(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
フィラメントを有する放電灯の点灯に必要な電圧を放電灯の両端に印加する主インバータと、主インバータと入力電源およびスイッチング素子を共用しフィラメントにフィラメント電流を供給するフィラメントインバータとを備え、主インバータとフィラメントインバータとは放電灯への出力経路に共振特性の異なる共振系を持ち、フィラメント電流がピーク値となるスイッチング素子の駆動周波数をランプ電流がピーク値となる駆動周波数よりも高く設定し、両ピーク値の間の周波数領域で駆動周波数を変化させ、駆動周波数を変化させる周波数領域では駆動周波数が高くなるほどフィラメント電流が増加するとともにランプ電流が減少するようにし、調光点灯時の駆動周波数の上限値を予熱時の駆動周波数以下にしたことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
予熱時のフィラメント電流が下限値となるときの駆動周波数を、予熱時に放電灯が放電を開始するランプ電圧となるときの駆動周波数以上にしたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記フィラメントインバータは、前記主インバータの共振電流経路に１次巻線を挿入したトランスを備え、トランスの２次巻線からフィラメント電流を供給することを特徴とする請求項１または請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
フィラメントを有する放電灯の点灯に必要な電圧を放電灯の両端に印加する主インバータと、主インバータと入力電源およびスイッチング素子を共用しフィラメントにフィラメント電流を供給するフィラメントインバータとを備え、主インバータとフィラメントインバータとは放電灯への出力経路に共振特性の異なる共振系を持ち、かつ主インバータの共振系の周波数特性を予熱時と調光点灯時とで変化させ、フィラメント電流がピーク値となるスイッチング素子の駆動周波数をランプ電流がピーク値となる駆動周波数よりも高く設定し、両ピーク値の間の周波数領域で駆動周波数を変化させ、駆動周波数を変化させる周波数領域では駆動周波数が高くなるほどフィラメント電流が増加するとともにランプ電流が減少するようにし、調光点灯時の駆動周波数の上限値を予熱時の駆動周波数以下にしたことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項５】
放電灯は、口金部を除く単位長さ当たりのランプインピーダンスが８Ω／ｃｍ以上の蛍光灯であることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、調光点灯時のフィラメント電流に上限が規定されている放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、図４２に示すように、フィラメントＦ1 ，Ｆ2 を有する放電灯Ｌａを高周波電力で点灯させる放電灯点灯装置が提供されている。図示する放電灯点灯装置は、商用電源のような交流電源ＡＣにより直流電圧を得る直流電源と、直流電源から高周波電力に変換するインバータ回路とを備える。直流電源は、交流電源ＡＣを整流するダイオードブリッジよりなる整流回路ＤＢと、整流回路ＤＢの出力電圧を平滑する平滑コンデンサＣ0 とからなる。また、インバータ回路はハーフブリッジ方式であって、ＭＯＳＦＥＴよりなる一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路を平滑コンデンサＣ0 に並列接続し、直流カット用のコンデンサＣ1 とインダクタＬ1 と放電灯（一般には蛍光ランプ）Ｌａとの直列回路を一方のスイッチング素子Ｑ2 に並列接続した構成となっている。さらに、放電灯ＬａのフィラメントＦ1 ，Ｆ2 の非電源側端間には予熱用のコンデンサＣ2 が接続される。この構成においては、図示しない制御回路によって両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を同時にオンにしないように高周波で交互にオンオフさせるように制御し、平滑コンデンサＣ0 からコンデンサＣ1 を通して放電灯Ｌａに電力を供給する状態と、コンデンサＣ1 を電源として放電灯Ｌａに電力を供給する状態とを繰り返すことで、放電灯Ｌａに高周波の交番電流を流すようになっている。
【０００３】
しかして、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をスイッチングする駆動周波数を変化させると、インダクタＬ1 とコンデンサＣ2 と放電灯Ｌａとからなる共振系を流れる電流経路や放電灯Ｌａへの印加電圧を変化させることができ、予熱、始動、全点灯（定格点灯）、調光点灯の各動作が可能になるのである。
さらに詳しく説明すると、放電灯Ｌａの消灯時と全点灯時と調光点灯時とでは、放電灯Ｌａのランプインピーダンスが変化することによって、駆動周波数と放電灯Ｌａの両端電圧ＶLaとの関係は図４３のようになる（図４３の▲１▼▲２▼▲３▼がそれぞれ消灯時、全点灯時、調光点灯時を示す）。予熱時には、放電灯Ｌａは消灯しており、放電灯Ｌａの両端電圧ＶLaは放電灯Ｌａが点灯しない程度の低い電圧に設定される。つまり、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の駆動周波数を上記共振系の共振周波数に比較して十分に高い予熱周波数ｆｐに設定する。この状態では、インバータ回路より出力される高周波電流は、すべてフィラメントＦ1 ，Ｆ2 およびコンデンサＣ2 を通る経路で流れ、フィラメントＦ1 ，Ｆ2 が予熱される。
【０００４】
フィラメントＦ1 ，Ｆ2 の予熱後に駆動周波数を引き下げ上記共振系の共振周波数に近い始動周波数ｆｓに到達させると、放電灯Ｌａの両端電圧ＶLaが上昇し、放電灯Ｌａの両端電圧ＶLaが始動電圧に達して点灯する。放電灯Ｌａが点灯すれば上記共振系における駆動周波数と放電灯Ｌａの両端電圧との関係が変化し、全点灯時の関係になる。放電灯Ｌａの始動後に駆動周波数をさらに共振周波数に近づけると放電灯Ｌａは点灯周波数ｆｌにおいて定格点灯状態になる。調光点灯を行なうには、全点灯の状態から駆動周波数を調光点灯周波数ｆｄまで高くすればよく、これによってランプ電流ｌLaが小さくなり、駆動周波数と放電灯Ｌａの両端電圧との関係は調光点灯時の関係になって放電灯Ｌａの両端電圧ＶLaが上昇する。
【０００５】
いま、ランプインピーダンスをＺLa（＝ＶLa／ＩLa）とすると、上記共振系は図４４のような等価回路で表すことができる。ここに、ＲF1，ＲF2はそれぞれフィラメントＦ1 ，Ｆ2 の抵抗である。上記回路構成では、フィラメントＦ1 ，Ｆ2 に流れるフィラメント電流ＩF はコンデンサＣ2 を流れる電流と等しいから、フィラメント電流ＩF は数１のようになる。
【０００６】
【数１】
0003834892.tif 000002
【０００７】
予熱時には放電灯Ｌａは点灯していないから、ランプ電流ＩLaは０とみなしてよく、インバータ回路の出力電流はすべてフィラメントＦ1 ，Ｆ2 を流れるのであって、予熱に十分な電流がフィラメントＦ1 ，Ｆ2 に流れることになる。
一方、全点灯時には駆動周波数が予熱時よりも低いからコンデンサＣ2 のインピーダンスが大きくなり、予熱時に比べてフィラメント電流ＩF は小さくなる。
【０００８】
さらに、調光点灯時には全点灯時よりも駆動周波数が高いから、コンデンサＣ2 のインピーダンスが全点灯時よりも小さくなりフィラメント電流ＩF は全点灯時よりも大きくなる。
上述のようなフィラメントＦ1 ，Ｆ2 を介してコンデンサＣ2 をインバータ回路に接続し、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の駆動周波数を変化させ放電灯Ｌａの状態に応じて上記共振系の共振状態が変化することを利用することによりフィラメント電流ＩF を自動的に制御する回路方式をＣ予熱方式と呼んでいる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、全点灯時に放電灯Ｌａに十分な電力を供給し、かつ予熱時には十分な予熱電流をフィラメントＦ1 ，Ｆ2 に流すようにインダクタＬ1 およびコンデンサＣ2 の値を設定すると、全点灯時や調光点灯時にもフィラメント電流ＩF が流れることになる。放電灯Ｌａとして常時予熱形ではない蛍光ランプを用いる場合に全点灯時にはフィラメント電流ＩF を流す必要がないにもかかわらず、フィラメント電流ＩF が流れることによって損失が発生する（以下では、この損失をフィラメント損失という）。
【００１０】
ところで、放電灯Ｌａの点灯時においてフィラメント電流ＩF を低減する技術としては、図４５に示すように、２個のフィラメントＦ1 ，Ｆ2 にそれぞれ独立してＣ予熱方式を採用することが考えられている。この構成では、図４２に示した回路構成と同じ共振条件を得るために、コンデンサＣ2 の半分の容量の２個のコンデンサＣ2a，Ｃ2bが並列に接続されることになる。つまり、図４２に示した回路構成では２個のフィラメントＦ1 ，Ｆ2 が直列に接続されていたのに対して、図４５に示す回路構成では２個のフィラメントＦ1 ，Ｆ2 が並列に接続されるから、図４２の回路構成に比較するとフィラメントの抵抗成分は４分の１になる。その結果、フィラメント電流ＩF が同じであってもフィラメント損失は半分になる。また、図４５の回路構成ではフィラメントの断線や寿命末期などの検出をＸ−Ｙ点間で行なうことができるから、インバータ回路から見るとグランド電位を基準として検出できることになる。ただし、実際にはフィラメントの抵抗成分が減少する分だけ全点灯時や調光点灯時におけるフィラメント電流ＩF が増加することになる。
