(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
再生信号をデジタル化するＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器の後段に配置され、ＡＤ変換された前記再生信号の周波数特性を補正するデジタル等化回路と、前記ＡＤ変換器の前段に設けられ、前記再生信号のエンベロープ波形を略平坦化する周波数特性補正回路とを備えることを特徴とする再生装置。
【請求項２】
請求項１記載の再生装置において、前記周波数補正回路は前記再生信号の有効周波数帯より低い周波数にゼロ点を有することを特徴とする再生装置。
【請求項３】
請求項１記載の再生装置において、前記再生信号は記録媒体から再生されたＦＭ変調輝度信号であることを特徴とする再生装置。
【請求項４】
請求項１記載の再生装置において、前記周波数特性補正回路はプリフィルタに設けられることを特徴とする再生装置。
【請求項５】
請求項１記載の再生装置において、前記再生信号はＦＭ輝度信号と低域クロマ信号とが周波数多重された信号であり、前記ＡＤ変換器と前記デジタル等化回路の間に、前記再生信号の振幅を略一定にするＡＧＣ回路と前記低域クロマ信号の抑圧するクロマ信号抑圧回路とを設けることを特徴とする再生装置。
【請求項６】
請求項１記載の再生装置において、前記周波数特性補正回路は、前記ＡＤ変換器に入力される前記再生信号のレベル差を周波数偏移範囲内において略２ｄＢ以内に補正することを特徴とする再生装置。
【請求項７】
記録媒体より再生された再生信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器でＡＤ変換された前記再生信号の周波数特性を補正するデジタル等化回路と、前記再生信号のエンベロープ波形を概ね平坦化する周波数特性補正回路とを備え、前記周波数特性補正回路を前記ＡＤ変換器の前段に配置することを特徴とする再生装置。
【請求項８】
請求項７記載の再生装置において、前記周波数特性補正回路は、前記再生信号に対し、少なくとも再生信号の有効周波数帯域より低い周波数に零点を有することを特徴とする再生装置。
【請求項９】
請求項７記載の再生装置において、前記記録媒体は磁気テープであり、前記再生信号はＦＭ輝度信号であり、前記周波数特性補正回路は、前記ＦＭ輝度信号のエンベロープ波形を概ね平坦化する周波数特性補正回路であることを特徴とする再生装置。
【請求項１０】
請求項７記載の再生装置において、前記記録媒体は磁気テープであり、前記再生信号はＦＭ輝度信号と低域クロマ信号とが周波数多重された信号であり、前記再生信号をほぼ一定振幅に制御するＡＧＣ回路と、前記低域クロマ信号を抑圧するクロマ信号抑圧回路とを備えることを特徴とする再生装置。
【請求項１１】
請求項１０記載の再生装置において、前記クロマ信号抑圧回路と前記ＡＧＣ回路は、前記周波数特性補正回路の後段に配置することを特徴とする再生装置。
【請求項１２】
請求項９記載の再生装置において、前記ＡＧＣ回路及び前記クロマ信号抑圧回路の一方は、デジタル信号を処理するように構成され、前記ＡＤ変換器の後段に配置されることを特徴とする再生装置。
【請求項１３】
請求項９記載の再生装置において、前記周波数特性補正回路は、前記ＡＤ変換器に入力される前記ＦＭ輝度信号のレベル差を周波数偏移範囲内において略２ｄＢ以内に補正することを特徴とする再生装置。
【請求項１４】
再生信号をデジタル化するＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器の後段に配置され、ＡＤ変換された前記再生信号の周波数特性を補正するデジタル等化回路とを備え、前記ＡＤ変換器に、前記再生信号のエンベロープ波形を略平坦化した信号を入力することを特徴とする信号処理手段。
【請求項１５】
請求項１４記載の信号処理手段において、更にデジタル化された再生信号の振幅を略一定にするＡＧＣ回路を設けることを特徴とする信号処理手段。
【請求項１６】
