(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
データ入力を受けて中間周波数に変換するＦＳＫ変調回路と、
該変調回路の出力を局部発振回路の出力搬送波と混合して上下側波に変換する送信周波数変換手段と、
該送信周波数変換手段の出力を無線で送信する少なくとも１個の送信アンテナと、
該送信アンテナからの無線信号を受信する少なくとも１個の受信アンテナと、
該受信アンテナの出力を受けて、受信上下側波帯域信号に対応する中間周波数帯に分離して周波数変換する受信周波数変換手段と、
該受信周波数変換手段の２つの出力を受けて元の信号に復調するそれぞれ独立に設けられたＩＦ帯復調回路と、
該ＩＦ帯復調回路の出力を加算する加算手段
とを含んで構成されることを特徴とするミリ波ＦＳＫ送受信システム。
【請求項２】
前記送信アンテナ１個で直線偏波若しくは円偏波により送信し、
該送信波である直線偏波若しくは円偏波を１個の受信アンテナで受信することを特徴とする請求項１記載のミリ波ＦＳＫ送受信システム。
【請求項３】
前記送信アンテナとして上側帯波を送信するアンテナと下側帯波を送信するアンテナ２個を用い、これらアンテナから直線偏波若しくは円偏波により送信し、
該送信波である直線偏波若しくは円偏波を１個の受信アンテナで受信することを特徴とする請求項１記載のミリ波ＦＳＫ送受信システム。
【請求項４】
前記送信アンテナ１個で直線偏波若しくは円偏波により送信し、
該送信波である直線偏波若しくは円偏波を上側帯波を送信するアンテナと下側帯波を送信するアンテナ２個の受信アンテナで受信することを特徴とする請求項１記載のミリ波ＦＳＫ送受信システム。
【請求項５】
前記送信周波数変換手段からの送信符号形式として、バイポーラ符号又はマンチェスタ符号又はＣＭＩ符号の他、零連続抑圧符号を用いることを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のミリ波ＦＳＫ送受信システム。
【請求項６】
前記上下側波帯に対応する２個のベースバンド信号の合成信号を前記加算手段で加算し、この加算結果を基準レベルで識別する符号再生回路でレベル識別する場合において、
該符号再生回路の入力部に、識別レベルを補正するための比較基準信号補正手段を設けたことを特徴とする請求項５記載のミリ波ＦＳＫ送受信システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はミリ波ＦＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）送受信システムに関し、更に詳しくは多重反射の発生する構内通信で高品質な通信が求められるミリ波帯の親局１台と子局Ｎ個が無線にて通信を行なうミリ波ＦＳＫ送受信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、親局１対子局Ｎ個と無線通信する方式としてＴＤＭＡ方式がある。ＴＤＭＡ方式は、同一周波数を複数の無線局が使用するに際し、それぞれの信号が衝突しないように、各端末から送信される信号の送信タイミングを制御するものである。各無線局は、時間的に割り当てられた特定のタイムスロットにのみ信号を送出するようになっている。
【０００３】
この場合、子局から親局に伝送する回線（上り回線）は連続した信号列を時間的に圧縮したバースト信号として伝送される。バースト長が短いフレームフォーマットを採用する場合、親局の受信回路では同期検波方式が取りにくいことや、実現容易な周波数安定度を許容した子局の局部発振器を採用した場合、親局に到来する異なった子局からのバースト信号間に搬送波の周波数偏差が生じ、通常のＦＳＫ・周波数弁別検波方式では、周波数変動に起因する符号誤り率の劣化が大きくなるという不具合がある。
【０００４】
ここで、ＦＳＫ・周波数弁別検波方式とは、図１３に示すように、数値の“０”と“１”をそれぞれ異なる周波数ｆ１，ｆ２に割り当てるもである。従って、このような変調方式で送信される信号からデータを復元するためには、周波数弁別検波方式により周波数を数値の“０”と“１”に復調する。
【０００５】
従来のＦＳＫ・周波数弁別検波方式の欠点をなくすため、差動ＦＳＫパーシャルレスポンス検波方式（ＤＦＳＫ）が用いられている。このＤＦＳＫ方式は、通常のＦＳＫ・周波数弁別検波方式に対し、変調前のベースバンド信号列に送信符号変換回路と周波数弁別検波回路後段に、ベースバンド信号列を差分演算後、全波整流し、識別する受信回路を付加し、周波数変動に起因する符合誤り率（ビットエラーレート）を改善したものである。
【０００６】
図１４は差動ＦＳＫパーシャルレスポンス方式の送受信回路の一例を示す図である。図中のハッチングされた回路部分は従来の構成要素で、ハッチング以外の回路が新たに追加されたものである。
【０００７】
