(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ウォブル信号を記録した光ディスクを再生する光ディスク装置において、
前記光ディスクから信号を読み出すピックアップ回路と、
時定数が可変できるアクティブフィルタで構成され、前記ピックアップ回路にて読み出された信号から前記ウォブル信号を抽出する抽出フィルタと、
前記抽出フィルタより出力された前記ウォブル信号の周波数変化に応じた制御信号を発生するフィルタ制御回路と、
時定数が可変できるアクティブフィルタで構成され、前記ピックアップ回路にて読み出された信号の減衰した高周波帯域を強調し周波数特性を補正する波形等化回路とを備え、
前記フィルタ制御回路は、前記フィルタ制御回路にて発生した制御信号によって、前記抽出フィルタの時定数を制御すると共に、前記波形等化回路の時定数を制御することを特徴とする光ディスク装置。
【請求項２】
光ディスクを再生する光ディスク装置において、
前記光ディスクから信号を読み出すピックアップ回路と、
前記光ディスクの回転速度と前記ピックアップ回路に含まれる光ピックアップの位置とをそれぞれ制御するサーボ回路と、
基準クロックを発生する基準発振回路と、
分周比が制御されて前記基準クロックを分周する分周回路と、
前記ピックアップ回路にて読み出された信号と前記分周回路の出力を選択出力する切換回路と、
時定数が可変できるアクティブフィルタで構成され、前記切換回路の出力信号から所定の信号帯域を抽出する抽出フィルタと、
前記抽出フィルタより出力された信号の周波数変化に応じた制御信号を発生するフィルタ制御回路と、
時定数が可変できるアクティブフィルタで構成され、前記ピックアップ回路にて読み出された信号の減衰した高周波帯域を強調し周波数特性を補正する波形等化回路とを備え、
前記フィルタ制御回路は、前記フィルタ制御回路にて発生した制御信号によって、前記抽出フィルタの時定数を制御すると共に、前記波形等化回路の時定数を制御し、
前記サーボ回路は、前記光ディスクの回転速度と前記光ピックアップの位置情報に基づいて前記分周回路の分周比を制御し、
前記切換回路は、ウォブル信号を記録した光ディスクを読み出す場合には、前記ピックアップ回路にて読み出された信号を選択して前記抽出フィルタに供給し、前記ウォブル信号を記録していない光ディスクを読み出す場合には、前記分周回路の出力信号を選択して前記抽出フィルタに供給することを特徴とする光ディスク装置。
【請求項３】
光ディスクを再生する光ディスク装置において、
前記光ディスクから信号を読み出すピックアップ回路と、
前記ピックアップ回路にて読み出された信号に位相同期した同期クロックを再生する位相同期回路と、
前記同期クロックを分周する分周回路と、
前記ピックアップ回路にて読み出された信号と前記分周回路の出力を選択出力する切換回路と、
時定数が可変できるアクティブフィルタで構成され、前記切換回路の出力信号から所定の信号帯域を抽出する抽出フィルタと、
前記抽出フィルタより出力された信号の周波数変化に応じた制御信号を発生するフィルタ制御回路と、
時定数が可変できるアクティブフィルタで構成され、前記ピックアップ回路にて読み出された信号の減衰した高周波帯域を強調し周波数特性を補正する波形等化回路とを備え、
前記フィルタ制御回路は、前記フィルタ制御回路にて発生した制御信号によって、前記抽出フィルタの時定数を制御すると共に、前記波形等化回路の時定数を制御し、
前記切換回路は、ウォブル信号を記録した光ディスクを読み出す場合には、前記ピックアップ回路にて読み出された信号を選択して前記抽出フィルタに供給し、前記ウォブル信号を記録していない光ディスクを読み出す場合には、前記分周回路の出力信号を選択して前記抽出フィルタに供給することを特徴とする光ディスク装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか一項に記載の光ディスク装置において、
前記フィルタ制御回路は、
前記ウォブル信号が供給され前記抽出フィルタと同様の時定数が可変できるフィルタ回路よりなるダミー回路と、
前記ウォブル信号および前記ダミー回路の出力の位相差に応じた信号を発生する位相検波回路と、
前記位相検波回路の出力を平滑した信号を出力するローパスフィルタとからなり、
前記ローパスフィルタの出力を、前記フィルタ制御回路にて発生する制御信号として前記抽出フィルタと前記ダミー回路の時定数を制御することを特徴とする光ディスク装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光ディスクを用いた光ディスク記録・再生技術に係り、特に、ディスク上に形成されているトラックをうねらせて情報信号の記録・再生の基準となる信号などを含んだウォブル信号を記録した光ディスクを再生する光ディスク記録・再生技術と、ウォブル信号を記録した光ディスクとウォブル信号を用いない光ディスクのどちらも再生できる光ディスク記録・再生技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の記録再生可能な光ディスク装置として、ディスクに形成されている情報信号をピット列として記録するトラックをうねらせ、そこに情報信号の記録・再生の基準となる信号やアドレス情報などを含んだウォブル信号を記録する方式のものが知られており、この種の装置としては、特開平７−１６１１３２号公報などに開示された技術が知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
線速度一定にて記録されたディスクを、再生時には回転速度一定として読み出す場合に、ディスクの内周部分と外周部分とで、光ピックアップにより読み出されるウォブル信号や情報信号の周波数が大きく変化する。また、線速度一定にて再生する場合でも、ディスク内周から外周、あるいはその逆へとトラックジャンプして読み出そうとする際、再生読み出しを早めるためにディスク回転速度が所定値に収束する前から処理しようとすると、同じように読み出し信号周波数の変化が生じる。さらに、再生読み出しを高速化するために、ディスク回転速度を所定値の２倍、３倍と高速化するにつれて、読み出される信号の周波数も２倍、３倍と広帯域に変化する。
【０００４】
そのため、光ピックアップにより読み出された信号からウォブル信号を抽出する場合、その抽出フィルタを狭帯域にすると、ウォブル信号周波数と抽出フィルタの信号通過帯域とがずれてしまい、ウォブル信号が減衰し信号抽出されなくなる。また、広帯域にすると、雑音やその他の読み出し信号がウォブル信号に混入し出力されるために、Ｓ／Ｎが劣化するという不都合が生じる。また、位置情報などがトラックの先頭にピットとして刻まれることで、ウォブル信号の記録されるトラックが間欠的になったり、あるいは、傷などによる欠陥によって、その部分のウォブル信号が欠落するなど、Ｓ／Ｎ確保や信号欠落に対する対応が必要となる。
【０００５】