【００１１】
フィラメント損失は、フィラメントＦ1 ，Ｆ2 の抵抗ＲF1，ＲF2が等しいとすればフィラメント電流ＩF が大きいほど大きくなる。一方、近年、照明器具の小形化、放電灯Ｌａの高効率化、省資源化を目的として放電灯Ｌａを細径化する傾向にある。たとえば、従来より提供されている定格消費電力が２０Ｗ以上の蛍光ランプとして管径を３６．５ｍｍに統一したものが提供されているのに対して、最近ではＴＬ′５（フィリップス社製品）あるいはＴ５などの名称で提供されている管径が１６ｍｍの細径の蛍光灯がある。
【００１２】
この種の細径の放電灯Ｌａは単位長さ当たりのランプインピーダンスＺLaが従来の放電灯Ｌａに比較して大きいものであるから（ランプインピーダンスＺLaはたとえば、ＦＬ２０ＳＳで３．９Ω／ｃｍ、ＦＨＦ３２で４．２Ω／ｃｍ、ＴＬ′５の場合には１４Ｗのもので８．９Ω／ｃｍ）、点灯時におけるフィラメント電流ＩF が従来の放電灯Ｌａよりも大きくなる。その結果、Ｃ予熱方式では放電灯Ｌａの点灯効率（インバータ回路の出力電力に対する放電灯Ｌａの光出力の比）が低下するという問題が生じる。
【００１３】
また、Ｃ予熱方式では駆動周波数を制御し、ランプインピーダンスＺLaとコンデンサＣ2 のインピーダンスとの比率を変化させることによって、フィラメント電流ＩF を変化させているものであり、全点灯時に比較して調光点灯時にはフィラメント電流ＩF が増加するものである。しかして、上述のような細径の放電灯Ｌａは、点灯時におけるフィラメント電流ＩF の上限値が予熱時におけるフィラメント電流ＩF の下限値よりも低く規定されているから、調光点灯時にフィラメント電流ＩF が増加したときに上記上限値を越える可能性があり、ランプ寿命が短くなる恐れがある。
【００１４】
さらに、上述のような細径の放電灯Ｌａでは、予熱時と調光点灯時とにおける両端電圧ＶLaの差が比較的小さいとともに、ランプインピーダンスＺLaが比較的高いものであるから消灯時と調光点灯時との共振特性の差が小さくなる。その結果、予熱時と調光点灯時とにおける駆動周波数の差が小さくなる。すなわち、予熱時と調光点灯時とのフィラメント電流ＩF に差をつけにくく、予熱時のフィラメント電流ＩF を確保しながらも調光点灯時のフィラメント電流ＩF を予熱時のフィラメント電流ＩF の下限値よりも低く設定するのが難しいという問題を有している。
【００１５】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、予熱時にはフィラメントを予熱するのに十分なフィラメント電流を供給し、全点灯時や調光点灯時にはフィラメント電流を低減して、フィラメント損失を低減し、かつ調光点灯時におけるフィラメント電流の上限値を越えないようにした放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、フィラメントを有する放電灯の点灯に必要な電圧を放電灯の両端に印加する主インバータと、主インバータと入力電源およびスイッチング素子を共用しフィラメントにフィラメント電流を供給するフィラメントインバータとを備え、主インバータとフィラメントインバータとは放電灯への出力経路に共振特性の異なる共振系を持ち、フィラメント電流がピーク値となるスイッチング素子の駆動周波数をランプ電流がピーク値となる駆動周波数よりも高く設定し、両ピーク値の間の周波数領域で駆動周波数を変化させ、駆動周波数を変化させる周波数領域では駆動周波数が高くなるほどフィラメント電流が増加するとともにランプ電流が減少するようにし、調光点灯時の駆動周波数の上限値を予熱時の駆動周波数以下にしたものである。この構成によれば、予熱時にはフィラメントを予熱するのに十分なフィラメント電流を供給し、全点灯時や調光点灯時にはフィラメント電流を低減してフィラメント損失を低減し、かつ調光点灯時におけるフィラメント電流の上限値が予熱時のフィラメント電流の下限値を越えないように制御することが可能になる。
【００１７】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、予熱時のフィラメント電流が下限値となるときの駆動周波数を、予熱時に放電灯が放電を開始するランプ電圧となるときの駆動周波数以上にしたものである。この構成によれば、予熱時に放電灯の放電が開始されるのを防止することができる。
【００１８】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、フィラメントインバータが、主インバータの共振電流経路に１次巻線を挿入したトランスを備え、トランスの２次巻線からフィラメント電流を供給するものである。
【００２６】
請求項４の発明は、フィラメントを有する放電灯の点灯に必要な電圧を放電灯の両端に印加する主インバータと、主インバータと入力電源およびスイッチング素子を共用しフィラメントにフィラメント電流を供給するフィラメントインバータとを備え、主インバータとフィラメントインバータとは放電灯への出力経路に共振特性の異なる共振系を持ち、かつ主インバータの共振系の周波数特性を予熱時と調光点灯時とで変化させ、フィラメント電流がピーク値となるスイッチング素子の駆動周波数をランプ電流がピーク値となる駆動周波数よりも高く設定し、両ピーク値の間の周波数領域で駆動周波数を変化させ、駆動周波数を変化させる周波数領域では駆動周波数が高くなるほどフィラメント電流が増加するとともにランプ電流が減少するようにし、調光点灯時の駆動周波数の上限値を予熱時の駆動周波数以下にしたものである。この構成によれば、予熱時にはフィラメントを予熱するのに十分なフィラメント電流を供給し、全点灯時や調光点灯時にはフィラメント電流を低減してフィラメント損失を低減し、かつ調光点灯時におけるフィラメント電流の上限値が予熱時のフィラメント電流の下限値を越えないように制御することが可能になるのである。
【００２７】
請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４のいずれかの発明において、放電灯として、口金部を除く単位長さ当たりのランプインピーダンスが８Ω／ｃｍ以上の蛍光灯を用いるものである。請求項１ないし請求項４の発明では、このようにランプインピーダンスの高い放電灯であっても最適条件を設定して点灯させることが可能になるものである。
【００２８】
【発明の実施の形態】
（基本構成）
本発明の基本構成を図１に示す。図示するように、放電灯Ｌａに点灯用の電力を供給する主インバータ１と、放電灯ＬａのフィラメントＦ1 ，Ｆ2 を予熱するためのフィラメントインバータ２とを備える。主インバータ１およびフィラメントインバータ２はスイッチング素子の駆動周波数（つまり出力周波数）を制御することによって、放電灯Ｌａに供給する電力を変化させるものである。この構成は、ＴＬ′５やＴ５のようなランプインピーダンスの比較的高い放電灯（口金部を除く単位長さ当たりのランプインピーダンスが８Ω／ｃｍ以上の蛍光灯）Ｌａに特に好適である（この種の放電灯では従来のＣ予熱方式では予熱時のフィラメント電流の条件と、全点灯時や調光点灯時の両端電圧ないしフィラメント電流の条件とを同時に満足させるのが困難である）。
【００２９】
主インバータ１とフィラメントインバータ２との駆動周波数に対する負荷電流特性は図２に示すように設定されており、フィラメント電流ＩF がピーク値となる駆動周波数は、ランプ電流ＩLaがピーク値となる駆動周波数よりも高く設定してある。また、調光点灯時においてフィラメント電流ＩF が上限値ＩFUとなるフィラメントインバータ２の駆動周波数ｆ2 は、調光点灯時においてランプ電流ＩLaが下限値ＩLLとなる主インバータ１の駆動周波数ｆ1 よりも高く設定されている（ｆ1 ＜ｆ2 ）。
【００３０】
したがって、主インバータ１とフィラメントインバータ２とを同じ駆動周波数で動作させるとすれば、全点灯時ないし調光点灯時には、主インバータ１とフィラメントインバータ２とを周波数ｆ1 以下の駆動周波数で動作させることになり、フィラメント電流ＩF は必ず上限値ＩFUよりも低くなる。ここにおいて、主インバータ１、フィラメントインバータ２の構成はとくに限定されるものではなく、駆動周波数の制御によって出力電力を変化させることができる構成であれば、ハーフブリッジ形、フルブリッジ形、一石形など方式を問わないものである。また、主インバータ１とフィラメントインバータ２とは駆動周波数が等しいから、電源およびスイッチング素子を共用することが可能である。
【００３１】
ところで、発明が解決する課題として説明したように、細径の放電灯Ｌａでは調光点灯時のフィラメント電流ＩＦ  の上限値ＩＦＵは予熱時のフィラメント電流ＩＦ  の下限値ＩＦＬよりも低くなければならない。そこで、予熱時の駆動周波数は図３のように調光点灯時のフィラメント電流ＩＦ  の上限値ＩＦＵが得られる駆動周波数ｆ２  よりも高い周波数ｆ４  に設定される（ｆ２  ＜ｆ４  ）。
