(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
プリアンブル信号を有するベースバンド信号を入力し、前記ベースバンド信号の同相成分を二乗し、二乗後の信号を二乗同相成分として出力する同相成分二乗手段と、
前記二乗同相成分に、前記ベースバンド信号の同相成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算後の信号を符号化二乗同相成分として出力する同相乗算手段と、
前記ベースバンド信号を入力し、前記ベースバンド信号の直交成分を二乗し、二乗後の信号を二乗直交成分として出力する直交成分二乗手段と、
前記二乗直交成分に、前記ベースバンド信号の直交成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算後の信号を符号化二乗直交成分として出力する直交乗算手段と、
前記符号化二乗同相成分と、１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、同相相関信号として出力する二乗プリアンブル同相相関演算手段と、
前記符号化二乗直交成分と、前記１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、直交相関信号として出力する二乗プリアンブル直交相関演算手段と、
前記同相相関信号の大きさと前記直交相関信号の大きさとを比較し、前記同相相関信号と前記直交相関信号のどちらか大きい方の示すベクトルの向きに、前記同相相関信号と前記直交相関信号のどちらか小さい方の示すベクトルの向きを揃えてから合成し、合成後の相関信号を合成相関信号として出力するベクトル合成選択手段と、
前記合成相関信号の示すベクトル角から位相制御信号を出力するタイミング位相差算出手段とを備えたことを特徴とするタイミング再生装置。
【請求項２】
プリアンブル信号を有するベースバンド信号を入力し、ベースバンド信号の同相成分を二乗し、二乗後の信号を二乗同相成分として出力する同相成分二乗手段と、
前記二乗同相成分に、前記ベースバンド信号の同相成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算後の信号を符号化二乗同相成分として出力する同相乗算手段と、
前記ベースバンド信号を入力し、前記ベースバンド信号の直交成分を二乗し、二乗後の信号を二乗直交成分として出力する直交成分二乗手段と、
前記二乗直交成分に、前記ベースバンド信号の直交成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算後の信号を符号化二乗直交成分として出力する直交乗算手段と、
前記符号化二乗同相成分と、１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、同相相関信号として出力する二乗プリアンブル同相相関演算手段と、
前記符号化二乗直交成分と、前記１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、直交相関信号として出力する二乗プリアンブル直交相関演算手段と、
前記同相相関信号の大きさと前記直交相関信号の大きさとを比較し、前記同相相関信号と前記直交相関信号のどちらか大きい方の示すベクトルの向きに、前記同相相関信号と前記直交相関信号のどちらか小さい方の示すベクトルの向きを揃えてから合成し、合成後の相関信号を合成相関信号として出力するベクトル合成選択手段と、
前記合成相関信号の示すベクトル角とベクトル長を算出し、前記ベクトル長が予め定められたしきい値よりも大きい場合には前記プリアンブル信号を検出したと判定し、その時の前記合成相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出し、位相制御信号を出力するプリアンブル検出・タイミング位相差算出手段とを備えたことを特徴とするタイミング再生装置。
【請求項３】
位相制御信号に基づき、再生シンボルクロックと再生サンプルクロックと１／２シンボル周波数成分とを出力するＶＣＯを備え、
同相成分二乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信号は前記再生サンプルクロックでサンプリングされたものであり、
二乗プリアンブル同相相関演算手段は、前記ＶＣＯから出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求め、
二乗プリアンブル直交相関演算手段は、前記ＶＣＯから出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求めることを特徴とする請求項１または２に記載のタイミング再生装置。
【請求項４】
再生サンプルクロックでサンプリングされたベースバンド信号を用いてタイミング位相の進み／遅れを検出し、検出した信号を位相検出信号として出力する位相検出手段と、
前記位相検出信号を平均化し、その平均を位相進み遅れ信号として出力する位相検出信号平均化手段とを備え、
ＶＣＯは、位相制御信号と前記位相進み遅れ信号に基づいて再生シンボルクロックと再生サンプルクロックと１／２シンボル周波数成分とを出力することを特徴とする請求項３に記載のタイミング再生装置。
【請求項５】
非同期サンプルクロックおよび１／２シンボル周波数成分を出力する発振器を備え、
同相成分二乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信号は前記非同期サンプルクロックでサンプリングされたものであり、
二乗プリアンブル同相相関演算手段は、前記発振器から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求め、
二乗プリアンブル直交相関演算手段は、前記発振器から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求めることを特徴とする請求項１または２に記載のタイミング再生装置。
【請求項６】
タイミング位相差算出手段は、合成相関信号における同相成分の平方根と、直交成分の平方根の示すベクトル角からタイミング位相差を算出することを特徴とする請求項１に記載のタイミング再生装置。
【請求項７】
プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段は、合成相関信号における同相成分の絶対値の平方根に前記同相成分の符号｛±１｝を乗算した値と、直交成分の絶対値の平方根に前記直交成分の符号｛±１｝を乗算した値との示すベクトル角からタイミング位相差を算出することを特徴とする請求項２に記載のタイミング再生装置。
【請求項８】
プリアンブル信号を有するベースバンド信号を入力し、前記ベースバンド信号の同相成分を二乗し、二乗後の信号を二乗同相成分として出力する同相成分二乗手段と、
前記二乗同相成分に、前記ベースバンド信号の同相成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗同相成分として出力する同相乗算手段と、
前記ベースバンド信号を入力し、前記ベースバンド信号の直交成分を二乗し、二乗後の信号を二乗直交成分として出力する直交成分二乗手段と、
前記二乗直交成分に、前記ベースバンド信号の直交成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗直交成分として出力する直交乗算手段と、
前記符号化二乗同相成分と前記符号化二乗直交成分とを加算し、その加算結果を用いて二乗加算信号を生成し、出力する加算手段と、
前記符号化二乗同相成分と前記符号化二乗直交成分とを減算し、その減算結果を用いて二乗減算信号を生成し、出力する減算手段と、
前記二乗加算信号と、１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、加算相関信号として出力する二乗加算信号成分相関演算手段と、
前記二乗減算信号と、前記１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、減算相関信号として出力する二乗減算信号成分相関演算手段と、
前記加算相関信号の大きさと前記減算相関信号の大きさとを比較し、前記加算相関信号と前記減算相関信号のどちらか大きい方を選択して選択相関信号として出力するベクトル選択手段と、
前記選択相関信号の示すベクトル角から位相制御信号を出力するタイミング位相差算出手段とを備えたことを特徴とするタイミング再生装置。
【請求項９】
プリアンブル信号を有するベースバンド信号を入力し、前記ベースバンド信号の同相成分を二乗し、二乗後の信号を二乗同相成分として出力する同相成分二乗手段と、
前記二乗同相成分に、前記ベースバンド信号の同相成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗同相成分として出力する同相乗算手段と、
前記ベースバンド信号を入力し、前記ベースバンド信号の直交成分を二乗し、二乗後の信号を二乗直交成分として出力する直交成分二乗手段と、
前記二乗直交成分に、前記ベースバンド信号の直交成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗直交成分として出力する直交乗算手段と、
前記符号化二乗同相成分と前記符号化二乗直交成分とを加算し、その加算結果を用いて二乗加算信号を生成し、出力する加算手段と、
前記符号化二乗同相成分と前記符号化二乗直交成分とを減算し、その減算結果を用いて二乗減算信号を生成し、出力する減算手段と、
前記二乗加算信号と、１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、加算相関信号として出力する二乗加算信号成分相関演算手段と、
前記二乗減算信号と、前記１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、減算相関信号として出力する二乗減算信号成分相関演算手段と、
前記加算相関信号の大きさと前記減算相関信号の大きさとを比較し、前記加算相関信号と前記減算相関信号のどちらか大きい方を選択して選択相関信号として出力するベクトル選択手段と、
前記選択相関信号の示すベクトル角とベクトル長を算出し、前記ベクトル長が予め定められたしきい値よりも大きい場合には前記プリアンブル信号を検出したと判定し、その時の前記選択相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出し、位相制御信号を出力するプリアンブル検出・タイミング位相差算出手段とを備えたことを特徴とするタイミング再生装置。
【請求項１０】
位相制御信号に基づき、再生シンボルクロックと再生サンプルクロックと１／２シンボル周波数成分とを出力するＶＣＯを備え、
同相成分二乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信号は前記再生サンプルクロックでサンプリングされたものであり、
二乗加算信号成分相関演算手段は、前記ＶＣＯから出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求め、
二乗減算信号成分相関演算手段は、前記ＶＣＯから出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求めることを特徴とする請求項８または９に記載のタイミング再生装置。
【請求項１１】
再生サンプルクロックでサンプリングされたベースバンド信号を用いてタイミング位相の進み／遅れを検出し、検出信号を位相検出信号として出力する位相検出手段と、
前記位相検出信号を平均化し、その平均を位相進み遅れ信号として出力する位相検出信号平均化手段とを備え、
ＶＣＯは、位相制御信号と前記位相進み遅れ信号の両方とに基づいて再生シンボルクロックと再生サンプルクロックと１／２シンボル周波数成分とを出力することを特徴とする請求項１０に記載のタイミング再生装置。
【請求項１２】
非同期サンプルクロックおよび１／２シンボル周波数成分を出力する発振器を備え、
同相成分二乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信号は前記非同期サンプルクロックでサンプリングされたものであり、
二乗加算信号成分相関演算手段は、前記 発振器から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求め、
二乗減算信号成分相関演算手段は、前記 発振器から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求めることを特徴とする請求項８または９に記載のタイミング再生装置。
【請求項１３】
プリアンブル信号を有するベースバンド信号を入力し、前記ベースバンド信号の同相成分を二乗し、二乗後の信号を二乗同相成分として出力する同相成分二乗手段と、
前記二乗同相成分に、前記ベースバンド信号の同相成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗同相成分として出力する同相乗算手段と、
前記ベースバンド信号を入力し、前記ベースバンド信号の直交成分を二乗し、二乗後の信号を二乗直交成分として出力する直交成分二乗手段と、
前記二乗直交成分に、前記ベースバンド信号の直交成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗直交成分として出力する直交乗算手段と、
前記符号化二乗同相成分と前記符号化二乗直交成分とを加算し、その加算結果を用いて二乗加算信号を生成し、出力する加算手段と、
前記符号化二乗同相成分と前記符号化二乗直交成分とを減算し、その減算結果を用いて二乗減算信号を生成し、出力する減算手段と、
前記二乗加算信号と、１／２シンボル周波数成分との相関を算出し、算出した相関値を加算相関信号として出力する二乗加算信号成分相関演算手段と、
前記二乗減算信号と、前記１／２シンボル周波数成分との相関を算出し、算出した相関値を減算相関信号として出力する二乗減算信号成分相関演算手段と、
前記加算相関信号の大きさと前記減算相関信号の大きさとを比較し、前記加算相関信号と前記減算相関信号のどちらか大きい方を選択相関信号として出力するベクトル選択手段と、
前記選択相関信号の示すベクトル長の大きさに応じた重み付けを、前記選択相関信号に与え、重み付けされた前記選択相関信号を、重み付け相関信号として出力する重み付け手段と、
前記重み付け相関信号を２逓倍してから平均化し、その平均を重み付け平均相関信号として出力する平均化手段と、
前記重み付け平均相関信号の示すベクトル角から位相制御信号を出力するタイミング位相差算出手段を備えたことを特徴とするタイミング再生装置。
【請求項１４】
位相制御信号に基づき、再生シンボルクロックと再生サンプルクロックと１／２シンボル周波数成分とを出力するＶＣＯを備え、
同相成分二乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信号は前記再生サンプルクロックでサンプリングされたものであり、
二乗加算信号成分相関演算手段は、前記ＶＣＯから出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求め、
二乗減算信号成分相関演算手段は、前記ＶＣＯから出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求めることを特徴とする請求項１３に記載のタイミング再生装置。
【請求項１５】
非同期サンプルクロックおよび１／２シンボル周波数成分を出力する発振器を備え、
同相成分二乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信号は前記非同期サンプルクロックでサンプリングされたものであり、
二乗加算信号成分相関演算手段は、前記発振器から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求め、
二乗減算信号成分相関演算手段は、前記発振器から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求めることを特徴とする請求項１３に記載のタイミング再生装置。
【請求項１６】
加算手段は、符号化二乗同相成分と符号化二乗直交成分とを加算したものを二乗加算信号とし、減算手段は、前記符号化二乗同相成分と前記符号化二乗直交成分とを減算したものを二乗減算信号とすることを特徴とする請求項８から請求項１５のいずれかに記載のタイミング再生装置。
【請求項１７】
加算手段は、符号化二乗同相成分と符号化二乗直交成分とを加算した加算値の絶対値の平方根に前記加算値の符号｛±１｝乗算した値を二乗加算信号とし、減算手段は前記符号化二乗同相成分と前記符号化二乗直交成分とを減算した減算値の絶対値の平方根に前記減算値の符号｛±１｝を乗算した値を二乗減算信号とすることを特徴とする請求項８から請求項１５のいずれかに記載のタイミング再生装置。
【請求項１８】
平均化手段は、重み付け相関信号の同相成分が負の場合には、前記重み付け相関信号の同相成分と、直交成分の符号をそれぞれ反転した相関信号を第１の相関信号として生成し
前記重み付け相関信号の同相成分が正の場合には、前記重み付け相関信号を第１の相関信号とし、
前記重み付け相関信号の直交成分が負の場合には、前記重み付け相関信号の同相成分と、直交成分の符号をそれぞれ反転した相関信号を第２の相関信号として生成し、
前記重み付け相関信号の直交成分が正の場合には、前記重み付け相関信号を第２の相関信号として生成し、
さらに、前記第１の相関信号と、前記第２の相関信号をそれぞれ平均化し、平均化された前記第１の相関信号の示すベクトル長が、平均化された前記第２の相関信号の示すベクトル長より大きい場合には、平均化された前記第１の相関信号を前記重み付け平均相関信号として出力し、平均化された前記第２の相関信号の示すベクトル長が、平均化された前記第１の相関信号の示すベクトル長より大きい場合は、平均化された前記第２の相関信号を前記重み付け平均相関信号として出力することを特徴とする請求項１３から請求項１７のいずれかに記載のタイミング再生装置。
【請求項１９】
プリアンブル信号を有するベースバンド信号を入力し、前記ベースバンド信号の同相成分および前記ベースバンド信号の直交成分の少なくとも１つの値が、予め定められた範囲以外の場合には、前記ベースバンド信号の同相成分および前記ベースバンド信号の直交成分の両方を“０”に変換して出力し、前記予め定められた範囲内の場合には、そのままベースバンド信号を出力するクリップ検出手段を備え、
同相成分二乗手段および直交成分二乗手段が入力するベースバンド信号は、前記クリップ検出手段から出力されたベースバンド信号であることを特徴とする請求項１から請求項１８のいずれかに記載のタイミング再生装置。
【請求項２０】
無線信号を受信するアンテナと、
