(57)【要約】  電気自動車のパワーハブおよびその動作モードを本明細書で開示する。開示されるパワーハブは、Ｖｅｈｉｃｌｅ−ｔｏ  Ｇｒｉｄ（Ｖ２Ｇ）動作モード、Ｇｒｉｄ−ｔｏ−Ｖｅｈｉｃｌｅ（Ｇ２Ｖ）動作モード、Ｖｅｈｉｃｌｅ−ｔｏ−Ｈｏｍｅ（Ｖ２Ｈ）動作モード、および車両間（Ｖ２Ｖ）動作モードで動作するように設計される。Ｖ２Ｖモードで動作する時に、パワーハブは、Ｖ２Ｖ動作のより高いパワー伝達および効率を達成するために、ＡＣ設計からのすべての関連する定格および制約と共に、従来のＡＣパワー・ポートを介するＤＣパワーの送出を可能にするように構成される。デジタル・ヒステリシス電流モード制御（ＨＣＭＣ）方式を開示し、パワーハブの４つの動作モードすなわち１）ＤＣ−ＡＣ境界伝導モード（ＢＣＭ）、２）ＤＣ−ＡＣ連続伝導モード（ＣＣＭ）／ＢＣＭハイブリッド、３）ＤＣ−ＤＣ  ＢＣＭ、および４）ＤＣ−ＤＣ  ＣＣＭの効率および損失分布を開示する。ピーク接合部温度の低下を可能にする低周波転流方式も開示する。【選択図】図３
2020532943.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気自動車のパワーハブであって、前記パワーハブは、前記電気自動車のバッテリに結合され、前記パワーハブは、
ＤＣリンク・バスと前記パワーハブのＡＣポートとに結合された電気回路網を含む両方向コンバータであって、前記電気回路網は、
少なくとも４つの半導体スイッチと、
前記ＡＣポートと直列に結合されたＥＭＩフィルタと、
前記ＥＭＩフィルタと直列に結合された２つのインダクタであって、第１のインダクタは、前記半導体スイッチの第１の対と結合され、第２のインダクタは、前記半導体スイッチの第２の対と結合される、インダクタと
を含む、両方向コンバータと、
前記インダクタを通る電流を制御し、前記半導体スイッチのスイッチングを制御する、制御論理と
を含み、前記制御論理は、前記インダクタを通る電流を制御する時に、ヒステリシス電流モード制御（ＨＣＭＣ）を実行するように構成される
パワーハブ。
【請求項２】
前記両方向コンバータは、前記バッテリを通る電流を調整するｄｕａｌ−ａｃｔｉｖｅ−ｂｒｉｄｇｅ（ＤＡＢ）コンバータを含む、請求項１に記載のパワーハブ。
【請求項３】
前記制御論理は、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）を含み、前記ＦＰＧＡは、前記半導体スイッチの前記第１の対を制御する第１のデッドタイム・コントローラと、前記半導体スイッチの前記第２の対を制御する第２のデッドタイム・コントローラとを含む、請求項１または請求項２に記載のパワーハブ。
【請求項４】
前記半導体スイッチは、ＭＯＳＦＥＴ、ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−ｇａｔｅ  ｂｉｐｏｌａｒ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ（ＩＧＢＴ）、およびＧａＮ高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）のうちのいずれか１つを含む、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のパワーハブ。
【請求項５】
前記パワーハブは、前記ＡＣポートを介してＡＣパワーを受け取り、送るように構成され、前記制御論理は、境界条件モード（ＢＣＭ）とハイブリッドＢＣＭ−連続伝導モード（ＣＣＭ）との間で切り替えることによって前記電気回路網を動作させるように構成される、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のパワーハブ。
【請求項６】
前記パワーハブは、ｖｅｈｉｃｌｅ−ｔｏ−ｈｏｍｅ（Ｖ２Ｈ）動作モードで家庭に電気パワーを供給する、請求項５に記載のパワーハブ。
【請求項７】
前記コントローラは、グリッドの電圧周波数および位相と同期化する同期化パルスを前記電気回路網に供給するようにさらに構成される、請求項５に記載のパワーハブ。
【請求項８】
前記パワーハブは、ｖｅｈｉｃｌｅ−ｔｏ−ｇｒｉｄ（Ｖ２Ｇ）動作モードで前記グリッドに電気パワーを供給する、請求項７に記載のパワーハブ。
【請求項９】
前記パワーハブは、ｇｒｉｄ−ｔｏ−ｖｅｈｉｃｌｅ（Ｇ２Ｖ）動作モードで前記グリッドから電気パワーを受け取る、請求項７に記載のパワーハブ。
【請求項１０】
前記パワーハブは、前記ＡＣポートを介してＤＣパワーを受け取り、送るように構成され、前記制御論理は、境界条件モード（ＢＣＭ）と連続伝導モード（ＣＣＭ）との間で切り替えることによって前記電気回路網を動作させるように構成される、請求項１から請求項９のいずれか１項に記載のパワーハブ。
【請求項１１】
前記ＤＣ電圧は、ＡＣライン・サイクルのピーク電圧で受け取られ、送られる、請求項１０に記載のパワーハブ。
【請求項１２】
電流スケーリング、モード選択、およびグリッド同期化を実行するように構成されたデジタル・コントローラを含む、請求項１に記載のパワーハブ。
