(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高圧放電ランプを点灯し動作させる方法であって、
（ａ）複数の動作周波数で前記高圧放電ランプを動作させるステップ、
（ｂ）前記複数の動作周波数の各々において、電気ランプパラメータの複数のサンプルを検知し、取得するステップ、
（ｃ）前記複数の動作周波数の各々において、前記各周波数で取得された前記サンプルの偏差を計算するステップ、及び
（ｄ）前記計算された偏差を評価し、当該評価に基づいてランプ動作周波数を選択するステップ、
を有し、
前記偏差は最小偏差を決めるために評価され、前記動作周波数は、前記最小偏差に対応する周波数として選択されることを特徴とする方法。
【請求項２】
検出された前記電気ランプパラメータは、ランプ電圧、ランプ電流、ランプコンダクタンス及びランプインピーダンスの少なくとも一つであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記計算された偏差は、標準偏差であることを特徴とする請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】
前記高圧放電ランプは、中心周波数付近の周波数掃引を実行することによって前記複数の周波数において動作し、前記掃引は、前記周波数が増大する周波数の組を持つ部分と周波数が減少する周波数の同じ組を持つ部分とを有することを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項に記載の方法。
【請求項５】
前記ステップ（ａ）乃至（ｄ）は、前記高圧放電ランプの点灯と安定状態動作との間のランプ動作の立ち上がり段階の間に実行されることを特徴とする請求項１乃至４の何れか一項に記載の方法。
【請求項６】
前記ステップ（ａ）乃至（ｄ）は、前記高圧放電ランプの前記ランプ
立ち上がり段階の間及び定常状態動作中の両方で実行され、当該立ち上がり段階の間に前記ランプが動作する各周波数は、第１の範囲内であり、当該安定状態に到達した後に前記ランプが動作する各周波数は、前記第１の範囲以下の第２の範囲内であることを特徴とする請求項１乃至５の何れか一項に記載の方法。
【請求項７】
安定状態動作中の前記周波数の第２の範囲は、前記高圧放電ランプが人に見えるフリッカを持たないように、前記最小偏差に対応する周波数の近くに狭く選択されることを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記ランプの点灯及び動作は、ステップ（ａ）乃至（ｄ）の所定の反復回数の後、検出される前記最小偏差が規定レベルを越える場合、停止されることを特徴とする請求項１乃至７の何れか一項に記載の方法。
【請求項９】
ステップ（ａ）乃至（ｃ）が連続して二回反復され、ステップ（ｄ）は、前記二回の反復において測定されたサンプルの個々の組から計算された偏差の間の差が規定の信頼レベル内にある場合のみ実行されることを特徴とする請求項１乃至８の何れか一項に記載の方法。
【請求項１０】
個々の標準偏差σ１及びσ２が前記二回の反復において前記サンプルに関して計算され、前記規定の信頼レベルは、σ２≦βσ１となるようなものであり、βは所望の統計的信頼レベルに関して選択される定数であることを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
請求項１に記載の方法に従って高圧放電ランプを点灯し動作させるためのランプバラストにおいて、
前記ランプバラストは、第１の動作周波数範囲にわたって前記ガス放電ランプを動作させるバラスト手段と、
前記バラスト手段の前記動作周波数を制御する制御手段とを有し、
前記制御手段は、前記第１の動作周波数範囲内の複数の個別の動作周波数にわたって前記動作周波数を変化させる手段と、
前記複数の動作周波数の各周波数において前記ランプの電気パラメータの複数のサンプルを測定する手段と、
前記複数の動作周波数の各周波数において、該各周波数において得られた前記複数のサンプルにおける偏差を計算する手段と、
前記計算された偏差を評価する手段であって、該評価に基づいて前記バラスト手段の前記動作周波数を調整する当該評価する手段と、を有し、前記評価する手段は、前記電気パラメータの前記サンプルにおける前記偏差が最小である周波数を決め、前記最小偏差を持つ当該周波数へ前記バラスト手段の前記動作周波数を調整することを特徴とするランプバラスト。
【請求項１２】
前記偏差を評価する手段は、前記複数の周波数の各周波数において得られた前記サンプルの標準偏差を計算することを特徴とする請求項１１に記載のランプバラスト。
【請求項１３】
前記測定する手段により測定された前記電気ランプパラメータは、ランプ電圧、ランプ電流、ランプコンダクタンス及びランプインピーダンスの少なくとも一つであることを特徴とする請求項１１又は１２に記載のランプバラスト。
【請求項１４】
前記測定する手段により測定された前記電気パラメータは、ランプコンダクタンスであることを特徴とする請求項１１、１２又は１３に記載のランプバラスト。
【請求項１５】
前記周波数を変化させる手段は、中心周波数付近の周波数掃引を実行する手段を含み、前記掃引は、前記周波数が増大する周波数の組を持つ部分と前記周波数が減少する周波数の同一の組を持つ部分とを有することを特徴とする請求項１１乃至１４の何れか一項に記載のランプバラスト。
【請求項１６】
前記制御手段は、前記ランプの点灯と安定状態動作との間のランプ動作の立ち上がり段階の間に動作することを特徴とする請求項１１乃至１５の何れか一項に記載のランプバラスト。
【請求項１７】
前記制御手段は、前記ランプの前記ランプ立ち上がり段階の間及び安定状態動作中の両方で動作し、当該立ち上がり段階の間に前記ランプが動作する各周波数は第１の範囲内であり、当該定常状態に到達した後に前記ランプが動作する各周波数は、前記第１の範囲以下の第２の範囲内であることを特徴とする請求項１１乃至１６の何れか一項に記載のランプバラスト。
【請求項１８】
安定状態動作中の前記第２の範囲は、前記ランプが人に見えるフリッカを持たないように、前記最小偏差に対応する周波数の近くに狭く選択されることを特徴とする請求項１１乃至１７の何れか一項に記載のランプバラスト。
【請求項１９】
前記ランプ制御器は、検出される前記最小偏差が規定レベルを越える場合、前記ランプの点灯及び動作を停止する手段を有することを特徴とする請求項１１乃至１８の何れか一項に記載のランプバラスト。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、高圧ガス放電ランプを特に高周波で、点灯し動作させる方法と、該方法を実施する回路とに関する。一般に、高圧放電ランプを点灯し及び動作する回路は、バラストと呼ばれる。本発明は特に、ランプ内のアーク不安定性を検知し、ランプ動作の間、可視フリッカを避けるために前記バラストの動作周波数を調整する方法に関する。
背景技術
高圧放電（ＨＩＤ）ランプ、例えば水銀、メタルハライド及び高圧ナトリウムランプは、通常は標準電力ライン周波数、例えば５０−１００Ｈｚ又はそれより僅か上で磁気バラストを用いて動作する。約２０ｋＨｚ以上の高周波数でＨＩＤランプを動作させる電気バラストを供給することが望ましい。高周波バラストは、低圧水銀蛍光ランプ用として次第に普及している。高周波動作は、従来の低周波磁気バラストと比較して、バラストの磁気素子をサイズ及び重量において大きく減少することを可能にする。高周波動作は、陰極降下の減少のため、蛍光灯に対して約１０−１５％のランプ効率の実質的増加も供給する。サイズ及び重量についての同様な減少は、ＨＩＤランプ、特に店舗及び道路の照射に使用される低電力メタルハライドランプにとって望ましいものであり、その様な用途において、それは美的に感じのよい品物をデザインする、より高い柔軟性を供給するからである。蛍光灯ほど大きくないが、ランプ効率もまた数パーセント増加する。
しかしながら、ＨＩＤランプ用の高周波電気バラストの使用の主な障害は、高周波動作で起こり得る音響共振が原因であるアーク不安定性により形成される。最小点での音響共振は、人間を非常にいらつかせるアークのフリッカを引き起こす。もっとひどい場合、音響共振が放電アークを消す、さらに悪いと、放電容器の壁に放電アークをずっと偏向されたままにして当該壁を損なう。これらは、放電容器の破裂を引き起こす。
音響共振が起こる周波数は、アーク管の大きさ、（即ち長さ、直径、端部のチャンバー形状、筒状の有無）、ガス充填密度、動作温度及びランプ配置方向を含む数多くの要因に依存している。高周波バラストに対して、ランプ電流ｆＩの動作周波数は可聴範囲より上（ｆＩ＞２０ｋＨｚ）であるように通例は選択されるが、低くなってもよい。（歪んだ）正弦波で動作する通常のバラストに対して、電力周波数ｆｐは、電流の周波数の２倍であるので、ｆｐは４０ｋＨｚよりも大きくなるだろう。高圧水銀ランプ及び新しいメタルハライドランプのいくつかのアーク管または放電容器は、セラミックであり、円筒形状である。水銀ランプ及びメタルハライドランプのアーク管は、通常円筒体及び端部のチャンバーの周囲が石英ガラスで作られる。これら一般的な円筒状アーク管に対して起こる長手方向の音響共振の電力周波数は、以下の式で近似される。
0003807453.tif 000002
ここで、Ｌはアーク管の通常の長さを表し、ｎは整数を表し、
0003807453.tif 000003
はバーナーの長さ方向における平均的な音速を表し、ほぼ４５０ｍ／ｓに等しい。半径方位モードは、式（２）で与えられる。
0003807453.tif 000004
ここで、
0003807453.tif 000005
は半径方向の平均的な音速を表し、Ｒはアーク管の通常の半径を表し、αｌｍはベッセル関数の一階導関数の零位を表す。
完全な共振スペクトラムｆｌｍｎは、式（３）から計算される。
0003807453.tif 000006
アーク管の長さが半径よりもかなり長い場合、フリッカが起こる周波数は、長手方向の共振周波数に対し式（１）から概算される。
例えば１５ｍｍのアーク管の長さを持つ１００Ｗのメタルハライドランプの特定の場合では、最小の長手方向共振周波数は、１５ｋＨｚの電力周波数で起こると予想される。従って、より高次の共振は、３０ｋＨｚより上の電力周波数ｆｐで起こり、これは、可聴範囲より上の電流周波数ｆ１に対応する。
