(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源の交流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流を生成、出力する電源手段と、
該脈流の電圧周期毎の所定期間において充電電流の供給状態を制御する充電制御手段と、
該充電制御手段から供給される前記充電電流に対応する電気エネルギーを蓄積するコンデンサ型蓄電池と、を備え、
前記充電制御手段は、基準電圧を設定する基準電圧設定手段と、前記脈流による入力電圧と前記コンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分を検出し、該差分が前記基準電圧以内であるか否かを判定する電圧判定手段とを有し、該電圧判定手段による判定結果に基づいて前記充電電流の供給状態を制御することを特徴とする充電回路。
【請求項２】
前記電源手段は、直流遮断回路及び全波整流回路からなる周波数倍増回路が直列にｎ段接続され、前記商用電源の交流電圧成分の電圧周期の２n倍の電圧周期を有する脈流を生成することを特徴とする請求項１記載の充電回路。
【請求項３】
前記充電制御手段は、前記電圧判定手段により前記差分が前記基準電圧以内にあると判定されたとき、前記充電電流を前記コンデンサ型蓄電池に供給することを特徴とする請求項１乃至２のいずれかに記載の充電回路。
【請求項４】
前記充電制御手段は、前記充電電流の供給経路上に電流制限手段と、スイッチ手段と、逆流阻止手段とを有し、
前記電圧判定手段により前記差分が前記基準電圧以内にあると判定されたとき、前記スイッチ手段を導通させて、前記充電電流を前記コンデンサ型蓄電池に供給することを特徴とする請求項１乃至２のいずれかに記載の充電回路。
【請求項５】
商用電源の交流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流を生成する手順と、
該脈流の電圧周期毎の所定期間において、前記脈流による入力電圧とコンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分があらかじめ設定された基準電圧以内であるか否かを判定する手順と、
充電電流の前記コンデンサ型蓄電池への供給状態を前記差分が前記基準電圧以内であるか否かの判定結果に基づいて制御する手順と、
前記電圧周期毎に間欠的に供給される前記充電電流に対応する所定の電気エネルギーを前記コンデンサ型蓄電池に蓄積する手順と、を含むことを特徴とする充電方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、充電回路及び充電方法に関し、特に、コンデンサ型蓄電池を備えた充電回路及び充電方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、鉛蓄電池やアルカリ蓄電池等の二次電池の充電においては、定電流充電、あるいは、定電圧充電、定電圧パルス充電等の方法が用いられている。これらの充電方法により二次電池を充電した場合、充電による端子電圧の変化が微少であるため、充電の終了状態（終了時期）の検出に際し、微少な電圧変動を検出したり、電池の温度変化を検出する等の手法を採用する必要があった。そのため、充電状態を正確に検出して効率的に充電動作を行うためには、装置構成や制御が複雑となり、装置の大型化や製造コストの増大を招くという問題を有していた。
【０００３】
一方、近年、電気自動車等の駆動用電源として、電気二重層コンデンサ等のコンデンサ型蓄電池を備えた充電回路（装置）を適用することが研究されている。一般に、電気二重層コンデンサを含むコンデンサの両端電圧Ｖは、Ｑを電荷量、Ｃをコンデンサ容量とすると、次式のように表される。
Ｖ＝Ｑ／Ｃ          ……（１１）
また、電荷量Ｑは、ＩＡをコンデンサに流れる電流（充電電流）、ｔを充電時間とすると、次式のように表される。
Ｑ＝ＩＡ・ｔ          ……（１２）
【０００４】
したがって、電気二重層コンデンサに蓄積される電荷量Ｑは、充電時間ｔの経過に比例して上昇するので、蓄積電荷量Ｑに対応する充電電圧も充電時間ｔとともに上昇する特性を有するとともに、上述した鉛蓄電池やアルカリ蓄電池等の二次電池に比べて急速充電が可能であり、繰り返し充放電によるサイクル寿命も長い、という長所を有している。
このような電気二重層コンデンサにおいて、充電効率向上のため、一定電流を印加する充電方式を用いることが、例えば、特開平７−８７６６８号公報等に記載されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来技術においては、電気二重層コンデンサを一定の電流により充電する場合、商用電源（ＡＣ電源）による交流電圧をトランス等で降圧し、整流して定電流を生成し、充電用電源として用いていたため、充電装置の電源回路部分が大型化し、さらに、装置の製造コストを増大させるという問題を有していた。
【０００６】
そこで、本発明は、上記課題に鑑み、商用交流電源を用いつつ、充電装置の電源回路を簡単な構成で、かつ、安全に充電することができ、小型化及び低コスト化を実現することができるコンデンサ型蓄電池の充電回路及び充電方法を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の充電回路は、商用電源の交流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流を生成、出力する電源手段と、該脈流の電圧周期毎の所定期間において充電電流の供給状態を制御する充電制御手段と、該充電制御手段から供給される前記充電電流に対応する電気エネルギーを蓄積するコンデンサ型蓄電池と、を備え、前記充電制御手段は、基準電圧を設定する基準電圧設定手段と、前記脈流による入力電圧と前記コンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分を検出し、該差分が前記基準電圧以内であるか否かを判定する電圧判定手段とを有し、該電圧判定手段による判定結果に基づいて前記充電電流の供給状態を制御することを特徴としている。
