(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を非反転増幅して出力する第１の正相増幅手段及び第２の正相増幅手段と、入力信号を反転増幅して出力する第１の逆相増幅手段及び第２の逆相増幅手段と、前記第１の正相増幅手段の出力側に接続される第１の正相出力端子と、前記第２の正相増幅手段の出力側に接続される第２の正相出力端子と、前記第１の逆相増幅手段の出力側に接続される第１の逆相出力端子と、前記第２の逆相増幅手段の出力側に接続される第２の逆相出力端子と、を備え、
前記第１の正相増幅手段及び前記第１の逆相増幅手段が第１の入力信号を入力し、前記第２の正相増幅手段及び前記第２の逆相増幅手段が第２の入力信号を入力し、
前記第１の正相増幅手段と前記第１の正相出力端子とが第１の抵抗を介して接続され、前記第２の正相増幅手段と前記第２の正相出力端子とが第２の抵抗を介して接続され、
前記第１の正相出力端子、前記第２の正相出力端子、前記第１の逆相出力端子、及び前記第２の逆相出力端子が一つのジャックに設けられ、
前記第１の入力信号及び前記第２の入力信号が２値量子化信号であることを特徴とする信号出力装置。
【請求項２】
入力信号を非反転増幅して出力する第１の正相増幅手段及び第２の正相増幅手段と、入力信号を反転増幅して出力する第１の逆相増幅手段及び第２の逆相増幅手段と、前記第１の正相増幅手段の出力側に接続される第１の正相出力端子と、前記第２の正相増幅手段の出力側に接続される第２の正相出力端子と、前記第１の逆相増幅手段の出力側に接続される第１の逆相出力端子と、前記第２の逆相増幅手段の出力側に接続される第２の逆相出力端子と、を備え、
前記第１の正相増幅手段及び前記第１の逆相増幅手段が第１の入力信号を入力し、前記第２の正相増幅手段及び前記第２の逆相増幅手段が第２の入力信号を入力し、
前記第１の逆相増幅手段と前記第１の逆相出力端子とが第１の抵抗を介して接続され、前記第２の逆相増幅手段と前記第２の逆相出力端子とが第２の抵抗を介して接続され、
前記第１の正相出力端子、前記第２の正相出力端子、前記第１の逆相出力端子、及び前記第２の逆相出力端子が一つのジャックに設けられ、
前記第１の入力信号及び前記第２の入力信号が２値量子化信号であることを特徴とする信号出力装置。
【請求項３】
前記第１の抵抗及び前記第２の抵抗が可変抵抗である請求項１又は請求項２に記載の信号出力装置。
【請求項４】
前記第１の抵抗及び前記第２の抵抗がそれぞれ、複数の抵抗と、前記複数の抵抗の接続状態を切り替える切替手段とから成る抵抗手段である請求項１又は請求項２に記載の信号出力装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、オーディオ信号を出力する信号出力装置及びステレオ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
現在、市場に出回っているオーディオ機器のアンプのほとんどがアナログ信号を増幅して出力するアナログアンプである。代表的なアナログアンプの構成を図６に示す。演算増幅器２３の反転入力端子は、抵抗Ｒ５を介して接地されるとともに、抵抗Ｒ６を介して演算増幅器２３の出力端子に接続される。演算増幅器２３には電源電圧ＶCCが供給される。そして、演算増幅器２３の非反転入力端子に入力されるアナログオーディオ信号Ｖiが増幅されて出力される。
【０００３】
図６のアナログアンプには負帰還がかかっており、この負帰還により電源電圧ＶCCが変動した場合でも、電源電圧ＶCCの変動が出力電圧ＶOに及ぼす影響を少なくすることができる。したがって、電源電圧ＶCCの変動が音質に及ぼす悪影響が少なくなる。また、演算増幅器２３の出力端子と抵抗Ｒ６との接続ノードが、結合コンデンサＣ１を介して出力端子２４に接続される。結合コンデンサＣ１は、演算増幅器２３の出力信号の直流成分を除去する。つまり、結合コンデンサＣ１が演算増幅器２３の出力信号に含まれる電源電圧ＶCCの変動に起因する低周波成分を除去する。
【０００４】
上述したように、市場に出回っているオーディオ機器のアンプのほとんどがアナログアンプであるが、今後はディジタルアンプがアナログアンプにとって変わっていくものと考えられている。
【０００５】
例えば、ＭＤ再生装置の電気回路において、ディジタル化できる回路は全てディジタル回路で構成されている。そして、現在ディジタル化できていない回路は、オーディオ信号をヘッドホン等の音声出力手段に出力するアンプのみとなっている。つまり、このアンプのみがアナログ回路ということになる。このアンプをディジタル化すれば、全ての回路がディジタル回路となり、ＭＤ再生装置用ＬＳＩの製造が簡単になり、ＭＤ再生装置の低コスト化を図ることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、ディジタル信号を増幅する場合、入力する信号がディジタル信号であるが故に負帰還をかけることができない。したがって、ディジタルアンプでは電源電圧ＶCCの変動が生じると、その影響が出力信号にまともに及ぶことになり、音質が悪化してしまうという問題があった。