この様に、共振周波数は、計算により近似される及び／又は周波数を変化させてランプを動作させ、結果生じるフリッカを視覚的に観察する実験を介して観測される。特定の動作条件下の特定のランプ型式に対し、可視フリッカが起らない動作周波数が選択され、バラストは、事前に選択された周波数でランプを動作させるように設計される。しかしながら、前記バラストは、特定の製造者の特定のワット数のランプに限定されるだろう。その上、動作温度及び／又は動作圧力を変える動作条件の変化、例えば環境条件の変化又は寿命によるランプ切れが前記共振周波数を変化させるので、共振は、事前に選択されたバラスト動作周波数で起こる。代わりに、特に大きさの制御が難しい石英ガラスから成るアーク管の場合、同じ製造業者のランプでさえ異なる共振点を持つので、かなりのパーセントのランプが選択されたバラスト動作周波数でフリッカを起こす。欠損がない上に、ある製造業者の特定のランプ用のバラストを製造することは、その限定された市場を考慮しても高額であり、使用者にとっても融通がきかない。従って、動作中でのアークの不安定性を検知し、音響共振によるアークの不安定性を避けるための動作周波数を選択する広い範囲のランプ用のバラストを供給することが望ましい。
論文「An Autotracking System For Stable Hf Operation of HID Lamps」F.Bernitz, Symp. Light Sources, Karisruhe 1986には、中心周波数付近でランプ動作周波数を掃引範囲にわたり連続して変化させる制御器を説明している。掃引周波数は、動作周波数が前記掃引範囲を通して反復される周波数である。前記制御器は、アーク不安定性を評価するためのランプ電圧を検知する。制御信号は、安定した動作を達成するために１００ｋＨｚから数ｋＨｚまでの間、掃引周波数を変化させるための検知ランプ電圧から取り出される。しかしながら、このシステムは、商業化されていない。
特許出願公開番号特開平4-27749号（Kamaya）公報には、放電ランプのインピーダンスを検出するバラストが説明されている。前記ランプのインピーダンスが特定のレベルよりも低い場合、バラストは、ランプ電流内の高周波発振成分を減少させる。しかしながら、この設計の不利な点は、前記特定のレベルが固定されることであり、既述したように、共振周波数は実際にランプ間で変化する。その上、前記高周波成分がランプ電流内で減小したとしても、動作がアーク不安定性が起こる他の共振周波数へシフトしないという保証はない。
従って、本発明の目的は、ガス放電ランプのアーク不安定性を検知する方法を提供することであり、これは、ランプの電力、型式、大きさ、又は、物理的又は化学的組成に関係なく広く応用できる。他の目的は、広い範囲のバラストの回路構成で実行される方法を提供することである。
さらに他の目的は、広範囲のランプ又は少なくともランプに対して、音響共振が起こる周波数を検出し及び避けるために高周波で、ＨＩＤランプを動作する方法を提供することである。
さらに他の目的は、本方法を実行するランプバラスト、即ち制御器を提供することである。
本発明による方法において、アーク不安定性は、ランプの電気パラメータにおける偏差を評価することにより検出される。ランプ動作パラメータは、他のアーク不安定性を避けるために前記偏差の評価に基づいて変化されることができる。本発明は、長さを変化させるという前記アークの変形により、例えば電圧、電流、コンダクタンス又はその逆のランプのインピーダンスのような、ランプの電気パラメータが順次に変化することにより、アーク不安定性が起こるという認識に基づいている。音響共振により、アーク不安定性が起こる動作周波数は、複数の動作周波数の各々で決定される偏差量を評価することにより決められる。
特に、音響共振によりアーク不安定性が起こる周波数を検出するのに適した本発明の実施例は、複数の周波数でガス放電ランプを動作するステップ、各周波数において選択された電気パラメータの複数のサンプルを感知し及び取り込むステップ、各周波数で得られる前記電気パラメータのサンプルから成る前記複数の周波数の各々での偏差を計算するステップ、計算された偏差を評価するステップ、及び前記偏差の評価に基づいてランプ動作周波数を選択するステップを含む。好ましくは、前記偏差は、サンプリングされたランプのパラメータにおいて最小の偏差を有する周波数を決定するために評価され、前記動作周波数はこの周波数に設定される。異なる周波数のスパン及び走査レートで上記ステップを繰り返すことは、前記偏差、従ってアーク偏向の全体及び局所最小値が起こる周波数を速く正確に決めることを可能にする。
好ましくは、検知されたランプパラメータは、コンダクタンス又はインピーダンスであり、電圧又は電流単独で検知するよりも一般的に、より小さなアーク偏向の正確な検出を許容する。コンダクタンスの偏差を評価することで、音響共振によるアーク偏向は、人間の目には気づかないレベルで検知できることがわかっている。ランプの電圧と電流との比であるコンダクタンス又はインピーダンスの使用は、電圧又は電流単独で使用するよりも簡単なサンプリング技術を可能にする。その上、コンダクタンス又はインピーダンスの使用は、一般的に適切に働かない電圧又は電流単独での検知による問題を克服する。例えば、電圧検出単独では、例えば、サージ、管のたるみ及び他の外的な状況のようなライン変動に敏感である。
他の実施例によると、検出された偏差は、標準偏差である。これは、サンプリング間隔において検出されるアークの全偏差が、例えば、サンプリング間隔において検出される最大偏差だけよりもむしろ効果的な偏差に寄与する利点を持つ。
他の実施例によると、音響共振が起こる周波数の検出は、中心周波数付近で対称的な掃引周波数を実行することにより達成され、この掃引は、周波数が増大する周波数の組を持つ部分と、周波数が減少する周波数の同じ組を含む部分とを有する。アークの偏向応答にヒステリシスが存在することがわかったので、如何なる所与の周波数におけるアーク不安定性は、周波数が変化する掃引レートにだけでなく、周波数が増大しているのか減少しているのかにも依存する。対照的なやり方、すなわち周波数が増大するとき及び減小するときの両方で且つ同じ掃引レートで、各周波数のサンプリングをするやり方で各周波数における偏差を測定することにより、ヒステリシスの効果が取り除かれ、共振が起こる周波数の検知が改善される。
好ましくは、フリッカのない周波数の検出及び動作周波数の選択は、ランプの点灯から安定状態での動作の間のランプ動作の立ち上がり段の間に実施される。前記立ち上がり段において、音響共振が起こる周波数は、ランプのガス圧及び温度の増大が原因ですばやく変化する。これは、音響共振が原因による可視フリッカを持たない周波数を検出するための良好な環境にすぐにならない一方、周波数掃引及び反復速度が選択されるので、制御器がアーク偏向の偏差の局所的最小値に落ち着き、立ち上がりの終わりまでこの最小値を辿ることができるのがわかった。これは、前記立ち上がり期間が終わり、前記ランプが最大の光出力に到達したとき、所望の動作周波数が既に選択され、前記ランプは、前記立ち上がり期間が終わるとすぐに、可視フリッカを無しに動作できる。この技術は、低いガス圧力及び温度が原因の立ち上がり中のアーク不安定性を改善することが低い可能性にもかかわらず、十分に働くことがわかった。好ましくは、前記アークにおける偏差の検出が、安定状態の間継続されるので、例えば環境の影響により引き起こされるガス充填圧力及び温度の小さな変化を考慮して動作周波数の調整が行われる。安定状態で制御するために、前記周波数掃引のスパン及び掃引比が選択されるので、可視フリッカが避けられる。
アーク内のランダムな偏向が、例えば電極でのアーク飛び（arc jump）又はアーク流に突然入るランプ放電容器内の充填材料の小滴により引き起こされるフレアのような影響により起こる。これらのランダムな事象が考慮されないならば、これらは、前記周波数掃引の間、標準偏差の検出の誤差を生じ、標準偏差の誤った最小値に対応する新しい周波数での動作を引き起こす。これを避けるために、他の実施例では、それぞれの周波数掃引が連続的に２度行われ、新しい中心周波数での動作は、この２度の反復で測定されるそれぞれの組の差が、規定されたレベル内にある場合にのみ始められる。
本発明による、ランプ制御器又はバラストは、選択された周波数範囲内でＨＩＤランプを動作するための高周波インバータを含む。このインバータは、上述された方法の選択されたステップを実施するアーク不安定性制御器により供給される制御信号に応答する。実施例において、前記アーク不安定性制御器は、前記選択された方法のステップを実行するためのソフトウェアでプログラムされたマイクロプロセッサを含む。
既知の商業的に利用可能なシステムとは違って、かなり広範囲な周波数範囲にわたりこれらのランプ間に音響共振が発生するもかかわらず、前記バラストは、異なる型式、製造業者及びワット数から成るＨＩＤランプを動作するのに適切である汎用的な動作原理を用いる。
好ましい実施例において、音響共振を検出し、回避する間、バラストは、インバータ周波数、従ってランプ動作周波数が変化するにもかかわらず、ランプに送られる電力がほぼ一定状態であることを保証する制御装置を含む。適切なランプ動作を保証するために、ＨＩＤランプに送られる電力は、ランプ製造業者によって格付けされたランプのワット数の周りのかなり狭い範囲内で維持されなければならない。ランプ電力の変化は、例えば、輝度効果、光出力、放射される光の色温度及び演色（color rendering）などの露光度測定パラメータを変化させ、これはあまり好ましくない。従って、この測定の場合、音響共振の検出及び回避は、特に安定状態の間、使用者にほぼ不可視のやり方、すなわちほぼ可視フリッカが無く、ほぼ光の質及び光強度の可視的変化が無いやり方で、バラストにより行われる。
前記バラストの実施例において、前記電力制御は、前記インバータに与えるブーストコンバータのバス電圧出力を制御することで得られる。前記インバータ回路の利得、従って前記ランプ電流は、インバータ周波数に依存する。ランプ電圧及びランプ電流は、ランプ電力信号を得るために検知され、これは基準電力信号と比較される。前記ブーストコンバータのブーストスイッチのデューティサイクルは、前記インバータの利得の変化を補償するように前記バス電圧を調節するように制御される。この電力制御が電力を制限するので、寿命によるランプ破壊の災害を防ぐのにも役立つ。
他の実施例において、バラストは、回路素子及びランプを守るために、ランプがブーストコンバータにとても小さい負荷だけを与えるとき、ランプ点灯及び立ち上がりの間、バス電圧を固定するための制御を含む。
本発明のこれら及び他の目的、特徴および利点は、図面と以下に詳細な説明を参照して明らかになるだろう。これらは、例証であって限定はされない。
【図面の簡単な説明】
