(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を整流して直流電源を生成する整流回路と、前記直流電源に基づくスイッチング動作を行うことで高周波電流を生成するインバータ回路と、このインバータ回路の動作を制御する制御回路と、前記商用交流電源を整流した直流電源に基づくスイッチング動作を行うことで前記制御回路の動作用電源を生成するスイッチング電源回路とを備えてなるインバータ調理器において、
前記スイッチング電源回路の動作周波数は、インバータ回路のスイッチング周波数を規定する発振信号の周波数よりも高く設定されており、
前者の発振基準タイミングを、後者の発振信号の発振基準タイミングに周期的に同期させるように構成されていることを特徴とするインバータ調理器。
【請求項２】
スイッチング電源回路の動作周波数の発振基準タイミングを、インバータ回路のスイッチング周波数を規定する発振信号の発振基準タイミングに当該タイミングの発生毎に同期させるように構成されていることを特徴とする請求項１記載のインバータ調理器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源に基づくスイッチング動作を行うことで高周波電流を生成するインバータ回路と、このインバータ回路の動作を制御する制御回路の動作用電源を生成するスイッチング電源回路とを備えてなり、前記高周波電流を利用して加熱調理を行うインバータ調理器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図９は、誘導加熱調理器に適用されるインバータ調理器の電気的構成を示す図である。この図９において、ダイオードブリッジで構成される整流回路１の交流入力端子は、商用交流電源２に接続されており、直流出力端子は、リアクタ３を介して平滑コンデンサ４の両端に接続されている。
【０００３】
その平滑コンデンサ４の両端には、直流母線５，６を介して、正側及び負側のＩＧＢＴ７及びＩＧＢＴ８からなるアームが接続されており、以てハーフブリッジ型のインバータ回路９を構成している。ＩＧＢＴ７及び８のコレクタ−エミッタ間には、フリーホイールダイオード１０及び１１が夫々接続されている。インバータ主回路９の出力端子９ａには、加熱コイル１２の一端が接続されており、加熱コイル１２の他端と直流母線６との間には、共振コンデンサ１３とダイオード１４との並列回路が接続されている。
【０００４】
また、出力端子９ａには、スナバコンデンサ１５の一端が接続されており、スナバコンデンサ１５の他端は、ＩＧＢＴ１６のコレクタ−エミッタを介して直流母線６に接続されている。そして、ＩＧＢＴ１６のコレクタ−エミッタ間には、フリーホイールダイオード１７が接続されている。これらは、所謂スナバ回路を構成しており、インバータ調理器の動作時におけるスイッチング損失を減少させるために設けられている。
【０００５】
マイクロコンピュータなどを中心として構成される出力制御回路１８には、基準発振器１９が出力する所定周波数の発振信号ＶOSCが与えられると共に、図示しない操作部より出力される入力電流調整信号が与えられるようになっている。そして、平滑コンデンサ４には、電流トランス２１が介挿されており、その電流トランス２１の出力端子は、電流検出回路２２を介して出力制御回路１８の入力端子に接続されている。
【０００６】
出力制御回路１８は、フォトカプラなどで構成される駆動回路２３を介してＩＧＢＴ７，８及び１６のゲートにゲート信号（オンオフ信号）を出力するようになっている。また、そのゲート信号と同じタイミング信号が、電流検出回路２２にも与えられるようになっている。
【０００７】
電流検出回路２２は、電流トランス２１が検出する平滑コンデンサ４に流入する高周波電流を、出力制御回路１８から与えられるタイミング信号に基づいて後述のように検出することにより入力電流値及び回生電流値を検出し、検出した電流値をＡ／Ｄ変換して出力制御回路１８に与えるようになっている。尚、これらの動作の詳細については、特開平１１−８９２４５号公報に開示されている。
【０００８】
そして、出力制御回路１８は、上記入力電流値及び回生電流値並びに入力電流調整信号に基づいて、各ＩＧＢＴ７，８及び１６に対するゲート信号の出力タイミングを調整するようになっている。以上がインバータ調理器を構成している。
【０００９】
加熱コイル１２の上には、トッププレート２４を介して鍋２５が載置され、インバータ回路９により加熱コイル１２に、例えば、２１．５ｋＨｚの高周波電流を供給して、鍋２５に誘導電流（渦電流）を発生させて誘導加熱を行うようになっている。
【００１０】
