(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
チャンネル内で生成される伝送誤りを最小限におさえるために伝送されるべき信号を処理することを含んで成るデジタル信号を伝送するためのデータ伝送方法において、信号符号化が、並列連結たたみ込み符号器及び各該並列連結たたみ込み符号器に結合されるマッピング手段を用いることによって実現され、
各前記マッピング手段は、（ｉ）前記並列連結たたみ込み符号器の出力と、（ii）符号化されるべきデータとを入力して、伝送されるべき超直交シーケンスのうちの１つを生成するためのWalshシンボル又はその補数を出力し、
ここに伝送されるべき情報は、伝送されるべき超直交シーケンスのうちの１つを選択するビットを生成する並列連結たたみ込み符号化を受け、伝送されるべき超直交シーケンスの数が並列連結たたみ込み符号器の数と等しいことを特徴とする方法。
【請求項２】
各ブロックに供給される情報が異なる順序でインタリーブされるような形で、２つ以上の並列符号化ブロックに対し伝送されるべき情報を供給する段階、
及び予め定められた生成多項式に基づいて各ブロック内で伝送されるべき情報を再帰的にたたみ込み符号化する段階をそなえ、
かつ各々の符号化ブロックの出力がWalsh関数又はその相補的値としてマッピングされることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
オリジナルデータビットがWalsh関数又はその補数のいずれが伝送されているかを決定することを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
たたみ込み符号器の出力内の１ビットが、Walsh関数又はその補数のいずれが伝送されているかを決定することを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項５】
復号されたビットに加えて、下された決定の信頼性についての情報を生成する２つ以上の並列復号器で受信信号を反復的に復号することをそなえて成り、各々の反復的ラウンド中に下される決定の信頼性に関する情報が他の並列復号器に供給されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項６】
受信したWalsh関数又はその補数は各々、独自の並列復号器に供給されること、及び下された決定の信頼性についての各復号器により生成された情報はインタリーブされて他の並列復号器に供給され、この情報は次の反復ラウンド中に利用されることを特徴とする請求項２又は５に記載の方法。
【請求項７】
並列復号器から供給される情報の影響は、それが他の復号器に供給される前に信頼性情報から除去されることを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
デジタル信号を符号化しかつ復号するための機器において、符号化側に、少なくとも２つの並列符号器（600，602）をそなえ、この符号器の入力は伝送されるべきデータシーケンス（604）であり、このデータシーケンスは、データが各符号器（600，602）内で異なる順序にあるような形でインタリーブされ、かつ復号側では少なくとも２つの並列復号器（700，702）をそなえて成る機器であって、
符号化側では、各々の並列符号器（600，602）は、カスケード接続で組合わされ、符号化されるべきデータが供給される一群のレジスタ（612a〜618a）、及び与えられた生成多項式によりその接続が左右されレジスタ（612a〜618a）の出力を符号化されるべきデータに加算する一群の加算手段（620a〜626a）、及びレジスタ（612a〜618a）の出力から成る入力と変換器手段（628a）の入力に基づいて選択されたWalshシンボル又はその補数を含む出力（608）をもつマッピング手段（628a）をそなえて成ること、そして、
復号側では、各々の並列復号器（700，702）の入力（704，706）は、受信したWalshシンボル又はその補数、及び他の並列復号器から受信されたシンボル決定についての信頼性情報（718，720）から成ることを特徴とする機器。
【請求項９】
符号化側では、符号化されるべきデータ（630a）がマッピング手段（628a）の入力側に供給されること、そして、前記データはマッピング手段の出力（608）がWalshシンボル又はその補数をそなえているか否かを決定することを特徴とする請求項８に記載の機器。
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は、チャンネル内で生成される伝送誤りを最小限におさえるため、伝送されるべき信号を処理することを含んで成る、デジタル信号を伝送するためのデータ伝送方法に関する。
発明の背景
データリンクでは、信号を伝送するために用いられる伝送パス（path）は、電気通信に対する干渉をひき起こすものとして知られている。これは、伝送パスの物理的形態の如何にかかわらず、すなわちパスが無線リンク、光ファイバ又は銅線ケーブルのいずれであるかとは無関係に発生する。
伝送パスによりひき起こされる干渉の影響を減少させるため、接続をより信頼性の高いものにできるようにデジタル信号が符号化される。このような場合、伝送されるべき信号内の干渉によってひき起こされる誤りは、使用される符号化方法に応じて、検出できるとともに再伝送すること無く補正することができる。