【請求項１３】
充電された電気バッテリおよび請求項１０から１２のいずれか１項に記載の第１のパワーハブを有する第１の電気自動車と、
枯渇したバッテリおよび請求項１０から１２のいずれか１項に記載の第２のパワーハブを有する第２の電気自動車と
を含み、直接リンクが、前記第１のパワーハブと前記第２のパワーハブとの間で確立され、
前記第１のパワーハブの前記制御論理は、車両間（Ｖ２Ｖ）動作モードで動作し、前記第２のパワーハブへの前記直接リンクを介してＣＤパワーを送るように構成される
電気自動車のバッテリを充電するシステム。
【請求項１４】
前記第１のパワーハブの前記制御論理は、事前に定義された転流間隔で、前記第２のパワーハブに供給される前記ＤＣ電圧の極性を転流させるようにさらに構成される、請求項１３に記載のシステム
【請求項１５】
前記第２のパワーハブに供給される前記ＤＣ電圧の前記極性は、５０Ｈｚ未満の周波数で転流される、請求項１４に記載のシステム。
【請求項１６】
ＡＣマイクログリッドまたはＤＣマイクログリッドのいずれかに接続可能なＡＣポートと、
４つの半導体スイッチと、
前記ＡＣポートと直列に結合されたＥＭＩフィルタと、
前記ＥＭＩフィルタと直列に結合された２つのインダクタであって、第１のインダクタは、前記半導体スイッチの第１の対に結合され、第２のインダクタは、前記半導体スイッチの第２の対に結合される、インダクタと、
前記ＡＣポートを介してＤＣパワーを送るように構成された制御論理と
を含むパワーハブ。
【請求項１７】
電流スケーリング、モード選択、およびグリッド同期化を実行するように構成されたデジタル・コントローラを含む、請求項１６に記載のパワーハブ。
【請求項１８】
前記制御論理は、境界条件モード（ＢＣＭ）とハイブリッドＢＣＭ−連続伝導モード（ＣＣＭ）との間で切り替えるように構成される、請求項１６に記載のパワーハブ。
【請求項１９】
前記半導体スイッチの前記第１の対を制御する第１のデッドタイム・コントローラと前記半導体スイッチの前記第２の対を制御する第２のデッドタイム・コントローラとをさらに含む、請求項１６に記載のパワーハブ。
【請求項２０】
前記制御論理は、前記インダクタを通る電流を制御する時にヒステリシス電流モード制御（ＨＣＭＣ）を実行するように構成される、請求項１６に記載のパワーハブ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、電気自動車のパワーハブ（ｐｏｗｅｒ−ｈｕｂ）に関して、具体的には、パワーハブの制御方法および動作モードに関する。
【背景技術】
【０００２】
走行距離不安症および遅い充電時間は、電気自動車（ＥＶ）、特にプラグイン電気自動車（ＰＥＶ）の幅広い採用に対する大きい障害のままである。ＥＶの現在の所有者は、バッテリが完全に放電した状態で移動中に立ち往生する可能性に直面し、あるいはその代わりに、ＥＶは、駐車場で無人で低充電状態（ＳＯＣ）でプラグを抜かれたままにされる場合に、完全に放電する可能性がある。そのような状況でのＥＶの所有者の既存の解決策は、一般に、最も近くの充電ステーションまで車両を牽引することを必要とする。
【０００３】
したがって、電気自動車の追加の、代替の、および／または改善されたパワーハブが、非常に望ましいままになっている。
【図面の簡単な説明】
【０００４】
本開示のさらなる特徴および利点は、添付図面と組み合わせて解釈される以下の詳細な説明から明白になる。
【０００５】
【図１】本明細書で開示されるパワーハブを含むことのできる例示的なＥＶピックアップ・トラックを示す写真である。
【図２】本明細書で開示されるパワーハブが動作するように構成される種々の動作モードを示す概略表現である。
【図３】パワーハブのシステム・アーキテクチャの例示的な実施形態を示す図である。
【図４】ヒステリシス電流モード制御を実行するデジタル基準電流変調を示す図である。
【図５】ＤＣパワーを伝達し、車両間動作モードで動作している２つのパワーハブを示す図である。
【図６】例示的なパワーハブ構成を示す図である。
【図７Ａ−７Ｄ】種々の動作条件の下でのパワーハブのＤＣ−ＤＣ動作およびＤＣ−ＡＣ動作を示す図である
【図８】図７Ａ〜図７Ｄに示された動作モードでのパワーハブのシミュレートされた損失内訳を示す図である。
【図９】ＤＣ−ＡＣモードおよびＤＣ−ＤＣモードで動作するコンバータの測定された効率曲線を示す図である。
【図１０】動作のＶ２Ｖモードでの２つのパワーハブの動作を示す波形を示す図である。
【図１１Ａ−１１Ｂ】Ｖ２Ｖモードの２つのパワーハブのシミュレートされた動作を示す図である。
【０００６】
添付図面全体を通じて、同様の特徴が、同様の符号によって識別されることに留意されたい。
【発明の概要】
【０００７】
