(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信機と受信機の間で不連続送信を利用する通信システムの音声デコーダ（１６）におけるハングオーバー期間を評価する方法であって、不連続送信が、或る期間は送信されたフレームを含み、且つ、或る期間は送信を含まない時間的に連続的なフレーム期間を含むものであって、
少なくとも１つのフレームを含み、且つ、ユーザによって与えられた前記送信機装置への情報を含む情報送信期間（２００；３０１；３０２）と、
少なくとも１フレーム期間の長さを有し、且つ、ユーザによって与えられたもの以外の情報を含む沈黙期間（２０８，２０９；３０３）とを含み、
情報送信期間（２００）と後続する沈黙期間（２０８，２０９）の間に少なくとも１つのフレームからなる不規則に発生する期間（Ｔ）が存在し、この不規則な期間が沈黙期間に関係する情報を決定するためのハングオーバー期間を形成するものにおいて、
受信機においてフレーム期間の数が、沈黙記述子であるＳＩＤフレームの最後の更新から前記沈黙期間（２０８，２０９；３０３）の開始が検出されるまで数えられ（４１１）、
数えられた前記フレーム期間の数が所定値より大きくなったこと、および前記沈黙期間（２０８，２０９；３０３）の開始が検出されたことの２条件がみたされたとき、前記情報送信期間（２００；３０１；３０２）と情報送信期間に続く沈黙期間（２０８，２０９；３０３）との間にハングオーバー期間（Ｔ）が存在すると決定することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記不連続送信が、
所定数のフレーム期間の長さを有する、平均する期間であって、その中の少なくとも最後のフレーム期間が沈黙期間（２０８，２０９；３０３）に属するフレーム期間である、平均する期間（２１１，２１２）を含み、
これにより、前記送信において、
受信機が、各々のフレーム期間について情報信号（１０７，４０５）を得、この信号は、フレーム期間が情報送信期間（２００；３０１；３０２）に、あるいは、ハングオーバー期間（Ｔ）に属する場合には第１の値を有し、フレーム期間が沈黙期間（２０８，２０９；３０３）に属する場合には第２の値を有し、
かつ、その方法において、
フレーム期間の数は、前記の平均する期間（２１１，２１２）の最後のフレーム期間まで受信機で数えられ（４１１）、
前記情報信号（４０５）が前記第１の値から前記第２の値に変化する瞬間が検出され、
数えられた前記フレーム期間の数および前記の検出に基づいて、前記情報送信期間（２００；３０１；３０２）と情報送信期間に続く沈黙期間（２０８，２０９；３０３）との間にハングオーバー期間（Ｔ）が存在するか否かを決定することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
不連続送信において受信された音声フレームの復号のための音声デコーダであって、
再生のために受信された音声フレームを復号するために、音声復号を実行する手段（４０２）と、
前記再生のために合成ノイズを発生させるためのコンフォートノイズ発生手段（４０７）と、
音声復号を制御するための音声復号制御手段（４０８）とを含み、
これにより、前記不連続送信は、或る期間は送信されたフレームを含み、且つ、或る期間は送信を含まない時間的に連続的なフレーム期間を含むものであって、
少なくとも１つのフレームを含み、且つ、ユーザによって与えられた前記送信機装置への情報を含む情報送信期間（２００；３０１；３０２）と、
少なくとも１フレーム期間の長さを有し、且つ、ユーザによって与えられたもの以外の情報を含む沈黙期間（２０８，２０９；３０３）とを含み、
情報送信期間（２００）と後続する沈黙期間（２０８；２０９）との間に少なくとも１つのフレームからなる不規則に発生する期間（Ｔ）が存在し、この不規則な期間が沈黙期間に関係する情報を決定するためのハングオーバー期間を形成するものにおいて、
沈黙記述子であるＳＩＤフレームの最後の更新の検出からフレーム期間の数を数える手段（４１１）と、
前記沈黙期間（２０８，２０９；３０３）の開始を検出する手段（４１０）と、
前記沈黙期間（２０８，２０９；３０３）の開始までフレーム期間の数を数える手段（４１１）と、
数えられた前記フレーム期間の数が所定値より大きくなったこと、および前記沈黙期間（２０８，２０９；３０３）の開始が検出されたことの２条件がみたされたとき、前記情報送信期間（２００；３０１；３０２）と情報送信期間に続く沈黙期間（２０８，２０９；３０３）との間にハングオーバー期間（Ｔ）が存在すると決定する手段（４１０）とを含むことを特徴とする音声デコーダ。
【請求項４】
前記不連続送信が、
所定数のフレーム期間の長さを有する、平均する期間であって、その中の少なくとも最後のフレーム期間が沈黙期間（２０８，２０９；３０３）に属するフレーム期間である、平均する期間（２１１，２１２）を含み、
これにより、前記送信において、
音声デコーダが、各々のフレーム期間について情報信号（１０７，４０５）を得、この信号は、フレーム期間が情報送信期間（２００；３０１；３０２）に、あるいは、ハングオーバー期間（Ｔ）に属する場合には第１の値を有し、フレーム期間が沈黙期間（２０８，２０９；３０３）に属する場合には第２の値を有し、
前記の数える手段（４１１）は、前記の平均する期間（２１１，２１２）の最後のフレーム期間まで受信機においてフレーム期間の数を数えるための手段を含み、
前記検出手段（４１０）は、前記情報信号（４０５）が前記第１の値から前記第２の値に変化する瞬間を検出するための手段を含み、
前記決定手段（４１０）は、前記の数える手段（４１１）によって数えられた前記フレーム期間の数および前記検出手段（４１０）によって実行された前記の検出に基づいて、前記情報送信期間（２００；３０１；３０２）と情報送信期間に続く沈黙期間（２０８，２０９；３０３）との間にハングオーバー期間（Ｔ）が存在するか否かを決定するための手段を含むことを特徴とする請求項３に記載の音声デコーダ。
【請求項５】
不連続送信を利用する移動電話システムのためのトランシーバであって、このトランシーバはメッセージを送信するための送信機ブランチとメッセージを受信するための受信機ブランチを有しており、この受信機ブランチは音声デコーダを有しており、
再生のために受信された音声フレームを復号するために、音声復号を実行する手段（４０２）と、
前記再生のために合成ノイズを発生させるためのコンフォートノイズ発生手段（４０７）と、
音声復号を制御するための音声復号制御手段（４０８）とを含み、
これにより、前記不連続送信は、或る期間は送信されたフレームを含み、且つ、或る期間は送信を含まない時間的に連続的なフレーム期間を含むものであって、
少なくとも１つのフレームを含み、且つ、ユーザによって与えられた前記送信機装置への情報を含む情報送信期間（２００；３０１；３０２）と、
少なくとも１フレーム期間の長さを有し、且つ、ユーザによって与えられたもの以外の情報を含む沈黙期間（２０８，２０９；３０３）とを含み、
情報送信期間（２００）と後続する沈黙期間（２０８，２０９）との間に少なくとも１つのフレームからなる不規則に発生する期間（Ｔ）が存在し、この不規則な期間が沈黙期間に関係する情報を決定するためのハングオーバー期間を形成するものにおいて、
沈黙記述子であるＳＩＤフレームの最後の更新の検出からフレーム期間の数を数える手段（４１１）と、
前記沈黙期間（２０８，２０９；３０３）の開始を検出する手段（４１０）と、
前記沈黙期間（２０８，２０９；３０３）の開始までフレーム期間の数を数える手段（４１１）と、
数えられた前記フレーム期間の数が所定値より大きくなったこと、および前記沈黙期間（２０８，２０９；３０３）の開始が検出されたことの２条件がみたされたとき、前記情報送信期間（２００；３０１；３０２）と情報送信期間に続く沈黙期間（２０８，２０９；３０３）との間にハングオーバー期間（Ｔ）が存在すると決定する手段（４１０）とを含むことを特徴とするトランシーバ。
