(57)【要約】高周波受信信号を中間周波数信号に変換する際の変換損失の周波数特性をほぼ一定にする。局部発振信号Ｌｏを１８０度位相を異ならせた同振幅の二信号に分岐する平衡バラン１０と、二信号が通過するローパスフィルタ１２ａ、１２ｂと、ローパスフィルタ１２ａ、１２ｂの出力と高周波受信信号ＲＦとを混合して中間周波数信号ＩＦを生成するアンチパラレルダイオード１６ａ、１６ｂとを備え、ローパスフィルタ１２ａ、１２ｂは、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域においてほぼ一定のインピーダンスを有する。よって、アンチパラレルダイオード接続点１７からアンチパラレルダイオード１６ａ、１６ｂをみたインピーダンスは、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域においてほぼ一定するので、変換損失の周波数特性をほぼ一定にできる。【特許請求の範囲】
【請求項１】
局部発振信号を二信号に分岐する信号分岐手段と、
前記二信号が通過する定インピーダンス素子と、
前記定インピーダンス素子の出力と高周波受信信号とを混合して中間周波数信号を生成するミキシング手段と、
を備え、
前記定インピーダンス素子は、前記高周波受信信号の周波数帯域においてほぼ一定のインピーダンスを有する、
周波数変換器。
【請求項２】
請求項１に記載の周波数変換器であって、
前記二信号が、１８０度位相を異ならせた同振幅の二信号である、周波数変換器。
【請求項３】
請求項１または２に記載の周波数変換器であって、
前記定インピーダンス素子のインピーダンスは、前記高周波受信信号の周波数帯域のほぼ全域においてほぼ０Ωである、
周波数変換器。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか一項に記載の周波数変換器であって、
前記定インピーダンス素子は、前記二信号の周波数帯域内の周波数の信号を、前記高周波受信信号の周波数帯域内の信号よりも通過させやすい、
周波数変換器。
【請求項５】
請求項４に記載の周波数変換器であって、
前記定インピーダンス素子は、前記二信号の周波数帯域の上限を遮断周波数とするローパスフィルタである、
周波数変換器。
【請求項６】
請求項４に記載の周波数変換器であって、
前記定インピーダンス素子は、前記二信号の周波数帯域を通過帯域とするバンドパスフィルタである、
周波数変換器。
【請求項７】
請求項４に記載の周波数変換器であって、
前記定インピーダンス素子は、前記二信号の周波数帯域を通過帯域とし、前記高周波受信信号の周波数帯域において終端特性を示すダイプレクサである、
周波数変換器。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれか一項に記載の周波数変換器であって、
前記信号分岐手段は、前記局部発振信号の周波数帯域に対応する平衡バランである、
周波数変換器。
【請求項９】
請求項１乃至７のいずれか一項に記載の周波数変換器であって、
前記ミキシング手段は、
一方のダイオードと、
前記一方のダイオードのカソードにアノードが接続されるとともに、前記一方のダイオードのアノードにカソードが接続された他方のダイオードと、
一方のダイオードのカソードと他方のダイオードのアノードが接続された第一端子と、
他方のダイオードのカソードと一方のダイオードのアノードが接続された第二端子と、
を有し、
前記第一端子には前記定インピーダンス素子の出力が入力され、
前記第二端子には前記高周波受信信号が入力され、
前記第二端子からは前記中間周波数信号が出力される、
周波数変換器。
【請求項１０】
