(57)【要約】  セラミックコンデンサを平滑化コンデンサとして用いることができるＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。このＤＣ／ＤＣコンバータ１は、スイッチング素子１４を開閉することにより、入力電源（ＶＣＣ）から負荷３が接続される出力端子OUTにコイル１６を通じて電力を供給し、出力端子OUTの電圧を調整する。そして、コイル電流ＩＬを検出するコイル電流検出抵抗１７と、コイル電流検出抵抗１７の負荷側に接続され、出力端子OUTの電圧を平滑化する平滑化コンデンサ１８と、コイル電流検出抵抗１７のコイル側の電圧を検出して、コイル電流ＩＬの基準電流値を制御する基準電流値制御回路８と、基準クロックCLKを発生するクロック発生器１０と、基準クロックCLKに同期してスイッチング素子１４を閉じ、コイル電流ＩＬが基準電流値を越えるとスイッチング素子１４を開く帰還回路９と、を備えて構成される。【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を開閉することにより、入力電源から負荷が接続される出力端子にコイルを通じて電力を供給し、出力端子の電圧を調整するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
コイルと出力端子間に介装されてコイル電流を検出する素子と、
コイル電流を検出する素子の負荷側に接続されて出力端子の電圧を平滑化する平滑化コンデンサと、
コイル電流を検出する素子のコイル側の電圧を検出してコイルに流れる電流の基準電流値を制御する基準電流値制御回路と、
クロック発生器の基準クロックに同期してスイッチング素子を閉じ、コイルに流れる電流が基準電流値を越えるとスイッチング素子を開く帰還回路と、
を備えてなることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記コイル電流を検出する素子はコイル電流検出抵抗であることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記平滑化コンデンサはセラミックコンデンサであることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１又は２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記平滑化コンデンサは等価直列抵抗の抵抗値が電解コンデンサよりも小さいものであることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１又は２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記コイル電流を検出する素子は前記平滑化コンデンサの等価直列抵抗よりも抵抗値が大きいことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
請求項１又は２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記コイル電流を検出する素子と前記平滑化コンデンサとにより周波数特性におけるゼロの周波数を設定することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
スイッチング素子を開閉することにより、入力電源から負荷が接続される出力端子にコイルを通じて電力を供給し、スイッチング素子に帰還をかけて出力端子の電圧を調整するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
コイルと出力端子間に介装されてコイルに流れる電流を検出するコイル電流を検出する素子と、
コイル電流を検出する素子の負荷側に接続されて出力端子の電圧を平滑化する平滑化コンデンサと、を備え、
コイル電流を検出する素子と平滑化コンデンサとにより周波数特性におけるゼロの周波数を設定することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力する電源電圧を所定のＤＣ電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ、特に、カレントモードＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ／ＤＣコンバータには、電源を入力する端子と負荷に接続され所定のＤＣ電圧を出力する端子の間にスイッチング素子を設け、このスイッチング素子を開閉することにより所定のＤＣ電圧を保持するタイプのものが存在する。このものは、小型で高効率を達成できるので広く使用されている。そして、そのスイッチング素子の開閉制御には、スイッチング素子に接続されるコイルに流れる電流を検出して、帰還をかける方式（例えば、特許文献１、特許文献２、および特願２００３−１１１２４２号）がある。この方式を採用したものは、カレントモードＤＣ／ＤＣコンバータと称されている。【０００３】
