(57)【要約】  ローディングモードで動作するガード・検知静電容量式センサの複素検知電流を決定するための複素電流測定回路は、周期信号電圧源（１）と、差動トランスインピーダンス増幅回路（ＤＴＡ）と、デマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）とを含む。静電容量式センサの少なくとも１つの検知アンテナ電極が、デマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）の信号入力線に電気的に接続可能である。デマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）の信号出力線のそれぞれ１つが、差動トランスインピーダンス増幅回路（ＤＴＡ）の差動信号入力線（８、８’、９、９’）のうちの異なる1つと電気的に接続される。デマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）は３つ又は４つの信号出力線を含み、差動トランスインピーダンス増幅回路（ＤＴＡ）は、３つの信号出力線の場合は、信号入力ポートをそれぞれ有する３つの演算増幅器（１５、２０、６１）を、又は、４つの信号出力線の場合は、２つの信号入力ポートをそれぞれ有する２つの差動増幅器（３０、３０’）を含む。各信号出力線は、信号入力ポートのうちの異なる１つと電気的に接続される。各差動信号入力線（８、８’、９、９’）に対して、コンデンサ（１０、１０’、１１、１１’；１０、１１、６０）が、周期信号電圧源（１）の出力ポートと差動信号入力線（８、８’、９、９’）との間に電気的に接続され、電気測定信号の動作周波数におけるコンデンサ（１０、１０’、１１、１１’；１０、１１、６０）のインピーダンスが０オームに近いか、又は、直流接続が、デマルチプレクサ回路の信号出力線（８、８’、９、９’）のうちの異なる１つに提供される。差動トランスインピーダンス増幅回路（ＤＴＡ）によって供給された出力信号は、複素検知電流を決定するために用いることができる。【選択図】  図２
2020505610.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ローディングモードで動作するガード・検知静電容量式センサの複素検知電流を決定するように構成された複素電流測定回路であって、
前記静電容量式センサの少なくとも１つのガードアンテナ電極に電気的に接続可能な出力ポートに、周期電気測定信号を供給するように構成された周期信号電圧源（１）と、
少なくとも１つの電子増幅器（３０、３０’；１５、２０、６１）、少なくとも２つの差動信号入力線（８、８’、９、９’）及び少なくとも１つの信号出力（１６、１６’、２１、２１’；１６、２１、６２）を包含する差動トランスインピーダンス増幅回路（ＤＴＡ）と、
デマルチプレクサ（７）、信号入力線、複数の信号出力線、及び切替操作を制御するための局部発振器（４５；５４）を包含するデマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）であって、前記静電容量式センサの少なくとも１つの検知アンテナ電極が、前記信号入力線に電気的に接続可能であり、前記信号出力線のそれぞれ１つが、前記差動トランスインピーダンス増幅回路（ＤＴＡ）の前記少なくとも２つの差動信号入力線（８、８’、９、９’）のうちの異なる1つと電気的に接続され、前記デマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）が３つ又は４つの信号出力線を含み、前記差動トランスインピーダンス増幅回路（ＤＴＡ）が、３つの信号出力線の場合は、信号入力ポートをそれぞれ有する３つの演算増幅器（１５、２０、６１）を、又は、４つの信号出力線の場合は、２つの信号入力ポートをそれぞれ有する２つの差動増幅器（３０、３０’）を含み、各信号出力線は、前記信号入力ポートのうちの異なる１つと電気的に接続される、デマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）と、を含み、
各差動信号入力線（８、８’、９、９’）に対して、
コンデンサ（１０、１１；１０、１１、６０）が、前記周期信号電圧源（１）の前記出力ポートと前記差動信号入力線（８、８’、９、９’）との間に電気的に接続され、前記電気測定信号の動作周波数における前記コンデンサ（１０、１１；１０、１１、６０）のインピーダンスが、０オームに近い予め定めた値より低いか、又は、
直流接続が、前記デマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）の前記信号出力線（８、８’、９、９’）のうちの異なる１つに提供され、
前記差動トランスインピーダンス増幅回路（ＤＴＡ）の少なくとも１つの差動信号出力（１６、２１；１６、２１、６２）で供給された出力信号は、前記複素検知電流を決定するために用いることができる、複素電流測定回路。
【請求項２】
前記電気測定信号が、１０ｋＨｚと１００ＭＨｚとの間の範囲に基本周波数を持つ正弦波電圧信号として形成される、請求項１に記載された複素電流測定回路。
【請求項３】
前記差動トランスインピーダンス増幅回路（ＤＴＡ）が、２つ以上の演算増幅器（１５、２０、２１）を含む、請求項１又は２に記載された複素電流測定回路。
【請求項４】
前記電気測定信号の動作周波数又は基本周波数が、予め定めた許容範囲内で前記デマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）の切替操作周波数と等しい、請求項１から３のいずれか１項に記載された複素電流測定回路。
【請求項５】
前記電気測定信号の動作周波数又は基本周波数が、０と異なる予め定めた値だけ前記デマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）の切替操作周波数と異なる、請求項１から３のいずれか１項に記載された複素電流測定回路。
【請求項６】
前記差動トランスインピーダンス増幅回路（ＤＴＡ）が、少なくとも１つの電流コンベアアナログ電子素子を含む、請求項１から５のいずれか１項に記載された複素電流測定回路。