送信データは、排他的論理和回路１の一方の入力に入る。そして、該排他的論理和回路１の出力は遅延フリップフロップ回路２に入る。該遅延フリップフロップ回路２の出力の一部は、排他的論理和回路１の他方の入力に入っている。従って、排他的論理和回路１は入力データと１クロック前の入力データとの排他的論理和をとる。
【０００８】
そして、排他的論理和回路１と遅延フリップフロップ回路２とで送信符号変換回路を構成している。排他的論理和回路１の出力は、遅延フリップフロップ回路２により遅延された後、周波数変調回路（ＦＭ  ＭＯＤ）３に入り、該周波数変調回路３で図１３に示すような変調を受けた後、変調出力（ＭＯＤ  ＯＵＴ）として送信される。
【０００９】
一方、受信したデータは、リミッタ回路（ＬＩＭ）４に入り、帯域制限を受けた後、続く周波数弁別回路（ＤＩＳＣ）５により周波数弁別され出力される。周波数弁別回路５の出力は、信号分配器６により２方向に分配される。該信号分配器６の一方の出力は、差動増幅回路（Ｄ  ＡＭＰ）８の正入力に入る。信号分配器６の他方の出力は、１ビットディレイ７により遅延された後、差動増幅回路８の負入力に入る。
【００１０】
該差動増幅回路８は信号分配器６の出力と１ビットディレイ７の出力の差分を増幅する。そして、その出力は、全波整流回路９により全波整流された後、識別回路（ＤＥＣ）１０により変調されているデータが元のデータに復調され、データ出力となる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
前述した差動ＦＳＫパーシャルレスポンス方式では、受信信号が３値のアイパターンとなるため、所要のＥｂ／Ｎｏ（ビットエネルギー／ノイズエネルギー比率）は、変調指数１において、ＦＳＫ周波数弁別検波方式に比べ１．７ｄＢ劣化し、変調指数０．７では３．８ｄＢ劣化する。このことは、周波数変動が大きくなる程、ビットエラーレート（ＢＥＲ）が劣化することを示す。
【００１２】
本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであって、周波数変動に対してもその変動を吸収して安定な受信を行なうことができるミリ波ＦＳＫ送受信システムを提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
（１）図１は本発明の原理ブロック図である。図において、図１４と同一のものは、同一の符合を付して示す。図において、３はデータ入力を受けて中間周波数に変換するＦＳＫ変調回路、２０は該変調回路３の出力を局部発振回路の出力搬送波と混合して上下側波に変換する送信周波数変換手段、１１は該送信周波数変換手段２０の出力を無線で送信する少なくとも１個の送信アンテナである。これらＦＳＫ変調回路３と送信周波数変換手段２０と送信アンテナ１１とで子局側の構成を示している。
【００１４】
１２は該送信アンテナ１１からの無線信号を受信する少なくとも１個の受信アンテナ、３０は該受信アンテナ１２の出力を受けて、受信上下側波帯域信号に対応する中間周波数帯に分離して周波数変換する受信周波数変換手段である。
【００１５】
４１，４２は該受信周波数変換手段３０の２つの出力を受けて元の中間周波数信号に復調するそれぞれ独立に設けられたＩＦ帯復調回路、４は該ＩＦ帯復調回路４１，４２の出力を加算する加算手段である。４４は該加算手段４３の出力を受けて符号を再生する符号再生回路である。これら受信アンテナ１２，受信周波数変換手段３０，ＩＦ帯復調回路４１，４２，加算手段４３及び符号再生回路４４とで親局側の構成を示している。
【００１６】
この発明の構成によれば、ミリ波帯の広帯域特性を活かし、ＩＦ帯のＦＳＫ変調波を送信周波数変換手段２０により、上下側波帯にして送信し、受信側では両側側波帯を分離するミキサにより両側側波帯に対応するＩＦ帯（ＩＦ１，ＩＦ２）に変換し、それぞれの側波帯の中間周波数をＩＦ帯復調回路４１，４２で検波し、ベースバンドＢＢ１，ＢＢ２に復調し、復調したベースバンド信号を加算手段４３により加算することにより、上下側波帯の周波数変動分を０にした信号（ＢＢ３）を得ることができ、周波数変動に対してもその変動を吸収して安定な受信を行なうことができる。
【００１７】
（２）この場合において、前記送信アンテナ１個で直線偏波若しくは円偏波により送信し、該送信波である直線偏波若しくは円偏波を１個の受信アンテナで受信することを特徴としている。
【００１８】
この発明の構成によれば、送信側及び受信側のそれぞれにアンテナ１個を設ける簡単な構成により、周波数変動に対してもその変動を吸収して安定な受信を行なうことができる。
【００１９】
（３）また、前記送信アンテナとして上側帯波を送信するアンテナと下側帯波を送信するアンテナ２個を用い、これらアンテナから直線偏波若しくは円偏波により送信し、
該送信波である直線偏波若しくは円偏波を１個の受信アンテナで受信することを特徴としている。
