(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流検出用抵抗器の両端部に接続する基板上の一対のランドと、該ランドから前記抵抗器に被測定電流を供給すると共に、前記抵抗器の両端部に生じる電圧を検出する電圧検出端子配線とを備えた電流検出用抵抗器の電圧検出回路において、
前記電圧検出端子配線は、前記電流検出用抵抗器の両端電極が固定される前記基板上の一対のランドから、前記抵抗器の直下に配置される前記ランド間の水平中心軸に沿って中央に引き出され、両ランド間の垂直中心軸でそれぞれ直角方向に曲げられ、片方がビアで裏パターンに接続して折り返し、前記垂直中心軸に沿って前記基板の表裏面に平行に配置され、
前記電圧検出端子配線に、抵抗（Ｒｉ）とキャパシタンス（Ｃｉ）とからなる積分器を備え、該積分器は、前記抵抗器の抵抗（Ｒ）、前記抵抗器の電圧検出端子配線側から見た実効的インダクタンス（Ｌｅ）に対して、
Ｃｉ×Ｒｉ＝Ｌｅ／Ｒ
なる関係を有し、
前記実効的インダクタンス（Ｌｅ）は、前記電流検出用抵抗器に鋸歯状波電流を供給し、電流を検出すると共に両端に生じる電圧を検出し、電流の変化とこれに対応した電圧の変化とから算定したものであることを特徴とする電流検出用抵抗器の電圧検出回路。
【請求項２】
前記請求項１記載の電流検出用抵抗器の電圧検出回路で検出した被測定電流に基づいて、スイッチング素子の開閉を制御することを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項３】
鋸歯状波電流を電流検出用抵抗器に供給し、前記電流を検出すると共に、前記抵抗器の両端に結合した配線によって前記電流によって生じる電圧を検出し、前記鋸歯状波電流の変化とこれに対応した前記電圧の変化から前記抵抗器の実効的なインダクタンス（Ｌｅ）を算定し、
基板上の一対のランドに前記電流検出用抵抗器を接続し、前記ランドから電圧検出端子配線を前記基板上に配置し、前記電圧検出端子配線は、前記電流検出用抵抗器の両端電極が固定される前記基板上の一対のランドから、前記抵抗器の直下に配置される前記ランド間の水平中心軸に沿って中央に引き出され、両ランド間の垂直中心軸でそれぞれ直角方向に曲げられ、片方がビアで裏パターンに接続して折り返し、前記垂直中心軸に沿って前記基板の表裏面に平行に配置され、
該電圧検出端子配線に、前記抵抗器の抵抗（Ｒ）と前記抵抗器の実効的なインダクタンス（Ｌｅ）に対して、
Ｃｉ×Ｒｉ＝Ｌｅ／Ｒ
なる関係を有する積分器を備え、
前記ランドに被測定電流を供給すると共に、前記抵抗器の両端部に生じる電圧を前記電圧検出端子配線により検出することを特徴とする電流検出用抵抗器の電圧検出方法。
【請求項４】
前記電流検出用抵抗器として、電流経路が垂直方向のトリミングカットにより曲げられた低抵抗器を用いることを特徴とする請求項３記載の電流検出用抵抗器の電圧検出方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータ等のスイッチング電源回路の電流検出回路等に用いて好適な電流検出用抵抗器の電圧検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、パソコン等の電子機器においては、ＣＰＵチップの低電圧・高電流化に伴い、ＤＣ／ＤＣコンバータ等のスイッチング電源がその電源回路に用いられている。このスイッチング電源には、数ｍΩ以下の微少抵抗値の電流検出用抵抗器が用いられ、数十〜数百ｋＨｚの周波数帯域で使用され、数Ａ〜数十Ａの鋸歯状波電流が流れ、抵抗器両端に生じる電圧から被測定電流の大きさが検出される。このような用途の電流検出用抵抗器においては、抵抗値はなるべく低いことが必要であり、抵抗器及び測定系の寄生インダクタンスもできるだけ低いことが望ましい。何故ならば、抵抗器の抵抗値自体が小さく周波数が比較的高いため、たとえ１ｎＨ程度の小さなインダクタンスでも、抵抗器両端で見た合成インピーダンスが大きくなり、電圧の検出誤差となるからである。
