(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
大容量のコンデンサを１次直流電源とし、その直流電力を高周波用のトランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回路に入力して、該スイッチング素子をスイッチング制御回路によってスイッチングすることにより、前記トランスの２次巻線に誘起される交流電力を整流平滑して出力するスイッチング電源装置において、
前記大容量のコンデンサに直列に、直流成分に含まれるリップル分に対しては作用せず、高周波ノイズに対しては通過を抑制する程度にインダクタンスの小さいインダクタを接続し、
前記トランスの１次巻線と前記スイッチング素子との直列回路に並列に、高周波ノイズが遅れることなく通過する程度に小容量のバイパスコンデンサを接続すると共に、
前記大容量のコンデンサと前記インダクタとの直列回路の両端及び前記トランスの１次巻線と前記スイッチング素子との直列回路の両端のうちの少なくとも１箇所とフレームグランドとの間に、グランド用の抵抗とコンデンサとの直列回路を接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
前記トランスの１次巻線と前記スイッチング素子との直列回路に流れる過電流を検出するための過電流検出用抵抗を設け、
前記スイッチング制御回路が、前記過電流検出用抵抗によって検出される信号を入力して、過電流が検出された時には前記スイッチング素子のスイッチングを停止する手段を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
交流電源から入力する交流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路の出力端子間に、大容量のコンデンサと該大容量のコンデンサを放電させる向きに接続した放電用ダイオードとの直列回路と、高周波用のトランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回路をそれぞれ並列に接続し、前記スイッチング素子によって前記１次直流電力をスイッチングすることにより前記トランスの２次巻線に誘起される交流電力を整流平滑して出力すると共に、前記トランスの１次巻線に誘起される電力の一部を前記大容量のコンデンサに帰還する電力帰還型のスイッチング電源装置において、
前記大容量のコンデンサに直列に、直流成分に含まれるリップル分に対しては作用せず、高周波ノイズに対しては通過を抑制する程度にインダクタンスの小さいインダクタを接続し、
前記トランスの１次巻線と前記スイッチング素子との直列回路に並列に、高周波ノイズが遅れることなく通過する程度に小容量のバイパスコンデンサを接続すると共に、
前記コンデンサと前記インダクタとの直列回路の両端及び前記トランスの１次巻線と前記スイッチング素子との直列回路の両端のうちの少なくとも１箇所とフレームグランドとの間に、グランド用の抵抗とコンデンサとの直列回路を接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
交流電源から入力する交流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路の出力端子間に、大容量のコンデンサと該大容量のコンデンサを放電させる向きに接続した放電用ダイオードとの直列回路と、高周波用のトランスの１次巻線と前記スイッチング素子との直列回路をそれぞれ並列に接続し、前記スイッチング素子によって前記１次直流電力をスイッチングすることにより前記トランスの２次巻線に誘起される交流電力を整流平滑して出力すると共に、前記トランスの３次巻線に誘起される電力の一部を前記大容量のコンデンサに帰還する電力帰還型のスイッチング電源装置において、
前記大容量のコンデンサに直列に、直流成分に含まれるリップル分に対しては作用せず、高周波ノイズに対しては通過を抑制する程度にインダクタンスの小さいインダクタを接続し、
前記トランスの１次巻線と前記スイッチング素子との直列回路に並列に、高周波ノイズが遅れることなく通過する程度に小容量のバイパスコンデンサを接続すると共に、
前記大容量のコンデンサと前記インダクタとの直列回路の両端及び前記トランスの１次巻線と前記スイッチング素子との直列回路の両端のうちの少くとも１箇所とフレームグランドとの間に、グランド用の抵抗とコンデンサとの直列回路を接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置において、
前記大容量のコンデンサの両端に、それぞれ該大容量のコンデンサに直列に、直流成分に含まれるリップル分に対しては作用せず、高周波ノイズに対しては通過を抑制する程度にインダクタンスの小さいインダクタを接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はスイッチング電源装置に関し、特に、スイッチング回路を安定化するとともに、ＥＭＩ（電磁妨害）ノイズを抑制する手段を設けたスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電源からの交流電力を整流平滑して得られた直流電力、あるいは別の直流電源をそれぞれ１次直流電源として、任意の電圧の直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータや、任意の周波数を有する交流電力に変換するＤＣ−ＡＣコンバータなどのスイッチング電源装置がある。
