平成 28 年電気学会産業応用部門大会

1-86

インダクタモジュールを用いたマルチレベル電流形インバータの構成と動作原理
岩田 陽祐

Tran Thi Lam Quyen（静岡大学）

野口 季彦

Configuration and Operation Principle of Multilevel Current-Source Inverters Using Inductor Modules
Yosuke Iwata, Toshihiko Noguchi, Tran Thi Lam Quyen (Shizuoka University)
This paper presents a comparative discussion of new multilevel current-source inverters (CSIs) based on an H-bridge CSI withinductor modules. Component counts of Type1 and Type2 circuit topologies are compared, where the Type2 circuit makes a great
reduction of the component counts possible. The simulation results show that each of the circuits can exactly generate the same
multilevel current waveforms. However, the Type2 is more effective to achieve more simple implementation and higher
efficiency than the Type1.
キーワード：電流形インバータ，インダクタモジュール，マルチレベル，トポロジー
Keywords：current-source inverter, inductor module, multilevel, topology

まえがき

1.

マルチレベルインバータは，電圧形インバータとその双Qm(2N－3)
ILN

Qm1

Qm(2N－2)

Qm2

IL2

Q1

IL1

Q2対回路である電流形インバータ（CSI）に分けられ，多段の電圧または電流波形を出力することができる。一般的な 2Q4Q3レベルインバータと比較すると，マルチレベルインバータ
は dv/dt，di/dt が小さいので EMI ノイズを低減できると同時に出力波形の総合歪率（THD）を改善することができる。

voQ6I

これまで，CSI でもマルチレベル化する手法が幾つか提案されており，図 1 の並列 H ブリッジ CSI や図 2 のマルチセル

LoadioQ8

CSI が挙げられる(1)(2)。しかし，これらのトポロジーは部品点数が多く，導通損低減の観点から問題がある。そこで，

図 3 インダクタモジュール CSI Type1

筆者らは図 3 や図 4 に示すインダクタモジュール方式に基Fig. 3. Inductor module based CSI Type1.

づく 2 種類の新規トポロジーを提案した(3)(4)。本稿では,

Q5

Q7

こIL1
Q1

Q1

NIN 1

Q2

Q4N-3

I/N
Q3

Q4I
N 1

Q1
Q6

Q7

Q8

Q2
LoadQ5
I/N

io I

Q6

Q4N-2

Q4N-1

Q4N

IL2

Qm3

Q10

Qm4

Q4ILNQ3
LoadioQ2Qm(2N-1)

I

Q7Qm(2N)
vo

Q5
Q4N-3

Qm2

Q4N-22I
N 1

Q9Qm1

Q11I/N

Q4N-1

IN 1

Q82IN 1
NIN 1

Q12

Q4N

Q3

LoadioQ4

図 1 並列 H ブリッジ CSI

図 2 マルチセル CSI

図 4 インダクタモジュール CSI Type2

Fig. 1. Parallel H-bridge CSI.

Fig. 2. Multicell CSI.

Fig. 4. Inductor module based CSI Type2.

［ I - 297 ］Ⓒ 2016 IEE Japan平成 28 年電気学会産業応用部門大会

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IQm1

Q1
IIL

I/2

Q4

Qm2
図 5 インダクタモジュール

Q5Fig. 5. Inductor module.

Q100111100Q201011010Q3
10100101Q4
11000011Q500001111Q6
11110000Q7
11101000Q8000
101111100
1010Q200
110101Q3

00001111Q4

1
1110000

Qm1

10
101
100

Qm2

0
10
100
1
1Load
IQ8Q1IQ4Q3Q6Q5Q1Q3Q5Load
I/2Q7(b) 電流保持モード（io = 0）(b) Current holding mode (io = 0).

II/2

Q8

io+I+I/2+I/200－I/2－I/2－IQ2

I/2

Q8Q2Q6I

I/2

LoadQ7

I/2Q4IQ4Q3

Q6Q5
Load
I/2

Q8Q7Q2

I/2
I/2

Q7II

(c) 充電モード（io = +I/2）(c) Charging mode (io = +I/2).

