(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
既知信号と、データ信号と、を所定の変調方式により変調して得られる送信信号が伝送された結果を受信して、これを受信信号として出力する受信部と、
伝送路特性を推定する推定部と、
前記受信信号の前記データ信号に相当する部分であって未だ補償されていない部分を、前記伝送路特性の既に推定されている部分により、補償して、これを補償済データ信号として出力する補償部と、
前記補償済データ信号を復調して、これを復調済データ信号として出力する復調部と、
前記復調済データ信号を当該所定の変調方式により変調して、これを変調済データ信号として出力する変調部と、
を備える受信装置であって、
前記推定部は、
（ａ）以下の結果（ｘ）（ｙ）から、振幅位相比の時系列
G-1(1)，G-1(2)，G-1(3)，…
を求め、
（ｘ）前記受信信号の前記既知信号に相当する部分で、前記既知信号を変調して得られる結果を、複素除算した結果。
（ｙ）前記受信信号の前記データ信号に相当する部分で、前記変調済データ信号の前記データ信号に相当する部分を、複素除算した結果。
（ｂ）前記振幅位相比の時系列のうちn番目の値G-1(n)と、その前の値G-1(n-p) (1≦p<n；pは整数)と、所定の閾値λと、について、以下の排除条件
|G-1(n)|/|G-1(n-p)| > λ
が成立する場合、当該値G-1(n)をその前の値G-1(n-q) (1≦q<n；qは整数)に置き換え、
（ｃ）当該振幅位相比の時系列のn番目と、所定の正整数Nと、に対して、振幅位相比の時系列の区間
G-1(n-N+1)，…，G-1(n-2)，G-1(n-1)，G-1(n)
(ただし m≦0 の場合 G-1(m) = G-1(1)) 
の平均値をH-1(n)とすることにより、振幅位相逆変動推定値の時系列
H-1(1)，H-1(2)，H-1(3)，…
を求めて、
（ｄ）前記振幅位相逆変動推定値の時系列
H-1(1)，H-1(2)，H-1(3)，…
を、推定された伝送路特性とする
ことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記推定部は、前記振幅位相比の時系列の区間の平均値にかえて、所定の忘却係数μと、以下の式により定義される値νと、
ν=|G-1(n)|/|G-1(n-p)|
所定の定数a，b  (b>a>0)に対して以下の式により定義される重みtと、
t = -aν + b  (ν≦b/a)；
t = 0  (ν>b/a)
を用いて、
(1-t+tμ)G-1(n-1) + t(1-μ)G-1(n)
をH-1(n)とする
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記推定部は、前記振幅位相比の時系列の区間の平均値にかえて、以下の式により定義される値νと、
ν=|G-1(n)|/|G-1(n-p)|
所定の定数a，b  (b>a>0)に対して以下の式により定義される重みtと、
t = -aν + b  (ν≦b/a)；
t = 0  (ν>b/a)
を用いて、
((N-t)/(N(N-1)))Σi=n-N+1n-1 G-1(i) + (t/N)G-1(n)
をH-1(n)とする
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項４】
前記推定部は、整数nについて前記排除条件が満たされる場合、前記時系列の区間の平均値にかえて、H-1(n-q)をH-1(n)とする
ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項５】
互いに直交する搬送周波数を用いたマルチキャリア伝送方式により、既知信号と、データ信号と、を所定の変調方式により変調して得られる送信信号が伝送された結果を受信して、これを受信信号として出力する受信部と、
前記受信信号を、直並列化ならびに高速フーリエ変換により搬送周波数ごとの受信信号群に分離して、これらを分離済信号群として出力する分離部と、
前記搬送周波数ごとに、伝送路特性を推定する推定部と、
前記受信信号群のそれぞれについて、前記データ信号に相当する部分であって未だ補償されていない部分を、前記伝送路特性の既に推定されている部分により、補償して、これらを補償済データ信号群として出力する補償部と、
前記補償済データ信号群を直並列変換して、これを復元済データ信号として出力する復元部と、
前記復元済データ信号を当該所定の変調方式により変調して、これを変調済データ信号として出力する変調部と、
を備える受信装置であって、
前記推定部は、前記搬送周波数のそれぞれに対して、前記分離済信号群に含まれ、当該搬送周波数fに対応する分離済信号について、
（ａ）以下の結果（ｘ）（ｙ）から、振幅位相比の時系列
G-1(f,1)，G-1(f,2)，G-1(f,3)，…
を求め、
（ｘ）前記分離済信号の前記既知信号に相当する部分で、前記既知信号を変調して得られる結果を、複素除算した結果。
（ｙ）前記分離済信号の前記データ信号に相当する部分で、前記変調済データ信号の前記データ信号に相当する部分を、複素除算した結果。
（ｂ）前記振幅位相比の時系列のうちn番目の値G-1(f,n)と、その前の値G-1(f,n-p) (1≦p<n；pは整数)と、所定の閾値λと、について
|G-1(f,n)|/|G-1(f,n-p)| > λ
が成立する場合、当該値G-1(f,n)をその前の値G-1(f,n-q) (1≦q<n；qは整数)に置き換え、
（ｃ）当該振幅位相比の時系列のn番目と、所定の正整数Nと、に対して、振幅位相比の時系列の区間
G-1(f,n-N+1)，…，G-1(f,n-2)，G-1(f,n-1)，G-1(f,n)
(ただし m≦0 の場合 G-1(f,m) = G-1(f,1)) 
の平均値をH-1(f,n)とすることにより、振幅位相逆変動推定値の時系列
H-1(f,1)，H-1(f,2)，H-1(f,3)，…
を求めて、
（ｄ）前記振幅位相逆変動推定値の時系列
H-1(f,1)，H-1(f,2)，H-1(f,3)，…
を、推定された伝送路特性とする
ことを特徴とする受信装置。
【請求項６】
前記推定部は、前記振幅位相比の時系列の区間の平均値にかえて、所定の忘却係数μと、以下の式により定義される値νと、
ν=|G-1(f,n)|/|G-1(f,n-p)|
所定の定数a，b  (b>a>0)に対して以下の式により定義される重みtと、
t = -aν + b  (ν≦b/a)；
t = 0  (ν>b/a)
を用いて、
(1-t+tμ)G-1(f,n-1) + t(1-μ)G-1(f,n)
をH-1(f,n)とする
ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
【請求項７】
前記推定部は、前記振幅位相比の時系列の区間の平均値にかえて、以下の式により定義される値νと、
ν=|G-1(f,n)|/|G-1(f,n-p)|
所定の定数a，b  (b>a>0)に対して以下の式により定義される重みtと、
t = -aν + b  (ν≦b/a)；
t = 0  (ν>b/a)
を用いて、
((N-t)/(N(N-1)))Σi=n-N+1n-1 G-1(f,i) + (t/N)G-1(f,n)
をH-1(f,n)とする
ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
【請求項８】
前記推定部は、整数nについて前記排除条件が満たされる場合、前記時系列の区間の平均値にかえて、H-1(f,n-q)をH-1(f,n)とする
ことを特徴とする請求項５から７のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項９】
既知信号と、データ信号と、を所定の変調方式により変調して得られる送信信号が伝送された結果を受信して、これを受信信号として出力する受信工程と、
伝送路特性を推定する推定工程と、
前記受信信号の前記データ信号に相当する部分であって未だ補償されていない部分を、前記伝送路特性の既に推定されている部分により、補償して、これを補償済データ信号として出力する補償工程と、
