(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電基板と、
基板上で表面波の伝搬方向に前後に配置され、金属のフィンガから成り、かつ第１のフィンガ周期を有する第１の表面波構造体および第２のフィンガ周期を有する第２の表面波構造体（Ｓｔ１、Ｓｔ２）を有しており、
それぞれの表面波構造体の端部フィンガが第１の表面波構造体から第２の表面波構造体への移行部領域を形成しており、
第１の表面波構造体（Ｓｔ１）の移行部領域の局所的なフィンガ周期がまず連続的に低下し、さらに第２の表面波構造体の所定のフィンガ周期に達するまで第２の表面波構造体（Ｓｔ２）の移行部領域の局所的なフィンガ周期が連続的に増大する
ことを特徴とする表面波装置。
【請求項２】
２つの表面波構造体のうち少なくとも一方がインタディジタルトランスデューサ（Ａ，Ｅ）として構成されている、請求項１記載の表面波装置。
【請求項３】
第２の表面波構造体がリフレクタ（Ｒ）として構成されている、請求項２記載の表面波装置。
【請求項４】
２つの表面波構造体がリフレクタ（Ｒ）として構成されている、請求項１記載の表面波装置。
【請求項５】
表面波構造体のフィンガ幅は移行部領域ではまず低下しさらに再び増大している、請求項１から４までのいずれか１項記載の表面波装置。
【請求項６】
表面波構造体はメタライゼーション比η０．７〜０．８を有する、請求項１から５までのいずれか１項記載の表面波装置。
【請求項７】
デュアルモード表面波フィルタ（ＤＭＳフィルタ）として構成されており、音響トラックで入力変換器または出力変換器として用いられるインタディジタルトランスデューサが２つのリフレクタ間に配置されており、表面波構造体はインタディジタルトランスデューサおよびリフレクタから選択される、請求項１から６までのいずれか１項記載の表面波装置。
【請求項８】
リフレクタはグラウンドに接続されている、請求項７記載の表面波装置。
【請求項９】
表面波構造体のメタライゼーションレベルは該表面波構造体に属する音響表面波の波長の９％〜１１％の範囲にある、請求項７または８記載の表面波装置。
【請求項１０】
４２゜ｒｏｔＹＸ‐ＬｉＴａＯ３基板または３６゜ｒｏｔＹＸ‐ＬｉＴａＯ３基板上に配置されている、請求項１から９までのいずれか１項記載の表面波装置。
【請求項１１】
インタディジタルトランスデューサ（Ａ，Ｅ１，Ｅ２）は前後に並んだ２つのリフレクタ（Ｒ１，Ｒ２）間に配置されており、第１の端子（ＯＵＴ）に接続された中央のインタディジタルトランスデューサは２７個〜３５個の所定数の電極フィンガを有しており、第２の端子（ＩＮ）に接続された外側の２つのインタディジタルトランスデューサはこれに対して２０個〜２４個の所定数の電極フィンガを有している、請求項１から１０までのいずれか１項記載の表面波装置。
【請求項１２】
中央のインタディジタルトランスデューサ（Ａ）と外側の２つのインタディジタルトランスデューサ（Ｅ１，Ｅ２）との間の距離は相互に異なる大きさとなっている、請求項１１記載の表面波装置。
【請求項１３】
ダブルトラック装置として構成されており、リフレクタ（Ｒ）のフィンガ周期（ｐ）は２つのトラックで相互に異なる大きさとなっている、請求項１から１２までのいずれか１項記載の表面波装置。
【請求項１４】
複数のシングルゲートレゾネータを備えたリアクタンスフィルタとして構成されており、少なくとも１つのシングルゲートレゾネータ内にインタディジタルトランスデューサからリフレクタへかけて種々のフィンガ周期（ｐ）を有する移行部が設けられている、請求項１から６までのいずれか１項記載の表面波装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、波の伝搬方向で隣接する少なくとも２つの表面波構造体を備えており、第１の表面波構造体と第２の表面波構造体とがフィンガの周期の点で異なっているか、および／またはフィンガの位相の点で相互にオフセットされている表面波装置に関する。
【０００２】
