(57)【要約】本明細書で説明される例は、フィルタリングおよび利得機能を実行するための共振絶縁トランスを備えた医療デバイスおよび電気手術ジェネレータを含み得る。例示的な電気手術ジェネレータは、入力信号を受信し、制御フィードバック信号に応答して、負荷に電力を提供する出力信号を提供するように構成された無線周波数（ＲＦ）インバータ段を含む。ＲＦインバータ段は、入力信号を受信し、入力信号に利得およびフィルタリング調整を提供して出力信号を提供するように構成された共振絶縁トランスを含む。
2020509849.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気手術ジェネレータであって、
電力信号を受信し、制御信号に応答して、前記電力信号に基づく出力信号を提供するように構成された無線周波数（ＲＦ）インバータ段を備え、
前記ＲＦインバータ段は、電力信号を受信し、利得およびフィルタリング調整を前記電力信号に提供して前記出力信号を提供するように構成された共振絶縁トランス回路を含む、電気手術ジェネレータ。
【請求項２】
前記共振絶縁トランス回路は、１つの磁気コンポーネントのみを有する、請求項１に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項３】
前記磁気コンポーネントは、前記共振絶縁トランス回路に含まれる磁気コンポーネントである疎結合トランスを含む、請求項１に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項４】
前記疎結合トランスは、１未満の結合係数ｋを有する、請求項３に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項５】
前記疎結合トランスは、０．６未満の結合係数ｋを有する、請求項４に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項６】
前記電力信号は、交流電力信号であり、前記疎結合トランスは、前記交流電力信号からフィルタリングされるべき直流信号および高調波に基づく結合係数およびインダクタンス値を含む、請求項３に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項７】
前記疎結合トランスは、１：Ｎの巻数比を有する、請求項３に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項８】
前記疎結合トランスは、１：１の巻数比を有する、請求項７に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項９】
前記共振絶縁トランス回路は、一次側および二次側に直列または並列キャパシタンスを有する、請求項１に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項１０】
前記共振絶縁トランス回路は、抵抗利得、コンダクタンス利得、トランス抵抗利得、またはトランスコンダクタンス利得のうちの少なくとも１つを提供し得る、請求項１に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項１１】
前記共振絶縁トランス回路は、負荷に依存しない利得を提供する、請求項１０に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項１２】
前記共振絶縁トランス回路は、多段フィルタリングを提供する、請求項１に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項１３】
前記電力信号は、交流電力信号であり、前記多段フィルタリングは、前記交流電力信号から直流信号および高調波をフィルタリングするように構成された回路を含む、請求項１２に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項１４】
前記共振絶縁トランス回路は、１００ｋＨｚと３０ＭＨｚとの間であり、かつ１００ｋＨｚと３０ＭＨｚとを含む周波数範囲で動作するように構成されている、請求項１に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項１５】
方法であって、
医療デバイスの共振段で入力信号を受信すること、
出力信号を提供するために、前記共振段の共振絶縁トランスを介して、前記入力信号をフィルタリングおよびインピーダンス変換すること、
前記医療デバイスの出力で前記出力信号を提供すること
を含む、方法。
【請求項１６】
前記入力信号の所望のフィルタリングに基づいて、前記共振絶縁トランスの結合係数およびインダクタンスを設定することをさらに含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記入力信号の所望の利得に基づいて、前記共振絶縁トランスの結合係数およびインダクタンスを設定することをさらに含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項１８】
前記入力信号の利得は、抵抗利得、コンダクタンス利得、トランス抵抗利得、またはトランスコンダクタンス利得のうちの１つであり、前記利得は、負荷に依存しない、請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記共振絶縁トランスの結合係数ｋを、０．６未満の値に設定することをさらに含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項２０】
前記入力信号は、電圧信号である、請求項１５に記載の方法。
【請求項２１】
前記入力信号は、電流信号である、請求項１５に記載の方法。
【請求項２２】
第１の治療タイプのために、前記出力信号として電流ベースの信号を提供すること、
第２の治療タイプのために、前記出力信号として電圧ベースの信号を提供すること
をさらに含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項２３】
電気手術ジェネレータであって、
電源から電力を受信し、制御信号に応答して前記電力に対し強度調整およびフィルタリングを実施して出力信号を提供するように構成された無線周波数（ＲＦ）インバータ段と、
前記ＲＦインバータ段に結合され、制御信号を前記ＲＦインバータ段に提供して、選択された治療に基づいて前記ＲＦインバータ段で受信された電力のステップダウンおよびフィルタリングを制御するように構成されたコントローラと
を備える、電気手術ジェネレータ。
【請求項２４】
前記コントローラは、デューティサイクル変調、低調波周波数を使用したインバータの駆動、およびまたは前記ＲＦインバータ段のインバータの位相シフト角の変更のうちの少なくとも１つを使用して、前記電力の強度調整およびフィルタリングを制御する、請求項２３に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項２５】
前記ＲＦインバータ段は、前記制御信号に応答して、方形波を有する信号を提供するＨブリッジインバータを含む、請求項２３に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項２６】
前記コントローラは、マイクロプロセッサおよびパルス幅変調コントローラを含む、請求項２３に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項２７】
電気手術ジェネレータであって、
電源から電力を受信し、制御信号に応答して前記電力に対し強度調整およびフィルタリングを実施して出力信号を提供するように構成された無線周波数（ＲＦ）インバータ段と、
前記ＲＦインバータ段に前記制御信号を提供し、受信された設定点と前記出力信号に関連するフィードバック情報との間の比較に基づいて、前記ＲＦインバータ段で受信された電力の強度調整およびフィルタリングを制御するように構成されたアナログコントローラと、
