(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
左右に１つずつ入出力用のポートを有し、左右を分ける対称面に対して回路全体が少なくとも論理的には左右対称な２ポート高周波回路であって、
左上回路Ａ１と、右上回路Ａ２と、下段回路Ｂ０とを有し、
前記左上回路Ａ１は、
左側に位置するポート１と、
片側が接地されたキャパシタンスＣａと、
このキャパシタンスＣａに前記ポート１を接続する線路Ａとを有し、
前記右上回路Ａ２は、
右側に位置するポート１′と、
片側が接地されたキャパシタンスＣａと、
このキャパシタンスＣａに前記ポート１′を接続する線路Ａ′とを有し、
前記下段回路Ｂ０は、
左側に位置する接地回路Ｂ１と、
右側に位置する接地回路Ｂ２と、
中央に位置する接地回路Ｂ３と、
前記接地回路Ｂ１に前記接地回路Ｂ３を接続する線路Ｂと、
前記接地回路Ｂ２に前記接地回路Ｂ３を接続する線路Ｂ′とを有し、
前記線路Ａと前記線路Ｂは、
少なくとも各一部が互いに略平行に配線されることにより、結合線路を構成しており、
前記接地回路Ｂ１、及び前記接地回路Ｂ２は、それぞれ、
抵抗とキャパシタンスＣｂとにデバイス特性が相互切換可能なスイッチングデバイスから構成されている
ことを特徴とする高周波回路用のスイッチング回路。
【請求項２】
前記接地回路Ｂ３は、インダクタンスを有する
ことを特徴とする請求項１に記載の高周波回路用のスイッチング回路。
【請求項３】
前記接地回路Ｂ３は、キャパシタンスを有する
ことを特徴とする請求項１に記載の高周波回路用のスイッチング回路。
【請求項４】
前記接地回路Ｂ１及びＢ２のキャパシタンスＣｂを可変とした
ことを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載の高周波回路用のスイッチング回路。
【請求項５】
片側が接地された前記キャパシタンスＣａを可変とした
ことを特徴とする請求項４に記載の高周波回路用のスイッチング回路。
【請求項６】
片側が接地された前記キャパシタンスＣａは、
抵抗とキャパシタンスＣａとにデバイス特性が相互切換可能なスイッチングデバイスから構成されている
ことを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載の高周波回路用のスイッチング回路。
【請求項７】
前記左上回路Ａ１と前記右上回路Ａ２とをキャパシタンスＣｃで接続した
ことを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか１項に記載の高周波回路用のスイッチング回路。
【請求項８】
前記キャパシタンスＣｃを可変とした
ことを特徴とする請求項７に記載の高周波回路用のスイッチング回路。
【請求項９】
請求項１乃至請求項８の何れかに記載の高周波回路用のスイッチング回路を直列に接続したことを特徴とする高周波回路用のスイッチング回路。
【請求項１０】
請求項１乃至請求項９の何れかに記載の高周波回路用のスイッチング回路を並列に接続したことを特徴とする高周波回路用のスイッチング回路。
【請求項１１】
上層及び下層にグランドを有する３層構造のトリプレートストリップ線路の中層として形成した
ことを特徴とする請求項１乃至請求項１０の何れか１項に記載の高周波回路用のスイッチング回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、左右に１つずつ入出力用のポートを有し、左右を分ける対称面に対して回路全体が少なくとも論理的には左右対称な２ポート高周波回路から構成された高周波回路用のスイッチング回路に関する。
【０００２】
尚、上記の２ポート高周波回路は、上記のスイッチングデバイスのスイッチング状態によりバンドパスフィルタとして作用するため、以下、本発明の「高周波回路用のスイッチング回路」を単に「バンドパスフィルタ」或いは「高周波回路」等と呼ぶ場合がある。
【０００３】
【従来の技術】
２ポート高周波回路より構成された、比較的小型のバンドパスフィルタとしては、例えば、「MWE2000 Microwave Workshop Digest,pp.461-468（2000）『トリプレート・ストリップ線路フィルタ』」（以下、「文献１」と言う。）に記載されているものや、或いは「ＮＥＣ技法 Vol.51 No.4／1998，pp.119-123『多層プリント基板を利用したマイクロ波衛星通信用フィルタ』」（以下、「文献２」と言う。）に記載されているもの等が一般に知られている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、例えば上記文献１などの従来技術については、以下の問題点を挙げることができる。
（問題点１）
例えば上記の文献１の様に、ＬＴＣＣ（低温焼成セラミック）から形成されている基板を用いてフィルタを製造した場合、通常このフィルタは、更にボード上に実装しなければ使用できない。或いは、表面実装するための実装面積を基板上、又はボード上に確保する必要がある。
【０００５】
（問題点２）
従来、ＬＴＣＣ基板を用いて実現されていたフィルタ回路を新たに有機基板を用いて作成しようとすると、有機基板では誘電率が低いためカップリングを構成する際の容量が小さくなってしまい、共振器間の強い結合が実現できない。
（問題点３）
有機基板を用いて多層基板を形成する場合、１層当りの厚みに対して±８％程度のバラツキを見込む必要がある。このため、ＬＴＣＣ基板対して有用であった回路を有機基板を用いて多層化すると、各個体間の回路特性に大きなバラツキが生じるので、安定した品質が期待できない。
【０００６】
また、例えば上記文献２などの従来技術については、以下の問題点を挙げることができる。
（問題点４）
インターディジタル型のストリップ線路を用いてフィルタ回路を作成する場合、伝送信号の１／４波長の線路が複数必要となるため、伝送信号の周波数が数ＧＨｚ程度の場合、フィルタ回路が大きくなってしまう。即ち、部品を１／４波長程度よりも更に小型化することが困難である。
【０００７】
また、スイッチング回路の分野においては、上記の様な問題を排除したフィルタリング機能をも同時に兼ね備えた小型の高周波回路（スイッチ回路）が、未だ発明されていない。このため従来は、スイッチとフィルタとは各々独立した回路（デバイス）から構成せざるを得ず、したがって、両機能を兼ね備えた高周波回路を十分に小型化することは容易でなかった。
【０００８】
本発明の課題は、上記の問題点１〜４を効果的に克服しつつ、更にこれらのフィルタ機能を有したまま、アイソレーション特性の優れたスイッチ機能をも果たす小型の機能デバイス（高周波回路用のスイッチング回路）を実現することであり、本発明の目的は、この様な高機能デバイスの実現により、従来よりも安定した品質で、且つより小さく構成することが容易なバンドパスフィルタ機能付きの「高周波回路用のスイッチング回路」を低コストで生産可能又は生産容易とすることである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