また、上記の抽出フィルタの他に、光ピックアップから読み出された信号を処理する回路、たとえば、読み出された情報信号の減衰した高周波帯域を強調し周波数特性を補正する波形等化回路や、情報信号の記録・再生の基準となるクロック信号を再生する位相同期回路などについても同様に、光ピックアップにて読み出された信号帯域と回路特性帯域とが一致している必要がある。
【０００６】
さらに、これら抽出フィルタや波形等化回路などの回路を集積化する際に、ＩＣ内では抵抗やコンデンサ素子の絶対値ばらつきがあるため、これら素子を用いた時定数特性にばらつきを生じてしまう不都合が生じる。
【０００７】
そこで、本発明の目的は、線速度一定にて記録されたディスクを回転速度一定として読み出した際、ディスクの信号を読み出せなくなるという不都合を解消することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記目的を解決するために、本発明は、ディスク上に形成されているトラックをうねらせて情報信号の記録・再生の基準となる信号などを含んだウォブル信号を記録した光ディスクから前記ウォブル信号を抽出する光ディスク記録・再生技術において、前記光ディスクから信号を読み出し、前記光ディスクから読み出した信号に含まれるウォブル信号周波数よりも高周波の信号又はウォブル信号周波数よりも低周波の信号の通過を制限することにより前記ウォブル信号を抽出し、前記抽出した前記ウォブル信号の周波数変化に応じてウォブル信号周波数よりも高周波数またはウォブル信号よりも低周波数の信号の通過を制限するための周波数を変化させることを特徴とする光ディスク記録・再生技術とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を用いて説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る光ディスク記録再生装置（光ディスク装置）の構成を示すブロック図である。同図において、１は光ディスク、２は光ディスク１を支持回転させるスピンドルモータ、３は、光ディスク１から記録された情報信号やトラックのうねりとして記録されたウォブル信号を読み取り、信号増幅して出力するピックアップ回路、４は信号振幅を一定値に調整するＡＧＣ回路、５は減衰した情報信号の高周波帯域を強調増幅する波形等化回路、６は、波形等化回路５より供給された再生アナログ信号をデジタル処理回路で処理できるデジタル信号に変換処理する信号検出回路、７は信号検出回路に含まれる位相同期回路、８は、ピックアップ回路３にて読み出された信号からウォブル信号を抽出する、時定数が可変できるアクティブフィルタよりなるバンドパスフィルタ（抽出フィルタ）、９は、バンドパスフィルタ８と同様に、カットオフ周波数が可変できるアクティブフィルタよりなるダミー回路、１０および１３は位相検波回路、１１および１４はローパスフィルタ、１２はバンドパスフィルタ８のカットオフ周波数を制御する信号を発生するフィルタ制御回路、１５は発振回路、１６は分周回路、１７はウォブル信号から基準となる再生基準クロックを発生する位相同期回路、Ｔ１およびＴ２は出力端子である。
【００１４】
図１において、ピックアップ回路３にて光ディスク１より読み出された信号は増幅されて、情報信号はＡＧＣ回路４へ、ウォブル信号を含む再生信号はバンドパスフィルタ８へそれぞれ供給される。
【００１５】
ＡＧＣ回路４で所定の振幅値に調整された情報信号は、波形等化回路５に入力され、その減衰した高周波帯域を強調補正されて、信号検出回路６へ供給される。信号検出回路６は、供給された情報信号をデジタル処理のために２値化し、２値化された情報信号から位相同期回路７にて同期クロックが生成されて、出力端子Ｔ２へ出力されるとともに、この同期クロックで２値化された情報信号をラッチし、同期化した情報信号を出力端子Ｔ１へ出力する。
【００１６】
バンドパスフィルタ８は、ピックアップ回路３より供給された信号からウォブル信号を抽出し、そのウォブル信号は、ダミー回路９、位相検波回路１０および１３へそれぞれ供給される。
【００１７】
位相検波回路１０は、供給されたウォブル信号とダミー回路９から供給された信号との位相差に応じた信号を発生し、ローパスフィルタ１１は位相検波回路１０の出力信号を平滑し、このローパスフィルタ１１の出力信号が、ダミー回路９およびバンドパスフィルタ８へカットオフ周波数を制御する信号として供給される。これらダミー回路９、位相検波回路１０、ローパスフィルタ１１より、フィルタ制御回路１２が構成される。
【００１８】
また、位相検波回路１３は、供給されたウォブル信号と分周回路１６の出力信号との位相差に応じた信号を発生し、ローパスフィルタ１４は、位相検波回路１３の出力信号を平滑し、これを発振回路１５に供給して発振回路１５の発振周波数を制御する。発振回路１５で発生した発振信号は、分周回路１６に供給されて分周されると同時に、前記した位相同期回路７の周波数引き込みを行うための基準クロックとして位相同期回路７に供給される。これら位相検波回路１３、ローパスフィルタ１４、発振回路１５、分周回路１６より、位相同期回路１７が構成される。
【００１９】
次に、バンドパスフィルタ８のカットオフ周波数を、フィルタ制御回路１２にて制御する動作について、詳しく説明する。
まず、ダミー回路９は１次の移相回路特性を有しており、入力されたウォブル信号の振幅はそのままで、周波数に応じて位相を変化させて出力する。そして、ローパスフィルタ１１より供給される制御信号が大きくなる（ピックアップが内周から外周に移動する）と、ダミー回路９のカットオフ周波数は高くなり、逆にローパスフィルタ１１より供給される制御信号が小さくなる（ピックアップが外周から内周に移動する）と、ダミー回路９のカットオフ周波数は低くなる。
【００２０】
位相検波回路１０の２つの入力信号位相差を横軸に、位相検波回路１０の出力信号を縦軸にして、図２に特性図を示す。位相検波回路１０は２つの入力信号位相差がπ／２のとき（図２のＰ点）、位相検波回路１０からは位相誤差信号が出力されず、ローパスフィルタ１１の出力信号は一定値を保持し、入力信号位相差がπ／２よりも大きくなると、位相検波回路１０からの位相誤差信号によりローパスフィルタ１１の出力信号は大きくなり、逆に入力信号位相差がπ／２よりも小さくなると、位相検波回路１０からの位相誤差信号によりローパスフィルタ１１の出力信号も小さくなるよう設計しておく。
【００２１】
ここでまず、ウォブル信号周波数がｆ１の値であったとする。このウォブル信号がダミー回路９に供給されたとき、ダミー回路９での入出力間位相差がπ／２よりも小さいと、位相検波回路１０からの位相誤差信号によりローパスフィルタ１１の出力信号が小さくなるよう作用する。すると、ローパスフィルタ１１の出力信号が小さくなるとダミー回路９のカットオフ周波数は低くなるよう制御され、ダミー回路９のカットオフ周波数が低くなると、１次の移相回路特性から周波数ｆ１におけるダミー回路９での入出力間位相差がより大きくなる。この帰還ループ動作を繰り返し、やがてダミー回路９での入出力間位相差がπ／２になると、位相検波回路１０からの位相誤差信号がなくなり、ローパスフィルタ１１の出力信号はその時点での値を保持するため、ダミー回路９での入出力間位相差もπ／２に保持される。