前記設定点を前記アナログコントローラに提供するように構成されたデジタルコントローラと
を備える、電気手術ジェネレータ。
【請求項２８】
前記アナログコントローラは、前記フィードバック情報を前記設定点と比較して前記制御信号を提供する誤差増幅器を含む、請求項２７に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項２９】
前記フィードバック情報は、電流、電力、電圧、温度、またはそれらの組み合わせを含む、請求項２７に記載の電気手術ジェネレータ。
【請求項３０】
前記デジタルコントローラは、前記フィードバック情報に基づいて、前記出力信号が閾値を超えるときを検出するように構成された安全回路をさらに含む、請求項２７に記載の電気手術ジェネレータ。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
電気手術は、医学的に適切な熱効果を得るために、生体組織に高周波電流を供給するプロセスである。組織の熱効果は、組織の最終温度、および組織がどれくらい速く加熱されたかに依存する。組織の温度および温度の変化率は、直接的に監視および制御され得るか、または組織のインピーダンスから推測され得る。電気手術ユニット（electrical surgical unit：ＥＳＵ）が、電気手術を行うために使用され得るが、応答時間および精度に関して制限があり、これは、処置中に付随的な組織損傷を引き起こすことがあり得る。
【発明の概要】
【０００２】
本明細書では、例示的な電気手術ジェネレータについて説明する。例示的な電気手術ジェネレータは、電力信号を受信し、制御信号に応答して、電力信号に基づいて出力信号を提供するように構成された無線周波数（ＲＦ）インバータ段を含み得る。ＲＦインバータ段は、電力信号を受信し、電力信号に利得およびフィルタリング調整を提供して出力信号を提供するように構成された共振絶縁トランス回路を含む。
【０００３】
別の例示的な電気手術ジェネレータは、電源から電力を受信し、制御信号に応答して、電力に対し強度調整およびフィルタリングを実施して出力信号を提供するように構成された無線周波数（ＲＦ）インバータ段を含み得る。電気手術ジェネレータは、ＲＦインバータ段に結合され、ＲＦインバータ段に制御信号を提供して、選択された治療に基づいてＲＦインバータ段で受信された電力のステップダウンおよびフィルタリングを制御するように構成されたコントローラをさらに含み得る。
【０００４】
さらに別の例示的な電気手術ジェネレータは、電源から電力を受信し、制御信号に応じて電力の強度調整および電力のフィルタリングを実施して出力信号を提供するように構成された無線周波数（ＲＦ）インバータ段を含み得る。例示的な電気手術ジェネレータは、ＲＦインバータ段に制御信号を提供し、受信された設定点と出力信号に関連するフィードバック情報との比較に基づいて、ＲＦインバータ段で受信された電力の強度調整およびフィルタリングを制御するように構成されたアナログコントローラをさらに含み得る。例示的な電気手術ジェネレータは、設定点をアナログコントローラに提供するように構成されたデジタルコントローラをさらに含み得る。
【０００５】
例示的な方法が本明細書に記載される。例示的な方法は、医療デバイスの共振段で入力信号を受信すること、および共振段の共振絶縁トランスを介して入力信号をフィルタリングおよびインピーダンス変換し、出力信号を提供することを含み得る。例示的な方法は、医療デバイスの出力で出力信号を提供することをさらに含み得る。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】本開示の実施形態による例示的な医療デバイスのブロック図である。
【図２】本開示の実施形態による例示的な定電力、電圧、および電流インピーダンス負荷曲線を示す図である。
【図３Ａ】本開示の実施形態による直接駆動トポロジーコントローラを含む例示的な医療デバイスのブロック図である。
【図３Ｂ】本開示の実施形態による直接駆動トポロジーコントローラを含む例示的な医療デバイスのブロック図である。
【図３Ｃ】本開示の実施形態による直接駆動トポロジーコントローラを含む例示的な医療デバイスのブロック図である。
【図４】本開示の実施形態によるＲＦインバータ段を含む例示的な医療デバイスのブロック図である。
【図５】本開示の実施形態による直接駆動トポロジーコントローラを含む例示的な医療デバイスのブロック図である。
【図６】本開示の実施形態による混合信号コントローラを含む例示的な医療デバイスのブロック図である。
【図７】本開示の実施形態による混合信号コントローラを含む例示的な医療デバイスのブロック図である。
【図８】本開示の実施形態による混合信号コントローラを含む例示的な医療デバイスのブロック図である。
【図９】本開示の実施形態によるＲＦ共振ネットワーク回路の設計マトリックスを示す図である。
【図１０】本開示の実施形態による例示的なＲＦ共振ネットワーク回路を示す図である。
【図１１】本開示の実施形態による例示的なＲＦ共振ネットワーク回路を示す図である。
【図１２】本開示の実施形態によるＨブリッジインバータの出力電力の３つのタイプの制御を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
ＥＳＵの設計上の考慮事項には、通常、少なくとも応答時間と精度、さまざまな治療法への適応性、サイズ、複雑さ、安全性、およびコストが含まれる。この開示では、これらの設計上の考慮事項を考慮してＥＳＵを改善するための３つの概略的アイデアを提案する。
【０００８】
図１は、本開示の実施形態による例示的な医療デバイス１００を示す。本開示で使用される医療デバイスという用語は、ＥＳＵ、ガスベースの電気手術ユニット（例えば、アルゴンガスベースの凝固ユニット）、ＲＦ超音波ユニット、プラズマユニットを含むがこれに限定されない、患者に対して処置または治療を行うために、電力／電圧／電流／温度を制御することに関連する任意の医療デバイスを指すことができる。医療デバイス１００は、コントローラ１１０、電力／ＲＦインバータ段１２０、およびフィードバック回路１３０を含み得る。電力／ＲＦインバータ段１２０は、電源１０４から電力を受信し得る。コントローラ１１０は、電力／ＲＦインバータ段１２０を制御して、患者に対して処置を実行するために使用され得る出力信号を提供することができる。フィードバック回路１３０は、フィードバック情報（例えば、電圧、電流、温度など）をコントローラ１１０に提供し得る。コントローラ１１０は、電力／ＲＦインバータ段１２０を調整して、フィードバック情報に基づいて出力信号を修正し得る。
【０００９】
一般に、医療デバイス１００の制御は、温度フィードバックおよびインピーダンスフィードバックの何らかの組み合わせ（負荷曲線）を通じて達成され得る。医療デバイス１００で使用される負荷曲線は、特定のインピーダンスで組織にどれだけの電力を供給するかを定義する。これらの負荷曲線は通常、定電流（ＣＣ）、定電力（ＣＰ）、および／または定電圧（ＣＶ）領域を有する。図２は、本開示の実施形態による例示的な定電力、電圧、および電流インピーダンス負荷曲線である。図２では、「ＣＰ」は一定の電力負荷曲線を指し、「ＣＣ」は一定の電流を指し、「ＣＶ」は一定の電圧を指す。ＣＰ、ＣＣ、ＣＶ負荷曲線の各々は、３つの制御シナリオにおける種々のインピーダンス負荷（オーム）にわたる消費電力（Ｐ）の変化を示す。
【００１０】
電気手術では、負荷の変化および／または温度の変化に応じて、電力／ＲＦインバータ段１２０からの出力電力を調整する必要があり得る。出力電力調整の１つの方法は、バックまたはブーストコンバータによって電力／ＲＦインバータ段１２０のインバータ段への入力直流（ＤＣ）電圧を変更することを含み得る。単純ではあるが、このカスケード構成は、医療デバイス１００の電力損失、サイズ、およびコストを増加させる可能性がある。電源１０４において可変バック段に静的ＤＣ電源を提供し、バック段の出力を電力／ＲＦインバータ段１２０に提供するのではなく、静的ＤＣレールが、電源から電力／ＲＦインバータ段１２０に直接接続されてもよい。ＤＣレールは、整流された主電源、交流（ＡＣ）／ＤＣ電源、またはバッテリーから供給され得る。
