(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線、二次巻線および帰還巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列接続され、前記帰還卷線よりの制御電圧によって駆動する電圧駆動型の半導体スイッチと、前記二次巻線に接続された整流回路とを備えたリンギングチョ−クコンバ−タにおいて、前記制御電圧の値を、前記半導体スイッチに流れるスイッチング電流の大きさに対応して制御するスイッチング制御手段を備え、このスイッチング制御手段は、前記制御電圧を時間的に略比例して増加させる電圧可変手段を備えたことを特徴とするリンギングチョ−クコンバ−タ。
【請求項２】
請求項１記載のリンギングチョ−クコンバ−タにおいて、前記スイッチング制御手段は、前記半導体スイッチをオンし得るトリガ信号を出力するトリガ信号出力部を備えたことを特徴とするリンギングチョ−クコンバ−タ。
【請求項３】
請求項１又は２記載のリンギングチョ−クコンバ−タにおいて、前記電圧可変手段は、前記制御電圧を一定電流によって生成する定電流供給手段を備えたことを特徴とするリンギングチョ−クコンバ−タ。
【請求項４】
請求項１〜３記載のいずれか１項のリンギングチョ−クコンバ−タにおいて、前記半導体スイッチが、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ又はＳＩＴの何れかであることを特徴とするリンギングチョ−クコンバ−タ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、リンギングチョークコンバ−タにおけるスイッチ素子の制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、リンギングチョークコンバ−タは回路構成が簡単であるばかりでなく、制御用の補助電源が不要であるため、好んで電子機器に採用されている。このリンギングチョークコンバ−タの主変換素子としては、pnp,npn型バイポーラトランジスタ等の電流駆動型の半導体スイッチや、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor）等の電圧駆動型の半導体スイッチ等が用いられている。
特に、電圧駆動型の半導体スイッチは電流駆動型のものと比較して、高速なスイッチング動作を容易に実現できる主変換素子としてよく知られている。
【０００３】
ここで、電圧駆動型の半導体スイッチ（例えばMOSFET）を用いた従来のリンギングチョ−クコンバ−タについて説明する。
【０００４】
図５は、従来のリンギングチョ−クコンバ−タの回路の一例である。このリンギングチョ−クコンバ−タは、一次巻線１、二次巻線２および帰還巻線３を有するトランス４と、二次巻線２に接続された整流素子５と、一次巻線１に接続され、ゲート６Gに印加される電圧（以下、ゲート電圧VGとする。）の大きさに応じて、一次巻線１に流す電流（以下、ドレイン電流IDとする。）をオンオフするMOSFET６とを備えている。
【０００５】
一次巻線１はコイルの巻き始め側が直流電源７の正極に接続され、コイルの巻き終わり側はMOSFET６のドレイン６Dに接続されている。帰還巻線３のコイルの巻き始め側は、抵抗１１およびコンデンサ１２を介してMOSFET６のゲート６Gに接続され、コイルの巻き終わり側は、MOSFET６のソース６Sと共に直流電源７の負極に接続されている。また、MOSFET６のゲート６Gと直流電源７の正極との間には、起動抵抗１３が接続されている。さらに、二次巻線２のコイルの巻き終わり側には整流素子５のアノードが接続され、コイルの巻き始め側と整流素子５のカソードとの間には平滑コンデンサ８が接続されている。
なお、MOSFET６のゲート６Gには、二次巻線２の電圧すなわち出力電圧VOの値を制御する出力電圧制御部３３が接続されている。
【０００６】
次に、図面を参照しながら従来の電源装置の動作を説明する。
図６(a) (b) (c)および(d)は、それぞれ帰還巻線３の電圧（以下、帰還巻線電圧VNCとする。）,コンデンサ１２に流れる電流I１２, MOSFET６のゲート電圧ＶＧ,ドレイン電流IDの、それぞれの波形図を表すものである。
