(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
前記直流電源の出力の一端に直列に接続された  第１のリアクトルと、
前記第１のリアクトルに直列に接続された第１のダイオードと、
前記第１のダイオードに直列に接続され、前記直流電源から所定の極性で充電されるコンデンサと、
前記第１のダイオードと前記コンデンサとの接続点と、前記直流電源の出力の他端との間に接続されて、所定の極性に充電された前記コンデンサの電圧を負荷に給電するスイッチと、
前記コンデンサと前記負荷との間の電流の方向を一方向に限定する第２のダイオードと、
前記コンデンサに生じた電圧が前記所定の極性と異なる極性で、且つ、予め定めた所定の値を越えたとき、信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータが出力した前記信号によって、前記スイッチを所定時間の間開放させる信号を出力するワンショットマルチを備えたことを特徴とするパルス電源装置。
【請求項２】
直流可変電圧電源と、
前記直流可変電圧電源の出力の一端に直列に接続された  第１のリアクトルと、
前記第１のリアクトルに直列に接続された第１のダイオードと、
前記第１のダイオードに直列に接続され、前記直流可変電圧電源から所定の極性で充電されるコンデンサと、
前記第１のダイオードと前記コンデンサとの接続点と、前記直流可変電圧電源の出力の他端との間に接続されて、所定の極性に充電された前記コンデンサの電圧を負荷に給電するスイッチと、
前記コンデンサと前記負荷との間の電流の方向を一方向に限定する第２のダイオードと、
前記コンデンサに生じた電圧が前記所定の極性と異なる極性のとき、この電圧を平均化した信号を出力する平均値処理器と、
前記平均値処理器の出力した前記信号に基づいて、前記直流可変電圧電源の出力電圧を調整する電圧調整手段を備えたことを特徴とするパルス電源装置。
【請求項３】
直流電源と、
前記直流電源の出力の一端に直列に接続された  第１のリアクトルと、
前記第１のリアクトルに直列に接続された第１のダイオードと、
前記第１のダイオードに直列に接続され、前記直流電源から所定の極性で充電されるコンデンサと、
前記第１のダイオードと前記コンデンサとの接続点と、前記直流電源の出力の他端との間に接続されて、所定の極性に充電された前記コンデンサの電圧を負荷に給電するスイッチと、
前記コンデンサと前記負荷との間の電流の方向を一方向に限定する第２のダイオードと、
前記コンデンサに生じた電圧が前記所定の極性と異なる極性のとき、この電圧を平均化した信号を出力する平均値処理器と、
前記平均値処理器の出力した前記信号に基づいて、前記コンデンサに生じた電圧が最小となる方向に前記スイッチの動作周期を調整する周期調整手段を備えたことを特徴とするパルス電源装置。
【請求項４】
前記コンデンサに生じた電圧が所定の極性と異なる極性で、且つ、予め定めた所定の値を越えたとき、信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータが出力した前記信号によって、前記スイッチを所定時間の間開放させる信号を出力するワンショットマルチを備えたことを特徴とする請求項２又は請求項３に記載のパルス電源装置。
【請求項５】
前記コンデンサの電圧は、前記コンデンサに充電される電圧の極性と異なる極性の電圧の時間平均値であることを特徴とする請求項２から請求項４のいずれか一項に記載のパルス電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パルスレーザー装置やプラズマ放電を用いるガス分解装置等、短パルス放電を利用する装置のパルス電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図８は、例えば特開平４ー３６７２９１号公報に示された従来のパルス電源であり、図において１は交流電源、２は交流電源１を入力とし直流電圧を発生する直流電圧源、３は直流電圧源２の高電圧を蓄える第１のコンデンサ、４は第１のコンデンサ３に蓄えられた電圧を放電（負荷に給電）するスイッチ、５は第１のコンデンサ３とスイッチ４の放電経路に設けられたリアクトル、６はリアクトル６の先の第１のコンデンサ３の放電経路に設けられたコンデンサである。７はコンデンサ６の放電経路に設けられた可飽和リアクトル、８はコンデンサ６の放電経路の可飽和リアクトル６の先に設けられたピーキングコンデンサである。９はピーキングコンデンサ８に並列接続された放電管である。
