(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタに流れる電流をスイッチング制御して所望の電圧を生成する電圧変換回路と、電源からの電圧を受けて制御電圧に応じた電圧を出力する電圧制御用トランジスタと、該電圧制御用トランジスタを制御する電源制御回路とを備え、１または２以上の半導体集積回路と１または２以上の電子部品とが１つの絶縁基板に実装されて構成された高周波電力増幅回路用の電源装置であって、
第１のモードでは、高出力時に前記電圧変換回路を非動作状態にして電圧制御用トランジスタを充分にオンさせて電源からの電圧を電源出力端子へ出力し、低出力時には前記電圧変換回路を動作させて上記電圧変換回路で変換された電圧を前記電源出力端子へ出力し、
第２のモードでは、前記電圧変換回路を非動作状態にして出力レベルを指定する第１信号に基づいて前記電圧制御用トランジスタを制御して前記第１信号に応じた電圧を、前記電源出力端子へ出力するように構成されていることを特徴とする高周波電力増幅回路用の電源装置。
【請求項２】
前記電圧制御用トランジスタはＰチャネル型電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅回路用の電源装置。
【請求項３】
前記電源制御回路は、前記第１信号が第１入力端子に入力され第２入力端子には出力電圧に応じた第２信号が帰還され前記第１信号に応じた電圧を出力する演算増幅回路により構成されていることを特徴とする請求項２に記載の高周波電力増幅回路用の電源装置。
【請求項４】
前記電圧変換回路の出力端子にフェライトビーズをインダクタとして使用したフィルタ回路が接続されてなることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用の電源装置。
【請求項５】
前記電圧変換回路は、電源電圧端子と基準電位端子との間に直列に接続された第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子を相補的にオン、オフ制御して、前記第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子との接続ノードと出力端子との間に接続されたインダクタに対して電流を流して前記電源電圧端子に印加されている電圧を降圧した電圧を出力させるように構成され、
前記第１信号が所定のレベル以下を指示しているときは前記第２のスイッチ素子をオンさせないように制御し前記第１のスイッチ素子のスイッチング動作で所望の電圧を出力することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用の電源装置。
【請求項６】
前記電圧変換回路の出力端子に接続されたインダクタと、該インダクタの他端に接続された平滑用の容量素子とが、前記絶縁基板上に実装されてなることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用の電源装置。
【請求項７】
前記第１のモードは、ＧＳＭ系のクローズドループ方式に従った送信動作を行なうモードであり、前記第２のモードは、ＧＳＭ系のオープンループ方式に従った送信動作を行なうモードであることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用の電源装置。
【請求項８】
前記第１のモードは、ＣＤＭＡ方式に従った送信動作であり、前記第２のモードは、ＧＳＭ系のオープンループ方式に従った送信動作であることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用の電源装置。
【請求項９】
インダクタに流れる電流をスイッチング制御して所望の電圧を生成する電圧変換回路と、各々ドレイン端子が共通の電源出力端子に接続され電源からの電圧を制御して前記電源出力端子へ出力する第１と第２の電源制御用トランジスタと、これらの電源制御用トランジスタを制御する電源制御回路と、前記電源制御回路と前記第１と第２の電源制御用トランジスタの制御端子との間に設けられいずれか一方の電源制御用トランジスタを前記電源制御回路に接続させる切替え回路とを備え、１または２以上の半導体集積回路と１または２以上の電子部品とが１つの絶縁基板に実装されて構成された高周波電力増幅回路用の電源装置であって、
第１のモードでは、高出力時に前記電圧変換回路を非動作状態にして、出力レベルを指定する信号に基づいて前記第１の電圧制御用トランジスタを制御して電源からの電圧を制御して前記電源出力端子へ出力し、低出力時には前記電圧変換回路を動作させるとともに出力レベルを指定する信号に基づいて前記第２の電圧制御用トランジスタを制御して前記電圧変換回路からの電圧を制御して前記電源出力端子へ出力し、
第２のモードでは、高出力時に前記電圧変換回路を非動作状態にして前記第１の電圧制御用トランジスタを介して電源からの電圧を前記電源出力端子へ出力し、低出力時には前記電圧変換回路を動作させて上記電圧変換回路で変換された電圧を前記第２の電圧制御用トランジスタを介して前記電源出力端子へ出力するように構成されていることを特徴とする高周波電力増幅回路用の電源装置。
【請求項１０】
前記電圧変換回路と、前記第１と第２の電圧制御用トランジスタを制御する前記電源制御回路と、前記切替え回路とは、１つの半導体基板上に半導体集積回路として構成され、該半導体集積回路と前記第１の電圧制御用トランジスタおよび第２の電圧制御用トランジスタとが、１つの絶縁基板に実装されてモジュールとして構成されていることを特徴とする請求項９に記載の高周波電力増幅回路用の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話機等の無線通信装置に使用される高周波電力増幅回路の電源回路に適用して有効な技術に関し、特にＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）方式やＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式など複数の方式の携帯電話機に利用可能な電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、携帯電話機の高周波電力増幅回路用電源回路としては、ＣＤＭＡ系のシステムにおいてはＤＣ−ＤＣコンバータのような電圧変換回路とＭＯＳＦＥＴなどからなる電源スイッチとを組み合わせて、出力電力が低い時は電源スイッチをオフさせてＤＣ−ＤＣコンバータで降圧した電圧を使用し、出力電力が高い時はＤＣ−ＤＣコンバータをオフさせ電源スイッチをオンさせてバッテリー電圧をそのまま高周波電力増幅回路に電源電圧として供給することでシステム全体としての電力効率を向上させるようにした技術がある。
【０００３】
