − w2 PS − w3 PT 1 − w4 PT 2x2

表 1 モデルの共通仕様
項目 [単位]値
項目 [単位]
ロータ径 [mm]
ステータ径[mm]112
電機子巻線抵抗[Ω]エアギャップ長 [mm]0.5磁石保磁力 [kA/m]
積厚 [mm]40
巻数 [回/相]ブリッジ幅 [mm]0.5定格電流値 [A]
鋼板材料型番
35H300

本検討で用いる解析モデルの構造と設計変数を図 1 に，全モデルにおける共通仕様を表 1 に示す。ステータは共通
で，4 極 24 スロット分布巻を用いる。また，ロータの永久磁石には，Dy フリー希土類磁石である N52 を使用し，定格電流の 3 倍時，電流位相 90°時における不可逆減磁が起こっていない領域の割合を耐減磁率 d [%]として評価する。設計
目標は，2 つの動作点 P1（N1 = 3000 min-1, T1 = 2.9 Nm）と P2（N2 = 6000 min-1, T2 = 2.0 Nm）において運転可能かつ，耐減磁率が高く，使用する磁石量ができる限り少ないこととする。評価関数 f および制約条件は式(1)となる[1]。
subject to S  S '  1.3Sx5

2.1x9 [º](a) ステータ構造(b) ロータ構造
図１ モータ構造と設計変数(単位：[mm])設計変数と評価関数の設定

maximizex12 x10

永久磁石
(1層目)

(a) Type A(b) Type B
図 3 自動設計で得られたロータ構造(単位：[mm])表 2 各動作点におけるトルクの比率と磁石量の倍率モデル T1’ の比率 T2’ の比率 磁石量の倍率
1.18
先行研究
0.99
1.01
1.20
Type A
1.00
1.01
1.21
Type B
1.01
1.02

まとめ

磁石量のペナルティを緩和して耐減磁ロータ自動設計を行った。その結果，磁石量が基準量の 1.2 倍程度で，磁石コストに若干の影響が予想されるが，全く減磁を起こさず，目標トルクを満たすモデルが得られることがわかった。

文

献[1] 満保 佑太朗 他 : 令 4 電学関連大講演論文集, G4-4, 2022.

24

B-5
双方向チョッパにおける高圧側電圧の変動抑制を目的とした制御法の検討
○太田

航介

鎌田

空良

柿ヶ野 浩明(立命館大学)An Examination on Control Method to Suppress High Side Voltage Fluctuationin Bi-Directional Chopper
Kosuke Ota, Sora Kamada, Kakigano Hiroaki
Ritsumeikan University

1.

はじめに
持続可能な社会実現に向けて，再生可能エネルギーの導入が世界的な課題となっており，家庭用太陽光発電シ
ステムの普及が進むと予測される。普及にあたりシステム(a) IMC methodの小型化，長寿命化は大きな課題となっている。本研究ではFig. 2.

システムを構成する電力変換器で一般に使用される，平滑(b) Proposed method

Simulation results of output voltage fluctuation

用の電解コンデンサを，寿命が長く比較的小型な積層セラ
ミックコンデンサに置き換えることを想定する。積層セラ

4.

ミックコンデンサは同サイズでは電解コンデンサよりも静シミュレーション

電容量が小さいため，本研究では電力変換器内部の双方向

双方向チョッパを昇圧モードとして動作させ，シミュレ

チョッパの高圧側の電圧変動を抑制する制御法を検討する。

ーションを行った。シミュレーション条件は入力電圧 10 V，

電圧変動を抑制することでコンデンサの置き換えを可能とインダクタ 3.1 mH，出力コンデンサ 1930 µF，負荷抵抗 90

し，システムの小型化，長寿命化の実現を目指す。

Ω，スイッチング周波数 25 kHz とした。参考文献[2]で紹介

2.

