(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続された整流回路と、整流回路の出力側に配置されて直流電圧を充電される平滑コンデンサと、直流電圧を高周波電圧に変換するように交互にオン・オフされるスイッチング素子の直列回路と、放電灯負荷とＬＣ共振回路を含みスイッチングによる高周波電流を供給される負荷回路と、スイッチング素子を自励駆動する手段と、電源投入後の所定時間は少なくとも一方のスイッチング素子の駆動信号をオン時間が短縮される方向へ制限することによりスイッチングの周波数を可変とし、予熱時の周波数から始動時の周波数を経て安定点灯時の周波数に徐々に周波数を低下させていく周波数可変手段と、ランプ電圧を検出して所定値より高いときに出力を制限する保護手段とを備え、前記スイッチング素子の直列回路に印加される直流電圧が交流電源のゼロクロス付近ではピーク付近よりも低くなっている放電灯点灯装置において、始動時の周波数から安定点灯時の周波数に移行するまでの間、前記保護手段の動作を実質的に停止させる保護停止手段を有し、前記周波数可変手段は、電源投入後の経過時間を計時するタイマー回路を備え、前記保護停止手段は、前記周波数可変手段のタイマー回路を用いて前記保護手段の動作を実質的に停止させる期間を決定することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記保護停止手段は、放電灯負荷の始動後、少なくとも所定値以上のランプ電圧を発生する間、前記保護手段の動作を実質的に停止させることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は商用電源を入力として放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来例の回路図を図２に示す。主回路構成は特願平１０−２７０４１８号と同じである。以下、その回路構成について説明する。整流回路ＤＢ（ダイオードＤ１〜Ｄ４のブリッジ回路）の正出力端子には、ダイオードＤ５のアノード・カソード間を介してダイオードＤ６のアノードとコンデンサＣ４の一端が接続されている。コンデンサＣ４の他端はリーケージトランスＴ２と駆動トランスＣＴの各１次巻線を介してスイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点に接続されている。ダイオードＤ６の両端には、コンデンサＣ６が並列接続されている。ダイオードＤ６のカソードと、整流回路ＤＢの負出力端子の間には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路と谷埋め電源回路（平滑コンデンサＣ３、ダイオードＤ８、Ｄ９、コンデンサＣ７）が並列に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は寄生の逆並列ダイオードを内蔵したＭＯＳＦＥＴよりなり、そのゲート・ソース間には、駆動トランスＣＴの２次巻線ｎ１，ｎ２がそれぞれ抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して接続されると共に、過電圧防止用のツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２の逆直列回路と、ＺＤ３、ＺＤ４の逆直列回路がそれぞれ並列接続されている。
【０００３】
リーケージトランスＴ２の２次巻線出力には放電灯Ｌａ１が接続されており、放電灯Ｌａ１のフィラメントの非電源側端子間には共振用コンデンサＣ５が並列接続されている。リーケージトランスＴ２の２次側に設けられたエミレス検出用の巻線Ｎ２は、一端がグランドラインに接続され、他端はダイオードＤ１０を介してＶｌａ検出保護手段２に入力されている。Ｖｌａ検出保護手段２の出力は、周波数可変手段１の出力と共に、スイッチング素子Ｑ２のゲートに接続されており、スイッチング素子Ｑ２のオン時間幅を制御可能としている。抵抗Ｒ１、コンデンサＣ８、トリガーダイオードＱ３、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ７は、起動回路を構成している。
【０００４】
以下、この従来例の動作について説明する。インバータ回路は自励駆動式であり、駆動トランスＣＴの２次側で発生した信号をスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に供給し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互にオン・オフさせるものである。以下に一連の動作を説明する。
【０００５】
