(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パケット中の位置とパターンとが既知の同期用信号を含むＯＦＤＭ信号の相関をとる相関部と、該相関部の相関出力に基づき前記同期用信号の相関値検出を行う相関値検出部と、該相関値検出部による相関値検出に基づき、ＯＦＤＭ信号の復調を行うためのタイミング信号を生成するシンボルタイミング同期部とを備えているＯＦＤＭ信号受信機において、
ＯＦＤＭ信号の受信を検出する受信判定部と、
該受信判定部の受信判定時を原点とする時間軸上の下限時刻及び上限時刻を備えた所定の時間範囲で前記相関値検出部を検出作動させる相関検出制御部とを備え、
前記相関検出制御部は、前記所定の時間範囲内に、前記受信判定部の受信判定時を時刻として含まず、前記同期用信号の受信開始より当該同期用信号の相関値検出が行われるまでの時間“Ｔ”を時刻として含むことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信機。
【請求項２】
前記同期用信号は、ＯＦＤＭ信号のパケット先頭に位置するプリアンブルであることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号受信機。
【請求項３】
前記相関値検出は、前記相関部の相関出力が予め設定されている閾値を超えるタイミングを検出することにより行われることを特徴とする請求項１又は２記載のＯＦＤＭ信号受信機。
【請求項４】
前記受信判定部は、信号電波の受信電力を測定する受信電力測定部と、受信電力の測定値が予め設定されている閾値を超えるのを検出して信号受信を判定する受信電力判定部とを備えていることを特徴とする請求項１乃至３いずれかに記載のＯＦＤＭ信号受信機。
【請求項５】
前記受信判定部は、信号電波の受信電力の変動を測定する受信電力測定部と、受信電力の変動値が予め設定されている閾値を超えるのを検出して信号受信を判定する受信電力判定部とを備えていることを特徴とする請求項１乃至３いずれかに記載のＯＦＤＭ信号受信機。
【請求項６】
前記所定の時間範囲の下限時刻を“Ｔ−ｄ１”とすると、“ｄ１”は前記受信判定部の時間分解能“Ｎ”であることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号受信機。
【請求項７】
前記所定の時間範囲の上限時刻を“Ｔ＋ｄ２”とすると、“ｄ２”は前記ＯＦＤＭ信号中に含まれるガードインターバル長“Ｌ”であることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号受信機。
【請求項８】
前記シンボルタイミング同期部は、前記所定の時間範囲内の時刻“Ｔ”以降に前記相関値検出部により相関値検出が行われた場合は、前記所定の時間範囲内における時刻“Ｔ”に前記相関値検出部により相関値検出された場合と同じ内容のタイミング信号を生成することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号受信機。
【請求項９】
前記受信判定部には、特定の時間間隔で定期的に送信されるパケットに同期して閾値を段階的に変化させる閾値制御部が付設されていることを特徴とする請求項４又は５記載のＯＦＤＭ信号受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信システムのおけるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号受信機に関するもので、特にそのシンボル同期に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
まず、従来のＯＦＤＭ信号受信機を説明するに際して、ＯＦＤＭ信号の生成方法を説明する。
図９は、ＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号送信機の構成ブロック図である。
図９において、９１は変調部、９２はＩＦＦＴ部、９３はガードインターバル付加部、９４はプリアンブル付加部、９５はデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタルアナログコンバータ（以下、Ｄ／Ａ変換器と称す）、９６はＯＦＤＭ信号を送信するためのアナログ部である。
【０００３】
情報データは、ＯＦＤＭ信号の伝送フォーマットに合うように、変調部９１で、サブキャリア毎の情報データにＱＳＰＫ等の符号化変調が施され、ＩＦＦＴ部９２に出力される。ＩＦＦＴ部９２では、変調部９１の出力がＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）されて周波数領域の信号から時間領域の信号に変換され、時間軸波形を有するデジタル変調波が生成される。
