(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変電圧可変周波数インバータ（ＶＶＶＦインバータ）と、このＶＶＶＦインバータにより駆動される誘導電動機と、磁束指令とトルク指令とにより上記誘導電動機に供給する電流の電流指令値を演算する電流指令演算手段と、上記電流指令値から滑り周波数を演算する滑り周波数演算手段と、上記電流指令値に一致する電動機電流が得られる電圧指令値を演算する電圧ベクトル制御演算手段と、上記誘導電動機の電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に座標変換する座標変換手段と、ロータ回転周波数推定値と上記滑り周波数とを加算して出力周波数を演算する出力周波数演算手段と、上記磁束指令、上記ｄ軸電流、上記ｑ軸電流、上記電圧指令値及び上記出力周波数により上記ロータ回転周波数推定値を演算するロータ回転周波数演算手段と、上記出力周波数を積分して位相を演算する位相演算手段と、上記電圧指令値及び上記位相から上記ＶＶＶＦインバータの出力電圧が上記電圧指令値と一致するようにゲート制御するゲート制御手段とを備えたベクトル制御による電気車制御装置において、上記ロータ回転周波数演算手段は上記ロータ回転周波数推定値から脈動成分を除去するフィルタを有することを特徴とするベクトル制御による電気車制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載のベクトル制御による電気車制御装置において、上記フィルタは次式による（但し、Ｗｒ１はフィルタの出力値、ｋｐはロータ回転周波数推定フィルタ比例ゲイン、Ｔｐｉはロータ回転周波数推定フィルタ積分時定数、ｓはラプラス演算子、Ｗｒ０はロータ周波数推定値）ことを特徴とするベクトル制御による電気車制御装置。
【数１】
0003807956.tif 000014
【請求項３】
可変電圧可変周波数インバータ（ＶＶＶＦインバータ）と、このＶＶＶＦインバータにより駆動される誘導電動機と、磁束指令とトルク指令とにより上記誘導電動機に供給する電流の電流指令値を演算する電流指令演算手段と、上記電流指令値から滑り周波数を演算する滑り周波数演算手段と、上記電流指令値に一致する電動機電流が得られる電圧指令値を演算する電圧ベクトル制御演算手段と、上記誘導電動機の電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に座標変換する座標変換手段と、ロータ回転周波数推定値と上記滑り周波数とを加算して出力周波数を演算する出力周波数演算手段と、上記磁束指令、上記ｄ軸電流、上記ｑ軸電流、上記電圧指令値及び上記出力周波数により上記ロータ回転周波数推定値を演算するロータ回転周波数演算手段と、上記出力周波数を積分して位相を演算する位相演算手段と、上記電圧指令値及び上記位相から上記ＶＶＶＦインバータの出力電圧が上記電圧指令値と一致するようにゲート制御するゲート制御手段とを備えたベクトル制御による電気車制御装置において、上記ロータ回転周波数演算手段は上記ｄ軸電流及びｑ軸電流から脈動成分を除去する一次フィルタを有することを特徴とするベクトル制御による電気車制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載のベクトル制御による電気車制御装置において、上記一次フィルタは次式による（但し、Ｉｄ１，Ｉｑ１は一次フィルタの出力値、ｋｐｄ，ｋｐｑは一次フィルタゲイン、Ｔｐｉｄ，Ｔｐｉｑは一次フィルタ時定数、ｓはラプラス演算子、Ｉｄはｄ軸電流、Ｉｑはｑ軸電流）ことを特徴とするベクトル制御による電気車制御装置。
【数２】
0003807956.tif 000015
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は，誘導電動機の磁束とトルクとを制御するベクトル制御による電気車制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５は従来のベクトル制御による電気車制御装置の構成を示すブロック図である。図５において、パンタグラフ１は架線２より集電し、直流リアクトル３を介してフィルタコンデンサ４の一端に接続される。フィルタコンデンサ４のもう一端は車輪５を介して、レール６へと接地される。フィルタコンデンサ４には直流を任意の周波数の交流に変換するＶＶＶＦインバータ（可変電圧可変周波数インバータ）７が接続されている。そして、ＶＶＶＦインバータ７の交流側には，誘導電動機８が接続される。
ここで、ＶＶＶＦインバータ７により誘導電動機２を駆動する制御方式の一つとしては、いわゆるベクトル制御がある。このベクトル制御は，電流・電圧・磁束をベクトル量として制御するもので、磁束軸に一致した軸をｄ軸とし、このｄ軸に直交する軸（トルク軸）をｑ軸とするｄｑ軸回転座標系上で，速度検出器を用いずにＶＶＶＦインバータ７の制御を行う。