まず、電源投入されると、起動回路にて抵抗Ｒ１を介して、コンデンサＣ８を充電し、コンデンサＣ８の電圧Ｖｃ８がトリガーダイオードＱ３のトリガー電圧を越えると、スイッチング素子Ｑ２に駆動信号が入力され、発振開始する。発振が開始されると、コンデンサＣ８の電荷はスイッチング素子Ｑ２のオン時に抵抗Ｒ２、ダイオードＤ７を介して放電されるので、コンデンサＣ８の電圧Ｖｃ８はトリガーダイオードＱ３のトリガー電圧以下になり、コンデンサＣ８から駆動信号は入力されない。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ２がオン（スイッチング素子Ｑ１がオフ）のときには、コンデンサＣ７からコンデンサＣ６→コンデンサＣ４→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、ランプＬａ１、コンデンサＣ５）→駆動トランスＣＴ→スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れ、コンデンサＣ６の電圧と整流回路ＤＢの出力電圧との和がコンデンサＣ７の電圧と釣り合うと、入力側よりダイオードＤ５→コンデンサＣ４→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、ランプＬａ１、コンデンサＣ５）→駆動トランスＣＴ→スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れ、また同時に入力電流が流れ込むこととなる。
【０００７】
スイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）のときは、回生電流モードとなり、リーケージトランスＴ２から回生電流が駆動トランスＣＴ→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ７→整流回路ＤＢ→ダイオードＤ５→コンデンサＣ４の経路で流れる。この時も入力電流が流れることとなる。
【０００８】
スイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）で回生電流が流れ終わると、コンデンサＣ４よりコンデンサＣ６→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴ→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、ランプＬａ１、コンデンサＣ５）の経路で共振電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオン時にコンデンサＣ６に蓄えられた電荷を放出し、コンデンサＣ６の電荷が０になると、コンデンサＣ４よりダイオードＤ６→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＣＴ→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、ランプＬａ１、コンデンサＣ５）の経路で共振電流が流れる。
【０００９】
スイッチング素子Ｑ２がオン（スイッチング素子Ｑ１がオフ）のときは、回生電流モードとなり、リーケージトランスＴ２からコンデンサＣ４→ダイオードＤ６→コンデンサＣ７→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→駆動トランスＣＴの経路で回生電流が流れる。
【００１０】
これらの一連の動作を繰り返すことにより、負荷に高周波電力を供給する。また同時に、上記動作モードの一部において、交流電源Ｖｓからの入力電圧に比例した入力電流を流すことにより、この電流をフィルタ回路Ｆにて波形整形して、正弦波状の入力電流を得ることができる。よって、入力力率の改善と、入力電流歪みの改善を可能としている。
【００１１】
また、谷埋め電源回路では、スイッチング素子Ｑ２のオン時には、電源より、コンデンサＣ３→ダイオードＤ８→リーケージトランスＴ２→駆動トランスＣＴ→スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れて、コンデンサＣ３が充電され、整流回路の出力のピーク値より低い電圧で平滑される。また、整流出力電圧がコンデンサＣ３の電圧より低くなる期間では、コンデンサＣ３よりダイオードＤ９を介してインバータ回路に電力供給を行う。
【００１２】
この従来例では、ランプＬａ１を始動から安定点灯に至らせるために、発振周波数を変化させる周波数可変手段１を設けている。また、ランプ寿命末期の回路ストレスからの保護手段として、ランプ電圧Ｖｌａを検出して所定値以上であるとインバータを間欠発振動作させるＶｌａ検出保護手段２を設けている。このＶｌａ検出保護手段２は、交流電源Ｖｓが投入されてランプＬａ１が始動するまでの間は、始動電圧の印加により誤って保護動作を行うことがないように検出動作を停止させている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
