(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＣＭＯＳトランジスタを用いて構成され、第１の入力信号を増幅して第１の出力信号を出力する可変利得増幅器において、
前記第１の入力信号を増幅して第２の出力信号を出力する主利得制御増幅器と、
第１の利得制御信号を該第１の利得制御信号に対して前記主利得制御増幅器の利得を指数関数的に変化させる第２の利得制御信号に変換する主制御信号変換器と、
前記第２の出力信号を増幅して前記第１の出力信号を出力する温度補償用可変利得増幅器と、
温度に比例した第３の利得制御信号を該第３の利得制御信号に対して前記温度補償用利得制御増幅器の利得を指数関数的に変化させる第４の利得制御信号に変換する温度補償用制御信号変換器と
を具備するＣＭＯＳトランジスタを用いた可変利得増幅器。
【請求項２】
ＣＭＯＳトランジスタを用いて構成され、第１の入力信号を増幅して第１の出力信号を出力する可変利得増幅器において、
前記第１の入力信号を増幅して第２の出力信号を出力する温度補償用利得制御増幅器と、
温度に比例した第１の利得制御信号を該第１の利得制御信号に対して前記温度補償用利得制御増幅器の利得を指数関数的に変化させる第２の利得制御信号に変換する温度補償用制御信号変換器と、
前記第２の出力信号を増幅して前記第１の出力信号を出力する主可変利得増幅器と、
第３の利得制御信号を該第３の利得制御信号に対して前記主利得制御増幅器の利得を指数関数的に変化させる第４の利得制御信号に変換する主制御信号変換器と
を具備するＣＭＯＳトランジスタを用いた可変利得増幅器。
【請求項３】
前記主利得制御増幅器及び温度補償用利得制御増幅器は、
第１の差動対トランジスタを含み、該第１の差動対トランジスタのゲート端子間に前記第１の入力信号または第２の出力信号を受けて該第１の差動対トランジスタのドレイン端子から差動入力信号電流を出力する相互コンダクタンス増幅器と、
前記第１の差動対トランジスタの各々のドレイン端子に各々の共通ソース端子が接続され、各々のゲート端子間に前記第２または第４の利得制御信号を受ける第２及び第３の差動対トランジスタを含み、前記相互コンダクタンス増幅器からの差動入力信号電流を該第２または第４の利得制御信号に応じて分流した差動出力電流を出力する分流回路とをそれぞれ有し、
前記主制御信号変換器及び温度補償用制御信号変換器は、
ゲート端子間から前記第２または第４の利得制御信号を出力する第４の差動対トランジスタと、
前記第４の差動対ＭＯＳトランジスタの一方のトランジスタに流れる電流との比が前記第１または第３の利得制御信号の指数関数で表されるバイアス電流を該第４の差動対トランジスタの共通ソース端子に供給するバイアス電流供給回路とをそれぞれ有する請求項１記載の可変利得増幅器。
【請求項４】
前記主利得制御増幅器及び温度補償用利得制御増幅器は、前記差動出力電流を電流−電圧変換して前記第２の出力信号または第１の出力信号を得る電圧−電流変換素子をさらに有する請求項３記載の可変利得増幅器。
【請求項５】
前記温度補償用利得制御増幅器及び主利得制御増幅器は、
第１の差動対トランジスタを含み、該第１の差動対トランジスタのゲート端子間に前記第１の入力信号または第２の出力信号を受けて該第１の差動対トランジスタのドレイン端子から差動入力信号電流を出力する相互コンダクタンス増幅器と、
前記第１の差動対トランジスタの各々のドレイン端子に各々の共通ソース端子が接続され、各々のゲート端子間に前記第２または第４の利得制御信号を受ける第２及び第３の差動対トランジスタを含み、前記相互コンダクタンス増幅器からの差動入力信号電流を該第２または第４の利得制御信号に応じて分流した差動出力電流を出力する分流回路とをそれぞれ有し、
前記温度補償用制御信号変換器及び主制御信号変換器は、
ゲート端子間から前記第２または第４の利得制御信号を出力する第４の差動対トランジスタと、
前記第４の差動対ＭＯＳトランジスタの一方のトランジスタに流れる電流との比が前記第１または第３の利得制御信号の指数関数で表されるバイアス電流を該第４の差動対トランジスタの共通ソース端子に供給するバイアス電流供給回路とをそれぞれ有する請求項２記載の可変利得増幅器。
【請求項６】
前記温度補償用利得制御増幅器及び主利得制御増幅器は、前記差動出力電流を電流−電圧変換して前記第２の出力信号または第１の出力信号を得る電圧−電流変換素子をさらに有する請求項５記載の可変利得増幅器。
【請求項７】
ＣＭＯＳトランジスタを用いて構成される可変利得増幅器において、
第１の入力信号を増幅して第１の出力信号を出力する利得制御増幅器と、
第１の利得制御信号を該第１の利得制御信号に対して前記第１の利得制御増幅器の利得を指数関数的に変化させる第２の利得制御信号に変換する制御信号変換器とを備え、
前記利得制御増幅器は、
第１の差動対トランジスタを含み、該第１の差動対トランジスタのゲート端子間に前記第１の入力信号を受けて該第１の差動対トランジスタのドレイン端子から差動入力信号電流を出力する相互コンダクタンス増幅器と、
前記第１の差動対トランジスタの共通ソース端子に移動度に比例した第１のバイアス電流を供給する第１のバイアス電流供給回路と、
前記第１の差動対トランジスタの各々のドレイン端子に各々の共通ソース端子が接続され、各々のゲート端子間に前記第２の利得制御信号を受ける第２及び第３の差動対トランジスタを含み、前記相互コンダクタンス増幅器からの差動入力信号電流を該第２の利得制御信号に応じて分流した差動出力電流を出力する分流回路と、
前記第１の差動対トランジスタの各々のドレイン端子と前記第２及び第３の差動対トランジスタの各々の共通ソース端子との二つの接続点に接続され、移動度に比例した電流と一定電流との差の電流値を有する第１及び第２の電流源とを有する可変利得増幅器。