【０００３】
１１は第２のコンデンサ６の一端に接続されたダイオード、１０は１次コイルがダイオード１１と直列に接続されたトランス、１２はトランス１０の２次コイル出力側に並列に接続された回生コンデンサ、１３は回生コンデンサ１２の電圧を交流に変換し直流電源２の入力に回生するインバータである。図８のパルス電源の動作を波形チャート図９により説明する。
【０００４】
まず、図９の時刻ｔ０から直流電源２により第１のコンデンサ３は高電圧に充電される。続いて時刻ｔ１でスイッチ３がオンすると、第１のコンデンサ３から第２のコンデンサ６へと急速に電荷が移動し、第２のコンデンサ６が充電される。この充電過程においては可飽和リアクトル７によりピーキングコンデンサ８への充電が阻止されているが、やがて時刻ｔ２で可飽和リアクトル７が飽和し、そのインダクタンスが激減すると、第２のコンデンサ６からピーキングコンデンサ８への充電が開始される。ピーキングコンデンサ８の電圧が所定の値に達すると放電管９の放電が開始され放電管９は低抵抗となり、ピーキングコンデンサ８は急激に放電する。よって放電管９に電力が供給される。
【０００５】
以上の動作の中でリアクトル５と第２のコンデンサ６の直列回路、可飽和リアクトル７とピーキングコンデンサ８の直列回路の電流は、コンデンサとインダクタンスによる直列共振現象による電流となり、その共振周波数は第１のコンデンサ３、第２のコンデンサ６、ピーキングコンデンサ８へと順に徐々に高くなるように構成され、最終的に放電管６への電流を急峻にさせるように構成されている。
【０００６】
このように直列共振現象を利用しているため、第２のコンデンサ６及びピーキングコンデンサ８の放電後には、これらのコンデンサには充電した時とは逆の極性で電荷が蓄積され、逆極性の電圧が発生する。逆極性で発生した電圧はダイオード１１がオンして、トランス１０の入力端子間にかかる。よってダイオード１１、トランス１０を介して第２のコンデンサ６とピーキングコンデンサ８とから電流が流れ、トランス１０の出力側に接続された回生コンデンサ１２を充電する。このように第２のコンデンサ６、ピーキングコンデンサ８に逆極性に発生したエネルギーは、共振現象の際、回路内の抵抗分によってすべてが消滅することなく、回生コンデンサ１２に静電エネルギーとして蓄えられる。回生コンデンサ１２に蓄えられたエネルギーはインバータ１３により交流電圧に変換されて、直流電源２の入力として利用される。
【０００７】
以上の説明では、負荷が放電管の場合であり、放電インピーダンスは一定値と仮定したが、一般的な放電負荷においては放電動作とともに放電インピーダンスは急激な変化をする。放電負荷９が、ガスを分解する目的でガス中に放電を行うものであるようなガス分解装置に用いるパルス電源装置に於いては、ガスの濃度のむら、不純物の混入、ガス流量、電極部の経時変化、付着物等様々な要因によって放電インピーダンスは変化しやすい。
【０００８】
インピーダンスが低下した場合、前述のとおりＲ成分が低くなることから放電負荷に消費されないエネルギーが増加するとともに放電状態も不均一になったり、アーク性の放電となりやすく、効率が低下するばかりか電極の劣化等、装置寿命にも悪影響を与える。
【０００９】
インピーダンスが高くなった場合、Ｒ成分が大きくなって負荷に充分な電流が流れず、エネルギーがスイッチの動作周期の間に放電負荷に消費されなくなり、効率の低下とともに放電状態が不均一になったりし悪影響が生じる。即ち、図１０に示すようにスイッチの動作周期やコンデンサへの充電電圧から定まる最適なインピーダンスに対し、高くなっても、低くなっても効率は低下する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来のパルス電源は、以上のように構成されているので、放電負荷に消費されなかった余剰電力を回生するため、トランス、インバータ等の機器が必要となり、装置が大型で重くなり、高コストであった。また直流電源、トランス、インバータ等の多くの機器を介して回生されるので、回路中で生じる電力損失が多く、効率のよい動作が困難であった。
【００１１】
また、余剰電力の回生以前に、余剰電力の発生量そのものを減少させることが重要であるが、放電負荷のインピーダンス変化が大きかったり、負荷の種類をいろいろ変更する場合などには、この余剰電力量が大きかったり、小さかったり様々に変動し、これら負荷の変動に応じて、余剰電力を最小にするための手段がなかった。