されている IMC(Internal Model Control)法との比較を行い，提案する制御出力電圧変動抑制効果を確認する。出力電圧指令値をシミ

著者らは，高速に電圧変動を抑制するため，PID 制御で算ュレーション時間 2 s の時点で 15 V から 19 V へステップ変

出された値に測定電圧，測定電流をもとに算出した d1ff (t)を化させたときの変動を比較する。Fig. 2 にシミュレーション

フィードフォワードする制御法を提案している[1]。デュー

結果を示す。結果から，出力電圧指令値の変化による出力電

ティ比 D1 と入力電流 Iin は次のように導出される。

圧変動において，IMC 法の電圧変動幅が約 3.9 V であったの

𝐷1 =に対し，提案法の電圧変動幅は約 1.2 V と変動抑制効果を確

𝑉in +√𝑉in 2 −4𝑟𝐼load 𝑉c𝐼............................. (1)，𝐼in = load
2𝑉c
𝐷1

認した

フィードフォワードによる影響を検討するため，(1)式に示

5.

す D1 を d1ff (t)と定義し，d1ff (t) = D1ff +Δd1ff (t)と置く。そして, Δd1ff (t)に関してテイラー展開を用いると
𝑑1𝑓𝑓 (𝑡) ≈まとめ

本論文では，双方向チョッパの昇圧動作における高圧側
電圧変動抑制制御を検討した。参考文献[2]で示された IMC

𝑉in
𝑉
𝑉
− in
𝛥𝑣c (𝑡) = in∗ + 𝐺1 (𝑠)𝛥𝑣c (𝑡) .......... (2)
𝑉C∗
𝑉C∗2
𝑉C

法よりも電圧変動を抑制することを確認した。今後は実機での検証を行う予定である。

と表される。ここで出力電圧変動からデューティ比への伝達関数を𝐺1 (𝑠)とすると Fig. 1 に示す提案手法の変動分のブ
ロック線図を得ることができ，PID 補償器のゲイン導出など

文が可能になる。
[1][2]

Fig. 1.

Block diagram of fluctuations for proposed method.

25

献Yuichi Yoshida, Kousuke Ota, and Hiroaki Kakigano, “High Voltage Side
Control of Bidirectional Chopper using Gain Design in Consideration of
Output Voltage Fluctuation Components,” Technical Committee on
Semiconductor Power Converter, IEEJ Industry Applications Society, 2022,
January 28.
T. Kobaku, S. C. Patwardhan, and V. Agarwal, “Experimental evaluation ofinternal model control scheme on a DC-DC boost converter exhibiting
nonminimum phase behavior,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 32, no. 11,
pp. 8880–8891, Nov. 2017.

B-6
減速抑制制御による風速変動に対する発電効率改善の検証
○尾上

稜真*

又吉

秀仁*

森實

俊充*

*大阪工業大学
A Novel Deceleration Suppressing Control for Power Generation Efficiency Improvement of Under Wind Speed Fluctuations

Ryoma Onoe, Hidehito Matayoshi, Toshimitsu Morizane* Osaka Institute of Technology

1.

はじめに

現在、エネルギー資源の枯渇や二酸化炭素排出量の削減、脱原発の動きから風力発電機を含む再生可能エネルギーを活用した電源の導入が世界的に進められている。しかし、風力発電システムの制御手法に使用されている最大電力点追従（MPPT: Maximum Power Point Tracking）制御の問題点と（a）風速 𝑉𝑤

して、風速変動が大きい環境での運用が挙げられる。大きな
慣性モーメントを持つ風車は回転速度制御における時定数を増加させ, 最適動作点の追従を遅延させる。そのため、発電電力は最大で 40 %以上減少する[1]。そこで、本研究では回転速度の維持に重点を置いた制御手法により上記の問題を解決する。

2.

(b)

提案手法

回転速度 𝜔𝑚

本研究では回転速度の維持に重点を置き、風速変動が大きい場合における発電効率改善のための制御アルゴリズムとして減速抑制（DS：Deceleration Suppressing）制御を提案する。提案手法は 12 m/s 以下の風速下において、風速変動が大きい場合に回転速度の減少を抑制する。回転速度の減少を抑制することで MPPT 制御よりも高い回転速度を維持し、(c) 出力電力 P

風速変動が大きい場合における発電効率を改善する。

3. シミュレーション結果
本章では、MPPT 制御と DS 制御を同条件にて比較検討した。MPPT 制御と DS 制御を比較したシミュレーション結果
を図 1 に示す。
正確な比較検討を行うため、DS 制御と MPPT 制御のどち(d)らの場合においても図 1(a)の風速に対する動作を確認した。

発電電力量 𝑃𝑡

図 1 風速 3 ~ 9 m/s のシミュレーション結果

図 1(b) に風車の機械的回転速度を示す。
DS 制御は MPPT 制

Fig.1.

