(57)【要約】アンテナと送信回路と受信回路との間に接続され、複数のスイッチング素子を具備する高周波スイッチ回路と、高周波スイッチ回路と受信回路との間に接続された弾性表面波フィルタとを具備し、電極パターンを有する複数の誘電体層により構成された積層体を多層基板とし、スイッチ回路と弾性表面波フィルタとの間に位相補正回路が配置されており、高周波スイッチ回路はスイッチング素子と、伝送線路と、コンデンサとを主要素子とし、伝送線路及びコンデンサの少なくとも一部は積層体内の電極パターンにより構成されており、弾性表面波フィルタは積層体上に実装されている高周波スイッチモジュール。
2002037709.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナと送信回路と受信回路との間に接続され、複数のスイッチング素子を具備する高周波スイッチ回路と、前記高周波スイッチ回路と前記受信回路との間に接続された弾性表面波フィルタとを具備し、電極パターンを有する複数の誘電体層により構成された積層体を多層基板とする高周波スイッチモジュールにおいて、前記スイッチ回路と前記弾性表面波フィルタとの間に位相補正回路が配置されており、前記高周波スイッチ回路は第１のスイッチング素子と、第１の伝送線路と、第１のコンデンサとを主要素子とし、前記第１の伝送線路及び前記第１のコンデンサの少なくとも一部は前記積層体の前記電極パターンにより構成されており、前記弾性表面波フィルタは前記積層体上に実装されていることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【請求項２】
請求項１に記載の高周波スイッチモジュールにおいて、前記高周波スイッチは、前記送信回路と前記アンテナの間に配置された第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の送信回路側を接地する第１の伝送線路又はインダクタと、前記アンテナと前記受信回路との間に配置された第２の伝送線路と、前記第２の伝送線路の受信回路側を接地する第２のスイッチング素子とを具備し、前記位相補正回路は前記第２の伝送線路に直列接続されていることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の高周波スイッチモジュールにおいて、前記位相補正回路は伝送線路、インダクタ及びコンデンサから選ばれた少なくとも一つにより構成されていることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【請求項４】
請求項３に記載の高周波スイッチモジュールにおいて、前記位相補正回路はチップ部品として前記積層体上に実装されているか、前記積層体内に形成されていることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかに記載の高周波スイッチモジュールにおいて、前記高周波スイッチ回路と前記受信回路との間に平衡型回路と不平衡型回路とを接続するための平衡−不平衡変換回路が設けられており、前記平衡−不平衡変換回路は不平衡入力・平衡出力の弾性表面波フィルタであることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【請求項６】
請求項５に記載の高周波スイッチモジュールにおいて、前記弾性表面波フィルタは異なる入力インピーダンス及び出力インピーダンスを有し、インピーダンス変換回路として機能することを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【請求項７】
請求項５又は６に記載の高周波スイッチモジュールにおいて、前記弾性表面波フィルタの平衡出力端の近傍に、前記平衡出力端に並列にインダクタが配置されていることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【請求項８】
電極パターンを有する複数の誘電体層により構成された積層体を多層基板とする高周波スイッチモジュールであって、送受信系の送信回路と受信回路とを切り替える高周波スイッチ回路と、前記高周波スイッチ回路の受信系に接続され、平衡型回路と不平衡型回路とを接続する平衡−不平衡変換回路とを具備し、前記高周波スイッチ回路は第１のスイッチング素子と、第１の伝送線路と、第１のコンデンサとを主要素子とし、前記第１の伝送線路及び前記第１のコンデンサの少なくとも一部は前記積層体の前記電極パターンにより構成され、前記平衡−不平衡変換回路は不平衡入力・平衡出力の弾性表面波フィルタであり、前記積層体上に実装されていることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【請求項９】
請求項８に記載の高周波スイッチモジュールにおいて、前記弾性表面波フィルタは異なる入力インピーダンス及び出力インピーダンスを有し、インピーダンス変換回路として機能することを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【請求項１０】
請求項８又は９に記載の高周波スイッチモジュールにおいて、前記弾性表面波フィルタの平衡出力端の近傍に、前記平衡出力端に並列にインダクタが配置されていることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【請求項１１】
請求項１０に記載の高周波スイッチモジュールにおいて、前記弾性表面波フィルタと前記弾性表面波フィルタの平衡出力端に並列に配置されたインダクタとが前記積層体内に形成した接続線路により接続されていることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【請求項１２】
請求項１０又は１１に記載の高周波スイッチモジュールにおいて、弾性表面波フィルタの平衡出力端に対して並列に配置されたインダクタがチップインダクタであり、前記積層体上に実装されていることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【請求項１３】
請求項１０又は１１に記載の高周波スイッチモジュールにおいて、弾性表面波フィルタの平衡出力端に対して並列に配置されたインダクタがコイル形状、ミアンダ形状又はスパイラル形状の伝送線路からなり、前記積層体内に形成されていることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【請求項１４】
電極パターンを有する複数の誘電体層により構成された積層体を多層基板とする高周波スイッチモジュールであって、送受信系の送信回路と受信回路とを切り替える高周波スイッチ回路と、前記高周波スイッチ回路の受信系に接続された弾性表面波フィルタと、前記弾性表面波フィルタに接続された平衡−不平衡変換回路とを具備し、前記高周波スイッチ回路はスイッチング素子と、第１の伝送線路と、第１のコンデンサとを主要素子とし、前記第１の伝送線路及び前記第１のコンデンサの少なくとも一部は前記積層体の前記電極パターンにより構成され、前記平衡−不平衡変換回路は平衡−不平衡変換トランスであり、前記平衡−不平衡変換トランスは第２の伝送線路を主要素子とし、前記第２の伝送線路は前記積層体の前記電極パターンにより形成されていることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【請求項１５】
請求項１４に記載の高周波スイッチモジュールにおいて、前記高周波スイッチ回路と前記弾性表面波フィルタとの間に位相補正回路を具備することを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【請求項１６】
請求項１５に記載の高周波スイッチモジュールにおいて、前記位相補正回路は前記電極パターンにより形成された伝送線路又はコンデンサにより構成されていることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【請求項１７】
請求項１５又は１６に記載の高周波スイッチモジュールにおいて、前記位相補正回路は前記積層体上に実装されたチップインダクタ又はチップコンデンサにより構成されていることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【請求項１８】
請求項１〜１７のいずれかに記載の高周波スイッチモジュールにおいて、前記積層体は、対向する主面と両主面間を連結する側面とを有し、前記弾性表面波フィルタはベアチップとして少なくとも一方の主面にフェースダウン実装されていることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明はマイクロ波帯等の高周波帯域で用いる高周波スイッチモジュールに関し、特に高周波スイッチとフィルタ等の他の高周波部品とを複合化した高周波スイッチモジュールに関する。
背景技術
昨今携帯電話機等の移動体通信機器の発展は目覚しいものがある。移動体通信機器に用いられる高周波部品として、アンテナと送信回路との接続、及びアンテナと受信回路との接続を切換えるための高周波スイッチがある。
例えば特開平２−１０８３０１号に開示された高周波スイッチは、例えばＥＧＳＭ９００（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ　Ｇｌｏｂａｌ　Ｓｙｓｔｅｍ　ｆｏｒ　Ｍｏｂｉｌｅ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ），ＧＳＭ１８００，ＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ　Ｓｅｒｖｉｃｅ）等の一つの送受信系を取り扱うもので、送信回路とアンテナとの間に配置されたスイッチング素子（ダイオード）と、アンテナと受信回路との間に配置されたλ／４位相線路とを有する。λ／４位相線路の受信回路側はダイオードを介して接地されているので、高周波スイッチは、各ダイオードに流れるバイアス電流により信号経路を切換えるλ／４型スイッチ回路として動作する。
図３８は、このような高周波スイッチを具備するシングルバンド携帯電話機用ＲＦ回路の一例を示すブロック図である。高周波スイッチを具備する携帯電話機等の移動体通信機器は、アンテナＡＮＴに接続する高周波スイッチ回路ＳＷと、送信回路ＴＸから来る送信信号に含まれる高調波成分がアンテナＡＮＴから放射されるのを防ぐととにも、アンテナＡＮＴから来る受信信号の一部が送信回路ＴＸへ流入するのを防ぐために、送信回路ＴＸと高周波スイッチ回路ＳＷとの間に設けられたローパスフィルタｆ１等のフィルタ回路と、送信回路ＴＸから来る送信信号の一部が受信回路ＲＸに回りこまないようにするとともに、アンテナＡＮＴから来る受信信号に含まれる高調波成分を取り除くために、アンテナＡＮＴと受信回路ＲＸとの間に設けられたバンドパスフィルタｆ２等のフィルタ回路、特に弾性表面波フィルタ（ＳＡＷフィルタ）とを具備する。
