(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、スイッチング素子のスイッチング動作を利用して直流電源の電圧を所定の電圧に変換する電圧変換部と、この電圧変換部の出力端間に整流素子を介して接続されたコンデンサと、スイッチング素子のオフ時にコンデンサを充電する方向に電圧変換部の出力端とコンデンサとの間に接続された前記整流素子と、コンデンサから供給される電圧の極性を交番させるインバータ部と、少なくとも放電灯を負荷として有しインバータ部の出力端間に接続される負荷回路部とを備えてインバータ部の交番出力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、スイッチング素子のスイッチング動作を制御することにより交番出力の極性反転時に極性反転時以外の時よりも大きな電力を極性反転時に電圧変換部からコンデンサに供給することによってインバータ部の交番出力電圧を少なくとも定常点灯時における放電灯電圧よりも大きく且つ放電灯の再点弧に必要な再点弧電圧よりも大きくする電圧増大手段を設けたことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
極性反転時に放電灯電流が一方の極性の所定値から反対極性の所定値まで変化する間電圧変換部から前記コンデンサに電力を供給する電圧増大手段を設けたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、直流電源の電圧を所定の電圧に変換するとともに極性を交番させて放電灯に供給し、放電灯を矩形波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、直流電源の電圧を所定の電圧に変換するとともに極性を交番させて放電灯に供給し、放電灯を矩形波点灯させる放電灯点灯装置があった。図８はこのような放電灯点灯装置の一例を示すものであり、放電灯として高輝度放電灯（所謂ＨＩＤランプ）が用いられている。なお、このような高輝度放電灯のための放電灯点灯装置は車輛前照灯用に用いられる場合がある。
【０００３】
この放電灯点灯装置は、直流電源１の電圧を所定の電圧に変換する電圧変換部２と、電圧変換部２の出力端間にダイオードＤ1を介して接続されたコンデンサＣ0と、電圧変換部２からの出力によってコンデンサＣ0の両端に生じる両端電圧Ｖｃの極性を交番させるインバータ部３と、負荷である放電灯ＬＰ及び放電灯始動用のイグナイタ回路５を含む負荷回路部４とを備えている。
【０００４】
電圧変換部２はＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ0とトランスＴとを具備し、トランスＴの１次巻線ｎ1とスイッチング素子Ｑ0との直列回路を直流電源１の両端間に接続するとともに、トランスＴの２次巻線ｎ2の両端に整流素子であるダイオードＤ1を介してコンデンサＣ0が接続してあって、所謂フライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータとなっている。なお、上記スイッチング素子Ｑ0は制御回路６からの駆動信号によってスイッチング制御される。
【０００５】
次にこの従来例装置の具体的動作について説明する。
まず、電圧変換部２の動作について説明すると、制御回路６からの駆動信号によってスイッチング素子Ｑ0がオンすると、直流電源１によりトランスＴの１次巻線ｎ1に電流が流れてトランスＴにエネルギが蓄積される。このトランスＴに蓄積されたエネルギは、スイッチング素子Ｑ0がオフするとトランスＴの２次巻線ｎ2よりダイオードＤ1を介してコンデンサＣ0に放出され、スイッチング素子Ｑ0のオン・オフによってコンデンサＣ0に直流電源１から供給されるエネルギを伝達している。そして、制御回路６によってスイッチング素子Ｑ0のデューティ比又はスイッチング周波数を調整することにより、図９（ａ）に示すようにコンデンサＣ0の両端になるべくフラットな所望の電圧Ｖｃが得られるのである。
【０００６】
