(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＡＣ成分を含む電気入力信号からノイズスパイクを除去する方法であって、
前記の入力信号の真の実効値を算定する工程と、
前記の入力信号をローパスフィルタ処理する工程と、
前記の真の実効値の関数である変動オフセット値を作成する工程と、
前記ローパスフィルタ処理された信号に前記の変動オフセット値を重畳することにより変動閾値を作成する工程と、
前記の入力信号を前記の変動閾値と比較する工程と、
前記の入力信号が前記の変動閾値を超えると、スパイク検出信号を生成する工程と、
前記スパイク検出信号の発生期間における前記の入力信号をブランク処理する工程とからなるノイズスパイク除去方法。
【請求項２】
前記のブランク処理をする期間（以下、ブランク処理期間という。）が前記真の実効値に依存する、請求項１記載のノイズスパイク除去方法。
【請求項３】
所定期間内で発生する前記の入力信号部分を格納する工程と、
前記のブランク処理期間の開始前と終了後に発生する入力信号の値で、前記のブランク処理期間内の入力信号部分を補間処理する工程と、
前記の入力信号を前記の補間部分で置換する工程とから成る、請求項２に記載のノイズスパイク除去方法。
【請求項４】
前記入力信号から正スパイクを除去するため、前記ローパスフィルタ処理された入力信号に正変動オフセット値を加算して高変動閾値を作成し、前記の入力信号値が高変動閾値を超えると前記のスパイク検出信号を生成する、請求項１乃至３のいずれかに記載のノイズスパイク除去方法。
【請求項５】
前記入力信号から負スパイクを除去するため、前記のローパスフィルタ処理された入力信号から負変動オフセット値を減算して低変動閾値を作成し、前記の入力信号値が低変動閾値よりも低くければ前記のスパイク検出信号を生成する、請求項１乃至３のいずれかに記載のノイズスパイク除去方法。
【請求項６】
前記入力信号から正負両方のスパイクを除去するため、前記のローパスフィルタ処理された入力信号に正変動オフセット値を加算して高変動閾値を作成し、前記のローパスフィルタ処理された入力信号から負変動オフセット値を減算することで低変動閾値を作成し、さらに、前記の入力信号値が高変動閾値を超えるか、または、低変動閾値よりも低い場合に、前記のスパイク検出信号を生成する、請求項１乃至３のいずれかに記載のノイズスパイク除去方法。
【請求項７】
前記の入力信号を一連のパルスにデジタル化する工程と、前記の一連のパルスを所定数のパルスをもつ各ブロックに分割する工程と、前記の各ブロックの真の実効値を計算する工程とから成る、請求項１乃至６のいずれかに記載のノイズスパイク除去方法。
【請求項８】
さらに、前記のパルスを、デジタル遅延ライン（２１）を通過するパルスをタップ処理するための複数のタップを備えるデジタル遅延ライン（２１）へ伝送する工程と、スパイク検出信号の発生と同時に、ブランク処理期間の開始前と終了後のパルスをデジタル遅延ライン（２１）からタップ処理する工程と、前記のタップ処理されたパルスで、入力信号のブランク処理期間内部分を補間する工程と、前記のブランク処理期間内に、前記入力信号をデジタル化したパルスを前記の補間処理で得たパルスに置き換える工程とから成る、請求項７に記載のノイズスパイク除去方法。
【請求項９】
振幅変調信号を復調する振幅から得た変調信号からスパイクを除去する方法であって、前記の振幅変調信号のエンベロープからエンベロープ信号を生成する工程と、前記のエンベロープ信号からそのエンベロープ信号の前記真の実効値と局部ピーク値とを算定する工程と、前記のエンベロープ信号をローパスフィルタ処理する工程と、前記の真の実効値と局部ピーク値の関数としての前記変動オフセット値を作成する工程と、前記の変動オフセット値を前記のローパスフィルタ処理したエンベロープ信号に重畳して変動閾値を作成する工程と、前記のエンベロープ信号を前記の変動閾値と比較する工程と、前記のエンベロープ信号が前記の変動閾値を超えると、スパイク検出信号を生成する工程と、前記のスパイク検出信号の発生期間における前記復調信号をブランク処理する工程とから成る、請求項１乃至８のいずれかに記載のノイズスパイク除去方法。
【請求項１０】
前記のブランク処理期間が前記の局部ピーク値に依存する、請求項９に記載のノイズスパイク除去方法。
【請求項１１】
所定期間において発生する前記の復調信号部分を格納する工程と、前記のブランク処理期間の開始前と終了後に発生する前記の入力信号値で、前記ブランク処理中の復調信号部分を補間する工程と、前記のブランク処理期間において、前記の入力復調信号を前記の補間処理部分に置換える工程とから成る、請求項９または１０に記載のノイズスパイク除去方法。
【請求項１２】