このようなシングルバンド携帯電話機に加えて、携帯電話機の急激な普及にともない、一台の携帯端末機で複数の通信方式を利用可能にしたデュアルバンド携帯電話機やトリプルバンド携帯電話機等のマルチバンド携帯電話機も開発された。シングルバンド携帯電話機が一つの送受信系のみを取り扱うのに対し、デュアルバンド携帯電話機は２つの送受信系を取り扱い、トリプルバンド携帯電話機は３つの送受信系を取り扱う。マルチバンド携帯電話機のＲＦ回路ブロックの一例を図３６に示す。この例はデュアルバンド携帯電話機のＲＦ回路ブロックであり、一つのアンテナを送受信共用として双方向の通信が可能なように、複数のフィルタからなる分波器ＤＰと、アンテナＡＮＴと送信回路ＴＸ又は受信回路ＲＸとの接続を切り換える高周波スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２とを有する。
ＥＧＳＭ９００等の携帯電話機は、雑音指数を下げて受信感度を上げるために、ＲＦ回路に２本の信号線を有する平衡型の高周波部品（例えば受信経路ＲＸに配置された低雑音増幅器ＬＮＡ及びその後段のミキサーＭＩＸ等）を具備する。
低雑音増幅器ＬＮＡが平衡入力型である場合、図３７に示すように、低雑音増幅器ＬＮＡに接続されたＳＡＷフィルタは従来から信号端子が１本の不平衡型、即ち不平衡−不平衡型のフィルタ構成であったため、ＬＮＡとの接続には平衡−不平衡変換回路が必要である。
また高周波スイッチやＳＡＷフィルタ等のデバイスは通常特性インピーダンスが５０Ωとなるように設計されているが、低雑音増幅器ＬＮＡの入力インピーダンスは５０Ω〜３００Ω程度である。そのため多くの場合各高周波部品の特性インピーダンスが異なり、インピーダンス変換回路が必要となる。平衡−不平衡変換回路及びインピーダンス変換回路の両方の機能を具備する回路素子として平衡−不平衡変換トランス（Ｂａｌｕｎ）が知られているが、Ｂａｌｕｎを用いても必然的に部品点数が増えてしまう。また平衡−不平衡変換トランスとＳＡＷフィルタとの接続にもインピーダンスマッチングを考慮しなくてはならず、マッチングのためにコンデンサ、インダンクタ等の付属部品が必要となる。このため携帯電話機のサイズが大きくなるとともに、コストが増大するという問題がある。
高周波部品の小型・軽量化の手段として、高周波スイッチ回路やフィルタ回路等を構成するコンデンサ、インダクタ等の素子の一部をＬＴＣＣ（Ｌｏｗ　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　Ｃｏ−Ｆｉｒｅａｂｌｅ　Ｃｅｒａｍｉｃｓ）技術により積層体（多層基板）に内蔵させ、もって複数の回路機能を有する複合部品とすることが行われている。
例えば特開平６−１９７０４０号は、低温焼結誘電体セラミックシートからなる積層体内に伝送線路及びコンデンサを一体化的に内蔵した高周波スイッチを開示している。また特開平１０−３２５２１号は、多層基板にＲＦ段間フィルタ（ＳＡＷフィルタ）を一体的に搭載することにより小型・軽量化した高周波スイッチを開示している。さらに特開平１１−２２５０８９号は、二つ以上の送受信系を取り扱うように分波器及び高周波スイッチを、低温焼結誘電体セラミック材料からなる積層体に一体化したマルチバンド携帯電話機用高周波スイッチを開示している。このような高周波スイッチと他の高周波部品とを複合化した部品を高周波スイッチモジュールと呼ぶ。
高周波スイッチモジュールにおいて、ＬＴＣＣ技術によりコンデンサ、インダクタ等の回路素子の一部を積層体に内蔵させ、複数の回路機能を複合化することはできるが、実用に供し得る程度の電気的特性を得ることは実際容易ではなかった。例えば積層体内に高周波スイッチと、その受信系に接続されたＳＡＷフィルタとを一体化する場合、高周波スイッチとＳＡＷフィルタとのインピーダンスマッチングを十分に考慮し、接続点での反射損失が少なくなるように接続しなければ、高周波スイッチからＳＡＷフィルタの出力端に至る受信経路における不整合による受信信号の損失を低減できない。しかし高周波スイッチとＳＡＷフィルタとを複合化すると、送信回路からアンテナへの送信経路において送信信号の損失が増加し、所望の電気的特性が得られない。その上、高周波スイッチモジュールを構成する高周波回路の一部を平衡化する試みは今まで全くなされていなかった。
発明の目的
従って本発明の目的は、高周波スイッチとＳＡＷフィルタのような他の高周波部品とを複合一体化した、小型で電気的特性に優れた高周波スイッチモジュールを提供することである。
本発明のもう一つの目的は、平衡−不平衡変換回路又は平衡−不平衡変換回路とインピーダンス変換回路とを具備する電気的特性に優れた高周波スイッチモジュールを提供することである。
発明の開示
本発明の第一の態様による高周波スイッチモジュールは、電極パターンを有する複数の誘電体層により構成された積層体を多層基板とし、アンテナと送信回路と受信回路との間に接続され、複数のスイッチング素子を具備する高周波スイッチ回路と、前記高周波スイッチ回路と前記受信回路との間に接続された弾性表面波フィルタとを具備し、前記スイッチ回路と前記弾性表面波フィルタとの間に位相補正回路が配置されており、前記高周波スイッチ回路は第１のスイッチング素子と、第１の伝送線路と、第１のコンデンサとを主要素子とし、前記第１の伝送線路及び前記第１のコンデンサの少なくとも一部は積層体の前記電極パターンにより構成されており、前記弾性表面波フィルタは積層体上に実装されていることを特徴とする。
本発明の第二の態様による高周波スイッチモジュールは、電極パターンを有する複数の誘電体層により構成された積層体を多層基板とし、送受信系の送信回路と受信回路とを切り替える高周波スイッチ回路と、前記高周波スイッチ回路の受信系に接続され、平衡型回路と不平衡型回路とを接続する平衡−不平衡変換回路とを具備し、前記高周波スイッチ回路は第１のスイッチング素子と、第１の伝送線路と、第１のコンデンサとを主要素子とし、前記第１の伝送線路及び前記第１のコンデンサの少なくとも一部は積層体の前記電極パターンにより構成され、前記平衡−不平衡変換回路は不平衡入力・平衡出力の弾性表面波フィルタであり、積層体上に実装されていることを特徴とする。
本発明の第三の態様による高周波スイッチモジュールは、電極パターンを有する複数の誘電体層により構成された積層体を多層基板とし、送受信系の送信回路と受信回路とを切り替える高周波スイッチ回路と、前記高周波スイッチ回路の受信系に接続する弾性表面波フィルタと、前記弾性表面波フィルタに接続する平衡−不平衡変換回路とを具備し、前記高周波スイッチ回路はスイッチング素子と、第１の伝送線路と、第１のコンデンサとを主要素子とし、前記第１の伝送線路及び前記第１のコンデンサの少なくとも一部は積層体の前記電極パターンにより構成され、前記平衡−不平衡変換回路は平衡−不平衡変換トランスであり、前記平衡−不平衡変換トランスは第２の伝送線路を主要素子とし、前記第２の伝送線路は積層体の前記電極パターンにより形成されていることを特徴とする。
発明を実施するための最良の形態
図１は本発明の高周波スイッチモジュールの回路の一例を示し、図２は図１の高周波スイッチモジュールの等価回路の一例を示す。この高周波スイッチモジュールでは、位相補正回路ＬＤ４は高周波スイッチＳＷとＳＡＷフィルタｆ２との間に配置されており、これらの部品は複合化されている。
高周波スイッチＳＷとＳＡＷフィルタとの複合化について検討した結果、単に高周波スイッチＳＷとその受信回路側に接続されたＳＡＷフィルタとの接続点におけるインピーダンスマッチングを考慮するだけでは、送信回路から来る送信信号の損失が増加することがあることが判明した。そのため、ＧＳＭ１８００用の高周波スイッチとＳＡＷフィルタとを位相補正回路を介さずに複合化した高周波スイッチモジュールを例にとって、送信回路ＴＸ−アンテナＡＮＴ間の挿入損失特性を検討した。その結果、図８に示すように、ＧＳＭ１８００の送信周波数近傍の１．７ＧＨｚにディップ（ＤＩＰ）と呼ばれる減衰が発生し、このため送信周波数帯域での挿入損失がＳＡＷフィルタを接続しない場合の約２倍程度まで劣化していることが分かった。
ディップ（ＤＩＰ）の発生原因について検討した結果、高周波スイッチとＳＡＷフィルタとを複合化することにより、送信信号の一部が受信回路側へ吸収され、ディップ（ＤＩＰ）と呼ばれる減衰が発生し、送信信号の挿入損失が増大することが分かった。
図２に示す高周波スイッチモジュールにおいて、送信経路と受信経路との接続点ＩＰ１から送信時における受信回路側のインピーダンスＺＩＰ１を、図７に示す等価回路で回路シミュレータを用いて評価したところ、高周波スイッチの受信回路側を見たインピーダンス特性を示すスミスチャートは送信周波数帯において回転する軌跡を描くことが分かった。このようにインピーダンス特性の回転軌跡上に送信周波数が存在すると、反射損失が小さくなるので、接続点ＩＰ１から受信回路ＲＸ側を見た時のインピーダンスは特性インピーダンスに近い。換言すれば、送信回路ＴＸと受信回路ＲＸとの間のアイソレーションが十分に得られず、挿入損失にディップ（ＤＩＰ）が発生し、送信回路からアンテナへの挿入損失特性が劣化する。
さらに検討の結果、このような現象がスイッチ回路を構成するスイッチング素子（ダイオード又は電界効果型トランジスタ）の接続用ワイヤ等に起因する寄生インダクタンスにより大きく影響されることが分かった。例えば、ダイオードの動作時の等価回路は、図７にＤＤ２と示すように、インダクタとコンデンサと抵抗からなり、グランドとの間に直列に接続されたインダクタは寄生インダクタンスを構成する。
寄生インダクタンスを高周波回路解析ツールを使った回路シミュレータ（アジレント・テクノロジーズ社のＡｄｖａｎｃｅｄ　Ｄｅｓｉｇｎ　Ｓｙｓｔｅｍ）により等価的に増減させて、その影響を確認したところ、寄生インダクタンスを減少させればインピーダンスの回転軌跡は小さな円を描き、これに伴い反射特性も改善されることが分かった。しかしながら、実際の寄生インダクタはスイッチング素子の構造により決まるものであり、回路シミュレータのようにインダクタンスを自由に減少させるのは実際困難である。なおここで用いた回路シミュレータは、高周波スイッチや弾性表面波フィルタ等の構成素子について、予め特性データの実測値を得て、この特性データを基にシミュレートすることにより、実際に試料を作成した結果に近い評価を得るものである。
そこで、本発明者等はディップ（ＤＩＰ）が発生する周波数を、送信周波数から十分に離間させた周波数に移動させれば挿入損失特性が劣化しないことに着目し、そのためには高周波スイッチとＳＡＷフィルタとの間に、位相を移動させる位相補正回路を接続すればよいことを発見した。
