(57)【要約】本発明はノードを含む通信ネットワークに関する発明であり、ノードは近い将来サービスされる５Ｇを含む既存のネットワーク上においても通信が可能である。１つ、またはいつくか、またはすべてのノードは近い将来には前世代となる４Ｇ上での通信が可能である。第３のノードは、１）現世代の通信ネットワーク上で第１のノードから最初の信号、２）現世代の通信ネットワーク上で最初の信号を第２のノードが中継した信号である第２の信号、３）前世代の通信ネットワークを介して第１のノードおよび（または）第２のノードからネットワークの次元パラメータの信号の３つの信号を受け取る。ネットワークの次元パラメータを受け取ることで、第３のノードは第１および第２のノードの正確な位置を決めることができる。ネットワーク次元パラメータ関数を用いることで、第３のノードは第１の信号と第２の信号の相関を取り、そこからより簡潔な信号を生成することができる。【選択図】  図１【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のノードおよび第２のノードを含む繰り返しの配置パターンを持つ複数のノードと、
無線媒体を介して第１のノードおよび第２のノードと結合された第３のノードと、
無線媒体を介して第３のノードに接続された１つ以上の制御プレーンネットワークノードを持ったシステムにおいて、
第２および第３のノードが受け取る第１の信号を送信する第１のノードの手段と、
第３のノードが受け取る第２の信号を第１の信号として送信する第２のノードの手段と、
第３のノードが受け取るネットワーク次元パラメータを送信する１つ以上の制御プレーンネットワークノードの手段と、
第１の信号と第２の信号を１つ以上のネットワーク次元パラメータ関数として相関させる第３のノードの手段と、
第１の信号と第２の信号の相関に応じた簡素化した信号を送信する第３のノードの手段と、
を備えたことを特徴とするシステム。
【請求項２】
第１、第２、第３のノードは線形の線上に整列していることを特徴とした請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
前記簡素化された信号はアナログ・デジタル変換（ＡＤＣ）された後、デジタル領域にてデジタル無限インパルス（ＩＩＲ）フィルタ後の信号であることを特徴とした請求項１に記載のシステム。
【請求項４】
第１および第２の信号は、２０ＧＨｚ周波数から１２０ＧＨｚ周波数帯のミリ波信号であることを特徴とした請求項１に記載のシステム。
【請求項５】
第３のノードは、第１の信号と第２の信号を同相にし、簡略化した信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項６】
第３ノードは、アナログ・デジタル変換（ＡＤＣ）を行う受信モジュールと、簡易信号を生成する送信モジュールとを含み、受信モジュールと送信モジュールとは異なる基板に設けられていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項７】
第１ノードは、ＧＰＳクロック信号と同期して第１信号を生成するように構成され、第２ノードは、ＧＰＳクロック信号と同期して第２信号を生成するように構成されることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項８】
第１のノードは、主無線リンクが利用可能であるときには主無線リンクに関連する主無線周波数範囲上で第１信号を送信し、主無線リンクが利用可能でないときには副無線リンクに関連する副無線周波数範囲上で第１信号を送信することを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項９】
第１のノードは、ゲートウエイノードから１組の中間ノードを通して送られてくるダウンリンク信号から第１の信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項１０】
第１のノードは、１組の中間ノードを通して第１のノードに結合された無線移動体装置から送られるアップリンク信号から第１の信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項１１】
ネットワーク次元パラメータは、繰り返しの配置パターンにおける第１ノードと第２ノードのそれぞれの距離、またはその値によってそれぞれの距離を決定できる値、第１ノードと第２ノードの信号処理遅延またはその値によって信号遅延が決定できる値、そして第１の信号送信と第２の信号送信に関連する減衰量またはその値によって減衰量が決定できる値を含むことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項１２】
第１ノードは第１の信号を現世代のネットワーク上で送信し、第２のノードは第２の信号を現世代のネットワーク上で送信し、１つ以上の制御プレーンノードは前世代ネットワーク上でネットワーク次元パラメータを送信し、ネットワーク次元パラメータはリアルタイム係数または時変係数を含むことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項１３】
第１のノードから第１の信号を受け取り、第２のノードから第１の信号の再送信の信号である第２の信号を受け取る手段と、１つ以上の制御プレーンネットワークノードからネットワーク次元パラメータを受け取る手段と、第１の信号と第２の信号を１つ以上のネットワーク次元パラメータ関数として関連させる手段と、第１の信号と第２の信号との相関を用いて単純化した信号を送信する手段と、を備えることを特徴とした方式。
【請求項１４】
前記単純化された信号はアナログ・デジタル変換（ＡＤＣ）された後、デジタル領域にてデジタル無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ後の信号であることを特徴とした請求項１３に記載の方式。
【請求項１５】
第１および第２の信号は、２０ＧＨｚ周波数から１２０ＧＨｚ周波数帯のミリ波信号であることを特徴とした請求項１３に記載の方式。
【請求項１６】
第３のノードは、第１の信号と第２の信号を同相にして簡略化した信号を生成することを特徴とする請求項１３に記載の方式。
【請求項１７】
第１信号を、ＧＰＳクロック信号と同期され、第２信号を、ＧＰＳクロック信号と同期されることを特徴とする請求項１３に記載の方式。
【請求項１８】
第１信号を、主無線リンクが利用可能であるときには主無線リンクを通して受信され、第一信号を、主無線リンクが利用可能でないときには副無線リンクを通して受信される特徴とする請求項１３に記載の方式。
【請求項１９】
ネットワーク次元パラメータは、繰り返しの配置パターンにおける第１ノードと第２ノードのそれぞれの距離、またはその値によってそれぞれの距離を決定できる値、第１ノードと第２ノードの信号処理遅延または、その値によって信号遅延が決定できる値、第１の信号送信と第２の信号送信に関連する減衰量またはその値によって減衰量が決定できる値を含むことを特徴とする請求項１３に記載の方式。
【請求項２０】
第１ノードは第１の信号を現世代のネットワーク上で送信し、第２のノートは第２の信号を現世代のネットワーク上で送信し、１つ以上の制御プレーンノードは前世代ネットワーク上でネットワーク次元パラメータを送信し、ネットワーク次元パラメータはリアルタイム係数または時変係数を含むことを特徴とする請求項１３に記載の方式。
【請求項２１】
第１ノードからの第１信号および第１信号の再送信号である第２ノードからの第２信号を受信する手段と、
１つ以上のネットワーク次元パラメータの関数として第１信号と第２信号を関連させる手段と、
第１信号と第２信号の相関に応じて簡素化した信号を送信する手段と、
を備えるシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、２０１６年１０月３０日に出願された米国仮出願Ｎｏ．６２／４１４，７８６に対する優先権を主張する。
【図面の簡単な説明】
【０００２】
【図１】図１は共線ノードと直線ノードとを有する通信網のトポロジの一例を示す図である。
【０００３】
【図２】図２はいくつかの実施形態によるデジタル無限インパルス応答（ＩＩＲ）中継器網のノードの一例を示すブロック図である。
【０００４】
【図３】図３は空間光通信を用いて信号を送受信する従来のノードの一例を示すブロック図である。
【０００５】
【図４】図４は、繰り返しパターンにおけるノードのブロック図である。
【０００６】
【図５】図５は、ＩＩＲフィルタを実装したノードの一例を示す概略ブロック図である。
【０００７】
【図６】図６は、デジタルＩＩＲ中継網内の複数のノードを伝搬する原信号の強度と、原信号を受信した連続したノードから送信される原信号のコピーの強度の一例を示す概略図である。
【０００８】
【図７】図７はいくつかの実施形態によるＰＬＬモジュールの一例の概略ブロック図である。
【０００９】
【図８】図８は帯域外（ＯＯＢ）制御プレーン／ネットワークに使用することができるノード内のモジュールの一例を示す概略ブロック図である。
【００１０】
【図９】図９は、デジタルＩＩＲ中継網を用いて地理的に分散した領域に実施することができるＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ ）アーキテクチャの一例を示す図である。
【００１１】
