(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
振幅検出対象信号を所定のサンプリング時刻でサンプリングすることで得られるＭ個（Ｍは自然数）のサンプル値を要素とする信号ベクトルを生成する信号ベクトル生成手段と、
上記振幅検出対象信号の理想値を上記所定のサンプリング時刻でサンプリングすることで得られるＭ個のサンプル値に対応するＭ個の重み付け係数を並べた係数ベクトルを生成する係数ベクトル生成手段と、
上記信号ベクトルと上記係数ベクトルとの内積を計算し、その計算結果を振幅検出結果として出力する内積演算手段と
を備えることを特徴とする振幅検出器。
【請求項２】
上記Ｍ個の重み付け係数は、上記Ｍ個のサンプル値を規格化したものである
ことを特徴とする請求項１に記載の振幅検出器。
【請求項３】
上記Ｍ個の重み付け係数は、その総和がほぼ０となるようにレベル調整したものである
ことを特徴とする請求項１に記載の振幅検出器。
【請求項４】
上記内積演算手段は、少なくとも１個の乗算器と１個の累加算器とにより構成される
ことを特徴とする請求項１に記載の振幅検出器。
【請求項５】
データ記録領域とは独立した領域に振幅検出用パターンが記録されたディスク状記録媒体を取り扱うディスク装置において、
上記ディスク状記録媒体の上記振幅検出用パターンからの再生信号を上記振幅検出用パターンに同期したクロック信号でサンプリングすることで得られるＭ個（Ｍは自然数）のサンプル値を要素とする信号ベクトルを生成する信号ベクトル生成手段と、
上記振幅検出パターンからの再生信号の理想値を上記クロック信号でサンプリングすることで得られるＭ個のサンプル値に対応するＭ個の重み付け係数を並べた係数ベクトルを生成する係数ベクトル生成手段と、
上記信号ベクトルと上記係数ベクトルとの内積を計算し、その計算結果を振幅検出結果として出力する内積演算手段と
を備えることを特徴とするディスク装置。
【請求項６】
上記Ｍ個の重み付け係数は、上記Ｍ個のサンプル値を規格化したものである
ことを特徴とする請求項５に記載のディスク装置。
【請求項７】
上記Ｍ個の重み付け係数は、その総和がほぼ０となるようにレベル調整したものである
ことを特徴とする請求項５に記載のディスク装置。
【請求項８】
上記内積演算手段は、少なくとも１個の乗算器と１個の累加算器とにより構成される
ことを特徴とする請求項５に記載のディスク装置。
【請求項９】
上記振幅検出用パターンとして、ヘッド位置情報検出用パターンを使用する
ことを特徴とする請求項５に記載のディスク装置。
【請求項１０】
上記振幅検出用パターンとして、上記クロック信号を生成する時刻基準用パターンを使用することを特徴とする請求項５に記載のディスク装置。
【請求項１１】
上記ディスク状記録媒体の再生信号のレベルを調整する可変利得増幅器をさらに備え、
上記可変利得増幅器の利得を上記内積演算手段より出力される振幅検出結果によって制御する
ことを特徴とする請求項５に記載のディスク装置。
【請求項１２】
上記Ｍ個の重み付け係数を並べた係数ベクトルを、上記ディスク状記録媒体の再生位置に応じて変化させる
ことを特徴とする請求項１１に記載のディスク装置。
【請求項１３】
データ記録領域とは独立した領域に振幅検出用パターンを兼用するクロック生成のための時刻基準パターン、または振幅検出用パターンおよび時刻基準パターンが記録されたディスク状記録媒体を取り扱うディスク装置において、
上記ディスク状記録媒体の上記振幅検出用パターンからの再生信号を上記振幅検出用パターンに同期したクロック信号でサンプリングすることで得られるＭ個（Ｍは自然数）のサンプル値を要素とする第１の信号ベクトルを生成する第１の信号ベクトル生成手段と、
上記第１の信号ベクトルとＭ個の重み付け係数を並べた第１の係数ベクトルとの内積を計算し、その計算結果を振幅検出結果として出力する第１の内積演算手段と、
上記ディスク状記録媒体の上記時刻基準パターンからの再生信号を上記クロック信号でサンプリングすることで得られるＮ個（Ｎは自然数）のサンプル値を要素とする第２の信号ベクトルを生成する第２の信号ベクトル生成手段と、
上記第２の信号ベクトルとＮ個の重み付け係数を並べた第２の係数ベクトルとの内積を計算し、その計算結果を位相比較結果として出力する第２の内積演算手段と、
上記位相比較結果が制御信号として供給されることで上記クロック信号を出力する発振手段とを備え、
上記第１および第２の内積演算手段を兼用する
ことを特徴とするディスク装置。
【請求項１４】
上記第１の係数ベクトルを構成する上記Ｍ個の重み付け係数は、上記振幅検出パターンからの再生信号の理想値を上記クロック信号でサンプリングすることで得られるＭ個のサンプル値に対応したものである
ことを特徴とする請求項１３に記載のディスク装置。
【請求項１５】
上記第２の係数ベクトルを構成する上記Ｎ個の重み付け係数は、上記時刻基準パターン信号からの再生信号の理想値を微分した値を上記クロック信号でサンプリングすることで得られるＮ個のサンプル値に対応したものである
ことを特徴とする請求項１３に記載のディスク装置。
【請求項１６】
上記第１の係数ベクトルを構成する上記Ｍ個の重み付け係数の総和をほぼ０とすると共に、上記第２の係数ベクトルを構成する上記Ｎ個の重み付け係数の総和をほぼ０とする
ことを特徴とする請求項１３に記載のディスク装置。
【請求項１７】
上記ディスク状記録媒体の再生信号を上記クロック信号でアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器を有し、
上記第１および第２の信号ベクトル生成手段は、上記Ａ／Ｄ変換器である
ことを特徴とする請求項１３に記載のディスク装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えばサンプルサーボ型磁気ディスク装置等に適用して好適な振幅検出器およびそれを使用したディスク装置に関する。詳しくは、振幅検出対象信号を所定のサンプリング時刻でサンプリングして得たＭ個のサンプル値を要素とする信号ベクトルと、振幅検出対象信号の理想値を上記所定のサンプリング時刻でサンプリングして得たＭ個のサンプル値に対応する重み付け係数を並べた係数ベクトルとの内積を計算して振幅検出結果を得ることによって、振幅検出対象信号より高精度な振幅検出を可能にすると共に、上記Ｍ個の重み付け係数の総和をほぼ０とすることによって、振幅検出対象信号のＤＣ（direct current）変動が振幅検出結果に及ぼす影響を軽減しようとした振幅検出器等に係るものである。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、磁気ディスク装置において、ヘッドの位置決めを行うためには、ヘッド位置を表すサーボ情報の記録再生が必要となる。
【０００３】
サーボ情報の記録形式として、セクターサーボ方式が提案されている（特公平２−３７０２５号公報参照）。セクターサーボ方式では、データ記録再生用トラックを寸断して１周に数１０個所設けられたサーボ領域にサーボ情報の記録が行われる。
【０００４】
このセクターサーボ方式では、サーボ領域内に、トラック中心を基準としてトラック幅方向に１／２トラックピッチだけずらした第１のサーボパターンと、同様に反対方向に１／２トラックピッチだけずらした第２のサーボパターンを記録し、ヘッドは、第１のサーボパターンの再生信号振幅と第２のサーボパターンからの再生信号振幅の差がゼロになるように位置決め制御される。したがって、位置決め制御を安定して行うためには、再生信号振幅を正しく規格化する必要がある。ここで、再生信号振幅は、ヘッド、ディスク、ヘッドアンプなどの温度変化、経時変化、電源電圧変化によって変化する場合がある。そのため、自動利得制御機構によって、サーボパターンの再生信号振幅を検出し、前段の増幅器に帰還して利得調整することが行われている。また、このセクターサーボ方式では、サーボ情報検出にクロック信号を用いるが、そのクロック信号は一つのサーボ領域内部で独自に生成されるものであり、サーボ領域相互には非同期である。
【０００５】
また、サーボ情報の記録形式として、上述したセクターサーボ方式を発展させたサンプルサーボ方式が提案されている。サンプルサーボ方式では、ディスク面上のサーボ領域数を数１００個所に増やし、サーボ情報検出頻度を高めている。また、このサンプルサーボ方式では、全サーボ領域に跨って連続的に同期した高精度なクロック信号を用いて、同期式サーボ情報検出を行うことによって、ヘッド位置検出精度の向上を図り、あるいは短いサーボパターンから従来と同程度の位置検出精度を得ている。後者の場合には、サーボ領域長の短縮を図れるので、サーボ情報検出精度を高めながらも、ディスク面におけるサーボ領域占有面積を、セクターサーボ方式と同等に保つことができる。
【０００６】
このサンプルサーボ方式においても、サーボパターンの再生信号振幅を処理してヘッド位置を検出するものであり、ヘッド位置を正しく検出するためにサーボパターンの再生信号の自動利得制御機構を装備することが望ましい。そのため、振幅検出器でサーボパターン等の再生信号振幅を検出し、前段の増幅器に帰還して利得調整することが行われている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述したセクターサーボ方式およびサンプルサーボ方式のいずれにおいても、増幅器の利得制御を高精度に行うためには、再生信号振幅を高精度に検出する必要がある。特に、サンプルサーボ方式においては、上述したように、ディスク面のサーボ領域占有面積を従来比同等に保つため、磁化反転を数個以下しか含まない短いサーボパターンを用いることが多い。そのため、従来用いられているピークホールド型振幅検出回路では、再生信号振幅を高精度に検出することが困難であった。
【０００８】
また、サンプルサーボ型磁気ディスク装置では、サーボ領域数が多いため、データ記録モードにおいて、データ記録動作からサーボ情報再生動作への切り替え時間が長い場合には、ディスク面上にデータ記録に使えない無駄領域が増加し、ディスク面の有効利用率を低下させるおそれがある。この切り替え時間は、記録／再生動作の切り替えによる磁気ヘッドの温度変化およびヘッドアンプなどの回路内部の状態変化が整定し、再生信号波形のＤＣレベルが整定するのに必要な時間である。
【０００９】
なお、このＤＣレベルの整定完了を待たずに、サーボ領域の再生信号から振幅を検出して自動利得制御を行うと、ＤＣレベルの変動の影響により正しい振幅検出が妨げられ、正しい自動利得制御が行えないおそれがある。この問題は、特にピークホールド型振幅検出回路等を用いて信号振幅を検出する場合に顕著に現れる。
【００１０】
この発明の目的は、振幅検出対象信号より高精度な振幅検出を可能にすることにある。また、この発明の目的は、振幅検出対象信号のＤＣ変動が振幅検出結果に及ぼす影響を軽減することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る振幅検出器は、振幅検出対象信号を所定のサンプリング時刻でサンプリングすることで得られるＭ個（Ｍは自然数）のサンプル値を要素とする信号ベクトルを生成する信号ベクトル生成手段と、振幅検出対象信号の理想値を所定のサンプリング時刻でサンプリングすることで得られるＭ個のサンプル値に対応する重み付け係数を並べた係数ベクトルを生成する係数ベクトル生成手段と、上記信号ベクトルと係数ベクトルとの内積を計算し、その計算結果を振幅検出結果として出力する内積演算手段とを備えるものである。例えば、Ｍ個の重み付け係数の総和はほぼ０とされる。
【００１２】
また、この発明に係るディスク装置は、データ記録領域とは独立した領域に振幅検出用パターンが記録されたディスク状記録媒体を取り扱うディスク装置において、ディスク状記録媒体の振幅検出用パターンからの再生信号を振幅検出用パターンに同期したクロック信号でサンプリングすることで得られるＭ個（Ｍは自然数）のサンプル値を要素とする信号ベクトルを生成する信号ベクトル生成手段と、上記振幅検出パターンからの再生信号の理想値を上記クロック信号でサンプリングすることで得られるＭ個のサンプル値に対応する重み付け係数を並べた係数ベクトルを生成する係数ベクトル生成手段と、上記信号ベクトルと係数ベクトルとの内積を計算し、その計算結果を振幅検出結果として出力する内積演算手段とを備えるものである。また、ディスク状記録媒体の再生信号のレベルを調整する可変利得増幅器をさらに備え、可変利得増幅器の利得を内積演算手段より出力される振幅検出結果によって制御するものである。
【００１３】
この発明において、信号ベクトル生成手段では、振幅検出対象信号が所定のサンプリング時刻においてサンプリングされ、Ｍ個のサンプル値を要素とする信号ベクトルが生成される。例えば、磁気ディスク等の記録媒体上にデータ記録領域とは独立して存在する振幅検出用パターン（クロック生成のための時刻基準用パターンやヘッド位置情報検出用パターン等）の再生信号を、クロック信号に同期してサンプリングすることで、Ｍ個のサンプル値を要素とする信号ベクトルが生成される。
【００１４】
また、係数ベクトル生成手段では、振幅検出対象信号の理想値を所定のサンプリング時刻でサンプリングすることで得られるＭ個のサンプル値に対応する重み付け係数を並べた係数ベクトルが生成される。例えば、重み付け係数は、Ｍ個のサンプル値を信号波形のエネルギーで規格化したものと等しくされ、あるいは、さらにその総和がほぼ０となるようにレベル調整されたものと等しくされる。
【００１５】
そして、内積演算手段では、上述したように振幅検出対象信号をサンプリングすることで得られるＭ個のサンプル値を要素とする信号ベクトルと、Ｍ個の重み付け係数を並べた係数ベクトルとの内積が計算され、その計算結果が振幅検出結果として出力される。この内積演算手段は、例えば１個の乗算器と１個の累加算器とにより構成される。