【００２２】
次に、ウォブル信号周波数がｆ１よりも大きな値ｆ２に変化したとする。すると、周波数ｆ１ではダミー回路９の入出力間位相差はπ／２であったが、周波数ｆ２ではπ／２よりも大きくなり、位相検波回路１０からの位相誤差信号によってローパスフィルタ１１の出力信号が上昇しはじめ、その結果ダミー回路９のカットオフ周波数が高くなるよう制御されて、周波数ｆ２での入出力間位相差はπ／２に向かって小さくなって行く。やがて、周波数ｆ２でのダミー回路９での入出力間位相差がπ／２になると、位相検波回路１０からの位相誤差信号がなくなり、ローパスフィルタ１１の出力信号はその時点での値を保持するため、ダミー回路９での入出力間位相差もπ／２に保持される。
【００２３】
以上のように、フィルタ制御回路１２は、入力されたウォブル信号周波数においてダミー回路９での入出力間位相差がπ／２となるように制御される。すなわち、ウォブル信号周波数にダミー回路９のカットオフ周波数が追従するわけである。そこで、ダミー回路９の入出力間位相差がπ／２のとき、同じ制御信号が加えられているバンドパスフィルタ８の通過信号帯域の中心周波数がウォブル信号周波数となるよう、バンドパスフィルタ８のカットオフ周波数を設計しておくことで、ウォブル信号周波数が変動しても、常にバンドパスフィルタ８の通過信号帯域の中心周波数とウォブル信号周波数が一致する。
【００２４】
すなわち、ウォブル信号帯域とバンドパスフィルタの信号通過帯域とがずれてしまうという不都合を解消でき、その結果、バンドパスフィルタの信号通過帯域をウォブル信号帯域以上に広げる必要がなくなることから、雑音やその他の読み出し信号がウォブル信号に混入し出力されて、Ｓ／Ｎが劣化してしまうことを防止できる効果がある。しかも、集積化した場合の抵抗やコンデンサ素子の絶対値ばらつきによるバンドパスフィルタ８のカットオフ周波数変動も、同様にウォブル信号周波数を基準に補正されるため、集積化に好適である。
【００２５】
図３は、図１で説明したダミー回路９として用いる１次移相回路の一構成例を示す回路図で、同図において、Ｑ１〜Ｑ１５はトランジスタ、Ｃ１はコンデンサ、Ｒ１〜Ｒ７は抵抗、１８は反転アンプ、Ｖccは回路電源、Ａ１は電流源、Ｔ３はバンドパスフィルタ８から出力されたウォブル信号が供給される入力端子、Ｔ４は１次移相回路の出力端子、Ｔ５はカットオフ周波数を制御する信号が供給される入力端子である。
【００２６】
入力端子Ｔ３には、トランジスタＱ１のベースと反転アンプ１８の入力端が接続され、トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタ間には抵抗Ｒ１が接続され、トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタは、トランジスタＱ１４およびＱ１５のコレクタにそれぞれ接続される。トランジスタＱ１のコレクタは、トランジスタＱ３のベース・コレクタとトランジスタＱ７のベースに接続され、トランジスタＱ２のコレクタは、トランジスタＱ４のベース・コレクタとトランジスタＱ６のベースに接続される。トランジスタＱ３のエミッタは、トランジスタＱ４のエミッタとトランジスタＱ５のエミッタに接続され、トランジスタＱ５のベース・コレクタは回路電源Ｖccに接続される。トランジスタＱ６のエミッタは、トランジスタＱ７のエミッタおよびトランジスタＱ１１のコレクタと接続され、トランジスタＱ６のコレクタは、トランジスタＱ８のベース・コレクタとトランジスタＱ９のベースに接続され、トランジスタＱ８およびトランジスタＱ９のエミッタは、接地されて、カレントミラー回路を構成する。トランジスタＱ７のコレクタは、トランジスタＱ９のコレクタとトランジスタＱ１０のベースおよびコンデンサＣ１の一端に接続される。コンデンサＣ１の他端は、反転アンプ１８の出力端が接続される。トランジスタＱ１０のコレクタは接地され、トランジスタＱ１０のエミッタは、電流源Ａ１を介して回路電源Ｖccに接続されると同時に、出力端子Ｔ４およびトランジスタＱ２のベースに接続される。トランジスタＱ１２のベース・コレクタは、入力端子Ｔ５およびトランジスタＱ１１のベースに接続され、トランジスタＱ１１およびトランジスタＱ１２のエミッタは、抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ３を介して回路電源Ｖccに接続されて、カレントミラー回路を構成する。トランジスタＱ１３のベース・コレクタは、抵抗Ｒ４を介して回路電源Ｖccに接続されると同時に、トランジスタＱ１４およびＱ１５のベースに接続され、トランジスタＱ１３、Ｑ１４およびＱ１５の各エミッタは、抵抗Ｒ５、Ｒ６およびＲ７をそれぞれ介して接地されて、カレントミラー回路を構成する。
【００２７】
次に、動作について説明する。まず、抵抗Ｒ４の抵抗値をＲ4 、抵抗Ｒ５の抵抗値をＲ5 、トランジスタＱ１３のベース・エミッタ間電圧をＶbe、回路電源Ｖccの電圧値をＶccとすると、トランジスタＱ１３を流れる電流Ｉo は、
Ｉo ＝（Ｖcc−Ｖbe）／（Ｒ4 ＋Ｒ5 ）                ……（１）式
上記（１）式で表され、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６およびＲ７の抵抗値が等しいものとすると、トランジスタＱ１３とカレントミラーを構成するトランジスタＱ１４およびＱ１５にも、トランジスタＱ１３と等しい電流Ｉo が流れ、これがトランジスタＱ３、Ｑ４を定常的に流れる動作点電流となる。
【００２８】
また、入力端子Ｔ５に供給された制御電流値を２・Ｉf とすると、トランジスタＱ１１およびＱ１２によるカレントミラーによってトランジスタＱ６、Ｑ７を流れる総電流として供給され、トランジスタＱ６およびＱ７それぞれの定常的に流れる動作点電流はＩf となる。
【００２９】
トランジスタＱ３、Ｑ４、Ｑ６、Ｑ７より成る回路は、トランジスタＱ３、Ｑ４を流れる電流比に応じて、トランジスタＱ６、Ｑ７を流れる電流比が変化する回路であることが良く知られており、トランジスタＱ３、Ｑ４を流れる電流をＩ1 、Ｉ2 、トランジスタＱ６、Ｑ７を流れる電流をＩ3 、Ｉ4 とすると、
Ｉ1 ：Ｉ2 ＝Ｉ4 ：Ｉ3                               ……（２）式
上記（２）式に示す関係にある。
【００３０】
また、トランジスタＱ３、Ｑ４を流れる総電流値とトランジスタＱ６、Ｑ７を流れる総電流値の比を、下記の（３）式に示すようにＭとすると、Ｍは信号電流の増幅率を表す。
【００３１】
Ｍ＝（Ｉ3 ＋Ｉ4 ）／（Ｉ1 ＋Ｉ2 ）＝Ｉf ／Ｉo       ……（３）式
上記（３）式より明らかなように、入力端子Ｔ５より供給される制御電流値を変えることにより、信号電流の増幅率Ｍがコントロールされる。
【００３２】