直流電源７をオンすると、起動抵抗１３を介してコンデンサ１２が充電され、MOSFET６のゲート６Gに電圧が印加されてMOSFET６がオン開始状態になる。MOSFET６がオン開始状態になると一次巻線１に電圧が印加されてドレイン電流IDが流れ始める。すると、帰還巻線３には図６(a)のような帰還巻線電圧ＶNCが発生し、コンデンサ１２に図６（b）のような電流Ｉ12が流れ、図６（c）に示したようなゲート電圧ＶGがMOSFET６のゲート６Ｇに印加される。これにより、図６（d）に示したようなドレイン電流ＩDが流れる。
やがて、ドレイン電流ＩDが所定の値ＩDPに達すると、出力電圧制御部３３はMOSFET６にオフ信号Soffを出力し、MOSFET６はオフする。MOSFET６がオフすると、トランス４に蓄えられたエネルギは整流素子５を通して出力される。そしてトランス４に蓄えられたエネルギがなくなると整流素子５はオフするが、トランス４にはわずかな残留エネルギがあり、このエネルギにより帰還巻線３にフライバック電圧が発生して再びMOSFET６をオンさせて発振動作を継続する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来の電源装置では図６に示したように、ドレイン電流ＩDが所定の値ＩDｐとなるのに必要なだけのゲート電圧ＶGｐが、オン直後にMOSFET６のゲート６Gに供給される。
しかし、ドレイン電流ＩDが所定の値ＩDｐになるまでは、必要以上の電圧がMOSFET６のゲート６Gに供給されていることになり、この必要以上の電圧の2乗に比例したエネルギ損失が電源装置に発生し、電源装置の動作時における効率が低下する。
特に、二次巻線２に接続される負荷が無い時もしくは軽い時（以下、軽負荷時とする。）には、発振周波数が高くなるためエネルギ損失が増大する。そのため、従来の電源装置では消費電力を低減化することが困難であった。
【０００８】
本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、半導体スイッチの制御端に印加する電圧を制御することにより、消費電力を低くすることができるリンギングチョ−クコンバ−タを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、電圧駆動型の半導体スイッチの駆動電圧を、トランスに流れる１次電流、即ち半導体スイッチのスイッチング電流の大きさに応じて可変させる、スイッチング信号制御手段を備えたことを特徴とするものである。
すなわち、本発明の具体的な手段は、一次巻線、二次巻線および帰還巻線を有するトランスと、一次巻線に直列接続され、帰還卷線よりの制御電圧によって駆動する電圧駆動型の半導体スイッチと、二次巻線に接続された整流回路とを備えたリンギングチョ−クコンバ−タであって、制御電圧の値を、半導体スイッチに流れるスイッチング電流の大きさに対応して制御するスイッチング制御手段を備えたことを特徴とするリンギングチョ−クコンバ−タである。
また、このスイッチング制御手段には、半導体スイッチをオンし得るトリガ信号を出力するトリガ信号出力部を備えて、起動を確実に行うように構成することが望ましい。さらに、スイッチング制御手段には、リンギングチョーク電流がリニアに上昇することに鑑みて、制御電圧を時間的に略比例して増加させるための電圧可変手段を備えることを特徴とする。そして、この電圧可変手段は、制御電圧を一定電流によって生成する定電流供給手段を備えることが望ましい。
尚、電圧駆動型の半導体スイッチとしては、ＭＯＳＦＥＴ叉はＩＧＢＴ又はＳＩＴの何れかが望ましい。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は、この実施形態に係るリンギングチョークコンバータの一回路図である。この回路は、一次巻線１、二次巻線２および帰還巻線３を有するトランス４と、二次巻線２に接続された整流素子５と、一次巻線１に接続されたMOSFET６と、このMOSFET６のゲート６Gと帰還巻線３のコイルの巻き始め側との間に設けられたドライブ回路３０とを備えている。
【００１１】