請求項１４記載の信号処理手段において、前記再生信号はＦＭ輝度信号と低域クロマ信号とが周波数多重された信号である場合、前記ＡＤ変換器と前記デジタル等化回路の間に、前記再生信号の振幅を略一定にするＡＧＣ回路と前記低域クロマ信号の抑圧するクロマ信号抑圧回路とを設けることを特徴とする信号処理手段。
【請求項１７】
記録媒体から再生された再生信号をデジタル化し、前記再生信号の周波数特性をデジタル的に等化補正するために、前記再生信号のエンベロープ波形を略平坦化する周波数特性補正回路を備え、前記周波数特性補正回路の出力をデジタル化することを特徴とするプリフィルタ。
【請求項１８】
請求項１７記載のプリフィルタにおいて、前記再生信号はＦＭ信号であり、サンプリング周波数の１／２以上の成分を抑制する特性をもつ回路を備えることを特徴とするプリフィルタ。
【請求項１９】
請求項１７記載のプリフィルタにおいて、クロマ信号抑圧回路を備えることを特徴とするプリフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は磁気媒体に記録された磁気再生装置の再生ＦＭ信号の復調手段に係りに関し、特にデジタル処理でＦＭ等化を行うためのプリフィルタ、デジタル等化回路内蔵の信号処理手段及びそれを備えた再生装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル等化回路である例えばＦＭイコライザをデジタル化しＬＳＩに内蔵した磁気記録再生装置の例としては、映像情報メディア学会技術報告、ＩＴＥ  Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｒｅｐｏｒｔ  Ｖｏｌ．２１、Ｎｏ．６８、ＰＰ．２５〜３０にて紹介されている。上記論文にはコサインイコライザ、ピーキングなどＦＭ信号処理を集積化していることが述べられているが、ＦＭ復調器前段にコサインフィルタが示されている点と、ＦＭ復調器付近に周波数の可変できるフィルタを挿入していると記述されている他は、特に具体的な実現手段は示されていない。また、ＦＭ信号をＬＳＩ内部に取り込む際のＡＤ変換器との接続情報なども示されていない。
【０００３】
また、別の例としては特開平１０−１７８６５７号公報には、記録のための入力信号及び磁気ヘッドからのＦＭ輝度信号をスイッチ回路で選択してＡＤＣ（ＡＤ変換器）に供給し、かつ磁気ヘッドからの複合ビデオ信号を構成する再生ＦＭ輝度信号と低域変換クロマ信号のレベルが所望のレベルになるよう制御することで、ＡＤＣを兼用化した例が示されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
これら上述した従来例に示されたデジタル信号処理が適用された再生装置においては、ＦＭ変調信号に対してのレベル制御は記載されているものの、ＡＤＣのダイナミックレンジとＦＭイコライザの内蔵についての関係についての詳細は記載されていない。
【０００５】
ＦＭイコライザは、ＦＭ輝度信号のキャリア周波数の下側波帯を抑圧し、上側波帯を強調することにより、磁気ヘッドのスペーシングロスなどテープ・ヘッド系で生じる周波数特性劣化やプリアンプの周波数特性などにより発生するレベル不均一な周波数帯域を等化するように働くものである。
従って、ＦＭ輝度信号において、周波数の低い水平同期信号に相当するＦＭキャリアのレベルと、周波数の高い１００％白レベルのＦＭキャリアのレベルとのＦＭ変調波の振幅差を均等化できる。結果として水平同期信号から１００％白の間でレベルをほぼ一定に保つことができる。ＦＭイコライザを内蔵しない場合は、ＡＤＣのダイナミックレンジに対しＦＭキャリア信号を十分なレベルに設定でき、以降の信号処理において量子化誤差及び、Ｓ／Ｎにつき、ＡＤＣの分解能を有効に使用できる。
【０００６】
従来技術ではＦＭイコライザの後段にＤＡＣが配置されており、ＦＭイコライザによってＦＭ輝度信号の振幅が均一化されるため、ＤＡＣをフルレンジで使用する事ができた。
