(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力する複素シンボル周波数成分生成手段と、
受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この相関値を相関信号として出力する相関値算出手段と、
前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求める逆正接手段と、
を備えたことを特徴とするタイミング再生装置。
【請求項２】
受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力する複素シンボル周波数成分生成手段と、
受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この相関値を相関信号として出力する相関値算出手段と、
前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求める逆正接手段と、
前記相関信号が示すベクトル長を算出するベクトル長算出手段と、
前記ベクトル長と所定の閾値とを比較し、前記ベクトル長が該所定の閾値以上の場合に、バースト信号を検出したことを示すバースト検出情報を出力する比較処理手段と、
を備えたことを特徴とするタイミング再生装置。
【請求項３】
前記複素シンボル周波数成分生成手段は、
前記受信ベースバンド信号のエンベロープ値を求め、この求めたエンベロープ値をエンベロープ信号として出力するエンベロープ検出手段と、
前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力する振幅変化量検出手段と、
を備え、前記エンベロープ信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力することを特徴とする請求項１または２に記載のタイミング再生装置。
【請求項４】
前記複素シンボル周波数成分生成手段は、
前記受信ベースバンド信号を所定数分逓倍し、この逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分散値を求め、この分散値を分散信号として出力する信号分散検出手段と、
前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力する振幅変化量検出手段と、
を備え、前記分散信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力することを特徴とする請求項１または２に記載のタイミング再生装置。
【請求項５】
前記エンベロープ検出手段は、
前記受信ベースバンド信号の同相成分の二乗値と前記受信ベースバンド信号の直交成分の二乗値との和の平方根を前記エンベロープ信号として出力し、
前記振幅変化量検出手段は、
前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、前記ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和の平方根を前記振幅変化量信号として出力することを特徴とする請求項３に記載のタイミング再生装置。
【請求項６】
前記エンベロープ検出手段は、
前記受信ベースバンド信号の同相成分の二乗値と前記受信ベースバンド信号の直交成分の二乗値との和を前記エンベロープ信号として出力し、
前記振幅変化量検出手段は、
前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、前記受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記振幅変化量信号として出力することを特徴とする請求項３に記載のタイミング再生装置。
【請求項７】
前記エンベロープ検出手段は、
前記受信ベースバンド信号の同相成分の絶対値と前記受信ベースバンド信号の直交成分の絶対値との和を前記エンベロープ信号として出力し、
前記振幅変化量検出手段は、
前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の絶対値と、前記受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の絶対値との和を前記振幅変化量信号として出力することを特徴とする請求項３に記載のタイミング再生装置。
【請求項８】
前記エンベロープ検出手段、前記振幅変化量検出手段または前記相関値算出手段は、
前記エンベロープ信号または前記振幅変化量信号のいずれかに重み付けを行い、前記エンベロープ信号と前記振幅変化量信号との振幅を揃える重み付け手段をさらに備えたことを特徴とする請求項３または請求項５〜７のいずれか一つに記載のタイミング再生装置。
【請求項９】
前記信号分散検出手段は、
前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和の平方根を前記分散信号として出力し、
前記振幅変化量検出手段は、
前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和の平方根を前記振幅変化量信号として出力することを特徴とする請求項４に記載のタイミング再生装置。
【請求項１０】
前記信号分散検出手段は、
前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記分散信号として出力し、
前記振幅変化量検出手段は、
前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記振幅変化量信号として出力することを特徴とする請求項４に記載のタイミング再生装置。
【請求項１１】
前記信号分散検出手段は、
前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の絶対値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の絶対値との和を前記分散信号として出力し、
前記振幅変化量検出手段は、
前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の絶対値と、該受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記振幅変化量信号として出力することを特徴とする請求項４に記載のタイミング再生装置。
【請求項１２】
前記信号分散検出手段は、
前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の位相と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の位相との差の絶対値と、２πから該絶対値を減算した値とのうちの大きい値を前記分散信号として出力し、
前記振幅変化量検出手段は、
前記受信ベースバンド信号の位相と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の位相との差の絶対値と、２πから該絶対値を減算した値とのうちの大きい値を前記振幅変化量信号として出力することを特徴とする請求項４に記載のタイミング再生装置。
【請求項１３】
前記信号分散検出手段、前記振幅変化量検出手段または前記相関値算出手段は、
前記分散信号または前記振幅変化量信号のいずれかに重み付けを行い、前記分散信号と前記振幅変化量との振幅を揃える重み付け手段をさらに備えたことを特徴とする請求項４または請求項９〜１２のいずれか一つに記載のタイミング再生装置。
【請求項１４】
無線受信信号を受信するアンテナと、
前記アンテナによって受信した無線受信信号を受信ベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、
前記受信ベースバンド信号をシンボルレートの２倍の速度でサンプリングし、受信ディジタルベースバンド信号として変換出力するＡ／Ｄ変換手段と、
前記受信ディジタルベースバンド信号のエンベロープ値と１／２シンボル間の振幅変化量とを求め、該エンベロープ値と該振幅変化量とを組み合わせた複素シンボル周波数成分と、受信側で生成した自走シンボル周波数信号のコサイン波成分との相関値とをさらに求め、該相関値が示すベクトル角を算出して該受信ディジタルベースバンド信号と自走シンボル周波数信号との位相タイミング誤差を求めるタイミング再生手段と、
前記受信ディジタルベースバンド信号を補間処理し、この補間処理したデータを補間ベースバンド信号として出力するデータ補間手段と、
前記タイミング再生手段が求めた位相タイミング誤差をもとに、前記補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、この抽出したナイキスト点におけるデータを復調データとして出力するデータ判定手段と、
を備えたことを特徴とする復調装置。
【請求項１５】
無線受信信号を受信するアンテナと、
前記アンテナによって受信した無線受信信号を定包絡線化し、この定包絡線化した定包絡線化信号を出力するリミタと、
前記定包絡線化信号を受信ベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、
前記受信ベースバンド信号をシンボルレートの２倍の速度でサンプリングし、受信ディジタルベースバンド信号として変換出力するＡ／Ｄ変換手段と、
前記受信ディジタルベースバンド信号を所定数分逓倍し、この逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分散値と前記受信ディジタルベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量とを求め、該分散値と該振幅変化量とを組み合わせた複素シンボル周波数成分と、受信側で生成した自走シンボル周波数信号のコサイン波成分との相関値をさらに求め、該相関値が示すベクトル角を算出して該受信ディジタルベースバンド信号と自走シンボル周波数信号との位相タイミング誤差を求めるタイミング再生手段と、
前記受信ディジタルベースバンド信号を補間処理し、この補間処理したデータを補間ベースバンド信号として出力するデータ補間手段と、
前記タイミング再生手段が求めた位相タイミング誤差をもとに、前記補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、この抽出したナイキスト点におけるデータを復調データとして出力するデータ判定手段と、
を備えたことを特徴とする復調装置。
【請求項１６】
受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力する複素シンボル周波数成分生成工程と、
受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この相関値を相関信号として出力する相関値算出工程と、
前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求める逆正接工程と、
を含むことを特徴とするタイミング再生方法。
【請求項１７】
受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力する複素シンボル周波数成分生成工程と、
受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この相関値を相関信号として出力する相関値算出工程と、
前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求める逆正接工程と、
前記相関信号が示すベクトル長を算出するベクトル長算出工程と、
前記ベクトル長と所定の閾値とを比較し、前記ベクトル長が該所定の閾値以上の場合に、バースト信号を検出したことを示すバースト検出情報を出力する比較処理工程と、
を含むことを特徴とするタイミング再生方法。
【請求項１８】
前記複素シンボル周波数成分生成工程は、
前記受信ベースバンド信号のエンベロープ値を求め、この求めたエンベロープ値をエンベロープ信号として出力するエンベロープ検出工程と、
前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力する振幅変化量検出工程と、
を含み、前記エンベロープ信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力することを特徴とする請求項１６たは１７に記載のタイミング再生方法。
【請求項１９】
前記複素シンボル周波数成分生成工程は、
前記受信ベースバンド信号を所定数分逓倍し、この逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分散値を求め、この分散値を分散信号として出力する信号分散検出工程と、
前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力する振幅変化量検出工程と、
