【事件の表示】
　平成　６年特許願第１０６９８２号「電子装置」拒絶査定不服審判事件〔平成　７年１２月　８日出願公開、特開平　７−３２１８２８〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯・本願発明
　本願は、平成６年５月２０日の出願であって、その請求項２に係る発明は、平成１４年１月７日付け手続補正書により補正された明細書及び図面の記載からみて、その特許請求の範囲の請求項２に記載された事項により特定される次のとおりのものと認める。
　
「【請求項２】
　終端抵抗を介して終端電圧に終端されたバス線と、
　該バス線から分岐し、該バス線を半導体装置に接続するためのスタブと、
　前記バス線と前記スタブとの間に接続されたインピーダンス回路を有し、
　該インピーダンス回路は、前記バス線と前記スタブとの間に接続された抵抗と、該抵抗の一部分に並列に接続され、前記スタブを伝播する信号に対し高域通過特性を有するインピーダンス素子で構成されていることを特徴とする電子装置。」（以下、「本願発明」という。）
　
２．引用例記載の発明
　これに対して、当審における平成１６年８月２３日付け拒絶の理由に引用した特開平１−１６１９４４号公報（以下、「引用例」という。）には、以下の事項が記載されている。
　
イ）「［実施例］
　以下実施例につき本発明を詳細に説明する。
　第１図は本発明によるパルス伝送回路の一実施例を表わしたものである。
　このパルス伝送回路で不平衡型伝送線路１はアースと共に不平衡型伝送回路２１を構成している。終端抵抗２、３は共に不平衡型伝送回路２１のインピーダンスに整合し、不平衡型伝送線路１の両端とアースとの間にそれぞれ接続されている。受信回路４、５はそれぞれ不平衡型伝送線路１に分岐して接続されている。抵抗８、９はそれぞれの一端が不平衡型伝送線路１に接続されている。コンデンサ１０、１１はそれぞれ抵抗８、９に並列に接続されている。駆動回路６、７はそれぞれ抵抗８、９の他端に接続されており、パルス信号を駆動して不平衡型伝送線路に送出するようになっている。
　以上のような構成のパルス伝送回路で駆動回路６によりパルス信号の駆動を行うものとする。第２図（ａ）は駆動回路６から駆動されるパルス信号の波形を示す。このパルス信号の立ち上がり時および立ち下がり時には、コンデンサ１０の作用によりパルス信号は減衰を受けること無く通過し、不平衡型伝送線路１に送り出される。このとき不平衡型伝送線路１に送り出されたパルス信号の波形は第２図（ｂ）のようになる。
　不平衡型伝送線路１に送り出されたパルス信号は、これを二方向に伝搬して行き、終端抵抗２および３に到達する。このパルス信号は不平衡型伝送線路１を伝搬するとき、高周波成分に余計な伝送損失を受けて、立ち上がり及び立ち下がり共に波形がゆるやかになるが、コンデンサ１０のリアクタンスは高周波において減少するので、パルス信号の高周波成分は余計に不平衡型伝送線路１に送り出されているため、終端抵抗２、３ならびに受信回路４、５に到来するパルス信号の波形は充分補正される。このように補正されたパルス信号の波形の例を第２図（ｃ）に示す。この波形は第３図（ｂ）に示す波形のように緩慢に変化する波形では無く、波形歪は充分除去されていることがわかる。
　このように本実施例のパルス伝送回路は、不平衡型伝送回路２１の高周波伝送損失を駆動回路６、７側で補正するものであり、抵抗８とコンデンサ１０の並列回路および抵抗９とコンデンサ１１の並列回路は前置等化を行うためのものとなっている。すなわち本実施例のパルス伝送回路では、パルス信号が不平衡型伝送回路２１によって受ける波形歪を、抵抗とコンデンサより成る簡単な回路を使って補正することができる。
［発明の効果］
　以上説明したように、本発明は駆動回路の出力端と不平衡型伝送線路との間に、抵抗とコンデンサの並列回路を接続することにより、不平衡型伝送回路の高周波伝送損失を補正して、パルス信号の波形歪を無くしパルス幅歪を無くすという効果がある。」（第２頁左下欄第１３行〜第３頁右上欄第９行）
　
ロ）図１を見ると、駆動回路の出力は、第１の線、ＲＣ回路、第２の線を通って、不平衡型伝送線路に接続されている。ここで、第１の線とは、駆動回路とＲＣ回路の間の線であり、第２の線とは、ＲＣ回路と不平衡型伝送線路との間の線である。
　
　以上の記載を総合すると、引用例１には、以下の発明が記載されていると認められる。
