(57)【要約】スペクトラム拡散変調後の周波数帯域が広いため、変調用キャリア周波数としてＩＳＭバンドの２．４ＧＨｚ帯の周波数が指定されている関係上、２．４ＧＨｚ帯以外の周波数での伝送にスペクトラム拡散通信方式を適用し得ない現状に鑑み、２．４ＧＨｚ帯以外の周波数での信号伝送においてもスペクトラム拡散通信方式と同等のノイズリダクション効果が得られるようにしたものであり、受信側だけでスペクトラム拡散変調を行う構成とする。本発明ノイズリダクション装置は、パルス列（ＳＳ信号）を鋸歯状のパルス列信号に変換する微分回路と、変換された鋸歯状パルス列信号を入力信号でパルス幅変調する手段と、入力信号がパルス幅変調された鋸歯状のパルス列信号が所定のレベル以上であるときにのみ、上記入力信号がパルス幅変調された鋸歯状のパルス列信号を出力信号として出力する手段とを具えて構成する。
2003013011.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信側だけでスペクトラム拡散変調を行ってノイズをリダクションする装置であって、
方形パルス列を急峻な鋸歯状パルス列に変換する手段と、
該パルス列変換手段からの急峻な鋸歯状パルス列により入力信号をパルス幅変調する手段と、
該パルス幅変調手段によりパルス幅変調された急峻なパルス列を出力する手段とを具え、
前記出力信号のＳ／Ｎ比が前記入力信号のＳ／Ｎ比に比して改善されてノイズリダクションを行なうようにしたことを特徴とするノイズリダクション装置。
【請求項２】
請求項１記載のノイズリダクション装置において、前記パルス幅変調された急峻なパルス列のパルス幅を伸長するパルス幅伸長回路を後段に更に具えるようにしたことを特徴とするノイズリダクション装置。
【請求項３】
請求項１記載のノイズリダクション装置において、前記急峻な鋸歯状パルス列変換手段を微分回路としたことを特徴とするノイズリダクション装置。
【請求項４】
請求項１記載のノイズリダクション装置に供給すべき入力信号に同期したパルス列を発生するキャリア再生装置であって、
入力信号をフィルタリングし、かつ増幅してキャリア成分を抜き出す手段と、
該抜き出されたキャリア成分を増幅しその入力側に正帰還してスレーブ発振させる手段とを具えるようにしたことを特徴とするキャリア再生装置。
【請求項５】
前記キャリア成分抜出手段を第１の振動子とし、前記スレーブ発振手段を第２の振動子とすることを特徴とする請求項１に記載のキャリア再生装置。
【請求項６】
前記振動子を水晶振動子又はセラミック振動子としたことを特徴とする請求項５に記載のキャリア再生装置。
【発明の詳細な説明】
従来技術
本発明は、アナログ、デジタル伝送全般に使用し得るノイズリダクション装置およびその利用装置とそれに使用するキャリアを再生するキャリア再生装置）に関するものである。
ノイズリダクション効果を有する通信方式としてスペクトラム拡散（ＳＳ：Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）通信方式が知られている。この方式は、その名の示すとおり、周波数スペクトラムを広げて送信する方式である。伝送系の一般的な構成としては、ベースバンド信号を拡散信号で変調して送信し、受信側では、受信信号を再度送信側と同一の拡散信号で変調（逆拡散変調と言う）し、得られた信号をローパスフィルタに通してベースバンド信号を復調する。スペクトラム拡散通信方式については、例えば、山内著、「スペクトラム拡散通信」東京電機大学出版局より１９９４年１１月刊行等を参照されたい。
この通信方式によるノイズリダクション効果（Ｓ／Ｎ改善効果）は、拡散信号の拡散率に等しく、拡散率が１００倍であれば４０ｄＢという多大なＳ／Ｎ改善効果が得られる（「電波による無線データ伝送技術」ＣＱ出版株式会社より１９９９年９月刊行の３５頁を参照のこと）。
この通信方式によるノイズリダクション効果（Ｓ／Ｎ改善効果）は、拡散信号の拡散率に等しく、拡散率が１００倍であれば４０ｄＢという多大なＳ／Ｎ改善効果が得られる（「電波による無線データ伝送技術」ＣＱ出版株式会社より１９９９年９月刊行の３５頁を参照のこと）。
このようにスペクトラム拡散通信方式のノイズリダクション効果は多大であるが、この方式を採用するにあたっては、拡散変調後の周波数帯域が広いため、それを変調するキャリア周波数としてＩＳＭ（Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ  Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ  ａｎｄ  Ｍｅｄｉｃａｌ）バンドの２．４ＧＨｚ帯以上の周波数が指定されており、従って、２．４ＧＨｚ帯以下の周波数での伝送にはスペクトラム拡散通信方式を適用することができない。
発明の開示
