平成 28 年電気学会産業応用部門大会

1-85

インダクタモジュールマルチレベル電流形インバータ
新規トポロジーの提案
岩田 陽祐

野口 季彦

Tran Thi Lam Quyen（静岡大学）

Novel Topology of Multilevel Current-Source Inverter Using Inductor Modules
Yosuke Iwata, Toshihiko Noguchi, Tran Thi Lam Quyen (Shizuoka University)
This paper proposes a novel inductor module based power converter topology applicable to multilevel current-source inverters(CSIs). Component counts of the proposed and the conventional circuit topologies are compared, where the proposed circuit
allows significant reduction of the component counts. Several simulation results show that the proposed circuit can properly
generate five-level and/or seven-level current waveforms with a simple circuit operation.
キーワード：電流形インバータ，インダクタモジュール，マルチレベル，トポロジー
Keywords：current-source inverter, inductor module, multilevel, topology

1.

まえがき
IL1=I/2

電流形インバータ（CSI）は，電流フィードバックなしでQ1出力電流を制御することが可能であり，また，本質的に短絡保護が不要であるといった電圧形インバータにないメリ

Qm1ットがある。しかし，トランジスタにダイオードを直列接Qm2vo

続することや常に電流を流す必要があるため，導通損失の観点から構成部品点数がより少ない回路トポロジーが求められる。一方，インバータのマルチレベル化は，dv/dt，di/dtを小さくでき，電磁放射ノイズの低減と同時に出力高調波

Q2I

LoadioQ3Q4を効果的に改善できる。これまで CSI をマルチレベル化する手法は幾つか提案されている(1)(2)。例えば図 1 の並列 H ブ

図 3 提案する 5 レベルインダクタモジュール CSI

リッジ CSI や図 2 のマルチセル CSI が挙げられる。しかし，Fig. 3. Proposed 5-level CSI with inductor module.

これらの従来回路はレベル数を増やすごとに，直流電流源やインダクタ，スイッチング素子が増加し，多くの構成部

Qm1
IL品が必要となる。
本稿では H ブリッジ方式を基本としてインダクタモジュ
Qm2
Q1

NIN 1

Q2

Q4N-3

I/N
Q3

Q4Q9I
N 1

Q1
Q5

Q6

Q2
LoadI/N
Q7

Q8

Q4N-3

Q4N-2

Q4N-1

Q4N

io I

Q6
Q5
Q11I/N

Q4N-1

図 4 インダクタモジュール

Q4N-22I
N 1Fig. 4. Inductor module.

Q10

表 1 5 レベルインダクタモジュール CSI のスイッチング状態
Table 1 Switching states of 5-level inductor module based CSI.
Operation mode ofQ1 Q2 Q3 Q4 Qm1 Qm2
ioinductor-module
Holding mode
+I
100110Charging mode
+I/2
100
101Discharging mode
+I/2
0101
10
Holding mode
00
10101
Holding mode
0101010Charging mode
－I/20110
10－I/2 Discharging mode
10100
1
Holding mode
－I01
1001Q4Q3LoadioQ7IN 1Q82IN 1Q12NIN 1

図 1 並列 H ブリッジ CSI

図 2 マルチセル CSI

Fig. 1. Parallel H-bridge CSI.

Fig. 2. Multicell CSI.

Q4N

［ I - 293 ］Ⓒ 2016 IEE Japan平成 28 年電気学会産業応用部門大会

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I

Q1

I/2

I/2

Qm1

Qm2

I

I/2

Q1

I/2

IL1
Q1

Q2

Qm1

Qm2

Qm1

Q2
II

I

Load
I

Q3

(a) 電流保持モード（io = +I）(a) Current holding mode (io = +I).

I

Q3

I/2

I/2
Qm2

Load
I/2

Q2

Q1

I/2
Qm1

I

(c) 充電モード（io = +I/2）(c) Charging mode (io = +I/2).

ILN
Qm(2N-1)

I

Q3

Qm2

Load
I/2Qm(2N)
voI/2

I
Q4

Qm4

Q4I

Qm1

Qm3(b) 電流保持モード（io = 0）(b) Current holding mode (io = 0).