【請求項６】
前記不連続送信が、
所定数のフレーム期間の長さを有する、平均する期間であって、その中の少なくとも最後のフレーム期間が沈黙期間（２０８，２０９；３０３）に属するフレーム期間である、平均する期間（２１１，２１２）を含み、
これにより、前記送信において、
音声デコーダが、各々のフレーム期間について情報信号（１０７，４０５）を得、この信号は、フレーム期間が情報送信期間（２００；３０１；３０２）に、あるいは、ハングオーバー期間（Ｔ）に属する場合には第１の値を有し、フレーム期間が沈黙期間（２０８，２０９；３０３）に属する場合には第２の値を有し、
前記の数える手段（４１１）は、前記の平均する期間（２１１，２１２）の最後のフレーム期間まで受信機においてフレーム期間の数を数えるための手段を含み、
前記検出手段（４１０）は、前記情報信号（４０５）が前記第１の値から前記第２の値に変化する瞬間を検出するための手段を含み、
前記決定手段（４１０）は、前記の数える手段（４１１）によって数えられた前記フレーム期間の数および前記検出手段（４１０）によって実行された前記の検出に基づいて、前記情報送信期間（２００；３０１；３０２）と情報送信期間に続く沈黙期間（２０８，２０９；３０３）との間にハングオーバー期間（Ｔ）が存在するか否かを決定するための手段を含むことを特徴とする請求項５に記載のトランシーバ。
【請求項７】
移動電話であることを特徴とする請求項５に記載のトランシーバ。
【請求項８】
基地局であることを特徴とする請求項５に記載のトランシーバ。
【発明の詳細な説明】
本発明は、概して、デジタル無線システムにおいて使用される音声符号化および音声復号に関し、特に、不連続送信モードにおける音声期間の後に使用されるハングオーバー期間が音声デコーダでどのように利用されるかに関する。本発明は、特に、送信機と受信機の間で不連続送信を使用する通信システムの音声デコーダにおけるハングオーバー期間を評価するための方法に関するものであり、そこでは、この不連続送信は、或る期間は送信されたフレーム期間を含み、或る期間は送信を含まない時間的に連続的なフレーム期間を含み、そこでは、この方法は、少なくとも一つのフレームを含み、前記送信機装置へのユーザによって与えられた情報を含んでいる情報送信期間と、少なくとも一つのフレーム期間の長さを有しユーザによって与えられたもの以外の情報を含んでいる沈黙期間とを発生させるためのステップを含んでおり、そこでは、情報送信期間と次の沈黙期間の間に少なくとも一つのフレームを含んでいる不規則的に発生する期間が存在し、この不規則期間は沈黙期間に関する情報を判別するためのハングオーバー期間を形成する。同様に、本発明は、この方法を具体化する音声デコーダおよびトランシーバに関する。
以下に、音声符号化および復号がどのように無線電話の機能に関係しているかを説明し、また、本発明を一層よく理解するために、セルラー移動通信システムにおけるトランシーバ動作を説明する。例として、図１を参照して、時分割マルチプルアクセスに基づいた汎ヨーロッパＧＳＭシステム（Pan-European GSM system）の送信機能および受信機能を説明すると、該図はＧＳＭシステムに従った移動電話のトランシーバのブロック図を示している。基地局のトランシーバは、マイクロホンとスピーカを有しない点で移動電話とは違うが、他の点では移動電話のトランシーバに基本的に類似している。
送信シーケンスの第１のステップは、音声をデジタル化（１）し、符号化（２）することである。Ａ／Ｄコンバータ１によるサンプリングは、８ｋＨｚで行われ、音声符号化アルゴリズムは、入力された信号が１３ビットのリニアＰＣＭであると推定する。Ａ／Ｄコンバータからのサンプルは、各々のフレームの長さが２０ｍｓであるように、１６０ビット毎の音声フレームにセグメント化される。音声エンコーダ２は、２０ｍｓの長さを持つ音声フレームを処理する。すなわち、符号化が始まる前に、バッファは２０ｍｓの音声を受信する。符号化動作は、各々のフレーム、または、それらのサブフレーム（４０ビットのブロック）に対して行われる。音声エンコーダ２における符号化は、一つのフレームについて２６０個の音声パラメータビットを生じる。
音声符号化２の後に、チャンネル符号化３が二つのステップで行われる。最初に、音声パラメータフレームにおける合計２６０ビットのうちの最も重要な５０ビットがブロックコード３ａ（＝ＣＲＣ、３ビット）によって保護され、次いで、これらのビット及び次の最も重要なビット（１３２）が畳み込みコード（convolution code）３ｂ（符号化比１／２）によって更に保護され（（５０＋３＋１３２＋４）＊２＝３７８）、ビット（７８）の部分は保護なしで取られる。図１に示されるように、ブロック符号化セクション３ａは、電話セクションを制御する制御ユニット１９から、シグナリングと論理メッセージを直接に受信する。したがって、当然、これらの情報メッセージは音声符号化されていない。対応する方法で、受信時に受信されたシグナリングと論理メッセージは、チャンネル復号セクション１５から制御ユニットに供給される。ブロック符号化３ａにおいて、ビットシーケンスが音声フレームの終わりに加えられ、これにより、このビットシーケンスは、受信時に送信エラーの検出を可能にする。畳み込み符号化３ｂは、音声フレームの冗長性を増加する。このように、合計４５６ビットは２０ｍｓの各々のフレーム毎に送信される。
これらの４５６個のビットは、インタリーブ（４）され、インタリーブすることも二つのステップから成る。最初に、４ａでビットが混ぜられ（shuffle）、同じサイズの８個のブロックに配列される。これらのブロックは、８個の連続的なＴＤＭＡフレームに更に分割され（４ｂ）、すなわち、４５６個のインタリーブされたビットが無線経路（各々のタイムスロット中に５７ビット）上の８個のタイムスロットに送られる。通常、送信エラーはエラーバーストとして発生し、したがって、インタリーブする目的は送信されたデータにエラーを均等に分散することであり、これにより、チャンネル復号は一層効率的に動作することになる。インタリーブを復元した後に、エラーバーストは、チャンネル復号により訂正することができる単一のエラービットに変換される。送信シーケンスの次のステップは、データ暗号化５である。暗号化は、ＧＳＭの最も秘密が保たれているものの一つであるアルゴリズムによって行われる。暗号化は、アナログネットワークでは可能な盗聴を防止する。
暗号化されたデータは、それにトレーニングシーケンス、トレイリングビット、および保護期間を加えることによって、送信バーストに形成（６）される。送信バーストは、送信のためにバーストを変調するＧＭＳＫ変調器７に供給される。ＧＭＳＫ変調方法（ガウス最小シフトキーイング）は、情報が位相偏移（位相シフト）の形で含まれる一定振幅のデジタル変調方法である。一つの或いは幾つかの中間周波数の助力を受けて、送信機８は、変調されたバーストを９００Ｍｈｚに周波数変換し、アンテナを通して無線経路上に送信する。送信機８は、三つの無線周波数部分ＲＦの一つである。受信機９は、受信側の第１のセクションであり、送信機８と比較して逆の動作を行なう。第３のＲＦ部分は、周波数を発生させるシンセサイザ１０である。ＧＳＭシステムは、周波数ホッピングを利用しており、これにより、送信周波数および受信周波数は各々のＴＤＭＡフレーム毎に変化する。周波数ホッピングは接続品質を改良するが、シンセサイザ１０に厳しい要求を課する。シンセサイザ１０は、或る周波数から別の周波数に１ミリ秒以下で非常に速く切り替えをすることが可能でなければならない。