【００３２】
また、図３（ｂ）は放電灯Ｌａの消灯時において主インバータ１が放電灯Ｌａに印加する両端電圧ＶLaの駆動周波数に対する特性を示しており、予熱時には放電灯Ｌａの両端電圧ＶLaは放電開始電圧ＶS よりも低くなければならないから、主インバータ１によって放電灯Ｌａの両端電圧ＶLaが放電開始電圧ＶS となる駆動周波数をｆ3 とすれば、フィラメントインバータによりフィラメントＦ1 ，Ｆ2 を予熱する上記周波数ｆ4 は周波数ｆ3 よりも高く設定される（ｆ3 ＜ｆ4 ）。
【００３３】
したがって、主インバータ１とフィラメントインバータ２とを同じ駆動周波数で動作させるとすれば、予熱時には主インバータ１とフィラメントインバータ２とを周波数ｆ4 以上の駆動周波数で動作させることになり、放電灯Ｌａの放電を開始させることなく十分に予熱し、始動後には周波数ｆ1 以下の駆動周波数で動作させることにより、フィラメント電流ＩF を小さくした状態で調光点灯が可能になるのである。
【００３４】
（実施形態１）
本実施形態は、図４に示すように、主インバータ１とフィラメントインバータ２とにおいて電源およびスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を共用したものであり、直流カット用のコンデンサＣ11，Ｃ12、および放電灯Ｌａとともに共振系を構成するインダクタＬ11，Ｌ12やコンデンサＣ21，Ｃ22は個別に設けてある。また、フィラメントインバータ２は、２つの２次巻線を有したトランスＴ1 を備える。
【００３５】
さらに具体的に説明する。主インバータ１およびフィラメントインバータ２の電源である直流電源は、商用電源である交流電源ＡＣをダイオードブリッジよりなる整流回路ＤＢにより全波整流し、整流回路ＤＢの出力を平滑コンデンサＣ0 で平滑することにより得ている。
主インバータ１は、平滑コンデンサＣ0 に並列接続されたＭＯＳＦＥＴよりなる一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路を備え、一方のスイッチング素子Ｑ2 には、直流カット用のコンデンサＣ11とインダクタＬ11とコンデンサＣ21との直列回路が並列接続される。また、コンデンサＣ21に対して放電灯Ｌａが並列接続される。ここに、本実施形態では、放電灯Ｌａとしてたとえばフィリップス社製のＴＬ′５やＴ５のような細径のものを用いることを想定しているが、他の放電灯でも本実施形態の技術を適用可能である。
【００３６】
また、フィラメントインバータ２は、主インバータ１とスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を共用し、一方のスイッチング素子Ｑ2 に対して、直流カット用のコンデンサＣ12とインダクタＬ12とコンデンサＣ22とトランスＴ1 の１次巻線との直列回路を並列接続してある。トランスＴ1 の各２次巻線は、それぞれフィラメントＦ1 ，Ｆ2 に接続される。
【００３７】
両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は図示しない制御回路によって同時にオンにならないようにして高周波で交互にオンオフされる。したがって、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間にコンデンサＣ11，Ｃ12に蓄積した電荷をスイッチング素子Ｑ2 のオン期間に放出することで放電灯Ｌａに交番した高周波電力を与えることができるのである。
【００３８】
ところで、コンデンサＣ11，Ｃ12はコンデンサＣ21，Ｃ22に比較すると１桁以上大きい容量を有するものであって、共振系としては無視して差し支えない。したがって、主インバータ１の共振系はインダクタＬ11とコンデンサＣ21と放電灯Ｌａとにより構成され、フィラメントインバータ２の共振系はインダクタＬ12とコンデンサＣ22とトランスＴ1 と放電灯ＬａのフィラメントＦ1 ，Ｆ2 とにより構成されることになる。両共振系は独立した特性を有し、上述した図２、図３の特性を持つように各共振系の共振周波数が設定される。また、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の駆動周波数は基本構成として説明した範囲で制御される。
【００３９】
本実施形態では、トランスＴ１  を用いているから、トランスＴ１  としてリーケージトランスを用いることにより、インダクタＬ１２の限流機能をトランスＴ１  に持たせることができる。つまり、インダクタＬ１２をトランスＴ１  で兼用し部品点数を削減することが可能である。スイッチング素子Ｑ１  ，Ｑ２  はＭＯＳＦＥＴだけでなくバイポーラトランジスタのようにオンオフ制御可能なスイッチ素子を用いてもよい。
【００４０】
（実施形態２）
本実施形態は、図５に示すように、実施形態１における直流カット用のコンデンサＣ１１，Ｃ１２を１つのコンデンサＣ１  で共用したものである。コンデンサＣ１１，Ｃ１２はコンデンサＣ２１，Ｃ２２に比較して容量が十分に（１桁以上）大きいから、共用化することによって部品点数が削減されるのはもちろんのこと、他の部品を共用化する場合に比較してコストをかなり低減することが可能になる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００４１】
（実施形態３）
本実施形態は、図６に示すように、直流カット用のコンデンサＣ1 とインダクタＬ11との間にトランスＴ1 の１次巻線を挿入したものである。トランスＴ1 にはリーケージトランスを用いてインダクタＬ12を省いてあり、また、フィラメントインバータ２の共振系を構成するコンデンサとしては、トランスＴ1 の２個の２次巻線とフィラメントＦ1 ，Ｆ2 との間にそれぞれ挿入したコンデンサＣ22a ，Ｃ22b を用いている。
【００４２】
本実施形態における定数は、図７に示す関係が得られるように設定する。すなわち、予熱周波数ｆｐ（基本構成の周波数ｆ1 に相当）は、調光点灯周波数ｆｄ（基本構成の周波数ｆ4 に相当）よりも高い周波数であって、予熱周波数ｆｐで予熱電流を確保でき、しかも予熱周波数ｆｐよりも少し高い周波数でフィラメント電流ＩF がピーク値を持つようにコンデンサＣ22a ，Ｃ22b を設定する。
【００４３】
本実施形態では、フィラメントインバータ２の出力を主インバータ１の一部から取り出していることにより、主インバータ１の共振特性がフィラメントインバータ２の影響を受けるから、図７に実線で示すように、フィラメント電流ＩF のピーク付近で主インバータ１の出力電流もピークを持つとともに、このピークの両端では主インバータ１の出力電流はフィラメントインバータ２がないとき（図７に破線で示す）よりも低下する。
【００４４】
しかして、全点灯状態である点灯周波数ｆｌから駆動周波数を上げていくと、フィラメントインバータ２がないときよりもランプ電流の低下が急激になる。つまり、調光点灯周波数ｆｄは、フィラメントインバータ２がない場合の調光点灯周波数ｆｄ′に比較して低くなる。その結果、予熱周波数ｆｐと調光点灯周波数ｆｄとの周波数差を大きくとることができ、調光点灯時のフィラメント電流ＩF を小さくするのが容易になる。
以上説明したように本実施形態では予熱時に比較して調光点灯時のフィラメント電流ＩF を容易に小さくすることができるから、細径の放電灯Ｌａにも容易に適合させることができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００４５】
（実施形態４）
本実施形態は、図８に示すように、トランスＴ1 の１次巻線をコンデンサＣ21に直列接続したものである。つまり、実施形態３と同様にフィラメントインバータ２の出力を主インバータ１の一部から取り出したものであって、取り出す位置が異なるほかは同様の構成を有している。また、コンデンサＣ22a ，Ｃ22b の定数設定についても実施形態３と同様の条件になる。
【００４６】
（参考例１）
本例は、図９に示すように、フィラメントインバータ２の電源を主インバータ１のスイッチング素子Ｑ１と直流カット用のコンデンサＣ１との直列回路の両端から取り出している。
フィラメントインバータ２は、図１０に示すように、スイッチング素子Ｑ１とコンデンサＣ１との直列回路に、スイッチング素子Ｑ３とインダクタＬ３とコンデンサＣ３との直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ３とインダクタＬ３との接続点にカソードを接続したダイオードＤ３のアノードをコンデンサＣ３の負極側に接続した降圧チョッパ部と、コンデンサＣ３を電源として動作するハーフブリッジ形のインバータ回路とからなる。このインバータ回路は一対のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の直列回路をコンデンサＣ３の両端間に接続し、一方のスイッチング素子Ｑ５にトランスＴ１の１次巻線と直流カット用のコンデンサＣ４との直列回路を並列接続してある。
【００４７】
すなわち、スイッチング素子Ｑ3 を図示しない制御回路により高周波でオンオフさせることによって入力電圧を降圧しコンデンサＣ3 を充電するのであり、このコンデンサＣ3 の両端の直流電圧をスイッチング素子Ｑ4 ，Ｑ5 のオンオフによって高周波電力に変換するのである。したがって、スイッチング素子Ｑ4 ，Ｑ5 も図示しない制御回路によりオンオフされる。
