(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期確立等のために複数のユーザー端末に共通に使用され、ユーザーチャネルの拡散コードと直交していないコードで拡散された非直交共通チャネルが、複数の離散周波数のサブキャリアに分散配置されて伝送される直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式における受信装置であって、
前記非直交共通チャネルが分散配置された複数のサブキャリアの受信タイミングを示す非直交共通チャネルサブキャリアタイミング信号を生成する手段と、
前記非直交共通チャネルサブキャリアタイミング信号を基に、非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号を排除してユーザーチャネルの逆拡散を行う手段と、
を備えたことを特徴とする直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式の受信装置。
【請求項２】
前記非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号を排除してユーザーチャネルの逆拡散を行う手段において、非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングに、受信信号と拡散コードとの乗算結果をゼロの値に置き換えて積分演算を行って逆拡散を行う構成を有することを特徴とする請求項１に記載の直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式の受信装置。
【請求項３】
前記非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号を排除してユーザーチャネルの逆拡散を行う手段において、非直交共通チャネルの受信電力の大きさに基づいて、該非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号を排除するか否かを切替える手段を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式の受信装置。
【請求項４】
同期確立等のために複数のユーザー端末に共通に使用され、ユーザーチャネルの拡散コードと直交していないコードで拡散された非直交共通チャネルが、複数の離散周波数のサブキャリアに分散配置されて伝送される直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式における受信装置であって、
前記非直交共通チャネルが分散配置された複数のサブキャリアの受信タイミングを示す非直交共通チャネルサブキャリアタイミング信号を生成する手段と、
前記非直交共通チャネルサブキャリアタイミング信号を基に、非直交共通チャネルの受信電力の大きさに応じて、非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号に重み付けを行ってユーザーチャネルの逆拡散を行う手段と、
を備えたことを特徴とする直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式の受信装置。
【請求項５】
前記非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号に重み付けを行ってユーザーチャネルの逆拡散を行う手段において、非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングに、受信信号と拡散コードとの乗算結果に重み係数を乗じて積分演算を行って逆拡散処理を行う構成を有することを特徴とする請求項４に記載の直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数多重−符号分割多元接続（ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing−Code Division Multiple Access 、以下単に「ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ」と記す。）伝送方式の受信装置に関し、特に該受信装置における逆拡散部の構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動環境で高速データ伝送を実現するために、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ伝送方式が提案されている。ＯＦＤＭ伝送方式は、使用可能な周波数帯域を互いに直交する複数のサブキャリアに分割し、ユーザー信号やチャネル設定に必要な信号を、該複数のサブキャリアを用いて多重して伝送する方式である。
【０００３】
以下にＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式の通信システムを図４乃至図６を参照して説明する。図４はＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ伝送方式の送信装置の構成例、図５はＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ伝送方式におけるサブキャリア周波数−時間配列上へのチップ列のマッピング、図６はＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ伝送方式の受信装置の構成例をそれぞれ示す。
