(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
静磁場、傾斜磁場及び高周波磁場の各磁場を発生する各磁場発生手段と、被検体からの核磁気共鳴信号（以下、ＮＭＲ信号という）を検出する信号検出手段と、前記ＮＭＲ信号を受信する受信器と、該受信器からのＮＭＲ信号に基づき画像再構成のための信号処理、演算を行う信号処理手段と、該信号処理手段の演算結果を出力する出力手段とを備えた磁気共鳴イメージング装置において、
前記高周波磁場発生手段は、少なくとも２個以上の電力供給端子を有して、該電力供給端子のそれぞれに電力を分配して供給する電力分配手段を備え、
前記電力分配手段は、複数段の低域通過フィルタと、前記電力供給端子間のアイソレーションを行うための吸収抵抗と、少なくとも前記電力分配の分配比率を調整する調整手段と、を有して構成され、
前記低域通過フィルタは、集中定数回路を用いて構成された位相推移器であることを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。
【請求項２】
請求項１記載の磁気共鳴イメージング装置において、前記複数段の低域通過フィルタの各々は可変容量素子を含むことを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。
【請求項３】
請求項１又は２記載の磁気共鳴イメージング装置において、前記調整手段は、分配される電力の位相と前記電力分配手段の特性インピーダンスの内の少なくとも一方を調整することを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれかに記載の磁気共鳴イメージング装置において、前記電力分配手段が非磁性の素子で構成されていることを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれかに記載の磁気共鳴イメージング装置において、前記調整手段が少なくとも１個以上の可変容量素子を含むことを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれかに記載の磁気共鳴イメージング装置において、前記電力供給端子の数は２つであり、それぞれに供給される電力の位相が９０°異なることを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁気共鳴イメージング装置（以下、ＭＲＩ装置という）に係り、特に、高均一度の高周波磁場を効率良く発生し、被検体の検査部位の核スピンを均等に励起して、検査結果の精度を向上するＭＲＩ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＭＲＩ装置では、被検体に高周波電力を照射して、被検体内に発生した核磁気共鳴信号（以下、ＮＭＲ信号という）を受信する。この高周波電力の照射、ＮＭＲ信号の受信には高周波コイルが用いられている。ここで、高周波コイルには２つの基本的な機能が要求される。１つは被検体の検査部位の核スピンを効率よく励起することで、他の１つは励起結果としての核スピンの歳差運動を効率良く検出することである。被検体に効率良く高周波電力を照射するための方法としてクオドラチャー照射（以下、ＱＤ照射という）がある。
【０００３】
核スピンの励起時を考えると、励起に必要な磁場は核スピンと同じ方向に回転する高周波磁場である。しかし、高周波コイル単独で発生する高周波磁場は直線偏向の磁場である。直線偏向の磁場は互いに反対方向に回転する２つの回転磁場に分解できるから、核スピンの励起に寄与するのは照射した高周波磁場の半分だけである。残りの半分は無効になる。従って、最初から高周波磁場を回転磁場として与えれば、このような無駄は生じないことになる。これがＱＤ照射で、互いに幾何学的及び電磁気的に直交する２組の高周波コイルに、互いに９０度位相のずれた電流を流すことで回転磁場が発生する。ＱＤコイルにより被検体に照射する高周波電力を１／２に低減できることは、装置構成上有利であるばかりでなく、被検体に対する高周波磁場の曝射を同じ程度に低減できることでもある。この効果は、高磁場のＭＲＩ装置においてメリットが大きい。