従来例では、ランプＬａ１を始動から安定点灯に至らせるために、発振周波数を変化させる周波数可変手段１を設けており、ランプＬａ１が予熱状態を経て始動した後に、インバータの発振周波数は定格点灯時の周波数まで変化するが、始動直後は定格点灯時よりも高い周波数で動作している。そのため、特に、低温始動時の始動直後において、図３に示すように、ランプ電圧Ｖｌａとして、インバータの電源電圧Ｖｄｃが低い期間にピーク的な電圧が発生することがあった。図３において、Ｖｓは商用交流電源から入力される交流電圧、Ｖｄｃはインバータの電源電圧となる谷埋め電源回路の出力電圧、Ｖｌａはランプ電圧の包絡線である。このように、ランプ電圧Ｖｌａにピーク的な電圧が発生すると、Ｖｌａ検出保護手段２がランプ電圧Ｖｌａの上昇を検出してインバータを間欠発振動作とするため、低温時における始動直後にランプが不点灯になってしまうという問題があった。
【００１４】
本発明は上記課題に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、低温始動時に放電灯の両端に印加される電圧を誤検出して不点灯になることを防止することが可能な放電灯点灯装置を提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上記の課題を解決するために、図２に示すように、交流電源Ｖｓに接続された整流回路ＤＢと、整流回路ＤＢの出力側に配置されて直流電圧を充電される平滑コンデンサＣ３と、直流電圧を高周波電圧に変換するように交互にオン・オフされるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、放電灯負荷Ｌａ１とＬＣ共振回路（コンデンサＣ５、リーケージトランスＴ２）を含みスイッチングによる高周波電流を供給される負荷回路と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を自励駆動する手段（駆動トランスＣＴ）と、電源投入後の所定時間は少なくとも一方のスイッチング素子Ｑ２の駆動信号をオン時間が短縮される方向へ制限することによりスイッチングの周波数を可変とし、予熱時の周波数ｆ１から始動時の周波数ｆ２を経て安定点灯時の周波数ｆ３に徐々に周波数を低下させていく周波数可変手段１と、ランプ電圧Ｖｌａを検出して所定値より高いときに出力を制限する保護手段２とを備え、前記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に印加される直流電圧Ｖｄｃが図３に示すように交流電源Ｖｓのゼロクロス付近ではピーク付近よりも低くなっている放電灯点灯装置において、図１に示すように、始動時の周波数ｆ２から安定点灯時の周波数ｆ３に移行するまでの間、前記保護手段２の動作を実質的に停止させる保護停止手段を有し、前記周波数可変手段は、電源投入後の経過時間を計時するタイマー回路を備え、前記保護停止手段は、図６に示すように、前記周波数可変手段のタイマー回路を用いて前記保護手段の動作を実質的に停止させる期間を決定することを特徴とするものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
（前提となる構成１）
本発明の前提となる構成１の動作説明図を図１に示す。本例の回路構成は図２に示した従来例と同じである。図２の回路においては、ランプを始動から安定点灯に至らせるために、周波数可変手段１により周波数を変化させている。また、ランプ寿命末期の回路ストレスからの保護手段として、ランプ電圧を検出して所定値以上であるとインバータを間欠動作させるＶｌａ検出保護手段２を設けている。
【００１７】
図１を用いて、本回路の動作を説明する。図１の点線部は、ランプ点灯前の出力電圧の共振特性を示しており、実線部は、ランプ点灯時の出力電圧の共振特性を示している。周波数可変手段１により、電源投入後、ランプを予熱する必要があるため、インバータの発振周波数は安定点灯時より高い動作点（周波数ｆ１）に設定されている。ランプのフィラメントを予熱した後、ランプを始動点灯に至らせるため、周波数をｆ１→ｆ２→ｆ３に連続的に移行させている。その間、出力電圧は、図１に示すａ→ｂ→ｃ→ｄの動作点を移行していく。動作点ａで予熱され、動作点ｂでランプが始動し、動作点ｃでランプ点灯に至り、動作点ｄでランプは安定点灯する。ここで、周波数を連続的に変化させているため、ｆ２の周波数で点灯した時点では、安定点灯時の周波数であるｆ３よりも周波数は高くなるため、動作点ｃでは、ランプ電圧は定格点灯時とは異なる。従来例は、ｆ１からｆ２の間だけＶｌａ検出保護手段２を停止させていたのに対し、本例では、さらにｆ２からｆ３に至るまで、Ｖｌａ検出保護手段２を停止させて、ランプ始動直後の不安定時の誤動作を防止するものである。
