平成 25 年電気学会産業応用部門大会

3-18

スロットレス超高速 PM モータの高パワー密度設計
小森健裕＊

野口 季彦 (静岡大学)

High-Power Density Design ofSlotless Ultra High-Speed Permanent-Magnet Motor
Takehiro Komori＊, Toshihiko Noguchi (Shizuoka University)
This paper describes a slotless ultra high-speed permanent-magnet motor design for a supercharger mounted on an automotiveengine. In this paper, a 1.5-kW, 150,000-r/min PM motor fed by 12-V battery is discussed. The motor is specially designed toachieve its efficiency over 98.1 % (excluding mechanical losses) and to raise its power density to 22.2 W/cm3 at the same time.
キーワード：スロットレスモータ，高速モータ，パワー密度
Keywords：Slotless motor, high-speed motor, power density

地球環境保全とドライビングプレジャーの両立を目指

lm (6 mm)費の改善が施されている。その一つの手段として，過給用コンプレッサをベルト駆動に代わり超高速モータで駆動す
プレッサと超高速モータが直結され，モータの回転数を制Shaft

御することでエンジンの回転数によらず自由にコンプレッ

Rotor diameter(24 mm)Permanent magnet

ンス向上とダウンサイジング効果によって燃費向上に貢献

Winding (2 turn)できる過給システムである。筆者らは車載用スーパーチャ

Back yoke width (6 mm)

Stator iron coreージャの電動化を目的として，12 V 電源で駆動される超高図 1 スロットレス超高速 PM モータの断面図

速永久磁石モータ（1.5 kW，150,000 r/min）の開発を推進しFig. 1. Cross section diagram of slotless ultra high-speedてきた(3),(5),(6)。このモータでは低電圧，大電流，高周波運転

SPMSM.

が行われるため，同期インダクタンスだけでなく漏れインダクタンスも極限まで低減するように固定子巻線のターン

表 1数を 2 ターンとしている。本稿では，これまでに開発を進超高速モータの目標仕様

Table 1. Target specifications of ultra high-speed motor.

めてきたスロットレス超高速 PM モータの形状を若干変更

Assumed engine
Rated output power
Rated speed
Rated torque
Overload capacity and duration

することにより，更なるモータの効率とパワー密度の向上を図ったので報告する。

2. スロットレス超高速 PM モータの概要〈2･1〉スロットレス超高速 PM モータの要求仕様

NSるシステムが挙げられる(1)。電動スーパーチャージャはコン

サ吐出圧力を制御可能であることから，エンジンのレスポ

Stator inner diameter(41.6 mm)lg (8.8 mm)

し，自動車用エンジンにはさまざまな技術アプローチで燃

Stator outer diameter (53.6 mm)

1. はじめに

1.5 L class
1.5 kW
150,000 r/min
0.0955 Nm
3 kW (200 % over load) for 1 s

チャージャを凌駕するエンジンレスポンスを達成するため

スロットレス超高速 PM モータは 1.5 L 程度のガソリンエに過給開始から定格 150,000 r/min への加速において，0.5ンジンに搭載するスーパーチャージャ用遠心形コンプレッ秒以内の応答が必要であり，この要求を満たすために少なサへの応用を想定しているため，150,000 r/min において 1.5

くとも定格の 2 倍に相当する過負荷耐量をもたなければなkW の定格出力が求められる。それに加え，従来のスーパーらない。以上の要求を考慮し，本モータの目標仕様を表 1

III - 143

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3-18〈2･2〉スロットレス超高速 PM モータの設計概念
表 1 の目標仕様に基づいて，種々のモータ形式の中から（SPMSM）を採用した。これは SPMSM が誘導モータやリラクタンスモータとは異なり，励磁電流を必要とせず，同じ永久磁石形モータである埋込磁石形モータ（IPMSM）に比Loss (W)

超高速駆動に最も適したものとして表面磁石形同期モータ

べ回転子構造が単純なため超高速回転に適しているからである。固定子は図 1 に示すようにスロットレス構造であり，固定子鉄心にティースおよびスロットを有していないた

28262422201816141210864
20100.0

Iron loss (Back yoke)
Eddy-current loss (PM)Copper loss (Windings)
Efficiency

99.8
99.6
99.4
99.2
99.0
98.8
98.6

Efficiency (%)にまとめた。

98.498.2#1

め，理論的にコギングトルクは発生せず，非常に滑らかに#2#3

#4#5

#6

98.0

#7

Design type

回転するという利点をもつ。また，スロットを有するモータに比べて磁気ギャップが大きいため，磁気抵抗が増加し，

図 2 損失解析結果と電気的効率巻線インダクタンスを極めて小さくすることができる。固Fig. 2. Loss analysis result and electrical efficiency.