前記補償済データ信号を復調して、これを復調済データ信号として出力する復調工程と、
前記復調済データ信号を当該所定の変調方式により変調して、これを変調済データ信号として出力する変調工程と、
を備える受信方法であって、
前記推定工程では、
（ａ）以下の結果（ｘ）（ｙ）から、振幅位相比の時系列
G-1(1)，G-1(2)，G-1(3)，…
を求め、
（ｘ）前記受信信号の前記既知信号に相当する部分で、前記既知信号を変調して得られる結果を、複素除算した結果。
（ｙ）前記受信信号の前記データ信号に相当する部分で、前記変調済データ信号の前記データ信号に相当する部分を、複素除算した結果。
（ｂ）前記振幅位相比の時系列のうちn番目の値G-1(n)と、その前の値G-1(n-p) (1≦p<n；pは整数)と、所定の閾値λと、について、以下の排除条件
|G-1(n)|/|G-1(n-p)| > λ
が成立する場合、当該値G-1(n)をその前の値G-1(n-q) (1≦q<n；qは整数)に置き換え、
（ｃ）当該振幅位相比の時系列のn番目と、所定の正整数Nと、に対して、振幅位相比の時系列の区間
G-1(n-N+1)，…，G-1(n-2)，G-1(n-1)，G-1(n)
(ただし m≦0 の場合 G-1(m) = G-1(1)) 
の平均値をH-1(n)とすることにより、振幅位相逆変動推定値の時系列
H-1(1)，H-1(2)，H-1(3)，…
を求めて、
（ｄ）前記振幅位相逆変動推定値の時系列
H-1(1)，H-1(2)，H-1(3)，…
を、推定された伝送路特性とする
ことを特徴とする受信方法。
【請求項１０】
前記推定工程では、前記振幅位相比の時系列の区間の平均値にかえて、所定の忘却係数μと、以下の式により定義される値νと、
ν=|G-1(n)|/|G-1(n-p)|
所定の定数a，b  (b>a>0)に対して以下の式により定義される重みtと、
t = -aν + b  (ν≦b/a)；
t = 0  (ν>b/a)
を用いて、
(1-t+tμ)G-1(n-1) + t(1-μ)G-1(n)
をH-1(n)とする
ことを特徴とする請求項９に記載の受信方法。
【請求項１１】
前記推定工程では、前記振幅位相比の時系列の区間の平均値にかえて、以下の式により定義される値νと、
ν=|G-1(n)|/|G-1(n-p)|
所定の定数a，b  (b>a>0)に対して以下の式により定義される重みtと、
t = -aν + b  (ν≦b/a)；
t = 0  (ν>b/a)
を用いて、
((N-t)/(N(N-1)))Σi=n-N+1n-1 G-1(i) + (t/N)G-1(n)
をH-1(n)とする
ことを特徴とする請求項９に記載の受信方法。
【請求項１２】
前記推定工程では、整数nについて前記排除条件が満たされる場合、前記時系列の区間の平均値にかえて、H-1(n-q)をH-1(n)とする
ことを特徴とする請求項９から１１のいずれか１項に記載の受信方法。
【請求項１３】
互いに直交する搬送周波数を用いたマルチキャリア伝送方式により、既知信号と、データ信号と、を所定の変調方式により変調して得られる送信信号が伝送された結果を受信して、これを受信信号として出力する受信工程と、
前記受信信号を、直並列化ならびに高速フーリエ変換により搬送周波数ごとの受信信号群に分離して、これらを分離済信号群として出力する分離工程と、
前記搬送周波数ごとに、伝送路特性を推定する推定工程と、
前記受信信号群のそれぞれについて、前記データ信号に相当する部分であって未だ補償されていない部分を、前記伝送路特性の既に推定されている部分により、補償して、これらを補償済データ信号群として出力する補償工程と、
前記補償済データ信号群を直並列変換して、これを復元済データ信号として出力する復元工程と、
前記復元済データ信号を当該所定の変調方式により変調して、これを変調済データ信号として出力する変調工程と、
を備える受信方法であって、
前記推定工程では、前記搬送周波数のそれぞれに対して、前記分離済信号群に含まれ、当該搬送周波数fに対応する分離済信号について、
（ａ）以下の結果（ｘ）（ｙ）から、振幅位相比の時系列
G-1(f,1)，G-1(f,2)，G-1(f,3)，…
を求め、
（ｘ）前記分離済信号の前記既知信号に相当する部分で、前記既知信号を変調して得られる結果を、複素除算した結果。
（ｙ）前記分離済信号の前記データ信号に相当する部分で、前記変調済データ信号の前記データ信号に相当する部分を、複素除算した結果。
（ｂ）前記振幅位相比の時系列のうちn番目の値G-1(f,n)と、その前の値G-1(f,n-p) (1≦p<n；pは整数)と、所定の閾値λと、について
|G-1(f,n)|/|G-1(f,n-p)| > λ
が成立する場合、当該値G-1(f,n)をその前の値G-1(f,n-q) (1≦q<n；qは整数)に置き換え、
（ｃ）当該振幅位相比の時系列のn番目と、所定の正整数Nと、に対して、振幅位相比の時系列の区間
G-1(f,n-N+1)，…，G-1(f,n-2)，G-1(f,n-1)，G-1(f,n)
(ただし m≦0 の場合 G-1(f,m) = G-1(f,1)) 
の平均値をH-1(f,n)とすることにより、振幅位相逆変動推定値の時系列
H-1(f,1)，H-1(f,2)，H-1(f,3)，…
を求めて、
（ｄ）前記振幅位相逆変動推定値の時系列
H-1(f,1)，H-1(f,2)，H-1(f,3)，…
を、推定された伝送路特性とする
ことを特徴とする受信方法。
【請求項１４】
前記推定工程では、前記振幅位相比の時系列の区間の平均値にかえて、所定の忘却係数μと、以下の式により定義される値νと、
ν=|G-1(f,n)|/|G-1(f,n-p)|
所定の定数a，b  (b>a>0)に対して以下の式により定義される重みtと、
t = -aν + b  (ν≦b/a)；
t = 0  (ν>b/a)
を用いて、
(1-t+tμ)G-1(f,n-1) + t(1-μ)G-1(f,n)
をH-1(f,n)とする
ことを特徴とする請求項１３に記載の受信方法。
【請求項１５】
前記推定工程では、前記振幅位相比の時系列の区間の平均値にかえて、以下の式により定義される値νと、
ν=|G-1(f,n)|/|G-1(f,n-p)|
所定の定数a，b  (b>a>0)に対して以下の式により定義される重みtと、
t = -aν + b  (ν≦b/a)；
t = 0  (ν>b/a)
を用いて、
((N-t)/(N(N-1)))Σi=n-N+1n-1 G-1(f,i) + (t/N)G-1(f,n)
をH-1(f,n)とする
ことを特徴とする請求項１３に記載の受信方法。
【請求項１６】
前記推定工程では、整数nについて前記排除条件が満たされる場合、前記時系列の区間の平均値にかえて、H-1(f,n-q)をH-1(f,n)とする
ことを特徴とする請求項１３から１５のいずれか１項に記載の受信方法。
【請求項１７】
コンピュータ（ＤＳＰ（Digital Signal Processor；ディジタル信号プロセッサ）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、または、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）を含む。）を、請求項１から８のいずれか１項に記載の受信装置として機能させることを特徴とするプログラム。
【請求項１８】
コンピュータ（ＤＳＰ（Digital Signal Processor；ディジタル信号プロセッサ）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、または、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）を含む。）に、請求項９から１６のいずれか１項に記載の受信方法を実行させることを特徴とするプログラム。
【請求項１９】