【図１０】図１０は、帯域外（ＯＯＢ）からＭＵ−ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ  Ｕｓｅｒ−ＭＩＭＯ）への接続の一例を示す図である。
【００１２】
【図１１】図１１は４つの２×２モジュールを有するＭＩＭＯモバイルアンテナの一例の図である。
【００１３】
【図１２】図１２は制御プレーンネットワークを使用してネットワーク次元パラメータを通信ネットワークノードに提供する方法の一例のフローチャートである。
【発明の詳細な説明】
【００１４】
図１は、共線ノードと直線ノードとを有する通信ネットワーク１００のトポロジの一例を示す図である。通信ネットワーク１００は各クラスタ内の１３のノードにクラスタ１０２とクラスタ１０４、および各ノードにインターネットアクセスを提供するインターネットゲートウエイ１０６を含んでいる。通常の使い方は、無線リンクを介して相互接続された各クラスタ内に２０００以上のノードを有することができ、各ノードは所定の距離、例えば、５０メートルから２５０メートルの間隔に設置することができる。
【００１５】
いくつかの実施形態では、ノードＡ１〜Ａ１３およびＢ１〜Ｂ１３のそれぞれは街灯に接続することができ、それによって各ノードを実質的に規則的な間隔で特定の地理的位置に固定することができる。現代の多くの道路は直線および実質的に規則的な間隔で配置されているので、同じ街路上の電柱は一般に線形信号経路および実質的に規則的な間隔に沿って配置されている。この理想的な配置を活用し、ノードを等間隔の線形信号経路上の街路柱に結合することができる。それにより、ノードは同一線上に配置され、指向性ＲＦアンテナまたは他の指向性ＥＭ送信機のいずれかによって生成された信号を互いに送信することができる。そのため、自己バックホールの能力は、移動電話４Ｇネットワーク、これからの５Ｇネットワークなどのアプリケーションのためのバックホール容量と同様に発行体ネットワーク、スマートグリッドの補助機能、地下鉄でのモバイルインターネットアクセスにつかうことが可能になることが実証されている。
町の風景の明かり要求によって異なるが、電信柱は通常は２０ｍ離れているため、２つのノード間に他の街灯や他の物が存在することもありえる。
【００１６】
図に示すように、いくつかのノードは線形信号経路に沿って配置することができる。例えば、クラスタ１０４のノードＢ１〜Ｂ６において、特定の実施形態では、ミリ波信号（例えば、〜６０ＭＨｚ）がノード間で繰り返される。ノードＢ６などのノードは、ノードＢ５、Ｂ４、Ｂ３、Ｂ２、および（または）Ｂ１などの複数のノードから送信されたミリ波信号を受信する可能性がある。ノードＢ６がノードＢ４の送信した信号を受信したと仮定すると、ノードＢ５で受信した信号とノードＢ６で受信した信号は減衰やノードＢ４からのノードＢ５およびＢ６の相対的な距離が異なるため若干異なる信号である。ノードＢ６も同様にノードＢ５から送信された信号を受け取る。ノードＢ６は信号を２つの送信データを受け取るため（１つの送信はノードＢ４からの送信で、もう１つはノードＢ５からの送信）、ノードＢ６は受信した信号に対して相関法を適応し、強化された相関のある信号を得ることができ、複数の信号送信による干渉を減らすことができる。もし、ノードＢ６に相互接続されていて信号を受信していないノードがある場合には、ノードＢ６は、相互接続されたノードに相関信号を送信する。そのため、相関は、信号に対して、相互接続されたノード間の距離、相互接続された個々のノードでの信号処理遅延、複数送信した場合のそれぞれの減衰の関数として、計算される。もし、上記の相互接続された他のノードがノードＢ４および（または）ノードＢ５から送信された信号を受信した場合は、受信した側のこれらの相互接続されたノードは、受信した信号を複数送信するために相関法を適用できる。
【００１７】
ノードＢ５が第２の信号、すなわちノードＢ４から送信された１シンボルあたり１ビット以上含むシンボル時間信号、を受信すると、第２の信号をダウンコンバートすることができる。第１の信号の送信方法によって、第２の信号は、ベースバンド信号にダウンコンバートしても良いし、電気ベースバンド信号に変換されてもよい。第２の信号は、自由空間損失、大気吸収、葉などいろいろな原因により減衰する可能性があり、ＴＰＬ（電子部品）により伝搬遅延する。シンボル時間である第２の信号は、その後、フィルタ処理、信号処理、そして増幅処理をされる（ＴＰＬ＋Δρの時間遅延を持つ第３番目の信号となる。ただし、Δρは１ノードでの信号処理遅延である）。第３の信号は、次に、無線周波数帯にアップコンバートされ（そして（または）電気信号から光学信号に変換され）、他の相互接続されたノード（例えばノードＢ６）に送信される。
【００１８】
ノードは同一直線上にあるため、ノードＢ６が受信した第４の信号は、ノードＢ４からの第１の信号（さらなる信号減衰とｔｐｌ＋ｔｐ２の伝搬遅延を持っている）とノードＢ５からの第３の信号（信号減衰とｔｐｌ＋ｔｐ２＋Ａｐの伝搬遅延を持っている）の合成である。第４の信号に対してエコーキャンセルや他の信号処理（ＳＰ）の技法と同様な信号処理の技術を用いてノードＢ６において信号相関処理を行い、第５の相関信号を取得する。理想的には、デジタル信号への変換は時間遅延が多くなるため、デジタル信号変換をせずにアナログ信号にて相関処理を行う。
【００１９】
クラスタ１０２およびクラスタ１０４は合計で１ＧＢＰＳ以上のイーサーネットトラフィックの帯域幅を持つことができる。通信ネットワーク１００は、インターネットゲートウエイノード１０６から発せられるトラフィックがクラスタ１０２およびクラスタ１０４の各ノードに進む接続形態（トポロジー）である。クラスタ１０２およびクラスタ１０４の各ノードは、インターネットゲートウエイノード１０６から他の相互接続されたノードに向けて繰り返しアナログ信号を発信する。ノードはパケットを保存も転送もしないので、データ配信が必要とする遅延は非常に小さい。クラスタ１０２とクラスタ１０４内のアクティブリンクは、例えば、メッシュ接続形態がループのないツリー構造を形成するなど、ツリー構造手法または他の代替手法を形成するなどの、事前に定義された方法により決定することが可能である。クラスタ１０２およびクラスタ１０４は、トランク（幹）方向がインターネットゲートウエイノード１０６の方向でかつ、リーフ（葉）方向がノードの方向であるリーフ・トランク従来技法を有することができる。
【００２０】
メッシュ型ネットワークの主な基準は、クラスタ１０２およびクラスタ１０４の各ノードがインターネットゲートウエイノード１０６のデータトラフィックを受信することができることである。ノードＡ１からＡ１３およびノードＢ１からＢ１３のうち１つ以上のノードは、直線状のノードは相関のための繰り返される複数の送信信号を受信することができるために、直線上にないといけない。さらに、ノードＡ１―Ａ１３およびノードＢ１―Ｂ１３は、ＷｉＦｉまたは１以上の物理的にワイヤー接続されたイーサーネットを経由して無線または有線でエンドユーザデバイスに接続することができるため、エンドユーザはインターネットゲートウエイノード１０６を通してインターネットアクセスが可能となる。
【００２１】
多指向性ビームを、同相方法により同じ信号を繰り返し送信ことで、複数の同一線上および（または）共線上の複数のノードから送られる信号を強化することに使用することもできる。
ノードからノードへ送られる各信号の次に送信することは、相関を持たせることができ、信号を強化することが可能で、ネットワーク全体の範囲を広げることを可能になり、信号を複数送ることで干渉を低減することができる。
【００２２】
これにより、メッシュ型ネットワークは、２０００以上のノードまで拡張することができる。すなわち、パケット遅延に関係する実トラフィックのペイロードの速度の低下を起こすことがない従来のＷｉ−Ｆｉのメッシュ型ネットワークのノードサイズの少なくとも２０から５０倍である。この大規模なネットワークサイズは、アップコンバートされたＲＦ信号および（または）自由空間光信号をベースバンド電気信号にし、パケットの保存および転送をすることなくアップコンバートされたＲＦ信号および自由空間光信号に戻すことを高速に繰り返すことができることとなる。
【００２３】
図２は、いくつかの実施形態による、デジタル無限インパルス応答（ＩＩＲ）中継網のノード２００の一例を図示したものである。ノード２００は、送信機Ｔｘ１〜Ｔｘ４、受信機Ｒｘ１〜Ｒｘ４およびマトリックススイッチ２０２を備えている。マトリックススイッチ２０２は、送信機Ｔｘ１〜Ｔｘ４のデータ、受信機Ｒｘ１〜Ｒｘ４のデータ、そして他の内部のノードトラフィックデータを制御する。内部ノードトラフィックは、テレメトリー情報（ノードとネットワークのそれぞれの診断データを含む）およびＷｉ−Ｆｉメッシュアクセスポイント（以降「ＡＰ」）やギガイーサーネットポート１０００  Ｂａｓｅ−Ｔ  からの外部バックホールのトラフィックデータから成る。
【００２４】
メッシュトポロジはループのないツリー構造を形成するので、マトリックススイッチ２０２は、ネットワークトポロジおよびリンクの方向に従って送信機Ｔｘ１〜Ｔｘ４および受信機Ｒｘ１〜Ｒｘ４を配置するように再構成することができる。いくつかの実施形態においては、マトリックススイッチ２０２は、ノードの受信機の１つをそのノードの送信機の１つに接続する論理回路で構成可能で、ここでの送信機は他の相互接続されたノードとの１つ以上のアクティブリンク側で受信される信号の再送信を行う。例えば、送信機Ｒｘ４がＴｘ１およびＴｘ２にサポートされているアクティブリンクを介して送信された信号を受け取った場合、マトリックススイッチ２０２は受信データを受信器Ｒｘ４から送信機Ｔｘ１およびＴｘ２にルーティングを行い、アクティブリンク経由で他のノードに送信を行う。送信器Ｔｘ３はアクティブリンクをサポートしていないと仮定すると、送信器Ｔｘ３は受信信号を送信しない。さらに、マトリックススイッチ２０２は、他のノードに相関信号を送信するためすべての同一方向に入力されてくるトラフィックデータの相関を取ることもできる。