【００４８】
さらに具体的に説明する。本例では、放電灯Ｌａへの供給電力を変化させるために、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数は変えずにオンデューティを変化させている。すなわち、図１１（ａ）（ｂ）（ｄ）（ｅ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフの期間を、たとえば期間ｔ０−ｔ１と期間ｔ１−ｔ３との時間比から、期間ｔ０−ｔ２と期間ｔ２−ｔ３との時間比に変化させるのである。しかして、図１１の（ｄ）（ｅ）の関係のようにスイッチング素子Ｑ１のオン期間をスイッチング素子Ｑ２のオン期間よりも長く設定すると、コンデンサＣ１の充電時間が長くなることによってコンデンサＣ１の両端電圧が高くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にインダクタＬ１とコンデンサＣ２との共振回路に印加される電圧が下がり、結果的に放電灯Ｌａへの供給電力が低下する。また、スイッチング素子Ｑ２のオン期間には上記共振回路に印加される電圧が高くなるが、その時間が短いから放電灯Ｌａへの供給電力は小さいものである。
【００４９】
一方、スイッチング素子Ｑ1 とコンデンサＣ1 との直列回路の両端電圧Ｖinはフィラメントインバータ２の電源であって、フィラメントインバータ２への入力電圧Ｖinは図１１（ｃ）（ｆ）のような関係になる。つまり、期間ｔ2 −ｔ3 においては放電灯Ｌａへの供給エネルギが減少すると、フィラメントインバータ２への入力電圧Ｖinは上昇する。そこで、図１１（ｇ）のように、スイッチング素子Ｑ3 を期間ｔ2 −ｔ3 でオンにすれば、放電灯Ｌａへの供給電力が減少するに従ってコンデンサＣ3 の両端電圧を上昇させることができる。その結果、放電灯Ｌａへの供給電力が減少するに従ってフィラメントＦ1 ，Ｆ2 に供給する予熱電力を大きくすることが可能になる。このような動作によって、調光点灯時にはフィラメントＦ1 ，Ｆ2 を十分に予熱して放電が生じやすい状態とし、調光点灯を安定に行なうことができるのである。
【００５０】
（参考例２）
本例は、図１２に示すように、参考例１のフィラメントインバータ２の構成を変更したものであって、１石式のインバータを用いた構成としてある。すなわち、スイッチング素子Ｑ１とコンデンサＣ１との直列回路の両端間にはダイオードＤ６とコンデンサＣ５との直列回路を接続し、このコンデンサＣ５にはトランスＴ１の１次巻線とスイッチング素子Ｑ６との直列回路を接続し、さらに、トランスＴ１の１次巻線には共振用のコンデンサＣ６を並列接続してある。
【００５１】
他の構成および動作は参考例１と同様であって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを変化させることにより放電灯Ｌａへの供給電力を制御するものであり、これにより放電灯Ｌａへの供給電力が減少するとフィラメントインバータ２への供給電圧が上昇し、結果的にフィラメントＦ１，Ｆ２に供給される予熱電力が増加して調光点灯時にも安定した点灯が可能になるのである。
【００５２】
（参考例３）
参考例２ではフィラメントインバータ２の電源を正極側のスイッチング素子Ｑ１とコンデンサＣ１との直列回路の両端から取り出していたのに対して、本例は、図１３に示すように、負極側のスイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ１との直列回路の両端から取り出すようにしたものである。また、放電灯ＬａとインダクタＬ１とコンデンサＣ１との直列回路はスイッチング素子Ｑ２ではなくスイッチング素子Ｑ１と並列に接続してある。このように、参考例２の構成における正極側の構成と負極側の構成とを入れ換えた形になっている。
【００５３】
基本的な動作は参考例２と同様であり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューディを変化させるとコンデンサＣ１の両端電圧が変化して放電灯Ｌａへの供給電力が変化するのである。しかして、調光点灯時において放電灯Ｌａへの供給電力が減少すると、フィラメントインバータ２のコンデンサＣ５の両端電圧が上昇し、結果的にフィラメントＦ１，Ｆ２に供給される予熱電力が増加するのであって、この構成でも調光点灯時に安定点灯が可能になる。さらに、本例ではスイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ６とは基準電位が等しいものであるから、スイッチング素子Ｑ６を駆動する制御回路には基準電位を変化させるためのレベルシフト回路が不要であり、制御回路の構成が簡単になる。他の構成および動作は参考例２と同様である。
【００５４】
（参考例４）
参考例３ではコンデンサＣ５への充電電圧を半波整流しているが、本例は、図１４に示すように、２個のダイオードＤ６１，Ｄ６２を設けることによりコンデンサＣ５への充電電圧を全波整流するとともに、整流電圧をコンデンサＣ５とともに平滑するためのインダクタＬ５を設けてチョークインプット形の平滑回路を構成したものである。このような構成を採用することにより、コンデンサＣ５の両端電圧の変動が少なくなる。また、全波整流により電力利用効率が高く、かつ充電電流が滑らかになるから電力変換効率が高くなる。他の構成および動作は参考例３と同様である。
【００５５】
（参考例５）
本例は、実施形態１と同じ回路構成において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御形態を変更したものである。すなわち、予熱時と全点灯時とは実施形態１と同様に駆動周波数のみを変化させているが、調光点灯は駆動周波数ではなくオンデューディを変化させることで行なうものである。
【００５６】
いま、予熱時と始動時と全点灯時とはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンデューティを５０％（実際には両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が同時にオンになるのを防止するために、両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を同時にオフにするデッドタイムを設けてあるから、オンデューティは５０％よりもやや小さくなる）として駆動周波数のみ変化させて、放電灯Ｌａへの供給電力およびフィラメント電流ＩF を制御する。
【００５７】
一方、調光点灯にはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンデューティを変化させる。たとえば、両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンデューティを３０％：７０％、６０％：４０％などと非均等にするのである。オンデューティが５０％：５０％ではコンデンサＣ11の両端電圧はコンデンサＣ0 の両端電圧のほぼ半分になるが、上述のようにオンデューティを非均等にすることで、コンデンサＣ11の両端電圧が変化し（上昇し）、結果的に放電灯Ｌａへの供給電力が変化して（低下して）調光点灯されることになる。
【００５８】
本例では、全点灯の際の点灯周波数ｆｌと調光点灯周波数ｆｄとが等しいから、全点灯時に対して調光点灯時にフィラメント電流ＩＦが増加することがなく、基本構成で説明した予熱時と調光点灯時とのフィラメント電流ＩＦの条件を容易に満足させることができる。つまり、図１５に示すように、全点灯時の駆動周波数−電流特性（実線〔１〕）に対して調光点灯時の駆動周波数−電流特性（破線〔２〕）がランプ電流ＩＬａを引き下げる方向に偏移するのであり、同じ周波数でオンデューティを変化させるだけで調光点灯が可能になるのである。その結果、予熱周波数ｆｐと調光点灯周波数ｆｄとの差が大きくなり、予熱時のフィラメント電流ＩＦの下限値よりも調光点灯時のフィラメント電流ＩＦの上限値を十分に引き下げることが可能になる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００５９】
なお、図４２に示したＣ予熱方式においても、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をデューティ制御すれば、調光点灯周波数ｆｄを点灯周波数ｆｌと同じかやや高い程度に設定することが可能であり、調光点灯周波数ｆｄと予熱周波数ｆｐとの周波数差を比較的大きくすることが可能である。
（参考例６）
本例は、図１６に示すように、主インバータ１およびフィラメントインバータ２の電源となるコンデンサＣ０と整流回路ＤＢとの間に電圧調整回路３を設けたものである。図示例では電圧調整回路３として昇圧チョッパ回路を用いている。すなわち、整流回路ＤＢの出力端間にインダクタＬ０とスイッチング素子Ｑ０との直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ０の両端間にダイオードＤ０を介してコンデンサＣ０を接続しているのである。スイッチング素子Ｑ０は図示しない制御回路によって高周波でオンオフされ、ＰＷＭ制御によりオン期間を変化させることで、コンデンサＣ０の両端電圧を調節可能としてある。