カレントモードＤＣ／ＤＣコンバータの回路例を図５に示す。このＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、上記した構成要素に対応するスイッチング素子１１４とコイル１１６とを設け、スイッチング素子１１４を開閉することにより、入力電源（ＶＣＣ）からコイル１１６を通じて負荷１０３が接続される出力端子OUTに、所定のＤＣ電圧を保持するよう電力を供給している。【０００４】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、上記のスイッチング素子１１４とコイル１１６の他に、スイッチング素子１１４に直列接続されてそれと交互に開閉動作を行うスイッチング素子１１５と、コイル１１６に流れる電流を検出するコイル電流検出抵抗１１７と、コイル電流検出抵抗１１７の負荷側に接続され、出力端子OUTの電圧を平滑化する平滑化コンデンサ１１８と、コイル電流検出抵抗１１７の負荷側の電圧を検出し、コイル１１６に流れる最大電流である基準電流値を制御する基準電流値制御回路１０８と、基準クロックCLKを発生するクロック発生器１１０と、基準クロックCLKに同期して上記の開閉動作、すなわち、コイル１１６に流れる電流が上記の基準電流値を越えるまではスイッチング素子１１４を閉じ（スイッチング素子１１５を開き）、コイル１１６に流れる電流が上記の基準電流値を越えるとスイッチング素子１１４を開く（スイッチング素子１１５を閉じる）信号を出力する帰還回路１０９と、帰還回路１０９とスイッチング素子１１４、１１５の間に設けられたバッファ１１１、１１２と、から構成される。【０００５】
【特許文献１】特開平１１−７５３６７号公報
【特許文献２】特開２００３−３１９６４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
このＤＣ／ＤＣコンバータ１０１に用いられる平滑化コンデンサ１１８は、一般的には、出力電圧のリップル（揺らぎ）を抑えるためや出力電流の変動による過渡応答を良くするために容量値が大きい電解コンデンサが採用されている。【０００７】
しかし、電解コンデンサは極性を持つために、過大ノイズや逆接続ミスにより、反対方向に電圧が掛かると破壊することがあり、また、内部構造的に発煙や発火の危険性が有る。また、図７に示すように、一般に、コンデンサは規定の容量Ｃのほかにリード線や内部構造に起因するＥＳＲ（等価直列抵抗）が存在するが、電解コンデンサはＥＳＲの値（ＲＥＳＲ）が大きいため、かえって、リップル電圧を大きくしていた。【０００８】
そこで、極性を持たず、しかも発煙や発火の危険性がなく、また、ＥＳＲの値（ＲＥＳＲ）が小さいセラミックコンデンサの採用が考えられる。しかし、図５に示す回路において電解コンデンサをセラミックコンデンサに置き換えた場合、以下に説明するアンダーシュートやオーバシュートが生じるという問題がある。【０００９】
すなわち、一般に、負荷の変動に応じて出力電流の急激な変動が起こった場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１がフィードバックにより応答するまで、アンダーシュートやオーバシュートが発生する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１に容量値が大きい電解コンデンサが用いられている場合は、その蓄積した電荷によりこれらのアンダーシュートやオーバシュートは問題にならない程度に抑制されるが、セラミックコンデンサは容量値が小さいため、アンダーシュートやオーバシュートを十分には抑制できず、過渡応答が悪くなるという問題があった。この現象を示すのが図６（ａ）および（ｂ）である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、図６（ａ）のＤＣ特性図に示すように、出力電流ＩＯが増加または減少しても出力電圧ＶＯを設定電圧Ｖｒｅｆに保とうとする。そして、セラミックコンデンサを用いた場合、図６（ｂ）の過渡特性に示すように、出力電流の急激な変動が起こった場合には、大きなアンダーシュートやオーバシュートを発生し、これを抑制できないのである。【００１０】
