(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数台の電力変換器を備えて各電力変換器からの交流出力電力を交流電動機に供給する交流電動機の駆動システムにおいて、前記各電力変換器のそれぞれに、電流指令と自系の電力変換機の検出電流の偏差を求める手段と、該手段の出力を入力し前記偏差が０に近づくように処理する自系電流補償手段と、前記電流指令と他系の電力変換器の検出電流の偏差を求める手段と、該手段の出力を入力し前記偏差が０に近づくように処理する他系電流補償手段と、前記自系電流補償器の出力と前記他系電流補償器の出力の和によって自系の電圧指令を生成する手段とを備え、この電圧指令に基づいて自系の電力変換器が制御されることを特徴とする交流電動機の駆動システム。
【請求項２】
請求項１において、
前記電流指令値は、前記交流電動機に流すべき電流値を電力変換器の台数で割った商の値に設定することを特徴とする交流電動機の駆動システム。
【請求項３】
請求項１または請求項２において、
前記自系電流補償手段と他系電流補償手段の補償ゲインは、各補償ゲインの和のゲインによって電動機の電流を制御し、かつ各補償ゲインの差のゲインによって各電力変換器間の横流を制御するように作用することを特徴とする交流電動機の駆動システム。
【請求項４】
請求項１または請求項２において、
前記自系電流補償手段の補償ゲインは、電動機電流を制御するのに必要な制御ゲインと各電力変換器間の横流を制御するのに必要な制御ゲインの和に比例する値に設定し、前記他系の電流補償手段の補償ゲインは、電動機電流を制御するのに必要な制御ゲインと各電力変換器間の横流を制御するのに必要な制御ゲインの差に比例する値に設定することを特徴とする交流電動機の駆動システム。
【請求項５】
請求項１または請求項２において、
前記自系電流補償手段の電流補償手段の補償ゲインは、前記他系の電流補償手段の補償ゲインよりも大きな値に設定することを特徴とする交流電動機の駆動システム。
【請求項６】
同相の巻線に対して所定の位相差を設けて巻いた三相多重巻線交流電動機と、これに接続する複数台の電力変換器とから構成され、各電力変換器からは所定の位相差をもった交流電流を出力するような交流電動機の駆動システムにおいて、前記各電力変換器の出力電流検出値に対して、前記所定の位相差を設けて回転座標変換する回転座標変換手段を備えたことを特徴とする交流電動機の駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数台のインバータにより多相交流電動機を駆動するための交流電動機駆動装置に関するもので、特にインバータを制御する制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電動機駆動装置は電力変換器とこれを制御する制御装置により構成される。ここで、大容量の電動機駆動装置を実現するには、電力変換器を大容量化する必要があり、その方法の一つとして、複数の電力変換器セットを並列運転させて各変換器の出力電力の和を交流電動機に供給する方法がある。
【０００３】
変換器のセット並列運転には、各変換器をリアクトルまたは相間リアクトルを介して電動機に接続する形態と、多巻線電動機を用いて、その巻線一組に対して１つの変換器を接続する形態とがある。前者の場合、各変換器は電気的に結合しており、後者の場合は磁気的に結合している。このような結合が存在するため、各変換器を構成しているスイッチング素子のスイッチング特性（例えばターンオフ特性）のばらつきにより電圧差が生じると、この結合を介して変換器間に不要な循環電流が流れる。この循環電流は‘インバータ間横流’もしくは‘横流’とも呼ばれており、以下では、‘横流’の呼び方に統一する。
【０００４】
この横流を効果的に抑制する制御方法として、特開平３−２５３２９３号公報に記載された方法が挙げられる。これは、電力変換器の出力電流を制御する電流調整器において、出力電流加算値の制御ゲインと各変換器の不平衡電流、即ち横流に対する制御ゲインとを異ならせて制御する方法である。これにより、横流に対する制御応答を各変換器の出力電流加算値に対する制御応答とは独立に設定できる。その結果、適切な制御ゲインで横流を抑制でき、かつリアクトルを小形化できる効果が得られる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、先に説明した従来技術に記述されている制御の特徴とその構成を詳しく整理すると、次のようになる。〔１〕出力電流加算値に対する制御ゲインと横流に対する制御ゲインが完全に独立している場合：制御構成が複雑になる。〔２〕出力電流加算値に対する制御ゲインと横流に対する制御ゲインとにある制約（例えば、前者に対して後者は１／２の値しか取れない）がある場合：制御構成が簡易になる。
【０００６】
つまり、従来技術に記述されている制御構成では、出力電流加算値に対する制御ゲインと横流に対する制御ゲインを独立設定しようとすると、制御構成を複雑にするしかなく、従って、制御をマイコンやディジタルプロセッサで実行しようとした場合に、演算処理に時間がかかることになる。この結果、むだ時間遅れが大きくなり、安定余裕が減少するため、制御ゲインを上げられず、制御系の指令応答特性や外乱抑制特性が悪くなるという問題が生じることになる。例えば、エレベータ用の電動機駆動システムを考えると、外乱抑制特性が悪くなった場合、インバータ出力電流中の高調波成分の量が増え、これが電動機のトルクリップルとなり、エレベータの走行中に振動を引き起こすことになる。
【０００７】
さらにもう一つの課題として、出力電流加算値に対する制御ゲインと横流に対する制御ゲインを独立設定しようとした場合、制御構成が複雑なため、インバータ単独運転モードへの速やかな切り替えが困難ということが挙げられる。例えば２台の並列運転させているインバータのうちの１台に異常が発生した場合、その１台を停止させて、残りの１台で運転を継続させるモードへ速やかに切り替える必要がある。しかし、従来技術に記述されている制御構成は複雑なため、インバータ単独運転モードへ切り替えるまでに時間がかかり、健全なインバータまで過電流等により故障に至る可能性がある。つまり、従来技術の制御構成ではシステムに発生した異常に弱いという課題がある。
【０００８】
尚、上記の二つの課題を避けるため、制御構成を簡素化しようとした場合には、出力電流加算値に対する制御ゲインと横流に対する制御ゲインとに制約があるため、リアクトルを小形化できず、最大出力の減少，力率，効率が悪化するという大きな問題が生じる。
【０００９】