本発明の好ましい実施態様では、高周波スイッチは、送信回路とアンテナとの間に配置された第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の送信回路側を接地する第１の伝送線路又はインダクタと、前記アンテナと前記受信回路との間に配置された第２の伝送線路と、前記第２の伝送線路の受信回路側を接地する第２のスイッチング素子とを具備し、前記第２の伝送線路に前記位相補正回路が直列接続している。位相補正回路は伝送線路又はコンデンサからなり、電極パターンを有する複数の誘電体層からなる積層体の前記電極パターンにより構成しても良いし、チップインダクタ又はチップコンデンサとして積層体上に実装しても良い。
本発明の高周波スイッチモジュールは、携帯電話機のＲＦ回路を平衡化するように、ＳＡＷフィルタとして不平衡入力−平衡出力型のＳＡＷフィルタを有するのが好ましい。ＳＡＷフィルタがインピーダンス変換回路として機能するように異なる入力インピーダンス及び出力インピーダンスを有すると、ＬＮＡ等の他の高周波部品との接続において、別途インピーダンス変換回路を用いなくても良く、電気的特性の向上やＲＦ回路の小型化が実現でき好ましい。弾性表面波フィルタの平衡出力端の近傍に、平衡出力端に並列にインダクタを接続すれば、後述する理由により平衡出力端から来る差動信号のリップル（Ｒｉｐｐｌｅ）が小さくなるので好ましい。
本発明の別の実施態様による高周波スイッチモジュールは、送受信系の送信回路と受信回路とを切り替える高周波スイッチ回路と、前記高周波スイッチ回路の受信系に接続され、平衡型回路と不平衡型回路とを接続する平衡−不平衡変換回路とを具備し、前記高周波スイッチ回路は第１のスイッチング素子と第１の伝送線路と第１のコンデンサを主要素子とし、前記第１の伝送線路と第１のコンデンサの少なくとも一部が、電極パターンを有する誘電体層からなる積層体の前記電極パターンにより構成され、前記平衡−不平衡変換回路は不平衡入力−平衡出力の弾性表面波フィルタ（ＳＡＷフィルタ）として積層体上に実装されている。弾性表面波フィルタに異なる入力インピーダンス及び出力インピーダンスを持たせ、インピーダンス変換回路として機能させてもよい。
携帯電話機のＲＦ回路部の複合化、小型化及び高性能化に取り組む過程で、平衡出力型のＳＡＷフィルタを用いるとともに、それを平衡入力型ＬＮＡと接続することにより、平衡−不平衡変換トランスを用いることなくＲＦ回路を構成できることを着想した。ＳＡＷフィルタは、圧電基板の主面上に表面波の伝搬方向に沿って複数のＩＤＴ（Ｉｎｔｅｒ−ｄｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極を近接させて配置するとともに、それらの両側に反射器を配設したものである。ＳＡＷフィルタとしては信号端子が１本の不平衡型、即ち不平衡−不平衡となるフィルタ構成が一般的であるが、最近電極指の交差幅や配列及び結合を工夫して、異なる入力インピーダンス及び出力インピーダンスを有し、平衡−不平衡変換機能を有するＳＡＷフィルタが実用化された。このようなＳＡＷフィルタを高周波スイッチを構成する積層体上に実装すると、ＳＡＷフィルタと高周波スイッチを両者のインピーダンスマッチングを考慮しながら複合化できるので、それぞれの電気的性能を損なうことがない。また平衡−不平衡変換機能を具備するＳＡＷフィルタに平衡入力型回路素子を接続する場合、ＳＡＷフィルタをＬＮＡ等の回路素子の入力インピーダンス及び出力インピーダンスに合わせて選択し、平衡−不平衡変換回路として機能させれば、電気的特性の向上やＲＦ回路の小型化が実現でき好ましい。
ＳＡＷフィルタが低雑音増幅器ＬＮＡに接続される場合に、低雑音増幅器ＬＮＡへの入力信号の振幅平衡度及び位相平衡度が良好でないと、低雑音増幅器は外来ノイズの影響を受けやすくなり、発振等の不具合が生じるので、振幅平衡度を±１ｄＢ以内とし、位相平衡度を１８０±１０ｄｅｇ．以内とするのが好ましい。なお振幅平衡度は平衡端子間の高周波電力差であり、位相平衡度はその位相差を示す。
ＳＡＷフィルタは上記平衡度特性を有するが、これを回路基板に実装し接続線路を引き回して低雑音増幅器と接続する場合、３〜５ｍｍ程度の接続線路が必要であり、これによる寄生インダクタや寄生容量が生じる。またＳＡＷフィルタもワイヤボンディングのためのリード線やモールド樹脂のために寄生インダクタや寄生容量を有する。このため、平衡出力信号に受信周波数帯域内でリップル（Ｒｉｐｐｌｅ）が発生し、通過帯域での挿入損失特性の劣化し、所望の振幅平衡度及び位相平衡度が得られなくなる。しかしＳＡＷフィルタを積層体上に実装して高周波スイッチと複合化すれば、両者のインピーダンスマッチングが容易となるとともに、ＳＡＷフィルタの平衡出力端と高周波スイッチモジュールを実装する回路基板間とを積層体内に形成された伝送線路で接続できる。そのため、伝送線路の線路長等を適宜設定することにより、平衡出力端から来る差動出力信号の位相平衡度及び振幅平衡度を所望の範囲に調整することができる。さらにＳＡＷフィルタの平衡出力端の近傍でそれに並列にインダクタを配置すれば、寄生容量や寄生インダクタのような寄生インピーダンスによる受信周波数帯域内でのリップル（Ｒｉｐｐｌｅ）の発生を抑制することができ好ましい。
ＳＡＷフィルタとその平衡出力端に並列に配置されたインダクタとは積層体内に形成した接続線路により接続されている。接続線路は、他の伝送線路等と同様に電極パターンにより形成されるが、等価回路において実質的にインダクタンス等の回路機能を有さない線路である。ＳＡＷフィルタの平衡出力端に並列に配置されたインダクタはチップインダクタであり、積層体上に実装しても良いし、コイル状又はミアンダ状又はスパイラル状の伝送線路で積層体内に形成しても良い。
種々検討の結果、並列に配置されたインダクタのリップル抑制効果を発揮させるには、インダクタを平衡出力端子のごく近傍に配置して寄生インピーダンスを小さくし、ＳＡＷフィルタとそれに並列なインダクタとを絶縁基板上の接続線路により接続するのが好ましいことが分かった。例えば図３５に示すように、平衡出力型ＳＡＷフィルタｆｅ２，ｆｇ２とインダクタＬＧ，ＬＤを一つの積層体に直近に配置することにより、ＳＡＷフィルタｆｅ２，ｆｇ２とインダクタＬＧ，ＬＤとを接続する線路パターンの長さを短くすることができ、ＳＡＷフィルタｆｅ２，ｆｇ２の出力端とそれらに並列配置したインダクタＬＧ，ＬＤとの間の寄生インピーダンス成分を小さくすることができる。
インダクタ及び弾性表面波フィルタは積層体内に形成した接続線路により接続されている。インダクタをチップインダクタとして積層体上に実装しても良いし、コイル状又はミアンダ状又はスパイラル状になした伝送線路で積層体内に形成しても良い。
本発明の別の実施態様による高周波スイッチモジュールは、送受信系の送信回路と受信回路を切り替える高周波スイッチ回路と、前記高周波スイッチ回路の受信系に接続されたＳＡＷフィルタと、前記ＳＡＷフィルタに接続された平衡−不平衡変換回路とを具備し、前記高周波スイッチ回路はスイッチング素子と、第１の伝送線路と、第１のコンデンサとを主要素子とし、前記第１の伝送線路と第１のコンデンサの少なくとも一部は積層体の電極パターンにより構成され、前記平衡−不平衡変換回路は平衡−不平衡変換トランス（Ｂａｌｕｎ）であって、第２の伝送線路を主要素子とし、前記第２の伝送線路は前記電極パターンにより構成する。
ＳＡＷフィルタはインピーダンス変換回路として用いるが、必要なインピーダンスが得られない場合には、ＳＡＷフィルタを不平衡入力−不平衡出力とし、平衡−不平衡変換回路及びインピーダンス変換回路として平衡−不平衡変換トランス（Ｂａｌｕｎ）を用いるのが好ましい。平衡−不平衡変換トランス（Ｂａｌｕｎ）は、高周波スイッチ及びＳＡＷフィルタとともに積層体に一体的に構成されるが、限られた積層体内に平衡−不平衡変換トランスの伝送線路を内蔵する場合、必要な伝送線路の長さを確保できず、所望の巻数比が得られない場合や平衡側の伝送線路を対称に構成することが困難な場合もある。このような場合、必要な入出力インピーダンス、位相平衡度（Ｐｈａｓｅ　Ｂａｌａｎｃｅ）及び振幅平衡度（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｂａｌａｎｃｅ）が得られないが、入力側の伝送線路とグランドとの間にコンデンサを配置したり、平衡出力端間にコンデンサを配置したりして、これらを適宜調整すれば良い。
このようなコンデンサは積層体に電極パターンとして内蔵しても良いし、積層体上にチップコンデンサとして搭載しても良い。また平衡−不平衡変換トランス（Ｂａｌｕｎ）のグランドは、高周波スイッチ等の他の回路部品と共通化するのが好ましい。特に平衡側のグランドを他の回路部品のグランドと共通化すると、共通のグランドから見たときの位相が０度となる。
本発明の好ましい実施態様では、積層体は対向する主面と前記主面に連なる側面とを有する板状であり、弾性表面波フィルタはベアチップとして少なくとも一方の主面にフェースダウン実装する。伝送線路にはストリップライン、マイクロストリップライン、コプレーナライン等を用いるのが好ましい。
［１］高周波スイッチ回路と弾性表面波フィルタとの複合化
図１は本発明の高周波スイッチモジュールの回路の一例を示し、図２はその等価回路の一例を示す。この高周波スイッチモジュールは、高周波スイッチＳＷとＳＡＷフィルタｆ２との間に位相補正回路ＬＤ４を有し、これらの部品は複合化されている。
図８は、高周波スイッチとＳＡＷフィルタとを位相補正回路を介さずに接続した比較例の高周波スイッチモジュールの一例の電気的特性を示す。図８（ａ）に示すように、挿入損失特性において、ＧＳＭ１８００の送信周波数近傍の１．７ＧＨｚにディップ（ＤＩＰ）が発生し、このため送信周波数帯域で挿入損失が劣化しているのが分かる。
このような挿入損失特性の劣化を防止するために、本発明においては、伝送線路、インダクタ及びコンデンサの少なくとも一つにより構成される位相補正回路を、高周波スイッチと弾性表面波フィルタとの間に直列に接続する。各種の位相補正回路を接続したときの電気的特性を図９〜図１４に示す。また表１に挿入損失特性と位相特性をあわせて示す。
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図９及び図１０は、位相補正回路として幅が０．１４ｍｍで長さＬがそれぞれ１ｍｍ及び２ｍｍの伝送線路を設けた場合の高周波スイッチモジュールの電気的特性を示す。図９（ｃ）及び図１０（ｃ）に示すように、位相補正回路が長くなるほどインピーダンスの回転軌跡が小さくなるのが分かる。また図９（ｂ）及び図１０（ｂ）は接続点ＩＰ１から受信回路ＲＸ側を見た時の反射特性（Ｒｅｔｕｒｎ　Ｌｏｓｓ）を示す。位相補正回路を設けると位相は僅かに進むとともに小さな反射損失を示す周波数は低周波数側へ移動し、その絶対値も減少する。
