(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
（ａ）ビデオ信号のルミナンス成分を表すコンポーネントと、前記ビデオ信号のクロミナンス成分を含むコンポーネントを有する差分パルス・コ―ド変調（ＤＰＣＭ）ディジタル信号を受信する段階と、
（ｂ）どんなコ―ディング方式をとっているかを示す接頭コードにしたがって、前記ディジタル信号を２つのモードで処理し、復号化された値を生成する段階であって、
（ｂ−１）第１のモードにおいては、前記接頭コードが存在しないことが、ディジタル化された値の統計的な発生確率に従い符号器によって前記ビデオ信号が統計的可変長コーディングされたことを示し、
（ｂ−２）第２のモードにおいては、前記接頭コードが存在することが、ディジタル化されたの統計的な発生確率に従い符号器によって前記ビデオ信号が統計的可変長コーディングされなかったことを示す、前記２つのモードで処理する段階と、
（ｃ）前記復号化された値がルミナンス成分を表すものか、クロミナンス成分を表すかの違いにしたがって、前記復号化された値をさらに処理することによって、ルミナンス成分又はクロミナンス成分を生成する段階と、
を含む復号方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタル化した像のテレバイズ（televise）に関する。
【０００２】
【発明の背景】
ディジタル化したビデオ信号の差分パルス・コ―ド変調（ＤＰＣＭ）は、テレビジョン像のフレ―ム順序のディジタル伝送で重要な工程である場合が多い。ＤＰＣＭでは、相次ぐフレ―ムのラスタ走査の映像要素（画素）を記述する各々のサンプルが関連する画素と差分的に組合され、その結果得られる差分がパルス・コ―ディング変調手順で符号化（コーディング）される。画素が前のサンプルと或いは１本の走査線だけ前のサンプルと差分的に組合されるか、或いは空間的に隣接するその他のあるサンプルと差分的に組合される様なＤＰＣＭ手順は公知であり、フレ―ム間ＤＰＣＭ(interframe DPCM) 手順と分類することが出来る。然し、画素が前のフレ―ムの対応する場所にある画素と差分的に組合される「フレ―ム間」形のＤＰＣＭは、フレ―ム内ＤＰＣＭ(intraframe DPCM) 手順に較べて特に利点がある。ラン長コ―ディングを行なう場合、ゼロの値を持つＤＰＣＭサンプルの長いランが、一連のフレ―ムの静止部分で発生する可能性がある。量子化雑音は、フレ―ム内ＤＰＣＭに於ける様に空間的であるよりも、フレ―ム間ＤＰＣＭでは時間的である。人間の視覚系に於ける時間積分の性質の為、こう云う視覚系は時間的な量子化雑音を区別する可能性が小さい。フレ―ム間ＤＰＣＭコ―ディングに於ける誤りの伝搬は単独の画素に影響を与える傾向がある。フレ―ム内ＤＰＣＭでは、誤りは１フレ―ムの広い部分にわたって伝搬することがあり、人間の視覚系に関する限り、非常に目立つことがある。ビデオ信号のフレ―ム間ＤＰＣＭ伝送は、その前に、ビデオ信号を夫々の成分にするように選択的にフィルタ作用にかける手順をおくことがある。フレ―ム間ディジタル・パルス・コ―ド変調器の構造を一般的に述べると、次の通りである。現在のビデオ信号又はビデオ信号成分をディジタル化して、ディジタル入力サンプルのストリ―ムを形成し、それを減算器の被減数入力ポ―トに供給する。減算器の減数入力ポ―トがディジタル入力サンプルの予測値を受取り、差出力ポ―トが入力ポ―トに受取ったサンプルに応答して、ディジタル誤り信号を発生する。このディジタル誤り信号が量子化器に供給され、それがディジタル誤り信号を範囲ビンに分類する。変調器は、量子化器内の各ビンのサンプル値の範囲が動作中に調節出来る様な形式である場合が多い。量子化器は、単に誤り信号中の下位のビットを抑圧することによって、一様な範囲ビンを限定することも出来るし、或いは大きさの異なる範囲ビンを限定する形式であってもよい。量子化器の出力信号は、ゼロに対して対称的に配置された範囲ビン数のストリ―ムであるが、それが変調器の出力信号である。次のフレ―ムのサンプルに対する予測値は次の様にして求める。一連のビン数で構成された変調器出力信号の各サンプルを、そのビン数に対する公称誤り信号サンプル値に変換し、現在のディジタル入力サンプルの予測値に加算して、１フレ―ム後に発生するディジタル入力サンプルの予測値に達する。この予測値をフレ―ム記憶メモリに書込み、１フレ―ム後に減算器の減数入力ポ―トに読出す。
【０００３】
フレ―ム間ディジタル・パルス・コ―ド復調器の構造は一般的に云うと次の通りである。前段で述べた変調器出力信号のサンプルに対応する、復調器入力信号の各サンプルはビン数であり、それがそのビン数に対する公称誤り信号値に変換され、加算器の第１の加数入力ポ―トに供給される。加算器の第２の加数ポ―トが予測値を受取り、加算器の和出力ポ―トには、ディジタル・パルス・コ―ド変調器に供給されたディジタル入力信号と同様なディジタル信号が発生される。このディジタル信号がフレ―ム記憶メモリに書込まれ、加算器の第２の加数ポ―トに１フレ―ム後に予測値として読出される。
【０００４】
１９８７年５月５日に付与された「電話会議に使うのに適した圧縮量子化像デ―タ伝送方式」と云う名称のＮ．Ｊ．フェデ―ル、Ａ．アキャンポラ、Ｐ．Ｊ．バ―ド及びＲ．ヒンゴラミの米国特許第４，６６３，６６０号には、フレ―ム間ＤＰＣＭ帰還ル―プの範囲内でオクタ―ブ単位で行なわれるテレビジョン像の空間周波数解析が記載されている。この空間周波数解析の結果が個別に量子化され、夫々の回路で記号コ―ドに変えられ、記号コ―ドが、ディジタル化されたビデオ・サンプルを伝送するのに要求されるディジタル回線に較べて帯域幅が狭いディジタル回線を介して伝送する為に、時分割多重化（ＴＤＭ）される。フェデ―ル他の米国特許に記載される記号コ―ディング方式はゼロでない値を持つＤＰＣＭサンプルとゼロの値のＤＰＣＭサンプルのラン長の、ハフマン・コ―ディングの様な統計式コ―ディングを用いる。
【０００５】
１９８７年４月１７日に出願され、ＲＣＡコ―ポレ―ションに譲渡された「２分解能レベルＤＰＣＭシステム」と云う名称のＬ．Ｎ．シッフの米国特許出願通し番号第０４０，４７０号には、テレビジョン像の空間周波数解析に続いて、各々の解析結果に対する夫々の差分パルス・コ―ド変調器を用いることが記載されている。ＤＰＣＭ信号が個別に記号コ―ド(symbol code) に変えられ、記号コ―ドが帯域幅の狭いディジタル回線を介して伝送する為にＴＤＭ（時分割多重化）される。
【０００６】
上に述べたシステムの問題は、多重化される記号コ―ドの速度が一様でない為に、記号コ―ドの時分割多重化が複雑になることである。更に、こう云うシステムは構成が著しく複雑になり、何れも例えば複数個の記号符号器を必要とする。
【０００７】
【発明の概要】
本発明を実施したディジタル・テレビジョン伝送装置の送信局で、何れも一様なコ―ディング速度を持つが、テレビジョン・カメラからのビデオ信号の空間周波数解析か、或いはそのフレ―ム間ＤＰＣＭ応答かの時分割多重化を、フレ―ム間ＤＰＣＭサンプルの記号コ―ド化の前に完了する。これによって、可変長を持ち、不規則なコ―ディング速度を持つ記号コ―ドの時分割多重化の問題が避けられる。時分割多重化は、ＤＰＣＭサンプルのラン長符号化を含む記号コ―ディング・プロトコルを容易にする様に行なわれる。ディジタル・テレビジョン伝送装置の受信局では、時分割分解は記号復号の前に行なわれ、走査線毎に行なわれる。
【０００８】
以下、図面を参照して、本発明を詳しく説明する。図面のブロック図では、制御信号の接続は破線で表わす慣用に従っている。
【０００９】
【発明の詳しい説明】
図１では、素子２乃至８で構成される送信局１で、視野からの可視光放射がテレビジョン・カメラ２によって感知される。テレビジョン・カメラがカラ―・テレビジョン・カメラであるとして示されており、これは視野の構造を色選択性のフィルタ作用及びその後の光感知にかけて、少なくとも３つのビデオ信号を発生する。これらのカラ―信号がテレビジョン・カメラ２内にあるカラ―・マトリクス回路で電子的に組合されて、比較的広帯域のルミナンス信号Ｙと比較的狭帯域の２つのクロミナンス信号Ｃ1 及びＣ2 を発生する。Ｃ1 及びＣ2 はＹからの色の差を記述するものであってよい。或いはＣ1 及びＣ2 は赤及び青の様に、相加的な２つの原色の狭帯域のルミナンス値を記述するものであってよい。ラスタ走査されたＹ，Ｃ1 及びＣ2 アナログ信号が接続部３，４，５を介してコ―ダ７に供給される。コ―ダ７はテレビジョン・カメラ２から接続部６を介して同期信号又はタイミング信号をも受取る。
【００１０】