【００２０】
この発明の構成によれば、送信側アンテナを２個にし、上下側波帯のそれぞれ毎に異なるアンテナにて送信することにより、送信側の干渉を少なくすることができる。
【００２１】
（４）また、前記送信アンテナ１個で直線偏波若しくは円偏波により送信し、該送信波である直線偏波若しくは円偏波を上側帯波を送信するアンテナと下側帯波を送信するアンテナ２個の受信アンテナで受信することを特徴としている。
【００２２】
この発明の構成によれば、受信側アンテナを２個にし、上下側波帯のそれぞれ毎に異なるアンテナにて受信することにより、受信側の干渉を少なくすることができる。
【００２３】
（５）また、前記送信周波数変換手段からの送信符号形式として、バイポーラ符号又はマンチェスタ符号又はＣＭＩ符号の他、零連続抑圧符号を用いることを特徴としている。
【００２４】
この発明の構成によれば、符号形式をバイポーラ符号又はマンチェスタ符号又はＣＭＩ符号等の直流分の少ない符号を用いることにより、コンパレータで符号をレベル識別する時の誤差分を少なくすることができる。
【００２５】
（６）更に、前記上下側波帯に対応する２個のベースバンド信号の合成信号を前記加算手段で加算し、この加算結果を基準レベルで識別する符号再生回路でレベル識別する場合において、かつ該符号再生回路の入力部に、識別レベルを補正するための比較基準信号補正手段を設けたことを特徴としている。
【００２６】
この発明の構成によれば、比較基準信号補正手段で識別レベルを調整することにより、識別レベルが合成波形の中点にくるようにすることができ、これにより、コンパレータ４４ａは、元のデータを正しく符号化することができる。
【００２７】
図２は本発明の第１の実施の形態例を示すブロック図である。この実施の形態例は、送信側と受信側とにそれぞれアンテナを１個設けたものである。図１と同一のものは、同一の符号を付して示す。送信側において、２１はＦＳＫ変調回路３の出力ＩＦを受けて、局部発振回路の出力搬送波と混合して上下側波帯（ＵＳＢとＬＳＢ）に変換する送信周波数変換回路、２２は該送信周波数変換回路２１に出力搬送波ｆｔｌｏを与える送信局部発振回路である。
【００２８】
これら、送信周波数変換回路２１と送信局部発振回路２２とで、図１の送信周波数変換手段２０を構成している。送信周波数変換回路２１の２つの出力ＵＳＢとＬＳＢは、送信アンテナ（Ｔ  ＡＮＴ）１１から送信される。
【００２９】
受信側において、３１は受信アンテナ（Ｒ  ＡＮＴ）１２で受信した信号を受けて、受信上下側波帯域信号に対応する中間周波数帯ＩＦ１とＩＦ２に分離して周波数変換する受信周波数変換手段、３２は該受信周波数変換回路３１に局部発振周波数ｆｒｌｏを与える受信局部発振回路である。これら受信周波数変換回路３１と受信局部発振回路３２とで図１の受信周波数変換手段３０を構成している。
【００３０】
４１は受信周波数変換回路３１の出力中間周波数帯ＩＦ１を受けて、元のベースバンドに復調する第１のＩＦ帯復調回路、４２は受信周波数変換回路３１の出力中間周波数帯ＩＦ２を受けて、元のベースバンドに復調する第２のＩＦ帯復調回路である。第１のＩＦ帯復調回路４１からはベースバンド信号ＢＢ１が出力され、第２のＩＦ帯復調回路４２からはベースバンド信号ＢＢ２が出力される。
【００３１】
４３は前記ベースバンド信号ＢＢ１とＢＢ２とを受けて加算する加算手段としての演算増幅回路である。４４は該演算増幅回路４３の出力ＢＢ３を受けて、元の符号データを再生する符号再生回路である。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００３２】
入力データ（ＤＡＴＡ  ＩＮ）を中間周波数（ＩＦ）帯にてＦＳＫ変調を行なうＦＳＫ変調回路３に入力し、その変調出力信号ＩＦを送信周波数変換回路（アップコンバータ）２１に入力する。
【００３３】
送信周波数変換回路２１は、送信局部発振回路２２から与えられる周波数ｆｔｌｏと混合し、上側側波帯信号ＵＳＢ（周波数ｆ＝ｆｔｌｏ＋ＩＦｔ）と、下側側波帯信号ＬＳＢ（周波数＝ｆｔｌｏ−ＩＦｔ）を出力し、送信アンテナ１１から送信する。ここで、ＩＦｔは中間周波数である。この場合において、送信アンテナ１１から送信される信号は、直線偏波若しくは円偏波の何れの方式であってもよい（以下同じ）。
【００３４】
この送信した上下側波帯信号（ＵＳＢとＬＳＢ）は、親局の受信アンテナ１２で受信され、イメージリジェクション形ミキサ等により、側波帯を分離する受信周波数変換回路（ダウンコンバータ）３１に入力される。該受信周波数変換回路３１は、送信局部発振周波数ｆｔｌｏと略等しい受信局部発振周波数ｆｒｌｏを受けてこれと混合し、上側側波帯信号に対応した中間周波数信号ＩＦ１と、下側側波帯信号に対応した中間周波数信号ＩＦ２に分離して出力する。
【００３５】
