(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
拡散信号のサンプル保持を行うＮ（Ｎ≧２）個のスイッチと、第１のクロックを入力して前記Ｎ個のスイッチの開閉を制御するスイッチ制御回路と、第２のクロックを入力してＮ個の拡散符号を発生する拡散符号発生回路と、前記Ｎ個のスイッチの出力と前記拡散符号発生回路で発生したＮ個の拡散符号を個々に乗算するＮ個の乗算器と、該Ｎ個の乗算器の出力を加算する加算器と、該加算器の出力のピークを検出するピーク検出器とを有し、前記第１のクロックの周期が前記拡散信号の拡散に用いたクロックの周期と等しく、前記拡散符号発生回路で発生した拡散符号の前記各乗算器ヘの入力順と前記拡散信号の前記各乗算器ヘの入力順が同じであり、且つ前記第１のクロックと前記第２のクロックの周波数の差で拡散符号長を割った時間がデータクロック周期と同じであることを特徴とする逆拡散復調器。
【請求項２】
拡散信号のサンプル保持を行うＮ（Ｎ≧２）個のスイッチと、第１のクロックを入力して前記Ｎ個のスイッチの開閉を制御するスイッチ制御回路と、第２のクロックを入力してＮ個の拡散符号を発生する拡散符号発生回路と、前記Ｎ個のスイッチの出力と前記拡散符号発生回路で発生したＮ個の拡散符号を個々に乗算するＮ個の乗算器と、該Ｎ個の乗算器の出力を加算する加算器と、該加算器の出力のピークを検出するピーク検出器とを有し、前記第１のクロックの周期が前記拡散信号の拡散に用いたクロックの周期と等しく、前記拡散符号発生回路で発生した拡散符号の前記各乗算器ヘの入力順と前記拡散信号の前記各乗算器ヘの入力順が逆であり、且つ前記第１のクロックと前記第２のクロックの周波数の和で拡散符号長を割った時間がデータクロック周期と同じであることを特徴とする逆拡散復調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、拡散符号を用いた演算により所望の信号を周波数拡散して送信し、該拡散信号を用いた演算により逆拡散して前記所望の信号を取り出し受信する無線通信における、逆拡散復調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図９に第１の従来技術である逆拡散復調器の構成を示す。本構成では受信された拡散信号は乗算器１０１において拡散符号発生回路１０２で発生した拡散符号と乗算され、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０３に通すことで高調波成分が除去され、受信信号が得られる。１０４は拡散符号と拡散信号の位相を合わせるための同期制御回路である。
【０００３】
図１０に第２の従来技術である逆拡散復調器の構成を、図１１に図１０の逆拡散復調器におけるピーク検出器２０４の入力側のＡ点と出力側のＢ点の信号の特徴的な波形を示す。本構成では受信された拡散信号は拡散符号に対応したマッチトフィルタ２０１により相関信号に変換され、遅延線２０２によりデータクロックの逆数分遅延され、その遅延信号と前記相関信号が乗算器２０３で乗算され、その後にピーク検出器２０４でピーク検出を行うことで受信信号が得られる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図９に示した第１の従来技術である逆拡散復調器では、拡散符号と拡散信号の位相を高精度に合わせる必要がある。このため同期制御回路１０４が複雑になり、回路規模および消費電力が増大するという問題があった。
【０００５】
また図１０に示した第２の従来技術である逆拡散復調器では、マッチトフィルタ２０１として通常ＳＡＷフィルタを用いる。このため実装面積および実装コストが増大するという問題があった。また、特定の拡散符号に特化したマッチトフィルタ２０１を用いるため異なる拡散符号による拡散信号を復調できないという問題があった。また、マッチトフィルタ２０１をオンチップの回路で構成すると回路規模および消費電力が増大するという問題があった。
【０００６】
