(57)【要約】レプリカ生成部１０９では、有効シンボルＡについてのパス＃３及びパス＃４のレプリカを作成する。畳み込み演算部１１１では、パス＃３及びパス＃４のレプリカにインパルス応答を畳み込むことにより、干渉部分を求める。この干渉部分が減算部１０４に出力される。減算部１０４では、次のＯＦＤＭシンボルから干渉部分が減算される。すなわち、有効シンボルＡを用いて干渉部分を求め、この干渉部分（有効シンボルＢのＦＦＴを行う範囲に洩れ込む部分）を有効シンボルＢから差し引く。これにより、有効シンボルＢに歪みが生じることを防止できる。
2003021833.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ガードインターバルが挿入されたマルチキャリアの受信信号の前記ガードインターバル以外の情報信号を復調することにより復調信号を得る復調手段と、前記復調信号を用いて直前の情報信号のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、前記受信信号を用いて回線のインパルス応答を推定するインパルス応答推定手段と、を具備し、前記インパルス応答及び前記レプリカを用いて前記情報信号から、前記ガードインターバルを越えるパスによる干渉を除去するマルチパス干渉除去装置。
【請求項２】
前記インパルス応答推定手段は、マルチキャリアのキャリア毎の回線推定を行う回線推定手段と、前記回線推定手段により推定された回線推定値に対して逆フーリエ変換処理を行う逆フーリエ変換処理手段と、を有する請求項１記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項３】
ガードインターバルが挿入されたマルチキャリアの受信信号の前記ガードインターバル以外の情報信号を復調することにより復調信号を得る復調手段と、前記復調信号を用いて前記情報信号のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、前記受信信号から前記レプリカを減算する第１減算手段と、前記第１減算手段の出力に時間窓処理を行う時間窓処理手段と、前記時間窓処理手段の出力を前記受信信号から減算する第２減算手段と、を具備し、前記インパルス応答及び前記レプリカを用いて前記情報信号から、前記ガードインターバルを越えるパスによる干渉を除去するマルチパス干渉除去装置。
【請求項４】
前記復調手段、前記レプリカ生成手段、前記第１減算手段、前記時間窓処理手段、及び前記第２減算手段で構成された処理ブロックを複数ステージ設け、前段のステージにおいてガードインターバルを越えるパスによる干渉を除去した信号に対して、次のステージにおいてさらに干渉除去を行う請求項３記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項５】
受信信号を用いて回線のインパルス応答を推定するインパルス応答推定手段と、推定されたインパルス応答に基づいて最大遅延を検出する最大遅延検出手段と、を具備し、前記時間窓処理手段は、前記最大遅延を用いて時間窓を設定する請求項４記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項６】
前記時間窓処理手段は、通信相手側で推定した逆回線のインパルス応答を用いて得られた最大遅延の情報に基づいて時間窓を設定する請求項４記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項７】
前記時間窓処理手段は、指数あるいはリニアに減衰させた時間窓を設定する請求項４記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項８】
請求項１に記載のマルチパス干渉除去装置を備えたことを特徴とする無線受信装置。
【請求項９】
ガードインターバルが挿入されたマルチキャリアの受信信号の前記ガードインターバル以外の情報信号を復調することにより復調信号を得る工程と、前記復調信号を用いて直前の情報信号のレプリカを生成する工程と、前記受信信号を用いて回線のインパルス応答を推定する工程と、前記インパルス応答及び前記レプリカを用いて前記情報信号から、前記ガードインターバルを越えるパスによる干渉を除去する工程と、を具備するマルチパス干渉除去方法。
【請求項１０】
ガードインターバルが挿入されたマルチキャリアの受信信号の前記ガードインターバル以外の情報信号を復調することにより復調信号を得る工程と、前記復調信号を用いて前記情報信号のレプリカを生成する工程と、前記受信信号から前記レプリカを第１減算する工程と、前記第１減算の出力に時間窓処理を行う工程と、前記時間窓処理の出力を前記受信信号から第２減算する工程と、前記インパルス応答及び前記レプリカを用いて前記情報信号から、前記ガードインターバルを越えるパスによる干渉を除去する工程と、を具備するマルチパス干渉除去方法。
【請求項１１】
マルチキャリアの受信信号に対してフーリエ変換処理を行うことにより各サブキャリアの信号を得るフーリエ変換処理手段と、前記フーリエ変換処理手段により得られた各サブキャリアの信号に対して回線推定値を用いて検波処理を施す検波手段と、検波後の各サブキャリアの信号の信号レベルを閾値判定することによりディジタル信号を得る判定手段と、前記判定手段により得られたディジタル信号に対して前記検波手段と逆の処理を施すことにより各サブキャリアの信号についてのレプリカ信号を得るレプリカ信号生成手段と、前記フーリエ変換処理手段により得られたフーリエ変換処理後の信号と前記レプリカ信号との間の対応するサブキャリアの信号同士の誤差値を算出する減算手段と、前記誤差値が小さくなるように前記フーリエ変換処理前の受信信号を補正する補正手段と、を具備し、前記フーリエ変換処理手段を、サンプリングされた前記受信信号を可変ゲインとするとともにフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタと、ＦＩＲフィルタの出力をシリアルパラレル変換するシリアルパラレル変換回路と、を備える構成とし、前記補正手段は、前記誤差値に応じて、前記ＦＩＲフィルタの可変ゲインとして用いられる前記サンプリングされた受信信号の値を適応的に補正することにより、前記誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理を行う、マルチパス干渉除去装置。
【請求項１２】
前記フーリエ変換手段は、前記マルチキャリア受信信号の干渉領域信号に対してフーリエ変換処理を行う第１のフーリエ変換処理手段と、前記マルチキャリア受信信号の非干渉領域信号に対してフーリエ変換処理を行う第２のフーリエ変換処理手段と、前記第１及び第２のフーリエ変換処理手段により形成された各サブキャリアの信号を対応するサブキャリアの信号同士で加算する加算手段と、を具備し、前記第１のフーリエ変換処理手段を、サンプリングされた前記受信信号を可変ゲインとするとともにフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタと、ＦＩＲフィルタの出力をシリアルパラレル変換するシリアルパラレル変換回路と、を備える構成とし、前記補正手段は、前記誤差値に応じて、前記ＦＩＲフィルタの可変ゲインとして用いられる前記干渉領域信号のサンプリング値を適応的に補正することにより、前記誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理を行う、請求項１１記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項１３】
前記補正手段は、各サブキャリアの信号についての前記誤差値を順次用いて前記適応アルゴリズム処理を実行する、請求項１１記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項１４】
前記補正手段は、各サブキャリアの信号のうち信頼度の高いサブキャリアの信号についての誤差値から順に用いて前記適応アルゴリズム処理を実行する、請求項１１記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項１５】
前記補正手段は、各サブキャリアの信号のうち信頼度が所定の閾値以上のサブキャリアの信号についての誤差値のみを用いて前記適応アルゴリズム処理を実行する、請求項１１記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項１６】
前記補正手段は、各サブキャリアの信号のうち信頼度の高い方からＮ個のサブキャリアの信号についての誤差値のみを用いて前記適応アルゴリズム処理を実行する、請求項１１記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項１７】
前記補正手段は、信頼度を判定するための前記閾値を前記適応アルゴリズム処理の繰り返し回数が増すにつれて小さくする、請求項１５記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項１８】
前記第１のフーリエ変換手段は、前記干渉領域信号に加えて、前記非干渉領域信号に対しても、ＦＩＲフィルタ処理およびシリアルパラレル変換処理を施し、前記補正手段は、前記干渉領域信号に加えて、前記非干渉領域信号の値も適応的に補正する、請求項１２記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項１９】
前記レプリカ信号生成手段は、前記判定手段により得られたディジタル信号に対して前記検波手段と逆の処理を施すことにより各サブキャリアの信号についての第１のレプリカ信号を生成するのに加えて、正規化した第２のレプリカ信号を生成し、前記減算手段は、前記フーリエ変換処理手段により得られたフーリエ変換処理後の信号と前記第１のレプリカ信号との間の対応するサブキャリアの信号同士の第１の誤差値を算出するのに加えて、前記フーリエ変換手段により得られたフーリエ変換処理後の信号と前記第２のレプリカ信号との間の対応するサブキャリアの信号同士の第２の誤差値を算出し、前記補正手段は、前記第１及び第２の誤差値に応じて、前記ＦＩＲフィルタの可変ゲインとして用いられる前記サンプリングされた受信信号の値を適応的に補正することにより、前記第１及び第２の誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理を行う、請求項１１に記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項２０】
前記フーリエ変換手段は、前記マルチキャリア受信信号の第１のサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第１のフーリエ変換処理手段と、前記マルチキャリア受信信号の第２のサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第２のフーリエ変換処理手段と、前記第１及び第２のフーリエ変換処理手段により形成された各サブキャリアの信号を対応するサブキャリアの信号同士で加算する加算手段と、を具備するとともに、前記マルチパス干渉除去装置は、前記マルチキャリア受信信号のサンプリング信号から、前記第１及び第２のフーリエ変換手段に入力させる前記第１及び第２のサンプリング信号を選択する選択手段を、さらに具備する、請求項１１記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項２１】
前記第１のフーリエ変換手段は、前記第１のサンプリング信号を可変ゲインとするとともにフーリエ変換の既知の係数を入力とし、かつ前記第１のサンプリング信号の数に応じてタップ数が可変とされたＦＩＲフィルタと、ＦＩＲフィルタの出力をシリアルパラレル変換するシリアルパラレル変換回路と、を備える構成とし、前記補正手段は、前記誤差値に応じて、前記ＦＩＲフィルタの可変ゲインとして用いられる前記第１のサンプリング信号値を適応的に補正することにより、前記誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理を行い、前記選択手段は、前記第１のフーリエ変換手段に入力させる前記第１のサンプリング信号の数を徐々に増加させる、請求項２０記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項２２】
前記判定手段により得られた前記ディジタル信号の誤りを検出する誤り検出手段を、さらに具備し、当該誤り検出手段によって誤りが検出されなくなったときに、処理対象としているマルチキャリア受信信号のマルチパス干渉除去処理を終了する、請求項２１記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項２３】
前記減算手段により得られた前記誤差値の大きさを算出する誤差値算出手段を、さらに具備し、当該誤差値が前回の適応アルゴリズム処理を施した値と変化しなくなったとき、あるいはそれよりも大きくなったときに、処理対象としているマルチキャリア受信信号のマルチパス干渉除去処理を終了する、請求項２１記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項２４】
前記誤差値算出手段は、全サブキャリアのノルムを算出する請求項２３記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項２５】
前記判定手段により得られた前記ディジタル信号の誤りを検出する誤り検出手段と、前記減算手段により得られた前記誤差値の大きさを算出する誤差値算出手段とを、さらに具備し、前記誤り検出手段によって誤りが検出されなくなった場合には、処理対象としているマルチキャリア受信信号のマルチパス干渉除去処理を終了してそのとき前記判定手段により得られたディジタル信号を復号データとして採用するとともに、前記誤り検出手段によって最後まで誤りが検出された場合には、前記誤差値が前回の適応アルゴリズム処理を施した値と変化しなくなったとき、あるいはそれよりも大きくなったときに前記判定手段により得られたディジタル信号を復号データとして採用する、請求項２１記載のマルチパス干渉除去装置。
【請求項２６】
マルチキャリアの受信信号に対してフーリエ変換処理を行うことにより各サブキャリアの信号を得るフーリエ変換処理工程と、前記フーリエ変換処理工程で得た各サブキャリアの信号に対して回線推定値を用いて検波処理を施す検波工程と、検波後の各サブキャリアの信号の信号レベルを閾値判定することによりディジタル信号を得る判定工程と、前記判定工程で得たディジタル信号に対して前記検波工程と逆の処理を施すことにより各サブキャリアの信号についてのレプリカ信号を得るレプリカ信号生成工程と、前記フーリエ変換処理工程で得たフーリエ変換処理後の信号と前記レプリカ信号との間の対応するサブキャリアの信号同士の誤差値を算出する減算工程と、前記誤差値が小さくなるように前記フーリエ変換処理前の受信信号を補正する補正工程と、を具備し、前記フーリエ変換処理工程では、サンプリングされた前記受信信号を可変ゲインとするとともにフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタ演算を行い、前記補正工程では、前記誤差値に応じて、前記ＦＩＲフィルタ演算の可変ゲインとして用いられる前記サンプリングされた受信信号の値を適応的に補正することにより、前記誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理を行う、マルチパス干渉除去方法。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、ディジタル無線通信システムにおいて使用されるマルチパス干渉除去装置及びマルチパス干渉除去方法に関する。
背景技術
近年、ディジタル無線通信においては、高速伝送が要求されている。このため、シンボルレートが高い伝送が必要となってくる。シングルキャリアでこの高いシンボルレートの伝送を実現しようとすると、わずかな遅延時間差のパスであっても干渉が生じてしまい、伝送特性の劣化を引き起こしてしまう。
そこで、ディジタル無線通信においては、マルチキャリア化して、キャリアあたりのシンボルレートを下げることにより、マルチパスに対して強くすることが行われている。この場合において、マルチキャリア化にＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いることにより、周波数効率を向上させることができる。
