(57)【要約】  本発明は、磁気共鳴検査システムのための無線周波数（ＲＦ）送信システムを対象とし、送信システムは、デジタルベースバンド信号を生成するデジタルベースバンド変調器１００と、デジタルプリディストーション信号をデジタルベースバンド信号に注入するデジタルフィードバック制御ループ２００と、プリディストーションされたデジタルベースバンド信号によって駆動され、アナログ出力信号を供給するＲＦ増幅器４００とを備え、デジタルフィードバック制御ループ２００は、ＲＦ増幅器４００の非線形性を補償するために、アナログ出力信号に基づいてデジタルプリディストーション信号を制御する。このようにして、フィードフォワード制御を自動的に較正する連続的フィードバック制御がもたらされる。
2020537847.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁気共鳴検査システムのための無線周波数（ＲＦ）送信システムであって、前記ＲＦ送信システムは、
デジタルベースバンド信号を生成するデジタルベースバンド変調器と、
デジタルプリディストーション信号を前記デジタルベースバンド信号に注入するデジタルフィードバック制御ループと、
プリディストーションされた前記デジタルベースバンド信号によって駆動され、アナログ出力信号を供給するＲＦ増幅器と
を備え、
前記デジタルフィードバック制御ループは、前記ＲＦ増幅器の非線形性を補償するために、前記アナログ出力信号に基づいて前記デジタルプリディストーション信号を制御する、ＲＦ送信システム。
【請求項２】
前記デジタルフィードバック制御ループは、前記デジタルベースバンド信号の振幅を、前記アナログ出力信号の利得及び位相オフセットにマッピングすることによって、前記デジタルプリディストーション信号を制御する、請求項１に記載のＲＦ送信システム。
【請求項３】
前記デジタルフィードバック制御ループは、
前記アナログ出力信号と前記デジタルベースバンド信号との差を決定することと、
前記ＲＦ増幅器の前記非線形性の動的変化の整定時間に対応する予め規定された積分時間を用いて、決定された前記差を積分することと、
積分された前記差の区分線形近似を用いて前記デジタルプリディストーション信号を調整することと、
前記デジタルベースバンド信号の大きさを用いた前記区分線形近似を、前記アナログ出力信号の利得及び位相オフセットにインデックス付けすることによって、調整された前記デジタルプリディストーション信号を前記デジタルベースバンド信号に適用することと
を行うことによって前記デジタルプリディストーション信号を制御する、請求項１又は２に記載のＲＦ送信システム。
【請求項４】
前記デジタルフィードバック制御ループは、基準デジタルベースバンド信号に応答して、前記デジタルプリディストーション信号を較正する、請求項１から３のいずれか一項に記載のＲＦ送信システム。
【請求項５】
前記ＲＦ増幅器は、前記ＲＦ増幅器を駆動するためにプリディストーションされた前記デジタルベースバンド信号を変換するデジタル−アナログ変換器と、前記ＲＦ増幅器の出力部に接続された方向性結合器と、前記方向性結合器から得られる制御ループフィードバック信号を変換し、前記デジタルプリディストーション信号を制御するために変換された前記ループフィードバック信号を前記デジタルフィードバック制御ループに供給するアナログ−デジタル変換器とを備える、請求項１から４のいずれか一項に記載のＲＦ送信システム。
【請求項６】
前記デジタルプリディストーション信号を受信する前記デジタルフィードバック制御ループと、プリディストーションされた前記デジタルベースバンド信号で駆動する前記ＲＦ増幅器との間に配置された、キャリア周波数変換デバイスであって、前記デジタルプリディストーション信号をシフトしてキャリア周波数まで上昇させる前記キャリア周波数変換デバイスを備える、請求項１から５のいずれか一項に記載のＲＦ送信システム。
【請求項７】
前記キャリア周波数変換デバイスは、前記キャリア周波数を生成するキャリア周波数生成器と、前記デジタルベースバンド信号をシフトして前記キャリア周波数まで上昇させるキャリア単側波帯変調器と、前記キャリア周波数生成器に接続され、前記アナログ出力信号をシフトしてフィードバックベースバンド信号まで低下させるミキサと、前記キャリア周波数の２倍の、前記フィードバックベースバンド信号からの不必要なミキサ信号を除去するローパスフィルタとを備える、請求項６に記載のＲＦ送信システム。
【請求項８】
前記デジタルフィードバック制御ループは、前記アナログ出力信号から複素電力信号を形成する第２の単側波帯変調器と、複素誤差電力信号を受信するために、前記複素電力信号から前記デジタルベースバンド信号を減算する減算モジュールと、前記複素誤差電力信号の比例分を関連付けられた係数に加算することによって、区分線形関数を更新するプリディストーション更新モジュールと、インデックス付けされた更新された区分線形関数を前記デジタルベースバンド信号に適用するフィードフォワードプリディストーション適用モジュールとを備える、請求項１から７のいずれか一項に記載のＲＦ送信システム。
【請求項９】
少なくとも前記デジタルベースバンド変調器及び前記デジタルフィードバック制御ループは、前記デジタルベースバンド信号及び前記デジタルプリディストーション信号のデジタル信号処理を行う、フィールドプログラマブルゲートアレイとして実施される、請求項１から８のいずれか一項に記載のＲＦ送信システム。
【請求項１０】
前記デジタルフィードバック制御ループは、前記ＲＦ増幅器の利得に影響させるためのデジタル自己学習制御モジュールを備え、前記デジタル自己学習制御モジュールは、前記ＲＦ増幅器と前記デジタルフィードバック制御ループとの間のフィードバック経路内に配置され、入力パラメータとして前記ＲＦ増幅器への入力電力、前記ＲＦ増幅器に接続されたＲＦ送信アンテナのボディコイル負荷、前記デジタルベースバンド変調器によって前記ＲＦ増幅器にもたらされるＤＣ供給電圧、及び／又は前記ＲＦ増幅器の温度を有する、数学的モデルに基づいて自己学習する、請求項１から９のいずれか一項に記載のＲＦ送信システム。
【請求項１１】
前記デジタル自己学習制御モジュールは、前記ＲＦ送信アンテナを通じて、前記ボディコイルの前記負荷を決定するために反復した電力掃引を備える、いくつかのＲＦパルスを前記ボディコイル上に放射することによって、及び／又は、パルス化されたプリディストーションされた前記デジタルベースバンド信号のパルス履歴と、前記ＲＦ増幅器のそれぞれ修正された利得曲線との間の関係を調べるために、プリディストーションされた前記デジタルベースバンド信号の一定のパルスを間欠的に放射することによって、前記数学的モデルの前記入力パラメータを決定する、請求項１０に記載のＲＦ送信システム。