前記受信された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、
前記ベースバンド信号を、再生サンプルクロックを用いてシンボルレートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に変換するＡＤ変換手段と、
請求項３、請求項４、請求項１０、請求項１１および請求項１４のいずれかに記載のタイミング再生装置と、
前記再生シンボルクロックを用いて、前記ディジタルベースバンド信号の中からナイキスト点データを抽出し、抽出した前記ナイキスト点データを判定し、復調データとして出力するデータ判定手段とを有することを特徴とする復調器。
【請求項２１】
無線信号を受信するアンテナと、
前記受信された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、
前記ベースバンド信号を、前記非同期サンプルクロックを用いてシンボルレートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に変換するＡＤ変換手段と、
請求項５、請求項１２および請求項１５のいずれかに記載のタイミング再生装置と、
前記非同期サンプルクロックでサンプリングされた前記ディジタルベースバンド信号を補間し、補間後のデータを、補間ベースバンド信号として出力するデータ補間手段と、
位相制御信号を基に、補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、抽出した前記ナイキスト点データを判定し、復調データとして出力するデータ判定手段
とを有することを特徴とする復調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
この発明は、復調器、及びこの復調器で使用されるタイミング再生装置に関するものであり、特にバースト信号の先頭にプリアンブル信号を有する広帯域ディジタル無線通信システムに適用できるものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のプリアンブル信号解析機能を有する広帯域ディジタル無線通信システム用復調器のタイミング再生の方式として、特開平８−４６６５８号公報に記載されたものがある。
この方式では、プリアンブル信号がシンボル周波数（ｆｓ）の１／２の周波数成分を有していることに着目し、受信機側で、これらプリアンブル信号と、ＶＣＯ（Voltage  Control  Oscillator）から出力される１／２シンボル周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関を求め、その相関値の示すベクトル角からタイミング位相を推定するものである。
【０００３】
また、この方式は、データのサンプリング速度が僅か２[sample/symbol]である。このことは、特開平６−１４１０４８号公報に記載されているような、非線形処理後の信号（例えばエンベロープ）とシンボル周波数成分ｅｘｐ［−ｊ２π（ｆｓ）ｔ］との相関からタイミング位相を推定する方式では、必要となるサンプリング速度の最小値が４[sample/symbol]であることと比較した場合に、サンプリング速度が１／２となっているので、受信機の低消費電力化を実現することができる。
【０００４】
図２０は、特開平８−４６６５８号公報に記載されたものと同様のタイミング再生装置を含んだ、復調器の構成図である。
図２０において、復調器は、アンテナ１００と、周波数変換手段２００と、第１のＡＤ変換器３００ａと、第２のＡＤ変換器３００ｂと、タイミング再生装置４００と、データ判定手段５００とで主に構成されている。
【０００５】
また、タイミング再生装置４００は、ＶＣＯ４０１と、タイミング位相差算出手段４０２と、Ｉｃｈ相関演算手段４０３と、Ｑｃｈ相関演算手段４０４と、ベクトル合成選択手段４０５とを有している。
【０００６】
次に、ベクトル合成選択手段４０５の詳細構成について説明する。
図２１は、ベクトル合成選択手段４０５の構成図である。
図２１において、ベクトル合成選択手段４０５は、第１のベクトル合成手段４０６ａと、第２のベクトル合成手段４０６ｂと、第３のベクトル合成手段４０６ｃと、第４のベクトル合成手段４０６ｄと、最大絶対値検出手段４０７と、選択手段４０８とで主に構成されている。
【０００７】
次に、この復調器において、受信したプリアンブル信号を復調する場合の動作について説明する。
まず、アンテナ１００は、ＲＦ帯のプリアンブル信号を受信する。このＲＦ帯のプリアンブル信号は、周波数変換手段２００でベースバンド帯のプリアンブル信号に周波数変換される。
【０００８】
図２２は、このベースバンド帯のプリアンブル信号（例えば、ＱＰＳＫ変調方式における“１００１”パターン）を示す信号空間図である。図２２において、θｃは受信信号のキャリア位相であり、プリアンブル信号は、図中のナイキスト点“Ａ”と、ナイキスト点“Ｂ”を１シンボル毎に原点を通過しながら、交互に遷移する。
また、ナイキスト点“Ａ”のベクトル角はθｃ[degree]、ナイキスト点“Ｂ”のベクトル角は（θｃ＋１８０）[degree]であり、ナイキスト点“Ａ”とナイキスト点“Ｂ”の各ベクトル角の差は１８０[degree]である。
【０００９】
第１のＡＤ変換器３００ａでは、ベースバンド帯のプリアンブル信号を入力し、プリアンブル信号の同相成分を、時刻t=τ+iT/2（但し、i=1、2、3、…、τはタイミング誤差（−T/2≦τ＜T/2）、Ｔはシンボル周期）においてサンプリングし、サンプリングされたプリアンブルデータ系列Ｉｐi（ｉ=1、2、3、…）を出力する。また、同様に、第２のＡＤ変換器３００ｂでは、ベースバンド帯のプリアンブル信号を入力し、プリアンブル信号の直交成分を、時刻t=τ+iT/2においてサンプリングし、サンプリングされたプリアンブルデータ系列Ｑｐi（ｉ=1、2、3、…）を出力する。第１のＡＤ変換器３００ａと第２のＡＤ変換器３００ｂにおける各データのサンプリングにはタイミング再生装置４００から出力されるサンプリングクロックを用いる。
【００１０】
タイミング再生装置４００はサンプリングされたプリアンブルデータ系列ＩｐIおよびＱｐi（ｉ=1、2、3、…）を用いてタイミング誤差τを算出し、タイミング誤差τを打ち消す位相制御を、再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックに対して行う。なお、再生シンボルクロックは、再生サンプルクロックを２分周した、シンボル周期のクロックである。
【００１１】
データ判定手段５００は、タイミング再生装置４００によってタイミング誤差τが打ち消されたプリアンブルの後に続く有意なランダムデータ系列ＩｄiおよびＱｄi（ｉ=1,2,3,…）を入力し、ナイキスト点におけるデータを、再生シンボルクロックでラッチする。そして、ラッチしたナイキスト点データを用いてデータを判定し、復調データを出力する。
【００１２】
次に、タイミング再生装置４００内の動作について説明する。
まず、Ｉｃｈ相関演算手段４０３で、図２２に示したプリアンブル信号の同相成分Ｉ（ｔ）と、直交成分Ｑ（ｔ）とのそれぞれにシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行う。具体的には、オーバーサンプルされたプリアンブルデータ系列Ｉｐi（ｉ=1、2、3、…）に対して、式（１ａ）、式（１ｂ）の乗算を行い、
【００１３】
Ｉｃi＝Ｉｐi×ｃｏｓπｉ／２                    …（１ａ）
Ｉｓi＝Ｉｐi×ｓｉｎπｉ／２                    …（１ｂ）
【００１４】
その乗算結果（Ｉｃi、Ｉｓi）を平均化して、相関値（ＣＩ、ＳＩ）を求める。また、Ｑｃｈ相関演算手段４０４でも同様に、オーバーサンプルされたプリアンブルデータ系列Ｑｐi（ｉ=1、2、3、…）に対して、式（２ａ）、式（２ｂ）の乗算を行い、
【００１５】
Ｑｃi＝Ｑｐi×ｃｏｓπｉ／２            …（２ａ）
Ｑｓi＝Ｑｐi×ｓｉｎπｉ／２            …（２ｂ）
【００１６】
その乗算結果（Ｑｃi、Ｑｓi）を平均化して、相関値（ＣＱ、ＳＱ）を求める。なお式（１ａ）、式（１ｂ）、式（２ａ）、式（２ｂ）の乗算は、ｃｏｓπｉ／２＝１、０、−１、０、…、ｓｉｎπｉ／２＝０、１、０、−１、…、であるため、相関値（ＣＩ、ＳＩ）、（ＣＱ、ＳＱ）は、容易に求めることができる。例えば、４シンボルで平均化する場合、相関値（ＣＩ、ＳＩ）は以下に示す式（３ａ）、式（３ｂ）で得られ、
【００１７】
ＣＩ =（Ｉp i−Ｉpi+2＋Ｉpi+4−Ｉpi+6＋Ｉpi+8−Ｉpi+10+Ｉpi+12−Ｉpi+14）／８            …（３ａ）
ＳＩ=（Ｉpi+1−Ｉpi+3＋Ｉpi+5−Ｉpi+7＋Ｉpi+9−Ｉpi+11+Ｉpi+13−Ｉpi+15）／８            …（３ｂ）
【００１８】
相関値（ＣＱ，ＳＱ）は以下に示す式（４ａ）、式（４Ｂ）で得られる。
【００１９】
ＣＱ =（Ｑp i−Ｑpi+2＋Ｑpi+4−Ｑpi+6＋Ｑpi+8−Ｑpi+10+Ｑpi+12−Ｑpi+14）／８                …（４ａ）
ＳＱ=（Ｑpi+1−Ｑpi+3＋Ｑpi+5−Ｑpi+7＋Ｑpi+9−Ｑpi+11+Ｑpi+13−Ｑpi+15）／８                …（４ｂ）
【００２０】
ここで、相関値（ＣＩ、ＣＱ）の示すベクトル角と、相関値（ＳＩ、ＳＱ）の示すベクトル角は、いずれもタイミング位相誤差を示すが、キャリア位相θｃによって、お互い同じ方向を向く場合や、反対方向を向く場合、あるいはどちらかのベクトルが消失する場合がある。
【００２１】
例えば、図２２に示すように、θｃの範囲が（９０＜θｃ＜１８０）あるいは、（２７０＜θｃ＜３６０）を満たすＡ・Ｂのプリアンブル信号に対して、Ｉｃｈ相関演算手段４０３で図２３（ａ）に示す縦線のタイミングでサンプリングし、Ｑｃｈ相関演算手段４０４で図２３（ｂ）に示す縦線のタイミングでサンプリングして、データ系列｛Ｉｐ I、Ｉｐi+1 、Ｉｐ i +2 、Ｉｐi+3 、… ｝とデータ系列｛Ｑｐ i 、Ｑｐi+1 、Ｑｐ i +2 、Ｑｐi+3 、… ｝を得た場合には、図２４に示すような相関値（ＣＩ、ＳＩ）と、相関値（ＣＱ、ＳＱ）との２つの相関値が得られ、各相関ベクトルの角度は反対方向を向くことになる。
【００２２】
一方、図２５に示すように、θｃの範囲が（０＜θｃ＜９０）、あるいは（１８０＜θｃ＜２７０）を満たすプリアンブル信号に対して、図２３と同様のタイミングでサンプリング、即ち、Ｉｃｈ相関演算手段４０３で図２６（ａ）に示す縦線のタイミングでサンプリングし、Ｑｃｈ相関演算手段４０４で図２６（ｂ）に示す縦線のタイミングでサンプリングして、データ系列｛Ｉp i 、Ｉp i+1 、Ｉp i +2 、Ｉp i+3 、… ｝とデータ系列｛Ｑp i 、Ｑp i+1 、Ｑp i +2 、Ｑp i+3 、… ｝を得た場合には、図２７に示すような相関値（ＣＩ、ＳＩ）と、相関値（ＣＱ、ＳＱ）との２つの相関値が得られ、各相関ベクトルの角度は同じ方向を向くことになる。
【００２３】
また、キャリア位相θｃによって各ベクトル長が変化することも明らかであり、θｃ＝｛０、１８０｝では、相関値（ＣＩ、ＳＩ）のベクトルは消失し、θｃ＝｛９０、−９０｝では、相関値（ＣＱ、ＳＱ）のベクトルが消失する。
【００２４】
ベクトル合成選択手段４０５は、相関値（ＣＩ、ＳＩ）と相関値（ＣＱ、ＳＱ）を入力し、キャリア位相θｃの影響を軽減するため、相関値（ＣＩ、ＣＱ）と、相関値（ＳＩ、ＳＱ）を４つの状態にそれぞれ合成し、もっともＳＮ比の高い合成ベクトルを選択する。タイミング位相差算出手段４０２は、この合成ベクトルを入力し、タイミング位相を算出する。
【００２５】
次に、ベクトル合成選択手段４０５の詳細動作について、図２１に基づいて説明する。
最大絶対値検出手段４０７は、相関値（ＣＩ、ＳＩ）と相関値（ＣＱ、ＳＱ）の各値ＣＩ、ＣＱ、ＳＩ、ＳＱの４つの絶対値を求め、各絶対値の最大値が４つのうちのどれであるか検出する。
また、第１のベクトル合成手段４０６ａは、式（５ａ）、式（５ｂ）によって合成ベクトル（G1C，G1S）を出力し、
【００２６】
G1C＝ CI +sign[CI]・|CQ|          …（５ａ）
G1S＝ SI +sign[CI・CQ]・|SQ|    …（５ｂ）
【００２７】
第２のベクトル合成手段４０６ｂは、式（６ａ）、式（６ｂ）によって合成ベクトル（G2C，G2S）を出力し、
【００２８】
G2C＝ CQ +sign[CQ]・|CI|          …（６ａ）
G2S＝ SQ +sign[CI・CQ]・|SI|    …（６ｂ）
【００２９】
第３のベクトル合成手段４０６ｃは、式（７ａ）、式（７ｂ）によって合成ベクトル（G3C，G3S）を出力し、
【００３０】
G3C＝ CI +sign[SI・SQ]・|CQ|    …（７ａ）
G3S＝ SI +sign[SI]・|SQ|          …（７ｂ）
【００３１】
第４のベクトル合成手段４０６ｄは、式（８ａ）、式（８ｂ）によって合成ベクトル（G4C，G4S）を出力する。
【００３２】
G4C＝ CQ +sign[SI・SQ]・|CI|    …（８ａ）
G4S＝ SQ +sign[SQ]・|SI|          …（８ｂ）
【００３３】
但し、sign[*]は、かっこ内の数値の符号{−１、＋１}を示す。
選択手段４０８は、最大絶対値検出手段４０７の検出信号を受け、各絶対値の最大値の状況に応じて、合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）を式（９ａ）、式（９ｂ）、式（９ｃ）、式（９ｄ）の様に設定する。
【００３４】
（ΣＣ、ΣＳ）＝（G1C、G1S）  （|CI| が最大の場合）          …（９ａ）
（ΣＣ、ΣＳ）＝（G2C、G2S）  （|CQ|が最大の場合）            …（９ｂ）
（ΣＣ、ΣＳ）＝（G3C、G3S）  （|SI| が最大の場合）          …（９ｃ）
（ΣＣ、ΣＳ）＝（G4C、G4S）  （|SQ|が最大の場合）            …（９ｄ）
【００３５】
このような処理により、キャリア位相θｃによる影響が除去され、相関値（ＣＩ、ＣＱ），相関値（ＳＩ、ＳＱ）のベクトルの向きが揃えられた合成ベクトルが、もっともタイミング位相推定に適したベクトルとして選択される。
【００３６】
これは、例えば、図２４の場合では、ベクトル長の小さい相関値（ＣＱ、ＳＱ）を反転して両者のベクトル方向を揃え、相関値（ＣI、ＳI）に加算した合成ベクトルが選択されることになる。このときの合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）は、図２８のようになる。また、図２７の場合では、ベクトル長の小さい相関値（ＣＱ、ＳＱ）をそのまま、相関値（ＣI、ＳI）に加算した合成ベクトルが選択される。このときの合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）は、図２９のようになる。
【００３７】
また、ベクトル合成選択手段４０５としては、図３０に示す様な構成にすることも可能である。図３０のベクトル合成選択手段では、図２１に記載のベクトル合成選択手段で、あらかじめＣＩ、ＳＩ、ＣＱ、ＳＱから生成した４つの合成ベクトルから１つのベクトルを選択するのではなく、最大絶対値検出手段４０７の検出結果を基に、第１の選択手段４０６ａ、第２の選択手段４０６ｂ、第３の選択手段４０６ｃ、第４の選択手段４０６ｄの結果を選択的に加算するようにしたものである。なお、この構成では、図２１の構成と比較して、回路規模を低減することができる。
【００３８】
図３０中、４０９ａは第１の加算手段、４０９ｂは第２の加算手段である。
【００３９】
次に、図３０に示したベクトル合成選択手段４０５での動作について説明する。
まず、各選択手段は最大絶対値検出手段４０７の検出結果を基にして、ＳＥＬ１、ＳＥＬ２、ＳＥＬ３、ＳＥＬ４の値を出力する。なお、具体的には以下の通りである。
第１の選択手段４０６ａの出力であるＳＥＬ１は、式（１０ａ）、式（１０ｂ）のようになる。
【００４０】
ＳＥＬ１＝ＣＩ  （|CI|，あるいは|SI|が最大の場合）        …（１０ａ）
ＳＥＬ１＝ＣＱ  （|CQ|，あるいは|SQ|が最大の場合）        …（１０ｂ）
【００４１】
第２の選択手段４０６ｂの出力であるＳＥＬ２は、式（１１ａ）、式（１１ｂ）、式（１１ｃ）、式（１１ｄ）になる。
【００４２】
ＳＥＬ２＝sign［CI］・|CQ|  （|CI|が最大の場合）           …（１１ａ）
ＳＥＬ２＝sign［CQ］・|CI|  （|CQ|が最大の場合）           …（１１ｂ）
ＳＥＬ２＝sign［SI・SQ］・|CQ|  （|SI|が最大の場合）        …（１１ｃ）
ＳＥＬ２＝sign［SI・SQ］・|CI|  （|SQ|が最大の場合）        …（１１ｄ）
【００４３】
第３の選択手段４０６ｃの出力であるＳＥＬ３は、式（１２ａ）、式（１２ｂ）、式（１２ｃ）、式（１２ｄ）になる。
【００４４】
ＳＥＬ３＝sign［CI・CQ］・|SQ|  （|CI|が最大の場合）         …（１２ａ）
ＳＥＬ３＝sign［CI・CQ］・|SI|  （|CQ|が最大の場合）         …（１２ｂ）
ＳＥＬ３＝sign［SI］・|SQ|  （|SI|が最大の場合）            …（１２ｃ）
ＳＥＬ３＝sign［SQ］・|SI|  （|SQ|が最大の場合）            …（１２ｄ）
【００４５】
第４の選択手段４０６ｄの出力であるＳＥＬ４は、式（１３ａ）、式（１３ｂ）になる。
【００４６】
ＳＥＬ４＝ＳＩ  （|CI|，あるいは|SI|が最大の場合）          …（１３ａ）
ＳＥＬ４＝ＳＱ  （|CQ|，あるいは|SQ|が最大の場合）          …（１３ｂ）
【００４７】
このように、各選択手段の出力は、第１の加算器４０９ａおよび第２の加算器４０９ｂの入力となる。第１の加算器４０９ａでは、ＳＥＬ１とＳＥＬ２の値を加算して、加算結果をΣＣとして出力し、また第２の加算器４０９ｂはＳＥＬ３とＳＥＬ４を加算し、加算結果をΣＳとして出力する。
以上の処理により、図２１で構成されるベクトル合成選択手段４０５と同様の値を出力する。
【００４８】
タイミング位相差算出手段４０２は、図２１および図３０に示されたベクトル合成選択手段で求められた合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）を入力し、合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）が示すベクトル角を、以下に示す式（１４）で求める。
【００４９】
θ2s＝ｔａｎ-1（ΣS／ΣC）                                  …（１４）
