(57)【要約】外部からの雑音、接続機器、及びマルチパス等の接続方式等で多様に変化する伝送媒体におけるデータ伝送方法及び装置に関し、（１）処理負荷が軽く、（２）回線等化が容易でマルチパス対応可であり、又は（３）雑音変動に強いデータ伝送を実現する。アダマール多重／分配、又は直交ミラーフィルタ多重／分配を行う。また、直交系列を用いてデータを多重し、該多重したデータを透過伝送路に送出し、該透過伝送路から受信したデータを直交系列を用いて分配する。また、直交系列を用いてデータを多重し、該多重されたデータを周波数軸及び時間軸でインタリーブし、該インタリーブされた多重データを直交系列を用いて多重すること、該多重データを直交系列を用いて分配し、該分配されたデータを周波数軸及び時間軸でデインタリーブし、該デインタリーブされたデータを直交変換を用いて分配する。
2002047304.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アダマール系列を用いて、データを多重して送信するステップを備えたことを特徴とするデータ伝送方法。
【請求項２】
アダマール系列を用いて受信したデータを分配するステップを備えたことを特徴としたデータ伝送方法。
【請求項３】
直交ミラーフィルタを用いてデータを多重して送信するステップを備えたことを特徴とするデータ伝送方法。
【請求項４】
直交ミラーフィルタを用いて、受信したデータを分配するステップを備えたことを特徴としたデータ伝送方法。
【請求項５】
直交系列を用いてデータを多重するステップと、
該多重したデータを透過伝送路に送出するステップと、
を備えたことを特徴とするデータ伝送方法。
【請求項６】
透過伝送路からデータを受信するステップと、
該データを直交系列を用いて分配するステップと、
を備えたことを特徴とするデータ伝送方法。
【請求項７】
請求の範囲５又は６において、
該直交系列が、アダマール系列、ウエブレット変換、直交ミラーフィルタ、ＤＭＴ、及びＯＦＤＭのいずれかであることを特徴としたデータ伝送方法。
【請求項８】
請求項５において、
該多重するステップが、アダマール系列を用いてデータを多重するステップと、該多重されたデータを直交系列を用いて多重するステップと、で構成されていることを特徴とするデータ伝送方法。
【請求項９】
請求項６において、
該分配するステップが、直交系列を用いてデータを分配するステップと、該分配されたデータをアダマール系列を用いて分配するステップと、で構成されていることを特徴とするデータ伝送方法。
【請求項１０】
第１の直交系列を用いてデータを多重するステップと、
該多重されたデータを周波数軸及び時間軸でインタリーブするステップと、
該インタリーブされた多重データを第２の直交系列を用いて多重し送信するステップと、
を備えたことを特徴とするデータ伝送方法。
【請求項１１】
受信したデータを第２の直交系列を用いて分配するステップと、
該分配されたデータを周波数軸及び時間軸でデインタリーブするステップと、
該デインタリーブされたデータを第１の直交系列を用いて分配するステップと、
を備えたことを特徴とするデータ伝送方法。
【請求項１２】
請求項１０又は１１において、
該第１の直交系列がアダマール系列であることを特徴としたデータ伝送方法。
【請求項１３】
請求の範囲５において、
該多重するステップと該送出するステップとの間に、該多重されたデータに定期的にゼロ点を挿入するステップを備えたことを特徴とするデータ伝送方法。
【請求項１４】
請求の範囲６において、
該受信するステップと該分配するステップとの間に、該受信したデータに定期的に含まれるゼロ点を用いて該データの雑音成分を補間予測するステップと、該雑音成分を該データから差し引くことで送信された元のデータを再生するステップと、を備えたことを特徴とするデータ伝送方法。
【請求項１５】
請求の範囲１０において、
該第２の多重するステップの後に、該多重されたデータに定期的にゼロ点を挿入するステップを備えたことを特徴とするデータ伝送方法。
【請求項１６】
請求の範囲１１において、
該第２の分配するステップの前に、該受信したデータに定期的に含まれるゼロ点を用いて該データの雑音成分を補間予測するステップと、該雑音成分を該データから差し引くことで送信された元のデータを再生するステップと、を備えたことを特徴とするデータ伝送方法。
【請求項１７】
請求の範囲５又は６において、
該透過伝送路が、ナイキスト伝送路であることを特徴としたデータ伝送方法。
【請求項１８】
請求の範囲１７において、
該ナイキスト伝送路が、ＱＡＭ伝送路、及びスペクトラム拡散伝送路のいずれかであることを特徴としたデータ伝送方法。
【請求項１９】
請求の範囲１０において、
該インタリーブが、ＰＮ系列で行うことを特徴としたデータ伝送方法。
【請求項２０】
請求の範囲１１において、
該デインタリーブが、ＰＮ系列で行うことを特徴としたデータ伝送方法。
【請求項２１】
請求の範囲５において、
該多重するステップと該送出するステップの間に、該送出するデータにガードタイムを付加するステップを備えたことを特徴とするデータ伝送方法。
【請求項２２】
請求の範囲６において、
該受信するステップと該分配するステップとの間に、該受信したデータからガードタイムを除去するステップを備えたことを特徴とするデータ伝送方法。
【請求項２３】
請求の範囲１０において、
該第２の多重するステップの後に、ガードタイムを付加するステップを有することを特徴としたデータ伝送方法。
【請求項２４】
請求の範囲１１において、
該第２の分配するステップの前に、ガードタイムを除去するステップを有することを特徴としたデータ伝送方法。
【請求項２５】
請求の範囲１、３、５、又は１０において、
該多重したデータのフレーム同期信号を送出するステップを有することを特徴としたデータ伝送方法。
【請求項２６】
請求の範囲２、４、６、又は１１において、
さらに、フレーム同期信号を検出するステップを有し、該分配するステップが該フレーム同期信号に基づき該データを分配することを特徴としたデータ伝送方法。
【請求項２７】
アダマール系列を用いてデータを多重して送信する手段を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項２８】
アダマール系列を用いて、受信したデータを分配する手段を備えたことを特徴としたデータ伝送装置。
【請求項２９】
直交ミラーフィルタを用いてデータを多重して送信する手段を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項３０】
直交ミラーフィルタを用いて、受信したデータを分配する手段を備えたことを特徴としたデータ伝送装置。
【請求項３１】
直交系列を用いてデータを多重する手段と、
該多重したデータを透過伝送路に送出する手段と、
を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項３２】
透過伝送路からデータを受信する手段と、
該データを直交系列を用いて分配する手段と、
を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項３３】
請求の範囲３１又は３２において、
該直交系列が、アダマール系列、ウエブレット変換、直交ミラーフィルタ、ＤＭＴ、及びＯＦＤＭのいずれかであることを特徴としたデータ伝送装置。
【請求項３４】
請求の範囲３１において、
該多重する手段が、アダマール系列を用いてデータを多重する手段と、該多重されたデータを直交系列を用いて多重する手段と、で構成されていることを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項３５】
請求項３２において、
該分配する手段が、直交系列を用いてデータを分配する手段と、該分配されたデータをアダマール系列を用いて分配する手段と、で構成されていることを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項３６】