しかし、ＦＭイコライザを内蔵することにより、ＬＳＩの構成はＡＤＣの後段にＦＭイコライザを配する形となる。従って、ＦＭイコライザによるＦＭ輝度信号の振幅の均一化が行なわれることなく、単にプリアンプとＡＧＣ回路を介してＤＡＣに供給されることになるため、ＤＡＣに供給されるＦＭ輝度信号の振幅値は周波数により不均一が生じる。
【０００７】
図２は信号波形図であり、図２（ａ）は再生輝度信号波形図、図２（ｂ）はプリフィルタに入力されるＦＭ輝度信号波形図である。再生輝度信号は図２（ａ）に示す様に、水平同期信号などの低域周波数成分と１００％白レベル１８等の広域周波数成分からを有しており、ＦＭ輝度信号は磁気ヘッドでのスペーシングロスやプリアンプでの周波数特性劣化などにより、高域周波数の成分、特に１００％白レベルが低域成分の周波数より減少し、図２（ｂ）に示すように水平同期信号１９やペデスタル部２０付近のレベルと１００％白レベルに相当するＦＭ変調波２１の振幅とでは大きなレベル差が生じてしまう。
【０００８】
従って、必然的にＡＤＣの入力として振幅の大きな低域の周波数成分（例えば水平同期信号１９）のレベルをフルレンジに割当てなくてはならず、振幅の小さい高域成分（１００％白レベル付近のＦＭ変調波２１の振幅）の分解能としては、ＡＤＣの持つ精度の半分以下の低い量子化精度となり、高域成分に相当する白色の再現性が悪く、ノイズが多い映像になってしまうという問題点がある。
【０００９】
本発明の目的は、かかる問題点を解消し、高精度を確保しつつがよく回路規模が小さい且つコストパフォーマンスの良いデジタル等化回路内蔵の信号処理技術を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の目的を達成するために、第１の発明では、再生装置は、再生信号をデジタル化するＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器の後段に配置され、ＡＤ変換された前記再生信号の周波数特性を補正するデジタル等化回路と、前記ＡＤ変換器の前段に設けられ、前記再生信号のエンベロープ波形を略平坦化する周波数特性補正回路とを備える。
第１の発明において、前記周波数補正回路は前記再生信号の有効周波数帯より低い周波数にゼロ点を有するように構成されている。また、前記再生信号は記録媒体から再生されたＦＭ変調輝度信号である。また、前記周波数特性補正回路はプリフィルタに設けられる。
第１の発明において、前記再生信号はＦＭ輝度信号と低域クロマ信号とが周波数多重された信号であり、前記ＡＤ変換器と前記デジタル等化回路の間に、前記再生信号の振幅を略一定にするＡＧＣ回路と前記低域クロマ信号の抑圧するクロマ信号抑圧回路とを設ける。また、前記周波数特性補正回路は、前記ＡＤ変換器に入力される前記再生信号のレベル差を周波数偏移範囲内において略２ｄＢ以内に補正するように構成されている。
【００１１】
第２の発明では、再生装置は、記録媒体より再生された再生信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器でＡＤ変換された前記再生信号の周波数特性を補正するデジタル等化回路と、前記再生信号のエンベロープ波形を概ね平坦化する周波数特性補正回路とを備え、前記周波数特性補正回路を前記ＡＤ変換器の前段に配置する。
第２の発明において、前記周波数特性補正回路は、前記再生信号に対し、少なくとも再生信号の有効周波数帯域より低い周波数に零点を有するように構成される。
また、第２の発明において、前記記録媒体は磁気テープであり、前記再生信号はＦＭ輝度信号であり、前記周波数特性補正回路は、前記ＦＭ輝度信号のエンベロープ波形を概ね平坦化する周波数特性補正回路である。前記ＡＧＣ回路及び前記クロマ信号抑圧回路の一方は、デジタル信号を処理するように構成され、前記ＡＤ変換器の後段に配置される。また、前記周波数特性補正回路は、前記ＡＤ変換器に入力される前記ＦＭ輝度信号のレベル差を周波数偏移範囲内において略２ｄＢ以内に補正するように構成される。