一方、上記のようにしてコンデンサＣ0の両端に得られた直流電圧Ｖｃは次段のインバータ部３によってその極性が交番される。すなわち、インバータ部３はＭＯＳＦＥＴから成る４つのスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のブリッジ回路を具備した所謂フルブリッジ型となっており、これら４つのスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を基本的にブリッジの対角にあるスイッチング素子Ｑ1とＱ4及びＱ2とＱ3の各組について交互にオン・オフする期間を設け、これら各期間を図示しない発振器と駆動回路とで構成されるドライブ回路７にて低周波数で切り換えることによりコンデンサＣ0の両端電圧の極性を交番している。なお、通常はブリッジの短絡を防止するために極性反転時には全てのスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をオフとする休止期間（以下、「デッドタイム」と呼ぶ。）が設けてある。
【０００７】
さらに、インバータ部３によって極性が交番された低周波の矩形波電圧（電流）を負荷回路部４に供給することにより、始動用のイグナイタ回路５を介して負荷である放電灯ＬＰを矩形波点灯している。イグナイタ回路５は例えば放電灯ＬＰに高圧パルストランス（図示せず）の２次側を接続し、インバータ部３より供給される低周波の矩形波電圧に高圧パルスを重畳することで放電灯ＬＰの始動に必要な高い電圧を得て放電灯ＬＰを始動させるものである。
【０００８】
また、コンデンサＣ0とインバータ部３との間にはコンデンサＣ0の両端電圧Ｖｃ及び電流（放電灯ＬＰに流れる放電灯電流）を検出するための抵抗Ｒ1〜Ｒ3が接続してあり、それぞれの検出出力が制御回路６に与えられ、これら検出出力に基づいて放電灯ＬＰを所望の特性で点灯させるべく制御回路６が電圧変換部２のスイッチング素子Ｑ0のスイッチング制御を行なっている。各検出出力はそれぞれフィルタ機能と増幅機能とを有する電圧検出回路８及び電流検出回路９に入力される。電圧検出回路８の出力は電流目標値設定回路１０に与えられ、現在の放電灯電圧に応じて放電灯ＬＰに必要な目標電流値を出力する。そして、この目標電流値と電流検出回路９からの出力値とがエラーアンプ１１に入力され、両者の誤差信号がエラーアンプ１１よりパルス幅変調器１２に与えられる。このパルス幅変調器１２においては、エラーアンプ１１より与えられた誤差信号に基づいて駆動信号を調整し、電圧変換部２のスイッチング素子Ｑ0のデューティ比を可変している。なお、電流目標値設定回路１０はマイクロコンピュータにより構成してもよく、その場合には電圧検出回路８の出力により目標電力値を設定し、その設定した目標電力値を電圧検出回路８の出力にて除することにより目標電流値を得る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記従来例装置において放電灯ＬＰに高輝度放電灯（ＨＩＤランプ）を用いた場合に、高輝度放電灯の性質から放電灯電流が極性反転する際にひとたびゼロとなると消えようとするため、高輝度放電灯を矩形波点灯する場合には極性反転時における立ち消えが生じるという問題があった。このような立ち消えが生じる主な原因には２つあって、１つは極性反転時に放電灯ＬＰを再点弧するのに充分な電圧（再点弧電圧）が得られないことである。つまり、上記従来例ではコンデンサＣ0の両端電圧Ｖｃと放電灯電圧とがほぼ等しいために、極性反転時に点灯時の放電灯電圧よりも充分に高い再点弧電圧を直ちに供給することができないからである。
【００１０】
また、２つめの原因は放電灯ＬＰを始動するためのイグナイタ回路５が具備する高圧パルストランスの２次側が放電灯ＬＰに直列に挿入接続されているため、この高圧パルストランスの２次側のインダクタンス成分によって極性反転時の放電灯電流の反転時間が長くなることである。特に寿命末期の放電灯などについては安定点灯させることが困難であった。図９は上記従来例におけるコンデンサＣ0の両端電圧Ｖｃ及び放電灯電流の動作波形を示すものであり、（ａ）は極性反転がスムーズに行なわれた場合、（ｂ）は極性反転時に立ち消えが生じた場合である。すなわち、同図（ｂ）に示すように極性反転時に再点弧電圧が不足すると放電灯電流に休止期間ができて立ち消えが生じてしまい安定に点灯させることができない。
【００１１】
