(57)【要約】入力直流電圧をトランス（３）の１次巻線（３ａ）及びスイッチング回路（２）の直列回路に供給するとともに、このトランス（３）の２次巻線（３ｂ）より第１及び第２の整流回路を介して第１及び第２の出力直流電圧を得るようにした多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、この第１の出力直流電圧に応じて、このスイッチング回路（２）のスイッチング信号を制御して、この第１の出力直流電圧を一定にするようにするとともに、この第２の整流回路に可変リアクトル（１０）を挿入することで、比較的簡単な構成で、電力損失を軽減することができる。
2002052707.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力直流電圧をトランスの１次巻線及びスイッチング回路の直列回路に供給するとともに上記トランスの２次巻線より第１及び第２の整流回路を介して第１及び第２の出力直流電圧を得るようにした多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
上記第１の出力直流電圧に応じて上記スイッチング回路のスイッチング信号を制御して上記第１の出力直流電圧を一定にするようにするとともに上記第２の整流回路に可変リアクトルを挿入したことを特徴とする多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
上記可変リアクトルを上記トランスに対して直列に挿入したことを特徴とする請求の範囲第１項記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
上記可変リアクトルを第２の整流回路の後段に設けたことを特徴とする請求の範囲第２項記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
上記可変リアクトルを第２の整流回路の前段に設けたことを特徴とする請求の範囲第２項記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
上記可変リアクトルを第２の整流回路の前段に、上記トランスに対して並列に設けたことを特徴とする請求の範囲第１項記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は種々の電子機器の電源装置として使用される多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
背景技術
一般にＤＣ−ＤＣコンバータは電圧変換を行うトランスの巻数比によって決まる出力直流電圧を取り出すようにしており、この取り出す出力直流電圧が、供給する回路の要求する電圧に整合しない場合が多かった。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータから取り出す出力直流電圧と、供給する回路で要求している電圧とが整合しないときには、ＤＣ−ＤＣコンバータから取り出した出力直流電圧をシリーズレギュレータやステップダウンチョッパに供給し、要求された電圧に合わせていた。
このようなシリーズレギュレータは安価ではあるが、この取り出す出力直流電圧と要求電圧との差が大きいときには電力損失が大きくなり、変換効率が悪くなるといった問題があった。そのため、放熱の為のヒートシンクやファン等が必要となり、さらには小型化等への対応が困難であるといった問題も生じていた。
一方、ステップダウンコンバータは電力損失は少ないが、発振スイッチング部が増えるため、ノイズや他出力との干渉（ビートノイズ）を生じる上、部品点数の増加により高価となってしまうといった問題があった。
本件出願人は、比較的簡単な構成で電力損失が軽減できるＤＣ−ＤＣコンバータとして、整流回路にリアクトルを挿入するようにした多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを先に提案している（特開平１１−１８４２７号公報）。
ところで、従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、使用するトランスの巻数比を変えることで自由に出力電圧を設定できないといった問題がある。
例えば、図１に示すようなトランス５０がＤＣ−ＤＣコンバータで使用されているとすると、トランス５０の第１の出力電圧Ｖ１、第２の出力電圧Ｖ２は、トランス５０の２次巻線５０ｂのａ点の巻数Ｎ１、ｂ点の巻数Ｎ２のそれぞれに比例することになる。したがって、例えば、第１の出力電圧Ｖ１が１２Ｖ、巻数Ｎ１が４回であったとすると、巻数１回あたりに３Ｖとなるため、第２の出力電圧Ｖ２は（Ｎ２×３）Ｖとなり、３の倍数の出力電圧しか得られないことになる。このように、従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは任意の出力電圧を得ることはできなかった。
発明の開示