【請求項８】
ＣＭＯＳトランジスタを用いて構成される可変利得増幅器において、
第１の入力信号を増幅して第１の出力信号を出力する利得制御増幅器と、
第１の利得制御信号を該第１の利得制御信号に対して前記第１の利得制御増幅器の利得を指数関数的に変化させる第２の利得制御信号に変換する制御信号変換器とを備え、
前記利得制御増幅器は、
第１の差動対トランジスタを含み、該第１の差動対トランジスタのゲート端子間に前記第１の入力信号を受けて該第１の差動対トランジスタのドレイン端子から差動入力信号電流を出力する相互コンダクタンス増幅器と、
前記第１の差動対トランジスタの共通ソース端子に移動度に比例した第１のバイアス電流を供給する第１のバイアス電流供給回路と、
前記第１の差動対トランジスタの各々のドレイン端子に各々の共通ソース端子が接続され、各々のゲート端子間に前記第２の利得制御信号を受ける第２及び第３の差動対トランジスタを含み、前記相互コンダクタンス増幅器からの差動入力信号電流を該第２の利得制御信号に応じて分流した差動出力電流を出力する分流回路と、
前記第１の差動対トランジスタの各々のドレイン端子と前記第２及び第３の差動対トランジスタの各々の共通ソース端子との第１及び第２の接続点に接続され、該移動度に比例した電流から一定電流を差し引いた電流を該第１及び第２の接続点に供給する第１及び第２の電流源と、
前記第１及び第２の接続点から、一定電流から移動度に比例した電流を減じた電流を引き出す第３及び第４の電流源とを有する可変利得増幅器。
【請求項９】
前記制御信号変換器は、
ゲート端子間から前記第２の利得制御信号を出力する第４の差動対トランジスタと、
前記第４の差動対ＭＯＳトランジスタの一方のトランジスタに流れる電流との比が前記第１の利得制御信号の指数関数で表される第２のバイアス電流を該第４の差動対トランジスタの共通ソース端子に供給する第２のバイアス電流供給回路とを有する請求項７または８記載の可変利得増幅器。
【請求項１０】
ＣＭＯＳトランジスタを用いて構成される可変利得増幅器において、
第１の入力信号を増幅して第１の出力信号を出力する利得制御増幅器と、
第１の利得制御信号を該第１の利得制御信号に対して前記第１の利得制御増幅器の利得を指数関数的に変化させる第２の利得制御信号に変換する制御信号変換器とを備え、
前記利得制御増幅器は、
第１の差動対トランジスタを含み、該第１の差動対トランジスタのゲート端子間に前記第１の入力信号を受けて該第１の差動対トランジスタのドレイン端子から差動入力信号電流を出力する相互コンダクタンス増幅器と、
前記第１の差動対トランジスタの共通ソース端子に移動度に比例した第１のバイアス電流を供給する第１のバイアス電流供給回路と、
前記第１の差動対トランジスタの各々のドレイン端子に各々の共通ソース端子が接続され、各々のゲート端子間に前記第２の利得制御信号を受ける第２及び第３の差動対トランジスタを含み、前記相互コンダクタンス増幅器からの差動入力信号電流を該第２の利得制御信号に応じて分流した差動出力電流を出力する分流回路とを有し、
前記制御信号変換器は、
ゲート端子間から前記第２の利得制御信号を出力する第４の差動対トランジスタと、
前記第４の差動対ＭＯＳトランジスタの共通ソース端子に、移動度に比例しかつ前記第４の差動対ＭＯＳトランジスタの一方のトランジスタに流れる電流との比が前記第１の利得制御信号の指数関数で表される第２のバイアス電流を供給する第２のバイアス電流供給回路とを有する可変利得増幅器。
【請求項１１】
前記利得制御増幅器は、前記差動出力電流を電流−電圧変換して前記第１の出力信号を得る電圧−電流変換素子をさらに有する請求項８または１０記載の可変利得増幅器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＭＯＳ技術を用いた可変利得増幅器の温度補償技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話機や携帯情報端末のような無線端末の小型化及び低価格化に向けて開発が進められている。無線端末の小型化と低価格化の双方の要求を実現する一つの方法として、無線アナログ回路をモノリシックＩＣによって構成することが挙げられる。この場合、小型化と低価格化を考慮すれば、ＩＣを構成する素子にはバイポーラトランジスタでなく、高集積化により適したＣＭＯＳトランジスタを用いることが一般に好ましい。
【０００３】
無線端末の無線アナログ回路に用いられる機能回路の一つに、可変利得増幅器がある。可変利得増幅器は、デシベル表示の利得制御信号に対して利得が線形に変化する、いわゆるlinear-in-dBの利得制御が可能であることが制御の容易さなどの観点から望ましい。特開２００１−１９６８８０には、高集積化に適したＣＭＯＳトランジスタを用いてlinear-in-dB可変利得増幅器を制御信号変換器と信号加算型の利得制御増幅器（Signal-summing VGA)によって実現する手法が開示されている。
【０００４】
制御信号変換器では、可変利得増幅器に外部から与えられる利得制御信号が入力され、この外部利得制御信号に従って利得制御増幅器のｄＢ表示された利得を線形に変化させるための内部利得制御信号に変換される。変換された利得制御信号は、信号加算型利得制御増幅器に入力される。
【０００５】
信号加算型利得制御増幅器は、入力信号を増幅する相互コンダクタンス増幅器（Ｇｍ増幅器）と、Ｇｍ増幅器を構成する差動対トランジスタのドレイン端子に各々の共通ソース端子が接続された二組の差動対トランジスタからなる可変利得の分流回路によって構成される。Ｇｍ増幅器の差動対トランジスタのゲート端子には差動入力信号が入力され、これに対応して同トランジスタのドレイン端子、すなわち分流回路の差動対トランジスタの各々の共通ソース端子に差動信号電流が流れる。制御信号変換器からの内部利得制御信号により分流回路の電流利得が制御されることによって、分流回路の二組の差動対トランジスタの各一方のドレイン端子から増幅された出力信号電流が出力され、電圧信号に変換されて出力される。