【０００３】
このようなスイッチング電源装置は、電力変換効率が高く、電力容量に比べて小型軽量であり、コストも安いため、小容量電源から大容量電源に至るまで広く用いられている。そして、最近はこのスイッチング電源装置をより小型軽量化するために、そのスイッチング周波数を高くする傾向にある。しかしながら、スイッチング周波数を高くするに従って、スイッチング回路の動作が不安定になるという問題が生じてきた。
【０００４】
そのため、例えば特開平６−９８５３９号公報に記載されているようなスイッチング電源装置が提案されている。
これを図１０によって説明すると、交流電源２１からノイズフィルタ２２を介して入力する交流電力を、ダイオードブリッジ２３で全波整流し、大容量のコンデンサＣ２１で平滑化した１次直流電力を、トランス２６の１次巻線Ｎ２１とトランジスタＱ２との直列回路に印加する。そして、スイッチング制御回路（ＳＷＣ）２５によって、トランジスタＱ２をスイッチングすることにより、トランス２６の２次巻線Ｎ２２に２次交流電力を誘起させる。
【０００５】
その２次交流電力は、２次整流平滑回路２７により整流平滑されて、正負の出力端子２８ｐ，２８ｎから負荷に出力される。
このスイッチング電源装置において、スイッチング回路を安定化するために、１次直流電力の負のライン、特にトランス２６の１次巻線Ｎ２１とトランジスタＱ２との直列回路の負の端子とフレームグランドＧとの間に、直流分を遮断して交流分だけをグランドするためのコンデンサＣｇ２を接続している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
このコンデンサＣｇ２を接続したことにより、スイッチング回路の動作は安定化したが、トランジスタＱ２のスイッチングに伴って発生するスイッチング周波数及びその高調波からなるスイッチングノイズが、コンデンサＣｇ２を介してフレームグランドＧにリークし、それぞれフレームグランドＧに接続された２次直流電力の負側ラインを介して負荷側に、あるいは本来ノイズの入出力を遮断すべきノイズフィルタ２２を介して交流電源２１側の電源ラインにリークするという新しい問題が発生した。
【０００７】
さらに、スイッチング周波数が高くなったことにより、その高調波、特に３０ＭＨｚ〜３００ＭＨｚ帯のノイズが、フレームグランド及び交流電源２１側の電源ライン，出力端子２８ｐ，２８ｎに接続された負荷側の接続ラインをそれぞれアンテナとして、強いＥＭＩ（電磁妨害）ノイズを放射するという問題も生じるようになった。
【０００８】
最近のように、限られた室内で多種多様の電子機器が使われるようになると、同一電源ラインに接続された他の機器に、あるいは電源ラインは異なるが近接して設置された他の機器に、それぞれ妨害等の悪影響を及ぼすラインノイズ，ＥＭＩノイズ等のレベルの規制が厳しくなり、特にヨーロッパではＥＭＩノイズが規制されたレベルを超えた機器は販売出来なくなっている。
【０００９】
この発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、スイッチング電源装置のスイッチング周波数が高くなっても、スイッチング回路を安定化すると共に、ＥＭＩノイズを抑制することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この発明は、大容量のコンデンサを１次直流電源とし、その直流電力を高周波用のトランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回路に入力して、該スイッチング素子をスイッチングすることによりトランスの２次巻線に誘起される交流電力を整流平滑して出力するスイッチング電源装置を対象とする。
【００１１】
あるいは、次のような電力帰還型のスイッチング電源装置も対象とする。
交流電源から入力する交流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路の出力端子間に、大容量のコンデンサとそのコンデンサを放電させる向きに接続した放電用ダイオードとの直列回路と、上記高周波用のトランスの１次巻線と上記スイッチング素子との直列回路を、それぞれ並列に接続する。そして、上記スイッチング素子によって上記１次直流電力をスイッチングすることにより、上記トランスの２次巻線に誘起される交流電力を整流平滑して出力する。また、そのトランスの１次巻線又はそのトランスに別に設けた３次巻線に誘起される電力の一部を、上記大容量のコンデンサに帰還させる。
【００１２】