【００１２】
この発明は、以上のような問題点を解消するために行われたものであり、放電負荷の大小に応じて、余剰電力の発生量が最小に調整されるとともに、インバータやトランスを用いないで余剰電力を回生することができるパルス電源装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この発明によるパルス電源装置は、直流電源と、
前記直流電源の出力の一端に直列に接続された  第１のリアクトルと、
前記第１のリアクトルに直列に接続された第１のダイオードと、
前記第１のダイオードに直列に接続され、前記直流電源から所定の極性で充電されるコンデンサと、
前記第１のダイオードと前記コンデンサとの接続点と、前記直流電源の出力の他端との間に接続されて、所定の極性に充電された前記コンデンサの電圧を負荷に給電するスイッチと、
前記コンデンサと前記負荷との間の電流の方向を一方向に限定する第２のダイオードと、
前記コンデンサに生じた電圧が前記所定の極性と異なる極性で、且つ、予め定めた所定の値を越えたとき、信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータが出力した前記信号によって、前記スイッチを所定時間の間開放させる信号を出力するワンショットマルチを備えたものである。
【００１４】
また、直流可変電圧電源と、
前記直流可変電圧電源の出力の一端に直列に接続された  第１のリアクトルと、
前記第１のリアクトルに直列に接続された第１のダイオードと、
前記第１のダイオードに直列に接続され、前記直流可変電圧電源から所定の極性で充電されるコンデンサと、
前記第１のダイオードと前記コンデンサとの接続点と、前記直流可変電圧電源の出力の他端との間に接続されて、所定の極性に充電された前記コンデンサの電圧を負荷に給電するスイッチと、
前記コンデンサと前記負荷との間の電流の方向を一方向に限定する第２のダイオードと、
前記コンデンサに生じた電圧が前記所定の極性と異なる極性のとき、この電圧を平均化した信号を出力する平均値処理器と、
前記平均値処理器の出力した前記信号に基づいて、前記直流可変電圧電源の出力電圧を調整する電圧調整手段を備えたものである。
【００１５】
また、直流電源と、
前記直流電源の出力の一端に直列に接続された  第１のリアクトルと、
前記第１のリアクトルに直列に接続された第１のダイオードと、
前記第１のダイオードに直列に接続され、前記直流電源から所定の極性で充電されるコンデンサと、
前記第１のダイオードと前記コンデンサとの接続点と、前記直流電源の出力の他端との間に接続されて、所定の極性に充電された前記コンデンサの電圧を負荷に給電するスイッチと、
前記コンデンサと前記負荷との間の電流の方向を一方向に限定する第２のダイオードと、
前記コンデンサに生じた電圧が前記所定の極性と異なる極性のとき、この電圧を平均化した信号を出力する平均値処理器と、
前記平均値処理器の出力した前記信号に基づいて、前記コンデンサに生じた電圧が最小となる方向に前記スイッチの動作周期を調整する周期調整手段を備えたものである。
【００１６】
また、コンデンサに生じた電圧が所定の極性と異なる極性で、且つ、予め定めた所定の値を越えたとき、信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータが出力した前記信号によって、前記スイッチを所定時間の間開放させる信号を出力するワンショットマルチ、
前記コンデンサに生じた電圧が前記所定の極性と異なる極性のとき、この電圧を平均化した信号を出力する平均値処理器と、
前記平均値処理器の出力した前記信号に基づいて、前記直流可変電圧電源の出力電圧を調整する電圧調整手段を備えたものである。
【００１７】
また、コンデンサに生じた電圧が所定の極性と異なる極性で、且つ、予め定めた所定の値を越えたとき、信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータが出力した前記信号によって、前記スイッチを所定時間の間開放させる信号を出力するワンショットマルチ、
前記コンデンサに生じた電圧が前記所定の極性と異なる極性のとき、この電圧を平均化した信号を出力する平均値処理器と、
前記平均値処理器の出力した前記信号に基づいて、前記コンデンサに生じた電圧が最小となる方向に前記スイッチの動作周期を調整する周期調整手段を備えたものである。