【００１１】
従って、いくつかの例では、医療デバイス１００は、電力／ＲＦインバータ段１２０が、既製の交流（ＡＣ）／ＤＣ電源、整流された主電源（例えば、２４０Ｖ）、または電源１０４を介したバッテリーから得られた直流（ＤＣ）レール電力を受信し、コントローラ１１０が、電力／ＲＦインバータ段１２０を制御して、電力スケーリングおよびＤＣ電力からＡＣ電力への変換を実施する直接制御の実装形態を含み得る。これにより、設計が単一段に簡素化され、追加の回路と複数の変換によるコスト、サイズ、および電力損失が削減される。電力／ＲＦインバータ段１２０から患者に提供される出力信号の電力レベル、デューティサイクル、および周波数は、選択された治療に基づき得る。
【００１２】
いくつかの例では、コントローラ１１０は、電力／ＲＦインバータ段１２０および／または電源１０４を制御するためのアナログ制御ループ（例えば、内側ループ）回路およびデジタル制御ループ（例えば、外側ループ）回路を含む混合信号コントローラを実装し得る。デジタル制御ループは、電圧、電流、電力、および／または温度の設定点をアナログ制御ループに提供し、アナログ制御ループは、電力／ＲＦインバータ段１２０の出力からの直接フィードバック電圧、電流、電力、および／または温度と、デジタル制御ループを介して受信された電圧、電流、電力、および／または温度の設定点との比較に基づいて、電力／ＲＦインバータ段１２０を制御し得る。
【００１３】
高速応答時間と制御のインテリジェンスとのトレードオフを達成するために、混合信号コントローラは、デジタル／プログラマブルコントローラの柔軟性を組み合わせて、アナログコントローラの精度と応答性を備える種々の治療法（電流、電力、電圧、温度設定点）を定義し、要求された設定点を実行および維持し、定電流、定電圧、および定電力制御の間を遷移する。混合信号コントローラは、シングルまたはマルチループコントローラとしてセットアップされ、アナログコントローラは内側ループを形成し、デジタルコントローラは外側ループを形成するか、スーパーバイザーとして機能する。
【００１４】
一般に、電力／ＲＦインバータ段１２０は、正弦波形を有する出力信号を患者に提供し得る。電力／ＲＦインバータ段１２０のスイッチ１２２は、ＤＣ信号を、周期的波形を有する信号に変換するように制御され得る。いくつかの例では、スイッチ１２２からの波形は、方形波であってもよい。トランスおよびフィルタ段１２４は、スイッチ１２２から方形波信号を受信し、方形波信号をフィルタおよび／または増幅して、患者への出力として正弦波信号を提供し得る。いくつかの例では、トランスおよびフィルタ段１２４は、負荷に依存しない利得とフィルタリングの両方を提供することにより、周波数、振幅などの所望の信号特性を達成するための共振絶縁トランスを含み得る。共振絶縁トランスを実装すると、マルチコンポーネントトランスおよびインダクタ実装形態と比較して、サイズとコストを削減することができる。トランスおよびフィルタ段１２４は、電圧入力／電圧出力、電圧入力／電流出力、電流入力／電流出力、および電流入力／電圧出力のタイプの回路のうちの少なくとも１つを含み得る。
【００１５】
いくつかの例では、フィードバック回路は、出力電力、電圧、電流、および／または温度を監視する安全回路も含み得る。安全回路は、安全でない状態の検出に応答して医療デバイス１００をシャットダウンさせ得る。
【００１６】
直接制御トポロジー
図３〜４は、本開示の実施形態による直接制御トポロジーを実装する医療デバイスの直接駆動の実装の例を示す。図３Ａ〜３Ｃは、それぞれ例示的な医療デバイス３０１、３０２、および３０３を示す。医療デバイス３０１、３０２、および３０３は、共通のコンポーネントに対して共通の参照番号を有し、それらの共通の参照番号の説明は、簡潔にするため繰り返さない。医療デバイス３０１、３０２、および３０３は、図１の医療デバイス１００に実装され得る。
【００１７】
医療デバイス３０１、３０２、および３０３は、各々、コントローラ３１０、電力／ＲＦインバータ段３２０、および電源３０４（Ａ〜Ｃ）を含み得る。電力／ＲＦインバータ段３２０は、トランスおよびフィルタ段３２４に結合されたスイッチ３２２を含む。コントローラ３１０は、図１のコントローラ１１０に実装されてもよく、および／または電力／ＲＦインバータ段３２０は、図１の電力／ＲＦインバータ段１２０に実装されてもよい。医療デバイス３０１、３０２、および３０３の間の違いは電源である。医療デバイス３０１は、電源としてバッテリー３０４Ａを使用し得る。医療デバイス３０２は、電源としてＤＣ電源３０４Ｂを使用し得る。医療デバイス３０３は、電源として整流された主電源３０４Ｃを使用し得る。コントローラ３１０は、電力／ＲＦインバータ段３２０を制御して、患者に対して処置を実行するために使用され得る出力信号を提供することができる。いくつかの例では、医療デバイス３０１、３０２、および３０３は、コントローラ３１０にフィードバック電圧、電流、電力、および／または温度を提供するフィードバック回路をさらに含み得る。コントローラ３１０は、電力／ＲＦインバータ段３２０を調整して、フィードバック信号に基づいて出力信号を修正することができる。
【００１８】
電気手術では、負荷の変化に応じて電力／ＲＦインバータ段３２０からの出力電力を調整する必要があり得る。医療デバイス３０１、３０２、および３０３では、電力／ＲＦインバータ段３２０は、ＤＣレール電源（例えば、それぞれのバッテリー３０４Ａ、ＡＣ／ＤＣ電源３０４Ｂ、または整流された主電源３０４Ｃ）に直接接続され得る。
【００１９】
コントローラ３１０は、電力スケーリングおよびＤＣ波形からＡＣ波形への変換を実行するための電力／ＲＦインバータ段３２０の直接制御の実装形態を含み得る。これにより、設計が単一段に簡素化され、追加の回路と複数の変換によるコスト、サイズ、および電力損失が削減される。電力／ＲＦインバータ段１２０から患者に提供される出力信号の電力レベル、デューティサイクル、および周波数は、選択された治療に基づき得る。
【００２０】
図４は、本開示の一実施形態による例示的なＲＦインバータ段４２０を示す。ＲＦインバータ段４２０は、図１の電力／ＲＦインバータ段１２０または図３Ａ〜３Ｃの電力／ＲＦインバータ段３２０に実装されてもよい。ＲＦインバータ段４２０は、ＲＦトランスおよびフィルタ（例えば、インダクタおよびキャパシタ）段４２４に結合されたＨブリッジインバータ４２２を含み得る。Ｈブリッジインバータ４２２は、トランジスタＱ１〜Ｑ４の各々に対する４つの独立した制御信号入力を含むことができる。コントローラ（図示せず）（例えば、図１のコントローラ１１０および／または図３Ａ〜３Ｃのコントローラ３１０）は、これらの入力への制御信号を操作して、出力信号をトランスおよびフィルタ４２４に提供し得る。いくつかの例では、コントローラは、これらの制御信号を使用して、Ｈブリッジインバータ４２２に、ＤＣ電力信号を、方形波を有するＡＣ信号に変換させ得る。
【００２１】
それぞれ図３Ａ〜３Ｃの医療デバイス３０１、３０２、および３０３の電力／ＲＦインバータ段３２０、および図４のＲＦインバータ段４２０に示されるような単一段変換の使用は、サイズ、価格、および潜在的な効率の節約の点で有利であり得るが、複数の段を含む実装形態と比較して、新しい一連の課題を提示する。高周波での電力変換は、ゼロ電圧（ＺＶＳ）またはゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）スキームが使用されない限り、スイッチング損失が大きくなる可能性がある。これらのスキームは、すべての動作条件で維持するのが難しい場合がある。従来のトポロジーでは、ＺＶＳ／ＺＣＳを維持するために負荷の変更のみに対応する必要があり、電力の変更は、前の電力段でなされた。単一段トポロジーでは、ＺＶＳを維持するために、可変負荷および可変インバータデューティサイクルに対応する必要がある。以下の制御アプローチでは、低スイッチング損失を達成し、高効率を維持する１つまたは複数の技術を実装することができる。
