(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信されたＯＦＤＭ波の周波数スペクトルを生成するスペアナ手段と、前記ＯＦＤＭ波を構成する各搬送波の受信端子電圧を前記生成された周波数スペクトルに基づいて決定するキャリア端子電圧決定手段と、前記各搬送波の受信端子電圧を用いて前記各搬送波についてのＣＮ比を算出するキャリアＣＮ比算出手段と、前記ＯＦＤＭ波を構成する搬送波のうちの任意の搬送波についてのＣＮ比をＣＮei、第１の定数をｋ1、第２の定数をｋ2、第３の定数をｋ3、標準正規累積分布関数をＮD、および前記任意の搬送波についてのビット誤り率をＢＥＲbiで表した場合に、以下の関数形式の数式
【数１】
0003798264.tif 000020
又は前記の数式を多項式で近似した数式に基づいて前記各搬送波についてのビット誤り率ＢＥＲbiを算出するキャリアＢＥＲ算出手段と、前記キャリアＢＥＲ算出手段で算出された各搬送波のビット誤り率ＢＥＲbiの平均値をＢＥＲb、および前記ＯＦＤＭ波の等価ＣＮ比をＣＮ0で表した場合に、下記の関数形式の数式
【数２】
0003798264.tif 000021
の逆関数又は前記の逆関数を多項式で近似した数式に基づき、前記ＯＦＤＭ波についての等価ＣＮ比ＣＮ0を算出する等価ＣＮ比算出手段と、前記ＯＦＤＭ波を復号した後の信号についてのビット誤り率をＢＥＲa、第４の定数をｋ4、第５の定数をｋ5、第６の定数をｋ6、および標準正規累積分布関数をＮDで表した場合に、前記等価ＣＮ比算出手段で算出された等価ＣＮ比ＣＮ0を用い、以下の数式
【数３】
0003798264.tif 000022
に基づいて、前記ＯＦＤＭ波を復号した後の信号についてのビット誤り率ＢＥＲaを算出する復調後ＢＥＲ算出手段とを備えたことを特徴とする等価ＣＮ比とビット誤り率の測定装置。
【請求項２】
前記第１の定数ｋ1は１．６を中心値とし、前記第２の定数ｋ2は０．７５を中心値とし、および前記第３の定数ｋ3は５．３５を中心値とし、前記第１から第３の定数は、前記等価ＣＮ比算出手段によって算出される前記復号前のＯＦＤＭ波についてのビット誤り率ＢＥＲbが、前記第１から第３の定数の中心値を用いて算出された値を中心値とする±３ｄＢの範囲内の値をとる範囲内で変動可能であり、
前記第４の定数ｋ4は８００を中心値とし、前記第５の定数ｋ5は０．８１を中心値とし、および前記第６の定数ｋ6は１０．４を中心値とし、前記第４から第６の定数は、前記復調後ＢＥＲ算出手段によって算出される前記ＯＦＤＭ波を復号した後の信号についてのビット誤り率ＢＥＲaが、前記第４から第６の定数の中心値を用いて算出された値を中心値とする±３ｄＢの範囲内の値をとる範囲内で変動可能であることを特徴とする請求項１記載の等価ＣＮ比とビット誤り率の測定装置。
【請求項３】
受信されたＯＦＤＭ波の周波数スペクトルを生成するスペアナステップと、前記ＯＦＤＭ波を構成する各搬送波の受信端子電圧を前記生成された周波数スペクトルに基づいて決定するキャリア端子電圧決定ステップと、前記各搬送波の受信端子電圧を用いて前記各搬送波についてのＣＮ比を算出するキャリアＣＮ比算出ステップと、前記ＯＦＤＭ波を構成する搬送波のうちの任意の搬送波についてのＣＮ比をＣＮei、第１の定数をｋ1、第２の定数をｋ2、第３の定数をｋ3、標準正規累積分布関数をＮD、および前記任意の搬送波についてのビット誤り率をＢＥＲbiで表した場合に、以下の関数形式の数式
【数４】
0003798264.tif 000023
又は前記の数式を多項式で近似した数式に基づいて前記各搬送波についてのビット誤り率ＢＥＲbiを算出するキャリアＢＥＲ算出ステップと、前記キャリアＢＥＲ算出ステップで算出された各搬送波のビット誤り率ＢＥＲbiの平均値をＢＥＲb、および前記ＯＦＤＭ波の等価ＣＮ比をＣＮ0で表した場合に、下記の関数形式の数式
【数５】
0003798264.tif 000024
