(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号の搬送波の周波数の誤差を検出する機能を有する通信端末であって、
前記受信信号のパワーを導出するためのパワー導出手段（１３，１５，１６，１７，１８，１９）、
前記パワー導出手段が導出したパワーを予め定められたしきい値と比較し、該導出したパワーが前記しきい値以上のとき活性状態となる検出信号を出力する比較手段（１９）、
前記比較手段からの検出信号の活性化に応答して、前記パワー導出手段の導出するパワーの最大値を検出する最大値検出手段（４１）、および
前記最大値検出手段からの最大値検出信号に応答して、前記最大値のパワーの受信信号に所定の演算処理を施して前記搬送波の周波数の誤差を求める周波数誤差算出手段（４２；４２，５０，６０，７０）を備え、
前記パワー導出手段（１３，１５，１６，１７，１８，１９）は、
前記受信信号の位相を求める位相検出手段（１３，１５）と、
前記位相検出手段の検出した位相から前記受信信号の成分を求める成分算出手段（１６，１７，１８）と、
前記成分算出手段の算出した成分に従って前記パワーを算出するパワー算出器（１９）とを備える、通信端末。
【請求項２】
前記位相検出手段（１３，１５）は，前記受信信号と１シンボル前の受信信号とを用いて１シンボル遅延検波を行う手段（１５）を含む、請求項１記載の通信端末。
【請求項３】
前記位相検出手段（１３，１５）は、
前記受信信号の位相情報を抽出する位相抽出器（１３）と、
前記位相抽出機の抽出した位相情報を１シンボル期間遅延する１シンボル遅延器（１５ａ）と、
前記１シンボル遅延器の出力情報と前記位相抽出器の抽出した位相情報とを合成する位相合成手段（１５ｂ）とを備える、請求項１記載の通信端末。
【請求項４】
前記位相合成手段（１５ｂ）は、前記位相抽出器（１３）の抽出した位相情報と前記１シンボル遅延器（１５ａ）の出力する位相情報の差を求める減算器を備える、請求項３記載の通信端末。
【請求項５】
前記受信信号はＩチャネル成分およびＱチャネル成分を有する直交変調信号であり、
前記位相検出手段（１３，１５）は、
前記Ｉチャネル成分および前記Ｑチャネル成分のアークタンジェント演算を行なって位相情報を抽出する位相変換器（１３）と、
前記位相変換器の出力する位相情報を１シンボル期間遅延する１シンボル遅延器（１５ａ）と、
前記位相変換器の出力情報から前記１シンボル遅延器の出力位相情報を減算する減算器（１５ｂ）とを備える、請求項１記載の通信端末。
【請求項６】
前記受信信号はＩチャネル成分とＱチャネル成分とを有する直交変調信号であり、
前記成分算出手段（１６，１７，１８）は、
前記位相検出手段（１３，１５）からの位相情報に従って前記Ｉチャネル成分および前記Ｑチャネル成分を求める直交変換器（１６）と、
前記直交変換器からのＩチャネル成分およびＱチャネル成分各々の平均値を求める平均化フィルタ（１７，１８）とを備える、請求項１記載の通信端末。
【請求項７】
前記最大値検出手段（４１）からの最大値検出信号は、前記受信信号に含まれる無変調信号の位置をも示す、請求項１記載の通信端末。
【請求項８】
受信信号の搬送波の周波数の誤差を検出する機能を有する通信端末であって、
前記受信信号のパワーを導出するためのパワー導出手段（１３，１５，１６，１７，１８，１９）、
前記パワー導出手段が導出したパワーを予め定められたしきい値と比較し、該導出したパワーが前記しきい値以上のとき活性状態となる検出信号を出力する比較手段（１９）、
前記比較手段からの検出信号の活性化に応答して、前記パワー導出手段の導出するパワーの最大値を検出する最大値検出手段（４１）、および
前記最大値検出手段からの最大値検出信号に応答して、前記最大値のパワーの受信信号に所定の演算処理を施して前記搬送波の周波数の誤差を求める周波数誤差算出手段（４２；４２，５０，６０，７０）を備え、
前記周波数誤差算出手段（４２；４２，５０，６０，７０）は、
前記最大値検出信号に応答して前記受信信号の搬送波の周波数の第１の誤差を算出する広帯域周波数誤差算出器（４２）と、
前記受信信号成分から前記第１の誤差に相当する成分を取除く周波数誤差除去器（５０）と、
前記周波数誤差除去器の出力情報に所定の処理を施して前記搬送波の周波数の第２の誤差を求める周波数誤差推定部（６１―６５）と、
前記第１および第２の誤差を受けて、前記搬送波の周波数の最終誤差を算出する最終誤差算出器（７０）とを備える、通信端末。
【請求項９】
前記パワー導出手段（１３，１５−１９）は、
前記受信信号の位相成分を求める位相変換器（１３）を含み、
前記周波数誤差除去器（５０）は、前記第１の誤差に相当する位相値を前記位相変換器からの位相情報から取除く回路を含む、請求項８記載の通信端末。
【請求項１０】
前記周波数誤差推定部（６０）は、
前記周波数誤差除去器（５０）からの出力情報に複数シンボル遅延検波を行なう複数シンボル遅延検波器（６１ａ）と、
前記複数シンボル遅延検波器の出力情報に従って前記第２の誤差を導出する第２の誤差導出部（６２―６５）とを備える、請求項８記載の通信端末。
【請求項１１】
前記受信信号はＩチャネル成分およびＱチャネル成分を有する直交変調信号であり、
前記パワー導出手段（１３，１５―１９）は、
前記Ｉチャネル成分およびＱチャネル成分から前記受信信号の位相成分を求める位相変換器（１３）を含み、
前記周波数誤差除去器（５０）は、前記位相変換器からの位相成分から前記第１の誤差に相当する位相成分を減算する手段を含み、
前記周波数誤差推定部（６０）は、
前記周波数誤差除去器からの位相情報を複数シンボル期間遅延する複数シンボル遅延器（６１ａ）と、
前記周波数誤差除去器からの位相情報から前記複数シンボル遅延器の出力する位相情報を減算する減算器（６１ｂ）と、
前記減算器の出力情報に従ってＩチャネル成分およびＱチャネル成分を産出する直交変換器（６２）と、
前記直交変換器からのＩチャネル成分およびＱチャネル成分各々の複数シンボル区間にわたる平均値を求める平均化フィルタ（６３，６４）と、
前記平均化フィルタの出力する情報に従って前記第２の誤差を算出する鏡帯域周波数誤差算出器（６５）とを備える、請求項８記載の通信端末。
【発明の詳細な説明】
技術分野
この発明は、移動体通信、衛星通信および移動体衛星通信のシステムにおいて通信を行なうための無線通信端末に関する。より特定的には、この発明は、受信信号を再生するための復調装置における周波数誤差推定装置に関する。
背景技術