相互に位相のオフセットされた２つの表面波構造体間の移行部では、通常の伝搬損失に加え、表面波が部分的にバルク波に変換されることによる広帯域の損失が発生する。この場合の変換損失はメタライゼーションレベルが上昇するにつれて増大する。このことは例えば文献Yasuo Ebata, "SUPPRESSION OF BULK-SCATTERING LOSS IN SAW RESONATOR WITH QUASI-CONSTANT ACOUSTIC REFLECTION PERIODICITY", in:Ultrasonics Symposium 1988 91頁〜96頁から読み取れる。
【０００３】
このケースは特に、
ａ）２つの部分グリッド（表面波構造体）が周期の長さ、メタライゼーション比、および／または層厚さの点で相互に異なっているか、または
ｂ）２つの部分グリッドが相互に位相オフセットされるように２つの表面波構造体の距離が選定されている
ときに発生する。
【０００４】
種々のフィルタ技術でフィルタの機能にとって重要な完全な周期性からの差がシーケンシャルに生じる（例えばＤＭＳフィルタ）。したがってドイツ連邦共和国特許出願公開第４２１２５１７号明細書では、２つの表面波構造体間の移行部をほぼ周期的に形成することが提案されている。ただしこれは表面波速度と障害バルク波速度との相対差がフィルタの相対の有効帯域幅よりも格段に大きい場合にしか充分に利用できないことがわかっている。例えばクォーツ上の狭帯域のＺＦフィルタのケースがそうである。その場合には伝送関数の妨害はフィルタの透過領域の外部の寄生バルク波によって発生し、フィルタ特性を妨害しない。
【０００５】
ＥＧＳＭ規格に準拠する通信ネットワークまたはＰＣＳ／ＰＣＮに対しては広帯域の損失の少ないフィルタが必要である。
【０００６】
高い選択性を有する損失の少ない広帯域フィルタとして、ＨＦ領域ではしばしばＤＭＳフィルタ（ダブルモード音響表面波フィルタ）が使用される。これは例えば４２゜ｒｏｔＹＸ‐ＬｉＴａＯ３基板または３６゜ｒｏｔＹＸ‐ＬｉＴａＯ３基板上に構成される。
【０００７】
簡単なシングルトラックＤＭＳフィルタの例が図１に概略的に示されている。このフィルタはここでは２つのリフレクタＲ１、Ｒ２間に配置された入力変換器Ｅ１、Ｅ２および出力変換器Ａを備えたシングルトラックから形成されている。入力変換器および出力変換器に対する端子は交換することができ、その場合にはＡが入力変換器を表し、Ｅ１、Ｅ２が出力変換器を表す。またシングルトラックの１つまたは複数の出力変換器とパラレルの第２のトラックの１つまたは複数の入力変換器とを接続することもできる。このようにしてフィルタの選択性が高められる。
【０００８】
ＤＭＳフィルタは２つの個別の共振周波数を音響トラック内部に有しており、これらの周波数は伝送領域を規定している。伝送領域の左方エッジはグリッドの周期によって定められており、右方エッジは相互にオフセットされた表面波構造体（入力変換器および出力変換器）の間の共振によって成立する。これら２つの構造体は周期的なグリッドに比べて、約λ／４のΔｘだけ相互にオフセットされている。距離Δｘはここでは表面波構造体の隣接する電極フィンガのフィンガ中央に関連している。実際には有利には２つの端部フィンガのうち一方が約λ／４だけ拡大されており、図１に示された２つの入力変換器Ｅ１、Ｅ２への移行部の出力変換器Ａと同様である。これは金属化表面を有する２つの構造体の間のギャップが充填されるように行われる。なぜなら漏洩表面波は金属化表面の下方を良好に導波されるからである。
【０００９】
大きく拡大されたフィンガを備えた構造体が形成される。このフィンガは通常のフィンガよりも格段に大きな局所グリッド周期ｐを有しており、この周期はフィンガの左方と右方の２つの空いた面の中心点の距離によって定められる。これは周期的なグリッドの大きな障害となる。図２には概略的にこのような２つの変換器構造（表面波構造体）の移行部領域でのフィンガ周期ｐが位置座標ｘすなわち表面波の伝搬方向に沿って示されている。
【００１０】
従来使用されている移動無線システム（例えばＧＳＭ、定格帯域幅２５ＭＨｚ）においても、構造体移行部でのバルク波放射のかたちの音響損失は確かに認識されてきたが、いまだ大きく取り扱われてはおらず、損失の少ないフィルタは実現されていない。将来の移動無線システムでは一層広い帯域の利用が予想され、複数のチャネルが使用可能となるはずである（例えばＥＧＳＭ、定格帯域幅３５ＭＨｚ）。
【００１１】
