(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
端末によって発生される磁界の変調による、携帯電子機器、特にメモリカードと端末との間の遠隔操作による情報の交換方法であって、前記端末から前記機器ＯＢに情報を送信する時に前記磁界の振幅変調（ＭＤ）が行われ、このように変調されて前記携帯機器の入力ポート（ＢＥ）に再生された加圧電圧（ＶＮＲ）が、変調の山（ＰＣ）の間に、選択された限度値を超える時、この電圧は前記選択された限度値にクリップされるとともに、前記ポートとアースとの間に接続されたメインのトランジスタ（ＴＺ１）を通して電流（Ｉ０）を流した後、変調の谷（ＣＲＸ）の間、前記変調の山の間に流れる電流（Ｉ０）の値に実質的に等しい値を持つ電流（Ｉ１）が、前記メインのトランジスタを通して流れることを特徴とする方法。
【請求項２】
前記メインのトランジスタ（ＴＺ１）内の電流は、そのゲート電圧を実質的に一定に保つことにより、変調の山と谷との間で実質的に一定に保たれることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記機器から前記端末へ情報を送信する時、前記メインのトランジスタ（ＴＺ１）とともにカレントミラー型に配置された予備のトランジスタ（ＴＺ２）は、送信されるべき情報ビットの論理値に応じてオンまたはオフに切り替えられることを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
端末によって発生される磁界の変調による、端末との遠隔操作による情報交換ができる携帯電子機器、特にメモリカードであって、前記端末と前記機器との間で情報を送信する時に、その平均レベル（ＮＭ）が時間的に変化しうる振幅変調後の電圧（ＶＮＲ）を受信する入力ポート（ＢＥ）を有する電圧リミッタ（ＬＭＴ）と、前記入力ポートとアースとの間に接続されたメインのトランジスタ（ＴＺ１）と、一方では、前記入力ポート（ＢＥ）とアースとの間に、他方では、前記入力ポート（ＢＥ）と前記メインのトランジスタ（ＴＺ１）のゲートとの間に直列接続された一連のダイオード（Ｄ１，…，ＤＮ）とを備え、前記ダイオードおよび前記メインのトランジスタのしきい値は入力電圧の限度値を定義しており、前記メインのトランジスタのゲートとアースとの間に接続された容量（Ｃ）と、前記容量とアースとの間に接続されており、この容量とともに、その時定数が電圧の平均レベルの時間的な変化の期間と振幅変調の周期との間に存在するように選択された抵抗性／容量性の回路網を構成する抵抗性回路網（ＲＤ，ＴＲ）とを備えていることを特徴とする機器。
【請求項５】
前記一連のダイオードは、そのカソードが前記メインのトランジスタのゲートに直接接続された第１の末端のダイオード（ＤＭ）と、そのアノードが前記第１の末端のダイオード（ＤＮ）のアノードに接続され、そのカソードがバイアス用の抵抗を経由してアースに接続された第２の末端のダイオード（ＤＮ）とを有し、前記抵抗性回路網は、前記バイアス用の抵抗（ＲＤ）に加えて、このバイアス用の抵抗と前記メインのトランジスタのゲートとの間に直列接続された第２の電界効果トランジスタ（ＴＲ）を有し、この第２の電界効果トランジスタのゲートはアースに接続されていることを特徴とする請求項４に記載の機器。
【請求項６】
前記電圧リミッタは、その値が前記機器から前記端末に送信された情報のビットの値に依存する制御信号を受け取ることができる制御入力（ＢＣ）と、前記制御信号により制御されるスイッチを経由して、前記メインのトランジスタとともにカレントミラー型に配置された予備のトランジスタ（ＴＺ２）とを有することを特徴とする請求項４または５に記載の機器。
【請求項７】
前記予備のトランジスタ（ＴＺ２）は前記入力ポートとアースとの間に接続されており、前記スイッチは、そのゲートが前記制御入力に接続された２つの相補的なトランジスタ（ＴＺ３，ＴＺ４）を有し、これらの２つのトランジスタの一方は、前記メインのトランジスタのゲートと前記予備のトランジスタのゲートとの間に接続され、これに対して、他方のトランジスタは、前記予備のトランジスタのゲートとアースとの間に接続されていることを特徴とする請求項６に記載の機器。