近年の無線通信の発展に伴って、移動体通信、衛星通信および移動体衛星通信が広く利用されている。これらの通信においては、ＦＤＭＡ（周波数分割多重アクセス）方式、およびＴＤＭＡ（時分割多重アクセス）方式などの伝送方式が利用されている。これらの伝送方式においては、バーストと呼ばれる単位により、データが伝送される。ＦＤＭＡ方式におけるＳＣＰＣ（シングル・キャリア・パー・チャネル）方式およびＴＤＭＡ方式いずれにおいても、伝送信号のドップラー効果などによる周波数ずれを修正して、同期再生を行なうために、たとえば搬送波再生用の無変調部分が送信される。
図１は、データ伝送に用いられるバーストの構成の一例を示す図である。図１において、バーストは、搬送波再生符号ＣＲ（キャリアリカバリー）、クロック再生符号ＳＴＲ（シンボル・タイミング・リカバリー）、ユニークワードＵＷおよびデータ部ＤＡＴＡを含む。このバースト外に、ＳＣＰＣ方式におけるボイスアクティベーションによる無信号部またはＴＤＭＡ方式におけるガードタイムの無信号部分ＧＴが配置される。
データ部ＤＡＴＡには、同期制御信号および回線制御信号が含まれてもよい。この搬送波再生符号ＣＲは、無変調搬送波で構成され、“１１”または“００”のパターンである。クロック再生符号ＳＴＲは、クロック信号に従って搬送波を変調して得られる。ユニークワードＵＷは、その位置がバーストの始まりであることを示す識別符号であり、既知のパターンを有する変調符号である。データ部ＤＡＴＡの構成はこのバーストの構成（基準バースト／データバースト）および回線接続方式により異なるが、少なくとも回線接続に必要なデータが含まれる。
無変調信号である搬送波再生符号ＣＲを用いて、バースト状の受信波に対して搬送波再生を行ない、またクロック再生符号ＳＴＲによりクロック再生が行なわれ、受信信号の再生が行なわれる。
通信データは、搬送波をデータで変調して送信される。受信器においては、この受信変調信号を復調する必要がある。この変調方式には、ＦＳＫ（周波数シフトキーイング）方式およびＰＳＫ（位相シフトキーイング）方式などがある。今、説明を簡単にするために、代表的な変調方式として、ＱＰＳＫ方式を考える。
送信データを２ビットずつ区切って送信する。２ビットにより、４つの状態（１１）、（０１）、（００）、（１０）の４状態が実現される。これらの４状態を、π／４、３π／４、５π／４、および７π／４の位相に割当てて変調する。このＱＰＳＫ方式においては、２ビットのデータの一方が搬送波と乗算され、他方が搬送波をπ／２移相した信号と乗算される。これらの信号は、それぞれＩチャネル信号およびＱチャネル信号と呼ばれる。これらのＩチャネル信号およびＱチャネル信号が加算されて送信される。このＱＰＳＫ方式のうち、変調状態配置を８状態とし、次に移行する変調状態を±π／４、および±３π／４に制限するπ／４シフトＱＰＳＫ方式を考える。
図２にこのπ／４シフトＱＰＳＫ方式の変調状態位置を示す。図２において、状態Ｐ０−Ｐ７が、互いにπ／４位相がずれて配置される。状態遷移が、±π／４および±３π／４に制限されるため、たとえば状態Ｐ０は、状態Ｐ１、Ｐ３、Ｐ５およびＰ７の４状態のうちの１つへ移行することができるだけである。このπ／４シフトＱＰＳＫ方式においては、状態遷移は原点を通らないため、帯域制限が簡単であり、また包絡線の変動も小さいため、余分な側波帯が生じず、チャネル間隔で多数の局の通信を行なうことができる。
この無線通信端末においては、局部発振器のドリフトなどにより生じる周波数誤差を推定し、この周波数誤差を除去して、受信データのサンプリングを行なって、正確に受信データを再生する必要がある。このため、復調装置においては周波数誤差推定装置が設けられる。このような周波数誤差推定装置において、１シンボル遅延検波型周波数誤差推定器および多重シンボル遅延検波型周波数誤差推定器が提案されている。たとえば、信学技報ＳＡＮＥ９５−１１４、ＳＡＴ９５−９２（１９９６、２月）においてクボ等が「Ｍ相ＰＳＫのための多重用ループ方式ＡＦＣ」と題される論文において多重シンボル遅延検波型周波数誤差推定器として、多重回路型ＡＦＣを述べている。
図３は、従来考えられている１シンボル遅延検波型周波数誤差推定器の構成を概略的に示す図である。図３において、従来の１シンボル遅延検波型周波数誤差推定器は、入力端子１１に与えられるＩチャネル信号と入力端子１２に与えられるＱチャネル信号とを受け、これらのＩチャネル信号およびＱチャネル信号から受信ＱＰＳＫ変調信号の位相を検出する位相変換器１３と、位相変換器１３の出力位相情報と１シンボル前の位相情報との差を求めて位相差情報を抽出する１シンボル遅延検波器１５と、１シンボル遅延検波器１５からの位相差情報に従ってＩチャネルデータおよびＱチャネルデータを生成する直交変換器１６と、直交変換器１６からのＩチャネルデータおよびＱチャネルデータそれぞれの移動平均を求める移動平均フィルタ１７および１８と、移動平均フィルタ１７および１８の出力成分に従って受信信号のパワーを算出するパワー算出器１９と、パワー算出器１９の出力パワーを予め定められたしきい値と比較する比較器２０と、比較器２０からの無変調信号検出信号ＣＲＤＴの活性化に応答して活性化され、移動平均フィルタ１７および１８からのＩチャネル成分およびＱチャネル成分から周波数誤差ＥＦＥＲを生成する周波数誤差算出器２１を含む。
比較器２０からの無変調信号検出信号ＣＲＤＴは出力端子２３を介して同期確立回路へ与えられ、また周波数誤差算出器２２からの推定周波数誤差信号ＥＦＥＲは端子２２を介して再生搬送波信号を生成する電圧制御発振器（ＶＣＯ）へ与えられる。次に、図３に示す周波数誤差推定器の動作について説明する。
受信信号（ＩＱ信号）が、説明を簡単にするために、π／４シフトＱＰＳＫ方式に従って変調された信号であるとする。後に一般的な説明を行なう。この場合、２ビットのシンボルデータが差動符号化される。この差動符号化処理においては、以下の位相情報の差動符号化が行なわれて送信される。
φ′（ｎ）＝φ′（ｎ−１）＋φ（ｎ）…（１）
ここで、φ′（ｎ）およびφ′（ｎ−１）は、それぞれ現在送信するシンボルの位相、および１シンボル前に送信した信号の位相を示す。φ（ｎ）は、送信したいデータに対応する位相を示す。π／４シフトＱＰＳＫ方式においては、この位相φ（ｎ）は、±π／４および±３π／４のいずれかである。
位相変換器１３は、入力端子１１および１２に与えられるＩチャネル成分およびＱチャネル成分を受け、その位相を検出する。受信信号Ｓｄ（ｔ）は、次式で表わされる。
Ｓｄ（ｔ）＝Ｉ＋ｊ・Ｑ
＝ｅｘｔ｛ｊ（２π・ｆｃ・ｔ＋φ′）｝
ここで、ｆｃは、搬送波の周波数であり、φ′は、受信ＩＱ信号の位相を示す。
Ｑ／Ｉ＝ｔａｎ-1（２π・ｆｃ・ｔ＋φ′）
である。ここで、送信時、前のシンボルとの差分が求められている。したがって、上式においてｆｃ・ｔを整数倍となるようにシンボルレートおよび搬送波周波数を設定すると、上式は次式に還元される。
Ｑ／Ｉ＝ｔａｎ-1（φ′）