本発明の目的は、上述の２．４ＧＨｚ帯以下の周波数の信号伝送においてもスペクトラム拡散通信方式と同等のノイズリダクション効果が得られるノイズリダクション装置を提供することにある。
上記目的を達成するために、本発明ノイズリダクション装置は、受信側だけでスペクトラム拡散変調を行ってノイズをリダクションする装置であって、方形パルス列を急峻な鋸歯状パルス列に変換する手段と、該パルス列変換手段からの急峻な鋸歯状パルス列により入力信号をパルス幅変調する手段と、該パルス幅変調手段によりパルス幅変調された急峻なパルス列を出力する手段とを具え、前記出力信号のＳ／Ｎ比が前記入力信号のＳ／Ｎ比に比して改善されてノイズリダクションを行なうようにしたことを特徴とする。
また、本発明ノイズリダクション装置は、前記パルス幅変調された急峻なパルス列のパルス幅を伸長するパルス幅伸長回路を後段に更に具えるようにしたことを特徴とする。
前記急峻な鋸歯状パルス列変換手段を微分回路とする。
また、本発明キャリア再生装置は、ノイズリダクション装置に供給すべき入力信号に同期したパルス列を発生するキャリア再生装置であって、入力信号をフィルタリングし、かつ増幅してキャリア成分を抜き出す手段と、該抜き出されたキャリア成分を増幅しその入力側に正帰還してスレーブ発振させる手段とを具えるようにしたことを特徴とする。
前記キャリア成分抜出手段は第１の振動子とし、前記スレーブ発振手段は第２の振動子とする。前記振動子は水晶振動子又はセラミック振動子とする。
発明を実施するための最良の形態
以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。
本発明の説明に入る前に、まず、周知のスペクトラム拡散通信方式（以下、ＳＳ通信方式と呼ぶ）について説明する。
図１は、ＳＳ通信方式の原理的構成図であり、また、図２（ａ），（ｂ），（ｃ）は、それぞれ送信側の拡散信号波形、受信側の受信入力波形、およびＳＳ変調器の出力信号波形を示している。
ＳＳ通信方式では、送信側においては、図１に示すように、ＳＳ変調器１にベースバンド信号を供給するとともに、拡散信号源２から図２ａに示す波形の拡散信号（以下、ＳＳ信号と呼ぶ）をも供給して、ベースバンド信号をＳＳ信号で変調して送信アンテナ３から送信している。
一方、受信側においては、同じく図１に示すように、受信アンテナ４で受信した受信入力信号（これが、図２ｂに示される）をＳＳ変調器５に供給し、送信側のＳＳ信号源２で発生させたのと全く同じ信号（図２ａに示す波形の信号）を送信側に同期させてＳＳ信号源６から発生させ、その発生した信号により受信入力信号をＳＳ変調する。ＳＳ変調された信号が図２Ｃ示されている。ＳＳ変調された信号は、高調波信号除去用の低域通過フィルタ７を介してベースバンド信号として取り出される。
ここで、ＳＳ通信方式によるＳ／Ｎ改善について検討する。
いま、図２ａに示すＳＳ信号を、パルス幅Ｔｃ，パルス間隔Ｔｂ、従って、デューティー比Ｔｃ／Ｔｂ（以下、これをデューティー比ＤＲと称する）のパルス列とし、受信入力信号の信号強度をＳｉ、受信入力信号のノイズ強度をＮｉ、ＳＳ変調（受信側の）出力信号の信号強度をＳｏ、およびＳＳ変調（受信側の）出力信号のノイズ強度をＮｏとしたとき、それらは、以下の関係で表される。
2003013011.tif 000003
ここに、ｎ，ｓは、それぞれ図２ｂおよび図２ｃに示すノイズ、信号のレベルである。
以上から、ＳＳ通信方式によるＳ／Ｎ改善効果（（Ｓ／Ｎ）ｕｐ）は、（２）式と（１）式の比をとって、
2003013011.tif 000004
で表される。
なお、ＳＳ通信の分野では、Ｔｂをビット区間、Ｔｃをチップ区間と称し、その比Ｔｂ／Ｔｃを拡散率あるいは処理利得と称してＳ／Ｎ改善効果を表すものとしている。
以上は、従来行われているＳＳ通信方式であり、送信側と受信側で同一のＳＳ信号を用い、同一のＳＳ変調を行っている。これは、ひとつの伝送系で同じ信号処理（ＳＳ変調）を２回繰り返していることになるので、送信側のＳＳ変調を省略して受信側だけでＳＳ変調をしても、Ｓ／Ｎ改善効果は得られる筈である。
本発明ノイズリダクション方法は、このような着想のもとに得られたものである。
以下に、本発明ノイズリダクション装置について説明する。
図３は、本発明ノイズリダクション装置の原理的構成図である。
図３において、８は送信アンテナ、９は受信アンテナ、１０はＳＳ変調器、１１はＳＳ信号源、および１２は低域通過フィルタであり、これら回路要素を図示のように接続配置する。
図４ａ、図４ｂおよび図４ｃは、それぞれＳＳ信号、デューティー比ＤＲが０．５（Ｔｃ＝Ｔｂ／２）の場合のパルス列、およびベースバンド信号がアナログ信号のサイン波であるとしたとき、そのサイン波を、サイン波と同期していないＳＳ信号によりサンプリングしたとき取り出される信号強度を示している。
この信号強度は、サイン波の半周期の面積で平均値は２／πとなる。