第１の直交系列を用いてデータを多重する手段と、
該多重されたデータを周波数軸及び時間軸でインタリーブする手段と、
該インタリーブされた多重データを第２の直交系列を用いて多重し送信する手段と、
を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項３７】
受信したデータを第２の直交系列を用いて分配する手段と、
該分配されたデータを周波数軸及び時間軸でデインタリーブする手段と、
該デインタリーブされたデータを第１の直交系列を用いて分配する手段と、
を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項３８】
請求項３６又は３７において、
該第１の直交系列がアダマール系列であることを特徴としたデータ伝送装置。
【請求項３９】
請求の範囲３１において、
該多重する手段と該送出する手段との間に、該多重されたデータに定期的にゼロ点を挿入する手段を備えたことを特徴としたデータ伝送装置。
【請求項４０】
請求の範囲３２において、
該受信する手段と該分配する手段との間に、該受信したデータに定期的に含まれるゼロ点を用いて該データの雑音成分を補間予測する手段と、該雑音成分を該データから差し引くことで送信された元のデータを再生する手段と、を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項４１】
請求の範囲３６において、
該第２の多重する手段の後に、該多重されたデータに定期的にゼロ点を挿入する手段を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項４２】
請求の範囲３７において、
該第２の分配する手段の前に、該受信したデータに定期的に含まれるゼロ点を用いて該データの雑音成分を補間予測する手段と、該雑音成分を該データから差し引くことで送信された元のデータを再生する手段と、を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項４３】
請求の範囲３１又は３２において、
該透過伝送路が、ナイキスト伝送路であることを特徴としたデータ伝送装置。
【請求項４４】
請求の範囲４３において、
該ナイキスト伝送路が、ＱＡＭ伝送路、及びスペクトラム拡散伝送路のいずれかであることを特徴としたデータ伝送装置。
【請求項４５】
請求の範囲３６において、
該インタリーブが、ＰＮ系列で行うことを特徴としたデータ伝送装置。
【請求項４６】
請求の範囲３７において、
該デインタリーブが、ＰＮ系列で行うことを特徴としたデータ伝送装置。
【請求項４７】
請求の範囲３１において、
該多重する手段と該送出する手段の間に、該送出するデータにガードタイムを付加する手段を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項４８】
請求の範囲３２において、
該受信する手段と該分配する手段との間に、該受信したデータからガードタイムを除去する手段を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項４９】
請求の範囲３６において、
該第２の多重する手段の後に、ガードタイムを付加する手段を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項５０】
請求の範囲３７において、
さらに、該第２の分配する手段の前に、ガードタイムを除去する手段を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項５１】
請求の範囲２７、２９、３１、又は３６において、
該多重したデータのフレーム同期信号を送出する手段を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項５２】
請求の範囲２８、３０、３２、又は３７において、
さらに、フレーム同期信号を検出する手段を備え、該分配する手段が該フレーム同期信号に基づき該データを分配することを特徴としたデータ伝送装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明はデータ伝送方法及び装置に関し、特に多様に変化する伝送媒体におけるデータ伝送方法及び装置に関するものである。
データ伝送は、その用途、目的に応じた様々な伝送媒体が登場して来ている。これらの伝送媒体の特性は、例えば、マルチパスの環境では送信点から出力された信号は様々な経路を経由して変動し受信点で合成され受信レベルや位相の変動を伴い、接続される機器の特性により複雑に変化する。
また、伝送媒体によっては、外部からの雑音や接続された装置に起因する雑音を伴う。この結果、伝送されるデータ品質は著しく損なわれることになる。
このような環境にも関わらず、高品質な通信を確保するデータ伝送方法及び装置は、以下に示すような多岐に渡る産業上の利用分野においてその必要性が顕著になって来ている。
・電力線搬送のように雑音の多い環境下で高速なデータ伝送を実現しようとする電力線搬送モデム分野
・ＣＡＴＶモデム、ＡＤＳＬモデム、ＶＤＳＬモデム分野
・２．４Ｇの無線ＬＡＮ、無線伝送分野、光伝送分野など
・高記録密度の磁気デスクや光ディスクの分野
・半導体による多値伝送技術
・バーコードスキャナ
以下、上記の特性を有する伝送媒体として、電力線によるデータ伝送を例にとって説明するが、上記のようなその他の分野についても同様である。
電力線モデムは、柱上変圧器から家庭に供給される１００Ｖ／２００Ｖの家庭用電力線を伝送路としたモデムであり、電柱上に設置された親機とユーザ宅内に設置された子機で構成されている。
これらの間は、電柱間の低圧配電線、この低圧配電線から家庭までの引込線、及び屋内配線で接続されている。通常、１台の親機には、最大５台程度の子機が接続される。
以下に、電力線モデムにおけるデータ伝送の問題点を図２６に基づいて説明する。同図（２）は、親機から見た家庭用電力線の回線特性を示しており、１５０ｍの低圧配電線は、約１５０μＨのインダクタＬに見え、５０ｍの引込線は、約０．１μＦのコンデンサＣ１に見え、各種家電機器の雑音防止用のコンデンサが接続された屋内配線は、コンデンサＣ２に見える。
この結果、回線特性は、低域通過型のローパスフィルタに見えることになり、親機が、同図（１）に示したスペクトラムを有する送信信号ＴＸを送信した場合、子機は同図（２）に示した高域が大きく減衰したスペクトラムを有する受信信号ＲＸを受信する。このため、最悪の場合には、受信信号ＲＸの高域は、雑音Ｎに埋もれてしまう。
一方、受信信号ＲＸの低域も、高域ほどの減衰は無いが、例えば家電機器のインバータ等による雑音Ｎに埋もれてしまう。
また、電力線モデムにおいては、１台の親機に複数の家庭に配置された子機を接続するため、無線伝送の場合と同様に、信号の反射等によるマルチパスの問題が発生する。
背景技術
図２７（１）は、従来のデータ伝送装置（モデム）１０の構成例を示している。このモデム１０は、スクランブラ・Ｓ／Ｐ変換部（ＳＣＲ・Ｓ／Ｐ）１１において、シリアルな送信信号ＳＤをスクランブル処理するとともにパラレル信号に変換する。
このパラレル信号は、Ｇ／Ｎ変換・和分演算部１２において、グレイコード（Ｇ）であった送信信号ＳＤを演算可能なナチュラルコード（Ｎ）に変換し、さらに、受信側で位相検出するために用いる差分演算部２８に対応したベクトル和分演算を行った後、信号点発生部１３からナイキスト伝送路７０（網掛け部）に送出する。
ナイキスト伝送路７０は、透過伝送路に相当し、同（２）に示すように、送信信号点の間隔がナイキスト間隔（同図においては、３８４ｋＢで送信されるものである。