本発明の目的は、上記課題の解決を図るものであり、具体的には、出力電流加算値に対する制御ゲインと横流に対する制御ゲインとを独立設定できる制御原理に基づいた上で、制御構成が簡素で、かつインバータ単独運転モードへの速やかな切り替えが可能な制御構成を備えた電動機駆動装置を得ることを目的としている。尚、上記の出力電流加算値は、電動機電流に等しいため、以下では、電動機電流に対する制御ゲインと横流に対する制御ゲインとを独立設定できるという表現を用いることにする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、複数台の電力変換器の各電力変換器に対する制御指令を導く制御処理系において、その制御処理系は複数個の並列した電流補償手段を備えるようにしている。そして、この複数個の電流補償手段のそれぞれは、複数台の電力変換器の出力電流検出値と電力変換器が出力すべき電流指令値との偏差が零となるように補償するようにしている。また、並列した電流補償手段の出力の和によって、その電力変換器の制御指令を得るようにしている。
【００１１】
このような制御処理系の構成により、電流補償手段の補償ゲインがある条件を満たす場合に、電動機電流に対する制御と横流に対する制御とを独立に実施することが原理的に可能となり、さらに、制御構成が簡素なため、制御をマイコンやディジタルプロセッサで実行しようとした場合でも演算処理に時間がかかることがなく、制御ゲインを上げることが可能となる。また、並列した複数個の電流補償手段のうちの一部を停止させることにより、インバータ単独運転モードへの速やかな切り替えが可能となる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００１３】
図１は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の構成図である。電動機駆動装置は、インバータ１Ａから電力線２Ａ，リアクトル４Ａを介して交流電動機３に電力を供給する系と、インバータ１Ｂから電力線２Ｂ，リアクトル４Ｂを介して交流電動機３に電力を供給する系とによるインバータのセット並列接続で構成されている。以下では、インバータ１Ａ，電力線２Ａ，リアクトル４Ａおよびインバータ１Ａへの制御指令に関わる制御処理系よりなる系をＡ系，インバータ１Ｂ，電力線２Ｂ，リアクトル４Ｂおよびインバータ１Ｂへの制御指令に関わる制御処理系よりなる系をＢ系と呼ぶことにする。
【００１４】
Ａ系インバータ１Ａ，Ｂ系インバータ１Ｂは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）またはＧＴＯ（Gate Turn Off thyristor）のような半導体スイッチ素子を用いて構成されており、それぞれＡ系の制御処理系，Ｂ系の制御処理系からの制御指令に基づいて、３相の交流電圧を出力する。
【００１５】
Ａ系の制御処理系は、並列した二つの電流制御系で構成される。その一つは、Ａ系インバータ１Ａの出力電流を検出する電流センサ５Ａと、この電流検出値とインバータ電流指令との偏差をとる減算器６Ａ、さらにこの偏差を零にするように働くＡ系の自系電流補償器７Ａで構成される系であり、もう一つは、Ｂ系インバータ１Ｂの出力電流を検出する電流センサ５Ｂと、この電流検出値とインバータ電流指令との偏差をとる減算器８Ａ、そしてこの偏差を零にするように働くＡ系の他系電流補償器９Ａで構成される系となる。これら二つの並列した電流制御系の出力が加算器１０Ａで加算され、この加算値がＡ系インバータ１Ａに対する電圧指令となる。ＰＷＭ（Pulse Width Module）制御器１１Ａは、この電圧指令をゲート指令に変換して、Ａ系インバータ１Ａへ出力する。尚、Ａ系の自系電流補償器７ＡとＡ系の他系電流補償器９Ａには、比例−積分補償器または比例補償器が用いられる。
【００１６】
Ｂ系の制御処理系は、Ａ系の制御処理系と対称の構成となっている。Ｂ系の制御処理系も並列した二つの電流制御系で構成される。その一つは、Ｂ系インバータ１Ｂの出力電流を検出する電流センサ５Ｂと、この電流検出値とインバータ電流指令との偏差をとる減算器６Ｂ、そしてこの偏差を零にするように働くＢ系の自系電流補償器７Ｂで構成される系であり、もう一つは、Ａ系インバータ１Ａの出力電流を検出する電流センサ５Ａと、この電流検出値とインバータ電流指令との偏差をとる減算器８Ｂ、そしてこの偏差を零にするように働くＢ系の他系電流補償器９Ｂで構成される系となる。これら二つの並列した電流制御系の出力が加算器１０Ｂで加算され、この加算値がＢ系インバータ１Ｂに対する電圧指令となる。ＰＷＭ制御器１１Ｂは、この電圧指令をゲート指令に変換して、Ｂ系インバータ１Ｂへ出力する。尚、Ｂ系の自系電流補償器７ＢとＢ系の他系電流補償器９Ｂには、比例−積分補償器または比例補償器が用いられる。
【００１７】
本実施例では、Ａ系の制御処理系、Ｂ系の制御処理系とも、並列した二つの電流制御系、即ち、自系電流補償器７Ａまたは７Ｂに関わる系と、他系電流補償器９Ａまたは９Ｂに関わる系で構成されており、従来に比べて簡素な制御構成で電動機電流とインバータ間横流とを独立に制御できる点に特徴がある。
【００１８】
次に、Ａ系とＢ系の制御処理系における動作を説明する。
【００１９】
まず、Ａ系の制御処理系における動作を説明する。Ａ系の制御処理系の並列した二つの電流制御系の内、自系電流補償器に関わる系では、電流センサ５Ａで検出したＡ系電流ｉAu，ｉAv，ｉAwとインバータが出力すべき電流指令ｉiu*，ｉiv*，ｉiw*との偏差を取り、この偏差を０に近づけるように、Ａ系の自系電流補償器７Ａが作用する。つまり、Ａ系の自系電流補償器７Ａは、Ａ系電流ｉAu，ｉAv，ｉAwが電流指令ｉiu*，ｉiv*，ｉiw* にそれぞれ近づくように作用する出力を発する。他方、他系電流補償器に関わる系では、電流センサ５Ｂで検出したＢ系電流ｉBu，ｉBv，ｉBwとインバータが出力すべき電流指令ｉiu*，ｉiv*，ｉiw* との偏差を取り、この偏差を０に近づけるように、Ａ系の他系電流補償器８Ａが作用する。つまり、Ａ系の他系電流補償器８Ａは、Ｂ系電流ｉBu，ｉBv，ｉBwが電流指令ｉiu*，ｉiv*，ｉiw* にそれぞれ近づくような出力を発する。従って、Ａ系の自系電流補償器７ＡとＡ系の他系電流補償器８Ａの和によって得られる、Ａ系インバータ１Ａに対する電圧指令ｖAu*，ｖAv*，ｖAw* は、Ａ系インバータ電流が電流指令に従うように調整されると同時に、Ｂ系インバータ電流に対しても電流指令に従うように調整される。この結果、後に詳しく説明するが、Ａ系インバータの電圧出力は、交流電動機３へ流れる電流を所望の値に、かつＡ系とＢ系のインバータ間横流は零になるようにそれぞれ独立に制御するように調整される。
【００２０】
Ｂ系の制御処理系における動作はＡ系の制御処理系と対称の関係にあるため、その説明は省略する。Ｂ系の制御処理系においてもまた、二つの並列した電流制御系の作用により、Ｂ系インバータ１Ｂに対する電圧指令ｖBu*，ｖBv*，ｖBw*は、Ｂ系インバータ電流が電流指令に従うように調整されると同時に、Ａ系インバータ電流に対しても電流指令に従うように調整される。