【００６０】
したがって、予熱時であって放電灯Ｌａの両端電圧を低く設定する必要があるきにはスイッチング素子Ｑ0 のオンデューティを小さくすることでコンデンサＣ0 の両端電圧を低く設定し、始動時のように放電灯Ｌａの両端電圧を高く設定する必要があるときにはスイッチング素子Ｑ0 のオンデューティを大きくすることでコンデンサＣ0 の両端電圧を高く設定する。なお、放電灯Ｌａを外した時や放電灯Ｌａの寿命末期などを検出する手段を別途に設ければ、その際に電圧調整回路３の出力電圧を引き下げるように制御することが可能になり、放電灯Ｌａを外した時の電極間の電圧を引き下げて感電を防止したり、軽負荷時の余剰エネルギによる回路構成素子へのストレスを低減することも可能である。
【００６１】
主インバータ１およびフィラメントインバータ２の構成および動作は実施形態１と同様であって、予熱周波数ｆｐと点灯周波数ｆｌや調光点灯周波数ｆｄとに十分な差を付けることができる。つまり、全点灯時や調光点灯時におけるフィラメント電流ＩF を小さくすることができるのである。
上述のように、電圧調整回路３を設けたことによって、主インバータ１の出力制御が実施形態１の構成よりも一層容易になるとともに、主インバータ１、フィラメントインバータ２の周波数特性の設計が広い範囲で行えるようになる。しかも、電圧調整回路３として上述のようなチョッパ回路を採用すれば、交流電源ＡＣから整流回路ＤＢへの入力電流を高周波的に流し続けることができるから、入力電流に休止期間が生じないのであり、交流電源ＡＣと整流回路ＤＢとの間に簡単な高周波阻止フィルタを挿入するだけで、入力電流波形を連続的なものにすることができる。つまり、入力電流歪を低減することが可能である。
【００６２】
ところで、本例のように電圧調整回路３を設けると、図４２に示した従来のインバータ回路Ａにおいてスイッチング素子の駆動周波数を変化させるとともに、インバータ回路Ａへの入力電圧を調節することにより、予熱時と調光点灯時との条件を満足させることが可能になる。つまり、図１７に示すように、電圧調整回路３を設けてコンデンサＣ０の両端電圧を放電灯Ｌａの動作状態に応じて変化させるのである。
【００６３】
具体的には、予熱時には調光点灯時よりもインバータ回路Ａの駆動周波数を高く設定するとともに、コンデンサＣ0 の両端電圧を高く設定することで、コンデンサＣ2 を通して流れる電流、つまりフィラメント電流ＩF を増加させ、調光点灯時には予熱時よりもインバータ回路Ａの駆動周波数を低く設定するとともに、コンデンサＣ0 の両端電圧を低く設定することで、コンデンサＣ2 を通して流れるフィラメント電流ＩF を低減させるのである。要するに、インバータ回路Ａの駆動周波数を変化させる制御に加えてインバータ回路Ａの入力電圧を変化させることで、予熱時と調光点灯時とのフィラメント電流ＩF に十分な差を付けるのである。このような駆動周波数およびコンデンサＣ0 の両端電圧の制御はインバータ回路Ａの動作状態に応じて予熱、全点灯、調光点灯などを判断する制御回路４が行なう。また、上述のように電圧調整回路３をチョッパ回路で構成すれば、入力力率の改善にもなる。つまり、電圧調整回路３はコンデンサＣ0 の両端電圧の調節だけでなく、力率の改善や入力電流歪の改善に寄与するものである。
【００６４】
（参考例７）
本例は、図１８に示すように、放電灯ＬａのフィラメントＦ１，Ｆ２の非電源側端間にコンデンサＣ２と可変インピーダンスＺとの直列回路を接続したものであり、可変インピーダンスＺは両端電圧が制御可能になっている。可変インピーダンスＺとしては、図１９（ａ）〜（ｄ）のような回路構成が採用可能であって、同図（ａ）のようにコンデンサＣ７にトランスＴ２の２次巻線を並列接続したもの、同図（ｂ）のようにコンデンサＣ７にトランスＴ２の２次巻線とコンデンサＣ８とを並列接続したもの、同図（ｃ）のようにトランスＴ２のみのもの、同図（ｄ）のようにコンデンサＣ７にトランスＴ２の２次巻線とインダクタＬ７とを並列接続したものなどがある。これらの構成では、トランスＴ２の１次巻線に印加する電圧を制御すれば、コンデンサＣ７の両端間ないしトランスＴ２の２次巻線のインピーダンスを制御することができる。
【００６５】
そこで、可変インピーダンスＺを構成するトランスＴ2 の１次巻線に印加する電圧は、以下のような条件に設定する。すなわち、放電灯Ｌａの供給電力が大きい全点灯時に対して放電灯Ｌａの供給電力が比較的小さい調光点灯時には予熱電力を大きくするものである。また、図２０に示すように、可変インピーダンスＺの両端電圧波形（実線）は、インバータ回路Ａの出力電圧波形（破線）の位相と一致させてある。図２０（ａ）は予熱時、（ｂ）は調光点灯時を示しており、予熱時にはインバータ回路Ａの出力電圧に対して可変インピーダンスＺの両端電圧を比較的小さくすることによって、可変インピーダンスＺとコンデンサＣ2 との直列回路の両端電圧を比較的高くし、結果的にフィラメントＦ1 ，Ｆ2 に十分なフィラメント電流ＩF を供給することができる。また、調光点灯時にはインバータ回路Ａの出力電圧に対して可変インピーダンスＺの両端電圧を比較的大きくすることによってフィラメント電流ＩF を低減するのである。このような制御により予熱時と調光点灯時との条件を満足させることができる。他の構成および動作は従来構成と同様である。
【００６６】
（参考例８）
本例は、参考例７において図１９（ｂ）に示した構成の具体例であって、図２１に示すように、整流回路ＤＢの出力端間にダイオードＤ４を介してコンデンサＣ０を接続し、さらに、コンデンサＣ０の両端間にダイオードＤ５を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を接続してある。また、スイッチング素子Ｑ２にはインダクタＬ１とコンデンサＣ１とトランスＴ２の１次巻線と放電灯Ｌａとの直列回路が接続され、コンデンサＣ１とトランスＴ２の１次巻線との接続点はコンデンサＣ９を介して整流回路ＤＢとダイオードＤ４との接続点に接続される。放電灯ＬａにはコンデンサＣ１３が並列接続され、トランスＴ２の１次巻線と放電灯Ｌａとの直列回路にはコンデンサＣ１４が並列接続される。さらに、コンデンサＣ１４にはダイオードＤ７が並列に接続される。
【００６７】
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は交互にオンオフされ、スイッチング素子Ｑ1 のオン時にはコンデンサＣ0 からダイオードＤ5 −スイッチング素子Ｑ1 −インダクタＬ1 −コンデンサＣ1 −トランスＴ2 の１次巻線−放電灯Ｌａの経路で電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ1 がオフになれば、インダクタＬ1 の蓄積エネルギがコンデンサＣ1 −コンデンサＣ9 −ダイオードＤ4 −コンデンサＣ0 −スイッチング素子Ｑ2 （スイッチング素子には通常はダイオードを逆並列に接続するから、そのダイオードを通る。また、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いるときには寄生ダイオードがその機能と等価になる）の経路で放出され、コンデンサＣ0 の両端電圧が昇圧されることになる。
【００６８】
次に、スイッチング素子Ｑ2 がオンになると、整流回路ＤＢからコンデンサＣ9 −コンデンサＣ1 −インダクタＬ1 −スイッチング素子Ｑ2 の経路で電流が流れるとともに、コンデンサＣ1 を電源としてインダクタＬ1 −スイッチング素子Ｑ2 −放電灯Ｌａ−トランスＴ2 の１次巻線にも電流が流れる。このように、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフに伴って整流回路ＤＢから高周波的にコンデンサＣ9 を通る経路の電流を流すことができるから、入力電流歪が改善されまた同時に力率も改善されることになる。さらに、上記動作から明らかなように、放電灯Ｌａには高周波交番電流が流れる。
【００６９】
この回路構成は、放電灯Ｌａへの供給電力を減少させると、トランスＴ２の１次巻線の両端電圧が上昇するものであり、放電灯Ｌａへの供給電力を減少させると、可変インピーダンスＺ（トランスＴ２とコンデンサＣ７，Ｃ８とで構成される）を大きくすることができる。つまり、予熱時にはコンデンサＣ７の両端電圧を低くし、調光点灯時には高くすることができるのである。このようにフィラメントＦ１，Ｆ２への供給電力を予熱時と調光点灯時とで制御することが可能になるから、安定な点灯が可能になる。他の構成および動作は参考例７と同様である。
【００７０】
（参考例９）
本例は、図２２に示すように、放電灯ＬａのフィラメントＦ１，Ｆ２の非電源側端間にコンデンサＣ２とトランスＴ３の１次巻線との直列回路を接続し、トランスＴ３に設けた２個の２次巻線をそれぞれフィラメントＦ１，Ｆ２に接続したものである。ここに、トランスＴ３の２次巻線によりフィラメントＦ１，Ｆ２に流す電流の極性は、フィラメントＦ１，Ｆ２を通してトランスＴ３の１次巻線に流れる電流の極性と一致させてある。
【００７１】
しかして、調光点灯時には全点灯時に比較してインバータ回路Ａの駆動周波数が高くなるから、トランスＴ３の１次巻線の両端電圧は調光点灯時のほうが全点灯時よりも高くなる。つまり、放電灯Ｌａへの供給電力が小さいときには予熱電力を大きくすることによって、放電を容易にし、結果的に安定な点灯を可能とするのである。他の構成および動作は参考例７と同様である。
