(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調素子により光周波数間隔Δｆ［Ｈｚ］、変調速度Ｂ［ｂｉｔ／ｓ］（但し、Ｂ／Δｆ≦１［ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ］）で変調したＮ波（Ｎは２以上の整数）の光信号を発生する光送信器及び、前記光送信器の後に接続され前記光信号を合波する手段を有する光送信部と、
光周波数間隔に等しい標本化周波数Δｆ［Ｈｚ］で、ある一つのビットに注目して離散フーリエ変換の信号処理をし、Ｎ個の出力端子から離散フーリエ変換の結果として、光送信器の光周波数の基準となる光周波数ｆ０に対して０、Δｆ、２Δｆ、…、（Ｎ−１）Δｆの各光周波数における係数を出力する光離散フーリエ変換回路であって、
前記光信号を合波する手段の後に接続され、入力されるビット位相の一致した多波長信号をＮ分岐する分岐手段と、
前記分岐手段の後に接続され該分岐した信号に対してそれぞれｋ／Ｎ／Δｆ［ｓ］（ここで、ｋは０からＮ−１までの整数）で定まる時間のビット位相を遅延させたＮ個の信号Ｅｋを出力する遅延手段と、
前記遅延手段によりビット位相をｋ／Ｎ／Δｆ［ｓ］だけ遅延された信号Ｅkを合波し出力する合波手段と、
前記遅延手段と前記合波手段の間に設けられ、前記合波手段のＮ個の出力端子のｌ番目（ここで、ｌは０からＮ−１までの整数）の出力端子へ、以下の式
【数１】
0003789784.tif 000007
で定まる位相関係をもって前記合波手段が合波して出力するように前記遅延手段から出力される信号Ｅkの位相を調整して前記合波手段へ出力する位相調整手段と、
前記合波手段のＮ個の出力端子の後に接続され、該合波されたＮ個のそれぞれの信号中から、最も遅延の少ない信号を基準として（Ｎ−１）／Ｎ／Δｆ［ｓ］からＴ［ｓ］（但し、Ｔは１ビットの時間）の時間の信号を取り出すＮ個の時間ゲート手段と、
を含む光離散フーリエ変換回路及び、前記時間ゲート手段から出力される信号を受信するＮ個の光受信器を有する光受信部と、
前記光送信部、あるいは前記光送信部と前記光受信部との間の光伝送路に配置され、前記光離散フーリエ変換回路の入力における全ての各波長信号のビット位相を一致させるためのビット位相調整手段と
を備えたことを特徴とする光直交周波数分割多重伝送方式。
【請求項２】
前記分岐手段は１×Ｎ分岐素子であり、前記遅延手段は、光路長がΔＬ＝ｃ／（ＮｎcΔｆ）（ここで、ｃは光速、ｎcは導波路の等価屈折率）ずつ異なるＮ本の遅延導波路であり、前記合波手段はＮ×Ｎ合波素子であり、前記位相調整手段は前記Ｎ本の遅延導波路及び前記Ｎ×Ｎ合波素子に含まれており、前記１×Ｎ分岐素子、前記光路長がΔＬ＝ｃ／（ＮｎcΔｆ）ずつ異なるＮ本の遅延導波路、及び前記Ｎ×Ｎ合波素子がこの順に光学的に結合されて構成されることを特徴とする請求項１に記載の光直交周波数分割多重伝送方式。
【請求項３】
前記１×Ｎ分岐素子が、多モード干渉型１×Ｎ分岐素子であり、前記Ｎ×Ｎ合波素子が、多モード干渉型Ｎ×Ｎ合波素子であることを特徴とする請求項２に記載の光直交周波数分割多重伝送方式。
【請求項４】
前記光離散フーリエ変換回路は、
２m≧Ｎとなる整数ｍに対して、ΔＬ＝ｃ／（２mｎcΔｆ）（ここで、ｃは光速、ｎcは導波路の等価屈折率）とおくと、
光路長差が２m-1ΔＬ、２m-2ΔＬ、…、ΔＬである非対称マッハツェンダカップラを前段の非対称マッハツェンダカップラの２つの出力端子のそれぞれと後段の非対称マッハツェンダカップラの入力端子とが接続するように光学的に多段に結合して構成した手段であって、２ｍ個の信号を出力し、各非対称マッハツェンダカップラは位相シフタを備えており、位相シフタを調整することにより、光路長がそれぞれΔＬだけ異なる２ｍ個の信号を以下の式
【数２】
0003789784.tif 000008
で定まる位相関係をもって合波した２ｍ個の信号を出力する手段と、
該出力された２ｍ個のそれぞれの信号中から、最も遅延の少ない信号を基準として（２ｍ−１）／２ｍ／Δｆ［ｓ］からＴ［ｓ］（但し、Ｔは１ビットの時間）の時間の信号を取り出す時間ゲート手段と、