(d) 放電モード（io = +I/2）(d) Discharging mode (io = +I/2).

図 6 5 レベルインダクタモジュール CSI Type1 の動作モード
Fig. 6. Operation modes of 5-level inductor module CSI Type1.
I

れら 2 種類のインダクタモジュール CSI について，トポロQ1

ジーとシミュレーション結果の比較検討を行ったので報告

II/2

I/2

Qm1

Qm2

する。

2.

I(a) 電流保持モード（io = +I）(a) Current holding mode (io = +I).

io+I+I/2+I/200－I/2－I/2－I

表 2 5 レベルインダクタモジュール CSI Type2 のスイッチング状態
Table 2. Switching states of 5-level inductor module CSI Type2.
Q1

Q1
I

Q3

Q6I

表 1 5 レベルインダクタモジュール CSI Type1 のスイッチング状態
Table 1. Switching states of 5-level inductor module CSI Type1.

Q2

I/2

Q2

I/2

I/2

Q1

Qm1

Qm2

Q2I

回路構成と動作原理

I

図 3 にインダクタモジュール CSI Type1 を示す。また，図4 に素子数をより低減したインダクタモジュール CSI Type2を示す。両者とも，H ブリッジ CSI を主インバータとして，I

LoadI

Q3Q4(a) 電流保持モード（io = +I）(a) Current holding mode (io = +I).

図 5 に示すトランジスタ，ダイオード，インダクタだけでLoad
Q3Q4(b) 電流保持モード（io = 0）(b) Current holding mode (io = 0).

II/2

I構成されたインダクタモジュールを組み合わせたものであQ1る。スイッチング状態の冗長性を利用しながら，インダクタモジュールの充電と放電モードを切り換えることでインI/2

I/2

Qm1

Qm2

Q2

Q1

I/2
Qm1

Qm2

Q2

ダクタ電流を一定に保ちつつマルチレベル電流を出力する。インダクタモジュールの数を N, 出力電流のレベル数をM とおくと，どちらの回路でも次の関係式が成り立つ。

M  2N  3IQ3(1)また，k 番目のインダクタモジュールの電流を ILk とおくと，インダクタモジュール CSI Type1 においては漸化式(2)，インダクタモジュール CSI Type2 においては漸化式(3)を満

Load
I/2

I
Q4(c) 充電モード（io = +I/2）(c) Charging mode (io = +I/2).

IQ3

Load
I/2

I
Q4(d) 放電モード（io = +I/2）(d) Discharging mode (io = +I/2).

図 7 5 レベルインダクタモジュール CSI Type2 の動作モード
Fig. 7. Operation modes of 5-level inductor module CSI Type2.

足するようにインダクタ電流を一定に保つ。

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I L( k 1)  I L( k ) IN 1

k  1, 2 N

I L1 1IN 1(2)

I L( k 1)  I L( k ) IN 1k  1, 2 N

I L1 NIN 1(3)5 レベル電流を出力する場合のスイッチング状態を表 1，表 2 に示す。また，動作モードを図 6，図 7 に示す。(a)の電流保持モードではインダクタは短絡されるのでインダクタ

表 3 通流素子数の比較
Table 3. Comparison of conduction switching device count.
Operation modes ofInductor module
Inductor module
CSI Type1
CSI Type2
inductor module
43
io = +I (Current holding mode)23
io = 0 (Current holding mode)43
io = +I/2 (Charging mode)43io = +I/2 (Discharging mode)
1412Total

電流は保持され，最大レベル io = +I を出力する。(b)の電流保持モードにおいても同様に，インダクタは短絡されるのでインダクタ電流は保持され，ゼロレベル io = 0 を出力する。
充電モードでは負荷とインダクタが並列接続されており，インダクタは直接電流源からエネルギーを供給され，中間レベル io = +I/2 を出力する。放電モードでは電流源が短絡されるので，インダクタはエネルギーを放出し，やはり中間レベル io = +I/2 を出力する。提案回路は，この冗長性のあるスイッチング状態を利用することで，インダクタモジュー