IQ1

IL2

LoadQ3

Q4

Q2

Qm2

LoadioQ2

Q3

Q4

図 6 一般化した提案回路

I

Fig. 6. Generalized multilevel inductor module based CSI.

Q4

表 2 部品点数の比較
Table 2. Comparison of component counts.

(d) 放電モード（io = +I/2）(d) Discharging mode (io = +I/2).

図 5 インダクタモジュール CSI の動作モード
Fig. 5. Operation modes of inductor module based CSI.

Circuit configurationtransistor

ParallelH-bridge CSI2(M-1)

ールを使用した新たな回路方式を提案する。従来回路と提Diode2(M-1)

2(M-1)

M+1

案回路の部品点数を比較し，5 レベルおよび 7 レベル電流をInductor
Gate drive
Power supply
DC current source0M-3(M-3)/2(M+3)/2(M+3)/23(M-1)/2

1

1

出力する場合についてシミュレーションで動作検証を行い，提案する回路構成と動作原理の妥当性を確認したので報告する。

2.

Multicell CSI
2(M-1)

Proposed inductor
module CSI
M+1て，インダクタモジュール電流を I/2 に制御することができる。

回路構成と動作原理＜2.1＞ 5 レベルインダクタモジュール CSI
図 3 に 5 レベルの場合の提案回路を示す。この回路は H
ブリッジ CSI にインダクタモジュールを組み合わせたものである。インダクタモジュールとは図 4 に示すとおり，トランジスタ，ダイオード，インダクタだけで構成された回路を指す。提案回路のスイッチング状態を表 1 に示す。5 レ
ベル電流を出力するため，負荷に供給される出力電流は，io= +I，+I/2，0，-I/2，-I の 5 種類である。このときスイッチ＜2.2＞ 提案回路の一般化一般化した提案回路を図 6 に示す。インダクタモジュー
ルの数を N, 出力電流のレベル数を M とおくと，次の関係が成り立つ。

M  2N  3(1)また，k 番目のインダクタモジュールの電流を ILk とおくと，次の漸化式で一般化することができる。

IN 1k  1, 2 NNI
N 1

ング状態の冗長性を利用して，インダクタモジュールの充I L( k 1)  I L( k ) 

電と放電モードを切り換えることでインダクタ電流を一定

従来回路と提案回路の部品点数を数え上げた結果を表 2に保ちつつ 5 レベル電流を出力する。インダクタモジュー
ル CSI の動作モードを図 5 に示す。(a)の電流保持モードでI L1 (2)に示す。ただし，出力電流のレベル数 M を用いて表した。
提案回路は最も少ない部品点数でマルチレベル電流波形をはインダクタは短絡されるのでインダクタ電流は保持さ出力できることがわかる。また，出力レベル数を増やしてれ，最大レベル io = +I を出力する。(b)の電流保持モードにも，ゲートドライブ電源の個数が 3 個で一定であることはおいても同様に，インダクタは短絡されるのでインダクタ提案回路の特長であり，多レベル化するほど有利である。

電流は保持され，ゼロレベル io = 0 を出力する。(c)の充電モ

出力レベル数と部品点数の関係を図 7～9 に示す。いずれのードでは負荷とインダクタが並列接続されており，インダ場合も出力レベル数の増加にともない部品点数は増える

クタは直接電流源からエネルギーを供給される。(d)の放電が，提案回路は最も少ない増加量であることがわかる。たモードでは電流源が短絡されるので，インダクタはエネルだし，図 8 において並列 H ブリッジ CSI のインダクタ数がギーを放出する。電源電流の 1/2 に相当する中間レベル io =一定で零である理由は，電源として理想電流源を想定して+I/2 を出力する際，これら 4 つの動作モードのうち(c)の充いるからである。電流源を降圧チョッパ等で実現した場合，電モードと(d)の放電モードを交互に切り換えることによっ必要なインダクタの増加量は提案回路と同じである。

［ I - 294 ］Ⓒ 2016 IEE Japan平成 28 年電気学会産業応用部門大会

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IL1ref=I/2

Parallel H-bridge
MulticellInductor module

50
40

vc2+
-P2vc3+-N2vc4+-N1iref
0525

Number of inductors

P110152025
Level number of output current

30155510152025
Level number of output current

Q3Qm2
Qm140vo (V) 20300-20-40

図 8 出力レベル数―インダクタ数
Fig. 8. Numbers of output levels and inductors.