【０００４】
上記の如きＱＤ照射を行うためには、照射用高周波コイルに高周波電力を印加するにあたり、照射用高周波コイルの電磁気的に直交する２つの給電ポートに電力を２分配し、一方の給電ポートにはそのままの位相の電力を、他方の給電ポートには位相の９０度遅れた電力を印加する。以上の操作を以下において高周波電力のＱＤ分配と呼ぶ。２つの給電ポートに独立の高周波電力増幅器を置いて、電力及び位相制御する方法もあるが、コストが高くなるのであまり行われていない。比較的小電力の分配器としては、構成の単純な抵抗分配器、フェライト・コアを用いたハイブリッド分配器などが一般的である。ＭＲＩ装置の分配器は、大電力で、かつ強磁場中で使用されるので、大電力に耐えなければならないこと、また磁場中でフェライトの磁気飽和が発生することなどの問題があり、上記の分配器の使用は困難である。また、ＭＲＩ装置で使用される高周波磁場の照射周波数の帯域幅は狭帯域であるので、同軸ケーブルを用いた狭帯域分配器が使用されている。
【０００５】
以下に、同軸ケーブルを用いてＱＤ分配を行うための従来技術を列挙する。
１．λ／４ケーブル４本を組み合わせたブランチライン形のハイブリッドリング回路を使用する。
２．ラットレース回路を使用する。この方法については、ジャーナル・オブ・マグネティック・レゾナンス誌（Ｊ．Ｍａｇｎ．Ｒｅｓｏｎ．）第６９巻、第２３６〜２４２頁（１９８６年）に報告されている。
３．λ／８ケーブル２本とコンデンサ２個を組み合わせたＱＤ分配／結合回路を使用する。この基本構成については、１９９１年のＳＭＲＭ（Ａｎｎｕａｌ  Ｍｅｅｔｉｎｇ  ｏｆ  Ｔｈｅ  Ｓｏｃｉｅｔｙ  ｏｆ  Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ  ｉｎ  Ｍｅｄｉｃｉｎｅ）予稿集、第１２４頁で報告されている。
【０００６】
これらの従来技術は、いずれも同軸ケーブルの受電端を開放したり短絡したりすると、所望の周波数の波長に対応したある長さにおいて、同軸ケーブルの送電端からのインピーダンスが０や無限大になったり、あるいは送電端と受電端の電圧の位相がずれたり反対になったりする波長整合ケーブル（λ／４ケーブルやλ／８ケーブル）の性質を利用している。また、いずれの場合にも、高周波電力を２分配しており、分配比率は１：１である。
【０００７】
従来技術の高周波大電力（１０ｋｗ以上）分配器として良く知られているものに、Ｗｉｌｋｉｎｓｏｎ形の電力分配器がある。これは特性インピーダンスＷを持つλ／４変成器を用いた分配器である。このタイプの分配器は、通常マイクロストリップ線路（分布定数回路）で構成され、複数個の出力端子に入力の高周波電力を等分配することが多い。異なる任意の出力電力を与える２分配器としては、図３に示すような構成が、「マイクロ波回路の基礎とその応用」（小西良弘著、総合電子出版社、１９９０）に示されている。この場合は、４本のマイクロストリップラインで分配器が構成され、出力電力は任意の分配比率で分配されているが、位相は同位相で分配される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
先に、ＱＤ照射により被検体に効率良く高周波電力を照射できることを述べた。ＱＤ照射する高周波コイルの２つの給電ポートから、負荷である被検体を見た場合、照射部位が頭部のように形状の比較的対称な場合には、各々の給電ポート間の照射効率差（感度差）は無い。しかし、全身用ＱＤコイルのように、照射部位が腹部や胸部のように形状が対称でない場合には、各々の給電ポート間の照射効率に差が生じる場合がある。このような時には、効率良くＱＤ照射を行うことができない。
【０００９】
