【事件の表示】
　平成　８年特許願第１２９３４９号「変調装置」拒絶査定不服審判事件〔平成　９年１１月１８日出願公開、特開平　９−２９８５６８〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯、本願発明
　本願は、平成８年４月２６日に出願したものであって、平成１６年７月３０日付け手続補正によって最終的に補正された明細書および図面の記載からみて、その請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、次のとおりのものである。
　
　【請求項１】
　「アナログ直交変調信号を局部発振信号と混合しアップコンバートするアナログミキサを備える符号分割多元接続方式に用いられる変調装置において、入力された直交信号に対し振幅制限を行う振幅制限回路と、前記振幅制限回路で振幅制限された後の前記信号に対し帯域制限を行う帯域制限回路と、マルチプレクサスイッチと極性反転器とＤ／Ａ変換器とから成り、前記帯域制限回路で帯域制限された後の前記信号に対しディジタル化直交変調を行う直交変調回路とを有し、
　前記振幅制限回路を、前記帯域制限回路の前段で且つ前記直交変調回路の前段に配置したことを特徴とする変調装置。」
　
２．刊行物に記載された発明
（１）当審の拒絶の理由に引用された、特開平８−７９１３２号公報（以下、「刊行物１」という。）には、下記（ア）〜（ウ）が記載されている。
　
　（ア）「【特許請求の範囲】
【請求項１】ディジタル信号の伝送方式として直接拡散スペクトル拡散方式を用い、複数のチャネルが符号分割多重された信号が持つダイナミックレンジよりも、許容ダイナミックレンジの小さい送信電力増幅器を用い、前記送信電力増幅器の前段に、前記送信電力増幅器のダイナミックレンジの不足の影響を小さくするような振幅制限レベルに設定された振幅制限回路を設けたことを特徴とするスペクトル拡散方式通信装置。」（２頁【特許請求の範囲】）、
　（イ）「【０００２】
【従来の技術】図５は従来のスペクトル拡散方式携帯電話基地局装置の構成を示している。各々の回線は、フレーム組立回路５０１で各種の制御情報等を付随させた送信フレームフォーマットに組み込まれた後、拡散回路５０２でその回線に割り当てられた拡散符号により拡散され、加算回路５０３で１系統にまとめられる。この装置例においては、ＱＰＳＫ等の直交変調方式を用いるため、回線毎の拡散回路の出力および加算回路の出力は、Ｉ成分とＱ成分の２系統からなる。加算回路５０３の出力は、Ｄ／Ａ変換器５０４によりアナログ信号に変換され、ミキサ５０５で搬送波発振回路５０６からの搬送波信号と混合されて変調信号に変換され、電力増幅回路５０７で増幅され、送信アンテナ５０８から送信される。」（２頁段落【０００２】）、                                                   
　（ウ）「【０００７】
【実施例】
（実施例１）図１は本発明の第１の実施例における直接スペクトル拡散方式を用いた携帯電話基地局装置の送信部の構成を示すものである。図１において、１０１は各回線毎に設けられたフレーム組立回路、１０２はフレームに組み立てられた送信信号に拡散を施す拡散回路、１０３は各拡散回路１０２の出力を１系統にまとめるための加算回路、１０４は現在多重されている回線数に応じた最適な振幅制限レベルの振幅制限を行なう振幅制限回路、１０５は振幅制限回路１０４に回線数情報を与える制御装置、１０６は振幅制限された多重信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器、１０７はミキサ、１０８は搬送波発振回路、１０９はミキサ１０７により混合された送信信号を増幅する電力増幅回路、１１０は送信アンテナである。