【請求項７】
前記少なくとも１つの電流コンベアアナログ電子素子が個別部品から造られる、請求項６に記載された複素電流測定回路。
【請求項８】
請求項１から５のいずれか１項に記載された複素電流測定回路を用いる、ローディングモードで動作するガード・検知静電容量式センサの複素検知電流を決定するための方法であって、
前記静電容量式センサの少なくとも１つのガードアンテナ電極に周期電気測定信号を供給すること、
前記周期信号電圧源（１）と前記デマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）の切替操作との間の位相差を、前記位相のうちの１つの絶対値が先験的に知られた値となるような第１の位相値に設定すること、
次に、前記差動トランスインピーダンス増幅回路（ＤＴＡ）の前記差動信号出力（１６、１６’、２１、２１’；１６、２１、６２）での電圧を決定すること、
次に、前記周期信号電圧源（１）と前記デマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）の切替操作との間の位相差を、前記第１の位相値と異なる第２の位相値に設定すること、及び、
次に、前記差動トランスインピーダンス増幅回路（ＤＴＡ）の前記差動信号出力（１６、１６’、２１、２１’；１６、２１、６２）での電圧を決定すること、
の各ステップを含む、複素検知電流を決定するための方法。
【請求項９】
前記差動信号出力での電圧を決定する前記ステップが、前記差動信号出力での電圧差を決定することを包含する、請求項８に記載された、複素検知電流を決定するための方法。
【請求項１０】
前記静電容量式センサの少なくとも１つのガードアンテナ電極に周期電気測定信号を供給すること、
次に、前記電気測定信号の動作周波数又は基本周波数と、前記局部発振器（４５；５４）の動作周波数又は前記デマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）の切替操作周波数との差と等しい測定周波数における、前記差動トランスインピーダンス増幅回路（ＤＴＡ）の前記差動信号出力（１６、１６’、２１、２１’；１６、２１、６２）での複素電圧差を決定すること、
次に、前記デマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）の前記信号入力線の上流に遠隔切替可能な基準インピーダンスを電気的に接続すること、及び、
次に、前記測定周波数における、前記差動トランスインピーダンス増幅回路（ＤＴＡ）の前記差動信号出力（１６、１６’、２１、２１’；１６、２１、６２）での複素電圧差を決定すること、
の各ステップを包含する、請求項８又は９に記載された方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して、静電容量式測定回路の技術分野、特に、環境と異なる複素誘電率を持つ物の形状と位置などの特徴が、物を介した静電容量結合によって決定される、１つ以上の電極を有する静電容量式測定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
静電容量式センサ及び静電容量式センサを用いる静電容量式測定及び／又は検知装置は、広範囲に応用され、そして特に、アンテナ電極付近の導電物の存在、及び／又は位置の検知のために用いられる。ここで用いられるように、「静電容量式センサ」という用語はセンサを示し、検知されるもの（人、人体の一部、ペット、物など）の電界への影響に反応した信号を生成する。静電容量式センサは、概して、センサが動作している間、振動電気信号が印加され、その結果そこに近接した空間領域に電界を放射する、少なくとも１つのアンテナ電極を包含する。センサは、放射アンテナ電極と同一であっても異なるものであってもよい、物体又は生物の電界への影響がそこに検知される、少なくとも１つの検知電極を包含する。
【０００３】
一部（いわゆる「ローディングモード（loading mode）」）の静電容量式センサにおいて、最低１つのアンテナ電極は、同時に検知電極としての役割を果たす。この場合、測定回路は、少なくとも１つのアンテナ電極に、それらに印加される振動電圧に応じて流入する電流を決定する。電圧の電流への関係は、最低１つのアンテナ電極と接地電位との間に複素インピーダンスを生じさせる。静電容量式センサの変形（「カップリングモード（coupling mode）」静電容量式センサ）においては、送信アンテナ電極と検知電極とは互いに別々である。この場合、測定回路は、最低１つの送信アンテナ電極が動作している時に、検知電極に誘導される電流又は電圧を決定する。
【０００４】
別の静電容量式検知のメカニズムは、例えば、１９９８年の、IEEE Computer Graphics and Applicationsの１８（３）：５４−６０ページに発表された、J.R. Smith他による「Electric Field Sensing for Graphical Interfaces」と題する技術論文の中で説明されている。この論文は、非接触三次元位置測定を行うために、そして特に、コンピュータに三次元位置入力を提供する目的で人の手の位置を検知するために用いられるものとして、電界検知の概念を説明する。静電容量式検知の一般的な概念の中で、著者は、様々な生じうる電流経路に対応する、彼が「ローディングモード」、「シャントモード（shunt mode）」、及び「トランスミットモード（transmit mode）」と呼ぶ別個のメカニズムを区別している。「ローディングモード」において、振動電圧信号が送信電極に印加され、それが振動電界を接地にむけて構築する。被検知物体は、送信電極と接地との間の静電容量を変更する。代替的には「カップリングモード（coupling mode）」とも呼ばれる「シャントモード」においては、振動電圧信号は、送信電極に印加され、受信電極にむけて電界を構築し、かつ受信電極で誘導された変位電流が測定される。測定される変位電流は検知される人体次第である。「トランスミットモード」においては、送信電極は、直接的な電気接続又は静電容量結合のいずれかにより使用者の体に当接され、次に受信機に対して送信機になる。
