(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２系統の、局部発振回路、周波数混合回路、中間周波バンドパスフィルタ、及びそれ以降の処理回路を有する少なくとも２波同時受信機能を備えたヘテロダイン方式の受信機において、
何れかひとつの系統の中間周波バンドパスフィルタは、
その通過周波数帯域を所定の周波数差の２種類の異なる周波数帯域に切り換え可能な切り換えバンドパスフィルタとし、
該切り換えバンドパスフィルタを一方の通過周波数帯域に切り換えて受信中に、何れか２系統の局部発振回路の発振周波数が予め設定された周波数差以内に近接したときに、前記切り換えバンドパスフィルタの通過周波数帯域を他方の通過周波数帯域に切り換えるとともに、前記何れかひとつの系統の局部発振回路の発振周波数を前記所定の周波数差分シフトさせる制御手段を備えたことを特徴とするヘテロダイン方式の受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、２波同時受信機能を備えたヘテロダイン方式の受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、同じ周波数帯域内の２つの異なる受信周波数を同時に受信するように構成されたヘテロダイン受信機においては、２系統の、局部発振回路、周波数混合回路、及びそれ以降の処理回路が必要となる。
このような構成例を示した図３において、１００はアンテナ及びバンドパスフィルタを含んだアンテナ部、１１０は高周波増幅部、１２０は信号をＡ系統とＢ系統の２つに分割する分割部である。
２００ＡはＡ系統の局部発振回路、２１０ＡはＡ系統の周波数混合回路、２２０Ａは混合された信号から中間周波数成分のみを選択するＡ系統のバンドパスフィルタ、２３０ＡはＡ系統の中間周波数増幅回路、２４０ＡはＡ系統の検波回路、２５０ＡはＡ系統の低周波増幅回路である。
【０００３】
２００ＢはＢ系統の局部発振回路、２１０ＢはＢ系統の周波数混合回路、２２０Ｂは混合された信号から中間周波数成分のみを選択するＢ系統のバンドパスフィルタ、２３０ＢはＢ系統の中間周波数増幅回路、２４０ＢはＢ系統の検波回路、２５０ＢはＢ系統の低周波増幅回路である。
以上の構成において、Ａ系統の中間周波数を38.85MHz、Ｂ系統の中間周波数を46.05MHzとして、２つの受信周波数をｆ１，ｆ２とした場合、Ａ系統の局部発振周波数はｆ１±38.85MHz、Ｂ系統の局部発振周波数はｆ２±46.05MHzに調節されて、それぞれの希望受信信号が受信される。
以上の例においては、２つの系統の局部発振周波数の周波数差は7.20MHzとなっている。
【０００４】
ところが、図３に示したような構成例の受信機では、２つの系統の受信周波数の関係によっては、２つの局部発振回路２００Ａ、２００Ｂの局部発振周波数が近くなるため、または、同一の周波数となるため、相互変調が発生しやすくなる。即ち、以上の構成の場合、２つの局部発振周波数の差は（ｆ２−ｆ１＋7.20MHz）となり、受信する２つの周波数を同一帯域内で受信した場合、特に近接した周波数または同一の周波数となることがある。例えば、受信周波数の差（ｆ２−ｆ１）が−7.20MHzに極めて近くなった場合には２つの局部発振周波数の差（ｆ２−ｆ１＋7.20MHz）は０に近いものとなる。
そのために、局部発振周波数どうしが干渉し合って相互変調が発生しやすくなり、発生した相互変調成分はバンドパスフィルタの通過帯域内に存在して除去できないという問題が発生する。
このような相互変調の発生を防止するためには、局部発振周波数どうしの干渉を抑えるために局部発振回路のアイソレーション特性を改善することが効果的である。しかし、局部発振回路のアイソレーション特性を改善するためには、局部発振回路を導体で囲む等した高周波シールド構造が必要となる。
このような高周波シールド構造を備えることは、装置内部に余分な空間を要する点や、コストアップする点等の問題があった。
【０００５】
そこで、発明者は、特開2001-069027において図４に示すような構成のヘテロダイン方式の送受信機を提案した。この送受信機は、２つの系統の送信機能と、２つの系統の受信機能を有したものであり、送信モードもしくは受信モードに切り換えて動作させることができるように構成されている。詳細説明は省く。