ＯＦＤＭはキャリア毎のシンボルレートが低いため、ＯＦＤＭを適用するだけでもマルチパスに強いが、ガードインターバルを導入することによりさらにマルチパスに強くなる。
ここで、従来のＯＦＤＭ通信について説明する。図１は、従来のＯＦＤＭ無線受信装置及びＯＦＤＭ無線送信装置の構成を示すブロック図である。
ＯＦＤＭ無線送信装置において、送信データは、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）処理部１においてＳ／Ｐ変換処理され、Ｓ／Ｐ変換処理された信号がＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理部２に出力される。ＩＦＦＴ処理部２では、Ｓ／Ｐ変換処理された信号に対してＩＦＦＴ処理がなされ、ＩＦＦＴ後のそれぞれの信号がＰ／Ｓ（パラレル／シリアル）処理部３に出力される。Ｐ／Ｓ処理部３では、ＩＦＦＴ処理後の信号にＰ／Ｓ変換処理を行い、Ｐ／Ｓ変換処理後の信号をガード付加部４に出力する。このとき、受信側で回線推定が行えるように、パイロット信号（ＰＬ）を適度に混入しておく（通常は、ある特定の時間毎、あるいはある特定のサブキャリアに混入する）。
ガード付加部４では、Ｐ／Ｓ変換処理後の信号にガードインターバルを挿入して送信信号とする。この送信信号はアンテナ５を介して送信される。
ＯＦＤＭ無線受信装置において、無線信号はアンテナ６を介して受信されてガード除去部７に送られる。ガード除去部７では、受信した信号からガードインターバル部分を除去し、ガードインターバル除去後の信号をＳ／Ｐ処理部８に出力する。
Ｓ／Ｐ処理部８では、ガードインターバル除去後の信号に対してＳ／Ｐ変換処理され、Ｓ／Ｐ変換処理された信号がＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理部９に出力される。ＦＦＴ処理部９では、Ｓ／Ｐ変換処理された信号に対してＦＦＴ処理がなされ、ＦＦＴ後のそれぞれの信号が検波部１０に出力される。
一方、受信信号から抽出されたパイロット信号（ＰＬ）は、回線推定部１２に出力される。回線推定部１２では、ＰＬ信号を用いて回線推定を行う。この回線推定により得られた回線推定値は、検波部１０に出力される。検波部１０では、回線推定値を用いてＦＦＴ処理後の信号を検波し、検波後の信号をＰ／Ｓ処理部１１に出力する。
Ｐ／Ｓ処理部１１では、ＩＦＦＴ処理後の信号にＰ／Ｓ変換処理を行い、Ｐ／Ｓ変換処理後の信号が受信データとして出力される。
ここで、ガードインターバルについて説明する。ガードインターバルの挿入は、図２に示すように、ＯＦＤＭシンボルの後の部分の波形を、そのＯＦＤＭシンボルの先頭にコピーすることで実現することができる。これにより、ＯＦＤＭ通信においては、ガードインターバルとしてコピーする時間分に対応する遅延時間のマルチパスを許容することができる。
具体的には、図３に示すように、先行波に対する遅延波の遅延時間がガードインターバルよりも短い場合、不連続部ＰはＦＦＴ区間に入り込まない。これにより、ＦＦＴ区間においては、先行波Ａと遅延波Ｂの正弦波同士の和となる。正弦波同士を加えると、位相と振幅は変わるが正弦波は保たれるので、信号の歪みは生じない。このような原理により、ガードインターバル分の遅延時間のマルチパスを許容する。
しかしながら、送信信号にガードインターバルを挿入すると、その分だけ伝送効率が低下する。このため、長いガードインターバルを挿入することは伝送効率の面から不利となる。例えば、遅延時間の長い遅延波が生じる確率が１０％程度であると、１０％のために長いガードインターバルを挿入することは伝送効率を考慮すると望ましくない。
したがって、通常はガードインターバルの長さとしては、現れる確率の高い遅延に対応する程度にしているため、ある確率で、遅延成分がガードインターバルを越えることがある。先行波に対する遅延波の遅延時間がガードインターバルを越えると、不連続点がＦＦＴ区間に入り込む。このため、先行波Ａと遅延波Ｂを加えると正弦波が保たれずに信号の歪みが生じる。その結果、全キャリアが互いに干渉しあってＯＦＤＭの性能が急激に劣化する。
具体的には、図４に示すように、先行波に対する遅延波の遅延時間がガードインターバルを越えるパス＃３とパス＃４について、パス＃３に対しては範囲Ｘで、有効シンボルＢの欠けと有効シンボルＡからの干渉が生じ、パス＃４に対しては範囲Ｙで、有効シンボルＢの欠けと有効シンボルＡからの干渉が生じる。干渉は干渉電力の増大を招き、シンボルの欠けはサブキャリア間の直交性を乱す。したがって、これらの干渉やシンボルの欠けにより、ＯＦＤＭの性能が急激に劣化する。
発明の開示
本発明の目的は、先行波に対する遅延波の遅延時間がガードインターバルを越えた場合であっても受信性能を維持することができるマルチパス干渉除去装置及びマルチパス干渉除去方法を提供することである。
この目的は、受信信号を復調することにより得られた復調信号を用いて直前の情報信号又は受信時の情報信号のレプリカを生成し、そのレプリカを用いてガードインターバルを越えるような長い遅延時間のパスによる干渉の影響を除去することで、ガードインターバルの長さに依存せずに、伝送品質を確保することにより達成される。
発明を実施するための最良の形態
従来、マルチキャリア通信において、遅延時間差のあるパスに起因する干渉を防止するためにガードインターバルを設けている。このガードインターバルの長さは、伝送効率を考慮して設定されている。従来では、ガードインターバルを越えるような長い遅延時間のパスがある場合には、それに対応することができず、伝送品質を確保することができなかった。
本発明者はこの点に着目し、ガードインターバルを越えるような長い遅延時間のパスに対して干渉を除去することにより、ガードインターバルの長さに依存せずに、伝送品質を確保することを見出して本発明をするに至った。
以下、本発明の実施形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。
（実施の形態１）
本実施の形態では、図４におけるＸ部やＹ部の有効シンボルＡからの干渉（洩れ込み）を除去する場合について説明する。
図５は、本発明の実施の形態１に係るマルチパス干渉除去装置を備えた無線受信装置の構成を示すブロック図である。
無線信号は、アンテナ１０１を介して無線受信部１０２で受信される。無線受信部１０２では、無線信号に対して所定の無線受信処理（例えば、ダウンコンバートやＡ／Ｄ変換など）を行い、無線受信処理後の信号をガード除去部１０３に出力すると共に、インパルス応答推定部１１２のＰＬ抽出部１１２１に出力する。
ガード除去部１０３では、無線受信処理後の信号からガードインターバル部分を除去し、ガードインターバル除去後の信号をＳ／Ｐ処理部１０５に出力する。Ｓ／Ｐ処理部１０５では、ガードインターバル除去後の信号に対してＳ／Ｐ変換処理され、Ｓ／Ｐ変換処理された信号をＦＦＴ処理部１０６に出力する。ＦＦＴ処理部１０６では、Ｓ／Ｐ変換処理された信号に対してＦＦＴ処理がなされ、ＦＦＴ後のそれぞれの信号が検波部１０７に出力される。
検波部１０７では、回線推定値を用いてＦＦＴ処理後の信号を検波し、検波後の信号をＰ／Ｓ処理部１０８に出力すると共に、レプリカ生成部１０９に出力する。Ｐ／Ｓ処理部１０８では、ＩＦＦＴ処理後の信号にＰ／Ｓ変換処理を行い、Ｐ／Ｓ変換処理後の信号が受信データとして出力される。
レプリカ生成部１０９では、検波後の信号を用いて、受信信号のレプリカを生成する。生成されたレプリカは、ＩＦＦＴ処理部１１０に出力される。ＩＦＦＴ処理部１１０では、レプリカに対してＩＦＦＴ処理を行って、ＩＦＦＴ処理後の信号を畳み込み演算部１１１に出力する。
畳み込み演算部１１１では、ＩＦＦＴ処理されたレプリカに対して、インパルス応答推定部１１２で推定されたインパルス応答が畳み込まれる。このインパルス応答が畳み込まれたレプリカは、減算部１０４に出力される。
インパルス応答推定部１１２では、ＰＬ抽出部１１２１で無線受信処理後の信号からＰＬ信号を抽出する。このＰＬ信号はＦＦＴ処理部１１２２に出力される。ＦＦＴ処理部１１２２では、ＰＬ信号に対してＦＦＴ処理を行って、ＦＦＴ処理後のＰＬ信号をキャリア毎回線推定部１１２３に出力する。
キャリア毎回線推定部１１２３では、ＦＦＴ処理後のＰＬ信号を用いてキャリア毎の回線推定を行う。得られたキャリア毎の回線推定値は、ＩＦＦＴ処理部１１２４に出力される。ＩＦＦＴ処理部１１２４では、キャリア毎の回線推定値をＩＦＦＴ処理し、得られた結果をインパルス応答として畳み込み演算部１１１及びレプリカ生成部１０９に出力する。
次に、上記構成を有するマルチパス干渉除去装置の動作について説明する。
まず、無線受信処理され、ガードインターバルが除去された信号は、順次Ｓ／Ｐ処理部１０５でＳ／Ｐ変換処理され、ＦＦＴ処理部１０６でＦＦＴ処理された後に、検波部１０７で復調される。この復調信号はレプリカ生成部１０９に出力される。レプリカ生成部１０９では、インパルス応答推定部１１２で推定された回線のインパルス応答を用いて、受信した信号のレプリカを生成する。
具体的には、図４で説明した場合を想定すると、パス＃３及びパス＃４がガードインターバルよりも遅延時間が長いパスである。したがって、図６に示すように、レプリカ生成部１０９では、有効シンボルＡについてのパス＃３及びパス＃４のレプリカを作成する。このレプリカは、インパルス応答推定部１１２で推定されたインパルス応答を用いることにより作成することができる。
ここで、ＯＦＤＭでは、シンボルレートが低いので、ＣＤＭＡなどのように相関によってインパルス応答を求めてもレプリカ作成に使用できない。これは、ＯＦＤＭでは、時間分解能が低い、すなわち隣接するシンボル間の時間相関が高いのでそのまま推定することができないからである。したがって、本発明においては、既知信号であるパイロット信号を用いてキャリア毎の回線推定値を求め、その回線推定値をＩＦＦＴ処理することによりインパルス応答を求める。このインパルス応答を用いてレプリカを生成している。
畳み込み演算部１１１では、パス＃３及びパス＃４のレプリカにインパルス応答を畳み込むことにより、図７に示す干渉部分３０１（図中の斜線部分）を求める。この干渉部分３０１が減算部１０４に出力される。減算部１０４では、次のＯＦＤＭシンボルから干渉部分３０１が減算される。すなわち、有効シンボルＡを用いて干渉部分３０１を求め、この干渉部分３０１（有効シンボルＢのＦＦＴを行う範囲に洩れ込む部分）を有効シンボルＢから差し引く。これにより、有効シンボルＢに歪みが生じることを防止できる。
干渉部分３０１を減算された信号は、順次Ｓ／Ｐ処理部１０５でＳ／Ｐ変換処理され、ＦＦＴ処理部１０６でＦＦＴ処理され、検波部１０７で検波され、Ｐ／Ｓ処理部１０８でＰ／Ｓ変換処理されることにより、受信データとして出力される。
このように、本実施の形態によれば、ガードインターバルよりも長い遅延時間のパスにより、後のシンボルに干渉を生じさせる部分を、前のシンボルのレプリカとインパルス応答から求め、その部分を後のシンボルから差し引くので、シンボルに歪みが生じることを防止でき、ＯＦＤＭ性能の劣化を回避することができる。
また、このようにガードインターバルを越えるパスによる干渉を除去することができるので、ガードインターバルを短くする、場合によっては削除することが可能となる。この結果、伝送効率を向上させることが可能となる。
（実施の形態２）
本実施の形態では、図４におけるＸ部やＹ部の有効シンボルＡからの干渉（洩れ込み）を除去すると共に、Ｘ部やＹ部の有効シンボルＢの欠けを補充する場合について説明する。
図８は、本発明の実施の形態２に係るマルチパス干渉除去装置を備えた無線受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図８において、図５と同じ部分については、図５と同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。
無線信号は、アンテナ１０１を介して無線受信部１０２で受信される。無線受信部１０２では、無線信号に対して所定の無線受信処理を行い、無線受信処理後の信号をＳＴＥＰ１のガード除去部１０３に出力すると共に、ＳＴＥＰ２の減算部４０４及びＳＴＥＰ３の減算部４０６に出力する。図８におけるＳＴＥＰは、説明を簡略化するために用いており、その順序などには特に制限はない。
ガード除去部１０３では、無線受信処理後の信号からガードインターバル部分を除去し、ガードインターバル除去後の信号をＳ／Ｐ処理部１０５に出力する。Ｓ／Ｐ処理部１０５では、ガードインターバル除去後の信号に対してＳ／Ｐ変換処理され、Ｓ／Ｐ変換処理された信号をＦＦＴ処理部１０６に出力する。ＦＦＴ処理部１０６では、Ｓ／Ｐ変換処理された信号に対してＦＦＴ処理がなされ、ＦＦＴ後のそれぞれの信号が検波部１０７に出力される。
検波部１０７では、回線推定値を用いてＦＦＴ処理後の信号を検波し、検波後の信号をＳＴＥＰ２のレプリカ生成部４０１に出力する。レプリカ生成部４０１では、検波後の信号を用いて、受信信号のレプリカを生成する。生成されたレプリカは、ＩＦＦＴ処理部４０２に出力される。ＩＦＦＴ処理部４０２では、レプリカに対してＩＦＦＴ処理を行って、ＩＦＦＴ処理後のレプリカをＰ／Ｓ処理部４０３に出力する。Ｐ／Ｓ処理部４０３では、ＩＦＦＴ処理後のレプリカをＰ／Ｓ変換処理し、Ｐ／Ｓ変換処理後のレプリカを減算部４０４に出力する。
減算部４０４では、レプリカをガードインターバル除去後の受信信号から減算し、減算後の信号を時間窓処理部４０５に出力する。ＳＴＥＰ４の時間窓処理部４０５では、所定の時間窓により歪みを除去する処理を行って、時間窓処理後の信号をＳＴＥＰ３の減算部４０６に出力する。
減算部４０６では、時間窓処理後の信号をガードインターバル除去後の受信信号から減算し、減算後の信号をＳＴＥＰ５のＳ／Ｐ処理部４０７に出力する。Ｓ／Ｐ処理部４０７では、減算後の信号に対してＳ／Ｐ変換処理され、Ｓ／Ｐ変換処理された信号をＦＦＴ処理部４０８に出力する。ＦＦＴ処理部４０８では、Ｓ／Ｐ変換処理された信号に対してＦＦＴ処理がなされ、ＦＦＴ後のそれぞれの信号が検波部４０９に出力される。
検波部４０９では、ＦＦＴ処理後の信号を検波し、検波後の信号をＰ／Ｓ処理部４１０に出力する。Ｐ／Ｓ処理部４１０では、検波後の信号にＰ／Ｓ変換処理を行い、Ｐ／Ｓ変換処理後の信号を受信データとして出力する。
次に、上記構成を有するマルチパス干渉除去装置の動作について説明する。
まず、無線受信処理され、ガードインターバルが除去された信号は、順次Ｓ／Ｐ処理部１０５でＳ／Ｐ変換処理され、ＦＦＴ処理部１０６でＦＦＴ処理された後に、検波部１０７で仮判定値が得られる。この仮判定値はＳＴＥＰ２のレプリカ生成部４０１に出力される。レプリカ生成部４０１では、仮判定値を用いて受信信号のレプリカを生成する。
具体的には、図４で説明した場合を想定すると、パス＃３及びパス＃４がガードインターバルよりも遅延時間が長いパスである。ここでは、実施の形態１と異なり、レプリカ生成部４０１において、有効シンボルＢについての受信信号のレプリカを作成する。
本実施の形態における干渉除去の考え方は次のとおりである。まず、検波後の仮判定値を用いてレプリカを生成し、このレプリカを受信信号から減算する（プロセスＡ）。この場合、仮判定値が正しければ、プロセスＡにより干渉成分と雑音が残ることになる。次に、この干渉成分と雑音を受信信号から減算する（プロセスＢ）。これにより、干渉成分と雑音が除去された受信信号が得られる。
しかしながら、仮判定値が誤っていると、誤った成分が干渉として加算された状態で復調することになるため、結局誤ったレプリカを生成することになる。この誤ったレプリカを用いてプロセスＡ，Ｂを行ってもＯＦＤＭの性能はまったく改善されない。
雑音は全時間にわたって同じレベルであるのに対して、遅延成分による干渉は、有効シンボルの最初の方に集中している。図４から分かるように、有効シンボルＢの干渉成分は有効シンボルの最初の方に集中している。
そこで、本発明者は、このような干渉成分の集中を考慮して、プロセスＡの後の信号に時間窓処理を施すことを考案した。これにより、たとえ仮判定値が誤って誤ったレプリカを用いたとしても、干渉成分が集中する時間に対応する時間窓内で干渉成分や雑音を除去する処理を行うことにより、時間窓外については誤ったレプリカの影響はなくなり、遅延波の影響もなくなり、雑音の影響のみとなる。すなわち、時間窓内は直前の信号からの干渉と雑音がある程度抑えられ、時間窓外はそのまま波形が保たれる。これにより、干渉が生じている部分のみ干渉を低減することができる。
