(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＬバンドとＶバンドの高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されるとともに前記Ｌバンドの高周波信号を通過させる第１のフィルタと、この第１のフィルタの出力が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には第１の局部発振器の出力が接続された第１の混合器と、前記第１の局部発振器にループ接続された第１のＰＬＬ回路と、前記第１の混合器の出力が接続された第１の中間周波数フィルタと、この第１の中間周波数フィルタの出力が一方の端子に接続された切り替えスイッチと、この切り替えスイッチの他方の端子と前記入力端子との間に接続されるとともに前記Ｖバンドの高周波信号を通過させるトラッキングフィルタと、前記切り替えスイッチの共通端子が一方の端子に接続されるとともに他方の端子には第２の局部発振器の出力が接続された第２の混合器と、前記第２の局部発振器にループ接続された第２のＰＬＬ回路と、前記第２の混合器の出力が供給される第２の中間周波数フィルタと、この第２の中間周波数フィルタの出力が供給される第１の出力端子とを備え、前記第１の局部発振器は発振周波数を可変とし、前記第１の混合器から出力される前記第１の中間周波数を前記Ｖバンドの高周波信号に変換するとともに、前記第１の中間周波数フィルタは前記第１の中間周波数を通過させる固定フィルタとし、前記第１のＰＬＬ回路に供給する基準周波数は、前記第２のＰＬＬ回路に供給する基準周波数より高くするとともに、前記Ｌバンドの受信時には前記第１、第２のＰＬＬ回路で前記第１、第２の局部発振器の発振周波数を制御して選局し、前記Ｖバンドの受信時には前記第２のＰＬＬ回路で前記第２の局部発振器の発振周波数を制御して選局する高周波信号受信装置。
【請求項２】
第２の中間周波数フィルタの出力が一方の端子に供給されるとともに他方の端子には第３の局部発振器の出力が接続された第３の混合器と、この第３の混合器の出力が供給される第３の中間周波数フィルタと、この第３の中間周波数フィルタの出力が接続された第２の出力端子とを備えた請求項１に記載の高周波信号受信装置。
【請求項３】
第３の局部発振器から出力される局部発振周波数に対して希望する信号の第２中間周波数と対称関係にある周波数を減衰させる第４のフィルタを第２の中間周波数フィルタと直列に接続した請求項２に記載の高周波信号受信装置。
【請求項４】
第２の中間周波数フィルタに表面弾性波フィルタを用いるとともに希望する第２中間周波数が第３の局部発振器から出力される周波数より高い場合は、第４のフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されたハイパスフィルタとした請求項３に記載の高周波信号受信装置。
【請求項５】
第２の中間周波数フィルタに表面弾性波フィルタを用いるとともに希望する第２中間周波数が第３の局部発振器から出力される周波数より低い場合は、第４のフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されたローパスフィルタとした請求項３に記載の高周波信号受信装置。
【請求項６】
第２の中間周波数フィルタと第４のフィルタとの間に増幅器が挿入された請求項３に記載の高周波信号受信装置。
【請求項７】
第２の中間周波数フィルタには表面弾性波フィルタを用いるとともに、その出力がインダクタンスとキャパシタンスとで構成された第４のフィルタに入力される請求項３に記載の高周波信号受信装置。
【請求項８】
第４のフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されるとともに、その出力が表面弾性波フィルタで構成された第２の中間周波数フィルタに入力される請求項３に記載の高周波信号受信装置。
【請求項９】
第４のフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されたトラップ回路とした請求項３に記載の高周波信号受信装置。
【請求項１０】
第２の中間周波数フィルタの減衰量は略４０ｄＢにするとともに、第４のフィルタの減衰量は略２０ｄＢとした請求項３に記載の高周波信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波ディジタル信号を受信する高周波信号受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の高周波信号受信装置について説明する。