そこで、腹部や胸部の場合には、予め各々の給電ポート間の照射効率の差（感度差）に応じた分配比率で高周波電力を分配して、言い換えれば、全身用ＱＤコイルへの感度補正のための重み付けを行って照射（重み付け照射）すれば、効率良くＱＤ照射を行うことができる。
【００１０】
上記の従来技術で列挙した３種類のＱＤ分配器は、高周波電力を２分配しており、分配比率は１：１であり、重み付け照射はできない。また、図３のようなマイクロストリップラインで構成される分配器では、出力電力間の位相が９０度ずれていない。また、所望の周波数が例えば６４ＭＨｚの場合、λ／４に対応する長さは約１ｍ弱で、このケーブルが４本必要となり大形の構成となっている。
【００１１】
そこで、本発明では、全身用ＱＤコイルの照射効率補正のために、高周波電力の重み付けＱＤ分配ができ、非磁性で小形の電力分配手段を備えたＭＲＩ装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明のＭＲＩ装置は、静磁場、傾斜磁場及び高周波磁場の各磁場を発生する各磁場発生手段と、被検体からの核磁気共鳴信号（以下、ＮＭＲ信号という）を検出する信号検出手段と、前記ＮＭＲ信号を受信する受信器と、該受信器からのＮＭＲ信号に基づき画像再構成のための信号処理、演算を行う信号処理手段と、該信号処理手段の演算結果を出力する出力手段とを備えた磁気共鳴イメージング装置において、前記高周波磁場発生手段は、少なくとも２個以上の電力供給端子を有して、該電力供給端子のそれぞれに電力を分配して供給する電力分配手段を備え、前記電力分配手段は、複数段の低域通過フィルタと、前記電力供給端子間のアイソレーションを行うための吸収抵抗と、少なくとも前記電力分配の分配比率を調整する調整手段と、を有して構成され、前記低域通過フィルタは、集中定数回路を用いて構成された位相推移器であることを特徴とするものである。
【００１３】
この構成では、照射用ＱＤコイルに供給する高周波電力について、所望の分配比率及び位相で電力分配できるので、被検体の検査部位及び照射用ＱＤコイルの特性を考慮して、被検体への高周波磁場の照射がより効率良く行えるように分配比率と位相を決定することができる。
【００１４】
更に、前記電力分配手段が複数段の低域通過フィルタにより構成されており、各々の低域通過フィルタはインダクタンスとコンデンサとから成る位相推移器としての機能を果たしている。この結果、電力分配手段としてはインダクタンス値やコンデンサ容量値の選択、低域通過フィルタの接続段数の選択をより良く行うことにより、高周波磁場の照射効率を向上させることができる。
【００１５】
更に、前記電力分配手段が集中定数部品で構成されているので、小形化をはかることができる。
【００１６】
本発明のＭＲＩ装置では更に、前記電力分配手段が非磁性の素子で構成されているものである。この構成では、電力分配手段が非磁性の素子から成るので、静磁場中での使用も可能となり、照射用高周波コイルとの一体化も実現できる。
【００１７】
本発明のＭＲＩ装置では更に、前記電力分配手段が少なくとも１個以上の可変容量素子を含むものである。この構成では、電力分配手段が可変容量素子を含むことにより、電力分配比、位相及び特性インピーダンスを素子の付け替えなしに容易に調整することができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を添付図面に従って説明する。
図２は、本発明が適用されるＭＲＩ装置のブロック図である。図２において、被検体４の置かれる計測空間内に静磁場を発生させる静磁場コイル１、各々直交するＸ，Ｙ，Ｚ方向の傾斜磁場を発生させる傾斜磁場コイル３、被検体４に照射する高周波回転磁場を発生させるために電磁気的に直交する２つの高周波コイルから構成される照射用高周波コイル８が備えられ、更に照射用高周波コイル８から発せられる高周波磁場により被検体４から生じるＮＭＲ信号を検出する信号検出手段として受信用高周波コイル２１及び検出されたＮＭＲ信号を増幅する前置増幅器９が備えられ、検出されたＮＭＲ信号は受信器１７に伝送される。