さらに、セラミックコンデンサのＥＳＲの値（ＲＥＳＲ）が小さいために、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１が発振し易くなるという問題もある。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、負荷１０３と平滑化コンデンサ１１８により、図８に示す特性曲線Ａおよび特性曲線Ｂのように、１ポール、１ゼロの周波数特性を有する。このポールの周波数（ｆＰ）とゼロの周波数（ｆＺ）は、以下の式で求められる。
ｆＰ＝１／（２π・ＲＯ・ＣＯＵＴ）    ・・・（１）
ｆＺ＝１／（２π・ＲＥＳＲ・ＣＯＵＴ）  ・・・（２）
ここで、ＲＯは負荷の抵抗値、ＣＯＵＴは平滑化コンデンサ１１８の容量値、ＲＥＳＲは平滑化コンデンサ１１８のＥＳＲの値である。なお、図８は、横軸が対数スケールであり、特性曲線Ａと特性曲線ＢのｆＰを一致させて示したものである。【００１１】
ｆＰとｆＺは、その周波数差が大きい程、位相（Phase）の回転の最大角が大きい。例えば、図８において、特性曲線ＢのｆＰとｆＺとの周波数差は特性曲線Ａよりも大きいので、位相の回転の最大角が大きい。そして、位相の回転の最大角が大きいと、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１を構成する回路（例えば、基準電流値制御回路１０８、帰還回路１０９など）における素子の遅延等による位相の回転がさらに加わり、容易に発振を起こす。反対に、周波数差が小さければ、位相はさほど回転せず、発振し難くなる。【００１２】
この（１）、（２）式に、ＲＯ＝０．５Ωとし、平滑化コンデンサ１１８が電解コンデンサである場合の具体的な値（ＣＯＵＴ＝３３０μＦ、ＲＥＳＲ＝２０ｍΩ）を当てはめると、ｆＰ＝９６５Ｈｚ、ｆＺ＝２４．１ＫＨｚとなる。したがって、ｆＺはｆＰの２５倍となる。このｆＺとｆＰとの差では、発振は実際起こり難い。一方、平滑化コンデンサ１１８がセラミックコンデンサである場合の具体的な値（ＣＯＵＴ＝１００μＦ、ＲＥＳＲ＝５ｍΩ）を当てはめると、ｆＰ＝３．１８ＫＨｚ、ｆＺ＝３１８ＫＨｚとなる。したがって、ｆＺはｆＰの１００倍となり、その周波数差は大きく、発振が起こり易くなる。なお、ＣＯＵＴ＝１００μＦは、セラミックコンデンサの最大級の容量値である。【００１３】
本発明は、以上の事由に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、ＥＳＲの値（ＲＥＳＲ）や容量が小さい平滑化コンデンサを採用しても、負荷変動時の過渡応答が悪化することがなく、発振現象の発生も抑制されるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記の課題を解決するために、請求項１に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング素子を開閉することにより、入力電源から負荷が接続される出力端子にコイルを通じて電力を供給し、出力端子の電圧を調整するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、コイルと出力端子間に介装されてコイル電流を検出する素子と、コイル電流を検出する素子の負荷側に接続されて出力端子の電圧を平滑化する平滑化コンデンサと、コイル電流を検出する素子のコイル側の電圧を検出してコイルに流れる電流の基準電流値を制御する基準電流値制御回路と、クロック発生器の基準クロックに同期してスイッチング素子を閉じ、コイルに流れる電流が基準電流値を越えるとスイッチング素子を開く帰還回路と、を備えてなることを特徴とする。【００１５】
請求項２に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記コイル電流を検出する素子はコイル電流検出抵抗であることを特徴とする。【００１６】
請求項３に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、請求項１又は２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記平滑化コンデンサはセラミックコンデンサであることを特徴とする。【００１７】