この発明は、このようなスイッチング電源装置において、上記の目的を達成するため、図１等に示すように、大容量のコンデンサＣ１に直列に、直流成分に含まれるリップル分に対しては作用せず、高周波ノイズに対しては通過を抑制する程度にインダクタンスの小さいインダクタＬ１及び／又はＬ２を接続し、高周波用のトランス６の１次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑとの直列回路に並列に、高周波ノイズが遅れることなく通過する程度に小容量のバイパスコンデンサＣｐを接続する。これによって、スイッチングによる高調波ノイズがコンデンサＣ１を通らないようにバイパスする。
【００１３】
さらに、上記大容量のコンデンサＣ１とインダクタＬ１及び／又はＬ２との直列回路の両端、及びトランス６の１次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑとの直列回路の両端のうちの少なくとも１箇所とフレームグランドＧとの間に、グランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣｇとの直列回路を接続する。
これによって、スイッチング回路１１の作動が安定化し、フレームグランドＧにリークする高調波ノイズを抵抗Ｒｇによって熱に変換すると共に回路のＱを下げて、ＥＭＩ(電磁妨害)ノイズを大幅に抑制する。
【００１４】
また、図５に示すように、トランス６の１次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑとの直列回路に流れる過電流を検出するための過電流検出用抵抗Ｒｉを設け、スイッチング制御回路５ａが、過電流検出用抵抗Ｒｉによって検出される信号を入力して、過電流が検出された時にはスイッチング素子Ｑのスイッチングを停止する手段を有するようにするとよい。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照しながら具体的に説明する。
（第１の実施形態：図１から図３）
まず、図１から図３によって、この発明によるスイッチング電源装置の第１の実施形態を説明する。
【００１６】
図１に示すスイッチング電源装置は、交流電源１からの交流電力が入力するノイズフィルタ２と、そのノイズフィルタ２を通した交流電力を全波整流して１次直流電力に変換するダイオードブリッジ３と、その変換された１次直流電力をスイッチングして２次交流電力を出力するスイッチング回路１１と、そのスイッチング回路１１から出力される２次交流電力を整流平滑して、２次直流電力に変換する２次整流平滑回路７、及びその出力端子８ｐ，８ｎとにより構成されている。
【００１７】
スイッチング回路１１は、高周波用のトランス６と、１次直流電力を平滑する大容量のコンデンサＣ１とその両端にそれぞれ接続された、直流成分に含まれるリップル分に対しては作用せず、高周波ノイズに対しては通過を抑制する程度にインダクタンスの小さいインダクタＬ１，Ｌ２との直列回路と、トランス６の１次巻線Ｎ１とスイッチング素子であるトランジスタ（ＦＥＴでもよい）Ｑとの直列回路と、その直列回路に並列に接続されたバイパスコンデンサＣｐと、トランジスタＱのベースに駆動パルスを出力してスイッチングさせるスイッチング制御回路５とからなる。そして、トランス６の２次巻線Ｎ２は２次整流平滑回路７に接続されている。
【００１８】
この実施形態において、ダイオードブリッジ３の正負の出力端子３ｐ，３ｎにそれぞれ接続された正のホットライン４ｐと負のコモンライン４ｎとの間に、コンデンサＣ１とインダクタＬ１，Ｌ２との直列回路と、トランス６の１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路と、バイパスコンデンサＣｐとが互いに並列に接続されている。
【００１９】
さらに、トランス６の１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路とコモンライン４ｎとの接続点は、スイッチング回路１１の動作を安定化するためのグランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣｇとの直列回路を介してフレームグランドＧに接続されている。
【００２０】
図２は図１におけるノイズフィルタ２の構成の一例を、図３は２次整流平滑回路７の構成の一例を、それぞれ示す回路図である。
図２に示すノイズフィルタ２は、それぞれ高周波用のコンデンサＣ４，Ｃ５，Ｃ６と、互いに磁気結合された高周波用のインダクタＬ５およびＬ６とからなり、２本の交流ラインａ，ｂ間には、コンデンサＣ４と、コンデンサＣ５とＣ６の直列回路とが並列に接続されている。そのコンデンサＣ５とＣ６の接続点はフレームグランドＧに接続されている。そして、２本の交流ラインａ，ｂにそれぞれ直列にインダクタＬ５，Ｌ６が接続されている。
【００２１】
したがって、２本の交流ラインａ，ｂにそれぞれ混入した高周波ノイズに対して、互いに逆相の成分はコンデンサＣ４を通って打消され、同相又は非対称成分はコンデンサＣ５，Ｃ６を介してフレームグランドＧに落されると共に、インダクタＬ５，Ｌ６によって入力側と出力側とが遮断されるから、交流ラインａ，ｂ側に混入したノイズも、スイッチング電源装置内部で生じたノイズも、互いに他の側にリークすることがない。
【００２２】