受信時には逆の動作が行なわれる。ＲＦ受信機９と復調器１１の後で、たとえば、チャンネルイコライザにより検出（１２）が行われる。チャンネルイコライザは、受信されたサンプルの中のビットを検出する。言い換えれば、送信されたビットシーケンスを取り出そうとする。検出の後には、暗号解読１３とインタリーブ復元１４があり、検出されたビットはチャンネル復号（１５）され、エラーチェックサムが巡回冗長検査（ＣＲＣ）によって検査される。チャンネル復号１５は、バーストの送信の期間中に発生するビットエラーを訂正することを試みる。チャンネル復号１５の後に、２６０ビットの音声パラメータフレームは、音声を記述する送信されたパラメータを含むことになり、このパラメータにより音声デコーダ１６は音声信号のデジタルサンプルを再生する。サンプルは、スピーカ１８によって再生するためにＤ／Ａ変換（１７）される。
送信機／受信機は、移動局を制御する中央ユニットであり、セクション１〜１８の全てを実質的に制御し、それらの動作を協調させ、タイミングを制御する制御ユニット１９を有する。制御ユニット１９は、例えば、通常、マイクロプロセッサから成る。
ＧＳＭシステムは、時分割マルチプルアクセス（ＴＤＭＡ）に基づいており、２５ＭＨｚの二つ周波数帯が、それぞれ、移動ユニットにおいて、送信用に８９０〜９１５ＭＨｚが、また、受信用に９３５〜９６０ＭＨｚが確保されている。これらの周波数帯は、２００ｋＨｚ間隔で１２４個の周波数チャンネルに分割されている。ＴＤＭＡの原理によれば、各々の周波数チャンネルは８個のタイムスロットに分割されている。各々の移動電話は、送信用および受信用に１個のタイムスロットが割り当てられており、各々の周波数チャンネルは、８個のコール（call）を同時に行うことができる。無線経路上の通信は、前記タイムスロット内にバーストとして存在し、これにより、各々のバーストはそれ自身のタイムスロット内で送信される。ＧＳＭシステムにおいては、２７１ｋビット／秒の送信比率は、１５６．２５ビットの長さで５７７μｓのバーストを提供し、これにより、８個のタイムスロットのＴＤＭＡフレームの長さは４．６１５ｍｓである。図２は、８個のタイムスロットから成り、各々のＴＤＭＡフレームで受信用に１個のタイムスロットＲＸ２と、送信用に１個のタイムスロットＴＸ２を有する１台の移動電話によって観察された送信および受信を示す。このように、移動電話は、４．６１５ｍｓの長さの各々のＴＤＭＡフレームで、０．５７７ｍｓの送信期間を有する。
ＧＳＭシステム（移動通信用グローバルシステム）のような、デジタルセルラー無線電話システムにおいては、いわゆる不連続送信（ＤＴＸ）モードは、一般に、ユーザが話していない、すなわち、電話が送信するものが何もない時間の大部分の期間中に無線電話の送信機のスイッチを切るために使用される。この目的は、無線電話の平均消費電力を減少させ、無線周波数の利用効率を改善することである。なぜなら、沈黙のみを伝える信号の送信は、他の同時の無線接続への不必要な干渉を引き起こすからである。本発明の背景を明確にするために、音声符号化および音声復号において不連続送信を使用するための先行技術の方法の詳細な説明を行う。本発明の背景と応用性を示すために、ＧＳＭシステムは、その名称、略語、および標準と共に、例として使用されるが、本発明はＧＳＭシステムのみに限定されるものではない。
図３は、音声符号化装置、すなわち、音声エンコーダ１０２を含んでいる無線システム送信機装置のブロック図を示す。その入力ポート１００で受信されたデジタル化音声信号１０１は、コールされた音声フレーム期間内に、音声エンコーダ１０２で処理される。１個の音声フレームの長さは、通常、約１０〜３０ｍｓ（ＧＳＭでは２０ｍｓ）であり、デジタル形態に変換される音声信号１０１のサンプリング周波数は、通常８ｋＨｚである。音声エンコーダ１０２によって発生させられたフレームは、一組のパラメータ１０３を含み、更に受信機に送信されるようにするために、対応するデジタルセルラーネットワークの端末装置の無線セクションにそれぞれのポート１１１経由で送信される。本テキストにおいては、送信機の無線セクションは、チャンネルエンコーダの入力から始まる、すなわち、音声エンコーダのポート１１１は送信機の無線セクションに直接に接続されると考えられている。
図３の音声エンコーダは、不連続送信機能を間接的に制御する音声活性検出（ＶＡＤ）ブロック１０４を含む。音声活性検出ブロック１０４は、送信すべき音声のような情報の存在を検出する。すなわち、これは、いつ処理が雑音と音声の両方に関係しているか、また、いつ処理すべき雑音のみが存在するかを検出する。音声活性検出ブロック１０４は連続的に動作し、このようにして、ユーザが電話に話しているかどうかを調べる。音声活性検出器１０４の機能は、音声エンコーダの内部変数１０５に基づいており、それによって発生された出力信号１０６は、好ましくは、ＶＡＤフラグと呼ばれる１個のビットである。ＶＡＤフラグの値１は、処理がユーザが話していることに関係する状況に対応し、値０はユーザが沈黙しており、音声エンコーダの処理は雑音のみに関係する状況に対応している。ＶＡＤフラグの或る値は、音声エンコーダ１０２によって発生された或るフレームに常に関係する。典型的な音声活性検出ブロック１０４の機能は、ＧＳＭ標準ＧＳＭ０６．３２およびＧＳＭ０６．４２と、特許公報ＷＯ  ８９／０８９１０に詳細に説明されている。
周知の機能的な原理に従って、音声エンコーダ１０２は、送信機装置の無線セクションにポート１１１経由でフレームを連続的に送信する。各フレームは、対応するフレームが音声パラメータ（ＳＰフラグの値１）を含むかどうか、あるいは、該フレームがいわゆる沈黙（無音）記述子（Silence Descritpor）すなわちＳＩＤフレーム（ＳＰフラグの値０）であるかどうかを告げる、いわゆるＳＰフラグ１０７と呼ばれる或るビットを含む。以下に説明される或るパラメータは、ＳＩＤフレームで受信機に送信される。すなわち、（実際の送信がないときに不連続送信の沈黙期間を表す）このフレームの期間中は送信がない。送信機の無線セクションにおいては、ＴＤＭＡマルチフレーム構造に基づくＳＩＤフレームの送信のスケジューリングと同様に、フレームの処理および受信機への無線インターフェースを介してのそれらの送信はＳＰフラグの値に依存している。不連続送信を実現するために、音声エンコーダは、以下に説明される（特に前記ＳＰフラグ１０７の値をセットする）音声エンコーダ１０２およびＳＩＤメモリ１１０の機能を制御する不連続送信モード制御ユニット１１２を有する。好ましくは、制御ユニットすなわちブロック１１２はソフトウェアで実現され、これはＧＳＭ標準に従ってよく知られている。ＧＳＭシステムのための不連続送信モード制御ユニット１１２およびＳＩＤメモリ１１０の典型的な実施態様は、ＧＳＭ標準ＧＳＭ０６．３１およびＧＳＭ０６．４１に記述されている。
不連続送信モードは、送信の際に暗騒音（backgroud noise）によって引き起こされる一つの基本的な問題を有する。上記した定義によれば、不連続とは、前記ＶＡＤブロック１０４が、ユーザが話していないことを検出して、これについて制御ブロック１１２に報知するときに、無線インターフェースを介しての受信ユーザへの音声フレームの供給を中断することを意味する。送信が中断されると、音声の背景で聞こえる暗騒音も同じく中断される。次いで、受信ユーザは、受話器から聞こえるノイズが静かになるので、送信が中断されたことを知覚することになる。不連続送信においては、送信は、非常に高速で且つ不規則な間隔で中断されることがあるので、受信ユーザは、急速に変化する音のレベルを邪魔なものとして知覚する。特に、送信ユーザが自動車のような騒がしい環境にいるときには、受信ユーザは送信ユーザの音声を理解することが困難になることがある。説明された問題に対して一般に使用された解決方法は、送信の中断の期間中に、暗騒音に類似したコンフォート（comfort）ノイズと呼ばれる合成雑音を受信側で発生させることである。送信側のコンフォートノイズパラメータ計算ブロック１０８は、コンフォートノイズを発生させるために必要なパラメータを計算し、これらのパラメータは、音声期間の直後で送信が中断される前に、また、その後に、（ＴＤＭＡマルチフレーム構造に基づくＳＩＤフレームの送信のスケジューリングに依存して）長い間隔ではあるが規則的に、沈黙記述子すなわちＳＩＤフレームで受信機に送信される。中断された送信の期間中でも長い間隔で送信されるＳＩＤフレームは、暗騒音における変化に対して準備するための手段を提供することになり、それらは、これらの変化に適応するための受信機のノイズ発生器に可能性を提供する。