【０００８】次に上記実施例の動作について説明する。各々の回線は、フレーム組立回路１０１で各種の制御情報等を付随させた送信フレームフォーマットに組み込まれた後、拡散回路１０２でその回線に割り当てられた拡散符号により拡散される。回線毎の拡散回路１０２の出力は、加算回路１０３で１系統にまとめられ、振幅制限回路１０４に送られる。本実施例においては、ＱＰＳＫ等の直交変調方式を用いるため、回線毎の拡散回路１０２の出力および加算回路１０３の出力はＩ成分とＱ成分の２系統からなる。振幅制限回路１０４では、現在多重されている回線数の情報を制御装置１０５から受け取り、多重されている回線数に応じた最適な振幅制限レベルの振幅制限を行なう。振幅制限された多重信号は、Ｄ／Ａ変換器１０６によりアナログ信号に変換され、ミキサ１０７で搬送波発振回路１０６からの搬送波信号と混合されて変調信号に変換され、電力増幅回路１０９で増幅され、送信アンテナ１１０から送信される。
【０００９】次に、振幅制限回路１０４について説明する。拡散符号としてＭ系列やGold系列などの２値の拡散符号を使用した場合、拡散符号の要素を＋１，−１とすると、Ｎ回線が多重された信号は−Ｎ，−Ｎ＋２，…，Ｎ−２，ＮのＮ＋１値をとる。このため各回線の拡散符号の相互相関特製を劣化させることなく多重するためには、拡散から逆拡散までのプロセスでＮ＋１値の振幅情報が保存されている必要がある。しかし多重回線Ｎが大きい場合には、Ｎ回線多重した信号の振幅の絶対値がＮ付近の値をとる確率、すなわち全回線の拡散符号が同時に＋１または−１となる確率は非常に小さく、したがって振幅制限による特性の劣化は非常に小さい。この性質により、送信電力増幅器の許容ダイナミックレンジが多重信号に対して十分に確保できない場合には、多重信号のとりうる振幅のすべての範囲を送信電力増幅回路に入力するよりも、発生頻度の少ない大振幅の部分は切り捨て、小振幅の範囲を送信電力増幅回路に入力する方が誤り率特性の点で有利である。さらに振幅制限を行なうレベルには最適値が存在することが、計算機シミュレーションで確認されている。本実施例では、多重回線数に応じた最適な振幅制限レベルをあらかじめ計算機シミュレーション等で求め、振幅制限回路１０４の内部に記憶させておき、現在の多重回線数に対する最適な振幅制限を行なわせる。」（２頁、３頁段落【０００７】〜【０００９】）。
　
　前記（ウ）の「【０００８】次に上記実施例の動作について説明する。各々の回線は、フレーム組立回路１０１で各種の制御情報等を付随させた送信フレームフォーマットに組み込まれた後、拡散回路１０２でその回線に割り当てられた拡散符号により拡散される。回線毎の拡散回路１０２の出力は、加算回路１０３で１系統にまとめられ、振幅制限回路１０４に送られる。本実施例においては、ＱＰＳＫ等の直交変調方式を用いるため、回線毎の拡散回路１０２の出力および加算回路１０３の出力はＩ成分とＱ成分の２系統からなる。−−−振幅制限された多重信号は、Ｄ／Ａ変換器１０６によりアナログ信号に変換され、ミキサ１０７で搬送波発振回路１０６からの搬送波信号と混合されて変調信号に変換され、」の記載からみて、刊行物１の基地局装置の送信部が、「入力されたＩ成分、Ｑ成分信号に対し振幅制限を行う振幅制限回路と、前記振幅制限回路で振幅制限された後の前記信号に対し帯域Ｄ／Ａ変換を行うＤ／Ａ変換器と前記Ｄ／Ａ変換器でＤ／Ａ変換された後の前記信号で直交変調を行う直交変調器」を有することは当該技術分野の技術常識からみて自明の事項である。
　
　前記記載事項及び、図面の記載並びに当該技術分野の技術常識を勘案すると、
　刊行物１には、
　「符号分割多重信号を送信するスペクトル拡散方式に用いられる基地局装置の送信部において、入力されたＩ成分、Ｑ成分信号に対し振幅制限を行う振幅制限回路と、前記振幅制限回路で振幅制限された後の前記信号に対しＤ／Ａ変換を行うＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器でＤ／Ａ変換された後の前記信号で直交変調を行う直交変調器とを有し、