請求項１７または１８に記載のプログラムを記録したコンピュータ読取可能な情報記録媒体（コンパクトディスク、フレキシブルディスク、ハードディスク、光磁気ディスク、ディジタルビデオディスク、磁気テープ、または、半導体メモリを含む。）。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）パケット通信を高速移動環境下で行う場合に、伝送路特性（振幅位相変動）を適応的に推定するのに好適な、受信装置、受信方法、これらを実現するためのプログラム、ならびに、当該プログラムを記録したコンピュータ読取可能な情報記録媒体に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、インターネット等の急速な普及により、マルチメディア情報等の大容量情報をいつでも、どこでもやり取りできる環境が構築されつつある。これらの大容量情報を、有線ネットワークのみならず、携帯電話、ＰＨＳ（Personal Handyphone System）等を用いた移動体環境においても伝送できるような、モバイルコンピューティングに対する需要も増加している。
【０００３】
このため、有線ネットワークと比べても遜色のない、大容量のマルチメディア情報の伝送ができるようなブロードバンド無線システムについて研究が進められており、世界中で、IEEE 802.11a、ETSI-BRAN、ARIB-MMAC等の標準化が進められ、５ＧＨｚ帯を利用した無線システムが盛んに検討されている。これらのシステムでは、マルチキャリア伝送方式の一つであるＯＦＤＭ伝送方式が採用されており、数十Ｍｂｐｓの伝送速度が実現されている。
【０００４】
ＯＦＤＭ伝送方式においては、送信側では、伝送信号を直並列変換し、高速逆フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transformation；ＩＦＦＴ）して、並直列変換して送信する。受信側では、送信された信号を直並列変換し、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）して、並直列変換して伝送信号を得る。
【０００５】
なお、これらのシステムでは、移動体端末の移動速度は、準静止また静止といった、比較的低速の移動が想定されている。
【０００６】
しかしながら、将来的には自動車などを利用して高速移動をしているユーザに対しても、同様の性能を有する無線システムを提供したいという要望は大きい。特に、高度道路交通システム（Intelligent Transport System；ＩＴＳ）を実現する場合には、このような無線システムの実現が必須である。
【０００７】
ところが、移動体環境において、従来のＯＦＤＭパケット通信をそのまま適用すると、マルチパスフェージングに起因する受信信号の振幅位相変動が発生してしまう。これは、伝送路特性が移動とともに変化することや、ドップラー効果の影響が無視できないことによる。
【０００８】
このため、従来から、インパルス応答で表現した場合に、そのインパルス応答の時系列をＯＦＤＭ伝送のサブキャリア（搬送周波数）ごとに時間方向で平均化を行ったり、忘却係数を用いて加重平均化を行ったり等して、伝送路特性を推定して、受信信号を補償する手法が提案されている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、これらの手法では、周波数選択性フェージングの影響を受けた特定のサブキャリアにおいて、ドップラー周波数が大きく、信号の振幅位相が大きく変動した場合に、適切に伝送路特性を推定することが難しい場合があることがわかっている。
【００１０】
本発明は、以上のような問題を解決するためになされたもので、ＯＦＤＭパケット通信を高速移動環境下で行う場合に、伝送路特性（振幅位相変動）を適応的に推定するのに好適な、受信装置、受信方法、これらを実現するためのプログラム、ならびに、当該プログラムを記録したコンピュータ読取可能な情報記録媒体を提供することを目的とする。
【００１１】
なお、本発明は、高速移動環境下におけるＯＦＤＭパケット通信に好適であるが、静止、もしくは、準静止環境下においても、また、他の伝送方式を採用した場合にも適用することができる。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
以上の目的を達成するため、本発明の原理にしたがって、下記の発明を開示する。
【００１３】
本発明の第１の観点に係る受信装置は、受信部と、推定部と、補償部と、復調部と、変調部と、を備え、以下のように構成する。
【００１４】
すなわち、受信部は、既知信号と、データ信号と、を変調して得られる送信信号が伝送された結果を受信して、これを受信信号として出力する。
【００１５】
一方、推定部は、伝送路特性を推定する。
【００１６】
さらに、補償部は、受信信号のデータ信号に相当する部分であって未だ補償されていない部分を、伝送路特性の既に推定されている部分により、補償して、これを補償済データ信号として出力する。
【００１７】
そして、復調部は、補償済データ信号を復調して、これを復調済データ信号として出力する。
【００１８】
一方、変調部は、復調済データ信号を変調して、これを変調済データ信号として出力する。
【００１９】
ここで、推定部は、以下のように動作する。
【００２０】
まず、受信信号の既知信号に相当する部分と既知信号を変調して得られる結果とを比較し、および、受信信号のデータ信号に相当する部分と変調済データ信号のデータ信号に相当する部分とを比較して、比較結果の時系列を得る。
【００２１】
次に、比較結果の時系列のうち、所定の排除条件を満たす値を当該比較結果の時系列の過去の値に置き換える。
【００２２】
さらに、置き換えた結果の比較結果の時系列を平均化する。
【００２３】
そして、平均化した結果を、推定された伝送路特性とする。
【００２４】
また、本発明の受信装置において、推定部は、以下のように動作するように構成することができる。
【００２５】
まず、以下の結果（ｘ）（ｙ）から、振幅位相比の時系列
G-1(1)，G-1(2)，G-1(3)，…
を求める。
（ｘ）受信信号の既知信号に相当する部分で、既知信号を変調して得られる結果を、複素除算した結果。
（ｙ）受信信号のデータ信号に相当する部分で、変調済データ信号のデータ信号に相当する部分を、複素除算した結果。
【００２６】
次に、振幅位相比の時系列のうちn番目の値G-1(n)と、その前の値G-1(n-p)  (1≦p＜n；pは整数)と、所定の閾値λと、について
|G-1(n)|/|G-1(n-p)| ＞ λ
が成立する場合、当該値G-1(n)をその前の値G-1(n-q)  (1≦q＜n；qは整数)に置き換える。
【００２７】
さらに、当該振幅位相比の時系列のn番目と、所定の正整数Nと、に対して、振幅位相比の時系列の区間
G-1(n-N+1)，…，G-1(n-2)，G-1(n-1)，G-1(n)
(ただし m≦0 の場合 G-1(m) = G-1(1))
の平均値をH-1(n)とすることにより、振幅位相逆変動推定値の時系列
H-1(1)，H-1(2)，H-1(3)，…
を求める。
【００２８】
そして、振幅位相逆変動推定値の時系列
H-1(1)，H-1(2)，H-1(3)，…
を、推定された伝送路特性とする。
【００２９】
本発明の第２の観点に係る受信装置は、受信部と、分離部と、推定部と、補償部と、復元部と、変調部と、を備え、以下のように構成する。
【００３０】
すなわち、受信部は、互いに直交する搬送周波数を用いたマルチキャリア伝送方式により、既知信号と、データ信号と、を変調して得られる送信信号が伝送された結果を受信して、これを受信信号として出力する。
【００３１】
一方、分離部は、受信信号を、直並列化ならびに高速フーリエ変換により搬送周波数ごとの受信信号群に分離して、これらを分離済信号群として出力する。
【００３２】
さらに、推定部は、搬送周波数ごとに、伝送路特性を推定する。
【００３３】
そして、補償部は、受信信号群のそれぞれについて、データ信号に相当する部分であって未だ補償されていない部分を、伝送路特性の既に推定されている部分により、補償して、これらを補償済データ信号群として出力する。
【００３４】
一方、復元部は、補償済データ信号群を直並列変換して、これを復元済データ信号として出力する。
【００３５】
さらに、変調部は、復元済データ信号を変調して、これを変調済データ信号として出力する。
【００３６】