ＳＩＤフレームで送信機から受信したパラメータが、送信側での暗騒音レベルおよび音響スペクトルのエンベロープを十分に記述している場合には、受信ユーザによって聞かれるものとして、良好な品質のコンフォートノイズを受信装置で発生させることができることが判っている。これらの暗騒音特性は、通常時間と共に僅かに変化するので、代表的なサンプルを得るために、コンフォートノイズ計算プロセスは、数音声フレームの期間にわたって暗騒音レベルおよびスペクトルエンベロープの形状を平均しなければならない。ＧＳＭ標準ＧＳＭ０６．３１およびＧＳＭ０６．４１は、連続送信におけるフルレート（full rate）およびハーフレート（half rate）の音声エンコーダの機能を定義しており、第１の記述されたケースにおいては、平均期間は４音声フレームであり、第２のケースでは８音声フレームであるので、１個の音声フレームの長さは２０ｍｓである。
いわゆるハングオーバー期間の概念は、音声期間２００が終了した後で、送信が中断される前に、コンフォートノイズを発生させるのに必要なパラメータを含んでいる第１のＳＩＤフレームを決定するために十分な時間を送信機に残すために定義されている。ハングオーバー期間は、ＶＡＤブロック１０４が音声が終了した（ＶＡＤフラグ１０６の値は０である）ことを検出したが、音声フレームは依然送信されている（ＳＰフラグ１０７の値は１である）時間を意味する。この状況は図４に示されており、ＶＡＤフラグ１０６の値は音声が終了した直後にゼロにリセットされるが、ＳＰフラグの値はハングオーバー期間Ｔの後でのみゼロにリセットされる。ＶＡＤブロックはユーザが話していないことを検出しているので、ハングオーバー期間中は、処理された信号はノイズのみを含むことを保証できる。このように、期間Ｔの間に処理された音声フレーム２０１〜２０７に含まれる情報は、コンフォートノイズの発生のために必要とされるパラメータを決定するために使用することができる。
ハングオーバー期間Ｔの長さは、ノイズ測定の平均する時間に依存している。これは、平均する処理を終了することができるように、そして、コンフォートノイズの発生のために受信側に適切なパラメータを送信することができるように、十分長くなければならない。フルレートＧＳＭ音声符号化が使用されるときには、ハングオーバー期間の長さは、平均する時間、すなわち、４フレーム（音声フレーム）に等しく、コンフォートノイズパラメータは、特にこれらのフレームに従って計算される。ハーフレートＧＳＭエンコーダにおいては、平均する期間に属する８番目のフレーム（音声フレーム）が、最初のＳＩＤフレーム（図４では２０８）が処理される期間の間に音声エンコーダから得られるので、ハングオーバー期間の長さは、７フレーム（音声フレーム）である。図４は、特に後のケースに関係しており、すなわち、それはハーフレートＧＳＭ音声エンコーダが使用されるときのハングオーバー期間Ｔと平均する時間との間の関係を表している。最初のＳＩＤフレーム２０８に関する平均する期間（averaging period）は、ライン２１１のセグメントによってマークされており、第２番目のＳＩＤフレームに関する平均する期間（averaging period）は、ライン２１２のセグメントによってマークされている。
ハングオーバー期間が完了し、且つ、音声エンコーダがＳＩＤフレームを作り出すときに、コンフォートノイズパラメータ計算ブロック１０８のアルゴリズムは、暗騒音の特性を推定することを続ける。ＳＰフラグ１０７がゼロの値を得るときに、各々のＳＩＤフレームの期間中に、音声エンコーダは、送信機の無線セクション１１１にＳＩＤフレームを転送する。上記されたように、フレームの送信が予定されていないときには、送信機をオフに切り替えることにより、不連続送信モードの利益を得るために、全てのＳＩＤフレームが受信機に送信されるわけではない。無線セクションは、音声期間の後で且つ送信が中断される前に第１の（最初の）ＳＩＤフレームを、また、その後に、ＴＤＭＡマルチフレーム構造に基づいて、長い間隔ではあるが規則的に複数のＳＩＤフレームを送信するためのスケジュールを立てる。制御ブロック１１２は、ブロック１０８に、フラグ１０９に値１をセットすることによって、平均する期間の終了に関する情報を供給する。通常は、このフラグの値は０であるが、更新されたＳＩＤフレームが送信機の無線セクション１１１に送信されるときに、その値は１にセットされる。フラグ１０９が値１を得るとき、すなわち、平均する期間が完了するときには、更に送信ブランチ（図１のチャンネルエンコーダ３へ）に向けられるように、コンフォートノイズパラメータ計算アルゴリズムは、平均処理を行い、無線セクション内に更新されたＳＩＤフレームを配置する。新たな平均する期間が或るフレームの間で完了する場合には、音声エンコーダは新しいＳＩＤフレームを計算し、それを無線セクション１１１に供給し、このようにして得られた格納すべきＳＩＤパラメータをＳＩＤメモリブロック１１０に書込む。平均する期間が完了しておらず、且つ、ＳＰフラグ１０７が（短い音声期間の後のように）ゼロの値を得る場合には、ＳＩＤメモリブロックに格納された最新の計算されたＳＩＤパラメータが読み出され、無線セクション１１１に供給される。音声期間が非常に短い場合には、すなわち、２４フレームの長さより短い期間が、最後のＳＩＤフレームが発生されて無線セクションに供給されたときから経過する場合には、次のフレームの期間中に、最後のＳＩＤフレームは、新しい更新されたＳＩＤフレームが利用可能となるまで、すなわち、一つの平均する期間が経過するまで、ＳＩＤメモリ１１０から繰り返してフェッチされ無線セクションに供給される。この機能の目的は、ハングオーバー期間はそれぞれの短い音声期間の後に新しいＳＩＤフレームを発生させるために使用されないので、短い暗騒音ピークがたまたま音声と解釈されるような場合に不必要な送信活動を減少させることである。
このように、ＳＰフラグ１０７がゼロの値を得る度に、送信機の無線セクション１１１は音声エンコーダからＳＩＤフレームを毎回得る。無線セクションは、音声期間の後に受信機に第１の（最初の）ＳＩＤフレームを常に送信する。次いで、送信は中断され、無線セクションは低速で受信機に更新されたＳＩＤフレームを規則的な間隔で（ＧＳＭシステムのフルレート符号化においては２４フレームの間隔で）連続的に送信する。正確な更新の瞬間は、移動電話システムのＴＤＭＡ多重化に同期される。音声エンコーダは、受信機に送信されることになる無線セクション１１１に供給されるＳＩＤフレームの情報を持たない。
図５は、ハングオーバー期間なしの最も長い取り得る期間を示す。図によれば、これは二個の分離した音声期間３０１および３０２を含み、これらの間の期間で古いＳＩＤフレームＳＩＤｋが使用される。各期間３０１、３０２、および３０３の結合された長さは、図において２２個の期間（フレーム）であり、これらの後に、７個のフレームの長さを有する期間３０４も存在し、この期間中に古いＳＩＤフレームＳＩＤｋが使用される。或るビットすなわちフラグ（図３の１１３）は、ＳＩＤメモリ１１０に、それが新しい更新されたＳＩＤフレームを格納するべきであるか、あるいは、メモリに格納された最後に更新されたＳＩＤフレームを読み出して無線セクションに供給すべきかを知らせるために使用される。ＳＰフラグ１０７がゼロの値を有するたびに、フラグ１１３の値に依存して、ＳＩＤメモリは、格納するか、あるいは、読み出すかの決定を行う。