【０００６】
このような信号加算型制御増幅器においては、温度に対して利得を安定に保つために、温度補償をいかに行うかが重要である。分流回路の電流利得については、外部利得制御信号を温度に依存した信号とすることにより、温度特性を持たないようにすることができる。一方、Ｇｍ増幅器についても利得が温度特性を持つため、温度補償を行う必要があるが、これは以下のように容易ではない。
【０００７】
Ｇｍ増幅器の相互コンダクタンス（Ｇｍ）は、制御信号変換器のバイアス電流Ｉoとβとの積に依存する。ここで、β＝０．５μＣＯＸＷ／Ｌ（μは移動度、ＣＯＸは単位面積当りの酸化膜容量、Ｗ／ＬはＭＯＳトランジスタのゲート幅／ゲート長の比）である。ここで、バイアス電流Ｉoが温度に依存しなければ、βに含まれる移動度μの温度依存性によってＧｍは温度特性を持つ。この場合、Ｇｍ増幅器のバイアス電流（２Ｉ０）に温度依存性を持たせて移動度μの温度依存性を打ち消すことが考えられるが、こうすると制御信号変換器のバイアス電流Ｉ０が温度依存性を持つことになってしまう。この結果、温度特性も劣化してしまうばかりでなく、linear-in-dB特性に偏差が生じてしまうという問題が起こる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、制御信号変換器と信号加算型制御増幅器を組み合わせて外部利得制御信号に対して利得が線形に変化するように構成された、いわゆるlinear-in-dB可変利得増幅器においては、温度に対して利得が変化しないようにすることが難しいという問題があった。
【０００９】
本発明は、ＭＯＳトランジスタを用いたlinear-in-dB可変利得増幅器の温度依存性を小さくすることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明の一つの態様ではlinear-in-dB VGAを構成する主利得制御増幅器の後段または前段に温度補償用利得制御増幅器を配置し、温度に比例した利得制御信号を入力とする温度補償用制御信号変換器により温度補償用利得制御増幅器の利得を制御する。
【００１１】
本発明の他の態様では、利得制御増幅器におけるＧｍ増幅器のバイアス電流を温度に依存した電流とし、分流回路のバイアス電流は温度に依存しない電流とした上で、移動度に比例した電流と一定電流との差の電流を分流回路の入力部に与えることにより、温度補償を行う。
【００１２】
本発明の他の態様では、linear-in-dB VGAを構成するＧｍ増幅器のバイアス電流及び制御信号変換器のバイアス電流を共に移動度に比例した電流とすることにより、温度補償を行う。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、図面参照して本発明の実施の形態を説明する。
【００１４】
（第１の実施形態）
図１には、本発明の第１の実施形態に係る可変利得増幅器の第１の基本構成を示す。可変利得増幅器の入力信号Ｖinは、まず主制御信号変換器１１からの利得制御信号に従って利得が制御される主利得制御増幅器１２によって増幅される。主利得制御増幅器１２は、可変利得増幅器としての増幅機能を司る主たる増幅器である。これに対応して、主利得制御増幅器１２に対して利得制御信号を供給する制御信号変換器を主制御信号変換器１１と称する。
【００１５】
主利得制御増幅器１２の出力信号は、さらに温度補償用制御信号変換器１３からの利得制御信号に従って利得が制御される温度補償用利得制御増幅器１４によって増幅され、この利得制御増幅器１４からの出力信号が可変利得増幅器の出力信号Ｖoutとして出力される。ここで、温度補償用制御信号変換器１３及び温度補償用利得制御増幅器１４は、温度補償用として設けられている。
【００１６】
主制御信号変換器１１には、可変利得増幅器の利得を外部から制御するための利得制御信号である、基本的に温度依存性のない電流Ｉｘが与えられ、温度補償用制御信号変換器１３には外部からの利得制御信号である温度に比例した電流Ｉ０−ＶＴref（ＶTEMP）が与えられる。さらに、主制御信号変換器１１と主利得制御増幅器１２及び温度補償用制御信号変換器１３と温度補償用利得制御増幅器１４には、基本的に温度依存性のないバイアス電流Ｉ０が共通に与えられる。主制御信号変換器１１、主利得制御増幅器１２、温度補償用制御信号変換器１３及び温度補償用利得制御増幅器１４の各々に与えられるバイアス電流Ｉ０の値は、異なっていても構わない。
【００１７】
なお、ここでいう「基本的に温度依存性がない」とは、利得制御信号電流Ｉｘ及びバイアス電流Ｉ０は利得制御信号電流Ｉ０−ＶＴref（ＶTEMP）に比較して相対的に温度依存性が十分に小さいという意味であり、必ずしも完全に温度依存性がないということではない。以後、本明細書における「温度依存性がない」あるいは「温度依存性を持たない」という表現は、積極的に温度依存性を持たせた値に比較して温度依存性が十分に小さいという意味であるものとする。
【００１８】
主制御信号変換器１１では、利得制御信号電流ＩxがＩxに対して主利得制御増幅器１２の利得を指数関数的に変化させる利得制御信号に変換され、主利得制御増幅器１２に入力される。温度補償用制御信号変換器１３では、利得制御信号電流Ｉo−ＶＴref（ＶTEMP）がＩ０−ＶＴref（ＶTEMP）に対して温度補償用利得制御増幅器１４を指数関数的に変化させる利得制御信号に変換される。
【００１９】