【０００７】
本発明は、上記の問題点に鑑み、電源電圧の変動の影響を受けない信号出力装置及びステレオ装置を提供することを第一の目的とする。
【０００８】
また、電源電圧の変動の影響を受けないディジタルアンプを後述する手段で実現した場合、２チャネルのステレオ出力をするためには４つの出力端子が必要となる。このような４つの出力端子を有するアンプにヘッドホンを接続する場合には、図７に示すような４つの端子２８、２９、３０、及び３１から成るプラグを有する４端子ヘッドホンを用いる。
【０００９】
ところが、市場では図８に示すような３つの端子３２、３３、及び３４から成るプラグを有する３端子ヘッドホンが大半を占めている。このため、３端子ヘッドホンも使用できるようにすることが望ましい。
【００１０】
しかしながら、この３端子ヘッドホンを上述した４つの出力端子を備える電源電圧の変動の影響を受けないディジタルアンプに接続すると、そのディジタルアンプが破損するか大きなクロストークが発生してしまう。２チャネルのステレオタイプ出力をする平衡出力型アナログアンプでも同様に、３端子ヘッドホンが接続されると、そのアナログアンプが破損するか大きなクロストークが発生してしまう。
【００１１】
本発明は、上記の問題点に鑑み、３端子ヘッドホンと接続しても破損しない２チャネルのステレオタイプ出力をする平衡出力型信号出力装置を提供することを第二の目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記第一の目的を達成するために、本発明に係る信号出力装置においては、入力信号を非反転増幅して出力する正相増幅手段及び入力信号を反転増幅して出力する逆相増幅手段からなる一対の増幅手段と、前記正相増幅手段の出力側に接続される第１の出力端子と、前記逆相増幅手段の出力側に接続される第２の出力端子と、を備え、前記増幅手段に入力する入力信号として２値量子化信号を用いる。また、上記第一の目的を達成するために、本発明に係る信号出力装置又はステレオ装置においては、入力信号を非反転増幅して出力する第１の正相増幅手段及び入力信号を反転増幅して出力する第１の逆相増幅手段からなる一対の第１の増幅手段と、入力信号を非反転増幅して出力する第２の正相増幅手段及び入力信号を反転増幅して出力する第２の逆相増幅手段からなる一対の第２の増幅手段と、前記第１の正相増幅手段の出力側に接続される第１の正相出力端子と、前記第２の正相増幅手段の出力側に接続される第２の正相出力端子と、前記第１の逆相増幅手段の出力側に接続される第１の逆相出力端子と、前記第２の逆相増幅手段の出力側に接続される第２の逆相出力端子と、を備え、前記第１の正相増幅手段及び前記第１の逆相増幅手段が第１の入力信号を入力し、前記第２の正相増幅手段及び前記第２の逆相増幅手段が第２の入力信号を入力し、
４端子プラグと、前記４端子プラグの第１の端子と第３の端子との間に設けられる抵抗と、前記４端子プラグの第２の端子と第４の端子との間に設けられる抵抗とを有する音声出力手段が接続されたときに、
前記第１の正相出力端子と前記４端子プラグの第１の端子とが接続され、前記第２の正相出力端子と前記４端子プラグの第２の端子とが接続され、前記第１の逆相出力端子と前記４端子プラグの第３の端子とが接続され、前記第２の逆相出力端子と前記４端子プラグの第４の端子とが接続され、前記第１の入力信号を増幅した電圧を前記４端子プラグの第１の端子と第３の端子との間に設けられる抵抗の両端に出力し、前記第２の入力信号を増幅した電圧を前記４端子プラグの第２の端子と第４の端子との間に設けられる抵抗の両端に出力する。
【００１３】
上記第二の目的を達成するために、本発明に係る信号出力装置においては、入力信号を非反転増幅して出力する第１の正相増幅手段及び第２の正相増幅手段と、入力信号を反転増幅して出力する第１の逆相増幅手段及び第２の逆相増幅手段と、前記第１の正相増幅手段の出力側に接続される第１の正相出力端子と、前記第２の正相増幅手段の出力側に接続される第２の正相出力端子と、前記第１の逆相増幅手段の出力側に接続される第１の逆相出力端子と、前記第２の逆相増幅手段の出力側に接続される第２の逆相出力端子と、を備え、前記第１の正相増幅手段及び前記第１の逆相増幅手段が第１の入力信号を入力し、前記第２の正相増幅手段及び前記第２の逆相増幅手段が第２の入力信号を入力し、前記第１の正相増幅手段と前記第１の正相出力端子とが第１の抵抗を介して接続され、前記第２の正相増幅手段と前記第２の正相出力端子とが第２の抵抗を介して接続され、前記第１の正相出力端子、前記第２の正相出力端子、前記第１の逆相出力端子、及び前記第２の逆相出力端子が一つのジャックに設けられ、前記第１の入力信号及び前記第２の入力信号が２値量子化信号であるようにする。