図１１及び図１２は位相補正回路として集中定数インダクタ（インダクタンスＬがそれぞれ０．５ｎＨ及び１ｎＨのチップインダクタ）を設けた場合の高周波スイッチモジュールの電気的特性を示す。図１１（ｃ）及び図１２（ｃ）に示すように、インダクタンスが大きくなるほどインピーダンスの回転軌跡が小さくなるのが分かる。また図１１（ｂ）及び図１２（ｂ）は、接続点ＩＰ１から受信回路ＲＸ側を見た時の反射特性（Ｒｅｔｕｒｎ　Ｌｏｓｓ）を示す。位相補正回路を設けると位相は僅かに進むとともに大きな反射損を示す周波数は低周波数側へ移動し、その絶対値も減少する。
図１３及び図１４は位相補正回路として容量値Ｃがそれぞれ５ｐＦ及び１５ｐＦのチップコンデンサを設けた場合の電気的特性を示す。図１３（ｂ）及び図１４（ｂ）に示すように、チップコンデンサの容量値が小さいほど位相は僅かながら遅れるとともに、大きな反射特性を示す周波数は高周波数側へ移動する。
図９（ｄ）〜図１４（ｄ）は、上記高周波スイッチモジュールにおけるアンテナから受信回路への挿入損失特性を示す。高周波スイッチとＳＡＷフィルタ間に位相補正回路を設けても、アンテナから受信回路への挿入損失特性は劣化しないことが分かった。
図３〜図６は本発明の他の実施態様による高周波スイッチモジュールを詳細に示す。この高周波スイッチモジュールは、単一の多元接続方式で２つの異なる通信方式を扱うものであり、第１の送受信系はＥＧＳＭ９００（送信周波数８８０〜９１５ＭＨｚ、受信周波数９２５〜９６０ＭＨｚ）、第２の送受信系はＧＳＭ１８００（送信周波数１７１０〜１７８５ＭＨｚ、受信周波数１８０５〜１８８０ＭＨｚ）である。図３は、２つの送受信系を取り扱うデュアルバンド用携帯電話機用のＲＦ回路に本発明の高周波スイッチモジュールを用いた場合の回路ブロックである。この高周波スイッチモジュールは、ＡＮＴに接続された端子から低周波側の第１の送受信系（例えばＥＧＳＭ９００）と、高周波側の第２の送受信系（例えばＥＧＳＭ９００のほぼ２倍の周波数帯であるＧＳＭ１８００）とを分波するために、ローパスフィルタとハイパスフィルタとから構成された分波器（ＤＰ）を有する。
分波器（ＤＰ）のローパスフィルタ側の後段には、第１の送受信系（ＥＧＳＭ９００）の送信回路（ＥＧＳＭ９００ＴＸ）と分波器とを接続する経路と、第１の送受信系の受信回路（ＥＧＳＭ９００ＲＸ）と分波器とを接続する経路とを切り換える第１の高周波スイッチＳＷ１を有する。また分波器のハイパスフィルタ側の後段には、第２の送受信系の受信回路（ＧＳＭ１８００ＲＸ）と分波器とを接続する経路と、第２の送受信系の送信回路（ＧＳＭ１８００ＴＸ）と分波器とを接続する経路とを切り換える第２の高周波スイッチＳＷ２を有する。それぞれの高周波スイッチＳＷ１、ＳＷ２と送信回路との間にはローパスフィルタｆｅ１，ｆｇ１が配置されており、高周波スイッチと受信回路との間にはＳＡＷフィルタｆｅ２，ｆｇ２が配置されており、第１の高周波スイッチＳＷ１とＳＡＷフィルタｆｅ２との間には位相補正回路ＬＧ４が配置されており、第２の高周波スイッチＳＷ２とＳＡＷフィルタｆｇ２との間には位相補正回路ＬＤ４が配置されている。
図４は、上記デュアルバンド携帯電話機に用いる高周波スイッチモジュールの等価回路の一例を示す。図４の破線の外側のコンデンサＣは外付け部品として回路基板上等に配置されるが、この外付け部品を後述する積層体内に形成しても、積層体上に搭載しても良い。
アンテナＡＮＴに接続された分波器ＤＰは、２つの直列共振回路を有し、伝送線路ＬＦ２とコンデンサＣＦ１で一つのノッチ回路を構成し、伝送線路ＬＦ３とコンデンサＣＦ３でもう一つのノッチ回路を構成している。一方のノッチ回路はアンテナＡＮＴの後段にローパスフィルタとして機能する伝送線路ＬＦ１と接続しており、伝送線路ＬＦ１の後段で、伝送線路ＬＦ１の一端とグランドとの間に配置される。
もう一方のノッチ回路は、アンテナＡＮＴの後段にハイパスフィルタとして機能するコンデンサＣＦ２と接続し、コンデンサＣＦ２の後段で、コンデンサＣＦ２の一端とグランドとの間に配置される。ハイパスフィルタ特性を向上するために、コンデンサＣＦ２と直列にコンデンサＣＦ４が接続している。コンデンサＣＦ４は、第２の高周波スイッチＳＷ２のＤＣカット用コンデンサとしても機能する。この構成により、分波器ＤＰにおいて所望の周波数帯で広帯域な挿入損失特性を示し、不要な周波数帯で急峻な減衰特性を発現でき、分波特性に優れた分波器が得られる。
第１の高周波スイッチＳＷ１は送信回路ＥＧＳＭ９００ＴＸと受信回路ＥＧＳＭ９００ＲＸとを切り換える。高周波スイッチＳＷ１は、２つのダイオードＤＧ１、ＤＧ２と、２つの伝送線路ＬＧ２、ＬＧ３とを主構成とし、ダイオードＤＧ１のアノードはアンテナＡＮＴに接続し、カソードは送信回路ＥＧＳＭ９００ＴＸが接続している。またダイオードＤＧ１のカソードに接地された伝送線路ＬＧ２が接続している。アンテナＡＮＴと受信回路ＥＧＳＭ９００ＲＸとの間に伝送線路ＬＧ３が接続されている。伝送線路ＬＧ３の受信側にダイオードＤＧ２のカソードが接続されており、ダイオードＤＧ２のアノードとグランドとの間にコンデンサＣＧ４が接続されており、それらの間にダイオード制御用の電圧端子ＶＣ１が抵抗Ｒを介して配置されている。
送信系（送信回路ＥＧＳＭ９００ＴＸ側）では、第１の高周波スイッチＳＷ１のダイオードＤＧ１と伝送線路ＬＧ２との間に、伝送線路ＬＧ１及びコンデンサＣＧ１、ＣＧ２、ＣＧ３からなるローパスフィルタｆｅ１が挿入されている。ローパスフィルタｆｅ１は送信ＥＧＳＭ９００ＴＸと伝送線路ＬＧ２との間に配置してもよい。ダイオードＤＧ２のカソード側には位相補正回路ＬＧ４を介してＳＡＷフィルタｆｅ２が接続している。第１の高周波スイッチＳＷ１と分波器ＤＰの伝送線路ＬＦ１との間にはＤＣカット用コンデンサＣ１が配置されている。
第２の高周波スイッチＳＷ２は送信回路ＧＳＭ１８００ＴＸと受信回路ＧＳＭ１８００ＲＸとを切り換えるものであり、２つのダイオードＤＤ１、ＤＤ２と２つの伝送線路ＬＤ２、ＬＤ３とを主構成とする。ダイオードＤＤ１のアノードはアンテナＡＮＴ側に接続し、カソードは送信回路ＧＳＭ１８００ＴＸ側に接続している。またダイオードＤＤ１のカソードに接地された伝送線路ＬＤ２が接続している。アンテナＡＮＴと受信回路ＧＳＭ１８００ＲＸとの間に伝送線路ＬＤ３が接続され、その受信側にダイオードＤＤ２のカソードが接続され、ダイオードＤＤ２のアノードとグランドとの間にコンデンサＣＤ４が接続され、それらの間に抵抗Ｒを介してダイオード制御用の電圧端子ＶＣ２が配置されている。
送信系（送信回路ＧＳＭ１８００ＴＸ側）において、高周波スイッチＳＷのダイオードＤＤ１と伝送線路ＬＤ２との間に、伝送線路ＬＤ１とコンデンサＣＤ１、ＣＤ２、ＣＤ３とからなるローパスフィルタｆｇ１が挿入されている。ローパスフィルタｆｇ１は送信回路ＴＸと伝送線路ＬＤ２との間に配置してもよい。ダイオードＤＤ２のカソード側にはＳＡＷフィルタｆｇ２が位相補正回路ＬＤ４を介して接続されている。
この高周波スイッチモジュールの動作ロジックは表２に示す通りである。例えば、この高周波スイッチモジュールでＧＳＭ１８００の送信信号をアンテナＡＮＴに送る場合、第２の高周波スイッチＳＷ２を切り替えるための電圧コントロール回路ＶＣ２から正の電圧を与えることにより、ダイオードＤＤ１及びＤＤ２をＯＮ状態とする。ＯＮ状態になったダイオードＤＤ２は低インピーダンスを有するため、伝送線路ＬＤ３が高周波的に接地され、また位相補正回路ＬＤ４を構成する伝送線路により共通端ＩＰ１から受信回路ＧＳＭ１８００ＲＸ側を見た送信周波数でのインピーダンスが高くなり、受信回路ＧＳＭ１８００ＲＸ側には高周波信号（送信信号）は現れない。またダイオードＤＤ１はＯＮ状態になり、低インピーダンスとなるので、送信回路ＧＳＭ１８００ＴＸから来る高周波信号は分波器ＤＰを通過し、アンテナＡＮＴからＧＳＭ１８００ＴＸの送信信号として放射される。
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本実施態様においては、ＳＡＷフィルタｆｅ２、ｆｇ２は不平衡出力型であるが、携帯電話機の受信回路において、ＳＡＷフィルタの後段に平衡信号入力の低雑音増幅器ＬＮＡを配置する場合、ＳＡＷフィルタを平衡出力のＳＡＷフィルタとしても良い。また電気的特性の改善のためＳＡＷフィルタの平衡出力間にインダクタを並列に配置するのが好ましく、そのインダクタを積層体上にチップインダクタとして搭載したり、積層体内に他の伝送線路と同様に配置しても良い。
図４に示す等価回路を有する高周波スイッチモジュールの内部構造の一例を図５に示す。また図６はＳＡＷフィルタ及びダイオードを実装した高周波スイッチモジュールを示す。この高周波スイッチモジュールは、分波器ＤＰ、ローパスフィルタｆｅ１，ｆｇ１、及び高周波スイッチＳＷ１，ＳＷ２を構成する伝送線路を積層体内に有し、ダイオード、チップコンデンサ、ＳＡＷフィルタｆｅ２，ｆｇ２、及びチップ抵抗をその積層体上に搭載して、全体としてワンチップ化している。
高周波スイッチモジュールの積層体は、低温焼成が可能なセラミック誘電体のグリーンシート上にＡｇを主体とする導電ペーストを印刷して、所望の電極パターンを形成し、電極パターンを有する複数のグリーンシートを適宜一体的に積層し、焼結することにより形成する。
低温焼成が可能なセラミック誘電体材料としては、例えばＡｌ２Ｏ３を主成分とし、ＳｉＯ２、ＳｒＯ、ＣａＯ、ＰｂＯ、Ｎａ２Ｏ及びＫ２Ｏの少なくとも１種を副成分として含む低温焼結誘電体セラミック組成物、Ａｌ２Ｏ３を主成分とし、ＭｇＯ、ＳｉＯ２及びＧｄＯの少なくとも１種を副成分として含む低温焼結誘電体セラミック組成物等の誘電体材料や、Ｂｉ２Ｏ３、Ｙ２Ｏ３、ＣａＣＯ３、Ｆｅ２Ｏ３、Ｉｎ２Ｏ３及びＶ２Ｏ５の少なくとも１種を含む磁性セラミック材料がある。これらのセラミック誘電体材料の出発原料をボールミルにより湿式混合し、得られたスラリーを乾燥した後、７００℃〜８５０℃の温度で仮焼し、粉砕乾燥してセラミック粉末を形成する。このセラミック粉末に有機バインダー、可塑剤及び有機溶剤をボールミルにより混合し、脱泡機で粘度を調整した後、ドクターブレード、パイプドクター等公知のシート成形方法により、３０〜２５０μｍのセラミックグリーンシートを形成する。
各グリーンシートに伝送線路やコンデンサ、接続線路を構成する電極パターンをＣｕやＡｇ等の導電性ペーストにより印刷し、電極パターン間を接続するビアホールを形成する。得られた電極パターン付きグリーンシートを重ね合わせ、８０℃の温度及び１２ＭＰａの圧力で熱圧着して積層体とする。積層体を所定の大きさ及び形状にダイシングソー、鋼刃等で切断し、９００℃〜１０００℃で２〜８時間焼結する。このようにして、例えば６．７ｍｍ×５．０ｍｍ×０．６ｍｍのサイズの積層体を得る。