【００２１】
以上のように、Ａ系の制御処理系とＢ系の制御処理系が、互いにそれぞれ自系と他系の電流を電流指令に一致するように制御しようとする結果、電動機電流は所定の値に制御され、またインバータ間横流は零に抑制制御できる。（しかも、これらの制御性能は独立に設定できるため、リアクトル定数を低減することが可能になる。）
次に、このように制御できる理由を、等価回路を用いて、さらに詳しく説明する。
【００２２】
図２は、図１に示したようなインバータのセット並列運転システムの等価回路を示している。簡単に表すため、等価回路は単相としている。この等価回路は、電動機電流回路と横流回路の二つの独立した回路で構成される。
【００２３】
電動機電流回路は、電動機に電流を供給する回路を表している。この電動機電流回路は、Ａ系のインバータ１Ａの出力電圧ｖA とＢ系のインバータ１Ｂの出力電圧ｖB との和ｖm＝ｖA＋ｖB を電圧源として、リアクトル回路要素と電動機回路要素に対して電流を流す。この電流は、Ａ系のインバータ１Ａの出力電流ｉAとＢ系のインバータ１Ｂの出力電流ｉB の和ｉm＝ｉA＋ｉB になっている。
【００２４】
横流回路は、電動機に流れずにインバータ間を流れる横流に関わる回路を表している。この横流回路は、Ａ系のインバータ１Ａの出力電圧ｖAとＢ系のインバータ１Ｂの出力電圧ｖB との差ｖc＝ｖA−ｖBを電圧源として、リアクトル回路要素のみを介して電流を流す。この電流は、Ａ系のインバータ１Ａの出力電流ｉAとＢ系のインバータ１Ｂの出力電流ｉB の差ｉc＝ｉA−ｉB になっている。
このｉc が横流に対応する。Ａ系とＢ系インバータが理想的なスイッチで構成されていれば電圧差ｖc は生じないが、実際には、特性にばらつきのあるスイッチで構成されるため、電圧差ｖc が発生し、横流ｉc が流れる。これが横流発生のメカニズムといえる。
【００２５】
図２に示した等価回路上における電動機電流回路と横流回路とをそれぞれ独立に制御することが、インバータのセット並列運転システムの理想的な制御方法となる。
【００２６】
図１２は、この理想的な制御方法をイメージ的に表したものとなっている。電動機電流回路の制御は、電動機電流ｉm を電動機電流指令ｉm*に一致させるように電圧ｖm を制御するブロックとなっている。横流回路の制御は、横流ｉcを０に抑制するように電圧ｖcを制御するブロックとなっている。ここで、各電流補償器は比例補償器としており、電動機電流補償器の比例ゲインＫm と横流補償器の比例ゲインＫc とはそれぞれ異なる値に設定できることが特徴となる。このことにより、リアクトル定数を任意の値に設定しても、電動機電流回路の制御，横流回路の制御とも、それぞれの回路定数に応じて適切な比例ゲインに設定できる。従って、リアクトル定数の低減，電動機電流の適切な制御，横流の抑制の三つを同時に実現することができる。
【００２７】
図１２の電動機電流制御ブロックと横流制御ブロックの制御式はそれぞれ次のようになる。
【００２８】
【数１】
ｖm*＝Ｋm(ｉm*−ｉm)                                        …（１）
【００２９】
【数２】
ｖc*＝Ｋc(０−ｉc)                                          …（２）
ここで、ｖm*＝ｖA*＋ｖB*，ｖc*＝ｖA*−ｖB*，ｉm*＝ｉA*＋ｉB*，ｉm＝ｉA＋ｉB，ｉc＝ｉA−ｉBより、（１），（２）式は次のように変形できる。
【００３０】
【数３】
ｖA*＋ｖB*＝Ｋm{ｉm*−(ｉA＋ｉB)}                           …（３）
【００３１】
【数４】
ｖA*−ｖB*＝Ｋc{０−(ｉA−ｉB)}                             …（４）
次に、図１の制御処理系が（３）と（４）式を満足すること、およびその条件を導く。
【００３２】
図１の制御処理系のうち、Ａ系の制御処理系の制御式は次のようになる。
【００３３】
【数５】
ｖA*＝Ｋx(ｉi*−ｉA)＋Ｋy(ｉi*−ｉB)                        …（５）
ここで、（５）式の制御式は単相形式で表しており、またＡ系自系電流補償器７ＡとＡ系他系電流補償器９Ａには比例補償器を用いることにしており、それぞれの比例ゲインはＫx，Ｋyとしている。
【００３４】
Ｂ系の制御処理系の制御式は次のようになる。
【００３５】
【数６】
ｖB*＝Ｋx(ｉi*−ｉB)＋Ｋy(ｉi*−ｉA)                        …（６）
（６）式も同様に、制御式は単相形式で表しており、またＢ系自系電流補償器７ＢとＢ系他系電流補償器９Ｂには比例補償器を用いることにして、それぞれの比例ゲインはＫx，Ｋyとしている。
【００３６】
ここで、（５），（６）式を変形すると、次の（７），（８）式が得られる。
【００３７】
【数７】
ｖA*＋ｖB*＝(Ｋx＋Ｋy){２ｉi*−(ｉA＋ｉB)}                  …（７）
【００３８】
【数８】
ｖA*−ｖB*＝(Ｋx−Ｋy){０−(ｉA−ｉB)}                      …（８）
（７），（８）式と、（３），（４）式との等価条件を考えると、次のようになる。
【００３９】
【数９】
Ｋx＋Ｋy＝Ｋm                                               …（９）
【００４０】
【数１０】
Ｋx−Ｋy＝Ｋc                                             …（１０）
【００４１】
【数１１】
２ｉi*＝ｉm*                                              …（１１）
これをＫx，Ｋy，ｉi*を表す式に直すと次のようになる。
【００４２】
【数１２】
0003777953.tif 000002
【００４３】
【数１３】
0003777953.tif 000003
【００４４】
【数１４】
0003777953.tif 000004
【００４５】
つまり、図１に示した制御処理系に対して、自系電流補償器の補償ゲインＫx、他系電流補償器の補償ゲインＫy 、インバータ電流指令ｉi* を(９），(１０)，（１１）式または（１２），（１３），（１４）式を満たすように設定すると、等価的に図１２に示す制御を実施することができる。従って、（９），(１０)，（１１）式または（１２），（１３），（１４）式を満たすような図１の制御処理系は、図１２に示す制御と同様な効果、即ち、リアクトル定数の低減，電動機電流の適切な制御，横流の抑制の三つを同時に実現することができる。
【００４６】
