(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スペクトラム拡散信号を復調する復調装置であって、
再生キャリアと入力された上記スペクトラム拡散信号に含まれるキャリアとの同期を確立する第１のループ回路と、
再生符号と入力された上記スペクトラム拡散信号に含まれる拡散符号との同期を確立する第２のループ回路とを備え、
上記第１のループ回路及び上記第２のループ回路は、それぞれ、キャリアと拡散符号と入力された上記スペクトラム拡散信号との乗算値のうち所定の周波数帯域成分を通過するフィルタ手段と、
データ１ビット長又はデータ１ビット長以下の所定長を単位とし、上記フィルタ手段を通過した信号を積分した第１の相関値と、上記フィルタ手段を通過した信号のうち入力された上記スペクトラム拡散信号における上記単位の半分長の部分を反転した信号を積分した第２の相関値とを絶対値加算する相関加算手段とを有し、
上記相関加算手段からの出力値に基づいて相関検出及び上記第２のループ回路の位相制御を行うことを特徴とする復調装置。
【請求項２】
上記第１のループ回路及び上記第２のループ回路は、それぞれ、上記相関加算手段から出力された同相成分側の出力値と直交成分側の出力値との２乗和を算出し、拡散符号の相関値として出力する２乗和算出手段を有することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項３】
上記第１のループ回路は、第１の位相とされる拡散符号についての上記相関加算手段から出力された同相成分側の出力値と直交成分側の出力値とを比較して値が大きい方を出力する最大値選択手段を有し、
上記第２のループ回路は、上記第１の位相よりも進んだ第２の位相とされる拡散符号についての上記相関加算手段から出力された同相成分側の出力値と直交成分側の出力値とのうちいずれか一方を選択するとともに、上記第１の位相よりも遅れた第３の位相とされる拡散符号のそれぞれについての上記相関加算手段から出力された同相成分側の出力値と直交成分側の出力値とのうちいずれか一方を選択する選択手段を有し、
上記選択手段は、上記第１の位相とされる拡散符号についての上記相関加算手段から出力された同相成分側の出力値が上記最大値選択手段によって選択された場合には、上記第２の位相とされる拡散符号についての上記相関加算手段から出力された同相成分側の出力値、及び上記第３の位相とされる拡散符号についての上記相関加算手段から出力された同相成分側の出力値を選択する一方、上記第１の位相とされる拡散符号についての上記相関加算手段から出力された直交成分側の出力値が上記最大値選択手段によって選択された場合には、上記第２の位相とされる拡散符号についての上記相関加算手段から出力された直交成分側の出力値、及び上記第３の位相とされる拡散符号についての上記相関加算手段から出力された直交成分側の出力値を選択することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項４】
上記第１のループ回路は、第１の位相とされる拡散符号についての上記相関加算手段から出力された同相成分側の出力値と直交成分側の出力値とを比較して値が大きい方を出力する最大値選択手段を有し、
上記第２のループ回路は、上記相関加算手段から出力された同相成分側の出力値が上記最大値選択手段によって選択された場合には、上記第１のループ回路におけるキャリアのうちの同相成分のキャリアを選択する一方、上記相関加算手段から出力された直交成分側の出力値が上記最大値選択手段によって選択された場合には、上記第１のループ回路におけるキャリアのうちの直交成分のキャリアを選択する選択手段と、
上記選択手段によって選択されたキャリアを上記第１の位相よりも進んだ第２の位相とされる拡散符号及び上記第１の位相よりも遅れた第３の位相とされる拡散符号のそれぞれに対して乗算する乗算手段とを有することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項５】
上記第２のループ回路は、所定のゲート信号を発生するゲート信号発生手段を有し、上記ゲート信号発生手段によって発生した上記ゲート信号に基づいて、上記第２の位相とされる拡散符号及び上記第３の位相とされる拡散符号のレートよりも遅く、且つ、上記フィルタ手段の帯域幅よりも十分に高い周波数で拡散符号の乗算器入力を切り替えるディザ方式を採用していることを特徴とする請求項４記載の復調装置。
【請求項６】
上記第１のループ回路における上記フィルタ手段は、入力された上記スペクトラム拡散信号が２値信号である場合に、入力を１ビット又は多ビットとするとともに、出力を多ビットとし、ＲＣフィルタの伝達関数を差分近似したディジタルフィルタであることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項７】
上記第１のループ回路における上記フィルタ手段は、乗算をシフト演算のみで行うことによって係数が２のべき乗とされ、上記係数の設定を可変とすることによってカットオフ周波数がオクターブ単位で可変とされることを特徴とする請求項６記載の復調装置。
【請求項８】
上記第１のループ回路は、同相成分側の信号を通過する上記フィルタ手段の出力を２のべき乗で近似したときの指数Ｎに変換し、直交成分側の信号を通過する上記フィルタ手段からの出力値を上記指数Ｎビットだけ右シフトした値を位相比較結果出力とすることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項９】
上記第１のループ回路は、直交成分側の信号を通過する上記フィルタ手段からの出力値を上記指数Ｎビットだけ右シフトした値が所定の値を超過した場合に出力値を制限するリミッタを設けることを特徴とする請求項８記載の復調装置。
【請求項１０】
上記第２のループ回路は、第１の位相よりも進んだ第２の位相とされる拡散符号についての上記相関加算手段から出力された出力値と上記第１の位相よりも遅れた第３の位相とされる拡散符号についての上記相関加算手段から出力された出力値との加算値を２のべき乗で近似したときの指数Ｍに変換し、上記第２の位相とされる拡散符号についての上記相関加算手段から出力された出力値と上記第３の位相とされる拡散符号についての上記相関加算手段から出力された出力値との差分値を上記指数Ｍビットだけ右シフトした値を位相比較結果出力とすることを特徴とする請求項８記載の復調装置。
【請求項１１】
上記第１のループ回路及び上記第２のループ回路は、それぞれ、位相誤差を積分して上記再生キャリア又は上記再生符号の位相を制御するループフィルタ手段を有し、
上記ループフィルタ手段は、アクティブフィルタの伝達関数を差分近似したディジタルフィルタであることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項１２】
上記ループフィルタ手段は、乗算をシフト演算のみで行うことによって２個の係数が整数Ａ，Ｂを用いて２Ａ，２Ｂとされ、上記整数Ａ，Ｂの設定を可変とすることによってループ帯域幅及び応答速度がオクターブ単位で可変とされることを特徴とする請求項１１記載の復調装置。
【請求項１３】
上記第１のループ回路及び上記第２のループ回路は、それぞれ、上記ループフィルタ手段からの出力値にリミッタを設け、且つ、上記リミッタの上限値及び下限値を可変とすることを特徴とする請求項１２記載の復調装置。
【請求項１４】
上記第１のループ回路及び上記第２のループ回路は、それぞれ、データ１ビット長以下である上記相関加算手段からの出力値を連続する複数回にわたって加算する複数回加算手段を有し、
上記複数回加算手段からの出力値に基づいて相関検出及び上記第２のループ回路の位相制御を行うことを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項１５】
上記第１のループ回路及び上記第２のループ回路は、それぞれ、データ１ビット長以下である上記相関加算手段からの出力値を移動平均する移動平均手段を有し、
上記移動平均手段からの出力値に基づいて相関検出及び上記第２のループ回路の位相制御を行うことを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項１６】
上記第１のループ回路及び上記第２のループ回路は、それぞれ、上記スペクトラム拡散信号の受信状況に応じて、上記フィルタ手段のカットオフ周波数をダイナミックに可変とすることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項１７】
上記第１のループ回路及び上記第２のループ回路は、それぞれ、信号強度が大きい場合には、上記フィルタ手段のカットオフ周波数を上げ、信号強度が小さい場合には、上記フィルタ手段のカットオフ周波数を下げることを特徴とする請求項１６記載の復調装置。
【請求項１８】
上記第１のループ回路及び上記第２のループ回路は、それぞれ、位相誤差を積分して上記再生キャリア又は上記再生符号の位相を制御するループフィルタ手段を有し、
上記第１のループ回路及び上記第２のループ回路は、それぞれ、上記スペクトラム拡散信号の受信状況に応じて、上記ループフィルタ手段の係数、及び上記ループフィルタ手段からの出力値に設けられるリミッタの範囲をダイナミックに可変とすることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項１９】
上記第１のループ回路及び上記第２のループ回路は、それぞれ、信号強度が大きい場合には、上記ループフィルタ手段のループ帯域幅が広くなるように係数を設定し、信号強度が小さい場合には、上記ループフィルタ手段のループ帯域幅が狭くなるように係数を設定することを特徴とする請求項１８記載の復調装置。
【請求項２０】
上記第１のループ回路及び上記第２のループ回路は、それぞれ、データ１ビット長以下である上記相関加算手段からの出力値を連続する複数回にわたって加算する複数回加算手段を有し、
上記第１のループ回路及び上記第２のループ回路は、それぞれ、上記スペクトラム拡散信号の受信状況に応じて、上記複数回加算手段の加算回数をダイナミックに可変とすることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項２１】
上記第１のループ回路は、コスタスループ回路であり、
上記第２のループ回路は、ディレイロックループ回路であることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項２２】
衛星からの信号を受信して自己の位置及び速度を算出する受信装置であって、
上記衛星からの信号を受信する受信手段と、
上記受信手段によって受信した受信信号の周波数を所定の中間周波数に変換する周波数変換手段と、
上記周波数変換手段によって得られた中間周波数信号における拡散符号の位相を検出する同期捕捉と上記中間周波数信号におけるキャリア周波数の検出とを行う同期捕捉手段と、
上記同期捕捉手段によって検出された上記拡散符号の位相及び上記同期捕捉手段によって検出された上記キャリア周波数を、複数の上記衛星に対応して独立に設けられた複数のチャンネルのそれぞれに対して上記衛星毎に割り当てて設定し、設定した上記拡散符号の位相及び上記キャリア周波数を初期値として、上記拡散符号とキャリアとの同期保持を行うとともに、上記中間周波数信号に含まれるメッセージの復調を行う同期保持手段とを備え、
スペクトラム拡散信号を復調する上記同期保持手段における複数の上記チャンネルは、それぞれ、
再生キャリアと入力された上記スペクトラム拡散信号に含まれるキャリアとの同期を確立する第１のループ回路と、
再生符号と入力された上記スペクトラム拡散信号に含まれる拡散符号との同期を確立する第２のループ回路とを有し、
上記第１のループ回路及び上記第２のループ回路は、それぞれ、キャリアと拡散符号と入力された上記スペクトラム拡散信号との乗算値のうち所定の周波数帯域成分を通過するフィルタ手段と、
データ１ビット長又はデータ１ビット長以下の所定長を単位とし、上記フィルタ手段を通過した信号を積分した第１の相関値と、上記フィルタ手段を通過した信号のうち入力された上記スペクトラム拡散信号における上記単位の半分長の部分を反転した信号を積分した第２の相関値とを絶対値加算する相関加算手段とを有し、複数の上記チャンネルは、それぞれ、上記相関加算手段からの出力値に基づいて相関検出及び上記第２のループ回路の位相制御を行うことを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトラム拡散信号を復調する復調装置、及びこの復調装置を適用した受信装置であっていわゆるＧＮＳＳ（Global Navigation Satellites System）における衛星からの信号を受信して自己の位置及び速度を算出する受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、人工衛星を利用して地上における移動体の位置を測定するＧＮＳＳシステムが普及しつつある。このＧＮＳＳシステムとしては、例えば全地球測位システム（Global Positioning System；以下、ＧＰＳという。）がある。このＧＰＳシステムにおいて、ＧＰＳ衛星からの信号を受信するＧＰＳ受信機は、少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信して、その受信信号に基づいて当該ＧＰＳ受信機の位置を算出し、ユーザに報知することが基本機能である。
【０００３】
すなわち、ＧＰＳ受信機は、各ＧＰＳ衛星からの信号を復調して各ＧＰＳ衛星の軌道情報を取得し、各ＧＰＳ衛星の軌道及び時間情報と受信信号の遅延時間とに基づいて、当該ＧＰＳ受信機の３次元位置を連立方程式によって導出するものである。なお、ＧＰＳシステムにおいて、受信信号を得るＧＰＳ衛星が少なくとも４個必要となるのは、ＧＰＳ受信機が備える時計による内部時間とＧＰＳ衛星が備える原子時計による時間との間に誤差があり、その誤差の影響を除去した３次元位置と正確な時刻との４つの未知パラメータを算出するためには、少なくとも４個のＧＰＳ衛星からの擬似距離が必要となることによる。
【０００４】
ＧＰＳシステムにおいては、民生用のＧＰＳ受信機を用いる場合には、ＧＰＳ衛星（Navstar）からのＬ１帯、Ｃ／Ａ（Clear and Acquisition）コードと呼ばれるスペクトラム拡散信号電波を受信して、測位演算を行う。
【０００５】
このＬ１帯、Ｃ／Ａコードと呼ばれる送信信号は、送信信号速度、すなわち、チップレートが１．０２３ＭＨｚであり、例えばいわゆるＧｏｌｄ符号等の符号長が１０２３の擬似ランダムノイズ（Pseudo-random Noise；ＰＮ）系列の拡散符号で、５０ｂｐｓのデータを直接拡散した信号により、周波数が１５７５．４２ＭＨｚの搬送波（以下、キャリアという。）に対して２相位相変調方式（Binary Phase Shift Keying；以下、ＢＰＳＫ変調方式）に基づく変調を施した信号である。この場合、符号長が１０２３であることから、Ｃ／Ａコードは、図１９中１段目に示すように、拡散符号が１０２３チップを１周期として、すなわち、１周期＝１ミリ秒（msec）として、繰り返すものとなる。
【０００６】