インバータ回路９の負側のＩＧＢＴ８は、一周期中の後半で常に５０％デューティでオンされるようになっており、出力制御回路１８は、入力電流調整信号の設定に応じて、加熱コイル１２に対する電流の供給量を、正側のＩＧＢＴ７の一周期中前半のオン時間デューティを０〜５０％未満の間で変化させることで制御するようになっている。
【００１１】
スイッチング電源回路２６は、５Ｖ，１２Ｖの制御用電源１５Ｖのゲート駆動用電源を生成し、制御部２７を構成する出力制御回路１８，基準発振器１９及び駆動回路２３などに供給するものである。図１０には、スイッチング電源回路２６の詳細な構成を示す。ダイオードブリッジ２８の交流入力端子は商用交流電源２の両端に接続されており、直流出力端子には、平滑コンデンサ２９が接続されている。
【００１２】
高周波トランス３０の一次巻線３０ａとトランジスタ（またはＦＥＴ）３１との直列回路は、平滑コンデンサ２９の両端に接続されている。また、一次巻線３０ａの両端には、ダイオード３２，コンデンサ３３及び抵抗３４からなるスナバ回路３５が接続されている。
【００１３】
高周波トランス３０の二次巻線３０ｂの一端は、ダイオード３６及びコンデンサ３７の直列回路を介してグランドに接続されており、他端はグランドに直接接続されている。ダイオード３６及びコンデンサ３７の共通接続点からは、１２Ｖの制御用電源ＶCC2 が出力される。また、二次巻線３０ｂの中間タップ３０ｂｍは、ダイオード３８及びコンデンサ３９の直列回路を介してグランドに接続されており、これらの共通接続点からは、５Ｖの制御用電源ＶCC1 が出力される。
【００１４】
高周波トランス３０の二次巻線３０ｃの一端は、ダイオード４０及びコンデンサ４１の直列回路を介してグランドに接続されており、他端はグランドに直接接続されている。また、二次巻線３０ｄの一端も、同様にダイオード４２及びコンデンサ４３の直列回路を介してグランドに接続され、他端はグランドに直接接続されている。ダイオード４０及びコンデンサ４１の共通接続点からは、ＩＧＢＴ７のゲート駆動用電源Ｖigbt1 （１５Ｖ）が出力され、ダイオード４２及びコンデンサ４３の共通接続点からは、ＩＧＢＴ８のゲート駆動用電源Ｖigbt2 （１５Ｖ）が出力されるようになっている。
【００１５】
また、コンデンサ３９の両端には、分圧抵抗４４及び４５の直列回路が接続されており、これらの共通接続点は、制御ＩＣ４６のＶFBK 端子に接続されている。制御ＩＣ４６は、スイッチング電源回路２６の制御を行うＩＣである（ＰＷＭコントローラ，例えば、テキサスインスツルメンツ社のＴＬ２８４３など）。
【００１６】
制御ＩＣ４６のＶREF 端子は、抵抗４７及びコンデンサ４８の直列回路を介してグランドに接続されており、これらの共通接続点（分圧電圧ＶT ）は制御ＩＣ４６のRT/CT 端子に接続されている。抵抗４７及びコンデンサ４８は、その時定数により制御ＩＣ４６においてＰＷＭ搬送波として生成される三角波ＶSAW の発振周波数（数１０ｋＨｚ）を設定するものである（即ち、三角波発振回路の一部を構成している）。
【００１７】
即ち、ＶREF 端子には、制御ＩＣ４６の内部で生成される５Ｖのリファレンス電圧が出力され、抵抗４７を介してコンデンサ４８が充電される。制御ＩＣ４６は、RT/CT 端子における三角波ＶSAW の振幅が３Ｖに達するとコンデンサ４８を放電し、その振幅が１Ｖまで低下するとコンデンサ４８の放電を停止するように発振回路が構成されている。即ち、抵抗４７及びコンデンサ４８が有するＲＣ時定数によって三角波ＶSAW の発振周波数が規定されるようになっている。
【００１８】
制御ＩＣ４６は、三角波ＶSAW と、分圧電圧ＶCC1 に基づき内部で生成される基準電圧とを比較して生成したＰＷＭ信号をOUT 端子に出力する。そのOUT 端子はトランジスタ３１のベースに接続されており、出力されるＰＷＭ信号によりトランジスタ３１を駆動してスイッチング動作を行わせる。そして、制御ＩＣ４６は、分圧電圧ＶCC1 を参照して制御用電源が５Ｖに維持されるように制御することで、他の電源電圧１２Ｖ，１５Ｖも維持するようになっている。
【００１９】
斯様に構成されるスイッチング電源回路２６を用いることで、小型の高周波トランス３０を使用することができると共に、１個の高周波トランス３０で複数の電圧の電源を生成して供給できるため、総じて電源回路部分を小型化し、低コスト化を図ることができる。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、インバータ調理器にスイッチング電源回路２６を用いた場合は、次のような問題が発生することがある。図１１は、基準発振器１９が出力する発振信号ＶOSC と三角波ＶSAW とを示すものである。通常、これらの周波数は、ユーザに不快な発振音として認識させることを防止するため、何れも可聴周波数帯より高くなるように設定される。