また、ベースバンド信号がアナログ信号のサイン波であるとしたとき、そのサイン波を、サイン波と同期しているＳＳ信号によりサンプリングしたとき取り出される信号強度は、サイン波の半周期にわたって常にサイン波のピークの値が得られるので平均値は１である。
本発明、すなわち、受信側だけでＳＳ変調を行う方式におけるＳ／Ｎ改善について検討する。
まず、受信入力信号のノイズ強度Ｎｉは、ＳＳ信号のパルス幅Ｔｃの最大値はＴｂ／２（ここに、Ｔｂはパルス間隔）であるから、このＴｂ／２に含まれるノイズになる。
従って、受信入力信号のノイズ強度Ｎｉは、
2003013011.tif 000005
ここに、ｎは、図４ｂに示すノイズのレベル
また、ＳＳ変調後出力信号のノイズ強度Ｎｏは、ｎを同じノイズのレベルとして
2003013011.tif 000006
でそれぞれ表すことができる。
これら両式から、
2003013011.tif 000007
が求まる。
次に、ＳＳ変調後出力信号の信号強度Ｓｏは、サイン波がＳＳ信号と同期していないとき、受信入力信号の信号強度をＳｉとして
2003013011.tif 000008
従って、
2003013011.tif 000009
また、サイン波がＳＳ信号と同期しているとき、上記と同様、受信入力信号の信号強度をＳｉとして
2003013011.tif 000010
従って、
2003013011.tif 000011
以上から、本発明によるＳ／Ｎ改善改善効果（（Ｓ／Ｎ）ｕｐ）は、まず、サイン波がＳＳ信号と同期していないとき、（５）式と（４）式の比をとって、
2003013011.tif 000012
2003013011.tif 000013
となる。
また、サイン波がＳＳ信号と同期しているとき、（５′）式と（４）式の比をとって、
2003013011.tif 000014
となる。
図５は、上述した（４）式で表されるＮｏ／Ｎｉ＝２ＤＲの関係、（５）式で表されるＳｏ／Ｓｉ＝２／π≒−３．９ｄＢの関係、および（５′）で表されるＳｏ／Ｓｉ＝１の関係を、横軸にデューティー比ＤＲをとり、縦軸に出力レベルをとって示している。
図５から分かるように、いま、デューティー比ＤＲが１／３００であるとすると、（４）式で表されるＮｏ／Ｎｉのレベルは、（５）式で表されるＳｏ／Ｓｉのレベルより約４０ｄＢ低いところにある。つまり、本発明により、ノイズレベルだけが約４０ｄＢ抑圧されることを示している。
このように、受信入力信号とＳＳ変調後の出力信号とで、ＳＳ変調のデューティー比ＤＲが変わった場合、Ｓｏ／Ｓｉのレベルは変わらないのに、Ｎｏ／Ｎｉのレベルは、デューティー比ＤＲが小さくなるほど小さくなると言う性質を有する。この性質を利用して、受信信号の大幅なノイズリダクションを行うことができる。
しかし、常識的には、デューティー比ＤＲが小さくなってパルス幅が狭くなると、ノイズと同時に信号も減衰し、信号対雑音比Ｓ／Ｎは変化しないと思われるが、実際には、サンプリングパルスの傾斜によって、信号はパルス幅変調されるため減衰せず、ノイズだけが減少する現象が生じる。これを実際の回路について説明する。
図６は、本発明の実施に使用して好都合な、インバータ素子を用いて構成したパルス幅変調回路の一構成例である。
また、図７ａ、図７ｂおよび図７ｃは、図６の回路中で、それぞれａ，ｂ，ｃで示す部分の信号波形図を示している。
図６に示すパルス幅変調回路（ＳＳ変調回路を構成している）は、信号入力端子ＩＮと、ＳＳ信号入力端子ＳＳと、変調出力端子ＯＵＴの各端子とを具え、回路要素としては、インバータＩと、コンデンサＣと、抵抗器Ｒ１と、抵抗器Ｒ２とで図示のように接続構成されている。
動作につき説明する。
まず、信号入力端子ＩＮに入力信号の信号電圧Δｖが入力されるものとする。一方、ＳＳ信号入力端子ＳＳには、図７ａに示すデューティー比ＤＲが０．５のＳＳ信号が印加される。回路中のコンデンサＣと、抵抗器Ｒ１と、抵抗器Ｒ２とは、時定数（Ｃ・（Ｒ１＋Ｒ２））の微分回路を構成し、これにより、入力端子ＳＳに印加されたＳＳ信号は微分され、鋸歯状パルスとなってインバータＩの入力端子に入力される（図７ｂ参照）。
このとき、微分回路の抵抗器Ｒ１および抵抗器Ｒ２は分圧回路を構成し、両抵抗器の接続点と接地点間に信号電圧Δｖが印加される。従って、上記インバータＩの入力端子に加わる鋸歯状パルスは、信号電圧Δｖのレベルに応じてパルス幅変調されることになる。パルス幅変調された鋸歯状パルスは、鋸歯状パルスのレベルがインバータＩに設定されたスレッショールドレベルを越えると、インバータＩがアクティブになり、図７ｃに示すパルス幅変調波が変調出力端子ＯＵＴから取り出される。
図８は、ＳＳ信号がパルス幅変調される状況を示す。
この図を用いて、パルス幅変調によるＳ／Ｎ改善効果を説明する。
図８において、信号電圧Δｖのレベルが変化すると、その変化したレベルと鋸歯状の斜めの線とが交差する点を通る縦の線でインバータＩの出力パルスのパルス幅Δｔ、従って、ＳＳ信号のデューティー比ＤＲが決定される。