【００２５】
図３は、自由空間光通信を使って送受信を行う従来のノードの一例のブロック図３００を示している。ノードは、光学送信器Ｔｘｌ〜Ｔｘ４、光学受信器Ｒｘ１〜Ｒｘ４、および相関計算プロセッサ３３０を有するマトリックススイッチ３０２から構成される。ここでは、受信器Ｒｘ１〜Ｒｘ４は光学信号から電気信号へ変換する論理ブロックから成り、送信器Ｔｘ１〜Ｔｘ４は自由空間の光学信号を生成するために電気信号から光学信号へ変換する論理ブロックから成る。
【００２６】
受信器Ｒｘ１は、光検出器３２０を使用して隣接ノードおよび（または）隣接ノードの外側の直線上に配置されたノードからのレーザ信号を検出する。光信号が電気信号に変換されると、変換後の電気信号は、増幅器３２２により増幅され、フィルタ３２２によりフィルタ処理される。フィルタ処理された信号は、マトリックススイッチ３０２に入力される。マトリックススイッチ３０２は、フィルタされた信号を、フィルタ３３２によるパルス整形フィルタ処理後にいずれかの送信器を使用してダウンストリームまたはアップストリームのノードに送信し、ＬＥＤレーザーダイオードドライバー３３４により光信号に変換される。送信器Ｔｘ１〜Ｔｘ４および受信器Ｒｘ１〜Ｒｘ４は、同様のハードウエア構成で、同じ光波長に対して処理を行う。
【００２７】
テレメトリ情報のデータおよび（または）ビデオカメラ、オーディオマイク、および他のノードに接続されたデバイスからの補助トラフィックデータなど、内部ノードで生成されたトラフィックデータは、ＩＰプロトコルに従ってデジタル化されパケット化される。これらのパケットデータは、Ｗｉ−Ｆｉのロジックブロック３２８または他の接続手段を介して、ギガイーサーネットレイヤー２スイッチ３２６に供給される。レイヤ２スイッチ３２６は、トラフィック衝突を回避可能なように、レイヤ２スイッチ３２６内のＦＩＦＯ（Ｆｉｒｓｔ  Ｉｎ  Ｆｉｒｓｔ  Ｏｕｔ）を調整するためマトリックススイッチ３０２内の相関計算プロセッサ３３０からの制御を有する。
【００２８】
レイヤ２スイッチ３２６から出力されるパケット信号は、ギガビットイーサーネットパケット規格に準拠する変調／符号化器  ＋  復調器／復号化器３２９に送られる。デジタル信号は、その後、ノードの送信器Ｔｘ１〜Ｔｘ４のいずれかに送信するために変調され符号化される。デジタル信号の方向は、マトリックススイッチ３０２の構成によって決定される。相関計算プロセッサ３３０は、共線方向または直線方向のいずれかから受信した複数の信号の時間アライメントを取り、信号を強化し相関のある信号を形成し、複数の信号送信による干渉を削減する。アライメントは、クラスタ内のノードの地理的な位置情報から割り出される。地理的な位置情報は、隣接間のノードの共直線性とノード間の相対的な位置を決定するのに使用される。この情報は、相関のある強いパルス信号を形成し、複数の信号送信による干渉を削減するため、ノードの位相シフトおよび信号のレベルを決定するのに使用される。相関計算プロセッサ３３０は、信号が相関信号でないかを決定、すなわち相関計算プロセッサ３３０は、信号が相関信号であり転送すべきか、パルス信号間隔内にデータ衝突があると判断するかを決定する。
【００２９】
データ通信には、光信号だけでなく、ミリ波周波数帯の電磁波も用いられる。ミリ波周波数帯（例えば６０ＧＨｚまでの信号）においては、４ミクロンの経路差ですら、中継ノードのシリコン基板内（誘電率１１．９の基板）で信号伝搬に対して１度の位相シフトをもたらし得る。この現象は、受信用のオンチップアンテナおよび送信用のオンチップアンテナを含むアナログ中継器が中継ノードと同一基板（または同一チップ）に配置されていれば大きな問題ではない。なぜなら、中継器が正常に動作するために位相のコヒーレンシーが十分な高精度でオンチップアンテナ間のトレース長を制御することが可能である。しかしながら、これは、信号の正帰還を防ぐために受信した信号と送信した信号が少なくとも１００ｄＢ分離する必要があるという要件を満たしておらず、受信側の低雑音増幅器（ＬＮＡ）を飽和させてしまう。
【００３０】
中継器の受信側と送信側が別々のチップに組み込まれて１００ｄＢの絶縁要件を満たすのに十分なＲＦシールドを確保するのに十分な物理的な間隔を持ったマルチチップ実装においては、１ｎｓまでの周波数に応じた伝搬遅延と同様に位相確定が制御できないことになる。通常のサブキャリア変調方式（ＯＦＤＭ）では、長い中継チェイン（５つ以上の中継器ノード）による伝搬遅延は、マルチギガビットでのデータ転送のシンボル長に匹敵することもあり、その結果、結合されたデータは歪みや劣化をひどく生じ、受信側で元の信号の復号処理をするには高度な時間領域等化処理が必要になる。さらに、遅延および遅延“スプレッド”は、特に給電ラインがチップ内蔵型アンテナに接続されている場合は、さらに様々なインピーダンスの不整合や不連続によって除去できない信号の反射の影響を受けることになる。たとえ１．５の良好なアンテナ電圧定在波比（ＶＳＷＲ）ですら、信号電圧の約２０％、信号電力の４％が反射してしまう。給電点で４％の反射電力であればアンテナ送信効率を大きく劣化させるものではないが、反射波は送信器のパワーアンプ（ＰＡ）に結合し、ＰＡの出力信号を劣化されることになる。その結果生じる残響は、不要な遅延スプレッドを大幅に増加させる。
【００３１】
密度高く中継器を配置する場合は、ノード間空間が４０ｍ程度と短く、元の信号のコピー（位相が歪められ遅延のある信号）は同じ強度を持つ。この特性により、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ  有限インパルス応答）フィルタによる等化処理は効果的でなく、アダプティブＩＩＲフィルタのタップ遅延による等化フィルタが必要になる。しかしながら、ＩＩＲ等化フィルタ全てをアナログ領域で行う必要があり、厳密な意味でのアナログ領域での構築は簡単にはできず、アダプティブＩＩＲ等化フィルタのアルゴリズムはデジタル領域で行う必要があり、必然的に非常に高速なアナログ・デジタル変換コンバータ（ＡＤＣ）が必要となる。アナログＩＩＲ等化器は本質的に数値が正確ではないため、１０以上のノードのタップ長のシステムには適していないということもある。アナログＩＩＲフィルタは、各ノードによって発生する伝搬遅延スプレッドを正確にモデル化するためにはチェーン内の各ネットワークノードにつき少なくとも２つのタップが必要であるという事実があり、さらに複雑になる。
上記の問題の観点からも、本明細書に記載された様々の実施形態は、デジタルＩＩＲ中継網のノード間のミリ波信号などの通信信号に適応可能なデジタルＩＩＲ中継網の構成を提供するものである。ミリ波信号は強い指向性を持ち、短距離通信に適応可能であるため、街灯間通信などに適している。
【００３２】
本発明のミリ波信号は、例えば免許不要の周波数帯である６０ＧＨｚなどの２０〜１００ＧＨｚの周波数帯の信号を意図している。デジタルＩＩＲ中継網の基礎的なアーキテクチャは、特許出願番号ＵＳ９，０９４，１１９に記載されており、その全内容は本明細書に参考として記載している。
【００３３】
１．デジタル無限インパルス応答（ＩＩＲ）アプローチ
【００３４】
いくつかの実施例によれば、デジタル等化器を構成するにはＡＤ変換した後、デジタル領域でＩＩＲフィルタが構築されている。さらにデジタル等化器を実施するため、ダイレクトコンバージョン（すなわちゼロＩＦ）アーキテクチャが採用されることもある。  なぜならミリ波帯域に適した周波数の実現可能なコンバージョンであるためである。ダイレクトコンバージョンのアーキテクチャにおいては、ＡＤコンバータの出力はベースバンド（ＢＢ）レベルであるので、デジタルＩＩＲフィルタを構築するには、デジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）を使用するのが適している。デジタルＩＩＲの係数は、振幅と位相のそれぞれの値により決定される。例えば２つのメッシュノード間の最小距離を２０ｍとした場合、メッシュネットワークのノードの地理的位置の誤差は５ｃｍ以内とすることができ、ＩＩＲ係数の振幅は  ＋／−  ０．５％以内の精度で見積ることが可能であり、大規模なメッシュネットワークにおいても十分であると思う。
近距離ネットワークにおいては、メッシュノードのＩＩＲ係数の位相は地理的位置からのみでは決定できないが、後述するように位相とシンボルクロック同期のメカニズムを用いてリアルタイムに精度を良くすることが可能である。
【００３５】
図４は、繰り返し配置パターンにおけるノードのブロック図４００である。
ブロック図４００において、ノード４０２−１から４０２−９（全体をノード４０２とする）は、繰り返しの配置パターンを表している。図４内の繰り返しパターンの四角形は一例である、長方形、六角形などのパターンも使うことができる。簡単化した信号を生成するノードは、ＩＩＲフィルタなどの簡単化を行う技術を利用するために、繰り返しの配置パターンのフォームを知っておく必要がある。
【００３６】