入力端子Ｔ３より入力された信号電圧は、トランジスタＱ１、Ｑ２と抵抗Ｒ１より成る差動対回路にて信号電流に変換されて、トランジスタＱ３およびＱ４を流れ、その信号電流はトランジスタＱ６、Ｑ７でＭ倍された信号電流に変換され、トランジスタＱ６を流れる信号電流は、トランジスタＱ８、Ｑ９より成るカレントミラー回路を介してトランジスタＱ９を流れ、トランジスタＱ９を流れる電流とトランジスタＱ７を流れる信号電流との差電流が、コンデンサＣ１へと流れ込むことにより、信号電流は積分電圧として取り出され、その積分電圧はトランジスタＱ１０および電流源Ａ１より成るエミッタフォロワ回路を介して、出力端子Ｔ４およびトランジスタＱ２のベースへ供給される。
【００３３】
いま、トランジスタＱ１およびＱ２のベース間の差電圧をΔＶ、抵抗Ｒ１の抵抗値をＲ1 とすると、トランジスタＱ３、Ｑ４を流れる信号電流Ｉ1 、Ｉ2 は、
Ｉ1 ＝Ｉo ＋ΔＶ／Ｒ1                               ……（４）式
Ｉ2 ＝Ｉo −ΔＶ／Ｒ1                               ……（５）式
上記（４）式、（５）式となり、トランジスタＱ６、Ｑ７を流れる信号電流Ｉ3 、Ｉ4 は、
Ｉ4 ＝Ｍ・Ｉ1 ＝Ｍ（Ｉo ＋ΔＶ／Ｒ1 ）              ……（６）式
Ｉ3 ＝Ｍ・Ｉ2 ＝Ｍ（Ｉo −ΔＶ／Ｒ1 ）              ……（７）式
上記（６）式、（７）式で表わされる。
【００３４】
これより、コンデンサＣ１に流れ込む信号電流Ｉs は、上記（６）〜（７）式
より、
Ｉs ＝Ｉ4 −Ｉ3 ＝２Ｍ・ΔＶ／Ｒ1                   ……（８）式
上記（８）式で表わされる。
【００３５】
ここで、
ｇｍ＝２Ｍ／Ｒ1                                     ……（９）式
とおくと、上記（８）式は、
Ｉs ＝ｇｍ・ΔＶ                                  ……（１０）式
上記（１０）式となり、上記ｇｍは、トランジスタＱ１およびＱ２のベース間差電圧ΔＶをコンデンサＣ１に流れ込む信号電流Ｉｓに変換する相互コンダクタンス値を示すもので、信号電流Ｉs はコンデンサＣ１より積分電圧として取り出される。
【００３６】
すなわち、図３において破線で示した１９は、電圧入力を電流変換出力する増幅回路であり、コンデンサＣ１と組み合わされて、積分回路を構成するものである。
【００３７】
そこで、入力端子Ｔ３より入力される信号をＶi 、出力端子Ｔ４から出力される信号をＶo 、コンデンサＣ１の値をＣ1 、反転アンプ１８の増幅率を−１とすれば、
ΔＶ＝Ｖi −Ｖo                                   ……（１１）式
Ｖo ＝−Ｖo ＋｛Ｉs ／（Ｓ・Ｃ1 ）｝              ……（１２）式
ただし、Ｓはラプラス演算子
上記（１１）式、（１２）式となる。
【００３８】
上記した（９）式〜（１２）式によって、伝達関数Ｈ1(s)を求めると、
Ｈ1(s)＝Ｖo ／Ｖi ＝（Ｓ−ωo）／（Ｓ＋ωo）      ……（１３）式
上記（１３）式となり、カットオフ周波数ωｏは、
ωｏ＝ｇｍ／Ｃ1 ＝２Ｍ／（Ｃ1 ・Ｒ1 ）            ……（１４）式
上記（１４）となる。
【００３９】
上記の（１３）式から明らかなように、図３に示すフィルタ回路は、振幅特性がフラットで、位相のみが変化する１次移相回路特性を表し、また、上記の（１４）式より、フィルタ回路固有のパラメータであるカットオフ周波数ωｏは、前記（３）式に示したように、入力端子Ｔ５より供給されるローパスフィルタ１１からの制御電流値により、信号電流増幅率Ｍがコントロールされて可変されるものである。
【００４０】
そして、図１で説明したバンドパスフィルタ８も、図３に破線で示した増幅回路１９とコンデンサを組み合わせた積分回路を使って構成することにより、図１で説明した動作を得ることができる。その構成例を図４に示す。
【００４１】
図４は、バンドパスフィルタ８の一構成例を示すブロック図で、同図において、Ｔ６はピックアップ回路３より供給された再生信号が入力される入力端子、Ｔ７は抽出されたウォブル信号が出力される出力端子、Ｔ８はローパスフィルタ１１より出力された制御信号が供給される入力端子、２１および２２は、図３に破線で示した増幅回路１９と同じ入力電圧を信号電圧に変換し出力する増幅回路、Ｃ２１およびＣ２２はコンデンサ、Ｖｂは回路動作電位を与える電圧源である。
【００４２】
図４において、増幅回路２１のプラス入力端は電圧源Ｖｂに接続され、増幅回路２１の電流出力端はコンデンサＣ２１および増幅回路２２のプラス入力端に接続され、コンデンサＣ２１の他端は入力端子Ｔ６に接続される。増幅回路２２の電流出力端は、コンデンサＣ２２および出力端子Ｔ７に接続されるとともに、増幅回路２１および増幅回路２２のマイナス入力端に帰還接続される。増幅回路２１および増幅回路２２は、入力端子Ｔ８より入力された信号によってその相互コンダクタンス値が制御される。
【００４３】
いま、増幅回路２１および増幅回路２２の相互コンダクタンス値をｇｍ1 およびｇｍ2 、コンデンサＣ２１およびコンデンサＣ２２の容量値をＣ21およびＣ22、入力端子Ｔ６より入力される信号をＶi 、出力端子Ｔ７より出力される信号をＶo とすると、伝達関数Ｈ2(S)は下式で表される。
【００４４】
【数１】
0003834418.tif 000002
【００４５】
上記（１５）式より、図４に示す回路は、２次バンドパスフィルタ特性を示しており、フィルタ回路固有のパラメータであるカットオフ周波数ωｏは、図３で説明したのと同様に、入力端子Ｔ８より入力した制御信号によって相互コンダクタンス値ｇｍ21およびｇｍ22がコントロールされて、可変できるものである。
【００４６】
図５は、本発明の第２実施形態に係る光ディスク記録再生装置の構成を示すブロック図であり、同図において、先の実施形態と均等なものには同一符号を付し、その説明は重複を避けるため割愛する（これは、以下の各実施形態においても同様である）。
【００４７】
図５において、２３は、図１で説明した波形等化回路５をバンドパスフィルタ８と同様のカットオフ周波数が可変できるアクティブフィルタで構成した波形等化回路で、フィルタ制御回路１２のローパスフィルタ１１の出力が供給されて、カットオフ周波数がコントロールされる。２４は、ローパスフィルタ１４から供給された信号とは別に発振周波数が制御される制御入力を備えた発振回路で、その制御入力としてフィルタ制御回路１２のローパスフィルタ１１の出力が供給され、発振回路２４の発振周期は、バンドパス８に使用したアクティブフィルタの時定数と相関のある回路構成になっている。
【００４８】
