(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マイクロホン（２）と、出力変換器（３）と、上記マイクロホン（２）と上記出力変換器（３）の間において、これらに相互に接続されたデジタル信号プロセッサ（５）と、上記デジタル信号プロセッサへの動作電圧供給のための標準型補聴器用電池を含む電源（７）とを有するデジタル式補聴器であって、
上記デジタル信号プロセッサは、上記電池の公称電圧よりも十分に低く、かつパフォーマンスに著しい変化を生じさせない定められた最低電圧よりも高い低減動作電圧の範囲内で動作可能な、少なくとも一つの集積回路信号処理部を含み、
スイッチ・ステップダウン電圧コンバータが、上記電源と、低減された電源電圧が与えられる上記少なくとも一つの信号処理部との間に接続されていることを特徴とする、デジタル式補聴器。
【請求項２】
上記少なくとも一つの信号処理部が、ＣＭＯＳ技術を用いて設計されていることを特徴とする、請求項１に記載のデジタル式補聴器。
【請求項３】
上記少なくとも一つの信号処理部が、低減された電源電圧でそれぞれが動作する並列信号処理ブロックによって構成されることを特徴とする、請求項１または２に記載のデジタル式補聴器。
【請求項４】
上記低減された電源電圧が、０．８ボルトに等しいか、これよりも低いことを特徴とする、請求項１、２または３のいずれか一項に記載のデジタル式補聴器。
【請求項５】
上記コンバータが容量性の充電ポンプコンバータであることを特徴とする、請求項１から４のいずれか一項に記載のデジタル式補聴器。
【請求項６】
上記充電ポンプコンバータが、２またはそれ以上の出力電圧を出力するように設計されており、その少なくとも一つが上記低減された電源電圧であることを特徴とする、請求項５に記載のデジタル式補聴器。
【請求項７】
上記電圧コンバータがスイッチ・インダクタ・ネットワークコンバータであることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか一項に記載のデジタル式補聴器。
【請求項８】
上記低減された電源電圧が非安定化電圧であることを特徴とする、請求項１から７のいずれか一項に記載のデジタル式補聴器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
この発明は、マイクロホンと、出力変換器と、上記マイクロホンと上記出力変換器の間でこれらに相互に接続され、１またはそれ以上の集積回路信号処理部分を含むデジタル信号プロセッサと、上記信号処理部分のそれぞれへの動作電圧の供給のための標準型補聴器用電池を含む電源とを備えたデジタル式補聴器に関する。
【０００２】
新品の状態において、通常の補聴器用電池は約１．３Ｖの電圧を供給し、その動作寿命の間、補聴器用電池は、約１Ｖの電圧に低下するまで補聴器の動作に十分な電流を供給することができ、その電圧よりも低くなると、補聴器用電池の電力供給能力は急速に低下する。
【０００３】
補聴器についての従来技術では、例えばEP-A-0 335 542、US-A-4,539,440、US-A-5,581,455によれば、電圧ステップアップコンバータによって、ある処理回路またはＥＥＰＲＯＭメモリやマイクロホン回路のような構成要素に通常の（公称）電池電圧よりも高い動作電圧を提供することがよく知られている。多くの場合、上記電圧ステップアップコンバータは、例えばいわゆる充電ポンプ電圧倍率器として設計されたスイッチ・コンデンサ・ネットワークの形態を持つ。
【０００４】
さらに、補聴器における電圧制限器の使用の例が、たとえばDE-A-27 38 339、DE-C-3134 888、DE-A-197 02 151、WO-A-96/03848 に開示されている。補聴器分野外では、低電消費型ＭＯＳＦＥＴ技術を用いた電圧降下回路が、US-A-4,205,369に開示されている。
【０００５】
従来の補聴器技術では、供給される電力の大部分は、信号処理回路を動作させるのに十分に高い動作電圧を供給するために必要とされ、また公称電池電圧から低減された電圧は、電圧安定化または基準電圧の提供のみに使用されている。動作電圧のさらなる低減は、処理速度を減速させる結果となるため不都合であると考えられてきた。デジタル式補聴器の、例えば電力消費の主要部分であるＤ／Ｄ出力コンバータのような特定の部分において、動作電圧の低減は電流の増加を招くだけで、Ｄ／Ｄコンバータからの出力電力の消費を節約することができない。