請求項９に記載の周波数変換器であって、
前記第二端子に接続され、前記高周波受信信号の入力を受ける高周波入力端子と、
前記第二端子に接続され、前記中間周波数信号の周波数帯域の信号を通過させる中間周波数帯域用フィルタと、
前記中間周波数帯域用フィルタに接続された中間周波数信号出力端子と、
を備えた周波数変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、周波数変換器に関し、特にミキサに関する。
【背景技術】  従来より、シングルバランス型高調波ミキサとして特許文献１（特開２００３−６９３４５号公報）、アンチパラレルダイオードを用いた偶高調波ミキサの原理については非特許文献１（ＭＡＲＶＩＮ  ＣＯＨＮ，ＪＡＭＥＳ  Ｅ．ＤＥＧＥＮＦＯＲＤ，ＢＵＲＴＯＮ  Ａ．ＮＥＷＭＡＮ“Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｍｉｘｉｎｇ  ｗｉｔｈ  ａｎ  Ａｎｔｉｐａｒａｌｌｅｌ  Ｄｉｏｄｅ  Ｐａｉｒ”ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ  ｏｎ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  ａｎｄ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，Ａｕｇｕｓｔ  １９７５，ｖｏｌ．ＭＴＴ−２３，Ｎｏ．８，ｐ６６７−６７３）に記載のものが知られている。シングルバランス型高調波ミキサは、局部発振信号Ｌｏを平衡バランにより位相が１８０度異なりかつ同振幅の二信号に分割して、アンチパラレルダイオードに与える。アンチパラレルダイオードには高周波受信信号ＲＦも与えられる。そして、アンチパラレルダイオードにより、局部発振信号Ｌｏと高周波受信信号ＲＦとが混合され、中間周波数信号ＩＦが得られる。
中間周波数信号ＩＦの周波数ｆＩＦは、局部発振信号Ｌｏの周波数をｆＬｏ、高周波受信信号ＲＦの周波数をｆＲＦとすれば、
ｆＩＦ＝ｆＲＦ−２Ｎ・ｆＬｏ
または
ｆＩＦ＝ｆＬｏ−２Ｎ−ｆＲＦ
である。ただし、Ｎは正の整数（１、２、３、…）である。
シングルバランス型高調波ミキサは、局部発振信号Ｌｏおよびその高調波が高周波受信信号ＲＦの入力側に漏れないという利点がある。
しかしながら、上記のようなシングルバランス型高調波ミキサは、平衡バランの出力端子のインピーダンスが、平衡バランに接続するアンチパラレルダイオードの端子に対するインピーダンスとなる。しかも、平衡バランはｆＬｏの帯域に対応するように設計されており、ｆＲＦの帯域に対応するように設計することは困難である。すると、平衡バランの出力端子のインピーダンスは大きく変動する。よって、高周波受信信号ＲＦを中間周波数信号ＩＦに変換する際の変換損失の周波数特性は、高周波受信信号ＲＦの周波数ｆＲＦによって大きく変動する。変換損失の周波数特性は一定であることが好ましいため、変換損失の周波数特性の大きな変動は問題である。
そこで、本発明は、高周波受信信号を中間周波数信号に変換する際の変換損失の周波数特性をほぼ一定にすること課題とする。
【発明の開示】
本発明の一態様による周波数変換器によれば、局部発振信号を二信号に分岐する信号分岐手段と、二信号が通過する定インピーダンス素子と、定インピーダンス素子の出力と高周波受信信号とを混合して中間周波数信号を生成するミキシング手段とを備え、定インピーダンス素子は、高周波受信信号の周波数帯域においてほぼ一定のインピーダンスを有するように構成される。