ＡＣ成分を含む電気入力信号からノイズスパイクを除去する装置であって、前記の入力信号の真の実効値を算定するための手段（１１）と、前記の入力信号をローパスフィルタ処理するためのローパスフィルタ（１５）と、前記の真の実効値の関数である変動オフセット値を作成するためのオフセット発生器（１３）と、前記のローパスフィルタ処理信号に前記の変動オフセット値を重畳することにより変動閾値を作成するための重畳処理手段（１７）と、前記の入力信号を前記の変動閾値と比較して、前記の入力信号が前記変動閾値を超えるとスパイク検出信号を生成するような比較手段（１９）と、前記のスパイク検出信号の発生期間における前記の入力信号をブランク処理するためのブランク処理手段（２１、２３、２５）とから成る、ノイズスパイク除去装置。
【請求項１３】
前記のブランク処理をする期間（以下、ブランク処理期間という。）が前記の真の実効値に依存するよう制御する、請求項１２に記載のノイズスパイク除去装置。
【請求項１４】
所定の時間内に発生する前記の入力信号部分を格納するための格納手段（２１）と、前記のブランク処理期間の開始前と終了後に発生する前記の入力信号の値で、前記の入力信号のブランク処理期間部分を補間するための補間処理手段（２３）と、前記の入力信号を前記の補間処理部分に置き換えるための置換処理手段（２３、２５）とから成る、請求項１３に記載のノイズスパイク除去装置。
【請求項１５】
前記入力信号から正スパイクを除去するため、前記の入力信号に正変動オフセット値を加算して高変動閾値を作成する加算手段（１７）と、前記の入力信号値が前記の高変動閾値を超えた場合にスパイク検出信号を生成するような比較手段（１９）とから成る、請求項１２乃至１４のいずれかに記載のノイズスパイク除去装置。
【請求項１６】
前記入力信号から負スパイクを除去するため、前記の入力信号から負変動オフセット値を減算して低変動閾値を作成する減算手段と、前記の入力信号値が低変動閾値よりも低い場合に、前記のスパイク検出信号を生成するようなスパイク検出手段とから成る、請求項１２乃至１５のいずれかに記載のノイズスパイク除去装置。
【請求項１７】
前記入力信号から正負両方のスパイクを除去するため、前記の入力信号に正変動オフセット値を加算して高変動閾値を作成する加算手段（１７ｈ）と、前記の入力信号から負変動オフセット値を減算して低変動閾値を作成する減算手段（１７ｌ）と、さらに、前記の入力信号値が高変動閾値を超えるか、あるいは、低変動閾値よりも低い場合に、前記のスパイク検出信号を生成する比較手段（１９ｈ、１９ｌ）とから成る、請求項１２乃至１６のいずれかに記載のノイズスパイク除去装置。
【請求項１８】
前記の入力信号を一連のパルスにデジタル化するデジタル処理手段（３１）と、前記の一連のパルスをそれぞれ所定の数のパルスをもつブロックに分割する分割処理手段と、前記の各ブロックの真の実効値を算定するためのｒｍｓ計算手段（１１）とから成る、請求項１２から１７のいずれかに記載のノイズスパイク除去装置。
【請求項１９】
前記のパルスを遅延させ、かつ、デジタル遅延ライン（２１）を通過するパルスをタップ処理するために複数のタップを備えるデジタル遅延ライン手段（２１）と、スパイク検出信号の発生に基いて、前記のブランク処理期間の開始前と終了後に発生するタップ処理パルスを選択するためのパルス選択手段と、選択されたパルスでブランク処理期間内の入力信号部分を補間処理し、前記のブランク処理期間内に発生する前記入力信号のパルスを、前記の補間処理で得たパルスに置き換える補間手段（２３）とから成る、請求項１８に記載のノイズスパイク除去装置。
【請求項２０】
前記の振幅変調信号のエンベロープからのエンベロープ信号を作成するエンベロープ信号作成手段（３１）と、前記のエンベロープ信号から、前記の真の実効値と前記のエンベロープ信号の局部ピーク値を算定する計算手段（１１、３３）と、前記のエンベロープ信号をローパスフィルタ処理するローパスフィルタ手段（１５）と、前記の真の実効値と局部ピーク値の関数としての前記の変動オフセット値を作成するためのオフセット生成手段（１３）と、前記の変動オフセット値を前記のローパスフィルタ処理されたエンベロープ信号に重畳して変動閾値を作成するための閾値作成手段（１７）と、前記のエンベロープ信号と前記の変動閾値を比較して、そのエンベロープ信号値が前記の変動閾値を超えた場合にスパイク検出信号を生成するような比較手段（１９）と、前記のスパイク検出信号の発生期間において前記の復調信号をブランク処理するようなブランク処理手段（２１、２３、２５）とから成る、振幅変調信号を復調する振幅によって得た復調信号からスパイクを除去するための請求項１２乃至１９のいずれかに記載のノイズスパイク除去装置。
【請求項２１】
前記のブランク処理期間を前記の局部ピーク値に依存するよう制御する、請求項２０に記載のノイズスパイク除去装置。
【請求項２２】