ＩＦ１の信号は、帯域制限、増幅、周波数弁別検波を行なう第１のＩＦ帯復調回路４１に入り、ＦＳＫ検波信号ＢＢ１を出力する。同様にして、第２のＩＦ帯復調回路は、ＦＳＫ検波信号ＢＢ２を出力する。
【００３６】
これらＢＢ１及びＢＢ２のベースバンド信号は、続く演算増幅回路４３に入り、その加算合成出力ＢＢ３を得る。この合成出力ＢＢ３を符号再生回路４４に入力し、クロック再生と識別を行ない、再生されたデータパルスを出力（ＤＡＴＡＯＵＴ）としている。
【００３７】
前述の合成出力ＢＢ３は、演算増幅回路４３の利得（ゲイン）をＧとすると、
ＢＢ３＝Ｇ（ＢＢ１＋ＢＢ２）                  （１）
で表される。
【００３８】
ここで、下側側波帯に対応したＢＢ２の信号は、上側側波帯に対応したＢＢ１に対して逆相の関係にあるので、ＢＢ３は伝送路の特性が等しい場合には、その振幅はＢＢ１の２倍となる。
【００３９】
符号誤り率（ＢＥＲ）は、上下側波帯信号のそれぞれの雑音も合成されるので、通常のＦＳＫ周波数弁別検波方式と同程度となるが、差動ＦＳＫパーシャルレスポンスよりもよくなる。
【００４０】
一方、局部発振回路の周波数変動に対するＢＢ３の合成出力は、送信局部発振周波数のみΔｆだけ高く変動する場合を仮定すると、上下側波帯周波数は共にΔｆだけ高くなる。しかしながら、受信側では、ＩＦ１は＋Δｆだけ高くなり、ＩＦ２は−Δｆだけ低くなるので、受信ＩＦの変動による各周波数検波電圧の変動分をΔＥとすると、合成出力ＢＢ３は（１）式を参考にして
ＢＢ３＝Ｇ（ＢＢ１＋ΔＥ＋ＢＢ２−ΔＥ）        （２）
となるので、ΔＥはキャンセルされる。
【００４１】
従って、従来の差動ＦＳＫパーシャルレスポンス方式と同様に、局部発振回路の周波数変動による識別レベルの誤差が発生せず、Δｆの周波数偏差を有する子局からのバースト信号でもその最適識別レベルは変動しない。
【００４２】
この実施の形態例によれば、ミリ波帯の広帯域特性を活かし、ＩＦ帯のＦＳＫ変調波を送信周波数変換手段２０により、上下側波帯にして送信し、受信側では両側側波帯を分離するミキサにより両側側波帯に対応するＩＦ帯（ＩＦ１，ＩＦ２）に変換し、それぞれの側波帯の中間周波数をＩＦ帯復調回路４１，４２で検波し、ベースバンドＢＢ１，ＢＢ２に復調し、復調したベースバンド信号を加算手段４３により加算することにより、上下側波帯の周波数変動分を０にすることができ、周波数変動に対してもその変動を吸収して安定な受信を行なうことができる。
【００４３】
また、この実施の形態例によれば、送信側及び受信側のそれぞれにアンテナ１個を設ける簡単な構成により、周波数変動に対してもその変動を吸収して安定な受信を行なうことができる。
【００４４】
図３は本発明の第２の実施の形態例を示すブロック図である。図２と同一のものは、同一の符号を付して示す。図に示す実施の形態例は、スペースダイバシティ用に送信側の送信アンテナを上下側波帯のそれぞれに設けたものである。図の１１ａは上側側波帯に対応して設けられた送信アンテナ、１１ｂは下側側波帯に対応して設けられた送信アンテナである。その他の構成は、図２と同じである。このように、構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００４５】
ＦＳＫ変調回路３により変調された中間周波数ＩＦ信号を、送信周波数変換回路２１により上下側波帯ＵＳＢ，ＬＳＢに変換する。そして、上側側波帯ＵＳＢを送信アンテナ１１ａより、下側側波帯ＬＳＢを送信アンテナ１１ｂより分離して送信する。
【００４６】
受信信号は、イメージリジェクション形ミキサ等の上下側波帯を分離して中間周波数（ＩＦ）信号に変換する受信周波数変換回路３１により、側波帯に対応する中間周波数信号ＩＦ１，ＩＦ２に変換され出力される。
【００４７】
該受信周波数変換回路３１のそれぞれの出力ＩＦ１，ＩＦ２はそれぞれＩＦ帯復調回路４１，４２に入り、ＩＦ１，ＩＦ２に対応するベースバンド信号ＢＢ１とＢＢ２に復調され、出力される。演算増幅回路４３は、それぞれのベースバンド信号ＢＢ１とＢＢ２を加算し、加算結果をＢＢ３として出力する。ＢＢ３には周波数変動分は含まれない。
【００４８】
この加算されたベースバンド信号ＢＢ３は、続く符号再生回路４４に入り、符号再生される。
この実施の形態例によれば、送信アンテナを２個にし、上下側波帯のそれぞれ毎に異なるアンテナで送信することにより、送信側の干渉を少なくすることができる。
【００４９】
図４は送信周波数変換回路の一実施の形態例を示す図である。図３と同一のものは、同一の符号を付して示す。データ入力は、中間周波数変調回路（ＦＳＫ変調回路）３に入り、中間周波数ＩＦに変換される。そして、該中間周波数変調回路３の出力は、９０゜ハイブリッド５０の一方のポートに入る。該９０゜ハイブリッド５０の他方のポートには終端用のダミー負荷ＤＬが接続されている。そして、該９０゜ハイブリッド５０は、０゜と−９０゜の９０゜位相の異なる信号を発生する。