Simulation results of wind speed 3 ~ 9 m/s

御と同様に最適回転速度を追従するが、MPPT 制御よりも高い回転速度を維持する。図 1(c) に出力電力を示す。DS 制御

提案手法である DS 制御は回転速度の減少を抑制することによる発電電力は MPPT 制御の発電電力を上回ることが確

で MPPT 制御よりも高い回転速度を維持し、シミュレーシ

認できる。図 1(d)に蓄電池の発電電力量を示す。DS 制御に

ョン結果において発電電力量を増大することを確認した。

より風速変動時の発電効率を改善するため、発電電力量は1.6 倍に増大することを確認した。

文

4. まとめ[1]

風速変動が大きい場合、MPPT 制御では風速の変化に回転速度の変化が間に合わず、発電出力が低下する。本研究の26

献

Chun Tang, Wen L. Soong, Peter Freere, Metanathan Pathmanathan, andNesimi Ertugrul, “Dynamic wind turbine output power reduction undervarying wind speed conditions due to inertia”, Wind Energy, no. 16, pp. 561573, May 2012

B-7
食品加工を目的とした高電圧パルス電源の開発○ 大山 尚也 民田 太一郎 齊藤 安貴子
Development of a high-voltage pulse power supply for food processing
1． はじめに
パルスパワー技術は、核融合や軍事目的に研究されてきた分野であるが、近年パワーエレクトロニクスの発展で、装置が大幅に小型、高効率、高周波化することが可能になり、パルスパワー技術の産業応用が期待されている。
その応用の１つが非加熱殺菌であり、ここ数年で非加熱殺菌の論文数は大幅に増加しつつある。このことから非加熱殺菌が注目されている。その１つとしてパルス電解処理(PEF Pulsed Electric Field)がある。
パルス電界処理(PEF)とは、細胞膜に強電界パルスをあてることにより、細胞膜に電荷を蓄積させ、電位差が生じる
ことにより、細胞膜に孔が開くことで細胞質が細胞の外に出ることにより細胞を死滅させることが出来る技術である。
図 1

2.

研究内容

図 1

細胞を死滅させる方法

図 2

実験回路図

図 3

実験装置

試作したブルームライン型パルス電源を使用し、パルス
電解処理(PEF)による食品加工への効果を実証する。そのためにはインピーダンスマッチングを取ることができる溶媒が必要になる。そのため、どのような溶媒でもインピーダ
ンスマッチングを取れるか検討する。

3. 実験回路
試作したブルームライン型パルス電源の回路図を図 2に、実際の実験装置を図 3 に示す。
負荷側はセルを固定するための装置を作成。

4．

実験方法

どの溶液でも負荷整合がとれ、パルス電界をかけることができているのかを確かめる。今回使用する溶質は塩化ナ
トリウム、クエン酸、酢酸ナトリウム、乳酸カルシウムの
４つ使用。

5． 結果
全てに溶液の導電率を 0.78μS/cm に調整すると、どの溶媒でも出力電圧、電流、パルス幅の値が変わらないことが確認できた。(図４、図５)

図 4 各溶液の電圧波形

6． まとめ・考察
導電率を調整すればどの電解質を使用した溶液でもパルス電解処理ができると考えられる。このことから
食品加工の要望に応じて、溶媒で導電率を調整することによりインピーダンスマッチングとることができ、電気条件を適切に調整できることを確認することができた。
7. 今後の予定
４つの溶液の中から食品加工として最適な溶液を使用しパルス電解処理の効果の実証を行っていく。
文

図 5 各溶液の電流波形

献[1] López-Gámez , Pedro Elez-Martínez , Olga Martín-Belloso and Robert SolivaFortuny「Recent Advances toward the Application of Non-Thermal Technologies inFood Processing: An Insight on the Bioaccessibility of Health-Related Constituents in
Plant-Based Products」 (p3)

27

B-8
直列接続形共振タンクを用いた非接触給電システムにおける共振タンクと送電コイルとのインダクタンス比の変化による効率への影響に関する研究○稲田 淳志、米森 秀登、竹野 裕正 (神戸大学)
A study on the influence of efficiency by way of changing the inductance ratio between resonant tankand transmission coil of the series connected resonant tank wireless power transmission system○Atsushi Inada, Hideto Yonemori, Hiromasa Takeno (Kobe University)
1.はじめに磁界共鳴方式による非接触給電システムが様々研究されている。本報告では、磁界共鳴形コイルに共振タンク回路を設ける方式を用いた回路構成[1]について検討したので報告する。