所定期間内に発生する変調信号部分を格納するための格納手段（２１）と、ブランク処理期間の開始前と終了後に発生する入力信号の値で、前記のブランク処理期間における復調信号部分を補間するための、また、前記のブランク処理期間内において前記の入力復調信号を前記の補間処理された部分に置換するための補間処理手段（２３）とから成る、請求項２０または２１に記載のノイズスパイク除去装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＡＣ成分をもつ電気信号からノイズスパイクを除去するための方法と装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電気信号には、その信号の処理中や使用中において不具合の原因となるノイズスパイクが発生する場合がある。無線（radio）振幅変調（ＡＭ）信号に対する自動車エンジンの電子的妨害（electronic interference）によるノイズスパイクなどがその一例である。このようなノイズスパイクは、ＡＭカーラジオに装備のラウドスピーカーの出力信号に障害を引き起こす。
【０００３】
このノイズスパイクの除去については、これまでにも多くの出願において解決が試みられている。
【０００４】
例えば米国特許US-A-4 965 800号では、低電圧閾値と高電圧閾値を使用して２値における低値状態と高値状態とをそれぞれ識別し、スパイクによって生じた信号の誤りを検出するためのスパイク検出器を備えたデジタル式信号欠損検出装置（a digital signal fault detector）が開示されている。通常のスパイクのないパルス信号は、スパイク時間（spike time）よりも長いパルス時間をもつと推定される。このスパイク検出器は、入力信号を低高いずれかの状態に識別するための高電圧閾値と低電圧閾値と、前記の２値の低値状態や高値状態の持続時間を測定して所定のスパイク時間と比較する手段と、前記の2値の低値状態、または、高値状態の持続時間（duration）が前記のスパイク時間よりも短い場合にスパイクの発生を検出する手段とから成る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記の米国特許US-A-4 965 800号に開示されるスパイク検出器では、入力信号における強度の変化に対応することができない。その結果、弱い入力信号の識別が正確に実行できず、スパイクを検出できない可能性がある。
【０００６】
前記のような問題点は、その信号の2値の高低状態で識別するデジタル入力信号を処理する際にはさほど支障を生じないのであるが、ＡＭ無線信号など振幅が変調されるアナログ信号を処理する場合には、深刻な問題となってしまう。
【０００７】
このため、本発明の目的は、その強度が変化するような信号、特に、振幅が変調されるアナログ信号からノイズスパイクを除去することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、請求項１から請求項１２にそれぞれ記載するように、ノイズスパイクを除去するための方法と装置を提供する。また、本発明の実施形態については、それぞれ従属形式の請求項に示す。
【０００９】
本発明はその第１の特徴（aspect）により、入力信号の真の実効値（actual rms value）を算定し、その入力信号をローパスフィルタ処理し、真の実効値の関数として変動オフセット値（variableoffset）を生成し、さらに、この変動オフセット値を後述のローパスフィルタ処理された信号に重畳することで変動閾値（variable threshold）を生成し、前記の入力信号がこの変動閾値を超えるとスパイク検出信号を発生して、このスパイク検出信号の発生期間における前記の入力信号をブランク処理（無効にする）するような方法を提供する。
【００１０】
入力信号の真の実効値に依存する変動オフセット値を利用したり、ローパスフィルタ処理した入力信号に変動オフセット値を重畳して得られる変動閾値を作成することで、前記の閾値つまりスパイク検出性能（performance）を、入力信号の強度変化に適合させることができる。前記の変動オフセット値は入力信号そのものではなくローパスフィルタ処理した入力信号に重畳されるため、前記の閾値は、そこから一定の隔たりをもつ入力信号の振幅にほぼ追従するのであって、入力信号に引き起こされたスパイクに追従するものではない。その結果、変化しない閾値を利用した場合とは異なり、入力信号の実強度の強弱に関係なくスパイクを完全に検出することが可能なのである。
【００１１】
検出したノイズスパイクを除去するには、スパイク検出信号の発生期間における入力信号をブランク処理すればよい。
【００１２】
本発明はその第２の特徴により、ＡＣ成分をもつ電気入力信号からノイズスパイクを除去するための装置を提供する。この装置は、入力信号の真の実効値を算定するための手段と、入力信号をローパスフィルタ処理するためのローパスフィルタと、真の実効値の関数としての変動オフセット値を生成するためのオフセット発生器と、変動オフセット値をローパスフィルタ処理した信号に重畳して変動閾値を生成するための重畳手段と、前記の入力信号と前記の変動閾値を比較して、入力信号が変動閾値を超えた場合にスパイク検出信号を発生するための比較手段と、スパイク検出信号の発生期間における入力信号をブランク処理するためのブランク処理手段とから成る。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態の１つにおいては、真の実効値すなわち入力信号の実際の強度に基づいて、前記のブランク処理期間（blanking time）が設定される。
