(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ランプを点灯させるためのイグナイタと、前記ランプを点灯させる際、前記イグナイタに高電圧を供給するブースト出力回路と、前記ランプが点灯した後、前記ランプに電流を供給する定電力出力回路とを備えたランプ用電源回路において、
前記ブースト出力回路が生成した電圧の最大値からの立ち下がり電圧幅値を検出する検出回路と、
前記立ち下がり電圧幅値が所定の閾値に達したら、前記ブースト出力回路をオフすると共に、前記ランプに前記定電力出力回路からの電流を供給するよう切り換える切り換え回路とを設けて構成したことを特徴とするランプ用電源回路。
【請求項２】
前記検出回路は、
前記ブースト出力回路より前記イグナイタに電圧を供給する電圧端子における前記最大値の電圧を分圧して第１の検出電圧を生成する分圧抵抗と、
前記電圧端子における前記最大値の電圧からの立ち下がり電圧に応じた第２の検出電圧を生成すると共に、前記分圧抵抗によって得た第１の検出電圧より前記第２の検出電圧を負電位として追加させた第３の検出電圧を生成する検出電圧降下回路と、
前記第３の検出電圧と前記閾値を表す基準電圧とを比較するコンパレータとを含むことを特徴とする請求項１記載のランプ用電源回路。
【請求項３】
前記定電力出力回路に対し、前記ブースト出力回路が並列接続されていることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載のランプ用電源回路。
【請求項４】
前記定電力出力回路に対し、前記ブースト出力回路が直列接続されていることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載のランプ用電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ランプ負荷を点灯させるために用いるランプ用電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
プロジェクタ装置等においては、キセノンランプ等のランプを備えている。図５は、ランプの放電特性を示している。図５において、横軸は電流［Ａ］、縦軸は電圧［Ｖ］である。ランプは、電流の値に応じて、非持続放電，タウンゼント放電，グロー放電，アーク放電へと順に移行する。なお、電圧ＶＧは、グロー放電からアーク放電へ移行するのに必要な高電圧である。
【０００３】
図６は、図５に示す放電特性を得るため、ランプを起動（点灯）させる際の特性を示している。図６において、横軸は電流［Ａ］、縦軸は電圧［Ｖ］である。ランプにイグニッションパルスを印加し、ランプの陰極・陽極間に絶縁破壊を生じさせると、図５に示す放電特性へと移行することができる。イグニッションパルスを印加したときの高電圧をＶＢとする。図５もしくは図６に示すグロー放電状態において、定常時の電圧の３〜１１倍程度の高電圧ＶＧを印加すると、グロー放電からアーク放電へと移行する。グロー放電からアーク放電へと移行するのに必要な電流ＩＧは、２００ｍＡ〜１Ａ程度である。
【０００４】
アーク放電へと移行した後、無制限に流れようとするランプ電流を抑制することにより、安定したアーク放電とすることができる。ランプ電流を抑制する方法としては、定電力制御と定電流制御との２つがある。図７は、ランプを点灯した後の経過時間ｔ［分］とランプ電圧Ｖ０［Ｖ］との関係を示している。図７に示すように、ランプ電圧Ｖ０は、ランプの点灯開始直後は定格電圧よりも低い。これは、点灯開始直後はランプの内部温度が十分に上昇せず、効率のよい発光と、十分な電力消費の状態に至らないからである。ランプ電流を定電流制御によって制御すると、時間が経過しても輝度が上がらないことがあるので、一般的には定電力制御が用いられる。
【０００５】
また、ランプの経年変化で、ランプ電圧が数十％、ランプの種類によっては１００％も上昇変化するものがある。この電圧変化を吸収するには、定電力制御が適している。通常、ランプの交換は、ユーザによって行われるため、ランプの交換に際しては無調整とすることが必要である。このためにも、ランプ電流を抑制する方法としては、定電力制御が適している。
