(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子と平滑コンデンサとを備え、前記スイッチング素子をスイッチング動作させて電力変換を行うようにした電力変換装置において、
前記平滑コンデンサと共振回路を構成するインダクタンス成分と並列に、抵抗及びこれと直列に接続され且つ、逆並列に接続された二つの単方向性スイッチング素子を接続し、主電流の流れる方向に応じて何れか一方の単方向性スイッチング素子のみを導通状態に制御して主電流が前記抵抗に流れることを阻止し、前記抵抗に前記共振回路の共振電流成分のみを流すようにしたことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流と直流との間で、電力変換を行うようにした電力変換装置に関し、特に、その直流回路に流れる共振電流を抑制するようにした電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、交流−交流電力変換装置等においては、交流電力を直流電力に変換する電力変換器と、直流電力を交流電力に変換する電力変換器とを有し、一旦、入力された交流電力を直流電力に変換した後、これを再度交流電力に変換するようになっている。
【０００３】
図６は、その一例を示したものであって、交流の電力系統１の交流電力を、変圧器２を介して電力変換器３で直流電力に変換し、電力変換器６で再度交流電力に変換しこれを変圧器７を介して電力系統８に送電するようになっている。また、上述と逆の動作を行うことによって、電力系統８の交流電力を電力系統１に送電することもできるようになっている。
【０００４】
図７は、電力変換器３及び６の一例を示す構成図である。これらは同一の構成を有するため、ここでは、電力変換器３について説明する。
電力変換器３は、図７に示すように、自己消孤型の半導体素子９ａ〜９ｆと、ダイオード１０ａ〜１０ｆと、平滑用のコンデンサ３Ｃと、から構成され、２つずつ直列に接続された半導体素子９ａ〜９ｆがコンデンサ３Ｃの両端に並列に接続され、さらに、各半導体素子９ａ〜９ｆのそれぞれにダイオード１０ａ〜１０ｆが逆並列に接続されて、３相の電力変換器を構成している。そして、前記電力変換器３及び６の直流側にコンデンサ３Ｃ及び６Ｃが接続されるようになっている。
【０００５】
このように構成された電力変換器３、６において、前記半導体素子９ａ〜９ｆをスイッチング動作させることによって、交流電力を直流電力に変換したり、直流電力を交流電力に変換するようになっている。
ここで、前記電力変換器３及び電力変換器６の間には、図６に示すように、電力変換器３と電力変換器６とを接続するための配線、また、フィルタとしてのリアクトルが設けられている。このため、これら配線やリアクトルのインダクタンス１１と、各電力変換器３、６のコンデンサ３Ｃ、６Ｃとにより、次式（１）で表される共振周波数ｆを有する共振回路が形成されることになる。なお、式中のＣはコンデンサ３Ｃ、６Ｃの容量値、Ｌはインダクタンス１１の値である。
【０００６】
【数１】
0003801085.tif 000002
この共振回路の共振周波数成分を有した電流が、各電力変換器３、６を流れると、これら電力変換器３、６のコンデンサ３Ｃ、６Ｃに過大な電流が流れることになり、コンデンサ等、機器の損傷を引き起こす要因となる場合がある。
【０００７】
これを回避するために、従来の交流−交流電力変換装置等においては、例えば図８に示すように、インダクタンス１１と直列に共振抑制抵抗１２を設けたり、或いは、図９に示すように、各電力変換器３、６のコンデンサ３Ｃ及び６Ｃと直列に共振抑制抵抗１２ａ及び１２ｂをそれぞれ接続するようにしている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述の図８に示すように、インダクタンス１１と直列に共振抑制抵抗１２を接続すると、この共振抑制抵抗１２を、電力変換器３又は６で変換された直流電流が流れることになる。この直流電流値は、交流−交流電力変換装置の電流容量に等しいことから、共振抑制抵抗１２の許容電力値を、〔電力変換装置の電流容量〕2 ×〔共振抑制抵抗１２の抵抗値〕以上とする必要がある。このため、電力変換装置全体の大型化につながると共に、コスト高の要因にもなる、という問題がある。
【０００９】