【０００５】
静電容量結合強度は、例えば、交流電圧信号をアンテナ電極に印加することによって、そして、そのアンテナ電極から接地（ローディングモードにおいて）に向かって、又は２番目のアンテナ電極（カップリングモードにおいて）に流れる電流を測定することによって決定されてもよい。この電流は、検知電極に接続され、検知電極に流入する電流をこの電流に比例する電圧に変換するトランスインピーダンス増幅器によって測定されてもよい。
【０００６】
一部の静電容量式センサは、１つの検知電極を有する検知のみの静電容量式センサとして設計されている。また、互いに近接して配置され相互に絶縁された検知電極とガード電極とを包含する静電容量式センサも、頻繁に用いられる。「ガード」のこの技術はこの分野でよく知られており、意図的にマスキング（隠ぺい）を行い、それにより静電容量式センサの感度領域（sensitivity regime）を形成するために頻繁に用いられる。この目的のために、ガード電極は検知電極と同じ交流電位に保持される。結果として、検知電極とガード電極の間の空間には電界がなく、ガード・検知静電容量式センサは、検知電極とガード電極の間の方向では無反応である。
【０００７】
静電容量式乗員検知システムが、例えば運転者用エアバッグ、乗客用エアバッグ、及び／又はサイドエアバッグなどの、１つ以上のエアバッグの例えば配置を制御するために多種多様に提案されている。Ｊｉｎｎｏその他への米国特許第６，１６１，０７０号は、自動車の乗客座席の表面に取り付けられた単独のアンテナ電極を含む、乗客検知システムに関する。発振器がアンテナ電極に振動電圧信号を印加し、それによって、微小な電界がアンテナ電極の周囲に生成される。Ｊｉｎｎｏは、アンテナ電極に流れる電流の振幅と位相とに基づいて、乗客が座席に着座しているかどうかを検知することを提案している。
【０００８】
Ｓｔａｎｌｅｙへの米国特許第６，３９２，５４２号は、座席の中に取り付け可能で検知回路に動作可能に結合された電極を包含し、座席の湿気に「高々弱く反応する」だけの周波数を有する振動又はパルス信号を電極に印加する電界センサを教示する。Ｓｔａｎｌｅｙは、着座しているかどうかを検知し座席の湿気を補償するために、電極に流れる電流の位相と振幅とを測定することを提案している。
【０００９】
ルクセンブルク特許出願ＬＵ９２２９９（Ａ１）号明細書は、アンテナ電極と、差動トランスインピーダンス増幅器（ＤＴＩＡ）を含む制御・評価回路とを包含する静電容量式検知システムを説明している。ＤＴＩＡは、第１の信号入力、第２の信号入力、制御信号入力、及び出力を包含し、第１及び第２の信号入力で発生した第１及び第２の電圧が、それぞれ、制御信号入力に印加された電圧に追従するような第１の電流を、第１の信号入力に注入するように、及び、第１及び第２の電流の差を示す出力信号を出力において生成するように構成されている。デマルチプレクサが、アンテナ電極を第１の電流入力及び第２の電流入力に交互に切り換えるために提供される。交流基準電圧が、ＤＴＩＡの制御信号入力に動作可能に接続された基準電圧ノードに生成される。制御・評価回路は、制御信号入力に接続されたその出力において、基準電圧ノードとアンテナ電極との間の電圧差の増幅に相当する誤差信号を生成する誤差増幅器を包含する。
【００１０】
その他は、静電容量式着座検知システムのアンテナ電極として座席ヒータの発熱体を用いるアイデアを有するものである。国際出願である、国際公開第９２／１７３４４（Ａ１）号明細書は、電流の通過によって加熱可能で、座席表面に設置された導体を有する電気加熱自動車座席を開示しており、その場合、導体は２電極式着座センサの１つの電極をも構成している。
【００１１】
国際出願である、国際公開第９５／１３２０４（Ａ１）号明細書は、発熱体に接続された発振器の振動周波数が自動車座席の着座状態を得るために測定される同様なシステムを開示している。座席ヒータと静電容量式センサとのより精巧な組み合わせは、例えば、米国特許第７，５２１，９４０（Ｂ２）号明細書、米国特許出願公開第２００９／０２９５１９９（Ａ１）号明細書、及び米国特許６，７０３，８４５号明細書で開示されている。
【００１２】
一例として、特許文献米国第８，３５４，９３６（Ｂ２）号明細書は、自動車のための静電容量式乗員検知器を説明している。静電容量式乗員検知器は、主電極、副電極、及びガード電極を含む。主電極と副電極とは互いに分離され、自動車の座席の中に配置されている。ガード電極は主電極と自動車のボディとの間に配置され、主電極から分離されている。高感度特性測定装置は、交流電圧信号を、主電極、副電極、及びガード電極に選択的に又は全体に印加するように、そして、主電極、副電極、及びガード電極において生成された電流を、それぞれ電圧に変換するように構成されている。静電容量式乗員検知器は、ガード電極を通して流れ、主電極の電圧とガード電極の電圧とが同じ電位を有している時に基準電流となる電流を決定する制御器をさらに包含している。制御器は、ガード電極を通して流れる電流の流れ方向を、主電極の電圧がガード電極の電圧より高い時に負方向であると定義する。制御器は、ガード電極を通して流れる電流の流れ方向を、主電極の電圧がガード電極の電圧より低い時に正方向であると定義する。制御器は、修正された主電極の電圧が乗員決定データとなるように設定されるように、ガード電極を通して流れる電流に基づいて主電極の電圧を修正する。主電極とガード電極との間で電位差が生じる時であっても、制御器は乗員の静電容量を正しく検知する。
【００１３】
自動車への応用を意図しており、従って、例えばＩＳＯ１１４５１−４（道路車両−狭帯域放射電磁気的エネルギーからの電気的外乱に対する自動車試験方法−パート４：バルク電流注入（ＢＣＩ））などの、自動車の規則と標準に従う必要がある静電容量式検知装置にとって、厳しい状況が生じている。静電容量式検知装置は、ＢＣＩテストの間に注入された無線周波数（ＲＦ）電流によって容易に妨害される。
【００１４】