【００７２】
（参考例１０）
本例は、図２３に示すように、図４に示した実施形態２の構成におけるフィラメントインバータ２を変形したものであって、実施形態２では、スイッチング素子Ｑ２の両端間に、コンデンサＣ１とインダクタＬ１２とコンデンサＣ２１とトランスＴ１の１次巻線との直列回路を接続していたのに対して、本実施形態では、コンデンサＣ１とインダクタＬ１３とコンデンサＣ１５との直列回路をスイッチング素子Ｑ２の両端間に接続し、さらにインダクタＬ１３の両端間にインダクタＬ１４とトランスＴ１の１次巻線との直列回路を並列接続し、かつトランスＴ１の１次巻線にコンデンサＣ１６を並列接続した構成を有する。
【００７３】
実施形態１、２では、共振系を含めて主インバータ１およびフィラメントインバータ２としたが、インバータ回路はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 と直流カット用のコンデンサＣ1 とからなり、共振系は負荷回路の一部であるとみなせば、共振系はインバータ回路から負荷である放電灯Ｌａへの電力供給経路に挿入されたフィルタであると考えることができる。そこで、以下の説明ではこの観点で説明する。
【００７４】
インダクタＬ11およびコンデンサＣ21とからなるフィルタは、周波数通過域が比較的低く設定されており、放電灯Ｌａの非点灯時には図２４における▲１▼の周波数特性（周波数−通過率）を示し、放電灯Ｌａの点灯時には図２４における▲２▼の周波数特性を示す。ここに、放電灯Ｌａの非点灯時における共振周波数ｆ11は次式で表される。
ｆ11＝１／２π（Ｌ11・Ｃ21）1/2 
全点灯時の点灯周波数ｆｌ（ｆ12）は、共振周波数ｆ11付近でやや高く設定される。
【００７５】
一方、コンデンサＣ15，Ｃ16、インダクタＬ13，Ｌ14よりなるフィルタは、図２４における▲３▼の周波数特性を有する。このフィルタはバンドパスフィルタとして機能し、カットオフ周波数ｆ13，ｆ14は、それぞれ次式で表される。
ｆ13＝１／２π（Ｌ13・Ｃ15）1/2 
ｆ14＝１／２π（Ｌ14・Ｃ16）1/2 
予熱周波数ｆｐ（ｆ15）は両カットオフ周波数ｆ13，ｆ14の間に設定する。また、後述するＰＷＭ（パルス幅変調）制御に用いる搬送波の周波数ｆ16はカットオフ周波数ｆ14よりもさらに高い周波数に設定されるから、フィラメントＦ1 ，Ｆ2 の予熱には影響がない。
【００７６】
ところで、図２３に示すように、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 はＰＷＭ信号発生器１１により生成された制御信号をドライバ１２を通して与えることによりオンオフされる。ＰＷＭ制御は、周波数がｆ12のランプ点灯電圧指令値ｖ1 と周波数がｆ15のフィラメント予熱電圧指令値ｖ2 とを用いてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンデューティを決めるのであり、ＰＷＭ信号発生器１１には上述した周波数ｆ16の搬送波が入力される。この搬送波をランプ点灯電圧指令値ｖ1 とフィラメント予熱電圧指令値ｖ2 との加算値を閾値として、搬送波の信号値が閾値よりも大きい区間と小さい区間とでオンオフされるパルスを生成するのである。このような動作によって、ランプ点灯電圧指令値ｖ1 とフィラメント予熱電圧指令値ｖ2 との加算値に応じたオンデューティでスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 がオンオフされることになる。
【００７７】
図２５に各部の信号を模式的に示す。いま、ランプ点灯電圧指令値ｖ1 とフィラメント予熱電圧指令値ｖ2 とをそれぞれ図２５（ｂ）（ｃ）に示すような形で与え、ＰＷＭ信号発生器１１において図２５（ａ）のような搬送波からスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に与える制御信号を生成するものとすれば、スイッチング素子Ｑ2 とコンデンサＣ1 との直列回路の両端間（図２３のａ−ｂ点間）には、図２５（ｄ）のように、ｖ1 ＋ｖ2 の値とともにオンデューティの変化する周波数ｆ16の矩形波出力が得られる。
【００７８】
放電灯Ｌａの両端間に印加される電圧は、インダクタＬ11とコンデンサＣ21とからなるフィルタを通るから、図２５（ｅ）のようにランプ点灯電圧指令値ｖ1 に対応した成分になる。また、フィラメントＦ1 ，Ｆ2 に印加される電圧は、インダクタＬ13，Ｌ14とコンデンサＣ15，Ｃ16とからなるフィルタを通るから、図２５（ｆ）のようにフィラメント予熱電圧指令値ｖ2 に対応した成分になる。また、周波数がｆ16である搬送波の成分はどちらのフィルタの通過域にも含まないから、放電灯Ｌａへの印加電圧やフィラメントＦ1 ，Ｆ2 への印加電圧の成分としては現れない。
【００７９】
以上説明したように、本例では、ランプ点灯電圧指令値ｖ１とフィラメント予熱電圧指令値ｖ２として異なる周波数ｆ１２，ｆ１５の指令値を設定し、インバータ回路からは両者を合成した出力を発生させ、その後、フィルタによって両成分を分離して放電灯Ｌａの両端とフィラメントＦ１，Ｆ２とにそれぞれ与えるから、予熱時にはランプ点灯電圧指令値ｖ１を低く、フィラメント予熱指令値ｖ２を高く設定することで、図２４に示す放電灯Ｌａの非点灯時には放電灯Ｌａの両端電圧を必要以上に上昇させることなく、フィラメント予熱電圧を高く確保し十分な予熱電流を得ることができる。また、放電灯Ｌａの全点灯時にはランプ点灯電圧指令値ｖ１を高く、フィラメント予熱指令値ｖ２を低く設定することで、放電灯Ｌａの両端電圧を全点灯に必要な電圧に維持し、フィラメント予熱電圧を低くしフィラメント予熱電流を少なくしてフィラメントによる損失を減少させることができる。同様に、調光点灯時には必要に応じてランプ点灯電圧指令値ｖ１とフィラメント予熱指令値ｖ２とを設定すればよい。
【００８０】
なお、上記説明では指令値として電圧を指定しているが、電流（ランプ電流とフィラメント電流）を指定してもよい。また、ランプ点灯電圧指令値ｖ１とフィラメント予熱電圧指令値ｖ２とは放電灯Ｌａの点灯条件を満足させる範囲であれば、どちらを高い周波数に設定してもよい。
（参考例１１）
参考例１０においては、フィラメントＦ１，Ｆ２に印加する電圧成分の分離にバンドパスフィルタを用いていたが、本実施形態では放電灯Ｌａの両端に印加する電圧成分とフィラメントＦ１，Ｆ２に印加する電圧成分とを搬送波から分離するためのローパスフィルタを設け、フィラメントＦ１，Ｆ２に印加する電圧成分の分離にはハイパスフィルタを用いた点が異なる。
【００８１】
すなわち、図２６に示すように、スイッチング素子Ｑ2 とコンデンサＣ1 との直列回路にはインダクタＬ15とコンデンサＣ17とからなるチョークインプット形のローパスフィルタを接続し、これによって搬送波成分を除去するようになっている。また、トランスＴ1 の１次巻線にはインダクタＬ16を並列接続し、このインダクタＬ16とコンデンサＣ18との直列回路によりハイパスフィルタを構成し、このハイパスフィルタをコンデンサＣ17に並列接続してある。
【００８２】
各フィルタの特性は図２７のようになる。すなわち、インダクタＬ１１とコンデンサＣ２１とからなるフィルタは、参考例１０と同様に放電灯Ｌａの非点灯時に図２７の〔１〕の特性になり、放電灯Ｌａの点灯時に図２７の〔２〕の特性になる。一方、インダクタＬ１５とコンデンサＣ１７とからなるフィルタは、図２７の〔３〕のような特性になり搬送波を除去することができる。このカットオフ周波数ｆ１７は次式で表される。
ｆ１７＝１／２π（Ｌ１５・Ｃ１７）１／２
さらに、インダクタＬ１６とコンデンサＣ１８とからなるフィルタは図２７の〔４〕の特性であって、ランプ電圧指令値ｖ１に相当する成分からフィラメント電圧指令値ｖ２に相当する成分を分離することができる。このカットオフ周波数ｆ１８は次式で表される。
ｆ１８＝１／２π（Ｌ１６・Ｃ１８）１／２
他の構成および動作は参考例１０と同様である。
【００８３】
（参考例１２）
本例は、図２８に示すように、参考例１０の構成におけるＰＷＭ信号発生器１１に変えてＰＤＭ（パルス密度変調）信号発生器１３を用いるものである。ＰＤＭ信号発生器１３は入力信号に比例したパルス密度の出力信号を発生するものであり、ＰＤＭ信号発生器１３への入力信号として周波数がｆ１２であるランプ点灯電圧指令値ｖ１と周波数がｆ１５であるフィラメント予熱指令値ｖ２との加算値を与える。ここで、インバータの最低駆動周波数がカットオフ周波数ｆ１４以上になるように設計する。他の構成および動作は参考例１０と同様であり、放電灯Ｌａの両端に印加される電圧成分とフィラメントＦ１，Ｆ２に印加される電圧成分とをそれぞれフィルタで分離するから、予熱、始動、全点灯、調光点灯の各状態に応じて、ランプ点灯電圧指令値ｖ１とフィラメント予熱指令値ｖ２とを適宜に設定すれば、各状態に適した制御が可能になる。
【００８４】
（参考例１３）