第１図は、フリッカを起こしている放電アークの変位を説明し、
第２図は、周波数窓内にあるコンダクタンスの標準偏差を測定するための望ましいサンプリング技術を説明し、
第３図は、一つの実施例に従って、選択された周波数間隔における最少フリッカを見つけ、コンダクタンスサンプルＧｊｋから標準偏差σｋを計算するためのオープンループ制御のフローチャートを説明し、
第４図は、コンダクタンスを計算するための電圧及び電流の同時サンプリングを説明し、
第５ａ図は、強い共振を検出するための全体的な周波数掃引を説明し、
第５ｂ図は、強い共振と強い共振が無い許容動作窓との位置を説明し、
第５ｃ図は、異なる製造業者からのいくつかの異なる１００ＷのメタルハライドランプＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅに対して強い共振が起こらない許容動作窓の図を説明し、
第６ａ図は、第５ｃ図の許容できる窓内の周波数範囲上で弱い共振を表すコンダクタンスの偏差を説明し、
第６ｂ図は、第６ａ図に示されたコンダクタンスの標準偏差における弱い共振に対する全体的な最小値を説明し、
第７ａ図、第７ｂ図及び第７ｃ図は、弱い共振に対する標準偏差の全体的な最小値を検出するための３つの制御オプションを説明し、
第８図は、安定状態動作で選択された動作周波数周辺で測定された偏差を説明し、
第９図は、高圧放電ランプを動作する制御ループのフローチャートであり、
第１０ａ図、第１０ｂ図は、１００Ｗメタルハライドランプに対する第９図のルーチンの出力を示し、
第１１ａ図は、標準偏差σが、共に境界値σｆｌよりも低い、広域の最小値と狭い最小値とを持つ状況を説明し、
第１１ｂ図は、標準偏差
0003807453.tif 000007
の滑らかにされたデータから、新しい全体的な最小値として、前記広域の最小値の選択を説明し、
第１２ａ図、第１２ｂ図は、アーク飛び及びナトリウムフレアそれぞれにより引き起こされるアーク偏差に対する代表的な伝導率反応を説明し、
第１３図は、共振検出及び周波数制御を有するＨＩＤランプバラストのブロック／配線図のダイアグラムであり、
第１４図は、第１３図の電力及びバス電圧制御（制御回路Ｄ）の配線図のダイアグラムであり、
第１５図は、ランプに送られるバス電圧及び電力を制御するためにブーストスイッチＱ１に対する動作信号Ｖｇｓｌのパルス幅制御を説明し、
第１６図は、第１３図の制御回路Ａ及び制御回路Ｄの様々な素子を含むＩＣの回路接続を示し、
第１７図は、アーク不安定性制御に対する第１３図の制御回路Ｃのブロックダイアグラムであり、
第１８図は、第１３図のハーフブリッジ制御器（制御回路Ｂ）の配線図である。
発明を実施するための最良の形態
第１図は、ＨＩＤランプの一対の放電電極２の間にある放電アーク１を垂直の動作位置で示す。わかりやすくするために、アーク管は示されていない。前記アークは、音響共振により誘発されるフリッカを被りやすい。前記放電アーク１の中心位置は、任意の時間ｔで長さＬを持つ前記アークの位置を表す。破線で示されるオフセット位置１’における放電アークは、時間ｔ＋δｔにおける偏向された前記アークの位置を表し、このことから前記アークは長さＬ＋δ１を持つことがわかる。偏向されてないアークと偏向されたアークとの異なる長さは、例えば電圧、電流、コンダクタンス及びインピーダンスのような電気ランプパラメータをこれらの各位置で異なる値を持たせ、これら電気パラメータの変化の主原因となる。このように、音響共振は、アーク長の変化、従ってこれら電気パラメータの変化を引き起こす。従って、これらのパラメータの変化を検出することは、音響共振を電気的に検出し、どの周波数で共振及びアーク偏向が起こるかを求める方法を開発し、可視フリッカが起こらない周波数で動作するためのランプの動作周波数を制御する可能性を与える。
幾つかの状況において、ランプ電圧又はランプ電流Ｉだけの偏差を検出することによって、満足できる制御が得られることに注意すべきである。しかしながら、インピーダンスと、特にコンダクタンスＧ＝Ｉ／Ｖとを用いることは、多くの利点を持つ。コンダクタンス又はインピーダンスの変化の測定は、電流又は電圧だけの変化の測定と等しい又はそれよりも良好なＳＮ比を常に持つだろう。前記ＳＮ比は、コンダクタンス又はインピーダンスの方が、電流又は電圧だけよりも通常２０ｄＢ高い。電圧及び電流の両方を同時に測定してインピーダンス又はコンダクタンスに対するそれらの比を計算することにより、これらの信号の各々での例えば電力ラインからのノイズ寄与がほぼキャンセルされる。電圧又は電流が単独で用いられるならば、これらのノイズ信号は残るだろう。これらの利点は、人間の目には気付かない、実際にランプ電圧又は電流単独では通常検出できないとても小さな偏向の検出を可能にすることである。その上、コンダクタンス又はインピーダンスに基づく制御がランプ制御器の回路構成から独立である一方、電圧又は電流単独に基づく制御は回路構成に依存する。最後に、電圧及び電流が共にインピーダンス又はコンダクタンスを計算するために同時に検出されるとき、電圧又は電流を単独でサンプリングするよりも簡単なサンプリング方式が用いられる。
インピーダンス又はコンダクタンスの検出は上記利点を共有するが、コンダクタンスの検出は、イグニッションの前、間及び直後では、ランプ電流はゼロ又はとても少なく、ランプスタート電圧はとても高いという理由で好ましい。これらの時間中、インピーダンスＲ＝Ｖ／Ｉは、無限大又はとても高い。反対に、コンダクタンスＧ＝Ｉ／Ｖは、これらの時間中、ゼロ又は小さく、常に計算されることができる。コンダクタンスを使うことは、前記方法／バラストにランプに対する感度を鈍くさせることでもある。例えば、ランプが異なるランプ型式で置き換えられる又は代用される場合、Ｖ及びＩは変化するが、Ｇ＝Ｖ／Ｉは同じ関連する範囲内に残るだろう。コンダクタンスを使うと、この制御は更に一般的なものを考慮することができる、即ち異なる型式、メーカー及びワット数からなる様々なランプに応用できる。従って、詳細な説明の残りの部分を通して、実施例がコンダクタンスの検出を参照して記載され、一般の当業者は、ランプ点灯後の最初の数秒間での評価が避けられる限り、以下の実施例においてインピーダンスが置き換えられることを理解するであろう。その上、当業者は、電圧又は電流の信号強度が満足のいく制御を得られるほど充分高いところでは、電圧又は電流単独のサンプリングがコンダクタンスの代わりに用いられてもよいことを理解するだろう。
本発明による方法及びバラストは、いくつかの制御段階から成り、各々の段階は、複数の周波数でのコンダクタンスのサンプリングと、各周波数で選択された偏差の計算とによる。従って、好ましいコンダクタンスサンプリング及び偏差計算技術が、制御の段階を説明する前に述べられるだろう。
伝導性の計算（サンプリング）
この作業は、速く変化する電圧及び電流からコンダクタンスｇ（ｔ）を計算することである。歪んだ正弦波を持ち通常は高い周波数バラストで動作するＨＩＤランプに対しては、ランプ電圧は、周期ｐ＝２π／ωを持つ周期的交番関数Ｖ（ｔ）＝Ｖ（ｔ＋ｐ）である。電流周波数ｆｌ及び従って電圧周波数は、可聴範囲、即ち２０ｋＨｚを超え、ｐ＜５０μｓの場合とする。定義により電流は、Ｉ（ｔ）＝ｇ（ｔ）Ｖ（ｔ）により与えられる。伝導性、即ちコンダクタンスｇ（ｔ）は、時間の正の関数でゆっくり変化するだけであり、適切に選ばれたサンプル時間Ｔの間ほとんど一定である。少なくとも２個のサンプルは、期間ｐ内で（小さな信号だけを検出することを避けるために）得られ、ある時間Ｔ＞ｐ（ミリセカンドのオーダーで）の間、合計Ｎサンプルが得られる。定義により、Ｇの値は、
0003807453.tif 000008
ここで、一般に＜ｆ＞は、観測された値ｆｉ（ｉ＝１，２，．．．Ｎ）の平均値を定義により示す。前記伝導性計算に対する絶対値の合計が、合計がゼロと等しくなるのを避けるため、及び合計の最大値を得るために得られる（他のやり方は、Ｇ＝［＜Ｉ２＞／＜Ｖ２＞］１／２である）。電流に対する定義及び式を代入して、
0003807453.tif 000009
ここで、値ｇｉは、前記サンプル時間Ｔの間、ほとんど一定であるとみなす。電流及び電圧が同時にサンプリングされるとき、Ｖｉにわたり２個の合計は相殺される。これは、同時性サンプリングボードで実際に簡単に達成できる。周期ｐの整数でサンプルすることは必要でない、なぜならば前記合計は常に同じサンプルＶｉにわたっているからである。
音響共振を検出するために、前記一般的設計は、複数の周波数でガス放電ランプを動作させ、各周波数で、ランプ電圧及びランプ電流の複数の同時サンプルを得ることにより、複数の時間でコンダクタンスを計算し、各周波数に対してその周波数で得られるコンダクタンスの標準偏差を計算する。このステップは、以下の式により与えられる。
0003807453.tif 000010
各周波数ｆｋで多数のＮＩＶｘ  ＮＧサンプル（ｉ＝１からｉ＝ＮＩＶまで；ｊ＝１からｊ＝ＮＧまで）をとることにより、標準偏差σｋが決められる。σｋを計算するために用いられる全サンプルは、前記周波数ｆｋで集められる。それから次の周波数ｆｋが選択され、サンプリング及び計算が繰り返される。最小標準偏差を持つ周波数は、音響共振により生じる最小のアーク偏向を持つ周波数であり、最高標準偏差を持つ周波数は、最大アーク偏向を持つ周波数である。
これらの式を実行するサンプリング設計は、第２図に示される。周波数のシーケンス（ｋ＝０，１，２．．．２０）にわたって対称周波数スイープがなされる。各周波数ｆｋで、伝導性Ｇｊのシーケンス（ｊ＝１，２．．．ＮＧ）は、各伝導性Ｇｊに対して同時に選択されたサンプルＩｉ及びＶｉを測定することにより決められる。これが、第２図にｋ＝２の周波数の場合で示される。周波数スイープは中心周波数ｆｃで始まり、最小周波数ｆａまで（部分Ａ）減衰し、最大周波数ｆｂまで（部分Ｂ）増大し、それから中心周波数ｆｃまで（部分Ｃ）再び減衰する。部分Ｂは、部分Ａ及びＣが結合されたのと同じ組の周波数を持つ。前記アークの偏向応答におけるヒステリシスのため、周波数が増大し及び減衰してコンダクタンスをサンプルすることが望ましい。このやり方で周波数スイープを実行することにより、ヒステリシスの効果は除去される。前記周波数スイープのスパンは、ｆａとｆｂとで異なる。掃引レートは、周波数ｆｋが変化するレートである。
式７、８では、電流及び電圧に用いられる指標ｉ，ｊ及びｋは、原則３次元アレイであることを示す。ランプバラスト内で行うために、これらの値を記憶するためのメモリを与える必要を避けることは、有利だろう。一般の場合、標準偏差は以下のように定義される。