　「終端抵抗を介してアースに終端された不平衡型伝送線路と、該不平衡型伝送路から分岐し、該不平衡型伝送路を駆動回路に接続するための第１の線と第２の線と、前記不平衡型伝送線路に接続された第１の線と第２の線との間に接続された並列回路を有し、該並列回路は、前記不平衡型伝送線路に接続された第１の線と前記第２の線との間に接続された抵抗と、該抵抗に並列に接続され、前記第１の線、第２の線を伝播する信号に対し高周波伝送損失を補正するコンデンサで構成されているパルス伝送回路」の発明（以下、「引用例に記載された発明」という。）が記載されている。
　
　例えば、特開平４−２２５２７５号公報（以下、「周知例１」という。）には、次のことが記載されている。
　
イ）「【０００２】【発明の背景】
　デジタルコンピュータ等は、しばしば複数のＶＬＳＩ回路を含んでおり、この回路がシングルセグメントあるいはマルチセグメントの伝送路（本明細書では総括的に「伝送路」という）によって、２進通信網に相互連結されている。ドライバやレシーバはこの種のシステムのＶＬＳＩを伝送路にインターフェイスする。次いで、伝送路は一般的には例えばＰＣＢ（プリント回路基板）等の適当な基板上に形成されたトレースである。例えば、いわゆるマイクロストリップトレースやストリップライントレースが約５０Ω〜７０Ω台の特性インピーダンスを有する伝送路を形成するのに用いられる。さらに、標準的実例によれば、この種の伝送路はその両端を特性インピーダンスで短絡されている。従って、この種の伝送路のドライバに現れる出力負荷は２５Ω〜３５Ω程度（即ち、伝送路に対する並列抵抗終端の実効抵抗）と小さい。」（第２頁第２欄第３行〜第１９行）
　
ロ）「【０００９】
　　【図示された実施例の詳細な説明】
　図１は２進通信の目的で伝送路１４にインターフェイスされた複数のＶＬＳＩＣＭＯＳ回路１１〜１３（適当な部分のみを示す）を示す図である。回路１１〜１３は典型的には、例えばデジタルコンピュータ（図示略）用の「チップセット」の機能的に関連する部材である。従って、実際には伝送路１４は一般に数本の同様の導電性トレースの一つであって、このトレースはプリント回路基板（ＰＣＢ）（図示略）等の適当な基板上に形成され、Ｎビットのワイドバスが形成される。ここでＮはコンピュータアーキテクチャーによって決定される。
【００１０】明らかなように、回路１１〜１３と伝送路１４間のインターフェイスは従来タイプの環境で種々の形状をとることができる。ある種のものはトランシーバとして機能する形態をなし、ドライバ１６とレシーバ１７を有し、これらが共通ノード１８（回路１１のインターフェイス参照）を介して伝送路１４に接続されている。他に、伝送のみの動作モードを実行する単なるドライバ１６を有するもの（回路１２のインターフェイス参照）や、受信のみの動作モードを実行する単なるレシーバ１７を有するもの（回路１３のインターフェイス参照）ものもある。回路１１〜１３のそれぞれただ一つのインターフェイスを有するものとして示されているが、通常数個のインターフェイスを備えており、あるものにおいては２方向性であり、また別のものにあっては単方向性であることもある。」（第２頁第３欄第３１行〜第３頁第４欄第７行）
　
　以上より、「ドライバ、レシーバを半導体装置で構成すること」は、周知である。
　
　例えば、特開平２−３０７２５７号公報（以下、「周知例２」という。）には、以下の記載がある。
イ）「従来の技術では全て配線が良導体で形成されていたため配線抵抗が極単に小さかった。このため高速性を必要とするデジタル回路においては大電流出力ドライバを用いて、配線の寄生容量や入力バッファ（容量性負荷）を駆動するので波形のオーバーシューティングやアンダーシューティングが発生する。この波形整形のために出力ドライバ（第２図（３）と入力バッファ（第２図（４））の間にダンピング抵抗（第２図（６））を挿入しなければならなかった。」（第１頁右欄第１行〜第１０行）
　
　例えば、特開昭６４−２１７８７号公報（以下、「周知例３」という。）には、以下の記載がある。
イ）「このように本実施例では、ダンピング用抵抗３により信号のオーバーシュート、アンダシュートのダンピングを行い」（第３頁左上欄第１９行〜右上欄第１行）
　
　以上より、周知例２、周知例３から、「オーバーシューティングやアンダーシューティングを発生する回路にダンピング抵抗を設けること」は、周知である。