一方、ＧＳＭ系のシステムにおいては、出力電力がＣＤＭＡに比べて高いためＤＣ−ＤＣコンバータを使用する電源回路はなく、出力のＤＣレベルを検出し通話に必要な出力電力となるように、出力パワー素子のゲートバイアス電圧を生成するゲートバイアス回路にフィードバックをかけるＡＰＣ（Automatic Power Control）回路が設けられている（例えば特開２０００−１５１３１０号）。このような制御方式は一般にクローズドループ方式と呼ばれている。
【０００４】
しかしながら、上記クローズドループ方式による出力電力の制御方式は、ＡＰＣ回路を設ける必要があるため、その分回路規模が大きくなり実装密度を低下させるという問題点がある。そこで、出力レベルを指示する信号に基づいて該信号に比例して出力レベルが変化するように出力パワーＦＥＴの電源電圧を制御することによって出力パワーＦＥＴをリニア動作させ、高周波電力増幅回路の出力のリニアリティを保証するようにした方式がある。この方式は、オープンループ方式と呼ばれ、クローズドループ方式に比べて回路規模を小さくできるという利点がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
現在、ＣＤＭＡ系の携帯電話機では、複雑な制御が行なえない標準のＤＣ−ＤＣコンバータが用いられている。しかしながら、今後、携帯電話機はより一層の多機能化が進むと考えられるが、標準のＤＣ−ＤＣコンバータを用いて電源回路を構成していたのではこのように多機能化に対応することが困難になるとともに、標準の電子部品を利用して複雑な制御が可能な電源回路を構成しようとすると、部品点数が多くなり実装密度が低下して携帯電話機の小型化が困難になる。
また、携帯電話機はかなり低消費電力化が達成されるようになって来ているが、さらなる低消費電力化に対する要求も強い。従来、低消費電力化は高周波電力増幅回路の効率を高めることに主眼が置かれていたが、高周波電力増幅回路の効率の向上のみでは充分な低消費電力化を達成することができない。
【０００６】
本発明の目的は、低消費電力化が可能であり、これによって携帯電話機の通話時間および電池寿命を長くすることができる高周波電力増幅回路の電源回路を提供することにある。
本発明の他の目的は、ＧＳＭ系とＣＤＭＡ系のような複数の方式による通信が可能な携帯電話機に使用できしかも低消費電力化が可能な高周波電力増幅回路の電源回路を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、携帯電話機の多機能化に伴ない複雑な制御が可能な電源回路を構成する場合に、部品点数を抑えコンパクトな電源回路を構成できる高周波電力増幅回路の電源回路を提供することにある。
本発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、高周波電力増幅回路に電源電圧を供給する電源回路を、ＤＣ−ＤＣコンバータのようなスイッチング電源方式の電圧変換回路とＦＥＴのような電圧制御用トランジスタと該電圧制御用トランジスタを制御する電源制御回路とから構成し、ＣＤＭＡ系携帯電話機に使用される場合には低出力時にＤＣ−ＤＣコンバータで生成された電源電圧を高周波電力増幅回路に供給し、高出力時には電圧制御用トランジスタをオンさせてバッテリー電圧を直接高周波電力増幅回路に供給する一方、ＧＳＭ系の携帯電話機に使用される場合には低出力時にＤＣ−ＤＣコンバータで生成された電源電圧を高周波電力増幅回路に供給し、高出力時には電圧制御用トランジスタを、出力レベルを指定する信号に基づいてコントロール回路で制御して高周波電力増幅回路に供給される電源電圧を生成させるようにしたものである。
【０００８】
上記した手段によれば、高周波電力増幅回路の電源回路を、例えばＣＤＭＡ系の携帯電話機とＧＳＭ系の携帯電話機とで共用することができる。これによって、２以上の方式の通信が可能に構成された携帯電話機の電源回路を構成する部品数を減らすことができ、電話機を小型化することができるとともに、ＧＳＭ方式の通信では低出力時における効率が向上されるため、消費電流が減少し、この電源回路を使用した携帯電話機においては通話時間および電池寿命を長くすることができる。
【０００９】
また、高周波電力増幅回路の出力レベルを検出して該高周波電力増幅回路のバイアス電圧を制御可能に構成されたＣＤＭＡ系携帯電話機に使用される高周波電力増幅回路用の電源回路を、ＤＣ−ＤＣコンバータと電圧制御用トランジスタと該電圧制御用トランジスタを制御する制御回路とから構成し、上記高周波電力増幅回路の出力レベルを検出して該高周波電力増幅回路のバイアス電圧を制御する第１のモードもしくはシステム（クローズドループ）では低出力時にＤＣ−ＤＣコンバータで生成された電源電圧を高周波電力増幅回路に供給し、高出力時には上記電圧制御用トランジスタをオンさせてバッテリー電圧を直接高周波電力増幅回路に供給する一方、上記高周波電力増幅回路の出力レベルの検出信号によらず高周波電力増幅回路の電源電圧を制御する第２のモードもしくはシステム（オープンループ）では、出力レベルを指定する信号に基づいて上記電圧制御用トランジスタを制御して、出力レベルを指定する信号に応じた電源電圧を発生して高周波電力増幅回路に供給するようにする。
【００１０】
上記した手段によれば、高周波電力増幅回路の電源回路を、例えばＧＳＭ系の携帯電話機であってクローズドループ方式で送信するモードもしくはシステムと、オープンドループ方式で送信するモードもしくはシステムとで共用することができる。これによって、２以上の方式の通信が可能に構成された携帯電話機の電源回路を構成する部品数を減らすことができ、電話機を小型化することができる。
また、望ましくは、上記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子にフェライトビーズをインダクタとして使用したフィルタ回路を設ける。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング動作によって生じるノイズをカットすることができるようになる。
【００１１】
さらに、望ましくは、出力レベルを指定する信号に基づいて電圧制御用トランジスタを制御する電源制御回路として、出力レベルを指定する信号に応じた電圧を出力するアンプ（演算増幅回路）と、該アンプの出力に基づいてゲートが制御されてドレインから出力パワーＦＥＴの電源電圧を出力するＭＯＳＦＥＴとからなり、該ＭＯＳＦＥＴのドレイン電圧を上記アンプにフィードバックさせることで所望の電源電圧を発生するように構成された回路を使用する。そして、クローズドループ方式で電圧制御用トランジスタをオン、オフ制御する際に、上記アンプの出力をフル振幅させてオン、オフ制御させるようにする。これによって、制御信号に対する応答性が向上される。
【００１２】
