(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
符号化されたディジタルテレビジョン信号成分及び同一チャネル干渉成分を有する送信信号を受信する手段、
同一チャネル干渉成分の周波数スペクトルを平坦化し、送信された信号からフィルタ処理した符号化ディジタルテレビジョン信号を生成する平坦化手段であり、予め定められた係数を有する予測フィルタを含む平坦化手段、及び
フィルタ処理した符号化ディジタルテレビジョン信号を復号化する復号化手段を具備することを特徴とするテレビジョン受信機。
【請求項２】
シンボルが送信機で既にインタリーブされている符号化されたディジタルテレビジョン信号成分及び同一チャネル干渉成分を有する送信信号を受信する手段、
前記同一チャネル干渉成分の周波数スペクトルを平坦化し、送信された信号からフィルタ処理した符号化ディジタルテレビジョン信号を生成する平坦化手段であり、予め定められた係数を有する予測フィルタを含む平坦化手段、
フィルタ処理した符号化ディジタルテレビジョン信号のシンボルをデインタリーブし、デインタリーブされたディジタルテレビジョン信号を生成するシンボルデインタリーブ手段、及び
デインタリーブされたディジタルテレビジョン信号を復号化する復号化手段を具備することを特徴とするテレビジョン受信機。
【請求項３】
符号化ディジタルテレビジョン信号が前段符号化ディジタルテレビジョン信号であり、前記予測フィルタが送信された信号に対して動作することを特徴とする請求項１に記載のテレビジョン受信機。
【請求項４】
符号化ディジタルテレビジョン信号が前段符号化ディジタルテレビジョン信号であり、前記予測フィルタが送信された信号に対して動作することを特徴とする請求項２に記載のテレビジョン受信機。
【請求項５】
前記予測フィルタが更に利得因子を持ち、前記係数が｛−１，０，＋１｝の組の中の値に限定されることを特徴とする請求項１に記載のテレビジョン受信機。
【請求項６】
前記予測フィルタが差信号に対して動作し、該差信号が送信信号と過去のデシジョン信号との間の差であることを特徴とする請求項１に記載のテレビジョン受信機。
【請求項７】
前記予測フィルタが差信号に対して動作し、該差信号が或る時間間隔だけ遅延した送信信号とその時間間隔だけ遅延した過去のデシジョン信号との間の差であることを特徴とする請求項１に記載のテレビジョン受信機。
【請求項８】
時間間隔がＮＴＳＣのライン間隔の遅延に実質的に等しいことを特徴とする請求項７に記載のテレビジョン受信機。
【発明の詳細な説明】
〔発明の背景〕
連邦通信委員会（ＦＣＣ）及びケーブルラブズ（CableLabs）のようなケーブルテレビジョン試験機構は、米国において他日ＮＴＳＣに取って代わると考えられる新しいテレビジョンの「標準」を選択するために、ディジタルテレビジョン送信システムを評価している。これらのシステムは全て、例えばＭＰＥＧディジタル符号化アルゴリズム或いはその変形を用いた、ディジタル符号化及びデータ圧縮技術を含んでいる。
ＦＣＣは、１９９４年に、例えば、地上放送用の高精細度テレビジョン（ＨＤＴＶ）及び標準精細度（ＳＤＴＶ）ディジタル信号を含むアドバンスドテレビジョン（ＡＴＶ）標準を試験し認可する計画である。標準仕様は、まだ全体の試験が行われ合意を得べき状況にあるが、ＦＣＣは、このシステムが最初はいわゆる「同時放送」式の形式をとることになることを示唆している。新しいＡＴＶ信号は、現在未使用のテレビジョンチャネル（いわゆる「タブー」チャネル）に当てはめて、最初は、同一チャネル干渉なしに従来のアナログテレビジョン信号と共存させなければならないと考えられている。
ＮＴＳＣは以後従来のテレビジョン放送の一つの例を表すものとして用いられる。他の例はＳＥＣＡＭ及びＰＡＬである。ここではＮＴＳＣを例にとるが、これに限定することを意味するものではなく、一般的な従来のテレビジョンを表す「従来の」と同義語として用いられる。
１９９４年に、ＦＣＣはいわゆる「グランドアリアンス」システムを試験することになっている。このシステムは、ＦＣＣによって１９９１年及び１９９２年に試験された第１ラウンドの個別の提案を開発した共同スポンサーによって、共同して開発されている。このシステムは、ＦＣＣが米国標準として認可するための一つの最適なシステムとするため、既に試験された複数のシステムから最良の特徴部をとり入れることを提案している。
グランドアリアンスは、既に、ＭＰＥＧ（モーション  ピクチャーズ  エキスパーツ  グループ）によって提案されたソースコード化標準に準拠するコード化アルゴリズムを決定している。これに加えて、二つのＲＦ送信スキームが、アドバンスド  テレビジョン  テスト  センター（ＡＴＣＣ）における「ベークオフ」で最良の性能と評価され、その一つが、グランドアリアンスシステムに含ませるために選択されるものと思われる。