【０００６】
ところで、ランプの定常電圧から高電圧ＶＢまで、スイッチング電源回路の１つの出力巻線回路だけで対応できない場合が多い。例えばキセノンランプのような定常電圧が低いランプの場合には、定常電圧の１０倍程度の高電圧ＶＢが必要であり、定常電圧が低い分、ランプ電流が大きくなる。そこで、このような場合には、大電流供給に適したフォワード方式のスイッチング電源回路を用いる。
【０００７】
図８は、従来のランプ用電源回路で用いていたフォワード方式のスイッチング電源回路（定電力出力回路）の一例を示す回路図である。図８において、トランスＴ１の１次巻線Ｌ０１の一端には、電圧Ｖcc1が供給され、他端と接地間には、スイッチ素子Ｓ１が接続されている。このスイッチ素子Ｓ１は、制御回路ＣＣ１によりオン・オフ制御される。トランスＴ１の２次巻線Ｌ０２の一端には、ダイオードＤ１とチョークコイルＬ１が直列に接続されている。２次巻線Ｌ０２の他端とダイオードＤ１の出力端との間にはフライホイールダイオードＤ２が接続され、２次巻線Ｌ０２の他端とチョークコイルＬ１の出力端との間には平滑用コンデンサＣ１が接続されている。なお、図８の全体を定電力出力回路１と称することとする。
【０００８】
このような構成の定電力出力回路１において、スイッチ素子Ｓ１がオンの期間には、チョークコイルＬ１にダイオードＤ１から磁気エネルギ供給のための電流が流入し、スイッチ素子Ｓ１がオフの期間には、ダイオードＤ２を介してチョークコイルＬ１の磁気エネルギを放出する。ダイオードＤ１の出力端の電圧をＶ１とし、チョークコイルＬ１の出力端の電圧をＶ０とすると、スイッチ素子Ｓ１のオン・オフにより、チョークコイルＬ１には、図９（Ａ）〜（Ｃ）に示すようなパルス波形が印加される。スイッチ素子Ｓ１がオンの期間がＴONであり、オフの期間がＴOFFである。図９（Ａ）〜（Ｃ）はそれぞれ、デューティＤが、Ｄ＝５０％，Ｄ＞５０％，Ｄ＜５０％の場合を示している。
【０００９】
エネルギ保存則により、図９（Ａ）〜（Ｃ）におけるオン期間ＴONとオフ期間ＴOFFにおける斜線を付した部分は等しくなる。無負荷時の出力電圧Ｖ１が負荷時の出力電圧Ｖ０より２倍以上高い場合は、図９（Ｃ）のように、デューティＤは５０％未満に制限される。
【００１０】
定電力出力回路１のスイッチング周波数は、トランスＴ１のコアの大きさを小さくするため、７０〜２００ＫＨｚが一般的である。このスイッチング周波数では、大電流を短期間にスイッチングさせるのが困難であり、スイッチング周波数を１００ｋＨｚ、即ち周期１０マイクロ秒とすれば、安定性を考慮して、オン期間ＴON＝１マイクロ秒、デューティＤ＝１０％が限界である。そのため、デューティＤが１０〜５０％の範囲では、定電力出力回路１（スイッチング電源回路）の１つの出力巻線回路だけで、ランプの高電圧ＶＧから定常電圧まで発生させることができず、定電力出力回路１の他にブースト出力回路を設けることが多い。
【００１１】
図１０は、ブースト出力回路を設けた従来のランプ用電源回路の全体構成を示すブロック図である。図１０において、定電力出力回路１の一方の出力端には、ダイオードＤ３が接続されている。ダイオードＤ３の出力端には、ブースト出力回路２が並列接続されている。ダイオードＤ３には、リレーＲＹ１が並列接続されている。さらに、ダイオードＤ３の出力端と定電力出力回路１の他方の出力端との間には、イグナイタ３が接続され、イグナイタ３には、ランプ４が接続されている。ダイオードＤ３は、ブースト出力回路２の出力電流が定電力出力回路１へと逆流するのを防止するためのものである。リレーＲＹ１は、定常時は短絡させておき、ダイオードＤ３での電力損失を防ぐためのものである。
【００１２】
定電力出力回路１の出力電流に対する出力電圧をＥ１とし、ブースト出力回路２の出力電流に対する出力電圧をＥ２とすると、電圧Ｅ１，Ｅ２は図１１に示す如くとなる。電圧Ｅ１は、電流０のとき電圧Ｅ０で、電流の値と共に徐々に電圧が低下する特性である。電圧Ｅ２は、電流０のとき高電圧ＶＢで、所定期間高電圧ＶＢを保ち、その後、電圧が急激に低下する特性である。
【００１３】
