【事件の表示】
　平成　１年特許願第２６０３３１号「デジタルフィルタ及びデジタルフィルタリング方法」拒絶査定に対する審判事件［平成　２年　６月　４日出願公開、特開平　２−１４５００８］について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．本願は、平成１年１０月６日（パリ条約による優先権主張１９８８年１０月７日ＤＥ）の出願であって、その請求項１乃至６に係る発明は、補正された明細書及び図面の記載からみて、特許請求の範囲の請求項１乃至６に記載されたとおりのものと認められる。そして、請求項１の記載は次のとおりである。（以下、請求項１に係る発明を本願発明という。）
　
　【請求項１】入力信号を２つの異なる周波数帯域信号（１，２）に分割するための第１の相補形低域パス／高域パスフィルタ段（N１）を有し、該フィルタ段の出力信号のサンプリングレートは、前記入力信号のサンプリングレートの１／２であり、
　前記第１の相補形低域パス／高域パスフィルタ段（N１）の出力信号の１つを２つの周波数帯域（３，４）に分割する別のさらなる相補形低域パス／高域パスフィルタ段（N２）を有し、該さらなるフィルタ段の出力信号のサンプリングレートは、該さらなるフィルタ段の入力側のサンプリングレートの１／２であり、
　対応する２つの異なるサンプリング周波数を有しかつ低域周波数帯域と中域周波数帯域と高域周波数帯域を表わしている、３つの最終的フィルタ出力信号（１，３，４）は、データの整理を行う符号器内で処理され、
　前記第1の相補形低域パス／高域パスと前記さらなる相補形低域パス／高域パスフィルタ段によって形成される３つの周波数帯域のフィルタ応答特性は、前記低域周波数帯域と中域周波数帯域の間の２つの対応するクロスオーバー領域が重なりかつ前記中域周波数帯域と高域周波数帯域の間の２つの対応するクロスオーバー領域も重なり、但し低域周波数帯域と高域周波数帯域のクロスオーバー領域については全周波数範囲のいかなる場所においても重ならないように構成され、これによって、前記符号器に続く逆性の相応のデータ整理を行う復号器に後続する相応の逆性フィルタとさらなる逆性フィルタ段の出力信号の結合におけるミラー作用によって生じるかあるいは低域周波数帯域と高域周波数帯域の共通のクロスオーバー領域範囲内に生じるノイズ信号（X）が抑圧され、
　前記クロスオーバー領域（Ｆ０〜Ｆｓ）は、前記低域、中域および高域周波数帯域のそれぞれの周波数振幅応答特性における実質的にフラットな部分（０−Ｆ０）と遮断帯域エッジ周波数（Ｆｓ）の間の周波数領域であることを特徴とする、オーディオ又はビデオ信号のサブバンド符号化方式用のデジタルフィルタ。
　
２．引用例
　これに対して、当審において、平成１３年２月２７日付けで通知した拒絶の理由に引用した本願の優先権主張の日前に頒布された刊行物である特開昭５８−４０９１４号公報（以下、引用例１という。）には、次の事項が記載されている。
「この発明は例えば信号を複数個の帯域に分割した後、符号化伝送、復号化等の信号処理回路を介して再び各帯域の信号を合成することにより原信号を得るために用いられる帯域分割・合成フィルタに関する。
　高能率音声符号化の一方式として帯域分割符号化方式（サブバンド符号化方式）が知られている。・・・このサブバンド符号化方式を実現する際に特に重要な点は、各フィルタの通過帯域端において生じる折返し雑音を小さくする又は消去するための方法である。」（第１頁右下欄１０行〜第２頁左上欄６行）
「第１図は本発明の原理を説明するためのブロック図である。第１図に示すフィルタはサンプル値系であるから、Ｚ関数による表現が可能である。入力端子１０より入力信号Ｘ（Ｚ）が帯域分割フィルタブロック１００内の低域通過フィルタ２０1及び高域通過フィルタ３０1に入力される。この時の入力信号Ｘ（Ｚ）のサンプリング周波数をｆsＨｚとする。但しＺ＝ｅｊ２πｆ／ｆsである。これらフィルタ２０1及び３０1の出力はスイッチ４０1及び４０2にて１サンプルおきにデータが捨て去られ、それぞれサンプリング周波数がｆs／２Ｈｚの信号としてフィルタブロック１００から出力され、これらは帯域合成フィルタブロック２００内のスイッチ５０1及び５０2に入力され、それぞれ１サンプルおきに値”０”のデータが挿入され、再びサンプリング周波数ｆsの信号に戻される。これらの信号は低域通過フィルタ２０2及び高域通過フィルタ３０2を介して加算器６０にて加算又は減算され、フィルタブロック２００の出力端子７０に信号Ｙ（Ｚ）として出力される。低域通過フィルタ２０1，２０2及び高域通過フィルタ３０1及び３０2はそれぞれ伝達関数Ｈ（Ｚ）及びＫ（Ｚ）であり、通過帯域幅はｆs／４Ｈｚである。