また、図９に示すように、コンデンサ３Ｃ及び６Ｃと直列に共振抑制抵抗１２ａ及び１２ｂを接続した場合、共振抑制抵抗１２ａ、１２ｂのインダクタンス成分によって、コンデンサ３Ｃと半導体素子９ａ〜９ｆとを接続する配線の配線インダクタンスが大きくなる。このため、半導体素子のターンオフ時の跳ね上がり電圧が高くなってしまうことから、電力変換装置としての所望の容量を得られなくなるため、スナバコンデンサを大きくする等といった対策を施す必要がある。このため、電力変換装置全体の大型化につながり、またコスト高の要因にもなる、という問題がある。
【００１０】
図１０は、電力変換装置３、６の１相分の構成を示したものである。図１０に示すように、半導体素子例えば９ａ及び９ｄと並列に、ターンオフ時の跳ね上がり電圧を抑制するために、直列に接続された抵抗Ｒc 及びコンデンサＣc からなるスナバ回路Ｓａ及びＳｄが接続されている。実際には、電力変換器３、６の各半導体素子９ａ〜９ｆ毎に、スナバ回路Ｓが接続されている。
【００１１】
このようにスナバ回路Ｓが接続された、半導体素子のターンオフ時の跳ね上がり電圧は、一般に、次式（２）で算出することができる。
なお、式（２）中の、Ｖcep は跳ね上がり電圧、Ｉはターンオフ電流、Ｃはスナバ回路Ｓを構成するコンデンサＣc の容量、Ｅｄは電力変換器３のコンデンサ３Ｃの両端の直流電圧、Ｌ１はコンデンサ３Ｃと半導体素子とを接続する配線の配線インダクタンス１１ａの値である。
【００１２】
【数２】
0003801085.tif 000003
前記式（２）から、インダクタンス１１ａが大きくなると、跳ね上がり電圧Ｖcep が大きくなることがわかる。
そこで、この発明は、上記従来の未解決の問題に着目してなされたものであり、電力変換装置の大型化を伴うことなく、且つ低コストで、電力変換装置の直流回路に流れる共振電流を抑制することの可能な電力変換装置を提供することを目的としている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の請求項１に係る電力変換装置は、複数のスイッチング素子と平滑コンデンサとを備え、前記スイッチング素子をスイッチング動作させて電力変換を行うようにした電力変換装置において、前記平滑コンデンサと共振回路を構成するインダクタンス成分と並列に、抵抗及びこれと直列に接続され且つ、逆並列に接続された二つの単方向性スイッチング素子を接続し、主電流の流れる方向に応じて何れか一方の単方向性スイッチング素子のみを導通状態に制御して主電流が前記抵抗に流れることを阻止し、前記抵抗に前記共振回路の共振電流成分のみを流すようにしたことを特徴としている。
【００１８】
この請求項１に係る発明では、平滑コンデンサと共に共振回路を構成するインダクタンス成分と並列に、逆並列に接続された単方向性スイッチング素子とこれと直列に接続された抵抗とが接続され、この抵抗に共振回路の共振電流成分のみが流れるようになっている。したがって、主電流、つまり、共振電流成分等を含まない、真の電流の流れる方向とは逆方向の流れを許容する単方向性スイッチング素子が導通状態となるように単方向性スイッチング素子を制御することによって、主電流が抵抗側を流れることは阻止されるが、共振電流成分は抵抗側を流れることになるから、この抵抗によって、共振電流成分が抑制されることになる。また、主電流が抵抗に流れることを阻止する単方向性スイッチング素子を導通状態とすることによって、主電流量が変化した場合等何らかの要因によって主電流が抵抗に流れようとした場合であっても、これを阻止することができ、主電流に影響を及ぼすことなく、共振電流成分のみを抑制することが可能となる。また、二つの単方向性スイッチング素子を逆並列に接続しているから、主電流の流れる方向に応じて、導通させる単方向性スイッチング素子を切り換えることによって、主電流の流れる方向に関わらず、共振電流成分が抵抗側に流れることを回避することが可能となる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態を説明する。
まず、第１の実施の形態を説明する。
図１は、第１の実施の形態における電力変換装置を適用した交流−交流電力変換装置の一例を示す回路図である。なお、前記図６に示す従来の交流−交流電力変換装置と同一部には同一符号を付与し、その詳細な説明は省略する。
【００２０】
この第１の実施の形態における交流−交流電力変換装置は、交流の電力系統１の交流電力を、変圧器２を介して電力変換器３で一旦直流電力に変換した後、電力変換器６で再度交流電力に変換し、これを変圧器７を介して電力系統８に送電するようになっている。また、これと逆の動作を行うことによって、電力系統８の交流電力を電力系統１に送電することもできる。