図 2 共振電流波形の一例(L2=80μH、結合係数 k13=k23=0.05 のとき)

図 1 提案回路構成

2.シミュレーション評価<2.1>シミュレーション条件
本研究で用いた回路構成は、図 1 に示すように共振タン
クを送電側に直列接続した方式である。本回路構成は、L とC の値を変更することで特性インピーダンスをある程度任意に変更可能であり、回路に流れる電流が調整できる。この電流の調整が効率に影響すると考えられる。

図 3 結合係数-効率特性

本研究では、インダクタンス比を変えることによって回路に流れる電流を調整した場合に効率等にどのような影響

図 2 から、共振タンク回路(L2)には主回路(L1 と L3)の電流があるかを検討した。条件として、L2=a2L1、L3=L1、基準インよりも高いピーク値を持つ電流が流れていることがわか

ダクタ L1 のインダクタンスを 80μH と決定し、共振タンクる。図 3 から、効率は結合係数の低下（距離の増加）に伴回路のインダクタンスを変更してシミュレーションを行っって低下する傾向を示し、最大効率 85%となった。回路のた。本稿では a=0.5、1、2 の 3 通りについて示している。

Q が高いため大きな差として現れていないが、コイルのイ

コイルの配線抵抗 r1、r2、r3 については、基準を 0.1Ω と定ンダクタンス値を変更することで回路の電流に変化が認

め、a=0.5 で 0.05Ω、a=2 で 0.2Ω とした。その他の条件とめられ、効率に若干の影響が現れていることがわかる。

して、共振周波数を 100kHz、電源電圧 Ein を 200V、キャパシ

3.結論

タの値 C1 を 6.59nF、C2 を 12.2nF、C3 を 31.7nF、負荷抵抗 RL
を 100Ω、k12 を 0.6 とした。比較条件として、k13=k23 を 0.01

共振タンク直列接続方式のインダクタンス比を変化させてシミュレーションを行い、効率等への影響について調べ〜0.05 の間で LTspice を用いてシミュレーションを行った。

た。Q が高いため効率に大きな変化は現れなかったが、回<2.2>シミュレーション結果路に流れる電流に影響が見られることが確認された。

シミュレーション結果を図 2 と図 3 に示す。図 2 は、共振電流波形の一例であり、L2=80μH、結合係数 k13=k23=0.05

文

献のときの各コイルに流れる電流の波形である。図 3 は、シミ

[1] 西谷拓人、加藤孝祐、米森秀登、竹野裕正 「非接触給電システムに適用するュレーションから求めた結合係数-効率特性を示したもの

共振タンクを有する送受電コイルの構成と電力伝送特性の検討」

である。

パワーエレクトロニクス学会第 230 回定例研究会、JIPE-45-14、2019 年 10 月 26 日

28

B-9
磁石併用誘導モータの効率向上
○張

秋実*

高木

茂行*

*東京工科大学
Improvement of induction motor efficiency with permanent magnet
Qiushi Zhang*, Sigeyuki Takagi**Tokyo University of Technology
1.

3.

まえがき

最初に，永久磁石がない場合を計算した。結果を図 3(a)誘導電動機は，軽負荷・高速回転の領域で高出力・高効に示す。定常状態の平均トルクは約 115 Nm であった。次に，率をを利点とする。 しかし，永久磁石モーターに比べ，誘PM 回転子を追加し，残留磁束密度，保磁力ともに 5%，10%，導モーターは，低・中速回転では効率が悪くなる。誘導電15%，20%，25%に設定した。ここでは，10％の解析結果を図

動機に永久磁石を付加して運転トルクを増加させれば，運3（b）に示している。5%では変動なく 130 Nm となり，磁石転効率を向上させることができると考えられる。本研究のなしの 110 Nm より高くなる。10％では 125～135 Nm となり，目的は，誘導電動機に永久磁石を併用することで，高効率磁石なしより高くなるが，トルクが変動する。誘導成分とな誘導モータを実現することである。 本稿では，磁石併用

永久磁石によるトルクの同期がズレているためと考えられ誘導電動機のトルクに残留磁束密度と保磁力の影響についる。今後，同期のとれる磁場配置を検討する。

て述べる。

2.