【０００８】
請求項２記載の充電回路は、請求項１記載の充電回路において、前記電源手段は、直流遮断回路及び全波整流回路からなる周波数倍増回路が直列にｎ段接続され、前記商用電源の交流電圧成分の電圧周期の２n倍の電圧周期を有する脈流を生成することを特徴としている。
【００１０】
請求項３記載の充電回路は、請求項１乃至２のいずれかに記載の充電回路において、前記充電制御手段は、前記電圧判定手段により前記差分が前記基準電圧以内にあると判定されたとき、前記充電電流を前記コンデンサ型蓄電池に供給することを特徴としている。請求項４記載の充電回路は、請求項１乃至２のいずれかに記載の充電回路において、前記充電制御手段は、前記充電電流の供給経路上に電流制限手段と、スイッチ手段と、逆流阻止手段とを有し、前記充電制御手段は、前記電圧判定手段により前記差分が前記基準電圧以内にあると判定されたとき、前記スイッチ手段を導通させて、前記充電電流を前記コンデンサ型蓄電池に供給することを特徴としている。
【００１１】
請求項５記載の充電方法は、商用電源の交流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流を生成する手順と、該脈流の電圧周期毎の所定期間において、前記脈流による入力電圧とコンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分があらかじめ設定された基準電圧以内であるか否かを判定する手順と、充電電流の前記コンデンサ型蓄電池への供給状態を前記差分が前記基準電圧以内であるか否かの判定結果に基づいて制御する手順と、前記電圧周期毎に間欠的に供給される前記充電電流に対応する所定の電気エネルギーを前記コンデンサ型蓄電池に蓄積する手順と、を含むことを特徴としている。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る充電回路について、実施の形態を示して詳しく説明する。
まず、本発明に係る充電回路の全体構成について、図面を参照して説明する。
図１は、本発明に係る充電回路の全体構成を示すブロック図である。
図１に示すように、本発明に係る充電回路は、大別して、整流回路２０と、電流制限回路３０と、スイッチ回路４０と、スイッチ制御回路５０と、逆流阻止回路６０と、を有して構成され、整流回路２０には商用電源１０が接続され、逆流阻止回路６０にはコンデンサ型蓄電池７０が接続されている。ここで、整流回路２０は、本発明に係る電源手段を構成し、電流制限回路３０、スイッチ回路４０、スイッチ制御回路５０、及び、逆流阻止回路６０は、本発明に係る充電制御手段を構成する。
【００１３】
整流回路２０は、商用電源１０により供給される交流電圧を、正の電圧成分期間、又は、負の電圧成分期間のみ、あるいは、正負双方の電圧成分期間を抽出する半波整流、あるいは、全波整流（又は、両波整流とも言う）機能を有し、一定の周期で正の電圧波形を有する脈流を生成する。この脈流は、後述するスイッチ回路４０を介してコンデンサ型蓄電池７０に供給されるとともに、その供給タイミングを規定するスイッチ手段の導通制御に用いられる。詳しくは後述する。
電流制限回路３０は、後述するスイッチ回路４０が導通状態にある場合に流れる充電電流の最大電流値を、予め想定される脈流の電圧に応じて設定する。
スイッチ回路４０は、後述するスイッチ制御回路５０からの制御信号に基づいて、電流制限された充電電流の、コンデンサ型蓄電池７０への供給、遮断状態を制御する。
【００１４】
スイッチ制御回路５０は、整流回路２０により生成された脈流電圧（入力電圧）及び所定の基準電圧に基づいて、又は、該脈流電圧（入力電圧）及びコンデンサ型蓄電池７０への供給電圧（出力電圧）に基づいて、あるいは、コンデンサ型蓄電池７０の両端電圧（充電電圧）及び所定のしきい値電圧に基づいて、各々電圧を比較、判定して、該電圧に応じた適当な期間（制御周期）を検出して、スイッチ回路４０を導通制御する。
逆流阻止回路６０は、スイッチ制御回路５０の導通制御において、コンデンサ型蓄電池７０の充電電圧よりもスイッチ回路４０側の脈流の電圧が低いときに、コンデンサ型蓄電池７０に蓄積された電気エネルギーが逆流して低下することを阻止する。
【００１５】
このような構成を有する充電回路において、整流回路２０により商用電源１０の交流電圧成分が整流されて所定の電圧周期を有する脈流が生成され、該脈流による入力電圧、出力電圧、又は、コンデンサ型蓄電池７０における充電電圧に基づいて、スイッチ制御回路５０によりスイッチ回路４０の導通制御タイミングが設定される。
【００１６】
＜第１の実施形態＞
次に、本発明に係る充電回路の第１の実施形態について、図面を参照して説明する。
図２は、本発明に係る充電回路の第１の実施形態を示すブロック図である。
図２に示すように、本実施形態に係る充電回路は、整流回路２０Ａと、電流制限回路３０Ａと、入力電圧検出回路５０Ｂと、スイッチ回路４０Ａと、電圧判定回路５０Ａと、逆流阻止回路６０Ａと、を有して構成され、充電回路の入力端子Ｔinには、商用電源１０から交流電圧（例えば、ＡＣ１００Ｖ）が供給され、出力端子Ｔoutには、電気二重層コンデンサ７０Ａが接続されている。
【００１７】
ここで、整流回路２０Ａは、上述したように、商用電源１０の交流電圧成分を半波整流、あるいは、全波整流して所定の電圧周期を有する脈流を生成し、電圧判定回路５０Ａは、入力電圧検出回路５０Ｂにより検出された上記脈流（入力電圧Ｖin）の電圧変化と、入力電圧Ｖinの判定用に予め設定された基準電圧Ｖzとを比較して、その大小関係に基づいて、スイッチ回路４０Ａの導通状態を制御する。
【００１８】
