(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一方の端子が直流電源の正極に接続され逆導通ダイオード及びスナバコンデンサが並列接続された第１のスイッチ素子と、一方の端子が直流電源の負極に他方の端子が前記第１のスイッチ素子の他方の端子に接続され逆導通ダイオード及びスナバコンデンサが並列接続された第２のスイッチ素子と、一方の端子が直流電源の正極に第１の共振用リアクタンスを介して接続され逆導通ダイオードが並列接続された第３のスイッチ素子と、一方の端子が直流電源の負極に第２の共振用リアクタンスを介して他方の端子が前記第３のスイッチ素子の他方の端子に接続され逆導通ダイオードが並列接続された第４のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子との第１の接続点と前記第３のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子との第２の接続点との間に接続された共振用コンデンサと、前記共振用コンデンサと直列接続された変圧器の１次側巻線と、前記変圧器の２次側巻線に接続され１次巻線からの電力を直流に変換して負荷に直流を出力する整流器とから構成されたＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１のスイッチ素子、第２のスイッチ素子、第３のスイッチ素子、第４のスイッチ素子をオンオフ制御して前記負荷への電力供給を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法において、前記第１のスイッチ素子及び前記第２のスイッチ素子のソフトスイッチングができなくなる軽負荷時に、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とのいずれか一方のみをオンオフ制御し、他方はオフ状態を維持し、前記負荷に電力を供給するようにしたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法。
【請求項２】
前記第１のスイッチ素子の素子電圧または前記第２のスイッチ素子の素子電圧が一定値以下の状態で、前記第１のスイッチ素子または前記第２のスイッチ素子をオンさせることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法。
【請求項３】
前記共振用コンデンサの電圧の極性方向に基づいて、前記第１のスイッチ素子または前記第２のスイッチ素子のうち、オンオフ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ素子とを決定することを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法。
【請求項４】
前記共振用コンデンサの充電電圧の極性を反転させ、前記第１のスイッチ素子または前記第２のスイッチ素子のうち、オンオフ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ素子を入れ換えることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、変圧器の１次側にインバータ回路を形成し変圧器の２次側に負荷へ所要の直流電圧を出力する整流回路を接続して構成されたＤＣ−ＤＣコンバータを制御するＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年のパワーエレクトロニクスの発達によって、電力制御に電力変換装置が多く採用されるようになり、電力系統には電力変換装置のスイッチング時に発生する高調波が増大している。
【０００３】
産業用直流電源装置においては、この高調波を抑制するため高力率コンバータやＰＷＭコンバータの研究開発が行われている。さらに、電源機器より発生する電磁誘導ノイズを抑制するため、電力変換装置のスイッチ素子をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）またはゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）させるソフトスイッチング技術を適用した低ノイズ化の研究も行われている。
【０００４】
ＤＣ−ＤＣコンバータの分野においてもソフトスイッチング技術を適用し特性改善を目指した実用化研究が行われている。ソフトスイッチングにより、ノイズ低減だけでなく、スイッチ素子のスイッチング損失も大幅に低減できるので、コンバータの高効率化が図れる。
【０００５】
図８は、スイッチ素子として電圧駆動型電力用半導体素子（ＩＧＢＴ）を用いた従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。図８において、直流電源１からの直流電力は、第１のスイッチ素子２ａ乃至第４のスイッチ素子２ｄで交流電力に変換される。第１のスイッチ素子２ａ乃至第４のスイッチ素子２ｄで変換された交流電力は、変圧器５の１次巻線５ａから２次巻線５ｂを通して２次側の整流器１５に入力される。そして、整流器１５の整流ダイオード６ａ〜６ｄで整流されて直流電力に変換され、平滑用のリアクトル７及びコンデンサ８介して負荷９に供給される。
【０００６】