を含むことを特徴とする請求項１に記載の光直交周波数分割多重伝送方式。
【請求項５】
前記ビット位相調整手段は、
前記光送信器に電気的に接続され、前記光送信器における変調素子への電気的変調信号のビット位相を制御することにより前記光離散フーリエ変換回路の入力における全ての各波長信号のビット位相を一致させることを特徴とする請求項１に記載の光直交周波数分割多重伝送方式。
【請求項６】
前記ビット位相調整手段は、
前記光送信器から前記光受信器の間に配置された光伝送経路に設けられ、光信号の光路長を制御して光学的なビット位相を調整することにより前記光離散フーリエ変換回路の入力における全ての各波長信号のビット位相を一致させることを特徴とする請求項１に記載の光直交周波数分割多重伝送方式。
【請求項７】
前記時間ゲート手段は、
光ゲートスイッチであることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１つに記載の光直交周波数分割多重伝送方式。
【請求項８】
前記時間ゲート手段は、光受信部における電気ゲート回路であることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１つに記載の光直交周波数分割多重伝送方式。
【請求項９】
光信号を発生する光送信器、及び前記光信号を合波する手段を有する光送信部と、光周波数間隔に等しい標本化周波数Δｆ［Ｈｚ］で、ある一つのビットに注目して離散フーリエ変換の信号処理をし、Ｎ個の出力端子から離散フーリエ変換の結果として、光送信器の光周波数の基準となる光周波数ｆ０に対して０、Δｆ、２Δｆ、…、（Ｎ−１）Δｆの各光周波数における係数を出力する光離散フーリエ変換回路、及び前記光離散フーリエ変換回路から出力される信号を受信する光受信器とを有する光受信部と、信号のビット位相を調整するビット位相調整手段とを備えた光直交周波数分割多重伝送方式における伝送方法であって、
前記光送信器が、変調素子により光周波数間隔Δｆ［Ｈｚ］、変調速度Ｂ［ｂｉｔ／ｓ］（但し、Ｂ／Δｆ≦１［ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ］）で変調したＮ波（Ｎは２以上の整数）の光信号を発生し、前記合波する手段が、発生される該光信号を合波して送信し、
前記ビット位相調整手段が、前記光送信器が発生する信号に対してビット位相を制御することにより前記光離散フーリエ変換回路の入力における全ての各波長信号のビット位相を一致させ、
前記光離散フーリエ変換回路が、ビット位相を一致させた多波長信号をＮ分岐し、該分岐した信号に対してそれぞれｋ／Ｎ／Δｆ［ｓ］（ここで、ｋは０からＮ−１までの整数）で定まる時間のビット位相を遅延させたＮ個の信号Ｅｋを出力し、
前記光離散フーリエ変換回路が、出力された信号Ｅｋを合波して出力する際に、ｌ番目（ここで、ｌは０からＮ−１までの整数）に合波して出力する信号が以下の式
【数３】
0003789784.tif 000009
で定まる位相関係を有するように信号Ｅkの位相を調整し、
前記光離散フーリエ変換回路が、位相が調整された信号を合波して出力し、該合波されたＮ個のそれぞれの信号中から、最も遅延の少ない信号を基準として（Ｎ−１）／Ｎ／Δｆ［ｓ］からＴ［ｓ］（但し、Ｔは１ビットの時間）の時間の信号を取り出して出力し、
前記光受信器が、前記光離散フーリエ変換回路から出力される信号を受信する
ことを特徴とする伝送方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は光通信分野における波長多重光伝送方式及び伝送方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光通信の伝送容量を増大させるために、多数の波長を用いて信号を伝送する波長多重光伝送方式が用いられている。
【０００３】