【０００４】
この生成されたデジタル変調波は、ガードインターバル付加部９３で、シンボル間の干渉を受けにくくするために、サブキャリア毎のデジタル変調波（すなわち、後述するＯＦＤＭシンボルに対応）の先頭にガードインターバルが付加され、ガードインターバルが付加されたＯＦＤＭシンボルが生成される。
【０００５】
このガードインターバルが付加されたＯＦＤＭシンボルのパケット送信に際しては、プリアンブル付加部９４によってパケットの先頭に付加されたプリアンブルが、まずＤ／Ａ変換器９５によりアナログ信号に変換され、アナログ部９６から電波出力され、続いてガードインターバルが付加されたＯＦＤＭシンボルが、同様にＤ／Ａ変換器９５によりアナログ信号に変換され、アナログ部９６から電波出力される。
なお、この場合において、プリアンブル部の信号は、送受信間で既知であるならば、形状はいかなるものでも問題はなく、通常はＯＦＤＭ信号で形成される信号を用いることが多い。
【０００６】
図１０は、ＯＦＤＭ信号受信機で受信するＯＦＤＭ信号のパケット構造例を示す図である。
ＯＦＤＭ信号のパケットは、例えば図１０に示すように、前述のガードインターバルが付加されたＯＦＤＭシンボルのパケットＤａｔａの先頭に、２つのプリアンブルＰ１，Ｐ２からなるプリアンブル部Ｐが付加されて構成されている。ＯＦＤＭ信号受信機では、最初のプリアンブルＰ１は、ＡＧＣ（Auto Gain Contro1：自動利得制御）又は粗い周波数オフセットの推定のために、次のプリアンブルＰ２は、ＯＦＤＭシンボルの同期、又は精度の高い周波数オフセット推定のために使用されるものである。
【０００７】
図１１は、従来のＯＦＤＭ信号受信機の構成ブロック図である。
図１１において、１１１はＯＦＤＭ信号を受信するためのアナログ部、１１２はＡＧＣアンプ、１１３はアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータ（以下、Ａ／Ｄ変換器と称す）、１１４は直交復調部、１１５は相関部、１１６はガードインターバル除去部、１１７はＦＦＴ部、１１８は復調部、１１９は相関値検出部、１２０はシンボルタイミング同期部である。
ＯＦＤＭ信号は、一般的にこれらに代表される回路構成を用いて復調される。
すなわち、アナログ部１１１により、ＯＦＤＭ信号は受信され、Ａ／Ｄ変換器１１３に適切な電力で入力されるようにＡＧＣアンプ１１２によってゲインが制御され、Ａ／Ｄ変換器１１３でデジタル信号に変換される。
【０００８】
この例では、ＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）領域でデジタル信号に変換される場合を示したので、そのデジタル信号は、直交復調部１１４によってベースバンド帯域の信号に変換される。この変換されたベースバンド帯域の信号は、ＯＦＤＭシンボルの同期を取るために、相関部１１５により、送受信間で予め既知である信号との相関がとられる。相関値検出部１１９は、予め設定されている閾値を超えるレベルの相関出力が相関部１１５から出力されるタイミングを検出する。
【０００９】
ここで、相関部１１５は、離散的な受信波形と、それと時間的に同じ分解能で、図１０中のプリアンブルＰ２と同じ振幅を持つ関数とを、サンプル毎に乗じ、加算することにより構成されている。これはスペクトル拡散信号受信機等で用いられる相関器と同様の構成であり、一般的なものである。
したがって、ＯＦＤＭ信号受信機の相関値検出部１１９において、ノイズや伝播路の影響がない場合、相関値の検出は、プリアンブルＰ２の最後のサンプルが相関部１１５に入力されるタイミングで検出される。
【００１０】
図１２は、図１０中に示したプリアンブルＰ２を受信する前後での相関部１１５からの相関出力の波形図である。
相関部１１５からの相関出力の大きさ（相関レベル）は、実際にはノイズ又は伝播路の影響を受け、図１２に示すようになっている。
本従来技術では、相関値検出部１１９において、相関部１１５から出力される相関出力に対して閾値を設け、この相関閾値を超える相関出力が検出されるタイミングのうち、最も早く検出されるタイミングをシンボルタイミングとし、以下、このシンボルタイミングを基準として情報データを復調するものとしている。
【００１１】
図１２においては、ｔ＝ａのタイミングで、相関部１１５から出力される相関出力は相関閾値を超えており、この時点をＯＦＤＭ信号のプリアンブルＰ２の最後のサンプルを受信したタイミングとして採用することになる。以後、相関値検出部１１９により得られたプリアンブルＰ２の最後を示すタイミングから、シンボルタイミング同期部１２０は、以後に続くＯＦＤＭシンボルと同期をとることになる。