従来の高周波信号受信装置は図１０に示すように、高周波ディジタル信号が入力される入力端子１と、この入力端子１に入力された信号が供給されるとともに１４５０ＭＨｚ以上の周波数を通過させるハイパスフィルタ２と、このハイパスフィルタ２の出力が接続されるとともに１４５０ＭＨｚから１４９２ＭＨｚの周波数を通過させるバンドパスフィルタ３と、このバンドパスフィルタ３の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力には局部発振器４の出力が接続された混合器５と、この混合器５の出力が接続されたトラッキングフィルタ６と、このトラッキングフィルタ６の出力が一方の端子７ａに接続された電子的な切り替えスイッチ７と、前記入力端子１に接続されるとともに２４５ＭＨｚ以下の周波数を通過させるローパスフィルタ８と、このローパスフィルタ８の出力と前記切り替えスイッチ７の他方の端子７ｂとの間に接続されたトラッキングフィルタ９と、前記切り替えスイッチ７の共通端子７ｃが一方の入力に接続されるとともに他方の入力には局部発振器１０の出力が接続された混合器１１と、この混合器１１の出力が接続されるとともに略３８．９ＭＨｚの周波数を通過させるバンドパスフィルタ１２と、このバンドパスフィルタ１２の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力には局部発振器１３の出力が接続された混合器１４と、この混合器１４の出力が接続されるとともに略２．０ＭＨｚの周波数を通過させるバンドパスフィルタ１５と、このバンドパスフィルタ１５の出力が接続された出力端子１６とで構成されていた。
【０００３】
ここで、局部発振器４はＰＬＬ回路１７とループ接続されて１２７１ＭＨｚ（固定）の周波数を発振させている。また、局部発振器１０もＰＬＬ回路１８とループ接続されている。そして、このＰＬＬ回路１８のデータを変えることにより、局部発振器１０から出力される発振周波数を変えて混合器１１から出力される周波数が略３８．９ＭＨｚになるようにしている。即ち、この局部発振器１０の発振周波数を可変にすることにより選局を行っている。また、トラッキングフィルタ６と９はＰＬＬ回路１８から出力される電圧で通過周波数を制御している。
【０００４】
以上のように構成された高周波信号受信装置について、以下にその動作を説明する。図１０、図１１において、入力端子１には２０に示すように１７４ＭＨｚから２４５ＭＨｚのＶバンド２６と、１４５０ＭＨｚから１４９２ＭＨｚのＬバンド２１の高周波ディジタル信号が入力される。
【０００５】
切り替えスイッチ７がＬバンド２１を選択すべく７ａ側に切り替えられていたとする。そうすると、１４５０ＭＨｚから１４９２ＭＨｚのＬバンド２１の信号は１２７１ＭＨｚの周波数を発振させている局部発振器４の信号と混合器５で混合されて図１１の２２に示すように１７９ＭＨｚから２２１ＭＨｚのＶバンド２３の信号帯にシフトする。そして、このＶバンド２３は周波数可変発振器である局部発振器１０により選局されて２４に示す３８．９ＭＨｚの中間周波数２４ａに変換される。この中間周波数２４ａは周波数固定発振器である局部発振器１３により２５に示す２．０ＭＨｚの中間周波数２５ａに変換されて出力端子１６から出力される。
【０００６】
次に、切り替えスイッチ７がＶバンド２６を選択すべく７ｂに切り替えられていたとする。そうすると、１７４ＭＨｚから２４５ＭＨｚのＶバンド２６入力はトラッキングフィルタ９と混合器１１で選局されて図１１の２４に示す３８．９ＭＨｚの中間周波数２４ａに変換される。この中間周波数２４ａは周波数固定発振器である局部発振器１３により２５に示す２．０ＭＨｚの中間周波数２５ａに変換されて出力端子１６から出力される。
【０００７】
このように、この高周波信号受信装置では一つの装置で切り替えスイッチ７の切り替えによりＶバンド２６とＬバンド２１の２つのバンドを受信することができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながらこのような従来の高周波信号受信装置では、Ｌバンド２１受信において、混合器５を有しているのにもかかわらずトラッキングフィルタ６が必要であった。このトラッキングフィルタ６は固定フィルタに比べて形状が大きくなるとともに価格も高かった。
【０００９】
本発明はこのような問題点を解決するもので小型で低価格の高周波信号受信装置を提供することを目的としたものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために本発明の高周波信号受信装置は、第１の局部発振器は発振周波数を可変とし、第１の混合器から出力される第１の中間周波数をＶバンドの高周波信号に変換するとともに、前記第１の中間周波数フィルタは前記第１の中間周波数を通過させる固定フィルタとし、前記第１のＰＬＬ回路に供給する基準周波数は、前記第２のＰＬＬ回路に供給する基準周波数より高くするとともに、前記Ｌバンドの受信時には前記第１、第２のＰＬＬ回路で前記第１、第２の局部発振器の発振周波数を制御して選局し、前記Ｖバンドの受信時には前記第２のＰＬＬ回路で前記第２の局部発振器の発振周波数を制御して選局するものである。