コ―ダ７が、Ｙ，Ｃ1 及びＣ2 信号を標本化して、サンプルをディジタル化するアナログ・ディジタル変換回路を含む。コ―ダ７がディジタル圧縮技術を用いて、ディジタル化されたＹ，Ｃ1 及びＣ2 信号を符号化する。コ―ダ７によって発生されたディジタル・コ―ドがコ―ド送信機８に供給され、この送信機が伝送媒質９を介してディジタル・コ―ドを送信する。コ―ド送信機８は、例えば通信媒質９として使われる衛星回線を介して伝送する為の移相キ―イング無線周波送信機であってよい。
【００１１】
図１は送信局１が伝送媒質９を介して、素子１１乃至１５で構成された第１の受信局１０に送信する場合を示している。受信局１０では、コ―ド受信機１１を使って、伝送媒質９から、コ―ダ７によって発生されたのと同様なディジタル・コ―ドを復元する。復元されたディジタル・コ―ドが復号器１２に送られる。復号器１２がコ―ダ７によって持込まれたディジタル圧縮をもとに戻し、Ｙ，Ｃ1 及びＣ2 アナログ信号を再び発生するのに必要なディジタル・アナログ変換を行なう。カラ―・マトリクス回路１３がＹ，Ｃ1 及びＣ2 信号を電子的に組合せて、赤（Ｒ）、青（Ｂ）及び緑（Ｇ）信号を発生する。Ｒ，Ｇ及びＢ信号及び復号器１２から接続部１４を介して供給されたタイミング信号が、カラ―・テレビジョン・モニタ１５に印加される。このモニタが、テレビジョン・カメラ２で感知した視野と同様な像をその可視スクリ―ンに表示する。
【００１２】
テレビジョン・カメラ２、コ―ダ７及びコ―ド送信機８は、受信局１０以外の受信局に、例えば放送形式でコ―ドを送信することが出来る。図１は、素子１１乃至１５と同様な素子２１乃至２５で構成された第２の受信局２０と、素子１１乃至１５と同様な素子３１乃至３５で構成された第３の受信局３０を示している。各々の受信局１０，２０，３０は、素子２乃至８と同様なそれ自身の送信装置を備えていてよく、通信局１も素子１１乃至１５と同様な受信装置を持っていてよい。これによって、ビデオ電話会議に一般的に希望される様に、各局の間で両方向の通信が出来る。本発明に関する限り、特に関心があるのは、コ―ダ７の形式と、復号器１２並びにそれに対応する復号器２２，３２が取り得る形式である。
【００１３】
図２はコ―ダ７が取り得る１つの形式を示す。テレビジョン・カメラ２がＹ，Ｃ1 及びＣ2 アナログ・ビデオ信号を夫々アナログ・ディジタル変換器４１，４２，４３に供給する。線走査速度、並びに変換器４１，４２，４３が１本の線毎に取り上げるサンプルの数は、何れの方向でもサンプル速度が大体ナイキスト基準の２倍になる様に選ぶのが最適であり、この為には空間周波数領域での予備フィルタ作用が幾分か必要になることがある。カメラ２のレンズ集成体でこう云うことがある程度光学的に行なうことが出来るが、予備フィルタ作用は電気的なフィルタ作用によって強化することが出来る。この様な電気的なフィルタ作用は、アナログ・ディジタル変換器４１乃至４３より前に、アナログ領域内で行なうべきである。電気的なフィルタ作用は分離出来る様に行なわれ、水平方向のフィルタ作用は行なうのも簡単である。走査線に対して垂直な垂直方向では、カメラ２に於ける走査線の位置のよろめきにより、遅延線フィルタ作用をアナログ領域で行なうことが出来る。比較的狭帯域のＣ1 及びＣ2 信号は比較的広帯域のＹ信号より低い標本化速度で標本化することが好ましく、こう云う低い標本化速度をＹ標本化速度の低倍数に選ぶのが便利である。ｎを何れの場合も正整数として、Ｙの標本化速度の２-nの低倍数であるサブサンプリング速度を使うのが特に便利である。整数ｎは１，２，３又は４に選ぶことが出来る。Ｃ1 及びＣ2 がヨ―ロッパのテレビ放送の様にＲ−Ｙ及びＢ−Ｙであっても、Ｃ1 及びＣ2 がアメリカのテレビ放送の様にＩ及びＱであっても、或いはＣ1 及びＣ2 が狭帯域のＲ及びＢであっても、ｎを２にすると、Ｙ標本化密度が十分であれは、Ｃ1 及びＣ2 信号の十分稠密な標本化が出来る。ｎを３にするには、像の品質の観点から、フレ―ム毎に、Ｙの標本化の周期に対して、Ｃ1 及びＣ2 の標本化の周期の空間的な位相を交番にすることが好ましく、この位相交番によって、１フレ―ムだけ時間が異なるサンプルを空間的に整合させる為に、空間的な補間手順を必要とする為、ＤＰＣＭサンプルの計算が幾分複雑になる。ｎが４である場合、フレ―ム毎のクロミナンスのインタ―レ―スを行なう為の位相交番が、満足し得る像の品質にとって不可欠である。
【００１４】
何れの方向にも少なくともナイキスト・レ―の２倍でＹ，Ｃ1 及びＣ2 アナログ・ビデオ信号の各々を標本化すること（これば協同作業者Ｅ．Ｈ．ア―デルソン博士から発明者は知っている）は、不足標本化によるエ―リアシング効果が顕著にならずに、ディジタル処理で信号振幅の量子化が出来る。静止像では所定量の空間的な分解能に対しより多くの画素サンプルが使われるが、こう云う画素サンプルに基づくゼロの値を持つＤＰＣＭサンプルのランは一層長くなる可能性がある。ラン長コ―ディングを用いる場合、画素サンプルの数が増加することにより、ゼロでないＤＰＣＭサンプル並びにゼロの値のＤＰＣＭサンプルのランに基づく統計式コ―ドの長さがずっと長くなる。
【００１５】
アナログ・ディジタル変換器４１からの広帯域のディジタル化されたＹ信号がディジタル遅延線４４の入力ポ―トに印加され、この遅延線は装置全体で狭帯域のＣ1 及びＣ2 信号を処理する時に起る遅延を補償する。ディジタル遅延線は、例えばずれた読取及び書込みアドレスを持つランダムアクセス・メモリで構成することが出来る。Ｃ1 及びＣ2 信号の遅延が、特に走査線に対して垂直な方向で、これらの信号を一層狭い帯域幅に空間周波数フィルタ作用をかける時に起るが、Ｃ1 及びＣ2 信号の空間周波数解析の時分割多重化で一層の遅延が起る。この多重化は後で説明する。
【００１６】
ディジタル遅延線４４、アナログ・ディジタル変換器４２及びアナログ・ディジタル変換器４３からの夫々のディジタル化されたＹ，Ｃ1 及びＣ2 信号が、夫々空間周波数解析器４５，４６，４７の入力信号として印加される。オクタ―ブの帯域幅で２次元の空間周波数解析を行なう所謂「バ―ト・ピラミッド」形のパイプライン形空間周波数解析器は、「実時間階層ピラミッド形信号処理装置」と云う名称で、ＲＣＡコ―ポレ―ションに譲渡され、１９８７年６月１６日にＣ．Ｒ．カ―ルソン、Ｊ．Ｈ．アルバイタ、及びＲ．Ｈ．ベスラ―に付与された米国特許第４，６７４，１２５号によって知られている。所謂「アンダ―ソンＦＳＤピラミッド」形の空間周波数解析は、１９８７年５月１５日に出願され、「フィルタ−減算−減数階層形ピラミッド信号解析及び合成方式」と云う名称で、ＲＣＡコ―ポレ―ションに譲渡された係属中のＣ．Ｈ．アンダ―ソンの米国特許出願通し番号第０５１，２１０号に記載されている。Ｌ．Ｎ．シッフは米国特許出願通し番号第０４０，４７０号で、走査線と平行な方向に、即ち、大抵の用途では水平方向に、単純に上側及び下側の空間周波数スペクトルを分離する空間解析器を説明している。上に述べたどの形式の空間周波数解析器も本発明の種々の実施例で使うことが出来るが、空間周波数解析器４５，４６，４７は、入力信号を４つのサブバンドに分離する為に直角ミラ―・フィルタを使う形式のものとして示してある。これらのサブバンドは各々の空間方向で２：１に減数される。こゝで読者は、１９８６年１０月  ＩＥＥＥトランザクションズ・オン・アコ―スティックス、スピ―チ・アンド・シグナル・プロセッシング、ＡＳＳＰ−３４巻の第１２７８頁乃至第２３８８頁に現れているＪ．Ｗ．ウッズ及びＳ．Ｄ．オニ―ルの論文「像のサブバンド・コ―ディング」を参照されたい。
【００１７】
少なくともナイキスト・レ―との２倍で標本化すると、縁及び細部の空間的な位相に対するフィルタの応答感度が低下し、こうして動く縁及び細部に於ける主なエイリアシングの源が除かれる。空間周波数解析手順で高域空間周波数フィルタ応答をベ―スバンドにヘテロダインする場合、ヘテロダイン手順に於けるエイリアシングを避ける為に、このフィルタ作用を帯域空間周波フィルタ作用として行なうことが好ましい。帯域空間フィルタ作用は、エイリアシング効果と云う望ましくない結果を招く様な、信号のディジタル化に伴う量子化効果によって入込むバンドより上側の応答を抑圧する。空間周波数解析の前にカメラのビデオ信号の予備フィルタ作用を行なうことも、特に高域フィルタ応答をベ―スバンドにヘテロダインする場合、エイリアシングを招くバンドより上側の応答を防止する為に行なわれる。直角ミラ―・フィルタ作用に続く減数手順は、ベ―スバンドへのヘテロダイン作用に頼っている。
【００１８】