【００１２】
このシンボルタイミング同期部１２０の構成は、ＯＦＤＭシンボルが予め既知の周期で受信されることから、例えば単純なカウンタ等で実現可能である。このようなシンボルタイミング同期部１２０で生成されるタイミングをもとに、ガードインターバル除去部１１６では、各ＯＦＤＭシンボルに付加されたガードインターバルを除去してＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）に必要となるポイントを抜き出し、ＦＦＴ部１１７にデータを受け渡す。ＦＦＴ部１１７では、それらガードインターバルが除去されたＯＦＤＭシンボル（すなわち、サブキャリア毎のデジタル変調波）をＦＦＴして、時間領域の信号から周波数領域の信号に復調し、そのデータを復調部１１８に受け渡す。復調部１１８では、ＱＳＰＫ等の符号化変調されたデータに対し、一般的な復調が施される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述したような従来技術のＯＦＤＭ信号受信機におけるシンボル同期方法では、ノイズが多い環境では、相関部１１５の相関出力が希望信号のないタイミングで所定の相関閾値を超えることにより、相関値検出部１１９が相関値を誤検出してしまい、この誤検出した相関値に基づきシンボルタイミング同期部１２０から出力されるタイミングで、ＯＦＤＭシンボル復調部としてのガードインターバル除去部１１６，ＦＦＴ部１１７，及び復調部１１８が復調動作に入ってしまうといった、誤動作の確率が非常に高いという問題点があった。
【００１４】
さらに、誤動作に入ってしまうことにより、本来復調したいパケットをロスし、その復調タイミングを逸してしまう確率が高くなるという問題点もあった。
また、他システムが場所的に近い所で同一周波数を利用して通信している場合や、自身が利用している周波数の隣接、その又隣（隣隣接）に強い電波がある場合、希望波ではない電波と相関が偶然にとれることにより、上記問題点と同様の現象が起こるといった問題点もあった。
本発明は、上述した問題点に鑑み、シンボル同期の性能向上をはかったＯＦＤＭ信号受信機を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記問題点を解決するために、本発明によるＯＦＤＭ信号受信機は、パケット中の位置とパターンとが既知の同期用信号を含むＯＦＤＭ信号の相関をとる相関部と、該相関部の相関出力に基づき前記同期用信号の相関値検出を行う相関値検出部と、該相関値検出部による相関値検出に基づき、ＯＦＤＭ信号の復調を行うためのタイミング信号を生成するシンボルタイミング同期部とを備えているＯＦＤＭ信号受信機において、ＯＦＤＭ信号の受信を検出する受信判定部と、該受信判定部の受信判定時を原点とする時間軸上の下限時刻及び上限時刻を備えた所定の時間範囲で前記相関値検出部を検出作動させる相関検出制御部とを備え、前記相関検出制御部は、前記所定の時間範囲内に、前記受信判定部の受信判定時を時刻として含まず、前記同期用信号の受信開始より当該同期用信号の相関値検出が行われるまでの時間“Ｔ”を時刻として含むことを特徴とする。
【００１６】
これにより、本発明によるＯＦＤＭ信号受信機は、信号電波の到来が検出されてから特定のタイミングだけ、相関器から出力される相関出力に基づき同期用信号の相関値を観測することができる。
また、本発明によるＯＦＤＭ信号受信機は、その受信判定部が、信号電波の受信電力を測定する受信電力測定部と、受信電力の測定値が予め設定されている閾値を超えるのを検出して信号受信を判定する受信電力判定部とを備えていることを特徴とする。
【００１７】
また、本発明によるＯＦＤＭ信号受信機は、その受信判定部が、信号電波の受信電力の変動を測定する受信電力測定部と、受信電力の変動値が予め設定されている閾値を超えるのを検出して信号受信を判定する受信電力判定部とを備えていることを特徴とする。
これらにより、本発明によるＯＦＤＭ信号受信機は、受信状態の劣悪な環境でも、信号電波の到来を確実に判断することができる。
【００１８】
また、本発明によるＯＦＤＭ信号受信機は、シンボルタイミング同期部は、所定の時間範囲内の時刻“Ｔ”以降に前記相関値検出部により相関値検出が行われた場合は、前記所定の時間範囲内における時刻“Ｔ”に前記相関値検出部により相関値検出された場合と同じ内容のタイミング信号を生成することを特徴とする。
【００１９】
また、本発明によるＯＦＤＭ信号受信機は、前記受信判定部には、特定の時間間隔で定期的に送信されるパケットに同期して閾値を段階的に変化させる閾値制御部が付設されていることを特徴とする。
