(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
正母線と負母線の間に複数の主スイッチング素子（３ａ〜３ｆ）が直列接続され、各主スイッチング素子にフライホイールダイオード（４ａ〜４ｆ）が逆並列接続されて構成されており、直流電圧源の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ部（２）と、
共振用コンデンサ（６）と共振用リアクトル（７）が直列接続された直列回路（６、７）と、
この直列回路の一端と他端を交互に前記正母線と前記負母線に切り換え接続するスイッチング手段（１３ａ〜１３ｄ）と、を備え、
前記共振用コンデンサの電圧を検出し、その電圧の正負の判定に基づいて、前記スイッチング手段により、前記直列回路の一端と他端が前記正母線と前記負母線にそれぞれ接続される第１の状態と、前記直列回路の一端と他端が前記負母線と前記正母線にそれぞれ接続される第２の状態とを交互に切り換え、それぞれの切り換え時に共振電流を発生させて、前記主スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングが行われるようにしたことを特徴とする共振形インバータ装置。
【請求項２】
正母線と負母線の間に複数の主スイッチング素子（３ａ〜３ｆ）が直列接続され、各主スイッチング素子にフライホイールダイオード（４ａ〜４ｆ）が逆並列接続されて構成されており、直流電圧源の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ部（２）と、
前記正母線と前記負母線の間に直列接続された第１、第２の補助スイッチング素子（１３ａ、１３ｂ）と、前記正母線と前記負母線の間に直列接続された第３、第４の補助スイッチング素子（１３ｃ、１３ｄ）と、前記第１、第２のスイッチング素子の接続点と前記第３、第４のスイッチング素子の接続点の間に直列接続された共振用コンデンサ（６）および共振用リアクトル（７）とを有する共振回路（８）と、を備え、
前記共振用コンデンサの電圧を検出し、その電圧の正負の判定に基づいて、前記第１、第４の補助スイッチング素子をオン、前記第２、第３の補助スイッチング素子をオフさせる第１の状態と、前記第２、第３の補助スイッチング素子をオン、前記第１、第４の補助スイッチング素子をオフさせる第２の状態とを交互に切り換え、それぞれの切り換え時に共振電流を発生させて、前記主スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングが行われるようにしたことを特徴とする共振形インバータ装置。
【請求項３】
前記正母線と前記負母線の間の電圧を検出する電圧検出手段（１７）を備え、前記電圧検出手段によって検出された電圧が負の電圧であるときに、前記主スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングが行われるようにしたことを特徴とする請求項１又は２に記載の共振形インバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流回転機などの負荷を駆動する共振形インバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
本出願人は、１組の共振用コンデンサと共振用リアクトルを用い、３相の主スイッチング素子をゼロ電圧スイッチングして一括転流を行う共振形インバータ装置を先に提案した（特願平９−３２８９９２号）。
この共振形インバータ装置の構成を図５に示す。直流電圧源１の直流電圧Ｖｓは、インバータ部２によって交流電圧に変換される。このインバータ部２は、正母線と負母線の間に、自己消弧型スイッチング素子として主スイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ）３ａ〜３ｆが３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）でブリッジ結線された構成となっている。また、主スイッチング素子３ａ〜３ｆには、逆並列ダイオード（フライホイールダイオード）４ａ〜４ｆがそれぞれ接続されている。そして、１つの主スイッチング素子とこれに逆並列接続された１つのフライホイールダイオードにより１つのインバータアームを構成しており、正母線に接続されている方が上アーム、負母線に接続されている方が下アームとなる。
【０００３】
このインバータ部２において、主スイッチング素子３ａ、３ｂ、主スイッチング素子３ｃ、３ｄ、主スイッチング素子３ｅ、３ｆは、それぞれ１２０°位相をずらしてオンオフ制御され、交流回転機５に交流電圧を出力するようになっている。