本発明は上記問題点の解決を目的とするものであり、寿命末期の放電灯などにおいても立ち消えを生じることなく放電灯を矩形波点灯することができる放電灯点灯装置を提供しようとするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、直流電源と、スイッチング素子のスイッチング動作を利用して直流電源の電圧を所定の電圧に変換する電圧変換部と、この電圧変換部の出力端間に整流素子を介して接続されたコンデンサと、スイッチング素子のオフ時にコンデンサを充電する方向に電圧変換部の出力端とコンデンサとの間に接続された前記整流素子と、コンデンサから供給される電圧の極性を交番させるインバータ部と、少なくとも放電灯を負荷として有しインバータ部の出力端間に接続される負荷回路部とを備えてインバータ部の交番出力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、スイッチング素子のスイッチング動作を制御することにより交番出力の極性反転時に極性反転時以外の時よりも大きな電力を極性反転時に電圧変換部からコンデンサに供給することによってインバータ部の交番出力電圧を少なくとも定常点灯時における放電灯電圧よりも大きく且つ放電灯の再点弧に必要な再点弧電圧よりも大きくする電圧増大手段を設けたことを特徴とする。
【００１３】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、極性反転時に放電灯電流が一方の極性の所定値から反対極性の所定値まで変化する間電圧変換部から前記コンデンサに電力を供給する電圧増大手段を設けたことを特徴とする。
【００１４】
【作用】
請求項１の発明の構成では、直流電源と、スイッチング素子のスイッチング動作を利用して直流電源の電圧を所定の電圧に変換する電圧変換部と、この電圧変換部の出力端間に整流素子を介して接続されたコンデンサと、スイッチング素子のオフ時にコンデンサを充電する方向に電圧変換部の出力端とコンデンサとの間に接続された前記整流素子と、コンデンサから供給される電圧の極性を交番させるインバータ部と、少なくとも放電灯を負荷として有しインバータ部の出力端間に接続される負荷回路部とを備えてインバータ部の交番出力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、スイッチング素子のスイッチング動作を制御することにより交番出力の極性反転時に極性反転時以外の時よりも大きな電力を極性反転時に電圧変換部からコンデンサに供給することによってインバータ部の交番出力電圧を少なくとも定常点灯時における放電灯電圧よりも大きく且つ放電灯の再点弧に必要な再点弧電圧よりも大きくする電圧増大手段を設けたので、極性反転時における放電灯の再点弧電圧の不足を補うことができ、放電灯の立ち消えを防止して安定した矩形波点灯を可能とし、さらに、極性反転時に放電灯を確実に再点弧させることができる。
【００１５】
請求項２の発明の構成では、極性反転時に放電灯電流が一方の極性の所定値から反対極性の所定値まで変化する間電圧変換部から前記コンデンサに電力を供給する電圧増大手段を設けたので、極性反転時にインバータ部から放電灯に対して大きな電力を供給でき、極性反転時に放電灯を確実に再点弧させることができる。
【００１６】
【実施例】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
（実施例１）
図１は本実施例の回路構成を示しており、基本的な構成については図８に示す従来例と共通であり、共通する部分には同一の符号を付して説明は省略し、本実施例の特徴となる部分についてのみ説明する。すなわち、本実施例では、インバータ部３の交番出力の極性反転時放電灯ＬＰに供給される交番出力電圧を放電灯ＬＰの再点弧電圧に充分なレベルにまで増大させる電圧増大手段を設けた点に特徴がある。
【００１７】
つまり、従来例においては放電灯ＬＰの定常点灯状態にてコンデンサＣ0の両端電圧Ｖｃがなるべくフラットになるように制御回路６により電圧変換部２のスイッチング素子Ｑ0のデューティ比が調整されているが、本実施例では上記極性反転時、すなわちインバータ部３の全てのスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がオフとなるデッドタイムにおいて一時的にスイッチング素子Ｑ0のデューティ比を強制的に大きくすることにより、コンデンサＣ0の両端電圧Ｖｃを増大させているのである。
【００１８】
具体的には、インバータ部３のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング動作を制御しているドライブ回路７からの信号に基づいて、制御回路６の電流目標値設定回路１０とエラーアンプ１１との間に設けたスイッチＳＷ1を切換制御することにより、極性反転時以外のときにはスイッチＳＷ1を電流目標値設定回路１０側に切り換えるとともに、極性反転時にはスイッチＳＷ1を基準電源１３側に切り換えるのである。これにより、極性反転時には通常の電流目標値設定回路１０からの出力よりも大きな出力が基準電源１３よりエラーアンプ１１に与えられるため、エラーアンプ１１から出力される誤差信号も大きくなり、スイッチング素子Ｑ0のデューティ比が放電灯電圧に関係なく強制的に大きくされる。