【００２１】
なお、図中の１１は、電力変換器３及び電力変換器６とを接続するための配線のインダクタンスを表す。
前記電力変換器３及び６は、前記図７と同様に、半導体素子９ａ〜９ｆ、ダイオード１０ａ〜１０ｆとコンデンサ３Ｃ又は６Ｃから構成されている。
そして、電力変換器３及び６の直流電力側に接続されたコンデンサ３Ｃ及び６Ｃと、電力変換器３及び６を接続するための配線とで構成される直流回路２０と並列に、すなわち、コンデンサ３Ｃの一端とコンデンサ６Ｃの一端との間に、抵抗２１が接続されている。
【００２２】
ここで、抵抗２１及びこの抵抗２１を直流回路２０と並列に接続するための配線のインダクタンスを２２とすると、直流回路２０を流れる電流Ｉは、次式（３）及び（４）で示すように、抵抗２１側と、インダクタンス１１側とに分流される。なお、式（３）及び（４）中の、ＩR は抵抗２１側に流れる電流、ＩL はインダクタンス１１側に流れる電流、Ｒは抵抗２１の抵抗値、Ｌ１はインダクタンス１１の値、Ｌ２はインダクタンス２２の値、ω＝２πｆ、ｆはコンデンサ３Ｃ又は６Ｃと配線やリアクトル等のインダクタンスにより構成される共振回路の共振周波数である。
【００２３】
【数３】
0003801085.tif 000004
前記（３）及び（４）式から、次式（５）を導くことができる。
【００２４】
【数４】
0003801085.tif 000005
したがって、前記（５）式から、図２及び図３に示すように、共振電流の周波数が高くなるほど、抵抗２１に流れる電流ＩR は、インダクタンス１１に流れる電流ＩL に対して大きくなることがわかる。なお、図２及び図３において、横軸は共振電流の周波数〔Ｈｚ〕、縦軸は、ＩR ／ＩL を表し、図２は、Ｌ１＝Ｌ２＝０．２〔ｍＨ〕、Ｒ＝０．１〔Ω〕の場合、図３は、Ｌ１＝２〔ｍＨ〕、Ｌ２＝０．２〔ｍＨ〕、Ｒ＝５〔Ω〕とした場合を表す。
【００２５】
これは、すなわち、電力変換装置の本来の目的である電力変換器３又は６で変換された直流電流に関しては、抵抗２１側に流れることはなく、電力変換器３又は６のコンデンサ３Ｃ、６Ｃとインダクタンス成分とによって共振電流が発生した場合には、その共振電流成分すなわち交流電流成分は、抵抗２１側に流れることを意味する。つまり、共振電流成分は抵抗２１に流れることで、抑制されることになる。
【００２６】
したがって、共振電流成分は抵抗２１を流れ、ここで抑制されることになるから、直流回路２０を流れる共振電流を抑制することができる。
一般に、共振電流成分は、電力変換器３又は６で変換される直流電流に比較して小さいことから、抵抗２１は、小型の抵抗で実現することができる。したがって、直流回路２０に流れる共振電流を、小型且つ安価な構成で抑制することができる。
【００２７】
次に、本発明の第２の実施の形態を説明する。
この第２の実施の形態は、上記第１の実施の形態では、直流回路２０と並列に抵抗２１を接続しているのに対し、直列に接続した抵抗２１及びダイオード２３を、直流回路２０と並列に接続している。
そして、この第２の実施の形態では、図４に示す電力変換装置は、何れか一方の側から電力供給を行うようになっている。例えば、電力系統１から電力系統８への送電を行うものとすると、前記ダイオード２３は、直流回路２０を流れる主電流、すなわち直流電流の流れる方向とは逆方向の電流の流れを許容する方向に設けられている。つまり、ダイオード２３のアノードが抵抗２１の一端と接続されている。これによって、負荷の変化によって直流電流が変化した場合等、何らかによって抵抗２１に直流電流、つまり主電流が流れることを防止し、抵抗２１に共振電流だけを流すようにしている。
【００２８】
つまり、電力変換装置の本来の目的である、電力変換器３又は６で変換された直流電流に関しては、抵抗２１側に流れることはなく、これら電力変換器３、６のコンデンサ３Ｃ、６Ｃと、インダクタンス成分とによって、発生する共振電流成分、つまり交流電流成分のみを抵抗２１に流すようにしている。
したがって、共振電流成分は、抵抗２１を流れることによって抑制されるから、直流回路２０を流れる共振電流を抑制することができることになる。
【００２９】
この場合も、上記第１の実施の形態と同様に、共振電流成分は、電力変換器３又は６で変換される直流電流に比較して小さいことから、小型且つ安価な構成で直流回路に発生する共振電流を抑制することができる。