このような構成により、主利得制御増幅器１２は図２（ａ）に示すように温度Ｔに対して利得Ｇが反比例する温度特性を持つのに対して、温度補償用利得制御増幅器１４は図２（ｂ）に示すように温度Ｔに対して利得Ｇが比例する温度特性を持つことにより両者の温度特性は相殺され、可変利得増幅器全体としては温度に対する利得変化のほとんどない特性が得られる。
【００２０】
図３には、同実施形態に係る可変利得増幅器の第２の基本構成を示す。図１に示した第１の基本構成では、主利得制御増幅器１１の後段に温度補償用の温度補償用利得制御増幅器１３が配置されていたのに対して、図３では主利得制御増幅器１１の前段に温度補償用利得制御増幅器１３が配置される。すなわち、可変利得増幅器の入力信号Ｖinは、まず温度補償用制御信号変換器１３からの利得制御信号に従って利得が制御される温度補償用利得制御増幅器１４によって増幅される。温度補償用利得制御増幅器１４の出力信号は、さらに主制御信号変換器１１からの利得制御信号に従って利得が制御される主利得制御増幅器１３によって増幅され、可変利得増幅器の出力信号Ｖoutとして出力される。
【００２１】
図４には、図１または図３におけるＭＯＳトランジスタを用いて構成される主制御信号変換器１１と主利得制御増幅器１２の具体的な回路例を示す。利得制御増幅器１２は、二組の差動対トランジスタトランジスタＭ５，Ｍ６とトランジスタＭ５，Ｍ６の共通ソース端子に接続された電流源１６からなる相互コンダクタンス増幅器（以下、Ｇｍ増幅器という）と、分流回路を形成する二組の差動対トランジスタＭ１，Ｍ２及びＭ３，Ｍ４を有する。利得制御増幅器１２の入力信号Ｖinは差動入力電圧信号−Ｖin，Ｖinとして与えられ、−Ｖin及びＶinはＧｍ増幅器の差動対トランジスタＭ５，Ｍ６のベース端子にそれぞれ入力される。これにより差動対トランジスタＭ５，Ｍ６のドレイン端子には、差動入力信号電圧−Ｖin，Ｖinに応じた差動入力信号電流＋Ｉin，−Ｉinが流れる。
【００２２】
主制御信号変換器１１からの利得制御信号Ｖyは、トランジスタＭ２，Ｍ１のゲート端子間及びトランジスタＭ４，Ｍ３のゲート端子間に入力され、これにより分流回路の電流利得が制御される。すなわち、トランジスタＭ１，Ｍ２の共通ソース端子及びトランジスタＭ３，Ｍ４の共通ソース端子からＧｍ増幅器のトランジスタＭ５，Ｍ６のそれぞれのドレイン端子に流れ込む差動入力信号電流＋Ｉin，−Ｉinは、分流回路により減衰されてトランジスタＭ１，Ｍ３のドレイン端子から差動出力信号電流＋Ｉout，−Ｉoutとして出力され、さらに負荷抵抗ＲＬ  により電圧信号に変換されて、利得制御増幅器１１の出力信号Ｖoutとして出力される。このようにして、利得制御増幅器１２の利得は利得制御信号Ｖyに従って制御される。なお、トランジスタＭ２，Ｍ４のドレイン端子からの出力電流＋Ｉin−(＋Ｉout)及び−Ｉin−(−Ｉout)は電源ＶＤＤに流れる。
【００２３】
一方、制御信号変換器１１は弱反転領域で動作するＮ型のＭＯＳトランジスタＭ１０，Ｍ１１からなる差動対トランジスタを有し、トランジスタＭ１０，Ｍ１１の共通ソースに直流バイアス電流Ｉ０が入力される。トランジスタＭ１０はドレイン端子とゲート端子が接続され、ドレイン端子には電流ＩＤ１が入力される。トランジスタＭ１１のゲート端子は、主利得制御変換器１２のトランジスタＭ２，Ｍ４のゲート端子と共に電源ＶＢＢ１  から一定の直流レベルが与えられ、ドレイン端子は例えば電源ＶＤＤ１  に接続される。この場合、主制御信号変換器１１から見た主利得制御増幅器１２の入力インピーダンスが高いことが要求されるが、主利得制御増幅器１２の入力端子はトランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４のゲート端子であるので、入力インピーダンスは高いと見なすことができる。
【００２４】
電流Ｉ０  は、電圧源ＶＢＢ及びトランジスタＭ２０によって生成される。トランジスタＭ２０のゲート端子は電圧源ＶＢＢに接続されるとともに、抵抗Ｒを介してトランジスタＭ２１のゲート端子に接続される。トランジスタＭ２１のゲート端子には、利得制御信号ＩTEMPが入力される。トランジスタＭ２１のソース端子は接地され、ドレイン端子はＰ型のＭＯＳトランジスタＭ３０，Ｍ３１からなるカレントミラー回路の入力端子（Ｍ３１のゲート及びドレイン端子）に接続される。カレントミラー回路の出力端子であるトランジスタＭ３０のドレイン端子は、トランジスタＭ１０のドレイン端子及びゲート端子に接続されている。
【００２５】
図５には、温度補償用制御信号変換器１３及び温度補償用利得制御増幅器１４の具体的な回路例を示す。図５から明らかなように、温度補償用制御信号変換器１３及び温度補償用利得制御増幅器１４は、図４に示した主制御信号変換器１１及び主利得制御増幅器１２と同一構成である。ただし、図４では主制御信号変換器１１に温度依存性のない利得制御信号電流Ｉxが入力されているのに対して、図５では温度に依存する利得制御信号電流ＩTEMPが入力されている。
【００２６】
次に、本実施形態に係る可変利得増幅器の動作について述べる。まず、従来のlinear-in-dB可変利得増幅器と同様の構成である主制御信号変換器１１と主利得制御増幅器１２について説明する。
【００２７】
主制御信号変換器１１におけるトランジスタＭ２１，Ｍ２０は弱反転領域で動作するように設定されており、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳと出力電流（ドレイン電流）ＩＤ  の関係は次式で表される。
【００２８】
【数１】
0003798724.tif 000002
【００２９】