第１のシステムは、マサチューセッツ工科大学（ＭＩＴ）及びゼネラル  インスツルメント（ＧＩ）会社が構成するアメリカン  テレビジョン  アリアンスによって提案されたものであり、参考文献として挙げる「チャネルコンパチブルディジタルＨＤＴＶシステム」（"Channel Compatible Digicipher HDTVSystem"1992年４月３日）及び更に「ディジタルＨＤＴＶシステム論」（"Digicipher HDTV System Description"1991年８月22日）に記載されている。このシステムは、ベークオフのために更に修正されており、その詳細は参考文献として挙げる「地上及びケーブルベークオフシステム概論」（"Summary Description of Terrestrial and Cable Bakeoff System"1994年１月17日）に記載されている。このシステムは直交振幅変調（ＱＡＭ）を用いることを特色としている。
第２のシステムは、グランドアリアンスのメンバー  ゼニス  エレクトロニクス会社によって開発され、マルチレベル残留側波帯（ＶＳＢ）変調方法を用いており、これは、「ディジタルスペクトラムコンパチブル−技術細目」（"Digital Spectrum Compatible-Technical Details"1991年９月23日）に記載されている。更にこのシステムは、最近ベークオフのために修正され、これは「ＶＳＢ送信システム：技術細目（"VSB Transmission System:Technical Details"1993年12月17日に記載されている。）
第３のシステムは、グランドアリアンスのメンバー  フィリップス  エレクトロニクス  北米会社、デービッド  サーノフ  リサーチ  ラボラトリーズ及びトムソン  コンシューマ  エレクトロニクスを含むアドバンスド  テレビジョンリサーチ  コンソーシアム（ＡＴＲＣ）によって提案され、参考文献として挙げる「最新のディジタル高規格テレビジョン−システム仕様（"Advanced Digital High Definition Television-System Specification"1992年１月20日）に記載されている。このＡＴＲＣシステムもまたＱＡＭを用いることを特色としている。
これらのシステム全てが、同一チャネルの従来のテレビジョン送信に起因する「同時放送」ＡＴＶ送信システムの性能の低下を軽減するために、異なった方法を提案している。
ＧＩ／ＭＩＴの方法では、同一チャネルの従来のテレビジョンの干渉を補償するために、受信機イコライザが非常に大きく作られている。
ゼニスの方法では、受信機に櫛形フィルタを用いて、ディジタルスペクトルの同一チャネル（例えばＮＴＳＣ）の画像、色及び音声キャリアの位置にヌルを導入する。これは、例えばＮＴＳＣのような従来のテレビジョンが同一チャネルで放送されている場合に、性能を著しく改善する。
ＡＴＲＣシステムは、それぞれ画像キャリアの上及び下の周波数に周波数分割で多重化された、二つの別個のキャリアでＱＡＭを送信することにより、ＨＤＴＶ信号の送信スペクトルの画像キャリアの位置にヌルを導入する。
これらのシステムに対する試験の結果から、同一チャネルＮＴＳＣの干渉が存在する場合に、ＡＴＲＣシステムは最高の性能を示した。しかしながら、ＡＴＲＣシステムは、付加的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）がある場合には同様の性能を示さない。
初期のゼニスの方法では、４ＶＳＢ変調スキームが用いられた。これはその後トレリス符号化８ＶＳＢ変調法に修正された。
ゼニスの４ＶＳＢ法では、送信機のデータは、エラーの伝播を避けるために前段符号化され、更に、参考文献として挙げる米国特許第5,086,340号、第5,087,975号及び第5,121,203号に記載されているように、独特の方法で後段櫛形フィルタが受信機に用いられる技術に関係する。同一チャネルＮＴＳＣ干渉を低減するために、前記の'975特許に記載されているように、ゼニスは櫛形フィルタを１２シンボル期間の遅延素子と一緒に用いている。櫛形フィルタでの１２シンボル期間の遅延に対して、（送信機に備えられる）前段符号化器にも同様に正確に１２シンボル期間の遅延素子を持たせることが必要である。従って、同一チャネル干渉が存在する場合に、前段符号化器と櫛形フィルタとの組合せが良好な性能を発揮する。