【００５０】
なお、θ2sは、２シンボル周期（2T）で正規化した場合のタイミング位相差であるため、シンボル周期（T）で正規化した場合のタイミング位相差θs[deg]は、式（１５）で求まる。
【００５１】
θs＝２θ2s  mod  360                                        … （１５）
【００５２】
図２８の場合のθ2sと、図２９の場合のθ2sは、180[deg]の差があるが、式（１５）の処理により、図２８のθ2sから求まるθsと、図２９のθ2sから求まるθsは一致する。
なお、タイミング位相差θsとタイミング誤差τの関係は、式（１６ａ）、式（１６ｂ）の通りである。
θs＞180[deg]の場合には、
【００５３】
τ＝（θs−360）Ｔ／360                                    （１６ａ）
【００５４】
となり、θs≦180[deg]の場合には、
【００５５】
τ＝（θs ）Ｔ／360                                        （１６ｂ）
【００５６】
となる。
タイミング位相差算出手段４０２は、式（１６ａ）および式（１６ｂ）によって得られたタイミング誤差τより、タイミング誤差τを打ち消す位相制御信号を、後段のＶＣＯ４０１に与える。
【００５７】
ＶＣＯ４０１は、タイミング位相差算出手段４０２からの位相制御信号を受けて、再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックの位相を制御し、タイミング誤差τを“０”とする。なお、再生シンボルクロックは、例えば制御信号によって位相制御された再生サンプルクロックを、２分周して生成される。
【００５８】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来のプリアンブルを用いるタイミング再生装置４００は、いずれもプリアンブル信号に含まれる１／２シンボル周波数成分と、ＶＣＯ４０１から出力される１／２シンボル周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関を求め、その相関値の示すベクトル角からタイミング位相を推定するものであり、サンプリング速度も２[sample/symbol]と低速であるため、特に広帯域ＴＤＭＡ無線通信システムに有効な方式ではある。
【００５９】
しかし、このようなタイミング再生装置では、ベクトル合成選択手段４０５によってキャリア位相θｃによる影響を軽減しているものの、それでもキャリア位相θｃによって、タイミング誤差τを算出する精度が左右されるという問題点があった。
【００６０】
すなはち、ベクトル合成手段４０５から出力される合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）の大きさは、キャリア位相θｃが｛４５、１３５、２２５、３１５｝[deg]の時、最も大きくなり、キャリア位相θｃが｛０、９０、１８０、２７０｝[deg]の時、最も小さくなる。また、その大きさの比率は、２1/2：１となる。よって、タイミング誤差τを算出する精度は、キャリア位相θｃが｛４５、１３５、２２５、３１５｝[deg]の時に最も良く、キャリア位相θｃが｛０、９０、１８０、２７０｝[deg]の時に最も悪くなるという現象が発生する。。
【００６１】
従って、例えば図３１に示すように、キャリア位相θｃ＝４５[deg]を有するプリアンブル信号を、図３２に示す縦線のタイミングで受信する場合、プリアンブル信号のＩ成分と、Ｑ成分の振幅は、いずれも同じ値（包絡線レベルの１／（２1/2）、ここで包絡線とは、図３２に示す信号空間図の円の半径である）であるため、Ｉ成分側の相関値（ＣＩ、ＳＩ）とＱ成分側の相関値（ＣＱ、ＳＱ）は、同一の大きさになる。この時の合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）は、図３３（ａ）に示すように、Ｉ成分側の相関値（ＣＩ、ＳＩ）とＱ成分側の相関値（ＣＱ、ＳＱ）を合成した大きな値となる。
【００６２】
一方、例えば図３４に示すようなキャリア位相θｃ＝９０[deg]を有するプリアンブル信号を、図３５に示す縦線のタイミングで受信する場合、プリアンブル信号のＩ成分の振幅は“０”、Ｑ成分の振幅は、包絡線レベルとなるため、Ｉ成分側の相関値（ＣＩ、ＳＩ）は“０”、Ｑ成分側の相関値（ＣＱ、ＳＱ）は、θｃ＝４５[deg]時の２1/2倍になる。この時の合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）は、図３３（ｂ）に示すように、Ｉ成分側の相関値（ＣＩ、ＳＩ）が“０”となるので、結局Ｑ成分側の相関値（ＣＱ、ＳＱ）となる。
【００６３】
よって、θｃ＝４５[deg]時の合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）と、θｃ＝９０[deg]時の合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）の各大きさの比率は、２1/2：１となり、θｃ＝４５（あるいは、１３５、２２５、３１５）[deg]時における合成相関値（ΣＣ，ΣＳ）のＳＮ比は、θｃ＝９０（あるいは、０、１８０、２７０）[deg]時における合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）のＳＮ比より高くなることが明らかである。よって、従来の方式において、θｃ＝４５（あるいは、１３５、２２５、３１５）[deg]時におけるタイミング誤差τ算出精度は、θｃ＝９０（あるいは、０、１８０、２７０）[deg]時におけるタイミング誤差τ算出精度より特性が良い。
【００６４】
また、従来のタイミング再生装置では、図２２に示すような１シンボル毎に±１８０[deg]遷移するプリアンブル信号以外にも、例えば、図３６に示すように１シンボル毎に±９０[deg]遷移するプリアンブル信号など、１／２シンボル周波数成分を有するプリアンブル信号であれば、どのような信号からもタイミング位相を推定できるが、この場合もキャリア位相θｃによってタイミング誤差τの算出精度が影響されるという問題があった。
【００６５】
更に、従来のタイミング再生装置では、プリアンブル信号を受信するタイミングが既知である場合にのみ有効であり、例えば、移動端末機における電源立上げ時や、シャドウイング復帰後の再接続において生じるバースト信号の受信タイミングが未知である場合には、プリアンブルを受信するタイミングが判らないため、適用することができないという問題があった。
【００６６】
この発明は、上述のような問題点を解決するためになされたものであり、第１の目的は、キャリア位相θｃに影響されないで高精度にタイミング誤差を算出することができる復調器を提供することである。
【００６７】
第２の目的は、プリアンブルを用いたタイミング位相推定と、プリアンブル検出を同時に実現することにより、プリアンブルを受信するタイミングが判らない場合でも、有効となる復調器を提供することである。
【００６８】
さらに、第３の目的は、電源立上げ時や、シャドウイング復帰後の再接続において生じるバースト信号の受信タイミングが未知である場合においても、キャリア位相に影響されずに、短いプリアンブルで高速同期、高速再同期を実現し、プリアンブルに続く有意なデータ部において良好なＢＥＲ（ビット誤り率）特性を実現する復調器を提供することである。
【００６９】
【発明の手段】
この発明にかかるタイミング再生装置は、プリアンブル信号を有するベースバンド信号を入力し、ベースバンド信号の同相成分を二乗し、二乗後の信号を二乗同相成分として出力する同相成分二乗手段と、二乗同相成分に、ベースバンド信号の同相成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算後の信号を符号化二乗同相成分として出力する同相乗算手段と、ベースバンド信号を入力し、ベースバンド信号の直交成分を二乗し、二乗後の信号を二乗直交成分として出力する直交成分二乗手段と、二乗直交成分に、ベースバンド信号の直交成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算後の信号を符号化二乗直交成分として出力する直交乗算手段と、符号化二乗同相成分と、１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、同相相関信号として出力する二乗プリアンブル同相相関演算手段と、符号化二乗直交成分と、１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、直交相関信号として出力する二乗プリアンブル直交相関演算手段と、同相相関信号の大きさと直交相関信号の大きさとを比較し、同相相関信号と直交相関信号のどちらか大きい方の示すベクトルの向きに、同相相関信号と直交相関信号のどちらか小さい方の示すベクトルの向きを揃えてから合成し、合成後の相関信号を合成相関信号として出力するベクトル合成選択手段と、合成相関信号の示すベクトル角から位相制御信号を出力するタイミング位相差算出手段とを備えたものとした。
【００７０】
また、この発明にかかるタイミング再生装置は、プリアンブル信号を有するベースバンド信号を入力し、ベースバンド信号の同相成分を二乗し、二乗後の信号を二乗同相成分として出力する同相成分二乗手段と、二乗同相成分に、ベースバンド信号の同相成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算後の信号を符号化二乗同相成分として出力する同相乗算手段と、ベースバンド信号を入力し、ベースバンド信号の直交成分を二乗し、二乗後の信号を二乗直交成分として出力する直交成分二乗手段と、二乗直交成分に、ベースバンド信号の直交成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算後の信号を符号化二乗直交成分として出力する直交乗算手段と、符号化二乗同相成分と、１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、同相相関信号として出力する二乗プリアンブル同相相関演算手段と、符号化二乗直交成分と、１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、直交相関信号として出力する二乗プリアンブル直交相関演算手段と、同相相関信号の大きさと直交相関信号の大きさとを比較し、同相相関信号と直交相関信号のどちらか大きい方の示すベクトルの向きに、同相相関信号と直交相関信号のどちらか小さい方の示すベクトルの向きを揃えてから合成し、合成後の相関信号を合成相関信号として出力するベクトル合成選択手段と、合成相関信号の示すベクトル角とベクトル長を算出し、ベクトル長が予め定められたしきい値よりも大きい場合にはプリアンブル信号を検出したと判定し、その時の合成相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出し、位相制御信号を出力するプリアンブル検出・タイミング位相差算出手段とを備えたものとした。
【００７１】
さらに、位相制御信号に基づき、再生シンボルクロックと再生サンプルクロックと１／２シンボル周波数成分とを出力するＶＣＯを備え、同相成分二乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信号は再生サンプルクロックでサンプリングされたものであり、二乗プリアンブル同相相関演算手段は、ＶＣＯから出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求め、二乗プリアンブル直交相関演算手段は、ＶＣＯから出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求めるものとした。
【００７２】
さらに、再生サンプルクロックでサンプリングされたベースバンド信号を用いてタイミング位相の進み／遅れを検出し、検出した信号を位相検出信号として出力する位相検出手段と、位相検出信号を平均化し、その平均を位相進み遅れ信号として出力する位相検出信号平均化手段とを備え、ＶＣＯは、位相制御信号と位相進み遅れ信号に基づいて再生シンボルクロックと再生サンプルクロックと１／２シンボル周波数成分とを出力するものとした。
【００７３】
さらに、非同期サンプルクロックおよび１／２シンボル周波数成分を出力する発振器を備え、同相成分二乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信号は非同期サンプルクロックでサンプリングされたものであり、二乗プリアンブル同相相関演算手段は、発振器から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求め、二乗プリアンブル直交相関演算手段は、発振器から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求めるものとした。
【００７４】
さらに、タイミング位相差算出手段は、合成相関信号における同相成分の平方根と、直交成分の平方根の示すベクトル角からタイミング位相差を算出するものとした。
【００７５】
さらに、プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段は、合成相関信号における同相成分の絶対値の平方根に同相成分の符号{±１}を乗算した値と、直交成分の絶対値の平方根に直交成分の符号{±１}を乗算した値との示すベクトル角からタイミング位相差を算出するものとした。
【００７６】
また、この発明にかかるタイミング再生装置は、プリアンブル信号を有するベースバンド信号を入力し、ベースバンド信号の同相成分を二乗し、二乗後の信号を二乗同相成分として出力する同相成分二乗手段と、二乗同相成分に、ベースバンド信号の同相成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗同相成分として出力する同相乗算手段と、ベースバンド信号を入力し、ベースバンド信号の直交成分を二乗し、二乗後の信号を二乗直交成分として出力する直交成分二乗手段と、二乗直交成分に、ベースバンド信号の直交成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗直交成分として出力する直交乗算手段と、符号化二乗同相成分と前記符号化二乗直交成分とを加算し、その加算結果を用いて二乗加算信号を生成し、出力する加算手段と、符号化二乗同相成分と符号化二乗直交成分とを減算し、その減算結果を用いて二乗減算信号を生成し、出力する減算手段と、二乗加算信号と、１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、加算相関信号として出力する二乗加算信号成分相関演算手段と、二乗減算信号と、１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、減算相関信号として出力する二乗減算信号成分相関演算手段と、加算相関信号の大きさと減算相関信号の大きさとを比較し、加算相関信号と減算相関信号のどちらか大きい方を選択して選択相関信号として出力するベクトル選択手段と、選択相関信号の示すベクトル角から位相制御信号を出力するタイミング位相差算出手段とを備えたものとした。
【００７７】
また、この発明にかかるタイミング再生装置は、プリアンブル信号を有するベースバンド信号を入力し、ベースバンド信号の同相成分を二乗し、二乗後の信号を二乗同相成分として出力する同相成分二乗手段と、二乗同相成分に、ベースバンド信号の同相成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗同相成分として出力する同相乗算手段と、ベースバンド信号を入力し、ベースバンド信号の直交成分を二乗し、二乗後の信号を二乗直交成分として出力する直交成分二乗手段と、二乗直交成分に、ベースバンド信号の直交成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗直交成分として出力する直交乗算手段と、符号化二乗同相成分と符号化二乗直交成分とを加算し、その加算結果を用いて二乗加算信号を生成し、出力する加算手段と、符号化二乗同相成分と符号化二乗直交成分とを減算し、その減算結果を用いて二乗減算信号を生成し、出力する減算手段と、二乗加算信号と、１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、加算相関信号として出力する二乗加算信号成分相関演算手段と、二乗減算信号と、１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、減算相関信号として出力する二乗減算信号成分相関演算手段と、加算相関信号の大きさと減算相関信号の大きさとを比較し、加算相関信号と減算相関信号のどちらか大きい方を選択して選択相関信号として出力するベクトル選択手段と、選択相関信号の示すベクトル角とベクトル長を算出し、ベクトル長が予め定められたしきい値よりも大きい場合にはプリアンブル信号を検出したと判定し、その時の選択相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出し、位相制御信号を出力するプリアンブル検出・タイミング位相差算出手段とを備えたものとした。
【００７８】
さらに、位相制御信号に基づき、再生シンボルクロックと再生サンプルクロックと１／２シンボル周波数成分とを出力するＶＣＯを備え、
同相成分二乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信号は再生サンプルクロックでサンプリングされたものであり、
二乗加算信号成分相関演算手段は、ＶＣＯから出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求め、
二乗減算信号成分相関演算手段は、ＶＣＯから出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求めるものとした。
【００７９】
さらに、再生サンプルクロックでサンプリングされたベースバンド信号を用いてタイミング位相の進み／遅れを検出し、検出信号を位相検出信号として出力する位相検出手段と、位相検出信号を平均化し、その平均を位相進み遅れ信号として出力する位相検出信号平均化手段とを備え、ＶＣＯは、位相制御信号と位相進み遅れ信号の両方とに基づいて再生シンボルクロックと再生サンプルクロックと１／２シンボル周波数成分とを出力するものとした。
【００８０】