【００１８】
また、コンデンサの電圧は、コンデンサに充電される電圧の極性とは異なる極性の電圧の時間平均値を用いるものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１によるパルス電源装置を図１の回路図，図２の波形チャートにより説明する。なお、以下の図に於いて従来のものと同一又は相当部分は同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００２０】
図１において、２は直流電源、９は負荷であるところの放電管である。図示しないが直流電源２は従来と同様に交流電源から給電されるものであってもよい。２２は直流電源２の出力の一端に直列に接続された第１のリアクトル、２３は第１のリアクトル２２に直列接続した第１のダイオード、２４は第１のダイオード２３に直列接続したコンデンサ、４は第１のダイオード２３とコンデンサ２４との接続点と直流電源の他端との間に接続されたスイッチ、２６は放電管９に並列接続した第３のリアクトルである。
【００２１】
２８はコンデンサ２４のスイッチ４が接続されていない側に接続した抵抗、２９は抵抗２８と並列接続した第２のダイオード、３０は抵抗２８と放電管９との間に挿入した第２のリアクトルである。３１，３２は抵抗でコンデンサ２４の電圧を検出する分圧器を構成する。３３は所定の繰り返し周波数で動作するパルス発生器であり、３４は任意の所定値（Ｖｍｉｎ）に調整可能な基準電圧源３７とコンデンサ４の検出電圧との大小を比較するコンパレータ、３５はコンパレータ３４の出力変化に対して所定の期間Ｔｏｆｆだけパルスを発生するワンショットマルチである。なお図示しないが分圧器の抵抗３１、３２とコンパレータ３４との接続ラインにはアイソレータが挿入されており、コモンラインの直流レベルは考える必要がないように構成されている。
【００２２】
３６はパルス発生器３３およびワンショットマルチ３５を入力としスイッチ４のオン、オフパターンを与えるアンドゲートである。
【００２３】
図２には上から放電管９の電流波形、コンデンサ２４の電圧波形、ワンショットマルチ３５の出力波形、パルス発生器３３の出力波形を示している。
【００２４】
次に動作について図１、図２に基づき説明する。
【００２５】
図１において、最初コンパレータ３４の出力はオンで、アンドゲート３６からはパルス発生器３３の出力パルスがそのまま周期的に出力されている。今スイッチ４がオンとなっているところから説明を始める。スイッチ４がオンのとき、直流電源２から第１のリアクトル２２と第１のダイオード２３、スイッチ４を通って電流が流れる。そして次にスイッチ４がオフになると、電流の急激な変化によって第１のリアクトル２２の両端にサージ電圧が発生する。この電圧が直流電源２の電圧に加算される。スイッチ４がオフなので、直流電源２から第１のリアクトル２２、第１のダイオード２３、コンデンサ２４、抵抗２８、第２のリアクトル３０、第３のリアクトル２６を通る経路で電流が流れ、コンデンサ２４に電源の電圧を越える電圧まで充電が行われる。回路の損失を無視すれば、コンデンサ２４には直流電源２の出力電圧をＥとして、ほぼ２Ｅ近くまで充電される結果、第１のダイオード２３は逆バイアスとなりオフする。他にコンデンサ２４の放電経路はないので、充電電圧が保持された状態となる。
【００２６】
図２は繰り返し動作中にコンデンサ２４の逆電圧が大きくなり、１回分の動作だけ休止した場合の動作チャートを示す。
【００２７】
前述の状態で次にスイッチ４がパルス発生器３３の出力信号Ａにしたがってオンすると、コンデンサ２４、スイッチ４、放電管９、第２のリアクトル３０、第２のダイオード２９の経路が閉じ、第２のダイオード２９が順バイアスとなるため、コンデンサ２４に充電された電圧のほとんどが放電管９に印加される。第３のリアクトル２６のインダクタンスは放電管９の放電中のインピーダンスに比して極めて大きいので第３のリアクトル２６に流れる電流は無視できる。
【００２８】
放電管９のインピーダンスは電圧印加とともに急激に低下し、前記経路にて放電電流が流れる。このときの回路動作はＬＣＲ直列共振回路となる。図１ではＬは第２のリアクトル３０のインダクタンス値、Ｃはコンデンサ２４の静電容量値、Ｒは放電管９の抵抗値である。周知のとおりＬＣＲ直列共振回路では、Ｒの値が２・（Ｌ／Ｃ）1/2 より大きい場合はコンデンサ２４の電圧は、一方向の放電電流がゼロに漸近していき、すべての静電エネルギーが放電管９で消費される。