または、入力信号を非反転増幅して出力する第１の正相増幅手段及び第２の正相増幅手段と、入力信号を反転増幅して出力する第１の逆相増幅手段及び第２の逆相増幅手段と、前記第１の正相増幅手段の出力側に接続される第１の正相出力端子と、前記第２の正相増幅手段の出力側に接続される第２の正相出力端子と、前記第１の逆相増幅手段の出力側に接続される第１の逆相出力端子と、前記第２の逆相増幅手段の出力側に接続される第２の逆相出力端子と、を備え、前記第１の正相増幅手段及び前記第１の逆相増幅手段が第１の入力信号を入力し、前記第２の正相増幅手段及び前記第２の逆相増幅手段が第２の入力信号を入力し、前記第１の逆相増幅手段と前記第１の逆相出力端子とが第１の抵抗を介して接続され、前記第２の逆相増幅手段と前記第２の逆相出力端子とが第２の抵抗を介して接続され、前記第１の正相出力端子、前記第２の正相出力端子、前記第１の逆相出力端子、及び前記第２の逆相出力端子が一つのジャックに設けられ、前記第１の入力信号及び前記第２の入力信号が２値量子化信号であるようにする。
【００１５】
また、前記第１の抵抗及び前記第２の抵抗を可変抵抗にしてもよい。
【００１６】
また、前記第１の抵抗及び前記第２の抵抗をそれぞれ、複数の抵抗と、前記複数の抵抗の接続状態を切り替える切替手段とから成る抵抗手段にしてもよい。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。まず、本発明に係る第一実施形態のディジタルアンプについて説明する。第一実施形態のディジタルアンプの構成を図５に示す。
【００１８】
２値量子化信号Ｓ１が入力される端子がスイッチ回路１６の端子１６ａに接続される。また、アナログオーディオ信号Ｓ２が入力される端子がデルタシグマ変調回路１３を介してスイッチ回路１６の端子１６ｂに接続される。また、１６ビットディジタル信号Ｓ３が補間回路１４及びデルタシグマ変調回路１５を介してスイッチ回路１６の端子１６ｃに接続される。
【００１９】
スイッチ回路１６の端子１６ｄは演算増幅器１７の非反転入力端子及び演算増幅器１８の反転入力端子に接続される。演算増幅器１７の反転入力端子及び演算増幅器１８の非反転入力端子は接地される。
【００２０】
演算増幅器１７の出力端子は、抵抗及びコンデンサから成るローパスフィルタ１９を介して正相出力端子２１に接続される。演算増幅器１８の出力端子は、抵抗及びコンデンサから成るローパスフィルタ２０を介して逆相出力端子２２に接続される。
【００２１】
このような構成である第一実施形態のディジタルアンプの動作について説明する。アナログオーディオ信号Ｓ２は、デルタシグマ変調回路１３によって２値量子化信号に変換される。また、１６ビットディジタル信号は、補間回路１４によって例えば、元のサンプリング周波数のＮ倍のサンプリング周波数の３２ビットディジタル信号に変換される。その３２ビットディジタル信号は、デルタシグマ変調回路１５によって２値量子化信号に変換される。したがって、スイッチ回路１６の端子１６ａ、１６ｂ、及び１６ｃに入力される信号はいずれも２値量子化信号である。
【００２２】
スイッチ回路１６は、制御回路（図示せず）からの制御信号に応じて端子１６ａ〜１６ｃのいずれかを選択し、端子１６ｄと接続する。これにより、２値量子化信号が演算増幅器１７及び１８に入力される。
【００２３】
ここで、演算増幅器１７及び１８に入力される２値量子化信号をＳ[V]とし、演算増幅器１７及び１８のゲインをＡとし、演算増幅器１７及び１８の電源電圧をＶCC[V]とし、演算増幅器１７及び１８の電源電圧の変動をΔＶCC[V]とする。また、演算増幅器１７及び１８は、出力信号の基準電位が電源電圧の半分になるように、電圧レベルシフトを行う。
【００２４】
演算増幅器１７は２値量子化信号を非反転増幅して出力するので、演算増幅器１７の出力信号はＡ×Ｓ＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２[V]となる。一方、演算増幅器１８は２値量子化信号を非反転増幅して出力するので、演算増幅器１８の出力信号はＡ×（−Ｓ）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２[V]となる。
【００２５】
ローパスフィルタ回路１９は、演算増幅器１７の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器１７の出力信号の可聴域成分のみを正相出力端子２１に出力する。また、ローパスフィルタ回路２０は、演算増幅器１８の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器１８の出力信号の可聴域成分のみを逆相出力端子２２に出力する。
