(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電圧を昇圧して電動機の電動機駆動手段へ電力を供給する昇圧手段であって、直流電源に接続されたコイルと、同コイルの出力端子に対して共に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子の出力端子に接続されたコンデンサとを備えた昇圧手段と、
前記電動機の負荷状態に応じて、前記両スイッチング素子の駆動方式を変更して昇圧制御を行う昇圧制御手段と、前記電動機駆動手段に流れる電動機電流を、シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電流較正式で演算する電動機電流演算手段を備えた電動パワーステアリング制御装置において、
前記昇圧制御手段は、前記電動機が高負荷時には前記両スイッチング素子を同期整流し、低負荷時に非同期整流するものであり、
前記電動機電流演算手段は、前記電動機の負荷状態に応じて変更される駆動方式毎に予め求められた電流較正式で、前記シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電動機電流を演算することを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。
【請求項２】
前記電流較正式は、各駆動方式のグランド電位のもとで電動機に電流を通電させた場合に検出される電流値とシャント抵抗両端の電位差相当のＡ／Ｄ値との組み合わせを少なくとも２点以上取り、この２点以上取った各点を通過、又は各点に近接する直線近似によって駆動方式毎に予め求められていることを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング制御装置。
【請求項３】
直流電源の電圧を昇圧して電動機の電動機駆動手段へ電力を供給する昇圧手段であって、直流電源に接続されたコイルと、同コイルの出力端子に対して共に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子の出力端子に接続されたコンデンサとを備えた昇圧手段と、
前記電動機の負荷状態に応じて、前記両スイッチング素子の駆動方式を変更して昇圧制御を行う昇圧制御手段とを備え、前記電動機駆動手段に流れる電動機電流を、シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電流較正式で演算する電動パワーステアリング制御装置の電動機電流演算方法において、
前記昇圧制御手段によって、前記電動機が高負荷時に前記両スイッチング素子を同期整流し、低負荷時に非同期整流する場合に、
前記電動機の負荷状態に応じて変更される駆動方式毎に予め求められた電流較正式で、前記シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電動機電流を演算することを特徴とする電動パワーステアリング制御装置の電動機電流演算方法。
【請求項４】
前記電流較正式は、各駆動方式のグランド電位のもとで電動機に電流を通電させた場合に検出される電流値とシャント抵抗両端の電位差相当のＡ／Ｄ値との組み合わせを少なくとも２点以上取り、この２点以上取った各点を通過、又は各点に近接する直線近似によって駆動方式毎に予め求められていることを特徴とする請求項３記載の電動パワーステアリング制御装置の電動機電流演算方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動車や車両の操舵系にモータによるアシスト力を付与する電動パワーステアリング制御装置に係り、詳しくは、車載バッテリからのモータへの供給電流を調整することができる昇圧回路を備えた電動パワーステアリング制御装置及び電動パワーステアリング制御装置の電動機電流演算方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、モータの回転力を利用して、ステアリングホイールの操作を補助する電動パワーステアリング装置が用いられている。
【０００３】
このような電動パワーステアリング装置の制御装置では、運転者がステアリングホイールを回転させて操舵を行った時に、アシスト制御による操舵トルクに応じたアシスト指令値が算出され、このアシスト指令値に基づいた操舵補助力が、モータからステアリング機構に与えられるようになっている。
【０００４】
ところで、前記のような電動パワーステアリング装置の制御装置（電動パワーステアリング制御装置）は大きなトルクを得ようとするために大電流を必要とするシステムである。
【０００５】
従来は、車載バッテリ（ＤＣ１２Ｖ）を直に印加するようにしており、モータもＤＣ１２Ｖ仕様のものを使用し、大電流を前記モータに供給するために、モータの大型化、使用配線の大容量化（太線化）は避けることはできない。
【０００６】
又、前記制御装置で消費される電力が大きいと、電流が大きいため、制御装置での発熱（損失）が多く、前記制御装置をエンジンルーム内に搭載しようとしても、エンジンルーム内の温度条件で制約されて搭載できない場合がある。
【０００７】
この問題を解決するため、本出願人は、車載バッテリからの供給電流を調整することができる電動パワーステアリング制御装置を提案している。
この電動パワーステアリング制御装置においては、モータに電流を供給する回路に図４に示すような昇圧回路１００及び中央処理装置（ＣＰＵ２１）を設けている。なお、図４は、本発明の実施形態の説明のための回路図であるが、本出願人が提案している構成とはハード的には同じ構成であるため、説明の便宜上、実施形態中の符号を使用して説明する。
【０００８】
昇圧回路１００は、車載バッテリからのバッテリ電圧ＶPIG（ＤＣ１２Ｖ）の印加点Ｐ１とモータへの電圧印加点Ｐ２との間に設けられている。昇圧回路１００はコンデンサＣ１，Ｃ２、コイルＬ、スイッチング用の第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２を備えている。
【０００９】
ＣＰＵ２１は、昇圧回路１００の第１トランジスタＱ１に対して、昇圧のためのＰＷＭ演算によりデューティ比を演算する。そして、ＣＰＵ２１は、このデューティ比に基づいてデューティ比駆動信号（ＰＷＭ駆動信号）を出力し、このデューティ比駆動信号によって、モータの負荷状態に関わりなく第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２とを交互にオンオフする、すなわち同期整流方式にて制御する（図６（ａ）参照）。
【００１０】
この結果、コイルＬでエネルギーの蓄積と放出とが繰り返され、第２トランジスタＱ２のコンデンサＣ２側に放出の際の高電圧が現れる。
第１トランジスタＱ１がオンとなるとコイルＬに電流が流れ、第１トランジスタＱ１がオフとなるとコイルＬに流れる電流が遮断される。
【００１１】
コイルＬに流れる電流が遮断されると、この電流の遮断による磁束の変化を妨げるように、第２トランジスタＱ２のコンデンサＣ２側に高電圧が発生する。この繰り返しによって、第２トランジスタＱ２のコンデンサＣ２側に高電圧が繰り返し発生し、コンデンサＣ２で平滑（充電）され、出力電圧ＶBPIG として電圧印加点Ｐ２に生じる。
【００１２】
この昇圧回路１００により、モータへの供給電流が低減でき、発熱（損失）を抑制できる。