また、第２の発明において、前記記録媒体は磁気テープであり、前記再生信号はＦＭ輝度信号と低域クロマ信号とが周波数多重された信号であり、前記再生信号をほぼ一定振幅に制御するＡＧＣ回路と、前記低域クロマ信号を抑圧するクロマ信号抑圧回路とを備える。また、前記クロマ信号抑圧回路と前記ＡＧＣ回路は、前記周波数特性補正回路の後段に配置する。
【００１２】
第３の発明では、信号処理手段は、再生信号をデジタル化するＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器の後段に配置され、ＡＤ変換された前記再生信号の周波数特性を補正するデジタル等化回路とを備え、前記ＡＤ変換器に、前記再生信号のエンベロープ波形を略平坦化した信号を入力する。
第３の発明において、更にデジタル化された再生信号の振幅を略一定にするＡＧＣ回路を設ける。また、前記再生信号はＦＭ輝度信号と低域クロマ信号とが周波数多重された信号である場合、前記ＡＤ変換器と前記デジタル等化回路の間に、前記再生信号の振幅を略一定にするＡＧＣ回路と前記低域クロマ信号の抑圧するクロマ信号抑圧回路とを設ける。
【００１３】
第４の発明では、プリフィルタは、記録媒体から再生された再生信号をデジタル化し、前記再生信号の周波数特性をデジタル的に等化補正するために、前記再生信号のエンベロープ波形を略平坦化する周波数特性補正回路を備え、前記周波数特性補正回路の出力をデジタル化する。
また、第４の発明において、前記再生信号はＦＭ信号であり、サンプリング周波数の１／２以上の成分を抑制する特性をもつ回路を備える。また、クロマ信号抑圧回路を備える。
【００１４】
第５の発明によると、前記ｓｉｎ成分とｃｏｓ成分の入力レベル比較を行う比較手段を有し、比較手段出力により、２入力の内大きい入力を入力値に対して逆数演算値を格納した逆数演算回路に入力し、逆数演算器出力が乗算器の一方に入力され、他方に２入力中の小さい入力が入力されることにより、乗算器出力を１以下としたことを特徴とするデジタルＦＭ復調器を具備した磁気再生装置が提供される。
【００１５】
第６の発明によると、前記ｓｉｎ成分とｃｏｓ成分の入力レベル比較を行う比較手段を有し、比較手段出力により、２入力の内大きい入力を、入力値に対して逆数演算値を格納した逆数演算回路に入力し、逆数演算器出力が乗算器の一方に入力され、他方に２入力中の小さい入力が入力されることにより、乗算器出力を１以下としｔａｎ-1演算器により抽出される位相成分をｓｉｎ成分とｃｏｓ成分の２入力から制御しｔａｎ-1演算器を１／２規模に縮小したことを特徴とするデジタルＦＭ復調装置を具備した磁気再生装置が提供される。
【００１６】
第７の発明によると、前記ｓｉｎ成分とｃｏｓ成分の入力レベル比較を行う比較手段を有し、比較手段出力により、２入力の内大きい入力を、逆数演算を行う逆数演算回路に入力することにより、逆数演算器出力が乗算器の一方に入力され、他方に２入力中の小さい入力が入力されることにより、乗算器出力を１以下としｔａｎ-1演算器により抽出される位相成分をπ／２位相遅延フィルタと遅延素子の最上位ビット及びπ／２位相遅延回路と遅延素子のレベル比較結果から象現判定し、逆正接演算器を制御する構成の制御器によりｔａｎ-1演算器を１／２規模に縮小したことを特徴とするデジタルＦＭ復調器を具備した磁気再生装置が提供される。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、幾つかの実施例を用い、図を参照して説明する。
以下、本発明の一実施例を図１、２、３、４及び図５を用いて説明する。
図１は本発明による再生装置の一実施例を示すブロック図あり、磁気媒体に記録さた複合ビデオ信号を映像信号に再生する過程を示している。磁気媒体に記録されている複合ビデオ信号を磁気ヘッド１を介して抽出し、ノイズの影響を受けないように信号成分を増幅するプリアンプ２に入力する。前記プリアンプ出力はプリフィルタ３に入力される。
【００１８】
図２は信号波形図であり、図２（ａ）は再生輝度信号波形図、図２（ｂ）はプリフィルタに入力されるＦＭ輝度信号入力波形図、図２（ｃ）はプリフィルタから出力されるＦＭ輝度信号波形図である。