これにより、小型で低価格の高周波信号受信装置を得ることができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、ＬバンドとＶバンドの高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されるとともに前記Ｌバンドの高周波信号を通過させる第１のフィルタと、この第１のフィルタの出力が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には第１の局部発振器の出力が接続された第１の混合器と、前記第１の局部発振器にループ接続された第１のＰＬＬ回路と、前記第１の混合器の出力が接続された第１の中間周波数フィルタと、この第１の中間周波数フィルタの出力が一方の端子に接続された切り替えスイッチと、この切り替えスイッチの他方の端子と前記入力端子との間に接続されるとともに前記Ｖバンドの高周波信号を通過させるトラッキングフィルタと、前記切り替えスイッチの共通端子が一方の端子に接続されるとともに他方の端子には第２の局部発振器の出力が接続された第２の混合器と、前記第２の局部発振器にループ接続された第２のＰＬＬ回路と、前記第２の混合器の出力が供給される第２の中間周波数フィルタと、この第２の中間周波数フィルタの出力が供給される第１の出力端子とを備え、前記第１の局部発振器は発振周波数を可変とし、前記第１の混合器から出力される前記第１の中間周波数を前記Ｖバンドの高周波信号に変換するとともに、前記第１の中間周波数フィルタは前記第１の中間周波数を通過させる固定フィルタとし、前記第１のＰＬＬ回路に供給する基準周波数は、前記第２のＰＬＬ回路に供給する基準周波数より高くするとともに、前記Ｌバンドの受信時には前記第１、第２のＰＬＬ回路で前記第１、第２の局部発振器の発振周波数を制御して選局し、前記Ｖバンドの受信時には前記第２のＰＬＬ回路で前記第２の局部発振器の発振周波数を制御して選局する高周波信号受信装置であり、高周波信号は発振周波数が可変可能な第１の局部発振器の出力と第１の混合器で混合されるので、第１の混合器からの出力は略一定となり、この第１の混合器に接続される第１の中間周波数フィルタは固定のフィルタを用いることができる。従って、トラッキングフィルタに比べて小型でかつ低価格となる。
【００１２】
また、切り替えスイッチを切り替えることにより、２つの周波数バンドを受信することができる。
【００１３】
請求項２に記載の発明は、第２の中間周波数フィルタの出力が一方の端子に供給されるとともに他方の端子には第３の局部発振器の出力が接続された第３の混合器と、この第３の混合器の出力が供給される第３の中間周波数フィルタと、この第３の中間周波数フィルタの出力が接続された第２の出力端子とを備えた請求項１に記載の高周波信号受信装置であり、第２の混合器と第３の混合器を有したダブルスーパー受信機としているので、例えＶバンドにおいて、希望する受信信号の付近に妨害電波があったとしても、それを能率よく除去することができる。
【００１４】
請求項３に記載の発明は、第３の局部発振器から出力される局部発振周波数に対して希望する信号の第２中間周波数と対称関係にある周波数を減衰させる第４のフィルタを第２の中間周波数フィルタと直列に接続した請求項２に記載の高周波信号受信装置であり、第４のフィルタで第３の局部発振器から出力される局部発振周波数に対して希望する信号の第２中間周波数と対称関係にある周波数を減衰させるので、たとえ希望する信号の近傍に大出力の妨害波があったとしても、この妨害波は第４のフィルタで減衰させるので第２の出力端子から出力させることは無い。従って、結論としてエラーの発生が少なくなる
請求項４に記載の発明は、第２の中間周波数フィルタに表面弾性波フィルタを用いるとともに希望する信号の第２中間周波数が第３の局部発振器から出力される周波数より高い場合は、第４のフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されたハイパスフィルタとした請求項３に記載の高周波信号受信装置であり、第２の中間周波数フィルタに表面弾性波フィルタを用いているので、高い減衰量を得ることができる。
【００１５】
また、希望する信号の第２中間周波数が第３の局部発振器から出力される周波数より高いので、妨害周波数は第３の局部発振器から出力される周波数より低くなり、第４のフィルタにはハイパスフィルタを用いれば良い。また、このハイパスフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されているので、低価格のハイパスフィルタが実現できる。
【００１６】
請求項５に記載の発明は、第２の中間周波数フィルタに表面弾性波フィルタを用いるとともに希望する信号の第２中間周波数が第３の局部発振器から出力される周波数より低い場合は、第４のフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されたローパスフィルタとした請求項３に記載の高周波信号受信装置であり、第２の中間周波数フィルタに表面弾性波フィルタを用いているので、高い減衰量を得ることができる。