積層体の内部構造を以下積層順に従って説明する。まず最下層のグリーンシート１４の裏面には、グランド電極と端子電極が形成されている。グリーンシート１４の表面には、グランド電極がほぼ全面に形成され、電極パターン間を適宜接続するように直径０．０５〜０．２ｍｍのビアホール（図中黒丸で表示）が形成されている。これらのビアホールにはＡｇやＣｕ等の導体が充填されている。
グリーンシート１３には、分波器及びローパスフィルタを構成するとともに接地されたコンデンサが形成されており、グリーンシート１２及び１１にはグランド電極ＧＮＤ及びローパスフィルタＬＰＦを構成するコンデンサが形成されている。グリーンシート６〜１０には、高周波スイッチ、分波器及びローパスフィルタを構成する伝送線路と、位相補正回路としての伝送線路ＬＤ４が形成されている。
グリーンシート３〜５にはグランド電極と、分波器のコンデンサ及び高周波スイッチのグランドに接続されたコンデンサが形成されている。
グリーンシート２には、最上部のグリーンシート１に形成された搭載素子接続用のランドとの配線パターンとともに、位相補正回路を構成する伝送線路ＬＤ４が形成されている。伝送線路ＬＤ４は、積層体に搭載されたＳＡＷフィルタｆｇ２と接続している。
積層体の上面には、搭載素子接続用のランドとともに金属ケースを接続するためのランドが形成されている。積層体の上面には４つのダイオード、２つのＳＡＷフィルタ、チップ抵抗及びチップコンデンサが搭載されており、Ｎｉクラッド材からなる金属ケースを被せた後、半田付けして、本発明の高周波スイッチモジュールが得られる。前記チップコンデンサのうちＬＧ４を位相補正回路としている。なお図６では部品搭載の状態がわかるように、金属ケースは図示されていない。
上記実施態様においては、ＳＡＷフィルタとして、素子を金属ケースに封止した単体デバイス、いわゆる管封止パッケージ型ＳＡＷフィルタを用いているが、積層体の少なくとも一面にＳＡＷフィルタを構成するベアチップをボンディング実装しても良く、積層体の一部に凹部（Ｃａｖｉｔｙ）を形成して、この凹部にＳＡＷフィルタを配置してもよい。ＳＡＷフィルタを裸状態で実装する場合には、金属ケースで封止するとともに、必要に応じてアルゴンガスや窒素ガスでＳＡＷフィルタの周囲を不活性雰囲気とすればよい。
このようにして作成した高周波スイッチモジュールのＧＳＭ１８００ＴＸ−アンテナＡＮＴ間の挿入損失特性を評価した。また比較例として、伝送線路ＬＤ４を形成せずに、単にビアホールで高周波スイッチとＳＡＷフィルタとを接続した高周波スイッチモジュールを作製した。図１５（ａ）は本発明の高周波スイッチモジュールのＧＳＭ１８００ＴＸ−アンテナＡＮＴ間の挿入損失特性を示し、図１５（ｂ）は従来の高周波スイッチモジュールのＧＳＭ１８００ＴＸ−アンテナＡＮＴ間の挿入損失特性を示す。
本発明によれば、挿入損失特性におけるディップの位置をＧＳＭ１８００送信周波数から十分に離間した低周波側に移動させることができる。また従来の高周波スイッチモジュールに比べ、約０．８ｄＢだけ損失を改善することができた。また受信の挿入損失は、従来のものと比べて同等の受信信号帯域で最大３．２ｄＢの結果を得た。
上記実施態様においては、ＧＳＭ１８００側の第２の高周波スイッチＳＷ２とＳＡＷフィルタｆｇ２間に位相補正回路ＬＤ４が配置されているが、ＥＧＳＭ９００側の第１の高周波スイッチＳＷ１とＳＡＷフィルタｆｅ２間に位相補正回路ＬＤ４を適宜配置してもよく、位相補正回路ＬＤ４としてチップインダクタを用いても同様の結果が得られる。また位相補正回路ＬＤ４としてコンデンサを用いる場合では、前記ディップを高周波側へ移動させることができるので、この場合も同様に送信信号の挿入損失特性を効果的に改善することができる。
［２］高周波スイッチモジュールの平衡出力化の第一の態様
図１６に示す回路を有し、単一の多元接続方式で２つの異なる通信方式を扱う高周波スイッチモジュールを、第１の送受信系をＥＧＳＭ９００（送信周波数８８０〜９１５ＭＨｚ、受信周波数９２５〜９６０ＭＨｚ）、第２の送受信系をＧＳＭ１８００（送信周波数１７１０〜１７８５ＭＨｚ、受信周波数１８０５〜１８８０ＭＨｚ）として、以下詳細に説明する。
この高周波スイッチモジュールは、分波器ＤＰと、この分波器ＤＰから来る受信信号の受信回路への信号経路と送信回路から来る送信信号の分波器ＤＰへの信号経路を切換える２つの高周波スイッチＳＷ１，ＳＷ２と、ローパスフィルタｆｅ１，ｆｇ１と、ＲＦ段間フィルタとして不平衡入力−平衡出力型で平衡−不平衡変換回路の機能を具備するＳＡＷフィルタｆｅ２，ｆｇ２を具備する。分波器ＤＰ、複数の高周波スイッチＳＷ１，ＳＷ２及びＳＡＷフィルタｆｅ２，ｆｇ２は、複数の誘電体層からなる積層体内に一体的に内蔵されており、積層体の外表面には受信回路ＥＧＳＭ９００ＲＸ，ＧＳＭ１８００ＲＸと接続する平衡端子が設けられている。図１７は、図１６に示す回路を有する高周波スイッチモジュールの等価回路の一例である。
分波器ＤＰは複数のフィルタ回路からなり、伝送線路及びコンデンサで構成されている。分波器ＤＰは、ＥＧＳＭ９００の送受信信号を通過させるがＧＳＭ１８００の送受信信号を減衰させる第１のフィルタ回路と、ＧＳＭ１８００の送受信信号を通過させるがＥＧＳＭ９００の送受信信号を減衰させる第２のフィルタ回路とを具備する。
この実施態様では、第１のフィルタ回路は伝送線路ＬＦ１及びコンデンサＣＦ１が並列接続され、グランドとの間にコンデンサＣＦ３が接続されたローパスフィルタである。第２のフィルタ回路は伝送線路ＬＦ２及びコンデンサＣＦ２が並列接続され、グランドとの間に伝送線路ＬＦ３が配置され、伝送線路ＬＦ２及びコンデンサＣＦ２にコンデンサＣＦ４が直列に接続されたハイパスフィルタである。このような構成により、第１の送受信系であるＥＧＳＭ９００と第２の送受信系であるＧＳＭ１８００の受信信号を分波することができ、第１の送受信系ＥＧＳＭ９００の送信信号はアンテナＡＮＴへ導かれ、第２の送受信系ＧＳＭ１８００の送信信号も第２の送受信系ＧＳＭ１８００の送受信回路へ実質的に回り込むことなくアンテナＡＮＴへ導かれ、第１の送受信系ＥＧＳＭ９００の送受信回路へ実質的に回り込むことがない。本発明において、分波器ＤＰは上記構成の他に、バンドパスフィルタ、バンドエリミネーションフィルタ、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタを前記のように機能するように適宜組み合わせても良い。
本実施態様では、伝送線路ＬＦ３により、アンテナから来る静電気（Ｅｌｅｃｔｒｏｓｔａｔｉｃ　ｄｉｓｃｈａｒｇｅ）をグランドへ逃がすことができ、ダイオードやＳＡＷフィルタの静電破壊を防止している。
分波器ＤＰの伝送線路ＬＦ１，ＬＦ２、ＬＦ３及びコンデンサＣＦ１、ＣＦ２、ＣＦ３、ＣＦ４は積層体に内蔵されているが、その一部をチップインダクタやチップコンデンサで構成して、積層体の外表面に実装してもよい。
スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２は、分波器ＤＰを構成する第１及び第２のフィルタ回路の後段に配置されている。送信回路ＥＧＳＭ９００ＴＸと受信回路ＥＧＳＭ９００ＲＸとを切り替える第１の高周波スイッチＳＷ１と、送信回路ＧＳＭ１８００ＴＸと受信回路ＧＳＭ１８００ＲＸとを切り替える第２の高周波スイッチＳＷ２は、それぞれダイオードと伝送線路を主構成とする。
送信回路ＥＧＳＭ９００ＴＸと受信回路ＥＧＳＭ９００ＲＸとを切り換えるための第１の高周波スイッチＳＷ１は、２つのダイオードＤＧ１、ＤＧ２及び２つの伝送線路ＬＧ１、ＬＧ２を主構成とする。ダイオードＤＧ１はＥＧＳＭ９００の送受信信号の入出力端ＩＰ２とＥＧＳＭ９００ＴＸとの間に配置され、ダイオードＤＧ１のアノードは入出力端ＩＰ２に接続し、ダイオードＤＧ１のカソードとグランドとの間に伝送線路ＬＧ１が接続されている。入出力端ＩＰ２とＥＧＳＭ９００ＲＸとの間に伝送線路ＬＧ２が接続し、伝送線路ＬＧ２の一端（ＥＧＳＭ９００ＲＸ側）にダイオードＤＧ２のカソードが接続し、ダイオードＤＧ２のアノードとグランドとの間にコンデンサＣＧ６が接続し、前記アノードとコントロール回路ＶＣ１との間に抵抗ＲＧが接続している。
伝送線路ＬＧ１及びＬＧ２はそれぞれの共振周波数がＥＧＳＭ９００の送信信号の周波数帯域内となる線路長を有する。第１のフィルタ回路とＥＧＳＭ９００ＴＸとの間に挿入されるローパスフィルタｆｅ１は、伝送線路とコンデンサにより構成されている。図１７の等価回路においては、伝送線路ＬＧ３及びコンデンサＣＧ３、ＣＧ４、ＣＧ７により構成されたπ型のローパスフィルタはダイオードＤＧ１と伝送線路ＬＧ１との間に配置されている。ローパスフィルタｆｅ１は高周波スイッチＳＷ１を構成する素子間に複合的に構成されているが、高周波スイッチＳＷ１の後段又は前段にローパスフィルタｆｅ１を配置しても良い。伝送線路ＬＧ３及びコンデンサＣＧ３、ＣＧ４、ＣＧ７は複数の誘電体層からなる積層体に内蔵されている。
高周波スイッチＳＷ１の２つのダイオードＤＧ１、ＤＧ２は、積層体の外表面に搭載されている。伝送線路ＬＧ１、ＬＧ２及びコンデンサＣＧ１、ＣＧ２、ＣＧ６は複数の誘電体層からなる積層体に内蔵されている。コントロール端子ＶＣ１と接続する抵抗ＲＧは積層体に内蔵しても、積層体上に印刷しても、あるいはチップ抵抗として積層体上に搭載しても良い。
伝送線路ＬＧ１及びコンデンサＣＧ１、ＣＧ２、ＣＧ６はチップインダクタ及びチップコンデンサとして積層体の外表面に搭載しても良く、またコンデンサＣＧ２は高周波スイッチモジュールを搭載する回路基板にチップコンデンサとして配置しても良い。
ＧＳＭ１８００の受信回路ＧＳＭ１８００ＲＸと送信回路ＧＳＭ１８００ＴＸを切り換えるための第２の高周波スイッチＳＷ２は、２つのダイオードＤＰ１、ＤＰ２及び２つの伝送線路ＬＰ１、ＬＰ２を主構成とする。ダイオードＤＰ１はＧＳＭ１８００の送受信信号の入出力端ＩＰ１とＧＳＭ１８００ＴＸとの間に配置され、ダイオードＤＰ１のアノードは入出力端ＩＰ１に接続し、ダイオードＤＰ１のカソードとグランドとの間に伝送線路ＬＰ１が接続されている。入出力端ＩＰ１とＲＸ２との間には伝送線路ＬＰ２が接続し、そのＲＸ２側の伝送線路ＬＰ２の一端にカソードが接続されたダイオードＤＰ２が配置し、そのアノードとグランドとの間にコンデンサＣＰ６が接続し、前記アノードとコントロール回路ＶＣ２との間に抵抗ＲＰが接続している。