さらに、非同期サンプルクロックおよび１／２シンボル周波数成分を出力する発振器を備え、同相成分二乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信号は非同期サンプルクロックでサンプリングされたものであり、二乗加算信号成分相関演算手段は、発振器から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求め、二乗減算信号成分相関演算手段は、発振器から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求めるものとした。
【００８１】
また、この発明にかかるタイミング再生装置は、プリアンブル信号を有するベースバンド信号を入力し、ベースバンド信号の同相成分を二乗し、二乗後の信号を二乗同相成分として出力する同相成分二乗手段と、二乗同相成分に、ベースバンド信号の同相成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗同相成分として出力する同相乗算手段と、ベースバンド信号を入力し、ベースバンド信号の直交成分を二乗し、二乗後の信号を二乗直交成分として出力する直交成分二乗手段と、二乗直交成分に、ベースバンド信号の直交成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗直交成分として出力する直交乗算手段と、符号化二乗同相成分と符号化二乗直交成分とを加算し、その加算結果を用いて二乗加算信号を生成し、出力する加算手段と、符号化二乗同相成分と符号化二乗直交成分とを減算し、その減算結果を用いて二乗減算信号を生成し、出力する減算手段と、二乗加算信号と、１／２シンボル周波数成分との相関を算出し、算出した相関値を加算相関信号として出力する二乗加算信号成分相関演算手段と、二乗減算信号と、１／２シンボル周波数成分との相関を算出し、算出した相関値を減算相関信号として出力する二乗減算信号成分相関演算手段と、加算相関信号の大きさと減算相関信号の大きさとを比較し、加算相関信号と減算相関信号のどちらか大きい方を選択相関信号として出力するベクトル選択手段と、選択相関信号の示すベクトル長の大きさに応じた重み付けを、選択相関信号に与え、重み付けされた選択相関信号を、重み付け相関信号として出力する重み付け手段と、重み付け相関信号を２逓倍してから平均化し、その平均を重み付け平均相関信号として出力する平均化手段と、重み付け平均相関信号の示すベクトル角から位相制御信号を出力するタイミング位相差算出手段を備えたものとした。
【００８２】
さらに、位相制御信号に基づき、再生シンボルクロックと再生サンプルクロックと１／２シンボル周波数成分とを出力するＶＣＯを備え、同相成分二乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信号は再生サンプルクロックでサンプリングされたものであり、二乗加算信号成分相関演算手段は、ＶＣＯから出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求め、二乗減算信号成分相関演算手段は、ＶＣＯから出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求めるものとした。
【００８３】
さらに、非同期サンプルクロックおよび１／２シンボル周波数成分を出力する発振器を備え、同相成分二乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信号は非同期サンプルクロックでサンプリングされたものであり、二乗加算信号成分相関演算手段は、発振器から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求め、二乗減算信号成分相関演算手段は、発振器から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求めるものとした。
【００８４】
さらに、加算手段は、符号化二乗同相成分と符号化二乗直交成分とを加算したものを二乗加算信号とし、減算手段は、符号化二乗同相成分と符号化二乗直交成分とを減算したものを二乗減算信号とものとした。
【００８５】
さらに、加算手段は、符号化二乗同相成分と符号化二乗直交成分とを加算した値の平方根を二乗加算信号とし、減算手段は符号化二乗同相成分と符号化二乗直交成分とを減算した値の平方根を二乗減算信号とするものとした。
【００８６】
さらに、平均化手段は、重み付け相関信号の同相成分が負の場合には、重み付け相関信号の同相成分と、直交成分の符号をそれぞれ反転した相関信号を第１の相関信号として生成し重み付け相関信号の同相成分が正の場合には、重み付け相関信号を第１の相関信号とし、重み付け相関信号の直交成分が負の場合には、重み付け相関信号の同相成分と、直交成分の符号をそれぞれ反転した相関信号を第２の相関信号として生成し、重み付け相関信号の直交成分が正の場合には、重み付け相関信号を第２の相関信号として生成し、さらに、第１の相関信号と、第２の相関信号をそれぞれ平均化し、平均化された第１の相関信号の示すベクトル長が、平均化された第２の相関信号の示すベクトル長より大きい場合には、平均化された前記第１の相関信号を前記重み付け平均相関信号として出力し、平均化された第２の相関信号の示すベクトル長が、平均化された第１の相関信号の示すベクトル長より大きい場合は、平均化された第２の相関信号を重み付け平均相関信号として出力するものとした。
【００８７】
さらに、プリアンブル信号を有するベースバンド信号を入力し、ベースバンド信号の同相成分およびベースバンド信号の直交成分の少なくとも１つの値が、予め定められた範囲以外の場合には、ベースバンド信号の同相成分およびベースバンド信号の直交成分の両方を“０”に変換して出力し、予め定められた範囲内の場合には、そのままベースバンド信号を出力するクリップ検出手段を備え、同相成分二乗手段および直交成分二乗手段が入力するベースバンド信号は、クリップ検出手段から出力されたベースバンド信号であるものとした。
【００８８】
また、この発明にかかる復調器は、無線信号を受信するアンテナと、受信された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、ベースバンド信号を、再生サンプルクロックを用いてシンボルレートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に変換するＡＤ変換手段と、タイミング再生装置と、再生シンボルクロックを用いて、ディジタルベースバンド信号の中からナイキスト点データを抽出し、抽出したナイキスト点データを判定し、復調データとして出力するデータ判定手段とを有するものとした。
【００８９】
また、この発明にかかる復調器は、無線信号を受信するアンテナと、受信された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、ベースバンド信号を、非同期サンプルクロックを用いてシンボルレートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に変換するＡＤ変換手段と、タイミング再生装置と、非同期サンプルクロックでサンプリングされたディジタルベースバンド信号を補間し、補間後のデータを、補間ベースバンド信号として出力するデータ補間手段と、位相制御信号を基に、補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、抽出したナイキスト点データを判定し、復調データとして出力するデータ判定手段とを有するものとした。
【００９０】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における復調器の構成を示す構成図である。なお、図２０に示した従来の復調器と同一または相当する部分には同一の符号を付す。
【００９１】
図１において、復調器は、アンテナ１００と、周波数変換手段２００と、第１のＡＤ変換器３０１ａと、第２のＡＤ変換器３０１ｂと、タイミング再生装置４００と、データ判定手段５００とで主に構成されている。さらに、タイミング再生装置４００は、ＶＣＯ４０１と、同相成分二乗手段４２０ａと、直交成分二乗手段４２０ｂと、同相乗算手段４２１ａと、直交乗算手段４２１ｂと、二乗プリアンブル同相相関演算手段４２２ａと、二乗プリアンブル直交相関演算手段４２２ｂと、ベクトル合成選択手段４０５と、プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３とで主に構成されている。
【００９２】
次に、動作について図１に基づいて説明する。
まず、アンテナ１００は、ＲＦ帯のバースト信号を受信し、周波数変換手段２００はＲＦ帯のバースト信号をベースバンド帯のバースト信号に周波数変換する。このバースト信号は、プリアンブル信号を先頭部に有し、プリアンブル信号の後には有意なデータが存在する。なお、ここで用いるプリアンブル信号は、図２２に示すような信号（例えば“１００１”パターン）でも、図３６に示すような信号（例えば“１１０１”パターン）でも、どちらでも良い。
【００９３】
第１のＡＤ変換器３０１ａでは、受信したベースバンド帯の信号の同相成分を、時刻t=τ+iT/2（但し，i=1,2,3,…，τはタイミング誤差（−T/2≦τ＜T/2），Ｔはシンボル周期）においてサンプリングし、受信信号の同相成分である受信データ系列Ｉi（ｉ=1,2,3,…）を出力する。
また、同様に、第２のＡＤ変換器３０１ｂでは、受信したベースバンド帯の信号の直交成分を、時刻t=τ+iT/2においてサンプリングし、受信信号の直交成分である受信データ系列Ｑi（ｉ=1,2,3,…）を出力する。ＡＤ変換器３０１ａ、３０１ｂにおけるデータのサンプリングはタイミング再生装置４００から出力される再生サンプルクロックを用いて行なわれる。
【００９４】
なお、従来の第１のＡＤ変換器３００ａおよび第２のＡＤ変換器３００ｂでは、サンプリングするデータはプリアンブルに限定されるが、ここでの第１のＡＤ変換器３０１ａおよび第２のＡＤ変換器３０１ｂでは、プリアンブルのほかに、有意なデータ等を含めた全ての受信系列をサンプリングしている点で、従来のものと異なる。
【００９５】
タイミング再生装置４００は、受信データ系列Ｉi（ｉ=1,2,3,…）と受信データ系列Ｑi（ｉ=1,2,3,…）を用いて、バースト信号内のプリアンブル信号（Ipi，Qpi）の検出と、プリアンブル信号を用いたタイミング誤差τの算出を行い、タイミング誤差τを打ち消す位相制御を、再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックに対して行う。再生シンボルクロックは、再生サンプルクロックを２分周した、シンボル周期のクロックである。
【００９６】
データ判定手段５００は、タイミング再生装置４００によってタイミング誤差τが打ち消されたプリアンブルの後に続く有意なランダムデータ系列ＩｄiおよびＱｄi（ｉ=1,2,3,…）を入力し、ナイキスト点におけるデータを、再生シンボルクロックでラッチする。そして、ラッチしたナイキスト点データを用いてデータを判定し、復調データを出力する。
【００９７】
次に、タイミング再生装置４００内の動作について説明する。
まず、同相成分二乗手段４２０ａは、受信信号の同相成分Ｉiを二乗し、直交成分二乗手段４２０ｂは受信信号の直交成分Ｑiを二乗する。
同相乗算手段４２１ａでは、受信信号の同相成分Ｉiの式（１７ａ）、式（１７ｂで示される符号signＩi
【００９８】
signＩi＝＋１  （Ｉi≧０）                        …（１７ａ）
signＩi＝−１  （Ｉi＜０）                        …（１７ｂ）
【００９９】
を、同相成分二乗手段４２０ａから出力された｜Ｉi｜2に乗算し、式（１８ａ）で示される符号化二乗同相成分ＤＩi
【０１００】
ＤＩi＝signＩi×｜Ｉi｜2       …（１８ａ）
【０１０１】
を出力する。
同様に、直交乗算手段４２１ｂは、受信信号の直交成分Ｑiの式（１７ｃ）、式（１７ｄ）で示される符号signＱi
【０１０２】
signＱi＝＋１  （Ｑi≧０）                        …（１７ｃ）
signＱi＝−１  （Ｑi＜０）                        …（１７ｄ）
【０１０３】
を、直交成分二乗手段４２０ｂの出力である｜Ｑi｜2に乗算し、式（１８ｂ）で示される符号化二乗直交成分ＤＱi
【０１０４】
DQi＝signQi×｜Qi｜2       …（１８ｂ）
【０１０５】
を出力する。
二乗プリアンブル同相相関演算手段４２２ａは、符号化二乗同相成分ＤＩi（ｉ=1,2,3,…）を入力し、式（１９ａ）、式（１９ｂ）で１／２シンボル周波数成分の乗算を行う。
【０１０６】
ＤＩｃi＝ＤＩi×ｃｏｓπｉ／２                    …（１９ａ）
ＤＩｓi＝ＤＩi×ｓｉｎπｉ／２                    …（１９ｂ）
【０１０７】
そして、その乗算結果（ＤＩｃi，ＤＩｓi）を平均化して、相関値（ＣＩi，ＳＩi）を求め、同相相関信号として出力する。
同様に、二乗プリアンブル直交相関演算手段４２２ｂは、符号化二乗直交成分ＤＱi（ｉ=1,2,3,…）に対して、式（２０ａ）、式（２０ｂ）で１／２シンボル周波数成分を乗算する。
【０１０８】
ＤＱｃi＝ＤＱi×ｃｏｓπｉ／２                    …（２０ａ）
ＤＱｓi＝ＤＱi×ｓｉｎπｉ／２                    …（２０ｂ）
【０１０９】
そして、その乗算結果（ＤＱｃi，ＤＱｓi）を平均化して、相関値（ＣＱi，ＳＱi）を求め、直交相関信号として出力する。
【０１１０】
なお、式（１９ａ）・（１９ｂ）・（２０ａ）・（２０ｂ）の乗算は、式（１ａ）・（１ｂ）・（２ａ）・（２ｂ）の乗算と同様、ｃｏｓπｉ／２＝１、０、−１、０、…、ｓｉｎπｉ／２＝０、１、０、−１、…、であるため簡単であり、相関値（ＣＩi、ＳＩi），（ＣＱi、ＳＱi）は、容易に求めることができる。
【０１１１】
ベクトル合成選択手段４０５は、相関値（ＣＩi、ＣＱi）と、相関値（ＳＩi、ＳＱi）を入力し、従来例と同様の処理によって合成選択し、合成相関信号（ΣＣI、ΣＳi）を出力する。なお、これにより、キャリア位相θｃの影響を除去することができる。
【０１１２】
ここで“Ｅ”を包絡線レベルとすると、図２２に示すような、１シンボル毎に±１８０[deg]の遷移を繰り返すプリアンブル信号を受信する場合、符号化二乗同相成分の振幅は（Ｅcosθｃ）2、符号化二乗直交成分の振幅は（Ｅsinθｃ）2となり、その和はキャリア位相θｃに関係無く、（Ｅcosθｃ）2＋（Ｅsinθｃ）2＝Ｅ2で一定となる。
【０１１３】
同様に、符号化二乗同相成分から求まる相関値（ＣＩi、ＳＩi）の大きさと、符号化二乗直交成分から求まる相関値（ＣＱi、ＳＱi）の大きさの和である合成相関信号（ΣＣi、ΣＳi）も、キャリア位相θｃに関係無く、一定となる。
【０１１４】
次に、合成相関信号（ΣＣi、ΣＳi）を計算するまでの一連の処理例について、キャリア位相θｃ＝４５[deg]の場合と、θｃ＝９０[deg]の場合について説明する。
【０１１５】
図３１に示すように、キャリア位相θｃ＝４５[deg]を有するプリアンブル信号を、図３２に示す縦線のタイミングで受信する場合、図２に示すように、符号化二乗同相成分と、符号化二乗直交成分の振幅は、いずれもＡ2／２となる。一方、図３４に示すようなキャリア位相θｃ＝９０[deg]を有するプリアンブル信号を、図３２に示すタイミングと同じタイミング、即ち、図３５に示す縦線のタイミングで受信する場合、図３に示すように、符号化二乗同相成分は“０”、符号化二乗直交成分の振幅は、Ａ2となる。
【０１１６】
よって、θｃ＝４５[deg]時の符号化二乗同相成分と、符号化二乗直交成分の各振幅の和（Ａ2／２＋Ａ2／２）と、θｃ＝９０[deg]時の符号化二乗同相成分と、符号化二乗直交成分の各振幅の和（０＋Ａ2）は等しくなり、これと同様、θｃ＝４５[deg]の合成相関信号（ΣＣi，ΣＳi）と、θｃ＝９０[deg]の合成相関信号（ΣＣi，ΣＳi）は、図４に示すように一致する。即ち、従来例では図３３に示すように、θｃ＝４５[deg]時の合成相関信号の方が、θｃ＝９０[deg]時の合成相関信号より大きくなるなど、キャリア位相θｃによって、合成相関値（ΣＣi，ΣＳi）の大きさが変動するのに対し、この実施の形態ではキャリア位相に関係無く、（θｃ＝４５[deg]の場合も、θｃ＝９０[deg]の場合も、）合成相関信号（ΣＣi，ΣＳi）の大きさは一定となることが判る。
【０１１７】
次に、プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３では、合成相関信号（ΣＣi，ΣＳi）のベクトル長Ｖiを求める処理と、合成相関信号（ΣＣi，ΣＳi）が示すベクトル角θｏiを求める処理を同時に行う。
なお、ベクトル長Ｖiは、式（２１）を計算して求める。
【０１１８】
Ｖi＝（|ΣＣi|2＋|ΣＳi|2）1/2 …（２１）
【０１１９】
また、ベクトル角θｏIは、式（２２）を計算して求める。
【０１２０】
θｏi＝ｔａｎ-1（ΣＳi／ΣＣi）              …（２２）
【０１２１】
なお、θｏiは、θTと同様に２シンボル周期（2T）で正規化した場合のタイミング位相差であるため、シンボル周期（T）で正規化した場合のタイミング位相差θri[deg]は、式（２３）で求まる。
【０１２２】
θri＝２θｏi  mod  360                        … （２３）
【０１２３】
なお、式（２２）の処理は、合成相関信号（ΣＣi、ΣＳi）の各絶対値の平方根に、各相関信号の符号{±１}を乗算した値（sign［ΣＣi］・｜ΣＣi｜1/2、sign［ΣＳi］・｜ΣＳi｜1/2）で行っても良い。この場合、ベクトル角θｏiは、
【０１２４】
θｏi＝ｔａｎ-1（sign［ΣＳi］・｜ΣＳi｜1/2／sign［ΣＣi］・｜ΣＣi｜1/2）        …（２２ａ）
【０１２５】
で求まり、式（２２）と比較して演算が複雑にはなるが、更にタイミング位相差を精度良く算出することができる。
【０１２６】
また、タイミング再生装置４００において、例えば、図２２のようなプリアンブル信号を受信中は、ベクトル長Ｖiは大きな値を示し、かつタイミング位相差θri[deg]も確かな値となる。一方、タイミング再生装置４００が、無信号受信時（信号が無く、雑音のみ受信する時）や、プリアンブルの後に続く有意なデータ部を受信中は、ベクトル長Ｖiは小さな値を示し、かつタイミング位相差θri[deg]も不確かな値となる。受信状態に応じたＶiとθriの確からしさの関係を、図５に示す。
【０１２７】
よって、バースト信号を受信するタイミングが不明で、プリアンブルが到来する時刻が判らない場合でも、以下の処理によって、タイミング誤差τを求めることができる。