デジタル電気通信において用いられる従来の符号化方法としては、例えばブロック符号化（block coding）やたたみ込み符号化（convolutional coding）が含まれる。ブロック符号化では、符号化されるべき各ビットはブロックの形にまとめられ、先行するブロック内の各ビットの正しさをパリティビットを用いて検査できるように各ブロックの最後にはパリティビットが加えられる。たたみ込み符号化においては、パリティビットは、符号化が連続的なものとなるようにデータビットの間に置かれる。データビットはブロックの形にまとめられず、又パリティビットがすぐ前のデータビットに接続されることもなく、これらは、一定の長さのビット群の領域全体にわたって分配され、このビット数は、たたみ込みコードの拘束長（constraint length）と呼ばれている。たたみ込み符号器及び復号器は、この分野では既知の要領で実現される。符号器は、例えばシフトレジスタを伴って実現可能である。
「スペクトラム拡散多元接続チャンネルの最大理論的性能のための超低速たたみ込みコード（Very Low Rate Convolutional Codes for Maximum Theoretical Performance of Spread-Spectrum Multiple-Access Channels）」、Viterbi, IEEE Journal on Selected Areas in Communications，第８巻、第４号、1990年５月、p641〜649、は、たたみ込み符号化と多重レベル直交変調を組合わせる方法を開示している。この方法では、符号化は、原則的に図１に示されている通りに行なわれる。図に示されている符号器は、シフトレジスタ100を伴って実現され、しかもＭ個の並列ビットと共に示されたＭ＝２mの可能な直交シンボルのうちの１つを生成する出力をもつ直交変調器102を制御するｍ個のコードビット106を出力するｋビットのたたみ込み符号器で構成されている。このＭレベル直交信号群は、例えばＭレベルのWalsh信号群であり得る。図２は、上述の参考文献に従った方法を実施し、Ｍレベル復調器200、例えばViterbi復号器202に供給されるＭ個の相関値204でその出力が構成されている一群の相関器又はWalsh-Hadamard変換回路をそなえて成る復号器を示している。
米国特許第5,193,094号は、シフトレジスタの出力内の各ビットのうちの最初と最後のものが取り上げられ、その出力が伝送されるべきシンボルであるようなもう１つのXORゲートに対し、直交変調器の出力と共にその出力が供給されるXORゲートに対してこれらの各ビットが接続されている、前述の方法と類似した方法を開示している。
本書に参考としてとり入れられているBerrou, C., Glavieux, A., Thitimajshima, P.,著の「近シャノン限界誤り訂正符号化及び復号化：ターボコード（Near Shannon limit error-correcting coding and decoding: Turbo-codes）」、IEEE国際通信会議、ICC '93，スイス，ジュネーブ，1993年５月23〜26日、第２巻、p1064〜1070は、並列連結たたみ込み符号化の原理について記述している。これらのコードは、往々にしてターボコード（turbo-codes）と呼ばれている。AWGNチャンネル内のターボコードの容量はすばらしいものである。符号化は２つ以上の並列符号器で行なわれ、符号器に入力された信号は、独立したデータフローを生成するべくインタリーブされる。
既知の方法の欠点は、望ましい品質の伝送を達成するために受信信号が本発明に従った新しい配置よりも高い信号対雑音比を有することを必要とするということにある。
発明の概要
本発明の目的は、以前に比べて優れた特性をもち、データ伝送システム特にCDMAシステムの容量及び性能を改善できるようにする符号化方法を提供することにある。
これは、信号符号化が、組合せた並列連結たたみ込み符号化（parallel concatenated convolutional coding）及び超直交たたみ込みコード（superorthogonal convolutional code）を用いることにより実施されることを特徴とする、序文に記述されたタイプの方法を用いて達成される。
本発明はまた、デジタル信号を符号化し復号するための機器において、その入力が伝送されるべきデータシーケンスであるような少なくとも２つの並列符号器を符号化側にそなえ、このデータシーケンスは、各々の符号器内でデータが異なる順序にあるようにインタリーブされ、又復号側では少なくとも２つの並列復号器をそなえているような機器にも関する。本発明による機器は符号化側では、各々の並列符号器は、カスケード接続で組合わされ、符号化されるべきデータが供給される一群のレジスタ及び与えられた生成多項式に応じてその接続が左右され各レジスタの出力を符号化されるべきデータに加算する一群の加算手段、及び各レジスタの出力から成る入力と変換器手段の入力に基づいて選択されたWalshシンボル又はその補数を含む出力をもつマッピング手段をそなえること、そして復号側では、各々の並列復号器の入力は、受信したWalshシンボル又はその補数及び他の並列復号器から受信されたシンボル決定についての信頼性情報から成ること、を特徴とする。
