(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数の異なる２つの信号を合成した合成信号を入力する入力部、第１の位相を有する第１の信号を出力する第１の出力部、および、前記第１の位相と逆の第２の位相を有する第２の信号を出力する第２の出力部を有する第１のバランと、
前記第１の信号を受け取って増幅することにより、前記２つの信号の周波数の差からなる周波数成分を含む第１の増幅信号を出力する第１の増幅器と、
前記第２の信号を受け取って増幅することにより、前記２つの信号の周波数の差からなる周波数成分を含む第２の増幅信号を出力する第２の増幅器と、
第１の入力部および第２の入力部を有し、前記第１の入力部および第２の入力部から入力された信号の合成信号を出力する出力部を有する第２のバランと、
前記第１の増幅器の出力および前記第２の増幅器の出力の間に接続された、前記２つの信号の周波数の差の絶対値を自己共振周波数とするインピーダンス素子と、
を備え、
前記第２の増幅信号に含まれる周波数成分を、前記インピーダンス素子を経由して前記第２のバランの第１の入力部へ到達する第１の増幅経路に入力し、
前記第１の増幅信号に含まれる周波数成分を、前記インピーダンス素子を経由して前記第２のバランの第２の入力部へ到達する第２の増幅経路に入力する、電力増幅器。
【請求項２】
前記インピーダンス素子に直列に接続され、前記第１の増幅信号に含まれる周波数成分と、前記第２の増幅信号に含まれる周波数成分とを受け取って、各周波数成分の位相を調整して、互いに逆位相で出力する位相器をさらに備えた、請求項１に記載の電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主として携帯電話等の移動体通信基地局で使用される電力増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体通信機器の基地局の送信装置には、多数の信号チャンネルを一括して増幅するために、高効率で、かつ、可能な限り線形な特性を持つ電力増幅器が必要とされている。電力増幅器の特性を可能な限り線形にするためには、例えば、フィードフォワード方式などの歪み補償の採用に加えて、電力増幅器そのものの低歪み化が不可欠である。
【０００３】
図３１は、従来の電力増幅器６００を示す図である。
【０００４】
電力増幅装置６００は、入力端子６０１と、出力端子６０２と、バラン６０３、６０４と、増幅器６０５、６０６とを含む。増幅器６０５、６０６は、増幅素子６１１、６１２と、入力側の整合回路６１３、６１４と、出力側の整合回路６１５、６１６と、入力側バイアス回路用コンデンサ６１７、６１８と、出力側バイアス回路用コンデンサ６１９、６２０とを含む。増幅器６０５および６０６は、プッシュプル増幅器として動作する。コンデンサ６１９および６２０の各々は、実際には複数のコンデンサから構成されている。すなわち、所定の信号周波数において低インピーダンスとなるコンデンサと、複数の信号を入力する場合の周波数の差（周波数間隔）に対応する周波数において低インピーダンスとなるコンデンサである。出力側バイアス回路用コンデンサ６１９、６２０を設けることで、増幅器で発生する相互変調歪みを抑圧し、電力増幅器の特性を可能な限り線形に近づけることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら従来の電力増幅装置６００では、各プッシュプル増幅器６０５および６０６のバイアス回路にコンデンサ６１９、６２０を設けなければならず、部品数が多くなる。しかもコンデンサ６１９、６２０は、一般的には大容量かつ低抵抗である必要があるため、部品数が多くなると全体の回路規模が大きくなってしまう。さらには増幅器に入力される複数の信号の周波数間隔によって、相互変調歪みの抑圧度にばらつきが生じる。
【０００６】
本発明の目的は、部品数を少なくしつつ、増幅器で発生する相互変調歪みを低減する電力増幅器を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の電力増幅器は、周波数の異なる２つの信号を合成した合成信号を入力する入力部、第１の位相を有する第１の信号を出力する第１の出力部、および、前記第１の位相と逆の第２の位相を有する第２の信号を出力する第２の出力部を有する第１のバランと、前記第１の信号を受け取って増幅することにより、前記２つの信号の周波数の差からなる周波数成分を含む第１の増幅信号を出力する第１の増幅器と、前記第２の信号を受け取って増幅することにより、前記２つの信号の周波数の差からなる周波数成分を含む第２の増幅信号を出力する第２の増幅器と、第１の入力部および第２の入力部を有し、前記第１の入力部および第２の入力部から入力された信号の合成信号を出力する出力部を有する第２のバランと、前記第１の増幅器の出力および前記第２の増幅器の出力の間に接続された、前記２つの信号の周波数の差の絶対値を自己共振周波数とするインピーダンス素子と、を備え、前記第２の増幅信号に含まれる周波数成分を、前記インピーダンス素子を経由して前記第２のバランの第１の入力部へ到達する第１の増幅経路に入力し、前記第１の増幅信号に含まれる周波数成分を、前記インピーダンス素子を経由して前記第２のバランの第２の入力部へ到達する第２の増幅経路に入力する。これにより上記目的が達成される。
【０００８】
【０００９】
【００１０】
前記インピーダンス素子に直列に接続され、前記第１の増幅信号に含まれる周波数成分と、前記第２の増幅信号に含まれる周波数成分とを受け取って、各周波数成分の位相を調整して、互いに逆位相で出力する位相器をさらに備えていてもよい。
【００１１】
【００１２】
【００１３】
【００１４】
【００１５】
【００１６】
【００１７】
【００１８】
【００１９】
【００２０】
【００２１】
【００２２】
【００２３】
【００２４】
【００２５】
【００２６】
【００２７】
【００２８】
【００２９】
【００３０】
【００３１】
【００３２】
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下、添付の図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。
【００３４】
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１による電力増幅器１００の構成を示すブロック図である。電力増幅器１００は、入力端子１０１と、入力１０３ａ、第１の出力１０３ｂおよび第２の出力１０３ｃを有する第１のバラン１０３と、入力１０５ａおよび出力１０５ｂを有する増幅器１０５と、入力１０６ａおよび出力１０６ｂを有する増幅器１０６と、インピーダンス素子であるコンデンサ１０７と、第１の入力１０４ｂ、第２の入力１０４ｃおよび出力１０４ａを有する第２のバラン１０４と、出力端子１０２とを備えている。
【００３５】