したがって、このような構成を有する充電回路によれば、入力電圧Ｖinの電圧変化が、電圧判定回路５０Ａにより規定される所定の電圧範囲内（例えば、基準電圧以下の電圧範囲）にある期間においてのみ、スイッチ回路４０Ａを導通状態として、整流回路２０Ａにより生成される充電電流が電気二重層コンデンサ７０Ａに供給される。
すなわち、充電動作時における最大電圧が一義的に決定され、かつ、充電電流の供給が周期的（間欠的）に行われる。
【００１９】
以下に、本実施形態に係る充電回路の具体的な回路構成例を示す。
図３は、本実施形態に係る充電回路の第１の具体例を示す回路構成図である。図３に示すように、第１の具体例は、充電回路１００Ａの一対の入力端子（電源端子）Ｔina、Ｔinb間に、日本国内において商用電源として供給されている１００Ｖ交流電源が接続され、充電回路１００Ａの一対の出力端子（充電端子）Ｔouta、Ｔoutb間に、電気二重層コンデンサ７０Ａが接続されている。
また、一方の入力端子Ｔinaと出力端子Ｔoutaの間には、半波整流用ダイオードＤ１１と、電流制限抵抗Ｒ１１と、スイッチング用電界効果トランジスタ（以下、単にスイッチという）Ｔｒ１１と、逆流阻止ダイオードＤ１２が直列に接続されている。
【００２０】
さらに、半波整流用ダイオードＤ１１と電流制限抵抗Ｒ１１との間の接点Ｎ１１とスイッチＴｒ１１のゲートとの間には電圧検出抵抗Ｒ１３が、また、接点Ｎ１１と他方の入出力端子間線（ＴinbとＴoutbとの信号線）との間には抵抗Ｒ１４が、各々設けられ、スイッチＴｒ１１のゲート及び他方の入出力端子間線に、各々コレクタ及びエミッタが接続されたスイッチ制御用トランジスタ（以下、単に制御スイッチという）Ｔｒ１２が設けられ、制御スイッチＴｒ１２のベースと接点Ｎ１１との間にはツェナーダイオードＤ１３及び分割抵抗Ｒ１５が設けられ、制御スイッチＴｒ１２のベースと他方の入出力端子間線との間には分割抵抗Ｒ１６が設けられている。ここで、電圧検出抵抗Ｒ１３は、電圧検出回路を構成し、ツェナーダイオードＤ１３、分割抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、制御スイッチＴｒ１２は、電圧判定回路を構成する。
【００２１】
次いで、本具体例に係る充電回路の動作について、図面を参照して説明する。図４は、本具体例に係る充電回路における動作を示す電圧／電流波形図である。
上述した回路構成において、図４（ａ）に示すように、商用電源電圧として、ＡＣ１００Ｖの正弦交流電圧が印加されている場合、半波整流用ダイオードＤ１１の整流作用により、図４（ｂ）に示すように、正の電圧成分期間のみが抽出されて、商用電源電圧と同等の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成される。
【００２２】
このとき、他方の入出力端子間線（ＴinbとＴoutbとの信号線）に印加されている電圧をＶsとし、接点Ｎ１１における瞬時電圧（入力電圧）がＶinであるとすると、入出力端子間線Ｖsを基準として、入力電圧ＶinがツェナーダイオードＤ１３のツェナー電圧Ｖzより小さい期間では、電圧検出抵抗Ｒ１３によりスイッチＴｒ１１のゲートにＶinの電圧が印加されて、スイッチＴｒ１１が導通（ＯＮ）状態となり、電流制限抵抗Ｒ１１、スイッチＴｒ１１及び逆流阻止ダイオードＤ１２を介して、電気二重層コンデンサ７０Ａに充電電流が供給されて、充電動作が行われる。
【００２３】
図４（ｂ）において、時間（ｔ）の経過に伴い、ツェナーダイオードＤ１３のツェナー電圧Ｖzより、入力電圧Ｖinの方が大きい期間になると、ツェナーダイオードＤ１３に電流が流れ、分割抵抗Ｒ１５、Ｒ１６で分圧される電圧（制御スイッチＴｒ１２のベース電圧）が、制御スイッチＴｒ１２のベース−エミッタ間電圧Ｖbeを超えたとき、制御スイッチＴｒ１２が導通状態となり、電圧検出抵抗Ｒ１３によりスイッチＴｒ１１に印加されている電圧（スイッチＴｒ１１のゲート電圧）がほぼ０Ｖに低下し、スイッチＴｒ１１が非導通（ＯＦＦ）状態となる。
【００２４】
これにより、接地電圧（ＧＮＤ）からツェナーダイオードＤ１３のツェナー電圧Ｖz程度に至るまでの電圧範囲にある（一定の周期の）所定の短期間のみ、スイッチＴｒ１１を導通状態にして、スイッチＴｒ１１及び逆流阻止ダイオードＤ１２を介して、電気二重層コンデンサ７０Ａに最大電圧値が規定された大きな充電電流が供給され、それ以外の電圧範囲（電圧期間）では、スイッチＴｒ１１は非導通（ＯＦＦ）状態となり、電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給が遮断される。なお、電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流は、電気二重層コンデンサ７０Ａの両端電圧をＶｃとしたとき、電気二重層コンデンサ７０Ａへの印加電圧とＶｃとの電位差によって流れ、このＶｃは充電の進行に伴って上昇していくため、充電の進行に伴って前記充電電流は減少し、Ｖｃが前記ツェナー電圧Ｖz程度となったところで充電電流は概ね零となる。
この場合の電流波形を図４（ｃ）に示す。すなわち、図４（ｃ）に示すように、図４（ｂ）に示した電圧波形の立ち上がり期間（ｔ11〜ｔ12）、及び、立ち下がり期間（ｔ13〜ｔ14）の短い時間のみ、最大電圧値が制限された大電流が流れる。
【００２５】
したがって、本実施形態に係る充電回路によれば、商用電源により供給される交流電圧から、半波整流ダイオードＤ１により脈流を生成し、この脈流に基づいて、充電電流の供給が周期的（間欠的）に行われるとともに、最大電圧が制限された大きな充電電流が短時間に供給され、さらに、従来技術に示したように、商用電源による交流電圧をトランス等で降圧する必要がないので、充電回路の回路構成を簡易にするとともに、回路素子からの発熱を抑制して、大幅な小型軽量化、低コスト化を図ることができる。また、充電電流の供給を、商用電源により供給される交流電圧に基づいて制御しているので、インバータのような発振回路や制御用の別電源を必要とせず、回路構成を簡易にしつつ、回路動作の安定性を向上させることができる。