表面波フィルタの帯域幅を高めるには、通常メタライゼーション層の厚さを拡大し、フィンガの数を低減する。ただしこれら２つの措置を採用すると構造体間の移行部での損失が増大してしまう。実際にはこの損失は右方の帯域エッジを定める変換器／変換器共振の品質低下、ひいては上方の透過領域での下落として現れる。
【００１２】
特にＥＧＳＭフィルタでは損失の影響が大きく、付加的な外部の適合用素子を介して上方の透過領域での下落を補償しなければならなくなってしまう。外部での適合化を行えば確かに透過領域でのリップルは低減できるが、大きな欠点としてこの種のフィルタの挿入減衰が移行部での損失により高まる。例えばＥＧＳＭで要求されるスペシフィケーションは部分的にしか満足できない。外部の適合用回路網はさらに付加コスト、重量、回路面積、製造コストを増大させ、多くのユーザにとって望ましくない。
【００１３】
したがって本発明の課題は、損失の少ない広帯域のフィルタを形成して上述の欠点を回避することである。
【００１４】
この課題は本発明により、請求項１記載の表面波装置を構成して解決される。本発明の他の実施態様は従属請求項から得られる。
【００１５】
広帯域で損失の少ない表面波フィルタ（例えばＥＧＳＭ用のＨＦフィルタまたは４２゜ｒｏｔＹＸ‐ＬｉＴａＯ３上のＰＣＳ／ＰＣＮなど）の概念として、移行部での局所周期が移行部の両側の２つの構造体よりも大きい場合には、ほぼ周期的なグリッドであってもバルク波への変換のかたちでの付加的な損失が発生することが本出願人によってわかっている。ただし急激にフィンガ周期が高くなるハード移行部とは異なり、こうした変換はグリッドの局所周期に反比例する特徴的なオンセット周波数から発生しはじめる。
【００１６】
相互に位相のオフセットされた２つの表面波構造体間の移行部での損失は、本発明にしたがって隣接する表面波構造体のフィンガ周期よりも小さなフィンガ周期を接合箇所で使用することにより、大幅に低減されるかまたは完全に回避される。これによりバルク波放射に対するオンセット周波数は所望の伝送領域の上方に達する。表面波構造体間の移行部はほぼ周期的となり、すなわち２つの表面波構造体間の波の移行領域にほぼ周期的な構造体が形成される。この構造体は移行部のフィンガ周期ｐが一定となるように、および／または第１の表面波構造体の位相と第２の表面波構造体の位相とが等しくなるように形成される。
【００１７】
移行部での不連続性の規模に応じて、ほぼ周期的な移行部領域が充分に大きなフィンガ数で形成される。不連続性が最大となっている場合でも、表面波構造体１つ当たり３個〜４個の所定数のフィンガがあれば損失を抑圧するのに充分であると判明している。移行部領域を損失回避に必要な大きさ以上に大きく選定する必要はない。なぜならそうするとフィルタの伝送特性が悪影響を受けるからである。
【００１８】
本発明による所望の移行部は、第１の表面波構造体のフィンガ周期が移行部領域でまず連続的に低下し、さらに第２の表面波構造体のフィンガ周期が達成されるまで再び連続的に増大することにより得られる。
【００１９】
表面波構造体とは、本発明の範囲では、インタディジタルトランスデューサであるともリフレクタであるとも解される。したがって移行部は２つのインタディジタルトランスデューサの間、インタディジタルトランスデューサとリフレクタとの間、２つのリフレクタの間のいずれにも構成することができる。有利には本発明は特にＤＭＳフィルタおよびシングルゲートレゾネータ（Eintorresonator）で使用される。後者ではリフレクタはインタディジタルトランスデューサよりも大きな他のフィンガ周期を有する。
【００２０】
フィンガ周期を移行部領域で低減するために、フィンガ幅およびフィンガ間隔を連続的に低減する。
【００２１】
メタライゼーション比η（ηは表面波構造体の周期内での金属化面と非金属化面との比）は０．７〜０．８であり、これは漏洩表面波の速度を低減させる。これによりバルク波への変換に対するオンセット周波数と透過帯域との距離は拡大される。したがってバルク波損失の影響も低減される。
【００２２】
同様に小さな伝送損失は、表面波装置のリフレクタとグラウンドとを接続することにより達成される。これはリフレクタ内部での損失をともなう電荷交換が著しく低減されるためである。
