(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁性体と、該磁性体に巻回された検出巻線とを有し、該磁性体の透磁率の変化率と外部磁界の大きさとに比例した電気信号を前記検出巻線に発生する磁気センサ素子と、
前記磁性体自体に又は前記磁性体に巻回された励磁巻線にパルス電流を流して前記磁性体の透磁率を周期的に変化させる励磁手段と、
前記電気信号の交流成分のピーク値を検出するピーク値検出部を有する信号検出手段とを備え、
前記励磁手段は前記信号検出手段の検出出力に応じて前記パルス電流の繰り返し周波数が変化する構成であることを特徴とする磁気探知装置。
【請求項２】
前記励磁手段は前記パルス電流の繰り返し周波数を規定する発振器を有し、該発振器の発振周波数が前記信号検出手段の検出出力で変化を受ける構成である請求項１記載の磁気探知装置。
【請求項３】
前記信号検出手段は直流バイアス電流を前記検出巻線に流すバイアス電流供給部を有し、該バイアス電流供給部は前記ピーク値検出部の出力信号が増加すると前記直流バイアス電流を減じるように制御するものである請求項１又は２記載の磁気探知装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、地磁気等の微弱な磁界を確実に検知するための磁気探知装置に係り、とくに外部ノイズの影響を受け難く、各種電子機器内に組み込むのに適した磁気探知装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の磁界を検知する方式としては、(1)トロイダルコア等に励磁巻線と検知巻線とを設けた磁気センサを用いるフラックスゲート方式や、(2)アモルファス磁性合金線又は箔の周囲に検知巻線を設けるとともに、アモルファス磁性合金線又は箔自体に通電し、その透磁率を変化させる直交フラックスゲート方式があり、前者は感度が低く、装置が高価になる欠点を有し、後者は感度は高いが、周波数の応答度が良すぎるため、外部ノイズの影響を受け易い欠点をもっていた。なお、直交フラックスゲート方式の磁気センサ素子の例は特許第２６１７４９８号に開示されており、その磁気センサ素子を用いた検出回路の１例を示すものとして特開平９−１６６４３７号がある。
【０００３】
直交フラックスゲート方式による磁気センサ素子は導電性で高透磁率を有する線状、棒状、帯状等の磁性体に検出巻線を巻回して設け、磁性体の長手方向にパルス状の電流を通電して磁性体を周回する磁束を発生させて当該磁性体の透磁率μを大きく変化させ、その時に以下の（１）式によって生じる誘起電圧Ｖを検出巻線によって検出するもので、その誘起電圧Ｖが外部磁界に比例することを利用するものである。
Ｖ＝ｄ（μ・Ｈ・Ｓ）／ｄｔ           …（１）
μ：磁性体自身の透磁率
Ｈ：外部磁界
Ｓ：磁性体の断面積
但し、パルス状の電流は検出巻線を交叉する方向に磁束を生じないので、他の交叉磁束が存在しないかぎり、誘起電圧を生じることはない。この誘起電圧の大きさは、外部の交叉磁束（磁界）や磁性体自身の透磁率が大きいほど、また印加パルスが急峻なほど大となる。従って、この目的に合う、導電性を持つ磁性体としてはコバルト系のアモルファス磁性合金線、箔等が有用である。
【０００４】
図４は直交フラックスゲート方式による磁気センサ素子の１例であり、磁気センサ素子Ｓは、エポキシ樹脂等の絶縁基板１に貼り合わせた導電性を有する帯状のアモルファス磁性合金箔をエッチングすることによって所定のパターン形状（例えば幅５mm×長さ１５mm）の磁性体Ｍを形成し、さらに磁性体Ｍの周囲を周回するようにコイルを巻いて検出巻線Ｗdを設けたものである。磁性体Ｍの両端部は絶縁基板１に固定の励磁用端子２にそれぞれ接続され、検出巻線Ｗdの両引き出し端部は絶縁基板１に固定の検出端子３にそれぞれ接続されている。
【０００５】