【０００３】
電流検出用抵抗器の検出誤差を左右する寄生インダクタンスを評価するために、従来は電流検出用抵抗器を単品でテストフィクスチャーなどに装着してインピーダンスを測定していた。しかしながら、このようにして測定したインピーダンスから算出したインダクタンス値は、実際に使用されるＤＣ／ＤＣコンバーターなどの電流検出回路の設計においてはあまり意味を為さない。これは以下の理由による。
【０００４】
通常、電流検出用抵抗器のインダクタンスは１ｎＨ程度以下と非常に小さく、数百ＭＨｚからＧＨｚオーダーの周波数を用いて測定する、インピーダンスアナライザーなどによってのみ測定が可能である。しかしながら、電流検出用抵抗器が使用されるのは、実際には殆ど１０ＭＨｚ程度以下の周波数帯域である。高周波になると表皮効果などが顕著に現れるため、実使用状態とかけ離れた高周波で測定されたインダクタンスは、電流検出用抵抗器の実使用状態でのインダクタンスとは異なり、意味のない数値となるからである。
【０００５】
また、上述したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ等のスイッチング電源の電流検出用抵抗器には数Ａ〜数十Ａの電流が流れる。抵抗器には抵抗値が低くても電流が大きいため大きなジュール熱が発生する。この熱により抵抗器内の抵抗率が変化し電流経路が変化するのでインダクタンスは通過電流の関数となる。従来のインピーダンスアナライザーなどの測定機ではこのような大電流は扱えない。従って従来の方法で測定されたインダクタンスは電流検出用抵抗器の実使用状態でのインダクタンスとは異なってしまうという問題がある。
【０００６】
また、一般的なテストフィクスチャーでは端子間インピーダンスは測定できるが、このようにして測られたインダクタンスは実使用状態でのインダクタンスとは異なる。即ち、実使用状態でのインダクタンスは数十〜数百ｋＨｚの周波数帯域の鋸歯状波電流に対して誤差電圧が現れるのである。この周波数帯では表皮効果及び寄生容量の影響が大きく現れるため、通常のインピーダンスアナライザーなどによって測定されたインピーダンスとは異なる値となる。従って、これは現実の使用状態を反映する量とは言い難い。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
以上の理由により、従来の測定方法で測定されたインダクタンス値は、単に抵抗器自体の自己インダクタンスが大きそうか小さそうかを見る目安となる程度であり、直接、ＤＣ／ＤＣコンバータ等の電流検出回路の設計に適用することは不可能である。また、上述したように、寄生インダクタンスにより電流検出における検出誤差が生じるので、この影響を最小限に抑えられる抵抗器の実装構造が望まれていた。
【０００８】
本発明は上記事情に鑑みて為されたもので、スイッチング電源等において低抵抗器の寄生インダクタンスにより被測定電流の検出誤差が生じるので、この影響を最小限に抑えることができる電流検出用抵抗器の電圧検出回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明の電流検出用抵抗器の電圧検出回路は、電流検出用抵抗器の両端部に接続する基板上の一対のランドと、該ランドから前記抵抗器に被測定電流を供給すると共に、前記抵抗器の両端部に生じる電圧を検出する電圧検出端子配線とを備えた電流検出用抵抗器の電圧検出回路において、前記電圧検出端子配線は、前記電流検出用抵抗器の両端電極が固定される前記基板上の一対のランドから、前記抵抗器の直下に配置される前記ランド間の水平中心軸に沿って中央に引き出され、両ランド間の垂直中心軸でそれぞれ直角方向に曲げられ、片方がビアで裏パターンに接続して折り返し、前記垂直中心軸に沿って前記基板の表裏面に平行に配置され、前記電圧検出端子配線に、抵抗（Ｒｉ）とキャパシタンス（Ｃｉ）とからなる積分器を備え、該積分器は、前記抵抗器の抵抗（Ｒ）、前記抵抗器の電圧検出端子配線側から見た実効的インダクタンス（Ｌｅ）に対して、