さらに、少なくとも１つの検知電極（以下では「検知」とも表記される）と少なくとも１つのガード電極（以下では「ガード」とも表記される）とを備える静電容量式検知装置は、静電容量式センサを流れる検知電流を決定することによって測定される未知のインピーダンスの測定精度にシステム的に影響する、寄生インピーダンスを有する。これらのインピーダンスは、検知・ガード間（sense-to-guard）インピーダンス、ガード・接地間（guard-to-ground）インピーダンス、検知・検知間（sense-to-sense）電流測定回路インピーダンス、及びガード・信号間（guard-to-signal）電圧源インピーダンスを含むが、それらに限定はされない。
【本発明の目的】
【００１５】
従って本発明の目的は、注入されたＲＦ電流による干渉により影響され難く、検知・ガード間インピーダンスの測定精度に対する影響が低く、そして複素検知電流の高速な決定を容易にする、静電容量式検知装置の電流測定回路を提供することである。
【発明の概要】
【００１６】
本発明の１態様において、その目的は、周期信号電圧源、差動トランスインピーダンス増幅回路及びデマルチプレクサ回路を含み、ローディングモードで動作するガード・検知静電容量式センサの複素検知電流を決定するように構成された複素電流測定回路（complex current measurement circuit）によって達成される。
【００１７】
周期信号電圧源は、静電容量式センサの少なくとも１つのガードアンテナ電極に電気的に接続可能な出力ポートに、周期電気測定信号を供給するように構成されている。
【００１８】
差動トランスインピーダンス増幅回路は、少なくとも１つの電子増幅器、少なくとも２つの差動信号入力線及び少なくとも１つの信号出力を包含する。
【００１９】
デマルチプレクサ回路は、デマルチプレクサ、信号入力線、複数の信号出力線、及び切替操作を制御するための局部発振器を含む。静電容量式センサの少なくとも１つの検知アンテナ電極は、信号入力線に電気的に接続可能である。信号出力線のそれぞれ１つが、差動トランスインピーダンス増幅回路の少なくとも２つの差動信号入力線のうちの異なる1つと電気的に接続される。
【００２０】
デマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）は３つ又は４つの信号出力線を含み、差動トランスインピーダンス増幅回路（ＤＴＡ）は、３つの信号出力線の場合は、信号入力ポートをそれぞれ有する３つの演算増幅器を、又は、４つの信号出力線の場合は、２つの信号入力ポートをそれぞれ有する２つの差動増幅器を含む。各信号出力線は、信号入力ポートのうちの異なる１つと電気的に接続される。
【００２１】
各差動信号入力線に対して、
−コンデンサが、周期信号電圧源の出力ポートと差動信号入力線との間に電気的に接続され、電気測定信号の動作周波数におけるコンデンサのインピーダンスが、０オームに近い予め定めた値より低いか、又は
−直流接続が、デマルチプレクサ回路の信号出力線のうちの異なる１つに提供される。
【００２２】
差動トランスインピーダンス増幅回路の少なくとも１つの差動信号出力に供給された出力信号は、複素検知電流を決定するために用いることができる。
【００２３】
複素検知電流は、少なくとも１つの検知アンテナ電極に対する物体の位置を表す未知のインピーダンスを示す。
【００２４】
本願で用いられる「構成される」という語句は、特別にプログラムされる、設計される、備え付けられる、あるいは配置される、ということであると特に理解されたい。
【００２５】
本願で用いられる「ガード・検知静電容量式センサ」という用語は、互いに直流的に分離し、互いの近くに通常配置される、少なくとも１つの導電性の検知アンテナ電極と少なくとも１つの導電性のガードアンテナ電極とを含む静電容量式センサであると特に理解されたい。
【００２６】
本願で用いられる「電気的に接続可能／電気的に接続された」という語句は、静電容量による、及び／又は誘導による電磁結合によって確立された電気接続と同様に、直流電気接続をもカバーするものであると理解されたい。
【００２７】
当然のことながら、電気測定信号は好ましくは正弦波信号であるが、必ずしもそうである必要はない。正弦波信号の場合には、動作周波数は例えば基本周波数、すなわち周期電気測定信号のフーリエ解析における最低の正弦波周波数であってもよい。
【００２８】
動作周波数又は基本周波数におけるインピーダンスが１００オームより低く、好ましくは１０オームより低く、さらに好ましくは１オームより低く、そして最も好ましくは１００ミリオームより低くなるように、コンデンサの静電容量は好ましくは選ばれる。
【００２９】
提案された複素電流測定回路において、複素検知電流は差動トランスインピーダンス増幅回路の差動信号入力へ分離される。少なくとも２つの差動信号入力線の電圧は、少なくとも１つのガードアンテナ電極の電位に保持される。提案された複素電流測定回路によって、検知・ガード間インピーダンスが静電容量式検知装置の測定精度に及ぼす影響を大幅に低減することができる。さらに、提案された複素電流測定回路は、ＢＣＩテストにおいて注入されたＲＦ電流などのＲＦ電流による干渉により影響され難い。さらに、提案された複素電流測定回路における、３つ又は４つの信号出力線を持つデマルチプレクサ回路と適切な数の演算増幅器又は差動増幅器の使用により、複素検知電流の高速な決定が可能になる。異なる電子増幅器の差動信号入力での信号の規定された位相差による複素電流測定を可能にすることができる。既知の複素電流測定回路と比較して、これは、複素検知電流の同相及び直交位相の部分の決定をより高速にして、未知のインピーダンスを計算するのに使用できる。
【００３０】
本発明による電流測定回路は、乗用車、トラック、及びバス用途をカバーすると特に理解されるべきである、自動車用途において特に有益に適用可能である。
【００３１】
差動トランスインピーダンス増幅回路が、外部の回路としてさらに複数の受動電子部品を含んでもよいことは、当業者には容易に理解されよう。
【００３２】
差動トランスインピーダンス増幅回路の少なくとも１つの信号出力は、好ましくは差動信号出力として形成される。しかし、少なくとも１つの信号出力がシングルエンド出力として設計されることも考慮される。