第１のスイッチ素子２ａには逆導通ダイオード３ａが並列接続され、スナバ回路としてスナバコンデンサ４ａが直に並列接続されている。同様に、第２のスイッチ素子２ｂにも逆導通ダイオード３ｂが並列接続され、スナバ回路としてスナバコンデンサ４ｂが直に並列接続されている。
【０００７】
また、第３のスイッチ素子２ｃには逆導通ダイオード３ｃが並列接続され第１の共振用リアクトル１１ａが直列接続されている。同様に、第４のスイッチ素子２ｄには逆導通ダイオード３ｄが並列接続され第２の共振用リアクトル１１ｂが直列接続されている。さらに、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとの第１の接続点と、第３のスイッチ素子２ｃと第４のスイッチ素子２ｄとの第２の接続点との間に、共振用コンデンサ１０が接続され、この共振用コンデンサ１０には変圧器５に直列に接続されている。
【０００８】
第１のスイッチ素子２ａ及び第４のスイッチ素子２ｄが共にオンしているとき、または第２のスイッチ素子２ｂ及び第３のスイッチ素子２ｃが共にオンしているときに変圧器５の１次側から変圧器５の２次側に電力が供給される。また、共振用コンデンサ１０及び共振用リアクトル１１ａ、１１ｂにより電流波形を正弦波状にし、第１のスイッチ素子２ａ〜第４のスイッチ素子２ｄのスイッチング時の負担を軽減している。
【０００９】
スナバコンデンサ４ａ、４ｂは、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのオンオフに従って充放電を繰り返し行い、ターンオン及びターンオフ時に第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのソフトスイッチングを実現している。
【００１０】
すなわち、第１のスイッチ素子２ａがオンしているときにはスナバコンデンサ４ａは放電しており、第１のスイッチ素子２ａはゼロ電圧でターンオフする。一方、第１のスイッチ素子２ａがオフ時にはスナバコンデンサ４ａには電荷が充電されているが、ターンオンする際には第２のスイッチ素子２ｂのターンオフに伴ってスナバコンデンサ４ａの電荷が放電され、第１のスイッチ素子２ａがターンオンする時にはゼロ電圧を実現している。従って、第１のスイッチ素子２ａはゼロ電圧でターンオンする。このような共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの詳細な回路動作は、特開平７−２２２４４４号公報に記載されている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、軽負荷時などで負荷電流が小さい場合には、第１のスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａ及び第２のスイッチ素子２ｂのスナバコンデンサ４ｂの充放電が長くなってしまう。さらに、より軽負荷となると、スナバコンデンサ４ａ、４ｂの充放電ができなくなってしまうことがあり、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）ができなくなってしまう。
【００１２】
例えば、軽負荷時でスナバコンデンサ４ａ、４ｂの充放電が長い場合には、その充放電の動作中に第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂをオンすることになり、その場合には、スナバコンデンサ４ａ、４ｂの残留電荷による電圧が第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂにかかり、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）ができなくなってしまう。
【００１３】
それを回避するため、変圧器５の１次巻線５ａと並列に補助インダクタンスを挿入し、この補助インダクタンスによる電流によりスナバコンデンサ４ａ、４ｂを確実に充放電させる場合がある。しかし、この場合には、第１のスイッチ素子２ａや第２のスイッチ素子２ｂに変圧器５の１次巻線５ａに流れる負荷電流に加え、この補助インダクタンスによる電流が流れることになるので、補助インダクタンスによる損失の発生、第１のスイッチ素子２ａや第２のスイッチ素子２ｂの通電損失の増加により、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が低下することになる。
【００１４】
このように、軽負荷時においてはスナバコンデンサ４ａ、４ｂの充放電ができなくなり、スナバコンデンサ４ａ、４ｂの充放電を確実に行わせようとすると効率が低下する。
【００１５】