【請求項１２】
磁気共鳴検査システムのための無線周波数（ＲＦ）増幅器を線形化する方法であって、前記方法は、
デジタルベースバンド信号を生成するステップと、
デジタルプリディストーション信号を前記デジタルベースバンド信号に注入するステップと、
前記ＲＦ増幅器によって、増幅されたアナログ出力信号を供給するステップであって、前記ＲＦ増幅器はプリディストーションされた前記デジタルベースバンド信号によって駆動される、供給するステップと、
前記ＲＦ増幅器の非線形性を補償するために、前記アナログ出力信号に基づいて前記デジタルプリディストーション信号を制御するステップと
を有する、方法。
【請求項１３】
前記デジタルプリディストーション信号を制御するステップは、
前記アナログ出力信号と前記デジタルベースバンド信号との差を決定するステップと、
前記ＲＦ増幅器の前記非線形性の動的変化の整定時間に対応する予め規定された積分時間を用いて、決定された前記差を積分するステップと、
積分された前記差の区分線形近似を用いて前記デジタルプリディストーション信号を調整するステップと、
前記デジタルベースバンド信号の大きさを用いた前記区分線形近似を、前記アナログ出力信号の利得及び位相オフセットにインデックス付けすることによって、調整された前記デジタルプリディストーション信号を前記デジタルベースバンド信号に適用するステップと
を有する、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
基準デジタルベースバンド信号に応答して、前記デジタルプリディストーション信号を較正するステップ
を有する、請求項１２又は１３に記載の方法。
【請求項１５】
プロセッサ上で実行されたとき、請求項１２から１４のいずれか一項に記載の方法の各ステップを行う命令が記憶された、非一時的コンピュータ可読媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線周波数（ＲＦ）電力増幅器の分野に関し、詳細にはマルチバンド磁気共鳴イメージング、ＭＲＩ、用途のために必要とされるなどの先進のＲＦパルスに関する。詳細には、本発明は、デジタルベースバンド信号を生成するデジタルベースバンド変調器と、ＲＦ増幅器とを備える、磁気共鳴検査システムのためのＲＦ送信システムに関する。本発明はさらに、磁気共鳴検査システムのためのＲＦ増幅器を線形化する方法、及びそれに記憶された命令を備える非一時的コンピュータ可読媒体に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来技術において一般に知られているように、ＲＦ電力増幅器の非線形な時間的に変化する利得及び位相は、ＭＲＩのパルス化されたＲＦ用途におけるスライス選択の忠実度を極度に制限する。具体的には、非線形性は結果として不十分なスライス選択プロファイル、及びコントラストの損失を生じる。これらの制限は、非線形性が結果として側波帯の不必要な励振、又は追加のスライスを生じる、マルチバンド用途において特に問題となる。非線形性の影響は、ベースバンド変調波形帯域幅と共に増加し、したがって特にマルチバンド用途に対する先進のＲＦパルスの応用を制限する。ドリフトとも呼ばれる時間的に変化する利得及び位相は、ＤＣ電源電圧、パワートランジスタ接合温度、及び負荷インピーダンスなどの、ＲＦ増幅器動作条件の動的変化による。
【０００３】
これらの欠点を克服するための従来技術の手法は、方向性結合器を用いてＲＦ増幅器の順方向電力を監視することに基づく、フィードバック制御を利用する。これらの技法はドリフトを補償することができるが、それらは本質的に、ＲＦ電力増幅器及び方向性結合器を通した信号遅延により、帯域幅制限される。しばしばこのような技法は、ＲＦ増幅器に内部的に実施され、したがってベースバンド変調要求を利用することができない。
【０００４】
他の従来技術の手法はフィードフォワード技法を採用しており、これは信号に依存する非線形性を補償するために要求波形を修正するが、時間的に変化する動作条件に適応する能力を有しない。加えて、このような技法はしばしば、ＲＦパルス変調波形のオフラインソフトウェアをベースとする処理を通常必要とするので扱いにくい。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、特にＭＲＩ用のマルチバンド用途に対する先進のＲＦパルスの応用を容易にするように、ＲＦ電力増幅器の非線形な時間的に変化する利得及び位相を補償するための機構を供給することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明によれば、この目的は独立請求項の主題によって対処される。本発明の好ましい実施形態は、従属請求項において記述される。
【０００７】
したがって、本発明によれば、磁気共鳴検査システムのための無線周波数、ＲＦ、送信システムがもたらされ、送信システムは、
デジタルベースバンド信号を生成するデジタルベースバンド変調器と、
デジタルプリディストーション信号をデジタルベースバンド信号に注入するデジタルフィードバック制御ループと、
プリディストーションされたデジタルベースバンド信号によって駆動され、アナログ出力信号を供給するＲＦ増幅器と
を備え、デジタルフィードバック制御ループは、ＲＦ増幅器の非線形性を補償するために、アナログ出力信号に基づいてデジタルプリディストーション信号を制御する。
【０００８】
このようにして、ベースバンド変調を補正するために、デジタルフィードフォワード制御を用いることにより、及びＲＦ増幅器動作条件における動的変化に応答するためにデジタルフィードバック制御を用いることにより、ベースバンド信号の帯域幅に対する制約は除去され、これはマルチバンドＭＲＩ用途のために必要とされるなどの先進のＲＦパルスに適用されたときに、特に有利である。したがって、デジタルフィードバック制御ループは、ＲＦ電力増幅器の出力を線形化するための、プリディストーション制御ループを供給する。プリディストーション制御ループは、信号に依存するやり方でベースバンド変調信号波形を補正するためのフィードフォワード制御と、電源電圧、接合温度、及び負荷インピーダンスなどのＲＦ電力増幅器動作条件における動的変化に応答するためのフィードバック制御との使用を組み合わせる。さらに、デジタルフィードバック制御ループは、変化した動作条件による、フィードフォワード制御の連続的及び自律的較正を供給する。このようにして、本発明は、著しく改善されたスライス選択プロファイルをもたらし、従来技術の応用から知られているようなコントラストの損失を避けることによって、パルス化されたＲＦ用途におけるスライス選択の忠実度を向上させる。
