(57)【要約】被変調磁気抵抗センサは、ＸＹ平面内の基板上に位置する基板（１）と、磁気抵抗感知素子（３）と、変調器と、電気コネクタ（４）と、電気絶縁層（１３）と、ボンディング・パッドとからなる。磁気抵抗感知素子の受感方向（３）はＸ軸に平行である。磁気抵抗感知素子は、磁気抵抗感知素子列に直列に接続される。変調器は、複数の細長い変調用アセンブリ（２）で構成されている。細長い変調用アセンブリは、３層、すなわち、ＦＭ１層（２１）、ＮＭ層（２２）、およびＦＭ２層（２３）からなる。細長い変調用アセンブリ（２）の端部は、曲がりくねった電流経路を形成するように電気的に接続される。電気絶縁層（１３）は、細長い変調用アセンブリ（２）を磁気抵抗感知素子（３）から隔てるように細長い変調用アセンブリ（２）と磁気抵抗感知素子（３）の間に設定される。電流は、細長い変調用アセンブリの透過性を変調し、それは、被変調信号を磁気抵抗センサのリニア範囲内に維持するために調節される。この技法は、センサ・ノイズを抑える。【選択図】図５
2020516873.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被変調磁気抵抗センサであって、
該被変調磁気抵抗センサは、ＸＹ平面上に配設された基板を有し、磁気抵抗感知素子、変調器、電気コネクタ、電気絶縁層、およびボンディング・パッドは、全て該基板上に配設され、該磁気抵抗感知素子の受感方向は、Ｘ軸に平行であり、
該磁気抵抗感知素子は、磁気抵抗感知素子列を形成するように直列に接続され、該磁気抵抗感知素子列は、プッシュプル半ブリッジ回路またはプッシュプル・フルブリッジ回路であるセンサ・ブリッジを形成するように電気的に接続され、該磁気抵抗感知素子列は、バイアス電圧または電流が該磁気抵抗感知素子を通じて流れるとともに、該磁気抵抗感知素子上の該電圧または電流が検出されるように該ボンディング・パッドに電気的に接続され、
該変調器は該ボンディング・パッドに電気的に接続され、変調電流は該ボンディング・パッドから得られ、該変調電流の方向はＹ軸に平行であり、該変調器は、軟強磁束コンセントレータのまわりに磁場が発生して該軟強磁束コンセントレータの透過性を変調するように該変調電流を該軟強磁束コンセントレータのまわりの導体を通過させ、電気絶縁層は、該変調器を該磁気抵抗感知素子から隔てるように該変調器と該磁気抵抗感知素子の間に設定される、被変調磁気抵抗センサ。
【請求項２】
前記磁気抵抗感知素子は、ＡＭＲ、ＧＭＲ、またはＴＭＲ磁気感知素子であり、前記変調器は、複数の細長い変調用アセンブリで構成され、各該細長い変調用アセンブリは、長軸が前記Ｙ軸方向に平行であるとともに短軸が前記Ｘ軸方向に平行である長方形ストリップの構造にあり、該複数の細長い変調用アセンブリは、アレイに配置され、該細長い変調用アセンブリ間に間隙があり、該間隙の離間距離の方向は、前記Ｘ軸方向に沿っており、該細長い変調用アセンブリの端部は、曲がりくねった電流経路を形成するように前記電気コネクタによって接続されている、
請求項１に記載の被変調磁気抵抗センサ。
【請求項３】
各前記細長い変調用アセンブリはＦＭ１層、ＮＭ層、およびＦＭ２層からなる三層構造であり、該ＦＭ１層および該ＦＭ２層は軟強磁性層であり、該ＮＭ層は常伝導金属層であり、
該ＮＭ層は、タンタルまたは銅で作製され、該ＮＭ層の厚さは、５ｎｍ未満であり、ＲＫＫＹカップリングは、該ＦＭ１層と該ＦＭ２層の間に存在する、請求項２に記載の被変調磁気抵抗センサ。
【請求項４】
前記電気コネクタは、金属で作製され、前記電気コネクタは、前記変調器の上面、下面、または側面に接続され、あるいは
前記電気コネクタは、ＦＭ１層、ＮＭ層、およびＦＭ２層それぞれからなる三層構造からエッチングされる、請求項３に記載の被変調磁気抵抗センサ。
【請求項５】
前記変調器は、通電コイルおよび長方形強磁性体を備え、該通電コイルは、該長方形強磁性体の上方に位置し、該通電コイルは、ボンディング・パッドに接続される、請求項１に記載の被変調磁気抵抗センサ。
【請求項６】
前記センサは、交流基準電源をさらに備え、該交流基準電源は、前記センサ、アナログ・フロント・エンド回路、ローパス・フィルタ、および混合器内の前記細長い変調用アセンブリを周波数ｆで周期的に駆動し、該アナログ・フロント・エンド回路は、フロント・エンド回路および増幅器を備え、該フロント・エンド回路は、前記磁気抵抗センサの出力端子に容量結合され、