表 4 部品点数の比較
Table 4. Comparison of component count.
Circuitconfiguration
Switching device
DiodeInductor
Gate drive
power supply
DC current-sourceio (A)

ル電流を一定に保ちつつ負荷に I/2 を供給する。インダクタモジュール CSI Type1 とインダクタモジュール CSI Type2 のとし，通流電流の大小は問わないとする。ゼロレベル io = 0ル CSI Type2 より 1 個少ない。一方，最大レベル io = +I を出IL1 (A)6420Time 10 (ms/div)(a) インダクタモジュール CSI Type1 のシミュレーション結果(a) Simulation waveforms of inductor module CSI Type1.

力電流基本波の正の半サイクルで合計通流素子数は，インダクタモジュール CSI Type1 で 14 個, インダクタモジュー

vo (V) 20io (A)400-20-40

ル CSI Type2 で 12 個となる。
数を数え上げた結果を表 4 に示す。インダクタモジュール
CSI Type2 は，より少ない部品点数で構成できることがわかる。また，レベル数を増加しても必要なゲートドライブ電源は 3 個で一定であることもわかる。

3.

1630-3-6630-3-6

さらに，両インダクタモジュール CSI を構成する部品点

310-20-40

力する場合と中間レベル io = +I/2 を出力する場合は，インダクタモジュール CSI Type2 の方が 1 個少ない。そのため，出440を出力する場合，インダクタモジュール CSI Type1 は外側の支路に電流を流すため，通流素子数はインダクタモジュー

Inductor module
CSI Type2M+1M+1(M-3)/2vo (V) 205 レベル出力における通流素子数の比較を表 3 に示す。ただし，カウント数はトランジスタとダイオードの直列対で 1Inductor module
CSI Type1M+3M+3(M-3)/2IL1 (A)6420Time 10 (ms/div)(b) インダクタモジュール CSI Type2 のシミュレーション結果(b) Simulation waveforms of inductor module CSI Type2.

シミュレーションによる運転特性の比較評価

図 8 5 レベル出力時のシミュレーション結果
Fig. 8. Simulation results of 5-level output operation.

＜3.1＞ 5 レベル出力時のシミュレーション結果
電源は理想電流源とし I = 6 A，三角波比較法により PWMを行い，そのキャリア周波数と出力基本波周波数はそれぞ

流 THD は，インダクタモジュール CSI Type1 で 0.612 %，インダクタモジュール CSI Type2 で 0.625 %となった。

れ 5 kHz，50 Hz とした。インダクタモジュールのインダクタンスは 1.8 mH，負荷は抵抗のみで 7 とし，15 F のフィルタキャパシタを並列接続している。また，インダクタモ＜3.2＞ 7 レベル出力時のシミュレーション結果
7 レベル電流を出力する場合のスイッチング状態を表 5，ジュールの平均スイッチング周波数をキャリア周波数と一

表 6 に示す。この場合，インダクタ電流を先に述べた漸化致させるために，ヒステリシス幅を 1.2 A に設定した。図 8式に基づき，I/3 と 2I/3 に一定に保つ必要がある。インダクにシミュレーション結果を示す。上から出力電流 io，負荷電圧 vo，インダクタ電流 IL1 を表している。どちらの場合も 5タモジュールのインダクタンスは 9 mH とし，ヒステリシス幅は 0.2 A に設定した。その他の条件は 5 レベル出力時と同レベルの電流波形を適切に出力していることがわかる。まじである。図 9 にシミュレーション結果を示す。両者とも

た，負荷電圧はフィルタキャパシタによって正弦波状にな

出力電流波形は 7 レベルであり，負荷電圧はフィルタキャっており，IL1 はインダクタの充放電により 2 A を保つようパシタによって正弦波状になっていることがわかる。また，に制御できている。このとき，第 30 次高調波までの出力電［ I - 299 ］

インダクタ電流はそれぞれ 2 A と 4 A を保つように制御できⒸ 2016 IEE Japan平成 28 年電気学会産業応用部門大会

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表 5 7 レベルインダクタモジュール CSI Type1 のio (A)スイッチング状態
Table 5. Switching states of 7-level inductor module based CSI Type1.