【００１６】
上述したような信号ベクトルと係数ベクトルとの内積を計算して振幅検出結果を得るものであることから、振幅検出対象信号から高精度な振幅検出が可能となる。また、Ｍ個の重み付け係数の総和をほぼ０とすることによって、振幅検出対象信号のＤＣ変動が振幅検出結果に及ぼす影響が軽減される。
【００１７】
また、ディスク状記録媒体の再生信号は可変利得増幅器によってレベル調整され、データ処理系やサーボ情報処理系等に供給される。この可変利得増幅器の利得は内積演算手段より出力される振幅検出結果によって制御される。そのため、可変利得増幅器の利得は高精度に制御される。
【００１８】
データ記録領域とは独立した領域に振幅検出用パターンが記録されたディスク状記録媒体を取り扱うディスク装置において、データ記録モードでは、データ記録領域からサーボ領域に入るとき、記録／再生動作の切り替えが行われるが、上述したように再生信号のＤＣレベルが整定するために所定の切り替え時間が必要となる。
【００１９】
しかし、上述したように振幅検出対象信号のＤＣ変動の振幅検出結果に及ぼす影響が軽減され、振幅検出象信号のＤＣ変動に依らず振幅検出対象信号から高精度に振幅検出を行うことができることから、記録／再生動作の切り替え後に、再生信号のＤＣ成分の完全整定を待たずにサーボ情報の再生動作を開始させることが可能となる。これにより、切り替え時間を実質的に短縮でき、ディスク面の有効利用率を向上でき、ディスク面当たりのデータ記憶容量を増加させることが可能となる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態について説明する。本実施の形態は、この発明をサンプルサーボ型磁気ディスク装置に適用したものである。
【００２１】
図１は、実施の形態におけるサンプルサーボ型の磁気ディスク１１を示している。磁気ディスク１１上には、サーボ領域ＳＡＲが、データ領域ＤＡＲを寸断して等間隔に形成されている。このサーボ領域ＳＡＲは、トラック１周に約１００〜数１０００箇所設けられている。
【００２２】
データ領域ＤＡＲには、５１２バイト等のセクターと呼ばれる単位でデータが記録される。そして、各セクターのデータには、セクターＩＤ（Sector Identification Code）やＥＣＣ（誤り訂正符号）等が付加されて記録される。セクターＩＤは、ヘッド番号、トラック番号、セクター番号の他に、そのセクターがディフェクト等により使用不能であることを示す情報等も持っている。
【００２３】
サーボ領域ＳＡＲは、アドレス領域、クロック領域およびファイン領域から構成されている。
【００２４】
アドレス領域には、アドレスパターン（トラックアドレスコード）１２が記録されている。アドレスパターン１２は、磁気ヘッドの位置決めサーボのうち、目標トラックに磁気ヘッドを移動させるトラックシーク・モードにおいて必要となり、トラックアドレスをグレイコード等により符号化し、トラックごとに異なるように長さと配置を変えたパターンである。
【００２５】
クロック領域には、クロック信号生成のための時刻基準パターンとしてのクロックパターン１３が放射状に連続して記録されている。この場合、クロックパターン１３の再生孤立波形において、例えばピークの存在時刻は、データ系、サーボ系に対して磁気ディスク１１の回転に同期したクロック情報を与える。
【００２６】
ファイン領域には、ヘッド位置情報検出用パターンとしてのファインパターン（サーボパターン）１４が記録されている。ファインパターン１４は、磁気ヘッドの位置決めサーボのうち、目標トラックの中心にヘッドを正確に位置決めするトラッキングモードにおいて必要であり、トラックに対する磁気ヘッドの相対位置を示すパターンである。
【００２７】
ファインパターン１４は、径方向に１／２トラックピッチずつ順次ずれた、つまり９０゜ずつ位相がずれた第１相から第４相のファインパターンＰ0，Ｐ1/2，Ｐ1，Ｐ3/2で構成されている。この場合、ファインパターンＰ0，Ｐ1/2，Ｐ1，Ｐ3/2の径方向の幅はトラックピッチＴｐと等しくされる。また、第１相、第３相のファインパターンＰ0，Ｐ1の中心はそれぞれトラックとトラックの間に位置するようにされ、第２相、第４相のファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2の中心はそれぞれトラックのセンターに位置するようにされている。
【００２８】
クロックパターン１３への同期は後述するクロック生成器で行われるが、初期同期確立前は、まずクロックパターン１３のおよその存在位置を捜さなければならない。そのための同期補助パターンとして、ユニークパターン１５がアドレス領域にアドレスパターン１２に替わって一定周期で、例えばトラック１周に数１０箇所程度記録されている。このユニークパターン１５は、半径方向に連続する複数の線（パターン）より構成されており、クロック信号が生成される以前においても容易に検出できるようになされる。一般に、符号化したデータ系列には現れ得ないバイオレーションコードなどが使用される。
【００２９】
また、磁気ディスク１１の回転方向の位置を知るために、回転原点としてホームインデックスパターン１６が、１周に１個、上述したアドレスパターン１２に替わってアドレス領域に記録されている。初期同期が確立した後、磁気ディスク１１の回転方向の位置（磁気ヘッドが浮上している位置）を知るためにホームインデックスパターン１６の検出を最悪１周待ってから、記録再生が可能なモードに移行する。
【００３０】
磁気ディスク１１は、ディスク基板１１ａと磁性層１１ｂで構成される。磁気ディスク１１のサーボ領域ＳＡＲには、以下の第１および第２の方法で上述したサーボ情報が記録される。第１の方法は、磁性層を形成した通常の平坦基板の磁性層をサーボ情報に応じてエッチング等の手法で一部除去し、残った部分を磁気ヘッド等により一方向に直流磁化するものである。第２の方法は、基板にサーボ情報に対応して凹凸を一括形成した基板上に磁性層を形成し、凹部と凸部とを逆方向に直流磁化するものである。
【００３１】
図１のＡ−Ａ′断面は、第１の方法でサーボ情報が記録された磁気ディスク１１を示している。サーボ領域の磁性層１１ｂ上に付された矢印は、磁化の方向を示している。
【００３２】
上述したサーボ領域ＳＡＲに記録された各パターンを図示しない磁気ヘッドで再生すると、パターンの前縁と後縁にて孤立波形が再生され、両者が合成されていわゆるダイパルスＰDIが得られる。図２Ａ，Ｂはクロックパターン１３に対応して得られるダイパルスＰDIを示している。図２Ａは、第１の方法でサーボ情報が記録された磁気ディスク１１のクロックパターン１３について示している。一方、図２Ｂは、第２の方法でサーボ情報が記録された磁気ディスク１１のクロックパターン１３について示している。なお、図２Ａ，Ｂの磁性層１１ｂの部分に記載した矢印は磁化の方向を示している。
【００３３】
図３は、実施の形態としてのサンプルサーボ型磁気ディスク装置２０を示している。
【００３４】
磁気ディスク装置２０は、磁気ディスク１１のデータ領域ＤＡＲにデータを書き込むためのインダクティブ型ヘッド２１Ａと、そのデータ領域ＤＡＲやサーボ領域ＳＡＲよりデータを読み出すための磁気抵抗効果（ＭＲ：Magneto-Resistive）型ヘッド２１Ｂとを有している。ヘッド２１Ａ，２１Ｂは、例えば複合型ヘッド２１として一体的に形成される。
【００３５】
図示せずも、複合型ヘッド２１は、回転自在のピボットに保持されたアームの一端に固定されているサスペンションの先端に取り付けられた浮上スライダに搭載される。サスペンションは浮上スライダに荷重を付与するためのものである。なお、アームの他端には、駆動モータとしてのボイスコイルモータ（ＶＣＭ：Voice Coil Motor）２２が取り付けられている。浮上スライダは、磁気ディスク１１が回転している状態では、その表面に対して一定の浮上量で浮上するように構成されている。
【００３６】
また、磁気ディスク装置２０は、ホストコンピュータと接続するためのインタフェース部２３と、装置全体の動作を制御するためのマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）２４と、このマイクロプロセッサ２４の動作プログラム等を格納したＲＯＭ（Read-Only Memory）２５とを有している。この場合、ホストコンピュータより送られてくるライトコマンドやリードコマンドは、インタフェース部２３を介してマイクロプロセッサ２４に供給される。
【００３７】
また、磁気ディスク装置２０は、ホストコンピュータよりインタフェース部２３を介して送られてくる書き込みデータＷＤを一時的に記憶する書き込みデータバッファ２６と、このバッファ２６より書き込みタイミングで読み出された書き込みデータＷＤに対して誤り訂正符号の付加処理、ディジタル変調処理等を施して記録データを得る書き込みデータ処理回路２７とを有している。ディジタル変調方式としては、例えばＭＦＭ（Modified Frequency Modulation）方式やＲＬＬ（Run Length Limited）方式等が使用されている。
【００３８】
また、磁気ディスク装置２０は、 データ処理回路２７より出力される記録データに対して書き込み補償をする書き込み補償回路２８と、この書き込み補償回路２８の出力データに対応した記録電流信号を得てインダクティブ型ヘッド２１Ａに供給する記録アンプ２９とを有している。書き込み補償回路２８では、高密度記録の際に発生する磁化反転干渉による読み出し信号のピークシフトに対して書き込み時の磁化反転タイミングの微少補正が行われる。
【００３９】
また、磁気ディスク装置２０は、読み出し時に磁気ディスク１１よりＭＲ型ヘッド２１Ｂで再生される信号ＳMRを増幅するための再生アンプ３１と、この再生アンプ３１の出力信号のレベルを調整する可変利得増幅器３２と、この可変利得増幅器３２の出力信号をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ（analog-to-digital）変換器３３と、このＡ／Ｄ変換器３３の出力信号に対してＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ等で波形等化処理をする等化器３４とを有している。
【００４０】
また、磁気ディスク装置２０は、等化器３４の出力信号より再生データを検出するデータ検出器３５と、このデータ検出器３５で検出される再生データに対してディジタル復調処理、誤り訂正処理等をして読み出しデータＲＤを得る読み出しデータ処理回路３６と、このデータ処理回路３６より出力される読み出しデータＲＤを一時的に格納する読み出しデータバッファ３７とを有している。データ処理回路３６では、上述したセクターＩＤの抽出も行われる。このセクターＩＤはマイクロプロセッサ２４に供給される。
【００４１】
また、磁気ディスク装置２０は、ボイスコイルモータ２２を駆動するためのＶＣＭドライバ４１と、ヘッド２１Ａ，２１Ｂを磁気ディスク１１上の目標トラックに位置決めするためにＶＣＭドライバ４１を制御するサーボ制御器４２と、Ａ／Ｄ変換器３３の出力信号より信号振幅を検出し、可変利得増幅器３２に利得制御信号ＳＧＣを供給する振幅検出器４３と、Ａ／Ｄ変換器３３の出力信号よりサーボ情報を検出するためのサーボ情報検出器４４とを有している。
【００４２】
サーボ情報検出器４４で得られるトラックアドレス情報ＴＡＤやトラッキング情報（ファイン位置信号）ＴＲＡはサーボ制御器４２に供給される。なお、サーボ制御器４２には、書き込み時や読み出し時にマイクロプロセッサ２４より目標トラックアドレス情報ＡＤ０が与えられる。
【００４３】
サーボ情報検出器４４では、アドレスパターン１２の再生信号に基づいてトラックアドレス情報ＴＡＤが検出されると共に、ファインパターン１４の再生信号に基づいてトラッキング情報ＴＲＡが検出される。このトラッキング情報ＴＲＡは、例えば以下のようにして形成される。すなわち、Ａ／Ｄ変換器３３の出力信号よりファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号の振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1を検出する。そして、振幅Ｆ0，Ｆ1を減算して減算信号（Ｆ0−Ｆ1）を得た後に、その減算信号（Ｆ0−Ｆ1）のレベルや正負の符号を修正することでトラッキング情報ＴＲＡが形成される。
【００４４】
図４は、図６に示すように、ＭＲ型ヘッド２１Ｂが磁気ディスク１１の径方向に移動していく際に、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1より再生される信号の振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1を示している。そして、図５は、減算信号（Ｆ0−Ｆ1）、（Ｆ1/2−Ｆ3/2）の他に、加算信号（Ｆ0＋Ｆ1）、（Ｆ1/2＋Ｆ3/2）も示している。なお、理解が容易となるように、図４、図５における各信号は、ＭＲ型ヘッド２１Ｂの幅ｗがトラックピッチＴｐと一致する場合について示している。図６において、ＴＲＣはトラックセンターを示している。
【００４５】
減算信号（Ｆ0−Ｆ1）は、その正負の符号と磁気ヘッド２１Ｂの位置ずれ方向との関係が１トラック毎に逆転したものとなる。しかし、減算信号（Ｆ1/2−Ｆ3/2）は１トラック毎に正負の符号が反転するため、この減算信号（Ｆ1/2−Ｆ3/2）を使用することで、減算信号（Ｆ0−Ｆ1）の正負の符号と磁気ヘッド２１Ｂの位置ずれ方向との関係が各トラックで一定となるように修正できる。
【００４６】