【０００９】
言い換えれば、提案されるデジタルフィードバック制御ループによってもたらされるプリディストーション制御ループは、時間的に変化するＲＦ電力増幅器動作条件を補償する能力を同時に維持しながら、従来のＲＦ電力増幅器線形化手法に関連したベースバンド変調波形帯域幅制限を除去する。ＲＦ送信システムはさらに、ＭＲＩシステムにおいて一般にボディコイルと呼ばれる、ＲＦ送信アンテナからなり、これはＲＦエネルギー、すなわち送信されることになるアナログ出力信号を用いて、ＲＦ増幅器によって駆動される。デジタルベースバンド変調器及びデジタルフィードバック制御ループは、ＲＦ増幅器の外部とするが、またＲＦ増幅器内に統合され得る。後者の選択肢は、ＤＣ電源電圧及びパワートランジスタ接合温度の両方を監視することができるという利点をもたらし、ＲＦ電力増幅器動作条件における動的変化に関連した整定時間を低減し、又は潜在的に取り除く。本発明は好ましくは、パルス化されたＲＦ  ＭＲＩ用途、具体的には、マルチバンド技法のために必要とされるなどの先進のＲＦパルス変調波形の使用を必要とする用途に適用される。本発明はさらに、高度に線形なＲＦ電力を必要とする他の用途に応用可能である。
【００１０】
本発明の好ましい実施形態によれば、デジタルフィードバック制御ループは、デジタルベースバンド信号の振幅を、アナログ出力信号の利得及び位相オフセットにマッピングすることによって、デジタルプリディストーション信号を制御する。それによって、アナログ出力信号の利得及び位相誤差は、アナログ出力信号を線形化するために補正され得る。
【００１１】
本発明の他の好ましい実施形態によれば、デジタルフィードバック制御ループは、
アナログ出力信号とデジタルベースバンド信号との差を決定することと、
ＲＦ増幅器の非線形性の動的変化の整定時間に対応する予め規定された積分時間を用いて、決定された差を積分することと、
積分された差の区分線形近似を用いてデジタルプリディストーション信号を調整することと、
デジタルベースバンド信号の大きさを用いた区分線形近似を、アナログ出力信号の利得及び位相オフセットにインデックス付けすることによって、調整されたデジタルプリディストーション信号をデジタルベースバンド信号に適用することと
を行うことによってデジタルプリディストーション信号を制御する。
【００１２】
このような制御ループは、アナログ出力信号の非線形性が最小化され、さらには完全に取り除かれるように、デジタルプリディストーション信号を生成するために非常に有利であることが実証されている。区分線形近似は、例えば、多項式近似とすることができる。原理上は、限られた数の係数を用いて表され得る、比較的効率的に評価され得る、及び十分に良好に非線形性を近似する、任意の関数が用いられ得る。次いでフィードバックループは、非線形性における動的変化を反映するようにこのような関数の係数を調整する。
【００１３】
本発明の他の好ましい実施形態によれば、デジタルフィードバック制御ループは、基準デジタルベースバンド信号に応答して、デジタルプリディストーション信号を較正する。提案されるデジタルフィードバック制御ループは、一旦較正されると、デジタルフィードバック制御ループに供給される、アナログ出力信号によってもたらされるフィードバック制御は、較正された利得及び位相が維持されることを確実にするという利点を備える。しかし、初期較正のために、デジタルフィードバック制御ループは、好ましくは、以下で述べられるような、デジタル−アナログ変換器、ＲＦ増幅器及びアナログ−デジタル変換器を通した遅延など、ＲＦ送信システムのアナログ構成要素から生じる潜在的な遅延に関して較正される。較正は、アナログＲＦ増幅器要求信号の減衰、順方向からの反射信号経路の遅延、フィードバック信号経路の遅延、及び／又はＲＦ送信システムのフィードバック利得及び位相を、考慮する。
【００１４】
本発明の他の好ましい実施形態によれば、ＲＦ増幅器は、ＲＦ増幅器を駆動するためにプリディストーションされたデジタルベースバンド信号を変換するデジタル−アナログ変換器と、ＲＦ増幅器の出力に接続された方向性結合器と、方向性結合器から得られる制御ループフィードバック信号を変換し、デジタルプリディストーション信号を制御するために変換されたループフィードバック信号をデジタルフィードバック制御ループに供給するアナログ−デジタル変換器とを備える。フィードバック信号として方向性結合器の順方向電力を用いることによって、デジタルフィードバック制御ループによってもたらされる制御ループは、ＲＦ増幅器の順方向電力が、ベースバンド変調要求に従うことを確実にする。
【００１５】
本発明の他の好ましい実施形態によれば、システムは、デジタルプリディストーション信号を受信するデジタルフィードバック制御ループと、プリディストーションされたデジタルベースバンド信号によって駆動されるＲＦ増幅器との間に配置された、キャリア周波数変換デバイスであって、デジタルプリディストーション信号をシフトしてキャリア周波数まで上昇させる前記キャリア周波数変換デバイスを備える。本発明の他の好ましい実施形態によれば、キャリア周波数変換デバイスは、キャリア周波数を生成するキャリア周波数生成器と、デジタルベースバンド信号をシフトしてキャリア周波数まで上昇させるキャリア単側波帯変調器と、キャリア周波数生成器に接続され、アナログ出力信号をシフトしてフィードバックベースバンド信号まで低下させるミキサと、キャリア周波数の２倍の、フィードバックベースバンド信号からの不必要なミキサ信号を除去するローパスフィルタとを備える。このようにして、ローパスフィルタは、有利に、制御ループによるさらなる処理のために「クリーンな」ベースバンド信号を受信するように、キャリア周波数の２倍の不必要なミキサ生成物を除去する。
【００１６】
本発明の他の好ましい実施形態によれば、デジタルフィードバック制御ループは、アナログ出力信号から複素電力信号を形成する第２の単側波帯変調器と、複素誤差電力信号を受信するために、複素電力信号からデジタルベースバンド信号を減算する減算モジュールと、複素誤差電力信号の比例分を関連付けられた係数に加算することによって、区分線形関数を更新するプリディストーション更新モジュールと、更新された区分線形関数をデジタルベースバンド信号に適用するフィードフォワードプリディストーション適用モジュールとを備える。このようにして、複素誤差電力信号は、適用されることになるプリディストーションを決定するための測度として、有利に用いられる。
【００１７】