その後、プロセスＢを行うことにより、雑音を除去することができる。その結果、ＯＦＤＭ性能を改善することが可能となる。
なお、時間窓を設ける方法としては、図１０に示すように、最大遅延時間を求めておき、その時間のみ信号を通過させる矩形窓を設定する方法、図１１（ａ）及び図１１（ｂ）に示すように、指数あるいはリニアに減衰させた時間窓を設定する方法などが挙げられる。また、図１２に示すように、最大遅延時間を求めておき、その時間だけ指数あるいはリニアに減衰させた時間窓を設定するようにしても良い。
図８に示す装置においては、レプリカ生成部４０１で生成されたレプリカは、ＩＦＦＴ処理部４０２でＩＦＦＴ処理され、Ｐ／Ｓ処理部４０３でＰ／Ｓ変換処理される。そして、減算部４０４でＰ／Ｓ変換処理後のレプリカがガードインターバル除去後の受信信号から減算される。これにより、検波部での仮判定値が正しければ、干渉成分と雑音が得られる。
減算部４０４の減算結果は、時間窓処理部４０５に出力され、時間窓処理部４０５で干渉成分が集中する時間を含む時間窓で干渉成分を除去する処理に供される。これにより、検波部での仮判定値が誤っていたとしても、干渉成分を除去することができる。時間窓処理部４０５の処理結果（雑音）は減算部４０６に出力される。減算部４０６では、この処理結果をガードインターバル除去後の受信信号から減算する。この減算結果は、ＳＴＥＰ５のＳ／Ｐ処理部４０７に出力される。
この減算結果（受信信号から干渉成分と雑音が除去された信号）は、順次Ｓ／Ｐ処理部４０７でＳ／Ｐ変換処理され、ＦＦＴ処理部４０８でＦＦＴ処理され、検波部４０９で復調され、Ｐ／Ｓ処理部４１０でＰ／Ｓ変換処理されることにより、受信データとして出力される。
このように、本実施の形態によれば、受信信号のレプリカを受信信号から差し引いて干渉成分の雑音とし、そこから時間窓処理により干渉成分を除去した後に、受信信号から雑音を除去するので、ガードインターバルよりも長い遅延時間のパスにより干渉を生じさせる部分によるシンボル歪みの発生を防止でき、ＯＦＤＭ性能の劣化を回避することができる。
また、このようにガードインターバルを越えるパスによる干渉を除去することができるので、ガードインターバルを短くする、場合によっては削除することが可能となる。この結果、伝送効率を向上させることが可能となる。
また、本実施の形態によれば、実施の形態１と異なり、レプリカ生成時にインパルス応答を求める必要がなく、レプリカ生成についての処理負荷を軽減することが可能である。
また、本実施の形態では、図９に示すように、マルチステージ型の構成にすることもできる。具体的には、図９において、ステージ＃１で得られた受信データを減算部５０１に出力し、減算部５０１において、受信信号からステージ＃１で得られた受信データを減算する。そして、ステージ＃２で上記干渉除去処理を行ってステージ＃２の受信データを出力する。これをステージ＃Ｎまで繰り返して受信データを出力する。
このようにマルチステージ型に構成することにより、干渉除去処理を繰り返して行って受信信号から干渉を確実に除去することができ、より性能改善を図ることができる。
（実施の形態３）
本実施の形態では、時間窓として図１０又は図１２に示す時間窓を設定する場合について説明する。
図１０又は図１２に示す時間窓は最大遅延時間を求めて、その最大遅延時間に基づいて設定している。この最大遅延時間を求める方法としては、実施の形態１と同様に、回線のインパルス応答にＩＦＦＴ処理を行って、その結果を用いて求める方法や、逆回線でインパルス応答を求めて最大遅延を測定し、その最大遅延の情報を送信してもらう方法などが挙げられる。特に、逆回線で最大遅延情報を送信してもらう方法の場合、逆回線がＣＤＭＡの回線のように時間分解能が高い通信を考えたときに有効である。
図１３は、本発明の実施の形態３に係るマルチパス干渉除去装置を備えた無線受信装置の構成を示すブロック図であり、図１４は、本発明の実施の形態３に係るマルチパス干渉除去装置を備えた無線受信装置に対する無線送信装置の構成を示すブロック図である。
図１３に示す無線受信装置では、最大遅延時間を自装置で推定し、その最大遅延時間に基づいて時間窓を設定する。なお、図１３において、図８と同じ部分については図８と同じ符号を付して、その詳細な説明は省略する。
図１３に示す無線受信装置は、回線のインパルス応答を推定するインパルス応答推定部１１２と、推定されたインパルス応答に基づいて最大遅延を検出する最大遅延検出部９０１とを備えている。
このような無線受信装置においては、インパルス応答推定部１１２では、ＰＬ抽出部１１２１で無線受信処理後の信号からＰＬ信号を抽出する。このＰＬ信号はＦＦＴ処理部１１２２に出力される。ＦＦＴ処理部１１２２では、ＰＬ信号に対してＦＦＴ処理を行って、ＦＦＴ処理後のＰＬ信号をキャリア毎回線推定部１１２３に出力する。
キャリア毎回線推定部１１２３では、ＦＦＴ処理後のＰＬ信号を用いてキャリア毎の回線推定を行う。得られたキャリア毎の回線推定値は、ＩＦＦＴ処理部１１２４に出力される。ＩＦＦＴ処理部１１２４では、キャリア毎の回線推定値をＩＦＦＴ処理し、得られた結果をインパルス応答として最大遅延検出部９０１に出力する。
最大遅延検出部９０１では、推定されたインパルス応答を用いて最大遅延を検出する。検出された最大遅延は、時間窓処理部４０５に出力する。時間窓処理部４０５では、最大遅延に基づいて、図１０に示す時間窓を設定する。そして、時間窓処理部４０５は、この時間窓を用いて、干渉成分が集中する部分の干渉成分を除去する。
一方、図１４に示す無線送信装置では、逆回線のインパルス応答から最大遅延を測定し、その最大遅延を無線受信装置に送信し、無線受信装置において最大遅延に基づいて時間窓を設定する。なお、図１４においては、逆回線が時間分解能の高いＣＤＭＡの回線である場合を想定している。ただし、逆回線はＣＤＭＡの回線に限定されず、時間分解能が低いＯＦＤＭの回線であっても良い。この場合には、実施の形態１と同様に、回線推定値をＩＦＦＴ処理してインパルス応答とし、このインパルス応答から最大遅延を求める必要がある。
図１４に示す装置において、送信データは、Ｓ／Ｐ処理部１００１においてＳ／Ｐ変換処理され、Ｓ／Ｐ変換処理された信号がＩＦＦＴ処理部１００２に出力される。ＩＦＦＴ処理部１００２では、Ｓ／Ｐ変換処理された信号に対してＩＦＦＴ処理がなされ、ＩＦＦＴ後のそれぞれの信号がＰ／Ｓ処理部１００３に出力される。Ｐ／Ｓ処理部１００３では、ＩＦＦＴ処理後の信号にＰ／Ｓ変換処理を行い、Ｐ／Ｓ変換処理後の信号をガード付加部１００４に出力する。
一方、逆回線の信号は、アンテナ１００７を介して無線受信部１００８で受信される。無線受信部１００８では、受信信号に対して所定の無線受信処理が行われる。無線受信処理後の信号は、インパルス応答推定部１００９のＰＬ抽出部１００９２に出力される。
ＰＬ抽出部１００９２では、無線受信処理後の信号に対して逆拡散処理を行ってＰＬ信号を抽出する。このＰＬ信号は回線推定部１００９１に出力される。回線推定部１００９１では、ＰＬ信号を用いて回線推定を行う。この回線推定値は、最大遅延検出部１０１０に出力される。最大遅延検出部１０１０では、回線推定値をインパルス応答として最大遅延を検出する。この最大遅延の情報は加算器１００５に出力される。
ガード付加部１００４では、Ｐ／Ｓ変換処理後の信号にガードインターバルを挿入して送信信号とする。この送信信号は、加算器１００５に出力される。加算器１００５では、送信信号に最大遅延の情報が加算される。この加算後の信号は、所定の無線送信処理された後にアンテナ１００７を介して無線受信装置に対して送信される。ここで、無線受信装置が図８に示す構成であるとする。
無線受信装置は、最大遅延の情報を受信すると、この最大遅延の情報は、時間窓処理部４０５に出力される。時間窓処理部４０５では、最大遅延に基づいて、図１０に示す時間窓を設定する。そして、時間窓処理部４０５は、この時間窓を用いて、干渉成分が集中する部分の干渉成分を除去する。
このように本実施の形態によれば、最大遅延に基づいて時間窓を設定し、その時間窓を用いて、干渉成分が集中する部分の干渉成分を除去するので、ガードインターバルよりも長い遅延時間のパスにより干渉を生じさせる部分によるシンボル歪みの発生を精度良く防止でき、ＯＦＤＭ性能の劣化を回避することができる。
（実施の形態４）
先ず、本実施の形態の構成を説明する前に、図１５を用いて、ＯＦＤＭ信号を復調及び復号する際の一般的な流れを説明する。図１５において、ｒ（ｉ，ｊ）はｉ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｊサンプル目の受信信号を示し、ｓ（ｉ，ｋ）はｉ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるＦＦＴ後のｋ番目のサブキャリアの信号を示し、ｄ（ｉ，ｋ）はｉ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｋ番目のサブキャリアの同期検波後の信号を示し、ｆ（ｉ，ｋ）はｉ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｋ番目のサブキャリアの信号の硬判定値を示す。
すなわち、まずＦＦＴ処理部１１００により受信信号ｒ（ｉ，ｊ）に対してＦＦＴ処理を施すことで時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。復調部（ＤＥＭ）１１０１は各サブキャリアの信号ｓ（ｉ，ｋ）に対して同期検波を行なうことにより同期検波後の信号ｄ（ｉ，ｋ）を得る。なおこの例では同期検波で説明しているが、このとき行う検波は同期検波に限らない。復号部（ＤＥＣ）１１０２は同期検波後の信号ｄ（ｉ，ｋ）を硬判定することで、受信データｆ（ｉ，ｋ）を得る。
次に、この実施の形態の原理について説明する。図１６に示すように、先行波とガードインターバルＧＩを越えない遅延波１のみ存在する場合には、干渉による劣化は生じないが、ガードインターバルＧＩを超える遅延波２が存在する場合には、著しい干渉が生じる。しかし、このような状況においても、ＦＦＴ範囲の先頭から（最大遅延時間Ｄｍａｘ−ガードインターバル期間）までの時間領域には干渉が生じるが、そのあとの時間領域には干渉が生じないため、最大遅延時間ＤｍａｘがわかればＦＦＴ範囲の中で先頭から何サンプルまでに干渉が生じているかを特定できる。
そこで図１６のように、ＦＦＴ範囲を、遅延波による干渉が生じている領域（時間領域の信号の０〜ｎ番目、以下これを「干渉時間領域」と呼ぶ）と、それ以降の干渉が生じていない領域（以下これを「非干渉時間領域」と呼ぶ）に分割する。
この実施の形態では、干渉時間領域のサンプリング信号と非干渉領域のサンプリング信号をフーリエ変換するＦＦＴ処理部を別々に設けるようにする。具体的には、図１７に示すように、干渉領域の信号と非干渉領域の信号を別々のＦＦＴ処理部１３００及びＦＦＴ処理部１３０１により、それぞれ相手側の領域の受信信号を０としてＦＦＴ処理を施した後、フーリエ変換後の対応するサブキャリアの同士の信号を複数の加算器１３０２で加算する。
ここで、図中、ｔ（ｉ，ｋ）はｉ番目のＯＦＤＭシンボルのうち時間領域でｎ番目までの受信信号からのみ求めたｋ番目のサブキャリアの信号を示し、ｕ（ｉ，ｋ）はｉ番目のＯＦＤＭシンボルのうち時間領域でｎ＋１番目以降の受信信号からのみ求めたｋ番目のサブキャリアの信号を示す。ここでｖ（ｉ，ｋ）を、ｉ番目のＯＦＤＭシンボルにおいて、ｔ（ｉ，ｋ）とｕ（ｉ，ｋ）を周波数成分毎に加えたｋ番目のサブキャリアの信号とすると、線形演算であるためｖ（ｉ，ｋ）＝ｓ（ｉ，ｋ）である。
つまり、図１７のように、ＯＦＤＭ信号を干渉領域と非干渉領域に分けて、それぞれ別々にフーリエ変換処理を行い、フーリエ変換後の対応するサブキャリアの同士の信号を加算した場合でも、図１５のようにＯＦＤＭ信号を単純にそのままフーリエ変換処理した場合と同様の処理結果を得ることができる。
図１７の干渉時間領域の方のＦＦＴ処理部１３００に着目すると、ＦＦＴ処理部１３００の処理は、ＦＦＴの既知の係数ｗ（ｊ，ｋ）を用いて、次式のように表すことができる。
2003021833.tif 000003
（１）式は、図１８に示すような回路構成により実現できる。つまり、図１７の非干渉領域信号をフーリエ変換処理するＦＦＴ処理部１３００の具体的な処理は、図１８に示すような回路により実現できる。
さらに、図１８の回路は、図１９に示すようなＦＩＲフィルタ１５００と等価である。すなわちＦＦＴ処理部１３００は、ＦＦＴ処理部１３００の既知の係数ｗ（ｊ，ｋ）を入力とする可変ゲインｒ（ｉ，ｊ）によるＦＩＲフィルタ１５００とみなすことができる。
具体的には、既知の係数ｗ（ｊ，ｋ）の値を順次変更して乗算器１５０２に入力させるとともに遅延素子１５０１を介して乗算器１５０３に入力させ、乗算器１５０２、１５０３により、干渉領域のサンプル信号を可変ゲインとして乗算する。乗算後の信号は加算器１５０４で加算した後、スイッチ１５０５を介して出力する。因みに、この実施の形態の場合には、サブキャリア数が８の場合で、かつ干渉領域のサンプル数が２であることを想定しているので、図中のｍは０〜１５の１６（＝８×２）値をとるようにしている。また、この例では干渉領域のサンプルが２点であるため、スイッチ１５０５はｍが奇数のときのみ、加算出力をそのまま出力するようになっている。
このように本発明の発明者は、ＦＦＴ処理はＦＦＴの既知の係数を入力とし、サンプル信号を可変ゲインとするＦＩＲフィルタにより実現できることを見出した。ここで非干渉領域の受信信号には雑音以外の歪は含まれていないので、もし干渉領域の時間波形を干渉がない波形に変更することができれば、干渉のないＯＦＤＭ信号を得ることができる。これは、図１９のＦＩＲフィルタ１５００の可変ゲインｒ（ｉ，１）、ｒ（ｉ，０）を最適値に収束させることと等価である。そこで、可変ゲイン（つまり干渉領域のサンプリング信号）を適応アルゴリズムを用いながら順次補正して最適値に収束させることを考えた。
図２０に、本実施の形態におけるマルチパス干渉除去装置１６００の構成を示す。ＦＩＲフィルタ１５００には、固定入力としてＦＦＴの既知の係数が順次入力されるとともに、タップ係数初期値として干渉領域のサンプリング信号ｒ（ｉ，０）、ｒ（ｉ，１）が入力される。ＦＩＲフィルタ１５００の出力信号ｔ（ｉ，ｋ）はシリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ変換）１６０１を介して加算器１６０３に送出される。
一方、非干渉領域のサンプリング信号ｒ（ｉ，２）………ｒ（ｉ，７）はＦＦＴ処理部１６０２によりＦＦＴ処理が施された後、加算器１６０３に送出される。加算器１６０３により得られた各サブキャリアにおけるＦＦＴ後の信号ｖ（ｉ，ｋ）は、復調部（ＤＥＭ）１６０４による同期検波処理、復号部（ＤＥＣ）１６０５による硬判定処理が順次施されることにより、硬判定値ｆ（ｉ，ｋ）が得られる。なお、この実施の形態では、復調部（ＤＥＭ）１６０４で同期検波を行う場合について説明するが、このとき行う検波は同期検波に限らず、例えば遅延検波等でもよい。
かかる構成に加えて、マルチパス干渉除去装置１６００はレプリカ生成部１６０６を有する。レプリカ生成部１６０６は硬判定値ｆ（ｉ，ｋ）に各サブキャリア毎に回線の振幅と位相を乗じる（つまり同期検波と逆の処理を施す）ことで、各サブキャリアにおけるＦＦＴ後の信号ｖ（ｉ，ｋ）に対するレプリカ信号ｘ（ｉ，ｋ）を生成する。この回線の振幅と位相の情報は、単純にパイロット信号の振幅値と位相回転量に基づいて得るようにしても良く、また上述した実施の形態のようにインパルス応答を検出して得るようにしても良い。
減算器１６０７では、ＦＦＴ後の信号ｖ（ｉ，ｋ）とレプリカ信号ｘ（ｉ，ｋ）との差分値が得られ、この差分値がＦＦＴ後の信号ｖ（ｉ，ｋ）とレプリカ信号ｘ（ｉ，ｋ）の誤差ｅ（ｉ，ｋ）として適応アルゴリズム部１６０８に送出される。
適応アルゴリズム部１６０８はＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ）やＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  Ｌｅａｓｔ  Ｓｑｕａｒｅｓ）やＧＡ（Ｇｅｎｅｒｉｃ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）などにより構成されており、誤差ｅ（ｉ，ｋ）が小さくなるように、ＦＩＲフィルタ１５００での可変ゲインとして用いられる干渉領域のサンプリング信号ｒ（ｉ，ｊ）を修正することを指示する信号をＦＩＲフィルタ１５００に送出する。
