40Gbps 超の信号伝送を支えるコネクタの接触性能要件の解明のためのコネクタモデル解析
代表研究者
共同研究者
共同研究者
共同研究者

春
林
藤
キ

日
本
ム

貴 志
優 一
大 介
ヨンウ

長野工業高等専門学校 工学科 教授
奈良先端科学技術大学院大学 先端科学技術研究科
奈良先端科学技術大学院大学 先端科学技術研究科
奈良先端科学技術大学院大学 先端科学技術研究科

教授
助教
助教

１ 研究背景と目的
近年飛躍的に増加する大容量データを高速に処理するため，信号伝送のデータ通信の周波数は GHz 帯が用いられている．情報機器は外部の通信や充電のためにコネクタとケーブルが用いられている．現在は USB
Type-C コネクタが主流となっており，ノート PC では USB3.1 規格のコネクタが標準に搭載され，40Gbps のUSB4 規格や HDMI2.1 規格も発表されている[1][2]．情報機器間のデータ通信には，高速シリアル伝送インタ
ーフェースの技術が必要不可欠となっている．USB4 の通信速度である 40Gbps を実現するため，1 レーンの信号伝送速度を 20Gbps とし，それを 2 レーンの伝送路に分ける．また，送受信を専用レーンに分けて伝送す
る．
USB や HDMI コネクタはプリント基板上に実装される．プリント基板パターンは差動線路が用いられ，基板内では準 TEM モードで伝搬する．一方，コネクタでは，立体的な屈曲部を有する線路構造となっている．プ
リント線路とコネクタ部の特性インピーダンスを一致させていたとしても，準 TEM モードで伝搬した差動線路構造とは，電磁界的に線路構造の不連続性が発生していると考えられるが，SI や EMI の劣化との関係性について明らかになっていない．特に，嵌合状態の USB Type-C 形状は，他の電子部品より形状が複雑で構成要
素も多い分，高周波対応設計が難しいことや[3]-[6]，コネクタやケーブルの非意図的な電磁波ノイズなどを起因として情報漏洩の危険性も挙げられている[7]．
これまで，USB コネクタが嵌合された状態で，電磁界的な観点による線路構造の不連続性や，接触表面の劣化による SI や EMI への影響を明らかにするために，FDTD 解析に組み込む正確な３D モデルを構築し，プ
リント基板に実装された USB Type-A における電磁界伝搬ならびに TDR を FDTD 解析により実行した．その結果，信号の立ち上がり速度が早くなるほど，USB コネクタ部でインピーダンス変化が大きくなり，EMI が増加していることが明らかとなった[8]．しかしながら，USB 規格も USB Type-A から Type-C コネクタが主流となっており，次世代の USB４コネクタにおける検討が急務となっている．
本研究では，(1)USB Type-C コネクタ構造における信号伝送の劣化や，インピーダンス変化への影響，(2)コネクタ接触境界面の影響を検討することを目的としている．本報告では，前記(1)に関して，汎用的な不整合を有するコネクタモデルの構築及び電磁環境劣化予測手法の開発を実施した．前記(2)について，不整合が生じたコネクタ接触境界面の等価回路網の推定を実施した．

2 実施内容の報告
2-1 汎用的な不整合を有するコネクタモデルの構築及び電磁環境劣化予測手法の開発（１）USB 規格
図 1 に USB 規格のそれぞれの転送速度の比較表を示す．USB には，USB1.1 から USB4 までの規格があり，数
字が大きくなるほど転送速度やコネクタ形状の種類などが変わる．下記にそれぞれの規格の特徴およびコネクタ形状を説明する．
USB1.1 では， USB1.0 の規格仕様が電源管理等の面で改善され，転送速度は最大 12Mbp となった．コネク
タ形状は Type-A で使用されている．
USB2.0 では，USB1.1 の規格仕様に Hi-SPEED モードを追加したことで，USB1.1 と同じコネクタを使いながらも約 40 倍のデータ転送速度 480Mbps を実現している．コネクタ形状は Type-A ならびに Type-C が混在
して使用されている．