同一チャネルＮＴＳＣ干渉が存在せずＡＷＧＮのみが存在する場合は、ＡＴＶ受信機での櫛形フィルタの使用は、エラー性能において３ｄＢの損失を生じる。これは、１２シンボルの一つの遅延が直接パスに加えられると同様にノイズも加えられる櫛形フィルタの構造に起因する。これは'340特許で議論されている。従って、同一チャネルＮＴＳＣ干渉が存在しない場合、受信機中に別のパスが設けられる。この別のパスは、単に送信機における前段符号化動作の逆である後段符号化の動作を行う。櫛形フィルタパスか後段符号化器のパスかいずれかの決定は、後段符号化器パス及び櫛形フィルタパスの両者の出力において周期的に送られるデータフィールド同期シンボルのエラーレートの測定値に基づいて選択される。予め定められた周期の終りにどちらのエラーが小さいかによって、後段符号化器パス又は櫛形フィルタパスのどちらを作動させるかを決定する。これは、参考文献「ディジタルスペクトラムコンパチブル−技術細目」の６．３．９節に記載されている。
しかしながら、８ＶＳＢ法と共にトレリス符号化を導入する場合は、参考文献として挙げる「ディジタル通信及び符号化の原理」（"Principles of Digital Communication and Coding"A.J.Viterbi,J.k.Omura共著、1979年McGraw Hill社刊）に記載されているように、「軟判定」ビタビ復号化がトレリス符号化と共に用いられるため、同様の後段符号化器パスを設定することはできない。従って、受信機での櫛形フィルタの使用は、常に３ｄＢの損失を生ずることになり、このことはトレリス符号化がＡＷＧＮチャネルに対して改善された性能を示すことによる利点を上回る。
トレリス符号化ＶＳＢについてゼニスが提案した解決策は、送信機から前段符号化器を除くことであり、従って、同一チャネルの従来テレビジョン干渉が存在する場合に、受信機の櫛形フィルタをトレリス符号化器と縦続配置で部分応答チャネルとして扱うことにある。この場合、拡張されたトレリスでビタビ復号化を用いる最適な復号化器が開発され得ることとなり、「ディジタル通信及び符号化の原理」に記載されているように、その状態は縦続配置の櫛形フィルタとトレリス符号化器の状態に対応する。
しかしながら、１２シンボル遅延を持つ櫛形フィルタに対して、トレリスの状態の数は極めて大きい。それらの設計を簡素化するため、ゼニスは最初にＭＰＥＧコード及びＲＳ（リード-ソロモン）コード並びにインタリーブされた直列データストリームを並列データストリームに変換し、次いで１２個の並列トレリス符号化器を用い、続いて送信機で並列−直列変換器を用いる。後段櫛形フィルタが用いられる場合に、トレリス復号化器は、トレリス符号化器の状態の数の２又は４倍に等しい状態の数で、トレリスにビタビ復号化を実行する。これは「ＶＳＢ送信システム：技術細目」に詳細に記載されている。
同一チャネル従来テレビジョン干渉がない場合に、ビタビ復号化は、トレリス符号化器の状態の数に等しい状態の数を有するトレリスにて実行される。送信機で前段符号化が用いられないのでこれが可能になる。４ＶＳＢの場合と同様に、一つのトレリス復号化によってもたらされたパス又は後段櫛形フィルタと受信機の拡張されたトレリスとを用いるパス間の選択は、周期的に送られるデータフィールド同期シンボルについて、後段櫛形フィルタの出力で又は後段櫛形フィルタなしで測定したエラーレートの値によって決定される。
しかしながら、同一チャネル干渉とＡＷＧＮの両者が存在する場合は、櫛形フィルタの性能が劇的に低下する。これは、櫛形フィルタの後のＡＷＧＮが「白色」に留まらずに「有色」になるからであり、換言すればノイズサンプルが相互に独立ではなくなるからである。これは、ＡＷＧＮチャネルで最適に設定されたトレリス復号化器の性能に影響する。信号電力が小さく従ってＡＷＧＮが大きい周辺領域で同一チャネル従来テレビジョン干渉が最大になるので、これは必ず考慮に入れなければならない事項である。本発明の第１の目的は、従って、同一チャネル干渉と高いレベルのＡＷＧＮとが存在する場合におけるＡＴＶ受信機の性能を改善することにある。
トレリス符号化器の状態の数は、櫛形フィルタパスに対するビタビ復号化器が少なくともトレリス符号化器の状態の数の２倍でトレリス上にて動作しなければならないという事実によって制限される。これは、同一チャネルテレビジョン干渉が存在しない時に、トレリス符号化器／復号化器のＡＷＧＮ性能を制限する。本発明の第２の目的は、従って、同一チャネルテレビジョン干渉が存在しない場合におけるＡＴＶ受信機のトレリス符号化器／復号化器のＡＷＧＮ性能を改善することにある。
最後に、ゼニスによって示唆されている受信機で櫛形フィルタを使用する場合と使用しない場合との切替えは煩雑である。櫛形フィルタを使用すべきか否かを決定するために、かなりの計算を実行しなければならない。更に、櫛形フィルタの使用は、更に１２個の並列符号化器とこれに対応して１２個の並列復号化器の使用を必要とし、これも煩雑である。本発明の他の目的は、従って、受信機での櫛形フィルタの使用を避けることにある。
〔発明の概要〕