【０００３】
次に、ベクトル制御について説明する。図５において、電流検出器９で誘導電動機８に流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出して、座標変換器１０に入力する。座標変換器１０は誘導電動機８の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを磁束軸に一致した軸をｄ軸とし，このｄ軸に直交する軸（トルク軸）をｑ軸とするｄｑ軸回転座標系の２軸に変換して、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑを演算する。電流指令値演算手段１１は、磁束指令Φ＊とトルク指令Ｔｍ＊とに基づいて、トルク軸電流指令であるｑ軸電流指令Ｉｑ＊と磁束軸電流指令であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊とを演算する。滑り周波数演算手段１２はｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｄ＊に基づいて、与えるべき滑り周波数ωｓを演算する。電圧ベクトル制御演算手段１３はトルク軸電流指令であるｑ軸電流指令Ｉｑ＊と磁束軸電流指令であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊と、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑと、出力周波数ωｉとを入力として、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを演算する。ロータ回転周波数演算手段１４は出力周波数ωｉと、磁束指令Φ＊と、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とに基づいて、ロータ回転周波数推定値Ｗｒ０を演算する。そして、ロータ回転周波数推定値Ｗｒ０と滑り周波数ωｓとを加算器１５で加算してＶＶＶＦインバータ７の出力周波数ωｉを演算する。位相演算手段１６はＶＶＶＦインバータ７の出力周波数ωｉを積分して位相θａｂを演算する。ゲート制御手段１７は位相θａｂと、電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊とに基づいて，ＶＶＶＦインバータ７のゲートを制御する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来のベクトル制御による電気車制御装置は以上のように構成されているので、誘導電動機７に流れる誘導電動機電流を用いてロータ回転周波数を推定するため、誘導電動機電流にリプルが含まれているとロータ回転周波数推定値に誘導電動機電流のリプル成分が含まれて精度のよい速度推定を行うのが困難となる。そこで、誘導電動機電流のリプル成分の影響を少なくするために、搬送波のキャリア周波数を高くしている。しかし、搬送波のキャリア周波数を高くすると電気車制御装置の冷却性能が低下するため冷却器が大形化するという問題点があった。この発明は、誘導電動機電流のリプル成分の影響を除去することができるベクトル制御による電気車制御装置を提供することを目的とするものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この発明に係わるベクトル制御による電気車制御装置は、可変電圧可変周波数インバータ（ＶＶＶＦインバータ）と、このＶＶＶＦインバータにより駆動される誘導電動機と、磁束指令とトルク指令とにより誘導電動機に供給する電流の電流指令値を演算する電流指令演算手段と、電流指令値から滑り周波数を演算する滑り周波数演算手段と、電流指令値に一致する電動機電流が得られる電圧指令値を演算する電圧ベクトル制御演算手段と、誘導電動機の電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に座標変換する座標変換手段と、ロータ回転周波数推定値と滑り周波数とを加算して出力周波数を演算する出力周波数演算手段と、磁束指令、ｄ軸電流、ｑ軸電流、電圧指令値及び出力周波数によりロータ回転周波数推定値を演算するロータ回転周波数演算手段と、出力周波数を積分して位相を演算する位相演算手段と、電圧指令値及び上記位相からＶＶＶＦインバータの出力電圧が電圧指令値と一致するようにゲート制御するゲート制御手段とを備えたベクトル制御による電気車制御装置において、ロータ回転周波数推定値から脈動成分を除去するフィルタを設けたものである。
さらに、ロータ回転周波数演算手段に入力されたｄ軸電流及びｑ軸電流から脈動成分を除去する一次フィルタを設けたものである。