【００２６】
ローパスフィルタ回路１９及び２０での電圧降下は微少であるので、その電圧降下はないものとみなす。そうすると、正相出力端子２１と逆相出力端子との間の電圧は｛Ａ×Ｓ＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝−｛Ａ×（−Ｓ）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝[V]であり、Ａ×２Ｓ[V]となる。したがって、ディジタルアンプが出力するオーディオ信号は電源電圧の変動の影響を受けなくなる。もちろん、従来のアナログアンプ（図６参照）に設けられていた結合コンデンサを必要としない。
【００２７】
次に、上述した第一実施形態のアンプを２チャンネルのステレオアンプに適用した場合について図３を参照して説明する。図３のステレオアンプは、左チャネル入力信号である２値量子化信号ＳL及び右チャネル入力信号である２値量子化信号ＳRを入力する。
【００２８】
２値量子化信号ＳLが入力される端子が演算増幅器１の非反転入力端子及び演算増幅器２の反転入力端子に接続される。演算増幅器１の反転入力端子及び演算増幅器２の非反転入力端子は接地される。
【００２９】
演算増幅器１の出力端子は、抵抗及びコンデンサから成るローパスフィルタ５を介して左チャネル正相出力端子９に接続される。演算増幅器２の出力端子は、抵抗及びコンデンサから成るローパスフィルタ６を介して左チャネル逆相出力端子１０に接続される。
【００３０】
２値量子化信号ＳRが入力される端子が演算増幅器３の非反転入力端子及び演算増幅器４の反転入力端子に接続される。演算増幅器３の反転入力端子及び演算増幅器４の非反転入力端子は接地される。
【００３１】
演算増幅器３の出力端子は、抵抗及びコンデンサから成るローパスフィルタ７を介して右チャネル正相出力端子１１に接続される。演算増幅器４の出力端子は、抵抗及びコンデンサから成るローパスフィルタ８を介して右チャネル逆相出力端子１２に接続される。
【００３２】
このような構成のステレオアンプは次のように動作する。まず、左チャネル側について説明する。演算増幅器１は２値量子化信号ＳLを非反転増幅して出力するので、演算増幅器１の出力信号はＡ×ＳL＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２[V]となる。一方、演算増幅器２は２値量子化信号ＳLを反転増幅して出力するので、演算増幅器２の出力信号はＡ×（−ＳL）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２[V]となる。
【００３３】
ローパスフィルタ回路５は、演算増幅器１の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器１の出力信号の可聴域成分のみを左チャネル正相出力端子９に出力する。また、ローパスフィルタ回路６は、演算増幅器２の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器２の出力信号の可聴域成分のみを左チャネル逆相出力端子１０に出力する。
【００３４】
ローパスフィルタ回路５及び６での電圧降下は微少であるので、その電圧降下はないものとみなす。そうすると、左チャネル正相出力端子９の出力信号ＳL+はＡ×ＳL＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２[V]になり、左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳL-はＡ×（−ＳL）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２[V]になる。
【００３５】
したがって、左チャネル出力オーディオ信号（ＳL+−ＳL-）は、｛Ａ×ＳL＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝−｛Ａ×（−ＳL）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝[V]であり、Ａ×２ＳL[V]となる。これにより、左チャネル出力オーディオ信号は電源電圧の変動の影響を受けなくなる。ここで、左チャネル正相出力端子９の出力信号ＳL+及び左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳL-の電圧波形の一例を図４に示す。なお、図中の破線は基準電位であり、その値は（ＶCC＋ΔＶCC）／２[V]である。
【００３６】