　第２図は第１図の回路の動作を説明するための図である。第２図の（１）は入力信号Ｘ（Ｚ）のスペクトルを、同図（２）はフィルタ２０1　２０2の振幅周波数特性を、同図（３）及び（４）はそれぞれフィルタ２０1及びスイッチ４０1の各出力スペクトルを、同図（５）はフィルタ３０1　３０2の振幅周波数特性を、同図（６）及び（７）はそれぞれフィルタ３０1及びスイッチ４０2の各出力スペクトルを、同図（８）及び（９）はそれぞれフィルタ２０2及び３０2の各出力スペクトルを、同図（１０）及び（１１）はそれぞれ折返し雑音を含んだ場合及び含まない場合の出力信号Ｙ（Ｚ）スペクトルをそれぞれ示す。第２図（４），（７）〜（１０）において斜線部分は折返し雑音を表す。」（第２頁右上欄１０行〜右下欄４行）
「第３図はこの発明の一実施例を示し、第１図と同一の参照数字はすべて同一の機能を示す。」（第５頁右上欄１２行〜１３行）
「第４図はこの発明の他の実施例を示し、参照数字１００1，１００2，・・・・，１００7はそれぞれ帯域分割フィルタブロック、参照数字２００1，２００2，・・・，２００7はそれぞれ帯域合成フィルタブロック、参照数字３００は信号処理回路、参照数字１０及び７０はそれぞれ入力端子及び出力端子を示す。
　第４図では入力端子１０より入力される信号を８個の帯域に分割する例を示している。帯域分割・合成フィルタブロック１００1及び２００1はペアーとなっており、帯域分割前後のサンプリング周波数はｆsＨｚ及びｆs／２Ｈｚである。また、帯域分割・合成フィルタブロック１００2と２００2及び１００3と２００3はそれぞれペアーとなっており、帯域分割前後のサンプリング周波数は共にｆs／２Ｈｚ及びｆs／４Ｈｚである。・・・前述のように信号処理回路３００には入力データ系列の符号化／復号化や信号の伝送などの機能を含むものとする。・・・ここで帯域分割フィルタブロック１００1，１００2，・・・，１００7は第３図の帯域分割フィルタブロック１００と同一の構成をしており、帯域合成フィルタブロック２００1，２００2，・・・・，２００7は第３図の・・・フィルタ２００と同一の構成をしている。但し、帯域分割・合成フィルタブロックの動作速度は入出力データのサンプリング周波数に対応するものとする。」（第６頁右上欄２行〜第７頁左上欄１８行）
「さらに第４図において、サンプリングレートの最も小さい帯域分割及び合成フィルタブロックのペアから順次除去した構成も可能であり、このようにして帯域分割数を減少することもできる。例えば帯域分割フィルタブロック１００4と帯域合成フィルタブロック２００4のペアを除去すると分割数は７個となる。更に帯域分割フィルタブロック１００5と帯域合成フィルタブロック２００5のペアを除去すると分割数は６個となり、帯域分割フィルタブロック１００2と帯域合成フィルタブロック２００2のペアもまた除去すると分割数はさらに減り５個となる。
　第４図においては説明を簡単にするために帯域を８個に分割する例を示したが、以上述べた原理に基づき帯域をＮ個（但しＮは２以上の任意の整数）の帯域に分割することが可能になることは明らかである。」（第７頁右上欄１６行〜左下欄１２行）
　この第４図に関する記載からして、引用例１には、前記分割数が５個の帯域分割・合成フィルタから、前記原理に基づき更に帯域分割フィルタブロック１００6と帯域合成フィルタブロック２００6のペアと帯域分割フィルタブロック１００７と帯域合成フィルタブロック２００７のペアとを除去した、Ｎが３の非対称的な樹木構造の帯域分割・合成フィルタの発明について記載されているといえる。（なお、時間的に標本化された入力信号が副帯域に分割される、非対称的なＱＭＦ樹木構造において、遅延時間補償を行うことは特開昭６１−９８０３５号公報、特に第８図に関連して説明されているように既知である。）