ここで、推定部は、搬送周波数のそれぞれに対して、分離済信号群に含まれ、当該搬送周波数に対応する分離済信号について、以下のように動作する。
【００３７】
まず、分離済信号の既知信号に相当する部分と既知信号を変調して得られる結果とを比較し、および、分離済信号のデータ信号に相当する部分と変調済データ信号のデータ信号に相当する部分とを比較して、比較結果の時系列を得る。
【００３８】
次に、比較結果の時系列のうち、所定の排除条件を満たす値を当該比較結果の時系列の過去の値に置き換える。
【００３９】
さらに、置き換えた結果の比較結果の時系列を平均化する。
【００４０】
そして、平均化した結果を、推定された伝送路特性とする。
【００４１】
また、本発明の受信装置において、推定部は、搬送周波数のそれぞれに対して、分離済信号群に含まれ、当該搬送周波数fに対応する分離済信号について、以下のように動作するように構成することができる。
【００４２】
まず、以下の結果（ｘ）（ｙ）から、振幅位相比の時系列
【００４３】
G-1(f，1)，G-1(f，2)，G-1(f，3)，…
を求める。
（ｘ）分離済信号の既知信号に相当する部分で、既知信号を変調して得られる結果を、複素除算した結果。
（ｙ）分離済信号のデータ信号に相当する部分で、変調済データ信号のデータ信号に相当する部分を、複素除算した結果。
【００４４】
次に、振幅位相比の時系列のうちn番目の値G-1(f，n)と、その前の値G-1(f，n-p)  (1≦p＜n；pは整数)と、所定の閾値λと、について
|G-1(f，n)|/|G-1(f，n-p)| ＞ λ
が成立する場合、当該値G-1(f，n)をその前の値G-1(f，n-q)  (1≦q＜n；qは整数)に置き換える。
【００４５】
さらに、当該振幅位相比の時系列のn番目と、所定の正整数Nと、に対して、振幅位相比の時系列の区間
G-1(f，n-N+1)，…，G-1(f，n-2)，G-1(f，n-1)，G-1(f，n)
(ただし m≦0 の場合 G-1(f，m) = G-1(f，1))
の平均値をH-1(f，n)とすることにより、振幅位相逆変動推定値の時系列
H-1(f，1)，H-1(f，2)，H-1(f，3)，…
を求める。
【００４６】
そして、振幅位相逆変動推定値の時系列
H-1(f，1)，H-1(f，2)，H-1(f，3)，…
を、推定された伝送路特性とする。
【００４７】
本発明の第３の観点に係る受信方法は、受信工程と、推定工程と、補償工程と、復調工程と、変調工程と、を備え、以下のように構成する。
【００４８】
すなわち、受信工程では、既知信号と、データ信号と、を変調して得られる送信信号が伝送された結果を受信して、これを受信信号として出力する。
【００４９】
一方、推定工程では、伝送路特性を推定する。
【００５０】
さらに、補償工程では、受信信号のデータ信号に相当する部分であって未だ補償されていない部分を、伝送路特性の既に推定されている部分により、補償して、これを補償済データ信号として出力する。
【００５１】
そして、復調工程では、補償済データ信号を復調して、これを復調済データ信号として出力する。
【００５２】
一方、変調工程では、復調済データ信号を変調して、これを変調済データ信号として出力する。
【００５３】
ここで、推定工程では、以下の処理を行う。
【００５４】
まず、受信信号の既知信号に相当する部分と既知信号を変調して得られる結果とを比較し、および、受信信号のデータ信号に相当する部分と変調済データ信号のデータ信号に相当する部分とを比較して、比較結果の時系列を得る。
【００５５】
次に、比較結果の時系列のうち、所定の排除条件を満たす値を当該比較結果の時系列の過去の値に置き換える。
【００５６】
さらに、置き換えた結果の比較結果の時系列を平均化する。
【００５７】
そして、平均化した結果を、推定された伝送路特性とする。
【００５８】
ここで、推定工程では、以下の処理を行う。
【００５９】
まず、以下の結果（ｘ）（ｙ）から、振幅位相比の時系列
G-1(1)，G-1(2)，G-1(3)，…
を求める。
（ｘ）受信信号の既知信号に相当する部分で、既知信号を変調して得られる結果を、複素除算した結果。
（ｙ）受信信号のデータ信号に相当する部分で、変調済データ信号のデータ信号に相当する部分を、複素除算した結果。
【００６０】
次に、振幅位相比の時系列のうちn番目の値G-1(n)と、その前の値G-1(n-p)  (1≦p＜n；pは整数)と、所定の閾値λと、について
|G-1(n)|/|G-1(n-p)| ＞ λ
が成立する場合、当該値G-1(n)をその前の値G-1(n-q)  (1≦q＜n；qは整数)に置き換える。
【００６１】
さらに、当該振幅位相比の時系列のn番目と、所定の正整数Nと、に対して、振幅位相比の時系列の区間
G-1(n-N+1)，…，G-1(n-2)，G-1(n-1)，G-1(n)
(ただし m≦0 の場合 G-1(m) = G-1(1))
の平均値をH-1(n)とすることにより、振幅位相逆変動推定値の時系列
H-1(1)，H-1(2)，H-1(3)，…
を求める。
【００６２】
そして、振幅位相逆変動推定値の時系列
H-1(1)，H-1(2)，H-1(3)，…
を、推定された伝送路特性とする。
【００６３】
また、本発明の受信方法は、受信工程と、分離工程と、推定工程と、補償工程と、復元工程と、変調工程と、を備え、以下のように構成する。
【００６４】
すなわち、受信工程では、互いに直交する搬送周波数を用いたマルチキャリア伝送方式により、既知信号と、データ信号と、を変調して得られる送信信号が伝送された結果を受信して、これを受信信号として出力する。
【００６５】
一方、分離工程では、受信信号を、直並列化ならびに高速フーリエ変換により搬送周波数ごとの受信信号群に分離して、これらを分離済信号群として出力する。
【００６６】
さらに、推定工程では、搬送周波数ごとに、伝送路特性を推定する。
【００６７】
そして、補償工程では、受信信号群のそれぞれについて、データ信号に相当する部分であって未だ補償されていない部分を、伝送路特性の既に推定されている部分により、補償して、これらを補償済データ信号群として出力する。
【００６８】
一方、復元工程では、補償済データ信号群を直並列変換して、これを復元済データ信号として出力する。
【００６９】
さらに、変調工程では、復元済データ信号を変調して、これを変調済データ信号として出力する。
【００７０】
ここで、推定工程では、搬送周波数のそれぞれに対して、分離済信号群に含まれ、当該搬送周波数に対応する分離済信号について、以下の処理を行う。
【００７１】
まず、分離済信号の既知信号に相当する部分と既知信号を変調して得られる結果とを比較し、および、分離済信号のデータ信号に相当する部分と変調済データ信号のデータ信号に相当する部分とを比較して、比較結果の時系列を得る。
【００７２】
次に、比較結果の時系列のうち、所定の排除条件を満たす値を当該比較結果の時系列の過去の値に置き換える。
【００７３】
さらに、置き換えた結果の比較結果の時系列を平均化する。
【００７４】
そして、平均化した結果を、推定された伝送路特性とする。
【００７５】
また、本発明の受信方法において、推定工程では、搬送周波数のそれぞれに対して、分離済信号群に含まれ、当該搬送周波数fに対応する分離済信号について、以下の処理を行うように構成することができる。
【００７６】
まず、以下の結果（ｘ）（ｙ）から、振幅位相比の時系列
G-1(f，1)，G-1(f，2)，G-1(f，3)，…
を求める。
（ｘ）分離済信号の既知信号に相当する部分で、既知信号を変調して得られる結果を、複素除算した結果。
（ｙ）分離済信号のデータ信号に相当する部分で、変調済データ信号のデータ信号に相当する部分を、複素除算した結果。
【００７７】
次に、振幅位相比の時系列のうちn番目の値G-1(f，n)と、その前の値G-1(f，n-p)  (1≦p＜n；pは整数)と、所定の閾値λと、について
|G-1(f，n)|/|G-1(f，n-p)| ＞ λ
が成立する場合、当該値G-1(f，n)をその前の値G-1(f，n-q)  (1≦q＜n；qは整数)に置き換える。
【００７８】
さらに、当該振幅位相比の時系列のn番目と、所定の正整数Nと、に対して、振幅位相比の時系列の区間