ブースト出力回路２の出力電圧Ｅ２が最高電圧である高電圧ＶＢのとき、イグナイタ３によって高圧のイグニッションパルスを発生させる。すると、ランプ４がグロー放電から安定したアーク放電へと移行するに従ってランプ４に流れる電流が増える。定電力出力回路１の出力電圧Ｅ１よりもブースト出力回路２の出力電圧Ｅ２が大きければ、イグナイタ３には、ブースト出力回路２の出力電圧Ｅ２が供給されることになる。出力電圧Ｅ２が低下し、定電力出力回路１の出力電圧Ｅ１よりも下がると、ダイオードＤ３が導通し、イグナイタ３には、定電力出力回路１の出力電圧Ｅ１が供給される。その後、リレーＲＹ１を短絡させる。このようにして、ランプ４は、ブースト出力回路２による高電圧によって起動され、その後、定電力出力回路１による大電流によって放電が維持される。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ランプ４として、キセノンランプのような電流もしくは内圧が大きいランプや、輝度改善のためショートギャップ化して電流もしくは内圧を増やしたランプや、大電力ランプを用いた場合、ランプ４がアーク放電に移行するときはランプ４の陰極が冷えているため、より高い高電圧ＶＢ及び時定数の長い大電流を印加して陰極を急速に加熱し、電子の放出を促進させないと放電電流が途絶えてランプ４が点灯しない場合がある。上記のように、ランプ４がグロー放電から安定したアーク放電へと移行するのに必要な電流ＩＧは、ランプの種類によって異なるが、一般的に２００ｍＡ〜１Ａ程度であると言われている。しかしながら、これは、必要条件であり十分条件ではない。
【００１５】
上述したブースト出力回路２で大電流を供給しようとすると、ブースト出力回路２は高電圧ＶＢの発生と併せて、大電流を供給しなければならないので、大容量とならざるを得ない。すると、ブースト出力回路２にもチョークコイルを設けなければならず、そのチョークコイルや半導体素子等は大容量のものが必要となり、ブースト出力回路２で用いるスイッチ素子を制御する集積回路が別に必要となる。その結果、基板占有面積が増え、コストも上昇してしまう。図１０に示す従来のランプ用電源回路では、ランプ４がグロー放電からアーク放電へと移行するのに必要な電流ＩＧが不十分な場合があり、また、基板占有面積が大きくなって、高コストとなってしまうという問題点があった。
【００１６】
本発明はこのような問題点に鑑みなされたものであり、ランプを安定したアーク放電に移行させるのに充分な電流を供給することができ、基板占有面積が小さく、低コストのランプ用電源回路を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上述した従来の技術の課題を解決するため、ランプ（４）を点灯させるためのイグナイタ（３）と、前記ランプを点灯させる際、前記イグナイタに高電圧を供給するブースト出力回路（２０，３０）と、前記ランプが点灯した後、前記ランプに電流を供給する定電力出力回路（１）とを備えたランプ用電源回路において、前記ブースト出力回路が生成した電圧の最大値からの立ち下がり電圧幅値を検出する検出回路（２１，２２）と、前記立ち下がり電圧幅値が所定の閾値に達したら、前記ブースト出力回路をオフすると共に、前記ランプに前記定電力出力回路からの電流を供給するよう切り換える切り換え回路（Ｑ１）とを設けて構成したことを特徴とするランプ用電源回路を提供するものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のランプ用電源回路について、添付図面を参照して説明する。図１は本発明のランプ用電源回路の一実施例を示す回路図、図２は本発明のランプ用電源回路の動作を示す波形図、図３は本発明のランプ用電源回路の他の実施例を示す部分回路図、図４は本発明のランプ用電源回路のさらに他の実施例を示す回路図である。なお、図１，図３，図４において、図８，図１０と同一部分には同一符号が付してある。
【００１９】