該混合器の入力端子は、該交流基準電源と該フロント・エンド回路の出力端子とに電気的に接続され、
該ローパス・フィルタの入力端子は、該混合器の出力端子に電気的に接続され、該ローパス・フィルタの出力端子は、出力信号を与え、該出力信号は、前記磁気抵抗感知素子によって検出される磁場の振幅および極性に対応する、請求項３に記載の被変調磁気抵抗センサ。
【請求項７】
交流基準パワー信号または前記混合器の入力信号に電気的に接続される最適化フィルタをさらに備え、
該最適化フィルタは、該交流基準パワー信号が混合器回路に入る前に周波数成分の一部を除去することによって、および該交流基準パワー信号を交流電圧信号に変換することによって該基準パワー信号を調整する、請求項６に記載の被変調磁気抵抗センサ。
【請求項８】
交流基準パワー信号は単極であり、前記ローパス・フィルタは前記混合器の前記出力端子に接続され、前記ローパス・フィルタは低周波カットオフ周波数Ｆを有する、請求項６に記載の被変調磁気抵抗センサ。
【請求項９】
前記交流基準パワー信号は双極であり、前記磁気抵抗センサは周波数逓倍器をさらに備え、該周波数逓倍器は前記交流基準電源および前記混合器の前記入力端子と電気的に接続され、前記ローパス・フィルタは前記混合器の前記出力端子と接続され、前記ローパス・フィルタは低周波カットオフ周波数２Ｆを有する、請求項７に記載の被変調磁気抵抗センサ。
【請求項１０】
前記センサ・ブリッジは、単一チップを備え、前記センサ・ブリッジを構成するブリッジ・アームは、該単一チップ上に配設され、または
前記センサ・ブリッジは、２つ以上の相互接続されたチップを備え、各独立したチップは、磁気抵抗感知素子列を含み、該磁気抵抗感知素子列は、前記センサ・ブリッジの１つまたは複数のブリッジ・アームを形成するように電気的に接続される、
請求項１に記載の被変調磁気抵抗センサ。
【請求項１１】
前記交流基準パワー信号が動作周波数範囲内にあるとき、前記磁気抵抗センサ素子は、１／ｆノイズの周波数よりもずっと大きい周波数を有するホワイト・ノイズをもたらす、請求項７に記載の被変調磁気抵抗センサ。
【請求項１２】
前記ＦＭ１層および前記ＦＭ２層は、異なる残留モーメント積Ｍｒｔを有し、外部磁場がないとき、交流基準パワー信号が最大である場合でも、センサ位置で前記変調電流によって発生させられる前記磁場も最小である、請求項６に記載の被変調磁気抵抗センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁気抵抗センサに関し、より詳細には、被変調磁気抵抗センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
磁気抵抗センサは１／ｆノイズにより制限を受けるので、分解能は、低周波に限定される。磁場センサを変調する技法は、測定信号をセンサの内部雑音に対してより高い周波数を有する信号に変換するように開発されており、それによってセンサの１／ｆノイズによる影響が防ぐことができる。
【０００３】
先行技術では、磁束コンセントレータの使用が示されている。これは、センサに対して振動するやり方で磁束コンセントレータを移動させるためにＭＥＭＳ構造を用いることを含む。それは、センサ・パッケージの外側に設けられた大きい磁束コンセントレータを使用することもさらに含み、磁束コンセントレータの透過性は、磁束コンセントレータのまわりに配設されたコイルを用いて変調される。
【０００４】
上述した２つの場合において、目的は、測定される磁場を周期的に変更させ、次いで、こればセンサによって感知されることである。変調法は、センサの出力信号を変調し、これはセンサ信号をより高い周波数を有するものへ変換し、それによってセンサのノイズがより小さくなる。
【０００５】
変調用磁場は、変調用磁場がセンサ素子にノイズを導入しないよう十分に、十分小さくなければならない。これは、振幅が十分大きい場合、大きい周期磁場を用いてセンサを変調することによりバルクハウゼン・ノイズを引き起こし得るからである、それは、センサ感度の非線形変調ももたらし得る。非線形変調は、センサの低周波熱磁気ノイズを被変調信号の側波帯に混合させる。センサに小さい変調用磁場が存在するとき、最良のノイズ低減およびしたがって最良の信号対ノイズ比がもたらされ、これは、検出される信号のピーク振幅に対応もする。
【０００６】
加えて、ノイズ低減は、センサの１／ｆノイズを低減させるために有益であり、これは、以下の要因、すなわち、適当なセンサ・バイアス、適切なセンサ材料、および十分なセンサ・サイズに基づいて実現される。