一方、前記モータに電流を供給する回路には、モータ電流が流れるようにシャント抵抗を設け、同シャント抵抗の両端電位差をＡ／Ｄ値に変換した後、電流較正式を用いて、モータ電流を演算して、電流検出値とするようにしている。電流較正式は、試験等により前記昇圧回路１００を同期整流で駆動させておいて、予め求めたものである。そして、電流較正式は、ＲＯＭ等に記憶されており、モータ電流の演算時に読み出して使用している。前記電流検出値は、制御装置のモータ制御のフィードバック系に使用される。
【００１３】
ところで、この提案した構成において、力行時にはモータの負荷状態に応じて、高負荷の場合、第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２を同期整流方式で駆動し、低負荷の場合には、第１トランジスタＱ１のみをＰＷＭ駆動し、第２トランジスタＱ２は全オフする非同期整流方式が考えられる。
【００１４】
これは、モータが低負荷の状態が多い場合に常時同期整流していると、絶えずどちらかのトランジスタがオンするため、昇圧回路１００に電流が常時流れて発熱し、著しく効率が低下するのを防止するためである。
【００１５】
例えば、モータ回転数が高い領域の場合には、高負荷であるとして同期整流し、モータ回転数が低い領域（モータ回転数が０の場合も含む）の場合、低負荷であるとして非同期整流を行うようにする。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、モータが低負荷の場合に、昇圧回路１００の駆動方式を同期整流以外の方式に変えると、前記シャント抵抗に流れている実際のモータ電流と、シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基にして、同期整流で予め求めた電流較正式を用いて演算される電流検出値にオフセットが生ずる。
【００１７】
この結果、昇圧回路１００の駆動方式が切り替わった瞬間に前記オフセットに起因した電流（オフセット電流）により、制御装置が誤動作しモータが動いてしまう問題がある。
【００１８】
本発明の目的は、直流電源電圧を昇圧する昇圧回路の駆動方式の切り替わりにより発生するオフセット電流をキャンセルでき、昇圧回路の駆動方式の切り替わり時に、モータの誤動作を防止する電動パワーステアリング制御装置及び電動パワーステアリング制御装置の電動機電流演算方法を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、直流電源の電圧を昇圧して電動機の電動機駆動手段へ電力を供給する昇圧手段であって、直流電源に接続されたコイルと、同コイルの出力端子に対して共に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子の出力端子に接続されたコンデンサとを備えた昇圧手段と、前記電動機の負荷状態に応じて、前記両スイッチング素子の駆動方式を変更して昇圧制御を行う昇圧制御手段と、前記電動機駆動手段に流れる電動機電流を、シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電流較正式で演算する電動機電流演算手段を備えた電動パワーステアリング制御装置において、前記昇圧制御手段は、前記電動機が高負荷時には前記両スイッチング素子を同期整流し、低負荷時に非同期整流するものであり、前記電動機電流演算手段は、前記電動機の負荷状態に応じて変更される駆動方式毎に予め求められた電流較正式で、前記シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電動機電流を演算することを特徴とする電動パワーステアリング制御装置を要旨とするものである。
【００２０】
請求項２の発明は、請求項１において、前記電流較正式は、各駆動方式のグランド電位のもとで電動機に電流を通電させた場合に検出される電流値とシャント抵抗両端の電位差相当のＡ／Ｄ値との組み合わせを少なくとも２点以上取り、この２点以上取った各点を通過、又は各点に近接する直線近似によって駆動方式毎に予め求められていることを特徴とする。
【００２３】
請求項３の発明は、直流電源の電圧を昇圧して電動機の電動機駆動手段へ電力を供給する昇圧手段であって、直流電源に接続されたコイルと、同コイルの出力端子に対して共に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子の出力端子に接続されたコンデンサとを備えた昇圧手段と、前記電動機の負荷状態に応じて、前記両スイッチング素子の駆動方式を変更して昇圧制御を行う昇圧制御手段とを備え、前記電動機駆動手段に流れる電動機電流を、シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電流較正式で演算する電動パワーステアリング制御装置の電動機電流演算方法において、前記昇圧制御手段によって、前記電動機が高負荷時に前記両スイッチング素子を同期整流し、低負荷時に非同期整流する場合に、前記電動機の負荷状態に応じて変更される駆動方式毎に予め求められた電流較正式で、前記シャント抵抗の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電動機電流を演算することを特徴とする電動パワーステアリング制御装置の電動機電流演算方法を要旨とするものである。
請求項４の発明は、請求項３において、前記電流較正式は、各駆動方式のグランド電位のもとで電動機に電流を通電させた場合に検出される電流値とシャント抵抗両端の電位差相当のＡ／Ｄ値との組み合わせを少なくとも２点以上取り、この２点以上取った各点を通過、又は各点に近接する直線近似によって駆動方式毎に予め求められていることを特徴とする。
【００２４】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
以下、本発明を具体化した電動パワーステアリング制御装置の実施形態を図１〜図８に従って説明する。
【００２５】
図１は、電動パワーステアリング制御装置の概略を示している。
ステアリングホイール１（ハンドル）に連結したステアリングシャフト２には、トーションバー３が設けられている。このトーションバー３には、トルクセンサ４が装着されている。そして、ステアリングシャフト２が回転してトーションバー３に力が加わると、加わった力に応じてトーションバー３が捩れ、その捩れ、即ちステアリングホイール１にかかる操舵トルクτをトルクセンサ４が検出している。
【００２６】
トルクセンサ４は操舵トルク検出手段を構成している。
又、ステアリングシャフト２には減速機５が固着されている。この減速機５には電動機としての電動モータ（以下、モータ６という）の回転軸に取着したギア７が噛合されている。前記モータ６は、三相同期式永久磁石モータで構成したブラシレスモータである。
【００２７】
又、モータ６には、同モータ６の回転角を検出するためのロータリエンコーダにより構成された回転角センサ３０が組み付けられている（図２参照）。回転角センサ３０は、モータ６の回転子の回転に応じてπ／２ずつ位相の異なる２相パルス列信号と基準回転位置を表す零相パルス列信号を出力する。
【００２８】
更に、減速機５にはピニオンシャフト８が固着されている。ピニオンシャフト８の先端には、ピニオン９が固着されるとともに、このピニオン９はラック１０と噛合している。ラック１０の両端には、タイロッド１２が固設されており、そのタイロッド１２の先端部にはナックル１３が回動可能に連結されている。このナックル１３には、タイヤとしての前輪１４が固着されている。又、ナックル１３の一端は、クロスメンバ１５に回動可能に連結されている。
