(57)【要約】  本発明は、無線通信システムにおいて、端末が同期信号ブロックを受信する方法を開示する。特に、この方法は、主同期信号（Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ；ＰＳＳ）、副同期信号（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ；ＳＳＳ）及びＰＢＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ）で構成された同期信号ブロックを受信し、前記ＰＢＣＨが受信されるリソース領域を介してＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を受信することを含み、同期信号ブロックのインデックスは、ＤＭＲＳのシーケンスを考慮して決定される。【選択図】図２５
2020504568.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信システムにおいて、端末が同期信号ブロックを受信する方法であって、
主同期信号（Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ；ＰＳＳ）、副同期信号（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ；ＳＳＳ）及びＰＢＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ）で構成された同期信号ブロックを受信し、
前記ＰＢＣＨが受信されるリソース領域を介してＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を受信することを含み、
前記同期信号ブロックのインデックスは、前記ＤＭＲＳのシーケンスを考慮して決定される、同期信号ブロックの受信方法。
【請求項２】
前記同期信号ブロックが送信される同期信号ブロック候補の数が特定の値を満たす場合、前記同期信号ブロックのインデックスは、前記ＰＢＣＨのペイロードに含まれた複数のビットをさらに考慮して決定される、請求項１に記載の同期信号ブロックの受信方法。
【請求項３】
前記同期信号ブロックのインデックスのための６ビットのうち、３ビットは、前記ＤＭＲＳにより受信され、残りの３ビットは、前記ＰＢＣＨのペイロードにより受信される、請求項２に記載の同期信号ブロックの受信方法。
【請求項４】
前記ＤＭＲＳにより受信される前記同期信号ブロックのインデックスのためのビット数は、前記同期信号ブロックが送信される同期信号ブロック候補の数によって決定される、請求項１に記載の同期信号ブロックの受信方法。
【請求項５】
前記同期信号ブロックのインデックスは、１つのＤＭＲＳインデックスに対応する、請求項１に記載の同期信号ブロックの受信方法。
【請求項６】
前記ＤＭＲＳのシーケンスは、セルを識別するためのセル識別子及び前記同期信号ブロックのインデックスに基づいて生成される、請求項１に記載の同期信号ブロックの受信方法。
【請求項７】
前記ＰＢＣＨのスクランブルシーケンスに含まれたビットの一部は、前記同期信号ブロックのインデックスに対応する、請求項１に記載の同期信号ブロックの受信方法。
【請求項８】
無線通信システムにおいて、同期信号ブロックを受信する端末であって、
基地局と信号を送受信するＲＦモジュールと、
前記ＲＦモジュールに連結され、主同期信号（Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ；ＰＳＳ）、副同期信号（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ；ＳＳＳ）及びＰＢＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ）で構成された同期信号ブロックを受信し、
前記ＰＢＣＨが受信されるリソース領域によりＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を受信するプロセッサと、を含み、
前記同期信号ブロックのインデックスは、前記ＤＭＲＳのシーケンスを考慮して決定される、端末。
【請求項９】
前記同期信号ブロックが送信される同期信号ブロック候補の数が特定の値を満たす場合、前記同期信号ブロックのインデックスは、前記ＰＢＣＨのペイロードに含まれた複数のビットをさらに考慮して決定される、請求項８に記載の端末。
【請求項１０】
前記同期信号ブロックのインデックスのための６ビットのうち、３ビットは、前記ＤＭＲＳにより受信され、残りの３ビットは、前記ＰＢＣＨのペイロードにより受信される、請求項９に記載の端末。
【請求項１１】
前記ＤＭＲＳにより受信される前記同期信号ブロックのインデックスのためのビット数は、前記同期信号ブロックが送信される同期信号ブロック候補の数によって決定される、請求項８に記載の端末。
【請求項１２】
前記同期信号ブロックのインデックスは、１つのＤＭＲＳインデックスに対応する、請求項８に記載の端末。
【請求項１３】
前記ＤＭＲＳのシーケンスは、セルを識別するためのセル識別子及び前記同期信号ブロックのインデックスに基づいて生成される、請求項８に記載の端末。
【請求項１４】
前記ＰＢＣＨのスクランブルシーケンスに含まれたビットの一部は、前記同期信号ブロックのインデックスに対応する、請求項８に記載の端末。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同期信号を受信する方法及びそのための装置に関し、より詳しくは、端末が受信した同期信号のインデックスを決定する方法、及びそのための装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
時代の流れによってより多くの通信装置がより大きな通信トラフィックを要求することになり、既存のＬＴＥシステムに比べて向上した無線広帯域通信である次世代５Ｇシステムが要求されている。ＮｅｗＲＡＴと呼ばれるこの次世代５Ｇシステムは、Ｅｎｈａｎｃｅｄ  Ｍｏｂｉｌｅ  ＢｒｏａｄＢａｎｄ（ｅＭＢＢ）／Ｕｌｔｒａ−Ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ  ａｎｄ  Ｌｏｗ−Ｌａｔｅｎｃｙ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ（ＵＲＬＬＣ）／Ｍａｓｓｉｖｅ  Ｍａｃｈｉｎｅ−ｔｙｐｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ｍＭＴＣ）などに通信シナリオが区分される。
【０００３】
ここで、ｅＭＢＢはＨｉｇｈ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ、Ｈｉｇｈ  Ｕｓｅｒ  Ｅｘｐｅｒｉｅｎｃｅｄ  Ｄａｔａ  Ｒａｔｅ、Ｈｉｇｈ  Ｐｅａｋ  Ｄａｔａ  Ｒａｔｅなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり、ＵＲＬＬＣはＵｌｔｒａ  Ｒｅｌｉａｂｌｅ、Ｕｌｔｒａ  Ｌｏｗ  Ｌａｔｅｎｃｙ、Ｕｌｔｒａ  Ｈｉｇｈ  Ａｖａｉｌａｂｉｌｉｔｙなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり（ｅ．ｇ．，Ｖ２Ｘ、Ｅｍｅｒｇｅｎｃｙ  Ｓｅｒｖｉｃｅ、Ｒｅｍｏｔｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）、ｍＭＴＣはＬｏｗ  Ｃｏｓｔ、Ｌｏｗ  Ｅｎｅｒｇｙ、Ｓｈｏｒｔ  Ｐａｃｋｅｔ、Ｍａｓｓｉｖｅ  Ｃｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙの特性を有する次世代移動通信シナリオである（ｅ．ｇ．，ＩｏＴ）。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明は、同期信号を受信する方法及びそのための装置を提供する。
【０００５】
本発明が遂げようとする技術的課題は、以上で言及した技術的課題に制限されず、言及していない他の技術的課題は、以下の発明の詳細な説明から本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の実施例による無線通信システムにおいて、端末が同期信号ブロックを受信する方法であって、主同期信号（Ｐｒｉｍａｒｙ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ；ＰＳＳ）、副同期信号（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ；ＳＳＳ）及びＰＢＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ  Ｃｈａｎｎｅｌ）で構成された同期信号ブロックを受信し、該ＰＢＣＨが受信されるリソース領域を介してＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  Ｓｉｇｎａｌ）を受信することを含み、同期信号ブロックのインデックスは、ＤＭＲＳのシーケンスを考慮して決定される。
【０００７】
この時、同期信号ブロックが送信される同期信号ブロック候補の数が特定の値を満たす場合、同期信号ブロックのインデックスは、ＰＢＣＨのペイロードに含まれた複数のビットをさらに考慮して決定される。
【０００８】
また同期信号ブロックのインデックスのための６ビットのうち、３ビットはＤＭＲＳにより受信され、残りの３ビットはＰＢＣＨのペイロードにより受信される。
【０００９】
またＤＭＲＳにより受信される同期信号ブロックのインデックスのためのビット数は、同期信号ブロックが送信される同期信号ブロック候補の数によって決定される。
【００１０】
また同期信号ブロックのインデックスは、１つのＤＭＲＳインデックスに対応する。
【００１１】
またＤＭＲＳのシーケンスはセルを識別するためのセル識別子及び同期信号ブロックのインデックスに基づいて生成される。
【００１２】
またＰＢＣＨのスクランブルシーケンスに含まれたビットの一部は、同期信号ブロックのインデックスに対応する。
【００１３】
本発明による無線通信システムにおいて、同期信号ブロックを受信する端末であって、基地局と信号を送受信するＲＦモジュールと、該ＲＦモジュールに連結され、主同期信号（Ｐｒｉｍａｒｙ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ；ＰＳＳ）、副同期信号（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ；ＳＳＳ）及びＰＢＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ  Ｃｈａｎｎｅｌ）で構成された同期信号ブロックを受信し、ＰＢＣＨが受信されるリソース領域によりＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  Ｓｉｇｎａｌ）を受信するプロセッサと、を含み、同期信号ブロックのインデックスは、ＤＭＲＳのシーケンスを考慮して決定される。
【００１４】
この時、同期信号ブロックが送信される同期信号ブロック候補の数が特定の値を満たす場合、同期信号ブロックのインデックスは、ＰＢＣＨのペイロードに含まれた複数のビットをさらに考慮して決定される。
【００１５】
また同期信号ブロックのインデックスのための６ビットのうち、３ビットはＤＭＲＳにより受信され、残りの３ビットはＰＢＣＨのペイロードにより受信される。
【００１６】
またＤＭＲＳにより受信される同期信号ブロックのインデックスのためのビット数は、同期信号ブロックが送信される同期信号ブロック候補の数によって決定される。
【００１７】
また同期信号ブロックのインデックスは、１つのＤＭＲＳインデックスに対応する。
【００１８】
またＤＭＲＳのシーケンスはセルを識別するためのセル識別子及び同期信号ブロックのインデックスに基づいて生成される。
【００１９】
またＰＢＣＨのスクランブルシーケンスに含まれたビットの一部は、同期信号ブロックのインデックスに対応する。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、ＰＢＣＨが受信されたリソース領域に含まれたＤＭＲＳを用いて、同期信号ブロックのインデックスを決定することにより、デコーディングの性能を高め、シグナリングオーバーヘッドを減らすことができる。
【００２１】
本発明で得られる効果は以上に言及した効果に制限されず、言及しなかった他の効果は下記の記載から本発明が属する当該技術分野における当業者に明確に理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】３ＧＰＰ無線接続網の規格に基づく端末とＥ−ＵＴＲＡＮの間の無線インターフェースプロトコル（Ｒａｄｉｏ  Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ  Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）の制御プレーン（Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｐｌａｎｅ）及びユーザプレーン（Ｕｓｅｒ  Ｐｌａｎｅ）構造を示す図である。
【図２】３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。
【図３】ＬＴＥシステムで使用される無線フレームの構造を例示する図である。
【図４】ＬＴＥシステムで使用される同期信号（ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  ｓｉｇｎａｌ，ＳＳ）の伝送のための無線フレームの構造を例示する図である。
【図５】ＬＴＥシステムで使用される下りリンク無線フレームの構造を例示する図である。
【図６】ＬＴＥシステムで使用される上りリンクサブフレームの構造を示す図である。
【図７】ＴＸＲＵとアンテナ要素の連結方式の一例を示す図である。
【図８】セルフサブフレームの構造（Ｓｅｌｆ−Ｃｏｎｔａｉｎｅｄ  ｓｕｂｆｒａｍｅ  ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ）を示す図である。
【図９】同期信号シーケンスをリソース要素にマッピングする実施例を説明する図である。
【図１０】主同期信号シーケンスを生成する実施例を説明する図である。
【図１１】本発明の実施例によって同期信号を送信した時の検出性能及びＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ  ｔｏ  Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）性能を測定した結果を説明する図である。
【図１２】本発明の実施例によって同期信号を送信した時の検出性能及びＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ  ｔｏ  Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）性能を測定した結果を説明する図である。
【図１３】本発明の実施例によって同期信号を送信した時の検出性能及びＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ  ｔｏ  Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）性能を測定した結果を説明する図である。
【図１４】同期信号内においてＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨが多重化（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）される実施例を説明する図である。
【図１５】同期信号内においてＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨが多重化（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）される実施例を説明する図である。
【図１６】同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明する図である。
【図１７】同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明する図である。
【図１８】同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明する図である。
【図１９】同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明する図である。
【図２０】同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明する図である。
【図２１】同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明する図である。
【図２２】同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明する図である。
【図２３】同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。
【図２４】同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。
【図２５】同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。
【図２６】同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。
【図２７】同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。
【図２８】同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。
【図２９】同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。
【図３０】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図３１】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図３２】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図３３】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図３４】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図３５】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図３６】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図３７】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図３８】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図３９】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図４０】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図４１】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図４２】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図４３】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図４４】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図４５】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図４６】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図４７】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図４８】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図４９】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図５０】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図５１】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図５２】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図５３】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図５４】本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図５５】発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図５６】発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。
【図５７】同期信号及び下りリンク共通チャネルのための帯域幅を設定する実施例を説明する図である。
【図５８】同期信号及び下りリンク共通チャネルのための帯域幅を設定する実施例を説明する図である。
【図５９】同期信号及び下りリンク共通チャネルのための帯域幅を設定する実施例を説明する図である。
【図６０】本発明の一実施例による通信装置のブロック構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下に添付の図面を参照して説明された本発明の実施例から、本発明の構成、作用及び他の特徴が容易に理解されるであろう。以下に説明される実施例は、本発明の技術的特徴が３ＧＰＰシステムに適用された例である。
【００２４】
本明細書ではＬＴＥシステム及びＬＴＥ−Ａシステムを用いて本発明の実施例を説明するが、これは例示に過ぎず、本発明の実施例は、上述した定義に該当するいかなる通信システムにも適用可能である。
【００２５】
また、本明細書では、基地局をＲＲＨ（ｒｅｍｏｔｅ  ｒａｄｉｏ  ｈｅａｄ）、ｅＮＢ、ＴＰ（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｐｏｉｎｔ）、ＲＰ（ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ  ｐｏｉｎｔ）、中継機（ｒｅｌａｙ）などを含む包括的な名称として使うことができる。
【００２６】
図１は３ＧＰＰ無線接続網の規格に基づく端末とＥ−ＵＴＲＡＮの間の無線インターフェースプロトコルの制御プレーン及びユーザプレーンの構造を示す図である。制御プレーンは端末（Ｕｓｅｒ  Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ；ＵＥ）とネットワークが信号を管理するために用いる制御メッセージが送信される通路を意味する。ユーザプレーンはアプリケーション層で生成されたデータ、例えば、音声データ又はインターネットパケットデータなどが送信される通路を意味する。
【００２７】
第１の層である物理層は、物理チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）を用いて上位層に情報送信サービス（Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｒａｎｓｆｅｒ  Ｓｅｒｖｉｃｅ）を提供する。物理層は上位にある媒体アクセス制御（Ｍｅｄｉｕｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）層とはトランスポートチャネル（Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して連結される。このトランスポートチャネルを介して媒体アクセス制御層と物理層の間でデータが移動する。送信側と受信側の物理層の間では物理チャネルを介してデータが移動する。物理チャネルは時間と周波数を無線リソースとして活用する。具体的には、物理チャネルは、下りリンクにおいて、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）方式で変調され、上りリンクにおいては、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）方式で変調される。
【００２８】
第２の層である媒体アクセス制御（Ｍｅｄｉｕｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＭＡＣ）層は、論理チャネル（Ｌｏｇｉｃａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して上位層である無線リンク制御（Ｒａｄｉｏ  Ｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＲＬＣ）層にサービスを提供する。第２の層のＲＬＣ層は信頼性のあるデータ送信を支援する。ＲＬＣ層の機能はＭＡＣ内部の機能ブロックにより具現化できる。第２の層のＰＤＣＰ層は帯域幅が狭い無線インターフェースにおいてＩＰｖ４或いはＩＰｖ６のようなＩＰパケットを効率的に送信するために不要な制御情報を減らすヘッダ圧縮（Ｈｅａｄｅｒ  Ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ）の機能を果たす。
【００２９】
第３の層の最下部に位置する無線リソース制御（Ｒａｄｉｏ  Ｒｅｓｏｕｒｃｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＲＲＣ）層は、制御プレーンでのみ定義される。ＲＲＣ層は無線ベアラ（Ｒａｄｉｏ  Ｂｅａｒｅｒ）の設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）、再設定（ｒｅ−ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）及び解除（ｒｅｌｅａｓｅ）に関連して論理チャネル、トランスポートチャネル及び物理チャネルの制御を担当する。無線ベアラは端末とネットワークの間のデータ伝達のために第２の層により提供されるサービスを意味する。このために、端末とネットワークのＲＲＣ層は互いにＲＲＣメッセージを交換する。端末とネットワークのＲＲＣ層の間にＲＲＣ接続（ＲＲＣ  Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ）がある場合、端末はＲＲＣ接続状態（Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ  Ｍｏｄｅ）であり、そうではない場合はＲＲＣ休止状態（Ｉｄｌｅ  Ｍｏｄｅ）である。ＲＲＣ層の上位にあるＮＡＳ（Ｎｏｎ−Ａｃｃｅｓｓ  Ｓｔｒａｔｕｍ）層は、セッション管理（Ｓｅｓｓｉｏｎ  Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ）と移動性管理（Ｍｏｂｉｌｉｔｙ  Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ）などの機能を果たす。
【００３０】
ネットワークから端末にデータを送信する下りトランスポートチャネルとしては、システム情報を送信するＢＣＨ（Ｂｒｏａｄｃａｓｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ）、ページングメッセージを送信するＰＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ  Ｃｈａｎｎｅｌ）、ユーザトラフィックや制御メッセージを送信する下りＳＣＨ（Ｓｈａｒｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ）などがある。下りマルチキャスト又は放送サービスのトラフィック又は制御メッセージの場合、下りＳＣＨを介して送信され、又は別の下りＭＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して送信されることができる。なお、端末からネットワークにデータを送信する上りトランスポートチャネルとしては、初期制御メッセージを送信するＲＡＣＨ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｃｈａｎｎｅｌ）、ユーザトラフィックや制御メッセージを送信する上りＳＣＨ（Ｓｈａｒｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ）がある。トランスポートチャネルの上位にありかつトランスポートチャネルにマッピングされる論理チャネル（Ｌｏｇｉｃａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）としては、ＢＣＣＨ（Ｂｒｏａｄｃａｓｔ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＣＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＣＣＣＨ（Ｃｏｍｍｏｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＭＣＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＭＴＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ  Ｔｒａｆｆｉｃ  Ｃｈａｎｎｅｌ）などがある。
【００３１】
図２は３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。
【００３２】
端末は、電源がオンになったり新たにセルに進入した場合は、基地局と同期を合わせるなどの初期セル探索（Ｉｎｉｔｉａｌ  ｃｅｌｌ  ｓｅａｒｃｈ）作業を行う（Ｓ２０１）。このために、端末は基地局から主同期チャネル（Ｐｒｉｍａｒｙ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  Ｃｈａｎｎｅｌ；  Ｐ−ＳＣＨ）及び副同期チャネル（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  Ｃｈａｎｎｅｌ；Ｓ−ＳＣＨ）を受信することによって基地局と同期を合わせ、セルＩＤなどの情報を得ることができる。その後、端末は基地局から物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ）を受信してセル内の放送情報を得ることができる。なお、端末は初期セル探索段階において下りリンク参照信号（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  Ｓｉｇｎａｌ；ＤＬ  ＲＳ）を受信して下りリンクチャネル状態を確認することができる。
【００３３】
初期セル探索を終了した端末は、物理下りリンク制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＣＣＨ）及び該ＰＤＣＣＨに載せられた情報によって物理下りリンク共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＳＣＨ）を受信することによって、より具体的なシステム情報を得ることができる（Ｓ２０２）。
【００３４】