即ち、第１の手段は、左右に１つずつ入出力用のポートを有し、左右を分ける対称面に対して回路全体が少なくとも論理的には左右対称な２ポート高周波回路において、左右を分ける対称面に対して回路全体を少なくとも論理的には左右対称とし、左上回路Ａ１と右上回路Ａ２と下段回路Ｂ０とを設け、その左上回路Ａ１には、左側に位置するポート１と、片側が接地されたキャパシタンスＣａと、このキャパシタンスＣａとポート１とを接続する線路Ａとを設け、右上回路Ａ２には、右側に位置するポート１′と、片側が接地されたキャパシタンスＣａと、このキャパシタンスＣａとポート１′とを接続する線路Ａ′とを設け、下段回路Ｂ０には、左側に位置する接地回路Ｂ１と、右側に位置する接地回路Ｂ２と、中央に位置する接地回路Ｂ３と、「接地回路Ｂ１と接地回路Ｂ３とを接続する線路Ｂ」と、「接地回路Ｂ２と接地回路Ｂ３とを接続する線路Ｂ′」とを設け、更に、線路Ａと線路Ｂの少なくとも各一部を互いに略平行に配線することにより、結合線路（カップリング・ライン）を構成し、接地回路Ｂ１及び接地回路Ｂ２は、それぞれ、抵抗とキャパシタンスＣｂとにデバイス特性が相互切換可能なスイッチングデバイスから構成することである。
【００１０】
ただし、上記の左右の方向には、任意性が有るものとする。即ち、本発明のバンドパスフィルタ（２ポート高周波回路）を製造又は使用する者は、任意の方向を上記の左右の方向として選択することができる。
また、上記のポートは、線路で構成しても良い。したがって、例えば上記のポート１と、線路Ａの結合線路を構成していない一部分とは必ずしも明確に区別が付く形態を採っていなくとも良い。即ち、上記のポートは論理的に存在していれば良く、必ずしも上記の線路Ａと明確に区別し得る物理的な形態をしていなくとも良い。
【００１１】
図１に、より具体的な例として、本発明のバンドパスフィルタの論理的な１構成例を示す。この高周波回路１００は、左上回路Ａ１と右上回路Ａ２と下段回路Ｂ０の３つの回路から構成されている。また、下段回路Ｂ０は、左側に位置する接地回路Ｂ１と、右側に位置する接地回路Ｂ２と、中央に位置する接地回路Ｂ３と、「接地回路Ｂ１と接地回路Ｂ３とを接続する線路Ｂ」と、「接地回路Ｂ２と接地回路Ｂ３とを接続する線路Ｂ′」から構成されている。更に、左上回路Ａ１は、左側に位置するポート１と、片側が接地されたキャパシタンスＣａと、このポート１とキャパシタンスＣａとを接続する線路Ａから構成されている。また、本高周波回路１００は、論理的に左右対称に構成されている。接地回路Ｂ３は、少なくとも論理的には本回路の左右を分ける対称面上に跨がるものであり、インダクタンスＬの他にも、キャパシタンス等で構成可能である。
【００１２】
更に、接地回路Ｂ１と接地回路Ｂ２は、それぞれ、抵抗とキャパシタンスＣｂとにデバイス特性が相互切換可能なスイッチングデバイスから構成されており、制御電圧ＶCTL にて自在にＯＮ／ＯＦＦ設定される。このスイッチングデバイスは、例えばＯＮ状態の時に小さな抵抗値を示し、ＯＦＦ状態（ＶCTL ≒０）の時に上記のキャパシタンスＣｂを示す様に構成されているもので良い。
以上の高周波回路１００（図１）は、あくまでも単に１構成例を示すものに他ならないが、例えばこの様に１制御電圧ＶCTL にて自在にＯＮ／ＯＦＦ設定可能な２ポートバンドパスフィルタを構成することにより、本発明を具体的に実施することが可能である。
【００１３】
以下、本発明の手段をより詳しく説明する。
即ち、本発明の第２の手段は、上記の第１の手段において、接地回路Ｂ３にインダクタンスを持たせることである。
【００１４】
また、本発明の第３の手段は、上記の第１の手段において、接地回路Ｂ３にキャパシタンスを持たせることである。
【００１５】
また、第４の手段は、上記の第１乃至第３の何れか１つの手段において、接地回路Ｂ１及びＢ２のキャパシタンスＣｂを可変にすることである。
【００１６】
また、第５の手段は、上記の第４の手段において、片側が接地されたキャパシタンスＣａを可変にすることである。
【００１７】
また、第６の手段は、上記の第１乃至第５の何れか１つの手段において、片側が接地されたキャパシタンスＣａを抵抗とキャパシタンスＣａとにデバイス特性が相互切換可能なスイッチングデバイスから構成することである。
【００１８】
また、第７の手段は、上記の第１乃至第６の何れか１つの手段において、左上回路Ａ１と右上回路Ａ２とをキャパシタンスＣｃで接続することである。
【００１９】
また、第８の手段は、上記の第７の手段において、キャパシタンスＣｃを可変にすることである。
【００２０】
また、第９の手段は、上記の第１乃至第８の何れかの高周波回路用のスイッチング回路を直列に接続することにより、高周波回路用のスイッチング回路を構成することである。
【００２１】
また、第１０の手段は、上記の第１乃至第９の何れかの高周波回路用のスイッチング回路を並列に接続することにより、高周波回路用のスイッチング回路を構成することである。
【００２２】
また、第１１の手段は、上記の第１乃至第１０の何れか１つの手段において、上層及び下層にグランドを有する３層構造のトリプレートストリップ線路の中層として、上記の高周波回路用のスイッチング回路を形成することである。
以上の本発明の手段により、前記の課題を効果的、或いは合理的に解決することができる。
【００２３】
【発明の作用】
以下、本発明に係わる高周波回路の基本的な動作原理（作用）を次の６つの章（１．〜６．）に分けて説明する。ただし、第１章から第４章までは、主に、接地回路Ｂ１，Ｂ２の各スイッチングデバイスがキャパシタンスＣｂを示す場合に関する作用説明である。
１．対称２ポート回路理論による設計条件
２．本発明の着想
３．シミュレーションによる有効性の検証
４．試作品による有効性の検証
５．スイッチングデバイスの導入
６．応用理論
【００２４】
１．対称２ポート回路理論による設計条件
図２は、本発明に係わる２ポート・バンドパスフィルタの理想的な位相条件を示すスミス・チャートである。ただし、ここで、［Ｓ］は高周波回路（２ポート・バンドパスフィルタ）のＳ行列で、［Ｐ］はこのＳ行列の固有ベクトルから成る行列である。また、λ１は偶励振での固有値を、λ２は奇励振での固有値をそれぞれ表している。
【００２５】
Ｓ行列の第ｉ行第ｋ列の成分をＳｉｋ（ｉ＝１，２；ｋ＝１，２）とすると、理想的には、次式（１）が成り立つことが望ましい。
【数１】
Ｓ１１＝Ｓ２２＝０，
｜Ｓ１２｜＝｜Ｓ２１｜＝１                                  …（１）
この関係は、所望の周波数を有する信号が、目的のフィルタ回路において反射されずに、且つ損失無く伝送される条件を示すものである。
【００２６】
上記の式（１）を満たす理想的な条件としては、例えば、次式（２）に例示される４つの解が容易に思い付く。
【数２】
（λ１，λ２）＝（１，−１），（−１，１），