上記のように構成された周波数変換器によれば、信号分岐手段は、局部発振信号を二信号に分岐する。定インピーダンス素子は、二信号が通過する。ミキシング手段は、定インピーダンス素子の出力と高周波受信信号とを混合して中間周波数信号を生成する。なお、定インピーダンス素子は、高周波受信信号の周波数帯域においてほぼ一定のインピーダンスを有する。
上記のように構成された周波数変換器によれば、前記二信号は、１８０度位相を異ならせた同振幅の二信号とすることができる。
上記のように構成された周波数変換器によれば、定インピーダンス素子のインピーダンスは、高周波受信信号の周波数帯域のほぼ全域においてほぼ０Ωとすることができる。
上記のように構成された周波数変換器によれば、定インピーダンス素子は、二信号の周波数帯域内の周波数の信号を、高周波受信信号の周波数帯域内の信号よりも通過させやすいようにすることができる。
上記のように構成された周波数変換器によれば、定インピーダンス素子は、二信号の周波数帯域の上限を遮断周波数とするローパスフィルタとすることができる。
上記のように構成された周波数変換器によれば、定インピーダンス素子は、二信号の周波数帯域を通過帯域とするバンドパスフィルタとすることができる。
上記のように構成された周波数変換器によれば、定インピーダンス素子は、二信号の周波数帯域を通過帯域とし、高周波受信信号の周波数帯域において終端特性を示すダイプレクサとすることができる。
上記のように構成された周波数変換器によれば、信号分岐手段は、局部発振信号の周波数帯域に対応する平衡バランとすることができる。
上記のように構成された周波数変換器によれば、ミキシング手段は、一方のダイオードと、一方のダイオードのカソードにアノードが接続されるとともに、一方のダイオードのアノードにカソードが接続された他方のダイオードと、一方のダイオードのカソードと他方のダイオードのアノードが接続された第一端子と、他方のダイオードのカソードと一方のダイオードのアノードが接続された第二端子とを有し、第一端子には定インピーダンス素子の出力が入力され、第二端子には高周波受信信号が入力され、第二端子からは中間周波数信号が出力されるように構成できる。
上記のように構成された周波数変換器によれば、第二端子に接続され、高周波受信信号の入力を受ける高周波入力端子と、第二端子に接続され、中間周波数信号の周波数帯域の信号を通過させる中間周波数帯域用フィルタと、中間周波数帯域用フィルタに接続された中間周波数信号出力端子とを備えるように構成できる。
【図面の簡単な説明】  第１図は、本発明の第一の実施形態にかかる周波数変換器１の構成を示す回路図である。
第２図は、ローパスフィルタ（定インピーダンス素子）１２ａ、１２ｂのインピーダンス特性を示すグラフである。
第３図は、ローパスフィルタ１２ａ、１２ｂの回路構成の一例を示す図である。
第４図は、ローパスフィルタ１２ａ、１２ｂのインピーダンス特性の一例を示すインピーダンスチャートである。
第５図は、本発明の第二の実施形態にかかる周波数変換器１の構成を示す回路図である。
第６図は、ダイプレクサ（定インピーダンス素子）２２ａ、２２ｂのインピーダンス特性を示すグラフである。
第７図は、ダイプレクサ２２ａ、２２ｂの回路構成の一例を示す回路図であり、ダイプレクサ２２ａ、２２ｂをバンドパスフィルタを用いて構成した例（第７図（ａ））、ダイプレクサ２２ａ、２２ｂを回路素子のＬＣＲを用いて構成した例（第７図（ｂ））を示す。
【発明を実施するための最良の形態】  以下、本発明の実施形態を図面を参照しながら説明する。
第一の実施形態