また、磁気ディスク装置２０は、ユニークパターン１５を検出するためのユニークパターン検出器４５と、磁気ディスク１１の回転に同期したクロック信号ＣＬＫを生成するクロック生成器４６と、磁気ディスク１１上における種々の情報点位置を示すタイミング信号を発生するタイミング発生器４７とを有している。
【００４７】
クロック生成器４６では、クロックパターン１３の再生信号に同期したクロック信号ＣＬＫの生成が行われる。このクロック生成器４６には、ユニークパターン検出器４５よりユニークパターン検出信号ＵＰＤが供給される。クロック生成器４６で生成されるクロック信号ＣＬＫは、振幅検出器４３、サーボ情報検出器４４、タイミング発生器４７に供給されると共に、その他の必要な箇所に供給される。
【００４８】
タイミング発生器４７には、サーボ情報検出器４４より原点位置を示す信号ＳＴＰが供給されると共に、上述したようにクロック生成器４６よりクロック信号ＣＬＫが供給される。タイミング発生器４７では、原点位置からのクロック数がカウントされ、そのカウント値に基づいて、各サーボ領域ＳＡＲの存在時刻を示すサーボ領域存在時刻信号ＳＥＧ等の種々のタイミング信号が発生される。
【００４９】
次に、図７を使用して、振幅検出器４３の詳細を説明する。この振幅検出器４３では、クロックパターン１３の再生信号の振幅が検出される。クロックパターン１３は、図１に示すように、半径方向に放射状に配置され、その再生信号の振幅はヘッド位置に依存せず、ほぼ一定となる。
【００５０】
振幅検出器４３は、クロックパターン１３の再生信号ｚ(t)をクロック信号ＣＬＫでサンプリングして得たＭ個（Ｍは自然数）のサンプル値と、後述する係数発生器８３より出力されるＭ個の重み付け係数との線形結合（クロックパターン１３の再生信号をクロック信号ＣＬＫでサンプリングして得たＭ個のサンプル値を要素とする信号ベクトルと、Ｍ個の重み付け係数を並べた係数ベクトルとの内積）を計算するディジタル内積演算器８１と、この演算器８１における信号ベクトルと係数ベクトルとの内積の計算結果をラッチし、振幅検出信号ａ′として出力するＤフリップフロップ８２と、Ｍ個の重み付け係数ｃiを出力する係数発生器８３とを有している。
【００５１】
ここで、係数発生器８３は、係数を記憶する係数メモリと、この係数メモリに供給する読み出しアドレスを生成するアドレス発生器とから構成されている。アドレス発生器では、クロックパターン１３の再生信号に同期して係数メモリよりＭ個の重み付け係数ｃiが読み出されるように、後述するタイミング発生器８４からのタイミング信号ＳＴＭａに基づき、クロック信号ＣＬＫに同期して読み出しアドレスが生成される。
【００５２】
演算器８１は、信号ベクトルのＭ個の要素と係数ベクトルのＭ個の重み付け係数とを順次掛算する１個の乗算器９１と、この乗算器９１の掛算結果を順次加算していく１個の累加算器９２とから構成される。累加算器９２は、加算器９２ａおよび累積用レジスタ９２ｂで構成される。ここで、乗算器９１の出力側は加算器９２ａの一方の入力側に接続され、加算器９２ａの出力側は累積用レジスタ９２ｂの入力側に接続され、このレジスタ９２ｂの出力側は加算器９２ａの他方の入力側に接続されている。
【００５３】
また、振幅検出器４３は、Ｍ個の重み付け係数の出力開始を示すタイミング信号ＳＴＭａを係数発生器８３に供給し、演算器８１を構成する累積用レジスタ９２ｂにクリア信号ＳＣＬａを供給し、さらにＤフリップフロップ８２にラッチイネーブル信号ＳＬＡａを供給するタイミング発生器８４を有している。タイミング発生器８４には、タイミング発生器４７（図３参照）よりサーボ領域存在時刻信号ＳＥＧが供給される。タイミング発生器８４では、信号ＳＥＧが示すサーボ領域存在時刻を基準に、上述したタイミング信号ＳＴＭａ、クリア信号ＳＣＬａ、ラッチイネーブル信号ＳＬＡａが形成される。
【００５４】
ここで、タイミング信号ＳＴＭａは、信号ＳＥＧが示す時刻から予め決められたクロック時間後に出力される。クロック信号ＣＬＫの位相がクロックパターン１３の再生信号の位相と一致している場合、このクロック時間後に、上述した信号ベクトルを構成する最初の要素が演算器８１の乗算器９１に供給される。また、ラッチイネーブル信号ＳＬＡａは、演算器８１で信号ベクトルと係数ベクトルとの内積計算が終了した後に出力される。さらに、クリア信号ＳＣＬａは、ラッチイネーブル信号ＳＬＡａが出力された後、演算器８１で次回の内積計算を開始する前に出力される。
【００５５】
また、振幅検出器４３は、振幅基準レベル信号ＡrefよりＤフリップフロップ８２より出力される振幅検出信号ａ′を減算して振幅誤差信号を得る減算器８５と、この振幅誤差信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ（digital-to-analog）変換器８６と、このＤ／Ａ変換器８６の出力信号に含まれている不要な雑音や高調波成分を除去すると共に、時間領域応答特性や周波数領域応答特性を決めるループフィルタ８７とを有している。このループフィルタ８７の出力信号が、上述した可変利得増幅器３２に利得制御信号ＳＧＣとして供給される。
【００５６】
図７に示す振幅検出器４３および可変利得増幅器３２による再生利得制御動作を説明する。
【００５７】
クロックパターン１３の再生信号ｚ(t)は、可変利得増幅器３２でレベル調整され、Ａ／Ｄ変換器３３でディジタル信号に変換された後にディジタル内積演算器８１に供給される。この演算器８１によって線形結合、すなわち上述した信号ベクトルと係数ベクトルとの内積が計算され、Ｄフリップフロップ８２より振幅検出信号ａ′が出力される。そして、減算器８５で振幅基準レベル信号Ａrefより振幅検出信号ａ′が減算されて振幅誤差信号が得られ、この振幅誤差信号がＤ／Ａ変換器８６でアナログ信号に変換された後にループフィルタ８７を介して可変利得増幅器に利得制御信号ＳＧＣとして供給される。これにより、可変利得増幅器３２の利得は、Ｄフリップフロップ８２より出力される振幅検出信号ａ′が振幅基準レベル信号Ａrefと一致するように制御される。すなわち、可変利得増幅器３２の利得は、クロックパターン１３の再生信号ｚ(t)の振幅が所定レベルとなるように制御されることとなる。
【００５８】
上述したように、振幅検出器４３における演算器８１では、クロックパターン１３の再生信号ｚ(t）をクロック信号ＣＬＫでサンプリングして得たＭ個のサンプル値と、係数発生器８３より出力されるＭ個の重み付け係数との線形結合が計算される。
【００５９】
例えば、係数総数Ｍ＝１３であるとき、演算器８１では、逐次供給される信号サンプルｚ(i・Ts)（i=0,1,2,・・・,12）と、各々対応する重み付け係数ｃi（i=0,1,2,・・・,12）とが乗算され、その乗算結果が累加算される。そのため、振幅検出信号ａ′は、（１）式で表される。なお、Ｔｓはサンプル間隔を示している。
【００６０】
【数１】
0003767037.tif 000002
【００６１】
ここで、重み付け係数ｃiとして 、（２）式に示すように、振幅検出対象信号としてのクロックパターン１３の再生信号の理想値、すなわちノイズを含まないクロックパターン１３の再生信号ｓ(t)のサンプル値を信号波形のエネルギーで規格化したものと等しい係数ｃ3iを用いることで、高い振幅検出精度を得ることができる。
【００６２】
【数２】
0003767037.tif 000003
【００６３】
なお、上述した（１）式の線形結合演算は、別の見方をすると、（３）式に示すように、信号サンプルｚ(i・Ts)を要素として並べた信号ベクトルＺと、重み付け係数ｃiを並べた係数ベクトルＣとの内積を計算することとも考えられる。ただし、ベクトルＺは（４）式で表され、係数ベクトルＣは（５）式で表される。
【００６４】
【数３】
0003767037.tif 000004
【００６５】
（１）式あるいは（３）式の演算よって高精度の信号振幅検出が行えることは、以下の理論によって説明される。
【００６６】
図８に、記録パターンからの再生信号の振幅検出モデルを示している。振幅検出器の入力（観測対象信号ｚ(t)は、（６）式に示すように、信号ｓ(t)と観測ノイズｎ(t)の和である。
【００６７】
【数４】
0003767037.tif 000005
【００６８】
ここで、観測ノイズｎ(t)は、メディアノイズ、ヘッドノイズ、アンプノイズ等を成分とするので、白色ガウス性雑音である。信号 ｓ(t)=ａ・ｄ(t)は、図９に示すように、振幅ａを持つダイパルス形再生信号である。一般に、２値飽和磁気記録においては、再生信号振幅は、記録パターン直上のヘッドの有効再生幅に比例する。
【００６９】
そして、ダイパルスｄ(t)は、上述したように、パターンを構成する長さ Ｔｍの凸部の両端からの再生孤立波形の差分であり、一つの孤立波形ｈ(t)を２値飽和磁気記録で一般的に用いられる ローレンツ（Lorentz ）形波形としてモデル化すると、（７）式で表される。Ｗ は孤立波形の半値幅である。Lorentz 形波形 ｈ(t)のピーク値は １．０であるが、ダイパルスｄ(t)のピーク値は必ずしも１．０ではなく、パターン長Ｔｍの関数である。
【００７０】
【数５】
0003767037.tif 000006
【００７１】
Lorentz 形波形のスペクトラムは周波数が高くなるに従って指数関数的に減衰し、例えば [０，２／Ｗ］の帯域内に９９．９９９％の電力が含まれる。したがって、その差分であるダイパルスも帯域制限波形であり、[０，Ｂ] ＝ [０，２／Ｗ］の帯域内部に殆どの電力が含まれ、サンプリング定理により、１／２Ｂ毎に標本化することができる。また、ダイパルスはパルス中心から離れるに従って急速に振幅が減衰するので、有限時間長内部に殆どの電力が集中した信号である。そのため、ダイパルスを有限個のサンプルを並べた有限次元ベクトルで表現できる。
【００７２】
したがって、観測対象 ｚ(t)を有限帯域幅 [０，Ｂ]に制限できるので、観測ノイズｎ(t)も １／２Ｂ毎にサンプリングでき、有限個のサンプルｎiを並べた有限次元ベクトルＮで表現できる。
【００７３】
このように時間関数をベクトル表現すれば、観測対象ベクトルは、（８）式、（９）式で表される。ここで、ｚiは、有限時間 −Ｔo／２ ≦ ｔ≦ Ｔo／２における観測対象信号ｚ(t)を、Ｔｓ ＝１／２Ｂ毎に標本化し、さらに振幅を規格化したものである。
【００７４】
【数６】
0003767037.tif 000007
【００７５】
この発明に係る振幅検出器の目的は、ガウス性ノイズである観測ノイズの存在下で、確定的パラメータである信号振幅を精度良く検出することにあるので、統計的パラメータ推定理論における最尤推定法（ＭＬＥ：Maximum Likelihood Estimation）が好適である。一般に、ある評価関数ｆ(a)を最大にするパラメータａを探索する演算子を maxa(f(a))と記すことにより、最尤推定法による信号振幅ａの推定規範は、（１０）式で表される。
【００７６】
【数７】
0003767037.tif 000008
【００７７】
ここで、ｐ(Z｜a)はパラメータａを条件とする観測対象ベクトル Ｚ の確率密度関数である。各成分ｚiについての確率密度関数は、σを観測ノイズの標準偏差として、（１１）式で与えられる。
【００７８】
【数８】
0003767037.tif 000009
【００７９】
ここで観測ノイズは、有限帯域幅 [０，Ｂ] に一様に電力スペクトラムが分布する帯域制限白色ガウス性ノイズなので、１／２Ｂのサンプリング時刻毎に標本化されたサンプルは相互に相関がなく独立で、しかも同一の確率密度関数で記述される。よって、観測対象ベクトル全体の確率密度関数は、（１２）式で与えられる。
【００８０】
【数９】
0003767037.tif 000010
【００８１】
ところで、自然対数の単調増加性を用いれば、（１０）式のＭＬＥ規範式 は、（１３）式と同値である。
【００８２】
【数１０】
0003767037.tif 000011
【００８３】
よって、この（１３）式に、上述の（１２）式を代入すると、（１４）式が得られる。
【００８４】
【数１１】
0003767037.tif 000012
【００８５】
ここで、（１４）式の右辺第１項はパラメータａによらない定数であり、右辺第２項の符号は必ず負であるから、最終的に、最尤推定は、（１５）式のベクトル表現と同値になる。ただし、mina(f(a))は、一般に、ある評価関数ｆ(a)を最小にするパラメータａを探索する演算子である。
【００８６】
【数１２】
0003767037.tif 000013
【００８７】
ここで、振幅 ａ を持つ信号ベクトルＳ(a)は、ダイパルスｄ(t)の規格化サンプルを並べたベクトルをＤとするとき、Ｓ(a)＝ａ・Ｄと表されるので、（１６）式が得られる。
【００８８】
【数１３】
0003767037.tif 000014
【００８９】
この（１６）式をａについて微分することにより、最小値を与えるａは、（１７）式に示すようになる。
【００９０】
【数１４】
0003767037.tif 000015
【００９１】
この（１７）式におけるＣは、（１８）式で定義される係数ベクトルである。
【００９２】
【数１５】
0003767037.tif 000016
【００９３】
このＣは、既知のダイパルス信号ベクトルＤを、既知のスカラー量である分母で割り算したものであるので、あらかじめ推定前に用意可能なベクトルである。
【００９４】
図１０に、係数ベクトルＣの例を示している。したがって、観測対象ベクトルＺと係数ベクトルＣの内積計算を行えば、最尤推定法による信号振幅推定が行える。以下では、これを離散形最尤振幅推定器と呼ぶ。
【００９５】