定子構造で注目すべき点は巻線構造であり，12V という低表2電圧での駆動のため，同期インダクタンスだけでなく漏れ7 種類のパーミアンス係数による設計条件

Table 2. Seven design conditions with respect to

インダクタンスも十分に低減する必要があるので集中巻をpermeance coefficient.

採用した。さらに，各相の巻線は 2 並列 2 ターンという非常に少ないターン数で構成されている。固定子鉄心には鉄損特性に優れる厚さ 0.1 mm の 6.5 %珪素鋼板である JFE 製
10JNEX900 を成層鉄心として採用し，150,000 r/min の回転速度において可能な限り鉄損を低減している。積厚については回転子の固有振動周波数をモータの定格回転周波数よDesign type
Permanent magnet
thickness lm (mm)Air gap length lg(mm)Permeance
coefficient

#1

#2

#3

#4

#5

#6

#7

4

4.5

5

5.5

66.5

7

109.5

98.5

87.5

70.4

0.47

0.56

0.65

0.75

0.87

1り大きく設定する必要があるため 30 mm とする。回転子はLeft side of Eq.(3)Right side of Eq.(3)16Nd-Fe-B 永久磁石とモリブデン合金のシャフトで構成され314を使用することで，少ない磁石量で大きな磁束を得ること12ができるため，回転子の小形化とともに，超高速回転に伴10Loss (W)ている。回転子に BHmax が 326 kJ/m の強力なネオジム磁石

う遠心力を軽減することができる。また，有効磁束の増加により誘起電圧が大きくなり，電源電圧を有効に利用することができる。

8643. スロットレス超高速 PM モータの設計

20〈3･1〉パーミアンス係数最適値の探索

0.40.50.60.70.80.91.0

PM モータの駆動特性は永久磁石の B-H 曲線上におけるPermeance coefficient

動作点を決定するパーミアンス係数 pu に大きく依存する。

図 3 パーミアンス係数に対する損失特性

有効パーミアンス係数 pu は以下の式で表される。ここで PMFig. 3. Loss characteristics with respect to permeance coefficient.

モータのエアギャップ部の磁気抵抗分布が一様であると仮定すると，パーミアンス係数 pu は以下の式で求められる。
pu =Dm + l gl m aglm=
am KC l g Dm − l m KC l gあり，パーミアンス係数 pu を大きくすると巻線に鎖交する有効磁束が増加するため，アンペアターンは減少し銅損を(1)低減することができる。しかし，鉄心内の有効磁束密度が大きくなるので鉄損は逆に増加する。したがって，このよℓm は磁石厚さ，ℓg はエアギャップ長，am は磁石の平均断うなトレードオフの関係を考慮して，最適なパーミアンス面積，ag は回転子と固定子エアギャップ間平均断面積，Dm係数 pu を探索する必要がある。そこで表 2 に示すように puは磁石の外径，Kc はカーター係数である。Kc は通常 1.2 かが異なる 7 形状のモータを想定し，有限要素法に基づいた

ら 1.5 程度の値であり，ag と am Kc はほぼ等しくなるため，電磁解析によって比較検討した。解析条件としてその他のパラメータは積厚 30 mm，回転子 φ12 mm，固定子外径暫以下の近似式が得られる。
(2)

定値 φ100 mm，固定子内径 φ40 mm，ℓm+ℓg=14 mm，永久

基本的にパーミアンス係数 pu と誘起電圧はほぼ比例関係に

出力 1.5 kW，定格回転数 150,000 r/min としたときのパーミpu ≈ l m l g

磁石と固定子巻線とのギャップを 3.5 mm としている。定格III - 144Ⓒ 2013 IEE Japan平成 25 年電気学会産業応用部門大会

3-18
アンス係数に対する損失とモータ効率の解析結果を図 2 に表3示す。パーミアンス係数が増加するとモータの誘起電圧はTable 3. Seven design conditions with respect tostator inner diameter.