1
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図1

図2

各 USB 規格の通信速度

USB4（USB Type-C）のピンアサイン

USB3.0 では，転送速度が 5Gbps と USB2.0 と比べて約 10 倍に向上し，超高速データ転送ができるインター
フェースとして普及が進んでいる．Type-A の 1.1/2.0 と Type-A の 3.0 を区別するため，コネクタのソケッ
ト部分には青色が使用されている．コネクタ形状は USB2.0 と同様に Type-A ならびに Type-C が混在して使用されている．
USB3.1 では，USB3.1Gen1 と USB3.1Gen2 が策定されており，USB3.1Gen1 は以前の USB3.0 と同等の転送速
度 5Gbps であるのに対して，USB3.1Gen2 はその 2 倍の 10Gbps まで転送速度が向上している．また，コネク
タ形状は USB3.0 と同様である．
USB3.2 では，USB3.2 Gen1×1，USB3.2 Gen1×2 と，USB3.2 Gen2×1，USB3.2 Gen2×2 が策定されており，
USB3.2 Gen1×1 と USB3.2 Gen2×1 はそれぞれ USB3.1 Gen1 と，USB3.1 Gen2 を表している．転送速度の最大は，USB3.2 Gen2×2 の 20Gbps である．コネクタ形状は Type-C で使用されている．
USB4 では，USB3.2 や USB2.0，Thunderbolt3 を 1 つにまとめた通信プロトコルを指し，転送速度の最大は，40Gbps である．また，データ転送のみならず電源供給，映像出力が可能である．コネクタ形状は Type-C で使用されている．図 2 に USB4（USB Type-C）のピンアサインを示す．USB4 では，「Type-C」コネクタにある4 対の高速差動信号の伝送路のうち，2 対を用いて上り 40Gbps，残り 2 対で下り 40Gbps の双方向通信を実施する．通信速度を Gbps で示しているが，実際に解析ならびに実測する際の信号周波数は 5GHz である．Gbpsと周波数との関係は，周波数 1 周期で ON/OFF をカウントするため 2big となる．このため，5GHz は 10Gbpsとなる．TX ならびに RX の計 4 本の線を伝送することで 40Gbps を実現している．また，USB4 のアナログ周波
数帯域は 24GHz まで必要とされている．基本周波数の高次高調波までに対応させるためである．そこで，本研究で検討する信号の基本周波数は 5GHz，解析における周波数帯域は 40GHz まで確保することにした．
USB3.2 や USB4 では 1 対あたり最大データ伝送速度がいくつもあり，それぞれが「世代 Gen)」と呼ばれる．

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1 対で 5Gbps を「Gen1」，10Gbps を「Gen2」，20Gbps を「Gen3」と呼び，USB4 の 40Gbps は Gen3 を 2 対 2 レー
ン使用して実現している．また，USB の最新仕様として，これまで通り後方互換性を備える．例えば，USB3.2対応機器を接続すれば，USB4 ではなく，USB3.2 としてデータをやり取りする．なお，USB2.0 の信号は，USB4や USB3.2 の伝送路とは別の伝送路を使う．これは，USB3.0 や USB3.1 と同様である．
（２）USB コネクタのモデル化手法
本研究で用いたシステムの概要図を図 3 に示す．基板ならびに USB コネクタのモデルは 3DCAD（Fusion360）により作成する．作成した解析モデルを 3 次元形状に保存するための形式で用いられる stl ファイルとして出力する．3DCAD から，出力した stl ファイルを高さ方向にスライスするため，積層型 3D プリンタで用いられるスライサソフト(Ultimaker 社 Cura)を使用する．スライサソフトで stl ファイルを読み込み，解析モデルを高さ方向にスライスすることで，多層に区切られたデータを gcode ファイルとして出力する．
gcode ファイルを Microsoft Visual C#で作成したプログラムによりバイナリ形式の FDTD 解析モデルに変換
する，変換したファイルを FDTD 解析する際に読み込むことで，3DCAD で作成した解析モデルの解析を可能にする[5]．

図 3 システム概要図3DCAD によるモデルの作成
本研究では，USB Type-C コネクタを 3DCAD（AutoDesk 社 Fusion360）によりモデル化するため，公開されている USB コネクタの図面から手作業にてモデル化した．図 4 に作成概要図を示す．