次に、マルチパス干渉除去装置１６００の動作について説明する。ここで、もし硬判定値ｆ（ｉ，ｋ）が正しければ、レプリカ生成部１６０６によりｖ（ｉ，ｋ）から雑音や干渉を除いた波形が再現されたことになる。この結果、もし硬判定値ｆ（ｉ，ｋ）が正しければ、誤差ｅ（ｉ，ｋ）を最小にするように干渉領域のサンプリング信号ｒ（ｉ，ｊ）（但しｊ＝０…ｎのみ）を収束させれば、干渉による歪が修正された復調信号ｖ（ｉ，ｋ）が求まるはずである。たとえ硬判定値ｆ（ｉ，ｋ）に誤りが混じっていても、その誤り率がある程度小さければＤＦＥ（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ  Ｆｅｅｄｂａｃｋ  Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）等化器と同じようにパラメータをうまく選べば適応アルゴリズムによって収束が可能である。
この実施の形態では、マルチパス干渉除去装置１６００は、図２１に示すような受信処理を行うことにより、ＯＦＤＭ信号に含まれる干渉成分を有効に除去する。適応アルゴリズムは何回か繰り返すことで収束するので、図２１では図２０における各信号の記述を繰り返し数ｍを含めて書きなおす。また図２１と図２０の変数は大文字と小文字の関係で対応していて、例えば図２１のＶ（ｉ，ｋ，ｍ）は図２０のｖ（ｉ，ｋ）のｍ回目の繰り返し時の値である。ｍ回目の繰り返しにおける誤差をＥ（ｉ，ｋ，ｍ）とし、それを用いて更新したｊ＝０〜ｎの範囲の受信信号をＲ（ｉ，ｊ，ｋ，ｍ）とする。
マルチパス干渉除去装置１６００は、ステップＳ０でｉ番目のＯＦＤＭシンボルについての受信処理を開始すると、ステップＳ１で、復調部１６０４での同期検波とレプリカ生成部１６０６でのレプリカ信号ｘ（ｉ，ｋ）を生成するためのサブキャリア毎の回線を推定する。続くステップＳ２では、ＦＦＴ処理部１６０２が非干渉領域のサンプリング信号をフーリエ変換処理することにより、非干渉領域のサンプリング信号のみから各サブキャリアの信号Ｕ（ｉ，ｐ）を形成する。ステップＳ３では、マルチパス干渉除去装置１６００の繰り返しカウンタ（例えばマルチパス干渉除去装置１６００が搭載された受信装置の制御部に設けるようにする）のカウント値ｍをリセットし、続くステップＳ４ではサブキャリア番号ｋをリセットする。ここではサブキャリア数８の例を示すので、ｋは０から７の値をとる。
ステップＳ５では、ＦＩＲフィルタ１５００がＦＦＴの既知の係数を入力とし、干渉領域のサンプル信号を可変ゲインとした演算を行うことにより、干渉領域のサンプリング信号のみから各サブキャリアの信号Ｔ（ｉ，ｑ，ｍ）を順次形成する。ステップＳ６では、ＦＩＲフィルタ１５００により順次得られた各サブキャリアの信号Ｔ（ｉ，ｑ，ｍ）をシリアルパラレル変換部１６０１によりシリアルパラレル変換する。
ステップＳ７では、加算器１６０３により、ステップＳ５及びＳ６で得た干渉領域のサブキャリアごとの信号Ｔ（ｉ，ｋ，ｍ）とステップＳ２で得た非干渉領域のサブキャリアごとの信号Ｕ（ｉ，ｋ）とを対応するサブキャリア同士で加算することにより加算信号Ｖ（ｉ，ｋ，ｍ）を得る。
ステップＳ８では復調部１６０４により同期検波を行うことにより復調信号Ｄ（ｉ，ｋ，ｍ）を得、続くステップＳ９では復号部１６０５により硬判定を行うことにより硬判定値Ｆ（ｉ，ｋ，ｍ）を得る。
ステップＳ１０では、今回適応アルゴリズムの処理対象となるサブキャリア番号が８（サブキャリア数）未満か否か判断し、８未満の場合にはステップＳ１１に移ってサブキャリア番号ｋをインクリメントする。そしてステップＳ１４においてレプリカ生成部１６０６によってｋ番目のサブキャリアのレプリカ信号ｘ（ｉ，ｋ，ｍ）を生成し、ステップＳ１５において減算器１６０７によりｋ番目のサブキャリアのレプリカ信号Ｘ（ｉ，ｋ，ｍ）と加算信号Ｖ（ｉ，ｋ，ｍ）との差を求めることにより、誤差値Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）を求める。
ステップＳ１６では、適応アルゴリズム部１６０８が誤差値Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）を小さくするようにＦＩＲフィルタ１５００の可変ゲイン（すなわち干渉領域のサンプリング信号）Ｒ（ｉ，ｊ，ｍ）を修正し、これをＦＩＲフィルタ１５００に送出する。ステップＳ１６の処理の後、マルチパス干渉除去装置１６００はステップＳ５に戻って、ＦＩＲフィルタ１５００が修正された可変ゲインＲ（ｉ，ｊ，ｍ）を用いた演算を実行する。
このようにマルチパス干渉除去装置１６００は、サブキャリア番号が８になるまで、ステップＳ５−Ｓ６−Ｓ７−Ｓ８−Ｓ９−Ｓ１０−Ｓ１１−Ｓ１４−Ｓ１５−Ｓ１６−Ｓ５の処理ループを繰り返す。これにより、サブキャリア番号ｋが増加するに従って誤差値Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）を小さくすることができ、サブキャリア番号ｋが大きいほど干渉成分が除去され、ステップＳ９で誤り率の小さい硬判定値Ｆ（ｉ，ｋ，ｍ）を出力することができるようになる。
やがて、８個のサブキャリアの処理が終了すると、ステップＳ１０で否定結果が得られ、ステップＳ１２に移ってサブキャリア番号ｋを０に戻すとともに繰り返しカウント値ｍをインクリメントする。続くステップＳ１３では、繰り返しカウント値ｍが設定された最大値Ｍｍａｘ未満か否か判断し、Ｍｍａｘ未満の場合にはステップＳ１４に移る。そして上述したのと同様にサブキャリア番号が８になるまで、ステップＳ５−Ｓ６−Ｓ７−Ｓ８−Ｓ９−Ｓ１０−Ｓ１１−Ｓ１４−Ｓ１５−Ｓ１６−Ｓ５の処理ループを繰り返す。やがて、繰り返し回数がＭｍａｘになるとステップＳ１７に移ってｉ番目のＯＦＤＭ信号の受信処理を終了する。
このようにマルチパス干渉除去装置１６００は、繰り返し回数ｍとサブキャリア番号ｋによる２重ループを組んで、逐次、可変ゲインＲ（ｉ，ｊ，ｋ，ｍ）を収束させて行く。こうすることで、誤差Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）は徐々に小さくなってゆき、それに伴って硬判定値Ｆ（ｉ，ｋ，ｍ）の誤り数が減少してゆき、更に誤差Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）を小さくして行くことができる。この結果、干渉領域の受信信号を歪みのない波形に近づけることができ、マルチパスによる干渉を抑圧できる。
またマルチパス干渉除去装置１６００においては、干渉時間領域の信号のみ修正するので、ｊ＝ｎ＋１以降の受信信号、すなわち非干渉領域の受信信号はＲ（ｉ，ｊ，ｋ，ｍ）＝Ｒ（ｉ，ｊ，ｋ，０）のまま不変とすることができる。この結果、干渉領域の受信信号のみを修正して干渉成分を除去することができるので、適応アルゴリズム部１６０８での演算処理量を少なくでき、干渉成分を短時間かつ効率的に除去することができるようになる。
このように、本実施の形態によれば、ＦＦＴ範囲を干渉領域と非干渉領域とに分け、干渉領域と非干渉領域とを別々にフーリエ変換処理するようにし、かつ適応アルゴリズムを用いて、復号後の信号から生成したレプリカ信号ｘ（ｉ，ｋ）と検波前の信号ｖ（ｉ，ｋ）との誤差を収束させるように干渉領域信号ｒ（ｉ，０）、ｒ（ｉ，１）を修正するようにしたことにより、ガードインターバルを越えるような長い遅延時間のパスに対して干渉を有効に除去できるようになる。
なおこの実施の形態では、干渉領域信号に対してフーリエ変換処理を行う第１のフーリエ変換処理手段としてＦＩＲフィルタ１５００及びシリアルパラレル変換部１６０１を設け、非干渉領域信号に対してフーリエ変換処理を行う第２のフーリエ変換処理手段としてＦＦＴ１６０２を設けた場合について述べたが、本発明はこれに限らず、干渉領域と非干渉領域の信号とのサンプリング信号を一括してＦＩＲフィルタの可変ゲインとして入力して、当該ＦＩＲフィルタの可変ゲインを適応アルゴリズムにより修正するようにしても良い。
このようにすれば、フーリエ変換処理手段に、サンプリングされた受信信号を複数サブキャリアの信号に分割するといった本来のフーリエ変換処理の機能をもたせることができるとともに、レプリカ信号とフーリエ変換後の信号との誤差値として現れる干渉成分（硬判定誤差成分）を除去するフィルタとしての機能をもたせることができる。
（実施の形態５）
本実施の形態では、実施の形態４で説明したマルチパス干渉除去装置１６００による適応信号処理の処理手順を変更した場合について説明する。図２１に示す実施の形態４の適応信号処理手順では、サブキャリアを若い番号から順番に使用して適応アルゴリズムを実行している。これに対して、本実施の形態の適応信号処理では、収束の初期に正しい方向に収束するほど収束特性が改善されることに着目して、確からしいもの（すなわち信頼度の高いもの）から順にサブキャリアを並べて順次適応アルゴリズムを実行する。
この実施の形態の場合、受信振幅の大きいサブキャリアの方が硬判定値が正しい確率が高いことを考慮して、まずサブキャリアの受信レベルを測定してランキングを行い、大きいほうから順番に使用して適応アルゴリズムを実行することにより、収束特性（繰り返し回数の削減や干渉抑圧効果）を改善する。なおここでは受信レベルを例にとっているが、ＳＩＲ（Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  Ｒａｔｉｏ）やその他どのような指標を用いても良く、要は信頼度の高いサブキャリアを示すようなものであれば良い。これは後述する実施の形態についても同様である。
図２２に、本実施の形態による適応信号処理手順を示す。図２２では、図２１との対応する処理ステップに同一符号を付して示し、以下、図２１と対応する処理ステップについては説明を省略する。
マルチパス干渉除去装置１６００はステップＳ２０でｉ番目のＯＦＤＭシンボルについての受信処理を開始すると、ステップＳ１を介してステップＳ２１に進む。ステップＳ２１では、各サブキャリアの受信レベルを測定した後、サブキャリアを受信レベルの大きい順に並べ替え、これをランク情報ＲＮＫ（ｚ）（ｚ＝０、…、７）として記憶する。因みに、この各サブキャリアの受信レベルは、例えば回線推定部（図示せず）により各サブキャリアに重畳されたパイロット信号に基づいて推定されたものを用いるようにすれば良い。
そしてステップＳ３を介してステップＳ２２に進むと変数ｙ（ランキング順位）を０にセットする。ステップＳ２３では、今回の適応アルゴリズム処理の処理対象となるサブキャリアの番号ｋを、変数ｙで示されるランキングＲＮＫ（ｙ）のものにセットする。
ステップＳ２４では、ランキング順位が８未満か否かを判断することにより、全てのサブキャリアについての適応アルゴリズム処理が終了したかを判断し、ステップＳ２５では、ランキング順位をインクリメントする。またステップＳ２６では、繰り返しカウント値ｍをインクリメントするとともにランキング順位を０にリセットする。
このように、本実施の形態によれば、実施の形態４の構成に加えて、信頼度の高いサブキャリアから順にサブキャリアを並べて順次適応信号処理を実行するようにしたことにより、適応アルゴリズムの初期に正しい方向に収束の方向を向けることができるようになる。この結果、実施の形態４の効果に加えて、適応アルゴリズムの収束性が向上するので、適応アルゴリズムの繰り返し数を削減することができるとともに、残留誤差を一段と減少させることができるといった効果を得ることができる。
（実施の形態６）
本実施の形態では、実施の形態４で説明したマルチパス干渉除去装置１６００による適応信号処理の処理手順を変更した別の形態を説明する。この実施の形態では、信頼度の高いサブキャリアしか収束に用いないようにする。具体的には、受信振幅の大きいサブキャリアのみ用いて適応信号処理を行う。
図２３に、本実施の形態による適応信号処理手順を示す。図２３では、図２１との対応する処理ステップに同一符号を付して示し、以下、図２１と対応する処理ステップについては説明を省略する。
マルチパス干渉除去装置１６００はステップＳ３０でｉ番目のＯＦＤＭシンボルについての受信処理を開始すると、ステップＳ１を介してステップＳ３１に進み、サブキャリア番号を示す変数ｚを０にセットし、ステップＳ３２に移る。ステップＳ３２では、サブキャリアｚの受信レベルを閾値Ｌｒｅｆと比較し、閾値Ｌｒｅｆ以上の場合にはステップＳ３３に移ってサブキャリアｚの閾値判定結果ＲＥＬ（ｚ）として「１」を記憶し、閾値Ｌｒｅｆ未満の場合にはステップＳ３４に移って閾値判定結果ＲＥＬ（ｚ）として「０」を記憶する。因みに、これらの閾値判定及び閾値判定結果の記憶は、マルチパス干渉除去装置１６００の制御部（図示せず）により行われる。
続くステップＳ３５では、サブキャリア番号ｚをインクリメントし、ステップＳ３６ではサブキャリア番号ｚが８未満か否か判断する。そしてステップＳ３６で否定結果が得られるまで、ステップＳ３１−Ｓ３２−Ｓ３３（またはＳ３４）−Ｓ３５−Ｓ３６−Ｓ３１の処理を繰り返すことにより、８個のサブキャリア全てについて閾値判定を行う。
そして全てのサブキャリアについての閾値判定が終了すると、ステップＳ３６からステップＳ２に移って、以下ステップＳ３からステップＳ１３までは実施の形態４と同様の処理を行う。ステップＳ３７では、現在の適応アルゴリズム処理の対象であるサブキャリアｋの閾値判定結果ＲＥＬ（ｋ）が閾値以上であることを示すものであるか否かを判断し、閾値未満であるサブキャリアであった場合にはステップＳ１４、Ｓ１５、Ｓ１６の適応アルゴリズムの収束処理を行わずに、ステップＳ５に戻る。
このように、本実施の形態によれば、実施の形態４の構成に加えて、信頼度の高いサブキャリアのみ（硬判定値が確からしいもののみ）適応信号処理に用いるようにしたことにより、実施の形態４の効果に加えて、適応アルゴリズムの収束性が向上するので、適応アルゴリズムの繰り返し数を削減することができるとともに、残留誤差を一段と減少させることができるといった効果を得ることができる。因みに、収束性の点では実施の形態５よりも一段と向上させることができる。
（実施の形態７）
本実施の形態は、実施の形態６と比較して、受信レベルがある閾値以上のものを選択して使用するのではなく、受信レベルが上位から決まった数のサブキャリアのみを選択する。こうすることで、硬判定値が確からしいもののみ使用することができるのに加えて、演算量を常に一定に保つことができる。
図２４に、本実施の形態による適応信号処理手順を示す。図２４では、図２１との対応する処理ステップに同一符号を付して示し、以下、図２１と対応する処理ステップについては説明を省略する。
マルチパス干渉除去装置１６００はステップＳ４０でｉ番目のＯＦＤＭシンボルについての受信処理を開始すると、ステップＳ１を介してステップＳ４１に進み、各サブキャリアの受信レベルを測定した後、サブキャリアを受信レベルの大きい順に並べ替え、これをランク情報ＲＮＫ（ｚ）（ｚ＝０、…、７）として記憶する。
ステップＳ４２ではサブキャリア番号ｚを０にセットし、続くステップＳ４３においてサブキャリアｚのランクが上位Ｎｒｅｆ番目以内である否か判断し、上位Ｎｒｅｆ番目以内であればステップＳ４４に移りＲＥＬ（ｚ）のフラグとして１をセットし、Ｎｒｅｆ番目以外であればステップＳ４５に移りＲＥＬ（ｚ）のフラグとして０をセットする。つまり、ＲＥＬ（ｚ）は確からしいサブキャリアであるかどうかを示すフラグで、これが１であれば上位Ｎｒｅｆ番目までの確からしいサブキャリアである。またＮｒｅｆは適応信号処理に使用するサブキャリア数である。
ステップＳ４６では、サブキャリア番号ｚをインクリメントし、ステップＳ４７ではサブキャリア番号ｚが８未満か否か判断する。そしてステップＳ４７で否定結果が得られるまで、ステップＳ４３−Ｓ４４（またはＳ４５）−Ｓ４６−Ｓ４７−Ｓ４３の処理を繰り返すことにより、８個のサブキャリア全てについて上位Ｎｒｅｆ番目までの確からしいサブキャリアに入っているか否かの判定を行う。