【０００６】
さらに、低電圧降下で、数ｍＡまたはごく少量のｍＡのドレイン電流だけで動作する小型補聴器において、動作電圧の低減によって電力節約を行おうとすると、低損失かつ安定化された直列電圧レギュレータの回路構成要素が複雑になるので、関心が持たれることはなかった。
【０００７】
この発明は、定義された最低電圧よりも動作電圧が高く保たれている限り、デジタル補聴器の集積回路信号処理部、たとえばデジタルフィルタは、動作電圧の変化によってパフォーマンスに著しい変化を生じない、すなわち動作電圧の変化に対して感度が低いという事実認識に基づくものである。
【０００８】
そこで、この発明は、動作電池寿命がより長く、電力消費が低いデジタル補聴器を提供することを目的とする。
【０００９】
この発明によれば、この目的および他の目的は、集積回路信号処理部の少なくとも１つが、上記電池の公称電圧よりも十分に低い低減動作電圧で動作するように設計されており、上記低減動作電圧を供給するためのスイッチ・ステップダウン電圧コンバータが、上記電源と低減された電池電圧が与えられる上記少なくとも１つの信号処理部との間に接続されいることを特徴とするデジタル式補聴器によって達成される。
【００１０】
集積信号処理回路の部分の動作に必要な動作電圧を下げることにより、補聴器の総ドレイン電流と電力消費が減少する。これにより特に、大型のハードウェアでプログラムされたプログラムによって動作する、相当な電力を消費しかねないデジタル信号処理の動作において、電力消費に関してかなりの利点が得られる。
【００１１】
好ましくは、要求動作電圧が低減されたデジタル信号処理部は、ＭＯＳまたはＣＭＯＳ技術を使用して、例えば、補聴器に通常使用される双極処理回路と比較して低い閾値またはピンチオフ電圧のような低い動作電圧のトランジスタを使用して、設計される。典型的には、このような信号処理部は、処理速度または要求出力電力に重点を置いていない回路、例えばデジタルフィルタ回路のようなものである。一方で、出力Ｄ／Ｄコンバータまたは出力増幅器のようにより処理速度または要求出力電力に重点を置いた回路には、より高い動作電圧が依然として供給される。
【００１２】
例えば、多くの並列または直列処理ブロックへの分岐を含む信号処理ブロックの適切な設計によって、処理速度への要求に重点が置かれ、かつ動作電圧への要求についても、このような回路ブロックによって低減される。
【００１３】
そのため、この発明による補聴器の好ましい実施態様では、上記１またはそれ以上の信号処理部は、低減動作電圧でそれぞれが動作する並列信号処理ブロックによって実現される。懸案の信号処理部用の低減動作電圧は、０．８Ｖと等しいか、これよりも低く、０．７〜０．４Ｖ、または好ましくは０．６５から０．５Ｖといったように、公称電池電圧の半分の電圧範囲内にあることが好ましい。
【００１４】
好ましい実施態様では、低減動作電圧を提供するスイッチ・ステップダウン電圧コンバータは、容量性の充電ポンプコンバータであり、２またはそれ以上の出力電圧を出力するように設計されると有益である。あるいはスイッチ・インダクタ・タイプのコンバータを用いてもよい。
【００１５】
以下に、添付の図面を参照しながらこの発明をさらに詳細に説明する。
【００１６】
図１に略図的に示す補聴器は、マイクロホン２と、出力変換器または受信機３と、これらの間で相互に接続された電気回路１を備えている。電気回路１は、信号処理部５、制御部６および電源部７を含む。デジタル補聴器において、信号処理部５は少なくともマイクロホン２からのアナログ信号をデジタル形式に変換するためのＡ／Ｄコンバータとデジタル信号処理回路とを含む。デジタル信号処理回路はフィルタ、増幅器および出力コンバータを含み、出力コンバータによって使用者の聴力減弱を補うデジタルまたはアナログ出力信号が出力変換器３に供給される。
【００１７】
図２に示した充電ポンプタイプのスイッチ・コンデンサ電圧ステップダウンコンバータは、US-A-4,205,369に開示されているもので、約１．３Ｖの公称電圧Ｕccを供給する補聴器用電池のような電圧源ＤＣと直列に接続され、公称電圧の約半分の出力電圧ｘＵout を供給するコンバータ形態を備えている。コンバータ回路は、それぞれｐ−タイプ、ｎ−タイプのＭＯＳＦＥＴトランジスタとして示される１対のトランジスタＴ１、Ｔ２を備えている。コンバータ回路は、制御電圧ｖで制御され、スイッチ回路Ｓ１、Ｓ２とそれぞれ接続され、対向するクロックフェーズによって制御される１対のｎ−タイプ、ｐ−タイプＭＯＳＦＥＴトランジスタとして実現される。