このＣ／Ａコードの拡散符号は、ＧＰＳ衛星毎に異なっているが、どのＧＰＳ衛星が、どの拡散符号を用いるかは、予めＧＰＳ受信機によって検知できるようになされている。また、ＧＰＳ受信機は、後述する航法メッセージにより、どのＧＰＳ衛星からの信号をその地点及びその時点で受信することができるかが把握できるようになされている。そのため、ＧＰＳ受信機は、例えば３次元測位であれば、その地点及びその時点で取得することができる少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からの電波を受信してスペクトラム逆拡散を施し、測位演算を行うことにより、自己の位置を算出する。
【０００７】
また、ＧＰＳ衛星からの信号データの１ビットは、同図中２段目に示すように、拡散符号の２０周期分、すなわち、２０ミリ秒単位として伝送される。すなわち、データの伝送速度は、上述したように、５０ｂｐｓである。さらに、拡散符号の１周期分の１０２３チップは、ビットが"１"であるときと"０"であるときとでは、反転したものとなる。
【０００８】
さらに、ＧＰＳ衛星からの信号は、同図中３段目に示すように、３０ビット、すなわち、６００ミリ秒で１ワードを形成する。さらにまた、ＧＰＳ衛星からの信号は、同図中４段目に示すように、１０ワード、すなわち、６秒で１サブフレームを形成する。そして、ＧＰＳ衛星からの信号には、同図中５段目に示すように、１サブフレームの先頭のワードに、データが更新されたときであっても常に規定のビットパターンとされるプリアンブルが挿入され、このプリアンブルに後続してデータが伝送されてくる。
【０００９】
さらにまた、ＧＰＳ衛星からの信号は、５サブフレーム、すなわち、３０秒で１フレームを形成する。そして、ＧＰＳ衛星からの信号においては、上述した航法メッセージが、この１フレームのデータ単位で伝送されてくる。
【００１０】
この１フレームのデータのうちの始めの３個のサブフレームは、エフェメリス（Ephemeris）情報と呼ばれるＧＰＳ衛星固有の情報である。このエフェメリス情報には、ＧＰＳ衛星の軌道を求めるためのパラメータと、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻とが含まれる。
【００１１】
全てのＧＰＳ衛星は、原子時計を備えることによって共通の時刻情報を用いており、エフェメリス情報に含まれるＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻は、原子時計の１秒単位とされている。また、ＧＰＳ衛星の拡散符号は、原子時計に同期したものとして生成される。
【００１２】
エフェメリス情報に含まれる軌道情報は、数時間毎に更新されるが、その更新が行われるまでは同一の情報となる。そのため、ＧＰＳ受信機は、エフェメリス情報に含まれる軌道情報をメモリに保持しておくことにより、数時間は同じ軌道情報を精度よく使用することができる。なお、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻は、１秒毎に更新される。
【００１３】
一方、１フレームのデータのうちの残りの２個のサブフレームの航法メッセージは、アルマナック（Almanac）情報と呼ばれる全てのＧＰＳ衛星から共通に送信される情報である。このアルマナック情報は、全情報を取得するために２５フレーム分必要となるものであり、各ＧＰＳ衛星のおおよその位置情報や、どのＧＰＳ衛星が使用可能であるのかを示す情報等から構成される。このアルマナック情報は、数か月毎に更新されるが、その更新が行われるまでは同一の情報となる。そのため、ＧＰＳ受信機は、アルマナック情報をメモリに保持しておくことにより、数か月は同じ情報を精度よく使用することができる。
【００１４】
ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号を受信して上述したデータを得るために、まず、キャリアを除去した後、受信しようとするＧＰＳ衛星で用いられているＣ／Ａコードと同じ拡散符号を用いて、そのＧＰＳ衛星からの信号について、Ｃ／Ａコードの位相同期をとることによってＧＰＳ衛星からの信号を捕捉し、スペクトラム逆拡散を行う。ＧＰＳ受信機は、Ｃ／Ａコードとの位相同期をとってスペクトラム逆拡散を行うと、ビットが検出され、ＧＰＳ衛星からの信号に基づいて時刻情報等を含む航法メッセージを取得することが可能となる。
【００１５】
ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号の捕捉をＣ／Ａコードの位相同期探索によって行うが、この位相同期探索として、自己が発生する拡散符号とＧＰＳ衛星からの受信信号の拡散符号との相関を検出し、例えば、その相関検出結果の相関値が予め定められた値よりも大きい場合に、両者が同期しているものと判定する。そして、ＧＰＳ受信機は、同期がとれていないものと判定した場合には、何らかの同期手法を用いて、自己が発生する拡散符号の位相を制御し、受信信号の拡散符号と同期させるようにしている。
【００１６】
ところで、ＧＰＳ衛星からの信号は、上述したように、データを拡散符号で拡散した信号によってキャリアをＢＰＳＫ変調方式に基づいて変調した信号である。したがって、ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号を受信するには、拡散符号のみならず、キャリア及びデータの同期をとる必要があるが、拡散符号とキャリアの同期を独立に行うことはできない。
【００１７】
また、ＧＰＳ受信機は、通常、受信信号のキャリア周波数を数ＭＨｚ以内の中間周波数（Intermediate Frequency；以下、ＩＦという。）に変換することによって受信信号をＩＦ信号に変換し、このＩＦ信号で上述した同期検出処理を行う。このＩＦ信号におけるキャリア（以下、ＩＦキャリアという。）には、主に、ＧＰＳ衛星の移動速度に応じたドップラシフトによる周波数誤差分と、受信信号をＩＦ信号に変換する際にＧＰＳ受信機の内部で生成する局部発振器の周波数誤差分とが含まれる。
【００１８】
したがって、ＧＰＳ受信機においては、これらの周波数誤差要因によってＩＦキャリア周波数が未知であることから、その周波数のサーチが必要となる。また、拡散符号の１周期内での同期点（同期位相）は、ＧＰＳ受信機とＧＰＳ衛星との位置関係に依存することに起因して未知であることから、ＧＰＳ受信機においては、上述したように、何らかの同期手法が必要となる。
【００１９】
従来のＧＰＳ受信機では、キャリアについての周波数サーチと、スライディング相関器による同期捕捉、ＤＬＬ（Delay Locked Loop）及びコスタスループによる同期保持とを組み合わせた同期手法を用いている。以下、この同期手法について説明する。
【００２０】
ＧＰＳ受信機の拡散符号の発生器を駆動するクロックは、当該ＧＰＳ受信機に用意されている基準周波数発振器を分周したものが一般に用いられる。この基準周波数発振器としては、高精度の水晶発振器が用いられ、ＧＰＳ受信機は、この基準周波数発振器の出力に基づいて、ＧＰＳ衛星からの受信信号をＩＦ信号に変換するために用いる局部発振信号を生成する。
【００２１】
ここで、周波数サーチについての処理内容を図２０に示す。ＧＰＳ受信機は、拡散符号の発生器を駆動するクロック信号の周波数が、ある周波数ｆ１であるときの拡散符号についての位相同期探索を行う。すなわち、ＧＰＳ受信機は、拡散符号の位相を１チップずつ順次ずらしていくことによって各チップ位相のときのＧＰＳ衛星からの受信信号と拡散符号との相関を検出し、相関のピークを検出することにより、同期がとれる位相を検出する。また、ＧＰＳ受信機は、クロック信号の周波数がｆ１であるときにおいて、１０２３チップ分の位相探索の全てで同期する位相が存在しない場合には、例えば基準周波数発振器に対する分周比を変化させ、クロック信号の周波数を他の周波数ｆ２に変更し、同様に１０２３チップ分の位相探索を行う。ＧＰＳ受信機は、このような動作を、クロック信号の周波数をステップ的に変化させて繰り返すことによって周波数サーチを実現する。
【００２２】
そして、ＧＰＳ受信機は、このような周波数サーチを行うことによって同期可能とされるクロック信号の周波数を検出すると、そのクロック信号の周波数で最終的な拡散符号の位相同期を行う。これにより、ＧＰＳ受信機は、水晶発振器の発振周波数にずれがある場合であっても、ＧＰＳ衛星からの信号を捕捉することが可能となる。
【００２３】
ＧＰＳ受信機をはじめとするスペクトラム拡散信号の復調器に適用されるコスタスループ及びＤＬＬは、一般的には、図２１に示すように構成される。この回路においては、ＩＦキャリアの同期についてはコスタスループ２０１によって行われ、拡散符号の同期についてはＤＬＬ２０２によって行われる。
【００２４】
すなわち、コスタスループ２０１には、入力されたＩＦ信号に対して図２２中２段目に示す後述する拡散符号発生器（PN Generator；以下、ＰＮＧという。）２２８によって発生された位相がＰ（Prompt）とされる拡散符号が乗算器２０３によって乗算された信号が入力される。一方、ＤＬＬ２０２には、ＩＦ信号が入力される。
【００２５】
コスタスループ２０１においては、入力された信号に対して、ＮＣＯ（Numeric Controlled Oscillator）２０４によって生成された再生キャリアのうちのサイン成分（同相成分）が乗算器２０５によって乗算される一方、ＮＣＯ２０４によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分（直交成分）が乗算器２０６によって乗算される。コスタスループ２０１においては、乗算器２０５によって得られた同相成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ２０７によって通過され、この信号が位相検出器２１０、２値化回路２１１及び２乗和算出回路２１２に供給される。一方、コスタスループ２０１においては、乗算器２０６によって得られた直交成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ２０８によって通過され、この信号が位相検出器２１０及び２乗和算出回路２１２に供給される。コスタスループ２０１においては、ＬＰＦ２０７，２０８のそれぞれから出力された信号に基づいて位相検出器２１０によって検出された位相情報がループフィルタ２０９を介してＮＣＯ２０４に供給される。また、コスタスループ２０１においては、ＬＰＦ２０７，２０８のそれぞれから出力された信号が２乗和算出回路２１２に供給され、算出された２乗和（Ｉ２＋Ｑ２）が、位相がＰとされる拡散符号についての相関値（Ｐ）として出力される。さらに、コスタスループ２０１においては、ＬＰＦ２０７から出力された信号が２値化回路２１１に供給され、２値化されて得られた情報が航法メッセージとして出力される。
【００２６】
このように、コスタスループ２０１においては、ＰＮＧ２２８によって発生された３つの位相の拡散符号のうち、同図中２段目に示す位相がＰとされる拡散符号が用いられる。コスタスループ２０１においては、ＩＦキャリアの同期を検出するために、ＬＰＦ２０７，２０８のそれぞれから出力された信号の２乗和（Ｉ２＋Ｑ２）を相関値（Ｐ）として同期判定を行う。
【００２７】
一方、ＤＬＬ２０２においては、入力されたＩＦ信号に対して、ＰＮＧ２２８によって発生された位相がＰよりも進んだ同図中１段目に示すＥ（Early）とされる拡散符号が乗算器２１３によって乗算されるとともに、ＰＮＧ２２８によって発生された位相がＰよりも遅れた同図中３段目に示すＬ（Late）とされる拡散符号が乗算器２１４によって乗算される。ＤＬＬ２０２においては、乗算器２１３によって得られた信号に対して、コスタスループ２０１におけるＮＣＯ２０４によって生成された再生キャリアのうちのサイン成分が乗算器２１５によって乗算されるとともに、ＮＣＯ２０４によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分が乗算器２１６によって乗算される。そして、ＤＬＬ２０２においては、乗算器２１５によって得られた同相成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ２１７によって通過され、この信号が２乗和算出回路２１９に供給される。一方、ＤＬＬ２０２においては、乗算器２１６によって得られた直交成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ２１８によって通過され、この信号が２乗和算出回路２１９に供給される。また、ＤＬＬ２０２においては、乗算器２１４によって得られた信号に対して、コスタスループ２０１におけるＮＣＯ２０４によって生成された再生キャリアのうちのサイン成分が乗算器２２０によって乗算されるとともに、ＮＣＯ２０４によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分が乗算器２２１によって乗算される。そして、ＤＬＬ２０２においては、乗算器２２０によって得られた同相成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ２２２によって通過され、この信号が２乗和算出回路２２４に供給される。一方、ＤＬＬ２０２においては、乗算器２２１によって得られた直交成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ２２３によって通過され、この信号が２乗和算出回路２２４に供給される。
【００２８】
ＤＬＬ２０２においては、２乗和算出回路２１９，２２４のそれぞれから出力された信号が位相検出器２２５に供給され、これらの信号に基づいて位相検出器２２５によって検出された位相情報がループフィルタ２２６を介してＮＣＯ２２７に供給され、さらに、ＮＣＯ２２７によって生成された所定の周波数を有する信号に基づいて、ＰＮＧ２２８によって各位相Ｅ，Ｐ，Ｌの拡散符号が発生される。さらに、ＤＬＬ２０２においては、２乗和算出回路２１９によって算出された２乗和（Ｉ２＋Ｑ２）が、位相がＥとされる拡散符号についての相関値（Ｅ）として出力される一方、２乗和算出回路２２４によって算出された２乗和（Ｉ２＋Ｑ２）が、位相がＬとされる拡散符号についての相関値（Ｌ）として出力される。
【００２９】
このように、ＤＬＬ２０２においては、ＰＮＧ２２８によって発生された３つの位相の拡散符号のうち、同図中１段目及び３段目に示す位相がＥ，Ｌとされる２つの位相の拡散符号が用いられる。ＤＬＬ２０２においては、拡散符号の同期を検出するために、ＬＰＦ２１７，２１８のそれぞれから出力された信号の２乗和（Ｉ２＋Ｑ２）を相関値（Ｅ）とするとともに、ＬＰＦ２２２，２２３のそれぞれから出力された信号の２乗和（Ｉ２＋Ｑ２）を相関値（Ｌ）として同期判定を行う。これらの相関値（Ｅ）及び相関値（Ｌ）は、各ＬＰＦの積分時間によって値が変化するが、ＤＬＬ２０２においては、信号にはデータが反転する点が含まれ、反転する点を挟むとＬＰＦの出力が最小値０まで変動する。そのため、ＤＬＬ２０２においては、２乗和（Ｉ２＋Ｑ２）を相関値とする場合には、ＬＰＦの積分時間を拡散符号の１周期分までにしないと安定しない。ここで、ＧＰＳ受信機においては、拡散符号の周期が１ミリ秒であることから、ＬＰＦの積分時間は１ミリ秒であり、帯域幅で換算すると１ｋＨｚ程度までとなる。