空間周波数解析器４５が、第１の１対の直角ミラ―・フィルタを使って、空間周波数フィルタ作用により、Ｙ信号を第１の方向のバンド半分の上側及び下側スペクトルに分離し、その後この各々のバンド半分のスペクトルを１番目に対して直交する第２の方向の成分としての上側及び下側スペクトルにフィルタ作用によって分離する。１／４バンドのスペクトルを求める為のこのフィルタ作用は、パイプライン形で行なわれるものと仮定する。第１及び第２の方向の一方はラスタ走査されたＹ信号の走査線と平行であり、第１及び第２の方向の他方は走査線に対して横方向である。直角ミラ―・フィルタの対を夫々の次元で奇の対称性を以て用い、各々の次元で、成分スペクトルを夫々空間的に反位相で２：１に減数することが好ましい。この代りに、これと同等の分離可能でない直角ミラ―・フィルタ作用を使ってもよい。Ｙ入力信号の１つ置きの走査線で、空間周波数解析器４５がフレ―ム間ＤＰＣＭ変調器４８に信号ＹLLを供給する。信号ＹLLは、垂直方向でも水平方向でも低域通過の性質を持つ空間周波数フィルタの応答であり、走査線あたりのサンプル数はＹの半分である。Ｙ信号の同じ１つ置きの走査線の間、空間周波数解析器４５がフレ―ム間ＤＰＣＭ変調器４９に信号ＹHLを供給する。信号ＹHLは、垂直方向に低域通過であるが、水平方向に高域通過の性質を持つ空間周波数フィルタの応答であって、走査線当たりのサンプル数がＹと同じであり、画素毎にＹLLと時間的にインタ―リ―ブになる。周波数合成器４５がＹLH信号及びＹHH信号のサンプルを交互のＹ信号走査線の間、夫々ＤＰＣＭ変調器５０，５１に供給する。こう云う交互の信号の走査線が、周波数合成器４５がＹLL及びＹHL信号のサンプルを供給するＹ信号の走査線とインタ―リ―ブになる。ＹLH及びＹHH信号は、両方共垂直方向に高域通過の性質を持つ空間周波数フィルタの応答である。ＹLHは水平方向に低域通過の性質を持ち、ＹHHは水平方向に高域通過の性質を持つ。ＹLH及びＹHHは何れも走査線当たりのサンプル数がＹ信号の半分であり、画素毎に互いに時間的にインタ―リ―ブである。ＹLL，ＹHL，ＹLH及びＹHH信号のフレ―ム当たりのサンプルの合計の数が、Ｙ信号のフレ―ム当たりのサンプルの数に等しい。
【００１９】
ＹHL，ＹLH，ＹHHが１フレ―ム当たりＹの３／４のサンプル数しか持たないことが、２次元直角ミラ―・フィルタ作用が、Ｙを１フレ―ム当たりＹの１／４のサンプル数を持つＹLL低域成分及び１フレ―ム当たりＹと同じサンプル数を持つ相補的なまとまった高域成分に分離する形式の他の１減数工程のサブバンド・コ―ディング方式よりも好ましいとする１つの理由である。更に、ＹHL，ＹLH，ＹHH信号は、Ｙのまとまった高域成分よりも、その中のゼロの値のランが一層長い傾向がある。
【００２０】
空間周波数解析器４５による４つのサブスペクトルＹLL，ＹHL，ＹLH，ＹHHへの空間周波数解析は、夫々空間周波数解析器４６，４７によって行なわれるＣ1 及びＣ2 の空間周波数解析と類似している。Ｃ1 が空間周波数解析器４６で解析されて、Ｃ1LL 信号を発生し、これは水平方向にも垂直方向にも低域通過の性質を持ち、ＤＰＣＭ変調器５２に対する入力信号として供給される。Ｃ1HL 信号は、水平方向には高域通過で、垂直方向には低域通過であるが、ＤＰＣＭ変調器５３に対する入力信号として供給される。
【００２１】
Ｃ1LH 信号は、水平方向には低域通過であって、垂直方向には高域通過であるが、ＤＰＣＭ変調器５４に対する入力信号として供給される。Ｃ1HH 信号は水平方向にも垂直方向にも高域通過であって、ＤＰＣＭ変調器５５に対する入力信号として供給される。Ｃ2 が空間周波数解析器４６で解析されて、夫々ＤＰＣＭ変調器５６，５７，５８，５９に対する入力信号として供給されるＣ2LL ，Ｃ2HL ，Ｃ2LH ，Ｃ2HH 信号を発生する。解析器４６，４７からの空間周波数解析の結果は、解析器４５からの空間周波数解析の結果に対して低下した速度で出るが、その低下の割合は、Ｙの標本化速度に対するＣ1 及びＣ2 の標本化速度と同じである。
【００２２】
変調器４８乃至５９によって発生されるＤＰＣＭ信号が時分割マルチプレクサ６０の入力であり、このマルチプレクサがそれらを走査線単位でインタ―リ―ブして、ラン長コ―ド・アッセンブラ６２に対する入力信号として連続的なサンプル・ストリ―ムを供給する。アッセンブラ６２がゼロの値を持つサンプルを検出し、こう云うサンプルのラン長を計数する。こう云うゼロの値を持つサンプルのラン長が、アッセンブラ６２に供給される入力信号中のゼロでない値を越えた値の範囲に変換され、統計式コ―ディング・コ―ダのルックアップ・テ―ブル（ＬＵＴ）６３に対するアドレスとして供給され、サンプル・ストリ―ム中のゼロの値を持つサンプル自体の代りに使われる。ＬＵＴ６３は大部分が固定メモリ（ＲＯＭ）等にあるコ―ド・ブック記憶装置によって実現することが出来る。
【００２３】
例として云うと、コ―ダ・テ―ブル６３にあるコ―ドは、（１）ゼロでない値に対するハフマン・コ―ド、（２）更に頻繁に発生するゼロの値のラン長、及び（３）ゼロの値の普通でないラン長を直接的な２進コ―ディング形式で特定すべきことを表わす接頭コ―ドを発生するのに使われるコ―ド切換えフラグであってよい。接頭コ―ド及びゼロの値の普通でないラン長の２進コ―ディングが、コ―ダ・テ―ブル６３のＲＯＭの寸法を妥当な限界内に抑える。テ―ブル６３のコ―ドは種々のビット長であり、並列から直列への変換器６４に供給され、この変換器がこう云うコ―ドのビットを直列にコ―ド出力速度バッファ６５に印加する。速度バッファ６５は先入れ先出し（ＦＩＦＯ）形である。
【００２４】
こう云うビットが不規則に起る周期でコ―ド出力速度バッファ６５に直列に供給されるが、これはテ―ブル６３の出力コ―ドが種々のビット長である為ばかりでなく、ラン長符号化過程によるタイミングの不規則性の為でもある。こう云う期間が発生するのが不規則であるけれども、ＹLL，ＹHL，ＹLH，ＹHH，Ｃ1LL ，Ｃ1HL ，Ｃ1LH ，Ｃ1HH ，Ｃ2LL ，Ｃ2HL ，Ｃ2LH ，Ｃ2HH の時分割多重化が、タイミングの不規則性が入込む処理の前に、マルチプレクサ６０によって行なわれる為に、直列ビットの順序はいつも正しい。タイミングの不規則性がもたらすことは、コ―ド出力速度バッファ６５に供給されるコ―ド・ストリ―ムにすき間が生ずることである。コ―ド出力速度バッファ６５は、こう云うすき間をなくす様に、少なくともその多くをなくす様に、ビットのタイミングを整え、速度バッファ６５からのコ―ド出力を受取るコ―ド送信機によるディジタル伝送を更に時間的に圧縮する。
【００２５】
出力コ―ド速度バッファ６５は、最大量の動きを持っているフレ―ムに起る様に、前のフレ―ムからの変化が大きいフレ―ムの過程の間に入って来る多くのビット数を収容するのに十分な記憶容量を持っていなければならない。図２に示す様なシステムでは、素子６２乃至６５はＤＰＣＭル―プ内にないが、速度バッファ６５の記憶容量は平均の場合の１フレ―ムよりかなり大きく、経済的に出来れば、最悪の場合の数フレ―ムまでにすることが出来る。こう云う場合、異常に高いビット速度が長引いた期間の間続く時にコ―ディング手順を変更する適応形コ―ディング方式を使わないことが出来る。この様な設計の選び方をする場合には、出力コ―ド速度バッファ６５に対する埋め制御器６６がない。この方式は、速度バッファに対する埋め制御器を設けなくてもよい様にする為に大形のコ―ド出力速度バッファを使うが、一方向ビデオ伝送方式には満足であることがある。然し、両方向ビデオ伝送方式、即ち電話会議では、送信局にある大形のコ―ド出力速度バッファと受信局にある相補形のコ―ド入力速度バッファとによる遅延は許容し難いことがあり、この遅延がその他の実質的な伝送遅延、例えば衛星回線を介しての伝送による遅延を増やす場合、特にそうである。これは、ビデオ表示に合う様にそれに伴うオ―ジオ伝送を適当に遅延させることにより、それ程問題にならなくなる様にすることが出来る。然し、１／１０秒又はそれ以上という遅延は、話す人が、普通の会話のやり取りに参加することが出来ると云うよりも、キュ―で話すのを開始しなければならないので、問題がある。
【００２６】