【００１４】
スパイクが入力信号の形状や強度に依存しない形状を持つ場合、検出されたスパイクが入力信号を超えている（正スパイクの場合）、又は下回っている（負スパイクの場合）期間は、弱い入力信号では長く、強い入力信号では短くなる。つまり、入力信号の実際の強度に基づいてブランク処理期間を設定することは、前記の作用を考慮したことになる。
【００１５】
本発明の実施形態の１つでは、入力信号のブランク部分を、補間処理した代替信号に置換える。ここでの補間信号は、ブランク処理期間前の最後の入力信号値と、ブランク処理期間後の最初の入力信号値とを取りこみ、これらの値を入力信号値と結びつけるランプ値（ramp）を作成することで生成される。
【００１６】
正スパイクのみの発生が予測される場合には、高変動閾値だけを作成するよう、正変動オフセット値を入力信号に加算して、入力信号が高変動閾値を超えたときにスパイク検出信号を発生させる。逆に、負スパイクのみの発生が予測される場合には、低変動閾値だけを作成するよう、負変動オフセット値を入力信号から減算して、入力信号が低変動閾値よりも低くなったときにスパイク検出信号を発生させる。さらに、正負両方のスパイクの発生が予測される場合には、高変動閾値と同様に低変動閾値も作成するよう、入力信号が高変動閾値を超えるか、または、低変動閾値よりも低くなったときに、スパイク検出信号を発生させるのである。
【００１７】
本発明の好適な実施形態の１つでは、前記の入力信号を、例えば１２８個などの所定数のパルスをもつ複数のブロックから構成される一連のパルスへとデジタル化する。この実施例では、各ブロックの真の実効値（actual rms）は以下の数１により算定できる。
【００１８】
【数１】
0003847222.tif 000002
しかしながら、一般的なマイクロプロセッサにおいて、平方根の計算は難解で時間を消費してしまうことから、以下の数２による処理が実行されている。
【００１９】
【数２】
0003847222.tif 000003
本発明の別の好適な実施形態では、前記の一連のパルスを、遅延ラインを通過するパルスをタップ処理（tapping）するために複数のタップ（tap）を備えたデジタル遅延ラインを経由して伝送する。スパイク検出信号が発生すると、ブランク処理期間の開始前と終了後に発生したパルスは遅延ラインにおいてタップ処理され、前記の入力信号パルスのブランク部分は、ブランク処理期間の開始前と終了後に発生したパルス間を補間処理して作成されたパルスによって置き換えられる。
【００２０】
本発明は、振幅変調した信号を復調する振幅から生成された変調信号、特に、自動車エンジンの電子によってスパイクが引起されるようなＡＭ無線信号などのＡＭ音声信号からスパイクを除去するのに利用できる。本発明による無線ＡＭ信号からノイズスパイクを除去する方法の実施形態の１つでは、ＡＭ−ＩＦ信号（ＡＭ無線信号の中間周波数）はスパイク検出経路に送られ、復調されたＡＭ音声信号が本発明によるスパイク除去経路へ送られる。
【００２１】
次に、このスパイク検出経路において、前記の振幅変調信号のエンベロープからエンベロープ信号を生成し、そのエンベロープ信号の真の実効値と局部ピーク値を算定し、前記エンベロープ信号をローパスフィルタ処理する。さらに、その真の実効値と局部ピーク値の関数としての変動オフセット値を生成して、この変動オフセット値をローパスフィルタ処理されたエンベロープ信号に重畳することで変動閾値を作成し、前記のエンベロープ信号をこの変動閾値と比較した結果エンベロープ信号が前記閾値を超えていると、スパイク検出信号を発生するのである。前記のスパイク除去経路では、前記のスパイク検出信号が発生されている間、前記の復調信号をブランク処理し、この復調信号のブランク部分を補間信号で置き換えるのである。
【００２２】
前記の変動オフセット値は、エンベロープ信号の真の実効値と局部ピーク値の関数であり、また、前記の変動閾値は、前記のように作成された変動オフセット値をローパスフィルタ処理されたエンベロープ信号に重畳して作成されることから、その閾値は、信号の強度と信号振幅に依存する一方、追従ピークをもたず一定の間隔において前記の振幅変調信号のエンベロープに追従する。
【００２３】
本発明の別の実施形態では、前記のブランク処理期間が局部ピーク値に依存している。これは、スパイクのピーク値と変調信号のピーク値とが別のものであるため、エンベロープ信号がスパイクによってマスクされる時間は、そのエンベロープの低ピーク値において長くなり、高ピーク値において短くなることを利用しているのである。
【００２４】
本発明は、これまでに述べてきたようなＡＭ無線信号からのスパイク除去方法以外にも応用することが可能である。
【００２５】