請求項４に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、請求項１又は２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記平滑化コンデンサは等価直列抵抗の抵抗値が電解コンデンサよりも小さいものであることを特徴とする。【００１８】
請求項５に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、請求項１又は２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記コイル電流を検出する素子は前記平滑化コンデンサの等価直列抵抗よりも抵抗値が大きいことを特徴とする。【００１９】
請求項６に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、請求項１又は２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記コイル電流を検出する素子と前記平滑化コンデンサとにより周波数特性におけるゼロの周波数を設定することを特徴とする。【００２０】
請求項７に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング素子を開閉することにより、入力電源から負荷が接続される出力端子にコイルを通じて電力を供給し、スイッチング素子に帰還をかけて出力端子の電圧を調整するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、コイルと出力端子間に介装されてコイルに流れる電流を検出するコイル電流を検出する素子と、コイル電流を検出する素子の負荷側に接続されて出力端子の電圧を平滑化する平滑化コンデンサと、を備え、コイル電流を検出する素子と平滑化コンデンサとにより周波数特性におけるゼロの周波数を設定することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、基準電流値制御回路がコイル電流を検出する素子のコイル側の電圧を検出してコイルに流れる電流の基準電流値を制御するようにしたので、容量やＥＳＲの値（ＲＥＳＲ）が小さい平滑化コンデンサを採用しても負荷変動時の過渡応答が悪化することがなく、発振現象の発生も抑制される。また、平滑化コンデンサにセラミックコンデンサを採用することにより、極性のための破壊が起きず、発煙や発火の危険性がなくなり、小さいＥＳＲの値（ＲＥＳＲ）により出力電圧のリップルを減ずることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】同上のオフセット電圧生成回路の回路図である。
【図３】同上の動作波形図である。
【図４】同上の出力電流と出力端子の電圧の特性を示すもので、（ａ）はＤＣ特性図、  （ｂ）は過渡特性図である。
【図５】背景技術のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図６】同上の出力電流と出力端子の電圧の特性を示すもので、（ａ）はＤＣ特性図、  （ｂ）は過渡特性図である。
【図７】コンデンサの内部回路図である。
【図８】ＤＣ／ＤＣコンバータの周波数特性図である。
【符号の説明】
【００２３】
１  ＤＣ／ＤＣコンバータ
３  負荷
８  基準電流値制御回路
９  帰還回路
１０  クロック発生器
１４  スイッチング素子
１６  コイル
１７  コイル電流検出抵抗
１８  平滑化コンデンサ
ＶＣＣ  入力電源
OUT   出力端子
ＩＬ   コイルに流れる電流（コイル電流）
CLK   基準クロック
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の最良の実施形態を図面を参照しながら説明する。図１は本発明の実施形態であるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。【００２５】
このＤＣ／ＤＣコンバータ１は、Ｎ型ＭＯＳトランジスタのスイッチング素子１４を開閉することにより、入力電源（ＶＣＣ）から負荷３が接続される出力端子OUTにコイル１６を通じて電力を供給して出力端子OUTを所定のＤＣ電圧に保持するよう調整する。そして、コイル１６と出力端子OUT間に介装されてコイル電流（コイル１６に流れる電流）ＩＬを検出する素子のコイル電流検出抵抗１７と、コイル電流検出抵抗１７の負荷側に接続されて出力端子OUTの電圧を平滑化する平滑化コンデンサ１８と、コイル電流検出抵抗１７のコイル側（接続点ｂ）の電圧を検出してコイル電流ＩＬの基準電流値ＩＬｒｅｆを制御する基準電流値制御回路８と、クロック発生器１０の基準クロックCLKに同期してスイッチング素子１４を閉じ（オンし）、コイル電流ＩＬが基準電流値ＩＬｒｅｆを越えるとスイッチング素子１４を開く（オフにする）帰還回路９と、を備えて構成される。ここで、平滑化コンデンサ１８は、極性を持たず、発煙や発火の危険性がなくて信頼性の高いセラミックコンデンサが用いられている。なお、図１では、平滑化コンデンサ１８の動作の理解を容易にするため、そのＥＳＲ（等価直列抵抗）も表記している。【００２６】
