(57)【要約】透過伝送路を用いたデータ伝送における同期方法及び装置において、送信側の透過伝送路前段で、同期信号として送信信号点に周期的な振幅変調をかける、あるいはゼロ点を挿入する。また、フレーム同期の場合には、上記透過伝送路の受信側で、受信信号のパワー値を計算し、時間軸で互いに９０度位相が異なるパワー値を用いて同期信号をベクトル化する。
2002047342.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
透過伝送路の送信側で、送信信号点に周期的な振幅変調をかけて同期信号を生成するステップを有することを特徴とした同期方法。
【請求項２】
請求項１において、
該同期信号がタイミング同期信号であることを特徴とした同期方法。
【請求項３】
請求項１において、
該同期信号がフレーム同期信号であることを特徴とした同期方法。
【請求項４】
請求項３において、
該振幅変調を、各フレームを相対的に長い区間と短い区間に分けてかけることを特徴とした同期方法。
【請求項５】
請求項１において、
該振幅変調のパワー比が、整数比であることを特徴とした同期方法。
【請求項６】
送信側の透過伝送路前段で、送信信号点に周期的にゼロ点の挿入を行って同期信号を生成するステップを有することを特徴とした同期方法。
【請求項７】
請求項６において、
該ゼロ点を、整数信号点間隔毎に１個以上挿入することを特徴とした同期方法。
【請求項８】
請求項７において、
該同期信号がタイミング同期信号であることを特徴とした同期方法。
【請求項９】
請求項７において、
該同期信号がフレーム同期信号であることを特徴とした同期方法。
【請求項１０】
請求項１から９において、
該透過伝送路の受信側で、受信信号のパワー値を計算するステップと、該パワー値を用いて該受信信号に含まれる該同期信号を抽出するステップと、を有することを特徴とした同期方法。
【請求項１１】
請求項４または９において、
該透過伝送路の受信側で、受信信号のパワー値を計算するステップと、時間軸で互いに９０度位相が異なる該パワー値を用いて同期信号をベクトル化するステップと、を有することを特徴とした同期方法。
【請求項１２】
請求項１０または１１において、
該パワー値の計算を行うステップの前に、該受信信号にｃｏｓロールオフフィルタ処理をかけるステップを有することを特徴とした同期方法。
【請求項１３】
透過伝送路の送信側で、送信信号点に周期的な振幅変調をかけて同期信号を生成する手段を有することを特徴とした同期装置。
【請求項１４】
請求項１３において、
該同期信号がタイミング同期信号であることを特徴とした同期装置。
【請求項１５】
請求項１３において、
該同期信号がフレーム同期信号であることを特徴とした同期装置。
【請求項１６】
請求項１５において、
該振幅変調を、各フレームを相対的に長い区間と短い区間に分けてかけることを特徴とした同期装置。
【請求項１７】
請求項１３において、
該振幅変調のパワー比が、整数比であることを特徴とした同期装置。
【請求項１８】
送信側の透過伝送路前段で、送信信号点に周期的にゼロ点の挿入を行って同期信号を生成する手段を有することを特徴とした同期装置。
【請求項１９】
請求項１８において、
該ゼロ点を、整数信号点間隔毎に１個以上挿入することを特徴とした同期装置。
【請求項２０】
請求項１９において、
該同期信号がタイミング同期信号であることを特徴とした同期装置。
【請求項２１】
請求項１９において、
該同期信号がフレーム同期信号であることを特徴とした同期装置。
【請求項２２】
請求項１３から２１において、
該透過伝送路の受信側で、受信信号のパワー値を計算する手段と、該パワー値を用いて該受信信号に含まれる該同期信号を抽出する手段と、を有することを特徴とした同期装置。
【請求項２３】
請求項１６または２１において、
該透過伝送路の受信側で、受信信号のパワー値を計算する手段と、時間軸で互いに９０度位相が異なる該パワー値を用いて同期信号をベクトル化する手段と、を有することを特徴とした同期装置。
【請求項２４】
請求項２２または２３において、
ｃｏｓロールオフフィルタを有し、該パワー値を計算する手段が、該ｃｏｓロールオフフィルタを通過した該受信信号のパワー値を計算することを特徴とした同期装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は同期方法及び装置に関し、特に透過伝送路を用いたデータ伝送における同期方法及び装置に関するものである。
背景技術
従来より、データ伝送において、タイミング同期やフレーム同期をとるための同期方法としては、同期信号を特定の周波数に乗せて伝送する方法が知られており、また、このような同期方法はモデム等の伝送装置に利用されている。
まず、タイミング同期及びフレーム同期をとるための従来技術について以下に説明する。
（１）タイミング同期