　また、同じく特開昭６２−１６３４２５号公報（以下、引用例２という。）には、第３図に帯域４分割方式、サンプリング周波数Ｆｓ＝１６ＫＨｚの例（ａは原受信信号、ｂはサンプリング周波数Ｆｓ＝１６ＫＨｚでのサンプリング後の信号のスペクトラム、　ｃ，ｄ，ｅ，ｆは帯域分割フィルタの出力信号のスペクトラム、　ｇ，ｈ，ｉ，ｊはそれぞれｃ，ｄ，ｅ，ｆを４ＫＨｚでリサンプルした信号のスペクトラム）が説明され、「上記の例では、当該帯域以外の信号は折り返し雑音が帯域内に混入することを防止するため、帯域フィルタの阻止域減衰量を十分確保する必要があり、そのため各帯域間にはバンドギャップを生じることとなり、本来の伝送周波数帯域に欠落部分ができ、ひいては伝送品質の低下を招くという欠点があった。」と記載されている。（第３頁右上欄１８行〜左下欄５行）
　
３．本願発明と、引用例１に記載された前記Ｎが３の帯域分割・合成フィルタに関する発明（以下、引用例１の発明という。）とを対比する。
　引用例１の発明の帯域分割フィルタブロック１００1は、第３図の帯域分割フィルタブロック１００と同一の構成をしており、帯域分割フィルタブロック１００内には、第２図の（２）及び（５）の振幅周波数特性から示唆され、且つ本願出願前周知の、通常の相補形のフィルタが含まれると解される低域通過フィルタ２０1及び高域通過フィルタ３０1とからなるフィルタと、サンプリングのためのスイッチを有する。そして、帯域分割フィルタブロック１００に入力されたサンプリング周波数ｆsＨｚの入力信号は、帯域が２分割され、それぞれサンプリング周波数がｆs／２Ｈｚの信号としてフィルタブロック１００から出力されるので、引用例１の発明は、本願発明の「入力信号を２つの異なる周波数帯域信号（１，２）に分割するための第１の相補形低域パス／高域パスフィルタ段（N１）を有し、該フィルタ段の出力信号のサンプリングレートは、前記入力信号のサンプリングレートの１／２であり、」の要件を備えている。
　また、引用例１の発明の帯域分割フィルタブロック１００3は、動作速度が入出力データのサンプリング周波数に対応するものであって、第３図の帯域分割フィルタブロック１００と同一の構成をしており、前段ブロックから帯域分割フィルタブロック１００3に入力された信号はさらに帯域が２分割され、帯域分割前後のサンプリング周波数はｆs／２Ｈｚ及びｆs／４Ｈｚであるので、引用例１の発明は、本願発明の「前記第１の相補形低域パス／高域パスフィルタ段（N１）の出力信号の１つを２つの周波数帯域（３，４）に分割する別のさらなる相補形低域パス／高域パスフィルタ段（N２）を有し、該さらなるフィルタ段の出力信号のサンプリングレートは、該さらなるフィルタ段の入力側のサンプリングレートの１／２であり、」の要件を備えている。
　また、引用例１の発明は、帯域分割フィルタブロック１００1から出力されるサンプリング周波数ｆs／２Ｈｚの信号のうちの１つは信号処理回路３００に供給され、もう１つは帯域分割フィルタブロック１００3に入力されて、前記のようにさらに帯域が２分割され、帯域分割後のサンプリング周波数は前記ｆs／２Ｈｚとは異なるｆs／４Ｈｚの２つの信号として信号処理回路３００に供給され、これらの３つの帯域の信号が供給された信号処理回路３００において符号化／復号化、遅延、信号の伝送などに関わる処理が可能であると解され、且つ、前記帯域分割されて信号処理回路３００に供給される信号の周波数帯域は、低域周波数帯域と中域周波数帯域と高域周波数帯域に対応付けることが可能であるから、引用例１の発明は本願発明の「対応する２つの異なるサンプリング周波数を有しかつ低域周波数帯域と中域周波数帯域と高域周波数帯域を表わしている、３つの最終的フィルタ出力信号（１，３，４）は、データの整理を行う符号器内で処理され、」の要件を備えている。
　また、引用例１の発明は、帯域分割フィルタブロック１００（１００1も同様と解される。）のフィルタ応答特性の例が、第１図の回路の動作を説明するための第２図の（２）と（５）に低域通過フィルタ２０1の振幅周波数特性、高域通過フィルタ３０1の振幅周波数特性として例示され（この高域通過の周波数帯域は、前記３つの帯域においては中域周波数帯域にあたる。）、遷移領域が概ねｆs／４あたりであるものが示されている。そして、第２図の（２）と（５）に示された低域通過フィルタと高域通過フィルタの振幅周波数特性の例では、低域通過フィルタの遷移領域の端部（阻止域エッジ）はｆs／４を越えた高域側にあり、高域通過フィルタの遷移領域の端部はｆs／４を越えて低域側にあるのが読み取れるので、そうすると、低域周波数帯域と中域周波数帯域の間の２つの対応する遷移領域（クロスオーバー領域に対応する。）が、少なくとも一部において重なっているといえる。