【００２９】
従って、モータ６が回転すると、その回転数は減速機５によって減少されてピニオンシャフト８に伝達され、ピニオン及びラック機構１１を介してラック１０に伝達される。そして、ラック１０は、タイロッド１２を介してナックル１３に設けられた前輪１４の向きを変更して車両の進行方向を変えることができる。
【００３０】
前輪１４には、車速センサ１６が設けられている。
次に、この電動パワーステアリング制御装置（以下、制御装置２０という）の電気的構成を説明する。
【００３１】
トルクセンサ４は、ステアリングホイール１の操舵トルクτに応じた電圧を出力している。車速センサ１６は、その時の車速を前輪１４の回転数に相対する周期のパルス信号として出力する。
【００３２】
制御装置２０は、中央処理装置（ＣＰＵ２１）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ２２）及びデータを一時記憶する読み出し及び書き込み専用メモリ（ＲＡＭ２３）を備えている。このＲＯＭ２２には、ＣＰＵ２１による演算処理を行わせるための制御プログラムが格納されている。ＲＡＭ２３は、ＣＰＵ２１が演算処理を行うときの演算処理結果等を一時記憶する。
【００３３】
ＲＯＭ２２は、図示しない基本アシストマップが格納されている。基本アシストマップは、操舵トルクτ（回動トルク）に対応し、かつ車速に応じた基本アシスト電流を求めるためのものであり、操舵トルクτに対する基本アシスト電流が記憶されている。
【００３４】
この制御装置２０が三相同期式永久磁石モータを駆動制御する機能は公知の構成であるため、簡単に説明する。
図３は、前記ＣＰＵ２１内部において、プログラムで実行される機能を示す制御ブロック図である。同制御ブロック図で図示されている各部、すなわち、５１〜６５、７３，７６の符号で示す各部位は、独立したハードウエアを示すものではなく、ＣＰＵ２１で実行される機能を示している。
【００３５】
ＣＰＵ２１は、指令トルクτ＊を計算するための基本アシスト力演算部５１、戻し力演算部５２及び加算部５３を備える。基本アシスト力演算部５１は、トルクセンサ４からの操舵トルクτ及び車速センサ１６によって検出された車速Ｖを入力し、操舵トルクτの増加にしたがって増加するとともに車速Ｖの増加にしたがって減少するアシストトルクを計算する。
【００３６】
戻し力演算部５２は、車速Ｖと共にモータ６の回転子の電気角θ（回転角に相当）及び角速度ωを入力し、これらの入力値に基づいてステアリングシャフト２の基本位置への復帰力及びステアリングシャフト２の回転に対する抵抗力に対応した戻しトルクを計算する。加算部５３は、アシストトルクと戻しトルクを加算することにより指令トルクτ＊を計算し、指令電流設定部５４に出力する。
【００３７】
指令電流設定部５４は、指令トルクτ＊に基づいて、２相のｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*を計算する。両指令電流は、モータ６の回転子上の永久磁石が作り出す回転磁束と同期した回転座標系において、永久磁石の磁束の方向と同一方向のｄ軸及びこれに直交したｑ軸にそれぞれ対応する。
【００３８】
ｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*は減算器５５，５６に供給される。減算器５５，５６は、ｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*と、ｄ軸検出電流Ｉｄ及びｑ軸検出電流Ｉｑとのそれぞれの差分値ΔＩd，ΔＩqを演算し、その結果をＰＩ制御部（比例積分制御部）５７，５８に供給する。
【００３９】
ＰＩ制御部５７，５８は、差分値ΔＩd，ΔＩqに基づきｄ軸検出電流Ｉd及びｑ軸検出電流Ｉqがｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*に追従するようにｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧Ｖq*をそれぞれ計算する。
【００４０】
ｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧Ｖq*は、非干渉制御補正値演算部６３及び減算器５９，６０により、ｄ軸補正指令電圧Ｖd**及びｑ軸補正指令電圧Ｖq**に補正されて２相／３相座標変換部６１に供給される。
【００４１】
非干渉制御補正値演算部６３は、ｄ軸検出電流Ｉd及びｑ軸検出電流Ｉq及びモータ６の回転子の角速度ωに基づいて、ｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧Ｖq*のための非干渉制御補正値  ω・Ｌa・Ｉq，−ω・(φa＋Ｌa・Ｉd)を計算する。なお、インダクタンスＬａ、及び磁束φａは、予め決められた定数である。
【００４２】
減算器５９，６０は、ｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧Ｖq*から前記非干渉制御補正値をそれぞれ減算することにより、ｄ軸補正指令電圧Ｖd**及びｑ軸補正指令電圧Ｖq**を算出して、２相／３相座標変換部６１に出力する。２相／３相座標変換部６１は、ｄ軸補正指令電圧Ｖd**及びｑ軸補正指令電圧Ｖq**を３相指令電圧Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に変換して、同変換した３相指令電圧Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*をＰＷＭ制御部６２に出力する。
【００４３】
ＰＷＭ制御部６２は、この３相指令電圧Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に対応したＰＷＭ制御信号UU，VU，WU（ＰＷＭ波信号及びモータ６の回転方向を表す信号を含む）に変換し、インバータ回路であるモータ駆動装置３５に出力する。
【００４４】
ｑ軸指令電流Ｉq*は電動機制御値に相当する。モータ駆動装置３５は、電動機駆動手段に相当する。
モータ駆動装置３５は、図２に示すようにＦＥＴ(Field-Effect Transistor) ８１Ｕ，８２Ｕの直列回路と、ＦＥＴ８１Ｖ，８２Ｖの直列回路と、ＦＥＴ８１Ｗ，８２Ｗの直列回路とを並列に接続して構成されている。各直列回路には、車両に搭載されたバッテリの電圧よりも昇圧された電圧が印加されている。そして、ＦＥＴ８１Ｕ，８２Ｕ間の接続点８３Ｕがモータ６のＵ相巻線に接続され、ＦＥＴ８１Ｖ，８２Ｖ間の接続点８３Ｖがモータ６のＶ相巻線に接続され、ＦＥＴ８１Ｗ，８２Ｗ間の接続点８３Ｗがモータ６のＷ相巻線に接続されている。
【００４５】
ＦＥＴ８１Ｕ，８２Ｕ、ＦＥＴ８１Ｖ，８２Ｖ及びＦＥＴ８１Ｗ，８２Ｗには、それぞれＰＷＭ制御部６２からＰＷＭ制御信号UU，VU，WU（各相のＰＷＭ制御信号にはＰＷＭ波信号及びモータ６の回転方向を表す信号を含む）が入力される。
【００４６】
モータ駆動装置３５は、ＰＷＭ制御信号UU，VU，WUに対応した３相の励磁電流を発生して、３相の励磁電流路を介してモータ６にそれぞれ供給する。
又、ＦＥＴ８２Ｕ、８２Ｖ、８２Ｗはシャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷを介して図示しない回路基板のグランドＰＧＮＤにそれぞれ接地されている。
【００４７】
各シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの入力端子は、各アンプ回路７４Ｕ，７４Ｖ，７４Ｗの非反転入力端子に接続され、各シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの出力端子は反転入力端子にそれぞれ接続されている。各アンプ回路７４Ｕ，７４Ｖ，７４Ｗにより、シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの両端電位差が前記各アンプ回路の所定ゲインで増幅され、Ａ／Ｄ変換器７５Ｕ，７５Ｖ，７５Ｗに入力される。入力された値は各Ａ／Ｄ変換器７５Ｕ，７５Ｖ，７５ＷにてＡ／Ｄ値、すなわち、デジタル値に変換され、変換された値はそれぞれＵ相電流演算部７６Ｕ，Ｖ相電流演算部７６Ｖ，Ｗ相電流演算部７６Ｗに入力される。
【００４８】
なお、Ａ／Ｄ変換器７５Ｕ，７５Ｖ，７５Ｗは、ＣＰＵ２１の図示しないＡ／Ｄ制御部からの指令信号に基づいてＡ／Ｄ変換を行っている。
Ｕ相電流演算部７６Ｕでは、入力された値を所定の電流較正式を使用して、Ｕ相の電動機電流（モータ電流）であるＵ相電流Ｉuを演算し、演算結果であるＵ相電流Ｉuを３相／２相座標変換部７３に出力する。
【００４９】
Ｖ相電流演算部７６Ｖでは、入力された値を所定の電流較正式を使用して、Ｖ相の電動機電流（モータ電流）であるＶ相電流Ｉvを演算し、演算結果であるＶ相電流Ｉvを３相／２相座標変換部７３に出力する。
【００５０】
又、Ｗ相電流演算部７６Ｗでは、入力された値を所定の電流較正式を使用して、Ｗ相の電動機電流（モータ電流）であるＷ相電流Ｉwを演算し、演算結果であるＷ相電流Ｉwを３相／２相座標変換部７３に出力する。なお、電流較正式については後述する。
【００５１】
３相／２相座標変換部７３は、これらの各相のモータ電流を２相のｄ軸検出電流Ｉd及びｑ軸検出電流Ｉqに変換し、減算器５５，５６、非干渉制御補正値演算部６３に入力する。
【００５２】
又、回転角センサ３０からの２相パルス列信号及び零相パルス列信号は、所定のサンプリング周期で電気角変換部６４に連続的に供給されている。電気角変換部６４は、前記各パルス列信号に基づいてモータ６における回転子の固定子に対する電気角θを演算し、演算された電気角θを角速度変換部６５に入力する。角速度変換部６５は、電気角θを微分して回転子の固定子に対する角速度ωを演算する。角速度ωは、正により回転子の正方向の回転を表し、負により回転子の負方向の回転を表している。
【００５３】
（電流較正式について）
ここで、各相の電流演算部（Ｕ相電流演算部７６Ｕ，Ｖ相電流演算部７６Ｖ，Ｗ相電流演算部７６Ｗ）で使用する電流較正式について説明する。
【００５４】
シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの抵抗値や、アンプ回路７４Ｕ，７４Ｖ，７４Ｗの増幅度にはばらつきがあるため、シャント抵抗両端の電位差相当のＡ／Ｄ値を基にして各相のモータ電流（Ｕ相電流Ｉu，Ｖ相電流Ｉv，Ｗ相電流Ｉw）を演算するための電流較正式を予め求めておく必要がある。
【００５５】
電流較正式は、
Ｉ＝Ｇ  ×  Ａ／Ｄ値  ＋  オフセット値
の直線近似式である。なお、Ｇは定数である。Ｉはモータ電流である。
【００５６】
電流較正式を求める場合、モータ６の代わりに疑似負荷（なお、疑似負荷を使用せず、モータ６を使用しても良い）を昇圧回路１００に接続されたモータ駆動装置３５に接続し、各相に流れている電流を検出するための電流センサ（基準器）を各相に設ける。そして、モータ駆動装置３５に対して、適当にＰＷＭ制御信号UU，VU，WUを出力して駆動し、各相に電流を通電させる。
【００５７】
このときの各相に流れる電流を前記各電流センサでそれぞれ検出し、この検出値（電流値）を、制御装置２０のＣＰＵ２１に出力し、かつ、各相毎に、シャント抵抗両端の電位差相当のＡ／Ｄ値と前記電流センサで検出した電流値の組合せを少なくとも２点（図６（ｃ）のａ点〜ｃ点参照）以上取る。この２点以上取った各点を通過、又は各点に近接する直線近似により電流較正式を各相毎に求める。
【００５８】
この電流較正式を求める場合、本実施形態では、後述する昇圧回路１００において、同期整流、及び非同期整流で駆動する毎に、すなわち昇圧回路１００の異なる駆動方式において、それぞれ各相毎に電流較正式が求められている。このように予め求められた電流較正式は、本実施形態では、昇圧回路１００が同期整流、又は非同期整流に応じて各相毎に読み出せるように、ＲＯＭ２２の所定の記憶領域に格納されている。なお、図示しない外部記憶装置に前記電流較正式を予め格納しておき、制御時において、読み出しできるようにしても良い。
【００５９】
前記ＲＯＭ２２は、記憶手段に相当する。なお、外部記憶装置に電流較正式を記憶した場合には、外部記憶装置が記憶手段に相当する。
（昇圧回路制御装置）
次に、バッテリ電圧ＶPIGを昇圧する昇圧回路１００及び同昇圧回路１００を制御する昇圧回路制御装置について説明する。本実施形態では、昇圧回路制御装置は、前記ＣＰＵ２１が兼用している。昇圧回路１００は昇圧手段に相当する。
【００６０】
昇圧回路１００は、直流電源としての車載バッテリ（以下、バッテリＢという）とモータ駆動装置３５間の電流供給回路に設けられている。
本実施形態の昇圧回路１００においては、印加点Ｐ１と電圧印加点Ｐ２間に、昇圧用コイル（コイルＬ）と、第２トランジスタＱ２が接続されている。前記第２トランジスタＱ２は、ソースがコイルＬの出力端子に接続され、ドレインが電圧印加点Ｐ２に接続されている。又、第２トランジスタＱ２のゲートはＣＰＵ２１に接続されている。Ｄ２は第２トランジスタＱ２の寄生ダイオードである。
【００６１】
又、印加点Ｐ１は整流用のコンデンサＣ１を介して図示しない回路基板のグランドＰＧＮＤに接地されている。なお、昇圧回路１００の回路基板は、モータ駆動装置３５の回路基板と共通とし、同回路基板上に搭載される各回路又は回路を構成する素子は同じグランドＰＧＮＤに接地されている。
【００６２】
印加点Ｐ１は、直流電源の出力端子に相当する。電圧印加点Ｐ２は昇圧用のコンデンサＣ２を介して図示しない回路基板のグランドＰＧＮＤに接地されている。
【００６３】
前記コンデンサＣ２は第２トランジスタＱ２の出力端子となるドレインに接続されている。コンデンサＣ２は、昇圧用コイルによる昇圧電圧を充電する昇圧用コンデンサに相当する。
【００６４】
第１トランジスタＱ１は、ドレインがコイルＬの出力端子と第２トランジスタＱ２の接続点に接続され、ソースが図示しない回路基板のグランドＰＧＮＤに接地されている。又、第１トランジスタＱ１のゲートは昇圧回路制御装置１０１のＣＰＵ２１に接続されている。Ｄ１は第１トランジスタＱ１の寄生ダイオードである。電圧印加点Ｐ２の電圧検出のために、電圧印加点Ｐ２はＣＰＵ２１の図示しない電圧入力ポートに接続され、出力電圧ＶBPIGを実測値として検出可能にされている。
【００６５】
前記第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２はｎチャンネル形のＭＯＳＦＥＴからなる。第１トランジスタＱ１は第１スイッチング素子を構成し、第２トランジスタＱ２は第２スイッチング素子に相当する。
【００６６】
次に、前記両トランジスタを制御する昇圧回路制御装置について説明する。
図５は、前記両トランジスタを制御する昇圧回路制御装置の機能ブロック図を示している。すなわち、ＣＰＵ２１内部において、プログラムで実行される機能を示す制御ブロック図である。