そして全てのサブキャリアについての判定が終了すると、ステップＳ４７からステップＳ２に移って、以下ステップＳ３からステップＳ１３までは実施の形態４と同様の処理を行う。ステップＳ４８では、今回の適応アルゴリズム処理の対象であるサブキャリアｋが上位Ｎｒｅｆ番目までの確からしいサブキャリアであるか否かを判断し、上位Ｎｒｅｆ番目までの確からしいサブキャリアである場合には、ステップＳ１４、Ｓ１５、Ｓ１６の適応アルゴリズム処理を行いこのサブキャリアをアルゴリズムの収束処理に用いる。これに対して、上位Ｎｒｅｆ番目までの確からしいサブキャリアでない場合には、そのサブキャリアについては適応アルゴリズムの収束処理を行わずに、ステップＳ５に戻る。
このように、本実施の形態によれば、実施の形態４の構成に加えて、信頼度が上位から決まった数のサブキャリアのみを選択して適応信号処理に用いるようにしたことにより、実施の形態４の効果に加えて、適応アルゴリズムの収束性が向上するので、適応アルゴリズムの繰り返し数を削減することができるとともに、残留誤差を一段と減少させることができるといった効果を得ることができる。また実施の形態６と比較して、演算量を一定に保つことができるようになる。
（実施の形態８）
本実施の形態では、繰り返しを何回も行うにつれて、最初は確からしさが低かったサブキャリアの信号も、収束による作用によって、徐々に確からしさが増すことが期待できる点に着目した。そして、実施の形態６や実施の形態７での処理に加えて、繰り返し数を重ねるにつれて、適応信号処理に使用するサブキャリアの数を増やすことを提案する。
例えば実施の形態６の処理に関して言えば、繰り返し数ｍを重ねるにつれて各サブキャリアの受信レベルを判定する閾値を下げ、実施の形態７の処理に関して言えば、繰り返し数ｍを重ねるにつれて選択するサブキャリア数を増加していけば良い。
ここで図２５に、実施の形態６で説明した適応信号処理に本実施の形態での考えを適用した場合の処理を示す。すなわち本実施の形態のマルチパス干渉除去装置１６００は、ステップＳ５０でｉ番目のＯＦＤＭシンボルについての受信処理を開始すると、ステップＳ１を介してステップＳ５１に進み、サブキャリア番号を示す変数ｚを０にセットし、ステップＳ５２に移る。
ステップＳ５２では、サブキャリアｚの受信レベルを閾値Ｌｒｅｆ（０）と比較し、閾値Ｌｒｅｆ（０）以上の場合にはステップＳ５３に移ってサブキャリアｚの閾値判定結果ＲＥＬ（ｚ）としてフラグ１を記憶し、閾値Ｌｒｅｆ（０）未満の場合にはステップＳ５４に移って閾値判定結果ＲＥＬ（ｚ）としてフラグ０を記憶する。続くステップＳ５５では、サブキャリア番号ｚをインクリメントし、ステップＳ５６ではサブキャリア番号ｚが８未満か否か判断する。そしてステップＳ５６で否定結果が得られるまで、ステップＳ５２−Ｓ５３（またはＳ５４）−Ｓ５５−Ｓ５６−Ｓ５２の処理を繰り返すことにより、８個のサブキャリア全てについて閾値判定を行う。
そして全てのサブキャリアについての閾値判定が終了すると、ステップＳ５６からステップＳ２に移って、以下ステップＳ３からステップＳ１１までは実施の形態４と同様の処理を行う。ステップＳ６３では、今回の適応アルゴリズム処理の対象であるサブキャリアｋの閾値判定結果ＲＥＬ（ｋ）が閾値以上であることを示すフラグ１がたっているかを判断し、閾値未満であるサブキャリアであった場合にはステップＳ１４、Ｓ１５、Ｓ１６の適応アルゴリズムの収束処理を行わずに、ステップＳ５に戻る。
これに加えて、この実施の形態では、ステップＳ１２で繰り返しカウント値ｍをインクリメントした後、ステップＳ５７に移り、続くステップＳ５８〜ステップＳ６２を繰り返し行うことで、各サブキャリアの受信レベルを繰り返し回数ｍに応じた閾値Ｌｒｅｆ（ｍ）と比較する。具体的には、ステップＳ５７においてサブキャリア番号を示す変数ｚを０にセットし、ステップＳ５８に移る。
ステップＳ５８では、サブキャリアｚの受信レベルを閾値Ｌｒｅｆ（ｍ）と比較し、閾値Ｌｒｅｆ（ｍ）以上の場合にはステップＳ５９に移ってサブキャリアｚの閾値判定結果ＲＥＬ（ｚ）としてフラグ１を記憶し、閾値Ｌｒｅｆ（ｍ）未満の場合にはステップＳ６０に移って閾値判定結果ＲＥＬ（ｚ）としてフラグ０を記憶する。
続くステップＳ６１では、サブキャリア番号ｚをインクリメントし、ステップＳ６２ではサブキャリア番号ｚが８未満か否か判断する。そしてステップＳ６２で否定結果が得られるまで、ステップＳ５８−Ｓ５９（またはＳ６０）−Ｓ６１−Ｓ６２−Ｓ５８の処理を繰り返すことにより、８個のサブキャリア全てについて閾値判定を行う。そして全てのサブキャリアについての閾値判定が終了すると、ステップＳ６２からステップＳ１３に移る。
ここで閾値Ｌｒｅｆ（ｍ）として、繰り返し回数ｍが大きい値になるほど小さな閾値が選定されており、これにより繰り返し回数ｍが増えるほどステップＳ６３で肯定結果が得られやすくなるので、収束に使用されるサブキャリア数が多くなる。
このように、本実施の形態によれば、実施の形態６や実施の形態７での処理に加えて、繰り返し数ｍを重ねるにつれて、適応信号処理に使用するサブキャリアの数を増やすようにしたことにより、実施の形態６や実施の形態７よりも一段と適応アルゴリズムの収束特性を改善できるようになり、適応アルゴリズムの繰り返し回数のさらなる削減や干渉抑圧効果のさらなる増大を図ることができる。
（実施の形態９）
本実施の形態では、実施の形態４から実施の形態８での処理に加えて、更に非干渉領域に対しても適応信号処理による修正を行う。これにより、非干渉領域に加わっている雑音などの影響をも取り除くことができるようになるので、一段と誤り率の小さい復号結果を得ることができるようになる。
ここで更新の範囲として、非干渉領域全体で行う方法、ＯＦＤＭシンボル全体で行う方法、非干渉領域をいくつかのブロックに分けて順次行う方法、などが考えられる。
図２６は非干渉領域をいくつかのブロックに分けて順次行う方法の例である。これは、まずｊ＝０…ｎ（干渉領域）の受信信号を実施の形態４から実施の形態８のいずれかの方法で更新し（ブロック１演算）、その後ｊ＝（ｎ＋１）〜（２ｎ＋１）の範囲を更新領域とし、その信号のみを適応信号処理で更新し（ブロック２演算）、更にｊ＝２（ｎ＋１）〜（３ｎ＋２）を、………という具合に順次更新して行く。
このような処理を行うための具体的な構成としては、図２０のマルチパス干渉除去装置１６００において、更新領域とされるサンプリング信号をＦＩＲフィルタ１５００に入力させるとともに、非更新領域とされるサンプリング信号をＦＦＴ処理部１６０２に入力させる。そしてＦＩＲフィルタ１５００に入力された更新領域のサンプリング信号を上述した実施の形態４〜８と同様の適応アルゴリズム処理を用いて修正するようにすれば良い。
図２７に、本実施の形態による適応信号処理手順を示す。図２７では、図２１との対応する処理ステップに同一符号を付して示し、以下、図２１と対応する処理ステップについては説明を省略する。
マルチパス干渉除去装置１６００はステップＳ７０でｉ番目のＯＦＤＭシンボルについての受信処理を開始すると、ステップＳ１を介してステップＳ７１に進む。ステップＳ７１では更新領域番号ａをリセットし、ステップＳ７２に移る。ステップＳ７２では、更新領域のサンプリング信号を、ａ×（ｎ＋１）番目のサンプリング信号からａ×（ｎ＋１）＋ｎ番目のサンプリング信号までに設定する。続くステップＳ７３では、ＦＦＴ処理部１６０２が非更新領域のサンプリング信号に対してＦＦＴ処理を行うことにより、非干渉領域のサンプリング信号のみから各サブキャリアの信号Ｕ（ｉ，ｐ）を形成する。
ステップＳ７４では、ＦＩＲフィルタ１５００がＦＦＴの既知の係数を入力とし、更新領域のサンプル信号を可変ゲインとした演算を行うことにより、更新領域のサンプリング信号のみから各サブキャリアの信号Ｔ（ｉ，ｑ，ｍ）を順次形成する。ステップＳ７５では、適応アルゴリズム部１６０８が誤差値Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）を小さくするようにＦＩＲフィルタ１５００の可変ゲイン（すなわち更新領域のサンプリング信号）Ｒ（ｉ，ｊ，ｍ）を修正し、これをＦＩＲフィルタ１５００に送出する。
このようにマルチパス干渉除去装置１６００は、サブキャリア番号が８になるまで、ステップＳ７４−Ｓ６−Ｓ７−Ｓ８−Ｓ９−Ｓ１０−Ｓ１１−Ｓ１４−Ｓ１５−Ｓ７５−Ｓ７４の処理ループを繰り返すことにより、更新領域のサンプリング信号について、全てのサブキャリアを用いて適応アルゴリズム処理を実行する。
マルチパス干渉除去装置１６００はこのような処理をｍ回実行すると、ステップＳ１３からステップＳ７６に移って更新領域番号ａをインクリメントし、ステップＳ７７を介してステップＳ７２に戻り、次の更新領域について上述した処理と同様の処理を繰り返すことにより、次の更新領域の干渉成分を除去する。
やがてステップＳ７７で否定結果が得られると、このことは全ての更新領域についての適応信号処理が終了し、全ての更新領域から干渉成分を除去したことを意味し、ステップＳ７８に移ってｉ番目のＯＦＤＭシンボルの受信処理を終了する。因みに、図２７では、ブロック数（更新領域の数）をＢｍａｘとしており、例えばＯＦＤＭシンボルのＦＦＴサンプル数を８とし、ｎ＝２とすれば、Ｂｍａｘ＝８／２＝４である。
このように、本実施の形態によれば、干渉領域信号に加えて、非干渉領域信号に対しても、ＦＩＲフィルタ処理およびシリアルパラレル変換処理を施し、適応アルゴリズム処理によって、干渉領域信号に加えて、非干渉領域信号の値も適応的に補正するようにしたことにより、非干渉領域での雑音などの影響も有効に除去できるようになるので、一段と誤り率の小さい復号データを得ることができるようになる。
（実施の形態１０）
本実施の形態では、実施の形態９で述べたような干渉領域の更新が終わった後、さらにＯＦＤＭシンボル全体で適応信号処理による更新を行う。このときレプリカを作成する際にレプリカを正規化する。これにより、マルチパス干渉除去のみならず周波数選択性フェージングの影響をも除去することができる。
上述した実施の形態４〜９では、更新する信号がＯＦＤＭシンボルの中の一部分であるがゆえに、各サブキャリア毎に回線で付加される振幅変動までをも加味してレプリカ生成を行っているが、ＯＦＤＭシンボル全体を更新すれば、周波数選択性フェージングによってサブキャリア毎に異なっている振幅変動までをも修正することができる。これによって各サブキャリアの信号品質が平均化され、誤り率特性を一段と改善できる。
図２８に、本実施の形態による適応信号処理手順を示す。図２８では、図２１との対応する処理ステップに同一符号を付して示し、以下、図２１と対応する処理ステップについては説明を省略する。
この実施の形態の適応信号処理手順は、図２７に示す処理を終了した後に、すなわちステップＳ７７で否定結果が得られると、ステップＳ８０に入る。ステップＳ８１では、ｉ番目のＯＦＤＭシンボルの全てのサンプリング信号に対してＦＦＴ処理を行う。具体的には、全てのサンプリング信号ｒ（ｉ，０）………ｒ（ｉ，７）をＦＩＲフィルタ１５００に入力させる。
ステップＳ８２では、レプリカ生成部１６０６がステップＳ１４で生成したレプリカ信号を正規化し、ステップＳ８３では、減算器１６０７により正規化されたレプリカ信号ＸＸ（ｉ，ｋ，ｍ）とフーリエ変換後の信号Ｖ（ｉ，ｋ，ｍ）との誤差Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）が求められる。ステップＳ８４では、適応アルゴリズム部１６０８が誤差Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）が小さくなるように、ＦＩＲフィルタ１５００での可変ゲインとして用いられるサンプリング信号ｒ（ｉ，０）………ｒ（ｉ，７）を修正することを指示する信号をＦＩＲフィルタ１５００に送出する。
このように、本実施の形態によれば、実施の形態４から実施の形態９と同様の処理によりマルチパスによる干渉成分を除去できるのに加えて、正規化したレプリカ信号とフーリエ変換変換後の信号との誤差を小さくする適応アルゴリズム処理を行うようにしたことにより、周波数選択性フェージングの影響も除去できるようになる。
（実施の形態１１）
実施の形態４で説明した図２０との対応部分に同一符号を付して示す図２９に、この実施の形態によるマルチパス干渉除去装置２５００の構成を示す。マルチパス干渉除去装置２５００は、サンプリング信号ｒ（ｉ，ｊ）を干渉領域と非干渉領域に分けることなく、選択部２５０３に入力する。選択部２５０３は、カウンタ２５０１のカウント値に応じた数のサンプリング信号ｒ（ｉ，ｊ）をＦＩＲフィルタ２５０２に送出するとともに残りのサンプリング信号ｒ（ｉ，ｊ）をＦＦＴ処理部２５０４に送出する。
ＦＩＲフィルタ２５０２は、基本的には、図１９に示したＦＩＲフィルタ１５００と同様の構成でなり、選択部２５０３から送出されたサンプリング信号を可変ゲインとして入力するとともに固定入力又は適応アルゴリズム部１６０８により修正された値を入力して、ＦＩＲフィルタ演算を行う。但し、ＦＩＲフィルタ２５０２は、カウンタ２５０１からのカウント値に応じたタップ数（Ａ）に設定され、選択部２５０３から入力されるカウント値に応じた数のサンプリング信号を可変ゲインとしてＦＩＲ演算を行う。
つまり、実施の形態４から１０では、ＦＩＲフィルタのタップ数を固定としたが、この実施の形態では、タップ数を可変とする。そしてタップ数（Ａ）をカウンタ２５０１のカウント値に応じて変化させる。この実施の形態の場合には、適応アルゴリズム部１６０８による修正が終了するごとに、カウント値を１ずつインクリメントするようになっている。但し、１ずつインクリメントするのは一例であって、これに限らない。
選択部２５０３では、カウント値Ａに従ってＦＩＲフィルタ２５０２とＦＦＴ処理部２５０４への出力として、ｒ（ｉ，＊）か０かを選択する。例えばＡ＝２であれば、サンプリング信号ｒ（ｉ，０）はＦＩＲフィルタ２５０２の方へ出力されＦＦＴ処理部２５０４へは０が出される。またサンプリング信号ｒ（ｉ，１）もＦＩＲフィルタ２５０２の方へ出力されＦＦＴ処理部２５０４へは０が出力される。しかしＡ＝２なのでサンプリング信号ｒ（ｉ，２）はＦＦＴ処理部２５０４の方へ出力されてＦＩＲフィルタ２５０２へは０が出力される。このときサンプリング信号ｒ（ｉ，３），………，ｒ（ｉ，７）も同様にＦＦＴ処理部２５０４の方へ出力されてＦＩＲフィルタ２５０２へは０が出される。Ａ＝３になれば、サンプリング信号ｒ（ｉ，２）はＦＩＲフィルタ２５０２の方へ出力される。
図３０に、マルチパス干渉除去装置２５００による処理手順を示す。図３０では、図２１との対応する処理ステップに同一符号を付して示し、以下、図２１と対応するステップについては説明を省略する。
マルチパス干渉除去装置２５００はステップＳ９０でｉ番目のＯＦＤＭシンボルについての受信処理を開始すると、ステップＳ１を介してステップＳ９１に進む。ステップＳ９１では、カウンタ２５０１のカウント値ａを０にリセットし、ステップＳ９２に移る。
ステップＳ９２では、選択部２５０３がカウント値ａに応じた数のサンプリング信号ｒ（ｉ，＊）をＦＩＲフィルタ２５０２に出力するとともに残りのサンプリング信号をＦＦＴ処理部２５０４に出力する。これによりＦＩＲフィルタ２５０２に出力されたサンプリング信号が更新領域とされる。
マルチパス干渉除去装置２５００は、ステップＳ９３において、ＦＩＲフィルタ２５０２が更新領域を使用してＦＩＲフィルタ演算を行う。すなわち現在更新領域とされているサンプリング信号を可変ゲインとして、固定入力又は適応アルゴリズム部１６０８からの修正された入力に対してＦＩＲフィルタ処理を行う。ステップＳ９４では、適応アルゴリズム部１６０８が誤差値Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）を小さくするようにＦＩＲフィルタ２５０２の可変ゲイン（すなわち更新領域のサンプリング信号）Ｒ（ｉ，ｊ，ｍ）を更新する。
マルチパス干渉除去装置２５００は、ある更新領域のサンプリング信号に対してＭｍａｘ回の繰り返し処理を行うことで、この更新領域の誤差値Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）を十分に小さくすると、ステップＳ１３からステップＳ９５に移る。ステップＳ９５では、カウンタ２５０１のカウント値ａをインクリメントすることにより、更新領域のサンプリング信号を一つだけ増やし、続くステップＳ９６で肯定結果が得られるとステップＳ９２に戻る。