さらに、上記ＤＣ−ＤＣコンバータとして、電圧入力端子と基準電位端子との間に直列に接続された第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子を相補的にオン、オフ制御して、前記第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子との接続ノードと出力端子との間に接続されるインダクタに対して電流を流して前記電圧入力端子に印加されている電圧を降圧した電圧を出力させるように構成された同期整流型の回路を用いる場合において、前記出力レベルを指定する信号が所定のレベル以下を指示しているときは、前記第２のスイッチ素子をオンさせないように制御し前記第１のスイッチ素子のスイッチング動作で所望の電圧を出力させるようにする。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力が電源電圧（Ｖｄｄ）と負電位（−０．７Ｖ）の間で変動するようになり、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作マージンを向上させることができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、本発明の実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものには同一符号を付けて説明する。
図１は、本発明を、ＧＳＭ系とＣＤＭＡ系の２つの方式による送受信が可能な携帯電話機に適用した場合のシステムの一実施例を示す。なお、ここでＧＳＭ系とはデータ多重化方式としてＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）方式を採用し、変調方式としてＧＭＳＫ（Gaussian filtered Minimum Shift Keying）方式を採用する通信方式を意味する。また、ＣＤＭＡ系とは、データ多重化方式としてＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式を採用する携帯電話のシステムを意味する。
【００１４】
図１において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１００はアンテナＡＮＴに接続されたフロントエンド部、２００は送信信号を増幅して出力する高周波電力増幅回路およびその電源回路を含む高周波増幅部、３００は音声信号をベースバンド信号に変換したり受信信号を音声信号に変換したり送受信の切替え信号や変調方式あるいはモードの切替え信号を生成したりするベースバンド回路と受信信号を復調しベースバンド信号を生成したり送信信号を変調したりする変復調回路からなるベースバンド＆変復調部である。ベースバンド＆変復調部３００は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）やマイクロプロセッサ、半導体メモリなど複数のＬＳＩやＩＣで構成される。
【００１５】
フロントエンド部１００は、高周波増幅部２００のＧＳＭ用送信出力端子に接続されて高調波を減衰させるロウパスフィルタ１１０、送受信切替え用のスイッチ回路１２０、ＧＳＭ系の信号とＣＤＭＡ系の信号の分波を行なう分波器１３０、高周波増幅部２００のＣＤＭＡ用送信出力端子と上記分波器１３０との間に接続されたアイソレータ１４０などから構成され、これらの回路および素子は１つのセラミック基板もしくはプリント配線基板上に実装されてモジュールとして構成することができる。
上記送受信切替え用のスイッチ回路１２０の切替え信号ＣＮＴはベースバンド＆変復調部３００から供給される。受信信号Ｒｘ(GSM),Ｒｘ(CDMA)は、ノイズや妨害波を除去するフィルタＦＬＴ１，ＦＬＴ２を介してベースバンド＆変復調部３００へ供給される。
【００１６】
高周波増幅部２００は、ＧＳＭ用の高周波電力増幅回路２１０と、ＣＤＭＡ用の高周波電力増幅回路２２０と、これらの共通の電源回路２３０と、ベースバンド＆変復調部３００から出力されるＣＤＭＡ用の送信信号を増幅する利得可変アンプ２４０と、所望の周波数帯の信号のみ通過させるＳＡＷフィルタ２５０と、ＣＤＭＡ用の高周波電力増幅回路２２０の出力レベルを検出するカップラ２６０と、該カップラ２６０により検出された出力レベルとベースバンド＆変復調部３００から供給される出力レベルを指定する信号とを比較して出力レベルが指定レベルに一致するように利得可変アンプ２４０のゲインを制御する自動パワー制御回路２７０などを含んでいる。
【００１７】
電源回路２３０は、バッテリー４００と高周波電力増幅回路２１０および２２０の電源端子との間に接続された電圧制御用のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１と、バッテリー４００の電圧Ｖｂを降圧するＤＣ−ＤＣコンバータ２３２と、上記ＭＯＳＦＥＴ２３１およびＤＣ−ＤＣコンバータ２３２の制御信号を生成する電源制御回路２３３と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２の出力端子と高周波電力増幅回路２１０および２２０の電源端子との間に接続されたインダクタ２３４と、発生された電源電圧を安定化させる平滑コンデンサ２３５などから構成される。
【００１８】
この実施例では、電圧制御用のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１とインダクタ２３４と平滑コンデンサ２３５は各々ディスクリートの電子部品で構成され、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２と電源制御回路２３３は半導体集積回路（ＩＣ）として構成されており、このＩＣと上記ＦＥＴ２３１やインダクタ２３４、平滑コンデンサ２３５などのディスクリートの電子部品は、１つのセラミック基板に実装されて電源モジュールとして構成される。
【００１９】
なお、上記利得可変アンプ２４０と自動パワー制御回路２７０も１つの半導体チップ上に半導体集積回路として構成することができる。また、この半導体集積回路と高周波電力増幅回路２２０とは別のモジュール（いわゆるＲＦモジュール）として構成されているものを使用することができる。カップラ２６０は、フロントエンド部１００がモジュールとして構成される場合、当該フロントエンド・モジュールのセラミック基板上に形成された信号伝達用のマイクロストリップ線路およびこれと誘電体層を挟んで対向するように形成された導電体層より構成することができる。
【００２０】