の逆関数又は前記の逆関数を多項式で近似した数式に基づき、前記ＯＦＤＭ波についての等価ＣＮ比ＣＮ0を算出する等価ＣＮ比算出ステップとを備えたことを特徴とする等価ＣＮ比とビット誤り率の測定方法。
【請求項４】
前記等価ＣＮ比とビット誤り率の測定方法は、前記ＯＦＤＭ波を復号した後の信号についてのビット誤り率をＢＥＲa、第４の定数をｋ4、第５の定数をｋ5、第６の定数をｋ6、および標準正規累積分布関数をＮDで表した場合に、前記等価ＣＮ比算出ステップで算出された等価ＣＮ比ＣＮ0を用い、以下の数式
【数６】
0003798264.tif 000025
に基づいて、前記ＯＦＤＭ波を復号した後の信号についてのビット誤り率ＢＥＲaを算出する復調後ＢＥＲ算出ステップを、さらに備えたことを特徴とする請求項３記載の等価ＣＮ比とビット誤り率の測定方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ波を用いた送受信における等価ＣＮ比とビット誤り率の測定方法装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）波を用いた送受信におけるビット誤り率の測定は、送信機から擬似ランダム雑音（Pseudorandom Noise：ＰＮ）信号で変調されたＯＦＤＭ波を送信し、受信機で受信したＯＦＤＭ波からＰＮ信号を復調し、復調されたＰＮ信号と元のＰＮ信号とを比較する方法で行われる。このＰＮ信号としては、例えば、公知の１５次のＭ系列信号（Ｘ15＋Ｘ14＋１）が用いられる。この信号は既知の擬似ランダム雑音信号であるため、受信機側でも送信機側と同様のＰＮ信号を発生させることができ、受信機側で復調されたＰＮ信号と発生させた元のＰＮ信号とを比較することができる。
【０００３】
上記の従来の方法では、受信機にビット誤り率測定器を接続し、ビット誤り率測定器のクロック信号と受信機のクロック信号とを同期させ、ＯＦＤＭ波を復号した後の信号についてビット誤り率を直接に測定する。送受信における等価ＣＮ比は、このようにして得られたビット誤り率の測定値から公知の換算等の方法で求められる。そして、この等価ＣＮ比およびビット誤り率を用いて、マルチパス妨害がある送受信環境の評価等が行われる。
【０００４】
一方、ビット誤り率を直接に測定するのではなく、受信されたＯＦＤＭ波の振幅密度として振幅確率密度を仮定し、ビット誤り率を理論的に求める方法も提案されている。この理論によれば、受信されたＯＦＤＭ波における振幅ｘの振幅密度を振幅確率密度Ｅ（ｘ）で表すと、ビット誤り率ＢＥＲは式（１）で表される（参考文献「１９９５年映像情報メディア学会年次大会講演予稿集」（社）映像情報メディア学会発行）。
【０００５】
【数７】
0003798264.tif 000002
ここで、erfc(x) は誤差関数、A1とA2はＯＦＤＭ波を生成する変調方式によって決まる定数、Ｃ／ＮはＣＮ比である。マルチパス遅延波がＯＦＤＭ波の希望波に重畳されたことによる影響は、振幅確率密度Ｅ（ｘ）を介して表れる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の方式では、ビット誤り率測定のためにＰＮ信号の送信が必要となるが、このＰＮ信号は本放送開始時には送信することができず、本放送開始時にビット誤り率を測定して評価するための信号を得ることができないという問題がある。
【０００７】
また、従来の方式では、ビット誤り率を測定するために特殊な測定機材が必要となったり、受信機にもビット誤り率測定器を接続するための専用の端子が必要となったりして、入手容易な装置を用いて本放送開始時にビット誤り率を測定することができないという問題がある。
【０００８】
さらに、ビット誤り率を理論的に式（１）に基づいて算出しようとしても、マルチパス遅延波が重畳したＯＦＤＭ波の振幅密度は必ずしも確率論では良好に表されず、確率論に基づく振幅確率密度Ｅ（ｘ）にフィールド計測されたＯＦＤＭ波の振幅値をそのまま代入するのでは大きな誤差が生じ、実測値に近いビット誤り率の計算値が得られないという問題があった。