【００３３】
好ましくは、電気測定信号は１０ｋＨｚと１００ＭＨｚとの間の範囲に基本周波数を持つ正弦波電圧信号として形成される。それによって、ハードウェアの試みと特定の用途で必要とされる感度のバランスのとれた複素電流測定回路のレイアウトが可能になる。
【００３４】
好ましくは、差動トランスインピーダンス増幅回路は２つ以上の演算増幅器を含む。コモンモード電流抑制が要求されなければ、この実施形態も適している。好ましくは、２つ以上の増幅器の出力線の差が、さらなる信号処理に用いられる。
【００３５】
適切な実施形態において、差動トランスインピーダンス増幅回路中の２つ以上の増幅器を使用することで、並行して動作する２つの複素電流測定経路の組み込みを可能にする。
【００３６】
デマルチプレクサ回路が３つ又は４つという複数の信号出力線を含むときは、電気測定信号の動作周波数又は基本周波数は、予め定めた許容範囲内でデマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）の切替操作周波数と等しいか、又は、電気測定信号の動作周波数又は基本周波数は、０と異なる予め定めた値だけ、デマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）の切替操作周波数と異なるかのいずれかのいずれでもよいことを理解願いたい。前者の場合は、電気測定信号と局部発振器の間の規定された位相差による複素電流測定を可能にする。後者の場合は、差動トランスインピーダンス増幅回路の差動信号出力で、２つの周波数の差と等しい中間周波数が生成される。中間周波数が存在することで、それを信号中の直流オフセット電圧を除去するのに有益に用いることができる。
【００３７】
好ましくは、予め定めた許容範囲は０．１％より低くてもよい。例えば、典型的な周波数である７ＭＨｚに対して、測定時間１０ｍｓ、そして１度の位相誤差、最大の周波数差は０．２８Ｈｚであり、これは０．０４ｐｐｍである。
【００３８】
複素電流測定回路の好適な実施形態において、差動トランスインピーダンス増幅回路は少なくとも１つの電流コンベアアナログ電子素子を含む。
【００３９】
電流コンベアアナログ電子素子（又は短くは：電流コンベア）は従来技術において様々なタイプ（タイプＩ，ＩＩ及びＩＩＩ）が知られている。電流コンベアは、３端子（Ｘ、  Ｙ、  Ｚ）アナログ電子素子である（図９から１１参照）。例えば、タイプＩＩの電流コンベア（短縮して：ＣＣＩＩ）は、形式として以下の方程式によって記述することができる。
2020505610.tif 000003
すなわち    ｉｙ＝  ０
ｖｘ  ＝  ｖｙ
ｉｚ  ＝  ±ｉｘ
ｉｘの前の符号は、ＣＣＩＩ＋とＣＣＩＩ−とにそれぞれ係わる。
【００４０】
検討された電流コンベアの特性は、例えば、K.C. Smith and A.S. Sedra, ”The Current Conveyor - A New Building Block” IEEE Proc., 56, pp 1368-1369, 1968、及び、Sedra A., Smith K., “A second-generation current-conveyor and its applications", IEEE Trans., vol. CT-17, pp 132-134, 1970、において説明されている。これらの文献は、参照による引用を許容する権限について効力を有し、ここに全て参照により引用する。
【００４１】
差動トランスインピーダンス増幅回路における少なくとも１つの電流コンベアの使用により、デマルチプレクサ回路の信号出力に大幅に小さな交流入力インピーダンスを提供することができ、それによって、周期信号電圧源の出力ポートと差動トランスインピーダンス回路の差動信号入力線との間に、より小さな容量値のコンデンサを用いることを可能にする。さらに、電流コンベアのほとんど完全な入出力インピーダンス特性によって、複素電流測定回路の総合的な性能向上を達成することができる。
【００４２】
好ましくは、タイプＩＩの電流コンベア（ＣＣＩＩ＋、及び／又はＣＣＩＩ−）が差動トランスインピーダンス増幅回路において用いられる。
【００４３】
好ましくは、少なくとも１つの電流コンベアアナログ電子素子は、個別部品から造られる。これによって、複素電流測定の特に費用効果が高い解決策を提供することができる。
【００４４】
本発明の別の態様において、ローディングモードで動作するガード・検知静電容量式センサの複素検知電流を決定する方法が提供され、この方法では、電気測定信号の動作周波数は予め定めた許容範囲内でデマルチプレクサ回路の局部発振器の動作周波数と等しくなっている。提案された複素電流測定回路を用いる、複素電流測定回路について本文中に説明された利点は、完全に方法にあてはまる。
【００４５】
方法は以下の各ステップを包含する。
−静電容量式センサの少なくとも１つのガードアンテナ電極に周期電気測定信号を供給すること。
−周期信号電圧源とデマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）の切替操作との間の位相差を、位相のうちの１つの絶対値が先験的に知られた値となるような第１の位相値に設定すること。
−次に、差動トランスインピーダンス増幅回路の差動信号出力線での電圧又は電圧差を決定すること。
−次に、周期信号電圧源とデマルチプレクサ回路の切替操作との間の位相差を、第１の位相値と異なる第２の位相値に設定すること。及び、
−次に、差動トランスインピーダンス増幅回路の差動信号出力線での電圧又は電圧差を決定すること。
【００４６】
なお、「第１の」及び「第２の」という用語が本願の中で用いられるのは、区別する目的のためのみであり、順序又は優先順を意味し又は示すことを決して意図しない。
【００４７】
２つの異なる位相差において決定された電圧差を用いて、未知の複素インピーダンスの値を計算することができる。
【００４８】