図５は前記磁気センサ素子Ｓと組み合わせて磁気探知装置を構成するための検出回路の概略構成を示す。この図において、１０は発振器であり、磁性体Ｍに通電するパルス電流の繰り返し周波数を規定する一定周波数（サンプリング周波数となる）の発振出力をドライブ回路１１に供給するものである。ドライブ回路１１は急峻な立ち上がりのパルス電流を磁気センサ素子Ｓの磁性体Ｍに印加するものである。１２はピーク値検出部であり、パルス電流を磁性体Ｍに印加したことにより発生する検出巻線Ｗdのパルス状の誘起電圧の交流信号ピーク値を検出してホールドするものであり、増幅器１３はピーク値検出部１２のピークホールド出力に比例した直流検出信号を出力するものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、直交フラックスゲート方式による磁気センサ素子Ｓは、原理的に非常に短いパルス電流を印加している瞬間の外部磁界の大きさを検知するため、発振器１０の発振周波数で定まる固定のサンプリング周波数と外部の磁界の周波数成分が同期すると、相互の位相関係よって異なる信号を得ることになり、特に交流のノイズ磁界がある場合に問題となる。
【０００７】
図６は磁気センサ素子及び図５の如き検出回路からなるセンサユニットを、ブラウン管のディスプレイモニタ内に組み込んだとき、発振器１０の発振周波数で定まる固定のサンプリング周波数が約１．７７２ｋＨｚで、ディスプレイモニタ側の垂直同期信号の６３．８ｋＨｚと同期してしまった状態を示す。地磁気の影響をキャンセルするために探知対象磁界として地磁気を検出するつもりであったものが、図６のように垂直同期信号による交流ノイズ磁界の影響を受けて検出出力（増幅器１３の検出信号）が変動していることが判る。
【０００８】
従来はこれを避けるため、磁気センサ素子及び検出回路からなるセンサユニットを、高周波磁界が侵入しないように導電体でシールドするか、ノイズ源から十分離す等の処置が必要であった。このため、装置全体のコスト上昇を招いたり、小型化の障害となる問題があった。
【０００９】
本発明は、上記の点に鑑み、磁気センサ素子に印加する励磁用のパルス電流の繰り返し周波数、つまりサンプリング周波数を可変とし、外部の交流ノイズ磁界が同期しようとしても周波数シフトが自動的に生じるようにして、外部ノイズ磁界に起因する検出出力変動を防止した磁気探知装置を提供することを目的とする。
【００１０】
本発明のその他の目的や新規な特徴は後述の実施の形態において明らかにする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の磁気探知装置は、磁性体と、該磁性体に巻回された検出巻線とを有し、該磁性体の透磁率の変化率と外部磁界の大きさとに比例した電気信号を前記検出巻線に発生する磁気センサ素子と、
前記磁性体自体に又は前記磁性体に巻回された励磁巻線にパルス電流を流して前記磁性体の透磁率を周期的に変化させる励磁手段と、
前記電気信号の交流成分のピーク値を検出するピーク値検出部を有する信号検出手段とを備え、
前記励磁手段は前記信号検出手段の検出出力に応じて前記パルス電流の繰り返し周波数が変化する構成である。
【００１２】
前記磁気探知装置において、前記励磁手段は前記パルス電流の繰り返し周波数を規定する発振器を有し、該発振器の発振周波数が前記信号検出手段の検出出力で変化を受ける構成としてもよい。
【００１３】
また、前記信号検出手段は直流バイアス電流を前記検出巻線に流すバイアス電流供給部を有し、該バイアス電流供給部では前記ピーク値検出部の出力信号が増加すると前記直流バイアス電流を減じるように制御する構成としてもよい。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る磁気探知装置の実施の形態を図面に従って説明する。
【００１５】
図１は磁気探知装置の実施の形態であって、図４の磁気センサ素子Ｓと組み合わせて磁気探知装置を構成するための励磁手段及び信号検出手段を具備した検出回路構成を示す。
【００１６】
この図において、電源入力端子Ｖinとアース端子ＣＯＭ間に直流電源電圧（例えば５Ｖ）が供給されている。また、磁気センサ素子Ｓの磁性体Ｍにパルス電流を流して磁性体Ｍの透磁率を周期的に変化させる（非飽和状態から飽和状態に変化させる）励磁手段として、可変周波数発振器２０及びドライブ回路２１が設けられている。さらに、信号検出手段として、ピーク値検出部２２、比較増幅部２３及びバイアス電流供給部２４が設けられている。
【００１７】
前記可変周波数発振器２０は、磁性体Ｍに通電するパルス電流の繰り返し周波数を規定する周波数（サンプリング周波数となる）を可変としたものであり、その発振出力をドライブ回路２１に供給するものである。ここでは、インバータ（反転出力を持つシュミットインバータ回路）Ｕ２の入力端にコンデンサＣ４の一端を、入出力間に抵抗Ｒ４をそれぞれ接続してなるＣＲ発振回路で構成されている。