第１図は、本発明の第一の実施形態にかかる周波数変換器１の構成を示す回路図である。周波数変換器１は、局部発振信号入力端子１０ａ、平衡バラン（信号分岐手段）１０、ローパスフィルタ（定インピーダンス素子）１２ａ、１２ｂ、ＤＣリターン用コイル１４ａ、１４ｂ、アンチパラレルダイオード（ミキシング手段）１６ａ、１６ｂ、アンチパラレルダイオード接続点１７、ＲＦ／ＩＦ信号分離部１８を備える。周波数変換器１は、局部発振信号Ｌｏと高周波受信信号ＲＦとを混合して中間周波数信号ＩＦを取り出すためのものである。
局部発振信号入力端子１０ａは、局部発振信号Ｌｏ（周波数ｆＬｏ）の入力を受ける端子である。局部発振信号入力端子１０ａに入力された局部発振信号Ｌｏは、平衡バラン１０に与えられる。なお、周波数ｆＬｏは、例えば４〜８ＧＨｚである。
平衡バラン（信号分岐手段）１０は、局部発振信号Ｌｏを１８０度位相を異ならせた同振幅の二つの信号に分岐する。二つの信号の周波数は局部発振信号Ｌｏの周波数と同じである。一方の信号の位相を０°とすれば、他方の信号の位相は１８０°となる（第１図参照）。平衡バラン１０は、局部発振信号Ｌｏの周波数帯域（例えば４〜８ＧＨｚ）に対応するように設計されている。このため、局部発振信号Ｌｏの周波数帯域を超える周波数帯域（例えば、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域）においては、インピーダンスが大きく変動する。
ローパスフィルタ（定インピーダンス素子）１２ａは、平衡バラン１０の出力する一方の信号を受ける。ローパスフィルタ（定インピーダンス素子）１２ｂは、平衡バラン１０の出力する他方の信号を受ける。ローパスフィルタ１２ａ、１２ｂは、平衡バラン１０の出力する信号の周波数帯域の上限を遮断周波数とするローパスフィルタである。なお、平衡バラン１０の出力する信号の周波数帯域は、局部発振信号Ｌｏの周波数帯域と同じである。よって、平衡バラン１０の出力する信号の周波数帯域の上限は８ＧＨｚであり、遮断周波数は８ＧＨｚである。ローパスフィルタの特性として、遮断周波数以下の周波数の信号（平衡バラン１０の出力する信号）を、遮断周波数を超える周波数の信号（例えば、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域内の信号）よりもよく通過させる。
また、ローパスフィルタ（定インピーダンス素子）１２ａ、１２ｂのインピーダンス特性を第２図のグラフを参照して説明する。ローパスフィルタ１２ａ、１２ｂのインピーダンスは、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域（例えば、９〜４９ＧＨｚ）において、ほぼ一定である。具体的には、８ＧＨｚにおいては５０Ωであるが、周波数が高くなるにしたがって、急激に０Ωに近づき（例えば、９ＧＨｚにおいては５０Ωよりもかなり小さい）、やがて０Ωになる。すなわち、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域のほぼ全域においてほぼ０Ωである。
なお、ローパスフィルタ１２ａ、１２ｂの回路構成の一例を第３図に示す。ローパスフィルタ１２ａ、１２ｂは、平衡バラン１０に一端が、アンチパラレルダイオード１６ａ、１６ｂに他端が接続されたリアクタンス要素Ｌと、リアクタンス要素Ｌの一端に接続され接地されたキャパシタンス要素Ｃと、リアクタンス要素Ｌの他端に接続され接地されたキャパシタンス要素Ｃとを有する。
第３図のように構成されたローパスフィルタ１２ａ、１２ｂのインピーダンスチャート（スミスチャート）を第４図に示す。第４図を参照すると、周波数８ＧＨｚにおいてはインピーダンスが５０Ωであるが、周波数９〜１０ＧＨｚになると、インピーダンスが急激に減少し、周波数２０ＧＨｚになると、インピーダンスがほぼ０Ωに近づく。