本開示の一態様によれば、電気自動車のパワーハブであって、パワーハブは、電気自動車のバッテリに結合され、パワーハブは、ＤＣリンク・バスとパワーハブのＡＣポートとに結合された電気回路網を含む両方向コンバータであって、電気回路網は、少なくとも４つの半導体スイッチと、ＡＣポートと直接に結合されたＥＭＩ（電磁干渉）フィルタと、ＥＭＩフィルタと直列に結合された２つのインダクタであって、第１のインダクタは、半導体スイッチの第１の対と結合され、第２のインダクタは、半導体スイッチの第２の対と結合される、インダクタとを含む、両方向コンバータと、インダクタを通る電流を制御し、半導体スイッチのスイッチングを制御する、制御論理とを含み、制御論理は、インダクタを通る電流を制御する時に、ヒステリシス電流モード制御（ＨＣＭＣ）を実行するように構成されるパワーハブが開示される。
【０００８】
上の態様によれば、両方向コンバータは、バッテリを通る電流を調整するｄｕａｌ−ａｃｔｉｖｅ−ｂｒｉｄｇｅ（ＤＡＢ）コンバータを含むことができる。
【０００９】
上の態様によれば、制御論理は、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）を含み、ＦＰＧＡは、半導体スイッチの第１の対を制御する第１のデッドタイム・コントローラ（図面ではＤＴ制御と表される）と、半導体スイッチの第２の対を制御する第２のデッドタイム・コントローラ（やはり図面ではＤＴ制御と表される）とを含むことができる。
【００１０】
上の態様によれば、半導体スイッチは、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−ｇａｔｅ  ｂｉｐｏｌａｒ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ（ＩＧＢＴ）、およびＧａＮ高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）のうちのいずれか１つを含むことができる。
【００１１】
上の態様によれば、パワーハブは、ＡＣポートを介してＡＣパワーを受け取り、送るように構成され、制御論理は、境界条件モード（ＢＣＭ）とハイブリッドＢＣＭ−連続伝導モード（ＣＣＭ）との間で切り替えることによって電気回路網を動作させるように構成され得る。
【００１２】
上の態様によれば、パワーハブは、ｖｅｈｉｃｌｅ−ｔｏ−ｈｏｍｅ（Ｖ２Ｈ）動作モードで家庭に電気パワーを供給することができる。
【００１３】
上の態様によれば、コントローラは、グリッドの電圧周波数および位相と同期化する同期化パルスを電気回路網に供給するようにさらに構成され得る。
【００１４】
上の態様によれば、パワーハブは、ｖｅｈｉｃｌｅ−ｔｏ−ｇｒｉｄ（Ｖ２Ｇ）動作モードでグリッドに電気パワーを供給することができる。
【００１５】
上の態様によれば、パワーハブは、ｇｒｉｄ−ｔｏ−ｖｅｈｉｃｌｅ（Ｇ２Ｖ）動作モードでグリッドから電気パワーを受け取ることができる。
【００１６】
上の態様によれば、パワーハブは、ＡＣポートを介してＤＣパワーを受け取り、送るように構成され、制御論理は、境界条件モード（ＢＣＭ）と連続伝導モード（ＣＣＭ）との間で切り替えることによって電気回路網を動作させるように構成され得る。
【００１７】
上の態様によれば、ＤＣ電圧は、ＡＣライン・サイクルのピーク電圧で受け取られ、送ら得る。
【００１８】
上の態様によれば、パワーハブは、２４０ＶＲＭＳで動作するように構成され得、ＤＣ電圧は、３４０Ｖの電圧で受け取られ、送られる。
【００１９】
本開示のさらなる態様によれば、充電された電気バッテリおよびパワーハブがＡＣポートを介してＤＣパワーを送り、受け取るように構成される上の態様による第１のパワーハブを有する第１の電気自動車と、枯渇したバッテリおよびパワーハブがＡＣポートを介してＤＣパワーを送り、受け取るように構成される上の態様による第２のパワーハブを有する第２の電気自動車とを含み、直接リンクが、第１のパワーハブと第２のパワーハブとの間で確立され、第１のパワーハブの制御論理は、車両間（Ｖ２Ｖ）動作モードで動作し、第２のパワーハブへの直接リンクを介してＣＤパワーを送るように構成される、枯渇した電気自動車のバッテリを充電するシステムが開示される。
【００２０】
上の態様によるシステムでは、第１のパワーハブの制御論理は、事前に定義された転流間隔で、第２のパワーハブに供給されるＤＣ電圧の極性を転流させるようにさらに構成され得る。
【００２１】
上の態様によるシステムでは、第２のパワーハブに供給されるＤＣ電圧の極性は、５０Ｈｚ未満の周波数、たとえば１Ｈｚの周波数で転流され得る。
【００２２】
電気自動車のパワーハブおよびその動作モードが、本明細書で開示される。Ｖｅｈｉｃｌｅ−ｔｏ  Ｇｒｉｄ（Ｖ２Ｇ）動作モード、Ｇｒｉｄ−ｔｏ−Ｖｅｈｉｃｌｅ（Ｇ２Ｖ）動作モード、Ｖｅｈｉｃｌｅ−ｔｏ−Ｈｏｍｅ（Ｖ２Ｈ）動作モード、および車両間（Ｖ２Ｖ）動作モードで動作するように設計された高密度両方向５ｋＷ  ＥＶパワーハブの例示的な説明を与える。
【００２３】