【０００９】
本発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、ビット誤り率を測定するための特別な信号の送信が必要なく、ＯＦＤＭ波のフィールドデータと入手容易な計測器とを用いて等価ＣＮ比または実測値に近いビット誤り率を計測できる装置及び方法を提供するものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
以上の点を考慮して、請求項１に係る発明は、受信されたＯＦＤＭ波の周波数スペクトルを生成するスペアナ手段と、前記ＯＦＤＭ波を構成する各搬送波の受信端子電圧を前記生成された周波数スペクトルに基づいて決定するキャリア端子電圧決定手段と、前記各搬送波の受信端子電圧を用いて前記各搬送波についてのＣＮ比を算出するキャリアＣＮ比算出手段と、前記ＯＦＤＭ波を構成する搬送波のうちの任意の搬送波についてのＣＮ比をＣＮei、第１の定数をｋ1、第２の定数をｋ2、第３の定数をｋ3、標準正規累積分布関数をＮD、および前記任意の搬送波についてのビット誤り率をＢＥＲbiで表した場合に、以下の関数形式の数式
【数８】
0003798264.tif 000003
又は前記の数式を多項式で近似した数式に基づいて前記各搬送波についてのビット誤り率ＢＥＲbiを算出するキャリアＢＥＲ算出手段と、前記キャリアＢＥＲ算出手段で算出された各搬送波のビット誤り率ＢＥＲbiの平均値をＢＥＲb、および前記ＯＦＤＭ波の等価ＣＮ比をＣＮ0で表した場合に、下記の関数形式の数式
【数９】
0003798264.tif 000004
の逆関数又は前記の逆関数を多項式で近似した数式に基づき、前記ＯＦＤＭ波についての等価ＣＮ比ＣＮ0を算出する等価ＣＮ比算出手段と、前記ＯＦＤＭ波を復号した後の信号についてのビット誤り率をＢＥＲa、第４の定数をｋ4、第５の定数をｋ5、第６の定数をｋ6、および標準正規累積分布関数をＮDで表した場合に、前記等価ＣＮ比算出手段で算出された等価ＣＮ比ＣＮ0を用い、以下の数式
【数１０】
0003798264.tif 000005
に基づいて、前記ＯＦＤＭ波を復号した後の信号についてのビット誤り率ＢＥＲaを算出する復調後ＢＥＲ算出手段とを備えた構成を有している。
【００１３】
この構成により、本放送開始時に送信することができない特別な信号の送信を必要とすることや、測定用の特殊な測定機材を必要することなく、入手容易な計測器等を用い、受信ＯＦＤＭ波の振幅の測定値をそのまま代入することによって、等価ＣＮ比及び実測値に近いビット誤り率を測定することができる。
【００１４】
また、請求項２に係る発明は、請求項１において、前記第１の定数ｋ1は１．６を中心値とし、前記第２の定数ｋ2は０．７５を中心値とし、および前記第３の定数ｋ3は５．３５を中心値とし、前記第１から第３の定数は、前記等価ＣＮ比算出手段によって算出される前記復号前のＯＦＤＭ波についてのビット誤り率ＢＥＲbが、前記第１から第３の定数の中心値を用いて算出された値を中心値とする±３ｄＢの範囲内の値をとる範囲内で変動可能であり、前記第４の定数ｋ4は８００を中心値とし、前記第５の定数ｋ5は０．８１を中心値とし、および前記第６の定数ｋ6は１０．４を中心値とし、前記第４から第６の定数は、前記復調後ＢＥＲ算出手段によって算出される前記ＯＦＤＭ波を復号した後の信号についてのビット誤り率ＢＥＲaが、前記第４から第６の定数の中心値を用いて算出された値を中心値とする±３ｄＢの範囲内の値をとる範囲内で変動可能である構成を有している。
【００１５】
この構成により、本放送開始時に送信することができない特別な信号の送信を必要とすることや、測定用の特殊な測定機材を必要することなく、入手容易な計測器等を用い、受信ＯＦＤＭ波の振幅の測定値をそのまま代入することによって、等価ＣＮ比及び実測値に近いビット誤り率を測定することができる。
