(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタルシンボルを伝送媒体経由で受信する方法であって、
前記伝送媒体のインパルス応答を推定するステップと；
前記伝送媒体のインパルス応答に応じて、所定の処理期間中に受信した信号を処理するステップとを具えたディジタルシンボルの受信方法において、
さらに、
前記推定したインパルス応答を表現する補助信号を、前記推定したインパルス応答から導出するステップと；
前記補助信号の中心位置に応じて、前記処理期間をシンボル期間に対して位置決めするステップと
を具えていることを特徴とするディジタルシンボルの受信方法。
【請求項２】
前記処理期間を位置決めするステップが、前記補助信号の各部分を、前記補助信号の中心位置に対する当該部分の位置に応じて重み付けするように、前記処理期間を位置決めするステップを具えていることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記処理期間を位置決めするステップが、前記補助信号の、前記中心位置を中心とした所定間隔の外にある部分を強調するステップを具えていることを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記方法が、多重キャリア変調方式により変調された信号を受信すべく構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の方法。
【請求項５】
前記処理期間を位置決めするステップが、前記補助信号を圧縮して、前記伝送媒体のインパルス応答より短い持続時間を有する補助信号を得るステップを具えていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の方法。
【請求項６】
伝送媒体経由で送信されたディジタルシンボルを受信する受信機であって、
前記伝送媒体のインパルス応答を推定する手段と；
前記伝送媒体のインパルス応答に応じて、所定の処理期間中に受信した信号を処理する処理手段とを具えた受信機において、
さらに、
前記推定したインパルス応答を表現する補助信号を、前記推定したインパルス応答から導出する前記手段と；
前記伝送媒体のインパルス応答を表わす補助信号の中心位置に応じて、前記処理期間をシンボル期間に対して位置決めする手段と
を具えていることを特徴とする受信機。
【請求項７】
前記処理期間を位置決めする手段が、前記補助信号の各部分を、前記補助信号の中心位置に対する当該部分の位置に応じて重み付けすべく構成されていることを特徴とする請求項６に記載の受信機。
【請求項８】
前記処理期間を位置決めする手段が、前記補助信号の、前記中心位置を中心とした所定間隔の外にある部分を強調すべく構成されていることを特徴とする請求項７に記載の受信機。
【請求項９】
前記受信機が、多重キャリア変調方式により変調された信号を受信すべく構成されていることを特徴とする請求項８に記載の受信機。
【請求項１０】
前記処理期間を位置決めする手段が、前記伝送媒体のインパルス応答よりも短い持続時間を有する補助信号を得るための圧縮手段を具えていることを特徴とする請求項６〜９のいずれかに記載の受信機。
【請求項１１】
請求項６〜１０のいずれかに記載の受信機、及びディジタルシンボルを伝送媒体経由で前記受信機に送信する送信機を具えていることを特徴とする伝送システム。
【発明の詳細な説明】
本発明は、ディジタルシンボルを伝送媒体経由で受信機に送信する送信機を具え、この送信機は、伝送媒体のインパルス応答を推測する手段を具えるとともに、所定の処理期間中に受信した信号を伝送媒体のインパルス応答に応じて処理する処理手段を具える伝送システムに関するものである。
本発明はさらに、こうした伝送システムに使用する受信機に関するものである。
発明の背景
上述した伝送システムは、F.van de Laar、N.Philips、およびR.Olde Dubbelinkによる"General-purpose and application-specific design of a DAB channel decoder",EBU Technical Review,Winter,1993,pp.25-35より既知である。