本明細書で開示されるパワーハブは、Ｖ２Ｖ動作のより高いパワー伝達および効率を達成するために、ＡＣ設計からのすべての関連する定格および制約と共に、従来の２４０ＶＲＭＳレベル２ＡＣ電力ポートを介してＤＣ電力を送ることを可能にするように構成され得る。デジタル・ヒステリシス電流モード制御（ＨＣＭＣ）方式を使用することによって、パワーハブの４つの動作モードすなわち、１）ＤＣ−ＡＣ境界伝導（Ｂｏｕｎｄａｒｙ  Ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ）モード（ＢＣＭ）、２）ＤＣ−ＡＣ連続伝導モード（ＣＣＭ）／ＢＣＭハイブリッド、３）ＤＣ−ＤＣ  ＢＣＭ、および４）ＤＣ−ＤＣ  ＣＣＭの効率および損失分布を開示する。パワーハブのピーク効率を、Ｖ２Ｖ動作のＤＣ伝達モードで動作することによって９６．６％から９８．３％に高めることができ、したがって、電力能力の５０％の向上を可能にする。ピーク接合部温度の低下を可能にする低周波転流方式も開示する。
【００２４】
別の発明的態様は、ＡＣマイクログリッドまたはＤＣマイクログリッドのいずれかに接続可能なＡＣポートと、４つの半導体スイッチと、ＡＣポートと直列に結合されたＥＭＩフィルタと、ＥＭＩフィルタと直列に結合された２つのインダクタを含むパワーハブである。第１のインダクタは、半導体スイッチの第１の対に結合され、第２のインダクタは、半導体スイッチの第２の対に結合される。このパワーハブは、ＡＣポートを介してＤＣパワーを送るように構成された制御論理をも含む。
【００２５】
前述は、本発明のいくつかの態様の基本的な理解を提供するために本発明の単純化された要約を提示するものである。この要約は、本発明の網羅的な概要ではない。本発明の本質的な、主要な、またはクリティカルな要素を識別することも、本発明の範囲を区切ることも、意図されていない。その唯一の目的は、後で議論する、より詳細な説明の前置きとして単純化された形でいくつかの概念を提示することである。本発明の他の態様は、添付図面に関して下で説明される。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
本発明の実施形態を、図１〜図１１を参照して、例としてのみ下で説明する。
【００２７】
図１は、本明細書で開示されるパワーハブを含むことのできる例示的なＥＶピックアップ・トラック１００の写真を示す。ＥＶピックアップ・トラック１００は、電気パワーだけを使用して動作することができ、たとえば４５０Ｖリチウムイオン・バッテリ・パックを含むことができる。ピックアップ・トラックが示されているが、パワーハブを任意の他のタイプの電気自動車で使用できることを了解されたい。
【００２８】
図２は、本明細書で開示されるパワーハブが動作するように構成される異なる動作モードの概略表現である。本明細書でさらに説明するように、パワーハブは、Ｖｅｈｉｃｌｅ−ｔｏ  Ｇｒｉｄ（Ｖ２Ｇ）動作モード、Ｇｒｉｄ−ｔｏ−Ｖｅｈｉｃｌｅ（Ｇ２Ｖ）動作モード、Ｖｅｈｉｃｌｅ−ｔｏ−Ｈｏｍｅ（Ｖ２Ｈ）動作モード、および車両間（Ｖ２Ｖ）動作モードで動作することができる。図２に示すように、Ｖ２Ｇ動作モードでは、充電された車両２０２からの電力を、電力供給網２１０に送ることができる。充電された車両２０２は、所与のレベルの充電を有するが必ずしも満充電される必要がない車両に対応することができる。Ｇ２Ｖ動作モードでは、電力供給網２１０からの電力を、充電された車両２０２または放電された車両２０４のいずれにも供給することができる。Ｖ２Ｈ動作モードでは、充電された車両からの電力を家屋／家庭２２０に供給することができる。Ｖ２Ｖ動作モードでは、充電された車両２０２からの電力を放電された車両２０４に供給することができる。
【００２９】
パワーハブは、種々の動作モードに関して同様の構成で動作するが、たとえば図３から図５を参照して説明するように、それぞれのモードに最適化されてもよい。
【００３０】
図３は、パワーハブ３００のシステム・アーキテクチャの例示的な実施形態を示す。図３に示されたパワーハブ３００は、バッテリ電流を調整するＤｕａｌ−Ａｃｔｉｖｅ−Ｂｒｉｄｇｅ（ＤＡＢ）コンバータと、力率改善（ＰＦＣ）を実行し、ＤＣリンク・バス電圧Ｖｉｎを調整するフルブリッジＤＣ−ＡＣコンバータと、を有する２ステージ両方向コンバータとして実施される。代替実施形態では、ＤＣ−ＡＣ変換を実行するのではなく、パワーハブは、図５を参照して説明するように、ＤＣパワーを出力し、かつ／または受け取るように構成され、したがって、第２ステージでＤＣ−ＤＣ変換を実行することができる。
【００３１】
図３に示された実施形態では、コンバータの電気回路は、４つのスイッチ３０２ならびに出力のＥＭＩフィルタ３０６とスイッチのそれぞれの対との間に結合されたそれぞれ第１および第２のインダクタ３０４を含む。２つのインダクタのインダクタンスは、例示的に２５μＨとして図示されているが、それに限定はされない。コンバータ内のすべてのスイッチは、例示的に並列化された９００Ｖ  ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴを使用して実施されるものとして図示されているが、本開示の範囲は、それに限定されない。たとえば、スイッチを、ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−ｇａｔｅ  ｂｉｐｏｌａｒ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ（ＩＧＢＴ）またはＧａＮ高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）などの様々な半導体スイッチを用いて実施することができる。高周波で動作することによってパワーハブのサイズを縮小するために、ＳｉＣまたはＧａＮなどのワイドバンドギャップ・デバイスを使用することが好ましい可能性がある。当業者は、種々の条件下で本開示の範囲から逸脱せずに、パワーハブの構成要素をどのように変更して、パワーハブの動作を変更できるのかをたやすく了解しよう。