さらに、図１の制御処理系は、同様の効果をもつ従来の制御に比べて構成が簡単なため、マイコンやディジタルプロセッサで実装する場合を考えると、演算処理時間を短くでき、従って、むだ時間遅れが減るため、制御系の安定余裕が増し、従来に比べて補償器の補償ゲインを増加できる。この結果、制御系の指令応答特性，外乱抑制特性が向上し、例えば、エレベータ用の交流電動機駆動システムであれば電動機に発生するトルクリップルをより良く抑制できるため、エレベータの乗り心地をさらに改善することができる。
【００４７】
さらに加えて、図１の制御処理では、一方の系のインバータに異常が生じた場合に、容易に、もう一方の系のみによる単独運転モードに切り替えることができる。例えば、図１において、Ｂ系のインバータ１Ｂに異常が発生した場合を考えると、例えば、ＰＷＭ制御器１１Ｂにゲート停止指令を出力して、Ｂ系のインバータ１Ｂを停止させると同時に、Ａ系の他系電流補償器９Ａの出力を止めることによって、Ａ系のインバータ１Ａのみを運転させるモードへ容易に移行することができる。この結果、一方の系のインバータ異常による影響を速やかに抑えることができ、故障に強いシステムを実現できる。ここで、例えば、Ａ系側でのＢ系側異常発生の判断は、Ｂ系インバータ１Ｂに対するゲート停止指令をＢ系側異常発生信号としてＡ系側にも伝送する方法と、Ａ系側で用いるＢ系インバータ１Ｂの電流検出値から異常を判定する方法とが考えられる。前者は異常判断の高速性に利点があり、後者は伝送手段を必要としない点に利点がある。
【００４８】
以上、まとめると、（９），（１０），（１１）式または（１２），（１３），(１４)式を満たすような図１の制御処理系には次に挙げる効果がある。〔１〕リアクトル定数の低減，電動機電流の適切な制御，横流の抑制により、リアクトルの低減，横流の抑制の両立が図られるため、最大出力の増加，力率の改善，効率向上の効果が得られる。〔２〕制御処理系の構成が簡単のため、補償器の補償ゲインを増加でき、制御系の指令応答特性，外乱抑制特性を向上できる。〔３〕容易に単独運転モードへの切り替えが実施できるため、故障に対する影響を速やかに抑えられる、故障に強いシステムを実現できる。
【００４９】
図３は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第２の実施例を示したものである。図３において、図１と同じ符号のものは同じものを表している。図３において、図１の構成と異なる部分は、Ａ系インバータ１Ａの出力電流検出値に対する座標変換器１２Ａと、Ｂ系インバータ１Ｂの出力電流検出値に対する座標変換器１２Ｂと、Ａ系インバータ１Ａの電圧指令に対する座標変換器１３Ａと、Ｂ系インバータ１Ｂの電圧指令に対する座標変換器１３Ｂとを設けた点にある。
【００５０】
座標変換器１２Ａは、Ａ系インバータ１Ａの出力電流検出値ｉAu，ｉAv，ｉAw を回転磁界座標系における励磁電流成分ｉAdとトルク電流成分ｉAqに変換する。座標変換器１２Ａの演算は（１５）式で表される。
【００５１】
【数１５】
0003777953.tif 000005
【００５２】
ここで、ωは一次角周波数を表している。
【００５３】
座標変換器１２Ｂは、Ｂ系インバータ１Ｂの出力電流検出値ｉBu，ｉBv，ｉBwを回転磁界座標系における励磁電流成分ｉBdとトルク電流成分ｉBqに変換する。座標変換器１２Ｂの演算は（１６）式で表される。
【００５４】
【数１６】
0003777953.tif 000006
【００５５】
ここで、ωは一次角周波数を表している。
【００５６】
座標変換器１３Ａは、Ａ系インバータ１Ａの出力電圧指令値ｖAd*，ｖAq*を３相交流電圧指令ｖAu*，ｖAv*，ｖAw* に変換する。座標変換器１３Ａの演算は（１７）式で表される。
【００５７】
【数１７】
0003777953.tif 000007
【００５８】
ここで、ωは一次角周波数を表している。
【００５９】
座標変換器１３Ｂは、Ｂ系インバータ１Ｂの出力電圧指令値ｖBd*，ｖBq*を３相交流電圧指令ｖBu*，ｖBv*，ｖBw*に変換する。座標変換器１３Ｂの演算は（１８）式で表される。
【００６０】
【数１８】
0003777953.tif 000008
【００６１】
ここで、ωは一次角周波数を表している。
【００６２】
図３の構成では、座標変換器１２Ａと１２Ｂの作用によって、インバータ出力電流の基本波成分が直流信号に変換される。この結果、自系電流補償器７Ａ，７Ｂ、他系電流補償器９Ａ，９Ｂにおいて、比例−積分補償を実施する場合、偏差（直流成分となる）に対するゲインが無限大となるため、定常偏差を無くすことができる。この結果、電動機電流、横流のそれぞれに対して、より精度の高い制御を実現でき、交流電動機の駆動装置としての効率を向上できる。
【００６３】
図４は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第３の実施例を示したものである。図４において、図３と同じ符号のものは同じものを表している。図４において、図３の構成と異なる部分は、交流リアクトル４Ａ，４Ｂの代わりに相間リアクトル１４を用いたことにある。相間リアクトルを用いた場合、図４のように、一つのリアクトルの両端にそれぞれインバータが接続され、そのリアクトルの巻線の中点から電動機へ電力を供給する構成となる。
【００６４】
相間リアクトル１４の作用を図２の等価回路上で考えると、まず電動機電流回路におけるリアクトル定数のインダクタンス値は漏れインダクタンス値となり、十分小さくできる。また横流回路におけるリアクトル定数のインダクタンス値は交流リアクトルの２倍の値にできる。つまり図２において、電動機電流回路上ではＬｌ→０、横流回路上ではＬｌ→２Ｌｌと働く。この結果、電動機電流回路では、力率を改善でき、電動機に対してより多くの有効電力を供給することができる。また横流回路では、インダクタンスが増えるため、より横流を抑制し易くなる。さらに相間リアクトルは、外観上、交流リアクトル６台を３台に一括化したものと考えることができ、従って、リアクトルの体格を小形化できるという効果もある。
【００６５】
以上のように、図４の実施形態では、相間リアクトルを用いることにより、第１，第２の実施例によって得られる効果に加えて、さらに力率の改善，装置の小形化の効果が得られる。
【００６６】
図５は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第４の実施例を示したものである。図５において、図３と同じ符号のものは同じものを表している。図５において、図３の構成と異なる部分は、電動機に３相２巻線電動機１５を用いたことと、リアクトル４Ａ，４Ｂを無くしたことにある。
【００６７】