【発明の詳細な説明】
本発明は、端末（ターミナル）によって発生される磁界の変調による、携帯電子機器、特に電子メモリカードやチップカードと端末との間の遠隔操作による情報交換に関するものである。
この種の遠隔操作によるデータ交換では、端末によって発生される磁界は、携帯機器の電子部品に電圧を加え、同時にデジタルデータを変調して送信するように作用する。
各種の変調を予想することができる。
現在では、端末と機器との間で情報を送信するために、周波数または位相変調が一般的に使用される。携帯機器から端末への送信の方向では一般的に吸収変調が使用される。
端末から携帯機器への送信については、他の型の変調すなわち振幅変調を予想することもできる。これは、位相同期ループの使用を避ける利点を提供し、それゆえ簡単なシステムにつながる。
しかし、携帯機器が、磁界によって電圧を加えられ、磁界の中で電気変位の影響を受けると、特に、使用者がカードを端末の方へ移動した後でそれから離れた時、カードレベルで再生される電圧は、カードが端末の送信アンテナに非常に接近した時に増加して、トランジスタのジャンクションのブレークダウン電圧に簡単に到達し、したがって、このカードの電子部品の動作の悪化につながる。それゆえ、この再生される電圧を限度値に制限する必要がある。しかし、電圧の直接のクリッピングは、情報交換をサポートする、後者の振幅変調が消える原因となる。
したがって、本発明の目的は、この問題の解決法を提供し、特に、再生される電圧の変化を制限するのと同時に、この再生される電圧内に含まれるデジタル情報を保持し、送信の両方の方向でそのようにすることにある。
それゆえ、本発明は、端末によって発生される磁界の変調による、携帯電子機器、特にメモリカードと端末との間の遠隔操作による情報の交換方法を提案する。本発明の一般的な特徴によれば、端末から機器に情報を送信する時に磁界の振幅変調が行われ、このように変調されて携帯機器の入力ポートに再生された加圧電圧が、変調の山の間に、選択された限度値を超える時、この電圧は前記選択された限度値にクリップ（固定）されるとともに、前記入力ポートとアースとの間に接続されたメインのトランジスタを通して電流を流した後、変調の谷の間、変調の山の間に流れる電流の値に実質的に等しい値を持つ電流が、このメインのトランジスタを通して流れる。
したがって、本発明によれば、変調の山と谷との間で、トランジスタ内に実質的に一定電流が維持されているため、そして、端末により放出される磁界のエネルギーまたはパワーが変調の山と谷との間で変化するため、変調の谷の間に携帯機器を加圧する電圧の減少が見られる。換言すれば、加圧電圧は変調の山の間はクリップされるが、変調の谷の間のその値の減少は、電圧の振幅の変化を検出し易くし、したがって、送信される情報を失わないようにすることを可能にする。
トランジスタ内の電流は、トランジスタのゲート電圧を実質的に一定に保つことにより、変調の山と谷との間で都合よく実質的に一定に保たれる。
機器から端末へ情報を送信するために、これは吸収変調によって行われるが、メインのトランジスタとともにカレントミラー型に配置された予備のトランジスタは、送信されるべき情報ビットの論理値に応じてオンまたはオフに切り替えられる。
換言すれば、送信されるビットの論理値に依存して、メインのトランジスタを通して流れる吸収電流は、予備のトランジスタを通して流れる付加的な吸収電流で補われる。