【００１８】
（前提となる構成２）
本発明の前提となる構成２の制御回路部の回路図を図４に示す。主回路の構成は図２と同様である。本例では、図２の周波数可変手段１として、予熱回路３と始動電圧クランプ回路４を備え、また、図２のＶｌａ検出保護手段２として、エミレス検出回路５とラッチ回路６、間欠発振回路７を備えている。
【００１９】
まず、予熱回路３の構成について説明する。スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間には、抵抗Ｒ５、ダイオードＤ１１、コンデンサＣ１０、Ｃ１１の直列回路が接続されている。ダイオードＤ１１とコンデンサＣ１０の直列回路にはダイオードＤ１２が逆方向に並列接続されており、コンデンサＣ１１の両端にはダイオードＤ１３がコンデンサＣ１１の充電方向とは逆方向に並列接続されている。コンデンサＣ１１の電圧は、抵抗Ｒ６を介してトランジスタＱ４のベース・エミッタ間に印加されている。スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間には、ダイオードＤ１４とトランジスタＱ４の直列回路が並列接続されている。
【００２０】
以下、スイッチング素子Ｑ２のゲート回路に接続された予熱回路３の動作について説明する。インバータが発振開始すると、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧を、抵抗Ｒ５→ダイオードＤ１１→コンデンサＣ１０→コンデンサＣ１１の経路で積分し、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ１１の時定数で決まる所定の時間後にトランジスタＱ４がオンすることにより、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号を引き抜くものである。ここで、コンデンサＣ１１の電荷はスイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）のときに、駆動トランスＣＴの逆方向電圧により、コンデンサＣ１１、ダイオードＤ１２、抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ４、駆動トランスＣＴの２次巻線ｎ２、グランドラインの経路で放電される。コンデンサＣ１１の電圧が０になると、ダイオードＤ１３がオンするから、コンデンサＣ１１の電圧は０に保持される。したがって、コンデンサＣ１１はスイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号が発生した時点から再び抵抗Ｒ５を介して充電され、コンデンサＣ１１の電圧が所定の電圧に達すると、トランジスタＱ４がオンして、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号を強制的に引き抜く。これにより、スイッチング素子Ｑ２は自励駆動でありながら、そのオン時間が抵抗Ｒ５とコンデンサＣ１１の時定数回路により制限される、いわゆる自励・他制方式となっている。
【００２１】
電源投入後の時間が経過するにつれて、徐々にコンデンサＣ１０には電荷が蓄えられ、その直流電圧を保持するため、コンデンサＣ１１の充電速度は徐々に遅くなり、通常点灯時には予熱回路３は動作しなくなる。つまり、ゲート電圧のピーク値と略等しくなるまでコンデンサＣ１０が充電されると、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ１１の時定数回路に電流が流れなくなるため、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号の引き抜きは行われなくなる。コンデンサＣ１０が充電されて行くのに応じてスイッチング素子Ｑ２のオンデューティは始動時のオンデューティに近づく。スイッチング素子Ｑ２のオンデューティの変化（スイープ）に伴い動作周波数は低くなる方向に変化し、ランプ両端電圧は増加していき、やがてランプは始動する。このように、電源が投入されてから、コンデンサＣ１０に所定の電圧が蓄えられるまでの間、スイッチング素子Ｑ２のオン幅は徐々に広がるスイープ方式で負荷を予熱始動制御している。
【００２２】