解析結果

2.8

基本構造

2.1

図 1 にモデルの直径方向の断面を示す。IM 回転子はシャ

1.4

フトと機械的に結合され PM 回転子はベアリングを介してシ0.7

ャフト上に設けることで自由に回転できる構造を持つ。し(a)IMたがって，PM 回転子は回転磁界と同期して回転し，IM 回転

0.0

Magnetic flux density (T)(b)IM-PM(10%)

図 2 磁束密度(a)誘導モータ，(b)磁石併用誘導モータ

子は回転磁界からすべりを持って回転する。この構造によFig. Magnetic flux distributions of the IM(a) and IM-PM(b)り永久磁石の磁束密度と固定子の回転磁界の磁束が結合して増強し，励磁磁束が増強する。その結果,トルクが増加し，効率も向上することが期待できる。これを調べるため，JMAGの 2 次元モデルを用いった解析を行った。
IM rotor core

Stator core
Stator coil

IM rotor bar(b)Permanent
magnetPM rotor core
図1

磁石併用誘導モータのモデル

図 3 トルク特性(a)誘導モータ，(b)磁石併用誘導モータ

Fig. 1. Model of induction motor with magnet

Fig3. Torque characteristics of IM(a) and IM-PM(b)磁石併用しない場合は PM 回転子を空気として解析を行っ4.

た。8 極で対称性であるため，半円のモデルに周期境界条件を用いる。解析の基本パラメータを表 1 に示す。[1]永久磁石併用誘導モータで永久磁石によるトルク向上を

表 1 パラメータ確認した。今後よりトルクを高める磁場配置を検討す。

Table.1 Specification

磁石材料
回転数
定格電流
すべり

まとめ

Nd-Fe-B(NMX-43SH)
1350[rpm]
11.9[A]
0.05

文
[1]

29

献

磁石併用誘導モータのすべりに関する基本特性, 2019 年電気学会産業応用部門, 3－46 ，3－313，2019．

B-10
Cuk コンバータにおける電力平衡モード制御の適用
○佐々木

壮太

川上

太知

大阪公立大学工業高等専門学校
Application of Power Balance Mode Control in Cuk Converter
Sota Sasaki, Taichi Kawakami
Osaka Metropolitan Univercity College of Technology – Power Electronics Control Technology - Laboratry

1. 研究の背景

+

Vref

Gc(s)

-

Cuk コンバータは昇降圧型コンバータの 1 種であり SEPIC

×

Io

コンバータなどの他の方式に対して電流リプルが小さい特

Po*

Kv

Kv

÷

+

+

+

-

Fm

Vo

Gvd (s)

IL*

Ki

Ki

IL+ΔILGid (s)Vi

Vref

徴がある。そのため出力キャパシタの容量を大きくする必Fig.1. Block Diagram of Power Balance Mode Control

要がなく，回路の小型化が可能である。しかし, Cuk コンバ

Gain [dB]ータの伝達関数は 4 次遅れ系と 3 つの右半平面の零点を含
むため，制御系設計時にゲインクロスオーバー周波数を上げることが難しく応答性改善が困難である[1]。本研究では，安定性を維持しつつ高速な応答が可能とされている電力平
Phase [deg]

衡モード制御(PBMC)を適用し応答性の改善を検証する[2]。

2. Cuk コンバータ

80
60
40
20
0
-20
-40
-60
-80
-100
0
-45
-90
-135
-180
-225
-270
-315
-360

CMC
PBMC

100

103

102

10

104

frequency [Hz]Fig.2.

〈2･1〉Cuk コンバータの動作条件と測定
Cuk コンバータが昇圧動作する条件において負荷を 1/2 倍Bode plot of Loop transfer function

20.05

Output Voltage [V]にステップ上で変化させたときの応答と一巡伝達関数を電流モード制御(CMC)と PBMC のそれぞれ PSIM によるシミュレーションで比較する。

19.95

0.142 [V]19.85

10.4 [ms]CMC〈2･2〉PBMC による応答性の改善

PBMC
19.75

PBMC は Fig.1 のブロック線図に示すように CMC の補償

490

500

510

520

Time [msec]

器をベースに入出力電力を一致させようと動作するフィー
Fig.3.

