(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期機を始動させるための方法であって、
固定子電流をその最大レベルに制限する電流制御装置によって決定される電圧の大きさで、低周波数電圧によって固定子巻線が動作される間、可能な最大界磁電圧で前記同期機の界磁回路を作動させるステップと、
前記同期機の界磁フラックスが確立される予め定められた期間の後、予め定められた速度でインバータ出力周波数をランプアップさせるステップと、
次に、フラックス推定器を利用して始動モードに切換えるステップとを含む、方法。
【請求項２】
前記同期機の始動サイクル中の設定された点で、前記同期機の界磁を減少させるステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
同期機を動作する方法であって、
電動機始動の間にフラックス推定器を利用するステップと、
前記フラックス推定器を安定させるためにウォッシュアウトフィードバックを与えるステップとを含む、方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の分野】
この発明は、回転子位置および速度の測定値に頼らずに静的インバータから同期電動機を始動させるためのシステムおよび方法に関する。提案されるシステムはジェット機のための補助動力装置（ＡＰＵ）を始動させるための方法を提供する。先行技術にはバッテリからＡＰＵを始動させるためにＤＣ電動機を使用することが含まれる。
【０００２】
【背景技術】
先行技術を例示するものは、パルス幅変調されたインバータによって駆動される永久磁石同期電動機を制御するための装置を説明する米国特許第４，３６１，７９１号［アラン・ビィ・プランケット（Allan B. Plunkett ）］である。この方法は、測定されたフラックスベクトルを移相することによって修正フラックスベクトルを形成し、この修正されたフラックスベクトルをインバータ制御のためのフィードバック信号として用いる。先行技術をさらに例示するものは、機械的シャフト位置インジケータを用いずに機械のフラックスベクトルを決定するための装置を説明する米国特許第４，８５５，５１９号［ハインリック−カール・ボウゲルマン（Heinrich-Karl Vogelmann ）］である。これは、計算されたフラックスベクトルと実際のフラックスベクトルとの間の誤差がそこから計算できる固定子電流の成分を注入することによって行なわれる。この誤差は計算されたフラックスベクトルを修正するために用いられる。対照的に、提案されるシステムは周知の同期機式を用いるフラックス推定システムを利用し、フィードバックは推定されたフラックスの安定性を確実にするために加えられる。
【０００３】
【発明の概要】
提案されるシステムはパルス幅変調された静的インバータを利用して、始動させるための同期電動機としてＡＰＵの発電機を駆動するために、制御されるＡＣ電力を生じる。この発明の重要な特徴には、ＡＰＵが電気システム測定値だけを用いて始動されるときにインバータの出力が修正される方法が含まれる。始動トルクを最適化しようとする試みにおいて回転子速度および位置を直接的に測定するのではなく、固定子への電源電流が測定され、フィルタ処理され、電動機磁化フラックスを推定するためのフィードバックとして用いられる。次に、電流と推定されたフラックスとの間の位相角を適切な角に保つように電源電圧を調節することによって、始動電流が最適化できる。最大電源電圧を超過することを防ぐためにさらなる規制が与えられる。
【０００４】
この発明のさらなる利点および用途は、添付の図面と関連してこの発明の好ましい実施例の以下の詳細な説明を考慮して検討するとより明らかになるであろう。
【０００５】
【好ましい実施例の説明】
Ａ．序論
以下に説明される方法は回転子位置または速度の測定値に頼らずに静的インバータから同期電動機を始動させるために用いられるシステムに関する。このプロセスを管理するために用いられる制御システムの特徴は以下に詳細に説明される。システムの全体像はセクションＢ．１およびＢ．２において与えられ、セクションＣ．１からＣ．８で個々の機能ブロックの詳細が続く。セクションＤは同期電動機始動機構のコンピュータシミュレーションを説明し、適切な動作を実証する。
【０００６】
Ｂ．１  システム全体像