したがって、この位相変換器１３により、Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号の成分値の逆正接（アークタンジェント）を求めることにより、位相（位相差）φ′が求められる。
１シンボル遅延検波器１５は、この位相変換器１３からの位相情報を１シンボル期間遅延する１シンボル遅延器１５ａと、位相変換器１３からの位相情報から１シンボル遅延器１５ａの出力する位相情報を演算する減算器（加算器）１５ｂを含む。したがって、この１シンボル遅延検波器１５からは、次式で示される位相情報が出力される。
φ′（ｎ）−φ′（ｎ−１）＝φ′（ｎ−１）＋φ（ｎ）−φ′（ｎ−１）
＝φ（ｎ）
したがって、この１シンボル遅延検波器１５の出力により、受信データの位相を検出することができる。
π／４シフトＱＰＳＫ方式においては、次式が成立している。
φ′（ｎ）＝φ′（ｎ−１）＋φ（ｎ）
φ（ｎ）は、±π／４および±３π／４のいずれかである。したがって、送信位相φ（ｎ）は、（π／４，３π／４，−３π／４，−π／４）の組と（０，π／２，π，−π／２）の組の位相が、交互に現われている。
したがって、この位相差φ（ｎ）から、Ｉチャネル成分およびＱチャネル成分を導出することができる。
この１シンボル遅延検波器１５の出力位相φ（ｎ）に従って、ＩチャネルデータおよびＱチャネルデータを直交変換器１６が検出している。図５に示すように、位相差π／４、３π／４、３π／４、−３π／４および−π／４は、それぞれデータに対応している。位相差φ（ｎ）のタンジェントがＱ／Ｉに等しいことを利用して、ＩチャネルデータおよびＱチャネルデータが算出されてもよい（たとえばテーブルメモリを利用する）。
通常のＱＰＳＫ方式の差分符号化の場合、周波数誤差のないときには、検出される位相差は０、±π／２およびπとなり、各位相差がシンボルに対応づけられる。
移動平均フィルタ１７および１８は、この直交変換器１６からのＩチャネルデータおよびＱチャネルデータを所定シンボルにわたって平均を求め、高調波成分を除去する。この移動平均フィルタ１７および１８は、次式で示すフィルタ処理を実行する。
Ｉｆｏｕｔ＝ΣＩ（ｎ−ｊ）／Ｌ
Ｑｆｏｕｔ＝ΣＱ（ｎ−ｊ）／Ｌ
ここで、ＩｆｏｕｔおよびＱｆｏｕｔは、移動平均フィルタ１７および１８の出力データを示す。総和は、ｊ＝０−（Ｌ−１）にわたって行なわれる。この移動平均フィルタ１７および１８のタップ数（Ｌ−１）は、無変調信号領域すなわち搬送波再生符号ＣＲのシンボル数Ｌに基づいて定められる。
総和算出器１９は、この移動平均フィルタ１７および１８から出力されるＩチャネルデータＩｆｏｕｔおよびＱチャネルデータＱｆｏｕｔの二乗和を算出する。これは、送信信号Ｓｄ（ｔ）＝Ｉ＋ｊ・Ｑの関係から、このＩチャネルデータおよびＱチャネルデータの二乗和により、信号Ｓｄ（ｔ）のパワーが求められる。
比較器２０は、このパワー算出器１９の算出したパワーを、予め設定されたしきい値と比較し、その比較結果に基づいて無変調信号の有無を判別する。雑音なしの状態で、移動平均フィルタ１７および１８に無変調信号の遅延検波結果が充足された状態のパワーをＰＭＡＸとすると、α・ＰＭＡＸがしきい値として選定される。ここで、係数αは、伝送路条件等により定められる許容度を示す。
周波数誤差算出器２１は、比較器２０からの無変調信号検出信号ＣＲＤＴが活性状態となり、無変調信号が受信されたと判定されたときには、移動平均フィルタ１７および１８からのＩチャネルデータＩｆｏｕｔおよびＱチャネルデータＱｆｏｕｔから１シンボルの平均周波数誤差を算出する。ここで、先の符号化時において、２・π・ｆｃ・ｔの項において、ｆｃ・ｔを整数とすると仮定している。したがって、入力されたＱＰＳＫ変調波が搬送波周波数誤差ΔＦを有する場合、この入力変調波Ｓｄ（ｔ）は次式で表わされる。
Ｓｄ（ｔ）＝ｅｘｐ［ｊ｛２π・ΔＦ・ｔ＋φ′（ｔ）｝］
ただし、時間ｔは離散時間であり、ｎ・Ｔで表わされる。Ｔはシンボル周期を示す。
図３に示す構成において、位相変換器１３は、入力変調信号（Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号）から、入力変調信号の位相を求めている。入力変調波が搬送周波数誤差ΔＦを有する場合、周波数誤差ΔＦも、位相変換器１３により検出され、この周波数誤差成分が、１シンボル遅延検波器１５へ与えられる。すなわちこのとき位相成分に対し周波数誤差に起因して、次式で示される位相誤差が生じる。
２π・ΔＦ・Ｔ＝２π・ΔＦ・Ｔ／Ｆｓ
１シンボル遅延検波器１５において、１シンボル遅延が行なわれており、したがって位相成分誤差は、２・π・ΔＦ・１／Ｆｓとなる。直交変換器１６は、この周波数誤差に起因する位相誤差成分を含んで、ＩチャネルデータおよびＱチャネルデータを算出しており、したがって、移動平均フィルタ１７および１８からのＩチャネル成分ＩｆｏｕｔおよびＱチャネル成分Ｑｆｏｕｔも、それぞれ、この周波数誤差に起因する誤差を含んでいる。
周波数誤差算出器２１は、したがってＩチャネル成分ＩｆｏｕｔおよびＱチャネル成分Ｑｆｏｕｔから位相情報φを算出するために、アークタンジェント演算を行なう。これにより、無変調信号部領域における位相情報が求められる。
搬送波再生符号ＣＲは、無変調信号であり搬送波そのものであり、１１または００のパターン（シンボル）であり、シフト位相量は常に同じであり、シンボル間位相差は０と考えられる。したがって、この場合、位相差、すなわち位相情報φは、周波数誤差ΔＦにより生じたものである。したがって、周波数誤差ΔＦは次式で表わされる。
ΔＦ＝（１／２π・Ｔ）・φ
＝（Ｆｓ／２π）・ｔａｎ-1（Ｑｆｏｕｔ／Ｉｆｏｕｔ）
これにより、無変調信号を利用して、周波数誤差を求めることができる。この検出された周波数誤差ＥＦＥＲに従って、入力信号のサンプリングおよび再生を行なうための基準周波数信号を発生する局部発振器からの発振信号が搬送波に同期するように発振周波数が制御される。シンボルタイミング再生符号ＳＴＲを用いて、サンプリング用クロック信号の位相同期が確立され、データ部に含まれるデータのサンプリングおよび再生が実行される。
次に、この周波数誤差推定装置の動作について一般的に説明する。受信信号が連続波の場合、周波数偏差が生じた場合には、位相は、常に一方方向に関して回転する。今、図４に示すように、受信信号（Ｉｎ，Ｑｎ）が、位相θ（ｎ）を有し、次の受信信号成分（Ｉｎ＋１，Ｑｎ＋１）が、受信成分（Ｉｎ，Ｑｎ）に対し、位相差Δθ（ｎ＋１）を有する場合を考える。この場合、まず、位相変換器１３において、単純に、アークタンジェント演算により、位相成分θ（ｎ）およびθ（ｎ＋１）が算出される。１シンボル遅延検波器１５により、次式で示される位相差成分が生成される。