ここで、ＩＯＮ  ，ＶＯＮはプロセスで決まる電流及び電圧、ｎはプロセスで決まる定数であり、ＶＴ  （＝ｋＴ／ｑ）は熱電圧である。従って、トランジスタＭ２１またはＭ１０のドレイン電流ＩＤ１は
【数２】
0003798724.tif 000003
となり、トランジスタＭ１１のドレイン電流ＩＤ２は次式となる。
【００３０】
【数３】
0003798724.tif 000004
【００３１】
このようにトランジスタＭ１０のドレイン電流ＩＤ１  とバイアス電流Ｉｏ（トランジスタＭ１０，Ｍ１１のドレイン電流ＩＤ１  ，ＩＤ２  の和電流）との電流比は、指数関数で表される。
【００３２】
一方、主利得制御増幅器１２の差動対トランジスタＭ１，Ｍ２及びＭ３，Ｍ４に流れるバイアス電流をそれぞれＩ０とし、制御信号変換器１１の差動対トランジスタＭ１０，Ｍ１１に流れるバイアス電流をＩ０とすると、Ｍ１とＭ２，Ｍ３とＭ４，Ｍ１０とＭ１１の寸法すなわちＷ／Ｌ（ゲート幅／ゲート長の比）を同一とする場合、言い換えればＭ１，Ｍ３，Ｍ１０の電流密度及びＭ２，Ｍ４，Ｍ１１の電流密度が等しい場合、Ｍ１０，Ｍ１，Ｍ３に流れるバイアス電流とＭ１１，Ｍ２，Ｍ４に流れるバイアス電流は等しくなる。この場合、主利得制御増幅器１２の電流利得は
【数４】
0003798724.tif 000005
で表される。ここで、ｇｍM10 ，ｇｍM11 はそれぞれトランジスタＭ１０，Ｍ１１の相互コンダクタンスを表す。
【００３３】
トランジスタＭ１０，Ｍ１１及びＭ１〜Ｍ４が２乗特性を示す領域で動作する場合、電流利得ＧＩは式（４）から次式で与えられる。
【００３４】
【数５】
0003798724.tif 000006
【００３５】
トランジスタＭ１０，Ｍ１，Ｍ３のみが指数特性を示す領域で動作する場合、電流利得ＧＩは式（４）より次式で与えられる。
【００３６】
【数６】
0003798724.tif 000007
【００３７】
主制御信号変換器１１に入力される利得制御信号Ｉxは、温度補償が施された信号、すなわち前述したように基本的に利得若しくは分流比の温度依存性を持たせないように温度補償を施した信号であり、次式で表すとする。
【００３８】
【数７】
0003798724.tif 000008
【００３９】
ここで、Ｔ０は室温、Ｉxoは室温での利得制御信号、ΔＴは室温からの温度差である。室温での熱電圧をＶＴＯとすると、ＶＴ＝ＶＴＯ（１＋ΔＴ／Ｔ０）と表せるので、式（５）から電流利得ＧＩは
【数８】
0003798724.tif 000009
となり、式（６）から電流利得ＧＩは
【数９】
0003798724.tif 000010
となる。ここで、β＝μＣＯＸＷ／（２Ｌ）を表し、μは移動度、ＣＯＸは単位面積当りの酸化膜容量、Ｗはゲート幅、Ｌはゲート長である。μは一般に
【数１０】
0003798724.tif 000011
と表され、温度特性を有する。ここで、μ０は温度Ｔ０での移動度を表し、ｋは温度係数を表す。ｋはプロセス条件により決まるが、おおよそ２の値をとる。これから、ＶT ×β1/2は近似的に温度特性をもたない。式（８），（９）からバイアス電流Ｉoが温度依存性を持たなければ、電流利得ＧIは温度依存性を持たないことがわかる。ここで、式（８）はlinear-in-dB特性から偏差を持つ特性となるので、利得補償が必要となるが、この手法は特開２００１−１９６８８０に記載されているので、ここでは説明を省く。
【００４０】
しかし、主利得制御増幅器１２ではトランジスタＭ５，Ｍ６と電流源１６で構成されるＧｍ増幅器の利得が温度特性をもつため、可変利得増幅器全体の温度依存性を小さくするには、このＧｍ増幅器の利得についても温度補償を施す必要がある。すなわち、Ｇｍは
【数１１】
0003798724.tif 000012
に近似できるので、バイアス電流２Ｉ０が温度に依存しなければ、βの含まれる移動度μにより温度依存性をもつ。移動度μの温度依存性により、式（１１）から温度が高くなればＧｍは小さくなる。考慮する温度範囲を−４０℃から８５℃とすると、Ｇｍは常温に対し約±１．５ｄＢ変化することになる。主利得制御増幅器１２のバイアス電流２Ｉ０により移動度の温度特性を打ち消すためには、バイアス電流は２Ｉ０（Ｔ／Ｔ０）ｋ  となるように設定する必要がある。しかしながら、利得制御信号変換器のバイアス電流Ｉ０が温度に比例しないため、すなわち、トランジスタＭ１０とＭ１，Ｍ３の電流密度及びトランジスタＭ１１とＭ２，Ｍ４の電流密度が温度により変化するため、式（８），（９）が成り立たなくなる。これにより、温度特性も劣化してしまうばかりでなく、linear-in-dB特性に偏差が生じてしまう。
【００４１】
そこで、本実施形態では図１に示したように主利得制御増幅器１２の後段、あるいは図３に示したように主利得制御増幅器１２の前段に、温度補償用利得制御増幅器１４を配置し、この利得制御増幅器１４の利得を温度補償用制御信号変換器１３からの利得制御信号により制御する。図５に示したように温度補償用制御信号変換器１３には、温度に比例した利得制御信号電流ＩTEMP＝Ｉo−ＶＴrefが入力される。このような温度依存性のある信号ＩTEMPの生成は、例えばウィダラー回路の出力電流と温度依存性の小さい定電流回路の出力電流の差をとることにより、容易に実現できる。なお、ウィダラー回路と温度依存性の小さい定電流回路については、例えば特願２０００−３３７１７５に詳細に記載されている。この利得制御信号電流ＩTEMPは、次式で表される。
【００４２】
【数１２】
0003798724.tif 000013
とする。ここで、ＩＯ１は温度依存性のない電流を表し、ｍは補償すべき温度範囲ΔＴの大きさにより決まる、例えば０．２から０．３程度の値とする。温度補償信号ＩTEMPは温度が上昇すると小さくなるため、温度が上昇すると電流利得が高くなる。この特性について、以下に詳細に説明する。ＲＩTEMP／（ｎＶＴ  ）は