例えば、ビニール製ＬＰレコードにおいては、そこに生じるキズや埃の粒子がディスクプレーヤからの電子音声信号のスパイクの原因となり、クリック音などの雑音を発生させてしまう。このようなスパイクも、本発明の方法を使って除去することができる。
【００２６】
また、ハードディスクドライブを制御するセンサーから発信される出力信号も、スパイクなどのノイズによって妨害されることがある。通常のスパイク周波数域は、センサーのヘッド信号の周波数域とは異なることから、このようなスパイクもまた、本発明を利用すれば除去することが可能なのである。
【００２７】
以下、図面を参照しつつ、さらに詳細に説明する。
【００２８】
図１と図２には、ＡＣ成分を含み、妨害スパイクによる妨害を受けている電気信号ｓを示しており、図１の電気信号は弱く、図２の電気信号は強い。スパイクが電気信号ｓを超えている時間長tiは、図１の弱い信号において長く、図２の強い信号においては短い。
【００２９】
図３は、スパイク検出経路（上側経路）とスパイク除去経路（下側経路）とから成る本発明の第1の実施形態を示す。
【００３０】
電気信号ｓは、前記のスパイク検出経路および前記のスパイク除去経路に共通の入力部ＩＮにおいて受信される。
【００３１】
前記のスパイク検出経路は、ｒｍｓ計算器１１、オフセット生成器１３、ローパスフィルタ１５、加算回路１７、比較器１９とから成る。この比較器１９は、信号入力部Isと閾値入力部Ithを備えている。前記のｒｍｓ計算器１１は、入力信号ｓを、ローパスフィルタ１５の入力部および比較器１９の信号入力部Isへ伝送する。前記のｒｍｓ計算器１１は、前記の電気信号ｓから真の実効値を算出する。この真の実効値は、その真の実効値に基いて変動オフセット値を生成するオフセット生成器１３の入力部へ伝送される。前記のローパスフィルタ１５には、電気信号ｓのＡＣ成分をほとんど変化させずにスパイクを大幅に抑制できるようなフィルターが備わっている。このローパスフィルタ１５からのローパスフィルタ処理された信号と、オフセット生成器１３からの変動オフセット値は、加算回路１７へ送られ、そこで加算されて、比較器１９の閾値入力部Ithへ伝送される変動閾値が作成される。比較器１９は、そのままの信号ｓと前記の変動閾値とを比較し、その電気信号ｓが変動閾値を超えた場合、スパイク検出信号を出力する。
【００３２】
前記のスパイク除去経路は、遅延ライン２１、直線補間器２３、スイッチ２５、ローパスフィルタ２７で構成される。この遅延ライン２１は、電気信号ｓを受信し、その信号をスイッチ２５の第１入力部SWi１へ伝送する。スイッチ２５の出力部SWoは、ローパスフィルタ２７の入力部と接続しており、ローパスフィルタ２７の出力部は、除去経路の出力部OUTを形成している。
【００３３】
前記の遅延ライン２１には、異なる時間に発生する信号ｓの変調値を直線補間器２３へ伝送するための、複数の（図３に示す実施形態では３つの）タブが備わっている。前記の直線補間器２３は、さらに、ｒｍｓ計算器１１からの真の実効値と、比較器１９からのスパイク検出信号spdsとを受信する。前記の直線補間器２３の出力部は、スイッチ２５の第2入力部SWi２と接続している。また、前記スイッチ２５の切換は、比較器１９の出力部からのスパイク検出信号spdsと、ブランク処理期間の終了時に発信する直線補間器２３からの出力信号bteによって制御される。
【００３４】
図３に示す実施形態は、正スパイクだけを検出および除去すために設計されたものである。しかしながら、この形態を、負スパイクの検出および除去、または、正負両方のスパイクの検出と除去を行うよう変更するのは簡単である。負スパイクの検出および除去を行うよう変更したければ、図３のオフセット生成器１３からのオフセット値を、ローパスフィルタ１５からのローパスフィルタ処理後の信号に加算するのではなく、そこから減算するようにするだけで、比較器１９の信号入力Isと閾値入力Ithを変更することが可能である。
【００３５】
図３の実施形態を正負スパイクの検出と除去を実行するよう変更する場合には、第２のオフセット生成器１３、第２のローパスフィルタ１５、第２の加算回路１７、第２の比較器１９、および、ＯＲゲートを付け足す必要がある。その実施例については図５に関連して後で説明する。
【００３６】
図３の実施形態の動作について、図１と図２を参照しながら説明する。ここでは便宜的に、ローパスフィルタ１５で処理された電気信号ｓは、そこにスパイクが存在しなければ、もとの電気信号ｓと同様の形態であると仮定する。
【００３７】
前記のｒｍｓ計算器１１は、所定の時間長である実時間内で、電気信号ｓからrms(t) の真の実効値を算定する。前記のオフセット生成器１３は、高い真の実効値には高オフセット値を、低い真の実効値には低オフセット値を生成する。このため、電気信号ｓと変動閾値thとの隔たりは、図１に示すものより狭く、図２に示すものよりも広くなることになる。
【００３８】
スパイクが検出されなかった場合には、前記のスイッチ２５の出力部SWoと入力部SWi１とが接続状態になるため、前記の電気信号ｓは、遅延ライン２１を通過後、スイッチ２５を経由してローパスフィルタ２７へ、さらに出力部OUTへと伝送される。