本発明の他の実施形態によれば、少なくともデジタルベースバンド変調器及びデジタルフィードバック制御ループは、デジタルベースバンド信号及びデジタルプリディストーション信号のデジタル信号処理を行う、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）内に実施される。好ましくは、キャリア周波数変換デバイスも、ＦＰＧＡ内に、デジタルベースバンド変調器及びデジタルフィードバック制御ループと一緒に実施及び統合される。
【００１８】
本発明の他の好ましい実施形態によれば、デジタルフィードバック制御ループは、ＲＦ増幅器の利得に影響させるためのデジタル自己学習制御モジュールを備え、デジタル自己学習制御モジュールは、ＲＦ増幅器とデジタルフィードバック制御ループとの間のフィードバック経路内に配置され、入力パラメータとしてＲＦ増幅器への入力電力、ＲＦ増幅器に接続されたＲＦ送信アンテナのボディコイル負荷、デジタルベースバンド変調器によってＲＦ増幅器にもたらされるＤＣ供給電圧、及び／又はＲＦ増幅器の温度を有する、数学的モデルに基づいて自己学習する。
【００１９】
本発明の他の実施形態によれば、デジタル自己学習制御モジュールは、ＲＦ送信アンテナを通じて、ボディコイルの負荷を決定するために反復した電力掃引を備える、いくつかのＲＦパルスをボディコイル上に放射することによって、及び／又は、パルス化されたプリディストーションされたデジタルベースバンド信号のパルス履歴と、ＲＦ増幅器のそれぞれ修正された利得曲線との間の関係を調べるために、プリディストーションされたデジタルベースバンド信号の一定のパルスを間欠的に放射することによって、数学的モデルの入力パラメータを決定する。
【００２０】
本発明によればまた、磁気共鳴検査システムのためのＲＦ増幅器を線形化する方法がもたらされ、方法は、
デジタルベースバンド信号を生成するステップと、
デジタルプリディストーション信号をデジタルベースバンド信号に注入するステップと、
ＲＦ増幅器によって、増幅されたアナログ出力信号を供給するステップであって、ＲＦ増幅器はプリディストーションされたデジタルベースバンド信号によって駆動される、供給するステップと、
ＲＦ増幅器の非線形性を補償するために、アナログ出力信号に基づいてデジタルプリディストーション信号を制御するステップとを有する。
【００２１】
提案される方法は、ＲＦ電力増幅器の出力を線形化することを可能にし、それによってベースバンド要求信号すなわちデジタルベースバンド信号の帯域幅に対する制約を除去し、その結果本方法の応用は、マルチバンドＭＲＩ用途のために必要とされるなどの先進のＲＦパルスに適用されたときに特に有利になる。
【００２２】
本方法の他の実施形態によれば、デジタルプリディストーション信号を制御するステップは、
アナログ出力信号とデジタルベースバンド信号との差を決定するステップと、
ＲＦ増幅器の非線形性の動的変化の整定時間に対応する予め規定された積分時間を用いて、決定された差を積分するステップと、
積分された差の区分線形近似を用いてデジタルプリディストーション信号を調整するステップと、
デジタルベースバンド信号の大きさを用いた区分線形近似を、アナログ出力信号の利得及び位相オフセットにインデックス付けすることによって、調整されたデジタルプリディストーション信号をデジタルベースバンド信号に適用するステップと
を有する。
【００２３】
本発明の他の実施形態によれば、方法は、基準デジタルベースバンド信号に応答して、デジタルプリディストーション信号を較正するステップを有する。
【００２４】
本方法の他の好ましい実施形態は、前述のシステムの好ましい実施形態に関する。
【００２５】
さらに、本発明によれば、プロセッサ上で実行されたとき、前述のような方法のステップを行うための命令が記憶された非一時的コンピュータ可読媒体が供給される。
【００２６】
本発明の上記及びその他の態様は、本明細書の以下で述べられる実施形態から明らかとなり、それらを参照して明瞭になるであろう。しかし、このような実施形態は必ずしも本発明の完全な範囲を表すものではなく、したがって本発明の範囲を解釈するために特許請求の範囲及び本明細書が参照される。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の好ましい実施形態による、簡略化された無線周波数、ＲＦ、送信システムを概略的に示す図である。
【図２】本発明の好ましい実施形態による、図１のＲＦ送信システムのデジタルフィードバック制御ループによって制御される、ＲＦ増幅器の動的挙動を示す図である。
【図３】本発明の好ましい実施形態による、図１のＲＦ送信システムの信号経路を示す図である。
【図４】本発明の好ましい実施形態による、区分線形関数によって近似された、図２のデジタルフィードバック制御ループのプリディストーション関数を示す図である。
【図５】本発明の好ましい実施形態による、ＦＰＧＡにおける、図１のＲＦ送信システムの実装形態を示す図である。
【図６】本発明の好ましい実施形態による、図１のＲＦ送信システムに対する較正手順を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
図１は、制御ループを供給することによってＲＦ増幅器を線形化するための本発明の好ましい実施形態による、簡略化された無線周波数、ＲＦ、送信システムを示す。
【００２９】
ＲＦ増幅器は、制御ループによって補償される、信号に依存すると共に時間的に変化する利得及び位相誤差を導入し、結果として正確にその入力に従うＲＦ増幅器出力を生じる。利得及び位相誤差を実際に補正する制御ループの能力は、それらの大きさ及び動的挙動の両方に依存する。
【００３０】
デジタルフィードバック制御ループ２００としてのプリディストーション関数、図１のグラフＢは、デジタルベースバンド信号として線形要求、図１のグラフＡに適用され、これは非線形ＲＦ増幅器４００、図１のグラフＣを通過されたとき、結果としてアナログ出力信号、図１のグラフＤのような線形な出力を生じる。したがって、述べられるフィードバック制御機構は、アナログ出力信号として線形な出力を生じさせるために必要なプリディストーション関数を決定する。プリディストーションという用語は本発明の意味において、非線形ＲＦ増幅器４００への要求が、当該のＲＦ増幅器４００の非線形性を打ち消すために、意図的に歪まされる技法を意味する。
【００３１】
したがって、プリディストーション関数は、入力すなわちデジタルベースバンド信号の振幅を、ＲＦ増幅器４００の非線形な挙動を補償するアナログ出力信号の利得及び位相オフセットにマッピングする。プリディストーション関数は、このようにして信号に依存する非線形性を補償する。ＲＦ増幅器４００の動的動作条件が時間と共に変化するのに従って、これは結果として、必要なプリディストーション関数における変化を生じる。したがって、プリディストーション関数を、時間的に変化する動作条件に対して調整するために、デジタルフィードバック制御ループ２００によるフィードバック制御が用いられる。