【００１９】
ここで、ドライブ回路７は低周波発振回路１４、フリップフロップ１５及び２つのアンド回路１６1，１６2より構成されており、各アンド回路１６1，１６2の出力を駆動信号としてそれぞれスイッチング素子Ｑ1とＱ4及びＱ2とＱ3に与えている。そして、低周波発振回路１４の出力がＬレベルとなる期間によって全てのスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をオフとするデッドタイムの長さが決定される。本実施例では、上記低周波発振回路１４の出力によりスイッチＳＷ1を切り換えるようにしており、低周波発振回路１４の出力がＨレベルのときにスイッチＳＷ1を電流目標値設定回路１０側に切り換え、Ｌレベルのときに基準電源１３側に切り換える。
【００２０】
次に、図２の波形図により本実施例の動作を説明する。同図（ｃ）に示すように低周波発振回路１４の出力がＨレベルであってインバータ部３のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のうち一方の組（Ｑ1とＱ4あるいはＱ2とＱ3）がオンで他方の組がオフしているとき、すなわちデッドタイム以外のときには、同図（ａ）に示すようにコンデンサＣ0の両端電圧Ｖｃがほぼフラットとなるように制御回路６が電圧変換部２を制御している。そして、低周波発振回路１４の出力がＬレベルに変わるとインバータ部３のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4が全てオフとなるデッドタイムを経てスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のオン・オフ状態が切り換わり、インバータ部３の出力の極性が反転する。
【００２１】
一方、放電灯ＬＰに流れる放電灯電流は同図（ｂ）に示すように、デッドタイムの開始時点から徐々にレベルが低下し始め、やがて極性が反転して反対方向に流れはじめる。ここで、ドライブ回路７の低周波発振回路１４の出力がＬレベルのときには、上述のように制御回路６のスイッチＳＷ1が基準電源１３側に切り換えられて電圧変換部２のスイッチング素子Ｑ0のデューティ比が大きくなるため、コンデンサＣ0には極性反転時以外のときよりも大きなエネルギが電圧変換部２を介して直流電源１より供給される。これにより、同図（ａ）に示すようにコンデンサＣ0の両端電圧Ｖｃがデッドタイム中に増大し、放電灯ＬＰの再点弧に必要な再点弧電圧を上回るようになっている。そして、デッドタイム後にスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がオンするとインバータ部３からは放電灯ＬＰの再点弧に充分な大きさの電圧が印加されることになり、仮にデッドタイム中に放電灯電流に休止状態が生じた場合でも、放電灯ＬＰを速やかに再点弧させることができる。
【００２２】
したがって、放電灯電流が流れなくなる休止状態を経ることなく放電灯ＬＰの点灯が維持され、放電灯ＬＰを安定に点灯させることができる。すなわち、本実施例においてはドライブ回路７の低周波発振回路１４、制御回路６のスイッチＳＷ1及び基準電源１３により電圧増大手段を構成し、極性反転時にスイッチＳＷ1を切り換えて電圧変換部２のスイッチング素子Ｑ0のデューティ比を大きくしてコンデンサＣ0の両端電圧Ｖｃを増大させることにより、インバータ部３の交番出力を増大させて放電灯ＬＰの再点弧を可能としているのである。
【００２３】
（実施例２）
本実施例は図３に示すように、図１に示す実施例１におけるスイッチＳＷ1と基準電源１３との代わりに、低周波発振回路１４の出力で制御回路６が具備する電流目標値設定回路１０を制御し、低周波発振回路１４の出力がＬレベルとなるときに電流目標値設定回路１０の出力を強制的に大きくするようにしたものであり、実施例１と同様の効果が得られる。また、電流目標値設定回路１０をマイクロコンピュータで構成する場合には、実施例１と比較してスイッチＳＷ1や基準電源１３などを設けることなく安価に同様の効果が得られるという利点がある。
【００２４】
（実施例３）
本実施例は図４に示すように、図１に示す実施例１におけるスイッチＳＷ1をパルス幅変調器１２とエラーアンプ１１との間に設け、低周波発振回路１４の出力により極性反転時以外のとき（低周波発振回路１４の出力がＨレベルのとき）にはスイッチＳＷ1をエラーアンプ１１側に切り換えるとともに、極性反転時（低周波発振回路１４の出力がＬレベルのとき）にはスイッチＳＷ1を基準電源１３側に切り換えるようにしたものであり、極性反転時におけるスイッチング素子Ｑ0のデューティ比を基準電源１３の基準電圧により規定される値に増大させることで実施例１と同様の効果が得られる。