【０００６】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は実施の形態１の構成を示すブロック図、及び図２は図１の要部を示すブロック図である。図１及び図２において、１８ａは架線、１８ｂはレール、１９ａはパンタグラフ、１９ｂは車輪、２０はフィルタコンデンサ、２１はＶＶＶＦインバータ、２２は誘導電動機、２３は電流検出器で、誘導電動機２３の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。２４は座標変換器で、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを磁束軸に一致した軸をｄ軸とし、ｄ軸に直交する軸（トルク軸）をｑ軸とするｄｑ軸回転座標系の２軸に変換して、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとを演算する。２５は電流値指令演算手段で、磁束指令Φ＊とトルク指令Ｔｍ＊とに基づいて、トルク軸電流指令であるｑ軸電流指令Ｉｑ＊と磁束軸電流指令であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊とを演算する。２６は滑り周波数演算手段で、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｄ軸電流指令Ｉｄ＊に基づいて、与えるべき滑り周波数ωｓを演算する。２７は電圧ベクトル制御演算手段で、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊と磁束軸電流指令であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊と、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑと、出力周波数ωｉとを入力とし、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを演算する。
【０００７】
２８はロータ回転周波数演算手段で、出力周波数ωｉと、磁束指令Φ＊と、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とに基づいて、ロータ回転周波数推定値Ｗｒ０を演算する。なお、ロータ回転周波数演算手段２８は、誘導電動機モデル部２９と、積分器３０と、２次磁束推定補正部３１と、加算器３２と、モータ電流推定部３３と、減算器３４と、ロータ回転周波数推定調整器３５と、ロータ回転周波数推定器３６と、フイルタ３７とから構成されている。３８は出力周波数演算手段で、ロータ回転周波数推定値Ｗｒ０と滑り周波数ωｓとを加算してＶＶＶＦインバータ２１の出力周波数ωｉを演算する。３９は位相演算手段で、出力周波数ωｉを積分して位相θａｂを演算する。４０はゲート制御手段で、位相θａｂと、電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｄ＊とに基づいて、ＶＶＶＦインバータ２１のゲートを制御する。
【０００８】
次に動作について説明する。図１及び図２において、電流検出器２３で誘導電動機２２に流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出して、座標変換器２４に入力する。座標変換器２４は誘導電動機２２の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを磁束軸に一致した軸をｄ軸とし，このｄ軸に直交する軸（トルク軸）をｑ軸とするｄｑ軸回転座標系の２軸に変換して、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑを演算する。
一方、電流指令値演算手段２５は、磁束指令Φ＊とトルク指令Ｔｍ＊とに基づいて、トルク軸電流指令であるｑ軸電流指令Ｉｑ＊と磁束軸電流指令であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊とを式（１）により演算する。式（１）において、Ｍは相互インダクタンス、Ｌ２は２次インダクタンスである。
【０００９】
【数１】
0003807956.tif 000002
【００１０】
滑り周波数演算手段２６においては、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊とに基づいて、与えるべき滑り周波数ωｓを式（２）により演算する。式（２）において、Ｒ２は２次抵抗である。
【００１１】
【数２】
0003807956.tif 000003
【００１２】