本発明の目的は、軽負荷時においても効率を低下させることなくスイッチ素子を確実にソフトスイッチングさせることができるＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法は、一方の端子が直流電源の正極に接続され逆導通ダイオード及びスナバコンデンサが並列接続された第１のスイッチ素子と、一方の端子が直流電源の負極に他方の端子が前記第１のスイッチ素子の他方の端子に接続され逆導通ダイオード及びスナバコンデンサが並列接続された第２のスイッチ素子と、一方の端子が直流電源の正極に第１の共振用リアクタンスを介して接続され逆導通ダイオードが並列接続された第３のスイッチ素子と、一方の端子が直流電源の負極に第２の共振用リアクタンスを介して他方の端子が前記第３のスイッチ素子の他方の端子に接続され逆導通ダイオードが並列接続された第４のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子との第１の接続点と前記第３のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子との第２の接続点との間に接続された共振用コンデンサと、前記共振用コンデンサと直列接続された変圧器の１次側巻線と、前記変圧器の２次側巻線に接続され１次巻線からの電力を直流に変換して負荷に直流を出力する整流器とから構成されたＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１のスイッチ素子、第２のスイッチ素子、第３のスイッチ素子、第４のスイッチ素子をオンオフ制御して前記負荷への電力供給を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法において、前記第１のスイッチ素子及び前記第２のスイッチ素子のソフトスイッチングができなくなる軽負荷時に、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とのいずれか一方のみをオンオフ制御し、他方はオフ状態を維持し、前記負荷に電力を供給するようにしたことを特徴とする。
【００１７】
請求項１の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法においては、軽負荷時においては、第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子とのいずれか一方のみをオンオフ制御し、他方はオフ状態を維持したままで負荷に電力を供給する。これにより、軽負荷時に第１のスイッチ素子のスナバコンデンサと第２のスイッチ素子のスナバコンデンサとの充放電が適切に行われなくともソフトスイッチングで、しかも効率よく電力を負荷に供給できる。
【００２０】
請求項２の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法は、請求項１の発明において、前記第１のスイッチ素子の素子電圧または前記第２のスイッチ素子の素子電圧が一定値以下の状態で、前記第１のスイッチ素子または前記第２のスイッチ素子をオンさせることを特徴とする。
【００２１】
請求項２の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法においては、請求項１の発明の作用に加え、第１のスイッチ素子の素子電圧または第２のスイッチ素子の素子電圧が一定値以下か否かを確認し、一定値以下の場合に初めて、第１のスイッチ素子または第２のスイッチ素子をオンさせる。これにより、ソフトスイッチングを確実にする。
【００２２】
請求項３の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法は、請求項１の発明において、前記共振用コンデンサの電圧の極性方向に基づいて、前記第１のスイッチ素子または前記第２のスイッチ素子のうち、オンオフ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ素子とを決定することを特徴とする。
【００２３】
請求項３の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法においては、請求項１の発明の作用に加え、共振用コンデンサの電圧の極性方向に基づいて、オンオフ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ素子とを決定する。スナバコンデンサの残留電荷がスイッチ素子を流れない方向のスイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ素子として選択する。
【００２４】
請求項４の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法は、請求項１の発明において、前記共振用コンデンサの充電電圧の極性を反転させ、前記第１のスイッチ素子または前記第２のスイッチ素子のうち、オンオフ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ素子を入れ換えることを特徴とする。
【００２５】
請求項４の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法においては、請求項１の発明の作用に加え、第１のスイッチ素子または第２のスイッチ素子のうち、オンオフ制御するスイッチ素子に対して、スナバコンデンサの残留電荷が流れない方向に共振用コンデンサの充電電圧の極性を反転させる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図である。この第１の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータは、図８に示したＤＣ−ＤＣコンバータと同一構成であるので、同一要素には同一符号を付し重複する説明は省略する。
【００２７】