図１はこの発明の同期電動機駆動システムの構成要素を示す。同期電動機への電力は３相、可変電圧、可変周波数のパルス幅変調（ＰＷＭ）された静的インバータによって与えられる。他の形態の静的インバータ、たとえば６または１２ステップインバータへの適用可能性が期待されるが、以下では研究および説明されない。インバータはＡＣ電力を電動機に与え、インバータの出力電圧の大きさ、周波数および位相は制御システムによって決定される。電動機励起は機械の界磁極を確立するために別個の電源によって与えられる。以下、図１に示される制御システムの詳細な説明が続く。これはＰＷＭインバータの制御を与える。
【０００７】
Ｂ．２  制御システムの説明
同期機の１電機子アンペア当りの電動機トルクを最大にするために、機械内のフェーザの関係を制御することが必要である。最も重要なフェーザはエアーギャップ磁化フラックスΨS qdm および固定子電流ＩS qdであり、この両方は固定基準フレームにおいて表わされる。これらのフェーザの間に所望の位相角を維持することによって、発達したトルクが制御かつ最適化できる。円筒回転子同期機では、最適な位相角は９０電気角であり、すなわち、これは完全にｑ軸において回転子基準フレームＩr qdの固定子電流を有するためのものである。しかしながら、突極同期機では、最適な位相角は機械が飽和しているかどうかに依存する。不飽和条件では、最適な角δは９０電気角よりもやや小さく、以下の式によって与えられる。
【０００８】
【数１】
0003786476.tif 000002
【０００９】
ここで角αは以下の式を解くことによって決定され、図２に示されるＩS qdとｄ軸との間の角である。
【００１０】
【数２】
0003786476.tif 000003
【００１１】
一方、飽和した突極同期機では、最適な角は９０°よりもやや大きく、以下の式によって与えられる。
【００１２】
【数３】
0003786476.tif 000004
【００１３】
ここでＥi は機械の内部電圧であり、角αは以下の式を解くことによって決定される。
【００１４】
【数４】
0003786476.tif 000005
【００１５】
制御システムは静的インバータに命令して、適切な電流ＩS qdを電動機に注入することによって位相角を最適角変位の近くに維持する。
【００１６】
電流ベクトルＩS qdの位相角は図１の「磁化フラックス推定」部分によって発展される、推定されたエアーギャップ磁化フラックスΨS qdm に関連して確立される。
【００１７】
電流ベクトルの大きさは、機械に与えられる電力を測定しかつこれを基準電力入力と比較することによって決定される。この機能は「電力制御ループ」において設けられる。次に、計算された電流の大きさは電流位相角と組合されて、「電流制御ループ」への入力として電流基準信号Ｉref qdを与える。このループは次に、インバータの出力電流がＩref qdの基準値と一致するように基準電圧Ｖref qdをＰＷＭインバータに与える。電動機の速度が増すにつれて、電動機によって発達した逆電圧は、所望の基準電流Ｉref qdを維持するためにインバータの出力電圧が増すことを必要とする。ある速度で、この逆電圧はインバータの電圧能力を凌ぎ得る。このために、所望の方法で電動機を制御する能力をインバータが失うであろう。このように制御が失われることを防ぐために、電動機への励起はある値のライン電圧が感知された後に減少される。電動機励起がこのように低下するために、高速での電動機始動の制御をインバータに維持させるモータの逆電圧が減少する。電動機励起の低下は「界磁弱化ループ」によって達成される。
【００１８】
セクションＣ．１からＣ．８は図１のシステム概略図の個々のブロックについてより詳細なデータを与える。
【００１９】
Ｃ．１  磁化フラックス推定
制御システムの最も重要な機能のうちの１つはベクトルΨS qdm の大きさおよび角を決定することである。この機能は「磁化フラックス推定」ブロック内で達成される。
【００２０】
ΨS qdm の決定は、固定基準フレームにおける以下の周知の同期機の式を操作することによって達成される（ｐは微分ｄ／ｄｔを示す）。
【００２１】
【数５】
0003786476.tif 000006
【００２２】