G-1(f，n-N+1)，…，G-1(f，n-2)，G-1(f，n-1)，G-1(f，n)
(ただし m≦0 の場合 G-1(f，m) = G-1(f，1))
の平均値をH-1(f，n)とすることにより、振幅位相逆変動推定値の時系列
H-1(f，1)，H-1(f，2)，H-1(f，3)，…
を求める。
【００７９】
そして、振幅位相逆変動推定値の時系列
H-1(f，1)，H-1(f，2)，H-1(f，3)，…
を、推定された伝送路特性とする。
【００８０】
なお、本発明の受信装置の推定部、または、本発明の受信方法の推定工程において、排除条件を満たさない比較結果の時系列の値に対応する伝送路特性の時系列の値として、当該伝送路特性の時系列の過去の値を採用して、比較結果の時系列を平均化するように構成することができる。
【００８１】
また、本発明の受信装置の推定部、または、本発明の受信方法の推定工程において、振幅位相比の時系列の区間の平均値にかえて、所定の忘却係数μと、以下の式により定義される値νと、
ν=|G-1(n)|/|G-1(n-p)|
所定の定数a，b  (b＞a＞0)に対して以下の式により定義される重みtと、
t = -aν + b  (ν≦b/a)；
t = 0  (ν＞b/a)
を用いて、
(1-t+tμ)G-1(n-1) + t(1-μ)G-1(n)
をH-1(n)とするように構成することができる。
【００８２】
また、本発明の受信装置の推定部、または、本発明の受信方法の推定工程において、振幅位相比の時系列の区間の平均値にかえて、以下の式により定義される値νと、
ν=|G-1(n)|/|G-1(n-p)|
所定の定数a，b  (b＞a＞0)に対して以下の式により定義される重みtと、
t = -aν + b  (ν≦b/a)；
t = 0  (ν＞b/a)
を用いて、
((N-t)/(N(N-1)))Σi=n-N+1n-1 G-1(i) + (t/N)G-1(n)
をH-1(n)とするように構成することができる。
【００８３】
また、本発明の受信装置の推定部、または、本発明の受信方法の推定工程において、整数nについて排除条件が満たされる場合、時系列の区間の平均値にかえて、H-1(n-q)をH-1(n)とするように構成することができる。
【００８４】
また、本発明の受信装置の推定部、または、本発明の受信方法の推定工程において、振幅位相比の時系列の区間の平均値にかえて、所定の忘却係数μと、以下の式により定義される値νと、
ν=|G-1(f，n)|/|G-1(f，n-p)|
所定の定数a，b  (b＞a＞0)に対して以下の式により定義される重みtと、
t = -aν + b  (ν≦b/a)；
t = 0  (ν＞b/a)
を用いて、
(1-t+tμ)G-1(f，n-1) + t(1-μ)G-1(f，n)
をH-1(f，n)とするように構成することができる。
【００８５】
また、本発明の受信装置の推定部、または、本発明の受信方法の推定工程において、振幅位相比の時系列の区間の平均値にかえて、以下の式により定義される値νと、
ν=|G-1(f，n)|/|G-1(f，n-p)|
所定の定数a，b  (b＞a＞0)に対して以下の式により定義される重みtと、
t = -aν + b  (ν≦b/a)；
t = 0  (ν＞b/a)
を用いて、
((N-t)/(N(N-1)))Σi=n-N+1n-1 G-1(f，i) + (t/N)G-1(f，n)
をH-1(f，n)とするように構成することができる。
【００８６】
また、本発明の受信装置の推定部、または、本発明の受信方法の推定工程において、整数nについて排除条件が満たされる場合、時系列の区間の平均値にかえて、H-1(f，n-q)をH-1(f，n)とするように構成することができる。
【００８７】
本発明の第４の観点に係るプログラムは、コンピュータ（ＤＳＰ（Digital Signal Processor；ディジタル信号プロセッサ）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、または、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）を含む。）を、上記受信装置として機能させ、もしくは、コンピュータに上記受信方法を実行させるように構成する。
【００８８】
本発明の第５の観点に係るコンピュータ読取可能な情報記録媒体は、上記プログラムを記録するように構成する。当該情報記録媒体は、コンパクトディスク、フロッピーディスク、ハードディスク、光磁気ディスク、ディジタルビデオディスク、磁気テープ、または、半導体メモリを含む。
【００８９】
記憶装置、計算装置、出力装置などを備える情報処理装置（汎用コンピュータ、ゲーム装置、携帯情報端末、移動体電話、ＤＳＰ（Digital Signal Processor；ディジタル信号プロセッサ）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）など）で、本発明のプログラムを、実行することにより、上記の受信装置、および、受信方法を実現することができる。
【００９０】
また、情報処理装置とは独立して、本発明のプログラムを記録した情報記録媒体を配布、販売することができる。
【００９１】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の一実施形態を説明する。なお、以下に説明する実施形態は説明のためのものであり、本発明の範囲を制限するものではない。したがって、当業者であればこれらの各要素もしくは全要素をこれと均等なものに置換した実施形態を採用することが可能であるが、これらの実施形態も本発明の範囲に含まれる。
【００９２】
なお、理解を容易にするため、以下では、ＯＦＤＭパケット通信を例にあげて説明するが、ほかの通信方式においても、本発明の手法を適用することができ、そのような実施形態も本発明の範囲に含まれる。また、本願の図では、ＩチャネルとＱチャネルを、適宜、２本の線で別々に表現したり、１本の線に合わせて表現することがある。
【００９３】
（実施の形態）
図１は、本発明の実施形態の一つにおいて利用するＯＦＤＭパケットのフレームフォーマットである。以下、本図を参照して説明する。
【００９４】
フレーム（バースト）１０１は、プリアンブルドメイン（preamble domain）１０２とデータドメイン（data domain）１０３とからなる。
【００９５】
プリアンブルドメイン１０２には、既知シンボルCEが２つと、これらのためのガードインターバルGIceが１つ含まれている。
【００９６】
既知シンボルCEの数はさらに増やしてもよい。CEが複数ある場合は、これらの受信シンボルの平均を使って伝送路推定を行う。
【００９７】
データドメイン１０３には、伝送したいデータ（data1，…，dataL）が複数と、これらのそれぞれを区切るためのガードインターバルGIがL個含まれている。
【００９８】
なお、IEEE 802.11a規格では、複数の変調方式および符号化率を用いて伝送することが可能であるため、符号化率１／２で符号化され、BPSKで変調されたＯＦＤＭシンボル「SIGNAL」をCEのあとに配置する。SIGNALを用いて、フレーム１０１のデータドメイン１０３で用いた変調方式および符号化率を、受信側に通知する。
【００９９】
受信側では、最初のＯＦＤＭシンボル（SIGNALに相当する）をCEで補正し、その復調結果から変調方式や符号化率を判定する。これにより、送信側で用いた変調方式・符号化率を知ることができる。
【０１００】
この変調方式・符号化率の通知を行う実施形態についても、本発明を適用することができ、その場合も、本発明の範囲に含まれる。なお、変調方式の通知や、その情報の受信側における利用については、理解を容易にするため、本図や以下では説明を適宜省略する。
【０１０１】
図２は、このフレームフォーマットを受信した場合の、本実施形態の受信装置がどのように動作するかを示す説明図である。以下、本図を参照して説明する。
【０１０２】
図２上方には、フレーム１０１が図示されているが、理解を容易にするため、ガードインターバルGIceおよびGIは図示を省略している。また、ここでは、ＯＦＤＭパケット通信のk番目のサブキャリアfkについて考える。