電力増幅器１００内の接続関係は、以下のとおりである。入力端子１０１は、バラン１０３の入力１０３ａに接続され、バラン１０３の第１の出力１０３ｂおよび第２の出力１０３ｃは、それぞれ増幅器１０５の入力１０５ａおよび増幅器１０６の入力１０６ａに接続される。増幅器１０５の出力１０５ｂおよび増幅器１０６の出力１０６ｂは、それぞれ第２のバラン１０４の第１の入力１０４ｂおよび第２の入力１０４ｃに接続される。バラン１０４の出力１０４ａは、出力端子１０２に接続される。更に、コンデンサ１０７は、増幅器１０５の出力１０５ｂと増幅器１０６の出力１０６ｂの間に接続されている。以下では、バラン１０３の第１の出力１０３ｂから増幅器１０５を経由してバラン１０４の第１の入力１０４ｂへ到達する経路を第１の増幅経路１６１とする。また、バラン１０３の第２の出力１０３ｃから増幅器１０６を経由してバラン１０４の第２の入力１０４ｃへ到達する経路を第２の増幅経路１６２とする。
【００３６】
図２は、電力増幅器１００の具体的な回路構成を示す。増幅器１０５は、トランジスタからなる増幅素子１１１と、入力側のインピーダンスを整合する入力側整合回路１１３と、出力側のインピーダンスを整合する出力側整合回路１１５と、入力側にバイアスを与える入力側バイアス回路１３１と、出力側にバイアスを与える出力側バイアス回路１３３とを備えている。増幅素子１１１のゲートには、入力側整合回路１１３および入力側バイアス回路１３１が接続されている。更に、増幅素子１１１のドレインには、出力側整合回路１１５および出力側バイアス回路１３３が接続される。入力側バイアス回路１３１は、伝送線路１２１と、入力側バイアス回路用のコンデンサ１１７とを含む。出力側バイアス回路１３３は、伝送線路１２３と、出力側バイアス回路用のコンデンサ１１９とを含む。伝送線路１２１および伝送線路１２３は、例えば、入力信号周波数の４分の１波長線路である。また、コンデンサ１１７、１１９は、入力信号周波数において低インピーダンスとなるコンデンサである。
【００３７】
一方、電力増幅器１００の増幅器１０６は、トランジスタからなる増幅素子１１２と、入力側整合回路１１４と、出力側整合回路１１６と、入力側バイアス回路１３２と、出力側バイアス回路１３４とを備えている。増幅素子１１２のゲートには、入力側整合回路１１４と、入力側バイアス回路１３２とが接続される。更に、増幅素子１１２のドレインには、出力側整合回路１１６および出力側バイアス回路１３４が接続される。入力側バイアス回路１３２は、伝送線路１２２と入力側バイアス回路用のコンデンサ１１８とを含む。出力側バイアス回路１３４は、伝送線路１２４と、出力側バイアス回路用のコンデンサ１２０とを含む。
【００３８】
次に、図３を参照して、電力増幅器１００の基本動作を説明する。図３は、電力増幅器１００の各部における信号波形を記したブロック図である。入力端子１０１から入力された不平衡信号は、バラン１０３により第１の信号と第２の信号に変換され、それぞれ第１の出力１０３ｂおよび第２の出力１０３ｃから出力される。このとき、２つの出力からは、同振幅で互いに１８０°の位相差を有する平衡信号が出力される。すなわち、バランは１０３は、１つの入力信号を、位相のみが互いに１８０°ずれた２つの信号に変換して、それぞれを出力する。第１の信号および第２の信号は、それぞれプッシュプル増幅器として動作する増幅器１０５および増幅器１０６で増幅される。増幅された第１の信号および第２の信号は、バラン１０４の第１の入力１０４ｂおよび第２の入力１０４ｃからそれぞれバラン１０４に入力され、不平衡信号である増幅信号に変換される。すなわち、バランは１０４は、位相のみが互いに１８０°ずれた２つの入力信号を、１つの信号に増幅して変換し、出力する。変換された増幅信号は、出力端子１０２から出力される。結果として、入力端子１０１から入力された信号は、出力端子１０２では増幅された信号として出力される。
【００３９】
増幅器１０５のバイアス回路１３１（図２）およびバイアス回路１３３（図２）は、増幅器１０５への入力信号線から見ると、入力信号周波数においては高インピーダンスである。すなわち、バイアス回路１３１（図２）およびバイアス回路１３３（図２）は、信号の動作に影響を与えない。これは、増幅器１０６のバイアス回路についても同様である。
【００４０】
いま、入力端子１０１に信号周波数に対して十分小さな周波数間隔の２つの信号が入力された場合を考える。２つの信号が入力された場合でも、電力増幅器１００は、上述した基本動作を行う。しかし、この場合には、増幅器の非線形性により相互変調歪みが発生する。いま、入力される２つの信号の周波数を、それぞれｆ１とｆ２（例えば、ｆ１を２０００ＭＨｚ、ｆ２を２０１０ＭＨｚ）とする。図４の（ａ）は、周波数ｆ１およびｆ２の信号の波形図である。続いて図４の（ｂ）は、周波数ｆ１および周波数ｆ２の信号を合成した合成信号の波形図である。そして、図４の（ｃ）は、バラン１０３（図３）により変換され出力された、第１の信号および第２の信号の波形を示す図である。変換後の第１の信号および第２の信号は、それぞれ、増幅器１０５および増幅器１０６により増幅される。
【００４１】
第１の信号が増幅された場合を例にとって考える。例えば、増幅器１０５（図３）が、仮に振幅を２倍に増幅する特性を有すると仮定する。図５の（ａ）を参照して、入力信号の信号波形をＦとすると、理想的な増幅信号の信号波形は、Ｆ’として示される。しかし、実際の増幅信号の信号波形は、Ｆ’としては表されず、図５の（ｂ）のＦ’’に示すような信号波形になる。これは、増幅器１０５の非線型性に起因する歪みが原因である。信号波形Ｆ’’は、包絡線の頂点に近づくにつれリニアな増幅が得られない上、位相にもずれが生じる。
【００４２】
図６は、Ｆ’（図５の（ａ））の信号波形を成分分析したスペクトル分布を示す。図６の（ａ）は、増幅前の周波数ｆ１、ｆ２の２つの信号波の周波数スペクトルを示す。周波数ｆ１、ｆ２の差の絶対値（＝｜ｆ１−ｆ２｜）をΔｆとする。以下、｜ｆ１−ｆ２｜またはΔｆを、周波数間隔と称する。
【００４３】
相互変調歪みのうち、最も問題となるのは３次歪みである。図６の（ｂ）に示すとおり、３次歪みは、周波数２ｆ１−ｆ２および２ｆ２−ｆ１において発生する。この３次相互変調歪みが発生する要因の１つは、増幅器１０５の非線形性により発生する周波数Δｆ成分（図６（ｂ））と、信号周波数ｆ１（またはｆ２）成分とが、再びプッシュプル増幅器においてミキシングされることであると考えられている。したがって、発生する周波数Δｆ成分を、図６（ｄ）に示すように小さく抑えることができれば、生成される３次相互変調歪みを低減できる。なお、周波数Δｆ成分は、図６（ａ）に示す周波数間隔Δｆに等しい。
【００４４】
そこで、実施の形態１では、増幅器１０５（図１）の出力１０５ｂと増幅器１０６（図１）の出力１０６ｂ間にコンデンサ１０７（図１）を接続する。そして、コンデンサ１０７（図１）に、周波数Δｆに対して低インピーダンスになる特性を持たせる。換言すれば、コンデンサ１０７（図１）の自己共振周波数をΔｆにする。これにより、増幅器１０５（図１）の出力１０５ｂからのΔｆ成分、および、増幅器１０６（図１）の出力１０６ｂのΔｆ成分を互いに低減できる。その理由を以下説明する。