【００２２】
例えば、出力電力制御は、以下の技術の１つまたは複数を使用してＨブリッジインバータ４２２の直接制御により達成され得る。第１の技術（例えば、位相シフトモード制御）は、Ｈブリッジインバータ４２２の位相シフト角を変化させることを含み得る。これにより、出力電圧の基本振幅を直接制御できる。第２の技術（例えば、低調波周波数モード制御）は、インバータ周波数を基本周波数の低調波に低減することを含み得る。これにより、１／３、１／５などの整数増分で出力電圧が低下し得る。第３の技術（例えば、振幅変調モード制御）は、多くの基本周波数期間にわたるデューティサイクル制御を含み得る。これにより、平均電力がデューティサイクルに比例するように一気に電力が注入され得る。図１２は、本開示の実施形態によるＨブリッジインバータの出力電力の３つのタイプの制御を示す図である。例えば、ダイアグラム１２００は、位相シフトモード制御を使用した振幅制御の例を示している。ダイアグラム１２０１は、低調波周波数モード制御を使用した振幅制御の例を示している。ダイアグラム１２０２は、デューティサイクル変更を使用した振幅制御（例えば、振幅変調モード制御）の例を示している。
【００２３】
いくつかの例では、コントローラからの制御信号を使用して、高周波キャリア信号（例えば、約５００ｋＨｚ）の振幅を制御し得る。制御信号は、Ｈブリッジインバータ４２２の位相シフト制御を使用して、入力ＤＣ電圧を効果的にスケーリングできる必要がある（例えば、図１２のダイアグラム１２００に示されるように）。低出力電圧では、位相シフト制御の使用が非効率になり、過度の電磁干渉（ＥＭＩ）が発生し得る。これらの２つの問題を解決するために、位相シフト制御と組み合わせて、または位相シフト制御の代わりに、追加の信号変調が実装され得る。
【００２４】
位相シフトモード制御を単独で使用することがすべてのシナリオに適しているわけではないため、他のモード制御ソリューションが位相シフト制御モードと組み合わせられ得る。例えば、第１の組み合わされたモード制御オプションは、位相シフト制御モードと組み合わせた低調波モード（例えば、ダイアグラム１２０１に示されるような）の使用を含み得る。この例では、駆動周波数は、キャリアの低調波に変更され得る。すべての低調波ステップダウンで、利用可能なピーク電圧が適切に低減され、その結果、制御信号が、より小さな制御範囲で再スケーリングされ得る。図１２の例示的なダイアグラム１２０３は、１つのタイプの位相シフトモード制御および１つのタイプの低調波周波数モード制御を含む１つの組み合わせ実装形態を使用した例示的なピーク電圧変動を示す。
【００２５】
第２の複合モード制御オプションは、位相シフトモード制御と組み合わせた振幅変調モード制御（例えば、多くのサイクル（例えば、２０ｋＨにおける）にわたるキャリアの変調およびインバータ１２０２への平均入力電圧の効果的な低減）を含み得る。これにより、より小さな制御範囲にわたり制御信号を再スケーリングできる。
【００２６】
上記の２つの複合モード制御オプションのうち、第１の複合モード制御オプション（例えば、位相シフトおよび低調波変調を使用）は、カットモードのように、途切れない患者信号が必要な場合に好ましい場合がある。組織内の熱の広がりが予想される他のモード（例えば、凝固モードなど）では、中断されたキャリア波形が好ましい場合がある。そのような場合、第２の複合モード制御オプション（例えば、デューティサイクル変調など）が使用され得る。
【００２７】
図５は、本開示の実施形態による直接駆動トポロジーを使用する医療デバイス５００の特定の例を示している。医療デバイス５００は、コントローラ５１０と、スイッチ５２２と、電力／ＲＦインバータを形成するトランスおよびフィルタ段５２４とを含み得る。コントローラ５１０は、図１のコントローラ１１０および／または図３Ａ〜３Ｃのコントローラ３１０に実装されてもよく、スイッチ５２２は、図１のスイッチ１２２、図３Ａ〜３Ｃのスイッチ３２２、および／または、図４のＨブリッジインバータ４２２に実装されてもよく、トランスおよびフィルタ段５２４は、図１のトランスおよびフィルタ段１２４、図３Ａ〜３Ｃのトランスおよびフィルタ段３２４、および／または図４のトランスおよび／またはフィルタ段４２４に実装され得る。
【００２８】
コントローラ５１０は、可変位相シフト角制御モード、低調波周波数制御モードの使用、またはデジタルコントローラ５１２および／またはパルス幅変調器（ＰＷＭ）コントローラ５１４を使用するデューティサイクル変調制御モードのうちの１つまたは複数を含む制御モードを実装し得る。デジタルコントローラ５１２は、制御信号を提供するために、ＰＷＭ制御モジュール、サブハーモニック制御モジュール、マイクロプロセッサ、フィードバック信号用のアナログデジタル（ＡＤＣ）コンバータ、およびデジタルアナログ（ＤＡＣ）コンバータを含み得る。デジタルコントローラ５１２は、二乗平均平方根（ＲＭＳ）電流フィードバック信号およびＲＭＳ電圧フィードバック信号をそれぞれ受信するように構成されたアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１および２も含み得る。デジタルコントローラ５１２のＰＷＭ制御モジュールは、デューティサイクル制御モードを使用するときに、ＲＭＳ電流およびＲＭＳ電圧フィードバック信号に基づいてキャリアデューティサイクル制御信号を提供し得る。デジタルコントローラ５１２の低調波制御は、低調波周波数制御モードを使用するときに、ＲＭＳ電流およびＲＭＳ電圧フィードバック信号に基づいて駆動周波数制御信号を提供し得る。デジタルコントローラ５１２のＤＡＣは、位相シフト角制御モードを使用するときに、ＲＭＳ電流およびＲＭＳ電圧フィードバック信号に基づいて、キャリア振幅制御信号を提供し得る。いくつかの例では、ＲＭＳ電流および電圧フィードバックは、複素フィードバックを含み得る。
【００２９】
ＰＷＭコントローラ５１４は、デジタルコントローラ５１２からのキャリア振幅制御信号をＲＭＳ電圧フィードバック信号と比較する誤差増幅器と、センス整流器５３２からのピーク電流フィードバック信号に基づいて制御信号を提供するフィードフォワード補償器と、誤差増幅器およびフィードフォワード補償器からの信号に基づいて出力信号を提供するＰＷＭコンパレータとを含み得る。
【００３０】
コントローラ５１０はさらに、ＰＷＭコントローラ５１４のＰＷＭコンパレータの出力をデジタルコントローラ５１２のＰＷＭ制御モジュールからのキャリアデューティサイクル制御信号と比較して、出力制御信号をスイッチ５２２に提供する論理ゲート５１６を含み得る。論理ゲート５１６は、いくつかの例では、ＡＮＤ論理ゲートを含み得る。スイッチ５２２は、出力制御信号に基づいて、および＋４８ＶＡＣ／ＤＣ電源５０４などのＤＣ電源からの電力に基づいて、トランスおよびフィルタ段５２４および検知／整流器５３２に電力信号を提供し得る。トランスおよびフィルタ段５２４は、スイッチ５２２からの電力信号をフィルタリングおよび増幅して、出力信号を患者に提供し得る。トランスおよびフィルタ段５２４は、いくつかの例では、トランスおよびインダクタ−キャパシタ（ＬＣ）回路を含み得る。検知／整流器５３２は、ピーク入力電流フィードバック信号をＰＷＭコントローラ５１４に提供する。二乗平均平方根（ＲＭＳ）電流センサ５３４およびＲＭＳ電圧センサ５３６は、それぞれ検知された出力に基づいてＲＭＳ電流および電圧フィードバック信号をデジタルコントローラ５１２に提供する。
【００３１】
混合信号コントローラ
図６〜図８は、本開示の実施形態による医療デバイス６００の混合信号コントローラの実装の例を示す。図６は、いくつかの実施形態による混合信号コントローラ６１０を備えた医療デバイス６００のブロック図である。医療デバイス６００は、電力段６２０に結合された混合信号コントローラ６１０を含み得る。混合信号コントローラ６１０は、図１のコントローラ１１０、図３Ａ〜３Ｃのコントローラ３１０、図５のコントローラ５１０、またはそれらの組み合わせに実装され得る。電力段６２０は、図１の電力／ＲＦインバータ段１２０、図３Ａ〜３Ｃの電力／ＲＦインバータ段３２０、図４のＲＦインバータ段４２０、スイッチ５２２および／または図５のトランスおよびフィルタ段５２４、またはそれらの組み合わせに実装され得る。