本発明のさらなる態様において、提案された複素電流測定回路を用いて、ローディングモードで動作するガード・検知静電容量式センサの複素検知電流を決定する別の方法が提供され、この方法では、電気測定信号の動作周波数又は基本周波数は、０と異なる予め定めた値だけデマルチプレクサ回路の局部発振器の動作周波数と異なっている。
この複素電流測定回路について本文中に説明された中間周波数を用いる利点は、完全に方法にあてはまる。
【００４９】
方法は以下の各ステップを含む。
−静電容量式センサの少なくとも１つのガードアンテナ電極に周期電気測定信号を供給すること。
−次に、電気測定信号の動作周波数又は基本周波数と、局部発振器の動作周波数又はデマルチプレクサ回路（ＤＭＸ）の切替操作周波数との差と等しい測定周波数における、差動トランスインピーダンス増幅回路の差動信号出力での複素電圧差を決定すること。
−次に、デマルチプレクサ回路の信号入力線の上流に遠隔切替可能な基準インピーダンスを電気的に接続すること。及び、
−次に、測定周波数における、差動トランスインピーダンス増幅回路の差動信号出力での複素電圧差を決定すること。
【００５０】
ここでも、２つの異なる位相差において決定された電圧差を用いて、未知の複素インピーダンスの値を計算することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
本発明のさらなる細部及び利点は、添付図面を参照した、限定的でない実施形態の以下の詳細な説明から明らかとなる。
【図１】本発明による複素電流測定回路の、可能な実施形態の配置図を示す。
【図２】本発明による複素電流測定回路の、可能な実施形態の配置図を示す。
【図３】本発明による複素電流測定回路の差動トランスインピーダンス増幅回路のための差動増幅器の、可能な実施形態の配置図を示す。
【発明を実施するための形態】
【００５２】
図１と２とは、ローディングモードで動作するガード・検知静電容量式センサの複素検知電流を決定するように構成された、本発明による複素電流測定回路の可能な実施形態の配置図を示す。
【００５３】
複素電流測定回路は、周期信号電圧源１を包含する。周期信号電圧源１は、この特定の実施形態において、１０ｋＨｚから１００ＭＨｚの間の動作周波数又は基本周波数を持つ正弦波である周期電圧を出力ポートに生成する。出力ポートは、ガードノード２において静電容量式センサのガードアンテナ電極に電気的に接続される。
【００５４】
複素電流測定回路は、デマルチプレクサ７、信号入力線、及び４つである複数の信号出力線を有するデマルチプレクサ回路ＤＭＸ、並びに差動トランスインピーダンス増幅回路ＤＴＡをさらに包含する。差動トランスインピーダンス増幅回路ＤＴＡは、４つの差動信号入力線８、８’、９、９’、及び、差動信号出力１６、１６’、２１、２１’を含む。デマルチプレクサ回路ＤＭＸの信号出力線のそれぞれ１つは、差動トランスインピーダンス増幅回路ＤＴＡの４つの差動信号入力線８、８’、９、９’のうちの異なる１つに電気的に接続される。
【００５５】
静電容量式センサの検知アンテナ電極は、検知ノード３においてデマルチプレクサ回路ＤＭＸの信号入力線に電気的に接続される。静電容量式センサの検知アンテナ電極とガードアンテナ電極との間の寄生静電容量は、コンデンサ５として図示されている。検知アンテナ電極に近づく物体は、接地電位に接続される未知のインピーダンス４（簡単のために静電容量として示されるが、未知のインピーダンス４は、誘導、及び／又は抵抗要素をさらに有してもよい。）として図１の配置図に表されている。
【００５６】
デマルチプレクサ回路ＤＭＸは、４つである複数の信号出力線を包含する。デマルチプレクサ７は、４つのスイッチ４０、４１、４２、４３、及びシーケンサ４４によって象徴される。スイッチ４０、４１、４２、４３は、局部発振器４５により駆動されるシーケンサ４４によって、一度に１つずつ、順々にオンにされる。例えば、周期電気測定信号の第１の４分の１区間の間に、スイッチ４０がオンにされる。周期電気測定信号の第２の４分の１区間の間に、スイッチ４２がオンにされる。周期電気測定信号の第３の４分の１区間の間に、スイッチ４１がオンにされる。周期電気測定信号の第４の４分の１区間の間に、スイッチ４３がオンにされる。スイッチ４０、４１から成る復調器が、スイッチ４２、４３から成る復調器に比べて９０度の位相差をもって動作するので、差動信号出力１６、２１と差動信号出力１６’、２１’との間の出力電圧差は、未知のインピーダンス４を通して流れる複素未知電流の同相及び直交位相の部分であると考えることができる。上述のように、同相及び直交位相の部分は、その後で未知のインピーダンス４の値を計算するために用いることができる。
【００５７】
２つの並列の復調経路は、未知のインピーダンス４の実数部分と虚数部分とを同時に測定することを可能とし、それにより測定時間を低減する。
【００５８】
スイッチ４０、４１、４２、４３のスイッチング周波数（すなわち局部発振器４５の周波数の４分の１）は、周期信号電圧源１と同じ周波数に設定することもできるし、周波数差を導入することもできる。
【００５９】
差動トランスインピーダンス増幅回路ＤＴＡは、コモンモード電圧制御入力３１、３１’、フィードバックコンデンサ１３、１３’、１８、１８’、フィードバック抵抗器１４、１４’、１９、１９’、及びデカップリング抵抗器１２、１２’、１７、１７’を有する、２つの差動増幅器３０、３０’を含む。差動トランスインピーダンス増幅回路ＤＴＡは、差動信号入力線８、８’、及び差動信号入力線９、９’への入力電流の差を、差動信号出力１６、１６’と差動信号出力２１、２１’との間の電圧差に変換する。トランスインピーダンスは、抵抗器１４、１４’及び抵抗器１９、１９’、並びに、コンデンサ１３、１３’及びコンデンサ１８、１８’によって規定される。好ましくは、抵抗器１４、１４’と抵抗器１９、１９’とは同じ抵抗値を持ち、コンデンサ１３、１３’とコンデンサ１８、１８’とは同じ容量値を持つ。加えて、差動トランスインピーダンス増幅回路ＤＴＡは、差動信号入力線８、８’と差動信号入力線９、９’との間の直流電圧差を実質的に０Ｖに保持する。加えて、差動トランスインピーダンス増幅回路ＤＴＡは、差動信号入力線８、８’、及び差動信号入力線９、９’の直流電圧を、コモンモード電圧制御入力３１、３１’の直流電圧と実質的に等しく保持する。