【０１０３】
まず、受信装置のチャネル評価器２０１は、このパケットのフレーム１０１のプリアンブルドメイン１０２の既知シンボルCE２つから、この時点の振幅位相比G-1(fk，1)求める。なお、振幅位相逆変動推定値H-1(fk，1) = G-1(fk，1)である。
【０１０４】
次に、補償器２０２は、振幅位相逆変動推定値H-1(fk，1)を用いて、ＦＦＴ後の当該サブキャリアのシンボルdata1を補償する。
【０１０５】
さらに、デモジュレータ２０３は、他のサブキャリアと合わせて復調（復元）を行って、送信されたデータのうち、data1に相当する部分を出力信号として得る。
【０１０６】
次に、レプリカ生成器２０４は、復元されたdata1を、送信装置と同じように変調して、ＩＦＦＴ前の送信シンボルのレプリカを得る。
【０１０７】
なお、受信装置２０１では、フレーム１０１中でSIGNALを用いた場合、CEにより補正・補償された最初のＯＦＤＭシンボルで送信側で利用した変調方式および符号化率（「RATE」と呼ばれる。）を取得する。この場合、レプリカ生成器２０４は、RATEを取得して、その変調方式で送信シンボルのレプリカを得ることになる。
【０１０８】
さらに、チャネル評価器２０１は、この送信シンボルのレプリカを、ＦＦＴ後のシンボルdata1で、複素除算して、振幅位相比G-1(fk，2)を求める。
【０１０９】
以下、正整数nについての数学的帰納法の記法にしたがって説明する。
【０１１０】
検出器２０５は、振幅位相比G-1(fk，n)が求められたら、これと直前に得られた振幅位相比G-1(fk，n-1)と、を比較して、以下の条件が満たされるかどうかを調べる。ここで、λは所定の定数である。
|G-1(fk，n)|/|G-1(fk，n-1)| ＞ λ
【０１１１】
これが満たされる場合とは、瞬時的にこのサブキャリアにおける振幅位相比が劣化しており、補償に用いるべきでない場合である。そこで、これが満たされる場合は、今得られたG-1(fk，n)を捨て、そのかわりにG-1(fk，n)の値として直前の値G-1(fk，n-1)を用いる。
【０１１２】
さらに、平均器２０６は、零以下の整数mについては、G-1(fk，m) = G-1(fk，1)と考えることとして、N個分の振幅位相比の区間
G-1(fk，n-N+1)，…，G-1(fk，n-2)，G-1(fk，n-1)，G-1(fk，n)
の平均を振幅位相変動推定値H-1(fk，n)とする。すなわち、
H-1(fk，n) = (1/N)×Σi=n-N+1n G-1(fk，i)
である。
【０１１３】
そして、補償器２０２は、この振幅位相変動推定値H-1(fk，n)を用いて、ＦＦＴ後の当該サブキャリアのシンボルdatanを補償する。
【０１１４】
さらに、デモジュレータ２０３は、他のサブキャリアと合わせて復調（復元）を行い、送信されたデータのうち、datanに相当する部分を出力信号として得る。
【０１１５】
次に、レプリカ生成器２０４は、復元されたdatanを、送信装置と同じように変調して、ＩＦＦＴ前の送信シンボルのレプリカを得る。
【０１１６】
ついで、チャネル評価器２０１は、この送信シンボルのレプリカを、ＦＦＴ後のシンボルdatanで、複素除算して、振幅位相比G-1(fk，n+1)を求める。
【０１１７】
以下、データdata1，…，dataLがすべて復元されるまでこれを繰り返す。
【０１１８】
このようにして、本手法では、高速フェージング環境下で瞬時的に劣化したサブチャネルに対しても、適応的に振幅位相逆変動値を推定して、適切に信号を補償することができる。
【０１１９】
上記の説明では、nは各シンボルが何番目かに対応するものとしている。すなわち、１シンボルごとに、振幅位相逆変動値を推定しているが、複数シンボルおきに推定を行うことにより、消費電力を抑制する手法を採用することもでき、そのような実施形態も本発明の範囲に含まれる。
【０１２０】
（送信装置）
以下、本実施形態の受信装置と対になって用いられる送信装置について、まず説明する。図３は、当該送信装置の概要構成を示す模式図である。図に示す送信装置は、IEEE 802.11a、ARIB-MMACで採用されているものに対応するが、これ以外の種々の構成の送信装置を本発明の受信装置と対にして用いることができる。
【０１２１】
送信装置３０１は、入力を受け付けたデータ信号を、エンコーダ３０２で、パケット単位で畳み込み符号化して、誤り訂正にそなえる。
【０１２２】
さらに、インターリーバ３０３でインターリーブして、符号系列の順番を入れかえて、データをスクランブル化する。
【０１２３】
そして、ＱＡＭマッパ３０４は、スクランブル化されたデータを、１６ＱＡＭ値にマッピングする。
【０１２４】
さらに、直並列変換器３０５は、これをサブチャネル信号に直並列変換する。
【０１２５】
このほか、パイロット信号生成器３０６が生成したパイロット信号もサブチャネル信号に含まれる。
【０１２６】
逆フーリエ変換器３０７は、これらのサブチャネル信号を逆フーリエ変換して、並直列変換器３０８により、並直列変換を行ってＯＦＤＭベースバンド信号に変換する。
【０１２７】
さらに、GI挿入器３０９は、ガードインターバルを挿入して、符号間干渉を軽減してマルチパス経路に対する耐性を向上させる。
【０１２８】
送信装置３０１で用いるガードインターバルは、図１矢印に示すように送出する各シンボルの最後の部分を一定時間だけそのままコピーしたものである。
【０１２９】
さらに、CE挿入器３１０は、これにより作られたバーストの先頭にCEシンボルを挿入し、D/A変換器３１１は、データ信号をアナログ信号に変換して、直交デモジュレータ３１２は、直交変換を行い、アップコンバータ３１３がＲＦ帯に周波数変換を行って、アンテナ３１４から信号を送信する。
【０１３０】
（受信装置）
図４は、本実施形態の受信装置の概要構成を示す模式図である。以下、本図を参照して説明する。
【０１３１】
受信装置４０１は、送信されて伝搬路によりマルチパスなどの影響を受けた結果の信号を、アンテナ４０２において受信し、ベースバンドフィルタ４０３で必要な帯域のみを選択し、ダウンコンバータ４０４でＯＦＤＭベースバンド信号に周波数変換する。
【０１３２】
ＯＦＤＭベースバンド信号は、直交デモジュレータ４０５によりＩチャネルとＱチャネルに分離され、Ａ／Ｄ変換器４０６により、ディジタル信号に変換される。
【０１３３】
さらに、GI除去器４０７は、ディジタル信号からガードインターバルを除去し、直並列変換器４０８により、シンボル毎に直並列変換を行い、フーリエ変換器４０９により、高速フーリエ変換を行って、各サブキャリアをＱＡＭ値に戻す。
【０１３４】
なお、ここで得られるＱＡＭ値は、伝送路特性の影響を受けているため、正確なディジタル値とはなっていない。
【０１３５】
チャネル評価器２０１は、まず、プリアンブルドメイン１０２に含まれる２つの既知データCEに対応して得られた伝送の影響を受けた後のＱＡＭ値の平均値で、もとの既知データ４１０のＱＡＭ値を複素除算して、位相振幅比G-1(fk，1)を求める。
【０１３６】
検出器２０５、平均化器２０６は、この段階では、求めた位相振幅比G-1(fk，1)をそのまま位相振幅逆変動推定値H-1(fk，1)として補償器２０２に渡し、データドメインの最初のデータシンボルdata1の補償を行う。
【０１３７】
さらに、パイロット除去器４１１は、補償されたデータシンボルからパイロットシンボルを除去した後、並直列変換器４１３でこれを並直列変換して、ＱＡＭ検出器４１４で軟判定処理を行って、デインターリーバ４１５、誤り訂正器４１６によりインターリーブおよび畳み込み符号化の逆変換を行って、伝送された信号を復元する。
【０１３８】
さらに、復元された信号は、レプリカ生成器２０４に渡され、レプリカ生成器２０４では、送信装置３０１と同じように、エンコーダ３０２により畳み込み符号化を、インターリーバ３０３によりインターリーブを、ＱＡＭマッパ３０４により１６ＱＡＭ値へのマッピングを、それぞれ行う。そして、パイロット挿入器４１２により、パイロット信号を挿入して、逆フーリエ変換前の送信シンボルのレプリカを作成する。