【００３２】
混合信号コントローラ６１０は、デジタルコントローラ６１５およびアナログコントローラ６１６を含み得る。アナログコントローラ６１６および電力段６２０は、ＣＶ、ＣＣ、ＣＰ、温度、またはアナログコントローラ６１６によって使用され得る他のパラメータを制御するための内側ループを形成し得る。デジタルコントローラ６１５、アナログコントローラ６１６、および電力段６２０は、ＣＶ、ＣＣ、ＣＰ、温度、またはアナログコントローラ６１６によって使用され得る他のパラメータの設定点を制御する外側ループを形成して、電力段６２０の出力信号を制御し得る。
【００３３】
図６に示すように、この混合信号トポロジーは、２つの制御ループを使用する。内側制御ループは、アナログ制御ループであってよく、それによりアナログコントローラ６１６は、アナログ回路を使用して、電力段６２０からの出力信号に基づいて電力段６２０への出力信号を調整し、外側ループは、デジタル制御ループであってよく、それによりデジタルコントローラ６１５は、デジタル回路を使用して、電力段６２０からの出力信号、およびいくつかの例では、温度などの他の患者測定値からの追加入力またはフィードバックに基づいてアナログコントローラ６１６に提供される入力信号を調整する。すなわち、外側デジタルループにおいて、デジタルコントローラ６１５は、ＣＣ、ＣＰ、ＣＶ、および／または温度設定点／レベルの設定を担当し、負荷曲線のアウトラインおよび異なる治療法を指定する。内側ループでは、アナログコントローラ６１６は、これらの制限を遵守するタスクを課され得る。デジタルコントローラ６１５は、温度、圧力、時間、および／またはユーザ入力など、デジタルコントローラ６１５によって監視され得る他の制御パラメータに応答して、内側ループへの入力設定点を変更し得る。デジタルコントローラ６１５は、電圧および電流フィードバックを監視してインピーダンスを計算し、これを使用して、所望の電力プロファイルに基づいてＣＣ、ＣＰ、またはＣＶ設定点を設定または調整するかどうかを決定することができる。
【００３４】
図７は、いくつかの実施形態による混合信号コントローラ７１０を備えた医療デバイス７００のブロック図である。医療デバイス７００は、ＲＦインバータ段７２０およびフィードバック回路７３０に結合されたコントローラ７１０を含み得る。コントローラ７１０は、図１のコントローラ１１０、図３Ａ〜３Ｃのコントローラ３１０、図５のコントローラ５１０、図６の混合信号コントローラ６１０、またはそれらの組み合わせに実装され得る。ＲＦインバータ段７２０は、図１の電力／ＲＦインバータ段１２０、図３Ａ〜３Ｃの電力／ＲＦインバータ段３２０、図４のＲＦインバータ段４２０、図５のスイッチ５２２および／またはトランスおよびフィルタ段５２４、図６の電力段６２０、またはそれらの組み合わせに実装され得る。
【００３５】
コントローラ７１０は、デジタルコントローラ７１５およびアナログコントローラ７１６を含み得る。アナログコントローラ７１６、ＲＦインバータ段７２０、およびフィードバック回路７３０は、ＲＦインバータ段７２０を制御する内側ループを形成して、選択された治療に望ましい特性を有する出力信号を提供することができる。デジタルコントローラ７１５、アナログコントローラ７１６、ＲＦインバータ段７２０、およびフィードバック回路７３０は、ＣＶ、ＣＣ、ＣＰ、温度設定点／レベル、またはアナログコントローラ７１６によって使用され得る他のパラメータを制御または設定する外側ループを形成して、ＲＦインバータ段７２０の出力信号を制御し得る。アナログコントローラ７１６によって提供される制御信号は、インバータスイッチ７２２の回路、およびトランスおよびフィルタ段７２４のフィルタリングを制御して、出力信号を提供し得る。フィードバック回路７３０は、電圧、電流、および温度に関連するフィードバック信号（例えば、温度センサーからの）をデジタルコントローラ７１５およびアナログコントローラ７１６に送り返すことができる。デジタルコントローラ７１５は、動作モードに基づいて、および７３０からのフィードバック信号に基づいて設定点を調整することができる。アナログコントローラ７１６は、設定点とフィードバック回路７３０からのフィードバック信号との間の比較に基づいて出力信号を調整し得る。
【００３６】
図８は、いくつかの実施形態による混合信号コントローラ８１０を備えた例示的な医療デバイス８００の詳細図である。医療デバイス８００は、電力段（例えば、インバータスイッチ８２２およびトランスおよびフィルタ段８２４を含む）およびフィードバック回路（例えば、電流フィードバック回路８３４、電圧フィードバック回路８３６を、および温度フィードバック回路８３８を含む）に結合されたコントローラ８１０を含み得る。医療デバイス８００は、安全監視ブロック８４０をさらに含むことができる。コントローラ８１０は、図１のコントローラ１１０、図３Ａ〜３Ｃのコントローラ３１０、図５のコントローラ５１０、図６の混合信号コントローラ６１０、図７のコントローラ７１０、またはそれらの組み合わせに実装され得る。８２０は、図１の電力／ＲＦインバータ段１２０、図３Ａ〜３Ｃの電力／ＲＦインバータ段３２０、図４のＲＦインバータ段４２０、図５のスイッチ５２２および／またはトランスおよびフィルタ段５２４、図６の電力段６２０、図７の電力段６２０、またはそれらの組み合わせに実装され得る。電流フィードバック回路８３４、電圧フィードバック回路８３６、および温度フィードバック回路８３８は、図１のフィードバック回路１３０、図７のフィードバック回路７３０、またはそれらの組み合わせに実装されてもよい。
【００３７】
コントローラ８１０は、デジタルコントローラ８１５および制御ブロック（アナログ）８１６を含み得る。制御ブロック（アナログ）（以下、アナログコントローラ）８１６は、フィードフォワード補償器８５１、ＣＣ誤差補償器８５２、ＣＶ誤差補償器８５４、ＣＰ誤差補償器８５６、および温度誤差補償器８５８を含み得る。フィードフォワード補償器８５１は、負荷電流摂動の補正を提供する。フィードフォワード補償器８５１によって適用される補正は、可変ＰＷＭランプの形で制御信号に適用され得る。ＰＷＭランプ振幅は、出力電流の単純な線形関数を含み得る。ＰＷＭランプは、クロックパルスでリセットされるリセット可能な積分器で出力電流に比例する電圧を積分することによって出力電流に比例させることができる。ＣＣ誤差補償器８５２、ＣＶ誤差補償器８５４、ＣＰ誤差補償器８５６、および温度誤差補償器８５８は、それぞれの検知された電圧、電流、および／または温度信号を受信し、対応する設定点信号（例えば、それぞれＩｓｅｔ、Ｖｓｅｔ、Ｐｓｅｔ、およびＴｓｅｔ）との比較に基づいて対応する出力信号を調整し得る。設定点信号は、デジタルコントローラ８１５から提供される。
【００３８】
デジタルコントローラ８１５は、それぞれＩｓｅｔ、Ｖｓｅｔ、Ｐｓｅｔ、およびＴｓｅｔ信号をアナログコントローラ８１６に提供する電流（Ｉ）ＤＡＣ８６１、電圧（Ｖ）ＤＡＣ８６２、電力（Ｐ）ＤＡＣ８６３、および温度（Ｔ）ＤＡＣ８６４を含む。デジタルコントローラ８１５は、検知された電圧、電流、および温度信号をデジタル信号に変換するＡＤＣ８６６をさらに含む。電流ＤＡＣ８６１、電圧ＤＡＣ８６２、電力ＤＡＣ８６３、および温度ＤＡＣ８６４は、変換された電圧、電流、および温度信号に基づいて、それぞれＩｓｅｔ、Ｖｓｅｔ、Ｐｓｅｔ、およびＴｓｅｔ信号を設定することができる。
【００３９】
アナログコントローラ８１６、インバータスイッチ８２２、トランスおよびフィルタ段８２４、およびフィードバック回路（例えば、電流フィードバック回路８３４および電圧フィードバック回路８３６）は、インバータスイッチ８２２と、トランスおよびフィルタ段８２４とを制御するための内側ループを形成して、選択された治療に望ましい特性を有する出力信号を提供し得る。デジタルコントローラ８１５、アナログコントローラ８１６、インバータスイッチ８２２、トランスおよびフィルタ段８２４、およびフィードバック回路（例えば、電流フィードバック回路８３４および電圧フィードバック回路８３６）は、ＣＶ、ＣＣ、ＣＰ、温度設定点（例えば、Ｉｓｅｔ、Ｖｓｅｔ、Ｐｓｅｔ、およびＴｓｅｔ信号）、またはアナログコントローラ８１６により用いられ得る他のパラメータを制御するための外側ループを形成し、インバータスイッチ８２２、およびトランスおよびフィルタ段８２４の出力信号を制御し得る。