無線チャネル経由でディジタルシンボルを伝送する際には、いくつかの伝送劣化を処理する必要がある。第１の伝送劣化はいわゆるマルチパス伝送であり、これは、１つの直接径路および／またはビルディングその他の構造物による反射による１つ以上の間接径経路経由で送信機から受信機に信号が伝送されることによって生ずる。ディジタル伝送システムでは、マルチパス伝送によって符号間干渉が発生し、受信したディジタルシンボルの誤り率が増大する。マルチパス伝送によるさらなる伝送劣化は、周波数選択的なフェージングである。これは伝送すべき信号に強く依存するフェージングが生ずることを意味する。シンボルレートが増大すると、前に述べた劣化の悪影響が一層顕著になる。
上述した劣化に対する弱さについての重要な改良は、複数のキャリアから成る多重キャリア信号を用いて、これらのキャリアの少なくとも一部を伝送すべきディジタルシンボルによって変調することによって達成することができる。第１シンボルレートを有するシンボルの列を、第１シンボルレートのＮ分の１である第２シンボルレートを有するＮ個の並列的なシンボル列に細分割する。このＮ個のシンボル列をＮ個のキャリアで変調する。受信機では、これらＮ個のキャリアを復調し、受信したシンボルの値についての特定を行う。受信したＮ個シンボル列は、出力シンボルの単一列と組み合わせることができる。各シンボル列の伝送レートを低下させることによって、マルチパス伝播によるシンボル間干渉の影響を低減することができる。
本発明が多重キャリア伝送に関するものであることにもかかわらず、本発明の範囲はこれに限定されない。従って、本発明を単一キャリア伝送システムにも十分適用することができる。
マルチパス伝送の影響をより一層低減するために、所定の処理期間中に受信信号を処理し、この処理期間は前記シンボルの期間（持続時間）よりも短くすることができる。
シンボル期間と前記処理期間との差を、しばしばガードバンド（保護帯）と称する。受信信号が、マルチパス伝播によって遅れて伝送されるシンボルから生ずる部分を含まないように、前記処理期間の位置を選定する。いわゆる遅延分布がガード（保護）期間よりも短い場合には、符号間干渉が存在しないような前記処理期間の位置を常に見いだすことができる。処理期間を適正に位置決めできるようにするために、伝送媒体のインパルス応答を特定する。前記処理期間をシンボル期間よりも短かくしないことは、可能であることがわかっている。このことは、ある程度の符号間干渉を生じさせ得る。シンボル期間に対する前記処理期間の位置を適切に選択することによって、この符号間干渉を最小化することができる。
発明の概要
本発明の目的は、シンボル期間に対する前記処理期間の適正な位置を高い信頼性で決定する、冒頭段落に記載の伝送システムを提供することにある。
従って、本発明による伝送システムは、受信機が、推定されたインパルス応答を表現する補助信号を、推定されたインパルス応答から導出する手段と、この補助信号の中心位置に応じて、前記処理期間をシンボル期間に対して位置決めする手段とを具えていることを特徴とする。
前記処理期間の位置を、インパルス応答を表わす補助信号の中心位置から導出することによって、適正な位置を得ることができる。インパルス応答が基準瞬時の周りに対称である場合には、前記処理期間はシンボル期間内の中心に位置決めすることができる。従ってシンボル期間は、ガード（保護）スペースＧの１/２に等しい量を残して、前記処理期間と重複（オーバラップ）する。従ってインパルス応答の中心位置は前記基準瞬時に等しくなる。インパルス応答がプレカーソルよりも大きなポストカーソルを有する場合には、前記中心位置が後方の瞬時に移動する。ポストカーソルが大きいほど、シンボル期間の始まりにおける符号間干渉が増大する。前記処理期間を後方の瞬時に移動させることによって、シンボル期間の始まりにおける符号間干渉が伝送品質に何ら悪影響を与えないようにすることができる。
インパルス応答がポストカーソルよりも大きなプレカーソルを有する場合には、前記中心位置が前方の瞬時に移動する。プレカーソルが大きいほど、シンボル期間の終わりにおける符号間干渉が増大する。前記処理期間を前方の瞬時に移動させることによって、シンボル期間の始まりにおける符号間干渉が伝送品質に何ら悪影響を与えないようにすることができる。従って、深いフェードが同期特性に与える影響を十分に低減するという追加的な利点がある。インパルス応答の中心位置は例えば、インパルス応答の「重心」、あるいはインパルス応答の最も主要なサンプルの平均位置とすることができる。