【００６７】
同制御ブロック図で図示されている各部は、独立したハードウエアを示すものではなく、ＣＰＵ２１で実行される機能を示す。
ＣＰＵ２１は昇圧制御手段、電動機電流演算手段及び負荷状態判定手段を構成する。
【００６８】
ＣＰＵ２１は、演算器１１０、ＰＩＤ制御部１２０、ＰＷＭ演算部１３０、Ａ／Ｄ変換部１５０を備えている。
演算器１１０は、ＲＯＭ２２に予め格納されている目標出力電圧ＶBPIG＊（本実施形態では２０Ｖ）と、Ａ／Ｄ変換部１５０を介して入力したＶBPIGとの偏差を算出し、ＰＩＤ制御部１２０にその偏差を供給する。
【００６９】
ＰＩＤ制御部１２０は、その偏差を縮小すべく、すなわち、フィードバック制御を行うために、比例（Ｐ）・積分（Ｉ）・微分（Ｄ）処理を施して、第１トランジスタＱ１，第２トランジスタＱ２の制御量を演算する回路である。ＰＩＤ制御部１２０にて演算された制御量は、さらにＰＷＭ演算部１３０によって制御量に対応するデューティ比αが演算されてデューティ比駆動信号（ＰＷＭ駆動信号）に変換され、該変換されたデューティ比駆動信号が昇圧回路１００の各トランジスタに印加される。
【００７０】
なお、本実施形態では、前記演算されたデューティ比駆動信号を、第１トランジスタＱ１と第２トランジスタＱ２に対して印加して交互にオンオフ制御する同期整流方式（図６（ａ）参照）、又は第１トランジスタＱ１のみに印加してＰＷＭ駆動する非同期整流方式にて行われる（図６（ｂ）参照）。
【００７１】
同期整流方式は、力行時のモータ６の高負荷のとき及び回生時に行われ、非同期整流方式は、力行時のモータ６の低負荷のときに行われる。なお、低負荷は、本明細書では負荷が印加されない無負荷の場合も含む趣旨である。
【００７２】
図６（ａ）は第１トランジスタＱ１に印加するパルス信号（デューティ比駆動信号）を示しており、Ｔαはオン時間、Ｔはパルス周期、αは第１トランジスタＱ１に係るデューティ比（オンデューティ）である。なお、第２トランジスタＱ２に係るデューティ比は（１−｜α｜）となる。
【００７３】
なお、デューティ比αが「＋」のときは力行状態、「−」のときは回生状態である。
本実施形態では、力行状態でのデューティ比αは、０≦α≦α０＜１としている。α０は制限値であり、ＰＷＭ演算部１３０にてデューティ比αを算出した結果が、α０を超える場合には、デューティ比αとして、α０が決定される。
【００７４】
回生状態でのデューティ比αは、０≦｜α｜≦１としている。
なお、本実施形態を始めとして、他の実施形態において、第２トランジスタＱ２が第１トランジスタＱ１と交互にオンオフする場合、第２トランジスタＱ２のデューティ比については（１−｜α｜）にて算出できるため、説明を省略する。
【００７５】
又、第２トランジスタＱ２に対しては、第１トランジスタＱ１がオンのときは、オフとし、第１トランジスタＱ１がオフのときには、オンするパルス信号（デューティ比駆動信号）が印加される。
【００７６】
（本実施形態の作用）
さて、図７は、ＣＰＵ２１が実行する力行時に実行される昇圧回路駆動変更制御プログラムのフローチャートであり、デューティ比αが「＋」のときに所定の制御周期で実行される。
【００７７】
Ｓ１０では、モータ６が低負荷状態か高負荷状態かを判定する。Ｓ１０では、操舵トルクτ及び予めＲＯＭ２２に格納した閾値τ０に基づいて、モータ６の負荷状態を判定する。
【００７８】
すなわち、操舵トルクτが、閾値τ０以下の場合には、モータ６が低負荷であるとして、Ｓ３０に移行し、操舵トルクτが閾値τ０を越えている場合には、モータ６が高負荷であるとして、Ｓ２０に移行する。
【００７９】
Ｓ２０では、同期整流方式で、ＣＰＵ２１は第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２をＰＷＭ駆動する。すなわち、図６（ａ）に示す駆動パターンのデューティ比駆動信号により、第１トランジスタＱ１，第２トランジスタＱ２を交互にオンオフ駆動する。
【００８０】
詳説すると、力行時の高負荷時においては、昇圧回路１００では前記デューティ比駆動信号によるデューティ制御により、第１トランジスタＱ１がスイッチング動作を行なう。この結果、コイルＬでエネルギーの蓄積と放出とが繰り返され、第２トランジスタＱ２のドレイン側に放出の際、高電圧が現れる。すなわち、第１トランジスタＱ１がオンして、第２トランジスタＱ２がオフすると、第１トランジスタＱ１を介してグランドＰＧＮＤに電流が流れる。次に第１トランジスタＱ１がオフとなると、コイルＬに流れる電流が遮断される。コイルＬ１に流れる電流が遮断されると、この電流の遮断による磁束の変化を妨げるように、オン作動している第２トランジスタＱ２のドレイン側に高電圧が発生する。この繰り返しによって、第２トランジスタＱ２のドレイン側に高電圧が繰り返し発生し、コンデンサＣ２で平滑（充電）され、出力電圧ＶBPIG として電圧印加点Ｐ２に生じる。
【００８１】
このとき、昇圧回路１００により、昇圧される電圧はＣＰＵ２１から出力されるデューティ比駆動信号のデューティ比αと関連する。デューティ比αが大きければ出力電圧ＶBPIGは高くなり、デューティ比αが小さければ出力電圧ＶBPIGは低くなる。
【００８２】
Ｓ２０の処理の終了時において、駆動判別フラグＦを１にセットした後、一旦このフローチャートを終了する。
Ｓ３０では、ＣＰＵ２１は、非同期整流にて、第１トランジスタＱ１のみをＰＷＭ駆動（図６（ｂ）参照）した後、駆動判別フラグＦを０にリセットし、一旦このフローチャートを終了する。
【００８３】
非同期整流について説明する。
非同期整流では、第２トランジスタＱ２を常時オフとし、第１トランジスタＱ１のみを前記デューティ比駆動信号にてＰＷＭ駆動する。この非同期整流の場合、コンデンサＣ２が充電されて、電圧印加点Ｐ２の電圧が目標出力電圧ＶBPIG＊に達していると、実際には、第１トランジスタＱ１のデューティ比（オンデューティ）は０に近いものとなる。
【００８４】
この理由は、モータ６が低負荷であるため、コンデンサＣ２からのモータ６に供給される放電電流が少なく、特に無負荷の場合には、放電電流が流れることはない。
【００８５】
そして、このような状態のもと、図５に示すように、フィードバック制御を行っているため、一旦、電圧印加点Ｐ２の電圧が目標出力電圧ＶBPIG＊に達してしまうと、昇圧のためのデューティ比（オンデューティ）が０に近くなるためである。なお、デューティ比（オンデューティ）が０に近くなるとは、コンデンサＣ２には漏れ電流が生じて、実際には、少しずつ電荷が抜け、その分に見合うだけのフィードバック制御が行われて完全にデューティ比が０となることはないためである。
【００８６】
なお、モータ６の力行時において、同期整流方式だけで、第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２をオンオフ駆動すると、モータ６が低負荷の場合、モータ６が駆動されず、コンデンサＣ２の放電電流が消費されない。すなわち、この状態で、コンデンサＣ２に充電された電荷は、第２トランジスタＱ２がオンされると、コイルＬを介してバッテリＢに返してしまうことになる。このとき、第２トランジスタＱ２のオンオフによるスイッチングロスと、コイルＬの発熱が生ずる。このように、第２トランジスタＱ２のスイッチングロスの発生及びコイルＬの発熱により、昇圧回路１００が発熱してしまい、大変効率が悪くなる。
【００８７】