【００４０】
混合信号コントローラに関する以下の説明は、混合信号コントローラ６１０、コントローラ７１０、またはコントローラ８１０のいずれかのコンポーネントに言及する場合がある。以下の説明は、ＥＳＵのコンテキストにおけるコントローラの動作を説明しているが、コントローラ６１０、コントローラ７１０、またはコントローラ８１０は、そのような用途に限定されない。電気手術は、医学的に関連する熱効果を得るために、生体組織に高周波電流を供給するプロセスである。組織の熱効果は、組織の最終温度、および組織がどれくらい速く加熱されたかに依存する。組織の温度および温度の変化率は、直接的に監視および制御され得るか、または組織のインピーダンスから推測され得る。組織のインピーダンスは、測定された出力電圧および電流から導かれる。熱効果は、組織のアブレーション、組織の切断、および／または組織の除去を含み、組織の表面または組織の表面下で発生し得る。
【００４１】
いくつかの例では、ＥＳＵ（および他の医療デバイス）の制御は、温度フィードバックおよびインピーダンスフィードバック（負荷曲線）のいくつかの組み合わせによって実現され得る。ＥＳＵで使用される負荷曲線（例えば、図２を参照）は、特定のインピーダンスで組織に供給される電力量を定義する。これらの負荷曲線は、典型的にはＣＣ、ＣＰ、およびＣＶ領域を有する。
【００４２】
開示されている混合信号コントローラは、異なる治療法（電流、電力、電圧、温度設定点など）を定義するためのデジタル／プログラマブルコントローラの柔軟性を、アナログコントローラの精度と応答性と組み合わせて、要求された設定点を実行および維持する。混合信号コントローラは、シングルまたはマルチループコントローラとしてセットアップされ、アナログコントローラは内側ループを形成し、デジタルコントローラは外側ループを形成する（または、監視回路／コントローラとして機能するか、異なる負荷曲線の構成を受け入れまたは変更するように機能することができる）。
【００４３】
アナログコントローラは、負荷シェーピングＣＣ、ＣＰ、ＣＶ誤差増幅器（例えば、図８のアナログコントローラ８１６の補償器であるＣＣ誤差補償器８５２、ＣＶ誤差補償器８５４、およびＣＰ誤差補償器８５６の誤差増幅器を参照）、および定温度誤差増幅器（サーモスタットコントローラ）（例えば、図８のアナログコントローラ８１６の温度誤差補償器８５８の誤差増幅器を参照）を含み得る。要求された負荷曲線は、サーモスタットコントローラの条件となり得る。検出された出力電圧、電流、および温度は、誤差増幅器のフィードバックとして用いられることが可能であり、設定点は、デジタル／プログラマブルコントローラから取得される（例えば、図８のデジタルコントローラ８１５の電流（Ｉ）８６１、電圧（Ｖ）８６２、電力（Ｐ）８６３、および温度（Ｔ）８６４ＤＡＣを参照）。
【００４４】
各誤差増幅器は、関連する制御パラメータの閉制御ループを形成し得る。これらのループは並行して実行可能である。各閉ループの応答時間（ループ利得）は、関連する補償ネットワークによって設定され得る。誤差増幅器は、最小出力セレクタと組み合わせられて、制御信号を得ることができる。
【００４５】
電力レベルと電極のタイプに応じて、生体組織のインピーダンスは処置中に非常に動的であり得る。負荷過渡応答を改善し、誤差増幅器のループ利得を安定させるために、フィードバック制御は、負荷電流フィードフォワード制御と組み合わせられる（例えば、図８のアナログコントローラ８１６のフィードフォワード制御８５１を参照）。負荷電流フィードフォワード制御は、負荷電流の摂動に補正を提供し得る。補正は、可変パルス幅変調（ＰＷＭ）ランプの形で制御信号に適用され得る。ＰＷＭランプ振幅は、出力電流の単純な線形関数を含み得る。ＰＷＭランプは、クロックパルスでリセットされるリセット可能な積分器で出力電流に比例する電圧を積分することによって出力電流に比例させることができる。
【００４６】
誤差増幅器から得られた制御信号および負荷電流フィードフォワード制御からのＰＷＭランプが、ＰＷＭコンパレータと組み合わせられ、スイッチモードインバータ増幅器を駆動し得る（例えば、図８のインバータスイッチ８２２を参照）。
【００４７】
アナログコントローラ８１６およびデジタルコントローラ８１５の回路の動作を具体的に参照すると、負荷電流、電圧、および電力は、トランスおよびフィルタ段８２４の出力から直接読み取ることができる。すべての測定は、患者の電気的安全絶縁バリアを維持するために、絶縁されたセンストランスで実行され得る。アナログコントローラ８１６は、複数のフィードバックループ、例えば、定電流ループ（例えば、ＣＣ誤差補償器８５２を含む）、定電圧ループ（例えば、ＣＶ誤差補償器８５４を含む）、定電力ループ（例えば、ＣＰ誤差補償器８５６を含む）、および定温度ループ（例えば、温度誤差補償器８５８を含む）を含んでよく、これらのループは、出力が外側ループで定義された目標設定に達した後、ＣＣからＣＰ、ＣＶ、ＣＴ制御に、およびその逆に自動的に遷移する。デジタルコントローラ８１５は、それぞれＣＣ、ＣＶ、ＣＰ、およびＣＴアナログフィードバックループの目標電流、電圧、電力、および温度を設定するためのＤＡＣ（例えば、電流（Ｉ）８６１、電圧（Ｖ）８６２、電力（Ｐ）８６３、および温度（Ｔ）８６４ＤＡＣ）を含み得る。アナログフィードバックループは、アナログフィードバックループの周波数応答を設定する高精度誤差増幅器および補償ネットワーク（例えば、図８のアナログコントローラ８１６の誤差増幅器および補償ネットワークを参照）で実装され得る。アナログ「ＮＯＲ」回路（最小出力選択）は、誤差増幅器の出力を組み合わせて、ＣＣ−ＣＰ−ＣＶ−ＣＴアルゴリズムを実装する。アナログコントローラ（例えば、比例積分微分（ＰＩＤ）コントローラ）の出力は、電力段の直接制御のためのＰＷＭ変調器への入力として使用され得る。
【００４８】
より具体的には（図８のアナログコントローラ８１６を参照）、アナログ「ＮＯＲ」回路（最小出力セレクタ）を使用して、ＣＣ、ＣＰ、ＣＶ、およびＣＴ誤差補償器８５２、８５４、８５６、および８５８をそれぞれ組み合わせ、特定の負荷曲線を形成する。電圧誤差信号、電流誤差信号、電力誤差信号、および温度誤差信号を比較して、どの誤差信号がより大きな値を持つかを決定し、最大値を有する誤差信号に基づいてスイッチモードレギュレータによって患者出力信号を制限する。第１のダイオードはＣＣ誤差補償器８５２の電流増幅器に結合され、第２のダイオードはＣＶ誤差補償器８５４の電圧増幅器に結合され、第３のダイオードはＣＰ誤差補償器８５６の電力増幅器に結合され、第４のダイオードは温度誤差補償器８５８の温度増幅器に結合され得る。第１のダイオード、第２のダイオード、第３のダイオード、および第４のダイオードのアノードをつなぎ、ハイに引き上げて最大誤差信号を決定し、これを使用して、パルス幅変調コンパレータに入力することでスイッチモードレギュレータの駆動信号を生成し得る。図８のアナログコントローラ８１６は、圧力信号の追加または温度パラメータの除去などの所望の制御パラメータに基づいて、より多くのまたはより少ない誤差増幅器を含み得ることが理解されるだろう。
【００４９】