３相２巻線電動機１５は、電動機の固定子巻線が２組の３相巻線構成となっている電動機であり、図５では、一方の３相巻線１組をＡ系インバータ１Ａより給電し、もう一方の３相巻線の組をＢ系インバータ１Ｂより給電するようにしている。２組の３相巻線は電気的には絶縁されているが、固定子の鉄心を介して磁気的に結合している。この巻線間の磁気的結合は等価的にリアクトルを介した結合として表すことができる。つまり、図５の構成と図３の構成とは回路的に等価と考えて良い。従って、図５のように３相２巻線電動機を駆動する場合も、図３と同じ制御構成を適用することにより、図３において記述した効果と同じ効果を得ることができる。さらにこれに加えて、図５の場合は、固定子巻線間の磁気的結合をリアクトルの作用として適用できるため、リアクトル無しのより小形な装置を構成できる効果がある。
【００６８】
図６は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第５の実施例を示したものである。図６において、図５と同じ符号のものは同じものを表している。図６において、図５の構成と異なる部分は、電動機に巻線に位相差θを付けて巻いた３相２巻線電動機１６を用いたこと、Ｂ系インバータ１Ｂの出力電流検出値に対する位相補正付きの座標変換器１７Ｂを設けたこと、さらにＢ系インバータ１Ｂの電圧指令に対する位相補正付きの座標変換器１８Ｂを設けたことが挙げられる。
【００６９】
位相差付きの３相２巻線電動機１６を適用した場合、その位相差によって、ある次数（基本波を１次とする）のトルクリップルを抑制できるという効果がある。例えば、巻線位相差を３０゜にした３相２巻線電動機の場合、６次のトルクリップルを抑制できるという効果がある。一般にインバータは、アーム短絡防止のために設けるデッドタイムの作用によって、６次のトルクリップルが増大する性質がある。従って、位相差３０゜の３相２巻線電動機を適用すれば、インバータに固有の６次のトルクリップル増加の問題を解決できる。
【００７０】
しかしここで、位相差付きの３相２巻線電動機１６を適用する場合、各インバータの出力電流は、巻線の位相差に対応した位相差を付けて流すことになる。例えば、図６の場合、Ａ系インバータ１Ａが接続している巻線組に対して、Ｂ系インバータ１Ｂが接続している巻線組の位相がθ遅相の位相差をもつとすると、Ａ系インバータ１Ａの出力電流ｉAu，ｉAv，ｉAwのそれぞれは、Ｂ系インバータ１Ｂの出力電流ｉBu，ｉBv，ｉBw のそれぞれに対して、位相がθ遅相になる。
従って、制御処理系においては、Ａ系インバータ１Ａの出力電流検出値の位相とＢ系インバータ１Ｂの出力電流検出値の位相をそろえる処理が必要になり、また、Ａ系インバータ１Ａの電圧指令位相に対して、Ｂ系インバータ１Ｂの電圧指令位相をθ遅相にする処理が必要になる。
【００７１】
図６に示した、Ｂ系インバータ１Ｂの出力電流検出値に対する位相補正付きの座標変換器１７ＢとＢ系インバータ１Ｂの電圧指令に対する位相補正付きの座標変換器１８Ｂはそれぞれ上記の役割を果たすことができる。座標変換器１７Ｂは、Ｂ系インバータ１Ｂの出力電流検出値を、位相θ進相の回転座標系に変換する。ここで、座標変換器１７Ｂの演算は（１９）式で表される。
【００７２】
【数１９】
0003777953.tif 000009
【００７３】
この結果、Ａ系インバータ１Ａの出力電流検出値の位相とＢ系インバータ１Ｂの出力電流検出値の位相が等しくなり、加算器１０Ａ，１０Ｂにおいて、両者に対する電流補償器の出力を加算することが可能となる。また、座標変換器１８Ｂは、Ｂ系インバータ１Ｂの電圧指令を、位相θ遅相の３相交流系に変換する。ここで、座標変換器１８Ｂの演算は（２０）式で表される。
【００７４】
【数２０】
0003777953.tif 000010
【００７５】
この結果、Ａ系インバータ１Ａの電圧指令位相に対してＢ系インバータ１Ｂの電圧指令位相をθ遅相にすることができ、従って、Ａ系インバータ１Ａの出力電流位相を、Ｂ系インバータ１Ｂの出力電流位相に対して、θ遅相にすることができる。
【００７６】
以上のように、図６の実施例では、位相補正付きの座標変換器１７Ｂと１８Ｂの働きにより、位相差付きの３相２巻線電動機１６を適用した場合でも、図３の実施例で述べた制御処理の適用が可能となる。この結果、これまで述べた効果に加えて、さらに位相差付きの３相２巻線電動機の作用により、トルクリップルをさらに抑制できるという効果が得られる。例えば、図６の実施例をエレベータ用の電動機駆動装置に適用した場合、トルクリップルが抑制されるために、振動が無くなり、走行中の乗り心地を改善できる効果が得られる。
【００７７】
図７は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第６の実施例を示したものである。図７において、図３と同じ符号のものは同じものを表している。図７において、図３の構成と異なる部分は、Ｂ系インバータ１Ｂに対する制御処理系において、他系電流補償器９Ｂに関わる制御処理系、即ち、減算器８Ｂ，他系電流補償器９Ｂ，加算器１０Ｂが除かれていることにある。
【００７８】
図７に示した制御処理系の場合、Ｂ系インバータ１Ｂに対する制御処理系は、自系電流補償器７Ｂのみの出力によって、出力電圧指令を制御することになる。他方、Ａ系インバータ１Ａに対する制御処理系は、自系電流補償器７Ａと他系電流補償器９Ａとの出力の加算によって、出力電圧指令を制御する。従って、Ｂ系インバータ１Ｂの出力電圧は、その出力電流が電流指令値と一致するように適当な値を取るのに対して、Ａ系インバータ１Ａの出力電圧は、Ａ系インバータとＢ系インバータの両方の出力電流が電流指令値に一致するように定められる。この結果、Ａ系インバータの出力電圧は、インバータ間横流を抑制する向き、即ち、Ｂ系インバータの出力電圧に一致する向きに調整される。ここで、他系電流補償器９Ａの作用は自系電流補償器７Ａ，７Ｂに比べて遅い時定数となるように定めるのが望ましい。尚、図７に示した制御処理系では、Ａ系のみがＢ系の影響を受け、Ｂ系は制御的に独立しているため、原理的にＡ系とＢ系の間で制御干渉は生じないという利点がある。
【００７９】
以上から、横流の抑制を遅い時定数で制御しても影響の無いような運転条件、例えば、定常運転期間が長いような条件では、図７に示した実施例を適用することにより、制御処理構成を簡素化でき、かつＡ系制御処理系とＢ系制御処理系間で原理的に干渉が発生しないという効果が得られる。
【００８０】
図８は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第７の実施例を示したものである。図８において、図３と同じ符号のものは同じものを表している。図８は、図３に示した制御処理系をマイコンまたはディジタルプロセッサような、ディジタル信号で制御信号を処理するディジタル演算器上に実装した場合の構成を示している。
【００８１】