【数１３】
0003798724.tif 000014
と近似でき、式（５）から電流利得ＧＩは次式となる。
【００４３】
【数１４】
0003798724.tif 000015
となる。これは熱電圧を室温時の熱電圧ＶＴＯとして、温度に比例した利得制御信号電流信号ＩTEMPを次式に示すＩTEMP1 に置き換えた場合の電流利得ＧI を表す式となる。
【００４４】
【数１５】
0003798724.tif 000016
【００４５】
図６に、ＩTEMP1 のおおよその範囲を含めた電流利得特性、すなわちＩTEMP1 に対する電流利得ＧI の関係を示す。図６の例によると、約６ｄＢの温度補償が可能であるが、抵抗Ｒの大きさを変えることにより温度補償範囲を大きくとることもできる。ここでＭＯＳトランジスタが２乗特性を示す領域（図６のsquare-law region）での電流利得ＧＩ  について述べたのは、２乗特性を示す領域のように電流利得が高い領域で温度補償をする方が低雑音性を実現できるためである。電流利得が低い領域、例えば図６の指数特性を示す領域（exponential-law region）についても同様に解析できるが、雑音特性が劣化する欠点があるため、ここでは省略する。
【００４６】
なお、上記説明においては、Ｇｍ増幅器を構成するトランジスタＭ５，Ｍ６のソース端子間に抵抗Ｒを挿入することにより、温度補償用利得制御増幅器１３のＧｍ増幅器の温度特性を小さくすることができると仮定した。しかしながら、例えばＧｍ増幅器に抵抗を挿入しないときなど、Ｇｍ増幅器の温度依存性が存在した場合でも、その温度特性を考慮に入れて、分流回路の利得特性を決めることにより、可変利得増幅器の温度特性を打ち消すことができる。
【００４７】
このように本実施形態によると、主制御信号変換器１１により変換された利得制御信号により利得が接続される主利得制御増幅器１２の後段または前段に、温度に比例した利得制御信号を変換する温度補償用制御信号変換器１３からの利得制御信号により利得が制御される温度補償用利得制御増幅器１４を配置することによって、温度に対する利得変化の非常に小さい可変利得増幅器を実現することができる。
【００４８】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態として、利得制御増幅器のバイアス電流を温度に依存する電流Ｉ０（Ｔ／Ｔｏ）ｋ  とし、分流回路のバイアス電流は温度に依存しない電流Ｉ０とすることにより、Ｇｍ増幅器の温度補償を行う可変利得増幅器について説明する。
【００４９】
図７は、本実施形態に係る温度補償機能を備えた可変利得増幅器の構成を示す図である。この可変利得増幅器は、各々一つの制御信号変換器２１と利得制御増幅器２２によって構成される。すなわち、第１の実施形態のように温度補償用の制御信号変換器及び利得制御信号変換器は持たない構成である。本実施形態における制御信号変換器２１は、第１の実施形態における主制御信号変換器１１と同一構成であり、基本的に利得若しくは分流比の温度依存性を持たせないように温度補償を施した利得制御信号電流Ｉxが入力される。
【００５０】
一方、利得制御増幅器２２は回路の構成自体は第１の実施形態における利得制御増幅器１２と同じであるが、Ｇｍ増幅器において電流源１６から温度依存性を有するバイアス電流２Ｉ０(Ｔ／Ｔ０  )k をテール電流として出力していること、及びＧｍ増幅器の差動対トランジスタＭ５，Ｍ６の各々のドレイン端子と分流回路における差動対トランジスタＭ１，Ｍ２及びＭ３，Ｍ４の各々の共通ソース端子との接続点Ｎ１，Ｎ２と電源ＶＤＤの間に、電流源２４，２５のそれぞれの一端が接続されているところが異なる。電流源２４，２５は、Ｉ０｛(Ｔ／Ｔ０  ）k −１｝、すなわち移動度に比例した電流ＩＯ(Ｔ／Ｔ０  ）k と温度に依存しない一定電流Ｉ０  との差の電流値を有する。
【００５１】
分流回路における一方の差動対トランジスタＭ１，Ｍ２に流れる電流は、Ｇｍ増幅器のトランジスタＭ５からのバイアス電流Ｉ０(Ｔ／Ｔ０  )k と電流Ｉ０{(Ｔ／Ｔ０）k −１｝との差電流となるため、温度依存性のないＩＯ  となる。同様に、分流回路における他方の差動対トランジスタＭ３，Ｍ４に流れる電流も温度依存性のない電流ＩＯとなる。
【００５２】
分流回路及び制御信号変換器２１の動作は、基本的に図４と同じであるので、電流利得特性の温度依存性はない。Ｇｍ増幅器の差動対トランジスタＭ５，Ｍ６の電流は２Ｉ０（Ｔ／Ｔ０  ）ｋ  であるので、相互コンダクタンスＧｍは次式となり、移動度の温度特性がキャンセルされる。
【００５３】
【数１６】
0003798724.tif 000017
【００５４】
本実施形態に係る可変利得増幅器は、第１の実施形態のように温度補償用の制御信号変換器及び利得制御増幅器を新たにを追加する必要がないため、可変利得増幅器の回路規模削減と低消費電力化に有効である。
【００５５】
図７に示した構成では、温度がＴＯ以下のとき電流が差動対トランジスタＭ１，Ｍ２及びＭ３，Ｍ４の各々の共通ソース端子から電源ＶＤＤへ電流を流す必要があるが、これを実現する実用的な回路例について図８を用いて説明する。
【００５６】
図８においては、Ｇｍ増幅器の差動対トランジスタＭ５，Ｍ６の各々のドレイン端子と分流回路における差動対トランジスタＭ１，Ｍ２及びＭ３，Ｍ４の各々の共通ソース端子との接続点Ｎ１，Ｎ２と電源ＶＤＤの間に電流源２６，２７がそれぞれ接続され、かつ該接続点Ｎ１，Ｎ２とグラウンドとの間に電流源２８，２９がそれぞれ接続されているところが図７の構成と異なる。
【００５７】