ロータ回転周波数演算手段２８の誘導電動機モデル部２９においては、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、出力周波数ωｉと、電流誤差ベクトルｅｉｄ，ｅｉｑと、１次，２次の磁束であるｐｄｓ，ｐｑｓ，ｐｄｒ１，ｐｑｒを状態変数として、式（３）により演算する。式（３）において、ｐｄｓは推定１次側のｄ軸の磁束、ｐｑｓは推定１次側のｑ軸の磁束、ｐｄｒ１は推定２次側のｄ軸の磁束、ｐｑｒは推定２次側のｑ軸の磁束、ｅｉｄはｄ軸電流誤差ベクトル、ｅｉｑはｑ軸電流誤差ベクトルである。
【００１３】
【数３】
0003807956.tif 000004
【００１４】
誘導電動機モデル部２９の出力であるｄｐｄｓ，ｄｐｑｓ，ｄｐｄｒ，ｄｐｑｒを積分器３０で積分することによって、式（４）に示すように１次及び２次の磁束を推定することができる。
【００１５】
【数４】
0003807956.tif 000005
【００１６】
２次磁束推定補正部３１においては、磁束指令Φ＊  に一致した２次磁束がｄ軸に立ち上がった状態において、その動作点近傍での安定動作を保証するものである。２次磁束推定補正部３１は、誘導電動機２２が惰行状態から、さらに加速する力行状態もしくは減速するための回生状態になっても、再起動の際の動作点への引き込みを容易にし、安定かつ確実な再起動動作を行うことができるように推定２次側のｄ軸の磁束を磁束指令Φ＊と一致した立ち上げを行うものである。
２次磁束推定補正部３１の具体的な演算方法は、式（５）及び式（６）で与えられる。式（５）（６）において、ｋｐは２次磁束推定補正比例ゲイン、Ｔｐｉは２次磁束推定補正積分時定数、ｓはラプラス演算子である。
【００１７】
【数５】
0003807956.tif 000006
【００１８】
速度検出器を用いない速度センサレスベクトル制御を適用した電気車制御装置では、誘導電動機２２の再起動時に、誘導電動機２のロータ回転周波数が不明であるために、磁束指令Φ＊に一致した磁束がｄ軸に立ち上がった状態への引き込みに失敗し、磁束の立ち上げれない場合がある。２次磁束推定補正部３１によって磁束指令Φ＊と一致した推定２次側のｄ軸の磁束を与えることにより、再起動動作を安定かつ素早く確実に行うことができる。すなわち，磁束指令Φ＊に一致した磁束が補償できるため、通常の動作点、すなわち磁束指令Φ＊に一致した磁束がｄ軸に立ち上がった状態の安定性を常に保証できる。
２次磁束推定補正部３１の出力ｐｄｒ０と積分器３０の出力ｐｄｒとを、式（７）のように加算器３２によって加算する。
ｐｄｒ１＝ｐｄｒ＋ｐｄｒ０              ・・・（７）
磁束指令Φ＊に一致した磁束がｄ軸に立ち上がった通常の動作点近傍においては、磁束指令Φ＊と推定２次磁束ｐｄｒが一致して、偏差であるＰｐｄｒは零となるため、式（８）が成立する。
ｐｄｒ１＝ｐｄｒ                        ・・・（８）
モータ電流推定部３３においては、推定１次及び２次磁束ｐｄｓ，ｐｑｓ，ｐｄｒ１，ｐｑｒが入力され、式（９）により誘導電動機電流の推定値ｉｄｓ０，ｉｑｓ０が演算される。式（９）において、Ｍは相互インダクタンス、Ｌ２は２次インダクタンス、Ｌ１は１次インダクタンスである。
【００１９】
【数６】
0003807956.tif 000007
【００２０】
次に、減算器３４においては、電流誤差ベクトルｅｉｄ，ｅｉｑが式（１０）（１１）により演算される。
ｅｉｄ＝ｉｄｓ０−Ｉｄ                  ・・・（１０）
ｅｉｑ＝ｉｑｓ０−Ｉｑ                  ・・・（１１）
さらに、ロータ回転周波数推定調整器３５においては、電流誤差ベクトルｅｉｄ，ｅｉｑ、推定２次磁束ｐｄｒ１，ｐｑｒを入力として、式（１２）により演算される。
【００２１】
【数７】
0003807956.tif 000008
【００２２】
ロータ回転周波数推定器３６においては、ロータ回転周波数推定調整器３５の出力ＰＷｒ０を入力として、ロータ周波数推定値Ｗｒ０を式（１３）により演算する。式（１３）において、ｋａｐはロータ回転周波数推定比例ゲイン、Ｔａｐｉはロータ回転周波数推定積分時定数、ｓはラプラス演算子である。
【００２３】
【数８】
0003807956.tif 000009
【００２４】
フイルタ３７においては、ロータ回転周波数推定器３６の出力である推定値Ｗｒ０に含む搬送波のキャリア周波数成分（脈動成分）を除去するために例えば、式（１４）により演算する。式（１４）において、ｋｐはロータ回転周波数推定フィルタ比例ゲイン、Ｔｐｉはロータ回転周波数推定フィルタ積分時定数、ｓはラプラス演算子である。
【００２５】
【数９】
0003807956.tif 000010
【００２６】
フィルタ３７の出力値Ｗｒ１は、搬送波のキャリア周波数成分などの脈動成分を除去した値となる。
次に、滑り周波数ωｓとロータ回転周波数推定値Ｗｒ１とを出力周波数演算手段３８で加算して、ＶＶＶＦインバータ２１の出力周波数ωｉとする。この出力周波数ωｉは位相演算手段３９で積分されて位相θａｂが出力される。この位相θａｂは静止座標系のａ軸から回転座標系ｄ軸までの回転位相角θａｂである。