を含み、前記分散信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力することを特徴とする請求項１６または１７に記載のタイミング再生方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、受信ベースバンド信号の位相タイミング誤差を検出するタイミング再生装置、これを用いた復調装置およびタイミング再生方法に関し、特に広帯域ディジタル無線通信システムに用いられるタイミング再生装置、これを用いた復調装置およびタイミング再生方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年におけるディジタル無線通信システムの進歩は著しい。このディジタル無線通信システムでは、受信側において高速かつ高精度でタイミング位相推定を行う必要がある。このタイミング位相推定に関して、たとえば、特開平６−１４１０４８号公報には、受信ベースバンド信号から求めたエンベロープなどの非線形処理後の信号と、非同期サンプルクロックから生成したシンボル周波数成分との相関をとり、非同期サンプルクロックと受信ベースバンド信号とのタイミング位相を推定する信号検出方式、及びバースト復調装置が記載されている。
【０００３】
図１０は、従来のタイミング再生部を含む復調器を有したディジタル無線通信システムの受信装置の一部構成を示すブロック図である。図１０において、アンテナ１０１は、ＰＳＫ変調されたＲＦ（無線周波数）帯のバースト信号を受信する。周波数変換部１０２は、アンテナ１０１から入力されたＲＦ帯の受信信号をベースバンド帯の信号（受信ベースバンド信号Ｓｂ）に周波数変換する。
【０００４】
Ａ／Ｄ変換部１０３ａは、発振器１０６から出力されるシンボルレートのｎ（ｎ＝２）倍の周波数を有する非同期サンプリングクロックＣＫを用いて、受信ベースバンド信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）でサンプリングし、サンプリングされた受信ベースバンド信号Ｓｂの同相成分を同相データ系列Ｉｉとして出力する。なお、「ｉ」は自然数であり、「Ｔ」はシンボル周期である。また、「τ」はタイミング誤差（−Ｔ／２≦τ＜Ｔ／２）である。同様にして、Ａ／Ｄ変換部１０３ｂは、発振器１０６から出力されるシンボルレートの２倍の周波数を有する非同期サンプリングクロックＣＫを用いて、受信ベースバンド信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）でサンプリングし、サンプリングされた受信ベースバンド信号Ｓｂの直交成分を直交データ系列Ｑｉとして出力する。
【０００５】
タイミング再生部１０４は、同相データ系列Ｉｉと直交データ系列Ｑｉとを用いてタイミング誤差τを算出する。一方、データ補間部１１２は、サンプリング速度が低い場合に用いられ、時間分解能がｎ［サンプル／シンボル］である非同期のサンプリングクロックＣＫによってサンプリングされた同相データ系列Ｉｉと直交データ系列Ｑｉとからなる受信データを、それぞれｎ’（ｎ’＞ｎ）［サンプル／シンボル］の時間分解能をもつ受信データに補間して出力する。データ補間部１１２は、サンプリング速度が高い場合には、補間処理を行わない。
【０００６】
データ判定部１１３は、タイミング再生部１０４から入力されたタイミング誤差τを用いて、データ補間部１１２によって補間された受信データのナイキスト点を抽出し、この抽出したナイキスト点における受信データの判定値を復調データＤ１として出力する。
【０００７】
一方、タイミング再生部１０４のエンベロープ検出部１０５は、同相データ系列Ｉｉと直交データ系列Ｑｉとから、受信ベースバンド信号Ｓｂのエンベロープ（包絡線）を示すエンベロープデータＥｉを次式（１）を用いて出力する。
Ｅｉ＝（（Ｉｉ）2＋（Ｑｉ）2）1/2   …（１）
【０００８】
発振器１０６は、シンボルレートのｎ（ｎ＝２）倍の周波数を有する非同期サンプリングクロックＣＫを出力する。複素正弦波発生部１０７は、非同期サンプリングクロックＣＫを用いて、ｍビットカウンタを動作させ、０から２πまでの値をとるｍビットカウンタ値Ｙｉに基づいて、シンボル周波数ｆs（＝１／Ｔ）のコサイン信号データＣｉと、シンボル周波数ｆｓのサイン信号データＳｉとを出力する。ここで、「ｎ」と「ｍ」との関係は、ｎ＝２mであり、Ｙｉ∈｛０，１，２，３，…，２m−１｝である。すなわち、複素正弦波発生部１０７は、シンボル周波数ｆsのシンボル周波数成分exp［ｊ２πｆsｔ］を生成し、サイン信号データＳｉとコサイン信号データＣｉとは、それぞれ次式（２），（３）として出力される。
Ｃｉ＝cos（Ｙｉ／２m-1）π  …（２）
Ｓｉ＝sin（Ｙｉ／２m-1）π  …（３）
ここで、コサイン信号データＣｉは、シンボル周波数ｆｓのコサイン成分cos（２πｆsｔ）をｎ倍オーバーサンプリングしたデータ系列であり、サイン信号データＳｉは、シンボル周波数ｆsのサイン成分sin（２πｆsｔ）をｎ倍オーバーサンプリングしたデータ系列である。
【０００９】
相関値算出部１０８は、エンベロープ検出部１０５が出力したエンベロープデータＥｉと、複素正弦波発生部１０７が出力したコサイン信号データＣｉおよびサイン信号データＳｉとをそれぞれ次式（４），（５）に示すように乗算し、乗算結果ＭＣｉ，ＭＳｉを求める。
ＭＣｉ＝Ｅｉ×Ｃｉ  …（４）
ＭＳｉ＝Ｅｉ×Ｓｉ  …（５）
【００１０】
さらに、相関値算出部１０８は、乗算結果ＭＣｉ，ＭＳｉを、それぞれＬシンボル時間で平均化した相関信号ＣＩｉ，ＳＩｉをそれぞれ次式（６），（７）にしたがって求めて出力する。
ＣＩi＝（ＭＣi＋ＭＣi-1＋…＋ＭＣi-nL+1）／Ｌ  …（６）
ＳＩi＝（ＭＳi＋ＭＳi-1＋…＋ＭＳi-nL+1）／Ｌ  …（７）
【００１１】
逆正接算出部１０９は、相関信号ＣＩｉ，ＳＩｉのタイミング位相差Δθを次式（８）によって求める。
Δθ＝tan-1（ＳＩｉ／ＣＩｉ）  …（８）
逆正接算出部１０９は、このタイミング位相差Δθをもとにタイミング誤差τを出力する。
【００１２】
タイミング再生部１０４は、バースト信号の受信タイミングが既知の場合、上述した処理を行えばよいが、バースト信号の受信タイミングが不明の状態で、バースト信号のバーストタイミング同期を確立する必要がある時、バースト信号を検出し、この検出した情報をもとにバーストタイミングを確立することができる。この場合、タイミング再生部１０４のベクトル長算出部１１０は、相関値算出部１０８が出力する相関信号ＣＩｉ，ＳＩｉが示すベクトル長Ｖｉを次式（９）によって求め、出力する。
Ｖｉ＝（ＣＩｉ2＋ＳＩｉ2）1/2 …（９）
【００１３】
比較部１１１は、ベクトル長Ｖｉと閾値εとを比較し、ベクトル長Ｖｉが閾値εに比して大きい場合、バースト信号を受信したと判定し、論理「１」の信号検出情報Ｄ２を出力し、ベクトル長Ｖｉが閾値ε以下である場合、無信号受信中と判定し、論理「０」の信号検出情報Ｄ２を出力する。
【００１４】
このようにして、上述したタイミング再生部１０４は、シンボルレートのｎ倍の速度で非同期サンプリングを行い、このサンプリングされた情報を用いてシンボル周波数成分による相関演算を行うことによって、高精度で高速なタイミング位相推定を行うことができる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した非同期サンプリングの速度はシンボルレートの「ｎ」倍としているが、上述した相関値算出部１０８が行う式（４）〜（７）による相関演算を実現するための「ｎ」の下限値は「４」であることから、「ｎ」の値を小さくしてタイミング位相差Δθを算出することができないという問題点があった。
【００１６】
たとえば、ｎ＝４の時に用いるコサイン信号データＣｉは｛１，０，−１，０，…｝、サイン信号データＳｉは｛０，−１，０，−１，…｝となって、ｎ＝４の時の乗算演算は簡単に行うことができるが、ｎ＝２の時のコサイン信号データＣｉは｛１，−１，１，−１，…｝、サイン信号データＳｉは｛０，０，０，０，…｝となり、同相成分側の相関信号ＣＩｉは求まるが、直交成分側の相関信号ＳＩｉは、本来の値を示すことができず、常に「０」となってしまい、タイミング位相差Δθが｛０，π｝の二値となってしまう。この場合、最大±Ｔ／２のタイミング誤差がＣ／Ｎ（キャリア信号対雑音比）の状態に関係なく生じてしまうことになる。
【００１７】
一方、近年では、動画像伝送、大容量データ伝送などを無線回線を介して行う広帯域無線通信システムが注目されている。この広帯域無線通信システムでは、データの伝送速度を、従来の音声通信を主体とした数十ｋｂｐｓ〜数百ｋｂｐｓの速度領域から、数十Ｍｂｐｓ〜数百Ｍｂｐｓの速度領域まで高める必要がある。
【００１８】
ところが、ＣＭＯＳゲートアレイなどを使用するデバイスによっては、復調装置の最高動作速度は数十Ｍｂｐｓ〜数百Ｍｂｐｓであるため、データのサンプリング速度（シンボルレートのｎ倍の速度）が高くなると、サンプリング速度が復調装置の最高動作速度を超えてしまい、上述したタイミング再生動作を行う復調装置を、広帯域無線通信システムに適用できないという問題点があった。
【００１９】
たとえば、データ伝送速度が１００Ｍｂｐｓ、すなわちシンボルレートが５０ＭボーのＱＰＳＫ変調システムの場合であって、ディジタル回路で構成される復調装置を、最高動作速度１５０ＭＨｚのデバイスを用いて実現する場合、ｎ≧４であるため、サンプリング速度の下限値は、５０×４＝２００ＭＨｚとなり、このサンプリング速度は、デバイスの最高動作速度１５０ＭＨｚを超えてしまい、上述したタイミング再生動作を行う復調装置を、広帯域無線通信システムに適用できない。
【００２０】
この発明は上記に鑑みてなされたもので、サンプリング速度の下限値を下げても、従来と同程度の高精度かつ高速なタイミング位相推定動作を行うことができ、その結果復調装置の最高動作速度を相対的に引き上げることができるタイミング再生装置、これを用いた復調装置およびタイミング再生方法を得ることを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、この発明にかかるタイミング再生装置は、受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力する複素シンボル周波数成分生成手段と、受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この相関値を相関信号として出力する相関値算出手段と、前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求める逆正接手段と、を備えたことを特徴とする。
【００２２】
この発明によれば、複素シンボル周波数成分生成手段が、受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力し、相関値算出手段が、受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この相関値を相関信号として出力し、逆正接手段が、前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求め、この位相タイミング誤差をもとにナイキスト点の復調タイミングが得られるようにしている。
【００２３】
つぎの発明にかかるタイミング再生装置は、受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力する複素シンボル周波数成分生成手段と、受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この相関値を相関信号として出力する相関値算出手段と、前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求める逆正接手段と、前記相関信号が示すベクトル長を算出するベクトル長算出手段と、前記ベクトル長と所定の閾値とを比較し、前記ベクトル長が該所定の閾値以上の場合に、バースト信号を検出したことを示すバースト検出情報を出力する比較処理手段と、を備えたことを特徴とする。
【００２４】
この発明によれば、複素シンボル周波数成分生成手段が、受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力し、相関値算出手段が、受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この相関値を相関信号として出力し、逆正接手段が、前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求め、この位相タイミング誤差をもとにナイキスト点の復調タイミングを得るようにするとともに、ベクトル長算出手段が、前記相関信号が示すベクトル長を算出し、比較処理手段が、前記ベクトル長と所定の閾値とを比較し、前記ベクトル長が該所定の閾値以上の場合に、バースト信号を検出したことを示すバースト検出情報を出力し、このバースト検出情報をもとにバーストタイミングの同期を確立するようにしている。
【００２５】
つぎの発明にかかるタイミング再生装置は、上記の発明において、前記複素シンボル周波数成分生成手段は、前記受信ベースバンド信号のエンベロープ値を求め、この求めたエンベロープ値をエンベロープ信号として出力するエンベロープ検出手段と、前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力する振幅変化量検出手段と、を備え、前記エンベロープ信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力することを特徴とする。
【００２６】
この発明によれば、エンベロープ検出手段が、前記受信ベースバンド信号のエンベロープ値を求め、この求めたエンベロープ値をエンベロープ信号として出力し、振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力し、前記複素シンボル周波数成分生成手段が、前記エンベロープ信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力するようにしている。
【００２７】
