(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログ放送信号とデジタル放送信号とが隣接して周波数多重された放送信号を受信する受信手段と、
該受信手段により受信された出力信号をベースバンド信号に変換する変換手段と、
該変換手段から出力されたベースバンド信号から所望の帯域の信号を抽出する帯域抽出手段と、
該帯域抽出手段により抽出された所望帯域の信号が周波数変換された場合に生じる妨害信号を減衰させる減衰手段と、
該減衰手段の出力信号を復調するデジタル復調手段とを備え、
該妨害信号は、該帯域抽出手段により抽出された該所望帯域の信号に隣接するアナログ放送信号に基づいて発生される信号であり、
該減衰手段は、該帯域抽出手段により抽出された該所望帯域に隣接するアナログ放送信号の映像搬送波、音声搬送波及び色副搬送波が周波数変換された後の周波数近傍に妨害信号を減衰させる極を設ける構成としたことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
請求項１記載の受信装置において、
前記変換手段は、前記受信手段により受信された前記デジタル放送信号の搬送波周波数の位相に合った搬送波に基づいて前記受信された出力信号をベースバンド信号に変換することを特徴とする受信装置。
【請求項３】
請求項１記載の受信装置において、
前記変換手段により変換された信号をデジタル信号に変換するアナログ/デジタル変換手段を有し、
該変換された信号は、該アナログ/デジタル変換手段により変換される際に所定の周波数で前記帯域抽出手段により抽出されるように構成することを特徴とする受信装置。
【請求項４】
請求項１記載の受信装置において、
前記受信手段により受信された放送信号のうち受信希望の信号を中間周波信号に変換する周波数変換手段と、
該周波数変換手段により変換された中間周波信号を抽出する中間周波信号抽出手段とを有し、
該中間周波信号抽出手段により抽出された該中間周波信号は、前記変換手段に入力されることを特徴とする受信装置。
【請求項５】
アナログ放送信号とデジタル放送信号とが隣接した形態の放送信号を受信する受信部と、
該受信部により受信された放送信号のうち受信希望の信号を中間周波信号に変換する周波数変換部と、
該周波数変換部により変換された中間周波信号を抽出する中間周波フィルタと、
該中間周波信号フィルタにより抽出された中間周波信号をベースバンド信号に変換する変換部と、
該変換部から出力されたベースバンド信号から所望の帯域の信号を抽出する帯域抽出部と、
該帯域抽出部により抽出された該所望帯域に隣接するアナログ信号が該周波数変換部による周波数変換を経ることで発生された妨害信号を減衰させるトラップとを含んだ減衰フィルタと、
該減衰フィルタの出力信号を復調するデジタル復調手段とを備え、
該減衰フィルタは、該デジタル放送信号に隣接するアナログ放送信号の映像搬送波、音声搬送波及び色副搬送波が周波数変換されて出現する周波数近傍の信号成分を減衰する構成であることを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル復調技術に係り、特に多値ＱＡＭなどのディジタル変調された信号とＮＴＳＣ映像などのアナログ変調された信号が同一ケーブルで周波数多重伝送されるディジタルケーブルサービスの受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
米国では、情報スーパーハイウェー構想により全米に光ケーブルを用いたネットワークを用い、多チャンネルのサービスの他、家庭からも多くの情報を送信することが可能な双方向形のサービスへ向け様々な技術開発が行なわれている。この様なサービスを可能とするのは、ディジタル圧縮技術を用いて、映像信号を十分に圧縮することが可能になったことが、大きな要因である。なお、ケーブルによる双方向ディジタル伝送については日経エレクトロニクス１９９４年５月２３日号の８２頁から８９頁の「ケーブルテレビの実際：双方向ディジタル伝送で新サービス開拓に挑む」（以下記事１と略す）に記載されている。
【０００３】