【００１７】
また、希望する信号の第２中間周波数が第３の局部発振器から出力される周波数より低いので、妨害周波数は第３の局部発振器から出力される周波数より高くなり、第４のフィルタにはローパスフィルタを用いれば良い。また、このローパスフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されているので、低価格のローパスフィルタが実現できる。
【００１８】
請求項６に記載の発明は、第２の中間周波数フィルタと第４のフィルタとの間に増幅器が挿入された請求項３に記載の高周波信号受信装置であり、この増幅器により第２の中間周波数フィルタと第４のフィルタのアイソレーションを向上させるとともにインピーダンス整合をとることができ、夫々のフィルタの特性を活かすことができる。
【００１９】
請求項７に記載の発明は、第２の中間周波数フィルタには表面弾性波フィルタを用いるとともに、その出力がインダクタンスとキャパシタンスとで構成された第４のフィルタに入力される請求項３に記載の高周波信号受信装置であり、第２の混合器の出力が減衰特性で急峻で減衰量の大きい表面弾性波フィルタが先に入力されるので、妨害波が最初に大きく減衰され、妨害波の特に強い地域での使用に適している。
【００２０】
請求項８に記載の発明の第４のフィルタはインダクタンスとキャパシタンスとで構成されるとともに、その出力が表面弾性波フィルタで構成された第２の中間周波数フィルタに入力される請求項３に記載の高周波信号受信装置であり、インダクタンスとキャパシタンスとで構成された第４のフィルタが第２の混合器の出力の最初に接続されるので、損失が少なくＮＦが良好となる。妨害波の弱い地域での使用に適している。
【００２１】
請求項９に記載の発明の第４のフィルタは、インダクタンスとキャパシタンスとで構成されたトラップ回路とした請求項３に記載の高周波信号受信装置であり、トラップ回路で構成されているので低価格である。妨害波の帯域幅の狭い地域での使用に適している。
【００２２】
請求項１０に記載の発明は、第２の中間周波数フィルタの減衰量は略４０ｄＢにするとともに、第４のフィルタの減衰量は略２０ｄＢとした請求項３に記載の高周波信号受信装置であり、第４のフィルタの減衰量が略２０ｄＢであり、パターンインダクタンスとコンデンサで実現可能となり、低価格化が実現できる。
【００２３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１に於ける高周波信号受信装置のブロック図である。図１において、本発明の高周波信号受信装置は、高周波ディジタル信号が入力される入力端子３１と、この入力端子３１に入力された信号が供給されるとともに１４５０ＭＨｚ以上の周波数を通過させるハイパスフィルタ３２と、このハイパスフィルタ３２の出力が接続されるとともに１４５０ＭＨｚから１４９２ＭＨｚまでの周波数を通過させるバンドパスフィルタ３３と、このバンドパスフィルタ３３の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力には局部発振器３４の出力が接続された混合器３５と、この混合器３５の出力が接続された固定フィルタ３６と、この固定フィルタ３６の出力が一方の端子３７ａに接続された電子的な切り替えスイッチ３７と、前記入力端子３１に接続されるとともに２４５ＭＨｚ以下の周波数を通過させるローパスフィルタ３８と、このローパスフィルタ３８の出力と前記切り替えスイッチ３７の他方の端子３７ｂとの間に接続されたトラッキングフィルタ３９と、前記切り替えスイッチ３７の共通端子３７ｃが一方の入力に接続されるとともに他方の入力には局部発振器４０の出力が接続された混合器４１と、この混合器４１の出力が接続されるとともに３８．９１２ＭＨｚの周波数を通過させるバンドパスフィルタ４２と、このバンドパスフィルタ４２の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力には局部発振器４３の出力が接続された混合器４４と、この混合器４４の出力が接続されるとともに２．０４８ＭＨｚの周波数を通過させるバンドパスフィルタ４５と、このバンドパスフィルタ４５の出力が接続された出力端子４６とで構成されている。
【００２５】
ここで、固定フィルタ３６は中心周波数が１９９．０４ＭＨｚで帯域幅が略１．４ＭＨｚのバンドパスフィルタである。また、局部発振器３４はＰＬＬ回路４７とループ接続されて選局を行っている。即ち、局部発振器３４の出力周波数は、可変分周器４８を介して３０分の１の分周器４９と、３１分の１の分周器５０に接続されている。そして、この分周器４９と５０の出力は切り替えスイッチ５１を介して位相比較器５２の一方の入力に接続されている。この位相比較器５２の他方の入力には６４ＫＨｚの基準周波数が入力されている。この６４ＫＨｚの周波数は３６．８６４の水晶振動子５３を分周器５４で５７６分の１に分周して生成している。そして、前記位相比較器５２の出力はローパスフィルタ５５を介して局部発振器３４の入力端子に接続されている。