即ち、ベクトル長Ｖiをモニタし、Ｖiが大きい場合（例えばベクトル長Ｖiが、ある閾値εｐを超えた場合）は“プリアンブル受信中”と判定して、タイミング位相差θri[deg]を、図５に示すタイミングでラッチする。ラッチされたタイミング位相差θｓ[deg]は、図５から明らかなように、Ｖiが大きい時のタイミング位相差θriであるため、確かな値である。プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３は、このようにして得られたタイミング位相差θsを用いて、タイミング誤差τを式（１６ａ），（１６ｂ）で求め、タイミング誤差τを打ち消す位相制御信号を、後段のＶＣＯ４０１に与える。
【０１２８】
仮に、従来例の構成において、タイミング位相差算出手段４０２の代わりに、プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３を用いて、プリアンブルの検出を同様の方法で行った場合、キャリア位相θｃによって合成相関信号（ΣＣ，ΣＳ）の大きさ（＝ベクトル長Ｖi）が変化するため、ベクトル長Ｖiをしきい値εｐで検出するプリアンブル検出特性は、キャリア位相θｃによって左右される。ところが、この実施の形態では、キャリア位相θｃに関係無く、合成相関信号（ΣＣI、ΣＳi）の大きさ（＝ベクトル長Ｖi）は一定であるため、ベクトル長Ｖiをしきい値εｐで検出するプリアンブル検出特性は、キャリア位相θｃに左右されない。
【０１２９】
なお、バースト信号を受信するタイミングが既知で、プリアンブルが到来する時刻が特定できる場合は、プリアンブル検出動作は不要であるため、プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３の代わりに、従来例のタイミング位相差算出手段４０２を用いることも当然にできる。この場合には、ベクトル長Ｖiを求め、その大きさを検出する機能が不用になるため、回路規模は低減する。
【０１３０】
ＶＣＯ４０１は、プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３からの位相制御信号を受けて、再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックの位相を制御し、タイミング誤差τを“０”とする。また、ＶＣＯ４０１は再生サンプルクロックを出力し、この再生サンプルクロックは第１のＡ／Ｄ変換手段３０１ａおよび第１のＡ／Ｄ変換手段３０１ｂにてベースバンド信号のサンプリングで使用されることになる。さらに、ＶＣＯ４０１は１／２シンボル周波数成分を出力し、この１／２シンボル周波数成分は二乗プリアンブル同相相関演算手段４２２ａおよび二乗プリアンブル直交相関演算手段４２２ｂで相関値を算出するのに使用されることになる。
【０１３１】
このように、プリアンブル信号の同相成分の二乗値に、同相成分の符号ビット（±１）を乗算した信号と、プリアンブル信号の直交成分の二乗値に、直交成分の符号ビット（±１）を乗算した信号を用いて、１／２シンボル周波数成分を有するプリアンブル信号との相関演算を行うようにしたので、キャリア位相θｃに影響されずに、高精度なタイミング位相推定を実現することができる。
【０１３２】
さらに、プリアンブル検出・タイミング位相差検出手段４２３により、プリアンブルを用いた高精度なタイミング位相推定と、プリアンブル検出を同時に実現でき、プリアンブルを受信するタイミングが判らない場合でも、タイミング位相制御を正常に行うことができる。なお、この場合にも、プリアンブル検出特性は、キャリア位相θｃに影響されない。また、これらは２[sample/symbol]の低いサンプリング速度で実現することができる。
【０１３３】
さらにまた、電源立上げ時や、シャドウイング復帰後の再接続において生じるバースト信号の受信タイミングが未知である場合でも、キャリア位相θｃに影響されずに、短いプリアンブルで高速同期、高速再同期を実現し、プリアンブルに続く有意なデータ部において良好なＢＥＲ（ビット誤り率）特性を実現することができる。
【０１３４】
なお、タイミング再生装置４００は、図２２に示すような複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する（即ち、1シンボル毎に±１８０[deg]遷移する）プリアンブル信号以外にも、例えば図３６のような複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号など、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号であれば、キャリア位相に関係無く、タイミング位相推定やプリアンブル検出を精度良く行うことが出来る。
【０１３５】
実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２における復調器を示す構成図であり、図１の復調器において、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋ  Ｌｏｏｐ）型と呼ばれるフィードバック系の回路を組み込んだものである。なお、図１に示した復調器と同一または相当する部分には同一の符号を付す。
【０１３６】
図６において、４２４は位相検出手段、４２５は平均化手段、４０１ａはＶＣＯであり、これらで、ＰＬＬタイミング再生手段を構成している。なお、このＰＬＬタイミング再生手段については、例えば、文献「受信信号位相情報を用いたＱＰＳＫ用タイミング再生方式の検討」（藤村著  電子情報通信学会 論文誌 VOL.J81-B-2 no.6，pp.665-668，1998年６月）に記載されている。
【０１３７】
次に、動作について図６に基づいて説明する。
まず、実施の形態１のように、プリアンブル検出や、タイミング誤差τ算出中も、位相検出手段４１７、平均化手段４１８、ＶＣＯ４０１ａで構成されるＰＬＬタイミング再生手段を動作させる。
【０１３８】
この時、同相成分二乗手段４２０ａおよび直交成分二乗手段４２０ｂからプリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３までの演算処理は、実施の形態１と同様であり、プリアンブル信号を検出したら、その時に同時に求めたタイミング誤差τを打ち消すクロック位相制御を位相制御信号として、ＶＣＯ４０１ａに与えている。
一方で、位相検出手段４２４は、受信データ（Ｉi，Ｑi）からタイミング位相が進んでいるか、遅れているかを検出し、検出信号としてタイミング位相が進んでいれば“＋１”を、遅れていれば“−１”を出力する。
【０１３９】
平均化手段４２５は、この進み／遅れ信号を入力し、例えばランダムウォークフィルタ等を用いて平均化し、その平均を位相進み遅れ信号として出力する。
ＶＣＯ４０１ａは、この位相進み遅れ信号を入力し、再生サンプルクロックと再生シンボルクロックの位相を制御し、この位相進み遅れ信号が“正”であればタイミング位相を進ませ、“負”であればタイミング位相を遅らせる。ＶＣＯ４０１ａは、通常は位相進み遅れ信号によって制御されているが、プリアンブルが検出され、位相制御信号が入力されたら、位相進み遅れ信号を用いずに、位相制御信号を用いて、各クロック位相制御を実施する。
【０１４０】
なお、位相進み遅れ信号のみを用いる場合には、この位相進み遅れ信号を用いるタイミング位相の進み／遅れの制御が、例えば１／１６シンボルステップ幅で行われるため、タイミング位相の引込みに時間を要するという短所を有する。しかし逆に、プリアンブル信号の後に続く有意なランダムデータ部受信時において、タイミング位相追随が可能であるという長所も有する。
【０１４１】
一方、位相制御信号のみを用いる場合には、プリアンブル信号の後に続く有意なランダムデータ部受信時において、タイミング位相差θri[deg]が不確かとなり、使用できないという短所を有する。しかし逆に、短いプリアンブル信号で、高精度にタイミング位相差を検出できるという長所も有する。
【０１４２】
従って、ここでは、位相制御信号と位相進み遅れ信号の両方を用いることにより、互いに長所が短所をカバーしあうので、短いプリアンブル信号で高精度なタイミング位相推定と、制御を実施しながら、有意なランダムデータ部受信中もタイミング位相追随を実現することができる。
【０１４３】
さらに、タイミング再生装置４００は、実施の形態１と同様、図２２に示すような複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する（即ち、1シンボル毎に±１８０[deg]遷移する）プリアンブル信号以外にも、例えば図３６のような複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号など、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号であれば、キャリア位相に関係無く、タイミング位相推定やプリアンブル検出を精度良く行うことが出来る。
【０１４４】
実施の形態３．
図７は、この発明の実施の形態３における復調器を示す構成図であり、図１の復調器において、ＶＣＯ４０１の代わりに、フィードフォワード型のタイミング再生装置を用いたものである。なお、図１に示した復調器と同一または相当する部分には同一の符号を付す。
【０１４５】
図７において、４２６は発振器、６００はデータ補間手段、５００ａはデータ判定手段である。
次に、動作について図７に基づいて説明する。
発振器４２６は、シンボル周期の２倍の自走する非同期サンプルクロックを出力する。第１のＡ／Ｄ変換器３０１ａおよび第２のＡＤ変換器３０１ｂは、この非同期サンプルクロックでデータを２[sample/symbol]で非同期サンプリングする。
【０１４６】
同相成分二乗手段４２０ａおよび直交成分二乗手段４２０ｂは、非同期サンプリングされた受信データ（Ｉi、Ｑi）の二乗を求める。同相乗算手段４２１ａおよび直交乗算手段４２１ｂは、入力された同相成分二乗手段４２０ａおよび直交成分二乗手段４２０ｂで求められた各二乗値に対して、受信データ（Ｉi，Ｑi）の符号（±１）を乗算する。二乗プリアンブル同相相関演算手段４２２ａは、同相乗算手段４２１ａから出力された信号ＤＩiと、発振器４２６から出力されたシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関を求める。また、二乗プリアンブル直交相関演算手段４２２ｂは、直交乗算手段４２１ｂから出力された信号ＤＱiと、発振器４２６から出力されたシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関を求める。その後、ベクトル合成選択手段４０５や、プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３は、タイミング誤差τを求める。
【０１４７】
また、データ補間手段６００は、第１のＡ／Ｄ変換器３０１ａおよび第２のＡ／Ｄ変換器３０１ｂによって得られた受信データ（Ｉi，Ｑi）を補間し、例えばシンボル周期に対して１／１６の時間分解能を有する受信データを生成し、補間された受信データを出力する。
【０１４８】
データ判定手段５００ａは、プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３からのタイミング誤差τの情報を用いて、補間された受信データのナイキスト点を抽出し、抽出したナイキスト点のデータを復調データとして出力する。
【０１４９】
このように、回路規模が大きなＶＣＯを使用する代わりに、安価で小型な 発振器４２６を使用することで、復調器を低価格で小型にすることができる。
【０１５０】
なお、ここでのタイミング再生装置は、実施の形態１と同様、図２２に示すような複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する（即ち、1シンボル毎に±１８０[deg]遷移する）プリアンブル信号以外にも、例えば図３６のような複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号など、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号であれば、キャリア位相に関係無く、タイミング位相推定やプリアンブル検出を精度良く行うことが出来る。
【０１５１】
実施の形態４．
図８は、この発明の実施の形態４における復調器の構成を示す構成図である。なお、図１に示した復調器と同一または相当する部分には同一の符号を付す。
【０１５２】
図８において、４２３ａはプリアンブル検出・タイミング位相差算出手段、４２７は加算手段、４２８は減算手段、４２９ａは二乗加算信号成分相関演算手段、４２９ｂは二乗減算信号成分相関演算平均化手段、４３０はベクトル選択手段である。
また、図９は、ベクトル選択手段４２２の詳細構成を示す構成図である。
図９において、４３１は最大絶対値検出手段、４３２は選択手段である。
【０１５３】
次に、動作について図８および図９に基づいて説明する。
加算手段４２７では、同相乗算手段４２１ａから出力される符号化二乗同相成分ＤＩiと、直交乗算手段４２１ｂから出力される符号化二乗直交成分ＤＱiとを加算して二乗加算信号Ａiとして出力する。一方、減算手段４２８は、同相乗算手段４２１ａから出力される符号化二乗同相成分ＤＩiと、直交乗算手段４２１ｂから出力される符号化二乗直交成分ＤＱiとを減算して二乗減算信号Ｓiとして出力する。なお、減算手段４２８での減算は、（ＤＩi−ＤＱi）でも（ＤＱi−ＤＩi）でも、どちらでも良い。
【０１５４】
なお、プリアンブル信号を受信した場合（Ｉi＝Ｉｐi，Ｑi＝Ｑｐi）には、キャリア位相θｃ[deg]がどのような値であっても、加算手段４２７から出力される二乗加算信号、または減算手段４２８から出力される二乗減算信号のどちらか一方が、大きな１／２シンボル周波数成分を有する信号とすることが出来る。
【０１５５】
例えば、キャリア位相θｃ[deg]が図２２のように（９０＜θｃ＜１８０）、あるいは（２７０＜θｃ＜３６０）の範囲にある場合、プリアンブル信号の同相成分と直交成分の位相関係は図２３のように逆相となるため、これらの二乗値に符号（±１）を乗算した符号化二乗同相成分ＤＩiと符号化二乗直交成分ＤＱiの関係も、図１０（ａ）に示すように逆相となる。
【０１５６】
よって、二乗加算信号Ａiの振幅は、両者の信号が打ち消し合い、図１０（ａ）のように小さくなる。逆に、二乗減算信号Ｓiの振幅は、符号化二乗同相成分ＤＩiと、反転された符号化二乗直交成分ＤＱiの関係が、図１０（ｂ）のように同相となるため、大きくなる。
【０１５７】
ここで着目すべき点は、キャリア位相θｃ[deg]が図２２のように（９０＜θｃ＜１８０）、あるいは（２７０＜θｃ＜３６０）の範囲にある場合、二乗減算信号Ｓiの振幅の絶対値は、｜｜Ｉi｜2＋｜Ｑi｜2｜となり、キャリア位相θｃに関係無く一定値（包絡線Ｅの二乗値：Ｅ2）をとる点である（二乗加算信号Ａiの振幅の絶対値は、｜｜Ｉi｜2−｜Ｑi｜2｜となり、キャリア位相θｃによって変化する）。
【０１５８】
一方、キャリア位相θｃ[deg]が図２５のように（０＜θｃ＜９０）、あるいは（１８０＜θｃ＜２７０）の範囲にある場合、プリアンブル信号の同相成分と直交成分の位相関係は図２６のように同相となるため、これらの二乗値に符号（±１）を乗算した符号化二乗同相成分ＤＩiと符号化二乗直交成分ＤＱiの関係も、図１１（ａ）のように同相となる。よって、二乗加算信号Ａiの振幅は、図１１（ａ）のように大きくなる。逆に、二乗減算信号Ｓiの振幅は、符号化二乗同相成分ＤＩiと、反転された符号化二乗直交成分ＤＱiの関係が、図１１（ｂ）のように逆相となるため、小さくなる。
【０１５９】
同様に、ここで着目すべき点は、キャリア位相θｃ[deg]が図２５のように（０＜θｃ＜９０）、あるいは（１８０＜θｃ＜２７０）の範囲にある場合、二乗加算信号Ａiの振幅の絶対値は、｜｜Ｉi｜2＋｜Ｑi｜2｜となり、キャリア位相θｃに関係無く一定値（包絡線Ｅの二乗値：Ｅ2）をとる点である（二乗減算信号Ｓiの振幅の絶対値は、｜｜Ｉi｜2−｜Ｑi｜2｜となり、キャリア位相θｃによって変化する）。
【０１６０】
なお、加算手段４２７は、同相乗算手段４２１ａから出力される符号化二乗同相成分ＤＩiと、直交乗算手段４２１ｂから出力される符号化二乗直交成分ＤＱiの加算値をそのまま出力するのではなく、加算結果を絶対値変換し、絶対値変換された加算結果の平方根に加算結果の符号｛±１｝を乗算した値を二乗加算信号Ａiとして出力し、同様に減算手段４２８は、同相乗算手段４２１ａから出力される符号化二乗同相成分ＤＩiと、直交乗算手段４２１ｂから出力される符号化二乗直交成分ＤＱiの減算値をそのまま出力するのではなく、減算結果を絶対値変換し、絶対値変換された減算結果の平方根に減算結果の符号｛±１｝を乗算した値を二乗減算信号Ｓiとして出力してもよい。この場合、平方根を算出する演算が必要になり、回路が複雑になるが、後段のプリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３ａにおいて、更にタイミング位相差を精度良く算出できるという利点がある。
【０１６１】
二乗加算信号成分相関演算手段４２９ａは、二乗加算信号に対してシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行う。具体的には、データ系列Ａi(  i=1、2、3、…)に対して、式（２４ａ）、式（２４ｂ）の演算を行う。
【０１６２】
Ａｃi＝Ａi×ｃｏｓπｉ／２                       …（２４ａ）
Ａｓi＝Ａi×ｓｉｎπｉ／２                       …（２４ｂ）
【０１６３】
次に、式（２４ａ）および式（２４ｂ）で求めたデータ系列（Ａｃi，Ａｓi）を平均化して、加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）を出力する。なお、式（２４ａ）および式（２４ｂ）の乗算では、ｃｏｓπｉ／２＝１、０、−１、０，…、ｓｉｎπｉ／２＝０、１、０、−１、…、であるため、加算相関値（ＣＡi、ＳＡi）は、容易に求めることができる。例えば、４シンボルで平均化する場合、加算相関値（ＣＡi、ＳＡi）は、式（２４ｃ）、式（２４ｄ）で得られる。
【０１６４】
ＣＡi =（Ａi−Ａi+2＋Ａi+4−Ａi+6＋Ａi+8−Ａi+10+Ａi+12−Ａi+14）／８   …（２４ｃ）
ＳＡi=（Ａi+1−Ａi+3＋Ａi+5−Ａi+7＋Ａi+9−Ａi+11+Ａi+13−Ａi+15）／８ …（２４ｄ）
【０１６５】
同様に、二乗減算信号成分相関演算手段４２９ｂは、二乗減算信号に対してシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行う。具体的には、データ系列Ｓi(  i=1、2、3、…)に対して、式（２５ａ）、式（２５ｂ）の演算を行う。
【０１６６】
Ｓｃi＝Ｓi×ｃｏｓπｉ／２                           …（２５ａ）
Ｓｓi＝Ｓi×ｓｉｎπｉ／２                           …（２５ｂ）
【０１６７】