図１（ａ）は、第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ素子２ｄとを共にオンして負荷９に電力を供給している状態を示しており、また、図１（ｂ）は、図１（ａ）の状態から第１のスイッチ素子２ａをオフし、その後に第４のスイッチ素子２ｄをオフとし、さらに第３のスイッチ素子２ｃをオンとした状態を示している。
【００２８】
第１の実施の形態では、軽負荷時には第２のスイッチ素子２ｂはオフ状態に維持し、第１のスイッチ素子２ａをオンオフ制御して負荷９に電力を供給する。この場合、第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ素子２ｄとを共にオンして負荷９に電力を供給し、第１のスイッチ素子２ａをオフとした後に第４のスイッチ素子２ｄをオフとし、次に第３のスイッチ素子２ｃをオンとして、第１のスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａに蓄積された残留電荷を放電させる。そして、以下、この動作を繰り返し行い、軽負荷時に負荷９に電力を供給すると共に、第１のスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａに蓄積された残留電荷を放電させ、第１のスイッチ素子２ａのソフトスイッチングを実現している。
【００２９】
図２は、本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を適用した場合の動作波形図である。
【００３０】
（１）期間Ｔ１
第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ素子２ｄとの双方がオンしているときは、図１（ａ）に示すように直流電源１からの電源電圧が変圧器５にかかる。従って、変圧器５の一次巻線５ａから変圧器５の２次巻線５ｂに電力が供給される。すなわち、変圧器５の１次巻線５ａに発生している電圧を２次巻線５ｂから整流器１５に入力し、整流器１５の整流用ダイオード６ａ〜６ｄで整流し、直流電圧として負荷９に印加する。これにより負荷９に負荷電流が供給され、一次側に電流Ｉｃｒが流れる。なお、この負荷電流は、リアクトル７及びコンデンサ８で平滑される。
【００３１】
２次側に供給される負荷電流は第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ素子２ｄのオン重なり期間で制御される。つまり、第１のスイッチ素子２ａをオンした後に第４のスイッチ素子２ｄをオンし、そのオンの重なり期間を制御する。なお、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒは、低負荷電流であるのでほぼ一定となっている。
【００３２】
また、第１のスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１は、第１のスイッチ素子２ａがオンしていることからほぼゼロであり、一方、第２のスイッチ素子２ｂのスナバコンデンサ４ｂの電圧Ｖｓ２は、第２のスイッチ素子２ｂがオフしていることからほぼ直流電源電圧Ｖｃｃとなっている。
【００３３】
（２）期間Ｔ２
期間Ｔ１では第１のスイッチ素子２ａはスナバコンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１がゼロであるので、時点ｔ１で第１のスイッチ素子２ａをオフしたとすると、第１のスイッチ素子２ａはゼロ電圧ターンオフとなる。第１のスイッチ素子２ａをオフすると、スナバコンデンサ４ａには直流電源電圧Ｖｃｃが印加されるので、スナバコンデンサ４ａは充電を開始すると共に、スナバコンデンサ４ｂは放電を開始する。
【００３４】
この場合、低負荷電流であるので、スナバコンデンサ４ａが完全に直電源電圧Ｖｃｃまで充電され、スナバコンデンサ４ｂがゼロまで放電される前に共振が終了する。共振が終了すると共振電流はゼロとなり、電流Ｉｃｒはゼロとなる。この状態では、スナバコンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１は直流電源電圧Ｖｃｃより小さい値（Ｖｃｃ＞Ｖｓ１）となり、スナバコンデンサ４ｂの電圧Ｖｓ２は（Ｖｓ２＝Ｖｃｃ一Ｖｓ１）となる。つまり、スナバコンデンサ４ａ、４ｂの双方に電荷が蓄積された状態となる。
【００３５】
（３）期間Ｔ３
時点ｔ２で第４のスイッチ素子２ｄをオフし、その後に第３のスイッチ素子２ｃをオンする。このとき、両スイッチ素子２ｄ、２ｃには電流は流れていないので、ゼロ電流スイッチングとなる。
【００３６】
第３のスイッチ素子２ｃをオンすると、スナバコンデンサ４ｂに直流電源電圧Ｖｃｃが印加されるのでスナバコンデンサ４ｂへの充電電流が流れ、また、スナバコンデンサ４ａからの放電が開始される。すなわち、第３のスイッチ素子２ｃのオンにより、スナバコンデンサ４ｂへの充電電流及びスナバコンデンサ４ａの放電電流が変圧器５の１次巻線５ａに流れ、２次側にそれに比例した負荷電流が流れる。この場合の電流Ｉｃｒの向きは期間Ｔ１のときの逆向きとなる。
【００３７】
これにより、スナバコンデンサ４ｂの電圧Ｖｓ２が直流電源電圧値Ｖｃｃになり、スナバコンデンサ４ａの電圧がゼロとなった時点ｔ３で、一次側の電流Ｉｃｒは逆導通ダイオード３ａ及び第３のスイッチ素子２ｃを通って還流する。電流Ｉｃｒはスナバコンデンサ４ｂヘの充電電流と低電流であるため、共振用コンデンサ１０の充電電圧Ｖｃｒはほぼ一定で期間Ｔ１と変化はない。