630-3-6
40Q1Q2Q3Q4Q5Q6Q7Q8

Qm1

Qm2

出力001

101

1001+I

10

1001

1

001+2I/3

010

101

100

1+2I/3

00

1

101

10

10+2I/3

01010110

10+I/3110001

1001+I/3

1010011010+I/3(a) インダクタモジュール CSI Type1 のシミュレーション結果

11000101100(a) Simulation waveforms of inductor module CSI Type1.

11001010100

1010

100

1

10－I/3

1

100

100

10

1－I/3

6
30-3-6

0

10

1

100

1

10－I/3vo (V) 20

001

1

100

1

10－2I/3

0

10

1

100

10

1－2I/3

10

10

100

10

1－2I/30011100

101－I

vo (V) 20

0-20-40

IL1 (A)6420IL2 (A)6420io (A)Time 10 (ms/div)

400-20-40IL1 (A)6420IL2 (A)6420Time 10 (ms/div)

表 6 7 レベルインダクタモジュール CSI Type2 の(b) インダクタモジュール CSI Type2 のシミュレーション結果

スイッチング状態
Table 6. Switching states of 7-level inductor module based CSI Type2.
Q1

Q2

Q3

Q4

Qm1

Qm2

Qm3

Qm4

出力

100

1

10

10+I0

101

10

10+2I/3

100101

10+2I/3

1001100

1+2I/301010110+I/301011001+I/3

10010101+I/3

010101010101010100011010

10－I/3101001

10－I/3

1010

100

1－I/3

0

1

100

1

10－2I/3

0

110

100

1－2I/3

10

100

10

1－2I/3

0

1

100

101－I

図 9 7 レベル出力時のシミュレーション結果
Fig. 9. Simulation results of 7-level output operation.

ョンを行い，出力電流波形の THD を比較評価した。その結果，インダクタモジュール CSI Type2 ではインダクタモジュール CSI Type1 に比べて，ゲートドライブ電源を 1 個少なくでき，出力レベル数に関係なく 3 個で一定であることがわかった。また，トランジスタとダイオードの数は，出力レベル数に関係なく常に 2 個少なくできることがわかった。
出力電流波形の THD 差は，5 レベル出力時 0.013 pt，7 レベ
ル出力時 0.015 pt であり，どちらの回路もほぼ同じ波形を出力することができる。したがって，同じマルチレベル出力電流を得たい場合，部品点数が少ないインダクタモジュー
ル CSI Type2 は，一層の小型化，高効率化に寄与することが期待できる。

文ている。このとき，第 30 次高調波までの出力電流 THD は，インダクタモジュール CSI Type1 の場合 0.232 %，インダクタモジュール CSI Type2 の場合 0.217 %であった。

4.

(b) Simulation waveforms of inductor module CSI Type2.

まとめ

本稿では，インダクタモジュールを用いた 2 種類の新規
マルチレベル CSI について，回路トポロジーの比較を行った。また，5 レベルならびに 7 レベル出力時のシミュレーシ［ I - 300 ］

献(１) McGrath B.P., Holmes D.G.: “Natural Current Balancing of Multicell
Current Source Converters”, IEEE Transactions on Power Electronics，Vol. 23, No. 3, pp. 1239-1246 (2008).
(２) T. Noguchi, Suroso: “Review of Novel Multilevel Current-Source
Inverters with H-Bridge and Common-Emitter Based Topologies”, IEEE
Energy Conversion Congress and Exposition, Vol. 5, pp. 4006-4011(2010).
(３) 池上 憲・野口季彦：「インダクタモジュール電流形インバータの提案」，平成 25 年電気学会全国大会，Vol. 4，pp. 61-62 (2013)(４) Tran Thi Lam Quyen・野口季彦：「インダクタモジュールを利用したマルチレベル電流形インバータの新規トポロジー」，平成 27 年
電気学会全国大会，Vol. 4，pp. 248-249 (2015)Ⓒ 2016 IEE Japan