【００２９】
また、Ｒの値が２・（Ｌ／Ｃ）1/2 より小さい場合には、コンデンサ２４の電圧は、一方向の放電電流による放電の後、放電管９で消費されないエネルギーが残り、コンデンサ２４に逆極性の電圧となって残る。この逆極性電圧により逆方向の電流が流れようとするが、第２のダイオード２９は継続して流れようとする逆方向の放電電流をブロックしコンデンサ２４の逆極性電圧は保持される。この逆極性電圧はコンデンサ２４、抵抗２８、第２のリアクトル３０、第３のリアクトル２６、スイッチ４の経路でゆっくり放電されゼロに戻る。その後スイッチ４はオフし、次の充電動作を開始する。このような動作を繰り返して行なう。
【００３０】
上記の動作でコンデンサ２４の電圧は抵抗３１、３２で分圧して検出されコンパレータ３４に入力されている。コンパレータ３４では負レベルの基準値Ｖminとコンデンサ２４の電圧の検出値との大小を比較し、コンデンサ電圧が基準値を下回ったとき、図２のＢのように“Ｌ“レベル出力し、この立ち下がりを受けて、ワンショットマルチ３５が所定（Ｔｏｆｆ）の期間だけ”Ｌ“レベルのパルスを出力する。これによってスイッチ４へのオン信号Ｃは、アンドゲート３６の論理に従いＴｏｆｆの期間だけ中断する。これによって放電管９のインピーダンスが下がりすぎてコンデンサ２４の逆極性電圧が大きくなりすぎた場合に、動作を停止させることなく、放電インピーダンスの回復期間を必要最小値だけ設けることができる。
【００３１】
繰り返し動作周波数が高いほど、あるいは動作電圧が高いほど放電管９の放電時のインピーダンスは下がり、回復にも時間がかかる。また、前述のガス分解装置においては、負荷のインピーダンスが不安定である上、高電圧・高周波であり余剰電力の有無の検出は困難であるが、本発明のパルス電源装置によれば、負荷のインピーダンス状態をコンデンサ２４の端子電圧から知り、装置を完全停止させることなく安定した動作状態に補正することができる。図１の回路の要旨を明瞭にしその理解を助けるため、図１をブロック図にしたものを図３に示す。図３に於いて、７１は充電手段であり直流電源２と第１のリアクトル２２、第１のダイオード２３とを含んでいる。７２はコンデンサ２４と負荷９との間の電流の方向を一方向に限定するダイオード、７３は電圧検出手段であり図１の抵抗３１、抵抗３２を含んでいる。７４はスイッチ手段であり周期的に開閉する手段７５により駆動される。７６はスイッチ開放手段であり外部信号によりスイッチ７４を所定の時間の間閉じないようにするものである。７７は充電電流バイパス手段であり図１の抵抗２８、第３のリアクトル２６などに相当する。第１のリアクトル２２と第１のダイオード２３とスイッチ７４は第１のリアクトルと第１のダイオードと周期的に開閉する手段を有するスイッチとの直列接続体を構成している。コンデンサ２４と充電電流バイパス手段７７とはスイッチ４に並列に接続されたコンデンサと充電電流バイパス回路との直列接続体を構成している。第２のダイオード２９と電流の方向を限定するダイオード７２とは同じものである。第２のダイオード２９と第２のリアクトル３０と放電負荷９とは直列接続体を構成している。
【００３２】
更に、この発明の理解を助けるため、図４に放電負荷のインピーダンスの変動にともない、この発明のパルス電源装置の効率がどのように変わるかを示す。図中９０は従来の特性が固定されている場合を示し、９１はこの発明による見かけ上の特性を示す。このように実施の形態１のパルス電源装置は、負荷インピーダンスの大小に応じて、効率の低下を見かけ上改善することができる。
【００３３】
実施の形態２．
本発明の実施の形態２によるパルス電源装置の回路を図５に示す。図５において、図１と同符号のものは同一部分を示すが、念のため再度説明する。５９は放電管であるがそのインピーダンスが不安定である放電負荷について説明するものである。２２は直流電源２の出力の一端に直列に接続された第１のリアクトル、２３は第１のリアクトル２２に直列接続した第１のダイオード、２４は第１のダイオード２３に直列接続したコンデンサ、４は第１のダイオード２３とコンデンサ２４との接続点と直流電源の他端との間に接続されたスイッチ、２６は放電負荷５９に並列接続した第３のリアクトルである。２８はコンデンサ２４のスイッチ４が接続されていない側に接続した抵抗、２９は抵抗２８と並列接続した第２のダイオード、３０は抵抗２８と放電負荷５９との間に挿入した第２のリアクトルである。３１，３２は抵抗でコンデンサ２４の電圧を検出する分圧器を構成する。３３は所定の繰り返し周波数で動作するパルス発生器である。