これらにより、マルチパスの影響等でタイミングがずれた場合でもシンボル間干渉なく復調できる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施の形態によるＯＦＤＭ信号受信機の復調ブロック図である。
なお、図１において、既に図１１で説明した従来技術のＯＦＤＭ信号受信機と同様な構成部分については、その構成部分に付した番号と下２桁について同じ番号を付し、その説明は省略する。
【００２１】
図１において、本実施の形態のＯＦＤＭ信号受信機は、受信信号の電波の強さを測定する受信電力測定部３１、受信電力測定部３１により測定される電力の大きさをデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器３２、Ａ／Ｄ変換された受信信号の受信電力の大きさを判定する受信電力判定部３３、この受信電力判定部３３の判定結果に基づき相関値検出部１９の検出作動を制御する相関検出制御部３４を、新たに備える。
【００２２】
受信電力測定部３１では、ＡＧＣアンプ１２に入力される前の、アナログ部１１から出力されるＯＦＤＭ受信信号を用いて、ＯＦＤＭ受信信号の電力、すなわち受信電波の強さが測定される。この受信電力測定部３１では、正確な受信電力が測定できるように平均化回路が含まれることが一般的である。
受信電力測定部３１で測定されたＯＦＤＭ受信信号の電力は、Ａ／Ｄ変換器３２でデジタル値に変換された後、受信電力測定部３１とともに受信判定部を構成する受信電力判定部３３に出力される。
【００２３】
受信電力判定部３３では、この受信信号の受信電力のレベル（大きさ）と予め定められた所定の閾値とを比較し、受信電力のレベルが予め定められている所定の閾値を超えたか否かを判定する。
そして、受信電力のレベルがこの閾値を超えた場合には、受信電力判定部３３は、本来受信しようと希望しているＯＦＤＭ信号電波が到来したものと判定して、相関検出制御部３４にＯＦＤＭ信号電波の受信を知らせるための受信検出信号を出力する。
【００２４】
相関検出制御部３４では、受信電力判定部３３からの受信検出信号の入力によってＯＦＤＭ信号の受信が検出されてから、この受信検出時を原点とする時間軸上の、予め設定されている“Ｔ−ｄ１Ｔ”（下限時刻）〜“Ｔ＋ｄ２Ｔ”（上限時刻）の間のタイミングからなる所定の時間範囲だけ、アクティブになる信号を生成し、この生成した信号の出力期間だけ、相関値検出部１９に相関値すなわちシンボルタイミングの検出動作を行わせるように制御する。したがって、このアクティブになる信号が相関値検出部１９の作動信号に相当する。
【００２５】
したがって、相関値検出部１９は、この相関検出制御部３４から作動信号が入力されている間、予め設定されている相関閾値を超える相関出力が相関部１５から出力されたか否かを判定し、この相関閾値を超える相関出力が検出された場合には、この検出タイミングをして相関検出信号（シンボルタイミング検出信号）をシンボルタイミング同期部２０に出力する。
シンボルタイミング同期部２０では、このシンボルタイミング検出信号の入力に基づき、シンボルタイミング同期信号を生成してガードインターバル除去部１６に出力して、受信したＯＦＤＭ信号についての復調動作を継続して行わせる。
【００２６】
これに対して、相関値検出部１９で相関閾値を超える相関値が検出されなかった場合は、前述した受信信号の電力レベルの大きさに基づくＯＦＤＭ信号の受信検出ルーチンから開始することになる。
ここで、“Ｔ”は、ＯＦＤＭ信号の受信検出から相関閾値を超える相関出力が検出されるまでの時間を示し、パケット中の同期用プリアンブルの位置と回路構成から定まる特定の値である。すなわち、信号電波の到来を理想的に受信電力判定部３３で検出できると仮定した場合、“Ｔ”は、その信号電波の到来検出（受信検出）から、相関部１５において同期用プリアンブルの相関値が出力されるまでの時間である。
また、“ｄ１Ｔ”は、受信電力測定部の時間分解能により、“ｄ２Ｔ”は伝播路により、それぞれ値を後述のように定められるものである。
【００２７】
図２は、上記説明したＯＦＤＭ信号受信機の復調ブロックの簡単なタイミングダイアグラムを示したものである。
図２において、“ＰＯＷ”は、受信電力測定部３１で測定される受信信号すなわち受信電波の電力の変化を示している。ただし、一般的に受信電力を測定する回路は、ノイズによる影響を軽減するために時間的に平均するので、ＰＯＷの立ち上がりは滑らかになっている。
【００２８】
“ＰＤＥＴ”は、受信電力判定部３３で生成される電波の到来検出信号で、受信電力が所定の判定の閾値を超えた時にアクティブになる信号である。図２においては、“ｔ＝ａ”のタイミングで電波の到来（電波の受信）が検出されたことを意味している。