図１において、トランスＴ２の１次巻線Ｌ１１の一端には、電圧Ｖcc1が供給され、他端と接地間には、スイッチ素子Ｓ１が接続されている。このスイッチ素子Ｓ１は、制御回路ＣＣ１によりオン・オフ制御される。トランスＴ２の２次巻線Ｌ２１の一端には、ダイオードＤ１とチョークコイルＬ１が直列に接続されている。２次巻線Ｌ２１の他端とダイオードＤ１の出力端との間にはフライホイールダイオードＤ２が接続され、２次巻線Ｌ２１の他端とチョークコイルＬ１の出力端との間には平滑用コンデンサＣ１が接続されている。２次巻線Ｌ２１〜コンデンサＣ１は、定電力出力回路１となっている。
【００２０】
定電力出力回路１の動作は、図８で説明した通りである。ランプ４におけるランプ電圧が変化しても定電力となるよう、制御回路ＣＣ１は、ダイオードＤ１の出力端の電圧Ｖ１のパルス幅であるオン期間ＴONを制御する。
【００２１】
定電力出力回路１の出力端には、後述するブースト出力回路２０からの逆電流を防止するためダイオードＤ３が接続されている。ダイオードＤ３の出力端と２次巻線Ｌ２１の他端との間には、時定数の長い大電流を供給するため、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３との直列回路が接続されている。ダイオードＤ３には、リレーＲＹ１が並列接続されている。さらに、ダイオードＤ３の出力端と２次巻線Ｌ２１の他端との間には、イグナイタ３が接続され、イグナイタ３には、ランプ４が接続されている。リレーＲＹ１は、定常時は短絡させておき、ダイオードＤ３での電力損失を防ぐためのものである。
【００２２】
トランスＴ２の別の２次巻線Ｌ２２は、ブースト用のコイルとなっており、２次巻線Ｌ２２に接続された破線で囲んだ回路が、ブースト出力回路２０である。２次巻線Ｌ２２には、ダイオードＤ４及び平滑用コンデンサＣ２が接続され、２次巻線Ｌ２２からの出力電圧は整流平滑される。ダイオードＤ４の出力端は、スイッチ素子（切り換え回路）であるＦＥＴＱ１に接続されている。ＦＥＴＱ１は、抵抗Ｒ２を介してダイオードＤ３の出力端である電圧端子Ｐ１に接続されている。電圧端子Ｐ１は、抵抗Ｒ１４，Ｒ１０間にも接続されている。
【００２３】
ブースト出力回路２０は、電圧端子Ｐ１における電圧が所定の閾値に達したことを検出する一点鎖線で囲んだ検出回路２１を備えている。検出回路２１は、コンパレータＩＣ１を含んで構成されている。検出回路２１は、後述のように、電圧端子Ｐ１における電圧の最大値からの立ち下がり電圧幅値を検出し、それをコンパレータＩＣ１の反転入力端子に負電位として入力する。コンパレータＩＣ１は反転入力端子への入力電圧と、非反転入力端子への基準電圧ＲＥＦ１（閾値）とを比較し、“０”もしくは“１”を発生する。
【００２４】
通常の状態では、直流電源Ｖcc2から抵抗Ｒ１３，ダイオードＤ１１，抵抗Ｒ１５，接地の経路で電流を流し、コンパレータＩＣ１の出力が“０”となるよう、抵抗Ｒ１３，Ｒ１５の値を設定しておく。パワーオン信号により、制御回路ＣＣ１によってスイッチ素子Ｓ１をオン・オフすると、定電力出力回路１は無負荷状態であるので、出力電圧Ｖ０（チョークコイルＬ１の出力電圧）は電圧Ｖ１と等しい。このとき、ブースト出力回路２０の整流平滑電圧端子Ｐ２には高電圧ＶＢが出力される。
【００２５】
また、このとき、トランジスタＱ４がオフ、トランジスタＱ３がオン、トランジスタＱ２がオフである。電圧端子Ｐ２から、ＦＥＴＱ１のソース・ゲート間に接続されたツェナーダイオードＤ１２，ダイオードＤ１３，抵抗Ｒ２３，トランジスタＱ３の経路で、ＦＥＴＱ１をオンさせる電流が流れ、ＦＥＴＱ１はオン（導通）となる。そして、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ１を介して、コンデンサＣ３が高電圧ＶＢまで充電される。電圧端子Ｐ１の電圧は定電力出力回路１の無負荷電圧Ｖ１より高いので、ダイオードＤ３は逆バイアス状態である。この状態では、定電力出力回路１からはダイオードＤ３を介してランプ４へと電流は供給されない。ブースト出力回路２０がイグナイタ３に電圧を供給する。
【００２６】
パワーオン信号により電圧端子Ｐ１は高電圧ＶＢに向かって上昇するので、ブースト出力回路２０中の抵抗Ｒ１０，Ｒ１１とツェナーダイオードＤ１０によって、所定の閾値でサイリスタＱ５をオンとし、ダイオードＤ１１をオフする。この結果、コンパレータＩＣ１の反転入力端子には、電圧端子Ｐ１の電圧（高電圧ＶＢ）を抵抗Ｒ１４，Ｒ１５で分割した電圧（第１の検出電圧）が印加される。