図２（ａ）に示すように、再生輝度信号は比較的周波数の低い水平同期信号レベルと周波数の高い１００％白レベル１８とから構成されている。プリフィルタ３に入力されるＦＭ輝度信号は図２（ｂ）に示されているように水平同期信号１９やペデスタル部２０付近のレベルに比べて、１００％白レベル付近のＦＭ変調波２１の振幅は明らかに小さい。
本実施例においては、このレベル差を無くすために、後述するようにプリアンプ３を構成して、その出力に図２（ｃ）に示すＦＭ輝度信号を得ている。
【００１９】
図３は本発明の一実施例に係わるプリフィルタの周波数特性を示す特性図であり、横軸は周波数ｆを示し、縦軸は利Ｇを示す。図において、点線で示す曲線２５はプリフィルタ３の従来の周波数特性であり、実線で示す曲線２６は図４を用いて説明する本発明によるプリフィルタ３の周波数特性である。
【００２０】
図１において、プリフィルタ３からのＦＭ輝度信号はＡＧＣ回路４にてレベルのばらつきを吸収したのち、映像信号処理ＬＳＩ１７に入力される。ここでは、説明の都合上映像信号処理回路を一つのＬＳＩとして捉えている。映像信号処理ＬＳＩ１７に入力されたＦＭ変調されたアナログの輝度信号は第１のＡＤＣ５により、例えば、８ビットにデジタル符号化されたデジタルＦＭ輝度信号として、ＦＭイコライザ６に入力される。
【００２１】
このように、本実施例においては、ＦＭイコライザ６はデジタル処理できるようにＬＳＩ１７内に設けられる。ＦＭイコライザをＬＳＩ１７の外に出すと、ＦＭイコライザはアナログのＩＣとなり、基板スペースも大きくなり、また、原価も高くなる。ＦＭイコライザ６をＬＳＩ１７の内部に配置すると、ＦＭイコライザ６をデジタル化で実現できるため、部品点数を減らして、基板面積を小さくすることができる。また、ＦＭイコライザ６をデジタル化すると、蒸着テープ、メタルテープ等、テープの種類に応じて容易に特性を切り替えることができる。
【００２２】
図５は映像信号処理ＬＳＩに内蔵されたＦＭイコライザの周波数特性の一例を示す特性図であり、横軸に周波数ｆを、縦軸に利得Ｇを示す。図５において、ＦＭイコライザ６は曲線５０で示す周波数特性を持っていいる。
ＦＭイコライザ６の出力は反転補正器７に入力され、ＦＭイコライザ６と反転補正器７の働きにより輝度信号のエッジ部で発生する破れ現象（一般に黒反転と呼ぶ）の発生を防止する。
反転補正器７の出力信号は復調器８にて再生輝度信号に復調される。復調された信号は、輝度信号処理器９にて、再生輝度信号に必要な帯域のみに帯域制限をし、記録時に行ったメインエンファシス及びノンリニアエンファシスに対しての戻しとしてメインディエンファシス及びノンリニアディエンファシスなどの処理を行う。
前記輝度信号処理器９にて必要な再生処理をされた輝度信号は、第１のＤＡＣ（デジタル−アナログコンバータ）１０にて連続したアナログ信号に変換され映像信号処理ＬＳＩ１７から第１の出力信号として出力される。
【００２３】
クロマ信号処理についても、同様にプリアンプ２から出力された複合ビデオ信号から低域通過フィルタ２８を用いて、ＦＭ輝度信号成分及び、アナログ−デジタル変換時に生じる高域の折返り成分を抑圧し、低域変換クロマ信号のみを、映像信号処理ＬＳＩ１７に入力する。映像信号処理ＬＳＩ１７に入力された低域変換クロマ信号は、第２のＡＤＣ１１にて、例えば８ビットのデジタル低域変換クロマ信号に変換され、クロマ信号処理器１２により再生クロマ信号に変換し、第２のＤＡＣ１３にて、連続した再生クロマ信号として映像信号処理ＬＳＩ１７の第２の出力信号として出力される。
【００２４】
前記映像信号処理ＬＳＩ１７の第１の出力である再生輝度信号と第２の出力である再生輝度信号とを加算器１４にて加算し、再生映像信号として出力端子１５に出力する構成の再生装置となる。