【００３０】
しかしながら、このような従来の同期手法は、原理的には高速同期には不向きである。ＧＰＳ受信機においては、拡散符号及びＩＦキャリアの同期に時間を要すると反応が遅くなり、使用上において不便を生じる。そのため、実際のＧＰＳ受信機においては、この欠点を補うため、多チャンネル化して並列処理によって同期捕捉までの時間を短縮している。
【００３１】
一方、上述したスライディング相関を用いた手法に代わってスペクトラム拡散信号の同期捕捉を高速に行う手法としては、マッチドフィルタの利用がある。マッチドフィルタは、いわゆるトランスバーサルフィルタによってディジタル的に実現可能である。また、マッチドフィルタとしては、近年のＤＳＰ（Digital Signal Processor）に代表されるハードウェアの能力の向上により、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；以下、ＦＦＴという。）を利用したディジタルマッチドフィルタによって拡散符号の同期を高速に行う手法が実現されている。後者は、古くから知られる相関計算の高速化手法に基づくものである。
【００３２】
ＧＰＳ受信機は、これらのマッチドフィルタを用いることにより、相関がある場合には、例えば図２３に出力波形の１周期分を示すように、相関のピークを検出する。このピークの位置は、拡散符号の先頭を示すものである。ＧＰＳ受信機は、このピークを検出することにより、同期を捕捉、すなわち、受信信号における拡散符号の位相を検出することができる。また、ＧＰＳ受信機は、例えば上述したＦＦＴを利用したディジタルマッチドフィルタを用い、ＦＦＴの周波数領域での操作を行うことにより、拡散符号の位相とともにＩＦキャリア周波数を検出することができる。そして、ＧＰＳ受信機は、拡散符号の位相を擬似距離に換算し、少なくとも４個のＧＰＳ衛星が検出された場合には当該ＧＰＳ受信機の位置を算出することができ、また、ＩＦキャリア周波数に基づいて当該ＧＰＳ受信機の速度を算出することができる。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述したＤＬＬ及びコスタスループを用いたＧＰＳ受信機においては、高感度化による受信エリアの拡大が期待されるとともに、また、一方では、加速度に対する耐性も要求される。
【００３４】
このＧＰＳ受信機においては、高感度化を実現するには、相関検出の時間長を長くするため、航法メッセージのビット反転を考慮して拡散符号との相関をとる必要がある。また、ＧＰＳ受信機においては、信号の帯域幅を狭くし、可能な限りＳ／Ｎ（Signal to Noise ratio）を向上させる必要がある。
【００３５】
一方、ＧＰＳ受信機においては、加速度に対する耐性とは、当該ＧＰＳ受信機の移動によるドップラ周波数の変化により、キャリア周波数が変化することへの耐性であり、応答速度を速くすることである。したがって、ＧＰＳ受信機においては、加速度に対する耐性の向上を図ることは、高感度化における狭帯域化とは基本的には相反する。
【００３６】
したがって、ＤＬＬ及びコスタスループにおいては、用途に応じて高感度化と加速度に対する耐性とのいずれか一方を優先させる、又は両者のバランスをとる、或いは受信状況に応じてダイナミックにコントロールする、といったことが設定に応じて対応できることが好ましい。
【００３７】
これらの問題は、ＧＰＳ受信機に限ったものではなく、ＧＰＳ信号と同様のスペクトラム拡散で直接拡散方式の変調方式を採用する移動体通信全般に共通のものである。
【００３８】
本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであり、一般的なＤＬＬ及びコスタスループよりも受信感度を向上させるとともに、加速度に対する耐性を向上させることができるスペクトラム拡散信号の復調装置を提供することを目的とする。また、本発明は、この復調装置を適用し、ＧＰＳ衛星からの信号における拡散符号及びキャリアの同期捕捉及び同期保持を容易に行うことができる受信装置を提供することを目的とする。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
上述した目的を達成する本発明にかかる復調装置は、スペクトラム拡散信号を復調する復調装置であって、再生キャリアと入力されたスペクトラム拡散信号に含まれるキャリアとの同期を確立する第１のループ回路と、再生符号と入力されたスペクトラム拡散信号に含まれる拡散符号との同期を確立する第２のループ回路とを備え、第１のループ回路及び第２のループ回路は、それぞれ、キャリアと拡散符号と入力されたスペクトラム拡散信号との乗算値のうち所定の周波数帯域成分を通過するフィルタ手段と、データ１ビット長又はデータ１ビット長以下の所定長を単位とし、フィルタ手段を通過した信号を積分した第１の相関値と、フィルタ手段を通過した信号のうち入力されたスペクトラム拡散信号における単位の半分長の部分を反転した信号を積分した第２の相関値とを加算する相関加算手段とを有し、この相関加算手段からの出力値に基づいて相関検出及び第２のループ回路の位相制御を行うことを特徴としている。
【００４０】
このような本発明にかかる復調装置は、フィルタ手段を通過した信号を積分した第１の相関値と、フィルタ手段を通過した信号のうち入力されたスペクトラム拡散信号における単位の半分長の部分を反転した信号を積分した第２の相関値とを相関加算手段によって加算し、得られた出力値に基づいて相関検出及び第２のループ回路の位相制御を行う。
【００４１】
また、上述した目的を達成する本発明にかかる受信装置は、衛星からの信号を受信して自己の位置及び速度を算出する受信装置であって、衛星からの信号を受信する受信手段と、この受信手段によって受信した受信信号の周波数を所定の中間周波数に変換する周波数変換手段と、この周波数変換手段によって得られた中間周波数信号における拡散符号の位相を検出する同期捕捉と中間周波数信号におけるキャリア周波数の検出とを行う同期捕捉手段と、この同期捕捉手段によって検出された拡散符号の位相及び同期捕捉手段によって検出されたキャリア周波数を、複数の衛星に対応して独立に設けられた複数のチャンネルのそれぞれに対して衛星毎に割り当てて設定し、設定した拡散符号の位相及びキャリア周波数を初期値として、拡散符号とキャリアとの同期保持を行うとともに、中間周波数信号に含まれるメッセージの復調を行う同期保持手段とを備え、スペクトラム拡散信号を復調する同期保持手段における複数のチャンネルは、それぞれ、再生キャリアと入力されたスペクトラム拡散信号に含まれるキャリアとの同期を確立する第１のループ回路と、再生符号と入力されたスペクトラム拡散信号に含まれる拡散符号との同期を確立する第２のループ回路とを有し、第１のループ回路及び第２のループ回路は、それぞれ、キャリアと拡散符号と入力されたスペクトラム拡散信号との乗算値のうち所定の周波数帯域成分を通過するフィルタ手段と、データ１ビット長又はデータ１ビット長以下の所定長を単位とし、フィルタ手段を通過した信号を積分した第１の相関値と、フィルタ手段を通過した信号のうち入力されたスペクトラム拡散信号における単位の半分長の部分を反転した信号を積分した第２の相関値とを加算する相関加算手段とを有し、複数のチャンネルは、それぞれ、相関加算手段からの出力値に基づいて相関検出及び第２のループ回路の位相制御を行うことを特徴としている。
【００４２】
このような本発明にかかる受信装置は、フィルタ手段を通過した信号を積分した第１の相関値と、フィルタ手段を通過した信号のうち入力されたスペクトラム拡散信号における単位の半分長の部分を反転した信号を積分した第２の相関値とを相関加算手段によって加算し、得られた出力値に基づいて相関検出及び第２のループ回路の位相制御を行いつつ、拡散符号とキャリアとの同期保持を行う。
【００４３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【００４４】
この実施の形態は、人工衛星を利用して地上における移動体の位置を測定するいわゆるＧＮＳＳ（Global Navigation Satellites System）システムの一種である全地球測位システム（Global Positioning System；以下、ＧＰＳという。）を適用したものであり、少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信して、その受信信号に基づいて自己の位置を算出するＧＰＳ受信機である。このＧＰＳ受信機は、Ｌ１帯、Ｃ／Ａ（Clear and Acquisition）コードと呼ばれるスペクトラム拡散信号電波を受信信号として受信するものであって、スペクトラム拡散信号を復調する復調器として適用される一般的なＤＬＬ（Delay Locked Loop）及びコスタスループよりも受信感度を向上させるとともに、加速度に対する耐性を向上させることができるものである。
【００４５】
なお、このＧＰＳ受信機は、図１に示すように、受信した受信信号を復調する際に、自己が発生する擬似ランダムノイズ（Pseudo-random Noise；ＰＮ）系列の拡散符号と受信信号における拡散符号との同期を捕捉する機能と、拡散符号と搬送波（以下、キャリアという。）との同期を保持する機能とを分離することにより、小さい回路規模のもとに、同期捕捉を高速化することができるものである。このＧＰＳ受信機１０においては、ＤＬＬ及びコスタスループは、後述するように、同期捕捉を行うものとして動作する必要はなく、拡散符号とキャリアとの同期を保持する同期保持部２５として動作できればよい。その代わり、ＤＬＬ及びコスタスループは、高感度化による受信エリアの拡大が期待されるとともに、また、一方では、加速度に対する耐性も要求される。そこで、ＧＰＳ受信機１０においては、ＤＬＬ及びコスタスループの受信感度の向上と加速度に対する耐性の向上とを実現させるものである。
【００４６】
以下では、まず、同期捕捉の機能と同期保持の機能とを分離したＧＰＳ受信機１０の全体的な構成について説明した後、同期捕捉部２４及び同期保持部２５について詳述し、さらにその後、同期保持部２５の具体的な構成について詳述するものとする。
【００４７】
まず、ＧＰＳ受信機の全体的な構成について説明する。
【００４８】
ＧＰＳ受信機１０は、同図に示すように、所定の発振周波数を有する発振信号Ｄ１を生成する水晶発振器（X'tal Oscillator；以下、ＸＯという。）１１と、このＸＯ１１とは異なる所定の発振周波数ＦＯＳＣを有する発振信号Ｄ２を生成する温度補償型水晶発振器（Temperature Compensated X'tal Oscillator；以下、ＴＣＸＯという。）１２と、このＴＣＸＯ１２から供給される発振信号Ｄ２を逓倍（multiply）及び／又は分周（divide）する逓倍／分周器１３とを備える。
【００４９】
ＸＯ１１は、例えば３２．７６８ｋＨｚ程度の所定の発振周波数を有する発振信号Ｄ１を生成する。ＸＯ１１は、生成した発振信号Ｄ１を後述するＲＴＣ（Real Time Clock）２７に供給する。
【００５０】
ＴＣＸＯ１２は、ＸＯ１１とは異なる例えば１８．４１４ＭＨｚ程度の所定の発振周波数ＦＯＳＣを有する発振信号Ｄ２を生成する。ＴＣＸＯ１２は、生成した発振信号Ｄ２を逓倍／分周器１３、及び後述する周波数シンセサイザ１８等に供給する。
【００５１】
逓倍／分周器１３は、後述するＣＰＵ（Central Processing Unit）２６から供給される制御信号Ｄ３に基づいて、ＴＣＸＯ１２から供給される発振信号Ｄ２を、所定の逓倍率で逓倍し、及び／又は所定の分周比で分周する。逓倍／分周器１３は、逓倍及び／又は分周した発振信号Ｄ４を後述する同期捕捉部２４、後述する同期保持部２５、ＣＰＵ２６、後述するタイマ２８、及び後述するメモリ２９に供給する。
【００５２】
また、ＧＰＳ受信機１０は、ＧＰＳ衛星から送信されてきたＲＦ（Radio Frequency）信号を受信するアンテナ１４と、このアンテナ１４によって受信された受信ＲＦ信号Ｄ５を増幅するローノイズ・アンプ（Low Noise Amplifier；以下、ＬＮＡという。）１５と、このＬＮＡ１５によって増幅された増幅ＲＦ信号Ｄ６のうち所定の周波数帯域成分を通過する帯域通過フィルタ（Band Pass Filter；以下、ＢＰＦという。）１６と、このＢＰＦ１６によって通過された増幅ＲＦ信号Ｄ７をさらに増幅する増幅器１７と、ＴＣＸＯ１２から供給される発振信号Ｄ２に基づいて所定の周波数ＦＬＯを有する局部発振信号Ｄ１０を生成する周波数シンセサイザ１８と、増幅器１７によって増幅された所定の周波数ＦＲＦを有する増幅ＲＦ信号Ｄ８に対して周波数シンセサイザ１８から供給された局部発振信号Ｄ１０を乗算するミキサ１９と、このミキサ１９によって乗算されることによってダウンコンバートされた所定の周波数ＦＩＦを有する中間周波数（Intermediate Frequency；以下、ＩＦという。）信号Ｄ１１を増幅する増幅器２０と、この増幅器２０によって増幅された増幅ＩＦ信号Ｄ１２のうち所定の周波数帯域成分を通過する低域通過フィルタ（Low Pass Filter；以下、ＬＰＦという。）２１と、このＬＰＦ２１によって通過されたアナログ形式の増幅ＩＦ信号Ｄ１３をディジタル形式の増幅ＩＦ信号Ｄ１４に変換するアナログ／ディジタル変換器（Analog/Digital Converter；以下、Ａ／Ｄという。）２２とを備える。
【００５３】
アンテナ１４は、ＧＰＳ衛星から送信されてきた周波数が１５７５．４２ＭＨｚのキャリアが拡散されたＲＦ信号を受信する。このアンテナ１４によって受信された受信ＲＦ信号Ｄ５は、ＬＮＡ１５に供給される。
【００５４】
ＬＮＡ１５は、アンテナ１４によって受信された受信ＲＦ信号Ｄ５を増幅する。ＬＮＡ１５は、増幅した増幅ＲＦ信号Ｄ６をＢＰＦ１６に供給する。
【００５５】
ＢＰＦ１６は、いわゆるＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタからなり、ＬＮＡ１５によって増幅された増幅ＲＦ信号Ｄ６のうち所定の周波数帯域成分を通過する。このＢＰＦ１６によって通過された増幅ＲＦ信号Ｄ７は、増幅器１７に供給される。
【００５６】
増幅器１７は、ＢＰＦ１６によって通過された増幅ＲＦ信号Ｄ７をさらに増幅する。増幅器１７は、増幅した所定の周波数ＦＲＦ、すなわち、１５７５．４２ＭＨｚの増幅ＲＦ信号Ｄ８をミキサ１９に供給する。
【００５７】
周波数シンセサイザ１８は、ＣＰＵ２６から供給される制御信号Ｄ９による制御のもとに、ＴＣＸＯ１２から供給される発振信号Ｄ２に基づいて所定の周波数ＦＬＯを有する局部発振信号Ｄ１０を生成する。周波数シンセサイザ１８は、生成した局部発振信号Ｄ１０をミキサ１９に供給する。
【００５８】
ミキサ１９は、増幅器１７によって増幅された所定の周波数ＦＲＦを有する増幅ＲＦ信号Ｄ８に対して周波数シンセサイザ１８から供給された局部発振信号Ｄ１０を乗算することによって増幅ＲＦ信号Ｄ８をダウンコンバートし、例えば１．０２３ＭＨｚ程度の所定の周波数ＦＩＦを有するＩＦ信号Ｄ１１を生成する。このミキサ１９によって生成されたＩＦ信号Ｄ１１は、増幅器２０に供給される。