また、“ＭＡＸＥＮ”は、相関検出制御部３４で生成される相関検出部１９の作動信号で、ＰＤＥＴがアクティブになった後、“Ｔ−ｄ１Ｔ”〜“Ｔ＋ｄ２Ｔ”の期間だけ、アクティブになる信号である。すなわち、相関値検出部１９は、“Ｔ−ｄ１Ｔ”〜“Ｔ＋ｄ２Ｔ”の期間だけ、同期用プリアンブルの相関値の検出動作を行うことになる。
【００２９】
図３は、相関部１５の相関出力波形とＭＡＸＥＮとのタイミングダイアグラムを示したものである。
図３（ａ）は、目的とする信号電波を正常に受信した場合の相関部１５の相関出力波形とＭＡＸＥＮとのタイミング関係を示したものである。
これにより、相関値検出部１９は、“Ｔ−ｄ１Ｔ”〜“Ｔ＋ｄ２Ｔ”の期間内における“ｔ＝ｂ”のタイミングで、相関部１５の相関出力が相関閾値を超え同期用プリアンブルの相関値が検出されたものとみなし、以下、シンボルタイミング同期部２０にタイミングを渡すことにより、通常の復調が可能になる。
さらに、期間“Ｔ−ｄ１Ｔ”〜“Ｔ＋ｄ２Ｔ”を規定することの効果を明白にするために、図３（ｂ）及び図３（ｃ）を用いて説明する。
【００３０】
図３（ｂ）は、受信電力判定部３３において、ノイズを電波と間違って検出した場合の相関部１５の相関出力波形とＭＡＸＥＮとのタイミング関係を示したものである。
図３（ｂ）によると、“Ｔ−ｄ１Ｔ”〜“Ｔ＋ｄ２Ｔ”の期間内には、相関閾値をこえる相関出力は相関部１５から出力されず、相関値検出部１９によって相関値は検出されてはいないが、“Ｔ−ｄ１Ｔ”以前のタイミング（同図中の“ｔ＝ｃ”）に相関閾値を超える相関出力が偶然出力されたことによって相関値が検出されているため、“Ｔ−ｄ１Ｔ”〜“Ｔ＋ｄ２Ｔ”を規定しない場合は誤同期となり、以降、この誤ったタイミングに基づいて回路が復調動作してしまい、他の手段、例えば、情報データのＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check character）チェックで誤同期を認識するまで、回路は誤同期のまま動作し続けなくてはならず、無駄な時間を費やすことになる。
【００３１】
図３（ｃ）は、目的とするＯＦＤＭパケット以外の信号を受信した場合の相関部１５の出力波形ＭＡＸＥＮとのタイミング関係を示したものである。
図３（ｃ）によると、“Ｔ＋ｄ２Ｔ”以降のタイミング（同図中の“ｔ＝ｄ”）に偶然に、相関閾値を超える相関出力が検出されているため（ＯＦＤＭ信号はランダムな波形であるため、他システムのＯＦＤＭ信号があった場合、偶然相関値が検出されることがある）、図３（ｂ）の場合と同様、誤同期が起こり、同様の問題が生じる。
これにより、信号電波の到来検出時を基準とした同期用プリアンブルの相関値の検出タイミングの期間“Ｔ−ｄ１Ｔ”〜“Ｔ＋ｄ２Ｔ”を規定することにより、誤同期による無駄な復調動作が起こる確率を非常に低くすることができる。
【００３２】
次に、本実施の形態のＯＦＤＭ受信機の受信電力判定部３３についての変形例を説明する。
本例では、信号電波の到来検出手段としての受信電力判定部３３は、電力の変化の割合を用いて判定している。
これは、前述の実施の形態では、受信電力判定部３３は、受信電力のレベル（大きさ）と所定の閾値とを比較し、受信電力のレベルが所定の閾値を超えたときに信号電波の到来（すなわち受信）を検出したと判断する構成であったのに対し、本変形例では、受信電力判定部３３は、受信電力の変化の割合が所定の閾値を超えた場合に、信号電波の到来を検出したと判断する構成となっている。
【００３３】
本変形例では、受信電力の変化の割合を求める手段として、連続する測定時間での電力レベルの差より求める方法を採用しているが、受信電力の変化の割合を求める具体的な構成は、この構成に限定されるものではない。
本変形例は、測定される受信電力が希望とする電波ではないにも関わらず、固定的に高くなるときに有効である。
【００３４】
このようなケースが生じる原因としてはいくつか考えられるが、回路の精度を上げるだけでは回避できない場合があり、例えば、送受信に使用される周波数が複数の通信システムで使用されており、自分の通信エリア以外で、多くの時間、信号電波が送信されるケース等がこれに当たる。
この場合、遠くで定常的に信号電波が送信されているため、電力レベルだけの判断では、この信号電波を定常的にとらえてしまい、希望とする信号電波が受信できるレベルで送信されているにも関わらず、とらえることができなくなり、通信ができないということになる。
【００３５】
また、使用している周波数の近傍で、同じような通信が行われているときにもこのような問題が生じる。