このとき、図８ａに示すハッチングを施した部分の面積が、横長の長方形の部分Ａと縦長の長方形Ｂの部分とで等しくなることから、
2003013011.tif 000015
ここに、ＶＤは回路の電源電圧
従って、
2003013011.tif 000016
の関係が得られる。具体例として、電源電圧ＶＤ＝３Ｖ、信号電圧Δｖ＝１０ｍＶとすると、これらの値を（７）式に代入して、
2003013011.tif 000017
となる。
従って、図８ｂの波形のサンプリングパルスを用いると、信号、ノイズともΔｔの期間だけ通過することになる。
信号は、ΔｖがΔｔに変換されることによって減衰することなく通過するのに対して、ノイズの方はΔｔの期間だけしか通過しないから、Δｔは、図４ａに示すＳＳ信号のＴｃに相当し、デューティー比ＤＲは、
2003013011.tif 000018
となる。デューティー比ＤＲ＝１／３００のとき、図５を参照するに、Ｓ／Ｎ改善効果は約４０ｄＢ得られることになる。
このことは、後述する、本発明ノイズリダクション方法の中波ラジオ受信機への適用の結果、サーマルノイズが全く発生しないことを確認した。
ここで、上述した（４）式および（５）式からシャノンの定理を導くことができることについて説明する。
シャノンの定理とは、（８）式で示される式で与えられる。
2003013011.tif 000019
ここで、Ｃ：通信容量〔ｂｐｓ〕
Ｗ：送信帯域幅〔Ｈｚ〕
Ｐ：平均送信電力〔Ｗ〕
Ｎ：平均雑音電力〔Ｗ〕
この定理は、送信電力Ｐがいかに小さくても、送信帯域幅Ｗが十分広ければ、一定の通信容量を確保することができることを示しており、スペクトラム拡散方式の理論的根拠とされている。
（４），（５）式にこれを適用すると、
2003013011.tif 000020
従って、Ｓ／Ｎは
2003013011.tif 000021
いま、Ｓ／Ｎの値がｘのとき、通信が確保できるとすると、
2003013011.tif 000022
従って、
2003013011.tif 000023
ここで、変数変換して、
2003013011.tif 000024
従って、
2003013011.tif 000025
となる。
（１０）式で、２ｙ＝１とし、
また、１／Ｔｂ＝Ｃであり、１／Ｔｃ＝Ｗであるから、これらを（１０）式に代入すると、
2003013011.tif 000026
が得られる。
これは、（８）式で説明したシャノンの定理にほかならず、（４），（５）式が、シャノンの定理に一致することを証明することができた。
（９）式に戻り、１／Ｔｂ＝Ｃ，１／Ｔｃ＝Ｗを代入すると、
2003013011.tif 000027
ＳＳ通信用語では、１／ＤＲ＝Ｔｂ／Ｔｃ＝Ｗ／Ｃのことを拡散率と呼ぶので、（１１）式から、シャノンの定理は、入力信号電力Ｐがいくら小さくても、拡散率を大きくしていけばＳ／Ｎはいくらでも大きくなると、言い換えることができ、本発明は、このことを適用したことになる。
以上のように、受信側だけでＳＳ変調を行うことによってノイズリダクションを行うことができるる。さらに、受信側だけでＳＳ変調を行うのであれば、ＳＳ変調の回数は１回に限らず何回でも行うことができ、その回数分だけノイズリダクション効果が得られることになる。
いま、図の表記を簡単にするために、図９に示すように、図３に示したＳＳ変調回路を図形化したシンボルで表すものとする。
図１０は、この表記法でＳＳ変調器が増幅器を介して３段縦続接続された構成例を示している。
図１０の接続配置において、１３はＳＳ変調段１、１４は増幅器１、１５はＳＳ変調段２、１６は増幅器２、１７はＳＳ変調段３、１８はＳＳ信号１、１９はＳＳ信号２、および２０はＳＳ信号３である。
この構成における各段の動作は次のようである。
まず、符号符号１３で示すＳＳ変調段１は、外来ノイズをリダクションし、符号符号１５で示すＳＳ変調段２は、増幅器１（符号１４で示す）から発生するサーマルノイズをリダクションし、そして、符号符号１７で示すＳＳ変調段３は、増幅器１，２（それぞれ符号１４，１６で示す）から発生するサーマルノイズをリダクションする。
上記のように、ＳＳ変調を行うことにより、増幅器から発生するサーマルノイズをリダクションできることから、信号をノイズレスで増幅できることになる。
また、図１０に示すような構成においては、各段に供給されるＳＳ信号の周波数によって、ＳＳ変調回路にそれぞれ異なった機能を持たせることができる。
例えば、図１０において、符号１８で示すＳＳ信号１の周波数ｆ１が符号１３で示すＳＳ変調段１のローカル周波数であれば、このＳＳ変調段は中間周波数（ＩＦ）変換段になり、また、符号２０で示すＳＳ信号３の周波数ｆ３が符号１７示すＳＳ変調段３の入力周波数に同期していれば、このＳＳ変調段は同期検波回路になり、混信除去機能を持たせることができる。