【００５９】
増幅器２０は、ミキサ１９によってダウンコンバートされたＩＦ信号Ｄ１１を増幅する。増幅器２０は、増幅した増幅ＩＦ信号Ｄ１２をＬＰＦ２１に供給する。
【００６０】
ＬＰＦ２１は、増幅器２０によって増幅された増幅ＩＦ信号Ｄ１２のうち所定の周波数よりも低帯域成分を通過する。このＬＰＦ２１によって通過された増幅ＩＦ信号Ｄ１３は、Ａ／Ｄ２２に供給される。
【００６１】
Ａ／Ｄ２２は、ＬＰＦ２１によって通過されたアナログ形式の増幅ＩＦ信号Ｄ１３をディジタル形式の増幅ＩＦ信号Ｄ１４に変換する。このＡ／Ｄ２２によって変換された増幅ＩＦ信号Ｄ１４は、同期捕捉部２４及び同期保持部２５に供給される。
【００６２】
なお、ＧＰＳ受信機１０においては、これらの各部のうち、ＬＮＡ１５、ＢＰＦ１６、増幅器１７，２０、周波数シンセサイザ１８、ミキサ１９、ＬＰＦ２１、及びＡ／Ｄ２２は、アンテナ１４によって受信された１５７５．４２ＭＨｚの高い周波数を有する受信ＲＦ信号Ｄ５を、ディジタル信号処理が施しやすいように、例えば１．０２３ＭＨｚ程度の低い周波数ＦＩＦを有する増幅ＩＦ信号Ｄ１４にダウンコンバートする周波数変換部２３として構成される。
【００６３】
さらに、ＧＰＳ受信機１０は、自己が発生する拡散符号とＡ／Ｄ２２から供給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４における拡散符号との同期捕捉及び増幅ＩＦ信号Ｄ１４におけるキャリア周波数の検出を行う同期捕捉部２４と、Ａ／Ｄ２２から供給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４における拡散符号とキャリアとの同期保持及びメッセージの復調を行う同期保持部２５と、各部を統括的に制御して各種演算処理を行うＣＰＵ２６と、ＸＯ１１から供給される発振信号Ｄ１に基づいて時間を計測するＲＴＣ２７と、ＣＰＵ２６の内部時計としてのタイマ２８と、ＲＡＭ（Random Access Memory）やＲＯＭ（Read Only Memory）等からなるメモリ２９とを備える。
【００６４】
同期捕捉部２４は、詳細は後述するが、ＣＰＵ２６の制御のもとに、逓倍／分周器１３から供給される逓倍及び／又は分周された発振信号Ｄ４に基づいて、Ａ／Ｄ２２から供給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４における拡散符号の同期捕捉を行うとともに、増幅ＩＦ信号Ｄ１４におけるキャリア周波数の検出を行う。このとき、同期捕捉部２４は、後述するように、粗い精度での同期捕捉を行う。同期捕捉部２４は、検出したＧＰＳ衛星を識別するための衛星番号、拡散符号の位相、及びキャリア周波数を同期保持部２５及びＣＰＵ２６に供給する。
【００６５】
同期保持部２５は、詳細は後述するが、ＣＰＵ２６の制御のもとに、逓倍／分周器１３から供給される逓倍及び／又は分周された発振信号Ｄ４に基づいて、Ａ／Ｄ２２から供給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４における拡散符号とキャリアとの同期保持を行うとともに、増幅ＩＦ信号Ｄ１４に含まれる航法メッセージの復調を行う。このとき、同期保持部２５は、後述するように、同期捕捉部２４から供給される衛星番号、拡散符号の位相、及びキャリア周波数を初期値として動作を開始する。同期保持部２５は、複数のＧＰＳ衛星からの増幅ＩＦ信号Ｄ１４についての同期保持を並列的に行い、検出した拡散符号の位相、キャリア周波数、及び航法メッセージをＣＰＵ２６に供給する。
【００６６】
ＣＰＵ２６は、同期保持部２５から供給される拡散符号の位相、キャリア周波数、及び航法メッセージを取得し、これらの各種情報に基づいて、当該ＧＰＳ受信機１０の位置及び速度を算出するとともに、航法メッセージから得られるＧＰＳ衛星の正確な時間情報に基づいて、当該ＧＰＳ受信機１０の時間情報を補正するといったＧＰＳに関する各種演算処理を行う。また、ＣＰＵ２６は、当該ＧＰＳ受信機１０の各部及び各種ペリフェラル、並びに外部との入出力（Input/Output）に関する制御を統括的に行う。
【００６７】
ＲＴＣ２７は、ＸＯ１１から供給される発振信号Ｄ１に基づいて、時間を計測する。このＲＴＣ２７によって計測される時間情報は、ＧＰＳ衛星の正確な時間情報が得られるまでの間に代用されるものであって、ＧＰＳ衛星の正確な時間情報を得たＣＰＵ２６がＸＯ１１を制御することによって適宜補正される。
【００６８】
タイマ２８は、ＣＰＵ２６の内部時計として機能するものであり、各部の動作に必要となる各種タイミング信号の生成及び時間参照に用いられる。例えば、ＧＰＳ受信機１０においては、同期捕捉部２４が同期捕捉した拡散符号の位相に合わせて同期保持部２５が後述する拡散符号発生器の動作を開始させるタイミングを、このタイマ２８によって参照する。
【００６９】
メモリ２９は、ＲＡＭやＲＯＭ等からなる。メモリ２９においては、ＣＰＵ２６等による各種処理を行う際のワークエリアとしてＲＡＭが用いられるとともに、入力した各種データをバッファリングする際や、演算過程で生成される中間データ及び演算結果データを保持する際にもＲＡＭが用いられる。また、メモリ２９においては、各種プログラムや固定データ等を記憶する手段としてＲＯＭが用いられる。
【００７０】
なお、ＧＰＳ受信機１０においては、これらの同期捕捉部２４、同期保持部２５、ＣＰＵ２６、ＲＴＣ２７、タイマ２８、メモリ２９は、ベースバンド処理部として構成される。
【００７１】
このような各部を備えるＧＰＳ受信機１０においては、少なくとも、ＸＯ１１、ＴＣＸＯ１２、アンテナ１４、ＬＮＡ１５、及びＢＰＦ１６を除く各部を、集積回路化した１チップからなる復調回路３０として構成することができる。
【００７２】
ＧＰＳ受信機１０は、少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からのＲＦ信号を受信して、このＲＦ信号を周波数変換部２３によってＩＦ信号に変換した後、同期捕捉部２４によって拡散符号の同期捕捉及びキャリア周波数の検出を行い、同期保持部２５によって拡散符号とキャリアとの同期保持及び航法メッセージの復調を行う。そして、ＧＰＳ受信機１０は、拡散符号の位相、キャリア周波数、及び航法メッセージに基づいて、ＣＰＵ２６によって当該ＧＰＳ受信機１０の位置及び速度を算出する。
【００７３】
さて、以下では、このようなＧＰＳ受信機１０における同期捕捉部２４及び同期保持部２５について詳述する。ＧＰＳ受信機１０は、上述したように、同期捕捉の機能と同期保持の機能とを、同期捕捉部２４及び同期保持部２５に分離したものである。ここでは、このように機能を分離した理由についても併せて説明する。
【００７４】
同期捕捉部２４は、上述したように、ＩＦ信号における拡散符号の同期捕捉及びキャリア周波数の検出を高速に行う。同期捕捉部２４は、拡散符号の同期捕捉高速に行うためにマッチドフィルタを利用する。具体的には、同期捕捉部２４は、マッチドフィルタとして、例えば図２に示すように、いわゆるトランスバーサルフィルタ５０を用いることができる。
【００７５】
また、同期捕捉部２４は、マッチドフィルタとして、例えば図３に示すように、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；以下、ＦＦＴという。）を利用したディジタルマッチドフィルタ６０を用いることもできる。
【００７６】
具体的には、ディジタルマッチドフィルタ６０は、同図に示すように、上述したアンテナ１４及び周波数変換部２３によって得られる増幅ＩＦ信号Ｄ１４に対応するＩＦ信号を、上述したＴＣＸＯ１２によって生成される発振信号Ｄ２に基づく所定のサンプリング周波数で入力信号をサンプリングするサンプラ６１によってサンプリングした上で入力する。ディジタルマッチドフィルタ６０は、サンプラ６１によってサンプリングされたＩＦ信号をバッファリングするメモリ６２と、このメモリ６２によってバッファリングされたＩＦ信号を読み出してＦＦＴを施すＦＦＴ処理部６３と、このＦＦＴ処理部６３によってＦＦＴ処理が施されて得られた周波数領域信号をバッファリングするメモリ６４と、ＧＰＳ衛星からのＲＦ信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生する拡散符号発生器６５と、この拡散符号発生器６５によって発生された拡散符号に対してＦＦＴ処理を施すＦＦＴ処理部６６と、このＦＦＴ処理部６６によってＦＦＴ処理が施されて得られた周波数領域信号をバッファリングするメモリ６７と、メモリ６４にバッファリングされている周波数領域信号とメモリ６７にバッファリングされている周波数領域信号とを乗算する乗算器６８と、この乗算器６８によって乗算された周波数領域信号に対して逆ＦＦＴ（Inversed Fast Fourier Transform；以下、ＩＦＦＴという。）処理を施すＩＦＦＴ処理部６９と、このＩＦＦＴ処理部６９によってＩＦＦＴ処理が施されて得られた自己相関関数に基づいてＧＰＳ衛星からのＲＦ信号における拡散符号と拡散符号発生器６５に発生した拡散符号との相関のピークを検出するピーク検出器７０とを有する。
【００７７】
このようなディジタルマッチドフィルタ６０は、実際には、ＦＦＴ処理部６３，６６、拡散符号発生器６５、乗算器６８、ＩＦＦＴ処理部６９、及びピーク検出器７０の各部をＤＳＰ（Digital Signal Processor）によって実行されるソフトウェアとして実装される。すなわち、ディジタルマッチドフィルタ６０を適用した同期捕捉部２４は、例えば図４に示すように、上述したサンプラ６１に相当するサンプラ８１と、上述したメモリ６２に相当するＲＡＭ８２と、上述したメモリ６４，６７とＤＳＰのプログラム及びワークエリアとを含むＲＡＭ／ＲＯＭ８３と、上述したＦＦＴ処理部６３，６６、拡散符号発生器６５、乗算器６８、ＩＦＦＴ処理部６９、及びピーク検出器７０の処理を実行するＤＳＰ８４とから構成される。
【００７８】
同期捕捉部２４は、同図に示す例では、１．０２３ＭＨｚのＩＦ信号をサンプラ８１によって４．０９６ＭＨｚでサンプリングし、ＤＳＰ８４によってディジタルマッチドフィルタ６０と等価な演算を行うことにより、拡散符号の同期捕捉、すなわち、ＩＦ信号における拡散符号の位相検出を１／４チップの精度で行うことができる。また、この同期捕捉部２４は、ＲＡＭ８２の容量を１６ミリ秒分であるものとすると、ＤＳＰ８４によってＦＦＴの周波数領域での操作を行うことにより、１／１６ｋＨｚ（±１／３２ｋＨｚ）の精度で、ＩＦ信号におけるキャリア（以下、ＩＦキャリアという。）周波数を検出することができる。同期捕捉部２４は、ＲＡＭ８２に記憶したＩＦ信号には複数のＧＰＳ衛星からの信号が含まれていることから、各ＧＰＳ衛星の拡散符号との相関を算出することにより、複数のＧＰＳ衛星を検出することができる。
【００７９】
ＧＰＳ受信機１０は、この同期捕捉部２４によって検出した少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星に対する拡散符号の位相とキャリア周波数とに基づいて、当該ＧＰＳ受信機１０の位置と速度とを算出することができる。
【００８０】
ただし、ＧＰＳ受信機１０においては、拡散符号の位相検出精度としての上述した１／４チップ、及びキャリア周波数の検出精度としての１／１６ｋＨｚのもとに得られる当該ＧＰＳ受信機１０の位置及び速度の算出結果は十分な精度とは言い難いものである。ＧＰＳ受信機１０においては、精度を向上させるためには、サンプラ８１によるサンプリング周波数を高くする、ＩＦ信号を記憶する時間長を長くする、といった処理が必要となるが、これにともない、ＲＡＭ８２等のメモリの容量が増大し、且つ、拡散符号の位相及びキャリア周波数を検出するまでの処理時間が長くなる事態が想定される。また、ＧＰＳ受信機１０においては、同期捕捉部２４が外部から航法メッセージを受け取らないものとすると、少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からの航法メッセージを２０ミリ秒毎に復調する必要があることから、ＤＳＰ８４は、常に、同期の検出と航法メッセージの復調とを極めて高速に行う必要がある。これらの問題は、ハードウェアのサイズの膨大化によるコストアップと消費電力の増大化を招来する。
【００８１】
そこで、ＧＰＳ受信機１０においては、粗い精度での同期捕捉を同期捕捉部２４によって行い、複数のＧＰＳ衛星の同期保持及び航法メッセージの復調を同期保持部２５によって行う。
【００８２】
同期捕捉部２４は、検出したＧＰＳ衛星の衛星番号、その拡散符号の位相、及びキャリア周波数を同期保持部２５に供給する。一方、同期保持部２５は、同期捕捉部２４から供給されるこれらの各種情報を初期値として動作を開始する。同期保持部２５は、拡散符号の位相に基づいて、後述するＤＬＬの回路で生成する拡散符号の開始タイミングを合わせる。なお、ＧＰＳ受信機１０は、生成する拡散符号として、検出したＧＰＳ衛星の衛星番号に対応するものを設定する。このとき、ＧＰＳ受信機１０においては、ドップラシフト、ＴＣＸＯ１２等の発振器によって生成される発振信号の発振周波数の誤差の影響を受けるが、基本的に拡散符号は１ミリ秒の周期で繰り返されるものであることから、ＤＬＬの回路で生成する拡散符号の開始タイミングは、１ミリ秒の整数倍ずらしても構わない。
【００８３】
なお、ＩＦキャリア周波数は、ＩＦ信号を上述したＲＡＭ８２等のメモリに取り込むためのサンプリングクロックを生成しているＴＣＸＯ１２の誤差を含むことから、上述した分解能の問題を除去したとしても、正確な値、すなわち、キャリア周波数とドップラシフト量との和ではない。しかしながら、ＧＰＳ受信機１０においては、同期捕捉部２４と同期保持部２５とが同じ発振器、すなわち、ＴＣＸＯ１２を発振源とするクロックで動作している場合には、両者で全く同じ周波数誤差を有することから、同期保持部２５が同期捕捉部２４によって検出されたＩＦキャリア周波数を初期値として動作を開始することには何らの問題がない。
【００８４】
同期保持部２５は、複数のＧＰＳ衛星の同期保持を並列的に行うことから、例えば図５に示すように、複数個の独立したチャンネル回路９１１，９１２，・・・，９１Ｎを有する。チャンネル回路９１１，９１２，・・・，９１Ｎは、それぞれ、コントロール・レジスタ９２の設定によって同期捕捉部２４による個々の検出結果に対して割り当てられる。
【００８５】
チャンネル回路９１１，９１２，・・・，９１Ｎは、それぞれ、詳細は後述するが、ＩＦキャリア同期用のコスタスループと拡散符号同期用のＤＬＬとを組み合わせた回路によって構成される。
【００８６】
ＩＦキャリア同期用のコスタスループと拡散符号同期用のＤＬＬとを組み合わせた回路によって構成されるチャンネル回路９１１，９１２，・・・，９１Ｎを有する同期保持部２５においては、動作開始前に、ＧＰＳ衛星の衛星番号、拡散符号の位相、及びキャリア周波数が初期値として設定される。この初期値の設定は、同期捕捉部２４との間で直接的に通信を行うか、又は、同期捕捉部２４及び当該同期保持部２５を制御するＣＰＵ２６を介して行うことによってなされる。
【００８７】
