(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のトランジスタ及びこの複数のトランジスタにそれぞれ逆並列に接続された複数のダイオードによって構成され、入力された交流電圧指令に応じてこれら複数のトランジスタをＰＷＭ制御するコンバータによって３相交流電圧から直流電圧への変換を行う電力変換装置において、
前記３相交流電圧を検出して電源電圧位相値を出力する手段と、
前記コンバータに入力される３相交流電流を検出して３相交流電流検出値を出力する手段と、
前記電源電圧位相値と前記３相交流電流検出値から３相２相変換を行い有効電力成分電流値を出力する手段と、
前記３相交流電圧を検出して電源電圧ピーク値を出力する手段と、
前記電源電圧ピーク値と前記直流電圧との偏差に応じて可変する係数を出力する手段と、
前記有効電力成分電流値に前記係数を乗算して直流電流指令値を発生する手段と、
前記電源電圧位相値から電源電圧の各相に同期した交流信号を発生する手段と、
前記直流電流指令値と前記交流信号とを乗算して３相交流電流指令を発生する手段と、
前記有効電力成分電流値が所定レベル以上の場合に前記３相交流電流検出値と前記３相交流電流指令との誤差に基づき前記３相交流電流をフィードバック制御する手段とを備えた電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源を直流に変換する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
機械の駆動源に使用される各種モータを可変速運転するインバータの直流電源である電力変換装置は、交流を直流に変換するときに高調波電流が流れる。近年、この高調波電流による進相コンデンサやリアクトル等の電源設備への悪影響が問題となっており、各種の高調波電流の抑制機能をもった電力変換装置が実用化されている。
【０００３】
第一の従来例を図４を用いて説明する。
【０００４】
第一の従来例では、入力される交流電流が電流検出器６を介して検出され、この検出値に基づいて、入出力される交流電流が正弦波波形になる様にフィードバック制御する。
【０００５】
３相交流電源１は電力変換装置Ｃの入力端子５１に接続される。入力端子５１はチョークコイル７を介して、トランジスタおよびダイオードによって構成されるコンバータ４に接続される。コンバータ４で交流電圧が直流電圧に変換され、出力端子５２から出力される。出力された直流電圧は、平滑コンデンサ５によって平滑され、インバータ回路２の直流電源として接続される。インバータ回路２では、再び直流から交流へ変換し、交流モータ３の可変速度制御が行われる。
【０００６】
ここで、図４中の枠の制御回路Ｄの動作を説明する。
【０００７】
直流電圧Ｖｄｃの目標電圧としては、電源電圧に応じて変化するように、アイソレータ８を介して絶縁され、ピークホールド回路２４によって検出された電源電圧のピーク値と基準電圧２６とを加算器２８によって加算した値が設定される。この目標電圧からは、減算器２５において直流電圧Ｖｄｃの検出値が引き算され、電圧偏差信号が得られる。この電圧偏差信号は、誤差増幅器２７によって増幅され、直流電流指令が作成される。
【０００８】
次に、アイソレータ８を介して絶縁された３相交流電源電圧を入力として、位相検出器９が電源電圧位相値を出力する。位相検出方法については、本出願人らは電源電圧が歪んだ場合にも位相検出可能な電力変換装置を特願平７−１３３８８１号において提案しており、詳細な説明は省略する。
【０００９】
この位相検出値をもとに交流信号発生器１１では各相電圧と同位相，同周波数の交流信号を指令周期毎に発生する。この交流信号と直流電流指令を乗算器１２によって乗算して交流電流指令ｉＲ*，ｉＳ*，ｉＴ*を作成する。
【００１０】
この交流電流指令は、減算器１５によって、電流検出器６で検出した電流検出値ｉｒ，ｉｓ，ｉｔと引き算され、さらに誤差増幅器１６で増幅されて交流電圧指令となり、ＰＷＭ制御回路１０に入力される。この交流電圧指令を基にＰＷＭ制御回路１０では、入力された信号をキャリヤ信号によってパルス幅変調し、これによってトランジスタＴr１〜Ｔr６のＯＮ／ＯＦＦ制御信号が作成される。このＰＷＭ制御回路１０の動作はインバータの制御回路に一般的に用いられるものであり、詳細な説明は省略する。これらの回路の働きによって、コンバータ４に流れる電流は、電源電圧と直流電圧検出値から作られた正弦波の電流指令の通りにフィードバック制御される。よって、コンバータ４の各相に流れる電流ｉＲ，ｉＳ，ｉＴは、図７のような正弦波電流となる。
【００１１】