　前記振幅制限回路を、前記Ｄ／Ａ変換器及び前記直交変調器の前段に配置した送信部。」、
を構成とする発明（以下、「刊行物１に記載された発明」という。）が記載されている。
　
（２−１）当審の拒絶の理由に引用された、特開平４−２９０３３７号公報（以下、「周知例１」という。）には、下記（ア）、（イ）の事項が記載されている。
　
　（ア）「【００２３】ディジタルモードの場合には、スイッチ回路２がａ側に設定される。したがって、ｍ逓倍回路回路１１の出力がスイッチ回路２を介して直交変調及びＤ／Ａコンバータ回路１２に供給される。直交変調及びＤ／Ａコンバータ回路１２には、端子１３から周波数ｆS のサンプリング周波数（ｆS＝９．７２ＭＨｚ）が供給される。直交変調及びＤ／Ａコンバータ回路１２は、複素ベースバンド信号の実部の正負の信号Ｉ及び−Ｉと、虚部の正負の信号Ｑ及び−Ｑとを、サンプリング周波数ｆS で順次選択してＤ／Ａ変換し、所定の帯域の成分を取り出すことにより、直交変調とＤ／Ａ変換を行うものである。この直交変調及びＤ／Ａコンバータ回路１２については、後に詳述する。
【００２４】直交変調及びＤ／Ａコンバータ回路１２からは、中間周波数ｆIF（１２．１５ＭＨｚ）のＩＦ信号が得られる。このＩＦ信号が混合回路１４に供給される。混合回路１４には、ＰＬＬシンセサイザ１５から、周波数ｆsoscの局部発振信号が供給される。混合回路１４で、ＩＦ信号と局部発振信号とが混合され、周波数８００ＭＨｚ帯の送信信号が形成される。この送信信号がパワーアンプ１６に供給され、電力増幅される。パワーアンプ１６の出力がスイッチ回路４を介して、アンテナ１７に供給される。」（３頁、４頁段落【００２３】、【００２４】）、
　
　（イ）「【００５３】図１は、直交変調及びＤ／Ａコンバータ回路１２の構成を示すものである。図１において、入力端子６１にディジタル複素信号（Ｉ＋ｊＱ）の実部信号Ｉが供給される。入力端子６２にディジタル複素信号（Ｉ＋ｊＱ）の虚部信号Ｑが供給される。
【００５４】入力端子６１からの実部信号Ｉがスイッチ回路６３の入力端６３Ａに供給されにと共に、極性反転回路６４に供給される。極性反転回路６４で、実部信号Ｉが極性反転され、実部信号−Ｉが形成される。この実部信号−Ｉがスイッチ回路６３の入力端６３Ｃに供給される。
【００５５】入力端子６２からの虚部信号Ｑがスイッチ回路６３の入力端６３Ｂに供給されにと共に、極性反転回路６５に供給される。極性反転回路６５で、虚部信号Ｑが極性反転され、虚部信号−Ｑが形成される。この虚部信号−Ｑがスイッチ回路６３の入力端６３Ｄに供給される。
【００５６】　スイッチ回路６３には、スイッチ制御回路６６からスイッチ制御信号が形成される。スイッチ制御回路６６には、端子６７からサンプリング周波数ｆSのクロックが供給される。スイッチ回路６３で、スイッチ回路６３の入力端６３Ａ〜６３Ｄに供給される信号Ｉ、Ｑ、−Ｉ、−Ｑが順次サンプリング周波数ｆS のタイミングで切り替えられる。
【００５７】スイッチ回路６６の出力がＤ／Ａコンバータ６８に供給される。Ｄ／Ａコンバータ６８には、端子６７からサンプリング周波数ｆS のクロックが供給される。Ｄ／Ａコンバータ６８で、スイッチ回路６３の出力がアナログ信号に変換される。
【００５８】Ｄ／Ａコンバータ６８の出力がバンドパスフィルタ６９に供給される。バンドパスフィルタ６９は、搬送波周波数（中間周波信号の周波数）ｆIFの帯域を通過する特性とされる。バンドパスフィルタ６９の出力から、直交変調信号が得られる。この直交変調信号が出力端子７０から取り出される。」（６頁段落【００５３】〜【００５８】）。
　