【００１８】
一般的なＣＲ発振回路ではコンデンサＣ４の他端はアース端子ＣＯＭに接続され、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ４とのＣＲ時定数等で定まる一定周波数の発振を行うのであるが、この可変周波数発振器２０ではコンデンサＣ４の他端は出力端子Ｖoutに接続されている。後述するが、出力端子Ｖoutには図４の磁気センサ素子Ｓにおける磁性体Ｍの長手方向の本来的な外部磁界Ｈex（磁性体Ｍに印加されたトータルの外部磁界Ｈからバイアス磁界Ｈbを差し引いたもの）に比例した直流出力電圧が得られるようになっており、コンデンサＣ４の他端の直流出力電圧が変化することで、前記ＣＲ時定数等で定まる本来の発振周波数から実際の発振周波数がずれるように構成されている。
【００１９】
ドライブ回路２１は、可変周波数発振器２０の矩形波出力を受けて、急峻な立ち上がりのパルス電流を磁気センサ素子Ｓの磁性体Ｍに印加するものであり、ここではスピードアップコンデンサＣ３と抵抗Ｒ５との並列接続を介して前記矩形波出力を受けるトランジスタＱ１と、磁性体Ｍに直列に挿入される限流抵抗Ｒ３とを有している。電源入力端子Ｖinとアース端子ＣＯＭ間の直流電源電圧は抵抗Ｒ２、コンデンサＣ１，Ｃ２のノイズフィルタ回路を通して前記限流抵抗Ｒ３、磁性体Ｍ及びトランジスタＱ１の直列回路に与えられる。
【００２０】
前記磁気センサ素子Ｓの検出巻線Ｗdは、バイアス電流供給部２４のトランジスタＱ２、抵抗Ｒ１１の直列回路（エミッタフォロア）に対して直列に挿入され、これらに電源入力端子Ｖinとアース端子ＣＯＭ間の直流電源電圧が供給されている。トランジスタＱ２のベース、アース端子間に高周波成分除去用のコンデンサＣ７が接続されている。
【００２１】
前記ドライブ回路２１によって図２（Ａ）の如き急峻な立ち上がりのパルス電流を磁気センサ素子Ｓの磁性体Ｍに通電すると、検出巻線Ｗdには磁性体Ｍの長手方向のトータル外部磁界（本来的な外部磁界Ｈexと検出巻線Ｗdに直流バイアス電流を流すことにより発生するバイアス磁界Ｈbとの総和）に比例したピーク値を持つパルス状の誘起電圧が同図（Ｂ）の如く得られる（但し、直流供給電圧が重畳している。）。
【００２２】
前記誘起電圧の交流成分のピーク値検出のために、ピーク値検出部２２が設けられており、ピーク値検出部２２は、トランジスタＱ３とピーク値ホールド用コンデンサＣ６との直列回路と、直流阻止用コンデンサＣ５と、ベースバイアス用抵抗Ｒ７，Ｒ８とを有し、トランジスタＱ３とコンデンサＣ６との直列回路に電源入力端子Ｖinとアース端子ＣＯＭ間の直流電源電圧が供給されている。なお、ベースバイアス用抵抗Ｒ７，Ｒ８は、前記直流電源電圧を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ６で分圧した直流電圧をさらに分圧するものである。
【００２３】
比較増幅部２３は抵抗Ｒ９、トランジスタＱ４、抵抗Ｒ１０の直列回路を有し、ピーク値ホールド用コンデンサＣ６で保持された前記誘起電圧の交流成分ピーク値がトランジスタＱ４のベースに印加されている。また、トランジスタＱ４、抵抗Ｒ１０の直列回路がバイアス電流供給部２４のトランジスタＱ２のベースとアース端子ＣＯＭ間に接続されている。ここで、抵抗Ｒ１０の両端の電圧とトランジスタＱ４のベース、エミッタ間電圧の和で定まる基準電圧よりもピーク値ホールド用コンデンサＣ６の充電電圧（前記誘起電圧の交流成分ピーク値に対応）が低ければ、抵抗Ｒ９で定まるベース電流がトランジスタＱ２に流れ、トランジスタＱ２のコレクタ、エミッタ間を通して所定の直流バイアス電流が検出巻線Ｗdに流される。前記基準電圧よりもピーク値ホールド用コンデンサＣ６の充電電圧が大きくなれば、トランジスタＱ４が導通し始め、抵抗Ｒ９の電流の一部を分流することになり、トランジスタＱ２のベース電流が減少して検出巻線Ｗdへのバイアス電流は減少する方向に制御される。
【００２４】
ここで、検出巻線Ｗdに直流バイアス電流を流す理由は、磁気センサ素子Ｓの磁性体Ｍに用いられるアモルファス磁性合金は、トータルの外部磁界が零近傍では、その外部磁界の変化に対して検出巻線Ｗdの誘起電圧は殆ど変化せず、直線性に欠けるからであり、このため、検出巻線Ｗdにバイアス電流を流して、磁性体Ｍに検出巻線Ｗdによるバイアス磁界Ｈbを印加し、本来的な外部磁界Ｈexの変化に対して検出巻線Ｗdの誘起電圧が直線的に変化する（正比例関係にある）動作領域に動作点を移している。