図 4 Fusion360 による USB Type-C コネクタの作成概要図3
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作業手順は以下の通りである．
1) コネクタの外観を作成する．これを面の作成という．
2) 交差，切り取り，結合ができる押し出し機能を用いる．
3) 切り取りにより，コネクタ内部の空間を作成する．
4) 交差により，USB コネクタ内部の誘電体基板を作成する．
5) 結合により，コネクタ内部の金属電極を作成する．
スライサソフトによるｇｃｏｄｅファイルの出力
3DCAD で作成した USB コネクタを FDTD 解析に組み込むため，3D プリンタで利用されているスライサソフトを用いて断層画像化する．図 5 にスライサソフトのイメージ図を示す．通常，スライサソフトはモデルをスライスした後，各層における印刷経路が記述された gcode ファイルを出力する．gcode ファイルは積層型
3D プリンタを制御するためのコードだが，本システムでは FDTD 法の解析モデルの作成過程で用いる．図 5に示したような各層ごとに印刷経路をさらに格子状に区切ることができれば，FDTD 法の解析法と同様の格子状のモデルを作成することが可能となる．

図 5 スライサソフトのイメージ図

図6

gcode ファイルから FDTD 解析用のファイルへ変換するアルゴリズム

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ｇｃｏｄｅファイルからラスタデータへの変換
スライサソフトによって出力された gcode ファイルは，座標データと移動方向コードなどが記述された G
コードデータである．一方で，FDTD 法へ組み込むためには，微小セルの材料定数を与えるラスタデータに変換する必要がある．本システムで使用する gcode ファイルをバイナリ形式の FDTD 解析モデルに変換するプ
ログラムの説明をする．図 6 に gcode ファイルをバイナリ形式に変換するためのプログラムのアルゴリズムを示す．層の高さや分解能などを計算した後，水平面(xy 平面)における 2 次元配列を作成する．この配列はFDTD 解析の分解能と解析空間によってセル数が決定し，FDTD 解析の水平面における格子状のモデルに対応している．その後 gcode からコマンドやパラメータを読み込み，配列に値を代入する．各層ごとに印刷経路
を画像に変換すると図 5 に示すようなモデルの断面画像となる．
連長圧縮法によるデータ圧縮
配列の作成，gcode ファイルの読み込みなどを各層ごとに行い層を重ねていくことで，格子状の 3 次元 FDTD
解析モデルが完成する．しかし，1cell を 1byte のデータとして出力を行っても，モデルのファイルの容量
は数 100MB を超える容量になる．FDTD 解析を行う際，大容量のファイルを読み込み，メモリに展開する処理は，膨大な計算時間を要することになる．ファイル容量を減らすために，FDTD 解析の解析分解能を大きくすることや解析モデル自体を小さくすることで，総セル数を小さくすることは解析の汎用性を狭めるため好ましくない．そのため本システムではデータの圧縮技術を自作したプログラムが組み込まれている．
データの圧縮技術として画像処理の分野で多く用いられている連長圧縮(Run Length Encoding，RLE)法を用いている． 連長圧縮法は「AAAAAACCCCCCCBBBBBBBBBBBA･･･」のようなデータがある場合に「A6C7B11A･･･」のように，同じデータは一括にして，「データ」＋「データの個数」のようにデータの形式を変換させ圧縮する手法である．連長圧縮法は，データが連続していない場合の時，データがより膨らんでしまうという特徴があるが，逆に多数のデータが連続してある場合は効果を大きく発揮する．図 5 のように，モデルをスライス画像は自由空間や基板など，同じ媒質が連続して配置しているため，連長圧縮法によるデータの圧縮効果は大きい．
(３) FDTD 解析手法
有限差分時間領域法（FDTD 法）とは，マクスウェルの電磁界解析を差分化し，電界と磁界の時間変換を解析する手法である．アンテナやプリント基板，ワイヤハーネスにおける電磁放射やノイズ解析に用いられている．申込者は，これまで自作の FDTD 解析ツールを用いてプリント基板からの電磁放射に関する研究に取り組んでおり，インバータスイッチングした際の EMI 放射に関する研究[6]，基板から広範囲に放射する電磁ノイズ推定に関する研究[7]，基板上に配置されたシールド板によるノイズ抑制と侵襲性に関する研究[8]，FR-4 基板の周波数分散性を考慮した，差動線路における信号伝搬解析法の開発[9]などで実績を残してきた．本申請では，USB コネクタを基板上に実装したモデルにおける，信号品質（Signal Integrity :SI）の劣化や，ノイズ放射（Electromagnetic Interference: EMI）について検討する．
図 7 に USB Type-A コネクタを実装したプリント基板モデル図を，図 8 に基板同士をコネクタで相互接続したモデルの詳細図をそれぞれ示す．本研究で使用する USB Type-A は，USB2.0 を仮定として作成したものである．USB Type-A プラグ(オス) は PCBA 上に実装され，PCBB に実装されたレセプタクル(メス)と嵌合している．
本研究で使用する USB Type-A は，USB2.0 を仮定として作成したものである．図 8(a)は USB Type-A の
嵌合状態の詳細図である．PCBA がプラグ(オス)側，PCBB がレセプタクル(メス)側となっている．基板はFR-4 基板の 1.6mm 厚を用いた．
図 8(a)に示すように基板は 4 層の多層基板であり，2 層目はリターン(GND)層である．表層から 2 層目の距離は 0.2mm である．
図 8(b)は PCBA の詳細図である．USB2.0 の差動インピーダンスの規定値は 90±20  (70~110 )である[10]．ここで，MSL(Micro Strip Line)の特性インピーダンス Z0 および差動インピーダンス Zdiff は以下の式で求めることができる[11]．