上述のような方法で磁化フラックスを決定するのはあまり安定したものではなく、しばしば他のシステムの変動のために不安定になるであろう。フラックス推定を安定させる方法はセクションＣ．４に説明される。さらに、上の式はΨS qdm を決定するために基本周波数電流成分ＩS qSおよびＩS dsを知ることを必要とする。これらの電流成分を求めることは、実際の電流波形がかなりの量の高調波成分を含むという事実によって複雑になる。高調波をフィルタ処理せずに実際の電流波形を直接用いるとシステム動作が劣化し得る。これは、制御システムが基本成分に加えて高調波成分に対応しようとするからである。この基本成分の抽出は電流測定フィルタによって達成される。
【００２３】
Ｃ．２  電流測定フィルタ
上述のように、電動機入力電流のフィルタ処理は重要な要素である。フィルタ処理が不十分であると、電流制御およびＰＷＭ変換器動作が受入れられないものになる。これは、電動機の電機子直列インダクタンスが高調波電流を十分にフィルタ処理する、誘導メータを用いる典型的な駆動システム方式で見られたことにやや反する。高い定格の同期電動機は固有のフィルタ処理作用を与えるためにそれほど高い直列インダクタンスを有さない。したがって、フィルタが容認可能な動作のために必要である。フィルタは、測定された電機子基本周波数電流に著しい位相遅れをもたらさずに高い次数の高調波電流を効果的に減じなければならない。制御システムから高調波成分を除去するために、システム基本周波数ωr に同調された狭帯域フィルタが用いられる。このフィルタを数学的に表わすと以下のようになる。
【００２４】
【数６】
0003786476.tif 000007
【００２５】
このフィルタはその同調された周波数ωr で単一利得およびゼロ移相を有し、他のあらゆる周波数では大きく減少された利得を有するので、所望のフィルタ処理をもたらすであろう。システム基本周波数は電動機速度とともに変化するので、フィルタの同調された周波数もまた電動機速度とともに変化することにも注意されたい。フィルタの同調された周波数は、以下のセクションＣ．３に説明されるように、与えられるＰＷＭ電圧の基本周波数を測定することによって決定される。
【００２６】
Ｃ．３  電動機の電気周波数の決定
上の説明が示すように、電動機の電気角速度ωr を決定することは制御システムの動作のために重要である。提案される機構では、これは電動機のシャフト速度を感知せずに達成され、代わりに、電動機駆動インバータの電圧出力の電気角速度を測定するための周知の位相同期ループ方式を用いて数学的に決定される。ブロック図は図３に示される。ＰＷＭ基準電圧から引出されたｃｏｓθr およびｓｉｎθr に比例する信号が、局所位相同期発振器によって発生したｃｏｓθ項およびｓｉｎθ項と組合される。このように乗算し、次に減算すると、ｓｉｎ（θr −θ）に比例する信号となる。θr −θが非常に小さければ、ｓｉｎ（θr −θ）項は非常にゆっくりと変化する正弦波を表わす。この入力を比例積分制御装置に与えると、内部発振器の周波数である、制御装置の出力に変化がθr −θが０になるまで起こる。この点でｓｉｎ（θr −θ）項は０と等しく、積分器の出力はωr （＝ｄθr ／ｄｔ）にロックされたままである。この測定方式は、正弦項の独立変数が小さいようにωの値が適度にωr に近い場合に正確である。さもなければ、ｓｉｎ（θr −θ）は振動性になり得、この項が表わす誤差はループの残りによって０に低下されないかもしれない。ここで説明される電動機始動システムにおいて、最初はωr ＝０であることがわかっている。これは内部発振器を初期化する（すなわち、ω（０）＝０）ために用いられ得る。後に、これは機械が加速するにつれて連続的に電気角速度を追跡するであろう。
【００２７】
測定されたωは高調波フィルタおよびフラックス推定器への入力として用いられる。
【００２８】
Ｃ．４  フラックス推定ループの安定化
セクションＣ．１において述べられたように、フラックス推定ループはあまり安定したものではなく、しばしば他のシステムの変動のために不安定になるであろう。このようにあまり安定したものではないことを理解するために、フラックス式を以下のような回転子基準フレームに変換することが有益である（ｐは微分ｄ／ｄｔを示す）。
【００２９】
【数７】
0003786476.tif 000008
【００３０】