ドフォワード制御を追加している。そのため，定常状態において CMC と同じ動作をするが入出力電力不平衡時，フィー

Output voltage response when load fluctuate

3. むすびドフォワード制御が影響し応答性が改善される。

応答性改善が困難である Cuk コンバータに PBMC を適用〈2･3〉CMC と PBMC の周波数特性

して安定性に影響を与えることなく応答性を大幅に改善で

ゲインクロスオーバー周波数を 150Hz 程度に設計し，きた。今後は，双方向の Cuk コンバータへの PBMC の適用

CMC と PBMC における周波数特性を Fig.2 に示す。PBMC

や実機での検証を検討する。

と CMC の周波数特性が一致しており PBMC の安定性はCMC と等しいことがわかる。

文〈2･4〉負荷変動に対する応答性の検証[1]

CMC と PBMC の負荷変動に対する応答を Fig.3 に示す。
定常時の 0.05%まで出力電圧が収束する整定時間は CMC が[2]

約 12.5ms，PBMC が約 2.1ms となり，PBMC の方が約 10.4ms
早く収束している。また，電圧変動量も PBMC は CMC よ
りも約 0.142V ほど抑制できている。

30

献

Brijesh Kumar Kushwaha and Mr.Anirudha Narain “Controller Design for
Cuk Converter Using Model Order Reduction” International Conference onPower, Control and Embedded Systems.978-1-4673-1049-9IEEE(2012).
Taichi Kawakami, Kenta Yamada, Kazuhiro Umetani, and Shigeo
Morimoto: “Design and Analysis of Power Balance Mode Control Using
Digital Control for Boost-Type DC-DC Converter”, IEEJ Transactions on
Electrical and Electronic Engineering, Vol.17, No.3 pp.739-748 , 2022.

B-11
鋸波キャリア PWM 法に適用可能なデッドタイム誤差を生じない新しい PWM 法＊＊〇河野孝太郎 , 池内丈人 , 茂木進一＊＊

神戸市立工業高等専門学校

Novel PWM Scheme without Dead-Time Error Applicable to Sawtooth Carrier PWM Scheme
Kotaro KAWANO＊, Taketo IKEUCHI＊, Shin-ichi MOTEGI ＊＊Kobe City College of Technology

1. まえがきーンの生成方法を紹介する. まず, 指令値 REF.とキャリア

電圧形変換器を動作させる際にデッドタイムを付加する

CAR-P.を比較し信号 X を得る. 次に, 信号 X にデッドタイム

必要があるが, 交流側電圧にデッドタイム誤差が生じる問分だけ遅延させ信号 Y を, 同様に信号 Y をデッドタイム分

題がある. このデッドタイム誤差を補償する方法についてだけ遅延させ信号 Z を得る. そして, APP と ANP のドライブ

は, 従来から様々な手法が検討されている. これに対して,信号を下式から演算する（ただし, 指令値 REF.＞0 なのでデッドタイム誤差を原理的にゼロにできる PWM 法（以下でAPN = ON, ANN = OFF である）.
－－
APP = Y,ANP = X・Z （i O≧0）･･････････････ (1)－APP = X・Z, ANP = Y（i O＜0）は デッドタイム誤差レス PWM 法と略す）が提案されている. しかし, 同法は鋸波キャリアを使用する PWM 法[2]には[1]適用できない. そこで本研究では, 鋸波キャリアを使用する

3. シミュレーション結果

PWM 法にも適用可能なデッドタイム誤差を原理的にゼロに

本章では Fig.1 に示す電圧形 3 レベルインバータに提案すできる新しい PWM 法を提案する. なお, 本稿では提案法のるデッドタイム誤差レスPWM法を適用しその効果を検証す

文献[2]への適用を見据え, Fig. 1 に示す（ハーフブリッジ）電る. ここで, Fig. 3はデッドタイムを付加しデッドタイム誤差

圧形 3 レベルインバータへの適用を検討する.

補償を適用しない場合, Fig.4 は提案するデッドタイム誤差

2. 提案する新デッドタイム誤差レス PWM 法

レス PWM 法を適用する場合である. また, キャリアには鋸

Fig.2 に提案法のモデル波形を示す. ここで, Fig. (a)はキャ

波を使用, 直流電圧VDC = 400V, 変調度 λ = 0.8, キャリア周波数 fCAR = 6 kHz, デッドタイム TDT =1 μsec としている.