一方、基地局に最初に接続した或いは信号伝送のための無線リソースがない場合は、端末は、基地局に対してランダムアクセス過程（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ；ＲＡＣＨ）を行うことができる（段階Ｓ２０３〜段階Ｓ２０６）。このために、端末は、物理ランダムアクセスチャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＲＡＣＨ）を介して特定シーケンスをプリアンブルとして伝送し（Ｓ２０３及びＳ２０５）、ＰＤＣＣＨ及び対応するＰＤＳＣＨを介してプリアンブルに対する応答メッセージを受信することができる（Ｓ２０４及びＳ２０６）。競争基盤のＲＡＣＨの場合、さらに衝突解決手順（Ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ  Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ  Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行うことができる。
【００３５】
上述した手順を行った端末は、その後、一般的な上り／下りリンク信号伝送の手順として、ＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨ受信（Ｓ２０７）及び物理上りリンク共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｕｐｌｉｎｋ  Ｓｈａｒｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＳＣＨ）／物理上りリンク制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｕｐｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＣＣＨ）の送信（Ｓ２０８）を行う。特に、端末は、ＰＤＣＣＨを介して下りリンク制御情報（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＤＣＩ）を受信する。ここで、ＤＣＩは、端末に対するリソース割り当て情報などの制御情報を含み、その使用目的に応じてフォーマットが互いに異なる。
【００３６】
一方、端末が上りリンクを通じて基地局に伝送したり、端末が基地局から受信したりする制御情報は、下り／上りリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号、ＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｑｕａｌｉｔｙ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｉｎｄｅｘ）、ＲＩ（Ｒａｎｋ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）などを含む。３ＧＰＰ  ＬＴＥシステムの場合、端末は上述したＣＱＩ／ＰＭＩ／ＲＩなどの制御情報をＰＵＳＣＨ及び／又はＰＵＣＣＨを介して伝送することができる。
【００３７】
図３は、ＬＴＥシステムで用いられる無線フレームの構造を例示する図である。
【００３８】
図３を参照すると、無線フレーム（ｒａｄｉｏ  ｆｒａｍｅ）は１０ｍｓ（３２７２００×Ｔｓ）の長さを有し、１０個の均等なサイズのサブフレームで構成されている。それぞれのサブフレームは１ｍｓの長さを有し、２個のスロットで構成される。それぞれのスロットは０．５ｍｓ（１５３６０×Ｔｓ）の長さを有する。ここで、Ｔｓはサンプリング時間を表し、Ｔｓ＝１／（１５ｋＨｚ×２０４８）＝３．２５５２×１０−８（約３３ｎｓ）で表示される。スロットは時間領域において複数のＯＦＤＭシンボルを含み、周波数領域において複数のリソースブロック（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ  Ｂｌｏｃｋ；ＲＢ）を含む。ＬＴＥシステムにおいて一つのリソースブロックは１２個の副搬送波×７（６）個のＯＦＤＭシンボルを含む。データの送信される単位時間であるＴＴＩ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｔｉｍｅ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ）は一つ以上のサブフレーム単位に定めることができる。上述した無線フレームの構造は例示に過ぎず、無線フレームに含まれるサブフレームの数、サブフレームに含まれるスロットの数、又はスロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は様々に変更されてもよい。
【００３９】
図４はＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ基盤の無線通信システムにおいて、同期信号（ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  ｓｉｇｎａｌ、ＳＳ）の伝送のための無線フレームの構造を例示する図である。特に、図３は周波数分割デュプレックス（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｄｕｐｌｅｘ、ＦＤＤ）において同期信号及びＰＢＣＨの伝送のための無線フレームの構造を例示しており、図５の（ａ）は正規ＣＰ（ｎｏｒｍａｌ  ｃｙｃｌｉｃ  ｐｒｅｆｉｘ）として設定された無線フレームにおいてＳＳ及びＰＢＣＨの伝送位置を示し、図５の（ｂ）は拡張ＣＰ（ｅｘｔｅｎｄｅｄ  ＣＰ）として設定された無線フレームにおいてＳＳ及びＰＢＣＨの伝送位置を示している。
【００４０】
以下、図４を参照しながらＳＳについてより具体的に説明する。ＳＳはＰＳＳ（Ｐｒｉｍａｒｙ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ）とＳＳＳ（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ）に区分される。ＰＳＳはＯＦＤＭシンボル同期、スロット同期などの時間ドメイン同期及び／又は周波数ドメイン同期を得るために使用され、ＳＳＳはフレーム同期、セルグループＩＤ及び／又はセルのＣＰ設定（即ち、一般ＣＰ又は拡張ＣＰの使用情報）を得るために使用される。図４を参照すると、ＰＳＳとＳＳＳは毎無線フレームの２つのＯＦＤＭシンボルで各々伝送される。具体的には、ＳＳはインターＲＡＴ（ｉｎｔｅｒ  ｒａｄｉｏ  ａｃｃｅｓｓ  ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）の測定を容易にするために、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）フレームの長さである４．６ｍｓを考慮して、サブフレーム０の１番目のスロットとサブフレーム５の１番目のスロットで各々伝送される。特に、ＰＳＳはサブフレーム０の１番目のスロットの最後のＯＦＤＭシンボルとサブフレーム５の１番目のスロットの最後のＯＦＤＭシンボルで各々伝送され、ＳＳＳはサブフレーム０の１番目のスロットの最後から２番目のＯＦＤＭシンボルとサブフレーム５の１番目のスロットの最後から２番目のＯＦＤＭシンボルで各々伝送される。該当無線フレームの境界はＳＳＳを通じて検出される。ＰＳＳは該当スロットの最後のＯＦＤＭシンボルで伝送され、ＳＳＳはＰＳＳの直前のＯＦＤＭシンボルで伝送される。ＳＳの伝送ダイバーシチ（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）方式は、単一のアンテナポート（Ｓｉｎｇｌｅ  ａｎｔｅｎｎａ  ｐｏｒｔ）のみを使用し、標準では特に定義していない。
【００４１】
ＰＳＳは５ｍｓごとに伝送されるので、ＵＥはＰＳＳを検出することにより、該当サブフレームがサブフレーム０とサブフレーム５のうちの１つであることは分かるが、該当サブフレームがサブフレーム０とサブフレーム５のうち、正確に何であるかは分かることができない。従って、ＵＥはＰＳＳのみでは無線フレームの境界を認知できない。即ち、ＰＳＳのみではフレーム同期を得ることができない。ＵＥは１つの無線フレーム内で２回伝送されるが、互いに異なるシーケンスとして伝送されるＳＳＳを検出して無線フレームの境界を検出する。
【００４２】
ＰＳＳ／ＳＳＳを用いたセルの探索過程を行ってＤＬ信号の復調及びＵＬ信号の伝送を正確な時点に行うために必要な時間及び周波数パラメータを決定したＵＥは、ｅＮＢとの通信のために、さらにｅＮＢからＵＥのシステム設定（ｓｙｓｔｅｍ  ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）に必要なシステム情報を得なければならない。
【００４３】
システム情報はマスタ情報ブロック（Ｍａｓｔｅｒ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｂｌｏｃｋ、ＭＩＢ）及びシステム情報ブロック（Ｓｙｓｔｅｍ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｂｌｏｃｋ、ＳＩＢ）により設定される。各々のシステム情報ブロックは機能的に関連したパラメータの集まりを含み、含むパラメータによってマスタ情報ブロック（Ｍａｓｔｅｒ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｂｌｏｃｋ、ＭＩＢ）及びシステム情報ブロックタイプ１（Ｓｙｓｔｅｍ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｂｌｏｃｋ  Ｔｙｐｅ  １、ＳＩＢ１）、システム情報ブロックタイプ２（Ｓｙｓｔｅｍ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｂｌｏｃｋ  Ｔｙｐｅ  ２、ＳＩＢ２）、ＳＩＢ３〜ＳＩＢ１７に区分される。
【００４４】
ＭＩＢはＵＥがｅＮＢのネットワークに初期接続（ｉｎｉｔｉａｌ  ａｃｃｅｓｓ）するために必須である、最も頻繁に伝送されるパラメータを含む。ＵＥはＭＩＢをブロードキャストチャネル（例えば、ＰＢＣＨ）を介して受信する。ＭＩＢには、下りリンクシステムの帯域幅（ＤＬ−Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ、ＤＬ  ＢＷ）、ＰＨＩＣＨの設定、システムフレームの番号（ＳＦＮ）が含まれる。従って、ＵＥはＰＢＣＨを受信することにより明示的に（ｅｘｐｌｉｃｉｔ）ＤＬ  ＢＷ、ＳＦＮ、ＰＨＩＣＨの設定に関する情報を分かることができる。なお、ＰＢＣＨを受信することによりＵＥが暗黙的に（ｉｍｐｌｉｃｉｔ）認知できる情報としては、ｅＮＢの伝送アンテナポートの数がある。ｅＮＢの伝送アンテナの数に関する情報は、ＰＢＣＨのエラー検出に使用される１６ビットＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ  Ｃｈｅｃｋ）に伝送アンテナの数に対応するシーケンスをマスキング（例えば、ＸＯＲ演算）して暗黙的にシグナリングされる。
【００４５】
ＳＩＢ１は他のＳＩＢの時間ドメインスケジューリングに関する情報だけではなく、特定のセルがセル選択に適合するか否かを判断するために必要なパラメータを含む。ＳＩＢ１はブロードキャストのシグナリング又は専用（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ）シグナリングによりＵＥに受信される。
【００４６】
ＤＬ搬送波周波数と該当システムの帯域幅はＰＢＣＨが運ぶＭＩＢにより得られる。ＵＬ搬送波周波数及び該当システムの帯域幅は、ＤＬ信号であるシステム情報により得られる。ＭＩＢを受信したＵＥは、該当セルに対して貯蔵された有効システム情報がないと、システム情報ブロックタイプ２（Ｓｙｓｔｅｍ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｂｌｏｃｋ  Ｔｙｐｅ２、ＳＩＢ２）が受信されるまで、ＭＩＢ内のＤＬ  ＢＷの値をＵＬ帯域幅（ＵＬ  ＢＷ）に適用する。例えば、ＵＥはシステム情報ブロックタイプ２（Ｓｙｓｔｅｍ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｂｌｏｃｋ  Ｔｙｐｅ２、ＳＩＢ２）を得ることにより、ＳＩＢ２内のＵＬ搬送波周波数及びＵＬ帯域幅情報により自分がＵＬ伝送に使用できる全体ＵＬシステムの帯域を把握することができる。
【００４７】
周波数ドメインにおいて、ＰＳＳ／ＳＳＳ及びＰＢＣＨは実際のシステム帯域幅に関係なく、該当ＯＦＤＭシンボル内でＤＣ副搬送波を中心として左右３つずつ計６つのＲＢ、即ち、計７２個の副搬送波内でのみ伝送される。従って、ＵＥはＵＥに設定された下りリンク伝送帯域幅に関係なく、ＳＳ及びＰＢＣＨを検出（ｄｅｔｅｃｔ）又は復号（ｄｅｃｏｄｅ）できるように設定される。
【００４８】
初期セル探索を終了したＵＥは、ｅＮＢへの接続を完了するためにランダムアクセス過程（ｒａｎｄｏｍ  ａｃｃｅｓｓ  ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行う。このために、ＵＥは物理ランダムアクセスチャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ  ｒａｎｄｏｍ  ａｃｃｅｓｓ  ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＲＡＣＨ）を介してプリアンブル（ｐｒｅａｍｂｌｅ）を伝送し、ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨを介してプリアンブルに対する応答メッセージを受信する。競争基盤のランダムアクセス（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ  ｂａｓｅｄ  ｒａｎｄｏｍ  ａｃｃｅｓｓ）の場合、さらなるＰＲＡＣＨの伝送、またＰＤＣＣＨ及びＰＤＣＣＨに対応するＰＤＳＣＨのような衝突解決手順（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ  ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ  ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行うことができる。
【００４９】
上述したような手順を行ったＵＥは、今後一般的な上り／下りリンク信号伝送の手順としてＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨの受信及びＰＵＳＣＨ／ＰＵＣＣＨの伝送を行うことができる。
【００５０】
ランダムアクセス過程は、ランダムアクセスチャネル（ｒａｎｄｏｍ  ａｃｃｅｓｓ  ｃｈａｎｎｅｌ、ＲＡＣＨ）過程とも呼ばれる。ランダムアクセス過程は初期接続、上りリンク同期調整、リソース割り当て、ハンドオーバーなどの用途に多様に使用される。ランダムアクセス過程は、競争基盤（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ−ｂａｓｅｄ）の過程と専用（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ）（即ち、非競争基盤）の過程に分類される。競争基盤のランダムアクセス過程は初期接続を含んで一般的に使用され、専用のランダムアクセス過程はハンドオーバーなどに制限的に使用される。競争基盤のランダムアクセス過程において、ＵＥはＲＡＣＨプリアンブルのシーケンスをランダムに選択する。従って、複数のＵＥが同時に同じＲＡＣＨプリアンブルのシーケンスを伝送することができ、これにより今後競争解消過程が必要である。反面、専用のランダムアクセス過程において、ＵＥはｅＮＢが該当ＵＥに唯一割り当てたＲＡＣＨプリアンブルのシーケンスを使用する。従って、他のＵＥとの衝突無しにランダムアクセス過程を行うことができる。
【００５１】
競争基盤のランダムアクセス過程は以下の４つの段階を含む。以下、段階１〜４により伝送されるメッセージは各々メッセージ１〜４（Ｍｓｇ１〜Ｍｓｇ４）と呼ばれる。
【００５２】
−段階１：ＲＡＣＨプリアンブル（ｖｉａ  ＰＲＡＣＨ）（ＵＥ  ｔｏ  ｅＮＢ）
【００５３】
−段階２：ランダムアクセス応答（ｒａｎｄｏｍ  ａｃｃｅｓｓ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ、ＲＡＲ）（ｖｉａ  ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨ）（ｅＮＢ  ｔｏ  ｕｅ）
【００５４】
−段階３：レイヤ２／レイヤ３のメッセージ（ｖｉａ  ＰＵＳＣＨ）（ＵＥ  ｔｏ  ｅＮＢ）
【００５５】
−段階４：競争解消（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ  ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）メッセージ（ｅＮＢ  ｔｏ  ＵＥ）
【００５６】
専用のランダムアクセス過程は以下の３つの段階を含む。以下、段階０〜２により伝送されるメッセージは各々メッセージ０〜２（Ｍｓｇ０〜Ｍｓｇ２）と呼ばれる。ランダムアクセス過程の一部としてＲＡＲに対応する上りリンク伝送（即ち、段階３）も行われることができる。専用のランダムアクセス過程は、基地局がＲＡＣＨプリアンブル伝送を命令するためのＰＤＣＣＨ（以下、ＰＤＣＣＨオーダー（ｏｒｄｅｒ））を用いてトリガーされることができる。
【００５７】
−段階０：専用シグナリングによるＲＡＣＨプリアンブルの割り当て（ｅＮＢ  ｔｏ  ＵＥ）
【００５８】
−段階１：ＲＡＣＨプリアンブル（ｖｉａ  ＰＲＡＣＨ）（ＵＥ  ｔｏ  ｅＮＢ）
【００５９】
−段階２：ランダムアクセス応答（ＲＡＲ）（ｖｉａ  ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨ）（ｅＮＢ  ｔｏ  ＵＥ）
【００６０】
ＲＡＣＨプリアンブルの伝送後、ＵＥは所定の時間ウィンドウ内でランダムアクセス応答（ＲＡＲ）受信を試みる。具体的には、ＵＥは時間ウィンドウ内でＲＡ−ＲＮＴＩ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  ＲＮＴＩ）を有するＰＤＣＣＨ（以下、ＲＡ−ＲＮＴＩ  ＰＤＣＣＨ）（例えば、ＰＤＣＣＨにおいてＣＲＣがＲＡ−ＲＮＴＩにマスキングされる）の検出を試みる。ＲＡ−ＲＮＴＩ  ＰＤＣＣＨの検出時、ＵＥはＲＡ−ＲＮＴＩ  ＰＤＣＣＨに対応するＰＤＳＣＨ内に自分のためのＲＡＲが存在するか否かを確認する。ＲＡＲはＵＬ同期化のためのタイミングオフセット情報を示すタイミングアドバンス（Ｔｉｍｉｎｇ  Ａｄｖａｎｃｅ、ＴＡ）情報、ＵＬリソース割り当て情報（ＵＬグラント情報）、臨時端末識別子（例えば、ｔｅｍｐｏｒａｒｙ  ｃｅｌｌ−ＲＮＴＩ、ＴＣ−ＲＮＴＩ）などを含む。ＵＥはＲＡＲ内のリソース割り当て情報及びＴＡ値によってＵＬ伝送（例えば、Ｍｓｇ３）を行うことができる。ＲＡＲに対応するＵＬ伝送にはＨＡＲＱが適用される。従って、ＵＥはＭｓｇ３の伝送後、Ｍｓｇ３に対応する受信応答情報（例えば、ＰＨＩＣＨ）を受信できる。
【００６１】
ランダムアクセスプリアンブル、即ち、ＲＡＣＨプリアンブルは、物理層において長さＴＣＰのサイクリックプレフィックス（ｃｙｃｌｉｃ  ｐｒｅｆｉｘ）及び長さＴＳＥＱのシーケンス部分で構成される。ＴＣＰのＴＳＥＱはフレーム構造とランダムアクセス設定に依存する。プリアンブルフォーマットは上位層により制御される。ＰＡＣＨプリアンブルはＵＬサブフレームで伝送される。ランダムアクセスプリアンブルの伝送は、特定時間及び周波数リソースに制限される（ｒｅｓｔｒｉｃｔ）。かかるリソースをＰＲＡＣＨリソースとし、ＰＲＡＣＨリソースは、インデックス０が無線フレームにおいて低い番号のＰＲＢ及びサブフレームに対応するように、無線フレーム内のサブフレーム番号と、周波数ドメインにおいてＰＲＢの増加順に番号を付ける。ランダムアクセスリソースがＰＲＡＣＨ設定インデックスにより定義される（３ＧＰＰ  ＴＳ  ３６．２１１標準文書を参照）。ＰＲＡＣＨ設定インデックスは（ｅＮＢにより伝送される）上位層信号により与えられる。
【００６２】
ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、ランダムアクセスプリアンブル、即ち、ＲＡＣＨプリアンブルのための副搬送波間隔（Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ  Ｓｐａｃｉｎｇ）は、プリアンブルフォーマット０〜３の場合、１．２５ｋＨｚであり、プリアンブルフォーマット４の場合、７．５ｋＨｚであると規定される（３ＧＰＰ  ＴＳ  ３６．２１１参照）。
【００６３】
図５は、下りリンク無線フレームにおいて１つのサブフレームの制御領域に含まれる制御チャネルを例示する図である。
【００６４】
図５を参照すると、サブフレームは１４個のＯＦＤＭシンボルで構成される。サブフレーム設定によって最初の１〜３個のＯＦＤＭシンボルは制御領域として用いられ、残り１３〜１１個のＯＦＤＭシンボルはデータ領域として用いられる。同図で、Ｒ１乃至Ｒ４は、アンテナ０乃至３に対する基準信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  Ｓｉｇｎａｌ（ＲＳ）又はＰｉｌｏｔ  Ｓｉｇｎａｌ）を表す。ＲＳは、制御領域及びデータ領域を問わず、サブフレーム内に一定のパターンで固定される。制御チャネルは、制御領域においてＲＳの割り当てられていないリソースに割り当てられ、トラフィックチャネルもデータ領域においてＲＳの割り当てられていないリソースに割り当てられる。制御領域に割り当てられる制御チャネルとしては、ＰＣＦＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｆｏｒｍａｔ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ  ＣＨａｎｎｅｌ）、ＰＨＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｈｙｂｒｉｄ−ＡＲＱ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ  ＣＨａｎｎｅｌ）、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ＣＨａｎｎｅｌ）などがある。
【００６５】
ＰＣＦＩＣＨは物理制御フォーマット指示子チャネルであって、サブフレームごとにＰＤＣＣＨに用いられるＯＦＤＭシンボル数を端末に知らせる。ＰＣＦＩＣＨは、最初のＯＦＤＭシンボルに位置し、ＰＨＩＣＨ及びＰＤＣＣＨに優先して設定される。ＰＣＦＩＣＨは４個のＲＥＧ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ  Ｅｌｅｍｅｎｔ  Ｇｒｏｕｐ）で構成され、それぞれのＲＥＧはセルＩＤ（Ｃｅｌｌ  ＩＤｅｎｔｉｔｙ）に基づいて制御領域内に分散される。一つのＲＥＧは４個のＲＥ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ  Ｅｌｅｍｅｎｔ）で構成される。ＲＥは、１つの副搬送波×１つのＯＦＤＭシンボルと定義される最小物理リソースを表す。ＰＣＦＩＣＨ値は帯域幅によって１〜３又は２〜４の値を指示し、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）で変調される。
【００６６】
ＰＨＩＣＨは、物理ＨＡＲＱ（Ｈｙｂｒｉｄ−Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｒｅｐｅａｔ  ａｎｄ  ｒｅｑｕｅｓｔ）指示子チャネルで、上りリンク送信に対するＨＡＲＱ  ＡＣＫ／ＮＡＣＫを運ぶために用いられる。即ち、ＰＨＩＣＨは、ＵＬ  ＨＡＲＱのためのＤＬ  ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報が送信されるチャネルを表す。ＰＨＩＣＨは、１個のＲＥＧで構成され、セル固有（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）にスクランブルされる。ＡＣＫ／ＮＡＣＫは１ビットで指示され、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ）で変調される。変調されたＡＣＫ／ＮＡＣＫは拡散因子（Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ  Ｆａｃｔｏｒ；ＳＦ）＝２又は４で拡散される。同一のリソースにマップされる複数のＰＨＩＣＨは、ＰＨＩＣＨグループを構成する。ＰＨＩＣＨグループに多重化されるＰＨＩＣＨの個数は、拡散コードの個数によって決定される。ＰＨＩＣＨ（グループ）は周波数領域及び／又は時間領域においてダイバーシチ利得を得るために３回繰り返される（ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ）。
【００６７】
ＰＤＣＣＨは物理下りリンク制御チャネルであって、サブフレームにおける最初のｎ個のＯＦＤＭシンボルに割り当てられる。ここで、ｎは１以上の整数であり、ＰＣＦＩＣＨによって指示される。ＰＤＣＣＨは一つ以上のＣＣＥで構成される。ＰＤＣＣＨは、トランスポートチャネルであるＰＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ  ｃｈａｎｎｅｌ）及びＤＬ−ＳＣＨ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ−ｓｈａｒｅｄ  ｃｈａｎｎｅｌ）のリソース割り当てに関する情報、上りリンクスケジューリンググラント（Ｕｐｌｉｎｋ  Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ  Ｇｒａｎｔ）、ＨＡＲＱ情報などを各端末又は端末グループに知らせる。ＰＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ  ｃｈａｎｎｅｌ）及びＤＬ−ＳＣＨ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ−ｓｈａｒｅｄ  ｃｈａｎｎｅｌ）はＰＤＳＣＨを介して送信される。従って、基地局と端末は一般に、特定の制御情報又は特定のサービスデータ以外は、ＰＤＳＣＨを介してデータをそれぞれ送信及び受信する。
【００６８】
ＰＤＳＣＨのデータがいずれの端末（一つ又は複数の端末）に送信されるものか、これら端末がどのようにＰＤＳＣＨデータを受信してデコードしなければならないかに関する情報などは、ＰＤＣＣＨに含まれて送信される。例えば、特定ＰＤＣＣＨが「Ａ」というＲＮＴＩ（Ｒａｄｉｏ  Ｎｅｔｗｏｒｋ  Ｔｅｍｐｏｒａｒｙ  Ｉｄｅｎｔｉｔｙ）でＣＲＣマスクされており、「Ｂ」という無線リソース（例、周波数位置）及び「Ｃ」というＤＣＩフォーマット、即ち、伝送形式情報（例、伝送ブロックサイズ、変調方式、コーディング情報など）を用いて送信されるデータに関する情報が、特定サブフレームで送信されると仮定する。この場合、セル内の端末は、自身が持っているＲＮＴＩ情報を用いて検索領域でＰＤＣＣＨをモニター、即ち、ブラインドデコードし、「Ａ」のＲＮＴＩを持っている一つ以上の端末があると、これらの端末はＰＤＣＣＨを受信し、受信したＰＤＣＣＨの情報に基づいて「Ｂ」と「Ｃ」によって指示されるＰＤＳＣＨを受信する。
【００６９】
図６は、ＬＴＥシステムで用いられる上りリンクサブフレームの構造を示す図である。
【００７０】
図６を参照すると、上りリンクサブフレームは、制御情報を運ぶＰＵＣＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＵｐｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ＣＨａｎｎｅｌ）が割り当てられる領域と、ユーザデータを運ぶＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｕｐｌｉｎｋ  Ｓｈａｒｅｄ  ＣＨａｎｎｅｌ）が割り当てられる領域とに区別される。サブフレームにおいて中間部分がＰＵＳＣＨに割り当てられ、周波数領域においてデータ領域の両側部分がＰＵＣＣＨに割り当てられる。ＰＵＣＣＨ上で送信される制御情報は、ＨＡＲＱに用いられるＡＣＫ／ＮＡＣＫ、下りリンクチャネル状態を示すＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｑｕａｌｉｔｙ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＭＩＭＯのためのＲＩ（Ｒａｎｋ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、上りリンクリソース割り当て要求であるＳＲ（Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ  Ｒｅｑｕｅｓｔ）などがある。一つの端末に対するＰＵＣＣＨは、サブフレーム内の各スロットで互いに異なる周波数を占める一つのリソースブロックを使用する。即ち、ＰＵＣＣＨに割り当てられる２個のリソースブロックはスロット境界で周波数ホッピング（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｈｏｐｐｉｎｇ）する。特に、図６は、ｍ＝０のＰＵＣＣＨ、ｍ＝１のＰＵＣＣＨ、ｍ＝２のＰＵＣＣＨ、ｍ＝３のＰＵＣＣＨがサブフレームに割り当てられるとしている。
【００７１】
以下、チャネル状態情報（ｃｈａｎｎｅｌ  ｓｔａｔｅ  ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ、ＣＳＩ）報告について説明する。現在、ＬＴＥ標準では、チャネル状態情報無しに運用される開ループ（ｏｐｅｎ−ｌｏｏｐ）ＭＩＭＯとチャネル状態情報に基づいて運用される閉ループ（ｃｌｏｓｅｄ−ｌｏｏｐ）ＭＩＭＯの２つの送信方式がある。特に、閉ループＭＩＭＯでは、ＭＩＭＯアンテナの多重化利得を得るために、基地局及び端末が各々チャネル状態情報に基づいてビーム形成を行う。基地局はチャネル状態情報を端末から得るために、端末にＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｕｐｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ＣＨａｎｎｅｌ）又はＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｕｐｌｉｎｋ  Ｓｈａｒｅｄ  ＣＨａｎｎｅｌ）を割り当てて下りリンク信号に対するチャネル状態情報（ＣＳＩ）をフィードバックするように命令する。
【００７２】
ＣＳＩは大きく、ＲＩ（Ｒａｎｋ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ  Ｍａｔｒｉｘ  ｉｎｄｅｘ）、ＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｑｕａｌｉｔｙ  Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）の３つの情報に分類される。まずＲＩは、上述したように、チャネルのランク情報を示し、端末が同じ周波数−時間リソースにより受信可能なストリーム数を意味する。またＲＩはチャネルの長期間フェージング（ｌｏｎｇ  ｔｅｒｍ  ｆａｄｉｎｇ）により決定されるので、通常ＰＭＩ、ＣＱＩ値よりも長い周期で基地局にフィードバックされる。
【００７３】
またＰＭＩは、チャネルの区間特性を反映した値であり、ＳＩＮＲなどのメトリック（ｍｅｔｒｉｃ）を基準として端末が選好する基地局のプリコーディング行列インデックスを示す。最後に、ＣＱＩはチャネルの強度を示す値であり、通常基地局がＰＭＩを用いた時に得られる受信ＳＩＮＲを意味する。
【００７４】
３ＧＰＰ  ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、基地局は多数のＣＳＩプロセスをＵＥに設定し、各ＣＳＩプロセスに対するＣＳＩが報告される。ここで、ＣＳＩプロセスは、基地局からの信号品質特定のためのＣＳＩ−ＲＳリソースと、干渉測定のためのＣＳＩ−ＩＭ（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）リソース、即ち、ＩＭＲ（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ  ＲＥｓｏｕｒｃｅ）とで構成される。
【００７５】