【００３２】
図１から分かるように、制御ループはベースバンド要求信号によってベースバンドにおいて動作し、すなわちデジタルベースバンド信号は、ＲＦ増幅器４００を駆動する前にキャリア周波数と混合されて上昇される。さらに、フィードバック信号は、制御ループによる処理のために、混合されてベースバンドまで低下される。
【００３３】
デジタルフィードバック制御ループ２００によってもたらされる実際の制御ループは、以下の動作からなる：
要求と、ＲＦ増幅器４００の出力を監視するフィードバック信号とを比較する。ＲＦ増幅器４００出力、すなわちアナログ出力信号と、要求、すなわちデジタルベースバンド信号との差は、結果として、その後にプリディストーション関数によって補償される誤差を生じる。
誤差の積分は、制御ループが、ＲＦ増幅器４００の非線形な挙動における動的変化を追跡することを可能にする。それによって、積分時定数は、非線形性における動的変化に関連した整定時間を定義する。
積分された誤差を用いて区分線形近似を通して定義されたプリディストーション関数の係数を調整する。
入力の振幅を用いて区分線形関数にインデックス付けすることによって、プリディストーション関数を要求に適用し、それに従って要求の利得及び位相を調整する。
【００３４】
それによって、すべてのベースバンド動作は要求振幅の関数として行われ、これは誤差の積分、プリディストーション関数の調整、及びそれに続くその適用を含む。積分時定数は、例えば、電源電圧、温度、又は負荷インピーダンスによる、ＲＦ増幅器４００非線形性の動的変化に対して調整する制御ループの能力を定義する。ＲＦ増幅器４００非線形性の動的変化を引き起こすいずれの機構も、それが積分時定数を基準にして帯域幅制限される限り補償され得る。しかし、入力信号すなわちデジタルベースバンド信号の変調帯域幅は、プリディストーション関数の動作が瞬時的であるので制限されない。
【００３５】
図２に示されるデジタルフィードバック制御ループ２００の通常の性能は、振幅精度≦０．０５ｄＢ又は＜０．６％、位相精度≦０．２度、立ち上がり時間≦５μ秒、及びオーバーシュート≦１ｄＢ又は＜１２％によって特性付けられ、それによって最大オーバーシュートに対する制限は、過大な要求によりＲＦ増幅器４００を停止させることを避けるために有利になり得る。オーバーシュート挙動は、誤差信号積分器の利得を制御することによって最適化されることができ、高い利得は結果としてより速い応答を生じ、低い利得は生じるオーバーシュートがより小さくなり又は無くなる。さらに、デジタルフィードバック制御ループ２００は、整定時間≦２０μ秒、及びベースバンド信号振幅、周波数、及び位相の変調帯域幅としてベースバンド帯域幅≦±５００ＫＨｚによって特性付けられ、それによってＲＦ送信帯域幅は通常≦±３５０ＫＨｚである。制御ループが動作するキャリア周波数の周波数範囲は、５ＭＨｚから３００ＭＨｚであり、１Ｔ、１．５Ｔ、３Ｔ、及び７Ｔにおける使用可能な原子核に対するすべてのＭＲ共鳴周波数に及ぶ。さらに、フィードバック遅延は≦５μ秒であり、それによってＤＡＣ４０１の出力からＡＤＣ４０４の入力までで測定されたフィードバック信号の最大遅延であり、これはＲＦ増幅器４００、及びフィードバック信号電子回路すなわちデジタルフィードバック制御ループ２００によって導入されるいずれの遅延も制限する。実際には、フィードバック遅延は１μ秒未満である。
【００３６】
デジタルフィードバック制御ループ２００によって制御されるＲＦ増幅器４００の動的挙動に関する要件は、ステップ応答挙動の観点から定義され、これは図２に示されるように、立ち上がり時間ΔｔＲＩＳＥ、オーバーシュートΔＯＶＥＲ、及び整定時間ΔｔＳＥＴの観点から特性化される。それによって、動的応答特性は、極座標における利得及び位相応答、並びに直交座標における同相及び直交位相成分の両方に適用される。具体的には、ΔｔＲＩＳＥは要求されたステップ利得／位相の９０％に達するのに必要な立ち上がり時間、ΔＯＶＥＲは要求されたステップ利得／位相に対する最大オーバーシュート、及びΔｔＳＥＴは必要な利得／位相の１％以内に整定するのに必要な時間である。ステップ応答特性は、入力信号ではなく、誤差信号の動的挙動に適用される。誤差信号に対するステップ応答は、ＲＦ増幅器４００自体の利得及び／又は位相におけるステップ応答が存在する場合にのみ可能である。
【００３７】
図３は、本発明の好ましい実施形態による、図１のＲＦ送信システムの信号経路を示す。それによって、ＲＦ送信システムは、様々なアナログ構成要素によって導入されるものとして、フィードバック信号経路の未知の利得及び位相を生じさせる。したがって、述べられるＲＦ送信システムは、１の公称利得に対して設計されるが、精度要件に適合するために、正確な実際の利得及び位相が必要である。一旦較正されると、ＲＦ送信システムのフィードバック制御は、較正された利得及び位相が維持されることを確実にする。さらに、フィードバック信号の遅延ΔＴは未知であり、なぜならそれは制御ループの外部の構成要素によって導入されるからである。それらは、ＤＡＣ４０１、ＲＦ増幅器４０２、方向性結合器４０３、フィードバック信号調整、及びＡＤＣ４０４を含む。最後に、ＲＦ増幅器４００によって導入された実際の利得及び位相誤差を、フィードバック信号から抽出するために信号処理が必要となる。
【００３８】
次に実際に図３を参照すると、デジタルベースバンド変調器１００は、「要求」とも呼ばれるデジタルベースバンド信号を生成する。デジタルベースバンド信号は、デジタルフィードバック制御ループ２００によって処理され、キャリア周波数変換デバイス３００によって混合されてキャリア周波数まで上昇され、その後にＲＦ増幅器４００を駆動するために用いられる。デジタルベースバンド変調器１００、デジタルフィードバック制御ループ２００、及びキャリア周波数変換デバイス３００は、すべてデジタル信号処理を通して行われ、図５に示されるように、ＦＰＧＡにおいて実施される。
【００３９】
ＲＦ送信システム内のすべての信号処理は複素座標において行われ、ＲＦ増幅器４００によってもたらされるアナログ出力信号の利得及び位相の両方に対する正確な制御を可能にする。デジタルフィードバック制御ループ２００又はキャリア周波数変換デバイス３００から受信されたプリディストーションされたデジタルベースバンド信号は、ＲＦ増幅器４００内でＤＡＣ４０１によってアナログ信号に変換され、これは実際のＲＦ電力増幅器デバイス４０２を駆動するために用いられる。制御ループフィードバック信号は、方向性結合器４０３の順方向ポート上で検出され、その後にＡＤＣ４０４によってデジタル信号に変換される。方向性結合器４０３の順方向電力を、フィードバック信号として用いることによって、以下では制御ループとも呼ばれるデジタルフィードバック制御ループ２００は、ＲＦ増幅器４００の順方向電力が要求に従うことを確実にする。