Δθ（ｎ＋１）＝θ（ｎ＋１）−θ（ｎ）すなわち、入力受信サンプル信号に対し単純にアークタンジェント演算を行なう。受信信号成分のデータ値については何ら考慮しない。この場合、直交変換器１６は、この位相差Δθ（ｎ＋１）のタンジェント演算を行なって、Ｉチャネル成分およびＱチャネル成分を生成する。
すなわち、図４に示すように、Ｉチャネル成分として、ｃｏｓ（Δθ（ｎ））を求め、またＱチャネル成分として、ｓｉｎ（Δθ（ｎ））を求める。
移動平均フィルタ１７および１８は、したがって、次式で表わされる算出をする。
Ｉｆｏｕｔ（ｎ）＝ΣｃｏｓΔθ（ｎ−ｊ）
Ｑｆｏｕｔ（ｎ）＝ΣｓｉｎΔθ（ｎ−ｊ）
また、総和は、ｊ＝０−Ｌ−１について求める。また、ｎ−ｊ＜０の場合には、Δθ（ｎ−ｊ）＝０とされる。したがってＬ段の移動平均が求められる。
パワー算出器１９においては、移動平均フィルタ１７および１８の出力Ｉｆｏｕｔ（ｎ）およびＱｆｏｕｔ（ｎ）から、図５に示すフィルタ出力のパワーＰ（ｚ）を求める。
Ｐ（ｚ（ｎ））＝Ｉｆｏｕｔ（ｎ）2＋Ｑｆｏｕｔ（ｎ）2
位相差Δθが一方方向にのみ分布する場合、包絡線の変化は小さく、したがって、このパワーＰ（ｚ（ｎ））はパワーが最大となる。変調成分が含まれる場合、前述のπ／４シフトＱＰＳＫ方式のように、データに応じてその変更方向が異なるため、位相差Δθが正方向および負方向両方向に変化する。したがって、その場合には包絡線の変化が大きく、パワーＰ（ｚ（ｎ））は小さくなる。
周波数誤差算出器２１は、この場合には、Δθ＝ｔａｎ-1（Ｑｆｏｕｔ（ｎ）／Ｉｆｏｕｔ（ｎ））の式に従って、１シンボルの平均周波数誤差ΔＦを算出する。この位相差Δθは、平均周波数誤差ΔＦと次式で関連づけられる。
ΔＦ＝Δθ／（２π・Ｔ）
＝（Ｆｓ／２π）・ｔａｎ-1（Ｑｆｏｕｔ／Ｉｆｏｕｔ）
したがって前述の式と同様の周波数誤差ΔＦを算出することができる。ただしこの場合には、シンボル間の位相差が周波数誤差により生じているとしている。これは、無変調信号成分は、同一パターンの繰返しであり、この位相の誤差は周波数の偏差により生じているものと想定している。
図６に示すように、無変調信号（搬送波再生符号ＣＲ）がＬシンボルで構成される場合、移動平均フィルタの窓は、Ｌシンボル区間となる。今、搬送波再生符号ＣＲ（無変調信号部）、ノイズ部およびデータ部のパワーを考える。無変調信号が搬送波の場合、入力信号Ｓｄ（ｔ）は、前述のごとく次式で表わされる。
Ｓｄ（ｔ）＝ｅｘｐ（ｊ・２π・ΔＦ・ｔ）＋ｋ（ｔ）
ここで、ｋ（ｔ）はノイズ成分を示す。
この位相成分２π・ΔＦ・１／Ｆｓに基づいて、パワー算出器１９において各成分の二乗の和が求められる。したがってこの場合、図７（ｂ）に示すように、搬送波成分の場合１つの入力信号に対する二乗値の和のパワーＰ（ｚ）は、位相が常に一方方向にのみ回転しているためある基準値よりも高い値となる。
次に、ノイズ成分のみが存在する場合、入力信号は、ノイズ成分ｋ（ｔ）だけである。したがって、この場合、搬送波成分に比べて、周波数誤差成分の寄与がないため、また、位相は正および負方向にランダムに変化するため、ノイズのＩチャネル成分およびＱチャネル成分の二乗和Ｐ（ｚ）は、比較基準値よりも十分小さな値となる。
またデータ部は変調信号成分であり、シンボル再生符号およびユニークワードおよびデータは、擬似ノイズ（ＰＮ）と考えることができる。したがって、データ部の場合においても、ノイズと同様、位相は正および負方向にほぼランダムに変化するため、しきい値よりもそのパワーが十分小さい。データ部では、受信信号Ｓｄ（ｔ）は次式で表わされる。
Ｓｄ（ｔ）＝ｅｘｐ｛ｊ（２・π・ΔＦ・ｔ＋Ｄ）｝＋ｋ（ｔ）
ここで、Ｄは位相変調を示すランダム変数である。
したがって、パワー算出器１９の出力値Ｐ（ｚ）をしきい値と比較することにより、無変調信号すなわち搬送波が入来しているか否か、またバーストが入力されているかを判定することができる。
しかしながら、上述のごとく、移動平均フィルタ１７および１８各々は、Ｌシンボルの移動平均を求めている。移動平均フィルタ１７および１８に、それぞれ、無変調信号、すなわち搬送波再生符号ＣＲのＬシンボルがすべて格納された場合には、移動平均フィルタ１７および１８の出力値が最大となる。
今、図８に示すように、比較器２０におけるしきい値がＡの場合としきい値がＢの場合を考える（ただし、しきい値Ａは、しきい値Ｂよりも大である）。この場合、移動平均フィルタ１７および１８においては、無変調信号領域３２に含まれる無変調信号（搬送波）（搬送波再生符号ＣＲ）３２よりも先行する変調信号領域３１（ノイズ成分または先行バーストのデータを含んでもよい）における信号成分の移動平均処理を行なう。前述のごとく、無変調信号領域３２におけるパワーは、データおよびノイズ部分のパワーよりも高い。したがって、移動平均フィルタ１７および１８における移動平均フィルタ処理において、無変調信号領域３２の割合が増大するにつれて、移動平均フィルタ１７および１８の出力値のパワーが増大する。しきい値Ｂの場合には、時刻ｔａにおいて、無変調信号検出信号ＣＲＤＴがアサートされ、一方、しきい値Ａの場合には、時刻ｔｂにおいて無変調信号検出信号ＣＲＤＴがアサートされ、しきい値のレベルに応じて無変調信号検出信号ＣＲＤＴのアサートタイミングが異なる。
しきい値ＡおよびＢは、ともに伝送路損失などを考慮して、実際にこの無変調信号領域３２に含まれるＬシンボルすべてについての移動平均フィルタ処理を行なったときのパワーＰＭＡＸよりも小さくされている。したがって、変調信号を含んで１シンボルの平均周波数誤差を推定する場合、移動平均フィルタ１７および１８において平均化される無変調信号成分が少なくなるため、周波数誤差算出器２１において推定される周波数誤差の推定精度が劣化するという問題が生じる。
移動平均フィルタ１７および１８からのＩチャネル成分ＩｆｏｕｔおよびＱチャネル成分Ｑｆｏｕｔの二乗の和が所定のしきい値を超えた時点で、無変調信号が存在すると判定され、周波数誤差が算出される。したがって、この場合、バーストの有無は判断できても、このバーストの位置を特定することはできず、正確に、シンボルの同期確立およびサンプリング動作を開始する位置を識別することができないという問題が生じる。
また、周波数誤差の検出精度も、しきい値の設定値に大きく依存するため、伝送線路の損失などの使用状況に応じて異なる要因を考慮して正確にしきい値を設定するのが困難となり、周波数誤差を常に正確に推定することができなくなるという問題が生じる。
上述のような問題は、π／４シフトＱＰＳＫ方式のような変調方式に限らず、ＦＳＫ方式および一般のＱＰＳＫ方式などの変調方式でデータを伝送する通信システムにおいて用いられる復調器において生じる。すなわち、バーストでデータ通信が行なわれ、そのバーストに含まれる無変調信号（搬送波）を用いて搬送波周波数のずれを修正する構成の復調器において、常に生じる。