なお、上記第２の実施の形態においては、電力系統１から電力系統８へ送電を行う場合について説明したが、逆に、電力系統８から電力系統１へ送電を行うことも可能であり、この場合には、ダイオード２３のカソードを抵抗２１の一端と接続し、抵抗２１への電力変換器６からの主電流の流れを阻止するようにすればよい。
【００３０】
次に、本発明の第３の実施の形態を説明する。
この第３の実施の形態は、上記第２の実施の形態において、ダイオード２３に変えて、単方向性のスイッチング阻止として、自己消弧型の半導体スイッチ２４ａ及び２４ｂを設けたものである。すなわち、逆並列に接続された半導体スイッチ２４ａ及び２４ｂを、コンデンサ３Ｃと、抵抗２１との間に接続している。
【００３１】
そして、電力系統１から電力系統８へ送電を行う場合には、電力変換器３から抵抗２１側への直流電流の流れを阻止する半導体スイッチ２４ｂをオン状態、他方の半導体スイッチ２４ａをオフ状態とし、逆に、電力系統８から電力系統１へ送電を行う場合には、電力変換器６側から抵抗２１側への直流電流の流れを阻止する半導体スイッチ２４ａをオン状態、他方の半導体スイッチ２４ｂをオフ状態とする。
【００３２】
したがって、この第３の実施の形態においても、上記第２の実施の形態と同等の作用効果を得ることができると共に、この第３の実施の形態においては、逆並列に接続した二つの半導体スイッチ２４ａ及び２４ｂを設けているから、電力系統１と電力系統８との間でどちらの側から送電を行う場合であっても、共振電流のみを的確に抑制することができる。
【００３３】
また、上記各実施の形態においては、交流−交流電力変換装置に適用した場合について説明したが、これに限るものではなく、直流回路にコンデンサを含む装置であれば適用することができ、インダクタンス成分とコンデンサとで発生する共振電流を抑制することができる。
【００３６】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１に係る電力変換装置によれば、平滑コンデンサと共に共振回路を構成するインダクタンス成分と並列に、逆並列に接続された単方向性スイッチング素子とこれと直列に接続された抵抗とを接続し、この抵抗に共振回路の共振電流成分のみを流すようにしたから、抵抗によって共振電流成分を抑制することができると共に、主電流が流れる方向に応じて単方向性スイッチング素子を切り換えることによって、主電流の流れる方向に関わらず、主電流が抵抗に流れることを的確に阻止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を適用した交流−交流電力変換装置の一例を示す回路図である。
【図２】共振電流の周波数変化に対する、抵抗２１を流れる電流ＩR とインダクタンス１１を流れる電流ＩL との比の変化を表す特性図である。
【図３】共振電流の周波数変化に対する、抵抗２１を流れる電流ＩR とインダクタンス１１を流れる電流ＩL との比の変化を表す特性図である。
【図４】第２の実施の形態を適用した交流−交流電力変換装置の一例を示す回路図である。
【図５】第３の実施の形態を適用した交流−交流電力変換装置の一例を示す回路図である。
【図６】従来の交流−交流電力変換装置の一例を示す回路図である。
【図７】図６の交流−交流電力変換装置を構成する電力変換器の一例を示す回路図である。
【図８】共振電流の抑制対策が施された、従来の交流−交流電力変換装置の一例を示す回路図である。
【図９】共振電流の抑制対策が施された、従来の交流−交流電力変換装置の一例を示す回路図である。
【図１０】跳ね上がり電圧を説明するための、電力変換器の一部を示す回路図である。
【符号の説明】
１、８  電力系統
２、７  変圧器
３、６  電力変換器
３Ｃ、６Ｃ  コンデンサ
１１  リアクトル
２１  抵抗
２２  インダクタンス
２３  ダイオード
２４ａ、２４ｂ  半導体スイッチ
【図１】
0003801085.tif 000006
【図２】
0003801085.tif 000007
【図３】
0003801085.tif 000008
【図４】
0003801085.tif 000009
【図５】
0003801085.tif 000010
【図６】
0003801085.tif 000011
【図７】
0003801085.tif 000012
【図８】
0003801085.tif 000013
【図９】
0003801085.tif 000014
【図１０】
0003801085.tif 000015