図８において、１９Ａと１９Ｂがそれぞれディジタル演算器で実装されている領域を示しており、１９ＡがＡ系インバータ１Ａを制御するディジタル演算器（以下、Ａ系ディジタル演算器）、１９ＢがＢ系インバータ１Ｂを制御するディジタル演算器（以下、Ｂ系ディジタル演算器）を表している。また、２０ＡはＡ系ディジタル演算器への入力に対するＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器を表し、２０ＢはＢ系ディジタル演算器への入力に対するＡ／Ｄ変換器を表している。図８では、Ａ／Ｄ変換器がディジタル演算器に組み込まれた構成を表しているが、Ａ／Ｄ変換器がディジタル演算器の外部に出た構成でも同じことがいえる。尚、図８は単相結線図の形式で表しているが、実際には図３で示したような３相または２相の信号に対する制御処理系に対応している（信号を表す線上に引いた斜め線分が相数を示している）。
【００８２】
図８のようなディジタル演算器構成をとることにより、インバータ１Ａとディジタル演算器１９Ａとを接近させた形態で、かつインバータ１Ｂとディジタル演算器１９Ｂとを接近させた形態をとることが可能となる。この結果、インバータとＰＷＭ制御器間の距離（図８ではインバータ１ＡとＰＷＭ制御器１１Ａ間の距離とインバータ１ＢとＰＷＭ制御器１１Ｂ間の距離）を短くでき、ＰＷＭ制御器からインバータのゲート回路へ伝送する、ゲート信号に対するノイズ混入防止と信号劣化防止を図ることができる。ここで、ゲート信号はインバータの各相スイッチのオン，オフと直接対応するため、この信号にノイズが混入したり、長距離伝送の影響でパルスがなまる（パルスの立ち上がりや立ち下がりが緩くなる）と、インバータの誤動作や動作遅れ等、深刻な問題となる。従って、ＰＷＭ制御器とインバータ間の伝送距離は極力小さくすることが望まれる。
【００８３】
図８の構成で、Ａ系，Ｂ系のインバータとディジタル演算器間を接近させられる理由は、ディジタル演算器を二つ用いて、一方をＡ系の制御処理系用、他方をＢ系の制御処理系用に分け、Ａ系ディジタル演算器とＢ系ディジタル演算器間はディジタル信号で伝送しているところにある。Ａ系ディジタル演算器とＢ系ディジタル演算器間はディジタル信号で伝送するため、ノイズ混入や長距離伝送による信号劣化が生ずることはなく、この間の伝送距離を長くすることができ、従って、インバータとディジタル演算器間を接近させる形態が可能となる。尚、ここで、Ａ系，Ｂ系のディジタル演算器間のディジタル信号伝送における伝送遅れが発生するが、図３に示した制御形態によって制御処理構成が簡素化され制御周期を短くできるため、制御周期に比例する伝送遅れ量も小さくでき、制御に対してほとんど影響を及ぼすことはない。
【００８４】
この他、図８の構成により、得られる利点として、片側のディジタル演算器が故障しても、もう一方のディジタル演算器で一台のインバータを駆動できることが挙げられる。また、図８の構成では、Ａ系ディジタル演算器とＢ系ディジタル演算器は同一の構成をしているため、同じ型のディジタル演算器、二つで実装することができ、ディジタル演算器の製作が容易となる。従って、ディジタル演算器の製作コストが下がり、性能が良くかつ低価格な電動機駆動装置を提供することができる。さらに、図８の構成に示したディジタル演算器は、Ａ／Ｄ変換器とＰＷＭ制御器を内蔵した汎用の制御用マイコンで容易に実装することが可能であり、従って、低価格なマイコンを使って実装できる利点がある。
【００８５】
以上、図８に示した構成により、図３の構成で得られる効果に加えて、さらに、インバータとディジタル演算器を接近させた形態をとることが可能となるため、インバータとＰＷＭ制御器間の距離を短くでき、ＰＷＭ制御器からインバータのゲート回路へ伝送する、ゲート信号に対するノイズ混入防止と信号劣化防止を図ることができるという効果が得られる。また、ディジタル演算器の故障に対しても、残りのディジタル演算器でインバータを駆動できるため、故障に対して頑強な電動機駆動装置を構築できる。さらに、同じ型のディジタル演算器で実装できるため、ディジタル演算器の製作コストが下がり、低価格な電動機駆動装置を提供することができるという効果が得られる。
【００８６】
尚、図８の構成は、図４のような相間リアクトルを用いた構成、図５のような３相２巻線電動機を用いた構成、図６のような位相差付きの３相２巻線電動機を用いた構成に対しても適用できる。
【００８７】
図９は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第８の実施例を示したものである。図９において、図８と同じ符号のものは同じものを表している。図９において、図８の構成と異なる部分は、Ａ系ディジタル演算器１９ＡとＢ系ディジタル演算器１９Ｂのそれぞれにおいて、座標変換器は一つしか持たないことにある。例えば、Ａ系ディジタル演算器１９Ａは一つの座標変換器１２Ａのみで備えており、Ｂ系ディジタル演算器１９Ｂは一つの座標変換器１２Ｂのみ備えている。
【００８８】
この結果、各ディジタル演算器において、座標変換のための演算処理が減り、制御周期をさらに短くできるため、制御ゲインを増加できるという効果が得られる。また、ディジタル演算器間のディジタル信号伝送も３相から２相分の信号数に減少するため、装置構成が簡素になるという効果が得られる。
【００８９】
図１０は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第９の実施例を示したものである。図１０において、図１と同じ符号のものは同じものを表している。
【００９０】
図１０において、まずＡ系インバータ１Ａに対する制御処理系は、Ａ系電流検出値ｉAu，ｉAv，ｉAwに対する自系特性補償器２１Ａと、Ｂ系電流検出値ｉBu，ｉBv，ｉBwに対する他系特性補償器２２Ｂと、この二つの特性補償器の出力を加算する加算器２３Ａと、電動機に対する電流指令値ｉmu*，ｉmv*，ｉmw* に対する指令特性補償器２４と、特性補償器２４の出力と加算器２３Ａの出力とを減算する減算器２５Ａと、この出力に所定の係数を乗ずる系数乗算器２６Ａと、係数乗算器の出力をゲートパルスに変換するＰＷＭ制御器１１Ａとにより構成される。ここで、自系特性補償器２１Ａ、他系特性補償器２２Ｂ、指令特性補償器２４は、入力信号に所定の伝達関数を処理して、ゲイン，位相の周波数特性を補償するように作用する。用いられる伝達関数として、比例要素，比例−積分要素等が挙げられる。Ｂ系インバータ１Ｂに対する制御処理系は、Ａ系に対する制御処理系と対称の構成をしており、前記において、各符号のＡをＢ，ＢをＡに換えれば、Ｂ系に対する制御処理系の説明となる。
【００９１】
各制御処理系は、例えばＡ系の制御処理系を例にとると、Ａ系インバータの電流検出値とＢ系インバータの電流検出値のそれぞれに対して所定の特性補償を行い、その結果を加算し、また電流指令に対しても所定の特性補償を行った上で、補償した指令値と補償した検出値の加算値との偏差を取る、この偏差に所定の係数を乗じたものがインバータの電圧指令となり、これを基に、ＰＷＭ制御を行い、ゲートパルスを出力するという処理の流れになっている。
【００９２】