【００２５】
また、本実施例の構成では、スイッチＳＷ1によってエラーアンプ１１と出力と基準電源１３の基準電圧とを切り換えてパルス幅変調器１２に入力するようにしているため、エラーアンプ１１の周波数応答性が悪い場合でも極性反転時に速やかに且つ確実にスイッチング素子Ｑ0のデューティ比を大きくすることができるという利点がある。
【００２６】
（実施例４）
本実施例は図５に示すように、図４に示す実施例３におけるスイッチＳＷ1と基準電源１３の代わりに、エラーアンプ１１の出力端と制御電源との間に低周波発振回路１４の出力によりオン・オフされるトランジスタＱ6と抵抗Ｒ4との直列回路を接続し、低周波発振回路１４の出力がＬレベルのときに上記トランジスタＱ6をオンして制御電源からの制御電源電圧ＶDDをパルス幅変調器１２に入力するようにしたものであり、極性反転時におけるスイッチング素子Ｑ0のデューティ比を制御電源電圧ＶDDにより規定される値に増大させることで簡単に実施例１及び実施例３と同様の効果が得られる。
【００２７】
なお、上記実施例１〜４においては、ドライブ回路７の低周波発振回路１４の出力がＬレベルのときに電圧変換部２のスイッチング素子Ｑ0のデューティ比を大きくするようにしているが、これ以外のタイミング及び期間でデューティ比を大きくするようにしてもよい。例えば、ドライブ回路７からの信号にて極性反転のタイミングを得て、デッドタイムの開始前もしくは開始後よりスイッチング素子Ｑ0のデューティ比を大きくするようにしてもよい。また、このようにスイッチング素子Ｑ0のデューティ比を大きくする期間はインバータ部３のデッドタイムと同一にする必要はない。
【００２８】
（実施例５）
本実施例は図６に示すように、図５に示す実施例４における制御回路６にコンパレータ１７及び基準電源１８から成る電圧判別回路１９と、ドライブ回路７から与えられる反転のタイミング信号（例えば、低周波発振回路１４の出力）の立ち上がり（或いは立ち下がり）でトリガされるワンショットマルチバイブレータ２０と、このワンショットマルチバイブレータ２０の出力を反転するインバータ２１と、インバータ２１出力と電圧判別回路１９出力との論理和をとるオア回路２２とを追加して設けてある。
【００２９】
電圧判別回路１９は、コンデンサＣ0の両端電圧Ｖｃに応じた検出電圧と基準電源１９の基準電圧とをコンパレータ１７において比較し、上記検出電圧が基準電圧よりも低いとき、すなわちコンデンサＣ0の両端電圧Ｖｃが所定電圧よりも低いときにコンパレータ１７からＬレベルの信号を出力するものである。
また、ワンショットマルチバイブレータ２０はデッドタイムの開始タイミングを示す信号（低周波発振回路１４の出力の立ち下がり）を受けて所定の期間だけＨレベルの信号を出力するから、ワンショットマルチバイブレータ２０の出力端に接続されたインバータ２１からはＬレベルの信号が出力される。
【００３０】
したがって、デッドタイムの開始から所定の期間においてはオア回路２２の入力がいずれもＬレベルとなるから、オア回路２２の出力がＬレベルとなってトランジスタＱ6がオンし、パルス幅変調器１２には制御電源電圧ＶDDが入力され、スイッチング素子Ｑ0のデューティ比が強制的に大きくされ、ワンショットマルチバイブレータ２０の出力がＬレベルになるか、或いは電圧判別回路１９の出力がＨレベルになるまで継続する。
【００３１】
上記本実施例の構成によれば、実施例４と同様の効果が得られるだけでなく、電圧判別回路１９によってコンデンサＣ0の両端電圧Ｖｃが所定値以上に上昇するのを防止しているため、直流電源１の電源電圧等によらずコンデンサＣ0の両端電圧Ｖｃを過大に増大させることなく所望の電圧にまで増大させることができ、その結果、放電灯ＬＰをより安定して矩形波点灯させることができる。
また、ワンショットマルチバイブレータ２０の出力をＨレベルとする期間は任意に設定することができるから、例えば、放電灯ＬＰの定常点灯時において放電灯電流が反転を開始してから零クロスするまでに要する期間と同じにしておけば、反転動作の開始時点からコンデンサＣ0の両端電圧Ｖｃを増大させるとともに放電灯電流が零クロスする時点で増大させた両端電圧Ｖｃをインバータ部３を介して放電灯ＬＰに印加することができ、より効果的に放電灯ＬＰの立ち消えを防止することができる。