これらの式の固有値（極）が虚軸にあるという事実はシステムがあまり安定したものではないことを意味する。他のシステムの変動がこれらの極を右半分の平面に押し、したがって全体のシステムを不安定にする。これらの極を左半分の平面に移動させて、フラックスベクトル成分Ψr qSおよびΨr dSの定常状態および低周波数値に悪影響を与えずにこれらの式を安定化させることが望ましいであろう。
【００３１】
この不安定問題を解決するために、ウォッシュアウトの形のフィードバックループがフラックス推定部分に含まれてきた。このフィードバックループは図４および図５に示され、結果的に極が左半分の平面に移動する。このように極がシフトするために高周波過渡成分のダンピングが起こるが、これはフラックス推定器の定常状態および低周波応答に悪影響を与えない。フラックス推定器の定常値は正確な値を示し続ける。
【００３２】
図４および図５に示される、回転子基準フレームにおける最も単純な形態のフィードバックループはどんな基準フレームにおいても実現できることに注意されたい。しかしながら、これは回転子位置情報の必要をなくすために固定基準フレームにおいて実現されなければならない。固定基準フレームにおいて安定化したフラックス推定器の式は次のとおりである。
【００３３】
【数８】
0003786476.tif 000009
【００３４】
ここでＫ、Ｔ、σr qS、およびσr dSはそれぞれウォッシュアウトの利得、時定数、ｑ軸状態変数、およびｄ軸状態変数であり、（＾）は推定された変数を示す。
【００３５】
Ｃ．５  電流制御ループ
Ψ＾S qdm の位相角が一旦わかると、電動機電流Ｉs qdの所望の位相角が計算できる。最大の電動機トルクを得るために、セクションＢ．２で説明されたように決定される角δによってΨ＾S qdm の位置より前にＩref qdの角位置が設定されなければならない。これは、同期機のパラメータについての知識、特に、界磁電流Ｉf および機械飽和条件を決定するための界磁回路抵抗についての知識を必要とする。しかしながら、この数学的に簡潔な方式は実用的ではない。なぜなら界磁回路抵抗が温度変化とともに著しく変化することがあり、結果として生じる界磁電流および機械飽和条件が大幅に変化し得るからである。幸いなことに、角δは現実的な条件に対して９０電気角に適度に近く、ほとんど最適な動作に対しては正確に決定される必要がない。実際問題として、δの固定した値を７０°と１１０°との間に選択すると、受入れ可能な、ほとんど最適な性能に繋がるであろう。不飽和機械では、９０電気度よりも大きいδは磁化フラックスを強化しないが、９０電気度未満のδは磁化フラックスを強化し、おそらくは飽和を引起こすであろうことに注意されたい。これらの要因はδの固定した値を選択する際に検討されるべきである。
【００３６】
Ｃ．６  電力制御ループ機能
上述のように、電流制御のための基準電流Ｉref qdの大きさは電力制御ループを経て得られる。瞬時電動機電圧と（上述の電流フィルタから得られる）電動機電流の基本成分とは瞬時電動機入力電力を得るために乗算される。電力Ｐe のこの値は所与の基準電力Ｐref と比較され、結果として生じる誤差は、低域フィルタ処理および比例積分（ＰＩ）調整を含む適切な制御装置によって処理されて、基準電流のための大きさを決定するであろう。この大きさの情報は所望の電流位相角と組合されて電流調整器のための基準電流Ｉref qdを決定する。次に、基準電流Ｉref qdはフィルタ処理されかつ測定された電流と比較されて、インバータ出力電圧Ｖref qdのための基準値に達するようにＰＩ電流調整器ブロックが駆動する誤差信号を形成する。図１を参照されたい。次に、Ｖref qdは、三角形を用いて正弦波に近づけるパルス幅変調による適切な切換作用のためにＰＷＭインバータに入力される位相値Ｖref abc に変換される。Ｖref qdはまた周波数測定ブロックに入力されて、電動機速度に比例するインバータ出力電圧の基本周波数を決定する。
【００３７】
Ｃ．７  界磁弱化ループ機能
同期機のトルク制御を高速で与えるために、インバータが必要とされる電流を機械の巻線に注入可能であることが必要である。機械速度が増すにつれ、界磁励起によって引起こされる、同期機の内部電圧も増加する。これはＰＷＭインバータへのバック電圧として作用する。このバック電圧を打消すために、インバータによって与えられる電圧は機械速度が増すにつれて増加しなければならない。内部で発生した同期機電圧を減少するための何らかの手段が適所になければ、一定の界磁励起で、命令された電流ループをインバータがおそらく満たすことができない速度に結果として達するであろう。