【００３２】
図３に例として示されたパワーハブは、ＡＣポート３０１とＤＣポート３０３またはＤＣリンク・バスとの間にＤＣ−ＡＣパワー・ステージを提供する。図３に示された実施形態では、ＥＭＩフィルタ３０６は、ＡＣポート３０１とインダクタ３０４との間に直列に結合される。従来のシヌソイド・パルス幅変調（ＰＷＭ）とは異なって、ＤＣ−ＡＣパワー・ステージは、ヒステリシス電流モード制御（ＨＣＭＣ）で動作する。インダクタ電流ｉＬ（ｔ）のピークおよび谷は、１２ビット・デジタル−アナログ・コンバータ（ＤＡＣ）３０８、高帯域幅電流センス・アンプ３１０、および２つの比較器３１２のセットを使用して、サイクル単位でデジタル制御される。具体的には、ＨＣＭＣ制御は、センス抵抗を通るインダクタ電流を感知することと、感知されたインダクタ電流を２つの信号ＶｈｉｇｈおよびＶｌｏｗと比較することと、その後、制御論理３１４を使用して必要なゲーティング信号を生成することとによって達成することができる。制御論理は、本質的に、なんらかの保護論理を有するセットリセット・フリップフロップである。ターンオン遅延（制御論理３１４から信号を受け取るデッドタイム・コントローラ３１６）を使用して、ＤＣ入力電圧の短絡（貫通）を防ぐ。ＨＣＭＣを実行する制御論理は、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）を含むことができる。Ｖｈｉｇｈ信号およびＶｌｏｗ信号は、２つのデジタル−アナログ・コンバータ（ＤＡＣ）を使用して主ＦＰＧＡによって生成される。たとえば約６０ＨｚにＶｈｉｇｈおよびＶｌｏｗを変調することが、ＤＣ−ＡＣ変換に使用されるシヌソイダル平均インダクタ電流をもたらす。図３の実施形態では、デジタル電流変調器３１８が、ＤＡＣ  ３０８に印加される電流をデジタル変調するのに使用される。図３の実施形態では、パワーハブ３００は、ＡＣポート３０１とデジタル・コントローラ３２０との間に電気的に接続された、アナログ−デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）３２２およびゼロ・クロス検出器３２４をも含む。デジタル・コントローラ３２０は、下で説明するように、電流スケーリング、モード選択、およびグリッド同期化を実行するように構成される。
【００３３】
図４は、ＨＣＭＣを実行するデジタル基準電流変調を示す。ＨＣＭＣ方式変換では、デジタル・コントローラ３２０（図３に図示）が、正確な電流制御に使用され、適当な同期化パルス（すなわち、６０Ｈｚ）が、Ｇ２Ｖ動作モードおよびＶ２Ｇ動作モードでのグリッド位相ロックに使用される。デジタル電流基準は、外側電圧ループの一部としてデジタル・コントローラ３２０によってスケーリングされる。デジタル・コントローラ３２０は、この実施形態ではモード選択をも実行する。インバータは、図４に示されているようにＡＣライン・サイクル全体で２つの可能なモードすなわち、境界伝導モード（ＢＣＭ）または連続伝導モード（ＣＣＭ）で動作する。ＢＣＭで動作する時に、わずかの負の谷電流Ｉｖａｌｌｅｙが、スイッチング・ノード・キャパシタンスと主インダクタとの共振を介するＭＯＳＦＥＴの０電圧ターンオンを達成するために与えられる。ＢＣＭは、最低のスイッチング損失をもたらし、より高いピーク電流を犠牲にして、インダクタでのより高いＲＭＳ伝導損失およびより高い磁心損失と、をもたらす。
【００３４】
最大電流レベルで、インバータは、自動的にＣＣＭモードに切り替わって、磁心損失を最小化し、インダクタの飽和電流要件を制限する。ＢＣＭからのインバータの自動切替は、以下のように説明される。出力負荷の増加に伴って、インバータは、インダクタ電流が、実験的に事前に判定され得るインダクタの飽和電流に達するまで、ＢＣＭで動作し続ける。インダクタ電流が飽和電流に達する点は、ＦＰＧＡ内で、スケーリングされたシヌソイダル基準電流をインダクタの飽和電流を表すデジタル数と比較することによって判定される。シヌソイダル基準が飽和電流より大きい時には、Ｖｈｉｇｈ信号およびＶｌｏｗ信号が、異なる式（すなわち、ＣＣＭ式）から導出される。
【００３５】
デュアルモード・ハイブリッド方式の利点は、より小さい飽和電流を有するインダクタを使用できるので、コンバータのパワー密度を大幅に高められることである。インバータは、ＨＣＭＣ動作に基づく可変スイッチング周波数を有し、これは、スペクトル拡散効果に起因して、ＥＭＩフィルタ・サイズを縮小するのを助ける。ＳｉＣベースのインバータは、約５００ｋＨｚ超で簡単に動作することができるが、周波数は、最適効率のために２５０ｋＨｚに制限される。