【００３９】
前記の入力信号ｓが変動閾値thを超えるスパイクをもち、前記の比較器１９がスパイク検出信号spdsを出力する場合には、前記のスイッチ２５はSWoとSWi２とが接続される状態に切り換わり、前記の直線補間器２３の出力信号が、ローパスフィルタ２７に送られ、そこからさらに出力部OUTへと伝送される。
【００４０】
前記の直線補間器２３には、いくつかの機能がある。まず、ｒｍｓ計算器１１から受信した真の実効値の関数としてのブランク処理期間tbの作成機能である。ここで算出されるブランク処理期間tbは、弱い電気信号ｓ、つまり、比較的低い真の実効値では長く、強い電気信号、つまり、比較的高い真の実効値では短くなる。この理由は、スパイク値が信号ｓを超える時間が長いほど、その信号ｓの強度は弱くなるからである。
【００４１】
第２の機能は、ブランク処理期間tbの終了時に、前記のスイッチ２５を、SWo部とSWi１部が接続される状態に戻すよう制御することである。
【００４２】
第３の機能は、遅延ライン２１から、ブランク処理期間tb開始直前の時間点に関する信号ｓの実変調値と、ブランク処理期間tbの終了直後の時間点に関する信号ｓの実変調値とを選択する機能である。前記の直線補間器２３は、これら２つの選択した変調値に基づいて信号の補間区分を作成し、検出したスパイクを、前記の電気信号ｓからスパイクを除去した後の補間信号区間部分で置き換えるのである。
【００４３】
本発明を使用した、ＡＭラジオ信号からノイズスパイクを除去する方法を、図４〜図１１を参照しながら説明する。
【００４４】
図４は、ＡＭラジオ信号のＩＦ（中間周波数）、ＡＭ−ＩＦ信号のエンベロープｅ、低閾値th‐lo、高閾値th‐hi、rms値（実効値）、正スパイク、および、負スパイクを示す。簡略化するために、図４では、図示した時間内においてrms値は変化しないと仮定する。そのため、ｅからのth‐lo及びth‐hiへの隔たりも、図示した時間内において一定である。
【００４５】
図５は、AMラジオ信号に関するスパイク検出とスパイク除去を実行するための本発明の実施形態を示す。ここでは、図４に示すように、正スパイクが負スパイクと同様に発生する可能性があるので、正変動閾値だけでなく負変動閾値も作成されるものとする。
【００４６】
図５に示す実施形態では、スパイク検出経路はＡＭ−ＩＦ信号を受信し、スパイク除去経路では復調したＡＭ音声信号を受信する。前記のＡＭ−ＩＦ信号は、ＡＭ−ＩＦの正エンベロープのエンベロープ信号ｅを生成するエンベロープ追従器３１へ伝送される。
【００４７】
図５における素子のうち、図３の素子と同様の機能を備えているものには同じ符号を付けた。図５のスパイク検出経路は、h（高いの意味）の添字で表示された正スパイク検出に関する素子と、l（低いの意味）の添字で表示された負スパイク検出に関する素子とを備えている。例えば、高オフセット変動値、および、低オフセット変動値を作成するオフセット生成器は、それぞれ１３hと１３lで示してある。図５のスパイク除去経路は、図３に示すものと同じである。
【００４８】
図５の加算回路１７hは、図３のものと同様に、オフセット生成器１３hからの変動オフセット値を、ローパスフィルタ１５hからのローパスフィルタ処理された信号に加算する。一方、加算回路１７lは、オフセット生成器１３lからの低変動オフセット値を、ローパスフィルタ１５lからのローパスフィルタ処理された信号から減算する。図５の回路は、比較器１９hと１９lの両方からの出力に対するＯＲ機能を実行するＯＲゲート２９を備えている。
【００４９】
前記のエンベロープ追従信号ｅは、ｒｍｓ計算器１１を通過して、ローパスフィルタ１５h、１５l、および、比較器１９h、１９lの信号入力部Ish、Islへそれぞれ伝送される前に、Vp計算器３３を通る。
【００５０】
前記のVp計算器３３は、エンベロープ追従信号ｅの局部ピーク値Vpを算定し、その局部ピーク値Vpを前記オフセット生成器１３h、１３lの第2入力部へ伝送し、さらに直線補間器２３の入力部へも伝送する。このため、高変動オフセット値と低変動オフセット値、また、その結果として高閾値と低閾値、および、直線補間器２３で作成されたブランク処理期間は、真の実効値だけではなくエンベロープ追従信号ｅの局部Vp値にも依存することになる。
【００５１】
前記のエンベロープ追従信号ｅが閾値th‐hiかth‐loのいずれかを超えれば、スイッチ２５のトリガパルスが発生する。この持続時間（ブランク処理期間ｔ‐out）は、図６に示すように、真の実効値とVp値に依存する。図６では、実効値が所定の閾値rms-thよりも大きい場合は、高オフセット値offs‐hi（２）、低オフセット値offs‐lo（２）、ブランク処理期間ｔ‐out（２）が作成される。実効値がrms-thよりも小さく、Vp値がVp閾値Vp-thよりも大きい場合には、高オフセット値offs‐hi（１）、低オフセット値offs‐lo（１）、ブランク処理期間t‐out（１）が作成される。また、実効値がrms-th値よりも小さくて、Vp値がVp-th値よりも小さい場合は、高オフセット値offs‐hi（０）、低オフセット値offs‐lo（０）、ブランク処理期間t‐out（０）が生成される。