【００３８】
この手段は界磁弱化ループによって与えられる。当初、界磁電流は強い回転子界磁と、したがって速い始動トルクとを与えるために可能な最大値に維持される。電流制御ループによって命令される電圧は電動機始動プロセスの間に感知される。この命令された電圧Ｖref qdが所与の基準値Ｖmax を超えるとき、励起子電流は界磁弱化ループによって減少される。これは、電動機速度が始動サイクルの間に上昇するときに電動機バック電圧を一定に維持する。この励起制御は、変換器が電動機始動の制御を維持する速度範囲を広げる。
【００３９】
Ｃ．８  システム始動
残念ながら、フラックス推定器自体が動的システムなので、初期の過渡現象を克服し、正確に機械フラックスを推定するためにしばらく時間がかかる（セクションＤでたとえば約６秒）。したがって、フラックス推定器が正確な推定条件に達する間、別の制御手段が始動の初期において同期機を始動させるために用いられるべきである。その後、上述のようなほとんど最適な始動特性を与えるために、フラックス推定器が好ましい始動モードに用いられ得る。
【００４０】
以下の初期始動技術はコンピュータシミュレーションの研究と実験室でのテストとを通じて効果的であるとわかった。この技術は以下の４つのステップからなる。
【００４１】
１．固定子電流をその許容可能な最大レベルに調整する電流制御装置によって決定される非常に小さい電圧の大きさで、非常に低い周波数の電圧（たとえば約２ヘルツ）によって固定子の巻線が作動される間に、可能な最大界磁電圧で同期機の界磁回路を作動させる。同期機は機械の界磁フラックスが増加するにつれて与えられる周波数に対応する速度で回転し始めるはずである。
【００４２】
２．２秒後、同期機の界磁フラックスがほぼ確立されるとき、インバータ出力周波数を１秒当り数ヘルツ（たとえば１秒当り４ヘルツ）というかなり遅い速度で適切な値（たとえば約２０ヘルツ）までランプアップさせる。開ループ態様で、同期機はこの周波数のランプアップに従い、それに応じて回転を続けるはずである。
【００４３】
３．フラックス推定器が始動過渡現象を克服し、正確に機械フラックスを推定するように十分な時間を与えるために、このような開ループ動作モードに数秒与える。
【００４４】
４．ほとんど最適な始動性能のために、フラックス推定器を用いて好ましい始動モードに切換える。
【００４５】
Ｄ．シミュレーション結果
上述のようなシステムのコンピュータシミュレーションは、典型的に大型の商業用運輸ジェット旅客機の中に据付けられる９０ｋＶＡ発生器で補助動力装置を始動させるために行なわれた。結果は図６から図３３に示される。
【００４６】
図６から図１０は同期機の初期始動の間における電圧パラメータおよび電流パラメータを示す。初期の開ループ始動方法から好ましい閉ループ方法へと切換えているために、約６秒の時点が不連続であることに注意されたい。図６および図７は基準ＰＷＭ電圧の大きさと平均的ＰＷＭインバータ出力電圧の大きさとの時間歴を示す。必要とされるＰＷＭ電圧の大きさはＡＰＵ始動の始めで小さく、ＡＰＵが加速するにつれて次第に上昇することがわかる。電圧の大きさがＰＷＭの最大限（界磁弱化ループの基準値）未満である間、界磁弱化比例積分（ＰＩ）調整器はその上限まで駆動され、したがって電動機励起はその許容可能な最大レベルである（図２２を参照）。
【００４７】
図８および図９はインバータの基準電流の大きさと平均電流の大きさとの時間歴を示す。始動時の初期に、電動機電力はその速度が遅いために小さく、したがって、電力制御装置ＰＩ調整器は許容可能な最大電動機電流となるその上限まで駆動されることがわかる。電動機が加速するにつれ、電動機への入力電力が次第に上昇する。初期の始動方法から好ましい始動方法へと切換える際、電動機入力電力は電動機トルクが増加するために単位当り０．１の所望の値に突然増加する（図１３を参照）。その後、ＰＩ調整器は電動機電流を減少することによって所望の電動機入力電力を維持する。
【００４８】
図１０から図１３は始動の間の抵抗トルクおよび平均的発生器電気トルクと発生器速度および電力とを示す。（これら両方の図におけるトルク値は発生器によって生じたトルクに対する正の基準を有し、したがって、シミュレートされた電動機に対する負の値を有する。）電気トルクは初期の始動の間に抵抗トルクを克服し、結果として適度な加速になる。しかしながら、好ましい始動方法の間、始動トルクはかなり高く、これによって加速が高まる。電力制御装置ループが発生器の電機子電流を減少し始めると、電気トルクも減少される。