しかしながら、高調波のない正弦波状に電流制御を行うため、常にＰＷＭ制御を行う必要があり、トランジスタのスイッチング損失による発熱が大きく、この熱を冷却する高価で大容量の放熱板を必要とし、結果として電力変換装置の小型化および低価格化が困難となっていた。また、正弦波電流にするには直流電圧Ｖｄｃの目標電圧を通常電源電圧のピーク値に対して数十Ｖ昇圧する必要があり、結果として高価な耐圧の高い素子を選定する必要があった。さらには、正弦波電流に含まれる通常数ｋ〜十数ｋＨｚの高周波のキャリヤ周波数成分電流により、電源ラインに接続されたコンデンサと電源インダクタンスとの間で発生する共振電流を誘発する恐れがあり、共振電流によるコンデンサの破損を防ぐためキャリヤ周波数成分電流を吸収するフィルタを必要としていた。
【００１２】
これらの問題を解決するため、本出願人らは特願平１０−２１２７４１号の電力変換装置において、トランジスタの発熱を抑え、高調波電流を抑制しつつ、安価で小型の電力変換装置を提案している。
【００１３】
この特願平１０−２１２７４１号の電力変換装置を第二の従来例として図５を用いて説明する。なお、図５は図４に対応させて示した図であり、同一構成個所は同符号を付けてその説明を省略する。
【００１４】
以下に電力変換装置Ｅ内の制御回路Ｆの動作を説明する。
【００１５】
まず、電流検出器６で検出した３相交流電流は、３相２相変換を行うことにより【数１】，【数２】のような有効電力成分ｉ1dと無効電力成分ｉ1qに変換し、直流量として扱うことができる。
【００１６】
【数１】
ｉ1d＝ｉr・sinθ＋ｉs・sin(θ−120°)＋ｉt・sin(θ＋120°)
【数２】
ｉ1q＝ｉr・cosθ＋ｉs・cos(θ−120°)＋ｉt・cos(θ＋120°)
この３相２相変換を行うため、アイソレータ８を介して検出された３相交流電源電圧から位相検出器９によって電源電圧の位相を検出し、この位相値をもとに交流信号発生器２２では交流信号sinθ，sin(θ−120°)，sin(θ＋120°)を発生する。この交流信号と電流検出器６からの電流検出値とから乗算器１３および加算器２１を用いて積和演算を行い有効電力成分電流ｉ1dを算出する。
【００１７】
ここで、モータ負荷による電力消費が多くなった場合、ダイオードｄ１〜ｄ６の働きによって図６のような電流が流れ、この電流を３相２相変換して有効電力成分の電流を算出する。この有効電流には多くのリップル成分があるためフィルタ１９を通して安定化させる。そしてこの安定化した有効電流と、通常０．５〜０．８程度の１以下の係数α２７とを乗算器２０によって乗算し、直流電流指令を作成する。直流電流指令は乗算器１２によって各相電圧と同位相，同周波数の交流信号と乗算され、３相交流電流指令ｉＲ*，ｉＳ*，ｉＴ*が出力される。
【００１８】
この交流電流指令からは、減算器１５によって電流検出器６で検出した電流検出値が引き算され、さらに誤差増幅器１６で増幅されて交流電圧指令が作成され、これがＰＷＭ制御回路１０に入力される。この交流電圧指令を基にＰＷＭ制御回路１０では、入力された信号をキャリヤ信号によってパルス幅変調し、これによってトランジスタＴr１〜Ｔr６のＯＮ／ＯＦＦ制御信号が作成される。
【００１９】
交流電流指令とダイオードｄ１〜ｄ６の働きによって流れるダイオード電流とは図２のような関係となる。前記係数αは１以下であるので、交流電流指令の中央付近ではダイオード整流による電流が指令を上回り、対応する相のコンバータ４のトランジスタはスイッチングしない停止状態となる。つまり、図２のＰＷＭ制御区間部分のみＰＷＭ制御が行われる。ＰＷＭ制御区間としては、半周期を０〜１８０°で表すとＰＷＭ制御区間の合計が１２０°から９０°程度、つまり半周期の内の２／３から１／２となるような電流指令が適正である。部分的なＰＷＭの結果として、他の相電流の影響でピーク電流付近が減少し、昇圧することなしに電流歪みが改善され、高調波成分が大幅に減少した電流となる。
【００２０】
基準電圧２３にはＰＷＭ制御回路１０の制御開始レベルが設定される。制御開始レベルと直流電流指令とは比較器１７によって比較され、直流電流指令が制御開始レベルを越えた場合にＰＷＭ制御回路１０の出力が開始される。これは、電力消費が少ない場合には高調波電流がもともと少ないこと、さらには、少ない高調波電流を抑制しようとするとＰＷＭ制御区間が長くなりトランジスタの発熱の低減効果が少ないことが理由である。このため、電力消費が多くなった場合、つまり高調波電流が所定のレベル以上の場合に制御を開始する。
【００２１】
これらの回路の働きによって、コンバータ４に流れる電流は、高調波電流が所定のレベル以上の場合にフィードバック制御され、高調波電流を抑制した電流となる。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