ミリ波（Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ  Ｗａｖｅ、ｍｍＷ）では波長が短いので、同一面積に多数のアンテナ要素の設置が可能である。具体的には、３０ＧＨｚ帯域において波長は１ｃｍであるので、４＊４ｃｍのパネルに０．５ｌａｍｂｄａ（波長）間隔で２Ｄ（２−ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）配列する場合、計６４（８＊８）のアンテナ要素を設けることができる。これにより、ミリ波（ｍｍＷ）では多数のアンテナ要素を使用してビーム形成（ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ、ＢＦ）利得を上げてカバレッジを増加させるか、又はスループット（ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ）を向上させることができる。
【００７６】
この場合、アンテナ要素ごとに伝送パワー及び位相の調節ができるようにＴＸＲＵ（ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ）を含むと、周波数リソースごとに独立的なビーム形成を行うことができる。しかし、１００個余りの全てのアンテナ要素にＴＸＲＵを設けることは費用面で実効性が乏しい。従って、１つのＴＸＲＵに多数のアンテナ要素をマッピングし、アナログ位相シフター（ａｎａｌｏｇ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔｅｒ）でビーム方向を調節する方式が考えられる。かかるアナログビーム形成方式では全帯域において１つのビーム方向のみが形成されるので、周波数選択的なビーム形成が難しいという短所がある。
【００７７】
デジタルビーム形成及びアナログビーム形成の中間形態として、Ｑ個のアンテナ要素より少ない数のＢ個のＴＸＲＵを有するハイブリッドビーム形成（ｈｙｂｒｉｄ  ＢＦ）が考えられる。この場合、Ｂ個のＴＸＲＵとＱ個のアンテナ要素の連結方式によって差はあるが、同時に伝送可能なビームの方向はＢ個以下に制限される。
【００７８】
図７はＴＸＲＵとアンテナ要素の連結方式の一例を示す。
【００７９】
図７の（ａ）はＴＸＲＵがサブアレイ（ｓｕｂ−ａｒｒａｙ）に連結された方式を示す。この場合、アンテナ要素は１つのＴＸＲＵのみに連結される。一方、図６の（ｂ）はＴＸＲＵが全てのアンテナ要素に連結される方式を示す。この場合、アンテナ要素は全てのＴＸＲＵに連結される。図６において、Ｗはアナログ位相シフター（ａｎａｌｏｇ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔｅｒ）により乗じられる位相ベクトルを示す。即ち、Ｗによってアナログビーム形成の方向が決定される。ここで、ＣＳＩ−ＲＳアンテナポートと複数のＴＸＲＵとのマッピングは１：１又は１：多である。
【００８０】
多数の通信機器がより大きな通信容量を要求することにより、既存のＲＡＴ（ｒａｄｉｏ  ａｃｃｅｓｓ  ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）に比べて向上したモバイルブロードバンド通信の必要性が高まっている。また、多数の機器及び物を連結していつでもどこでも多様なサービスを提供する大規模（ｍａｓｓｉｖｅ）ＭＴＣ（Ｍａｃｈｉｎｅ  Ｔｙｐｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）が次世代通信において考えられている。さらに信頼性及び遅延などに敏感なサービス／ＵＥを考慮した通信システムのデザインも考えられている。これらを考慮した次世代ＲＡＴの導入が論議されており、本発明では便宜上Ｎｅｗ  ＲＡＴ（以下、ＮＲ）という。
【００８１】
ＴＤＤシステムにおいて、データ送信遅延を最小化するために、第５世代ＮＲでは図８のようなセルフサブフレームの構造（Ｓｅｌｆ−Ｃｏｎｔａｉｎｅｄ  ｓｕｂｆｒａｍｅ  ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ）を考慮している。図８はセルフサブフレームの構造の一例である。
【００８２】
図８において斜線領域は下りリンク制御領域を示し、黒い部分は上りリンク制御領域を示す。表示のない領域は、下りリンクデータ送信又は上りリンクデータ送信のために使用されることができる。かかる構造の特徴は、１つのサブフレーム内で下りリンク送信と上りリンク送信が順に行われて、サブフレーム内で下りリンクデータを送り、上りリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫも受けることができる。結果として、データ送信のエラー発生時にデータの再送信までかかる時間を減らすことができ、これにより最終データの伝達遅延を最小化することができる。
【００８３】
かかるセルフサブフレーム構造において、基地局とＵＥが送信モードから受信モードへの転換過程又は受信モードから送信モードへの転換過程のための時間ギャップ（ｔｉｍｅ  ｇａｐ）が必要である。このために、セルフサブフレーム構造において、下りリンクから上りリンクに転換される時点の一部のＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭシンボル；ＯＳ）がＧＰ（ｇｕａｒｄ  ｐｅｒｉｏｄ）として設定される。
【００８４】
ＮｅｗＲＡＴに基づいて動作するシステムにおいて、構成／設定可能なセルフサブフレームのタイプの一例として、少なくとも以下の４つのサブフレームタイプが考えられる。
【００８５】
−下りリンク制御区間＋下りリンクデータ区間＋ＧＰ＋上りリンク制御区間
【００８６】
−下りリンク制御区間＋下りリンクデータ区間
【００８７】
−下りリンク制御区間＋ＧＰ＋上りリンクデータ区間＋上りリンク制御区間
【００８８】
−下りリンク制御区間＋ＧＰ＋上りリンクデータ区間
【００８９】
以下、本発明の実施例による同期信号を生成する方法及び同期信号インデックスを指示する方法について説明する。
【００９０】
１．パラメータ集合と基本副搬送波間隔
【００９１】
ＳＳブロックのためのパラメータ集合は以下のように定義される。
【００９２】
−副搬送波間隔（帯域幅）
【００９３】
１５ｋＨｚ（ｕｐ  ｔｏ  ５ＭＨｚ）、３０ｋＨｚ（ｕｐ  ｔｏ  １０ＭＨｚ）、１２０ｋＨｚ（ｕｐ  ｔｏ  ４０ＭＨｚ）、２４０ｋＨｚ（ｕｐ  ｔｏ  ８０ＭＨｚ）
【００９４】
また、ＰＢＣＨ送信のために２４ＲＢが割り当てられることを考慮する時、１５ｋＨｚの副搬送波のための４．３２ＭＨｚの送信帯域幅と１２０ｋＨｚの副搬送波のための３４．５６ＭＨｚが求められる。また、６ＧＨｚまでの周波数範囲では、ＮＲのための最小限の搬送波帯域幅は５ＭＨｚであり、６ＧＨｚから５２．６ＧＨｚまでの周波数範囲では、ＮＲのための最小限の搬送波帯域幅が５０ＭＨｚに決まっている。
【００９５】
従って、上述したように、６ＧＨｚ以下の周波数範囲では、１５ｋＨｚの副搬送波間隔を基本ニューマロロジー（ｄｅｆａｕｌｔ  ｎｕｍｅｒｏｌｏｇｉｅｓ）とし、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔を基本ニューマロロジーとすることができる。より正確には、６ＧＨｚから５２．６ＧＨｚまでの周波数範囲では、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔を基本ニューマロロジーとすることができる。しかし、６ＧＨｚにおけるＰＳＳ／ＳＳＳ基盤の１５ｋＨｚの副搬送波の検出性能については、慎重に接近する必要がある。
【００９６】
また、ＮＲ−ＳＳ送信のためのより大きい副搬送波間隔、例えば３０ｋＨｚ或いは２４０ｋＨｚの副搬送波間隔を導入する可能性も考えられる。
【００９７】
２．送信帯域幅及びＮＲ−ＳＳシーケンスＲＥマッピング
【００９８】
図９を参照すると、ＬＴＥにおいてＰＳＳ／ＳＳＳシーケンスをＲＥにマッピングする方法のように、ＮＲ−ＳＳシーケンスは送信帯域幅の中心部分に位置するＲＥにマッピングされることができ、送信帯域幅の縁部に位置する一部のＲＥはガード副搬送波（Ｇｕａｒｄ  Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）として予約されることができる。例えば、１２ＲＢがＮＲ−ＳＳ送信のために使用されると、１２７ＲＥがＮＲ−ＳＳシーケンスのために使用され、１７ＲＥは予約される。この場合、ＮＲ−ＳＳシーケンスの６４番目の要素はＮＲ−ＳＳ送信帯域幅の中央副搬送波にマッピングされる。
【００９９】
なお、ＮＲ−ＳＳシーケンスをＲＥにマッピングすることを考慮する時、ＮＲ−ＳＳ送信のために、１５ｋＨｚ副搬送波の場合、２．１６ＭＨｚの送信帯域幅が使用されることを仮定できる。また副搬送波間隔が整数倍に増加すると、ＮＲ−ＳＳ帯域幅も同じ整数倍に増加する。
【０１００】
即ち、ＮＲ−ＳＳのための帯域幅は副搬送波間隔によって以下のように定義できる。
【０１０１】
−副搬送波間隔が１５ｋＨｚである場合、ＮＲ−ＳＳ帯域幅は２．１６ＭＨｚである。
【０１０２】
−副搬送波間隔が３０ｋＨｚである場合、ＮＲ−ＳＳ帯域幅は４．３２ＭＨｚである。
【０１０３】
−副搬送波間隔が１２０ｋＨｚである場合、ＮＲ−ＳＳ帯域幅は１７．２８ＭＨｚである。
【０１０４】
−副搬送波間隔が２４０ｋＨｚである場合、ＮＲ−ＳＳ帯域幅は３４．５６ＭＨｚである。
【０１０５】
３．ＮＲ−ＰＳＳシーケンスの設計
【０１０６】
ＮＲシステムでは、１０００個のセルＩＤを区分するために、ＮＲ−ＰＳＳシーケンス数は３個に定義され、各ＮＲ−ＰＳＳに対応するＮＲ−ＳＳＳの仮説値（ｈｙｐｏｔｈｅｓｉｓ）の数は３３４個に定義される。
【０１０７】
ＮＲ−ＰＳＳ設計のためにはタイミングの曖昧さ、ＰＡＰＲ及び検出の複雑性などを考慮しなければならない。タイミングの曖昧さを解決するために、周波数ドメインのＭ−シーケンスを用いてＮＲ−ＰＳＳシーケンスを生成する。しかし、Ｍ−シーケンスを用いてＮＲ−ＰＳＳシーケンスを生成する場合、相対的に高いＰＡＰＲ特性を有することができる。従って、ＮＲ−ＰＳＳの設計時に、低いＰＡＰＲ特性を有する周波数ドメインのＭ−シーケンスに関する研究が必要である。
【０１０８】
なお、ＮＲ−ＰＳＳシーケンスとして修正されたＺＣシーケンスが考えられる。特に、４つのＺＣシーケンスを時間ドメイン上で連続して配置して生成する方法の場合、タイミングの曖昧さの問題を解決し、低いＰＡＰＲ特性を有して検出の複雑性を減少することができる。特に、ＮＲシステムでは端末が多重シーケンス及びＬＴＥに比べて広い送信帯域幅を有するＮＲ−ＰＳＳを検出するために検出の複雑性が増加するので、検出の複雑性を減少させることはＮＲ−ＰＳＳの設計において非常に重要な問題である。
【０１０９】
上述したことに基づいて、２種類のＮＲ−ＰＳＳシーケンスが考えられる。
【０１１０】
（１）低いＰＡＰＲ特性を有する周波数Ｍ−シーケンス
【０１１１】
−多項式：ｇ（ｘ）＝ｘ７＋ｘ６＋ｘ４＋ｘ+１（初期ポリフトレジスト値：１００００００）
【０１１２】
−循環シフト（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｓｈｉｆｔ）：０、３１、７８
【０１１３】
（２）時間ドメイン上で連続する４つのＺＣシーケンス
【０１１４】
−長さ３１のＺＣシーケンス（ルートインデックス：｛１，３０｝、｛７，２４｝、｛４，２７｝）
【０１１５】
−シーケンス生成のための数式
【０１１６】
【数１】
2020504568.tif 000003
【０１１７】
図１０は時間ドメイン上で連続する４つのＺＣシーケンスを用いてＮＲ−ＰＳＳを生成する方法を簡略に説明する図である。図１０を参照して説明すると、Ｎ個のサブシンボルをＳ１、Ｓ２、．．．、Ｓｎとすると、ＩＦＦＴ前にＳ１、Ｓ２、．．．、Ｓｎのシーケンスを連結し、全体シーケンス長さにＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）スプレッドを行った後、副搬送波によって、Ｎ個のサブシンボルの各々に対応する複数のシーケンスをマッピングした後にＩＦＦＴを行うと、帯域外発射（ｏｕｔ  ｏｆ  ｂａｎｄ  ｅｍｉｓｓｉｏｎ）の問題無しに長さＮＩＦＦＴの時間ドメインシーケンスを得ることができる。
【０１１８】
４．ＮＲ−ＳＳＳシーケンスの設計
【０１１９】
ＮＲ−ＳＳＳシーケンスは１つの長いシーケンスで生成され、３３４個の仮説値（ｈｙｐｏｔｈｅｓｉｓ）を生成するために、異なる多項式を有する２つのＭ−シーケンスの結合により生成される。例えば、第１Ｍ−シーケンスのための循環シフト値が１１２であり、第２Ｍ−シーケンスのための循環シフト値が３であると、計３３６個の仮説値が得られる。この場合、ＮＲ−ＰＳＳのためのスクランブルシーケンスも第３Ｍ−シーケンスを適用して得ることができる。
【０１２０】
もし、５ｍｓ／１０ｍｓのように、比較的に短い周期のＮＲ−ＳＳバースト集合（ＮＲ−ＳＳ  ｂｕｒｓｔ  ｓｅｔ）が設定されると、ＮＲ−ＳＳバースト集合は２つの１０ｍｓ無線フレーム（ｒａｄｉｏ  ｆｒａｍｅ）内で何回も送信される。
【０１２１】
従って、何回も送信されるＮＲ−ＳＳバースト集合のための互いに異なるＮＲ−ＳＳＳシーケンスが導入されると、即ち、ＮＲ−ＳＳバースト集合が送信される度に、互いに異なるＮＲ−ＳＳＳシーケンスを使用すると、ＵＥは基本周期内で送信される複数のＮＲ−ＳＳバースト集合を各々区分することができる。
【０１２２】
例えば、基本周期内でＮＲ−ＳＳバースト集合が４回送信されると、第１のＮＲ−ＳＳバースト集合にはＮＲ−ＳＳＳシーケンスのオリジナル集合が適用され、第２、３、４のＮＲ−ＳＳバースト集合について上記オリジナル集合とは異なるＮＲ−ＳＳＳシーケンスが使用されると見なすことができる。また異なる２つのＮＲ−ＳＳＳシーケンス集合が使用されると、第１、３のＮＲ−ＳＳＳバースト集合について１つのＮＲ−ＳＳＳシーケンス集合が使用され、第２、４のＮＲ−ＳＳＳバースト集合について他の１つのＮＲ−ＳＳＳシーケンス集合が使用されることができる。
【０１２３】
ＮＲシステムで定義するＮＲ−ＳＳＳシーケンスは長さ１２７のＭ−シーケンスを２つ定義し、各Ｍ−シーケンスに含まれた要素の積で最終シーケンスを生成する。
【０１２４】
即ち、ＮＲ−ＳＳＳシーケンスはＮＲ−ＰＳＳにより与えられたスクランブルシーケンスであることができ、その長さは１２７であり、以下の［数式２］により決定される。
【０１２５】
［数式２］
ｄ（ｎ）＝ｓ１，m（ｎ）ｓ２，k（ｎ）ｃz（ｎ）  ｆｏｒ  ｎ＝０，．．，１２６  ａｎｄ  ｚ＝０，１
【０１２６】
ここで、２つの１０ｍｓ無線フレームの第１ＳＳバースト集合で送信されるＮＲ−ＳＳＳのためにｚ＝０が使用される。また、第２、３、４ＳＳバースト集合で送信されるＮＲ−ＳＳＳのためにｚ＝１が使用される。
【０１２７】
この時、ｓ１，m（ｎ）及びｓ２，k（ｎ）は以下の［数式３］により決定される。
【０１２８】
［数式３］
ｓ１，m（ｎ）＝Ｓ１（（ｎ＋ｍ）ｍｏｄ１２７）、
ｓ２，k（ｎ）＝Ｓ２（（ｎ＋ｋ）ｍｏｄ１２７）
【０１２９】
ここで、ｍ＝ＮID１ｍｏｄ１１２、Ｋ＝ｆｌｏｏｒ（ＮID１／１１２）、ｋ＝ＣＳ２（Ｋ）、０≦ＮID１≦３３３、ＣＳ２∈｛４８、６７、１２２｝と定義できる。
【０１３０】
最後に、Ｓ１及びＳ２を求めるために、Ｓr（ｉ）＝１−２ｘ（ｉ）、０≦ｉ≦１２６、ｒ＝１，２と定義でき、この時、ｘ（ｉ）に対する多項式は以下の［数式４］により定義される。
【０１３１】
［数式４］
ｘ（ｊ＋７）＝（ｘ（ｊ＋３）＋ｘ（ｊ））  ｍｏｄ２、ｒ＝１
ｘ（ｊ＋７）＝（ｘ（ｊ＋３）＋ｘ（ｊ＋２）＋ｘ（ｊ＋１）＋ｘ（ｊ））  ｍｏｄ２、ｒ＝２
【０１３２】
ここで、ｘ（ｉ）のための初期条件は、
【０１３３】
ｘ（０）＝ｘ（１）＝ｘ（２）＝ｘ（３）＝ｘ（４）＝ｘ（５）＝０、ｘ（６）＝１であることができ、０≦ｊ≦１１９の値を有することができる。
【０１３４】
ここで、ＳＳＳのプリアンブル及び中間アンブル（ｍｉｄ−ａｍｂｌｅ）の信号として、Ｃ０（ｎ）及びＣ１（ｎ）の２つのスクランブルシーケンスを各々使用できる。これらの２つのスクランブルシーケンスはＰＳＳに依存し、以下の［数式５］のようにＭ−シーケンスであるＣ（ｎ）に２つの異なる循環シフトを適用して定義することができる。
【０１３５】
［数式５］
ｃz（ｎ）＝Ｃ（（ｎ＋ｐ）  ｍｏｄ  １２７）
ｗｈｅｒｅ、ｐ＝ＣＳ１（ＮID２＋３・ｚ）、ＣＳ１∈｛２３，６９，１０３，６４，１２４，２４｝、ＮID２∈｛０，１，２｝
【０１３６】
ここで、Ｃ（ｉ）＝１−２ｘ（ｉ）であり、０≦ｉ≦１２６と定義でき、この時、ｘ（ｉ）に対する多項式は、以下の［数式６］により定義される。
【０１３７】
［数式６］
ｘ（ｊ＋７）＝（ｘ（ｊ＋５）＋ｘ（ｊ＋４）＋ｘ（ｊ＋３）＋ｘ（ｊ＋２）＋ｘ（ｊ＋１）＋ｘ（ｊ））  ｍｏｄ２
【０１３８】
ここで、ｘ（ｉ）のための初期条件は、ｘ（０）＝ｘ（１）＝ｘ（２）＝ｘ（３）＝ｘ（４）＝ｘ（５）＝０、ｘ（６）＝１であり、０≦ｊ≦１１９の値を有することができる。
【０１３９】
以下、上述した実施例による性能測定結果について説明する。ＮＲ−ＰＳＳ性能測定のための実験において、３つのＮＲ−ＰＳＳ設計方法が考えられる。１）周波数ドメインＭ−シーケンス（従来のＰＳＳシーケンス）、２）低いＰＡＰＲを有するＭ−シーケンス、３）４つのＺＣシーケンスを時間領域で連結したシーケンス。
【０１４０】
また、ＮＲ−ＳＳＳに対する測定には本発明で提案するＮＲ−ＳＳＳシーケンスを使用する。
【０１４１】
５．上述したＮＲ−ＰＳＳシーケンス設計による測定結果
【０１４２】
ＰＡＰＲ及びＣＭ
【０１４３】
上述した３つのタイプのＮＲ−ＰＳＳシーケンスに対するＰＡＰＲ及びＣＭの測定結果は以下の表１の通りである。
【０１４４】
【表１】
2020504568.tif 000004
【０１４５】
上述したように、４つのＺＣシーケンスを時間領域で連結したシーケンスに基づくＮＲ−ＰＳＳのＰＡＰＲ／ＣＭは、Ｍ−シーケンスに基づくＮＲ−ＰＳＳのＰＡＰＲ／ＣＭより低い。なお、低いＰＡＰＲを有するＭ−シーケンスと周波数領域Ｍ−シーケンスとを比較すると、低いＰＡＰＲを有するＭ−シーケンスのＰＡＰＲ／ＣＭが周波数領域Ｍ−シーケンスのＰＡＰＲ／ＣＭより低い。なお、ＰＡＰＲ／ＣＭは電力増幅器の価格を決定する重要な要素であるので、ＰＡＰＲ／ＣＭが低いＮＲ−ＰＳＳの設計を考慮しなければならない。
【０１４６】
結局、ＰＡＰＲ／ＣＭの観点からして、ＺＣシーケンスに基づくＮＲ−ＰＳＳは、Ｍ−シーケンスに基づくＮＲ−ＰＳＳより良好な性能測定結果を示し、低いＰＡＰＲを有するＭ−シーケンスに基づくＮＲ−ＰＳＳは、周波数領域Ｍ−シーケンスのＮＲ−ＰＳＳより良好な性能測定結果を示す。
【０１４７】
誤探知率（Ｍｉｓｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  Ｒａｔｅ）
【０１４８】
図１１は上述した各々のＮＲ−ＰＳＳ誤探知率に対する測定評価を示す図である。図１１から分かるように、各々のＮＲ−ＰＳＳの設計性能は同様の水準である。但し、図１２から分かるように、４つのＺＣシーケンスを連結したシーケンスの検出複雑性が最も低い。
【０１４９】
具体的には、図１２から分かるように、４つのＺＣシーケンスを連結したシーケンス及び周波数ドメインシーケンスは検出性能が類似する。この時、４つのＺＣシーケンスを連結したシーケンスの検出複雑性がより低いという利点がある。また上述したＮＲ−ＰＳＳシーケンスが類似する検出複雑性を有すると仮定した時、４つのＺＣシーケンスを連結したシーケンスがＭ−シーケンスより優れた性能を提供する。
【０１５０】
結局、同じ検出複雑性を有しているという仮定下で、ＺＣシーケンスに基づくＮＲ−ＰＳＳ設計の検出性能が周波数ドメインＭ−シーケンスの検出性能より良好な性能を提供する。
【０１５１】
６．上述したＮＲ−ＳＳＳシーケンス設計による測定結果
【０１５２】
以下、ＮＲ−ＳＳＳシーケンス数による検出性能を比較する。性能測定のために、従来のＳＳＳシーケンスと本発明により提案されたＮＲ−ＳＳＳとを比較する。
【０１５３】
ＮＲ−ＳＳＳシーケンスの設計に関する簡略な情報は以下の通りである。
【０１５４】
１）単一セットのＮＲ−ＳＳＳ（ＮＲ−ＰＳＳシーケンス当たり３３４個の仮説を有する）
【０１５５】
２）２つのセットのＮＲ−ＳＳＳ（ＮＲ−ＰＳＳシーケンス当たり６６８個の仮説を有する）
【０１５６】
図１３を参照すると、ＮＲ−ＳＳＳシーケンスの仮説が２倍増加しても、特に性能の低下は観察されない。従って、基本周期内でＳＳバースト集合の境界を検出するために、ＮＲ−ＳＳＳ追加セットの導入が考えられる。
【０１５７】
なお、図１１乃至図１３による、測定実験に使用されたパラメータは以下の表２の通りである。
【０１５８】
【表２】
2020504568.tif 000005
【０１５９】
７．ＳＳブロック構成
【０１６０】
ＰＢＣＨのペイロードサイズが最大８０ビットである場合、ＳＳブロック伝送のために計４つのＯＦＤＭシンボルが使用される。なお、ＮＲ−ＰＳＳ、ＮＲ−ＳＳＳ、ＮＲ−ＰＢＣＨを含むＳＳブロック内においてＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ／ＮＲ−ＰＢＣＨの時間位置について論議が必要である。初期接続状態でＮＲ−ＰＢＣＨは、正確な時間／周波数の追跡のための基準信号として使用される。推定の正確度を向上させるためには、ＮＲ−ＰＢＣＨのための２つのＯＦＤＭシンボルはできる限り遠く離れて位置することが効率的である。従って、本発明では、図１４（ａ）のように、ＳＳブロックの１番目と４番目のＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ伝送に使用されることを提案する。これにより、ＮＲ−ＰＳＳには第２のＯＦＤＭシンボルが割り当てられ、ＮＲ−ＳＳＳには第３のＯＦＤＭシンボルが使用される。
【０１６１】
なお、ＮＲ−ＳＳがセル測定又はセル発見のために送信される時、ＮＲ−ＰＢＣＨ及びＳＳブロック時間インデックス指示を全て送信する必要はない。この場合、ＳＳブロックは、図１４（ｂ）のように、２つのＯＦＤＭシンボルで構成され、１番目のＯＦＤＭシンボルはＮＲ−ＰＳＳに割り当てられ、２番目のＯＦＤＭシンボルはＮＲ−ＳＳＳに割り当てられる。
【０１６２】
ＤＭＲＳに対するＲＥの数による、ＰＢＣＨデコーディング性能の測定結果によると、２つのＯＦＤＭシンボルが割り当てられる時、ＤＭＲＳのために１９２ＲＥとデータのために３８４ＲＥが使用される。この場合、ＰＢＣＨペイロードサイズが６４ビットであると仮定すると、ＬＴＥ  ＰＢＣＨと同じコーディング速度である１／１２コーディング速度を得られる。
【０１６３】
コーディングされたＮＲ−ＰＢＣＨビットがＰＢＣＨシンボルにおいてＲＥを介してマッピングされる方法が考えられる。しかし、この方法は、干渉及びデコーディング性能の面において短所がある。反面、コーディングされたＮＲ−ＰＢＣＨビットがＮ個のＰＢＣＨシンボルに含まれたＲＥにかけてマッピングされる方法を使用すれば、干渉及びデコーディング性能の面においてより良好な性能を得ることができる。
【０１６４】
なお、２つのＯＦＤＭシンボルについて同じ方法でコーディングされたビットと、２つのＯＦＤＭシンボルについて異なる方法でコーディングされたビットに対する性能評価を比較すると、２つのＯＦＤＭシンボルにかけて異なる方法でコーディングされたビットの方がもっと多い冗長ビット（ｒｅｄｕｎｄａｎｔ  ｂｉｔ）を有し、より良好な性能を提供する。従って、２つのＯＦＤＭシンボルにかけて異なる方式でコーディングされたビットを使用することが考えられる。
【０１６５】
また、ＮＲシステムでは様々なニューマロロジーが支援される。従って、ＳＳブロック伝送に対するニューマロロジーは、データ伝送に対するニューマロロジーとは異なる。また、ＰＢＣＨ及びＰＤＳＣＨのように、異なる類型のチャネルが周波数ドメインで多重化される場合、スペクトル放出によるキャリア間の干渉（ＩＣＩ）が発生して性能低下を引き起こす。この問題を解決するために、ＰＢＣＨとＰＤＳＣＨの間にガード周波数を導入することが考えられる。また、ＩＣＩの影響を軽減するために、ネットワークがデータ伝送のためのＲＢが隣接しないように割り当てることができる。
【０１６６】
しかし、この方法は数多いＲＥをガード周波数として予約しなければならないので、効率的な方法ではない。従って、より効率的に、ＰＢＣＨ送信帯域幅内、エッジ（ｅｄｇｅ）に位置した１つ以上の副搬送波を保護周波数として予約することができる。予約されたＲＥの正確な数は、ＰＢＣＨの副搬送波間隔によって変更される。例えば、ＰＢＣＨ伝送のための１５ｋＨｚの副搬送波間隔に対して、２つの副搬送波がＰＢＣＨ伝送帯域幅の各エッジに予約されることができる。反面、ＰＢＣＨ伝送のための３０ｋＨｚの副搬送波間隔については、１つの副搬送波を予約できる。
【０１６７】
図１５（ａ）を参照すると、ＮＲ−ＰＢＣＨは２８８ＲＥｓ内に割り当てられ、これは２４つのＲＢで構成される。また、ＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳのシーケンスは長さが１２７であるので、ＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ伝送に１２つのＲＢが必要である。即ち、ＳＳブロック構成の場合、ＳＳブロックは２４つのＲＢ内に割り当てられる。また、１５、３０、６０ＫＨｚなどの異なるニューマロロジー間のＲＢグリッドの整列のためにも、２４ＲＢ内にＳＳブロックが割り当てられることが好ましい。また、ＮＲでは１５ＭＨｚのサブキャリア間隔として２５ＲＢが定義できる、５ＭＨｚの最小帯域幅を仮定するので、ＳＳブロック伝送に２４ＲＢが使用される。また、ＮＲ−ＰＳＳ／ＳＳＳはＳＳブロックの中間に位置する必要があり、これはＮＲ−ＰＳＳ／ＳＳＳが７番目から１８番目のＲＢ内に割り当てられることを意味する。
【０１６８】
なお、図１５（ａ）のようにＳＳブロックを構成する場合、１２０ｋＨｚと２４０ｋＨｚの副搬送波間隔において、端末のＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）動作に問題が発生することができる。即ち、１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、ＡＧＣ動作によりＮＲ−ＰＳＳの検出が正確に行われないことがある。よって、以下の２つの実施例のようにＳＳブロック構成を変更することが考えられる。
【０１６９】
（案１）ＰＢＣＨ−ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ
【０１７０】
（案２）ＰＢＣＨ−ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨ
【０１７１】
即ち、ＰＢＣＨシンボルをＳＳブロックの開始部分に位置させ、ＰＢＣＨシンボルをＡＧＣ動作のためのダミー（Ｄｕｍｍｙ）シンボルとして使用することにより、端末のＡＧＣ動作がより円滑に行われる。
【０１７２】
また、ＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ／ＮＲ−ＰＢＣＨは、図１５（ｂ）のように割り当てられることができる。即ち、第０のシンボルにＮＲ−ＰＳＳが割り当てられ、ＮＲ−ＳＳＳは第２のシンボルに割り当てられる。ＮＲ−ＰＢＣＨは第１〜第３のシンボルに割り当てられるが、この時、第１のシンボルと第３のシンボルは、ＮＲ−ＰＢＣＨが専用にマッピングされる。即ち、第１のシンボルと第３のシンボルにはＮＲ−ＰＢＣＨのみがマッピングされ、第２のシンボルにはＮＲ−ＳＳＳとＮＲ−ＰＢＣＨが共にマッピングされる。
【０１７３】
８．ＳＳバーストの構成
【０１７４】
本発明においてはスロット内でＳＳブロック送信可能なＯＦＤＭシンボルをどのように決定するかについて説明する。ＣＰタイプはＵＥ−Ｓｐｅｃｉｆｉｃのシグナリングと共に、半−静的に設定されるが、ＮＲ−ＰＳＳ／ＳＳＳはノーマルＣＰを支援することができる。これにより、初期接続でＣＰ発見（ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）の問題を解決できる。
【０１７５】
しかし、ＮＲシステムでは、毎０．５ｍｓ境界で拡張ＣＰ（Ｅｘｔｅｎｄ  ＣＰ）を含む。即ち、ＳＳブロックがスロット内又はスロット間に位置する時、ＳＳブロックの中間が０．５ｍｓの境界にあり得る。この場合、ＳＳブロック内で、ＮＲ−ＰＳＳ及び／又はＮＲ−ＳＳＳのうち、他の長さのＣＰが適用されることができる。この時、ＵＥが正常的なＣＰがＮＲ−ＰＳＳ及び／又はＮＲ−ＳＳＳに適用されると仮定してＮＲ−ＳＳ検出を行うと、検出性能が低下することができる。従って、ＮＲでは、ＳＳブロックが０．５ｍｓ境界を超えないように設計する必要がある。
【０１７６】
図１６はＴＤＤの場合に関するＳＳバースト構成の例を示す。ＮＲシステムにおいて、ＤＬ制御チャネルはスロット及び／又はミニスロット内の１番目のＯＦＤＭシンボルに位置し、ＵＬ制御チャネルは最後に送信されたＵＬシンボルに位置する。従って、スロット内に位置するＳＳブロックとＤＬ／ＵＬ制御チャネルの衝突を避けるために、ＳＳブロックはスロットの中間に位置することができる。
【０１７７】
ＳＳバースト集合内のＳＳブロックの最大数は周波数範囲により決定される。またＳＳブロック数の候補値は周波数範囲により決められる。なお、本発明では、図１６のＳＳバースト構成例に基づいてＳＳバースト集合内でＳＳブロック送信に必要な全体時間間隔を提案する。
【０１７８】
【表３】
2020504568.tif 000006
【０１７９】
表３に示したように、ＮＲ−ＳＳ送信のために３０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔を導入すると、ＳＳブロックが最大２ｍｓ以内に送信されると予想できる。しかし、ＮＲ−ＳＳ送信のための基本副搬送波間隔は１５ｋＨｚと１２０ｋＨｚであるので、３０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔を導入するためには、より広い最小システム帯域幅、例えば、３０ｋＨｚ副搬送波間隔については１０ＭＨｚ、２４０ｋＨｚ副搬送波間隔については８０ＭＨｚを導入するか否かを論議する必要がある。ＮＲが６ＧＨｚ以下で５ＭＨｚ、６ＧＨｚで５０ＭＨｚの最小システム帯域幅のみを支援すると判断されると、１５ｋＨｚと１２０ｋＨｚ副搬送波間隔によってＳＳバーストセットを設計する必要がある。またＳＳブロックの最大数は、６ＧＨｚ以下の場合には８個、６ＧＨｚ以上の場合には６４個であると仮定すると、ＳＳブロック送信に必要な時間は４ｍｓであるので、システムのオーバーヘッドが非常に大きい。また、ＳＳブロック送信のための全体時間間隔が短い方がネットワークのエネルギー節約及びＵＥ測定の観点で好ましいので、ＳＳブロックの送信のための割り当ての候補位置は、Ｎｍｓ時間持続期間（例えば、Ｎ＝０．５、１、２）内に定義されなければならない。
【０１８０】
９．ＳＳバースト集合の構成
【０１８１】
ＳＳバーストセットの構成について、図１７に示したように、ＳＳバースト周期によって２種類のタイプが考えられる。１つは図１７（ａ）に示した局部タイプであって、全てのＳＳブロックがＳＳバーストセット内で連続して送信される反面、他の１つは図１７（ｂ）に示した分散タイプであって、ＳＳバーストはＳＳバーストセット周期内で周期的に送信される。
【０１８２】
ＩＤＬＥ  ＵＥのためのエネルギー節約及びｉｎｔｅｒ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ測定のための効率性の側面で、局部タイプのＳＳバーストの場合は、分散タイプのＳＳバーストの場合と比較して利点を提供する。従って、局部タイプのＳＳバーストを支援した方がより望ましい。
【０１８３】
一方、図１７（ａ）に示したように局部タイプでＳＳバーストセットを構成すると、ＳＳバーストセットがマッピングされるシンボル区間の間に上りリンク信号を送信することができない。特に、ＳＳブロックが配置される副搬送波間隔が大きくなるほどシンボルのサイズはそれに反比例して狭くなり、上りリンク信号を送信できないシンボル区間が多くなるので、ＳＳブロックが配置される副搬送波間隔が一定以上である場合は、一定の間隔でＳＳバーストの間に上りリンク送信のためのシンボルを空ける必要がある。
【０１８４】
図１８を参照すると、ＳＳブロックを配置する副搬送波間隔が１２０ｋＨｚである時と２４０ｋＨｚである時のＳＳバーストセットの構成を示している。図１８に示したように、１２０ｋＨｚと２４０ｋＨｚの副搬送波を有する時、４つのＳＳバースト単位で一定の間隔を空けてＳＳバーストを構成する。即ち、０．５ｍｓ単位で０．１２５ｍｓの上りリンク伝送のためのシンボル区間を空けて、ＳＳブロックを配置する。
【０１８５】
しかし、６ＧＨｚ以上の周波数範囲において、６０ｋＨｚの副搬送波間隔がデータ伝送のために使用されることができる。即ち、図１９に示すように、ＮＲでは、データ伝送のための６０ｋＨｚの副搬送波間隔と、ＳＳブロック伝送のための１２０ｋＨｚ又は２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が多重化されることができる。