本発明は以上のような点に鑑みてなされたものであり、その目的は、外付け部品を不要にし、かつ同期制御が不要で低電力な逆拡散復調器を提供することで、携帯無線機の低電力・低コスト化に寄与することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１にかかる発明は、拡散信号のサンプル保持を行うＮ（Ｎ≧２）個のスイッチと、第１のクロックを入力して前記Ｎ個のスイッチの開閉を制御するスイッチ制御回路と、第２のクロックを入力してＮ個の拡散符号を発生する拡散符号発生回路と、前記Ｎ個のスイッチの出力と前記拡散符号発生回路で発生したＮ個の拡散符号を個々に乗算するＮ個の乗算器と、該Ｎ個の乗算器の出力を加算する加算器と、該加算器の出力のピークを検出するピーク検出器とを有し、前記第１のクロックの周期が前記拡散信号の拡散に用いたクロックの周期と等しく、前記拡散符号発生回路で発生した拡散符号の前記各乗算器ヘの入力順と前記拡散信号の前記各乗算器ヘの入力順が同じであり、且つ前記第１のクロックと前記第２のクロックの周波数の差で拡散符号長を割った時間がデータクロック周期と同じであることを特徴とする逆拡散復調器とした。
【０００８】
請求項２にかかる発明は、拡散信号のサンプル保持を行うＮ（Ｎ≧２）個のスイッチと、第１のクロックを入力して前記Ｎ個のスイッチの開閉を制御するスイッチ制御回路と、第２のクロックを入力してＮ個の拡散符号を発生する拡散符号発生回路と、前記Ｎ個のスイッチの出力と前記拡散符号発生回路で発生したＮ個の拡散符号を個々に乗算するＮ個の乗算器と、該Ｎ個の乗算器の出力を加算する加算器と、該加算器の出力のピークを検出するピーク検出器とを有し、前記第１のクロックの周期が前記拡散信号の拡散に用いたクロックの周期と等しく、前記拡散符号発生回路で発生した拡散符号の前記各乗算器ヘの入力順と前記拡散信号の前記各乗算器ヘの入力順が逆であり、且つ前記第１のクロックと前記第２のクロックの周波数の和で拡散符号長を割った時間がデータクロック周期と同じであることを特徴とする逆拡散復調器とした。
【００１２】
【発明実施の形態】
［第１の実施形態］
図１は本発明の第１の実施形態の逆拡散復調器を示すブロック図である。１ａ〜１ｇは拡散信号をサンプル保持するスイッチ、２は拡散信号の拡散に用いたクロックと同じ周期で同期したクロックｆ１を入力してスイッチ１ａ〜１ｇを順次制御するスイッチ制御回路、３はクロックｆ２を入力して拡散符号（拡散信号の拡散に用いた拡散符号と同じ）を発生する拡散符号発生回路、４ａ〜４ｇはスイッチ１ａ〜１ｇから出力する拡散信号と拡散符号発生回路３から出力する拡散符号を乗算する乗算器、５は乗算器４ａ〜４ｇの出力信号を加算する加算器、６は加算器５の出力信号からピーク値を検出するピーク検出器である。
【００１３】
拡散信号は、スイッチ１ａ〜１ｇによりサンプル保持されて乗算器４ａ〜４ｇに入力する。このとき、乗算器４ａ〜４ｇの入力には乗算器の数と同じクロック数毎に、スイッチ制御回路２によって、受信された新たな拡散信号が保持される。また、拡散符号発生回路３からは拡散符号がｆ２のクロックで発生し、拡散信号のサンプル保持と同じ順番で各乗算器４ａ〜４ｇに入力される。本実施形態では、乗算器数が７個の場合を示したが、乗算器数は複数であればよく７個に限らない。
【００１４】
図２にスイッチ制御回路２の構成の一例を示す。２１はスイッチ制御信号波形発生回路であり、クロックｆ１を入力して乗算器の数と同じ数のクロック毎（ここでは７クロック毎）に１クロック分だけスイッチをオンにする制御信号波形を発生する。２２ａ〜２２ｆはクロックｆ１でシフトするシフトレジスタとしてのフリップフロップであり、スイッチ制御信号波形発生回路２１で発生したスイッチ制御信号波形をクロックｆ１の周期ずつ時間をずらして各スイッチ１ａ〜１ｇに供給する。
【００１５】
図３に乗算器４（４ａ〜４ｇ）の構成の一例を示す。ＭＮ１〜ＭＮ７はＮＭＯＳトランジスタであり、乗算器４は２段縦積み型の差動回路で構成されている。拡散符号発生回路３からの拡散符号やスイッチ１（１ａ〜１ｇ）からの拡散信号は差動形式の信号であり、拡散符号は上側の２個の差動回路に逆相で入力し、スイッチ１からの拡散信号は下段の差動回路に入力することで、両者が乗算され、その乗算結果は電流モードで出力する。
【００１６】
図４に加算器５の構成の一例を示す。５１，５２は負荷抵抗であり、各乗算器４ａ〜４ｇの差動出力がここで加算される。このように、電流モードで出力する各乗算器４ａ〜４ｇの差動出力は、加算器５において負荷抵抗５１，５２により電圧に変換されて加算され、電圧モードでベースバンド信号として出力する。
【００１７】
図５に拡散符号発生回路３の構成の一例を示す。３１は排他的論理和回路、３２ａ〜３２ｆはクロックｆ２でシフトするシフトレジスタとしてのフリップフロップである。本例では、２番目と５番目のフリップフロップ３２ｂ，３２ｅの出力を排他論理和回路３１に取り込み、その結果を１番目のフリップフロップ３２ａの入力に戻すことで拡散符号を形成している。排他論理和回路３１への入力の組み合わせを変えるだけで各種の拡散信号に対応した拡散符号が形成できる。
【００１８】