さらにＤＣ／ＤＣコンバータ１を詳しく説明すると、スイッチング素子１４は一端を入力電源（ＶＣＣ）に接続され、他端はコイル１６に接続される。そのスイッチング素子１４とコイル１６との接続点（接続点ａ）には、他端が接地電位に接続された第２のＮ型ＭＯＳトランジスタのスイッチング素子１５が接続されている。すなわち、スイッチング素子１４および第２のスイッチング素子１５は、ハイサイドおよびローサイドのスイッチング素子となっている。この第２のスイッチング素子１５は、スイッチング素子１４と逆位相で開閉制御される。なお、第２のスイッチング素子１５は、ダイオードによる置き換えも可能であるが、その場合に比べ、オン時にコイル１６の一端をほぼ接地電位に保つので、電力効率を向上させることができる。【００２７】
コイル電流検出抵抗１７は、コイル１６の他端（接続点ｂ）に接続され、コイル電流ＩＬに比例する検出電圧を両端に生成する。ここで重要なことは、コイル電流検出抵抗１７のコイル側（接続点ｂ）には、直列接続された２つの抵抗からなる電圧検出器２１が接続されていることである。この電圧検出器２１の他端は、接地電位に接続されている。これらの抵抗は、コイル電流ＩＬに比べて無視できる程の電流しか流れないように、大きな抵抗値になっている。そして、２つの抵抗の接続点は誤差増幅器２２の反転入力端子に接続され、その電圧は、非反転入力端子に入力される基準電源２３からの基準電圧と比較され、反転増幅して出力される。これら電圧検出器２１と誤差増幅器２２が基準電流値制御回路８を構成し、誤差増幅器２２の出力は、後述するようにコイル電流ＩＬの基準電流値ＩＬｒｅｆを制御する。【００２８】
帰還回路９は、誤差増幅器２２の出力電圧に応じてオフセット電圧を生成するオフセット電圧生成器２５と、このオフセット電圧をコイル電流検出抵抗１７からの検出電圧と比較する比較器２６と、基準クロックCLKと比較器２６の出力とによりバッファ１１、１２を介してスイッチング素子１４および第２のスイッチング素子１５の開閉を制御するロジック回路２７と、から構成される。なお、このオフセット電圧は、後述するようにコイル電流ＩＬの基準電流値ＩＬｒｅｆに対応する。【００２９】
オフセット電圧生成回路２５は、その制御入力端子に誤差増幅器２２の出力が入力され、２つの信号入力端子にコイル電流検出抵抗１７の両端の電圧信号が入力される。そして、制御入力端子の電圧に応じたオフセット電圧が、信号入力端子の低い電圧信号に相対的に付加されて２つの出力端子から出力され、比較器２６の両入力端子に入力される。比較器２６は、コイル電流検出抵抗１７からの検出電圧がオフセット電圧よりも高ければハイレベルを、低ければローレベルを出力する。ロジック回路２７は、フリップフロップ回路から構成される。そして、そのリセット入力端子Ｒには比較器２６の出力が、セット入力端子Ｓにはクロック発生器１０からの基準クロックCLKが、それぞれ入力され、非反転出力端子Ｑは出力バッファ１１を介してスイッチング素子１４に、反転出力端子ＱＢは出力バッファ１２を介してスイッチング素子１５にそれぞれ入力される。【００３０】
次に、オフセット電圧生成回路２５の具体的な回路例を図２に示す。制御入力端子ADJに誤差増幅器２２の出力が、信号入力端子IN-にコイル電流検出抵抗１７の負荷側の一端が、信号入力端子IN+にコイル電流検出抵抗１７のコイル側の一端が、それぞれ接続され、出力端子OUT-、OUT+は比較器２６の反転入力端子、非反転入力端子に、それぞれ接続される。制御入力端子ADJに対応する電流Ｉ１が抵抗値Ｒ１の抵抗３１に流れ、この電流Ｉ１は、カレントミラー回路で伝達され、抵抗３２の両端に直列的に接続されるＰＮＰ型トランジスタ３４とＮＰＮ型トランジスタ３５に流れる。ここで、抵抗３２および後述する抵抗３３は抵抗値Ｒ２になっている。【００３１】