上述した第一の従来例においては、電力消費が多くなった場合、常にＰＷＭ制御する必要があり、トランジスタのスイッチング損失による発熱が大きく、この熱を冷却する高価で大容量の放熱板を必要とし、結果として電力変換装置の小型化および低価格化することが困難となっていた。また、正弦波電流にするには直流電圧Ｖｄｃの目標電圧を通常電源電圧のピーク値に対して数十Ｖ昇圧する必要があり、結果として高価な耐圧の高い素子を選定する必要があった。さらには、正弦波電流に含まれる通常数ｋ〜十数ｋＨｚの高周波のキャリヤ周波数成分電流により、電源ラインに接続されたコンデンサと電源インダクタンスとの間で共振電流を誘発する恐れがあり、共振電流によるコンデンサの破損を防ぐためキャリヤ周波数成分電流を吸収するフィルタを必要としていたことが問題となっている。
【００２３】
第二の従来例においては、電源環境により電源インピーダンスが異なるため、電源インピーダンスによって変わるダイオード整流による電流波形も、電源環境によって変化することになる。しかし、係数αは電流波形によって最適値を調整する必要があることから、結果として電源環境に応じて係数α２７を最適に調整するという行為が必要となる。係数α２７の設定によっては制御不能、もしくはトランジスタの発熱が増加したり、昇圧してしまうといった問題が生じる。
【００２４】
具体的には、係数α２７の設定を小さく設定した場合、ＰＷＭ制御区間が少なくなりトランジスタの発熱は減少するものの、電流指令の半周期つまり０〜１８０°の内、ＰＷＭ制御区間が合計で９０°から６０°程度まで減少すると、電流指令に対して実際に流れる電流に遅れを生じ、無効電流が増加して制御不能となる。
【００２５】
また、係数α２７の設定を大きく設定した場合、実際に流れる電流は電流指令のとおりに流れるものの、トランジスタの発熱の増加、さらには、電流を流しすぎることにより直流電圧が昇圧してしまうという問題を生じていた。
【００２６】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、先に本出願人らが提案した特願平１０−２１２７４１の電力変換装置の技術に加えて、どのような電源環境においても設定変更することなしに安定して発熱を抑え、高調波電流を抑制しつつ、安価で小型の電力変換装置を提供することを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
本発明の電力変換装置は、複数のトランジスタ及びこの複数のトランジスタにそれぞれ逆並列に接続された複数のダイオードによって構成され、入力された交流電圧指令に応じてこれら複数のトランジスタをＰＷＭ制御するコンバータによって３相交流電圧から直流電圧への変換を行う電力変換装置において、前記３相交流電圧を検出して電源電圧位相値を出力する手段と、前記コンバータに入力される３相交流電流を検出して３相交流電流検出値を出力する手段と、前記電源電圧位相値と前記３相交流電流検出値から３相２相変換を行い有効電力成分電流値を出力する手段と、前記３相交流電圧を検出して電源電圧ピーク値を出力する手段と、前記電源電圧ピーク値と前記直流電圧との偏差に応じて可変する係数を出力する手段と、前記有効電力成分電流値に前記係数を乗算して直流電流指令値を発生する手段と、前記電源電圧位相値から電源電圧の各相に同期した交流信号を発生する手段と、前記直流電流指令値と前記交流信号とを乗算して３相交流電流指令を発生する手段と、前記有効電力成分電流値が所定レベル以上の場合に前記３相交流電流検出値と前記３相交流電流指令との誤差に基づき前記３相交流電流をフィードバック制御する手段とを備えたものである。
【００２８】
【作用】
本発明による電力変換装置においては、３相交流電流検出値の有効電力成分電流値と係数とを乗算し、直流電流指令値を発生する。つまり、消費した電力により供給する電流指令が作成され、ＰＷＭ制御する際スイッチングしない期間を発生するよう作用する。また、前記係数は、電源電圧のピーク値と直流電圧との偏差に応じて可変される。３相交流電圧の電源電圧位相値から電源電圧の各相に同期した交流信号を発生する。この交流信号と直流電流指令値とを乗算することで３相交流電流指令を得る。
【００２９】
有効電力成分電流値が所定レベル以上の場合、つまり消費電力が多くなって高調波電流が増加した場合、３相交流電流指令に基づいて３相交流電流をフィードバック制御するよう作用する。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図１を参照し説明する。なお、本実施の形態において前述の図４，図５に示す要素に付した符号と同一符号を付した要素は同一機能を有し、説明は省略する。
【００３１】
図１は本発明に係る電力変換装置の一例である。
【００３２】
以下に電力変換装置Ａ内の制御回路Ｂの動作を説明する。この回路はマイクロプロセッサ等を利用して実現され、その動作はソフトウエアによって実現される。
【００３３】
３相交流電流は、電流検出器６により検出され、交流信号発生器２２、乗算器１３、加算器２１、フィルタ１９の働きによって有効電流が算出される。
【００３４】