このような同期保持部２５は、以下のようにして拡散符号と同期を合わせる。すなわち、図６に示すように、同期捕捉部２４がＩＦ信号をＲＡＭ８２等のメモリに取り込むタイミングでタイマを開始させ、同期捕捉部２４がメモリに記憶しているＩＦ信号に対して拡散符号の位相ｈを検出すると、同期保持部２５は、この位相ｈの値を受け取った後、同じタイマによって１ミリ秒の整数倍からｈだけずらした時点においてＤＬＬによって発生する拡散符号を開始させることにより、受信信号の拡散符号に位相を合わせる。なお、同図における"ＰＮ"は、ＰＮ系列の符号、すなわち、拡散符号を示している。
【００８８】
ここで、従来のコスタスループとＤＬＬとを組み合わせた回路においては、受信信号における拡散符号の位相が未知であることから、ＤＬＬによって発生するＩＦキャリア周波数と拡散符号の周期とを少しずらし、ＩＦ信号の拡散符号に対して位相をスライドしていく過程で、有意な強度の相関がある位相を検出していた。そのため、従来の回路においては、位相を検出するのに、最悪の場合、数ｋＨｚの範囲のキャリア周波数と符号長が１０２３の拡散符号における全ての位相とに対して検出を行うことから、同期を確立するまでにかなりの時間を要していた。
【００８９】
これに対して、ＧＰＳ受信機１０においては、同期保持部２５が受け取った拡散符号の位相とＩＦキャリア周波数との初期値は真値から僅かにしかずれていないことから、有意な強度の相関がある位相は、誤差を含めても初期値の近辺に必ず存在する。したがって、同期保持部２５は、従来の回路と同様に、まずコスタスループ及びＤＬＬにおけるループフィルタの制御を止めた状態にして、ＮＣＯ（Numeric Controlled Oscillator）によって生成する信号を初期値の近辺で変化させながら有意な強度の相関を探索し、相関を検出した後には、ループフィルタからの制御に切り替える。これにより、同期保持部２５は、ＤＬＬによる拡散符号の位相の同期確立、及びコスタスループによるキャリアの位相の同期確立を極めて短時間に行うことができ、以降、同期を保持し続けることができる。同期保持部２５においては、ＩＦキャリア周波数が数十Ｈｚの精度で初期値を設定できることから、各ＬＰＦ及び各ループフィルタの帯域幅を当初から狭くすることができ、Ｓ／Ｎ（Signal to Noise ratio）が高い状態で同期を確立することができる。
【００９０】
ＧＰＳ受信機１０においては、同期保持部２５を例えば１．０２３ＭＨｚ×１６＝１６．３６８ＭＨｚのクロックで動作させ、ＤＬＬにおいて拡散符号の位相を１／１６．３６８ＭＨｚの時間分解能で検出すれば、１／１６チップの精度で拡散符号の位相からＧＰＳ衛星までの擬似距離を算出することができ、また、コスタスループにおけるＮＣＯを１Ｈｚ単位で制御できる構成にすれば、ＩＦキャリア周波数の分解能は１Ｈｚとなり、ＤＬＬとコスタスループとによってこれらの精度で同期を保持することができる。
【００９１】
以上のように、ＧＰＳ受信機１０においては、同期保持部２５によって同期保持が行われると、ＤＬＬによって発生する拡散符号の位相に基づいて、当該ＧＰＳ受信機１０の位置を連続的に算出して出力することができるとともに、コスタスループによって得られるＩＦキャリア周波数に基づいて、当該ＧＰＳ受信機１０の速度を連続的に算出して出力することができる。
【００９２】
同期保持部２５は、上述したように、同期捕捉部２４から受け渡された拡散符号の位相及びＩＦキャリア周波数を初期値とすることにより、これらの初期値の近辺で有意な強度の相関が得られる位相を探索する。これは、ＧＰＳ受信機１０に搭載されているクロック源の発振器、すなわち、ＴＣＸＯ１２が公称周波数に対して誤差を有することが１つの理由である。ＧＰＳ受信機１０においては、先に図３に示したＦＦＴを利用したディジタルマッチドフィルタ６０を用いて同期捕捉部２４を構成した場合には、ＩＦ信号をメモリに記憶した後、ＤＳＰの処理時間分遅れて同期保持部２５に検出結果が供給されることから、発振器の公称周波数ＦＯＳＣとの誤差をΔＦＯＳＣとし、ＤＳＰの処理時間をＴ秒とすると、同期保持部２５に検出結果が供給される時点では、Ｔ×ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣの誤差が生じる。例えば、ＧＰＳ受信機１０においては、Ｔ＝３秒とし、ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣが±３ｐｐｍの範囲内とすると、±９マイクロ秒＝約±９チップ以内の誤差が生じる。このように、ＧＰＳ受信機１０においては、ＤＳＰの処理時間が長くなると、その分誤差が大きくなる。
【００９３】
また、ＧＰＳ受信機１０においては、ＧＰＳ衛星と当該ＧＰＳ受信機１０との移動によって生じるキャリア周波数のドップラシフトも誤差を生じる要因となる。ＧＰＳ受信機１０においては、キャリアの周波数、すなわち、１５７５．４２ＭＨｚをＦＲＦとし、受信信号のドップラシフトをΔＦＤとすると、ドップラシフトによって拡散符号の周期、すなわち、１ミリ秒は、ほぼ（１−ΔＦＤ／ＦＲＦ）倍となり、例えば、＋５〜−５ｋＨｚの範囲のドップラシフトが生じている場合には、３秒間で約−９．５〜９．５マイクロ秒＝約−９．５〜９．５チップの誤差が生じる。
【００９４】
これらの２つの例は、比較的現実に近い値であり、ＧＰＳ受信機１０においては、発振器の誤差とドップラシフトとの両者の要因を併せると、±２０チップ程度の範囲内で誤差が生じることから、この範囲だけを探索して相関を検出すればよい。例えば、同期保持部２５は、同期捕捉部２４から供給される拡散符号の位相よりも２０チップ分だけ早くＤＬＬによって発生する拡散符号を開始させ、そのときの拡散符号の周期として、ＮＣＯの周波数設定を（１＋５／１５７５．４２０）ミリ秒よりも長めに設定しておけば、ＩＦ信号に含まれるＧＰＳ衛星からの信号の拡散符号に対するスライドが＋２０チップだけずれた時点から開始され、適当な時間の間、拡散符号同士の位相がスライドしている状態で相関の有無を探索することができる。
【００９５】
このように、従来においては、ＤＬＬとコスタスループとを用いて１０２３チップの範囲で、且つ、ＩＦキャリア周波数についても発振器の誤差とドップラシフト量との範囲で変化させながら、相関検出を行っていたのに比較して、ＧＰＳ受信機１０においては、初期値のキャリア周波数が僅かな誤差しか有さず、相関を検出する範囲も数十分の１程度で済むことから、同期保持部２５による同期確立に要する時間を極めて短時間とすることができる。
【００９６】
以上のように、ＧＰＳ受信機１０は、同期捕捉の機能と同期保持の機能とを分離して構成することにより、同期捕捉部２４によってＩＦ信号に含まれるＧＰＳ衛星からの信号の拡散符号の位相及びＩＦキャリア周波数を高速に検出することができ、この検出結果に基づいて同期保持部２５が速やかに同期保持動作に移行することができる。しかしながら、ＧＰＳ受信機１０においては、ＩＦ信号に含まれる微弱なＧＰＳ衛星の信号を検出するために処理シーケンスが増える場合、また、電力消費を抑制するために同期捕捉部２４を低速のクロックで動作させている場合等には、同期捕捉部２４での処理時間が長くなり、これにともない、同期保持部２５による同期確立までに探索する範囲が広くなり、好ましくない。
【００９７】
一般に、ＧＰＳ受信機においては、周波数変換部における局部発振器とベースバンド処理部における信号処理のクロックを生成する源発振器として、共通の水晶発振器を用いるが、ＧＰＳ受信機１０においては、これと同様に、先に図１に示したように、周波数変換部２３における局部発振器の源発振器と同期捕捉部２４及び同期保持部２５の動作クロックの源発振器とを、ＴＣＸＯ１２に共通化する。そして、同期保持部２５は、同期捕捉部２４によって検出したＩＦキャリア周波数とＴＣＸＯ１２の公称値に基づく例えば１．０２３ＭＨｚの中間周波数ＦＩＦとの差分をΔＦＩＦとし、１５７５．４２ＭＨｚであるＧＰＳ衛星からの信号のキャリア周波数をＦＲＦとし、同期捕捉部２４がＩＦ信号をメモリに取り込んでから同期捕捉処理に要した時間をＴ秒とし、拡散符号の位相をｈとすると、図７に示すように、拡散符号の位相ｈをｈ＋Δｈ（Δｈ＝−Ｔ×ΔＦＩＦ／ΔＲＦ）のように補正する。例えば、ΔＦＩＦ＝＋３ｋＨｚ、Ｔ＝１０秒の場合には、Δｈ＝−１９マイクロ秒＝約−１９チップとなる。同期保持部２５は、このような補正を行うことにより、ＴＣＸＯ１２による発振周波数の誤差とドップラシフトとによって生じる拡散符号の位相のずれを極めて正確に補正することができ、同期捕捉部２４による同期捕捉処理に時間を数十秒要した場合であっても、ほぼ１チップ程度の範囲での探索で同期を確立することができる。
【００９８】
このような補正が可能な理由は、以下のとおりである。
【００９９】
ＧＰＳ受信機１０においては、周波数変換部２３によってＧＰＳ衛星からの信号の既知であるキャリア周波数ＦＲＦを既知である中間周波数ＦＩＦに変換するために、公称発振周波数ＦＯＳＣのＴＣＸＯ１２に基づいて周波数シンセサイザ１８によって局部発振周波数ＦＬＯ＝Ｎ×ＦＯＳＣ（Ｎは定数数、Ｎ＞＞１）を生成し、ＦＩＦ＝ＦＲＦ−ＦＬＯとなるようにする。ここで、実際に受信するＧＰＳ衛星からの信号には、中間周波数ＦＩＦに対してＴＣＸＯ１２による発振周波数の誤差とドップラシフトとによって生じる誤差ΔＦＩＦが加わったものである。すなわち、ＧＰＳ受信機１０においては、ドップラシフト量をΔＦＤとし、ＴＣＸＯ１２による公称発振周波数との誤差をΔＦＯＳＣとすると、
ＦＩＦ＋ΔＦＩＦ＝ＦＲＦ＋ΔＦＤ−ＦＬＯ＝ＦＲＦ＋ΔＦＤ−Ｎ×（ＦＯＳＣ＋ΔＦＯＳＣ）
となる。したがって、ＧＰＳ受信機１０においては、同期捕捉部２４が検出するＩＦキャリア周波数は、
ＦＩＦ＋ΔＦＩＦ、ΔＦＩＦ＝ΔＦＤ−Ｎ×ΔＦＯＳＣ
となる。ここで重要なことは、同期捕捉部２４が検出することができるものはΔＦＩＦのみであり、ΔＦＤ，ΔＦＯＳＣは最初の同期捕捉の段階では未知であるということである。
【０１００】
ここで、ＴＣＸＯ１２によって拡散符号の１周期長である１ミリ秒を公称発振周波数でタイマがカウントした場合には、誤差ΔＦＯＳＣがあるために、実際には、１ミリ秒×ＦＯＳＣ／（ＦＯＳＣ＋ΔＦＯＳＣ）≒（１−ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣ）ミリ秒となる。一方、受信信号における拡散符号の１周期長さは、ドップラシフト量ΔＦＤにより、１ミリ秒×ＦＲＦ／（ＦＲＦ＋ΔＦＤ）≒（１−ΔＦＤ／ＦＲＦ）ミリ秒となる。したがって、受信信号における拡散符号の１周期長とＴＣＸＯ１２による公称発振周波数でカウントした１ミリ秒との比は、
（１−ΔＦＤ／ＦＲＦ）／（１−ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣ）≒１−ΔＦＤ／ＦＲＦ＋ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣ
となる。さらに、この式における右辺は、変形すると、
１−ΔＦＩＦ／ＦＲＦ＋（ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣ）×（ＦＩＦ／（Ｎ×ＦＯＳＣ））≒１−ΔＦＩＦ／ＦＲＦ
となる。このように、ＧＰＳ受信機１０においては、同期捕捉部２４にとって未知のパラメータであるΔＦＤ，ΔＦＯＳＣを含まない形でかなり良好な近似をすることができる。
【０１０１】
この結果により、ＧＰＳ受信機１０においては、同期捕捉部２４がＩＦ信号をメモリに取り込んだ時点から同期捕捉処理を行い、検出した拡散符号の位相ｈが同期保持部２５に供給されるまでの時間にＴ秒要した場合には、このＴ秒の間に同期捕捉部２４が検出した拡散符号の位相から−Ｔ×ΔＦＩＦ／ＦＲＦだけずれることになる。したがって、同期保持部２５は、図７に示したように、同期捕捉部２４から供給された拡散符号の位相ｈに補正値Δｈ＝−Ｔ×ΔＦＩＦ／ＦＲＦを加えたｈ＋ΔｈによってＤＬＬによって発生する拡散符号の開始タイミングを合わせることにより、同期捕捉処理時間に生じた拡散符号の位相のずれを補正することができ、これによってほぼ１チップ程度の範囲内において相関を検出することができ、極めて短時間に同期を確立することができる。ＧＰＳ受信機１０においては、補正値を例えばＣＰＵ２６によって算出し、その算出結果を同期保持部２５に供給し、同期保持部２５によって位相を補正した後に、同期捕捉部２４による同期捕捉処理を開始すればよい。
【０１０２】
このような拡散符号の位相を補正する手法において必要となる情報は、同期捕捉部２４が検出したＩＦキャリア周波数のみであり、ＧＰＳ受信機１０においては、ＴＣＸＯ１２による発振周波数の誤差もドップラシフト量も、情報として不要である。また、ＧＰＳ受信機１０においては、ＩＦキャリア周波数に依存せず、ＦＩＦ＝ＦＲＯ−ＦＬＯとなるように局部発振周波数ＦＬＯを設定する場合であっても、ΔＦＩＦの符号を変更するのみで済む。
【０１０３】
さて、以下では、以上のような同期保持部２５の具体的な構成について説明する。
【０１０４】
同期保持部２５におけるチャンネル回路９１１，９１２，・・・，９１Ｎは、上述したように、スペクトラム拡散信号を復調する復調器として適用されるＩＦキャリア同期用のコスタスループと拡散符号同期用のＤＬＬとを組み合わせた回路によって構成することができる。
【０１０５】
ここで、従来のコスタスループ及びＤＬＬにおいては、同相成分（Ｉ）側のＬＰＦからの出力と直交成分（Ｑ）側のＬＰＦからの出力との２乗和を相関値として同期判定を行っていた。
【０１０６】
これに対して、ＧＰＳ受信機１０においては、受信感度を向上させるとともに、加速度に対する耐性を向上させるために、図８に示すように、コスタスループ１０１には、新たに相関加算器１１２，１１３を設けるとともに、ＤＬＬ１０２には、新たに相関加算器１２１，１２２，１２８，１２９を設け、これらの相関加算器の出力の２乗和を相関値として同期判定を行う。
【０１０７】
すなわち、チャンネル回路９１１，９１２，・・・，９１Ｎにおいては、それぞれ、同図に示すように、コスタスループ１０１には、上述したアンテナ１４及び周波数変換部２３によって得られる増幅ＩＦ信号Ｄ１４に対応するＩＦ信号に対して、後述する拡散符号発生器（PN Generator；以下、ＰＮＧという。）１３４によって発生された位相がＰ（Prompt）とされる拡散符号が乗算器１０３によって乗算された信号が入力される。一方、チャンネル回路９１１，９１２，・・・，９１Ｎにおいては、それぞれ、ＤＬＬ１０２には、上述したアンテナ１４及び周波数変換部２３によって得られる増幅ＩＦ信号Ｄ１４に対応するＩＦ信号が入力される。
【０１０８】
コスタスループ１０１においては、入力された信号に対して、ＮＣＯ１０４によって生成された再生キャリアのうちのサイン成分（同相成分）が乗算器１０５によって乗算される一方、ＮＣＯ１０４によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分（直交成分）が乗算器１０６によって乗算される。コスタスループ１０１においては、乗算器１０５によって得られた同相成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１０７によって通過され、この信号が位相検出器１１０、２値化回路１１１及び相関加算器１１２に供給される。一方、コスタスループ１０１においては、乗算器１０６によって得られた直交成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１０８によって通過され、この信号が位相検出器１１０及び相関加算器１１３に供給される。コスタスループ１０１においては、ＬＰＦ１０７，１０８のそれぞれから出力された信号に基づいて位相検出器１１０によって検出された位相情報がループフィルタ１０９を介してＮＣＯ１０４に供給される。