【００３６】
前に説明したように、デジタル・コントローラ３２０は、正確な電流制御に使用され、６０Ｈｚ同期化パルスが、Ｇ２Ｖ動作モードおよびＶ２Ｇ動作モードでグリッド位相ロック（グリッド同期化）に使用され得る。Ｖ２Ｈモードでは、パワーハブはオフグリッドであり、したがって、グリッド電圧の周波数および位相に同期化する必要はない。モードの間の自動切替を、図示の実施形態ではデジタル・コントローラ３２０によって行うことができる。
【００３７】
図５は、Ｖ２Ｖ動作モードで動作してＤＣパワーを伝達している２つのパワーハブを示す。一緒に接続された２つのパワーハブは、ＡＣパワー（図３を参照して説明したように）またはＤＣパワーのいずれをも交換することができる。しかし、ＨＣＭＣコントローラ要件のゆえに無負荷条件の下で低全高調波ひずみ（ＴＨＤ）正弦波を維持することが不可能なので、ＡＣパワー伝達解決策は、多数の課題に直面する。受け取るＥＶのパワーハブが、同期化すべきＡＣ電圧をまず検出する必要があるので、無負荷条件は、開始時には不可避である。
【００３８】
ＤＣパワー伝達解決策は、より魅力的である。というのは、コンバータが、同一の出力パワーを達成するためにより少ない電流を伴ってＡＣライン・サイクルのピーク電圧（２４０ＶＲＭＳ  ＡＣシステムで３４０Ｖ）で継続的に動作し、より少ない伝導損失、より低いスイッチング周波数、およびより高い効率をもたらすからである。ＤＣパワー伝達は、コンバータがその所期のＡＣパワー定格を超えて動作することをも可能にし、これは、枯渇したバッテリのより短い充電時間およびより高速の回復をもたらす。
【００３９】
ＤＣパワー伝達を用いるＶ２Ｖモードでは、充電されるパワーハブ５０２および充電するパワーハブ５０４の「ＡＣ」ポートが、直接リンク５０６を介して接続され、コントローラは、ＤＣ−ＤＣ変換を可能にするように変更される。このモードでは、ＤＣパワーは、インダクタＬ１およびＬ２を通るピーク電流および谷電流が経時的に一定になることを保証するために、ＶｈｉｇｈおよびＶｌｏｗを６０Ｈｚで変調するのではなく、一定のＶｈｉｇｈおよびＶｌｏｗを生成することによって伝達される。送るパワーハブの出力電圧Ｖｌｉｎｋは、ＡＣライン・サイクルのピーク（２４０ＶＲＭＳ  ＡＣ電圧に関して３４０ＶＤＣ）と等しい電圧に調整されなければならない。この最高電圧制限は、すべての従来のグリッドに結び付けられたＤＣ−ＡＣインバータの出力に存在する過電圧保護回路網のゆえに存在する。
【００４０】
リンク電圧Ｖｌｉｎｋは、外側電圧ループの一部として、充電されるパワーハブ５０２によってセット基準Ｖｂｕｓ＿ｒｅｆに調整される。Ｖｌｉｎｋの調整は、まずアナログ−デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）を使用してこの電圧を測定することと、電圧加算器／減算器５０８を使用して、この電圧を、基準（Ｖｂｕｓ＿ｒｅｆ）と比較する（誤差信号を与える）こととによって実行される。この誤差信号は、補償器（この実施形態ではＰＩコントローラ５１０）を通過し、結果の制御信号が、Ｖｈｉｇｈ信号およびＶｌｏｗ信号をスケーリングするのに使用される。ＢＣＭでは、Ｖｌｏｗが一定に（わずかに負の谷インダクタ電流を保証する値に）保たれ、Ｖｈｉｇｈがスケール・アップされまたはスケール・ダウンされ、ＣＣＭでは、Ｖｈｉｇｈが最大の可能なインダクタ電流に保たれ、Ｖｌｏｗがスケール・アップされまたはスケール・ダウンされる。
【００４１】
ＡＣ充電動作に最適化された各ＥＭＩフィルタは、例示的に、ＨＣＭＣコントローラ動作に必要な１０μＦのキャパシタンスを含み、外部ＤＣリンク・キャパシタの必要を除去する。充電するパワーハブ５０４がＤＣリンクで電圧を検出するや否や、ＭＯＳＦＥＴスイッチング・シーケンスを逆転することによって、Ｌ３を通る反転された電流方向でバッテリ充電プロセスが始まる。図５に例として示されているように、電圧比較器５１２を使用して、電圧Ｖｌｉｎｋを最低電圧Ｖｍｉｎと比較することができ、電圧Ｖｌｉｎｋが最低電圧Ｖｍｉｎを超える場合には、充電プロセスがイネーブルされる。パワーハブごとの補助供給電圧は、コンバータの出力ポートに接続された副ＬＶバッテリおよび自動制御汎用ＤＣ−ＡＣアダプタから導出され得る。この２つの独立の電圧供給源は、特に、やはり枯渇したＬＶ補助バッテリを有する可能性がある、充電するパワーハブ５０４に関するブラックアウト条件をすべて防止するために、ダイオードＯＲをとられる。より低いパワー・レベルで、コントローラを、ＭＯＳＦＥＴのソフト・ターンオンを保証するために、わずかに負の谷電流を与えるように構成することができる。より高いパワー・レベルに達するために、谷電流が、ＨＣＭＣコントローラによって高められ、ソフト・スイッチングの消失、より高いスイッチング周波数をもたらすが、インダクタのより少ないＲＭＳ電流をもたらす。
【００４２】