【０１８６】
なお、図１９のボックスで表された部分から分かるように、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳブロックと６０ｋＨｚの副搬送波間隔のデータが多重化されながら、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳブロックと６０ｋＨｚの副搬送波間隔のＧＰと下りリンク制御領域の間に衝突又は重畳が発生する。ＳＳブロックとＤＬ／ＵＬ制御領域の衝突はできる限り避けることが好ましいので、ＳＳバースト及びＳＳバーストセットの構成の修正が要求される。
【０１８７】
本発明では、これを解決するためのＳＳバースト構成の修正方向として２つの実施例を提案する。
【０１８８】
第１の実施例では、図２０に示すように、ＳＳバーストフォーマット１とＳＳバーストフォーマット２の位置を変更する。即ち、図２０のボックス内におけるＳＳバーストフォーマット１とフォーマット２を取り換えることにより、ＳＳブロックとＤＬ／ＵＬの制御領域との衝突が発生しないようにする。即ち、ＳＳバーストフォーマット１が６０ｋＨｚ副搬送波間隔のスロットの前部分に位置し、ＳＳバーストフォーマット２が６０ｋＨｚ副搬送波間隔のスロットの後部分に位置する。
【０１８９】
上述した実施例を整理すると、以下の通りである。
【０１９０】
１）１２０ＫＨｚの副搬送波間隔
【０１９１】
−候補ＳＳ／ＰＢＣＨブロックの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、｛４、８、１６、２０、３２、３６、４４、４８｝＋７０＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝０、２、４、６である。（ｔｈｅ  ｆｉｒｓｔ  ＯＦＤＭ  ｓｙｍｂｏｌｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｃａｎｄｉｄａｔｅ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋｓ  ｈａｖｅ  ｉｎｄｅｘｅｓ  ｛４、８、１６、２０、３２、３６、４４、４８｝＋７０＊ｎ。Ｆｏｒ  ｃａｒｒｉｅｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ  ｌａｒｇｅｒ  ｔｈａｎ  ６ＧＨｚ、ｎ＝０、２、４、６）
【０１９２】
−候補ＳＳ／ＰＢＣＨブロックの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、｛２、６、１８、２２、３０、３４、４６、５０｝＋７０＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝１、３、５、７である。（ｔｈｅ  ｆｉｒｓｔ  ＯＦＤＭ  ｓｙｍｂｏｌｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｃａｎｄｉｄａｔｅ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋｓ  ｈａｖｅ  ｉｎｄｅｘｅｓ  ｛２、６、１８、２２、３０、３４、４６、５０｝＋７０＊ｎ。Ｆｏｒ  ｃａｒｒｉｅｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ  ｌａｒｇｅｒ  ｔｈａｎ  ６ＧＨｚ、ｎ＝１、３、５、７．）
【０１９３】
２）２４０ＫＨｚの副搬送波間隔
【０１９４】
−候補ＳＳ／ＰＢＣＨブロックの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、｛８、１２、１６、２０、３２、３６、４０、４４、６４、６８、７２、７６、８８、９２、９６、１００｝＋１４０＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝０、２である。（ｔｈｅ  ｆｉｒｓｔ  ＯＦＤＭ  ｓｙｍｂｏｌｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｃａｎｄｉｄａｔｅ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋｓ  ｈａｖｅ  ｉｎｄｅｘｅｓ  ｛８、１２、１６、２０、３２、３６、４０、４４、６４、６８、７２、７６、８８、９２、９６、１００｝＋１４０＊ｎ。Ｆｏｒ  ｃａｒｒｉｅｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ  ｌａｒｇｅｒ  ｔｈａｎ  ６ＧＨｚ、ｎ＝０、２）
【０１９５】
−候補ＳＳ／ＰＢＣＨブロックの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、｛４、８、１２、１６、３６、４０、４４、４８、６０、６４、６８、７２、９２、９６、１００、１０４｝＋１４０＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝１、３である。（ｔｈｅ  ｆｉｒｓｔ  ＯＦＤＭ  ｓｙｍｂｏｌｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｃａｎｄｉｄａｔｅ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋｓ  ｈａｖｅ  ｉｎｄｅｘｅｓ  ｛４、８、１２、１６、３６、４０、４４、４８、６０、６４、６８、７２、９２、９６、１００、１０４｝＋１４０＊ｎ。Ｆｏｒ  ｃａｒｒｉｅｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ  ｌａｒｇｅｒ  ｔｈａｎ  ６ＧＨｚ、ｎ＝１、３）
【０１９６】
第２の実施例は、図２１に示すように、ＳＳバーストセットの構成を変更する方法である。即ち、ＳＳバーストセットは、ＳＳバーストセットの開始境界と６０ｋＨｚ副搬送波間隔のスロットの開始境界が整列されるように、即ち一致するように構成される。
【０１９７】
具体的には、ＳＳバーストは１ｍｓの間に局部的に配置されるＳＳブロックにより構成される。従って、１ｍｓの間、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳバーストは１６つのＳＳブロックを有し、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳバーストは３２つのＳＳブロックを有する。このようにＳＳバーストを構成すると、ＳＳバーストの間に６０ｋＨｚの副搬送波間隔基準、１つのスロットがギャップ（ｇａｐ）として割り当てられる。
【０１９８】
上述した第２の実施例を整理すると、以下の通りである。
【０１９９】
１）１２０ＫＨｚの副搬送波間隔
【０２００】
−候補ＳＳ／ＰＢＣＨブロックの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、｛４、８、１６、２０｝＋２８＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝０、１、２、３、５、６、７、８、１０、１１、１２、１３、１５、１６、１７、１８である。（ｔｈｅ  ｆｉｒｓｔ  ＯＦＤＭ  ｓｙｍｂｏｌｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｃａｎｄｉｄａｔｅ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋｓ  ｈａｖｅ  ｉｎｄｅｘｅｓ  ｛４、８、１６、２０｝＋２８＊ｎ。Ｆｏｒ  ｃａｒｒｉｅｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ  ｌａｒｇｅｒ  ｔｈａｎ  ６ＧＨｚ、ｎ＝０、１、２、３、５、６、７、８、１０、１１、１２、１３、１５、１６、１７、１８）
【０２０１】
２）２４０ＫＨｚの副搬送波間隔
【０２０２】
−候補ＳＳ／ＰＢＣＨブロックの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、｛８、１２、１６、２０、３２、３６、４０、４４｝＋５６＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝０、１、２、３、５、６、７、８である。（ｔｈｅ  ｆｉｒｓｔ  ＯＦＤＭ  ｓｙｍｂｏｌｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｃａｎｄｉｄａｔｅ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋｓ  ｈａｖｅ  ｉｎｄｅｘｅｓ  ｛８、１２、１６、２０、３２、３６、４０、４４｝＋５６＊ｎ。Ｆｏｒ  ｃａｒｒｉｅｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ  ｌａｒｇｅｒ  ｔｈａｎ  ６ＧＨｚ、ｎ＝０、１、２、３、５、６、７、８．）
【０２０３】
１０．５ｍｓ区間内において実際に伝送されるＳＳ／ＰＢＣＨブロックを指示する方法（Ｔｈｅ  ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ  ｏｆ  ａｃｔｕａｌｌｙ  ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｗｉｔｈｉｎ  ５ｍｓ  ｄｕｒａｔｉｏｎ）
【０２０４】
ＮＲシステムにおいて、初期接続過程を行うために、ＳＳバースト集合周期内（例えば、５ｍｓ）のＳＳブロック送信のための候補位置が特定される。また、実際送信されたＳＳブロックの位置がＣＯＮＮＥＣＴＥＤ／ＩＤＬＥモードのＵＥに通報されることができる。この場合、ネットワークはネットワーク状態によってリソースを活用できる柔軟性を有するが、実際に使用されたＳＳブロックを知らせる構成方法によってＳＳバースト集合を設定する柔軟性が異なる。例えば、実際に送信されたＳＳブロックの個別位置情報（例えば、ＳＳブロック又はＳＳバーストに対するビットマップ）をＵＥに設定できれば、局部タイプ及び分散タイプがいずれもネットワークの状態によって動作することができる。また、かかる個別位置情報は測定関連情報を示す他のＳＩに含まれることができる。
【０２０５】
また、ネットワーク設定により、ＳＳバースト集合の周期を変更し、ＵＥに対する測定タイミング／持続時間の情報を提供することができる。しかし、ＳＳバーストセット周期（ＳＳ  ｂｕｒｓｔ  ｓｅｔ  ｐｅｒｉｏｄｉｃｉｔｙ）が変わる時、ＳＳブロック送信の候補位置を決定する必要があるが、本発明ではＳＳブロック送信の位置決定方法について以下のように２つの実施例を提案する。
【０２０６】
（案１）ネットワークは基本周期に対する候補位置の仮定を使用できる。
【０２０７】
（案２）ネットワークは測定区間内にＳＳブロックを送信する実際の位置を指示できる。
【０２０８】
即ち、ＮＲシステムでは基本周期によってＳＳバースト集合構成を設計することができる。また、ＳＳバースト集合周期及び測定持続時間がネットワークにより指示される時、ＳＳバーストの設定によってＳＳバースト集合構成が仮定される。例えば、ネットワークからの指示がない場合、測定のためのＳＳバースト集合周期としてＵＥが５ｍｓ周期を仮定するとすれば、５ｍｓ周期についてＳＳバースト集合を構成できる。またかかるＳＳバースト集合構成は基本周期（例えば、２０ｍｓ）及びネットワーク設定された周期（例えば、５、１０、２０、４０、８０、１６０ｍｓ）の場合にも使用できる。
【０２０９】
なお、ＳＳバーストセット構成に関するより効率的なリソース活用のために、ネットワークは測定持続時間内にＳＳブロックを送信するための実際位置を指示することができる。例えば、基本周期の場合、ＮＲ−ＳＳ及びＮＲ−ＰＢＣＨはＳＳバースト集合周期内で送信されなければならない。なお、基本周期より長い周期の場合、測定の目的でＮＲ−ＳＳのみを送信できる。もし、ネットワークがＳＳブロック送信のための実際位置を設定できれば、ＮＲ−ＰＢＣＨに割り当てられた未使用リソースがデータ／制御チャネルに割り当てられることができる。また、基本周期より短い周期の場合、ネットワークはＳＳバースト集合内のＳＳブロックのうちの一部のＳＳブロックを選択して、実際に使用されるＳＳブロックを設定することができる。
【０２１０】
ネットワーク環境によってＳＳブロック伝送のための候補の数は制限的である。例えば、ＳＳブロックが配置される副搬送波間隔によって候補の数が異なる。この場合、実際に伝送されるＳＳブロックの位置をＣＯＮＮＥＣＴＥＤ／ＩＤＬＥモードのＵＥに知らせることができる。この時、実際に伝送されるＳＳブロックの位置を知らせるＡｃｔｕａｌ  ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎは、サービングセルのためにはリソース活用の目的、例えば、レートマッチングの用途に使用され、隣接セルのためには該当リソースに関連する測定の目的で使用される。
【０２１１】
サービングセルに関連して、ＵＥが伝送されていないＳＳブロックについて正確に認知できる場合は、ＵＥは伝送されていないＳＳブロックの候補リソースを通じてページング又はデータのような他の情報を受信できることを認知できる。かかるリソースの柔軟性のために、サービングセルにおいて実際に伝送されるＳＳブロックは正確に指示される必要がある。
【０２１２】
即ち、ＳＳブロックが伝送されるリソースでは、ページング又はデータのような他の情報を受信できないので、実際にＳＳブロックが伝送されていないＳＳブロックを通じて他のデータ又は他の信号を受信してリソース活用の効率性を高めるために、ＵＥはＳＳブロックが実際に伝送されていないＳＳブロック候補について認知する必要がある。
【０２１３】
従って、サービングセルにおいて実際に伝送されるＳＳブロックを正確に指示するために、４、８又は６４ビットのフルビットマップ情報が要求される。この時、ビットマップに含まれるビットのサイズは、各周波数範囲において最大に伝送可能なＳＳブロックの数によって決定される。例えば、５ｍｓ区間において実際に伝送されるＳＳブロックを指示するために、３ＧＨｚから６ＧＨｚの周波数範囲では８ビットが要求され、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では６４ビットが要求される。
【０２１４】
サービングセルにおいて実際に伝送されるＳＳブロックのためのビットはＲＭＳＩ又はＯＳＩで定義でき、ＲＭＳＩ／ＯＳＩはデータ又はページングのための設定情報を含む。Ａｃｔｕａｌ  ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎは、下りリンクのリソースのための設定に関連するので、ＲＭＳＩ／ＯＳＩが実際に伝送されるＳＳブロックの情報を含むことに帰する。
【０２１５】
なお、隣接セル測定の目的で隣接セルのＡｃｔｕａｌ  ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎが要求されることができる。即ち、隣接セル測定のために隣接セルの時間同期情報を得る必要があるが、ＮＲシステムのＴＲＰ間の非同期伝送を許容するように設計する場合、隣接セルの時間同期情報を知らせるとしても、その情報の正確性は状況によって変化する。従って、隣接セルの時間情報を知らせる時には、ＴＲＰ間の非同期伝送を仮定しながらもＵＥに有効な情報として、その時間情報の単位が決定される必要がある。
【０２１６】
但し、リストされたセル（ｌｉｓｔｅｄ  ｃｅｌｌ）が多い場合、フルビットマップタイプの指示子はシグナルのオーバーヘッドを過度に増加させる恐れがある。従って、シグナリングのオーバーヘッドを減少させるために、様々に圧縮された形態の指示子が考えられる。また、隣接セル測定の目的だけではなく、シグナリングのオーバーヘッドを減少させるために、サービングセルが伝送するＳＳブロックのための指示子として圧縮された形態の指示子が考えられる。即ち、後述するＳＳブロック指示子は、隣接セル及びサービングセルの実際に伝送されるＳＳブロックの指示のために使用される。また、上記によれば、ＳＳバーストは各々の副搬送波による１つのスロットに含まれたＳＳブロックの束を意味するが、後述する実施例に限って、ＳＳバーストはスロットに関係なく一定の数のＳＳブロックをグルーピングしたＳＳブロックグループを意味することができる。
【０２１７】
図２２を参照して、そのうち１つの実施例について説明する。ＳＳバーストが８つのＳＳブロックで構成されると仮定すると、６４つのＳＳブロックが位置できる６ＧＨｚ以上の帯域に計８つのＳＳバーストが存在する。
【０２１８】
ここで、ＳＳブロックをＳＳバーストとしてグルーピングすることは、６４ビットのビットマップの全体を圧縮するためである。６４ビットのビットマップ情報の代わりに、実際に伝送されるＳＳブロックを含むＳＳバーストを指示する８ビットの情報を使用できる。もし、８ビットのビットマップ情報がＳＳバースト＃０を指示すると、ＳＳバースト＃０は実際に伝送されるＳＳブロックを１つ以上含むことができる。
【０２１９】
なお、ＵＥにＳＳバースト当たり伝送されるＳＳブロックの数をさらに指示するための追加情報が考えられる。この追加情報により指示されるＳＳブロックの数ほど各ＳＳバーストに局部的にＳＳブロックが存在することができる。
【０２２０】
従って、追加情報により指示されるＳＳバースト当たり実際に伝送されるＳＳブロックの数及び上記実際に伝送されるＳＳブロックを含むＳＳバーストを指示するためのビットマップを組み合わせて、ＵＥは実際に伝送されるＳＳブロックを推定できる。
【０２２１】
例えば、以下の表４のように指示されることを仮定できる。
【０２２２】
【表４】
2020504568.tif 000007
【０２２３】
即ち、表４によれば、８ビットのビットマップからＳＳバースト＃０、＃１、＃７にＳＳブロックが含まれていることが分かり、追加情報により各ＳＳバーストに４つのＳＳブロックが含まれていることが分かるので、結局、ＳＳバースト＃０、＃１、＃７の前の４つの候補位置を通じてＳＳブロックが伝送されることを推定できる。
【０２２４】
また、上述した例とは異なり、追加情報もビットマップ形式で伝達することにより、ＳＳブロックが伝送される位置の柔軟性を有することができる。
【０２２５】
例えば、ＳＳバースト伝送に関連する情報はビットマップで指示し、ＳＳバースト内に伝送されるＳＳブロックはそれ以外のビットで指示する方法がある。
【０２２６】
即ち、全体６４個のＳＳブロックを各々８つのＳＳバースト（即ち、ＳＳブロックグループ）に区分し、８ビットのビットマップ伝送としてどのＳＳバーストが使用されるかを端末に知らせる。図２２のようにＳＳバーストを定義すると、副搬送波間隔が６０ｋＨｚであるスロットと多重化する場合、ＳＳバーストと６０ｋＨｚの副搬送波を有するスロットの境界が整列される長所がある。従って、ビットマップでＳＳバーストのｏｎ／ｏｆｆを指示すると、６ＧＨｚ以上の周波数帯域では全ての副搬送波間隔に対してスロット単位でＳＳブロックの伝送有無を端末が認知することができる。
【０２２７】
ここで、上述した例示との相異点は、追加情報をビットマップ方式で知らせることである。この場合、各々のＳＳバーストに含まれた８つのＳＳブロックに対してビットマップ情報を伝送しなければならないので８ビットが必要であり、該当追加情報は全てのＳＳバーストに共通的に適用される。例えば、ＳＳバーストに対するビットマップ情報を通じてＳＳバースト＃０とＳＳバースト＃１が使用されることが指示され、ＳＳブロックに対する追加ビットマップ情報を通じてＳＳバースト内において１番目、５番目のＳＳブロックが伝送されることが指示される場合、ＳＳバースト＃０とＳＳバースト＃１はいずれも１番目、５番目のＳＳブロックが伝送されて、実際に伝送されるＳＳブロックの総数が４つになる。
【０２２８】
なお、いくつの隣接セルはセルリストに含まれていないことができるが、セルリストに含まれていない隣接セルは、実際に伝送されるＳＳブロックのための基本フォーマット（ｄｅｆａｕｌｔ  ｆｏｒｍａｔ）を使用する。かかる基本フォーマットを使用することにより、ＵＥはリストに含まれていない隣接セルに対する測定を行うことができる。この時、上述した基本フォーマットは予め定義されるか又はネットワークにより設定される。
【０２２９】
また、サービングセルで実際に伝送されるＳＳブロックに関する情報と、隣接セルで実際に伝送されるＳＳブロックに関する情報がかち合う場合、端末は、サービングセルで伝送されたＳＳブロック情報を優先して、実際に伝送されるＳＳブロックに関する情報を得る。
【０２３０】
即ち、実際に伝送されるＳＳブロックに関する情報が、フルビットマップ形態とグルーピング形態で受信された場合、フルビットマップ形態の情報の正確性が高い可能性が多いので、フルビットマップ形態の情報を優先してＳＳブロック受信に用いる。
【０２３１】
１１．時間インデックス指示のための信号及びチャネル
【０２３２】
ＳＳブロックの時間インデックス指示は、ＮＲ−ＰＢＣＨにより伝達される。時間インデックス指示がＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツ、スクランブルシーケンス、ＣＲＣ、冗長度バージョンなどのＮＲ−ＰＢＣＨの一部に含まれると、指示がＵＥに安全に伝達される。しかし、時間インデックス指示がＮＲ−ＰＢＣＨの一部に含まれると、隣接セルＮＲ−ＰＢＣＨのデコーディングがさらに複雑になる。また、隣接セルに対するＮＲ−ＰＢＣＨのデコーディングが可能ではあるが、これはシステムの設計に必須事項ではない。また、どの信号及びチャネルがＳＳブロックの時間インデックス指示の伝達に適合するかについて、追加の論議が必要である。
【０２３３】
ターゲットセルにおいて、ＳＳブロックの時間インデックス情報は、システム情報の伝達、ＰＲＡＣＨプリアンブルなどのような初期アクセス関連のチャネル／信号に対する時間リソースの割り当ての参照情報として使用されるので、ＳＳブロックの時間インデックス情報は、ＵＥに安全に伝送されなければならない。なお、隣接セル測定の目的で、時間インデックスがＳＳブロックレベルのＲＳＲＰ測定に使用される。この場合、ＳＳブロックの時間インデックス情報が必ずしも正確である必要はない。
【０２３４】
本発明では、ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳがＳＳブロックの時間インデックスを伝達するための信号として使用されることを提案する。また、ＮＲ−ＰＢＣＨの一部に時間インデックス指示を含むことを提案する。ここで、ＮＲ−ＰＢＣＨの一部としては、例えば、ＮＲ−ＰＢＣＨのスクランブルのシーケンス、冗長度バージョンなどがある。
【０２３５】
本発明によれば、ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳからＳＳブロックの時間インデックスを検出でき、検出されたインデックスはＮＲ−ＰＢＣＨデコーディングにより確認できる。また、隣接セル測定のために隣接セルに対するＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳからインデックスを得ることができる。  
【０２３６】
時間インデックス指示は以下の２つの実施例により構成できる。
【０２３７】
（案１）ＳＳバースト集合内の全てのＳＳブロックの各々にインデックスを付与する、単一のインデックス方法。
【０２３８】
（案２）ＳＳバーストインデックスとＳＳブロックインデックスの組み合わせでインデックスを付与する、多重インデックス方法。
【０２３９】
もし、実施例１のような単一のインデックス方法が支援されると、ＳＳバーストの集合周期内の全てのＳＳブロックの数を表現するために数多いビットが必要である。この場合、ＮＲ−ＰＢＣＨに対するＤＭＲＳシーケンス及びスクランブルシーケンスは、ＳＳブロック指示を指示することが好ましい。
【０２４０】
反面、実施例２のような多重インデックス方法が適用されると、インデックス指示のための設計の柔軟性が提供される。例えば、ＳＳバーストインデックス及びＳＳブロックインデックスはいずれも単一のチャネルに含まれる。また、各々のインデックスは、互いに異なるチャネル／信号を通じて個別的に伝送されることができる。例えば、ＳＳバーストインデックスはＮＲ−ＰＢＣＨのコンテンツ又はスクランブルシーケンスに含まれ、ＳＳブロックインデックスはＮＲ−ＰＢＣＨのＤＭＲＳシーケンスを介して伝達されることができる。
【０２４１】
なお、搬送波周波数範囲によって、設定されたＳＳバースト内におけるＳＳブロックの最大数が変更される。即ち、６ＧＨｚ以下の周波数範囲でＳＳブロックの最大数は最大８つであり、６ＧＨｚ〜５２．６ＧＨｚの周波数範囲では６４個である。
【０２４２】
よって、搬送波周波数範囲によって、ＳＳブロック指示のために必要なビットの数又はＳＳブロック指示のために必要な状態の数が変化する。従って、搬送波周波数範囲によって、上記の実施例１〜２のうちの１つを適用することが考えられる。例えば、６ＧＨｚ以下では単一のインデックス方法が適用され、６ＧＨｚ以上では多重インデックス方法が使用される。
【０２４３】
より具体的には、６ＧＨｚ以下の周波数範囲の場合、ＳＳブロックの時間インデックスはいずれもＰＢＣＨ  ＤＭＲＳにより決定できる。この場合、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスで最大８つの状態を識別しなければならない。即ち、ＳＳブロックの時間インデックスのための３ビットが必要である。また、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスにより５ｍｓ境界（ハーフフレーム指示子）を示すことができる。この場合、ＤＭＲＳ基盤のＳＳブロックの時間インデックス指示及び５ｍｓ境界指示のために計１６個の状態が必要である。即ち、ＳＳブロックの時間インデックスのための３ビット以外に、５ｍｓ境界指示のための１ビットがさらに必要である。また、６ＧＨｚ以下の周波数範囲については、ＳＳブロックの時間インデックス指示のためのビットをＰＢＣＨコンテンツ内に定義する必要がある。
【０２４４】
また、ＳＳブロックの時間インデックス指示のためのビットをＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳを介して伝達すると、ＰＢＣＨコンテンツによる伝達よりもデコーディング性能が良くなる。また、ＳＳブロックの時間インデックス指示のためのさらなる信号を定義すると、さらなる信号のためのシグナリングのオーバーヘッドが発生するが、ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳは予めＮＲシステムで定義したシーケンスであるので、さらなるシグナリングのオーバーヘッドを発生させず、過度なシグナリングのオーバーヘッドを防止する効果がある。
【０２４５】
反面、６ＧＨｚ以上の周波数範囲において、ＳＳブロックの時間インデックスの一部はＰＢＣＨ  ＤＭＲＳにより指示され、その他の部分はＰＢＣＨコンテンツにより指示される。例えば、計６４個のＳＳブロックインデックスを指示するために、ＳＳバーストセット内、ＳＳブロックグループが最大８つにグルーピングされ、それぞれＳＳブロックグループ当たり最大８つのＳＳブロックが含まれる。この場合、ＳＳブロックグループ指示のための３ビットがＰＢＣＨコンテンツに定義され、ＳＳブロックグループ内のＳＳブロックの時間インデックスはＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスにより定義される。また、ＮＲシステムの６ＧＨｚ以上の周波数範囲で同期ネットワークを仮定できると、ＰＢＣＨコンテンツを通じてＳＳバーストインデックスを得るためのＰＢＣＨのデコーディング過程が不要である。
【０２４６】
１２．システムフレーム番号、ハーフフレーム境界
【０２４７】
ＳＦＮ情報の下位のＮ−ｂｉｔｓはＰＢＣＨペイロードで伝達され、上位のＭ−ｂｉｔはＰＢＣＨスクランブルシーケンスで伝達される。なお、ＳＦＮ情報の上位のＭ−ｂｉｔｓのうち、最上位の１−ｂｉｔはＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ、ＮＲ−ＳＳＳ或いはＳＳ  ｂｌｏｃｋの時間／周波数位置の変化により伝達される。さらに、ハーフ無線フレーム（５ｍｓ）の境界に関する情報は、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ或いはＮＲ−ＳＳＳ或いはＳＳブロックの時間／周波数位置の変化により伝達される。
【０２４８】
実施例１−１
【０２４９】
特定のＳＳブロックに含まれたＮＲ−ＰＢＣＨで伝達するコンテンツが８０ｍｓごとに変更されるとした時、ＮＢ−ＰＢＣＨコンテンツは８０ｍｓ内で変更しない情報を含む。例えば、ＰＢＣＨ  ＴＴＩ（８０ｍｓ）の範囲でＰＢＣＨコンテンツに含まれるＳＦＮ情報はいずれも同一であり、このために１０ｂｉｔ  ＳＦＮ情報のうち、ＰＢＣＨコンテンツには下位の７ｂｉｔｓの情報が含まれ、フレーム境界（１０ｍｓ）を区分する上位の３ｂｉｔの情報はＰＢＣＨスクランブルシーケンスなどに含まれることができる。
【０２５０】
実施例１−２
【０２５１】
特定のＳＳブロックに含まれたＮＲ−ＰＢＣＨで伝達するコンテンツが８０ｍｓごとに変更されるとした時、ＮＢ−ＰＢＣＨコンテンツは８０ｍｓ内で変更されない情報を含む。例えば、ＰＢＣＨ  ＴＴＩ（８０ｍｓ）の範囲でＰＢＣＨコンテンツに含まれるＳＦＮ情報はいずれも同一であり、このために１０ｂｉｔ  ＳＦＮ情報のうち、ＰＢＣＨコンテンツには下位の７ｂｉｔｓの情報が含まれ、フレーム境界（１０ｍｓ）を区分する上位の３ｂｉｔの情報のうち、下位の２ｂｉｔｓの情報はＰＢＣＨスクランブルシーケンスに含まれ、最上位の１ｂｉｔの情報はＰＢＣＨコンテンツ、ＣＲＣ、スクランブルシーケンスなど、ＰＢＣＨチャネルコーディングとは区別される他の信号又はチャネルを使用して伝送する。例えば、ＰＢＣＨチャネルコーディングに関連する部分とは区分される他の信号としては、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳを使用でき、ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ  ＲＥ位置、ＤＭＲＳシーケンス  ｔｏ  ＲＥマッピング変更、ＳＳブロック内のシンボル位置の変更、ＳＳブロックの周波数位置の変更などを情報として使用できる。
【０２５２】
具体的には、ＤＭＲＳシーケンスが使用される場合、ＤＭＲＳ伝送される２つのＯＦＤＭシンボルの位相差、例えば、Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｃｏｄｅ  ｃｏｖｅｒを用いる方法が考えられる。また、ＤＭＲＳシーケンスが使用される場合、初期値を変更する方法が考えられる。具体的には、ゴールドシーケンスに使用される２つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅのうちの１つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は固定し、他の１つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値をｃｅｌｌ−ＩＤ及び他の情報を使用して変更した場合、固定された初期値を使用したＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅに伝送しようとする情報を使用して初期値を変更する方法を導入できる。
【０２５３】
より具体的には、１０ｍｓ境界情報を示す１ｂｉｔに従って、既存の固定された初期値（例えば、［１００…０］）にさらに他の初期値（例えば、［０１０…０］）を導入して２０ｍｓ範囲で２つの初期値を１０ｍｓ単位で変更することが考えられる。他の方法としては、１つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは固定された初期値をそのまま使用し、他の１つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値に伝送しようとする情報を追加する方法が考えられる。
【０２５４】
また、ＤＭＲＳ  ＲＥ位置を使用する場合、情報によってＤＭＲＳの周波数軸の位置を変更するＶ−ｓｈｉｆｔ方法を適用できる。具体的には、２０ｍｓ範囲において０ｍｓと１０ｍｓの伝送時にＲＥ位置を異なるように配置するが、ＤＭＲＳが４ＲＥごとに配置されるとした時、２ＲＥ単位でシフトする案を導入できる。