【０１０９】
また、コスタスループ１０１においては、ＬＰＦ１０７，１０８から出力された信号が、それぞれ、相関加算器１１２，１１３に供給される。これらの相関加算器１１２，１１３は、それぞれ、図９に示すように、データの１ビット長、すなわち、ＧＰＳ受信機１０においては２０ミリ秒の信号Ａを積分した相関値と、後半を反転させた信号Ｂを積分した相関値との絶対値加算値を出力する。コスタスループ１０１においては、これらの相関加算器１１２，１１３から出力された信号が、２乗和算出回路１１４に供給され、この２乗和算出回路１１４によって算出された２乗和（Ｉ２＋Ｑ２）が、位相がＰとされる拡散符号についての相関値（Ｐ）として出力される。さらに、コスタスループ１０１においては、ＬＰＦ１０７から出力された信号が２値化回路１１１に供給され、２値化されて得られた情報が航法メッセージとして出力される。
【０１１０】
一方、ＤＬＬ１０２においては、入力されたＩＦ信号に対して、ＰＮＧ１３４によって発生された位相がＰよりも進んだＥ（Early）とされる拡散符号が乗算器１１５によって乗算されるとともに、ＰＮＧ１３４によって発生された位相がＰよりも遅れたＬ（Late）とされる拡散符号が乗算器１１６によって乗算される。ＤＬＬ１０２においては、乗算器１１５によって得られた信号に対して、コスタスループ１０１におけるＮＣＯ１０４によって生成された再生キャリアのうちのサイン成分が乗算器１１７によって乗算されるとともに、ＮＣＯ１０４によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分が乗算器１１８によって乗算される。そして、ＤＬＬ１０２においては、乗算器１１７によって得られた同相成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１１９によって通過され、この信号が相関加算器１２１に供給される。一方、ＤＬＬ１０２においては、乗算器１１８によって得られた直交成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１２０によって通過され、この信号が相関加算器１２２に供給される。また、ＤＬＬ１０２においては、乗算器１１６によって得られた信号に対して、コスタスループ１０１におけるＮＣＯ１０４によって生成された再生キャリアのうちのサイン成分が乗算器１２４によって乗算されるとともに、ＮＣＯ１０４によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分が乗算器１２５によって乗算される。そして、ＤＬＬ１０２においては、乗算器１２４によって得られた同相成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１２６によって通過され、この信号が相関加算器１２８に供給される。一方、ＤＬＬ１０２においては、乗算器１２５によって得られた直交成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１２７によって通過され、この信号が相関加算器１２９に供給される。
【０１１１】
ＤＬＬ１０２における相関加算器１２１，１２２，１２８，１２９は、それぞれ、図９に示した処理と同様の処理を行い、信号Ａを積分した相関値と信号Ｂを積分した相関値との絶対値加算値を出力する。ＤＬＬ１０２においては、相関加算器１２１，１２２から出力された信号が、２乗和算出回路１２３に供給され、この２乗和算出回路１２３によって算出された２乗和（Ｉ２＋Ｑ２）が、位相がＥとされる拡散符号についての相関値（Ｅ）として出力される。さらに、ＤＬＬ１０２においては、相関加算器１２８，１２９ら出力された信号が、２乗和算出回路１３０に供給され、この２乗和算出回路１３０によって算出された２乗和（Ｉ２＋Ｑ２）が、位相がＬとされる拡散符号についての相関値（Ｌ）として出力される。
【０１１２】
そして、ＤＬＬ１０２においては、２乗和算出回路１２３，１３０のそれぞれから出力された信号が位相検出器１３１に供給され、これらの信号に基づいて位相検出器１３１によって検出された位相情報がループフィルタ１３２を介してＮＣＯ１３３に供給され、さらに、ＮＣＯ１３３によって生成された所定の周波数を有する信号に基づいて、ＰＮＧ１３４によって各位相Ｅ，Ｐ，Ｌの拡散符号が発生される。
【０１１３】
このように、コスタスループ１０１及びＤＬＬ１０２を有するチャンネル回路９１においては、相関加算器１１２，１１３，１２１，１２２，１２８，１２９のそれぞれによって２つの信号の相関値の絶対値加算値の２乗和を相関値とすることにより、積分時間長を長くすることができることから、Ｓ／Ｎを向上させることができ、受信感度を向上させることができる。また、チャンネル回路９１においては、ＬＰＦ１０７，１０８，１１９，１２０，１２６，１２７の帯域幅を狭くし、加算前にノイズを除去することも可能となる。相関加算器１１２，１１３，１２１，１２２，１２８，１２９のそれぞれからの出力は、ノイズがない場合には、データが反転する位置に拘泥せず一定となる。
【０１１４】
なお、チャンネル回路９１においては、本件出願人が先に出願している特願２００１−１９０６５８号に記載したように、積分時間はデータの１ビット長以下の所定長であってもよい。また、チャンネル回路９１においては、相関加算器１１２，１１３，１２１，１２２，１２８，１２９のそれぞれによって例えばデータの１ビット長周期で相関値の絶対値加算値を算出し、その周期毎に、出力を更新するようにしてもよい。その場合、ＤＬＬ１０２の位相制御は、データの１ビット長周期で行われることになる。
【０１１５】
さて、従来のコスタスループ及びＤＬＬによって構成される復調器を含め、図８に示したチャンネル回路９１においては、同相成分側の出力と直交成分側の出力との２乗和を相関値としているが、同期が保持されている状態では、直交成分側の出力は殆どノイズに近いものとなる。したがって、コスタスループ及びＤＬＬにおいては、同期保持状態では、同相成分側の出力のみを用いた方が、直交成分側の出力のノイズの影響を受けないことから、Ｓ／Ｎが向上する。また、コスタスループ及びＤＬＬにおいては、周波数のずれは小さいがキャリアの同期が未だとれていない状態、すなわち、位相があっていない状態では、同相成分側の出力と直交成分側の出力とのうち絶対値の大きい方について、その絶対値の２乗は、２乗和に比較して、最小（位相誤差が４５°であるとき）で１／２であるが、同相成分側の出力と直交成分側の出力との両者のノイズは加算されず片側のみで済むことから、最小のときでも２乗和とＳ／Ｎが同一となる。
【０１１６】
そこで、ＧＰＳ受信機１０においては、同相成分側の出力と直交成分側の出力との２乗和ではなく、同相成分側の出力と直交成分側の出力との絶対値を相関値として同期判定及びＤＬＬの位相制御を行う。具体的には、ＧＰＳ受信機１０においては、チャンネル回路９１１，９１２，・・・，９１Ｎとして、図１０に示すチャンネル回路９１'を用いる。
【０１１７】
すなわち、チャンネル回路９１'は、同図に示すように、ＩＦキャリア同期用のコスタスループ１０１を含む回路に、上述した２乗和算出回路１１４に代えて、相関加算器１１２，１１３からの出力を比較して値が大きい方（Ｍａｘ（Ｉ，Ｑ））を出力する最大値選択回路１４１を設ける。また、チャンネル回路９１'は、拡散符号同期用のＤＬＬ１０２'に、上述した２乗和算出回路１２３に代えて、相関加算器１２１，１２２からの出力のうちいずれか一方を選択するセレクタ１４２を設けるとともに、上述した２乗和算出回路１３０に代えて、相関加算器１２８，１２９からの出力のうちいずれか一方を選択するセレクタ１４３を設ける。ここで、セレクタ１４２，１４３は、それぞれ、最大値選択回路１４１によって同相成分側の相関加算器１１２からの出力が選択された場合には、同相成分側の相関加算器１２１，１２８からの出力を選択し、最大値選択回路１４１によって直交成分側の相関加算器１１３からの出力が選択された場合には、直交成分側の相関加算器１２２，１２９からの出力を選択する。
【０１１８】
このように、チャンネル回路９１'においては、同相成分側の出力と直交成分側の出力との２乗和ではなく、２値の大小を比較する回路を用いて同相成分側の出力と直交成分側の出力との絶対値を相関値として同期判定及びＤＬＬの位相制御を行ってもＳ／Ｎが悪化することはない。また、チャンネル回路９１'においては、同相成分側の出力又は直交成分側の出力の絶対値を相関値とすることにより、処理負荷も軽減される。
【０１１９】
なお、ＧＰＳ受信機１０においては、チャンネル回路９１'に代えて、図１１に示すように、位相がＥ，Ｌの拡散符号の両者とも、ハードウェア的に規模が大きいＬＰＦ及び相関加算器を１つにまとめたＤＬＬ１０２''を有するチャンネル回路９１''としてもよい。
【０１２０】
すなわち、チャンネル回路９１''においては、位相がＥの拡散符号側の構成として、上述した乗算器１１７，１１８を１つの乗算器１５１とし、上述したＬＰＦ１１９，１２０を１つのＬＰＦ１５２とし、上述した相関加算器１２１，１２２を１つの相関加算器１５３とする。また、チャンネル回路９１''においては、位相がＬの拡散符号側の構成として、上述した乗算器１２４，１２５を１つの乗算器１５４とし、上述したＬＰＦ１２６，１２７を１つのＬＰＦ１５５とし、上述した相関加算器１２８，１２９を１つの相関加算器１５６とする。さらに、チャンネル回路９１''においては、コスタスループ１０１におけるＮＣＯ１０４によって生成された再生キャリアにおけるサイン成分とコサイン成分とのうちいずれか一方を選択するセレクタ１５７を設ける。
【０１２１】
このようなチャンネル回路９１''においては、最大値選択回路１４１によって同相成分側の相関加算器１１２からの出力が選択された場合には、ＮＣＯ１０４によって生成された再生キャリアのうちのサイン成分がセレクタ１５７によって選択され、この信号がキャリアとして乗算器１５１，１５２に供給される。一方、チャンネル回路９１''においては、最大値選択回路１４１によって直交成分側の相関加算器１１３からの出力が選択された場合には、ＮＣＯ１０４によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分がセレクタ１５７によって選択され、この信号がキャリアとして乗算器１５１，１５２に供給される。
【０１２２】
このように、チャンネル回路９１''は、チャンネル回路９１'に比較して、ＬＰＦ及び相関加算器を２個ずつ削減することができることから、先に図５に示した多チャンネルからなる同期保持部２５に適用するにあたって、回路規模の削減に大いに有効である。
【０１２３】
さらに、ＧＰＳ受信機１０においては、チャンネル回路９１''を改良し、図１２に示すように、ゲート信号発生器１６８によって発生したゲート信号に基づいて、位相がＥ，Ｌの拡散符号のレートよりも遅く、且つ、ＬＰＦの帯域よりも十分に高い周波数で拡散符号の乗算器入力を切り替えることにより、相関値（Ｅ）と相関値（Ｌ）との差分を求めるタウディザ方式を採用するＤＬＬ１０２'''を有するチャンネル回路９１'''とすることもできる。
【０１２４】
すなわち、チャンネル回路９１'''は、ゲート信号発生器１６８によって一定周期でハイとローとを繰り返すゲート信号を発生する。このゲート信号の周波数は、例えばＬＰＦ１６５のカットオフ周波数が１ｋＨｚである場合には、数十ｋＨｚとする。チャンネル回路９１'''においては、ゲート信号発生器１６８によって発生されたゲート信号がハイのときには、セレクタ１６１によって位相がＥの拡散符号が選択され、ゲート信号がローのときには、セレクタ１６１によって位相がＬの拡散符号が選択される。そして、チャンネル回路９１'''においては、入力されたＩＦ信号に対してセレクタ１６１によって選択された拡散符号が乗算器１６２によって乗算され、この信号に対してキャリアが乗算器１６４によって乗算される。さらに、チャンネル回路９１'''においては、最大値選択回路１４１によって同相成分側の相関加算器１１２からの出力が選択された場合には、ＮＣＯ１０４によって生成された再生キャリアのうちのサイン成分がセレクタ１６３によって選択され、この信号がキャリアとして乗算器１６４に供給される。一方、チャンネル回路９１'''においては、最大値選択回路１４１によって直交成分側の相関加算器１１３からの出力が選択された場合には、ＮＣＯ１０４によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分がセレクタ１６３によって選択され、この信号がキャリアとして乗算器１６４に供給される。
【０１２５】
そして、チャンネル回路９１'''においては、乗算器１６４によって得られた信号がＬＰＦ１６５を介して相関加算器１６６に供給され、この相関加算器１６６によって相関値の絶対値加算値が算出され、算出結果が乗算器１６７に供給される。チャンネル回路９１'''においては、相関加算器１６６からの出力とゲート信号発生器１６８からのゲート信号とが乗算器１６７によって乗算され、得られた結果がループフィルタ１３２に供給される。このとき、チャンネル回路９１'''においては、乗算器１６７による乗算の際には、ゲート信号発生器１６８からのゲート信号がハイのときには"１"とし、ローのときには"０"として演算が行われる。
【０１２６】
このようなチャンネル回路９１'''においては、位相がＥ，Ｌの拡散符号についてのＬＰＦ及び相関加算器が共通化されることから、チャンネル回路９１''に比較して、さらに回路規模の削減を図ることができる。ただし、チャンネル回路９１'''においては、タウディザ方式とすることにより、チャンネル回路９１''に比較して、Ｓ／Ｎが３ｄＢ程度劣化することになる。なお、チャンネル回路９１'''においては、相関値（Ｅ）と相関値（Ｌ）との差分が出力されるが、この差分は位相比較結果として位相制御に利用できるものであることから、チャンネル回路９１，９１'，９１''に設けられていた位相検出器は不要である。
【０１２７】
以下、上述したチャンネル回路９１，９１'，９１''，９１'''におけるＬＰＦ、位相検出器、ループフィルタ、及び相関加算器の特徴について説明する。
【０１２８】
まず、ＬＰＦについて説明する。
【０１２９】
上述したチャンネル回路９１，９１'，９１''，９１'''におけるＬＰＦは、入力信号と拡散符号及び再生キャリアを乗算後、データ帯域以外の不要なデータを除去するものである。ＧＰＳ受信機１０においては、可能な限りＬＰＦの帯域を狭くしてＳ／Ｎを上げたい場合や、多少感度が悪化しても応答速度を優先したい場合の両ケースがあることから、ＬＰＦの帯域幅は可変とするのが好ましい。
【０１３０】