電圧ベクトル制御演算手段２７では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、ｄ軸電流とｑ軸電流と、出力周波数ωｉとを入力として式（１５）により、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを演算する。式（１５）において、Ｒ１は１次抵抗、Ｌ１は１次インダクタンス、σは漏れインダクタンス（＝１−（Ｍ×Ｍ／Ｌ１／Ｌ２））、ωｉはインバータ出力周波数、Ｋｐは電流制御比例ゲイン、Ｋｉは電流制御積分ゲイン、ｓはラプラス演算子である。
【００２７】
【数１０】
0003807956.tif 000011
【００２８】
ゲート制御手段４０においては、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊位相角θabとに基づいて、ゲート信号を作成する。
以上のように、フィルタ３７を通して搬送波のキャリア周波数成分等の脈動成分を除去することにより、誘導電動機電流のリプル成分の影響を除去することができので、搬送波のキャリア周波数を高く設定する必要がなくなるため、電気車制御装置の冷却性能の低下を防止することができる。
上記実施形態１において、直流電気車におけるベクトル制御について説明したが、交流電気車に適用しても同様の効果を期待することができる。
また、実施の形態１において、フイルタ３７によりロータ回転周波数推定器３６の出力である推定値Ｗｒ０に含む搬送波のキャリア周波数成分（脈動成分）を除去するために式（１４）により演算するものについて説明したが、式（１６）により演算することもできる。
【００２９】
【数１１】
0003807956.tif 000012
【００３０】
実施の形態２．
図３は実施の形態２の構成を示すブロック図、及び図４は図３の要部を示すブロック図である。図３及び図４において、１８〜２７，２９〜３３，３５〜４０は実施の形態１のものと同様のものである。４１はロータ回転周波数演算手段で、出力周波数ωｉと、磁束指令Φ＊と、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とに基づいて、ロータ回転周波数推定値Ｗｒ０を演算する。なお、ロータ回転周波数演算手段４１は、誘導電動機モデル部２９と、積分器３０と、２次磁束推定補正部３１と、加算器３２と、モータ電流推定部３３と、ロータ回転周波数推定調整器３５と、ロータ回転周波数推定器３６と、ｄ軸用一次フイルタ４２、ｑ軸用一次フイルタ４３と、減算器４４とから構成されている。
【００３１】
次に、動作について説明する。図３及び図４において、式（１）〜（９），（１２），（１３），（１５）は実施の形態１と同様の演算式である。まず、電流検出器２３で誘導電動機２２に流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出して、座標変換器２４に入力する。座標変換器２４は誘導電動機２２の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを磁束軸に一致した軸をｄ軸とし，このｄ軸に直交する軸（トルク軸）をｑ軸とするｄｑ軸回転座標系の２軸に変換して、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑを演算する。
一方、電流指令値演算手段２５は、磁束指令Φ＊とトルク指令Ｔｍ＊とに基づいて、トルク軸電流指令であるｑ軸電流指令Ｉｑ＊と磁束軸電流指令であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊とを式（１）により演算する。
滑り周波数演算手段２６においては、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊とに基づいて、与えるべき滑り周波数ωｓを式（２）により演算する。
ロータ回転周波数演算手段２８の誘導電動機モデル部２９においては、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、出力周波数ωｉと、電流誤差ベクトルｅｉｄ，ｅｉｑと、１次，２次の磁束であるｐｄｓ，ｐｑｓ，ｐｄｒ１，ｐｑｒを状態変数として、式（３）により演算する。
【００３２】
誘導電動機モデル部２９の出力であるｄｐｄｓ，ｄｐｑｓ，ｄｐｄｒ，ｄｐｑｒを積分器３０で積分することによって、式（４）に示すように１次及び２次の磁束を推定することができる。
２次磁束推定補正部３１においては、磁束指令Φ＊に一致した２次磁束がｄ軸に立ち上がった状態において、その動作点近傍での安定動作を保証するものである。２次磁束推定補正部３１は、誘導電動機２２が惰行状態から、さらに加速する力行状態もしくは減速するための回生状態になっても、再起動の際の動作点への引き込みを容易にし、安定かつ確実な再起動動作を行うことができるように推定２次側のｄ軸の磁束を磁束指令Φ＊と一致した立ち上げを行うものである。