この再生装置のプリアンプ３から出力される複合ビデオ信号のＦＭ輝度信号は、例えばハイバンド８ｍｍ（Ｈｉ８）規格のフォーマットで言えば水平同期信号のキャリア周波数は５．７ＭＨｚであり、それに対して１００％白レベルのキャリア周波数は７．７ＭＨｚに相当するＦＭ変調波となる。しかしながらテープ・ヘッド系の周波数特性やプリアンプ２の周波数特性などにより、その波形は図２の（ｂ）に示す様に、１００％白レベルに相当するＦＭ変調波２１の振幅は水平同期信号に相当するＦＭ変調波１９の振幅と比較すると６ｄＢ近く減衰する。
【００２５】
このＦＭ変調信号をＡＧＣ回路４によりレベルばらつきを抑圧し、映像信号処理ＬＳＩ１７のＦＭ輝度信号として入力する場合、例えば、第１のＡＤＣ５の分解能を８ビットとすると、０から２５５のダイナミックレンジを最大に使用した振幅値は、ＦＭ輝度信号の最大振幅である水平同期信号に割当てることになる。その結果、１００％白レベルのＦＭ信号２１は６ｄＢ減少した１２８階調しか割当てることができず、以降の復調処理回路の精度も劣化する。
【００２６】
従って、第１のＡＤＣ５の入力としてはキャリア周波数に依存せず、振幅値が均一となったＦＭ輝度信号を用い、第１のＡＤＣ５の入力ダイナミックレンジを最大に利用することが復調後の量子化誤差、即ちＳ／Ｎの精度からも好ましい。ところで、アナログ信号をデジタル符号化する際にサンプリング定理からも分かる通り、サンプリング周波数の１／２以上の高域成分の折返りを防止するために、帯域制限用のプリフィルタが必要となる。図３に示すプリフィルタ３の周波数特性図において、図中の点線で示した曲線２５は従来のプリフィルタの周波数特性を示しており、高域の折返しを抑圧するような特性を有している。Ａ点に生じる零点は複合ビデオ信号中に含まれる低域変換クロマ信号を抑圧するための特性をもち、例えば７２０Ｈｚ付近にカットオフ周波数を有するトラップ回路により実現される。Ｂ点はほぼサンプリング周波数の１／２の周波数であり、それ以上の帯域成分をほぼ遮断する特性となる。
【００２７】
このようなプリフィルタの特性からすると、１００％白レベル（７．７ＭＨｚ）のキャリア周波数Ｊ0、上側波帯Ｊ+1、下側波帯Ｊ-1に対しては磁気ヘッドから再生された状態から余り変化はない。その為、キャリア周波数Ｊ0、上側波帯Ｊ+1、下側波帯Ｊ-1は右下がりの特性となり、輝度レベルが高くなるに従いレベルが低下し、１００％白レベルは水平同期信号レベルに比べ大きく減少してしまう。この現象に対して、例えば、２ＭＨｚ付近にカットオフ周波数を有するトラップ回路を周波数特性補正回路３１（図４を参照して後述する）として付加し、曲線２６に示す周波数補正特性になるように、下側波帯Ｊ-1２７を抑圧（実線から破線へ変更した特性）することにより、ＦＭ波における下側波帯と上側波帯とのバランスを確保でき波形等化することが可能となる。具体的な特性の一実施例としては、図３中の水平同期信号付近のＣ点と、１００％白レベル付近のＤ点とで、６ｄＢ近くの傾きを有する特性となる。
【００２８】
なお、図３に示すプリフィルタ３の特性として、点線Ｅで示す周波数、約３ＭＨｚの利得を低減しているが、これよりも周波数が高い点の利得を下げるとシンク歪みを起こす。従って、どの点の周波数を減衰させるかは実験により、水平同期信号レベルと１００％白レベルの差が少なく、且つシンク歪みを起こさない周波数はどの点かを実験によって確認する必要がある。なお、上側波帯付近の利得を持ち上げることが考えられるが、このような特性には回路規模が大きくなり、実現困難である。
【００２９】
図４は本発明によるプリフィルタの一実施例を示す回路図である。図において、入力端子３０は第１の抵抗Ｒ１に接続され、第１の抵抗Ｒ１の他方が直列に接続された第１のコイルＬ１、第１の容量Ｃ１、第２の抵抗Ｒ２とグランド間に接続され、下側波帯を抑圧する周波数特性補正回路３１を構成する。抵抗Ｒ２により下側波帯の抑圧量が変化する。更にＲ１の他方が第１のトランジスタＴＲ１のベースに接続される。第１のトランジスタＴＲ１のコレクタは電源（ＶＣＣ）に接続され、エミッタは第３、４の抵抗Ｒ３、４の一方に接続され、第３の抵抗Ｒ３の他方はグランドに接地される。