本発明は、ＡＴＶ受信機で用いるための阻止フィルタを含み、このフィルタは、同一チャネル干渉を処理し、このフィルタのフィルタ出力に、可能な限り平坦な残留干渉スペクトルを生成するように設計される。ゼニスシステムにおいて用いられた櫛形フィルタは画像及び音声のキャリアを除く以上のことを行う。これは更に色のサブキャリアも除去し、スペクトルに他のヌルを導入する。従って、残留干渉は櫛形フィルタによって形成された平坦ではないスペクトルを有する。換言すれば、櫛形フィルタはそれを通過したＡＷＧＮを増強する。本発明の阻止フィルタは、櫛形フィルタではなく、同一チャネル干渉の大部分を除去するためには画像キャリアの周囲の範囲のみを除去し且つ音声キャリアの周囲の範囲のみを減衰させるべきであるとの事実を利用する。
本発明の一つの特徴は、櫛形フィルタではなく、一般的な阻止フィルタを用いることにあり、従ってそれを通過したＡＷＧＮを増強することはない。ビタビ復号化のためにトレリスの状態が拡張される必要はない。切替え機能は実行されず、即ち、同一チャネル従来テレビジョン干渉が存在するか否かに拘わらず阻止フィルタが存在する。従って、同一のシステムが、同一チャネル従来テレビジョン干渉とＡＷＧＮの両者に対して強力な性能を発揮する。
本発明の他の特徴は、櫛形フィルタの複雑さに起因するようなトレリス符号化器の状態の数の制限を受けず、従ってＡＷＧＮが存在する場合にその数を増やし優れた性能を発揮し得ることである。
阻止フィルタは、４ＶＳＢシステムにおいても同様に用いることができ、同一チャネル干渉とＡＷＧＮの両者が存在する場合に、櫛形フィルタに比較して優れた性能を発揮する。ＱＡＭキャリアの補正のための適切な変更により、このフィルタをＱＡＭ信号についても同様に利用するために修正することができる。これらの変更は、参考文献として挙げる「ＨＤＴＶ送信への応用に伴う部分応答チャネルのための前段符号化技術」（"Precoding Technique for Partial-Response Channels with Applications to HDTV Transmission"L.F.Wei,IEEE Journal on Selected Areas in Communications,1993年１月、127-135頁）に櫛形フィルタについて記載されている修正方法と同様である。一般的には、阻止フィルタは、例えばＯＦＤＭ（直交周波数分割多重化）のような、通常のテレビジョンチャネル帯域幅を占めるどのような信号スペクトルに対しても使用することができる。しかしながら、説明の都合上、ここではＶＳＢのための阻止フィルタについてのみ詳細に記載する。
本発明の他の特徴は、ＡＷＧＮがなお存在する場合に、阻止フィルタが性能の低下を僅かに抑えながらＮＴＳＣ干渉を消去することである。ここに記載された実施例では、損失はほぼ０．３ｄＢ以下である。
本発明の実施例の他の特徴は、データが送信機で前段符号化され、受信機におけるエラーの伝播を防止できることである。
本発明の他の特徴は、前段符号化が用いられない場合に、データデシジョンを用いることによって、即ちデシジョン管理法を用いることによって阻止フィルタを通過するデータ成分が除去されることである。これらのデシジョンはエラー伝播の原因になることもあるが、これは、トレリス符号化器の後でなされるデシジョンを用い且つ隣接するラインに対応する干渉サンプル間の相関を用いることによって、小さくすることができる。
本発明の実施例の更に他の特徴は、送信機においてトレリス符号化器と前段符号化器との間にシンボルインタリーバを配置し、これに対応して受信機では阻止フィルタとトレリス復号化器との間にシンボルデインタリーバを配置し、トレリス復号化器に入力されるノイズを「白色化」することである。これは、前記の「有色化」ノイズの問題を解決し、デインタリーブ処理の後の残留干渉周波数スペクトルを更に平坦にし、一定の画像領域における振幅の極端な変化を伴う同一チャネルテレビジョン信号によって起きる不正な阻止の突発を減ずる。このような任意のインタリーバは、８ＶＳＭを用いるゼニス法では実現できないことに注意すべきである。
本発明の他の実施例における更に他の特徴は、送信機でデータを前段符号化する時に、阻止フィルタを用いるか否かを決定するためにスイッチング動作を行う必要がないことである。同一チャネルＮＴＳＣが存在しない場合でさえもＡＷＧＮの存在による性能の損失はほぼ０．３ｄＢ以下であるため、ＮＴＳＣ阻止フィルタは常時使用される。
〔本発明の好適実施例の詳細な説明〕
図１は、「ＶＳＢ送信システム：技術細目」に記載されたゼニスのＶＳＢ通信システムを説明する図を、本発明に従って修正した図である。