また、本発明は、端末によって発生される磁界の変調による、端末との遠隔操作による情報交換ができる携帯電子機器、特にメモリカードに関するものである。本発明の一般的な特徴によれば、この機器は、端末と機器との間で情報を送信する時に、その平均レベルが時間的に変化しうる振幅変調後の電圧を受信する入力ポートを有する電圧リミッタを備えている。さらに、この電圧リミッタは、入力ポートとアースとの間に接続されたメインのトランジスタと、同じく、一方では、入力ポートとアースとの間に、他方では、入力ポートとメインのトランジスタのゲートとの間に直列接続された一連のダイオードを備えている。ダイオードおよびメインのトランジスタのしきい値は入力電圧の限度値を定義する。また、メインのトランジスタのゲートとアースとの間に接続された容量（キャパシタ）と、同じく、容量とアースとの間に接続されており、この容量とともに、その時定数が電圧の平均レベルの時間的な変化の期間と振幅変調の周期との間に存在するように選択された抵抗性／容量性の回路網を構成する抵抗性回路網とを備えている。
本発明の一実施例によれば、一連のダイオードは、そのカソードがメインのトランジスタのゲートに直接接続された第１の末端のダイオードと、そのアノードが第１の末端のダイオードのアノードに接続され、そのカソードがバイアス用の抵抗（レジスタ）を経由してアースに接続された第２の末端のダイオードとを有する。抵抗性回路網は、バイアス用の抵抗に加えて、このバイアス用の抵抗とメインのトランジスタのゲートとの間に直列接続された第２の電界効果トランジスタを有し、この第２の電界効果トランジスタのゲートはアースに接続されている。この第１の末端のダイオードは、必須ではないが、容量を充電するために使用することができ、その結果、充電時間が減じられることを可能にする。
携帯機器から端末に送信する時に情報を失わないように、電圧リミッタは、その値が機器から端末に送信された情報のビットの値に依存する制御信号を受け取ることができる制御入力と、制御信号により制御されるスイッチを経由して、メインのトランジスタとともにカレントミラー型に配置された予備のトランジスタとを都合よく有する。
本発明の一実施例によれば、予備のトランジスタは入力ポートとアースとの間に接続されており、スイッチは、そのゲートが制御入力に接続された２つの相補的なトランジスタを有し、これらの２つのトランジスタの一方は、メインのトランジスタのゲートと予備のトランジスタのゲートとの間に接続され、これに対して、他方のトランジスタは、予備のトランジスタのゲートとアースとの間に接続されている。
本発明の他の利点および特徴は、添付の図面とともに、完全に制限のない実施例を考察することにより明らかになるであろう。ここで、
図１は、本発明に係る電圧リミッタの概略回路図である。
図２は、電圧リミッタなしで、磁界内でのカードの移動の間の加圧電圧の平均レベル内の時間的な変化を非常に概略的に示す。そして、
図３は、電圧リミッタなし（実線）およびあり（破線）で、変調の山と谷の間の加圧電圧、および、メインのトランジスタを通して分岐された電流の変化を概略的に示す。
図１に示されるように、携帯機器ＯＢ、例えば‘チップ’カードは、ここでは簡単化のために示されておらず、同じく示されていない受信アンテナに接続された通常の構造の主要ブロックから発生する整流された加圧電圧ＶＮＲを受け取るための入力ポートＢＥを備える電圧リミッタＬＭＴを有する。この通常の構造の主要ブロックは、整流、フィルタリング、および、安定した加圧電圧を供給するための安定化の機能を提供する。
さらに、リミッタＬＭＴは、直列接続された一連のダイオードＤ１〜ＤＮを有する。より正確に、最初のダイオードＤ１のアノードは入力ポートＢＥに接続され、これに対して、末端のダイオードＤＮのカソードは、バイアス用の抵抗ＲＤを経由してアースに接続されている。Ｎチャネル電界効果トランジスタＴＺ１はメインのトランジスタと称し、そのドレインおよびソースが入力ポートＢＥとアースとの間に接続されている。このトランジスタＴＺ１のゲートは、そのアノードが末端のダイオードＤＮのアノードに接続された、もう１つ別の末端のダイオードＤＭのカソードに接続されている。このダイオードＤＭの機能は、以下にさらに詳細に説明されている。