また第４の抵抗Ｒ４の他方と直列に第２のコイルＬ２と第２の容量Ｃ２がグランド間に接続され、低域変換クロマ信号成分を抑圧する帯域遮断特性を持つクロマ信号抑圧回路３２を構成する。更に、第４の抵抗Ｒ４の他方が第５の抵抗Ｒ５の一方に入力され、第５の抵抗Ｒ５の他方が並列に接続された第３の容量Ｃ３と第３のコイルＬ３の一方に接続され、第３の容量Ｃ３とコイルＬ３の接続点の他方が第４の容量Ｃ４と第２のトランジスタＴＲ２のベースに接続され、サンプリング周波数の１／２以上の成分を抑制する特性をもつフィルタ３３を構成する。第２のトランジスタＴＲ２のコレクタは電源に、エミッタには第６の抵抗Ｒ６の一方が接続され、第６の抵抗Ｒ６の他方はグランドに接地される。また、第２のトランジスタＴＲ２のエミッタと第６の抵抗Ｒ６の接続点から、周波数等化されたＦＭ輝度信号がプリフィルタ出力として出力端子３４に出力される。
【００３０】
このプリフィルタ３の出力端子３４から得られるＦＭ輝度信号が、図２（ｃ）で示すＦＭ輝度信号であり、ＦＭ輝度信号のビデオ帯域内では波形等化が行われ、水平同期信号２２やペデスタル部２３と１００％白レベル２４の振幅値は、ほぼ２ｄＢ以内に抑えられることが可能となる。従って、映像信号処理ＬＳＩ１７に入力されるＦＭ輝度信号は、ほぼ均一な振幅値となる為、第１のＡＤＣ５のダイナミックレンジを有効に使用し、以降の処理での量子化誤差を最小に抑えることが出来る。
【００３１】
周波数特性補正回路３１として、カットオフ周波数が２ＭＨｚのトラップ回路を例に挙げたが、周波数偏移内のレベル差を２ｄＢ以内に押え込むことが可能であれば高域通過フィルタであっても構わない。また、周波数特性補正回路３１を含むプリフィルタ３の周波数特性として、図３の水平同期信号付近のＣ点と、１００％白レベル付近のＤ点とで、６ｄＢ近くの傾きを有する特性を例に挙げたが、±１ｄＢ程度においても許容範囲内である。
【００３２】
図５は映像信号処理ＬＳＩ１７に内蔵するＦＭイコライザ６の特性を示したもので、ＦＭキャリアＪ0を中心に、上側波帯Ｊ+1を一点鎖線５２で示すように強調し、下側波帯Ｊ-1を一点鎖線５１で示すように抑圧し、上下の側波帯のバランスを保つことでＦＭ等化を行い、反転余裕を確保するものである。ＡＤＣ５前段でプリフィルタ３にて簡易的な波形等化を行っているため比較的簡単な構成でＦＭ等化が実現できるメリットもあり、Ｓ／Ｎ確保のための方策が結果的に回路規模の縮小につながることになる。
【００３３】
次に図６を用いてＡＧＣ回路４３及び、クロマ信号抑圧回路４２を映像信号処理ＬＳＩ４４に内蔵した場合の再生装置について説明する。
図６は本発明による再生装置の他の実施例を示すブロック図である。図において、図１と同一の機能を有するものには同一の参照番号を付してその説明を省略する。
図において、磁気ヘッド１にて抽出された複合ビデオ信号は、プリアンプ２により増幅され、クロマ信号処理においては、図１に示す実施例と同様に行なわれる。
【００３４】
ＦＭ輝度信号はプリアンプ２から出力された複合ビデオ信号から、プリフィルタ４０によりアナログ−デジタル変換時に発生する高域折返し成分を抑圧し、プリアンプ２の特性から生じるビデオ帯域内でのＦＭ変調波のレベルの不均一を等化する。しかしながら、このフリフィルタ４０にはクロマ信号を抑圧する回路が含まれていない。クロマ信号を抑圧するための回路はＣ  ＴＲＡＰ４２としてＬＳＩ４４に設けられる。
【００３５】
プリフィルタ４０の出力信号が映像信号処理ＬＳＩ４４に入力され、第１のＡＤＣ４１にてデジタル符号化される。ここで図１に示す実施例と異なる点は第１のＡＤＣ４１でデジタル化されるＦＭ輝度信号はＡＧＣが掛かっていないため、磁気ヘッド１の磁気媒体との当り具合によってＦＭ変調波のレベルばらつきが抑制されない。また、クロマ信号抑圧回路（Ｃ  ＴＲＡＰ）４２も映像信号処理ＬＳＩ４４に内蔵されるため、ＦＭ輝度信号内には低域変換クロマ信号が含まれている。この２点から第１のＡＤＣ４１の分解能としては、例えば１０ビット以上の性能を必要とする。
【００３６】