図３に示す２次整流平滑回路７は、トランジスタＱのオン・オフに伴ってトランス６の２次巻線Ｎ２に誘起される２次交流電力により２次巻線Ｎ２の一端ｃ側が正電位になった時に、電流は整流ダイオードＤ７を通してチョークコイルＣＨ２に流れて平滑コンデンサＣ２を充電すると共に、チョークコイルＣＨ２を励起する。
【００２３】
２次巻線Ｎ２の一端ｃ側が０又は負電位になってダイオードＤ７が非導通になった時に、チョークコイルＣＨ２に蓄積された励起エネルギーが電流に再変換されて、コンデンサＣ２と転流ダイオードＤ８に流れ、コンデンサＣ２を充電する。このようにしてコンデンサＣ２に充電され、平滑された２次直流電力は、出力端子８ｐ，８ｎから負荷に出力される。
【００２４】
図１に示した交流電源１から入力する交流電力は、ノイズフィルタ２によって高周波ノイズが遮断された後、ダイオードブリッジ３により全波整流されて１次直流電力に変換され、大容量のコンデンサＣ１を充電して平滑される。コンデンサＣ１に直列に接続されたインダクタＬ１，Ｌ２は、コンデンサＣ１を充電する１次直流電力に含まれている電源周波数の２倍の基本周波数とその高調波とからなるリップル分に対しては、インダクタンスが小さいためにインダクタとして作用しない。
【００２５】
このように充電されたコンデンサＣ１は、スイッチング回路１１の１次直流電源として作用し、スイッチング制御回路５が出力する駆動パルスに応じてトランジスタＱがトランス６の１次巻線Ｎ１に流れる電流をオン・オフする。
それによって、トランス６の２次巻線Ｎ２に誘起される２次交流電力は、２次整流平滑回路７によって整流平滑されて２次直流電力に変換され、出力端子８ｐ，８ｎから負荷に出力される。
【００２６】
スイッチング制御回路５は、出力端子８ｐ，８ｎ間の電圧すなわちスイッチング電源装置の出力電圧を検出して、その出力電圧が予め設定された電圧より高ければトランジスタＱに出力する駆動パルスのオンデューティ比を小さくし、出力電圧が低ければオンデューティ比を大きくするように、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御することにより、出力電圧が設定電圧と等しくなるように定電圧制御する。
【００２７】
スイッチング回路１１の動作中、トランジスタＱがオンからオフになった瞬間に、トランス６の１次巻線Ｎ１の両端に逆起電力が発生し、そのショックがホットライン４ｐおよびコンデンサＣ１を介してコモンライン４ｎに伝わる。しかし、一般にコンデンサＣ１の耐電圧は交流電源１の交流電圧の１．５倍〜２倍と高く、しかも大容量であるためそのサイズが大きい。したがって、１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路とは若干離れているから、ショックがコモンライン４ｎを介してスイッチング制御回路５に戻るまでに遅れが生じる。
【００２８】
その遅れ時間は極めて短いものであるが、高周波化しているスイッチング周波数及びその高調波の周期に比べると無視出来ないものになる。そのため、スイッチング制御回路５が不安定になってスイッチング回路１１の動作も不安定になる恐れがある。この動作の不安定化を防ぐために、図１０に示した従来例のように、コモンラインとフレームグランドＧとの間にコンデンサＣｇ２を接続すると、スイッチングノイズがフレームグランドに流れてＥＭＩノイズが増大する。
【００２９】
そこで、この図１に示したスイッチング回路１１においては、高調波ノイズがコンデンサＣ１を通らないように、コンデンサＣ１の両端にインダクタンスの小さいインダクタＬ１，Ｌ２を接続すると共に、１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路の両端をバイパスコンデンサＣｐによって接続している。そのため、高調波ノイズが遅れることなくバイパスコンデンサＣｐを通り、ノイズが大幅に抑えられる。
【００３０】
すなわち、図１の回路では、低減したい周波数ｆ成分をバイパスコンデンサＣｐにより取る構成となっている。ここで、トランス６の１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとバイパスコンデンサＣｐとによって形成される閉ループのループ長（１次巻線Ｎ１の巻線長およびトランジスタＱとバイパスコンデンサＣｐの配線長等による）をＡとし、周波数ｆの時の波長をΛとする。このときｆ＝Λ／２πの関係があるので、バイパスコンデンサＣｐの実装配置を、そのループ長Ａ内での配線長がΛ／８からΛ／１６以下に設定できるように決定するとよい。
【００３１】
さらに、コモンライン４ｎとフレームグランドＧとの間に、グランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣｇとの直列回路を接続したから、スイッチング回路１１の動作が安定化すると共に、コンデンサＣｇを通ってフレームグランドＧに流れるノイズのパワーの大部分が、抵抗Ｒｇによって熱に変換されると共に、回路のＱの働きで低減される。
そのため、フレームグランドＧからノイズフィルタ２のコンデンサＣ５，Ｃ６（図２）を介して交流電源１の交流ラインｂと、２次直流電力の負側ラインを介して負荷に接続されたラインとにそれぞれ流れるノイズ、及びフレームグランドＧと各ラインをアンテナとしたＥＭＩノイズを大幅に減少させることが出来る。