【００４０】
複素キャリア周波数は、キャリア周波数変換デバイス３００において、数値制御発振器、ＮＣＯ、３０１によって生成され、これは、複素変調信号をキャリア周波数の単側波帯に設定するために用いられるデジタル設計におけるエンティティである単側波帯（ＳＳＢ）変調器３０２を通して、複素ベースバンド信号をシフトしてキャリア周波数まで上昇させるために用いられる。この同じキャリア周波数は、ミキサ３０３によって実数値のフィードバック信号をシフトしてベースバンドまで低下させるために用いられる。ローパスフィルタ３０４は、制御ループ２００によるさらなる処理のために「クリーンな」ベースバンド信号を生じさせるように、キャリア周波数の２倍の不必要なミキサ生成物を除去する。
【００４１】
フィードバック信号にはＳＳＢ変調器２０４を用いてもとのベースバンド信号が乗算されて、複素電力信号を形成する。もとのベースバンド要求の電力は２０５で計算され、減算モジュール２０６によって複素フィードバック電力信号から減算されて、複素誤差電力信号を形成する。複素誤差電力は、デジタルプリディストーション信号としてデジタルフィードバック制御ループ２００によって適用されるプリディストーション関数を推定するための測度として用いられる。それによって、デジタルフィードバック制御ループ２００のプリディストーション関数は、図４に示されるような区分線形関数によって近似される。
【００４２】
図３はさらに、ＲＦ増幅器４００の利得に影響させるためのデジタル自己学習制御モジュール２１０を示し、これはＲＦ増幅器４００とデジタルフィードバック制御ループ２００との間のフィードバック経路内、具体的にはローパスフィルタ３０４とＳＳＢ変調器２０４との間に、配置されたデジタルフィードバック制御ループ２００内にもたらされる。自己学習制御モジュール２１０は、入力パラメータとして、ＲＦ増幅器４００への入力電力Ｐ１と、ＲＦ増幅器４００に接続されたＲＦ送信アンテナのボディコイル負荷Γと、デジタルベースバンド変調器１００によってＲＦ増幅器４００にもたらされるＤＣ供給電圧Ｖｄｃと、ＲＦ増幅器４００の温度Ｔとを有する、数学的モデルＧ（Ｐ１，Ｖｄｃ，Ｔ，・・・）に基づいて自己学習する。それによって、デジタル自己学習制御モジュール２１０は、ＲＦ増幅器４００の大きさ及び位相によって表される利得を制御するように、フィードバックループを供給する。
【００４３】
具体的には、入力パラメータは、利得増加と利得圧縮との両方があるＲＦ増幅器４００への上記入力電力を備える。ボディコイル負荷Γ、及び／又は複数要素ボディコイルの結合行列Ｓボディコイル、すなわちボディコイルの負荷及び結合は、患者の質量及び位置に依存する。それによって、Γはボディコイルチャネル当たりの反射係数であり、Ｓは接続されたコイルポートの散乱行列（Ｓ行列）であり、反射及び結合を表す。ＤＣ供給電圧Ｖｄｃは、前のパルス履歴、エネルギー蓄積の大きさ、及び電源としてのデジタルベースバンド変調器の動的挙動に依存する。増幅器温度Ｔも、前のパルス履歴に依存する。初期化のために、自己学習アルゴリズムは、数学的モデルＧ（Ｐ１，Ｖｄｃ，Ｔ，・・・）の入力パラメータを決定するために、非線形ＲＦ増幅器４００の自己特性化を行うようになり、これは患者負荷コイルΓ上に放射される数ミリ秒の期間の数個のＲＦパルスからなることになる。これらのＲＦパルスは、ＲＦ増幅器４００の利得Ｇ（Ｐ１）、又は所与のボディコイル負荷Γを決定するために、反復した電力掃引を含むようになり、パルス化されたプリディストーションされたデジタルベースバンド信号のパルス履歴と、ＲＦ増幅器４００のそれぞれ修正された利得曲線Ｇ（Ｐ１）との間の関係を調べるために、プリディストーションされたデジタルベースバンド信号の一定のパルスを間欠的に放射する。実際の撮像パルスの間、デジタルフィードバック制御ループ２００は、検出された差を観測し、それらから（自己）学習し、及びしたがってパルスごとに改善するように数学的モデルパラメータを微調整することができる。それによって、デジタルフィードバック制御ループ２００は、コンピュータ／マイクロコントローラ／ＦＰＧＡ／ＡＳＩＣ上で実行するコンピュータプログラムによって実現されることができ、前述及び後述のように入力のためにＡ／Ｄ変換器、及び出力のためにＤ／Ａ変換器を必要とする。
【００４４】
自己学習制御モジュール２１０はニューラルネットワークを備え、入力パラメータは、さらに又は代替として、ＲＦ送信システムの個々のトランジスタのバイアス電圧、ＲＦ送信チェーン内に分散されたＲＦセンサなどのピックアップコイル、過去及び将来のＲＦパルス、ＲＦ送信システムの経時変化についての特定の学習における寿命、他のＲＦコイル及び／又はＲＦ増幅器との潜在的結合、検査条件、例えば、患者重量、撮像位置、用いられるＲＸコイル、ＭＲシーケンスパラメータ、患者ファイルなどから取られたＵＩパラメータ、設置基盤からの情報及び／又はＭＲシステムパラメータなどを備える。
【００４５】
特定のベースバンド要求振幅（図４のＸ）に対して、対応する線分（ＮからＮ＋１）が決定される（２０７）。複素誤差電力（ΔＡＸ）は、対応するベースバンド要求振幅（Ｘ）に対するプリディストーション関数の誤差を定義する。区分線形関数は、複素誤差電力と、関連付けられた複素係数（ＡＮ及びＡＮ＋１）との比例分を加算することによって、プリディストーション更新モジュール２０８によって更新される。加算される量は、当該の線分に関連付けられた要求振幅（Ｎ及びＮ＋１）に対する、要求振幅（Ｘ）のオフセット（α及び１−α）に比例する。このようにして、複素係数（ＡＮ及びＡＮ＋１）は、フィードバック信号によって検出された利得及び位相誤差を反映するように更新される。複素誤差電力をプリディストーション関数係数に加算することは、誤差を積分する効果を有する。積分利得並びに対応する積分時定数及び整定時間は、加算されることになる誤差の比例分を調整することによって制御され得る。これは積分利得がベースバンド要求振幅に応じて調整されることを可能にし、制御ループ整定時間は要求に依存しないことを確実にする。
【００４６】