【００５０】
一方、局部発信回路２２は周波数ｆｔｌｏの信号を発生する。この信号は、０゜ハイブリッド５１のポートに入る。該０゜ハイブリッド５１は同位相の２つの信号を発生する。該０゜ハイブリッド５１の２つの出力は、それぞれ９０゜ハイブリッド５２と５３の一方のポートに入る。
【００５１】
ハイブリッド５２の他方のポートには、前記９０゜ハイブリッド５０の−９０゜出力がダイオードＤを介して入力され、ハイブリッド５３の他方のポートには、前記９０゜ハイブリッド５０の０゜出力がダイオードＤを介して入力される。
【００５２】
これら９０゜ハイブリッド５２と５３は送信平衡ミキサを構成しており、これら９０゜ハイブリッド５２と５３の出力は９０゜ハイブリッド５４のポートに入る。９０゜ハイブリッド５４は、上側側波帯ＵＳＢと下側側波帯ＬＳＢを出力し、それぞれの送信アンテナ１１ａ，１１ｂから送信する。
【００５３】
なお、送信周波数変換手段からの送信符号形式として、バイポーラ符号又はマンチェスタ符号又はＣＭＩ符号を用いることができる。ここで、マンチェスタ符号とは、データ“０”の時に、“１，０”、データ“１”の時に“０，１”に対応させた符号であり、ＣＭＩ符号は、“０”を“１”に、“１”を“１１”，“００”交互にして“０”の連続を防止するようにした符号である。
【００５４】
この実施の形態例によれば、符号形式をバイポーラ符号又はマンチェスタ符号又はＣＭＩ符号等の直流分の少ない符号を用いることにより、コンパレータで符号をレベル識別する時の誤差分を少なくすることができる。
【００５５】
図４に示す実施の形態例によれば、送信平衡ミキサとハイブリッドを組み合わせることにより、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を用いないで上下側波帯を分離することができる。
【００５６】
図５は本発明の第３の実施の形態例を示すブロック図である。図２と同一のものは、同一の符号を付して示す。図に示す実施の形態例は、スペースダイバシティ用に受信側の受信アンテナを上下側波帯のそれぞれに設けたものである。図の１２ａは上側側波帯に対応して設けられた受信アンテナ、１２ｂは下側側波帯に対応して設けられた受信アンテナである。その他の構成は、図２と同じである。このように、構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００５７】
ＦＳＫ変調回路３により変調された中間周波数ＩＦ信号を、送信周波数変換回路２１により上下側波帯ＵＳＢ，ＬＳＢに変換する。そして、上側側波帯ＵＳＢと下側側波帯ＬＳＢを送信アンテナ１１より送信する。
【００５８】
受信信号は、上下側波帯毎に設けられた受信アンテナ１２ａと１２ｂにより受信され、受信周波数変換回路３１に入る。イメージリジェクション形ミキサ等の上下側波帯を分離して中間周波数（ＩＦ）信号に変換する受信周波数変換回路３１により、側波帯に対応する中間周波数信号ＩＦ１，ＩＦ２に変換され出力される。
【００５９】
該受信周波数変換回路３１のそれぞれの出力ＩＦ１，ＩＦ２はそれぞれＩＦ帯復調回路４１，４２に入り、ＩＦ１，ＩＦ２に対応するベースバンド信号ＢＢ１とＢＢ２に復調され、出力される。演算増幅回路４３は、それぞれのベースバンド信号ＢＢ１とＢＢ２を加算し、加算結果をＢＢ３として出力する。加算出力ＢＢ３には周波数変動分は含まれない。
【００６０】
この加算されたベースバンド信号ＢＢ３は、続く符号再生回路４４に入り、符号再生される。
この実施の形態例によれば、受信アンテナを２個にし、上下側波帯のそれぞれ毎に異なるアンテナで受信することにより、受信側の干渉を少なくすることができる。
【００６１】
図６は送信周波数変換回路の他の実施の形態例を示す図で、図５における送信周波数変換回路を示している。この実施の形態例は、ＩＦ帯ＦＳＫ変調波ＩＦを、ダイオードＤと９０゜ハイブリッド６０を用いた平衡送信ミキサにより上下側波帯ＵＳＢとＬＳＢを出力するようにしたものである。
【００６２】
図７は受信周波数変換回路の一実施の形態例を示す図で、図５における受信周波数変換回路を示している。局部発信回路３２の出力は０゜ハイブリッド６１に入り、該０゜ハイブリッド６１は同位相の２個の周波数信号を出力し、イメージリジェクションミキサ６２と６３の一方の入力に入る。イメージリジェクションミキサ６２は、上側側波帯ＵＳＢに対応して設けられたものであり、イメージリジェクションミキサ６３は、下側側波帯ＬＳＢに対応して設けられたものである。
【００６３】
受信アンテナ１２ａで受信された信号はイメージリジェクションミキサ６２に入り、受信アンテナ１２ｂで受信された信号はイメージリジェクションミキサ６３に入る。イメージリジェクションミキサ６２は、受信信号ＵＳＢと局部発信周波数をミックスして中間周波数信号ＩＦ１を出力し、イメージリジェクションミキサ６３は、受信信号ＬＳＢと局部発信周波数をミックスして中間周波数信号ＩＦ２を出力する。