𝑍0 =

87
√𝜀𝑟 +1.414

5.98ℎ

(1)

ln 0.8𝑤+𝑡𝑑

𝑍𝑑𝑖𝑓𝑓 = 2𝑍0 (1 − 0.48ⅇ −0.96ℎ )(2)5
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ここで，r ，h は基板の比誘電率と GND 層と信号層の距離であり，w，d，t はそれぞれ線路幅，線路間の距離，電極の厚みである．ここで，MSL の差動線路が 90 になるように線路幅と線路間の距離を決定した．電極の厚さ t = 0.035mm，h = 0.2mm なので，MSL は wPCB = 0.22mm，d PCB = 0.13mm となる．USB
Type-A モデルは FR-4 比誘電率r(PCB) = 4.3 とすると，Z0 は 63.1 となり，Zdiff は 91.9 となった．
図 8(c)は USB 嵌合部分の内部の詳細図である．USB 内部の信号線は線路幅や線路間の距離，USB の誘電体の厚みなどは文献[9]をもとに設計した．それぞれ wUSB = 1.0mm，dUSB = 1.0mm である．また， USBの誘電体の比誘電率r (USB) = 3.2 とした．

図 7 USB Type-A(USB2.0)の 3 次元解析モデル(a)USB Type-A の嵌合状態(b) Print Circuit Board(c) USB Type-A 内部の信号線
図 8 USB Type-A の 3 次元解析モデルの詳細図
本研究で作成した USB Type-C の 3 次元解析モデルについて説明する．今回，USB4 Gen3×1 レーン(20Gbps
×1)を用いた[1]．図 9 に USB Type-C レセプタクルの CT 画像を示す．これより，USB Type-C の内部の信号線は複雑な構造で構成されている．このような構造を作成するため，文献[12]-[14]をもとに設計した．図
10 は作成した USB Type-C レセプタクルおよびプラグを示している．
線路幅や線路間の距離は wUSB = 0.2mm，
d USB = 0.3mm である．USB Type-C の比誘電率は USB Type-A と同様にr (USB) = 3.2 とした．
図 11 にコネクタの嵌合状態における基板の実装を示す．PCBA がレセプタクル(メス)側，PCBB がプラグ(オス)側となっている．図 11 より，実装した際，PCBA と PCBB の高さが異なる．

図 9 USB Type-C コネクタの CT 画像

図 10 USB Type-C の 3 次元モデル

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図 12 に PCBA の詳細図を示す．基板は 0.8mm 厚の FR-4 基板の 4 層基板であり，2 層目はリターン層(GND)となっている．GND 層と信号層の距離 h = 0.06mm である．USB4 のシングルエンドインピーダンスの規定
値は 42.5であり，また，差動インピーダンスの規定値は 85である[1],[14]．そのため，USB Type-A モデ
ルで使用する基板モデルと異なる．式(1)および式(2)より規定値になるように線路幅と線路間の距離を決定した．電極の厚さ t = 0.035mm，h = 0.06mm なので，MSL は wPCB = 0.1mm，d PCB = 0.31mm となる．USB TypeC モデルは FR-4 比誘電率r(PCB) = 3.976 とすると，Z0 は 42.6となり，Zdiff は 84.8となった．これらを含めた USB Type-C の解析モデルの全体図を図 13 に示す．