図４の例では、例えば無線リンクやゲートウエイノードなどを介してメッシュで接続された無線デバイスなどの１つの単一ソースノードからの信号のすべての送信または再送信である時の複数の信号すべてが１つのノードから送受信できるように、ノード４０４は、複数のノード４０２からの複数の信号を関連付けるノードを代表とする意図がある。の単一のノードからの送信信号や再送信号である場合、ノード４０４は複数のノード（すなわちノード４０２の集合体）からの複数の信号の相関を取るノードを表すことを意図する。
ノード４０４は、繰り返しの配置パターン内の複数のノード４０２のそれぞれの距離関数を用いて生成された簡単化された信号を生成する。この関数は、ノード４０２の複数における信号の処理遅延および複数のノード４０２からの信号送信に伴う減衰も考慮できる。
【００３７】
矢印４０６は、複数のノード４０２からの複数の信号の相関に対応した簡単化された信号を表している。ノード４０２間を接続しノード４０４に接続している線は隣接していることを表しているが、ノード４０２およびノード４０４は遠くに配置されている他のノードの範囲内に存在する可能性があることは知っておくべきである。
【００３８】
図５はＩＩＲフィルタを備えたノードの例を示したブロック図５００である。ノードは受信アンテナ５０２、受信共線部分５０４、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）５０６、送信共線部５０８および送信アンテナ５１０を含む。受信共線部分５０４はアナログ・デジタル変換器５１４および電圧制御オシレータ（ＶＣＯ）５１６を含んでおり、送信共線分５０８は、電圧制御オシレータ（ＶＣＯ）５１８を含んでいる。受信アンテナ５０２により受信したミリ波信号は、受信共線部５０４によりアナログ・デジタル変換され、デジタル化された信号は、ＤＳＰ５０６によるＩＩＲフィルタ５１２により入力信号と出力信号が同位相化処理され、出力信号は送信共線部５０６によりデジタル・アナログ変換され、送信アンテナ５０８から出力される。
【００３９】
有利な点は、ＤＳＰ５０６は既にベースバンドモデムに入っているので、デジタルＩＩＲフィルタ５１２を構築するのはほとんど費用がかからない。それに対して、アナログＩＩＲフィルタは、必然的に大きく高価となりがちであり、ＩＩＲフィルタのアダプティブ係数を計算するには高速ＡＤＣがさらに必要になる可能性がある。そのため、アナログＩＩＲフィルタの実装は非常に高価になる。
【００４０】
さらに、ＤＳＰ５０６による計算の処理遅延により、元のミリ波信号（例えば入力信号）の各コピーされた信号は、元のミリ波信号およびそれぞれのコピーされた信号とも十分に離れている。そのため、コピーされた信号同志はお互いには干渉しづらく、それぞれのコピーで起こる遅延拡散はノードから次のノードへは累積されづらい。さらに、もし、線形上にチェーンに接続されているノードが完全に等間隔に配置されていれば、コピー信号（および元信号）も時間的に完全に等間隔となっているので、２つの連続するノード間時間間隔に等しい遅延を有するＩＩＲフィルタ５１２の単純なタップの遅延線アーキテクチャは、時間的信号相関のほとんどを除去できることとなる。
このことは、受信信号が直接は送信されないことを仮定している。というのは、このことは、現在のノードの前に来る全てのノードから発せられた元のミリ波信号のすべてのコピー信号の再送信号を意味し、連側的にコピーされた信号は連続的に累積が溜まるため、ＩＩＲフィルタ５１２はどんどん不安定になり、等価処理は大変難しくなる。さらに、遅延スプレッドが累積するので、ＩＩＲフィルタ５１２は常に遅延スプレッドが増加することを考慮する必要があり、処理遅延と遅延スプレッドの両方を扱う必要があるので非常に複雑なＩＩＲアーキテクチャが必要となる。
【００４１】
さらに、受信した信号（すなわち入力信号）を送るのではなく、ＩＩＲフィルタ処理した信号を再送信することにより、合成波形はきれいな減衰のくし型になり、前述した単純な遅延線アーキテクチャには、少なくても理論上はより適している。しかしながら、遅延スプレッド、遅延ジッタ、さらには多くの環境ノイズ（熱および揺らぎからのノイズ）の組み合わせと干渉により、トータルの経路長が長い場合は、信号が壊れてしまうこともある。図６は、デジタルＩＩＲの中継網内の複数のノードを通して伝搬する元の信号の強度と元の信号を受信した連続するノードから送られてくる元の信号のコピー信号の強度の例を表したグラフ６００である。
【００４２】
信号の累積的破壊を減らすため、ノード１−５で生成されたＩＩＲ処理された各信号は、復調後にさらにシンボルレベルで再生成され、再送信を行うために、再整形して再度変調が行われる。低いビットエラー率（ＢＥＲ）を必要とするシンボルレベルの判定（スライス）が正しい限り、再成された信号はノード０から送信された元のミリ波信号に近い信号となり、再送信されたコピー信号は、信号の破損による影響は大きくは受けないはずである。
デジタル領域でのＩＩＲフィルタおよびその後に続く復調とシンボル量子化（もっと一般的な言い方をすれば、ベクトル量子化などのハードウエアや出力を前方誤り訂正（ＦＥＣ）に転送する最尤決定法などのソフトウエアによるシンボル判定）は、既にベースバンド復調処理の一部になっており、再生されたシンボルはベースバンド復調器および復号処理に関連したステージからの出力されたストリームから直接取り出すことができる。実際には、シンボルの再生成は追加のＤＳＰ処理は必要ないと思うので費用的にもかからない。再送信のために再生されたシンボルを使用するメリットは、シンボルが正しく検出される限り、ノイズ、干渉、遅延スプレッドなどによる信号の歪や破壊を大幅に防ぐことができることであり、これにより低ＢＥＲ環境においてはかなりにおいて、正しいデータが得られる。ダウンストリームのエラー伝搬を防ぐことにより、再生成はすべてのダウンストリームノードのＢＥＲを向上する。しかし、シンボル判定のエラーは、ダウンストリームに伝搬するため、すべてのダウンストリームノードのＢＥＲを増加させてしまう危険をはらんでいる。そのため、すべての判定型等化法と同様に、本明細書にて記載したデジタル領域でのＩＩＲ等化法は、非線形等化法であり、極めて非線形の動作を示す。一方で、良く構築された線形等化器は符号間干渉（ＩＳＩ）を減らすことはできるが、再生等化器はＢＥＲが非常に高い時には、より高いエラーの伝搬を起こしてしまう可能性がある。
【００４３】
ミリ波周波数帯（例えば〜６０ＧＨｚ）では、比較的小さなフェーズドアレイでも極めて狭いビーム幅を発することができる。このため、２つの重要なことが単純化できることになる。１つ目は、隣接する線形チェーンからの干渉は実質上無視できるため、ＩＩＲフィルタは単一のリレーチェーンのみを考慮すればよいということである。２番目は、非常に狭いビーム幅と回折効果による無視できるレベルの影響は、マルチパスによる受信レベル変動が無視できることを意味する。大気吸収の指数関数的減衰特性を乗じた自由空間の伝搬の逆二乗法則に幅（値）は従うため、ＩＩＲ係数の値を得ることは非常に簡単である。大気吸収は大気の水蒸気量にあまり影響を受けず、リアルタイムにＩＩＲ係数を得るには監視する必要がある。しかしながら、ＩＩＲ係数の位相関数は送受信のノード間の正確な距離に非常にセンシティブであり、ネットワークノード間の距離で２．５ｍｍの誤差があっても、他のＩＩＲ係数の値において全て無視できるとしても、トータル位相での誤差につながってしまう。
【００４４】
ＩＩＲフィルタの重み付けタップに関連した複素位相角は、再送信号が自由伝搬搬送波の位相と完全に一致した場合に、理想上はゼロとなる。これは、局部発信器の位相（および周波数）をロックする搬送波位相捕捉位相で実現でき、再送される信号を変調するための位相同期局部発信器を用いて達成される。しかしながら、受信アンテナと送信アンテナの自由伝搬搬送波間の位相差と同様に、変調段と送信アンテナ間の位相差に注意をする必要がある。この注意を払えば、送受信アンテナおよびＲＦ電子機器が同じ基板に搭載されていても問題は起きないはずである。しかし、送受信間の１００ｄＢアイソレーション要件により、実現できない場合がある。
【００４５】
搬送位相捕捉または復調は前述の方法が機能することであることは明らかである。
符号を復調し送信した情報を復調するためには、シンボルクロックの復調と共に搬送波の復調は正確である必要がある。シンボルクロックは正しい周波数でも間違った位相では正しく動かない。ただし、ミリ波デバイスは、位相とクロックの復調を困難にする非常に高い位相ノイズを有する傾向にある。幸いにも、近年のミリ波技術の進歩により、既存のミリ波周波数帯（例えば〜６０ＧＨｚ）の受信器は高い次数のＱＡＭ（直交振幅復調）信号を正確に復調できるかなり正確な搬送波復調機能をもった装置が既に製品化されている。ＱＡＭ復調は、Ｉ軸とＱ軸を適切にアライメントを取るために正確な周波数と正確な位相同期が要求される。搬送波周波数推定に誤差が少しでもあると、受信信号配置は受信器のＩ−Ｑ平面において連続的に回転して、推定誤差により、受信した信号配置は仮定したＩ−Ｑ軸に対して相対的に回転してしまう。３２ＱＡＭは６４ＱＡＭなどの高次数のＱＡＭは、かなり大きな集合になるため、小さい位相誤差でも大きな位相エラーベクトルとなり、受信器により達成された技術をより際立たせるものとする。
【００４６】
上記問題を考慮し、いくつかの実施例においては、再送された信号と受信された信号はお互いに同相であることを確実にするため、受信チップと送信チップは同じ基板に置かれ、受信チップと送信チップのそれぞれのアンテナを集積する。