【００３２】
（第２の実施形態：図４）
次に、図４によってこの発明の第２の実施形態を説明する。
図４は、この発明によるスイッチング電源装置の第２の実施形態におけるスイッチング回路１２の構成のみを示す回路図である。
このスイッチング回路１２において、図１に示したスイッチング回路１１と異なる点は、グランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣｇとの直列回路を、コモンライン４ｎとフレームグランドＧとの間ではなく、ホットライン４ｐとフレームグランドＧとの間に接続した点だけである。
【００３３】
したがって、その他のスイッチング電源装置としての構成は全て図１と同じであるから、図１と同じ部分に同一符号を付し、スイッチング回路以外の部分は図示を省略している。
このように、グランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣｇとの直列回路を、ホットライン４ｐとフレームグランドＧとの間に接続しても、ホットライン４ｐとコモンライン４ｎとの間にはバイパスコンデンサＣｐが接続され、ノイズに対するインピーダンスが極めて小さくなっているから、図１に示した実施形態の場合と全く同様な効果が得られる。
【００３４】
（第３の実施形態：図５）
次に、図５によってこの発明の第３の実施形態を説明する。
図５は、この発明によるスイッチング電源装置の第３の実施形態におけるスイッチング回路１３の構成のみを示す回路図である。
このスイッチング回路１３において、図１に示したスイッチング回路１１と異なる点は、バイパスコンデンサＣｐを並列に接続した１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路とコモンライン４ｎとの間に、過電流検出用の抵抗Ｒｉを接続し、スイッチング制御回路５に代えて、抵抗Ｒｉによる過電流検出信号を入力すると駆動パルスの出力を停止するスイッチング制御回路５ａを設けたことである。
さらに、２組のグランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣｇとの直列回路を、過電流検出用の抵抗Ｒｉの両端とフレームグランドＧとの間に、それぞれ接続したことである。
その他のスイッチング電源装置としての構成は全て図１と同じであるから、図１と同じ部分に同一符号を付し、スイッチング回路以外の部分は図示を省略している。
【００３５】
このスイッチング回路１３におけるスイッチング制御回路５ａは、図１におけるスイッチング制御回路５と同様に、出力電圧を検出して駆動パルスをＰＷＭ制御する作用に加えて、抵抗Ｒｉによって検出される１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路に流れる電流値を常に入力しており、もしその電流値が予め設定した閾値を超えた値（過電流）になると、直ちに駆動パルスの出力を停止する。したがって、トランジスタＱのスイッチングが停止されるから、スイッチング電源装置内の各部や負荷の焼損等が起る恐れをなくすことが出来る。
【００３６】
図６及び図７は、この図５に示したスイッチング回路１３を備えたスイッチング電源装置（この発明の装置）のＥＭＩノイズのパワー・スペクトラムを、図１０に示した従来のスイッチング電源装置の場合と比較して示す線図であり、図６は水平成分（測定装置のアンテナを水平にして測定した結果）、図７は垂直成分（測定装置のアンテナを垂直にして測定した結果）を示している。
これらの図において、横軸に３０ＭＨｚ〜３００ＭＨｚ帯域の周波数を対数目盛で示し、縦軸はアンテナ１ｍ当りに生じる起電力を１μＶを０ｄＢとしたデシベル目盛で示している。
【００３７】
そして、図６における曲線Ｈ0は従来例の水平方向、曲線Ｈ1はこの発明の装置の水平方向におけるそれぞれノイズの大きさを表わし、図７における曲線Ｖ0は従来例の垂直方向、Ｖ1はこの発明の装置の垂直方向におけるそれぞれノイズの大きさを表わしている。
【００３８】
なお、この測定に用いたこの発明によるスイッチング電源装置及び従来例において、両者に共通な定数は、スイッチング周波数：５００ＫＨｚ，大容量のコンデンサＣ１，Ｃ２１の容量：８２０μＦ，グランド用のコンデンサＣｇ，Ｃｇ２の容量：１５００ｐＦであり、１次巻線Ｎ１，Ｎ２１の両端間には、図示しない抵抗とコンデンサからなるスナバ回路を接続している。
【００３９】
その他の図５に示したスイッチング回路１３の各部の定数は、インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンス：１μＨ，バイパスコンデンサＣｐの容量：１０μＦ，グランド用の抵抗Ｒｇの抵抗値：４７０Ω，及び過電流検出用の抵抗Ｒｉの抵抗値：１０〜２０ｍΩである。
【００４０】
図６と図７から明らかなように、この発明によるスイッチング電源装置のＥＭＩノイズのレベルは、水平成分，垂直成分共に全帯域にわたって略３０ｄＢ（３２μＶ／ｍ）以内に収まっており、従来例に比べて１０〜２０ｄＢのノイズ低減が認められる。特に従来例では難しいとされていた１００ＭＨｚ近傍のＥＭＩノイズに対しては、２０〜３０ｄＢの著しいノイズ低減が認められ、その効果は大きい。