図２は、上記高周波電力増幅回路２１０（２２０）の回路構成例を示す。この実施例の高周波電力増幅回路２１０（２２０）は、能動素子として複数の電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタとも呼称する）を順次従属接続して回路的に多段構成にした構造になっている。すなわち、初段トランジスタＱ１のドレイン端子に中段トランジスタＱ２のゲート端子を接続し、この中段トランジスタＱ２のドレイン端子に終段トランジスタＱ３のゲート端子を接続した３段構成になっている。
【００２１】
図２の高周波電力増幅回路２１０（２２０）は、初段トランジスタＱ１のゲート端子に容量素子Ｃ１を介して高周波信号Ｐｉｎが入力され、終段トランジスタＱ３のドレイン端子が容量素子Ｃ４を介して出力端子Ｐｏｕｔに接続されており、高周波入力信号Ｐｉｎの直流成分をカットし交流成分を増幅して出力する。そして、このときの出力レベルがバイアス制御電圧Ｖａｂｃと電源回路２３０からの電源電圧Ｖｄｄによって制御される。バイアス制御電圧Ｖａｂｃは、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を介してトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のゲートに供給され、バイアス電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２，Ｖｇ３が印加される。バイアス制御電圧Ｖａｂｃは、出力レベルに応じて例えばベースバンド＆変復調部３００から供給される。
【００２２】
なお、図２において、符号ＭＳ１〜ＭＳ６はそれぞれ各段間のインピーダンスの整合をとるためのインダクタとして働くマイクロストリップ線路、ＭＳ７〜ＭＳ９は電源制御回路２２１との間のインピーダンスを整合させるマイクロストリップ線路である。マイクロストリップ線路ＭＳ１〜ＭＳ６と直列に接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４は、電源電圧Ｖｄｄとゲートバイアス電圧（Ｖg1，Ｖg2，Ｖg3）の直流電圧を遮断する働きがある。
【００２３】
特に制限されるものでないが、高周波電力増幅回路２１０（２２０）は、終段トランジスタＱ３がディスクリートの部品（出力パワーＭＯＳＦＥＴ等）で構成され、初段および中段のトランジスタＱ１，Ｑ２および抵抗Ｒ１，Ｒ２は１つの半導体チップ上に半導体集積回路として構成される。また、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４は、外付け素子として接続される。上記マイクロストリップ線路ＭＳ１〜ＭＳ９は、例えばトランジスタＱ１，Ｑ２やバイアス回路１４を構成する抵抗Ｒ１〜Ｒ３が形成された半導体チップが搭載されるセラミック基板上に、所望のインダクタンス値となるように形成された銅などの導電層パターンで構成される。
【００２４】
図３には、前記電源回路２３０のより詳細な構成例が示されている。この実施例の電源回路は、ＧＳＭ系のクローズドループ・システム、ＧＳＭ系のオープンループ・システムさらにはＣＤＭＡシステムのいずれにも使用できかついずれのシステムに使用された場合にも、高周波電力増幅回路の消費電力を低減させることができるように回路的に工夫されている。
【００２５】
図３において、ＲampはＧＳＭ系のシステムでベースバンド＆変復調部３００から供給される出力レベルを指定する制御信号である。電源制御回路２３３は、Ｒampを入力とするオペアンプ（演算増幅回路）ＯＰＡと、該オペアンプＯＰＡの出力によって制御されドレイン端子から出力電圧Ｖｄｄが取り出されるようにされたＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１のドレイン端子から上記オペアンプＯＰ１の非反転入力端子にフィードバックをかけるＣＲ回路からなる帰還回路ＦＤＣと、ベースバンド＆変復調部３００から供給される制御信号ＳＨＤＮ，CONT０、CONT１、CONT２に基づいて上記オペアンプＯＰＡやＤＣ−ＤＣコンバータ２３２の活性化信号を生成するコントロールロジックＣＴＬとから構成されている。特に制限されるものでないが、出力レベル制御信号Ｒampはパルスとして入力され、そのパルスの振幅のレベルが要求出力レベルの大きさを表わすように生成される。
【００２６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２は、バンドギャップリファランス回路のような基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準発生回路ＶＲＧと、電源電圧端子Ｖｂと接地点ＧＮＤとの間に直列に接続されたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＳＷ１，ＳＷ２と、該スイッチＳＷ１，ＳＷ２のゲートに印加されてこれらをオン、オフ制御する信号（制御パルス）と該制御パルスの生成に必要なクロック信号を生成するクロック生成＆ＰＷＭ制御回路ＣＰＣと、上記基準電圧Ｖｒｅｆと出力電圧をフィードバックした電圧とを比較してクロック生成＆ＰＷＭ制御回路ＣＰＣに対する制御信号を生成するコンパレータＣＭＰなどから構成されている。
【００２７】
この実施例の電源回路２３０は、出力電圧ＶｄｄがＣＲ回路ＦＤＣを介してオペアンプＯＰＡの非反転入力端子にフィードバックされることにより、ベースバンド＆変復調部３００から供給される制御信号ＳＨＤＮがハイレベルにされてオペアンプＯＰＡが動作されるＧＳＭ系のオープンループ・モードで、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１のゲート電圧を制御することによって入力電圧Ｒampに対してほぼリニアに変化する電圧Ｖｄｄを出力することができる。
【００２８】
また、ＣＤＭＡ系の動作モードで、要求出力レベルが低い時はコントロールロジックＣＴＬからの制御信号ＳＨＤＮでＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１をオフさせてＤＣ−ＤＣコンバータ２３２をオンさせることでＤＣ−ＤＣコンバータ２３２からの電圧を出力させる一方、要求出力レベルが高い時はＤＣ−ＤＣコンバータ２３２をオフさせＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１を完全なオン状態にさせてバッテリー４００の電圧Ｖｂをスルー状態で出力させることができる。
なお、上記出力ＭＯＳＦＥＴ２３１としてＰチャネル型が使用されているのは、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴに比べて出力電源電圧Ｖｄｄをバッテリー電圧Ｖｂの近くまで上げることができるためである。これにより、電力ロスを小さくすることができる。
【００２９】