【００２６】
図５は、本実施形態に係る充電回路の第２の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した具体例と同等の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。
図５に示すように、第２の具体例は、図３に示した回路構成において、充電電流の供給制御を行うスイッチＴｒ１１として、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）に替えて、ＦＥＴと同様に動作速度が速く、かつ、動作効率が高く、小型軽量、長寿命等の特性を有するサイリスタＴｒ１１′を適用したことを特徴としている。
このような構成によっても、上述した第１の具体例と同等の作用効果を得ることができる。
【００２７】
図６は、本実施形態に係る充電回路の第３の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した具体例と同等の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。
図６に示すように、第３の具体例は、図３に示した回路構成において、半波整流ダイオードＤ１１に替えて、ダイオードＤ１１ａ〜Ｄ１１ｄから構成される全波整流回路２０Ｂを適用したことを特徴としている。
【００２８】
全波整流回路２０Ｂは、具体的には、入力端子Ｔinaと接点Ｎ１１ａとの間に設けられたダイオードＤ１１ａと、入力端子Ｔinbと接点Ｎ１１ｂとの間に設けられたダイオードＤ１１ｂと、入力端子Ｔinaと接点Ｎ１１ｂとの間に設けられたダイオードＤ１１ｃと、入力端子Ｔinｂと接点Ｎ１１ａとの間に設けられたダイオードＤ１１ｄと、を有して構成され、ダイオードＤ１１ａ及びＤ１１ｂ、Ｄ１１ｃ及びＤ１１ｄは、各々逆方向に接続され、接点Ｎ１１ａにおいて、商用電源により供給される交流電圧における正の電圧成分期間、及び、負の電圧成分期間のいずれもが抽出されて、商用電源の２倍の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成されるように構成されている。
【００２９】
次いで、本具体例に係る充電回路の動作について、図面を参照して説明する。図７は、本具体例に係る充電回路における電圧／電流波形を示す回路構成図である。
上述した回路構成において、図７（ａ）に示すように、商用電源電圧として、ＡＣ１００Ｖの正弦交流電圧が印加されている場合、全波整流回路２０Ｂの整流作用により、図７（ｂ）に示すように、正負双方の電圧成分期間が抽出されて、商用電源電圧の２倍の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成される。例えば、商用電源電圧の周波数が５０Ｈｚの場合、全波整流作用により、１００Ｈｚの周波数を有する脈流が生成される。
【００３０】
そして、図７（ｂ）において、時間（ｔ）の経過に伴い、ツェナーダイオードＤ１３のツェナー電圧Ｖzで規定される電圧と電気二重層コンデンサ７０Ａの両端電圧Ｖcの和より、瞬時電圧Ｖinの方が小さい期間においては、スイッチＴｒ１１が導通状態となって、電気二重層コンデンサ７０Ａに所定の充電電流が供給され、瞬時電圧Ｖinが大きくなると、制御スイッチＴｒ１２が非導通状態となり、電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給が遮断される。
この場合の電流波形を図７（ｃ）に示す。すなわち、図７（ｃ）に示すように、図７（ｂ）に示した電圧波形の立ち上がり期間（ｔ21〜ｔ22）、及び、立ち下がり期間（ｔ23〜ｔ24）の非常に短い時間のみ、瞬時的に最大電圧値が制限された充電電流が流れる。
【００３１】
したがって、本実施形態に係る充電回路によれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波整流回路２０Ｂにより２倍の周期の脈流を生成し、この脈流に基づいて、充電電流の供給が２倍の周期で行われるので、単位時間当たりの電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給量（蓄積されるエネルギー量）が２倍になり、充電時間を一定として充電動作を行う場合には、各周期毎の瞬時電流の電流値（平均電流値）を半減することができるとともに、回路的には電流制限抵抗Ｒ１１を大きくできるので、スイッチＴｒ１１、Ｔｒ１２に用いるトランジスタ等の素子として小電力の部品を適用することができ、一層の小型軽量化を図ることができる。また、瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行う場合には、充電時間を大幅に短縮することができる。
【００３２】
＜第２の実施形態＞
次に、本発明に係る充電回路の第２の実施形態について、図面を参照して説明する。
図８は、本発明に係る充電回路の第２の実施形態を示すブロック図である。ここで、上述した実施形態と同等の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。
図８に示すように、本実施形態に係る充電回路は、整流回路２０Ａと、電流制限回路３０Ａと、入力電圧検出回路５０Ｂと、スイッチ回路４０Ａと、電圧判定回路５０Ａと、出力電圧検出回路５０Ｃと、逆流阻止回路６０Ａと、を有して構成され、充電回路の入力端子Ｔinには、商用電源１０から交流電圧が供給され、出力端子Ｔoutには、電気二重層コンデンサ７０Ａが接続されている。
【００３３】
ここで、整流回路２０Ａは、上述した実施形態と同様に、商用電源１０の交流電圧成分を半波整流、あるいは、全波整流して所定の電圧周期を有する脈流を生成し、電圧判定回路５０Ａは、入力電圧検出回路５０Ｂにより検出された上記脈流（入力電圧Ｖin）の電圧変化と、出力電圧検出回路５０Ｃにより検出されたスイッチ回路４０Ａの出力電圧Ｖoutとを比較して、その大小関係に基づいて、スイッチ回路４０Ａの導通状態を制御する。