次に、上記の処理の流れによっても、図１２に示した制御が実現できることを数式によって説明する。図１０の制御系において、２１（２１Ａと２１Ｂ），２２（２２Ａと２２Ｂ），２４の各特性補償器の伝達関数と係数補償器２６（２６Ａと２６Ｂ）の係数ゲインを次のように設定する。
【００９３】
自系特性補償器２１の伝達関数Ｇ１：
【００９４】
【数２１】
Ｇ1＝Ｋm＋Ｋc                                          …（２１）
他系特性補償器２２の伝達関数Ｇ２：
【００９５】
【数２２】
Ｇ2＝Ｋm−Ｋc                                          …（２２）
指令特性補償器２４の伝達関数Ｇｒ：
【００９６】
【数２３】
0003777953.tif 000011
【００９７】
系数乗算器２６の係数ゲインＫ：
【００９８】
【数２４】
0003777953.tif 000012
【００９９】
このとき、Ａ系の制御処理系とＢ系の制御処理系は、数式で表すとそれぞれ次のようになる。
【０１００】
【数２５】
ｖA*＝Ｋ{Ｇrｉm*−(Ｇ1ｉA＋Ｇ2ｉB)}                       …（２５）
【０１０１】
【数２６】
ｖB*＝Ｋ{Ｇrｉm*−(Ｇ1ｉB＋Ｇ2ｉA)}                       …（２６）
（２５）式，（２６）式より、図１２に示した制御に対応する次の式が導かれる。
【０１０２】
【数２７】
0003777953.tif 000013
【０１０３】
【数２８】
0003777953.tif 000014
ここで、（２７）式は図１２に示した電動機電流回路に対する制御の式を表し、（２８）式は横流回路に対する制御の式を表している。
【０１０４】
このように、図１０に示した制御処理系は、（２１），（２２），（２３），（２４）式を満たすように、各特性補償器の伝達関数と係数乗算器の係数ゲインを設定すると、等価的に図１２に示す制御を実施することができる。従って、図１に示した制御処理系と同様に、リアクトルの定数の低減，電動機電流の適切な制御，横流の抑制の三つを同時に実現することができる。
【０１０５】
さらに、図１０に示した制御処理系は、図１に示した制御処理系に比べて、より簡素な演算処理構成で実現できる。従って、図１に示した制御処理系に比べて、マイコンやディジタルプロセッサで実装した際の演算時間を短くでき、むだ時間遅れが減るため、制御系の安定余裕が増し、制御ゲインを増加できる。これにより、制御系の指令応答性，外乱抑制特性がさらに向上するという効果が得られる。
【０１０６】
図１１は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第１０の実施例を示したものである。図１１において、図１０と同じ符号のものは同じものを表している。図１１において、図１０の構成と異なる部分は、Ａ系インバータ１Ａの出力電流検出値に対する座標変換器１２Ａと、Ｂ系インバータ１Ｂの出力電流検出値に対する座標変換器１２Ｂと、Ａ系インバータ１Ａの電圧指令に対する座標変換器１３Ａと、Ｂ系インバータ１Ｂの電圧指令に対する座標変換器１３Ｂとを設けた点にある。座標変換器１２Ａ，１２Ｂ，１３Ａ，１３Ｂの働きは図３で説明したものと同じであり、ここでは省略する。
【０１０７】
図１１に示した制御処理系は、既に説明した図１の制御処理系に対する図３の制御処理系の効果と同じく、座標変換器１２Ａと１２Ｂの作用によって、インバータ出力電流の基本波成分が直流信号に変換されるため、指令応答における定常偏差を無くすことができるという効果が得られる。この結果、電動機電流，横流のそれぞれに対して、より精度の高い制御を実現でき、交流電動機の駆動装置としての効率を向上できる。
【０１０８】
尚、本発明は、電動機を駆動するインバータに限らず、交流系統に接続して交流電力を直流電力変換するセット並列構成のコンバータ，アクティブフィルタや無効電力補償装置のような電力系統に連系したセット並列のインバータ等にも適用できる。要するに、電流指令信号に従い、出力電流を制御する電力変換装置であれば適用可能である。
【０１０９】
以上説明したように、本実施例によれば、複数台のインバータをセット並列構成で運転して１台の電動機を駆動する場合に、各インバータに対する制御処理系を、自系と他系とからなる複数の並列した電流補償器で構成されるようにしている。これにより、電気的結合もしくは磁気的結合を介してインバータ間を流れる横流の抑制と、電動機電流の適切な制御とを独立に実施できる上、さらに、同様の効果をもつ従来の制御に比べて、制御の構成が簡単なため、マイコンやディジタルプロセッサで実装する場合を考えると、演算処理時間を短くでき、従って、むだ時間遅れが減るため、制御系の安定余裕が増し、従来に比べて補償器の補償ゲインを増加できる。この結果、制御系の指令応答特性，外乱抑制特性が向上し、例えば、エレベータ用の交流電動機駆動システムの場合を考えると、電動機に発生するトルクリップルをより小さく抑制できるため、エレベータの乗り心地をさらに改善できるという効果が得られる。
【０１１０】
さらに加えて、各々のインバータに対する制御処理系が、自系と他系とからなる複数の並列した電流補償器で構成されているため、一方の系のインバータに異常が生じた場合に、そのインバータを停止させると同時に、そのインバータが関わる電流補償器の出力を止めることにより、容易に、もう一方の系のみによる単独運転モードに切り替えることができる。この結果、一方の系のインバータ異常による影響を速やかに抑えることができ、故障に強いシステムを実現できる。
【０１１１】
また、本実施例において、電流検出値に対して座標変換させる手段を設けた場合には、上記の効果に加えて、指令応答に対する定常偏差を無くすことができ、電動機電流，横流のそれぞれに対してより精度の高い制御を実現できるという効果が得られる。
【０１１２】
また、実施例において、電流検出値に対して位相補正付きの座標変換させる手段を設けた場合には、巻線に位相差を付けた３相２巻線電動機の適用に対しても、制御処理系において、位相差の異なる各インバータの電流検出値を同位相の信号として扱うことができる。その結果、巻線に位相差を付けた３相２巻線電動機の適用に対しても、各インバータに対する制御処理系を、自系と他系とからなる複数の並列した電流補償器で構成することが可能となり、上記の効果に加えて、さらに位相差を付けた３相２巻線電動機の作用により、トルクリップルを低減できるという効果が得られる。これは、例えばエレベータ用の電動機駆動装置であれば、走行中の振動が無くなり、乗り心地を改善できるという効果に対応する。尚、この位相補正付きの座標変換させる手段を設けることは、本発明で述べた制御処理系以外でも、巻線に位相差を付けた３相２巻線電動機を適用する場合には、広く有効な手段となる。
【０１１３】