離散形最尤振幅推定器の作用は、次のように説明できる。参照ベクトルは、観測対象ベクトルと同形状であり、観測対象信号の振幅が大きくＳ／Ｎのよい部分は大きく重み付けし、一方観測対象信号の振幅が小さくＳ／Ｎの悪い部分は小さく重み付けする。この作用があるため、これらの重み付け結果を総和することにより、観測対象信号全体から最も精度良く振幅を推定することができる。
【００９６】
次に、ダイパルス用デジタル形最尤振幅推定器の振幅推定結果の平均と分散を計算し、推定精度の改善効果を明らかにする。
【００９７】
ダイパルス形再生信号の振幅を推定するデジタル形最尤振幅推定器は、次式で表される。以下では、集合平均演算子をＥ[・] と記し、分散演算子をＶａｒ［・］と記すことにする。
【００９８】
まず、振幅推定結果ａ′の平均を求める。観測ノイズの平均値はゼロ、すなわちＥ[n]=0 なので、振幅推定結果ａ′の平均は、（１９）式で表される。
【００９９】
【数１６】
0003767037.tif 000017
【０１００】
この（１９）式から明らかなように、振幅推定結果の集合平均は真の振幅値に等しく、いわゆる不偏性が成り立つ。
【０１０１】
次に、振幅推定結果ａ′の分散を求める。この振幅推定結果ａ′の分散は、（２０）式で表される。ただし、Ｒnはノイズの自己相関行列、ＩはＭ次元の単位行列である。
【０１０２】
【数１７】
0003767037.tif 000018
【０１０３】
ここで、観測ノイズの電力スペクトル密度は (σ・σ)／２Ｂなので、最終的に分散は、（２１）式で表される。
【０１０４】
【数１８】
0003767037.tif 000019
【０１０５】
この（２１）式で分母をＧと定義すると、これは推定器の振幅推定精度の改善度を示す指標である。この振幅推定精度を、平均値と標準偏差（分散の平方根）の比（Ｓ／Ｎ）で定義すると、（２２）式に示すようになり、入力の観測対象信号ｚ(t)の Ｓ／Ｎであるａ／σと比較して、√Ｇの推定精度改善が得られることがわかる。
【０１０６】
【数１９】
0003767037.tif 000020
【０１０７】
以上の理論的説明から、上述の（１）式あるいは（３）式の演算によって、高精度の信号振幅検出が行えることは明かである。
【０１０８】
さて、磁気ディスク装置２０がデータ再生モードにある場合は、サーボ領域ＳＡＲからサーボ情報を再生し、ヘッド位置決めを行いながらデータ領域ＤＡＲからデータを再生する。そのため、磁気ヘッド２１（インダクティブ型ヘッド２１Ａ、ＭＲ型ヘッド２１Ｂ）およびヘッドアンプ（記録アンプ２９、再生アンプ３１）は常に再生動作を行うため、図１１に示すように、サーボ領域ＳＡＲとデータ領域ＤＡＲの両領域に跨って連続的に再生信号が出力され、その直流成分は安定している。
【０１０９】
ところが、磁気ディスク装置２０がデータ記録モードにある場合は、サーボ領域ＳＡＲからサーボ情報を再生し、ヘッド位置決めを行いながらデータ領域ＤＡＲにデータを記録する。そのため、磁気ヘッド２１がサーボ領域ＳＡＲにさしかかる毎に、磁気ヘッド２１およびヘッドアンプの動作が記録から再生に切り替えられる。図１２は、この切り替え時の再生信号波形を示している。再生動作の開始直後は、サーボ情報に応じた再生パルスが得られるものの、波形全体のＤＣレベルが変動し、いわゆるベースラインゆらぎが生じている。
【０１１０】
このＤＣレベルの変動の性質としては、切り替え後にゆっくり整定すること、変動の速さを表わす時定数が数μs以上であること等がわかっている。この ＤＣレベルの変動の原因としては、大別して以下の２種類が考えられる。
【０１１１】
すなわち、記録再生切り替えに伴って磁気ヘッド２１の内部の各種電流（記録電流、センス電流、バイアス電流）が オン／オフされる。そのため、発熱量の変化による磁気抵抗効果素子の温度変化によりその磁気抵抗効果素子の電気抵抗値が変化し、再生信号のＤＣレベルに変動が生じる。
【０１１２】
また、記録と再生の両回路を含むヘッドアンプのＩＣ内部において、比較的大電流を扱う記録回路から微弱電圧を扱う再生回路に干渉が生じる。そのため、記録再生切り替え後にはその干渉の整定によって再生信号のＤＣレベルに変動が生じる。
【０１１３】
このＤＣ変動の影響を回避し、データ記録モードにおいても、安定かつ正確に再生信号振幅検出を行うためには、重み付け係数ｃiとして、その総和がゼロになるような係数（ＤＣフリー係数）ｃ4iを用いればよい。この係数ｃ4iは、係数総数がＭの場合、（２３）式によって、簡単に求めることができる。ただし、再生波形が理想的なダイパルスであれば、その波形は点対称なので、特に操作を行わなくても 係数c3i（（２）式参照）は ＤＣフリー係数である。すなわち c4i=c3i である。
【０１１４】
【数２０】
0003767037.tif 000021
【０１１５】
係数c4ｉの総和が０であることは、（２４）式によって確認できる。
【０１１６】
【数２１】
0003767037.tif 000022
【０１１７】
この係数ｃ4iを用いれば、クロックパターン１３の再生信号にＤＣが重畳していても、線形結合演算の演算結果、すなわち振幅検出信号ａ′に影響を与えない。これは、（２５）式によって説明できる。この（２５）式は、クロックパターン１３の再生信号にＤＣ成分ｄが重畳されているときの振幅検出信号ａ′を示している。
【０１１８】
【数２２】
0003767037.tif 000023
【０１１９】
（２５）式の右辺第２項は、（２４）式の結果からゼロとなる。よって、振幅検出信号ａ′は、（２６）式に示すようになり、重畳されているＤＣ成分ｄの影響を全く受けないものとなる。
【０１２０】
【数２３】
0003767037.tif 000024
【０１２１】
これにより、記録／再生動作の切り替え後に再生信号のＤＣ成分の整定を待たずにサーボ情報の再生動作を開始できることから、データ領域ＤＡＲとサーボ領域ＳＡＲとの間に設けられるＤＣ成分の整定のための無駄領域を大幅に短縮できる。そのため、ディスク面上の有効利用を図ることができ、ディスク面当たりのデータ記録容量を増加させることができる。
【０１２２】
次に、図１３を使用して、クロック生成器４６の詳細を説明する。このクロック生成器４６は、線形結合型位相比較器を用いたデジタルＰＬＬ（phase-locked loop）で構成される。
【０１２３】
クロック生成器４６は、後述するループフィルタ５４の出力信号が制御信号として供給されてクロック信号ＣＬＫを出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）５１と、クロックパターン１３の再生信号とクロック信号ＣＬＫとの位相を比較する位相比較器５２と、この位相比較器５２より出力される位相比較誤差信号ｆ(θ)をアナログ信号に変換するＤ／Ａ（digital-to-analog）変換器５３と、このＤ／Ａ変換器５３の出力信号に含まれている不要な雑音や高調波成分を除去すると共に、時間領域応答特性や周波数領域応答特性を決めるループフィルタ５４とを有して構成される。ここで、電圧制御発振器５１より出力されるクロック信号ＣＬＫは、Ａ／Ｄ変換器３３にサンプリングクロックとして供給されると共に、位相比較器５２に動作クロックとして供給される。
【０１２４】
位相比較器５２は、クロックパターン１３の再生信号ｚ(t)をクロック信号ＣＬＫでサンプリングして得たＮ個（Ｎは自然数）のサンプル値と、後述する係数発生器６３より出力されるＮ個の重み付け係数との線形結合（クロックパターン１３の再生信号をクロック信号ＣＬＫでサンプリングして得たＮ個のサンプル値を要素とする信号ベクトルと、Ｎ個の重み付け係数を並べた係数ベクトルとの内積）を計算するディジタル内積演算器６１と、この演算器６１における信号ベクトルと係数ベクトルとの内積の計算結果をラッチし、位相比較誤差信号ｆ(θ)として出力するＤフリップフロップ６２と、Ｎ個の重み付け係数ｃiを出力する係数発生器６３とを有している。
【０１２５】
ここで、係数発生器６３は、係数を記憶する係数メモリと、この係数メモリに供給する読み出しアドレスを生成するアドレス発生器とから構成されている。アドレス発生器では、クロックパターン１３の再生信号に同期して係数メモリよりＮ個の重み付け係数ｃiが読み出されるように、後述するＰＬＬコントローラ６４からのタイミング信号ＳＴＭｃに基づき、クロック信号ＣＬＫに同期して読み出しアドレスが生成される。
【０１２６】
演算器６１は、信号ベクトルのＮ個の要素と係数ベクトルのＮ個の重み付け係数とを順次掛算する１個の乗算器７１と、この乗算器７１の掛算結果を順次加算していく１個の累加算器７２とから構成される。累加算器７２は、加算器７２ａおよび累積用レジスタ７２ｂで構成される。ここで、乗算器７１の出力側は加算器７２ａの一方の入力側に接続され、加算器７２ａの出力側は累積用レジスタ７２ｂの入力側に接続され、このレジスタ７２ｂの出力側は加算器７２ａの他方の入力側に接続されている。
【０１２７】
また、位相比較器５２は、Ｎ個の重み付け係数の出力開始を示すタイミング信号ＳＴＭｃを係数発生器６３に供給し、演算器６１を構成する累積用レジスタ７２ｂにクリア信号ＳＣＬｃを供給し、さらにＤフリップフロップ６２にラッチイネーブル信号ＳＬＡｃを供給するＰＬＬコントローラ６４を有している。ＰＬＬコントローラ６４には、ユニークパターン検出器４５（図３参照）よりユニークパターン検出信号ＵＰＤが供給される。ＰＬＬコントローラ６４では、ユニークパターン１５の検出時点を基準に、上述したタイミング信号ＳＴＭｃ、クリア信号ＳＣＬｃ、ラッチイネーブル信号ＳＬＡｃが形成される。
【０１２８】
ここで、タイミング信号ＳＴＭｃは、ユニークパターン１５の検出時点から予め決められたクロック時間後に出力される。クロック信号ＣＬＫｃの位相がクロックパターン１３の再生信号の位相と一致している場合、このクロック時間後に、上述した信号ベクトルを構成する最初の要素が演算器６１の乗算器７１に供給される。また、ラッチイネーブル信号ＳＬＡｃは、演算器６１で信号ベクトルと係数ベクトルとの内積計算が終了した後に出力される。さらに、クリア信号ＳＣＬｃは、ラッチイネーブル信号ＳＬＡｃが出力された後、演算器６１で次回の内積計算を開始する前に出力される。
【０１２９】
図１３に示すクロック生成器４６の動作を説明する。
【０１３０】
クロックパターン１３の再生信号ｚ(t)は、Ａ／Ｄ変換器３３でディジタル信号に変換された後に位相比較器５２に供給され、ディジタル内積演算器６１によって線形結合、すなわち上述した信号ベクトルと係数ベクトルとの内積が計算され、Ｄフリップフロップ６２より位相比較誤差信号ｆ(θ)が出力される。この位相比較誤差信号ｆ(θ)はＤ／Ａ変換器５３でアナログ信号に変換され、ループフィルタ５４を介して電圧制御発振器５１に制御信号として供給される。これにより、電圧制御発振器５１より出力されるクロック信号ＣＬＫの位相が制御され、クロックパターン１３の再生信号ｚ(t)に同期したクロック信号ＣＬＫが得られる。
【０１３１】
上述したように、位相比較器５２における演算器６１では、クロックパターン１３の再生信号ｚ(t）をクロック信号ＣＬＫでサンプリングして得たＮ個のサンプル値と、係数発生器６３より出力されるＮ個の重み付け係数との線形結合が計算される。
【０１３２】
例えば、係数総数Ｎ＝１１であるとき、演算器６１では、逐次供給される信号サンプルｚ(i・Ts)（i=-5,-4,・・・,0,・・・,4,5）と、各々対応する重み付け係数ｃi（i=-5,-4,・・・,0,・・・,4,5）とが乗算され、その乗算結果が累加算される。そのため、位相比較誤差信号ｆ(θ)は、（２７）式で表される。すなわち、クロックパターン１３の再生信号ｚ(t）とクロック信号ＣＬＫとの位相誤差θの関数として、位相比較結果を表すことができる。なお、Ｔｓはサンプル間隔を示している。
【０１３３】
【数２４】
0003767037.tif 000025
【０１３４】
ここで、高い位相比較精度を得るために、重み付け係数 ciとして 、（２８）式に示すように、位相比較対象信号としてのクロックパターン１３の再生信号の理想値、すなわちノイズを含まないクロックパターン１３の再生信号ｓ(t)の時間微分波形のサンプル値と等しい係数ｃ1iを用いることが提案されている（特開平８−６９６６８号公報参照）。
【０１３５】
【数２５】
0003767037.tif 000026
【０１３６】
なお、上述した（２７）式の線形結合演算は、別の見方をすると、（２９）式に示すように、信号サンプル z(i・Ts-θ) を要素として並べた信号ベクトル Ｚ(θ)と、重み付け係数 ci を並べた係数ベクトルＣ との内積を計算することとも考えられる。ただし、信号ベクトル Ｚ(θ)は（３０）式で表され、係数ベクトルＣは（３１）式で表される。ここで、Ｔはベクトルや行列の転置を表している。
【０１３７】
【数２６】
0003767037.tif 000027
【０１３８】
上述したように、データ記録モードにある場合、磁気ヘッド２１がサーボ領域ＳＡＲにさしかかる毎に、磁気ヘッド２１およびヘッドアンプの動作が記録から再生に切り替えられる。そのため、再生動作の開始直後は、サーボ情報に応じた再生パルスが得られるものの、波形全体のＤＣレベルが変動する。
【０１３９】
そこで、本実施の形態においては、このＤＣ変動の影響を受けずに、正確にクロックパターン１３における位相比較を行うために、重み付け係数ｃiとして、その総和がゼロになるような係数（ＤＣフリー係数）ｃ2i が用いられる。
【０１４０】
この係数ｃ2iは、係数総数 Ｎ＝１１の場合、（３２）式によって簡単に求めることができる。
【０１４１】
【数２７】
0003767037.tif 000028
【０１４２】
この係数ｃ2iの総和がゼロであることは、（３３）式によって確認できる。
【０１４３】
【数２８】
0003767037.tif 000029
【０１４４】