（ｊ，−ｊ），（−ｊ，ｊ）                  …（２）
【００２７】
〔４つの解の検討〕
〔１〕（λ１，λ２）＝（１，−１）の場合
これは偶励振でオープン、奇励振でショートとなる場合である。即ち、この解は伝送線路を示すものであるので、フィルタ回路とはならない。
〔２〕（λ１，λ２）＝（−１，１）の場合
これは偶励振でショート、奇励振でオープンとなる場合である。即ち、この解は１／２波長の線路に対応するものであるので、フィルタ回路とはならない。
【００２８】
〔３〕（λ１，λ２）＝（ｊ，−ｊ），（−ｊ，ｊ）の場合
この条件が、フィルタ回路として検討すべき設計条件である。実際の回路には損失が生じるため、実数成分が含まれる。従って、この条件は実際の回路では位相条件となる。以下、この位相条件を「位相条件１」と呼ぶ。
したがって、本発明の最初の課題は「この位相条件１を満たす、従来よりコンパクトな構造の高周波回路を見つけ出すことにより、小型化が容易で、安定した品質を確保し易いバンドパスフィルタを実現すること」と言うことができる。
【００２９】
２．本発明の着想
異なるインピーダンス間をリアクタンス成分を利用して所望の周波数でマッチングする場合、所望の周波数では効率良く伝送し、その他の周波数では比較的伝送し難くなると言ったフィルタ特性が得られる。従って、測定系のインピーダンス（５０Ω）から異なるインピーダンスに変換し、更にこれを戻す（即ち、逆へ再度変換し直す）形の対称２ポート回路を構成すれば、フィルタ特性が得られると考えた。
【００３０】
例えば、片側か接地された１つのキャパシタンス（Ｃｂ）の他端が１つのポート（Ｐort2）に直接接続されている場合、その接地点から見たそのポート（Ｐort2）の反射波の周波数特性はスミス・チャートの最外周をオープン（Ｒ＝∞）からショート（Ｒ＝ 0）に向かって下側から移動する。キャパシタ（Ｃａ）に伝送線路を接続した場合、周波数特性はスミス・チャート上の最外周をオープンから移動する。しかし、信号を入力することはできない。
【００３１】
そこで、図３の様に、カップリングライン（線路Ａ）を加えると、ポート１から信号を入力することができる。また同時に、ポート２からの信号はポート１に僅かに伝送されるため、ポート２から見たインピーダンスはスミス・チャートの内側に入る様になる（図４）。
図４は、図３の回路の反射特性（即ち、ポート２における反射係数Ｓａ）に関するシミュレーション結果を例示するスミス・チャートである。グラフは、入力信号が４ＧＨｚ〜８ＧＨｚの場合を示している。また、その曲線上の略中央に位置しているマーカーｍ１（黒塗りの逆三角形の印）は、５．８ＧＨｚの信号に対する反射特性を示している。
以上の様にして、低インピーダンスを実現することができた。
【００３２】
一方、対称回路が効率よく信号を伝送するのは、その対称面でコンジュゲート・マッチ（インピーダンス整合）した場合である。本発明において検討対象としている高周波回路は左右対称であるので、この条件は反射係数Ｓａが実数であることを意味する。即ち、反射係数Ｓａは、純抵抗のインピーダンスを示すべきである。
そこで、図５（ａ）に示す様に、フィルタ回路の対称面の近傍にインダクタンス成分を加えた。
【００３３】
図６は、図５（ａ）の回路（フィルタ回路の左半分）における、反射特性（Ｓａ）に対する効果を示すスミス・チャートである。この様に、インダクタンス成分の作用を利用して、反射係数Ｓａをスミス・チャートの横軸（実数軸）上に移動させることにより、左右対称のフィルタ回路の対称面でコンジュゲート・マッチさせることができる。即ち、この様な手段により、伝送効率の高いバンドパスフィルタを構成することができる。
【００３４】
尚、上述の図５、図６では、誘導性の反射の状態を示しているが、後述する様に容量性の反射（図１８、図１９）の場合にも、略同様の作用効果を得ることができる。即ち、図１の接地回路Ｂ３のインダクタンスをキャパシタンスに置き換た構成とすることも可能である。
【００３５】
３．シミュレーションによる有効性の検証
図７は、前述の図５（ａ）の対称２ポート回路に、前述の「位相条件１」を課した回路（論理的な１構成例）を例示する回路図である。また、図９は、この図７の回路（高周波回路１０）の偶励振に対応する回路（図８（ａ））に関するシミュレーション結果と、奇励振に対応する回路（図８（ｂ））に関するシミュレーション結果をそれぞれ例示するスミス・チャートである。
【００３６】
図９におけるマーカーｍ３（下方）は、偶励振時における回路（図８（ａ））の反射係数（λ１）を、マーカーｍ５（上方）は、奇励振時における回路（図８（ｂ））の反射係数（λ２）をそれぞれ示している。ただし、シミュレーションした入力信号の周波数はそれぞれ５．８ＧＨｚとした。
この様に、偶励振時、奇励振時の反射係数の虚数成分は、それぞれ−ｊ，ｊとなり、図７の対称２ポート回路が、位相条件１を満たすことが判った。
【００３７】
以上の理論から、図７の対称２ポート回路（高周波回路１０）によって、上記の条件を満足する左右対称なフィルタ回路（バンドパスフィルタ）が構成できることが判る。
【００３８】
図７の諸変数Ｄ，Ｚm2，Ｚm3，Ｚm4等は、任意の手順で決定して良い。例えば、図中のインピーダンスＺm2，Ｚm3を先に適当に与えてから、上記のインピーダンスＺm4と結合長Ｄを求める場合、対称２ポート回路の固有値理論に従って、奇励振時の境界条件（Ｉｍ（λ１）＝−ｊ）からＤを解析的に求めることができる。そして、更にこの長さＤと偶励振時の境界条件（Ｉｍ（λ２）＝ｊ）からＺm4を解析的に求めることができる。例えば、図１の高周波回路１００では、Ｚm2＝Ｃａ，Ｚm3＝Ｃｂを先に適当に与えてから、その他の値を決定（最適化）することが可能である。ただし、先に与えたＺm2，Ｚm3の値の組に対して、好適解又は実用的な解が存在しない場合も有り得るため注意を要する。
また、これらの諸定数Ｄ，Ｚm2，Ｚm3，Ｚm4等は、適当に調整しながら実験的に決定したり、或いはシミュレーションで決定したりしても良い。
【００３９】
図１０は、上記の高周波回路１０に係わるシミュレーション結果を具体的に例示するグラフである。
例えば、図１０に例示される以上のシミュレーション結果等からも、左右対称の２ポート高周波回路１０（図７）は、バンドパスフィルタとしての良好な特性を示すことが判る。
【００４０】
４．試作品による有効性の検証
図１１は、本発明に係わるバンドパスフィルタ（高周波回路１００）の論理的な構成を示す回路図である。即ち、本図１１の高周波回路１００は、図１のものと論理的な構成としては、同等のものである。
【００４１】
図１２は、このバンドパスフィルタ（高周波回路１００）の物理的な構成を示す平面図である。図１２（ａ）は有機基板の表面上に形成された金属パターンを示しており、入出力線路に連結されたポート１の表側が現れている。