【０１３９】
以降は、チャネル評価器２０１でレプリカとフーリエ変換後の受信シンボルとを複素除算して位相振幅比G-1(fk，n)を求め、受信シンボルが劣化している場合は、検出器２０５で位相振幅比G-1(fk，n)の代りに直前のG-1(fk，n-1)を用いることとする。
【０１４０】
さらに、平均器２０６で、最近N個分の位相振幅比G-1(fk，n-N+1)，…，G-1(fk，n-2)，G-1(fk，n-1)，G-1(fk，n)を平均して、これを位相振幅逆変動推定値H-1(fk，n)とし、補償器２０２に渡す。
【０１４１】
補償器２０２は、位相振幅逆変動推定値H-1(fk，n)でdatanを補償する。
【０１４２】
以下、この処理をフレームが終わるまで繰り返す。
【０１４３】
このようにして、高速移動環境下のＯＦＤＭパケット通信においても、適切に伝送路特性を推定して、データの補償を行うことができる。
【０１４４】
なお、送信装置３０１においては、エンコーダ３０２として畳み込み（Convolutional）エンコーダを、受信装置４０１においては、エンコーダ３０２としてViterbiエンコーダを、それぞれ用いることができる。
【０１４５】
（実験結果）
本発明の手法を用いてＯＦＤＭパケット通信を行う場合の性能を計算機シミュレーションにより判定した結果を以下に説明する。
【０１４６】
パラメータは、以下の通りである。
・変調方式は、１６ＱＡＭ−ＯＦＤＭ。
・サブキャリアの数は、５２個。そのうちパイロット信号は４個。
・サブキャリア周波数の間隙（spacing）は、０.３１２５ＭＨｚ。
・ＯＦＤＭバンド幅は、１６.５６２５ＭＨｚ。
・ＦＦＴのサイズは、６４。
・シンボル幅は、４μｓ。
・ガードインターバルは、８００ｎｓ。
・１パケット内のＣＥシンボルの数は、２つ。
・インターリーブの大きさは、１６×１２ビット。
・シンボル平均化のための整数N = 8。
・閾値λ = 5。
・誤り訂正符号化の手法は、Convolutional code/soft detection Viterbi (R=1/2，K=7)。
・伝送路モデルは、遅延拡がりが１５０ｎｓのＢＲＡＮモデル。
【０１４７】
図５は、高速フェージング環境下にて本発明を適用した場合のＰＥＲ（Packet Error Rate）特性を示すグラフである。ここでは、周波数帯として５ＧＨｚ帯を使用し、最大ドップラー周波数fdを５００Ｈｚとしてシミュレーションを行った。なお、これは、時速１００ｋｍ程度の走行に相当する。
【０１４８】
本図では、パケット内のデータ部におけるＯＦＤＭ情報シンボル数を１００個としたときに本発明の手法を用いた場合（図中白丸）、検出器２０５を用いずに平均化のみを行った場合（図中黒三角）のほか、ＯＦＤＭ情報シンボル数を４個としたときにCEシンボルのみで振幅位相変動を補償する場合（図中白三角）、それぞれの特性を示している。
【０１４９】
ＯＦＤＭ情報シンボル数を４個としたときにCEシンボルのみで振幅位相変動を補償する場合は、パケット長が短いため、パケット内のフェージング変動が小さいことから、良好な特性を示しているように見えるが、フェージング変動が高速になるほどCEシンボルにおける推定精度が低下するため、Eb/N0が大きい領域ではエラーフロアを起こしている。
【０１５０】
次に平均化処理のみを行う方式であるが、CEシンボルのみの補償方式に比べて、フェージング変動に追随することができる。CEシンボルのみの補償方式で推定の誤りが大きい場合であっても、振幅位相逆変動値を時系列で扱うため、エラーフロアを起こさずに伝送ができる。もっとも、高速フェージング環境下では、平均化処理により推定精度が低下するため、パケット長が１００シンボルの場合に、ＰＥＲが10-1〜10-2程度の誤りが起きている。
【０１５１】
最後に本発明の手法を用いた場合であるが、フェージング変動の追随性が良好であり、劣化したサブチャネルを使用しないため高精度の推定ができるので、従来方式に比べて特性が改善している。たとえば、パケット長が１００シンボルの場合でも誤り率は10-2〜10-3程度と低い。
【０１５２】
このように、本手法の有効性が示された。
【０１５３】
図６は、計算機シミュレーションにより、パケット内のデータ部におけるＯＦＤＭ情報シンボル数（パケット長）ndを変更した場合の特性を調べた結果を示すグラフである。以下、本図を参照して説明する。
【０１５４】
なお、IEEE 802.11aフォーマットで16QAM-OFDMを利用した場合、ＭＡＣ層から受け取るパラメータ等の問題から、パケット長ndは最大３００シンボル程度となる。
【０１５５】
本図では、本発明の手法（白三角）と、平均化のみを行う手法（白丸）とについて、パケット長ndとＰＥＲの関係が示されている。また、最大ドップラー周波数fdは５００Ｈｚ、Eb/N0は１８ｄＢで固定とした。
【０１５６】
図に示すように、いずれの手法もパケット長ndが大きくなるとＰＥＲも劣化するが、本発明の手法は、平均化のみを行う手法に比べ、特性が良いだけでなく、パケット長が大きくなった場合の特性の劣化も小さい。
【０１５７】
このように、本発明の手法は、従来方式よりもパケット長に対して耐性をもっていることが示された。
【０１５８】
図７は、計算機シミュレーションにより、フェージング変動に対する特性の変化を調べた結果を示すグラフである。以下、本図を参照して説明する。
【０１５９】
本図では、本発明の手法（白三角）と、平均化のみを行う手法（白丸）とについて、最大ドップラー周波数fdとＰＥＲの関係が示されている。なお、Eb/N0は１８ｄＢで固定、ndは１００シンボルとした。
【０１６０】
平均化のみを行う手法の誤り率は、10-2程度となっているが、本発明の手法の誤り率は、それよりもかなり低い。
【０１６１】
本実験では、フェージングの高速な変動に追随するため、平均化するシンボル数Nを比較的小さな値８としているが、平均化のみを行う手法では、低速なフェージング環境下においても劣化したサブチャネルの影響を受けやすい。
【０１６２】
一方、本発明の方式では、劣化したサブチャネルの影響を除去しているため、fdの値に関わらず、特性がはるかに良好であることがわかる。
【０１６３】
このように、本発明の手法は、従来方式よりも、フェージングに対して十分な効果を発揮することがわかる。
【０１６４】
図８は、計算機シミュレーションにより、λとＰＥＲの関係を調べた結果を示すグラフである。
【０１６５】
本図では、最大ドップラー周波数fdが５０Ｈｚの場合（白丸）、３００Ｈｚの場合（白三角）、５００Ｈｚの場合（黒三角）の場合の結果が示されている。なお、Eb/N0は１８ｄＢで固定、ndは１００シンボルとした。
【０１６６】
本図より、λが大くなると、劣化したサブチャネルを検出する頻度が低下するため、特性が劣化していることがわかる。
【０１６７】
逆にλが小さくなると、フェージングの変動を劣化したサブチャネルであると間違えて除去してしまうため、フェージング変動を追随することが困難となり特性が劣化している。
【０１６８】
なお、いずれのfdに対しても、本実験のシステムにおいては、λ = 5が最適値であることがわかる。
【０１６９】
（他の実施形態）
排除条件や平均化については、以下のような種々の手法を採用することできる。
【０１７０】
第１は、振幅位相比の時系列のn番目の値とその直前の値を比較するのではなく、n番目の値G-1(fk，n)と、その前の値G-1(fk，n-p)  (1≦p＜n；pは整数)とを比較して、
|G-1(f，n)|/|G-1(f，n-p)| ＞ λ
が成立する場合、当該値G-1(f，n)をその前の値G-1(f，n-q)  (1≦q＜n；qは整数)に置き換える手法である。上記の実施形態は、p = q = 1の場合に相当する。
【０１７１】
第２は、振幅位相比の時系列の区間の平均値ではなく、所定の忘却係数μと、以下の式により定義される値νと、
ν=|G-1(f，n)|/|G-1(f，n-p)|
所定の定数a，b  (b＞a＞0)に対して以下の式により定義される重みtと、
t = -aν + b  (ν≦b/a)；
t = 0  (ν＞b/a)
を用いて、
(1-t+tμ)G-1(f，n-1) + t(1-μ)G-1(f，n)