発明の開示
この発明の目的は、周波数誤差を高精度で算出することができかつバーストの位置を正確に特定することのできる無線通信端末を提供することである。
この発明の他の目的は、無変調信号の検出基準となるしきい値のレベルにかかわらず、正確に無変調信号領域の検出および位置の特定を行なうことのできる無線通信端末を提供することである。
この発明は、要約すれば、入力信号のパワーがしきい値を超えた後、予め定められた区間にわたってこのパワーの最大値検出を行なう。また、パワーの最大値を与えるＩおよびＱチャネル成分により周波数誤差の推定を行なう。最大値検出に従って無変調信号検出信号をアサートする。
しきい値を超えた後、最大値を与える位置を検出することにより、無変調信号のシンボルすべてについての移動平均が行なわれた位置を特定することができ、また、無変調信号シンボルのみを用いて周波数誤差を算出することができる。
この発明の他の目的およびその他の発明の目的と特徴は、以下に添付の図面を参照して行なう発明の詳細な説明から一層明らかとなろう。
【図面の簡単な説明】
図１は、この発明が適用される変調信号のバーストの構成を概略的に示す図である。
図２は、π／４シフトＱＰＳＫ方式の状態配置および状態シフトを概略的に示す図である。
図３は、従来の周波数推定誤差装置の構成を概略的に示す図である。
図４は、ＱＰＳＫ方式の受信信号位相の関係を示す図である。
図５は、図３に示す直交変換器の入力位相差および出力データの対応関係を示す図である。
図６は、無変調信号区間と移動平均フィルタの窓の対応関係を概略的に示す図である。
図７（ａ），（ｂ），（ｃ）は、受信信号成分のパワー分布を概略的に示す図である。
図８は、図３に示す周波数推定誤差装置の動作を説明するための図である。
図９は、この発明の実施の形態１に従う周波数誤差推定装置の全体の構成を概略的に示す図である。
図１０は、図９に示す周波数推定誤差装置の動作を示す図である。
図１１は、図９に示す最大値検出器の構成の一例を示す図である。
図１２は、図９に示す最大値検出器の動作を示す信号波形図である。
図１３は、図９に示す周波数誤差算出器の構成の一例を示す図である。
図１４は、図９に示す最大値検出器の変更例を示す図である。
図１５は、この発明の実施の形態２に従う周波数推定誤差装置の全体の構成を概略的に示す図である。
図１６は、この発明に伴うＰＳＫ信号復調器の全体の構成を概略的に示す図である。
発明を実施するための最良の形態
［実施の形態１］
図９は、この発明の実施の形態１に従う１シンボル遅延検波型周波数誤差推定装置の構成を概略的に示す図である。図９において、１シンボル遅延検波型周波数誤差推定装置４０は、入力端子１１および１２に与えられるＩチャネル信号ＩおよびＱチャネル信号Ｑを受けてアークタンジェント演算を行なって位相を求める位相変換器１３と、位相変換器１３の出力位相データに従って、１シンボル遅延動作を行なって、受信信号の現在の位相を検出する１シンボル遅延検波器１５と、１シンボル遅延検波器１５の出力位相情報を、ＩチャネルデータおよびＱチャネルデータに変換する直交変換器１６と、この直交変換器１６からのＩチャネルデータおよびＱチャネルデータそれぞれに移動平均処理を施して出力する移動平均フィルタ１７および１８と、移動平均フィルタ１７および８からのフィルタ結果データの二乗和（Ｉ2＋Ｑ2）を求めるパワー算出器１９と、パワー算出器１９の出力パワーを所定のしきい値と比較し、該比較結果に従って無変調信号検出信号ＣＲＤＴをアサートする比較器２０を含む。
位相変換器１３から比較器２０までの各構成要素の動作は、先の図３に示す１シンボル遅延検波型周波数誤差推定部の構成と同じであり、その詳細説明は省略する。
この周波数誤差推定装置４０はさらに、比較器２０からの無変調信号検出信号ＣＲＤＴの活性化（アサート）時活性化され、所定期間にわたって移動平均フィルタ１７および１８のパワーの最大値を検出する最大値検出器４１と、この最大値検出器４１からの最大値検出信号ＥＣＲＰのアサートに従って活性化され、移動平均フィルタ１７および１８からのフィルタ出力に従って１シンボルの平均周波数誤差ΔＦを求める広帯域周波数誤差算出器４２を含む。この１シンボル遅延検波型周波数推定装置４０の検出可能な周波数範囲は、−（Ｆｓ／２）〜（Ｆｓ／２）であり、搬送波周波数を中心として、シンボル・レートＦｓ（Ｈｚ）の帯域を有する。
次に、この図９に示す１シンボル遅延検波型周波数誤差推定装置４０の動作を図１０を参照して説明する。
位相変換器１３は、入力端子１１および１２を介して与えられるＩチャネル信号およびＱチャネル信号を並列に受けて、位相データを導出する。この位相変換器１３は、たとえば、メモリテーブルで構成され、ＩチャネルデータおよびＱチャネルデータをアドレスとして、対応の位相データを出力する。
１シンボル遅延検波器１５においては、位相変換器１３からの位相データに基づいて、現在与えられた位相データと１シンボル前の位相データとの差分を求め差分データを直交変換器１６へ伝達する。直交変換器１６はこの位相情報を基に、たとえばテーブルメモリを参照してＩチャネル成分およびＱチャネル成分を生成する。これらの成分は、それぞれｃｏｓ（φ（ｎ））およびｓｉｎ（φ（ｎ））またはｃｏｓ（Δθ（ｎ））およびｓｉｎ（Δθ（ｎ））で表わされる。
移動平均フィルタ１７および１８が、Ｌシンボル区間の移動平均を行なう。パワー算出器１９が、これらの移動平均フィルタ１７および１８からの高域成分が除去されたＩチャネル成分およびＱチャネル成分の二乗和を求め、入力信号の平均パワーＰ（ｚ）を求める。
図１０に示すように、時刻ｔａにおいてバーストが開始した場合、無変調信号成分が、移動平均フィルタ１７および１８においてフィルタ処理され、このパワー算出器１９からのパワーが増大し始める。
比較器２０においてしきい値Ａが設定されている場合、比較器２０は、パワー算出器１９の出力パワーが、時刻ｔ２においてしきい値Ａを超えるため、時刻ｔ２において無変調信号検出信号ＣＲＤＴをアサートする。最大値検出器４１は、比較器２０からの無変調信号検出信号ＣＲＤＴのアサートに従って、移動平均フィルタ１７および１８の出力データのパワーの最大値検出動作を行なう。この最大値検出器４１は、予め定められた区間（予め定められたシンボル数）にわたって最大値探索動作を実行する。すべて同一方向に位相が変化し、位相差の符号が同一のとき、パワーは最大となる。時刻ｔｂにおいて最大値検出器４１が最大値を検出したとき、移動平均フィルタ１７および１８において、Ｌシンボルの無変調信号の移動平均が求められていると判定される。すなわち時刻ｔｂにおいて、無変調信号がすべて到来したと判定され、最大値検出器４１は時刻ｔｂにおいて推定無変調信号位置指示信号ＥＣＲＰをアサートして端子４３から出力する。