【００３２】
（実施例６）
本実施例は図７に示すように、図５に示す実施例４の構成において直流電源１の電源電圧と基準電源２３の基準電圧とをオペアンプ２４に入力し、このオペアンプ２４の出力をパルス幅変調器１２の最大デューティ比設定端子に入力するようにしている。ここで、パルス幅変調器１２は最大デューティ比設定端子の入力に応じてスイッチング素子Ｑ0のデューティ比の最大値が規制されるようになっている。
【００３３】
本実施例の構成では、直流電源１の電源電圧が基準電源２３の基準電圧よりも高いときにはパルス幅変調器１２の最大デューティ比が小さくなり、反対に電源電圧が基準電圧よりも低いときには最大デューティ比が大きくなるため、直流電源１の電源電圧に応じて生じるコンデンサＣ0への供給エネルギの変動を抑制し、上記電源電圧によらずにより安定して放電灯ＬＰを矩形波点灯させることができる。なお、制御回路６の構成は本実施例の構成以外にも実施例１〜３の何れの構成であってもよいことは言うまでもない。
【００３４】
ところで、上記実施例１〜６においては制御回路６における制御には電流制御方式を採用しているが、放電灯ＬＰに供給される電力を所望の値とする電力制御方式など他の制御方式にも本発明の技術思想は適用可能である。また、電圧変換部２のスイッチング素子Ｑ0に流れる電流のピーク値を制御量とするピーク値制御への適用も可能であり、何れの制御方式においても上記実施例１〜６と同様の効果が得られる。
【００３５】
【発明の効果】
請求項１の発明は、直流電源と、スイッチング素子のスイッチング動作を利用して直流電源の電圧を所定の電圧に変換する電圧変換部と、この電圧変換部の出力端間に整流素子を介して接続されたコンデンサと、スイッチング素子のオフ時にコンデンサを充電する方向に電圧変換部の出力端とコンデンサとの間に接続された前記整流素子と、コンデンサから供給される電圧の極性を交番させるインバータ部と、少なくとも放電灯を負荷として有しインバータ部の出力端間に接続される負荷回路部とを備えてインバータ部の交番出力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、スイッチング素子のスイッチング動作を制御することにより交番出力の極性反転時に極性反転時以外の時よりも大きな電力を極性反転時に電圧変換部からコンデンサに供給することによってインバータ部の交番出力電圧を少なくとも定常点灯時における放電灯電圧よりも大きく且つ放電灯の再点弧に必要な再点弧電圧よりも大きくする電圧増大手段を設けたので、極性反転時における放電灯の再点弧電圧の不足を補うことができ、放電灯の立ち消えを防止して安定した矩形波点灯を可能とし、さらに、極性反転時に放電灯を確実に再点弧させることができるという効果がある。
【００３６】
請求項２の発明は、極性反転時に放電灯電流が一方の極性の所定値から反対極性の所定値まで変化する間電圧変換部から前記コンデンサに電力を供給する電圧増大手段を設けたので、極性反転時にインバータ部から放電灯に対して大きな電力を供給でき、極性反転時に放電灯を確実に再点弧させることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  実施例１を示す概略回路図である。
【図２】  同上の動作を説明するための波形図である。
【図３】  実施例２の要部を示す概略回路図である。
【図４】  実施例３の要部を示す概略回路図である。
【図５】  実施例４の要部を示す概略回路図である。
【図６】  実施例５を示す概略回路図である。
【図７】  実施例６を示す概略回路図である。
【図８】  従来例を示す概略回路図である。
【図９】  同上の動作を説明するための波形図である。
【符号の説明】
１  直流電源
２  電圧変換部
３  インバータ部
５  イグナイタ回路
６  制御回路
７  ドライブ回路
Ｑ0  スイッチング素子
Ｃ0  コンデンサ
【図１】
0003760476.tif 000002
【図２】
0003760476.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
0003760476.tif 000007
【図７】
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【図８】
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【図９】
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