第１のＡＤＣ４１でデジタル符号化されたＦＭ輝度信号からクロマ信号抑圧回路４２により低域変換クロマ信号を抑圧し、ＡＧＣ回路４３にてレベル変動を抑圧し、以降、図１に示す実施例と同様にＦＭ輝度信号から再生輝度信号を生成し、映像信号処理ＬＳＩ４４の出力である再生クロマ信号と再生輝度信号を加算器１４にて加算し、再生映像信号として出力端子１５より出力する構成となる。
【００３７】
この構成により、図１に示す実施例から更にクロマ信号抑圧回路４２とＡＧＣ回路４３を内蔵することで、部品点数の削減、基板面積の小型化が可能となる。ここで、クロマ信号抑圧回路４２をプリフィルタ４０側に持たせ、ＡＧＣ回路４３のみをＬＳＩ４４内に設けても構わない。上記のように１０ビット以上のＡＤＣを用いるのは、８ビット相当のＡＤＣに比べコスト的に高くなるわけであるが、半導体プロセス技術の発展はめざましいものがあり、近い将来低コストに実現できるものであり、本実施例はこのようにＡＧＣ回路を内蔵した場合にも、図１に示す実施例で説明したようなＡＤＣ前段の周波数特性補正回路３１（図４参照）が有効であることを示したものである。
【００３８】
以上、本実施例では磁気再生装置を例にとって説明してきたが、磁気テープ以外の媒体に記録された装置に置いても同様に適用できるものであり、この場合も本発明の範疇に入る。また、本実施例では、デジタル信号処理をＬＳＩ化した状態での実施例として捉え説明してきたが、特にＬＳＩに限定したものではない。
【００３９】
以上説明したように、本発明によると磁気記録された複合ビデオ信号を再生する再生装置において、ＦＭイコライザを映像信号処理ＬＳＩにデジタル内蔵化する際に、プリフィルタにＦＭ輝度信号のエンベロープ波形を概ね平坦化する特性を持つ周波数特性補正回路を付加することで、ＡＤＣの分解能を有効に使用でき、量子化誤差の少ない信号処理を行うことでＳ／Ｎの良好な再生画質を得る一方、ＦＭイコライザを集積化することにより、周辺部品の削減、それに伴う基板面積の縮小などコストパフォーマンスの優れた再生装置を実現できる。
また、前記再生装置からＡＧＣ回路、クロマ信号抑圧回路を映像信号処理ＬＳＩに内蔵することができ、更なる基板面積の縮小、部品点数を削減が実現でき、コストパフォーマンスの向上につながる。
【００４０】
これにより、本発明のデジタル映像信号処理回路（ＬＳＩ）を用いた磁気再生装置、例えばビデオテープレコーダ等のシステム価格を低価格に押さえることができる利点があり、コストパフォーマンスの高い装置をが提供することができる。
【００４１】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、デジタル映像信号処理回路（ＬＳＩ）を用いた磁気再生装置のシステム価格を低価格に押さえることができ、コストパフォーマンスの良い装置をが提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による再生装置の一実施例を示すブロック図である。
【図２】再生輝度信号波形図及びプリフィルタの入力出力ＦＭ輝度信号波形図である。
【図３】本発明の一実施例に係わるプリフィルタの周波数特性を示す特性図。
【図４】本発明によるプリフィルタの一実施例を示す回路図である。
【図５】映像信号処理ＬＳＩに内蔵されたＦＭイコライザの周波数特性の一例を示す特性図である。
【図６】本発明による再生装置の他の実施例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１…磁気ヘッド、２…プリアンプ、３、４０…プリフィルタ、４、４３…ＡＧＣ回路、５、４１…第１のＡＤＣ、６、…ＦＭイコライザ、７…反転補正器、８…復調器、９…輝度信号処理器、１０…第１のＤＡＣ、１１…第２のＡＤＣ、１３…第２のＤＡＣ、１２…クロマ信号処理器、１４…加算器、１５…再生映像信号出力端子、１７、４４…映像信号処理ＬＳＩ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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