【００１６】
また、請求項３に係る発明は、受信されたＯＦＤＭ波の周波数スペクトルを生成するスペアナステップと、前記ＯＦＤＭ波を構成する各搬送波の受信端子電圧を前記生成された周波数スペクトルに基づいて決定するキャリア端子電圧決定ステップと、前記各搬送波の受信端子電圧を用いて前記各搬送波についてのＣＮ比を算出するキャリアＣＮ比算出ステップと、前記ＯＦＤＭ波を構成する搬送波のうちの任意の搬送波についてのＣＮ比をＣＮei、第１の定数をｋ1、第２の定数をｋ2、第３の定数をｋ3、標準正規累積分布関数をＮD、および前記任意の搬送波についてのビット誤り率をＢＥＲbiで表した場合に、以下の関数形式の数式
【数１１】
0003798264.tif 000006
又は前記の数式を多項式で近似した数式に基づいて前記各搬送波についてのビット誤り率ＢＥＲbiを算出するキャリアＢＥＲ算出ステップと、前記キャリアＢＥＲ算出ステップで算出された各搬送波のビット誤り率ＢＥＲbiの平均値をＢＥＲb、および前記ＯＦＤＭ波の等価ＣＮ比をＣＮ0で表した場合に、下記の関数形式の数式
【数１２】
0003798264.tif 000007
の逆関数又は前記の逆関数を多項式で近似した数式に基づき、前記ＯＦＤＭ波についての等価ＣＮ比ＣＮ0を算出する等価ＣＮ比算出ステップとを備えた構成を有している。
【００１７】
この構成により、本放送開始時に送信することができない特別な信号の送信を必要とすることや、測定用の特殊な測定機材を必要することなく、入手容易な計測器等を用い、受信ＯＦＤＭ波の振幅の測定値をそのまま代入することによって、等価ＣＮ比及び実測値に近いビット誤り率を測定することができる。
【００１８】
また、請求項４に係る発明は、請求項３において、さらに、前記等価ＣＮ比とビット誤り率の測定方法は、前記ＯＦＤＭ波を復号した後の信号についてのビット誤り率をＢＥＲa、第４の定数をｋ4、第５の定数をｋ5、第６の定数をｋ6、および標準正規累積分布関数をＮDで表した場合に、前記等価ＣＮ比算出ステップで算出された等価ＣＮ比ＣＮ0を用い、以下の数式
【数１３】
0003798264.tif 000008
に基づいて、前記ＯＦＤＭ波を復号した後の信号についてのビット誤り率ＢＥＲaを算出する復調後ＢＥＲ算出ステップを備えた構成を有している。
【００１９】
この構成により、本放送開始時に送信することができない特別な信号の送信を必要とすることや、測定用の特殊な測定機材を必要することなく、入手容易な計測器等を用い、受信ＯＦＤＭ波の振幅の測定値をそのまま代入することによって、等価ＣＮ比及び実測値に近いビット誤り率を測定することができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照し、本発明の実施形態１に係る等価ＣＮ比とビット誤り率の測定装置及び方法について説明する。
図１に、本実施の形態１に係る受信ＯＦＤＭ波の周波数スペクトルを測定する装置のブロック構成図を示す。
【００２１】
図１において、ＯＦＤＭ波の周波数スペクトルを測定する装置は、受信アンテナ１０１、同軸ケーブル１０２、スペクトラムアナライザ（スペアナ）１０３、データ伝送ケーブル１０４、及びパーソナルコンピュータ（パソコン）１０５とから構成される。
【００２２】
受信アンテナ１０１はＯＦＤＭ波の受信が可能なアンテナであり、例えば、図２に示す周波数スペクトルを有するＯＦＤＭ波が受信される。図２に示された周波数スペクトルのＯＦＤＭ波には、希望波に不要波であるマルチパス遅延波が重畳されている。ここで、希望波とは受信を望む電波であり、不要波とはそれ以外の電波をいう。
【００２３】
一般に、希望波にマルチパス遅延波が重畳されると、周波数スペクトルにリップルが生じる。希望波の振幅Ｄと不要波の振幅Ｕとの比であるＤＵ比が小さいほど周波数スペクトルに生じるリップルの振幅偏差が大きくなることが知られている。図２に、リップルの振幅偏差をＰ−Ｐ値（尖頭値）で表したものを示す。また、周波数スペクトルに生じるリップルの周期は、不要波が受信機に到達する遅延時間が長くなるほど短くなる。