ＭＰＥＧ符号化データ（又は更に一般的にはディジタルテレビジョンデータ）がリード−ソロモン（ＲＳ）符号化器５、バイトインタリーバ１０及び続いてトレリス符号化器15で処理される。これらの三つのブロックは既知であり、例えば「ＶＳＢ送信システム：技術細目」に記載されている。
トレリス符号化器で符号化されたシンボルが前段符号化器25で処理される前に、シンボルインタリーバ20がこれをランダム化する。シンボルインタリーバ20は、ブロックインタリーバ又は畳み込みインタリーバとして構成することができる。この両構成例は米国特許第3,652,998号に記載されている。前段符号化器25の実現例は図７に示されており、後に説明する。
インタリーバ20及び前段符号化器25の両者は信号処理手段30を形成する。前段符号化器25の出力はマルチプレクサ（ＭＵＸ）40に送られ、マルチプレクサ40は更に使用されるトレーニング信号を多重化する。パイロット挿入手段45によって、多重化されたデータストリームにパイロット信号が挿入される。多重化されたデータストリームは次にＶＳＢ変調器50及びＲＦアップコンバータ55に送られ、その後例えば地上放送チャネルのような通信パス上に送信される。ブロック40、45、50、55は、前記で引用した「ＶＳＢ送信システム：技術細目」及び「ディジタルスペクトラムコンパチブル−技術細目」に記載されている。
図２は、本発明を含むＶＳＢ受信機のブロック図である。チューナ60は、対象とする地上チャネルを選択し受信信号をＲＦからＩＦに変換する。ＩＦフィルタ及びダウンコンバータ65は、例えば表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ（ＶＳＢ変調器50で用いられるフィルタに合わせて信号スペクトルの形を作る）であってもよく、次にミキサーに接続される。ミキサーは周波数を下げてベースバンド信号にする。これらは「ディジタルスペクトラムコンパチブル−技術細目」に極めて詳細に説明されている。
アナログ−ディジタルコンバータ（Ａ／Ｄ）70は例えば10.76MHzのシンボルレートで信号のサンプリングを行う。干渉阻止フィルタ80は、図３に更に詳細に記載されているが、次にサンプリングされた信号を処理し、それをイコライザ及び位相トラッカ85に送る。これらは図８に更に詳細に記載されている。ソフトデシジョン（軟判定）シンボルインタリーバ90は、「ディジタル通信及び符号化の原理」に記載されているように、シンボルが「ソフト」デシジョン情報を持つことを除いて、本質的にシンボルインタリーブァ20の逆の動作を行う。
シンボルデインタリーブァ90の出力は、次にトレリス復号化器95、バイトデインタリーブァ100及びＲＳ復号化器105に送られる。これらは全て「ＶＳＢ送信システム：技術細目」で詳細に議論されている。
同期及びタイミングブロック110はディジタル信号処理ブロック及びＡ／Ｄコンバータ70の各々のクロックを制御する。
図３に示された干渉阻止フィルタ80は、予測フィルタ115を含む。予測フィルタ115は、干渉している同一チャネル（例えばＮＴＳＣ）信号の決定論的部分を推定する。予測フィルタ115の出力は、次に減算器118で、Ａ／Ｄコンバータ70からの入力信号から減算される。予測フィルタ115は、Ｎタップ遅延線を含み、それぞれの遅延は１シンボル間隔に等しい。１シンボル間隔は、Ａ／Ｄサンプリングレート10.76MHzの逆数である。各遅延線とそのそれぞれのフィルタ係数の積が加算器116で加算され、その後、乗算器117でこの和と最終評価係数Ｃとの乗算が行われ、予測フィルタの出力信号が形成される。
係数及び定数Ｃは次のようにして選択される。ＡＷＧＮ及び同一チャネル干渉によって変形された入力信号がＡ／Ｄコンバータの入力に存在する。図９に示すように、信号スペクトルはＡＴＶ信号と位置が合っている。ＡＴＶ信号のバンド端から可視即ち画像キャリアは0.904MHz離れている。更に、音声キャリアは5.404MHz離れている。Ａ／Ｄコンバータがこの信号を10.76MHzのレートでサンプリングする場合は、従ってＩkがベースバンド同一チャネル信号を表し、Ａが音声キャリアの振幅を表すとすると、Ａ／Ｄ出力信号は近似的に
ｓk＋Ｉkcos(πk/6)＋Ａcos(πk)＋ｎk
で表される。ここで、ｓｋは信号成分（多経路歪みを持つことがある）、ｎkはＡＷＧＮである。一般的に、干渉項は
0003762429.tif 000002
であることに注意すべきである。ここで、Δp及びΔaはＶＳＢ変調データスペクトルの中心周波数からのずれをＭＨｚで表したもの、ｆsはＡＴＶ信号のシンボルレートである。これら一般化された項は干渉阻止フィルタ80の設計に用いることができる。この技術の概要を以下に述べる。