伝送線路ＬＰ１及び伝送線路ＬＰ２はそれぞれの共振周波数がＧＳＭ１８００の送信信号の周波数帯域内となるような線路長を有する。第２のフィルタ回路とＧＳＭ１８００ＴＸとの間に配置されたローパスフィルタｆｇ１は、伝送線路及びコンデンサにより構成されている。図１７に示す等価回路図では、伝送線路ＬＰ３及びコンデンサＣＰ３、ＣＰ４、ＣＰ７により構成されたπ型のローパスフィルタは、ダイオードＤＰ１と伝送線路ＬＰ１との間に配置されている。ローパスフィルタｆｇ１はスイッチ回路３を構成する素子間に複合的に構成されているが、高周波スイッチＳＷ２の後段又は前段にローパスフィルタｆｇ１を配置されても良い。伝送線路ＬＰ３及びコンデンサＣＰ３、ＣＰ４、ＣＰ７は複数の誘電体層からなる積層体に内蔵されている。
高周波スイッチＳＷ２の２つのダイオードＤＰ１、ＤＰ２は、積層体の外表面に搭載されている。伝送線路ＬＰ１、ＬＰ２及びコンデンサＣＰ２、ＣＰ６は複数の誘電体層からなる積層体に内蔵されている。コントロール端子ＶＣ２と接続する抵抗ＲＰは積層体に内蔵しても、積層体上に印刷しても、あるいはチップ抵抗として積層体上に搭載しても良い。
伝送線路ＬＰ１及びコンデンサＣＰ２、ＣＰ６はチップインダクタやチップコンデンサとして積層体の外表面に搭載しても良いし、またコンデンサＣＰ２は高周波スイッチモジュールが搭載される回路基板にチップコンデンサとして配置しても良い。
高周波スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の後段に配置されたＳＡＷフィルタｆｅ２，ｆｇ２は、ＥＧＳＭ９００の受信信号、ＧＳＭ１８００の受信信号以外の不要な周波数成分、高調波を除去する機能を有し、積層体上に配置されている。ＳＡＷフィルタｆｅ２，ｆｇ２として、弾性表面波素子をセラミックパッケージに封止した面実装型ＳＡＷフィルタを用いても、積層体に凹部（Ｃａｖｉｔｙ）を設けて弾性表面波素子を裸状態でボンディング実装しても良い。ＳＡＷフィルタｆｅ２，ｆｇ２は、不平衡入力・平衡出力型のＳＡＷフィルタであり、このような平衡−不平衡変換機能を具備するＳＡＷフィルタをＬＮＡ等の入力インピーダンスや出力インピーダンスに合わせて選択し、平衡−不平衡変換回路として機能させたので、ＥＧＳＭ９００とＧＳＭ１８００の受信信号の平衡出力端子を具備した６７５０サイズの小型かつ高性能の高周波スイッチモジュールを構成することができる。
本発明の高周波スイッチモジュールにおいてＥＧＳＭ９００方式の送信信号を送信する場合、電圧端子ＶＣ１に正の制御電圧を印加し、電圧端子ＶＣ２に０Ｖの制御電圧を印加する。電圧端子ＶＣ１から印加された正の電圧は、コンデンサＣＧ１、ＣＧ２、ＣＧ３、ＣＧ４、ＣＧ６、ＣＧ７及びＳＡＷフィルタｆｅ２により直流分がカットされ、ダイオードＤＧ１及びダイオードＤＧ２をＯＮ状態にする。ＳＡＷフィルタｆｅ２はその電極構造により直流を流さない。ダイオードＤＧ１がＯＮ状態になると、送信回路ＥＧＳＭ９００ＴＸと分波器ＤＰとの間のインピーダンスが低くなる。一方、ＯＮ状態になったダイオードＤＧ２及びコンデンサＣＧ６により、伝送線路ＬＧ２が高周波的に接地されることにより共振し、入出力端ＩＰ２から受信回路ＥＧＳＭ９００ＲＸ側を見た場合のインピーダンスが非常に大きくなる。その結果、ＥＧＳＭ９００方式の送信信号は受信回路ＥＧＳＭ９００ＲＸに漏洩することなく分波器ＤＰへ伝送され、アンテナＡＮＴから送信される。またダイオードＤＰ１及びＤＰ２は電圧端子ＶＣ２から印加された０Ｖの電圧によりＯＦＦ状態になる。ＯＦＦ状態になったダイオードＤＰ１はインピーダンスが高いので、送信回路ＧＳＭ１８００ＴＸから来る漏洩信号は遮断され、アンテナＡＮＴから送信されない。
ＥＧＳＭ９００の受信信号を受信する場合、電圧端子ＶＣ１及びＶＣ２に０Ｖの電圧を印加する。その結果、ダイオードＤＧ１及びＤＧ２はＯＦＦ状態になる。またダイオードＤＰ１及びダイオードＤＰ２もＯＦＦ状態になる。ダイオードＤＧ１がＯＦＦ状態になることにより、送信回路ＥＧＳＭ９００ＴＸと分波器ＤＰの間はインピーダンスが高くなり接続されない。またＯＦＦ状態になったダイオードＤＧ２により、伝送線路ＬＧ２、ＳＡＷフィルタｆｅ２及び平衡−不平衡変換トランスを介して、分波器と受信回路ＥＧＳＭ９００ＲＸとは接続され、受信信号が平衡出力される。
ＧＳＭ１８００方式の送信信号を送信する場合、電圧端子ＶＣ１に０Ｖの電圧を印加し、電圧端子ＶＣ２に正の電圧を印加する。電圧端子ＶＣ２から印加された正の電圧は、コンデンサＣＰ２、ＣＰ３、ＣＰ４、ＣＰ６、ＣＰ７及びＳＡＷフィルタｆｇ２により直流分がカットされ、ダイオードＤＰ１及びＤＰ２はＯＮ状態になる。ＳＡＷフィルタはその電極構造により直流を流さない。ダイオードＤＰ１がＯＮ状態になると、送信回路ＧＳＭ１８００ＴＸと分波器ＤＰとの間のインピーダンスが低くなる。一方、ＯＮ状態になったダイオードＤＰ２及びコンデンサＣＰ６により、伝送線路ＬＰ２が高周波的に接地されることにより共振し、入出力端ＩＰ１から受信回路ＧＳＭ１８００ＲＸ側を見た場合のインピーダンスは非常に大きくなる。その結果、ＧＳＭ１８００方式の送信信号は受信回路ＧＳＭ１８００ＲＸに漏洩することなく分波器へ伝送され、アンテナから送信される。またダイオードＤＧ１及びＤＧ２は電圧端子ＶＣ１から印加された０Ｖの電圧によりＯＦＦ状態になる。ＯＦＦ状態になったダイオードＤＧ１はインピーダンスが高いので、送信回路ＥＧＳＭ９００ＴＸから来る漏洩信号は遮断され、アンテナＡＮＴから送信されない。
ＧＳＭ１８００方式の受信信号を受信する場合、電圧端子ＶＣ１及びＶＣ２に０Ｖの電圧が印加され、ダイオードＤＰ１及びＤＰ２はＯＦＦ状態になる。またダイオードＤＧ１及びＤＧ２もＯＦＦ状態になる。ダイオードＤＰ１がＯＦＦ状態になると、送信回路ＧＳＭ１８００ＴＸと分波器ＤＰとの間はインピーダンスが高くなり接続されない。またＯＦＦ状態になったダイオードＤＰ２により、伝送線路ＬＰ２、ＳＡＷフィルタｆｇ２、及び平衡−不平衡変換トランスを介して、分波器ＤＰと受信回路ＧＳＭ１８００ＲＸとは接続され、受信信号が平衡出力される。
本実施態様において平衡出力される受信信号は振幅平衡度が±１ｄＢ以内であり、位相平衡度が１８０±１０ｄｅｇ．以内である。
［３］高周波スイッチモジュールの平衡出力化の第二の態様
前記のように、回路素子を少なく構成しようとすれば、平衡−不平衡変換回路としてＳＡＷフィルタを用いるのが好ましいが、フィルタとして必要な比帯域幅や挿入損失等の電気的特性や、平衡−不平衡変換回路として必要な位相平衡度及び振幅平衡度を確保しながら、所望の入出力インピーダンスを得るように構成することが容易でない場合がある。このような場合、平衡−不平衡変換回路として平衡−不平衡変換トランスを用い、これを高周波スイッチモジュールに複合化するのが好ましい。
図１８は本発明の別の実施態様による高周波スイッチモジュールの回路を示し、図１９は本発明のその等価回路を示す。平衡−不平衡変換機能及びインピーダンス変換機能を有する平衡−不平衡変換トランスＢＡＬ１，ＢＡＬ２を不平衡−不平衡型のＳＡＷフィルタｆｅ２，ｆｇ２の後段に配置する。平衡−不平衡変換トランスＢＡＬ１は伝送線路ＬＧ４、ＬＧ５、ＬＧ６により構成され、平衡−不平衡変換トランスＢＡＬ２は伝送線路ＬＰ４、ＬＰ５、ＬＰ６により構成されている。これらの伝送線路は複数の誘電体層からなる積層体に内蔵されている。
図２０はこのような高周波スイッチモジュールの平面図であり、図２１はその斜視図であり、図２２はその積層体の内部構造を示す。この実施態様では、分波器ＤＰを構成する第１及び第２のフィルタ回路、ローパスフィルタｆｅ１，ｆｇ１、高周波スイッチＳＷ１，ＳＷ２の伝送線路、平衡−不平衡変換トランスＢＡＬ１，ＢＡＬ２の伝送線路は積層体内でストリップラインとして構成されており、ダイオードと、ＳＡＷフィルタと、高容量値のコンデンサ及び抵抗はチップコンデンサ及びチップ抵抗として積層体上に搭載されている。その結果、ワンチップ化した６７５０サイズの高周波スイッチモジュールが構成される。
この積層体の内部構造を図２２により説明する。この積層体は、低温焼成が可能なセラミック誘電体材料からなり、厚さが３０〜２００μｍのグリーンシート上にＡｇを主体とする導電ペーストを印刷し、所望の電極パターンを形成し、適宜積層し、一体焼成することにより構成される。ライン電極の幅は１００〜４００μｍである。電極パターンは、グランド電極ＧＮＤ及び伝送線路を構成するライン電極、コンデンサを構成するコンデンサ電極、回路素子間を電気的に接続する接続線路（回路素子間を接続するための電極）を構成する。積層体に配置された電極パターンは、スルーホール電極（図中黒丸で示す）及び前記接続電極を介して適宜接続され、第１及び第２のスイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２用の伝送線路やコンデンサ、分波器の伝送線路やコンデンサ、平衡−不平衡変換トランスの伝送線路やコンデンサを形成している。ＳＡＷフィルタのグランド端子は、積層体内に形成されたグランド電極とスルーホールや外部電極等の接続手段により電気的に接続し、平衡−不平衡変換トランスはスイッチ回路及び分波器とグランド電極を共有している。
また平衡−不平衡変換トランスの入力側にグランドと接続するコンデンサＣＧ８，ＣＰ８及び平衡端子間にコンデンサＣＧ５、ＣＰ５が配置されている。限られた面積の積層体内に平衡−不平衡変換トランスの伝送線路を内蔵する場合、必要な長さの伝送線路を形成できず、所望の巻数比が得られない場合や、平衡側の伝送線路ＬＧ５，ＬＧ６及び伝送線路ＬＰ５，ＬＰ６を対称にすることが困難な場合がある。このような場合には、必要な入出力インピーダンス、位相平衡度及び振幅平衡度が得られないため、それらの調整のためコンデンサを付加する。コンデンサは積層体に内蔵しても良いし、積層体上にチップコンデンサとして搭載しても良い。平衡−不平衡変換トランスのグランドは他の回路部品と共通化している。
本実施態様では、積層体上にダイオードＤＧ１、ＤＧ２、ＤＰ１、ＤＰ２、チップコンデンサＣＧ１、ＣＧ２、ＣＰ２、チップ抵抗ＲＧ、ＲＰ、及び面実装型ＳＡＷフィルタｆｅ２，ｆｇ２を搭載する。平衡−不平衡変換回路として、平衡−不平衡変換トランスを積層体に他の回路と一体化すると、各送受信系において、優れた挿入損失特性、アイソレーション特性が得られるとともに、平衡入力型の高周波部品（ＬＮＡ）と接続するための平衡出力端子を具備する小型かつ高性能の高周波スイッチモジュールを得ることができる。この場合も、平衡出力される受信信号は、振幅平衡度が±１ｄＢ以内であり、位相平衡度が１８０±１０ｄｅｇ．以内である。
平衡−不平衡変換トランスは図１９に示すトリファイラー型以外にも種々の構成があり、図２３（ａ）及び（ｂ）に平衡−不平衡変換トランスの等価回路の他の態様を示す。