そこで、ＧＰＳ受信機１０においては、帯域幅を可変とするために、図１３に示すようにＬＰＦを構成する。なお、同図においては、入力信号を１ビットであるものとしているが、多ビットであってもよい。ＧＰＳ受信機１０においては、受信信号が熱雑音よりもかなり低いレベルであることから、アナログ／ディジタル変換を２値化で行ったとしても、Ｓ／Ｎの劣化は僅かである。
【０１３１】
同図（Ａ）に示すＬＰＦは、同図（Ｂ）に示すＲＣフィルタの伝達関数を差分近似した無限インパルス応答（Infinite Impulse Response；ＩＩＲ）フィルタである。このＬＰＦは、１ビット又は多ビットからなる入力信号Ｘ［ｎ］に対して２のべき乗ｋを乗算する乗算器１７１と、後述するレジスタ１７５から供給される信号Ｙ［ｎ−１］と２のべき乗ｋとを乗算する乗算器１７２と、レジスタ１７５から供給される信号Ｙ［ｎ−１］と乗算器１７２によって得られた信号ｋＹ［ｎ−１］との差分をとる差分器１７３と、乗算器１７１によって得られた信号ｋＸ［ｎ］と差分器１７３によって得られた信号（１−ｋ）Ｙ［ｎ−１］とを加算する加算器１７４と、この加算器１７４によって得られたＲＣフィルタの差分近似式で表される信号を所定ビット長だけ保持するレジスタ１７５とからなる。なお、入力信号Ｘ［ｎ］及び出力信号Ｙ［ｎ］における"ｎ"は、離散的な時間を表すものである。
【０１３２】
このようなＬＰＦにおいて、入力信号Ｘ［ｎ］と多ビットからなる出力信号Ｙ［ｎ］との関係は、
Ｙ［ｎ］＝（１−ｋ）Ｙ［ｎ−１］＋ｋＸ［ｎ］
となり、加算器１７４から出力される信号がこの関係を満たすものとなる。このＬＰＦにおいては、サンプリング周波数をｆｓとすると、時定数ｔｃ、カットオフ周波数ｆｃは、それぞれ、
ｔｃ＝ＲＣ＝１／（ｋｆｓ）、
ｆｃ＝１／（２πＲＣ）＝ｋｆｓ／（２π）、
ｋ＝１／（ＲＣｆｓ）
となる。したがって、ＬＰＦにおいては、ｋ＝２−１６とし、サンプリング周波数をｆｓ＝１８．４１４ＭＨｚとすると、時定数ｔｃは３．５６ミリ秒、カットオフ周波数ｆｃは４４．７Ｈｚとなる。
【０１３３】
このようなＬＰＦにおいては、入力信号Ｘ［ｎ］は１ビット又は多ビットであり、値が"１"又は"−１"とされるが、入力信号Ｘ［ｎ］及び出力信号Ｙ［ｎ］において、レジスタ１７５をＭビット長とし、"１"を"１００・・・０"、"−１"を"０００・・・０"とみなし、ｋを２−Ｌ（Ｌは整数）とすれば、ｋＸ［ｎ］の演算を行う乗算器１７１は、（Ｍ−Ｌ）ビットの左シフトを行うバレルシフタによって実現することができ、ｋＹ［ｎ］の演算を行う乗算器１７２は、Ｌビットの右シフトを行うバレルシフタによって実現することができる。例えば、レジスタ１７５を２２ビット長とし、ｋ＝２−１６とすると、乗算器１７１は、６ビットの左シフトを行うバレルシフタによって実現することができ、乗算器１７２は、１６ビットの右シフトを行うバレルシフタによって実現することができる。したがって、ＬＰＦにおいては、Ｌを外部から設定可能とした場合には、カットオフ周波数ｆｃをオクターブ単位で可変とすることができる。また、ＬＰＦにおいては、"０"を"０１０・・・０"とみなし、この値との大小比較によって出力信号Ｙ［ｎ］の符号判定を行うことができる。さらに、ＬＰＦにおいては、レジスタ１７５に保持されたビット列の最上位ビットを除いた残りのビット列の最上位ビットを反転して出力することにより、出力信号Ｙ［ｎ］の値は、２の補数となる。
【０１３４】
つぎに、位相検出器について説明する。
【０１３５】
チャンネル回路９１，９１'，９１''，９１'''には、コスタスループ１０１において位相検出器１１０が設けられるが、この位相検出器１１０に対する入力は、例えば必要なダイナミックレンジが１０ビットであればＬＰＦからの信号の上位１０ビットとする。ここで、コスタスループにおける位相検出器１１０からの出力である位相比較結果出力で最も一般的なものは、同相成分側の出力と直交成分側の出力とを乗算した値Ｉ×Ｑであるが、この値は信号強度に対する依存性があり、好ましくないことから、位相比較結果出力を、直交成分側の出力と同相成分側の出力とを除算した値Ｑ／Ｉとする変形コスタスループがある。この値Ｑ／Ｉは、ＮＣＯ１０４によって生成した再生キャリアと入力信号に含まれるキャリアとの位相差の正接（tangent）である。
【０１３６】
この値Ｑ／Ｉの演算は、除算を含むことから、ハードウェア処理が困難であり、ＣＰＵによって算出するのが一般的であるが、複数チャンネルのコスタスループにおける処理は、１つのＣＰＵによって行う場合には負荷が大きい。
【０１３７】
そこで、ＧＰＳ受信機１０においては、変形コスタスループを適用して値Ｑ／Ｉの演算を行う場合には、この演算を以下のように近似することにより、ハードウェアによって構成しやすくする。
【０１３８】
まず、ＧＰＳ受信機１０においては、同相成分側の出力Ｉと直交成分側の出力Ｑとを、それぞれ、２の補数とし、両者の最上位ビットから正負を識別するとともに、他のビットから絶対値を検出する。続いて、ＧＰＳ受信機１０においては、絶対値で"１"がたっている最も上位のビット位置Ｓをチェックする。例えば、ＧＰＳ受信機１０においては、同相成分側の出力Ｉが"０００１０１１００１"である場合には、最下位から７ビット目が絶対値で"１"がたっている最も上位のビットであることから、最下位ビットの位置を"０"としてＳ＝６とする。そして、ＧＰＳ受信機１０においては、直交成分側の出力Ｑの絶対値をＳビットだけ右シフトした結果を、同相成分側の出力Ｉと直交成分側の出力Ｑとの符号関係を加味して２の補数に変換し、この値を位相比較結果出力とする。
【０１３９】
このように、ＧＰＳ受信機１０においては、同相成分側の出力Ｉを２Ｓで近似し、Ｑ／Ｉの演算をシフト演算に置き換えることができることから、ハードウェアでの構成が容易に実現可能となる。なお、正確なＱ／Ｉと近似によるＱ／Ｉとの絶対誤差は、Ｑ／Ｉ＝０となるコスタスループが位相ロックする付近で小さいことから、この手法は、近似ではあるが同期時の位相誤差を十分小さくすることができる。
【０１４０】
ただし、位相誤差が９０°に近い場合には、直交成分側の出力Ｑの値が大きくなり、同相成分側の出力Ｉの値が小さくなることから、値Ｑ／Ｉは大きな値となり、位相検出器としては好ましくない。そこで、ＧＰＳ受信機１０においては、直交成分側の出力Ｑの絶対値をＳビットだけ右シフトした結果が、所定値、例えば"２"よりも大きい場合には、位相比較結果出力の絶対値を"２"とするように、リミッタを設定する。ＧＰＳ受信機１０においては、リミッタ設定値が"１"である場合には、±９０°の範囲においては±４５°以内、リミッタ設定値が"２"である場合には、±９０°の範囲においては±６３．４°以内で位相比較特性が傾きを有する。リミッタ設定値が"２"である場合における位相比較特性は、図１４に示すようになる。同図においては、横軸に角度を示し、縦軸に位相比較結果出力を示している。ＧＰＳ受信機１０においては、ＮＣＯ１０４による再生キャリアと受信信号に含まれるキャリアとが同期している時点では、位相比較結果出力は、同図中黒丸で示す平衡点近傍の値となる。
【０１４１】
一方、チャンネル回路９１，９１'，９１''には、ＤＬＬ１０２，１０２'，１０２''のそれぞれにおいて位相検出器１３１が設けられるが、この位相検出器１３１に対する入力は、例えば必要なダイナミックレンジが１０ビットであればＬＰＦからの信号の上位１０ビットとする。ここで、ＤＬＬにおける位相検出器１３１からの出力である位相比較結果出力で最も一般的なものは、位相がＥとされる拡散符号についての出力と位相がＬとされる拡散符号についての出力との差分値Ｅ−Ｌであるが、この値は信号強度に対する依存性があり、好ましくないことから、位相比較結果出力を、（Ｅ−Ｌ）／（Ｅ＋Ｌ）とするのがよい。
【０１４２】
ＧＰＳ受信機１０においては、この値（Ｅ−Ｌ）／（Ｅ＋Ｌ）の演算を行う位相検出器１３１も、上述したコスタスループにおけるＱ／Ｉの演算を行う位相検出器１１０と同様に構成することができる。ＧＰＳ受信機１０においては、値（Ｅ−Ｌ）／（Ｅ＋Ｌ）の演算を行う場合には、この演算を以下のように近似することにより、ハードウェアによって構成しやすくする。
【０１４３】
まず、ＧＰＳ受信機１０においては、（Ｅ−Ｌ）の演算と（Ｅ＋Ｌ）の演算とを行う。続いて、ＧＰＳ受信機１０においては、値（Ｅ＋Ｌ）で"１"がたっている最も上位のビット位置Ｓをチェックする。例えば、ＧＰＳ受信機１０においては、値（Ｅ＋Ｌ）が"０００１０１１００１"である場合には、最下位から７ビット目が"１"がたっている最も上位のビットであることから、最下位ビットの位置を"０"としてＳ＝６とする。そして、ＧＰＳ受信機１０においては、値（Ｅ−Ｌ）をＳビットだけ右シフトした結果を、値（Ｅ−Ｌ）が負値である場合には符号拡張して２の補数に変換し、この値を位相比較結果出力とする。
【０１４４】
このように、ＧＰＳ受信機１０においては、値（Ｅ＋Ｌ）を２Ｓで近似し、（Ｅ−Ｌ）／（Ｅ＋Ｌ）の演算をシフト演算に置き換えることができることから、ハードウェアでの構成が容易に実現可能となる。なお、正確な（Ｅ−Ｌ）／（Ｅ＋Ｌ）と近似による（Ｅ−Ｌ）／（Ｅ＋Ｌ）との絶対誤差は、（Ｅ−Ｌ）／（Ｅ＋Ｌ）＝０となるＤＬＬが位相ロックする付近で小さいことから、この手法は、近似ではあるが同期時の位相誤差を十分小さくすることができる。位相がＰとされる拡散符号に対する位相がＥとされる拡散符号及び位相がＬとされる拡散符号のシフト量が±０．５チップである場合における位相比較特性は、図１５に示すようになる。同図においては、横軸に単位をチップとした拡散符号の位相差を示し、縦軸に位相比較結果出力を示している。ＧＰＳ受信機１０においては、ＰＮＧ１３４による再生符号と受信信号に含まれる拡散符号とが同期している時点では、位相比較結果出力は、同図中黒丸で示す平衡点近傍の値となる。
【０１４５】
つぎに、ループフィルタについて説明する。
【０１４６】
チャンネル回路９１，９１'，９１''，９１'''においては、コスタスループ１０１におけるループフィルタ１０９及びＤＬＬ１０２，１０２'，１０２''，１０２'''におけるループフィルタ１３２は、位相検出器によって出力された位相誤差を積分し、その出力によってＮＣＯの位相を制御する。ＧＰＳ受信機１０においては、位相比較は、周波数オフセット、ランダム位相オフセットがある場合に最適フィルタとなる完全積分型のループフィルタによって実現される。
【０１４７】
図１６（Ａ）に示す完全積分型のループフィルタの等価回路を同図（Ｂ）に示す。このループフィルタにおける伝達関数Ｆ（ｓ）は、
Ｆ（ｓ）＝（１−ｓτ２）／（ｓτ１）、τ１＝Ｒ１Ｃ、τ２＝Ｒ２Ｃ
である。これを差分近似すると、入力信号Ｘ［ｎ］と出力信号Ｙ［ｎ］との関係は、
Ｙ［ｎ］＝Ｙ［ｎ−１］＋ａ（Ｘ［ｎ］−Ｘ［ｎ−１］）＋ｂＸ［ｎ］、
ａ＝τ２／τ１、ｂ＝Ｔ／τ１
となる。ここで、Ｔはサンプリング周期であり、サンプリング周波数は、ＬＰＦのカットオフ周波数よりも十分高くする。上式より、ループフィルタで設定するパラメータは、ａ，ｂの２個となる。これらのパラメータａ，ｂを、それぞれ、ａ＝２Ａ、ｂ＝２Ｂ（Ａ，Ｂは整数）とすると、上式におけるａＸ［ｎ］、ａＸ［ｎ−１］、ｂＸ［ｎ］は、それぞれ、Ａビット又はＢビットだけ左シフトすることによって演算することができ、上式に示す演算は、図１７に示すループフィルタによって実現することができる。
【０１４８】
したがって、ループフィルタにおいては、Ａ，Ｂの値を外部から設定可能とした場合には、受信状況に応じて、当該ループフィルタの帯域幅及び応答速度を可変とすることができる。
【０１４９】
ＧＰＳ受信機１０においては、ループフィルタからの出力によってＮＣＯの周波数を制御し、位相誤差が正、すなわち、位相が進んでいる場合には、周波数を低くして位相を遅らせ、その逆である場合には、周波数を高くして位相を進める。ＧＰＳ受信機１０においては、加速度に対する耐性を強くする場合には、Ａ，Ｂの値を大きめに設定し、チャンネル回路の応答速度を上げればよいが、受信信号がある瞬間だけ弱くなり、位相比較結果出力の誤差が大きくなると、ループフィルタのＮＣＯに対する制御量が大きくなり過ぎ、同期が外れる場合が生じる。
【０１５０】
そこで、ＧＰＳ受信機１０においては、このような同期外れを回避するために、ループフィルタからの出力値の前の出力値に対する変化分の上限値及び下限値を設定可能とし、演算上の変化分ａ（Ｘ［ｎ］−Ｘ［ｎ−１］）＋ｂＸ［ｎ］が、設定した上限値又は下限値を超過したした場合には、ループフィルタによって上限値又は下限値を出力させる。ＧＰＳ受信機１０においては、この上限値及び下限値を、ＤＬＬについては、ドップラシフト量とＴＣＸＯ１２の精度とから定まる拡散符号のチップレートの変動範囲、コスタスループについては、最大加速度時のＮＣＯ制御時間周期内でのキャリア周波数の変化量に基づいて決定する。
【０１５１】
ＧＰＳ受信機１０においては、このようなリミッタを設定することにより、位相誤差又は位相変化がある範囲内では応答速度が速いが、予測以上の変動に対しては急激に位相が変化せずに済み、受信信号が回復した時点で制御を正常に戻すことができる。
【０１５２】
つぎに、相関加算器について説明する。
【０１５３】
ＧＰＳ受信機１０においては、応答速度よりも感度に対する要求が強い場合には、上述した相関加算器１１２，１１３，１２１，１２２，１２８，１２９，１６６が、それぞれ、データ１ビット長である２０ミリ秒毎に出力するとすれば、その出力をさらに連続して複数回にわたって加算することによって相関検出時間が長くなり、Ｓ／Ｎが向上する。
【０１５４】
そこで、ＧＰＳ受信機１０においては、チャンネル回路９１１，９１２，・・・，９１Ｎとして、図１８に示すチャンネル回路９１''''を用いる。
【０１５５】
すなわち、チャンネル回路９１''''は、先に図１０に示したチャンネル回路９１'を改良したものであり、同図に示すように、ＩＦキャリア同期用のコスタスループ１０１を含む回路における上述した最大値選択回路１４１の後段に複数回加算器１８１を設ける。また、チャンネル回路９１''''は、拡散符号同期用のＤＬＬ１０２''''における上述したセレクタ１４２の後段に複数回加算器１８２を設けるとともに、上述したセレクタ１４３の後段に複数回加算器１８３を設ける。
【０１５６】
このように、チャンネル回路９１''''においては、データ１ビット長以下である相関加算器からの出力値を連続して複数回加算する複数回加算器１８１，１８２，１８３を設け、複数回加算後の値を各位相Ｅ，Ｐ，Ｌの拡散符号についての相関値として出力することにより、相関検出時間を長くすることができ、複数回加算後の位相がＥ，Ｌの拡散符号についての相関値で位相検出器１３１及びループフィルタ１３２を介してＮＣＰ１３３を制御することにより、Ｓ／Ｎを向上させることができる。ＧＰＳ受信機１０においては、複数回加算器１８１，１８２，１８３における加算回数については外部から設定可能な構成とする。例えば、ＧＰＳ受信機１０においては、加算回数を４回に設定した場合には、加算なしの場合に比較して６ｄＢ程度の感度改善が期待できる。
【０１５７】
なお、ＧＰＳ受信機１０においては、複数回加算を行うことによってＤＬＬ１０２''''の制御時間間隔が長くなる。例えば、ＧＰＳ受信機１０においては、加算なしの場合には、２０ミリ秒毎に制御を行っていたのに対して、４回加算の場合には、８０ミリ秒毎に制御を行うことになる。したがって、ＧＰＳ受信機１０においては、複数回加算を行うことによってＳ／Ｎの向上は図ることができるものの、時間遅れによるＤＬＬ１０２''''の応答劣化が生じることから、これを回避するために、例えば過去５回の値を複数回加算して２０ミリ秒毎に出力するようにしてもよい。また、ＧＰＳ受信機１０においては、複数回加算を行う代わりに、移動平均を行うことも可能である。