以下、本発明ノイズリダクション装置を用いて構成したノイズリダクションパルス幅変調増幅回路の実施例を図１１により説明する。図中、ＳＳＰＷＭは本発明によるノイズリダクション機能を有するスペクトラム拡散パルス幅変調回路２１であり、ＰＷＭＡはバルス幅増幅回路２３であり、ＳＳはＳＳ信号源２２である。かかるノイズリダクションパルス幅変調増幅回路の実際の回路構成を図１２に示す。図中、電界効果トランジスタ、ＰＮＰトランジスタ、インバータ回路、ダイオード、抵抗およびコンデンサは図示のように接続する。
かかる回路の各部の動作を図１３の波形を用いて説明する。
まず、スペクトラム拡散パルス幅変調回路ＳＳＰＷＭにおいては、トランジスタＴｒ１はバッファアンプであり、トランジスタＴｒ２のベースには入力信号（ａ）を供給する。（ｂ）はサンプリング信号で、これをキャパシタンスＣおよびタイオードＤにより微分した急峻な３角波形（ｃ）が、トランジスタＴｒ２のエミッタに印加される。従ってトランジスタＴｒ２のコレクタの波形は入力信号（ａ）を振幅変調した３角波（ｄ）になる。３角波の先端がスレッショールドレベル以下になるΔｔの区間インバータＩＮＶ１が導通し、ノイズリダクションしたパルス幅変調波（ｅ）になる。
以上が、スペクトラム拡散パルス幅変調回路ＳＳＰＷＭの動作であり、次に、バルス幅増幅回路ＰＷＭＡの動作は、まず、トランジスタＴｒ３のベースの抵抗Ｒ１および漂遊キャパシタンスＣｓ、トランジスタＴｒ４のベースの抵抗Ｒ２および漂遊キャパシタンスＣｓ（Ｃｓはトランジスタのベース、アース間の漂遊キャパシタンス）により、波形（ｅ）が積分され、トランジスタＴｒ４のベースの波形（ｆ）は振幅変調された、ゆるやかな傾斜の３角波になる。トランジスタＴｒ４のコレクタの波形は上記波形（ｆ）が増幅された３角波（ｇ）になる。ふたたび、この３角波の先端がスレッショールドレベル以下になると、インバータＩＮＶ２が導通し、増幅されたパルス幅変調波（ｈ）になり、これが出力信号となる。この回路の通過帯域はＳＳ信号のサンプリング周波数ｆｓによって決まり、次の機能を有する。
１．サンプリング周波数ｆｓが１００ＫＨｚのとき、直流から３０ＫＨｚまでのノイズリダクション増幅ができる。本例ノイズリダクションパルス幅変調増幅回路は、特に補聴器、マイクロホン、医療機器などの微弱感度のセンサー類に対する、ノイズリダクション増幅、スクラッチノイズ、テープノイズ、回線ノイズ等のノイズリダクションにも多大な効果がある。
２．サンプリング周波数ｆｓ＝５ＭＨｚのとき、直流から２ＭＨｚ帯域のノイズリダクションパルス幅変調増幅を行うことができる。
３．サンプリング周波数ｆｓを１５ＭＨｚ以上にすると、直流から６ＭＨｚの帯域、すなわちビデオ信号のノイズリダクションパルス幅変調増幅を行うことができる。
４．この回路をエキサイターとして、Ｄクラスのパワーアンプをドライブすることにより、直流からビデオ信号までのパルス幅変調送信機を得ることができる。
５．またこの回路はミキサーとして用いることができ、入力信号の周波数をｆｒ、サンプリング周波数をｆｓとすると、ｆｒ，ｆｓ±ｆｒ，２ｆｓ±ｆｒ，−−−−−ｎｆｓ±ｆｒの信号を取り出すことができる。
次に、本発明ノイズリダクション装置を用いて構成した中波ラジオ帯、ノイズリダクション高利得アンテナ部の実施例を図１４により説明する。図１４において、受信アンテナ２４から入力信号（ｆ１，ｆ２，−−−，ｆｎ）を上記スペクトラム拡散パルス幅変調回路ＳＳＰＷＭ２１およびパルス幅増幅回路ＰＷＭＡ２３により、ノイズリダクション増幅する。この場合、中波ラジオ周波数帯（５３１〜１６２９ＫＨｚ）の信号を増幅するので、ＳＳ信号源２２からのスペクトラム拡散パルス幅変調回路ＳＳＰＷＭ２１へのサンプリング周波数を５ＭＨｚとした。パルス幅増幅回路ＰＷＭＡ２３の出力を受信入力の各チャネル周波数（ｆ１，ｆ２，−−−，ｆｎ）に同調した同調増幅回路ＴｕＡ２５、２６−−−２７で増幅して出力する。
同調増幅回路ＴｕＡ（Ｔｕｎｉｎｇ  Ａｍｐ）の回路構成を図１５に示す。図中、Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３は、インダクタンスＬ、キャパシタンスＣ、抵抗Ｒで構成される同調回路である。同調周波数ｆ０（＝１／２π√ＬＣ）においては、インダクタンスＬの入力電圧をｅｉとすると、キャパシタンスＣの両端には、Ｑｅｉ（Ｑ＝Ｒ／２πｆ０Ｌ）の電圧が得られる。同調回路で増幅し、Ｑ倍の電圧が得られるということはアンテナ利得がＱ倍に上昇したことになり、Ｑの値が１０であれば、アンテナの利得が２０ｄＢアップしたことに相当する。同調回路Ｔ１の出力をトランジスタＴｒ１のバッファアンプを通して次の同調回路Ｔ２に接続すると、その出力はＱ２ｅｉ、さらにトランジスタＴｒ２を通して同調回路Ｔ３に接続することにより、トランジスタＴｒ３のエミッタ出力にはＱ３ｅｉの電圧が得られる。本実施例では、Ｑ＝１０、Ｑ３＝１０００＝６０ｄＢ、すなわち、すべてのチャネル（ｆ１，ｆ２，−−−，ｆｎ）について、アンテナ利得が６０ｄＢアップしたことになる。ただし、Ｑの値を１０以上にして利得を上げようとすると、発振してしまい、ひとつの周波数での同調回路の利得は６０ｄＢが限度であった。