ステップＳ９２以降では、サンプリング信号が増えた更新領域に対して上述したのと同様の処理を繰り返すことにより、新たな更新領域の誤差値Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）を十分に小さくする。やがて、設定した全更新領域に対する処理が終了すると、ステップＳ９６で否定結果が得られ、ステップＳ９７に移って処理対象としていたＯＦＤＭシンボルについての受信処理（干渉除去処理）を終了する。
図３１に、この実施の形態のマルチパス干渉除去装置２５００における更新領域（つまり、ＦＩＲフィルタ２５０２に入力させるサンプリング信号の範囲）の設定の様子を示す。図からも分かるように、マルチパス干渉除去装置２５００では、ＯＦＤＭ信号の干渉領域と非干渉領域を分けることなく、順次更新領域を拡大することでＯＦＤＭ信号の干渉成分を除去するようになっている。
これにより、干渉領域と非干渉領域を分ける際に必要となる遅延時間長を測定しなくて済むようになるので、この分だけ構成を簡単化できるとともに、遅延時間長に依存しない干渉除去処理を行うことができるので、干渉除去能力を向上させることができる。
つまり、ＯＦＤＭではインパルス応答推定精度があまり高くないので、特にパワーの小さいパスを見つける場合に誤差が出る可能性が高い。加えて、瞬時のフェージングやシャドウィングの変動による影響などで推定が難しい場合にはさらに推定精度が低下することがある。この実施の形態では、受信したＯＦＤＭ信号を干渉領域と非干渉領域に分けずに処理するようになっているので、遅延時間の推定が不要となり、推定精度の低下による影響を受けずに済むようになる。
またこの実施の形態では、ＦＩＲフィルタ２５０２に入力させるタップ数を少ない数から徐々に増やしていくようにしたことにより、一段と干渉除去能力を向上させることができるようになっている。
つまり、不必要なタップ数で演算を行うと却って性能が劣化する（例えば遅延時間が３サンプルなのに８タップで演算すると３タップで演算するより性能が悪い）ので、最初からタップ数が多いと、あまり良い性能が得られない。この実施の形態では、この点に着目して、最初から多いタップ数を用いて演算を行うのではなく、タップ数を徐々に増やしていくようにした。因みに、タップ数が十分になった時点で収束は終わり、それ以上タップ数を増やしても性能はあまり変わらないので、十分な干渉除去能力を得ることができる。
このように、本実施の形態によれば、ＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を行う領域を徐々に増加させて干渉成分を除去するようにしたことにより、干渉領域と非干渉領域を推定が不必要となるので、干渉除去能力の向上したマルチパス干渉除去装置２５００を得ることができる。
（実施の形態１２）
この実施の形態の特徴は、実施の形態１１のようにＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を行う領域を徐々に増加させていくにあたって、復号データに誤りが無くなった時点で、そのＯＦＤＭシンボルについてのＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を終了するようにした点にある。
実施の形態１１で説明した図２９との対応部分に同一符号を付して示す図３２に、この実施の形態によるマルチパス干渉除去装置２８００の構成を示す。マルチパス干渉除去装置２８００は、復号部（ＤＥＣ）１６０５から出力される復号データｆ（ｉ，０）〜ｆ（ｉ，７）を誤り検出部２８０１に入力する。
誤り検出部２８０１は、復号データｆ（ｉ，０）〜ｆ（ｉ，７）を用いて誤り検出を行い、検出結果を制御部２８０２に送出する。制御部２８０２では、誤りが検出された場合には、現在処理しているＯＦＤＭシンボルについてＦＩＲフィルタ２５０２に入力させるサンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）を増加させ、増加させたサンプリング信号を用いて適応アルゴリズム処理を行わせる。これに対して、誤りが検出されなかった場合には、現在処理しているＯＦＤＭシンボルについてのＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を終了させる。
ここで誤り検出の仕方としては、様々な方法を用いることができる。この実施の形態の場合には一例として、ＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ  Ｃｈｅｃｋ）を行う場合について説明する。すわわち、送信側で誤り検出ビットを付加したＯＦＤＭ信号を送信し、誤り検出部２８０１がこの誤り検出ビットに基づいて受信データが誤っているか否かを検出する。例えば同じ時間上のデータのかたまりに対して１つのＣＲＣ検出ビットを付加しておけば、ＣＲＣ検出でエラーがないことがわかった時点でＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を終了させることができる。但し、ＣＲＣ以外でも誤りが検出できればどのような方法でもよい。
図３３に、マルチパス干渉除去装置２８００による処理手順を示す。図３３では、図３０との対応する処理ステップに同一符号を付して示し、以下、図３３と対応するステップについては説明を省略する。
マルチパス干渉除去装置２８００は、ステップＳ９５とステップＳ９６との間に、ＣＲＣがＯＫか否かを検出する処理を加えたことを除いて、実施の形態１１のマルチパス干渉除去装置２５００と同様の処理を行う。すなわちステップＳ１０１においてＣＲＣがＯＫでない場合（誤りを検出した場合）には、ステップＳ９６を介してステップＳ９２に戻ることにより、サンプリング信号を１つ増やした更新領域を用いてＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を行う。これに対して、ＣＲＣがＯＫの場合（誤りを検出しなかった場合）には、ステップＳ１０２に移って、現在処理しているＯＦＤＭシンボルの干渉除去処理（受信処理）を終了する。
因みに、ステップＳ９６で処理を行う最大タップ数Ｂｍａｘを決めて、最大タップ数Ｂｍａｘになったときに処理中のＯＦＤＭシンボルの処理を終了するようにしているので、いくら繰り返してもエラーがなくならない場合の不必要な処理をなくすことができる。
このように、本実施の形態によれば、ＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を行う領域を徐々に増加させていくにあたって、復号データに誤りが無くなった時点で、そのＯＦＤＭシンボルについてのＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を終了するようにしたことにより、実施の形態１１の効果に加えて、平均演算量を減らすことができるようになる。また干渉除去に関する適応アルゴリズム処理が最適となった時点で処理を終了できるので、一旦最適点に収束した処理から収束値が多少なりともずれることを防ぐことができる。
（実施の形態１３）
この実施の形態の特徴は、上述した実施の形態１２では復号データに誤りが検出されたか否かで処理対象となっているＯＦＤＭシンボルのＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を終了するタイミングを決めたのに対して、受信信号の品質に基づいてＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を終了するタイミングを決めるようにした点にある。この実施の形態の場合、誤差値ｅのノルムに基づいて処理を終了するタイミングを決めるようになされている。
実施の形態１１で説明した図２９との対応部分に同一符号を付して示す図３４に、この実施の形態によるマルチパス干渉除去装置３０００の構成を示す。マルチパス干渉除去装置３０００は、受信信号ｖ（ｉ，０）〜ｖ（ｉ，７）とレプリカ信号ｘ（ｉ，０）〜ｘ（ｉ，７）の誤差ｅ（ｉ，ｋ）をノルム算出部３００１に入力する。
ノルム算出部３００１は、全てのサブキャリアｋに対して誤差ｅ（ｉ，ｋ）の絶対値の２乗を計算してその和をとることによりノルムを算出する。制御部３００２は誤差値ｅのノルムが変化しなくなったとき、あるいはその前より大きくなったときに、現在処理しているＯＦＤＭシンボルについてのＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を終了させる。
図３５に、マルチパス干渉除去装置３０００による処理手順を示す。図３５では、図３０との対応する処理ステップに同一符号を付して示し、以下、図３０と対応するステップについては説明を省略する。
マルチパス干渉除去装置３０００は、ステップＳ１１１でカウンタ２５０１のカウント値を０にセットするのに加えて、ノルムの大小を比較する際の第２ノルム値ＭＮＲＭＥの初期値を無限大に設定する。ここでこの実施の形態のマルチパス干渉除去装置３０００では、制御部３００２により、ノルムが変化しなくなったこと、あるいは大きくなったことを検出するにあたって、現時点のサンプリング信号数を使って適応アルゴリズム処理で求めた第１ノルム値ＮＲＭＥに加えて、１つ少ないサンプリング信号を使って前時点で求めた第２ノルム値ＭＮＲＭＥを保持しておく必要がある。
ステップＳ１１２では、繰り返し回数ｍを０にセットするのに加えて、第１ノルム値ＮＲＭＥを０にセットする。ステップＳ１１３では、処理しているサブキャリア番号ｋが０でなく、かつ繰り返し回数ｍが規定されている最大の値になったか否か判断する。ここでステップＳ１１２で肯定結果が得られるということは、適応アルゴリズムの繰り返し回数が所定の回数に達したことを意味するので、このような場合にはステップＳ１１４に移り、それ以外の場合にはステップＳ９４に移る。
ステップＳ１１４では、全てのサブキャリアｋに対して誤差ｅ（ｉ，ｋ）の絶対値の２乗（｜Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）｜２）を計算してその和をとることによりノルムＮＲＭＥを算出する。この処理は、前のサブキャリアまでで求めたノルムＮＲＭＥに次のサブキャリアで求めた誤差ｅ（ｉ，ｋ）の絶対値の２乗（｜Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）｜２）を順次足すようにして行う。
ステップＳ１１５では、現在の更新領域で求めた第１ノルムＮＲＭＥと、前の時点の更新領域（すなわちサンプリング信号が１つ少ない領域）で求めた第２ノルムＭＮＲＭＥとを比較し、第１ノルムＮＲＭＥの方が第２ノルムＭＮＲＭＥよりも小さい場合には、ステップＳ１１６に移る。ステップＳ１１６では、第２ノルムＭＮＲＭＥとして第１ノルムＮＲＭＥの値を設定し、ステップＳ９６を介してステップＳ９２に戻り、拡大した更新領域についての新たなノルムＮＲＭＥを求める処理を行う。
因みに、ステップＳ１１５では最初の更新領域については、ノルムＮＲＭＥの値としてどのようなものであった場合でも、第２ノルムＭＮＲＭＥとして無限大の値が設定されているので、ステップＳ１１６に移る。そして２つ目以上の更新領域については、第１ノルムＮＲＭＥが第２ノルムＭＮＲＭＥと等しくなったとき又は第２ノルムＭＮＲＭＥよりも大きくなったときに、ステップＳ１１７に移って、処理中のＯＦＤＭシンボルについての受信処理（干渉除去処理）を終了する。
実際上、ＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を行うタップ数が最適なタップ数を超えると、誤差ｅは逆に徐々に大きくなっていく。この実施の形態では、この点に着目して、徐々にタップ数を多くし更新領域を広げる際に、誤差ｅの減少がとまったときに処理を終了するようにした。
この実施の形態の処理を、上述した実施の形態１２のように誤りが検出されなくなったときに更新領域を広げることを終了する処理と比較すると、ＣＲＣエラーが残留したままでも最適に近いタップ数で打ち切りができるので、例えばハイブリッドＡＲＱ（自動再送要求）に適用した場合に効果的である。
ハイブリッドＡＲＱでは、誤りがあった場合にデータの再送を行うが、エラーがあった信号自体も格納しておいて再送信号と合成することで性能を向上させるようになっている。これを考慮すると、この実施の形態のように、エラーがあったとしても最適なタップ数で最も良い性能が得られている信号を格納しておいたほうがよいのである。
このように、本実施の形態によれば、ＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を行う領域を徐々に増加させていくにあたって、受信信号の品質（誤差値ｅ）に基づいてＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を終了するタイミングを決めるようにしたことにより、実施の形態１１の効果に加えて、平均演算量を減らすことができるようになる。また干渉除去に関する適応アルゴリズム処理が最適となった時点で処理を終了できるので、一旦最適点に収束した処理から収束値が多少なりともずれることを防ぐことができる。
さらにハイブリッドＡＲＱのパケット合成を考えると、実施の形態１４と比較して、一段と誤り率特性の良い受信信号を得ることができるようになる。
なおこの実施の形態では、受信信号の品質を測定する際に誤差値ｅのノルムを観測するようにしたが、本発明はこれに限らず、この他にも更新領域を拡大するごとに品質を推定できればどのような品質推定方法を用いてもよい。
（実施の形態１４）
この実施の形態は、上述した実施の形態１２と実施の形態１３を組み合わせたものを、基本的な構成としている。加えて、この実施の形態では、誤り検出を最優先し、あるタップ数までに誤りがなくなればそこで処理を打ち切るが、誤りがなくならなかった場合には、実施の形態１３によって最適と判断したタップ数でのデータを格納する。この結果、結局は誤りがなくならない場合に、最も品質が良かったデータを格納することとなる。
これにより、タップ数を増加させていく途中で誤りがなくなれば演算量を減らすことができるとともに、誤りがなくならない場合にはハイブリッドＡＲＱに適したデータを保持できる、といった効果を得ることができるようになる。
図３２及び図３４との対応部分に同一符号を付して示す図３６に、この実施の形態によるマルチパス干渉除去装置３２００の構成を示す。マルチパス干渉除去装置３２００は復号データの誤りを検出する誤り検出部２８０１を有するとともに、誤差値ｅのノルムを算出するノルム算出部３００１を有する。誤り検出部２８０１による検出結果及びノルム算出部３００１による算出結果は制御部３２０１に送出される。
制御部３２０１は、図３７に示す処理手順に従ってマルチパス干渉除去装置３２００全体の動作を制御する。図３７では、図３３及び図３５との対応する処理ステップに同一符号を付して示し、以下、図３３及び図３５と対応するステップについては説明を省略する。
マルチパス干渉除去装置３２００は、ステップＳ１２１で誤りが検出されなくなったとき（ＣＲＣがＯＫとなったとき）またはステップＳ１２４でＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を行うタップ数が所定数Ｂｍａｘに達したときに、現在処理中のＯＦＤＭシンボルに対する干渉除去処理を終了する。
またステップＳ１２１で誤りが検出されたときには、タップ数を増やして同様の処理を行うが、ステップＳ１２２でノルムが変化しなくなったこと、あるいは前回よりも大きくなったことを検出した場合には、ステップＳ１２３に移ってそのときの復号データｆ（ｉ，０）〜ｆ（ｉ，７）をバッファ３２０２（図３６）に格納する。バッファ３２０２に格納された復号データは、ステップＳ１２４でＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を行うタップ数が所定数Ｂｍａｘに達したと判断されたとき、続くステップＳ１２５で読み出される。
つまり、マルチパス干渉除去装置３２００においては、処理の途中で誤りが検出されなくなったときにはその時点での復号データ採用するとともに、最後まで誤りをなくすことができなかった場合には処理の途中で最もノルムの小さくなったときの復号データを採用するようになされている。
因みに、誤りがなくならなかった場合、ハイブリッドＡＲＱにおいては、通信相手局に対して再送要求がなされる。このときマルチパス干渉除去装置３２００を用いた受信装置では、再送されたデータ（当然、再送データに対しても同様の干渉除去処理を施してもよい）とステップＳ１２５で呼び出されたデータがパケット合成されるようになる。