（２−２）当審の拒絶の理由に引用された、特開平７−２７３８１８号公報（以下、「周知例２」という。）には、下記（ア）、（イ）の事項が記載されている。
　
　（ア）「【０００２】
【従来の技術】ディジタル無線通信方式では、ディジタル信号の変調回路として直交位相変調回路が広く用いられている。また、装置の小型化、低消費電力化、無調整化などの点から、変調部の回路についてもディジタル化が進められている。ディジタル回路で直交位相変調を行うものとしては、阪田他、「ディジタル化π／４シフトＱＰＳＫ変調器」、１９９３年電子情報通信学会秋季大会、講演番号Ｂ−３０３に示されたものが知られている。その回路構成を図２に示す。
【０００３】この回路は、波形整形回路２０１、選択回路２０２、Ｄ／Ａ変換器２０３および低域通過フィルタ２０４を備える。波形整形回路２０１は、同相成分データ２５１および直交成分データ２５２を入力とし、それぞれを波形整形および符号反転を行って同相成分ベースバンド信号２５３および直交成分ベースバンド信号２５４を出力する。選択回路２０２は同相成分ベースバンド信号２５３と直交成分ベースバンド信号２５４とを交互に選択し、直交位相変調信号２５５を得る。Ｄ／Ａ変換器２０３はこの直交位相変調信号２５５をアナログ信号に変換し、低域通過フィルタ２０４はその高調波を除去して変調中間周波信号２５６を出力する。
【０００４】波形整形された同相成分ベースバンド信号（符号反転前の信号）をＩ(n）、波形整形された直交成分ベースバンド信号（同じく）をＱ(n）とすると、Ｉ(0）、Ｑ(1）、−Ｉ(2）、−Ｑ(3）、…、Ｉ(t）、Ｑ(t+1）、−Ｉ(t+2）、−Ｑ(t+3）、…となるように順次符号反転および選択を行うことにより、直交位相変調信号を得ることができる。ここで、負符号の付けられる周期は一定であり、同相成分側は偶数番のみ、直交成分側は奇数番のみが変調演算に用いられるので、波形整形回路２０１では、負符号が付けられる順番のデータにはあらかじめ負符号を付けて出力する。また、変調演算に用いられない順番のデータについては演算を省くようにする。
【０００５】この回路で得られた変調中間周波信号２５６から無線周波数信号またはさらに高周波の変調中間周波信号を得るには、ミキサ２０５および発振器２１０を用いて周波数変換を行い、イメージ抑圧用帯域通過フィルタ２０９により不要周波数を除去するか、または、低周波移相器２０８、イメージ抑圧型周波数変換器２０９、発振器２１０および移相器２１１を用いて周波数変換を行い、イメージ抑圧用帯域通過フィルタ２１２により不要周波数を除去する。イメージ抑圧型周波数変換器２０９は一方のサイドバンドを抑圧することができる周波数変換器であり、具体的には、位相が互いに９０°異なる二つの直交位相変調信号と位相が互いに９０°異なる搬送波とをミキシングして加算または減算することで、一方のサイドバンドのみを得ることができる。」（２頁段落【０００２】〜【０００５】）、　
　
　（イ）「【００１６】波形整形回路１０１は、同相成分データ１５１および直交成分データ１５２を入力とし、それぞれの波形整形演算および符号反転を行う。波形整形回路１０１のディジタルフィルタサンプリング数をＭ（Ｍは４の倍数）、ディジタルフィルタサンプリングタイミングを１〜Ｍとすると」（３頁段落【００１６】）。
　
（２−３）よって、例えば、前記周知例１、２にみられるように、
「アナログ直交変調信号を局部発振信号と混合しアップコンバートするアナログミキサを備える変調装置において、マルチプレクサスイッチと極性反転器とＤ／Ａ変換器とから成り、入力直交信号に対しディジタル直交変調を行う直交変調回路を有する変調装置」、
　は本願出願前周知の技術（以下、「周知技術１」という。）である。
　
（３−１）当審の拒絶の理由に引用された、特開平７−１４３１９６号公報（以下、「周知例３」という。）には、下記（ア）、（イ）の事項が記載されている。