さらに、この実施例の電源回路２３０では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２を動作させて降圧された電圧を供給する場合、要求出力レベルに応じて出力電圧Ｖｄｄを複数段階（例えば２段階）に切り替えるようにされている。出力電圧Ｖｄｄの切り替えは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２の出力電圧をコンパレータＣＭＰにフィードバックする経路の途中にブリーダ抵抗Ｒｂ１，Ｒｂ２，Ｒｂ３を設けて出力電圧を抵抗比で分割し、ベースバンド＆変復調部３００から供給される制御信号CONT０〜CONT２に基づいてコントロールロジックＣＴＬで生成される制御信号によってコンパレータＣＭＰの反転入力側のスイッチＳＷＣを切り替えてブリーダ抵抗で分割された電圧の何れかを選択してフィードバックさせることで行なうようにされている。図３には、図示の都合上、出力レベルを２段階に切り替えるブリーダ抵抗Ｒｂ１，Ｒｂ２，Ｒｂ３とスイッチＳＷＣを示したが、実施例では３段階に切り替えられるように構成されている。
【００３０】
図４は図１の携帯電話機のＣＤＭＡ系を動作させる場合のシステム構成を、また、図５は図１の携帯電話機のＧＳＭ系をオープンループ方式で動作させる場合のシステム構成を、さらに、図６は上記電源回路２３０をＧＳＭ系クローズドループ方式の携帯電話機に適用する場合のシステム構成例を示す。また、表１は、各システムにおいてベースバンド＆変復調部３００から電源回路２３０に供給される制御信号CONT０〜CONT２およびＳＨＤＮの組合せと出力状態と電源回路の動作状態との関係の一例を示す。ＣＤＭＡ系のシステムとＧＳＭ系オープンループ方式のシステムにおける制御信号CONT０〜CONT２およびＳＨＤＮの組合せと出力状態と電源回路の動作状態との関係は同一である。ただし、それぞれのシステムにおける出力電圧Ｖｄｄは、電源回路に外付けされるブリーダ抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ３の抵抗比を変えることによって所望のレベルとなるように設定することができる。
【００３１】
【表１】
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【００３２】
上記電源回路２３０をＣＤＭＡ系の携帯電話機に適用する場合のシステム構成例を示している図４のシステムにおいては、ＧＳＭ系の高周波電力増幅回路２１０と送受信切替えスイッチ１２０、フィルタ１１０，ＦＬＴ１が不用、もしくは非動作状態とされる。
【００３３】
電源回路２３０においては、コントロールロジックＣＴＬがベースバンド＆変復調部３００から供給される制御信号ＳＨＤＮに従ってオペアンプＯＰＡを非動作状態にさせるとともに、要求出力レベルが低い時はＤＣ−ＤＣコンバータ２３２を動作させて降圧された電圧を高周波電力増幅回路２２０の電源電圧Ｖｄｄとして供給する。また、要求出力レベルが高い時は、コントロールロジックＣＴＬがＤＣ−ＤＣコンバータ２３２をオフさせて代わりにＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１をオンさせてバッテリー電圧Ｖｂをそのまま高周波電力増幅回路２２０の電源電圧Ｖｄｄとして供給する。
このとき、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１をオンさせる信号は、コントロールロジックＣＴＬで生成しそれを直接ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１のゲート端子に供給しても良いが、オペアンプＯＰＡをバッファもしくはコンパレータとして動作させて、オペアンプＯＰＡの出力でＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１を完全なオン状態（バッテリー電圧スルー状態）にさせるようにしてもよい。
【００３４】
このような制御は、例えばオープンループで出力レベル制御信号Ｒampが入力されるオペアンプＯＰＡの反転入力端子をＶｄｄにプルアップしておいて、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１をオフさせたいときはコントロールロジックＣＴＬからオペアンプＯＰＡの非反転入力端子にＶｄｄを供給し、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１をオンさせたいときは非反転入力端子に接地電位を供給することで行なうことができる。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１は比較的サイズの大きな素子であって、ゲート容量も大きいので、ＭＯＳＦＥＴで構成されたコントロールロジックＣＴＬで直接ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１をオン、オフ制御するよりも、オペアンプＯＰＡを介してＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１を制御する方がオン、オフ動作を高速化することができる。
【００３５】
高周波電力増幅部では、要求出力レベルが高い時も低い時も、自動パワー制御回路２７０がカップラ２６０により検出された出力レベルとベースバンド＆変復調部３００から供給される出力レベルを指定する信号（Ｒamp’）とを比較して出力レベルが指定レベルに一致するように利得可変アンプ２４０のゲインを制御して高周波送信信号Ｒｆ−ｉｎを高周波電力増幅回路２２０で増幅して出力する。
【００３６】
図１の携帯電話機のＧＳＭ系をオープンループ方式で動作させる場合のシステム構成を示す図５においては、ＣＤＭＡ系の高周波電力増幅回路２２０と、アイソレータ１４０、分波器１３０、フィルタＦＬＴ２が不用、もしくは非動作状態とされる。
このシステムの電源回路２３０においては、コントロールロジックＣＴＬがベースバンド＆変復調部３００から供給される制御信号ＳＨＤＮに従ってオペアンプＯＰＡを動作状態にさせ、オペアンプＯＰＡはベースバンド＆変復調部３００から供給される出力レベル制御信号Ｒampに従ってＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１を駆動して、出力レベル制御信号Ｒampに応じてリニアに変化する電圧Ｖｄｄを生成し、高周波電力増幅回路２１０に電源電圧Ｖｄｄとして供給するとともに、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２は非動作状態にさせる。
【００３７】
上記のように制御されるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１からの電源電圧Ｖｄｄが高周波電力増幅回路２１０に供給されることにより、高周波電力増幅回路２１０の出力Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｒampの変化に対してほぼ直線的に変化されるようになる。