Ｃｉ×Ｒｉ＝Ｌｅ／Ｒ
なる関係を有し、前記実効的インダクタンス（Ｌｅ）は、前記電流検出用抵抗器に鋸歯状波電流を供給し、電流を検出すると共に両端に生じる電圧を検出し、電流の変化とこれに対応した電圧の変化とから算定したものであることを特徴とするものである。
【００１０】
本発明によれば、鋸歯状波電流を抵抗器に供給し、前記電流を検出すると共に、前記抵抗器の両端に結合して前記電流によって生じる電圧を検出することで、前記鋸歯状波電流の変化とこれに対応した前記電圧の変化から前記抵抗器の実効的インダクタンス（Ｌｅ）を算定することができる。そして、その抵抗器の抵抗（Ｒ）と抵抗器の実効的インダクタンス（Ｌｅ）に対して、
Ｃｉ×Ｒｉ＝Ｌｅ／Ｒ
なる関係を有する積分器を前記抵抗器の電圧検出回路に配置することで、低抵抗器の寄生インダクタンスによる検出誤差をキャンセルした出力を取り出すことができる。従って、寄生インダクタンスを有する低抵抗器を用いても、その誤差出力の影響を受けないスイッチング電源回路等の電流検出回路を製造することが可能となる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
【００１２】
図１（ａ）は、電流検出用抵抗器の被測定電流の検出回路例を示す。電流検出用抵抗器１１の両端部（電極）をランド１３，１４に固定し、抵抗器１１に被測定電流Ｉを流す。そして、抵抗器両端を固定したランドの電圧引出部（電圧検出端子）から電位差（電圧）を取り出すことによって、既知の抵抗値に対して電流と電圧が比例関係にあることから、被測定電流Ｉの大きさを検出する。被測定電流Ｉを検出する場合、理想的には図１のＡ点とＢ点の間から取り出される電位差ＶＡＢは、単に抵抗体の抵抗値Ｒと被測定電流値Ｉの積にならなければならない。しかしながら、実際には抵抗体のもつ寄生インダクタンスＬが被測定電流Ｉの時間変化分に対応した電圧Ｌ×（ｄＩ／ｄｔ）を発生させるため、この電圧が検出誤差となる。即ち、図１（ｂ）に示すように、抵抗器１１には図中破線で示す鋸歯状波電流が流れるが、その電流波形頂部Ｄで電圧変化ΔＶが発生する。
【００１３】
電圧検出端子配線１６ａ，１６ｂに現れた電圧は、図１（ａ）に示すように電圧比較器または電圧増幅器１２へ導かれ、電圧が検出される。しかしながら、抵抗体には上述したように自己インダクタンスＬが存在し、その引出パターン（電圧検出端子配線パターン）と、被測定電流経路を流れる電流Ｉが磁気的に結合するため、実際の電位差ＶＡＢは、
ＶＡＢ＝Ｒ×Ｉ＋Ｌ×（ｄＩ／ｄｔ）−Ｍ×（ｄＩ／ｄｔ）
となる。
【００１４】
ここでＭは図２の等価回路に示す相互インダクタンスである。電圧比較器または電圧増幅器１２へ流れる電流は、被測定電流Ｉに対して殆ど無視しうるほど小さいため、上式には加えていない。Ｌ−Ｍが実際の電流検出用抵抗器で誤差を与える実効的なインダクタンスであり、実効的インダクタンスという意味でＬｅと表すと、
Ｌｅ＝Ｌ−Ｍ
ＶＡＢ＝Ｒ×Ｉ＋Ｌｅ×（ｄＩ／ｄｔ）
と簡単になる。Ｌｅ×（ｄＩ／ｄｔ）が実質上の検出誤差電圧ΔＶである。
【００１５】
インピーダンスアナライザーなどによる測定では、自己インダクタンスＬか、または電圧検出端子から見たインピーダンスしか測定できない。電圧検出端子から見たインピーダンスからは、次の理由により、実効的インダクタンスＬｅは算出できない。
▲１▼電圧検出端子配線自体の自己インピーダンスを含んでしまう。
▲２▼電流検出用抵抗器のインダクタンスが電流値によって変化する。これは、実使用状態での通電電流が数〜数十Ａに及ぶため、抵抗体内部に高いジュール熱が発生することによる。抵抗体内部が発熱すると抵抗器を構成する物質の抵抗温度係数に応じた抵抗値変化が起こり、電流経路を変化させることによる。自己インダクタンスＬ、相互インダクタンスＭはともに形状に依存する性質を有するので、電流の経路が変化するとそれに応じて変化してしまう。また、物理的に電圧検出端子配線には、抵抗体の電流と同じ大電流は流せない。