　また、図示されていないが、帯域分割フィルタブロック１００3は、帯域分割前後のサンプリング周波数はｆs／２Ｈｚ及びｆs／４Ｈｚであって、帯域分割フィルタブロック１００1の１／２であり、そのフィルタ応答特性に関して、前記帯域分割フィルタブロック１００1の場合に倣って類推でき、低域通過フィルタの振幅周波数特性、高域通過フィルタの振幅周波数特性についての遷移領域は概ねｆs／８あたりであって、低域通過フィルタの遷移領域の端部はｆs／８を越えた高域側にあり、高域通過フィルタの遷移領域の端部はｆs／８を越えて低域側にあると解され、これら２つの帯域の間の２つの対応する遷移領域が、少なくとも一部において重なっていると解される。
　また、引用例１の発明は、信号処理回路において符号化／復号化、遅延、信号の伝送などに関わる処理が可能であると解され、この場合、符号化を含めた符号化に伴う処理と復号化に伴う処理は逆性の対の処理であるのは技術的常識のうちであり、さらに、信号処理回路の出力が供給される帯域合成フィルタブロック２００3と、このブロック２００3の出力が供給される帯域合成フィルタブロック２００1は、帯域分割フィルタブロック１００3と、これに接続される帯域合成フィルタブロック１００1とそれぞれペアーとなっていて、これらの帯域合成フィルタブロックにおいて、再び帯域分割に対応するサンプリング周波数の信号に戻され低域通過フィルタと高域通過フィルタを介した信号は合成され、折返し雑音のない、つまり、少なくとも結合におけるミラー作用によって生じるノイズ信号が抑圧された、元の信号が得られる。（第２図（８），（９），（１０），（１１）参照。）
　したがって、引用例１の発明は、本願発明１の「前記第1の相補形低域パス／高域パスと前記さらなる相補形低域パス／高域パスフィルタ段によって形成される３つの周波数帯域のフィルタ応答特性は、前記低域周波数帯域と中域周波数帯域の間の２つの対応するクロスオーバー領域が重なりかつ前記中域周波数帯域と高域周波数帯域の間の２つの対応するクロスオーバー領域も重なり、前記符号器に続く逆性の相応のデータ整理を行う復号器に後続する相応の逆性フィルタとさらなる逆性フィルタ段の出力信号の結合におけるミラー作用によって生じるかあるいは低域周波数帯域と高域周波数帯域の共通のクロスオーバー領域範囲内に生じるノイズ信号（X）が抑圧され、」の要件を備えている。
　また、引用例１の発明は、２図の（２）と（５）に低域通過フィルタと高域通過フィルタの振幅周波数特性の例が示され、前記のように、低域周波数帯域と高域周波数帯域の間の２つの対応する遷移領域（クロスオーバー領域に対応する。）が、少なくとも一部において重なっているといえるので、本願発明の「前記クロスオーバー領域は、前記低域、中域および高域周波数帯域のそれぞれの周波数振幅応答特性における部分と遮断帯域エッジ周波数（Ｆｓ）の間の周波数領域であること」の要件を備えている。
　また、引用例１の発明は、少なくとも高能率音声符号化方式に用いられることが可能なサブバンド符号化方式用デジタルフィルタであるといえるので、本願発明の「オーディオ又はビデオ信号のサブバンド符号化方式用のデジタルフィルタ」の要件を備えている。
　したがって、本願発明と引用例１の発明とは次の要件を備える点で一致し、そして相違する。
［一致点］　
　「入力信号を２つの異なる周波数帯域信号（１，２）に分割するための第１の相補形低域パス／高域パスフィルタ段（N１）を有し、該フィルタ段の出力信号のサンプリングレートは、前記入力信号のサンプリングレートの１／２であり、
　前記第１の相補形低域パス／高域パスフィルタ段（N１）の出力信号の１つを２つの周波数帯域（３，４）に分割する別のさらなる相補形低域パス／高域パスフィルタ段（N２）を有し、該さらなるフィルタ段の出力信号のサンプリングレートは、該さらなるフィルタ段の入力側のサンプリングレートの１／２であり、
　対応する２つの異なるサンプリング周波数を有しかつ低域周波数帯域と中域周波数帯域と高域周波数帯域を表わしている、３つの最終的フィルタ出力信号（１，３，４）は、データの整理を行う符号器内で処理され、