プリディストーション関数２０２は、フィードフォワードプリディストーション適用モジュール２０２により要求振幅によってインデックス付けされ２０１、ＳＳＢ変調器２０３を用いてベースバンド要求に適用される。フィードバック経路内に維持されるプリディストーション関数２０８の係数は、フィードフォワードプリディストーション関数２０２に直接渡される。このようにして、デジタルプリディストーション信号を供給するデジタルフィードバック制御ループ２００のプリディストーション関数は、プリディストーション関数がフィードバック制御を通じて更新されながら、フィードフォワード制御として適用される。
【００４７】
しかし、図３を参照すると、点ＡにおけるＤＡＣ４０１への入力から、点ＢにおけるＡＤＣ４０４の出力までの信号経路内に、かなりの遅延（ΔＴ  ＡＢ）が存在する。補償されないと、この遅延は、２０６でフィードバック信号を要求と比較するとき、大幅な利得及び位相誤差を導入する。ベースバンド要求とフィードバック信号との間の位相可干渉性を確実にするために、外部信号経路内の遅延に対応する遅延（ΔＴ  ＡＢ）だけ、ベースバンド信号は５０１で遅延され、キャリア周波数信号は５０２で遅延される。制御ループが正しく動作するように、この遅延は、後に説明されるように正確に較正される。
【００４８】
図５は、本発明の好ましい実施形態による、ＦＰＧＡにおける図１のＲＦ送信システムの実装形態を示す。それによって、デジタル信号処理のため、及び制御ループ挙動を特性化及び監視する、並びに必要な較正を行うために、適切なサンプリング周波数を選ぶことに主として関連付けられる、いくつかの追加の方策が必要である。具体的には、インターフェースのためのクロックドメインはインターフェース接続する構成要素に応じて１０／５０／１００ＭＨｚであり、ベースバンドに対してはすべてのフィールド強度に対して１０ＭＨｚ固定であり、キャリアに対しては３００／４００ＭＨｚで、３テスラまでの動作に対して３００ＭＨｚ及び７テスラでの動作に対して４００ＭＨｚであり、フィードバックに対しては１５０／１３０ＭＨｚで、３テスラまでの動作に対して１５０ＭＨｚ及び７テスラでの動作に対して１３０ＭＨｚである。これらのサンプリング周波数は、市販のＦＰＧＡ、ＤＡＣ、及びＡＤＣ構成要素のために都合がよい。しかし制御ループは、選ばれたサンプリング周波数がナイキストサンプリング基準に適合する限り、任意のサンプリング周波数のセットで動作することができる。
【００４９】
制御ループは、様々なシステム構成要素にインターフェース接続され得る。クロック周波数は、当該の構成要素に依存する。変調波形は通常、１０ＭＨｚで動作するＲＦパルス波形生成器を用いて、時間スケジューリングされた制御を通じて生成される。ベースバンド要求信号は、変調周波数レートＦＭＯＤで生成される。これは３Ｔ及び７Ｔ  ＴＣＩ変形形態の両方に対して１０ＭＨｚであり、したがって必要なベースバンド帯域幅に関連付けられたナイキストサンプリングレートより十分に高い。実際にはベースバンド帯域幅は、ＲＦ増幅器４００及びそれに続くアンテナ共振器の限られた帯域幅、通常１ＭＨｚ未満、によって制限される。キャリア周波数要求信号は、ＤＡＣサンプリング周波数ＦＤＡＣにおいて生成される。これは３テスラまでに対して３００ＭＨｚ、及び７Ｔ変形形態に対して４００ＭＨｚである。フィードバック制御ループは、ＡＤＣサンプリング周波数レートＦＡＤＣにおいて動作する。これは３テスラまでに対して１５０ＭＨｚ、及び７Ｔ変形形態に対して１３０ＭＨｚである。これらの周波数は、帯域幅制限されたサンプリング条件のもとでのナイキストサンプリングレートに適合する。
【００５０】
クロックドメインの交差部におけるアップサンプリングフィルタは、ＦＭＯＤでのベースバンド信号を、それぞれＦＤＡＣ及びＦＡＤＣで動作するＤＡＣ及びＡＤＣ周波数領域に移動させるために用いられる。クロッキングを簡略化し、様々なクロックドメインの間の位相可干渉性を確実にするために、ＦＤＡＣ及びＦＡＤＣ周波数は共にＦＭＯＤの倍数である。ＦＤＡＣ及びＦＡＤＣの選択は、構成要素の入手可能性によって制限され、及び特定の磁気共鳴、ＭＲ、フィールド強度における、様々な原子核に関連付けられた実際のキャリア周波数に強く依存する。制限されたＤＡＣ及びＡＤＣサンプリング周波数は結果としてエイリアシング、及び様々なキャリア周波数に対してアンダーサンプリングを生じる。ＦＰＧＡ実装形態の様々な構成要素は、参照により組み込まれている以下で示される記号参照リスト内で述べられる。
【００５１】
ＤＡＣ３０５０利得は、減衰器５０１０を通じて補償されるｓｉｎｃ関数（ｓｉｎ（ｘ）／ｘ）と、ＲＦ増幅器５０２０の入力での公称利得に対する変調波形振幅とに従う。この目的のために、並びに制御ループがＲＦ増幅器５０２０によって導入される誤差を補償することを可能にするために、一定量の利得ヘッドルームが、ＤＡＣ３０５０の出力に割り当てられなければならない。デジタル制御ループロジックがＲＦ増幅器５０２０内に統合されていないとき、ＲＦ増幅器５０２０に対するケーブル損失を考慮するために、追加のヘッドルームが必要になり得る。順方向信号経路において、ＳＳＢ、単側波帯は、ＳＳＢ変調器３０２０とも呼ばれ、キャリア周波数に対するベースバンド要求をシフトさせて、キャリア要求を形成する。ＳＳＢ２０７０は、プリディストーション関数によって定義される補正係数を用いてベースバンド要求信号を調整する。調整されたベースバンド要求は、プリディストーション補正係数がゼロであるとき、及び／又は制御ループが開かれているとき、ベースバンド要求に等しい。
【００５２】
図６は、フィードバック経路内のアナログ構成要素を特性化するために必要な基本的な較正手順を示す。正規化された誤差信号（ＩＮＥ及びＱＮＥ値）は、開ループフィードバック信号の複素利得を定義する。極座標に変換することで、スカラー利得（Ｇ）及び位相（θ）を供給する。遅延測定は、図６の右側に示されるように、異なる周波数における較正された位相を決定することからなる。選ばれた周波数差は、予期される遅延値の範囲と、測定の精度との間の妥協である。
【００５３】
本発明は、図面及び上記の説明において詳しく例証され、述べられたが、このような例証及び説明は、例証となるもの又は例示であり限定的ではなく、本発明は開示された実施形態に限定されない。本発明の実施において、開示された実施形態に対する他の変形形態は、図面、本開示、及び添付の特許請求の範囲の考察から当業者によって理解され、達成され得る。特許請求の範囲において、「備える、有する」という用語は、他の要素又はステップを除外せず、及び単数形は複数を除外しない。単にいくつかの方策が相互に異なる独立請求項に記載されているという事実は、これらの方策の組合せが有利に用いられることができないということを示すものではない。特許請求の範囲におけるいずれの参照記号も、範囲を限定するものと解釈されるべきではない。さらに、明瞭にするために、図面内のすべての要素には、参照記号が与えられていない場合がある。