一般的には、速度バッファ６５に対するビット速度を下げる様に、動きの大きいフレ―ムの間、コ―ディング手順を変更する様な制御器６６を用いて、コ―ド出力速度バッファ６５の埋めを制御することが望ましい。こうすると、速度バッファ６５と受信局にある相補形の速度バッファに対する記憶条件が緩くなると共に、こう云う速度バッファによって起る遅延も短くなる。速度バッファ６５は、その直列ビット入力を集めて一様なビット長のワ―ドにし、それらのワ―ドをその中のランダムアクセス・メモリ（ＲＡＭ）に記憶し、相次ぐ各々のワ―ドをモジュ―ル形の数式で次に高い書込みアドレスを持つワ―ド記憶位置に記憶する様な形式にすることが出来る。同時に、ＲＡＭのワ―ド位置の相次ぐ読取アドレスの不規則的な走査と共に、規則的なワ―ド速度でＲＡＭを読出し、ＲＡＭからのワ―ドは、速度バッファ６５の内部にある並列から直列への変換器により、直列形式に再び変換され、こうして一様な速度の直列出力コ―ドを発生する。速度バッファ６５が過剰の埋め（又は不足の埋め）になっていない限り、読取アドレスは書込みアドレスより遅れるが、その量は変化し、ＲＡＭ書込み及び読取アドレスの間の差が、ＲＡＭに残っている記憶容量の大きさの表示である。この表示が速度バッファ６５によって接続部６７を介して埋め制御器６６に供給される。埋め制御器６６の作用は、速度バッファ６５が大部分の時間、空にかなり近い状態であって、動きの大きいフレ―ムを犠牲にしたり、或いは少なくとも普通はそうならない様にしておく様に、コ―ディング方式を調節することである。埋め制御器６６がその作用を実施するやり方は数多くある。
【００２７】
例えば、埋め過剰になる傾向を持つコ―ド出力速度バッファ６５に問題がある場合、埋め制御器６６はフレ―ム間ＤＰＣＭ変調器４８乃至５９に制御信号を送って、夫々の量子化器の素子のビン分けを粗くする様に構成することが出来る。特に、ゼロの値を持つビンは幅を広くして、ＤＰＣＭ変調器４８乃至５９の走査線出力により多く起る可能性のあるゼロの値のサンプルのランを長くする。ＤＰＣＭ変調器４８乃至５９にある量子化器の素子のビン幅の変化は、埋め制御器６６が接続部６８を介してコ―ダのＬＵＴ６３に信号を送り、変更したＤＰＣＭ信号の統計によりよく合う様に、コ―ディング・テ―ブルを調節することによって達成することが出来る。コ―ディング・テ―ブルの調節は、ＲＯＭからの異なるコ―ダ・テ―ブルを選ぶことによって行なうのが最も容易である。
【００２８】
両方向ディジタル・ビデオ伝送方式では、フレ―ム間ＤＰＣＭに対するルックアヘッド方式に伴う遅延のフレ―ムを避けるのを希望する場合、フレ―ム間ＤＰＣＭ変調器４８乃至５９に於けるビン分けを粗くすることにより、速度バッファ６５の埋め過剰に対する敏速な応答が出来る。フレ―ム内の補正は、受信局に於ける空間周波数補間器の動作を乱さない様に、（例えば像情報のブロックの間で）敏速に行なうことが出来る。送信局が、図２のコ―ダからコ―ド送信機へ供給されるデ―タ・スリト―ムに、ビン分けの変化の性質を示すコ―ド・ワ―ドを挿入することが出来る。この挿入は像情報のブロックの間の適当な期間に行なわれ、この為、受信機にある復号器は復号器のルックアップ・テ―ブルの変化に応答することが出来る。
【００２９】
コ―ド出力速度バッファ６５のオ―バ―フロ―を避ける為に使うことが出来る別の方法は、一続きの像フレ―ムの中で動きが起る区域では、一層高い空間周波数は、一層低い空間周波数程、空間的に又は時間的に分解されないと云う公知の事実を利用する。コ―ド出力速度バッファ６５の過剰の埋めが起る様な、ゼロでないＤＰＣＭの値が多数あるフレ―ムの間、Ｙビデオ信号の空間周波数が一層高い成分、並びに場合によってはＣ1 及びＣ2 ビデオ信号も、その伝送を抑圧する様に構成する。この様にする機構は、図２に具体的に示してないが、それはこう云う手順が特許請求の範囲にとって付属的にあるからである。然しこの機構の動作は次の通りである。
【００３０】
出力速度バッファ６５に於けるオ―バ―フロ―状態が予測される時、フレ―ム間ＤＰＣＭ変調器４９，５０，５１のＹHL，ＹLH，ＹHH（並びに場合によってはフレ―ム間ＤＰＣＭ変調器５３，５４，５５，５７，５８，５９のＣ1HL ，Ｃ1LH ，Ｃ1HH ，Ｃ2HL ，Ｃ2LH ，Ｃ2HH ）の予測値を強制的にゼロにする。影響を受けるＤＰＣＭ変調器からの出力信号も強制的にゼロにする。これは、ＤＰＣＭ変調器に於ける適当な多重化方式によって行なう。この動作が起っていることを示すディジタル・コ―ド・ワ―ドをフレ―ムの間の期間（又は像デ―タのブロックの間の期間）の間、コ―ダ・ルックアップ・テ―ブル６３に対する入力信号に挿入して、送信局でこう云う動作が行なわれていることを受信局に知らせる。受信局はその時そのＤＰＣＭ復調回路でＹHL，ＹLH，ＹHH、並びに場合によってはＣ1HL ，Ｃ1LH ，Ｃ1HH ，Ｃ2HL ，Ｃ2LH ，Ｃ2HH の予測値を強制的にゼロにし、Ｙ，Ｃ1及びＣ2ビデオ信号を発生するのに使われるＹ，Ｃ1及びＣ2空間周波数合成器に供給される信号の適当な場所をゼロに置換える。本段で説明するゼロ詰込み手順（これはＬ．Ｎ．シッフの係属中の米国特許出願通し番号第０４０，４７０号に記載されている形式である）は、像の空間的な解像度を減少することに注意されたい。然し、このゼロ詰込み手順は予測された像の一層高い空間周波数の情報を除去し、人間の可視系統に非常に目に付くエイリアシングを避ける。このエイリアシングは「ゴ―ストの縁」となって現れる。ゼロを詰込むと、人間の視覚系に非常に目に付き易い空間領域では、エイリアシングが起らない。その代りに、帯域幅の一時的な減少があるが、それはそれ程目立たず、時間と共に是正される。
【００３１】
図３は時分割マルチプレクサ６０にある線圧縮速度バッファ、例えば速度バッファ６０−１の各々をどの様に構成することが出来るかを示す。図３の線圧縮速度バッファに対する入力信号として供給される空間周波数解析の相次ぐ走査線が、１フレ―ム当たりの走査線の数を基数として使って、１から初めて、相次いで序数がつけられると仮定する。線速度書込み入力マルチプレクサ７０が空間周波数解析の奇数番号の走査線をランダムアクセス・メモリ（ＲＡＭ）７１の入力／出力母線に差向け、そこに書込む様にすると共に、偶数番号の走査線をランダムアクセス・メモリ（ＲＡＭ）７２の入力／出力母線に差向け、そこに書込む様にする。ＲＡＭ７１及び７２は何れも１走査線のサンプルに対する記憶容量を有する。書込み付能信号パルスがあれば、それは線速度書込み付能マルチプレクサ７３によって、その走査線で書込まれているＲＡＭ７１及び７２の内の一方に送られ、読取符号信号パルスがあれば、それは線読取付能マルチプレクサ７４によって、その走査線の間、他方のＲＡＭ７１，７２に送られる。線速度読取出力マルチプレクサ７５が、読取の為に選ばれ、書込みの為に選ばれていないＲＡＭ７１，７２の内の一方の入力／出力母線を図３の線圧縮速度バッファの出力接続部に接続する。線速度アドレスマルチプレクサ７６が書込みアドレス発生器７７を書込みが付能されたＲＡＭ７１及び７２の一方に接続し、読取アドレス発生器７８を読取が付能されたＲＡＭ７１及び７２の一方に接続する。書込みアドレス発生器７７及び読取アドレス発生器７８は、何れもアドレス発生器を走査する。このアドレス発生器は、走査線に沿った画素サンプルの相次ぐアドレスを発生するが、相次ぐアドレスが走査される速度は２つのアドレス発生器で異なっている。書込みアドレス発生器７７は、図２のコ―ダで行なわれる様に、時分割多重化が許せば、同じ標本化速度で動作する他の線圧縮速度バッファと共有にすることが出来る。埋め制御器６６から速度バッファが受取る夫々の書込み付能信号が、そのＲＡＭからの読取に関する限り、時分割多重化を制御する。図３のハ―ドウエアは線圧縮速度バッファとし作用する。これは、読取アドレスが間欠的に読取アドレス発生器７８に供給される速度が、書込みアドレスが書込みアドレス発生器７７から間欠的に供給される速度より速い為、並びに書込み付能及び読取付能のパルス速度のそれに見合った違いの為である。空間周波数解析の１走査線の間にＲＡＭ７１及び７２の一方に書込まれたサンプルが、この後半分の走査線で読出される。図３のハ―ドウエアは、この代りに、読取アドレスが読取アドレス発生器７８によって間欠的に供給される速度を書込みアドレスが書込みアドレス発生器７７によって間欠的に供給される速度より遅くすることにより、線拡張速度バッファ作用となる様に使うことも出来る。
【００３２】
図４は時分割マルチプレクサ６０をどの様に動作させるかを示す時間線図であり、これは図２のコ―ダで埋め制御器６６がどの様に動作するかを理解するのにも役立つ。カメラ２からの走査線の進行が縦軸にとってあり、１フレ―ムの像を担持する部分にわたって連続的に繰返される時分割マルチプレクサ動作の１サイクルに８本の線がある。サイクル番号Ｎは最初のサイクルでは０であり、相次ぐ各々のサイクルで１だけ増数される。２４０本の線からなるフレ―ムは、図４の線図で示した時分割マルチプレクサ動作が３０サイクルあり、Ｎは相次ぐサイクルで０から２９まで増数される。カメラ２からのビデオの１走査線の間の時間が横軸に示されている。例えば、（８Ｎ＋１）番目の線の間、ＹLLサンプルの圧縮された走査線の後にＹLHサンプルの圧縮された走査線が続く。Ｃ1及びＣ2は何れも水平方向及び垂直方向の何れでも、Ｙに対して４：１で標本化されることが示されている。これによって、時分割マルチプレクサ６０の出力信号のラン長コ―ド・アッセンブラ６２に対する簡単な詰込み形式が得られる。