【００２７】
電圧端子Ｐ１への高電圧ＶＢの印加によってイグナイタ３が動作し、ランプ４には高圧のイグニッションパルスが供給され、ランプ４はグロー放電からアーク放電へと移行する。これに伴って、図５で説明したようにランプ４に流れる電流が増加する。この期間においては、抵抗Ｒ１を介しコンデンサＣ３からランプ４へと電流が供給される。また、ＦＥＴＱ１の電源ライン（ダイオードＤ４のライン）と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３との直列回路は互いに並列接続されているため、各インピーダンスに応じて並行して電流が流れる。ＦＥＴＱ１に流れる電流がグロー放電からアーク放電へと移行するのに必要な電流ＩＧ以下となるよう、抵抗Ｒ１，Ｒ２が設定されており、電圧端子Ｐ１は高電圧ＶＢから急降下する。
【００２８】
コンパレータＩＣ１の反転入力端子への入力電圧が非反転入力端子への基準電圧ＲＥＦ１よりも下がると、コンパレータＩＣ１の出力は“１”となる。すると、トランジスタＱ４がオン、トランジスタＱ３がオフ、トランジスタＱ２がオンとなり、ＦＥＴＱ１がオフ（遮断）となる。その結果、ブースト出力回路２０の電源ライン（ダイオードＤ４のライン）がオフされ、ブースト出力回路２０はオフされるので、電圧端子Ｐ１の電圧が下がる。これにより、ランプ４への電流供給は、ブースト出力回路２０から定電力出力回路１へと急速に移行する。
【００２９】
図１における各部の波形を図２に示す。図２において、（Ａ）には電圧端子Ｐ１の電圧を、（Ｂ）にはランプ４の電流（実線）とコンデンサＣ１の放電電流（破線）を、（Ｃ）にはチョークコイルＬ１の電流を、（Ｄ）にはコンデンサＣ３の放電電流を、（Ｅ）にはＦＥＴＱ１に流れる電流を示している。
【００３０】
図２（Ａ）に示すように、電圧端子Ｐ１の電圧は、時刻ｔ１〜ｔ２の期間にて、グロー放電からアーク放電へ移行する過程で最高電圧ＶＢより降下し、電流は増加していく。電圧端子Ｐ１の最高電圧ＶＢは、グロー放電からアーク放電への境界線である電圧ＶＧよりも大きく設定されているので、必要十分条件を満たしている。グロー放電からアーク放電への境界線である電流ＩＧは、ＦＥＴＱ１とコンデンサＣ３の充電電荷を、図２（Ｄ）に示す放電電流によって供給する。
【００３１】
時刻ｔ１〜ｔ２にて、電圧端子Ｐ１の所定電圧の閾値まで降下すると、上記のように、ＦＥＴＱ１が遮断され、時刻ｔ２にて、ランプ４の駆動は、ブースト出力回路２０より定電力出力回路１へと切り換わる。ランプ４の駆動が定電力出力回路１に切り換わった後は、図２（Ｂ）に破線で示すコンデンサＣ１の放電電流と、図２（Ｃ）に示すチョークコイルＬ１の電流源とによってランプ４に電流を供給する。
【００３２】
以上により、ランプ４には、ブースト出力回路２０より定電力出力回路１へと切り換わるまでは、図２（Ｄ）に示すコンデンサＣ３の放電電流と図２（Ｅ）に示すＦＥＴＱ１からの電流とを合計した電流が流れ、ブースト出力回路２０より定電力出力回路１へと切り換わった後は、主として、図２（Ｃ）に示すチョークコイルＬ１の電流と図２（Ｂ）に破線で示すコンデンサＣ１の放電電流と図２（Ｄ）に示すコンデンサＣ３の放電電流とを合計した電流が流れる。これにより、ランプ４には、図２（Ｂ）に実線で示すような、グロー放電から安定したアーク放電へと移行するのに十分な電流が得られることになる。
【００３３】
従って、本発明によれば、ブースト出力回路２０より定電力出力回路１へと切り換わった後の時刻ｔ２〜ｔ３の期間においても、定電力出力回路１のチョークコイルＬ１によって、安定したアーク放電へ移行するのに必要十分な電流をランプ４に供給することができる。これにより、ランプ４の陰極を急速に加熱することができ、電子の放出を促進させ、放電電流が途絶えて点灯しないという不具合もなくなる。
【００３４】