トランジスタＴＺ１のゲートもまた、容量Ｃを経由してアースに接続されている。このゲートは、結局、そのゲートがアースに接続された第２のＰチャネル電界効果トランジスタＴＲを経由して、ダイオードＤＮのカソードに接続されている。
ＴＲで参照されるデータ処理ブロックは、通常の構造の論理ブロックおよびメモリブロックからなるもので、Ｒは入力ポートＢＥに接続され、端末から送信される情報を抽出する。
機器から端末への送信を提供するために、電圧リミッタはさらに、ここでは２つの相補的な電界効果トランジスタＴＺ３およびＴＺ４により形成されたスイッチを経由して、トランジスタＴＺ１とともにカレントミラー型に配置された予備のトランジスタＴＺ２を有する。
より正確に、トランジスタＴＺ２は、そのドレインおよびそのソースが入力ポートＢＥとアースとの間に接続され、そのゲートは、一方では、ＮチャネルトランジスタＴＺ４を経由してアースに、他方では、ＰチャネルトランジスタＴＺ３を経由してトランジスタＴＺ１のゲートに接続されている。２つのトランジスタＴＺ３およびＴＺ４のゲートは短絡され、この共通の接続点はスイッチＴＺ３およびＴＺ４のための制御ポートＢＣを構成する。より正確に、この制御ポートＢＣは、インバータＩＶを経由して、送信されるべき情報を含み、ここでは簡単化のために示されていない処理ブロックによって供給される論理信号ＳＴを受け取る。もちろん、携帯機器はまた、通常の方法で、カードから端末に情報を送信するために、抵抗ＲＴを経由してアースと入力ポートＢＥとの間に接続され、そのゲートが信号ＳＴによって制御されるトランジスタＴＺ５を有する。
ここで、さらに図２および３を参照しながら、本発明に係る装置の動作についてより詳細に説明する。
メインのトランジスタＴＺ１と同じく一連のダイオードＤ１，…，ＤＮ−１およびＤＭは、実際には、ＣＭＯＳ技術で、そのツェナー電圧が、トランジスタＴＺ１のしきい値電圧および様々なダイオードのしきい値電圧の合計に等しいツェナーダイオードを構成する。したがって、より多くのまたはより少ないダイオードを設けることによりツェナー電圧を調整することができる。それゆえ、このツェナー電圧は、電圧ＶＮＲをクリッピングするための限度値を構成する。実際問題として、０．６から０．７Ｖのオーダーのしきい値電圧を持つ１１個のダイオードを設け、しきい値が０．５ＶのオーダーのものであるトランジスタＴＺ１を使用することにより、電圧ＶＮＲは約８Ｖにクリップされる。後者は、電子部品の様々なジャンクションのブレークダウン電圧、１０から１１Ｖのオーダーのものよりも下にある。
実際問題として、‘自動バリア’型のアプリケーションでは、カードの所有者が端末に近づいて、カードをそれに向かって差し出した後、バリアを横切ってそれから移動して離れた時、加圧電圧ＶＮＲの平均レベルＮＭは、カードが本発明に係る電圧リミッタを備えていない時には一般的に図２の曲線ＣＯになる。カードが電圧リミッタを備えている時、この平均レベルはクリップされる。この電圧の変化の周期は、習慣的に数１０秒のオーダーのものである。特に、カードが端末に非常に接近した時、すなわち、曲線ＣＯの隆起部の近傍において、加圧電圧がブレークダウン電圧に達する危険があり、その値を制限するのが賢明である。
端末からカードに情報を送信するために、電圧ＶＮＲは、図３の上部に実線で示されるように、その平均レベルＮＭについて振幅変調されている。したがって、この変調された電圧ＶＮＲは変調の山ＰＣおよび谷ＣＲＸを有し、その周期は１０４マイクロ秒のオーダーのものである。
加圧電圧ＶＮＲが選択された限界値、この例では８Ｖのオーダーのものを超える時、特に変調の山ＰＣの間、電圧ＶＮＲは、実際にはツェナーダイオードによってツェナー電圧値にクリップされ、トランジスタＴＺ１は、そのしきい値電圧に到達した後、その時に値Ｉ０（図３下部）を持つドレイン／ソースの導通電流Ｉの導通を開始する。