一方、ディジタル変復調技術を用いることによって伝送路上での伝送効率が高まったことも上記サービス開発に大きく起因している。ディジタル変調技術については、日経エレクトロニクス１９９４年６月２０日号の７６頁から８１頁の「３方式比較：米国はＶＳＢ，欧州はＯＦＤＭを押す」（以下記事２と略す）に記載されているが、米国ＡＴＶで採用予定のＶＳＢ変調方式、衛星通信等で用いられているＱＰＳＫ変調方式をさらに多値化したＱＡＭ変調方式、あるいは、欧州のオーディオ放送で採用されているＯＦＤＭ変調方式等を、主なものとして上げることができる。それぞれの変調方式は、それぞれ固有の特徴を持つが、ケーブルによる伝送では一般的にＱＡＭ変調方式とＶＳＢ変調方式が使用されようとしている。
【０００４】
このようにディジタル変復調技術の多値化により伝送容量を増加してサービスを充実させる工夫がなされている。一方、現在のケーブルサービスではＮＴＳＣ映像などのアナログ変調された信号の伝送によって実施されている。そのため、今後のディジタルケーブルサービスでは、ディジタル変調された信号とアナログ変調された信号とを同一ケーブル内に周波数多重によって伝送するサービスを実施することが必要となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記技術においては、同一ケーブル内でディジタル変調された信号とアナログ変調された信号とが周波数多重で伝送された場合の各々の信号を妨害なく安定に受信することについては述べられていなかった。
【０００６】
また、現在の実施されているアナログ変調のサービスにディジタル変調のサービスを追加するため、現行サービスとの両立性を考慮してアナログ変調された信号に妨害を与えないようにディジタル変調された信号の搬送波レベルを低くするなどの工夫がされるが、アナログ変調された信号からの妨害を除去してディジタル変調された信号を受信することは論じられていない。
【０００７】
本発明の目的は、アナログ変調された信号からの妨害を除去してデジタル変調された信号を安定に受信する受信装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、例えば、アナログ放送信号とデジタル放送信号とを含んだ放送信号を受信する受信手段と、該受信手段により受信された出力信号をベースバンド信号に変換する変換手段と、該変換手段の出力信号から所望の帯域を抽出する帯域抽出手段と、該帯域抽出手段により抽出された該所望帯域に隣接したアナログ信号に基づいて発生する妨害信号を減衰させる減衰手段と、該減衰手段の出力信号を復調するデジタル復調手段とを備えるように受信装置を構成すればよい。
【０００９】
また、例えば、アナログ放送信号とデジタル放送信号とが隣接した形態の放送信号を受信する受信部と、該受信手段により受信された放送信号のうち受信希望の信号を中間周波信号に変換する周波数変換部と、  該周波数変換手段により変換された中間周波信号を抽出する中間周波フィルタと、該中間周波信号フィルタにより抽出された出力信号をベースバンド信号に変換する変換部と、該変換部の出力信号から所望の帯域を抽出する帯域抽出部と、該帯域抽出部により抽出された該所望帯域に隣接するアナログ信号が該周波数変換部による周波数変換を経ることで発生された妨害信号を減衰させるトラップとを含んだ減衰フィルタと、該減衰フィルタの出力信号を復調するデジタル復調手段とを備えるように構成すればよい。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。図１は本発明の第１の実施形態としてのディジタルケーブルサービス受信装置を示すブロック図である。
【００１１】
図１において、１００はケーブル、１０１は入力端子、１０２は高周波増幅回路、１０３は周波数変換回路、１０４は局部発振回路、１０５は選局制御回路、１０６は帯域通過フィルタ、１０７は直交同期検波回路、１０８はＩ信号検波回路、１０９はＱ信号検波回路、１１０は搬送波再生回路、１１１、１１２は低域通過フィルタ、１１３はディジタル信号処理回路である。
【００１２】