【００２６】
以上のように構成されたＰＬＬ回路４７において、分周器４８を６３２から６７３分の１まで分周比を可変するとともに電子的な切り替えスイッチ５１で分周器４９と５０とを適宜選択することにより選局している。ここで適宜選択とは、混合器３５から出力される中間周波数が予め定められた値（本実施の形態の場合、１９９．０４ＭＨｚ）との差が最小になるように、誤差最小化手段を用いて、先ず分周器４８で大まかな分周比の制御を行い、次に切り替えスイッチ５１を用いて、分周器４９と５０との切り替え制御を行っている。このことにより、中間周波数精度を向上させている。なお、この誤差最小化手段はＰＬＬ回路４７の選局動作を制御するマイクロコンピュータによりソフトウエアで制御している。従って、この誤差最小化手段のための特別なハードウエアは必要では無く、小型化・低価格化を図ることができる。
【００２７】
このような誤差最小化手段を設けることにより、混合器３５の出力周波数は１９８．３５２から１９９．７２８ＭＨｚとなり、その帯域幅は１．３７６ＭＨｚとなる。従って、固定フィルタ３６を用いることができ、フィルタの小型・低価格化を図ることができる。また、比較周波数は６４ＫＨｚと大きく設定しているので、フェーズノイズを小さくしエラーを防止することができる。この比較周波数は３２ＫＨｚから２５６ＫＨｚ程度に設定することにより、フェーズノイズに対して良好な発振周波数特性を得ることができる。
【００２８】
また、局部発振器４０もＰＬＬ回路５６とループ接続されている。即ち、局部発振器４０の出力周波数は、可変分周器５７を介して位相比較器５８の一方の入力に接続されている。この位相比較器５８の他方の入力には１６ＫＨｚの周波数が入力されている。この１６ＫＨｚの周波数は３６．８６４ＭＨｚの水晶振動子５３の周波数を分周器５４で５７６分の１に分周して更に分周器５９で４分の１に分周して生成している。そして、前記位相比較器５８の出力はローパスフィルタ６０を介して局部発振器４０の入力端子に接続されている。また、ローパスフィルタ６０の出力はトラッキングフィルタ３９にも接続されて通過周波数を制御している。
【００２９】
以上のように構成されたＰＬＬ回路５６において、切り替えスイッチ３７が３７ａに切り替えられてＬバンドを受信するときには、混合器３５の出力に従って局部発振器４０を制御して、混合器４１からは３８．９１２ＭＨｚを得る。この周波数は次の混合器４４で３６．８６４ＭＨｚの発振周波数と混合されて２．０４８ＭＨｚの周波数となる。
【００３０】
また、切り替えスイッチ３７が３７ｂに切り替えられてＶバンドを受信するときには、分周器５７を可変分周器として用い、局部発振器４０の発振周波数を制御して、混合器４１からは３８．９１２ＭＨｚの周波数が出力されるよう制御される。また、トラッキングフィルタ３９も制御してＶバンドの高周波信号が選局される。混合器４１の出力はバンドパスフィルタ４２を介して次の混合器４４で３６．８６４ＭＨｚの発振周波数と混合されて２．０４８ＭＨｚの周波数となる。
【００３１】
このように、混合器４４を用いて再度周波数を変換するダブルスーパー方式となるので、受信信号帯域内における妨害電波を除去することができる。
【００３２】
以上のように構成された高周波信号受信装置について、以下にその動作を説明する。図１、図２において、入力端子３１には７０に示すように１７４ＭＨｚから２４５ＭＨｚのＶバンド７１と、１４５０ＭＨｚから１４９２ＭＨｚのＬバンド７２の高周波ディジタル信号が入力される。
【００３３】
切り替えスイッチ３７がＬバンドを選択すべく３７ａに切り替えられていたとする。そうすると、１４５０ＭＨｚから１４９２ＭＨｚのＬバンド７２入力は局部発振器３４の信号と混合器３５で混合されて図２の７３に示すように先に示した１９８．３５２ＭＨｚから１９９．７２８ＭＨｚの周波数７４に変換されて選局される。そして、この信号は局部発振器４０により制御されて７５に示す３８．９１２ＭＨｚの中間周波数７５ａに変換される。この中間周波数７５ａは局部発振器４３により７６に示す２．０４８ＭＨｚの中間周波数７６ａに変換されて出力端子４６から出力される。
【００３４】
次に、切り替えスイッチ３７がＶバンドを選択すべく３７ｂに切り替えられていたとする。そうすると、１７４ＭＨｚから２４５ＭＨｚのＶバンド７１の信号はトラッキングフィルタ３９と混合器４１で選局された後、混合器４１で図２の７５に示す３８．９１２ＭＨｚの中間周波数７５ａに変換される。この中間周波数７５ａは局部発振器４３により７６に示す２．０４８ＭＨｚの中間周波数７６ａに変換されて出力端子４６から出力される。