また、正母線と負母線の間には、共振用コンデンサ６および共振用リアクトル７が直列接続されている。共振用コンデンサ６および共振用リアクトル７は、共振回路８を構成しており、ゼロ電圧スイッチングを行うために、正母線と負母線間の上下アームのそれぞれの主スイッチング素子が共にオンしたとき、共振して共振電流が流れるようになっている。
【０００４】
さらに、各主スイッチング素子に過電流が流れないようにするためのリアクトル９が直流電圧源１に直列に接続され、さらに正母線と負母線の間の電圧を（１＋１／ｎ）Ｖｓにクランプする電圧クランプ回路１０が設けられている。この電圧クランプ回路１０は、リアクトル９と差動接続された電圧クランプ用リアクトル１１とダイオード１２から構成されている。電圧クランプ用リアクトル１１とダイオード１２は、直流電圧源１に並列接続されており、クランプ時に電圧クランプ用リアクトル１１に電流が流れたとき、直流電圧源１に電力を回生させるように構成されている。なお、電圧クランプ用リアクトル１１の巻き数とリアクトル９の巻き数の比は、ｎ（１＜ｎ）となっている。
【０００５】
上記構成において、インバータ部２のスイッチング動作を、主スイッチング素子３ａ、３ｂを例にとり、図６に示す信号波形図を参照して説明する。このスイッチングを行う前の状態としては、主スイッチング素子３ａがオン、主スイッチング素子３ｂがオフして、主スイッチング素子３ａから負荷側に電流が供給されているものとする。
【０００６】
そして、図６のｔ1 時点において、主スイッチング素子３ｂをオンすると、正母線と負母線の間が短絡、すなわちインバータ部２がアーム短絡し、共振用コンデンサ６、共振用リアクトル７、主スイッチング素子３ａ、３ｂにより共振経路が形成されて共振電流が流れ始める。このとき、共振電流と負荷電流ｉL とは同一方向に流れるため、主スイッチング素子３ａには負荷電流ｉL と共振電流が重畳した電流が流れ、主スイッチング素子３ｂには共振電流が流れる。
【０００７】
この後、共振電流が逆極性となり、共振電流の絶対値が負荷電流ｉL よりも大きくなる（図６のｔ2 時点〜ｔ3 時点）と、フライホイールダイオード４ａ、４ｂを通って電流が流れる。このため、主スイッチング素子３ａ、３ｂの各コレクタエミッタ間電圧は負となる。このｔ2 からｔ3 の期間において、主スイッチング素子３ａのゲート端子にオフ信号を与えると、ゼロ電圧スイッチングを行うことができ、スイッチング損失が発生しない。
【０００８】
そして、共振電流が次第に減少し、フライホイールダイオード４ａがオフすると、負荷電流はフライホイールダイオード４ｂを流れ始める（図６のｔ3 時点）。このとき、リアクトル９を流れる一定電流は、共振用コンデンサ６、共振用リアクトル７、フライホイールダイオード４ｂを通して流れるため、共振用コンデンサ６が充電され、共振用コンデンサ６の正極の電位が上昇する。そして、共振用コンデンサ６および共振用リアクトル７の両端間の電圧ＶPNが直流電圧源１の直流電圧Ｖｓの（１＋１／ｎ）倍になったとき、電圧ＶPNはこの値にクランプされ、電圧クランプ用リアクトル１１と電圧クランプ用ダイオード１２からなる電圧クランプ回路１０に電流が流れ始め、直流電圧源１に電力が回生される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した構成では、図６の時点ｔ1 〜ｔ2 において、共振用コンデンサ６の充電極性を逆にするための共振動作が発生しており、この共振動作はゼロ電圧スイッチングに寄与しないものであるため、その共振電流により主スイッチング素子、共振用コンデンサ６、共振用リアクトル７において導通損失が増加するという問題点があることが分かった。
【００１０】
本発明は上記問題を解決することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１乃至３に記載の発明においては、共振用コンデンサ（６）と共振用リアクトル（７）が直列接続された直列回路の一端と他端を、交互に正母線と負母線に切り換え接続するスイッチング手段（１３ａ〜１３ｄ）を備え、共振用コンデンサの電圧を検出し、その電圧の正負の判定に基づいて、前記スイッチング手段により、前記直列回路の一端と他端が前記正母線と前記負母線にそれぞれ接続される第１の状態と、前記直列回路の一端と他端が前記負母線と前記正母線にそれぞれ接続される第２の状態とを交互に切り換え、それぞれの切り換え時に共振電流を発生させて、主スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングが行われるようにしたことを特徴としている。
【００１２】
このように共振用コンデンサ（６）と共振用リアクトル（７）が直列接続された直列回路の一端と他端を交互に切り換えることにより、共振用コンデンサ（６）の充電極性を逆にするための共振動作をなくすことができるため、導通損失を低減することができる。