【００６０】
複素インピーダンス４を通して寄生静電容量５に流れる未知の複素電流の偏移を実質的に取り除くために、ガードノード２と検知ノード３の間の複素電流測定回路の交流入力インピーダンスは、電気測定信号の動作周波数又は基本周波数において実質的に０オームに保持されなければならない。これは、差動信号入力線８、８’及び差動信号入力線９、９’の電圧を、ガードノード２の電圧と実質的に同じ電圧に保持することによって遂行することができる。これを達成する２つの選択肢がある。
−選択肢＃１（図１には示されない）：コンデンサ１０、１０’、１１、１１’を組み込まなければ、デカップリング抵抗器１２、１２’、１７、１７’は実質的に０オームに設定することができる。この場合に、差動トランスインピーダンス増幅回路ＤＴＡは、差動信号入力線８、８’、及び差動信号入力線９、９’の電圧を、ガードノード２の電圧と実質的に等しい値に設定する。
−選択肢＃２（図１に示すように）：電気測定信号の動作周波数又は基本周波数において実質的に０オームのインピーダンスを有する、コンデンサ１０、１０’及びコンデンサ１１、１１’を追加すること。デカップリング抵抗器１２、１２’、１７、１７’は、差動信号入力線８、８’及び差動信号入力線９、９’における容量性負荷のために、差動トランスインピーダンス増幅回路ＤＴＡが不安定になることを防ぐ。選択肢＃２は、例えばいわゆるＢＣＩ（バルク電流注入）テストの間に、外から注入された実質的にすべての電流が、差動増幅器３０、３０’から逸れてガードノード２に流れ込むという利点がある。好ましくは、抵抗器１２、１２’及び抵抗器１７、１７’は同じ抵抗値を有する。
【００６１】
あるいは選択肢＃２は、コモンモード電圧制御入力３１、３１’が交流接地に接続される複素電流測定回路の実施形態の使用を可能とする。この場合、すべてのコンデンサ１０、１０’、１１、１１’を組み込む必要がある。
【００６２】
図１による複素電流測定回路の実施形態のさらなる利点は、対称な信号処理経路によって、デマルチプレクサ回路ＤＭＸの帯域幅の外に存在する外部から注入された電流が、差動信号入力線８、８’、及び差動信号入力線９、９’においてコモンモード電流として現れ、差動トランスインピーダンス増幅回路ＤＴＡの差動信号出力において実質的に除去されることである。
【００６３】
図１による差動トランスインピーダンス増幅回路ＤＴＡの差動信号出力間の電圧差は、例えばフィルタと増幅器とを包含する差動信号チェーンによってさらに処理することができる。好ましくは、差動入力(differential inputs)を持つアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）が、差動トランスインピーダンス増幅回路ＤＴＡの差動信号出力に、又は差動信号処理チェーンの末端に接続でき、それによりチェーン全体にわたる信号処理の差動的性質を維持し、かつそれにより外乱（external disturbance）源に対するその敏感さを最適に弱めることができる。
【００６４】
さらなる処理に、図１による複素電流測定回路の差動出力線の１つだけを用いることも可能である。差動トランスインピーダンス増幅回路のコモンモード抑制動作は依然維持される。
【００６５】
図１及び図２による複素電流測定回路の実施形態を用いる、ガード・検知静電容量式センサの複素検知電流を決定するための方法は、以下の各ステップを包含する。第１のステップにおいて、周期的な電気測定信号が静電容量式センサのガードアンテナ電極に供給される。第２のステップにおいて、周期信号電圧源１と局部発振器４５、５４との間の位相差が、位相の１つの絶対値が先験的に知られた値となるような第１の位相値に設定される。次のステップにおいて、差動トランスインピーダンス増幅回路ＤＴＡの差動信号出力での電圧差が決定される。次にもう一つステップにおいて、周期信号電圧源１と局部発振器４５、５４との間の位相差が、第１の位相値と異なる第２の位相値に設定される。そして次のステップにおいて、差動トランスインピーダンス増幅回路ＤＴＡの差動信号出力での電圧差が決定される。次のステップにおいて、２つの測定の結果が、未知の複素インピーダンス４の値を計算するために用いられる。既知の２つの絶対位相、及び既知のガード電圧により、未知のインピーダンス４を計算するのに利用可能な十分な情報が存在する。
【００６６】
代替的には、２つの位相間の位相差のみが既知であるならば、未知のインピーダンス４を計算可能とするために、デマルチプレクサ回路ＤＭＸの信号入力線の上流に電気的に接続された、先験的に知られた遠隔切替可能な基準インピーダンスを用いて、基準測定の実行が可能である。
【００６７】
また、デマルチプレクサ回路ＤＭＸの後の信号チェーンに直流オフセットが存在するならば、さらなる測定ステップを導入することができる。追加の独立した測定を実施することによって、追加の未知数は計算するか取り除くことができる。追加の測定の結果を結合することによって、直流オフセットは除去することができる。
【００６８】
周期信号電圧源１と局部発振器４５、５４とを同じ動作周波数又は基本周波数で動作させる代わりに、０と異なる予め定めた量の周波数オフセットをそれらの間に設定することができる。デマルチプレクサ回路ＤＭＸの混合操作によって、これらの２つの周波数の差は、差動トランスインピーダンス増幅回路ＤＴＡの差動信号出力での交流電圧の中間周波数として現れる。この中間周波数交流信号の振幅及び絶対位相は、未知のインピーダンス４の複素インピーダンス次第である。デマルチプレクサ回路ＤＭＸの信号入力線の上流に遠隔切替可能な基準インピーダンスを電気的に接続することによって、そして、中間周波数信号の振幅及び位相、又はＩ（同相）及びＱ（直交位相）の部分を再び測定することによって、未知のインピーダンス４の複素インピーダンスを計算することができる。中間周波数を用いる利点は、信号チェーンのどのような直流オフセットも除去されることである。
【００６９】