0003807453.tif 000011
ここで
0003807453.tif 000012
しかしながら、式９で、合計の後に項を二乗して式（９ａ）を代入した後、式９は以下のようになる。
0003807453.tif 000013
式１０（ここでｘｉ＝Ｇｋ）を使うことにより、周波数ｆｋでサンプリングされたコンダクタンスＧｋの標準偏差σｋの計算は、アレイ内で各サンプルに対する全ての電流及び電圧を記憶する必要なしに、ソフトウェアで実行できる。第２図に示される周波数スイープを実行する間、これを実施するためのフローチャートが、第３図に示される。
コンダクタンスを使うことにより、標準偏差を決めるための標準偏差を決めるためのサンプリング設計は、電圧又は電流単独の標準偏差を使うことと比べて非常に簡略化される。これは第４図に示され、第４図は２個のサンプル周期ｉとｉ＋１とを持つ電圧Ｖ及び電流Ｉの波形を、得られたサンプルの位置及び振幅を表す矢印とともに示す。第４図において、周期ｉのサンプルは、周期ｉ＋１とは位相に関して異なる位置でとられる。このように、周期ｉ内のΣ｜Ｉ｜又はΣ｜Ｖ｜は周期ｉ＋１でのとは同じではないので、電流又は電圧単独での標準偏差の計算には誤差があるだろう。電圧Ｖ又は電流Ｉだけがサンプリングされるならば、サンプリングは、正確な標準偏差のために電圧又は電流の波形について同時にトリガされなければならない。これは、この技術を実行するバラスト制御器内に付加の検知及びトリガ装置を必要とするだろう。このようなトリガは、誤差を標準偏差計算に導入してしまうだろう。前記コンダクタンスを使うことにより、電圧及び電流は、同時に検知されることだけが必要である。同時に検知された電流及び電圧の値は、コンダクタンスを定める比Ｉ／Ｖで正規化されるので、検知された波形に関してサンプル
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が得られる瞬間は、無関係である。これは、前記バラスト内でのサンプリング設計とその実施とを簡略化する。
音響共振により瞬間に誘発される、力による電極間のアークの偏向は、時間に関する２次の微分式により記述される。τ＝５０ｍｓの通常の時間定数は、ある偏向を達成する時間を記述する。この時間は、前記ランプの周りに位置されるコイルからの既知の値及び持続時間で外部電磁力により、１００Ｗメタルハライドランプ内のアークを偏向することにより、決められる。音響共振により生じるアークへの等価の力は、Ｆ＝Ｆ０ｓｉｎ（２πΔｆｔ）により記述できる。この力で、最大応答は、Δｆ＝３Ｈｚの周波数で観測される。より高い周波数の当該力では、周波数応答は４０ｄＢ／decadeで落ちる。前記アークの前記力の強さに依存して、偏向は大きくもなり小さくもなる。ランプを駆動するために正弦波電流を用いるバラストにおいて、いくつかの共振がアーク管の壁に対して前記アークを偏向できる。このような共振は、強い共振としてここに定義される。前記壁に対して前記アークを偏向することができない他の全ての共振は、弱い共振として定義される。前記アークを前記壁へ駆動する強い共振を妨げるための制御設計を与えるために、当該制御は、５０ｍｓよりもっと速く応答すべきであり、強い共振が５０ｍｓよりもっと小さい時間で起こらない異なる動作周波数を与えるべきである。弱い共振によるフリッカを測定するとき、少なくとも１５０ｍｓと同じ時間が用いられるべきである。強い共振は、壁へのアークの偏向がランプ爆発を生じるということで重要である。弱い共振は、人をとてもいらいらさせるアークのフリッカを引き起こすということで重要である。
ランプ特性
ランプの立ち上がり、即ちランプ点灯後の始めの数分間の理解は、ランプに対する制御設計を開発するときに重要である。これは、下の表１に示される。
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点灯前では、通常の１００Ｗメタルハライドランプの圧力ｐは、約０．３バールに等しい。通常は点灯後１２０から２００秒以内で安定状態の動作圧力となる約１５から２０バールへ向かって、立ち上がりの間、動作圧力は増大する。充填ガス内のダンピング、即ち音響共振を誘発する抵抗、従って前記アークの位置の変化は、前記圧力に逆比例するので、当該ダンピングは立ち上がりの間で約５０分の１に減少する。結果として、音響共振の強度とアーク不安定性とが増大する。点灯後最初の約３０秒の間、音響共振は起こらない、なぜならばそれはまだ本質的に低圧放電ランプだからである。このように、前記コンダクタンスの測定を通じて、共振及びフリッカの検出は、この期間にはできないだろう。ｔ０＝約３０ｓからｔｓｔｅａｄｙ＝約１２０ｓの間の他の立ち上がり期間中、ガスの中身が、従って共振周波数は、ランプ温度ＴＬ、ランプ充填圧力、音
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の速度及びメタルハライドのアーク流への流入の増大が原因で、速く変化する。前記共振周波数の位置は、前記ランプがｔｓｔｅａｄｙの安定状態に到達するまで安定しないだろう。
ＨＩＤランプを広い範囲の比定格ワット（例えば、２０〜４００Ｗ）にわたって動作できるバラストが所望ならば、コンダクタンスの偏差の検出は、どのＨＩＤランプに対しても、音響共振により誘発される可視フリッカのない動作周波数を位置づけるために用いられることができるであろう。実際は、このようなバラストは、商業的には実際的ではない、なぜならば電子装置への電圧及び電流がコストを決めるからであり、各ランプは最大出力のために設計されたバラストによって最もコスト高で動作されるからである。高周波数バラストが（例えば違う製造者からの）類似形状のアーク管及び狭い範囲の定格ワットを持つランプを動作できるならば、それは充分であり、従来技術を超える大きな改良となるだろう。本発明の好ましい実施例は、（アーク管壁に対して当該アークの偏向を生じる）強い共振が所望のランプの所望の範囲に対して起こらない動作周波数の相対的に狭い窓を前もって選択することに基づく。ランプ点灯後、方法及びこの方法を実行するバラストは、制御される特定のランプに対して弱い共振により生じる可視フリッカが起こらない周波数に戻すように前記前置選択窓内で動作する。加えて、環境条件又は他の要素がランプの音響共振節を変えるので、前記方法及びバラストは、当該ランプが音響共振を起こすことを妨げるためにランプ動作中検出及び監視を継続する。
上記技術は、第５図から第７図を参照して一般の用語で説明されるだろう。これらの図は、立ち上がり期間中及び安定状態中の両方で、強い共振及び弱い共振の検出を示す。これらの技術を実行する好ましい実施例を遂行する特定の制御アルゴリズムが、そのとき説明される。
強い共振の検出：窓前置選択
音響共振が起こる周波数ｆｌｍｎは、式３により与えられる複数の節点にある。これらの周波数は、複数の周波数ｆｋで広い範囲のｆａからｆｂまで（第５ａ図参照）動作又は中心周波数ｆｃを変えて式７、８、９及び第２図に関して述べられたように、各周波数ｆｋでランプ電圧及び電流の複数の同時サンプルをとることによって、コンダクタンスの標準偏差を計算することにより、実験を通じて確定できる。この掃引から、強い共振が起こる周波数は明らかになるだろう、なぜならばこれらの周波数が最高の標準偏差を持つからであり、また可視観測できるからである。これらの周波数は第５ｂ図に点で示される。
前記アーク管への損傷を避けるために、強い共振は、第５ｂ図に示されるように反復ステップにより検出されるべきである。ダンプリング、及び前記アークの２次の偏向応答のため、アーク偏向は、高い掃引レートで最小となり、低い掃引レートで最大となるだろう。低い掃引レートが初めに用いられるならば、前記アークは前記アーク管壁に対して当該管壁を損傷するのに充分長く偏向されるので、危険である。従って、最初の周波数掃引は、約１０００ｋＨｚ／ｓの高い掃引レートを用いるべきであり、最強の共振が前記アーク管を損傷することなく観測される周波数窓を明らかにするだろう。これらの周波数は、他の掃引では避けるべきである。前記周波数掃引は、例えば１００ｋＨｚ／ｓと１０ｋＨｚ／ｓとの連続する低い掃引レートで繰り返されるべきである。これは、前記最強共振が起こる周波数を明らかにするだろう。周波数掃引の各掃引レートに対して、前記中心周波数ｆｃが変化する周波数の範囲は、それぞれの掃引レートで示される線により、第５ｂ図に示される。数千ヘルツのスパンを持ち、強い共振が起こらない周波数の窓も観測され、実線としてＲが付けられた線で第５ｂ図に示される。これらの窓は、ランプが強い共振を避けるために動作されるべき周波数である。
このステップは、前記ランプバラスト内で、又は当該バラストにより制御されるべきランプに対して広い周波数窓を前置選択するバラスト設計者により用いられる。前記バラスト設計者によりなされたならば、このステップは前記バラストが動作する各ランプに対して繰り返されるべきである。共通窓は、所望のランプの各々が強い共振の発生無しに同じランプバラストにより繰り返せるように、選択される。異なる製造者による数個の１００ＷメタルハライドランプＡ−Ｅに対する許容できる動作窓のチャートは、第５ｃ図に実線で示される。このチャートの共通の許容できる動作窓は、２０〜２５ｋＨｚである。
強い共振が完全に無いことは、前記前置選択される窓は必要ではない。強い共振による危険性は、増大されるサンプリング、又は例えば表題「壁偏向」で説明される技術を使って避けることができる。しかしながら、前記前置選択範囲は、どんなに狭くても、幾つかの安定領域は持つべきである。
強い共振の検出
強い共振のない窓が選択されると、ランプはこの前置選択窓内だけで動作されるべきである。再び、前記一般設計は、可視フリッカを生じる弱い共振が起こらない周波数を検出するために、前記選択された窓内で周波数を変えることである。好ましくは、第２図に示される周波数掃引及びサンプリング技術が、１００Ｗのメタルハライドランプのこの特有の場合には、例えばｆｑ＝２０ｋＨｚとｆｒ＝２５ｋＨｚとの第５ｃ図の前置選択窓の境界をそれぞれ表す、第６（ａ）図に示されるｆｑとｆｒとの間で中心周波数を変化させるために用いられる。目標は、第６（ｂ）図に示される窓ｆｑからｆｒの間で、伝導性Ｇｒの標準偏差の全体的最小値を見つけることである。