【００２３】
以下に本発明を実施例に基づいて添付の５つの図に則して詳細に説明する。図１には公知のシングルトラックＤＭＳフィルタが示されている。図２には図１の公知のフィルタのフィンガの周期の特性が位置座標に沿って再現されている。図３には本発明の表面波装置のフィンガの周期の特性が示されている。図４のａにはハード移行部を備えた２つの表面波構造体が示されている。図４のｂには移行部が２つの表面波構造体の間に配置された本発明の表面波装置が示されている。図５には本発明のフィルタと公知のフィルタとを測定曲線に基づいて比較した透過特性が示されている。
【００２４】
図１には周知のシングルトラックＤＭＳフィルタが示されており、このフィルタには２つのリフレクタＲ１、Ｒ２の間に並列接続された２つの入力変換器Ｅ１、Ｅ２とその間に配置された出力変換器Ａとが設けられている。ＩｎおよびＯｕｔとして入出力側の端子が示されている。フィンガ間隔の尺度として表されているフィンガ周期は、以下では２つのフィンガの間の空きスペースの中心から次の隣接フィンガ間の空きスペースの中心までの距離とする。図示のＤＭＳフィルタでは出力変換器Ａが２つの入力変換器Ｅ１、Ｅ２に対してオフセットされており、フィンガ周期はそれぞれ相互にオフセットされた２つの変換器Ｅ１／ＡないしＡ／Ｅ２間の移行部で不均一となっている。
【００２５】
図２には変換器Ｅ１から変換器Ａへの移行部領域で変換器のフィンガ周期の特性が示されている。２つの変換器の相互オフセットは、急激に増大し続いて再び急激に一定値まで低下するフィンガ周期として現れている。同じハード移行部が相互にオフセットされた２つの変換器Ａ、Ｅ２の間に見られる。変換器Ａの外側２つの端部フィンガは拡大されており、２つの構造体間のギャップは金属化面によって充填される。このような不均一なフィンガ周期の特性によって２つの表面波構造体（ここでは２つの変換器）間の移行部で生じる欠点については冒頭で言及した。
【００２６】
図３には本発明の表面波装置での第１の表面波構造体Ｓｔ１から第２の表面波構造体Ｓｔ２への移行部領域のフィンガ周期ｐの特性が示されている。フィンガ周期ｐは移行部領域で一定に変化し、そこでは各構造体Ｓｔ１、Ｓｔ２よりも低い値を有する。移行部領域の外側、すなわち２つの構造体Ｓｔ１、Ｓｔ２内部ではフィンガ周期は一定値を取り、表面波構造体ごとに異なっていてもよい。その場合表面波構造体はインタディジタルトランスデューサまたはリフレクタであり、移行部は変換器間または変換器とリフレクタとの間に生じる。
【００２７】
図４には実施例に則して相互にオフセットされた２つの表面波構造体Ｓｔ１、Ｓｔ２間の移行部をどのように構成するかが示されている。図４のａ）には比較のために公知の図１に示されているようなハード移行部が示されている。図４のｂ）には本発明によって構成された移行部が示されている。フィンガ周期ｐはここでは構造体Ｓｔ１の終端部近くの３つのフィンガにわたって連続的に低下し、隣接の構造体Ｓｔ２では端部の３つのフィンガにわたって再び連続的に増大している。このような構成によって２つの構造体間の散乱損失は公知のハード移行部を有する装置に比べて格段に低減される。
【００２８】
さらに例えば図４のｂに示された本発明の構成による移行部は、フィンガ幅もフィンガ間隔も“ノーマル”フィンガ幅およびフィンガ間隔と大きく異なってはいないので、メーカで製造しやすい。
【００２９】
図５には相互にオフセットされた表面波構造体を備えた３つの表面波フィルタの透過曲線が示されている。例として図１に示されたＤＭＳフィルタも用い、このフィルタの透過特性を図５の透過曲線１に示す。透過曲線２も図１のＤＭＳフィルタによって得られたものであるが、こちらはフィンガ周期が一定である。構造体の端部フィンガは拡大されておらず、移行部の両側の２つの構造体間の比較的大きな間隔はそれぞれ端部の３つのフィンガに分散されている。これにより局所的に高いフィンガ周期が移行部で生じている。測定曲線２から明瞭にわかる通り、このように構成されたＤＭＳフィルタは図１に示されたフィルタよりもさらに劣悪な透過特性を有している。これに対して透過曲線３は本発明により構成されたＤＭＳフィルタで測定されたものである。このフィルタではフィンガ周期が相互にオフセットされた２つの変換器（表面波構造体）の移行部領域で低減されており、図１の公知のＯＦＷフィルタに比べて付加的なフィンガが挿入されている。ここでは移行部へ向かって２つの変換器内でフィンガ幅もフィンガ間隔も連続的に低下している。図５に示されているように、本発明によって構成されたこの種のフィルタは、減衰量が低下したことで均一な透過曲線の特徴を示す良好な伝送特性を有している。透過曲線の右方エッジでの減衰が小さいことにより、特に移行部領域での散乱損失の低減が達成される。