予測フィルタ115のタスクは、干渉しているＮＴＳＣ信号について可能な限り多くの情報を引出すことである。ベースバンドＮＴＳＣ波形の電力の大部分が低周波数に存在することが知られている。実際、信号のＤＣ成分が除去されるだけで、同一チャネル干渉の殆どの部分が除去され得る。ノイズも予測フィルタ115を通過することは注意を要する。このノイズは一般に主経路のノイズと相関関係を持たず、従って加算器116の出力でのノイズは、ＮＴＳＣ予測フィルタ115の出力及び主経路のノイズ変動の和であるノイズ変動を持つ筈である。これはノイズを強めることになる。従って、予測フィルタ115は、ノイズがそれ程の値に増大しない間に、ＮＴＳＣ成分を同時に予測しなければならない。以下の例においては、ＮＴＳＣ信号の決定論的部分の合理的な範囲を構成する、ＮＴＳＣ同一チャネルの画像及び音声キャリアの付近の範囲のみを予測する。
櫛形フィルタは低周波数成分を除去する以上のことを行う。それは、色のサブキャリアの複数セクションをも除去し、加えて、干渉するＮＴＳＣスペクトルにヌルを導入する。従って、櫛形フィルタの出力はスペクトルが平坦ではない残留干渉信号を持つ。このような場合、干渉信号が平坦なスペクトルを持つとして動作するトレリス復号化器は、平坦な干渉信号で動作する場合に比較して不完全な動作しか行うことができない。
トレリス復号化器は殆ど平坦なスペクトルを持つ干渉信号を持つという事実が与えられたとしても、画像キャリア及びソースキャリアに存在する全てのエネルギーを除去する必要はなく、それを減衰させて画像及び音声キャリアの付近の範囲に存在するエネルギーをＮＴＳＣスペクトルの平坦な部分に近づけるだけで充分である。選択されたＮＴＳＣスペクトルに従って、この画像又は音声キャリアに対する減衰係数は変わり得る。
画像キャリア部分に対して選択された減衰係数が、或る数Ｄについて
２０＊log（１−Ｄ）ｄＢ
であり、音声キャリアに対して選択された減衰係数が
２０＊log（１−Ｆ）ｄＢ
であると仮定する。このように、ＮをＮＴＳＣ予測フィルタ115のタップの数とすると、係数ｙ1,...,ｙN及び定数Ｃの最適の選択方法は次の最小化問題によって与えられることが容易に分かる。
0003762429.tif 000003
即ち
0003762429.tif 000004
及び
0003762429.tif 000005
である。
これは等価定数を持つ二次プログラミング問題であり、参考文献として挙げる「非線形プログラミング：理論とアリゴリズム」（"Nonlinear Programming:Theory and Algorithms"M.S.Bazaraa,C.M.Shetty共著、1979年John Wiley社刊）に記載されているような標準的な技術によって解くことができる。実際、この解は、ＮＴＳＣ予測フィルタを記述するに充分な値Ｃｙi（ｉ＝１..Ｎ）を与える。解は
0003762429.tif 000006
である。ここで、ｊ＝１..Ｎ、Ｎは６の倍数である。
係数ｙ1,...,ｙNを組｛−１，０，＋１｝の中の値に限定すると、上記の特性を持つ簡単な調査用フィルタによって簡潔な実現例を設計できる。二つのこのようなフィルタが表Ｉ及び表IIに示されている。
0003762429.tif 000007
0003762429.tif 000008
表IIの３６タップフィルタは評価係数Ｃ＝1/16であり、これはハードウェア中で４ビットのスカラーシフトとして実行できるので、特に容易に実現できる。更に、このフィルタはノイズの増強を僅か０．３ｄＢに抑える一方、画像キャリアで約１８ｄＢの減衰を、音声キャリアで約１２ｄＢの減衰を与える。上記の式を用いる最適の３６タップフィルタは僅かほぼ０．２４ｄＢにノイズ増強を抑えることができ、一方でなお画像キャリアで約１８ｄＢの減衰を、音声キャリアで約１２ｄＢの減衰を与える。これは、表IIに記載されたフィルタに比較して僅かほぼ０．０５ｄＢの改善である。
図４ａ−４ｃは、表IIの３６タップフィルタの入力（図４ｂ）が正に干渉しているＮＴＳＣ信号である場合の出力スペクトル（図４ａ）を示す。比較のため、櫛形フィルタ出力のスペクトル（図４ｃ）も示されている。残留干渉のスペクトルが、３６タップフィルタの場合（図４ｂ）が櫛形フィルタ（図４ｃ）に比較してより平坦であることに注意すべきである。
ＱＡＭが送られて来た場合についても、同様の阻止フィルタを設計できる。この場合、阻止フィルタはベースバンドＱＡＭ波形で動作する。この場合のＱＡＭスペクトルはＮＴＳＣスペクトルと一致し、ＱＡＭ信号の中心周波数は３MHzである。更に、ＱＡＭ信号はＶＳＢ信号のシンボルレートの半分、即ちほぼ5.38MHzでサンプリングされる。一般に、阻止フィルタは複素数値を持つサンプルに対して動作する。ＮＴＳＣ波形でさえ、複素数値を持つ周波数シフトによってＱＡＭ中心周波数からずれる。単純な櫛形フィルタの場合について参考文献として挙げる「ＨＤＴＶ送信への応用に伴う部分応答チャネルのための前段符号化技術」（"Precoding Technique for Partial-Response Channels with Applications to HDTV Transmission"L.F.Wei,IEEE Journal on Selected Areas in Communications,1993年１月、127-135頁）に示されているように、上記の最適化プログラムは、ＱＡＭの場合についてもフィルタを一般化するために用いることができる。