【００４７】
いくつかの実施形態においては、再送信号と受信信号の同相状態を確実にするため、変調および復調に同じ局部発信器（ＬＯ  ローカルオシレータ）を使用している。第二のＬＯ（例えばＶＣＯ５１８）は送信用に使用され、受信ＬＯ（例えばＶＣＯ５１６）も同様に受信用に使用されるケースにおいて、送信と受信との間の位相同期を取るのに送信ＬＯを用いることも可能である。位相同期を確実に正しくするために、２番目のＬＯの位相検出器は、送信信号および受信信号のそれぞれの給電点の中心での送信信号と受信信号の相対的な位相を測定し、第２番目の位相検出器との位相誤差信号を通常のフェーズドロックループ（ＰＬＬ）方式によるＶＣＯの制御に用いる。上記手法と従来のＰＬＬ方式の主な違いは、外部クロック信号とＬＯクロック信号の相対的な位相を監視するのではなく、入力クロック信号と出力信号、ただし出力信号は第２番目のＬＯにより駆動されている出力信号、の位相差を監視していることである。２番目のＬＯクロックと出力信号の間の位相シフトは位相誤差信号に既に考慮されており、所望の信号同期に必要な位相補償を予測する必要はないということを付け加えておく。
【００４８】
いつくかの実施形態においては、再送信号と受信信号との同相状態を確実にするために、各ノードの位相補償の値を、まず第１のノード（ノード０）からのビーコン信号を受信する第２のノード（ノード１）の線形探索（１次元探索）をまず最初に繰り返して行い決定し、次に第２のノードの後の第３のノード（ノード２）の位相補償の値を同じ要領で決定していく。この方式の有利な点は、線形探索は非常に効率的な手法として確立されており、通常は数回の試行を行えばかなり正確な値が見つかることである。各繰り返しで使用される目的関数は、計算要求を減らすため間引いた後の信号相関とすることができる。
【００４９】
同相要件が伝搬チェーン内のすべてのノードで満たされれば、すべてのノードはコヒーレントに再送信することができ、事実上それらのノードは巨大な１次元フェーズドアレイに変わることとなる。ＩＩＲの重みづけは、（１）、（１、１／２）、（１、１／２、１・３）、（１，１／２，１／３，…  １／ｎ），  …となる。もし大気吸収が無視できるなら、一般的には（１），  （１，  ａ／２），  （１，  ａ／２，  ａ２／３），．．．  （１，．．．．，  ａｎ ／ｎ）となる。というのは、ＩＩＲ係数は、容易に測定できる大気吸収要因を除いてる値であると知られているため、さらなる適応や学習は、すべてのノードが見通しの効く範囲内（ＬＯＳ）であるかぎり不要である。もし、特定のどれか１つ以上のノードが接続されてない場合、そのノードに対するＩＩＲの重みは単純にゼロに設定できる。そのようなＩＩＲフィルタ全ては、線形チェーンに含まれるノードの数は関係なく、数値的に安定していることがわかる。このことは、十数個以上のノードに対して適応的なアプローチを拡張していくことが困難にしているアダプティブＩＩＲ等化フィルタの安全性を保証するための複雑なルート操作を回避する。
【００５０】
ＩＩＲ等化フィルタ手法は簡単であり、ＤＳＰの計算負荷を劇的に減らす高速ＤＳＰでの計算に適している。「見通しの効く」（ＬＯＳ）という条件が完全には満たされないケースにおいては、アダプティブＦＩＲフィルタは、部分的にアダプティブにマルチノード等化機能を実行するために、前述のＩＩＲフィルタと一緒に使用することも可能である。このようなアダプティブな手法は、ＦＩＲフィルタがいつも安定であるため、安定性の問題になることはない。
【００５１】
もしノードが実質的に規則的な間隔で配置されてない場合、デジタル領域でのＩＩＲフィルタはより複雑になり、ノードの数以上に重み付けタップがさらに必要になる可能性があることを付け加えておく。同じ理由で、位相同期が実施されない場合、デジタル領域のＩＩＲフィルタははるかに複雑になる可能性があり、重み付けタップの複素位相を決める適応的手法に複雑適応手法が必要になる可能性がある。このことは、２ｍｍの移動でも１４４度の位相シフトが起こる可能性があるため、それぞれのノードの位置を１ミリメータ以内に維持できない場合に特に当てはまる。
【００５２】
ある意味では、デジタル領域のＩＩＲ等化フィルタ処理は、レイク受信器が符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）でどのように機能するかに似ている。ＣＤＭＡでは、レイク受信器は各マルチパス信号を別々の相関受信器に提供することにより元の信号対して主体的な時間シフトした元信号のコピーを集めることを行う。次に、相関器出力信号は、信号対雑音比（ＳＮＲ）を改善するために各時間シフトされたバージョンに関連する信号エネルギーをコヒーレントに集約し統合することによる信号の強化を達成するために時間シフトされ結合される。ＳＮＲのゲインは、レイクゲインと呼ばれている。この発明で考慮される伝搬環境はマルチパスフェージングとは無関係ではあるが、各ノードからの同相の放射は、依然として、元の信号の時間シフトしたコピー信号として正確に表されており、各ノードのフェーズロック機構は相関メカニズムと同様である。
なぜなら、レイク受信器のフィンガーからの位相差情報は出力信号に含まれているからである。さらに、レイク受信器の出力の同相での結合はＦＩＲフィルタに類似しているが、レイク操作から生じるＦＩＲメカニズムの間違ったイメージは、符号相関動作によって大きく取り除かれることとなる。しかしながら、マルチギガビット６０ＧＨｚシステムにおいては、レイク処理との並列処理は、２つの理由があり実際にはうまく動作しない。すなわち１つ目の理由は、符号間干渉（ＩＳＩ）を効率的に抑制するには取りえる拡散率が低すぎる。２つ目は、ピークシンボルレートが５００ＭＳＰＳ（Ｍｅｇａ  Ｓｙｍｂｏｌ  Ｐｅｒ  Ｓｅｃｏｎｄ）に達すると、レイク相関検索動作は、現在のＤＳＰの技術を考えると単純にコストがかかりすぎるということである。ネットワークノードをラティス（格子）の点に等間隔に配置することにより、各ノードはアップストリーム内のすべてのノードからの元信号の規則的に時間シフトされたバージョンの重ね合わせを受信することとなる。これにより、振幅比が事前に分かっている時間シフト信号の重ね合わせに規則性があるため、等化処理（レイク処理は、論理的にはＣＤＭＡにおける等化処理としてよい）が非常に簡単になる。
【００５３】
時間シフトされた信号の同相の重ね合わせによるゲインは、レイクゲインと同様のものと考えることができるが、より的確にはアレイゲインとみなされ、線形チェーンは合成開口アレイ（またはより簡単には開口アレイ）の一種にすぎない。このアレイのゲインは、１つのアレイにより単一のアンテナのゲインを効率的に増加させ、これによりかなり距離のあるダウンストリームのノードでもアンテナのゲインが４ｄＢを超える可能性がある。より高い効率的なアンテナのゲインは狭いビーム幅に変換され、マルチパス効果を減少させることができる。
【００５４】
２．クロック分配、スリップおよび同期
【００５５】
理想的には搬送波の再生とシンボルクロック同期は、線形ノードチェイン内のすべてのノードを完全に同期させ（搬送波周波数とシンボルタイミングの同期）、適切に位相が合うはずである。しかしながら、ＰＬＬは平均位相検出誤差用のループフィルタのみに依存するため、ＰＬＬは完全にはクロックスリップを防止できない可能性がある。図７は、いくつかの実施形態によるＰＬＬモジュールの例のブロック図７００である。図７のＰＬＬモジュールは位相検出器７０２、スライサ７０４、ループフィルタ７０６および単位時間遅延器７０８を含む。次に動作について説明する。位相検出器７０２へ入力された信号は、そこで出力され、出力された信号は単位時間遅延器７０８の出力信号と合成されて、合成された信号は出力されてスライサ７０４に入る。スライサ７０４への入出力信号は合成されて、合成された信号はループフィルタ７０６に入力される。さらに、ループフィルタ７０６の出力信号は単位時間遅延器７０８の信号と合成され、合成された信号は、相検出器７０２の出力と合成されて合計信号となる。
【００５６】
いくつかの実施形態においては、ＰＬＬモジュール７００は信号の周波数を実際には直接には検出しない。そのかわりに、位相はＰＬＬモジュール７００により直接に検出され、周波数は検出された位相から推定される。さらに、周波数と位相の関係はハイゼンベルグの不確定性原理を満たす必要があり、任意の精度を定義はできない。一方で、ＬＯと基準クロック源にわずかなでも差があると、ＶＣＯを制御する不帰還電圧がキックインし始め、ＬＯ周波数が基準電圧に近づくまで位相誤差が時間経過とともに増加し、位相誤差を起こすことになる。正確な位相／周波数ダイナミックは、フィードバックゲインおよびループフィルタ７０６の帯域の両方に依存する。低いフィードバックゲインはループフィルタ７０６の低い折点周波数とともに、推定周波数を基準周波数に近づけることになるかもしれないが、同時に、高いクロックスリップレートも生じやすくなる。一方で大きなフィードバックゲインおよびより広いループ帯域幅は劣化は生じづらいが、ループフィルタ７０６は周波数変化幅のようにＦＭ（周波数変調）を減衰することはできないため、基準スプリアスと呼ばれる大きな周波数変化幅をもたらしてしまう。
【００５７】
複数のノード間の位相コヒーレンシーを維持するため、これらの各ノードにＬＯクロックをも持たせて、同期用の搬送波位相回復に頼ることは賢明ではない（１００ピコ秒のクロックジッタもシンボルタイミングにはほとんど影響しないためシンボルタイミング回復には影響しない）。例えば、複数の各ノードがマスタークロックとして機能するために逓倍した水晶クロックソース周波数を使用する場合、同期処理は１つのクロックを別のクロックと競合させる。