▲３▼電流検出用抵抗器は一般的に数十〜数百ｋＨｚの周波数帯域で使用される。実効的インダクタンスＬｅは数ｎＨ以下の非常に小さな値である。このような値をインピーダンスアナライザーのような従来の測定機器で測定しようとする場合、数十〜数百ＭＨｚ以上の周波数の交流電圧・電流を使わなければならないので、表皮効果等により正確な測定が困難となる。
【００１６】
図３は、抵抗器両端に生じる電圧を取り出す電圧検出端子配線の好ましい形態例を示す。電流検出用抵抗器１１の両端電極がランド１３，１４に固定され、電圧取出用の電圧検出端子配線１６がランド１３，１４から引き出されている。実効的インダクタンスＬｅは電流検出用抵抗器の構造と、それが実装される電圧検出端子配線パターンにより決まる。従って、自己インダクタンスから相互インダクタンスが差し引かれ、実効的インダクタンスＬｅが殆どゼロとなる図３のようなパターンが好ましい。その理由を次に述べる。
【００１７】
電圧測定用の電圧検出端子配線１６は抵抗器１１の電流に沿った水平中心軸（両ランドの中心軸）に沿って中央に引き出され（図中Ｂ，Ｂ′で示す）、両ランド間の中心軸（垂直中心軸）でそれぞれ直角方向に曲げた後（図中Ａ，Ａ′で示す）、片方をビア１５で裏パターンに接続して折り返し、垂直中心軸に沿って基板表裏面に平行に配置されている。即ち、電圧検出端子配線の基板表面のみを通る配線パターンＡと、ビア１５を介して裏面に引き出される配線パターンＡ′とは、基板の絶縁層を挟んでその表裏面で重ねられて、図中の垂直方向に導かれる。このように配線パターンを重ねることで、両配線パターンからなる電圧検出端子配線１６の作るループ内に抵抗器１１を流れる電流および配線パターンを流れる電流の磁束が鎖交しなくなるため、図２における相互インダクタンスＭは引き出しパターンの長短による影響を受けなくなる。そして、両電圧検出端子からの電圧は、抵抗器及び通電パターンを流れる電流が作る磁束による影響が十分少なくなる位置まで重ねられた状態で引き出された後に、リッツ線（より線）等に接続されて電圧検出器１２により検出される。
【００１８】
電圧検出端子配線は、０．２〜０．３ｍｍ程度のなるべく細いパターンを使用して、電圧検出端子水平パターンＢ，Ｂ′は水平中心軸に極力沿う様にし、電圧検出端子垂直パターンＡ，Ａ′は垂直中心軸に中心を合わせることが望ましい。図４（ａ）に示すように電圧検出端子垂直パターンが垂直中心軸から離れると、相互インダクタンスＭが減少し、実効的インダクタンスＬｅは増加する。逆に、図４（ｂ）に示すように電圧検出端子垂直パターンが垂直中心軸を越えて存在すると、相互インダクタンスＭが増加し、自己インダクタンスＬよりも大きくなる場合には、実効的インダクタンスＬｅは負となる。
【００１９】
従って、電圧検出端子垂直パターンＡ，Ａ′を垂直中心軸に重ね合わせることが実効的インダクタンスＬｅを小さくし、且つ図４（ｂ）のような過度な結合を防ぐ上で重要になる。即ち、電圧検出端子配線Ｂ，Ｂ′の配線長は抵抗器の自己インダクタンス分の長さと略等しくなる。従って、電圧検出端子配線による相互インダクタンス分を自己インダクタンス分から実質的に差し引くことができる。抵抗器の実効的インダクタンスＬｅを普遍的に測定して比較したい場合、 最小限の条件で実効的インダクタンスＬｅの再現性が確保されるような電圧検出端子パターンでなければならず、さらに外部磁束等ノイズの影響が排除されなければならない。上記パターンはまさにその条件を満たしている。
【００２０】