上記の最適化プログラムは、色サブキャリア部分を減衰させるためにも用いることができ、同様に出力スペクトルが実際に平坦な様子を示す。最適化プログラムは、色サブキャリア部分における減衰に対応する付加的な抑制を含むために修正される。
更に、同様の技術が、ＰＡＬ、ＳＥＣＡＭ及びその他の画像キャリア及び音声キャリアが異なってずれる従来の同一チャネル信号に対して用いられることは明らかである。
図３に示された実施例においては、干渉信号及びノイズの両者が予測フィルタ115を通過するが、ＡＴＶ信号もまた予測フィルタを通過する。これを除去するためのおそらく最も簡単な方法は図５に示されるようなものである。この実施例は、ただ一つの点で図３と異なっている。即ち、先のデシジョンから得られるＡＴＶ信号成分を除去するために減算器200が導入されている。これらのデシジョンは１シンボル期間内に行われなければならない。トレリス符号化器／復号化器がある場合にはデシジョンが１シンボル期間内には行われないので、これらのデシジョンはトレリス復号化器の前で行われなければならず、エラーになり易い。同様の問題が、等化と、例えば参考文献として挙げる「インタリーブを伴うデシジョン−フィードバックノイズ予測を用いる線形で激しく歪んだチャネルの符号化された変調信号の検出」（"Detection of Coded Modulation Signals on Linear,Severely Distorted Channel Using Decision-Feedback Noise Prediction With Interleaving"M.V.Eyuboglu、IEEE Transaction on Communications1988年４月401-409頁）に記載されているトレリス復号化との結合に存在する。これらのエラーになり易いデシジョンはエラー伝播の原因になる。
これらのエラーを小さくするための一つの方法は、低周波数成分が関係している限りＮＴＳＣテレビジョンライン間に存在する相関を利用することである。従って、ＮＴＳＣ信号予測が１ライン期間の遅延の後で行われるとすれば、これによってトレリス復号化器にて信頼できるデシジョンを行うための充分な時間を与えることができ、従ってエラーの伝播の問題を解決することができる。この実行例が図６に示されているが、ここでは遅延要素210が導入されている。この遅延要素は厳密にＮＴＳＣライン期間遅延に等しくすることはできないことに注意すべきである。それはＡ／Ｄコンバータで用いられるサンプリング時間の倍数である。この遅延があると、上記の最適化問題はこの遅延を考慮に入れて修正されなければならない。遅延がＰシンボルと仮定する。そうすると、最適化問題は
0003762429.tif 000009
のように修正される。
即ち
0003762429.tif 000010
及び
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である。この方法は、これが多数のサンプルの記憶を含む１ライン期間の遅延を含むので、かなり煩雑である。
信号成分を除去する他の方法は、送信機でデータを前段符号化し、干渉阻止フィルタ80の後でＮＴＳＣ干渉阻止フィルタに起因する信号歪みを除去することである。このようなフィルタが存在する場合に信号成分を除去するこの方法は、参考文献として挙げる「モジュロ算術を用いる新しい自動イコライザ」（"New Automatic Equalizer Employing Modulo Arithmetic"Electronic Letters1971年３月138-139頁）及び「シンボル間干渉を持つチャネルに適した送信技術」（"Matched Transmission Technique for Channel With Intersymbol Interference"IEEE Transaction on Communications、1972年８月774-780頁）に記載されている。
前段符号化器25の設計が図７に示されている。シンボルインタリーブァ20の出力はモジュロＭ加算器120に送られ、これはＮＴＳＣ予測フィルタ115の出力と加算されＮＴＳＣ予測フィルタ115に送られる。これは受信機のそれと同じである。モジュロＭ加算器120の動作は「モジュロ算術を用いる新しい自動イコライザ」に記載されており、Ｍの値は入来シンボルのピーク値より大きいか又は等しく選択される。