ＤＣパワー伝達中に、パワーハブは、前に説明したようにターゲット・パワー・レベルに応じてＢＣＭまたはＣＣＭのいずれかで動作することができる。これは、パワーハブがＢＣＭまたはハイブリッドＢＣＭ／ＣＣＭで動作可能であるＡＣパワー伝達に類似する。インバータの動作モードは、たとえば、ＡＣパワー伝達ではパワーハブがＤＣモードの一定の電流ではなくシヌソイド的に変化する出力電流を生成しなければならないので、インバータがＡＣパワー伝達またはＤＣパワー伝達のどちらを提供しているのかに基づいて制約される。より少ない平均出力電流は、ＢＣＭモードで簡単に生成できるが、より多い出力電流は、ＣＣＭでのみ可能である。したがって、パワーハブの出力電流が、６０Ｈｚで最小定格電流から最大定格電流まで変化しなければならない場合には、パワーハブは、正弦波のより小さい部分を生成するためにＢＣＭで動作し、正弦波のより大きい部分を生成するためにＣＣＭに切り替えられる。これが、本明細書で「ハイブリッドＢＣＭ／ＣＣＭ」と呼ばれるものである。しかし、ＤＣパワー伝達では、出力電流が変更されないので、出力負荷に応じてＢＣＭまたはＣＣＭのいずれかで動作することだけが可能である。
【００４３】
図６は、例示的なパワーハブ構成６００を示す。パワーハブは、ＤＡＢコンバータ６０２およびインバータ６０４を含む。例示的なパワーハブは、並列化された９００Ｖ、３５Ａ、６５ｍΩ  Ｒｏｎ  ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴを用いて実現され、ＭＯＳＦＥＴ用のカスタマイズされた液冷チル・プレート（ｃｈｉｌｌ  ｐｌａｔｅ）およびパワー・インダクタ用の空冷を含む熱システム設計を含むことができる。コンバータの高いスイッチング周波数動作が伝導ヒート・シンク内で渦電流損失を生成するので、液冷をインダクタに使用することはできない。
【００４４】
図７Ａ〜図７Ｄは、異なる動作条件の下でのパワーハブのＤＣ−ＤＣ動作およびＤＣ−ＡＣ動作を示す。具体的には、図７Ａは、２．３ｋＷでのＤＣ−ＡＣ  ＢＣＭでのパワーハブの動作を示し、図７Ｂは、５ｋＷでのＤＣ−ＡＣ  ＢＣＭ／ＣＣＭハイブリッドでのパワーハブの動作を示し、図７Ｃは、３．４ｋＷでのＤＣ−ＤＣ  ＢＣＭでのパワーハブの動作を示し、図７Ｄは、５．３ｋＷでのＤＣ−ＤＣ  ＣＣＭでのパワーハブの動作を示す。すべての波形は、４５０ＶＤＣ入力およびそれぞれＤＣ−ＡＣのケースおよびＤＣ−ＤＣのケースで２４０ＶＲＭＳおよび２４０ＶＤＣの出力で撮られた。
【００４５】
図８は、図７Ａ〜図７Ｄに示された動作モードでのパワーハブのシミュレートされた損失内訳を示す。すなわち、棒８０２によって示される損失は、ＤＣ−ＡＣ  ＢＣＭで２．３ｋＷでのパワーハブの動作に基づいてシミュレートされたものであり、棒８０４によって示される損失は、ＤＣ−ＡＣ  ＢＣＭ／ＣＣＭハイブリッドで５ｋＷでのパワーハブの動作に基づいてシミュレートされたものであり、棒８０６によって示される損失は、ＤＣ−ＤＣ  ＢＣＭで３．４ｋＷでのパワーハブの動作に基づいてシミュレートされたものであり、棒８０６によって示される損失は、ＤＣ−ＤＣ  ＣＣＭで５．３ｋＷでのパワーハブの動作に基づいてシミュレートされたものである。
【００４６】
４つのモードのそれぞれでのパワーハブの損失分布は、Ｃ３Ｍ００６５０９０Ｊ  ＭＯＳＦＥＴ  ｓｐｉｃｅモデルおよびデジタル・コントローラの正確な実施態様を用いる詳細な混合モードＣａｄｅｎｃｅシミュレーションを使用してシミュレートされた。シミュレーションは、コントローラのＨＤＬモデルおよびデータ・コンバータのＶｅｒｉｌｏｇ−ａモデルを含む。ＤＣ−ＡＣ  ＢＣＭモデルでは、インダクタ磁心損失およびＭＯＳＦＥＴスイッチング損失が、それぞれ損失の最も重要な源および最も非重要な源である。これは、大きいインダクタ電流リップルおよびＭＯＳＦＥＴの０電圧スイッチング（ＺＶＳ）ターンオンのゆえである。ＤＣ−ＡＣ  ＢＣＭ／ＣＣＭハイブリッド・モードでは、ライン・サイクル・ピークでのソフト・スイッチングの損失に起因して、スイッチング損失が大幅に増える。しかし、インダクタ磁心損失は、より少ない電流リップルに起因して減る。動作のＤＣ−ＤＣ  ＢＣＭモードは、ソフト・スイッチングと最低のスイッチング周波数を有することとに起因して、最も非浪費的である。ＤＣ−ＤＣ  ＣＣＭのケースでは、損失は、パワー・レベルが２ｋＷだけより高いのに、それでもＤＣ−ＡＣハイブリッド・モードより少ない。
【００４７】
図９は、ＤＣ−ＡＣモードおよびＤＣ−ＤＣモードで動作するコンバータの測定された効率曲線を示す。前に図５を参照して説明したように、ＤＣ−ＡＣモードとは対照的に、ＤＣ−ＤＣ動作モードでの一定のＤＣ出力電圧は、より高い達成可能パワー・レベルをもたらす。同一の平均インダクタ電流に関して、パワー・レベルは、出力ＤＣ電圧に比例して高まる。ＢＣＭのみモードでは、より低いスイッチング周波数およびより少ない伝導損失に起因して、ＤＣ−ＡＣ動作からＤＣ−ＤＣ動作に向かって、より高い出力ＤＣ電圧を伴って効率の向上がある。したがって、パワーハブをＶ２Ｖ動作で動作させる時には、最高の可能な出力電圧でＤＣ−ＤＣモードでコンバータを動作させることが最も望ましい。Ｖ２Ｇ方式、Ｇ２Ｖ方式、またはＶ２Ｈ方式では、ＤＣ−ＤＣモードは動作可能ではなく、したがって、コンバータをＤＣ−ＡＣモードで動作させなければならない。