【００３３】
速度バッファが埋まりすぎ始めた場合、Ｃ2HH ，Ｃ1HH 及びＹHHサンプルの走査線は、埋め速度が高い場合はゼロの値を持つ走査線で全て置換え、埋め速度が十分低い場合は選択的に置換える。速度バッファが引続いて更に埋まるか、或いは埋め速度が非常に高い場合、Ｃ2HL ，Ｃ1HL 及びＹHLサンプルの走査線もゼロの値を持つ走査線で置換えることが出来る。速度バッファが更に引続いて埋まる場合、或いは埋め速度が非常に高い場合、Ｃ2LH ，Ｃ1LH 及びＹLHの走査線もゼロの値を持つ走査線で置換えることが出来る。ラン長コ―ド・アッセンブラ６２がゼロの値を持つ各々の走査線に応答して、コ―ダのＬＵＴ６３に、並列から直列への変換器６４に対してビット長の短い統計式コ―ド出力信号を選択する様なアドレスを供給する。この様に頻繁に発生するビット長の短い統計式コ―ドの全体的なコ―ド長を短縮することは、実質的にコ―ド出力速度バッファ６５の埋め速度を下げる。
【００３４】
前段で述べた手段により、信号の種々の空間周波数サブバンドでゼロの値を持つサンプルのランが大体同じであれば、速度バッファ６５の埋め速度は殆んど１／４に下がる。信号を４つより多くのサブバンドに分割するＱＭＦ空間周波数解析は、速度バッファ６５の埋め速度を更に下げ、埋め制御の一層微細な同調が出来る。Ｙ信号のこれ以上のサブバンド・コ―ディングは、ＹがＣ1 及びＣ2 よりもずっと大きいサンプル密度を持つ為、特に関心があろう。
【００３５】
Ｙサンプルを省略すれば、それよりまばらなＣ1 及びＣ2 サンプルを省略したよりも、速度バッファ６５の過剰の埋めを減少する上で、一層急速な効果を持つことが認められよう。Ｙの空間的な解像度だけを減少して、サブサンプリングによるＹが少なくともＣ1 及びＣ2 と同じ標本化密度になる所まで、速度バッファ６５の埋めを制御する様な設計の変更も可能である。
【００３６】
それでも、ＹLL，Ｃ1LL 及びＣ2LL 以外の全てのサンプルをゼロの値を置換えても、コ―ド出力速度バッファ６５が埋め過剰になる傾向を持つと云う問題があれば、低域空間フィルタ作用に続いてそれ以上のサブサンプリングを行なうことにより、こう云う信号の空間的な解像度を更に下げる構成を設けることが出来る。これは、１９８７年１０月１３日に付与された、「適応形パルス・コ―ド変調器に対する予測信号減数及び補間の速度バッファ制御」と云う名称で、ＲＣＡコ―ポレ―ションに譲渡されたＡ．Ａ．アキャンポラの米国特許第４，７００，２２６号に記載されているものである。この構成は、ＤＰＣＭ変調器４８乃至５９の量子化器の素子のビン分けの変更の代りに、又はそれに追加して用いることが出来る。
【００３７】
時に像の解像度を更に減少することが必要である場合、その手順を容易にする便利な方法は、別の直角ミラ―・フィルタ作用を用いて、ＹLL，Ｃ1LL 及びＣ2LL １／４スペクトルの各々を、何れも各々の空間的な方向で２：１に減数された４つの１／１６スペクトルの夫々の１組に分割することである。こう云う１／１６スペクトルの各々は夫々のフレ―ム間ＤＰＣＭ変調器を備えている。マルチプレクサ６０を変更して、ＹLL，Ｃ1LL 及びＣ2LL に対する速度バッファを、走査線を更に時間的に４：１の比で圧縮すると共に、時分割多重化の為にそれらを適当に遅延する夫々４つの速度バッファに置換える。その場合、伝送中の一連の像フレ―ムに高度の動きがあって、ＹLL，Ｃ1LL 及びＣ2LL だけが伝送される以上に、伝送を更に切詰めることが必要になる場合、空間周波数の高い１／１６スペクトルのサンプルはゼロの走査線で置換えて、更に圧縮した伝送を実現することが出来る。適当なゼロ詰込み手段をフレ―ム間ＤＰＣＭ変調器で用いて、古い空間周波数の高い情報は動きを持つ区域では捨て、その後、前に述べた考えを用いる。分割されない１／４スペクトルの遅延の補償も勿論行なわなければならないが、その代りに全ての１／４スペクトルを分割して、差別的な時間遅延の問題を全て避けることが出来る。
【００３８】
図２のコ―ダの説明では、送信局の設計についてある重要な点を省略している。ビデオ同期情報及びゼロ詰込み命令を受信局に対して伝送する手段を設けなければならないが、普通は音声を同時に伝送する何等かの手段を設けなれればならない。簡単な設計手順は次の通りである。コ―ダ・ルックアップ・テ―ブル６３の入力に、フレ―ムの初め及びフレ―ムの終りコ―ドを時分割多重化する。（走査線変更コ―ドの組の様な）フレ―ム内同期を用いる場合、フレ―ム内同期記号を、圧縮された走査線の間で、コ―ダ・ルックアップ・テ―ブル６３の入力に時分割多重化することが出来る。ＤＰＣＭサンプルの各フレ―ムがコ―ド化されて終った時、出力コ―ド速度バッファ６５には、時分割マルチプレクサ６０がＤＰＣＭサンプルの次のフレ―ムの供給を開始する前に、音声を記述するビット・ストリ―ム・セグメントを時分割多重化して、速度バッファ６５に供給されるビット・スリトリ―ムに入れるのに十分な場所がある様に構成する。音声（或いは多すぎるフレ―ム内同期記号）をビデオ・フレ―ムの時間スロット内に混合しないのが好ましい。こうすると、アッセンブラ６２の入力信号のＹLL，ＹHL，ＹLH，ＹHH，Ｃ1LL ，Ｃ1HL ，Ｃ1LH ，Ｃ1HH ，Ｃ2LL ，Ｃ2HL ，Ｃ2LH ，Ｃ2HH セグメントの間のゼロの値のラン長を連結するのが一層よくなる。
【００３９】
図２のコ―ダでＤＰＣＭコ―ド化された相次ぐ各々のフレ―ムが、像の１成分を記述するラスタ走査の１個のビデオ信号ではないことに注意されたい。そうではなく、相次ぐ各々のフレ―ムは、詰込まれた像デ―タの相次ぐブロックを構成しており、その相次ぐ各々のブロックが、多数のラスタ走査線にわたる像の全ての成分（その成分原色の各々）を記述する。像デ―タを詰込む判断基準は、詰込まれた像デ―タのブロック当たりに記述されるラスタ走査線の数を小さく抑えることである。こうすると、像デ―タを詰込む為の時分割多重化に必要な速度バッファ作用及び差別的な遅延の大きさが小さくなる。直角ミラ―・フィルタ作用に続く減数作用は、特に像の詰込みに適している。
【００４０】
Ｃ1及びＣ2にある狭帯域のカラ―・サンプルの合計の数は、Ｙにある広帯域のルミナンスサンプルの数の約１／８であり、従ってテレビジョン・カメラ２の帰線期間の間の数走査線で詰込むことが出来る。空間周波数解析はもとのビデオ信号にあったよりもサンプルを余計発生したり少なく発生したりすることは決してない（但し、これに続く空間周波数解析の手順により、遅延が長くなる）。従って、詰込み像デ―タ・ブロックは、そのデ―タを取出したもとの像にある画素の区域に対して、全般的な空間的な対応関係又は写像関係を引続いて持つ。
【００４１】
ディジタル装置の設計の当業者であれば、図２のコ―ダ２は、本発明の範囲内である変更を加えることが出来ることが理解されよう。図２は、変調器４８乃至５９が動作するサンプル速度を下げる線圧縮速度バッファ６０−１.....６０−１２の前に変調器４８乃至５９を使うＤＰＣＭの発生を示している。この代りに、空間周波数解析器４５，４６，４７が夫々の解析結果を直接的に線圧縮速度バッファ６０−１......６０−１２に対する入力信号として印加し、夫々の一層速いサンプル速度で動作する夫々のフレ―ム間ＤＰＣＭ変調器が各々の線圧縮速度バッファ６０−１，......６０−２からラン長コ―ド・アッセンブラ６２の入力信号母線への出力接続部に挿入される様にすることも出来る。
【００４２】
図４に線図で示した時分割多重化方式は、多重化される信号の全ての差別的な遅延が、図３に示す様な線圧縮速度バッファを用いて達成され、（勿論補償用の遅延線４４を除いて）別の遅延線を必要としない点で、魅力的である。時分割多重化される信号の更に複雑な差別的な遅延作用を使う気があれば、本発明の範囲内で、更に種々の交代的な時分割多重化方式を使うことが出来る。こう云う代案のあるものは、動作にある利点があるが、その見返りに更に複雑なハ―ドウエアを必要とする。例えば、（圧縮された）走査線単位で時分割多重化される像デ―タのブロックがカメラ２のビデオ信号の８本の走査線を表わすと引続いて仮定すると、図４の多重化方式は、ＹLLの４本の圧縮された走査線、Ｃ1LL の圧縮された走査線及びＣ2LL の圧縮された走査線を連結する様に修正することが出来る。ＬＬスペクトルについてした様に、ＬＨ，ＨＬ及びＨＨスペクトルについても同様な連結を行なうことが出来る。こうすると、ＦＩＦＯ速度バッファの処理記号コ―ドに対する制御器により、制御信号を発生するのが簡単になる。