図 11 USB Type-C の嵌合状態

図 12 Print Circuit Board

図 13 USB Type-C の 3 次元解析モデル
FDTD 解析において，Type-A コネクタの解析モデルの大きさは各方向それぞれ，
x = 113.5mｍ，
y = 50.0mm，
z =8.3mm である．したがって，解析分解能はx = 0.050mm，y = 0.044mm，z = 0.050mm とした．時間ステップt は Courant の安定化条件よりt = 91.9fs となる．一方，Type-C コネクタの解析モデルの大きさは各方向それぞれ，x = 106.496mｍ，y = 50.0mm，z =4.04mm である．したがって，解析分解能はx = 0.035mm，
y = 0.033mm，z = 0.035mm とした．時間ステップt は Courant の安定化条件よりt = 65.8fs となる．
解析は大規模な解析となるため，計算にはスーパーコンピュータ SX-Aurora tsubasa（東北大学サイバーサ
イエンスセンター）を用いた．8 プロセスの MPI 処理を利用し，高速解析できるようにした．
(４) 電界分布の解析結果
基板の Port1，3 に 10GHz の正弦波を USB Type-C TX±に印加した際の，電界分布を図 14 に示す．xy 平面
における電界表示は基板の高さや USB 内部の信号線の高さが異なるため，各信号線の上部の電界分布を表示している．Port1，3 で印加した電圧は時間経過とともに x 方向に伝搬し，USB 内部を通過して Port2，4に到達することが確認できた．このことから．FDTD 法において適切にモデルが解析できていることがわかる．
コネクタ内部や，コネクタと基板の接続する箇所において，電界強度が大きく放射の要因となる．
USB コ ネ ク
タ

図 14 Type-C の差動線路 TX±による正弦波を印加した際の電界分布

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(５) 伝送特性評価
信号線路と USB コネクタを伝搬する信号伝送評価としては，S パラメータによる周波数に対する信号の透過ならびに反射特性を評価する手法と，線路構造の変化により発生するインピーダンスの変化を評価
する Time Domain Reflectometry（TDR）評価がある．本報告では，この 2 つの評価により USB コネクタを含む線路について検討する．
S パラメータによる評価
USB Type-A モデルならびに USB Type-C モデルの Port1 と Port3 に Gaussian パルスを印加したときの，Port1~Port4 の電圧波形と電流波形を FDTD 法により解析した．電圧・電流波形から伝送損失 Sdd21 求める．
差動線路の伝送特性評価には，ミックスド S パラメータ SM を用いる．SM は，式(3)によって定義される．
差動信号を印加したときに差動の伝送損失 Sdd21 と差動の反射成分 Sdd11 が式(4)および式(5)により導出される[15]．
𝑆𝑑𝑑11
𝑆
𝑆𝑀 = [ 𝑑𝑑21
𝑆𝑐𝑑11
𝑆𝑐𝑑21

𝑆

𝑆𝑑𝑑21 = 21

𝑆

𝑆𝑑𝑑11 = 11

𝑆𝑑𝑑12
𝑆𝑑𝑑22
𝑆𝑐𝑑12
𝑆𝑐𝑑22

𝑆𝑑𝑐11
𝑆𝑑𝑐21
𝑆𝑐𝑐11
𝑆𝑐𝑐21

𝑆𝑑𝑐12
𝑆𝑑𝑐22
]
𝑆𝑐𝑐22
𝑆𝑐𝑐22

(3)

−𝑆23 −𝑆41 +𝑆43

(4)2−𝑆31 −𝑆13 +𝑆33

(5)

2

USB4 Gen3 における評価は，21GHz までの周波数帯域で評価がもとめられている[16].Gaussian パルスの周波数帯域は十分な十分な周波数帯域を確保するため 40GHz までとした．図 15，図 16 および図 17 に USB
Type-A モデルおよび USB Type-C モデルの通過特性 Sdd21，反射特性 Sdd11 およびコモンモードの反射量 Scd11 を示す．
USB Type-A において，通過特性 Sdd21 が 1.7GHz まではほぼ 0dB であった．1.7GHz 以上で通過特性は周期的に増減を繰り返していることがわかる．例えば，1.7GHz では Sdd21 が-1.3dB 減少し，反射特性 Sdd11 は-5dBの信号が反射していることがわかる．一方で，Scd11 は-35dB 程度の反射であり，コネクタ部で発生した反射は差動モードが支配的であることがわかる．USB Type-A では 1.7GHz 以上で通過特性 Sdd21 が周期的に繰り返すことから，使用する帯域としては SI や EMI の原因になる可能性がある．また，Sdd21 の 28GHz 以上と，Sdd11 の 22GHz 以上では，それぞれ 0dB を超えている．この際，Sdd21 では遠端クロストークである S23 と S41 が0dB を，Sdd11 では近端クロストークである S13 と S31 が 0dB をそれぞれ超えている．FDTD 解析では Gaussian
パルスの周波数帯域を 40GHz まで確保しているが，FDTD 解析や FFT における計算誤差による影響と考えらえる．
USB Type-C では，線路位置が異なる差動信号 D±および TX±の通過特性 Sdd21 は，25GHz まで-7dB 以内で信号が伝搬している． USB Type-A と比較すると，通過特性は高周波まで帯域が広く，反射特性 Sdd11 が 10dB
程度小さく，GHz 帯の信号伝搬に適していることがわかる．
USB Type-C において，RX±と TX±は USB4 規格に準じた通信性能を有し，D±は USB2.0 の信号伝送として用意されている．TX±と D±では，Sdd21 と Sdd11 に大きな差は生じないが， TX±の Scd11 は D±と比べて約 20dB
大きくなった．図 2 の Type-C のピンアサインでは，TX±はコネクタの端に位置し，D±は中央に位置する．
TX±はコネクタを取り囲む金属筐体に近く，D±は左右対称構造になっているため，コモンモード成分が小さくなったと考えられる．