本発明の好適例では、前記処理期間を位置決めする手段が、前記補助信号の各部分に、前記補助信号の中心位置に対するこれらの部分の位置に応じた重み付けをするように、前記処理期間を位置決めする手段を構成する。前記補助信号の、中心位置から離れた部分を強調することによって、前記補助信号の中心位置から離れた部分には、前記処理期間の位置の強い補正がかかる。これらの離れた部分では、特に前記補助信号の中心位置からＧ/２以上離れた部分では、大きな符号間干渉がもたらされるので、こうした強い補正が必要である。
本発明のさらなる好適例では、前記処理期間を位置決めする手段が、前記伝送媒体のインパルス応答よりも短い持続時間を有する補助信号を得るための圧縮手段を具えていることを特徴とする。
大きな遅延分布を有するレイリー・フェージング・チャネルの場合には、前記補助信号の中心位置が広範囲に亘って急速に変化する。前記補助信号を圧縮することによって、この中心位置が変化する範囲を低減することができる。このことは、処理窓の位置の制御をより円滑にする。
発明を実施するための最良の形態
以下、本発明による伝送システムの実施例について、図面を参照しながら説明する。
図１の伝送システムでは、送信すべきディジタルシンボルを送信機４に供給する。送信機４の出力を送信アンテナ６に接続する。
受信アンテナ１０を、受信機８の第１入力に接続する。受信機８内では、この入力をＲＦ（無線周波数）ユニット１２の第１入力に接続する。局部発振器２８の出力を、ＲＦユニット１２の第２入力に接続する。ＲＦユニット１２の出力を、復調器１４の入力に接続する。復調器１４の出力を、処理手段、本実施例ではＦＦＴ（高速フーリエ交換）プロセッサ１６の入力に接続する。ＦＦＴプロセッサ１６の出力を、復号器１８、同期プロセッサ２２の第２入力、および伝送媒体のインパルス応答を推定する手段３０に接続する。手段３０の第１出力を、同期プロセッサ２２の第２入力に接続する。同期プロセッサ２２の第１出力を、位置決め手段２４の、ＦＦＴプロセッサ１６用の入力に接続する。同期プロセッサ２２の第２出力を、タイムベースユニット２６の制御入力に接続して、同期プロセッサ２２の第３出力を、局部発振器２８の制御入力に接続する。同期プロセッサ２２、位置決め手段２４、およびタイムベースユニット２６の組合せが、シンボル期間に対して処理期間を位置決めする手段を構成する。送信した信号は、復号器１８の出力で得ることができる。
本発明を適用可能な代表的な伝送システムは、前述した文献に開示されているディジタルオーディオ放送システム（ＤＡＢ）である。図１の送信機２は、多数のキャリアから成る信号を発生するものと仮定する。こうした信号はしばしばＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号と称される。送信機の入力側に存在するディジタルシンボルを、並列的なＮ個のシンボルのブロックに変換する。こうした並列的なＮ個のシンボルのブロックを符号化し、時間および周波数でインターリーブして、符号化およびインターリーブしたＮ個のシンボルのブロックを得る。こうしたシンボルの各々を、複数のキャリアのうちの１つで変調する。この復調は逆フーリエ変換器によって行う。この逆フーリエ変換器の出力を、所望のキャリア周波数にアップコンバートし、その後に増幅する。
受信機６によって受信したＯＦＤＭ信号は増幅されて、ＲＦユニット１２によってＩＦ（中間周波数）信号に変換する。この変換のために、ＲＦユニット１２には、局部発振器２８によって発生した局部発振信号をを供給する。ＲＦユニット１２の出力信号を復調器１４によって復調する。復調器１４は出力信号を、同期成分および直角（直交）成分の形で提供する。複数のキャリア上に変調したディジタル信号を得るために、復調器１４の出力をＦＦＴプロセッサ１６に、ブロックの形で提供する。符号間干渉の影響を最小化するために、ＦＦＴプロセッサ１６は、シンボル期間に対する処理期間の位置を決定する位置決め手段２４からの信号を受信する。この信号は、同期プロセッサ２２によって、伝送媒体のインパルス応答を推定する推定手段３０が特定するインパルス応答から導出する。推定手段３０は、ＦＦＴプロセッサ１６の出力信号から伝送媒体のインパルス応答を導出すべく構成する。伝送媒体のインパルス応答を特定するために、ＯＦＤＭフレームの始まりに伝送した基準シンボルｓを利用する。この基準シンボルｓは、Ｎ個の複素成分から成るベクトルと考えることができる。ＦＦＴプロセッサ１６の出力信号ｒは、各々がＮ個の複素成分から成るベクトルの列と考えることができる。ＯＦＤＭフレームの始まりはいわゆるヌル（０）シンボルによって示され、このヌルシンボルは、伝送信号の振幅がほぼ零である１周期から成る。このヌルシンボルを用いて、受信信号中の基準シンボルの位置の、最初の推定を行うことができる。ここでインパルス応答は、（１）式を計算することによって見いだすことができる。