図１に示される差動増幅器３０、３０’を設計する１つの選択肢が図３に示される。演算増幅器２４は、差動増幅器３０の正出力のための出力信号を生成する。演算増幅器２５は、抵抗器２６及び抵抗器２７とともに、コモンモード電圧制御入力３１を基準として用いて、演算増幅器２４の出力を反転させ、その結果、差動増幅器３０の負出力のための出力信号を生成する。抵抗器２６と抵抗器２７とは、好ましくは同じ値を有する。
【００７０】
図２は、３つのみの復調スイッチ５０、５１、５２、及び３つの演算増幅器１５、２０、６１を用いて、未知のインピーダンス４の実数部分と虚数部分との並列測定を可能とする、複素電流測定回路を示す。デマルチプレクサ回路ＤＭＸは３つという複数の信号出力線を包含する。デマルチプレクサ７は、３つのスイッチ５０、５１、５２、及びシーケンサ５３によって象徴的に表される。スイッチ５０、５１、５２は、局部発振器５４により駆動されるシーケンサ５３によって、一時に１つずつ、順々にオンにされる。例えば、周期電気測定信号の第１の３分の１区間の間に、スイッチ５０がオンにされる。周期電気測定信号の第２の３分の１区間の間に、スイッチ５１がオンにされる。周期電気測定信号の第３の３分の１区間の間に、スイッチ５２がオンにされる。それぞれのスイッチ５０、５１、５２から成る３つの復調装置が１２０度の位相差をもって動作するので、差動信号出力１６、２１、６２で結果として生じる出力電圧は独立で、未知のインピーダンス４を通して流れる複素未知電流の、同相及び直交位相の部分を計算するために用いることができる。上述のように、同相及び直交位相の部分は、その後で未知のインピーダンス４の値を計算するために用いることができる。例えば、差動信号出力１６、２１、６２の出力電圧を、それぞれＶ１６、Ｖ２１、Ｖ６２と表すと、同相電圧Ｖｉと直交位相電圧Ｖｑとは次式によって計算することができる。
2020505610.tif 000004
【００７１】
また、スイッチ５０、５１、５２のスイッチング周波数（すなわち局部発振器５４の周波数の３分の１）は、上述の実施形態と同様に、周期信号電圧源１と同じ周波数に設定することもできるし、周波数差を導入することもできる。
【００７２】
前述のように、ＣＣＩＩ回路は、その入力ポート‘Ｘ’における入力電流をその出力ポート‘Ｚ’における出力電流に伝える。復調デマルチプレクサ回路ＤＭＸの信号出力線と差動増幅器３０（図１）との間でＣＣＩＩ回路を用いる利点は、ＣＣＩＩ回路が、復調デマルチプレクサ回路ＤＭＸに対して交流入力インピーダンスを（その‘Ｘ’ポートにおいて）示し、それが差動増幅器３０、３０’の交流入力インピーダンスより大幅に小さくなりうることである。このことが、その値が高すぎる（概して、例えば１００ｐＦを超える）ならば集積回路に集積することが高額となる、図２中のコンデンサ１０、１０’、１１、１１’の静電容量値の低減又は除去さえ可能とする。
【００７３】
また、図２中の回路は、復調デマルチプレクサ回路ＤＭＸの信号出力線と演算増幅器１５、２０、６１との間にＣＣＩＩ回路を設置することによって改善することができ、それによりコンデンサ１０、１１、６０の除去又は値の低減を可能とする。
【００７４】
本発明は、図面と先の記述の中で詳細に図示され記述されたが、そのような図示と記述とは、説明のためのもの又は例となるものであって限定するものではないと考えるべきである。発明は開示された実施形態に限定されない。
【００７５】
開示された実施形態の他の変形は、請求項に係る発明を実施する当業者が、図面、開示、及び付加された請求項の検討から理解し、もたらすことができる。請求項において、「包含する」という語は他の要素又はステップを排除せず、不定冠詞「ａ」又は「ａｎ」は、少なくとも２つという量を表現することを意図する複数を排除しない。ある手段が、相互に異なる従属クレームにおいて並べたてられるという単なる事実は、これらの手段の組み合わせを有利に用いることができないことを示すものではない。請求項中のいかなる引用符号も、範囲を制限すると解釈すべきでない。
【符号の説明】
【００７６】
１     周期信号電圧源
２     ガードノード
３     検知ノード
４     未知のインピーダンス
５     コンデンサ
７     デマルチプレクサ
８     差動信号入力線
９     差動信号入力線
１０   コンデンサ
１１   コンデンサ
１２   デカップリング抵抗器
１３   フィードバックコンデンサ
１４   フィードバック抵抗器
１５   演算増幅器
１６   差動信号出力
１７   デカップリング抵抗器
１８   フィードバックコンデンサ
１９   フィードバック抵抗器
２０   演算増幅器
２１   差動信号出力
２４   演算増幅器
２５   演算増幅器
２６   抵抗器
２７   抵抗器
３０   差動増幅器
３１   コモンモード電圧制御入力
４０   スイッチ
４１   スイッチ
４２   スイッチ
４３   スイッチ
４４   シーケンサ
４５   局部発振器
５０   スイッチ
５１   スイッチ
５２   スイッチ
５３   シーケンサ
５４   局部発振器
６０   コンデンサ
６１   演算増幅器
６２   信号出力
ＤＭＸ デマルチプレクサ回路
ＤＴＡ 差動トランスインピーダンス増幅回路
【図１】
2020505610.tif 000005
【図２】
2020505610.tif 000006
【図３】
2020505610.tif 000007
【手続補正書】
【提出日】令和1年10月1日(2019.10.1)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３９】
電流コンベアアナログ電子素子（又は短くは：電流コンベア）は従来技術において様々なタイプ（タイプＩ，ＩＩ及びＩＩＩ）が知られている。電流コンベアは、３端子（Ｘ、  Ｙ、  Ｚ）アナログ電子素子である。例えば、タイプＩＩの電流コンベア（短縮して：ＣＣＩＩ）は、形式として以下の方程式によって記述することができる。
2020505610.tif 000008
すなわち    ｉｙ＝  ０
ｖｘ  ＝  ｖｙ
ｉｚ  ＝  ±ｉｘ
ｉｘの前の符号は、ＣＣＩＩ＋とＣＣＩＩ−とにそれぞれ係わる。
【国際調査報告】
2020505610.tif 000009
2020505610.tif 000010