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図 15 通過特性 Sdd21

図 16 反射特性 Sdd11

図 17 コモンモードの反射量 Scd11
TDR による評価
コネクタ内部は立体的に線路構造が変化するため，構造の連続性を評価するために Time Domain
Reflectometry（TDR）[17]-[20]で，線路のインピーダンスを解析した．ステップ信号の立ち上がり時間は，
USB2.0～USB4 の規格である 400～10ps[10],[14]とした．印加したステップパルスの立ち上がり時間，3dB 周
波数帯域，TDR 距離分解能を表 1 に示す.
今回，コネクタ部分において差動インピーダンスの変化が最も大きい立ち上がり時間 10ps 時の結果を図18 に示す．
表 1 印加したステップパルスの特性

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図 18 立ち上がり時間 10ps 時の差動インピーダンス Zdiff の解析結果
USB Type-A モデルでは，インピーダンスの変化から，0.8 ns 以下が PCBA であり，1.2 ns 以上が PCBB である．しかし，USB Type-C では，0.8 ns 以下が PCBA であり，1.03 ns 以上が PCBB である．Type-A と TypeC はコネクタの実寸法が異なるため，TDR の応答波形にも差が表れている．USB コネクタ部分のインピーダンスを算出したところ，Type-A モデルの差動インピーダンス値は 92 であり，Type-C モデルでは 86 であった．Type-A の差動インピーダンスの規格値は 90 ±20，Type-C は 85 ±  である．本解析モデルによる TDR 算出結果からは，規格値と合致していることが明らかとなった．
しかし，基板とコネクタ取り付け部では，Type-A，Type-C ともにインピーダンス変化が大きくなっており，特に Type-A コネクタの方が変化量は大きい．線路が立体的に屈曲している部分でインピーダンスの変化が発生していると考えられる．また，オス－メスコネクタの勘合部では，Type-C では 12 程度のインピー
ダンス変化が発生した．一方で，Type-A コネクタでは数程度であり，勘合部でのインピーダンス変化はType-A の方が少なかった．
(６) 汎用的な不整合を有するコネクタモデルの構築及び電磁環境劣化予測手法の開発の自己評価と今後の方
針USB コネクタのような構造の不連続性に対する定量的評価を行うため，USB コネクタの 3D モデルを CADでモデル化し，FDTD 解析に組み込むことで信号伝送評価を行った．コネクタ部を正確にモデル化すること
で，ディファレンシャルからコモンモードへの変換や，基板－コネクタ接触部での解析が実行でき，実際の状況を再現できる上で有用な手法であると考えられる．しかしながら，本研究期間内では SI や劣化や EMIとの関係性について明らかにすることができなかった．今回作成した FDTD 解析ツールは，SI 診断や EMI 評
価において，実測では測定できない現象も明らかにすることができ，2022 年度以降も研究を継続して取り組む．
また，FR-4 基板の周波数分散性を組み込んだ FDTD 解析法や，本研究で取り組んだ USB コネクタの信号
伝送評価の結果を受けて，令和 3 年度の補正予算で国立高専機構が公募した高度設備共同利用拠点として，「Society5.0 時代の 100GHz 超高速信号と電磁材料評価システム」というタイトルで採択され，100GHz 超のベクトルネットワークアナライザやフリースペース法による材料評価システムが導入される．X 線 CT 検査装置も導入し，PC やタブレットの USB Type-C コネクタや LSI のワイヤボンディングを測定し，stl 形式のデータを 3DCAD へ取り込み，本研究で開発した電磁界解析と連携できることになった．本研究の最大のネッ
クは， CAD データが存在しない場合は設計図からデータを作成するために相当な時間が必要なことである．
中間報告までは，CT 画像からラスタデータを生成する手法について検討したが，VG Studio Max により stl
へ簡単に変換できることがわかったので，このソフトウェアも同時に入手する．今後は，X 線 CT 検査装置
により，コネクタやケーブルデータを自動取得できるため，研究時間の大幅な短縮が期待される．
2-2．不整合が生じたコネクタ接触境界面の等価回路網の推定(1) TDR 測定による評価
本報告の内容は，前章で述べたコネクタ部の構造変換による FDTD 解析に対して，実験的なアプロー
チを実施した報告となる．図 19 に相互接続されたコネクタの接触境界部の高周波特性を評価するための実験セットアップを示す．本実験では Time Domain Reflectometry（TDR）法を用い，コネクタの相互接続