【符号の説明】
【００５４】
１００  デジタルベースバンド変調器
２００  デジタルフィードバック制御ループ
２０１  インデックスモジュール
２０２  フィードフォワードプリディストーション適用モジュール
２０３  単側波帯変調器
２０４  ループ単側波帯変調器
２０５  コンピューティングモジュール
２０６  減算モジュール
２０７  インデックスモジュール
２０８  プリディストーション更新モジュール
２１０  自己学習制御モジュール
３００  キャリア周波数変換デバイス
３０１  キャリア周波数生成器
３０２  キャリア単側波帯変調器
３０３  キャリア周波数生成器
３０４  ローパスフィルタ
４００  ＲＦ増幅器
４０１  デジタル−アナログ変換器
４０２  ＲＦ増幅器
４０３  直接結合器
４０４  アナログ−デジタル変換器
５０１  遅延モジュール
５０２  遅延モジュール
１０１０  ＧＡＴＴＮ；減衰器設定
１０２０  ノイズレベル；キャリア信号に加算されることになるＰＲＮＧノイズの振幅。ノイズを追加することは、増加されるノイズフロアを代償として、ＤＡＣによって生成されるデジタルキャリア信号内のスプリアス信号を低減する。
１０３０  ωｃ、θｃ；キャリア周波数及び位相。キャリア周波数は、ＦＤＡＣにおける位相増分として定義される。
１０４０  Ｉｍ、Ｑｍ；複素ベースバンド変調波形サンプル。ＲＦパルス変調波形を定義するために、通常は規則的なサンプルグリッド上の、サンプルのシーケンスが必要である。
１０５０  ωｍｉ、θｍｉ、Ａｍｉ；ベースバンド周波数、位相及び振幅サンプル。ＲＦパルス変調波形を定義するために、通常は規則的なサンプルグリッド上の、サンプルのシーケンスが必要である。
１０６０  フィードバック遅延（ｎ．ｘ）；小数フィードバック遅延。フィードバック遅延はＦＡＤＣサンプルにおいて表され、整数成分（ｎ）と小数成分（ｘ）とを有する。
１０７０  フィードバック遅延（ｎ．０）；整数フィードバック遅延。フィードバック遅延は、整数個のＦＡＤＣサンプルにおいて表される。
１０８０  フィードバック位相；フィードバックキャリア周波数位相。フィードバック位相は、キャリア周波数の位相としての小数遅延を定義するために用いられる。
１０９０  ωｃ、θｃ；キャリア周波数及び位相。キャリア周波数は、ＦＡＤＣにおける位相増分として定義される。
１１００  ＧＡＴＴＮｓｉｎｃ（ωｃ）；減衰器利得補償。
１１１０  監視信号Ａ／Ｂを選択する；受信器ＲＸ  １及びＲＸ  ２に出力されることになる監視信号を選択する。
２０１０  乗算器；複素変調波形に、複素ダイレクトデジタルシンセサイザ、ＤＤＳ、によって生成される変調波形を乗算する。
２０２０  Σ；ＤＤＳにより生成される変調波形を、単一複素ベースバンド変調波形と組み合わせる。
２０３０  ＤＤＳ；いくつかのＤＤＳ波形生成器の１つ。ＤＤＳ波形生成器の数は構成パラメータである。ＤＤＳ波形生成器は、ベースバンド変調波形が周波数、位相、及び振幅波形の観点から生成されることを可能にする。
２０４０  積分器；サンプリングされたベースバンド変調波形をＦＭＯＤに対して補間する。補間器はシステムが、ＦＭＯＤより低い周波数でベースバンド変調波形を定義することを可能にし、デジタルネットワーク帯域幅及び計算性能を低減する。
２０５０  インデックス付け；プリディストーション関数を、ベースバンド変調波形の振幅によってインデックス付けする。
２０６０  プリディストーション関数；インデックスを、ベースバンド信号に適用されることになる複素補正係数にマッピングする。
２０７０  ＳＳＢ；プリディストーション補正係数を用いてベースバンド信号を調整する。
２０８０  １５／１３；ＦＭＯＤでのベースバンド信号の、ＦＡＤＣへのレート変換。
２０９０  １５／１３；ＦＡＤＣでのプリディストーション係数更新の、ＦＭＯＤへのレート変換。
３０１０  ＮＣＯ、数値制御演算器；ＦＤＡＣで動作するキャリア周波数生成器。
３０２０  ＳＳＢ；ベースバンド信号をシフトしてキャリア周波数まで上昇させる。
３０３０  ＰＲＮＧノイズ；擬似乱数ノイズ発生器。
３０４０  加算器；ノイズをデジタルキャリア周波数信号に加算する。
３０５０  ＤＡＣ；キャリア周波数信号のデジタル−アナログ変換。
４０１０  ＡＤＣ；順方向電力アナログ−デジタル変換器。
４０２０  ＡＤＣ；反射電力アナログ−デジタル変換器。反射電力信号は、将来の拡張のために予約される。
４０３０  乗算器；フィードバック信号を、減衰器の較正された利得、及びＤＡＣのｓｉｎ（ｘ）／ｘ利得に適合するように調整する。
４０４０  ＮＣＯ；ＦＡＤＣで動作するキャリア周波数生成器。
４０５０  τｎ；フィードバック信号を、外部構成要素の信号遅延に適合するように遅延させる。ＦＡＤＣにおける整数遅延を補償するのみである。
４０６０  加算器；小数フィードバック遅延に関連付けられたキャリア周波数位相を、要求されるキャリア周波数位相に加算する。
４０７０  ミキサ；キャリアフィードバックをベースバンド信号に変換し、また第２高調波生成物を生成する。
４０８０  ＬＰＦ；フィードバック信号から第２高調波ミキサ生成物を除去する。
４０９０  ＳＳＢ；ベースバンドフィードバック信号を複素電力信号に変換する。
４１００  Ｉ２＋Ｑ２；ベースバンド信号の電力を計算する。
４１１０  加算器；複素フィードバック電力信号からベースバンド電力を減算して、誤差電力を形成する。
４１２０  インデックス付け；プリディストーション関数を、ベースバンド変調波形の振幅によってインデックス付けし、誤差電力を用いて更新されることになる係数を選択する。
４１３０  係数を更新する；選択されたプリディストーション係数に、誤差電力を比例的に加算し、実効的に残留複素誤差電力信号を積分する。
４１４０  τｎ．ｆ；外部構成要素の信号遅延に適合するように、ベースバンド信号を遅延させる。
４１５０  ＭＵＸ；それぞれ受信器ＲＸ  １及び受信器ＲＸ  ２に出力されることになる監視信号の１つ又は２つを選択する。
【図１】
2020537847.tif 000003
【図２】
2020537847.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５−Ｉ】
2020537847.tif 000007
【図５−ＩＩ】
2020537847.tif 000008
【図６】
2020537847.tif 000009
【国際調査報告】
2020537847.tif 000010
2020537847.tif 000011