次に、右チャネル側について説明する。演算増幅器３は２値量子化信号ＳRを非反転増幅して出力するので、演算増幅器３の出力信号はＡ×ＳR＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２[V]となる。一方、演算増幅器４は２値量子化信号ＳRを反転増幅して出力するので、演算増幅器４の出力信号はＡ×（−ＳR）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２[V]となる。
【００３７】
ローパスフィルタ回路７は、演算増幅器３の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器３の出力信号の可聴域成分のみを右チャネル正相出力端子１１に出力する。また、ローパスフィルタ回路８は、演算増幅器４の出力信号の高周波成分を除去し、演算増幅器４の出力信号の可聴域成分のみを右チャネル逆相出力端子１２に出力する。
【００３８】
ローパスフィルタ回路７及び８での電圧降下は微少であるので、その電圧降下はないものとみなす。そうすると、右チャネル正相出力端子１１の出力信号ＳR+はＡ×ＳR＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２[V]になり、右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-はＡ×（−ＳR）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２[V]になる。
【００３９】
したがって、右チャネル出力オーディオ信号（ＳR+−ＳR-）は、｛Ａ×ＳR＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝−｛Ａ×（−ＳR）＋（ＶCC＋ΔＶCC）／２｝[V]であり、Ａ×２ＳR[V]となる。これにより、右チャネル出力オーディオ信号は電源電圧の変動の影響を受けなくなる。ここで、右チャネル正相出力端子１１の出力信号ＳR+及び右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-の電圧波形の一例を図４示す。なお、図中の破線は基準電位であり、その値は（ＶCC＋ΔＶCC）／２[V]である。
【００４０】
そして、図３のステレオアンプの出力端子には４端子ヘッドホンが接続されている。したがって、ステレオヘッドホンの左チャネルのボイス・コイルの抵抗成分である抵抗Ｒ３の一端が左チャネル正相出力端子９に接続され、抵抗Ｒ３の他端が左チャネル逆相出力端子１０に接続され、ステレオヘッドホンの右チャネルのボイス・コイルの抵抗成分である抵抗Ｒ４の一端が右チャネル正相出力端子１１に接続され、抵抗Ｒ４の他端が右チャネル逆相出力端子１２に接続される。
【００４１】
抵抗Ｒ３の両端にＡ×２ＳL[V]が印加され、Ａ×２ＳL[V]である左チャネル出力オーディオ信号に応じた音圧が左チャネルのボイス・コイルから発生する。また、抵抗Ｒ４の両端にＡ×２ＳR[V]が印加され、Ａ×２ＳR[V]である右チャネル出力オーディオ信号に応じた音圧が右チャネルのボイス・コイルから発生する。
【００４２】
このように図３のステレオアンプに４端子ヘッドホンを接続する場合、不具合は起こらない。しかしながら、図３のステレオアンプに３端子ヘッドホンを接続すると、左チャネル正相出力端子９と右チャネル正相出力端子１１とが接続されるか、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが接続されることになる。以下の説明においては、３端子ヘッドホンを接続すると、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが接続されるものとする。
【００４３】
左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳL-と右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-とは異なる電圧値をとる（図４参照）。また、通常、オーディオ信号をヘッドホン等の音声出力手段に出力するアンプの出力抵抗はほぼ零と考えてよい。
【００４４】
したがって、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが接続されると、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２との間に大きな短絡電流が流れ、最悪の場合アンプが破損してしまう。また、アンプが破損しない場合でも左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳL-と右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-との中間レベルの信号が生成されるため大きなクロストークが発生してしまう。