広帯域周波数誤差算出器４２は、この最大値検出器４１からの推定無変調信号位置指示信号ＥＣＲＰのアサートに従って周波数誤差算出動作を移動平均フィルタ１７および１８から与えられたフィルタデータに従って実行する。この広帯域周波数誤差算出器４２の行なう周波数誤差推定動作は、先の図３に示す周波数誤差算出器のそれと同じであり、推定される１シンボルの平均周波数誤差ΔＦは次式で求められる。
ΔＦ＝（Ｆｓ／２・π）・ｔａｎ-1（Ｑｆｏｕｔ／Ｉｆｏｕｔ）
＝Δθ／（２π・Ｔ）
この広帯域周波数誤差算出器４２からの推定周波数誤差ＥＦＥＲは端子２２を介して電圧制御発振器へ与えられ、局部発振器の発振周波数が調整される。
一方、比較器２０においてしきい値Ｂが設定された場合、比較器２０からの無変調信号検出信号ＣＲＤＴは時刻ｔ１においてアサートされる。最大値検出器４１は、時刻ｔ１における無変調信号検出信号ＣＲＤＴのアサートに応答して最大値検出動作を実行する。この最大値検出器４１はまた、時刻ｔｂにおいて、最大値を検出する。比較器２０において、無変調信号の検出基準となるしきい値のレベルが異なる場合においても、移動平均フィルタ１７および１８において、無変調信号に含まれるＬシンボルがすべて格納された状態で、推定無変調信号位置検出信号ＥＣＲＰがアサートされる。したがって、しきい値のレベルに関わらず、正確に無変調信号の位置を識別することができる。また、無変調信号のみを用いて周波数誤差の推定が広帯域周波数誤差算出器４２において行なわれており、変調信号成分は、この周波数誤差算出時には含まれていないため、周波数誤差を正確に推定することができる。
なお、図９において、最大値検出器４１は、移動平均フィルタ１７および１８からのフィルタ出力ＱｆｏｕｔおよびＩｆｏｕｔに従って最大値を検出している。しかしながら、この最大値検出器４１は、パワー算出器１９からの算出されたパワー情報を受けて最大値を検出するように構成されてもよい。
図１１は、図９に示す最大値検出器４１の構成の一例を示す図である。図１１において、最大値検出器４１は、Ｉチャネルフィルタ成分Ｉｆｏｕｔの二乗を求める乗算器４１ａと、Ｑチャネルフィルタ成分Ｑｆｏｕｔの二乗を求める乗算器４１ｂと、これら乗算器４１ａおよび４１ｂの出力データを加算する加算器４１ｃと、加算器４１ｃのパワーＢとレジスタ４１ｅに格納されたパワーとを比較する比較器４１ｄと、比較器４１ｄの出力信号を受け所定の規則に基づいて最大値検出信号（推定無変調信号位置指示信号）ＥＣＲＰをアサートする判定器４１ｆを含む。
レジスタ４１ｅは、図９に示す比較器２０からの無変調信号検出信号ＣＲＤＴがアサートされると格納データをリセットし、比較器４１ｄの出力信号がＨレベルのときに、その格納内容を加算器４１ｃから与えられたパワーデータＰ（ｚ）で書換え、かつ判定器４１ｆからの推定無変調信号位置指示信号ＥＣＲＰがアサートされると、格納動作を完了する。これらの比較器４１ｄおよび判定器４１ｆは、また無変調信号検出信号ＣＲＤＴがアサートされると活性化され、通常状態時においては、非活性状態に保持される。
次に図１１に示す最大値検出器４１の動作を図１２に示す信号波形図を参照して説明する。
比較器２０からの無変調信号検出信号ＣＲＤＴがアサートされると、比較器４１ｄが比較動作を行なう。レジスタ４１ｅは、その格納データが初期値（最小パワー値）にリセットされる。乗算器４１ａおよび４１ｂはそれぞれＩチャネルフィルタ成分ＩｆｏｕｔおよびＱチャネルフィルタ成分Ｑｆｏｕｔの二乗を求めて加算器４１ｃへ与えている。したがって、最初は、パワーＰ（ｚ）がレジスタ４１ｅに格納されたデータよりも大きいため、比較器４１ｄの出力信号はＨレベルとなる。比較器４１ｄの出力信号のＨレベル（アサート）に応答して、レジスタ４１ｅが加算器４１ｃから与えられたパワーデータＰ（ｚ）を格納する。判定器４１ｆは、比較器４１ｄの出力信号がアサートからデアサート状態へ変化するのをモニタする。
しきい値を超えた後、変調信号成分の影響で、フィルタ出力のパワーが低下した場合、比較器４１ｄの出力信号がデアサートされ、レジスタ４１ｅの格納データは変化しない。このとき、判定器４１ｆは、比較回路４１ｄの出力信号がアサートからデアサートに変化したことを検出し、比較回路４１ｄの出力信号のデアサート状態が所定シンボル期間（ｋシンボル期間）持続するか否かを識別する。このｋシンボル期間の検出は、たとえば比較回路４１ｄの出力信号のアサートからデアサートへの変化に応答して活性化されてカウント動作を行なうカウンタにより容易に実現される。変調信号の影響による比較回路４１ｄのアサートからデアサートへの変化においては、次いで再び比較回路４１ｄの出力信号がアサートされる。デアサートからアサートへの変化に応答して、判定器４１ｆは区間カウント動作をリセットする。
最大値に到達すると、次いでレジスタ４１ｅには比較器４１ｄの出力信号に従って最大パワーＰ（ｚ）を示すデータが格納される。次のパワーは、この最大値よりも小さいため、以降、比較回路４１ｄの出力信号はデアサート状態となり、レジスタ４１ｅの格納データは更新されない。判定器４１ｆは比較回路４１ｄのアサートからデアサートへの変化に応答してｋシンボル期間このデアサート状態が持続するか否かを判定する。ｋシンボル期間、このデアサート状態が持続すると、判定器４１ｆはｋシンボル（サンプル）前の値が最大値であると判定し、最大値検出信号（推定無変調信号位置指示信号）ＥＣＲＰをアサートする。
ｋシンボル（サンプル）期間は、予め定められているため、実際の最大値検出時よりもこの最大値検出はｋシンボル（サンプル）期間遅れるものの、ｋシンボル（サンプル）期間前のときに無変調信号がすべて与えられたと判定することができ、各回路においてシンボル同期、およびユニークワードを用いたバースト同期の確立などを実現することができる。
図１３は、図９に示す広帯域周波数誤差算出器４２の構成の一例を示す図である。図１３において、広帯域周波数誤差算出器４２は、Ｉチャネルフィルタ成分Ｉｆｏｕｔをｋシンボル期間遅延するｋシンボル遅延回路４２ａと、Ｑチャネルフィルタ成分Ｑｆｏｕｔをｋシンボル期間遅延するｋシンボル遅延回路４２ｂと、最大値検出信号ＥＣＲＰのアサート時これらのｋシンボル遅延回路４２ａおよび４２ｂの出力信号に従って周波数誤差ΔＦを算出する誤差算出器４２ｃを含む。
ｋシンボル遅延回路４２ａおよび４２ｂを利用することにより、図１１に示す判定器４１ｆから最大値検出信号（推定無変調信号位置指示信号）ＥＣＲＰがアサートされたとき、最大値に対応するフィルタ成分はｋシンボル遅延回路４２ａおよび４２ｂの出力信号となり、誤差算出器４２ｃにおいて正確に、この最大値を与える信号成分を用いて周波数誤差ΔＦを算出することができる。