【０００７】
最後に、十分に高い周波数における変調の場合には、入力信号が、センサのホワイト・ノイズ領域内に生じ、センサの抵抗は低く、低いジョンソン・ノイズを引き起こし、センサの感度は高く、小さい等価入力ノイズを引き起こし、センサはある電圧または電流に従ってバイアスされ、これはショット・ノイズを引き起こさず、このショット・ノイズはセンサの熱的ジョンソン・ノイズを上回り、次いでノイズ低減が最大化される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
先行技術における変調法は、磁束コンセントレータを移動させることまたは磁束コンセントレータに対してセンサを移動させることであり（これらは両方とも複雑でありかつ費用がかかる）、大きいシールド内にセンサを配置するとともにシールドを周期的に透過させ、しかしながら、この方法では、シールドはセンサの外側に配置され、これは大きいサイズおよび高いコストをもたらす。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記の技術的問題を解決するために、本発明は、被変調磁気抵抗センサを提案する。本発明は、以下の技術的解決手段によって実施される。
【００１０】
被変調磁気抵抗センサは、ＸＹ平面上に配設された基板を有し、磁気抵抗感知素子、変調器、電気コネクタ、電気絶縁層、およびボンディング・パッドは、全て基板上に配設され、磁気抵抗感知素子の受感方向は、Ｘ軸に平行であり、
磁気抵抗感知素子は、磁気抵抗感知素子列を形成するように直列に接続され、磁気抵抗感知素子列はプッシュプル半ブリッジ回路またはプッシュプル・フルブリッジ回路であるセンサ・ブリッジを形成するように電気的に接続され、磁気抵抗感知素子列は、バイアス電圧または電流が磁気抵抗感知素子を通じて流れるとともに、磁気抵抗感知素子上の電圧または電流が検出されるようにボンディング・パッドに電気的に接続され、
変調器はボンディング・パッドに電気的に接続され、変調電流はボンディング・パッドから得られ、変調電流の方向はＹ軸に平行であり、変調器は、軟強磁束コンセントレータのまわりに磁場が発生して軟強磁束コンセントレータの透過性を変調するように変調電流を軟強磁束コンセントレータのまわりの導体を通過させ、電気絶縁層は、変調器を磁気抵抗感知素子から隔てるように変調器と磁気抵抗感知素子の間に設定される。
【００１１】
好ましくは、磁気抵抗感知素子は、ＡＭＲ、ＧＭＲ、またはＴＭＲ磁気感知素子であり、変調器は、複数の細長い変調用アセンブリで構成され、各細長い変調用アセンブリは、長軸がＹ軸方向に平行であるとともに短軸がＸ軸方向に平行である長方形ストリップの構造にあり、複数の細長い変調用アセンブリは、アレイに配置され、細長い変調用アセンブリ間に間隙があり、間隙の離間距離の方向は、Ｘ軸方向に沿っており、細長い変調用アセンブリの端部は、曲がりくねった電流経路を形成するように電気コネクタによって接続されている。
【００１２】
好ましくは、各細長い変調用アセンブリはＦＭ１層、ＮＭ層、およびＦＭ２層からなる三層構造であり、ＦＭ１層およびＦＭ２層は軟強磁性層であり、ＮＭ層は常伝導金属層である。
【００１３】
ＮＭ層は、タンタルまたは銅で作製され、ＮＭ層の厚さは、５ｎｍ未満であり、強磁性ＲＫＫＹカップリングは、ＦＭ１層とＦＭ２層の間に存在する。
【００１４】
好ましくは、電気コネクタは、金属で作製され、電気コネクタは、変調器の上面、下面、または側面に接続される。
【００１５】
代替として、電気コネクタは、ＦＭ１層、ＮＭ層、およびＦＭ２層それぞれからなる三層構造からエッチングされる。
【００１６】
好ましくは、変調器は、通電コイルおよび長方形強磁性体を含み、通電コイルは、長方形強磁性体の上方に位置し、通電コイルは、ボンディング・パッドに接続される。
【００１７】
好ましくは、センサは、交流基準電源をさらに備え、交流基準電源は、センサ、アナログ・フロント・エンド回路、ローパス・フィルタ、および混合器内の細長い変調用アセンブリを周波数ｆで周期的に駆動し、アナログ・フロント・エンド回路は、フロント・エンド回路および増幅器を含み、フロント・エンド回路は、磁気抵抗センサの出力端子に容量結合され、混合器の入力端子は、交流基準電源とフロント・エンド回路の出力端子とに電気的に接続され、ローパス・フィルタの入力端子は、混合器の出力端子に電気的に接続され、ローパス・フィルタの出力端子は、出力信号を与え、出力信号は、磁気抵抗感知素子によって検出される磁場の振幅および極性に対応する。