【００４８】
現在の実施形態では、パワーハブは、ＡＣパワー伝達に最適化され、しがって、出力過電圧保護回路網は、Ｖｌｉｎｋを３４０Ｖに制限する。ＣＣＭモードは、ハードスイッチングおよび高められたスイッチング周波数を導入するが、これは、ＤＣ  ＶｌｉｎｋおよびＤＣ−ＡＣモードより高い効率に起因して、同一の熱設計に関してその定格ＡＣパワー能力の１．５倍でコンバータが動作することを可能にする。
【００４９】
図１０は、動作のＶ２Ｖモードでの２つのパワーハブの動作を示す波形を示す。図１０に示された波形は、１８０Ｖｌｉｎｋ電圧および１ｋＷ処理パワーに対応する。ＤＣ−ＤＣモードでの高デューティサイクル動作に起因して、ＭＯＳＦＥＴの間に不均一な損失の分布がある。図１１に示された潜在的な解決策は、非常に低い周波数でＶｌｉｎｋの極性を転流させることである。これは、各ＭＯＳＦＥＴが定常状態熱平衡に達するのを防ぎ、より低いピーク接合部温度につながる。
【００５０】
図１１は、Ｖ２Ｖモードの２つのパワーハブのシミュレートされた動作を示す。図１１Ａは、一定のＤＣを用いてシミュレートされ、図１１Ｂは、二極Ｖｌｉｎｋ調整を用いてシミュレートされた。１ＨｚでのＶｌｉｎｋの転流は、１６℃低い平均値および１７℃低いピークＭＯＳＦＥＴ接合部温度をもたらす。
【００５１】
転流周波数ｆｃ＝１／Ｔｃを最適化して、短いＶｌｉｎｋ転流間隔に起因する平均ＤＣパワー伝達の大幅な低下を伴わずに最高の熱性能を達成することができる。Ｖｌｉｎｋ転流間隔中にパワー・フローの反転があり、図１１Ｂに示されているように、若干低い平均パワー・レベルをもたらすことに留意されたい。したがって、最大のパワー伝達のために最短の可能な転流時間を維持することが望ましい。２つのＥＭＩフィルタ内のキャパシタンスが、転流時間短縮における主な制限要因である。また、望まれないＥＭＩを抑制するために、リンクノードのｄｉ／ｄｔおよびｄｖ／ｄｔに関する安全限界を有することが好ましい。
【００５２】
本発明の１つまたは複数の実施形態を、他の非車両システムに適用することができる。言い換えると、車両間動作は、新規のパワーハブを使用できる１つの特定の例にすぎない。一般に、パワーハブの従来のＡＣポートを、ＡＣマイクログリッドまたはＤＣマイクログリッドのいずれかに接続することができる。したがって、本パワーハブは、車両内使用を主に意図された万能パワー・コンバータであるが、電気貯蔵要素を別の貯蔵要素またはＤＣ／ＡＣマイクログリッドにリンクするように拡張され得る。本パワーグリッドは、ＡＣ電力系統または、パワーハブによって維持されるか再生可能な風力エネルギなどの他のＡＣ供給源によって供給されるＡＣマイクログリッドに接続され得る。本パワーハブは、その代わりに、本パワーハブによって維持される、または別のパワーハブ、ＤＣエネルギ貯蔵要素、もしくは光電池などのＤＣ再生可能エネルギ・リソースによって補充されるＤＣマイクログリッドに接続され得る。低周波転流方式は、Ｖ２Ｖに制限されず、他のＤＣマイクログリッド応用例に使用され得る。
【００５３】
本明細書の解釈において、本発明の様々な実施形態の要素に言及する時に、冠詞「ａ」、「ａｎ」、「ｔｈｅ」、および「ｓａｉｄ（前記）」は、１つまたは複数の要素があることを意味することが意図されている。用語「ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ」、「ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ」、「ｈａｖｉｎｇ」、「ｅｎｔａｉｌｉｎｇ」、および「ｉｎｖｏｌｖｉｎｇ」（いずれも「含む」）ならびにその動詞時制変化は、包括的で制約がないことが意図され、これによって、リストされた要素以外の追加要素があってもよいことを意味する。
【００５４】
当業者は、図１〜図１１に示されたシステムおよび構成要素が、図に示されていない構成要素を含んでもよいことを了解しよう。図示の単純さおよび明瞭さのために、図内の要素は、必ずしも原寸通りではなく、概略的であるのみであり、要素構造に関して非限定的である。当業者は、特許請求の範囲で定義される本発明の範囲から逸脱することなく、複数の変形形態および修正形態を作ることができることを了解しよう。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１Ａ】
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【図１１Ｂ】
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【国際調査報告】
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