【００１９】
上記の各コイルを駆動する駆動系としては、静磁場コイル１を駆動する静磁場コイル駆動電源２、傾斜磁場コイル３を駆動し、被検体４の置かれている計測空間の磁場分布を所望の傾斜を有する分布とする傾斜磁場コイル駆動電源１４、照射用高周波コイル（ＱＤコイル）８から高周波磁場を発生させるための高周波パルスを発生する高周波パルス発生器６、高周波パルスを増幅する電力増幅器７、並びに傾斜磁場コイル駆動電源１４及び高周波パルス発生器６に接続され、各装置に種々の命令を一定のタイミングで出力する制御装置５を備えている。
【００２０】
受信器１７は、高周波パルス発生器６に接続され、互いに９０度位相の異なる２つの参照信号を発生させる検波信号発生器１５と、２つの検波器１０Ａ，１０Ｂとを備えており、検波器１０Ａ，１０Ｂは前置増幅器９からの受信信号及び検波信号発生器１５からの検波信号を受け、直交検波を行い、実部及び虚部からなるアナログ信号を出力する。
【００２１】
信号処理系は、２つの検波器１０Ａ，１０Ｂから送られてくる実部及び虚部からなるアナログ信号をそれぞれデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１１Ａ，１１Ｂ，実部デジタル信号及び虚部デジタル信号から画像再構成のための演算処理を行う信号処理装置１２、及び演算処理の結果を表示する出力手段としての表示装置１３を備えている。
【００２２】
このＭＲＩ装置においては、高周波パルス発生器６の出力が電力増幅器７で増幅され、ＱＤ分配器２０にてこの出力電力が一方に対し他方の位相が９０度ずれるように分配され、照射用ＱＤコイル８が励振され、照射用ＱＤコイル８から高周波回転磁場が被検体４に発せられる。また、３軸方向の傾斜磁場コイル３が傾斜磁場コイル駆動電源１４によって駆動されることにより、傾斜磁場がパルス状に静磁場に重畳される。これらの高周波磁場及び傾斜磁場の印加は制御装置５の制御により所定のパルスシーケンスで繰り返される。このようなパルスシーケンスに基づき、被検体４に発生するＮＭＲ信号は、信号検出手段の受信用高周波コイル２１に受信され、その信号成分は、前置増幅器９で増幅された後、受信器１７に伝送される。
【００２３】
次に、本発明の電力分配手段の詳細な説明をする前に、本発明の背景となるマイクロストリップラインで構成する分配器について図３を用いて説明する。図３はマイクロストリップラインで構成する分配器３１を示す。図３において、分配器３１に入力した入力電力は入力端子３２で所望の分配比率で出力端子３３と３４に分配される。図中の記号Ｚ0は入力端子及び出力端子の特性インピーダンス、Ｚ2，Ｚ3，Ｚ2’，Ｚ3’はマイクロストリップラインの各部の特性インピーダンスである。また、Ｒは吸収抵抗３５である。吸収抵抗３５は、各々の出力端子間のアイソレーションのために必要である。この場合のアイソレーションとは、一方の出力端子に高周波信号を加えた場合に他方の出力端子の負荷抵抗が伝送線路の特性インピーダンスからずれても、他の出力端子の出力には影響を与えないということである。
【００２４】
このような構成において、出力端子３３と３４の電力配分を１：Ｋ2に設計する場合、各特性インピーダンス及び吸収抵抗の値は下式で与えられる。
【数１】
0003758000.tif 000002
【数２】
0003758000.tif 000003
【数３】
0003758000.tif 000004
【数４】
0003758000.tif 000005
【数５】
0003758000.tif 000006
【００２５】
また、広帯域化を図る場合は、下式で設計することができる。
【数６】
0003758000.tif 000007
【数７】
0003758000.tif 000008
【数８】
0003758000.tif 000009