【００４３】
図５は図２のコ―ダの構造を簡単にしたもので、多数のフレ―ム間ＤＰＣＭ変調器が、速いサンプル速度で作用する１個のＤＰＣＭ変調器６１に置換えられている。１個のＤＰＣＭ変調器６１がＤＰＣＭ変調器４８乃至５９の代りの作用を満足に果し得る理由を次に考える。
【００４４】
ルミナンスを記述する変数の空間周波数解析（１つの空間的な次元に於ける）により、１つ又は更に多くの解析スペクトル又はサブバンドが生じ、こゝではサンプルが正又は負の値を取ることがあると共に、残留低域スペクトル又はサブバンドが生じ、こゝではサンプルは常に正の値を持っている。クロミナンスを記述する変数の空間周波数解析（１つの空間的な次元に於ける）により、１つ又は更に多くの帯域サブバンドが生じ、こゝではサンプルが正又は負の値を取り得ると共に、残留低域サブバンドが生じ、こゝではサンプルは正又は負の値を取り得る。１つの次元に於ける帯域サブバンドは空間的に隣接するサンプルの間でサンプルの極性が交互に変る傾向を持つ（この傾向が、直角ミラ―・フィルタ手順に従う場合、帯域サブバンドのヘテロダイン作用で使われる２：１減数手順によってマスクされてゼロ平均周波数となる）。特にカメラの位置が不変であって、視野の中に動きの多すぎる成分がない時、テレビジョン・カメラの視野の中の同じ位置にある画素サンプルの間ではフレ―ム間の相関の傾向が著しい。従って、フレ―ム間形のＤＰＣＭ信号が１つの空間的な次元で空間周波数解析に印加されると、こう云う全ての形式のサブバンド信号のＤＰＣＭ応答の統計は同様になる傾向があり、異なる形式のサブバンド信号の統計よりもずっとそれが強い。直交する２つの空間的な次元に於ける空間的な解析を実施すると、解析は幾分か更に複雑であるけれども、各々の形式のサブバンド信号に対するフレ―ム間ＤＰＣＭ応答の統計も同様になる傾向があることを示すことが出来る。サブバンドのΔ−フレ―ムＤＰＣＭの統計は十分類似しているので、同じコ―ダのルックアップ・テ―ブル構成を用いて、それら全てを統計的に符号化することが出来る。
【００４５】
然し、埋め制御器６６から接続部６９を介してＤＰＣＭ変調器６１に送られるビン分け制御信号は、入力デ―タ・ストリ―ム中の圧縮された走査線セグメント毎に変えることが出来る。埋め制御器６６からコ―ダのＬＵＴ  ６３へ送られるコ―ダ・テ―ブル調節信号も同様に変えて、ＤＰＣＭ変調器６１の量子化器に於けるビン分けの変更に対処することが出来る。
【００４６】
ゼロを詰込むことも、フレ―ム間ＤＰＣＭ変調器６１で時分割多重化形式で実施しなければならない。変調器６１からラン長コ―ド・アッセンブラ６２へ送られる出力の値も、変調器６１のＤＰＣＭ帰還接続部に記憶される予測値も、空間周波数が一層高い成分の走査線を伝送しない時、強制的にゼロにしなければならない。
【００４７】
図６は送信局に図５のコ―ダを用いたディジタル・テレビジョン伝送装置の受信局に使われる復号器を示す。コ―ド受信機（図面に示してない）からのコ―ド入力ビット・ストリ―ムがパ―ザ８１に供給される。パ―ザ８１はビット・ストリ―ムを可変長コ―ド・ワ―ドに分離し、それらを標準ビット長に整頓し、その後それを統計式コ―ディング復号器ルックアップ・テ―ブル８２に対するアドレス入力信号として印加する。このテ―ブルは図５のコ―ダに於ける統計式コ―ディング・コ―ダ・ルックアップ・テ―ブル６３に対して相補的なものである。ルックアップ・テ―ブル８２によって発生された修正ＤＰＣＭサンプルが先入れ先出し（ＦＩＦＯ）速度バッファ・メモリ８３に供給される。ＦＩＦＯバッファ８３がラン長コ―ド・アンパッカ８４からの命令に応答して、一度に１つずつ、修正ＤＰＣＭサンプルをアンパッカに入れる。アンパッカ８４は修正ＤＰＣＭを普通のフレ―ム間ＤＰＣＭ信号に変換する。
【００４８】
アンパッカ８４からのフレ―ム間ＤＰＣＭ信号がフレ―ム間ＤＰＣＭ復調器８５に供給され、この復調器が空間周波数解析サンプルのスリト―ムを時分割デマルチプレクサ９０に供給する。このデマルチプレクサは、線拡張速度バッファ９０−１，９０−２，９０−３，９０−４，９０−５，９０−６，９０−７，９０−８，９０−９，９０−１０，９０−１１及び９０−１２で構成される。線拡張速度バッファ９０−１，９０−２，９０−３及び９０−４がＹLL，ＹHL，ＹLH及びＹHH信号を、空間周波数解析器４５を補完してディジタル化されたＹ信号を再び発生する空間周波数合成器９１に供給する。線拡張速度バッファ９０−５，９０−６，９０−７及び９０−８がＣ1LL ，Ｃ1HL ，Ｃ1LH 及びＣ1HH 信号を、空間周波数解析器４６を補完してディジタル化されたＣ1信号を再び発生する空間周波数合成器９２に供給する。線拡張速度バッファ９０−９，９０−１０，９０−１１及び９０−１２がＣ2LL ，Ｃ2HL ，Ｃ2LH 及びＣ2HH 信号を、空間周波数解析器４７を補完してディジタル化されたＣ2 信号を再び発生する空間周波数合成器９３に供給する。
【００４９】
空間周波数合成器９１，９２，９３の各々は、その入力に供給されたサブバンド成分信号を、夫々の出力信号Ｙ，Ｃ1 及びＣ2 に対する一杯の標本化速度まで標本化し直す複数個の空間周波数補間器を持っている。この再標本化は、当業者によく知られているが、その１つのやり方は次の通りである。第１の工程は各々のサブバンドの拡張空間行列内で、サブバンドのスパ―ザ空間行列からの対応する実際のサンプルで埋められていないサンプル位置に、ゼロの値を持つゼロ・サンプルを挿入する。この第１の工程は、低域及び帯域空間周波数スペクトルを発生する空間周波数搬送波変調過程である。第２の工程はフィルタ作用を用いて、第１の工程によって発生された不所望のスペクトルを抑圧することである。（このフィルタ作用は、コ―ダの空間周波数解析器が、空間解析を行なうのに直角ミラ―・フィルタ作用を使う場合は、直角ミラ―・フィルタ作用である。）第３の工程は、第２の工程からの補間結果を一緒に加算することであり、その結果は同様な標本化密度を持つ。空間周波数解析の間のピラミッド形減少を受ける信号の空間周波数合成を求める場合、上に述べた手順を繰返す。
【００５０】
空間周波数合成器９２が、合成されたＣ1 信号を再標本化して、合成されたＹ信号と同じ数の走査線を持つ様にする為の別の空間的な補間工程を含む。同様に、空間周波数合成器９３が、合成されたＣ2 信号を再標本化して、合成されたＹ信号と同じ数の走査線を持つ様にする別の空間的な補間工程を含む。こう云う別の空間的な補間を２つの次元で、即ち、水平方向並びに垂直方向に行なうことが便利である。合成されたＹ，Ｃ1 及びＣ2 信号のカラ―・マトリクス作用をディジタルに行なおうとする場合、特にそうである。コ―ダの補償遅延装置４４は、Ｃ1 及びＣ2 信号のこの様な別の空間的な補間に伴う遅延を考慮に入れることが出来る。（Ｙの遅延補償がコ―ダだけで行なわれる本発明の実施例を説明しているが、本発明の別の実施例では、その代りに遅延の補償は復号器で行なってもよく、或いはコ―ダと復号器に配分してもよい。）
【００５１】
ディジタル・アナログ変換器９４，９５，９６が、再生されてディジタル化されたＹ，Ｃ1 及びＣ2 信号をアナログのＹ，Ｃ1 及びＣ2 信号に変換し、これらのアナログ信号がカラ―・マトリクス回路９７に供給される。カラ―・マトリクス回路９７がアナログのＹ，Ｃ1 及びＣ2 信号に応答して、赤（Ｒ）、緑（Ｇ）及び青（Ｂ）駆動信号をカラ―・モニタ受像機９８に供給する。カラ―・モニタ受像機９８は、図６に示してない復号器の他の部分からの同期信号及び音声信号をも受取る。
【００５２】
（この代りに、カラ―・マトリクス作用は、空間周波数合成器９１，９２，９３からのディジタルのＹ，Ｃ1 及びＣ2 信号を線形に組合せてディジタルのＲ，Ｇ及びＢ信号を発生することにより、ディジタル領域で行なうことも出来る。その後、適当なディジタル・アナログ変換器を用いて、ディジタルのＲ，Ｇ及びＢ信号をアナログのＲ，Ｇ及びＢ信号に変換してカラ―・モニタ受像機９８に印加することが出来る。色の飽和度の調節が一層簡単で、高速のディジタル乗算を必要としない点で、アナログ領域でのカラ―・マトリクス作用の方が好ましい。）
【００５３】