また、この発明によるスイッチング電源装置のスイッチング回路１３では、不安定な動作の発生が認められなかった。
【００４１】
（第４の実施形態：図８と図１）
次に、図８によってこの発明の第４の実施形態を説明する。
図８は、この発明によるスイッチング電源装置の第４の実施形態におけるスイッチング回路の構成のみを示す回路図である。
この第４の実施形態は、電力帰還型のスイッチング電源装置であるが、スイッチング回路以外は図１に示したスイッチング電源装置と同じ構成であるので、その図示を省略している。
【００４２】
図８に示すスイッチング回路１４において、トランス６ａは、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とが互いに逆位相のフライバック型のトランスであり、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とが同位相のフォーワード型のトランス６(図１)と相違する。また、マイナス端子がコモンライン４ｎに接続された大容量のコンデンサＣ１とインダクタＬ１，Ｌ２との直列回路のプラス端子と、ホットライン４ｐ及び１次巻線Ｎ１とトランジスタＱの接続点との間に、それぞれコンデンサＣ１を放電させるためのダイオードＤ１及び充電するためのダイオードＤ２を接続し、電力帰還型のスイッチング回路を構成している。
【００４３】
さらに、このスイッチング回路１４は、トランス６ａの１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路のコモンライン４ｎ側の一端とフレームグランドＧとの間に、グランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣｇとの直列回路を接続している。このグランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣｇとの直列回路を、図４に示したスイッチング回路１２と同様に、ホットライン４ｐ側の一端とフレームグランドＧとの間に接続してもよい。
【００４４】
この第４の実施形態のスイッチング電源装置は、図１に示したスイッチング電源装置のスイッチング回路１１に代えて、図８に示したスイッチング回路１４を接続したものである。そこで、この図１と図８とによって、このスイッチング電源装置の作用を説明する。
【００４５】
図８のスイッチング回路１４はトランス６ａがフライバック型であるため、このスイッチング回路１４と図１の２次整流平滑回路７とからなるＤＣ−ＤＣコンバータはオン−オフ方式になる。そのため、トランジスタＱがオンの時に１次巻線Ｎ１に１次直流電力の電流が流れるが、２次整流平滑回路７の整流ダイオードＤ７に阻止されて２次巻線Ｎ２には電流が流れず、１次巻線Ｎ１に流れる電流はトランス６ａを励起する（磁気エネルギーとして蓄積される）。
【００４６】
トランジスタＱがオフになると、１次巻線Ｎ１，２次巻線Ｎ２の極性がそれぞれ反転するから、トランス６ａに蓄積された磁気エネルギーは電流に再変換され、その一部は整流ダイオードＤ７を通って２次整流平滑回路７に流れ、平滑化された２次直流電力となって、図１の正負の出力端子８ｐ，８ｎに接続された図示しない負荷に出力される。
【００４７】
図１の交流電源１からノイズフィルタ２を介して入力した交流電力は、ダイオードブリッジ３から全波整流された脈流波形の１次直流電力として出力される。交流電源がオンの直後は、図８のスイッチング制御回路５が作動していないから、トランジスタＱはオフのままであり、１次直流電力はトランス６ａの１次巻線Ｎ１，ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１を充電し、コンデンサＣ１の端子間電圧が或る程度上ってから、スイッチングが開始される。
【００４８】
スイッチング開始後は、コモンライン４ｎを基準の０Ｖ、ダイオードブリッジ３の出力電圧の瞬時値をＶｉ、コンデンサＣ１の端子間電圧をＶｃとして、トランジスタＱがオンの時にトランス６ａの１次巻線Ｎ１に流れる電流は、ＶｉがＶｃより高ければ交流電源１からダイオードブリッジ３を介して入力し、ＶｉがＶｃより低ければコンデンサＣ１からダイオードＤ１を介して供給されて、それぞれトランス６ａを励起する（インダクタＬ１，Ｌ２は無視出来る）。
【００４９】
ダイオードブリッジ３の出力電圧の瞬時値ＶｉがコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃより高くても、ダイオードＤ１が作用してダイオードブリッジ３から平滑コンデンサＣ１を直接に充電することはなく、ＶｉがＶｃより低くてもコンデンサＣ１の放電電流がダイオードブリッジ３に逆流する恐れもない。
また、トランジスタＱがオンになってそのコレクタ電圧が０Ｖになっても、ダイオードＤ２が作用してコンデンサＣ１の両端子間のショートは防止される。
【００５０】