このように、本実施の形態によれば、ＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を行う領域を徐々に増加させていくにあたって、処理の途中で誤りが検出されなくなったときにはその時点での復号データ採用するとともに、最後まで誤りをなくすことができなかった場合には処理の途中で最もノルムの小さくなったときの復号データを採用するようにしたことにより、演算量の削減と誤り率特性の向上を両立させることができるようになる。
本発明は上記実施の形態１から１４に限定されず、種々変更して実施することができる。例えば、上記実施の形態１から１４では、ＯＦＤＭ通信の場合について説明しているが、本発明は、ＭＣ−ＣＤＭＡ（ＭｕｌｔｉＣａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）の場合にも同様に適用することができる。また上記実施の形態１から３においてはサブキャリア数が４である場合について説明しており、実施の形態４から実施の形態１４においてサブキャリア数が８である場合について説明しているが、本発明においては、サブキャリア数に制限はない。
本発明のマルチパス干渉除去装置及びマルチパス干渉除去方法は、ディジタル無線通信システムにおける無線基地局装置や移動局のような通信端末装置に適用することが可能である。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、ガードインターバルが挿入されたマルチキャリアの受信信号の前記ガードインターバル以外の情報信号を復調することにより復調信号を得る復調手段と、前記復調信号を用いて直前の情報信号のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、前記受信信号を用いて回線のインパルス応答を推定するインパルス応答推定手段と、を具備し、前記インパルス応答及び前記レプリカを用いて前記情報信号から、前記ガードインターバルを越えるパスによる干渉を除去する構成を採る。
この構成によれば、ガードインターバルよりも長い遅延時間のパスにより、後の情報信号に干渉を生じさせる部分を、前の情報信号のレプリカとインパルス応答から求め、その部分を後の情報信号から差し引くので、情報信号に歪が生じることを防止でき、性能の劣化を回避することができる。
また、このようにガードインターバルを越えるパスによる干渉を除去することができるので、ガードインターバルを短くする、場合によっては削除することが可能となる。この結果、伝送効率を向上させることが可能となる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、上記構成において、インパルス応答推定手段が、マルチキャリアのキャリア毎の回線推定を行う回線推定手段と、前記回線推定手段により推定された回線推定値に対して逆フーリエ変換処理を行う逆フーリエ変換処理手段と、を有する構成を採る。
この構成によれば、時間分解能が低い通信の回線のインパルス応答を推定することが可能となる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、ガードインターバルが挿入されたマルチキャリアの受信信号の前記ガードインターバル以外の情報信号を復調することにより復調信号を得る復調手段と、前記復調信号を用いて前記情報信号のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、前記受信信号から前記レプリカを減算する第１減算手段と、前記第１減算手段の出力に時間窓処理を行う時間窓処理手段と、前記時間窓処理手段の出力を前記受信信号から減算する第２減算手段と、を具備し、前記インパルス応答及び前記レプリカを用いて前記情報信号から、前記ガードインターバルを越えるパスによる干渉を除去する構成を採る。
この構成によれば、ガードインターバルよりも長い遅延時間のパスにより、後の情報信号に干渉を生じさせる部分を、前の情報信号のレプリカとインパルス応答から求め、その部分を後の情報信号から差し引くので、情報信号に歪が生じることを防止でき、性能の劣化を回避することができる。
また、このようにガードインターバルを越えるパスによる干渉を除去することができるので、ガードインターバルを短くする、場合によっては削除することが可能となる。この結果、伝送効率を向上させることが可能となる。
また、この構成によれば、レプリカ生成時にインパルス応答を求める必要がなく、レプリカ生成についての処理負荷を軽減することが可能である。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、上記構成において、復調手段、レプリカ生成手段、第１減算手段、時間窓処理手段、及び第２減算手段で構成された処理ブロックを複数ステージ設け、前段のステージにおいてガードインターバルを越えるパスによる干渉を除去した信号に対して、次のステージにおいてさらに干渉除去を行う構成を採る。
この構成によれば、干渉除去処理を繰り返して行って受信信号から干渉を確実に除去することができ、より性能改善を図ることができる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、上記構成において、受信信号を用いて回線のインパルス応答を推定するインパルス応答推定手段と、推定されたインパルス応答に基づいて最大遅延を検出する最大遅延検出手段と、を具備し、時間窓処理手段は、前記最大遅延を用いて時間窓を設定する構成を採る。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、上記構成において、時間窓処理手段が、通信相手側で推定した逆回線のインパルス応答を用いて得られた最大遅延の情報に基づいて時間窓を設定する構成を採る。
これらの構成によれば、最大遅延に基づいて時間窓を設定し、その時間窓を用いて、干渉成分が集中する部分の干渉成分を除去するので、ガードインターバルよりも長い遅延時間のパスにより干渉を生じさせる部分によるシンボル歪みの発生を精度良く防止でき、性能の劣化を回避することができる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、上記構成によれば、時間窓処理手段が、指数あるいはリニアに減衰させた時間窓を設定する構成を採る。
この構成によれば、ガードインターバルよりも長い遅延時間のパスにより干渉を生じさせる部分によるシンボル歪みの発生を精度良く防止でき、性能の劣化を回避することができる。
本発明の無線受信装置は、上記構成のマルチパス干渉除去装置を備えたことを特徴とする。この構成によれば、ガードインターバルの長さに依存せずにマルチパスによる干渉を除去することができ、高性能なマルチキャリア通信を行うことが可能となる。
本発明のマルチパス干渉除去方法は、ガードインターバルが挿入されたマルチキャリアの受信信号のガードインターバル以外の情報信号を復調することにより復調信号を得る工程と、復調信号を用いて直前の情報信号のレプリカを生成する工程と、受信信号を用いて回線のインパルス応答を推定する工程と、前記インパルス応答及び前記レプリカを用いて前記情報信号から、前記ガードインターバルを越えるパスによる干渉を除去する工程と、を具備する。
この方法によれば、ガードインターバルよりも長い遅延時間のパスにより、後の情報信号に干渉を生じさせる部分を、前の情報信号のレプリカとインパルス応答から求め、その部分を後の情報信号から差し引くので、情報信号に歪が生じることを防止でき、性能の劣化を回避することができる。
本発明のマルチパス干渉除去方法は、ガードインターバルが挿入されたマルチキャリアの受信信号の前記ガードインターバル以外の情報信号を復調することにより復調信号を得る工程と、前記復調信号を用いて前記情報信号のレプリカを生成する工程と、前記受信信号から前記レプリカを第１減算する工程と、前記第１減算の出力に時間窓処理を行う工程と、前記時間窓処理の出力を前記受信信号から第２減算する工程と、前記インパルス応答及び前記レプリカを用いて前記情報信号から、前記ガードインターバルを越えるパスによる干渉を除去する工程と、を具備する。
この方法によれば、ガードインターバルよりも長い遅延時間のパスにより、後の情報信号に干渉を生じさせる部分を、前の情報信号のレプリカとインパルス応答から求め、その部分を後の情報信号から差し引くので、情報信号に歪が生じることを防止でき、性能の劣化を回避することができる。
また、このようにガードインターバルを越えるパスによる干渉を除去することができるので、ガードインターバルを短くする、場合によっては削除することが可能となる。この結果、伝送効率を向上させることが可能となる。
また、この構成によれば、レプリカ生成時にインパルス応答を求める必要がなく、レプリカ生成についての処理負荷を軽減することが可能である。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、マルチキャリアの受信信号に対してフーリエ変換処理を行うことにより各サブキャリアの信号を得るフーリエ変換処理手段と、フーリエ変換処理手段により得られた各サブキャリアの信号に対して回線推定値を用いて検波処理を施す検波手段と、検波後の各サブキャリアの信号の信号レベルを閾値判定することによりディジタル信号を得る判定手段と、判定手段により得られたディジタル信号に対して検波手段と逆の処理を施すことにより各サブキャリアの信号についてのレプリカ信号を得るレプリカ信号生成手段と、フーリエ変換処理手段により得られたフーリエ変換処理後の信号とレプリカ信号との間の対応するサブキャリアの信号同士の誤差値を算出する減算手段と、誤差値が小さくなるようにフーリエ変換処理前の受信信号を補正する補正手段と、を具備し、前記フーリエ変換処理手段を、サンプリングされた受信信号を可変ゲインとするとともにフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタと、ＦＩＲフィルタの出力をシリアルパラレル変換するシリアルパラレル変換回路と、を備える構成とし、前記補正手段は、前記誤差値に応じて、ＦＩＲフィルタの可変ゲインとして用いられるサンプリングされた受信信号の値を適応的に補正することにより、前記誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理を行う、構成を採る。
この構成によれば、フーリエ変換処理手段に、サンプリングされた受信信号を複数サブキャリアの信号に分割するといった本来のフーリエ変換処理の機能をもたせることができるとともに、レプリカ信号とフーリエ変換後の信号との誤差値として現れる干渉成分（硬判定誤差成分）を除去するフィルタとしての機能をもたせることができる。そして補正手段による適応アルゴリズム処理により、フーリエ変換処理手段のＦＩＲフィルタの可変ゲイン（サンプリングされた受信信号）を適応的に補正すれば、ガードインターバルよりも長い遅延時間のパスの存在に起因する干渉成分を有効に除去することができる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、フーリエ変換手段が、マルチキャリア受信信号の干渉領域信号に対してフーリエ変換処理を行う第１のフーリエ変換処理手段と、マルチキャリア受信信号の非干渉領域信号に対してフーリエ変換処理を行う第２のフーリエ変換処理手段と、第１及び第２のフーリエ変換処理手段により形成された各サブキャリアの信号を対応するサブキャリアの信号同士で加算する加算手段と、を具備し、前記第１のフーリエ変換処理手段を、サンプリングされた前記受信信号を可変ゲインとするとともにフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタと、ＦＩＲフィルタの出力をシリアルパラレル変換するシリアルパラレル変換回路と、を備える構成とし、前記補正手段は、誤差値に応じて、前記ＦＩＲフィルタの可変ゲインとして用いられる前記干渉領域信号のサンプリング値を適応的に補正することにより、前記誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理を行う、構成を採る。
この構成によれば、フーリエ変換処理手段を第１及び第２のフーリエ変換手段に分け、そのうち干渉領域信号をフーリエ変換処理する第１のフーリエ変換処理手段をＦＩＲフィルタを備える構成として、干渉領域信号に対してのみ適応アルゴリズム処理を用いた適応フィルタリングを行うようにしたことにより、実際の誤差の基となっている干渉領域信号のみを補正できるので、適応アルゴリズムによる演算処理量を少なくできる。この結果、ガードインターバルよりも長い遅延時間のパスの存在に起因する干渉成分を一段と短時間かつ効率的に除去することができるようになる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、補正手段が、各サブキャリアの信号についての誤差値を順次用いて適応アルゴリズム処理を実行する、構成を採る。
この構成によれば、サブキャリア毎の誤差値をみながら、その誤差値が小さくなるように適応アルゴリズム処理を行うので、全てのサブキャリアの信号の干渉成分を有効に除去することができるようになる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、補正手段が、各サブキャリアの信号のうち信頼度の高いサブキャリアの信号についての誤差値から順に用いて前記適応アルゴリズム処理を実行する、構成を採る。
この構成によれば、信頼度の高いサブキャリア（例えば受信レベルやＳＩＲ等が高いサブキャリア）から順に適応アルゴリズム処理を実行するので、適応アルゴリズムの初期に正しい方向に収束の方向を向けることができるようになる。この結果、適応アルゴリズムの収束特性を改善できるようになり、適応アルゴリズムの繰り返し回数の削減や干渉抑圧効果の向上を図ることができる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、補正手段が、各サブキャリアの信号のうち信頼度が所定の閾値以上のサブキャリアの信号についての誤差値のみを用いて前記適応アルゴリズム処理を実行する、構成を採る。
この構成によれば、信頼度の高いサブキャリア（例えば受信レベルやＳＩＲ等が高いサブキャリア）の誤差値のみを用いて適応アルゴリズム処理を実行するので、適応アルゴリズムの収束特性を改善できるようになり、適応アルゴリズムの繰り返し回数の削減や干渉抑圧効果の向上を図ることができる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、補正手段が、各サブキャリアの信号のうち信頼度の高い方からＮ個のサブキャリアの信号についての誤差値のみを用いて前記適応アルゴリズム処理を実行する、構成を採る。
この構成によれば、適応アルゴリズムの繰り返し回数の削減や干渉抑圧効果の向上を図ることができるのに加えて、演算量を常に一定に保つことができるようになる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、補正手段が、信頼度を判定するための前記閾値を前記適応アルゴリズム処理の繰り返し回数が増すにつれて小さくする、構成を採る。
この構成によれば、適応アルゴリズム処理の繰り返し回数が増すにつれて、補正手段による補正処理により、最初は信頼度が低かったサブキャリアの信号も徐々に信頼度が増すことが期待できることに着目して、信頼度を判定するための閾値を徐々に下げていくことで、適応アルゴリズムの収束特性を一段と改善できるようになり、適応アルゴリズムの繰り返し回数のさらなる削減や干渉抑圧効果のさらなる向上を図ることができる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、第１のフーリエ変換手段が、干渉領域信号に加えて、非干渉領域信号に対しても、ＦＩＲフィルタ処理およびシリアルパラレル変換処理を施し、補正手段が、干渉領域信号に加えて、非干渉領域信号の値も適応的に補正する、構成を採る。