つぎの発明にかかるタイミング再生装置は、上記の発明において、前記複素シンボル周波数成分生成手段は、前記受信ベースバンド信号を所定数分逓倍し、この逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分散値を求め、この分散値を分散信号として出力する信号分散検出手段と、前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力する振幅変化量検出手段と、を備え、前記分散信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力することを特徴とする。
【００２８】
この発明によれば、信号分散検出手段が、前記受信ベースバンド信号を所定数分逓倍し、この逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分散値を求め、この分散値を分散信号として出力し、振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力し、前記複素シンボル周波数成分生成手段が、前記分散信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力するようにしている。
【００２９】
つぎの発明にかかるタイミング再生装置は、上記の発明において、前記エンベロープ検出手段は、前記受信ベースバンド信号の同相成分の二乗値と前記受信ベースバンド信号の直交成分の二乗値との和の平方根を前記エンベロープ信号として出力し、前記振幅変化量検出手段は、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、前記ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和の平方根を前記振幅変化量信号として出力することを特徴とする。
【００３０】
この発明によれば、前記エンベロープ検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分の二乗値と前記受信ベースバンド信号の直交成分の二乗値との和の平方根を前記エンベロープ信号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、前記ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和の平方根を前記振幅変化量信号として出力するようにしている。
【００３１】
つぎの発明にかかるタイミング再生装置は、上記の発明において、前記エンベロープ検出手段は、前記受信ベースバンド信号の同相成分の二乗値と前記受信ベースバンド信号の直交成分の二乗値との和を前記エンベロープ信号として出力し、前記振幅変化量検出手段は、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、前記受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記振幅変化量信号として出力することを特徴とする。
【００３２】
この発明によれば、前記エンベロープ検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分の二乗値と前記受信ベースバンド信号の直交成分の二乗値との和を前記エンベロープ信号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、前記受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記振幅変化量信号として出力するようにし、複素シンボル周波数成分を形成するエンベロープ信号と振幅変化量信号とを得る際に、平方根演算処理を行わないようにしている。
【００３３】
つぎの発明にかかるタイミング再生装置は、上記の発明において、前記エンベロープ検出手段は、前記受信ベースバンド信号の同相成分の絶対値と前記受信ベースバンド信号の直交成分の絶対値との和を前記エンベロープ信号として出力し、前記振幅変化量検出手段は、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の絶対値と、前記受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の絶対値との和を前記振幅変化量信号として出力することを特徴とする。
【００３４】
この発明によれば、前記エンベロープ検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分の絶対値と前記受信ベースバンド信号の直交成分の絶対値との和を前記エンベロープ信号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の絶対値と、前記受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の絶対値との和を前記振幅変化量信号として出力するようにし、複素シンボル周波数成分を形成するエンベロープ信号と振幅変化量信号とを得る際に、平方根演算処理および二乗演算処理を行わず、加減算処理のみを行うようにしている。
【００３５】
つぎの発明にかかるタイミング再生装置は、上記の発明において、前記エンベロープ検出手段、前記振幅変化量検出手段または前記相関値算出手段は、前記エンベロープ信号または前記振幅変化量信号のいずれかに重み付けを行い、前記エンベロープ信号と前記振幅変化量信号との振幅を揃える重み付け手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００３６】
この発明によれば、前記エンベロープ検出手段、前記振幅変化量検出手段または前記相関値算出手段の重み付け手段が、前記エンベロープ信号または前記振幅変化量信号のいずれかに重み付けを行い、前記エンベロープ信号と前記振幅変化量信号との振幅を揃えるようにしている。
【００３７】
つぎの発明にかかるタイミング再生装置は、上記の発明において、前記信号分散検出手段は、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和の平方根を前記分散信号として出力し、前記振幅変化量検出手段は、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和の平方根を前記振幅変化量信号として出力することを特徴とする。
【００３８】
この発明によれば、前記信号分散検出手段が、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和の平方根を前記分散信号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和の平方根を前記振幅変化量信号として出力するようにしている。
【００３９】
つぎの発明にかかるタイミング再生装置は、上記の発明において、前記信号分散検出手段は、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記分散信号として出力し、前記振幅変化量検出手段は、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記振幅変化量信号として出力することを特徴とする。
【００４０】
この発明によれば、前記信号分散検出手段が、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記分散信号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記振幅変化量信号として出力するようにし、複素シンボル周波数成分を形成する分散信号と振幅変化量信号とを得る際に、平方根演算処理を行わないようにしている。
【００４１】
つぎの発明にかかるタイミング再生装置は、上記の発明において、前記信号分散検出手段は、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の絶対値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の絶対値との和を前記分散信号として出力し、前記振幅変化量検出手段は、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の絶対値と、該受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記振幅変化量信号として出力することを特徴とする。
【００４２】
この発明によれば、前記信号分散検出手段が、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の絶対値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の絶対値との和を前記分散信号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の絶対値と、該受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記振幅変化量信号として出力するようにし、複素シンボル周波数成分を形成する分散信号と振幅変化量信号とを得る際に、平方根演算処理および二乗演算処理を行わず、加減算処理のみを行うようにしている。
【００４３】
つぎの発明にかかるタイミング再生装置は、上記の発明において、前記信号分散検出手段は、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の位相と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の位相との差の絶対値と、２πから該絶対値を減算した値とのうちの大きい値を前記分散信号として出力し、前記振幅変化量検出手段は、前記受信ベースバンド信号の位相と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の位相との差の絶対値と、２πから該絶対値を減算した値とのうちの大きい値を前記振幅変化量信号として出力することを特徴とする。
【００４４】
この発明によれば、前記信号分散検出手段が、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の位相と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の位相との差の絶対値と、２πから該絶対値を減算した値とのうちの大きい値を前記分散信号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の位相と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の位相との差の絶対値と、２πから該絶対値を減算した値とのうちの大きい値を前記振幅変化量信号として出力するようにし、複素シンボル周波数成分を形成する分散信号と振幅変化量信号とを得る際に、平方根演算処理および二乗演算処理を行わず、加減算処理のみを行うようにしている。
【００４５】
つぎの発明にかかるタイミング再生装置は、上記の発明において、前記信号分散検出手段、前記振幅変化量検出手段または前記相関値算出手段は、前記分散信号または前記振幅変化量信号のいずれかに重み付けを行い、前記分散信号と前記振幅変化量との振幅を揃える重み付け手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００４６】
この発明によれば、前記信号分散検出手段、前記振幅変化量検出手段または前記相関値算出手段の重み付け手段が、前記分散信号または前記振幅変化量信号のいずれかに重み付けを行い、前記分散信号と前記振幅変化量との振幅を揃えるようにしている。
【００４７】
つぎの発明にかかる復調装置は、無線受信信号を受信するアンテナと、前記アンテナによって受信した無線受信信号を受信ベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、前記受信ベースバンド信号をシンボルレートの２倍の速度でサンプリングし、受信ディジタルベースバンド信号として変換出力するＡ／Ｄ変換手段と、前記受信ディジタルベースバンド信号のエンベロープ値と１／２シンボル間の振幅変化量とを求め、該エンベロープ値と該振幅変化量とを組み合わせた複素シンボル周波数成分と、受信側で生成した自走シンボル周波数信号のコサイン波成分との相関値とをさらに求め、該相関値が示すベクトル角を算出して該受信ディジタルベースバンド信号と自走シンボル周波数信号との位相タイミング誤差を求めるタイミング再生手段と、前記受信ディジタルベースバンド信号を補間処理し、この補間処理したデータを補間ベースバンド信号として出力するデータ補間手段と、前記タイミング再生手段が求めた位相タイミング誤差をもとに、前記補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、この抽出したナイキスト点におけるデータを復調データとして出力するデータ判定手段と、を備えたことを特徴とする。
【００４８】