この係数ｃ2iを用いれば、クロックパターン１３の再生信号にＤＣ成分が重畳していても、線形結合演算の演算結果、すなわち位相比較誤差信号ｆ(θ)に影響を与えない。これは、（３４）式によって説明できる。この（３４）式は、クロックパターン１３の再生信号にＤＣ成分ｄが重畳されているときの位相比較誤差信号ｆ(θ)を示している。
【０１４５】
【数２９】
0003767037.tif 000030
【０１４６】
（３４）式の右辺第２項は、（３３）式の結果からゼロとなる。よって、位相比較誤差信号f(θ) は、（３５）式に示すようになり、重畳されているＤＣ成分ｄの影響を全く受けないものとなる。
【０１４７】
【数３０】
0003767037.tif 000031
【０１４８】
図１４、図１５に、本実施の形態における重み付け係数ｃ2iの一例を、従来型の重み付け係数ｃ1iと比較して示している。ここで、重み付け係数 ｃ1iは、（２８）式に従ってノイズを含まないクロックパターン１３の再生信号ｓ(t)を微分して得たものなので、本来は重畳しているＤＣ成分の影響を受けず、係数総数Ｎが無限大であれば、総和 Σc1iはゼロになるはずである。しかし、実際には係数総数Ｎは有限であり、係数の裾野は打ち切られるので、総和Σc1iはゼロとはならない。
【０１４９】
図１４は、線形結合演算を Ｎ＝１１個の信号サンプルについて行う場合の重み付け係数ｃ1(i)，ｃ2(i)の例を示している。（２８）式に従ってノイズを含まないクロックパターン１３の再生信号を微分して得た従来型の重み付け係数 ｃ1iのうち、マイナス極性の係数は上述の１１個に全て含まれる。それに対して、プラス極性の係数は、本来は広い時間範囲に分布しているので、上述の１１個には全て含まれない。よって、上述した１１個の係数ｃ1iに関しては、プラス極性の係数の総和はマイナス極性の係数の総和よりも小さくなり、Σｃ1iはゼロでなくマイナスの値になる。
【０１５０】
これに対して、本実施の形態における重み付け係数ｃ2iにおいては、上述した１１個の係数ｃ2iに関して、その総和Σｃ2iがゼロになるようにしてあるので、従来型の重み付け係数c1iに比べてプラス側にややオフセットした係数値になっている。
【０１５１】
同様に、図１５は、線形結合演算を、Ｎ＝２１個の信号サンプルについて行う場合の重み付け係数ｃ1i，ｃ2iの例を示している。この例では、係数の時間分布範囲が広いので、従来型の重み付け係数ｃ1iの総和Σc1iは比較的ゼロに近くなる。そのため、本実施の形態における重み付け係数ｃ2iは、従来型の重み付け係数 ｃ1iをプラス側にわずかにオフセットさせたものとなる。
【０１５２】
これら、図１４あるいは図１５の例に示したような重み付け係数ｃ2iを用いれば、上述した（３４）式、（３５）式により説明した効果が得られ、クロックパターン１３の再生信号に重畳されたＤＣ成分の影響を受けない位相比較誤差信号ｆ(θ)を得ることができ、クロックパターン１３の再生信号に高精度に同期したクロック信号ＣＬＫを得ることができる。
【０１５３】
これにより、記録／再生動作の切り替え後に再生信号のＤＣ成分の完全整定を待たずにサーボ情報の再生動作を開始できることから、データ領域ＤＡＲとサーボ領域ＳＡＲとの間に設けられるＤＣ成分の整定のための無駄領域を大幅に短縮できる。そのため、ディスク面上の有効利用を図ることができ、ディスク面当たりのデータ記録容量を増加させることができる。
【０１５４】
なお、図１６、図１７を使用して、本実施の形態の効果をシミュレーションにより定量的に確認した結果を示す。
【０１５５】
図１６は、シミュレーションに用いたサーボ領域ＳＡＲの再生信号 z(t) を示している。これは、一つの凸部からなるクロックパターン（クロックマーク）から得られたダイパルス再生信号ｓ(t)に、記録再生切り替えに起因するＤＣ成分ｄを重畳させ、さらに実際の磁気ディスク装置を良く模擬するために、ノイズｎ(t)をも重畳させたものである。
【０１５６】
ここで、シミュレーションのパラメータとしては、実際の磁気ディスク装置を良く模擬するために、以下の数値を用いた。まず、クロックパターン１３の幅（凸部長）は２００ｎｓであり、ダイパルスを合成する２つの孤立再生波形の半値幅が１００ｎｓのローレンツ（ Lorentz）型パルスとした。さらに、前記ノイズｎ(t)は、磁気記録再生系で一般的な白色ガウス性ノイズとし、その平均値はゼロ、その標準偏差Ｎrmsは上述した孤立波形の zero-peak 値Ｓ0-Pに対し １／２０（−２６ｄＢ）とした。位相比較結果の真値からの誤差の統計的解析のために、統計的性質（平均値、標準偏差値）は同じだが波形が異なるノイズを重畳した再生信号 z(t)を２００通り用意した。これらの再生信号z(t)を位相比較器５２（図１３参照）に与え、得られた２００通りの位相比較誤差信号ｆ(θ)の真値からの誤差を統計的に解析し、誤差の平均値を求めた。係数総数Ｎは１１、サンプリング間隔Ｔｓは２５ｎｓである。
【０１５７】
図１７は、重畳したＤＣ成分が誤差に与える影響を示している。従来型の重み付け係数ｃ1iを用いる場合には、ＤＣ成分に反比例して誤差の平均値Ｅ1(θ）が変化し、ＤＣ成分の影響を大きく受ける。これに対し、本実施の形態における重み付け係数ｃ2(i)を用いる場合には、ＤＣ成分の影響を全く受けず、誤差の平均値Ｅ1(θ）は常に０である。
【０１５８】
以上のシミュレーション結果から明かなように、位相比較器５２において、係数ｃiとして、本実施の形態における重み付け係数ｃ2iを用いることにより、クロックパターン１３の再生信号ｚ(t) に重畳したＤＣ成分および ＤＣ変動成分の影響をほとんど受けずに、高安定かつ高精度の位相比較を行うことができる。したがって、磁気ディスク装置２０の動作をさらに安定化できると同時に、磁気ディスク１１のデータ領域ＤＡＲとサーボ領域ＳＡＲの間の間隙を狭めることができ、データ領域を広げることができるので、高記憶容量化を図ることができる。
【０１５９】
次に、図３に示す磁気ディスク装置２０の動作を説明する。
【０１６０】
電源投入直後または同期はずれ後に、以下の初期同期の確立動作が行われる。この場合、磁気ディスク１１よりＭＲ型ヘッド２１Ｂで再生される信号は再生アンプ３１に供給されて増幅される。そして、クロック生成器４６では、上述したように磁気ディスク１１のサーボ領域ＳＡＲの再生信号に含まれるクロックパターン１３の再生信号に同期したクロック信号ＣＬＫが生成される。
【０１６１】
このような初期同期の確立後に、書き込み／読み出しの動作が行われる。まず、書き込み動作を説明する。マイクロプロセッサ２４は、ホストコンピュータより送られてくるライトコマンドを受信すると、ＲＯＭ２５に記憶されている変換テーブルを利用してコマンド中の論理ブロック番号を磁気ディスク１１の物理位置（ヘッド番号、トラック番号、セクター番号）に変換する。これにより、目標トラックアドレスや書き込み開始セクターを認識する。
【０１６２】
そして、マイクロプロセッサ２４は、サーボ制御器４２に目標トラックアドレス（トラック番号）情報ＡＤ０をセットしてトラックシークの動作を開始させる。トラックシーク動作は、以下のように行われる。
【０１６３】
すなわち、サーボ制御器４２は、サーボ情報検出器４４で得られるトラックアドレス情報ＴＡＤによるヘッド２１Ａ，２１Ｂの現在地のトラックアドレスと目標トラックアドレスを比較し、現在地のトラックアドレスが目標トラックアドレスと一致するようにＶＣＭドライバ４１を介してボイスコイルモータ２２を制御する。また、現在地のトラックアドレスが目標トラックアドレスと一致した後、サーボ制御器４２は、サーボ情報検出器４４で得られる上述したファイン位置信号ＴＲＡに基づき、ヘッド２１Ａ，２１Ｂが目標トラックの中心に位置するようにＶＣＭドライバ４１を介してボイスコイルモータ２２を制御する。ヘッド２１Ａ，２１Ｂが目標トラックの中心に位置する状態となることでトラックシークが完了する。
【０１６４】
トラックシークが完了した後に、マイクロプロセッサ２４は、読み出しデータ処理回路３６で抽出されるセクターＩＤを参照して、書き込みの開始セクターにアクセスし、ホストコンピュータより転送されてきて書き込みデータバッファ２６に一時的に記憶されていた書き込みデータＷＤの読み出しを開始する。そして、書き込みデータ処理回路２７では書き込みデータバッファ２６より読み出された書き込みデータＷＤに対して誤り訂正符号の付加処理、ディジタル変調処理等が施されて記録データが形成され、この記録データは書き込み補償回路２８で書き込み補償されて記録アンプ２９に供給される。
【０１６５】
そして、記録アンプ２９より書き込みデータＷＤに対応した記録電流信号が出力され、この記録電流信号がインダクティブ型ヘッド２１Ａに供給される。これにより、ホストコンピュータより転送されてきた書き込みデータＷＤが、ライトコマンドで指定された磁気ディスク１１の所定セクターに書き込まれる。なお、磁気ディスク１１のデータ領域ＤＡＲのセクターＩＤの記録はフォーマット時に行われる。
【０１６６】
次に、読み出し動作を説明する。マイクロプロセッサ２４は、ホストコンピュータより送られてきたリードコマンドを受信すると、ＲＯＭ２５に記憶されている変換テーブルを利用してコマンド中の論理ブロック番号を磁気ディスク１１の物理位置（ヘッド番号、トラック番号、セクター番号）に変換する。これにより、目標トラックアドレスや読み出し開始セクターを認識する。
【０１６７】
そして、マイクロプロセッサ２４は、サーボ制御器４２に目標トラックアドレス（トラック番号）情報ＡＤ０をセットしてトラックシークの動作を開始させる。トラックシーク動作は、上述した書き込み時と同様に行われる。
【０１６８】
読み出し時には、磁気ディスク１１のデータ領域ＤＡＲよりＭＲ型ヘッド２１Ｂで再生される信号が再生アンプ３１に供給されて増幅され、その後に可変利得増幅器３２でレベル調整され、Ａ／Ｄ変換器３３でディジタル化される。Ａ／Ｄ変換器３３の出力信号に対して等化器３４で波形等化処理が行われ、データ検出器３５で再生データの検出処理が行われる。そして、データ検出器３５より出力される再生データが読み出しデータ処理回路３６に供給される。そして、データ処理回路３６では、再生データに対してディジタル復調処理、誤り訂正処理等が施されて読み出しデータＲＤが得られる。
【０１６９】
トラックシークが完了した後に、マイクロプロセッサ２４は、読み出しデータ処理回路３６で抽出されるセクターＩＤを参照して、読み出し開始セクターにアクセスする。そして、マイクロプロセッサ２４は、読み出し開始セクターにアクセスした後に、読み出しデータ処理回路３６より出力される読み出しデータＲＤを、読み出しデータバッファ３７を介してホストコンピュータに転送する。これにより、リードコマンドで指定された磁気ディスク１１の所定セクターより読み出しデータＲＤが得られ、この読み出しデータＲＤがホストコンピュータに転送される。
【０１７０】
次に、この発明の他の実施の形態について説明する。図１８は、他の実施の形態としてのサンプルサーボ型磁気ディスク装置２０Ａの要部を示しており、その他の構成は図３に示す実施の形態と同様に構成される。
【０１７１】
この磁気ディスク装置２０Ａでは、磁気ディスク装置２０と同様に、Ａ／Ｄ変換器３３の出力信号よりトラックアドレス情報ＴＡＤやトラッキング情報ＴＲＡを検出するためのサーボ情報検出器４４Ａを有している。このサーボ情報検出器４４Ａで得られるトラックアドレス情報ＴＡＤやトラッキング情報ＴＲＡはサーボ制御器４２（図３参照）に供給される。
【０１７２】
また、このサーボ情報検出器４４Ａでは、トラッキング情報ＴＲＡを形成するために検出されるファインパターンＰ1，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1/2の再生信号の振幅Ｆ1，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1/2を利用して可変利得増幅器３２の利得を制御するための利得制御信号ＳＧＣが形成される。
【０１７３】
図１９は、サーボ情報検出器４４Ａの一部の構成、すなわちファインパターンＰ1，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1/2の再生信号より振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1を検出する部分の構成と、その振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1を利用して利得制御信号ＳＧＣを形成する部分の構成を示している。
【０１７４】
ＭＲ型ヘッド２１Ｂが磁気ディスク１１の径方向に移動していく際に、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1より再生される信号の振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1は、上述した図４に示すように周期的に増減を繰り返すものとなる。そのため、加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2），（Ｆ0＋Ｆ1）は、図５に示すようにヘッド位置に依存せず、ほぼ一定となる。
【０１７５】