【０２５５】
また、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスがＲＥにマッピングされる方式を変更する方法を適用できる。具体的には、０ｍｓの場合、１番目のＲＥからシーケンスをマッピングし、１０ｍｓの場合、シーケンスに他のマッピング方法を適用するが、例えば、１番目のＲＥにシーケンスを逆にマッピングしたり、１番目のＯＦＤＭシンボルの中間ＲＥからマッピングしたり、２番目のＯＦＤＭシンボルの１番目のＲＥからマッピングしたりするなどの方法を適用できる。また、ＳＳブロック内において、ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨなどの順序配置を他の配置に変更する案も考えられる。例えば、基本的にＰＢＣＨ−ＰＳＳ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨなどに配置するが、０ｍｓと１０ｍｓで互いに異なる配置方法を適用する。また、ＳＳブロック内でＰＢＣＨデータがマッピングされるＲＥ位置を変更する方法を適用できる。
【０２５６】
実施例１−３
【０２５７】
ハーフフレーム境界を指示する１ｂｉｔの情報は、ＰＢＣＨコンテンツ、ＣＲＣ、スクランブルシーケンスなどのＰＢＣＨチャネルコーディングに関連する部分とは区分される他の信号又はチャネルなどを使用して伝送できる。例えば、ＰＢＣＨチャネルコーディングとは区別される他の信号としては、実施例２のようにＰＢＣＨ  ＤＭＲＳを使用でき、ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ  ＲＥ位置、ＤＭＲＳシーケンス  ｔｏ  ＲＥ  マッピング変更、ＳＳブロック内のシンボル位置変更、ＳＳブロックの周波数位置変更などを情報として使用できる。特に、これは１０ｍｓの範囲において０ｍｓと５ｍｓの境界に変更される時に適用できる。
【０２５８】
さらに、ハーフフレームの境界情報及びＳＦＮ最上位の１ｂｉｔの情報を含む２０ｍｓ範囲で５ｍｓ単位の時間変更情報のために、実施例２に提示した方法のように、ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ  ＲＥ位置、ＤＭＲＳシーケンス  ｔｏ  ＲＥ  マッピング変更、ＳＳブロック内のシンボル位置変更、ＳＳブロックの周波数位置変更などを情報として使用できる。これは、２０ｍｓ範囲において０、５、１０、１５ｍｓの境界で時間情報が変更される時に適用できる。
【０２５９】
実施例１−４
【０２６０】
１つのＰＢＣＨが合計Ｎ  ＲＥｓで構成される時、ＰＢＣＨデータ伝送のために、Ｍ（＜Ｎ）ＲＥｓが割り当てられ、ＱＰＳＫ変調が使用されると、スクランブルシーケンスの長さは２＊Ｍになる。計Ｌ種類の互いに異なる長さ２＊Ｍのスクランブルシーケンスを形成する方法は、全長Ｌ＊２＊Ｍのシーケンスを生成し、２＊Ｍ単位に区分してＬ個のシーケンスを生成する。スクランブルシーケンスとしては、ＰＮシーケンスを使用でき、ゴールドシーケンス及びＭ  ｓｅｑｕｅｎｃｅなどを使用できる。具体的には、長さ３１のゴールドシーケンスを使用できる。ＰＮシーケンスを初期化する値としては、最小限セルＩＤが使用され、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳから得たＳＳブロックのインデックスをさらに使用できる。ＳＳブロックのインデックスからスロット数及びＯＦＤＭシンボルが類推される場合、スロット数／ＯＦＤＭシンボル数が使用されることができる。さらにハーフ無線フレームの境界情報を初期化値として使用することもできる。またＳＦＮ情報のうち、一部のｂｉｔをコンテンツやスクランブルシーケンスなどのチャネルコーディングとは区別される信号又はチャネルで得られる場合は、該当ＳＦＮ情報はスクランブルシーケンスの初期化値として使用できる。
【０２６１】
スクランブルシーケンスの長さは、ＳＦＮ情報のうち、スクランブルシーケンスにより伝達されるビットの長さによって決定される。例えば、ＳＦＮ情報のうち、３ｂｉｔの情報がスクランブルシーケンスにより伝達される場合、８種類の状態を表現すべきであるが、このためには、全長８＊２＊Ｍのシーケンスが要求される。同様に、２ｂｉｔの情報が伝達される場合には、全長２＊２＊Ｍのシーケンスが要求される。
【０２６２】
ＰＢＣＨコンテンツとＣＲＣを含むビット列は、Ｐｏｌａｒ  ｃｏｄｅを使用してエンコーディングされ、長さ５１２の符号化されたビットが生成される。符号化されたビットは、スクランブルシーケンスの長さより短いが、長さ５１２の符号化されたビットを複数回繰り返してスクランブルシーケンスの長さと同じ長さのビット列に形成する。その後、繰り返された復号化ビットをスクランブルシーケンスと乗じ、ＱＰＳＫ変調を行う。変調されたシンボルは長さＭ単位に分割してＰＢＣＨ  ＲＥにマッピングする。
【０２６３】
例えば、図２４を参照すると、ＳＦＮ情報のうち、３ｂｉｔの情報がスクランブルシーケンスにより伝達される場合、１０ｍｓごとにスクランブルシーケンスを変更するために、長さＭ単位の変調されたシンボルシーケンスを１０ｍｓ単位で伝送する。この時、１０ｍｓ単位で伝送される各々の変調されたシンボルは互いに異なる。ＳＳバースト集合の周期が５ｍｓである場合、１０ｍｓ範囲に含まれた２回の５ｍｓ伝送周期の間には同一の変調されたシンボルシーケンスを伝送する。端末がハーフ無線フレーム（５ｍｓ）の境界情報を得られる場合には、１０ｍｓ範囲で２回伝送されたＰＢＣＨの情報を結合でき、８０ｍｓの範囲で１０ｍｓ単位で伝送される８種類のスクランブルシーケンスを分かるために、計８回のブラインドデコーディングを行う。この時、端末はＰＢＣＨではない他のチャネルのデコーディングを行ってハーフフレーム境界の１ｂｉｔの情報（例えば、Ｃ０）を得る。また端末は、ＰＢＣＨブラインドデコーディングを行ってＳＦＮの上位のＮ−ｂｉｔの情報を取得し（例えば、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２）、ＰＢＣＨコンテンツからその他の１０−Ｎｂｉｔに該当するＳＦＮ情報（例えば、Ｓ３〜Ｓ９）を取得して、計１０ｂｉｔのＳＦＮ情報を構成できる。
【０２６４】
さらに他の例として、ＳＦＮ情報のうち３ｂｉｔの情報がスクランブルシーケンスにより伝達され、ハーフフレーム境界情報がＰＢＣＨコンテンツに含まれる場合、１０ｍｓ伝送周期では同一のコンテンツが含まれるが、５ｍｓオフセットのあるＰＢＣＨコンテンツはハーフフレーム境界情報１ｂｉｔが異なるため、５ｍｓごとに異なるコンテンツが伝送される。即ち、ハーフフレーム境界情報１ｂｉｔによって２つのコンテンツが構成され、基地局は２つのコンテンツを各々エンコーディングし、各々についてビット繰り返し、スクランブル、変調などを行う。
【０２６５】
端末が５ｍｓ境界情報を得られない場合、５ｍｓごとに伝送される信号の結合を行うことが容易ではなく、その代わりに１０ｍｓごとに行った８回のブラインドデコーディングを５ｍｓオフセットでも同様に行う。即ち、端末は少なくとも８回のブラインドデコーディングを行って、ＳＦＮの上位のＮ−ｂｉｔｓ情報を得（例えば、、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２）、ＰＢＣＨコンテンツからその他の１０−Ｎ  ｂｉｔｓに該当するＳＦＮ情報（例えば、、Ｓ３〜Ｓ９）だけではなく、ハーフ無線フレーム境界の１ｂｉｔの情報（例えば、Ｃ０）を得る。即ち、得られたビット情報を構成して５ｍｓ単位の時間情報を得ることができる。
【０２６６】
同様に、ＳＦＮ情報のうち、２ｂｉｔの情報がスクランブルシーケンスにより伝達される場合、２０ｍｓごとにスクランブルシーケンスが変更され、２０ｍｓの範囲に含まれた４回の５ｍｓ伝送周期の間には同一の変調されたシンボルシーケンスを伝送する。端末がハーフフレーム境界情報及びＳＦＮの最上位の１ｂｉｔの情報が得られる場合、２０ｍｓ範囲で受信した４回のＰＢＣＨを結合することができ、２０ｍｓごとに４回のブラインドデコーディングを行う。この時、端末の受信複雑度はハーフフレーム境界情報及びＳＦＮ最上位のｂｉｔの情報を得ることにより増加するが、ＰＢＣＨブラインドデコーディングの複雑度を下げることができ、ＰＢＣＨ結合を最大１６回行うことができるので、検出性能の向上を期待できる。この時、端末はＰＢＣＨではない他のチャネルのデコーディングを行ってハーフフレーム境界の１ｂｉｔの情報（例えば、Ｃ０）及びＳＦＮの最上位の１ｂｉｔの情報（例えば、Ｓ０）を得る。
【０２６７】
端末はＰＢＣＨブラインドデコーディングを行って、ＳＦＮの最上位の１ｂｉｔ以後の上位の（Ｎ−１）−ｂｉｔの情報を得（例えば、Ｓ１、Ｓ２）、ＰＢＣＨコンテンツからその他の１０−Ｎ  ｂｉｔに該当するＳＦＮ情報（例えば、Ｓ３〜Ｓ９）を得る。これにより、ハーフ無線フレームの境界情報（例えば、Ｃ０）及び総１０ｂｉｔのＳＦＮ情報（Ｓ０〜Ｓ９）を構成でき、このように得た時間情報は５ｍｓ単位を提供する。この時、５ｍｓ範囲で多数のＳＳブロックを伝送できるが、５ｍｓ範囲におけるＳＳブロックの位置は、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツから得ることができる。
【０２６８】
１３．ＳＳブロックの時間インデックス
【０２６９】
本発明では、ネットワーク及びＵＥのエネルギー節約のために、ＳＳバースト集合がより短い持続期間（例えば、２ｍｓ）内に構成されることを提案する。この場合、全てのＳＳブロックは周期（例えば、５、１０、２０、４０、８０、１６０ｍｓ）に関係なくＳＳバースト集合の周期内に位置することができる。図２３は１５ｋＨｚ副搬送波間隔の場合のＳＳブロックインデックスの例示を提供する。
【０２７０】
図２３を参照しながらＳＳブロックインデックスについて説明する。ＳＳブロックの最大数をＬと定義すると、ＳＳブロックのインデックスは０でＬ−１である。また、ＳＳブロックインデックスはＯＦＤＭシンボルインデックス及びスロットインデックスから導き出される。また、ＳＳバースト集合は隣接する２つのスロットに位置する４つのＳＳブロックで構成できる。従って、ＳＳブロックのインデックスは０から３までであり、スロットインデックスは０、１と定義する。また、ＳＳブロックは４つのＯＦＤＭシンボルで構成され、ＳＳブロック内の２つのＯＦＤＭシンボルはＰＢＣＨ送信のために使用される。この場合、ＰＢＣＨ送信のためのＯＦＤＭシンボルのインデックスは０と２であることができる。図２３（ａ）に示したように、ＳＳブロックのインデックスはＯＦＤＭシンボルとスロットのインデックスから導き出される。例えば、スロット＃１及びＯＦＤＭシンボル＃２で送信されたＳＳブロックはインデックス３にマッピングされる。
【０２７１】
図２３（ｂ）に示したように、ＮＲシステムではネットワークがＳＳバースト集合の周期を設定できる。また、５、１０ｍｓのように短い周期を設定することができる。そうすると、より多いＳＳブロック送信が割り当てられる。ＳＳブロックのインデックスはＳＳバースト集合の所定の周期内で識別される。図２３（ｃ）から分かるように、５ｍｓの周期性を有する場合、設定された周期内で４個のＳＳブロックを送信でき、基本周期内で計１６個のＳＳブロックを送信できる。この場合、ＳＳブロックのインデックスはデフォルト周期内で繰り返され、１６個のＳＳブロックのうちの４個のＳＳブロックは同一のインデックスを有することができる。
【０２７２】
以下、ＳＳブロックの時間インデックスを指示する方法についてより詳しく説明する。
【０２７３】
ＳＳブロックの時間インデックスのうちの一部は、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳのシーケンスにより伝達され、その他のインデックスはＰＢＣＨペイロードで伝達される。この時、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるＳＳブロックの時間インデックスは、Ｎ−ｂｉｔｓの情報であり、ＰＢＣＨペイロードで伝達されるＳＳブロックの時間インデックスは、Ｍ−ｂｉｔｓの情報である。周波数範囲の最大ＳＳブロックの数をＬ−ｂｉｔｓとした時、Ｌ−ｂｉｔはＭ−ｂｉｔとＮ−ｂｉｔｓの合計である。５ｍｓ範囲で伝達できる全Ｈ（＝２＾Ｌ）状態をグループＡ、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるＮ−ｂｉｔｓが表すＪ（＝２＾Ｎ）状態をグループＢ、ＰＢＣＨペイロードで伝達されるＭ−ｂｉｔｓが表すＩ（＝２＾Ｍ）状態をグループＣとした時、グループＡの状態の数ＨはグループＢの状態の数ＪとグループＣの状態の数Ｃの積で表すことができる。この時、グループＢとグループＣのうちのいずれか１つのグループに属した状態は、０．５ｍｓ範囲内では最大Ｐ個（この時、Ｐは１又は２）を表すことができる。また、本発明に記載されたグループは、説明の便宜のために使用したものであり、様々な形態で表現できる。
【０２７４】
なお、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスにより伝達される状態の数は、３ＧＨｚ以下の周波数範囲では４つ、３ＧＨｚ〜６ＧＨｚの周波数範囲では８つ、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では８つになる。６ＧＨｚ以下の帯域で１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用されるが、この時、１５ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されると、０．５ｍｓ範囲内で最大１つの状態が含まれ、３０ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されると、０．５ｍｓ範囲内で最大２つの状態が含まれる。６ＧＨｚ以上の帯域で１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されるが、この時、１２０ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されると、０．５ｍｓ範囲内で最大１つの状態が含まれ、２４０ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されると、０．５ｍｓ範囲内で最大２つの状態が含まれる。
【０２７５】
図２５の（ａ）、（ｂ）は各々１５ｋＨｚ／３０ｋＨｚの副搬送波間隔を使用する場合と１２０ｋＨｚ／２４０ｋＨｚの副搬送波間隔を使用する場合、０．５ｍｓ範囲に含まれるＳＳブロックを示す。図２９に示したように、１５ｋＨｚ副搬送波間隔の場合、０．５ｍｓ範囲には１つ、３０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合は２つ、１２０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合は８つ、２４０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合は１６つのＳＳブロックが含まれる。
【０２７６】
１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合、０．５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスにより伝送されるインデックスと１：１マッピングされる。ＰＢＣＨペイロードにはＳＳブロックインデックスを指示するための指示子ビットが含まれるが、６ＧＨｚ以下の帯域ではＳＳブロックインデックスのためのビットとして解釈されず、他の目的の情報として解釈される。例えば、カバレッジ拡張のために使用でき、ＳＳブロックに関連する信号又はリソースの繰り返し回数を伝達するために使用されることもできる。
【０２７７】
ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスは、セルＩＤとＳＳブロックインデックスで初期化される時、１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚ副搬送波の場合、５ｍｓ範囲で伝送されるＳＳブロックインデックスをシーケンスの初期値として使用できる。ここで、ＳＳブロックインデックスはＳＳＢＩＤと同じ意味である。
【０２７８】
実施例２−１
【０２７９】
副搬送波間隔が１２０ｋＨｚの場合、０．５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは８個であるが、０．５ｍｓ範囲でＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスが同一であり、ＰＢＣＨペイロードはＳＳブロックインデックスにより変更できる。但し、第１のＳＳブロックグループが伝送される０．５ｍｓ区間におけるＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスは、第１のＳＳブロックグループの前に伝送される第２のＳＳブロックグループの０．５ｍｓ区間で使用したシーケンスとは区分される、即ち、異なるシーケンスを使用する。また、異なる０．５ｍｓ区間で伝送されるＳＳブロックを区分するために、ＳＳブロックグループのためのＳＳブロックインデックスはＰＢＣＨペイロードで伝達される。
【０２８０】
２４０ｋＨｚの場合、０．５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックインデックスは１６個であるが、０．５ｍｓ範囲でＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスは２個であることができる。即ち、ＳＳブロックのうち、前半部の０．５ｍｓ内の８個のＳＳブロックと後半部の０．５ｍｓ内の８個のＳＳブロックに使用されるＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスは互いに異なる。前半部及び後半部のＳＳブロックに含まれるＰＢＣＨペイロードでＳＳブロックインデックスを伝達する。
【０２８１】
このように一定の時間区間の間にＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスが一定に維持される案を適用する場合、端末が隣接セルの時間情報を確保するために、隣接セルの信号検出を試みる時、検出複雑度が低く検出性能が良好なＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンス基盤の時間情報伝達方法を適用することにより、０．５ｍｓ或いは０．２５ｍｓ程度の正確性を有する時間情報を得ることができる。これは周波数範囲に関係なく０．２５ｍｓ或いは０．５ｍｓ程度の時間正確性を提供するという長所がある。
【０２８２】
実施例２−２
【０２８３】
１２０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、０．５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは８個であるが、０．５ｍｓ範囲でＰＢＣＨペイロードに含まれるＳＳブロックインデックスは同一であり、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスはＳＳブロックインデックスによって変更される。但し、第１のＳＳブロックグループが伝送される０．５ｍｓ区間におけるＰＢＣＨペイロードで伝達されるＳＳブロックインデックスは、第１のＳＳブロックグループが伝送される前に伝送される第２のＳＳブロックグループの０．５ｍｓ区間におけるインデックスと区分される、即ち、異なるシーケンスを使用する。
【０２８４】
２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、０．５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは１６個であるが、０．５ｍｓ範囲でＰＢＣＨペイロードで伝達されるＳＳブロックインデックスは２種類になることができる。即ち、ＳＳブロックのうち、前半部の０．５ｍｓ区間における８個のＳＳブロックで伝送されるＰＢＣＨペイロードに含まれるＳＳブロックインデックスは同一であり、後半部の０．５ｍｓ区間における８個のＳＳブロックインデックスは前半部のＳＳブロックインデックスと区分される、即ち、異なるインデックスである。この時、前半部及び後半部の各々に含まれるＰＢＣＨ  ＤＭＲＳには、ＳＳブロックインデックスによって区分されるシーケンスが使用される。
【０２８５】
１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、ＳＳブロックインデックスは２つの経路から得たインデックスを組み合わせて表現される。上述した実施例１、２の場合、各々以下の数式７及び数式８のように表すことができる。
【０２８６】
［数式７］
ＳＳ−ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ
ＳＳＢＩＤ＝Ｆｌｏｏｒ（ＳＳ−ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｅｘ／Ｐ）
ＳＳＢＧＩＤ＝Ｍｏｄ（ＳＳ−ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｅｘ、Ｐ）
【０２８７】
［数式８］
ＳＳ−ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ
ＳＳＢＩＤ＝Ｍｏｄ（ＳＳ−ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｅｘ、Ｐ）
ＳＳＢＧＩＤ＝Ｆｌｏｏｒ（ＳＳ−ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｅｘ／Ｐ）
【０２８８】
ここで、Ｐは２＾（ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳで伝達されるビット数）で表される。
【０２８９】
以上、説明の便宜のために特定の個数（例えば、４又は８）を使用して説明したが、これは説明の便宜のためのものであり、上述した特定の値に限られない。例えば、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳに伝達される情報ｂｉｔの数によって説明の値が決定され、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳに２ｂｉｔの情報が伝達されると、ＳＳブロックグループは４つのＳＳブロックで構成でき、１５ｋＨｚ／３０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合にも、１２０ｋＨｚ／２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合に説明したＳＳブロックの時間インデックス伝達方式を適用できる。
【０２９０】
再度図２４を参照して、“１２．システムフレーム番号、ハーフフレーム境界”及び“１３．ＳＳブロックの時間インデックス”で説明した時間情報のビット構成と該当情報の伝達経路の例を整理すると、以下の通りである。
【０２９１】
−ＳＦＮ  １０ｂｉｔのうちの７ｂｉｔとＳＳブロックグループのインデックス３ｂｉｔは、ＰＢＣＨコンテンツで伝達
【０２９２】
−２０ｍｓ境界情報２ｂｉｔ（Ｓ２，Ｓ１）は、ＰＢＣＨスクランブルで伝達
【０２９３】
−５ｍｓ境界情報１ｂｉｔ（Ｃ０）と１０ｍｓ境界情報１ｂｉｔ（Ｓ０）は、ＤＭＲＳ  ＲＥ位置シフト、ＰＢＣＨが含まれたＯＦＤＭシンボルのＤＭＲＳ間の位相差、ＤＭＲＳシーケンスをＲＥにマッピングする方法の変更、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスの初期値変更などにより伝達
【０２９４】
−ＳＳブロックのインデックス指示情報３ビット（Ｂ２，Ｂ１，Ｂ０）はＤＭＲＳシーケンスで伝達
【０２９５】
１４．ＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツ
【０２９６】
ＮＲシステムでは、ＲＡＮ２の応答ＬＳに基づいてＭＩＢのペイロードサイズが拡張されると予想される。ＮＲシステムで予想される、ＭＩＢペイロードサイズ及びＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツは以下の通りである。
【０２９７】
１）ペイロード：６４ビット（４８ビット情報、１６ビットＣＲＣ）
【０２９８】
２）ＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツ：
【０２９９】
−ＳＦＮ／Ｈ−ＳＦＮの少なくとも一部
【０３００】
−共通検索空間に関する設定情報
【０３０１】
−ＮＲ搬送波の中心周波数情報
【０３０２】
ＵＥはセルＩＤ及びシンボルタイミング情報を検出後、ＳＦＮ、ＳＳブロックインデックス、ハーフフレームのタイミングのようなタイミング情報の一部、時間／周波数位置のような共通制御チャネル関連情報、帯域幅、ＳＳブロック位置のような帯域幅部分（Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ  ｐａｒｔ）情報及びＳＳバーストセット周期及び実際に伝送されたＳＳブロックインデックスのようなＳＳバーストセット情報などを含むＰＢＣＨからネットワークアクセスのための情報を得る。
【０３０３】
５７６ＲＥという制限された時間／周波数リソースのみがＰＢＣＨのために占有されるので、ＰＢＣＨには必須情報が含まれる。また、可能であれば、さらに必須情報又は追加情報を含むために、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳのような補助信号を使用する。
【０３０４】
（１）ＳＦＮ（Ｓｙｓｔｅｍ  Ｆｒａｍｅ  Ｎｕｍｂｅｒ）
【０３０５】
ＮＲではシステムフレーム番号（ＳＦＮ）を定義して、１０ｍｓ間隔を区別できる。また、ＬＴＥシステムのように、ＳＦＮのために０と１０２３の間のインデックスを導入することができ、インデックスは明示的にビットを用いて指示するか又は暗示的方式で示すことができる。
【０３０６】
ＮＲではＰＢＣＨ  ＴＴＩが８０ｍｓであり、最小ＳＳバースト周期が５ｍｓである。従って、最大１６倍のＰＢＣＨが８０ｍｓ単位で伝送され、夫々の伝送に対する異なるスクランブルシーケンスがＰＢＣＨエンコーディングされたビットに適用されることができる。ＵＥはＬＴＥ  ＰＢＣＨデコーディング動作のように１０ｍｓ間隔を検出できる。この場合、ＳＦＮの８種類の状態がＰＢＣＨスクランブルシーケンスにより暗示的に表示され、ＳＦＮ表示のための７ビットがＰＢＣＨ内容に定義される。
【０３０７】
（２）ラジオフレーム内のタイミング情報
【０３０８】
ＳＳブロックのインデックスは搬送波周波数範囲によってＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンス及び／又はＰＢＣＨコンテンツに含まれるビットにより明示的に指示される。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数帯域には、ＳＳブロックインデックスの３ビットがＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスのみにより伝達される。また６ＧＨｚ以上の周波数帯域には、ＳＳブロックインデックスの最下位の３ビットはＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスで表示され、ＳＳブロックインデックスの最上位の３ビットはＰＢＣＨコンテンツにより伝達される。即ち、６ＧＨｚ〜５２．６ＧＨｚの周波数範囲に限って、ＳＳブロックインデックスのための最大３ビットがＰＢＣＨコンテンツに定義される。
【０３０９】
また、ハーフフレームの境界はＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスにより伝達できる。特に、３ＧＨｚ以下の周波数帯域においてハーフフレーム指示子がＰＢＣＨ  ＤＭＲＳに含まれる場合、ＰＢＣＨコンテンツにハーフフレーム指示子が含まれることより効果が高い。即ち、３ＧＨｚ以下の周波数帯域では主にＦＤＤ方式が使用されるので、サブフレーム又はスロット間の時間同期が外れる程度が大きい。従って、より正確な時間同期を合わせるためには、ＰＢＣＨコンテンツよりデコーディング性能の良いＰＢＣＨ  ＤＭＲＳを通じてハーフフレーム指示子を伝達することが有利である。
【０３１０】
但し、３ＧＨｚ帯域を超える場合にはＴＤＤ方式が多く使用され、サブフレーム又はスロット間の時間同期が外れる程度が大きくないので、ＰＢＣＨコンテンツによりハーフフレーム指示子を伝達しても不利益が少ない。
【０３１１】
また、ハーフフレーム指示子はＰＢＣＨ  ＤＭＲＳとＰＢＣＨコンテンツの全てを介して伝達されることができる。
【０３１２】
（３）スロットに含まれたＯＦＤＭシンボルの数
【０３１３】
６ＧＨｚ以下の搬送波周波数範囲におけるスロット内ＯＦＤＭシンボルの数に関連して、ＮＲは７つのＯＦＤＭシンボルスロット及び１４ＯＦＤＭシンボルスロットを考慮する。ＮＲが６ＧＨｚ以下の搬送波周波数範囲で２つの類型のスロットを全部支援すると決定した場合、ＣＯＲＥＳＥＴの時間リソース表示のためにスロット類型に対する表示を定義する必要がある。
【０３１４】
（４）ＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別するための情報
【０３１５】
ＮＲでは、ＳＳブロックはネットワークアクセスのための情報提供だけではなく、動作測定のためにも使用される。特に、広帯域ＣＣ動作のためには測定のために多重ＳＳブロックを伝送することができる。
【０３１６】
しかし、ＲＭＳＩがＳＳブロックが伝送される全ての周波数位置を介して伝達される必要はない。即ち、リソース活用の効率性のために、ＲＭＳＩが特定の周波数位置を介して伝達されることができる。この場合、初期接続手順を行うＵＥは、検出された周波数位置でＲＭＳＩが提供されるか否かを認識できない。この問題を解決するために、検出された周波数領域のＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別するためのビットフィールドを定義する必要がある。なお、ビットフィールド無しにＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別できる方法も考える必要がある。
【０３１７】
このために、ＲＭＳＩが存在しないＳＳブロックは、周波数ラスター（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｒａｓｔｅｒ）で定義されない周波数位置で伝送する。この場合、初期接続手順を行うＵＥはＳＳブロックを検出できないので、上述した問題を解決できる。
【０３１８】
（５）ＳＳバーストセットの周期性と実際に伝送されるＳＳブロック
【０３１９】
測定の目的のために、ＳＳバーストセットの周期性及び実際に伝送されたＳＳブロックに関する情報を指示できる。従って、かかる情報はセル測定及びｉｎｔｅｒ／ｉｎｔｒａのセル測定のためにシステム情報に含まれることが好ましい。即ち、ＰＢＣＨコンテンツ内に上述した情報を定義する必要はない。
【０３２０】
（６）帯域幅に関連する情報
【０３２１】
ＵＥはセルＩＤ検出及びＰＢＣＨデコーディングを含む初期同期化手順の間にＳＳブロックの帯域幅内の信号検出を試みる。その後、ＵＥはＰＢＣＨコンテンツを通じてネットワークにより指示された帯域幅を使用してシステム情報を取得し、ＲＡＣＨ手順を行う初期接続手順を続ける。帯域幅は初期アクセス手順の目的のために定義される。ＣＯＲＥＳＥＴ、ＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ＲＡＣＨメッセージに対する周波数リソースは、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内で定義される。また、ＳＳブロックは下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の一部として位置する。要すると、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅はＰＢＣＨコンテンツに定義されることができる。また、ＳＳブロックに対する帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の間の相対的な周波数位置の表示がＰＢＣＨコンテンツに定義される。相対周波数位置の表示を単純化するために、ＳＳブロックに対する多数の帯域幅は下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内においてＳＳブロックを位置させる候補位置として思われる。