ケーブル１００の信号をディジタルケーブルサービスの受信装置の入力端子１０１から入力した多値ＱＡＭのディジタル変調信号を高周波増幅回路１０２で増幅し、周波数変換回路１０３で復調用の中間周波数に変換する。ディジタル変調信号の選局は周波数変換回路１０３に加えている局部発振回路１０４の周波数を選局制御回路１０５によって制御して行う。周波数変換された中間周波数の信号から、ディジタル変調搬送波を中心に帯域通過フィルタ１０６でディジタル変調信号帯域を抽出し、Ｉ信号検波回路１０８とＱ信号検波回路１０９と搬送波再生回路１１０とで構成される直交同期検波回路１０７によって直交検波して多値ＱＡＭのディジタル変調で伝送されたＩとＱの２信号を得る。直交検波に際して、搬送波再生回路１１０では、多値ＱＡＭのディジタル変調信号から直接あるいはＩ信号検波回路１０８とＱ信号検波回路１０９の出力から検出された位相差を負帰還するなどして、ディジタル変調信号の搬送波に位相の合致したｓｉｎとｃｏｓの直交した搬送波を再生する。それらの搬送波で同期検波することで得られたＩとＱの２信号はそれぞれ低域通過フィルタ１１１、１１２を介して高域成分を除去されディジタル信号処理回路１１３に加えられ、伝送途中で誤ったデータを誤り検出訂正符号などによって検出訂正されてディジタル変調された正しいデータに戻される。
【００１３】
低域通過フィルタ１１０、１１１の特性は、直交同期検波回路１０７で発生した高域成分や不要帯域を除去したり波形整形のための低域通過特性を有するとともに、ディジタル変調信号に隣接するアナログ変調信号の映像搬送波、色副搬送波および音声搬送波の搬送波周波数の近傍の信号成分を減衰させるための特性をも合わせて有する。
【００１４】
それらの本発明の説明のために、本発明における同一ケーブル内で周波数多重されているディジタル変調信号とアナログ変調信号との信号スペクトルを図２に、低域通過フィルタ１１１、１１２の振幅特性例を図３に示す。
【００１５】
図２において、２００はディジタル変調信号、２０１はディジタル変調信号の搬送波周波数、２０２は上側の周波数に隣接するアナログ変調信号、２０３は下側の周波数に隣接するアナログ変調信号、２０４は上側の周波数に隣接するアナログ変調信号の映像搬送波周波数、２０５は上側の周波数に隣接するアナログ変調信号の色副搬送波周波数、２０６は上側の周波数に隣接するアナログ変調信号の音声搬送波周波数、２０７は下側の周波数に隣接するアナログ変調信号の映像搬送波周波数、２０８は下側の周波数に隣接するアナログ変調信号の色副搬送波周波数、２０９は下側の周波数に隣接するアナログ変調信号の音声搬送波周波数である。
【００１６】
図３において、３００は低域通過フィルタ１１１、１１２の振幅特性、３０１は伝送ナイキスト周波数、３０２、３０３、３０４は特別減衰周波数である。
【００１７】
図１の直交同期検波回路１０７では、伝送され受信されたディジタル変調信号２００をディジタル変調信号の搬送波周波数２０１に位相の合致して受信機で再生されたｓｉｎとｃｏｓの直交した搬送波で同期検波することで、ＩとＱの２信号を得る。しかし、図２に示すように、隣接する上下のチャネルにＮＴＳＣ映像などで変調されたアナログ変調信号が存在すると、ＩとＱの２信号には各搬送波周波数とディジタル変調信号の搬送波周波数との差周波数の信号が妨害となり、ディジタル変調された信号を安定に受信することを妨げることがある。特に、ＮＴＳＣ信号では映像搬送波、色副搬送波および音声搬送波の各搬送波周波数の近傍の信号成分が多く存在するため、その各搬送波周波数とディジタル変調信号の搬送波周波数との差周波数の近傍の周波数成分を抑圧することが、ディジタル変調された信号を安定に受信するために有効となる。その特性を決定するのが、低域通過フィルタ１１１、１１２であり、図３に示すように、高域成分や不要帯域を除去したり波形整形のための低域通過特性を有するとともに、特別減衰周波数３０２、３０３、３０４で隣接チャネルからの妨害を抑圧させる特性を有している。特別減衰周波数３０２は、下側の周波数に隣接するアナログ変調信号２０３の音声搬送波周波数２０９近傍の信号成分を減衰させ、特別減衰周波数３０３は、下側の周波数に隣接するアナログ変調信号２０３の色副搬送波周波数２０８近傍の信号成分を減衰させ、さらに特別減衰周波数３０４は、上側の周波数に隣接するアナログ変調信号２０２の映像搬送波周波数２０４近傍の信号成分を減衰させるためである。