この発明によれば、周波数変換手段が、アンテナによって受信した無線受信信号を受信ベースバンド信号に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換手段が、前記受信ベースバンド信号をシンボルレートの２倍の速度でサンプリングし、受信ディジタルベースバンド信号として変換出力し、タイミング再生手段が、前記受信ディジタルベースバンド信号のエンベロープ値と１／２シンボル間の振幅変化量とを求め、該エンベロープ値と該振幅変化量とを組み合わせた複素シンボル周波数成分と、受信側で生成した自走シンボル周波数信号のコサイン波成分との相関値とをさらに求め、該相関値が示すベクトル角を算出して該受信ディジタルベースバンド信号と自走シンボル周波数信号との位相タイミング誤差を求め、データ補間手段が、前記受信ディジタルベースバンド信号を補間処理し、この補間処理したデータを補間ベースバンド信号として出力し、データ判定手段が、前記タイミング再生手段が求めた位相タイミング誤差をもとに、前記補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、この抽出したナイキスト点におけるデータを復調データとして出力するようにしている。
【００４９】
つぎの発明にかかる復調装置は、無線受信信号を受信するアンテナと、前記アンテナによって受信した無線受信信号を定包絡線化し、この定包絡線化した定包絡線化信号を出力するリミタと、前記定包絡線化信号を受信ベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、前記受信ベースバンド信号をシンボルレートの２倍の速度でサンプリングし、受信ディジタルベースバンド信号として変換出力するＡ／Ｄ変換手段と、前記受信ディジタルベースバンド信号を所定数分逓倍し、この逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分散値と前記受信ディジタルベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量とを求め、該分散値と該振幅変化量とを組み合わせた複素シンボル周波数成分と、受信側で生成した自走シンボル周波数信号のコサイン波成分との相関値をさらに求め、該相関値が示すベクトル角を算出して該受信ディジタルベースバンド信号と自走シンボル周波数信号との位相タイミング誤差を求めるタイミング再生手段と、前記受信ディジタルベースバンド信号を補間処理し、この補間処理したデータを補間ベースバンド信号として出力するデータ補間手段と、前記タイミング再生手段が求めた位相タイミング誤差をもとに、前記補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、この抽出したナイキスト点におけるデータを復調データとして出力するデータ判定手段と、を備えたことを特徴とする。
【００５０】
この発明によれば、リミタが、アンテナによって受信した無線受信信号を定包絡線化し、この定包絡線化した定包絡線化信号を出力し、周波数変換手段が、前記定包絡線化信号を受信ベースバンド信号に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換手段が、前記受信ベースバンド信号をシンボルレートの２倍の速度でサンプリングし、受信ディジタルベースバンド信号として変換出力し、タイミング再生手段が、前記受信ディジタルベースバンド信号を所定数分逓倍し、この逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分散値と前記受信ディジタルベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量とを求め、該分散値と該振幅変化量とを組み合わせた複素シンボル周波数成分と、受信側で生成した自走シンボル周波数信号のコサイン波成分との相関値をさらに求め、該相関値が示すベクトル角を算出して該受信ディジタルベースバンド信号と自走シンボル周波数信号との位相タイミング誤差を求め、データ補間手段が、前記受信ディジタルベースバンド信号を補間処理し、この補間処理したデータを補間ベースバンド信号として出力し、データ判定手段が、前記タイミング再生手段が求めた位相タイミング誤差をもとに、前記補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、この抽出したナイキスト点におけるデータを復調データとして出力するようにしている。
【００５１】
つぎの発明にかかるタイミング再生方法は、受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力する複素シンボル周波数成分生成工程と、受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この相関値を相関信号として出力する相関値算出工程と、前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求める逆正接工程と、を含むことを特徴とする。
【００５２】
この発明によれば、複素シンボル周波数成分生成工程によって、受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力し、相関値算出工程によって、受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この相関値を相関信号として出力し、逆正接工程によって、前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求めるようにしている。
【００５３】
つぎの発明にかかるタイミング再生方法は、受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力する複素シンボル周波数成分生成工程と、受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この相関値を相関信号として出力する相関値算出工程と、前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求める逆正接工程と、前記相関信号が示すベクトル長を算出するベクトル長算出工程と、前記ベクトル長と所定の閾値とを比較し、前記ベクトル長が該所定の閾値以上の場合に、バースト信号を検出したことを示すバースト検出情報を出力する比較処理工程と、を含むことを特徴とする。
【００５４】
この発明によれば、複素シンボル周波数成分生成工程によって、受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力し、相関値算出工程によって、受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この相関値を相関信号として出力し、逆正接工程によって、前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求め、ベクトル長算出工程によって、前記相関信号が示すベクトル長を算出し、比較処理工程によって、前記ベクトル長と所定の閾値とを比較し、前記ベクトル長が該所定の閾値以上の場合に、バースト信号を検出したことを示すバースト検出情報を出力するようにしている。
【００５５】
つぎの発明にかかるタイミング再生方法は、上記の発明において、前記複素シンボル周波数成分生成工程は、前記受信ベースバンド信号のエンベロープ値を求め、この求めたエンベロープ値をエンベロープ信号として出力するエンベロープ検出工程と、前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力する振幅変化量検出工程と、を含み、前記エンベロープ信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力することを特徴とする。
【００５６】
この発明によれば、エンベロープ検出工程によって、前記受信ベースバンド信号のエンベロープ値を求め、この求めたエンベロープ値をエンベロープ信号として出力し、振幅変化量検出工程によって、前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力し、前記複素シンボル周波数成分生成工程が、前記エンベロープ信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力するようにしている。
【００５７】
つぎの発明にかかるタイミング再生方法は、上記の発明において、前記複素シンボル周波数成分生成工程は、前記受信ベースバンド信号を所定数分逓倍し、この逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分散値を求め、この分散値を分散信号として出力する信号分散検出工程と、前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力する振幅変化量検出工程と、を含み、前記分散信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力することを特徴とする。
【００５８】
この発明によれば、信号分散検出工程によって、前記受信ベースバンド信号を所定数分逓倍し、この逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分散値を求め、この分散値を分散信号として出力し、振幅変化量検出工程によって、前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力し、前記複素シンボル周波数成分生成工程が、前記分散信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力するようにしている。
【００５９】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照して、この発明にかかるタイミング再生装置、これを用いた復調装置およびタイミング再生方法の好適な実施の形態を詳細に説明する。
【００６０】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１であるタイミング再生装置およびこれを用いた復調装置を有したディジタル無線通信システムの受信装置の一部構成を示すブロック図である。図１において、アンテナ１は、ＰＳＫ変調されたＲＦ（無線周波数）帯のバースト信号を受信する。周波数変換部２は、アンテナ１から入力されたＲＦ帯の受信信号をベースバンド帯の信号（受信ベースバンド信号Ｓｂ）に周波数変換する。
【００６１】
Ａ／Ｄ変換部３ａは、発振器８から出力されるシンボルレートの２倍（ｎ＝２）の周波数を有する非同期サンプリングクロックＣＫを用いて、受信ベースバンド信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）でサンプリングし、サンプリングされた受信ベースバンド信号Ｓｂの同相成分を同相データ系列Ｉｉとして出力する。なお、「ｉ」は自然数であり、「Ｔ」はシンボル周期である。また。「τ」はタイミング誤差（−Ｔ／２≦τ＜Ｔ／２）である。同様にして、Ａ／Ｄ変換部３ｂは、発振器８から出力されるシンボルレートの２倍の周波数を有する非同期サンプリングクロックＣＫを用いて、受信ベースバンド信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）でサンプリングし、サンプリングされた受信ベースバンド信号Ｓｂの直交成分を直交データ系列Ｑｉとして出力する。
【００６２】
タイミング再生部４は、同相データ系列Ｉｉと直交データ系列Ｑｉとを用いてタイミング誤差τを算出する。一方、データ補間部１４は、サンプリング速度が低い場合に用いられ、時間分解能が２［サンプル／シンボル］である非同期のサンプリングクロックＣＫによってサンプリングされた同相データ系列Ｉｉと直交データ系列Ｑｉとからなる受信データを、それぞれｎ’（ｎ’＞２）［サンプル／シンボル］の時間分解能をもつ受信データに補間して出力する。データ補間部１４は、サンプリング速度が高い場合には、補間処理を行わない。
【００６３】
データ判定部１５は、タイミング再生部４から入力されたタイミング誤差τを用いて、データ補間部１４によって補間された受信データのナイキスト点を抽出し、この抽出したナイキスト点における受信データの判定値を復調データＤ１として出力する。
【００６４】
一方、タイミング再生部４は送信複素シンボル周波数生成部５を有し、送信複素シンボル周波数生成部５は、エンベロープ検出部６と振幅変化量検出部７とを有する。エンベロープ検出部６は、同相データ系列Ｉｉ（同相信号Ｉ（ｔ））と直交データ系列Ｑｉ（直交信号Ｑ（ｔ））とから、受信ベースバンド信号Ｓｂのエンベロープ（包絡線）を示すエンベロープ信号Ｅ（ｔ）を次式（１０）を用いて出力する。
Ｅ（ｔ）＝（Ｉ（ｔ）2＋Ｑ（ｔ）2）1/2   …（１０）
【００６５】
また、振幅変化量検出部７は、同相データ系列Ｉｉと直交データ系列Ｑｉとから、次式（１１）を用いて、受信ベースバンド信号Ｓｂの振幅変化量信号Ｄ（ｔ）を算出して出力する。
Ｄ(ｔ)＝((Ｉ(ｔ)−Ｉ(ｔ−Ｔ／２)）2＋(Ｑ(ｔ)−Ｑ(ｔ−Ｔ／２))2)1/2…（１１）
【００６６】
エンベロープ信号Ｅ（ｔ）と振幅変化量信号Ｄ（ｔ）とは、いずれもシンボル周波数成分ｆsを有する。しかも、エンベロープ信号Ｅ（ｔ）と振幅変化量信号Ｄ（ｔ）との位相差は、常にπ／２である。タイミング再生部４は、これらの特性を用いて、シンボルレートの２倍（ｎ＝２）のサンプリング速度で、従来と同程度に、高精度でかつ高速なタイミング位相推定を行う。
【００６７】
ここで、受信ベースバンド信号Ｓｂが、タイミング再生用のプリアンブルパターンとして広く用いられている「０π」変調信号である場合を例にとって説明する。図２は、キャリア位相が４５［deg］のときの「０π」変調信号の波形図である。図２において、横軸は、シンボルを単位とする時間を示し、ナイキスト点時刻ｔｎは、ｔｎ＝ｉＴ（ｉ＝０，１，２，３，…）である。上述したように「Ｔ」はシンボル周期である。また、縦軸は、受信ベースバンド信号の包絡線レベルで正規化した場合の振幅を示している。したがって、この「０π」変調信号は、図３に示すように、直交座標系において、原点対称の遷移を１シンボル毎に行う。