【００１８】
好ましくは、センサは、交流基準パワー信号または混合器の入力信号に電気的に接続される最適化フィルタをさらに含み、最適化フィルタは、交流基準パワー信号が混合器回路に入る前に周波数成分の一部を除去することによって、および交流基準パワー信号を交流電圧信号に変換することによって基準パワー信号を調整する。
【００１９】
好ましくは、交流基準パワー信号は単極であり、ローパス・フィルタは混合器の出力端子に接続され、ローパス・フィルタは低周波カットオフ周波数Ｆを有する。
【００２０】
好ましくは、交流基準パワー信号は双極であり、磁気抵抗センサは、周波数逓倍器をさらに含み、周波数逓倍器は交流基準電源および混合器の入力端子と電気的に接続され、ローパス・フィルタは混合器の出力端子と接続され、ローパス・フィルタは低周波カットオフ周波数２Ｆを有する。
【００２１】
好ましくは、センサ・ブリッジは、単一チップを含み、センサ・ブリッジを構成するブリッジ・アームは、単一チップ上に配設され、またはセンサ・ブリッジは、２つ以上の相互接続されたチップを含み、各独立したチップは、磁気抵抗感知素子列を含み、磁気抵抗感知素子列は、センサ・ブリッジの１つまたは複数のブリッジ・アームを形成するように電気的に接続される。
【００２２】
好ましくは、交流基準パワー信号が動作周波数範囲内にあるとき、磁気抵抗センサ素子は、１／ｆノイズの周波数よりもずっと大きい周波数を有するホワイト・ノイズをもたらす。
【００２３】
好ましくは、ＦＭ１層およびＦＭ２層は、異なる残留モーメント積Ｍｒｔを有する。外部磁場がないとき、交流基準パワー信号が最大である場合でも、センサ位置で変調電流によって発生させられる磁場も最小である。
【００２４】
先行技術と比較して、本発明の被変調磁気抵抗センサは、以下の技術的特徴を有する。
【００２５】
本発明は、ＲＫＫＹ結合ＦＭスタック・フォームを使用して、変調器からの変調電流により磁気抵抗センサの透過性を変化させ、それによって、磁場を変調しており、本発明は、センサ素子による検出前に信号変調を実行することができ、変調電流は、変調用信号を磁気抵抗センサの対応するリニア範囲内に維持することができ、磁場変調およびノイズ抑制は、透過性を変化させることによってさらに実現される。
【００２６】
本発明の実施形態または先行技術における技術的解決手段をより明確に示すために、先行技術の実施形態の説明のために使用される図面は、以下簡潔に紹介される。以下の説明において言及される図面は、本発明のいくつかの実施形態にすぎず、当業者は、創作的努力なしにこれらの図面に基づいて他の図面を割り出すこともできることが明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】変調用信号の周波数とセンサ・ノイズの間の関係を示す概略図である。
【図２】標準的な信号変調技法の概略図である。
【図３】周波数に関してジョンソン・ノイズおよび１／ｆノイズの変化を示す概略図である。
【図４】信号変調およびノイズ・オフセットの概略図である。
【図５】本発明による被変調磁気抵抗センサの概略構造図である。
【図６】本発明による被変調磁気抵抗センサの断面図である。
【図７】本発明による細長い変調用アセンブリの概略構造図である。
【図８】本発明による別の細長い変調用アセンブリの概略構造図である。
【図９】本発明による変調電流がない場合の細長い変調用アセンブリの磁場分布を示す概略図である。
【図１０】本発明による変調電流がある場合の細長い変調用アセンブリの磁場分布を示す概略図である。
【図１１】本発明による被変調磁気抵抗センサの変調器の概略構造図である。
【図１２】センサ軸の透過性と変調電流の間の関係を示す概略図である。
【図１３】印加された変調電流波形図である。
【図１４】透過性の変化を示す波形図である。
【図１５】センサ利得の波形図である。
【図１６】被変調磁気抵抗センサの入力および出力の概略図である。
【図１７】本発明による単一磁気抵抗回路の単極一次高調波応用の概略図である。
【図１８】本発明による単一磁気抵抗回路の双極二次高調波応用の概略図である。
【図１９】本発明による半ブリッジ回路の単極一次高調波応用の概略図である。
【図２０】本発明による半ブリッジ回路の双極二次高調波応用の概略図である。