また、図１２（ｂ）は有機基板の内部に形成された高周波回路１００の本体部分であり、線路（金属パターン）のみから形成されている。Ｈはこの有機基板に内装された高周波回路１００自身の高さ、Ｗはその左右の幅を示しており、本第１実施例の高周波回路１００では、凡そＨ＝３．４ｍｍ，Ｗ＝１２ｍｍと成っている。
【００４２】
図１３は、高周波回路１００に係わる実験結果を具体的に例示するグラフであり、図１３（ａ）は伝送特性を示しており、横軸（実数軸）は周波数（４.0〜８.0ＧＨｚ）、縦軸は前記式（１）のＳ２１（ｄＢ）である。また、図１３（ｂ）は反射特性を示しており、横軸（実数軸）は周波数（４.0〜８.0ＧＨｚ）、縦軸は前記式（１）のＳ１１（ｄＢ）である。
これらの測定結果からも、本発明の動作原理の基礎となる本発明の基本的な作用と、前記のシミュレーションの正当性を確認することができる。
【００４３】
５．スイッチングデバイスの導入
図１或いは図１１のキャパシタンスＣａ，Ｃｂをそれぞれ、抵抗とキャパシタンス（Ｃａ，Ｃｂ）とにデバイス特性が相互切換可能なスイッチングデバイスから構成しても、これらのスイッチングデバイスの特性が上記の理論における各デバイス特性（キャパシタンスＣａ，Ｃｂ）と一致している場合には、上記の基本的な作用及び効果が得られることは自明である。例えば、上記の様なスイッチングデバイスとしては、トランジスタやバラクターダイオード等を使用することができる。例えば、スイッチング回路の要求仕様にも依るが、オン抵抗が数Ω、長さが数百μｍ程度のＭＥＳＦＥＴ等が可用である。
【００４４】
図１４はその様な回路構成を例示する回路図であり、この高周波回路の特性を表す図１５のマーカーｍ１で指示される山形のグラフは、図１３（ａ）の山形のフィルタ特性と本質的に一致する。
一方、自身のＯＦＦ状態においてキャパシタンスＣａ，Ｃｂを具現する上記のスイッチングデバイスを、制御電圧ＶCTL の変更によりＯＮ状態に変更すると、各デバイスは小さな抵抗値を示し、これらのスイッチングデバイスにより接続された各点はそれぞれショート（アース）される。このため、この時図１４の高周波回路は、図１５のマーカーｍ２で示した伝送特性を示す。この伝送特性は、前記と同様に所定のシミュレーションにより検証されたものであるが、本図１５の検証結果より、上記の各スイッチングデバイスをＯＮ状態に変更した場合には、図１４の高周波回路全体が、スイッチング回路のＯＦＦ状態として優れたアイソレーション特性を示すことが判る。
【００４５】
例えば、図１４のトランジスタがＯＮ状態に成った場合、ポート１から入力される信号は、図１４の高周波回路が「低い抵抗に線路が接続された回路」の様に見えるので、その多くが反射される。また、結合線路（ＡとＢとのカップリング）からＢ側に漏れた一部の信号は、抵抗やインダクタンスによりショートされるため、ポート２側には伝送されない。このため、高アイソレーション特性を有する優れたスイッチング回路を実現することができる。
【００４６】
言い換えれば、本発明の「高周波回路用のスイッチング回路」は、上記の制御電圧ＶCTL により容易に制御することができるものであり、上記の各スイッチングデバイスをＯＦＦ状態（ＶCTL ≒０［ｖ］）にしたときに、所定のバンドパスフィルタとして作用し、上記の各スイッチングデバイスをＯＮ状態にしたときに、ＳＰＳＴスイッチのＯＦＦ状態として作用する。
【００４７】
尚、後から第１実施例と第２実施例とで比較参照する様に、上段側の回路（図１の左上回路Ａ１，右上回路Ａ２）のキャパシタンスＣａを具現する素子にも、キャパシタンスＣｂと同様にスイッチングデバイスを導入した方が、スイッチング回路全体としての信号遮断時のアイソレーション特性が良い。
【００４８】
６．応用理論
本第６章では、上記のスイッチングデバイスの導入に基づく本発明の「高周波回路用のスイッチング回路」（ＳＰＳＴ／ＳＰＤＴ／ＳＰＴＴ／... ）の特性改善手法に関する基本的な理論を開示する。
【００４９】
（応用理論１）
図１６はキャパシタンスＣｂを可変にした際の高周波回路（左半分）の構成例を示す回路図であり、図１７はこの高周波回路の作用を示すスミス・チャートである。
前述の追加されたインダクタンス成分の作用によりスミス・チャートの横軸（実数軸）上に移動（変換）される点の周波数、即ち、この変換の対象となる点の周波数は、キャパシタンスＣｂの値に大きく依存する。例えば、図１７ではマーカーｍ１（５．８ＧＨｚ）が、前述のインダクタンスの作用によりスミス・チャートの横軸（実数軸）上に移動（変換）されるが、この位置に対応する周波数は、Ｃｂの値を適当に変化させることにより変化する。
【００５０】
即ち、この様な作用により、キャパシタンスＣｂを可変にすることで、スミス・チャートの横軸（実数軸）上に移動（変換）される点の周波数を選択的に変更することが可能となる。
例えば上記の様に、Ｃａの値を固定した状態でＣｂの値を変化させた場合、シミュレーションによる検証の結果、1.５ＧＨｚ〜２．７ＧＨｚの周波数帯域を対象（選択範囲）としたチューニングが、反射−１８dB以下で実施できることが確認された。即ち、上記の様なリアクタンス成分に対する調整手段の導入により、フィルタ回路の透過周波数を広い周波数範囲内でチューニングすることが容易となる。
【００５１】
（応用理論２）
図１８は、接地回路Ｂ３をキャパシタで構成した際の高周波回路（左半分）の構成例を示す回路図であり、図１９は、この高周波回路の作用を示すスミス・チャートである。
例えばこの様に、左右を分ける対象面近傍に配置する接地回路Ｂ３（図１）のリアクタンス成分をキャパシタで実現しても良い。図１８の反射係数Ｓａ′が誘導性になる場合に、接地回路Ｂ３を容量にすることで、反射係数Ｓａを純抵抗にすることができる。この様な構成は、例えば、カップリング・ラインの結合長Ｄが長い場合等に有効である。
【００５２】
より一般には、図１の下段回路Ｂ０のリアクタンス成分を以下の〔方式１〕や〔方式２〕の様に具現することが可能であり、これらのパラメータを用いて回路特性を好適或いは最適に調整した場合においても、上記と略同様の作用効果を得ることができる。
【００５３】
〔方式１〕
接地回路Ｂ１及びＢ２に、キャパシタンスを持たせ、且つ、接地回路Ｂ３にインダクタンスを持たせる方式。この方式２は、前述の式（２）の（λ１，λ２）＝（−ｊ，ｊ）成る解に対応する方式である。
〔方式２〕
接地回路Ｂ１、Ｂ２、及びＢ３に、キャパシタンスを持たせる方式。この方式２は、前述の式（２）の（λ１，λ２）＝（ｊ，−ｊ）成る解に対応する方式である。
【００５４】
（応用理論３）
本応用理論３では、フィルタの伝送特性を狭帯域化する応用理論について説明する。この技術は、前述の本発明の第７及び第８の手段（請求項７、８）に基づいたものである。伝送特性を狭帯域化することの目的は、勿論一般には、ノイズ等の不要な電波の除去であるが、例えばＤＳＲＣ等の分野では、現在多数の種類のアプリケーションが検討・研究されており、使用する周波数帯域に対して非常に接近する別の周波数帯が他のアプリケーションによって使用されるケースが十分に考えられるため、今後この技術は、例えばこれらの通信処理の分野等で、非常に有用な手段になるものと期待できる。