【０３２２】
（７）ニューマロロジー情報
【０３２３】
ＳＳブロック伝送の場合、１５、３０、１２０、２４０ＫＨｚの副搬送波間隔を使用する。また、データ伝送のためには１５、３０、６０及び１２０ＫＨｚの副搬送波間隔が使用される。ＳＳブロック伝送、ＣＯＲＥＳＥＴ及びＲＭＳＩについては同じ副搬送波間隔が使用される。ＲＡＮ１が上述した副搬送波間隔に関する情報を確認すると、ＰＢＣＨコンテンツにニューマロロジー情報を定義する必要がない。
【０３２４】
反面、ＣＯＲＥＳＥＴ及びＲＭＳＩに対する副搬送波間隔を変更できる可能性が考えられる。ＲＡＮ４において搬送波最小帯域幅に対する合意によってＳＳブロック伝送に１５つの副搬送波間隔のみが適用される場合、ＰＢＣＨデコーディング後、次の手順のために３０ＫＨｚに副搬送波間隔を変更しなければならない。また、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔がＳＳブロック伝送のために使用される時、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔がデータ伝送のために定義されないので、副搬送波間隔の変更がデータ伝送のために必要である。ＲＡＮ１がＰＢＣＨコンテンツを通じたデータ伝送のために副搬送波間隔を変更できる場合、このための１ビット指示子を定義できる。搬送波周波数範囲によって、上述した１ビット指示子は｛１５、３０ＫＨｚ｝又は｛６０、１２０ＫＨｚ｝と解釈できる。また、指示された副搬送波間隔はＲＢグリッドに対する基準ニューマロロジーと思われる。
【０３２５】
（８）ペイロードサイズ
【０３２６】
ＰＢＣＨのデコーディング性能を考慮して、表５のように、最大６４ビットのペイロードサイズを仮定できる。
【０３２７】
【表５】
2020504568.tif 000008
【０３２８】
１５．ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブル
【０３２９】
ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブルのシーケンスタイプとシーケンス初期化について説明する。ＮＲにおいて、ＰＮシーケンスの使用が考えられるが、ＬＴＥシステムで定義された長さ３１のゴールドシーケンスをＮＲ−ＰＢＣＨシーケンスとして使用した場合に深刻な問題が発生しないと、ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブルのシーケンスとしてゴールドシーケンスを再使用することが好ましい。
【０３３０】
また、スクランブルのシーケンスは少なくともＣｅｌｌ−ＩＤにより初期化され、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳにより指示されたＳＳブロックインデックスの３ビットがスクランブルのシーケンスの初期化に使用されることができる。また、ハーフフレーム指示子がＰＢＣＨ−ＤＭＲＳ又は他の信号により表示されると、ハーフフレーム指示子もスクランブルのシーケンスの初期化のためのシード値として使用できる。
【０３３１】
１６．ＰＢＣＨコーディングチェーン構成及びＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ伝送方式
【０３３２】
以下、図２６を参照しながら、ＰＢＣＨコーディングチェーン構成とＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ伝送方式の実施例について説明する。
【０３３３】
まず、ＳＳブロックごとにＣＯＲＥＳＥＴ情報、ＳＳブロックグループのインデックスによってＭＩＢ構成が変わる。従って、ＳＳブロックごとにＭＩＢに対するエンコーディングを行い、この時、エンコーディングされたビットのサイズは３４５６ビットである。ポーラーコード出力ビット（Ｐｏｌａｒ  ｃｏｄｅ  ｏｕｔｐｕｔ  ｂｉｔ）が５１２ビットであるので、ポーラーコード出力ビットは６．７５回繰り返される（５１２＊６＋３８４）。
【０３３４】
繰り替えされたビットに長さ３４５６のスクランブルシーケンスを乗ずるが、スクランブルシーケンスはセルＩＤとＤＭＲＳで伝達されるＳＳブロックインデックスにより初期化される。また、３４５６ビットのスクランブルシーケンスを８６４ビットずつ４等分し、各々に対してＱＰＳＫ変調を行って、長さ４３２の変調されたシンボル４つの集合を構成する。
【０３３５】
２０ｍｓごとに新しく変調されたシンボル集合（Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  ｓｙｍｂｏｌ  ｓｅｔ）が伝送され、２０ｍｓ内で同一の変調されたシンボル集合が最大４回繰り返して伝送される。この時、同一に変調されたシンボル集合が繰り返して伝送される区間において、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳの周波数軸の位置はセルＩＤによって変更される。即ち、０／５／１０／１５ｍｓごとにＤＭＲＳの位置が以下の数式９によりシフトされる。
【０３３６】
［数式９］
ｖｓｈｉｆｔ＝（ｖｓｈｉｆｔ＿ｃｅｌｌ＋ｖｓｈｉｆｔ＿ｆｒａｍｅ）ｍｏｄ４、ｖｓｈｉｆｔ＿ｃｅｌｌ＝Ｃｅｌｌ−ＩＤ  ｍｏｄ３、ｖｓｈｉｆｔ＿ｆｒａｍｅ＝  ０，１，２，３
【０３３７】
ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスは、長さ３１のゴールドシーケンスが使用され、１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は１つの値に固定し、２番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は、以下の数式１０のようにＳＳブロックインデックスとセルＩＤに基づいて決定される。
【０３３８】
［数式１０］
ｃｉｎｉｔ＝２１０＊（ＳＳＢＩＤ＋１）＊（２＊ＣｅｌｌＩＤ＋１）＋ＣｅｌｌＩＤ
【０３３９】
もし、ＳＳブロックのコンテンツが同一であると、チャネルコーディングとビットの繰り返しは１つのＳＳブロックに対してのみ行われる。また、スクランブルシーケンスはＳＳブロックごとに異なる値が適用されると仮定すると、スクランブルシーケンスを生成して乗ずる過程からビットを分割（ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）して変調する過程をＳＳブロックごとに行う。
【０３４０】
以下、ハーフ無線フレーム情報とＳＦＮ最上位の１ｂｉｔが伝達される方式による、基地局の動作及び端末の動作について説明する。以下、説明するＣ０、Ｓ０は各々図２４のハーフフレーム境界及びフレーム境界の指示ビットに対応する。
【０３４１】
（１）Ｃ０、Ｓ０をＣＲＣで伝達：
【０３４２】
この情報は、０，５，１０，１５ｍｓごとに変更される情報であり、計４つのＣＲＣが形成されて４回のエンコーディングを行った後、各エンコーディングされたビットを２０ｍｓごとに計４回伝送するという仮定下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。
【０３４３】
また、端末の受信時、０，５，１０，１５ｍｓごとの情報を結合するために、さらにブラインドデコーディングを行う。２０ｍｓごとに受信されるＰＢＣＨのみをブラインドデコーディングする方式では、さらなる複雑性（ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ  ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）はないが、５ｍｓごとに伝送される信号を結合できないので、最大の性能を保証できないという短所がある。
【０３４４】
（２）Ｃ０、Ｓ０をＰＢＣＨスクランブルで伝達：
【０３４５】
１つの情報ビット＋ＣＲＣを使用してエンコーディングを行った後、エンコーディングされたビットを５ｍｓごとに伝送、即ち、計１６回伝送するという仮定下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。この方式を使用すると、ブラインドデコーディングの回数が１６回に増加するという問題がある。
【０３４６】
（３）Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳシーケンスで伝達：
【０３４７】
長さ１４４のシーケンスにより５ｂｉｔを伝達する方式である。１つの情報＋ＣＲＣを使用してエンコーディングを行うが、これをスクランブルする方式としては以下の２つがある。
【０３４８】
１）エンコーディングされたビットを５ｍｓごとに伝送、即ち、計１６回伝送するという仮定下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。この場合、５ｍｓごとにスクランブルシーケンスが変わるので、ＰＢＣＨのＩＣＩランダム化が発生する。また、端末はＤＭＲＳシーケンスからＣ０、Ｓ０情報を得るため、０，５，１０，１５ｍｓごとに変更されるスクランブルシーケンス情報を得ることができる。また、ＰＢＣＨデコーディング時にブラインドデコーディングの回数が増加しない。またこの方法は、５ｍｓごとに伝送される信号を結合するため、最大の性能を期待できる。
【０３４９】
２）エンコーディングされたビットを２０ｍｓごとに伝送、即ち、計４回伝送するという仮定下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。このようにすると、ＩＣＩランダム化が減少する。また、端末のブラインドデコーディングの回数は増加せず、性能向上を期待でき、獲得時間（ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ  ｔｉｍｅ）が向上される。
【０３５０】
但し、Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳシーケンスで伝達する場合、ＤＭＲＳシーケンスに多数のビットを含める必要があるので、検出性能が減少し、ブラインド検出回数が増加する問題がある。これを克服するために、何回も結合しなければならない。
【０３５１】
（４）Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳ位置に伝達：
【０３５２】
Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳシーケンスにより伝達することと基本的な内容は同一である。但し、ＤＭＲＳ位置を通じてＣ０、Ｓ０を伝達するためには、セルＩＤに基づいて位置を決定し、０，５，１０，１５ｍｓによって周波数位置を移動する。隣接セルも同じ方式でシフトすることができる。特に、ＤＭＲＳに電力ブーストを行うと、性能がさらに向上する。
【０３５３】
１７．送信方法及びアンテナポート
【０３５４】
ＮＲシステムにおいて、ＮＲ−ＰＢＣＨ送信は単一アンテナポートに基づいて行われる。また、単一のアンテナポートに基づく送信の場合、ＮＲ−ＰＢＣＨ送信のための方式として、以下の案が考えられる。
【０３５５】
（案１）ＴＤ−ＰＶＳ（ｔｉｍｅ  ｄｏｍａｉｎ  ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ  ｖｅｃｔｏｒ  ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）方式
【０３５６】
（案２）循環遅延ダイバーシチ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｄｅｌａｙ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ、ＣＤＤ）方式
【０３５７】
（案３）周波数領域プリコーディングベクトルスイッチング（ＦＤ−ＰＶＳ）方式
【０３５８】
これらの送信方式によれば、ＮＲ−ＰＢＣＨは、送信ダイバーシチ利得及び／又はチャネル推定性能の利得が得られる。またＴＤ−ＰＶＳ及びＣＤＤは、ＮＲ−ＰＢＣＨ送信のために考えられる反面、ＦＤ−ＰＶＳはチャネル推定の損失によって全般的な性能損失が発生するので好ましくない。
【０３５９】
また、ＮＲ−ＳＳとＮＲ−ＰＢＣＨに対するアンテナポートの仮定について説明すると、初期接続状態でＮＲシステムはＮＲ−ＳＳ及びＮＲ−ＰＢＣＨ送信のためのネットワーク柔軟性を提供するために、ＮＲ−ＳＳ及びＮＲ−ＰＢＣＨを互いに異なるアンテナポートで送信することを考慮できる。但し、ネットワーク設定によって、ＵＥはＮＲ−ＳＳ及びＮＲ−ＰＢＣＨのアンテナポートが同一であるか又は異なると仮定することもできる。
【０３６０】
１８．ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭ−ＲＳの設計
【０３６１】
ＮＲシステムでは、ＤＭＲＳがＮＲ−ＰＢＣＨの位相参照のために導入される。また、全てのＳＳブロックにＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ／ＮＲ−ＰＢＣＨが存在し、ＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ／ＮＲ−ＰＢＣＨが位置するＯＦＤＭシンボルは単一のＳＳブロック内で連続している。しかし、ＮＲ−ＳＳＳとＮＲ−ＰＢＣＨの間で伝送方式が異なると仮定すると、ＮＲ−ＰＢＣＨ復調のための参照信号としてＮＲ−ＳＳＳを使用すると仮定できない。従って、ＮＲシステムではＮＲ−ＰＢＣＨ復調のための参照信号としてＮＲ−ＳＳＳが使用されないという仮定下でＮＲ−ＰＢＣＨを設計しなければならない。
【０３６２】
ＤＭＲＳ設計のためには、ＤＭＲＳオーバーヘッド、時間／周波数位置及びスクランブルシーケンスを考慮する必要がある。
【０３６３】
全般的なＰＢＣＨの復号化性能は、チャネル推定性能及びＮＲ−ＰＢＣＨ符号化率により決定される。ＤＭＲＳ伝送のためのＲＥの数は、チャネル推定性能とＰＢＣＨコーディング率の間にトレードオフ（ｔｒａｄｅ−ｏｆｆ）を有するので、ＤＭＲＳに適切な数のＲＥを見つけなければならない。例えば、ＤＭＲＳに対してＲＢ当たり４つのＲＥが割り当てられる時、より良好な性能が提供される。２つのＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ伝送のために割り当てられる時、ＤＭＲＳのために１９２個のＲＥが使用され、ＭＩＢ伝送のための３８４個のＲＥが使用される。この場合、ペイロードサイズが６４ビットであると仮定すると、ＬＴＥ  ＰＢＣＨと同一のコーディング速度である１／１２コーディング速度が得られる。
【０３６４】
また、ＮＲ−ＰＢＣＨ伝送のために多数のＯＦＤＭシンボルが割り当てられる時、どのＯＦＤＭシンボルがＤＭＲＳを含むかが問題であるが、残留周波数のオフセットによる性能低下を防止するために、ＮＲ−ＰＢＣＨが位置する全てのＯＦＤＭシンボルにＤＭＲＳを配置することが好ましい。従って、ＮＲ−ＰＢＣＨ伝送のための全てのＯＦＤＭシンボルにＤＭＲＳが含まれる。
【０３６５】
なお、ＮＲ−ＰＢＣＨが伝送されるＯＦＤＭシンボル位置に対して、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳが時間／周波数の追跡ＲＳとして使用され、ＤＭＲＳを含む２つのＯＦＤＭシンボルの間が遠いほど正確な周波数追跡にもっと有利であるので、１番目のＯＦＤＭシンボル及び４番目のＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ伝送のために割り当てられる。
【０３６６】
また、これによるＤＭＲＳの周波数位置は、セルＩＤによってシフト可能な、周波数ドメインにおけるインターリービングによるマッピングを仮定できる。均等に分散されたＤＭＲＳパターンは、１−Ｄチャネル推定の場合に最適の性能を提供するＤＦＴ基盤のチャネル推定を使用できるという利点がある。また、チャネル推定性能を高めるために、広帯域ＲＢバンドリングが使用されることができる。
【０３６７】
ＤＭＲＳシーケンスの場合、ゴールドシーケンスの類型により定義されたｐｓｅｕｄｏ  ｒａｎｄｏｍシーケンスを使用できる。ＤＭＲＳシーケンスの長さは、ＳＳブロック当たりＤＭＲＳに対するＲＥの数で定義され、またＤＭＲＳシーケンスはＳＳバースト集合のデフォルト周期である２０ｍｓ内でＣｅｌｌ−ＩＤ及びスロット番号／ＯＦＤＭシンボルのインデックスにより生成される。また、ＳＳブロックのインデックスは、スロット及びＯＦＤＭシンボルのインデックスに基づいて決定される。
【０３６８】
なお、ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳは、１００８つのセルＩＤ及び３ビットのＳＳブロックのインデックスによりスクランブルされなければならない。これは、ＤＭＲＳシーケンスの仮説の数によって検出性能を比較した時、３ビットの検出性能がＤＭＲＳシーケンスの仮説の数に最も適合することが確認されたためである。しかし、４〜５ビットの検出性能も性能損失が殆どないので、４〜５ビットの仮説の数を使用しても問題ない。
【０３６９】
また、ＤＭＲＳシーケンスを通じてＳＳブロックの時間インデックスと５ｍｓ境界を表現しなければならないので、計１６個の仮説を有するように設計される。
【０３７０】
即ち、ＤＭＲＳシーケンスは、少なくともセルＩＤ、ＳＳバーストセット内のＳＳブロックのインデックス及びハーフフレーム境界（ハーフフレーム指示子）を表現でき、セルＩＤ、ＳＳバーストセット内のＳＳブロックインデックス及びハーフフレーム境界（ハーフフレーム指示子）により初期化されることができる。具体的な初期化の式は、以下の数式１１（数２）の通りである。
【０３７１】
【数２】
2020504568.tif 000009
【０３７２】
ここで、
2020504568.tif 000010
はＳＳブロックグループ内のＳＳブロックインデックスであり、
2020504568.tif 000011
セルＩＤであると、ＨＦは｛０、１｝の値を有するハーフフレーム指示子のインデックスである。
【０３７３】
ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスは、ＬＴＥ  ＤＭＲＳシーケンスのように、長さ３１のゴールドシーケンスを使用するか、或いは長さ７又は８のゴールドシーケンスに基づいて生成される。
【０３７４】
また、長さ３１のゴールドシーケンスと長さ７又は８のゴールドシーケンスを使用する場合の検出性能が類似するので、本発明ではＬＴＥ  ＤＭＲＳのように長さ３１のゴールドシーケンスを使用することを提案しており、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では３１より長いゴールドシーケンスが考えられる。
【０３７５】
ＱＰＳＫを用いて変調されたＤＭＲＳシーケンス
2020504568.tif 000012
は、以下の数式１２（数３）により定義できる。
【０３７６】
【数３】
2020504568.tif 000013
【０３７７】
また、ＤＭＲＳシーケンス生成のための変調タイプとしてＢＰＳＫとＱＰＳＫが考えられる。ＢＰＳＫとＱＰＳＫの検出性能は類似するが、ＱＰＳＫのコーリレイション（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）性能がＢＰＳＫより優れるので、ＱＰＳＫがＤＭＲＳシーケンス生成の変調タイプとしてより適合する。
【０３７８】
以下、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスを構成する方法についてより詳しく説明する。ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスとしてはゴールドシーケンスが使用され、２つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは同じ長さを構成する多項式で構成されるが、シーケンスの長さが短い場合、１つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは短い長さの多項式に振り替えることができる。
【０３７９】
実施例３−１
【０３８０】
ゴールドシーケンスを構成する２つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは同じ長さに構成する。そのうち、１つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は固定値であり、他の１つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値はセルＩＤ及び時間指示子により初期化される。
【０３８１】
例えば、ゴールドシーケンスとしては、ＬＴＥで使用した長さ３１のゴールドシーケンスを使用できる。既存のＬＴＥのＣＲＳは長さ３１のゴールドシーケンスを使用し、５０４種類のセルＩＤと７つのＯＦＤＭシンボル及び２０つのスロットに基づく１４０種類の時間指示子に基づいて初期化して互いに異なるシーケンスを生成する。
【０３８２】
６ＧＨｚ以下の帯域では、１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用され、５ｍｓ範囲に含まれるＳＳブロックの数が最大８つであり、２０ｍｓ範囲では最大３２個のＳＳブロックが含まれる。即ち、２０ｍｓ範囲で５ｍｓ境界に関する情報をＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスにより得る場合、３２つのＳＳブロックを探すことと同様の動作を行う。ＮＲのセルＩＤが１００８で、ＬＴＥに比べて２倍増加したが、区分すべきＳＳブロックの数が７０（＝１４０／２）より少ないので、上述したシーケンスを使用できる。
【０３８３】
なお、６ＧＨｚ以上の帯域において５ｍｓ範囲でＳＳブロックの最大数は６４個であるが、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳで伝達するＳＳブロックインデックスは最大８であり、これは６ＧＨｚ以下の帯域の最大ＳＳブロックインデックスの数と同一であるので、６ＧＨｚ以上の帯域でも長さ３１のゴールドシーケンスを使用してセルＩＤ及び時間指示子によってシーケンスを生成することができる。
【０３８４】
さらに他の方法としては、周波数範囲によって長さが異なるゴールドシーケンスを適用できる。６ＧＨｚ以上の帯域では１２０ｋＨｚの副搬送波間隔及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用されるが、これにより、１０ｍｓに含まれるスロットの数が１５ｋＨｚ副搬送波間隔に比べて、各々８倍（即ち、８０個）及び１６倍（即ち、１６０個）増加する。特に、データＤＭＲＳのシーケンスを１６ｂｉｔのＣ−ＲＮＴＩとスロットインデックスを使用して初期化すると、既存の３１より長い多項式が要求されることができる。かかる要求事項により、Ｌｅｎｇｔｈ−Ｎ（＞３１）ゴールドシーケンスが導入された場合、このシーケンスはＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨスクランブルに使用できる。この場合、周波数範囲によって長さが異なるゴールドシーケンスを適用できる。６ＧＨｚ以下の帯域ではＬｅｎｇｔｈ−３１のゴールドシーケンスを使用し、６ＧＨｚ以上の帯域ではＬｅｎｇｔｈ−Ｎ（＞３１）のゴールドシーケンスを使用できる。この時、初期値は上述した方式と同様に適用できる。
【０３８５】
実施例３−２
【０３８６】
ゴールドシーケンスを構成する２つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは同じ長さに構成される。そのうちの１つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの時間指示子を用いて初期化し、他の１つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は、セルＩＤ又はセルＩＤ及び他の時間指示子を用いて初期化される。例えば、ゴールドシーケンスとしては、ＬＴＥで使用したｌｅｎｇｔｈ−３１のゴールドシーケンスが使用される。既存の固定された初期値が適用されたＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅには、時間指示子を用いて初期化を行う。また他のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅはセルＩＤで初期化する。
【０３８７】
他の方法としては、時間指示子のうち、ＳＳブロックインデックスと共にハーフ無線フレーム境界（５ｍｓ）、ＳＦＮ最上位の１ｂｉｔ（１０ｍｓ境界）などがＰＢＣＨ  ＤＭＲＳに伝送される場合、ハーフ無線フレーム境界（５ｍｓ）及びＳＦＮ最上位の１ｂｉｔ（１０ｍｓ境界）などは、１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅで指示され、ＳＳブロックインデックスは２番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅで指示される。
【０３８８】
上述した実施例１のように、周波数範囲によって長さが異なるゴールドシーケンスが導入される場合にも、上述したシーケンスの初期化方法を適用できる。
【０３８９】
実施例３−３
【０３９０】
互いに異なる長さの多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅでゴールドシーケンスを構成する。多くの指示が要求される情報には長い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅを使用し、少ない指示が要求される情報には相対的に短い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅを使用する。
【０３９１】
ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳのシーケンスは、セルＩＤとＳＳブロック指示のような時間情報により生成される。１００８個のセルＩＤとＰ個の時間情報（例えば、ＳＳブロック指示子３ｂｉｔ）を表現するために、２つの互いに異なる長さの多項式を使用できる。例えば、セルＩＤを区分するために、長さ３１の多項式が使用され、時間情報を区分するために、長さ７の多項式が使用される。この時、２つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは各々セルＩＤと時間情報により初期化できる。なお、上述した例において、長さ３１の多項式はＬＴＥで使用されたゴールドシーケンスを構成するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅのうちの一部であり、長さ７の多項式はＮＲ−ＰＳＳ或いはＮＲ−ＳＳＳシーケンスを構成するために定義された２種類のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅのうちの１つである。
【０３９２】
実施例３−４
【０３９３】
短い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅからシーケンスを生成し、長い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅで構成されたゴールドシーケンスからシーケンスを生成して、２つのシーケンスを要素ごとに（ｅｌｅｍｅｎｔ  ｗｉｓｅ）乗ずる。
【０３９４】
以下、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスとして使用されるシーケンスの初期値の設定方法について説明する。ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスは、セルＩＤ、時間指示子により初期化される。また初期化に使用されるビット列を、ｃ（ｉ）＊２＾ｉ、ｉ＝０，…，３０と表した時、ｃ（０）〜ｃ（９）はセルＩＤにより決定され、ｃ（１０）〜ｃ（３０）はセルＩＤと時間指示子によって決定される。特に、ｃ（１０）〜ｃ（３０）に該当するｂｉｔには、時間指示子の情報のうちの一部が伝達されるが、その情報の属性によって初期化方法が変化する。
【０３９５】
実施例４−１
【０３９６】
セルＩＤとＳＳブロックインデックスで初期化する時、説明によってｃ（０）〜ｃ（９）はセルＩＤにより決定され、ｃ（１０）〜ｃ（３０）はセルＩＤとＳＳブロックインデックスにより決定される。以下の数式１３において、ＮＩＤはセルＩＤを示し、ＳＳＢＩＤはＳＳブロックインデックスを示す。
【０３９７】
［数式１３］
２＾１０＊（ＳＳＢＩＤ＊（２＊ＮＩＤ＋１））＋ＮＩＤ＋１
２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋１）＊（２＊ＮＩＤ＋１））＋ＮＩＤ＋１
２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋１）＊（２＊ＮＩＤ＋１））＋ＮＩＤ
【０３９８】
実施例４−２
【０３９９】
実施例２−１に説明した初期化方式に時間指示子を追加する場合、ＳＳブロックが増加する形態で初期化値を設定する。５ｍｓ範囲でＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるＳＳブロックインデックスの数をＰとした時、ハーフ無線フレームの境界をＤＭＲＳシーケンスで探そうとすると、ＳＳブロックインデックスの数が２倍増加したことと同様の効果で表現できる。またハーフフレームの境界だけではなく、１０ｍｓ境界を探そうとすると、これはＳＳブロックインデックスの数を４倍増加させたことと同様の効果で表現できる。この実施例２−２に対する式は以下の数式１４の通りである。
【０４００】
［数式１４］
２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋Ｐ＊（ｉ））＊（２＊ＮＩＤ＋１））＋ＮＩＤ＋１
２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋１＋Ｐ＊（ｉ））＊（２＊ＮＩＤ＋１））＋ＮＩＤ＋１
２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋１＋Ｐ＊（ｉ））＊（２＊ＮＩＤ＋１））＋ＮＩＤ
【０４０１】
ここで、０，５，１０，１５ｍｓ境界を表現する場合、ｉ＝０，１，２，３であり、ハーフフレームの境界のみを表現する場合、ｉ＝０，１である。
【０４０２】
実施例４−３
【０４０３】
実施例２−１に説明した初期化方式に時間指示を追加する場合、ＳＳブロックインデックスと区分して表示できる。例えば、ｃ（０）〜ｃ（９）はセルＩＤにより決定され、ｃ（１０）〜ｃ（１３）はＳＳブロックインデックスにより、またｃ（１４）〜ｃ（３０）はハーフフレームの境界、ＳＦＮ情報などのような追加した時間指示子により決定される。この実施例２−３に対する式は以下の数式１５の通りである。
【０４０４】
［数式１５］
２＾１３＊（ｉ）＋２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋１））＋ＮＩＤ
２＾１３＊（ｉ＋１）＋２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋１））＋ＮＩＤ
２＾１３＊（ｉ）＋２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋１））＋ＮＩＤ＋１
２＾１３＊（ｉ＋１）＋２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋１））＋ＮＩＤ＋１
【０４０５】
実施例４−４
【０４０６】
周波数範囲により最大ＳＳブロックの数Ｌが決定されるが、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるＳＳブロックインデックスの数をＰとした時、ＬがＰより小さいか又は等しい場合、ＳＳブロックインデックスはいずれもＤＭＲＳシーケンスにより伝達され、ＳＳブロックインデックスはＤＭＲＳシーケンスで得たインデックスと同一である。なお、ＬがＰより大きい場合は、ＳＳブロックインデックスはＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるインデックスとＰＢＣＨコンテンツで伝達されるインデックスの組み合わせで構成される。