図１１は従来の波長多重光伝送方式の構成図である。送信部では、波長（＝光周波数）の異なる複数の光送信器１−１の出力信号を波長合波器８−１により合波する。合波された多数の光信号は、１つの光伝送媒体１−４を共用して伝送される。受信部では波長分波器８−２により、受信光信号が、波長ごとに分波され、各波長の光信号は複数の光受信器１−６で受信される。以上のような構成で波長分割多重光伝送方式が実現されていた。
【０００４】
光の波長域の有効利用の点から、光の波長間隔を近接させた高密度な波長多重伝送が望まれている。光周波数間隔をΔｆ［Ｈｚ］、伝送速度をＢ［ｂｉｔ／ｓ］とするとＢ／Δｆ［ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ］を帯域利用効率（Spectral Efficiency）という。両側帯波のＯＮ／ＯＦＦ変調方式の帯域利用効率の理論限界は１［ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ］である。
【０００５】
従来の波長多重伝送方式では、受信部ではアレイ導波路型回折格子などの波長分波器を用いた波長選択フィルタで所望の信号光を取り出していた。しかしながら、高密度で多数の信号を伝送しようとすると、隣り合う波長の信号が重なり合うため、波長選択フィルタでは所望の信号の分離ができないという問題点があった。隣接周波数との干渉を防ぐため波長間隔を広げると帯域利用効率は低下し、従来の波長多重伝送方式では帯域利用効率は通常０．４［ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ］程度以下であった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
高密度で多数の信号を伝送しようとすると、隣り合う波長の信号が重なり合うため従来の波長多重伝送方式で用いる波長選択フィルタでは信号の分離ができないという問題点があった。一方、波長間隔を広げると従来の波長多重伝送方式は帯域利用効率が悪いという課題があった。本発明の目的は帯域利用効率が良い波長多重光伝送方式及び伝送方法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明は、変調素子により光周波数間隔Δｆ［Ｈｚ］、変調速度Ｂ［ｂｉｔ／ｓ］（但し、Ｂ／Δｆ≦１［ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ］）で変調したＮ波（Ｎは２以上の整数）の光信号を発生する光送信器及び、前記光送信器の後に接続され前記光信号を合波する手段を有する光送信部と、光周波数間隔に等しい標本化周波数Δｆ［Ｈｚ］で、ある一つのビットに注目して離散フーリエ変換の信号処理をし、Ｎ個の出力端子から離散フーリエ変換の結果として、光送信器の光周波数の基準となる光周波数ｆ０に対して０、Δｆ、２Δｆ、…、（Ｎ−１）Δｆの各光周波数における係数を出力する光離散フーリエ変換回路であって、前記光信号を合波する手段の後に接続され、入力されるビット位相の一致した多波長信号をＮ分岐する分岐手段と、前記分岐手段の後に接続され該分岐した信号に対してそれぞれｋ／Ｎ／Δｆ［ｓ］（ここで、ｋは０からＮ−１までの整数）で定まる時間のビット位相を遅延させたＮ個の信号Ｅｋを出力する遅延手段と、前記遅延手段によりビット位相をｋ／Ｎ／Δｆ［ｓ］だけ遅延された信号Ｅkを合波し出力する合波手段と、前記遅延手段と前記合波手段の間に設けられ、前記合波手段のＮ個の出力端子のｌ番目（ここで、ｌは０からＮ−１までの整数）の出力端子へ、以下の式
【数４】
0003789784.tif 000002
で定まる位相関係をもって前記合波手段が合波して出力するように前記遅延手段から出力される信号Ｅkの位相を調整して前記合波手段へ出力する位相調整手段と、前記合波手段のＮ個の出力端子の後に接続され、該合波されたＮ個のそれぞれの信号中から、最も遅延の少ない信号を基準として（Ｎ−１）／Ｎ／Δｆ［ｓ］からＴ［ｓ］（但し、Ｔは１ビットの時間）の時間の信号を取り出すＮ個の時間ゲート手段と、を含む光離散フーリエ変換回路及び、前記時間ゲート手段から出力される信号を受信するＮ個の光受信器を有する光受信部と、前記光送信部、あるいは前記光送信部と前記光受信部との間の光伝送路に配置され、前記光離散フーリエ変換回路の入力における全ての各波長信号のビット位相を一致させるためのビット位相調整手段とを備えたことを特徴とする光直交周波数分割多重伝送方式である。