【数９】
0003758000.tif 000010
【数１０】
0003758000.tif 000011
【００２６】
Ｚ2，Ｚ3，Ｚ2’，Ｚ3’の特性インピーダンスをもつ各々のマイクロストリップラインは、対象とする周波数の波長の４分の１（λ／４）の長さになるようにする。このことから、各々のマイクロストリップラインは対象とする周波数で各々Ｚ2，Ｚ3，Ｚ2’，Ｚ3’の特性インピーダンスをもつ９０度位相推移器で置き換えることができる。従って、分配器３１もマイクロストリップラインの組み合わせであることから９０度位相推移器の組み合わせとして置き換えることが可能である。
【００２７】
そこで、次に任意の特性インピーダンスを有する９０度位相推移器の設計について説明する。図４は定Ｋ形低域通過フィルタ（以下、フィルタと略称する）の基本回路である。このフィルタのカットオフ周波数（入力信号の減衰量が−３ｄＢ（１／√２）となる周波数）をｆｃ、特性インピーダンスをＺ0とすると、コンデンサＣとインダクタンスＬを下式の如く選択すると所望のフィルタ３６が設計できる。
【数１１】
0003758000.tif 000012
【数１２】
0003758000.tif 000013
【００２８】
このフィルタ３６を基本として、９０度位相推移器はコンデンサＣ’とインダクタンスＬ’を下式の如く選択すると設計できる。
【数１３】
0003758000.tif 000014
【数１４】
0003758000.tif 000015
例えば、入力信号の周波数を６４ＭＨｚ，特性インピーダンスを５０Ωとした場合、
Ｃ’＝３５．２ｐＦ，  Ｌ’＝１７６ｎＨ
が得られる。
【００２９】
上記の如く、任意の特性インピーダンスを有するλ／４長のマイクロストリップラインは集中定数回路で置き換えることができる。同軸ケーブルを用いた９０度位相推移器ではその特性インピーダンスが限定されるが、集中定数回路を用いたものでは、任意の特性インピーダンスの９０度位相推移器が容易に実現できる。
【００３０】
以上の考えを導入して、任意の電力分配器を集中定数回路で構成する方法について述べる。図１は本発明の電力分配器の第１の実施例である。本実施例は、４本のλ／４長のマイクロストリップラインを用いた分配器を４段の低域通過フィルタの組み合わせの集中定数回路で置き換えたものである。図１において、Ｌ１〜Ｌ４はインダクタンス１０１〜１０４，Ｃ１〜Ｃ８はキャパシタンス１０５〜１１２，Ｒは吸収抵抗１１３を表わす。この分配器では、入力端子１２０に入力した電力が出力端子１２１と１２２で任意の分配比率で分配される。図中破線で囲った部分（以下、ブロックという）は１つのλ／４長のマイクロストリップラインに対応するものである。図１と図３を比較すると、ブロック１３０は特性インピーダンスＺ2の、ブロック１３１はＺ2’の、ブロック１３２はＺ3の、ブロック１３３はＺ3’のマイクロストリップラインにそれぞれ対応している。
【００３１】
そこで、各々のブロックを１つの９０度位相推移器と考えると、その構成であるインダクタンスＬ１〜Ｌ４，キャパシタンスＣ１〜Ｃ８の値は【数１】〜【数４】及び【数１３】【数１４】を用いて下式のように求められる。
【数１５】
0003758000.tif 000016
【数１６】
0003758000.tif 000017
【数１７】
0003758000.tif 000018
【数１８】
0003758000.tif 000019
【数１９】
0003758000.tif 000020
【数２０】
0003758000.tif 000021
【数２１】
0003758000.tif 000022
【数２２】
0003758000.tif 000023
ただし、電力配分比１：Ｋ2，対象周波数ｆ0，分配器入出力の特性インピーダンスＺ0とする。
【００３２】
例えば、電力配分比１：４（Ｋ＝２），対象周波数ｆ0＝６３．８ＭＨｚ，分配器入出力の特性インピーダンスＺ0＝５０Ωとすると、上記の値は次のようになる。