【図２１】本発明によるフルブリッジ回路の単極一次高調波応用の概略図である。
【図２２】本発明によるフルブリッジ回路の双極二次高調波応用の概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
本発明の実施形態の目的、術的解決手段、および利点をより明確にさせるために、本発明の実施形態における技術的解決手段を、本発明の実施形態において添付図面を参照しつつ以下明確かつ完全に説明する。説明される実施形態は、本発明の全ての実施形態ではなくて一部であることが明らかである。本発明の実施形態に基づいて創作的努力なしで当業者によって得られる他の全ての実施形態は、本発明の範囲内に含むものとする。
【００２９】
図１は、変調用信号の周波数とセンサ・ノイズの間の関係を示す概略図であり、具体例には、位置１において、低周波信号は、より大きいノイズを有し、この場合には、直流電流は、とても低い分解能を有し、位置２において、直流電流がある周波数でホワイト・ノイズ領域へシフトされる場合、それは、とても理想的な状態になる。
【００３０】
図２は、ノイズ増幅器、混合器、およびローパス・フィルタからノイズを理想的になくす標準的な信号変調技法の概略図である。この変調器は、まず、低ノイズ回路成分を変調するとともに、交流電圧バイアスまたは交流磁場信号をセンサに印加することによってセンサを変調する必要があり、これは、センサのノイズから所望の信号を分離する方法として使用することができるが、この方法は、センサ・ノイズを除去することはできない。
【００３１】
抵抗ノイズは、装置の抵抗のランダムおよび不規則な変動を指す。本出願では、抵抗ノイズは、Ｒｎｏｉｓｅ（ω）．として定義される。電流が装置を通じて流れるとき、抵抗ノイズは、電圧ノイズとして現れる。さらに、電圧ノイズは、装置の電圧のランダムおよび不規則な変動を指し、本出願では、Ｖｎｏｉｓｅ（ω）として定義される。
【００３２】
装置については、電圧ノイズだけがあり、電流は流れていない可能性がとても高い。したがって、装置は、平衡電圧を有し得るが、抵抗ノイズは有さない可能性があり、ジョンソン・ノイズは一例である。装置は、バイアス電流から独立した電圧ノイズを有することもでき、ジョンソン・ノイズは、やはり一例である。
【００３３】
図３は、周波数に関してジョンソン・ノイズおよび１／ｆノイズの変化を示す概略図である。バイアス電流が変化するときに、ジョンソン・ノイズの大きさは変化せず、１／ｆ電圧ノイズは、バイアス電流と共に変化する。
【００３４】
ジョンソン・スペクトル・ノイズの密度は、
【数１】
2020516873.tif 000003
である。ここでノイズは電圧ノイズであり、この電圧ノイズは図において周波数から独立しており、センサの抵抗Ｒは５Ｋオームであり、１０ｎＶ／ｒｔＨｚに対応していることに留意されたい。
【００３５】
１／ｆノイズは低周波で大きく、１／ｆノイズの振幅はバイアス電圧によって決定され、ジョンソン・ノイズはそれから独立しており、１／ｆノイズは抵抗変動の形態で存在し、多くの可能性ある作用機構があるが、センサ設計について、ノイズは、抵抗変動の形態にあり、これは、それの抑制され方を決定し、特定の作用機構は重要ではない。
【００３６】
分析は、センサのためのバイアス変調が働かないということを示すために以下に与えられ、センサ出力は信号とノイズの組み合わせであると仮定すると、
Ｖｏｕｔ（ω）＝Ｈ（ω）Ｓ＋Ｖｎｏｉｓｅ（ω）＋α０Ｈ（ω）・Ｖｎｏｉｓｅ（ω）＋α１Ｈ２（ω）・Ｖｎｏｉｓｅ（ω）＋  α２Ｈ（ω）・Ｖ２ｎｏｉｓｅ（ω）＋．．．．
であり、ただし、Ｈは測定された磁場を指し、Ｓは感度を指し、Ｖｎｏｉｓｅ（ω）はランダム・センサ・ノイズを指し、α１は信号の非線形係数を指し、ｉは１以上の正の数字である。
【００３７】
制限の下で、Ｖｏｕｔ（ω）≒Ｈ（ω）Ｓ＋Ｖｎｏｉｓｅ（ω）である。
それは、センサ・バイアスを変調して感度を変化させるとみなされてもよく、
そこで、Ｖｏｕｔ（ω）≒Ｈ（ω）Ｓ（Ｉｂｉａｓ（ωｃ））＋Ｖｎｏｉｓｅ（ω，Ｉｂｉａｓ（ωｃ））である。
【００３８】
しかしながら、１／ｆノイズは、抵抗ノイズの形態で生じ、抵抗ノイズの大きさは、センサ素子を通じて流れるバイアス電流に依存し、
Ｖｏｕｔ（ω）≒Ｈ（ω）Ｓ（Ｉｂｉａｓ（ωｃ））＋Ｒｎｏｉｓｅ（ω）Ｉｂｉａｓ（ωｃ）＋．．．．
である。
【００３９】
したがって、センサがωｃで変調されるとき、そこで、