さらに、容量Ｃは、ダイオードＤＭを経由して、トランジスタのしきい値電圧まで充電する。容量の充電の時定数はｎ・Ｒｚ・Ｃの積（ここで、ｎはダイオードの数（ここでは１１個）であり、Ｒｚはダイオードの導通抵抗である）によって定義され、電圧の平均レベルの変化の周期よりも小さい。実際問題として、充電の時定数は、１０マイクロ秒（ｎ・Ｒｚ＝６００ｋΩ、Ｃ＝２０ｐＦ）のオーダーのものである。
ダイオードＤＭの存在は、大きなインピーダンスを持ち、したがって、充電の時定数を制限することを可能にするトランジスタＴＲを経由しての容量Ｃの充電を妨げる。
変調の山の期間にわたって、電圧ＶＮＲはレベルＮＥＣ（図３上部、破線）にクリップされる。
続く変調の谷の間、すなわち、電圧ＶＮＲのレベルが降下する時、ダイオードＤＭは逆向きとなり、容量Ｃは、抵抗ＲＤおよびトランジスタＴＲから構成される抵抗性回路網内に放電される。放電の時定数は、ここでは、容量Ｃに抵抗ＲＤ（ここでは１４０ｋΩ）の合計およびトランジスタＴＲのドレイン抵抗（ここでは２０ｋΩ）の合計を掛け合わせた積に等しく、振幅変調の周期と比較して大きくなるように、かつ、電圧の平均レベルの時間的な変化の周期に対して小さくなるように選択される。実際問題として、この放電の時定数は５００μｓに等しく取られる。
この放電の時定数を考慮して、トランジスタＴＺ１のゲート電圧は、変調の谷ＣＲＸの間は実質的に一定に保たれ、したがって、トランジスタＴＺ１の導通電流の値Ｉ１は、実質的に変調の山の間に流れた電流Ｉ０と同じである。
したがって、低い変調の谷の間に端末によって送信されるエネルギー、および、トランジスタＴＺ１の導通電流は実質的に一定に保たれるため、電圧ＶＮＲの値は降下してレベルＮＣＸ（図３上部、破線）に低下する。したがって、クリップされたレベルＮＥＣとレベルＮＣＸとの間の電圧の変化は、十分正確に変調の端部を識別することができるように保たれる。
ここで、当業者は、変調の山の間の電圧の直接のクリッピングは、変調の谷の間のトランジスタの導通電流を維持することはなく、実質的に、変調の端部が識別されるのを妨げている、変調の山と谷の間の一定レベルのクリップされた電圧になることに気付くであろう。
カードから端末にデータを送信するために、これは、携帯機器により消費されるエネルギーの吸収を検出することによってなされる。換言すれば、送信は吸収変調によってこの方向で行われる。
電圧ＶＮＲが選択されたしきい値電圧よりも大きい場合は、依然としてメインのトランジスタＴＺ１の導通を保持する。
一般的に、論理値１（ハイ状態の信号ＳＴ）のビットを送信する時、トランジスタＴＺ５が導通して追加の電流の流入を発生する。しかし、トランジスタＴＺ２や、トランジスタＴＺ３およびＴＺ４によって構成されるスイッチの存在がなければ、電圧リミッタのツェナーダイオードは過剰なエネルギーを吸収し、これは送信された情報が識別されるのを妨げるであろう。
スイッチＴＺ３およびＴＺ４を経由してカレントミラー型に配置されたトランジスタＴＺ２はこの障害を取り除くとともに、加圧電圧のクリッピングを許可することを可能にする。
より正確に、信号ＳＴがロー状態にある時、論理値０のビットの送信に応じて、制御ポートＢＣにおける電圧はハイ状態（インバータＩＶの存在による）にある。したがって、トランジスタＴＺ４は導通するが、トランジスタＴＺ３はオフである。トランジスタＴＺ２のゲート電圧は０で、後者はオフであり、トランジスタＴＺ２は全く付加的な電流を吸収しない。
これに対して、信号ＳＴがハイ状態にある時、値１の論理ビットの送信に応じて、トランジスタＴＺ４はオフであるが、トランジスタＴＺ３は導通している。したがって、トランジスタＴＺ２は、トランジスタＴＺ１の導通電流に等しい電流で導通する。したがって、これは、前の場合と比較して付加的な吸収電流という結果となり、それにより、値１の論理ビットの送信によって引き起こされる付加的な吸収を難なく識別することを可能にする。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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