トランジスタＱがオフになると、１次巻線Ｎ１，２次巻線Ｎ２にそれぞれ逆起電力が発生して、トランス６ａに蓄積された磁気エネルギーが再変換された電流の一部は、２次巻線Ｎ２から２次整流平滑回路７に流れるが、電流の他の一部は、ダイオードブリッジ３の出力電圧の瞬時値ＶｉがコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃより低い場合でも、Ｖｉと１次巻線Ｎｐの逆起電力との和がＶｃを超えていれば、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１を充電する。
そのコンデンサＣ１を充電する電流と同じ電流値の電流が、ダイオードブリッジ３を介して交流電源１から供給されるから、その導通角は広くなり、ピーク電流が抑えられて力率が大幅に改善される。
【００５１】
（第５の実施形態：図９と図１）
次に、図９によってこの発明の第５の実施形態を説明する。
図９は、この発明によるスイッチング電源装置の第５の実施形態におけるスイッチング回路の構成のみを示す回路図である。
この第５の実施形態も、電力帰還型のスイッチング電源装置であるが、スイッチング回路以外は図１に示したスイッチング電源装置と同じ構成であるので、その図示を省略している。
【００５２】
図９に示すスイッチング回路１５は、図８のスイッチング回路１４がフライバック型のトランス６ａを用いて１次巻線Ｎ１に誘起される電力を帰還するのに対して、３次巻線を備えたフォーワード型のトランス６ｂを用い、その３次巻線Ｎ３に誘起される電力を帰還する電力帰還型のスイッチング回路を構成している。
【００５３】
さらに、このスイッチング回路１５が図８のスイッチング回路１４と異なる点は、大容量のコンデンサＣ１とインダクタＬ１，Ｌ２との直列回路のプラス端子にアノードを接続したコンデンサＣ１充電用のダイオードＤ２のカソード端子を、インダクタンスの小さいチョークコイルＣＨを介してトランス６ｂの３次巻線Ｎ３の一端に接続し、その３次巻線Ｎ３の他端をホットライン４ｐに接続いていることである。
また、ホットライン４ｐには、コンデンサＣ１の放電電流がダイオードブリッジ３に逆流しないように、ダイオードＤ３が介挿されている。
【００５４】
この第５の実施形態のスイッチング電源装置は、図１に示したスイッチング電源装置のスイッチング回路１１に代えて、図９に示したスイッチング回路１５を接続したものである。そこで、この図１と図９とによって、このスイッチング電源装置の作用を説明する。
この図９のスイッチング回路１５のトランス６ｂはフォーワード型であるから、トランジスタＱがオンになって１次巻線Ｎ１に電流が流れた時に、２次巻線Ｎ２は２次整流平滑回路７の図３に示した整流ダイオードＤ７に接続された一端ｃ側が、３次巻線Ｎ３はチョークコイルＣＨに接続された一端ｄ側が、それぞれ正になる。
【００５５】
トランジスタＱがオンの時にトランス６ｂの１次巻線Ｎ１に流れる電流は、ダイオードブリッジ３の出力電圧の瞬時値Ｖｉが、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃより高い間はダイオードブリッジ３から供給され、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃより低い間はコンデンサＣ１からインダクタＬ１，Ｌ２とダイオードＤ１を介して供給されることは説明するまでもないが、１次巻線Ｎ１に電流が流れることによって、３次巻線Ｎ３にその一端ｄ側が正になる起電力が発生する。
【００５６】
そのため、トランス６ｂの１次巻線Ｎ１の電流ソースがダイオードブリッジ３であっても、コンデンサＣ１であっても、供給される電流の一部は、３次巻線Ｎ３，チョークコイルＣＨ及びコンデンサＣ１とインダクタＬ１，Ｌ２の直列回路を通って流れ、コンデンサＣ１を充電すると共に、チョークコイルＣＨを励起するように作用する。
【００５７】
トランジスタＱがオフになると、３次巻線Ｎ３の起電力は０になるが、チョークコイルＣＨに逆起電力が発生して、チョークコイルＣＨに蓄積された励起エネルギーが再変換され、その電流がコンデンサＣ１に流れてそれを充電する。
すなわち、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃがダイオードブリッジ３の出力電圧の瞬時値Ｖｉより高い期間は、このようにしてコンデンサＣ１の放電電流の一部が帰還される。
【００５８】
また、ダイオードブリッジ３の出力電圧の瞬時値ＶｉがコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃより高い期間は、ダイオードブリッジ３から出力される電流の一部が、３次巻線Ｎ３とチョークコイルＣＨを通過してコンデンサＣ１を充電するが、そのダイオードブリッジ３からの電流に、トランジスタＱのスイッチングによって３次巻線Ｎ３とチョークコイルＣＨとからなる充電回路に発生する電流が重畳されてコンデンサＣ１を充電する。
【００５９】
したがって、交流電源１から入力する交流電流のピーク値が抑えられて力率が向上し、ノイズの発生もない。