なお、図１１に示す構成において、Ｉチャネルフィルタ成分ＩｆｏｕｔおよびＱチャネルフィルタ成分Ｑｆｏｕｔそれぞれの二乗を求めてパワーを算出している。しかしながら、この最大値検出器４１へはパワー算出器１９からのパワーＰ（ｚ）が直接与えられるように構成されてもよい。回路構成を簡略化することができる。
図１４は、図９に示す最大値検出器４１の変更例を示す図である。図１４において、最大値検出器４１が、パワー算出器１９からのパワーＰ（ｚ）とレジスタ４１ｉに格納されたパワーデータとを比較する比較回路４１ｈと、無変調信号検出信号ＣＲＤＴがアサートされるとクロック信号ＣＬＫをカウントするカウンタ４１ｊと、比較回路４１ｈの出力信号がアサートされるとカウンタ４１ｊのカウント値を取込みラッチするレジスタ４１ｋと、カウンタ４１ｊのカウントアップ指示信号ＣＵＰに従ってレジスタ４１ｋの格納するカウント値をラッチして推定無変調信号位置指示信号ＥＣＲＰとして出力するラッチ４１ｍを含む。
レジスタ４１ｉは、無変調信号検出信号ＣＲＤＴのアサート時、この格納内容がリセットされる。カウンタ４１ｊへ与えられるクロック信号ＣＬＫは、シンボルレートと同じ周波数を有する搬送波と同相の信号である。
図１４に示す最大値検出回路においては、パワーＰ（ｚ）がしきい値を超えると、比較回路４１ｈが比較動作を行ない、レジスタ４１ｉに新たなパワーデータＰ（ｚ）が格納されるごとに、レジスタ４１ｋがカウンタ４１ｊのカウント値を格納する。したがって、カウンタ４１ｊがカウントする所定期間完了後、レジスタ４１ｋには変調信号検出信号ＣＲＤＴがアサートされてから所定期間内において最大値のパワーを有するシンボル（サンプル）番号を示すデータが格納されている。このシンボル（サンプル）位置情報をラッチ４１ｍを介して出力することにより、無変調信号検出信号ＣＲＤＴがアサートされてから何サイクル経過後に最大値を有するシンボルが与えられたか、すなわち無変調信号成分がすべて移動平均フィルタ１７および１８に収納されたかを識別することができる。したがって、この場合においても、無変調信号検出信号ＣＲＤＴとラッチ４１ｍの出力カウント値の両者を組合せることにより、無変調信号位置を推定することができる。
逆にいえば、カウンタ４１ｉのカウントアップ時点から、何サンプルサイクル前において、無変調信号がすべて移動平均フィルタに収納されたかを識別することができる。この構成を利用して無変調信号位置を推定してもよい。ただし、この場合、入力信号の処理は、バッファメモリなどを用いて、カウンタが計時する所定期間が経過するまで待ち合わせる必要はある。
以上のように、この発明の実施の形態１に従えば、比較器において受信信号パワーが所定のしきい値を超えた後所定期間にわたって最大値を探索し、最大値が検出された時点を無変調信号位置として推定しており、正確に無変調信号位置を識別して、正確な搬送波再生動作および以後のバーストの同期確立およびデータの再生を行なうことができる。また、最大値検出時点での入力信号の復調信号成分に基づいて周波数誤差を算出しており、無変調信号成分により正確に、周波数誤差を算出することができ、周波数誤差検出精度を改善することができる。
［実施の形態２］
図１５は、この発明の実施の形態２に従う装置の構成を概略的に示す図である。図１５に示す周波数誤差推定装置は、実施の形態１において説明した１シンボル遅延検波型周波数誤差推定装置４０と、この１シンボル遅延検波型周波数誤差推定装置４０により推定された周波数誤差ΔＦ１を、１シンボル遅延検波型周波数誤差推定装置４０に含まれる位相変換器１３の出力位相データから除去する周波数誤差除去器５０と、周波数誤差除去器５０の出力位相データに従って、狭帯域の周波数誤差ΔＦ２を算出する複数シンボル遅延検波型周波数誤差推定装置６０を含む。
複数シンボル遅延検波型周波数誤差推定装置６０は、周波数誤差除去器５０からの位相情報を受けて複数シンボル遅延検波を行なう複数シンボル遅延検波器６１と、複数シンボル遅延検波器６１の位相差情報を直交変換してＩチャネル成分およびＱチャネル成分を生成する直交変換器６２と、直交変換器６２からのＩチャネル成分およびＱチャネル成分それぞれの平均化処理を行なう平均フィルタ６３および６４と、平均フィルタ６３および６４の出力データに従って推定周波数誤差ΔＦ２を算出する狭帯域周波数誤差算出器６５と、１シンボル遅延検波型周波数誤差推定装置４０の出力する推定周波数誤差ΔＦ１と狭帯域周波数誤差算出器６５からの推定周波数誤差ΔＦ２に従って推定周波数誤差ΔＦを算出して端子６６に出力する周波数誤差算出器７０を含む。
周波数誤差除去器５０は、位相変換器１３からの位相データから広帯域周波数誤差算出器４２により算出された推定周波数誤差ΔＦ１に対応する位相成分を除去する。すなわち、この周波数誤差除去器５０は、以下の処理を実行する。
位相変換器１３において、周波数誤差ΔＦにより、位相には２π・ΔＦ・ｔだけ誤差が生じる。周波数誤差除去器５０は、この広帯域周波数誤差算出器４２からの推定周波数誤差ΔＦ１に相当する位相データΔθ、すなわち２π・ΔＦ１・Ｔを受け位相変換器１３からの位相データθから減算する。すなわち、周波数誤差除去器５０からは、２π・（ΔＦ−ΔＦ１）・ｔに相当する位相データθ（ｎ）−Δθ（ｎ）が生成される。広帯域周波数誤差算出器４２では、推定周波数誤差ΔＦ１の生成時に、対応の１シンボル平均位相誤差Δθを生成している。
複数シンボル遅延検波器６１は、この周波数誤差除去器５０からの位相データを複数シンボル遅延する複数シンボル遅延器６１ａと、周波数誤差除去器５０からの位相データから複数シンボル遅延器６１ａの出力位相データを減算する加算器６１ｂを含む。したがって、この複数シンボル遅延検波器６１が、Ｎシンボル遅延する場合、次式で示される位相データが複数シンボル遅延検波器６１から出力される。
｛θ（ｎ）−Δθ（ｎ）｝−｛θ（ｎ−Ｎ）−Δθ（ｎ−Ｎ）｝
＝２π（ΔＦ−ΔＦ１）・ｔ−２π（ΔＦ−ΔＦ１）（ｔ−ＮＴ）
＝２π・Ｎ・Ｔ（ΔＦ−ΔＦ１）＝Δφ
ここで、Ｔはシンボル周期であり、Ｔ＝１／Ｆｓの関係を満たす。
直交変換器６１は複数シンボル遅延検波器６１からの位相データΔφに基づいて、タンジェント演算操作を行なって、Ｉチャネル成分およびＱチャネル成分を生成する。
なお、ここで、説明を簡略化するため、無変調信号成分のみについて説明している。変調信号部分においては、実際の変調信号の位相成分φ（ｔ）が、複数シンボル遅延検波器６１の出力位相データに含まれる（φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｎ・Ｔ））。これは、位相差成分にすでに含まれている。