一般的には、隣接あるいは隣隣接で送信される信号電波については、受信機内のフィルタ等で除去できるが、隣接等を使用して送信している送信機が自端末の近傍（場所的に）ある場合は、問題ないレベルにまで除去することが困難で、自端末の電波に信号同期できないといった問題が同様に生じる。
【００３６】
図４は、これらのような干渉波が存在するときの相関値検出のタイミングダイアグラムを示した図である。
図４（ａ）は、受信電力判定部３３として、電力レベルの大きさによる判定手段を用いた場合、図４（ｂ）は、受信電力判定部３３として、電力レベルの変化の割合による判定手段に用いた場合である。
【００３７】
“ＰＯＷ”が受信レベル、“ＤＩＦＦＰＯＷ”が受信電力の変化の割合、“ＰＤＥＴ”が図１における受信電力判定部３３で生成される電波を受信したことを示す信号、“ＭＡＸＥＮ”及び“相関出力”は前述した図３における“ＭＡＸＥＮ”及び“相関出力”と同じものであり、“ＳＹＮＣＭＩＳＳ”はＭＡＸＥＮがアクティブの間、すなわちＰＤＥＴがアクティブになってから期間“Ｔ−ｄ１Ｔ”〜“Ｔ＋ｄ２Ｔ”に閾値を超える相関値が検出されない場合、電波判定からやりなおすための制御信号である。
【００３８】
図４（ａ）に示した、電波の到来の判定に電力値を用いた場合では、干渉波により、“ＰＤＥＴ”が繰り返し検出されるため、実際希望波を受信開始したタイミング“ｔ＝ａ”では、“ＰＤＥＴ”がアクティブにならず、“ｔ＝ｂ”のタイミングで発生する相関値を正常に検出できないといった問題がある。これは、図４（ａ）において、“ｔ＝ｂ”で示す希望波の同期用プリアンブルの相関値を検出するタイミングで、“ＭＡＸＥＮ”がアクティブになっていないことを意味する。
【００３９】
しかしながら、図４（ｂ）に示したように、電波の到来の判定に電力変化の割合を用いた場合、干渉波の受信開始時には、誤って“ＭＡＸＥＮ”がアクティブになるものの、その期間で閾値を超える相関値は検出されず、ＳＹＮＣＭＩＳＳ”を検出した後は、“ＰＤＥＴ”が誤ってアクティブになることはなく、希望波の受信開始タイミング“ｔ＝ａ”で正常に受信動作に入ることが可能になり、“ｔ＝ｂ”で出力される希望波の同期用プリアンブルの相関値を検出することができる。
これは、図４（ｂ）示したように、“ｔ＝ｂ”において、“ＭＡＸＥＮ”がアクティブになっていることによる。
次に、上記説明したこれら受信電力判定部３３の構成について説明する。
【００４０】
図５は、受信電力による判定を行う受信電力判定部３３の構成回路図である。
図５（ａ）では、受信電力測定部３１から得られた電力をＡ／Ｄ変換後入力し、所定の閾値と比較器５１で比較し、閾値より電力値が大きければ、比較器５１はＨｉｇｈを出力するように構成されている。
比較器５１の出力は、検出パルス波形を生成するための２段構成のＤ型フリップフロップ（ＤＦＦ）５２、５３に入力される。
【００４１】
ＤＦＦ５２、５３は、入力端子、出力端子（Ｑ）、反転出力端子（上線つきのＱ）、イネーブル（Ｅｎ）、リセット端子（ＲＳ）、クロック端子（ＣＬＫ）を備えて構成されている。
ＤＦＦ５２の出力信号と、ＤＦＦ５３の反転出力信号を論理積回路５４で論理積をとり、ＰＤＥＴ信号を生成する。
【００４２】
一旦、比較器５１による電波検出を行った後、本受信電力判定部３３は動作してはいけないので、ＤＦＦ５２の出力の反転出力信号でＤＦＦ５２のＥｎを制御し、ＲＳにリセットがかかるまでは、動作しないように制御する必要がある。
このリセット信号に、図４で説明した“ＳＹＮＣＭＩＳＳ”を入力すれば、相関値が検出されない場合、すみやかに初期状態に戻り、信号電波検出のルーチンを開始することができる。
【００４３】
図５（ｂ）は受信電力の変化の割合による判定を行う受信電力判定部３３のブロック図である。
回路の基本構成は、図５（ａ）の場合と同じであるので、違いのみを説明する。
入力された電力値は，遅延器５５で１サンプル分遅延される。この遅延器５５の前後の電力値を減算器５６により差分をとる。この差分を比較器５１に入力し、所定の閾値を比較することにより希望電波の到来を検出するものである。すなわち、前サンプルの電力値から現在のサンプルの電力値を引いた値が閾値を超えれば、比較器５１の出力がアクティブになるように制御される。
【００４４】
次に“ｄ１Ｔ”の最適な値を設定する方法について説明する。
観測時間“Ｔ−ｄ１Ｔ”〜“Ｔ＋ｄ２Ｔ”は、短ければ短いほど誤同期による無駄な動作を行う確率が下がることを上記に示した。
“ｄ１Ｔ”については、受信電力測定部３１の精度に依存する。
簡単のために、伝播路が静的な状態（マルチパスがない状態）を考えると、受信電力測定部３１が時間的に完全に働けば、相関値検出部１９から得られる相関値は時間“Ｔ”で得られることになる。
【００４５】