ナイキスト伝送路７０において、送信信号は、ロールオフフィルタ（ＲＯＦ）１４で波形整形される。このロールオフフィルタ１４の出力信号は変調回路（ＭＯＤ）１５によって変調を受け、さらにＤ／Ａ変換器１６でデジタル信号からアナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７で電力搬送波の周波数帯域（１０〜４５０ｋＨｚ）を含む低周波帯域のみの信号を抽出して送信線路に送り出す。
このような送信線路からの送信信号を受信線路を介して受信したとき、まずバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１９において所定の周波数帯域成分（電力搬送モデムの場合は１０〜４５０ｋＨｚ）のみを抽出し、Ａ／Ｄ変換器２０においてデジタル信号に戻す。
このデジタル信号は、復調回路（ＤＥＭ）２１でベースバンドの信号に復調され、ロールオフフィルタ（ＲＯＦ）２２で波形整形される。
そして、このロールオフフィルタ２２の出力は、等化器（ＥＱＬ）２５及びタイミング抽出部２３に送られ、抽出部２３及びＰＬＬ制御回路・電圧制御水晶発振器（ＰＬＬ・ＶＣＸＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｃｒｙｓｔａｌ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏ））２４はタイミング信号が抽出し、Ａ／Ｄ変換器２０及び受信クロック分配部（ＲＸ−ＣＬＫ）３０ににタイミング信号を与えている。
等化器２５は、符号間干渉を取り除き、キャリア自動位相制御器（ＣＡＰＣ）２６で位相合わせを行い、さらに判定部（ＤＥＣ）２７で雑音を取り除いた信号成分のみを出力する。
そして、差分演算・Ｎ／Ｇ変換部（差分・Ｎ／Ｇ）２８において、ナチュラルコードでベクトル和分演算の逆のベクトル差分演算を行った後、グレイコードに戻し、Ｐ／Ｓ変換・デスクランブラ（Ｐ／Ｓ　・ＤＳＣＲ）２９において、このパラレルグレイコードをシリアル信号に変換してデスクランブル処理し、受信信号ＲＤとして出力する。
このモデム１０において、上記のような問題を解決する従来技術として（１）回線等化及びガードタイム、（２）不要帯域の除去、並びに（３）雑音の平均化について、その問題点を含めて以下に説明する。
（１）回線等化及びガードタイム
複雑に変化する伝送路を等化するために、ＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　ＭｕｌｔｉＴｏｎｅ）方式やＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式に見られるマルチキャリア伝送方式がある。
マルチキャリア方式は、使用する周波数帯域を、狭い複数のサブチャネルに分割し、それぞれのサブチャネルを直交振幅変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：以後、ＱＡＭと略称する。）方式で伝送するものであり、各サブキャリア毎に送信電力や、送信データに割り当てるビット数を独立に決定できる。
これにより、マルチキャリア方式は、電力線のように複雑に変化する回線特性、例えば、信号減衰周波数特性や雑音の周波数特性等の回線特性の等化に対して、キャリア毎に独立に対応することで（例えば、雑音が顕著なキャリア帯域を除去することにで）柔軟に対応することができる。
また、マルチキャリア方式は、複数の伝送チャネルでデータを並列に伝送することによって、等価的に伝送速度を低減したことになり、マルチパス問題の解決策であるガードタイムを設けることが容易になる。
しかし、ＤＭＴ方式及びＯＦＤＭ方式は、共にＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）及びＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）技術を用いており、処理サイクル数の点で負荷が重い。
（２）不要帯域の除去
ＤＭＴ方式及びＯＦＤＭ方式の帯域は、図２８に示すように１つのサブチャネルの不要帯域が、等間隔のキャリア点で直交しているが、各サブチャネルの不要帯域（サイドローブ）はｓｉｎｘ／ｘの波形で減少して行く形で低域及び高域に広がっている。
この不要帯域は、外部にフィルタを設けて除去することが可能である。
（３）雑音の平均化
伝送路には、上述したように、外部から誘導される雑音や伝送路に接続された機器が発生する雑音が乗っている。この雑音を低減する方式として、ＱＡＭ伝送路における周波数軸の丼化（積分化、又は平均化）やスペクトラム拡散方式における時間軸／周波数軸の平均化等がある。
この雑音の平均化を図２９に示した原理図で以下に説明する。
同図（１）は、受信信号ＲＸに乗った雑音Ｎ１を示しており、周波数帯域によって異なる強さの雑音が発生し、局所的には大きな雑音が発生している。一般に、雑音Ｎ１によって発生したデータのビット誤りは、リードソロモン符号等の誤り訂正符号を用いて訂正することが可能であるが、局所的に誤りビット数が大きい場合、誤り訂正の能力を超えてしまうため訂正することができない。
これに対処する従来技術としてインタリーブと言う雑音を平均化する技術がある。この技術は、送信側が送信データをランダムに並び替えて送出し、受信側は同図（１）に示したように凹凸のある雑音Ｎを含む受信信号ＲＸを受信する。そして、受信側は、受信したデータを並び替えて元のデータに戻すが、このとき、雑音Ｎに起因するバースト誤り等は、同図（２）に示すように分散され、誤り訂正符号を用いた訂正が可能となる。
すなわち、インタリーブ技術は、送信データをランダムに並び替えて、誤り発生位置を分散させ、この分散した誤り（誤りビット数の小さい）を、誤り訂正符号を用いることにより訂正する技術である。
しかしながら、誤り訂正符号に基づく誤り訂正にも限界があり、例えば、図２６（３）に示すように受信信号ＲＸが雑音Ｎに埋もれてしまうような場合、誤り訂正は不可能となる。
従って本発明は、外部からの雑音、接続機器、及びマルチパス等の接続方式等で多様に変化する伝送媒体におけるデータ伝送方法及び装置において、（１）処理負荷が軽く、（２）回線等化が容易でマルチパス対応可であり、又は（３）雑音変動に強いデータ伝送を実現することを課題とする。
発明の開示
（１）アダマール多重／分配
上記の課題を解決するため、本発明のデータ伝送方法及び装置は、アダマール（Ｈａｄａｍａｒｄ、以後、ＡＤＭと略称することがある。）系列を用いてデータを多重して送信することを特徴としている。また、アダマール系列を用いて受信したデータを分配することを特徴としている。
なお、送信側の多重と受信側の分配のフレーム同期については、送信側で、多重したデータのフレーム同期信号（例えば、振幅変調による同期信号）を送出し、受信側で抽出したフレーム同期信号に同期して受信したデータを分配することで行ってもよい。これは、後述する本発明のデータ伝送方法及び装置についても同様である。
図１は、本発明のデータ伝送方法及び装置の原理を示している。
図１（１）において、送信側において、アダマール多重部６１は、アダマール系列を用いてデータの多重を行う。受信側において、アダマール分配部７４は、該データをアダマール系列を用いて分配して元のデータに戻す。
以下に、アダマール変換及び逆変換について、以下に示す式（１）〜（６）に基づき説明する。
2002047304.tif 000003
式（１）は、２次のアダマール行列を示している。この行列の縦方向同士を乗算して、それらの和を求めると“０”になる。これは、アダマール行列が直交関係にあることを示している。なお、アダマール行列の逆行列は、元の行列と同じ行列になる。
アダマール行列が直交行列であれば、データをアダマール変換を用いて多重し、その多重データをアダマール変換を用いた分配して元のデータに戻すことが可能である。