【０００８】
本発明は、上記に記載の発明において、前記分岐手段は１×Ｎ分岐素子であり、前記遅延手段は、光路長がΔＬ＝ｃ／（ＮｎcΔｆ）（ここで、ｃは光速、ｎcは導波路の等価屈折率）ずつ異なるＮ本の遅延導波路であり、前記合波手段はＮ×Ｎ合波素子であり、前記位相調整手段は前記Ｎ本の遅延導波路及び前記Ｎ×Ｎ合波素子に含まれており、前記１×Ｎ分岐素子、前記光路長がΔＬ＝ｃ／（ＮｎcΔｆ）ずつ異なるＮ本の遅延導波路、及び前記Ｎ×Ｎ合波素子がこの順に光学的に結合されて構成されることを特徴とする。
【０００９】
本発明は、上記に記載の発明において、前記１×Ｎ分岐素子が、多モード干渉型１×Ｎ分岐素子であり、前記Ｎ×Ｎ合波素子が、多モード干渉型Ｎ×Ｎ合波素子であることを特徴とする。
【００１０】
本発明は、上記に記載の発明において、前記光離散フーリエ変換回路は、２m≧Ｎとなる整数ｍに対して、ΔＬ＝ｃ／（２mｎcΔｆ）（ここで、ｃは光速、ｎcは導波路の等価屈折率）とおくと、光路長差が２m-1ΔＬ、２m-2ΔＬ、…、ΔＬである非対称マッハツェンダカップラを前段の非対称マッハツェンダカップラの２つの出力端子のそれぞれと後段の非対称マッハツェンダカップラの入力端子とが接続するように光学的に多段に結合して構成した手段であって、２ｍ個の信号を出力し、各非対称マッハツェンダカップラは位相シフタを備えており、位相シフタを調整することにより、光路長がそれぞれΔＬだけ異なる２ｍ個の信号を以下の式
【数５】
0003789784.tif 000003
で定まる位相関係をもって合波した２ｍ個の信号を出力する手段と、該出力された２ｍ個のそれぞれの信号中から、最も遅延の少ない信号を基準として（２ｍ−１）／２ｍ／Δｆ［ｓ］からＴ［ｓ］（但し、Ｔは１ビットの時間）の時間の信号を取り出す時間ゲート手段と、を含むことを特徴とする。
【００１１】
本発明は、上記に記載の発明において、前記ビット位相調整手段は、前記光送信器に電気的に接続され、前記光送信器における変調素子への電気的変調信号のビット位相を制御することにより前記光離散フーリエ変換回路の入力における全ての各波長信号のビット位相を一致させることを特徴とする。また、本発明は、上記に記載の発明において、前記ビット位相調整手段は、前記光送信器から前記光受信器の間に配置された光伝送経路に設けられ、光信号の光路長を制御して光学的なビット位相を調整することにより前記光離散フーリエ変換回路の入力における全ての各波長信号のビット位相を一致させることを特徴とする。
【００１２】
本発明は、上記に記載の発明において、前記時間ゲート手段は、光ゲートスイッチであることを特徴とする。また、本発明は、上記に記載の発明において、前記時間ゲート手段は、光受信部における電気ゲート回路であることを特徴とする。
【００１３】
本発明は、光信号を発生する光送信器、及び前記光信号を合波する手段を有する光送信部と、光周波数間隔に等しい標本化周波数Δｆ［Ｈｚ］で、ある一つのビットに注目して離散フーリエ変換の信号処理をし、Ｎ個の出力端子から離散フーリエ変換の結果として、光送信器の光周波数の基準となる光周波数ｆ０に対して０、Δｆ、２Δｆ、…、（Ｎ−１）Δｆの各光周波数における係数を出力する光離散フーリエ変換回路、及び前記光離散フーリエ変換回路から出力される信号を受信する光受信器とを有する光受信部と、信号のビット位相を調整するビット位相調整手段とを備えた光直交周波数分割多重伝送方式における伝送方法であって、前記光送信器が、変調素子により光周波数間隔Δｆ［Ｈｚ］、変調速度Ｂ［ｂｉｔ／ｓ］（但し、Ｂ／Δｆ≦１［ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ］）で変調したＮ波（Ｎは２以上の整数）の光信号を発生し、前記合波する手段が、発生される該光信号を合波して送信し