　
　３．対比
　そこで、本願発明と引用例記載の発明とを対比すると、　　　　　　　　　
　引用例記載の発明の「アース」、「不平衡型伝送線路」、「高周波伝送損失を補正する」、「コンデンサ」、「パルス伝送回路」は、本願発明の「終端電圧」、「バス線」、「高域通過特性を有する」、「インピーダンス素子」、「電子装置」にそれぞれ相当する。
　引用例記載の発明の「駆動回路」と本願発明の「半導体装置」は、共に、「駆動するための回路」である点で、一致する。
　引用例記載の発明の「第１の線」、「第２の線」は、「不平衡型伝送線路」と「駆動回路」を接続しており、「不平衡型伝送線路」と「第２の線」との間に、「並列回路」を接続し、「並列回路」は、「不平衡型伝送線路」と「第２の線」との間に接続された「抵抗」と、「抵抗」と並列接続された「コンデンサ」が、「第１の線」を伝播する信号に対して、「高周波伝送損失を補正」しており、一方、本願発明は、「スタブ」は、「バス線」と「半導体装置」を接続し、「バス線」と「スタブ」の間に「インピーダンス回路」を接続し、「インピーダンス回路」は、「バス線」と「スタブ」の間に接続された「抵抗」と、「抵抗」と並列接続された「インピーダンス素子」が、「スタブを伝播する信号に対して高域通過特性を有」しているので、引用例記載発明の「第１の線」、「第２の線」は、本願発明の「スタブ」に相当する。
　引用例記載の発明の「並列回路」は、インピーダンス回路の一つであるから、本願発明の「インピーダンス回路」に相当する。
　
　してみると、本願発明と引用例に記載された発明は、
　「終端抵抗を介して終端電圧に終端されたバス線と、
　該バス線から分岐し、該バス線を駆動するための装置に接続するためのスタブと、
　前記バス線と前記スタブとの間に接続されたインピーダンス回路を有し、
　該インピーダンス回路は、前記バス線と前記スタブとの間に接続された抵抗と、該抵抗に並列に接続され、前記スタブを伝播する信号に対し高域通過特性を有するインピーダンス素子で構成されていることを特徴とする電子装置
」の点で、一致し、　
　以下の点で、相違する。
　
ａ．スタブが、本願発明では、バス線を、半導体装置に接続するためのものであるのに対して、引用例に記載された発明では、バス線を駆動回路に接続するためのものである点。
　
ｂ．インピーダンス回路が、本願発明では、前記バス線と前記スタブとの間に接続された抵抗と、該抵抗の一部分に並列に接続され、前記スタブを伝播する信号に対し高域通過特性を有するインピーダンス素子で接続しているのに対して、第１引用例に記載された発明では、抵抗と並列に高域通過特性を有するインピーダンス素子を接続している点。
　
４．判断
　上記相違点を検討する。
相違点ａについて。
　ドライバ、レシーバを半導体装置で構成することは、周知例１で示されるように周知であるから、引用例に記載された発明において、駆動するための回路（ドライバ）を、半導体装置で構成することは、当業者が容易になし得ることと認められる。
　
相違点ｂについて。
　引用例には、第２図に見られるように、ＲＣ回路から不平衡型伝送回路に出力されたパルス信号は、高周波成分に余計な伝送損失を受けて、第２図（ｂ）の波形が、第２図（ｃ）の波形になることから、伝送損失が大きければ、コンデンサのリアクタンスを上げ、伝送損失が足りなければ、ＲＣ回路と直列に抵抗を負荷すれば良いことであることは自明なことである。
　オーバーシューティングやアンダーシューティングを発生する回路に、ダンピング抵抗を設けることは、周知例２、３に示されるように周知であるから、引用例に記載された発明において、インピーダンス回路にダンピング抵抗を直列に付加することは、当業者が容易になし得ることと認められる。
　その際、インピーダンス回路の抵抗とダンピング抵抗を、製造に際し、実装を容易化するために、１つの抵抗で作成し、抵抗の一部分をインピーダンス素子と並列にすることは、当業者にとって設計的事項に過ぎない。
　
　そして、本願発明の作用効果も、引用例に記載された発明、及び、周知例１〜３に示された周知技術から当業者が予測できる範囲のものである。
　
５．むすび
　以上のとおりであるから、請求項２に係る発明は、引用例記載の発明及び周知例１〜３に示された周知技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
　よって、結論のとおり審決する。