しかし、本実施形態のように、モータ６が低負荷時、非同期整流で、第２トランジスタＱ２を全オフし、かつ、第１トランジスタＱ１をＰＷＭ駆動すると、第２トランジスタＱ２のオンオフによるスイッチングロスが解消されるとともに、コイルＬへは、コンデンサＣ２から電荷がコイルＬに流れることがない。このため、第２トランジスタＱ２のスイッチングロス及びコイルＬの発熱がなくなり、昇圧回路１００の温度上昇を抑制することができる。
【００８８】
なお、モータ６の力行時において、非同期整流だけで、第１トランジスタＱ１のみをＰＷＭ駆動でオンオフ駆動する場合、第２トランジスタＱ２の寄生ダイオードＤ２を介して電圧印加点Ｐ２側へ電流を供給する形になる。この場合、モータ６の高負荷時においては、電圧印加点Ｐ２側への電流値が大きくなり、第２トランジスタＱ２（寄生ダイオードＤ２）での損失（発熱）が大きくなり、好ましくない。
【００８９】
なお、モータ６が回生状態に入ったときには、同期整流方式でＣＰＵ２１は第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２をＰＷＭ駆動する。このとき、モータ６からの回生電流により出力電圧ＶBPIGが上昇するが、第２トランジスタＱ２がデューティ制御によりオン作動している。このため、第２トランジスタＱ２を介してバッテリＢに回生電流が流れて吸収される。
【００９０】
次に、図８を参照して、モータ電流（Ｕ相電流Ｉu，Ｖ相電流Ｉv，Ｗ相電流Ｉw）の演算制御について説明する。
前記Ａ／Ｄ変換器７５Ｕ，７５Ｖ，７５Ｗは、ＣＰＵ２１の図示しないＡ／Ｄ制御部からの指令信号に基づいて各相毎にＡ／Ｄ変換を行っている。
【００９１】
又、各相毎のＡ／Ｄ変換終了時に、ＣＰＵ２１は、図８の電流検出プログラムをそれぞれ割込み処理する。ＣＰＵ２１がこの処理を実行することは、前記Ｕ相電流演算部７６Ｕ、Ｖ相電流演算部７６Ｖ、Ｗ相電流演算部７６Ｗの機能を実現することとなる。
【００９２】
なお、図８の電流検出プログラムは、各相毎に処理するものであるが、以下の説明では、Ｕ相電流演算部７６Ｕの機能に相当するＵ相電流Ｉuの算出について説明する。
【００９３】
この処理に入ると、Ｓ１１０では、検出した電流相当のＡ／Ｄ値をＣＰＵ２１はＲＡＭ２３のバッファに待避（格納）する。
Ｓ１２０では、昇圧回路１００が、同期整流で駆動しているか、否かを駆動判別フラグＦに基づいて判定する。すなわち、ＲＡＭ２３のバッファに待避したＡ／Ｄ値が、同期整流で得られた値か、非同期整流で得られた値かを判別するのである。
【００９４】
駆動判別フラグＦが１にセットされていれば、「ＹＥＳ」と判定し、Ｓ１３０に移行し、０にリセットされていれば、「ＮＯ」と判定し、Ｓ１４０に移行する。
【００９５】
Ｓ１３０では、昇圧回路１００が同期整流方式で駆動されていることから、ＣＰＵ２１は同期整流に対応したＵ相の下記電流の電流較正式（１）をＲＯＭ２２から読み出してモータ電流を演算する。
【００９６】
Ｉ＝Ｇ０  ×  Ａ／Ｄ値  ＋ｐ０  …（１）
Ｇ０は同期整流時の定数、ｐ０は同期整流時のオフセット値である。
このＳ１３０の処理を終了すると、一旦このプログラムを終了する。
【００９７】
一方、Ｓ１４０では、昇圧回路１００が非同期整流方式で駆動されていることから、ＣＰＵ２１は非同期整流に対応したＵ相の下記の電流較正式（２）をＲＯＭ２２から読み出してモータ電流を演算する。
【００９８】
Ｉ＝Ｇ１  ×  Ａ／Ｄ値  ＋ｐ１  …（２）
Ｇ１は非同期整流時の定数、ｐ１は非同期整流時のオフセット値である。
なお、上記電流較正式（１）式、（２）式とも、ここでは、Ｕ相電流Ｉuの算出の説明であるため、ＩはＵ相電流Ｉuに相当するモータ電流である。
【００９９】
このＳ１４０の処理を終了すると、一旦このプログラムを終了する。
なお、他の相のモータ電流に関しては、同様の処理を行うことになるため、上記説明中、Ｕ相に関する文字を他の相に関する文字に置き換えることにより、説明できるため重複説明を省略する。
【０１００】
さて、第１実施形態によれば、以下のような特徴がある。
（１）  本実施形態の制御装置２０は、バッテリＢ（直流電源）の電圧を昇圧してモータ６（電動機）のモータ駆動装置３５（電動機駆動手段）へ電力を供給する昇圧回路１００（昇圧手段）を備えた。昇圧回路１００は、コイルＬ、第１トランジスタＱ１（第１スイッチング素子）、第２トランジスタＱ２（第２スイッチング素子）、コンデンサＣ２とを備えるようにした。
【０１０１】
そして、制御装置２０のＣＰＵ２１（昇圧制御手段）はモータ６が高負荷時には第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２を同期整流し、低負荷時には第１トランジスタＱ１をオンオフし、第２トランジスタＱ２をオフ制御する非同期整流するようにした。すなわち、モータ６の負荷状態に応じて両トランジスタの駆動方式を変更した。
【０１０２】
又、前記ＣＰＵ２１（電動機電流演算手段）は、モータ駆動装置３５に流れるモータ電流（電動機電流）を、シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、電流較正式で演算するようにした。
【０１０３】
さらに、ＣＰＵ２１は、モータ６の負荷状態に応じた電流較正式（（１）式、又は（２）式）で、シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、モータ電流を演算するようにした。
【０１０４】
この場合、同期整流では、第１トランジスタＱ１がオンしたとき、グランドＰＧＮＤに電流が流れるため、グランドＰＧＮＤのグランド電位が上昇する。
同期整流時の場合に、検出したモータ電流は、グランドＰＧＮＤの上昇したグランド電位のもとでアンプ回路７４Ｕ，７４Ｖ，７４Ｗで増幅がされており、シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの両端電位差相当のＡ／Ｄ値は、この影響を受けたＡ／Ｄ値である。そして、電流較正式の（１）式は、この影響を受けているものとして予め試験等で求められている。
【０１０５】
従って、同期整流時における、シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの両端電位差相当のＡ／Ｄ値は、前記（１）式にて正しく較正される。
一方、非同期整流では、第２トランジスタＱ２を常時オフとし、第１トランジスタＱ１のみを前記デューティ比駆動信号にてＰＷＭ駆動する。この非同期整流の場合、コンデンサＣ２が充電されて、電圧印加点Ｐ２の電圧が目標出力電圧ＶBPIG＊に達すると、実際には、第１トランジスタＱ１のデューティ比（オンデューティ）は０に近いものとなる。すなわち、第１トランジスタＱ１がオンとなっても、そのオン時間は同期整流時に比較して極めて少時間である。
【０１０６】
このため、第１トランジスタＱ１がオンしたとき、グランドＰＧＮＤに電流が流れても、グランドＰＧＮＤのグランド電位の上昇は、同期整流の場合に比して小さなものとなる。
【０１０７】
非同期整流時の場合に、検出したモータ電流は、同期整流時よりもグランドＰＧＮＤの上昇が少ないグランド電位のもとでアンプ回路７４Ｕ，７４Ｖ，７４Ｗで増幅がされており、シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの両端電位差相当のＡ／Ｄ値は、この影響を受けたＡ／Ｄ値である。そして、電流較正式の（２）式は、この影響を受けているものとして予め試験等で求められている。