このような配線パターンで測定した実効的インダクタンスＬｅは、他の回路による補正無しで、電流検出用抵抗器を如何に誤差なく電流検出に使用できるかを示す指標となる。また、プリント基板表裏面に重ねられた電圧検出端子配線１６が挟む絶縁層は、なるべく薄いことが電圧誤差を軽減する上で望ましい。ランド１３，１４の形状は、測定すべき電流検出用抵抗器の電極形状により異なるので、電流検出用抵抗器の電極形状に合わせたものを使用することが望ましい。
【００２１】
このような配線パターンで求めた実効的インダクタンスＬｅの値は、電流検出用抵抗器自体の良さをあらわす普遍的かつ設計上の実用的な指標となる。即ち、低抵抗器の電流経路が直線的であり、且つ図３に示すようにパターンＢ，Ｂ′が垂直中心軸迄延びて、折れ曲がっていれば、抵抗器の持つ自己インダクタンスと相互インダクタンスはほぼ等しくなり、実効的インダクタンスＬｅは殆どゼロとなる。抵抗器の電流経路がトリミング等により曲線状である場合には、自己インダクタンスと相互インダクタンスが等しくならず、実効的インダクタンスＬｅは例えば１ｎＨ等の値が現れる。もちろん、電流検出用抵抗器が実装されるパターンが指定されていれば、普遍的パターンとは異なる指定パターンを使用することもできる。ただし、その場合は求められた値から普遍性は失われるが、設計上に直ちに反映できる数値となるであろう。
【００２２】
次に、図５および図６を参照して、上記電圧検出端子配線パターンを用いて、実際に実効的インダクタンスＬｅを測定する測定回路の構成例について述べる。
図５は、電流検出用抵抗器の実効的インダクタンスＬｅの測定装置を示す。実使用状態に合わせた鋸歯状波電流の発生源２１より被測定抵抗器１１に鋸歯状波電流を供給する。この鋸歯状波電流発生装置２１からは、例えば２．５μＳの周期で、数Ａ〜数十Ａの鋸歯状波電流が数ｍΩ以下の被測定抵抗器１１に供給される。鋸歯状波電流を被測定抵抗器１１に供給する配線２２には、その配線に結合して前記電流を検出するカレントプローブ等の電流検出器２３を備えている。被測定抵抗器１１は、上述した電圧検出端子配線を備えた専用の基板２４に装着され、被測定抵抗器の両端に結合した電圧検出端子配線１６から鋸歯状波電流によって生じる電圧が取り出される。基板２４の電圧検出端子配線１６の端部から、より線２５等を介して差動増幅器等からなる電圧検出器１２に接続され、被測定抵抗器の両端に生じる電圧が検出される。電流検出器２３の出力と電圧検出器１２の出力とは、オシロスコープ等の波形表示装置２６に入力され、単位を電流または電圧に合わせて対比して表示される。
【００２３】
図６は、測定回路の一例を示す。例えば、＋１２Ｖの直流電源をスイッチング素子３２，３３を用いて交互にスイッチングし、チョークコイル３４とコンデンサ３５とからなる積分回路に電流を正負交互に供給する。チョークコイルのインダクタンス値およびコンデンサのキャパシタンス値、スイッチング周波数、デューティーファクタ等を調整することで、被測定抵抗器１１に図１（ｂ）に破線で示す鋸歯状波電流が供給される。抵抗体負荷である直流負荷３６には、その抵抗値を調整することで、例えばＤＣ１Ｖ程度で、数〜数十Ａの直流電流が供給される。
【００２４】
測定回路の具備すべき条件は、上記調節が可能なことに加え、飽和しないチョークコイルに極性の異なる一定電圧を交互に加えた場合に、直線性の良い振幅一定の鋸歯状波電流を発生させられることである。また、電流検出用抵抗器の電圧検出端子引出配線パターンの両端電圧を検出する差動増幅器の同相電圧除去比はでき得る限り高いほうが望ましい。さらに、チョークコイルと被測定電流検出用抵抗器は、チョークコイルの漏れ磁束が被測定電流検出用抵抗器に測定誤差範囲で影響を与えない程度の距離を確保して配置するか、両者間に磁気遮蔽を行い同様の効果が得られるように配置することが望ましい。また、図３に示す基板の表裏面に重ねた電圧検出端子配線パターン１６は、差動増幅器１２の入力へ導かれるが、その経路は重ねたまま外部磁束の影響を受けない点まで延長するか、線材にて延長する際には線間に外部磁束が鎖交しないようにリッツ線（より線）を使用することが望ましい。なお、電流波形はスイッチング周波数の高調波に対しても十分な帯域幅を持つ電流プローブ、カレントトランスなどを利用して観測する。