本例は、図２９に示すように、フルブリッジ方式のインバータ回路を用いたものであって、ブリッジ接続されたＭＯＳＦＥＴよりなる４個スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ７，Ｑ８を備える。周知のように、直列接続された各アームのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびＱ７，Ｑ８は同時にオンにならないように制御され、また対角位置のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ８およびＱ２，Ｑ７には同時にオンになる期間が設けられるように制御される。本例においては、すべてのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ７，Ｑ８が同時にオフになる期間を設けてあり、この期間（デッドタイム）が可変となっている。要するにオンデューティが可変になっている。
【００８５】
すなわち、発振器１４の出力を、デッドタイムを調節するための０Ｖ期間制御回路１５に入力して制御信号を生成し、この制御信号をドライバ１２を通してスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ7 ，Ｑ8 に与えることによりスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ7 ，Ｑ8 をオンオフするのである。
各アームのスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 およびＱ7 ，Ｑ8 の接続点間より得られるインバータ回路の出力は、それぞれフィルタを通して放電灯Ｌａの両端およびフィラメントＦ1 ，Ｆ2 に印加される。放電灯Ｌａの両端に印加される電圧成分はインダクタＬ11とコンデンサＣ21との直列回路よりなるローパスフィルタを通り、またフィラメントＦ1 ，Ｆ2 に印加される電圧成分はインダクタＬ16とコンデンサＣ18との直列回路よりなるハイパスフィルタを通る。
【００８６】
インダクタＬ１１およびコンデンサＣ２１よりなるフィルタは、参考例１０で説明したように、放電灯Ｌａの非点灯時には図３０の〔１〕の特性を有し、放電灯Ｌａの点灯時には図３０の〔２〕の特性になる。非点灯時における共振周波数は、次式で表される。
ｆ１１＝１／２π（Ｌ１１／Ｃ２１）１／２
そこで、放電灯Ｌａの全点灯時の周波数ｆ１２はこの共振周波数ｆ１１の近傍でやや高い周波数に設定される。
【００８７】
一方、インダクタＬ16とコンデンサＣ18とからなるフィルタは図３０の▲３▼の特性を有し、そのカットオフ周波数ｆ18は、次式で表される。
ｆ18＝１／２π（Ｌ16・Ｃ18）1/2 
このフィルタの通過域はインバータ回路の駆動周波数であるｆ11の基本波を通過させずに、その高調波成分が通過できるように設定される。
【００８８】
予熱時には、図３１（ａ）に示すように、デッドタイムＤＴが大きくなるように０Ｖ区間制御回路１５を制御する。この場合には、各アームを構成するスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 およびＱ7 ，Ｑ8 の接続点間の電圧波形がパルス波形に近くなるから、その電圧波形に含まれる高調波成分が増加する。つまり、図３１（ｃ）のようにインダクタＬ16とコンデンサＣ18とからなるフィルタを通過する成分が多くなり、フィラメントＦ1 ，Ｆ2 に印加される電圧成分が増加する。また、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ7 ，Ｑ8 のオン期間が短いから、図３１（ｂ）のように放電灯Ｌａの両端間に印加される電圧は低くなる。
【００８９】
一方、放電灯Ｌａの点灯時には、図３２（ａ）のようにデッドタイムＤＴを少なくする。これによって、図３２（ｂ）のように、放電灯Ｌａの両端に印加される電圧成分が増加し、かつ各アームを構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびＱ７，Ｑ８の接続点間の電圧波形に含まれる高調波成分が減少して、図３２（ｃ）のようにフィラメントＦ１，Ｆ２に印加される電圧成分が減少する。他の構成および動作は参考例１０と同様である。
【００９０】
（実施形態５）
本実施形態は、図３３に示すように、基本構成と同様にフィラメントＦ１，Ｆ２に電圧を印加するフィラメントインバータ２を備えるものであって、主インバータ１から放電灯Ｌａの両端に電圧を印加する経路にはインピーダンスが可変となったインピーダンス要素を挿入しているものである。図３３に示す例ではインピーダンス要素として、放電灯Ｌａに直列接続した可変インダクタＬｖと放電灯Ｌａに並列接続したコンデンサＣ２３とを用いている。ここに、主インバータ１とフィラメントインバータ２とは同じ駆動周波数で駆動されている。
いま、主インバータ１から放電灯Ｌａに供給されるランプ電流ＩＬａフィラメントインバータ２からフィラメントＦ１，Ｆ２に供給されるフィラメント電流ＩＦとの周波数特性が図３４に示す関係であるものとし、点灯周波数ｆｌにおいて放電灯Ｌａが全点灯状態になるものとする。つまり、点Ａのランプ電流が流れることになる。主インバータ１とフィラメントインバータ２とは駆動周波数が同じであるから、このとき点Ｂのフィラメント電流ＩＦが流れる。主インバータ１とフィラメントインバータ２との駆動周波数のみを変化させて調光点灯を行なうには、駆動周波数を高周波側にシフトさせることになる。いま、図３５に示すように調光点灯周波数ｆｄにおいて調光点灯させるものとすれば、破線で示す主インバータ１の周波数特性では点Ｃのランプ電流ＩＬａが流れ、点Ｄのフィラメント電流ＩＦが流れることになる。ところで、発明が解決する課題として説明した細径の放電灯Ｌａでは、フィラメント電流ＩＦについて調光点灯時の上限値が予熱時の下限値よりも低くなければならないという制約条件があり、点Ｄにおける電流値ができるだけ低いほうがその制約条件を満たしやすくなる。
【００９１】
そこで、本実施形態では、調光点灯時におけるランプ電流ＩLaを同じ値に保ちながらもフィラメント電流ＩF が小さくなるように、調光点灯時に主インバータ１から放電灯Ｌａに供給されるランプ電流ＩLaの周波数特性を図３５に実線で示すようにシフトさせるのである。つまり、図３３に示した回路構成では、可変インダクタＬｖを用いることによって共振点をずらすことができるから、点Ｃと同じランプ電流ＩLaを得るための調光点灯周波数ｆｄ′を引き下げることができ、結果的にフィラメント電流ＩF が低減されるのである。このときのランプ電流は点Ｃ′になり、フィラメント電流は点Ｄ′になる。
【００９２】
上述の説明から明らかなように、予熱時と調光点灯時とでランプ電流ＩLaの周波数特性を切り換えればよいのであるから、可変インダクタＬｖとしては図３６に示すように、一対のインダクタＬｖ1 ，Ｌｖ2 を直列接続し、一方のインダクタＬｖ2 にスイッチ要素ＳＷを並列接続する構成を採用することができる。この構成では、予熱時や全点灯時にはスイッチ要素ＳＷをオフにしておき、２個のインダクタＬｖ1 ，Ｌｖ2 の直列回路とコンデンサＣ23とによる共振回路を構成し、調光点灯時にはスイッチ要素ＳＷをオンにしてインダクタＬｖ1 とコンデンサＣ23との共振回路を構成する。このような構成によって、調光点灯時におけるランプ電流ＩLaの周波数特性を低周波側にシフトさせることができ、調光点灯時のフィラメント電流ＩF を低減することができる。なお、調光点灯時の回路各部のインピーダンスを調整すれば、フィラメント電流ＩF の上限値以下で調光量に対する最適なフィラメント電流ＩF に調整できる。
【００９３】
上述の実施形態においては、共振回路を構成するインダクンス成分を可変としているが、図３７に示すように、キャパシタンス成分を可変とするように、インダクタＬ２３と可変コンデンサＣｖとを用いてもよい。
（参考例１４）
本例は、図３８に示すように、主インバータ１から放電灯Ｌａへの経路に所定周波数においてランプ電流ＩＬａがほぼ０になるような反共振点を持った共振回路を設けたものである。具体的にはインダクタＬ２３に対してインダクタＬ２４とコンデンサＣ２４とからなる並列共振回路と放電灯Ｌａとを直列接続し、放電灯ＬａにはコンデンサＣ２３を並列接続しているのである。
【００９４】
このような回路を設けることで、ランプ電流ＩLaは図３９に実線で示すような特性になる。つまり、図３９に破線で示す従来のランプ電流ＩLaの特性に比較すると共振点から高周波側で周波数に対するランプ電流ＩLaが大きく低下し、周波数ｆｎではランプ電流ＩLaがほぼ０になるのである。ここに、主インバータ１とフィラメントインバータ２との駆動周波数は等しいものとする。
【００９５】
いま、駆動周波数が点灯周波数ｆｌであって点Ａのランプ電流ＩLaが流れるものとする。インダクタＬ24とコンデンサＣ24とからなる並列共振回路が存在しなければ、調光点灯時には図３９の破線上でランプ電流ＩLaが制御されるから、たとえば点Ｃのランプ電流を得るには駆動周波数を調光周波数ｆｄに設定する必要がある。このときのフィラメント電流ＩF は点Ｄである。
【００９６】
これに対して、本例では並列共振回路を用いたことによって、図３９の実線上でランプ電流ＩＬａが制御されるから、点Ｃと同等のランプ電流ＩＬａを得るには駆動周波数を調光周波数ｆｄ′とすればよい。これによって、調光点灯時のフィラメント電流ＩＦは点Ｄ′になり、調光点灯時のフィラメント電流ＩＦの上限値が予熱時のフィラメント電流ＩＦの下限値を越えないという条件を容易に満たすことができる。