サーボ情報検出器４４Ａは、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号ｚ(t)をクロック信号ＣＬＫでサンプリングして得た各Ｍ個（Ｍは自然数）のサンプル値と、後述する係数発生器１０３より出力されるＭ個の重み付け係数との線形結合（ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号をクロック信号ＣＬＫでサンプリングして得た各Ｍ個のサンプル値を要素とする信号ベクトルと、Ｍ個の重み付け係数を並べた係数ベクトルとの内積）を計算するディジタル内積演算器１０１と、この演算器１０１におけるファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号に対応する各内積計算結果をラッチし、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号の振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1として出力するＤフリップフロップ１０２ａ〜１０２ｄと、Ｍ個の重み付け係数を出力する係数発生器１０３とを有している。
【０１７６】
ここで、係数発生器１０３は、係数を記憶する係数メモリと、この係数メモリに供給する読み出しアドレスを生成するアドレス発生器とから構成されている。アドレス発生器では、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号にそれぞれ同期して係数メモリよりＭ個の係数ｃiが繰り返し読み出されるように、後述するタイミング発生器１０４からのタイミング信号ＳＴＭa1に基づき、クロック信号ＣＬＫに同期して読み出しアドレスが生成される。
【０１７７】
この場合、係数ｃiとしては、振幅検出対象信号としてのファインパターンの再生信号の理想値、すなわちノイズを含まないファインパターンの再生信号をクロック信号ＣＬＫでサンプリングして得たサンプル値を信号波形のエネルギーで規格化したものと等しい係数（（２）式参照）、あるいはその係数の総和がゼロになるようにさらにレベル調整して得た係数（ＤＣフリー係数）（（２３）式参照）が用いられる。
【０１７８】
そして、演算器１０１は、ファインパターンＰ0，Ｐ1，Ｐ1/2，Ｐ3/2の再生信号に対応する各信号ベクトルのＭ個の要素と係数ベクトルのＭ個の重み付け係数とを順次掛算する１個の乗算器１１１と、この乗算器１１１の掛算結果を順次加算していく１個の累加算器１１２とから構成される。累加算器１１２は、加算器１１２ａおよび累積用レジスタ１１２ｂで構成される。ここで、乗算器１１１の出力側は加算器１１２ａの一方の入力側に接続され、加算器１１２ａの出力側は累積用レジスタ１１２ｂの入力側に接続され、このレジスタ１１２ｂの出力側は加算器１１２ａの他方の入力側に接続されている。
【０１７９】
また、サーボ情報検出器４４Ａは、Ｍ個の重み付け係数の出力開始を示すタイミング信号ＳＴＭa1を係数発生器１０３に供給し、演算器１０１を構成する累積用レジスタ１１２ｂにクリア信号ＳＣＬa1を供給し、さらにＤフリップフロップ１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃ，１０２ｄにそれぞれラッチイネーブル信号ＳＬＡaa，ＳＬＡab，ＳＬＡac，ＳＬＡadを供給するタイミング発生器１０４を有している。タイミング発生器１０４には、タイミング発生器４７（図３参照）よりサーボ領域存在時刻を示す信号ＳＥＧが供給される。タイミング発生器１０４では、ユニークパターン１５の検出時点を基準に、上述したタイミング信号ＳＴＭa1、クリア信号ＳＣＬa1、ラッチイネーブル信号ＳＬＡaa〜ＳＬＡadが形成される。
【０１８０】
ここで、タイミング信号ＳＴＭa1は、信号ＳＥＧが示すサーボ領域存在時刻から予め決められた第１〜第４のクロック時間後であって、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号のそれぞれに対応して出力される。クロック信号ＣＬＫの位相がファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号の位相と一致している場合、この第１〜第４のクロック時間後に、それぞれファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号に対応する各信号ベクトルを構成する最初の要素が演算器１０１の乗算器１１１に供給される。
【０１８１】
また、ラッチイネーブル信号ＳＬＡaa〜ＳＬＡadは、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号のそれぞれに対応して演算器１０１で信号ベクトルと係数ベクトルとの内積計算が終了した後に出力される。さらに、クリア信号ＳＣＬa1は、ラッチイネーブル信号ＳＬＡaa〜ＳＬＡadがそれぞれ出力された後、演算器６１で次回の内積計算を開始する前にそれぞれ出力される。
【０１８２】
また、サーボ情報検出器４４Ａは、Ｄフリップフロップ１０２ａ，１０２ｂより出力される振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2を加算して加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2）を得る加算器１０５と、Ｄフリップフロップ１０２ｃ，１０２ｄより出力される振幅Ｆ0，Ｆ1を加算して加算信号（Ｆ0＋Ｆ1）を得る加算器１０６と、加算器１０５，１０６の出力信号を加算して加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）を振幅検出信号ａ′として得る加算器１０７とを有している。上述したように、加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2），（Ｆ0＋Ｆ1）は、ヘッド位置に依存せずにほぼ一定となることから、振幅検出信号ａ′はヘッド位置に依存せずにほぼ一定となる。
【０１８３】
また、サーボ情報検出器４４Ａは、振幅基準レベル信号Ａrefより加算器１０７より出力される振幅検出信号ａ′を減算して振幅誤差信号を得る減算器１０８と、この振幅誤差信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器１０９と、このＤ／Ａ変換器１０９の出力信号に含まれている不要な雑音や高調波成分を除去すると共に、時間領域応答特性や周波数領域応答特性を決めるループフィルタ１１０とを有している。このループフィルタ１１０の出力信号が、上述した可変利得増幅器３２に利得制御信号ＳＧＣとして供給される。
【０１８４】
図１９に示すサーボ情報検出器４４Ａおよび可変利得増幅器３２による再生利得制御動作を説明する。
【０１８５】
図２０Ａに示すように、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号ｚ(t)は、可変利得増幅器３２でレベル調整され、Ａ／Ｄ変換器３３でディジタル信号に変換された後にディジタル内積演算器１０１に供給される。この演算器１０１によって、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号ｚ(t)を、図２０Ｋに示すクロック信号ＣＬＫでサンプリングして得た各Ｍ個のサンプル値と、係数発生器１０３より出力されるＭ個の重み付け係数ｃiとの線形結合、すなわち
上述した各Ｍ個のサンプル値を要素とする信号ベクトルと上述したＭ個の重み付け係数ｃiを要素とする係数ベクトルとの内積が計算される。
【０１８６】
図２０Ｂは、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号ｚ(t)をクロック信号ＣＬＫでサンプリングして得られるサンプル値ｚiを示している。図２０Ｃは、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号にそれぞれ同期して係数メモリより繰り返し読み出されるＭ個の係数ｃi（図の例では１３個の係数ｃ0〜ｃ12）を示している。図２０Ｄは、乗算器１１１の出力信号ｃiｚiを示している。
【０１８７】
累積用レジスタ１１２ｂには図２０Ｆに示すようにクリアＳＣＬa1が供給されるため、累積用レジスタ１１２ｂの出力信号として、図２０Ｅに示すようにファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1が順次出力される。そのため、図２０Ｇ，Ｈ，Ｉ，Ｊに示すようにラッチイネーブル信号ＳＬＡaa，ＳＬＡab，ＳＬＡac，ＳＬＡadが供給されるＤフリップフロップ１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃ，１０２ｄより振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1が出力され、加算器１０７より振幅検出信号ａ′＝（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）が得られる。
【０１８８】
そして、減算器１０８で振幅基準レベル信号Ａrefより振幅検出信号ａ′が減算されて振幅誤差信号が得られ、この振幅誤差信号がＤ／Ａ変換器１０９でアナログ信号に変換された後にループフィルタ１１０を介して可変利得増幅器３２に利得制御信号ＳＧＣとして供給される。これにより、可変利得増幅器３２の利得は、加算器１０７より出力される振幅検出信号ａ′が振幅基準レベル信号Ａrefと一致するように制御される。すなわち、可変利得増幅器３２の利得は、加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）が所定レベルとなるように制御されることとなる。
【０１８９】
このように図１８に示す実施の形態においては、サーボ情報検出器４４Ａでは、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号ｚ(t)をサンプリングして得た各Ｍ個のサンプル値を要素とする信号ベクトルと、ノイズを含まないファインパターンの再生信号をサンプリングして得たサンプル値に対応する重み付け係数ｃiを要素とする係数ベクトルとの内積を計算してファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1を得るものであり、上述した（６）式〜（２２）式により説明した離散形最尤振幅推定が行われ、高精度な振幅検出を行うことができる。そして、この振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1を加算して得られる振幅検出信号ａ′に基づいて可変利得増幅器３２の利得を制御するものであり、図３に示す実施の形態と同様に、可変利得増幅器３２の利得を高精度に制御することができる。
【０１９０】
また、重み付け係数ｃiとして、その総和がゼロになるような係数（ＤＣフリー係数）を用いることで、振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1に対するファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号のＤＣ変動の影響を回避できる。これにより、図３に示す実施の形態と同様に、記録／再生動作の切り替え後に再生信号のＤＣ成分の整定を待たずにサーボ情報の再生動作を開始できることから、データ領域ＤＡＲとサーボ領域ＳＡＲとの間に設けられるＤＣ成分の整定のための無駄領域を大幅に短縮できる。そのため、ディスク面上の有効利用を図ることができ、ディスク面当たりのデータ記録容量を増加させることができる。
【０１９１】
また、サーボ情報検出４４Ａで検出されるファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1を利用して振幅検出信号ａ′を得るようにしているので、再生信号の振幅を検出するための振幅検出器を別個に設けなくてもよくなり、回路規模の縮小化およびコストの低減化を図ることができる。
【０１９２】
なお、図１９に示すサーボ情報検出器４４Ａでは、加算器１０５〜１０７を使用して加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）を得るものであるが、この構成に限定されるものはない。例えば、１個の加算器を時分割共用して加算を行う構成等が実現できることは明らかである。
【０１９３】
また、サーボ情報検出器４４Ａは、加算器１０７より出力される加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）を振幅検出信号ａ′として利用するものであるが、磁気ヘッドの位置に依存せずに一定レベルとなる加算器１０５からの加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2）あるいは加算器１０６からの加算信号（Ｆ0＋Ｆ1）を振幅検出信号ａ′として使用することもできる。しかし、加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2）と加算信号（Ｆ0＋Ｆ1）とを加算することでノイズの影響が軽減されるため、図１９に示すように加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）を振幅検出信号ａ′として使用することで、振幅推定精度をさらに向上できる利益がある。
【０１９４】
なお、加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2）あるいは（Ｆ0＋Ｆ1）を振幅検出信号ａ′として使用する場合には、加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）を使用する場合と比較して、振幅基準レベル信号Ａrefのレベルは１／２とされることになる。
【０１９５】
図２１は加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2）を振幅検出信号ａ′として使用するように構成したサーボ情報検出器４４Ｂを示している。この図２１において、図１９と対応する部分には同一符号を付して示している。この場合、図１９における加算器１０６，１０７を省略することができるため、演算能力や回路規模を削減できる利益がある。