ｈ(ｋ)＝ＦＦＴ-1｛ｒ・ｓ*｝（１）
（１）式においてｒ・ｓ*は、ベクトルｒとベクトルｓの複素共役ベクトルとの積を意味する。
同期プロセッサ２２は、局部発振器２８を制御して受信機の周波数のずれ（オフセット）を低減するための周波数補正信号も供給する。周波数補正も、ＲＦユニット１２と復号器１８の間の信号径路内に設けたＣＯＲＤＩＣ（座標回転ディジタル計算）プロセッサのような位相回転器によって行うことができる、ということがわかっている。周期プロセッサも、タイムベース２６を送信機のタイムベースに同期させるための制御信号を供給することができる。
ＦＦＴプロセッサ１６の出力では、符号化してインターリーブしたシンボルを得ることができる。これらのシンボルを復号器１８によってデインターリーブ（インターリーブ解除）し復号化して、再構成したディジタルシンボルを得る。
同期プロセッサ２２では、その第２入力端子を、前記補助信号の中心位置を特定する第１手段３２の入力に接続して、チャネルインパルス応答から第１補助信号を導出して、この補助信号の第１中心位置を特定する。第１手段３２の出力を、比較器３４の入力に接続する。比較器３４の出力を、フィルタ３６の入力に接続する。フィルタ３６の出力は、同期プロセッサ２２の第１出力であり、ＦＦＴプロセッサ１６の処理期間を位置決めするために用いる。
同期プロセッサ２２の第２入力も、前記補助信号の中心位置を特定する第２手段３８の入力に接続して、チャネルインパルス応答から第２補助信号を導出して、この補助信号の第２中心位置を特定する。第２手段３８の出力を、比較器４０の入力に接続する。比較器４０の出力を、フィルタ４２の入力に接続する。フィルタ４２の出力は、同期プロセッサ２２の第２出力であり、受信機のディジタル・タイムベースを制御するために用いる。
周波数誤差検出器４４の出力を、フィルタ４６の入力に接続する。フィルタ４６の出力は同期プロセッサ２２の第３出力であり、局部発振器２８を制御するために用いる。
第１手段３２および第２手段３８は、インパルス応答から第１および第２補助信号を導出して、これらの補助信号の中心位置を計算する。これらの補助信号は例えば、インパルス応答の絶対値あるいは二乗値を計算することによって、インパルス応答から導出することができる。前記中心位置の適切な尺度は、前記補助信号の重心である。前記補助信号を、重心に対する時間離散信号Ｐ（k）として書くことができれば、次式（２）が得られる。
0003859716.tif 000002
比較器３４および４０では、第１手段３２および第２手段３８によって計算した前記補助信号の中心の実際位置を、所望の中心位置の値と比較する。
前記第１の中心位置と所望の第１基準位置とを比較器３４で比較することによって、フィルタ３６が制御値を決定することができる。位置制御手段２４は、フィルタ３６の出力を用いて、前記第１の中心位置を比較器３４の前記第１基準位置に向けて移動させて、ＦＦＴプロセッサ１６の処理期間の位置をシンボル期間内に入るように修正することができる。通常の応用では、処理窓の位置を、タイムベース２６が発生した基準信号に対するずれ（オフセット）として規定する。一般に、位置制御の範囲は、シンボル期間またはガード（保護）期間に限定される。このことは、チャネルインパルス応答の急速な変化に反応するために用いることができる。恒久的に大きいオフセットは、ディジタル・タイムベースの不整合（ミスアライメント）を示す。インパルス応答の急速な変化に対する迅速な反応を可能にして、タイムベース２６が対処しなければならない恒久的なずれ（オフセット）に対するあらゆる作用を抑制するためには、フィルタ３６は高域通過フィルタになる。第２の中心位置と所望の第２基準値とを比較器４２で比較することによって、フィルタ４２が制御値を計算することができる。フィルタ４２の制御出力を用いて、前記第２の中心位置を比較器４０の前記第２基準位置に向けて移動させて、ディジタル・タイムベース２６を調整することができる。このタイムベースは、タイムベース内のディジタルクロック発振器および／または時間軸のクロック分周器を制御することによって調整することができる。通常の応用では、フィルタ４６を低域通過フィルタとして、前記制御出力を用いて、ディジタルクロック発振器の許容誤差を補償して、前記タイムベースを受信したフレームにロックしたままに保つ。