タイミング同期の従来技術としてはＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）伝送方式がある。ＱＡＭ伝送方式においては、送信側がナイキスト間隔でデータ信号を送信するため、受信側では、このナイキスト周波数成分をバンドパスフィルタで抽出することによって、タイミング同期を確立することが可能である。
図１７（１）は、ＱＡＭ伝送方式を用いた従来のモデムの構成を示したものであり、同図（２）は、このモデムによる送信信号の一例を示したものである。
このモデムを一例として電力線搬送通信に用いた場合の動作を説明する。
同図（１）に示すモデム１０の送信側は、送信信号ＳＤを、スクランブラー（ＳＣＲ）１１でスクランブル処理するとともにシリアル信号をパラレル信号に変換する。このパラレル信号はベクトル和分回路１２において、元々送信信号がグレイコード（Ｇ）であったものをナチュラルコード（Ｎ）に変換し、さらに、受信側で位相検出するために用いるベクトル差分回路２８に対応してベクトル和分演算を行った後、信号発生部１３において送信信号を送出する。
この送信信号は、ロールオフフィルタ（ＲＯＦ）１４で波形整形される。このロールオフフィルタ１４の出力信号は変調回路（ＭＯＤ）１５によって変調を受け、さらにＤ／Ａ変換回路１６でデジタル信号からアナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７で電力搬送波の周波数帯域（１０ｋＨｚ〜４５０ｋＨｚ）を含む低周波帯域のみの信号を抽出して送信線路に送り出す。
このような送信線路からの送信信号を受信線路を介して受信したとき、まずバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１９において所定の周波数帯域成分（電力搬送モデムの場合は１０〜４５０ｋＨｚ）のみを抽出し、Ａ／Ｄ変換回路２０においてデジタル信号に戻す。
このデジタル表記されたアナログ信号は、復調回路（ＤＥＭ）２１でベースバンドの信号に復調され、ロールオフフィルタ２２で波形整形される。
そして、このロールオフフィルタ２２の出力は同期信号抽出部２３及びＶＣＸＯ型ＰＬＬ回路２４に送られることにより、同期信号（タイミング同期信号）の位相が抽出されるとともに、Ａ／Ｄ変換器２０へサンプリングタイミング信号を与えている。
ロールオフフィルタ２２の出力信号は、等化器（ＥＱＬ）２５で符号間干渉を取り除き、自動キャリア位相制御器（ＣＡＰＣ）２６で位相合わせを行い、さらに判定回路（ＤＥＣ）２７で信号成分のみを出力する。
そして、ベクトル差分回路２８においてナチュラルコードでベクトル和分回路１２と反対のベクトル差分演算を行った後、グレイコードに戻し、デスクランブラ（ＤＳＣＲ）２９でこのパラレルグレイコードをシリアル信号に変換してデスクランブル処理し、受信信号ＲＤとして出力する。
また、送信クロック発生回路（ＴＸ−ＣＬＫ）１８は、送信クロックをＤ／Ａ変換器１６に与えるとともに、その他の各部へ分配している。また、受信側においては、受信クロック発生回路（ＲＸ−ＣＬＫ）３０が受信部の各部へ受信クロックを抽出して与えている。
また、図中に網掛け部分で囲んだ部分が透過伝送路としてのナイキスト伝送路３１に相当している。信号発生部１３が１９２ｋＢで送信信号を発生させる場合の送信信号の例が同図（２）に示されており、この場合、ナイキスト伝送路３１のナイキスト間隔は１９２ｋＢとなっている。
図１８は、図１７（１）に示した同期信号抽出部２３及びＶＣＸＯ型ＰＬＬ回路２４を詳細に示したものである。
この内、同期信号抽出部２３は、パワー演算部（ＰＷＲ）２３１とバンドパスフィルタ２３２とベクトル化回路２３３とで構成されており、ＰＬＬ回路２４は比較部２４１とローパスフィルタ２４２と二次ＰＬＬ回路２４３とＤ／Ａ変換回路２４４とＶＣＸＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｃｒｙｓｔａｌ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：電圧制御水晶発振器）回路２４５と分周器２４６とで構成されている。
すなわち、ロールオフフィルタ２２から出力されたベクトル信号はパワー演算部２３１で二乗演算されてパワーが計算される。このようにして得たパワー値をバンドパスフィルタ２３２に通す。この例では、ナイキスト周波数１９２ｋＨｚを中心周波数とするバンドパスフィルタを用いているので、ナイキスト周波数の同期信号を出力してベクトル化回路２３３に送る。
ここで、図１９を用いてベクトル化について説明する。同図（１）において、実線はベクトル化回路２３３の入力信号（１９２ｋＨｚ）の波形を示しており、破線はこの入力信号の位相を９０度ずらした波形を示している。