　
　（ア）「【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタル移動体通信等の無線機に使用されるデジタル直交変調器に関し、特に、高い周波数の変調波が得られるように構成したものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のデジタル直交変調器は、図３（ａ）に示すように、Ｉベースバンド信号10を帯域制限するデジタル・フィルタ１と、Ｑベースバンド信号を帯域制限するデジタル・フィルタ２と、キャリア信号としてコサイン（ＣＯＳ）波形信号16を出力するＲＯＭ６と、サイン（ＳＩＮ）波形信号17を出力するＲＯＭ７と、ＲＯＭ６およびＲＯＭ７にＣＯＳ波形信号およびＳＩＮ波形信号を呼出すための制御信号15を送るカウンタ５と、帯域制限されたＩベースバンド信号12とＣＯＳ波形信号16とを乗算するデジタル乗算器３と、帯域制限されたＱベースバンド信号13とＳＩＮ波形信号17とを乗算するデジタル乗算器４と、デジタル乗算器３から出力されるＩ信号18とデジタル乗算器４から出力されるＱ信号19とを加算する加算器８と、加算器８から出力されるデジタル変調信号20をアナログ変調信号21に変換するＤ／Ａ変換器９とを備えている。
【０００３】このデジタル直交変調器では、まずベースバンドＩ信号10と、ベースバンドＱ信号11とが、それぞれデジタル・フィルタ１または２に入力し、これらのデジタル・フィルタ１、２で帯域制限されたベースバンドＩ信号12およびベースバンドＱ信号13がそれぞれデジタル乗算器３、４に入力する。また、標本化周波数クロック14がカウンタ５に入力し、カウンタ５は制御信号15を出力する。」（２頁段落【０００１】〜【０００３】）、
　
　（イ）「【０００７】このデジタル変調信号20は、ＣＯＳ波形信号およびＳＩＮ波形信号がそれぞれ図３（ｂ）および（ｃ）に示すサンプル値によって近似されるとき、次のような時系列データとなる。
Ｉ(０)、Ｑ(１)、−Ｉ(２)、−Ｑ(３)、‥
ただし、Ｉ(ｍ)、Ｑ(ｍ)は、ｍ時点におけるＩ、Ｑの値を示す。
【０００８】この時系列データは、ＣＯＳ波形およびＳＩＮ波形の周期、即ち、変調波の周期をＴとするとき、一般的に次のように表わすことができる。
Ｉ(ｎＴ)、Ｑ((ｎ＋1/4)Ｔ)、−Ｉ((ｎ＋1/2)Ｔ)、−Ｑ((ｎ＋3/4)Ｔ)、‥　（１）
ただし、ｎ；０，１，２，‥
このデジタル変調信号20がＤ／Ａ変換器９でアナログ信号に変換され、アナログ変調信号21が得られる。」（２頁段落【０００７】、【０００８】）。
　
（３−２）当審の拒絶の理由に引用された、特開平７−９９５２３号公報（以下、「周知例４」という。）には、下記（ア）の事項が記載されている。
　
　（ア）「【００１２】
【実施例】図１は、直交変調技法によってデジタルデータを通信するモデムの非常に基本的なブロック図である。セクション１００はモデムのトランスミッタ部であり、セクション２００はモデムのレシーバ部である。詳細に述べれば、トランスミッタ部においては、デジタルデータが１−ｔｏ−２マッパ１１０に供給され、マッパ１１０は、通常同相サンプルおよび直交サンプルと呼称される２つの出力を生成する。同相サンプルはローパスフィルタ１５０を介して変調器１２０に供給され、変調器１２０は供給された信号とキャリア、すなわち図１のｓｉｎωｔ、との積を生成する。直交サンプルはローパスフィルタ１６０を介して変調器１３０に供給され、変調器１３０は供給された信号と第２のキャリアとの積を生成する。この第２のキャリアは第１のキャリアと直交している、すなわちｃｏｓωｔである。フィルタ１５０および１６０は、エイリアシングを避けるために、ω未満そして少なくともマッパ１１０の出力サンプルレートの逆数の半分までに帯域を制限していなければならない。変調器１２０および１３０の出力信号は素子１４０において加算されてモデムのトランスミッタ部のアナログ信号が生成される。」（３頁段落【００１２】）。