【００４９】
図１４から図１７は、機械の始動が始まって約１０秒後の基準ＰＷＭ電圧、実際のＰＷＭ電圧、実際の同期機電機子電流、およびフィルタ処理された同期機電機子電流をそれぞれ示す。図１４はＰＷＭインバータへの基準入力電圧であり、図１５は結果として生じるインバータ電圧である。図１６および図１７はそれぞれフィルタの入力および出力である。図１８から図２１と図２２から図２５とは図１４から図１７と類似しているが、それぞれ機械の始動が始まって約２０秒後および約３０秒後である。これらの図が示すように、フィルタ性能が優れている。フィルタは基本成分に位相遅れをもたらさずに不所望な高調波を除去する。
【００５０】
電動機速度が高まるにつれ、界磁導入の電動機電圧が増加することにも注意されたい。これは適切な電流調整を維持するためにＰＷＭインバータ基準および出力電圧が増加することを必要とする（図６と図１４、１８、および２２のＰＷＭ基準電圧とを参照されたい）。ＰＷＭ基準電圧がＰＷＭ最大限に達するにつれ、界磁弱化ループは発生器励起レベルを減少させる。次に、インバータは速度が増し続けるときに電動機始動の制御を維持し続け得る。
【００５１】
図２６から図２９は始動の間のｑ軸磁化フラックスおよびｄ軸磁化フラックスの実際の値および推定される値の時間歴を示す。推定される値は図１の「磁化フラックス推定」ブロックから得られる。約５秒かかる、フラックス推定器への始動減衰の移行の後、推定される磁化フラックス値と実際の磁化フラックス値とはぴったりと一致している。それらは残りの電動機始動期間にわたって互いに追跡し続ける。
【００５２】
図３０から図３３は単位当りの界磁電圧、界磁フラックスおよび界磁電流の時間歴を示す。電動機へ入力される力率も示される。「界磁弱化ループ」は電動機が始動してほぼ２１秒後に実行されることがわかる。このとき、電動機速度が増加するにつれて界磁電圧、界磁フラックス、および界磁電流が低下し始める。
【００５３】
コンピュータシミュレーションは発生器／始動電動機駆動システムの適切な動作とＡＰＵを急速に始動速度へともたらすその能力とを実証する。
【００５４】
Ｅ．同期機始動機構のハードウェア検証
ここに説明された同期機始動方法はハードウェアにおいて実現され、その動作的特徴を実証するためにさらに調査されている。その結果から、提案される方法が説明されたとおりに動き、典型的な同期機が通常経験し得るパラメータ変化に反応しないことが示された。
【００５５】
Ｆ．含まれるシステム特徴
１．測定された電動機電流のフィルタ処理
セクションＣ．２において示されたように、相対的に大きい同期電動機の制御に関する問題の一つは機械が電動機電流の本来のフィルタ処理を十分に与えないということである。機械電流は基本成分に加えてかなりの高周波成分を含む。高周波成分は電動機電流の制御に逆効果を及ぼす。
【００５６】
上述のシステムは電動機電流の基本成分だけを通すように調整された狭帯幅フィルタを利用し、他のあらゆる成分を減衰させる。電動機速度は時間とともに変化し、かつ電動機電流の基本周波数は速度に比例させられているので、フィルタの調整された周波数は電動機速度とともに変化しなければならない。電動機の速度は位相同期ループ技術を用いて間接的に測定され、この速度信号は次にフィルタを調整するために用いられる。同期機の基本電流を測定するためにこのようなフィルタを用いることは重要な特徴であると考えられている。
【００５７】
２．本来的に不安定なフラックス推定器の安定化
この発明の第２の独特の特徴は本来的に不安定なフラックス推定器を安定させるためにウォッシュアウトフィードバックを用いることである。ウォッシュアウトフィードバックはフラックス推定器を安定させ、セクションＣ．１において説明されたようにそれを電動機始動の間動作させる。
【００５８】
３．回転子位置の必要性の除去
上述のシステムはさまざまなベクトルの空間的な位置決めを決定するために機械的な回転子位置感知を必要としない。代わりに、この方法は必要とされる情報を得るために「磁化フラックス推定」ブロックおよび「周波数測定」ブロックに頼る。
【００５９】
４．回転子速度の代わりとしての測定された周波数の使用