【００５５】
例えば上記の様な場合に、狭帯域化したい周波数帯の中心周波数をｆn とし、その前後に接近する別の周波数帯の略中心の周波数をｆn-1 、ｆn+1 とする。ただし、以下、これらの周波数には、次式（３）の関係があるものとする。
【数３】
ｆn-1 ＜ｆn ＜ｆn+1                                         …（３）
【００５６】
この時、伝送したい（狭帯域化したい）所望の周波数ｆn では、理想的にはフィルタにより損失なく伝送され、反射されないことが望まれる。この理想的な条件は、前述の式（１）にて表現されるものであり、更に、図２の表現に従えば、この条件は一般に、次式（４）によって表現することができる。
【数４】
（λ1 ＋λ2 ）／２＝０，
（λ1 −λ2 ）／２＝ｅｘｐ（ｊθ2 ）                        …（４）
【００５７】
しかし、実際の回路では、反射や損失が存在する。そこで、反射率をα（０＜α＜１）、透過率をβ（０＜β＜１）とすると、実際の回路における上記の理想的な条件は、次式（５）に書き換えられる。
【数５】
（λ1 ＋λ2 ）／２＝α・ｅｘｐ（ｊθ1 ），
（λ1 −λ2 ）／２＝β・ｅｘｐ（ｊθ2 ）                    …（５）
ただし、ここで、「β≒１≫α≒０」である。
【００５８】
したがって、「β≒１≫α≒０」成る時、式（５）より次式（６）を得る。
【数６】
λ1 ≒β・ｅｘｐ（ｊθ2 ），
λ2 ≒−β・ｅｘｐ（ｊθ2 ）＝β・ｅｘｐ｛ｊ（θ2 ±π）｝  …（６）
即ち、偶励振での固有値λ1 と奇励振での固有値λ2 とは、互いに大きさが略同じ（β）で、位相が略１８０°ズレている必要がある。
即ち、この条件は、前述の「位相条件１」に一致する。
【００５９】
一方、伝送したくない（抑圧したい）周波数ｆn-1 ，ｆn+1 では、次式（７）が成り立つことが望まれる。
【数７】
Ｓ１１＝Ｓ２２＝γ・ｅｘｐ（ｊθ3 ），
Ｓ１２＝Ｓ２１＝η・ｅｘｐ（ｊθ4 ）                        …（７）
ただし、ここで、「γ≒１，η≒０」である。
【００６０】
偶励振での固有値λ1 と奇励振での固有値λ2 を用いて、式（７）を書き直せば、次式（８）を得る。
【数８】
（λ1 ＋λ2 ）／２＝γ・ｅｘｐ（ｊθ3 ），
（λ1 −λ2 ）／２＝η・ｅｘｐ（ｊθ4 ）                    …（８）
したがって、「γ≒１，η≒０」より、周波数ｆn-1 ，ｆn+1 に対してそれぞれ次式（９）が成り立てば、フィルタを透過させたい所望の周波数帯域（中心周波数ｆn ）の前後に接近する別の周波数帯の伝送を抑制することができる。
【数９】
λ1 ≒γ・ｅｘｐ（ｊθ3 ），
λ2 ≒γ・ｅｘｐ（ｊθ3 ）                                  …（９）
【００６１】
ここで、θ3 は任意で良い。したがって、偶励振での固有値λ1 と奇励振での固有値λ2 とは、互いに大きさも位相も略一致していれば良い。即ち、接近する別の（前後の）周波数帯の伝送を抑制するための条件は、それらの周波数ｆn-1 ，ｆn+1 に対して、それぞれ次式（１０）で与えられる。
【数１０】
λ1 ≒λ2                                                 …（１０）
【００６２】
我々は、所望の周波数ｆn に対して前述の「位相条件１」を成立させると同時に抑圧したい周波数ｆn-1 ，ｆn+1 に対して、それぞれ式（１０）を満たすことが、前述の本発明の第７の手段により可能となることを発見した。即ち、本発明の第７の手段によれば、伝送すべき所望の周波数帯（中心周波数＝ｆn ）の前後に接近する別の周波数帯の略中心の周波数ｆn-1 、ｆn+1 （ｆn-1 ＜ｆn ＜ｆn+1 ）の伝送を十分に抑圧することにより、伝送すべき所望の周波数帯の狭帯域化を効果的に実施することができることが判明した。
【００６３】
図２０は、本発明の第７の手段を用いたバンドパスフィルタ（後述の高周波回路３００）の論理的な構成を示す回路図である。本バンドパスフィルタ３００は、前述の図１の高周波回路１００と殆ど同じものであり、高周波回路１００との唯一の差異は、左上回路Ａ１と右上回路Ａ２とをキャパシタンスＣｃで接続した点にある。
【００６４】
図２１は、高周波回路３００の（ａ）偶励振時に対応する論理的な回路構成を示す回路図と、（ｂ）奇励振時に対応する論理的な回路構成を示す回路図である。本図２１（ａ）の偶励振時の回路は、図８（ａ）の偶励振時と全く等価な回路となるが、本図２１（ｂ）の奇励振時の回路は、図８（ｂ）の奇励振時の回路に対して、キャパシタンス２ＣｃがキャパシタンスＣａに並列に追加・接続された形になる。
【００６５】
例えば、図２０のカップリング線路Ａ，Ｂの各線路幅を５０μｍ、カップリング長を２４２０μｍ、両線路間の隙間の幅（ギャップ）を５０μｍとし、回路中央のキャパシタンスＣｃを０．０３ｐＦとし，接地回路Ｂ３のインダクタンスをＬ＝0.０９４ｎＨとし、かつ、その他のキャパシタンスをＣａ＝Ｃｂ＝０．５ｐＦと設定した場合、この高周波回路３００に関するシミュレーションの結果、透過させたい所望の周波数ｆn ＝５．９ＧＨｚに対しては、図９と略同等の反射特性（反射係数）を示すことが判った。即ち、この条件下では、前述の式（６）が満たされ、前述の「位相条件１」が成立する。
【００６６】
また、抑圧したい周波数ｆn-1 ＝５．１ＧＨｚと、ｆn+1 ＝７．３ＧＨｚに対しては、この高周波回路３００に関する同様のシミュレーションの結果、図９の反射係数の位相（電気角）が概ね１５０°〜１７５°となる位置で、上記の式（１０）が略満たされることが判った。即ち、この高周波回路３００においては、これらの周波数ｆn-1 、ｆn+1 の信号の透過が効果的に抑制される。
【００６７】
図２２、図２３は、この様なバンドパスフィルタ（高周波回路３００′）の物理的な構成をそれぞれより具体的に例示する平面図及び断面図である。この高周波回路３００′は、前述の高周波回路１００（図１６）と酷似の構造を有するものであり、高周波回路１００との主な差異は、左上回路Ａ１と右上回路Ａ２とをキャパシタンスＣｃで接続した点にある。図２２では横長の楕円で囲んで図示する様に、そのキャパシタンスＣｃがカップリング線路で構成されている。
【００６８】
尚、図２２で示される平面回路は、図２３の中段の層（上層及び下層にグランドを有する３層構造のトリプレートストリップ線路の中層）として形成したものである。
また、使用するメタルの種類としては、金（Ａｕ）が伝導率等の面で優れているが、銅、アルミニウム、またはこれらの合金、或いは、これらを多層構造化したメタル等を使用することができる。
【００６９】