次に、始動電圧クランプ回路４の構成、動作を説明する。予熱スイープ用のタイマーコンデンサＣ１０の両端に放電抵抗Ｒ８とトランジスタＱ５を接続し、共振用インダクタンスとしてのリーケージトランスＴ２に２次巻線Ｎ２を設け、その高周波出力電圧をダイオードＤ１０、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１で検出して、コンデンサＣ１２両端の検出電圧が所定の値を越えた場合にツェナーダイオードＺＤ５がオンし、トランジスタＱ５をオンする。するとコンデンサＣ１０の電圧は所定の値を越えないように保たれるため、スイッチング素子Ｑ２がオンされた後、トランジスタＱ４がオンするまでの時間はほぼ一定となる。つまりスイッチング素子Ｑ２のオンデューティがほぼ一定に保たれて予熱スイープが固定されるので、ランプ両端に印加される発振電圧（以下、始動電圧と呼ぶ）が所定の値を越えないように抑制することが可能である。
【００２３】
交流電源Ｖｓが投入されて起動回路により発振が開始すると、予熱回路３により予熱スイープが始まり、始動電圧クランプ回路４により所定の始動電圧が負荷に印加される。ここで発振開始から予熱スイープが終わるまでを予熱モードとし、始動電圧がクランプされている期間を始動モードとする。
【００２４】
次に、エミレス検出回路５について説明する。リーケージトランスＴ２に設けた２次巻線Ｎ２の一端はグランドラインに接続されており、他端はダイオードＤ１０のアノード側端子に接続されている。ダイオードＤ１０のカソード側端子とグランドラインの間には、抵抗Ｒ１２とＲ１３の直列回路が接続されている。抵抗Ｒ１３にはダイオードＤ１７を介してコンデンサＣ１３と抵抗Ｒ１４が並列接続されている。コンデンサＣ１３の両端には、ランプＬａ１の両端に印加される電圧に比例した直流電圧が得られる。
【００２５】
次に、ラッチ回路６について説明する。エミレス検出回路５のコンデンサＣ１３の両端にはダイオードＤ１８、抵抗Ｒ１５を介してトランジスタＱ６と抵抗Ｒ１７の直列回路が接続されている。この回路にはコンデンサＣ１７が並列接続されると共に、抵抗Ｒ１６とトランジスタＱ７の直列回路が並列接続されている。抵抗Ｒ１６とＲ１７は、それぞれトランジスタＱ６とＱ７のベース・エミッタ間に接続されると共に、それぞれコンデンサＣ１６とＣ１５を並列接続されている。コンデンサＣ１５にはコンデンサＣ１４が並列接続されている。コンデンサＣ１５はツェナーダイオードＺＤ６を介してコンデンサＣ１３に並列接続されている。抵抗Ｒ１５にはダイオードＤ１９が図示された方向に並列接続されている。
【００２６】
次に、エミレス検出回路５の動作を説明する。リーケージトランスＴ２の２次側に接続された検出巻線Ｎ２により、ランプＬａ１の両端電圧に比例した電圧を検出する。そして、この電圧をダイオードＤ１０で整流し、抵抗Ｒ１２、Ｒ１３、コンデンサＣ１３で分圧と平滑を行うことにより直流電圧に変換し、エミレス状態を検出する。ランプＬａ１がエミレス状態となると、コンデンサＣ１３の電位が上昇し、ツェナーダイオードＺＤ６の電圧を越えると、コンデンサＣ１３よりツェナーダイオードＺＤ６を介して、トランジスタＱ７をオンさせる。そうすると、コンデンサＣ１３よりダイオードＤ１８→抵抗Ｒ１５→トランジスタＱ６のエミッタ・ベース間→トランジスタＱ７のコレクタ・エミッタ間を介して電流が流れ、それと同時にコンデンサＣ１３→ダイオードＤ１８→抵抗Ｒ１５→トランジスタＱ６のエミッタ・コレクタ間→トランジスタＱ７のベース・エミッタ間の経路で電流が流れる。このため、ラッチ回路６のトランジスタＱ６、Ｑ７はいずれもオン状態となり、抵抗Ｒ９とダイオードＤ１５、Ｄ１３を介して予熱回路３のコンデンサＣ１０の電荷を引き抜くと共に、間欠発振回路７のダイオードＤ１６を介してスイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号を引き抜くため、インバータ回路は発振停止する。そして、コンデンサＣ１３の電荷が徐々に減少し、トランジスタＱ６、Ｑ７の駆動電源がなくなり、トランジスタＱ６、Ｑ７がオフすると、再び起動回路によりスイッチング素子Ｑ２がオンし、発振開始する。つまり、負荷がエミレス状態のときは間欠発振制御を行うことになる。
【００２７】
通常、エミレス検出回路５のコンデンサＣ１３の電圧Ｖｃ１３が所定の電圧に到達する前にランプが点灯するため間欠発振動作にはならない。本例では、抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ１３の時定数を従来より大きく設定し、低温時の始動直後にランプ両端のピーク電圧が発生する期間においても間欠発振動作を働かせないようにしたものである。
【００２８】