【０４０７】
ＤＭＲＳシーケンスで使用するインデックスをＳＳＢＩＤとし、ＰＢＣＨコンテンツに含まれるインデックスをＳＳＢＧＩＤとした時、以下の３つのケースが考えられる。
【０４０８】
（１）Ｃａｓｅ  ０：Ｌ＜＝Ｐ
【０４０９】
ＳＳ−ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ
【０４１０】
（２）Ｃａｓｅ  １：Ｌ＞Ｐ
【０４１１】
ＳＳ−ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ
【０４１２】
ＳＳＢＩＤ＝Ｆｌｏｏｒ（ＳＳ−ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｅｘ／Ｐ）
【０４１３】
ＳＳＢＧＩＤ＝Ｍｏｄ（ＳＳ−ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｅｘ、Ｐ）
【０４１４】
（３）Ｃａｓｅ  ２：Ｌ＞Ｐ
【０４１５】
ＳＳ−ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ
【０４１６】
ＳＳＢＩＤ＝Ｍｏｄ（ＳＳ−ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｅｘ、Ｐ）
【０４１７】
ＳＳＢＧＩＤ＝Ｆｌｏｏｒ（ＳＳ−ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｅｘ／Ｐ）
【０４１８】
また、ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスを生成するためのＰｅｓｕｄｏ−ｒａｎｄ
ｏｍシーケンスは、長さ３１のゴールドシーケンスで定義され、長さ
2020504568.tif 000014
のシーケンス
2020504568.tif 000015
は以下の数式１６（数４）により定義される。
【０４１９】
【数４】
2020504568.tif 000016
【０４２０】
ここで、
2020504568.tif 000017
であり、
2020504568.tif 000018
であり、１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは
2020504568.tif 000019
の初期値を有し、２番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は
2020504568.tif 000020
により定義され、この時、
2020504568.tif 000021
である。
【０４２１】
１９．ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳのパターン設計
【０４２２】
ＤＭＲＳの周波数位置に関連して、２つのＤＭＲＳ  ＲＥマッピング方法が考えられる。固定されたＲＥマッピング方法は、周波数ドメイン上においてＲＳマッピング領域を固定することであり、可変的ＲＥマッピング方法は、Ｖｓｈｉｆｔ方法を用いてセルＩＤによってＲＳ位置をシフトすることである。可変的ＲＥマッピング方法では干渉をランダム化してさらに性能利得を得ることができるので、可変的ＲＥマッピング方法の方がより好ましい。
【０４２３】
可変的ＲＥマッピングについてより詳しく説明すると、ハーフフレーム内に含まれた複素変調シンボル
2020504568.tif 000022
は数式１７（数５）により決められる。
【０４２４】
【数５】
2020504568.tif 000023
2020504568.tif 000024
【０４２５】
ここで、ｋ、ｌはＳＳブロック内に位置する副搬送波とＯＦＤＭシンボルのインデックスを示し、
2020504568.tif 000025
はＤＭＲＳシーケンスを示す。なお、
2020504568.tif 000026
により決定されることもできる。
【０４２６】
また、性能向上のために、ＲＳ電力ブースティングが考えられるが、ＲＳ電力ブースティングとＶｓｈｉｆｔが共に使用されると、干渉ＴＲＰ（Ｔｏｔａｌ  Ｒａｄｉａｔｅｄ  Ｐｏｗｅｒ）からの干渉が減少できる。また、ＲＳ電力ブースティングの検出性能の利得を考える時、ＰＤＳＣＨ  ＥＰＲＥ対参照信号ＥＰＲＥの比は−１．２５ｄＢが好ましい。
【０４２７】
なお、ＤＭＲＳ設計のためには、ＤＭＲＳオーバーヘッド、時間／周波数位置及びスクランブルのシーケンスを確定する必要がある。全般的なＰＢＣＨ復号化性能は、チャネル推定性能及びＮＲ−ＰＢＣＨ符号化率により決定される。ＤＭＲＳ伝送のためのＲＥの数は、チャネル推定性能とＰＢＣＨコーディング率の間にトレードオフを有するので、ＤＭＲＳに適切なＲＥの数を決定しなければならない。
【０４２８】
また実験結果、ＤＭＲＳにＲＢ当たり４つのＲＥ（１／３密度）が割り当てられる時、より良好な性能が提供されることが分かる。２つのＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ伝送のために割り当てられる時、ＤＭＲＳのための１９２つのＲＥとＭＩＢ伝送のための３８４つのＲＥが使用される。この場合、ペイロードサイズが６４ビットであると仮定すると、ＬＴＥ  ＰＢＣＨと同じコーディング速度である１／１２コーディング速度が得られる。
【０４２９】
また、ＮＲ−ＰＢＣＨの位相基準のためにＤＭＲＳが使用されるが、この時、ＤＭＲＳをマッピングするための２つの方法が考えられる。その１つは等間隔マッピング方式であって、各々のＰＢＣＨシンボルを使用し、ＤＭＲＳシーケンスは同一の間隔によって副搬送波にマッピングされる。
【０４３０】
また、非等間隔マッピング方式の場合、各ＰＢＣＨシンボルを使用するが、ＤＭＲＳシーケンスはＮＲ−ＳＳＳ伝送帯域幅内にマッピングされない。その代わりに、非等間隔マッピング方式の場合、ＰＢＣＨ復調のためにＮＲ−ＳＳＳを使用する。従って、非等間隔マッピング方式では、等間隔マッピング方式よりチャネル推定にもっと多いリソースを必要とし、データ伝送のためにもっと多いＲＥを使用する。また、初期接続過程で残余ＣＦＯが存在することができるので、ＳＳＳシンボルを用いたチャネル推定が正確ではないことがある。即ち、等間隔マッピング方式は、ＣＦＯ推定及び正確な時間の追跡に長所がある。
【０４３１】
また、ＳＳブロックの時間指示がＰＢＣＨ  ＤＭＲＳにより伝達されると、等間隔マッピング方式はさらに利点を有する。実際に、ＲＥマッピング方式によるＰＢＣＨ復号化の性能評価結果からも、等間隔マッピング方式の性能が非等間隔マッピング方式の性能より優れることが確認できる。従って、初期接続過程の場合、等間隔マッピング方式がもっと適合する。また、ＤＭＲＳの周波数位置に関連して、セルＩＤによってシフトできる周波数ドメインにおけるインターリービングされたＤＭＲＳマッピングを仮定できる。また、等間隔でマッピングされたＤＭＲＳパターンは、１−Ｄチャネル推定の場合に最適の性能を提供するＤＦＴ基盤のチャネル推定を用いることがもっと好ましい。
【０４３２】
以下、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスのＲＥマッピング方法に関する実施例について説明する。
【０４３３】
実施例５−１
【０４３４】
ＤＭＲＳのためのシーケンスの長さは、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳとして使用されるＲＥの数と変調次数により決定される。
【０４３５】
ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳにＭ個のＲＥが使用され、シーケンスをＢＰＳＫ変調する場合、長さＭのシーケンスを生成する。シーケンスの順でＢＰＳＫ変調を行い、変調されたシンボルはＤＭＲＳ  ＲＥにマッピングされる。例えば、２つのＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ  ＲＥが計１４４個ある場合、１つの初期値を使用して長さ１４４のシーケンスを生成し、ＢＰＳＫ変調した後にＲＥマッピングを行う。
【０４３６】
なお、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳにＭ個のＲＥが使用され、ＱＰＳＫ変調する場合、長さ２＊Ｍのシーケンスを生成する。シーケンス列をｓ（０），…，ｓ（２＊Ｍ−１）とした時、偶数インデックスのシーケンスと奇数インデックスのシーケンスを組み合わせてＱＰＳＫ変調する。例えば、２つのＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ  ＲＥが計１４４個ある場合、１つの初期値を使用して長さ２８８のシーケンスを生成し、ＱＰＳＫ変調した後に生成された長さ１４４の変調されたシーケンスをＤＭＲＳ  ＲＥにマッピングする。
【０４３７】
また、１つのＯＦＤＭシンボルでＰＢＣＨ  ＤＭＲＳにＮ個のＲＥが使用され、シーケンスをＢＰＳＫ変調する場合、長さＮのシーケンスを生成する。シーケンスの順でＢＰＳＫ変調を行い、変調されたシンボルはＤＭＲＳ  ＲＥにマッピングする。例えば、１つのＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ  ＲＥが計７２個ある場合、１つの初期値を使用して長さ７２のシーケンスを生成し、ＢＰＳＫ変調した後、ＲＥマッピングを行う。１つ以上のＯＦＤＭシンボルがＰＢＣＨ伝送に使用される場合、各ＯＦＤＭシンボルごとに初期化を行って他のシーケンスを生成することができ、以前のシンボルで生成したシーケンスを同一にマッピングすることもできる。
【０４３８】
また、１つのＯＦＤＭシンボルでＰＢＣＨ  ＤＭＲＳにＮ個のＲＥが使用され、シーケンスをＱＰＳＫ変調する場合、長さ２＊Ｎのシーケンスを生成する。シーケンス列をｓ（０），…，ｓ（２＊Ｍ−１）とした時、偶数インデックスのシーケンスと奇数インデックスのシーケンスを組み合わせてＱＰＳＫ変調する。変調されたシンボルはＤＭＲＳ  ＲＥにマッピングする。例えば、１つのＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ  ＲＥが計７２個ある場合、１つの初期値を使用して長さ１４４のシーケンスを生成し、ＱＰＳＫ変調した後、ＲＥマッピングを行う。１つ以上のＯＦＤＭシンボルがＰＢＣＨ伝送に使用される場合、ＯＦＤＭシンボルごとに初期化を行って他のシーケンスを生成でき、以前のシンボルで生成したシーケンスを同様にマッピングすることもできる。
【０４３９】
実施例５−２
【０４４０】
同一のシーケンスを他のシンボルにマッピングする場合、循環シフト（ｃｙｃｌｉｃ  ｓｈｉｆｔ）を適用できる。例えば、２つのＯＦＤＭシンボルが使用される場合、１番目のＯＦＤＭシンボルの変調されたシーケンス列を順にＲＥにマッピングすると、２番目のＯＦＤＭシンボルには変調されたシーケンス列を変調されたシーケンス列Ｎの１／２に該当するオフセットだけ循環シフトしてＲＥマッピングを行う。ＮＲ−ＰＢＣＨは２４ＲＢを使用し、ＮＲ−ＳＳＳは１２ＲＢを使用する時、ＮＲ−ＳＳＳがＮＲ−ＰＢＣＨと中央の周波数ＲＥを一致させる場合、７番目のＲＢから１８番目のＲＢ位置にＮＲ−ＳＳＳが配置される。ＮＲ−ＳＳＳからチャネルを推定できるが、ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳからＳＳブロックインデックスを検出する時は、推定されたチャネルを使用してｃｏｈｅｒｅｎｔ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎを試みることができる。このような検出を容易にするために上述した循環シフト方法を適用すると、ＮＲ−ＳＳＳが伝送される中央の１２ＲＢ領域において２つのＯＦＤＭシンボルにかけてＰＢＣＨ  ＤＭＲＳのシーケンス列が伝送されるようにすることと同様の効果が得られる。
【０４４１】
実施例５−３
【０４４２】
ＳＳブロック指示以外に他の時間指示子が伝送される時、時間指示子によって循環シフト（ｃｙｃｌｉｃ  ｓｈｉｆｔ）の値が決定される。
【０４４３】
ＯＦＤＭシンボルに同一のシーケンスがマッピングされる場合、各ＯＦＤＭシンボルに同一の循環シフトが適用され、ＯＦＤＭシンボルごとに異なる循環シフトが適用されることができる。もし、ＰＢＣＨとして使用されるＯＦＤＭシンボルに含まれたＤＭＲＳ  ＲＥの全体数に対応してシーケンスが生成される場合、全体シーケンスに循環シフトを適用した後、ＤＭＲＳ  ＲＥにマッピングする。循環シフトの他の例として、Ｒｅｖｅｒｓｅ  ｍａｐｐｉｎｇが考えられる。例えば、変調されたシーケンス列をｓ（０）、…、ｓ（Ｍ−１）とした時、ｒｅｖｅｒｓｅ  ｍａｐｐｉｎｇではｓ（Ｍ−１）、…、ｓ（０）になる。
【０４４４】
以下、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ  ＲＥの周波数位置について説明する。
【０４４５】
ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳのために使用されるＲＥの周波数位置は特定のパラメータにより変更できる。
【０４４６】
実施例６−１
【０４４７】
Ｎ個（例えば、Ｎ＝４）のＲＥごとにＤＭＲＳが配置される場合、周波数軸のＲＥ位置のシフトされる最大範囲はＮと設定できる。例えば、Ｎ＊ｍ＋ｖ＿ｓｈｉｆｔ（ｗｈｅｒｅ、ｍ＝０，…，１２ｘＮＲＢ＿ＰＢＣＨ−１、ｖ＿ｓｈｉｆｔ＝０，…，Ｎ−１）のように表現できる。
【０４４８】
実施例６−２
【０４４９】
周波数軸シフトのオフセットは少なくともセルＩＤにより決定される。ＰＳＳとＳＳＳから得たセルＩＤを使用してシフトのオフセットが決定される。ＮＲシステムのセルＩＤはＰＳＳから得たＣｅｌｌ＿ＩＤ（１）とＳＳＳから得たＣｅｌｌ＿ＩＤ（２）の組み合わせで構成できるが、セルＩＤはＣｅｌｌ＿ＩＤ（２）＊３＋Ｃｅｌｌ＿ＩＤ（１）のように表示できる。このようにして得たセルＩＤ情報又はそのうちの一部の情報を使用してシフトのオフセットを決定できる。このオフセットを算出する例示は以下の数式１８の通りである。
【０４５０】
［数式１８］
ｖ＿ｓｈｉｆｔ＝Ｃｅｌｌ−ＩＤ  ｍｏｄ  Ｎ（ここで、ＮはＤＭＲＳの周波数間隔であり、例えば、Ｎを４に設定）
ｖ＿ｓｈｉｆｔ＝Ｃｅｌｌ−ＩＤ  ｍｏｄ  ３（隣接する３つのセル間の干渉ｒａｎｄｏｍｉｚａｔｉｏｎ効果、ＤＭＲＳ周波数間隔は３より大きいことができる。例えば、Ｎは４）
ｖ＿ｓｈｉｆｔ＝Ｃｅｌｌ＿ＩＤ（１）（ＰＳＳから得たＣｅｌｌ＿ＩＤ（１）をシフトのオフセット値として使用）
【０４５１】
実施例６−３
【０４５２】
周波数軸シフトのオフセットは時間情報のうちの一部の値により決定される。例えば、ハーフ無線フレーム境界（５ｍｓ）やＳＦＮの最上位の１−ｂｉｔの情報（１０ｍｓ境界）などによりシフトのオフセット値が決定される。このオフセットを算出する例示は以下の数式１９の通りである。
【０４５３】
［数式１９］
ｖ＿ｓｈｉｆｔ＝０、１、２、３（０／５／１０／１５ｍｓごとにＤＭＲＳの位置はシフトされる。ＤＭＲＳの周波数間隔が４である場合、４回のシフト機会がある）
ｖ＿ｓｈｉｆｔ＝０、１  （０／５ｍｓ境界又は０／１０ｍｓ境界によってシフトされる）
ｖ＿ｓｈｉｆｔ＝０、２  （０／５ｍｓ境界又は０／１０ｍｓ境界によってシフトされる、ＤＭＲＳの周波数間隔が４である場合、最大間隔である２だけシフトする）
【０４５４】
実施例６−４
【０４５５】
周波数軸シフトのオフセットは、セルＩＤ及び時間情報のうち一部の値により決定される。例えば、実施例２−３及び実施例２−３の組み合わせで構成されることができる。セルＩＤによるシフトであるｖｓｈｉｆｔ＿ｃｅｌｌと時間情報によるシフトであるｖｓｈｉｆｔ＿ｆｒａｍｅの組み合わせで構成されるが、この間隔はＤＭＲＳ  ＲＥ間隔Ｎのｍｏｄｕｌｏｒで表示される。このオフセットを求める実施例は以下の数式２０の通りである。
【０４５６】
［数式２０］
ｖｓｈｉｆｔ＝（ｖｓｈｉｆｔ＿ｃｅｌｌ＋ｖｓｈｉｆｔ＿ｆｒａｍｅ）  ｍｏｄ  Ｎ
【０４５７】
図２７はＳＳブロック内でＤＭＲＳがマッピングされる例示を示す図である。
【０４５８】
以下、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ  ＲＥとＤａｔａ  ＲＥの間の電力比について説明する。ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ伝送のために使用されるＲＥは、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳが含まれたＯＦＤＭシンボルにあるＤａｔａ伝送のためのＲＥの電力に比べて高い電力で伝送される。
【０４５９】
実施例７−１
【０４６０】
Ｄａｔａ  ＲＥ当たりエネルギーとＤＭＲＳ  ＲＥ当たりエネルギーの比率は、周波数帯域ごとに固定された値を使用する。この時、全ての周波数帯域で固定された値を使用でき、特定の周波数帯域で特定の電力比を適用することもできる。即ち、周波数帯域ごとに異なる電力比を適用できる。例えば、ＩＣＩが支配的に作用する６ＧＨｚ以下の帯域では高い電力を使用し、雑音が制限された環境である６ＧＨｚ以上の帯域では同一の電力を使用する。
【０４６１】
本発明では説明の便宜上、電力比率をＤａｔａ  ＲＥ当たりエネルギーとＤＭＲＳ  ＲＥ当たりエネルギーの比率’と表現したが、他にも様々な方式で表現できる。例えば、以下の通りである。
【０４６２】
−ＤＭＲＳ  ＲＥ当たりパワーとＤａｔａ  ＲＥ当たりパワーの比率
【０４６３】
−ＤＭＲＳ  ＲＥ当たりエネルギーとＤａｔａ  ＲＥ当たりエネルギーの比率  
【０４６４】
−Ｄａｔａ  ＲＥ当たりパワーとＤＭＲＳ  ＲＥ当たりパワーの比率
【０４６５】
−Ｄａｔａ  ＲＥ当たりエネルギーとＤＭＲＳ  ＲＥ当たりエネルギーの比率
【０４６６】
実施例７−２
【０４６７】
ＤＭＲＳとして使用されるＲＥの電力はＤａｔａとして使用されるＲＥの電力に対して３ｄＢより低い値に設定される。例えば、１２ＲＥのうち３ＲＥをＤＭＲＳとして使用し、９ＲＥをＤａｔａとして使用する場合と４ＲＥ／８ＲＥ（ＤＭＲＳ／Ｄａｔａ）を使用する場合にＰＢＣＨデコーディング性能が類似するとすれば、３ＲＥのＤＭＲＳから４ＲＥを使用した場合と同様の効果を得るためには、３ＲＥ  ＤＭＲＳの電力をＲＥごとに約１．３３３４倍向上させ、隣接Ｄａｔａ  ＲＥの電力を０．８８８９倍に調整して、ＯＦＤＭシンボルの全体電力を維持しながらＤＭＲＳの電力を増加させることができる。この時、パワーブーストのレベルは約１．７６ｄＢ（＝１０＊ｌｏｇ（１．３３３４／０．８８８９））になる。
【０４６８】
他の例として、３ＲＥ／９ＲＥ（ＤＭＲＳ／Ｄａｔａ）を使用する時、４．８ＲＥ  ＤＭＲＳの検出性能と類似する性能を提供する場合、パワーブーストのレベルは約３ｄＢになる（４．１５ＲＥ  ＤＭＲＳは約２ｄＢ）。
【０４６９】
実施例７−３
【０４７０】
ＮＲシステムがＬＴＥシステムに連携してＮｏｎ  Ｓｔａｎｄ  Ａｌｏｎｅ（ＮＳＡ）動作する場合、ＤａｔａＲＥ当たりエネルギーとＤＭＲＳ  ＲＥ当たりエネルギーの比を指示することができる。
【０４７１】
２０．ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＴＴＩ  ｂｏｕｎｄａｒｙ  Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ
【０４７２】
ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＴＴＩは８０ｍｓであり、ＳＳバースト集合のデフォルト周期は２０ｍｓである。これはＮＲ−ＰＢＣＨがＮＲ−ＰＢＣＨ  ＴＴＩ内で４回送信されることを意味する。ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＴＴＩ内でＮＲ−ＰＢＣＨが繰り返される時、ＴＴＩ境界を指示する必要がある。例えば、ＬＴＥ  ＰＢＣＨのように、ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＴＴＩ境界はＮＲ−ＰＢＣＨのスクランブルシーケンスにより指示されることができる。
【０４７３】
また図２８を参照すると、ＮＲ−ＰＢＣＨのスクランブルシーケンスはＣｅｌｌ−ＩＤ及びＴＴＩ境界指示により決定される。ＳＳバースト集合周期が複数値を有するので、ＴＴＩ境界指示に対するインデックス数はＳＳバースト集合周期によって変化することができる。例えば、デフォルト周期性（即ち、２０ｍｓ）のためには４つのインデックスが必要であり、より短い周期（即ち、５ｍｓ）のためには１６個のインデックスが必要である。
【０４７４】
なお、ＮＲシステムは単一ビーム及び多重ビームの送信を全て支援する。多数のＳＳブロックがＳＳバースト集合周期内で送信される時、多数のＳＳブロックの各々に対するＳＳブロックインデックスが割り当てられる。ｉｎｔｅｒ−ｃｅｌｌのためのＳＳブロック間のランダム化（ｒａｎｄｏｍｉｚａｔｉｏｎ）のためには、ＳＳブロックに関連するインデックスによりスクランブルシーケンスを決定する必要がある。例えば、ＳＳブロックのインデックスがスロット及びＯＦＤＭシンボルのインデックスから導き出されば、ＮＲ−ＰＢＣＨのスクランブルシーケンスはスロット及びＯＦＤＭシンボルのインデックスにより決定されることができる。
【０４７５】
またネットワークが５ｍｓ、１０ｍｓのように、ＳＳバースト集合に短い周期を設定すると、ＳＳバースト集合は同じ時間の間により多く送信される。この場合、ＵＥはデフォルト周期内で送信されるＮＲ−ＰＢＣＨのＴＴＩ境界に関して曖昧になる。デフォルト周期より短い周期のためのＮＲ−ＰＢＣＨ  ＴＴＩ境界指示のために、デフォルト周期より短い周期のためのＮＲ−ＰＢＣＨの他のスクランブルシーケンスが考えられる。例えば、５ｍｓのＳＳバーストセットの周期が仮定されると、ＮＲ−ＰＢＣＨに対する１６個のスクランブルシーケンスが適用される。これはＮＲ−ＰＢＣＨ  ＴＴＩ内でＮＲ−ＰＢＣＨ送信の正確な境界を示すことができるという利点がある。反面、ＮＲ−ＰＢＣＨデコーディングに対するブラインド検出の複雑度が増加する。従って、ＮＲ−ＰＢＣＨのブラインドデコーディングの複雑度を減らすために、デフォルト周期を有するＮＲ−ＳＳＳとデフォルト周期内でさらに送信されるＮＲ−ＳＳＳを区別するために、互いに異なるＮＲ−ＳＳＳシーケンスを適用することが考えられる。
【０４７６】
２１．時間インデックスの指示方法
【０４７７】
図２９を参照すると、時間情報はＳＦＮ（Ｓｙｓｔｅｍ  Ｆｒａｍｅ  Ｎｕｍｂｅｒ）、ハーフフレーム間隔、ＳＳブロック時間のインデックスを含む。各々の時間情報はＳＦＮのための１０ビット、ハーフフレームのための１ビット、ＳＳブロック時間のインデックスのための６ビットで表現されることができる。この時、ＳＦＮのための１０ビットのうち、一部はＰＢＣＨコンテンツに含まれる。また、ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳはＳＳブロックのインデックスのための６ビットのうち、３ビットを含む。
【０４７８】
図２９に示された時間インデックスの指示方法の実施例は以下の通りである。
【０４７９】
−案１:  Ｓ２  Ｓ１（ＰＢＣＨスクランブル）＋Ｓ０  Ｃ０（ＰＢＣＨコンテンツ）
【０４８０】
−案２:  Ｓ２  Ｓ１  Ｓ０（ＰＢＣＨスクランブル）＋Ｃ０（ＰＢＣＨコンテンツ）
【０４８１】
−案３:  Ｓ２  Ｓ１（ＰＢＣＨスクランブル）＋Ｓ０  Ｃ０（ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ）
【０４８２】
−案４:  Ｓ２  Ｓ１  Ｓ０（ＰＢＣＨスクランブル）＋Ｃ０（ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ）
【０４８３】
もし、ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳを介してハーフフレーム指示子が伝達されると、５ｍｓごとにＰＢＣＨデータを結合することによりさらなる性能向上が可能である。これにより、案３、４のように、ハーフフレーム指示子のための１ビットがＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳを介して伝達されることができる。
【０４８４】
案３と４を比較すると、案３はブラインドデコーディングの回数を減らすことができるが、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ性能の損失があり得る。もし、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳがＳ０、Ｃ０、Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２を含む５ビットを優れた性能で伝達できれば、案３が時間指示方法として適切である。しかし、上述した５ビットをＰＢＣＨ  ＤＭＲＳが優れた性能で伝達できなければ、実施例４が時間指示方法として適切である。
【０４８５】
以上からして、ＳＦＮの最上位の７ビットはＰＢＣＨコンテンツに含ませ、最下位の２ビット又は３ビットをＰＢＣＨスクランブルを介して伝達できる。また、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳにＳＳブロックのインデックスの最下位の３ビットを含ませ、ＰＢＣＨコンテンツにＳＳブロックのインデックスの最上位の３ビットを含ませることができる。
【０４８６】
さらに、隣接セルのＳＳブロックの時間インデックスを得る方法について考えられるが、ＤＭＲＳシーケンスを通じたデコーディングがＰＢＣＨコンテンツを通じたデコーディングよりもっと良好な性能を発揮するので、各５ｍｓ期間内でＤＭＲＳシーケンスを変更することにより、ＳＳブロックのインデックスの３ビットを伝送できる。
【０４８７】
なお、６ＧＨｚ以下の周波数範囲では、ＳＳブロックの時間インデックスは、ただ隣接セルのＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳのみを用いて伝送できるが、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では６４個のＳＳブロックのインデックスをＰＢＣＨ−ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツで区分して指示されるので、ＵＥは隣接セルのＰＢＣＨをデコーディングする必要がある。
【０４８８】
しかし、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツを一緒にデコーディングすると、ＮＲ−ＰＢＣＨデコーディングがさらに複雑になり、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳのみを使用する場合よりもＰＢＣＨのデコーディング性能が減少する。従って、隣接セルのＳＳブロックを受信するためにＰＢＣＨをデコーディングすることが容易ではない。
【０４８９】
従って、隣接セルのＰＢＣＨをデコーディングする代わりに、隣接セルのＳＳブロックのインデックスに関連する設定をサービングセルが提供することが考えられる。例えば、サービングセルはターゲット隣接セルのＳＳブロックのインデックスの最上位３ビットに対する設定を提供し、ＵＥはＰＢＣＨ−ＤＭＲＳを通じて最下位の３ビットを検出する。また、上述した最上位３ビットと最下位３ビットを組み合わせて、ターゲット隣接セルのＳＳブロックのインデックスを得ることができる。
【０４９０】
２２．Ｓｏｆｔ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ
【０４９１】
ＮＲシステムは効率的なリソース活用及びＰＢＣＨカバレッジのために、少なくともＳＳバースト集合に対するｗｉｓｅ  ｓｏｆｔ  ｃｏｍｂｉｎｉｎｇを支援する必要がある。ＮＲ−ＰＢＣＨが８０ｍｓごとにアップデートされ、ＳＳバースト集合が２０ｍｓのデフォルト周期ごとに送信されるので、ＮＲ−ＰＢＣＨデコーディングに対して少なくとも４倍のソフト結合が可能である。またＳＳバースト集合がデフォルト周期より短い周期が指示される時、より多いＯＦＤＭシンボルがＰＢＣＨのためのソフト結合に使用されることができる。
【０４９２】
２３．隣接セルの測定のためのＰＢＣＨデコーディング
【０４９３】
隣接セル測定のためにＵＥが隣接セルのＮＲ−ＰＢＣＨをデコーディングする必要があるか否かにつき、隣接セルのデコーディングはＵＥの複雑性を増加させるが、不要な複雑性を増加させることは好ましくない。従って、ＮＲ−ＰＢＣＨ設計の場合、ＵＥは隣接セルの測定のために、隣接セルのＮＲ−ＰＢＣＨをデコーディングする必要がないと仮定する。
【０４９４】
反面、ＳＳブロックインデックスが特定タイプの信号により伝達されると、ＵＥは信号検出を行って隣接セルのＳＳブロックインデックスを得ることができ、これはＵＥの複雑性を減少させる。一方、特定タイプの信号としてはＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳを使用できる。
【０４９５】
２４．測定結果評価
【０４９６】
以下、ペイロードサイズ、伝送方式及びＤＭＲＳによる性能測定結果について説明する。この時、ＮＲ−ＰＢＣＨ伝送のために２４個のＲＢを有する２つのＯＦＤＭシンボルが使用されると仮定する。また、ＳＳバースト集合（即ち、１０、２０、４０、８０ｍｓ）は複数の周期を有し、エンコーディングされたビットが８０ｍｓ内に伝送されると仮定する。
【０４９７】
（１）ペイロードサイズ及びＮＲ−ＰＢＣＨリソース
【０４９８】
図３０はＭＩＢペイロードサイズ（例えば、６４、８０ｂｉｔｓ）による評価結果を示す。ここで、３８４個のＲＥとＤＭＲＳのための１９２個のＲＥが２個のＯＦＤＭシンボルと２４個のＲＢ内で使用されると仮定する。また、単一アンテナポート基盤の送信方式、即ち、ＴＤ−ＰＶＳが使用されると仮定する。
【０４９９】
図３０から分かるように、２０ｍｓ周期のＮＲ−ＰＢＣＨは−６ｄＢ  ＳＮＲで１％のエラー率を示す。また６４ビットのペイロードの場合、８０ビットのペイロードケースの場合より０．８ｄＢの利得を有する。従って、６４ビットと８０ビットの間のペイロードサイズが仮定されると、ＮＲＲ−ＰＢＣＨ（即ち、−６ｄＢ  ＳＮＲで１％のＢＬＥＲ）の性能要件は２４ＲＢ及び２つのＯＦＤＭシンボルを使用して満たすことができる。
【０５００】
（２）送信方式
【０５０１】
図３１はＴＤ−ＰＶＳ及びＦＤ−ＰＶＳのように、ＮＲ−ＰＢＣＨ送信方式による評価結果を示す。プリコーダーはＴＤ−ＰＶＳに対するＰＢＣＨ送信サブフレームごとに（例えば、２０ｍｓ）、またＦＤ−ＰＶＳに対する全てのＮ個のＲＢ（例えば、Ｎは６）で循環される。また、図３１において、ＳＳバースト集合の複数の周期（即ち、１０、２０、４０、８０ｍｓ）及び８０ｍｓ内でＳＳバースト集合にかけたＮＲ−ＰＢＣＨのソフト結合を仮定する。
【０５０２】
図３１から分かるように、ＴＤ−ＰＶＳ（Ｔｉｍｅ−Ｄｏｍａｉｎ  Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ  Ｖｅｃｔｏｒ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）方式はチャネル推定性能に優れ、周波数ドメインプリコーディングベクトルスイッチング（ＦＤ−ＰＶＳ）より優れた性能を示す。ここで、非常に低いＳＮＲ領域では、送信ダイバーシチ利得よりチャネル推定性能が重要である。
【０５０３】
（３）ＤＭＲＳ密度（ＤＭＲＳ  Ｄｅｎｓｉｔｙ）
【０５０４】
低いＳＮＲ領域において、チャネル推定性能の向上は復調性能の向上のために重要な要素である。しかし、ＮＲ−ＰＢＣＨのＲＳ密度が増加すると、チャネル推定性能は改善するが、コーディング速度が減少する。従って、チャネル推定性能とチャネルコーディングの利得の間の折衝のために、ＤＭＲＳ密度によってデコーディング性能を比較する。図３２はＤＭＲＳ密度に関する例示である。
【０５０５】
図３２（ａ）ではシンボル当たり２ＲＥをＤＭＲＳのために使用し、図３２（ｂ）ではシンボル当たり４ＲＥを使用し、図３２（ｃ）ではシンボル当たり６ＲＥをＤＭＲＳのために使用している。また、この評価は、単一のポート基盤の伝送方式（即ち、ＴＤ−ＰＶＳ）が使用されると仮定している。
【０５０６】
図３２は単一のアンテナポート基盤の伝送に関するＤＭＲＳパターンの実施例である。図３２を参照すると、周波数領域におけるＤＭＲＳ位置は参照信号間の同一の距離を維持するものの、ＲＳ密度は変化する。また、図３３及び図３４はＤＭＲＳの参照信号密度による性能結果を示す。
【０５０７】