以上のように、本発明では、ブースト出力回路２０は、イグナイタ３がイグニッションパルスを供給するのに必要な高電圧ＶＢを発生するだけであるので、ブースト出力回路２０は、大電流を発生する必要がない。従って、ブースト出力回路２０には、チョークコイルや制御用の集積回路を設ける必要がないので、回路規模が小さく、基板占有面積が大きくなることはない。しかも、定電力出力回路１のトランスＴ２にブースト出力回路２０用の巻線Ｌ２２を設けているので、回路規模を小さくすることができる。
【００３５】
そして、ランプ４を安定したアーク放電へと移行させるためには、ランプ４にできるだけ時定数の長い大電流を供給することが必要であるので、電圧端子Ｐ１の電圧が所定の閾値まで降下したら、ブースト出力回路２０を開放し、ランプ４への電流の供給を定電力出力回路１へと急速に移行させる。定電力出力回路１は、ランプ４に対し、グロー放電から安定したアーク放電へと移行するのに必要十分な電流ＩＧを供給することができるので、ランプ４は途切れることなく点灯を続けることができる。
【００３６】
以上の説明では、電圧端子Ｐ１の電圧を抵抗Ｒ１４，Ｒ１５で分圧し、これを基準電圧ＲＥＦ１と比較するための電圧としてコンパレータＩＣ１の反転入力端子に入力する構成について示した。即ち、この構成は、電圧端子Ｐ１の電圧が所定の閾値である基準電圧ＲＥＦ１以下になったことを検出するものである。この構成では、電圧端子Ｐ１の電圧がその閾値に達するまでの検出時間が長くなり、安定したアーク放電へと移行できないことがある。そこで、本実施例では、より好ましい実施形態として、さらに高速に定電力出力回路１へと移行させるため、次のような構成を付加している。
【００３７】
検出回路２１は、抵抗ＲＡ，ＲＢ，Ｒ１６と、ダイオードＤＡと、コンデンサＣＡをさらに含んで構成されている。抵抗ＲＡ，ＲＢと、ダイオードＤＡと、コンデンサＣＡは、検出電圧降下回路を構成している。電圧端子Ｐ１の電圧が高電圧ＶＢとなると、抵抗ＲＡを介してコンデンサＣＡが充電され、コンデンサＣＡの両端電圧は前述のように高電圧ＶＢとなる。端子Ｐ３は、電圧端子Ｐ１の電圧を抵抗Ｒ１４，Ｒ１５で分圧した電圧端子である。電圧端子Ｐ１の電圧が降下するとき、コンデンサＣＡの充電電荷はすぐには放電できないので、コンデンサＣＡの抵抗ＲＢ側の端子電圧は、電圧端子Ｐ１の降下電圧分と略同等の負電位が発生する。この負電位は、抵抗ＲＢを介し、電圧端子Ｐ１の電圧に応じた第２の検出電圧として端子Ｐ３に加えられる。
【００３８】
この結果、コンパレータＩＣ１の反転入力端子に実際に加えられる電圧（端子Ｐ３の電圧）は、第１の検出電圧より第２の検出電圧の分だけ降下させた第３の検出電圧となる。従って、より好ましい実施形態である本実施例では、電圧端子Ｐ１を抵抗Ｒ１４，Ｒ１５で分圧した電圧よりも高速に降下する。これにより、電圧端子Ｐ１の電圧の立ち下がりは瞬時に検出される。即ち、抵抗ＲＡ，ＲＢとダイオードＤＡとコンデンサＣＡとよりなる検出電圧降下回路を備えた検出回路２１は、電圧端子Ｐ１の電圧の最大値である電圧ＶＢからの立ち下がり電圧幅値を検出する立ち下がり電圧幅値検出回路となっている。
【００３９】
この構成では、電圧端子Ｐ１の最大電圧を基準とし、この最大電圧からの立ち下がり電圧幅値が所定の閾値を超えると、ブースト出力回路２０から定電力出力回路１へと切り換えるものである。この構成では、電圧端子Ｐ１の電圧が閾値に達するまでの検出時間が短くなり、安定したアーク放電へと移行することができる。
【００４０】
なお、図１におけるブースト出力回路２０において、Ｃ１０はコンデンサ、Ｒ１２，Ｒ１７〜Ｒ２５は抵抗である。
【００４１】
電圧端子Ｐ１の電圧の立ち下がりを検出する回路は、図１に示す実施例に限定されることはなく、図３のように構成することもできる。図３において、図１との共通部分は一部を除き図示を省略している。この構成の立ち下がり検出回路２２においては、コンデンサＣ３の放電電流をコイルＬ３で検出し、抵抗Ｒ２６，コンデンサＣ１１，抵抗Ｒ２７で整流平滑及び分割した電圧を、抵抗Ｒ２８を介してコンパレータＩＣ１の非反転入力端子に入力している。
【００４２】
以上説明した実施例では、定電力出力回路１とブースト出力回路２０とを並列接続した構成であるが、定電力出力回路とブースト出力回路とを直列接続してもよい。図４は、定電力出力回路１とブースト出力回路３０とを直列接続した構成を示す実施例である。図４において、定電力出力回路１の後段にブースト出力回路３０が直列接続されている。ここでは、ブースト出力回路３０は、昇圧型チョッパ回路となっている。