光ピックアップにより読み出されるウォブル信号周波数が変化する場合は、ピックアップ回路３からＡＧＣ回路４を介して波形等化回路２３に供給される記録情報信号の周波数も同様に変化しており、波形等化回路２３で強調補正すべき周波数帯域も変化するわけである。そこで、図５に示した本実施形態においては、バンドパスフィルタ８のカットオフ周波数と連動して、波形等化回路２３のカットオフ周波数を制御することで、記録情報信号の周波数変化にも対応することができるようにしている。また、これら回路を集積化した場合、ＩＣ内での抵抗やコンデンサ素子の絶対値ばらつきによる波形等化回路２３のカットオフ周波数変動も、ＩＣ内での抵抗やコンデンサ素子の比精度が優れる特徴を利用して補正できるため集積化に好適である。
【００４９】
また、本実施形態においては、発振回路２４の発振周波数を、フィルタ制御回路１２のローパスフィルタ１１の出力によって制御するようにしており、これによって、ウォブル信号周波数の変動に合わせて発振回路２４の自走周波数が変化するため、位相同期回路１７の閉ループ動作による周波数引き込み応答を改善することができる効果があり、さらに、集積化した場合、ＩＣ内での抵抗やコンデンサ素子の絶対値ばらつきによる発振回路２４の自走周波数変動も、ＩＣ内での抵抗やコンデンサ素子の比精度が優れる特徴を利用して補正できるため集積化に好適である。
【００５０】
また、位相同期回路７も、上述した位相同期回路１７と同一構成とすれば、同様にバンドパスフィルタ８のカットオフ周波数と連動して発振周波数を制御できることから、同様の効果が得られることは明白である。すなわち、上述した波形等化回路２３および発振回路２４などの他に、バンドパスフィルタ８に使用したアクティブフィルタの時定数と相関のある時定数素子を用いたその他の回路に応用することができる。
【００５１】
図６は、本発明の第３実施形態に係る光ディスク記録再生装置の構成を示すブロック図であり、同図において、Ｔ９は入力端子、２０は、入力端子Ｔ９より入力された信号に制御されて、位相検波回路１０の出力をローパスフィルタ１１に供給または遮断するスイッチである。
【００５２】
ディスクの位置情報などが各トラックの先頭にピットとして刻まれる場合などにおいて、ウォブル信号の記録されるトラックが間欠的になり、そのため位置情報が刻まれた部分でウォブル信号が欠落してしまう場合が考えられる。その場合、フィルタ制御回路１２の基準となる入力信号が欠落することによって、フィルタ制御回路１２における帰還制御ループが誤動作する。そこで、図６に示した本実施形態においては、ウォブル信号が欠落する期間、入力端子Ｔ９より入力された信号によってスイッチ２０を開放し、位相検波回路１０の出力を遮断するようにしてある。かような構成にすることで、ウォブル信号の欠落に起因して、フィルタ制御回路１２が誤動作することを防止できる効果がある。
【００５３】
図７は、本発明の第４実施形態に係る光ディスク記録再生装置の構成を示すブロック図であり、同図において、２５は、入力端子Ｔ９より入力された信号に制御されて、位相検波回路１３の出力をローパスフィルタ１４に供給または遮断するスイッチである。
【００５４】
図７に示した本実施形態においては、前記した図６の第３実施形態の構成に、スイッチ２５を付加してあり、ウォブル信号が欠落した場合に、位相同期回路１７の入力が無くなることによって、位相同期ループが誤動作するのを防止するため、ウォブル信号が欠落する期間、入力端子Ｔ９より入力された信号によってスイッチ２５を開放し、位相検波器１３の出力を遮断するようにしてある。かような構成にすることで、前記第３実施形態の効果に加えて、ウォブル信号の欠落に起因して、位相同期ループが誤動作することを防止できる効果がある。
【００５５】
図８は、本発明の第５実施形態に係る光ディスク記録再生装置の構成を示すブロック図であり、同図において、２６は光ディスク１から光学的に情報を読み出して電気信号に変換する光ピックアップ、２７は光ピックアップ２６からの電気信号を増幅する増幅回路、２８は光ピックアップ２６の位置を移動するための駆動回路、２９はスピンドルモータ２を回転させる駆動回路、３０はサーボ回路、３１は基準クロックを発生する基準発振回路、３２は加算回路である。
【００５６】
スピンドルモータ２は、駆動回路２９に駆動されて光ディスク１を回転させ、その回転数に応じた信号をサーボ回路３０に供給する。光ピックアップ２６は、駆動回路２８に駆動されてその位置を変えながら光ディスク１より信号を読み出し、その読み出された信号は増幅回路２７で増幅されて、ＡＧＣ回路４、バンドパスフィルタ８、サーボ回路３０へそれぞれ供給される。
【００５７】
サーボ回路３０は、基準発振回路３１で発生した基準クロックにて動作して、スピンドルモータ２からの回転数に応じた信号と、増幅回路２７からの信号より得られる読み出されたアドレス情報や光ピックアップ２６がトラックを横断して移動する情報などと、バンドパスフィルタ８で抽出されたウォブル信号とから、駆動回路２８を介して光ピックアップ２６の位置と、駆動回路２９を介してスピンドルモータ２の回転数とを、線速度一定あるいは回転速度一定とするそれぞれの所定値に制御を行う。
【００５８】
すなわち、サーボ回路３０には、光ディスク１の回転速度と光ピックアップ２６の読み出し位置などの情報があり、これら情報とウォブル信号の周波数とは相関関係があることから、光ディスク１より読み出されるウォブル信号の周波数を推定することが可能である。
【００５９】
そこで、サーボ回路３０において、光ディスク１の回転速度と光ピックアップ２６の読み出し位置などの情報から、光ディスク１より読み出されるウォブル信号周波数に対応した制御信号を発生させ、加算回路３２にてローパスフィルタ１１からの制御信号と加算して、バンドパスフィルタ８とダミー回路９のカットオフ周波数を制御する。すると、バンドパスフィルタ８とダミー回路９は、光ディスク１より読み出されるウォブル信号周波数の変化に対してはサーボ回路３０によって制御され、集積化した場合の抵抗やコンデンサ素子の絶対値ばらつきなどによるバンドパスフィルタ８とダミー回路９のカットオフ周波数変動は、ローパスフィルタ１１からフィードバックされる制御信号によって制御補正される。
【００６０】
このように補正する機能を分散することで、フィルタ制御回路１２のみで補正する場合に較べて、制御範囲を広げることができる。さらに、光ディスク１の傷や汚れなどによるウォブル信号の欠落があった場合に、サーボ回路３０では、傷によって情報が読み出せなくなる直前の光ディスク１の回転速度と光ピックアップ２６の読み出し位置などの情報から、読み出されるウォブル信号周波数を推定し信号発生することができるため、ローパスフィルタ１１からの制御信号変化幅を制限しておくことで、カットオフ周波数が大きくずれてしまうといった誤動作を最小に押さえることができる効果がある。また、これまでの説明と同様に、加算回路３２の出力を用いて、バンドパスフィルタ８と同様に、波形等化回路５および位相同期回路１７の時定数を制御し、光ディスクから読み出される信号の周波数変化に追従し、また集積化した場合の抵抗やコンデンサ素子の絶対値ばらつきを補正できるものである。
【００６１】