効磁束密度が大きくなり，鉄損が増大することで効率低下をもたらす。
一方，モータの効率はインバータまで含めたモータ駆動システムの総合的な効率が基本となっている。しかし，モDesign type
Permanent magnet
thickness lm (mm)Air gap length lg(mm)Stator innerdiameter (mm)ータやインバータ単独で効率の向上を図ることができる場に関する部分とインバータに関する部分および両者に関す30る部分に分けて考える。モータ単体での最大効率条件は以25Wi

Loss (W)下の式で表せる。
+ Wemag = Wc

(3)

#2

#3

#4

#5

#6

#7

4

4.5

5

5.5

6

6.5

7

5.9

6.6

7.4

8.1

8.8

9.6

10.3

31.8

34.2

36.8

39.2

41.6

44.2

46.6

35

合が多いのも事実である。そこで，モータの効率はモータ

st

#1st

ここで Wi は固定子鉄心の鉄損，Wemag は永久磁石内の渦Iron loss (Back yoke)
Eddy-current loss (PM)Copper loss (Windings)
Efficiency

201510電流損，Wc は固定子巻線の銅損である。モータ単体の純電5気的最大効率条件は継鉄損と永久磁石の渦電流損の総和が0銅損と一致するときである。本設計では pu をパラメータと#1#2#3して損失解析を行い，(3)を満足する pu の最適値を求め，モ#4

#5

#6

#7

100.0
99.8
99.6
99.4
99.2
99.0
98.8
98.6
98.4
98.2
98.0
97.8
97.6
97.4
97.2
97.0

Efficiency (%)

大きくなり，駆動電流は減少するので銅損の低減に繋がる。
また，パーミアンス係数が増加するとそれに比例して，有7 種類の固定子内径による設計条件

Design typeータの効率最大化を行う。図 3 に pu の変化に対する(3)の左図 4 損失解析結果と電気的効率辺に相当する項と右辺に相当する項の損失解析結果を示

Fig. 4. Loss analysis result and electrical efficiency.

す。この図より，pu = 0.68 が最適値であり，(3)を満たすことから総損失が最小になることがわかる。以降，解析モデ

Conductor cross-section area
Curent density

Conductor cross-section area (mm2)30

固定子鉄心形状について検討する。
〈3･2〉固定子鉄心内径の設計
次に固定子内径を設計パラメータとして損失解析を行い，固定子形状について詳細に検討した。モータの最大効率条件で得られた最適値 pu = 0.68 としたときの磁石厚さおよびエアギャップ長は表 3 のように求めることができる。
回転子の周速が音速を超えると衝撃波が発生して磁石破損の恐れがあるため，音速の 60 %である 200 m/s を目安に磁石の厚さの上限値を 7 mm とした。磁石厚さの下限値は巻線

201816251420121015810645Current density (A/mm2)

ルはパーミアンス係数 pu = 0.68 であるモータを前提として，

20#1#2#3#4#5#6#70Design typeの空間的制限および 2 ターン巻線の製作工程を考慮して 4mm としている。これら 7 つの形状について，定格出力 1.5

図 5 巻線断面積と電流密度

kW，定格回転数 150,000 r/min で電磁界解析を行い，最適なFig. 5. Conductor cross-section area and current density.

固定子内径を探索した。他のパラメータを固定し，固定子内径を変化させたときの定格出力における損失分析結果をップ長 8.8 mm である形状#5 が最適であると判断された。

図 4 に示す。各損失の割合からわかるようにこのモータの〈3･3〉磁気飽和とパワー密度に着目した継鉄幅の設計

電気的効率は駆動電流による銅損に強く依存しており，銅磁石厚さとエアギャップ長は上述の最適プロセスによっ損が減少して鉄損と同等の割合を占めるとき効率が良くなて決定され，それにより固定子内径はφ41.6 mm と導き出さる。巻線断面積と電流密度の関係を図 5 に示す。#1，#2 のれる。車載が前提の本モータでは高効率化と小形化の観点モータ形状で設計した場合，巻線の空間的な制限に伴い，から固定子継鉄幅の最適化が必要になる。固定子内径を固2

電流密度が 10 A/mm 以上になり，銅損を増加させる要因と定し，継鉄幅を設計パラメータとして変化させ，電磁界解なる。また，#6，#7 は磁石厚さが大きくなることで誘起電析にて固定子形状を詳細に検討した。継鉄幅 3 mm から 6圧が増大し，3 kW 過負荷時のインバータ電源電圧利用率がmm における磁束密度ベクトル分布を図 6 に示す。各形状の100 %を超えて，電圧飽和状態となるためモータの電流制御磁束密度を比較すると継鉄幅が減少するにつれて鉄心中のが困難になる。残りのモータ形状#3，#4，#5 についてモー磁束密度は上昇し，やがて最大磁束密度を超えて磁気飽和タの純電気的効率を比較した結果，磁石厚さ 6 mm,エアギャ状態となる。また，継鉄幅の大小により鉄心中に磁束密度III - 145Ⓒ 2013 IEE Japan平成 25 年電気学会産業応用部門大会