　
（３−３）よって、例えば、前記周知例３、４にみられるように、
　「入力直交信号に帯域制限フィルタで帯域制限を行い、帯域制限された後の直交信号で直交変調すること」は本願出願前周知の技術（以下、「周知技術２」という。）である。
 　 
（４）また、前記（２−２）で示した周知例２である特開平７−２７３８１８号公報には、下記（ア）の事項が、前記（３−１）で示した周知例３である特開平７−１４３１９６号公報には、下記（イ）の事項が記載されている。
　（ア）「【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、この従来例では、ミキサ２０５および発振器２０６により無線周波数信号またはさらに高周波の変調中間周波信号を得ようとした場合に、変調中間周波信号２５８の周波数が比較的低周波となるため、イメージ抑圧用帯域通過フィルタ２０７に対し通過帯域の近傍に阻止帯域を要求することになり、帯域通過フィルタ２０７の設計の難度が増すという課題がある。」（２頁段落【０００６】）、
　（イ）「【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、変調器から出力される変調信号は、後段部で局部発振信号との混合によってアップコンバートされた後、必要な信号成分以外はフィルタで除去される。このフィルタには、変調信号の周波数が低くなるにつれて急峻な狭帯域のフィルタ特性が要求され、その実現が困難になる。そのため、変調器から出力される変調信号の周波数を可能な限り上げることが必要になる。」（２頁段落【０００９】）。
　
　よって、例えば、前記周知例２、３にみられるように、
「直交変調信号の周波数を高くできると直交変調回路の後段のフィルタ処理が容易になること」は本願出願前周知の事項（以下、「周知事項」という。）である。
　
３．対比・判断
　本願発明と刊行物１に記載された発明を対比すると、
　ａ．刊行物１に記載された発明の「基地局装置の送信部」は、変調機能を含むものであるから、本願発明の「変調装置」に相当する。
　
　ｂ．刊行物１に記載された発明の「Ｉ成分、Ｑ成分信号」は、本願発明の「直交信号」に相当する。
　
　ｃ．刊行物１に記載された発明の「符号分割多重信号を送信するスペクトル拡散方式」は、該スペクトル拡散方式が携帯電話基地局装置の送信部の通信方式に用いられていることからみて、符号分割多元接続方式を意味していることは当業者に自明の事項であり、本願発明の「符号分割多元接続方式」に相当する。
　
　ｄ．また、本願発明の「マルチプレクサスイッチと極性反転器とＤ／Ａ変換器とから成り、前記帯域制限回路で帯域制限された後の前記信号に対しディジタル化直交変調を行う直交変調回路」と、刊行物１に記載された発明の「 前記振幅制限回路で振幅制限された後の前記信号に対しＤ／Ａ変換を行うＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器でＤ／Ａ変換された後の前記信号で直交変調を行う直交変調器」とは、前記刊行物１に記載された発明の構成が「前記振幅制限回路で振幅制限された後の前記信号に対し、Ｄ／Ａ変換を行うとともに、Ｄ／Ａ変換された前記信号で直交変調を行う前記Ｄ／Ａ変換器及び直交変調器」を意味し、本願発明の「前記帯域制限回路で帯域制限された後の前記信号」と刊行物１に記載された発明の「前記振幅制限回路で振幅制限された後の前記信号」が、前記ｂ．を考慮して、「前記振幅制限回路で振幅制限された後の前記信号」であり、また、刊行物１に記載された発明の「前記Ｄ／Ａ変換器」及び「直交変調器」が、「前記Ｄ／Ａ変換器」及び「直交変調器」、へ入力されるディジタル信号に対し直交変調を行うものであり、本願発明の「直交変調回路」に相当するものであるから、「前記振幅制限回路で振幅制限された後の前記信号に対し直交変調を行う直交変調回路」の点で一致する。