本発明は、より電力損失が軽減できる多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ及び電力損失を軽減し且つ所望の出力電圧を得ることのできるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧をトランスの１次巻線及びスイッチング回路の直列回路に供給するとともにこのトランスの２次巻線より第１及び第２の整流回路を介して第１及び第２の出力直流電圧を得るようにしたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、この第１の出力直流電圧に応じてこのスイッチング回路のスイッチング信号を制御して、この第１の出力直流電圧を一定にするようにするとともにこの第２の整流回路に可変リアクトルを挿入したことを特徴とする。
このような構成のＤＣ−ＤＣコンバータでは、第１の出力直流電圧に応じてスイッチング回路のスイッチング信号を制御しているので一定の第１の出力直流電圧が得られ、また、第２の整流回路に可変リアクトルを挿入したのでこのリアクトルのエネルギー蓄積効果によるアベレージ整流により、この可変リアクトルの値に応じ、電力損失なく電圧を低下した第２の出力直流電圧が得られる。
発明を実施するための最良の形態
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
まず、図２を用いて、第１の実施の形態として本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータについて説明をする。この図２に示したＤＣ−ＤＣコンバータは、所定の直流電圧の電池１にスイッチング回路２を介して１次巻線３ａが接続されたトランス３を備える。このトランス３の２次巻線３ｂは、その一端が接地端子４ｃに接続され、また、その中点ａ、例えば５Ｖよりやや高い電圧の得られる点が整流回路を構成するダイオード５のアノードに接続されている。このダイオード５のカソードは、平滑用のコンデンサ６を介して接地端子４ｃに接続される共に、例えば、５Ｖの第１の出力直流電圧が得られる第１の出力端子４ａに接続されている。
第１の出力端子４ａに得られる第１の出力直流電圧はコントロール回路７に供給され、このコントロール回路７の出力信号によりスイッチング回路３が制御され、第１の出力端子４ａに得られる第１の出力直流電圧、例えば、５Ｖが一定電圧になるよう制御される。
また、トランス３の２次巻線３ｂの他端ｂは整流回路を構成するダイオード８のアノードに接続されている。この場合、この２次巻線３ｂのａ点の巻数をＮ１とし、この他端ｂの巻数をＮ２としたときＮ１：Ｎ２＝１：３とする。したがってａ点に得る電圧を５Ｖよりやや大としたときは、この他端ｂには１５Ｖよりやや大の電圧が得られる。
ダイオード８のカソードは、電圧降下用の可変リアクトル１０及び平滑用のコンデンサ１１の直列回路を介して接地端子４ｃに接続され、この可変リアクトル１０及びコンデンサ１１の接続点がシリーズレギュレータ１２を介して第２の出力端子４ｂに接続される。この出力端子４ｂには、上記シリーズレギュレータ１２により安定化された例えば、１２Ｖ、の第２の出力直流電圧が得られる。
このような構成のＤＣ−ＤＣコンバータでは、可変リアクトル１０により電圧を降下し、このシリーズレギュレータ１２の入力側に供給される電圧を、例えば、１３Ｖ程度とする如くする。この場合、可変リアクトル１０はエネルギー蓄積効果によるアベレージ整流により、この可変リアクトル１０の値に応じ、電力損失なく電圧を降下することができる。可変リアクトル１０は、上記シリーズレギュレータ１２の入力電圧を検出する誤差増幅器１３の出力によってリアクトルの値が制御されるようになっている。
図３に示すように、上記可変リアクトル１０は、４本磁脚コア１０Ａに巻かれた主巻線１０ａと制御巻線１０ｂからなり、制御巻線１０ｂに流す電流によってリアクトルの値が変化する。
図４に、この可変リアクトル１０の値に応じ、電圧が降下する様子を示す。リアクトルが可変でない場合には、定格負荷において所定の電圧値が得られるようなリアクトルの値、例えば、図４の”Ｌ値中”のようにする。
また、このＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上記シリーズレギュレータ１２の入力電圧は、図４に破線にて示すように、出力端子４ａの負荷電流に比例して大きくなる。
第１の実施の形態として示すＤＣ−ＤＣコンバータでは、上述の如く５Ｖの第１の出力直流電圧に応じて、スイッチング回路３を制御するコントロール回路７の出力信号のパルス幅を変えることによって、第１の出力端子４ａに一定の第１の出力直流電圧、例えば、５Ｖが得られ、また、ダイオード８の出力側に可変リアクトル１０を挿入したので、このシリーズレギュレータ１２の入力側に、この可変リアクトル１０のエネルギー蓄積効果によるアベレージ整流により、電力損失なく電圧を低下した、例えば、１３Ｖの電圧が得られ、このシリーズレギュレータ１２の出力側すなわち第２の出力端子４ｂに、例えば、１２Ｖの一定の出力直流電圧が得られる。