【００５２】
図５の実施形態の変更例では、加算回路１７h、１７lと比較器１９h、１９lとの間に、ローパスフィルタ１５h、１５lを設置している。
【００５３】
また別の変形例では、前記の閾値rms-thとVp-thは一定ではなく、真の実効値および／または局部Vp値によって変化する。
【００５４】
この実施例における有利な点は、電界強度が高い（高い真の実効値）場合には、オフセット閾値とブランク処理期間を選択できることである。また、電界強度が低い（低い真の実効値）場合には、変調の深さに関係するＡＭ−ＩＦ信号のピークレベルVpに応じて値（１）または（０）を選択する。この結果、ＡＭノイズのブランク処理手順を、受信したＡＭ信号の特性に合わせることができる。つまり、強い電界強度に対しては短いブランク処理期間と高オフセット値が、弱い電界強度に対しては長いブランク処理期間と低いオフセット値が付与されるのである。
【００５５】
ここでは、以下の数３ような関係が成り立つ。
【００５６】
【数３】
0003847222.tif 000004
さらに別の変形例では、固定化された閾値rms-thとVp-thは、真の実効値および／または局部Vp値に依存する可変閾値で置き換えられる。
【００５７】
スパイクが検出されるとトリガパルスが発生し、前記のＡＭ音声経路はブランク処理および補間処理状態に切り換わる。ブランク処理期間が終了し、次の補間状態になると、前記のＡＭ音声経路は非ブランク処理状態へ戻るよう切り換わる。
【００５８】
図７に示す好適な実施形態では、スパイク検出経路とスパイク除去経路で処理される信号は、デジタルがベースとなっている。この実施形態は、図５に示す全ての素子と、デジタル信号処理に必要な素子とから構成される。図７の素子のうち図５の素子に対応するものには、図５と同じ符号を付けている。
【００５９】
図７に示すように、エンベロープ追従器３１には、正エンベロープ追従信号のみを生成するための整流ダイオードが備わっている。このエンベロープ追従信号ｅは、第１アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ１）３４へ伝送されて、一連のパルスへとデジタル化される。ＡＤＣ１からのパルスは、エーリアシング（aliasing）を防止するために、ローパスフィルタ３５でフィルタ処理される。ローパスフィルタ処理された信号は、次に、図５の素子１１および３３の機能をもつデジタル遅延ライン（ＤＬＹ３）３７へ伝送される。ここで、遅延ライン３７に格納してあるサンプルを利用して、rms(t)の真の実効値とＡＭ−ＩＦ信号の局部ピークレベルVp(t)とに比例する２つの値が算出される。なお、遅延ラインにおける実効値とVp値の計算方法は、専門家にとっては周知のものであるため、ここでは詳しく説明しない。
【００６０】
次に、前記の２つの値を使用して、高変動オフセット値offs‐hiと低変動オフセット値offs‐loを修正する。さらに、これらの修正値を使って、前記のエンベロープ追従信号ｅに従って動く高変動閾値th-hiと低変動閾値th-loとを生成するのである。
【００６１】
図７に示す実施形態では、単数のオフセット生成器１３を使用しており、その出力は加算回路１７hと１７lの両方に伝送される。ローパスフィルタ１５hと１５lは、図５の実施形態ではそれぞれ加算回路１７hと１７lの前段に配置されているが、ここではそれぞれ対応する加算回路１７h、１７lと比較器１９h、１９lとの間に配置するよう変更されている。
【００６２】
さらに、図７のＡＭ−ＩＦ経路、つまり、スパイク検出経路は、第１遅延ライン３７の出力部に接続するハイパスフィルタ（ＨＰ）３８と、真の実効値に応じてハイパスフィルタ３８からの信号を制御する自動ゲイン制御回路（ＡＧＣ）４０とから構成されている。
【００６３】
前記のＡＭ音声経路、つまり、スパイク除去経路では、第2遅延ライン（ＤＬＹ２）４１および第3遅延ライン（ＤＬＹ１）４３によって、第2アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ０）３９から伝送されたサンプルを遅延処理する。この遅延ライン４３は、予測される最長ブランク処理期間に対応する複数のサンプルを格納できる構造になっている。図５に関連して前述したように、直線補間器２３が、ブランク処理期間tbの間に、ブランク処理開始前の最後の「良好」サンプルとブランク処理期間後の最初の「良好」サンプルとの間のrampからの一連のサンプルを補間処理できるよう、遅延ライン４３から直線補間器２３に対して、ブランク処理期間前に最終「良好」サンプルが、ブランク処理期間後に最初の「良好」サンプルが伝送される。
【００６４】