【００３８】
図３に示されている電源回路２３０をＧＳＭ系クローズドループ方式の携帯電話機に適用する場合のシステム構成例を示している図６においては、ＣＤＭＡ系の高周波電力増幅回路２２０と、アイソレータ１４０、分波器１３０、フィルタＦＬＴ２が不用とされる。その代わりに、高周波電力増幅回路２１０の出力レベルを検出するカップラ２６０’とこのカップラ２６０’により検出された出力レベルとベースバンド＆変復調部３００から供給される出力レベルを指定する信号Ｒampとを比較して出力レベルが指定レベルに一致するように高周波電力増幅回路２１０のバイアス電圧Ｖａｂｃを生成する自動パワー制御回路２７０’が設けられている。
【００３９】
このクローズループのシステムの電源回路２３０においては、コントロールロジックＣＴＬがベースバンド＆変復調部３００から供給される制御信号ＳＨＤＮに従ってオペアンプＯＰＡを非動作状態にさせるとともに、要求出力レベルが低い時はＤＣ−ＤＣコンバータ２３２を動作させて降圧された電圧を高周波電力増幅回路２１０の電源電圧Ｖｄｄとして供給する。また、要求出力レベルが高い時は、コントロールロジックＣＴＬがＤＣ−ＤＣコンバータ２３２をオフさせて代わりにＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１をオンさせてバッテリー電圧Ｖｂをそのまま高周波電力増幅回路２１０の電源電圧Ｖｄｄとして供給する。
【００４０】
この場合にも、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１をオンさせる信号は、コントロールロジックＣＴＬで生成しそれを直接ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１のゲート端子に供給しても良いが、オペアンプＯＰＡをバッファもしくはコンパレータとして動作させて、オペアンプＯＰＡの出力でＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１を完全なオン状態（バッテリー電圧スルー状態）にさせるようにしてもよい。
【００４１】
高周波電力増幅部では、要求出力レベルが高い時も低い時も、自動パワー制御回路２７０’がカップラ２６０’により検出された出力レベルとベースバンド＆変復調部３００から供給される出力レベルを指定する信号Ｒampとを比較して出力レベルが指定レベルに一致するように高周波電力増幅回路２１０のバイアス電圧Ｖａｂｃを生成する。
【００４２】
ＤＣ−ＤＣコンバータを使用せずに要求出力レベルが非常に低い範囲まで上記のようなＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１からの電源電圧Ｖｄｄを高周波電力増幅回路２１０に供給して動作させると、高周波電力増幅回路２１０の効率は図７の曲線Ａで示すようになるが、上記実施例の電源回路を適用して要求出力レベルが非常に低い領域ではＤＣ−ＤＣコンバータからの電圧を供給することにより、ＧＳＭ系のクローズドループ方式のシステムにおける高周波電力増幅回路２１０の効率は、周波数を８８０ＭＨｚとしＤＣ−ＤＣコンバータ２３２で例えば３．５Ｖの電源電圧Ｖｄｄを１．５Ｖに降圧して供給した場合には図７の符号Ｂの曲線のように、また３．５Ｖの電源電圧Ｖｄｄを１．０Ｖに降圧して供給した場合には図７の符号Ｃの曲線のようになる。
【００４３】
このように本実施例を適用することにより、低出力の領域での効率を向上させることができる。高出力の領域での効率は従来とそれほど変わらなくても、携帯電話機は、高出力で使用されることよりも低出力で使用されることが多いので、実施例のように低出力の領域での効率が向上されることで、トータルの消費電力を抑える効果が期待できる。
【００４４】
さらに、この実施例のシステムでは、インダクタ２３４と平滑コンデンサ２３５との間にフェライトビーズＦＢと容量Ｃ２とからなるフィルタが設けられている。このフィルタによってＤＣ−ＤＣコンバータ２３２のスイッチング動作で発生するノイズを除去することができる。
【００４５】
さらに、前記実施例の電源回路２３０を利用した図４または図５のようなシステムにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２として同期整流型のコンバータを使用し、出力レベルが低い場合に、以下に説明するような方法でＤＣ−ＤＣコンバータ２３２を制御するとよい。これによって動作マージンを向上させることができる。
【００４６】
図８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２の出力部の構成を示す。この実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ２３２は、いわゆる同期整流型と呼ばれるタイプのものであり、バッテリーなどから供給される直流電圧が入力される電源端子Ｖｃｃと接地点のような基準電位端子ＧＮＤとの間に直列に接続されたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＳＷ１，ＳＷ２と、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子ＯＵＴとの間に接続されたインダクタＬｘと、インダクタＬｘの他端に接続された平滑容量Ｃｘとから構成されている。
【００４７】
そして、スイッチＳＷ１とＳＷ２がクロックＣＬＫ１，ＣＬＫ２によって交互にオンされ、スイッチＳＷ２がオフされＳＷ１がオンされると電源端子ＶｄｄからインダクタＬｘへ電流が流され、ＳＷ１がオフされＳＷ２がオンされると接地点側からインダクタＬｘへ電流が流されることで、クロックＣＬＫ１，ＣＬＫ２の周波数とパルス幅に応じた電圧が出力される。上記スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオン、オフ制御するクロックＣＬＫ１，ＣＬＫ２は、ＳＷ１とＳＷ２が同時にオン状態にされて貫通電流が流れるのを防止するためのデットタイムを有するように形成される。
【００４８】
この実施例においては、接地点側のスイッチＳＷ２を制御するクロックＣＬＫ２の供給パス上に、このクロックＣＬＫ２の供給を遮断するためのＮＯＲゲートＧ１が設けられている。このＮＯＲゲートＧ１の他方の入力端子には前記コントロールロジックＣＴＬなどから供給されるクロック制御信号ＣＥが入力されており、高周波電力増幅回路の要求出力レベルが小さくなると、クロック制御信号ＣＥがハイレベルに変化される。すると、ＮＯＲゲートＧ１の出力はロウレベルに固定され、スイッチＳＷ２は連続してオフ状態にされる。そのため、スイッチＳＷ１がオンからオフに切り替わると、インダクタＬｘに流れ続けようとする電流は、オフ状態のスイッチＭＯＳＦＥＴ  ＳＷ２のソース領域と基板との間のＰＮ接合ダイオードＤs2を通して供給されるようになる。