【００６８】
この「０π」変調信号に対して、式（１０）の演算を施すと、図４に示すエンベロープ信号Ｅ（ｔ）が得られる。エンベロープ信号Ｅ（ｔ）は、ナイキスト点時刻ｔｎ＝ｉＴにおいて、最大値を示し、時刻ｔ＝ｉＴ＋Ｔ／２において最小値を示す。一方、この「０π」変調信号に対して、式（１１）の演算を施すと、図４に示す振幅変化量信号Ｄ（ｔ）が得られる。エンベロープの変化量は、時刻ｔ＝ｉＴ＋Ｔ／４と時刻ｔ＝ｉＴ＋３Ｔ／４とで最大となり、時刻ｔ＝ｉＴ＋３Ｔ／４と時刻ｔ＝ｉＴ＋５Ｔ／４とで最小となる。したがって、振幅変化量信号Ｄ（ｔ）は、時刻ｔ＝ｉＴ＋３Ｔ／４において最大値をとり、時刻ｔ＝ｉＴ＋Ｔ／４において最小値をとる信号となる。
【００６９】
ここで、ナイキスト点において包絡線レベルを「Ｅ」とすると、エンベロープ信号Ｅ（ｔ）および振幅変化量信号Ｄ（ｔ）は、それぞれ次式（１２），（１３）に示す信号成分Ｅs（ｔ），Ｄs（ｔ）を有する。
Ｅs（ｔ）＝(Ｅ／２)cos(２πｆsｔ)＋Ｅ／２                …（１２）
Ｄs（ｔ）＝−(√(２)Ｅ／２)sin(２πｆsｔ)＋√(２)Ｅ／２  …（１３）
【００７０】
信号成分Ｅs（ｔ），Ｄs（ｔ）の振幅比は、Ｅs（ｔ）：Ｄs（ｔ）＝１：√(２)であるため、振幅変化量信号Ｄ（ｔ）に１／√(２)の重み付けを与えると、重み付けされた振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）は、次式（１４）のように表すことができる。
ＤＷ（ｔ）＝Ｄ（ｔ）／√(２) …（１４）
この重み付けを行うことによって振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）の振幅成分と、エンベロープ信号Ｅ（ｔ）の振幅成分とは、図５に示すように等しくなる。この時の振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）の信号成分ＤＷs（ｔ）は、次式（１５）に示すようになる。
ＤＷs（ｔ）＝−(Ｅ／２)sin(２πｆsｔ)＋Ｅ／２  …（１５）
【００７１】
一方、これらのシンボル周波数成分、すなわち信号成分Ｅs（ｔ），ＤＷs（ｔ）を有するエンベロープ信号Ｅ（ｔ）と振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）とは、コサイン、サインの関係が成立していることから、エンベロープ信号Ｅ（ｔ）を同相成分とし、振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）を直交成分とした複素信号Ｓ（ｔ）＝Ｅ（ｔ）＋ｊＤＷ（ｔ）によって表現すると、複素信号Ｓ（ｔ）は、送信側のシンボル周波数成分exp［−ｊ（２πｆsｔ）］を有する。
【００７２】
なお、「０π」変調信号に限らず、たとえばＱＰＳＫ変調されたランダムパターンの受信ベースバンド信号Ｓｂ受信時において、エンベロープ信号Ｅ（ｔ）と振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）とは、それぞれシンボル周波数成分を有する。たとえば、図６は、キャリア位相が４５［deg］のときのＱＰＳＫ変調されたランダムパターンの受信ベースバンド信号Ｓｂの一例を示す波形図であり、図７は、図６に示したランダムパターンの受信ベースバンド信号Ｓｂから生成されたエンベロープ信号Ｅ（ｔ）と振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）とを示す波形図である。
【００７３】
図７に示したエンベロープ信号Ｅ（ｔ）と振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）とに含まれるシンボル周波数成分の有無は、直ちに判別することができないが、図７に示したエンベロープ信号Ｅ（ｔ）と振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）と、次式（１６），（１７）を用いて各シンボル周期毎の振幅値を平均化することによって、シンボル周波数成分が含まれることがわかる。
【数１】
0003792098.tif 000002
【００７４】
図８は、図７に示したエンベロープ信号Ｅ（ｔ）と振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）とのそれぞれに式（１６），（１７）を施した信号ＭＥ（τ）と信号ＭＤＷ（τ）とを示す波形図である。図８に示した信号ＭＥ（τ）と信号ＭＤＷ（τ）とはそれぞれＮ＝５０（シンボル）として平均化した結果を示している。この結果、各信号ＭＥ（ｔ），ＭＤＷ（ｔ）は、シンボル周波数成分を有し、位相差もπ／２であることがわかる。したがって、ＱＰＳＫ変調されたランダムパターンの受信ベースバンド信号Ｓｂを受信する場合であっても、「０π」変調信号と同様に、１シンボルを周期とするコサイン、サイン特性をもったシンボル周波数成分を有することがわかる。すなわち、ＱＰＳＫ変調されたランダムパターンの受信ベースバンド信号Ｓｂの複素信号Ｓ（ｔ）＝Ｅ（ｔ）＋ｊＤＷ（ｔ）も、送信側のシンボル周波数成分exp［−ｊ（２πｆsｔ）］を有する。
【００７５】
エンベロープ検出部６はエンベロープ信号Ｅ（ｔ）を出力し、振幅変化量検出部７は振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）を出力することによって、送信複素シンボル周波数生成部５は、送信側複素シンボル周波数成分を有する複素信号Ｓ（ｔ）＝Ｅ（ｔ）＋ｊＤＷ（ｔ）を相関値算出部１０に出力する。
【００７６】
相関値算出部１０は、エンベロープ信号Ｅ（ｔ）と振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）とからなる複素信号Ｓ（ｔ）と、非同期サンプリングクロックＣＫに同期したコサイン波Ｃ（ｔ）＝cos（２πｆsｔ＋Δθ）との相関演算を次式（１８）によって行い、相関値ＳＭ（Ｎ）を求める。なお、タイミング位相差Δθは、ナイキスト点と、非同期サンプリングクロックＣＫとの位相差である。
【数２】
0003792098.tif 000003
【００７７】
逆正接算出部１１は、相関値ＳＭ（Ｎ）の示すベクトル角Δθを求め、このベクトル角Δθからタイミング誤差τをデータ判定部１５に出力する。また、ベクトル長算出部１２は、相関値ＳＭ（Ｎ）が示すベクトル長Ｖｉを求める。比較部１３は、ベクトル長Ｖｉと閾値εとを比較し、ベクトル長Ｖｉが閾値εに比して大きい場合、バースト信号を受信したと判定し、論理「１」の信号検出情報Ｄ２を出力し、ベクトル長Ｖｉが閾値ε以下である場合、無信号受信中と判定し、論理「０」の信号検出情報Ｄ２を出力する。
【００７８】
なお、上述した説明は、時間軸上における連続的な信号処理として説明したが、次に、非同期サンプリングクロックＣＫがシンボルレートの２倍（ｎ＝２）とした場合における離散的な信号処理について具体的に説明する。
【００７９】
まず、Ａ／Ｄ変換器３ａは、発振器８から出力されるシンボルレートの２倍（ｎ＝２）の周波数を有する非同期サンプリングクロックＣＫを用いて、受信ベースバンド信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）でサンプリングし、サンプリングされた受信ベースバンド信号Ｓｂの同相成分を同相データ系列Ｉｉとして出力する。同様にして、Ａ／Ｄ変換部３ｂは、発振器８から出力されるシンボルレートの２倍の周波数を有する非同期サンプリングクロックＣＫを用いて、受信ベースバンド信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）でサンプリングし、サンプリングされた受信ベースバンド信号Ｓｂの直交成分を直交データ系列Ｑｉとして出力する。
【００８０】
エンベロープ検出部６は、同相データ系列Ｉｉと直交データ系列Ｑｉとから、受信ベースバンド信号Ｓｂのエンベロープ（包絡線）を示すエンベロープデータ系列Ｅiを次式（１９）を用いて出力する。
Ｅi＝（（Ｉi）2＋（Ｑi）2）1/2   …（１９）
【００８１】
また、振幅変化量検出部７は、同相データ系列Ｉｉと直交データ系列Ｑｉとから、次式（２０）を用いて、受信ベースバンド信号Ｓｂの変化量を検出し、振幅変化量データ系列Ｄiとして出力する。
Ｄi＝((Ｉi−Ｉi-1）2＋(Ｑi−Ｑi-1)2)1/2 …（２０）
【００８２】
さらに、振幅変化量検出部７は、必要に応じて振幅変化量データ系列Ｄiに重み付け値αを次式（２１）に示すように重み付けし、重み付けされた振幅変化量データ系列ＤＷiとして出力する。
ＤＷi＝α・ＤＩi …（２１）
この重み付けによって、エンベロープデータ系列Ｅiと振幅変化量データ系列Ｄiとの各データ系列が示す振幅値を揃えることができる。たとえば、振幅変化量検出部７は、重み付け値αを「１／√(２)」とする重み付けを行って出力する。なお、この重み付けを行わない場合は、振幅変化量データ系列ＤＷiは、振幅変化量データ系列Ｄiに等しくなる。また、この重み付けを行わない場合には、タイミング位相推定の誤差は増大するが、この重み付けのための処理および回路を設けなくてもよいので、タイミング再生部４が行う演算処理および回路規模を低減できることになる。
【００８３】
なお、式（２１）を用いる場合、振幅変化量検出部７が、振幅変化量データ系列Ｄiの振幅値に揃うように、エンベロープデータ系列Ｅiの振幅値に重み付け値αを乗算しているが、逆にエンベロープ検出部６が、エンベロープデータ系列Ｅiに揃うように、振幅変化量データ系列Ｄiの振幅値に重み付け値αを乗算するようにしてもよい。さらに、エンベロープ検出部６または振幅変化量検出部７が重み付けの処理を行うのではなく、相関値算出部１０側において重み付けの処理を行うようにしてもよい。
【００８４】
ところで、式（１９），（２０）を用いたエンベロープ検出部６および振幅変化量検出部７の処理では、それぞれ二乗演算処理および平方根演算処理を行うようにしているが、それぞれ次式（２２），（２３）に示すように、二乗演算処理のみによって、工学的に等価なエンベロープデータ系列Ｅiおよび振振幅変化量データ系列Ｄiを求めるようにしてもよい。
Ｅi＝（Ｉi）2＋（Ｑi）2   …（２２）
Ｄi＝(Ｉi−Ｉi-1）2＋(Ｑi−Ｑi-1)2 …（２３）
【００８５】
さらに、エンベロープ検出部６および振幅変化量検出部７は、それぞれ次式（２４），（２５）に示すように、それぞれ加減算処理のみによって、工学的に等価なエンベロープデータ系列Ｅiおよび振振幅変化量データ系列Ｄiを求めるようにしてもよい。
Ｅi＝｜Ｉi｜＋｜Ｑi｜    …（２４）
Ｄi＝｜Ｉi−Ｉi-1｜＋｜Ｑi−Ｑi-1｜  …（２５）
【００８６】
発振器８は、シンボルレートのｎ（ｎ＝２）倍の周波数を有する非同期サンプリングクロックＣＫを出力する。コサイン波発生部９は、発振器８から出力される非同期サンプリングクロックＣＫを分周し、周波数がシンボル周波数ｆs（＝１／Ｔ）であるコサイン波データ系列Ｃiを次式（２６）によって出力する。
0003792098.tif 000004
【００８７】
相関値算出部１０は、エンベロープデータ系列Ｅiおよび振振幅変化量データ系列Ｄiに対してそれぞれコサイン波データ系列Ｃiを次式（２７），（２８）に示すように乗算処理し、それぞれ乗算データ系列ＸＥi，ＸＤiを求める。
ＸＥi＝Ｅi×Ｃi …（２７）
ＸＤi＝Ｄi×Ｃi …（２８）
【００８８】
相関値算出部１０は、乗算データ系列ＸＥi，ＸＤiをそれぞれ平均化し、送信側の複素シンボル周波数成分である複素データ系列（Ｅi−ｊＤi）と、受信側のコサイン波データ系列Ｃiとの相関を求める。この平均化処理は、たとえばＦＩＲフィルタや、ＩＩＲフィルタを用いて実現することができる。
【００８９】
ＦＩＲフィルタを用いた場合の相関データ系列ＳＭi＝（ＣＩi，ＳＩi）は、次式（２９），（３０）によって求める。なお、「Ｎ」は、ＦＩＲフィルタの時定数を決定するパラメータである。ここで、パラメータ「Ｎ」の値が大きい程、時定数は大きくなる。
【数３】
0003792098.tif 000005
【００９０】
一方、ＩＩＲフィルタを用いた場合の相関データ系列ＳＭi＝（ＣＩi，ＳＩi）は、次式（３１），（３２）によって求める。なお、「β」は、忘却係数であり、１未満の値であって、ＩＩＲフィルタの時定数を決定するパラメータである。ここで、パラメータ「β」の値が大きい程、時定数は大きくなる。
【数４】
0003792098.tif 000006
【００９１】
逆正接算出部１１は、相関データ系列ＳＭi＝（ＣＩi，ＳＩi）のベクトル角Δθを次式（３３）によって求める。
Δθ＝tan-1（ＳＩi／ＣＩi）  …（３３）
さらに、逆正接算出部１１は、このベクトル角Δθをもとにタイミング誤差τを求めて出力する。
【００９２】
タイミング再生部４は、バースト信号の受信タイミングが既知の場合、上述した処理を行えばよいが、バースト信号の受信タイミングが不明の状態で、バースト信号のバーストタイミング同期を確立する必要がある時、バースト信号を検出し、この検出した情報をもとにバーストタイミングを確立することができる。この場合、タイミング再生部４のベクトル長算出部１２は、相関値算出部１０が出力する相関データ系列ＳＭi＝（ＣＩi，ＳＩi）が示すベクトル長Ｖiを次式（３４）によって求め、出力する。
Ｖi＝（ＣＩi2＋ＳＩi2）1/2 …（３４）
【００９３】