平均フィルタ６３および６４は、無変調信号部分がＬシンボルを有する場合、（Ｌ−Ｎ）タップを有する。したがって、平均フィルタ６３および６４において（Ｌ−Ｎ＋１）のシンボルを用いて移動平均処理が行なわれる。
狭帯域周波数誤差算出器６５は、広帯域周波数誤差算出器４２と周波数誤差推定操作を行なって、平均フィルタ６３および６４の出力するフィルタ成分に基づいて周波数誤差ΔＦ２を推定する。狭帯域周波数誤差算出器６５により推定される１シンボルの平均周波数誤差ΔＦ２は次式で求められる。
ΔＦ２＝ΔＦ−ΔＦ１
＝（１／２π・Ｎ・Ｔ）・ｔａｎ-1（Ｑｆｔ／Ｉｆｔ）
ここで、ＱｆｔおよびＩｆｔは平均フィルタ６３および６４からそれぞれ出力されるＱチャネルフィルタ成分およびＩチャネルフィルタ成分を表わす。上式をシンボルレートＦｓで表わすと次式が得られる。
ΔＦ２＝（Ｆｓ／（２π・Ｎ））・ｔａｎ-1（Ｑｆｔ／Ｉｆｔ）
この狭帯域周波数誤差算出器６５により算出された周波数誤差ΔＦ２と広帯域周波数誤差算出器４２において算出された周波数誤差ΔＦ１を加算することにより、周波数誤差算出器７０から周波数誤差ΔＦが生成されて端子６６を介して出力される。最大値検出時、平均フィルタ６３および６４には無変調信号成分（Ｌシンボル）が格納され、そのうち（Ｌ−Ｎ＋１）シンボルの移動平均が求められている。
なお、この複数シンボル遅延検波型周波数誤差推定部６０においては、Ｎシンボル遅延を行なっており、等価的に、位相状態がＮ個に増加しており、したがって周波数の検出可能な範囲は、−（Ｆｓ／２・Ｎ）〜（Ｆｓ／２・Ｎ）となり、１シンボル遅延検波型周波数誤差推定装置４０の検出可能周波数範囲よりも狭くなっている。
図１５に示すような、１シンボル遅延検波型周波数誤差推定装置４０および複数シンボル遅延検波型周波数誤差推定装置６０両者を組合せて用いても、無変調信号成分のみを用いて周波数誤差ΔＦを正確に算出することができる。１シンボル遅延検波型周波数誤差推定装置４０においては、比較器２０の出力信号に従って最大値が検出されており、したがって最大値検出器４１からの最大値検出信号または推定無変調信号位置情報ＥＣＲＰに従って無変調信号領域（搬送波再生符号ＣＲ）の位置を識別することができる。
なお、狭帯域周波数誤差算出器６５において周波数誤差が算出される場合においても、平均フィルタ６３および６４内においては、すべて無変調信号のみが用いられている。先行するＮ個の無変調信号成分を除いて残りの（Ｌ−Ｎ＋１）の無変調信号を用いて平均化処理が実行されている。
図１６は、この発明に従う復調器の構成を概略的に示す図である。図１６において、復調器は、ＰＳＫ信号を受けて高調波成分を除去する受信フィルタ７０と、受信フィルタ７０からのＰＳＫ信号をＩチャネルデータおよびＱチャネルデータに分離して周波数誤差を推定する周波数誤差推定装置７１と、周波数誤差推定装置７１からの無変調信号検出信号ＣＲＤＴと推定無変調信号位置情報ＥＣＲＰと推定周波数誤差ΔＦとを受けて搬送波を再生する搬送波再生装置７２と、搬送波再生装置７２からの再生搬送波と受信フィルタ７０からのＰＳＫ信号との乗算を行なって平衡変調を行なう乗算器７３と、乗算器７３からの復調信号からと周波数誤差推定装置７１からの推定無変調信号位置指示情報ＥＣＲＰとに従ってシンボル再生符号ＳＴＲおよびユニークワードＵＷを用いて同期確立および内部同期に必要なクロック信号を再生するクロック再生装置７４と、クロック再生装置７４からのクロック信号ＣＬＫに従って乗算器７３からの復調信号のサンプリングを行なって復調データを生成するデータサンプリング装置７５を含む。
この周波数誤差推定装置７１が本実施の形態１または２において示された装置である。この周波数誤差推定装置７１において無変調信号位置を検出し、推定周波数誤差ΔＦとともに搬送波再生装置７２へ与えることにより、正確に無変調信号部分を用いて搬送波の再生を行なうことができる。また、この無変調信号位置情報ＥＣＲＰを利用したクロック再生装置７４は、シンボルタイミング再生符号ＳＴＲよりユニークワードＵＷの位置を検出して正確にクロックを再生して、データのサンプリングを行なうことができる。なお、クロック再生装置７４は、受信フィルタ７０からの信号を受け、搬送波再生前にクロック再生を行なうように構成されてもよい。
上述の説明においては、一例として、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式を説明している。しかしながら、ＰＳＫ変調方式であれば本発明は適用可能である。さらに加えて、本発明の通信端末は、バースト動作し、かつこのバーストに無変調信号が搬送波再生のために含まれている通信方式に対してすべて適用可能である。
［本発明の適用例］
本発明の通信端末装置は、通常の携帯電話、デジタル移動通信および衛星通信においてすべて端末装置として適用可能である。特に、衛星通信において、ドップラー効果、送信側の基地局または衛星上の局部発振器によるドリフト、自動周波数制御の残留等により搬送周波数に誤差が生じるが、本発明により、搬送周波数誤差を十分に抑制でき、正確なデータ受信を行なうことができる。
産業上の利用可能性
以上のようにこの発明に従えば、入力信号成分のパワーが予め定められたしきい値を超えた後、予め定められた区間にわたって最大値検出を行なっており、無変調信号の位置を特定することができ、この特定された位置をもとにして周波数誤差を算出することにより、無変調信号のみを利用して周波数誤差を算出でき、周波数誤差の推定精度を向上でき、かつ無変調信号の位置推定により後のバーストの開始位置および復調すべきデータの位置を容易に識別することができる。
本発明はこれまで種々の実施の形態を参照して説明されてきた。しかしながら、上で説明した実施の形態は、本発明を実現するための単なる例示的な実施例であると考えるべきであり、本発明の範囲は別紙添付の請求の範囲により保護されることを意図するものである。
【図１】
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【図２】
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【図４】
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【図５】
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【図３】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１６】
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【図１５】
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