【００２４】
同軸ケーブル１０２は、受信アンテナ１０１で受信されたＯＦＤＭ波をスペアナ１０３に伝送することができる同軸ケーブルである。スペアナ１０３は、パソコン１０５による制御に従って、受信されたＯＦＤＭ波の周波数スペクトルを生成し、生成された周波数スペクトルのデータをパソコン１０５に出力し、パソコン１０５から出力されるデータを受け取り、これらの各データを用いて表示等の処理を行う。
【００２５】
データ伝送ケーブル１０４は、ＲＳ２３２Ｃケーブル等のデータ伝送が可能なケーブルであり、スペアナ１０３とパソコン１０５との間でデータ伝送が可能な他のケーブルを排除するものではない。パソコン１０５は、スペアナ１０３を制御し、スペアナ１０３で生成された周波数スペクトルを入力として後述するデータ処理を行う。
【００２６】
以下に、図３及び図４を用いて、パソコン１０５が行う周波数スペクトルデータの取得及び表示のための制御とデータ処理について簡単に説明する。
ステップＳ３０１で、パソコン１０５は、測定のための初期設定を行う。この初期設定には、測定対象のチャネル４０１、周波数オフセット４０２、測定時間４０３、伝送モード４０４、及び機器パラメータ４０５等の項目の設定が含まれる。これらの設定は、例えば図４に示す、スペアナ管面上に表示される測定操作画面のボタン等を介して行なわれる。
【００２７】
ここで、伝送モードとは、スペアナ１０３で計測された周波数スペクトルデータのうち、パソコン１０５に伝送すべきデータを特定した場合等の伝送の態様をいう。したがって、伝送モードが設定されると、所定の周波数間隔、サンプリングレート等で周波数スペクトルから抽出したデータがパソコン１０５に伝送される。これにより、不要なデータを省き、所望のデータを伝送することができる。また、機器パラメータとは、送信機及び受信機の残留ＣＮ比等のパラメータをいう。
【００２８】
ステップＳ３０２で、パソコン１０５は、スペアナ１０３に１回目のＯＦＤＭ波の測定及びその周波数スペクトルの生成を指示し、生成された周波数スペクトルの取り込みを行い、測定操作画面の表示部４０６において表示される出力のレベルの上限であるリファレンスレベルを決定する。リファレンスレベルは、例えば、出力対象のレベルの上限ができるだけレファレンスレベルに近づくように決定することができる。このように決定することによって、出力データを所定以上の精度で生成できる。
【００２９】
ステップＳ３０３で、パソコン１０５は、スペアナ１０３に次のＯＦＤＭ波の測定及びその周波数スペクトルの生成を指示し、生成された周波数スペクトルの取り込みを行う。
ステップＳ３０４で、パソコン１０５は、測定を開始してからステップＳ３０１で設定された測定時間を経過したか否かを判断し、経過していれば処理はステップＳ３０５に進み、経過していなければ処理はステップＳ３０３に戻る。ここで、ステップＳ３０３に戻ったときに、次に行われる測定が前の測定時刻から予め決められた時間間隔後でなければ次の測定を行わないようにすることも可能である。
【００３０】
ステップＳ３０５で、パソコン１０５は、測定された周波数スペクトルデータの平均処理、リップルが最大・最小となった測定における周波数スペクトルを抽出すること等の所定の処理を行うことができる。また、これらの処理後に得られた周波数スペクトルをスペアナ１０３の表示部４０６上に表示させるためのデータの出力、表示のためのスペアナ１０３の制御、その他の付随する処理も行うこともできる。
【００３１】
ステップＳ３０６で、パソコン１０５は、スペアナ１０３に表示の指示及び表示するデータの出力を行い、出力した表示データを用いて測定操作画面の表示部４０６に出力結果の表示を行う。
ステップＳ３０６での処理が終了した後に、周波数スペクトルデータ取得のための全処理が終了する。
【００３２】