これらの特別減衰周波数３０２、３０３、３０４は隣接する上下のチャネルに６ＭＨｚ帯域の現行ＮＴＳＣ信号のアナログ変調信号が伝送され、ディジタル変調信号の搬送波周波数がその６ＭＨｚ帯域の中心に存在する場合には、各々３．２５ＭＨｚ、４．１７ＭＨｚ、４．２５ＭＨｚとなる。また、低域通過フィルタ１１１、１１２の特性はディジタル伝送における波形整形のロールオフ特性も合わせ持ち、その特性が送受でルート分配された場合、伝送シンボルレートの１／２周波数である伝送ナイキスト周波数３０１の周波数で、−３ｄＢとなる。これらのロールオフ特性と特別減衰周波数３０２、３０３、３０４との特性とを合わせ持つことが、本発明の重要な部分である低域通過フィルタ１１１、１１２の役目である。
【００１８】
また、ディジタル変調信号帯域を抽出する帯域通過フィルタ１０６の帯域特性において、隣接チャネルの減衰量を図２の映像搬送波周波数２０４、色副搬送波周波数２０８および音声搬送波周波数２０９の各々の搬送波周波数近傍の信号成分を少しでも減衰させる特性にして、上記したように図３の特性を有した低域通過フィルタ１１１、１１２をも用いることで、さらに隣接したアナログ変調信号からの妨害を除去することができる。
【００１９】
本実施形態によれば、低域通過フィルタ１１１、１１２によって、ディジタル変調信号２００の上側の周波数に隣接するアナログ変調信号２０２の映像搬送波周波数２０４、ディジタル変調信号２００の下側の周波数に隣接するアナログ変調信号２０３の色副搬送波周波数２０８および音声搬送波周波数２０９の各搬送波周波数の近傍の信号成分を減衰させることができるので、各搬送波周波数の成分の多いＮＴＳＣ映像などで変調されたアナログ変調信号からの妨害を除去してディジタル変調された信号を安定に受信することができる効果がある。
【００２０】
図４は本発明の第２の実施形態としてのディジタルケーブルサービス送受信方法とその送信装置ならびに受信装置を示すブロック図である。
【００２１】
図４において、４００、４０１はアナログ／ディジタル変換回路、４０２、４０３はディジタルフィルタであり、図１と同一符号のものは同一の構成である。
【００２２】
本実施形態では、図１の低域通過フィルタ１１１、１１２をディジタルフィルタ４０２、４０３のディジタル信号処理で実現したものである。
【００２３】
直交同期検波回路１０７によって直交検波されて得られた多値ＱＡＭのディジタル変調で伝送されたＩとＱの２信号をアナログ／ディジタル変換回路４００とアナログ／ディジタル変換回路４０１でディジタル信号に変換する。その変換において、ＩとＱの各々の信号はアナログ／ディジタル変換回路４００、４０１の動作周波数でサンプリングされる。そのサンプリング周波数をあるサンプリング周波数ｆｓ（一般的にはＱＡＭ信号の伝送シンボルレートに設定される）のＮ倍に設定し、ディジタルフィルタ４０２、４０３によってサンプリング周波数ｆｓの信号にサンプリング周波数変換する場合に、図３のような特性を持たせる。
【００２４】
本実施形態によれば、ディジタルフィルタ４０２、４０３によって、図１の実施形態と同様に、ディジタル変調信号２００の上側の周波数に隣接するアナログ変調信号２０２の映像搬送波周波数２０４、ディジタル変調信号２００の下側の周波数に隣接するアナログ変調信号２０３の色副搬送波周波数２０８および音声搬送波周波数２０９の搬送波周波数の近傍の信号成分を減衰させることができるので、各搬送波周波数の成分の多いＮＴＳＣ映像などで変調されたアナログ変調信号からの妨害を除去してディジタル変調された信号を安定に受信することができる効果がある。なお、本実施形態では、ディジタルフィルタ４０２、４０３で図３のようは必要特性を実現することができるため、アナログ信号処理で構成される低域通過フィルタ１１１、１１２で実現するより設計的自由度が多く、最適な必要特性を実現することができる効果もある。
【００２５】
図５は本発明の第３の実施形態としてのディジタルケーブルサービス送受信方法とその送信装置ならびに受信装置を示すブロック図である。
【００２６】