また、スイッチング回路１５に用いたチョークコイルＣＨは、インダクタＬ１，Ｌ２と同様に、トランジスタＱのスイッチング周波数に対応する高周波用のチョークコイルであるから、従来のチョーク入力型の平滑回路に用いる低周波用のチョークコイルに比べて遙かに小型軽量であり、コストも安い。
【００６０】
図８及び図９に示した電力帰還型のスイッチング回路１４及び１５においても、コンデンサＣ１の両端にインダクタＬ１，Ｌ２を接続し、トランス６ａ又は６ｂの１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路に並列にバイパスコンデンサＣｐを接続し、コモンライン４ｎとフレームグランドＧとの間に抵抗ＲｇとコンデンサＣｇとの直列回路を接続している。
そのため、トランジスタＱのスイッチングによって発生するスイッチング周波数及びその高調波のノイズが減少するだけでなく、フレームグランドＧにリークするノイズも大幅に抑制されるから、ＥＭＩノイズが大幅に抑制される効果がある。
【００６１】
以上説明した第１乃至第５の実施形態において共通な点は、抵抗ＲｇとコンデンサＣｇとからなるグランド用の直列回路は、コンデンサＣ１とインダクタＬ１，Ｌ２との直列回路の両端及び１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路の両端、合わせて４箇所のいずれかとフレームグラントＧとの間に設ければ、略同様な効果が得られるが、どこに設ければ最も効果的であるかは、実際のスイッチング回路で実験的に決定すべきことである。
【００６２】
さらに、１箇所だけでなく複数箇所に設けてもよいが、一般的にはワンポイント・アースといわれるように、最も効果的な１箇所に設けた方が予想外のトラブルを回避出来る。その意味で、図５に示したスイッチング回路１３は例外的なものであるが、抵抗Ｒｉが１０〜２０ｍΩと小さい値であるにも拘らず、高周波ノイズに対しては他のコンデンサに比べてインピーダンスが大きいため、実験的に確認して抵抗Ｒｉの両端の２箇所にグランド用の抵抗ＲｇとコンデンサＣｇの直列回路を設けたものである。
【００６３】
また、コンデンサＣ１（８２０μＦ）の両端にインダクタＬ１，Ｌ２（各１μＨ）を接続しても、片側だけにインダクタ（２μＨ）を接続しても、回路図上で見れば同等の効果があると思われるが、実験的には両端にそれぞれ１μＨのインダクタを接続した方が若干ノイズ抑制の効果が上がるようである。
以上説明したようにこの発明によるスイッチング電源装置は、スイッチング周波数が高くなってもスイッチング回路を安定化すると共に、ＥＭＩノイズを抑制することが出来る。
【００６４】
【発明の効果】
以上説明してきたように、この発明によれば、スイッチング電源装置のスイッチング周波数が高くなっても、スイッチング回路を安定化することができると共に、ＥＭＩノイズを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明によるスイッチング電源装置の第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】図１におけるノイズフィルタの構成の一例を示す回路図である。
【図３】図１における２次整流平滑回路の構成の一例を示す回路図である。
【図４】この発明によるスイッチング電源装置の第２の実施形態におけるスイッチング回路の構成を示す回路図である。
【図５】この発明によるスイッチング電源装置の第３の実施形態におけるスイッチング回路の構成を示す回路図である。
【図６】図５に示したスイッチング回路を備えたスイッチング電源装置によるＥＭＩノイズの水平成分のパワー・スペクトラムを、従来例と比較して示す線図である。
【図７】同じくそのＥＭＩノイズの垂直成分のパワー・スペクトラムを、従来例と比較して示す線図である。
【図８】この発明によるスイッチング電源装置の第４の実施形態における電力帰還型のスイッチング回路の構成を示す回路図である。
【図９】この発明によるスイッチング電源装置の第５の実施形態における電力帰還型のスイッチング回路の構成を示す回路図である。
【図１０】従来のスイッチング電源装置の構成の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１：交流電源                ２：ノイズフィルタ
３：ダイオードブリッジ（全波整流回路）
４ｐ：ホットライン          ４ｎ：コモンライン
５：スイッチング制御回路
６，６ａ，６ｂ：トランス    ７：２次整流平滑回路
１１〜１３：スイッチング回路
１４，１５：スイッチング回路（電力帰還型）
Ｃ１：大容量のコンデンサ
Ｃｇ：グランド用のコンデンサ
Ｃｐ：バイパスコンデンサ
Ｒｇ：グランド用の抵抗    Ｒｉ：過電流検出用の抵抗
Ｄ１：放電用ダイオード      Ｄ２：充電用ダイオード
Ｌ１，Ｌ２：小さいインダクタンスのインダクタ
Ｎ１：１次巻線              Ｎ２：２次巻線
Ｎ３：３次巻線
Ｑ：トランジスタ（スイッチング素子）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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