制御器８６が速度バッファ８３にロ―ドされたあるコ―ド、フレ―ムの初め又は終りを表わす同期コ―ド、走査線の初め又は終りを表わす同期コ―ド、その他の使われる場合の同期コ―ド、及びコ―ダがどんなコ―ディング方式をとっているかを示すコ―ドを復号する。これらのコ―ドが接続部８７を介して制御器８６に供給される。制御器８６は同期コ―ドに応答して、制御器８６が時分割デマルチプレクサ９０の線拡張速度バッファにあるＲＡＭに伝送する一連の書込み付能信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈ及び一連の読取付能信号Ｐ，Ｑ，Ｒ，Ｓ，Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｗを調時する。制御器８６が接続部８８を介して復号器のＬＵＴ８２に制御信号を供給して、コ―ダのＬＵＴ  ６３の動作特性を修正する様な同様な動作がコ―ダで行なわれたことを示すコ―ドをフレ―ム速度バッファ８３から制御器８６が受取った場合、ＬＵＴ８２の動作特性を変更する。  制御器８６は速度バッファ８３から受取ったゼロ詰込み命令があれば、それを復号して、接続部８９を介してＤＰＣＭ復調器８５に命令を送り、復調器８５内の回路によって、復調器８５内に記憶される予測信号の適当なセグメントにゼロの予測値を詰込ませると共に、復調器８５の出力信号が強制的にゼロの値を持つ様にする。
【００５４】
図７の復号器は、ＤＰＣＭ復調器の標本化速度を下げる為に、図６の復号器に施すことの出来る変更を示す。時分割デマルチプレクサ９０の前ではなく、時分割デマルチプレクサ９０にある線拡張速度バッファ９０−１乃至９０−１２の後でＤＰＣＭ復調を行なうことにより、ＤＰＣＭ復調を行なうサンプル速度を下げることが出来る。図７の復号器では、ラン長コ―ド・アンパッカ８４からのフレ―ム間ＤＰＣＭ信号が、時分割デマルチプレクサ９０に対する入力信号として直接的に印加される。Ｙ空間周波数合成器９１に印加する為のＹLL，ＹHL，ＹLH及びＹHH信号を再生する為のＤＰＣＭ復調が、フレ―ム間ＤＰＣＭ復調器１０１乃至１０４によって行なわれる。これらの復調器は、一杯のＹ情報標本化速度ではなく、この一杯のＹ標本化速度の半分の速度で動作する。（ＹLL及びＹHLは交互の走査線でＹLH及びＹHHとインタ―リ―ブになっているから、希望すれば、走査線速度で正しく時分割多重化される２つのフレ―ム間ＤＰＣＭ復調器を使って、４つのＤＰＣＭ復調器１０１乃至１０４の代りにすることが出来る。）同様に、Ｃ1 空間周波数合成器９２に印加する為のＣ1LL ，Ｃ1HL ，Ｃ1LH 及びＣ1HH 信号の再生が、一杯のＣ1 標本化速度の半分の速度で動作するフレ―ム間ＤＰＣＭ復調器１０５乃至１０８によって行なわれる。Ｃ2 空間周波数合成器９３に印加する為のＣ2LL ，Ｃ2HL ，Ｃ2LH 及びＣ2HH 信号の再生が、一杯のＣ2 標本化速度の半分の速度で動作するフレ―ム間ＤＰＣＭ復調器１０９乃至１１２によって行なわれる。一杯のＣ1 及びＣ2 標本化速度は一杯のＹ標本化速度の１／４程度であるから、Ｃ1 に関係する信号及びＣ2 に関係する信号のＤＰＣＭ復調が、ＤＰＣＭ復調の標本化速度が高いことに対して問題を招く可能性は小さい。
【００５５】
フレ―ム間ＤＰＣＭ復調器の標本化速度が高いことが問題になれば、次の手段をとることが出来る。Ｙに対してＤＰＣＭ復調器の速度を下げる問題は、水平の次元で、直角ミラ―・フィルタ作用を使って、ＹLL，ＹHL，ＹLH及びＹHHの各々を夫々１対の空間周波数が一層低い及び一層高いサブバンドに分解することによって解決することが出来る。これは送信局で行なうことが出来るし、或いは速度バッファ９０−１，９０−２，９０−３及び９０−４からの出力信号を使っても行なうことが出来る。この処理によって入る別の遅延は、当然、Ｃ1 及びＣ2 チャンネルで補償しなければならない。その後、Ｙを記述する８個のサブバンドは一杯の標本化速度の１／４の速度で復調することが出来る。垂直の次元でも、このサブバンド方式を繰返すことにより、フレ―ム間ＤＰＣＭ復調のサンプル速度を更に下げることが出来る。Ｙを記述する信号のサブバンド方式を、サブバンドのサンプルが水平方向でずっとまばらに標本化される点まで実施された場合、Ｃ1 及びＣ2 を再生する為のＣ1 及びＣ2 サンプルのフレ―ム間ＤＰＣＭ復調も一層低い速度で進めなければならない。この為、Ｃ1 及びＣ2 を復元する為に、Ｙを復元する為に復調の速度を下げる上に述べた様な手順に従うことが出来る。
【００５６】
図７の復号器は、フレ―ム間で変化がある区域で、空間周波数の高い成分を省略出来る様にするゼロを詰込む手順が、Ｙではフレ―ム間ＤＰＣＭ復調器１０２乃至１０４で、Ｃ1 では復調器１０６乃至１０８で、Ｃ2 では復調器１１０乃至１１２で行なわれる点でも、図６の復号器とは異なっている。更に具体的に云うと、Ｙでは復調器１０２乃至１０４、Ｃ1 では復調器１０６乃至１０８、そしてＣ2 では復調器１１０乃至１１２の各々に対し、予測値とし夫々のメモリにゼロが詰込まれ、これらの復調器の出力信号が強制的にゼロにされる。このようなゼロ詰込み手順が、制御器８６′によって発生されるゼロ詰込み指令Ｉ，Ｊ，Ｋ，Ｌ，Ｍ，Ｎに応答して実施される。
【００５７】
これまで、図５のコ―ダ及び図６の復号器の動作を説明するに当たって、線圧縮速度バッファ６０−１乃至６０−４からの読取及び線拡張速度バッファ９０−１乃至９０−４への書込みが、厳密に走査線単位で時分割多重化されていた。線圧縮速度バッファ６０−５乃至６０−８、線拡張速度バッファ９０−５乃至９０−８、線圧縮速度バッファ６０−９乃至６０−１２及び線拡張速度バッファ９０−９乃至９０−１２に対しても、同様な手順で説明した。時分割多重化のこう云う部分を別の方法で実施することが好ましい。それは、こうすると、ＤＰＣＭ変調器６１の出力のゼロの値のランが一層長くなり、こうしてコ―ディングの圧縮が一層大きくなるからである。図５の時分割マルチプレクサ６０の出力信号のサブバンドの圧縮した走査線を連結する代りに、Ｙ，Ｃ1 及びＣ2 の各々のサブバンド成分の対応する圧縮された走査線を各々の走査線から１つの画素サンプルずつ逐次的にポ―リングし、ポ―リングした後各々の走査線で１画素だけ前進する。この手順は、サブバンドの走査線を画素単位でインタ―リ―ブし、その結果複合サブバンド信号の走査線にあるサンプル数は、サブバンド作用を受ける前のもとのビデオ信号の走査線と同じになる。複合サブバンド信号中で互いに接近しているサンプルは、もとのビデオ信号中の同じ画素であるか或いは横に並んだ画素である。従って、フレ―ム間の変化によって生じたゼロでないＤＰＣＭ信号の値は、変調器６１で圧縮された走査線の期間だけ離れて現れるのではなく、群がる傾向がある。図６の復号器では、時分割デマルチプレクサ９０に於ける線拡張速度バッファ９０−１乃至９０−４への書込みは、画素速度で循環的に行なわれる。線拡張速度バッファ９０−５乃至９０−８の書込みも同様であり、線拡張速度バッファ９０−９乃至９０−１２の書込みも同様である。
【００５８】
Ｙをサブバンドに分ける場合、そのサブバンドは、Ｃ1 及びＣ2 と同じ密度で、又はサブバンドＣ1 及びＣ2 と同じ密度で、水平方向に標本化され、ゼロでないＤＰＣＭサンプルがかたまる様にサンプルを配置すると云う考えは、更に押進めることが出来る。コ―ダ及び復号器の時分割マルチプレクサに於ける更に手の込んだ速度バッファ回路により、像の同じ部分を記述するＹ，Ｃ1 及びＣ2 サンプルを、フレ―ム間ＤＰＣＭ変調器に供給されるディジタル・サンプル・スリト―ム中で夫々に接近して配置することが出来る。像デ―タの１ブロック（即ち、時分割マルチプレクサ動作の１サイクル）にある全てのサブバンド信号は、圧縮された走査線当たりのサンプル数が同じであり、それを逐次的にポ―リングして、コ―ダの差分パルス・コ―ド変調器に供給されるディジタル・デ―タ・ストリ―ムを発生することが出来る。復号器では、差分パルス・コ―ド復調器の後に、コ―ダに於ける時分割多重化を補完する時分割分解作用が続く。
【００５９】
図８は、送信局の空間周波数解析器、並びに受信局にある様な空間周波数合成器が、送信局のＤＰＣＭ変調器の予測器部分に含まれる様なコ―ダを示している。アナログ・ディジタル変換器４１からのディジタル化されたＹ信号が減算器１４１の被減数入力ポ―トに供給されて、それから前のフレ―ムのＹ予測値が減算される。この予測器は減算器１４１の減数入力ポ―トに印加される。減算器１４１の差出力ポ―トに現れるＹフレ―ム間誤差信号は、遅延の長さに関する限りは、図５のコ―ダに於ける補償遅延装置４４と同様な補償遅延装置１４４の作用を受け、遅延させた誤差信号がＹ空間周波数解析器１４５に供給される。空間周波数解析器１４５は、Ｙ自身ではなく、Ｙのフレ―ム間誤差を処理する点で、第５図のコ―ダの空間周波数解析器と異なる。同様に、空間周波数解析器１４６，１４７が、夫々減算器１４２，１４３の差出力ポ―トから供給されたＣ1及びＣ2のフレ―ム間誤差を処理する。
【００６０】