ハーフレートＧＳＭ音声エンコーダが使用されるときには、コンフォートノイズパラメータ計算アルゴリズムに第１の（最初の）ＳＩＤフレームを示すフラグ１１４も必要である。通常、フラグの値は０であるが、音声期間に続く第１のＳＩＤフレームが送信されるときには、１フレームの期間中これは１にセットされるようになっており、このことは、この音声期間の後にハングオーバー期間が使用されるか否かには無関係である。
図６は、不連続送信モードを使用するシステムの受信機に配置された音声デコーダ（図１においてブロック１６）をブロック図の形態で示す。これは、フレーム毎に、受信機の無線セクションから（すなわち、受信機ブランチの音声デコーダ１６の前に配置されたブロックから、図１ではチャンネルデコーダ１５から）、入力ポート４００経由でパラメータ４０１を受信し、これにより、パラメータは、音声信号を合成するために音声デコーダで処理され、ユーザの耳に伝達するためにポート４０４経由でＤ／Ａコンバータに送られる。
不連続送信を処理する受信機セクションは、無線セクションから、特に、各々のフレームと関連しており且つ送信側でＳＰフラグと機能的に対応しているＳＰフラグビット４０５を受信する。その値は、受信されたフレームが音声フレームであるとき、すなわち、それが音声情報を含むときに１であり、また、その値は、受信されたフレームがＳＩＤフレームであるとき、すなわち、送信が中断されるときに０である。不連続送信を処理する受信機セクションが無線セクション４００から同様に受信するフラグビット４０６の値は、音声デコーダのコンフォートノイズ発生ブロック４０７に、新しいＳＩＤフレーム（音声エンコーダが説明されたときに述べたように、めったに送信されない）が送信機の無線セクション１１１から受信機に到達したことを知らせる。この情報に基づいて、コンフォートノイズ発生ブロック４０７は、補間（interpolating）を行なうことによって、フレーム毎に、現在使用されているコンフォートノイズパラメータ値から新しい最近受信されたパラメータ値に向かって移動を開始する。フラグビット４０６の値は、通常は０であるが、ＳＰフラグの値が０であり、且つ、無線セクションが新しいＳＩＤフレームを受信したときには、１フレームの期間中に値１を得ることになる。
受信機においてＳＰフラグ４０５が値０を有するときには、すなわち、音声フレームが全く受信されないことを検出したときには、音声デコーダのコンフォートノイズ発生ブロック４０７は、送信側において暗騒音から測定されてＳＩＤフレームによって伝えられた情報に基づいてコンフォートノイズを発生させる。
受信機の不連続送信制御ユニット４０８は、入力としてＳＰフラグ４０５を得、また、値が通常は０であるが、音声デコーダが音声期間の後に第１のＳＩＤフレームを受信するときに１フレームの期間中に１にセットされるフラグビット４０９を出力する。フラグビット４０９は、いわゆるＧＳパラメータが平均されなければならないときに、コンフォートノイズ発生アルゴリズムを示すために、ＧＳＭシステムハーフレート音声デコーダにおいて必要である。これらのパラメータの意味について以下に更に説明する。
不連続送信モードにおいては、また、ＧＳＭシステムのフルレート音声エンコーダの場合には、送信機装置の無線セクションへの新しい更新されたＳＩＤフレームの計算および送信は、暗騒音（レベルおよびスペクトルエンベロープ）を表すパラメータが、１個の平均する期間の間で平均され、通常の音声符号化の量子化段階で使用される同じスカラー量子化方法で量子化されることを常に意味する。したがって、フルレート音声デコーダが受信機において使用されるときには、ＳＩＤフレームに含まれたパラメータは、通常の音声復号の逆量子化段階で使用される同じ逆量子化方法で逆量子化される。これらの処理は、ＧＳＭ標準ＧＳＭ０６．１２およびＧＳＭ０６．１０に更に詳細に説明されている。
不連続送信モードにおいては、また、ＧＳＭシステムのハーフレート音声エンコーダの場合には、暗騒音のスペクトルエンベロープを表すパラメータは、新しい更新されたＳＩＤフレームが計算されなければならないときに、１個の平均する期間の間で常に平均される。それらは、通常の音声符号化の量子化段階における対応するパラメータの量子化のために使用される同じベクトル量子化方法で量子化される。受信機においては、ＳＩＤフレームに含まれる暗騒音のスペクトルエンベロープを表すパラメータが、通常の音声復号の逆量子化段階で使用される同じ方法により逆量子化される。これらの処理は、ＧＳＭ標準ＧＳＭ０６．２２およびＧＳＭ０６．２０に更に詳細に説明されている。
ＧＳＭシステムのハーフレート音声エンコーダの場合には、暗騒音のレベルを表すパラメータは、異なった方法で処理される。それによってノイズレベルが通常の音声符号化に関連して処理される量子化方法は、別々に量子化されて送信されるパラメータの組み合わせに基づいている。音声デコーダで処理されるＳＩＤフレームは、ノイズレベルを表す１個のみのパラメータを送信することができ、パラメータはエネルギー値Ｒ０である。これは主に、ＳＩＤフレームの或るビットがＳＩＤコードワードのために確保されなければならないという事実に起因する。これらの処理は、ＧＳＭ標準ＧＳＭ０６．２２およびＧＳＭ０６．２０に更に詳細に説明されている。
各々のフレームに関係するエネルギー値Ｒ０は、一つの平均する期間にわたって平均され、それは、平均されなかったＲ０パラメータを処理するために通常の音声符号化で使用される同じ方法で量子化される。
このように、エネルギー変化を記述し、また、送信側で暗騒音レベルを記述するためにＲ０パラメータに加えて必要である、いわゆるＧＳパラメータを、ＳＩＤフレームで送信することは不可能である。しかしながら、送信機と受信機の両方で同じ方法でそれらを局所的に計算することができる。これは、最後の７個のフレームの量子化されたＧＳパラメータが、送信機と受信機においてメモリに格納されているという事実に基づいている。量子化されたＧＳパラメータは、音声期間中に音声フレームで送信されるので、第１のＳＩＤフレームが送信されるときに、両方の装置は、両方の平均されたＧＳパラメータが同じ値を有するように、格納されたＧＳパラメータの平均を計算する。通信エラーが値を変えることも勿論ある。ＧＳパラメータの計算は、当業者には周知であり、それらの計算の典型的な方法は、ＧＳＭ仕様０６．２０：“ヨーロッパデジタルセルラー通信システム；ハーフレート音声第２部：ハーフレート変換符号化”に示されている。
受信機が音声期間の後に次のＳＩＤフレームを受信するまで、平均することによって得られたＧＳパラメータが、コンフォートノイズ期間全体で使用される。それらは、現実のＧＳパラメータの代わりに、符号化段階および復号段階の両方においてノイズレベルの計算のために使用されるが、それらは、新しい平均処理のために次の音声期間の音声フレームで送信される。
上述の先行技術による方法は、幾つかの欠点を有している。受信機においては、音声デコーダの制御ユニット４０８は、音声期間にハングオーバー期間が続いているか否かは判らない。ＧＳＭシステムのハーフレート音声符号化が使用されるときには、ＧＳパラメータは、非常に短いのでどのようなハングオーバー期間も後に続かないこれらの音声期間中にも格納される。送信機および受信機で格納されて平均されたＧＳパラメータは、実際、送信側に存在する実際の平均ノイズレベルよりもずっと高いノイズレベルを記述しているので、これらの短い期間が、暗騒音の短くて強いピークのみ含むことが可能である。