同図（１）において、振幅を１として、図中のＡ，Ｂ，Ｃ，及びＤの各点における入力信号の値と９０度位相のずれた信号の値は、それぞれ、（１，０），（０，−１），（−１，０），及び（０，１）となっている。これらをｘｙ座標上に示すと、同図（２）の円周上をＡ→Ｂ→Ｃ→Ｄの順に回転することとなり、スカラー値である入力信号が９０度位相のずれた信号でベクトル化されることが分かる。
これを図１８と共に説明すると、ベクトル化回路２３３の出力は、タイミング位相情報としてＰＬＬ回路２４に与えられる。
ＰＬＬ回路２４においては、まず比較部２４１において、ベクトル化回路２３３からのタイミング位相情報と予め分かっている基準点の位相とを比較する。伝送路遅延により位相差が生じている場合、本来ならば例えば図１９（２）のＡ点に在る筈の点が、Ｘ点の位置になる。この場合、Ａ点とＸ点の位相差θが比較部２４１によって検出され、ローパスフィルタ２４２に通される。
ローパスフィルタ２４２では低域成分のみを抽出するため、雑音による位相差θの高周波の変動が除去される。このようにして得られた位相差θにより、２つの積分器で構成された二次ＰＬＬ回路２４３とＤ／Ａ変換回路２４４でＶＣＸＯ２４５の制御電圧を制御する。そして分周器２４６で分周した後、比較部２４１へフィードバックすることにより基準点との比較を実施する。
これにより、ベクトル化回路２３３からのタイミング位相情報と基準点との位相差θを引き込み、同期が確立した同期信号を抽出することができる。また、ＶＣＸＯ回路２４５からは、Ａ／Ｄ変換器１６へのサンプルタイミング信号が出力され、最終的に比較部２４１にバックされ位相同期ループを構成する。
（２）フレーム同期
フレーム同期の従来技術としては、ＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　ＭｕｌｔｉＴｏｎｅ）方式或いはＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式がある。ＤＭＴ方式／ＯＦＤＭ方式においては、特定の周波数をパイロット信号に割り当て、受信側では、このパイロット信号を抽出することによりフレーム同期を確立している。
図２０は、ＤＭＴ方式／ＯＦＤＭ方式を用いたモデムを示したものである。同図に示すモデム９０の構成と図１７（１）に示したモデム８０の構成との違いは、モデム８０の送信側のロールオフフィルタ１４及び変調回路１５の代わりに、モデム９０にはＤＭＴ多重部６１が設けられ、モデム８０の受信側の復調回路２１及びロールオフフィルタ２２の代わりに、モデム９０にはＤＭＴ分配部６２が設けられていることである。
なお、ＤＭＴ多重部６１は、信号発生部１３より送出された送信信号（所定チャネル数分のＤＭＴ信号）を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）により多重してフレーム（マスタフレーム）を構成するものであり、特定の周波数へのパイロット信号の挿入を行っている。また、ＤＭＴ分配部６２は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により受信信号を分離してフレームを抽出するものである。
図２０における同期信号抽出部２３及びＶＣＸＯ型ＰＬＬ回路２４は、図１８に示した構成と同様のものを用いればよいが、バンドパスフィルタ２３２は、パイロット信号の周波数を中心周波数とするものである。また、この場合、パワー演算部２３１は不要である。
ＱＡＭ方式やＤＭＴ方式／ＯＦＤＭ方式のように同期信号を特定の周波数に乗せて伝送する方法は、特定の周波数の伝送が保証されている場合には有効である。しかしながら、例えば、電力線搬送通信を想定した場合、電力線は、雑音の影響が大きい特定の周波数の伝送を保証することができず、同期の確立が困難であった。
これは、電力線が極めて複雑な回線特性を示すためである。これを図２１及び図２２を用いて説明する。
まず、図２１に示す電力系統において、配電変電所１００の電力は、６．６ＫＶの高圧配電線１０２を介して柱上変圧器１０３に供給され、さらに１００Ｖ／２００Ｖ低圧配電線１０４を介して家庭１０５に供給されている。
そして、電力線搬送通信を行う場合には、高圧配電線１０２と並行して配電変電所１００のアクセスノード１０１と柱上変圧器に設置したモデムとの間に光ファイバ（図示せず）を設置し、この光ファイバを経由し、柱上変圧器１０３のモデムと家庭１０５内の屋内配線１０６に接続されたコンセントに差し込んだモデムとの間で１００Ｖ／２００Ｖ低圧配電線１０４を介して通信を行っている。
この場合、図２２に示すように低圧配電線１０４は同図（１）に示す送信信号ＴＸのスペクトラムに対して同図（２）に示すように１μＨ／ｍのインダクタに見え、線路長が１５０ｍだとすると１５０μＨのインダクタに見える。
また、低圧配電線１０４に接続された引込線１０７は７５ｐＦ／ｍのコンデンサに見え、５０ｍの引込線を家庭１０５に接続したとすると、０．１１２５μＦのコンデンサに見える。これだけでなく、家庭１０５内の各種家電機器においては、雑音防止用のコンデンサをＡＣ１００Ｖ間に接続しているため、容量性負荷に見えることになる（同図（２）参照）。