ＰＬＬモジュール７００が十分に２つのクロックをロックできても、２つの水晶がまったく同じに動作をしないかぎり静的位相差は大きい。大きな静的位相誤差があると、位相余裕は、スリップやスプリアスを最小限に抑えるには適切ではない。そのため、複数のクロックが同期に必要な場合、状況はさらに厳しくなる。
【００５８】
この問題を対処するため、いくつかの実施形態では、衛星ＧＰＳクロック信号が第１のノード（ノード０）のマスタークロック信号として使用され、残りのノード（ノード１以降）は、主にアップストリームのクロックと同期をとるために搬送波回復に依存している。ダウンストリームのノードはＧＰＳのクロック信号を捉えているかもしれないが、グッリッチが発生して優先搬送波の同期ができなかった場合やすべのノードがクロックの再クロックをすぐに調整必要とするような大きなクロック不一致がある場合は、ＧＰＳクロック信号に戻る。初期ノードによる選択的なＧＰＳクロック信号の使用により、ダウンストリームのノードは自信のローカルマスタークロックとマスタークロックとは“競合”せず、そのため、静的位相誤差と同様にクロックスリップは著しく減少する。
【００５９】
３．帯域外コントロールプレーン
【００６０】
帯域外ネットワークは、４Ｇネットワークがもうすぐなる一世代前のネットワークであり、メッシュネットワークのノードの「比較的に正確」な位置を決めることを可能にする動的係数または時変係数および他の次元パラメータの情報をメッシュネットワークノードに中継するのに十分なデータ転送能力を持つ。
「比較的に正確」とは、ＧＰＳよりかなり正確であり、具体的には１０ｃｍ以内の正確さであることを意味する。
【００６１】
上記記載のデジタルＩＩＲ中継網は、超高速データ転送に最適である。図８は、帯域外（ＯＯＢ）制御プレーン／ネットワークに使用することができるノード内のモジュールの例を示しているブロック図８００である。
【００６２】
通常動作においては、高速データは単一のデータ通信シーケンスの一方向に送信され中継される。上記記載の位相およびシンボルクロックの同期、他のルーティン処理および緊急管理処理を遂行するためのデジタルＩＩＲ中継網内のノードを調整するため、デジタルＩＩＲ中継網は、時分割または周波数分割方式のどちらかにおいても、上記の管理タスク処理に帯域幅の一定の割合を使用してしまう。
別の方法では、デジタルＩＩＲ中継網はこれらの管理タスクを実行するためにはるかに低速度のオーバーレイネットワークに依存する方法もある。帯域内制御プレーンに関する問題は、ノードは帯域内チャンネルに対して２次元ネットワーク内の他のノードに到達することを必要とし、その意味は、多方向との直接的な通信を必要とするため、より複雑なハードウエアとファームウエアが必要となることである。しかしながら、デジタルＩＩＲ中継網のミリ波周波数帯（例えば〜６０ＧＨｚ）は制限があるため、遠くに位置するノードと通信するためには、なんらかの方法で中継が依然と必要であり、さらに問題は複雑となる。
【００６３】
それ以外に帯域内制御プレーン手法の問題点は、デジタルＩＩＲ中継網は、リンクが機能しなくなった場合に再ルーティング可能なフォルトトレランスが備わっているが、このような自己回復機能は本質的に制限があり、そのため、アップストリームのいくつかのノードが同時に機能しなくなるような深刻な障害は対処できない。もし、アップストリームのノードが同時に機能しなくなったら、帯域内制御は接続できなくなり、そのため、デジタルＩＩＲ中継網による通信および調整手段は失うことになる。デジタルＩＩＲ中継網の監視、調整、制御の機能を失うことは、本質的に通信を強制的にオフラインにすることになる。
【００６４】
これらの問題に対処するため、いくつかの実施形態においては、比較的低周波数で比較的長距離な無線ネットワーク（２次無線網）は、デジタルＩＩＲ中継網（主無線網）のオーバーレイネットワークとして使用される。この帯域外制御ネットワークは、相互接続性がはるかに高い独立したメッシュネットワークとして最適に設計されており、非常に高い復元性と利便性をもっており、そのため、帯域外制御ネットワークはデジタルＩＩＲ中継網がひどく故障してもフルな接続性を維持可能である。
【００６５】
このような帯域外制御のネットワーク（２次無線網）は監視と制御機能のみが必要であるなら、高速容量は必要ない。しかしながら、特定の実装においては、ピークリンクで１００Ｍｂｐｓ以上の速度を持つことが好ましく、なぜなら、帯域外制御ネットワークは、デジタルＩＩＲ中継網が破損されて、壊れた古い経路のためにデータネットワーク接続を完全に回復する新しい経路をこれ以上見つけられない場合は、デジタルＩＩＲ中継網内の小さなリンク群を一時的につなぐ役割をもっておりデータ転送を引き継ぐからである。低速帯域外制御ネットワークでつなぐことは、特定の（複数の）経路のデータネットワークスループットを極端に劣化させる。ネットワークの端末においてはの一部でデータ速度が大幅に低下するかもしれないが、データネットワークが完全にアクセスできなよりは良い。
【００６６】
４．ミリ波周波数帯ＭＩＭＯとモバイル多元接続アプリケーション
【００６７】
ＭＩＭＯ（多入力多出力）アーキテクチャは通常、低周波数ＲＦ帯域（例えばＵＨＦ，ＳＨＦなど）用に設計されている。ＭＩＭＯにより、ＭＩＭＯは、
・有効アンテナ利得を改善し相互干渉を提言するビームフォーミング
・無線リンクの容量を増やすために同一周波数を使用して複数の並列パイプを作る同一周波数の再利用
・そして、特定の方向からくる強い干渉波を抑制するために特定の方向にそってヌルまたは低アンテナコーンを作る干渉キャンセリング
などを含む複数の方法で強化された通信性能を提供する。図９は、地理的に分散した領域に中継網を設置することができるＭＩＭＯアーキテクチャの一例を示したブロック図９００である。図９に示すＭＩＭＯアーキテクチャには、ゲートウエイ、複数の中継器ノード９０２ｂ、およびユーザが携帯している無線移動体ユニット９０４に接続されてるノード９０２ａを含む中継網を含んでいる。無線移動体ユニット９０４は、中継網内の異なるノードと通信を行うように構成されているため複数のアンテナを有する。
【００６８】
ＭＵ−ＭＩＭＯ（マルチユーザＭＩＭＯ）などのより高度なＭＩＭＯでは、いわゆる空間分割ＭＩＭＯやユーザが同時に複数の信号を送ることができ、独自の空間シグネチャーを利用することで同時に同じ基地局と通信することが可能になる周波数を提供する空間分割多次元接続（ＳＤＭＡ）を使うことによって無線リンク容量がさらに増加することが可能になる。
【００６９】
ほとんどのＭＩＭＯ技術は、主に高いマルチパスフェージングの環境において適応可能である。この理由は、ＭＩＭＯシステムにおいては、マルチアンテナ装備の送信器（例えば、無線移動体ユニット９０４）が複数のアンテナを通して複数のストリームを送り、受信器側（例えば、中継網）は同様に複数の受信アンテナを備えている。ここで送信アンテナ数をＮｉとし、受信アンテナ数をＮｏとすれば、Ｎｉ×Ｎｏの伝搬経路を特徴とするチャンネル伝搬行列は、Ｎｉ  ｘ  Ｎｏ行列で表現できる。
ＭＩＭＯが効率的に動作するには、通信路行列の条件付けが重要になってくる。ＮｉとＮｏのエルミート共役の積をなす正方行列が少なくとも１つの有限（かつ指数関数的に小さくない）の固有値を持つ時、通信路行列は良く条件付けされている。これらの固有値に対して、対応する固有ベクトルはデータ送信に使用できる時空間符号と考えることができる。ＣＤＭＡがデータ送信するのと同じ方法である。ＣＤＭＡの符号は時間符号であるのに対してＭＩＭＯの符号は時空間符号の違い以外の主な違いは、ＭＩＭＯの固有符号は、論理上、互いに直交し、従って、ＣＤＭＡではデータ容量に非常に制限を持たざる終えない符号間干渉を受けづらいことにある。
【００７０】
データ搬送する際のＭＩＭＯの効率性は、以下の例からわかる。すなわち、４ｘ４ＭＩＭＯが４個の送信アンテナと４個の受信アンテナで成り立っていると仮定する。４ｘ４システムの通信路行列が、固有値の３つが有限になるように合理的に条件付けされている場合は、３回周波数を再利用することで同じ周波数帯を使い、３つの直交チャンネル（または、「仮想配線」）を作ることができる。一般的に言って、固有値の大きさは固有値コードと関連した自由空間損失に直接関連しており、特定の固有値が非常に小さく最終ＳＮＲが１をはるかに下回る場合、データ送信することは有用ではない。
【００７１】
典型的なＭＩＭＯの実装においては、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナの両方が狭い空間に配置されている。このことは、特に単にスペースが少ないため、複数のアンテナが狭い空間に詰め込まれて配置されている携帯電話に当てはまる。アンテナ間隔が送信サイトと受信サイトの距離よりも小さい場合は、見通しの効く範囲内の（ＬＯＳ）環境においては、通信路配列要素はほぼ値が同一になる。これらの条件の元では、通信路行列は非常に悪条件であり、支配的な固有値は１つしかない可能性がある。これは、送信アンテナと受信アンテナの両方が単に、単一のアンテナ（アレイ利得とともに）の様に動作することを意味する。しかしながら、送信デバイスと受信デバイスの間に支配的な見通しの効く範囲内の（ＬＯＳ）経路がない場合の環境下では、２つの近接したアンテナからくる場合でも、個々の伝搬は全く異なる経路を取りえて、そのため、それに対応する通信路行列の個々の要素は、かなり不規則になることもある。そのような行列は通常はうまく条件付けされており、複数の直交通信路をサポートできる。