比較部１３は、ベクトル長Ｖiと閾値εとを比較し、ベクトル長Ｖiが閾値εに比して大きい場合、バースト信号を受信したと判定し、論理「１」の信号検出情報Ｄ２を出力し、ベクトル長Ｖiが閾値ε以下である場合、無信号受信中と判定し、論理「０」の信号検出情報Ｄ２を出力する。
【００９４】
なお、上述した実施の形態１では、非同期サンプリングクロックＣＫによるサンプリング速度を、シンボルレートの２倍（ｎ＝２）として説明したが、ｎ≧２を満たすサンプリング速度であればよい。
【００９５】
また、実施の形態１では、受信ベースバンド信号Ｓｂを、「０π」変調信号あるいはＱＰＳＫ変調されたランダムパターンの信号として説明したが、受信ベースバンド信号Ｓｂのエンベロープと複素平面上における受信ベースバンド信号Ｓｂの変化量とが、いずれも平均的にシンボル周期で増減を繰り返す特性を有し、かつこの増減を繰り返すエンベロープと受信ベースバンド信号Ｓｂの変化量との位相関係が、（コサイン，サイン）あるいは（コサイン，−サイン）の関係を満たす受信ベースバンド信号Ｓｂであればよい。たとえば、ＢＰＳＫ変調信号あるいはπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号などの受信ベースバンド信号Ｓｂであればよい。
【００９６】
この実施の形態１によれば、シンボルレートの２倍のサンプリング速度でサンプリングされたディジタル信号であっても、エンベロープ検出部６が出力したエンベロープ信号Ｅ（ｔ）（エンベロープデータ系列Ｅi）および振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）（振振幅変化量データ系列Ｄi）を用いて、シンボルレートの４倍以上のサンプリング速度でサンプリングした場合と同程度に、高速なタイミング位相引き込みを行うことができるとともに、位相引き込み後の位相ジッタを低減することができる。また、「０π」変調信号のようなプリアンブル信号のみならず、ランダムパターン信号であっても、シンボルレートの２倍のサンプリング速度で、高速なタイミング位相引き込みと低位相ジッタとを実現することができる。
【００９７】
また、シンボルレートの２倍のサンプリング速度で受信ベースバンド信号をサンプリングするのみでよいので、シンボルレートの４倍以上のサンプリング速度で受信ベースバンド信号をサンプリングする従来のタイミング再生装置あるいはこれを用いた復調装置に比して、データ伝送速度を相対的に高めることができ、広帯域無線通信システムが要求するデータ伝送速度を満足させることができる。
【００９８】
しかも、実施の形態１におけるタイミング再生装置あるいはこれを用いた復調装置におけるＡ／Ｄ変換器のサンプリング速度あるいは復調装置内の動作速度は従来の１／２でよいため、広帯域無線通信システムの低消費電力化および低価格化を実現することができる。ここで、低価格化とは、タイミング再生装置あるいはこれを用いた復調装置の作製にかかる時間、労力、各部品のコストとを削減することができることを意味する。この低消費電力化および低価格化の実現は、たとえばサンプリング速度の上限が低い安価なＡ／Ｄ変換器を用いることができ、また動作速度の上限が高いＥＣＬに代わって動作速度の上限が低いＣＭＯＳなどのデバイスを用いて復調装置などを実現することができるからである。
【００９９】
また、この実施の形態１では、シンボルレートの２倍の速度で受信ベースバンド信号をサンプリングしたデータであっても、ベクトル長算出部１２および比較部１３が、バースト信号の検出を行い、これによってバーストタイミングの確立を行うようにしている。
【０１００】
実施の形態２．
つぎに、この発明の実施の形態２について説明する。上述した実施の形態１では、タイミング再生部４に入力される信号が、ＡＧＣ（自動利得制御：Automatic Gain Control）増幅器によって線形的にレベル制御されていることを前提としていたが、この実施の形態２では、タイミング再生部４に入力される信号が、ＡＧＣ増幅器によって線形的にレベル制御されていても、リミタ増幅器によって一定レベルに非線形増幅されているものであっても、タイミング誤差を推定できるようにしている。
【０１０１】
すなわち、実施の形態１では、受信ベースバンド信号のエンベロープと振幅変化量とを用いてタイミング誤差τを求めていたが、安価なリミタ増幅器によって一定レベルに非線形増幅するハードリミティングされた信号である場合、エンベロープは一定値を示し、図４で示したようなシンボル周期の変動は規則的に生じないため、タイミング再生部４は、正常なタイミング誤差を推定することができなくなってしまう。この実施の形態２では、リミタ増幅器などを用いた場合であっても、タイミング再生部４が正常なタイミング誤差を推定できるようにしている。
【０１０２】
図９は、この発明の実施の形態２であるタイミング再生装置およびこれを用いた復調装置を有したディジタル無線通信システムの受信装置の一部構成を示すブロック図である。図１において、この受信装置では、周波数変換部２の前段にリミタ部２１をさらに設け、タイミング再生部４内のエンベロープ検出部６に代わって信号分散検出部２２を設け、その他の構成は図１に示した受信装置と同じであり、同一構成部分には同一符号を付している。
【０１０３】
図９において、アンテナ１は、ＰＳＫ変調されたＲＦ（無線周波数）帯のバースト信号を受信する。リミタ部２１は、アンテナ１から入力されたＲＦ帯の受信信号を非線形増幅し、受信信号を一定レベルにハードリミティングし、定包絡線化された受信信号を周波数変換部２に出力する。周波数変換部２は、定包絡線化された受信信号をベースバンド信号Ｓｂに周波数変換する。なお、リミタ部２１は、周波数変換部２の前段に設けられているが、周波数変換部２内部において、ＲＦ帯の受信信号をベースバンド帯の受信信号に変換する際、一旦、中間周波数（ＩＦ）帯の受信信号に変換する場合、リミタ部２１を周波数変換部２内に設け、このＩＦ帯の受信信号を一定レベルにハードリミティングし、定包絡線化したＩＦ帯の受信信号を生成するようにしてもよい。
【０１０４】
Ａ／Ｄ変換部３ａは、発振器８から出力されるシンボルレートの２倍（ｎ＝２）の周波数を有する非同期サンプリングクロックＣＫを用いて、受信ベースバンド信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）でサンプリングし、サンプリングされた受信ベースバンド信号Ｓｂの同相成分を同相データ系列Ｉｉとして出力する。同様にして、Ａ／Ｄ変換部３ｂは、発振器８から出力されるシンボルレートの２倍の周波数を有する非同期サンプリングクロックＣＫを用いて、受信ベースバンド信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）でサンプリングし、サンプリングされた受信ベースバンド信号Ｓｂの直交成分を直交データ系列Ｑｉとして出力する。
【０１０５】
タイミング再生部４は、同相データ系列Ｉｉと直交データ系列Ｑｉとを用いてタイミング誤差τを算出する。一方、データ補間部１４は、サンプリング速度が低い場合に用いられ、時間分解能が２［サンプル／シンボル］である非同期のサンプリングクロックＣＫによってサンプリングされた同相データ系列Ｉｉと直交データ系列Ｑｉとからなる受信データを、それぞれｎ’（ｎ’＞２）［サンプル／シンボル］の時間分解能をもつ受信データに補間して出力する。データ補間部１４は、サンプリング速度が高い場合には、補間処理を行わない。
【０１０６】
データ判定部１５は、タイミング再生部４から入力されたタイミング誤差τを用いて、データ補間部１４によって補間された受信データのナイキスト点を抽出し、この抽出したナイキスト点における受信データの判定値を復調データＤ１として出力する。
【０１０７】
一方、タイミング再生部４は送信複素シンボル周波数生成部５を有し、送信複素シンボル周波数生成部５は、信号分散検出部２２と振幅変化量検出部７とを有する。信号分散検出部２２は、受信ベースバンド信号Ｓｂが２m値ＰＳＫ変調されたベースバンド信号である場合、同相信号Ｉ（ｔ）および直交信号Ｑ（ｔ）を次式（３５），（３６）に示すように２m逓倍した信号Ｉｍ（ｔ），Ｑｍ（ｔ）を生成する。
Ｉｍ（ｔ）＝(Ｉ(ｔ)2＋Ｑ(ｔ)2)1/2cosθｍ(ｔ) …（３５）
Ｑｍ（ｔ）＝(Ｉ(ｔ)2＋Ｑ(ｔ)2)1/2sinθｍ(ｔ) …（３６）
ここで、θｍ（ｔ）は、
θｍ（ｔ）＝２m×tan-1(Ｑ(ｔ)／Ｉ(ｔ))  mod ２π    …（３７）
である。
【０１０８】
この場合、２m逓倍した信号Ｉｍ（ｔ），Ｑｍ（ｔ）は、雑音成分を考えなければ、受信信号がランダムパターンであっても、プリアンブルなどの固定パターンであっても、ナイキスト点時刻ｔｎでは、常に複素平面上の一点に収束する。また、ナイキスト点時刻ｔｎ以外では、複素平面上の一点に収束するとは限らず、ナイキスト点時刻ｔｎから離れていくに従って、点の分散は広がっていき、ナイキスト点時刻ｔｎからＴ／２の時刻で分散は最大となる。この収束、分散の性質は、受信信号がリミタ部２１によって定包絡線化された場合でも成立する。
【０１０９】
したがって、信号分散検出部２２は、２m逓倍した信号Ｉｍ（ｔ），Ｑｍ（ｔ）の１シンボル間の変化量をもとに次式（３８）を用いて、上述した分散を示す分散信号Ｂ（ｔ）を求める。
Ｂ（ｔ）＝((Ｉｍ(ｔ)−Ｉｍ(ｔ−Ｔ))2＋((Ｑｍ(ｔ)−Ｑｍ(ｔ−Ｔ))2)1/2…（３８）
【０１１０】
分散信号Ｂ（ｔ）は、平均的にナイキスト点時刻ｔｎにおいて「０」を示し、ナイキスト点時刻ｔｎからＴ／２の時刻において最大値を示す。この分散特性は、エンベロープ信号Ｅ（ｔ）と異なり、受信信号がリミタ部２１によって定包絡線化された場合であっても、維持される。
【０１１１】
すなわち、分散信号Ｂ（ｔ）は、平均的に次式（３９）に示す信号成分Ｂｓ（ｔ）を有する。
Ｂｓ（ｔ）＝−（Ａｘ／２）cos（２πｆsｔ）＋Ａｘ／２  …（３９）
ここで、「Ａｘ／２」は、振幅値であり、変調方式や、受信するデータパターンによってその値が異なる。なお、信号成分Ｂｓ（ｔ）の位相と、エンベロープ信号Ｅ（ｔ）に含まれるシンボル周波数成分である信号成分Ｅs（ｔ）の位相との関係は、πラジアンずれた関係となる。
【０１１２】
したがって、分散信号Ｂ（ｔ）と、振幅変化量検出部７から出力され、この分散信号Ｂ（ｔ）との振幅を揃えるように重み付けされた振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）とを組み合わせた、次式（４０）に示す複素信号Ｓ2（ｔ）を生成すると、複素信号Ｓ2（ｔ）は、送信側のシンボル周波数成分exp（ｊ（２πｆsｔ＋π））を有する。
Ｓ2（ｔ）＝Ｂ（ｔ）＋ｊＤＷ（ｔ）  …（４０）
【０１１３】
相関値算出部１０は、複素信号Ｓ2（ｔ）と、コサイン波発生部９から出力され、受信側の非同期サンプリングクロックＣＫに同期したコサイン波Ｃ（ｔ）＝cos（２πｆsｔ＋Δθ）との相関演算を次式（４１）によって行い、相関値ＳＭ2（Ｎ）を求める。なお、タイミング位相差Δθは、ナイキスト点と、非同期サンプリングクロックＣＫとの位相差である。
【数５】
0003792098.tif 000007
【０１１４】
逆正接算出部１１は、相関値ＳＭ2（Ｎ）の示すベクトル角Δθを求め、このベクトル角Δθからタイミング誤差τをデータ判定部１５に出力する。また、ベクトル長算出部１２は、相関値ＳＭ2（Ｎ）が示すベクトル長Ｖｉを求める。比較部１３は、ベクトル長Ｖｉと閾値εとを比較し、ベクトル長Ｖｉが閾値εに比して大きい場合、バースト信号を受信したと判定し、論理「１」の信号検出情報Ｄ２を出力し、ベクトル長Ｖｉが閾値ε以下である場合、無信号受信中と判定し、論理「０」の信号検出情報Ｄ２を出力する。
【０１１５】
なお、上述した説明は、時間軸上における連続的な信号処理として説明したが、次に、非同期サンプリングクロックＣＫがシンボルレートの２倍（ｎ＝２）とした場合における離散的な信号処理について具体的に説明する。
【０１１６】
まず、Ａ／Ｄ変換器３ａは、発振器８から出力されるシンボルレートの２倍（ｎ＝２）の周波数を有する非同期サンプリングクロックＣＫを用いて、受信ベースバンド信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）でサンプリングし、サンプリングされた受信ベースバンド信号Ｓｂの同相成分を同相データ系列Ｉｉとして出力する。同様にして、Ａ／Ｄ変換部３ｂは、発振器８から出力されるシンボルレートの２倍の周波数を有する非同期サンプリングクロックＣＫを用いて、受信ベースバンド信号Ｓｂを、時刻ｔ（＝τ＋ｉＴ／２）でサンプリングし、サンプリングされた受信ベースバンド信号Ｓｂの直交成分を直交データ系列Ｑｉとして出力する。
【０１１７】
信号分散検出部２２は、同相データ系列Ｉｉと直交データ系列Ｑｉとをそれぞれ次式（４２），（４３）によって２m逓倍したデータ系列Ｉｍi，Ｑｍiを求める。
Ｉｍi＝（（Ｉi）2＋（Ｑi）2）1/2cosθｍi …（４２）
Ｑｍi＝（（Ｉi）2＋（Ｑi）2）1/2sinθｍi …（４３）
ここで、θｍiは、
θｍi＝２m×tan-1(Ｑi／Ｉi)  mod  ２π    …（４４）
である。
さらに、信号分散検出部２２は、２m逓倍したデータ系列Ｉｍi，Ｑｍiを用い、次式（４５）によって分散検出データ系列Ｂiを求め、相関値算出部１０に出力する。
Ｂi＝（（Ｉｍi−Ｉｍi-2）2＋（Ｑｍi−Ｑｍi-2）2）1/2 …（４５）
【０１１８】
ところで、式（４５），（２０）を用いた信号分散検出部２２および振幅変化量検出部７の処理では、それぞれ二乗演算処理および平方根演算処理を行うようにしているが、それぞれ二乗演算処理のみによって、工学的に等価な分散検出データ系列Ｂiおよび振振幅変化量データ系列Ｄiを求めるようにしてもよい。すなわち、次式（４６）に示す分散検出データ系列Ｂiを求める。