【００３４】
したがって、このような構成を有する充電回路によれば、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの電圧差が、電圧判定回路５０Ａにより規定される所定の電圧範囲内（例えば、予め設定された基準電圧程度の電圧範囲）にある期間においてのみ、スイッチ回路４０Ａを導通状態として、整流回路２０Ａにより生成される充電電流が電気二重層コンデンサ７０Ａに供給される。
すなわち、電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給状態に応じて、スイッチ回路４０Ａの導通制御が行われ、適切な充電電流の供給が周期的（間欠的）に行われる。
【００３５】
以下に、本実施形態に係る充電回路の具体的な回路構成例を示す。
図９は、本実施形態に係る充電回路の第１の具体例を示す回路構成図である。図９に示すように、第１の具体例は、充電回路１００Ｂの一対の入力端子Ｔina、Ｔinb間に、商用電源として供給されている１００Ｖ交流電源が接続され、充電回路１００Ｂの一対の出力端子Ｔouta、Ｔoutb間に、電気二重層コンデンサ７０Ａが接続されている。
また、一方の入力端子Ｔinaと出力端子Ｔoutaの間には、半波整流用ダイオードＤ２１と、電流制限抵抗Ｒ２１と、スイッチＴｒ２１と、逆流阻止ダイオードＤ２２が直列に接続されている。
【００３６】
さらに、半波整流用ダイオードＤ２１と電流制限抵抗Ｒ２１との間の接点Ｎ２１と、スイッチＴｒ２１のゲートとの間には電圧検出抵抗Ｒ２３が、また、接点Ｎ２１と他方の入出力端子間線（ＴinbとＴoutbとの信号線）との間には抵抗Ｒ２４が、各々設けられ、スイッチＴｒ２１と逆流阻止ダイオードＤ２２との間の接点Ｎ２２及びスイッチＴｒ２１のゲートに、各々エミッタ及びコレクタが接続された制御スイッチＴｒ２２が設けられ、制御スイッチＴｒ２２のベースと接点Ｎ２１との間には、ツェナーダイオードＤ２３及び分割抵抗Ｒ２５が設けられ、制御スイッチＴｒ２２のベースと接点Ｎ２２との間には、分割抵抗Ｒ２６が設けられている。ここで、電圧検出抵抗Ｒ２３は、電圧検出回路を構成し、ツェナーダイオードＤ２３、分割抵抗Ｒ２５、Ｒ２６、制御スイッチＴｒ２２は、電圧判定回路及び出力電圧検出回路を構成する。
【００３７】
次いで、本具体例に係る充電回路の動作について、図面を参照して説明する。
図１０は、本具体例に係る充電回路における動作を示す電圧／電流波形図である。
上述した回路構成において、図１０（ａ）に示すように、商用電源電圧として、ＡＣ１００Ｖの正弦交流電圧が印加されている場合、半波整流用ダイオードＤ２１の整流作用により、図１０（ｂ）に示すように、正の電圧成分期間のみが抽出されて、商用電源電圧と同等の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成される。
【００３８】
このとき、電気二重層コンデンサ７０Ａの両端電圧としてＶcに相当する電気エネルギーが蓄積され、接点Ｎ２１における瞬時電圧（図１０（ｂ）に相当）がＶinであるとすると、電圧検出抵抗Ｒ２３によりスイッチＴｒ２１のゲートにＶinの電圧が印加されているので、次式の条件が成立するとき、スイッチＴｒ２１が導通状態となり、電流制限抵抗Ｒ２１、スイッチＴｒ２１及び逆流阻止ダイオードＤ２２を介して、電気二重層コンデンサ７０Ａに充電電流が供給されて、充電動作が行われる。
Ｖin−Ｖc＞０      ……（１）
このとき、スイッチＴｒ２１、逆流阻止ダイオードＤ２２が理想素子であるとすると、充電電流の電圧降下は、電流制限抵抗Ｒ１によってのみ規定されるため、その充電電流値は、次式で表される。
Ｉ＝（Ｖin−Ｖc）／Ｒ２１    ……（２）
【００３９】
図１０（ｂ）において、時間（ｔ）の経過に伴い、ツェナーダイオードＤ２３のツェナー電圧Ｖzで規定される電圧と電気二重層コンデンサ７０Ａの両端電圧Ｖcの和より、瞬時電圧Ｖinの方が大きい期間になると、ツェナーダイオードＤ２３に電流が流れ、分割抵抗Ｒ２５、Ｒ２６で分圧される電圧（制御スイッチＴｒ２２のベース電圧）が、制御スイッチＴｒ２２のベース−エミッタ間電圧Ｖbeを超えたとき、制御スイッチＴｒ２２が導通状態となり、電圧検出抵抗Ｒ２３によりスイッチＴｒ２１に印加されている電圧（スイッチＴｒ２１のゲート電圧）がほぼ０Ｖに低下する。
【００４０】
これにより、瞬時電圧Ｖinが概ね電気二重層コンデンサ７０Ａの両端電圧ＶcからツェナーダイオードＤ２３のツェナー電圧Ｖzを加えたＶc＋Ｖzに至るまでの電圧期間だけ電流が流れ、それ以外の電圧期間では、スイッチＴｒ２１は非導通状態となり、電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給が遮断される。この場合の電流波形を図１０（ｃ）に示す。すなわち、図１０（ｃ）に示すように、図１０（ｂ）に示した電圧波形の立ち上がり期間、及び、立ち下がり期間のうちの、短い時間（ｔ31〜ｔ32、ｔ33〜ｔ34）のみ、最大電圧値が制限された大電流が流れる。
【００４１】
すなわち、本具体例に係る充電回路においては、制御スイッチＴｒ２２により、入力電圧Ｖinが、ツェナー電圧Ｖz程度の狭い電圧範囲（Ｖc〜Ｖc＋Ｖz）にある所定の短期間のみ、スイッチＴｒ２１を導通状態にして、スイッチＴｒ２１及び逆流阻止ダイオードＤ２２を介して、電気二重層コンデンサ７０Ａに最大電圧値が規定された大きな充電電流が供給される。
【００４２】
したがって、本実施形態に係る充電回路によれば、商用電源により供給される交流電圧から、半波整流ダイオードＤ２１により脈流を生成し、この脈流に基づいて、充電電流の供給が周期的（間欠的）に行われるとともに、最大電圧が制限された大きな充電電流が供給されるので、上述した実施形態と同様に、充電回路の回路構成を簡易にして、大幅な小型軽量化、低コスト化を図しつつ、動作安定性を高めることができるとともに、電気二重層コンデンサ７０Ａの充電状態、すなわち、充電の進み具合による電気二重層コンデンサ７０Ａの両端電圧Ｖｃの上昇に応じて、電気二重層コンデンサ７０Ａへの印加電圧を増加させて充電電流が概ね一定となるように制御され、一層効率的な充電動作を行うことができる。