以下においては、図４の受信機能の部分に注目して説明する。
図４において、アンテナ部10にて得られた受信信号は高周波増幅部11を介して分割部12へ入力されて２つの系統に分割される。
そして、２つの系統（Ａ系統、Ｂ系統）の、局部発振回路20Ａ,20Ｂ、周波数混合回路21Ａ,21Ｂ、バンドパスフィルタ22Ａ,22Ｂ、中間周波増幅回路23Ａ,23Ｂ、検波回路24Ａ,24Ｂ、及び低周波回路25Ａ,25Ｂを備えて、２つの異なる受信周波数を受信し得るように構成されたヘテロダイン方式の受信機において、２つの局部発振回路の局部発振周波数をＬ１，Ｌ２、２つの受信周波数をＦ１，Ｆ２（但し、Ｆ１＞Ｆ２）、中間周波数をＦｉとしたとき、２つの局部発振周波数Ｌ１，Ｌ２は、それぞれＬ１＝Ｆ１＋Ｆｉ，Ｌ２＝Ｆ２−Ｆｉという関係に設定されている。
これによって、２つの受信周波数が近接した場合でも２つの局部発振周波数の差は２×Ｆｉだけ離間させることができ、局部発振周波数どうしの相互変調による影響を抑制しやすくなった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
特開2001-069027で提案した発明によれば、２つの受信周波数Ｆ１，Ｆ２の関係が、Ｆ１＞Ｆ２である限りにおいては、局部発振回路を導体で囲む等した高周波シールド構造が無くても、局部発振回路のアイソレーション特性を改善することが可能になったが、２つの受信周波数Ｆ１，Ｆ２の関係によっては、２つの局部発振周波数の差が０に近くなって、相互変調による影響が大きくなる場合もあった。
【０００７】
そこで、本発明は、装置内部に余分な空間を要したり、コストアップの要因となる高周波シールド構造を備えることなく、２つの受信周波数の関係にかかわらず局部発振周波数の相互変調を抑制できる技術を提案することを目的としてなされたものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかる請求項１のヘテロダイン方式の受信機は、
少なくとも２系統の、局部発振回路、周波数混合回路、中間周波バンドパスフィルタ、及びそれ以降の処理回路を有する少なくとも２波同時受信機能を備えたヘテロダイン方式の受信機において、
何れかひとつの中間周波バンドパスフィルタは、
その通過周波数帯域を所定の周波数差の２種類の異なる周波数帯域に切り換え可能な切り換えバンドパスフィルタとし、
該切り換えバンドパスフィルタを一方の通過周波数帯域に切り換えて受信中に、何れか２系統の局部発振回路の発振周波数が予め設定された周波数差以内に近接したときに、前記切り換えバンドパスフィルタの通過周波数帯域を他方の通過周波数帯域に切り換えるとともに、前記何れかひとつの系統の局部発振回路の発振周波数を前記所定の周波数差分シフトさせる制御手段を備える
という手段を講じた。
【０００９】
【作用】
本発明にかかる請求項１のヘテロダイン方式の受信機では、
何れかひとつの系統の中間周波バンドパスフィルタは、その通過周波数帯域を所定の周波数差の２種類の異なる周波数帯域に切り換え可能な切り換えバンドパスフィルタとし、前記何れかひとつの系統と、他の系統とによって２波同時受信中に、これらの２系統の局部発振回路の発振周波数が近接したときに、制御手段によって、前記切り換えバンドパスフィルタの通過周波数帯域を切り換えるとともに、前記何れかひとつの系統の局部発振回路の発振周波数を前記所定の周波数差分シフトさせるので、前記２つの系統の局部発振回路の発振周波数差が広がる。
従って、相互変調で生成される成分がバンドパスフィルタの通過帯域幅の範囲外になって充分減衰されるので、前記２つの系統の局部発振回路の発振周波数どうしによる相互変調が抑制される。
なお、前記切り換えバンドパスフィルタは３種類以上の異なる周波数帯域に切り換え可能としてもよい。また、３波以上同時受信中においても、前記同様に局部発振周波数が近づいたときに、前記切り換えバンドパスフィルタの周波数帯域を切り換えて発振周波数の差が広がるようにするとよい。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかるヘテロダイン方式の受信機を、その実施の形態の構成図に基づいて詳細に説明する。
【００１１】
図１において、