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部の高周波特性を計測する．測定対象なるコネクタは FR-4 基板上の 90 のマイクロストリップライン（実効誘電率 3.04）に実装し，オスコネクタとメスコネクタを接続することで相互接続を行った．TDR で用いるパルス波は 10%～90%の立ち上がり時間が 6 ps のものを用い，およそ 0.646mm の空間分解能を可能とした．評価は同一メーカのオス・メスの組み合わせ，オスコネクタを特定のメーカとし，メスコネクタ
を異なるメーカのコネクタに換装して相互接続し，接触境界部に生ずる電気特性の変化をインピーダンス
変化として計測した．また，基板終端は開放とし，右端からの反射波の影響を受けない範囲で計測を行った．
メスコネクタ（A-USB A/SMT）を FR-4 基板に実装し，同メーカのオスコネクタ（A-USB A-LP-SMT-C）と相互接続した際の TDR 結果を図 20 に示す．同一型番のコネクタではコネクタを変化させた場合にもイン
ピーダンスの変化は 0.85 以下に収まっている．また，結果を表示しているのは図 19 においてハイライ
トしている部分の結果のみを切り出している．
一方，オスコネクタに対し，メーカが異なるメスコネクタを用いた TDR 結果を図 21 に示す．メーカが異なるコネクタを接続した場合，同一規格のコネクタを用いた場合でも最大で 3.75 の差が観測された．
100 mmUSB female（本稿で着目した部分）

100 mmKeysight
DCA-X
N1055AUSB male

30 mm

SMA

90  MSL

FR-4 board

USB コネクタ部のインピーダンス測定



図 19

0.85 

コネクタなしA-USB A/SMT(1)A-USB A/SMT(2)A-USB A/SMT(3)メスコネクタの位置

図 20 同一メーカのコネクタを相互接続した場合

3.75 
A-USB A/SMT
629104151021
292303-7

図 21

メスコネクタの位置異なるメーカのコネクタを接続した場合

図 22 は同一メーカのコネクタを相互接続したモデルにおいて，TDR 波形の立ち上がり時間を変化させた時の結果である．TDR 波形の立ち上がり速度を変化させることで，USB コネクタの嵌合部でのインピーダ
ンス変化にも変化が生じることがわかった．立ち上がりを早くすることで，USB 内部の構造変化をより正11
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確に捉える効果が生じたためと考えられ，USB 構造の不連続性に関する評価には，立ち上がりの早い TDR
波形が必要であると考えられる．