【００４３】
また、本実施形態における充電電流の平均値は、単位時間当たりの電気二重層コンデンサ７０Ａの両端電圧Ｖcの変動が十分小さいとすると、次式により表される。
Ｉ＝（２／Ｔ）∫ｆ(t)dt      ……（３）
一方、この場合の消費電力は、次式により表される。
Ｐ＝Ｉ2×（Ｒ１＋ＲD1＋ＲD2＋ＲＴｒ1）    ……（４）
なお、上記（３）、（４）式において、積分期間をｔ21〜ｔ22とし、ｆ(t)は商用電圧、Ｔは充電電流の供給周期、ＲD1は半波整流用ダイオードＤ２１の順方向抵抗値、ＲD2は逆流阻止ダイオードＤ２２の順方向抵抗値、ＲＴｒ1はスイッチＴｒ２１の導通抵抗値である。
【００４４】
したがって、従来と同等の充電電流を供給する、という定電流の観点から本実施形態を検討すると、充電電流の供給期間（時間）の減少分だけ、該供給期間における電流値が増大することになるが、それに応じて回路素子の抵抗値が減ることになり、その総計は定電流ロスと一致する。よって、回路放熱設計時においても、平均定電流を考慮して簡易に設計作業を行うことができる。
【００４５】
図１１は、本実施形態に係る充電回路の第２の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した具体例と同等の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。
図１１に示すように、第２の具体例は、図９に示した回路構成において、半波整流ダイオードＤ２１に替えて、図６に示した回路構成と同様に、ダイオードＤ２１ａ〜Ｄ２１ｄから構成される全波整流回路２０Ｂを適用したことを特徴としている。
【００４６】
全波整流回路２０Ｂは、具体的には、入力端子Ｔinaと接点Ｎ２１ａとの間に設けられたダイオードＤ２１ａと、入力端子Ｔinbと接点Ｎ２１ｂとの間に設けられたダイオードＤ２１ｂと、入力端子Ｔinaと接点Ｎ２１ｂとの間に設けられたダイオードＤ２１ｃと、入力端子Ｔinｂと接点Ｎ２１ａとの間に設けられたダイオードＤ２１ｄと、を有して構成され、ダイオードＤ２１ａ及びＤ２１ｂ、Ｄ２１ｃ及びＤ２１ｄは、各々逆方向に接続され、接点Ｎ２１ａにおいて、商用電源により供給される交流電圧における正の電圧成分期間、及び、負の電圧成分期間のいずれもが抽出されて、商用電源の２倍の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成されるように構成されている。なお、全波整流回路２０Ｂにおける全波整流作用は、上述した実施形態と同等であるので、詳しい説明を省略する。
【００４７】
したがって、本実施形態に係る充電回路によれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波整流回路２０Ｂにより２倍の周期の脈流を生成し、この脈流に基づいて、充電電流の供給が２倍の周期で行われるので、充電時間を一定として充電動作を行う場合には、充電電流の電流値を低減することができるとともに、スイッチＴｒ２１、Ｔｒ２２に用いるトランジスタを小電力化して、一層の小型軽量化を図ることができる。また、瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行う場合には、充電時間を大幅に短縮することができる。
【００４８】
＜第３の実施形態＞
次に、本発明に係る充電回路の第３の実施形態について、図面を参照して説明する。
本実施形態に係る充電回路は、上述した第１乃至第２の実施形態において、整流回路２０Ａ、２０Ｂにより生成される脈流の電圧周期を大幅に高めて、電気二重層コンデンサ７０Ａへの単位時間当たりの充電電流の供給量（蓄積エネルギー量）を増大させたことを特徴としている。
【００４９】
図１２は、本実施形態に係る充電回路の第１の具体例を示す回路構成図である。
図１２に示すように、本実施形態に適用される整流回路２０Ｃ（本発明における周波数倍増回路）は、商用電源として供給されている１００Ｖ交流電源が接続された一対の入力端子Ｔina、Ｔinbと、後段の電流制限回路（図示を省略）側の接点Ｎ４１ａ、Ｎ４１ｂとの間に、第１段目の全波整流回路２１及び第２段の全波整流回路２２が順次接続された構成を有している。
【００５０】
全波整流回路２１は、具体的には、入力端子Ｔinaと接点Ｎ１ａとの間に設けられたダイオードＤ４１ａと、入力端子Ｔinbと接点Ｎ１ｂとの間に設けられたダイオードＤ４１ｂと、入力端子Ｔinaと接点Ｎ１ｂとの間に設けられたダイオードＤ４１ｃと、入力端子Ｔinｂと接点Ｎ１ａとの間に設けられたダイオードＤ４１ｄと、を有して構成され、ダイオードＤ４１ａ及びＤ４１ｂ、Ｄ４１ｃ及びＤ４１ｄは、各々逆方向に接続され、接点Ｎ１ａにおいて、商用電源により供給される交流電圧における正の電圧成分期間、及び、負の電圧成分期間のいずれもが抽出されて、商用電源の２倍の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成されるように構成されている。
【００５１】
また、全波整流回路２２は、接点Ｎ１ａに直流カット用のコンデンサ（本発明における直流遮断回路）Ｃａを介して設けられた接点Ｎ２ａと接点Ｎ４１ａとの間に設けられたダイオードＤ４２ａと、接点Ｎ１ｂと接点Ｎ４１ｂとの間に設けられたダイオードＤ４２ｂと、接点Ｎ２ａと接点Ｎ４１ｂとの間に設けられたダイオードＤ４２ｃと、接点Ｎ１ｂと接点Ｎ４１ａとの間に設けられたダイオードＤ４２ｄと、を有して構成され、ダイオードＤ４２ａ及びＤ４２ｂ、Ｄ４２ｃ及びＤ４２ｄは、各々逆方向に接続され、接点Ｎ２ａにおいて、接点Ｎ１ａにおける脈流の直流成分をカットした電圧波形が生成され、さらに、接点Ｎ４１ａにおいて、接点Ｎ２ａにおける電圧波形の正の電圧成分期間、及び、負の電圧成分期間のいずれもが抽出されて、接点Ｎ１ａにおける脈流の２倍の周期を有する正の電圧波形が生成されるように構成されている。