【００４５】
再び図１を参照して、プッシュプル増幅器１０５、１０６の２つの平衡出力１０５ｂおよび１０６ｂにおいて、それぞれのΔｆ成分は、同振幅で同位相である。上述のように、本実施の形態では、周波数Δｆに対して低インピーダンスになるコンデンサ１０７を設けた。コンデンサ１０７は、Δｆ成分を略そのまま伝送する。ここで、増幅器１０５の出力１０５ｂに着目すると、Δｆ成分が出力されるとともに、増幅器１０６の出力１０６ｂから伝送された同振幅で同位相のΔｆ成分が入力される。増幅器１０６の出力１０６ｂでは、その逆である。出力１０５ｂ、１０６ｂでは、理論上は、Δｆ成分同士が打ち消し合うことはない。
【００４６】
しかし、実際には、回路の配線はインピーダンス成分を含み、Δｆ成分の位相のずれが生じるので、Δｆ成分は部分的に打ち消しあって低減する。これにより、周波数Δｆ成分と信号周波数（ｆ１あるいはｆ２）成分とのミキシングの発生を解消することができ、増幅器で発生する３次相互変調歪みを低減できる。加えて、従来と比較して部品数を削減することもできる。また、同じ特性を有するコンデンサを２つ用いる必要がないので、コンデンサの個体差による特性の劣化を考慮する必要がないという優れた効果を有する。これまで説明したように、実施の形態１によれば、相互変調歪みを低減し、かつ、部品数を減らした電力増幅器を実現できる。
【００４７】
なお、実施の形態１では、入力される信号を、周波数ｆ１、ｆ２の２つの正弦波信号とした。しかし、図６の（ｃ）に示す変調波の成分曲線の２辺をｆ１、ｆ２にすれば、変調波についても同様な効果が得られる。
【００４８】
また、実施の形態１では、コンデンサ１０７（図１）を出力側整合回路１１５および１１６の出力側に接続した。しかし、この構成とは別の構成であっても、同様の効果が得られる。図７は、電力増幅器１００の別の例による回路図である。電力増幅器１００は、出力側整合回路１１５、１１６の増幅素子側、つまり、出力側整合回路１１５、１１６と、増幅素子１１１、１１２のドレイン端子との間に接続してもよい。コンデンサ１０７が第１の増幅経路１６１と第２の増幅経路１６２の間に接続されていればよい。
【００４９】
続いて、Δｆ成分をより低減させるための構成を説明する。図８は、Δｆ成分を低減する電力増幅器１１０の構成を示すブロック図である。以下、電力増幅器１１０が電力増幅器１００（図３）と異なる構成要素のみ説明し、同じ構成要素の説明は省略する。
【００５０】
電力増幅器１１０が電力増幅器１００（図３）と異なるのは、コンデンサ１０７と直列に位相器８１を設けたことである。位相器８１は、入力信号の位相を変更できる。具体的には、増幅器１０５から出力されたΔｆ成分の入力信号に対して、位相器８１は、増幅器１０６から出力されたΔｆ成分の信号の位相と逆相にして出力する。また、増幅器１０６から出力されたΔｆ成分の入力信号に対しては、位相器８１は、増幅器１０５から出力されたΔｆ成分の信号の位相と逆相にして出力する。すなわちΔｆ成分は、同振幅でほぼ逆位相になり、増幅器１０５の出力１０５ｂにおいても、増幅器１０６の出力１０６ｂにおいても、低減される。これにより、増幅器で発生する３次相互変調歪みも大幅に低減できる。さらに、回路の配線のインピーダンスによる位相ずれを考慮して位相を変更することにより、Δｆ成分が実質的に０になるように打ち消すことができる。
【００５１】
位相器８１は、図７で説明したコンデンサ１０７に直列接続で設けられてもよいし、図７における増幅器１０５の出力、および、増幅器１０６の出力の間を接続するように設けられてもよい。
【００５２】
（実施の形態２）
図９は、実施の形態２による電力増幅器１００の回路図である。実施の形態１で説明した構成要素と同じ構成要素には、同じ参照符号を付し、その説明は省略する。
【００５３】
図９に示す電力増幅器１００が、実施の形態１による電力増幅器と異なるのは、増幅器１０５および１０６の出力間、換言すれば、バラン１０４の第１の入力と第２の入力間だけではなく、増幅素子１１１および１１２のドレイン間にもコンデンサを接続している点である。増幅素子１１１と１１２のドレイン間のコンデンサを１０７ａとし、バラン１０４の入力間のコンデンサを１０７ｂとする。
【００５４】
一般に、実際のコンデンサは、固有の自己共振周波数を有しており、その周波数でのインピーダンスは０Ωに近くなる。このため、コンデンサが１０７ｂを設けることで、そのコンデンサの自己共振周波数に相当するΔｆ成分による相互変調歪みを低減することはできる。しかし、自己共振周波数から離れた周波数においては、インピーダンスは高くなってしまう。図１０は、コンデンサの共振特性の例を示すグラフである。図１０の（ａ）から明らかなように、コンデンサでは、低インピーダンス特性を示す周波数帯域は、一般に狭い。
【００５５】
電力増幅器に入力される信号の周波数は、ある帯域幅をもっており、その中でどの周波数のキャリア信号を用いるかは場合に応じて異なる。したがって、周波数間隔Δｆも所定の幅を有することになる。上述のように、コンデンサは、低インピーダンス特性を示す周波数帯域は一般に狭いため、周波数間隔Δｆの値が、コンデンサ１０７ｂ（図９）の自己共振周波数と異なる場合には、相互変調歪みを低減できないことがある。
【００５６】
そこで、信号の周波数間隔Δｆの値が変化した場合でも、相互変調歪みを低減できることが必要になる。実施の形態２においては、コンデンサ１０７ｂと異なる自己共振周波数を有するコンデンサ１０７ａを更に接続する。コンデンサ１０７ａのインピーダンスが小さい周波数帯域と、コンデンサ１０７ｂのインピーダンスが小さい周波数帯域とは重なり部分を有する。これにより、広範囲の周波数間隔Δｆに対応した相互変調歪みを低減できる。すなわち、入力される２つの信号の周波数間隔Δｆの変化に応じて相互変調歪みを低減できる。例えば、図１０の（ｂ）に示すように、自己共振周波数が５ＭＨｚのコンデンサ１０７ａと、自己共振周波数が２０ＭＨｚのコンデンサ１０７ｂとを設ける。これにより、周波数間隔Δｆが５ＭＨｚから２０ＭＨｚの範囲にわたって、複数信号増幅時の相互変調歪みを低減できる。
【００５７】
実施の形態２においても実施の形態１の場合と同様、従来と比較して、部品数を削減しつつ、相互変調歪みを低減した電力増幅器を実現できる。
【００５８】
更に、実施の形態２では、２個のコンデンサのうち１個は、増幅素子１１１および増幅素子１１２のドレイン間に接続し、他のもう１個は、整合回路１１５および１１６を通した後の出力側バラン１０４の２つの入力間に接続した。この点については、上記に限定されるものではなく、プッシュプル増幅器のドレイン端子間に２個とも接続してもよい。または、出力側バラン１０４の第１の入力と第２の入力の間に２個とも接続してもよい。これらの場合でも、実施の形態２の効果と同様の効果が得られる。
【００５９】