ＤＣリターン用コイル１４ａは、一端がローパスフィルタ１２ａの出力側（平衡バラン１０とは反対側）に接続され、他端が接地されたコイルである。ＤＣリターン用コイル１４ｂは、一端がローパスフィルタ１２ｂの出力側（平衡バラン１０とは反対側）に接続され、他端が接地されたコイルである。なお、ＤＣリターン用コイル１４ａ、１４ｂのかわりに、アンチパラレルダイオード１６ａ、１６ｂに所望の直流電圧を供給するための直流電源を接続してもよい。
アンチパラレルダイオード（ミキシング手段）１６ａは、ダイオード１６２ａ、１６４ａ、第一端子１６６ａ、第二端子１６８ａを有する。ダイオード１６２ａは、アノードがＲＦ／ＩＦ信号分離部１８に接続され、カソードがローパスフィルタ１２ａに接続されている。ダイオード１６４ａは、ダイオード１６２ａのカソードにアノードが接続されるとともに、ダイオード１６２ａのアノードにカソードが接続されたダイオードである。第一端子１６６ａは、ダイオード１６２ａのカソードとダイオード１６４ａのアノードが接続された端子である。第二端子１６８ａは、ダイオード１６４ａのカソードとダイオード１６２ａのアノードが接続された端子である。
第一端子１６６ａにはローパスフィルタ１２ａの出力が入力される。第二端子１６８ａには高周波受信信号ＲＦが入力される。第二端子１６８ａからは中間周波数信号ＩＦが出力される。
アンチパラレルダイオード（ミキシング手段）１６ｂは、ダイオード１６２ｂ、１６４ｂ、第一端子１６６ｂ、第二端子１６８ｂを有する。ダイオード１６２ｂは、アノードがＲＦ／ＩＦ信号分離部１８に接続され、カソードがローパスフィルタ１２ｂに接続されている。ダイオード１６４ｂは、ダイオード１６２ｂのカソードにアノードが接続されるとともに、ダイオード１６２ｂのアノードにカソードが接続されたダイオードである。第一端子１６６ｂは、ダイオード１６２ｂのカソードとダイオード１６４ｂのアノードが接続された端子である。第二端子１６８ｂは、ダイオード１６４ｂのカソードとダイオード１６２ｂのアノードが接続された端子である。
第一端子１６６ｂにはローパスフィルタ１２ｂの出力が入力される。第二端子１６８ｂには高周波受信信号ＲＦが入力される。第二端子１６８ｂからは中間周波数信号ＩＦが出力される。
アンチパラレルダイオード接続点１７は、第二端子１６８ａ、１６８ｂとＲＦ／ＩＦ信号分離部１８とが接続する接続点である。
ＲＦ／ＩＦ信号分離部１８は、高周波受信信号ＲＦを受け、第二端子１６８ａ、１６８ｂに出力する。そして、第二端子１６８ａ、１６８ｂから中間周波数信号ＩＦを受けて、中間周波数信号ＩＦを取り出す。
ＲＦ／ＩＦ信号分離部１８は、高周波帯域用フィルタ１８２、高周波入力端子１８２ａ、中間周波数帯域用フィルタ１８４、中間周波数信号用端子１８４ａを有する。
高周波帯域用フィルタ１８２は、第二端子１６８ａ、１６８ｂに接続されている。高周波帯域用フィルタ１８２は、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域（例えば、９〜４９ＧＨｚ）の信号を通過させるフィルタである。たたし、中間周波数信号ＩＦの周波数ｆＩＦ（例えば、１ＧＨｚ）の信号を、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域の信号よりも通過させにくい（好ましくは遮断する）ものである。
高周波入力端子１８２ａは、高周波帯域用フィルタ１８２を介して、第二端子１６８ａ、１６８ｂに接続されている。高周波入力端子１８２ａは、高周波受信信号ＲＦの入力を受ける。