図５において、５００はアナログ／ディジタル変換回路、５０１はディジタル直交同期検波回路、５０２はディジタルＩ信号検波回路、５０３はディジタルＱ信号検波回路、５０４はディジタル搬送波再生回路であり、図４と同一符号のものは同一の構成である。
【００２７】
本実施形態では、図４のＩ信号検波回路１０８とＱ信号検波回路１０９と搬送波再生回路１１０とで構成される直交同期検波回路１０７をディジタルＩ信号検波回路５０２とディジタルＱ信号検波回路５０３とディジタル搬送波再生回路１１０とで構成されるディジタル直交同期検波回路５０１のディジタル信号処理で実現したものである。
【００２８】
周波数変換回路１０３で周波数変換された中間周波の状態でアナログ／ディジタル変換回路５００の動作周波数でサンプリングされる。そのサンプリング周波数は図４の場合と同様にＮ倍のｆｓに設定しているが、Ｎ倍のｆｓは一般的にはＱＡＭ信号の伝送シンボルレートの４以上の倍数に設定する。そのＮ倍のｆｓでサンプリングされたディジタル信号は直交同期検波回路５０１において、ディジタル搬送波再生回路５０４で得られたディジタル変調信号の搬送波周波数２０１に位相の合致したｓｉｎとｃｏｓの直交した搬送波で、ディジタルＩ信号検波回路５０２とディジタルＱ信号検波回路５０３で同期検波され、ＩとＱのディジタルの２信号となる。そのＩとＱのディジタルの２信号のサンプリング周波数はＮ倍のｆｓであり、ディジタルフィルタ４０２、４０３によってサンプリング周波数ｆｓの信号にサンプリング周波数変換するとともに、図３の特性を持たせる。
【００２９】
本実施形態によれば、図４の実施例の効果に加えて、ディジタル直交同期検波回路５０１によって、Ｉ信号とＱ信号とを得ることができるため、正確な直交同期検波が実現でき、ディジタル変調された信号を安定に受信することができる効果がある。
【００３０】
ここまでの実施形態では、高周波増幅回路１０２、周波数変換回路１０３で発生する妨害については述べていないが、これらで妨害信号が発生する場合には安定な受信を妨げることになるので、妨害を低減する必要がある。高周波増幅回路１０２、周波数変換回路１０３には、ケーブル１００を伝送する多チャネルの信号が入力するため、それらの信号同士や、局部発振回路１０４からの局部発振信号やその高調波信号が干渉し、受信希望信号帯域やその中間周波数帯域に妨害信号を発生することがある。この妨害を低減する構成を図６に示す。
【００３１】
図６において、図１と同様な部分には同じ番号を付し、説明を略す。同図において、１２０は帯域通過フィルタ、１２１は利得可変増幅回路である。利得可変増幅回路１２１は増幅回路と可変減衰回路の組み合わせでも同様である。尚、帯域通過フィルタ１０６の後段には図１、図４、図５に示したような復調回路が接続される。
【００３２】
ケーブル１００を伝送してくる信号をディジタルケーブルサービスの受信装置の入力端子１０１から入力し、帯域通過フィルタ１２０で受信を希望する多値ＱＡＭのディジタル変調信号を含む帯域を通過させ、かつ上記妨害を発生する信号をできるだけ除去して利得可変増幅回路１２１へ入力する。利得可変増幅回路１２１では後段の信号レベルを検出する手段からの情報により利得を制御し、過大なレベルの信号が利得可変増幅回路１２１の増幅部や後段の非線形素子に印加されて妨害信号が発生するのを防止し、周波数変換回路１０３へ適正レベルの信号を出力する。帯域通過フィルタ１２０の動作を図７を用いて補足する。
【００３３】
図７は周波数スペクトルを示す摸式図で、帯域通過フィルタ１２０で除去する妨害信号の一例を示すものである。同図において、１３０は中間周波信号を示す周波数スペクトル（fif）、１３１は希望信号を示す周波数スペクトル、１３２は局部発振回路１０４で発生する局部発振信号を示す周波数スペクトル、１３３は妨害信号を示す周波数スペクトルである。
【００３４】
本実施形態はイメージ妨害といわれる妨害で希望信号と中間周波数の２倍離れた位置にある信号が妨害となる例である。周波数変換回路１０３では希望信号１３１と局部発振信号１３２の差で中間周波信号を生成する。このとき、局部発振信号１３２に対し中間周波数と同じ周波数間隔を有する妨害信号１３３が存在すると同じ周波数変換過程で中間周波数に変換されて妨害となる。従って、帯域通過フィルタ１２０で希望信号１３１を通過させ、妨害信号１３３を除去しこの妨害発生を防止する。