【０１９６】
また、図１８に示す実施の形態では、サーボ情報検出器４４Ａに存在する振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1の検出部を利用して振幅検出信号ａ′を得るようにしたものであるが、そのような検出部を独立して備える振幅検出器を、サーボ情報検出器とは別個に設けるようにしてもよい。
【０１９７】
また、図１８に示す実施の形態では、サーボ情報検出器４４Ａとクロック生成器４６とが完全に分けて構成されている。しかし、磁気ディスク１１のサーボ領域ＳＡＲにはクロックパターン１３とファインパターン１４（Ｐ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1）とがトラック長手方向に時分割多重配置されていることから、サーボ情報検出器４４Ａとクロック生成器４６とのディジタル内積演算器を時分割共用し、回路規模を大幅に削減することが考えられる。
【０１９８】
図２２は、サーボ情報検出器４４Ａとクロック生成器４６とのディジタル内積演算器を時分割共用するように構成されたサーボ情報検出器４４Ａとクロック生成器４６を示している。この図２２において、図１３，図１９と対応する部分には、同一符号を付して示している。
【０１９９】
この場合、図１９に示す構成に対して、ディジタル内積演算器１０１を構成する累積用レジスタ１１２ｂの出力側に、位相比較器５２を構成するＤフリップフロップ６２も接続される。また、係数発生器１０３の代わりに、係数発生器１０３Ａが設けられる。この係数発生器１０３Ａでは、クロックパターン１３の再生信号に対応して位相比較用のＮ個の係数ｃi が発生されると共に、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号にそれぞれ対応して振幅検出用のＭ個の係数ｃiが繰り返し発生される。
【０２００】
また、図１９に示す構成に対して、タイミング発生器１０４の代わりに、タイミング発生器１０４Ａが設けられる。このタイミング発生器１０４Ａは、位相比較用のＮ個の重み付け係数ｃiの出力開始および振幅検出用のＭ個の重み付け係数ｃiの出力開始を示すタイミング信号ＳＴＭa2を係数発生器１０３Ａに供給し、演算器１０１を構成する累積用レジスタ１１２ｂにクリア信号ＳＣＬa2を供給し、さらにＤフリップフロップ６２，１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃ，１０２ｄにそれぞれラッチイネーブル信号ＳＬＡｃ，ＳＬＡaa，ＳＬＡab，ＳＬＡac，ＳＬＡadを供給するものである。
【０２０１】
このタイミング発生器１０４Ａでは、ユニークパターン検出信号ＵＰＤによるユニークパターン１５の検出時点を基準に、上述したタイミング信号ＳＴＭa2、クリア信号ＳＣＬa2、ラッチイネーブル信号ＳＬＡｃ，ＳＬＡaa〜ＳＬＡadが形成される。ここで、クリア信号ＳＣＬa2は、ラッチイネーブル信号ＳＬＡ，ＳＬＡaa〜ＳＬＡadが出力された後、演算器１０１で次回の内積計算を開始する前にそれぞれ出力される。
【０２０２】
図２２に示す構成においては、ディジタル内積演算器１０１、Ｄフリップフロップ６２、係数発生器１０３Ａおよびタイミング発生器１０４Ａによって位相比較器５２が構成される。そして、この位相比較器５２と、Ｄ／Ａ変換器５３、ループフィルタ５４および電圧制御発振器５１とによって、図１３に示すと同様のクロック生成器４６が構成される。また、Ｄフリップフロップ６２、電圧制御発振器５１、Ｄ／Ａ変換器５３およびループフィルタ５４を除く部分によって、図１９に示すと同様のサーボ情報検出器４４Ａが構成される。
【０２０３】
なお、上述の図７に示す振幅検出器４３は、クロックパターン１３の再生信号の振幅を検出し、それを利用して利得制御信号ＳＧＣを形成するものであった。既に説明したように、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1より再生される信号の振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1は図４に示すように周期的に増減を繰り返し、加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）は、ヘッド位置に依存せずほぼ一定となる。
【０２０４】
この性質を利用すれば、図７に示す振幅検出器４３に代わって、図２３に示すような振幅検出器４３Ａも考えられる。この振幅検出器４３Ａは、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号より振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1の加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）を検出し、それを利用して利得制御信号ＳＧＣを形成するものである。
【０２０５】
振幅検出器４３Ａは、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号ｚ(t)をクロック信号ＣＬＫでサンプリングして得た各Ｍ個（Ｍは自然数）のサンプル値と、後述する係数発生器１２３より出力されるＭ個の重み付け係数との線形結合（ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号をクロック信号ＣＬＫでサンプリングして得た各Ｍ個のサンプル値を要素とする信号ベクトルと、Ｍ個の重み付け係数を並べた係数ベクトルとの内積）を連続的に計算するディジタル内積演算器１２１と、この演算器１２１におけるファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号に対応する各内積計算結果の総和をラッチし、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号の振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1の加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）を出力するＤフリップフロップ１２２と、Ｍ個の重み付け係数ｃiを繰り返し出力する係数発生器１２３とを有している。
【０２０６】
ここで、係数発生器１２３は、係数を記憶する係数メモリと、この係数メモリに供給する読み出しアドレスを生成するアドレス発生器とから構成されている。アドレス発生器では、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号にそれぞれ同期して係数メモリよりＭ個の重み付け係数ｃiが繰り返し読み出されるように、後述するタイミング発生器１２４からのタイミング信号ＳＴＭa3に基づき、クロック信号ＣＬＫに同期して読み出しアドレスが生成される。
【０２０７】
この場合、係数ｃi は、ノイズを含まないファインパターンの再生信号をクロック信号ＣＬＫでサンプリングして得たサンプル値を信号波形のエネルギーで規格化したものと等しい係数（（２）式参照）、あるいはその係数の総和がゼロになるようにさらにレベル調整して得た係数（ＤＣフリー係数（（２３）式参照）が用いられる。
【０２０８】
そして、演算器１２１は、ファインパターンＰ0，Ｐ1，Ｐ1/2，Ｐ3/2の再生信号に対応する各信号ベクトルのＭ個の要素と係数ベクトルのＭ個の重み付け係数ｃiとを順次掛算する１個の乗算器１３１と、この乗算器１３１の掛算結果を順次加算していく１個の累加算器１３２とから構成される。累加算器１３２は、加算器１３２ａおよび累積用レジスタ１３２ｂで構成される。ここで、乗算器１３１の出力側は加算器１３２ａの一方の入力側に接続され、加算器１３２ａの出力側は累積用レジスタ１３２ｂの入力側に接続され、このレジスタ１３２ｂの出力側は加算器１３２ａの他方の入力側に接続されている。
【０２０９】
また、振幅検出器４３Ａは、Ｍ個の重み付け係数ｃiの出力開始を示すタイミング信号ＳＴＭa3を係数発生器１２３に供給し、演算器１２１を構成する累積用レジスタ１３２ｂにクリア信号ＳＣＬa3を供給し、さらにＤフリップフロップ１２２にそれぞれラッチイネーブル信号ＳＬＡa3を供給するタイミング発生器１２４を有している。タイミング発生器１２４には、タイミング発生器４７（図３参照）よりサーボ領域存在時刻を示す信号ＳＥＧが供給される。タイミング発生器１２４では、信号ＳＥＧが示す時刻を基準に、上述したタイミング信号ＳＴＭa3、クリア信号ＳＣＬa3、ラッチイネーブル信号ＳＬＡa3が形成される。
【０２１０】
ここで、タイミング信号ＳＴＭa3は、ユニークパターン１５の検出時点から予め決められた第１〜第４のクロック時間後であって、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号のそれぞれに対応して出力される。クロック信号ＣＬＫの位相がファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号の位相と一致している場合、この第１〜第４のクロック時間後に、それぞれファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号に対応する各信号ベクトルを構成する最初の要素が演算器１２１の乗算器１３１に供給される。
【０２１１】
また、ラッチイネーブル信号ＳＬＡa3は、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号のそれぞれに対応して演算器１２１で信号ベクトルと係数ベクトルとの内積計算が全て行われた後に出力される。さらに、クリア信号ＳＣＬa3は、ラッチイネーブル信号ＳＬＡa3が出力された後、演算器１２１で次回の内積計算を開始する前に出力される。
【０２１２】
また、振幅検出器４３Ａは、振幅基準レベル信号ＡrefよりＤフリップフロップ１２２より出力される加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）、すなわち振幅検出信号ａ′を減算して振幅誤差信号を得る減算器１２５と、この振幅誤差信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器１２６と、このＤ／Ａ変換器１２６の出力信号に含まれている不要な雑音や高調波成分を除去すると共に、時間領域応答特性や周波数領域応答特性を決めるループフィルタ１２７とを有している。このループフィルタ１２７の出力信号が、上述した可変利得増幅器３２に利得制御信号ＳＧＣとして供給される。
【０２１３】
図２３に示す振幅検出器４３Ａおよび可変利得増幅器３２による再生利得制御動作を説明する。
【０２１４】
図２４Ａに示すように、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号ｚ(t)は、可変利得増幅器３２でレベル調整され、Ａ／Ｄ変換器３３でディジタル信号に変換された後にディジタル内積演算器１２１に供給される。この演算器１２１によって、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号ｚ(t)を、図２４Ｈに示すクロック信号ＣＬＫでサンプリングして得た各Ｍ個のサンプル値と、係数発生器１２３より出力されるＭ個の重み付け係数ｃiとの線形結合、すなわち上述した各Ｍ個のサンプル値を要素とする信号ベクトルと上述したＭ個の重み付け係数ｃiを要素とする係数ベクトルとの内積が連続して計算される。
【０２１５】
図２４Ｂは、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号ｚ(t)をクロック信号ＣＬＫでサンプリングして得られるサンプル値ｚiを示している。図２４Ｃは、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号にそれぞれ同期して係数メモリより繰り返し読み出されるＭ個の係数ｃi（図の例では１３個の係数ｃ0〜ｃ12）を示している。図２４Ｄは、乗算器１３１の出力信号ｃiｚiを示している。
【０２１６】
累積用レジスタ１３２ｂに図２４Ｆに示すようにクリア信号ＳＣＬa3が供給されることから、累積用レジスタ１３２ｂにはファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号に対応する内積計算の結果が順次累積されていく。したがって、累積用レジスタ１３２ｂの出力として、図２４Ｅに示すように、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号に対応する内積計算がそれぞれ終了した時点で、Ｆ1/2、（Ｆ1/2＋Ｆ3/2）、（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0）、（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）が得られる。ここで、Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1は、それぞれファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号の振幅である。そのため、図２４Ｇに示すようにラッチイネーブル信号ＳＬＡa3が供給されるＤフリップフロップ１２２より加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）が振幅検出信号ａ′として得られる。