実施の形態２では、異なる自己共振周波数を有する２種類のコンデンサを用いた。しかし、異なる自己共振周波数を有する３種類以上のコンデンサを用いてもよい。また、接続位置は、第１の増幅経路１５１と第２の増幅経路１５２の間であれば自由に設定できる。その場合でも実施の形態２の効果と同様の効果が得られる。
【００６０】
さらに、図８を参照して説明した位相器を設けることで、複数の信号を増幅したときの相互変調歪みを大幅に低減できる。位相器は、それぞれのコンデンサを介してΔｆ成分の信号が伝送される位置に設ければよい。コンデンサの数に対応した数の位相器を設けてもよいし、特定のコンデンサに対してだけに設けてもよい。
【００６１】
（実施の形態３）
図１１は、実施の形態３による電力増幅器１００の回路図である。実施の形態１で説明した構成要素と同じ構成要素には、同じ参照符号を付し、その説明は省略する。
【００６２】
図１１に示す電力増幅器１００が、実施の形態１による電力増幅器と異なるのは、プッシュプル増幅器１０５および１０６の出力間に、コンデンサではなくインダクタ１０８を接続している点である。インダクタ１０８もまた、インピーダンス素子である。
【００６３】
インダクタ１０８を設けた意味は、実施の形態１、２におけるコンデンサ１０７と同様である。実施の形態３において、周波数ｆ１、ｆ２の２つの信号が電力増幅器１００に入力された場合を考える。周波数間隔Δｆは、信号周波数より十分小さいとする。さらに、周波数Δｆ周辺において、インダクタ１０８は低インピーダンスであるとする。このとき、増幅器１０５の出力１０５ｂおよび増幅器１０６の出力１０６ｂに現れるΔｆ成分は、実施の形態１で説明したと同様の理由で打ち消し合う。その結果、増幅器におけるΔｆ成分と信号周波数（ｆ１あるいはｆ２）とのミキシングは発生しなくなり、実施の形態１の場合と同様、増幅器で発生する３次相互変調歪みを低減できる。また、従来と比較して部品数を削減した電力増幅器を実現できる。
【００６４】
インダクタ１０８の更なる特徴は、周波数Δｆより低い周波数においても低インピーダンス特性を示すことにある。これにより、プッシュプル増幅器の出力間にインダクタ１０８を接続することで、増幅器に入力される複数の信号の周波数間隔Δｆが変化する場合でも、相互変調歪みを低減できる。
【００６５】
なお、実施の形態３では、周波数Δｆにおいて低インピーダンスとなるインピーダンス素子としてインダクタ１０８を用いたが、代わりに図１２に示す構成にしてもよい。
【００６６】
図１２は、実施の形態３による電力増幅器１００の別の例を示す回路図である。電力増幅器１００では、インダクタ１０８に代えて、プッシュプル増幅器の出力間に接続されるインダクタ１０９ａと、低域通過型フィルタ１０９と、増幅器１０５の出力１０５ｂおよびアース１０９ｄの間に接続されるコンデンサ１０９ｂと、増幅器１０６の出力１０６ｂおよびアース１０９ｅの間に接続されるコンデンサ１０９ｃにより構成される低域通過型フィルタ１０９とを含む。インダクタ１０８の代わりに低域通過型フィルタ１０９を用いることにより、低インピーダンスとなる帯域幅を広くとることができる。
【００６７】
なお、上述した構成とは異なる構成を有する低域通過型フィルタであっても、本実施の形態の場合と同様の効果が得られることは言うまでもない。また、実施の形態１で図８を参照して説明したように、位相器を設けて、周波数間隔Δｆをより確実に低減してもよい。
【００６８】
（参考例１）
図１３は、参考例１による電力増幅器２００の構成を示すブロック図である。電力増幅器２００は、実施の形態１〜３で説明した電力増幅器と同じ機能を有している。すなわち、信号周波数に対して十分小さな周波数間隔の複数の信号が入力された場合に、電力増幅器２００は、相互変調歪み（特に３次相互変調歪み）を低減して、入力信号に対して位相ずれのない増幅信号を出力する。
【００６９】
まず、電力増幅器２００の構成を説明する。電力増幅器２００は、入力端子２０１と、入力２０３ａ、第１の出力２０３ｂおよび第２の出力２０３ｃを有する第１のバラン２０３と、入力２０５ａおよび出力２０５ｂを有する増幅器２０５と、入力２０６ａおよび出力２０６ｂを有する増幅器２０６と、入力２０４ａ、第１の出力２０４ｂおよび第２の出力２０４ｃを有する第２のバラン２０４と、第１の方向性結合器２５１と、第２の方向性結合器２５２と、出力端子２０２とを備えている。
【００７０】
方向性結合器２５１、２５２は、伝送線路において、特定の方向に伝播する信号だけを、２次線路に結合する、周知の方向性結合器が利用できる。信号が方向性結合器を通過して２次線路に入るときに受ける減衰の程度を、結合度といい、デシベルで表される。電力増幅器２００の第１の方向性結合器２５１は、第１の端子２５１ａ、第２の端子２５１ｂ、第３の端子２５１ｃ、および、第４の端子２５１ｄを有する。第２の方向性結合器２５２は、第１の端子２５２ａ、第２の端子２５２ｂ、第３の端子２５２ｃ、および、第４の端子２５２ｄを有する。
【００７１】
電力増幅器２００内の接続関係は、以下のとおりである。入力端子２０１は、バラン２０３の入力２０３ａに接続され、バラン２０３の第１の出力２０３ｂおよび第２の出力２０３ｃは、それぞれ増幅器２０５の入力２０５ａおよび増幅器２０６の入力２０６ａに接続される。増幅器２０５の出力２０５ｂは、第１の方向性結合器２５１の第１の端子２５１ａに接続され、増幅器２０６の出力２０６ｂは、第２の方向性結合器２５２の第１の端子２５２ａに接続される。
【００７２】
方向性結合器の接続関係は以下のとおりである。第１の方向性結合器２５１に関して、第２の端子２５１ｂは、バラン２０４の第１の入力２０４ｂに接続される。第３の端子２５１ｃは、第２の方向性結合器２５２の第４の端子２５２ｄと接続される。第４の端子２５１ｄは、第２の方向性結合器２５２の第３の端子２５２ｃと接続される。一方、第２の方向性結合器２５２の第２の端子２５２ｂは、バラン２０４の第２の入力２０４ｃに接続される。第３の端子２５２ｃおよび第４の端子２５２ｄは、上述のとおりである。
【００７３】
以下では、バラン２０３の第１の出力２０３ｂから増幅器２０５、第１の方向性結合器２５１を経由してバラン２０４の第１の入力２０４ｂへ到達する経路を、第１の増幅経路２６１とする。また、バラン２０３の第２の出力２０３ｃから増幅器２０６、第２の方向性結合器２５２を経由してバラン２０４の第２の入力２０４ｃへ到達する経路を、第２の増幅経路２６２とする。
【００７４】
図１４は、電力増幅器２００の具体的な回路構成を示す。図から明らかなように、電力増幅器２００の増幅器２０５、２０６の機能および構成は、増幅器１０５、１０６（図７）の構成と同じである。したがって、その説明は省略する。
【００７５】
上述のように、電力増幅器２００の基本的な機能は、実施の形態１〜３の電力増幅器と同じである。以下図１５を参照して、電力増幅器２００が、相互変調歪み（特に３次相互変調歪み）を低減できる原理を説明する。
【００７６】