0003758000.tif 000024
【００３３】
広帯域化の場合も、同様に、インダクタンスＬ１〜Ｌ４，キャパシタンスＣ１〜Ｃ８の値は【数６】〜【数９】及び【数１３】【数１４】を用いて下式のように求められる。
【数２３】
0003758000.tif 000025
【数２４】
0003758000.tif 000026
【数２５】
0003758000.tif 000027
【数２６】
0003758000.tif 000028
【数２７】
0003758000.tif 000029
【数２８】
0003758000.tif 000030
【数２９】
0003758000.tif 000031
【数３０】
0003758000.tif 000032
【００３４】
広帯域化の場合の一例として、電力配分比１：９（Ｋ＝３），対象周波数ｆ0＝６３．８ＭＨｚ，分配器入出力の特性インピーダンスＺ0＝５０Ωとすると、上記の値は次のようになる。
0003758000.tif 000033
【００３５】
本実施例で使用されるキャパシタンスは、既製のコンデンサを用いてその容量値を組み合わせれば近い値のものが選択できる。また、可変容量コンデンサも使用可能であり、この場合には微調整が可能となる。インダクタンスは、ＭＲＩ装置で使用されるので非磁性で高周波特性の良いものが適しており、空芯のソレノイドコイルが好適である。
【００３６】
図５にソレノイドコイルの模式図を示す。図示の如く、コイルの半径をｒ、コイルのピッチをａ、コイルの全長をｂとした場合、ソレノイドコイルのインダクタンス値の目安は
【数３１】
0003758000.tif 000034
を用いて求められる。長さの単位はｃｍである。
【数３１】
ただし、
【数３２】
0003758000.tif 000035
【数３３】
0003758000.tif 000036
【００３７】
実際にソレノイドコイルを作る場合には、製作したコイルについて所望の周波数でのインダクタンス値を正確に測定した後、コイル間の間隙を広げてコイルピッチを変えるなどして微調整を行う。好適には、測定器として例えばヒューレット・パッカード社、４１９５Ａ−ＮＥＴＷＯＲＫ／ＳＰＥＣＴＲＵＭ・ＡＮＡＬＹＺＥＲを用い、等価回路モードでのインピーダンス測定を行い、直列抵抗ＲＳ，並列容量ＣＰも合わせてインダクタンス値を調整するのが望ましい。
【００３８】
なお、照射用全身ＱＤコイルに給電する際の分配器への入力電力は、最大時には、１５ｋＷ以上にも及ぶ場合がある。従って、使用するコイル及びコンデンサの所望の周波数における絶縁耐力及び電流容量を十分考慮する必要がある。コンデンサに関しては、ＭＲＩ装置用として非磁性で電流容量の大きなタイプのものがある（例えば、米国ＡＴＣ社製ＡＴＣ１００Ｅシリーズ等）。コイルに関しては、入力電力が１５ｋＷの時に最大２０Ａ以上の高周波電流が流れる可能があり、電流容量を大きくするためにはコイルの線径を太くする必要がある。特に、高周波電流による表皮効果のためコイル導体の表面部分に電流が集中し、コイル導体の有効断面積が小さくなるので、十分に大きな線径の線材を選択する必要がある。図６はコイルの絶縁補強方法を示したもので、図示の如くコイルの線材１４１に絶縁強化のための保護チューブ１４２をかぶせることにより絶縁耐力を大きくすることができる。
【００３９】
図７に、本発明の電力分配器の第２の実施例を示す。この実施例では、図１の第１の実施例の構成を基本として、微調整の可能な構成としたものである。図７においては、図１におけるコンデンサ１０５と１０９の容量値の和Ｃ１＋Ｃ５をコンデンサ１５５の容量値ＶＣ１で、コンデンサ１０６と１０７の容量値の和Ｃ２＋Ｃ３をコンデンサ１５６の容量値ＶＣ２で、コンデンサ１１０と１１１の容量値の和Ｃ６＋Ｃ７をコンデンサ１５８の容量値ＶＣ３で、コンデンサ１０８の容量値Ｃ４をコンデンサ１５７の容量値ＶＣ４で、コンデンサ１１２の容量値Ｃ８をコンデンサ１５９の容量値ＶＣ５でそれぞれ置き換え、各々のコンデンサとして可変容量コンデンサを用いたものである。このような構成にすることにより、入力端子１６１への入力電力を出力端子１６２と１６３に分配するにあたり、可変コンデンサを調整して、電力分配比、位相及び特性インピーダンスの微調整を行うことができる。