図３３及び図３４に示したように、図３２（ｂ）のＮＲ−ＰＢＣＨデコーディング性能はチャネル推定性能が優れるので、図３２（ａ）の性能より優れる。反面、図３２（ｃ）はコーディング速度損失の効果がチャネル推定性能向上の利得より大きいので、図３２（ｂ）より性能が良くない。以上からして、シンボル当たり４ＲＥのＲＳ密度で設計することも最も適切である。
【０５０８】
（４）ＤＭＲＳ  ｔｉｍｅ  ｐｏｓｉｔｉｏｎ  ａｎｄ  ＣＦＯ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ
【０５０９】
ＮＲシステムがＳｅｌｆ−Ｃｏｎｔａｉｎｅｄ  ＤＭＲＳを支援すると、ＮＲ−ＰＢＣＨに対してＳｅｌｆ−Ｃｏｎｔａｉｎｅｄ  ＤＭＲＳを使用して微細周波数オフセット追跡を行うことができる。周波数オフセット推定の正確度はＯＦＤＭシンボル距離によるので、図３５のように、３つのタイプのＮＲ−ＰＢＣＨシンボル間隔を仮定できる。
【０５１０】
図３５に示した各ＮＲ−ＰＢＣＨシンボル間隔によるＣＦＯ推定は−６ｄＢのＳＮＲで行われ、サブフレーム内で１０％ＣＦＯ（１．５ｋＨｚ）のサンプルが適用される。また、シンボル当たり４つのＲＥは独立したＲＳとして使用され、ＰＢＣＨが送信されるシンボルに含まれている。
【０５１１】
図３６及び図３７は異なるＮＲ−ＰＢＣＨシンボル間隔による推定されたＣＦＯのＣＤＦを示す。図３６及び図３７から分かるように、１．５ｋＨｚのＣＦＯは両方とも±２００Ｈｚの誤差範囲内でＵＥの９０％まで推定でき、ＮＲ−ＰＢＣＨシンボル間隔で最小２シンボルを導入すると、９５％のＵＥが±２００Ｈｚであり、ＵＥの９０％は両方とも±１００Ｈｚ以内のエラーを示す。
【０５１２】
ＣＦＯによる位相オフセットは間隔が大きくなるにつれて大きくなり、ＰＢＣＨシンボルの間の間隔が大きい時にＣＦＯ推定性能がもっと良好であるので、ｎｏｉｓｅ  ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎのように、位相オフセットを容易に測定することができる。また平均ウィンドウが大きいと、ＣＦＯ推定の正確性を高めることができる。
【０５１３】
以下、ＤＭＲＳシーケンス仮説の数、変調タイプ、シーケンス生成及びＤＭＲＳ  ＲＥマッピングによるＳＳブロックのインデックスの検出性能について説明する。この測定結果では、２４ＲＢに２つのＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ伝送のために使用されたと仮定する。また、ＳＳバーストセットの多重周期を考慮でき、かかる周期は１０ｍｓ、２０ｍｓ又は４０ｍｓである。
【０５１４】
（５）ＤＭＲＳシーケンス仮説の数
【０５１５】
図３８はＳＳブロックのインデックスによる測定結果を示す。ここで、２４ＲＢ及び２つのＯＦＤＭシンボル内でＤＭＲＳのために１４４ＲＥが使用され、情報のために４３２ＲＥが使用される。また、ＤＭＲＳシーケンスとして長いシーケンス（例えば、長さ３１のゴールドシーケンス）及びＱＰＳＫが使用されたと仮定する。
【０５１６】
図３８に示したように、３〜５ビットの検出性能を２回蓄積して測定した時、−６ｄＢでのエラー率が１％である。従って、３〜５ビットの情報は検出性能の観点でＤＭＲＳシーケンスに対する仮説の数として使用できる。
【０５１７】
（６）変調タイプ
【０５１８】
図３９及び図４０はＢＰＳＫとＱＰＳＫを比較した性能測定結果である。この実験において、ＤＭＲＳ仮説は３ビットであり、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンスに基づいて行われ、干渉ＴＲＰの電力レベルはサービングＴＲＰの電力レベルと同一である。
【０５１９】
図３９及び図４０に示したように、ＢＰＳＫとＱＰＳＫの性能は類似する。従って、ＤＭＲＳシーケンスのための変調タイプとしてどの変調タイプを使用しても、性能測定の観点では特に差がない。しかし、図４１及び図４２を参照すると、ＢＰＳＫとＱＰＳＫを使用した場合の各々のコーリレイションの特性が異なることが分かる。
【０５２０】
図４１及び図４２に示したように、ＢＰＳＫはＱＰＳＫよりコーリレイション振幅が０．１以上の領域により多く分布している。従って、多重セル環境を考慮した時、ＤＭＲＳの変調タイプとしてＱＰＳＫを使用することが好ましい。即ち、コーリレイション特性の側面において、ＤＭＲＳシーケンスとしてＱＰＳＫがもっと適切な変調タイプである。
【０５２１】
（７）ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳのシーケンス生成
【０５２２】
図４３及び図４４はＤＭＲＳシーケンスの生成による測定結果を示す。ＤＭＲＳシーケンスは多項式次数３０以上の長いシーケンス又は多項式次数８以下の短いシーケンスに基づいて生成できる。また、ＤＭＲＳに対する仮説は３ビットであり、干渉ＴＲＰの電力レベルはサービングＴＲＰと同一であると仮定する。
【０５２３】
図４３及び図４４に示したように、短いシーケンスに基づく生成の検出性能と長いシーケンスに基づく生成の検出性能が類似する。
【０５２４】
具体的には、１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅに長さ７の多項式を導入してシーケンスのコーリレイション性能を上げようとしたが、既存の１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅである長さ３１の多項式を使用する方式と差がない。また、１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値をＳＳＢＩＤとしてシーケンスを生成したが、既存の１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値を固定し、２番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅにＳＳＢＩＤ−ＣｅｌｌＩＤを使用する方式と差がない。
【０５２５】
従って、ＬＴＥのようにＬｅｎｇｔｈ−３１のゴールドシーケンスを使用し、初期化は既存のように１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値を固定し、２番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅにＳＳＢＩＤ−ＣｅｌｌＩＤを使用する。
【０５２６】
（８）ＤＭＲＳ  ＲＥマッピング
【０５２７】
図４５、図４６及び図４７は等間隔ＲＥマッピング方法及び非等間隔ＲＥマッピング方法による性能測定結果を示す。ここで、ＤＭＲＳに対する仮説は３ビットであり、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンスに基づき、干渉ＴＲＰ電力のレベルはサービングＴＲＰと同一である。また、ただ１つの干渉源のみが存在する。
【０５２８】
また、ＮＲ−ＳＳＳは１４４ＲＥ（即ち、１２ＲＢ）にマッピングされ、ＮＲ−ＰＢＣＨは２８８ＲＥ（即ち、２４ＲＢ）にマッピングされる。なお、非等間隔マッピング方式の場合、ＰＢＣＨ復調のためにＮＲ−ＳＳＳを使用し、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳがＮＲ−ＳＳＳ伝送帯域幅内でマッピングされないと仮定する。また、残余ＣＦＯが存在すると仮定する。
【０５２９】
即ち、上述した内容を整理すると、以下の通りである。
【０５３０】
（等間隔ＤＭＲＳマッピング）ＰＢＣＨシンボル当たり９６ＲＥ、計１９２ＲＥが使用される。
【０５３１】
（非等間隔ＤＭＲＳマッピング）ＤＭＲＳシーケンスはＮＲ−ＳＳＳ伝送帯域幅以外の副搬送波にマッピングされ、この場合、ＮＲ−ＳＳＳがＰＢＣＨ復調に使用される。また、ＰＢＣＨシンボル当たり４８ＲＥ及びＮＲ−ＳＳＳシンボルに対する１２８ＲＥ、計２２４ＲＥが使用される。
【０５３２】
図４６に示したように、ＣＦＯがない非等間隔マッピング方式は、チャネル推定のためにより多いＲＥを含む等間隔マッピング方式より性能が優れている。しかし、残余ＣＦＯが１０％存在する場合、非等間隔マッピング技法の性能は低下するが、等間隔マッピング技法ではＣＦＯに関係なく同様の性能を発揮する。たとえ非等間隔マッピング方式がチャネル推定のためにもっと多いＲＥリソースを有するが、ＮＲ−ＳＳＳシンボルのチャネル推定の正確度が残留ＣＦＯにより低下する。従って、残余ＣＦＯがある場合、等間隔マッピング技法が非等間隔マッピング技法のチャネル推定性能より優れる。
【０５３３】
図４７に示したように、可変ＲＥマッピングを使用すると、干渉がランダムに分散される効果がある。従って、可変ＲＥマッピングの検出性能が固定ＲＥマッピング性能より優れる。
【０５３４】
図４８はＲＳ電力ブーストを使用した場合の測定結果を示す。ここで、ＤＭＲＳに対するＲＥ送信電力はＰＢＣＨデータに対するＲＥ送信電力より約１．７６ｄＢ（＝１０＊ｌｏｇ（１．３３４／０．８８９））高いと仮定する。可変ＲＥマッピングとＤＭＲＳ電力ブーストを共に使用すると、他のセルの干渉が減少する。図４８に示したように、ＲＳ電力ブーストを適用した性能はＲＳパワーブーストがない場合より２〜３ｄＢの利得を有する。
【０５３５】
反面、ＲＳ電力ブーストはＰＢＣＨデータに対するＲＥ送信電力を減少させる。従って、ＲＳ電力ブーストはＰＢＣＨ性能に影響を及ぼす。図４９及び図５０は、ＲＳ電力ブーストがある場合とＲＳ電力ブーストがない場合のＰＢＣＨ性能を測定した結果である。ここで、ＳＳバーストセットの周期は４０ｍｓと仮定され、エンコーディングされたビットは８０ｍｓ以内に伝送されると仮定する。
【０５３６】
ＰＢＣＨデータに対するＲＥの伝送電力が減少すると、性能損失が発生する。しかし、ＲＳ電力増加によりチャネル推定性能が向上するので、復調性能を向上させることができる。従って、図４９及び図５０に示したように、２つの場合の性能はほぼ同一である。よって、ＰＢＣＨデータに対するＲＥの伝送電力損失の影響はチャネル推定性能の利得により補完できる。
【０５３７】
なお、ＲＳ電力ブーストにＶＳｈｉｆｔを適用した実験観察結果について、図５１及び図５２を参照しながら説明する。ＤＭＲＳ  ＲＥの周波数軸の位置をセルＩＤによって変更するＶＳｈｉｆｔを導入すると、多重セル環境で伝送されるＰＤＣＨ  ＤＭＲＳを２回の周期の間に受信し、２つのＰＢＣＨを結合すると、ＩＣＩランダム化によって検出性能を改善する効果があり、ＶＳｈｉｆｔを適用した場合、検出性能が大きく向上する。
【０５３８】
以下の表６は、上述した性能測定のために使用されたパラメータの仮定値である。
【０５３９】
【表６】
2020504568.tif 000027
【０５４０】
（９）ＳＳブロックインデックスの指示
【０５４１】
ＳＳブロックの時間インデックス指示の性能を比較するための評価結果について、図５３乃至図５６を参照しながら説明する。この評価のために、ＳＳブロックの時間インデックス指示のためにＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスにより指示される方法、及びＰＢＣＨコンテンツにより指示する方法が考えられる。ＳＳブロックの時間インデックス及び５ｍｓスロットの境界に対する指示は計１６個の状態、即ち、４ビットであると仮定する。この評価において、ＳＳバーストセット内の単一のＳＳブロックが伝送され、ＰＢＣＨ  ＴＴＩ内において、時間ドメインのプリコーダサイクリングが適用されると仮定する。また、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳには１９２つのＲＥが使用され、ＣＲＣを含んで６４ビットのＭＩＢビットサイズが適用されると仮定する。  
【０５４２】
この評価に対する仮説の数は１６である。これはＰＢＣＨ  ＤＭＲＳにおいてＳＳブロックのインデックスのための８つの状態と５ｍｓ境界のための状態を表現するために４ビットが必要であるためである。図５３及び図５４から分かるように、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳを用いたＳＳブロックの時間インデックスの検出性能は、累積２回行った時、ＳＮＲ−６ｄＢで０．２％を達成する。この評価から確認できるように、ＳＳブロックのインデックス指示及び５ｍｓの境界指示にはＰＢＣＨ  ＤＭＲＳを使用した方がより好ましい。
【０５４３】
反面、図５５及び図５６から分かるように、２回累積してデコーディングを行ってもＰＢＣＨ  ＦＥＲはＳＮＲ−６ｄＢで１％を達成できない。従って、ＳＳブロックの時間インデックスがＰＢＣＨコンテンツのみで定義されると、ＳＳブロックの時間インデックスの検出性能が十分ではない。
【０５４４】
以下の表７は、上述したＳＳブロックのインデックス指示のための評価を行うために仮定されたパラメータ値である。
【０５４５】
【表７】
2020504568.tif 000028
【０５４６】
２５．下りリンク共通チャネル伝送のためのＢＷＰ（Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ  ｐａｒｔ）
【０５４７】
ＬＴＥの初期接続手順は、ＭＩＢ（Ｍａｓｔｅｒ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｂｌｏｃｋ）により構成されたシステム帯域幅内で動作する。また、ＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨはシステム帯域幅の中心を基準として整列されている。共通検索空間はシステム帯域幅内で定義され、このシステム帯域幅内で割り当てられた共通検索空間のＰＤＳＣＨによりシステム情報が伝達され、Ｍｓｇ１／２／３／４に対するＲＡＣＨ手順が動作する。
【０５４８】
なお、ＮＲシステムは広帯域ＣＣ（Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ  Ｃａｒｒｉｅｒ）内における動作を支援するが、ＵＥは全ての広帯域ＣＣ内で必要な動作を行うためのＣａｐａｂｉｌｉｔｙを有するように具現化することは、費用面において非常に難しい問題である。従って、システム帯域幅内で初期接続手順を円滑に動作するように具現化することが難しい。
【０５４９】
この問題を解決するために、図５７に示したように、ＮＲは初期接続動作のためのＢＷＰを定義することができる。ＮＲシステムでは、各ＵＥに対応するＢＷＰ内において、ＳＳブロック伝送、システム情報伝達、ページング及びＲＡＣＨ手順のための初期接続手順を行うことができる。また、少なくとも１つの下りリンクＢＷＰは少なくとも１つの主コンポーネント搬送波で共通検索空間を有する１つのＣＯＲＥＳＥＴを含むことができる。
【０５５０】
従って、少なくともＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ページング、ＲＡＣＨメッセージ２／４関連の下りリンク制御情報は、共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴで伝送され、下りリンク制御情報に関連する下りリンクのデータチャネルは下りリンクＢＷＰ内に割り当てられる。また、ＵＥは該ＵＥに対応するＢＷＰ内でＳＳブロックが伝送されると予想できる。
【０５５１】
即ち、ＮＲにおいては、少なくとも１つの下りリンクＢＷＰが下りリンク共通チャネル伝送のために使用される。ここで、下りリンク共通チャネルに含まれる信号としては、ＳＳブロック、共通検索空間を有するＣＯＲＳＥＴ及びＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ページング、ＲＡＣＨ  Ｍｓｇ２／４などのためのＰＤＳＣＨなどがある。
【０５５２】
（１）ニューマロロジー
【０５５３】
ＮＲにおいては１５、３０、６０及び１２０ＫＨｚの副搬送波間隔がデータ伝送に用いられる。従って、下りリンク共通チャネルに対するＢＷＰ内のＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨに対するニューマロロジーは、データ伝送のために定義されたニューマロロジーから選択される。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲については１５ｋＨｚ、３０ｋＨｚ及び６０ｋＨｚの副搬送波間隔のうち１つ以上が選択され、６ＧＨｚ〜５２．６ＧＨｚの周波数範囲については６０ｋＨｚ及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のうち１つ以上が選択される。
【０５５４】
しかし、６ＧＨｚ以下の周波数範囲では、ＵＲＬＬＣサービスのために６０ｋＨｚの副搬送波間隔が予め定義されているので、６０ｋＨｚの副搬送波間隔は６ＧＨｚ以下の周波数範囲におけるＰＢＣＨ伝送に適合しない。従って、６ＧＨｚ以下の周波数範囲で下りリンク共通チャネル伝送のために１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用され、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では６０ｋＨｚ及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用される。
【０５５５】
一方、ＮＲではＳＳブロック伝送のために１５、３０、１２０及び２４０ＫＨｚの副搬送波間隔を支援する。ＳＳブロックと共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴ及びＲＭＳＩ、ページング、ＲＡＲに対するＰＤＳＣＨのような下りリンクチャネルに対して、同一の副搬送波間隔が適用されると仮定できる。従って、かかる仮定を適用すると、ＰＢＣＨコンテンツにニューマロロジー情報を定義する必要がない。
【０５５６】
逆に、下りリンク制御チャネルに対する副搬送波間隔が変更される必要がある場合がある。例えば、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が６ＧＨｚ以上の周波数帯域でＳＳブロック伝送に適用される場合、データ伝送には２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が定義されていないため、副搬送波間隔の変更が必要である。従って、データ伝送のためにＳＣＳを変更でき、ＰＢＣＨコンテンツに１ビット指示子によりこれを指示できる。搬送波周波数範囲によって、１ビットの指示子は｛１５ＫＨｚ、３０ＫＨｚ｝又は｛６０ＫＨｚ、１２０ＫＨｚ｝と解釈できる。また表示された副搬送波間隔は、ＲＢグリッドの参照ニューマロロジーと思われることができる。
【０５５７】
（２）下りリンク共通チャネル伝送のためのＢＷＰの帯域幅
【０５５８】
ＮＲシステムにおいて、下りリンク共通チャネルに対するＢＷＰの帯域幅がネットワークが動作するシステム帯域幅と同一である必要はない。即ち、ＢＷＰの帯域幅がシステム帯域幅より狭いこともできる。即ち、帯域幅は搬送波の最小帯域幅より広い必要があるが、ＵＥの最小帯域幅より広くてはならない。
【０５５９】
従って、下りリンク共通チャネル伝送のためのＢＷＰは、ＢＷＰの帯域幅がＳＳブロックの帯域幅より広く、各周波数範囲で動作可能な全てのＵＥの特定の下りリンク帯域幅と同じか又はより小さいように定義できる。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲で搬送波の最小帯域幅は５ＭＨｚと定義され、ＵＥの最小帯域幅は２０ＭＨｚと仮定できる。この場合、下りリンク共通チャネルの帯域幅は５ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲で定義される。
【０５６０】
（３）帯域幅の設定
【０５６１】
図５８は帯域幅設定の例示を示す。
【０５６２】
ＵＥはセルＩＤの検出及びＰＢＣＨデコーディングを含む初期同期化手順の間に、ＳＳブロックの帯域幅内で信号検出を試みる。その後、ＵＥはＰＢＣＨコンテンツを通じてネットワークが指示する下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内で次の初期接続手順を続けて行うことができる。即ち、ＵＥはシステム情報を取得し、ＲＡＣＨ手順を行うことができる。
【０５６３】
一方、ＳＳブロックに対する帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の間の相対的な周波数位置のための指示子がＰＢＣＨコンテンツに定義されることができる。また相対的な周波数位置の指示を単純化するために、複数のＳＳブロックに対する帯域幅は下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内においてＳＳブロックを位置させる候補位置であることができる。
【０５６４】
例えば、ＳＳブロックの帯域幅が５ＭＨｚであり、下りリンク共通チャネルの帯域幅が２０ＭＨｚであると仮定すると、下りリンク共通チャネルのための帯域幅内でＳＳブロックを探すための４つの候補位置を定義できる。
【０５６５】
また、ＮＲシステムにおいて、下りリンク共通チャネルの帯域幅がネットワークが動作するシステム帯域幅と同一である必要はない。また、帯域幅はシステム帯域幅より狭いことができる。即ち、下りリンク共通チャネルの帯域幅は搬送波の最小帯域幅より広い必要はあるが、ＵＥの最小帯域幅より広くてはならない。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲において、搬送波の最小帯域幅は５ＭＨｚと定義され、ＵＥの最小帯域幅が２０ＭＨｚと仮定される場合、下りリンク共通チャネルの帯域幅は５ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲で定義できる。
【０５６６】
２６．ＣＯＲＥＳＥＴの設定
【０５６７】
（１）ＣＯＲＥＳＥＴ情報とＲＭＳＩスケジューリング情報
【０５６８】
ＲＭＳＩに対するスケジューリング情報を直接指示することより、ネットワークがＲＭＳＩスケジューリング情報を含むＣＯＲＥＳＥＴ情報をＵＥに伝送した方がより効率的である。即ち、ＰＢＣＨコンテンツにおいて、ＣＯＲＥＳＥＴ及び周波数位置に対する帯域幅のような周波数リソース関連情報を指示できる。また、開始ＯＦＤＭシンボル、持続時間及びＯＦＤＭシンボルの数のような時間リソース関連情報は、ネットワークリソースを柔らかく用いるためにさらに設定できる。
【０５６９】
また、共通探索空間のモニタリング周期、持続時間及びオフセットに対する情報も、ＵＥ検出の複雑性を減少するためにネットワークからＵＥに伝送できる。
【０５７０】
なお、伝送タイプ及びＲＥＧバンドリングサイズは、共通検索空間のＣＯＲＥＳＥＴによって固定できる。ここで、伝送タイプは伝送される信号がインターリービングされているか否かによって区分できる。
【０５７１】
（２）スロットに含まれたＯＦＤＭシンボルの数
【０５７２】
スロット内のＯＦＤＭシンボルの数又は６ＧＨｚ以下の搬送波周波数範囲に関連して、７ＯＦＤＭシンボルのスロット及び１４ＯＦＤＭシンボルのスロットのような２つの候補が考えられる。もし、ＮＲシステムにおいて、６ＧＨｚ以下の搬送波周波数範囲のために２つの類型のスロットを全部支援すると決定した場合、共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴの時間リソース表示のためにスロット類型に対する指示方法を定義する必要がある。
【０５７３】
（３）ＰＢＣＨコンテンツのビットサイズ
【０５７４】
ＰＢＣＨコンテンツにおいてニューマロロジー、帯域幅及びＣＯＲＥＳＥＴ情報を表示するために、表８のように約１４ビットを指定できる。
【０５７５】
【表８】
2020504568.tif 000029
【０５７６】
（４）測定結果
【０５７７】
図５９に参照して、ペイロードサイズ（即ち、４８、５６、６４及び７２ビット）による性能結果を説明する。ここで、ＤＭＲＳのために、３８４ＲＥｓ及び１９２ＲＥｓが使用されると仮定する。また、ＳＳバースト集合の周期は２０ｍｓであり、符号化されたビットは８０ｍｓ以内に伝送されると仮定する。ＭＩＢペイロードサイズによるＰＢＣＨのデコーディング性能は図５９に示されている。
【０５７８】
この図から分かるように、ペイロードサイズが最大７２ビットであると、データに３８４つのＲＥ及びＤＭＲＳに１９２つのＲＥを使用してＮＲ−ＰＢＣＨ（即ち、−６ｄＢＳＮＲにおいて１％のＢＬＥＲ）の性能要求事項を満たすことができる。
【０５７９】
図６０を参照すると、通信装置６０００は、プロセッサ６０１０、メモリ６０２０、ＲＦモジュール６０３０、ディスプレイモジュール６０４０及びユーザインターフェースモジュール６０５０を備える。
【０５８０】
通信装置６０００は説明の便宜のために示されたもので、一部のモジュールは省略可能である。また通信装置６０００は必要なモジュールをさらに備えてもよい。また、通信装置６０００において一部のモジュールはより細分化したモジュールに区分されてもよい。プロセッサ６０１０は、図面を参照して例示した本発明の実施例に係る動作を実行するように構成される。具体的には、プロセッサ４５１０の詳細な動作は、図１乃至図５９に記載された内容を参照すればよい。
【０５８１】
メモリ６０２０は、プロセッサ６０１０に接続し、オペレーティングシステム、アプリケーション、プログラムコード、データなどを格納する。ＲＦモジュール６０３０は、プロセッサ６０１０に接続し、基底帯域信号を無線信号に変換したり、無線信号を基底帯域信号に変換する機能を果たす。そのために、ＲＦモジュール６０３０は、アナログ変換、増幅、フィルタリング及び周波数アップ変換又はこれらの逆過程を行う。ディスプレイモジュール６０４０は、プロセッサ６０１０に接続し、様々な情報をディスプレイする。ディスプレイモジュール６０４０は、特に制限されるものではなく、ＬＣＤ（Ｌｉｑｕｉｄ  Ｃｒｙｓｔａｌ  Ｄｉｓｐｌａｙ）、ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ  Ｅｍｉｔｔｉｎｇ  Ｄｉｏｄｅ）、ＯＬＥＤ（Ｏｒｇａｎｉｃ  Ｌｉｇｈｔ  Ｅｍｉｔｔｉｎｇ  Ｄｉｏｄｅ）などの周知の要素を用いることができる。ユーザインターフェースモジュール６０５０は、プロセッサ６０１０に接続され、キーパッド、タッチスクリーンなどの周知のユーザインターフェースの組合せで構成可能である。
【０５８２】
以上説明してきた実施例は、本発明の構成要素及び特徴を所定形態に結合したものである。各構成要素又は特徴は、別の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮しなければならない。各構成要素又は特徴は、他の構成要素や特徴と結合しない形態で実施することもでき、一部の構成要素及び／又は特徴を結合して本発明の実施例を構成することもできる。本発明の実施例で説明される動作の順序は変更されてもよい。ある実施例の一部構成や特徴は、他の実施例に含まれてもよく、他の実施例の対応する構成又は特徴に置き換えられてもよい。特許請求の範囲において明示的な引用関係にない請求項を結合して実施例を構成したり、出願後の補正により新しい請求項として含めたりできるということは明らかである。
【０５８３】
本文書で基地局によって行われるとした特定動作は、場合によってはその上位ノード（ｕｐｐｅｒ  ｎｏｄｅ）によって行われることもある。即ち、基地局を有する複数のネットワークノード（ｎｅｔｗｏｒｋ  ｎｏｄｅｓ）からなるネットワークにおいて、端末との通信のために行われる様々な動作は、基地局または基地局以外の他のネットワークノードによって行われ得ることは明らかである。基地局は、固定局（ｆｉｘｅｄ  ｓｔａｔｉｏｎ）、ＮｏｄｅＢ、ｅＮｏｄｅＢ（ｅＮＢ）、アクセスポイント（ａｃｃｅｓｓ  ｐｏｉｎｔ）などの用語にしてもよい。
【０５８４】
本発明に係る実施例は、様々な手段、例えば、ハードウェア、ファームウェア（ｆｉｒｍｗａｒｅ）、ソフトウェアまたはそれらの結合などによって具現化することができる。ハードウェアによる具現化では、本発明の一実施例は、一つまたはそれ以上のＡＳＩＣｓ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ）、ＤＳＰｓ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ）、ＤＳＰＤｓ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＰＬＤｓ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｌｏｇｉｃ  Ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＦＰＧＡｓ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙｓ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどによって具現化することができる。
【０５８５】
ファームウェアやソフトウェアによる具現化では、本発明の一実施例は、以上で説明された機能又は動作を実行するモジュール、手順、関数などの形態で具現化されてもよい。ソフトウェアコードは、メモリユニットに記憶され、プロセッサによって駆動可能である。メモリユニットは、プロセッサの内部又は外部に設けられ、公知の様々な手段によってプロセッサとデータを交換することができる。
【０５８６】
本発明は、本発明の特徴から逸脱しない範囲で別の特定の形態に具体化できるということが当業者にとっては自明である。したがって、上記の詳細な説明は、いずれの面においても制限的に解釈してはならず、例示的なものとして考慮しなければならない。本発明の範囲は、添付の請求項の合理的な解釈によって決定すべきであり、本発明の等価的範囲内における変更はいずれも本発明の範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０５８７】
以上、同期信号を受信する方法及びそのための装置について、第５世代ＮｅｗＲＡＴシステムに適用される例を中心として説明したが、第５世代ＮｅｗＲＡＴシステム以外にも様々な無線通信システムに適用することができる。
【図１】
2020504568.tif 000030
【図２】
2020504568.tif 000031
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2020504568.tif 000035
【図７（ａ）】
2020504568.tif 000036
【図７（ｂ）】
2020504568.tif 000037
【図８】
2020504568.tif 000038
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
2020504568.tif 000042
【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
2020504568.tif 000060
【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
2020504568.tif 000065
【図３６】
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【図３７】
2020504568.tif 000067
【図３８】
2020504568.tif 000068
【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
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【図５６】
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【図５７】
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【図５８】
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【図５９】
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【図６０】
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【国際調査報告】
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2020504568.tif 000092
2020504568.tif 000093
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