図１５は、相互変調歪みを低減する原理を示す図である。入力端子２０１には、信号周波数に対して十分小さな周波数間隔の２つの信号が入力される。入力される２つの信号の周波数を、それぞれｆ１とｆ２（例えば、ｆ１を２０００ＭＨｚ、ｆ２を２０１０ＭＨｚ）とする。周波数間隔（｜ｆ１−ｆ２｜）はΔｆと定義される。実施の形態１で説明したように、参考例１でも、相互変調歪み、特に、３次相互変調歪みを低減するために、Δｆを低減することが目的である。
【００７７】
そこで、参考例１では、例えば、２信号の周波数間隔を表す周波数Δｆに対して３ｄＢの結合度を有し、信号周波数に対してはほとんど結合しない方向性結合器を用いる。すなわち、第１の方向性結合器２５１の第３の端子２５１ｃ、および、第２の方向性結合器２５２の第３の端子２５２ｃから、Δｆ成分のみを抽出する。第１の方向性結合器２５１の第３の端子２５１ｃから抽出されたΔｆ成分は、第２の方向性結合器２５２の第４の端子２５２ｄに入力され、増幅器２０６の出力と合成される。増幅器２０６の出力信号は、Δｆ成分を含む。留意すべきは、このΔｆ成分と、第４の端子２５２ｄに入力されたΔｆ成分とは、位相がずれていることである。これは、回路の配線はインピーダンス成分を含むので、回路の配線長が異なる場合には、位相のずれ量も異なるからである。この結果、Δｆ成分は打ち消し合って、Δｆ成分は低減される。第１の方向性結合器２５１においても同様に、増幅器２０５の出力信号に含まれるΔｆ成分は、位相のずれた、第２の方向性結合器２５２の第３の端子２５２ｃから取り出されたΔｆ成分と打ち消しあって、低減される。
【００７８】
以上説明したように、プッシュプル増幅器を構成する各増幅器で発生するΔｆ成分はそれぞれ打ち消されるので、Δｆ成分と信号周波数（ｆ１あるいはｆ２）とのミキシングは発生しなくなる。よって、増幅器で発生する３次相互変調歪みを低減できる。なお、参考例１では、方向性結合器の結合度を３ｄＢとしたが、異なる値にしても、相互変調歪みを抑圧する効果が得られる。
【００７９】
次に、相互変調歪みをより低減できる構成を説明する。図１６は、電力増幅器２００の別の例を示すブロック図である。この例では、実施の形態１〜３で説明したような、２信号の周波数間隔である、周波数Δｆで低インピーダンスとなるコンデンサ２０７を１個以上付加している。方向性結合器の結合度が大きくなる周波数とそのコンデンサの自己共振周波数をずらすことにより、より広い範囲の周波数間隔Δｆに応じた相互変調歪みを抑圧することができる。
【００８０】
また、コンデンサ２０７に代えて、実施の形態３で説明したような、２信号の周波数間隔である、周波数Δｆで低インピーダンスとなるインダクタを１個以上付加してもよい。方向性結合器の結合度が大きくなる周波数とインダクタが低インピーダンスとなる周波数をずらすことにより、より広い範囲の周波数間隔Δｆに対して相互変調歪みを抑圧することができる。なお、コンデンサ２０７およびインダクタの接続位置は、第１の増幅経路２６１と第２の増幅経路２６２の間であれば自由に設定できる。
【００８１】
さらに、図１７に示す電力増幅器２００によれば、複数信号を増幅したときの相互変調歪みを大幅に低減できる。図１７は、２つの位相器を設けた電力増幅器２１０を示す。電力増幅器２００（図１３）と異なるのは、Δｆ成分の信号を伝送する第１の方向性結合器２５１、および、第２の方向性結合器２５２の間の配線上に、２つの位相器１７１、１７２を設けたことである。増幅器２０５から出力されたΔｆ成分の入力信号に対して、位相器１７１は、増幅器２０６から出力されたΔｆ成分の信号の位相と逆相にして出力する。また、増幅器２０６から出力されたΔｆ成分の入力信号に対しては、位相器１７２は、増幅器２０５から出力されたΔｆ成分の信号の位相と逆相にして出力する。これにより、Δｆ成分は、同振幅でほぼ逆位相になり、低減される。これにより、増幅器で発生する３次相互変調歪みを大幅に低減できる。さらに、回路の配線のインピーダンスによる位相ずれを考慮して位相を変更することにより、Δｆ成分が実質的に０になるように打ち消すことができる。なお、位相器は、それぞれのコンデンサを介してΔｆ成分の信号が伝送される位置に設ければよく、図１７に示す位置に限られない。
【００８２】
（参考例２）
図１８は、参考例２による電力増幅器２２０の構成を示すブロック図である。電力増幅器２２０は、実施の形態１〜３ならびに参考例１で説明した電力増幅器と同じ機能を有している。すなわち、信号周波数に対して十分小さな周波数間隔の複数の信号が入力された場合に、電力増幅器２２０は、相互変調歪み（特に３次相互変調歪み）を低減して、入力信号に対して位相ずれのない増幅信号を出力する。
【００８３】
電力増幅器２２０が、電力増幅器１１０（図８）と異なるのは、プッシュプル増幅器１０５および１０６の出力間に、第１のインダクタ１８１、位相器１８２、および、第２のインダクタ１８３が直列に接続されている点である。なお、電力増幅器２２０の構成は、電力増幅器１１０（図８）の構成と類似している。したがって、既に説明した構成要素と同じ構成要素には同じ参照符号を付し、その説明は省略する。
【００８４】
インダクタ１８１、１８３はいずれも、増幅器１０５および１０６から出力された信号の周波数に対してはインピーダンスが高く、一方、Δｆ成分の信号の周波数に対してはインピーダンスが低いことである。増幅器の出力間にインダクタ１８１、１８３を接続することで、増幅器に入力される複数の信号の周波数間隔Δｆが変化する場合でも、相互変調歪みを低減できる。インダクタは、例えば、チョークコイルであり、バイアス電圧を加えるバイアス電源１８４のバイアスラインと共用されている。
【００８５】
増幅器１０５から出力されたΔｆ成分の入力信号に対しては、位相器１８２は、増幅器１０６から出力されたΔｆ成分の信号の位相と逆相にして出力する。また、増幅器１０６から出力されたΔｆ成分の入力信号に対しては、位相器１８２は、増幅器１０５から出力されたΔｆ成分の信号の位相と逆相にして出力する。すなわちΔｆ成分は、同振幅でほぼ逆位相になり、互いに低減される。これにより、増幅器で発生する３次相互変調歪みを大幅に低減できる。さらに、回路の配線のインピーダンスによる位相ずれを考慮して位相を変更することにより、Δｆ成分が実質的に０になるように打ち消すことができる。
【００８６】
次に、図１９を参照して、上述した第１のインダクタ１８１、位相器１８２、および、第２のインダクタ１８３の直列接続を用いた、電力増幅器２３０を説明する。インダクタ１８１、１８３の特性、および、位相器１８２の動作は、上述のとおりである。
【００８７】
電力増幅器１００（図７）の構成は、電力増幅器２３０の構成と類似する。図１９は、電力増幅器２３０の構成を示すブロック図である。電力増幅器２３０が電力増幅器１００（図７）と異なるのは、コンデンサ１０７（図７）に代えて、第１のインダクタ１８１、位相器１８２、および、第２のインダクタ１８３が直列に接続されている点、および、バイアス電圧を加えるバイアス電源１８４を位相器１８２、および、第２のインダクタ１８３の間に接続した点である。さらに、バイアス電源１８４を設けたことにより、整合回路１３１〜１３４も省略可能になる。