前記のトリガパルス、つまり、スパイク検出パルスが有効である場合、ブランク処理期間前の最後の「良好」サンプルとブランク処理期間後の最初の「良好」サンプルとの間の直線補間器２３が作動する。スイッチ２５に接続されているのは、スイッチ動作により発生する全ての擬似「クリック」を除去するための、傾斜（steep）ローパスフィルタ２７（ヘッドフィルタと呼ばれる）である。ここで処理されたパルス列は、音声処理を実行するデジタル信号プロセッサＤＳＰ０へ伝送される。
【００６５】
図８と９は、図７に示すＡＭノイズのブランク処理回路の異なる位置で生じる信号を示す。図９は、図８よりも高い分解能をもつ信号を示している。図８(a)と図９(a)は、スパイクをもつAM−IF信号を示す。図８(ｂ)と図９(ｂ)は、ＯＲゲート２９の出力部のトリガパルスを示す。また、図８(ｃ)と図９(ｃ)は、ブランク処理期間におけるスパイク除去処理と、補間処理後のＡＭ音声信号とを示す。
【００６６】
図１０は、図７に示す回路のＰ１〜Ｐ４の地点における信号を示しており、Ｐ１地点の信号はオリジナルの音声ＡＭ信号、Ｐ２地点の信号はブランク処理された音声ＡＭ信号、Ｐ４地点の信号はＡＭ−ＩＦエンベロープ追従信号ｅ、Ｐ３地点の信号はＡＤＣ１によってアナログ／デジタル変換されたＡＭ−ＩＦエンベロープ追従信号をそれぞれ示している。
【００６７】
前記のアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ１）３４は、その構造から、位相反転と遅延（およそ１ms）を引き起こすので、Ｐ４地点の信号のオリジナルの正スパイクは、Ｐ３地点で位相反転されて、１msだけ遅延することになる。
【００６８】
図１１は、ノイズの測定結果である。（×）の線はノイズのブランク処理を行っていない雑音信号を、（○）の線はノイズブランク処理を行った雑音信号を、連続する線（一番低い線）は純信号、つまり、ノイズのない信号をそれぞれ示している。図１１から明らかなように、図７のように本発明を実施すれば、ＡＭ信号が特にノイズやノイズスパイクの影響を受け易い電界強度域の低領域において、純信号と同様のほとんどノイズをもたない信号を生成することが可能となるのである。
【００６９】
図７の実施形態を実行する場合には、ローパスフィルタ３５には20KHzの遮断周波数を、エンベロープ追従器３１のローパスフィルタ部には28KHzの遮断周波数を、さらに、アナログ／デジタル変換器３４、３９には48.5KHzのサンプリング周波数を適用する。また、遅延ライン４１は、前記のアナログ／デジタル変換器３４、３９における動作変動を補償する機能をもつ。
【００７０】
【発明の効果】
本発明に係るノイズスパイクを除去するための方法と装置によれば、その強度が変化するような信号、特に、振幅が変調されるアナログ信号からノイズスパイクを除去することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】妨害スパイクをもつ弱い入力信号を示す。
【図２】図１と同様の妨害スパイクをもつ強い入力信号を示す。
【図３】本発明によるスパイクの検出と除去のための回路の第1の実施形態を示す。
【図４】振幅変調信号およびそのエンベロープ、高変動閾値と低変動閾値、正スパイク、負スパイクを示す。
【図５】本発明に従ったスパイクの検出と除去のための回路の第２の実施形態を示す。
【図６】rmsとVpにおける変動オフセット値とブランク処理期間の依存性を示すグラフである。
【図７】本発明によるスパイクの検出と除去を実行する回路の第３の実施形態を示す。
【図８】（ａ）スパイクのあるＡＭ信号
（ｂ）ブランク処理期間を開始させるトリガパルス
（ｃ）スパイクの除去と補間処理後のＡＭ信号
を示す。
【図９】時間軸に対してより高い分解能をもつ、図８と同様の信号を示す。
【図１０】図７に示す各回路地点において測定された信号を示す。
【図１１】ノイズ測定の結果を示す。
【符号の説明】
１１  ｒｍｓ計算器
１３  オフセット生成器
１５  ローパスフィルタ
１７  加算回路
１９  比較器
２１  遅延ライン
２３  直線補間器
２５  スイッチ
２７  ローパスフィルタ
２９  ＯＲゲート
３１  エンベロープ追従器
３３  Ｖｐ計算器
３４、３９  アナログ／デジタル変換器
３５  ローパスフィルタ
３７、４１、４３  デジタル遅延ライン
３８  ハイパスフィルタ
４０  自動ゲイン制御回路
【図１】
0003847222.tif 000005
【図２】
0003847222.tif 000006
【図３】
0003847222.tif 000007
【図４】
0003847222.tif 000008
【図５】
0003847222.tif 000009
【図６】
0003847222.tif 000010
【図７】
0003847222.tif 000011
【図８】
0003847222.tif 000012
【図９】
0003847222.tif 000013
【図１０】
0003847222.tif 000014
【図１１】
0003847222.tif 000015