【００７２】
中継網のミリ波周波数帯（例えば〜６０ＧＨｚ）では、回折と反射の両方はデータ伝搬においては無視できるかもしれない。回折と反射は、狭いビーム幅では、通信路配列に対するマルチパスフェージングは本質的に排除される。そのため、データ容量を増やすために低周波数帯域でつかわれるのと同じ方法でＭＩＭＯを使うのは不可能である。
しかしながら、中継網の合成開口アレイの特性を利用して、空間アレイ内の複数のノードから信号を送受信することは実現可能である。このシナリオにおいては、アンテナ間隔が送信器と受信器の距離よりはるかに短いということはもはや正しくない。実際、一般的にはその反対になる。全体として、開口アレイが非常に大きな複数のアンテナ基地局と同じであると考えると、複数の小さなアンテナがそれぞれ別々の特性をもてるようにアンテナのために十分なスペースを持てるかは疑問である。もし、すべての移動体電話機がほとんど同一のＲＦ特性を持つのであれば、それらは数学的には単一の移動体アンテナと等価であり、ＮｘＬまたはＬｘＮマトリックスのＭＩＭＯアーキテクチャに対応しており、ビーム形成を可能にするが、複数の空間的に直交するチャンネルは生成されないので、ＳＤＭＡ（空間分割多元接続）とは異なる。
【００７３】
いつくかの実施形態によれば、この問題に対処するため、中継網に接続されるように構成されている無線移動体ユニット９０４のアンテナは多方向であり、一方、中継網のノード９０２ａとノード９０２ｂは図９に示されるＭＩＭＯアーキテクチャの中の合成広域基地局の複数アンテナで使用される。特定の実施形態では、無線移動体ユニット９０４のアンテナに対して、通常の方向で狭いビーム幅を提供する単一の４ｘ４平面フェーズドアレイを使用せず、それぞれの平面アレイが違った方向に向けられた２ｘ２平面アレイを複数用いる。
【００７４】
図１１は、４個の２ｘ２モジュールを有するＭＩＭＯモバイルアンテナの例を示したブロック図１１００であり、図１１の例では、各２ｘ２モジュールは、マイクロストリップ送り線１１０４とマイクロストリップの給電ポイント１１０２によって相互接続された４つのパッチアンテナ１１０６（マイクロストリップアンテナ）を含んでいる。給電ポイントを変更することにより、各パッチモジュールは、単一パッチモジュール内の個々のパッチ間の相関系が異なるため、放射が最大となる方向（メインローブ）は、それぞれ異なる方向を向くようになる。図１１の例に示すように、１つのモジュールに対して１つの給電ではなく、１つのモジュールに対して２つの直交する給電を採用することにより、各２ｘ２モジュールに対して円偏向を作ることも可能である。６０ＧＨｚ帯においては、各パッチは約３ｍｍｘ３．３ｍｍであり、誘電体基板の電磁（ＥＭ）波長の約半分である。給電線は波長程度の長さではあるが、長さは調整可能であるため、パッチ間の必要な位相差は維持できる。
【００７５】
特定の実施形態では、指向性の角度は個々の２ｘ２のフェーズドアレイの半分のビーム幅によって分離されているので、任意の隣接するフェーズドアレイ間の立体角にかなりの重なりを生じている。さらに、隣接するフェーズドアレイ間の直線偏光ベクトルは互いにほぼ垂直になるように作られ、そのため、異なったフェーズドアレイは変更方向と同様に異なった伝送方向に同調することが明らかであり、通信路行列は効率的なＳＤＭＡを可能にするために良く調整されている。
【００７６】
良好な状態での動作を保証するため複数の指向性法線または偏波を持つアンテナだけに頼ることは十分ではないこともある。例えば、多数のノードの代わりに基地局向けに多方向アンテナを備えた単一のノードだけを使ったとしたら、結果として得られる通信路行列を因数分解することができ、そのため、行列を非常に特異で悪条件にすることになる。基地局に対して１つ以上のノードがある場合、因数分解は不可能である。
【００７７】
実施形態における移動体アンテナの構成の更なる利点は、広範囲の方向からミリ波を送受信可能であり、高利得ではあるが非常に狭い方向からしか信号を受信できない単一の４ｘ４フェーズドアレイとは著しく対照的である。２ｘ２アレイはそれぞれははるかに少ない利得（すなわちだからこそ広いビーム角であるのだが）しか得られないが、ＭＩＭＯの統合された利得は単一アンテナで得られる利得の減少を補償するどころかそれ以上のものである。実施形態内の移動体アンテナの構成の特定の実装により、移動体アプリケーションのミリ波周波数範囲を適用する際の最大の障害の１つを克服することができる。低周波数帯域では、自由空間経路損失が非常に小さく、無線移動体デバイスは通常、低利得の全方向アンテナが備わっている。複数の小型フェーズドアレイを使用することで、現在のセルラー移動体電話では見られないアンテナの高い多様性および冗長性を提供する。
【００７８】
ミリ波周波数帯域（例えば〜６０ＧＨｚ）を移動体通信の中継網に適用する別の大きな問題は、接続するために基地局アンテナの見える範囲（ＬＯＳ）内に常に留まる必要があることである。いつくかの実施形態においては、この問題はネットワーク内の各ノードがあらゆる方向を向くかなり高い利得のフェーズドアレイを備える高密度の中継網を有することで解決される。これにより、あらゆる移動体電話機が少なくとも２，３のノードの見える範囲（ＬＯＳ）で経路を取ることによって高密度のカバレージを提供する。実際、これらすべての無線ビームは同じ周波数を共有しているため、ほとんどあたかも特定の携帯電話機に収束する（または携帯電話機から発散する）複数のビームは１つの回線／反射の高多重波伝搬型から来るようになる。これにより、ミリ波の周波数範囲でユビキタスの有効範囲を可能にしている。
【００７９】
５．ビームホッピングと到来角推定によるミリ波周波数帯マルチアクセス
【００８０】
中継網を合成広域基地局の複数のアンテナとして使用することの他の利点としては、中継網はすでに個々のノードにデータを供給するのに必要な超高速バックボーンを処理しているということである。さらなる利点として、網のすべてのノードはクロックに完全に同期しており、このため、異なるノードからコヒーレントビームを生成することを実行可能にする。ここで注目すべきことは、中継器搬送波位相の同期は、主に、各ノードの高速データ中継処理を容易にするため基準位相を提供することで主である。ビームフォーミングおよびＳＤＭＡ処理においては、各意図されたビーム方向の各アンテナに対してオフセット位相を導入する必要がある場合がある。ビームは個々のアンテナのオフセット位相を変えるだけで（単一ノード内で）デジタル操作が可能である。並列バックボーンデータ中継およびＭＩＭＯ  ＳＤＭＡ処理を同時に可能にすることは、ＳＤＭＡ移動体処理およびバックボーン処理のための残スペクトラム用のミリ波周波数スペクトラム（例えば〜６０ＧＨｚ）の一部を使用した周波数分割により実行可能である。これにより、データをやりとりするための高価なファイババックボーンを提供する必要がなくなる。
【００８１】
ＳＤＭＡにおいても、Ｎ  ｘ  Ｍ配列のＭＩＭＯ（Ｎは移動体ユニットの見える範囲（ＬＯＳ）内の網ノードの数であり、Ｍは移動体ユニットの個別アンテナの数）が、同じ周波数帯内のもっとも最小となる（Ｎ，Ｍ）の同時通信をサポートできることを考慮すると、網が同時にサポートできる移動体ユニットの数はかなり限られている。例えば、Ｍが完全な全方向通信を提供するために６とすると、Ｎ＞＞Ｍである場合、最大でも６人の移動体ユーザしか同時には仮想ワイヤを使用できない。しかしながら、理論上はネットワークモバイルリンクに対して１００Ｇｂｐｓまでのスループットが可能であり、大きなデータ負荷を１つのモバイルユニットに速やかに配信することにより共有する追加のＴＤＭＡ型チャンネルを提供することが可能であり、そのため、別の移動体ユーザなどに別の様々なデータパケットを配信するためにビームをリダイレクトすることが可能である。
ビームホッピングは、従来のＦＤＭＡ／ＣＤＭＡ／ＴＤＭＡ手法よりもはるかに電力効率が良くなるが、その理由は単純で、受信器で同じＳＮＲの値を達成するためには、狭いスポットビームは、放射電力のほとんどが受信器で直接受信できるため、合計の電力は非常に少なくて済み、目的の受信者がいる場所から遠く離れた場所に放射するにも無駄な電力は生じない。モバイルユニットがネットワークにデータ送信する逆の状況においても、高電力効率の理由は明確ではないが、同様である。逆の場合は、ネットワークノードは極めて高い実行アンテナ利得を有する巨大なコヒーレントフェイズド放射アレイを形成し、受信開口アレイが移動体ユニットからの微弱な信号を大きく増幅するので、移動体ユニットは、非常に低電力で動作することが可能になる。
【００８２】
ビームホッピングのシナリオでは、ビームホッピングが機能するために個々の網ノードがノード自体に対する移動体ユニットの方向を正確に決定できなければならない。
いくつかの実施形態においては、方向の決定は、移動体ユニットからの信号の到来角を推定することで行うが、それは複数のフェーズドアレイアンテナ間の相対位相を比較し、移動体信号経路のバックトラックにその相対位相を用いることを意味する。しかし、この時点ではノードは移動体信号経路の方向がわからないため、定義により、ノードアンテナは、移動体ユニットから微弱信号を検出する位相は調整されず（ここでは移動体ユニットは常にリンク接続要求を通して通信を開始することを前提としている）、  ノードは移動体ユニットの接続要求を検出できない可能性がある。しかしながら、本問題は、網に対して、移動体リンク要求を１マイクロ秒の長い純音で行うことで解決可能である。通常のシンボル長は１ナノ秒であるので、１マイクロ秒の音は３桁長く、信号を１０００倍（１５ＤＢのＳＮＲのうちの純利得のうちの３０ｄＢに相当）するローパスフィルタ（積分器）を使うことで簡単に抽出できる。