中間周波数帯域用フィルタ１８４は、第二端子１６８ａ、１６８ｂに接続されている。中間周波数帯域用フィルタ１８４は、中間周波数信号ＩＦの周波数ｆＩＦ（例えば、１ＧＨｚ）の信号を通過させるフィルタである。ただし、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域（例えば、９〜４９ＧＨｚ）の信号を、中間周波数信号ＩＦの周波数ｆＩＦ（例えば、１ＧＨｚ）の信号よりも通過させにくい（好ましくは遮断する）ものである。
中間周波数信号出力端子１８４ａは、中間周波数帯域用フィルタ１８４を介して、第二端子１６８ａ、１６８ｂに接続されている。中間周波数信号出力端子１８４ａは、中間周波数信号ＩＦが出力される端子である。
次に、第一の実施形態の動作を説明する。
局部発振信号入力端子１０ａに局部発振信号Ｌｏ（周波数ｆＬｏ）が入力される。周波数ｆＬｏは、例えば４〜８ＧＨｚである。局部発振信号Ｌｏは、平衡バラン１０により、１８０度位相を異ならせた同振幅の二つの信号に分岐される。この二つの信号は、ローパスフィルタ１２ａ、１２ｂを通過し、アンチパラレルダイオード１６ａ、１６ｂの第一端子１６６ａ、１６６ｂに与えられる。
また、ＲＦ／ＩＦ信号分離部１８の高周波入力端子１８２ａに高周波受信信号ＲＦ（周波数ｆＲＦ）が入力される。高周波受信信号ＲＦは高周波帯域用フィルタ１８２を通過して、第二端子１６８ａ、１６８ｂに与えられる。
アンチパラレルダイオード１６ａ、１６ｂは、ローパスフィルタ１２ａ、１２ｂを通過した二つの信号（周波数ｆＬｏ）の偶高調波と、高周波受信信号ＲＦ（周波数ｆＲＦ）とを混合する。これにより、中間周波数信号ＩＦ（周波数ｆＩＦ）が得られる。
ただし、
ｆＩＦ＝ｆＲＦ−２Ｎ・ｆＬｏ
または
ｆＩＦ＝ｆＬｏ−２Ｎ・ｆＲＦ
である。ただし、Ｎは正の整数（１、２、３、…）である。
ここで、さらに、周波数ｆＬｏ＝４〜８ＧＨｚ、周波数ｆＲＦ＝９〜４９ＧＨｚとし、ｆＩＦ＝ｆＲＦ−２Ｎ・ｆＬｏの信号を取得するとすれば、周波数ｆＩＦ＝１ＧＨｚとなる。
すなわち、
ｆＩＦ＝ｆＲＦ−２・ｆＬｏ（ｆＲＦ＝９〜１７ＧＨｚ）
ｆＩＦ＝ｆＲＦ−４・ｆＬｏ（ｆＲＦ＝１７〜３３ＧＨｚ）
ｆＩＦ＝ｆＲＦ−６・ｆＬｏ（ｆＲＦ＝２５〜４９ＧＨｚ）
となる。
ここで、平衡バラン１０により、１８０度位相を異ならせた同振幅の二つの信号がアンチパラレルダイオード１６ａ、１６ｂに与えられるため、アンチパラレルダイオード１６ａ、１６ｂにより生成される高調波のうち、奇数倍波（２Ｎ−１）・ｆＬｏ（Ｎは正の整数）が接続点１７にてお互いに打ち消し合う。
また、アンチパラレルダイオード１６ａ（１６ｂ）におけるダイオード１６２ａ（１６２ｂ）の電流の向きとダイオード１６４ａ（１６４ｂ）の電流の向きとが逆向きであるため、アンチパラレルダイオード１６ａ（１６ｂ）により生成される高調波のうち、偶数倍波２Ｎ・ｆＬｏ（Ｎは正の整数）が第二端子１６８ａ（１６８ｂ）にてお互いに打ち消し合う。
したがって、局部発振信号Ｌｏの高調波は高周波入力端子１８２ａに漏洩しない。
また、アンチパラレルダイオード１６ａ（１６ｂ）は給電される局部発振信号Ｌｏの位相にかかわらず互いに逆向きのダイオード１６２ａ、１６４ａ（１６２ｂ、１６４ｂ）のいずれかがオン状態とみなすことができる。よって、アンチパラレルダイオード接続点１７からアンチパラレルダイオード１６ａ（１６ｂ）をみたインピーダンスは、ほぼローパスフィルタ１２ａ（１２ｂ）の入出力インピーダンスと一致する。
ここで、ローパスフィルタ１２ａ（１２ｂ）の入出力インピーダンスは先に説明したように、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域（例えば、９〜４９ＧＨｚ）において、ほぼ一定である。よって、高周波受信信号ＲＦを中間周波数信号ＩＦに変換する際の変換損失の周波数特性は、高周波受信信号ＲＦの周波数ｆＲＦが変動しても、ほぼ一定である。