、前記ビット位相調整手段が、前記光送信器が発生する信号に対してビット位相を制御することにより前記光離散フーリエ変換回路の入力における全ての各波長信号のビット位相を一致させ、前記光離散フーリエ変換回路が、ビット位相を一致させた多波長信号をＮ分岐し、該分岐した信号に対してそれぞれｋ／Ｎ／Δｆ［ｓ］（ここで、ｋは０からＮ−１までの整数）で定まる時間のビット位相を遅延させたＮ個の信号Ｅｋを出力し、前記光離散フーリエ変換回路が、出力された信号Ｅｋを合波して出力する際に、ｌ番目（ここで、ｌは０からＮ−１までの整数）に合波して出力する信号が以下の式
【数６】
0003789784.tif 000004
で定まる位相関係を有するように信号Ｅkの位相を調整し、前記光離散フーリエ変換回路が、位相が調整された信号を合波して出力し、該合波されたＮ個のそれぞれの信号中から、最も遅延の少ない信号を基準として（Ｎ−１）／Ｎ／Δｆ［ｓ］からＴ［ｓ］（但し、Ｔは１ビットの時間）の時間の信号を取り出して出力し、前記光受信器が、前記光離散フーリエ変換回路から出力される信号を受信することを特徴とする伝送方法である。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１に本発明の実施の第１の形態を示す。送信部において、光周波数間隔Δｆ［Ｈｚ］で並ぶＮ個の光送信器１−１0〜１−１N-1は、変調速度Ｂ［ｂｉｔ／ｓ］で変調しており、帯域利用効率Ｂ／Δｆ［ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ］が１以下且つ１に近い値になるように変調速度が設定されている。すなわち、各送信器１−１0〜１−１N-1は、光周波数ｆ0、ｆ1＝ｆ0＋Δｆ、ｆ2＝ｆ0＋２Δｆ、…、ｆN-1＝ｆ0＋（Ｎ−１）Δｆの周波数の光信号を発生するとともに、これを変調速度Ｂでそれぞれ変調している。
【００１５】
光送信器１−１0〜１−１N-1は電気的なビット位相調整手段１−２0〜２−１N-1によって光送信器における変調素子への電気的変調信号のビット位相を制御できるようになっており、ある一つのビットに注目して信号処理ができるように、光離散フーリエ変換回路１−５の入力端において全光周波数（＝波長）の信号のビット位相が一致するように位相シフタなどを用いて電気信号のビット位相を調整する。送信部の最後ではＮ個の光送信器からの光信号が合波器１−３により合波され、一括して一つの光伝送媒体１−４を伝送される。
【００１６】
ここで、光信号が等しい光周波数間隔Δｆ［Ｈｚ］で並ぶとき、標本化周波数Δｆの離散フーリエ変換回路により各波長に分離できることを説明する。
【００１７】
波長多重信号は光伝送媒体１−４を伝送された後、光受信部において、光離散フーリエ変換回路１−５によって標本化周波数Δｆで離散フーリエ変換され、Ｎ個の出力端子からフーリエ変換の結果が出力される。Ｎ個の出力端子から出力される離散フーリエ変換の結果はそれぞれ、周波数０、Δｆ、２Δｆ、…、（Ｎ−１）Δｆの係数であり、送信器１−１0〜１−１N-1の光周波数も基準となる光周波数ｆ0に対して０、△ｆ、２△ｆ、…、（Ｎ−１）Δｆの差を有しているので、離散フーリエ変換回路により各光周波数（＝波長）の信号成分が得られることがわかる。すなわち、離散フーリエ変換回路は光周波数分離回路の働きをする。
【００１８】
各波長に分離された光信号は光受信器１−６0〜１−６N-1により受信され、高密度な波長多重光伝送が実現される。
【００１９】
光離散フーリエ変換回路１−５の出力端子からみると、フーリエ変換により所望以外の他の周波数成分はすべて打ち消しあう。すなわち、入力側の光周波数成分が互いに直交しているということである。したがって、類似の無線通信方式の呼び名を取って、本発明の波長多重光伝送方式を光直交周波数分割多重伝送方式（光ＯＦＤＭ伝送方式）と呼ぶことにする。
【００２０】