Ｖｏｕｔ（ω−ωｃ）−Ｖｏｕｔ（ω＋ωｃ）≒Ｈ（ω）｛Ｓ（Ｉｂｉａｓ（０））−Ｓ（Ｉｂｉａｓ（２ωｃ））｝＋Ｒｎｏｉｓｅ（ω）｛Ｉｂｉａｓ（０）−Ｉｂｉａｓ（２ωｃ）｝＋．．．，であり、そして、バイアス電流をωｃでローパス・フィルタに通過させ、１／ｆノイズの低減が見られず、
Ｖｏｕｔ（ω−ωｃ）≒Ｈ（ω）Ｓ（Ｉｂｉａｓ（０））＋Ｒｎｏｉｓｅ（ω）Ｉｂｉａｓ（０）＋．．．．
Ｖｏｕｔ（ω−ωｃ）≒Ｈ（ω）Ｓ＋Ｖｎｏｉｓｅ（ω）＋．．．．
である。
【００４０】
したがって、センサ・バイアスを変調させることによって１／ｆノイズを低減させることができ、そして、センサは、抵抗ノイズを発生させることが見てわかる。
【００４１】
変調は、変調のやり方で以下に実行され、センサ出力が信号とノイズの非線形の組み合わせであり、センサが直流バイアスされていると仮定すると、
Ｖｏｕｔ（ω）＝Ｈ（ω）Ｓ＋Ｖｎｏｉｓｅ（ω）＋α０Ｈ（ω）・Ｖｎｏｉｓｅ（ω）＋α１Ｈ２（ω）・Ｖｎｏｉｓｅ（ω）＋α２Ｈ（ω）・Ｖ２ｎｏｉｓｅ（ω）＋．．．．，であり、ただし、Ｈは測定された磁場を指し、Ｓは感度を指し、Ｖｎｏｉｓｅ（ω）はランダム・センサ・ノイズを指し、α１は信号の非線形係数を指し、ｉは１以上の正の数字である。
【００４２】
制限の下で、測定され得るノイズおよび磁場は、互いに独立しており、
Ｖｏｕｔ（ω）≒Ｈ（ω）Ｓ＋Ｖｎｏｉｓｅ（ω）
である。
【００４３】
センサが磁場を検出する前に磁場入力がωｃで変調されると仮定すると、
Ｖｏｕｔ（ω）≒Ｈ（ω＋ωｃ）Ｓ＋Ｖｎｏｉｓｅ（ω），
Ｖｏｕｔがωｃで混合され、次いで、
Ｖｏｕｔ（ω−ωｃ）−Ｖｏｕｔ（ω＋ωｃ）≒｛−Ｈ（２ωｃ）＋Ｈ（ω）｝Ｓ−Ｖｎｏｉｓｅ（ω＋ωｃ）＋Ｖｎｏｉｓｅ（ω−ωｃ）＋．．．最終的に、電流をローパス・フィルタに通過させ、そして、
Ｖｏｕｔ（ω−ωｃ）≒Ｈ（ω）Ｓ＋Ｖｎｏｉｓｅ（ω−ωｃ）＋．．．
である。
【００４４】
したがって、ノイズは、検出される信号に関して負の周波数に向けられる。
【００４５】
図４は、信号変調およびノイズ・オフセットの概略図であり、変調された周波数スペクトル・オフセットは、周波数ωｃで低周波へシフトされ、低周波ノイズの低減という結果になる。高い変調磁場が使用される場合、非線形性は、センサ・ノイズを変調された側波帯に混合させ、これによりノイズ低減の量を低減させる。
【００４６】
任意の変調構造の動作を確実にするために、変調器は、センサの１／ｆノイズを必然的に変調するのではなく測定される信号を変調し、さらに、それが信号とノイズの間の周波数オフセットをさらに実現し、システムによって出力される１／ｆノイズを低減させることができる。
【００４７】
図５は、本発明による被変調磁気抵抗センサの概略構造図であり、図５に示されるように、基板１は、ＸＹ平面上に配設され、磁気抵抗感知素子３、細長い変調用アセンブリ２、電気コネクタ４、センサ・コネクタ５、ボンディング・パッド６、ボンディング・パッド７、ボンディング・パッド８、ボンディング・パッド９などは、基板１上に配設され、磁気抵抗感知素子３の受感方向は、Ｘ軸に平行である。
【００４８】
磁気抵抗感知素子３は、磁気抵抗感知素子列を形成するように直列に接続され、磁気抵抗感知素子列は、センサ・ブリッジを形成するように電気的に接続され、磁気抵抗感知素子列は、センサ・コネクタ５を通じてボンディング・パッド７およびボンディング・パッド８と電気的に接続され、バイアス電圧または電流が磁気抵抗感知素子３を通じて流れ、磁気抵抗感知素子３上の電圧または電流が検出されるようになっており、複数の細長い変調用アセンブリ２は、アレイに配置されており、細長い変調用アセンブリ２間に間隙があり、間隙の離間距離の方向は、Ｘ軸方向に沿っており、細長い変調用アセンブリ２は、ボンディング・パッドと電気的に接続され、Ｙ軸方向と平行にある変調電流は、ボンディング・パッドを通過し、細長い変調用アセンブリ２の端部は、曲がりくねった電流経路を形成するように電気コネクタ４によって接続されている。
【００４９】
ここで、磁気抵抗感知素子３は、ＡＭＲ、ＧＭＲ、またはＴＭＲ磁気感知素子である。磁気抵抗感知素子列は、プッシュプル半ブリッジ回路を形成するように電気的に接続され、または磁気抵抗感知素子列は、プッシュプル・フルブリッジ回路を形成するように電気的に接続される。
【００５０】