【０００４】
図４に示すようにＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ伝送方式の送信装置には、ユーザーチャネルシンボルＴＡ１、制御チャネルシンボルＴＡ２及び同期チャネルシンボルＴＡ３の各シンボル列が入力される。入力された各シンボル列には、乗算部４−１１，４−１２，４−１３により、それぞれユーザーチャネル拡散コードＴＢ１、制御チャネル拡散コードＴＢ２及び同期チャネル拡散コードＴＢ３の各コードパターンが乗算され、それぞれコード化されたパターン信号となる。
【０００５】
なお、ユーザーチャネル拡散コードＴＢ１、制御チャネル拡散コードＴＢ２及び同期チャネル拡散コードＴＢ３のチップレートは、ユーザーチャネルシンボルＴＡ１、制御チャネルシンボルＴＡ２及び同期チャネルシンボルＴＡ３の各シンボルレートのスプレッドファクター（ＳＦ：拡散比）倍である。
【０００６】
各コードパターンによりそれぞれ拡散された各チャネルの信号は、加算部４−２により加算されて符号多重信号ＴＣとなる。該符号多重信号ＴＣのシリアル時系列信号は、シリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部４−３により、サブキャリア数Ｎｃと同数の信号毎に並列に並べ替えたパラレル信号ＴＤに変換される。
【０００７】
シリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部４−３から出力される符号分割多重信号のチップ列は、図５のように各サブキャリア周波数−時間配列上にＯＦＤＭシンボル単位で配置される。逆高速フーリエ変換部４−４は、符号分割多重信号のチップ列をＮｃ個のサブキャリア周波数成分として各ＯＦＤＭシンボル単位で入力して逆高速フーリエ変換する。
【０００８】
逆高速フーリエ変換部４−４から出力される各サブキャリア周波数の時間信号から成るＮｃ個のパラレル信号を、パラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換部４−５により１つの時間信号TEに合成多重し、該多重信号TEをディジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換部４−６によりアナログ信号に変換した後、アップコンバージョン部４−７により該信号の中心周波数を無線送信周波数に変換してアンテナから送信する。このように、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ伝送方式の送信装置では、複数のユーザーチャネルシンボル、制御チャネルシンボル及び同期チャネルシンボル等のシンボルを多重して送信する。
【０００９】
図６に示すＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ伝送方式の受信機は、アンテナから入力される無線送信周波数の信号をダウンコンバージョン部６−１によりベースバンド帯域の信号に変換し、アナログディジタル（Ａ／Ｄ）変換部６−２によりディジタル信号ＲＥ１に変換し、該ディジタル信号ＲＥをチャネル推定部６−８及びパスサーチ部６−９に入力し、チャネル推定部６−８において伝送経路（パス）のチャネル推定を行い、パスサーチ部６−９において１又は複数の伝送経路（パス）からの受信タイミング位置（パスタイミング）を検出する。
【００１０】
また、アナログディジタル（Ａ／Ｄ）変換部６−２から出力されるディジタル信号ＲＥは、シリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部６−３により、サブキャリア数Ｎｃと同数の信号に分岐される。該分岐されたＮｃ個の各信号は、それぞれ高速フーリエ変換部６−４により各サブキャリア周波数成分が検出される。
【００１１】
高速フーリエ変換部６−４から出力される、図５に示す各サブキャリア周波数−時間配列上に配置されたＮｃ個の並列のチップ列ＲＤは、パラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換部６−５により、ひと続きの時系列シリアル信号ＲＣに並べ替えて出力され、該シリアル信号ＲＣは逆拡散部６−６１，６−６２に入力される。
【００１２】
逆拡散部６−６１，６−６２は、この符号分割多重のシリアル信号ＲＣを、パスサーチ部６−９により検出されたパスタイミングに対応した逆拡散タイミング信号ＲＧに従って、それぞれの逆拡散コードで逆拡散して復調する。同図は、ユーザチャネルのコードで逆拡散する逆拡散部６−６１と、制御チャネルのコードで逆拡散する逆拡散部６−６２とを示している。逆拡散部６−６１，６−６２で復調された信号は、チャネル推定部６−８で推定されたチャネル推定値ＲＦを用いて乗算器６−７１，６−７２により同期検波（位相補正）される。
【００１３】
複数のユーザーチャネルと制御チャネルや同期チャネルなどのユーザーが共通に使用する共通チャネルとを、サブキャリア周波数−時間配列上に配置して多重する手法には種々のものが存在する。図７に、同期確立を行うための同期チャネル（ＳＣＨ）の多重配置例を示す。
【００１４】