【００２５】
上記のように、ピーク値検出部２２のピーク値ホールド用コンデンサＣ６の充電電圧（前記誘起電圧の交流成分ピーク値に対応）が増大しようとすると、検出巻線Ｗdのバイアス電流を減じ、バイアス磁界Ｈbを減じる負のフィードバック制御を実行するから、ピーク値ホールド用コンデンサＣ６の充電電圧は一定値に安定化制御され、つまり前記誘起電圧の交流成分ピーク値が一定となるように制御されることになる。この制御により、本来的な外部磁界Ｈexが増加したとき、それに対応して直流バイアス電流は減少、バイアス磁界Ｈbも減じ、本来的な外部磁界Ｈexとバイアス磁界Ｈbとの総和であるトータル外部磁界Ｈが一定に保たれ、動作点も一定となるように設定している。
【００２６】
なお、バイアス電流供給部２４は、検出巻線Ｗdの誘起電圧のピーク値に対応したピーク値検出部２２の出力信号（コンデンサＣ６両端の充電電圧）が増加すると直流バイアス電流を減じる制御動作を行い、直流バイアス電流の減少度合いが本来的な外部磁界Ｈexの大きさに比例するから、エミッタフォロアを構成しているバイアス電流供給部２４の抵抗Ｒ１１の両端の電圧をみることで、本来的な外部磁界Ｈexの大きさを検出することができる。従って、この抵抗Ｒ１１の両端に現れる直流電圧を抵抗Ｒ１２を介して出力端子Ｖoutに取り出している。出力端子Ｖoutとアース端子ＣＯＭには高周波除去用コンデンサＣ８が接続されている。
【００２７】
次に、図１の回路の全体的な動作説明を行う。可変周波数発振器２０は、検出出力である出力端子Ｖoutの直流出力電圧が安定状態にあれば、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ４とのＣＲ時定数等で定まる特定周波数で発振し、ドライブ回路２１は可変周波数発振器２０の発振周波数で定まるサンプリング周波数で図２（Ａ）の立ち上がりの急峻なパルス電流を磁気センサ素子Ｓの磁性体Ｍに流す。この結果、検出巻線Ｗdには、図２（Ｂ）の如く地磁気等の探知対象の本来的な外部磁界Ｈex（磁性体Ｍの長手方向に印加された成分）と、検出巻線Ｗdにバイアス電流を通電したことにより生じたバイアス磁界Ｈbとの総和であるトータルの外部磁界Ｈに比例した誘起電圧波形が得られる。
【００２８】
前述したように、トータルの外部磁界Ｈが一定に制御されていることから、本来的な外部磁界Ｈexの増加、減少は、バイアス磁界Ｈbの減少、増加として現れるから、バイアス電流に比例したバイアス電流供給部２４の抵抗Ｒ１１の電圧を導出した出力端子Ｖoutの直流出力電圧から探知対象の本来的な外部磁界Ｈexを知ることができる。
【００２９】
図４の磁気センサ素子Ｓ及び図１の回路がブラウン管のディスプレイモニタ内に組み込まれているものとすると、地磁気の他に各種の交流ノイズ磁界が存在している。仮に、交流ノイズ磁界が可変周波数発振器２０の発振周波数、つまりサンプリング周波数に同期しようとしても、同期が始まると出力端子Ｖoutの直流出力電圧が変化し、可変周波数発振器２０におけるＣＲ時定数のコンデンサＣ４の一端の電圧が変動することで発振周波数がシフトし、同期が外れることになり、交流ノイズ磁界と可変周波数発振器２０との同期関係が継続する不都合は生じない。
【００３０】
図３は可変周波数発振器２０のサンプリング周波数を約１．７７２ｋＨｚとし、ディスプレイモニタ側の垂直同期信号を６３．８ｋＨｚに設定した場合の出力端子Ｖoutの直流出力電圧を示している（図６の場合と測定条件は同じ）。図６のような同期状態に起因する検出出力の変動はみられない。
【００３１】
この実施の形態によれば、次の通りの効果を得ることができる。
【００３２】
(1)  磁気センサ素子Ｓのサンプリング周波数を規定する可変周波数発振器２０の発振周波数は、出力端子Ｖoutの直流出力電圧に交流的な変化が生じたときに、直ちにシフトされる構成であり、各種電子機器等に組み込まれて交流ノイズ磁界が存在する条件下でも交流ノイズ磁界と同期することを確実に回避して、同期に起因する出力変動を除去することができる。
【００３３】
(2)  交流ノイズ磁界に対する高周波シールドを省略又は簡略化でき、コスト低減を図ることができる。