【０１０８】
従って、非同期整流時における、シャント抵抗ＲＵ、ＲＶ、ＲＷの両端電位差相当のＡ／Ｄ値は、前記（２）式にて正しく較正される。
ここで、仮にモータ６が低負荷の場合に、昇圧回路１００の駆動方式を同期整流から非同期整流に変えたとき、シャント抵抗ＲＵ等に流れている実際のモータ電流と、シャント抵抗ＲＵ等の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基にして、同期整流で予め求めた電流較正式（（１）式）を用いて演算する場合を想定する。
【０１０９】
この場合には、同期整流時のグランド電位の上昇のもとで求められた電流較正式（（１）式）を使用して、非同期整流時に流れるモータ電流値を算出することになる。しかし、非同期整流時に検出したモータ電流値は、同期整流時よりもグランドＰＧＮＤの上昇が少ないグランド電位のもとでアンプ回路７４Ｕ等で増幅がされたものであり、シャント抵抗ＲＵ等の両端電位差相当のＡ／Ｄ値は、この影響を受けたＡ／Ｄ値である。
【０１１０】
このため、従来技術で説明したように、シャント抵抗ＲＵ等に流れている実際のモータ電流と、シャント抵抗ＲＵ等の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基にして、同期整流で予め求めた電流較正式（（１）式）を用いて演算される電流検出値とにはオフセットが生ずる問題がある。さらに、昇圧回路１００の駆動方式が切り替わった瞬間に前記オフセットに起因した電流（オフセット電流）により、制御装置が誤動作しモータが動いてしまう問題がある。
【０１１１】
それに対して、本実施形態では、バッテリ電圧ＶPIG（直流電源電圧）を昇圧する昇圧回路１００の駆動方法の切り替わりにより発生するオフセット電流はなく（キャンセルされ）、昇圧回路１００の駆動方法の切り替わり時のモータ６の誤動作を防止することができる。
【０１１２】
（２）  本実施形態の制御装置２０は、モータ６（電動機）の負荷状態に応じた電流較正式を記憶するＲＯＭ２２（記憶手段）を備えた。そして、ＣＰＵ２１（電動機電流演算手段）は、ＲＯＭ２２に記憶した電流較正式のうち、モータ６の負荷状態に応じた電流較正式を読み出してモータ電流（電動機電流）を演算するようにした。
【０１１３】
この結果、モータ６の負荷に応じた電流較正式をＲＯＭ２２から読み出すことにより、モータ６の負荷状態に応じて、各相のモータ電流を演算することができる。
【０１１４】
（３）  本実施形態の制御装置２０では、ＣＰＵ２１（負荷状態判定手段）が、モータ６の負荷状態を判定するようにした。又、ＣＰＵ２１（電動機電流演算手段）が、モータ６の負荷状態の判定結果に基づいて電流較正式を選択するようにした。
【０１１５】
この結果、ＣＰＵ２１によるモータ６の負荷状態が低負荷か、高負荷かの判定の結果を利用して、同期整流に対応した電流較正式か、非同期整流に対応した電流較正式の選択を行うことができる。
【０１１６】
（４）  本実施形態の制御装置２０では、ＣＰＵ２１（昇圧制御手段）が、モータ６の高負荷時には第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２を同期整流し、低負荷時に非同期整流するようにした。
【０１１７】
この結果、モータ６の負荷状態に応じて、昇圧回路１００の駆動方式を変更することができる。
（５）  本実施形態の制御装置２０のモータ電流演算方法では、モータ６の負荷状態に応じた電流較正式（（１）式、（２）式）で、シャント抵抗ＲＵ等の両端電位差相当のＡ／Ｄ値を基に、モータ電流（電動機電流）を演算するようにした。
【０１１８】
この結果、上記のモータ電流演算方法により、前記（１）と同様の効果を奏することができる。
（６）  本実施形態では、操舵トルクτを検出するトルクセンサ４（操舵トルク検出手段）を備えた。そして、ＣＰＵ２１（負荷状態判定手段）は、トルクセンサ４が検出した操舵トルクτが閾値τ０以下のときは、モータ６の負荷状態が低負荷であると判定し、操舵トルクτが閾値τ０を越えたときはモータ６の負荷状態が高負荷であると判定するようにした。
【０１１９】
この結果、操舵トルクτと閾値τ０とにより、モータ６が低負荷か高負荷の判定を容易にできる。
（第２実施形態）
次に、第２実施形態を前記実施形態の図７を参照して説明する。
【０１２０】
第１実施形態では、モータ６の負荷状態検出パラメータを、操舵トルクτとしたが、第２実施形態ではモータ６の負荷状態検出パラメータとして、モータ６のモータ回転数ｎを使用しているところが異なる。
【０１２１】
すなわち、本実施形態では、回転角センサ３０は、モータ６の回転位置を検出する回転位置センサを兼用し、ＣＰＵ２１は、電動機回転数推定手段に相当する。
【０１２２】
そして、図７のフローチャート中、Ｓ１０では、ＣＰＵ２１は、回転角センサ３０からの検出信号に基づいて、公知の演算式を使用してモータ回転数ｎを算出する。
【０１２３】
そして、モータ回転数ｎと予めＲＯＭ２２に格納した回転数閾値ｎ０との大小関係、すなわち、モータ６が低負荷状態か、或いは高負荷状態かを判定する。モータ回転数ｎが回転数閾値ｎ０以下の場合には、モータ６が低負荷であるとして、Ｓ３０に移行し、モータ回転数ｎが回転数閾値ｎ０よりも大きい場合には、モータ６が高負荷であるとして、Ｓ２０に移行する。
【０１２４】
第２実施形態では第１実施形態の（１）〜（４）の他、以下のような特徴がある。
（１）  第２実施形態では、ＣＰＵ２１をモータ６の回転数を推定する電動機回転数推定手段としている。そして、ＣＰＵ２１（負荷状態判定手段）は、推定したモータ６の回転数（モータ回転数ｎ）が回転数閾値ｎ０以下のときは、モータ６の負荷状態が低負荷であると判定し、モータ回転数ｎが回転数閾値ｎ０を越えるときは、モータ６の負荷状態が高負荷であると判定するようにした。
【０１２５】
この結果、モータ回転数ｎと回転数閾値ｎ０とにより、モータ６が低負荷か高負荷の判定を容易にできる。
第２実施形態の構成を下記のように変更してもよい。
【０１２６】
（Ａ）  第２実施形態では、ブラシレスモータを使用したが、ブラシレスモータの代わりにブラシ付モータ（以下、この項において、単にモータという）に変更してもよい。この場合においても、図７のフローチャートを実行するものとする。
【０１２７】
Ｓ１０においては、下記のようにして、モータ回転数ｎを演算（推定）する。なお、モータのモータ電流を検出するために、モータにはモータ電流検出回路（図示しない）及びモータ端子間電圧を検出するためのモータ端子電圧検出回路（図示しない）が設けられている。
【０１２８】
ＣＰＵ２１は、前記モータ６のモータ回転数ｎを算出するため、まず、前記モータ電流検出回路（図示しない）によって検出されるモータ電流の平均値（モータ電流平均値Ｉａ）と、モータ端子電圧検出回路によって検出される端子間電圧の平均値（端子間電圧平均値Ｖａ）とを求める。求めたモータ電流平均値Ｉａ及び端子間電圧平均値Ｖａから、（３）式に従ってモータの内部抵抗の瞬時値（モータ内部抵抗瞬時値Ｒ）を算出する。
【０１２９】
Ｒ＝Ｖａ／Ｉａ            …（３）
続いて、モータ内部抵抗瞬時値Ｒを時間積分してモータの内部抵抗値Ｒｉを求め、この内部抵抗値Ｒi、モータ電流平均値Ｉａと端子間電圧平均値Ｖａに基づいて（４）式を使用してモータの逆起電圧Ｖｃを求める。
【０１３０】
Ｖｃ＝Ｖａ−Ｉａ・Ｒｉ    …（４）