【００３５】
このように、この高周波信号受信装置では一つの装置で切り替えスイッチ３７の切り替えによりＶバンド７１とＬバンド７２の２つのバンドを受信することができる。
【００３６】
図３の７７の７７ａは分周器４９，５０が無いとき混合器３５から出力される周波数のバンド幅であり、７８の７８ａは分周器４９，５０を適宜切り替えて、誤差最小化手段により誤差を最小に設定したときの混合器３５から出力される周波数のバンド幅である。このように、可変分周器４８の分周比の設定と、分周器４９，５０を適宜切り替える誤差最小化手段を用いることにより、バンド幅を狭くすることができるとともに、比較周波数を大きくしてフェーズノイズを小さくすることができる。
【００３７】
（実施の形態２）
図４は本発明の実施の形態２に於ける高周波信号受信装置のブロック図である。実施の形態２においては、実施の形態１における切り替えスイッチ３７以降に関してであり、切り替えスイッチ３７以前は簡略化されている。この実施の形態２においては、希望する高周波信号の近傍に大信号の妨害波を有するとき適している。
【００３８】
図４において、本発明の高周波信号受信装置は、図１の切り替えスイッチ３７の共通端子３７ｃが接続される入力端子１３１と、この入力端子１３１に入力された信号が接続された増幅器１３２と、この増幅器１３２の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力には局部発振器１３３の出力が接続された混合器１３４と、この混合器１３４の出力に接続されるとともに中間周波数１３５を通過させるＳＡＷフィルタ１３６と、このＳＡＷフィルタ１３６の出力が接続された中間周波数増幅器１３７と、この中間周波数増幅器１３７の出力が接続されるとともにパターン形成されたインダクタンスとコンデンサで構成されたフィルタ１３８と、このフィルタ１３８の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力には局部発振器１３９の出力が接続された混合器１４０と、この混合器１４０の出力が接続されるとともに中間周波数１４３が供給されるフィルタ１４１と、このフィルタ１４１の出力が接続された出力端子１４２とで構成されている。なお、フィルタ１３８がＳＡＷフィルタであっても良い。この場合はより大きな減衰量が得られる。
【００３９】
ここで、入力端子１３１には図５の１４５に示すような高周波ディジタル信号が数チャンネル含まれた信号が入力するものとする。この高周波ディジタル信号１４５の周波数は２００ＭＨｚであり、その帯域幅１４５ａは１．５ＭＨｚとする。また、この高周波ディジタル信号１４５から４ＭＨｚ上方に離れた２０４ＭＨｚの位置に高周波ディジタル信号１４５より４０ｄＢ大きな妨害信号１４６があるとする。
【００４０】
実施の形態２においては中間周波数１３５を３８．９ＭＨｚとし、局部発振器１３９の発振周波数１７０を３６．９ＭＨｚとして、中間周波数１４３を２ＭＨｚに設定している。
【００４１】
図６はＳＡＷフィルタ１３６の特性１４７であり、その中心周波数１４８は３８．９ＭＨｚ、帯域幅１４９は１．４ＭＨｚであり、この帯域幅中での減衰量は略２ｄＢ、帯域外での減衰量１５０は４０ｄＢである。
【００４２】
図７は、パターンで形成されたインダクタンスと、コンデンサとで形成されたハイパスフィルタ１３８の特性１５１であり、中間周波数１３５の３８．９ＭＨｚは通過させる（減衰は略０．５ｄＢ程度）とともにこの中間周波数１３５より４ＭＨｚ低い妨害周波数における減衰量１５２は略２０ｄＢとしている。なお、この減衰量１５２は大きい程良いが低価格のフィルタ１３８を得るためにはこの程度にすることが現実的である。なお、図５、図６、図７ともに縦軸はレベル（ｄＢ）であり、横軸は周波数（ＭＨｚ）である。
【００４３】
以上のように構成された高周波信号受信装置について、以下にその動作を説明する。入力端子１３１から入力された高周波ディジタル信号は、局部発振器１３３の出力と混合器１３４で混合された中間周波数１３５を得る。この中間周波数１３５は３８．９ＭＨｚの中心周波数を有するＳＡＷフィルタ１３６で希望する信号の中間周波数（３８．９ＭＨｚ）１３５ａが選ばれる。この信号１３５ａは中間周波数増幅器１３７を通過し、増幅された信号１３５ｂを得る。この信号１３５ｂはハイパスフィルタ１３８を通過し、信号１３５ｃを得る。この信号１３５ｃは、３６．９ＭＨｚの発振周波数１７０を出力する局部発振器１３９の出力と混合器１４０で混合され２ＭＨｚの中間周波数１４３を得る。そして、この中間周波数１４３は２ＭＨｚのバンドパスフィルタ１４１を介して出力端子１４２から出力される。
【００４４】
ここで、入力端子１３１から入力される高周波ディジタル信号は、局部発振器１３３の発振周波数を可変すると次のようになる。即ち、実施の形態１の切り替えスイッチ３７が３７ｂのＶバンド選択時においては、この局部発振器１３３の周波数を可変することにより希望する電波が選局される。