【００５２】
次いで、本具体例に係る整流回路の動作について、図面を参照して説明する。図１３は、本具体例に係る整流回路における動作を示す電圧／電流波形図である。
本実施形態に係る充電回路の第１の具体例を示す回路構成図である。
上述した回路構成において、図１３（ａ）に示すように、商用電源電圧として、例えば、ＡＣ１００Ｖ、５０Ｈｚの正弦交流電圧が印加されている場合、まず、全波整流回路２１の整流作用により、接点Ｎ１ａには、図１３（ｂ）に示すように、交流電圧波形の正負双方の電圧成分期間が抽出されて、商用電源電圧の２倍の１００Ｈｚの周期を有する正の電圧波形からなる脈流が生成される。
【００５３】
次いで、コンデンサＣａにより所定の直流電圧成分をカットすることにより、接点Ｎ２ａには、図１３（ｃ）に示すように、図１３（ｂ）の電圧波形から所定の直流電圧分が降圧された電圧波形が生成される。
さらに、全波整流回路２２の整流作用により、接点Ｎ４１ａには、図１３（ｄ）に示すように、図１３（ｃ）の電圧波形の正負双方の電圧成分期間が抽出されて、商用電源電圧の概ね２2＝４倍の２００Ｈｚの周期を有する正の電圧波形が生成される。
そして、このような周期を有する脈流に基づいて、上述した各実施形態に示したように、後段のスイッチ回路、電圧比較回路等により、コンデンサ型蓄電池への充電動作が制御される。
【００５４】
したがって、本実施形態に係る充電回路によれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波整流回路２０Ｃにより４倍の周期の脈流を生成し、この脈流に基づいて、充電電流の供給が概ね４倍の周期で行われるので、単位時間当たりの電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給が概ね４倍になり、充電時間を一定として充電動作を行う場合には、各周期毎の充電電流の電流値を低減することができ、また、瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行う場合には、充電時間を大幅に短縮することができる。
なお、本実施形態においては、全波整流回路２０Ｃにより生成される脈流の周期が、図１３（ｄ）に示すように、脈流の電圧波形が不均一となるため、商用電源の交流電圧周期の正確に４倍になる訳ではなく、一定の周期で充電電流が供給されるものではないが、単位時間当たりの充電電流の供給タイミングは４倍に増加するので、上記充電電流の電流値の低減、又は、充電時間の短縮を実現することができる。
【００５５】
図１４は、本実施形態に係る充電回路の第２の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した具体例と同等の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。
図１４に示すように、本実施形態に適用される整流回路２０Ｄは、商用電源として供給されている１００Ｖ交流電源が接続された一対の入力端子Ｔina、Ｔinbと、後段の電流制限回路（図示を省略）側の接点Ｎ４１ａ、Ｎ４１ｂとの間に、第ｎ段の全波整流回路２１、２２、２３、…が順次接続された構成を有している。
【００５６】
各全波整流回路２１、２２、２３、…は、上述した具体例と同様に、各々４個のダイオードをたすき掛け状に接続し、各全波整流回路２１、２２、２３、…間に直流カット用のコンデンサＣａ、Ｃｂ、Ｃｃ、…を設けた構成を有し、各全波整流回路２１、２２、２３、…における接続接点Ｎ１ａ、Ｎ２ａ、Ｎ３ａ、…において、商用電源により供給される電圧周期の２1、２2、２3、…倍の周期を有する電圧波形が生成され、後段の電流制限回路（図示を省略）側の接点Ｎ４１ａ、Ｎ４１ｂにおいて、商用電源電圧の概ね２n倍の周期を有する正の電圧波形が生成される。なお、各波整流回路２１、２２、２３、…における全波整流作用は、上述した実施形態と同等であるので、詳しい説明を省略する。
【００５７】
したがって、本実施形態に係る充電回路によれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波整流回路２０Ｄにより２n倍の周期の脈流を生成し、この脈流に基づいて、充電電流の供給が概ね２n倍の周期で行われるので、単位時間当たりの電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給が概ね２n倍になり、充電時間を一定として充電動作を行う場合には、各周期毎の充電電流の電流値を大幅に低減することができ、また、瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行う場合には、充電時間を大幅に短縮することができる。
【００５８】
なお、上述した場合と同様に、本実施形態においては、全波整流回路２０Ｄにより生成される脈流の周期は、脈流の電圧波形が均一とならないため、商用電源の交流電圧周期の正確に２n倍になる訳ではなく、一定の周期で充電電流が供給されるものではない。しかしながら、単位時間当たりの充電電流の供給タイミングを２n倍に増加させることができるので、上記充電電流の電流値の大幅な低減、又は、充電時間の大幅な短縮を実現することができる。