このように、第１の実施の形態では、軽負荷時の低負荷電流において、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのうち一方をオフ継続し、他方のみをスイッチングさせることで、スナバコンデンサ４ａ、４ｂの充放電による電圧変動を、この低負荷電流値で充放電可能な直流電源電圧Ｖｃｃ以下の電圧とすることができる。これにより、低電流においても第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのうちスイッチングしているスイッチ素子をソフトスイッチングさせることができる。
【００３８】
さらに、変圧器５の１次側から２次側への電力供給は、第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ素子２ｄのオン重なりによる供給と、スナバコンデンサ４ａ、４ｂヘの充放電による供給が半周期ごとに行われるので、第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ素子２ｄ、及び第２のスイッチ素子２ｂと第３のスイッチ素子２ｃとのオン重なりによる電力供給の場合と比較して、より低電力を２次側へ供給可能となる。これにより、軽負荷時においても負荷電圧を一定に制御することができる。
【００３９】
次に、本発明の第２の実施の形態を説明する。図３は本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図である。この第２の実施の形態は、軽負荷時においては、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとの双方をオフ状態に維持し、第３のスイッチ素子２ｃと第４のスイッチ素子２ｄとを交互にオンオフ制御して、第１のスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａや第２のスイッチ素子２ｂのスナバコンデンサ４ｂを介して負荷９に電力を供給するようにしたものである。  第２の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータは、図８に示したＤＣ−ＤＣコンバータと同一構成であるので、同一要素には同一符号を付し重複する説明は省略する。
【００４０】
図３（ａ）は、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとを共にオフ状態にし、第４のスイッチ素子をオンにして負荷９に電力を供給している状態を示しており、また、図３（ｂ）は、図３（ａ）の状態から第４のスイッチ素子２ｄをオフし、その後に第３のスイッチ素子２ｃをオンにして負荷９に電力を供給している状態を示している。
【００４１】
図４は、本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を適用した場合の動作波形図である。いま、時点ｔ１で第４のスイッチ素子２ｄをオンしたとすると、第１のスイッチスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａに直流電源電圧Ｖｃｃが印加されるので、スナバコンデンサ４ａは充電を開始し、一方、第２のスイッチスイッチ素子２ｂのスナバコンデンサ４ｂはゼロ電圧となるので、放電を開始する。この場合の充放電電流は電流Ｉｃｒとして変圧器５の一次巻線５ａに流れる。この電流Ｉｃｒに比例して変圧器５の２次側に負荷電流が流れる。
【００４２】
そして、スナバコンデンサ４ａが充電を終了してスナバコンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１が直流電源電圧Ｖｃｃとなり、スナバコンデンサ４ｂが放電を終了してスナバコンデンサ４ｂの電圧Ｖｓ２がゼロとなると、電流Ｉｃｒはゼロとなる。
【００４３】
次に、第４のスイッチ素子２ｄをオフし、その後の時点ｔ２で第３のスイッチ素子２ｃをオンすると、第２のスイッチスイッチ素子２ｂのスナバコンデンサ４ｂに直流電源電圧Ｖｃｃが印加される。従って、スナバコンデンサ４ｂは充電を開始する。一方、第１のスイッチスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａはゼロ電圧となるので放電を開始する。この場合の充放電電流は電流Ｉｃｒとして変圧器５の一次巻線５ａに流れる。この電流Ｉｃｒは逆向きとなる。そして、この電流Ｉｃｒに比例して変圧器５の２次側に負荷電流が流れる。
【００４４】
そして、スナバコンデンサ４ｂが充電を終了してスナバコンデンサ４ｂの電圧Ｖｓ１２直流電源電圧Ｖｃｃとなり、スナバコンデンサ４ａが放電を終了してスナバコンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１がゼロとなると電流Ｉｃｒはゼロとなる。
【００４５】
このように、第２の実施の形態では、軽負荷時の低負荷電流において、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとをオフ継続させ、第３のスイッチ素子２ｃ及び第４のスイッチ素子２ｄのみをスイッチングする。これにより、変圧器５の１次側から２次側への電力供給は、第３のスイッチ素子２ｃ及び第４のスイッチ素子２ｄのスイッチングによるスナバコンデンサ４ａ、４ｂの充放電により行われる。
