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平成 30 年電気学会全国大会

デュアルインバータシステムにおける同相同時スイッチング動作の補償法
大音 慶明＊，野口季彦 (静岡大学)，笹谷卓也（株式会社デンソー）

Compensation of Simultaneous Same Phase Switching Operation in Dual Inverter System
Yoshiaki Ohto, Toshihiko Noguchi (Shizuoka University), Takanari Sasaya (Denso Corporation)
Open-EndWinding Motor

１．はじめに

75 V

150 V

近年，ハイブリッド車の二酸化炭素排出量低減を目的とBattery

した燃費向上や自動運転技術に注目が集まっている。しかCapacitor

75 V

150 V

し，現行のハイブリッド車の多くは双方向チョッパによりINV1 (u1, v1, w1)

バッテリー電圧を昇圧して 2 レベルインバータを動作させ，高電圧 PM モータを駆動する構成である。そのため，モータの巻線間に形成される電圧波形は 3 レベルになりマルチINV1レベルに対して dν/dt が大きく，THD や伝導ノイズ・放射1INV2INV11i0INV1

ノイズの点で不利である。また，昇圧チョッパとインバー

00タのうち一方でも故障すると，モータが駆動できなくなり0き，またフェールセーフの点でも有利である。ただし，直i0i111Switching State B
01ッテリーとキャパシタを直流バスにもつデュアルインバー
本方式では，巻線間にマルチレベルの電圧波形を形成でINV2INV2Switching State A

フェールセーフの点でも問題がある。そこで，筆者らはバタ方式を検討してきた。

(u2, v2, w2) INV2Fig. 1. Open-end winding motor drive with dual inverter.

Dead-TimeFig. 2. Error voltage vector generated during dead time insimultaneous switching of same phase.
Table 1. Generation of dead time eliminating error vectors.

流バスのキャパシタ電圧を一定に制御しながら，モータのState巻線間にマルチレベル波形を形成しなければならない。ま#1#2#3#4

た，キャパシタを充電するスイッチングシーケンスには左右のインバータの同相を同時オン，同時オフするシーケン
スが含まれる。これまでの検討により，キャパシタ充電シ

INV1Up Un
10100001INV2Up Un
10000101

Phase Voltage
Vdc1-Vdc2
Vdc1-Vdc2
00ーケンスのデッドタイム期間中に誤差電圧ベクトルが発生

特定の電圧ベクトルを異なる複数のスイッチングモードでしマルチレベル波形形成に悪影響を及ぼすことがわかった

出力できる。したがって，INV2 のキャパシタを適切に充放(1)。
この対策として両インバータのデッドタイムを同時では電するモードを選択することで，モータにマルチレベル電なく順番に挿入する方法が紹介されている(2)。しかし，この圧波形を形成しつつ INV2 のキャパシタ電圧を一定に制御方法では IGBT のターンオン，ターンオフ時間の差やダイすることが可能になる。本論文では，スイッチング状態をオードのリカバリー回復時間が考慮されておらず，依然と(u1, v1, w1) (u2, v2, w2)’と表し，各レグを相補的にスイッチして誤差電圧が発生する可能性がある(3)。そこで本稿では，ングさせる。このとき，各相の上アームが ON している状

ある相電流の範囲において同時スイッチング時のスイッチ態を 1，OFF している状態を 0 と表す。

ング時間の差を測定し，この誤差を補償したときの効果を３．デッドタイム期間中の誤差電圧ベクトル実機検証によって確認したので報告する。

キャパシタ充電シーケンスでは，両方のインバータの同２．回路構成相を同時オン，オフするシーケンスが含まれる。例えば，

Fig. 1 にオープンエンド巻線モータを駆動するデュアルFig. 2 に示すように両インバータの上アームがオンしていインバータ方式を示す。検討回路では，左側のインバータる状態 A から両インバータの下アームがオンしている状態を INV1，右側のインバータを INV2 と呼び，INV2 の直流B へスイッチングする場合を考える。このとき，デッドタバスのバッテリーをキャパシタに置き換えている。デュア

イム期間中のスイッチングモードは電流方向によって決定

ルインバータが出力可能な電圧ベクトルには冗長性があり，されるため，一方のインバータは「1」，他方のインバータ

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九州-183-©2018 IEE Japan

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Gate signalof INV1 (V)は「0」となり意図しない誤差電圧ベクトルが発生する。この対策として，Table 1 に示すように両インバータのデッドタイムを順番に挿入する方法がある。Table 1 では，両イン

Up1
Un18642

Gate signalof INV2 (V)010

バータの上アームがオンしている状態#1 の後，電流が流れ

U-Phase Volage (V) Switching Voltage (V)

込む側のインバータにデッドタイムを生成する（状態#2）。
このとき，デッドタイム期間中のレグは上アームのダイオードによってオンするためインバータは「1」を維持する。
そして，状態#2 のデッドタイム終了と同時に他方のインバータのデッドタイムを開始する（状態#3）。このとき，先にデッドタイムを終えたレグは「0」になっており，デッドタイム期間中のレグは下アームのダイオードでオンするため

Up2
Un286420300
250

Vun1
Vun2200
150
100500200
150
100500-50-100-150-200
32.002Error Voltage
32.00432.00632.00832.01032.01232.014

Time (ms)インバータは「0」になる。このようにして左右のインバー

Fig. 3. Error voltage vector during dead time with conventional method.