以下では、本発明の実施形態１に係る等価ＣＮ比とビット誤り率の測定装置及び方法における、等価ＣＮ比とビット誤り率の生成方法について説明する。すなわち、上記の処理で得られたビタビ復号前の受信ＯＦＤＭ波の周波数スペクトルを用いて、ＯＦＤＭ波の送受信における等価ＣＮ比を生成し、ビタビ復号後のビット誤り率を生成する方法について説明する。
【００３３】
図５は、本発明の実施形態１に係る等価ＣＮ比とビット誤り率の測定装置及び方法において、パソコン１０５が等価ＣＮ比とビット誤り率の生成するために行う処理の流れを示すフローチャートである。
ステップＳ５０１で、パソコン１０５は、ｎ個の各キャリアについて受信端子電圧の実効値を算出する。受信されたＯＦＤＭ波の周波数スペクトルの一例を図６に示す。図６において、縦軸はデシベル（ｄＢ）表示の受信端子電圧であり、横軸は周波数である。以下、図６を参照してステップＳ５０１の処理内容について説明する。
【００３４】
図６（ａ）に示されたグラフの横軸上の点ｉから伸びている矢印で示される電圧値が、ｉ番目のキャリヤについての受信端子電圧Ｅｉである。図６（ｂ）は、画素によって表示部４０６が構成されることに注目して、表示部４０６に表示された周波数スペクトルの一例を示す図である。図６（ｂ）に示す点Ｐ（ｘi、ｙi）は、ｉ番目のキャリヤの受信端子電圧Ｅｉに対応する表示部上のドット単位の座標点である。
【００３５】
受信端子電圧Ｅｉ（ｄＢ）は、縦軸の表示最大レベルであるリファレンスレベルＥｒ（ｄＢ）、表示部の縦軸方向のドット数Ｋｘ、縦軸方向のレンジＤｒ（ｄＢ）、及び点Ｐの縦軸方向のドットの番号ｙiを用いて、例えば、以下の式（２）に示すように補間によって算出することができる。
【数１４】
0003798264.tif 000009
【００３６】
ステップＳ５０２で、パソコン１０５は、式（３）に基づいて全キャリアの受信端子電圧の平均実行値Ｅｔを算出する。
【数１５】
0003798264.tif 000010
【００３７】
ステップＳ５０３で、パソコン１０５は、各キャリアのＣＮ比ＣＮi（ｄＢ）及び全キャリアのＣＮ比ＣＮ（ｄＢ）を算出する。各キャリアのＣＮ比ＣＮi（ｄＢ）及び全キャリアのＣＮ比ＣＮ（ｄＢ）は、各キャリアの受信端子電圧Ｅiと全キャリアの受信端子電圧の平均実効値Ｅtを用いて、式（４）及び式（５）から算出できる。
【００３８】
ＣＮi＝  Ｅi−ｋA                                      （４）
ＣＮ  ＝  Ｅt−ｋA                                     （５）
ただし、ｋAは、式（６）で表される。
ｋA  ＝  １０・ｌｏｇ10（４ＫＴＢＲ）＋１２０＋ＮＦ    （６）
ここで、Ｋはボルツマン定数（１．３７×１０-23Ｊ／Ｋ）、Ｔは常温（２９３Ｋ）、Ｂは受信帯域幅（５．５７ＭＨｚ）、Ｒは回路インピーダンス（７５Ω）、及びＮＦは受信機の雑音指数（ｄＢ）である。
【００３９】
ステップＳ５０４で、パソコン１０５は、各キャリアのＣＮ比ＣＮi（ｄＢ）と全キャリアのＣＮ比ＣＮ（ｄＢ）とに、受信機及び送信機における残留ＣＮ比の影響を取り込む。この取り込み後のＣＮ比を各々ＣＮei、ＣＮeとし、受信機の残留ＣＮ比をＣＮr、送信機の残留ＣＮ比をＣＮtとすると、取り込み後のＣＮ比ＣＮei、ＣＮeは、式（７）及び式（８）に基づいて算出できる。
【００４０】
【数１６】
0003798264.tif 000011
ただし、Ｋｃは、式（９）で表される。
【数１７】
0003798264.tif 000012
【００４１】
ステップＳ５０５で、パソコン１０５は、上記各残留ＣＮ比ＣＮr、ＣＮtを取り込んで算出された各キャリアのＣＮ比ＣＮei、ＣＮeを用いて、ビタビ復号前の各キャリアのビット誤り率ＢＥＲbiを算出する。なお、本発明では、ビタビ復号前とビタビ復号後とに分けてＢＥＲを算出する。ビタビ復号前の各キャリアのビット誤り率ＢＥＲbiの計算式は、式（１０）によって表される。