Ｂi＝（Ｉｍi−Ｉｍi-2）2＋（Ｑｍi−Ｑｍi-2）2 …（４６）
【０１１９】
さらに、信号分散検出部２２および振幅変化量検出部７は、それぞれ加減算処理のみによって、工学的に等価な分散検出データ系列Ｂiおよび振振幅変化量データ系列Ｄiを求めるようにしてもよい。すなわち、次式（４７）に示す分散検出データ系列Ｂiを求める。
Ｂi＝｜Ｉｍi−Ｉｍi-2｜＋｜Ｑｍi−Ｑｍi-2｜  …（４７）
【０１２０】
あるいは、次式（４８）に示すように、２m逓倍後の位相データ系列θｍiの変化量を分散検出データ系列Ｂiとして求めてもよい。この場合、キャリア位相による影響を受けず、かつ簡単な加減算処理のみによって、分散検出データ系列Ｂiを求めることができる。
Ｂi＝max｛｜θｍi−θｍi-2｜，２π−｜θｍi−θｍi-2｜｝  …（４８）
【０１２１】
また、振幅変化量検出部７は、上述した式（４４）の演算処理過程で求められる次式（４９）に示す位相データ系列θｄiを用い、次式（５０）に示す振幅変化量データ系列Ｄiを求めるようにしてもよい。
θｄi＝tan-1(Ｑi／Ｉi) …（４９）
Ｄi＝max｛｜θｄi−θｄi-1｜，２π−｜θｄi−θｄi-1｜｝  …（５０）
この場合、振幅変化量データ系列Ｄiは、１／２シンボル間の位相変化量データ系列となる。この結果、振幅変化量検出部７は、キャリア位相による影響を受けず、かつ簡単な加減算処理のみによって、振幅変化量データ系列Ｄiを求めることができる。
【０１２２】
相関値算出部１０は、実施の形態１におけるエンベロープデータ系列Ｅiを分散検出データ系列Ｂiに置き換えた処理を行う。すなわち、相関値算出部１０は、分散検出データ系列Ｂiと、振幅変化量データ系列Ｄiを重み付けした振幅変化量データ系列ＤＷiとを用いて、相関データ系列ＳＭi＝（ＣＩi，ＳＩi）を出力する。なお、振幅変化量データ系列Ｄiを重み付けせず、分散検出データ系列Ｂiを重み付けするようにしてもよい。また、相関値算出部１０側で、振幅変化量データ系列Ｄiあるいは分散検出データ系列Ｂiのいずれかに対して重み付けを行うようにしてもよい。この重み付けに関しては、実施の形態１と同じである。
【０１２３】
ところで、エンベロープデータ系列Ｅiと分散検出データ系列Ｂiとの位相関係は、π［ラジアン］ずれているため、相関値算出部１０が出力する相関データ系列ＳＭi＝（ＣＩi，ＳＩi）が示すベクトル角Δθは、実施の形態１における相関値算出部１０が出力する相関データ系列ＳＭi＝（ＣＩi，ＳＩi）が示すベクトル角Δθに、π［ラジアン］を付加したものとなる。このため、逆正接算出部１１は、相関値算出部１０が出力する相関データ系列ＳＭi＝（ＣＩi，ＳＩi）が示すベクトル角Δθからタイミング誤差τを算出する際に、π［ラジアン］の位相ずれを見込んだ処理を行う。
【０１２４】
タイミング再生部４は、バースト信号の受信タイミングが既知の場合、上述した処理を行えばよいが、バースト信号の受信タイミングが不明の状態で、バースト信号のバーストタイミング同期を確立する必要がある時、バースト信号を検出し、この検出した情報をもとにバーストタイミングを確立することができる。この場合、タイミング再生部４のベクトル長算出部１２は、相関値算出部１０が出力する相関データ系列ＳＭi＝（ＣＩi，ＳＩi）が示すベクトル長Ｖiを求め、出力する。
【０１２５】
比較部１３は、ベクトル長Ｖiと閾値εとを比較し、ベクトル長Ｖiが閾値εに比して大きい場合、バースト信号を受信したと判定し、論理「１」の信号検出情報Ｄ２を出力し、ベクトル長Ｖiが閾値ε以下である場合、無信号受信中と判定し、論理「０」の信号検出情報Ｄ２を出力する。
【０１２６】
なお、上述した実施の形態２では、非同期サンプリングクロックＣＫによるサンプリング速度を、シンボルレートの２倍（ｎ＝２）として説明したが、ｎ≧２を満たすサンプリング速度であればよい。
【０１２７】
また、受信ベースバンド信号は、受信ベースバンド信号の２m逓倍後の信号点の分散と、複素平面上における受信ベースバンド信号の変化量とが、いずれも平均的にシンボル周期で増減を繰り返す特性を有し、かつこの増減を繰り返す特性の位相関係が、（コサイン，サイン）あるいは（コサイン，−サイン）の関係を満たす受信ベースバンド信号であればよい。たとえば、ＢＰＳＫ変調信号あるいはπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号などの受信ベースバンド信号であればよい。
【０１２８】
この実施の形態２によれば、実施の形態１と同じ作用効果を奏するとともに、ＲＦ帯あるいはＩＦ帯で定包絡線化された受信ベースバンド信号であっても、この定包絡線化された受信ベースバンド信号を用いて、高速なタイミング位相引き込みを行うことができるとともに、位相引き込み後の位相ジッタを低減することができる。また、「０π」変調信号のようなプリアンブル信号のみならず、ランダムパターン信号であっても、シンボルレートの２倍のサンプリング速度で、高速ななタイミング位相引き込みと低位相ジッタとを実現することができる。
【０１２９】
特に、受信信号レベル制御にＡＧＣ増幅器を用いる場合は、回路が複雑で調整箇所が多いが、この実施の形態２ではリミタ増幅器を用いることができるため、調整が無調整であり、復調装置の単純化および小型化を実現することができる。
【０１３０】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、複素シンボル周波数成分生成手段が、受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力し、相関値算出手段が、受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この相関値を相関信号として出力し、逆正接手段が、前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求め、この位相タイミング誤差をもとにナイキスト点の復調タイミングが得られるようにしているので、たとえばシンボルレートの２倍のサンプリング速度でサンプリングされた受信ベースバンド信号であっても、位相タイミング誤差を高速かつ高精度に得ることができ、相対的にデータ伝送速度を高めることができるという効果を奏する。
【０１３１】
つぎの発明によれば、複素シンボル周波数成分生成手段が、受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力し、相関値算出手段が、受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この相関値を相関信号として出力し、逆正接手段が、前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求め、この位相タイミング誤差をもとにナイキスト点の復調タイミングを得るようにするとともに、ベクトル長算出手段が、前記相関信号が示すベクトル長を算出し、比較処理手段が、前記ベクトル長と所定の閾値とを比較し、前記ベクトル長が該所定の閾値以上の場合に、バースト信号を検出したことを示すバースト検出情報を出力し、このバースト検出情報をもとにバーストタイミングの同期を確立するようにしているので、たとえばシンボルレートの２倍のサンプリング速度でサンプリングされた受信ベースバンド信号であっても、位相タイミング誤差を高速かつ高精度に得ることができ、相対的にデータ伝送速度を高めることができるという効果を奏するとともに、バースト信号のバーストタイミングをも確立することができるという効果を奏する。
【０１３２】
つぎの発明によれば、エンベロープ検出手段が、前記受信ベースバンド信号のエンベロープ値を求め、この求めたエンベロープ値をエンベロープ信号として出力し、振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力し、前記複素シンボル周波数成分生成手段が、前記エンベロープ信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力するようにしているので、たとえばシンボルレートの２倍のサンプリング速度でサンプリングされた受信ベースバンド信号であっても、位相タイミング誤差を高速かつ高精度に得ることができ、相対的にデータ伝送速度を高めることができるという効果を奏する。
【０１３３】
つぎの発明によれば、信号分散検出手段が、前記受信ベースバンド信号を所定数分逓倍し、この逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分散値を求め、この分散値を分散信号として出力し、振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力し、前記複素シンボル周波数成分生成手段が、前記分散信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力するようにしているので、たとえばシンボルレートの２倍のサンプリング速度でサンプリングされた受信ベースバンド信号であっても、位相タイミング誤差を高速かつ高精度に得ることができ、相対的にデータ伝送速度を高めることができるという効果を奏するとともに、受信ベースバンド信号が、リミタ増幅器などによって非線形増幅された信号であっても、位相タイミング誤差を高速かつ高精度に得ることができるという効果を奏する。
【０１３４】
つぎの発明によれば、前記エンベロープ検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分の二乗値と前記受信ベースバンド信号の直交成分の二乗値との和の平方根を前記エンベロープ信号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、前記ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和の平方根を前記振幅変化量信号として出力するようにしているので、複素シンボル周波数成分を形成するエンベロープ信号と振幅変化量信号とを精度高く得ることができ、結果的に精度の高いタイミング位相推定を行うことができるという効果を奏する。
【０１３５】
つぎの発明によれば、前記エンベロープ検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分の二乗値と前記受信ベースバンド信号の直交成分の二乗値との和を前記エンベロープ信号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、前記受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記振幅変化量信号として出力するようにし、複素シンボル周波数成分を形成するエンベロープ信号と振幅変化量信号とを得る際に、平方根演算処理を行わないようにしているので複素シンボル周波数成分の演算処理にかかる負荷を低減することができるという効果を奏する。
【０１３６】
つぎの発明によれば、前記エンベロープ検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分の絶対値と前記受信ベースバンド信号の直交成分の絶対値との和を前記エンベロープ信号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の絶対値と、前記受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の絶対値との和を前記振幅変化量信号として出力するようにし、複素シンボル周波数成分を形成するエンベロープ信号と振幅変化量信号とを得る際に、平方根演算処理および二乗演算処理を行わず、加減算処理のみを行うようにしているので、複素シンボル周波数成分の演算処理にかかる負荷を格段に低減することができるという効果を奏する。
【０１３７】
つぎの発明によれば、前記エンベロープ検出手段、前記振幅変化量検出手段または前記相関値算出手段の重み付け手段が、前記エンベロープ信号または前記振幅変化量信号のいずれかに重み付けを行い、前記エンベロープ信号と前記振幅変化量信号との振幅を揃えるようにしているので、精度の高いタイミング位相推定を行うことができるという効果を奏する。
【０１３８】
つぎの発明によれば、前記信号分散検出手段が、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和の平方根を前記分散信号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和の平方根を前記振幅変化量信号として出力するようにしているので、複素シンボル周波数成分を形成するエンベロープ信号と振幅変化量信号とを精度高く得ることができ、結果的に精度の高いタイミング位相推定を行うことができるという効果を奏する。
【０１３９】
つぎの発明によれば、前記信号分散検出手段が、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記分散信号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の二乗値と、該受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記振幅変化量信号として出力するようにし、複素シンボル周波数成分を形成する分散信号と振幅変化量信号とを得る際に、平方根演算処理を行わないようにしているので複素シンボル周波数成分の演算処理にかかる負荷を低減することができるという効果を奏する。
【０１４０】