【００３４】
(3)  磁気センサ素子Ｓの検出巻線Ｗdにバイアス電流を流して、磁性体Ｍに検出巻線Ｗdによるバイアス磁界Ｈbを印加し、本来的な外部磁界Ｈexの変化に対して検出巻線Ｗdの誘起電圧が直線的に変化する（正比例関係にある）動作領域に動作点を移しているため、本来的な（例えば、地磁気等の）外部磁界Ｈexの直線性の良い検出出力が得られる。
【００３５】
上記実施の形態では、図４の直交フラックスゲート方式の磁気センサ素子Ｓを用いたが、図７のような磁気コアＭＣに対して励磁巻線Ｗmと検出巻線Ｗdとを巻回した平行フラックスゲート方式の磁気センサ素子を用いることも原理上可能である。この場合、磁性体に直接通電する代わりに励磁巻線Ｗmにドライブ回路２１の図２（Ａ）のパルス電流を流して、磁気コアＭＣの透磁率を周期的に変化させればよい。
【００３６】
なお、上記実施の形態では、ＣＲ発振回路である可変周波数発振器２０の発振周波数に関係するコンデンサの一端を出力端子に接続したが、サンプリング周波数を決定している回路に所定のインピーダンスを介して検出出力を印加する（換言すれば、所定のインピーダンスを介して出力端子と接続する）構成とすればよい。ここで、所定のインピーダンスとは、検出出力の変化がサンプリング周波数を決定している回路に十分影響を与える値であることと、サンプリング周波数を決定している回路の電圧変化が検出出力にリップルノイズとして混入する割合が小さくなるような値のことを言う。
【００３７】
以上本発明の実施の形態について説明してきたが、本発明はこれに限定されることなく請求項の記載の範囲内において各種の変形、変更が可能なことは当業者には自明であろう。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る磁気探知装置によれば、どのような外部の交流ノイズ磁界が存在する条件下であっても、その交流ノイズ磁界と同期しないようにサンプリング周波数がシフトするため、誤動作の無い、極めて安定した検出出力が得られる。
【００３９】
また、従来装置では、外部の交流ノイズ磁界の干渉を防ぐため、シールドケースに収納するか、交流磁界発生源から距離的に離す方策を取らざるを得なかったが、本発明では同期による誤動作を回避可能であることから、シールド構造の省略乃至簡素化を図ることができ、コスト低減にも寄与できる。
【００４０】
なお、本発明の磁気探知装置は、微弱な地磁気等の静磁界を検知するのに適したものであるが、動磁界の検知にも適用可能である。また、地磁気の影響をキャンセルするブラウン管のディスプレイモニタ、ナビゲーション装置の方向探知、３次元ディスプレイ（バーチャルリアリティ）等にも応用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る磁気探知装置の実施の形態であって磁気センサ素子と組み合わせる回路構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態におけるドライブ回路によるパルス電流波形及び磁気センサ素子の検出巻線に誘起する電圧波形を示す波形図である。
【図３】横軸が時間、縦軸が出力端子Ｖoutの直流出力電圧（検出出力）であって、実施の形態の場合、交流ノイズ磁界によって検出出力が影響を受けないことを示すグラフである。
【図４】直交フラックスゲート方式の磁気センサ素子を示す斜視図である。
【図５】従来の磁気探知装置を示すブロック図である。
【図６】横軸が時間、縦軸が直流出力電圧（検出出力）であって、従来装置の場合、交流ノイズ磁界によって検出出力が影響を受けることを示すグラフである。
【図７】平行フラックスゲート方式の磁気センサ素子を示す構成図である。
【符号の説明】
１  絶縁基板
２  励磁用端子
３  検出端子
１０  発振器
１１，２１  ドライブ回路
１２，２２  ピーク値検出部
１３  増幅器
２０  可変周波数発振器
２３  比較増幅部
２４  バイアス電流供給部
Ｃ１乃至Ｃ８  コンデンサ
Ｒ１乃至Ｒ１２  抵抗
Ｑ１乃至Ｑ４  トランジスタ
Ｕ２  インバータ
Ｓ  磁気センサ素子
Ｍ  磁性体
Ｗd  検出巻線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
0003850957.tif 000007
【図７】
0003850957.tif 000008