図６は、本発明による被変調磁気抵抗センサの断面図である。表面不活性化保護層１６は細長い変調用アセンブリ２上に配設され、上側電極１５は磁気抵抗感知素子３上に配設され、下側電極１４は磁気抵抗感知素子３の下に配設され、下側電極１４は基板１と接続され、電気絶縁層１３は細長い変調用アセンブリ２を磁気抵抗感知素子３から隔てるように細長い変調用アセンブリ２と磁気抵抗感知素子３の間に設定される。電気絶縁層も磁気抵抗感知素子３と基板１の間に設定され、図中の番号１７はボンディング・パッドを指す。
【００５１】
図７は、細長い変調用アセンブリの概略構造図であり、図８は、別の細長い変調用アセンブリの概略構造図である。各細長い変調用アセンブリ２は、ＦＭ１層２１、ＮＭ層２２、およびＦＭ２層２３の三層構造であり、ＦＭ１層およびＦＭ２層は、軟強磁性層であり、ＮＭ層は、常伝導金属層である。各細長い変調用アセンブリ２は、長軸がＹ軸方向に平行であるとともに短軸がＸ軸方向に平行である長方形ストリップの構造にある。複数の細長い変調用アセンブリ２は、アレイに配置され、細長い変調用アセンブリ間に間隙があり、間隙の離間距離の方向は、Ｘ軸方向に沿っている。図中の矢印７４および７５は、それぞれ電流の流入および流出を示す。
【００５２】
好ましくは、細長い変調用アセンブリ２ごとに、ＮＭ層は、タンタルまたは銅で作製され、ＮＭ層の厚さは、５ｎｍであり、反強磁性ＲＫＫＹカップリングは、ＦＭ１層とＦＭ２層の間に存在する。
【００５３】
図７と図８の間の差は、好ましくは、図７の電気コネクタ４が金属導体要素であり、細長い変調用アセンブリ２の上面、下面、または側面と接続されているが、図８の電気コネクタ４は、ＦＭ１層、ＮＭ層、およびＦＭ２層それぞれからなる三層構造からエッチングされている点にある。
【００５４】
金属層がＦＭ１層およびＦＭ２層よりも高い伝導性を有するので、細長い変調用アセンブリ内の電流は、細長い変調用アセンブリの中間層内に集められ、電流がとても大きいとき、ＦＭ１層およびＦＭ２層は、センサ素子の受感方向に平行な方向に変調器の透過性を低下させる。ここで、高い透過性は、センサ列上に集められた磁束が高いことを意味し、逆に低い透過性は、センサ列上に集められた磁束が低いことを意味する。したがって、交流電流を変調器に通過させることによって、外部磁場は、透過性を変更させることによって変調され得る。
【００５５】
しかしながら、細長い変調用アセンブリの下側ＦＭ２層は磁気抵抗感知素子に閉じているので、変調器のＦＭ１層およびＦＭ２層は、それらが変調器間で互いを補償することができるように同じ残留モーメント積（Ｍｒｔ）を必要とする。したがって、上側ＦＭ１層の残留モーメントは、下側ＦＭ２層の残留モーメントよりも高い。また、細長い変調用アセンブリの端部は、電気的に相互接続されており、変調電流は、曲がりくねったやり方で細長い変調用アセンブリを通じて流れることができ、ＦＭ１とＦＭ２の間の不整合によって引き起こされる不均一さは、磁気抵抗感知素子領域全体において克服され得る。
【００５６】
図９は、変調電流がない場合の細長い変調用アセンブリの磁場分布を示す概略図であり、細長い変調用アセンブリによって発生させられる磁場は、磁気抵抗感知素子において集められる。図１０は、変調電流がある場合の細長い変調用アセンブリの磁場分布を示す概略図である。図から明らかなように、変調電流が印加されるとき、磁気抵抗感知素子に磁場は集まっていない。
【００５７】
図１１は、本発明による被変調磁気抵抗センサの変調器の別の概略構造図である。図１１に示されるように、被変調磁気抵抗センサの変調器は、通電コイル１１と、長方形強磁性体１８とを含み、この通電コイル１１は、長方形強磁性体１８の上方に位置し、通電コイル１１は、ボンディング・パッド１２に接続される。
【００５８】
図１２は、変調電流に関したセンサ軸の透過性の変化を示す概略図であり、変調電流が増加するとき、磁気センサ・シャフトの透過性は減少し、変調用交流電流が印加される。図１３は、印加された変調電流の波形図である。図１３から分かるように、印加された電流は、正弦波信号であり、透過性の大きさは、電流に反比例している。図１４に示すように、図１４は、透過性の変化を示す波形図である。磁場利得が透過性に関して変化するので、図１５に示されるように、センサ利得の波形が、さらに得られる。
【００５９】
図１６は、変調電流入力端子、変調電流出力端子、センサ電流入力端子、およびセンサ電流出力端子を含む変調磁気抵抗センサの入力および出力の概略図である。図中の矢印の方向は、ピン止め層方向である。
【００６０】