【００４０】
以上においては、任意の分配比率の２分配器を集中定数回路にて構成する方法について述べた。これをＱＤ分配器に適用するためには、分配器の片方の出力の位相を９０度遅らせれば実現できる。所望の周波数での９０度位相推移器の構成方法については前述したので、両者を組み合わせることにより、所望のＱＤ分配器が得られる。
【００４１】
図８は、本発明のＱＤ分配器の第１の実施例を示す。図８においては、分配器１７１の上側の出力端子１７６に９０度位相推移器１７２が接続されている。例えば分配器１７１の分配比率が１：４（Ｋ＝２）で出力端子１７６に２０％、出力端子１７５に８０％で分配するとした場合、分配された出力の位相は、出力端子１７５の８０％の出力の位相に対し、出力端子１７４の２０％の出力の位相が９０度遅れることになる。
【００４２】
図９は、本発明のＱＤ分配器の第２の実施例を示したものである。本実施例においては、分配器１８１の下側の出力端子１８６に９０度位相推移器１８２が接続されている。この場合には、分配器の分配比率は１：４（Ｋ＝２）で第１の実施例と同じであるが、分配された出力の位相は出力端子１８４の２０％の出力の位相に対し、出力端子１８５の８０％の出力の位相が９０度遅れることになる。どちらの出力端子（出力ポート）の位相を遅らせるかは、照射用ＱＤコイルで発生する磁場の回転方向との関係で決定する。図８あるいは図９のＱＤ分配器を用いることにより照射用ＱＤコイルへの感度補正のための重み付け照射を行うことができ、効率良くＱＤ照射を行うことができる。
【００４３】
【発明の効果】
本発明によれば、ＱＤ照射をする高周波コイルの各々の給電ポート間の照射効率に差がある場合、その感度補正を考慮した高周波電力の重み付けＱＤ分配を行うことにより効率の良いＱＤ照射を行うことができる。また、λ／４長のマイクロストリップライン及び９０度位相推移器を集中定数回路に置き換えた構成にすることによりＱＤ分配器の小形化を図ることができ、非磁性部品で構成することができるので、任意の位置に分配器を設置できる。更に、コンデンサに容量可変タイプを使用することにより、電力分配比，位相及び特性インピーダンスを素子の付替なしに容易に調整することができ、調整時間を大幅に削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電力分配器の第１の実施例。
【図２】本発明が適用されるＭＲＩ装置のブロック図。
【図３】マイクロストリップラインで構成する分配器。
【図４】定Ｋ形低域通過フィルタの基本回路。
【図５】ソレノイドコイルの模式図。
【図６】コイルの絶縁補強方法。
【図７】本発明の電力分配器の第２の実施例。
【図８】本発明のＱＤ分配器の第１の実施例。
【図９】本発明のＱＤ分配器の第２の実施例。
【符号の説明】
６  高周波パルス発生器
７  電力増幅器
８  照射用高周波コイル
２０  ＱＤ分配器
３６  フィルタ
１０１〜１０４，１５１〜１５４  インダクタンス
１０５〜１１２  コンデンサ
１１３，１６０  吸収抵抗
１２０，１６１，１７３，１８３  入力端子
１２１，１２２，１６２，１６３，１７４，１７５，１８４，１８５  出力端子
１３０〜１３３  ブロック（低域通過フィルタ）
１４１  線材
１４２  保護チューブ
１５５〜１５９  可変容量コンデンサ
１７１，１８１  分配器
１７２，１８２  ９０度位相推移器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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