式（２）は、入力データ（ｘ，ｙ）が、アダマール変換した場合の出力データ（（ｘ＋ｙ），（ｘ−ｙ））を示しており、式（３）は、アダマール変換された出力データをアダマール逆変換した場合を示している。変換結果は、係数を無視すれば、元の入力データ（ｘ，ｙ）に戻っている。
式（４）は、４次のアダマール行列を示している。この行列の逆行列は、元の行列と同じであり、行と列を入れ替えても元の行列と同じであるので、直交行列である。
式（５）は、入力データ（ｗ，ｘ，ｙ，ｚ）を、アダマール変換した場合の出力データを示しており、この出力データをアダマール逆変換したデータを、式（６）は示している。係数を無視すれば、元のデータ（ｗ，ｘ，ｙ，ｚ）に戻っていることが分かる。
このように、アダマール変換／逆変換は、演算が簡単であるためＩＦＦＴやＦＴＴと比較して処理サイクル数が少なく、処理装置として通常用いられるＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等に対する負荷が軽くなる。
また、アダマール変換後のデータに乗った雑音は、逆変換して元のデータに戻した場合、アダマール変換／逆変換をせずに直接伝送したデータに乗った雑音より小さくなる。これは、逆変換の式（６）において、例えば、データｗは、それぞれ雑音含む入力信号（ｗ＋ｘ＋ｙ＋ｚ），（ｗ−ｘ＋ｙ−ｚ），（ｗ＋ｘ−ｙ−ｚ），（ｗ−ｘ−ｙ＋ｚ）を平均化して求められていることからも分かる。
すなわち、アダマール変換／逆変換は、他の直交変換と同様に、積分効果（平均化）があり、雑音変動に強いことが分かる。
（２）直交ミラーフィルタ多重／分配
アダマール系列を用いた多重及び分配と同様に、図１（２）に示すように、直交ミラーフィルタ系列を用いた多重又は分配を行うことにより、平均化及び処理サイクル数の負荷を軽くすることが可能になる。処理サイクル数については、特に、低次の直交ミラーフィルタ系列においてその効果が大きい。
（３）直交系列多重＋透過伝送路、透過伝送路＋直交系列分配
上述したように、ＤＭＴ方式やＯＦＤＭ方式は、図２（１）に示すように一つのチャネルの不要帯域が等間隔のキャリア点で直交するが、不要帯域がｓｉｎｘ／ｘのカーブで低域と広域の両方に向かって減衰する波形となっており、ＱＡＭのナイキスト伝送路のように狭帯域幅での伝送路構築は困難である。
この課題を解決するため、本発明のデータ伝送方法及び装置においては、直交系列を用いてデータを多重し、この多重されたデータを透過伝送路に送出すること、及び透過伝送路からデータを受信し、そのデータを直交系列を用いて分配することができる。
すなわち、図１（３）に示すように、送信側において、直交系列（例えば、アダマール系列）を用いてデータを多重し、この多重したデータを透過伝送路７０に送出する。受信側において、透過伝送路７０から受信した（多重）データを直交系列（例えば、アダマール系列）を用いて分配し元のデータに戻す。
これにより、図２（２）に示すように、ナイキスト伝送路７０のような帯域幅で、入力された信号をそのまま出力する透過伝送路を通すことにより、不要帯域は帯域幅内に折り返されて不要帯域は除去される。この場合、折り返された信号は、互いに直交しているため符号間干渉は発生しない。
なお、直交系列としてアダマール変換の他に、ウエブレット（Ｗａｖｅｌｅｔ）変換、直交ミラーフィルタ、ＤＭＴ方式、及びＯＦＤＭ方式等を用いてもよい。
また、透過伝送路として、ＱＡＭ伝送路及びスペクトラム拡散伝送路等を用いてもよい。
（４）アダマール多重＋直交系列多重＋透過伝送路
透過伝送路＋直交系列分配＋アダマール分配
また、本発明のデータ伝送方法及び装置は、アダマール系列を用いてデータを多重し、この多重したデータを直交系列を用いてさらに多重し、この多重されたデータを透過伝送路に送出することや、該透過伝送路から受信したデータを、直交系列を用いて分配し、この分配したデータを、さらにアダマール直交系列を用いて分配することができる。
すなわち、図１（４）に示すように、送信側において、データをアダマール系列を用いて多重６１を行った後に、直交系列多重６３を行い、多重されたデータをナイキスト伝送路７０に送出する。
受信側において、ナイキスト伝送路７０から受信した（多重）データを直交系列７６を用いて分配した後、さらにアダマール系列を用いて分配７４して元のデータに戻す。
これにより、符号間干渉を発生することなく、不要帯域を除去することが可能となると共に、アダマール変換を用いることにより処理を高速化することが可能になる。
（５）第１の直交系列多重＋インタリーブ＋第２の直交系列多重
第２の直交系列分配＋デインタリーブ＋第１の直交系列分配
また、上記の雑音変動の問題を解決するため、送信側において、第１の直交系列を用いてデータを多重し、この多重されたデータを周波数軸及び時間軸でインタリーブし、このインタリーブされた多重データを第２の直交系列を用いて多重することや、受信側において、データを該第２の直交系列を用いて分配し、この分配されたデータを周波数軸及び時間軸でデインタリーブし、このデインタリーブされたデータを、さらに該第１の直交系列を用いて分配することが可能である。
これによれば、図１（５）に示すように、受信側において、第１の直交系列を用いた多重６７及びインタリーブ６２で周波数軸インタリーブ及び時間軸インタリーブによる平均化を行い、第２の直交系列を用いた多重６６での等化を行う、というように、平均化処理と等化処理を分離することで、処理の単純化を図り、平均化処理と等化処理を共に行うことが可能になる。
受信側においては、第２の直交系列による多重７６で等化処理を行った後、デインタリーブ７３における時間軸インタリーブ及び周波数軸インタリーブと、第１の直交系列による分配７７とで等化処理を行う。
このとき、該第１の直交系列としてアダマール系列を用いることで処理時間の短縮化が可能である。また、インタリーブ及びデインタリーブにＰＮ系列を用いてもよい。
これにより、従来のインタリーブが、例えば、ＤＭＴ方式（直交系列）の前段にビットインタリーブを行う場合と比較して、インタリーブを高速で行うことができるので、雑音をより平均化することが可能になる。
図３は、送信側において、例えばアダマール変換を用いたデータ多重後に、インタリーブを設けてチャネルＣＨ１〜ＣＨ１６を周波数軸ｆのみで拡散した状態を示している（網掛け部参照）。
この拡散はＰＮ系列（１，１，１，１，０，１，０，１，１，０，０，１，０，０，０）を用いて行われており、各チャネルＣＨ１〜ＣＨ１６のデータは、例えば、ＰＮ系列から順次取り出した４ビットで決定される値のチャネルＣＨに拡散されている。
図４は、送信側に設けたインタリーブが、図３に示した周波数軸ｆの拡散に加えて、時間軸ｔで拡散した状態を示している。時間軸ｔでの拡散は、周波数軸ｆにおける拡散と同様に、ＰＮ系列を用いて行われ、各時間ｔ１〜ｔ１６のデータは、ＰＮ系列から順次取り出した４ビットで決定される値の時間ｔに拡散されている。
図５は、ＰＮ系列（２値１５チップ）の相関を求めた図であり、ＰＮ系列の直交性を示している。まず、ＰＮ系列の送信側の信号点配置を０＝０度，１＝１８０度とすると、０→−１，１→１となる。そこで、ＰＮ系列の中の“０”の値を“−１”とした基本系列（１，１，１，１，−１，−１，１，−１，１，１，−１，−１，１−１，−１，−１）に変換する。
さらに、この基本系列とそれ自身と内積（系列の各要素同士の積の総和）を求めると、０次の相関＝“１５”を得る。次に、基本系列と、この基本系列の各要素を１要素だけ回転して得た＋１次系列との間の内積を求めると、＋１次相関＝“−１”を得る。
同様に、それぞれ、基本系列と、回転を２〜１４要素だけ行った＋２〜＋１４次系列との間の内積を求めて、＋２次〜＋１４次の相関とすると全て“−１”となる。＋１５次の相関は、１５回の回転で基本系列に戻るので０次の相関と同じ“１５”となる。これにより、ＰＮ系列の直交性、すなわち、０次〜＋１４次系列は相互に直交し相関が無いことが分かる。