【００３５】
以上のように本実施形態では、図１から図５で述べた復調回路の低域通過フィルタ手段による隣接アナログ信号からの妨害除去という効果に加えて、高周波増幅回路１０２や周波数変換回路１０３で発生する妨害も除去しディジタル変調された信号を安定に受信することができる効果がある。
【００３６】
図６に示した実施形態は希望信号を１回の周波数変換で復調に適した中間周波信号に変換する、いわゆるシングルスーパーヘテロダイン方式である。この方式では局部発振信号が受信信号帯域内になる場合があり、図７で述べたイメージ妨害が発生する可能性が高く、帯域通過フィルタ１２０のイメージ信号の抑圧度を高める必要がある。また、ケーブルテレビの場合、受信信号帯域が広く各チャネル毎に異なるイメージ信号を抑圧するには、通過帯域やイメージ信号抑圧帯域を可変する可変同調型のフィルタが必要になる。広帯域にわたり局部発振信号周波数の変化と同期して、通過帯域やイメージ信号抑圧帯域を可変するフィルタを構成することは容易ではない。そこで、２度の周波数変換を行い妨害の発生を防止する方法があり、その構成を図８に示す。
【００３７】
図８はいわゆるダブルスーパーヘテロダイン方式で２度の周波数変換で中間周波数に変換する方法である。同図において、図７と同様の部分には同じ番号を付し、説明を略す。１２２は第１中間周波信号用帯域通過フィルタ、１２３は第２の周波数変換回路、１２４は第２の局部発振回路である。尚、帯域通過フィルタ１０６の後段には図１、図４、図５に示したような復調回路が接続される。
【００３８】
この方式では、周波数変換回路１０３で局部発振回路１０４からの局部発振信号により受信信号帯域より高い周波数の第１中間周波信号に周波数変換し、帯域通過フィルタ１２２で第１中間周波信号を通過させ、第２の周波数変換回路１２３で局部発振回路１２４からの局部発振信号により復調に適した中間周波数に変換する。第１中間周波数を受信信号帯域より高く選ぶことで、受信信号帯域にイメージ信号が存在せず、従って帯域通過フィルタ１２０ではイメージ信号を抑圧する必要がなく、フィルタの構成を簡便にできる。
【００３９】
ただし、第２の周波数変換回路１２３では第１中間周波信号を復調に適した中間周波信号に変換するため、第１中間周波数から変換後の中間周波数の２倍離れた周波数にイメージ妨害が存在する。そこで第１中間周波信号用帯域通過フィルタ１２２でこのイメージ信号を除去し、妨害の発生を防止する。第１中間周波数は固定されており、通過帯域やイメージ信号抑圧帯域を可変する必要はない。
【００４０】
以上のように本実施形態では、図１から図５で述べた復調回路の低域通過フィルタ手段による隣接アナログ信号からの妨害除去という効果に加えて、可変同調型に比べ構成が簡単な固定の周波数特性を有するフィルタにより、高周波増幅回路１２１や周波数変換回路１０３、１２３で発生する妨害も除去しディジタル変調された信号を安定に受信することができる効果がある。
【００４１】
上記のダブルスーパーヘテロダイン方式の周波数変換はNTSC信号等のアナログ変調信号を伝送するケーブルテレビの受信装置に広く用いられている。これは、上記したように可変同調型ではなく、固定の周波数特性を有するフィルタでのみ構成できるためである。すなわち、可変同調型フィルタを用いる場合には受信チャネルにより中間周波信号帯域の周波数特性が変化し、受信品質が劣化する場合があるのに対し、固定の周波数特性を有するフィルタでは、各チャネルで受信品質を等しくできるためである。ディジタル変調信号とアナログ変調信号を同一のケーブルで伝送する場合でも、この点については同様の配慮が必要で、ダブルスーパーヘテロダイン方式の周波数変換が有利である。ただし、アナログ変調信号と同じ周波数の中間周波信号で、図５に示したようにディジタル信号に対する復調を行う場合、アナログ／ディジタル変換器のサンプリング周波数が高くなり（例えば、前述のように４倍以上のサンプリング周波数とすれば中間周波数の４倍以上となる。）、回路設計や素子選択の自由度に制限を受ける。そこで、ディジタル変調信号を受信する際には、さらに低く復調に適した周波数（例えばＱＡＭ信号の伝送シンボルレート）に変換する。