【００２５】
次に、図７を参照して実効的インダクタンスＬｅの算定手順について説明する。
電流検出用抵抗器の実効的インダクタンスの測定は、鋸歯状波電流を被測定抵抗器１１に供給し、電流を検出すると共に、被測定抵抗器の両端に結合して電流によって生じる電圧を検出する。そして、前記鋸歯状波電流の変化とこれに対応した前記電圧の変化から前記被測定抵抗器の実効的なインダクタンスを算定する。
【００２６】
まず、鋸歯状波電流の変化点（頂部）における電圧の変化ΔＶは、被測定抵抗器の抵抗値Ｒ、デユーティＤ、周期Ｔ、電流ｉ１，ｉ２、とすると、
ΔV=V1-V2=i1×R+Le(di1/dt)-i2×R-Le(di2/dt)
ｔ＝D×Tにおいては、i1=i2なので、
ΔV=Le(di1/dt)-Le(di2/dt)
となる。ここで、電流変化値（波高値）をVip_p とすると、
(di1/dt)=Vip_p/(R×D×T)
(di2/dt)=-Vip_p/{R×（D-1）×T}
であるので、これらを代入して整理すると、
【数１】
0003834222.tif 000002
【数２】
0003834222.tif 000003
Ｖｉｐ_ｐおよびΔＶは、波形表示装置などにより求められるので、これにより電流検出用抵抗器の実効的インダクタンスを算定できる。
【００２７】
図８及び図９は、上記測定装置および配線パターンによる低抵抗器の実効的インダクタンスＬｅの実測例を示す。図８は、抵抗値２ｍΩの電流経路が直線的で、且つ実装されるプリント基板上から電流経路までの距離が短い実効的インダクタンスを極力小さくする構造を持った抵抗器を対象としたものである。抵抗器自体の自己インダクタンスはあるが、電圧検出端子配線との相互インダクタンスがそれを打ち消すため、（a）に示すように、電流波形と電圧波形は略一致している。そして、（ｂ）に示すように、１０個のサンプルを測定した結果、実効的インダクタンスＬｅは、殆どゼロであることが分かる。これに対して、図９は、抵抗値３ｍΩで電流経路が垂直方向のトリミングカットにより曲げられた低抵抗器の測定結果を示す。（ａ）に示すように、鋸歯状波電流波形に対して、大きな誤差電圧が発生していることが分かる。この場合には、（ｂ）に示すように、この低抵抗器においては、実効的インダクタンスＬｅが０．９ｎＨ程度存在していることが分かる。
【００２８】
図９に示すように、実効的インダクタンスＬｅが大きいと、低抵抗器の合成インピーダンスが大きくなり、これにより検出電圧に大きな誤差電圧が発生することは上述した通りである。従って、この電圧検出波形に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータの制御を行うと、その動作に支障をきたすことになる。従って、電圧検出端子配線に適当なフィルタ回路を挿入し、実効的インダクタンスによる誤差電圧波形をなくし、抵抗成分のみによる電圧波形が出力されることが望ましい。図１０は、誤差電圧波形を除去するフィルタとして、波形補正用積分器４０を設けたものである。この積分器は、抵抗ＲｉとキャパシタンスＣｉとからなり、
Ｃｉ×Ｒｉ＝Ｌｅ／Ｒ
の関係を有していることを特徴とする。
【００２９】
次に、上記フィルタ回路により、誤差電圧波形を取り除くことができる原理について説明する。図１１は、抵抗器及び電圧検出端子配線取出部４１と積分器（波形成型用フィルタ）４０の等価回路図である。積分器入力（ａ，ａ′）から右側を負荷側とし、左側を信号源とした場合に、信号源インピーダンスに対して負荷インピーダンスは一般に非常に高くなる。従って、図１２に示すようにａ，ａ′の左側を出力電圧が
Ｒ×Ｉ＋Ｌｅ×ｄＩ／ｄｔ
の電圧を発生する信号電圧源と見なすことができる。従って、図１２の下記に述べる計算に従って、積分回路（フィルタ）の出力Ｖoutは抵抗器の抵抗値Ｒと電流Ｉの積に比例した電圧出力が取り出せることが分かる。