【００５９】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、商用電源の交流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流を生成、出力する電源手段と、脈流の電圧周期毎の所定期間においてコンデンサ型蓄電池への充電電流の供給状態を制御する充電制御手段と、を備え、該充電制御手段は、基準電圧を設定する基準電圧設定手段と、脈流による入力電圧と前記コンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分を検出し、該差分が前記基準電圧以内であるか否かを判定する電圧判定手段とを有し、該電圧判定手段による判定結果に基づいて充電電流の供給状態を制御するので、商用電源による交流電圧を降圧するためのトランスや、インバータのような発振回路等の構成を必要とせず、充電回路の回路構成を簡易にして、大幅な小型軽量化を図りつつ、回路動作の安定性を向上させることができる。
【００６０】
請求項２記載の発明によれば、電源手段として直流遮断回路及び全波整流回路からなる周波数倍増回路が直列にｎ段接続されて、前記商用電源の交流電圧成分の電圧周期の２n倍の電圧周期を有する脈流を生成するように構成しているので、単位時間当たりの充電電流の供給量（蓄積エネルギー量）が概ね２n倍になり、充電時間を一定として充電動作を行う場合には、充電電流の電流値を大幅に低減することができ、また、瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行う場合には、充電時間を大幅に短縮することができる。
【００６２】
請求項３記載の発明によれば、充電制御手段は、電圧判定手段により前記差分が前記基準電圧以内にあると判定されたときに、充電電流を供給するように構成されているので、入力電圧と出力電圧との電圧差が、所定の関係にある期間においてのみ、コンデンサ型蓄電池への充電電流の供給状態に応じて、適切な電圧で充電電流を間欠的に供給することができ、回路装置の小型化を図りつつ、安全かつ適切な充電動作を実現することができる。
【００６３】
請求項４記載の発明によれば、充電制御手段が、充電電流の供給経路上に電流制限手段と、スイッチ手段と、逆流阻止手段とを有し、電圧判定手段により前記差分が前記基準電圧以内にあると判定されたときに、スイッチ手段を導通させて、充電電流を供給制御する構成を有しているので、充電動作時における最大電圧が一義的に決定されるとともに、入力電圧の変化に対してコンデンサ型蓄電池に充電されたエネルギーが逆流することがなく、安全かつ適切に充電動作を実現することができる。
【００６４】
請求項５記載の発明によれば、商用電源の交流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流を生成し、該脈流の電圧周期毎の所定期間において、脈流による入力電圧とコンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分があらかじめ設定された基準電圧以内であるか否かを判定し、充電電流のコンデンサ型蓄電池への供給状態を前記差分が前記基準電圧以内であるか否かの判定結果に基づいて制御して、電圧周期毎に間欠的に供給される充電電流に対応する所定の電気エネルギーをコンデンサ型蓄電池に蓄積する手順を含んでいるので、脈流に基づく入力電圧、出力電圧、コンデンサ型蓄電池の充電電圧に応じて、所定の電圧期間においてのみ、適切な電圧で充電電流をコンデンサ型蓄電池に間欠的に供給することができ、安全かつ良好な充電動作を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る充電回路の全体構成を示すブロック図である。
【図２】本発明に係る充電回路の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図３】第１の実施形態に係る充電回路の第１の具体例を示す回路構成図である。
【図４】第１の具体例に係る充電回路における動作を示す電圧／電流波形図である。
【図５】第１の実施形態に係る充電回路の第２の具体例を示す回路構成図である。
【図６】第１の実施形態に係る充電回路の第３の具体例を示す回路構成図である。
【図７】第３の具体例に係る充電回路における動作を示す電圧／電流波形図である。
【図８】本発明に係る充電回路の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図９】第２の実施形態に係る充電回路の第１の具体例を示す回路構成図である。
【図１０】第１の具体例に係る充電回路における動作を示す電圧／電流波形図である。
【図１１】第２の実施形態に係る充電回路の第２の具体例を示す回路構成図である。
【図１２】本発明に係る充電回路の第３の実施形態における第１の具体例を示す回路構成図である。
【図１３】第３の実施形態に係る充電回路における動作を示す電圧波形図である。
【図１４】第３の実施形態に係る充電回路の第２の具体例を示す回路構成図である。
【符号の説明】
１０                商用電源
２０、２０Ａ〜２０Ｄ  整流回路
３０、３０Ａ        電流制限回路
４０、４０Ａ        スイッチ回路
５０                スイッチ制御回路
５０Ａ              電圧判定回路
５０Ｂ              入力電圧検出回路
５０Ｃ              出力電圧検出回路
６０、６０Ａ        逆流阻止回路
７０                コンデンサ型蓄電池
７０Ａ              電気二重層コンデンサ
１００Ａ、１００Ｂ  充電回路
Ｒ１１、Ｒ２１      電流制限抵抗
Ｒ１３、Ｒ２３      電圧検出抵抗
Ｔｒ１１、Ｔｒ２１  スイッチ
Ｔｒ１２、Ｔｒ２２  制御スイッチ
Ｄ１１、Ｄ２１      半波整流用ダイオード
Ｄ１２、Ｄ２２      逆流阻止抵抗
Ｄ１３、Ｄ２３      ツェナーダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
0003743948.tif 000013
【図１３】
0003743948.tif 000014
【図１４】
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