しかしながら、ノイズに対する特性を強くすることを考えると、時間軸で電力の平均をとらないと、誤ってノイズに反応することが多くなる。そして、先に示したように観測時間“Ｔ−ｄＴ”〜“Ｔ＋ｄ２Ｔ”は短い方が、誤検出の確率は少なくなる。
以上のことから、受信電力測定部３１の時間分解能を例えば“Ｎ”とした場合、“ｄ１Ｔ＝Ｎ”とすることが、ＯＦＤＭシンボルのパケットの同期に関し、最適な値となる。
【００４６】
次に“ｄ２Ｔ”の最適な値を設定する方法を示す。
“ｄ２Ｔ”も当然短い方がよいが、実際にはマルチパスの影響で、閾値を超える相関出力が実際の予想より、後ろにずれる場合がある。
それに対応して“ｄ２Ｔ”も長くする必要がある。
したがって、“ｄ２Ｔ”の最適値は使用される伝播路環境により異なり、予想される最も到達が遅い遅延波に合わせるのが最適である。通常、システムがＯＦＤＭを使っている場合、遅延波によるシンボル間干渉の影響を軽減するためにガードインターバルが設けられている。このことから、“ｄ２Ｔ”はガードインターバル長“Ｌ”と時間を同じにすれば、そのシステムで考慮される最も到達が遅い遅延波を考慮することになる。
一方、復調するに際し、遅延波が相関閾値を超える相関出力をもたらした場合、それにあわせてシンボル同期をとると、次のような問題がある。
【００４７】
図６は、遅延波の影響で相関が後ろにずれた場合の、シンボル同期の様子を示した図である。
図６において、Effective Symbolは有効ＯＦＤＭシンボルを、ＧＩはこの有効ＯＦＤＭシンボルのレプリカであるガードインターバルそれぞれ示す。
その上で、図６において、Effective Symbol＃ｎは受信されたｎ番目のＯＦＤＭシンボル、ＧＩ＃ｎは受信されたｎ番目のＯＦＤＭシンボルEffective Symbol＃ｎに付されたガードインターバル、ＧＩ＃(ｎ＋１)は同じく“ｎ＋１”番目のＯＦＤＭシンボル［Effective Symbol＃(ｎ＋１)］に付されたガードインターバルを示す。
【００４８】
図６では、遅延波３で、相関部１５の相関出力が相関閾値を超える相関値を相関検出部１９で検出したと想定しているので、そのタイミングでシンボル同期をとると、“ｎ”番目のＯＦＤＭシンボルを復調しようとする際、“ｎ＋１”番目の直達波、遅延波１，２が現在復調しようとしている“ｎ”番目のＯＦＤＭシンボルに影響を及ぼしていることが分かる。
これは、シンボル間干渉が起こることを意味し、ＯＦＤＭ信号の特徴を損うことになる。従って、時間Ｔ以降に相関検出部１９で相関値を検出した場合は、時間Ｔにて窓同期（FFT Window）をとり、復調する方が、シンボル間干渉の影響が少なくなる確率が高いことが分かる。
【００４９】
次に一定周期で送信されるフレームに同期する場合について示す。
一定周期で送信されるフレームに同期する場合は、単にランダムに発生するパケットに同期する場合と異なり、複数のフレームを用いて同期してもシステム上の問題はなく、確実にフレーム同期を行う必要がある。
【００５０】
しかしながら、あまりに時間がかかり過ぎることも、利便性にかけることになるので、迅速かつ確実にフレームに同期することが重要となる。フレームを構成しないパケット通信の場合は、システム上考えられる最低の受信電力でも受信できるように、図１における受信電力判定部３３の閾値を設定する必要があり、このことに伴い、ノイズを受信電力として判断し、誤同期を度々引き起こすことになる。
【００５１】
先の実施例に示したように、相関値検出部１９の動作を時間で制限することにより、確率を低くすることも可能であるが、それでも、誤同期の確率が残ってしまう。
そこで、一定周期で送信されるフレームに同期を行う時は、受信電力判定部３３の閾値を受信感度より高くすることで、ノイズによる誤検出が皆無になり、受信電力レベルが十分である場合、高速にフレーム同期することが可能になる。
一方で、受信電力レベルが低い場合、検出できず、フレーム同期をとることができないが、ある程度の時間電力が検出できない場合は閾値を低くし、同じことを行えば、電力検出が可能になる。
【００５２】
図７は、本発明の別の実施の形態のＯＦＤＭ受信機の復調ブロック図である。
図７の基本構成は、図１のＯＦＤＭ受信機の復調ブロックと同じであるので、異なるブロックの動作についてのみ説明し、同じブロックの動作についてはその説明を省略する。
図７において、４１が閾値制御部で、閾値制御部４１はタイマを持ち、一定時間閾値を超える電力が検出されない場合は、閾値が低くなるように制御する回路である。
【００５３】
図８は、閾値制御部４１により閾値を変化させた場合の信号電波検出の様子を示す図である。