次に、データ系列（Ｓｃi，Ｓｓi）を平均化して、減算相関信号（ＣＳi，ＳＳi）を出力する。なお式（２５ａ）および式（２５ｂ）の乗算では、ｃｏｓπｉ／２＝１、０、−１、０、…、ｓｉｎπｉ／２＝０、１、０、−１、…、であるため、減算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）は、容易に求めることができる。例えば、４シンボルで平均化する場合、減算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）は、以下に示す式（２５ｃ）、式（２５ｄ）で得られる。
【０１６８】
ＣＳi =（Ｓi−Ｓi+2＋Ｓi+4−Ｓi+6＋Ｓi+8−Ｓi+10+Ｓi+12−Ｓi+14）／８   …（２５ｃ）
ＳＳi=（Ｓi+1−Ｓi+3＋Ｓi+5−Ｓi+7＋Ｓi+9−Ｓi+11+Ｓi+13−Ｓi+15）／８ …（２５ｄ）
【０１６９】
プリアンブル受信時において、例えばキャリア位相θｃ[deg]が、図２２のように（９０＜θｃ＜１８０）、あるいは（２７０＜θｃ＜３６０）の範囲にある場合、二乗減算信号Ｓiの振幅は、二乗加算信号Ａiの振幅より大きく、その絶対値はキャリア位相θｃに関係無く、Ｅ2＝｜｜Ｉi｜2＋｜Ｑi｜2｜と一定値をとるため、減算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）の示すベクトル長は、加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）の示すベクトル長より大きく、その大きさも一定値を示す。例えば、図２２のプリアンブル信号を、図１０に示すタイミングでサンプリングして求めた各相関信号（ＣＡi、ＳＡi），（ＣＳi、ＳＳi）は、図１２のようになり、減算相関信号の示すベクトル長の方が大きくなる。
【０１７０】
またプリアンブル受信時において、例えばキャリア位相θｃ[deg]が、図２５のように（０＜θｃ＜９０）、あるいは（１８０＜θｃ＜２７０）の範囲にある場合、二乗加算信号Ａiの振幅は、二乗減算信号Ｓiの振幅より大きく、その絶対値はキャリア位相θｃに関係無く、Ｅ2＝｜｜Ｉi｜2＋｜Ｑi｜2｜と一定値をとるため、加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）の示すベクトル長は、減算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）の示すベクトル長より大きく、その大きさも一定値を示す。例えば、図２５のプリアンブル信号を、図１１に示すタイミングでサンプリングして求めた各相関信号（ＣＡi、ＳＡi），（ＣＳi、ＳＳi）は、図１３のようになり、加算相関信号の示すベクトル長の方が大きくなる。
【０１７１】
一方、無信号受信時（信号が無く、雑音のみ受信する場合）や、プリアンブルの後に続く有意なデータ部を受信中は、加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）、減算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）のいずれも、１／２シンボル周波数成分が時間的に長く存在しないため、小さなベクトル長を示す。
【０１７２】
ベクトル選択手段４３０は、これら加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）、減算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）の内、どちらかベクトル長の大きい方を選択し、選択した信号を選択相関信号（ＣＯi、ＳＯi）として出力する。
この動作の詳細については、図９に基づいて説明する。
【０１７３】
最大絶対値算出手段４３１は、図２１に示す従来のベクトル合成選択手段４０６の場合と同様に、加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）、減算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）の各絶対値である｜ＣＡi｜、｜ＳＡi｜、｜ＣＳi｜、｜ＳＳi｜の最大値を求める。
【０１７４】
選択手段４３２は、最大絶対値算出手段４３１で求めた最大値が、｜ＣＡi｜、｜ＳＡi｜のどちらかである場合は、加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）を選択し、その最大値が、｜ＣＳi｜、｜ＳＳi｜のどちらかである場合は、減算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）を選択する。選択した信号は、選択相関信号（ＣＯi、ＳＯi）として出力される。
【０１７５】
なお、具体的には、プリアンブル受信時におけるベクトル選択手段４３０の動作は、以下のようになる。
まず、キャリア位相θｃ[deg]が、図２２のように（９０＜θｃ＜１８０）、あるいは（２７０＜θｃ＜３６０）の範囲にある場合、図１２に示すように減算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）の示すベクトル長は、加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）の示すベクトル長より大きいため、ベクトル選択手段４３０は減算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）を選択し、選択相関信号（ＣＯi、ＳＯi）＝（ＣＳi、ＳＳi）を出力する。一方、キャリア位相θｃ[deg]が、図２５のように（０＜θｃ＜９０）、あるいは（１８０＜θｃ＜２７０）の範囲にある場合、図１３のように、加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）の示すベクトル長は、減算相関信号（ＣＳI、ＳＳi）の示すベクトル長より大きいため、ベクトル選択手段４３０は減算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）を選択し、選択相関信号（ＣＯi、ＳＯi）＝（ＣＡi、ＳＡi）を出力する。
【０１７６】
更に、キャリア位相θｃ[deg]が、（９０＜θｃ＜１８０）、あるいは（２７０＜θｃ＜３６０）の範囲にある場合、キャリア位相θｃに関係無く、減算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）の示すベクトル長は一定値を示し、キャリア位相θｃ[deg]が、（０＜θｃ＜９０）、あるいは（１８０＜θｃ＜２７０）の範囲にある場合、キャリア位相θｃに関係無く、加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）の示すベクトル長は一定値を示すため、プリアンブル受信時におけるベクトル選択手段４３０から出力される選択相関信号（ＣＯi、ＳＯi）の示すベクトル長は、キャリア位相θｃに関係無く、常に大きな一定値をとる。
【０１７７】
一方、無信号受信時（信号が無く、雑音のみ受信する場合）や、プリアンブルの後に続く有意なデータ部を受信中において、ベクトル選択手段４３０は、小さなベクトル長を示す加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）、あるいは小さなベクトル長を示す減算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）のいずれかをランダムに選択するため、その時の選択相関信号（ＣＯi，ＳＯi）の示すベクトル長は、小さな値をとる。
【０１７８】
この選択相関信号（ＣＯi、ＳＯi）は、プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３ａに送られ、以下の２つの処理が同時になされる。
一つは、式（２６）により選択相関信号（ＣＯi、ＳＯi）のベクトル長Ｖiが求められる。
【０１７９】
Ｖi＝（|ＣＯi|2＋|ＳＯi|2）1/2  …（２６）
【０１８０】
また、他の一つは、式（２７）により選択相関信号（ＣＯi，ＳＯi）のベクトル角が求められる。
【０１８１】
θｏi＝ｔａｎ-1（ＳＯi／ＣＯi）                          …（２７）
【０１８２】
なお、ここでθｏiは、θTと同様に、２シンボル周期（2T）で正規化した場合のタイミング位相差であるため、シンボル周期（T）で正規化した場合のタイミング位相差θri[deg]は、式（２３）で求まる。
【０１８３】
ここで、プリアンブル信号受信中において、タイミング再生装置４００の示すベクトル長Ｖiは、キャリア位相θｃに関係無く、大きな一定値を示し、かつタイミング位相差θri[deg]も、確かな値となる。例えば、図２２のプリアンブル信号を、図１０に示す縦線のタイミングでサンプリングした場合、図１２中の減算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）が、ベクトル選択手段４３０で選択され、そのベクトル長がＶi，そのベクトル角がθｏiとなる。
【０１８４】
一方、図２５のプリアンブル信号を、図１０と同じタイミングである図１１に示す縦線のタイミングでサンプリングした場合、図１３中の加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）が、ベクトル選択手段４３０で選択され、そのベクトル長がＶi，そのベクトル角がθｏiとなる。なお、図１２のθｏiと、図１３のθｏiは、180[deg]の差が有るが、式（２３）の処理により、図１２のθｏiから求まるθriと、図１３のθｏiから求まるθriは一致する。
【０１８５】
一方、無信号受信時（信号が無く、雑音のみ受信する場合）や、プリアンブルの後に続く有意なデータ部を受信中は、ベクトル長Ｖiは小さな値を示し、かつタイミング位相差θri[deg]も不確かな値となる。この時の受信状態に応じたＶiとθriの確からしさの関係は、図５にようになる。
【０１８６】
よって、プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３ａは、バースト信号を受信するタイミングが不明で、プリアンブルが到来する時刻が判らない場合でも、以下の処理によって、タイミング誤差τを求めることができる。
即ち、ベクトル長Ｖiをモニタし、Ｖiが大きい場合（例えばベクトル長Ｖiが、ある閾値εｐを超えた場合）は“プリアンブル受信中”と判定して、タイミング位相差θri[deg]を、図５に示すタイミングでラッチする。ラッチされたタイミング位相差θｓ[deg]は、図５から明らかなように、Ｖiが大きい時のタイミング位相差θriであるため、確かな値である。プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３ａは、このようにして得られたタイミング位相差θsを用いて、タイミング誤差τを式（１６ａ）および式（１６ｂ）で求め、タイミング誤差τを打ち消す位相制御信号を、後段のＶＣＯ４０１に与える。
【０１８７】
なお、このような構成では、実施の形態１と同様に、キャリア位相θｃに関係無く、選択相関信号（ＣＯi、ＳＯi）の大きさ（＝ベクトル長Ｖi）は一定であるため、ベクトル長Ｖiをしきい値εｐで検出するプリアンブル検出特性は、キャリア位相θｃに左右されない。
【０１８８】
また、バースト信号を受信するタイミングが既知で、プリアンブルが到来する時刻が特定できる場合は、プリアンブル検出動作は不要であるため、プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３ａの代わりに、従来のタイミング位相差算出手段４０２を用いることができる。この場合、ベクトル長Ｖiを求め、その大きさを検出する機能が不用になるため、回路規模は低減する。
【０１８９】
ＶＣＯ４０１は、プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３ａからの位相制御信号を受けて、再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックの位相を制御し、タイミング誤差τを“０”とする。
【０１９０】
このような構成では、複雑な処理を行うベクトル合成選択手段４０５を使用する必要がなくなり、回路規模を低減することができる。
【０１９１】
なお、この実施の形態４におけるタイミング再生装置は、実施の形態１と同様、図２２に示すような複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する（即ち、1シンボル毎に±１８０[deg]遷移する）プリアンブル信号以外にも、例えば図３６のような複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号など、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号であれば、キャリア位相に関係無く、タイミング位相推定やプリアンブル検出を精度良く行うことが出来る。
【０１９２】
実施の形態５．
図１４は、この発明の実施の形態５における復調器の構成を示す構成図であり、図８の復調器において、図６に示したようなＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋ  Ｌｏｏｐ）型と呼ばれるフィードバック系の回路を組み込んだものである。なお、図６・図８に示した復調器と同一または相当する部分には同一の符号を付す。図１４において、４２４は位相検出手段、４２５は平均化手段、４０１ａはＶＣＯであり、これらでＰＬＬタイミング再生手段を構成している。
【０１９３】
次に、図１４に基づいて動作について説明する。
まず、プリアンブル検出や、タイミング誤差τ算出中も、位相検出手段４２４、平均化手段４２５，ＶＣＯ４０１ａを動作させる。
【０１９４】
なお、同相成分二乗手段４２０ａ、直交成分二乗手段４２０ｂからプリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３ａまでの演算処理は、図８に示す復号器と同様であり、プリアンブル信号を検出したら、その時に同時に求めたタイミング誤差τを打ち消すクロック位相制御を、位相制御信号として、ＶＣＯ４０１ａに与える。
【０１９５】
一方で、位相検出手段４２４は、受信データ（Ｉi、Ｑi）からタイミング位相が進んでいるか、遅れているかを検出し、検出信号としてタイミング位相が進んでいれば“＋１”を、遅れていれば“−１”を出力する。
【０１９６】
平均化手段４２５は、この進み／遅れ信号を例えばランダムウォークフィルタを用いて平均化し、その平均を位相進み遅れ信号として出力する。
ＶＣＯ４０１ａでは、位相進み遅れ信号によって、再生サンプルクロックと再生シンボルクロックの位相を制御し、位相進み遅れ信号が“正”であればタイミング位相を進ませ、“負”であればタイミング位相を遅らせる。ＶＣＯ４０１ａは、通常は位相進み遅れ信号によって制御されているが、プリアンブルが検出され、位相制御信号が入力されたら、位相進み遅れ信号を用いずに、位相制御信号を用いて、各クロック位相制御を実施する。
【０１９７】
このような構成では、短いプリアンブル信号で高精度なタイミング位相推定と制御を実施しながら、有意なランダムデータ部受信中もタイミング位相追随を実現することができる。
【０１９８】
なお、図１４のタイミング再生装置は、図８に示すタイミング再生装置と同様に、図２２に示すような複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する（即ち、1シンボル毎に±１８０[deg]遷移する）プリアンブル信号以外にも、例えば図３６のような複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号など、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号であれば、キャリア位相に関係無く、タイミング位相推定やプリアンブル検出を精度良く行うことが出来る。
【０１９９】
実施の形態６．
図１５は、この発明の実施の形態６における復調器の構成を示す構成図であり、図８の復調器において、ＶＣＯ４０１の代わりに、図７で示したようなフィードフォワード型のタイミング再生手段を用いたものである。なお、図７・図８に示した復調器と同一または相当する部分には同一の符号を付す。
図１５において、４２６は発振器、６００はデータ補間手段、５００ａはデータ判定手段である。
【０２００】
次に、図１５に基づいて動作について説明する。
発振器４２６は、シンボル周期の２倍の自走する非同期サンプルクロックを出力する。第１のＡ／Ｄ変換器３０１ａ、第２のＡ／Ｄ変換機３０１ｂは、この非同期サンプルクロックでデータを２[sample/symbol]で非同期サンプリングする。この非同期サンプリングされた受信データ（Ｉi，Ｑi）は、同相成分二乗手段４２０ａ、直交成分二乗手段４２０ｂ、同相乗算手段４２１ａ、直交乗算手段４２１ｂ、加算手段４２７、減算手段４２８にて一連の信号処理がなされる。
【０２０１】
次に、二乗加算信号成分相関演算手段４２９ａは、加算手段４２７から出力された二乗加算信号Ａiと、発振器から出力されたシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行い、これを平均化して加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）を出力する。同様に、二乗減算信号成分相関演算手段４２９ｂは、減算手段４２８から出力された二乗減算信号Ｓiと、発振器から出力されたシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行い、これを平均化して加算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）を出力する。次に、この加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）及び加算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）は、ベクトル選択手段４３０、プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３ａで処理され、タイミング誤差τが求まる。
【０２０２】
データ補間手段６００は、非同期の2[sample/symbol]によって得られた受信データ（Ｉi，Ｑi）を補間して、例えばシンボル周期に対して１／１６の時間分解能を有する受信データを生成し、補間された受信データを出力する。
データ判定手段５００ａは、プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３ａから出力されたタイミング誤差τの情報を用いて、補間された受信データのナイキスト点を抽出し、抽出したナイキスト点のデータを復調データとして出力する。