図５に、低温始動時のランプ両端電圧Ｖｌａ及びランプ電流Ｉｌａの波形と、コンデンサＣ１３の電圧Ｖｃ１３の波形を示す。電源を投入すると、予熱始動回路により、周波数が徐々に低くなり、ランプ電圧は大きくなって行く。それと共に、コンデンサＣ１３の電位は高くなって行く。やがて、ランプが点灯に至り、常温ではランプ電圧は低下していくが、低温時には図３に示すように、電源電圧が低いときにランプ電圧Ｖｌａにピーク電圧が発生するために、図５のように点灯直後もランプ電圧Ｖｌａが高い期間がしばらく続く。この期間に、コンデンサＣ１３の電圧Ｖｃ１３がラッチ回路６のしきい値以上になると、低温始動時の誤動作を引き起こすため、ランプ電圧Ｖｌａが高い期間の後までコンデンサＣ１３の電圧Ｖｃ１３がラッチ回路６のしきい値以上にならないように、抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ１３の時定数を大きく設定する。ランプ電圧Ｖｌａが高い期間の後までコンデンサＣ１３の電圧Ｖｃ１３がラッチ回路６のしきい値以上にならないようにすると、その後は、ランプ電圧は低下して行くため、誤動作することはなくなる。
【００２９】
（実施形態１）
本発明の実施形態１の制御回路部の回路図を図６に示す。本実施形態が、前提となる構成２と異なる所は、ツェナーダイオードＺＤａ、抵抗Ｒａ、Ｒｂ、トランジスタＱａ，Ｑｂで構成される保護停止回路８が追加された点である。
【００３０】
本実施形態の動作を図７を用いて説明する。図６の回路は、前提となる構成２でも説明したように電源投入後、予熱回路３のコンデンサＣ１０が充電されていく。インバータの出力電圧が所定の電圧に達すると、コンデンサＣ１０は始動クランプ回路４によって一定に保たれる（図７のクランプ期間）が、ランプが点灯すると、ゲート電圧レベルにまで充電されていく。今、ツェナーダイオードＺＤａの電圧をクランプ期間のＡ点の電位よりも高く、安定点灯時の電位よりも低い点に設定すると、ランプが安定点灯に至ってからツェナーダイオードＺＤａがオンする。トランジスタＱｂは電源投入後オンしてランプ検出電位である抵抗Ｒ１３の両端電圧をグランドレベルにクランプしているが、ツェナーダイオードＺＤａがオンするとトランジスタＱａがオン、トランジスタＱｂがオフするため、抵抗Ｒ１３の両端にはランプ電圧に比例した電圧が検出され、Ｖｌａ検出保護手段２（エミレス検出回路５、ラッチ回路６、間欠発振回路７）が動作する。このように、本実施形態では、ランプが安定点灯するまでＶｌａ検出保護手段２の動作を停止させるため、従来例で述べたような誤検出は起こらない。
【００３１】
【発明の効果】
本発明によれば、交流電源に接続された整流回路と、整流回路の出力側に配置されて直流電圧を充電される平滑コンデンサと、直流電圧を高周波電圧に変換するように交互にオン・オフされるスイッチング素子の直列回路と、放電灯負荷とＬＣ共振回路を含みスイッチングによる高周波電流を供給される負荷回路と、スイッチング素子を自励駆動する手段と、電源投入後の所定時間は少なくとも一方のスイッチング素子の駆動信号をオン時間が短縮される方向へ制限することによりスイッチングの周波数を可変とし、予熱時の周波数から始動時の周波数を経て安定点灯時の周波数に徐々に周波数を低下させていく周波数可変手段と、ランプ電圧を検出して所定値より高いときに出力を制限する保護手段とを備え、前記スイッチング素子の直列回路に印加される直流電圧が交流電源のゼロクロス付近ではピーク付近よりも低くなっている放電灯点灯装置において、始動時の周波数から安定点灯時の周波数に移行するまでの間、前記保護手段の動作を実質的に停止させる保護停止手段を有し、前記周波数可変手段は、電源投入後の経過時間を計時するタイマー回路を備え、前記保護停止手段は、前記周波数可変手段のタイマー回路を用いて前記保護手段の動作を実質的に停止させる期間を決定するものであるから、低温始動時に放電灯の両端に印加される電圧を誤検出して不点灯になることを防止することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の前提となる構成１の動作説明図である。
【図２】  従来の放電灯点灯装置の回路図である。
【図３】  従来の放電灯点灯装置の課題を説明するための波形図である。
【図４】  本発明の前提となる構成２の制御回路部の回路図である。
【図５】  本発明の前提となる構成２の動作説明図である。
【図６】  本発明の実施形態１の制御回路部の回路図である。
【図７】  本発明の実施形態１の動作説明図である。
【符号の説明】
ｆ１    予熱時の動作周波数
ｆ２    始動・点灯時の動作周波数
ｆ３    安定点灯時の動作周波数
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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