安全監視ブロック８４０に関しては、電気手術デバイスは、潜在的に危険な高電圧信号の印加を通じてその機能を実行し得る。それでも、これらは安全かつ予測可能な動作をしなければならない。これらのデバイスは何らかの危害のリスクを提示するため、システムの動作要素から完全に独立した安全システムを含み得る。アナログコントローラ８１６に提出されたデジタルコントローラ８１５からの欠陥のあるＤＡＣ設定点値（例えば、電流（Ｉ）ＤＡＣ８６１からのＩｓｅｔ、電圧（Ｖ）ＤＡＣ８６２からのＶｓｅｔ、電力（Ｐ）ＤＡＣ８６３からのＰｓｅｔ、および／または温度（Ｔ）ＤＡＣ８６４からのＴｓｅｔ）は、「範囲内」チェックによる独立したリードバック（ＡＤＣ８６６）によって軽減され得る。プログラマブル／デジタルコントローラ８１５は閉じた制御ループの一部ではないため、そのリードバック（ＡＤＣ８６６）および設定点（ＤＡＣ）ブロックを独立させることができ、その結果、一方が他方をチェックすることができる。別の例として、暴走したソフトウェアまたは応答しないソフトウェアは、ウォッチドッグチェックによって軽減され得る。安全監視ブロック８４０は、システムリセットを回避するために、ウォッチドッグ／リセットモジュール８６５を介してデジタルコントローラ８１６によって定期的にサービスされるハードウェアウォッチドッグ回路８４１を含み得る。
【００５０】
混合信号コントローラの利点は、以下を含み得る。
アナログ閉ループは、平均的なフィードバックに依存している場合でも、平均的なマイクロコントローラでの実装よりも高速になる可能性があり、これにより有効性が向上し得る。デジタルコントローラ８１６は、主にモードクロスオーバーポイント（ＣＣからＣＰ、ＣＰからＣＶなど）の設定に限定されており、これは治療ごとに静的であり得るため、ＲＦ制御の影響を受けず、サイズ／価格を縮小できるか、または外側温度ループ、モーター制御、ユーザインタフェースの制御、または追加の安全監視などの追加のマイクロコントローラのために通常予約されている他の制御タスクを引き受け得る。ＲＦ閉ループをアナログで実装するもう１つの利点は、ＲＦ閉ループがいずれか１つの特定のマイクロコントローラに固有ではなく、異なるマイクロコントローラが使用されるかまたはアプリケーションが作成されるたびにＰＩＤループを書き換える必要なしに、他の設計で複製され得ることである。アナログ制御を使用すると、供給されるエネルギーの精度も向上し（例えば、アナログ制御は「無限」の分解能を提供する一方、専用のＣＣ、ＣＰ、およびＣＶ誤差補償器８５２、８５４、８５６、および８５８は一貫した一定のプロファイルを維持する）、フィードバック信号への高速過渡負荷応答（例えば、インピーダンス変化）は、適切な負荷曲線を確保することにより、有効性を改善し（例えば、治療は特定の電力または電圧または電流または温度レベルによって定義され、レベルが変化すると、治療は変化する可能性があり、例えば、切断が凝固に転じ、またはその逆となってもよく、および／または組織のサイズが不正確になり得る）、制御信号に対する高速過渡応答により、外側の（デジタル）ループを使用して、静的ＣＣ、ＣＶ、ＣＰ、ＣＴ曲線を超える治療信号をさらに形成でき（例えば、内側アナログループの応答性により、新しい創造的な波形／治療が可能になる）、デジタルマイクロコントローラまたはＦＰＧＡのサイズ／価格／開発の低減、および安全臨界制御は、現在、ハードウェアの一部として含まれ、多くの冗長性軽減または検証試験を必要としない。
【００５１】
共振絶縁トランス
前述のように、電気手術ジェネレータは、凝固または切断効果を達成するため、または組織を除去するために、交流（ＡＣ）信号を患者に送達し得る。治療ＡＣ信号は、ＤＣ信号を反転してＡＣ信号を提供することにより得ることができる。ＲＦインバータ（電力）段の一部（例えば、図１の電力／ＲＦインバータ段１２０、図３Ａ〜３Ｃの電力／ＲＦインバータ段３２０、図４のＲＦインバータ段４２０、図５のスイッチ５２２、およびトランスおよびフィルタ段５２４、図６の電力段６２０、図７のＲＦインバータ段７２０、および／または図８のインバータスイッチ８２２、およびトランスおよびフィルタ段８２４）は、磁気利得およびフィルタリングを含み得る。磁気コンポーネントのサイズおよび価格は、電力に応じて変化する可能性があり、通常、ジェネレータの顕著なスペースを占有する。これらのコンポーネントのサイズまたは価格を下げることは有益であり得る。
【００５２】
図９は、本開示の実施形態によるＲＦ共振ネットワーク回路（ａ）〜（ｈ）の設計マトリックス９００である。ＲＦインバータ段の典型的なアプローチは、図９の回路（ａ）〜（ｈ）の設計マトリックス９００に示されているように、トランスおよびフィルタを含み得る。トランスが増幅を担当し、フィルタがＤＣ信号と高調波を除去し得る。単純ではあるが、この種の機能的な分割は、磁気コンポーネントの完全な利用を可能にしない。共振利得および集積された磁気の使用により、トランスおよびフィルタ（例えば、それぞれ図１、３〜５、７、および８のトランスおよびフィルタ段１２４、３２４、４２４、５２４、７２４、および／または８２４）の使用を最適化し、ＲＦインバータ段の設置面積を低減し得る。図９では、設計マトリックス９００が示されており、上から下への進行が共振利得の使用の増加を示し、左から右への進行が集積された磁気の使用の増加を示す。
【００５３】
回路（ａ）では、直列／並列ＬＣフィルタは、２つのインピーダンス補償ネットワーク（直列ＬＣおよび並列ＬＣ）で構成されている。これらのネットワークは、Ｑに比例したエネルギーを保存し、フィルタリングのみを実行し得る。これらのリアクティブ素子をインピーダンス変換に使用することにより、これらのリアクティブ素子をより有効に使用することができ、これによりフィルタリングおよびいくらかの利得を達成することができる。例えば、インダクタおよびキャパシタが、Ｌネットワークに配置されている場合、回路はインピーダンス変換（共振利得）およびフィルタリングを実現し得る。これらのＬネットワークの特定の組み合わせは、負荷に比較的影響されない電圧利得のようなトランスを実現し得る（例えば、回路（ｇ）を参照）。
【００５４】
この概念を使用すると、利得およびフィルタリングの全てを達成するために、トランスを完全に排除し、共振ネットワークを厳密に使用することが可能であり、これは、共振トランスと呼ばれる。回路（ｅ）および（ｇ）のトポロジーはまさにそれを達成する。しかしながら、共振ネットワークは、患者の保護に必要であり得るガルバニック絶縁を提供しない。
【００５５】
磁気の集積は、インダクタをトランスモデルに吸収することを含む。フィルタトポロジーに応じて、最大２つのインダクタがトランスに集積され得る。図１０は、本開示の実施形態による例示的なＲＦ共振ネットワーク回路を示す。図１０の等価トランスモデル回路１００１は、３つのパラメータ、すなわち、巻数比ｎ、磁化インダクタンスＬｘ、および漏れインダクタンスＬｙを示している。これらの設計パラメータはすべて、式１００３を使用して、回路１００２に示されている物理的なトランスに統合され得る。回路１００４および１００５ならびに回路１００６および１００７は、この方法を使用して、共振ネットワークから提案された共振絶縁トランス回路を導出する２つの例を示している。
【００５６】
ＲＦスイッチの構成には、電流源と電圧源の２種類がある。一方、ＥＳＵジェネレータ（および他の医療デバイス）には、電流源と電圧源の２種類の等価出力源がある。ＲＦスイッチソースおよびＥＳＵ出力タイプのいずれのタイプにも対応するために、４種類の共振絶縁トランストポロジー、すなわち、電圧入力／電圧出力（例えば、抵抗変換）、電圧入力／電流出力（例えば、トランスコンダクタンス変換（transconductance transformation））、電流入力／電圧出力（例えば、トランス抵抗変換（transresistance transformation））、および電流入力／電流出力（例えば、コンダクタンス変換）のうちの少なくとも１つを考慮することができる。各トポロジーに対し、負荷独立利得、蓄積されるエネルギーを最小化（サイズを最適化）し、指定されたパターンで１つの磁気コンポーネント（疎結合トランスなど）のみを使用し（トランスの導入に対応するため）、あるソースタイプから別のソースタイプへの適切な変換を提供する多段フィルタを提供する適切な共振絶縁トランス回路が設計され得る。共振絶縁トランスには、これらの利点があり、さらに、すべての負荷に対してＺＶＳ状態を維持し、単一の設計周波数に対して関連するすべての設計特性を維持する。図１１は、本開示の実施形態による例示的なＲＦ共振ネットワーク回路を示す。具体的には、図１１は、これら４つの異なるトポロジーの各々の例示的な回路を示す。回路１１０１は、電圧入力／電圧出力の共振ネットワークの例であり、回路１１０２は、電圧入力／電流出力の共振ネットワークの例であり、回路１１０３は、電流入力／電流出力の共振ネットワークの例であり、回路１１０４は、電流入力／電流出力の共振ネットワークの例である。