当業者に知られている周知の信号処理技法であり、また、たとえば、出版物｜１｜：アレン・ガーショ（Allen Gersho）およびロバート・エム・グレイ（Robert M.Gray）著“ベクトル量子化および信号圧縮（Vector Quatisation and Signal Compression）”に詳細に説明されている、いわゆる予測法（predicting methods）に基づく量子化について、以下に簡単に説明する。多くの現代の音声符号化方法においては、音声符号化に関するパラメータは、予測法を使用して量子化される。これは、量子化ブロックが、前もって、量子化された対象の値を可能な限り正確に推定しようと試みることを意味する。このような方法においては、予測された値と測定された値との差分、あるいは、それらの比のみが、受信機に通常送信される。受信機は、実際の値が、予測された値と送信された差分信号を加算するか乗算することにより得られるように、同じ原理で動作する予測器を含んでいる。
予測量子化においては、予測方法は通常適応型である。すなわち、量子化の結果は予測方法を更新するために使用される。エンコーダとデコーダの両方によって使用された予測方法は、それらが同じ方法で常に動作するように、量子化から得られる同じパラメータ値によって更新される。
予測量子化方法の適応特性は、それらを、コンフォートノイズの発生に関連し、且つ、ＳＩＤフレームで送信されたパラメータの量子化に適用することを非常に困難にすることになる。送信は、音声期間の間で中断されるので、送信機における予測方法と受信機における予測方法との間の同期を維持すること、したがって、音声エンコーダと音声デコーダを同期させることが不可能である。
本発明の目的は、受信機がいつハングオーバー期間が音声期間の後に続くかを検出するような方法を提供することである。また本発明の目的は、不連続送信を使用する通信システムにおいてハングオーバー期間中に送信機の音声エンコーダと受信機の音声デコーダの間の同期を維持することが可能である方法を提供することである。
本発明の目的は、受信機において、更に詳細には、音声デコーダにおいて、前記情報送信期間と情報送信期間に続く送信がない期間との間の前記種類のハングオーバー期間が存在するか否かを検出することにより達成される。この検出の結果は、好ましくは、或る送信されたフレームの或る特性を表すフラグビットの使用を新しい方法で定義することによって示される。したがって、新しい信号ワイヤや経路は指示のために必要ではないが、既存の信号ワイヤや経路は、ハングオーバー期間の存在あるいは不存在を示すために使用される。
本発明による方法は、受信機において、フレーム期間の数が、或る瞬間まで数えられ、前記沈黙（無音）期間の開始が検出され、そして、前記数えられたフレーム期間の数および沈黙（無音）期間の開始に基づいて、前記情報送信期間と情報送信期間に続く沈黙（無音）期間の間の前記タイプのハングオーバー期間が存在するか否かが決定されることを特徴とする。
本発明による音声デコーダおよびトランシーバは、フレーム期間の数を所定の瞬間まで数える手段と、前記沈黙（無音）期間の開始を検出する手段と、前記数えられたフレーム期間の数および沈黙（無音）期間の開始に基づいて、前記情報送信期間と情報送信期間に続く沈黙（無音）期間との間の前記タイプのハングオーバー期間が存在するか否かを決定する手段とを含むことを特徴とする。
コンフォートノイズ発生アルゴリズムにハングオーバー期間の存在について知らせるために、受信機の不連続受信の制御ユニットおよびハングオーバー期間の終了に関するフラグの定義は、上記したように、先行技術で知られていたものから改良された本発明による方法の中にある。本発明は、添付の図面を参照して以下に説明される。
図１は、ＧＳＭシステムにおけるトランシーバのブロック図を示す。
図２は、時分割マルチプルアクセス（多元接続）の原理を示す。
図３は、音声エンコーダをブロック図として示す。
図４は、ハングオーバー期間および平均する期間を定義するためにフラグビットを使用する既知の処理を示す。
図５は、ハングオーバー期間の使用に関する既知の処理を示す。
図６は、音声デコーダをブロック図として示す。
図７は、本発明による処理をブロック図として示す。
図８は、本発明による音声デコーダの制御ユニットのブロック図を示す。
本発明の好適な実施態様が、ここで主に図３〜図７を参照して説明される。他の局面においては、音声デコーダは、図６に示されるように、先行技術で知られたデコーダと同様に実現できるが、その制御ユニット４０８は、本発明による機能を実現するためにアレンジされている。制御ユニット４０８は、図８に従うようにしてもよい。受信機の音声デコーダにおいては、制御ユニット４０８（図６）には、入力情報として依然ＳＰフラグ４０５が供給されるが、フラグ４０９が１にセットされるときには、本発明による定義によれば、それはハングオーバー期間が完了したことを意味する。すなわち、ハングオーバー期間が完了したときに、１フレーム（および、特にハングオーバー期間の直後に続くＳＩＤフレームの間）の期間中は１にセットされる。図１に示された送信機の不連続送信モード制御ユニット１１２においては、本発明による方法でのフラグ１１４は、対応してハングオーバー期間（先行技術のような第１の（最初の）ＳＩＤフレームではない）の完了を示す。すなわち、フラグ１１４は、１個のフレームの期間中（特にハングオーバー期間の直後に続くＳＩＤフレームの間）も１にセットされることになる。
図７は、本発明による方法のブロック図として、受信機の不連続送信モード制御ユニット４０８の機能を示し、図８も参照して以下に説明される。参照番号５００は、ステップ＜ＷＦ＿ＳＰ＞（ＳＰフラグを持つ）を表し、そこでは、各々の受信されたフレームのＳＰフラグ（図４の４０５）は、入力データとして検査される。アルゴリズムは、次のフレームのＳＰフラグを持つためにステップ５００に常に戻る。ブロック図の菱形ブロックは、決定ステップを表し、それらからの選択経路には、文字Ｙ（イエス）とＮ（ノー）が記入されている。
カウンタ＜Ｎｅｌａｐｓｅｄ＞４１１は、送信機の音声エンコーダが最後に更新されたＳＩＤフレームを送信した瞬間から、次の更新されたＳＩＤフレームまで常に、あるいは、平均する期間の最後のフレーム期間まで、フレーム期間の数を数える。カウントは、新しいフレームのＳＰフラグ４０５が、受信機の不連続受信の制御ユニットに入力される度に、ブロック５０１において、デフォルト（default）として１だけ進められる。ステップ５０２においては、決定論理部（決定ロジック）４１０は、現在のフレーム（ｎは、検査中のフレームの連続番号を示す）に含まれたＳＰフラグ４０５の値に基づいてハングオーバー期間に関する決定を行う。ＳＰフラグの値が１である場合には、ハングオーバー期間は未だ完了していないので、ＨＧＯＶＲフラグ４０９は、ステップ５０３で決定論理部４１０によりゼロにリセットされ、平均する期間に属している未だ残っているフレームの数を示すカウンタ＜Ａｖｅｒ＿ｐｅｒｉｏｄ＞４１２は、ステップ５０４で値７にセットされる。
現在のフレームのＳＰフラグの値が０である場合には、ハングオーバー期間は終了したかもしれない。この事実がいつ検査されるかの次の決定は、検査されたフレームの直前のフレームのＳＰフラグに基づいており、これにより、このフラグが遅延ブロック４１３の出力から１フレーム期間の遅延で得られ、決定はステップ５０５で決定論理部４１０によって行われる。以前のＳＰフラグの値が１であった場合には、ハングオーバー期間は終了したかもしれない。次いで、ステップ５０６において、カウンタ＜Ｎｅｌａｐｓｅｄ＞４１１の値に基づいて決定が行われる。カウンタ４１１の値が３０より大きい場合には、ハングオーバー期間は完了する。なぜなら、次いで、音声期間（図３参照）の間に、カウンタ＜Ｎｅｌａｐｓｅｄ＞４１１の値は（全ハングオーバー期間を使用するために）２３より大きくなっており、次いで、７フレームのハングオーバー期間が存在しており、すなわち、カウンタ＜Ｎｅｌａｐｓｅｄ＞４１１の値が少なくとも３１であるからである（図４および図５を参照）。前述の説明によれば、ＨＧＯＶＲフラグ４０９は、一つの期間の時間の間でステップ５０７で１にセットされ、カウンタ＜Ｎｅｌａｐｓｅｄ＞４１１および＜Ａｖｅｒ＿ｐｅｒｉｏｄ＞４１２は、ステップ５０８および５０９で０にリセットされる。なぜなら、新しいＳＩＤフレームは、新しく計算されて、平均する期間が完了するからである。