【００１８】
トランジスタＴ１、Ｔ２およびスイッチ回路Ｓ１、Ｓ２は、２つのコンデンサＣf、Ｃsの充電、放電を以下のように制御する。
【００１９】
制御電圧ｖが非動的または「低」である場合、トランジスタＴ１はオン、トランジスタＴ２はオフとなり、スイッチ回路Ｓ１は作動せず、スイッチ回路Ｓ２は作動するので、図３の等価図に示すように、コンデンサＣf、Ｃsは直列になり、充電される。
【００２０】
制御電圧ｖが動的または「高」である場合、トランジスタＴ１はオフ、トランジスタＴ２はオンとなり、スイッチ回路Ｓ１は作動し、スイッチ回路Ｓ２は作動しないので、図４の等価図に示すように、コンデンサＣf、Ｃsが負荷に対して並列になり、放電される。図３、図４の図では、負荷を抵抗器Ｒ１で示している。
【００２１】
コンデンサＣf、Ｃsの静電容量が等しいとすると、電池電圧Ｕccが半分に分割され、低減された供給電圧ｘＵoutは電池電圧の約半分になる。
【００２２】
図５に示す形態では、３つのＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ１、Ｔ２およびＴ３と、４つのスイッチ回路Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４が、上述した方法と同じ方法で、３つのコンデンサＣf、Ｃf2、Ｃsの充電、放電を制御するように接続されている。
【００２３】
制御電圧ｖが「低」の場合、トランジスタＴ１、Ｔ３がオン、トランジスタＴ２がオフであり、スイッチ回路Ｓ２、Ｓ４が作動し、スイッチ回路Ｓ１、Ｓ３が作動しないので、図６の等価図に示すように、コンデンサＣs は、並列接続のコンデンサＣf、Ｃf2と直列になり、充電される。
【００２４】
制御電圧ｖが「高」の場合、トランジスタＴ１、Ｔ３がオフ、トランジスタＴ２がオンであり、スイッチ回路Ｓ２、Ｓ４が作動せず、スイッチ回路Ｓ１、Ｓ３が作動するので、図７の等価図に示すように、直列接続のコンデンサＣf 、Ｃf2が、コンデンサＣsおよびコンデンサＣsに並列の抵抗器Ｒ１に対して並列になり、放電される。
【００２５】
コンデンサＣf、Ｃf2およびＣsの静電容量が等しい場合、電池電圧Ｕccが３分割され、低減された供給電圧ｘＵoutは電池電圧の約２／３になる。
【００２６】
図３、図６に示す形態は、この発明のデジタル式補聴器で使用するスイッチ・コンデンサ充電ポンプコンバータの好ましい実施形態の単なる例証にすぎない。この発明の範囲において、補聴器における種々の信号処理部のための１またはそれ以上の低減された動作電圧が、電池電圧の一部によって得られる。
【００２７】
上述の説明からの続きとして、この発明の電圧ステップダウンコンバータにより供給された低減された動作電圧は、最初安定化されないため、電池電圧の変化が生じる。しかし当業者は、必要に応じて、従来の安定化電圧規制装置によって、安定した低電圧を生じさせることにより、この発明による低電消費の利点を維持できることが明白である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明によるデジタル補聴器の実施形態を示す略ブロック図である。
【図２】  図１の補聴器に使用する、充電ポンプタイプのスイッチ・コンデンサ電圧ステップダウンコンバータの第１形態を示す。
【図３】  図２のコンバータ形態における充電状態を示す簡略化した図である。
【図４】  図２のコンバータ形態における充電状態を示す簡略化した図である。
【図５】  図１の補聴器に使用する、充電ポンプタイプのスイッチ・コンデンサ電圧ステップダウンコンバータの第２形態を示す。
【図６】  図２のコンバータ形態における充電状態を示す簡略化した図である。
【図７】  図２のコンバータ形態における充電状態を示す簡略化した図である。
【図１】
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【図３】
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【図４】
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【図２】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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