ドライブ回路３０は、オン期間中にはドレイン電流ＩDの大きさに対応する値のゲート電圧VGをMOSFET６のゲート６Gに印加することによりMOSFET６を適当に制御するようになっている。すなわち、MOSFET６は、ドライブ回路３０からゲート６Gに印加される適当なゲート電圧VGの大きさに応じて、一次巻線１に流すドレイン電流ＩDを制御するようになっている。なお、ドライブ回路３０は本発明におけるスイッチ制御手段に相当する。
【００１２】
一次巻線１はコイルの巻き始め側が直流電源７の正極に接続され、コイルの巻き終わり側はMOSFET６のドレイン６Dに接続されている。帰還巻線３のコイルの巻き始め側は、ドライブ回路３０を介してMOSFET６のゲート６Gに接続され、コイルの巻き終わり側は、MOSFET６のソース６Sと共に直流電源７の負極に接続されている。さらに、MOSFET６のゲート６Gと直流電源７の正極との間には、起動抵抗１３が接続されている。また、二次巻線２のコイルの巻き終わり側には整流素子５のアノードが接続され、コイルの巻き始め側と整流素子５のカソードとの間には平滑コンデンサ８が接続されている。
【００１３】
ここで、ドライブ回路３０の構成について説明する。図２はドライブ回路３０の構成の一例を表すものである。ドライブ回路３０は、MOSFET６がオンし始めるのに必要なゲート電圧、すなわち、トリガ信号をMOSFET６のゲート６Gに出力するドライブ回路Ａ３１と、オン期間中にドレイン電流ＩDの大きさに対応する値 の、ゲート電圧ＶGをMOSFET６のゲート６Gに印加するドライブ回路B３２と、二次巻線２の電圧、すなわち出力電圧ＶOの値を制御する出力電圧制御部３３とを有している。これらのドライブ回路Ａ３１、ドライブ回路Ｂ３２および出力電圧制御部３３は、例えば、並列に接続されている。出力電圧制御部３３は、出力電圧ＶOの値を検出し、この出力電圧ＶOが所定の値を超えると、オフ信号ＳoffをMOSFET６に出力して、MOSFET６をオフさせるようになっている。なお、ドライブ回路Ａ３１は本発明のトリガ信号出力部に相当し、ドライブ回路Ｂ３２は本発明の定電流供給部に相当する。
【００１４】
ドライブ回路Ａ３１には、例えばコンデンサおよび抵抗を直列接続した回路等を使用し、ドライブ回路Ｂ３２には、例えば図３(a)〜(c)に示した構成の定電流回路等を使用するようにする。なお、ドライブ回路３０の構成は上記したものに限定されず、ドライブ回路Ａ３１とドライブ回路Ｂ３２の機能を組み合わせてもよい。
【００１５】
ここで、図３の定電流回路について説明する。図３（ａ）の回路では、整流素子４５及び抵抗４４を介して、トランジスタ４２のベース４２Ｂに電流が流れると、トランジスタ４２はオン状態となる。これにより、整流素子４５、トランジスタ４２のコレクタ４２Ｃ、エミッタ４２Ｅを介して、抵抗４１に電流Ｉ41が流れる。このとき、トランジスタ４３のベース４３Ｂとエミッタ４３Ｅとの間に設けられた抵抗４１には、トランジスタ４３のベース４３Ｂ、エミッタ４３Ｅ間電圧が印加されるため、次式に示すような定電流Ｉ41が流れる。
Ｉ41＝ＶBE43／Ｒ41
ただし、ＶBE43はトランジスタ４３のベース４３Ｂ、エミッタ４３Ｅ間の電圧を表し、Ｒ41は抵抗４１の抵抗値を表す。
【００１６】
図３（ｂ）に示した回路は、図２のドライブ回路Ａ３１の機能とドライブ回路Ｂ３２の機能とを組み合わせたものであり、図３（ａ）の定電流回路の抵抗４１にトリガ信号を生成するコンデンサ４６を、例えば並列に接続したものである。
【００１７】
図３（ｃ）に示した回路は、図３（ａ）のトランジスタ４３をツェナーダイオード４７に置き換えたもので、抵抗４１にはツェナーダイオード４７の電圧ＶZ47が印加され、以下に示す定電流が流れる。
Ｉ41＝ＶZ47／Ｒ４１
【００１８】
図３（ｄ）に示した回路は、ジャンクションＦＥＴ４８のゲート４８Ｇとソース４８Ｓとの間に設けられた抵抗４９の電圧降下により、ジャンクションＦＥＴ４８のゲート４８Ｇ、ソース４８Ｓ間電圧が制御され、定電流Ｉ49が流れる。
【００１９】
次に、本実施形態に係るリンギングチョークコンバータの動作について図面を参照しながら説明する。図４(a) ,(b), (c), (d)および(e)は、それぞれ帰還巻線電圧ＶNC, ドライブ回路A３１からMOSFET６のゲート６Gに流れる電流Ｉ31, ドライブ回路Ｂ32からMOSFET６のゲート６Gに流れる電流Ｉ32, MOSFET６のゲート電圧ＶG, ドレイン電流ＩDの波形図を表すものである。