この構成によれば、非干渉領域での雑音などの影響も有効に除去できるようになるので、一段と誤り率の小さいデータ（判定手段によって判定されたディジタルデータ）を得ることができるようになる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、レプリカ信号生成手段は、判定手段により得られたディジタル信号に対して検波手段と逆の処理を施すことにより各サブキャリアの信号についての第１のレプリカ信号を生成するのに加えて、正規化した第２のレプリカ信号を生成し、減算手段は、フーリエ変換処理手段により得られたフーリエ変換処理後の信号と第１のレプリカ信号との間の対応するサブキャリアの信号同士の第１の誤差値を算出するのに加えて、フーリエ変換手段により得られたフーリエ変換処理後の信号と第２のレプリカ信号との間の対応するサブキャリアの信号同士の第２の誤差値を算出し、補正手段は、第１及び第２の誤差値に応じて、ＦＩＲフィルタの可変ゲインとして用いられるサンプリングされた受信信号の値を適応的に補正することにより、第１及び第２の誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理を行う、構成を採る。
この構成によれば、第１の誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理を行うことでマルチパスによる干渉成分を除去できるのに加えて、第２の誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理を行うことで周波数選択性フェージングの影響も除去できるようになる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、フーリエ変換手段が、マルチキャリア受信信号の第１のサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第１のフーリエ変換処理手段と、マルチキャリア受信信号の第２のサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第２のフーリエ変換処理手段と、第１及び第２のフーリエ変換処理手段により形成された各サブキャリアの信号を対応するサブキャリアの信号同士で加算する加算手段と、を具備するとともに、マルチパス干渉除去装置は、マルチキャリア受信信号のサンプリング信号から、第１及び第２のフーリエ変換手段に入力させる第１及び第２のサンプリング信号を選択する選択手段を、さらに具備する構成を採る。
この構成によれば、ＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を用いて干渉を除去する対象とする第１のサンプリング信号を、選択手段によって選択するようにしたので、干渉領域と非干渉領域を分ける際に必要となる遅延時間長を測定しなくて済むようになる。この結果、この分だけ構成を簡単化できるとともに、遅延時間長に依存しない干渉除去処理を行うことができるので、干渉除去能力を向上させることができる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、第１のフーリエ変換手段が、第１のサンプリング信号を可変ゲインとするとともにフーリエ変換の既知の係数を入力とし、かつ第１のサンプリング信号の数に応じてタップ数が可変とされたＦＩＲフィルタと、ＦＩＲフィルタの出力をシリアルパラレル変換するシリアルパラレル変換回路と、を備える構成とし、補正手段は、誤差値に応じて、ＦＩＲフィルタの可変ゲインとして用いられる第１のサンプリング信号値を適応的に補正することにより、誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理を行い、選択手段は、第１のフーリエ変換手段に入力させる第１のサンプリング信号の数を徐々に増加させる構成を採る。
この構成によれば、ＦＩＲフィルタ構成となっている第１のフーリエ変換に入力させる第１のサンプリング信号の数を、選択手段によって徐々に増加させるので、マルチパス干渉成分が重畳されている可能性の高いサンプリング信号から順次干渉成分を除去できるようになり、少ない演算回数で有効にマルチパス成分を除去することができるようになる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、判定手段により得られたディジタル信号の誤りを検出する誤り検出手段を、さらに具備し、誤り検出手段によって誤りが検出されなくなったときに、処理対象としているマルチキャリア受信信号のマルチパス干渉除去処理を終了する構成を採る。
この構成によれば、ＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を行う領域を徐々に増加させていくにあたって、復号データに誤りが無くなった時点で、そのＯＦＤＭシンボルについてのＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を終了するようにしたことにより、さらに平均演算量を減らすことができるようになる。また干渉除去に関する適応アルゴリズム処理が最適となった時点で処理を終了できるので、一旦最適点に収束した処理から収束値が多少なりともずれることを防ぐことができる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、減算手段により得られた誤差値の大きさを算出する誤差値算出手段を、さらに具備し、誤差値が前回の適応アルゴリズム処理を施した値と変化しなくなったとき、あるいはそれよりも大きくなったときに、処理対象としているマルチキャリア受信信号のマルチパス干渉除去処理を終了する構成を採る。
この構成によれば、ＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を行う領城を徐々に増加させていくにあたって、誤差値に基づいてＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を終了するタイミングを決めるようにしたことにより、一段と平均演算量を減らすことができるようになる。また干渉除去に関する適応アルゴリズム処理が最適となった時点で処理を終了できるので、一旦最適点に収束した処理から収束値が多少なりともずれることを防ぐことができる。さらにハイブリッドＡＲＱのパケット合成を考えると、一段と誤り率特性の良い復号データを得ることができるようになる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、誤差値算出手段が、全サブキャリアのノルムを算出する構成を採る。
この構成によれば、全サブキャリアのノルムを誤差値としたので、マルチキャリア受信信号の全サブキャリアに亘って最適な復号データが得られているかを的確にかつ比較的少ない演算量で求めることができるようになる。
本発明のマルチパス干渉除去装置は、判定手段により得られたディジタル信号の誤りを検出する誤り検出手段と、減算手段により得られた誤差値の大きさを算出する誤差値算出手段とを、さらに具備し、誤り検出手段によって誤りが検出されなくなった場合には、処理対象としているマルチキャリア受信信号のマルチパス干渉除去処理を終了してそのとき判定手段により得られたディジタル信号を復号データとして採用するとともに、誤り検出手段によって最後まで誤りが検出された場合には、誤差値が前回の適応アルゴリズム処理を施した値と変化しなくなったとき、あるいはそれよりも大きくなったときに判定手段により得られたディジタル信号を復号データとして採用する構成を採る。
この構成によれば、ＦＩＲフィルタ処理及び適応アルゴリズム処理を行う領域を徐々に増加させていくにあたって、処理の途中で誤りが検出されなくなったときにはその時点での復号データ採用するとともに、最後まで誤りをなくすことができなかった場合には処理の途中で最もノルムの小さくなったときの復号データを採用するようにしたことにより、演算量の削減とハイブリッドＡＲＱを考えた場合の誤り率特性の向上を両立させることができるようになる。
本発明のマルチパス干渉除去方法は、マルチキャリアの受信信号に対してフーリエ変換処理を行うことにより各サブキャリアの信号を得るフーリエ変換処理工程と、フーリエ変換処理工程で得た各サブキャリアの信号に対して回線推定値を用いて検波処理を施す検波工程と、検波後の各サブキャリアの信号の信号レベルを閾値判定することによりディジタル信号を得る判定工程と、判定工程で得たディジタル信号に対して検波工程と逆の処理を施すことにより各サブキャリアの信号についてのレプリカ信号を得るレプリカ信号生成工程と、フーリエ変換処理工程で得たフーリエ変換処理後の信号とレプリカ信号との間の対応するサブキャリアの信号同士の誤差値を算出する減算工程と、誤差値が小さくなるようにフーリエ変換処理前の受信信号を補正する補正工程と、を具備し、前記フーリエ変換処理工程では、サンプリングされた受信信号を可変ゲインとするとともにフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタ演算を行い、前記補正工程では、前記誤差値に応じて、前記ＦＩＲフィルタ演算の可変ゲインとして用いられる前記サンプリングされた受信信号の値を適応的に補正することにより、前記誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理を行う、ようにする。
この方法によれば、フーリエ変換処理工程において、サンプリングされた受信信号を複数サブキャリアの信号に分割するといった本来のフーリエ変換処理を行うことができるとともに、レプリカ信号とフーリエ変換後の信号との誤差値として現れる干渉成分を除去するフィルタ演算を行うことができる。そして補正工程において、適応アルゴリズム処理により、フーリエ変換処理工程での可変ゲインを適応的に補正することで、ガードインターバルよりも長い遅延時間のパスの存在による干渉成分を有効に除去することができる。
以上説明したように、本発明によれば、ガードインターバルを越えるような長い遅延時間のパスによる干渉の影響を除去するようにしたので、先行波に対する遅延波の遅延時間がガードインターバルを越えた場合であっても受信性能を維持することができる。
本明細書は、２００１年８月２８日出願の特願２００１−２５８６１５、２００２年３月１９日出願の特願２００２−７７１０２及び２００２年５月１４日出願の特願２００２−１３８７１４に基づく。この内容はすべてここに含めておく。
産業上の利用可能性
本発明は、マルチキャリア信号のマルチパスに基づく干渉成分を除去するマルチパス干渉除去装置及びマルチパス干渉除去方法に適用できる。
【図面の簡単な説明】
図１は、従来のＯＦＤＭ無線受信装置及びＯＦＤＭ無線送信装置の構成を示すブロック図；
図２は、ＯＦＤＭにおけるガードインターバルの生成方法を説明するための図；
図３は、ＯＦＤＭにおけるガードインターバルの効果を説明するための図；
図４は、ＯＦＤＭにおけるガードインターバルを越える遅延波の影響を説明するための図；
図５は、本発明の実施の形態１に係るマルチパス干渉除去装置を備えた無線受信装置の構成を示すブロック図；
図６は、本発明の実施の形態１に係るマルチパス干渉除去装置におけるレプリカ作成パスを説明するための図；
図７は、本発明の実施の形態１に係るマルチパス干渉除去装置におけるレプリカ作成の範囲を説明するための図；
図８は、本発明の実施の形態２に係るマルチパス干渉除去装置を備えた無線受信装置の構成を示すブロック図；
図９は、本発明の実施の形態２に係るマルチパス干渉除去装置を備えた無線受信装置の構成を示すブロック図；
図１０は、本発明の実施の形態２に係るマルチパス干渉除去装置における時間窓の一例を説明するための図；
図１１は、本発明の実施の形態２に係るマルチパス干渉除去装置における時間窓の他の例を説明するための図；
図１２は、本発明の実施の形態２に係るマルチパス干渉除去装置における時間窓の他の例を説明するための図；
図１３は、本発明の実施の形態３に係るマルチパス干渉除去装置を備えた無線受信装置の構成を示すブロック図；
図１４は、本発明の実施の形態３に係るマルチパス干渉除去装置を備えた無線受信装置に対する無線送信装置の構成を示すブロック図；
図１５は、ＯＦＤＭ信号を復調及び復号する際の一般的な処理の流れを示す図；
図１６は、干渉領域と非干渉領域の説明に供する図；
図１７は、干渉領域信号と非干渉領域信号とを別々にフーリエ変換処理する構成を示す図；
図１８は、干渉領域信号についてのフーリエ変換処理を実現する具体的な回路構成を示す図；
図１９は、ＦＦＴと同じ処理を行うＦＩＲフィルタの構成を示す図；
図２０は、本発明の実施の形態４に係るマルチパス干渉除去装置の構成を示す図；
図２１は、実施の形態４のマルチパス干渉除去処理手順を示すフローチャート；
図２２は、実施の形態５のマルチパス干渉除去処理手順を示すフローチャート；
図２３は、実施の形態６のマルチパス干渉除去処理手順を示すフローチャート；
図２４は、実施の形態７のマルチパス干渉除去処理手順を示すフローチャート；
図２５は、実施の形態８のマルチパス干渉除去処理手順を示すフローチャート；
図２６は、実施の形態９でのマルチパス干渉除去処理の説明に供する図
図２７は、実施の形態９のマルチパス干渉除去処理手順を示すフローチャート；
図２８は、実施の形態１０のマルチパス干渉除去処理手順を示すフローチャート；
図２９は、本発明の実施の形態１１に係るマルチパス干渉除去装置の構成を示すブロック図；
図３０は、実施の形態１１のマルチパス干渉除去処理手順を示すフローチャート；
図３１は、実施の形態１１でのマルチパス干渉除去処理の説明に供する図；
図３２は、本発明の実施の形態１２に係るマルチパス干渉除去装置の構成を示すブロック図；
図３３は、実施の形態１２のマルチパス干渉除去処理手順を示すフローチャート；
図３４は、本発明の実施の形態１３に係るマルチパス干渉除去装置の構成を示すブロック図；
図３５は、実施の形態１３のマルチパス干渉除去処理手順を示すフローチャート；
図３６は、本発明の実施の形態１４に係るマルチパス干渉除去装置の構成を示すブロック図；
及び
図３７は、実施の形態１４のマルチパス干渉除去処理手順を示すフローチャートである。
【図１】
2003021833.tif 000004
【図２】
2003021833.tif 000005
【図３】
2003021833.tif 000006
【図４】
2003021833.tif 000007
【図５】
2003021833.tif 000008
【図６】
2003021833.tif 000009
【図７】
2003021833.tif 000010
【図８】
2003021833.tif 000011
【図９】
2003021833.tif 000012
【図１０】
2003021833.tif 000013
【図１１】
2003021833.tif 000014
【図１２】
2003021833.tif 000015
【図１３】
2003021833.tif 000016
【図１４】
2003021833.tif 000017
【図１５】
2003021833.tif 000018
【図１６】
2003021833.tif 000019
【図１７】
2003021833.tif 000020
【図１８】
2003021833.tif 000021
【図１９】
2003021833.tif 000022
【図２０】
2003021833.tif 000023
【図２１】
2003021833.tif 000024
【図２２】
2003021833.tif 000025
【図２３】
2003021833.tif 000026
【図２４】
2003021833.tif 000027
【図２５】
2003021833.tif 000028
【図２６】
2003021833.tif 000029
【図２７】
2003021833.tif 000030
【図２８】
2003021833.tif 000031
【図２９】
2003021833.tif 000032
【図３０】
2003021833.tif 000033
【図３１】
2003021833.tif 000034
【図３２】
2003021833.tif 000035
【図３３】
2003021833.tif 000036
【図３４】
2003021833.tif 000037
【図３５】
2003021833.tif 000038
【図３６】
2003021833.tif 000039
【図３７】
2003021833.tif 000040
【国際調査報告】
2003021833.tif 000041
2003021833.tif 000042
2003021833.tif 000043
2003021833.tif 000044