リアに三角波を使用した場合, Fig. (b)は同鋸波の場合である.
以下では, 提案するデッドタイム誤差を生じない PWM パタ

デッドタイム誤差補償を適用していない PWM 法では, 交
流側出力電流 i O（Fig. 3 (a)）の極性に従って, デッドタイムに

APP

VDC
2

DP

APN i

よる誤差v E [k]（Fig. 3 (b)）が ±1.2V 程度生じている. 一方, 提案法では, 一部で誤差が生じているものの, 殆どの移相で誤
O

5mH

vO

差 v E [k]（Fig. 4 (b)）がゼロとなっている.

4. あとがき5Ω

デッドタイム誤差を原理的にゼロにできる新しい PWM
DN

VDC
2

法を提案した. 今後は鋸波キャリアを用いた三相電圧形 3レ

ANP

ベルインバータ[2]における実機検証を行う予定である.
ANN

文

Fig.1. A single-phase half-bridge 3-level voltage-fed inverter.
REF.

[1] 岡本浩平・青木太誠・茂木進一・道平雅一・西田保幸：「デッドタイム
による誤差を生じない新しい PWM 法の提案」, パワーエレクトロニク
ス学会誌, Vol. 40, JIPE-40-42, p. 209, 2014
[2] 八塚大颯・井本涼太・茂木進一・西田保幸：「マルチレベル変換器のための新しい二相 PWM 法の提案とその効果」, パワーエレクトロニクス
学会誌, Vol. 42, JIPE-42-03, pp. 31-38, 2016

REF.

CAR-P.
CAR-P.
0

0

X

Y

X

40A

Y

X

Z
APP = Y献ZX
Dead TimeiO≧0

APP = YANP = X・Z

ANP = X・Z

APP = X・Z

APP = X・Z

Dead Time

ANP = YTCAR(a) for double-edge carrier

iO＜0

(a)
Dead TimeiO≧00

ANP = Y

iO

(a)

-40
2V

Dead Time

40A

iO＜0

(b)

0

iO

-40
2V

v E[k](b)

0v E[k]0TCAR(b) for single-edge carrier-20

Fig.2. Principle of proposed dead-time error-less PWM method.

10

20ms

Fig. 3. Conventional method.

31

-2

0

10

20ms

Fig. 4. Proposed method.

B-12
揮発性潤滑油の乾燥ムラを低減する IH 用ワークコイルの提案○ 猪口 諄也*吉村 勇人*

橋本 悠**奈良工業高等専門学校,

定平 幸子**

石飛 学***アクア化学株式会社

Proposal of Coil Structure to Reduce Non-Uniform IH for Volatile Lubricant
Atsuya Iguchi, Yuto Yoshimura, Haruka Hashimoto, Sachiko Sadahira, Manabu Ishitobi*National Institute of Technology, Nara College,

1.

** AQUA Chemical Corporation

はじめに身の回りに金属でできている製品は多く，これらを加工する際，工作機械との摩擦を軽減するため潤滑油が用いられる。潤滑油はその後洗浄されるが，洗浄液に環境負荷の高い溶剤や脱脂剤が使われること，使用済み洗浄液の処理

図 1 揮発性潤滑油乾燥用 IH システムに手間とコストがかかること，洗浄設備が大きいこと，入り組んだ金属の洗浄が難しいことなどから洗浄レス化が求められ，これに対し容易に乾燥除去できる揮発性潤滑油および乾燥速度の早い IH 乾燥機が提案されている[1][2]。しかしながら加工物は様々な形状をもつため，加熱ムラによる(a) 平面図（下面コイル）

乾燥不足や焦げが現れ，課題となっている[3]。

(b) 全体図

図 2 提案する IH コイルの構造

そこで本研究では，先に明らかにした発熱集中メカニズ
ムを基に，加熱ムラの低減が可能な IH コイルおよびシステ
ムの構造を提案し，その有効性について検証している。

2.