図２２中のＨは、比誘電率が３．４の有機基板に内装された上記の中層から成る高周波回路３００′自身の幅、Ｗはその長さを示しており、本第３実施例の高周波回路３００′では、凡そＨ＝４．５４ｍｍ，Ｗ＝１１．６ｍｍと成っている。また、上記のカップリングにより生成されるキャパシタンスＣｃの値は、０．０２ｐＦ〜０．０３ｐＦである。この値Ｃｃはカップリング長等により、適当に調整することができる。
【００７０】
図２２では、キャパシタンスＣｃを構成するカップリング線路の各線路幅を１００μｍ、両線路間の隙間の幅（ギャップ）を５０μｍとし、ａ２＝２．５０ｍｍ，ａ３＝１．７９ｍｍと設定することによりショートスタブを利用した接地回路Ｂ３のインダクタンスを生成し、かつ、その他のキャパシタンスをＣａ＝Ｃｂ＝０．５ｐＦに設定したプロトタイプの模式的な回路図を図示している。図中のカップリング長ａ１は、例えば４１０μｍ程度で良い。
また、カップリング線路Ａ，Ｂ（図２０）に対応する部位のカップリングの各線路幅を１１０μｍ、カップリング長を３４９０μｍ、両線路間の隙間の幅（ギャップ）を５０μｍとした。また、キャパシタンスＣａ，Ｃｂ（合計４箇所）の各カップリングのカップリング長は１３００μｍｍ、線路幅は３００μｍであり、ギャップは５０μｍとした。
【００７１】
図２４は、この高周波回路３００′の電磁界シミュレーションの結果を具体的に例示する伝送特性のグラフである。３つのグラフは、上記のキャパシタンスＣｃの値が、それぞれ以下の場合のものである。
ｉ）Ｃｃ＝０．００ｐＦ（カップリング無し）
ii）Ｃｃ＝０．０２ｐＦ
iii）Ｃｃ＝０．０３ｐＦ
これらのキャパシタンスＣｃの値は、図中のカップリング長ａ１などにより所望の値に調整することができる。
【００７２】
この電磁界シミュレーションの結果より、次のことが判る。
（１）キャパシタンスＣｃを設けることにより、伝送特性が急峻になる。
（２）キャパシタンスＣｃの値をパラメータとして、最も抑圧したい周波数（ｆn-1 またはｆn+1 ）をチューニングすることができる。
（３）キャパシタンスＣｃの値を変えても、伝送周波数ｆn の値は殆ど変化しない。
【００７３】
また、例えば上記の高周波回路３００′の様に、キャパシタンスＣｃの値を０．０２ｐＦ〜０．０３ｐＦとした場合、４．９ＧＨｚ付近に減衰極（抑圧したい周波数帯の略中心ｆn-1 ）が設置されるため、例えば５．８ＧＨｚ帯を使用するＥＴＣ等のＤＳＲＣアプリケーションを実現する上で非常に有用となる。接近する４．９ＧＨｚは、現在屋外ＬＡＮ等のアプリケーション等が現在研究・開発されている周波数帯域であり、例えば、これらの屋外ＬＡＮアプリケーションと、上記の所望のＥＴＣシステムとの混信を回避するために、図２３の設定（Ｃｃ＝０．０２ｐＦ〜０．０３ｐＦ）は都合がよい。
【００７４】
図２５は、上記の高周波回路３００′において、更に、以下の設定条件下で電磁界シミュレーションを行った際の伝送特性のグラフである。
（ａ）
Ｃａ＝０．５ｐＦ
Ｃｂ＝０．５ｐＦ
Ｃｃ＝０．０３ｐＦ
（ｂ）
Ｃａ＝０．５ｐＦ
Ｃｂ＝０．６ｐＦ
Ｃｃ＝０．０３ｐＦ
【００７５】
例えば、この様に、上記の高周波回路３００′においても、キャパシタンスＣｂの値を変えることにより、伝送したい所望の周波数帯域（中心周波数ｆn ）を調整することが可能である。この様な調整（チューニング）は、電気容量が動的或いは電子的に制御可能な可変コンデンサーを用いてダイナミックに実施しても良い。
即ち、本発明の第７或いは第８の手段によれば、所望の周波数帯を効率よく伝送すると共に、その伝送特性が急峻なバンドパスフィルタを容易かつ低コストで構成可能なことが判る。
【００７６】
（応用理論４）
本応用理論４では、受信機やチューナ等に有用な更に高機能の「高周波回路用のスイッチング回路」を構成する応用理論について説明する。
この技術は、前述の本発明の第９及び第１０の手段（請求項９、１０）に基づいたものである。即ち、上記のスイッチング回路を直列或いは並列に複数接続することにより、高周波回路用の各種のスイッチング回路を構成することが可能或いは容易となる。
【００７７】
例えば、本発明の「高周波回路用のスイッチング回路」（ＳＰＳＴ）を多数並列に接続し、各ＳＰＳＴの透過周波数帯の中心周波数を適当に変えて（例：等間隔に増減させて）並べれば、このスイッチング回路では、個々のスイッチングデバイスをそれぞれ独立にＯＮ／ＯＦＦ制御することもできるので、これによりＳＰＤＴ，ＳＰＴＴ等のより高次のスイッチング回路や、或いは、多チャンネル選択制御が容易な小型の受信機等を比較的簡単に構成することができる。
【００７８】
また、上記のスイッチング回路を直列に複数接続することにより、より急峻な透過特性を持つバンドパスフィルタを容易に構成することができる。また、この様に直列接続されるスイッチング回路（ＳＰＳＴ）は、可変容量の導入等により、各々その中心周波数や帯域幅を動的に任意に設定・変更することも可能なので、「高周波回路用のスイッチング回路」（ＳＰＳＴ）を直列に複数接続し、更に、これらのＳＰＳＴ回路を並列に複数接続する等の応用により、一枚のカードの中に受信チューナー（無線機）を構成することも可能となる。
これらの組み合わせ（直列接続／並列接続）を構成する際には、必要に応じて、アンプ（トランジスタ）やアイソレータ（バッファ）等を随所に挿入する等の周知の高周波回路技術を用いることが望ましい。
【００７９】
【発明の効果】
以上の本発明の作用（１．〜６．）から、前記の本発明の手段を用いれば、上記の作用原理に基づいた以下の効果が得られることが判る。
ただし、以下の（効果１）〜（効果６）については、主に本発明の「高周波回路用のスイッチング回路」の所望のバンドパスフィルタとしての構成や作用・効果等に関するものであり、（効果７）以降は、主に高周波用のスイッチ回路としての特性（例えば、信号遮断時のアイソレーション特性）や、受信機等への有効性等に関するものである。
【００８０】
（効果１）
前述のスミス・チャート（図４）等からも分かる様に、本発明は、２ポート高周波回路（目的のバンドパスフィルタ）の特性を低インピーダンスに移行させる働きと、反射係数をスミス・チャートの内側に入れる働きとを実現するものであるので、従来から多用されてきた１／４波長線路よりも短い線路から構成することができる。このため、本発明の手段によれば、バンドパスフィルタの小型化が容易となる。
【００８１】
（効果２）
例えば図１に例示されるバンドパスフィルタ１００の様に、本発明の手段によれば、線路（金属パターンなど）のみでフィルタ回路を形成することができる。これにより、バンドパスフィルタを多層基板中に内装することも容易となる。また、本発明のバンドパスフィルタは、実装基板そのものの中に内装できるので、ボード上に実装面積を確保する必要がなく、更に、本発明のバンドパスフィルタが内装された実装基板の上に他の部品を実装することも可能である。
したがって、本発明のバンドパスフィルタを利用すれば、製品の省スペース化や低価格化が容易となる。
【００８２】
（効果３）