結果として、柱上変圧器１０３が在る電柱から、家庭のコンセント間は同図（２）に示すように、低域通過型のローパスフィルタに見え、同図（３）に示すように受信信号ＲＸは高域が大きく減衰する。このため、最悪の場合には高域信号は端末側に到着した時には雑音Ｎに埋もれている。
一方、低域は、高域に比べてロスはさほどではないが、家電機器が出す、例えばインバータ機器などによる雑音が極めて多く、受信信号は、やはり同図（３）に示すように雑音Ｎに埋もれてしまう。
上述のＱＡＭ伝送方式の場合のナイキスト周波数を周波数ｆ１及びｆ３とし、ＤＭＴ方式／ＯＦＤＭ方式の場合のパイロット周波数を周波数ｆ２とすると、同図（３）に示す如く、電力線搬送においてはこれらの周波数の伝送が保証されないことから、このような特定の周波数を用いた同期の確立は困難であった。
従って本発明は、データ伝送における同期方法及び装置において、特定の周波数の伝送が保証されない場合においても受信側で同期を確立することを課題とする。
発明の開示
上記の課題を解決するためには、特定の周波数に同期信号を乗せるのではなく、全帯域に同期信号を乗せて伝送すればよい。すなわち、時間軸に同期信号を乗せればよいことになる。
従って、本発明においては、送信側の透過伝送路前段で、送信信号点に周期的な振幅変調をかけて同期信号を生成することを特徴としている。
すなわち、送信側の透過伝送路前段で送信信号点に周期的な振幅変調をかけ、この周期的な振幅変調を同期信号として伝送する。これにより、従来のＱＡＭ方式やＤＭＴ／ＯＦＤＭ方式のように特定周波数を使用することなく、時間軸で同期信号を伝送することが可能となる。
上記の振幅変調をかけて生成された同期信号は、タイミング同期信号であってもよく、或いはフレーム同期信号であってもよい。後者の場合、上記の振幅変調を送信信号１フレーム区間の整数倍の周期で行ってもよい。また、上記の振幅変調を、各フレームを相対的に長い区間と短い区間に分けて行ってもよい。
また、上記の振幅変調のパワー比は、整数比とすることができる。すなわち、このパワー比は、例えば、（３，２，１，２，３，２，１，，，）のような整数比とすることができる。また、この整数比は、（１，０，１，０，，，）や（２，０，２，０，，，）のようにゼロを含んでもよい。
このように、振幅変調のパワー比が周期的に変化するため、この周期的な変化が同期信号となり、同期信号が時間軸で伝送されることになる。
また、本発明においては、送信側の透過伝送路前段で、送信信号点に周期的にゼロ点の挿入を行って同期信号を生成してもよい。
すなわち、送信側の透過伝送路前段で送信信号点に周期的にゼロ点を挿入することで、同期信号を伝送する。これにより、上記と同様に、等価的に１００％振幅変調をかけた場合に相当し、時間軸で同期信号を伝送することが可能となる。
上記ゼロ点は、整数信号点間隔毎に１個以上挿入することができる。すなわち、信号点２個置き、あるいは３個置きにゼロ点を１個以上挿入することも、或いは２つの信号点の間に１個以上のゼロ点を挿入することも可能である。
上記のゼロ点を挿入することで生成された同期信号は、タイミング同期信号であってもよく、或いはフレーム同期信号であってもよい。後者の場合、上記ゼロ点の挿入を送信信号のフレーム周波数単位で行ってもよい。
なお、上記の説明において、受信側については特に言及していないが、これは、受信側では図１９で説明した従来例と同様の同期信号の抽出及び位相引込を行えばよいためである。
すなわち、本発明においては、上記透過伝送路の受信側で、同期信号が時間軸で伝送されている受信信号のパワー値を計算し、このパワー値が同期信号に応じて周期的に変化することから、受信信号に含まれる同期信号を抽出すればよい。
これにより、抽出した同期信号を用いて、従来と同様に同期を確立することが可能となる。
以上の受信側の処理は、タイミング同期を想定したものであるが、フレーム同期を想定した場合、通常、送信信号のフレーム周波数は変調速度と比較して極めて低速となる。例えば、変調速度が３８４ｋＢであるとき、タイミング同期の場合は、例えばタイミング同期信号を１９２ｋＢとすると、変調速度と同期信号との速度比率は２：１であるが、フレーム同期の場合は、例えばマスタフレームの周波数が６００Ｈｚの場合、この比率が６４０：１となる。
図１は、タイミング同期とフレーム同期の引込位相空間（分解能）の違いを示した図であり、同図（１）及び（２）はそれぞれタイミング同期及びフレーム同期の場合のベクトル化された同期信号を示している。
同図（１）において、Ａ→Ｂ→Ｃ→Ｄ→Ａの１周は、図１９にも示した通り、タイミング同期信号の１周期を示しており、変調速度との比率が２：１の場合、引込位相空間は３６０度の１／２の１８０度分に相当する。すなわち、３８４ｋＢからみた位相差θが±９０度で現れる。