カウンタ＜Ｎｅｌａｐｓｅｄ＞４１１の値が、ブロック５０６が決定を行うときに、３０以下である場合には、ハングオーバー期間は未だ終了していない。次いで、ＨＧＯＶＲフラグ４０９は、ステップ５１０で値０にリセットされ、カウンタ＜Ａｖｅｒ＿ｐｅｒｉｏｄ＞４１２の値は、ステップ５１１において１だけ減らされる。なぜなら、現在のフレームは、送信機の不連続送信モード制御ブロックによって制御された平均する期間に属しているからである。平均する期間に対応する０のＳＰフラグ値を持つフレームの数が通過する前に、後続するフレームのいずれかが１の値を持つＳＰフラグ４０５を再度含む場合には、平均化は早めに中断されることがある。
ステップ５０５において、直前のフレームのＳＰフラグ４０５も０であったことが判った場合には、検査されたフレームは、ハングオーバー期間が完了したことを意味することはできず、したがって、ＨＧＯＶＲフラグ４０９は、ステップ５１２で０にリセットされる。
次に、ステップ５１３で、カウンタ＜Ａｖｅｒ＿ｐｅｒｉｏｄ＞４１２の値に基づいて決定が行われる。その値が０ではない場合には、平均する期間は終了しておらず、従って、カウンタ４１２の値は、ステップ５１４で１だけ減らされる。なぜなら、検査されたフレームは、送信機の不連続送信モードの制御ブロックによって制御された平均する期間に属しているからである。同様にここで、平均する期間に対応する０のＳＰフラグ値を持つフレームの数が通過する前に、後続するフレームのいずれかが１の値を持つＳＰフラグ４０５を再度含む場合には、平均化は早めに中断されることがある。
ステップ５１３で、カウンタ＜Ａｖｅｒ＿ｐｅｒｉｏｄ＞４１２の値が０であることが判った場合には、平均する期間は完了し、これにより、送信機の無線セクション１１１は、新しいＳＩＤフレームを得、これにより、カウンタの定義に従ってステップ５１５でカウンタ＜Ｎｅｌａｐｓｅｄ＞４１１の値を０にリセットすることができる。
受信機の音声デコーダの制御ユニット４０８は、本発明の利点によって、音声期間の後にハングオーバー期間が続くか否かを知ることができるようになる。この情報は、或る量子化および逆量子化方法と組み合わせて使用することができ、これは、送信側と受信側の間のＳＩＤフレームについての量子化を同期させる可能性を示している。本発明によるハングオーバー期間の同期のために、コンフォートノイズを発生させるために必要なパラメータの量子化において予測量子化方法（predictive quantization methods）を使用することが可能である。なぜなら、音声エンコーダおよび音声デコーダのハングオーバー期間中に格納された量子化されたパラメータは、送信側における暗騒音を非常に良好に記述する値を含んでいるからである。格納されたパラメータ値は、平均する期間が完了したときに平均することができ、これにより、量子化アルゴリズムと逆量子化アルゴリズムの両方について予測された値が得られる。本発明により得られる音声エンコーダと音声デコーダの同期は、たとえば、音声エンコーダおよび音声デコーダの擬似ノイズ発生器の初期値を同期化設定するためにも使用することができる。
本発明による不連続送信モードの改良は、或るタイプの音声エンコーダに限定されるものではない。本発明によるエンコーダとデコーダの同期は、予測方法を使用してパラメータが量子化されて符号化される音声エンコーダにおいて特に効果がある。次に、本発明による音声エンコーダおよび音声デコーダにおけるパラメータの計算について以下に説明する。
例示されたケースのように、コード励起型線形予測に基づいたＣＥＬＰ（Code Excited Linear Prediction）タイプの一般に知られているコーデック（codec）構造を説明する。ＣＥＬＰタイプの音声エンコーダおよび音声デコーダの動作は、いわゆるコードブック、あるいは、コードブックに格納された励起ベクトルに基づいている。これらの励起ベクトルは、長期および短期の合成フィルタを通して濾波され、結果として生じる合成された信号は、元の音声信号と比較される。励起ベクトルの中で、元の音声信号と比較したときの誤差を最小にするベクトルが選択される。ＣＥＬＰタイプのデコーダに送信されたパラメータは、典型的には、コードベクトル（あるいは、或る励起ベクトルへのインデックス）の励起およびその利得ｇ、短期予測ＬＰＣのフィルタリングパラメータ、および、長期予測ＬＴＰのフィルタリングパラメータである。
本発明によるシステムのコンフォートノイズ発生においては、符号化パラメータに関する、たとえば、ＬＰＣパラメータａ０．．．ａＭに関する情報（ＬＰＣ，線形予測符号化）および利得ｇに関する情報が送信される。ＬＰＣパラメータの符号化に際しては、たとえば、出版物｜２｜：エフ・イタクラ（F.Itakura）著：“音声信号の線形予測係数の線スペクトル表現（Line Spectral Representation of Linear Predictive Coefficients of Speech Signals）”, J. Acoust. Soc. Amer., Vol. 57, Suppl. No.1, p.35,1975に示されている方法を使用することができる。本発明による音声エンコーダによって計算された平均されたコンフォートノイズパラメータは、たとえば
0003826185.tif 000002
である。これらのパラメータは量子化され、結果として生じる量子化された
0003826185.tif 000003
は、ＳＩＤフレームで受信機に実際に送信され、そこでは音声デコーダが、これらの受信された
0003826185.tif 000004
に基づいて、コンフォートノイズパラメータを発生させることになり、これにより、逆量子化されたコンフォートノイズパラメータは、送信側で暗騒音を記述し、また、合成ノイズを発生させるために、たとえば、
0003826185.tif 000005
である。コンフォートノイズパラメータｆmean
0003826185.tif 000006
の符号化は、
0003826185.tif 000007
を利用する。これらは、本発明の利点により、すなわち、ハングオーバー期間の発生が判るときに、音声デコーダの中で定義することができる。
音声エンコーダは、スペクトルパラメータ（ＬＳＰパラメータ）のベクトル表現ｆＴ＝［ｆ1ｆ2．．．ｆM］、好ましくは、いわゆるＬＳＦベクトル表現（線スペクトル周波数）を形成する。或る音声フレームのためにいくつかのパラメータベクトルを計算することも、同様に可能である。予測コーディングは、パラメータの符号化のために使用することができる。本発明によるシステムにおいては、ハングオーバー期間の間で平均される
0003826185.tif 000008
が予測値として使用される。予測誤差が計算されるときに、
0003826185.tif 000009
が使用され、この計算は、本発明によってハングオーバー期間が現れたことが判ったときに可能である。本発明によって、
0003826185.tif 000010
の値は、エンコーダとデコーダの両方で同じ方法で計算することができる。なぜなら、ハングオーバー期間中は、同じパラメータがエンコーダとデコーダの両方で利用することができるからである。しかしながら、ここでは、最近のハングオーバー期間の間に得られた
0003826185.tif 000011
を最近のハングオーバー期間の外側（後）でも同様に、コンフォートノイズパラメータの量子化の際に使用することができることに注目しなければならない。
音声エンコーダによって発生されて通信システムにおいて送信される予測誤差ｅは、量子化されるべきパラメータであり、これは以下のように得られて送信される。