なお、上記した括弧内の符号は、後述する実施形態記載の具体的手段との対応関係を示すものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示す実施形態について説明する。
図１に、本発明の一実施形態にかかる共振形インバータ装置の構成を示す。この図１に示す共振形インバータ装置においては、図５に示すものに対し、共振回路８の構成が異なっている。
【００１４】
すなわち、この実施形態の共振回路８においては、補助スイッチング素子１３ａ〜１３ｄが設けられており、第１、第２の補助スイッチング素子１３ａ、１３ｂが正母線と負母線の間に直列接続され、また第３、第４の補助スイッチング素子１３ｃ、１３ｄが正母線と負母線の間に直列接続されている。そして、第１、第２のスイッチング素子１３ａ、１３ｂの接続点と第３、第４のスイッチング素子１３ｃ、１３ｄの接続点の間に、共振用コンデンサ６と共振用リアクトル７が直列接続されている。
【００１５】
このことにより、第１、第４の補助スイッチング素子１３ａ、１３ｄをオン、第２、第３の補助スイッチング素子１３ｂ、１３ｃをオフさせる第１の状態と、第２、第３の補助スイッチング素子１３ｂ、１３ｃをオン、第１、第４の補助スイッチング素子１３ａ、１３ｄをオフさせる第２の状態とを交互に切り換えることによって、共振用コンデンサ６と共振用リアクトル７からなる直列回路の一端と他端を、正母線と負母線に交互に切り換えることができる。
【００１６】
次に、この実施形態における共振形インバータ装置の作動を、主スイッチング素子３ａ、３ｂのスイッチングを例にとり、図２に示す波形図を参照して説明する。
図２のｔ1 時点より前においては、主スイッチング素子３ａがオン、主スイッチング素子３ｂがオフして、主スイッチング素子３ａから負荷側に電流が供給されている。また、共振回路８においては、補助スイッチング素子１３ａ、１３ｄがオフ、補助スイッチング素子１３ｂ、１３ｃがオンしており、共振用コンデンサ６は共振用リアクトル７と接続された端子が高電位となるように充電されている。
【００１７】
図２の時点ｔ1 において、補助スイッチング素子１３ａ、１３ｄをオン、補助スイッチング素子１３ｂ、１３ｃをオフすると、共振用リアクトル７、補助スイッチング素子１３ｄ、フライホイールダイオード４ｂ、主スイッチング素子３ａ、補助スイッチング素子１３ａ、および共振用コンデンサ６で構成される回路に共振電流が流れる。
【００１８】
この共振電流がさらに増加していくと、図２の時点ｔ2 〜ｔ3 において、フライホイールダイオード４ａ、フライホイールダイオード４ｂがともにオンする。そして、フライホイールダイオード４ａ、フライホイールダイオード４ｂがオンしている期間において、主スイッチング素子３ａをオフ、主スイッチング素子３ｂをオンすると、ゼロ電圧スイッチングを行うことができ、スイッチング損失は発生しない。なお、図２中の矢印は、その期間であればゼロ電圧スイッチングが可能であることを示している。
【００１９】
そして、インバータ部２のアーム短絡が完了すると（図２の時点ｔ3 ）、リアクトル９を流れる電流の一部が共振用コンデンサ６に流れ、正母線と負母線間の電圧ＶPNが上昇する。その結果、共振用コンデンサ６は、補助スイッチング素子１３ａに接続された端子が高電位となるように充電される。なお、電圧ＶPNは、（１＋１／ｎ）Ｖｓとなった時に、電圧クランプ回路１０によってクランプされる。
【００２０】
この後、時点ｔ4 において、補助スイッチング素子１３ａ、１３ｄをオフ、補助スイッチング素子１３ｂ、１３ｃをオンすると、補助スイッチング素子１３ｂ、フライホイールダイオード４ｂ、フライホイールダイオード４ａ、補助スイッチング素子１３ｃ、共振用リアクトル７、および共振用コンデンサ６で構成される回路に共振電流が流れる。そして、フライホイールダイオード４ａ、フライホイールダイオード４ｂがオンしている期間において、主スイッチング素子３ａをオン、主スイッチング素子３ｂをオフすると、ゼロ電圧スイッチングを行うことができ、スイッチング損失は発生しない。そして、共振電流が次第に減少すると、フライホイールダイオード４ａ、４ｂの順にオフし、共振が終了して初期状態に戻る。
【００２１】
次に、上記した主スイッチング素子３ａ〜３ｆおよび補助スイッチング素子１３ａ〜１３ｄをオンオフ制御する制御回路の構成について説明する。
図３に、その制御回路の具体的な構成を示す。
Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上下アームスイッチング素子のゲート信号を発生する各ゲート信号発生回路１６ａ〜１６ｆは、交流回転機５を駆動するための信号（例えばＰＷＭ信号）をそれぞれ出力し、サンプルホールド回路１９ａ〜１９ｆは、出力されたＰＷＭ信号をサンプルホールドして、主スイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動する図示しないドライブ回路に制御信号を出力する。