　
　ｅ．本願発明の「前記振幅制限回路を、前記帯域制限回路の前段で且つ前記直交変調回路の前段に配置」と、刊行物１に記載された発明の「前記振幅制限回路を、前記Ｄ／Ａ変換器及び前記直交変調器の前段に配置」とは、前記ｄ．を考慮して、「前記振幅制限回路を前記直交変調回路の前段に配置」の点で一致する。
　
　してみると、両者は、
　「符号分割多元接続方式に用いられる変調装置において、入力された直交信号に対し振幅制限を行う振幅制限回路と、前記振幅制限回路で振幅制限された後の前記信号に対し直交変調を行う直交変調回路とを有し、
　前記振幅制限回路を前記直交変調回路の前段に配置した変調装置。」の点で一致し、
　
　（１）符号分割多元接続方式に用いられる変調装置について、本願発明が、「アナログ直交変調信号を局部発振信号と混合しアップコンバートするアナログミキサを備え」たものであるのに対し、刊行物１に記載された発明には、このような、記載がない点、
　
　（２）本願発明が「前記振幅制限回路で振幅制限された後の前記信号に対し帯域制限を行う帯域制限回路」を有するのに対し、刊行物１に記載された発明ではこのような記載がない点、
　
　（３）「前記振幅制限回路で振幅制限された後の前記信号に対し直交変調を行う直交変調回路」に関し、その構成要素と、変調対象信号である「前記振幅制限回路で振幅制限された後の前記信号」と「直交変調」について、本願発明が、各々、「マルチプレクサスイッチと極性反転器とＤ／Ａ変換器とから成り、」、「前記帯域制限回路で帯域制限された後の前記信号」、「ディジタル化直交変調」であるのに対し、刊行物１に記載された発明では、Ｄ／Ａ変換器と直交変調器の記載であり、変調対象信号が「前記振幅制限回路で振幅制限された後の前記信号」であり、「直交変調」についての限定がない点、
　
　（４）「前記振幅制限回路を前記直交変調回路の前段に配置」について、本願発明が「前記振幅制限回路を、前記帯域制限回路の前段で且つ前記直交変調回路の前段に配置」するのに対し、刊行物１に記載された発明では「前記振幅制限回路を、前記Ｄ／Ａ変換器及び前記直交変調器の前段に配置」している点、
で相違している。
　
　そこで前記相違点（１）〜（４）について検討する。
  
　「アナログ直交変調信号を局部発振信号と混合しアップコンバートするアナログミキサを備える変調装置において、マルチプレクサスイッチと極性反転器とＤ／Ａ変換器とから成り、入力直交信号に対しディジタル直交変調を行う直交変調回路を有する変調装置」は、前記２．（２−３）で周知技術１として示したように本願出願前周知の技術であり、また、「入力直交信号に帯域制限フィルタで帯域制限を行い、帯域制限された後の直交信号で直交変調すること」は、前記２．（３−３）で周知技術２として示したように本願出願前周知の技術であり、これら周知技術を刊行物１に記載された発明に適用することに何らの阻害要件はないから、刊行物１に記載された発明において、周知技術１を適用し、符号分割多元接続方式に用いられる変調装置について、「アナログ直交変調信号を局部発振信号と混合しアップコンバートするアナログミキサを備え」たもの（相違点（１））とし、「前記振幅制限回路で振幅制限された後の前記信号に対し直交変調を行う直交変調回路」に関し、その構成要素と「直交変調」について、各々、「マルチプレクサスイッチと極性反転器とＤ／Ａ変換器とから成り、」、「ディジタル化直交変調」とすること（相違点（３）の一部）は当業者が容易に成し得たことである。