第１の実施の形態として本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータは、シリーズレギュレータ１２の入力側に供給する電圧を低下して、例えば、１３Ｖとし、出力側に得られる電圧、例えば、１２Ｖとの差を小さくしているのでこのシリーズレギュレータ１２の電力損失が小さく（変換効率が高く）なる利益が得られる。
さらに、第１の実施の形態として本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータは、シリーズレギュレータ１２を必要としない場合においても、電力損失が小さく一定の直流電圧が第２の出力端子４Ｂに得られる。
したがって、第１の実施の形態として本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータは、複数の安定した出力直流電圧を簡単な構成にして容易に得ることができるとともに電力損失も小さいので、小型化を図ることができ、しかも高信頼性となる利益がある。
図２に示したＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランス２の２次巻線２ｂの他端ｂに接続された整流回路を構成するダイオード８のカソード側に可変リアクトル１０を設けたが、第２の実施の形態として図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータのようにダイオード８のアノード側に可変リアクトル１０を設けるようにしても、同様な動作を行うことができる。なお、図５に示す第２の実施の形態として本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータについては、図２に示したＤＣ−ＤＣコンバータと同一の構成要素に同一符号を付し、その詳細説明を省略する。
続いて、図６を用いて、第３の実施の形態として本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータについて説明をする。
図６に示したＤＣ−ＤＣコンバータは、所定の直流電圧の電池２１に、スイッチング回路２２を介して１次巻線２３ａが接続されたトランス２３を備える。スイッチング回路２２は、図６に示すように、例えば、２つのトランジスタを含んだ回路であり、このトランジスタに流すベース電流によってスイッチのＯＮ、ＯＦＦを制御され、電池２１からの電源がトランス２３の１次巻線２３ａに供給される。
トランス２３の２次巻線２３ｂは、中点が接地端子２４ｃに接続され、両端が整流回路を構成するダイオード２５ａ、２５ｂのアノードにそれぞれ接続される。ダイオード２５ａ、２５ｂのカソードは、平滑用のコンデンサ２６を介して第１の出力直流電圧が得られる第１の出力端子２４ａに接続されている。
第１の出力端子２４ａで得られる第１の出力直流電圧は、コントロール回路２７に供給され、コントロール回路２７の出力信号により、第１の出力端子２４ａに得られる第１の出力直流電圧となるようスイッチング回路２２が制御される。
また、このトランス２２の２次巻線２３ｂの両端は、可変リアクトル３０の１次巻線３０ａに接続されている。
可変リアクトル３０の２次巻線３０ｂは、中点が接地端子２４ｃに接続され、両端が整流回路を構成するダイオード２８ａ、２８ｂのアノードにそれぞれ接続されている。ダイオード２８ａ、２８ｂのカソードは、平滑用のコンデンサ３１を介して第２の出力直流電圧が得られる第２の出力端子２４ｂに接続されている。
第２の出力端子２４ｂで得られる第２の出力直流電圧は、コントロール回路２９に供給され、このコントロール回路２９の出力信号を可変リアクトル３０の制御巻線である３次巻線３０ｃに出力し、出力信号を制御することで安定した第２の出力電流電圧が得られる。
コントロール回路２９は、例えば、図７に示すようなオペアンプを用いた回路で構成することができる。
可変リアクトル３０は、１次巻線３０ａの巻数をＮ１とし、２次巻線３０ｂの巻数をＮ２とすると、Ｎ１：Ｎ２の比率により、第１の出力直流電圧２４ａ：第２の出力直流電圧２４ｂが決まり、Ｎ１、Ｎ２を調整することで所望の電圧を得ることができる。
例えば、１次巻線３０ａに１０Ｖの電圧がかかっていて、１次巻線３０ａの巻数Ｎ１が１０回であるとすると、第２の出力端子２４ｂの出力電圧に５Ｖを要求するには、２次巻線３０ｂの巻数Ｎ２を５回とすることで要求が満たされる。
このように、１次巻線３０ａにかかる電圧と巻数Ｎ１とから、２次巻線３０ｂの巻数Ｎ２を適切に選択することで、第２の出力端子２４ｂの出力電圧を所望の電圧値とすることができる。
ここで、図８Ａ、図８Ｂに可変リアクトル３０の構造の一例を示す。可変リアクトル３０は、例えば、図８Ａに示すようにＥ型コア３０Ａを用いたもの、図８Ｂに示すように４本磁脚コアを用いたものなどがある。いずれも制御巻線である３次巻線３ｃに流す電流によって可変リアクトル３０のインダクタンス値を変化させることができる。制御巻線である３次巻線３ｃに所定の電流を流すと、１次巻線３０ａ、２次巻線３０ｂに使用しているコアの磁束密度が一部飽和され、可変リアクトル３０のインダクタンス値は変化する。これにより、出力直流電圧の負荷に影響されることなく、出力直流電圧を一定に保つことができる。