図７に示す例では、Ｎｃ個のサブキャリアのうち、Ｎｓｃｈ個（Ｎｓｃｈ＜Ｎｃ）のサブキャリアに、同期チャネル（ＳＣＨ）コードパターンで拡散した同期チャネル（ＳＣＨ）の各チップを、Ｎｃ／Ｎｓｃｈ個毎のサブキャリアに間隔を空けて配置する。ここで、Ｎｃ／ＮｓｃｈはＮｃをＮｓｃｈで除した商（小数以下切り捨て）である。
【００１５】
このように、間隔を隔ててＮｃ／Ｎｓｃｈ個毎のサブキャリアに同期チャネル（ＳＣＨ）を分散配置する伝送システムにおいて、一般的に、同期チャネル（ＳＣＨ）など共通チャネルの拡散コードは、他のユーザーチャネルの拡散コードが互いに直交しているのに対して、ユーザーチャネルの拡散コードと直交しない拡散コードが用いられる。
【００１６】
このような伝送システムの受信機における従来の逆拡散部の構成例を図８に示す。同図において、パスサーチ部６−９から入力される逆拡散タイミング（シンボルタイミング）信号ＲＧに同期してコード発生器８−１から発生されるチャネル拡散コード（図４の送信装置における拡散コードＴＢ１〜ＴＢ３のうち、受信対象チャネルの拡散コード例えばＴＢ１）を、図６の受信機における高速フーリエ変換部６−４及びパラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換部６−５を通した後の受信信号ＲＣに乗算部８−２で乗算し、シンボル周期で積分部８−３により積算し、該積算結果をラッチ部８−４で保持して逆拡散出力信号ＲＨ１として出力する。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
従来の受信機における逆拡散部の構成は、サブキャリア周波数の時間信号配列上に配置された同期チャネル（ＳＣＨ）等の共通チャネルのチップも含めて逆拡散処理を行っていた。この場合、同一基地局から送信されるユーザーチャネル同士は互いに直交するコードパターンが用いられるように制御されるが、同期チャネル（ＳＣＨ）等の共通チャネルには、一般的に他のチャネルと直交しないコードパターンが用いられる場合が多い。
【００１８】
特に図７に示す例のように、同期チャネル（ＳＣＨ）の各チップを、間隔を隔てたサブキャリア周波数−時間配列上に分散配置して多重している場合は、一般的に同期チャネル（ＳＣＨ）のコードはコードパターンに依らず非直交である。このため、同期チャネル（ＳＣＨ）等の非直交共通チャネル信号が大電力で送信されると、該非直交共通チャネル信号は、受信対象のユーザーチャネル信号に対して干渉成分として支配的になり、受信対象ユーザーチャネルの受信特性の劣化を招く。
【００１９】
本発明は、ユーザーチャネルの拡散コードと直交しない拡散コードを同期チャネル（ＳＣＨ）等の共通チャネルの拡散に使用する伝送システムにおいて、逆拡散処理における非直交共通チャネルによる干渉成分を減少し、受信対象ユーザーチャネルの受信品質を改善することができるＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ伝送方式の受信装置を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明の直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式の受信装置は、（１）同期確立等のために複数のユーザー端末に共通に使用され、ユーザーチャネルの拡散コードと直交していないコードで拡散された非直交共通チャネルが、複数の離散周波数のサブキャリアに分散配置されて伝送される直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式における受信装置であって、前記非直交共通チャネルが分散配置された複数のサブキャリアの受信タイミングを示す非直交共通チャネルサブキャリアタイミング信号を生成する手段と、前記非直交共通チャネルサブキャリアタイミング信号を基に、非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号を排除してユーザーチャネルの逆拡散を行う手段と、を備えたものである。
【００２１】
また、（２）前記非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号を排除してユーザーチャネルの逆拡散を行う手段において、非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングに、受信信号と拡散コードとの乗算結果をゼロの値に置き換えて積分演算を行って逆拡散を行う構成を有するものである。
【００２２】
また、（３）前記非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号を排除してユーザーチャネルの逆拡散を行う手段において、非直交共通チャネルの受信電力の大きさに基づいて、該非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号を排除するか否かを切替える手段を備えたものである。
【００２３】
また、（４）同期確立等のために複数のユーザー端末に共通に使用され、ユーザーチャネルの拡散コードと直交していないコードで拡散された非直交共通チャネルが、複数の離散周波数のサブキャリアに分散配置されて伝送される直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式における受信装置であって、前記非直交共通チャネルが分散配置された複数のサブキャリアの受信タイミングを示す非直交共通チャネルサブキャリアタイミング信号を生成する手段と、前記非直交共通チャネルサブキャリアタイミング信号を基に、非直交共通チャネルの受信電力の大きさに応じて、非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号に重み付けを行ってユーザーチャネルの逆拡散を行う手段と、を備えたものである。