トランジスタＴｒ４はＡＧＣ制御用で、入力レベルが高くなると、トランジスタＴｒ４のベースにプラス電圧が加わり、コレクタ電圧が下がることにより、トランジスタＴｒ１のベース電圧が下がり、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３の増幅度が低下するため、出力電圧ｅ０が一定レベル以下になるように制御される。
受信アンテナを、中波ラジオ受信に用いられているバーアンテナとすると、バーアンテナの利得は−５７ｄＢ（１ＭＨｚ）であるから、同調増幅回路の利得６０ｄＢにより、バーアンテナの利得が＋３ｄＢということなる。これは大形のループアンテナ（利得−２７ｄＢ）より、３０ｄＢ利得が高いことになり、高コストの大形ループアンテナを、低コストのバーアンテナに置き換えることができることを示している。
次に、本発明ノイズリダクション装置を用いて構成した周波数変換増幅式ノイズリダクション高利得アンテナ部の実施例を図１６により説明する。
前述したところと同様に、同調増幅回路ＴｕＡ３１、３４、３７の利得は夫々６０ｄＢが限度である。それ以上の増幅を得るためには周波数を変換すれば良いことになる。本実施例は、スペクトラム拡散パルス幅変調回路ＳＳＰＷＭのミキサー機能を用いて、アンテナ入力信号を直接周波数変換して増幅する方式である。
図１６に示す周波数変換増幅式ノイズリダクション高利得アンテナ部の各要素の説明を以下に列挙する。
ＳＳＰＷＭ１：アンテナ入力を、ローカル発振周波数ｆｌ１で供給し、中間周波数ｆｉ１＝３．６ＭＨｚで、ノイズリダクション変換する。周波数の例として受信周波数ｆｒを５９４ＫＨｚ、ｆｌ１＝３００６ＫＨｚ（５９４＋３００６＝３６００）とする。
ＴｕＡ１    ：ＩＦ周波数ｆｉ１＝３６００ＫＨｚを、６０ｄＢ同調増幅する。
ＳＳＰＷＭ２：ｆｅ２＝９００ＫＨｚでサンプリングし、３．６ＭＨｚを２．７ＭＨｚにノイズリダクション変換する。
ＴｕＡ２    ：ｆｉ２＝２．７ＭＨｚを６０ｄＢ同調増幅する。
ＳＳＰＷＭ３：ｆｅ３＝１．８ＭＨｚでサンプリングし、２．７ＭＨｚを４．５ＭＨｚにノイズリダクション変換する。
ＴｕＡ３    ：ｆｉ３＝４．５ＭＨｚを６０ｄＢ同調増幅する。
この回路の総合利得は、スペクトラム拡散パルス幅変調回路ＳＳＰＷＭの変換ロスが３段縦続接続構成により−３０ｄＢ、同調増幅回路ＴｕＡの利得が３段縦続接続構成により１８０ｄＢで、総計１５０ｄＢとなる。すなわち、１５０ｄＢ利得のアンテナが実現できたことになる。
この実施例では、中波ラジオ周波数を扱ったが、ローカル周波数を変えることにより、長波からＳＨＦ帯まですべての周波数のアンテナに適用することができる。次に、本発明ノイズリダクション装置を用いて構成したノイズ、混信、マルチパス妨害リダクション受信機の実施例を図１７により説明する。
本実施例のノイズ、混信、マルチパス妨害リダクション受信機は、図１７に示すように、上記周波数変換増幅式高利得アンテナ部３８と、キャリア再生・ローカル発振部３９と、多段同期サンプリング部４０とによって図示の配置とすることにより構成する。
キャリア再生の必要性
ランダムノイズは、任意のサンプリング周波数を使って、スペクトラム拡散パルス幅変調することにより、リダクションが可能であるが、連続波である混信妨害波や、マルチパス伝搬妨害成分はリダクションできない。混信妨害波やマルチパス妨害成分は、希望波信号に同期したパルスでサンプリングすることによりリダクションできる。
この動作を図１８の波形を使って説明する。上段の波形は、希望波で、波形の最大値をサンプリングしている状態を示し、サンプリングパルスを合計すると、出力は１＝０ｄＢが得られる。下段の波形は妨害波として、同期のとれていない波形である。このときサンプリングパルスを合計すると、サインウェーブの半波の波形になる。この平均値は２／π＝−３．９ｄＢであるから、同期していないときの出力は−３．９ｄＢになる。すなわち、妨害波を３．９ｄＢリダクションできたことになる。この操作の同期サンプリングを４回繰り返せば、３．９×４＝１５．６ｄＢリダクションできたことになる。
マルチパス妨害についても同様に、図１９の波形に示すように、マルチパス波は、直接波より位相が遅れて到達するから、直接波を急峻パルスで同期サンプリングすることにより、マルチパス波も減衰する。図１９の例のように位相が６０°遅れたマルチパス波の場合、同期サンプリング１段で６ｄＢリダクションし、４段では２４ｄＢリダクションできることになる。
以上のように混信やマルチパス妨害を除去するためには、入力信号に同期したサンプリングパルスが必要であり、これを作るためにキャリア再生が必要となる。
キャリア再生・ローカル発振部３９：
キャリア再生・ローカル発振部３９の構成を図２０に示す。