【００３０】
図１３は、上記電流検出用抵抗器の電圧検出回路を採用したスイッチング電源回路の構成例を示す。このスイッチング電源回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータであり、例えばＤＣ＋１２Ｖの直流電源３１から直流負荷３６にＤＣ＋１Ｖ．電流数十Ａの直流電力を供給する。このスイッチング電源回路には、電源検出用抵抗器１１が搭載され、スイッチング素子３２，３３とチョークコイル３４とコンデンサ３５とから構成される鋸歯状波発生回路の電流を検出するようになっている。即ち、スイッチング素子３２，３３を交互にオン・オフすることで、チョークコイル３４とコンデンサ３５とからなる積分回路に直線性に優れた鋸歯状波が形成され、コンデンサ３５により平滑化された低電圧の直流電圧が直流負荷３６に供給され、直流負荷の抵抗値を調整することで、上述したように数十Ａの直流電流が流れる。
【００３１】
この電流検出用抵抗器１１の両端から電圧検出端子配線１６が取り出され、上述した抵抗ＲｉとキャパシタンスＣｉとからなる積分回路４０の出力が差動増幅器またはコンパレータからなる電圧検出器１２に取り込まれる。ここで積分回路の定数は、
Ｒｉ×Ｃｉ＝Ｌｅ／Ｒ
からなる関係を満足するので、実効的インダクタンスＬｅが存在する場合でも、これによる誤差電圧を上述したように打ち消すことができる。従って、電圧検出器１２の出力には、抵抗器１１の抵抗値Ｒに流れる電流に正確に比例した電圧が取り出され、フィードバック信号としてスイッチング素子制御回路４３に送られる。そして、正しい検出電流に基づいてスイッチング素子に制御信号が送られる。これにより、スイッチング電源回路において正しい検出電流に基づいて、その動作を制御することができる。
【００３２】
図１４は、電流検出用抵抗器としてチョークコイルの一部を用いた例を示す。スイッチング電源回路には、上述したように鋸歯状波発生用のチョークコイル３４が用いられ、この一部を電流検出用の抵抗器として用いることができる。電流端子１，２間にはチョークコイル電流Ｉが流れ、タップで接続されたコイル端子ａ，ａ′間に抵抗器両端に相当する電圧が取り出される。端子ａ，ａ′は、電圧検出端子配線を構成していて、抵抗ＲｉとキャパシタンスＣｉとからなる積分回路４０を介して電圧端子１，２から抵抗器両端に生じる電圧が出力される。
【００３３】
ここで、図中破線で示すコイルは上述したように電圧取出配線の一部を構成するが、電流が流れるコイルと同様に巻回されているので、これにより実線で示すコイルの自己インダクタンスと略等しい相互インダクタンスが形成される。しかしながら、端子ａ，ａ′から見た実効的インダクタンスが存在しても、上述したようにＲｉ，Ｃｉからなる積分回路４０をフィルタとして用いることで、実効的インダクタンスによる誤差電圧成分が打ち消される。また、電圧端子１，２間の検出電圧は、電流端子１，２間を流れる電流と相似となる。このため、抵抗Ｒｉの抵抗温度係数は、抵抗Ｒの抵抗温度係数に対して逆符号で大きさが等しいことが望ましい。なお、積分回路４０の抵抗Ｒｉは、チョークコイルにおける破線で示す巻線の電気抵抗を利用してもよい。
【００３４】
なお、端子ａ，ａ′から左側を見た抵抗Ｒは、タップからｂ点までのコイルの直流抵抗分であり、実効的インダクタンスＬｅは、上記コイルの直流抵抗分の有する自己インダクタンスから、その自己インダクタンス部分と磁束が錯交する破線部の相互インダクタンスを差し引いたものとなる。このようにＤＣ／ＤＣコンバータに用いられるチョークコイルの一部を電流検出用の抵抗体として用いることで、専用の電流検出用抵抗器が不要となり、低コスト化および基板サイズの低減を図れる。
【００３５】