なお、受信側で複素数信号を受信した場合、複素数の内積、すなわち複素共役値との積の和を求めると、送信された０＝０度、１＝１８０度と同一値になる。
インタリーブに、この様な簡単なＰＮ系列を用いることで、他の直交系列を用いた場合と比較して演算処理時間が短くなることにより、高速なデータ伝送が可能になる。
本発明のインタリーブによる雑音の平均化を図６に示す。同図は、上述した図２９と同様であるが、同図（２）に示した従来の分散された雑音Ｎ２は、実際は図６（２）の従来の分散された雑音Ｎ３ようなものである。
本発明の高速なインタリーバによれば、同（２）の本発明による分散された雑音Ｎ４のように平均化され、誤り訂正符号で訂正することが可能になる。
（６）雑音キャンセラ
図２６で示したように、電力線伝送路の場合、受信信号ＲＸが雑音Ｎに埋もれてしまう。このような場合、上述したインタリーブによる平均化を行っても雑音Ｎから受信信号ＲＸを取り出すことが不可能である。
例えば、図７（１）に示すように雑音Ｎのレベルが高い低域部分（雑音成分Ｎ１、信号成分Ｓ１）をカットして高域部分のみを使用してデータ伝送してもＳ／Ｎ値はマイナスのままである。
一方、図２６（３）及び図７（１）において、電力線の雑音をよく見ると、低域強調型が多く、ミクロ的に見ると白色雑音だが、マクロ的に見ると（全周波数帯域で見ると）有色系雑音になっていることが分かる。つまり、全周波数帯域内のどの狭帯域で見ても同じ白色雑音になっている。
従って本発明は、このようにマクロ的に見た有色系雑音に注目し、図７（２）に示すように、低域の支配的な雑音成分Ｎ１を積極的に除去してＳ／Ｎ値をプラスに転じさせ、低域に埋もれた、比較的高いレベルの受信信号Ｓを抽出しようとするものである。
そこで本発明では、送信側において、データを直交系列を用いて多重し、この多重されたデータに定期的にゼロ点を挿入すること、受信側で、受信したデータに定期的に含まれるゼロ点を用いて該データの雑音成分を補間予測し、この雑音成分を該データから差し引くことで送信された元のデータを再生し、この再生された元のデータを直交系列を用いて分配するデータ伝送方法及び装置を実現している。
なお、ゼロ点は、時間と振幅と位相が特定された信号（以下、特定信号と称することがある。）であればよい。
このような本発明に係る雑音除去方法及び装置の原理を、図面を参照して以下に説明する。
図８（１）には、従来における信号のデータ伝送系統（以後、送受信系統と称する）が示されており、送信データを直交系列を用いて多重する送信信号発生部３２からの送信信号は透過伝送路としてのナイキスト伝送路７０を経由して受信データを直交系列を用いて分配する受信信号再生部３３に送られる。
このような送受信系統において、本発明は、同図（２）に示すように、送信信号発生部３２とナイキスト伝送路７０との間に特定信号又はゼロ点（以下、ゼロ点と総称する。）の挿入部６４を設けるとともに、ナイキスト伝送路７０と受信信号再生部３３との間に雑音除去部７１を設けたものである。なお、雑音除去部７１は、後述するように、周波数シフト部３と間引部（ＤＣＭ）４と補間部（ＩＰＬ）５と周波数逆シフト部６と減算部７とで構成されている。
まず、送信信号発生部３２で発生された送信信号のシンボルレートを、図９（１）に示すように例えば１９２ｋＢであるとする。このような送信信号が、ゼロ点挿入部６４に与えられると、ゼロ点挿入部６４では、同図（２）に示すように、同図（１）の送信信号に対して、ゼロ点を挿入してナイキスト伝送路７０へ送信する。この場合、信号Ｓも同じ速度で送信するならば、送信速度は３８４ｋＢとなる。
受信側では、同図（３）に示すように、受信信号Ｓ及びゼロ点にそれぞれ伝送路７０の雑音Ｎが乗った形で受信することになる。
そこで、雑音除去部７１では、雑音Ｎを含む信号Ｓ（Ｓ＋Ｎ）を除去し、ゼロ点における雑音Ｎのみを残し、これらの雑音Ｎから、各受信信号点において、同図（４）に示すように、両側の雑音Ｎから雑音補間信号Ｎ’を生成する。
そして、雑音除去部７１においてはさらに、同図（３）に示す受信信号から、同図（４）に示す雑音補間信号Ｎ’を差し引くことにより、同図（５）に示すように雑音ＮがＮ−Ｎ’となり実質的に除去された信号成分Ｓのみから成る信号（送信信号に相当）を再生することができる。
このような雑音除去部７１の動作を図１０〜図１２を用いてより詳しく説明する。
まず、上述した送信信号は、図１０（１）に示すように１９２ｋＢの速度で伝送される。この場合のスペクトルをスカラー（横軸は周波数ｋＨｚ）で表したものが同図右側に示されている。
そして、このような送信信号に対してゼロ点を挿入すると、同図（２）に示すように、各信号点の間にゼロ点が挿入されて、挿入後の周波数帯域は３８４ｋＢとなる。この場合は、＋１９２ｋＨｚを中心にコピーしたスペクトルになる。
このようなゼロ点が挿入された送信信号が受信側に送られた時の受信信号は、同図（３）に示すように、信号Ｓ及びゼロ点それぞれにおいて雑音成分Ｎが重畳されたものとなる。この場合のスペクトルも同図（２）に示した送信信号の場合と同様である。
このような受信信号が雑音除去部７１における周波数シフト部３においてシフトされた後、間引部４に送られた時の動作が図１１に示されている。
すなわち、受信信号Ｓ（ｎ）のサンプル値とスペクトラムは同図（１）に示す通りであり、この信号Ｓ（ｎ）のＺ変換Ａは、次式で表わされる。
2002047304.tif 000004
なお、同図右側のスペクトラムは、伝送路３１で雑音が付加されるため、０〜ｆｓ／２（ｆｓはサンプル周波数）に分布することを示している。
このような受信信号Ｓ（ｎ）の反転信号のＺ変換Ｂは、次式で示される。
2002047304.tif 000005
この場合の反転信号は、信号点における信号成分のみに対して行われるために（−１）ｎが係数となっている。
そして、このような反転信号（−１）ｎ＊Ｓ（ｎ）と同図（１）に示す受信信号Ｓ（ｎ）とを加算した後の信号ｔ（ｎ）のＺ変換Ｃは、次式で与えられる。
2002047304.tif 000006
すなわち、信号点における振幅はゼロになり、信号成分Ｓだけでなく信号Ｓに重畳されていた雑音成分Ｎも一緒に除かれる形になる。ここで、信号ｔ（ｎ）はｔ（１），ｔ（３），，，＝０のため、次式で表わされる。
2002047304.tif 000007
このようにして得られた同図（３）に示す信号ｔ（ｎ）の信号点を間引いた後の信号Ｄは、次式で表わされる。
2002047304.tif 000008
この場合、伝送速度は１９２ｋＢに低下するので、同図（４）の右図に示すように、スペクトラムは折り返す形となる。
最終的な信号Ｅ＝Ｕ（ｚ）は次式で与えられる。
2002047304.tif 000009
このようにして得られた間引信号ｕ（ｎ）は図８に示した補間部５に与えられると、図１２に示す動作を呈する。
すなわち、間引部４からの信号ｕ（ｎ）は、同図（１）に示すサンプル値とスペクトラムを有する雑音成分のみであり、この雑音成分にゼロ点を挿入した信号ｔ（ｎ）は同図（２）に示すようなサンプル値とスペクトラムを有し、そのＺ変換Ａは次式で示される。
2002047304.tif 000010
ここで、ｔ（１），ｔ（３），，，＝０であるため、
2002047304.tif 000011
となるので、次式が得られる。
2002047304.tif 000012
この、信号Ｔ（ｚ）において、ゼロ点の両側の雑音成分Ｎで補間すると、図１１（１）に示した受信信号Ｓ（ｎ）と同一の伝送速度を有し、なおかつ雑音成分のみを有する。
従って、受信信号Ｓ（ｎ）から、その補間した信号を差し引くことにより、図１０（２）に示すゼロ点が挿入された送信信号が得られることになる。
なお、同図（１）に示す送信信号を得るためには、ゼロ点を間引けばよい。
上記の説明は、送信信号がどのようにして受信側で再生されるかを示したものであるが、雑音成分のみに着目して雑音成分がどのように除去されるかを示したものが図１３である。