【００４９】
その結果、出力端子ＯＵＴの電位Ｖｏは、接地電位（０Ｖ）よりもダイオードの順方向電圧（約０．７Ｖ）分だけ低い負電位にされる。これによって、通常のスイッチング動作時には図９（Ａ）のように電源電圧Ｖｄｄと接地電位ＧＮＤ間で振幅するＤＣ−ＤＣコンバータの出力は、接地点側のスイッチＳＷ２の制御クロックＣＬＫ２がカットオフされることによって、図９（Ｂ）のように電源電圧Ｖｄｄと−０．７Ｖの間で変動するようになる。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作マージンが向上し、高周波電力増幅回路の要求出力レベルが小さい範囲までＤＣ−ＤＣコンバータが動作可能となり、最低出力レベルが下げられることによって高周波電力増幅回路の消費電力を低減させることができる。
【００５０】
ところで、図５に示すＧＳＭ系のオープンループ方式のシステムにおいて、要求出力レベルが非常に低い範囲まで上記のようなＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１からの電源電圧Ｖｄｄを高周波電力増幅回路２１０に供給して動作させると、高周波電力増幅回路２１０の出力Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｒampの変化に対してほぼ直線的に変化するが、高周波電力増幅回路２１０の効率は低下してしまう。
そこで次に、ＧＳＭ系のオープンループ方式のシステムに使用しても、要求出力レベルが低い範囲での効率を向上させることができる電源回路の実施例と、それを使用したＧＳＭ系オープンループ方式のシステムの構成例を、図１０を用いて説明する。
【００５１】
図１０の実施例の電源回路は、ＧＳＭ系のオープンループ方式のシステムにおいても、要求出力レベルが低い範囲では電源回路２３０のＤＣ−ＤＣコンバータ２３２を動作させるようにしたものである。また、この実施例の電源回路を使用した場合に、各システムにおいてベースバンド＆変復調部３００から電源回路２３０に供給される制御信号CONT０〜CONT２およびＳＨＤＮの組合せと出力状態と電源回路の動作状態との関係の一例を表２に示す。
【００５２】
【表２】
0003838547.tif 000003
【００５３】
この実施例を適用することにより、ＧＳＭ系のオープンループ方式のシステムにおける要求出力レベルが非常に低い領域では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２が動作されて電源電圧が高周波電力増幅回路２１０に供給されるようになるため、電力効率を向上させることができるようになる。
図１０の実施例の電源回路は、図３に示されている電源回路と類似の構成を有する。異なる点は、図３の電源回路では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２と電源制御回路２３３とがそれぞれ別個の半導体集積回路として構成されていたのに対し、この実施例ではＤＣ−ＤＣコンバータ２３２と電源制御回路２３３の帰還回路ＦＤＣを除く部分が１つの半導体チップ上に形成されて電源用半導体集積回路ＰＳＬとして構成されている点にある。
【００５４】
また、この実施例では、外付けのＭＯＳＦＥＴ（図３のＭＯＳＦＥＴ２３１）のゲート端子を制御する信号を出力する端子が２つ設けられ、チップ上にはこの２つの端子Ｐ１，Ｐ２を選択的にオペアンプＯＰＡの出力端子に接続させるためのスイッチ２３６が設けられている。さらに、オペアンプＯＰＡの帰還回路ＦＤＣを構成する抵抗Ｒｆｄと容量Ｃｆｄを外付け部品として接続するための端子Ｐ３が設けられている。切替えスイッチ２３６は、ベースバンド＆変復調部３００から供給される制御信号CONT０〜CONT２に基づいてコントロールロジックＣＴＬから出力される信号によって制御される。なお、図面上は明らかでないが、スイッチ２３６が接続されていない非選択側の端子には電源電圧Ｖｂが印加されＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１Ａ，２３１Ｂのうち非選択のＭＯＳＦＥＴはオフ状態にされる。
【００５５】
さらに、この実施例では、上記電源用半導体集積回路と電源供給用のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１Ａ，２３１Ｂ（PMOS‐A，PMOS‐B）と、抵抗Ｒｆｄおよび容量Ｃｆｄと、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２の出力フィードバック用のブリーダ抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ３とが、１つのセラミック基板上に実装されて電源モジュール２３０’として構成されている。
【００５６】
表２に示されているように、ＧＳＭオープンループの高出力レベル要求時には、ＰＭＯＳ切替え用のスイッチ２３６がＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１Ａ（PMOS‐A）側に切り替えられることによりＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１Ａ（PMOS‐A）がオペアンプＯＰＡの出力によって制御されてバッテリー４００からの電源電圧Ｖｂに基づいて、そのときベースバンド＆変復調部３００から入力されている信号Rampに応じてリニアに変化する電圧Ｖｄｄを高周波増幅回路２１０に供給する。このときＤＣ−ＤＣコンバータ２３２は、コントロールロジックＣＴＬからの信号によって非動作状態にされる。
【００５７】
一方、中出力レベル要求時あるいは低出力レベル要求時には、ＰＭＯＳ切替え用のスイッチ２３６がＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１Ｂ（PMOS‐B）側に切り替えられることによりＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１Ｂ（PMOS‐B）がオペアンプＯＰＡの出力によって制御されるとともに、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２はコントロールロジックＣＴＬからの信号によって動作状態にされて、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２で生成された降圧電圧に基づいて、そのときベースバンド＆変復調部３００から入力されている信号Rampに応じてリニアに変化する電圧Ｖｄｄを高周波増幅回路２１０に供給する。