【００３４】
４２は直流可変電圧電源で外部からの電圧指令により任意の電圧を出力することができる。４７は抵抗３２に並列接続したダイオード、４８はコンデンサ２４の電圧検出信号を平均化する平均値処理器（ローパスフィルター）、４９は平均値処理器４８の出力値を制限するリミッタ、５１は直流可変電圧電源の出力電圧の基準値を指令する電圧指令回路、５０は加算器であり、リミッタ４９の出力と電圧指令回路５１の指令値を入力とし、その出力が直流可変電圧電源４２への電圧指令値として与えられている。
【００３５】
次に動作について説明する。図５の回路では、ダイオード４７により、コンデンサ２４の検出電圧は最初の充電時の極性とは逆極性の成分のみが検出されて平均値処理器４８によって平均化された後、リミッタ４９を介して直流可変電圧電源４２の電圧指令値に補正をかける。すなわち、コンデンサ２４の逆極性電圧が大きくなる状態が継続している場合、リミッタ４９で制限される範囲内において直流可変電圧電源４２の出力電圧指令値に負成分が加算されるため、電圧指令値はコンデンサ２４の逆極性電圧の大きさに応じて減少し、コンデンサ２４への充電電圧も減少する。よって放電負荷５９への印加電圧も減少し、放電インピーダンスの低下を抑え、余剰電力の発生が抑制される。なお図示しないが分圧器の抵抗３１、３２と平均値処理器４８との接続ラインにはアイソレータが挿入されており、コモンラインの直流レベルは考える必要がないように構成されている。
【００３６】
また負荷の放電インピーダンスが高く、急峻な放電が得られない場合には、コンデンサ２４の逆極性分が小さくなる状態が継続し、リミッタ４９で制限される範囲内において直流可変電圧電源４２の電圧指令値への負成分加算分が減少するため電圧指令値は増加する。よって放電負荷５９への印加電圧が増加し、放電インピーダンスの低下を促進する作用を行なう。これらの作用により、放電負荷５９の放電インピーダンスの変化に応じて、印加する電圧の調整が自動的に行なわれ、安定した最適な動作状態に補正する。平均化回路４８、リミッタ４９、電圧指令回路５１、加算器５０は電圧制御回路（電圧調整手段）である。
【００３７】
実施の形態３．
本発明の実施の形態３によるパルス電源装置の回路を図６に示す。図６のものは実施の形態２の発明を実施の形態１の図１の回路に適用したものである。図６において、図１と同符号のものは同一部分を示すが、念のため再度説明する。５９は放電管であるがそのインピーダンスが不安定である放電負荷について説明するものである。２２は直流電源２の出力の一端に直列に接続された第１のリアクトル、２３は第１のリアクトル２２に直列接続した第１のダイオード、２４は第１のダイオード２３に直列接続したコンデンサ、４は第１のダイオード２３とコンデンサ２４との接続点と直流電源の他端との間に接続されたスイッチ、２６は放電負荷５９に並列接続した第３のリアクトルである。
【００３８】
２８はコンデンサ２４のスイッチ４が接続されていない側に接続した抵抗、２９は抵抗２８と並列接続した第２のダイオード、３０は抵抗２８と放電負荷５９との間に挿入した第２のリアクトルである。３１，３２は抵抗でコンデンサ２４の電圧を検出する分圧器を構成する。３３は所定の繰り返し周波数で動作するパルス発生器であり、３４は任意の所定値（Ｖｍｉｎ）に調整可能な基準電圧源３７とコンデンサ４の検出電圧との大小を比較するコンパレータ、３５はコンパレータ３４の出力変化に対して所定の期間（Ｔｏｆｆ）だけパルスを発生するワンショットマルチである。
【００３９】
なお、図示しないが分圧器の抵抗３１、３２とコンパレータ３４との接続にはアイソレータが挿入されており、コモンラインの直流レベルについては配慮する必要がない。３６はパルス発生器３３及びワンショットマルチ３５を入力としスイッチ４のオン・オフを制御するアンドゲートである。４２は直流可変電圧電源で外部からの電圧指令により任意の電圧を出力することができる。４７は抵抗３２に並列接続したダイオード、４８はコンデンサ４の電圧検出信号を平均化する平均値処理器（ローパスフィルター）、４９は平均値処理器４８の出力値を制限するリミッタ、５１は直流可変電圧電源の出力電圧の基準値を指令する電圧指令回路、５０は加算器であり、リミッタ４９の出力と電圧指令回路５１の指令値を入力とし、その出力が直流可変電圧電源４２への電圧指令値として与えられている。