　前記第1の相補形低域パス／高域パスと前記さらなる相補形低域パス／高域パスフィルタ段によって形成される３つの周波数帯域のフィルタ応答特性は、前記低域周波数帯域と中域周波数帯域の間の２つの対応するクロスオーバー領域が重なりかつ前記中域周波数帯域と高域周波数帯域の間の２つの対応するクロスオーバー領域も重なり、前記符号器に続く逆性の相応のデータ整理を行う復号器に後続する相応の逆性フィルタとさらなる逆性フィルタ段の出力信号の結合におけるミラー作用によって生じるかあるいは低域周波数帯域と高域周波数帯域の共通のクロスオーバー領域範囲内に生じるノイズ信号（X）が抑圧され、
　前記クロスオーバー領域は、前記低域、中域および高域周波数帯域のそれぞれの周波数振幅応答特性における部分と遮断帯域エッジ周波数（Ｆｓ）の間の周波数領域であることを特徴とする、オーディオ又はビデオ信号のサブバンド符号化方式用のデジタルフィルタ。」
［相違点］
（１）クロスオーバー領域に関し、低域、中域および高域周波数帯域のそれぞれの周波数振幅応答特性における遮断帯域エッジ周波数（Ｆｓ）との間の周波数領域は、本願発明は、　実質的にフラットな部分（０−Ｆ０）との間（Ｆ０〜Ｆｓ）であるのに対し、引用例１の発明は、どの部分との間であるか具体的な記載がない。
（２）第1の相補形低域パス／高域パスと、さらなる相補形低域パス／高域パスフィルタ段によって形成される３つの周波数帯域のフィルタ応答特性に関して、本願発明は、低域周波数帯域と高域周波数帯域のクロスオーバー領域については全周波数範囲のいかなる場所においても重ならないように構成されているのに対して、引用例１の発明にはこの点についての記載がない。
　
４．前記相違点について検討する。
相違点（１）について
　帯域分割フィルタの周波数振幅応答特性に関し、理想的には遷移領域が無限に小さい、分割周波数を境として矩形状の周波数振幅応答特性の、通過域と阻止域とが対称の相補的な高域／低域パスフィルタとすれば帯域分割可能であり、しかし、現実的には前記フィルタには有限の遷移領域があることは技術的常識である。また、刊行物２に記載されているように、当該帯域以外の信号は折り返し雑音が帯域内に混入することを防止するため、帯域フィルタの阻止域減衰量を十分確保する必要があり、そのため各帯域間にはバンドギャップを生じることとなり、本来の伝送周波数帯域に欠落部分ができ、ひいては伝送品質の低下を招くという欠点があることは周知である。
　これらの技術的常識を踏まえると、バンドギャップを生じることのない点を重視すれば、その限界として通過域と阻止域とが対称の相補的な高域／低域パスフィルタの遮断周波数を一致させることまで可能であり、阻止域減衰量を十分確保することを重視すればバンドギャップを設けることが示されている。　したがって、引用例１の発明において、低域、中域および高域周波数帯域のそれぞれの周波数振幅応答特性における遮断帯域エッジ周波数との間のクロスオーバー周波数領域を、前記のように遮断周波数を一致させることとして、遮断周波数、つまり実質的にフラットな部分の端の周波数との間とすることは当業者が容易になし得ることである。
相違点（２）について
　第1の相補形低域パス／高域パスと、さらなる相補形低域パス／高域パスフィルタ段によって形成される３つの周波数帯域のフィルタ応答特性に関して、帯域フィルタの阻止域減衰量を十分確保することが必要なことは技術的常識であり、且つ、前記理想的な遷移領域のことも知られているから、引用例１の発明において、遷移領域の帯域を狭くすることとして、前記３つの周波数帯域の低域周波数帯域と高域周波数帯域のクロスオーバー領域については全周波数範囲のいかなる場所においても重ならないように構成することは当業者が容易になし得ることである。　もっとも、引用例１の発明において、３つの周波数帯域のうち、低域周波数帯域と高域周波数帯域のクロスオーバー領域については全周波数範囲のいずれかの場所において重なっているように構成されていると記載されているわけではない。
　
５．したがって、本願発明は、引用例に記載された発明に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるので、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　よって、結論のとおり審決する。