このキャリア再生・ローカル発振部３９は、水晶フィルタ増幅回路４１、検波回路４２、スレーブ水晶発振回路４３、分周回路４４およびＰＬＬ発振回路４５を図示のように接続配置して示す。本例ではフィルタや発振素子として水晶振動子を用いたが、セラミック振動素子を用いることもできる。これら回路要素の説明を以下に行なう。
水晶フィルタ増幅回路４１：４．５ＭＨｚの入力信号を水晶フィルタに通し、増幅して４．５ＭＨｚキャリア成分をとりだす。
検波回路４２            ：４．５ＭＨｚキャリア成分を検波し、ＡＧＣ直流電圧を出力し、同調増幅回路ＴｕＡを制御する。
スレーブ水晶発振回路４３：４．５ＭＨｚキャリア成分で水晶発振回路をドライブし、スレーブ発振させ、４．５ＭＨｚをキャリア再生する。
分周回路４４            ：４．５ＭＨｚキャリア再生信号を分周し、ローカル信号Ｌ０３１．８ＭＨｚ、Ｌ０２９００ｋＨｚ、Ｌ０４４５０ｋＨｚおよび９ｋＨｚの周波数をとりだす。
ＰＬＬ発振回路４５      ：９ｋＨｚを基準信号として発振回路ＰＬＬをドライブし、ローカル信号Ｌ０１の１．９７１ｋＨｚ（３６００−１６２９）〜３０６９ｋＨｚ（３６００−５３１）を９ｋＨｚステップで発振させる。
この回路では、ローカル発振信号をＩＦ信号から生成する方式をとっており、信号周波数ｆｒと、ローカル周波数ｆｌと、ＩＦ周波数ｆｉとの関係は図２１に示す通りである。
図２１に示すように、ｆｌ＝ｋｆｉとすると、ｆｉ＝｜ｆｒ±ｆｌ｜＋ｋｎΔｆとなる。Δｆは誤差周波数で、最初ＩＦ周波数ｆｉにΔｆの誤差があるとすると、ローカル周波数ｆｌの誤差はｋΔｆとなり、閉ループになっているため、誤差はｋ２Δｆ，ｋ３Δｆ，−−−ｋｎΔｆ（ｎ→∞）となる。
ここで現行のラジオ受信に採用されているダウンコンバート方式ではｆｉ＜ｆｌ、１＜ｋとなり、ｋｎΔｆは∞となり発散する。
これとは逆に本実施例で採用したアップコンバート方式では、ｆｌ＜ｆｉ、ｋ＜１となり、ｋｎΔｆ→０に収束することになる。したがって、本実施例のアップコンバート方式のキャリア再生波は受信周波数ｆｒと同じ精度になる。ラジオ放送波の許容偏差は±１０Ｈｚであるから、再生したキャリアの偏差も±１０Ｈｚ（１ＭＨｚで±１０ｐｐｍ）以内となる。
多段同期サンプリング部４０：
多段同期サンプリング部４０の構成を図２２に示す。図から明らかなように、多段同期サンプリング部４０は、スペクトラム拡散パルス幅変調回路ＳＳＰＷＭ３段と、パルス幅増幅回路ＰＷＭＡ１段で計４回同期サンプリングする回路である、各部の波形を図２３に示す。
図から明らかなように、波形（ｉ），（ｊ）は周波数４．５ＭＨｚを４５０ｋＨｚでサンプリングしており、キャリア１０本のうち９本をまびいている。このことにより大きなノイズリダクション効果が得られる。前述のとおり、同期サンプリングで、混信妨害波、マルチパス妨害波とも１５．６ｄＢのリダクション効果が得られた。
上述した実施例では中波ラジオを対象として説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、すべてのメディアに適用することができる。
例えば、キャリア抑圧式、ＳＳＢ方式の受信にも適用でき、短波帯のフェーディングのはげしい電離層伝搬波を安定に受信することができる。
また、テレビ受信に適用すると、ノイズ、ゴースト、スポラディックＥ層伝搬妨害などのリダクションに多大な効果がある。
産業上の利用可能性
上述したように、本発明によれば、直流から音声、映像信号までのノイズ除去ができるとともに、あらゆるアナログ、デジタル伝送のノイズリダクションに適用することができる。また、この装置ですべてのノイズを除去することができる。
スペクトラム拡散方式が、その効果を得るためには、受信側での拡散だけでよいことが分かれば、現在行われているシステムはすべて、受信側の拡散方式に変更されるものと考えられる。この場合、送信側の拡散が省略できることによる経済効果が極めて大きい。
本発明ノイズリダクション装置を適用したＡＭラジオ受信機は、現在の受信機に比して感度が２０ｄＢ以上も上昇していることが、測定の結果確認された。このことは、現在行われているラジオ放送の送信機の出力を１０分の１に下げたとしても、なお、感度が１０ｄＢ上昇していることになる。現在、我が国の中波ラジオ放送は、ＮＨＫ、商業放送合わせて約５８０波、４，７５０ｋＷを送信し、それに要する電力料金は年間１０億円にも達している。本発明ノイズリダクション装置を適用したＡＭラジオ受信機を使用することにより、送信規模を１／１０に下げることができれば、送信機の製造コスト、電力料金の低減効果は莫大である。さらに、世界的にみればその経済効果は、計り知れない程大きい。
また、本発明ノイズリダクション装置を音声周波数帯に適用すると、ノイズ除去フィルタになる。このことから、レコード再生ではスクラッチノイズを、テープ再生ではテープノイズを、そして電話回線ではラインノイズをそれぞれ除去することができる。