時分割マルチプレクサ１６０は図５のコ―ダの時分割マルチプレクサ６０と同様に動作するが、Ｙ，Ｃ1及びＣ2のフレ―ム間誤差に対して作用する点が異なる。マルチプレクサ１６０からの時分割多重化出力信号が、量子化器１６１に供給され、その応答が差分パルス・コ―ド変調器出力信号であって、ラン長コ―ド・アッセンブラ６２に供給される。素子６２乃至６５は、図５のコ―ダにある対応する参照数字を用いた素子と同様に動作する。コ―ド出力速度バッファ埋め制御器１６６が、図５のコ―ダにある制御器６６の全ての作用と、図６の制御器８６の若干の作用とをその内部に持っているが、これは後で説明する。
【００６１】
図８のコ―ダのコ―ド出力速度バッファ６５が、図６の復号器の一部分と同様な復号器に伝送する為のコ―ド出力を送出す。制御器１６６，８６が正しく協働すると仮定すると、図８のコ―ダの素子６２乃至６５又は図６の復号器の素子８１乃至８４に量子化による振幅誤差が入込むことはなく、従って伝送誤差がなければ、図６のラン長コ―ド・アンパッカ４からの出力信号は、量子化器１６１からの出力信号と同一であるはずである。従って、図８の差分パルス・コ―ド変調器の予測値部分を形成する帰還接続部から、素子６２乃至６５及び素子８１乃至８４をモデルとする素子が省略される。量子化器１６１の出力信号が装置１６７に送られる。この装置は、その信号のＤＰＣＭ復調を行なって、復調信号を分解してサブバンド・スペクトルを分離し、Ｙ，Ｃ1 及びＣ2 信号を再生する為にサブバンド・スペクトルを空間周波数合成器に供給し、減算器１４１，１４２，１４３の減数入力ポ―トに印加する為の予測信号とする為に、再生されたＹ，Ｃ1 及びＣ2 信号を遅延させる。
【００６２】
図９は、図６の復号器のある部分と同様である図８の装置１６７の構成を幾分詳しく示している。図６の復号器の復調器８５と同様なフレ―ム間ＤＰＣＭ復調器１８５が、量子化器１６１からのフレ―ム間ＤＰＣＭ信号に応答して、Ｙ，Ｃ1 及びＣ2 のインタ―リ―ブされたサブバンド・サンプルを復元する。図６の復号器の時分割デマルチプレクサ９０と同様な時分割デマルチプレクサ１９０を使って、それからＹ空間周波数合成器１９１が遅延Ｙ信号を再生する為の、Ｙを記述するサブバンド、それからＣ1 空間周波数合成器１９２が遅延Ｃ1 信号を再生する為の、Ｃ1 を記述するサブバンド、及びそれからＣ2 空間周波数合成器１９３が遅延Ｃ2 信号を再生する為の、Ｃ2 を記述するサブバンドを分離する。合成器１９１，１９２，１９３は図６の復号器の合成器９１，９２，９３と夫々同様な構造である。ディジタル遅延線１９４が、Ｙ空間周波数合成器１９１によって復元されたＹ信号の遅延を増加して、アナログ・ディジタル変換器４１から減算器１４１に供給されるＹ信号よりも、時間が１フレ―ム遅れる様にする。ディジタル遅延線１９５が、Ｃ1 空間周波数合成器１９２によって復元されたＣ1 信号の遅延を増加して、アナログ・ディジタル変換器４２から減算器１４２に供給されるＣ1 信号よりも、時間が１フレ―ム遅れる様にする。ディジタル遅延線１９６がＣ2 空間周波数合成器１９３によって復元されたＣ2 信号の遅延を増加して、アナログ・ディジタル変換器４３から減算器１４３に供給されるＣ2 信号よりも、時間が１フレ―ム遅れる様にする。
【００６３】
復元されたＹ，Ｃ1 及びＣ2 信号を減算器１４１，１４２，１４３の減数入力ポ―トに夫々印加することにより、図８のコ―ダの差分パルス・コ―ド変調ル―プが閉じる。速度バッファ１９０−１乃至１９０−１２に対する書込み制御信号Ａ乃至Ｈ及びその読取制御信号Ｔ乃至Ｗが、埋め制御器１６６によって発生される。これは量子化器１６１の出力信号から始まって、図６の復号器の制御器８６について述べたのと同様に進められる。
【００６４】
埋め制御器１６６が、図８のコ―ダからのコ―ド出力で、Ｙ，Ｃ1 及びＣ2 信号の空間周波数の高い成分を表わさない時、ゼロ詰込み手順をも制御する。空間周波数の高い成分を省略する時、埋め制御器１６６が量子化器１６１に於けるゼロ範囲ビンを拡げることを指示し、その為、量子化器１６１の出力信号では、抑圧された空間周波数の高い成分の走査線の全ての出力サンプルはゼロの値になる。埋め制御器１６６は、フレ―ム間ＤＰＣＭ変調器ル―プを閉じるのに使われる復号器の装置１６７にあるフレ―ム間ＤＰＣＭ復調器１８５に対し、接続部１８６を介して制御信号を送り、この制御信号はフレ―ム間ＤＰＣＭ復調器１８５でゼロ詰込み手順を指示する。この時、出力信号と１フレ―ムだけ遅延させるべき予測信号との両方が強制的にゼロの値になる。
【００６５】
復号器の装置１６７を次に述べる様な形式の復号器の装置に取替えることにより、図８のコ―ダを変更することが出来る。量子化器１６１の出力信号が、図７の１０１乃至１１２に示す様なフレ―ム間ＤＰＣＭ復調器に配分する為、図７の９０に示す様な時分割マルチプレクサに供給される。これらの復調器からのサブバンドが、図７の９１乃至９３に示す様な空間周波数合成器に配分される。空間周波数合成器によって再生されたＹ，Ｃ1 及びＣ2 信号は、もとのＹ，Ｃ1 及びＣ2 信号よりも時間的に１フレ―ム遅れる様に遅延させられ、夫々減算器１４１，１４２，１４３の減数入力ポ―トに印加される。ＤＰＣＭル―プにアナログ・ディジタル変換器４１，４２，４３を含める様な図８のコ―ダの変更も可能である。
【００６６】
これまで説明したのとは若干異なる形式のゼロ詰込み方式を使って、テレビジョン映像の内、フレ―ム間変化のない部分で失われる空間周波数の高い細部の量を減少する様な本発明の実施例も可能である。この別の方式では、Ｙ誤差信号の空間周波数の低い成分（即ち、ＹLLＤＰＣＭ信号）を、送信局に於ける符号器並びに受信局に復号器の両方で閾値検出して、フレ―ム間の画素変化のある区域を記述するＹ誤差信号の一層大きい値を検出する。こう云う区域では、前のフレ―ムの空間周波数の高い成分の画素サンプルの予測値は誤っている可能性があり、差分パルス・コ―ド変調器及び差分パルス・コ―ド復調器のメモリでは、その代りに予測値としゼロが詰込まれる。フレ―ム間変化が検出されない区域では、サンプルに置換えるゼロ詰込みは行なわれず、その為空間周波数の高い細部が保持される。この代案のゼロ詰込み手順は、一連の像フレ―ムで動きが起こる区域で、低い空間周波数程、時間的にも空間的にも、高い空間周波数が分解されないと云う事実を活用することが出来る様にする。
【００６７】
可視光のルミナンス成分だけをディジタル伝送する本発明の実施例も可能である。カメラが、可視光エネルギの代りに又はそれに加えて、赤外線スペクトル・エネルギ又は紫外線エネルギを感知する様な本発明の実施例も可能である。
【００６８】
工程の手順に影響を与える様にルックアヘッド方式を使う、本発明の実施例が可能である。採用するコ―ディング手順が記号コ―ディングである様な本発明の実施例も可能である。これは修正ＤＰＣＭを発生するラン長コ―ディング手順の外側で行なわれる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を用いることが出来る様なディジタル・テレビジョン伝送装置のブロック図である。
【図２】図１の装置の送信局のコ―ダのブロック図で、このコ―ダは本発明の一面を実施したものである。
【図３】線圧縮器又は線拡張器として作用し得る速度バッファのブロック図である。
【図４】ビデオ信号のサブバンドの時分割多重化を図２のコ―ダでどの様に行なうかを示す時間線図である。
【図５】図１の装置の送信局に対するコ―ダのブロック図で、このコ―ダは図２のコ―ダに代るものであり、本発明の一面を実施したものである。
【図６】図１の装置の受信局の復号器のブロック図で、この復号器は本発明の一面を実施したものである。
【図７】図１の装置の受信局の復号器のブロック図で、この復号器は本発明の別の一面を実施したものである。
【図８】本発明の一面を実施した別のコ―ダのブロック図である。
【図９】図８のコ―ダの一部分を詳しく示すブロック図である。
【符号の説明】
４１、４２、４３    アナログ・ディジタル変換器
６５      コ―ド出力速度バッファ
１４１、１４２、１４３    減算器
１４４    補償遅延装置
１４５    Ｙ空間周波数解析器
１４６、１４７    空間周波数解析器
１６０    時分割マルチプレクサ
１６１    量子化器
１６６    コ―ド出力速度バッファ埋め制御器
１６７    復号器の装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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