例えば図１９において、ＥＧＳＭ９００ＴＸモードで電圧端子ＶＣ１に正の電圧が与えられた場合、ＧＳＭ１８００の送受信系に接続する高周波スイッチＳＷ２のダイオードＤＰ１、ＤＰ２は無バイアス状態である。ここで何らかの原因で高周波スイッチＳＷ２に回り込んだＥＧＳＭ９００ＴＸの送信信号がダイオードＤＰ１に到達すると、ダイオードＤＰ１が不安定な電位状態のため非線形動作をして、高調波を発生するおそれがある。図２４に示す高周波スイッチモジュールはかかる高調波の発生を完全に防止するものである。具体的には、図２４に示す構成の高周波スイッチＳＷ１，ＳＷ２では、抵抗Ｒにより発生した電圧はこれと逆極性のダイオードＤＰ１に印可され、ダイオードＤＰ１は逆バイアスされて安定な電位状態になり、高調波の発生を防止する。
［４］高周波スイッチモジュールの平衡出力化の第三の態様
本実施態様の高周波スイッチモジュールの回路を図２５に示す。この高周波スイッチモジュールは、単一の多元接続方式で３つの異なる通信方式を扱うもので、第１の送受信系（例えばＥＧＳＭ９００送信周波数８８０〜９１５ＭＨｚ、受信周波数９２５〜９６０ＭＨｚ）の送信回路と受信回路を切り替える第１の高周波スイッチＳＷ１と、第２及び第３の送受信系の送信回路と、第２の送受信系（ＧＳＭ１８００送信周波数１７１０〜１７８５ＭＨｚ、受信周波数１８０５〜１８８０ＭＨｚ）の受信回路と、第３の送受信系（ＰＣＳ送信周波数１８５０〜１９１０ＭＨｚ、受信周波数１９３０〜１９９０ＭＨｚ）の受信回路とを切り替える第２の高周波スイッチＳＷ２を具備する。第２の送受信系の送信回路と第３の送受信系の送信回路は共通化されており、高周波スイッチＳＷ２とＳＡＷフィルタｆ２との間に位相補正回路ＬＤ４が配置されている。ＳＡＷフィルタｆ２は不平衡入力−平衡出力型であり、その平衡出力端にインダクタが配置されている。なお高周波スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、本発明者等が先に提案したもの（ＷＯ００／５５９８３）と同じで良いので、説明を省略する。
図２６は図２５に示す高周波スイッチモジュールの等価回路を示し、図２７は高周波スイッチモジュールの外観を示し、図２８はその積層体の内部構造図を示す。ＳＡＷフィルタｆｇ２は、伝送線路により構成された位相補正回路ＬＤ４を介して高周波スイッチと接続している。ＳＡＷフィルタｆｅ２，ｆｇ２の平衡出力端間にはそれぞれインダクタＬＧ，ＬＤが並列に接続されている。
インダクタＬＧ，ＬＤのインダクタンスは、使用される周波数に応じて適宜選定されるが、例えばＧＳＭ１８００では１０〜３０ｎＨ程度、８００ＭＨｚ帯のＥＧＳＭ９００では３０〜６０ｎＨ程度が推奨される。本実施態様では、インダクタＬＧ，ＬＤをチップインダクタとして積層体上に搭載しているので、チップインダクタを交換すればインダクタンスを微調整できる。インダクタを積層体にミアンダ状、コイル状、スパイラル状等の伝送線路パターンで形成してもよく、また積層体上に前記パターンの少なくとも一部を形成すれば、トリミングによりインダクタンスを微調整でき、インダクタを実装する面積を低減でき、高周波スイッチモジュールを更に小型化できるので好ましい。
ＳＡＷフィルタｆｅ２，ｆｇ２は管封止のＳＡＷフィルタであるが、一つのパッケージに複数の送受信系、例えばＥＧＳＭ９００用、ＧＳＭ１８００用の２つのフィルタを有する複合型のＳＡＷフィルタとすると、２つの単体型のＳＡＷフィルタを用いる場合よりも、積層体における実装面積を３０％程度削減できる。
ＳＡＷフィルタを構成する弾性表面波素子をＢＧＡ（Ｂａｌｌ　Ｇｒｉｄ　Ａｒｒａｙ）のベアチップやＬＧＡ（Ｌａｎｄ　Ｇｒｉｄ　Ａｒｒａｙ）のベアチップとし、積層体に形成した凹部（Ｃａｖｉｔｙ）に配置し、積層体の伝送線路等とバンプ接続すれば、管封止型のＳＡＷフィルタでのワイヤボンディング用のリード線やモールド樹脂のために寄生のインダクタンスやコンデンサ成分を極めて小さくでき、またフェースダウン実装すれば、積層体の主面を平坦にすることができ、マウンター等による取り扱いが容易となる。その封止は封止金属で気密封止する方法や、封止樹脂による方法がある。
本実施態様によれば図２９〜図３３の周波数特性図に示すように、ＳＡＷフィルタの帯域内リップルを２．０ｄＢ以下に構成することができ、受信信号の品質劣化を防止することができる。またＳＡＷフィルタの平衡出力端と高周波スイッチモジュールの実装基板との接続用の外部端子との間に配置される伝送線路ＬＧ４、ＬＧ５、ＬＰ４、ＬＰ５の線路長を適宜調整することにより、平衡出力される受信信号の振幅平衡度は±１ｄＢ以内となり、位相平衡度は１８０±１０ｄｅｇ．以内となり、６７５０サイズの小型の高周波スイッチモジュールが得られる。
本発明を上記実施態様により具体的に説明したが、本発明はそれらに限定されるものではなく、必要に応じて図３４に示すような高周波スイッチモジュールや、位相器とＳＡＷフィルタを組み合わせたＳＡＷ分波器を具備する高周波スイッチモジュールにも適応できる。またＰＡ（電力増幅器）、ＬＮＡ（低雑音増幅器）、ミキサ及びアイソレータの少なくとも１つを追加しても良い。このように本発明は、その思想の範囲内で様々な構成の高周波スイッチ回路に適用可能であると理解すべきである。
産業上の利用可能性
本発明の高周波スイッチモジュールは、高周波スイッチとＳＡＷフィルタ等の他の高周波部品とが複合一体化されており、小型でありながら電気的特性に優れており、シングルバンド携帯電話機、マルチバンド携帯電話機等の携帯通信機に利用できる。また平衡−不平衡変換回路（又は平衡−不平衡変換回路及びインピーダンス変換回路）を具備すると、携帯電話機等の携帯通信機のＲＦ回路部において、インピーダンスマッチングするためのコンデンサ、インダンクタ等の付属部品を減じることができ、回路の小型化及び回路配置の融通性の向上が得られる。その結果、高周波スイッチモジュールを用いた携帯通信機を更に小型・軽量化できる。
【図面の簡単な説明】
図１は本発明の一実施態様による高周波スイッチモジュールの回路を示すブロック図であり、
図２は図１に示す高周波スイッチモジュールの等価回路の一例を示す図であり、
図３は本発明の他の実施態様による高周波スイッチモジュールの回路を示すブロック図であり、
図４は図３に示す高周波スイッチモジュールの等価回路の一例を示す図であり、
図５は図４の高周波スイッチモジュールを構成する積層体の各層の電極パターンの一例を示す図であり、
図６は本発明の一実施態様による高周波スイッチモジュールを示す斜視図であり、
図７は送信時において接続点ＩＰ１側から受信回路ＲＸを見た時の等価回路を示す図であり、
図８（ａ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタを直結したときのＧＳＭ１８００ＴＸからＡＮＴへの挿入損失特性を示すグラフであり、
図８（ｂ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタを直結したときの接続点ＩＰ１から見た反射特性を示すグラフであり、
図８（ｃ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタを直結したときのインピーダンス特性を示すスミスチャートであり、
図８（ｄ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタを直結したときのアンテナＡＮＴからＧＳＭ１８００ＲＸへの挿入損失特性を示すグラフであり、
図９（ａ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとを伝送線路を介して接続したときのＧＳＭ１８００ＴＸからＡＮＴへの挿入損失特性を示すグラフであり、
図９（ｂ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとを伝送線路を介して接続したときの接続点ＩＰ１から見た反射特性を示すグラフであり、
図９（ｃ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとを伝送線路を介して接続したときのインピーダンス特性を示すスミスチャートであり、
図９（ｄ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとを伝送線路を介して接続したときのＡＮＴからＧＳＭ１８００ＲＸへの挿入損失特性を示すグラフであり、
図１０（ａ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとを伝送線路を介して接続したときのＧＳＭ１８００ＴＸからＡＮＴへの挿入損失特性を示すグラフであり、
図１０（ｂ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとを伝送線路を介して接続したときの接続点ＩＰ１から見た反射特性を示すグラフであり、
図１０（ｃ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとを伝送線路を介して接続したときのインピーダンス特性を示すスミスチャートであり、
図１０（ｄ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとを伝送線路を介して接続したときのＡＮＴからＧＳＭ１８００ＲＸへの挿入損失特性を示すグラフであり、
図１１（ａ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとをインダクタを介して接続したときのＧＳＭ１８００ＴＸからＡＮＴへの挿入損失特性を示すグラフであり、
図１１（ｂ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとをインダクタを介して接続したときの接続点ＩＰ１から見た反射特性を示すグラフであり、
図１１（ｃ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとをインダクタを介して接続したときのインピーダンス特性を示すスミスチャートであり、
図１１（ｄ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとをインダクタを介して接続したときのＡＮＴからＧＳＭ１８００ＲＸへの挿入損失特性を示すグラフであり、
図１２（ａ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとをインダクタを介して接続したときのＧＳＭ１８００ＴＸからＡＮＴへの挿入損失特性を示すグラフであり、
図１２（ｂ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとをインダクタを介して接続したときの接続点ＩＰ１から見た反射特性を示すグラフであり、
図１２（ｃ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとをインダクタを介して接続したときのインピーダンス特性を示すスミスチャートであり、