図９に、可変リアクトル３０のインダクタンス値に応じて、電圧が降下する様子を示す。なお、リアクトルが可変でない場合には、定格負荷において所定の電圧値が得られるようなインダクタンスの値とした。
上述したように第３の実施の形態として本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータは、第１の出力直流電圧に応じてスイッチング回路２２に供給するスイッチング信号のパルス幅を変えることによって、第１の出力端子２４ａに一定の第１の出力直流電圧が得られると共に、トランス２３の２次巻線２３ｂの両端に可変リアクトル３０を挿入したので、当該可変リアクトル３０のエネルギー蓄積効果によるアベレージ整流により、電力損失なく低下させた電圧が得られ、第２の出力端子２４ｂに一定の出力直流電圧が得られる。
また、第３の実施の形態として本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータは、第１の出力直流電圧を可変リアクトル３０のインダクタンスを制御することにより、電力損失が小さく、一定の第２の出力電流電圧２４ｂが得られる。
したがて、複数の安定した出力直流電圧を簡単な構成にして容易に得ることができると共に、電力損失を小さくすることができる。
さらに、第３の実施の形態として本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータは、可変リアクトル３０の１次巻線３０ａ、２次巻線３０ｂの巻数比を代えることで自由に所望の出力電圧を得ることができる。
なお、第１の実施の形態、第３の実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータの電源としてそれぞれ電池１、電池２１としているが、この電池１、電池２１に代えて交流を整流して得られる直流をスイッチング回路２、スイッチング回路２２にそれぞれ入力するようにしてもよい。
さらにまた、本発明は上述例に限ることなく、本発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成が採り得ることは勿論である。
産業上の利用可能性
本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、複数の安定した出力直流電圧を簡単な構成にして容易に得ることができるとともに電力損失を小さくできるので小型化を図ることができ、しかも高信頼性となる利益がある。
また、本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、可変リアクトルを第２の整流回路の前段にトランスに対して並列に挿入した場合、可変リアクトルの１次巻線、２次巻線の巻数を調整することによって所望の出力電圧を得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
図１は、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧について説明するための図である。
図２は、第１の実施の形態として示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。
図３は、図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータに設けた可変リアクトルの構造例を示す斜視図である。
図４は、図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおけるシリーズレギュレータの入力電圧と負荷電流の関係を示す図である。
図５は、第２の実施の形態として示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。
図６は、第３の実施の形態として示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。
図７は、図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路の一例を示した構成図である。
図８Ａ及び図８Ｂは、図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータに設けた可変リアクトルの構造例を示す斜視図である。
図９は、図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおける可変リアクトルの出力電圧と負荷電流の関係を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図９】
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【国際調査報告】
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