ここで、電流源２６，２７はＩ０｛(Ｔ／Ｔ０  ）k −１｝、すなわち移動度に比例した電流ＩＯ(Ｔ／Ｔ０  ）ｋ  から温度に依存しない一定電流Ｉ０  を減じた電流値を有し、該電流を接続点Ｎ１，Ｎ２に供給する。一方、電流源２８，２９はＩo｛１−（Ｔ／Ｔ０  ）ｋ ｝、すなわち温度に依存しない一定電流Ｉ０  から移動度に比例した電流Ｉ０（Ｔ／Ｔ０）ｋ  を接続点Ｎ１，Ｎ２から引き出す。さらに、電流源２６，２７は温度ＴがＴ０  以上のとき動作し、Ｔ０  に満たないときは電流を流さないように構成される。一方、電流源２８，２９は温度ＴがＴ０  未満のとき動作し、Ｔ０  以上のときは電流を流さないように構成される。これによって、制御信号変換器２１及び利得制御増幅器２２内の差動対トランジスタＭ１，Ｍ２及びＭ３，Ｍ４で構成される分流回路には、温度依存性のない電流Ｉ０  が流れる。また、利得制御増幅器２２内の差動対トランジスタＭ５，Ｍ６と電流源２３で構成されるＧｍ増幅器には、相互コンダクタンスの温度依存性がないように、温度依存性をもつ電流を流すことができる。
【００５８】
次に、図９及び図１０を用いて電流源２６，２７，２８，２９の実現方法の一例について述べる。図９には、（Ｔ／Ｔ０  ）ｋ の温度依存性をもつ電流源の従来例を示す。トランジスタＭ６０とＭ６１のＷ／Ｌ比を１：４とし、ＭＯＳトランジスタの動作領域は２乗特性を示す領域とする。トランジスタＭ６０のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ，Ｍ６０とトランジスタＭ６１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ，Ｍ６１の差電圧は抵抗ＲＴの両端の電圧となるので、ＶＧＳ，Ｍ６０−ＶＧＳ，Ｍ６１＝ＲＴＩＤ が成り立つ。すなわち、
【数１７】
0003798724.tif 000018
が成り立つ。ここで、ＩＤ  はＭ６１の動作電流を表す。式（１７）を解くと、次式となる。
【００５９】
【数１８】
0003798724.tif 000019
ここで、
【数１９】
0003798724.tif 000020
とした。このような図９に示した電流源の電流と温度依存性のない電流源の電流との差をとることにより、電流Ｉｏ｛（Ｔ／Ｔo）ｋ −１｝及び電流Ｉo｛１−（Ｔ／Ｔo）ｋ｝を生成することができる。
【００６０】
図１０は、その具体例を示す回路図である。トランジスタＭ６５に流れる電流はＩ０  （Ｔ／Ｔ０  ）ｋ であり、電流Ｉ０  との差電流Ｉ０｛１−（Ｔ／Ｔ０）ｋ  ｝がトランジスタＭ６６に流れ、トランジスタＭ６７から出力される。温度ＴがＴoより大きくなった場合、トランジスタＭ６６には電流が入力されなくなるため、トランジスタＭ６７から出力される電流は０ｍＡとなる。同様に、トランジスタＭ６８に流れる電流はＩ０  （Ｔ／Ｔ０  ）ｋ であり、電流Ｉ０  との差電流Ｉ０  ｛（Ｔ／Ｔ０  ）ｋ −１｝がトランジスタＭ６９に流れ、トランジスタＭ７０から出力される。一方、温度ＴがＴ０  より小さくなった場合、トランジスタＭ６９には電流が入力されなくなるため、トランジスタＭ７０からは出力される電流は０ｍＡとなる。
【００６１】
このように図１０の構成では、トランジスタＭ７０から電流Ｉ０  ｛（Ｔ／Ｔ０  ）ｋ −１｝が出力され、トランジスタＭ６７に電流Ｉ０  ｛１−（Ｔ／Ｔ０  ）ｋ｝が流れ込むので、これらを図８における電流源２６，２７及び２８，２９として用いることができる。
【００６２】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態として、制御信号変換器及び利得制御増幅器の双方に（Ｔ／Ｔo）ｋの温度依存性をもつバイアス電流を与えることにより温度依存性を小さくする可変利得増幅器について述べる。
【００６３】
図１１に、本実施形態に係る可変利得増幅器の構成を示す。本実施形態では、制御信号変換器３１のバイアス電流をＩoからＩ０  （Ｔ／Ｔ０  ）ｋ に置き換え、利得制御増幅器３２のバイアス電流である電流源３３の電流を２Ｉ０  から２Ｉ０  （Ｔ／Ｔ０  ）ｋ に置き換えた点が特徴である。
【００６４】
この場合、制御信号変換器３１及び利得制御増幅器３２のバイアス電流を電流密度が同じになるように変えれば、式（８）より電流利得ＧＩ  のlinear-in-dB特性が劣化することがなく、温度依存性もない。一方、式（９）ではバイアス電流の項（Ｉo）1/2 があるので、電流利得ＧＩ は温度依存性をもつ。しかしながら、電流利得ＧＩ の温度依存性は−４０℃から８５℃の範囲で高々±１．５ｄＢの偏差であり、設計仕様によっては許容できる。（Ｔ／Ｔ０  ）ｋ の温度依存性をもつバイアス電流の実現方法については、図９を用いて既に説明したのでここでは省略する。
【００６５】
本実施形態の構成も第２の実施形態と同様、温度補償用の制御信号変換器及び利得制御増幅器を新たにを追加する必要がないことから、可変利得増幅器の回路規模削減と低消費電力化に有利となる。
【００６６】
（第４の実施形態）
次に、上述した本発明の実施形態に係る可変利得増幅器を適用できる応用システムの例として、携帯電話機その他の移動無線端末装置における無線送受信回路について説明する。図１２に、このような移動無線端末装置の無線送受信部の構成を示す。ここでは送受の切り替えを時分割で行うＴＤＤ(Time Division Duplex)方式を例として説明するが、これに限られるものではない。
【００６７】
まず、送信部について説明すると、ベースバンド信号発生部(TX-BB)１０１では直交した第１及び第２の送信ベースバンド信号Ｉch(TX)，Ｑch(TX)が適当なフィルタにより帯域制限されて出力される。これらの直交送信ベースバンド信号Ｉch(TX)，Ｑch(TX)は、二つの乗算器１０２，１０３と加算器１０４からなる直交変調器１０５に入力され、２つの直交した周波数をｆLO2 の第２ローカル信号を変調する。第２ローカル信号は、局部発振器１０６により発生され、かつ９０°移相器（９０°−ＰＳ）１０７により２分割されて直交変調器１０５に入力される。