例えば図１に例示されるバンドパスフィルタ１００の様に、本発明の手段によれば、単一層の１平面上にフィルタ回路を形成することができる。したがって、有機基板を用いてフィルタ回路を形成する場合でも、基板の厚みに対するバラツキを設計時に考慮する必要がなくなる。また、基板の厚みに対するバラツキが回路特性に影響しないので、各個体間の回路特性に大きなバラツキが生じることもなく、よって、量産した場合でも安定した品質が期待できる。
【００８３】
（効果４）
キャパシタンスＣｂを変化させれば、例えば図１２に図示したインダクタンス成分の作用で横軸（実数軸）上に変換される周波数を変化させることができる。この時、結合線路（線路Ａと線路Ｂによるカップリング）の結合度が弱いと、キャパシタンスＣｂを変化させてもフィルタ回路の反射係数のＳ１１成分はあまり変化しない。したがって、伝播信号の周波数を幅広い周波数範囲内でチューニングすることができる。このため、本発明のバンドパスフィルタは、ソフトウェア無線機やマルチモード機のフロントエンド部分に有用である。
【００８４】
また、Ｃｂを変化させることによって、反射係数（Ｓ１１）が影響を受けて、反射量が低下する場合にも、Ｃａを変化させることで、この反射量の低下を抑止することかできる。したがって、更にこのような調整手段を備えれば、上記のチューニング範囲を更に拡大することが可能または容易となる。
【００８５】
（効果５）
また、上層及び下層にグランドを有する３層構造のトリプレートストリップ線路の中層に上記の２ポート高周波回路を形成すれば、このバンドパスフィルタはグランドに挟まれているため放射しないと言う利点を得ることができる。即ち、本発明は、この様な利点を有するバンドパスフィルタの設計を極めて容易にする回路構造を与えるものである。
【００８６】
（効果６）
また、左上回路Ａ１と右上回路Ａ２とをキャパシタンスＣｃで接続することにより、伝送すべき所望の周波数帯（中心周波数＝ｆn ）の前後に接近する別の周波数帯の略中心の周波数ｆn-1 、ｆn+1 （ｆn-1 ＜ｆn ＜ｆn+1 ）の伝送を十分に抑圧することができ、これにより、伝送すべき所望の周波数帯の狭帯域化を効果的に実施することができる。
【００８７】
したがって、この様な狭帯域化技術によれば、ノイズ等の不要な電波の除去が容易に実施できる。また、接近する別の周波数帯が他のアプリケーションによって使用されるケースが十分に考えられるため、今後この技術は、例えばこれらの通信の分野等で、非常に有用な手段になるものと期待できる。
また、左上回路Ａ１と右上回路Ａ２との間に設ける上記のキャパシタンスＣｃを可変とすることにより、透過させるべき所望の周波数帯の帯域幅等を運用時に動的に調整（最適化）することも可能となる。
【００８８】
（効果７）
例えば図１４に例示する様に、図１或いは図１１のキャパシタンスＣａ，Ｃｂをそれぞれ、抵抗とキャパシタンス（Ｃａ，Ｃｂ）とにデバイス特性が相互切換可能なスイッチングデバイスから構成することにより、上記の各スイッチングデバイスをＯＮ状態に変更した場合には、スイッチング回路のＯＦＦ状態（信号遮断状態）として優れたアイソレーション特性を示す（例：図１５）。
したがって、本発明の「高周波回路用のスイッチング回路」は、例えばＡＳＫ変調器等にも使用することができる。
【００８９】
（効果８）
また、上記のスイッチング回路を直列或いは並列に複数接続することにより、高周波回路用の各種のスイッチング回路を構成すること、更には、小型の受信機やチューナ等に有用な更に高機能の「高周波回路用のスイッチング回路」を構成すること等が可能或いは容易となる。
或いは、また、ＳＰＳＴ回路を直列或いは並列に複数接続する等の各種の応用により、一枚のカードの中に受信チューナー（無線機）を構成することも可能となる。
【００９０】
【実施例】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。ただし、本発明は以下に示す実施例に限定されるものではない。
（第１実施例）
図２６は、本第１実施例のバンドパスフィルタ機能付きのスイッチング回路（高周波回路１０００）の論理的な構成を示す回路図である。この高周波回路１０００は、図１の高周波回路１００に対して、以下の改良を加えたものである。
【００９１】
（改良１）
左上回路Ａ１と右上回路Ａ２とをキャパシタンスＣｃで接続した。
これにより、スイッチング回路（高周波回路１０００）のＯＮ状態時に透過させたい所望の周波数帯域の帯域幅を狭く急峻に制限することができる。
【００９２】
（改良２）
左上回路Ａ１と右上回路Ａ２の各キャパシタンスＣａをも、抵抗とキャパシタンスＣａとにデバイス特性が相互切換可能なスイッチングデバイスから構成した。
これにより、スイッチング回路のＯＦＦ状態時（信号遮断時）のアイソレーション特性が大幅に向上する。
【００９３】
図２７は、この高周波回路１０００に係わる電磁界シミュレーションの結果を具体的に例示するグラフである。本グラフから上記の作用・効果を確認することができる。
【００９４】
（第２実施例）
図２８は、本第２実施例のバンドパスフィルタ機能付きのスイッチング回路（高周波回路２０００）の論理的な構成を示す回路図である。即ち、この高周波回路２０００は、図１の高周波回路１００に対して、上記の（改良２）は省略し、（改良１）だけを実施したものである。
【００９５】
図２９は、この高周波回路２０００に係わる電磁界シミュレーションの結果を具体的に例示するグラフである。
本グラフから、上記の（改良２）を省略した場合、スイッチング回路のＯＦＦ状態時（信号遮断時）のアイソレーション特性が大幅に劣化するものの、この様な構成においても、本発明の手段により、素子として十分可用なバンドパスフィルタ機能付きのスイッチング回路が製造できることが判る。
【００９６】
（第３実施例）
図３０は、本第３実施例のバンドパスフィルタ機能付きのスイッチング回路（高周波回路３０００）の論理的な構成を示す回路図である。本高周波回路３０００は、上記の第１実施例の高周波回路１０００（ＳＰＳＴ）を２つ並列に接続することにより、ＳＰＤＴ回路を構成したものである。
【００９７】
図３１は、この高周波回路３０００に係わる電磁界シミュレーションの結果を具体的に例示するグラフである。このグラフは、高周波回路３０００の上段側（ポート２側）を構成するＳＰＳＴの制御電圧ＶCTL をＯＦＦ状態にし、且つ、下段側（ポート３側）を構成するＳＰＳＴの制御電圧ＶCTL をＯＮ状態にした時の伝送特性（挿入損失とアイソレーション）を示している。ただし、各スイッチングデバイスのＯＦＦ状態におけるキャパシタンス（Ｃａ，Ｃｂ）は、全て０．２４ｐＦとした。
本グラフから、本発明の手段により、挿入損失が小さく急峻なフィルタリング特性を有し、且つ、優れたアイソレーション特性を備えたＳＰＤＴ回路（バンドパスフィルタ機能付きのスイッチング回路）が容易に構成できることが判る。
【００９８】
（第４実施例）