そして、その際、刊行物１に記載された発明に、前記周知技術２である「入力直交信号に帯域制限フィルタで帯域制限を行い、帯域制限された後の直交信号で直交変調すること」の技術を適用し、刊行物１に記載された発明において、「前記振幅制限回路で振幅制限された後の前記信号に対し帯域制限を行う帯域制限回路」を設け（相違点（２））、「前記振幅制限回路で振幅制限された後の前記信号に対し直交変調を行う直交変調回路」に関し、変調対象信号である「前記振幅制限回路で振幅制限された後の前記信号」について、「前記帯域制限回路で帯域制限された後の前記信号」となし（相違点（３）の一部）、「前記振幅制限回路を前記直交変調回路の前段に配置」について、「前記振幅制限回路を、前記帯域制限回路の前段で且つ前記直交変調回路の前段に配置」とすること（相違点（４））は当業者が適宜なし得た事項である。 
　
　また、本願発明の奏する効果も前記刊行物１に記載された発明、周知技術１、２、周知事項から当業者が類推し得る得る程度の事項であり、格段のものではない（必要ならば、下記（２）参照）。
　
　なお、出願人は、平成１６年７月３０日付け意見書において、
　（１）帯域制限フィルタを、振幅制限回路の前段あるいは後段のどちらにするかは、当業者が適宜実施する設計的事項の範疇を超える技術的事項である旨主張しているが、直交信号に帯域制限フィルタで帯域制限を行い、帯域制限された後の直交信号で直交変調することは前記２．（３−３）に周知技術２として示したように本願出願前より周知の技術であり、係る周知技術２を刊行物１に記載された発明に適用するに当たり、帯域制限フィルタを刊行物１に記載された発明の振幅制限回路の前におくと、直交信号のスペクトルが帯域制限フィルタにより適正に帯域制限されたとしても、その後振幅制限装置を通すことにより、直交信号のスペクトルが適正でないように変形され、歪みをもつスペクトルの直交信号が直交変調回路に入力され、好ましくない状態となることは当然のこととして予想されることであり、このようなことは当業者が通常行わないことであって、刊行物１に記載された発明の振幅制限回路の後に帯域制限フィルタを置くことは当業者が通常採り得る構成であって格段のものではない。
　
　（２）本願発明は、ディジタル化直交変調回路の前段に振幅制限回路を挿入することで、演算ビット数を削減し、直交変調信号の周波数を高くすることができ、これにより直交変調回路の後段の無線周波数帯のフィルタ回路規模の削減を図り、小型・ローコスト化を図ることができるという本願発明に特有の効果を奏する旨主張しているが、刊行物１に記載された発明に、前記２．（２−３）に示した周知技術１を適用するに当たり、直交変調回路の前段に振幅制限回路をおくと、振幅制限回路により演算ビット数が削減され、周知技術１の直交変調回路の処理（例えば、Ｄ／Ａ変換処理）を高速化でき、直交変調信号の周波数を高くできることは刊行物１に記載された発明及び前記周知技術１から当業者に予想し得る事項であり、また、直交変調信号の周波数を高くできると直交変調回路の後段のフィルタ処理が容易になることは前記２．（４）に周知事項として示したように本願出願前周知の事項であるから、ディジタル化直交変調回路の前段に振幅制限回路を挿入することにより、演算ビット数を削減し、直交変調信号の周波数を高くすることができ、これにより直交変調回路の後段の無線周波数帯のフィルタ回路規模の削減を図り、小型・ローコスト化を図ることができることは、刊行物１に記載された発明、及び周知技術１、２、周知事項から当業者が類推し得る程度の事項である。
　
４、むすび
　以上のとおりであるから、本願発明は、前記刊行物１に記載された発明及び前記周知技術１、２、周知事項に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により、特許を受けることができないものである。
　よって、結論のとおり審決する。