【００２４】
また、（５）前記非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号に重み付けを行ってユーザーチャネルの逆拡散を行う手段において、非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングに、受信信号と拡散コードとの乗算結果に重み係数を乗じて積分演算を行って逆拡散処理を行う構成を有するものである。
【００２５】
即ち、本発明は、同期チャネル（ＳＣＨ）等の非直交共通チャネルが多重されているサブキャリアは既知であるので、逆拡散時にそのサブキャリアの影響を取除いて逆拡散処理を行うことにより、該非直交共通チャネルからの干渉を低減し、ユーザーチャネルの受信特性劣化を抑えるようにしたものである。
【００２６】
【発明の実施の形態】
図１に本発明による第１の実施形態の逆拡散部構成例を示す。この構成例は、受信対象ユーザーチャネルの逆拡散処理において、同期チャネル（ＳＣＨ）等の非直交共通チャネルのサブキャリアを排除して逆拡散する構成例である。図１において、パスサーチ部６−９から入力される逆拡散タイミングに同期してシンボルタイミング生成部１−３は受信対象ユーザーチャネルシンボルのシンボルタイミング信号ＲＧを生成する。
【００２７】
該シンボルタイミング信号ＲＧに同期してコード発生器８−１から発生される受信対象ユーザーチャネル拡散コードを、図６の受信機における高速フーリエ変換部６−４及びパラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換部６−５を通した後の受信信号ＲＣに乗算部８−２で乗算し、該乗算結果をセレクタ（ＳＥＬ）１−１に入力する。
【００２８】
また、ＳＣＨサブキャリアタイミング生成部１−２は、パスサーチ部６−９から入力される逆拡散タイミングに同期して、同期チャネル（ＳＣＨ）等の非直交共通チャネルのサブキャリアのチップ列が出力されるタイミングに“１”、その他のタイミングでは“０”の符号のＳＣＨサブキャリアタイミング信号ＲＩを、セレクタ（ＳＥＬ）１−１に選択制御信号として出力する。
【００２９】
セレクタ（ＳＥＬ）１−１は、ＳＣＨサブキャリアタイミング信号ＲＩが“１”のときにゼロの値の入力信号を選択して出力し、ＳＣＨサブキャリアタイミング信号ＲＩが“０”のときに乗算部８−２の乗算結果を選択して積分部８−３に出力する。従って、同期チャネル（ＳＣＨ）等の非直交共通チャネルサブキャリアのチップ列を取り除いた受信対象ユーザーチャネルの信号を、積分部８−３によりシンボル区間に亙って積算し、該積算結果をラッチ部８−４で保持して逆拡散出力信号ＲＨ１として出力する。
【００３０】
受信対象ユーザーチャネルシンボルの逆拡散信号の積算を行って相関を演算する動作において、図７に示したように同期チャネル（ＳＣＨ）等の非直交共通チャネルサブキャリアの配置位置は、伝送システムにおいて予め定められた既知のものであるので、パスサーチ部６−９において検出された逆拡散タイミング等のタイミングから、同期チャネル（ＳＣＨ）の非直交共通チャネルが多重されているサブキャリアのチップが出力されるタイミングで、受信波と拡散コードとの乗算結果をセロの値で置き換えて積算することにより、同期チャネル（ＳＣＨ）等の非直交共通チャネルによる干渉を排除することができる。
【００３１】
次に本発明による第２の実施形態の逆拡散部構成例を図２に示す。この実施形態は、同期チャネル（ＳＣＨ）等の非直交共通チャネルサブキャリアの受信電力に応じて、該サブキャリアの排除を行うか否か判定する実施形態である。図２に示すように、同期チャネル（ＳＣＨ）等の非直交共通チャネルの受信電力を測定するＳＣＨ受信電力測定部２−１と、全受信波の電力を測定する全受信電力測定部２−２とを備える。
【００３２】
ＳＣＨ受信電力測定部２−１及び全受信電力測定部２−２から出力されるそれぞれの電力測定値を対数変換部で対数変換した後、減算部２−３によりその差分を算出し、全受信電力に対する同期チャネル（ＳＣＨ）等の非直交共通チャネルの受信電力比ＲＪを算定する。
【００３３】
非直交共通チャネルの受信電力比ＲＪと所定の閾値ＲＫとを大小比較部２−４で比較し、非直交共通チャネルの受信電力比ＲＪが閾値ＲＫを超える場合に、非直交共通チャネルによる干渉の影響が大きいと判断し、大小比較結果出力ＲＬとして“１”の符号を、非直交共通チャネルの受信電力比ＲＪが閾値ＲＫ以下の場合に“０”の符号を、第２のセレクタ（ＳＥＬ）２−５に選択制御信号として出力する。
【００３４】
第２のセレクタ（ＳＥＬ）２−５は、大小比較結果出力ＲＬに応じて、非直交共通チャネルの受信電力比ＲＪが閾値ＲＫを超える場合に、ＳＣＨサブキャリアタイミング生成部１−２から出力されるＳＣＨサブキャリアタイミング信号ＲＩを選択して出力し、非直交共通チャネルの受信電力比ＲＪが閾値ＲＫ以下の場合に、“０”の符号を選択して第１のセレクタ（ＳＥＬ）１−１に選択制御信号ＲＭ１として出力する。
【００３５】
従って、同期チャネル（ＳＣＨ）等の非直交共通チャネルの受信電力が所定の閾値を越えた場合のみ、該非直交共通チャネルのサブキャリアの出力タイミング信号ＲＩを第２のセレクタ（ＳＥＬ）２−５で通過させ、第１のセレクタ（ＳＥＬ）１−１に選択制御信号ＲＭ１として出力し、該非直交共通チャネルのサブキャリアを排除した積分を行う。