図３２は、本第４実施例のバンドパスフィルタ機能付きのスイッチング回路（高周波回路４０００）の論理的な構成を示す回路図である。本高周波回路４０００は、上記の第３実施例の高周波回路３０００（ＳＰＤＴ）の各スイッチングデバイスを可変容量のタイプのものに変更したものである。
【００９９】
図３３は、この高周波回路４０００に係わる電磁界シミュレーションの結果を具体的に例示するグラフであり、各スイッチングデバイスのＯＦＦ状態におけるキャパシタンス（Ｃａ，Ｃｂ）を全て０．３６ｐＦとした時の伝送特性（挿入損失とアイソレーション）を示している。本グラフを図３１のグラフと比較すれば、高周波回路４０００における各可変容量を、Ｃａ＝Ｃｂ＝０．２４ｐＦから、Ｃａ＝Ｃｂ＝０．３６ｐＦに変更することにより、バンドパスフィルタ機能付きのＳＰＤＴ回路（高周波回路４０００）の伝送中心周波数が５．８ＧＨｚから５．２ＧＨｚに変化することが判る。
【０１００】
即ち、各スイッチングデバイスのＯＦＦ状態におけるキャパシタンス（Ｃａ，Ｃｂ）を可変とすることにより、所望の伝送中心周波数を容易に調整（チューニング）することができることが判る。また、この様な調整（チューニング）は、スイッチングデバイスを動的に制御することにより実施可能である。
【０１０１】
したがって、本発明の各種のスイッチング回路を直列或いは並列に複数接続することにより、高周波回路用の高機能なスイッチング回路を構成すること、例えば、小型の受信機やチューナ等に有用な更に高機能の「高周波回路用のスイッチング回路」を構成すること等が可能或いは容易である。また、ＳＰＳＴ回路を直列或いは並列に複数接続する等の各種の応用により、一枚のカードの中に受信チューナー（無線機）を構成することも十分に可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わるバンドパスフィルタの論理的な１構成例（高周波回路１００）を示す回路図。
【図２】本発明に係わる２ポート・バンドパスフィルタの理想的な位相条件を示すスミス・チャート。
【図３】本発明の着想を説明する回路図。
【図４】図３の回路の反射特性（Ｓａ）に関するシミュレーション結果を例示するスミス・チャート。
【図５】本発明の着想を説明する回路図。
【図６】図５の回路におけるインダクタンス成分の反射特性（Ｓａ）に対する効果を示すスミス・チャート。
【図７】本発明に係わるバンドパスフィルタの論理的な１構成例（高周波回路１０）を示す回路図。
【図８】図５の回路（ａ）に、「位相条件１」を課した回路図。
【図９】図８の回路（ａ），（ｂ）に対するスミス・チャート。
【図１０】高周波回路１０に係わるシミュレーション結果を具体的に例示するグラフ。
【図１１】本発明に係わるバンドパスフィルタ（高周波回路１００）の論理的な構成を示す回路図。
【図１２】本発明に係わるバンドパスフィルタ（高周波回路１００）の物理的な構成を示す平面図。
【図１３】高周波回路１００に係わる実験結果を具体的に例示するグラフ。
【図１４】抵抗とキャパシタンス（Ｃａ／Ｃｂ）とにデバイス特性が相互切換可能なスイッチングデバイスを導入した、本発明の「高周波回路用のスイッチング回路」の論理的構成を例示する回路図。
【図１５】図１４の「高周波回路用のスイッチング回路」のフィルタ特性（シミュレーション結果）を例示するグラフ。
【図１６】キャパシタンスＣｂを可変にした際の高周波回路（左半分）の構成例を示す回路図。
【図１７】キャパシタンスＣｂを可変にした際の高周波回路（左半分）の作用を示すスミス・チャート。
【図１８】接地回路Ｂ３をキャパシタで構成した際の高周波回路（左半分）の構成例を示す回路図。
【図１９】接地回路Ｂ３をキャパシタで構成した際の高周波回路（左半分）の作用を示すスミス・チャート。
【図２０】本発明の応用理論３に係わるバンドパスフィルタ（高周波回路３００）の論理的な構成を示す回路図。
【図２１】高周波回路３００の（ａ）偶励振時に対応する論理的な回路構成を示す回路図、及び、（ｂ）奇励振時に対応する論理的な回路構成を示す回路図。
【図２２】本発明の応用理論３に係わるバンドパスフィルタ（高周波回路３００′）の物理的な構成を示す平面図。
【図２３】本発明の応用理論３に係わるバンドパスフィルタ（高周波回路３００′）の物理的な構成を示す断面図。
【図２４】高周波回路３００′に係わる電磁界シミュレーションの結果を具体的に例示するグラフ。
【図２５】高周波回路３００′に対する１変形例に係わる電磁界シミュレーションの結果を具体的に例示するグラフ。
【図２６】本発明の第１実施例のバンドパスフィルタ機能付きのスイッチング回路（高周波回路１０００）の論理的な構成を示す回路図。
【図２７】高周波回路１０００に係わる電磁界シミュレーションの結果を具体的に例示するグラフ。
【図２８】本発明の第２実施例のバンドパスフィルタ機能付きのスイッチング回路（高周波回路２０００）の論理的な構成を示す回路図。
【図２９】高周波回路２０００に係わる電磁界シミュレーションの結果を具体的に例示するグラフ。
【図３０】本発明の第３実施例のバンドパスフィルタ機能付きのスイッチング回路（高周波回路３０００）の論理的な構成を示す回路図。
【図３１】高周波回路３０００に係わる電磁界シミュレーションの結果を具体的に例示するグラフ。
【図３２】本発明の第４実施例のバンドパスフィルタ機能付きのスイッチング回路（高周波回路４０００）の論理的な構成を示す回路図。
【図３３】高周波回路４０００に係わる電磁界シミュレーションの結果を具体的に例示するグラフ。
【符号の説明】
１０００，
２０００，
３０００，
４０００    …    高周波回路用のスイッチング回路
１００，
３００，
３００′，
１０    …    バンドパスフィルタ（２ポート高周波回路）
１    …    ポート（Port１）
２    …    ポート（Port２）
［Ｓ］，Ｓ  …    Ｓ行列（散乱行列、特性行列等とも呼ばれる）
［Ｐ］，Ｐ  …    Ｓ行列の固有ベクトルから成る行列
Ｓｉｋ…    Ｓ行列の第ｉ行第ｋ列の成分（ｉ＝１，２；ｋ＝１，２）
λｎ  …    Ｓ行列の固有値（ｎ＝１，２）
ｊ    …    虚数単位
Ａ    …    ポート１とキャパシタンスＣａとを接続する線路
Ａ１  …    左上回路
Ａ２  …    右上回路
Ｂ０  …    下段回路
Ｂ１  …    左側に位置する接地回路
Ｂ２  …    右側に位置する接地回路
Ｂ３  …    中央に位置する接地回路
Ｂ    …    接地回路Ｂ１と接地回路Ｂ３とを接続する線路
Ｂ′  …    接地回路Ｂ２と接地回路Ｂ３とを接続する線路
Ｃａ  …    キャパシタンス
Ｃｂ  …    キャパシタンス
Ｃｃ  …    キャパシタンス
Ｓａ  …    ポート２の反射係数
Ｓａ* …    Ｓａの複素共役
ＶCTL …    スイッチングデバイスの制御電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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