図８においては、“ＰＯＷ”は受信電力測定部３１による測定された電力値を示し、“ｔ＝ａ”が電波のサーチを開始するポイント、“ｔ＝ｂ”が繰り返し送信されるフレームの先頭を受信するタイミングを示すものとする。
また、それぞれの閾値の大きさの関係は、閾値０＞閾値１＞閾値２となっており、これら複数の閾値の中で、閾値２がシステムに要求される最低の受信感度である。
【００５４】
これまで説明してきた実施の形態のＯＦＤＭ信号受信機の構成であると、受信電力判定部３３の閾値をこの例における閾値２のみとしているため、図３に示した“ｔ＝ｃ，ｄ”のタイミングで誤って信号電波を検出してしまい、タイミングｄとタイミングｂが時間的に近い、すなわち電波のサーチを開始するポイントと繰り返し送信されるフレームの先頭を受信するタイミングとが時間的に近い場合は、本来の受信タイミングｂでの電波の検出を見逃す可能性がある。
閾値をシステムの最小受信感度にすると、このようなケースが多発する恐れがあり、同期に時間がかかりすぎるという問題が発生する。
【００５５】
ここで、２段階に閾値を変更させる例として、閾値１と閾値２を使用すると、最初に閾値を閾値１に設定することになるので、このような誤検出は一切なくなり、高速に同期することが可能になる。また、受信電力と閾値の関係で、閾値０と閾値２を使用するような関係になった時は、閾値０では電波が検出されないため、タイマの働きにより、閾値２に閾値が変更される。
また、この説明では電力判定部３３として電力値を使用する場合について示したが、これに限らず、電力値の変化の割合を使用しても同等の効果があることは明白である。
【００５６】
変化の割合を使用する場合においても、ランダムに発生するパケット通信では、システムノイズ等から非常に低い電力変化でも検出しなくてはならない。
しかしながら、これは同時にノイズによる誤動作の原因となり、一定周期で送信されるフレームに同期する手段としては適していない。
従って上記に示したのと同様に、変化の割合を判定する閾値を高い方から、低い方に切り替えることにより、同等の効果が得られる。
なお、本発明は、以上説明した実施の形態に限定されるものではない。
【００５７】
【発明の効果】
本発明によれば、受信機内にノイズが多い場合でも、誤動作の確率が少なくなり、同時に誤動作により受信すべきパケットを見逃す確率も少なくなる。
また、近隣で他のシステムが同じ周波数で通信を行っている場合、あるいは、周波数における隣接、隣隣接に強い干渉波が合った場合も、同様の効果を得ることができる。
また、マルチパスの影響があっても、シンボル間干渉なく復調できることが可能になる。
さらには、パケットが一定間隔で送信されている場合は、効率よく同期できることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態によるＯＦＤＭ信号受信機の復調ブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭ信号受信機の復調ブロックの簡単なタイミングダイアグラムを示したものである。
【図３】相関部１５の相関出力波形とＭＡＸＥＮとのタイミングダイアグラムを示したものである。
【図４】干渉波が存在するときの相関値検出のタイミングダイアグラムを示した図である。
【図５】受信電力による判定を行う受信電力判定部３３の構成回路図である。
【図６】遅延波の影響で相関が後ろにずれた場合の、シンボル同期の様子を示した図である。
【図７】本発明の別の実施の形態のＯＦＤＭ信号受信機の復調ブロック図である。
【図８】閾値制御部４１により閾値を変化させた場合の信号電波検出の様子を示す図である。
【図９】ＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号送信機の構成ブロック図である。
【図１０】ＯＦＤＭ信号受信機で受信するＯＦＤＭ信号のパケット構造例を示す図である。
【図１１】従来のＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ信号受信機の構成ブロック図である。
【図１２】プリアンブルＰ２を受信する前後での相関部１１５の出力波形図である。
【符号の説明】
１１  アナログ部
１２  ＡＧＣ
１３  Ａ／Ｄ変換器
１４  直交復調部
１５  相関部
１６  ガードインターバル除去部
１７  ＦＦＴ部
１８  復調部
１９  相関値検出部
２０  シンボルタイミング同期部
３１  受信電力測定部
３２  Ａ／Ｄ変換器
３３  受信電力判定部
３４  相関検出制御部
４１  閾値制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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