幾つかの制御のオプションが可能である。第７ａ図に示される最初のやり方は、ランプが、時間ｔｉで点灯され、ｆｑとｆｒとの間の中心周波数の中程で動作され、共振周波数の位置と強度が相対的に安定であるｔｓｔｅａｄｙで始まる安定状態までウオームアップすることが許容される。それから第２図の周波数掃引及びサンプリング技術は、ｔｓｔｅａｄｙの始まりで実行され、前記中心周波数は、標準偏差が最小となる、第６ｂ図に示される全体的最小値Ｍに対応する周波数に調節される。立ち上がり期間中に前記周波数は変化しないので、前記選択された中心周波数ｆｃが共振周波数にあることはほんの小さなチャンスであり、立ち上がり期間中、可視フリッカは多分起こらないだろう。しかしながら、中心周波数が安定状態に到達した後で変化するとき、可視フリッカは全光出力では起こるだろう。前記フリッカが周波数掃引の数回の繰り返し、１分又はそれ位の期間中だけ続く間は、それでもなお前記ランプの使用者に妨害する。
（第７ｂ図に示される）他のオプションは、立ち上がり期間中、例えば点灯後およそ３０秒の遅延時間ｔｏで、前記前置選択窓ｆｑからｆｒまでの全幅にわたって再び、前記周波数掃引及びサンプリング技術を始めることである。これは、可視フリッカが、立ち上がり期間中及び安定状態動作が始まった後の両方で、起こるという不具合を持つ。立ち上がり期間中、共振周波数及び前記全体的な最小値は、前記ランプが速く熱くなるにつれて、すべて速く変化する。大きなスパンの周波数掃引が使われるとき、前記全体的最小値は、各周波数掃引及びサンプリングの繰り返しを実行するのにかかる時間より速く変化する。大きなスパンでは、前記全体的最小値が、前記安定状態がｔｓｔｅａｄｙで始まるまで速く落ちつくことができないという結果となる。このオプションは、依然として使えるが、最初のオプションよりは魅力的ではない、なぜならば可視フリッカが立ち上がり期間中及び安定状態動作の始まりの両方で起こるだろうからである。
第３のより好ましいオプション（第７図ｃ）は、ｔｏ（点「Ａ」参照）で前記周波数掃引及びサンプリング技術を、窓ｆｑからｆｒまでの幅よりも小さな第１スパンで始めることである。上記オプションにおけるｆｑからｆｒまでの前記スパン、通常数ｋＨｚのスパンと比較して、この第３のオプションではｆｑからｆｒまでの第１スパンは、約０．１ｋＨｚである。瞬時の全体的な最小値は、最初の数回の繰り返しの間には見つからないだろう。しかしながら、各反復は、前記全体的な最小値又は局部的な最小値が現在与えられる瞬時の周波数に最も近い中心周波数の位置になるだろう。これは、当該周波数掃引の狭いスパンのどちらかの端部にあるだろう。数回の繰り返しの後（点「Ｂ」参照）、前記周波数掃引及びサンプリングループは、前記瞬時の全体的な最小値に落ちつく。各連続する繰り返しの後で、新しい中心周波数は前記瞬時の全体的な最小値とほとんど等しくなる。このように、このステップは、数回の繰り返しの後、前記瞬時の全体的な最小値を速く位置づけ、前記安定状態まで前記瞬時の全体的な最小値をたどらせる。これは、前記ランプが低い光出力を持つだけの立ち上がりの初め近くでの最初の数個の繰り返しの間だけ、フリッカが起こるだろうという利点がある。その後、当該ステップは、前記瞬時の全体的な最小値を見つけてしまうだろうし、スパンは小さく、最小値に近いので、フリッカは立ち上がりの終わり付近と安定状態の間とでは起こらないだろう。この制御のオプションが最も好ましい、なぜならば立ち上がり期間中前記共振周波数の検出は、人の目にはほとんど気付かれないからである。
安定状態検出
前記全体的な最小値及び対応する好ましい動作周波数が決められると、当該所望の動作周波数が安定状態の間調節されるべきかどうかを調べることを続けることが望ましい。ランプ温度が雰囲気温度内の変化によって変わるならば、音の速度は、対応する共振周波数の変化と共に変わるだろう。従って、このような変化は、検出されるべきであり、前記動作周波数は継続して調節されるべきである。これは、ｆｕからｆｖまでの（第８図参照）第２のスパンについて先に述べた前記周波数掃引とサンプリングループを動的に繰り返すことにより達成される。第２のスパンは、立ち上がりの間に使われた前記第１スパンと好ましくは等しいか小さい。第２のスパンは、この安定状態検出ステップの間、可視的にランプが、フリッカがないように選ばれるべきであり、通常約０．１ｋＨｚである。
動作ルーチン
第３の制御のオプション（第７ｃ図）に従うＨＩＤランプを動作させるためのルーチンのフローチャートが、第９図に示される。このアルゴリズムは、前置選択電力周波数窓（ｆｃ０±Ｓｐａｎ０／２）内で、最小フリッカ及び対応する動作周波数ｆｍｉｎを見つける。パワー周波数間隔は、上述の実験的調査に基づいて又はランプ制御器の始めの段階により、前記ランプ制御器により制御されるべきランプに対して強い共振がない動作周波数の窓を見つけるために、事前に選択される。
プログラムの始めで、前記中心周波数ｆｃは、バラスト設計周波数ｆｃ０に初期化される。高い電圧は、ランプを点灯するため当該ランプに印加される。予め決められた時間ｔＩの後、ランプ電流Ｉは、前記ランプが実際に点灯されたかを決めるためにサンプリングされる。前記ランプ電流が値Ｉ０より小さいならば、前記ランプは点灯されず、点灯が再び試みられる。前記電流ＩがＩ０より大きいならば、前記ランプは点灯され、時間ｔ及びカウンタ変数Ｎｆｌは０に初期化される。前記ランプは、時間ｔが立ち上がりの始まり近くの前もって選択された時間ｔ０より大きくなるまで、前記動作周波数ｆｃ０で立ち上がるように許容される。前記ランプ圧力及び温度が音響共振が起こるのに充分高くなるように、前記時間ｔ０は、充分長くなるように選択される。時間ｔ０が始まると、前もって選択された第１スパン及び掃引レートの複数の周波数スイープが、オープンループのサブルーチン（第３図参照）を介して伝わり、一方前記ランプは、依然として立ち上がり段にあり、それは前記ランプが時間ｔｓｔｅａｄｙ、例えば１２０秒で安定状態に到達する前である。前記オープンループプログラムへの入力は、中心周波数ｆｃ，周波数スパン「Ｓｐａｎ」、サンプリングされた別個の周波数の数ＮＦ、各別個の周波数ＮＦで得られた伝導性サンプルの数ＮＧ、各サンプルＧｊｋで得られたサンプルＩ及びＶの数ＮＩＶ、及び各周波数でサンプルＮＧを得るための時間δｔＦである。これらの変数は、第２図に示される。出力は、前記コンダクタンスの最小の標準偏差σｍｉｎと、対応する周波数ｆｍｉｎとである。立ち上がり期間中、音響共振及びフリッカが起こらない周波数は、ガス充填及び温度が変わるにつれて変化する。制御のこの段の間、前記中心周波数は、共振がない周波数が移動する方向に継続して更新される。このように、ランプが安定状態且つｔ＞ｔｓｔｅａｄｙに達すると、前記中心周波数ｆｃは、弱い共振及び可視フリッカが起こらない適切な値に、通常は到達する。
時間ｔがｔｓｔｅａｄｙより小さい間、前記ルーチンは、第９図の分枝「Ａ」にある。ｔｓｔｅａｄｙに達すると、前記中心動作周波数ｆｃは、第６ｂ図に示されるように、安定状態内の前記全体的な最小値であるｆｍｉｎに設定される。前記ルーチンは、ｆｍｉｎでの標準偏差σｍｉｎが可視フリッカが起こる周波数に対応する値を持つσｆｌより小さいならば、分枝「Ｂ」へ行く。σｍｉｎがσｆｌより大きいならば、可視フリッカは依然としてｆｍｉｎのランプ内で起こり、前記全体的な最小値は見つからない。前記周波数スイープが、可視フリッカが起こらない前記全体的な最小値を見つけるために、窓ｆｑからｆｒの幅と等しいより大きなスパン（スパン＝Ｓｐａｎ０）と周波数のより大きな数（ＮＦ＝１００）とを伴って、分枝「Ｃ」を介して再び実行される。可視フリッカが起こらない最小値が見つかるならば、前記プログラムは、より狭いスパンを伴って分枝「Ｂ」を介して、安定状態検出モードに入る。最初の繰り返しの後に可視フリッカが起こるならば、フリッカのない窓が見つかるまで、全体的な掃引が繰り返される。分枝Ｃ内で繰り返しの数Ｎｆｌが、例えば１０であるプリセット数を超えたならば、前記ランプは消灯する。
以下の数字は、１００Ｗメタルハライドランプに対して上記ルーチンを操作するための通常のパラメータである：ＮＦ＝２０、ＮＧ＝２０、ＮＩＶ＝２０、δｔｆ＝５０ｍｓ、ｆｃ０＝２３．５ｋＨｚ、Ｓｐａｎ０＝３ｋＨｚ、Ｓｐａｎ＝０．１ｋＨｚ、ｔＩ＝１０ｍｓ、Ｉ０＝０．１Ａ、ｔ０＝３０ｓ、ｔｓｔｅａｄｙ＝１２０ｓ、σｆｌ＝０．００５Ｇ。値σｆｌは、人によりフリッカが観測されるだろうコンダクタンスの標準偏差に対する控えめなしきい値であることに、注意すべきである。これは概算することができ（W.F.Schreiber著、Springer-Verlag,Berlin（１９９１年）、ｐ１４−１６に記載の「Fundamentals of Electronic Imaging Systems」参照）、可視フリッカが起こらなくなるまでその値を調節することにより確定される。コンダクタンスを用いる利点は、前記アークの偏向応答が人間の目の検知限以下のレベルで評価されることができる程、ＳＮ比及び感知性が充分高いことである。このように、安定状態の間、ｆｃが周波数を掃引することにより継続してたどられ、結果として誘発されるアーク偏向は、測定できるが人間の目には見えないレベルである。
第１０ａ図、第１０ｂ図は、上記パラメータ値を持って第９図のフローチャートに従って動作される（第７（ｃ）図の制御のオプションに従って動作する）１００ＷメタルハライドランプのＮＦに対する最小周波数ｆｍｉｎ及びσｍｉｎそれぞれのグラフである。約６回だけ繰り返した後、前記σｍｉｎは、フリッカが見えるレベルである０．００５以下であった。その後σｍｉｎは、可視フリッカレベルの約１／１０のとても低いレベルのままであった。可視フリッカは最初の数回の繰り返しの間だけで起こった、これは、前記ランプがまだ低い光出力レベルであったとき、立ち上がりの始めの部分の間実行されたということである。前記ランプが安定状態に到達すると、分枝Ｂ（第９図）で、可視フリッカなくｆｃをモニタし且つ調節することを続けた。
他の選択基準
上記実施例では、周波数は、最低標準偏差を持つ周波数として選択された。他の基準が、前記オープンループルーチンの各繰り返しの後で、新しい中心周波数を選択するときに、応用されることもできる。例えば、広い最小値での動作がとても狭い最小値での動作より安定しているので、動作周波数を囲む広い範囲は好ましい。第１１ａ図では、前記全体的な最小値は、「ＡＡ」で示され、「ＢＢ」で示される好ましい位置より狭い範囲を持つ。両方の位置では、σはσｆｌより小さく、可視フリッカは起こらない。フリッカが起こらないほど偏差は、前記広い最小値で充分に低いので、前記広い最小値は中心周波数として選択されてもよい。これは、σｆｌより各々小さい最小値についての連続する周波数ｆｋの数、２ｎ（ｋ−ｎからｋ＋ｎまで）個のσｋ結果を加え、新しいシリーズσを得てデータを滑らかにすることにより、選択できる。前記滑らかにしたデータσは、第１１（ｂ）図に示される。前記新しい中心周波数は、前記最小の標準偏差σで許容される周波数と等しい。前記新しい中心周波数の選択は、このように前記コンダクタンスの標準偏差と前記全体的な最小値検出とに基づいている。