同期機の始動を制御するための周波数はインバータの出力電圧から得られ、機械のシャフト速度を機械的に測定することからは得られない。これは提案される同期機始動方法の独特の特徴である。
【００６０】
５．界磁弱化ループの使用
始動インバータの電力出力を制限するために、同期機の界磁が始動サイクルにおける設定された点で減少される。同期機始動の間に界磁弱化ループを加えることは独特であると考えられる。
【００６１】
Ｇ．略語および術語
【００６２】
【表１】
0003786476.tif 000010
【００６３】
【表２】
0003786476.tif 000011
【００６４】
この発明の異なった実施例がこの発明の趣旨および範疇から逸脱せずに発展でき、この発明の実施例は前掲の特許請求の範囲のみにおいて規定されるこの発明を例示するだけである。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の同期電動機駆動システムの好ましい実施例の概略ブロック図である。
【図２】発達したトルクを制御かつ最適化するための所望の位相角を示す図である。
【図３】電動機駆動インバータの電圧出力の電気角速度での位相同期ループを用いて電動機電気角速度ωの発達を与えるための信号処理を示すブロック図である。
【図４】フラックス推定式の安定化を示すブロック図であり、元の式を発振器に相当するものとして示すブロック図である。
【図５】フラックス推定式の安定化を示すブロック図であり、安定化ループに加えてフラックス推定式のブロック図を示す図である。
【図６】同期機の初期始動の間の電圧変数を示すグラフであり、より具体的に基準ＰＭＷ電圧の大きさの時間歴を示す図である。
【図７】同期機の初期始動の間の電圧変数を示すグラフであり、より具体的に平均的ＰＭＷインバータ出力電圧の大きさの時間歴を示す図である。
【図８】同期機の初期始動の間の電流変数を示すグラフであり、より具体的にインバータ基準の大きさの時間歴を示す図である。
【図９】同期機の初期始動の間の電流変数を示すグラフであり、より具体的に平均的電流の大きさの時間歴を示す図である。
【図１０】電動機抵抗トルクを示すグラフ図である。
【図１１】平均的電気トルクを示すグラフ図である。
【図１２】回転子速度対時間を示すグラフ図である。
【図１３】平均的電力を示すグラフ図である。
【図１４】機械が始動して約１０秒後の基準ＰＷＭ電圧であって、ＰＷＭインバータへの基準および入力電圧を示す図である。
【図１５】機械が始動して約１０秒後の実際のＰＷＭ電圧であって、結果として生じるインバータ電圧を示す図である。
【図１６】機械が始動して約１０秒後の実際の同期機電機子電流であって、フィルタの入力を示す図である。
【図１７】機械が始動して約１０秒後のフィルタ処理された同期機電機子電流であって、フィルタの出力を示す図である。
【図１８】図１４に類似しているが、機械が始動して約２０秒後を示す図である。
【図１９】図１５と類似しているが、機械が始動して約２０秒後を示す図である。
【図２０】図１６と類似しているが、機械が始動して約２０秒後を示す図である。
【図２１】図１７と類似しているが、機械が始動して約２０秒後を示す図である。
【図２２】図１４と類似しているが、機械が始動して約３０秒後を示す図である。
【図２３】図１５と類似しているが、機械が始動して約３０秒後を示す図である。
【図２４】図１６と類似しているが、機械が始動して約３０秒後を示す図である。
【図２５】図１７と類似しているが、機械が始動して約３０秒後を示す図である。
【図２６】始動中のｑ軸磁化フラックスの推定される値の時間歴を示す図である。
【図２７】始動中のｑ軸磁化フラックスの実際の値の時間歴を示す図である。
【図２８】始動中のｄ軸磁化フラックスの推定される値の時間歴を示す図である。
【図２９】始動中のｄ軸磁化フラックスの実際の値の時間歴を示す図である。
【図３０】単位当りの界磁電圧の時間歴を示す図である。
【図３１】単位当りの界磁フラックスの時間歴を示す図である。
【図３２】単位当りの界磁電流の時間歴を示す図である。
【図３３】インバータ出力の力率角の時間歴を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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