なお、これらの実施形態における電圧検出端子配線は、図３に示す実効的インダクタンスＬｅが殆どゼロとなるパターンを採用することが好ましいが、例えば図４に示すパターン自体が実効的インダクタンスＬｅを有するものであっても、積分回路４０によるフィルタ作用でこれを打ち消すことができるので、このようなパターンを用いることも可能である。
【００３６】
なお、本発明の電流検出用抵抗器の電圧検出回路は、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。
【００３７】
【発明の効果】
上述した本発明によれば、電流検出用抵抗器及びその測定系が実効的インダクタンスを有する場合においても、電圧検出回路に所定の関係の積分回路を配置することで、実効的インダクタンスに起因する誤差電圧を取り除くことができる。従って、電源スイッチング回路等に適用して、電流検出用抵抗器の寄生インダクタンスに起因する誤作動を防止することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）は電流検出用抵抗器の被測定電流の検出回路例を示す図であり、（ｂ）は電流検出用抵抗器を流れる鋸歯状波電流波形と、電圧検出端子配線から取り出される電圧波形を例示的に示す図である。
【図２】被測定抵抗器と電圧検出端子配線の等価回路図である。
【図３】電圧検出端子配線の構成例を示すパターン図である。
【図４】図３に対する比較例としての電圧検出端子配線の他の構成例を示すパターン図である。
【図５】本発明の実施形態の電流検出用抵抗器の実効的インダクタンスの測定装置を示すブロック図である。
【図６】図５の具体的回路例を示す回路図である。
【図７】実効的インダクタンスＬｅの算定のための電流及び電圧の波形図である。
【図８】実効的インダクタンスが殆ど存在していない低抵抗器における、（ａ）は電圧及び電流波形例を示し、（ｂ）は実効的インダクタンス値の測定例を示す。
【図９】実効的インダクタンスが存在する低抵抗器における、（ａ）は電圧及び電流波形例を示し、（ｂ）は実効的インダクタンス値の測定例を示す。
【図１０】本発明の実施形態の電圧検出回路を示す回路図である。
【図１１】図１０の回路の動作原理を示す等価回路図である。
【図１２】図１０の回路を４端子回路としてみた場合の等価回路図と、その動作原理の説明に付する計算式とを示している。
【図１３】本発明の実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１４】電流検出用抵抗器としてチョークコイルの一部分を用いた場合の回路図である。
【符号の説明】
１１    被測定抵抗器
１２    電圧検出器
１３，１４    ランド
１５    ビア
１６    電圧検出端子配線
２１    鋸歯状波電流発生装置
２２    配線
２３    電流検出器
２４    低抵抗器の実装基板
２５    リッツ線（より線）
２６    波形表示装置
３１    直流電源
３２，３３    スイッチング素子
３４    チョークコイル
３５    コンデンサ
３６    直流負荷
４０    積分回路
【図１】
0003834222.tif 000004
【図２】
0003834222.tif 000005
【図３】
0003834222.tif 000006
【図４】
0003834222.tif 000007
【図５】
0003834222.tif 000008
【図６】
0003834222.tif 000009
【図７】
0003834222.tif 000010
【図８】
0003834222.tif 000011
【図９】
0003834222.tif 000012
【図１０】
0003834222.tif 000013
【図１１】
0003834222.tif 000014
【図１２】
0003834222.tif 000015
【図１３】
0003834222.tif 000016
【図１４】
0003834222.tif 000017