また、本発明によるキャリア再生回路は、ＤＳＢ（ダブルサイドバンド）、ＳＳＢ（シングルサイドバンド）波の高忠実度復調にも使用することができる。
更に又、混信除去機能を有する本発明ノイズリダクション装置をテレビ受信に適用すれば、マルチパスによるゴースト、スポラディックＥ層による混信妨害波等も除去できる。
【図面の簡単な説明】
図１はＳＳ通信方式の原理的構成図である。
図２は送信側の拡散信号波形、受信側の受信入力波形、およびＳＳ変調器の出力信号波形を示す。
図３は本発明ノイズリダクション装置の原理的構成図である。
図４はＳＳ信号、デューティー比ＤＲが０．５（ＴＣ＝ＴＢ／２）の場合のパルス列、およびベースバンド信号がアナログ信号のサイン波であるとしたとき、そのサイン波を、サイン波と同期していないＳＳ信号によりサンプリングしたとき取り出される信号強度を示す。
図５はＮｏ／Ｎｉ＝２ＤＲの関係、Ｓｏ／Ｓｉ＝２／π≒−３．９ｄＢの関係、およびＳｏ／Ｓｉ＝１の関係を示す。
図６は本発明の実施に使用して好都合な、インバータ素子を用いて構成したパルス幅変調回路の一構成例である。
図７は図６の回路中で、それぞれａ，ｂ，ｃで示す部分の信号波形図を示す。
図８はＳＳ信号がパルス幅変調される状況を示す。
図９はＳ変調回路を図形化したシンボルで表す。
図１０はＳＳ変調器が増幅器を介して３段縦続された構成例を示す。
図１１は本発明ノイズリダクション装置を適用したパルス幅変調増幅回路である。
図１２は同じくその詳細な回路図を示す。
図１３はパルス幅変調増幅回路の動作を示す図１２中の各部の点（ａ）〜（ｈ）の点における信号波形図である。
図１４は本発明ノイズリダクション装置を適用した中波ラジオ帯ノイズリダクション高利得アンテナ部の構成を示す回路図である。
図１５は図１４中の同調増幅回路を示す詳細回路図である。
図１６は本発明ノイズリダクション装置を適用した周波数変換増幅式ノイズリダクション高利得アンテナ部の構成を示す回路図である。
図１７は本発明ノイズリダクション装置を適用したノイズ、混信、マルチパス妨害リダクション受信機の構成を示す回路図である。
図１８は図１７の受信機における混信妨害波成分を除去する作動を説明するための波形図である。
図１９はマルチパス妨害成分を除去する作動を説明するための波形図である。
図２０は図１７の受信機におけるキャリア再生・ローカル発振部の構成を示す回路図である。
図２１は信号周波数ｆｒと、ローカル周波数ｆｌとＩＦ周波数ｆｉとの関係を示す説明図である。
図２２は図１７の受信機における多段同期サンプリング部の構成を示す回路図である。
図２３は多段同期サンプリング部の動作を示す図２２中の各部の点（ｉ）〜（ｎ）の点における信号波形図である。
【図１】
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【図２ａ】
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【図２ｂ】
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【図２ｃ】
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【図３】
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【図４ａ】
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【図４ｂ】
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【図４ｃ】
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【図５】
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【図６】
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【図７ａ】
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【図７ｂ】
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【図７ｃ】
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【図８ａ】
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【図８ｂ】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【国際調査報告】
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