【００４５】
そこで、本発明に係る第二実施形態のアンプにおいて、３端子のヘッドホンを接続しても不具合が起こらないステレオアンプを実現する。第二実施形態のアンプを図１に示す。なお、図３と同一の部分には同一の符号を付し、説明を省略する。
【００４６】
ローパスフィルタ６と左チャネル逆相出力端子１０との間に抵抗Ｒ１を設け、ローパスフィルタ８と右チャネル逆相出力端子１２との間に抵抗Ｒ２を設ける。なお、抵抗Ｒ１の抵抗値は抵抗Ｒ３の抵抗値と等しくし、抵抗Ｒ２の抵抗値は抵抗Ｒ４の抵抗値と等しくする。
【００４７】
第二実施形態のアンプには３端子ヘッドホンが接続されるので、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２とが接続されることになる。
【００４８】
第二実施形態のアンプの出力端子から出力される信号ＳL+、ＳL-、ＳR+、及びＳR-の電圧波形、ローパスフィルタ６の出力信号ＳL-’の電圧波形、並びにローパスフィルタ８の出力信号ＳR-’の電圧波形を図２に示す。なお、図中の破線は基準電位であり、その値は（ＶCC＋ΔＶCC）／２[V]である。
【００４９】
左チャネル正相出力端子９の出力信号ＳL+とローパスフィルタ６の出力信号ＳL-’とは互いに位相が１８０°異なる信号である。また、抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ３の抵抗値が等しいので、左チャネル逆相出力端子１０の電位は、左チャネル正相出力端子９とローパスフィルタ６の出力側との中間電位になる。したがって、左チャネル逆相出力端子１０の出力信号ＳL-は（ＶCC＋ΔＶCC）／２[V]になる。
【００５０】
右チャネル正相出力端子１１の出力信号ＳR+とローパスフィルタ８の出力信号ＳR-’とは互いに位相が１８０°異なる信号である。また、抵抗Ｒ２の抵抗値と抵抗Ｒ４の抵抗値が等しいので、右チャネル逆相出力端子１２の電位は、右チャネル正相出力端子１１とローパスフィルタ８の出力側との中間電位になる。したがって、右チャネル逆相出力端子１２の出力信号ＳR-は（ＶCC＋ΔＶCC）／２[V]になる。
【００５１】
左チャネル逆相出力端子１０の電位と右チャネル逆相出力端子１２の電位とが等しいので、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２が接続されてもアンプが破損するおそれがなく、クロストークも発生しない。
【００５２】
また、左チャネル出力オーディオ信号（ＳL+−ＳL-）はＡ×ＳL[V]となり、右チャネル出力オーディオ信号（ＳR+−ＳR-）はＡ×ＳR[V]となる。したがって、第二実施形態のアンプは、第一実施形態のアンプと同様に電源電圧の変動の影響を受けないアンプである。そして、当然のことながら４端子ヘッドホンを接続しても何ら不具合は生じない。
【００５３】
なお、抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ３の抵抗値が等しくない場合や、抵抗Ｒ２の抵抗値と抵抗Ｒ４の抵抗値が等しくない場合は、左チャネル逆相出力端子１０の電位と右チャネル逆相出力端子１２の電位とが一致しなくなる。この場合、左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２との間に短絡電流が流れる。しかしながら、図３に示したアンプに比べて左チャネル逆相出力端子１０と右チャネル逆相出力端子１２との電位差を小さくすることができるので、アンプが破損するおそれがなくなる。また、図３に示したアンプに比べてクロストークが小さくなる。
【００５４】
第二実施形態のアンプの抵抗Ｒ１及びＲ２は可変抵抗にしてもよい。抵抗Ｒ１及びＲ２を可変抵抗にすると、３端子ヘッドホンの種類によって異なる抵抗Ｒ３及びＲ４の抵抗値に対応することができる。したがって、３端子ヘッドホンの種類にかかわらず、左チャネル逆相出力端子１０の電位と右チャネル逆相出力端子１２の電位とを等しくすることができ、クロストークの発生を防ぐことができる。
【００５５】
また、抵抗Ｒ１の代わりに複数の抵抗とそれらの抵抗の接続状態を切り替える切替回路を設け、抵抗Ｒ２の代わりに複数の抵抗とそれらの抵抗の接続状態を切り替える切替回路を設ける構成としても抵抗Ｒ１及びＲ２を可変抵抗にする構成と同様の効果を奏する。この構成の一実施形態としては、３端子ヘッドホンの種類によって異なる抵抗Ｒ３及びＲ４の抵抗値に対応する抵抗値の抵抗を複数備え、切替回路が複数の抵抗から１つの抵抗を択一的に選択する形態や、同じ抵抗値の抵抗を複数備え、切替回路が並列接続する抵抗の数を切り替えて合成抵抗の抵抗値を可変する形態などが挙げられる。
【００５６】