【００２１】
例えば、前者の周波数が４４ｋＨｚであり、後者の周波数が９２ｋＨｚであるとすると、インバータ主回路９のスイッチング周波数は４４ｋＨｚの１／２となり両者の周波数差は７０ｋＨｚであるから、これらの干渉音が発生することはない。ところが、電磁調理器の筺体構造や回路基板の配線パターン、或いは配線の引き回し状態などによっては、スイッチング動作周波数ＶOSC に高調波成分が含まれることがある。すると、図１２に示すように、基本波２２ｋＨｚの４倍高調波は８８ｋＨｚとなるため、三角波ＶSAW との周波数差は４ｋＨｚとなってしまい、ユーザの聴覚に干渉音として認識されてしまう。
【００２２】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、スイッチング電源回路を備えている場合でも、干渉音の発生を確実に防止することができるインバータ調理器を提供することにある。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載のインバータ調理器は、商用交流電源を整流して直流電源を生成する整流回路と、前記直流電源に基づくスイッチング動作を行うことで高周波電流を生成するインバータ回路と、このインバータ回路の動作を制御する制御回路と、前記商用交流電源を整流した直流電源に基づくスイッチング動作を行うことで前記制御回路の動作用電源を生成するスイッチング電源回路とを備えてなるものにおいて、
前記スイッチング電源回路の動作周波数を、インバータ回路のスイッチング周波数を規定する発振信号の周波数よりも高く設定し、
前者の発振基準タイミングを、後者の発振信号の発振基準タイミングに周期的に同期させるように構成されていることを特徴とする。
【００３０】
ここで言う「発振基準タイミング」とは、発振信号波形の振幅が各周期において所定のレベルを示す時（位相）を基準とするタイミングであり、例えば、振幅が最大値や最小値を示す時点などである。そして、「一方の発振基準タイミングを、他方の発振基準タイミングに周期的に同期させる」とは、例えば、一方の発振信号波形が最小値を示す時点で、他方の発振信号波形も同時に最小値を示すように調整することを意味する。斯様に調整を行うと、被同期側の発振信号には、同期側の発振周波数成分（基本波若しくはその高調波）が含まれるようになり、その結果、被同期側の本来の発振周波数が有している周期性は実質的に低下することになる。
【００３１】
即ち、上記のように構成すれば、スイッチング電源回路の動作周波数の周期性が低下する。尚、スイッチング電源回路においては、動作周波数が多少変動したとしても電源生成動作に及ぼす影響は少ない。そして、周波数の周期性が低下すれば、その周波数信号の出力レベル（パワー）が低下するので、一方の基本波成分と他方の高調波成分との関係において発生する干渉音のレベルを低下させることができる。
この場合、請求項２に記載したように、スイッチング電源回路の動作周波数の発振基準タイミングを、インバータ回路のスイッチング周波数を規定する発振信号の発振基準タイミングに当該タイミングの発生毎に同期させるように構成すると良い。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を電磁調理器に適用した場合の第１実施例について図１乃至図３を参照して説明する。尚、図９及び図１０と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第１実施例の構成は、スイッチング電源回路２６を、スイッチング電源回路５１に置き換えたものとなっている。
【００３３】
スイッチング電源回路５１の構成を示す図１において、スイッチング電源回路５１では、制御ＩＣ４６のＶREF 端子及びRT/CT 端子に外付けされていた抵抗４７が可変抵抗５２に置き換えられている。そして、可変抵抗５２とコンデンサ４８とが調整部５３を構成している。その他の構成は図１０と同様である。
【００３４】
次に、本実施例の作用について図２および図３をも参照して説明する。本実施例では、可変抵抗５２の抵抗値を変化させることで、制御ＩＣ４６の発振回路で生成されるＰＷＭ搬送波の三角波ＶSAW の周波数が、インバータ回路９のスイッチング周波数２２ｋＨｚの４倍の８８ｋＨｚとなるように調整する。即ち、上述したように、制御ＩＣ４６は、ＶREF 端子及びRT/CT 端子に外付けされる抵抗及びコンデンサが有するＲＣ時定数によって発振周波数が規定される構成であるから、可変抵抗５２の抵抗値を変化させれば三角波ＶSAW の周波数を調整することができる。