抵抗３２とＰＮＰ型トランジスタ３４の接続点は、ＰＮＰ型トランジスタ３４と並列的に電流Ｉ２を流す定電流源３６が接続され、かつ、出力端子OUT-に接続されている。抵抗３２とＮＰＮ型トランジスタ３５の接続点には、ＮＰＮ型トランジスタ３５と並列的に設けられたＰＮＰ型トランジスタ３８のエミッタが接続されている。また、抵抗３３の両端は、電流Ｉ２を流す定電流源３７とＰＮＰ型トランジスタ３９のエミッタがそれぞれ接続されている。抵抗３３と定電流源３７との接続点は、出力端子OUT+に接続されている。さらに、ＰＮＰ型トランジスタ３８のベースには入力端子IN-の電圧が、ＰＮＰ型トランジスタ３９のベースには入力端子IN+の電圧が入力される。【００３２】
入力端子IN-の電圧をVIN-とすると、出力端子OUT-は、(VIN-)＋(Vf)＋（Ｉ１＋Ｉ２）×Ｒ２の電圧となる。また、入力端子IN+の電圧をVIN+とすると、出力端子OUT+は、(VIN+)＋(Vf)＋Ｉ２×Ｒ２の電圧となる。ここで、Vfはトランジスタの順バイアス電圧である。したがって、出力端子OUT-と出力端子OUT+の電圧差は(VIN-)−(VIN+)＋Ｉ１×Ｒ２となり、Ｉ１×Ｒ２は制御入力端子ADJの電圧のＲ２／Ｒ１倍に一致するので、この電圧が、オフセット電圧として入力端子IN-の電圧に相対的に付加されて出力端子OUT-から出力されることになるのである。【００３３】
以上のような構成にすると、オフセット電圧生成回路２５において精度の良いオフセット電圧を生成させることができるが、別の構成にすることが可能であることは勿論である。【００３４】
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作を図３に基づいて説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、クロック発生器１０からの基準クロックCLKの立ち上がりエッジにより、ロジック回路２７はセットされ、非反転出力端子Ｑからはハイレベル、反転出力端子ＱＢからはローレベルの電圧が出力される。それにより、スイッチング素子１４がオン（第２のスイッチング素子１５はオフ）することで、スイッチング素子１４とコイル１６との接続点ａの電圧ＶａはＶＣＣのレベルとなり、コイル電流ＩＬは直線的に増加して行く。このコイル電流ＩＬは、コイル電流検出抵抗１７に流れ、それに比例する検出電圧がオフセット電圧生成回路２５が生成するオフセット電圧を越えるまで、増加し続ける。オフセット電圧を越えると、すなわち、コイル電流ＩＬが基準電流値ＩＬｒｅｆを越えると、比較器２６がハイレベルを出力し、ロジック回路９はリセットされて、非反転出力端子Ｑからはローレベル、反転出力端子ＱＢからはハイレベルの電圧が出力される。その結果、スイッチング素子１４はオフし、第２のスイッチング素子１５はオンすることにより、コイル電流ＩＬは直線的に減少する。以上の動作がＤＣ／ＤＣコンバータ１において繰り返される。【００３５】
コイル電流ＩＬの基準電流値ＩＬｒｅｆは、オフセット電圧生成回路２５を通じて、電圧検出器２１と誤差増幅器２２とからなる基準電流値制御回路８により制御される。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、コイル電流検出抵抗１７のコイル側（接続点ｂ）の電圧がわずかに下がると、その電圧のずれは電圧検出器２１を通り、誤差増幅器２２により反転増幅されてオフセット電圧生成回路２５の制御入力端子に入力される。すると、オフセット電圧生成回路２５のオフセット電圧は上昇するため、基準電流値ＩＬｒｅｆは増加する。逆に、コイル電流検出抵抗１７のコイル側（接続点ｂ）の電圧がわずかに上がると、基準電流値ＩＬｒｅｆは減少する。このようにして、基準電流値ＩＬｒｅｆが制御され、コイル電流検出抵抗１７のコイル側（接続点ｂ）の電圧が一定になるように、帰還回路９が動作するのである。【００３６】
次に、出力端子OUTにおける出力電圧ＶＯのリップル（揺らぎ）ΔＶＯについて説明する。コイル電流ＩＬは、前述の通り、直線的な増加と減少を繰り返すため、一定の変動幅、すなわちリップルΔＩＬを有する。コイル電流ＩＬは、コイル電流検出抵抗１７を通って、出力端子OUTから負荷３に流れ出る一定の出力電流ＩＯと平滑化コンデンサ１８の充放電電流ＩＣとに分かれる。ここで、コイル電流ＩＬのリップルΔＩＬは平滑化コンデンサ１８の充放電電流ＩＣのリップルΔＩＣになる。したがって、出力電圧ＶＯのリップルΔＶＯは、
ΔＶＯ＝ΔＩＣ×ＲＥＳＲ＝ΔＩＬ×ＲＥＳＲ  ・・・（４）
となる。ここで、ＲＥＳＲは平滑化コンデンサ１８のＥＳＲの値である。【００３７】