【００８８】
このように構成することにより、Δｆ成分は、位相器によって同振幅でほぼ逆位相にされて低減されるので、Δｆ成分に起因する３次相互変調歪みを大幅に低減できる。
【００８９】
（参考例３）
図２０は、参考例３による電力増幅器３００の構成を示すブロック図である。電力増幅器３００は、入力端子３０１と、入力３０３ａ、第１の出力３０３ｂおよび第２の出力３０３ｃを有する第１のバラン３０３と、第１〜４の方向性結合器３５３〜３５６と、入力３０５ａと出力３０５ｂを有し、入力信号を増幅する増幅器３０５と、入力３０６ａと出力３０６ｂを有し、入力信号を増幅する増幅器３０６と、入力３０４ａ、第１の出力３０４ｂおよび第２の出力３０４ｃを有する第２のバラン３０４と、出力端子３０２とを備えている。
【００９０】
電力増幅器３００内の接続関係は、以下のとおりである。入力端子３０１は、バラン３０３の入力３０３ａに接続される。バラン３０３の第１の出力３０３ｂおよび第２の出力３０３ｃは、それぞれ第１の方向性結合器３５３の第１の端子３５３ａおよび第２の方向性結合器３５４の第１の端子３５４ａに接続される。第１の方向性結合器３５３の第２の端子３５３ｂは、増幅器３０５の入力３０５ａに接続され、第２の方向性結合器３５４の第２の端子３５４ｂは、増幅器３０６の入力３０６ａに接続される。増幅器３０５の出力３０５ｂは、第３の方向性結合器３５５の第１の端子３５５ａに接続され、増幅器３０６の出力３０６ｂは、第４の方向性結合器３５６の第１の端子３５６ａに接続される。第３の方向性結合器３５５の第２の端子３５５ｂおよび第４の方向性結合器３５６の第２の端子３５６ｂは、バラン３０４の第１の入力３０４ｂおよび第２の入力３０４ｃに接続される。バラン３０４の出力３０４ａは、出力端子３０２に接続される。
【００９１】
更に、第３の方向性結合器３５５の第３の端子３５５ｃと第２の方向性結合器３５４の第４の端子３５４ｄとが接続され、第４の方向性結合器３５６の第３の端子３５６ｃと第１の方向性結合器３５３の第４の端子３５３ｄとが接続される。
【００９２】
以下では、バラン３０３の第１の出力３０３ｂから第１の方向性結合器３５３、増幅器３０５、第３の方向性結合器３５５を経由してバラン３０４の第１の入力３０４ｂへ到達する経路を第１の増幅経路３６１とする。また、バラン３０３の第２の出力３０３ｃから第２の方向性結合器３５４、増幅器３０６、第４の方向性結合器３５６を経由してバラン３０４の第２の入力３０４ｃへ到達する経路を第２の増幅経路３６２とする。
【００９３】
図２１は、電力増幅器３００の具体的な回路構成を示す。増幅器３０５、３０６の構成は、実施の形態１で説明した増幅器１０５、１０６の構成と同じである。したがって、その説明は省略する。電力増幅器３００の基本的な機能は、実施の形態１の場合と同様である。増幅器３０５と３０６はプッシュプル増幅器として機能する。
【００９４】
参考例３では、周波数ｆ１、ｆ２の２つの信号が電力増幅器３００に入力された場合を考える。周波数間隔Δｆは、信号周波数より十分小さいとする。実施の形態１で説明したように、参考例３でも、相互変調歪み、特に、３次相互変調歪みを低減するために、Δｆを低減することが目的である。
【００９５】
そこで、参考例３では、例えば、２信号の周波数間隔を表す周波数Δｆに対して３ｄＢの結合度を有し、信号周波数に対してはほとんど結合しない方向性結合器を用いる。再び図２０を参照して、より具体的に説明する。まず、増幅器３０５の非線形性により発生した周波数Δｆ成分の信号は、第３の方向性結合器３５５の第３の端子３５５ｃから取り出され、第２の方向性結合器３５４の第４の端子３５４ｄを経て、増幅器３０６に入力される。同様に、増幅器３０６の非線形性により発生した周波数Δｆ成分の信号は、第４の方向性結合器３５６の第３の端子３５６ｃから取り出され、第１の方向性結合器３５３の第４の端子３５３ｄを経て、増幅器３０５に入力される。
【００９６】
このように構成することにより、増幅器３０５の非線形性により発生するΔｆ成分とは位相がずれた同振幅のΔｆ成分が、増幅器３０５に入力されることになり、結果として増幅器３０５で発生するΔｆ成分を低減する。また、増幅器３０６の非線形性により発生するΔｆ成分とは位相がずれた同振幅のΔｆ成分が、増幅器３０６に入力されることになり、結果として増幅器３０６で発生するΔｆ成分を低減する。この結果、Δｆ成分と信号周波数（ｆ１およびｆ２）とのミキシングは発生しなくなり、増幅器３０５、３０６で発生する３次相互変調歪みを低減できる。
【００９７】
なお、参考例３では、方向性結合器の結合度を３ｄＢとしたが、異なる値にしても、相互変調歪みを抑圧する効果が得られる。
【００９８】
なお、図２２に示すように、第１の増幅経路３６１および第２の増幅経路３６２の間に、２信号の周波数間隔である、周波数Δｆにおいて低インピーダンスとなるコンデンサ３０７を少なくとも１個以上付加することもできる。さらに、コンデンサ３０７（図１９）に代えて、２信号の周波数間隔である、周波数Δｆにおいて低インピーダンスとなるインダクタ（図示せず）を少なくとも１個以上付加してもよい。方向性結合器の結合度が大きくなる周波数とコンデンサの自己共振周波数をずらし、または、方向性結合器の結合度が大きくなる周波数とインダクタが低インピーダンスとなる周波数をずらすことにより、より広い範囲のΔｆに対して相互変調歪みを抑圧できる。
【００９９】
なお、コンデンサ３０７、または、インダクタ（図示せず）を接続する位置は、第１の増幅経路３６１と第２の増幅経路３６２の間であるならば自由に設定することができる。その場合でも本参考例の場合と同様の効果が得られることは言うまでもない。
【０１００】
（参考例４）
次に、図２３〜図３０を参照して、本発明が適用できる別の例を説明する。いずれの例も、３次相互変調歪みの原因となる、２つの入力信号の周波数間隔である周波数Δｆの信号を低減することを目的とする。
【０１０１】
図２３は、参考例４による第１の電力増幅器４００の構成を示すブロック図である。電力増幅器４００は、参考例３で説明した電力増幅器３００（図２０）の変形例である。以下、電力増幅器４００が電力増幅器３００（図２０）と異なる構成要素のみ説明し、同じ構成要素の説明は省略する。
【０１０２】
電力増幅器４００が電力増幅器３００（図２０）と異なるのは、Δｆ成分の信号を伝送する第４の方向性結合器３５６から第１の方向性結合器３５３へ至る配線上に、位相器３７１を設けたこと、および、第３の方向性結合器３５５から第２の方向性結合器３５４へ至る配線上に、位相器３７２を設けたことである。位相器３７１、３７２は、入力された信号の位相を変更できる。具体的には、増幅器３０５から出力されるΔｆ成分の信号に対して、位相器３７１は、増幅器３０６から出力されたΔｆ成分の信号の位相を逆相にして出力する。また、増幅器３０６から出力されるΔｆ成分の入力信号に対しては、位相器３７２は、増幅器３０５から出力されたΔｆ成分の信号の位相を逆相にして出力する。これにより、Δｆ成分は、増幅器３０５、３０６で発生するΔｆ成分に対して、同振幅でほぼ逆位相になり、増幅器３０５、３０６で発生するΔｆ成分を低減する。これにより、増幅器で発生する３次相互変調歪みを大幅に低減できる。さらに、回路の配線のインピーダンスによる位相ずれを考慮して位相を変更することにより、Δｆ成分が実質的に０になるように打ち消すことができる。