【００４６】
従って、全周期が、第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ素子２ｄ、及び第２のスイッチ素子２ｂと第３のスイッチ素子２ｃとのオン重なりによる電力供給の場合と比較して、より低電力を２次側へ供給可能となる。これにより、軽負荷時においても負荷電圧を一定に制御することができる。また、第１のスイッチ素子２ａ及び第２のスイッチ素子２ｂはスイッチングさせないので、両スイッチ素子による損失は一切発生しない。
【００４７】
次に、本発明の第３の実施の形態を説明する。図５は本発明の第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図である。この第３の実施の形態は、第１の実施の形態に対し、第１のスイッチ素子２ａの素子電圧Ｖｓ１または第２のスイッチ素子２ｂの素子電圧Ｖｓ２が一定値以下か否かを確認し、一定値以下の場合に初めて、第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂをオンさせるようにしたものである。
【００４８】
図５に示すように、第１のスイッチ素子２ａをオンさせるゲート信号はゲート回路１２ａからＡＮＤ回路１６ａを介して第１のスイッチ素子２ａに出力され、同様に、第２のスイッチ素子２ｂをオンさせるゲート信号はゲート回路１２ｂからＡＮＤ回路１６ｂを介して第２のスイッチ素子２ｂに出力される。
【００４９】
比較器１３ａは第１のスイッチ素子２ａの素子電圧Ｖｓ１（スナバコンデンサ４ａの電圧）と予め設定された設定値と比較し、素子電圧Ｖｓ１がその設定値以下である場合にＡＮＤ回路１６ａに論理値「１」の信号を出力し、ゲート回路１２ａからのゲート信号の出力を許可する。同様に、比較器１３ｂは第２のスイッチ素子２ｂの素子電圧Ｖｓ２（スナバコンデンサ４ｂの電圧）と予め設定された設定値と比較し、素子電圧Ｖｓ２がその設定値以下である場合にＡＮＤ回路１６ｂに論理値「１」の信号を出力し、ゲート回路１２ｂからのゲート信号の出力を許可する。この場合の設定値としては、スナバコンデンサ４ａ、４ｂがほぼ完全に放電したとみなせる素子電圧とする。
【００５０】
このように、第３の実施の形態では、第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂの素子電圧Ｖｓ１、Ｖｓ２を検出し、素子電圧Ｖｓ１、Ｖｓ２が設定値以下となるまで、ゲート回路１２ａ、１２ｂからのオンゲート信号があったとしてもオンさせない。これにより、図２に示す時点ｔ３以降に、第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂがオンすることになる。これにより、第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂのターンオン時において、確実にソフトスイッチングさせることができる。
【００５１】
次に、本発明の第４の実施の形態を説明する。図６は本発明の第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図である。この第４の実施の形態は、第１の実施の形態に対し、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性方向に基づいて、第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂのうち、オンオフ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ素子とを決定するようにしたものである。
【００５２】
図６に示すように、ゲート回路１２ａ、１２ｂに対し、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性が入力されている。ゲート回路１２ａでは、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性が、第１のスイッチ素子２ａがオンしたときにスナバコンデンサ４ａの残留電荷が第１のスイッチ素子２ａを流れない方向であるときに、第１のスイッチ素子２ａをオンオフ制御するスイッチ素子として選択する。一方、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性が、第１のスイッチ素子２ａがオンしたときにスナバコンデンサ４ａの残留電荷が第１のスイッチ素子２ａを流れる方向であるときには、第１のスイッチ素子２ａはオフ状態を維持するスイッチ素子と判断する。
【００５３】
同様に、ゲート回路１２ｂでは、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性が、第２のスイッチ素子２ｂがオンしたときにスナバコンデンサ４ｂの残留電荷が第２のスイッチ素子２ｂを流れない方向であるときに、第２のスイッチ素子２ｂをオンオフ制御するスイッチ素子として選択する。一方、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性が、第２のスイッチ素子２ｂがオンしたときにスナバコンデンサ４ｂの残留電荷が第２のスイッチ素子２ｂを流れる方向であるときには、第２のスイッチ素子はオフ状態を維持するスイッチ素子と判断する。