【００４５】
次に、妨害波が存在する場合を説明する。図８（ａ）に示すように、例えば、２００ＭＨｚの希望波１４５を受信しようとするとき、この希望波１４５より４ＭＨｚ高い２０４ＭＨｚの妨害波１４６があったとする。なお、この妨害波１４６は希望波１４５よりレベル差１６１に示すように４０ｄＢ高いとする。
【００４６】
中間周波数１３５は３８．９ＭＨｚであるので、局部発振器１３３の発振周波数１３３ａを２３８．９ＭＨｚに設定する。すると、混合器１３４からは希望波１４５が局部発振器１３３の局部発振周波数１３３ａの２３８．９ＭＨｚと混合されて３８．９ＭＨｚの希望波信号１４５ａが出力されるが、このとき妨害波１４６も局部発振周波数１３３ａの２３８．９ＭＨｚと混合されて３４．９ＭＨｚの妨害波信号が出力される。
【００４７】
ここで、ＳＡＷフィルタ１３６の中心周波数は中間周波数である３８．９ＭＨｚに設定されており、この中心周波数から略０．７ＭＨｚ離れたところの減衰量を４０ｄＢとすると、妨害波１４６は希望波１４５と比べて４０ｄＢ減衰し、図８（ｂ）に示すように、妨害波信号１４６ａは希望波信号１４５ａと同一信号レベルになる。
【００４８】
これらの信号１４５ａ，１４６ａは中間周波数増幅器１３７を介してハイパスフィルタ１３８を通過する。このハイパスフィルタ１３８は、妨害波信号１４６ａの周波数３４．９ＭＨｚに対しては２０ｄＢ減衰する。即ち、ハイパスフィルタ１３８の出力では図８（ｃ）に示すように希望波信号１４５ｃに比べて妨害波信号１４６ｃは２０ｄＢのレベル差１６２となる。希望波信号１４５ｃは混合器１４０を通過すると、図８（ｄ）に示すように妨害波信号１４６ｄと重なるが、そのレベルは極めて低く成る。ここで、局部発振器１３９の発振周波数１７０は３６．５ＭＨｚに固定して、中間周波数１４３を２ＭＨｚに設定されている。
【００４９】
従って、希望波１４５の近傍に大出力の妨害波１４６が存在したとしても、出力端子１４２では希望波に対して妨害波の影響はほとんど無くなり、受信エラーが発生することはない。即ち、正常な受信が可能となる。なお、図８（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）ともに、縦軸は信号のレベル（ｄＢ）であり、横軸は周波数（ＭＨｚ）である。
【００５０】
（実施の形態３）
実施の形態３では、中間周波数１３５が３８．９ＭＨｚにおいて、２ＭＨｚの中間周波数１４３を作るために局部発振器１３９の局部発振周波数を４０．９ＭＨｚに設定した場合である。この場合には希望波周波数より低いところにある妨害周波数が問題になる。
【００５１】
従って、実施の形態３では、ハイパスフィルタ１３８の代わりに４０．９ＭＨｚより２ＭＨｚ高い４２．９ＭＨｚを略２０ｄＢ減衰させるローパスフィルタを用いている。以下、図９を用いて説明する。図９（ａ）に示すように、例えば、２００ＭＨｚの希望波１４５を受信しようとするとき、この希望波１４５より４ＭＨｚ低い１９６ＭＨｚの妨害波１６６があったとする。なお、この妨害波１６６は希望波１４５よりレベル差１６７に示すように４０ｄＢ高いとする。
【００５２】
中間周波数１３５が３８．９ＭＨｚであるので、局部発振器１３３の発振周波数を２３８．９ＭＨｚに設定する。すると、混合器１３４からは希望波１４５が局部発振周波数１３３ａと混合されて３８．９ＭＨｚの希望波信号１４５ａが出力されるが、このとき妨害波１６６も局部発振周波数１３３ａの２３８．９ＭＨｚと混合されて４２．９ＭＨｚの妨害波信号が出力される。
【００５３】
ここで、ＳＡＷフィルタ１３６の中心周波数は中間周波数である３８．９ＭＨｚに設定されており、この中心周波数から略０．７ＭＨｚ離れたところの減衰量を４０ｄＢとすると、妨害波１６６は希望波１４５と比べて４０ｄＢ減衰し、図９（ｂ）に示すように、妨害波信号１６６ａは希望波信号１４５ａと同一信号レベルになる。
【００５４】
これらの信号１４５ａ，１６６ａは中間周波数増幅器１３７を介してローパスフィルタを通過する。このローパスフィルタは、妨害波信号１６６ａの周波数４２．９ＭＨｚに対しては２０ｄＢ減衰する特性を有しているものとする。即ち、ローパスフィルタの出力では図９（ｃ）に示すように希望波信号１４５ｃに比べて妨害波信号１６６ｃは２０ｄＢのレベル差１６８となる。従って、希望波信号１４５ｃは混合器１４０を通過すると、図９（ｄ）に示すように妨害波信号１６６ｄと重なるが、そのレベルは極めて低く成る。
【００５５】
従って、希望波１４５の近傍に大出力の妨害波１６６が存在しても、出力端子１４２では希望波に対して妨害波の影響はほとんど無くなり、受信エラーが発生することはない。即ち、正常な受信が可能となる。
【００５６】
ここで、局部発振器１３９の発振周波数は４０．９ＭＨｚに固定して、中間周波数１４３を２ＭＨｚに設定されている。なお、図９（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）ともに、縦軸は信号のレベル（ｄＢ）であり、横軸は周波数（ＭＨｚ）である。