【数１８】
0003798264.tif 000013
ここで、erfc(x)は誤差関数、Ａ1及びＡ2は変調方式によって決まる定数、ｋ1及びｋ2は実用的な計算値を得るために新たに加えた補正係数、及びｋpは補正係数である。
【００４２】
Ａ1及びＡ2は、例えば、変調方式が６４ＱＡＭであって、符号化率が７／８のとき、それぞれ、７／２４及び（１／４２）-1/2という値とる。また、ｋpは、パイロットシンボルとデータシンボルとの振幅比及びフレーム構成によって決まるＣＮ比換算値（ｄＢ）に新たに導入した補正係数を加えたものである。
【００４３】
しかしながら、本実施の形態１では、計算時間の削減等を考慮して、式（１０）ではなく式（１１）又は式（１３）に基づいて、ビタビ復号前の各キャリアのビット誤り率ＢＥＲbiを算出する。
【数１９】
0003798264.tif 000014
【００４４】
ここで、ｋ1からｋ3までの各係数の値は、それぞれ、ｋ1＝１．６、ｋ2＝０．７５、そしてｋ3＝５．３５である。式（１１）は、電気通信技術審議会試料（参考文献「電気通信技術審議会デジタル放送システム委員会報告概要」、資料１１７−４、４８ページ、図Ａ３−４−７）に示された実測カーブを用いた補正、および実測値との一致性を向上させるために本発明で新たに補正係数を導入して生成されたものである。
【００４５】
また、式（１３）は、式（１１）を式（１２）に示すような５次の多項式で展開したものである。
【数２０】
0003798264.tif 000015
【００４６】
ステップＳ５０６で、パソコン１０５は、各キャリアのビット誤り率ＢＥＲbiを用いてビタビ復号前の平均のビット誤り率ＢＥＲnを式（１４）に基づいて算出する。
【数２１】
0003798264.tif 000016
【００４７】
ステップS５０７で、パソコン１０５は、ビタビ復号前の平均のビット誤り率ＢＥＲnを用い、式（１５）に基づいて等価ＣＮ比ＣＮ0を算出する。
【数２２】
0003798264.tif 000017
ここで、言うまでもなくｆ（ｘ）は、上記の式（１２）で定義したものである。
【００４８】
なお、式（１５）の代わりに、式（９）に基づくこともできる。この場合は、所定の等価ＣＮ比ＣＮ0の値について、予め式（９）に基づいてＢＥＲ値を算出しておき、ビタビ復号前の平均のビット誤り率ＢＥＲnが与えられたときに、これらの予め算出された値を用いて補間によって等価ＣＮ比ＣＮ0を求めることができる。ただし、この方法に限定するものではなく、予め計算結果を対応表にしておき、与えられたビット誤り率ＢＥＲnに対応するＣＮ比の値を読み出す方法でも、その他の方法でも良い。
【００４９】
図７を用いてステップS５０７の処理について説明する。図７において、記号ＢＥＲbで引用された曲線は、ビタビ復号前のビット誤り率の入力ＣＮ比依存性を示す曲線であり、式（１５）又は式（９）によって表される。ステップＳ５０７では、図７に示されたグラフにおける縦軸上のビタビ復号前のビット誤り率ＢＥＲnが与えられたときに、これに対応する等価ＣＮ比ＣＮ0を横軸上で見つけ出す処理に他ならない。
【００５０】
ステップＳ５０８で、パソコン１０５は、上記のステップＳ５０７で得られた等価ＣＮ比ＣＮ０を用いて、ビタビ復号後のビット誤り率ＢＥＲaを算出する。その際、式（１６）又は式（１７）を用いて算出する。
【数２３】
0003798264.tif 000018
ここで、ｋ4からｋ6までの各係数の値は、それぞれ、ｋ4＝８００、ｋ5＝０．８１、そしてｋ6＝１０．４である。このビタビ復号後のビット誤り率ＢＥＲaの計算式は、受信性能を考慮して形成されたものである。
【００５１】
式（１６）は、式（１１）と同様に、電気通信技術審議会試料（参考文献「電気通信技術審議会デジタル放送システム委員会報告概要」、資料１１７−４、４８ページ、図Ａ３−４−７）に示された実測カーブを用いた補正、および実測値との一致性を向上させるために本発明で新たに補正係数を導入して生成されたものである。