従来技術のように、ローパスフィルタ１２ａ（１２ｂ）が無ければ、アンチパラレルダイオード接続点１７からアンチパラレルダイオード１６ａ（１６ｂ）をみたインピーダンスは、ほぼ平衡バラン１０のインピーダンスと一致する。平衡バラン１０のインピーダンスは、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域において、大きく変動する。よって、高周波受信信号ＲＦを中間周波数信号ＩＦに変換する際の変換損失の周波数特性は、高周波受信信号ＲＦの周波数ｆＲＦが変動すると、大きく変動してしまう。
しかも、一般に非線形素子を用いた信号混合においては、信号入力端から非線形素子を経由した先のインピーダンスが０（短絡）である場合、混合の効率が向上する。よって、高周波受信信号ＲＦの入力端（アンチパラレルダイオード接続点１７）から非線形素子（アンチパラレルダイオード１６ａ、１６ｂ）を経由した先のインピーダンス（ローパスフィルタ１２ａ、１２ｂのインピーダンス）は、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域のほぼ全域においてほぼ０Ωであるため、高周波受信信号ＲＦを中間周波数信号ＩＦに変換する際の効率は向上し、低損失となる。
アンチパラレルダイオード１６ａ、１６ｂにより生成された中間周波数信号ＩＦは、ＲＦ／ＩＦ信号分離部１８に与えられる。中間周波数信号ＩＦは、高周波帯域用フィルタ１８２を通過できず、中間周波数帯域用フィルタ１８４を通過する。よって、中間周波数信号出力端子１８４ａから中間周波数信号ＩＦが出力される。なお、高周波帯域用フィルタ１８２を通過した高周波受信信号ＲＦは、中間周波数帯域用フィルタ１８４を通過できないので、中間周波数信号出力端子１８４ａから取得される信号に高周波受信信号ＲＦが混ざることはない。
第一の実施形態によれば、ローパスフィルタ１２ａ（１２ｂ）の入出力インピーダンスが、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域（例えば、９〜４９ＧＨｚ）において、ほぼ一定である。よって、高周波受信信号ＲＦを中間周波数信号ＩＦに変換する際の変換損失の周波数特性は、高周波受信信号ＲＦの周波数ｆＲＦが変動しても、ほぼ一定である。しかも、高周波受信信号ＲＦを中間周波数信号ＩＦに変換する際の効率は向上し、低損失となる。
なお、ローパスフィルタ１２ａ、１２ｂのかわりに、平衡バラン１０の出力する信号の周波数帯域（例えば４〜８ＧＨｚ）を通過帯域とするバンドパスフィルタ（インピーダンス特性はローパスフィルタ１２ａ、１２ｂと同様とする（第２図参照））を使用しても同様の効果を奏する。
第二の実施形態
第二の実施形態は、第一の実施形態におけるローパスフィルタ１２ａ、１２ｂのかわりに、ダイプレクサ（定インピーダンス素子）２２ａ、２２ｂを備えたものである。
第５図は、本発明の第二の実施形態にかかる周波数変換器１の構成を示す回路図である。周波数変換器１は、局部発振信号入力端子１０ａ、平衡バラン（信号分岐手段）１０、ダイプレクサ（定インピーダンス素子）２２ａ、２２ｂ、ＤＣリターン用コイル１４ａ、１４ｂ、アンチパラレルダイオード（ミキシング手段）１６ａ、１６ｂ、アンチパラレルダイオード接続点１７、ＲＦ／ＩＦ信号分離部１８を備える。以下、第一の実施形態と同様な部分は同一の番号を付して説明を省略する。
局部発振信号入力端子１０ａ、平衡バラン（信号分岐手段）１０、ＤＣリターン用コイル１４ａ、１４ｂ、アンチパラレルダイオード（ミキシング手段）１６ａ、１６ｂ、アンチパラレルダイオード接続点１７、ＲＦ／ＩＦ信号分離部１８は、第一の実施形態と同様であり説明を省略する。