【００２０】
直流電源７をオンすると、起動抵抗１３を介してドライブ回路Ａ３１のコンデンサおよびMOSFET６のゲート６G・ソース6S間の寄生容量に充電が行われる。この充電によってゲート電圧ＶGがしきい値に達すると、MOSFET６がオン開始状態になる。MOSFET６がオン開始状態になると,一次巻線１に電圧が印加されてドレイン電流ＩDが流れ始める。すると、帰還巻線３に一次巻線１と帰還巻線３の巻数比に比例した帰還巻線電圧ＶNCが図４(a)のように発生する。帰還巻線３に帰還巻線電圧ＶNCが発生すると、ドライブ回路A３１からMOSFET６のゲート６Gに図４ (b)のような電流Ｉ31が、図４のＴon1で表される期間中流れる。
これにより、Ｔon1で表される期間中には、主に電流Ｉ31がMOSFET６のトリガ信号となってMOSFET６はオンする。同時に、ドライブ回路Ｂ32により定電流制御された電流Ｉ32がドライブ回路B３２からMOSFET６のゲート６G・ソース6S間の寄 生容量に図４ (c)のように流れる。したがって、MOSFET６のゲート６G・ソース6S間の寄生容量には電流Ｉ31と電流Ｉ32との和に相当する電流が流れる。
これにより、Ｔon2で表される期間中には、流そうとするドレイン電流ＩDの大きさに対応するようなゲート電圧ＶG、すなわち,図４(d)のように時間に対して略直線的に増加するようなゲート電圧ＶＧがMOSFET６のゲート６Gに印加される。このようなゲート電圧ＶＧがMOSFET６に印加されると、図４(e)のようなドレイン電流ＩDが一次巻線１に流れる。そして、ドレイン電流ＩDが所定の値ＩDPに達すると、出力電圧制御部３３はMOSFET６にオフ信号Soffを出力し、MOSFET６はオフする。以降は従来の電源装置と同様に動作する。
【００２１】
本実施形態に係るリンギングチョークコンバータによれば、オン期間中にはドライブ回路３０がドレイン電流ＩD の大きさに対応したゲート電圧ＶGをMOSFET６のゲート６G・ソース6S間に印加することによって、必要以上の電圧がMOSFET６に印加されなくなってエネルギ損失が低くなり、電源装置の効率を高めることができ、特に軽負荷時の消費電力を低減することができる。
【００２２】
なお、本発明のスイッチング電源装置は,上記の実施形態に限定されるのものでなく、半導体スイッチとしてはMOSFETだけでなく、IGBTその他の電圧駆動型のものを用いても同様の作用および効果を奏することができる。また、トランスや整流素子等の回路部品は、上記実施形態と異なる配置にしてもよい。
【００２３】
【発明の効果】
本発明のリンギングチョークコンバータによれば、オン期間中には、スイッチ制御手段が一次巻線電流の大きさに対応したゲート電圧を半導体スイッチの制御端に印加することによって、必要以上の電圧が半導体スイッチに供給されなくなり、電源装置の効率を高めることができ、軽負荷時を含めて消費電力を低減することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施形態のリンギングチョークコンバータの一回路図である。
【図２】図1の実施形態のドライブ回路の一例を表す回路図である。
【図３】定電流回路の例を表す構成図である。
【図４】図1に示したリンギングチョークコンバータを動作させた時の波形図である。
【図５】従来のリンギングチョークコンバータの回路図である。
【図６】図５に示したリンギンギチョークコンバータを動作させた時の波形図である。
【符号の説明】
１…一次巻線、２…二次巻線、３…帰還巻線、４…トランス、５…整流素子、６…MOSFET、６D…ドレイン、６G…ゲート、６S…ソース、７…直流電源、８…平滑コンデンサ、３０…ドライブ回路、３１…ドライブ回路A、３２…ドライブ回路B、３３…出力電圧制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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