100はアンテナ及びバンドパスフィルタを含んだアンテナ部、120は信号をＡ系統とＢ系統の２つに分割する分割部、110Ａはバンドパスフィルタを含んだＡ系統の高周波増幅部である。200ＡはＡ系統の局部発振回路、210ＡはＡ系統の周波数混合回路、220Ａは混合された信号から中間周波数成分のみを選択するＡ系統の切り換えバンドパスフィルタ、230ＡはＡ系統の中間周波増幅回路、240ＡはＡ系統の検波回路、250ＡはＡ系統の低周波増幅回路である。
110Ｂはバンドパスフィルタを含んだＢ系統の高周波増幅部、200ＢはＢ系統の局部発振回路、210ＢはＢ系統の周波数混合回路、220Ｂは混合された信号から中間周波数成分のみを選択するＢ系統のバンドパスフィルタ、230ＢはＢ系統の中間周波増幅回路、240ＢはＢ系統の検波回路、250ＢはＢ系統の低周波増幅回路である。
【００１２】
前記Ａ系統の切り換えバンドパスフィルタ220Ａは、通過周波数帯域が45.05MHzのバンドパスフィルタ220Ａ−１と、通過周波数帯域が46.05MHzのバンドパスフィルタ220Ａ−２と、前記２つのバンドパスフィルタを選択的に切り換える切り換えスイッチ220Ａ−３とを備えている。
前記Ｂ系統のバンドパスフィルタ220Ｂの通過周波数特性は38.85MHzである。
【００１３】
６は制御手段であり、２系統の局部発振周波数が予め設定された周波数差以内に近づくと近接信号を出力する検出回路61と、制御信号出力回路62とを備えている。
前記制御信号出力回路62は、前記検出回路61から近接信号が出力されると、前記切り換えバンドパスフィルタ220Ａのバンドパスフィルタを切り換えるフィルタ切り換え信号を出力するとともに、前記Ａ系統の局部発振回路200Ａの発振周波数をシフトさせるシフト信号を出力するように動作する。
【００１４】
例えば、Ａ系統の切り換えバンドパスフィルタ220Ａを、通過周波数帯域が45.05MHzのバンドパスフィルタ220Ａ−１に設定して受信している場合で説明する。当然、Ｂ系統のバンドパスフィルタ220Ｂの通過周波数帯域は38.85MHz（固定）である。
このとき、Ａ系統の受信周波数がｆ１、Ｂ系統の受信周波数がｆ２とすると、Ａ系統の局部発振回路200Ａの発振周波数はｆ１±45.05MHz、Ｂ系統の局部発振回路200Ｂの発振周波数はｆ２±38.85MHzとなる。
【００１５】
この状態を図２に図示して説明する。即ち、図２の（ａ）においては、Ａ系統の局部発振回路200Ａの発振周波数Ｌａと、Ｂ系統の局部発振回路200Ｂの発振周波数Ｌｂとが充分（周波数差１MHz以上）離間した状態を示している。
何れかの系統の受信周波数を変更すると、図２の（ｂ）に示したように、Ａ系統の局部発振回路200Ａの発振周波数Ｌａと、Ｂ系統の局部発振回路200Ｂの発振周波数Ｌｂとが予め設定された周波数差（１MHz）に近づく場合がある。
このような場合には、前記制御手段６の検出回路61は、図２の（ｂ）の状態を検知して近接信号を出力する。
【００１６】
前記制御信号出力回路62は、前記近接信号に基づいてフィルタ切り換え信号を出力するので、前記切り換えバンドパスフィルタ220Ａのバンドパスフィルタは、他方のバンドパスフィルタ（通過周波数帯域＝46.05MHz）に切り換えられる。
同時に、前記制御信号出力回路62はシフト信号を出力するので、Ａ系統の局部発振回路200Ａの発振周波数は１MHzだけシフトさせる。
即ち、図２の（ｃ）に示したように、Ａ系統の局部発振回路200Ａの発振周波数Ｌａが１MHzだけシフトするので、Ａ系統の局部発振回路200Ａの発振周波数Ｌａと、Ｂ系統の局部発振回路200Ｂの発振周波数Ｌｂとの差は１MHzだけさらに広がり、図２の（ｄ）に示したように、両者の周波数差は２MHz以上となる。
従って、充分な周波数差が確保されるので、相互変調で生成される成分がバンドパスフィルタの通過帯域幅の範囲外になって充分減衰される。このようにして相互変調が抑制されるので、２つの系統の局部発振回路200Ａ，200Ｂを導体で囲む等の高周波シールド機能を備えなくても、十分なアイソレーションを得ることができるのである。
【００１７】