壁偏向
前記放電アークが前記アーク管の壁に触れて残るとき、前記ランプが消灯することが望ましい。このように、関連するランプ型式に対して、σｍａｘは、前記アークを前記壁に触れさせるのに充分大きい偏向に対応するσＧに対して決められるべきである。立ち上がりの間、広いスイープは、σ＞σｍａｘならば実行される。前記広いスイープ内でασｍｉｎ＜σｍａｘとなるσｍｉｎが満たされるならば、前記アークはもはや壁になく、前記最小値が選択できる。しかしながら、ασｍｉｎ＞σｍａｘならば、前記アークは依然壁にあり、前記ランプは消灯されるべきである。定数αは、所望の統計上の信頼を与えるように選択され、通常２から４の間である。
他のアーク不安定性
前記アークの偏向は、音響共振以外の理由、例えば電極又はナトリウムフレアでのランダムなアーク飛びにより、起こるかもしれない。これら２通りの事象に対する代表的コンダクタンス応答は、第１２ａ図及び第１２ｂ図にそれぞれ示される。第１２ａ図及び第１２ｂ図で、曲線１は、ランダムな事象が起こらないときのコンダクタンス値を示す。曲線２は、ナトリウムフレア（第１２ｂ図）の発生、アーク飛び（第１２ａ図）の発生をそれぞれ伴うコンダクタンス値を示す。このようなランダムな事象の発生は、これにより生じる偏向が無視されないならば、中心動作周波数の偽のずれを生じるだろう。これらのランダムな事象の偏向は、同じ結果が所望の統計的信頼性のレベル内に得られるならば、各測定を繰り返すことと、テストすることとにより、音響共振偏向とは区別できる。当該結果が前記所望の統計的信頼性のレベル内にないならば、前記中心周波数を調節する前に、前記測定が再度繰り返されるべきである。例えば、前記周波数スイープは、二回実行されてもよく、各回で全体のスパン間で得られる全てのコンダクタンスサンプルの標準偏差を計算する。第２のスイープ（σ２）のσが第１スイープ（σ１）のσの所望の信頼性あるレベル内にある、即ちσ２＝βσ１ならば、ランダムな事象は起こらないし、新しい動作周波数が選択できる。σ２＞βσ１ならば、ランダムな事象は起こり、動作周波数は変化すべきではない。βは通常２から４の間で選ばれる。当業者は、多くの他のテスト、例えば前記二回の繰り返しの間の各周波数で測定された前記伝導サンプルの標準偏差の平均、最少、又は最大と比較することを用いることが理解できるだろう。
ランプバラスト
第１３図は、高周波でＨＩＤランプを動作させるための、及び音響共振／アークの不安定性を生じさせる周波数での動作を検出し回避させるための、本発明による、ＨＩＤランプバラスト又は制御器の概略的なブロック図である。
以下の実施例は、あるバラストの回路配置を例示し、特定の用途、特に１００Ｗメタルハライドランプに関して選択された特定の数値パラメータを開示している。この実施例は、先に述べられたようなアークの不安定性検出のための、並びにバス電圧及びランプ電力制御のための、上述の方法を使用する多くの可能なバラストの実例の一つを例示するものである。ゆえに、以下の実施例が例示のみで、限定的ではなく、開示された動作原理を、異なる動作パラメータを用いて種々の異なるバラストの回路構成において使用可能であることが当業者に理解されるであろう。
このバラストは、ＤＣ源１０、ブーストコンバータ２０、高周波ＤＣ−ＡＣ方形波インバータ３０及び点灯器４０を有している。これらの要素１０乃至４０は、ランプを点灯し、高周波の正弦波に近い波形のＡＣ電流をランプ５０に供給する。ランプの点灯後、制御回路Ｃは、インバータ３０の動作周波数を制御し、上述の方法によりＨＩＤランプにおけるアークの不安定性／音響共振を回避する。制御回路Ｄは、ブースト回路２０を制御し、過電圧が前記ランプ及び該回路の各要素に印加されることを防止するために、（前記ランプはランプ点灯段階中は小さな負荷しか与えないために）このランプ点灯段階中の前記バス電圧を制限する。音響共振を回避するために制御回路Ｃによりなされる前記インバータの動作周波数の変化にもかかわらず、制御回路Ｄはまた、ブースト回路２０を制御し、前記ランプへの定電力を維持する。制御回路Ａは、ブーストコンバータ２０を、制御回路Ｄにより決定されるブースト周波数で動作させ、一方、制御回路Ｂは、インバータ３０を、制御回路Ｃにより決定される前記インバータ周波数で動作させる。
ＤＣ源１０は、１１０乃至１２０Ｖの標準ＡＣ電力ライン電圧を入力するために一対の入力端子１、２を有している。ダイオードＤ１乃至Ｄ４から成る整流器は、ＤＣ線路ＲＬ１及びＲＬ２間に約１６０Ｖの全波整流ＤＣ電圧を供給する。ＤＣ源１０はまた、当該ランプ制御器により生成される干渉から前記電力線を絶縁するためにＥＭＩフィルタ５を有しても良い。
ブーストコンバータ２０は、選択電力がインバータ回路３０を介してＨＩＤランプ５０に供給されるようなレベルに線路ＲＬ１及びＲＬ２間の前記ＤＣ電圧を昇圧し制御する。このブーストコンバータは典型的には、１６０Ｖから約３８０Ｖに電圧を昇圧する。このブーストコンバータはまた、力率補正も提供する。コンバータ２０は、ダイオードＤ１及びＤ２の陰極に接続される一方の端を持ち、ダイオードＤ５の陽極に接続される他方の端を持つインダクタＬ１を有す。スイッチＱ１は、ＤＣ線路ＲＬ２とＲＬ１のインダクタＬ１及びダイオードＤ５の間の分岐点との間で接続されている。このスイッチＱ１は、ＭＯＳＦＥＴであり、ボディダイオードＢＤ１及びＣｄｓ１で表される寄生容量を有している。スイッチＱ１の制御ゲートは、制御回路Ａに接続され、さらに詳細に記載されるように、該スイッチＱ１のスイッチング周波数及びデューティサイクルを制御するために周期的電圧信号を供給する。このデューティサイクル及びスイッチング周波数は、インバータ回路３０のコンデンサＣ４及びＣ５と共働して、コンデンサＣ４及びＣ５を介するＤＣ線路ＲＬ１及びＲＬ２上の電圧を所望のレベルで一定に維持するように、インダクタＬ１を介する電流の流れを制御する。コンデンサＣ４及びＣ５は、エネルギー蓄積素子として作用し、ライン電圧がゼロであっても前記ランプに定電力を供給する。
インバータ回路３０は、ＤＣ線路ＲＬ１及びＲＬ２間で直列接続されるスイッチＱ２及びＱ３を持つ電圧供与ハーフブリッジＤＣ−ＡＣインバータである。これらスイッチＱ２及びＱ３はＭＯＳＦＥＴである。スイッチＱ２のソースは、線路ＲＬ１に接続され、スイッチＱ２のドレインは、スイッチＱ３のソースに接続され、スイッチＱ３のドレインは、線路ＲＬ２に接続される。コンデンサＣｄｓ２及びダイオードＢＤ２は、スイッチＱ２の、各々、寄生容量及びボディダイオードである。コンデンサＣｄｓ３及びダイオードＢＤ３は、同様に、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ３の寄生容量及びボディダイオードである。スイッチＱ２及びＱ３の制御ゲートは、制御回路Ｂに接続され、より詳細に記載されるであろう。交点Ｍ１及びＭ２に現れる、このハーフブリッジインバータの出力は、当業者にとって普通のものである、高周波の一般的な方形波信号である。
コンデンサＣ６、Ｃ７及びインダクタＬ２のＬＣＣネットワークは、スイッチＱ１及びＱ２間の中間点Ｍ１とハーフブリッジコンデンサＣ４及びＣ５間の中間点Ｍ２との間に直列接続される。ＨＩＤランプ５０は、コンデンサＣ６と並列に接続される。このＬＣＣネットワークは、波形整形及び電流制限、即ち安定させる機能を供与し、中間点Ｍ１及びＭ２間で与えられるインバータ出力から正弦波に近い波形のランプ電流をＨＩＤランプ５０に供給する。
前記ＬＣＣネットワークはまた、点灯器としても機能し、前記制御器への初期電力の印加で前記ランプを点灯する。前記ＬＣＣネットワークは、初期インバータ動作周波数の第３高調波に同調され、この特定の用途に関して選択された約２５００Ｖの高始動電圧を供給する。第３高調波で前記ランプを始動させることは、従来の第１高調波始動と比較して、前記ブーストコンバータから引き込まれる初期点灯電流を減少させる利点を持つ。前記インバータが動作を開始する際、点灯電圧は、前記初期動作周波数であるインバータ出力の第３高調波で共振するＬＣＣネットワークにより生じる。前記ランプが始動した後、該ランプのインピーダンスは、コンデンサＣ７のインピーダンスよりも非常に小さく、ゆえに、波形整形及び電流制限が、この場合、Ｃ６及びＬ２のＬＣネットワークにより最初は制御される。すなわち、前記点灯器は、ランプインピーダンスの変動（点灯前の約１Ｍから安定状態においては１００）を利用し、点灯電圧を供給するのに適したゲインから、前記ランプを動作させるのに適したより低いゲインに、前記ＬＣＣネットワーク及び該ランプを有する回路の利得をシフトさせる。
図示のＬＣＣネットワークに代えて、周知のパルス点灯器又は、第１又は第３高調波で点灯するＬＣ又はＬＣＣネットワーク等の他の共振点灯器等の、他の点灯器を使用しても良い。その上、図示のＬＣＣネットワークにおいては、前記インバータ動作周波数が点灯電圧を生じさせるために初期周波数（通常安定状態周波数より高い）に設定され、次いで、点灯後のランプ動作のために第２の異なる周波数に設定される、動的周波数シフトを使用しても良い。
制御回路Ｂは、周知のようにスイッチＱ２及びＱ３のスイッチング周波数及びパルス幅を制御し、当該バラストにより制御されるように前記ランプを動作させるのに適した周波数範囲内の周波数で中間点Ｍ１及びＭ２間に方形波に近い波形のＡＣインバータ電圧を供給する。この場合、前記範囲は、第５ｃ図に示される１００ＷメタルハライドランプＡ乃至Ｅに対する強い音響共振／アーク不安定性を回避するために、前記前置選択動作窓である、約２０ｋＨｚから２５ｋＨｚの間である。特に、制御回路Ｂは、アークの不安定性を制御する装置Ｃからの周波数制御信号に応答し、該制御回路Ｃにより指示される周波数で前記ハーフブリッジを動作させる。
制御回路Ｄ及び制御回路Ａの回路及び動作は、第１４図及び第１５図を参照してより詳細に記載されるであろう。制御回路Ｄは、第１３図に示される位置ＶＬａｍｐ及びＩＬａｍｐでランプ電圧及びランプ電流を検知するための回路を有している。前記ランプ電圧は、抵抗Ｒ１１及びＲ１２並びにコンデンサＣ１１を有する電圧分割器を有する、第１４図に示される電圧検知回路６０において検知される。コンデンサＣ１１の機能は、位置ＶＬａｍｐにおける検知ランプ電圧と接地（グランド）との間のＤＣ成分を絶縁することである。ダイオードＤ１１は、抵抗Ｒ１１及びＲ１２の間に接続される陽極及び抵抗Ｒ１３の一方の側に接続される陰極を有する。抵抗Ｒ１３の他の側は、グランドに接続される。コンデンサＣ１２及びツェナーダイオードＤ１２は、抵抗Ｒ１３と並列に接続される。ツェナーダイオードＤ１２の陰極は、ダイオードＤ１１の陰極に接続される。ダイオードＤ１１及びＤ１２は、半波整流器を形成し、検知ランプ電圧ＶＬａｍｐを表す、抵抗Ｒ１３におけるＤＣ電圧ＶＬを供給する。