6IL1 (A)4215Parallel H-bridge
MulticellInductor module

120Time 10 (ms/div)

9

図 11 5 レベル提案回路のシミュレーション波形

6Fig. 11. Simulation waveforms of proposed 5-level circuit.

300510152025Level number of output current

30IL1=2I/3Q1

図 9 出力レベル数―ゲートドライブ電源数
Fig. 9. Numbers of output levels and gate drive power supplies.

3.

Q4630-3-6io (A)100Q1

図 10 5 レベル提案回路の制御ブロック図
Fig. 10. Control block diagram of proposed 5-level circuit.

Parallel H-bridge
Multicell
Inductor module

20Q2

Inductor module CSI+-Gate drive circuit10

図 7 出力レベル数―トランジスタ数
Fig. 7. Numbers of output levels and transistors.

Number of gate drive power supplies

0vc1

2001－IL

300+

Switching mode table

Number of transistors

60

Qm1

Q2

Qm2
IL2=I/3

シミュレーションによる動作検証＜3.1＞ 5 レベル出力時のシミュレーション結果
図 10 に 5 レベル出力の場合の制御ブロック図を示す。オ

Qm3Ivoフセットの異なる 4 つの三角波キャリアと正弦波指令値を比較して PWM 信号を生成する。インダクタモジュールの電流制御はヒステリシス付きリレー制御とする。指令値 IL1refとフィードバック値 IL1 の偏差を量子化し，量子化した極性信号が 1 ならば充電モード，０ならば放電モードの冗長なスイッチング状態を選択する。このとき，インダクタモジ
ュール電流が一定に保たれることによって，負荷に中間レベル io = +I/2 を供給することができる。

Qm4Q3LoadioQ4

図 12 提案する 7 レベルインダクタモジュール CSI
Fig. 12. Proposed 7-level CSI with inductor module.

上から出力電流 io，負荷電圧 vo，インダクタ電流 IL1 を表し

シミュレーションの条件は電源を理想電流源とし I = 6 A，ている。提案回路は，5 レベルの電流波形を適切に出力して三角波比較法により PWM を行い，キャリア周波数と出力電いることがわかる。また，負荷電圧はフィルタキャパシタ

流基本波周波数はそれぞれ 5 kHz，50 Hz とし，インダクタによって歪の少ない正弦波となっており，同時に IL1 は 2 Aモジュールのインダクタンスは 1.8 mH とした。また，インを保つように制御できている。

ダクタモジュールの平均スイッチング周波数をキャリア周波数と一致させるために，ヒステリシス幅は 1.2 A とした。

＜3.2＞ 7 レベル出力時のシミュレーション結果

負荷は抵抗のみで 7 とし，15 F のフィルタキャパシタを提案回路を図 12 に示す。7 レベル出力の場合，主インバ並列接続している。図 11 にシミュレーション結果を示す。

ータである H ブリッジインバータに 2 個のインダクタモジ［ I - 295 ］Ⓒ 2016 IEE Japan平成 28 年電気学会産業応用部門大会

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表 3 7 レベルインダクタモジュール CSI のスイッチング状態

IL2ref=I/3

Table 3. Switching states of 7-level inductor module based CSI.