この有効電流と、倍率算出器１８から出力される値とが乗算器２０によって乗算され、直流電流指令が作成される。
【００３５】
直流電流指令は乗算器１２によって、交流信号発生器１１から出力される各相電圧と同位相・同周波数の交流信号と乗算され、３相交流電流指令ｉＲ*，ｉＳ*，ｉＴ*が出力される。
【００３６】
この交流電流指令は、減算器１５によって、電流検出器６で検出した電流検出値と引き算され、さらに誤差増幅器１６で増幅されて交流電圧指令となり、ＰＷＭ制御回路１０に入力される。この交流電圧指令を基にＰＷＭ制御回路１０では、入力された信号をキャリヤ信号によってパルス幅変調し、これによってトランジスタＴr１〜Ｔr６のＯＮ／ＯＦＦ制御信号が作成される。
【００３７】
消費電流が少ない場合は、もともと高調波電流が少なく、またＰＷＭ制御区間が長くなりトランジスタの発熱が増加する傾向にあるため制御は行わない。このため、基準電圧２３に制御開始レベルが設定され、比較器１７によって有効電流が制御開始レベルを越えた場合にＰＷＭ制御回路１０の出力が開始される。これは、電力消費が多くなった場合、つまり高調波電流が所定のレベル以上の場合に制御が開始されることを意味する。
【００３８】
倍率算出器１８では、ＰＷＭ制御区間の不足により制御不能となることを防止するため、初期設定の係数として１程度もしくは１以上のやや高めの数値を設定する。ここで有効電流が基準電圧２３で設定されている制御開始レベルに達した場合、ＰＷＭ制御が開始される。倍率算出器１８からは初期設定の値が出力されるため、消費電流の有効電流以上の電流が流れ、結果として直流電圧Ｖｄｃが上昇する。
【００３９】
しかし、ピークホールド回路２４から出力される電源電圧ピーク値と直流電圧Ｖｄｃとの偏差が減算器１４によって算出され、その値が倍率算出器１８に入力される。この電源電圧ピーク値と直流電圧Ｖｄｃとの偏差によって、倍率算出器１８では出力する値を図３のように補正する。つまり、直流電圧Ｖｄｃが電源電圧のピーク値を上回った場合に、係数を下げて直流電圧が上昇しないように値を小さくする。これによって、直流電圧が上昇しない臨界点で安定するように、倍率算出器１８の出力が可変、補正される。
【００４０】
ダイオード整流による電流は高調波成分を多く含んでおり、臨界点での電流指令はダイオード整流電流のピーク値より小さい振幅の適度な電流指令となる。このため、正弦波電流制御のような全区間ＰＷＭ制御とはならず、また、電流指令が小さすぎることによりＰＷＭ制御区間が不足して制御不能となることもない。さらに、電源インピーダンス等の異なる電源環境においても最適な電流指令となるため、係数を調整する行為なしに安定して制御できる。
【００４１】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、第一の従来例のようなＰＷＭ制御に比べスイッチング期間を減らすことができる。つまりトランジスタの発熱を抑えつつ高調波電流が抑制でき、高周波キャリヤ周波数成分電流による共振電流の影響も抑制できる。
【００４２】
つまり、トランジスタの発熱が少ないので放熱板を安価で小型にでき、共振電流の影響も少ないのでキャリヤ周波数成分電流用のフィルタを必要としない。さらに、昇圧する必要がないので、耐圧の高い高価な素子を選定する必要がなく、電力変換装置を小型でしかも安価にできる。
【００４３】
また、第二の従来例のように電源環境によって設定を変更する必要がなく、また、制御不能化もしくは昇圧することなく安定して制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施形態に係る電力変換装置を示すシステム構成図である。
【図２】  実施形態における電流と電流指令との関係を示す図である。
【図３】  実施形態における制御内容を示す図である。
【図４】  第一の従来技術による電力変換装置を示すシステム構成図である。
【図５】  第二の従来技術による電力変換装置を示すシステム構成図である。
【図６】  ダイオード整流電流を示す図である。
【図７】  第一の従来技術による流れる電流を示す図である。
【符号の説明】
１  ３相交流電源、２  インバータ回路、３  交流モータ、４  コンバータ、５  平滑コンデンサ、６  電流検出器、７  チョークコイル、８  アイソレータ、９  位相検出器、１０  ＰＷＭ制御回路、１１，２２  交流信号発生器、１２，１３，２０  乗算器、１４，１５，２５  減算器、１６，２７  誤差増幅器、１７  比較器、１８  倍率算出器、１９  フィルタ、２１，２８  加算器、２３，２６  基準電圧、２４  ピークホールド回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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