【０１５８】
ここで、受信状況は、特にＧＰＳ受信機を移動体に適用した場合には、周辺環境に応じて信号強度やキャリア周波数が変化しやすく、また、静止状態にあっても、外来ノイズの影響等によってＳ／Ｎが時間的に変化するものである。そのため、ＧＰＳ受信機においては、チャンネル回路の設定が固定のままでは受信状況の変化に対応することができず、同期を保持することができなくなる事態を招来する。
【０１５９】
これに対して、ＧＰＳ受信機１０においては、チャンネル回路におけるＬＰＦのカットオフ周波数、コスタスループ及びＤＬＬにおけるループフィルタの係数及びリミッタの範囲、並びに複数回加算器による加算回数を外部から設定可能としている。したがって、ＧＰＳ受信機１０においては、当該ＧＰＳ受信機１０の全体を制御するＣＰＵ２６によって信号強度や加速度によるキャリア周波数の変化を全てのチャンネル回路について常時検知し、受信状況に応じてチャンネル毎の設定をダイナミックに変化させることにより、受信状況の変化に適切に対応することができる。
【０１６０】
一般に、ＧＰＳ受信機においては、受信感度を向上させるためには、相関検出時間長を長くし、ＬＰＦの帯域幅も可能な限り狭くして、ノイズに対するコスタスループ及びＤＬＬの応答を鈍らせる必要があるのに対して、加速度に対する耐性を向上させるためには、これとは逆に、ノイズに対するコスタスループ及びＤＬＬの応答を速くする必要があることから、受信感度と加速度に対する耐性とは本質的には互いに両立しないものである。
【０１６１】
しかしながら、加速度が大きい場合における周波数変化に対して、受信信号が弱くＳ／Ｎが低い状態では、コスタスループとＤＬＬとの応答を速くしても追従することはできないことから、ＧＰＳ受信機１０においては、ＣＰＵ２６によって相関加算器又は複数回加算器における信号強度を常時検知し、信号強度が大きい場合には、ＬＰＦのカットオフ周波数を上げ、ループフィルタのループ帯域幅が広くなるように係数を設定してコスタスループ及びＤＬＬの応答が速くなるように設定する一方、信号強度が小さい場合には、ＬＰＦのカットオフ周波数を下げ、ループフィルタのループ帯域幅が狭くなるように係数を設定してコスタスループ及びＤＬＬの応答をノイズ耐性の強い設定とすることにより、信号強度の大小に応じて優先度を変化させることができる。
【０１６２】
このとき、ＧＰＳ受信機１０においては、閾値を定めておき、信号強度の大小のみの判定に応じて各種設定を変更してもよいが、信号強度と各種設定値との段階的な組み合わせをテーブルとして予め保持しておくことにより、時々刻々変化する信号強度に対して、ＣＰＵ２６によってさらに柔軟に対応することができる。
【０１６３】
以上説明したように、ＧＰＳ受信機１０は、相関加算器からの出力値によって相関検出及びＤＬＬの位相制御を行うことにより、相関検出の時間長を長くすることができ、ＬＰＦの狭帯域化を図ることができ、さらに、位相検出器及びループフィルタの特性に応じてノイズに対する耐性を向上させることができる。したがって、ＧＰＳ受信機１０は、一般的なコスタスループ及びＤＬＬに比較して、受信感度を向上させることができる。
【０１６４】
また、ＧＰＳ受信機１０は、同相成分側の出力と直交成分側の出力とのうちいずれか一方のみを相関加算することにより、Ｓ／Ｎを改善することができ、且つ、ＬＰＦ及び相関加算器の数を削減することができ、回路規模を大幅に削減することができる。
【０１６５】
さらに、ＧＰＳ受信機１０は、タウディザ方式を採用することにより、Ｓ／Ｎは劣化するものの、さらに相関加算器の数を削減することができる。
【０１６６】
さらにまた、ＧＰＳ受信機１０は、ＬＰＦの帯域幅、ループフィルタのループ帯域幅、及び相関加算時間をダイナミックに可変可能とすることにより、受信状況に応じて受信感度と応答速度とを制御することができる。そして、ＧＰＳ受信機１０は、信号強度に応じてダイナミックに設定を変更することにより、受信感度と加速度に対する耐性とのバランスをよくすることができる。
【０１６７】
なお、本発明は、上述した実施の形態に限定されるものではない。例えば、上述した実施の形態では、ＧＰＳ受信機１０におけるチャンネル回路について説明したが、本発明は、スペクトラム拡散信号を復調する復調器であれば、いかなるものでも適用することができる。
【０１６８】
また、上述した実施の形態では、同期捕捉部２４として、先に図２に示したマッチドフィルタ５０や先に図３に示したディジタルマッチドフィルタ６０を用いるものとして説明したが、本発明は、同期捕捉部２４による同期捕捉動作と等価な動作を行うことができるものであれば、いかなるものでも適用することができる。
【０１６９】
さらに、上述した実施の形態では、ＧＰＳ受信機１０を用いて説明したが、本発明は、衛星を利用した測位システム、すなわち、ＧＮＳＳシステムを適用した受信機であれば、いかなるものであっても適用することができる。ＧＮＳＳシステムとしては、米国における上述したＧＰＳシステムの他、旧ソ連邦におけるＧＬＯＮＡＳＳ（Global Navigation Satellites System）や、欧州を中心として開発が進められているＧＡＬＩＬＥＯ等があるが、本発明は、これら全てのＧＮＳＳシステムを適用することができるものである。
【０１７０】
このように、本発明は、その趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更が可能であることはいうまでもない。
【０１７１】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明にかかる復調装置は、スペクトラム拡散信号を復調する復調装置であって、再生キャリアと入力されたスペクトラム拡散信号に含まれるキャリアとの同期を確立する第１のループ回路と、再生符号と入力されたスペクトラム拡散信号に含まれる拡散符号との同期を確立する第２のループ回路とを備え、第１のループ回路及び第２のループ回路は、それぞれ、キャリアと拡散符号と入力されたスペクトラム拡散信号との乗算値のうち所定の周波数帯域成分を通過するフィルタ手段と、データ１ビット長又はデータ１ビット長以下の所定長を単位とし、フィルタ手段を通過した信号を積分した第１の相関値と、フィルタ手段を通過した信号のうち入力されたスペクトラム拡散信号における単位の半分長の部分を反転した信号を積分した第２の相関値とを加算する相関加算手段とを有し、この相関加算手段からの出力値に基づいて相関検出及び第２のループ回路の位相制御を行う。
【０１７２】
したがって、本発明にかかる復調装置は、フィルタ手段を通過した信号を積分した第１の相関値と、フィルタ手段を通過した信号のうち入力されたスペクトラム拡散信号における単位の半分長の部分を反転した信号を積分した第２の相関値とを相関加算手段によって加算し、得られた出力値に基づいて相関検出及び第２のループ回路の位相制御を行うことにより、受信感度の向上と加速度に対する耐性の向上とを両立させることができる。
【０１７３】
また、本発明にかかる受信装置は、衛星からの信号を受信して自己の位置及び速度を算出する受信装置であって、衛星からの信号を受信する受信手段と、この受信手段によって受信した受信信号の周波数を所定の中間周波数に変換する周波数変換手段と、この周波数変換手段によって得られた中間周波数信号における拡散符号の位相を検出する同期捕捉と中間周波数信号におけるキャリア周波数の検出とを行う同期捕捉手段と、この同期捕捉手段によって検出された拡散符号の位相及び同期捕捉手段によって検出されたキャリア周波数を、複数の衛星に対応して独立に設けられた複数のチャンネルのそれぞれに対して衛星毎に割り当てて設定し、設定した拡散符号の位相及びキャリア周波数を初期値として、拡散符号とキャリアとの同期保持を行うとともに、中間周波数信号に含まれるメッセージの復調を行う同期保持手段とを備え、スペクトラム拡散信号を復調する同期保持手段における複数のチャンネルは、それぞれ、再生キャリアと入力されたスペクトラム拡散信号に含まれるキャリアとの同期を確立する第１のループ回路と、再生符号と入力されたスペクトラム拡散信号に含まれる拡散符号との同期を確立する第２のループ回路とを有し、第１のループ回路及び第２のループ回路は、それぞれ、キャリアと拡散符号と入力されたスペクトラム拡散信号との乗算値のうち所定の周波数帯域成分を通過するフィルタ手段と、データ１ビット長又はデータ１ビット長以下の所定長を単位とし、フィルタ手段を通過した信号を積分した第１の相関値と、フィルタ手段を通過した信号のうち入力されたスペクトラム拡散信号における単位の半分長の部分を反転した信号を積分した第２の相関値とを加算する相関加算手段とを有し、複数のチャンネルは、それぞれ、相関加算手段からの出力値に基づいて相関検出及び第２のループ回路の位相制御を行う。
【０１７４】
したがって、本発明にかかる受信装置は、フィルタ手段を通過した信号を積分した第１の相関値と、フィルタ手段を通過した信号のうち入力されたスペクトラム拡散信号における単位の半分長の部分を反転した信号を積分した第２の相関値とを相関加算手段によって加算し、得られた出力値に基づいて相関検出及び第２のループ回路の位相制御を行いつつ、拡散符号とキャリアとの同期保持を行うことにより、受信感度の向上と加速度に対する耐性の向上とを両立させつつ、衛星からの信号における拡散符号及びキャリアの同期捕捉及び同期保持を容易に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態として示すＧＰＳ受信機の構成を説明するブロック図である。
【図２】同ＧＰＳ受信機が備える同期捕捉部として適用することができるトランスバーサルフィルタによるマッチドフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図３】同ＧＰＳ受信機が備える同期捕捉部として適用することができるＦＦＴを利用したディジタルマッチドフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図４】同ＧＰＳ受信機が備える同期捕捉部として図３に示すディジタルマッチドフィルタを適用した場合における実際の実装例を説明するブロック図である。
【図５】同ＧＰＳ受信機が備える同期保持部の構成を説明するブロック図である。
【図６】同ＧＰＳ受信機が備える同期保持部における拡散符号の位相合わせについて説明するための図である。
【図７】同ＧＰＳ受信機が備える同期保持部における拡散符号の位相補正について説明するための図である。
【図８】同ＧＰＳ受信機が備える同期保持部が有するチャンネル回路の構成を説明するブロック図であって、相関加算器を設けたチャンネル回路の構成を説明するブロック図である。
【図９】相関加算器における処理を説明する図である。
【図１０】同ＧＰＳ受信機が備える同期保持部が有する他のチャンネル回路の構成を説明するブロック図であって、相関加算器からの出力の大小比較を行うチャンネル回路の構成を説明するブロック図である。
【図１１】同ＧＰＳ受信機が備える同期保持部が有するさらに他のチャンネル回路の構成を説明するブロック図であって、ＬＰＦ及び相関加算器を１つにまとめたＤＬＬを有するチャンネル回路の構成を説明するブロック図である。
【図１２】同ＧＰＳ受信機が備える同期保持部が有するさらに他のチャンネル回路の構成を説明するブロック図であって、タウディザ方式を採用したチャンネル回路の構成を説明するブロック図である。
【図１３】ＬＰＦの構成を説明する図であって、（Ａ）は、ＩＩＲフィルタの構成を示し、（Ｂ）は、ＲＣフィルタの構成を示す図である。
【図１４】コスタスループにおける位相比較特性を説明する図である。
【図１５】ＤＬＬにおける位相比較特性を説明する図である。
【図１６】完全積分型のループフィルタの等価回路の構成を説明する図であって、（Ａ）は、ループフィルタの構成を示し、（Ｂ）は、（Ａ）に示すループフィルタの等価回路の構成を示す図である。
【図１７】完全積分型のループフィルタの構成を説明する図である。
【図１８】同ＧＰＳ受信機が備える同期保持部が有するさらに他のチャンネル回路の構成を説明するブロック図であって、相関検出時間を長くしたチャンネル回路の構成を説明するブロック図である。
【図１９】ＧＰＳ衛星からの信号の構成を説明する図である。
【図２０】従来の拡散符号及びキャリアの同期処理を説明するための図であって、周波数サーチを説明するための図である。
【図２１】スペクトラム拡散信号の復調器に適用される一般的なコスタスループ及びＤＬＬの構成を説明するブロック図である。
【図２２】拡散符号発生器によって発生される３つの位相の拡散符号を説明する図である。
【図２３】ディジタルマッチドフィルタを用いて検出した相関値の時間変化を示す出力波形の例を説明する図である。
【符号の説明】
１０  ＧＰＳ受信機、  １１  ＸＯ、  １２  ＴＣＸＯ、  １３  逓倍／分周器、  １４  アンテナ、  １５  ＬＮＡ、  １６  ＢＰＦ、  １７，２０  増幅器、  １８  周波数シンセサイザ、  １９  ミキサ、  ２１，１０７，１０８，１１９，１２０，１２６，１２７，１５２，１５５，１６５  ＬＰＦ、  ２２  Ａ／Ｄ、  ２３  周波数変換部、  ２４  同期捕捉部、  ２５  同期保持部、  ２６  ＣＰＵ、  ２７  ＲＴＣ、  ２８  タイマ、  ２９，６２，６４，６７  メモリ、  ３０  復調回路、  ５０  マッチドフィルタ、  ６０  ディジタルマッチドフィルタ、  ６１，８１  サンプラ、  ６３，６６  ＦＦＴ処理部、  ６５，１３４  拡散符号発生器、  ６８，１０３，１０５，１０６，１１５，１１６，１１７，１１８，１２４，１２５，１５１，１５４，１６２，１６４，１６７，１７１，１７２  乗算器、  ６９  ＩＦＦＴ処理部、  ７０  ピーク検出器、  ８２  ＲＡＭ、  ８３  ＲＡＭ／ＲＯＭ、  ８４  ＤＳＰ、  ９１，９１１，９１２，・・・，９１Ｎ，９１'，９１''，９１'''，９１''''  チャンネル回路、  ９２  コントロール・レジスタ、  １０１  コスタスループ、  １０２，１０２'，１０２''，１０２'''，１０２''''  ＤＬＬ、  １０４，１３３  ＮＣＯ、  １０９，１３２  ループフィルタ、  １１０，１３１  位相検出器、  １１１  ２値化回路、  １１２，１１３，１２１，１２２，１２８，１２９，１５３，１５６，１６６  相関加算器、  １１４，１２３，１３０  ２乗和算出回路、  １４１  最大値選択回路、  １４２，１４３，１５７，１６１，１６３  セレクタ、  １６８  ゲート信号発生器、  １７３  差分器、  １７４  加算器、１７５  レジスタ、  １８１，１８２，１８３  複数回加算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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