【００３６】
一方、非直交共通チャネルの受信電力が所定の閾値以下であった場合には、第２のセレクタ（ＳＥＬ）２−５により、非直交共通チャネルのサブキャリアの出力タイミング信号ＲＩを０マスクして“０”を出力し、第１のセレクタ（ＳＥＬ）１−１への選択制御信号ＲＭ１として“ａｌｌ０”を出力することで従来と同様の逆拡散処理を行う。
【００３７】
次に本発明による第３の実施形態の逆拡散部構成例を図３に示す。この実施形態は、同期チャネル（ＳＣＨ）等の非直交共通チャネルサブキャリアの受信電力に応じて、非直交共通チャネルサブキャリアの出力タイミングの受信信号に重み付けを行うようにしたものである。
【００３８】
図３に示すように、同期チャネル（ＳＣＨ）等の非直交共通チャネルの受信電力を測定するＳＣＨ受信電力測定部３−１と、該非直交共通チャネル以外の干渉電力を測定する干渉電力測定部３−２とを備える。なお、干渉電力測定部３−２は全受信波の電力を測定する全受信電力測定部であってもよい。
【００３９】
ＳＣＨ受信電力測定部３−１及び干渉電力測定部３−２から出力されるそれぞれの電力測定値を、重み係数決定部３−３に入力し、重み係数決定部３−３は、非直交共通チャネルの受信電力測定値と、非直交共通チャネル以外の干渉電力測定値とを基に重み係数ＲＮを決定する。
【００４０】
重み係数決定部３−３は、非直交共通チャネル以外の干渉電力測定値に対する非直交共通チャネルの受信電力測定値の比が大きいほど、重み係数ＲＮを“０”に近い値とし、非直交共通チャネルの受信電力測定値の比が小さいほど、重み係数ＲＮを“１”に近い値となるように重み係数ＲＮを決定する。
【００４１】
重み係数決定部３−３からの重み係数ＲＮはセレクタ（ＳＥＬ）３−４に入力される。セレクタ（ＳＥＬ）３−４は、該重み係数ＲＮと“１”の値とが入力され、選択制御信号に従ってその何れか一方を選択して出力する。セレクタ（ＳＥＬ）３−４への選択制御信号には、ＳＣＨサブキャリアタイミング生成部１−２から出力されるＳＣＨサブキャリアタイミング信号ＲＩを入力する。
【００４２】
セレクタ（ＳＥＬ）３−４は、ＳＣＨサブキャリアの出力タイミングに従って、ＳＣＨサブキャリアタイミング信号ＲＩが“１”のときに重み係数ＲＮを選択して出力し、ＳＣＨサブキャリアタイミング信号ＲＩが“０”のときに“１”の値を選択して、ＳＣＨサブキャリアタイミング重み係数ＲＯとして乗算部３−５に出力する。
【００４３】
図６の受信機における高速フーリエ変換部６−４及びパラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換部６−５を通した後の受信信号ＲＣに、コード発生器８−１からのコードパターンを乗算部８−２により乗じた信号ＲＤに、乗算部３−５により上記ＳＣＨサブキャリアタイミング重み係数ＲＯを乗算して積分部８−３に出力する。
【００４４】
従って、同期チャネル（ＳＣＨ）等の非直交共通チャネルサブキャリアの受信電力に応じて、非直交共通チャネルサブキャリアの出力タイミングの受信信号に対して重み付けを行った信号を積分部８−３で積分し、電力の大きい非直交共通チャネルサブキャリアの影響を低減してユーザーチャネルの受信信号を逆拡散することができる。
【００４５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ユーザーチャネルの拡散コードと直交しない拡散コードを同期チャネル（ＳＣＨ）等の非直交共通チャネルの拡散に使用する伝送システムにおいて、同期チャネル（ＳＣＨ）等の非直交共通チャネルが多重されている既知のサブキャリアの影響を排除して、ユーザーチャネル等の他のサブキャリアのチャネルに対する逆拡散処理を行うことにより、該非直交共通チャネルからの干渉成分を低減し、ユーザーチャネル等の受信品質を向上させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による第１の実施形態の逆拡散部構成例を示す図である。
【図２】本発明による第２の実施形態の逆拡散部構成例を示す図である。
【図３】本発明による第３の実施形態の逆拡散部構成例を示す図である。
【図４】ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ伝送方式の送信装置の構成例を示す図である。
【図５】ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ伝送方式におけるサブキャリア周波数−時間配列上へのチップ列のマッピングを示す図である。
【図６】ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ伝送方式の受信装置の構成例を示す図である。
【図７】同期チャネル（ＳＣＨ）の多重配置例を示す図である。
【図８】従来の逆拡散部の構成例を示す図である。
【符号の説明】
１−１  セレクタ（ＳＥＬ）
１−２  ＳＣＨサブキャリアタイミング生成部
１−３  シンボルタイミング生成部
６−９  パスサーチ部
８−１  コード発生器
８−２  乗算部
８−３  積分部
８−４  ラッチ部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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