すなわち、送信信号が１９２ｋＢ（±９６ｋＢ）の伝送帯域を有するとき、これに対してゼロ点挿入を行うと帯域が２倍になるとともに、コピー成分が発生してナイキスト伝送路７０へ送られる。
そして、雑音除去部７１においては、まず雑音分布特性▲１▼に示すように、雑音分布は、±１９２ｋＨｚに渡っており、図７にも示したように、特に左半分の−１９２〜０ｋＨｚの周波数帯域において雑音レベルが高くなっており、０〜＋１９２ｋＨｚの間は、低い雑音レベルになっている。
この状態で、周波数シフト部３によって、＋９６ｋＨｚだけシフトさせると、雑音特性▲２▼に示すように、雑音成分Ａ＋Ｂは、雑音特性▲１▼に対して＋９６ｋＨｚだけシフトされた形になっており、これに伴って、雑音特性▲１▼における雑音成分Ｄは−１９２ｋＨｚ〜−９６ｋＨｚに折り返されることになる。これにより、補間予測したい雑音帯域を補間帯域にシフトしたことになり、雑音をより効果的に除去することができる。
なお、＋９６ｋＨｚのシフト量は説明の便宜上の一例にすぎない。
この状態で間引部４において間引動作を行うと、周波数が半分になるため、雑音成分Ａは＋９６〜＋１９２ｋＨｚに折り返され、雑音成分Ｂは−１９２〜−９６ｋＨｚに、雑音成分Ｃは−９６〜０ｋＨｚに、そして雑音成分Ｄは０〜＋９６ｋＨｚに折り返される形となる。ここでは、折り返し成分が最小となる帯域を選定している。
そして補間部５においてゼロ点の補間を行い且つ両端の雑音成分Ａ＋Ｃ及びＢ＋Ｄをフィルタ除去すると、雑音特性▲４▼に示すように、−９６〜＋９６ｋＨｚの間だけ雑音成分Ａ＋Ｃ及びＢ＋Ｄが残ることになる。
そして、この補間した雑音成分を上記の周波数シフトと逆方向に、すなわち−９６ｋＨｚだけシフトさせると、雑音特性▲５▼に示すように−１９２〜０ｋＨｚの間のみ雑音成分Ａ＋Ｃ及びＢ＋Ｄが残る。
従って、このような雑音成分を、雑音特性▲１▼に示した全体の雑音成分から減算部７において減算することにより、雑音特性▲６▼に示すように、−１９２〜０ｋＨｚにおける雑音成分Ａ及びＢは完全に除去されることとなる。なお、雑音成分Ｃ及びＤは残存することになるが、図７（２）にも示したように、これらの雑音レベルは低いものであるのでＳ／Ｎ値には大きな影響は及ばさない。
このようにして雑音除去がされた受信信号は実質的に送信信号に対応したものとして再生されたことになる。
なお、上記のように周波数シフトを行うのは、例えば補間予測する帯域を雑音の最も多い帯域（この例では低域）に設定し、折り返しとなる周波数帯域に関しては高域の雑音の少ない帯域を選択するためである。
上述した図９及び図１０においては、信号点間にゼロ点を１個挿入した場合を取り上げたが、図１４においては、ゼロ点挿入の種々のパターンを示している。
すなわち、同図（１）の場合には、ゼロ点を信号Ｓ３個置きに１個挿入し、雑音予測帯域が９６ｋＨｚになる場合を示している。
また、同図（２）の場合には、ゼロ点を信号Ｓ２個置きに１個挿入した場合を示し、雑音予測帯域は１２８ｋＨｚになる。
同図（３）は上記の例と同様にゼロ点を信号１個置きに１個挿入したときの例であり、雑音予測帯域は１９２ｋＨｚとなる。
同図（４）に示す例では、ゼロ点を信号Ｓ１個置きに２個挿入したときの例を示し、雑音予測帯域は２５６ｋＨｚとなる。
さらに、同図（５）の場合には、ゼロ点を信号Ｓ１個置きに３個挿入したときの例を示し、雑音予測帯域は２８８ｋＨｚとなる。
図１４（４）及び（５）に示すようにゼロ点の数を増大させることにより、より広帯域の雑音をキャンセル可能となり雑音耐力が増す代わりにデータ伝送の速度が低下することがあるが、より劣悪な環境にも耐えられることとなる。
発明を実施するための最良の形態
実施例（１）（アダマール多重）
本発明に係るデータ伝送方法を実現する装置の実施例（１）が、図１５に示されている。
この装置の構成は、図２７に示したモデム１０におけるロールオフフィルタ１４及び変調回路１５の代わりにアダマール多重部６１が挿入されていること、キャリア自動位相制御器２６、等化器２５、ロールオフフィルタ２２、及び復調回路２１の代わりにアダマール分配部７４が挿入されていることが異なっている。
また、送信側は、アダマール変換したブロックの同期を示すアダマールマスタフレーム同期信号を付加する同期信号付加部（図示せず）を備え、受信側においては、該同期信号を抽出してアダマール分配部７４に与えるアダマールマスタフレーム同期部８０を備えている。
なお、図２７に示された送信クロック発生回路（ＴＸ−ＣＬＫ）１８、受信クロック分配部３０は、図１５においては図示が省略されている。
動作においては、アダマール多重部６１は、信号点発生部１３から受信したデータをアダマール変換した後多重する。多重されたデータは、Ｄ／Ａ変換器１６においてアナログデータに変換され、例えば、送信線路が電力線である場合、ＬＰＦ１７で電力搬送波の周波数帯域（１０〜４５０ｋＨｚ）を含む低周波帯域のみの信号として送出される。
この送信線路からの送信信号を受信線路を介して受信したとき、まずＢＰＦ１９は、所定の周波数帯域成分（電力搬送モデムの場合は１０〜４５０ｋＨｚ）のみを抽出し、Ａ／Ｄ変換器２０においてデジタル信号に戻す。
受信側において、同期部８０は、受信したデジタル信号からアダマールフレーム同期信号を抽出する。この同期信号に同期してアダマール分配部７４は、受信したデータを逆アダマール変換を用いて分配（分離）する。
このように、アダマール多重及びアダマール分配を用いたデータ伝送方法及び装置によれば、例えば、ＤＭＴ方式及びＯＦＤＭ方式と比較して処理負荷が軽くなり、高速データ伝送に対応することが可能となる。また、マルチキャリア方式にすることにより、回線特性に対応した等化が可能となる。
同様に、直交ミラーフィルタ多重／分配についても処理負荷を軽くすることが可能になる。
実施例（２）（アダマール多重（直交系列多重）＋透過伝送路）
図１６は、本発明の実施例（２）を示しており、この実施例（２）が図１５に示した実施例（１）と異なる点は、送信側において、アダマール多重部６１の後段、Ｄ／Ａ変換器１６及びＬＰＦ１７の代わりに、図２７に示した透過伝送路であるナイキスト伝送路（例えば、ＱＡＭ伝送路）７０が接続され、受信側において、このナイキスト伝送路７０にアダマール分配部７４が、接続されていることである。
なお、この実施例（２）では、マルチパス対策のため、送信側において、アダマール多重部６１とナイキスト伝送路７０の間にはガードタイム付加部（同図中では、便宜上アダマール多重部と同じ機能ブロックで表示している。）が挿入され、受信側において、ナイキスト伝送路７０とアダマール分配部７４との間にガードタイム除去部（ガードタイム付加部と同様に、便宜上アダマール分配部と同じ機能ブロックで表示している。）が挿入されている。
図１７は、ナイキスト伝送路７０の送信側出力、すなわち、ローパスフィルタ１７の出力の周波数特性を示している。同図（１）〜（３）は、それぞれ、横軸の周波数の表示範囲を０〜１００ｋＨｚ、０〜５００ｋＨｚ、及び０〜５．０ＭＨｚとしたものであり、同じ波形を示している。
これによれば、アダマール多重部６１とアダマール分配部７４の間をナイキスト伝送路７０で接続することにより、その帯域が目標帯域１０〜４５０ｋＨｚに狭帯域化され、不要帯域が除去されていることが分かる。
実施例（３）（アダマール多重（直交系列多重）＋インタリーブ＋直交系列多重）
図１８は、本発明の実施例（３）を示しており、この実施例（３）が実施例（１）と異なる点は、送信側において、実施例（１）のアダマール多重部６１とＤ／Ａ変換器１６との間に時間／周波数インタリーバ６２及び直交系列多重方式であるマルチキャリア方式のＤＭＴ部６３が縦続接続され、受信側において、Ａ／Ｄ変換器２０とアダマール分配部７４との間にＤＭＴ部７２、及び時間／周波数デインタリーバ７３が縦続接続されていることである。