【００６４】
図８は本発明のスペースダイバーシティにおける効果を説明する図である。（ａ）はデータ波形、（ｂ）はＢＢ１出力波形、（ｃ）はＢＢ２出力波形、（ｄ）はＢＢ１とＢＢ２の合成出力であるＢＢ３の波形、（ｅ）は識別パルスである。
【００６５】
ミリ波帯のように、アンテナの指向性を鋭くすることができ、かつ見通し内で直接波が反射波より大きく、直接波と反射波の相対遅延時間が変調符号の周期Ｔの１／２の場合について示す。
【００６６】
上側側波（ＵＳＢ）のアンテナには直接波ｆ１と遅延波ｆ２が入力し、これらの検波出力を直接波による検波信号と、シンボル周期Ｔの１／２遅延、振幅１／３の遅延波により検波信号が重畳した場合を仮定し、下側側波（ＬＳＢ）の受信アンテナからの検波信号はＬＳＢのみ受信し、遅延波の検波出力はない場合の各ベースバンド復調波形を示している。（ｃ）のｆ３がＢＢ２出力である。
【００６７】
ＢＢ１には（ｂ）に示すように遅延波による検波信号ｆ２が重畳されている。一方、ＢＢ２出力ｆ３には（ｃ）に示すように遅延波成分は重畳されていない。このようなＢＢ１とＢＢ２を演算増幅回路４３により加算すると、（ｄ）に示すような合成波形が得られる。
【００６８】
（ｄ）において、ｆ４は検波信号ｆ１，ｆ２，ｆ３の合成信号、ｆ５は検波信号ｆ１とｆ３の合成波形である。（ｄ）において、Ｅｄｅｃは識別レベルである。合成波形には、このようなオフセットが重畳されることがある。即ち、加算演算後の信号波形の平均値は上昇するので、遅延を受けない場合の最適識別レベルで固定すると識別誤差が生じる。この結果、符号誤り率の所要Ｓ／Ｎが劣化する。
【００６９】
そこで、識別レベルが合成波形の丁度中点にくるように、直流成分の補正を行なう必要がある。図８の例で言うと、Ｅｄｅｃが合成波形の中点にくるように、直流電圧で補正してやる必要がある。
【００７０】
図９はスペースダイバシティの比較基準信号補正回路の一実施の形態例を示す図である。受信周波数変換回路３１で上側側波帯ＵＳＢの中間周波数ＩＦ１と、下側側波帯ＬＳＢの中間周波数ＩＦ２に分離される。これら中間周波数ＩＦ１とＩＦ２は、それぞれ周波数弁別回路６５，６６に入力され、周波数信号に変換される。
【００７１】
周波数弁別回路６５，６６の出力は、演算増幅回路４３を構成する演算増幅器（オペアンプ）４３ａにより加算される。オペアンプ４３ａの出力の一部は、抵抗を介して符号再生回路４４を構成するコンパレータ４４ａの正入力に入る。一方、オペアンプ４３ａの出力の一部はバッファアンプ６７に入り、該バッファアンプ６７の出力は、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１より構成されるローパスフィルタに入る。
【００７２】
該ローパスフィルタの出力はコンパレータ４４ａの負入力に入っている。該コンパレータ４４ａの負入力には、抵抗Ｒ２を介して基準電圧Ｅｒも入っている。このような構成によれば、コンパレータ４４ａの負入力に、図８で説明した識別レベルＥｄｅｃを合成波形の中点に持ってくるための補正電圧を、ローパスフィルタから入力してやることができ、Ｅｄｅｃが合成波形の中点にくるようになる。これにより、コンパレータ４４ａは、元のデータを正しく符号化することができる。
【００７３】
なお、フェージング変化の速度に追従して識別レベルを変化させる場合には、ローパスフィルタのＣ１，Ｒ１の時定数を、フェージング変化に合わせて決定するとよい。
【００７４】
図１０はスペースダイバシティの比較基準信号補正回路の他の実施の形態例を示す図である。図９と同一のものは、同一の符号を付して示す。この実施の形態例は、オペアンプ４３ａの出力からクロック抽出回路６８によりクロックを抽出し、この抽出したクロックをクロックカウンタ６９に入力する。該クロックカウンタ６６はクロックをカウントし、所定の周期でサンプルパルスを発生する。そして、このサンプルパルスをサンプルホールド回路７０に与えてやり、この時のオペアンプ４３ａの出力をホールドし、ホールドされた電圧値をＥｄｅｃを補正するための直流電圧としてコンパレータ４４ａに与えるようにしたものである。
【００７５】
このような構成によれば、コンパレータ４４ａの負入力に、図８で説明した識別レベルＥｄｅｃを合成波形の中点に持ってくるための補正電圧を、サンプルホールド回路７０から入力してやることができ、Ｅｄｅｃが合成波形の中点にくるようになる。これにより、コンパレータ４４ａは、元のデータを正しく符号化することができる。
【００７６】
図１１，図１２は本発明の動作説明図で、図１１は送信側の、図１２は受信側のそれぞれ動作を示している。図５と同一のものは、同一の符号を付して示す。送信側において、Ａ点はデータ入力を、Ｂ点はＦＳＫ変調回路３の出力を、Ｃ点は送信周波数変換回路２１の出力をそれぞれ示している。