前記ランプ電流は、電流変成器Ｔを有する電流検出回路７０により検出される。抵抗Ｒ１４、コンデンサＣ１３及び抵抗Ｒ１５が、電流変成器Ｔと並列に接続される。ダイオードＤ１３の陽極は、電流変成器Ｔの一方の側に接続され、一方、該ダイオードの陰極は、抵抗Ｒ１５に接続される。電流検知回路７０の出力は、ＤＣ電圧Ｖｉであり、前記ランプ電流ＩＬａｍｐに線形比例する。
制御回路Ｄはさらに、ランプ電圧を表す信号ＶＬとランプ電流を表す信号Ｖｉとを乗算し、ランプ電力を表す信号ＶＰを得る乗算器６１を有している。ダイオードＤ１４及び抵抗Ｒ１９は、乗算器６１の出力部とエラー増幅器６５の反転入力部との間に直列接続される。エラー増幅器６５の非反転入力部は、ＨＩＤランプ５０に対する所望の動作電力を示す基準信号Ｖｐｒｅｆか、又は前記バス電圧に対する上限を指示する基準信号Ｖｒｅｆを入力する。抵抗Ｒ２０は、抵抗Ｒ１９及びエラー増幅器６５の反転入力部の間の分岐点と、グランドとの間に接続されている。レジスタＲ２１は、エラー増幅器６５の反転入力部と出力部との間に接続されている。比較器６７は、それ自身の非反転入力部において前記エラー増幅器の出力を入力し、それ自身の反転入力部において発振器６３ののこぎり歯波形出力を入力する。
比較器７１は、それ自身の反転入力部において入力された信号Ｖｉと、それ自身の正入力部において入力された信号Ｖｒｉとを比較する。ダイオードＤ１５は、比較器７１の出力部に接続されたその陰極及びダイオードＤ６の陽極に接続されたその陽極を有している。ダイオードＤ１６の陰極は、抵抗Ｒ１８の一方の側に接続され、該レジスタＲ１８の他方の側は、エラー増幅器６５の反転入力部に接続される。抵抗Ｒ１６及びＲ１７を有する分圧器が、ダイオードＤ１５及びＤ１６の陽極の間に接続されている。レジスタＲ１６の一方の端は、第１３図に図示される位置においてＤＣ線路またはバスＲＬ１に接続される。ゆえに、バス電圧を表す電圧Ｖ３が、レジスタＲ１６及びＲ１７の間の中間点に与えられる。
ランプ５０の点灯中、制御回路Ｄは、バス電圧制御モードで動作する。この時間中、前記ランプは、まだオンされず、高インピーダンスを有する。この結果、ブーストコンバータ２０上の負荷は軽く、ＤＣ線路ＲＬ１及びＲＬ２上の電圧は、他の手段が用いられることなしに著しく上昇するであろう。点灯後、前記ランプのインピーダンスは減少し、該ランプが安定状態に到達するまで、該ランプにより引き込まれる電流は上昇する。前記バス電圧の制限が、ランプの寿命末期近くを含み破局的動作状況を防止するために点灯及び安定状態中に必要とされる。制御回路Ｄは、バス電圧Ｖｂｕｓを検知し、このバス電圧を制御回路Ａに供給する。制御回路Ａは、ブーストスイッチＱ１のパルス幅を調整し、点灯段の間にこのバス電圧を所定の電圧に保つ。前記ランプは高インピーダンスを有するため、該ランプを通る電流は、前記電流変成器Ｔにより検知され、次いで、半波整流器Ｄ１３を介して整流される小さな値を有する。前記ランプ電流に線形比例するＤＣ電圧Ｖｉは、点灯中はランプ電流がほとんどないため、略ゼロである。さらに、乗算器６１の出力は、基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さく、これは、ダイオードＤ１４をブロッキングし、この期間中、電力制御ループの不活性化をなす。電圧Ｖｉは、比較器７１を介して電圧Ｖｒｉと比較される。ＶｉがＶｒｉよりも小さい場合、点灯中であるので、比較器７１の出力は高電圧Ｖ２である。ゆえに、ダイオードＤ１５は逆バイアスされ、バス電圧制御ループが活性化される。すなわち、Ｄ１６が、前記バス電圧値に依存してターンオン又はオフされる。
電圧制御ループ回路がランプ点灯において始動し、ランプが非常に小さい負荷を与える場合、前記バス電圧は即座に上昇し、抵抗Ｒ１６及びＲ１７の電圧分割器を介して検知される。始動時に検知電圧Ｖ３が基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さい間、ダイオードＤ１６はオフのままである。ダイオードＤ１６の導通前の初期回路状態における前記エラー増幅器の出力は、
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により与えられる。電圧Ｖ０は、ブーストスイッチＱ１に対するパルス幅制御を得るために、発振器６３により生成されるのこぎり歯波形と比較される。これにより、電解コンデンサＣ４及びＣ５（第１３図）に蓄積されるエネルギを制御する。故意に、ブースト段のデューティ比は、約０．４８に設定される最大値を持つ。検知電圧Ｖ３が基準値Ｖｒｅｆに到達すると、ダイオードＤ１６は導通を開始する。検知バス電圧は、抵抗Ｒ８を介してエラー増幅器６５の反転端子に与えられる。エラー増幅器６５の出力電圧Ｖ０は、
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により与えられる。ここで、ＶＤはダイオードＤ１６間の順方向電圧降下である。電圧Ｖ０及び発振器６３の出力電圧は、ブーストスイッチＱ１のパルス幅制御を得るために比較器６７に与えられる。第１５図は、電圧Ｖ０、発振器６３からののこぎり歯波形、及びブーストスイッチＱ１を制御するゲートソース電圧Ｖｇｓ１である比較器６７の出力波形を図示する。電圧Ｖ０が小さくなれば、スイッチＱ１を制御する制御信号Ｖｇｓ１のパルス幅も小さくなるであろう。ゆえに、このパルス幅は、検知バス電圧がＶ３が上昇するとき、減少するであろう。前記ブーストコンバータの動作に基づいて、前記バス電圧は、減少され、例えば４５０Ｖの好ましい範囲内に保たれるであろう。
ＨＩＤランプ５０の点灯後、制御回路Ｄは、電力制御モードにスイッチし、該ランプへの電力を制御する。他の手段なしに、このランプに与えられる電力は、共振ＬＣＣネットワーク又はいかなる他の点灯回路構成のゲイン、すなわちこのランプに与えられる電力が前記インバータ出力周波数で変化するため、制御回路Ｃがアークの不安定性を制御するために該ランプの動作周波数を変化させるとき、変化するであろう。概して言うと、電力制御モードにおいては、ランプ電流及びランプ電圧が、検知され、このランプにおける全電力を得るために乗算される。該ランプ電力は、ＲＬ１及びＲＬ２間の前記バス電圧を調整するために、ブーストスイッチＱ１のデューティ比を変化させる目的で、基準電力信号と比較される。これは、このランプに与えられる電力の調整になる。
ランプ５０が点灯すると、前記電圧信号Ｖｉは前記基準電圧Ｖｒｉより増大する。比較器７１は、ダイオードＤ１５の導通に至る低電圧Ｖ２を出力する。この結果、前記検知バス電圧Ｖｂｕｓは、保持され、バス電圧制御ループを不活性にし、前記電力制御ループが活性化する。前記検知ランプ電圧ＶＬ信号及びランプ電流Ｖｉ信号が、ランプの電力信号ＶＰを得るために乗算器６１に供給される。この電力信号ＶＰは、前記ブーストスイッチのパルス幅を制御するために前記基準電力Ｖｐｒｅｆと比較されるであろう。前記ハーフブリッジインバータのスイッチング周波数が変化する場合、前記ランプに与えられる電力は、点灯器に関する電圧利得値が差動インバータ動作周波数に関して異なるために、上昇または減少するであろう。
ランプに伝送される電力の減少を例として仮定し、前記電力制御ループの動作を例示する。乗算器６１からの前記検知ランプ電力ＶＰが、抵抗Ｒ１９及びダイオードＤ１４を介してエラー増幅器６５の反転端子に供給され、前記基準電力Ｖｐｒｅｆと比較される。電力制御モードにおいて、エラー増幅器６５の出力電圧Ｖ０は、
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により与えられる。ゆえに、Ｖ０は、検知電力ＶＰが減少するとき、上昇するであろう。前記検知ランプ電力ＶＰが減少するとき、Ｖ０は上昇し、Ｖｇｓ１のパルス幅が上昇する。前記パルス幅が上昇するとき、前記ブーストスイッチは、各サイクル内でより長期間オンのままであり、ゆえに、線路ＲＬ１及びＲＬ２間の前記バス電圧が上昇する。前記バス電圧Ｖｂｕｓの上昇の結果、前記ランプに与えられる電力は上昇する。この負帰還が、前記信号Ｖｐｒｅｆにより設定される前記基準電力と同一のランプ電力を保つ。他方においては、ランプ電力が制御回路Ｃにより前記ハーフブリッジスイッチング周波数の変化により上昇する場合、前記検知電力ＶＰがより大きくなり、ブーストスイッチＱ１に対する前記駆動信号Ｖｇｓ１のパルス幅の減少に至る。この場合、前記ブーストコンバータは、前記検知電力が前記基準電力値Ｖｒｅｆと等しくなるまで、線路ＲＬ１及びＲＬ２上の前記バス電圧を低下させるであろう。あるＨＩＤランプは、それらの定格ワットよりも、寿命末期近くにより大きな電力を引き込む傾向がある。これは、この高電力が前記バラストにより供給される場合、破局的ランプ故障に至る可能性がある。前記電力制御モードがランプに供給される電力を制限するため、該モードは破局的故障を防止するように働く。むしろ、該ランプは、前記信号Ｖｐｒｅｆに応じた電力が、その寿命末期時に該ランプにより要求される前記高電力を満たすことが不十分であるとき、簡単に動作をやめるであろう。
上記分析から、制御回路Ｄは、電圧及び電力制御モードの２つの制御モードを持つことが分かる。前記電圧制御モードの一つの目的は、ランプ点灯中及び安定状態動作より前の間前記バス電圧を保持することである。前記バス電圧制御も、前記バラストの傾向が、ランプの寿命に伴うインピーダンス変動により過渡電力を該ランプに供給することがある、破局的なランプ寿命末期を防止するために使用することが可能である。前記電力制御モードの目的は、前記スイッチング周波数及び前記ライン電圧の変化を伴っても定電力を該ランプに供給することである。
第１６図は、第１３図の制御回路Ａ及びＤに関する回路図である。第１４図において述べられたのと同一の要素は、同一の参照番号を有する。第１４図の乗算器６１として、１４ピンＩＣ（Analog Device Corp.から入手可能なモデルAD534）が具体的に挙げられている。ＶＬは、ピン１における入力であり、Ｖｉは、ピン６における入力である。発振器６３、エラー増幅器６５及び比較器６７として、１６ピン高速ＰＷＭ制御器８０（Unitrode Corp.から入手可能なモデルUC3825）が具体的に挙げられている。ＵＣ３８２５は、高周波スイッチモード電力供給に対して最適化され、ＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチングを直接制御する。スイッチＱ１のソースＳＱ１は、ピン９、１０及び１２並びにグランドに接続される。スイッチＱ１のゲートＧＱ１は、抵抗Ｒ２２を介してピン１４に接続される。第１６及び第１８図において、ここでは特に記載されていないピンコネクションは、完璧さを目的として単に示されていて、本発明の理解のためには必要ではない。このようなコネクションは、ＩＣ製造業者により特定される。