【００６８】
直交変調器１０５から出力される被変調信号はＩＦ（中間周波）信号であり、可変利得増幅器１０９に入力される。可変利得増幅器１０９は、図示しない制御系からの利得制御信号に従って入力されたＩＦ信号を適当な信号レベルに調節する。可変利得増幅器１０９から出力されるＩＦ信号は、一般に直交変調器１０５及び可変利得増幅器１０９で発生する不要な高調波成分を含むため、この不要成分を除去するためのローパスフィルタまたはバンドパスフィルタ１１０を介してアップコンバータ１１１に入力される。
【００６９】
アップコンバータ１１１は、ＩＦ信号と第１局部発振器１１２で発生される周波数ｆLO1 の第１ローカル信号との乗算を行うことにより周波数変換（アップコンバート）を行い、周波数ｆLO1 ＋ｆLO2 のＲＦ信号と周波数ｆLO1 −ｆL02 のＲＦ信号を生成する。これら二つのＲＦ信号のいずれか一方が所望波出力であり、他方は不要なイメージ信号である。ここでは、周波数ｆL01 ＋ｆL02 のＲＦ信号を所望波とするが、周波数ｆLO1 −ｆL02 のＲＦ信号を所望波出力としてもよい。イメージ信号は、イメージ除去フィルタ１１３により除去される。
【００７０】
アップコンバータ１１１からイメージ除去フィルタ１１３を介して抽出された所望波出力は、電力増幅器（ＰＡ）１１４により所要の電力レベルまで増幅された後、送受切り替え電流スイッチ（Ｔ／Ｒ）１１５を介してアンテナ１１６に供給され、電波として放射される。
【００７１】
一方、受信部においては、アンテナ１１６から出力される受信ＲＦ信号が送受切り替え電流スイッチ１１５及びバンドパスフィルタ１１７を介して、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１８に入力される。低雑音増幅器１１８により増幅された受信ＲＦ信号は、イメージ除去フィルタ１１９を介してダウンコンバータ１２０に入力される。
【００７２】
ダウンコンバータ１２０は、第１局部発振器１１２で発生される周波数ｆL01 の第１ローカル信号と受信ＲＦ信号の乗算を行い、受信ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換（ダウンコンバート）する。ダウンコンバータ１２０から出力されるＩＦ信号は、バンドパスフィルタ１２１及び可変利得増幅器１２２を介して分波器（図示せず）と乗算器１２３，１２４からなる直交復調器１２５に入力される。
【００７３】
直交復調器１２５には、送信部の直交変調器１０５と同様に、第２局部発振器１０６から９０°移相器（９０°−ＰＳ）１０８を介して直交した周波数ｆL02 の第２ローカル信号が入力される。直交復調器１２５の出力Ｉch(RX)及びＱch(RX)は、受信部ベースバンド処理部（ＲＸ−ＢＢ）１２６に入力され、ここで受信信号が復調されることによって、元のデータ信号が再生される。
【００７４】
このような構成の移動無線端末装置における無線送受信回路において、可変利得増幅器１０９及び１２２に、本発明の実施形態による可変利得増幅器を適用することができる。本発明の実施形態に基づく可変利得増幅器はＭＯＳトランジスタを用いた構成で正確なlinear-in-dB特性を得るとともに、温度依存性が効果的に低減されるので、これを無線送受信回路に適用することにより、移動無線端末装置などの無線機の特性向上、小型化、低コスト化及び低消費電力化に寄与することができる。
【００７５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によればＭＯＳトランジスタを用いた構成で正確なlinear-in-dB特性を得るとともに、温度依存性のない可変利得増幅器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る可変利得増幅器の基本構成を示すブロック図
【図２】同実施形態に係る可変利得増幅器における主利得制御増幅器及び温度補償用利得制御増幅器の利得の温度特性を示す図
【図３】同実施形態に係る可変利得増幅器の別の基本構成を示すブロック図
【図４】同実施形態における主利得制御増幅器及び主利得制御増幅器の具体例を示す回路図
【図５】同実施形態における温度補償用制御信号変換器及び温度補償用利得制御増幅器の具体例を示す回路図
【図６】同実施形態に係る可変利得増幅器の温度補償に用いるＭＯＳトランジスタの動作領域を説明するための図
【図７】本発明の第２の実施形態に係る可変利得増幅器の構成を示す回路図
【図８】同実施形態に係る可変利得増幅器のより具体的な構成を示す回路図
【図９】移動度に反比例した電流値を有する電流源の例を示す回路図
【図１０】同実施形態に好適な電流源の構成を示す回路図
【図１１】本発明の第３の実施形態に係る可変利得増幅器の構成を示す回路図
【図１２】本発明の実施形態に係る可変利得増幅器を適用可能な無線送受信回路の例を示すブロック図
【符号の説明】
１１…主制御信号変換器
１２…主利得制御増幅器
１３…温度補償用制御信号変換器
１４…温度補償用利得制御増幅器
１５…温度補償回路
２１…制御信号変換器
２２…利得制御増幅器
３１…制御信号変換器
３２…利得制御増幅器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
0003798724.tif 000030
【図１１】
0003798724.tif 000031
【図１２】
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