図９は、本発明の第６実施形態に係る光ディスク記録再生装置の構成を示すブロック図である。図９に示した本実施形態は、光ディスク１の傷や汚れなどによる読み出し信号の欠落に対して、図８にて説明した回路を、より安定に動作させるものである。
【００６２】
図９において、３３は欠陥検出回路であり、増幅回路２７よりＡＧＣ回路４に供給される信号が、この欠陥検出回路３３にも供給され、欠陥検出回路３３の出力はスイッチ２０を制御する。
【００６３】
欠陥検出回路３３の入力に、図１０のａに示すような信号欠落の生じた波形が加えられると、欠陥検出回路３３の出力には、図１０のｂに示す波形のように、信号欠落する期間だけＨｉレベルとなる信号が発生する。この信号のＨｉレベルとなる期間、スイッチ２０は位相検波回路１０の出力を遮断することによって、ローパスフィルタ１１の出力が信号欠落を生じる以前のレベルを保持できるため、信号欠落によって、バンドパスフィルタ８のカットオフ周波数がずれてしまうといった誤動作が防止できる。また、図８にて説明したような、ローパスフィルタ１１からの制御信号変化幅を制限しておく必要がなくなり、フィルタ制御回路１２の制御範囲を広くできる効果がある。また、欠陥検出回路３３の出力を信号検出回路６に供給し、位相同期回路７が信号欠落を生じる期間に誤動作するのを防止することにも使用できる。
【００６４】
図１１は、本発明の第７実施形態に係る光ディスク記録再生装置の構成を示すブロック図であり、同図において、３４はサーボ回路、３５は分周回路、３６は切換回路、Ｔ１０は入力端子である。
【００６５】
サーボ回路３４は、図８で説明したサーボ回路３０に、分周回路３５の分周比を制御する信号出力が加えられたものであり、分周回路３５は、サーボ回路３４からの信号によってその分周比が可変されて、基準発振回路３１にて発生した基準クロックを分周する。切換回路３６は、入力端子Ｔ１０より供給された切換信号によって、増幅回路２７の出力と分周回路３５の出力のいずれかを選択して、バンドパスフィルタ８へ信号供給する。入力端子Ｔ１０より供給された切換信号によって、切換回路３６が増幅回路２７の出力を選択してバンドパスフィルタ８へ信号供給している時は、図８で説明したものと同一の動作を行う。
【００６６】
分周回路３５の分周比を制御する信号は、図８でも説明したように、サーボ回路３４にて光ディスク１の回転速度と光ピックアップ２６の読み出し位置の情報を基に、分周回路３５の出力が光ピックアップ２６にて読み出しているウォブル信号の周波数と等しくなるよう制御することにより、基準クロックから擬似的なウォブル信号を作り出すことができる。
【００６７】
いま、光ディスク１がウォブル信号を記録していない方式のもであっても、サーボ回路３４には、回転速度と光ピックアップ２６の読み出し位置の情報があり、したがって、分周回路３５の出力には、ウォブル信号を記録した方式の光ディスクを読み出している時と同じように擬似的なウォブル信号が発生している。そこで、光ディスク１がウォブル信号を記録していない方式の場合、入力端子Ｔ１０から光ディスクの方式に応じた切換信号を入力することによって、分周回路３５の出力を選択してバンドパスフィルタ８へ信号供給することにより、ウォブル信号を記録している光ディスクを読み出す場合と同じように、バンドパスフィルタ８、波形等化回路５、位相同期回路１７の時定数を制御することができ、光ディスク１から読み出される信号の周波数変化に追従すると共に、集積化した場合の抵抗やコンデンサ素子の絶対値ばらつきを補正できるものである。すなわち、ウォブル信号を記録している方式の光ディスクと、ウォブル信号を記録していない方式の光ディスクのどちらにも対応できる装置を実現できるものである。
【００６８】
図１２は、本発明の第８実施形態に係る光ディスク記録再生装置の構成を示すブロック図である。図１２に示した本実施形態は、光ディスク１の傷や汚れなどによる読み出し信号の欠落に対して、図１１にて説明した回路を、より安定に動作させるものである。
【００６９】
図１２において、３７は欠陥検出回路、３８は切換回路である。増幅回路２７よりＡＧＣ回路４に供給される信号が、欠陥検出回路３７にも供給され、欠陥検出回路３７の２つの検出出力のうち、一方（図１２中に示すｂ）は切換回路３８および信号検出回路６に供給され、他方（図１２中に示すｃ）はスイッチ２０および位相同期回路１７および信号検出回路６に供給される。また、切換回路３８は、入力端子Ｔ１０より供給された切換信号と欠陥検出回路３７の検出出力によって制御されて、増幅回路２７の出力と分周回路３５の出力のいずれかを選択して、バンドパスフィルタ８へ信号供給する。
【００７０】
欠陥検出回路３７と図９で説明した欠陥検出回路３３との異なる点は、欠陥検出回路３７は、２つの検出出力を備えたところにある。欠陥検出回路３７の入力に、図１３のａに示すような信号欠落の生じた波形が加えられると、欠陥検出回路３７の一方の出力には、図１３のｂに示す波形のように、信号欠落する期間だけＨｉレベルとなる信号を発生し、他方の出力には、図１３のｃに示す波形のように、信号欠落する期間がτより大きいときは信号欠落が発生した時点から一定値τだけＨｉレベルとなる信号を発生し、また信号欠落する期間がτより小さいときには信号欠落する期間だけＨｉレベルとなる信号を発生する。ここで、図１３に示すａおよびｂおよびｃの波形は、図１２中に示す信号のａおよびｂおよびｃにそれぞれ対応する。
【００７１】
図１２において、この欠陥検出回路３７の２つの検出出力ｂおよびｃによって、以下のような動作を行う。
【００７２】
まず、検出出力ｃは、信号欠落を検出した時点でＨｉレベルとなる信号が発生し、この信号によってスイッチ２０が位相検波回路１０の出力を遮断することにより、ローパスフィルタ１１の出力を信号欠落が生じる以前のレベルに保持し、位相同期回路１７も、検出出力ｃによって、図７で説明したようにその動作を保持する。しかし、位相検波回路１０の出力を遮断していても、漏れ電流などによってローパスフィルタ１１の出力が時間と共に変化してしまうため、信号欠落を生じる期間が長い場合には、一定値τで検出出力ｃをＨｉレベルからＬｏレベルに戻し、スイッチ２０は、位相検波回路１０の出力をローパスフィルタ１１に供給する。これとは別に、欠陥検出回路３７の検出出力ｂは、信号欠落を検出した時点でＨｉレベルとなる信号が発生し、この信号によって切換回路３８を制御して、分周回路３５の出力である擬似的なウォブル信号をバンドパスフィルタ８に供給する。切換回路３８は、入力端子Ｔ１０より供給された切換信号によって増幅回路２７の出力を選択するように制御されていても、検出出力ｂの制御を優先する。
【００７３】
これにより、検出出力ｃが一定値τでＨｉレベルからＬｏレベルに戻った時点では、バンドパスフィルタ８からは擬似的なウォブル信号が出力されていることで信号欠落が補われることから、この信号欠落を生じる期間が長い場合にも誤動作を防止できる効果がある。
【００７４】