ところが、同図（２）に示すように、フレーム同期の場合は、速度比率が６４０：１であるので、Ａ→Ｂ→Ｃ→Ｄ→Ａの１周が示すフレーム同期信号の１周期に対して、３８４ｋＢからみた引込位相空間は３６０度の１／６４０となってしまう。
このように、フレーム同期の場合、上述の方法でマスタフレームの周波数（６００Ｈｚ）に相当する同期信号を抽出し、従来と同様にして同期を確立しようとすると、同期信号の位相情報と基準点の位相差θが微量にしか現れないため、安定した同期の確立が困難である。
これは、同期信号の周波数が変調速度と比較して極めて低速であるフレーム同期のような場合、上述したように、同期信号の引込位相空間が極めて狭くなるためである。従って、このような場合には、基準点との位相差が明確になるように同期信号の引込位相空間を相対的に拡大すればよい。
従って、本発明では、同期信号が、各フレームを相対的に長い区間と短い区間に分けて振幅変調を行って生成したフレーム同期信号、或いはゼロ点を挿入して生成したフレーム同期信号である場合、上記透過伝送路の受信側で、受信信号のパワー値を計算し、時間軸で９０度位相が異なる該パワー値を用いて同期信号をベクトル化するという手法を採る。
すなわち、上述のように受信信号のパワー値の周期的な変化から同期信号を抽出するのではなく、受信信号のパワー値を計算し、時間軸で互いに９０度位相が異なるパワー値を用いて同期信号をベクトル化することにより、同期信号の位相情報を得る。
この場合、フレーム内の相対的に長い区間においては、互いに９０度位相が異なるパワー値は同一の値を示し、フレームの直前又は直後で振幅変調またはゼロ点挿入が施された相対的に短い区間の両端において値が変動することになる。
従来のベクトル化では、同図（２）に示したＡ→Ｂ→Ｃ→Ｄ→Ａの回転は速度が一定であるのに対し、受信信号のパワー値そのものをベクトル化した場合は、Ａ→Ｂ→Ｃ→Ｄ→Ｘまではある１点に留まり、Ｘ→Ａの前後のみの区間で回転するベクトルが得られる（後述する図１９参照）。
これは、同図（２）に示した引込位相空間が拡大されることを意味している。このように、同期信号の引込位相空間を拡大することができ、より安定した同期の確立が可能となる。
また、上記受信信号のパワー値の計算を行う前に、受信信号にｃｏｓロールオフフィルタをかけてもよい。
これにより、例えば電力線搬送の場合のように、雑音が支配的な低域成分及びＳ／Ｎが悪い高域成分をカットすることができ、より安定した同期の確立が可能となる。
発明を実施するための最良の形態
実施例（１）
本発明に係る同期方法及び装置を用いたモデム１０の構成例を図２に示す。モデム１０は、図１７に示した従来のＱＡＭ伝送方式を適用したモデム８０と同様の構成に加え、送信側の信号発生部１３によって発生した信号に振幅変調をかける振幅変調部１を備えている。なお、図２における受信側の同期信号抽出部２３及びＶＣＸＯ型ＰＬＬ回路２４の詳細構成は、図１８に示した従来の構成と同じものでよい。
図２において、図１７と同様に信号発生部がナイキスト間隔１９２ｋＢで送信信号を発生している場合を例にとって、本実施例の動作を説明する。なお、動作例として振幅変調部１は整数比（３，２，１，２，３，，，）で送信信号点に振幅変調をかけるものとする。
図３（１）及び（２）には、信号発生部１３の発生する信号及び振幅変調後の送信信号の例がそれぞれ示されている。図示の如く、振幅変調の１周期が同期信号の周期になるので、同期信号は１９２／４＝４８ｋＨｚとなる。
図２における受信側では、図１８を用いて説明した従来のＱＡＭ伝送方式モデムと同様に受信信号の処理を行うことにより、同期信号を抽出する。但し、本実施例ではバンドパスフィルタ２３２の中心周波数は同期信号の周波数４８ｋＨｚである点が、従来例と異なっている。
図３（３）〜（５）は、それぞれ受信信号（パワー演算部２３１の入力信号）、パワー演算部２３１の出力信号、バンドパスフィルタ２３２の出力信号の波形を示したものである。
このように、バンドパスフィルタ２３２によって同図（５）に示す同期信号が抽出でき、図１８及び１９で説明したように、ベクトル化回路２３３の出力と予め分かっている基準点とを比較部２４１で比較することにより、基準点との位相差θを引き込むことが可能となる。
実施例（２）
図４は、本発明に係る同期方法及び装置を用いたモデム１０の別の構成例を示したものである。同図は、図２の振幅変調部１の代わりに、送信側の信号発生部１３によって発生した信号にゼロ点を挿入するゼロ点挿入部２を設けたものである。
本実施例の場合も、受信側の同期信号抽出部２３及びＶＣＸＯ型ＰＬＬ回路２４の詳細構成は、図１８に示した従来の構成例と同じものでよい。
図４において、図１７と同様に信号発生部１３がナイキスト間隔１９２ｋＢで送信信号を発生している場合を例にとって、本実施例の動作を説明する。なお、動作例としてゼロ点挿入部２は送信信号点間にゼロ点を１個挿入するものとする。