【００５４】
このように、第４の実施の形態では、第１の実施の形態でのＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を実現するにあたって、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性を検出し、共振用コンデンサ１０の充電電圧方向により、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのうちオフ状態を継続するスイッチ素子及びスイッチングを継続するスイッチ素子を決定する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータが軽負荷時に動作を開始する場合に、スイッチングを継続するスイッチ素子に対しソフトスイッチングを実現できる。
【００５５】
次に、本発明の第５の実施の形態を説明する。図７は本発明の第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図である。この第５の実施の形態は、第１の実施の形態に対し、軽負荷時のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を開始するにあたり、共振用コンデンサ１０の充電電圧Ｖｃｒの極性を反転させ、第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂのうち、オンオフ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ素子を入れ換えるようにしたものである。
【００５６】
図７に示すように、ゲート回路１２ａ、１２ｂに対し、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性が入力されている。また、共振用コンデンサ１０には並列に電圧反転回路１４が接続されている。
【００５７】
電圧反転回路１４では、第１のスイッチ素子２ａをオンオフ制御するスイッチ素子として選択する場合には、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性を、第１のスイッチ素子２ａがオンしたときにスナバコンデンサ４ａの残留電荷が第１のスイッチ素子２ａを流れない方向とする。同様に、第２のスイッチ素子２ｂをオンオフ制御するスイッチ素子として選択する場合には、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性を、第２のスイッチ素子２ｂがオンしたときにスナバコンデンサ４ｂの残留電荷が第２のスイッチ素子２ｂを流れない方向とする。
【００５８】
このように、第５の実施の形態では、第１の実施の形態でのＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を実現するにあたって、共振用コンデンサ１０の充電電圧方向を電圧反転回路１４で反転させ、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのうちオフ状態を継続するスイッチ素子及びスイッチングを継続するスイッチ素子を入れ換える。これにより、軽負荷時のＤＣ−ＤＣコンバータの動作において、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとの切り換えが可能となり、双方のスイッチ素子２ａ、２ｂの使用頻度を平均化できる。
【００５９】
【発明の効果】
以上の説明のように、本発明によれば、軽負荷時の低負荷電流においてもスイッチ素子のソフトスイッチングが可能となり、また、適正に負荷電圧を一定に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を適用した場合の動作波形図。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を適用した場合の動作波形図。
【図５】本発明の第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図。
【図６】本発明の第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図。
【図７】本発明の第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図。
【図８】従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成図。
【符号の説明】
１…直流電源、２ａ…第１のスイッチ素子、２ｂ…第２のスイッチ素子、２ｃ…第３のスイッチ素子、２ｄ…第４のスイッチ素子、３ａ〜３ｄ…逆導通ダイオード、４ａ、４ｂ…スナバコンデンサ、５…変圧器、５ａ…１次巻線、５ｂ…２次巻線、６ａ〜６ｄ…整流ダイオード、７…リアクトル、８…コンデンサ、９…負荷、１０…共振用コンデンサ、１１ａ、１１ｂ…共振用リアクトル、１２ａ、１２ｂ…ゲート回路、１３ａ、１３ｂ…比較器、１４ …電圧反転回路、１５…整流器、１６ａ、１６ｂ…ＡＮＤ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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