前段符号化器は、受信機で行われるべき等化及び位相トラッキングの方法を変更する。この変更は図８に示されている。ＮＴＳＣ阻止フィルタの出力は前方イコライザ125に送られ、乗算器130を用いて位相のずれが除去される。乗算器130には、角度エラー計算機170及び位相ロックループ175から位相のずれの値が送られる。乗算器130の出力は、チャネルによって導入される残留シンボル間干渉を有し、これはフィードバックイコライザ180を用いて除去される。
フィードバックイコライザ180及び角度エラー計算機170の両者に、送信機の前段符号化の結果である「修正」スライサー165の出力が送られる。実際には、修正スライサー165が前段符号化のない通常の場合のスライサーに置き替わる場合には、全てのイコライザ及び位相トラッカの種類は、例えば参考文献として挙げる「ディジタル通信」（"Digital Communication"E.A.Lee,D.G.Messerschmitt共著、Kluwer Academie Publishers刊、1988年）に記載されているものと厳密に同一である。
修正スライサー165を以下に説明する。修正スライサー165への入力は、モジュロＭ減算回路140に送られ、ここでこの入力が簡単に再評価され、この入力が一定のレベル内に入る。これは、「シンボル間干渉を持つチャネルに適した送信技術」に記載されている。このスライサーはここでシンボルの位置決めの動作を行い、これがトレリス符号化器15の出力になる。モジュロＭ減算回路の入力及び出力は減算器150を通り、次に量子化器155に送られる。これは「シンボル間干渉を持つチャネルに適した送信技術」に記載されている。最後に、スライサー145の出力及び量子化器155の出力は、減算器160に送られ、ここで修正スライサー165の出力を形成する。モジュロＭ減算回路140の出力は、図示されているように、ソフトデシジョンシンボルインタリーブァ及び次にトレリス復号化器に送られる。
全ての実行例が回路の一部として修正スライサー165によって実現される機能を持たなければならない点を除いて、イコライザ及び位相トラッカの他の実行例も可能である。
トレリス符号化が、干渉阻止フィルタ80の設計、及び信号成分を除去する種々の方法、即ち、直ちに又は１ライン期間の遅延の後に所謂過去のデシジョンを用いる方法、又は送信機で前段符号化器を用いる方法についての基本的な動機付けであるが、同一の計画をトレリス符号化のない場合についても同様に用いることができることは明らかである。
ＮＴＳＣ送信が最終的に廃止された場合、受信機の干渉阻止フィルタは簡単に取外すことができる。更に、スライサーは前段符号化を用いないデータに対して用いられる通常のスライサーに変更することができる。この変更を通知する情報は、トレーニングシーケンスを経て又は高級プロトコルを用いることによって容易に送ることができる。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明を含むＶＳＢ送信機のブロック図である。
図２は、本発明を含むＶＳＢ受信機のブロック図である。
図３は、本発明による干渉阻止フィルタを説明する図である。
図４ａ−４ｃは、干渉阻止フィルタの性能を説明する図である。
図５は、復号化器において過去のデシジョンを用いて信号成分を除去するために修正された干渉阻止フィルタの第２の実施例を示す図である。
図６は、復号化器において１ライン期間の遅延の後で過去のデシジョンを用いて信号成分を除去するために修正された干渉阻止フィルタの第３の実施例を示す図である。
図７は、図１に示された送信機に配置される前段符号化器を示す図である。
図８は、イコライザ及び位相トラッキング回路を実現するために、干渉阻止フィルタが前段符号化器と共に用いられる場合に使用する必要がある修正されたスライサーを示す図である。
図９は、受信機におけるＡＴＶ信号、同一チャネルＮＴＳＣ信号及び櫛形フィルタの応答の間の関係を説明する図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４ａ】
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【図４ｂ】
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【図４ｃ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図９】
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【図８】
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