図２に本発明の実施の第２の形態を示す。ここで、図１に示すものに対応する構成には同一の参照符号を付けている（以下、同じ）。第１の実施の形態との差はビット位相調整手段の違いである。ビット位相調整手段として、光送信器１−１0〜１−１N-1の各出力と合波器１−３との間に設けたものである可変遅延線などの光学的なビット位相調整手段２−１0〜２−１N-1を用い、光路長を調整して、光離散フーリエ変換回路１−５の入力端における全波長の信号のビット位相を一致させる。
【００２１】
また、図２では送信部で光学的なビット位相調整手段を用いているが、光送信部から受信部の間の光伝送経路１−４において、任意の地点で波長分散媒質など波長によって光路長が変化する素子による光学的なビット位相調整手段を用いて、各波長のビット位相を一致させても良いもよい。
【００２２】
図３に本発明の実施の第３の形態を示す。図３は、図１および図２を参照して説明した光離散フーリエ変換回路１−５（１−５ａとする。）の具体例を示したものである。図は波長数Ｎ＝４の場合を示している。この発明の構成および動作を図を用いて説明する。送信部は本発明の実施の第１の形態と同じであるので構成および動作の説明を省略する。
【００２３】
受信部の光離散フーリエ変換回路１−５ａは、１×Ｎ分岐素子３−１、Ｎ本の遅延導波路３−２0〜３−２3、およびＮ×Ｎ合波素子３−４、ならびに光時間ゲートスイッチ３−５0〜３−５3から構成される。この構成がなぜ離散フーリエ変換回路になるかという説明は後で説明することにして、まず、各素子の動作を説明する。
【００２４】
光伝送媒体１−４を伝送された後、波長多重信号は、まず、１×Ｎ分岐素子３−１によりＮ分岐される。遅延導波路３−２0〜３−２3はそれぞれ光路長がΔＬ＝ｃ／（ＮｎcΔｆ）（ここで、ｃは光速、ｎc導波路の等価屈折率）だけ異なっており、分岐された信号は最も短い導波路を基準にして、それぞれ０、１／Ｎ／△ｆ、２／Ｎ／Δｆ、…、（Ｎ−１）／Ｎ／Δｆの時間だけ遅延される。それぞれの信号をＥｉｎk（ｋ＝０...Ｎ−１）とすると、Ｎ×Ｎ合波素子３−４により、それぞれ以下の式
【００２５】
【数７】
0003789784.tif 000005
【００２６】
で定まる位相関係をもって合波され、Ｎ個の端子に出力される。一般に波長の長さ以下の光路長差は位相差に相当する。位相シフタ３−３1〜３−３3は製造の誤差を調整するためのものである。製造の誤差が充分小さい場合は、式（１）にしたがって、遅延導波路の光路長差を波長の長さ以下の精度まで制御することにより、位相シフタは省略できる。このことは、他の実施例の位相シフタについても同じである。式（１）では位相の符号は後の数学的説明に合わせるためにマイナス符号を取ったが、プラスでもマイナスでも良い。
【００２７】
１×Ｎ分岐素子３−１は、より具体的には、多モード干渉型１×Ｎ分岐素子、１×Ｎスターカップラなど光を直接Ｎ分岐する様々な手段、あるいは、１×２カップラの多段接続など多段接続によりＮ分岐する様々な手段によって実現できる。
【００２８】
Ｎ×Ｎ合波素子３−４は、より具体的には、図４に示すようにＮ本（この場合Ｎ＝４）の遅延導波路の出力をそれぞれ１×Ｎ分岐素子３−１0〜３−１3で分岐した後に位相調整用の位相シフタ３−３、３−３、…を介してＮ個のＮ×１合波素子４−１0〜４−１3（１×Ｎ分岐素子の入出力を逆にしたものによって実現できる）で合波する方法や単一素子としては多モード干渉型Ｎ×Ｎ合波素子など、Ｎ本の遅延導波路の出力を式（１）の位相関係で合波する様々な手段によって実現できる。多モード干渉型Ｎ×Ｎ合波素子を用いる場合は、多モード干渉型合波素子内の位相変化を考慮して式（１）の位相項を補正する必要があるが、その補正値ついては学術論文「L.O.Lierstuen et al. IEEE Photon. Tech. Lett., Vol.7, No.9, pp. 1037-1036 (1995)」に示された方法によって解くことができる。
【００２９】
さらに、Ｎ×Ｎ合波素子３−４のＮ個の出力端子から、時間ゲート３−５0〜３−５3によって、最も遅延の少ない信号を基準として（Ｎ−１）／Ｎ／△ｆ〜Ｔ（但し、Ｔは１ビットの時間）の時間に於ける信号が取り出され、各波長（＝光周波数）に分離される。
【００３０】