【００４０】
次に動作について説明する。図６の回路では、ダイオード４７により、コンデンサ２４の検出電圧は最初の充電時の極性とは逆極性の成分のみが検出されて平均値処理器４８によって平均化された後、リミッタ４９を介して直流可変電圧電源４２の電圧指令値に補正をかける。すなわち、コンデンサ２４の逆極性電圧が大きくなる状態が継続している場合、リミッタ４９で制限される範囲内において直流可変電圧電源４２の出力電圧指令値に負成分が加算されるため、電圧指令値はコンデンサ２４の逆極性電圧の大きさに応じて減少し、コンデンサ２４への充電電圧も減少する。よって放電負荷５９への印加電圧も減少し、放電インピーダンスの低下を抑え、余剰電力の発生が抑制される。なお図示しないが分圧器の抵抗３１、３２と平均値処理器４８との接続ラインにはアイソレータが挿入されており、コモンラインの直流レベルは考える必要がないように構成されている。
【００４１】
また負荷の放電インピーダンスが高く、急峻な放電が得られない場合には、コンデンサ２４の逆極性分が小さくなる状態が継続し、リミッタ４９で制限される範囲内において直流可変電圧電源４２の電圧指令値への負成分加算分が減少するため電圧指令値は増加する。よって放電負荷５９への印加電圧が増加し、放電インピーダンスの低下を促進する作用を行なう。これらの作用により、放電負荷５９の放電インピーダンスの変化に応じて、印加する電圧の調整が自動的に行なわれ、安定した最適な動作状態に補正する。
【００４２】
実施の形態４．
本発明の実施の形態３によるパルス電源の回路を図７に示す。図に於いて、６１はパルス発生器３３の発生するパルスの周波数のベース値を指令する周波数指令回路、６２は加算器５０の出力電圧を周波数に変換するＶ／Ｆ変換回路である。これ以外の部分は実施の形態３の図５と同じ構成である。
【００４３】
図７の制御回路の動作について説明する。加算器５０の入力の一方は、実施の形態２と同様、コンデンサ２４の検出電圧の逆極性成分のみを取り出して平均化したものであり、他方は周波数指令回路６１の指令値である。その加算結果により、パルス発生器３３の出力パルス周波数を得ている。負荷９の放電インピーダンスが下がる場合には、逆極性の補正分が大きくなり、周波数指令値への加算量が減少し、動作周波数を下げる方向に作用する。これにより放電インピーダンスの回復期間を延ばし、放電インピーダンスが高くなる。逆に放電インピーダンスが高すぎる場合には、逆極性の補正分が少なくなり、周波数指令値に加算されるものが増加し、動作周波数を上げる方向に作用し、放電インピーダンスを下げる。
【００４４】
平均化回路４８と周波数指令回路６１、加算器５０、Ｖ／Ｆ変換回路６２は周期制御回路（周期調整手段）である。この実施の形態では、繰り返し動作周波数（周期）をコンデンサ２４の逆極性の電圧の変化を打ち消す方向に補正することにより実施の形態２、３と同様の効果を奏する。なお、本実施の形態の説明は実施の形態１の図１の回路に適用した例を用いて説明したが、実施の形態２のようにコンデンサの電圧を用いて周期を調整する回路を単独で用いても効果は得られる。
【００４５】
【発明の効果】
以上に説明したように、この発明のパルス電源装置は、コンデンサに生じた所定の極性と異なる極性の電圧を検出し、この電圧が予め定めた所定の値を越えたとき、スイッチ手段を所定時間の間閉じないようにするスイッチ開放手段を備えたので、放電負荷のインピーダンスが低下したとき、放電を一時的に停止することでインピーダンスを高めることができ、安定した放電を持続させることができる。
【００４６】
また、コンデンサに生じた所定の極性とは逆の極性の電圧を検出し、この電圧が最小となる方向に充電手段の充電電圧を調整する電圧調整手段を備えたので、負荷のインピーダンスが変化し放電状態が変化した場合においても、装置を完全に停止させることなく連続して安定した動作を続けることができ、また、負荷に消費されないエネルギーを最小限に抑え、省エネエネルギー性が高いものとなる。
【００４７】
また、コンデンサに生じた所定の極性と逆の極性の電圧を検出し、この電圧が最小となる方向にスイッチ手段の動作間隔を調整する周期調整手段を備えたので、負荷のインピーダンスが変化し放電状態が変化した場合においても、装置を完全に停止させることなく連続して安定した動作を続けることができ、また、負荷に消費されないエネルギーを最小限に抑え、省エネエネルギー性が高いものとすることができる。