【００４２】
その構成を図９に示す。同図において、図８と同様の部分には同じ番号を付し、説明を略す。１２５は第２の中間周波信号用帯域通過フィルタ、１２６は第３の周波数変換回路、１２７は第３の局部発振回路、１２８は低域通過フィルタである。尚、帯域通過フィルタ１０６の後段には図１、図４、図５に示したような復調回路が接続される。
【００４３】
この方式では、図８で説明したダブルスーパーヘテロダイン方式と同様に、周波数変換回路１０３で受信信号帯域より高い周波数の第１中間周波数に周波数変換し、帯域通過フィルタ１２２で第１中間周波信号を通過させ、第２の周波数変換回路１２３でアナログ変調信号受信時と同じ周波数の第２の中間周波信号に変換し、帯域通過フィルタ１２５で該第２の中間周波信号を通過させ、ディジタル変調信号受信時には該第２の中間周波信号を第３の周波数変換回路１２６で局部発振回路１２７からの局部発振信号により、さらに低く復調に適した周波数（例えばＱＡＭ信号の伝送シンボルレート）の第３の中間周波信号に変換し、低域通過フィルタ１２８で局部発振回路１２７からの局部発振信号や第２の中間周波信号の漏洩を抑圧し、第３の中間周波信号を後段の復調回路に出力する。低域通過フィルタ１２８は帯域通過フィルタでも同様である。
【００４４】
本実施形態においても、第２の周波数変換回路１２３では第１中間周波信号から第２の中間周波信号周波数の２倍離れた周波数にイメージ妨害が存在するので、第１中間周波信号用帯域通過フィルタ１２２にはこのイメージ信号に対する減衰域を設け除去し、妨害の発生を防止する。また、同様に第３の周波数変換回路１２６においても第２の中間周波信号から第３の中間周波信号周波数の２倍離れた周波数にイメージ妨害が存在するので、第２の中間周波信号用帯域通過フィルタ１２５でこのイメージ信号に対する減衰域を設け除去し、妨害の発生を防止する。この際、第１中間周波数、第２中間周波数は固定されており、第１中間周波信号用帯域通過フィルタ１２２、第２の中間周波信号用帯域通過フィルタ１２５の通過帯域やイメージ信号抑圧帯域を可変する必要はない。
【００４５】
具体的な周波数を用いて上記の説明を補足する。希望受信信号を第１の中間周波信号より周波数の高い局部発振信号との差で第１の中間周波信号に変換し、該第１の中間周波信号を第１の中間周波信号より周波数の低い第２の局部発振信号との差で第２の中間周波信号に変換し、該第２の中間周波信号を第２の中間周波信号より周波数の高い第３の局部発振信号との差で第３の中間周波信号に変換する場合について述べる。
【００４６】
国内ではアナログ変調信号受信には第２の中間周波信号周波数に５７ＭＨｚを中心周波数とする５４〜６０ＭＨｚの６ＭＨｚの帯域が一般的に用いられている。この周波数を用いる場合、第１中間周波信号から５７ＭＨｚの２倍の１１４ＭＨｚ低い周波数を中心とする６ＭＨｚの帯域がイメージ妨害を発生させる帯域となるので、第１の中間周波信号用帯域通過フィルタ１２２で抑圧し、妨害の発生を防止する。
【００４７】
第３の中間周波信号周波数を多値ＱＡＭ信号の伝送シンボルレートにする場合、国内のチャネル帯域幅が６ＭＨｚであるので最大６ＭＨｚとなる。（実際にはロールオフ率や隣接チャネルとの間で信号を配置しないガードバンドを含めて６ＭＨｚの帯域とするため、伝送シンボルレートは６ＭＨｚより低く、従って第３の中間周波数も６ＭＨｚより低い周波数となる。）この場合、第２の中間周波信号から最大６ＭＨｚの２倍の１２ＭＨｚ高い周波数を中心とする６ＭＨｚの帯域がイメージ妨害を発生させる帯域となる。この帯域は隣々接チャネルの帯域であり、該隣々接チャネルにアナログ変調信号が配置される場合には信号成分の多い映像搬送波や音声搬送波近傍の信号成分により、イメージ妨害が発生する。そこで、この帯域を第２の中間周波信号用帯域通過フィルタ１２５で抑圧し、妨害の発生を防止する。
【００４８】