また、実施例において、制御処理系の実装に対して、ディジタル演算器を二つ用いて、一方をＡ系の制御処理系用、他方をＢ系の制御処理系用に分け、Ａ系ディジタル演算器とＢ系ディジタル演算器間はディジタル信号で伝送させるような実装手段を行った場合には、Ａ系，Ｂ系のインバータとディジタル演算器間を接近させることが可能となる。その結果、上記の効果に加えて、インバータとPWM制御器間の距離を短くできるため、ＰＷＭ制御器からインバータのゲート回路へ伝送する、ゲート信号に対するノイズ混入防止と信号劣化防止を図ることができるという効果が得られる。また、ディジタル演算器の故障に対しても、残りのディジタル演算器でインバータを駆動できるため、故障に対して頑強な電動機駆動装置を構築できるという効果も得られる。さらに、同じ型のディジタル演算器で実装できるため、ディジタル演算器の製作コストが下がり、低価格な電動機駆動装置を提供することができるという効果も得られる。
【０１１４】
以上、図８に示した構成により、図３の構成で得られる効果に加えて、さらに、インバータとディジタル演算器を接近させた形態をとることが可能となるため、インバータとＰＷＭ制御器間の距離を短くでき、ＰＷＭ制御器からインバータのゲート回路へ伝送する、ゲート信号に対するノイズ混入防止と信号劣化防止を図ることができるという効果が得られる。また、ディジタル演算器の故障に対しても、残りのディジタル演算器でインバータを駆動できるため、故障に対して頑強な電動機駆動装置を構築できる。さらに、同じ型のディジタル演算器で実装できるため、ディジタル演算器の製作コストが下がり、低価格な電動機駆動装置を提供することができるという効果が得られる。
【０１１５】
【発明の効果】
本発明によれば、複数台のインバータをセット並列構成で運転して１台の電動機を駆動する場合に、各インバータに対する制御処理系を、自系と他系とからなる複数の並列した電流補償器で構成されるようにしている。これにより、電気的結合もしくは磁気的結合を介してインバータ間を流れる横流の抑制と、電動機電流の適切な制御とを独立に実施できる上、さらに、同様の効果をもつ従来の制御に比べて、制御の構成が簡単なため、マイコンやディジタルプロセッサで実装する場合を考えると、演算処理時間を短くでき、従って、むだ時間遅れが減るため、制御系の安定余裕が増し、従来に比べて補償器の補償ゲインを増加できる。この結果、制御系の指令応答特性，外乱抑制特性が向上し、電動機に発生するトルクリップルをより小さく抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による一実施形態の電動機駆動装置の構成図。
【図２】インバータのセット並列運転システムに対する等価回路。
【図３】本発明による第２の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図４】本発明による第３の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図５】本発明による第４の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図６】本発明による第５の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図７】本発明による第６の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図８】本発明による第７の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図９】本発明による第８の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図１０】本発明による第９の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図１１】本発明による第１０の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図１２】インバータのセット並列運転システムに対する等価回路上での理想的な制御方法に対する概念図。
【符号の説明】
１Ａ…Ａ系インバータ、１Ｂ…Ｂ系インバータ、２Ａ…Ａ系電力線、２Ｂ…Ｂ系電力線、３…交流電動機、４Ａ…Ａ系リアクトル、４Ｂ…Ｂ系リアクトル、５Ａ…Ａ系電流センサ、５Ｂ…Ｂ系電流センサ、６Ａ…Ａ系制御処理系における減算器、６Ｂ…Ｂ系制御処理系における減算器、７Ａ…Ａ系制御処理系における自系電流補償器、７Ｂ…Ｂ系制御処理系における自系電流補償器、８Ａ…Ａ系制御処理系における減算器、８Ｂ…Ｂ系制御処理系における減算器、９Ａ…Ａ系制御処理系における他系電流補償器、９Ｂ…Ｂ系制御処理系における他系電流補償器１０Ａ…Ａ系制御処理系における加算器、１０Ｂ…Ｂ系制御処理系における加算器、１１Ａ…Ａ系制御処理系におけるＰＷＭ制御器、１１Ｂ…Ｂ系制御処理系におけるＰＷＭ制御器、１２Ａ…Ａ系制御処理系における座標変換器、１２Ｂ…Ｂ系制御処理系における座標変換器、１３Ａ…Ａ系制御処理系における座標変換器、１３Ｂ…Ｂ系制御処理系における座標変換器、１４…相間リアクトル、１５…３相２巻線電動機、１６…巻線に位相差θを付けて巻いた３相２巻線電動機、
１７Ｂ…Ｂ系制御処理系における位相補正付きの座標変換器、１８Ｂ…Ｂ系制御処理系における位相補正付きの座標変換器、１９Ａ…Ａ系のディジタル演算器による実装領域、１９Ｂ…Ｂ系のディジタル演算器による実装領域、２０Ａ…Ａ系ディジタル演算器への入力に対するＡ／Ｄ変換器、２０Ｂ…Ｂ系ディジタル演算器への入力に対するＡ／Ｄ変換器、２１Ａ…Ａ系制御処理系における自系特性補償器、２１Ｂ…Ｂ系制御処理系における自系特性補償器、２２Ａ…Ａ系制御処理系における他系特性補償器、２２Ｂ…Ｂ系制御処理系における他系特性補償器、
２３Ａ…Ａ系制御処理系における加算器、２３Ｂ…Ｂ系制御処理系における加算器、２４…指令特性補償器、２５Ａ…Ａ系制御処理系における減算器、２５Ｂ…Ｂ系制御処理系における減算器、２６Ａ…Ａ系制御処理系における系数乗算器、
２６Ｂ…Ｂ系制御処理系における系数乗算器。
【図１】
0003777953.tif 000015
【図２】
0003777953.tif 000016
【図３】
0003777953.tif 000017
【図４】
0003777953.tif 000018
【図５】
0003777953.tif 000019
【図６】
0003777953.tif 000020
【図７】
0003777953.tif 000021
【図８】
0003777953.tif 000022
【図９】
0003777953.tif 000023
【図１０】
0003777953.tif 000024
【図１１】
0003777953.tif 000025
【図１２】
0003777953.tif 000026