【００５７】
（実施の形態４）
実施の形態４では、実施の形態２で示したハイパスフィルタ１３８或いは実施の形態３で示したローパスフィルタをＳＡＷフィルタ１３６の前に接続している。この場合には、ハイパスフィルタ１３８或いはローパスフィルタはＳＡＷフィルタ１３６に比べて通過帯域におけるロスが少ないので、ＮＦが向上する。
【００５８】
（実施の形態５）
実施の形態５では、実施の形態２で示したハイパスフィルタ１３８或いは実施の形態３で示したローパスフィルタの代わりにトラップ回路を用いて局部発振器１３９の出力周波数に対して中間周波数である３８．９ＭＨｚの対称関係にある周波数を減衰させるものである。この実施の形態ではトラップ経路で形成されており、回路の簡略化ができるので低価格化を図ることができる。
【００５９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、ＬバンドとＶバンドの高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されるとともに前記Ｌバンドの高周波信号を通過させる第１のフィルタと、この第１のフィルタの出力が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には第１の局部発振器の出力が接続された第１の混合器と、前記第１の局部発振器にループ接続された第１のＰＬＬ回路と、前記第１の混合器の出力が接続された第１の中間周波数フィルタと、この第１の中間周波数フィルタの出力が一方の端子に接続された切り替えスイッチと、この切り替えスイッチの他方の端子と前記入力端子との間に接続されるとともに前記Ｖバンドの高周波信号を通過させるトラッキングフィルタと、前記切り替えスイッチの共通端子が一方の端子に接続されるとともに他方の端子には第２の局部発振器の出力が接続された第２の混合器と、前記第２の局部発振器にループ接続された第２のＰＬＬ回路と、前記第２の混合器の出力が供給される第２の中間周波数フィルタと、この第２の中間周波数フィルタの出力が供給される第１の出力端子とを備え、前記第１の局部発振器は発振周波数を可変とし、前記第１の混合器から出力される前記第１の中間周波数を前記Ｖバンドの高周波信号に変換するとともに、前記第１の中間周波数フィルタは前記第１の中間周波数を通過させる固定フィルタとし、前記第１のＰＬＬ回路に供給する基準周波数は、前記第２のＰＬＬ回路に供給する基準周波数より高くするとともに、前記Ｌバンドの受信時には前記第１、第２のＰＬＬ回路で前記第１、第２の局部発振器の発振周波数を制御して選局し、前記Ｖバンドの受信時には前記第２のＰＬＬ回路で前記第２の局部発振器の発振周波数を制御して選局するものであり、高周波信号は発振周波数が可変可能な第１の局部発振器の出力と第１の混合器で混合されるので、第１の混合器からの出力は略一定となり、この第１の混合器に接続される第１の中間周波数フィルタは固定のフィルタを用いることができる。従って、トラッキングフィルタに比べて小型でかつ低価格となる。
【００６０】
また、切り替えスイッチを切り替えることにより、２つの周波数バンドを受信することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施の形態１における高周波信号受信装置のブロック図
【図２】  同、周波数遷移図
【図３】  同、混合器から出力される周波数帯域幅図
【図４】  本発明の実施の形態２における高周波信号受信装置のブロック図
【図５】  同、高周波信号受信装置の入力端子に入力される信号のレベル図
【図６】  同、高周波信号受信装置に使用されるＳＡＷフィルタの特性図
【図７】  同、妨害波を減衰させるハイパスフィルタの特性図
【図８】  （ａ）は、入力端子に入力される信号の簡易表示によるレベル図
（ｂ）は、同ＳＡＷフィルタから出力された信号のレベル図
（ｃ）は、同ハイパスフィルタから出力された信号のレベル図
（ｄ）は、出力端子から出力された信号のレベル図
【図９】  （ａ）は、実施の形態３において、入力端子に入力される信号のレベル図
（ｂ）は、同ＳＡＷフィルタから出力された信号のレベル図
（ｃ）は、同ハイパスフィルタから出力された信号のレベル図
（ｄ）は、出力端子から出力された信号のレベル図
【図１０】  従来の高周波信号受信装置のブロック図
【図１１】  同、周波数遷移図
【符号の説明】
３１  入力端子
３４  局部発振器
３５  混合器
３６  固定フィルタ
４６  出力端子
５２  位相比較器
５５  ローパスフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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