第２の中間周波信号用帯域通過フィルタ１２５は、その通過帯域の中心周波数と帯域幅の関係で、５７ＭＨｚという中心周波数に対し比較的広い６ＭＨｚという帯域幅を得るため、弾性表面波フィルタなどを用いるが、その中心周波数から第３の中間周波信号周波数の２倍だけ高い周波数のイメージ信号帯域を抑圧する周波数特性を有するフィルタを用いることで、妨害の発生を防止できる。
【００４９】
ディジタルケーブルサービスは現在実施されているアナログ変調信号によるサービスにディジタル変調のサービスを追加するため、現行サービスとの両立性を考慮してアナログ変調された信号に妨害を与えないようにディジタル変調された信号の搬送波レベルを低くするなどの措置が講じられる。従って、前記イメージ信号帯域に重なる隣々接チャネルにディジタル変調信号よりレベルの高いアナログ変調信号が配置される場合にイメージ妨害が発生する可能性が高い。そこで、前記イメージ信号帯域に重なる隣々接チャネルにアナログ変調信号が配置される場合の映像搬送波、音声搬送波など信号成分の多い周波数位置に、狭帯域に減衰させるノッチ（あるいはトラップ）を設けることで、妨害の発生を簡便に抑圧することができる。
【００５０】
以上のように本実施形態では、図１から図５で述べた復調回路の低域通過フィルタ手段による隣接アナログ信号からの妨害除去という効果に加えて、ディジタル変調された信号を低い周波数に変換して復調部に供給するので復調部の回路設計や素子選択の自由度を増すことができるとともに、その際に隣々接チャネル帯域を抑圧する周波数特性を有するフィルタ１２５を用いることでイメージ妨害の発生を防止できる効果がある。また、可変同調型に比べ構成が簡単な固定の周波数特性を有するフィルタにより、高周波増幅回路１２１や周波数変換回路１０３、１２３で発生する妨害も除去できる効果がある。以上により、アナログ変調信号からの妨害を除去してディジタル変調された信号を安定に受信することができる。
【００５１】
【発明の効果】
本発明によれば、アナログ変調信号からの妨害を除去してディジタル変調された信号を安定に受信することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すディジタルケーブルサービス受信装置のブロック図である。
【図２】本発明の説明のためのディジタルケーブルサービスの周波数スペクトル図である。
【図３】本発明の低域通過フィルタ手段の特性を示す振幅特性図である。
【図４】本発明の第２の実施形態を示すディジタルケーブルサービス受信装置のブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施形態を示すディジタルケーブルサービス受信装置のブロック図である。
【図６】本発明の第４の実施形態を示すディジタルケーブルサービス受信装置の周波数変換部のブロック図である。
【図７】本発明の周波数変換を示す周波数スペクトル図である。
【図８】本発明の第５の実施形態を示すディジタルケーブルサービス受信装置の周波数変換部のブロック図である。
【図９】本発明の第６の実施形態を示すディジタルケーブルサービス受信装置の周波数変換部のブロック図である。
【符号の説明】
１００…ケーブル、１０１…入力端子、１０２…高周波増幅回路、１０３…周波数変換回路、１０４…局部発振回路、１０５…選局制御回路、１０６…帯域通過フィルタ、１０７…直交同期検波回路、１０８…Ｉ信号検波回路、１０９…Ｑ信号検波回路、１１０…搬送波再生回路、１１１、１１２…低域通過フィルタ、１１３…ディジタル信号処理回路、１２０…帯域通過フィルタ、１２１…利得可変増幅回路、１２２…帯域通過フィルタ、１２３…周波数変換回路、１２４…局部発振回路、１２５…帯域通過フィルタ、１２６…周波数変換回路、１２７…局部発振回路、１２８…低域通過フィルタ、４００、４０１、５００…アナログ／ディジタル変換回路、４０２、４０３はディジタルフィルタ、５０１…ディジタル直交同期検波回路、５０２…ディジタルＩ信号検波回路、５０３…ディジタルＱ信号検波回路、５０４…ディジタル搬送波再生回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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