２次磁束推定補正部３１の具体的な演算方法は、式（５）及び式（６）で与えられる。
【００３３】
２次磁束推定補正部３１の出力ｐｄｒ０と積分器３０の出力ｐｄｒとを、式（７）のように加算器３２によって加算する。
磁束指令Φ＊に一致した磁束がｄ軸に立ち上がった通常の動作点近傍においては、磁束指令Φ＊と推定２次磁束ｐｄｒが一致して、偏差であるＰｐｄｒは零となるため、式（８）が成立する。
モータ電流推定部３３においては、推定１次及び２次磁束ｐｄｓ，ｐｑｓ，ｐｄｒ１，ｐｑｒが入力され、式（９）により誘導電動機電流の推定値ｉｄｓ０，ｉｑｓ０が演算される。
ここで、一次フイルタ４２，４３において、搬送波のキャリア周波数成分等の脈動成分を式（１７），（１８）により除去してＩｄ１，Ｉｑ１を出力する。式（１７），（１８）において、ｋｐｄ，ｋｑｄは一次フイルタゲイン、Ｔｐｉｄ，Ｔｐｉｑは一次フイルタ時定数である。
【００３４】
【数１２】
0003807956.tif 000013
【００３５】
次に、減算器４４においては、電流誤差ベクトルｅｉｄ，ｅｉｑが式（１９），（２０）により演算される。
ｅｉｄ＝ｉｄｓ０−Ｉｄ１                ・・・（１９）
ｅｉｑ＝ｉｑｓ０−Ｉｑ１                ・・・（２０）
さらに、ロータ回転周波数推定調整器３５においては、電流誤差ベクトルｅｉｄ，ｅｉｑ、推定２次磁束ｐｄｒ１，ｐｑｒを入力として、式（１２）により演算される。
ロータ回転周波数推定器３６においては、ロータ回転周波数推定調整器３５の出力ＰＷｒ０を入力として、ロータ周波数推定値Ｗｒ０を式（１３）により演算する。
【００３６】
次に、滑り周波数ωｓとロータ回転周波数推定値Ｗｒ０とを加算器３８で加算して、ＶＶＶＦインバータ２１の出力周波数ωｉとする。この出力周波数ωｉは積分器３９で積分されて位相θａｂが出力される。この位相θａｂは静止座標系のａ軸から回転座標系ｄ軸までの回転位相角θａｂである。
電圧ベクトル制御演算手段２７では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、ｄ軸電流とｑ軸電流と、出力周波数ωｉとを入力として式（１５）により、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを演算する。
ゲート制御手段４０においては、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊位相角θabとに基づいて、ゲート信号を作成する。
以上のように、ロータ回転周波数演算手段４１に入力されたｄ軸電流及びｑ軸電流から脈動成分を除去する一次フィルタ４２，４３を設けたことにより、誘導電動機電流のリプル成分の影響を除去することができので、搬送波のキャリア周波数を高く設定する必要がなくなるため、電気車制御装置の冷却性能の低下を防止することができる。
【００３７】
【発明の効果】
この発明によれば、ロータ回転周波数推定値からフィルタを通して脈動成分を除去することにより、誘導電動機電流のリプル成分の影響を除去することができるので、搬送波のキャリア周波数を高く設定する必要がなくなるため、電気車制御装置の冷却性能の低下を防止することができる。
さらに、ロータ回転周波数演算手段に入力されたｄ軸電流及びｑ軸電流から脈動成分を除去する一次フィルタを設けたことにより、誘導電動機電流のリプル成分の影響を除去することができので、搬送波のキャリア周波数を高く設定する必要がなくなるため、電気車制御装置の冷却性能の低下を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の実施の形態１の構成を示すブロック図である。
【図２】  図１の要部を示すブロック図である。
【図３】  この発明の実施の形態２の構成を示すブロック図である。
【図４】  図３の要部を示すブロック図である。
【図５】  従来のベクトル制御による電気車制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
２１  ＶＶＶＦインバータ、２２  誘導電動機、２４  座標変換器、
２５  電流指令値演算手段、２６  滑り周波数演算手段、
２７  電圧ベクトル演算手段、２８  ロータ回転周波数演算手段、
３７  フイルタ、３８  出力周波数演算手段、３９  位相演算手段、
４０  ゲート制御手段、４２，４３  一次フイルタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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