つぎの発明によれば、前記信号分散検出手段が、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の同相成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の絶対値と、該所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の直交成分と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の絶対値との和を前記分散信号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の同相成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の同相成分との差の絶対値と、該受信ベースバンド信号の直交成分と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の直交成分との差の二乗値との和を前記振幅変化量信号として出力するようにし、複素シンボル周波数成分を形成する分散信号と振幅変化量信号とを得る際に、平方根演算処理および二乗演算処理を行わず、加減算処理のみを行うようにしているので、複素シンボル周波数成分の演算処理にかかる負荷を格段に低減することができるという効果を奏する。
【０１４１】
つぎの発明によれば、前記信号分散検出手段が、前記所定数分逓倍した受信ベースバンド信号の位相と１シンボル前の該受信ベースバンド信号の位相との差の絶対値と、２πから該絶対値を減算した値とのうちの大きい値を前記分散信号として出力し、前記振幅変化量検出手段が、前記受信ベースバンド信号の位相と１／２シンボル前の該受信ベースバンド信号の位相との差の絶対値と、２πから該絶対値を減算した値とのうちの大きい値を前記振幅変化量信号として出力するようにし、複素シンボル周波数成分を形成する分散信号と振幅変化量信号とを得る際に、平方根演算処理および二乗演算処理を行わず、加減算処理のみを行うようにしているので、複素シンボル周波数成分の演算処理にかかる負荷を格段に低減することができるという効果を奏する。
【０１４２】
つぎの発明によれば、前記信号分散検出手段、前記振幅変化量検出手段または前記相関値算出手段の重み付け手段が、前記分散信号または前記振幅変化量信号のいずれかに重み付けを行い、前記分散信号と前記振幅変化量との振幅を揃えるようにしているので、精度の高いタイミング位相推定を行うことができるという効果を奏する。
【０１４３】
つぎの発明によれば、周波数変換手段が、アンテナによって受信した無線受信信号を受信ベースバンド信号に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換手段が、前記受信ベースバンド信号をシンボルレートの２倍の速度でサンプリングし、受信ディジタルベースバンド信号として変換出力し、タイミング再生手段が、前記受信ディジタルベースバンド信号のエンベロープ値と１／２シンボル間の振幅変化量とを求め、該エンベロープ値と該振幅変化量とを組み合わせた複素シンボル周波数成分と、受信側で生成した自走シンボル周波数信号のコサイン波成分との相関値とをさらに求め、該相関値が示すベクトル角を算出して該受信ディジタルベースバンド信号と自走シンボル周波数信号との位相タイミング誤差を求め、データ補間手段が、前記受信ディジタルベースバンド信号を補間処理し、この補間処理したデータを補間ベースバンド信号として出力し、データ判定手段が、前記タイミング再生手段が求めた位相タイミング誤差をもとに、前記補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、この抽出したナイキスト点におけるデータを復調データとして出力するようにしているので、たとえばシンボルレートの２倍のサンプリング速度でサンプリングされた受信ベースバンド信号であっても、位相タイミング誤差を高速かつ高精度に得ることができるという効果を奏する。また、この結果、相対的にデータ伝送速度を高めることができ、サンプリング速度の上限が低いＡ／Ｄ変換手段や、動作速度の上限が低い、たとえばＣＭＯＳデバイスなどを用いた復調装置を実現でき、安価（製造にかかる時間と労力との軽減効果）で、低消費電力化された広帯域無線通信システムを実現できるという効果を奏する。
【０１４４】
つぎの発明によれば、リミタが、アンテナによって受信した無線受信信号を定包絡線化し、この定包絡線化した定包絡線化信号を出力し、周波数変換手段が、前記定包絡線化信号を受信ベースバンド信号に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換手段が、前記受信ベースバンド信号をシンボルレートの２倍の速度でサンプリングし、受信ディジタルベースバンド信号として変換出力し、タイミング再生手段が、前記受信ディジタルベースバンド信号を所定数分逓倍し、この逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分散値と前記受信ディジタルベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量とを求め、該分散値と該振幅変化量とを組み合わせた複素シンボル周波数成分と、受信側で生成した自走シンボル周波数信号のコサイン波成分との相関値をさらに求め、該相関値が示すベクトル角を算出して該受信ディジタルベースバンド信号と自走シンボル周波数信号との位相タイミング誤差を求め、データ補間手段が、前記受信ディジタルベースバンド信号を補間処理し、この補間処理したデータを補間ベースバンド信号として出力し、データ判定手段が、前記タイミング再生手段が求めた位相タイミング誤差をもとに、前記補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、この抽出したナイキスト点におけるデータを復調データとして出力するようにしているので、たとえばシンボルレートの２倍のサンプリング速度でサンプリングされた受信ベースバンド信号であっても、位相タイミング誤差を高速かつ高精度に得ることができるという効果を奏するとともに、受信ベースバンド信号が、リミタ増幅器などによって非線形増幅された信号であっても、位相タイミング誤差を高速かつ高精度に得ることができるという効果を奏する。また、この結果、相対的にデータ伝送速度を高めることができ、サンプリング速度の上限が低いＡ／Ｄ変換手段や、動作速度の上限が低い、たとえばＣＭＯＳデバイスなどを用いた復調装置を実現でき、安価（製造にかかる時間と労力との軽減効果）で、低消費電力化されるとともに、さらにリミタを用いることから簡素化かつ小型化された復調装置を実現することができ、広帯域無線通信システムに容易に適用することができるという効果を奏する。
【０１４５】
つぎの発明によれば、複素シンボル周波数成分生成工程によって、受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力し、相関値算出工程によって、受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この相関値を相関信号として出力し、逆正接工程によって、前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求めるようにしているので、たとえばシンボルレートの２倍のサンプリング速度でサンプリングされた受信ベースバンド信号であっても、位相タイミング誤差を高速かつ高精度に得ることができ、相対的にデータ伝送速度を高めることができるという効果を奏する。
【０１４６】
つぎの発明によれば、複素シンボル周波数成分生成工程によって、受信ベースバンド信号から、送信側の複素シンボル周波数成分を生成し、送信複素シンボル周波数成分信号として出力し、相関値算出工程によって、受信側で生成した自走シンボル周波数のコサイン波信号と前記送信複素シンボル周波数成分信号との相関値を求め、この相関値を相関信号として出力し、逆正接工程によって、前記相関信号が示すベクトル角を算出し、該ベクトル角をもとに前記受信ベースバンド信号と自走シンボル周波数との位相タイミング誤差を求め、ベクトル長算出工程によって、前記相関信号が示すベクトル長を算出し、比較処理工程によって、前記ベクトル長と所定の閾値とを比較し、前記ベクトル長が該所定の閾値以上の場合に、バースト信号を検出したことを示すバースト検出情報を出力するようにしているので、たとえばシンボルレートの２倍のサンプリング速度でサンプリングされた受信ベースバンド信号であっても、位相タイミング誤差を高速かつ高精度に得ることができ、相対的にデータ伝送速度を高めることができるという効果を奏するとともに、バースト信号のバーストタイミングをも確立することができるという効果を奏する。
【０１４７】
つぎの発明によれば、エンベロープ検出工程によって、前記受信ベースバンド信号のエンベロープ値を求め、この求めたエンベロープ値をエンベロープ信号として出力し、振幅変化量検出工程によって、前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力し、前記複素シンボル周波数成分生成工程が、前記エンベロープ信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力するようにしているので、たとえばシンボルレートの２倍のサンプリング速度でサンプリングされた受信ベースバンド信号であっても、位相タイミング誤差を高速かつ高精度に得ることができ、相対的にデータ伝送速度を高めることができるという効果を奏する。
【０１４８】
つぎの発明によれば、信号分散検出工程によって、前記受信ベースバンド信号を所定数分逓倍し、この逓倍した受信ベースバンド信号の１シンボル前後の分散値を求め、この分散値を分散信号として出力し、振幅変化量検出工程によって、前記受信ベースバンド信号の１／２シンボル間の振幅変化量を求め、この振幅変化量を振幅変化量信号として出力し、前記複素シンボル周波数成分生成工程が、前記分散信号と前記振幅変化量信号とを組み合わせた複素信号を前記送信複素シンボル周波数成分信号として出力するようにしているので、たとえばシンボルレートの２倍のサンプリング速度でサンプリングされた受信ベースバンド信号であっても、位相タイミング誤差を高速かつ高精度に得ることができ、相対的にデータ伝送速度を高めることができるという効果を奏するとともに、受信ベースバンド信号が、リミタ増幅器などによって非線形増幅された信号であっても、位相タイミング誤差を高速かつ高精度に得ることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の実施の形態１であるタイミング再生装置およびこれを用いた復調装置を有したディジタル無線通信システムの受信装置の一部構成を示すブロック図である。
【図２】  キャリア位相が４５［deg］のときの「０π」変調信号の波形図である。
【図３】  「０π」変調信号の信号遷移を示す図である。
【図４】  図２および図３に示した「０π」変調信号に対するエンベロープ信号Ｅ（ｔ）および振幅変化量信号Ｄ（ｔ）を示す波形図である。
【図５】  図２および図３に示した「０π」変調信号に対するエンベロープ信号Ｅ（ｔ）および重み付けを行った振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）を示す波形図である。
【図６】  キャリア位相が４５［deg］のときのＱＰＳＫ変調されたランダムパターンの受信ベースバンド信号の一例を示す波形図である。
【図７】  図６に示したランダムパターンの受信ベースバンド信号によるエンベロープ信号Ｅ（ｔ）と振幅変化量信号ＤＷ（ｔ）とを示す波形図である。
【図８】  図６に示したランダムパターンの受信ベースバンド信号をもとにして求めた信号ＭＥ（τ）と信号ＭＤＷ（τ）とを示す波形図である。
【図９】  この発明の実施の形態２であるタイミング再生装置およびこれを用いた復調装置を有したディジタル無線通信システムの受信装置の一部構成を示すブロック図である。
【図１０】  従来のタイミング再生部を含む復調器を有したディジタル無線通信システムの受信装置の一部構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  アンテナ、２  周波数変換部、３ａ，３ｂ  Ａ／Ｄ変換部、４  タイミング再生部、５  送信複素シンボル周波数生成部、６  エンベロープ検出部、７  振幅変化量検出部、８  発振器、９  コサイン波発生部、１０  相関値算出部、１１  逆正接算出部、１２  ベクトル長算出部、１３  比較部、１４  データ補間部、１５  データ判定部、２１  リミタ部、２２  信号分散検出部、Ｓｂ  受信ベースバンド信号、Ｉi 同相データ系列、Ｑi 直交データ系列、Ｅi エンベロープデータ系列、Ｄi，ＤＷi 振幅変化量データ系列、ＳＭi 相関データ系列、Ｖi ベクトル長、ε  閾値、τ  タイミング誤差、Ｄ１  復調データ、Ｄ２  信号検出情報。
【図１】
0003792098.tif 000008
【図２】
0003792098.tif 000009
【図３】
0003792098.tif 000010
【図４】
0003792098.tif 000011
【図５】
0003792098.tif 000012
【図６】
0003792098.tif 000013
【図７】
0003792098.tif 000014
【図８】
0003792098.tif 000015
【図９】
0003792098.tif 000016
【図１０】
0003792098.tif 000017