【００５８】
さらに、この実施例の電源モジュール２３０’は、図４に示されているようなＣＤＭＡ系のシステムを構成したり、図６に示されているようなＧＳＭ系クローズドループ方式のシステムを構成する場合にも利用できるように構成されている。具体的には、ＰＭＯＳ切替え用のスイッチ２３６によって選択された側のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１Ａまたは２３１Ｂ（PMOS‐A，PMOS‐B）がオンされるときに、オペアンプＯＰＡの出力をフル振幅させることによって、選択側のＭＯＳＦＥＴが完全なオン状態にされてレベルをほとんど落とさずに電圧を供給できるように構成されている。
【００５９】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、図４〜図６を用いた実施例の説明では、各々ＣＤＭＡ系専用の携帯電話機と、ＧＳＭ系オープンループ方式専用の携帯電話機と、ＧＳＭ系クローズドループ方式専用の携帯電話機のシステム構成として説明したが、図１に示されているシステムにおいて、図６に示されているようなＧＳＭ用高周波電力増幅回路２１０の出力レベルを検出するカップラ２６０’と、このカップラ２６０’により検出された出力レベルと要求出力レベルを比較して高周波電力増幅回路２１０のバイアス電圧Ｖａｂｃを生成する自動パワー制御回路２７０’とを付加して、この自動パワー制御回路２７０’を動作させるクローズドループ・モードと、前記オペアンプＯＰＡとＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１とからなるＶｄｄ発生回路を動作させるオープンループ・モード、さらにＣＤＭＡのいずれのモードでも動作可能な携帯電話機として構成することも可能であり、その場合にも前記電源回路２３０を利用することができる。
【００６０】
また、上記実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータと電圧制御用トランジスタと該電圧制御用トランジスタを制御する電源制御用半導体集積回路とを、セラミック基板のような１つの絶縁基板上に搭載して電源モジュールとして構成した場合を説明したが、電源装置の出力端子に接続されるインダクタやコンデンサを絶縁基板内部に形成してこれらを含めて電源モジュールとして構成するようにしても良い。
【００６１】
さらに、上記実施例では、ＧＳＭ系とＣＤＭＡ系の２つの方式の通信が可能な高周波電力増幅回路の電源回路について説明したが、上記２つの方式の他に、例えば１７１０〜１７８５ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Digital Cellular System）のような周波数帯の信号を扱えるデュアルバンド方式とＣＤＭＡ系や、さらに１８５０〜１９１５ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Personal Communication System）の信号を扱えるトリプルバンド方式とＣＤＭＡ系の通信が可能な携帯電話機の高周波電力増幅回路用の電源回路に適用することができる。
【００６２】
尚、本実施例では、SHDN,CONT0,CONT1,CONT2の各コントロール信号を、ベースバンドから得る方式を用いているが、実用上、信号ラインを減らしてシリアル信号を受けるシステムにし、電源制御用集積回路に判定回路を設け、同等の切替えを行なう方法も考えられる。
【００６３】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、低消費電力化を実現することができ、その結果、本発明の電源回路を使用した携帯電話機においては、通話時間および電池寿命が長くなるという効果がある。また、ＧＳＭ系とＣＤＭＡ系のような複数の方式による通信が可能な携帯電話機に使用できしかも低消費電力化が可能な電源回路を実現することができる。さらに、携帯電話機の多機能化に伴ない複雑な制御が可能な電源回路を構成する場合においても、部品点数を抑えコンパクトな電源回路を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る高周波電力増幅回路用電源回路とそれを使用した携帯電話機のシステムの概略構成を示すブロック図である。
【図２】実施例の電源回路から電源電圧の供給を受ける高周波電力増幅回路の具体例を示す回路構成図である。
【図３】本発明に係る高周波電力増幅回路用電源回路の一実施例を示す回路構成図である。
【図４】実施例の電源回路を使用したＣＤＭＡ系の携帯電話機のシステムの概略構成を示すブロック図である。
【図５】実施例の電源回路を使用したＧＳＭ系クローズドループ方式の携帯電話機のシステムの概略構成を示すブロック図である。
【図６】実施例の電源回路を使用したＧＳＭ系オープンループ方式の携帯電話機のシステムの概略構成を示すブロック図である。
【図７】実施例の電源回路を使用したＧＳＭ系オープンループ方式の携帯電話機における高周波電力増幅回路の入出力特性を示すグラフである。
【図８】実施例の電源回路を構成するＤＣ−ＤＣコンバータの出力段の構成を示す回路図である。
【図９】図７のＤＣ−ＤＣコンバータの出力段の接地点側の同期整流回路を動作させた場合とカットオフした場合の出力波形を示す波形図である。
【図１０】本発明に係る高周波電力増幅回路用電源回路の第２の実施例とそれを使用したＧＳＭ系オープンループ方式の携帯電話機のシステムの概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１００  フロントエンド・モジュール
２００  高周波増幅部
２１０，２２０  高周波電力増幅回路
２１１〜２１３  出力パワーＦＥＴ
２１４  バイアス回路
２３０  電源回路
２３１  電源電圧制御用ＭＯＳＦＥＴ
２３２  電圧変換回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）
２３３  電源制御回路
２４０  利得可変アンプ
２６０  カップラ
２７０  自動パワー制御回路
３００  ベースバンド＆変復調部
【図１】
0003838547.tif 000004
【図２】
0003838547.tif 000005
【図３】
0003838547.tif 000006
【図４】
0003838547.tif 000007
【図５】
0003838547.tif 000008
【図６】
0003838547.tif 000009
【図７】
0003838547.tif 000010
【図８】
0003838547.tif 000011
【図９】
0003838547.tif 000012
【図１０】
0003838547.tif 000013