このようにして、Ａ系統の局部発振回路200Ａから出力される局部発振周波数が、Ａ系統の周波数混合回路210Ａにおいて、高周波増幅部110Ａを経由した高周波信号と混合されることによって、受信周波数ｆ１の成分のみが46.05MHzの中間周波数に変換されて、Ａ系統のバンドパスフィルタ220Ａを通過する。なお、この段のバンドパスフィルタはクリスタルバンドバスフィルタを用いることによって、急峻な遮断特性を得ている。そして、通過した中間周波数成分はＡ系統の中間周波増幅回路230Ａで増幅され、Ａ系統の検波回路240Ａで検波され（例えば、ＦＭ検波され）、更にＡ系統の低周波増幅回路250Ａで増幅されるとともにローパスフィルタによって低周波信号に含まれる余分な高域成分を排除して、Ａ系統のスピーカ等（図示せず）から音響信号として出力される。このようにして、受信周波数ｆ１の成分は、Ａ系統のスピーカ等から出力されるのである。
【００１８】
一方、分割部120によって分割された高周波信号はＢ系統にも同様に供給されて処理される。即ち、Ｂ系統の局部発振回路200Ｂから出力される局部発振周波数が、Ｂ系統の周波数混合回路210Ｂにおいて、高周波増幅部110Ｂを経由した高周波信号と混合されることによって、受信周波数ｆ２の成分のみが38.85MHzの中間周波数に変換されて、Ｂ系統のバンドパスフィルタ220Ｂを通過する。そして、通過した中間周波数成分はＢ系統の中間周波増幅回路230Ｂで増幅され、Ｂ系統の検波回路240Ｂで検波され（例えば、ＦＭ検波され）、更にＢ系統の低周波増幅回路250Ｂで増幅されて、Ｂ系統のスピーカ等（図示せず）から音響信号として出力される。このようにして、受信周波数ｆ２の成分は、Ｂ系統のスピーカ等から出力されるのである。
【００１９】
以上において説明したように、受信周波数ｆ１の成分はＡ系統のスピーカ等から出力され、受信周波数ｆ２の成分はＢ系統のスピーカ等から出力されるので、同時に２つの周波数の信号を受信することができるのである。
【００２０】
そして、本発明の特徴は、上記実施の形態においては、Ａ系統の局部発振回路の局部発振周波数とＢ系統の局部発振回路の局部発振周波数とが近づいた場合に、Ａ系統の中間周波帯域用のバンドパスフィルタの通過周波数帯域をシフトさせ、その分、Ａ系統の局部発振回路の発振周波数をシフトさせることによって、２つの系統の局部発振回路の発振周波数を充分離間させることを可能にしたことである。これによって、相互変調で生成される成分がバンドパスフィルタの通過帯域幅の範囲外になって充分減衰されるので、相互変調が抑制されることになるのである。
従って、２つの系統の局部発振回路200Ａ，200Ｂを導体で囲む等の高周波シールド機能を備えなくても、十分なアイソレーションを得ることができるのである。
【００２１】
なお、図４の従来例のように２つの系統の受信機能と２つの系統の送信機能とを切り換えることのできる送受信装置にも、本発明を採用できることは言うまでもない。
【００２２】
【発明の効果】
このようにして、本発明のヘテロダイン方式の受信機によれば、２つの局部発振周波数の相互変調が帯域内で発生しないので、その影響を受けなくできる。従って、高周波シールド機構等が無くても、受信時には２つの受信周波数が隣接していても優れた選択特性と、良好な相互変調特性が得られる。２つの受信周波数を同時に受信する場合には特に効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかるヘテロダイン方式の受信機の実施の形態の構成を示した構成図である。
【図２】図１のヘテロダイン方式の受信機の要部の動作説明図である。
【図３】従来例のヘテロダイン方式の受信機の構成図である。
【図４】他の従来例のヘテロダイン方式の送受信機の構成図である。
【符号の説明】
100    アンテナ部
120    分割部
110Ａ  Ａ系統の高周波増幅部
200Ａ  Ａ系統の局部発振回路
210Ａ  Ａ系統の周波数混合回路
220Ａ  切り換えバンドパスフィルタ
230Ａ  Ａ系統の中間周波増幅回路
240Ａ  Ａ系統の検波回路
250Ａ  Ａ系統の低周波増幅回路
110Ｂ  Ｂ系統の高周波増幅部
200Ｂ  Ｂ系統の局部発振回路
210Ｂ  Ｂ系統の周波数混合回路
220Ｂ  バンドパスフィルタ
230Ｂ  Ｂ系統の中間周波増幅回路
240Ｂ  Ｂ系統の検波回路
250Ｂ  Ｂ系統の低周波増幅回路
６    制御手段
61    検出回路
62    制御信号出力回路
【図１】
0003823063.tif 000002
【図２】
0003823063.tif 000003
【図３】
0003823063.tif 000004
【図４】
0003823063.tif 000005