【０２０３】
このように、回路規模が大きなＶＣＯを使用する代わりに、安価で小型な 発振器４２６を使用することで、復調器を低価格で小型にすることができる。
なお、図１５のタイミング再生装置は、図２２に示すような複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する（即ち、1シンボル毎に±１８０[deg]遷移する）プリアンブル信号以外にも、例えば図３６のような複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号など、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号であれば、キャリア位相に関係無く、タイミング位相推定やプリアンブル検出を精度良く行うことが出来る。
【０２０４】
実施の形態７．
図１６は、この発明の実施の形態７における復調器の構成を示す構成図であり、図８の復調器において、プリアンブル信号だけでなく、プリアンブル信号の後に続くランダムパターン信号をも用いてタイミング再生を行うようにしたものである。なお、図８に示した復調器と同一または相当する部分には同一の符号を付す。
この実施の形態７での基本的な概念として、プリアンブルの後に続くランダムパターン信号において、数シンボルの時間単位でバースト的に存在する１／２シンボル周波数成分も抽出し、これらを平均化してタイミング位相推定に用いるものである。
【０２０５】
これは、ランダムパターン信号中に数シンボル程度の短い時間であるが存在する１／２シンボル周波数成分を利用することで可能となる。例えば、ＱＰＳＫ変調方式を例にすると、以下の計１２パターンの８ビットデータ系列に、１／２シンボル周波数成分が存在する。これらのいずれかが発生する確率は、１２／２５６＝４．６％と少ないが、これらのパターンに含まれる１／２シンボル周波数成分を検出し、検出した１／２シンボル周波数成分を、長い時間かけて平均化すれば、ランダムパターン受信時においても、高精度なタイミング位相推定を実現することができることになる。
【０２０６】
パターンＡ：１１００１１００
パターンＢ：００１１００１１
パターンＣ：０１１００１１０
パターンＤ：１００１１００１
パターンＥ：１１０１１１０１
パターンＦ：０１１１０１１１
パターンＧ：１１１０１１１０
パターンＨ：１０１１１０１１
パターンＩ：０１０００１００
パターンＪ：０００１０００１
パターンＫ：１０００１０００
パターンＬ：１０００１０００
【０２０７】
更に、図１６でのタイミング再生装置４００では、同時に受信信号のレベル制御にＡＧＣ(Automatic Gain Control)を使用する場合に、ＡＧＣの引込み時に入力される過増幅信号による影響を受けずにタイミング再生を行うことができるようになることである。
なお、図１６において、４３３は重み付け手段、４３４は平均化手段、４３５はタイミング位相差算出手段である。
【０２０８】
次に、動作について図１６に基づいて説明する。
アンテナ１００から、加算手段４２７および減算手段４２８までの動作は図８に示した復調器と同様である。
二乗加算信号成分相関演算手段４２９ａは、二乗加算信号に対してシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行う。すなわち、式（２４ａ）および式（２４ｂ）により、データ系列（Ａｃi、Ａｓi）を求め、これを平均化して、加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）を出力する。同様に、二乗減算信号成分相関演算手段４２９ｂは、二乗減算信号に対してシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行う。すなわち、式（２５ａ）および式（２５ｂ）により、データ系列（Ｓｃi、Ｓｓi）を求め、これを平均化して、加算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）を出力する。
但し、ここでのデータ系列の平均化では、４シンボル，８シンボル、または１２シンボル程度の少ないデータ数を用いることになる。例えば、パターンＡ〜パターンＬまでの８ビットの何れかのパターンに対する相関を求める場合は、平均化に用いるデータ数は、連続する８個のデータとなる。
【０２０９】
ベクトル選択手段４３０は、これら加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）、減算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）の内、どちらかベクトル長の大きい方を選択し、選択した信号を選択相関信号（ＣＯI、ＳＯi）として出力する。
【０２１０】
重み付け手段４３３は、ベクトル選択手段４３０の出力である選択相関信号（ＣＯi，ＳＯi）のベクトル長ＶＯiを求め、このＶＯiの大きさに応じた重み付け値αを求める。次に、式（２７ａ）、式（２７ｂ）により、重み付け値αを選択相関信号（ＣＯi，ＳＯi）に乗算し、その結果を重み付け相関信号（ＣＷi，ＳＷi）として出力する。
【０２１１】
ＣＷi＝αＣＯi    …（２７ａ）
ＳＷi＝αＳＯi    …（２７ｂ）
【０２１２】
なお、ベクトル長ＶＯiは、パターンＡ〜パターンＤを受信した場合には非常に大きな値を示し、パターンＥ〜パターンＬを受信した場合には大きな値を示し、それ以外のパターンを受信した場合には小さな値を示す。
【０２１３】
よって、重み付け手段４３３は、ベクトル長ＶＯiに応じた重み付け（ＶＯiが小さいほど、小さな重み付けを行う）を、式（２７ａ），（２７ｂ）のように実施することで、パターンＡ〜パターンＬ受信時の相関情報のみ抽出することができる。
【０２１４】
例えば、ＶＯiを２つの閾値によって３値検出し、
ＶＯiが非常に大きな値の場合；α＝１
ＶＯiが大きな値の場合；α＝１／２
ＶＯiが小さな値の場合；α＝０
に設定すれば、パターンＡ〜パターンＬ以外の不確かなタイミング位相情報を有する選択相関信号（ＣＯi、ＳＯi）は、後段の平均化手段４３４には出力されない。また、パターンＡ〜パターンＬ中、パターンＡ〜パターンＤは、パターンＥ〜パターンＬと比較して、シンボル周波数成分が多く含まれているが、これらを受信中は、大きな重み付けが行われるため、タイミング位相推定に有効な１／２シンボル周波数成分の抽出が効率的に行われる。
【０２１５】
ここで、受信信号の信号レベル制御にリミタ増幅器を使用する場合は、上で記載した重み付け処理を行えばよいが、仮にＡＧＣ増幅器を用いて受信信号の信号レベル制御を行う場合は、ＡＧＣ引込み時においてＡＤ変換器の入力レンジを越えるような信号が、タイミング再生装置に入力されることにより、タイミング位相誤差が増大する。この場合には、以下の重み付け処理を行う。
【０２１６】
はじめに、ＡＧＣの定常状態において、プリアンブル信号が入力される場合に得られる重み付け相関信号（ＣＷi、ＳＷi）のベクトル長ＶＥをあらかじめ求めておく。そしてＶＯiとＶＥを比較し、ＶＯiがＶＥより大きい場合、ＡＧＣが引込み過程で、過増幅された歪んだ信号が入力されていると判定し、その差（ＶＯi−ＶＥ）が大きい程、小さな重み付けを与える（αを小さな値とする）。
【０２１７】
また、ＶＯiがＶＥとだいたい等しい場合は、最も大きな重み付けを与える（αを最大値とする）。
さらに、ＶＯiがＶＥより小さい場合、その差（ＶＥ−ＶＯi）が大きい程、小さな重み付けを与える（αを小さな値とする）。
このような重み付けを行うことで、ランダムパターンに対するタイミング位相推定と同時に、ＡＧＣ引込み時において生じ得る過増幅された信号入力時においても、正常にタイミング位相推定を行うことが出来る。
【０２１８】
次に、重み付け相関信号（ＣＷi、ＳＷi）は平均化手段４３４に入力され、重み付け相関信号（ＣＷi、ＳＷi）の示すベクトル角をθＷi[deg]、ベクトル長をθＶiとすると、式（２８）によって２逓倍（θＡi＝２θＷimod  360  [deg]）後の重み付け相関信号（ＣＴi、ＳＴi）を平均化する。
【０２１９】
（ＣＴi，ＳＴi）＝（θＶiｃｏｓθＡi，θＶiｓｉｎθＡi）    …（２８）
【０２２０】
但し、θＡi[deg]＝（２θＷi mod 360 ）[deg]である。
式（２８）の処理により、データパターンによって、２通りのベクトル角θＷi＝｛θＡi，θＡi＋１８０｝[deg]を発生し得る重み付け相関信号（ＣＷi、ＳＷi）を、１つのベクトル角θＡiを有する信号（ＣＴi、ＳＴi）に変換することができ、以降に行う平均化処理を正常に行うことができる。
【０２２１】
次に、平均化手段４３４は、（ＣＴi、ＳＴi）を平均化し、平均化された信号（ΣＣＴi、ΣＳＴi）を出力する。
なお、（ＣＴi、ＳＴi）の平均化は、例えばＦＩＲ（Finite  Impulse  Response）フィルタや、ＩＩＲ（Infinite  Impulse  Response）フィルタで実現することができる。この場合、各フィルタの時定数（帯域）によって、タイミング再生装置の特性は異なる。時定数を大きくすると（帯域を狭くすると）、タイミング位相の高安定化（低位相ジッタ）が実現でき、時定数を小さくすると（帯域を広くすると）、タイミング位相の高速引込みが実現できる。よって時定数を切替え、プリアンブル信号受信中は時定数を小さくし、以降のランダムパターン受信中は、時定数を大きくすることで、プリアンブル内での高速なタイミング位相引込みと、ランダムパターン受信中の低位相ジッタの両立を実現することが出来る。
【０２２２】
更に、フレームタイミングが不明で、フィルタの時定数を切替えるタイミングが判らない場合、平均化処理は、ベクトル角変換された重み付け相関信号（ＣＴI、ＳＴi）を以下の手順で平均化して、高速引込みと低位相ジッタを両立する。
【０２２３】
これは、（ΣＣＴi、ΣＳＴi）の示すベクトル長ΣＶiが閾値Σε以下である場合、以下に示す式（２９ａ）、式（２９ｂ）のように、入力データを累積する。
【０２２４】
ΣＣＴi＝ΣＣＴi-1＋ＣＴi     …（２９ａ）
ΣＳＴi＝ΣＳＴi-1＋ＳＴi     …（２９ｂ）
【０２２５】
さらに、（ΣＣＴi、ΣＳＴi）の示すベクトル長ΣＶｉがある閾値Σεより大きい場合には、以下に示す式（３０ａ）、式（３０ｂ）のように、ＩＩＲフィルタとして動作する（但し、βは忘却係数（１＞β＞０））。なお、ＩＩＲフィルタの時定数は、例えばプリアンブル長の半分程度の小さな値とする。
【０２２６】
ΣＣＴi＝βΣＣＴi-1＋ＣＴi         …（３０ａ）
ΣＳＴi＝βΣＳＴi-1＋ＳＴi         …（３０ｂ）
【０２２７】
なお、プリアンブル信号入力時では、入力である重み付け相関信号（ＣＴI、ＳＴi）は、大きな値であるため、ベクトル長ΣＶiは閾値Σεを上回り、式（２９ａ）、式（２９ｂ）に示す累積処理から、迅速に式（３０ａ）、式（３０ｂ）に示すようなＩＩＲフィルタ動作へ切り替わる。
さらに、それ以降のランダムパターンが受信されると，入力である重み付け相関信号（ＣＴi，ＳＴi）は小さな値となるため、ベクトル長ΣＶiは閾値Σεを下回り、式（３０ａ）、式（３０ｂ）に示すようなＩＩＲフィルタから、式（２９ａ）、式（２９ｂ）に示す累積処理へ迅速に切り替わる。
【０２２８】
なお、仮に、式（２９ａ）、式（２９ｂ）の積分処理だけで動作させたら、オーバーフローを起こすし、逆に、式（３０ａ）、式（３０ｂ）のＩＩＲフィルタだけで動作させた場合、ランダムパターン受信時においてベクトル長ΣＶiが低下し、タイミング位相ジッタが増加してしまうが、上述した切替え処理を行なえば、プリアンブル信号入力時では、式（３０ａ）、式（３０ｂ）のＩＩＲフィルタ動作により、オーバーフローを起こすことなく高速なタイミング位相引込みを実現し、それ以降に続くランダムパターン受信時では、式（２９ａ）、式（２９ｂ）の積分処理に切り替わり、動作することで、プリアンブル受信時に得られた大きなベクトル長ΣＶiを低下させることなく、保持することができるので、ランダムパターン受信時中もタイミング位相の低ジッタを実現することができる。なお、閾値Σεは、ＩＩＲフィルタの時定数を決定するβに対応させて決定する必要がある。
【０２２９】
また、ベクトル長ΣＶiを求める演算は、二乗処理、平方根算出処理など複雑であるため、ベクトル長ΣＶiの代わりに、比較的簡単な処理によって求まるＭＶi＝ｍａｘ（｜ΣＣＴi｜，｜ΣＳＴi｜）を用い、ＭＶiと閾値Σεを比較した結果を基に、式（２９ａ）、式（２９ｂ）の処理と、式（３０ａ）、式（３０ｂ）の処理の切替えを行っても良い。
【０２３０】
タイミング位相差算出手段４３５は、平均化された重み付け相関信号（ΣＣＴI、ΣＳＴi）の示すベクトル角を、タイミング位相差θs[deg]として以下に示す式（３１）により求め、
【０２３１】
θ2s＝tan-1（ΣＳＴi／ΣＣＴi）                                 （３１）
【０２３２】
更にタイミング位相差θs[deg]を式（１６ａ）、式（１６ｂ）に代入してタイミング誤差τを求める。
なお、このタイミング位相差算出手段４３５は、図２０に記載した従来例のタイミング位相差算出手段４０２とは、タイミング位相差算出手段４３５が式（１５）の処理を行っていない点で異なる。なお、ここでは、式（１５）に相当する処理は、前段の平均化処理４３４の式（２８）で行っている。
【０２３３】
次に、タイミング位相差算出手段４３５は、Ｘ（Ｘは、数シンボル〜十数シンボルの範囲）シンボルの周期で、タイミング誤差τを後段のＶＣＯ４０１に与えると同時に、式（３２ａ）、式（３２ｂ）の制御を平均化手段４３４に対して行う。
【０２３４】
ΣＣＴi＝ΣＶi                     …（３２ａ）
ΣＳＴi＝０                              …（３２ｂ）
【０２３５】
なお、この制御によって、１回だけの位相制御ではなく、連続的な位相制御を実現することができる。
ＶＣＯ４０１は、タイミング位相差算出手段４３５からの位相制御信号を受けて、再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックの位相を制御し、タイミング誤差τを“０”とする。
【０２３６】
このようにすることで、短いプリアンブル信号で高精度なタイミング位相推定と、制御を実施しながら、有意なランダムデータ部受信中もタイミング位相追随を実現することができる。
さらに、受信信号のレベル制御にＡＧＣ(Automatic Gain Control)を使用する場合、ＡＧＣによる過増幅された受信信号入力時においても、タイミング位相推定誤差が増大せず、高精度なタイミング再生を行うことができる。
【０２３７】
なお、実施の形態７のタイミング再生装置は、実施の形態１と同様、図２２に示すような複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する（即ち、1シンボル毎に±１８０[deg]遷移する）プリアンブル信号以外にも、例えば図３５のような複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号など、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号であれば、キャリア位相に関係無く、タイミング位相推定やプリアンブル検出を精度良く行うことが出来る。
【０２３８】
実施の形態８．
図１７は、この発明の実施の形態８における復調器の構成を示す構成図であり、図１６の復調器において、ＶＣＯ４０１の代わりに、図７で示したようなフィードフォワード型のタイミング再生手段を用いたものである。なお、図７・図１６に示した復調器と同一または相当する部分には同一の符号を付す。
図１７において、４２６は発振器、６００はデータ補間手段、５００ａはデータ判定手段である。
【０２３９】
次に、図１７に基づいて動作について説明する。
まず、発振器４２６は、シンボル周期の２倍の自走する非同期サンプルクロックを出力する。第１のＡ／Ｄ変換器３０１ａおよび第２のＡ／Ｄ変換器３０１ｂは、この非同期サンプルクロックでデータを２[sample/symbol]で非同期サンプリングする。次に、非同期サンプリングされた受信データ（Ｉi，Ｑi）は、同相成分二乗手段４２０ａ、直交成分二乗手段４２０ｂ、同相乗算手段４２１ａ、直交乗算手段４２１ｂ，加算手段４２７、減算手段４２８で信号処理がなされる。
【０２４０】
次に、二乗加算信号成分相関演算手段４２９ａは、加算手段４２７から出力された二乗加算信号Ａiと、発振器４２６から出力されるシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関を求めて加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）を出力し、また、二乗減算信号成分相関演算手段４２１ｂは、減算手段４２０ｂ出力の二乗減算信号Ｓiと、発振器４２６から出力されるシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関を求めて、減算相関信号（ＣＳI、ＳＳi）を出力する。
【０２４１】
次に、ベクトル選択手段４３０、重み付け手段４３３、平均化手段４３４で処理がなされ、平均化された重み付け相関信号（ΣＣＴi、ΣＳＴi）を求める。
【０２４２】
次に、タイミング位相差算出手段４３５ａは、平均化された重み付け相関信号（ΣＣＴi、ΣＳＴi）を用いて、式（３１）よりタイミング位相差θs[deg]を求め、更にタイミング位相差θs[deg]を式（１６ａ）、式（１６ｂ）に代入してタイミング誤差τを求める。
なお、タイミング位相差算出手段４３５ａは、図１６のタイミング位相差算出手段４３５とは異なり、Ｘ［シンボル］周期で行われる式（３２ａ）、式（３２ｂ）の処理を実施してはいない。式（３２ａ）、式（３２ｂ）の処理は、フィードバック型のタイミング再生方式に、ＦＩＲ型、ＩＩＲ型の積分フィルタを連続的に用いる場合にのみ必要な処理であり、フィードフォワード型のタイミング再生方式では必要がない。
【０２４３】
データ補間手段６００は、非同期の2[sample/symbol]によって得られた受信データ（Ｉi、Ｑi）を補間して、例えばシンボル周期に対して１／１６の時間分解能を有する受信データを生成し、補間された受信データを出力する。
データ判定手段５００ａは、タイミング位相差算出手段４３５ａからのタイミング誤差τの情報を用いて、補間された受信データのナイキスト点を抽出し、抽出したナイキスト点のデータを復調データとして出力する。
【０２４４】
このように、回路規模が大きなＶＣＯを使用する代わりに、安価で小型な 発振器４２６を使用することで、復調器を低価格で小型にすることができる。
【０２４５】