図５（１）及び（２）には、信号発生部１３から発生される信号及びゼロ点挿入後の送信信号の例がそれぞれ示されている。図示の如く、ゼロ点の挿入により、送信帯域は１９２ｋＨｚから３８４ｋＨｚに拡大する。この場合、ゼロ点の挿入間隔が１９２ｋＢであることから、同期信号の周波数は１９２ｋＨｚとなる。
図４における受信側では、図１８の場合と同様に受信信号の処理を行うことにより、同期信号を抽出する。送信側でゼロ点を挿入したことにより、ナイキストスト周波数は３８４ｋＢになっているが、本実施例におけるバンドパスフィルタ２３２の中心周波数は、ナイキスト周波数３８４ｋＨｚを中心周波数とする従来のＱＡＭ伝送方式モデムの場合と異なり、同期信号の周波数１９２ｋＨｚを用いる。
図５（３）〜（５）は、それぞれ受信信号（パワー演算部２３１の入力信号）、パワー演算部２３１の出力信号、及びバンドパスフィルタ２３２の出力信号の波形を示したものである。同図（３）から分かるように、ゼロ点を挿入することは、１００％の振幅変調をかけたことと等価である。
このように、バンドパスフィルタ２３２によって同期信号が抽出できるので、この同期信号を用いれば、実施例（１）と同様にして同期が確立できる。
上述の図４及び図５の説明においては、信号点間にゼロ点を１個挿入した場合を取り上げたが、図６においては、ゼロ点挿入の種々のパターンを示している。
すなわち、同図（１）の場合には、ゼロ点を信号Ｓ３個置きに１個挿入し、同期信号帯域が９６ｋＨｚになる場合を示している。
また、同図（２）の場合には、ゼロ点を信号Ｓ２個置きに１個挿入し、同期信号帯域が１２８ｋＨｚになる場合を示している。
同図（３）は、上記の例と同様にゼロ点を信号Ｓ１個置きに１個挿入したときの例であり、同期信号帯域は１９２ｋＨｚとなる。
同図（４）に示す例では、ゼロ点を信号Ｓ１個置きに２個挿入したときの例を示し、同期信号帯域は１２８ｋＨｚとなる。
さらに、同図（５）の場合には、ゼロ点を信号Ｓ１個置きに３個挿入したときの例を示し、同期信号帯域が９６ｋＨｚになる場合を示している。
このように、ゼロ点の挿入パターンによって同期信号の周波数を調整することができ、ゼロ点の挿入パターンに応じた中心周波数を受信側のバンドパスフィルタ２３２で抽出することによって同期信号の抽出が可能となる。
図７は、図４に示したロールオフフィルタ１４の実施例を示したものである。ロールオフフィルタ１４はトランスバーサルフィルタで構成することができ、遅延回路部１４１と乗算回路１４２のフィルタ係数Ｃ１〜Ｃｎと加算回路１４３とにより構成することができる。
なお、サンプリング間隔Ｔ（１９２ｋＢ）でゼロ点挿入部２に入力される送信信号は、ゼロ点の挿入が行われるため、信号帯域が３８４ｋＢに拡大し、ロールオフフィルタ１４の入力信号となる。
図８は、本実施例の受信側ロールオフフィルタ２２から出力されたベクトル信号がパワー演算部２３１で二乗演算されてパワーが計算されたときのスペクトラムを示した写真である。写真の中央に出ている線スペクトラムが１９２ｋＨｚの同期信号を示している。すなわち、送信側では、定期的にゼロ点を送信しているため、エネルギーはこの区間はゼロであるが、ゼロ点の挿入度合いに応じたパワースペクトラムを抽出することが可能となる。
実施例（３）
図９は、本発明に用いる同期信号抽出部及びＶＣＸＯ型ＰＬＬ回路の別の実施例を示したものである。同図は、図１８の構成に加え、ｃｏｓロールオフフィルタ７０がパワー演算部２３１の前に挿入されている。
このｃｏｓロールオフフィルタ７０の構成は、図１０に示す通りであり、図７に示した送信側のロールオフフィルタ１４と同様に、トランスバーサルフィルタで構成することができ、遅延回路部７０１と乗算回路７０２のフィルタ係数Ｃ１〜Ｃｎと加算回路７０３とにより構成することができる。
送信側で、１９２ｋＢ間隔でゼロ点を挿入した場合には、サンプリング周波数として２倍以上の周波数を必要とする。実際には、処理の容易性から通常、サンプリング周波数を４倍に設定することから、同図では、ロールオフフィルタ２２の出力を４倍の７６８ｋＨｚで演算している。
図１１は、図１０に示したｃｏｓロールオフフィルタ７０のフィルタ特性の一例を示したものであり、この例では、１０ｋＨｚ〜４５０ｋＨｚの電力線搬送通信において、３８ｋＨｚ以下の低域と４２２ｋＨｚの高域の成分をカットしている。このようなｃｏｓロールオフフィルタを使用すれば、雑音の多い低域の成分をカットし、Ｓ／Ｎ比の悪い高域もカットすることが可能であるので、安定した同期信号抽出が可能となる。
上記実施例（１）〜（３）では、タイミング同期の説明を行ったので、以下の実施例（４）及び（５）では、フレーム同期について説明する。
その前提として、まず、フレーム同期における変調単位について図１２を参照して説明する。フレーム同期の場合、マスタフレームがサブフレームを含むようなシステムの場合は、同図（１）に示すマスタフレーム同期信号、同図（２）に示すサブフレーム同期信号、及び、同図（３）に示すタイミング同期信号がある。