+－10IL2

Q1

Q2Q3Q4

Qm1

Qm2

Qm3

Qm4

outputcurrent

100

1

10

10+I

hold

hold

0

10

1

10

10+2I/3

discharge

hold

00

10

1

10+2I/3

chargedischarge

vc1+
-

P1

1
100

1

100

1+2I/3holdcharge

vc2+
-

P2

hold

dis
charge

vc3+
-

P3

10

1

10+I/3

0

10

1

100

1+I/3

dis
charge

10

0

10

1

0

1+I/3

charge

hold

0

10

10

10

10

hold

hold

10

10

10

100

hold

hold

0

1

10

10

10－I/3chargeholdcharge10100110－I/3

1010

1001－I/3

holddischarge

01100110－2I/3

holdcharge0110100

1－2I/3chargedischarge

10100

10

1－2I/3discharge

01

100

10

1－I

hold

hold

態を表 3 に示す。5 レベル出力時と異なり，2 つのインダクそれぞれ保持，放電，充電モードが存在し，この 3 つのモio (A)フセットの異なる 6 つの三角波キャリアを用いて正弦波電流指令値に PWM を施す。2 つのインダクタモジュール電流vc4+-N3vc5+
-N2+
-N1

vc6

Q2
Q1Q4Q3

Qm2
Qm1
Qm4Qm3630-3-640vo (V) 200-20-40

IL1 (A)

642ードを適宜切り換えることによって一定電流に保つ。図 13は 7 レベル出力の制御ブロック図を示したものである。オ0

図 13 7 レベル提案回路の制御ブロック図
Fig. 13. Control block diagram of proposed 7-level circuit.

タを流れる電流を同時に一定制御する必要がある。出力電流 io =  I/3，  2I/3 を出力する際，2 つのインダクタには1irefholdュールを追加することによって実現する。スイッチング状－IL1charge

discharge+Inductor module CSI0IL1ref=2I/3

Gate drive circuit

1L2

Switching mode table0L10IL2 (A)6420Time 10 (ms/div)

は，それぞれ指令値との偏差を量子化し，量子化した極性信号に応じたスイッチング状態を選択する。7 レベル出力の

図 14 7 レベル提案回路のシミュレーション波形

場合，一方のインダクタを充放電制御すると，もう一方のFig. 14. Simulation waveforms of 7-level proposed circuit.

インダクタは充電もしくは放電を続ける。したがって，片方のインダクタを優先的に制御し，もう一方の極性信号が電流形インバータの新規トポロジーを提案し，5 レベル出力変化した瞬間，他方のインダクタの充放電制御に切り換えの場合を例に，提案回路の動作原理を説明した。更に，レるといった手法を適用する。インダクタ電流は先に述べたベル数を一般化した回路についても検討し，従来回路と部漸化式に基づき IL1 を 2I/3，IL2 を I/3 に一定制御する。シミ品点数の比較を行った。提案回路は最も少ない部品点数でュレーションでは，インダクタモジュールのインダクタをL1，L2 ともに 9 mH とした。また，インダクタモジュールの構成できること，出力電流のレベル数を増やしてもゲート
ドライブ電源の個数は 3 個で一定であることがわかった。

平均スイッチング周波数をキャリア周波数と一致させるた

また，5 レベルと 7 レベル出力時のシミュレーションを行い，めに，ヒステリシス幅を IL1，IL2 ともに 0.2 A とした。その提案回路の動作特性を確認した。

他の条件は 5 レベル出力時と同じである。図 14 にシミュレーション結果を示す。出力電流 io として 7 レベルの電流波形が適切に出力されていることがわかる。また，負荷電圧vo はフィルタキャパシタが高次高調波を吸収するため正弦波状となる。また，インダクタモジュール電流 IL1，IL2 はそれぞれ 4 A，2 A を保つように制御できている。

4.

まとめ

本稿では，インダクタモジュールを用いたマルチレベル［ I - 296 ］

文献(１) McGrath B.P., Holmes D.G.: “Natural Current Balancing of Multicell
Current Source Converters,” IEEE Transactions on Power Electronics，Vol. 23, No. 3, pp. 1239-1246 (2008).
(２) T. Noguchi, Suroso: “Review of Novel Multilevel Current-Source
Inverters with H-Bridge and Common-Emitter Based Topologies”, IEEE
Energy Conversion Congress and Exposition, Vol. 5, pp. 4006-4011(2010).
(３) 池上 憲・野口季彦：「インダクタモジュールを用いたマルチレベ
ル電流形インバータの実機検証」，平成 26 年電力技術･電力系統技術･半導体電力変換合同研究会Ⓒ 2016 IEE Japan