【００９７】
上述の例では、図４０に示すように、インダクタＬ23に直列にインダクタＬ24とコンデンサＣ24との並列共振回路Ｒｐを接続しているが、図４１に示すように、並列共振回路ＲｐをコンデンサＣ23に直列接続してもよい。なお、調光点灯時の回路各部のインピーダンスを調整すれば、フィラメント電流ＩF の上限値以下で調光量に対する最適なフィラメント電流ＩF に調整できる。
【００９８】
【発明の効果】
請求項１の発明は、フィラメントを有する放電灯の点灯に必要な電圧を放電灯の両端に印加する主インバータと、主インバータと入力電源およびスイッチング素子を共用しフィラメントにフィラメント電流を供給するフィラメントインバータとを備え、主インバータとフィラメントインバータとは放電灯への出力経路に共振特性の異なる共振系を持ち、フィラメント電流がピーク値となるスイッチング素子の駆動周波数をランプ電流がピーク値となる駆動周波数よりも高く設定し、両ピーク値の間の周波数領域で駆動周波数を変化させ、駆動周波数を変化させる周波数領域では駆動周波数が高くなるほどフィラメント電流が増加するとともにランプ電流が減少するようにし、調光点灯時の駆動周波数の上限値を予熱時の駆動周波数以下にしたものであり、予熱時にはフィラメントを予熱するのに十分なフィラメント電流を供給し、全点灯時や調光点灯時にはフィラメント電流を低減してフィラメント損失を低減し、かつ調光点灯時におけるフィラメント電流の上限値が予熱時のフィラメント電流の下限値を越えないように制御することが可能になるという利点がある。
【００９９】
請求項２の発明のように、予熱時のフィラメント電流が下限値となるときの駆動周波数を、予熱時に放電灯が放電を開始するランプ電圧となるときの駆動周波数以上になるようにしたものでは、予熱時に放電灯の放電が開始されるのを防止することができるという利点がある。
【０１００】
請求項３の発明のように、フィラメントインバータが、主インバータの共振電流経路に１次巻線を挿入したトランスを備え、トランスの２次巻線からフィラメント電流を供給するものでは、主インバータとフィラメントインバータとの主要部の部品が共用されるから、部品点数が少なくなるという利点がある。
【０１０７】
請求項４の発明は、フィラメントを有する放電灯の点灯に必要な電圧を放電灯の両端に印加する主インバータと、主インバータと入力電源およびスイッチング素子を共用しフィラメントにフィラメント電流を供給するフィラメントインバータとを備え、主インバータとフィラメントインバータとは放電灯への出力経路に共振特性の異なる共振系を持ち、かつ主インバータの共振系の周波数特性を予熱時と調光点灯時とで変化させ、フィラメント電流がピーク値となるスイッチング素子の駆動周波数をランプ電流がピーク値となる駆動周波数よりも高く設定し、両ピーク値の間の周波数領域で駆動周波数を変化させ、駆動周波数を変化させる周波数領域では駆動周波数が高くなるほどフィラメント電流が増加するとともにランプ電流が減少するようにし、調光点灯時の駆動周波数の上限値を予熱時の駆動周波数以下にしたものであり、予熱時にはフィラメントを予熱するのに十分なフィラメント電流を供給し、全点灯時や調光点灯時にはフィラメント電流を低減してフィラメント損失を低減し、かつ調光点灯時におけるフィラメント電流の上限値が予熱時のフィラメント電流の下限値を越えないように制御することが可能になるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  基本構成を示すブロック図である。
【図２】  基本構成の動作説明図である。
【図３】  基本構成の動作説明図である。
【図４】  実施形態１を示す回路図である。
【図５】  実施形態２を示す回路図である。
【図６】  実施形態３を示す回路図である。
【図７】  実施形態３の動作説明図である。
【図８】  実施形態４を示す回路図である。
【図９】  参考例１を示す回路図である。
【図１０】  参考例１を示す要部回路図である。
【図１１】  参考例１の動作説明図である。
【図１２】  参考例２を示す回路図である。
【図１３】  参考例３を示す回路図である。
【図１４】  参考例４を示す回路図である。
【図１５】  参考例５を示す動作説明図である。
【図１６】  参考例６を示す回路図である。
【図１７】  参考例６を示すブロック図である。
【図１８】  参考例７を示す回路図である。
【図１９】  参考例７の要部回路図である。
【図２０】  参考例７の動作説明図である。
【図２１】  参考例８を示す回路図である。
【図２２】  参考例９を示す回路図である。
【図２３】  参考例１０を示す回路図である。
【図２４】  参考例１０の動作説明図である。
【図２５】  参考例１０の動作説明図である。
【図２６】  参考例１１を示す回路図である。
【図２７】  参考例１１の動作説明図である。
【図２８】  参考例１２を示す回路図である。
【図２９】  参考例１３を示す回路図である。
【図３０】  参考例１３の動作説明図である。
【図３１】  参考例１３の動作説明図である。
【図３２】  参考例１３の動作説明図である。
【図３３】  実施形態５を示す回路図である。
【図３４】  実施形態５の動作説明図である。
【図３５】  実施形態５の動作説明図である。
【図３６】  実施形態５の動作説明図である。
【図３７】  実施形態５の要部回路図である。
【図３８】  参考例１４を示す回路図である。
【図３９】  参考例１４の動作説明図である。
【図４０】  参考例１４の概略構成図である。
【図４１】  参考例１４の概略構成図である。
【図４２】  従来例を示す回路図である。
【図４３】  同上の動作説明図である。
【図４４】  同上の動作説明図である。
【図４５】  同上の動作説明図である。
【符号の説明】
１  主インバータ
２フィラメントインバータ
３  電圧調整回路
Ａ  インバータ回路
ＡＣ  交流電源
Ｃ０  平滑用のコンデンサ
Ｃ１，Ｃ１１，Ｃ１２  直流カット用のコンデンサ
Ｃ２  コンデンサ
Ｃ２１，Ｃ２２  共振用のコンデンサ
ＤＢ  整流回路
Ｆ１，Ｆ２  フィラメント
Ｌａ  放電灯
Ｌ１１，Ｌ１２  共振用のインダクタ
Ｑ１，Ｑ２  スイッチング素子
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３  トランス
Ｚ  可変インピーダンス
【図１】
0003834892.tif 000003
【図２】
0003834892.tif 000004
【図３】
0003834892.tif 000005
【図４】
0003834892.tif 000006
【図５】
0003834892.tif 000007
【図６】
0003834892.tif 000008
【図７】
0003834892.tif 000009
【図８】
0003834892.tif 000010
【図９】
0003834892.tif 000011
【図１０】
0003834892.tif 000012
【図１１】
0003834892.tif 000013
【図１２】
0003834892.tif 000014
【図１３】
0003834892.tif 000015
【図１４】
0003834892.tif 000016
【図１５】
0003834892.tif 000017
【図１６】
0003834892.tif 000018
【図１７】
0003834892.tif 000019
【図１８】
0003834892.tif 000020
【図１９】
0003834892.tif 000021
【図２０】
0003834892.tif 000022
【図２１】
0003834892.tif 000023
【図２２】
0003834892.tif 000024
【図２３】
0003834892.tif 000025
【図２４】
0003834892.tif 000026
【図２５】
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【図２６】
0003834892.tif 000028
【図２７】
0003834892.tif 000029
【図２８】
0003834892.tif 000030
【図２９】
0003834892.tif 000031
【図３０】
0003834892.tif 000032
【図３１】
0003834892.tif 000033
【図３２】
0003834892.tif 000034
【図３３】
0003834892.tif 000035
【図３４】
0003834892.tif 000036
【図３５】
0003834892.tif 000037
【図３６】
0003834892.tif 000038
【図３７】
0003834892.tif 000039
【図３８】
0003834892.tif 000040
【図３９】
0003834892.tif 000041
【図４０】
0003834892.tif 000042
【図４１】
0003834892.tif 000043
【図４２】
0003834892.tif 000044
【図４３】
0003834892.tif 000045
【図４４】
0003834892.tif 000046
【図４５】
0003834892.tif 000047