この場合、マスタフレームの変調を行うための変調単位として、同図（４）に示すＭ１〜Ｍ３の変調単位が考えられる。
フレーム同期の場合、システムによってはマスタフレームのみの場合、マスタフレームがサブフレームを含む場合、さらには、サブフレームが第二、第三のサブフレーム含む場合等が考えられる。
例えば、マスタフレームのみの場合、変調単位として使用できるのは、Ｍ１またはＭ３であり、Ｍ１を使用する場合、マスタフレームの２フレーム分が必要となる。
また、マスタフレームがサブフレームを含む場合は、サブフレームに相当する変調単位Ｍ２も使用可能である。
なお、以下の実施例の説明においては便宜上、「マスタフレーム」及び「サブフレーム」の単語を使用しているが、本発明におけるフレーム同期は、マスタフレーム同期にもサブフレーム同期にも適用可能であり、両者を区別する必要はない。
実施例（４）
図１３は、本発明をフレーム同期に用いる場合の送信信号の振幅変調の例を示したものである。同図（１）に示すようなマスタフレーム同期信号がある場合、送信信号の振幅変調は、同図（２）に示すサブフレームを変調単位とした振幅変調とする事ができる（振幅変調例（その１））。
このような振幅変調を行うモデムは、図１と同様の構成にすればよい。但し、既に説明したように、このようなフレーム同期の場合、同期信号の位相情報と基準点の位相差が微量にしか現れないため、安定した同期の確立は困難であるものの、実施例（１）と同様にして位相差θを抽出すれば同期の確立は可能である。
また、同図（３）に示す如く、マスタフレームの最後の一部分だけに振幅変調をかけることも可能である（振幅変調例（その２））。同図（３）は、１００％の振幅変調をかけた例を示しており、これは後述する実施例（５）のゼロ点挿入の場合と同じである。
１００％変調に限らず、マスタフレームの最後の一部分だけに振幅変調をかければ、受信側の構成を実施例（５）の場合と同様にすることにより、より安定した同期の確立が可能となる。
実施例（５）
図１４は、本発明をフレーム同期に用いる場合のゼロ点挿入例を示したものである。
同図（１）は、１９２ｋＢで送信される信号を示したものであり、同図（２）は、ゼロ点をフレーム毎に３個挿入した例である。なお、同図ではフレームの信号点が４個しか示されていないが、実際には、６００Ｈｚのフレーム周期の場合、サンプリング周波数３８４ｋＨｚとすると、例えば、信号点６２０個に対してゼロ点２０個の挿入が行われる。
このようなゼロ点挿入を行うモデムは、図４と同様の構成にすればよい。
図１５は、上述したフレーム同期の場合の問題点を解決した、同期信号抽出部及びＶＣＸＯ型ＰＬＬ回路の実施例を示したものである。
同図は、図８に示した同期信号抽出部２３のバンドパスフィルタ２３２の代わりに９０度位相シフト部２３４並びに２つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３５及び２３６を設けたものである。
図１でも説明したように、６００Ｈｚのような低速の同期信号を図９または図１８の構成で抽出しても引込位相空間が狭いため、安定した同期確立は得られないが、図１５の構成によれば、引込位相空間を拡大することができ、安定した同期確立が得られる。
すなわち、同図では、ｃｏｓロールオフフィルタ７０の出力信号のパワー値をパワー演算部２３１が算出し、９０度位相シフト部２３４が９０度位相が異なるパワー値をそれぞれ一定区間におけるパワー値の総和をとるためのＬＦＰ２３５及び２３６に与える。ＬＦＰ２３５及び２３６から出力される互いに９０度位相が異なるパワー値の総和は、ベクトル化回路２３３によって加算されてベクトル化される。
上記ベクトル化について、図１６を用いて説明する。同図（１）は、６００Ｈｚのフレーム同期信号を示しており、同図（２）は、６２０シンボルのデータに対して、２０シンボルのゼロ点を挿入した例を示している。
この場合、パワー演算部２３１が出力する受信信号のパワー値は、同図（３）に示すとおりであるので、ＬＦＰ２３５及び２３６の出力をそれぞれ符号ａ及びｂで表すと、ａ及びｂはそれぞれ互いに９０度位相が異なる区間のパワー値の総和を示し、同図の状態Ｓ１〜Ｓ６に示すような状態が繰り返されることになる。
説明を容易にするため、パワー値の総和をとる区間をゼロ点２０シンボル分に等しく取り、ａとｂの９０度位相差は１０シンボル分に相当しているものとする。また、ａ及びｂの面積（パワー値の総和）の最大値をそれぞれ“１”とする。
この場合、状態Ｓ１（又はＳ６）では、（ａ，ｂ）が（１，１）となっており、状態Ｓ２では（１，０．５）、状態Ｓ３では（０．５，０）、状態Ｓ４では（０，０．５）、そして状態Ｓ５では（０．５，１）となっている。
これを、（ｘ，ｙ）＝（ａ，ｂ）としてｘｙ座標に示すと、同図（４）に示す如く、状態Ｓ１（またはＳ６）に長い時間留まった後、ゼロ点挿入の前後の状態Ｓ２〜Ｓ５で、図示の如く座標点（ｘ，ｙ）＝（ａ，ｂ）が移動する。