【００４８】
また、直流電源装置の出力端子間に接続された第１のリアクトルと第１のダイオードと断続駆動手段を有するスイッチとの直列接続体、スイッチに並列に接続されたコンデンサと充電電流バイパス回路との直列接続体、充電電流バイパス回路に並列に接続された第２のダイオードと第２のリアクトルと放電負荷との直列接続体を有するパルス電源装置であって、コンデンサの電圧が直流電源装置によって充電される電圧の極性と異なる極性で、かつ、予め定めた所定の大きさを越えたとき、スイッチを予め定めた所定の時間の間閉じないようにするスイッチ開放手段を備えたので、負荷のインピーダンスが変化し放電状態が変化した場合においても、装置を完全に停止させることなく連続して安定した動作を続けることができ、また、負荷に消費されないエネルギーを最小限に抑え、省エネルギー性が高いものとすることができる。
【００４９】
また、直流電源装置は外部信号によって出力電圧の大きさを制御できる直流可変電圧電源装置であり、前記コンデンサの電圧が前記直流可変電圧電源装置によって充電される電圧の極性と異なる極性で、かつ、予め定めた所定の大きさを越えたとき、その大きさに応じて前記直流可変電圧電源装置の出力電圧を制御する電圧制御回路を備えたので、負荷のインピーダンスが変化し放電状態が変化した場合においても、装置を完全に停止させることなく連続して安定した動作を続けることができ、また、負荷に消費されないエネルギーを最小限に抑え、省エネエネルギー性が高いものとすることができる。
【００５０】
また、断続駆動手段は外部信号によってスイッチを断続する周期を制御できるものであり、コンデンサの電圧が前記直流電源装置によって充電される電圧の極性と異なる極性で、かつ、予め定めた所定の大きさを越えたとき、その大きさに応じて前記断続駆動手段の周期を制御する周期制御回路を備えたので、負荷のインピーダンスが変化し放電状態が変化した場合においても、装置を完全に停止させることなく連続して安定した動作を続けることができ、また、負荷に消費されないエネルギーを最小限に抑え、省エネエネルギー性が高いものとすることができる。
【００５１】
また、コンデンサの電圧は充電される電圧の極性と異なる極性の電圧の時間平均値を用いたので、負荷に消費されないエネルギーを最小限に抑え、省エネエネルギー性が高いものとすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明による一実施形態によるパルス電源装置の構成を示す図である。
【図２】図１の回路の動作タイミングチャート図である。
【図３】図１の回路のブロック図である。
【図４】図１の回路の特性図である。
【図５】この発明の実施の形態２のパルス電源装置の構成を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態３のパルス電源装置の構成を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態４のパルス電源装置の構成を示す図である。
【図８】従来のパルス電源を示す構成図である。
【図９】図７のパルス電源の動作を説明するタイムチャートである。
【図１０】図７のパルス電源の動作効率を説明する特性図である。
【符号の説明】
２  直流電源装置、      ３  コンデンサ、      ４  スイッチ、７  可飽和リアクトル、  ８  ピーキングコンデンサ、９  放電管（放電負荷）、  ２２  第１のリアクトル、２３  第１のダイオード、  ２４  コンデンサ、  ２６  第３のリアクトル、２８  抵抗、      ２９  第２のダイオード、    ３０  第２のリアクトル、３１、３２  電圧検出抵抗、  ３３  パルス発生器、  ３４  コンパレータ、３５  ワンショットマルチ、  ３６  アンドゲート、  ３７  基準電源、４２  直流可変電圧電源装置、  ６１  周波数指令回路、６２  Ｖ／Ｆ変換回路、      ７１  充電手段、７２  電流方向を限定するダイオード、７４  スイッチ手段、        ７５  周期的に開閉する手段、７６  スイッチ開放手段、    ７７  充電電流バイパス手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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