【００８３】
いくつかの実施形態においては、帯域外制御プレーンオーバーレイ網は、移動体リンク要求（移動体ユニットは低帯域無線も備えていると仮定して）をモニタし、ＧＰＳの位置情報を関連するノードに中継するのに使用され、同時に、最も見えるノードに対してアンテナを向けて移動体ユニットに情報を伝送する。図１０は、いくつかの実施形態による帯域外（ＯＯＢ）とＭＵ−ＭＩＭＯの接続の一例を示したブロック図１０００である。ここにおいて、複数のユーザ１００４ａと１００４ｂは、ゲートウエイに接続されているノード１００２ａとノード１００２ａに接続されている他のノード１００２ｂを含んでいる中継網に接続されている。
【００８４】
特定の実装においては、帯域外（ＯＯＢ）制御チャンネルは、ＧＰＳと共にユーザがリンク要求を行うとユーザの位置を特定するのに使用される。位置情報は、通信網のすべてのノードに送信される。通信路行列は、複数のユーザに対する位置データから計算され、固有ベクトルが計算される。数ｍｍ誤差でも位相が変化するので、位置データのみでは正確な位相は決定できない。位相推定については後述する。
【００８５】
送信器の場合、固有係数は、各ユーザに対する直交送信を達成するためにデータを「プリコーディング」するためにノードに送信される。受信器では、同じ固有係数が使用されます。  ノード１から開始して、各ノードは、ユーザから送信されたデータを取得し、それに係数を乗算し、前のノードから送信されたデータに加算し、それを次のノードに渡す「積和演算」を実行します。  これは、複数のユーザに対して最適なＭＩＭＯ復号化を提供する。  正確な順序は関係ありませんが、この手順ではノードを順序付けする必要があります。
【００８６】
特定の実施形態では、最適下限の貪欲法を使用する。最適下限の貪欲法では、各ノードは複数のユーザに対して、複数のビームを向けるためにビームフォーミングを使用する。再度、通信路行列が計算され、制御通信路を経由して個々のノードにデータが送信される。各ビームの時間遅延はノードとユーザの距離による。各ビームは、異なるノードからのすべてのビームが完全に同位相で受信できるように位相シフトもされている。貪欲法は、ユーザが互いのビーム幅を持っていない時に、完全ＭＩＭＯ法と同様に正しく動作するはずである。
【００８７】
いくつかの実施形態では、ノードが正しい方向にアンテナを操作すると、さらに目的を絞り込むために、適切な到着角を推定することが可能である。目的を向上させるため、より正確な方向の情報を他の見えるノードに送信することが可能である。
【００８８】
屋内への侵入はミリ波周波数範囲（例えば〜６０ＧＨｚ）の今後解決すべき主な課題である。この問題を軽減するため中継器を屋内に置くことも可能である。しかしながら、通常の屋内環境では、ＬＯＳ通信を妨げる多くの障害物がある。そのため、いくつかの実施形態では、中継網は高速データバックボーンに使用され、低周波数メッシュのオーバーレイ網が屋内接続に使用される。ＩＥＥＥ８０２．１１ａｃ無線周波数信号は、ＭＥＶＩＯモードでギガビットに近い速度を提供しているので、これを使うことが妥当な解決策である。
【００８９】
６．位相差
【００９０】
２つのノード間の位相差を得る１つの方法は、これらの２つのノードに対して１対の直接中継器を使用することである。第１のノードは特定期間、特定トーンを続けて送信し、第２のノードは入力されたトーン信号に局部発信器（ＶＣＯ）を位相ロックし、増幅信号を送り返す。次に、第１のノードは元の信号と第２の中継器から受信した信号の位相差を比較する。２つのノード間の位相差は、第１の中継器の位相差を単純に２で割った値である。この方法は、第１の中継器が同一周波数で信号の送信および受信の両方を行う必要があることである。この場合、送信と受信の間で１００ｄＢの分離を維持することは困難である。
【００９１】
この問題に対処するため、代替え案としては、第２のノードは、受信した信号を、所定量（例えば、２ＧＨｚ）アップコンバートし、アップコンバートされた純音を送り返す。第２のノードから送信された信号を受信すると、第１のノードは所定量（例えば２ＧＨｚ）を受信信号からダウンコンバートして、元の信号とダウンコンバートされた受信信号との位相差を計算する。２つのノードの位相差は、計算された位相差を２で割ることで得られる。中継器の代わりにトランスポンダを使用しても、上記の分離の問題を解決できる。
【００９２】
図１２の例では、フローチャート１２００は、モジュール１２０２は第１のノードからの第１の信号と第２のノードからの第２の信号を受け取るところから開始される。ここで、第２の信号は第１の信号の再送信信号である。
特定の実施形態では、第１のノードと第２のノードは線に沿って配置されており、他のノードも繰り返しパターンを形成する様に配置されている。配置が繰り返しのため、信号処理の計算は簡単である。
特定の実装においては、第１の信号と第２の信号は２０ＧＨｚと１２０ＧＨｚの間の周波数はミリ波信号である。また、特定の実施形態においては、第１の信号は、ＧＰＳクロック信号に同期しており、第２の信号はＧＰＳクロック信号は第１の信号および（または）ＧＰＳクロック信号に同期している。特定の実施形態においては、第１の信号（または（および）第２の信号）は、主無線リンクが利用可能な場合は主無線リンク上で受信され、主無線リンクが利用できない場合は副無線リンク上で受信される。
【００９３】
図１２の例では、フローチャート１２００は、１つ以上の制御プレーン網のノードから網の次元パラメータを受信することにより、モジュール１２０４に続く。制御プレーンネットワークは１つ以上の通信網ノードと同じ場所に（例えば、同じデバイス上に）配置することができる。通信網ノードの相対的位置がＧＰＳよりも少しでも正確に決めることができるなら（例えば１ｃｍ以内等）、本明細書で記載された技術は、利用できる。制御プレーンは網次元パラメータを送信することに利用され、リアルタイムまたはタイムまたは事変にできる。
【００９４】
特定の実装においては、第１のノードは、現世代の通信網上で最初の信号を送信し、第２のノードは現世代の通信網上で第２の信号を送信し、１つ以上の制御プレーンノードは、前世代の通信網上でネットワーク次元パラメータを送信する。ここで、ネットワーク次元パラメータはリアルタイムが時変係数が含まれている。
例えば、制御プレーンが４Ｇ網の場合、通信網は５Ｇとなろう。
ノードの物理的配置をより適切に制御することで、網効率を向上させるのに必要な制御プレーン情報の量を削減できるため、将来通信網が６Ｇにアップグレードされても、古い５Ｇ網を利用する必要はないかもしれない（４Ｇはまだ、適切で得あると考えられるかもしれない）。４Ｇ通信網は３Ｇ網制御プレーンで使用されるが、３Ｇ網は所望のベンチマークを満たすには不十分と考えられる。網ノードの繰り返しパターンが複雑さを増すにつれ（線から四角形、長方形、そして六角形へ等々）、困難になってくる。
【００９５】
図１２の例においては、フローチャート１２００は、第１の信号と第２の信号を１つ以上の網次元パラメータの関数として相関を持たせるモジュール１２０６に続く。
特定の実装においては、関数は、３つの網次元パラメータを使用する。１つ目は相対的な位置を決定する繰り返し配置パターンまたはその値の第１のノードと第２のノードの相対的な距離、２つ目は第１のノードと第２のノードの信号処理遅延または信号処理遅延を決定する値、そして３つ目は第１の信号送信と第２の信号送信に関連した減衰または減衰を決定できる値である。
【００９６】
図１２の例では、フローチャート１２００は、相関が収束するかを判断する判断ポイント１２０８に続く。もし、相関が収束しない場合（１２０８−Ｎ）、フローチャート１２００は、収束のためのアルゴリズムを適応するモジュール１２１０に続き、前述のモジュール１２０６に戻る。１つ以上の追加の網次元パラメータはモジュール１２０６の第１の繰り返しとモジュール１２０６の第２の繰り返しの間に受信され利用される（例えばモジュール１２０４参照）。
【００９７】
モジュール１２１０の０回以上の繰り返し後、相関が収束した場合（１２０８−Ｙ）、フローチャート１２００は第１の信号と第２の信号の相関に従って簡略化信号を送信してモジュール１２１２で終了する。特定の実装においては、３番目のノードは、第１の信号と第２の信号を同相化して、簡略化信号を生成する。特定の実装においては、簡略化信号は、アナログ・デジタル変換（ＡＤＣ）後のデジタル領域で実施されるデジタル無限インパルス応答（ＩＩＲ）でフィルタされた信号である。
【００９８】
この明細書で記載されたこれらおよびほかの例は、説明を意図しているが、実装を限定するものではない「実装」という用語は、例として説明するのに役立つ実施を意味しており、限定するものではない。上記の本文および図に記載された技術は、状況に応じて代替の実装形態が必要な場合は、混在させることおよび組み合わせることができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際調査報告】
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