続いて、（５）式を使用して、逆起電圧Ｖｃに、逆起電圧Ｖｃに対する回転数の比であるモータ発電定数Ｋを乗算し、モータ回転数ｎを算出する。
【０１３１】
モータ回転数ｎは、モータの逆起電圧Ｖｃの符号に対応した符号を有する。
なお、モータ回転数ｎにはモータの右方向回転に対しては正の値をとり、モータの左方向回転に対しては負の値をとる。すなわち、モータ回転数ｎは、モータの回転方向成分を含む回転速度である。
【０１３２】
ｎ＝Ｋ・Ｖｃ         …    （５）
従って、この変形例では、Ｓ１０では、｜ｎ｜＞ｎ０にて、大小関係を判定する。
【０１３３】
他の構成は、第２実施形態と同様である。
ＣＰＵ２１は電動機回転数推定手段に相当する。
（Ｂ）  又、ステアリングホイール１（ハンドル）の回転数を検出するハンドル回転数センサを設け、このハンドル回転数センサが検出したハンドル回転数に基づいて、ＣＰＵ２１はモータ回転数ｎを算出（推定）するようにしてもよい。ハンドル回転数とモータ回転数ｎとは比例関係にあるため、これでもよい。
【０１３４】
この場合においても、ＣＰＵ２１は、電動機回転数推定手段に相当する。
（第３実施形態）
次に、第３実施形態を図７を参照して説明する。
【０１３５】
第１実施形態では、モータ６の負荷状態検出パラメータとして、操舵トルクτとしたが、第３実施形態ではモータ６の負荷状態検出パラメータとして、アシスト指令電流、すなわちｑ軸指令電流Ｉq*（電動機制御値）を使用しているところが異なる。
【０１３６】
図７のＳ１０では、ＣＰＵ２１は、ｑ軸指令電流Ｉq*（電動機制御値）を読込み、ｑ軸指令電流Ｉq*と、予めＲＯＭ２２に格納した指令値閾値Ｉq*sとの大小関係、すなわち、モータ６が低負荷状態か、或いは高負荷状態かを判定する。
【０１３７】
ｑ軸指令電流Ｉq*が、指令値閾値Ｉq*s以下の場合には、モータ６が低負荷であるとして、Ｓ３０に移行し、ｑ軸指令電流Ｉq*が、指令値閾値Ｉq*sよりも大きい場合には、モータ６が高負荷であるとして、Ｓ２０に移行する。
【０１３８】
第３実施形態では第１実施形態の（１）〜（４）の他、以下のような特徴がある。
（１）  第３実施形態では、ＣＰＵ２１（負荷状態判定手段）は、ｑ軸指令電流Ｉq*（電動機制御値）に基づいて、モータ６の負荷状態が低負荷か高負荷であると判定するようにした。具体的には、ｑ軸指令電流Ｉq*と、予めに格納した指令値閾値Ｉq*sとの大小関係、すなわち、モータ６が低負荷状態か、或いは高負荷状態かを判定するようにした。
【０１３９】
この結果、ｑ軸指令電流Ｉq*と、予めＲＯＭ２２に格納した指令値閾値Ｉq*sとにより、モータ６が低負荷か高負荷の判定を容易にできる。
なお、本発明の実施形態は以下のように変更してもよい。
【０１４０】
○  前記各実施形態では、操舵トルクτと、車速Ｖとを使用した実施形態に代えて、操舵トルクτのみで、電動機制御値を決定するようにしてもよい。
○  前記各実施形態では、昇圧回路１００の駆動方式を、モータ６が低負荷時には、第２トランジスタＱ２を常時オフとし、第１トランジスタＱ１のみを前記デューティ比駆動信号にてＰＷＭ駆動する非同期整流方式で行った。
【０１４１】
これに代えて、モータ６が低負荷には、第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２を全オフして、すなわち、昇圧回路１００を昇圧停止してもよい。
従って、この変形例で電流較正式を予め求める場合、昇圧回路１００において、同期整流、及び第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２を全オフするようにして、それぞれ異なる駆動方式において、それぞれ各相毎に電流較正式を求める。
【０１４２】
このようにしても、各実施形態の作用効果を奏することができる。
○  又、モータ６が高負荷時には同期整流し、低負荷には、第１トランジスタＱ１のみを全オフし、第２トランジスタＱ２をＰＷＭ駆動するようにしてもよい。
【０１４３】
従って、この変形例で電流較正式を予め求める場合、昇圧回路１００において、同期整流、及び第１トランジスタＱ１のみを全オフし、第２トランジスタＱ２をＰＷＭ駆動するようにして、それぞれ異なる駆動方式において、それぞれ各相毎に電流較正式を求める。
【０１４４】
このようにしても、各実施形態の作用効果を奏することができる。
次に、上記した実施形態から把握できる請求項に記載した発明以外の技術的思想について以下に記載する。
【０１４５】
（１）  請求項３において、操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段を設け、前記負荷状態判定手段は、前記操舵トルク検出手段が検出した操舵トルクが小のときは、電動機の負荷状態が低負荷であると判定し、操舵トルクが大のときは電動機の負荷状態が高負荷であると判定することを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。
【０１４６】
（２）  請求項３において、前記電動機の回転数を推定する電動機回転数推定手段を備え、前記負荷状態判定手段は、前記電動機回転数推定手段が推定した回転数が小のときは、電動機の負荷状態が低負荷であると判定し、回転数が大のときは、電動機の負荷状態が高負荷であると判定することを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。
【０１４７】
（３）  請求項３において、前記負荷状態判定手段は、前記電動機制御値に基づいて電動機の負荷状態を判定することを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。
【０１４８】
【発明の効果】
以上詳述したように、請求項１乃至請求項４の発明は、直流電源電圧を昇圧する昇圧回路の駆動方法の切り替わりにより発生するオフセット電流をキャンセルできる。そして、昇圧回路の駆動方法の切り替わり時に、モータの誤動作を防止する効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の本実施形態に具体化した電動パワーステアリング制御装置の概略図。
【図２】同じく電動パワーステアリング制御装置の制御ブロックダイヤグラム。
【図３】同じくＣＰＵ２１の制御ブロック図。
【図４】同じく昇圧回路の電気回路図。
【図５】同じく昇圧時の制御装置の制御ブロックダイヤグラム。
【図６】（ａ）は同期整流方式の場合における両トランジスタのＰＷＭ駆動信号の波形図、（ｂ）は、非同期整流方式の場合における両トランジスタのＰＷＭ駆動信号等の波形図、（ｃ）は、較正式の説明図。
【図７】本実施形態のＣＰＵ２１が実行する制御プログラムのフローチャート。
【図８】本実施形態のＣＰＵ２１が実行する制御プログラムのフローチャート。
【符号の説明】
４…トルクセンサ（操舵トルク検出手段）
６…モータ（電動機）
２０…制御装置
２１…ＣＰＵ（昇圧制御手段、電動機電流演算手段、負荷状態判定手段）
３５…モータ駆動装置（電動機駆動手段）
１００…昇圧回路（昇圧手段）
Ｂ…バッテリ（直流電源）
Ｌ…コイル（昇圧用コイル）
Ｃ２…コンデンサ（昇圧用コンデンサ）
Ｑ１…第１トランジスタ（第１スイッチング素子）
Ｑ２…第２トランジスタ（第２スイッチング素子）
ＲＵ、ＲＶ、ＲＷ…シャント抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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