【０２１７】
そして、減算器１２５で振幅基準レベル信号Ａrefより振幅検出信号ａ′が減算されて振幅誤差信号が得られ、この振幅誤差信号がＤ／Ａ変換器１２６でアナログ信号に変換された後にループフィルタ１２７を介して可変利得増幅器３２に利得制御信号ＳＧＣとして供給される。これにより、可変利得増幅器３２の利得は、Ｄフリップフロップ１２２より出力される振幅検出信号ａ′が振幅基準レベル信号Ａrefと一致するように制御される。すなわち、可変利得増幅器３２の利得は、加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）が所定レベルとなるように制御されることとなる。
【０２１８】
このように図２３に示す振幅検出器４３Ａでは、ファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号ｚ(t)をサンプリングして得た各Ｍ個のサンプル値を要素とする信号ベクトルと、ノイズを含まないファインパターンの再生信号をサンプリングして得たサンプル値に対応するＭ個の重み付け係数ｃiを要素とする係数ベクトルとの内積を連続して計算して加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）を得るものであり、上述した（６）式〜（２２）式により説明した離散形最尤振幅推定が行われ、高精度な振幅検出を行うことができる。そして、この加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）を振幅検出信号ａ′として可変利得増幅器３２の利得を制御するものであり、図７に示す振幅検出器４３と同様に、可変利得増幅器３２の利得を高精度に制御することができる。
【０２１９】
また、重み付け係数ｃiとして、その総和がゼロになるような係数（ＤＣフリー係数）を用いることで、加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）に対するファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号のＤＣ変動の影響を回避できる。これにより、図７に示す振幅検出器４３と同様に、記録／再生動作の切り替え後に再生信号のＤＣ成分の整定を待たずにサーボ情報の再生動作を開始できることから、データ領域ＤＡＲとサーボ領域ＳＡＲとの間に設けられるＤＣ成分の整定のための無駄領域を大幅に短縮できる。そのため、ディスク面上の有効利用を図ることができ、ディスク面当たりのデータ記録容量を増加させることができる。
【０２２０】
また、累積用レジスタ１３２ｂにはファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号に対応する内積計算の結果が順次累積されていき、Ｄフリップフロップ１２２より直接加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）が得られるものであり、例えば図１９に示すようにファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号の振幅Ｆ1/2，Ｆ3/2，Ｆ0，Ｆ1を加算器１０５〜１０７で加算して加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）を得るということが必要なく、回路構成が簡単にできる利益がある。
【０２２１】
図２３に示す振幅検出器４３Ａでは加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）を振幅検出信号ａ′として得るものであったが、クリア信号ＳＣＬa3やラッチイネーブル信号ＳＬＡa3のタイミングを調整することで加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2）あるいは（Ｆ0＋Ｆ1）を振幅検出信号ａ′として得るようにしてもよい。上述したように、加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2）あるいは（Ｆ0＋Ｆ1）はヘッド位置に依存せずほぼ一定となる。したがって、加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2）あるいは（Ｆ0＋Ｆ1）を振幅検出信号ａ′として使用しても、可変利得増幅器３２の利得を高精度に制御することができる。その場合には、加算信号（Ｆ1/2＋Ｆ3/2＋Ｆ0＋Ｆ1）を使用する場合と比較して、振幅基準レベル信号Ａrefのレベルは１／２とされることになる。
【０２２２】
ところで、磁気ディスク１１の一周時間の内にサーボ領域が占める割合は通常５％程度であり、クロックパターン１３やファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の振幅検出は厳密にリアルタイムで行う必要はなく、サーボ制御ループの特性が劣化しない程度であれば、多少の演算遅延時間の増加は問題ではない。クロック信号の周波数が高すぎるために、乗算器や累加算器の演算時間が間に合わない場合には、上述した各パターンをサンプリングして得たサンプル値を一旦ＦＩＦＯバッファメモリ等に蓄積し、その後でゆっくりと内積演算処理を行う構成とすることも可能である。
【０２２３】
また、特に磁気ディスク装置においては、トラック存在半径によって再生信号波形の半値幅が変化する場合がある。この場合には、ディスク面を複数のゾーンに分割し、上述した最尤振幅推定器の係数メモリに、各ゾーンにおける代表的な半値幅を想定した複数の参照波形に対応する係数をあらかじめ記憶しておけばよい。ヘッド位置決め時には、位置決め目標トラックの前記ゾーンの番号をあらかじめサーボ制御部において知りうるので、当該ゾーンに対応した係数ベクトルを読み出せるように係数発生器の係数メモリに読み出しアドレスを与えることにより、常にほぼ最適な係数ベクトルを用いて精度良く振幅推定を行うことができる。
【０２２４】
また、上述の実施の形態においては、クロックパターン１３やファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1の再生信号波形がダイパルスの場合について説明したが、その他の波形である場合にも、この発明は有効である。特に、一つの磁化反転あるいは凸部端から再生された孤立再生波形を対象とする場合にも好適である。
【０２２５】
また、上述実施の形態においては、位相比較に必要な複数サンプル値の線形結合をＡ／Ｄ変換器３３により得た信号サンプルに対するディジタル演算で得るものであるが、この発明は、特開平８−６９６６８号公報に示されるようにアナログ遅延回路と演算増幅器により線形結合を常に計算し、その出力をサンプリングパルス発生器の与える時刻でサンプルホールドして振幅検出出力を得るものにも同様に適用できる。この場合、重み付けを行う演算増幅器の利得群をその総和がゼロになるように調整されることで、上述実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。
【０２２６】
また、上述実施の形態では、一つの凸部から構成されるクロックパターン１３やファインパターンＰ1/2，Ｐ3/2，Ｐ0，Ｐ1のダイパルス再生波形を対象として振幅検出器４３、４３Ａ等を構成したものであるが、この発明は、複数の凸部が任意に組み合わされたパターンの再生波形を対象とするものにも、そのパターンに応じた係数ベクトルを準備することで同様に適用できる。この場合、パターンが複数の凸部により構成されると、再生信号波形が長くなり、信号エネルギーが増大するので、振幅検出精度が向上する。この場合においても、線形結合の重み付け係数の総和がゼロになるように調整されることで、記録／再生切り替え後のＤＣ変動の影響を受けにくい高安定な振幅検出および利得制御を行うことができる。
【０２２７】
【発明の効果】
この発明は、振幅検出対象信号を所定のサンプリング時刻でサンプリングして得たＭ個のサンプル値を要素とする信号ベクトルと、振幅検出対象信号の理想値を上記所定のサンプリング時刻でサンプリングして得たＭ個のサンプル値に対応する重み付け係数を並べた係数ベクトルとの内積を計算して振幅検出結果を得るものであり、振幅検出対象信号から高精度な振幅検出をすることができる。そして、この振幅検出結果に基づいて再生信号の利得制御を行うことで、高精度の利得制御を行うことができる。
【０２２８】
また、上記Ｍ個の重み付け係数の総和をほぼ０とすることで、振幅検出対象信号のＤＣ変動が振幅検出結果に及ぼす影響を軽減できる。これにより、ディスク装置では、記録／再生動作の切り替え後に再生信号のＤＣ成分の完全整定を待たずにサーボ情報の再生動作を開始できることから、データ領域とサーボ領域との間に設けられるＤＣ成分の整定のための無駄領域を大幅に短縮できる。そのため、ディスク面上の有効利用を図ることができ、ディスク面当たりのデータ記録容量を増加させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態における磁気ディスクの概略構成を示す図である。
【図２】クロックパターンに対応して得られるダイパルスを示す図である。
【図３】この発明の実施の形態としてのサンプルサーボ型磁気ディスク装置を示すブロック図である。
【図４】ヘッドずらし量と第１相〜第４相のファインパターンの再生信号との関係を示す図である。
【図５】ヘッドずらし量と第１相、第３相のファインパターンの再生信号の減算信号おおび加算信号との関係、ヘッドずらし量と第２相、第４相のファインパターンの再生信号の減算信号および加算信号との関係を示す図である。
【図６】ファインパターンと再生ヘッド（ＭＲ型ヘッド）との位置関係を示す図である。
【図７】実施の形態の磁気ディスク装置を構成する振幅検出器を示すブロック図である。
【図８】記録パターンからの再生信号の振幅検出モデルを示す図である。
【図９】ダイパルス形再生信号を示す図である。
【図１０】振幅検出用の係数ベクトルの例を示す図である。
【図１１】データ再生モードの再生信号波形を示す図である。
【図１２】データ記録モードの再生信号波形を示す図である。
【図１３】実施の形態の磁気ディスク装置を構成するクロック生成器を示すブロック図である。
【図１４】クロック生成器で使用される従来と実施の形態とにおける係数の例（係数総数Ｎ＝１１）を示す図である。
【図１５】クロック生成器で使用される従来と実施の形態とにおける係数の例（係数総数Ｎ＝２１）を示す図である。
【図１６】シミュレーションに用いたサーボ領域の再生信号を示す図である。
【図１７】サーボ領域の再生信号に重畳したＤＣ成分ｄが誤差に与える影響を示す図である。
【図１８】この発明の他の実施の形態としてのサンプルサーボ型磁気ディスク装置の要部の構成を示すブロック図である。
【図１９】他の実施の形態の磁気ディスク装置を構成するサーボ情報検出器の一部を示すブロック図である。
【図２０】図１９に示す構成における再生利得制御動作を説明するための図である。
【図２１】他のサーボ情報検出器の一部を示すブロック図である。
【図２２】サーボ情報検出器の一部とクロック生成器を示すブロック図である。
【図２３】振幅検出器の他の構成を示すブロック図である。
【図２４】図２３に示す構成における再生利得制御動作を説明するための図である。
【符号の説明】
１１・・・磁気ディスク、１１ａ・・・ディスク基板、１１ｂ・・・磁性層、１２・・・アドレスパターン、１３・・・クロックパターン、１４（Ｐ0，Ｐ1/2，Ｐ1，Ｐ3/2）・・・ファインパターン、１５・・・ユニークパターン、２０，２０Ａ・・・サンプルサーボ型磁気ディスク装置、２１Ａ・・・インダクティブ型ヘッド、２１Ｂ・・・磁気抵抗効果型ヘッド（ＭＲ型ヘッド）、２２・・・ボイスコイルモータ、２３・・・インタフェース部、２４・・・マイクロプロセッサ、２５・・・ＲＯＭ、２６・・・書き込みデータバッファ、２７・・・書き込みデータ処理回路、２８・・・書き込み補償回路、２９・・・記録アンプ、３１・・・再生アンプ、３２・・・可変利得増幅器、３３・・・Ａ／Ｄ変換器、３４・・・等化器、３５・・・データ検出器、３６・・・読み出しデータ処理回路、３７・・・読み出しデータバッファ、４１・・・ＶＣＭドライバ、４２・・・サーボ制御器、４３、４３Ａ・・・振幅検出器、４４，４４Ａ，４４Ｂ・・・サーボ情報検出器、４５・・・ユニークパターン検出器、４６・・・クロック生成器、４７・・・タイミング発生器、５１・・・電圧制御発振器、５２・・・位相比較器、５３，８６，１０９，１２６・・・Ｄ／Ａ変換器、５４，８７，１１０，１２７・・・ループフィルタ、６１，８１，１０１，１２１・・・ディジタル内積演算器、６２，８２，１０２ａ〜１０２ｄ，１２２・・・Ｄフリップフロップ、６３，８３，１０３，１２３・・・係数発生器、６４・・・ＰＬＬコントローラ、７１，９１，１１１，１３１・・・乗算器、７２，９２，１１２，１３２・・・累加算器、７２ａ，９２ａ，１１２ａ，１０５〜１０７，１３２ａ・・・加算器、７２ｂ，９２ｂ，１１２ｂ，１３２ｂ・・・累積用レジスタ、８４，１０４，１２４・・・タイミング発生器、８５，１０８，１２５・・・減算器
【図１】
0003767037.tif 000032
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
0003767037.tif 000042
【図１２】
0003767037.tif 000043
【図１３】
0003767037.tif 000044
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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