前述したように、離散フーリエ変換回路により各光周波数（＝波長）の信号成分が得られることから、各波長に分離された信号は光受信器１−６0〜１−６3により受信され、高密度な波長多重光伝送が実現される。
【００３１】
以下数式をもって、１×Ｎ分岐素子３−１、Ｎ本の遅延導波路３−２0〜３−２3、およびＮ×Ｎ合波素子３−４および光時間ゲートスイッチ３−５から構成される光回路が光離散フーリエ変換回路の動作をすることを説明する。
【００３２】
ある１つのビットに注目し、時間間隔Δｔ＝１／Ｎ／Δｆ毎に標本化したと仮定し、ｋ番目の標本化値をｘk＝ｘ（ｋΔｔ）とすると、離散的フーリエスペクトルＸｌ＝Ｘｌ（ｌΔω）（但し、Δω＝２πΔｆ）は離散フーリエ変換の公式により
【００３３】
【数８】
0003789784.tif 000006
【００３４】
と表される。式（１）と式（２）を比較すると、０、１／Ｎ／Δｆ、２／Ｎ／Δｆ、…、（Ｎ−１）／Ｎ／Δｆの時間だけ遅延した信号ｘ（ｋ／（ＮΔｆ））を式（１）のような位相関係で合波したＮ×Ｎ合波素子の出力が離散フーリエ変換の結果を示すことがわかる。以上により、本発明の実施の第３の形態により離散フーリエ変換が実現されることがわかる。
【００３５】
注目しているある１つのビットの合波部分のみを取り出すためには、（Ｎ−１）／Ｎ／Δｆ〜Ｔの時間の信号を時間ゲートスイッチにより取り出すことが必要である。以下図５をもって、この光離散フーリエ変換回路１−５ａの動作のうち、時間ゲートスイッチ３−５0〜３−５3の動作を説明する。ある一つのビットに注目すると遅延導波路の出力Ｅｉｎk（ｋ＝０...３）はそれぞれ図の様に遅延される。これらを合波すると、３／（４Δｆ）〜Ｔの時間部分のみが全てのＥｉｎkの合波になっていることがわかる。この時間部分のみが式（２）の結果を示すので、時間ゲートスイッチにより３／（４Δｆ）〜Ｔの時間の時間の信号を取り出すとＥｉｎkの合波成分が取り出せて、光離散フーリエ変換が実現される。
【００３６】
図３の形態では、時間ゲートとして光時間ゲートスイッチ３−５〜３−５3を用いている。光時間ゲートスイッチとして例えば、電界吸収型変調器やマッハツェンダ型の強度変調器をスイッチとして用いたものや非線形光学効果を用いた全光スイッチなどで実現できる。
【００３７】
あるいは、図６の本発明の実施の第４の形態のように、光受信器５−２0〜５−２3で電気信号に変換した後、識別回路の識別タイミングを調整して、時間ゲートとして特定の時間の電圧を検出する方法など、電気的な時間ゲート回路５−１0〜５−１3によっても実現できる。すなわち、図６に示す光離散フーリエ変換回路１−５ｂでは、図３に示す光離散フーリエ変換回路１−５ａにおける光時間ゲートスイッチ３−５0〜３−５3を省略するとともに、光受信器１−６0〜１−６3に対応する光受信器５−２0〜５−２3内に電気的時間ゲート回路５−１0〜５−１3を設けている。
【００３８】
図７に本発明の実施の第５の形態を示す。光離散フーリエ変換回路１−５（１−５ｃとする。）の別の具体例を示したものである。図は波長数Ｎ＝４の場合を示している。
【００３９】
この発明の構成および動作を図を用いて説明する。光離散フーリエ変換回路以外の部分は実施の第１および第３の形態と同でであるので、光離散フーリエ変換回路１−５ｃのみを説明する。
【００４０】
整数ｍを２m≧Ｎとなるように選び、△Ｌ＝ｃ／（２mｎcΔｆ）（ここで、ｃは光速、ｎc導波路の等価屈折率）とおく。光離散フーリエ変換回路１−５ｃでは周波数多重信号は、まず、非対称マッハツェンダカップラ６−１1により２m-1ΔＬの光路長差、即ち１／２／Δｆの遅延時間差をもって合波される。このとき、信号波長の一つと非対称マッハツェンダカップラの透過スペクトルのピークが一致するように位相シフタ３−６1を調整する。出力のそれぞれは次の非対称マッハツェンダカップラ６−１2〜６−１3に結合され、さらに２m-2ΔＬの光路長差、即ち１／４／Δｆの遅延時間差をもって合波される。このとき、信号波長のピークと非対称マッハツェンダカップラの透過スペクトルのピークが一致するように位相シフタ３−６2〜３−６3を調整する。
【００４１】