【００３５】
具体的には、例えば、電磁調理器の製造ラインにおいて、制御部２７が構成されている回路基板の出荷検査を行う場合に、作業者が基準発振器１９より出力される発振信号ＶOSC の発振周波数を、オシロスコープまたは周波数カウンタで計測する。次に、制御ＩＣ４６のRT/CT 端子において、三角波ＶSAW の周波数をオシロスコープまたは周波数カウンタで計測しながら、前記周波数が２倍となるように可変抵抗５２の抵抗値を調整する（図２参照）。
【００３６】
斯様に調整を行うことで、図３に示すように、スイッチング周波数２２ｋＨｚの４倍高調波は、三角波ＶSAW の周波数８８ｋＨｚに一致するようになるので、両者の干渉音の発生は回避される。
【００３７】
以上のように本実施例によれば、スイッチング電源回路５１におけるスイッチング周波数を、インバータ回路９におけるスイッチング周波数の４倍に設定したので、スイッチング電源回路５１側の基本波成分と、インバータ回路９側の高調波成分との差分の周波数が可聴周波数域に属することはなく、干渉音の発生を確実に回避することができる。
【００３８】
また、本実施例によれば、スイッチング電源回路５１に、スイッチング周波数を調整するための調整部５３を備えたので、各電磁調理器に組み込まれているスイッチング電源回路５１のスイッチング周波数にばらつきがある場合でも、干渉音が発生しないように周波数を調整することができる。
【００３９】
そして、スイッチング電源回路５１を、制御ＩＣ４６を備えてＲＣ時定数で発振周波数を規定する構成として、調整部５３を可変抵抗５２とコンデンサ４８とで構成したので、可変抵抗５２の抵抗値を可変することでスイッチング周波数を適切に調整することができる。
【００４０】
図４は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実施例におけるスイッチング電源回路５４は、第１実施例における可変抵抗５２を、３組の抵抗５５（ａ，ｂ，ｃ）及び切り替えスイッチ５６（ａ，ｂ，ｃ）の直列回路に置き換えることで、調整部５７を構成している。切り替えスイッチ５６は、例えばディップスイッチなどで構成すると良い。
【００４１】
以上のように構成された第２実施例によれば、第１実施例において述べた場合と同様にして、スイッチング電源回路５４における三角波ＶSAW の周波数がインバータ主回路９のスイッチング周波数２２ｋＨｚの４倍の８８ｋＨｚ（またはその付近）となるように調整する際に、切り替えスイッチ５６（ａ，ｂ，ｃ）を適宜オンオフすればＲＣ時定数を変化させて調整することができる。
【００４２】
図５乃至図７は、本発明の第３実施例を示すものである。コンパレータ５８は、基準発振器１９より出力される発振信号ＶOSC と、５Ｖ電源電圧を分圧する抵抗５９及び６０により設定されるしきい値電圧Ｖthとを比較するものであり、その出力端子は、ベース抵抗６１を介してＰＮＰ型のトランジスタ６２のベースに接続されている。トランジスタ６２のエミッタは、５Ｖ電源に接続されており、コレクタは出力抵抗６３を介してグランドに接続されている。
【００４３】
一端が、制御ＩＣ４６のRT/CT 端子に外付けされているコンデンサ４８の他端側は、抵抗６４を介してグランドに接続されており、それらの共通接続点はコンデンサ６５を介してトランジスタ６３のコレクタに接続されている。コンデンサ６５及び抵抗６４は微分回路を構成している。尚、第３実施例では、三角波ＶSAW の発振周波数は、従来構成と同様の９２ｋＨｚとなっている。以上がスイッチング電源回路６６を構成している。
【００４４】
次に、第３実施例の作用について図６及び図７をも参照して説明する。発振信号ＶOSC のレベルがしきい値電圧Ｖthよりも低くなると（発振基準タイミング）、コンパレータ５８の出力レベルがロウになりトランジスタ６２がオンする。すると、抵抗６４には瞬間的に微分電圧が印加されるので、図６（ｂ）に示すように、時点αにおいて三角波ＶSAW に微分電圧が重畳される。
【００４５】
この時、三角波ＶSAW のレベルは瞬間的に３Ｖを超えるため、コンデンサ４８は放電される。すると、三角波ＶSAW は、その時点（位相）に最低振幅（発振基準タイミング）を示すことになる。即ち、三角波ＶSAW は、発振信号ＶOSC の一周期（インバータ回路９のスイッチング周波数の２周期）毎に発振基準タイミングにおいて同期化されるようになっている。
【００４６】
このように同期化制御を行うと、被同期側の三角波ＶSAW には、同期側の発振信号ＶOSCの発振周波数成分が含まれるようになるため、その結果、三角波ＶSAWの本来の発振周波数９２ｋＨｚが有している周期性は実質的に低下することになる（図７参照）。
【００４７】