このように、ゼロ点が挿入されている区間の前後の変化が状態Ｓ２〜Ｓ５において顕著に現れる。これは、図１（２）に示された狭い引込位相空間が拡大されたことを意味する。従って、ベクトル化回路２３３の出力を予め決めておいた基準点と比較部２４１で比較することにより、位相差θを抽出し、実施例（１）と同様にして同期を確立することができる。
本実施例の場合は、状態変化のない（ｘ，ｙ）＝（１，１）以外の点を基準点として用いる必要がある。
なお、ＬＦＰ２３５及び２３６を用いずに、パワー値の積算値ではなくパワー演算部の出力そのものを９０度位相が異なるパワー値でベクトル化することも可能であるが、この場合、処理速度は速くなるが変動に弱い。ＬＦＰ２３５及び２３６を用いれば、積分効果が得られるため、処理速度は遅くなるが変動に強く、安定する。
以上説明したように、本発明に係る同期方法及び装置によれば、送信側の透過伝送路前段で、同期信号として送信信号点に周期的な振幅変調をかける、あるいはゼロ点を挿入するように構成したので、特定の周波数の伝送が保証されない場合においても受信側で同期を確立することが可能になる。
また、本発明に係る同期方法及び装置によれば、フレーム同期の場合には、上記透過伝送路の受信側で、受信信号のパワー値を計算し、時間軸で互いに９０度位相が異なるパワー値を用いて同期信号をベクトル化するように構成したので、同期信号の周波数が変調速度と比較して極めて低速である場合においても、同期信号の引込位相空間を拡大することができ、安定した同期を確立することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
図１は、引込位相空間を説明するための図である。
図２は、本発明に係る同期方法及び装置をモデムに適用した実施例（１）を示したブロック図である。
図３は、実施例（１）の動作概要を示した図である。
図４は、本発明に係る同期方法及び装置をモデムに適用した実施例（２）を示したブロック図である。
図５は、実施例（２）の動作概要を示した図である。
図６は、本発明によるゼロ点挿入の種々の態様を示した図である。
図７は、図４に用いるロールオフフィルタの構成例を示したブロック図である。
図８は、本発明に用いる同期信号抽出部の観測波形図である。
図９は、本発明に用いる同期信号抽出部及びＶＣＸＯ型ＰＬＬ回路の実施例を示したブロック図である。
図１０は、図９に用いるｃｏｓロールオフフィルタの構成例を示した図である。
図１１は、図１０のｃｏｓロールオフフィルタ特性を示した図である。
図１２は、本発明におけるフレーム同期の変調単位を説明するための図である。
図１３は、本発明をフレーム同期に用いる場合の振幅変調例を示した図である。
図１４は、本発明をフレーム同期に用いる場合のゼロ点挿入例を示した図である。
図１５は、本発明をフレーム同期に用いる場合の同期信号抽出部及びＶＣＸＯ型ＰＬＬ回路の実施例を示したブロック図である。
図１６は、図１５の動作概要を説明するための図である。
図１７は、従来のＱＡＭ方式を適用したモデムのブロック図である。
図１８は、図１７の同期信号抽出部及びＶＣＸＯ型ＰＬＬ回路の詳細な構成例を示したブロック図である。
図１９は、同期信号のベクトル化を説明するための図である。
図２０は、従来のＤＭＴ／ＯＦＤＭ方式を適用したモデムのブロック図である。
図２１は、従来の問題点を説明するための図（その１）である。
図２２は、従来の問題点を説明するための図（その２）である。
符号の説明
１　振幅変調部
２　ゼロ点挿入部
１０，８０，９０　モデム
１１　スクランブラ（ＳＣＲ）
１２　ベクトル和分回路
１３　信号発生部
１４，２２　ロールオフフィルタ（ＲＯＦ）
１５　変調器（ＭＯＤ）
１６，２４４　Ｄ／Ａ変換器
１７，２４２，２３５，２３６　ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１８　送信クロック発生回路（ＴＸ−ＣＬＫ）
１９，２３２　バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
２０　Ａ／Ｄ変換器
２１　復調器（ＤＥＭ）
２３　同期信号抽出部
２４　ＰＬＬ回路
２５　等化器（ＥＱＬ）
２６　キャリア自動位相制御器（ＣＡＰＣ）
２７　判定部（ＤＥＣ）
２８　ベクトル差分演算部
２９　デスクランブラ（ＤＳＣＲ）
３０　受信クロック分配部
３１　ナイキスト伝送路
６１　ＤＭＴ多重部
６２　ＤＭＴ分配部
７０　ｃｏｓロールオフフィルタ
１４１，７０１　遅延回路部
１４２，７０２　乗算回路
１４３，７０３　加算回路
２３１　パワー演算部（ＰＷＲ）
２３３　ベクトル化回路
２４１　比較部
２４３　二次ＰＬＬ回路
２４５　ＶＣＸＯ
２４６　分周器
図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【国際調査報告】
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