第１７図に示されるように、アークの不安定性制御のための制御回路Ｃは、検知ランプ電圧ＶＬ及びランプ電流Ｖｉを各々のデジタル信号に変換するための２つのＡ／Ｄ変換器９０及び９５を有している。これら信号ＶＬ及びＶｉは、第１４図の回路６０及び７０から来る。制御回路Ｃはさらに、ソフトウェアとして第９図のプログラムを実行し、前記ハーフブリッジインバータ３０の動作周波数を制御する、マイクロプロセッサ１００を有している。マイクロプロセッサ１００は、前記二重Ａ／Ｄ変換器からの検知ランプ電圧及びランプ電流を入力し、Ａ／Ｄ変換器１０５によりアナログ信号ｆｓに変換されるデジタル信号を出力する。この信号ｆｓは、前述した方法によるいかなる動作モードを実行する際の前記ソフトウェアプログラムによる瞬時周波数出力を表す。
マイクロプロセッサ１００においてソフトウェアで第９図のプログラムを実行することにより、制御回路Ｃは、音響共振／アーク不安定性が生じる周波数の検出に関して前述した方法の各ステップを実行するための、及び前記インバータの周波数を新しい中心動作周波数に変更するための手段を有する。すなわち、例えば、第２図の周波数掃引に関して、制御回路Ｃは、複数の別個の動作周波数にわたって前記動作周波数を変化させるための、及びこれら複数の別個の動作周波数各々における該ランプの電気パラメータの複数のサンプルを測定するための手段、これら複数の動作周波数の各々において、各周波数において取られたサンプルの標準偏差を計算するための手段、及び新しい中心周波数を選択するために評価し、例えば最小の標準偏差を検出する手段を有する。
制御回路Ｃに対する要素の選択は、第９図のプログラムを効果的に実行するために必要な所望の精度及びサンプリング速度に基づき、ランプの型式、物理的及び化学的特性、ランプの電力並びに寸法に依存する。一つの実例においては、一つの周波数において一つの標準偏差測定を得るために、ランプ電流及び電圧に対する最小サンプル数は、２０として選択された。サンプルは、各周波数掃引において１００個の個別の周波数がとられ、ゆえに、全体で１００×２０、すなわち２０００個のサンプルが各周波数掃引においてとられた。サンプリング速度は、アークが反応することが可能な程十分に遅いべきであるが、大きなアーク移動を防止するのに十分に速いべきである。サンプリング速度に関する適切な範囲は、１００Ｗメタルハライドランプに関して５０ｍｓｅｃと１００ｍｓｅｃとの間である。Ａ／Ｄ及びＤ／Ａ変換器９０、９５及び１０５の最小精度並びにマイクロプロセッサ１００の最小精度は、８ビット装置（８ビット＝１／２５６＝０．００４）により満足される０．００５になるように選択された。第１３図及び第１４図に示される実例においては、前記Ａ／Ｄ変換器は、Linear Technologiesから入手可能な８ビット高速モデルＡＤＣ０８２０である。前記Ｄ／Ａ変換器も、Signeticsから入手可能な８ビットモデルＮＥ５０１８であった。前記マイクロプロセッサは、Philips Semiconductorsから入手可能な４ｋのＥＰＲＯＭを持つ型番８７Ｃ５５０の１６ＭＨｚ、８ビットプロセッサであった。第９図のソフトウェアプログラムは、アセンブラ言語でプログラムされた。これらの装置は、５０ｍｓｅｃと１００ｍｓｅｃとの間のサンプリング速度で、前記ランプ電流及び電圧に関して１０ｋＨｚ乃至２０ｋＨｚのサンプリングレートを提供する。これは、１００Ｗメタルハライドランプにおける音響共振を効果的に検出し回避するために満足行くものであることが分かった。
制御回路Ｂは、通常使用されるような定周波数よりむしろ、制御回路Ｃにより指示される周波数で前記ハーフブリッジインバータを駆動することを除いては、該ハーフブリッジインバータを駆動するための周知の技術を使用する。制御回路Ｂを実施する回路が、第１８図に図示されている。この回路は、ＩＣ１１０及び１２０を有している。ＩＣ１１０は、１６ピン、高速制御器（Unitrodeから入手可能なモデルUC3825）であり、制御回路Ｃからの周波数を指示する出力信号ｆｓを入力し、ＩＣ１２０への入力のための制御信号を供給するように働く。ＩＣ１２０は、１４ピン、高電圧、高速ＭＯＳゲートドライバ（International Rectifierから入手可能なモデルIR2110）である。このＩＲ２１１０は、ハイ側及びロー側両方の基準出力チャネルを持ち、内部的にデッドタイム制御が設定されているため、ハーフブリッジの用途に特に有用である。ＩＣ１２０は、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ２及びＱ３にゲート／ソース駆動信号を供給する。制御回路Ｃの出力信号は、ピン５及び６に入力され、デューティサイクル変動を制御するように働く。
ＩＣ１１０の出力は、ピン１１及び１４からとられ、ＩＲ２１１０（ＩＣ１２０）の各々ピン１２及び１０に入力される。スイッチＱ２のゲートＧＱ２（第３Ｂ図）は、抵抗Ｒ３１を介してピン１に接続される。ダイオードＤ３１は、それの陰極がピン１に接続されるようにして抵抗Ｒ３１と並列に接続され、このピンでの負バイアスを防止するように働く。同様に、スイッチＱ３のゲートＧＱ３は、抵抗Ｒ３２及びダイオードＤ３２の並列構成を介してピン７に接続され、これらはピン１に接続される抵抗／ダイオードネットワークと同一の機能をなす。スイッチＱ２のソースＳＱ２及びスイッチＱ３のソースＳＱ３は、各々、ピン２及び５に接続される。
前記マイクロプロセッサは、ここに述べられたステップの異なる組合せを含むように及び／又はその代わりに記載された一つのオプションを使用するようにプログラムされても良い。例えば、前記制御器は、より狭いがより小さい最小値よりもむしろ、広い最小値において起こる動作周波数を選択しても良く、又は例えば第５（ａ）図乃至第５（ｃ）図に関して述べられてような、立ち上がり及び安定状態の間の異なる時点でオープンループルーチンを実行しても良い。さらに、前記制御器／バラストは、各々が選択された機能を実行し他のモジュールに信号を出力する１以上の部品を含む前記制御器を持つモジューラシステム形態で実行されることも可能であろう。これに関連して、例えば、このモジューラシステムは、各々がここで記載された機能の選択された組合せを実行する、一連の制御回路と共働するように設計された制御器を持つバラストを含むことが可能であろう。
上述の記載から、出願人が、アークの不安定性を検出し回避するためにガス放電ランプに汎用的に適用可能であり、特に音響共振によるアークの不安定性の検出／回避するために有用である確かなステップを見つけことが分かる。これらのステップは、（１９９４年２月１０日に出願された米国特許出願番号第０８／１９７５３０号に開示されている等の）単段及び二段バラストを含む多くの種々のバラスト回路構成で実行されても良く、既に述べたように、種々の点灯器を使用しても良い。当該制御は、基本的に０Ｈｚから数ＭＨｚで気が付いた上限を持たない全ての（又は大きい）周波数範囲に適用可能である。サンプリング及び処理の速度（これは、より高速のプロセッサにより乗り越えられるであろう）、及び最も重要なものでバラスト（ハードウェア）構造により制限される。
インバータの利得が広い周波数範囲にわたって非常に一定であることは、大きな周波数掃引範囲を実行することを可能にするであろうし、その設計者による広い周波数窓の前述の前置選択に関する必要性を概ね取り除くであろう。これは、該制御のより広い汎用性さえも可能にし、例えば、種々のワット範囲に関して最適化されたバラストに汎用コントローラモジュールをプラグインすることを可能にする。
本方法によれば、バラストを、ランプの（製造ラインにおける）寸法変動、ランプの寿命に伴う化学的変質、及びそのランプの寿命の間のランプ特性の変化に全く不感にする。この方法は、高周波電子バラストを使用してＨＩＤランプを実行することを可能にし、ランプ破壊及び破局的な寿命末期を回避する。この制御は、スマートで、汎用的で、一般的で、柔軟であるため、このバラストを、ランプに対して全く影響させないようにする。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図５ｃ】
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【図６ａ】
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【図６ｂ】
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【図８】
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【図７ａ】
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【図７ｂ】
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【図７ｃ】
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【図９】
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【図１０ａ】
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【図１０ｂ】
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【図１１ａ】
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【図１１ｂ】
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【図１２ａ】
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【図１２ｂ】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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