図 22

TDR の立ち上がりを変化させた場合(2) eye-diagram による評価
USB4 規格の信号伝送において，メーカの異なるコネクタやケーブルにおける信号伝送評価について検討を行った． USB4 規格の 5GHz の信号伝送発振器は高額で入手が難しいため，実際のノート PC と外付け SSD
間を伝送する信号を測定することで評価した．図 23 に実測環境を示す．発振器用の PC として，MacBook
Air と Hewlett-Packard の 2 つを用いた．外付け SSD（Yottamaster NVM2 M2）と PC は USB4 ケーブルで接続する．外付け SSD の基板上に差動線路があり，この線を伝搬する差動電圧信号を，ピコプローブと差動プローブでプロービングして，オシロスコープ（Keysight DSOS804A）で測定した．
図 23(a)に MacBook Air による電圧信号を，(b)に Hewlett-Packard による電圧信号をそれぞれ示す．
(a)の信号振幅は 0.1Vp-p と小さく，(b)は 0.3Vp-p であった．USB4 の基本クロックが 5GHz であるため，
8GHz のアナログ帯域のオシロスコープで測定した時に，基本波の測定が限界であった．ジッタを含む信号測定では，立ち上がりや立ち下がりのタイミングでサンプリングを行った可能性があり，ディジタル信号の 0 と 1 の波形を忠実に再現できなかった．
このため，データ処理により eye-diagram を生成できないか検討を行った．図 25 に eye-diagram の生成方法を示す．ディジタル信号の立ち上がりで，トリガにより電圧データを補足したタイミングで，のこぎり波を発生させる．電圧を一定レベルで上げていき，のこぎり波と一致したタイミングでディジタルデ
ータの電圧を読み取る．この取得した電圧データを順番に並べていき，eye-diagram を作成する．本報告
では，生成過程が正しく実行できているかを確認するため，ジッタを含むディジタルデータを自己生成し，
eye-diagram を作成した．その結果を図 26 に示す．ジッタがない=0 では，ディジタルデータ波形を再現できていることがわかる．ジッタを=8，=16，=32 と増やすと，立ち上がりと立ち下がりの幅が変化しており，ジッタを忠実に再現できているため，このプログラムで eye-diagram の作成が可能であることがわかった．しかしながら，図 24 の波形は，1bit あたりのデータ数が不足しているため，波形の忠実な再現ができていない．このため，eye-diagram のプログラムを用いて作成を試みたが，図 26 の結果とはほど遠い結果となってしまった．USB4 の評価を行うためには 24GHz までのアナログ帯域が必要とされているため，今後長野県工業技術総合センターにあるオシロスコープで測定できないか検討する予定である．

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(a)

図 23

USB4 の電圧信号測定系

図 24(b) Hewlett Packard
USB4 の信号伝送波形

MacBook Air

図 25

eye-diagram の生成方法

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図 26

理想波形による eye-diagram の例(3) 不整合が生じたコネクタ接触境界面の等価回路網の推定に対する自己評価と今後の方針
コネクタ接触境界面での評価として，1)TDR による実測評価，2)eye-diagram の生成を試みた．
TDR による実測評価では，当初の想定では挿抜試験を実施し接触境界面での接触抵抗についても検討する予定だった．実際に挿抜試験機を導入し，TDR による評価を実施したが挿抜回数による優位な差は得られなかった．共同研究である奈良先端科学技術大学院大学とのミーティングの中で，挿抜による接触境界面では，コネクタの表面劣化に対する診断が必要であり，微細な傷の評価にはレーザー顕微鏡による実測が必要という結論に至った．本研究期間内では，レーザー顕微鏡の確保や借用には至ら無かったが，(1)6 に記載した設備の一部としてレーザー顕微鏡を導入することが決まった．本研究は，研究期間内で終了
すること無く今後も継続して取り組む予定であり，新たな設備と知見で研究をスパイラルアップさせる予定である．
eye-diagram の生成では，生成するためのプログラムは完成したが，オシロスコープのアナログ帯域が不足しているため，USB4 規格のデータの eye-diagram を生成できかなった．25GHz のオシロスコープは高額であるため，リースもしくは他機関の設備を借用することが必要である．また，データ数の少ないデー
タで再現できないか継続的に検討を進める．

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E86-B, No. 7, pp.2154-2161 (2003-07)[8] 春日貴志，中尻睦，大久保裕太，中山英俊，“基板上に配置した電磁抑制材による電磁ノイズ抑制と影響に関する研究”，電子情報通信学会論文誌 B， J94-B，no. 12，pp. 1576-1584，(2011.12)[9] Taiki Kitazawa, Taiki Yamagiwa, Ren Kitahara, Youngwoo Kim , Jerdvisanop Chakarothai , Yuichi
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interconnects”, IEEE 21st SIITME, Brasov, pp.37-40, 2015[19] M.V. Schneider, “Microstrip Lines for Microwave Integrated Circuits”, The Bell System Technical

〈発
題

名

USB Type-C コネクタの 3 次元モデル化と FDTD による信号伝送解析
USB Type-C コネクタの 3D モデル化とFDTD 解析表

資料〉

掲載誌・学会名等

発表年月

電子情報通信学会環境電磁工学研究会
IEEE EMCS 仙台チャプタ 学
生研究発表会2022 年 7 月

発表予定

2022 年 3 月

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