図１２（ｄ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとをインダクタを介して接続したときのＡＮＴからＧＳＭ１８００ＲＸへの挿入損失特性を示すグラフであり、
図１３（ａ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとをコンデンサを介して接続したときのＧＳＭ１８００ＴＸからＡＮＴへの挿入損失特性を示すグラフであり、
図１３（ｂ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとをコンデンサを介して接続したときの接続点ＩＰ１から見た反射特性を示すグラフであり、
図１３（ｃ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとをコンデンサを介して接続したときのインピーダンス特性を示すスミスチャートであり、
図１３（ｄ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとをコンデンサを介して接続したときのＡＮＴからＧＳＭ１８００ＲＸへの挿入損失特性を示すグラフであり、
図１４（ａ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとをコンデンサを介して接続したときのＧＳＭ１８００ＴＸからＡＮＴへの挿入損失特性を示すグラフであり、
図１４（ｂ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとをコンデンサを介して接続したときの接続点ＩＰ１から見た反射特性を示すグラフであり、
図１４（ｃ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとをコンデンサを介して接続したときのインピーダンス特性を示すスミスチャートであり、
図１４（ｄ）は高周波スイッチとＳＡＷフィルタとをコンデンサを介して接続したときのＡＮＴからＧＳＭ１８００ＲＸへの挿入損失特性を示すグラフであり、
図１５（ａ）は本発明の高周波スイッチモジュールのＧＳＭ１８００ＴＸとアンテナＡＮＴとの間の挿入損失特性を示すグラフであり、
図１５（ｂ）は従来の高周波スイッチモジュールのＧＳＭ１８００ＴＸとアンテナＡＮＴとの間の挿入損失特性を示すグラフであり、
図１６は本発明の他の実施態様による高周波スイッチモジュールの回路を示すブロック図であり、
図１７は図１６に示す高周波スイッチモジュールの等価回路の一例を示す図であり、
図１８は本発明のさらに他の実施態様による高周波スイッチモジュールの回路を示すブロック図であり、
図１９は図１８に示す高周波スイッチモジュールの等価回路の一例を示す図であり、
図２０は本発明の一実施態様による高周波スイッチモジュールを示す平面図であり、
図２１は本発明の一実施態様による高周波スイッチモジュールを示す斜視図であり、
図２２は図１９の等価回路を有する高周波スイッチモジュールを構成する積層体の各層の電極パターンを示す図であり、
図２３（ａ）は本発明の高周波スイッチモジュールに用いる平衡−不平衡トランスの他の例の等価回路を示す図であり、
図２３（ｂ）は本発明の高周波スイッチモジュールに用いる平衡−不平衡トランスのさらに他の例の等価回路を示す図であり、
図２４は図１６に示す高周波スイッチモジュールの等価回路の他の例を示す図であり、
図２５は本発明のさらに他の実施態様による高周波スイッチモジュールの回路を示すブロック図であり、
図２６は図２５に示す高周波スイッチモジュールの等価回路の一例を示すブロック図であり、
図２７は本発明の別の実施態様による高周波スイッチモジュールを示す斜視図であり、
図２８は図２６に示す等価回路を有する高周波スイッチモジュールを構成する積層体の各層の電極パターンを示す図であり、
図２９（ａ）は本発明の高周波スイッチモジュールのＥＧＳＭ９００ＴＸとアンテナＡＮＴとの間の減衰特性を示すグラフであり、
図２９（ｂ）は本発明の高周波スイッチモジュールのＥＧＳＭ９００ＴＸとアンテナＡＮＴとの間の挿入損失特性を示すグラフであり、
図３０（ａ）は本発明の高周波スイッチモジュールのＧＳＭ１８００／ＰＣＳ　ＴＸとアンテナＡＮＴとの間の減衰特性を示すグラフであり、
図３０（ｂ）は本発明の高周波スイッチモジュールのＧＳＭ１８００／ＰＣＳ　ＴＸとアンテナＡＮＴとの間の挿入損失特性を示すグラフであり、
図３１（ａ）は本発明の高周波スイッチモジュールのアンテナＡＮＴとＥＧＳＭ９００ＲＸとの間の挿入損失特性を示すグラフであり、
図３１（ｂ）は本発明の高周波スイッチモジュールのアンテナＡＮＴとＧＳＭ１８００ＲＸとの間の挿入損失特性を示すグラフであり、
図３２（ａ）は本発明の高周波スイッチモジュールのＥＧＳＭ９００ＲＸの振幅平衡度と周波数との関係を示すグラフであり、
図３２（ｂ）は本発明の高周波スイッチモジュールのＥＧＳＭ９００ＲＸの位相平衡度と周波数との関係を示すグラフであり、
図３３（ａ）は本発明の高周波スイッチモジュールのＧＳＭ１８００ＲＸの振幅平衡度と周波数との関係を示すグラフであり、
図３３（ｂ）は本発明の高周波スイッチモジュールのＧＳＭ１８００ＲＸの位相平衡度と周波数との関係を示すグラフであり、
図３４は本発明のさらに他の実施態様による高周波スイッチモジュールの回路を示すブロック図であり、
図３５は本発明のさらに他の実施態様による高周波スイッチモジュールを示す平面図であり、
図３６はマルチバンド携帯電話機のＲＦ回路の一例を示すブロック図であり、
図３７は低雑音増幅器ＬＮＡが平衡入力型であるＲＦ回路の一例を示すブロック図であり、
図３８はシングルバンド携帯電話機のＲＦ回路の一例を示すブロック図である。
【図１】
2002037709.tif 000006
【図２】
2002037709.tif 000007
【図３】
2002037709.tif 000008
【図４】
2002037709.tif 000009
【図５】
2002037709.tif 000010
【図６】
2002037709.tif 000011
【図７】
2002037709.tif 000012
【図８（ａ）】
2002037709.tif 000013
【図８（ｂ）】
2002037709.tif 000014
【図８（ｃ）】
2002037709.tif 000015
【図８（ｄ）】
2002037709.tif 000016
【図９（ａ）】
2002037709.tif 000017
【図９（ｂ）】
2002037709.tif 000018
【図９（ｃ）】
2002037709.tif 000019
【図９（ｄ）】
2002037709.tif 000020
【図１０（ａ）】
2002037709.tif 000021
【図１０（ｂ）】
2002037709.tif 000022
【図１０（ｃ）】
2002037709.tif 000023
【図１０（ｄ）】
2002037709.tif 000024
【図１１（ａ）】
2002037709.tif 000025
【図１１（ｂ）】
2002037709.tif 000026
【図１１（ｃ）】
2002037709.tif 000027
【図１１（ｄ）】
2002037709.tif 000028
【図１２（ａ）】
2002037709.tif 000029
【図１２（ｂ）】
2002037709.tif 000030
【図１２（ｃ）】
2002037709.tif 000031
【図１２（ｄ）】
2002037709.tif 000032
【図１３（ａ）】
2002037709.tif 000033
【図１３（ｂ）】
2002037709.tif 000034
【図１３（ｃ）】
2002037709.tif 000035
【図１３（ｄ）】
2002037709.tif 000036
【図１４（ａ）】
2002037709.tif 000037
【図１４（ｂ）】
2002037709.tif 000038
【図１４（ｃ）】
2002037709.tif 000039
【図１４（ｄ）】
2002037709.tif 000040
【図１５（ａ）】
2002037709.tif 000041
【図１５（ｂ）】
2002037709.tif 000042
【図１６】
2002037709.tif 000043
【図１７】
2002037709.tif 000044
【図１８】
2002037709.tif 000045
【図１９】
2002037709.tif 000046
【図２０】
2002037709.tif 000047
【図２１】
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【図２２】
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【図２３（ａ）】
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【図２３（ｂ）】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９（ａ）】
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【図２９（ｂ）】
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【図３０（ａ）】
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【図３０（ｂ）】
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【図３１（ａ）】
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【図３１（ｂ）】
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【図３２（ａ）】
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【図３２（ｂ）】
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【図３３（ａ）】
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【図３３（ｂ）】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【国際調査報告】
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