4-063

平成 30 年電気学会全国大会

インダクタモジュールを用いたハイブリッド電流形インバータの実機検証
岩田陽祐＊，野口季彦 (静岡大学)

Experimental Verification of Inductor Module Based Hybrid Current-Source Inverter
Yosuke Iwata＊, Toshihiko Noguchi (Shizuoka University)

１．まえがき電力変換器に対する究極の要求は，大きな LC フィルタ無Q1しで効率を犠牲にすることなく，負荷に純正弦波を供給できる能力である。筆者らは，これまでスイッチングとリニ

ILm=I/3

Lm

Qm1

ア増幅を組み合わせて純正弦波電流を出力可能なインバー

Q2

Inductormodules

Qm2

istair-P

istair-N
vo

タを検討してきた(1)~(3)。本稿では，提案回路の実機を試作し，その回路構成と動作原理の妥当性を確認したので報告

IDC=2I/3する。

LoadioQP

２．回路構成と動作原理

QNLinear current sourcewith low amplitude

図 1 に提案回路を示す。主インバータである 5 レベルイQ3ンダクタモジュール電流形インバータ（CSI）は，H ブリッジインバータにインダクタモジュールを組み合わせたもの

ilin=~I/3Q4

図１ 提案するハイブリッドマルチレベル CSI
Fig. 1. Proposed hybrid multilevel CSI.

である。インダクタモジュールとは図 2 におけるインダク
タ Lm とスイッチング素子 Qm1，Qm2 からなるモジュール構成

Qm1の回路を指す。スイッチング状態の冗長性を利用して充電

ILmと放電モードを交互に切り換えインダクタモジュール電流を一定に保ちつつ，負荷に階段状の 5 レベル電流を出力す

Lmることができる。この主インバータに小振幅リニア出力がQm2可能な可変電流源とトランジスタおよびダイオードから成るスイッチ QP，QN を追加接続する。可変電流源は，出力電

図 2 インダクタモジュール
Fig. 2. Inductor module.

流指令値 iref と階段波電流 istair-P，istair-N との差 ilin を出力することにより，表 1 のスイッチング状態に従って負荷に純正

表 1 5 レベル提案回路のスイッチング状態
Table 1. Switching states of 5-level inductor module based hybrid CSI.
Mode
Q1 Q2 Q3 Q4 Qm1 Qm2 QP QN
io
Hold
100
1
10
10+2I/3 ~ +ICharge
10010
1
10+I/3 ~ +2I/30
10110
10+I/3 ~ +2I/3 Discharge
Hold010101100Hold
101010010Charge
0110
100
1-I/3 ~ -2I/3Discharge
10100101-I/3 ~ -2I/3
Hold01100101-2I/3 ~ -I

弦波電流を供給する。

３．実機検証図 3 に主インバータの制御ブロック図を示す。オフセッ
トの異なる 4 つの直流基準値と正弦波指令値を比較してスイッチング信号を生成する。インダクタモジュールの電流制御はヒステリシス付きリレー制御とする。指令値 ILm_refとフィードバック値 ILm の偏差を量子化し，量子化した極性信号が 1 ならば充電モード，０ならば放電モードの冗長なスイッチング状態を選択する。このとき，インダクタモジュールの電流を一定に保つことにより，負荷に istair_P = +I/3を供給することができる。図 4 は可変電流源の制御ブロック図を示す。出力電流指令値 iref と，主インバータが生成した階段波 istair_P，istair_N との差を可変電流源が出力する。QP，QN は出力周波数で動作し，出力電流の正の半サイクルでQP がオン，負の半サイクルで QN をオンさせる。提案回路

2018/3/14～16

九州の動作を検証するために，5 レベルトポロジーの実機を試作した。可変電流源は電流制御降圧チョッパで構成した。ス
イッチング素子は ROHM 製 SCT3030AL（650 V，70 A），ダイオードは ROHM 製 SCS212AG（650 V，12 A）を用いた。
各スイッチング素子はオーバーラップタイムを 400 ns つけて動作させている。
270 W 出力時の実験波形を図 5 に示す。
上から出力電流，負荷電圧，可変電流源出力電流，インダ-102-©2018 IEE Japan

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平成 30 年電気学会全国大会

2I/3

io (A)+-

P1+-

P2－+－+-I/3+-

N2+-

Q1
Q4

Qm2
Qm1

-150
9.0-9.0
9.0

istair_NILm (A)4.5
0.0-9.0ilin

Time 10 (ms/div)

図 5 実験結果
Fig. 5. Experimental results of proposed circuit.

QNQP10010FFT of io (%)+

0.0-4.5

Switching mode table-1

4.5-4.5

図 3 主インバータの制御ブロック図
Fig. 3. Control block diagram of proposed main inverter.

+0-75

Stair case operation signal

iref75

Q3QP
QN

N1

istair_P-

0.0-9.0150

Q2

iref-2I/3

4.5-4.5

Switching mode table

I/3－+

0vo (V)－+

9.0

1ilin (A)ILm _ref +
=I/3－
ILm+-

図 4 可変電流源の制御ブロック図
Fig. 4. Control block diagram of proposed variable current source.

10.10.01

クタモジュール電流である。提案回路はオーバーラップタ

0.001

イムに伴う波形の崩れが見られるものの，正弦波状の電流

01000020000
30000
Frequency (Hz)

4000050000

図 6 出力電流周波数スペクトル
Fig. 6. Frequency spectrum of output current.

波形を適切に出力していることがわかる。負荷電圧はフィルタキャパシタが高調波成分を吸収することによってさら1009080706050403020100に歪の少ない正弦波となっている。可変電流源の出力電流は階段電流を正弦波に形成するための電流を出力できていEfficiency (%)

る。インダクタモジュール電流は，インダクタの巻線抵抗による損失の影響を受け保持モード期間中に意図しない放電モードが見られるものの，平均的には中間レベルである
1.5 A を保つことができている。図 6 に出力電流の周波数スペクトルを示す。50 Hz における基本波スペクトルのほかに，直流電流源と可変電流源に起因する 23 kHz にスペクトルが観測されている。このとき出力電流の全実効値から算出し100150200Power (W)250300

た THD は 14.6 %であった。図 7 に負荷電力に対する効率特図 7 効率特性
Fig. 7. Characteristics of efficiency.

性を示す。入力が定電流源であるため，MOSFET のオン抵妥当性を確かめるため，提案回路の実機を試作して動作を抗による導通損は，出力電力によらず一定となる。そのた検証した。その結果，負荷に正弦波状の電流を供給可能でめ，出力電圧が低い軽負荷時にはオン抵抗による電圧降下あることを確認した。の影響が大きく効率が低下する。最高効率は 270 W 出力時

文で 91.0 %となった。

(1)

４．まとめ

(2)

本稿では，スイッチングとリニア動作を組み合わせたハ(3)イブリッド CSI の新規トポロジーを提案した。提案回路の2018/3/14～16

九州-103-献山口・野口：「高効率かつ低歪出力可能なハイブリッド電流形インバータ」平成 25 年電気学会東海支部連合大会，C4-2 (2013)
池上・野口：「インダクタモジュール電流形インバータの提案」平成 25
年電気学全国大会，Vol. 1, pp.61-62 (2013)
岩田・野口：「インダクタモジュールと可変電流源を用いた純正弦波出
力電流形インバータ」平成 28 年電気学会東海支部連合大会，I2-4 (2016)©2018 IEE Japan