【００５２】
また、式（１７）は、式（１６）を多項式展開し、５次の次数まで取り出したものである。
【数２４】
0003798264.tif 000019
【００５３】
図７を用いてステップS５０８の処理について説明する。図７において、記号ＢＥＲaで引用された曲線は、ビタビ復号後のビット誤り率の入力ＣＮ比依存性を示す曲線であり、式（１６）又は式（１７）によって表される。ステップＳ５０８では、図７に示されたグラフにおける横軸上の等価ＣＮ比ＣＮ0が与えられたときに、これに対応するビタビ復号後のビット誤り率ＢＥＲnを縦軸上で見つけ出す処理に他ならない。
【００５４】
以上説明したように、本実施の形態１の等価ＣＮ比とビット誤り率の測定装置及び方法は、本放送開始時に送信することができない特別な信号の送信を必要とすることなくビット誤り率を測定することができる。
また、測定用の特殊な測定機材を必要とせず、入手容易な計測器等を用いて等価ＣＮ比及び実測値に近いビット誤り率を計測できる。
さらに、受信ＯＦＤＭ波の振幅の測定値をそのまま代入することによって、実測値に近いビット誤り率の計算値を得ることができる。
【００５５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、放送開始時に送信できない特別な信号の送信が必要とならず、特殊な装置等の煩わしい準備を行うことなく、受信ＯＦＤＭ波の振幅の測定値を計算式にそのまま代入することによって、実測値に近いビット誤り率の計算値を得ることができる等価ＣＮ比とビット誤り率の測定装置及び方法を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る等価ＣＮ比とビット誤り率の測定装置の構成を示すブロック図である。
【図２】受信されるＯＦＤＭ波の周波数スペクトルの一例を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係る等価ＣＮ比とビット誤り率の測定方法および装置における周波数スペクトルデータの取得及び表示のための処理の流れを示すフローチャートである。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係る等価ＣＮ比とビット誤り率の測定方法および装置において表示される測定操作画面の一例を示す図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態に係る等価ＣＮ比とビット誤り率の測定方法および装置における等価ＣＮ比とビット誤り率の生成のための処理の流れを示すフローチャートである。
【図６】本発明の第１の実施の形態に係る等価ＣＮ比とビット誤り率の測定方法および装置において表示される受信ＯＦＤＭ波の周波数スペクトルと受信端子電圧の関係を示す図である。
【図７】本発明の第１の実施の形態に係る等価ＣＮ比とビット誤り率の測定方法および装置におけるＣＮ比とビット誤り率の関係を示す図である。
【符号の説明】
１０１  受信アンテナ
１０２  同軸ケーブル
１０３  スペクトラムアナライザ（スペアナ）
１０４  データ伝送ケーブル
１０５  パーソナルコンピュータ（パソコン）
４０１  測定対象チャネル設定欄
４０２  周波数オフセット設定欄
４０３  測定時間設定欄
４０４  伝送モード設定欄
４０５  機器パラメータ設定欄
４０６  測定操作画面表示部
【図１】
0003798264.tif 000026
【図２】
0003798264.tif 000027
【図３】
0003798264.tif 000028
【図４】
0003798264.tif 000029
【図５】
0003798264.tif 000030
【図６】
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【図７】
0003798264.tif 000032