図１４は、図１２で説明した欠陥検出回路３７の一構成例を示すブロック図であり、同図において、Ｔ１１は、図１２で説明した増幅回路２７の出力信号ａが供給される入力端子、Ｔ１２およびＴ１３は、図１２で説明した検出信号ｂおよびｃを出力する出力端子、３９はＡＭ検波回路、４０はコンパレータ、４１は電圧源、４２はモノマルチバイブレータ、４３はＡＮＤ回路である。
【００７５】
入力端子Ｔ１１から供給された信号ａは、ＡＭ検波回路３９で検波されてコンパレータ４０に供給され、コンパレータ４０の出力は、電圧源４１の電圧値を基準に信号ａが減少（図１３に示す信号欠落部）するとＨｉレベルに変化して、検出信号ｂとして出力端子Ｔ１２へ供給する。また、コンパレータ４０の出力はモノマルチバイブレータ４２に供給され、モノマルチバイブレータ４２は、コンパレータ４０の出力がＬｏレベルからＨｉレベルに変化した時点から図１３で説明したτだけＨｉレベルの信号を出力し、ＡＮＤ回路４３にてコンパレータ４０の出力とモノマルチバイブレータ４２の出力のＡＮＤをとることによって、出力端子Ｔ１３に検出信号ｃを得ることができる。
【００７６】
また、図１４に示した欠陥検出回路３７を、図９で述べた欠陥検出回路３３としても使用することができ、その場合は、出力端子Ｔ１２を欠陥検出回路３３の出力とすればよい。
【００７７】
図１５は、本発明の第９実施形態に係る光ディスク記録再生装置の構成を示すブロック図である。図１５において、４４は、信号検出回路６に供給された情報信号をデジタル処理のためにアナログ信号を２値化する２値化回路、４５は、２値化された情報信号を同期クロックでラッチし、同期化した情報信号を出力端子Ｔ１へ出力するラッチ回路、４６は情報信号中に一定間隔で挿入されている同期信号を検出する同期検出回路、４７は同期信号から再生基準クロックを発生する位相同期回路、４８は、入力端子Ｔ１０より入力された信号に制御されて、位相同期回路４７の出力と位相同期回路１７の出力のいずれかを選択する切換回路、４９は、切換回路４８にて選択出力された再生基準クロックを参照しながら、２値化回路４４よりの情報信号に位相同期した同期クロックを発生する位相同期回路、５０は同期クロックを分周する分周回路、５１は、入力端子Ｔ１０より入力された信号に制御されて、ピックアップ回路３の出力と分周回路５０の出力のいずれかを選択する切換回路である。
【００７８】
いま、光ディスク１がウォブル信号を記録した光ディスクの場合、入力端子Ｔ１０より入力された信号によって、図１５に示すように、切換回路５１はピックアップ回路３の出力を選択し、切換回路４８は位相同期回路１７の出力を選択することにより、これまで説明したのと同様に、バンドパスフィルタ８にて抽出されたウォブル信号の周波数に応じてフィルタ制御回路１２が発生した制御信号により、バンドパスフィルタ８および波形等化回路５および位相同期回路１７の時定数が制御される。
【００７９】
また、光ディスク１がウォブル信号を用いない方式の光ディスクの場合、入力端子Ｔ１０より入力された信号によって、切換回路５１は分周回路５０の出力を選択し、切換回路４８は位相同期回路４７の出力を選択する。位相同期回路４７は、同期検出回路４６にて検出された同期信号より再生基準クロックを発生しており、この再生基準クロックの周波数を基に、位相同期回路４９は情報信号に位相同期した同期クロックを発生する。したがって、同期クロックの周波数は、光ディスク１の回転数およびピックアップ回路３の読み出し位置によって変化する読み出し信号帯域に追従する。そこで、この同期クロックを分周回路５０で分周するすることで、図１１で説明したような擬似的なウォブル信号を発生させることができる。ただし、図１５の本実施形態では、同期クロック周波数自体が、光ディスク１の回転数およびピックアップ回路３の読み出し位置によって変化する読み出し信号帯域に追従してゆくことから、分周回路５０の分周比は可変する必要はなく一定値でよい。
【００８０】
これにより、光ディスク１がウォブル信号を記録した光ディスクもしくはウォブル信号を用いない方式の光ディスクのいずれの場合にも、読み出される信号帯域とバンドパスフィルタ８および波形等化回路５などの特性帯域がずれてしまうことが防止でき、これまで説明した実施形態と同様に、集積化した場合の抵抗やコンデンサ素子の絶対値ばらつきによる時定数変動も補正できる効果がある。
【００８１】
次に、ウォブル信号を抽出する抽出フィルタとなるバンドパスフィルタ８のその他の構成例を、図１６、図１７、図１８にそれぞれ示す。
【００８２】
図１６において、５２はハイパスフィルタ、５３はローパスフィルタである。入力端子Ｔ６からピックアップ回路３より供給された読み出し信号が入力され、ハイパスフィルタ５２およびローパスフィルタ５３で不要な信号帯域を抑圧し、抽出されたウォブル信号が出力端子Ｔ７より出力される。入力端子Ｔ８からは、フィルタ制御回路１２より出力された制御信号が供給され、この制御信号によってハイパスフィルタ５２およびローパスフィルタ５３のカットオフ周波数が制御されることによって、これまで説明してきたバンドパスフィルタ８のカットオフ周波数が制御される。
【００８３】
このように、ハイパスフィルタ５２とローパスフィルタ５３を組み合わせることで、ウォブル信号を抽出する抽出フィルタとしての特性設定がしやすくなり、たとえば、ウォブル信号周波数に対して低域の抑圧特性はハイパスフィルタ５２によって、またウォブル信号周波数に対して高域の抑圧特性はローパスフィルタ５３の特性によって、それぞれ設定することができる。
【００８４】
また、図１７に示す例では、図１６に示したハイパスフィルタ５２の時定数を固定したもので、図１７において、５４はコンデンサ、５５は抵抗、５６はバイアスを供給する電圧源、５７は、コンデンサ５４と抵抗５５と電圧源５６とより構成されるハイパスフィルタである。
【００８５】
図１７に示した例では、入力端子Ｔ８からの制御信号によってカットオフ周波数が制御されるのは、ローパスフィルタ５３のみで、ウォブル信号周波数に対して、ハイパスフィルタ５７による低域の抑圧特性は固定となる。これは、ウォブル信号周波数に対して低域の不要信号成分が少なく、またウォブル信号周波数に対して高域側に情報信号成分が分布する場合、ウォブル信号周波数に対して高域の抑圧特性のみ光ディスク１より読み出される信号帯域の変動に追従することで、回路構成が簡略化できる効果がある。さらに、集積化する場合にコンデンサ５４を集積回路の外付けとしておくことで、コンデンサ５４の容量値を後で任意に選択することで、カットオフ周波数を設定できる利点がある。
【００８６】
図１８に示した例においては、図１６の構成にトラップフィルタ５８を付加して、ハイパスフィルタ５２とローパスフィルタ５３の間に、トラップフィルタ５８を挿入したものであり、トラップフィルタ５８のカットオフ周波数（トラップ周波数）は、ハイパスフィルタ５２およびローパスフィルタ５３と同様に、入力端子Ｔ８からの制御信号によって制御される。
【００８７】
図１８に示す例では、トラップフィルタ５８によるトラップ周波数を、光ディスク１より読み出される情報信号の帯域に設定することで、より強力な抑圧特性を得ることができる効果がある。