0003826185.tif 000012
ここで、ｆmean（ｉ）は、平均された
0003826185.tif 000013
は、量子化された基準ＬＳＦパラメータベクトル、
ｉはフレームインデックス、
ｅ（ｉ）は、フレームｉで計算された予測残余である。
基準
0003826185.tif 000014
は、以下の式に従って、ハングオーバー期間（すなわち、７フレームより多く）の間にパラメータを平均することによる量子化されたパラメータに基づいて計算される。
0003826185.tif 000015
ここで、
0003826185.tif 000016
は、ハングオーバー期間（ｎ＝１〜７）中のフレームのｍ番目の量子化されたＬＳＦパラメータベクトル、
ｎは、ハングオーバー期間フレームインデックス（ｎ＝１〜７）、
ｍは、フレーム（１または２）内のＬＳＦパラメータインデックス、
ｉは、フレームインデックスである。
このように、本発明によってハングオーバー期間の発生が判っているときには、基準
0003826185.tif 000017
を計算することが可能である。平均されたＬＳＦパラメータベクトルｆmean、すなわち、コンフォートノイズスペクトルエンベロープパラメータは、式（３）に基づいて平均する期間の間に計算される。
0003826185.tif 000018
ここで、ｆ(m)（ｉ−ｎ）は、平均する期間（ｎ＝０〜７）中のフレームのｍ番目のＬＳＦパラメータベクトル、
ｎは、平均する期間のフレームインデックス（ｎ＝０〜７）、
ｍは、フレーム（１または２）内のＬＳＦパラメータインデックス、
ｉは、フレームインデックスである。
利得値の符号化の際に、対応して、
0003826185.tif 000019
を使用し、その後者、すなわち、
0003826185.tif 000020
は、ハングオーバー期間の発生が判っているときには、以下のように定義することができる。
0003826185.tif 000021
ここで、ｉは、フレームインデックス、
ｊは、サブフレームインデックス、
ｎは、ハングオーバー期間フレームインデックス（ｎ＝１〜７）
0003826185.tif 000022
（ｉ−ｎ）（ｊ）は、ハングオーバー期間フレームｉにおけるサブフレームｊの量子化された固定コードブック利得係数（fixed codebook gain factor）である。
0003826185.tif 000023
すなわち、コンフォートノイズレベルパラメータは、以下の式により平均される。
0003826185.tif 000024
ここで、ｉは、フレームインデックス、
ｊは、サブフレームインデックス、
ｇc（ｉ）（ｊ）は、フレームｉの利得（ｎ＝０）、
ｇc（ｉ−ｎ）（ｊ）は、平均する期間フレームの１つにおけるサブフレームｊの固定コードブック利得係数、ｎ＝０〜７、であり、ｎは、平均する期間フレームインデックス（ｎ＝０〜７）である。
スペクトルパラメータベクトルの符号化と同じ方法で、利得値の符号化の際にも、本発明による解決方法を使用することができ、そこでは、同じ
0003826185.tif 000025
の計算は、ハングオーバー期間の観測により、すなわち、ハングオーバー期間の発生および長さが判るときに、エンコーダとデコーダの両方において可能である。この例においては、量子化すべき係数（factor）は、通信システムにおいて実際に送信されるいわゆる利得補正係数γであり、これに基づいて、音声デコーダは
0003826185.tif 000026
を発生させることができ、したがって、これは最初に固定コードブックの
0003826185.tif 000027
（基準利得係数は、ハングオーバー期間の発生が判っているときに、音声デコーダで発生させることができる）を発生する。利得補正係数γは、以下のようにして音声エンコーダで発生させることができる。
0003826185.tif 000028
ここで、
0003826185.tif 000029
は、固定コードブックの平均された利得係数、
0003826185.tif 000030
は、固定コードブックの基準利得係数であり、これは、上記の式（４）に従って、７フレームを含むハングオーバー期間にわたってパラメータ値を平均することによる固定コードブックの量子化された利得係数に基づいて計算される。
受信機の音声デコーダにおいては、量子化された
0003826185.tif 000031
が受信されたとき、及び
0003826185.tif 000032
がハングオーバー期間に基づいて計算されたとき、本発明による音声デコーダがハングオーバー期間の発生が判っているときに、
0003826185.tif 000033
の計算が式（１）および（６）とは逆の順序で実行される。
本発明にしたがってハングオーバー期間が同期化されたときには、先行技術でのＧＳパラメータの平均化に関係する欠点を避けることができ、特に、平均されたパラメータが典型的な暗騒音を表す値の代わりに短いノイズピークを表す情報を含むことになるかもしれないという事実を避けることができる。本発明は、受信機設備が、そのメモリに最後の音声フレーム（ＧＳＭでは最後の７音声フレーム）の内容を格納することが必要である。なぜなら、本発明によるアルゴリズムは、ハングオーバー期間の存在をそれが終了したときのみに検出しており、したがって、最後の音声フレームに含まれた暗騒音情報は、常に格納されて、起こり得る平均化の要求に応じて利用できるようにしなければならないからである。
予測量子化方法（predictive quantization method）が本発明で使用されるときには、コンフォートノイズの発生に属するパラメータの量子化は、予測量子化方法が通常の音声符号化で使用する同じ量子化テーブルを使用することが望ましい。次いで、送信が中断されるときには、予測は非適応（non-adaptive）機能を有するべきである。予測方法は、暗騒音が平均レベルの近傍で変化するときに量子化セクションがパラメータ値の変化を記述することができるように、送信端で現在の暗騒音を表す値にできるだけ接近している値を使用するべきである。予測方法が正確に機能を果たすことができるように、同じ予測値が送信機装置および受信機装置の両方で当然利用することができなければならない。
ＳＩＤフレームで送信されたコンフォートノイズ値の量子化のための良好な予測値を得るための一つの解決策は、ハングオーバー期間中に量子化されたパラメータ値を格納して、ハングオーバー期間が終了したときに、格納されて量子化された値の平均値を計算することである。これらの平均された予測値は、次のハングオーバー期間が起こるまで凍結される。この処理は本発明の方法に、すなわち、音声デコーダが音声期間の後にハングオーバー期間が続いているか否かを知るときに、特に適している。
本発明は、ハングオーバー期間を有する不連続送信モードを使用する全ての無線通信システムで、特に移動電話システムＤＣＳ１９００およびＧＳＭに適用することができる。フレームで表現されたハングオーバー期間および平均する期間の長さのような、上に表された正確な図は、本発明にとって本質的なものではなく、それらは、本発明の適用性を示すために使用された。本発明による音声復号は、移動電話あるいは基地局であるとしても、移動電話および移動電話システムの基地局で、すなわち、トランシーバ一般で使用することができる。好ましくは、本発明は、トランシーバの受信ブランチに適用される。
【図１】
0003826185.tif 000034
【図２】
0003826185.tif 000035
【図３】
0003826185.tif 000036
【図４】
0003826185.tif 000037
【図５】
0003826185.tif 000038
【図６】
0003826185.tif 000039
【図８】
0003826185.tif 000040
【図７】
0003826185.tif 000041