従って、インバータ回路９のスイッチング周波数の４倍高調波８８ｋＨｚと、三角波ＶSAW の基本波９２ｋＨｚとの間で干渉音が発生しているとしても、９２ｋＨｚのパワーが低下するため、干渉音の発生レベルも小さくなる。
尚、スイッチング電源回路６６においては、動作周波数が多少変動したとしても電源生成動作に及ぼす影響は少ない。
【００４８】
以上のように第３実施例によれば、スイッチング電源回路６６における三角波ＶSAW の発振基準タイミングを、インバータ回路９のスイッチング周波数を規定する発振信号ＶOSC の発振基準タイミングに周期的に同期させるようにしたので、干渉音の発生レベルを低下させることができる。
【００４９】
図８は、本発明の第４実施例を示すものである。第４実施例では、図９に示す従来構成において基準発振器１９を削除し、スイッチング電源回路２６Ａより三角波ＶSAW を外部に出力させる。そして、三角波ＶSAW を、分周回路６７を介して２分周したものを、出力制御回路１８に発振信号ＶOSC ’として出力する。
【００５０】
そして、出力制御回路１８においては、４６ｋＨｚの発振信号ＶOSC ’に基づいてスイッチング動作を行うようにすることで、インバータ回路９のスイッチング周波数は２３ｋＨｚとなる。以上により制御部６８が構成されている。
【００５１】
以上のように構成された第４実施例によれば、インバータ回路９のスイッチング動作を規定する発振信号を、スイッチング電源回路２６Ａにおけるスイッチング動作を規定する三角波ＶSAW を分周して生成することで、前者のスイッチング周波数をインバータ回路９のスイッチング周波数の整数倍にしたので、干渉音の発生を確実に防止できる。
【００５２】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
スイッチング電源回路におけるスイッチング周波数は、必ずしもインバータ回路におけるスイッチング周波数の丁度整数倍に設定するものに限らず、整数倍付近に設定しても良い。
スイッチング電源回路は、制御ＩＣ４６を用いて構成されるものに限らず、ＲＣ時定数で発振周波数が規定される発振回路を有するものや、その他、スイッチング周波数が調整可能に構成されているものであれば良い。
また、調整部は必ずしも必要ではなく、例えば、回路定数などを管理することにより、スイッチング電源回路におけるスイッチング周波数を、インバータ回路におけるスイッチング周波数の整数倍付近に予め設定されているように構成しても良い。
電磁調理器に限ることなく、その他、マグネトロンをインバータ回路によって駆動する電子レンジなど、スイッチング電源回路を備えてなるインバータ調理器であれば適用が可能である。
【００５３】
【発明の効果】
本発明のインバータ調理器によれば、スイッチング電源回路の動作周波数を、インバータ回路のスイッチング周波数を規定する発振信号の周波数よりも高く設定し、前者の発振基準タイミングを、後者の発振信号の発振基準タイミングに周期的に同期させるので、被同期側の発振信号には同期側の発振周波数成分が含まれるようになる。従って、被同期側の本来の発振周波数が有している周期性が実質的に低下するため、その周波数信号の出力レベルが低下し、一方の基本波成分と他方の高調波成分との関係において発生する干渉音のレベルを低下させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を電磁調理器に適用した場合の第１実施例であり、インバータ調理器を構成するスイッチング電源回路の詳細な構成を示す図
【図２】（ａ）は発振信号ＶOSC の波形であり、（ｂ）はＰＷＭ搬送波信号ＶSAW の波形を示す図
【図３】インバータ回路のスイッチング動作周波数の基本波及び高調波と、ＰＷＭ搬送波信号ＶSAW の周波数特性を示す図
【図４】本発明の第２実施例を示す図１相当図
【図５】本発明の第３実施例を示す図１相当図
【図６】図２相当図
【図７】図３相当図
【図８】本発明の第４実施例であり、インバータ調理器の電気的構成を示す図
【図９】従来技術を示す図８相当図
【図１０】図１相当図
【図１１】図２相当図
【図１２】図３相当図
【符号の説明】
９はインバータ回路、２６Ａはスイッチング電源回路、４６は制御ＩＣ（発振回路）、４８はコンデンサ、５１はスイッチング電源回路、５２は可変抵抗、５３は調整部、５５ａ，５５ｂ，５５ｃは抵抗、５４はスイッチング電源回路、５７は調整部、６６はスイッチング電源回路、６７は分周回路を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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