なお、上述した第二実施形態のアンプは逆相側に抵抗を設けた構成であるが、正相側に抵抗を設ける構成としてよい。正相側に抵抗を設ける構成の場合、３端子ヘッドホンが接続されると左チャネル正相出力端子と右チャネル正相出力端子とが接続されるように、ヘッドホンのプラグと接続されるアンプのジャックに設けられる左チャネル正相出力端子、左チャネル逆相出力端子、右チャネル正相出力端子、及び右チャネル逆相出力端子の位置を定める。
【００５７】
また、上述した第二実施形態のアンプは２値量子化信号を入力するディジタルアンプであるが、これをアナログオーディオ信号を入力するアナログアンプの形態としてもよい。アナログオーディオ信号を入力する場合も、２値量子化信号を入力する場合と同様の効果を奏する。
【００５８】
【発明の効果】
本発明によると、入力信号を非反転増幅して出力する正相増幅手段及び入力信号を反転増幅して出力する逆相増幅手段からなる一対の増幅手段と、正相増幅手段の出力側に接続される第１の出力端子と、逆相増幅手段の出力側に接続される第２の出力端子と、を備え、前記増幅手段に入力する信号として２値量子化信号を用いるので、第１の出力端子と第２の出力端子との間の電圧である出力オーディオ信号が電源電圧の影響を受けないディジタル信号出力装置を実現することができる。これにより、良好な音質を得ることができる。また、このディジタル信号出力装置とオーディオ機器に設けられる他のディジタル回路とからなる集積回路の製造が容易になり、オーディオ機器の低コスト化を図ることができる。また、本発明に係る信号出力装置又はステレオ装置によると、入力信号を非反転増幅して出力する第１の正相増幅手段及び入力信号を反転増幅して出力する第１の逆相増幅手段からなる一対の第１の増幅手段と、入力信号を非反転増幅して出力する第２の正相増幅手段及び入力信号を反転増幅して出力する第２の逆相増幅手段からなる一対の第２の増幅手段と、前記第１の正相増幅手段の出力側に接続される第１の正相出力端子と、前記第２の正相増幅手段の出力側に接続される第２の正相出力端子と、前記第１の逆相増幅手段の出力側に接続される第１の逆相出力端子と、前記第２の逆相増幅手段の出力側に接続される第２の逆相出力端子と、を備え、前記第１の正相増幅手段及び前記第１の逆相増幅手段が第１の入力信号を入力し、前記第２の正相増幅手段及び前記第２の逆相増幅手段が第２の入力信号を入力し、４端子プラグと、前記４端子プラグの第１の端子と第３の端子との間に設けられる抵抗と、前記４端子プラグの第２の端子と第４の端子との間に設けられる抵抗とを有する音声出力手段が接続されたときに、前記第１の正相出力端子と前記４端子プラグの第１の端子とが接続され、前記第２の正相出力端子と前記４端子プラグの第２の端子とが接続され、前記第１の逆相出力端子と前記４端子プラグの第３の端子とが接続され、前記第２の逆相出力端子と前記４端子プラグの第４の端子とが接続され、前記第１の入力信号を増幅した電圧を前記４端子プラグの第１の端子と第３の端子との間に設けられる抵抗の両端に出力し、前記第２の入力信号を増幅した電圧を前記４端子プラグの第２の端子と第４の端子との間に設けられる抵抗の両端に出力するので、上記効果を奏するとともに２チャンネルのステレオ出力が可能となる。
【００５９】
また、本発明によると、第１の正相増幅手段及び第２の正相増幅手段と、第１の逆相増幅手段及び第２の逆相増幅手段と、第１の正相増幅手段の出力側に接続される第１の正相出力端子と、第２の正相増幅手段の出力側に接続される第２の正相出力端子と、第１の逆相増幅手段の出力側に接続される第１の逆相出力端子と、第２の逆相増幅手段の出力側に接続される第２の逆相出力端子と、を備え、第１の正相増幅手段及び第１の逆相増幅手段が第１の入力信号を入力し、第２の正相増幅手段及び第２の逆相増幅手段が第２の入力信号を入力し、第１の正相増幅手段と第１の正相出力端子とが第１の抵抗を介して接続され、第２の正相増幅手段と第２の正相出力端子とが第２の抵抗を介して接続され、前記第１の正相出力端子、前記第２の正相出力端子、前記第１の逆相出力端子、及び前記第２の逆相出力端子が一つのジャックに設けられるので、第１の正相出力端子と第１の逆相出力端子がヘッドホンのボイス・コイルを介して接続されると第１の正相出力端子の電位を第１の正相増幅手段の出力信号と第１の逆相増幅手段の出力信号との中間レベル付近にすることができ、第２の正相出力端子と第２の逆相出力端子がヘッドホンのボイス・コイルを介して接続されると第２の正相出力端子の電位を第２の正相増幅手段の出力信号と第２の逆相増幅手段の出力信号との中間レベル付近にすることができる。これにより、３端子ヘッドホンが接続されることによって第１の正相出力端子と第２の正相出力端子とが接続されても、第１の正相出力端子と第２の正相出力端子との電位差を小さくすることができる。したがって、信号出力装置の破損を防ぐことができ、クロストークを小さくすることができる。また、第１の抵抗及び第２の抵抗の抵抗値がそれぞれ接続されるヘッドホンのボイス・コイルの抵抗成分の抵抗値と一致する場合には、クロストークの発生を防ぐことができる。