3-18の高い領域が増えることで，磁束密度ベクトルの流れが変化しており，この変化がトルクに影響を及ぼす。図 7 に継鉄幅 3mm から 6mm まで変化させたときのトルク波形を比較して示す。継鉄幅が 3mm と 4mm の形状は大きなトルクリップルが発生しており，磁気飽和が生じていることがわかる。また，継鉄幅 5mm ではトルクリップルが小さいものの，磁気飽和の影響を受け始めていることが確認できる。
磁気飽和状態になると磁束密度波形に歪が生じて，誘起電(a) Back yoke width= 3 mm(b) Back yoke width= 4 mm(c) Back yoke width= 5 mm(d) Back yoke width= 6 mm

圧波形に 3 次，5 次の空間高調波成分が重畳し，誘起電圧波形が歪む。それにより，要求トルクを満たすために多くの駆動電流が必要になり，銅損が増加するため効率低下を招く。図 8 に固定子内径を一定として，継鉄幅を変化させたときの損失計算結果およびパワー密度を示す。継鉄幅が増加するに従い，鉄心中の磁束密度が上昇し，鉄損が徐々に増加していることがわかる。継鉄幅 5mm 以下では上記のように駆動電流の増加に起因して銅損および永久磁石による

図 6 磁束密度ベクトル分布渦電流損が増加している。継鉄幅 3mm 以下では磁束経路がFig. 6. Flux density vector distribution.

短くなることで鉄損は減少し，銅損が支配的であることがわかる。継鉄幅を大きくすることで鉄損は減少し効率改善に寄与するが，高効率と高パワー密度を同時に実現するた

0.106

めに継鉄幅を極力小さく設計しパワー密度の向上を優先的

0.1040.102に考える。以上により，継鉄幅 5mm 以下では磁気飽和が生径φ53.6mm のとき最もパワー密度の高い形状となる。

4. まとめ0.100

Torque (Nm)じていることを考慮すると，継鉄幅 6mm すなわち固定子外

0.098
0.096
0.094
0.0920.090

本稿では，車載用スーパーチャージャの電動化を目的と0.088

し，直流 12 V 電源で駆動するスロットレス超高速 PM モー

0.086
0.084
0.0000タについて，パーミアンス係数および固定子鉄心形状の設0.00010.00020.00030.0004

Time (s)計を行った。SPMSM においてモータ損失に影響を与えるパ

0.00050.0006

Back yoke width=3 mm
Back yoke width=4 mm
Back yoke width=5 mm
Back yoke width=6 mm

ーミアンス係数を最大効率条件により最適化することでモータ効率が改善することを確認した。電磁界解析の結果，

図 7 各継鉄幅のトルク特性

本モータにおいて純電気的効率 98.1%,パワー密度 22.2
3Fig. 7. Torque characteristics of each back yoke width.

W/cm を達成できる見通しを得た。今後，試作機により実験的に運転特性を検証する所存である。

35(２)

(３)
(４)
(５)

(６)

III - 146

Iron loss (Back yoke)
Eddy-current loss (PM)Copper loss (Windings)
Power density

40
353030252025
15201510105503

献Toshihiko Noguchi，Yosuke Takata，Yukio Yamashita，Seiichi Ibaraki :“160,000-r/min，2.7-kW Electric Drive of Supercharger for Automobiles”,
The Sixth International Conference on Power Electronics and Drive
Systems，CD-ROM，p.p. 1380-1385 (2005)
Toshihiko Noguchi，Yosuke Takata，Yukio Yamashita，Yoshimi Komatsu
Seiichi Ibaraki : “220,000-r/min，2-kW Permanent Magnet Motor Drive forTurbochager”，IEE-Japan Trans. On Industry Applications，vol. 125，no.9,p.p. 854-861，(2005)(in Japanese)
鹿野・野口 : 「150,000 r/min-1.5kW PM モータのパーミアンス係数最適化による効率改善」電気学会産業応用，vol.Ⅲ，pp.335-338 (2006)
佐々木・野口 : 「中空・大直径・扁平構造をもつアウターロータ形
PM モータの最適設計」 電気学会産業応用，vol.Ⅲ，PP.243-246 (2008)
和田・野口 : 「効率とパワー密度に着目した低電圧源駆動
1.5kW,150,000 r/min PM モータの最適設計」，電気学会半導体電力変換-リニアドライブ合同研究会，SPC-09-174, LD-09-064 (2009)
荻須・野口 : 「パワー密度を向上した低電圧大電流スロットレス超高速モータに関する検討」 電気学会産業応用，vol.Ⅲ，pp.119-120(2011)

Loss (W)

文(１)Magnetic saturation

45Power density (W/cm )50123456789010

Back yoke width(mm)

図 8 継鉄幅に対する損失計算結果とパワー密度
Fig. 8. Loss analysis result with respect to back yoke widthand power density.

Ⓒ 2013 IEE Japan