これらをｍ回繰り返し、最後は２m-1個の非対称マッハツェンダカップラにより、ΔＬの光路長差、即ち１／Ｎ／Δｆの遅延時間差をもって合波され、２m個の出力を得る。このとき、信号波長のピークと非対称マッハツェンダカップラの透過スペクトルのピークが一致するように位相シフタを調整する。このように構成すると、２m個の出力信号は光路長がそれぞれΔＬだけ異なる２m個の信号を式（１）の位相関係でもって合波したことになる。
【００４２】
ここで、非対称マッハツェンダカップラの結合順序を遅延時間差の大きい順に並べて説明したが、結合する順序は任意であり、どのような順番で結合してもよい。
【００４３】
出力された２m個の各端子から、時間ゲート３−５0〜３−５3によって、最も遅延の少ない信号を基準として（２m−１）／２m／Δｆ〜Ｔの時間の信号を取り出す。以上のようにして光離散フーリエ変換が実現される。
【００４４】
図８〜図１０に本発明の実施の第３の形態の構成を用いたシミュレーション結果を示す。波長間隔５［ＧＨｚ］、ビットレート５［Ｇｂ／ｓ］、Ｎ＝４とした。帯域利用効率は１［ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ］となる。光離散フーリエ変換回路の前、および後、そして光ゲートの後のアイダイアグラムを示す。十分なアイダイアグラムが開いていることがわかる。したがって、本発明により帯域利用効率の良い波長多重光伝送方式が実現できる。
【００４５】
【発明の効果】
以上、説明したように、本発明により、帯域利用効率の良い波長多重光伝送方式及び伝送方法が実現できる。これにより、従来と同じ波長帯域幅で、より多くの波長数を有する波長多重伝送方式を実現でき、光通信の伝送容量の増大に貢献することができる。
【００４６】
また、帯域の狭い光伝送路は帯域の広い光伝送路に比べて安価に構築できるため、伝送路の構築コストが光伝送方式のコストの多くを占めるような光伝送方式においては、本発明によりコストの削減が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の構成を示すブロック図
【図２】本発明の第２の実施形態の構成を示すブロック図
【図３】本発明の第３の実施形態の構成を示すブロック図
【図４】図３のＮ×Ｎ合波素子３−４の構成例を示すブロック図
【図５】図３の光時間ゲートスイッチ３−５0〜３−５3の動作を説明するためのタイミングチャート
【図６】本発明の第４の実施形態の構成を示すブロック図
【図７】本発明の第５の実施形態の構成を示すブロック図
【図８】本発明の第３の実施形態によるシミュレーション結果を示すアイダイアグラム（光離散フーリエ変換回路１−５ａ前の波形）
【図９】本発明の第３の実施形態によるシミュレーション結果を示すアイダイアグラム（光離散フーリエ変換回路１−５ａ後の波形）
【図１０】本発明の第３の実施形態によるシミュレーション結果を示すアイダイアグラム（光時間ゲート回路３−５0〜３−５3の後の波形）
【図１１】従来の波長多重光伝送方式の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１−１0〜１−１N-1  光送信器
１−２0〜１−２N-1  電気的ビット位相調整手段
１−４  光伝送媒体
１−５，１−５ａ〜１−５ｃ  光離散フーリエ変換回路
１−６0〜１−６N-1，５−２0〜５−２3  光受信器
２−１0〜２−１N-1  光学的ビット位相調整手段
３−１，３−１0〜３−１3  １×Ｎ分岐素子
３−２0〜３−２3  遅延導波路
３−３1〜３−３3，３−６1〜３−６3  位相シフタ
３−４  Ｎ×Ｎ合波素子
３−５0〜３−５3  光時間ゲートスイッチ
４−１0〜４−１3  Ｎ×１合波素子
５−１0〜５−１3  電気的時間ゲートスイッチ
６−１1〜６−１3  非対称マッハツェンダカップラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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