【００２２】
ここで、電圧検出回路１７は、正母線と負母線の間の電圧ＶPNを検出し、コンパレータ１８は、その電圧ＶPNが負電圧であること、すなわち共振電流によってＵ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれかにおける２つのフライホイールダイオードがともにオン状態にあることを判定すると、サンプルホールド回路１９ａ〜１９ｆにサンプリング信号を出力する。
【００２３】
従って、ゲート信号発生回路１６ａ〜１６ｆからＰＷＭ信号が出力され、この後、正母線と負母線の間の電圧ＶPNが負電圧であることが判定されると、主スイッチング素子３ａ〜３ｆのオンオフ切り換えが行われるので、ゼロ電圧スイッチングを行うことができる。
また、ゲート信号発生回路１６ａ〜１６ｆの出力は、ワンショットマルチバイブレータ回路２０ａ〜２０ｆに入力され、ゲート信号発生回路１６ａ〜１６ｆのいずれかからＰＷＭ信号が出力されると、オアゲート２１からパルス信号（サンプリング信号）が出力される。
【００２４】
このとき、共振用コンデンサ６の電圧ＶC を検出する電圧検出回路２２と、その正負の判定を行うコンパレータ２３によって、コンパレータ２３からは、補助スイッチング素子１３ｂ、１３ｃがオンしているときハイレベルの信号、補助スイッチング素子１３ａ、１３ｄがオンしているときローレベルの信号が出力されている。
【００２５】
従って、オアゲート２１からサンプリング信号が出力されたとき、補助スイッチング素子１３ｂ、１３ｃがオンしていれば、サンプルホールド回路２４からハイレベルの信号が出力され、また補助スイッチング素子１３ａ、１３ｄがオンしていれば、サンプルホールド回路２４からローレベルの信号が出力される。
そして、サンプルホールド回路２４からハイレベルの信号が出力されたとき、その信号およびノットゲート２５を介した信号が図示しないドライブ回路に出力され、補助スイッチング素子１３ａ、１３ｄをオン、補助スイッチング素子１３ｂ、１３ｃをオフさせる。また、サンプルホールド回路２４からローレベルの信号が出力されたとき、その信号およびノットゲート２５を介した信号が図示しないドライブ回路に出力され、補助スイッチング素子１３ｂ、１３ｃをオン、補助スイッチング素子１３ａ、１３ｄをオフさせる。
【００２６】
上述したことから理解されるように、ゲート信号発生回路１６ａ〜１６ｆからＰＷＭ信号が出力されると、補助スイッチング素子１３ａ、１３ｄと補助スイッチング素子１３ｂ、１３ｃのオンオフが切り換えられ、この切り換えによって共振電流が発生する。そして、正母線と負母線の間の電圧ＶPNが負電圧であると、主スイッチング素子３ａ〜３ｆのゼロ電圧スイッチングを行う。
【００２７】
なお、上記した補助スイッチング素子１３ａ〜１３ｄとしては、半導体式のスイッチング素子などを用いることができ、例えば、図４に示すように、主スイッチング素子３ａ〜３ｆと同じくＩＧＢＴによるスイッチング１４ａ〜１４ｄを用いることができる。なお、この場合には、逆バイアス時の素子破壊を防止するためダイオード１５ａ〜１５ｄが逆並列接続される。
【００２８】
また、上記した実施形態においては、交流回転機５を駆動するものを示したが、同期電動機などの交流回転機を駆動するようにしてもよい。また、インバータ部２としては、上記した構成のものに限らず、上アーム、下アームそれぞれを２つの主スイッチング素子で構成した３レベルインバータなどの多レベルインバータにも同様に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す共振形インバータ装置の回路構成を示す図である。
【図２】図１に示す共振形インバータ装置の作動説明に供する波形図である。
【図３】図１中の主スイッチング素子３ａ〜３ｆおよび補助スイッチング素子１３ａ〜１３ｄをオンオフ制御する制御回路の具体的な構成を示す図である。
【図４】図１に示す共振形インバータ装置の具体的な回路構成を示す図である。
【図５】本出願人が先に提案した共振形インバータ装置の回路構成を示す図である。
【図６】図５に示す共振形インバータ装置の作動説明に供する波形図である。
【符号の説明】
１…直流電圧源、２…インバータ部、３ａ〜３ｆ…主スイッチング素子、
４ａ〜４ｆ…フライホイールダイオード、５…交流回転機、
６…共振用コンデンサ、７…共振用リアクトル、８…共振回路、
９…リアクトル、１０…電圧クランプ回路、
１１…電圧クランプ用リアクトル、１２…電圧クランプ用ダイオード。
【図１】
0003815034.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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