なお、振幅位相引込部８１（＝周波数等化部）は、タイミング上、ＤＭＴ部７２の後段に移動している。また、ＤＭＴ部６３とＤ／Ａ変換器１６との間には、マルチパス対策のガードタイム付加部（同図中では、便宜上、ＤＭＴ部６３と同じ機能ブロックで表示されている。）が接続され、Ａ／Ｄ変換器２０とＤＭＴ部７２との間には、ガードタイム除去部（付加部と同様に、便宜上、ＤＭＴ８１と同じ機能ブロックで表示されている。）が接続されている。
送信側において、時間／周波数インタリーバ６２は、アダマール多重部６１からの多重データに対して、図４に示した周波数軸インタリーブ及び時間軸インタリーブを実行する。このインタリーブされたデータは、ＤＭＴ・ガードタイム付加部６３において、マルチキャリア直交系列多重された後、ガードタイムが付加され、Ｄ／Ａ変換器１６及びＬＰＦ１７を経由して送信線路に送出される。
受信側において、ガードタイム除去・ＤＭＴ部７２は、受信線路、ＢＰＦ１９及びＡ／Ｄ変換器２０を経由して受信したデータのガードタイムを除去した後、ＤＭＴ部７２でＤＭＴ復調して振幅位相引込部８１を介して時間／周波数デインタリーバ７３に与える。
デインタリーバ７３は、時間軸及び周波数軸のインタリーブを実行し、送信／受信線路間で乗った雑音を平均化してアダマール分配部７４に与える。アダマール分配部７４は、雑音が平均化されたデータを分配した後、逆アダマール変換を実行してＤＥＣ２７に与える。
このように、送信側においては、アダマール多重部（直交系列多重部）６１及び時間／周波数インタリーバ６２に雑音の平均化の処理を行わせ、ＤＭＴ（直交変調）にガードタイム等の等化を行わせることにより、平均化と等化の機能を分離して処理を簡単にすることにより、平均化及び等化を共に行うことが可能になる。
受信側も、平均化処理は、時間／周波数デインタリーバ７３及びアダマール分配部７に行わせ、等化処理は、ＤＭＴ７２側が行うように分離して、処理を簡単にすることにより、平均化及び等化を共に行うことが可能になる。
これにより、多重及び分配処理の高速化によるデータ伝送の高速化、雑音の平均化を高速で行うことが可能となりデータ伝送誤り減少、平均化及び等化を共に実現することが可能になる。
実施例（４）（アダマール多重（直交系列多重）＋インタリーブ＋直交系列多重）
図１９は、本発明の実施例（４）を示しており、この実施例（４）が図１８に示した実施例（３）と異なる点は、送信側において、ＤＭＴ・ガードタイム付加部６３にナイキスト伝送路７０を直接接続し、受信側において、ガードタイム除去・ＤＭＴ部７２に直接接続したことである。
これにより、実施例（３）で示したデータ伝送の高速化、伝送誤りの減少、平均化と等化の共に処理することに加えて、実施例（２）で示したナイキスト伝送路７０による不要帯域の除去（狭帯域化）が、符号間干渉を起こすことなく可能になる。
図２０は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置において最適なキャリア数を求めるための図表である。この図表は、キャリア数に対する（１）符号当りの伝送速度（Ｂａｕｄｓ）、（２）１符号の伝送時間（μｓ）、（３）各フィルタを実現するために使用されるトランスバーサルフィルタに必要なタップ（ｔａｐ）数、（４）処理に必要なサイクル数（ＭＩＰＳ）、（５）ピーク値（ｄＢ）、及び（６）等化範囲（ｄＢ）が示されている。
判定条件を、ｔａｐ数の範囲：８〜３２、サイクル数：１００ＭＩＰ以下、ピーク値：１２ｄＢ以下、等化範囲：±６ｄＢ以内、とすれば、１２〜１６個のキャリアが最適値であると判断できる。
実施例（５）（アダマール変換（直交変換）＋インタリーブ＋直交変換＋雑音キャンセラ）
図２１は、本発明の実施例（５）を示しており、この実施例（５）が図１９に示した実施例（４）と異なる点は、送信側において、ＤＭＴ・ガードタイム付加部６３とナイキスト伝送路７０の間にゼロ点挿入部６４が縦続接続され、受信側において、ナイキスト伝送路７０とガードタイム除去・ＤＭＴ部７２との間に雑音除去部７１が縦続接続されていることである。
これによって、実施例（４）で示した効果に加えて、インタリーブ等で対応できない雑音レベルの高い雑音キャンセルすることが可能になる。
ゼロ点挿入部６４及び雑音除去部７１に基づく雑音キャンセルの詳細動作については、次の実施例（６）でまとめて説明する。
実施例（６）（雑音キャンセラ）
図２２は、本発明に係るデータ伝送装置（モデム）１０の実施例（６）を示したものである。このモデム１０は、上述したゼロ点（特定信号）挿入部６４と雑音除去部７１を除いて、従来のモデム１０と同様の構成を有する。
信号点発生部１３において、図３（１）及び図４（１）に示すような送信信号を送出する。この送信信号は、本発明によるゼロ点挿入部６４でゼロ点が挿入され、ナイキスト伝送路７０に送出される。
ナイキスト伝送路７０において、送信線路→受信線路を経由いて受信された受信信号は、ロールオフフィルタ２２から、本発明による雑音除去部７１において伝送路の雑音成分が除去された後、等化器２５に送られる。
図２３は、図２２に示した雑音除去部７１の実施例を示したものであり、図８に示した雑音除去部７１に対応している。
すなわち、受信信号Ａ（３８４ｋＢ）は、周波数シフト部３において、所望の回転ベクトル信号Ｂにより周波数シフトされた信号Ｃとして出力される。
この信号Ｃは間引部４に送られ、この間引部４では、図２２に示したＰＬＬ回路２４から抽出されたゼロ点信号（１９２ｋＢ）に基づき、図１１（４）に示した雑音成分のみの信号Ｄ（１９２ｋＢ）に変換される。
この信号Ｄは補間部５に送られて、そのフィルタ処理により補間された信号Ｅ（３８４ｋＢ）として出力される。この信号Ｅは周波数逆シフト部６に送られ、周波数シフト部３で用いた回転ベクトル信号Ｂと逆方向にシフトするため、信号Ｂとは共役複素数を構成する信号Ｆによって逆回転されて信号Ｇとして出力される。なお、この信号Ｆは補間部５の出力信号とタイミングを合わせるため遅延回路８が途中に設けられている。
周波数逆シフト部６の出力信号Ｇは減算部７において受信信号Ａから減算されて出力信号Ｋとなる。なお、この場合も補間部５の出力信号とタイミングを合わせるため遅延回路９が受信信号Ａに対して設けられている。
このようにして、雑音除去部７１からは、受信信号Ａから雑音成分が除去された後の信号Ｋが出力されることとなる。
図２４は、図２３に示した補間部５の実施例を示しており、この実施例では、ゼロ点挿入部５１と補間フィルタ５２とで構成されている。
すなわち、間引部４から出力された雑音成分のみの信号Ｄ（１９２ｋＢ）に対し、ゼロ点挿入部５１が、図１２（２）で示したようにゼロ点を雑音間に挿入し、伝送帯域３８４ｋＢの信号として補間フィルタ５２に与える。
補間フィルタ５２はトランスバーサルフィルタで構成することができ、遅延回路部５２１と乗算回路５２２のフィルタ係数Ｃ１〜Ｃｎとにより種々のフィルタを構成することができる。ここから出力される補間予測信号Ｅは、図９（４）に示した信号において各ゼロ点での雑音成分Ｎ’がその両側の雑音成分Ｎによって補間された或る振幅を有する信号として出力される。
図２５は、図２２に示したタイミング抽出部２３とＶＣＸＯ型ＰＬＬ回路２４の実施例を示したものである。この内、タイミング抽出部２３は、パワー演算回路（ＰＷＲ）２３１とバンドパスフィルタ２３２とベクトル化回路２３３とで構成されており、ＰＬＬ回路２４は比較部２４１とローパスフィルタ２４２と二次ＰＬＬ回路２４３とＤ／Ａ変換回路２４４とＶＣＸＯ２４５と分周器２４６とで構成されている。
すなわち、ロールオフフィルタ２２から出力されたベクトル信号はパワー演算回路２３１で二乗演算されてパワーが計算される。このようにして得たパワー値をバンドパスフィルタ２３２に通す。この例では、１９２ｋＨｚを中心周波数とするバンドパスフィルタを用いているので所望のゼロ点信号情報を出力してベクトル化回路２３３に送る。
ベクトル化回路２３３では、入力信号を９０度位相の異なった信号で合成することによりベクトル化し、タイミング位相情報としてＰＬＬ回路２４に与える。