【００８８】
なお、上述してきた各実施形態では、光ディスク記録再生装置への適用例を示したが、本発明は再生専用の光ディスク装置にも適用可能であることは、言うまでもない。
【００８９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、まず第１には、フィルタ制御回路にて発生した制御信号にてバンドパスフィルタのカットオフ周波数を制御することで、常にウォブル信号周波数にバンドパスフィルタのカットオフ周波数が追従するよう動作するので、ウォブル信号帯域とバンドパスフィルタの信号通過帯域とがずれてしまうという不都合を解消でき、バンドパスフィルタの信号通過帯域をウォブル信号帯域以上に広げる必要がなくなり、雑音やその他の読み出し信号がウォブル信号に混入し、出力されて、Ｓ／Ｎが劣化してしまうことを防止できる効果がある。しかも、集積化した場合の抵抗やコンデンサ素子の絶対値ばらつきによるバンドパスフィルタのカットオフ周波数変動も、同様に補正される効果があり、集積化に好適である。
【００９０】
また第２には、フィルタ制御回路にて発生した制御信号によって、バンドパスフィルタと連動してその他の時定数回路の時定数も制御できるので、ウォブル信号帯域とバンドパスフィルタの信号通過帯域とのずれを防止できると同時に、光ディスクから読み出された信号帯域とその他の時定数回路の特性帯域がずれてしまうという不都合を解消でき、しかも、集積化した場合の抵抗やコンデンサ素子の絶対値ばらつきによる時定数変動についても、同様に補正できる効果があり、集積化に好適である。
【００９１】
また第３には、フィルタ制御回路にて発生した第１の制御信号とサーボ回路にて発生した第２の制御信号によって、バンドパスフィルタのカットオフ周波数を制御することで、光ディスクから読み出される信号の周波数変化に対しては第２の制御信号が補正し、また抵抗やコンデンサ素子の絶対値ばらつきなどによるカットオフ周波数変動に対しては第１の制御信号が補正するよう分散動作するので、広範囲にわたってウォブル信号帯域とバンドパスフィルタの信号通過帯域とを一致させる効果がある。
【００９２】
また第４には、ウォブル信号を記録していない方式の光ディスクを読み出す場合には、サーボ回路に分周比が制御されて基準クロックを分周する分周回路によって擬似発生させたウォブル信号を用いることで、ウォブル信号を記録した光ディスクを読み出す場合と同じように動作させられることから、異なる方式の光ディスクに対応できる光ディスク記録・再生技術を提供できる効果がある。
【００９３】
また第５には、ウォブル信号を記録していない方式の光ディスクを読み出す場合には、情報信号に位相同期した同期クロックを分周する分周回路によって擬似発生させたウォブル信号を用いることで、ウォブル信号を記録した光ディスクを読み出す場合と同じように動作させられることから、異なる方式の光ディスクに対応できる光ディスク記録・再生技術を提供できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る光ディスク記録再生装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１中の位相検波器１０における、入力信号位相差と出力信号（位相誤差信号）との関係を示す説明図である。
【図３】図１中のダミー回路９の一構成例を示す回路図である。
【図４】図１中のバンドパスフィルタ８の一構成例を示す回路図である。
【図５】本発明の第２実施形態に係る光ディスク記録再生装置の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第３実施形態に係る光ディスク記録再生装置の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第４実施形態に係る光ディスク記録再生装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第５実施形態に係る光ディスク記録再生装置の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第６実施形態に係る光ディスク記録再生装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】図９中の欠陥検出回路３３における、入力信号と出力信号の波形を示す説明図である。
【図１１】本発明の第７実施形態に係る光ディスク記録再生装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第８実施形態に係る光ディスク記録再生装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】図１２中の欠陥検出回路３７における、入力信号と出力信号の波形を示す説明図である。
【図１４】図１２中の欠陥検出回路３７の一構成例を示すブロック図である。
【図１５】本発明の第９実施形態に係る光ディスク記録再生装置の構成を示すブロック図である。
【図１６】抽出フィルタとなるバンドパスフィルタ８のその他の一構成例を示すブロック図である。
【図１７】抽出フィルタとなるバンドパスフィルタ８のその他の一構成例を示すブロック図である。
【図１８】抽出フィルタとなるバンドパスフィルタ８のその他の一構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  光ディスク
３  ピックアップ回路
４  ＡＧＣ回路
５  波形等化回路
６  信号検出回路
７  位相同期回路
８  バンドパスフィルタ
９  ダミー回路
１０  位相検波回路
１１  ローパスフィルタ
１２  フィルタ制御回路
１３  位相検波回路
１４  ローパスフィルタ
１５  発振回路
１６  分周回路
１７  位相同期回路
【図１】
0003834418.tif 000003
【図２】
0003834418.tif 000004
【図３】
0003834418.tif 000005
【図４】
0003834418.tif 000006
【図５】
0003834418.tif 000007
【図６】
0003834418.tif 000008
【図７】
0003834418.tif 000009
【図８】
0003834418.tif 000010
【図９】
0003834418.tif 000011
【図１０】
0003834418.tif 000012
【図１１】
0003834418.tif 000013
【図１２】
0003834418.tif 000014
【図１３】
0003834418.tif 000015
【図１４】
0003834418.tif 000016
【図１５】
0003834418.tif 000017
【図１６】
0003834418.tif 000018
【図１７】
0003834418.tif 000019
【図１８】
0003834418.tif 000020