潤滑油乾燥用 IH システム

図 1 に潤滑油乾燥用 IH システムの概要を示す。この装置

90°は，プレス加工後の金属ワークをベルトコンベアで移動さ

45°

0°

図 3 金属ワークの移動方向と加熱特性せながら誘導加熱し，気化した潤滑油を吸引する。金属ワークは任意形状かつ強磁性，常磁性，反磁性および複合磁る。また，リッツ線を 1 本の巻線として解析している。巻線性（メッキによる複合材）を示すものがあり，また前段の上に立っている平板が，特に発熱集中を起こしやすいことは，加工速度に合わせて流していく必要があるため，急速かつ先の研究でわかっている[4]。図 3 より，巻線と金属ワークの

加熱ムラの少ない難しい乾燥が要求される。事前実験にお角度によって発熱が異なることがわかる。提案コイルはこのいて，電磁誘導で金属ワークが跳ねる現象も起きており，

角度が移動によって変化し，さらに巻線が帯状であるため磁全ての課題を同時に解決できる構造が必要である。

束の強い領域も移動する。したがって，発熱箇所の分散と移動が可能であるといえる。

3. 提案 IH コイルと発熱評価

4. むすび

提案する IH コイルを図 2 に示す。これは帯状に束ねたリッツ線（表皮深さ以下の素線径）をメガネ状に巻いたスパ以上より，提案システムによって発熱箇所を分散できる

イラルコイルで，窓面積が広く，角が丸く，ベルトコンベ

ことがわかった。今後，製品に近い評価を予定している。

アの進行方向に対して巻線が斜めに配置された展開型のα文

巻構造となっている。また，このメガネ状コイルはベルト[1]コンベアを上下に挟んで 1 対となっており，減極性を示す
方向に重ねて配置している。この構造により，高エネルギ
ー密度，低損失，発熱箇所の分散・移動，急速加熱と金属[2]ワークの跳ねの抑制を図っている。

[3]

図 3 に金属ワーク（一辺 10mm，厚さ 0.5mm，比透磁率 1の常磁性板）が巻線上を移動したときの発熱特性を示す。

[4]

ここで，巻線には 20kHz，20A/本の正弦波電流を流し，COMSOL Inc.製 COMSOL による有限要素解析を行ってい32

献

小宅勝, 福島祥夫, 清水優, 黒瀬雅嗣, 鏑木哲志, 中澤志光, 君島金三郎, 久米原宏之：“ドライプレスのための加工条件最適化に関する基礎的研究”, 品質工学, Vol.17, No.5, pp.82-88, 2009.
片岡征二：“プレス加工における環境問題とドライプレス加工”，軽金属, Vol.55, No.1, pp39-46, 2005.
Pham Ngoc Ha, 藤田英明, 内田直喜, 尾崎一博：“ゾーンコントロー
ル誘導加熱装置の発熱分布”, 電学論 D, Vol.130, No.7, pp.926-932,
2010.
吉村勇人, 増田 樹, 仲野真一, 石飛 学：“ワーク形状にかかわらず
加熱ムラを低減する IH システムの検討”, パワーエレクトロニクス
学会誌, Vol.47, p.188, 2021.

～第２４6 回パワーエレクトロニクス学会 若手幹事団～
大阪工業大学

北村 明大
三浦 涼己

大阪公立大学

笹山 涼香
新田 裕之

神戸市立工業高等専門学校

植田 界輝
森中 直也

同志社大学

狩野 孝弥
山下 大貴（サブリーダー）

奈良工業高等専門学校

猪口 諄也（リーダー）
井上 水輝（サブリーダー）

舞鶴工業高等専門学校

長谷川 和也
山下 統也

立命館大学

浅井 智貴
村井 涼人

33

～パワーエレクトロニクス学会 担当評議員～
舞鶴工業高等専門学校

七森 公碩

神戸市立工業高等専門学校

道平 雅一

元千葉工業大学

西田 保幸

株式会社ダイヘン

服部 将之

34

パワーエレクトロニクス学会
第 246 回 定例研究会 ～若手のための研究発表会～

発行者

パワーエレクトロニクス学会
会長 森實 俊充

編集者

若手幹事

発行年月日

2022 年 1２月 3 日〒535-8585 大阪市旭区大宮 5-16-1
大阪市旭区大宮 5-16-1
庶務幹事：又吉 秀仁

発行所〒670-0933 姫路市平群町 62 番地
小野高速印刷株式会社
TEL：0120-979-456[無断複写・転載を禁ずる]

35