平滑化コンデンサ１８は、前述のようにセラミックコンデンサであり、ＲＥＳＲは小さく、例えば、５ｍΩである。電解コンデンサのＲＥＳＲは大きく、例えば、２０ｍΩである。したがって、これらの値を（４）式に当てはめると、セラミックコンデンサの場合は、電解コンデンサの場合に比べ、リップル電圧ΔＶＯを４分の１に減ずることができることが分かる。【００３８】
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１における負荷の変動による過渡応答について説明する。前述のように、基準電流値制御回路８と帰還回路９により、コイル電流検出抵抗１７のコイル１６側（接続点ｂ）の電圧が所定の一定電圧Ｖｒｅｆに保たれる。したがって、出力電流ＩＯが増加した場合は、出力端子OUTの電圧ＶＯは、以下の式に示すようにわずかに下がる。すなわち、
ＶＯ＝Ｖｒｅｆ−ＩＯ×ＲＳ  ・・・（５）
となる。よって、出力電流ＩＯに対する出力電圧ＶＯのＤＣ特性は図４（ａ）に示すようになる。なお、このＤＣ／ＤＣコンバータ１において、ユーザに保証される最大出力電流ＩＯｍａｘでの出力電圧ＶＯの低下の幅は、当然に、仕様で決められる変動許容範囲内になければならない。【００３９】
この過渡特性を図４（ｂ）に示す。この図で示すように、出力電流ＩＯの増加に従って出力電圧ＶＯもわずかに低下させることで、前述の図６（ｂ）に示したようなアンダーシュートやオーバシュートを抑制することができる。すなわち、負荷３に応じて出力電流ＩＯの急激な変動が起こった場合、容量値が小さいセラミックコンデンサを用いたＤＣ／ＤＣコンバータ１は元々出力電圧ＶＯも過渡的な変動が起こり易いが、その過渡的な変動をＤＣ特性に沿った変動とすることで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の帰還回路が応答できるまでのアンダーシュートやオーバシュートを抑制できるのである。さらに、他の利点として、出力電流ＩＯの増加に対する出力電圧ＶＯの低下は、消費電力を低減することもできる。【００４０】
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の発振の問題について説明する。上記の通り、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、電圧検出器２１をコイル電流検出抵抗１７のコイル側（接続点ｂ）に接続しているので、この電圧が、基準電流値制御回路８と帰還回路９により、所定の一定電圧に保たれる。このことにより、上記（２）式において、ＲＥＳＲにコイル電流検出抵抗１７の抵抗値ＲＳを足した抵抗値（ＲＥＳＲ＋ＲＳ）がＲＥＳＲに置き換わる。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、１ポール、１ゼロの周波数特性を有し、このポールの周波数（ｆＰ）とゼロの周波数（ｆＺ）は、以下の式で求められる。
ｆＰ＝１／（２π・ＲＯ・ＣＯＵＴ）              ・・・（６）
ｆＺ＝１／（２π・（ＲＥＳＲ＋ＲＳ）・ＣＯＵＴ）  ・・・（７）
ここで、ＲＯは負荷の抵抗値、ＣＯＵＴは平滑化コンデンサ１８の容量値、ＲＥＳＲは平滑化コンデンサ１８のＥＳＲの値、ＲＳはコイル電流検出抵抗１７の抵抗値である。このように、コイル電流検出抵抗１７と平滑化コンデンサ１８とにより周波数特性におけるゼロの周波数（ｆＺ）が設定されている。【００４１】
（７）式に従うと、（２）式の場合に比べてｆＺは小さくなり、よって、ｆＰとｆＺの周波数差は小さく、位相の回転は抑制され、発振し難くなる。具体的に、ＲＳ＝１５ｍΩとし、セラミックコンデンサの場合の前述の値（ＲＯ＝０．５Ω、ＣＯＵＴ＝１００μＦ、ＲＥＳＲ＝５ｍΩ）を（６）、（７）式に当てはめると、ｆＰ＝３．１８ＫＨｚ、ｆＺ＝７９．６ＫＨｚとなり、ｆＺはｆＰの約２５倍となる。したがって、ＲＥＳＲが小さいセラミックコンデンサを用いても、このＤＣ／ＤＣコンバータ１の構成とすることで、ｆＺとｆＰとの周波数差は、上記の図５の構成での電解コンデンサを用いた場合と同等になるのである。【００４２】
なお、本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータにセラミックコンデンサを用いるために行われたものであるが、他のコンデンサの場合でも、この構成にすることで負荷変動時の過渡応答の悪化防止や発振現象の発生の抑制などの効果を得ることができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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