【００５７】
いくつかの例では、医療デバイスは、これらのトポロジーの１つだけの回路を含み得る。他の例では、医療デバイスは、意図する用途に基づいて動的に選択可能なこれらのトポロジーを複数含み得る。一部の例では、回路を完全に分離するのではなく、様々なトポロジー間で切り替えるために、一部のコンポーネントをスイッチインまたはスイッチアウトすることができる。いくつかの例では、切り替えは動的であってよく、または所望のトポロジーを選択するためのワンタイムスイッチ（例えば、ヒューズ）であってもよい。
【００５８】
以下の説明は、本開示の実施形態によるＥＳＵのいくつかの例に関する本開示の実施形態の非限定的な説明である。
無線周波数（ＲＦ）電力を電極に印加する電気外科ユニット（ＥＳＵ）は、組織の凝固および切断のために通常の手術室で何十年も使用されてきた。現在の設計は、以下の技術的な制限により、ポータブルアプリケーションには適さない可能性がある。これらは、電力伝送トポロジーの入力としてＡＣ電力を利用する。電力設計のトポロジーは、ＤＣコンバータおよびインバータという２つの電力段のアプローチを使用しているために大きい。最後に、磁気コンポーネントの使用が最適化されていないため、出力段が大きくなる。本開示は、より小型および／またはより安価なトポロジーを提示し、これにより携帯型電気手術システム、またはいくつかの例では、ＡＣ／ＤＣおよび可変ＤＣ電力変換段を小型バッテリーに置き換えることにより、小型の携帯型ＥＳＵジェネレータを実現するための他の最適化された電気手術システムが可能となる。可変ＤＣ電圧の不足を補うために、共振ネットワークの直接制御を使用して出力電力を制御し得る。さらに、共振およびソフトスイッチング駆動の使用は、ヒートシンクの必要性を減らし得る。共振利得と集積された磁気により磁性材料の使用を最適化すると、出力磁気段の専有面積が小さくなり得る。直接駆動の更新されたトポロジーが図３Ａ〜３Ｃに示されている。ポータブルＥＳＵジェネレータの場合、バッテリーの使用が必要である。バッテリーと共振ネットワークの直接制御により、可変ＤＣ入力段が排除される。これにより、余分な電力段による効率損失が減少し、応答時間が長くなる。スイッチモードＲＦ増幅器で一般的に使用される様々なインバータ制御方法がある。
【００５９】
ＲＦ電力伝送の直接制御は、共振ネットワークスイッチのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を使用して実施され得る。ＰＷＭ波形のサイクルごとのデューティサイクル制御は、入力電圧の振幅変調を効果的に実行し、従って、出力電力を制御する。ＰＷＭ制御は、平均出力電力制御を制御するために、図１２のダイアグラム１２０２と同様に、いくつかのＰＷＭサイクルにわたって定期的に更新されてもよい。ＰＷＭ制御方式は効率的でシンプルであり、電力伝送制御に優れた分解能を提供できる。インバータで使用される共振ネットワークは、ローパスまたはバンドパスフィルタの特性を備えているため、通常、共振では伝達関数にロールオフがある。このロールオフを利用して、ネットワークの共振周波数に対して駆動周波数を変化させることにより、入力電力を制御できる。この方法は電力制御の優れた分解能を提供するが、周波数が公称動作点から逸脱するため、ソフトスイッチングをサポートし、無効電力を最小化することは困難である。別の周波数制御方法は、低調波制御の使用である。この方法では、入力電圧は、共振周波数に対する周波数比でスケーリングされる。第３の低調波周波数を適用すると、入力電圧は１／３にスケーリングされる。この方法の主な利点は、すべての低調波周波数でソフトスイッチング条件が保持されることである。主な欠点は、図１２のダイアグラム１２０１と同様に、電圧が離散的な増分（例えば、１／３、１／５、１／７など）でしかスケーリングされないことである。この段落で説明した方法は、共振ネットワークへの入力電圧または電力を効果的にスケーリングし、可変ＤＣ段の除去を可能にする。これらの方法を組み合わせて使用して、出力電力のより細かい制御を行うことができる。
【００６０】
図９の回路（ａ）では、直列／並列ＬＣフィルタは、２つのインピーダンス補償ネットワーク（直列ＬＣおよび並列ＬＣ）で構成されている。これらのネットワークは、Ｑに比例したエネルギーを保存し、フィルタリングのみを実行する。これらのリアクティブ素子をインピーダンス変換に使用することにより、これらのリアクティブ素子をより有効に使用することができ、これによりフィルタリングおよびいくらかの利得を達成することになる。インダクタおよびキャパシタが、Ｌネットワークに配置されている場合、ネットワークは、インピーダンス変換（共振利得）およびフィルタリングを実現することができる。これらのＬネットワークの特定の組み合わせは、負荷に比較的影響されない電圧利得のようなトランスを実現し得る。図９の回路（ｃ）は、ハイブリッドトポロジーを示しており、このトポロジーでは、利得の一部がトランスによって実現され、一部は共振段によって実現されている。図９の回路（ｃ）では、フィルタは単一段Ｔネットワークであり、電圧利得のようなトランスも可能である。単一段ネットワークからの利得は、高Ｑを回避する実際的な考慮事項によって制限される傾向があるが、多段ネットワークを検討する必要がある前に、単一段では依然として大きな利得を達成できる。トランスを完全に排除し、共振回路を厳密に使用して利得およびフィルタリングのすべてを実現することができる。この概念は、共振トランスと呼ばれる。図９の回路（ｅ）および（ｇ）のトポロジーは、まさにそれを達成する。トポロジー回路（ｅ）および（ｇ）は多段であり、理論的にはＱを過度に大きくすることなく、はるかに高い利得を実現できる。しかしながら、共振トランスは、患者の保護に必要なガルバニック絶縁を提供しない。完全共振トランスの利点を犠牲にすることなくトランスを使用する方法について、さらに説明する。ＬＬＣトランスで使用される構築技術を使用して、図９の回路（ａ）および（ｃ）が、図９の回路（ｂ）および（ｄ）の集積された磁気設計にそれぞれ変換され得る。これらのケースは両方とも、トランスの漏れインダクタンスを利用していることに注意されたい。離散直列インダクタの値によっては、トランスのサイズに影響を与えずにトランスに吸収される場合がある。また、磁化インダクタンスＬｘは共振回路の一部ではなく、高いままであり得るため、結果として生じる結合係数ｋは、０.８〜０.９の高い領域にあり、標準設計ツールの使用を可能にし、フリンジング磁束の懸念を最小限にする。前に述べたように、図９の回路（ｅ）および（ｇ）では、患者の使用にはガルバニック絶縁が望ましい可能性がある。１：１トランスを挿入し、共振回路インダクタを再配置することにより、２つのインダクタを吸収するようにトランスの等価モデル（例えば、図１０を参照）を複製することができる。これは、図９の回路（ｅ）および（ｆ）からの、ならびに図９の回路（ｇ）および（ｈ）からの遷移の場合である。共振回路のインダクタは値が近い傾向があるため、必要な結合係数を０.３〜０.５の範囲まで下げる可能性がある。この種の疎結合トランスには、独自の設計アプローチと、近くのコンポーネントに関するフリンジング磁束への注意が必要である。ＥＳＵ��ェネレータの一般的なスイッチング周波数は、２００ｋＨｚ〜４ＭＨｚである。そのような周波数では、神経筋刺激および感電死のリスクが最小限に抑えられる。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際調査報告】
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