なお、スイッチ１や乗算器４の数を増やす場合には、スイッチ制御回路２や拡散符号発生回路３のフリップフロップの数をそれにあわせて増加させればよい。
【００１９】
図６に、本実施形態の特徴的な信号波形を示す。このとき図１の加算器５の出力（Ａ点）における信号ピークは、
拡散符号長／（｜ｆ１−ｆ２｜）
間隔で発生する。このピーク間隔が送信デジタルデータのデータクロック周期（データレート周期）の逆数と等しくなるような周波数のクロックを拡散符号発生回路３のクロックｆ２に用いることで、ピーク検出器６の出力（Ｂ点）にベースバンド出力を得ることができる。例えば、１０ｋｂｐｓのデジタルデータを１０ＭＨｚの拡散符号で拡散し、３００ＭＨｚの無線帯で送信した場合、データクロック周期は、０．１ｍｓ、拡散に用いたクロック（ｆ１と同じ）の周期は０．１μｓ、無線キャリアの周期は３．３３ｎｓとなる。以上により、同期制御の必要ない拡散符号発生回路３を用いて逆拡散復調ができる。
【００２０】
［第２の実施の形態］
図７は本発明の第２の実施形態の逆拡散復調器の特徴的な信号波形を示す。本実施形態では、拡散符号発生回路３において発生する拡散符号はｆ２のクロックで発生するが、拡散信号のサンプル保持順と逆の順番で各乗算器４ａ〜４ｇに入力される。すなわち、図５に示した拡散符号発生回路３のフリップフロップ３２ｆの出力が乗算器４ａに、フリップフロップ３２ｅの出力が乗算器４ｂに、・・・・、フリップフロップ３２ａの出力が乗算器４ｆに、排他的論理和回路３１の出力が乗算器４ｇに、各々入力するよう接続する。このように、逆拡散復調器の構成は図１に示した第１の実施形態と同じであるが、拡散符号の乗算器４ａ〜４ｇヘの入力の順番が第１の実施形態と逆になっている。
【００２１】
このとき、Ａ点における信号ピークは、
拡散符号長／（ｆ１＋ｆ２）
間幅で発生する。このピーク間隔がデータクロック周期の逆数と等しくなるような周波数のクロックを拡散符号発生回路３のクロックｆ２に用いることで、Ｂ点にベースバンド出力を得ることができる。このため第１の実施形態と同様に同期制御の必要ない拡散符号発生回路３を用いて逆拡散復調ができる。
【００２２】
図８に第２の実施形態によるアナログ信号復調を行った場合の特徴的な信号波形を示す。ここで復調後のアナログ信号の周期が、
拡散符号長／（ｆ１＋ｆ２）
よりも充分長ければ、ピーク検出により復調が可能となる。
【００２３】
【発明の効果】
以上から本発明によれば、外付け部品が不要で、かつ同期制御の必要ない拡散符号発生回路を用いて逆拡散復調するので、低電力の逆拡散復調器が実現でき、携帯無線機の低電力・低コスト化に効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１の実施形態の逆拡散復調器のブロック図である。
【図２】  本発明の第１の実施形態の逆拡散復調器に用いるスイッチ制御回路のブロック図である。
【図３】  本発明の第１の実施形態の逆拡散復調器に用いる乗算器の回路図である。
【図４】  本発明の第１の実施形態の逆拡散復調器に用いる加算器の回路図である。
【図５】  本発明の第１の実施形態の逆拡散復調器に用いる拡散符号発生回路ブロック図である。
【図６】本発明の第１の実施形態の逆拡散復調器で得られる加算信号および復調信号の信号波形図である。
【図７】  本発明の第２の実施形態の逆拡散復調器で得られる加算信号および復調信号の信号波形図である。
【図８】  本発明の第２の実施形態の逆拡散復調器おいてアナログ信号を復調した場合の加算信号および復調信号の信号波形図である。
【図９】  第１の従来技術である逆拡散復調器のブロック図である。
【図１０】  第２の従来技術である逆拡散復調器のブロック図である。
【図１１】  第２の従来技術である逆拡散復調器で得られる加算信号および復調信号の信号波形図である。
【符号の説明】
１ａ〜１ｇ：スイッチ、２：スイッチ制御回路、３：拡散符号発生回路、４ａ〜４ｇ：乗算器、５：加算器、６：ピーク検出器。
【図１】
0003757388.tif 000002
【図２】
0003757388.tif 000003
【図３】
0003757388.tif 000004
【図４】
0003757388.tif 000005
【図５】
0003757388.tif 000006
【図６】
0003757388.tif 000007
【図７】
0003757388.tif 000008
【図８】
0003757388.tif 000009
【図９】
0003757388.tif 000010
【図１０】
0003757388.tif 000011
【図１１】
0003757388.tif 000012