ＰＬＬ回路２４においては、まず比較部２４１において、ベクトル化回路２３３からのタイミング位相情報と予め分かっている基準点の位相とを比較してその位相差をローパスフィルタ２４２で低域成分のみとし、２つの積分器で構成された二次ＰＬＬ回路２４３とＤ／Ａ変換回路２４４でＶＣＸＯ２４５の制御電圧を制御する。
そして分周器２４６で分周した後、比較部３４１へフィードバックすることにより基準点との比較を実施する。これにより、ベクトル化回路２３３からのタイミング位相情報と基準点との位相差を引き込み、同期が確立したゼロ点信号を抽出することができる。また、ＶＣＸＯ回路２４５からは、Ａ／Ｄ変換器１６へのサンプルタイミング信号が出力され、最終的に比較部２４１にバックされ位相同期ループを構成する。
以上説明したように、本発明に係るデータ伝送装置によれば、アダマール多重／分配、又は直交ミラーフィルタ多重／分配を行うことで、処理サイクル数の負荷を軽くすることが可能になる。
また、直交系列を用いてデータを多重し、該多重したデータを透過伝送路に送出し、該透過伝送路から受信したデータを直交系列を用いて分配するようにしたので、符号間干渉を発生させずに、不要帯域の除去及び狭帯域化が可能になる。
また、アダマール系列を用いてデータを多重し、該多重したデータを直交系列を用いて多重し、該多重下したデータを透過伝送路に送出すること、該透過伝送路から受信したデータを、直交系列を用いて分配し、該分配したデータをアダマール系列を用いて分配することにより、不要帯域の除去（狭帯域化）が可能になるとともに処理速度を高速にすることができる。
また、直交系列を用いてデータを多重し、該多重されたデータを周波数軸及び時間軸でインタリーブし、該インタリーブされた多重データを直交系列を用いて多重すること、該多重データを直交系列を用いて分配し、該分配されたデータを周波数軸及び時間軸でデインタリーブし、該デインタリーブされたデータを直交変換を用いて分配することにより、高速な平均化を行うことが可能となり、雑音変動に強いデータ伝送が可能になる。
また、平均化と回線等化を分離することにより、平均化と回線等化ともに組み込むことが容易になる。
さらに、雑音キャンセラを用いることで、雑音変動に強いデータ伝送が可能になる。
また、多重／分配によるマルチチャネル伝送を行うことで回線等化が容易になる。さらに、ガードタイムを設けることによりマルチパスに対応することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の原理を示したブロック図である。
図２は、本発明における不要帯域の除去の基本原理を示した図である。
図３は、本発明における時間軸インタリーブ例を示した図である。
図４は、本発明における時間軸／周波数軸インタリーブ例を示した図である。
図５は、本発明で用いるＰＮ系列の直交性を示した図である。
図６は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置における雑音平均化の基本原理を示したグラフ図である。
図７は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置における雑音キャンセルを示したグラフ図である。
図８は、本発明における雑音キャンセルの基本構成を従来例と比較したブロック図である。
図９は、本発明の動作概要を示した図である。
図１０は、本発明の送信動作を詳しく示した図である。
図１１は、本発明の間引き動作を説明した図である。
図１２は、本発明の補間動作を説明した図である。
図１３は、本発明の雑音成分除去プロセスを示した図である。
図１４は、本発明によるゼロ点挿入の種々の態様を示した図である。
図１５は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実施例（１）を示したブロック図である。
図１６は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実施例（２）を示したブロック図である。
図１７は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置における不要帯域除去の実験例を示した図である。
図１８は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実施例（３）を示したブロック図である。
図１９は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実施例（４）を示したブロック図である。
図２０は、本発明におけるキャリア数の最適化を示した表図である。
図２１は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実施例（５）を示したブロック図である。
図２２は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実施例（６）を示したブロック図である。
図２３は、本発明に用いる雑音除去部の実施例を示したブロック図である。
図２４は、本発明に用いる補間部の実施例を示したブロック図である。
図２５は、本発明で用いるタイミング抽出部及びＰＬＬ回路の実施例を示したブロック図である。
図２６は、従来のデータ伝送方法及び装置における問題点（１）を示した図である。
図２７は、従来のデータ伝送装置であるモデムの構成例を示したブロック図である。
図２８は、従来のデータ伝送方法及び装置における問題点（２）を示した図である。
図２９は、従来のデータ伝送方法及び装置における問題点（３）を示した図である。
2002047304.tif 000013
2002047304.tif 000014
2002047304.tif 000015
図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
【図１】
2002047304.tif 000016
【図２】
2002047304.tif 000017
【図３】
2002047304.tif 000018
【図４】
2002047304.tif 000019
【図５】
2002047304.tif 000020
【図６】
2002047304.tif 000021
【図７】
2002047304.tif 000022
【図８】
2002047304.tif 000023
【図９】
2002047304.tif 000024
【図１０】
2002047304.tif 000025
【図１１】
2002047304.tif 000026
【図１２】
2002047304.tif 000027
【図１３】
2002047304.tif 000028
【図１４】
2002047304.tif 000029
【図１５】
2002047304.tif 000030
【図１６】
2002047304.tif 000031
【図１７】
2002047304.tif 000032
【図１８】
2002047304.tif 000033
【図１９】
2002047304.tif 000034
【図２０】
2002047304.tif 000035
【図２１】
2002047304.tif 000036
【図２２】
2002047304.tif 000037
【図２３】
2002047304.tif 000038
【図２４】
2002047304.tif 000039
【図２５】
2002047304.tif 000040
【図２６】
2002047304.tif 000041
【図２７】
2002047304.tif 000042
【図２８】
2002047304.tif 000043
【図２９】
2002047304.tif 000044
【国際調査報告】
2002047304.tif 000045
2002047304.tif 000046
2002047304.tif 000047
2002047304.tif 000048