本発明は、交流基準電源をさらに含み、交流基準電源は、細センサ、アナログ・フロント・エンド回路、ローパス・フィルタ、および混合器内の細長い変調用アセンブリを周波数ｆで周期的に駆動し、アナログ・フロント・エンド回路は、フロント・エンド回路および増幅器を含み、フロント・エンド回路は、磁気抵抗センサの出力端子に容量結合され、混合器の入力端子は、交流基準電源とフロント・エンド回路の出力端子とに電気的に接続され、ローパス・フィルタの入力端子は、混合器の出力端子に電気的に接続され、ローパス・フィルタの出力端子は、出力信号を与え、出力信号は、磁気抵抗感知素子によって検出される磁場の振幅および極性に対応する。
【００６１】
図１７は、単一磁気抵抗回路の単極一次高調波応用の概略図である。図１８は、単一磁気抵抗回路の双極二次高調波応用の概略図である。図１９は、半ブリッジ回路の単極一次高調波応用の概略図である。図２０は、半ブリッジ回路の双極二次高調波応用の概略図である。図２１は、フルブリッジ回路の単極一次高調波応用の概略図である。図２２は、フルブリッジ回路の双極二次高調波応用の概略図である。
【００６２】
図１７の交流基準パワー信号は、単極である。ローパス・フィルタは、混合器の出力端子に接続され、ローパス・フィルタは、低周波カットオフ周波数Ｆを有する一次高調波ローパス・フィルタである。
【００６３】
最適化フィルタは、図１７にさらに含まれ、交流基準電源または混合器の入力信号に電気的に接続されており、最適化フィルタは、交流基準パワー信号が混合器回路に入る前に周波数成分の一部を除去することによって、および交流基準パワー信号を交流電圧信号に変換することによって基準パワー信号を調整する。
【００６４】
図１８では、交流基準パワー信号は双極であり、磁気抵抗センサは、周波数逓倍器をさらに含み、周波数逓倍器は、交流基準電源および混合器の入力端子と電気的に接続され、ローパス・フィルタは、混合器の出力端子と接続され、ローパス・フィルタは、低周波カットオフ周波数２Ｆを有する二次高調波ローパス・フィルタである。
【００６５】
図１９および図２０は、それぞれ２つの磁気抵抗回路要素を用いて半ブリッジ回路を形成する。図２１および図２２は、それぞれ４つの磁気抵抗回路要素を用いてフルブリッジ回路を形成し、その特定の作動原理は、上記のものに類似する。センサ・ブリッジは、２つ以上の相互接続されたチップを含み、各独立したチップは、磁気抵抗感知素子列を含み、磁気抵抗感知素子列は、センサ・ブリッジの１つまたは複数のブリッジ・アームを形成するように電気的に接続され、あるいはセンサ・ブリッジは、単一チップを含み、センサ・ブリッジを構成するブリッジ・アームは、単一チップ上に配設される。
【００６６】
ＦＭ１層およびＦＭ２層は、異なる残留モーメント積Ｍｒｔを有することに留意されたい。外部磁場がないとき、交流基準パワー信号が最大であるときでも、センサ位置において変調電流によって発生させられる磁場は、最小でもある。センサ位置において変調電流によって発生させられる磁場は、交流基準電源によって悪影響を受ける。
【００６７】
交流基準パワー信号が動作周波数範囲内にあるとき、磁気抵抗センサ素子は、１／ｆノイズの周波数よりもずっと大きい周波数に関してホワイト・ノイズをもたらすことに留意されたい。センサのサイズを増大させることによって、範囲を増大させ、増加は、１／ｆノイズを低減させることができる。
【００６８】
本発明は、変調器によって出力された変調電流が磁気抵抗センサの透過性を変化させるＲＫＫＹ結合ＦＭスタック・フォームを使用し、およびしたがって磁場を変調させる。また、本発明において、変調は、センサ素子による検出前に実行することができ、変調用信号が、磁気抵抗センサの対応する線形領域内にあることを確実にする。
【００６９】
上記実施形態は、本発明の技術的解決手段を限定するのではなく、示すために使用されるものにすぎない。本発明は、前述の実施形態を参照して詳細に説明されているが、さらにそれらは、前述の実施形態に開示された技術的解決手段への修正を行う、またはその技術的特徴の一部の等価な置換を行うことができ、そのような修正または置換は、対応する技術的解決手段の本質を本発明の実施形態の技術的解決手段の精神および範囲から逸脱させるべきでないと理解されたい。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【国際調査報告】
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