なお、この実施の形態８のタイミング再生装置は、実施の形態１と同様、図２２に示すような複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する（即ち、1シンボル毎に±１８０[deg]遷移する）プリアンブル信号以外にも、例えば図３６のような複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号など、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号であれば、キャリア位相に関係無く、タイミング位相推定やプリアンブル検出を精度良く行うことが出来る。
【０２４６】
実施の形態９．
図１８は、この発明の実施の形態９における復調器の平均化手段の構成を示す構成図であり、図１６に示した実施の形態７の復調器および図１７に示した実施の形態８の復調器では、平均化手段４３４において式（２８）に示す２逓倍処理を行っているが、この処理には、複雑な演算を要し、かつ２逓倍処理による誤差（逓倍ロス）が生じることを防ぐべく、平均化手段４３４の処理を変更したものである。なお、図１８の平均化手段を用いた復調器では、タイミング位相差算出手段４３５およびタイミング位相差算出手段４３５ａを、従来のタイミング位相差算出手段４０２に置き換えるものとする。
【０２４７】
図１８において、４３６ａは第１の相関信号生成手段、４３６ｂは第２の相関信号生成手段、４３７ａは第１の相関信号平均化手段、４３７ｂは第２の相関信号平均化手段、４３８は相関値比較手段、４３９は選択手段である。
【０２４８】
次に、図１８に基づいて動作について説明する。
重み付け相関信号（ＣＷi，ＳＷi）は、第１の相関計算手段４３６ａおよび第２の相関計算手段４３６ｂに入力される。
第１の相関計算手段４３６ａは、式（３３ａ）、式（３３ｂ）により、相関信号（ＣＴ１i、ＳＴ１i）を出力する。
【０２４９】
（ＣＴ１i、ＳＴ１i）＝（ＣＷI、ＳＷi）（ＣＷi≧０）      …（３３ａ）
（ＣＴ１i、ＳＴ１i）＝（−ＣＷI、−ＳＷi）（ＣＷi＜０）  …（３３ｂ）
【０２５０】
また、第２の相関計算手段４３６ｂは、式（３４ａ）、式（３４ｂ）により、相関信号（ＣＴ２i，ＳＴ２i）を出力する。
【０２５１】
（ＣＴ２i，ＳＴ２i）＝（ＣＷi，ＳＷi）（ＳＷi≧０）      …（３４ａ）
（ＣＴ２i，ＳＴ２i）＝（−ＣＷi，−ＳＷi）（ＳＷi＜０）  …（３４ｂ）
【０２５２】
次に、第１の相関信号平均化手段４３７ａは、相関信号（ＣＴ１i、ＳＴ１i）を平均化し、平均化した相関信号（ΣＣＴ１i、ΣＳＴ１i）を出力する。同様に、第２の相関信号平均化手段４３１ｂは、相関信号（ＣＴ２i、ＳＴ２i）を平均化し、平均化した相関信号（ΣＣＴ２i、ΣＳＴ２i）を出力する。なお、相関信号（ＣＴ１i、ＳＴ１i），（ＣＴ２i、ＳＴ２i）の平均化は、式（２９ａ）、式（２９ｂ）、式（３０ａ）、式（３０ｂ）で求める。
【０２５３】
なお、ここで、例えば重み付け相関信号（ＣＷi、ＳＷi）の示す２通りのベクトル角θＷiが、仮にθＷi＝｛０、１８０｝[deg]である場合、相関値（ＣＷ１i、ＳＷ１i）は一点に収束しないが、相関値（ＣＷ２i、ＳＷ２i）は一点に収束するため、（ＣＷ２i、ＳＷ２i）を平均化した相関信号（ΣＣＴ２i、ΣＳＴ２i）の示すベクトルの長さΣＶ２iは、（ＣＷ１i、ＳＷ１i）を平均化した相関信号（ΣＣＴ１i、ΣＳＴ１i）の示すベクトルの長さΣＶ１iより大きくなる。
また、仮にθＷi＝｛９０、−９０｝[deg]である場合、相関値（ＣＷ２i、ＳＷ２i）は一点に収束しないが、相関値（ＣＷ１i、ＳＷ１i）は一点に収束するため、（ＣＷ１i、ＳＷ１i）を平均化した相関信号（ΣＣＴ１i、ΣＳＴ１i）の示すベクトルの長さΣＶ１iは、（ＣＷ２i、ＳＷ２i）を平均化した相関信号（ΣＣＴ２i、ΣＳＴ２i）の示すベクトルの長さΣＶ２iより大きくなる。
さらに、仮にθＷi＝｛４５、−４５、１３５、−１３５｝[deg]である場合、相関値（ＣＷ１i、ＳＷ１i）、相関値（ＣＷ２i、ＳＷ２i）はいずれも一点に収束するため、（ＣＷ１i、ＳＷ１i）を平均化した相関信号（ΣＣＴ１i、ΣＳＴ１i）の示すベクトルの長さΣＶ１iと、（ＣＷ２i、ＳＷ２i）を平均化した相関信号（ΣＣＴ２i、ΣＳＴ２i）の示すベクトルの長さΣＶ２iは等しくなる。
【０２５４】
そこで、相関値比較手段４３８では、相関信号（ΣＣＴ１i、ΣＳＴ１i）、（ΣＣＴ２i、ΣＳＴ２i）の示す各ベクトルの大きさΣＶ１i、ΣＶ２iを比較し、その結果を出力する。
選択手段４３３では、比較結果を基に、ベクトルの大きい方の相関信号を、平均化相関信号（ΣＣＴi，ΣＳＴi）として出力する。この処理は、式（３５ａ）、式（３５ｂ）で表される。
【０２５５】
（ΣＣＴi，ΣＳＴi）＝（ΣＣＴ１i，ΣＳＴ１i）（ΣＶ１i≧ΣＶ２i）
…（３５ａ）
（ΣＣＴi，ΣＳＴi）＝（ΣＣＴ２i，ΣＳＴ２i）（ΣＶ１i＜ΣＶ２i）
…（３５ｂ）
【０２５６】
タイミング位相差算出手段４０３では、従来例と同様に平均化相関信号（ΣＣＴi，ΣＳＴi）を、合成相関値（ΣＣ，ΣＳ）として扱い、（ΣＣＴi，ΣＳＴi）が示すベクトル角θ2sを求め、θ2sを式（１５）に代入して、シンボル周期（T）で正規化した場合のタイミング位相差θs[deg]を求める。なお、タイミング位相差θsとタイミング誤差τの関係は、式（１６ａ）、式（１６ｂ）の通りである。
【０２５７】
タイミング位相差算出手段４０３は、以上の演算によって得られたタイミング誤差τより、タイミング誤差τを打ち消す位相制御信号を出力する。
【０２５８】
このように、ベクトル角θＷiに関係無く、より確かなタイミング位相を示す相関信号が、式（３３ａ）、式（３３ｂ）、式（３４ａ）、式（３４ｂ）、式（３５ａ）、式（３５ｂ）による簡単な信号処理によって選択される。また、位相の2逓倍の処理は、平均化後の式（１５）で行われ、実施の形態７や実施の形態８のように平均化の前でないため、実施の形態７や実施の形態８より高精度なタイミング位相検出を実現することができ、同時に、演算量も低減することができる。
【０２５９】
なお、実施の形態９の図１８で示した平均化手段を有するタイミング再生装置は、実施の形態７と同様、図２２に示すような複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する（即ち、1シンボル毎に±１８０[deg]遷移する）プリアンブル信号以外にも、例えば図３６のような複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号など、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号であれば、キャリア位相に関係無く、タイミング位相推定やプリアンブル検出を精度良く行うことが出来る。
【０２６０】
実施の形態１０．
図１９は、この発明の実施の形態１０における復調器を示す構成図であり、図１６に示した実施の形態７の復調器と同様に、ランダムパターン受信中は従来のＰＬＬによってタイミング位相追随を行うようにしながら、ＡＧＣによる過増幅の影響を回避するものである。
なお、図１４・図１６に示した復調器と同一または相当する部分には同一の符号を付す。
【０２６１】
図１９において、４２４は位相検出手段、４２５は平均化手段、４２３ａはプリアンブル検出・タイミング位相差算出手段、４０１ａはＶＣＯ、４４０はクリップ検出手段である。
【０２６２】
次に、図１９に基づいて動作について説明する。
まず、アンテナ１００によりＲＦ帯のバースト信号が受信され、周波数変換手段２００、および第１のＡＤ変換器３０１ａ、第２のＡＤ変換器３０１ｂで処理がなされ、第１のＡＤ変換器３０１ａからサンプリングされた受信データ系列Ｉi(ｉ=1、2、3、…)が出力され、第２のＡＤ変換器３０１ｂからサンプリングされた受信データ系列Ｑi(ｉ=1、2、3、…)が出力される。
【０２６３】
クリップ検出手段４４０は、この受信データ系列Ｉi(ｉ=1、2、3、…)および受信データ系列Ｑi(ｉ=1、2、3、…)を入力して出力値を検出し、この出力値が予め定められた許容範囲内にあるか否かを判定する。もし、この出力値が許容範囲の最大値を超えている、あるいは許容範囲の最小値を下回っている場合、ＡＧＣ引込み時において各ＡＤ変換器の入力レンジを越えるような過増幅された信号がＡＤ変換器に入力されていると判定し、第１のＡＤ変換器３０１ａおよび第２のＡＤ変換器３０１ｂ両方の出力値を“０”に変換して、後段の同相成分二乗手段４２０ａおよび直交成分二乗手段４２０ｂに出力する。なお、許容範囲内にある場合には、そのまま出力する。
【０２６４】
次に、同相成分二乗手段４２０ａ、直交成分二乗手段４２０ｂから、プリアンブル検出・タイミング位相算出手段４２３ａまでの処理がなされ、タイミング誤差τを打ち消す位相制御信号が出力される。
なお、もしクリップ検出手段４４０が無ければ、ＡＧＣ引込み時において各ＡＤ変換器の入力レンジを越えるような過増幅になった場合、本来正弦波であるプリアンブル信号が、矩形状に歪んで後段の回路に入力され、タイミング位相推定精度が劣化する。これに対して、クリップ検出手段４４０を備えることで、ＡＧＣ引込み時において各ＡＤ変換器の入力レンジを越えるような過増幅になった場合にも、この過増幅を検出し、その時の受信信号を無効（“０”に変換）とするため、タイミング再生装置４００は、矩形状に歪んだプリアンブル信号を用いたタイミング位相推定を行うことはなく、各ＡＤ変換器の入力レンジ内に入力レベルが入ったＡＧＣ引込み後から動作を開始することができ、よって、タイミング再生装置４００は、ＡＧＣ引込み時において、タイミング位相推定精度の劣化を回避することができる。
【０２６５】
なお、プリアンブル信号受信中でかつＡＧＣの引込みが完了したら、タイミング再生装置４００の示すベクトル長Ｖiは、実施の形態４と同様、キャリア位相θｃに関係無く、大きな一定値を示し、かつタイミング位相差θri[deg]も、確かな値となる。
【０２６６】
一方、無信号受信時（信号が無く、雑音のみ受信する場合）や、プリアンブルの後に続く有意なデータ部を受信中、あるいはＡＧＣの引込み過程では、ベクトル長Ｖiは小さな値を示し、かつタイミング位相差θri[deg]も不確かな値となる。
よって、プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３ａは、バースト信号を受信するタイミングが不明で、プリアンブルが到来する時刻が判らない場合でも、タイミング誤差τを求めることができる。
【０２６７】
これは、まず、ベクトル長Ｖiをモニタし、Ｖiが大きい場合（例えばベクトル長Ｖiが、ある閾値εｐを超えた場合）は“ＡＧＣが引込みを完了したプリアンブル受信中”と判定して、タイミング位相差θri[deg]を、図５に示すタイミングでラッチする。ラッチされたタイミング位相差θｓ[deg]は、図５から明らかなように、Ｖiが大きい時のタイミング位相差θriであるため、確かな値である。プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３ａは、この処理によって得られたタイミング位相差θsを用いて、タイミング誤差τを式（１６ａ）、式（１６ｂ）で求め、タイミング誤差τを打ち消す位相制御信号を、後段のＶＣＯ４０１ａに与える。
【０２６８】
一方で、位相検出手段４２４は、受信データ（Ｉi、Ｑi）からタイミング位相が進んでいるか、遅れているかを検出し、タイミング位相が進んでいれば“＋１”を、遅れていれば“−１”を示す検出信号を出力する。
平均化手段４２５は、この進み・遅れを示す検出信号を例えばランダムウォークフィルタで平均化し、その平均を位相進み遅れ信号として出力する。
ＶＣＯ４０１ａは、位相進み遅れ信号によって、再生サンプルクロックと再生シンボルクロックの位相を制御し、位相進み遅れ信号が“正”であればタイミング位相を進ませ、“負”であればタイミング位相を遅らせる。ＶＣＯ４０１ａは、通常は位相進み遅れ信号によって制御されているが、プリアンブルが検出され、位相制御信号が入力されたら、位相進み遅れ信号を用いずに、位相制御信号を用いて、各クロック位相制御を実施する。
【０２６９】
このように、クリップ検出手段４４０によって、ＡＧＣ引込み動作によるタイミング誤差増大を軽減し、かつＰＬＬ型を併用することで、短いプリアンブル信号で高精度なタイミング位相推定と、制御を実施しながら、有意なランダムデータ部受信中もタイミング位相追随を実現することができる。
また、受信信号のレベル制御にＡＧＣ(Automatic Gain Control)を使用し、ＡＧＣによる過増幅された受信信号入力した場合でも、タイミング位相推定誤差が増大せず、高精度なタイミング再生を行うことができる。
【０２７０】
ここで、クリップ検出手段４４０は、この実施の形態１０での使用に限定されることはなく、例えば、実施の形態１から実施の形態８に記載のタイミング再生装置に使用し、このクリップ検出手段４４０から出力される受信データ系列Ｉi(ｉ=1、2、3、…)および受信データ系列Ｑi(ｉ=1、2、3、…)を、後段の同相成分二乗手段４２０ａおよび直交成分二乗手段４２０ｂに入力させるよにしても当然によい。
【０２７１】
なお、実施の形態１０のタイミング再生装置は、実施の形態１と同様、図２２に示すような複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する（即ち、1シンボル毎に±１８０[deg]遷移する）プリアンブル信号以外にも、例えば図３６のような複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号など、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号であれば、キャリア位相に関係無く、タイミング位相推定やプリアンブル検出を精度良く行うことが出来る。
【０２７２】
【発明の効果】
このように、この発明では、キャリア位相θｃに影響されずに、高精度なタイミング位相推定を実現することができ、さらに、タイミング位相制御を正常に行うことができる。さらに、電源立上げ時や、シュドウイング復帰後の再接続においても、良好なＢＥＲ特性を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の実施の形態１における復調器の構成図である。
【図２】  プリアンプル信号のサンプリング状況を示す図である。
【図３】  プリアンプル信号のサンプリング状況を示す図である。
【図４】  合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）を示す図である。
【図５】  プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段の動作を示す図である。
【図６】  この発明の実施の形態２における復調器の構成図である。
【図７】  この発明の実施の形態３における復調器の構成図である。
【図８】  この発明の実施の形態４における復調器の構成図である。
【図９】  この発明の実施の形態４におけるベクトル選択手段の構成図である。
【図１０】  プリアンプル信号のサンプリング状況を示す図である。
【図１１】  プリアンプル信号のサンプリング状況を示す図である。
【図１２】  加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）および減算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）を示す図である。
【図１３】  加算相関信号（ＣＡi、ＳＡi）および減算相関信号（ＣＳi、ＳＳi）を示す図である。
【図１４】  この発明の実施の形態５における復調器の構成図である。
【図１５】  この発明の実施の形態６における復調器の構成図である。
【図１６】  この発明の実施の形態７における復調器の構成図である。
【図１７】  この発明の実施の形態８における復調器の構成図である。
【図１８】  この発明の実施の形態９におけるベクトル選択手段の構成図である。
【図１９】  この発明の実施の形態１０における復調器の構成図である。
【図２０】  従来の復調器の構成図である。
【図２１】  ベクトル合成選択手段の構成図である。
【図２２】  プリアンブル信号（“１００１”パターン）を示す信号空間図である。
【図２３】  プリアンプル信号のサンプリング状況を示す図である。
【図２４】  相関値（ＣＩ，ＳＩ）と相関値（ＣＱ、ＳＱ）を示す図である。
【図２５】  プリアンブル信号（“１００１”パターン）を示す信号空間図である。
【図２６】  プリアンプル信号のサンプリング状況を示す図である。
【図２７】  相関値（ＣＩ，ＳＩ）と相関値（ＣＱ、ＳＱ）を示す図である。
【図２８】  合成相関値（ΣＣ，ΣＳ）を示す図である。
【図２９】  合成相関値（ΣＣ，ΣＳ）を示す図である。
【図３０】  ベクトル合成選択手段の構成図である。
【図３１】  キャリア位相θｃが４５［degree］時のプリアンブル信号空間図である。
【図３２】  プリアンプル信号のサンプリング状況を示す図である。
【図３３】  合成相関値（ΣＣ，ΣＳ）を示す図である。
【図３４】  キャリア位相θｃが９０［degree］時のプリアンブル信号空間図である。
【図３５】  プリアンプル信号のサンプリング状況を示す図である。
【図３６】  プリアンブル信号（“１１０１”パターン）を示す信号空間図である。
【符号の説明】
１００  アンテナ、  ２００  周波数変換手段、
３０１ａ  第１のＡ／Ｄ変換器、  ３０１ｂ  第２のＡ／Ｄ変換器、
４００  タイミング再生装置、  ４０１・４０１ａ  ＶＣＯ、
４０５  ベクトル合成選択手段、  ４２０ａ  同相成分二乗手段、
４２０ｂ  直交成分二乗手段、  ４２１ａ  同相乗算手段、  ４２１ｂ  直交乗算手段、  ４２２ａ  二乗プリアンブル同相相関演算手段、
４２２ｂ  二乗プリアンブル直交相関演算手段、
４２３・４２３ａ  プリアンブル検出・タイミング位相差算出手段、
４２４  位相検出手段、  ４２５  平均化手段、  ４２６   発振器、
４２７  加算手段、  ４２８  減算手段、
４２９ａ  二乗加算信号成分相関演算手段、
４２９ｂ  二乗減算信号成分相関演算手段、  ４３０  ベクトル変換手段、
４３１  最大絶対値検出手段、  ４３２  選択手段、  ４３３  重み付け手段、  ４３５・４３５ａ  タイミング位相差算出手段、
４３６ａ  第１の相関信号生成手段、  ４３６ｂ  第２の相関信号生成手段、
４３７ａ  第１の相関信号平均化手段、
４３７ｂ  第２の相関信号平均化手段、  ４３８  相関信号比較手段、
４３９  選択手段、  ５００・５００ａ  データ判定手段、
６００  データ補間手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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