【００６０】
また、本発明によると、第１の正相増幅手段及び第２の正相増幅手段と、第１の逆相増幅手段及び第２の逆相増幅手段と、第１の正相増幅手段の出力側に接続される第１の正相出力端子と、第２の正相増幅手段の出力側に接続される第２の正相出力端子と、第１の逆相増幅手段の出力側に接続される第１の逆相出力端子と、第２の逆相増幅手段の出力側に接続される第２の逆相出力端子と、を備え、第１の正相増幅手段及び第１の逆相増幅手段が第１の入力信号を入力し、第２の正相増幅手段及び第２の逆相増幅手段が第２の入力信号を入力し、第１の逆相増幅手段と第１の逆相出力端子とが第１の抵抗を介して接続され、第２の逆相増幅手段と第２の逆相出力端子とが第２の抵抗を介して接続され、前記第１の正相出力端子、前記第２の正相出力端子、前記第１の逆相出力端子、及び前記第２の逆相出力端子が一つのジャックに設けられるので、第１の正相出力端子と第１の逆相出力端子がヘッドホンのボイス・コイルを介して接続されると第１の逆相出力端子の電位を第１の正相増幅手段の出力信号と第１の逆相増幅手段の出力信号との中間レベル付近にすることができ、第２の正相出力端子と第２の逆相出力端子がヘッドホンのボイス・コイルを介して接続されると第２の逆相出力端子の電位を第２の正相増幅手段の出力信号と第２の逆相増幅手段の出力信号との中間レベル付近にすることができる。これにより、３端子ヘッドホンが接続されることによって第１の逆相出力端子と第２の逆相出力端子とが接続されても、第１の逆相出力端子と第２の逆相出力端子との電位差を小さくすることができる。したがって、信号出力装置の破損を防ぐことができ、クロストークを小さくすることができる。また、第１の抵抗及び第２の抵抗の抵抗値がそれぞれ接続されるヘッドホンのボイス・コイルの抵抗成分の抵抗値と一致する場合には、クロストークの発生を防ぐことができる。
【００６１】
また、本発明によると、前記第１の入力信号及び第２の入力信号が２値量子化信号であるので、ディジタル信号出力装置となる。これにより、このディジタル信号出力装置とオーディオ機器に設けられる他のディジタル回路とからなる集積回路の製造が容易になり、オーディオ機器の低コスト化を図ることができる。
【００６２】
また、本発明によると、第１の抵抗及び第２の抵抗が可変抵抗であるので、第１の抵抗及び第２の抵抗の抵抗値を、それぞれ接続される３端子ヘッドホンのボイス・コイルの抵抗成分の抵抗値と一致させることができる。これにより、クロストークの発生を防ぐことができる。
【００６３】
また、本発明によると、前記第１の抵抗及び前記第２の抵抗がそれぞれ、複数の抵抗及び該複数の抵抗の接続状態を切り替える切替手段から成る抵抗手段であるので、第１の抵抗及び第２の抵抗の抵抗値を、それぞれ接続される３端子ヘッドホンのボイス・コイルの抵抗成分の抵抗値と一致させることができる。これにより、クロストークの発生を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】      本発明に係る第二実施形態のアンプの構成を示す図である。
【図２】      図１のアンプの出力端子から出力される信号の電圧波形を示す図である。
【図３】      図５のアンプをステレオアンプに適用した場合の構成を示す図である。
【図４】      図３のアンプの出力端子から出力される信号の電圧波形を示す図である。
【図５】      本発明に係る第一実施形態のアンプの構成を示す図である。
【図６】      従来のアナログアンプの構成を示す図である。
【図７】      ４端子ヘッドホンのプラグを示す図である。
【図８】      ３端子ヘッドホンのプラグを示す図である。
【符号の説明】
１〜４、１７、１８    演算増幅器
９    左チャネル正相出力端子
１０    左チャネル逆相出力端子
１１    右チャネル正相出力端子
１２    右チャネル逆相出力端子
２１    正相出力端子
２２    逆相出力端子
Ｒ１〜Ｒ４    抵抗
Ｓ１、ＳL、ＳR    ２値量子化信号
Ｓ２    アナログオーディオ信号
Ｓ３    １６ビットディジタル信号
【図１】
0003784291.tif 000002
【図２】
0003784291.tif 000003
【図３】
0003784291.tif 000004
【図４】
0003784291.tif 000005
【図５】
0003784291.tif 000006
【図６】
0003784291.tif 000007
【図７】
0003784291.tif 000008
【図８】
0003784291.tif 000009