【００３０】
実施例として以下にＤＭＳフィルタを実現する際の別のパラメータを示す。このフィルタは中間周波数９４２．５ＭＨｚで定格帯域幅３５ＭＨｚを有するＥＧＳＭシステムに適している。
【００３１】
基板として４２゜ｒｏｔＹＸ‐ＬｉＴａＯ３のリチウムタンタレート結晶層が使用される。表面波構造体に対するメタライゼーションレベルは対応する波長、例えば４２０ｎｍの９％〜１１％である。これにより要求される３５ＭＨｚの帯域幅が実現される。フィルタの透過曲線の右方エッジは値Δｘだけ相互にオフセットされた２つの変換器間の共振により形成され、ここでΔｘ＝（０．２５±０．０５）λに選定されている。オフセットされた２つの表面波構造体間の移行部の局所的なフィンガ周期は全体で５個〜８個のフィンガによって形成されている。電極フィンガの全体数は変換器Ａ（図１を参照）では有利には２７個〜３５個の範囲、変換器Ｅ１、Ｅ２では２０個〜２４個の範囲に選定されている。これによりリップルおよびエッジの急峻性に関して最適化されたフィルタが得られる。
【００３２】
ＥＧＳＭで要求される選択性は、移行部に本発明の構成による２つのトラックを備えたフィルタで得られる。アパーチャは５０×λ〜７０×λで選定され、５０Ωの入出力インピーダンスが得られる。
【００３３】
本発明の表面波装置をフィルタ全体は対称／非対称で駆動される実施例でも使用可能である。この場合のフィルタは入力側または出力側に非対称の信号が印加されるフィルタ、すなわち２つの端子の一方に信号が案内され、他方がグラウンドに置かれているものであると理解されたい。フィルタの他方の端部では２つの端子の双方に非対称の信号が印加され、これら２つの端子では同じ振幅絶対値と相互に反対の符号ないし１８０゜異なる位相とを有する信号が生じる。
【００３４】
別の適用例では本発明は対称／非対称で駆動される入出力インピーダンスの異なるＤＭＳフィルタに使用される。入出力インピーダンスの調整は重みづけによって行われるか、または変換器を垂直方向または水平方向で部分変換器構造に分割することによって行われる。この手法については例えば先行のドイツ連邦共和国特許出願第１９７２４２５８．８号明細書および同第１９７２４２５９．６号明細書で提案されている。
【００３５】
また中央のインタディジタルトランスデューサＡと外側の２つのインタディジタルトランスデューサＥ１、Ｅ２との間の間隔は異なる大きさにすることができる。
【００３６】
別の実施例ではダブルトラック装置として構成されたフィルタが使用される。その場合リフレクタＲのフィンガ周期ｐは２つのトラックで相互に異なる。
【００３７】
同様に本発明は、移行部が相互にオフセットされた変換器とリフレクタとの間に構成されたレゾネータフィルタとして実現することもできる。例えばリアクタンスフィルタは直列接続および／または並列接続された複数のシングルゲートレゾネータから成り、インタディジタルトランスデューサからリフレクタへかけて異なるフィンガ周期ｐを有する移行部が少なくとも１つのシングルゲートレゾネータ内に構成されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】  公知のシングルトラックＤＭＳフィルタを示す図である。
【図２】  公知のフィルタのフィンガ周期の特性を示す図である。
【図３】  本発明の表面波装置のフィンガ周期の特性を示す図である。
【図４】  本発明の表面波装置を示す図である。
【図５】  本発明のフィルタと公知のフィルタとを比較した透過特性を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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