タのデッドタイムを順に生成することで，デッドタイム期
Switching Timing of INV1 - INV2 (ns)800

間中に誤差電圧を発生させることなくデュアルインバータの同時スイッチングが可能になる（状態#4）。しかし，Fig.
3 に示すように状態#2 から状態#3 へ切り換わる際に生じるわずかなスイッチング素子の切り換わり時間の差によって誤差電圧はなおも生じる。

４．実機検証結果

4002000-200-400-600-800-2.0

実機検証では，1 kW のテストモータを 300 r/min で回転

Synchronous Turning On
Synchronous Turning Off

600-1.5

-1.0

-0.5
0.0
0.5
Phase Current (A)

1.0

1.5

2.0

U-Phase Voltage Capacitor Voltage
Vu (V)
Vcap (V)

させ，これを 5 kW のインバータ 2 台で制御する。INV1 のバッテリー電圧を 300 V，INV2 のキャパシタ電圧指令値を150±5 V とし，同時スイッチングが頻繁に行われる低変調率時のキャパシタ充電モードに注目し，U 相電流が-2～2 Aの範囲で U 相のスイッチングの切り換わり時間の差を測定した結果を Fig. 4 に示す。Fig. 4 は両インバータの同相が同時オン，同時オフする場合の INV1 に対する INV2 のスイッ

1801701601501401301201101003002001000-100-200-300dv/dt=300 V

020406080

U-Phase Voltage Capacitor Voltage
Vu (V)
Vcap (V)Fig. 4. Current dependency of switching timing.
180170160150140130120110
100300200
1000-100-200-300
100 020406080100Time (ms)Time (ms)

チングの遅れを縦軸にとり，相電流を横軸としている。まdv/dt = 180 V

た，
相電流は INV1 から INV2 へ向かう方向を正としている。

(a) Conventional method.
(b) Proposed method.
Fig. 5. Experimental results.

例えば，Table 1 に示した同時スイッチングは，Fig. 4 中の60%低減することができた。しかし，依然として電圧波形相電流が正のときの同時オフにあたる。ここで，Table 1 の形成には問題はあり，これは共振によるものだと考えてい状態#2 と状態#3 の切り換わりを考えるため，INV1 の IGBTる。のターンオフ時間を toff1，INV2 の IGBT のターンオン時間
を ton2，リカバリー回復時間を trr2 とおく。INV1 では IGBT

５．まとめがオフした後にダイオードがオンし，INV2 ではダイオードデュアルインバータの同時スイッチング時に必要なデッドがオフした後に IGBT がオンする。したがって，相電流ノタイム挿入法に対して補償が必要であることを示し，本補ルムが大きいときはダイオードのリカバリー回復時間も長くなるため，toff1 < trr2 + ton2 となり INV1 のスイッチング償法によってモータ巻線間に形成される電圧波形の dν/dtが約 60％低減することを実験的に明らかにした。

時間は INV2 より短くなる。また，相電流ノルムが小さいときはリカバリー回復時間が短いため toff1 > trr2 + ton2 とな
り，INV1 のスイッチング時間が INV2 よりも長くなると考文

献(1) 大音・野口・笹谷：「オープンエンド巻線 PM モータを駆動するデュアルインバータの空間ベクトル変調」電気学会研究会
資料 MG/MD/LD 合同研究会，pp. 23-28（2017）

えられる。
従来法と補償を施した提案法について，モータ巻線間に形成される電圧波形を Fig. 5 に示す。同時スイッチングが頻繁に行われるキャパシタ充電モードを見ると，提案法ではデッドタイム期間中の誤差電圧ベクトルを回避することができており，巻線間に形成される電圧波形の dν/dt を約

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九州-184-(2) 水越・芳賀：「デュアルインバータ駆動オープン巻線誘導機の低変調率時における電圧波形改善法」平成 29 年電気学会産業応用部門大会論文集，no. 3-51，pp. 257-260（2017）(3) 陳・飯嶋・磯部・只野・川波・寺園：「Dual Active Bridge
コンバータのデッドタイム最適化に関する実験的検討」電気学会全国大会論文集，no. 4-107（2016）©2018 IEE Japan