ダイプレクサ（定インピーダンス素子）２２ａ、２２ｂは、平衡バラン１０の出力する信号の周波数帯域（例えば４〜８ＧＨｚ）を通過帯域とし、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域（例えば、９〜４９ＧＨｚ）において終端特性（終端器としての特性を有する）を示すものである。
ダイプレクサ（定インピーダンス素子）２２ａ、２２ｂのインピーダンス特性を第６図のグラフを参照して説明する。ダイプレクサ（定インピーダンス素子）２２ａ、２２ｂのインピーダンスは、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域（例えば、９〜４９ＧＨｚ）において、ほぼ一定の５０Ωである。
なお、ダイプレクサ２２ａ、２２ｂの回路構成の一例を第７図に示す。
第７図（ａ）は、ダイプレクサ２２ａ、２２ｂをバンドパスフィルタを用いて構成した例である。ダイプレクサ２２ａ、２２ｂは、平衡バラン１０に一端が、アンチパラレルダイオード１６ａ、１６ｂに他端が接続されたバンドパスフィルタ２２２と、バンドパスフィルタの他端に接続されたバンドパスフィルタ２２４と、バンドパスフィルタ２２４に接続され接地された抵抗２２６とを有する。なお、バンドパスフィルタ２２２は平衡バラン１０の出力する信号の周波数帯域（例えば４〜８ＧＨｚ）を通過帯域とする。また、バンドパスフィルタ２２２は高周波受信信号ＲＦの周波数帯域（例えば、９〜４９ＧＨｚ）を通過帯域とする。
第７図（ｂ）は、ダイプレクサ２２ａ、２２ｂを回路素子のＬＣＲを用いて構成した例である。ダイプレクサ２２ａ、２２ｂは、平衡バラン１０に一端が、アンチパラレルダイオード１６ａ、１６ｂに他端が接続されたリアクタンス要素Ｌと、リアクタンス要素Ｌの一端に接続され接地されたキャパシタンス要素Ｃ２と、リアクタンス要素Ｌの他端に接続されたキャパシタンス要素Ｃ１と、キャパシタンス要素Ｃ１に接続され接地された抵抗要素Ｒ１とを有する。
第二の実施形態の動作は、第一の実施形態とほぼ同様である。
なお、アンチパラレルダイオード１６ａ（１６ｂ）は給電される局部発振信号Ｌｏの位相にかかわらず互いに逆向きのダイオード１６２ａ、１６４ａ（１６２ｂ、１６４ｂ）のいずれかがオン状態とみなすことができる。よって、アンチパラレルダイオード接続点１７からアンチパラレルダイオード１６ａ（１６ｂ）をみたインピーダンスは、ほぼダイプレクサ２２ａ（２２ｂ）の入出力インピーダンスと一致する。
ここで、ダイプレクサ２２ａ（２２ｂ）の入出力インピーダンスは先に説明したように、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域（例えば、９〜４９ＧＨｚ）において、ほぼ一定である。よって、高周波受信信号ＲＦを中間周波数信号ＩＦに変換する際の変換損失の周波数特性は、高周波受信信号ＲＦの周波数ｆＲＦが変動しても、ほぼ一定である。
第二の実施形態によれば、ダイプレクサ２２ａ、２２ｂの入出力インピーダンスが、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域（例えば、９〜４９ＧＨｚ）において、ほぼ一定である。よって、高周波受信信号ＲＦを中間周波数信号ＩＦに変換する際の変換損失の周波数特性は、高周波受信信号ＲＦの周波数ｆＲＦが変動しても、ほぼ一定である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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