をH-1(f，n)とする手法である。
【０１７２】
第３は、振幅位相比の時系列の区間の平均値ではなく、以下の式により定義される値νと、
ν=|G-1(f，n)|/|G-1(f，n-p)|
所定の定数a，b  (b＞a＞0)に対して以下の式により定義される重みtと、
t = -aν + b  (ν≦b/a)；
t = 0  (ν＞b/a)
を用いて、
((N-t)/(N(N-1)))Σi=n-N+1n-1 G-1(f，i) + (t/N)G-1(f，n)
をH-1(f，n)とする手法である。
【０１７３】
たとえば、上記の実験でパケット誤り率を最小にすることができるλの値5に相当するものとして、a = 0.25，b = 1.25，b/a = 5とした場合、ν = 5のときはt = 0となるので、
H-1(n) = G-1(n-1)
となる。また、ν = 3のときはt = 0.5となるので、
H-1(n) = 0.5(1+μ)G-1(n-1) + 0.5(1-μ)G-1(n)
となる。
【０１７４】
このように、ν = 5のときはG-1(n)の影響がまったくなくなり、ν = 3のときはG-1(n)の影響をある程度残して平均化することになる。すなわち、tはG-1(n)の平均化処理の影響度に対応するといえる。
【０１７５】
定数a，bは、パケット誤り率を最小にすることができるλの値にb/aが等しくなるように選択することが望ましい。
【０１７６】
これらの平均化の手法では、重みをつけているために、H-1(n)を求める際にG-1(n)の影響が小さくなるという特性を有する。伝送路の環境などに応じて、いずれの態様を採用するかを選択することができる。
【０１７７】
このほか、整数nについて排除条件が満たされる場合、時系列の区間の平均値ではなく、H-1(f，n-q)をそのままH-1(f，n)とする手法が考えられる。
【０１７８】
この手法では、排除条件が満たされる場合の計算量を節約することができる。
【０１７９】
図９は、本発明の他の実施形態に係る受信装置の概要構成を示す模式図である。以下、本図を参照して説明する。なお、図４に示すものと同じ機能を果たす要素には、同じ符号を付してある。
【０１８０】
図９に示す受信機４０１は、ＱＡＭ検出器４１４の出力を復元された信号と考え、これをそのままＱＡＭマッパ３０４に与えることにより、送信機と同様の変調を行う態様である。
【０１８１】
図１０は、本発明の他の実施形態に係る受信装置の概要構成を示す模式図である。以下、本図を参照して説明する。なお、図４、図９に示すものと同じ機能を果たす要素には、同じ符号を付してある。
【０１８２】
図１０に示す受信機４０１の構成は、上記の実施形態と同様であるが、平均化した結果の他の用途にさらに利用する。
【０１８３】
すなわち、平均器２０６によって平均化された結果から、パイロット除去器４１１により、パイロット信号部分を除去する。さらに、直並列変換器４１３により直並列変換を行うと、各周波数fに対して、ある時点nで、
H-1(f，n)
が出力されることになる。そこで、変換器４２１は、この絶対値の逆数を、変調方式の１シンボルあたりの伝送ビット数だけ、これをコピーする。
【０１８４】
本実施形態では、１６ＱＡＭを採用するため４つ（ＱＰＳＫを使った場合は２つ）コピーを作ることになる。すなわち、変換器４２１は、各周波数fに対して、ある時点nで、
|H(f，n)|，|H(f，n)|，|H(f，n)|，|H(f，n)|
を出力する。
【０１８５】
さらに、乗算器４２２は、これをＱＡＭ検出後の信号に掛け合わせる。ＱＡＭ検出器４１４の出力は、補償器２０２による補償はされているものの、どのような伝搬路状況の際のものかわからない。そこで、上記の情報を掛け合わせることによって、これらの情報を付加して、誤り訂正器４１６に信号の信頼度情報を供給することができる。
【０１８６】
本実施形態は、本手法が位相振幅のひずみの推定のみならず、誤り訂正の際にも利用できることを示すものである。
【０１８７】
（周波数方向や時間方向の平均化）
以下では、さらに、周波数方向や時間方向について平均化を行う手法について述べる。
【０１８８】
上記実施態様では、G-1(n)の値を平均化していたが、本実施形態では、|G(n)|の値を、重みをつけて平均化する。
【０１８９】
また、平均化の際には、周波数軸方向の平均化、時間軸方向の平均化、もしくはこれらの組合せを採用することができる。
【０１９０】
また、平均化の際に、加重平均をとるか、単なる平均をとるか、のいずれかを採用することができる。
【０１９１】
図１１は、周波数方向に平均化を行う手法の概要を示すものである。本図に示すように、測定値から直接得られるG(n)には、そもそもノイズが含まれており、伝送路の周波数特性を中心に所定の範囲で分散する傾向がある。そこで、一定区間ごとに加重平均をとることによって、ノイズの影響を抑え、これにより、正確に伝送路の周波数特性を推定する。
【０１９２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＯＦＤＭパケット通信を高速移動環境下で行う場合に、伝送路特性（振幅位相変動）を適応的に推定するのに好適な、受信装置、受信方法、これらを実現するためのプログラム、ならびに、当該プログラムを記録したコンピュータ読取可能な情報記録媒体を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施形態において用いられる既知信号とデータ信号とを含むフレームのフォーマットを示す模式図である。
【図２】  本発明の実施形態の受信装置における位相振幅逆変動値の推定の手法を示す模式図である。
【図３】  本発明の実施形態の受信装置と対になる送信装置の概要構成を示す模式図である。
【図４】  本発明の実施形態の受信装置の概要構成を示す模式図である。
【図５】  本発明の手法を適用した場合と従来手法とを比較する計算機シミュレーションの実験結果を示すグラフである。
【図６】  本発明の手法を適用した場合と従来手法とを比較する計算機シミュレーションの実験結果を示すグラフである。
【図７】  本発明の手法を適用した場合と従来手法とを比較する計算機シミュレーションの実験結果を示すグラフである。
【図８】  本発明の手法において、閾値λによってＰＥＲが変化する様子を計算機シミュレーションにより実験した結果を示すグラフである。
【図９】  本発明の他の実施形態の受信装置の概要構成を示す模式図である。
【図１０】  本発明の他の実施形態の受信装置の概要構成を示す模式図である。
【図１１】  本発明の他の実施形態における周波数特性の平均化の概要を示す説明図である。
【符号の説明】
１０１  フレーム
１０２  プリアンブルドメイン
１０３  データドメイン
２０１  チャネル評価器
２０２  補償器
２０３  デモジュレータ
２０４  レプリカ生成器
２０５  検出器
２０６  平均器
３０１  送信装置
３０２  エンコーダ
３０３  インターリーバ
３０４  ＱＡＭマッパ
３０５  直並列変換器
３０６  パイロット信号生成器
３０７  逆フーリエ変換器
３０８  並直列変換器
３０９  GI挿入器
３１０  CE挿入器
３１１  D/A変換器
３１２  直交デモジュレータ
３１３  アップコンバータ
３１４  アンテナ
４０１  受信装置
４０２  アンテナ
４０３  ベースバンドフィルタ
４０４  ダウンコンバータ
４０５  直交デモジュレータ
４０６  Ａ／Ｄ変換器
４０７  GI削除器
４０８  直並列変換器
４０９  フーリエ変換器
４１０  既知データ
４１１  パイロット除去器
４１２  パイロット挿入器
４１３  並直列変換器
４１４  ＱＡＭ検出器
４１５  デインターリーバ
４１６  誤り訂正器
４２２  乗算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
0003794622.tif 000009
【図９】
0003794622.tif 000010
【図１０】
0003794622.tif 000011
【図１１】
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