【００４３】
定電力出力回路１のチョークコイルＬ１には、スイッチ素子Ｓ２とチョークコイルＬ２とダイオードＤ６との直列回路が接続され、チョークコイルＬ２の出力端とトランスＴ１の２次巻線Ｌ０２の一端との間には、スイッチ素子Ｓ３が接続されている。ダイオードＤ６の出力端と２次巻線Ｌ０２の一端との間には、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３が接続されている。スイッチ素子Ｓ２とチョークコイルＬ２とダイオードＤ６との直列回路には、ダイオードＤ３が並列接続され、さらに、ダイオードＤ３にはリレーＲＹ１が並列接続されている。スイッチ素子Ｓ３は、制御回路ＣＣ２によってオン・オフ制御される。
【００４４】
スイッチ素子Ｓ３をオン・オフ制御すると、チョークコイルＬ２，スイッチ素子Ｓ３の経路でチョークコイルＬ２に磁気エネルギを供給し、チョークコイルＬ２，ダイオードＤ６，抵抗Ｒ１，コンデンサＣ３の経路でチョークコイルＬ２の磁気エネルギーを放出する。ここでも、チョークコイルＬ２でエネルギー保存則が成立する。なお、スイッチ素子Ｓ２の動作は、ＦＥＴＱ１と同様である。
【００４５】
本発明は以上説明した本実施例に限定されることはなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能である。
【００４６】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明のランプ用電源回路は、ランプを点灯させるためのイグナイタと、ランプを点灯させる際、イグナイタに高電圧を供給するブースト出力回路と、ランプが点灯した後、ランプに電流を供給する定電力出力回路とを備え、ブースト出力回路が生成した電圧の最大値からの立ち下がり電圧幅値を検出したり、ブースト出力回路が生成した電圧が最大値より降下して所定の閾値に達したことを検出する検出回路と、立ち下がり電圧幅値が所定の閾値に達したり、ブースト出力回路が生成した電圧が所定の閾値に達したら、ブースト出力回路をオフすると共に、ランプに定電力出力回路からの電流を供給するよう切り換える切り換え回路とを設けて構成したので、ランプをアーク放電に移行させるのに充分な電流を供給することができ、基板占有面積が小さく、低コストのランプ用電源回路を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の動作を説明するための波形図である。
【図３】本発明の他の実施例を示す部分回路図である。
【図４】本発明のさらに他の実施例を示す回路図である。
【図５】ランプの放電特性を示す特性図である。
【図６】ランプを起動させる際の特性図である。
【図７】ランプを点灯した後の経過時間と電圧との関係を示す特性図である。
【図８】従来例における定電力出力回路の一例を示す回路図である。
【図９】図８の動作を示す波形図である。
【図１０】従来例の全体構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０の動作を示す特性図である。
【符号の説明】
１  定電力出力回路
３  イグナイタ
４  ランプ
２０，３０  ブースト出力回路
２１，２２  検出回路
Ｄ３  ダイオード
Ｑ１  ＦＥＴ（切り換え回路）
【図１】
0003786331.tif 000002
【図２】
0003786331.tif 000003
【図３】
0003786331.tif 000004
【図４】
0003786331.tif 000005
【図５】
0003786331.tif 000006
【図６】
0003786331.tif 000007
【図７】
0003786331.tif 000008
【図８】
0003786331.tif 000009
【図９】
0003786331.tif 000010
【図１０】
0003786331.tif 000011
【図１１】
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