【００７７】
Ｄ点は上側波のバンドパスフィルタ３１ａの出力を、Ｅ点は下側波のバンドパスフィルタ３１ｃの出力を、Ｆ点はＩＦバンドパスフィルタ４１ｂの出力を、Ｇ点はＩＦバンドパスフィルタ４２ｂの出力を、Ｈ点は周波数弁別回路４１ｃの出力を、Ｉ点は周波数弁別回路４２ｃの出力をそれぞれ示している。
縦軸は周波数スペクトルの強さを、横軸は周波数を示す。
【００７８】
送信周波数変換回路２１からは、通常は局部発振周波数ｆｔｌｏを中心として上下にＩＦｔだけ離れた周波数ｆUSB，ｆLSBで送信されている。ここで、送信局部発振回路２２の出力がΔＦだけ変動した場合、Ｃ点に示すように、上側側波帯出力ｆUSB，ｆLSB共に＋ΔＦだけ高くなる。
【００７９】
受信側では、受信局部発振回路３２は、ほぼ送信局部発振回路２２の出力周波数ｆｔｌｏと等しい周波数ｆｒｌｏを発生している。図１２において、３１ａは受信アンテナ１２ａの出力を受けて上側波のみを通過させる第１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ１）、３１ｂは該バンドパスフィルタ３１ａの出力を受けて受信局部発振回路３２の出力をミックスして中間周波数ＩＦ１を出力するミックス回路で、これらバンドパスフィルタ３１ａとミックス回路３１ｂとで図５の受信周波数変換回路３１を構成している。
【００８０】
同様に、３１ｃは受信アンテナ１２ｂの出力を受けて下側側波のみを通過させる第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）、３１ｄは該バンドパスフィルタ３１ｃの出力を受けて受信局部発振回路３２の出力をミックスして中間周波数ＩＦ２を出力するミックス回路で、これらバンドパスフィルタ３１ｃとミックス回路３１ｄとで図５の受信周波数変換回路３１を構成している。
【００８１】
それぞれのミックス回路３１ｂ，３１ｄの出力は、ＩＦＡ（ＩＦアンプ）４１ａ，ＩＦＡ（ＩＦアンプ）４２ａに入り、ＩＦＡ４１ａ，ＩＦＡ４２ａの出力はそれぞれＩＦＢＦ４１ｂ，ＩＦＢＦ４２ｂに入る。そして、各ＩＦＢＦ４１ｂ，ＩＦＢＦ４１ｅの出力は、周波数弁別回路４１ｃ，４２ｃに入り、これら周波数弁別回路４１ｃ，４２ｃからベースバンド信号ＢＢ１，ＢＢ２が出力される。これらＢＢ１，ＢＢ２の出力は、加算器４３に入り、合成され、ＢＢ３となる。
【００８２】
ＩＦアンプ４１ａ，ＩＦバンドパスフィルタ４１ｂ及び周波数弁別回路４１ｃとで第１のＩＦ帯復調回路４１を構成し、ＩＦアンプ４２ａ，ＩＦバンドパスフィルタ４２ｂ及び周波数弁別回路４２ｃとで第２のＩＦ帯復調回路４２を構成している。
【００８３】
この場合において、送信側で送信局部発振周波数ｆｔｌｏがΔＦだけ変動した場合、受信側では、ＩＦ１がΔＦだけ高くなり、ＩＦ２はΔＦだけ低くなる。また、受信局部発振周波数ｆｒｌｏのみがΔＦだけ高く変動した場合には、ＩＦ１はΔＦだけ低く、ＩＦ２はΔＦだけ高くなる。何れの場合にも、加算器４３の出力はこれら変動成分が除去されたものになり、識別電圧の誤差にはならないことが分かる。
【００８４】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、
（１）請求項１記載の発明によれば、
データ入力を受けて中間周波数に変換するＦＳＫ変調回路と、該変調回路の出力を局部発振回路の出力搬送波と混合して上下側波に変換する送信周波数変換手段と、該送信周波数変換手段の出力を無線で送信する少なくとも１個の送信アンテナと、該送信アンテナからの無線信号を受信する少なくとも１個の受信アンテナと、該受信アンテナの出力を受けて、受信上下側波帯域信号に対応する中間周波数帯に分離して周波数変換する受信周波数変換手段と、該受信周波数変換手段の２つの出力を受けて元の信号に復調するそれぞれ独立に設けられたＩＦ帯復調回路と、該ＩＦ帯復調回路の出力を加算する加算手段とを含んで構成されることにより、
ミリ波帯の広帯域特性を活かし、ＩＦ帯のＦＳＫ変調波を送信周波数変換手段２０により、上下側波帯にして送信し、受信側では両側側波帯を分離するミキサにより両側側波帯に対応するＩＦ帯（ＩＦ１，ＩＦ２）に変換し、それぞれの側波帯の中間周波数をＩＦ帯復調回路で検波し、ベースバンドＢＢ１，ＢＢ２に復調し、復調したベースバンド信号を加算手段４３により加算することにより、上下側波帯の周波数変動分を０にすることができ、周波数変動に対してもその変動を吸収して安定な受信を行なうことができる。
【００８５】
（２）請求項２記載の発明によれば、
前記送信アンテナ１個で直線偏波若しくは円偏波により送信し、該送信波である直線偏波若しくは円偏波を１個の受信アンテナで受信することにより、
送信側及び受信側のそれぞれにアンテナ１個を設ける簡単な構成により、周波数変動に対してもその変動を吸収して安定な受信を行なうことができる。
【００８６】
（３）請求項３記載の発明によれば、