【０１０３】
図２４は、参考例４による第２の電力増幅器４１０の構成を示すブロック図である。電力増幅器４１０は、上述の電力増幅器４００（図２３）の変形例である。以下、電力増幅器４１０が電力増幅器４００（図２３）と異なる構成要素のみ説明し、同じ構成要素の説明は省略する。
【０１０４】
電力増幅器４１０が電力増幅器４００（図２３）と異なるのは、方向性結合器３５３〜３５６に代えて、インダクタ４１３〜４１６を設けている点にある。インダクタ４１３〜４１６は、例えば、チョークコイルであり、周波数Δｆにおいて低インピーダンスであるとする。これにより、電力増幅器４１０においても、電力増幅器４００（図２３）と同様にΔｆ成分が抽出され、低減される。これにより、増幅器で発生する３次相互変調歪みを大幅に低減できる。さらに、回路の配線のインピーダンスによる位相ずれを考慮して位相を変更することにより、Δｆ成分が実質的に０になるように打ち消すことができる。
【０１０５】
図２５は、参考例４による第３の電力増幅器４２０の構成を示すブロック図である。電力増幅器４２０は、電力増幅器３００（図２２）の変形例である。以下、電力増幅器４２０が電力増幅器３００（図２３）と異なる構成要素のみ説明し、同じ構成要素の説明は省略する。
【０１０６】
電力増幅器４２０が電力増幅器３００（図２２）と異なるのは、方向性結合器３５３〜３５６に代えて、ダイプレクサ４２１、４２２を設けている点にある。ダイプレクサ４２１、４２２は、周波数に応じて信号を分離する。より具体的には、ダイプレクサ４２１、４２２は、周波数ｆ１、ｆ２の基本波成分は、バラン３０４へ通過させ、周波数Δｆの差周波成分は、反対側の経路の増幅器３０５、３０６に通過させる。
【０１０７】
ダイプレクサ４２１、４２２は、周波数ｆ１、ｆ２（例えば、ＧＨｚ帯）を通過帯域に含むバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４２５、４２７と、周波数Δｆ（例えば、ＭＨｚ帯）を通過帯域に含み、かつ、周波数ｆ１、ｆ２は含まない低域通過フィルタ（ローパスフィルタ（ＬＰＦ））４２６、４２８とをそれぞれ含む。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４２６、４２８は、コンデンサ１０７（図１）、インダクタ１０８（図１１）等と同様、インピーダンス素子といえる。
【０１０８】
増幅器３０６からの出力信号は、ダイプレクサ４２２に入力される。ダイプレクサ４２２は、バンドパスフィルタ４２７によって周波数ｆ１、ｆ２の基本波成分をバラン３０４に通過させ、ローパスフィルタ４２８によって周波数Δｆの差周波成分を増幅器３０５に出力する。留意すべきは、ローパスフィルタ４２８を通過した信号の位相は、入力された信号の位相に対して所定のずれを与えることである。このずれ量を、例えば約１８０度になるように設計すれば、増幅器３０５に入力されるΔｆ成分は、増幅器３０５で発生するΔｆ成分に対して、同振幅でほぼ逆位相になる。これにより、増幅器３０５で発生するΔｆ成分を低減できる。なお、ダイプレクサ４２１の機能も、ダイプレクサ４２２と同様である。すなわち、バンドパスフィルタ４２５によって周波数ｆ１、ｆ２の基本波成分をバラン３０４に通過させ、ローパスフィルタ４２６によって周波数Δｆの差周波成分を増幅器３０６に出力する。そして、増幅器３０６に入力されたΔｆ成分は、増幅器３０６で発生するΔｆ成分を低減する。以上の結果、増幅器で発生する３次相互変調歪みを大幅に低減できる。
【０１０９】
図２６は、参考例４による第４の電力増幅器４３０の構成を示すブロック図である。電力増幅器４３０は、図２５に示す電力増幅器４２０の変形例である。電力増幅器４３０が電力増幅器４２０（図２５）と異なるのは、増幅器３０５、３０６でΔｆ成分を低減するのではなく、ダイプレクサ４２１およびダイプレクサ４２２の出力間で行うことである。また、位相器４３１により、Δｆ成分の位相の調整を行うので、ダイプレクサに含まれるローパスフィルタの位相特性は、特に問題としなくてよい。
【０１１０】
より具体的に説明すると、増幅器３０６で発生したΔｆ成分は、ローパスフィルタ４２８により抽出され、位相器４３１に入力される。位相器４３１は、ダイプレクサ４２２に入力されたΔｆ成分と逆位相になるように、入力されたΔｆ成分の位相を調整し、ローパスフィルタ４２６に出力する。ローパスフィルタ４２６は、位相が１８０度ずらされたΔｆ成分を通過させる。一方、増幅器３０５からも、増幅器３０５で発生したΔｆ成分を含む増幅信号が入力される。その結果、増幅器３０５で発生したΔｆ成分は、位相器から受け取ったΔｆ成分により、低減される。これは、ダイプレクサ４２１で行われる処理であるが、ダイプレクサ４２２においてもΔｆ成分が同時に低減される処理が行われる。この処理は上述の説明において、ダイプレクサ４２１とダイプレクサ４２２とを入れ替えればよいので、その説明は省略する。以上の処理により、Δｆ成分が低減され、３次相互変調歪みが大幅に低減された信号が、バンドパスフィルタ４２５、４２７からバラン３０４に入力される。
【０１１１】
図２７は、参考例４による第５の電力増幅器４４０の構成を示すブロック図である。電力増幅器４４０の特徴は、増幅器３０５、３０６の出力に、それぞれ位相器４４１、４４２を設け、さらに、バラン４４４の２入力間を、インダクタ４４５により電気的に接続したことにある。位相器４４１、４４２は、それぞれ９０度ずつ位相をずらすよう設計されている。また、インダクタ４４５は、２つの入力信号の周波数間隔である、周波数Δｆに対して低インピーダンスになる特性を有するとする。なお、バラン４４４は、位相のみが互いに１８０°ずれた２つの入力信号を、１つの信号に増幅して変換し、出力するという機能を有しており、バラン１０４（図１）と同じである。
【０１１２】
このように構成された電力増幅器４４０が、Δｆ成分を低減する原理を説明する。まず、増幅器３０６で発生したΔｆ成分は、位相器４４２において位相が９０度ずらされる。そして、周波数Δｆに対して低インピーダンスになる、バラン４４４のインダクタ４４５を経て、位相器４４１でさらに位相を９０度ずらされる。位相器４４１は、位相器４４２がずらした方向と同じ方向に位相をずらすので、増幅器３０６で発生したΔｆ成分の位相は、最終的に１８０度ずらされることになる。そして、そのΔｆ成分は増幅器３０５に入力され、増幅器３０５で生成するΔｆ成分を低減する。なお、増幅器３０６においても、上述の処理と同様の処理により、Δｆ成分が同時に低減される。その結果、Δｆ成分が低減され、３次相互変調歪みが大幅に低減された信号が、バラン４４４に入力される。