受信したシンボルに対する処理窓の位置を修正することも、時間軸のみを調整することによって行うことができる。この場合には、タイムベース基準に対する位置決め手段２４のずれ（オフセット）は固定値にすべきである。
周波数誤差検出器２６は、受信機の周波数ずれ（オフセット）の尺度を導く。この尺度は、局部発振器の周波数を補正するために用いる。
図３のグラフ５０、５２および５４はそれぞれ、いくつかの径路を経由して、遅延ｔ1、ｔ2およびｔ3を以って受信機に到達するＯＦＤＭシンボルを示す。受信したＯＦＤＭ信号はグラフ５０、５２および５４を組合せた信号である。グラフ５６は、現存するＯＦＤＭシンボル以外のＯＦＤＭシンボルからの寄与のない適切な処理期間を示す。グラフ５８は、図３に示す処理期間内で（１）式を用いて計算したインパルス応答から導出した補助関数を示す。前記補助関数の重心の好適な位置ＧＰは、グラフ５８中に示すように、処理期間の始点からＧＬ/２の所に位置し、ここにＧＬはガードの長さを示す。（２）式を用いて重心を計算して、この重心を好適な値ＧＰと比較することによって、処理期間および／またはディジタル・タイムベースを調整するための補正信号を容易に導出することができる。
図４のグラフ６０は、中心位置から離れた部分を有する補助信号を示す。早期エコーを実際の時間的順序で示しているが、これに対し、図３のグラフ５８では、補助信号をＦＦＴプロセッサ１６の出力バッファに記憶したものとして示している。グラフ６２に、前記離れた部分を有する補助信号を示す。この信号から修正した補助信号は、強調した離間部分を有する。このことは、早期エコーのすべての値を加算して値Ｐeeを得て、値Ｐeeに利得係数Ｋeを乗算して、こうして得られた値を、位置ｋ＝Ｎ/２−Ｇ/２に位置決めする。後期エコーに対しても同様のことを行い、後期のエコーのすべての値を加算して値Ｐleを得て、この値Ｐleに利得係数Ｋlを乗算して、こうして得られた値を、位置ｋ＝Ｎ/２＋Ｇ/２に位置決めする。修正した補助信号を得るための代わりの方法が存在することがわかっており、例えば、中心位置からの距離の増加と共に増加する係数を、補助関数の値に乗算する方法である。
図５のグラフ６４に、図４のグラフ６２の修正した補助信号を再び示すが、期間Ｇを、セクションＥ3、Ｅ2、Ｅ1、Ｍ、Ｌ1、Ｌ2およびＬ3に分割する。期間を低減したさらなる修正補助信号は、セクションＥ1、Ｅ2およびＥ3を組み合わせて第１セクションとし、セクションＬ1、Ｌ2およびＬ3を組み合わせて第２セクションとすることによって得られる。この組み合わせの方法を図５のグラフ６６に示す。このグラフから明らかなように、前記さらなる補助信号の持続時間が低減されている。
補助信号の修正は、インパルス応答の特定部分を強調するか、あるいは強調しないために用いることができる。補助信号の修正は、例えば伝送媒体において遅延の分布が大きい場合に、Ｇの値のジッターを低減するために用いることもできる。一般に、補助信号の修正は、関数Ｆ(k)として表現することができ、この関数は、修正した重心Ｇmを次式のように計算するために用いることができる。
0003859716.tif 000003
便宜上、ｋの範囲は０の周りに対称にする。図６に、いくつかの関数Ｆ(k)を示す。図６のグラフａは、補助関数の修正なしに重心の計算を行うための関数Ｆ(k)を示す。この関数は（２）式と等価である。グラフｂは、図５のグラフ６６によって表わされる修正用の関数Ｆ(k)を示す。関数Ｆ(k)について、他の形状を規定することができることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明を適用可能な伝送システムを示す図である。
図２は、本発明による処理期間の位置決め手段を示す図である。
図３は、本発明による処理窓の選択を図式的に示す図である。
図４は、補助関数の離れた部分を強調する方法を図式的に示す図である。
図５は、補助関数の持続時間を低減する方法を図式的に示す図である。
図６は、重心を修正する計算に使用するいくつかの関数を示す図である。
【図１】
0003859716.tif 000004
【図２】
0003859716.tif 000005
【図３】
0003859716.tif 000006
【図４】
0003859716.tif 000007
【図５】
0003859716.tif 000008
【図６】
0003859716.tif 000009