前記送信アンテナとして上側帯波を送信するアンテナと下側帯波を送信するアンテナ２個を用い、これらアンテナから直線偏波若しくは円偏波により送信し、該送信波である直線偏波若しくは円偏波を１個の受信アンテナで受信することにより、
送信側アンテナを２個にし、上下側波帯のそれぞれ毎に異なるアンテナにて送信することにより、送信側の干渉を少なくすることができる。
【００８７】
（４）請求項４記載の発明によれば、
前記送信アンテナ１個で直線偏波若しくは円偏波により送信し、該送信波である直線偏波若しくは円偏波を上側帯波を送信するアンテナと下側帯波を送信するアンテナ２個の受信アンテナで受信することにより、
受信側アンテナを２個にし、上下側波帯のそれぞれ毎に異なるアンテナにて受信することにより、受信側の干渉を少なくすることができる。
【００８８】
（５）請求項５記載の発明によれば、
前記送信周波数変換手段からの送信符号形式として、バイポーラ符号又はマンチェスタ符号又はＣＭＩ符号の他、零連続抑圧符号を用いることにより、
符号形式をバイポーラ符号又はマンチェスタ符号又はＣＭＩ符号等の直流分の少ない符号を用いることにより、コンパレータで符号をレベル識別する時の誤差分を少なくすることができる。
【００８９】
（６）請求項６記載の発明によれば、
前記上下側波帯に対応する２個のベースバンド信号の合成信号を前記加算手段で加算し、この加算結果を基準レベルで識別する符号再生回路でレベル識別する場合において、かつ該符号再生回路の入力部に、識別レベルを補正するための比較基準信号補正手段を設けることにより、
比較基準信号補正手段で識別レベルを調整することにより、識別レベルが合成波形の中点にくるようにすることができ、これにより、コンパレータは、元のデータを正しく符号化することができる。
【００９０】
上述したように、本発明によれば、周波数変動や位相ジッタの許容度が広く、ミリ波帯のＭＭＩＣ（ミリ波モノリシックＩＣ）化が容易であるという特徴があり、フレームの短いＴＤＭＡバースト波の搬送周波数変動に起因する符号誤り率特性の劣化を抑えることができ、所要Ｃ／Ｎも差動ＦＳＫパーシャルレスポンス検波方式より良好にすることができる。また、マルチパス干渉対策のスペースダイバシティが容易という利点があり、小型で低価格の無線システムに有効である。また、スペースダイバシティの構成も容易である。
【００９１】
このように、本発明によれば周波数変動に対してもその変動を吸収して安定な受信を行なうことができるミリ波ＦＳＫ送受信システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理ブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態例を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態例を示すブロック図である。
【図４】送信周波数変換回路の一実施の形態例を示す図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態例を示すブロック図である。
【図６】送信周波数変換回路の他の実施の形態例を示す図である。
【図７】受信周波数変換回路の一実施の形態例を示す図である。
【図８】本発明の効果の説明図である。
【図９】スペースダイバシティの比較基準信号補正回路の一実施の形態例を示す図である。
【図１０】スペースダイバシティの比較基準信号補正回路の他の実施の形態例を示す図である。
【図１１】本発明の動作説明図である。
【図１２】本発明の動作説明図である。
【図１３】ＦＳＫ変調方式の説明図である。
【図１４】差動ＦＳＫパーシャルレスポンス方式の送受信回路の一例を示す図である。
【符号の説明】
３  ＦＳＫ変調回路
１１  送信アンテナ
１２  受信アンテナ
２０  送信周波数変換回路
３０  受信周波数変換回路
４１  ＩＦ帯復調回路
４２  ＩＦ帯復調回路
４３  加算手段
４４  符号再生回路
【図１】
0003784900.tif 000002
【図２】
0003784900.tif 000003
【図３】
0003784900.tif 000004
【図４】
0003784900.tif 000005
【図５】
0003784900.tif 000006
【図６】
0003784900.tif 000007
【図７】
0003784900.tif 000008
【図８】
0003784900.tif 000009
【図９】
0003784900.tif 000010
【図１０】
0003784900.tif 000011
【図１１】
0003784900.tif 000012
【図１２】
0003784900.tif 000013
【図１３】
0003784900.tif 000014
【図１４】
0003784900.tif 000015