【０１１３】
図２８は、参考例４による第６の電力増幅器４５０の構成を示すブロック図である。電力増幅器４５０の特徴は、２つの入力信号の周波数間隔である、周波数Δｆの信号を出力する電源４５１を設けたことである。出力すべき信号の周波数Δｆは、増幅器３０５または３０６の出力端子から抜き出すことにより得ることができる。または、入力側の信号を検波して生成してもよい。電源４５１から出力された周波数Δｆの信号は、周波数Δｆに対して低インピーダンスになるインダクタ４５２を経て、バラン４４４のトランス側ポート（インダクタ４４５）の中点に入力される。インダクタ４４５も、周波数Δｆに対して低インピーダンスとなる特性を持つ。周波数Δｆの信号は、インダクタ４４５から増幅器３０５、３０６に入力される。増幅器３０５、３０６に入力された際の周波数Δｆの信号は、インダクタ４５２、４４５を通過することにより、位相が変化する。その結果、増幅器３０５、３０６で発生したΔｆ成分を低減できる。なお、インダクタ４５２、４４５に起因する位相ずれを考慮して、増幅器３０５、３０６に入力される際の周波数Δｆの信号が、発生したΔｆ成分の位相と１８０度ずれるように、電源４５１が出力する信号の位相を調整してもよい。これにより、より確実に増幅器３０５、３０６で発生したΔｆ成分を低減できる。
【０１１４】
出力すべき信号の周波数Δｆを、増幅器３０５または３０６の出力端子から抜き出す場合には、電源４５１を設けなくともよい。図２９は、参考例４による第７の電力増幅器４６０の構成を示すブロック図である。図から明らかなように、電源４５１（図２８）が省略され、増幅器３０６の出力が、インダクタ４５２を経て、バラン４４４のトランス側ポート（インダクタ４４５）の中点に入力されている。
【０１１５】
また、出力すべき信号の周波数Δｆを、入力端子３０１から入力された信号を検波して生成する場合には、図３０に示す構成が有効である。図３０は、参考例４による第８の電力増幅器４７０の構成を示すブロック図である。電力増幅器４７０の特徴は、包絡線検波部４７１を設けたことにある。包絡線検波部４７１は、入力端子３０１から入力された信号の包絡線検波を行い、２つの入力信号の周波数間隔である、周波数Δｆの信号を検出し、出力する。
【０１１６】
【発明の効果】
以上のように本発明は、プッシュプル増幅器に複数信号が入力された際に、プッシュプル増幅器における出力端子で発生する周波数間隔Δｆの成分を低減する。これにより、増幅器で発生する相互変調歪みを抑圧することができ、かつ従来のようにバイアス回路にコンデンサを設ける必要もないので、部品数を減らすことができる。その結果、増幅器の線形性が高まり、多数の信号チャンネルを一括して歪みなく増幅できる電力増幅器を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  実施の形態１による電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図２】  電力増幅器の具体的な回路構成を示す。
【図３】  電力増幅器の各部における信号波形を記したブロック図である。
【図４】  （ａ）は、周波数ｆ１およびｆ２の信号の波形図である。（ｂ）は、周波数ｆ１および周波数ｆ２の信号を合成した合成信号の波形図である。（ｃ）は、バランにより変換され出力された、第１の信号および第２の信号の波形を示す図である。
【図５】  （ａ）は、プッシュプル増幅器を構成する各増幅器に入力された合成信号波形と理想的な増幅信号の波形を示す図である。（ｂ）は、入力された合成信号波形と実際の増幅信号の波形を示す図である。
【図６】  図５の（ａ）に示す信号波形Ｆ’を成分分析したスペクトル分布を示す。
【図７】  図１の電力増幅器の別の例を示す回路図である。
【図８】  Δｆ成分を低減する電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図９】  実施の形態２による電力増幅器の回路図である。
【図１０】  コンデンサの共振特性の例を示すグラフである。
【図１１】  実施の形態３による電力増幅器の回路図である。
【図１２】  図１１の電力増幅器の別の例を示す回路図である。
【図１３】  参考例１による電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１４】  電力増幅器の具体的な回路構成を示す図である。
【図１５】  相互変調歪みを低減する原理を示す図である。
【図１６】  図１３の電力増幅器の別の例を示すブロック図である。
【図１７】  ２つの位相器を設けた電力増幅器を示す図である。
【図１８】  参考例２による電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１９】  電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図２０】  参考例３による電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図２１】  電力増幅器の具体的な回路構成を示す。
【図２２】  図２０の電力増幅器の別の例を示すブロック図である。
【図２３】  参考例４による第１の電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図２４】  参考例４による第２の電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図２５】  参考例４による第３の電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図２６】  参考例４による第４の電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図２７】  参考例４による第５の電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図２８】  参考例４による第６の電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図２９】  参考例４による第７の電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図３０】  参考例４による第８の電力増幅器の構成を示すブロック図である。
【図３１】  従来の電力増幅器を示す図である。
【符号の説明】
１０１  入力端子
１０２  出力端子
１０３、１０４  バラン
１０５、１０６  増幅器
１０７  コンデンサ
１６１  第１の増幅経路
１６２  第２の増幅経路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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