本発明に従った方法は、先行技術の符号化方法に比べ多大な容量を提供する。本発明に従った方法においては、符号化は再帰的（recursively）に行なわれ、復号は反復的（iteratively）に行なわれ、実装（implementation）の複雑度は、実施されるべき反復ラウンド数によって左右される。
本発明による配置においては、非常に低いコードレート（１／Ｎ、Ｎ>>１）を使用することが可能である。本発明による方法は、複数のユーザが、使用されるビットレートに比べた場合に多種の機能を果たす同一周波数チャンネル上で伝送を行なうCDMAシステムにおいて特に有利である。
図面の説明
以下では、本発明について、添付図面に従った例を参考にしながらさらに詳細に記述する。なお図面中、
図１及び２は、先行技術に基づく上述の符号器及び復号器を示す。
図３は、ターボコードを用いた符号器の構造を示す。
図４ａ及び４ｂは、２進及び超直交コードの格子の一例を示す。
図５ａ及び５ｂは、Hadamardマトリクスを示す。
図６は、本発明による方法を実現する符号器の構造の一例を示す。
図７は、本発明による方法を実施する復号器の構造の一例を示す。
好ましい実施形態の説明
本発明による配置においては、信号のチャンネル符号化は、組合せた並列連結たたみ込み符号化及び超直交たたみ込みコードを用いることによって実施される。以下では、本発明による配置について、まず最初に並列連結たたみ込み符号化の原理を、そして次に本発明により組合せた符号化を説明することによって検討していく。
図３に示されたコード構造を用いてターボ符号化について検討する。ターボコードの符号器は、並列で作動する２つ以上の連結たたみ込み符号器300，302で構成されている。図３は、一例として、生成多項式ｇ1＝37及びｇ2＝21（８進）をもつ２つの並列符号器を示す。第１の符号器300は、直接、伝送されるべきデータビットシーケンスＤ＝（ｄ0，ｄ1，…，ｄN-1）304を処理する。符号器の出力は、単なるデータ情報Ｘk306及び再帰的に符号化された冗長な情報Ｙ1k310の両方を含んでいる。従ってコードはシステマティックである。データ情報は、出力が再帰的に計算された冗長情報Ｙ2k312を含んでいる第２の符号器302に対して供給される前に独立したデータフローを生成するようインタリーブ308される。
次に超直交符号化を検討する。超直交符号化はそれ自体これまでに既知のものであり、例えば、Viterbi, A.,によるCDMA：「スペクトラム拡散通信方式の原理（Principles of spread spectrum communication）」、Addison-Wesley出版社、1995，p155〜166の中で詳細に記述されている。まず最初に、図４ａを用いて一例を検討する。この図は、拘束長Ｌ＝４を伴う２進たたみ込みコードの格子ダイアグラムの一部を示している。状態出力もまた示されている。各々のブランチは８つの状態を含み、２つのパス（path）は各状態において併合し、また２つのパスは対応して各状態から離れる。使用されるコードが１／２レートのコードである場合、符号器は各状態から、出力としてシーケンス00，01，10又は11のうちの１つを提供する。８つの状態及び16のパスが存在することから、同じシーケンスをたびたび使用しなくてはならない。
コードレートは、全ての出力シーケンスが互いに直交する、すなわちシーケンス間の相関関係がゼロとなるような形で、長いシーケンスを用いることによって減少させることができる。ここでは例としてHadamardマトリクスＨ16の行を用いることができる。１つの状態からもう１つの状態まで全部で16の遷移が存在する。従って、１つの遷移についてHadamardマトリクスＨ16の１行をセットすることが可能である。このような場合、状態の全ての入力及び出力は直交しており、これが帯域幅を増大させる。コードレートはこの場合１／16である。
上述のコードは、マトリクスＨ8に−１を乗じることにより得られるシーケンスで補足されたHadamardマトリクスＨ8を用いることによってさらに改善することができる。マトリクスは、図５ａ及び５ｂに示されている。
16のシーケンスから成る２重直交（biorthogonal）グループがかくして得られる。しかしながら、全てのシーケンスが互いに２重直交であるわけではない。そうではなく、結果は、互いとの関係において２重直交であり他の14のシーケンスに関して直交である８つのシーケンス対である。同じ状態から出力されたパスに互いに２重直交なシーケンスが具備されるような形でシーケンスがセットされた場合、容量を改善することが可能である。このような２重直交コードについてのコードレートは１／８である。
コードは、隣接する状態の出力が同じ２重直交シーケンスをもつような形でシーケンスをセットすることによって、さらに改善することができる。これらは、入遷移及び出遷移の両方共が２重直交となるように異なるパス上でマッピングされなくてはならない。これは図４ｂに例示されている。このときHadamardマトリクスＨ4及び、合わせて充分な数のシーケンスを構成するその相補的マトリクスを使用することが可能であるため、コードレートを１／４まで増大させることができる。相補的マトリクスというのは、ここでは、値「１」が値「−１」に変換され逆も成り立つようなマトリクスのことである。かくして、超直交（superorthogonal）コードが生成された。
次に、図６に示された符号器構造を用いたチャンネル符号化を実現するための本発明による配置を検討する。この図は、本発明による符号化を提供するための単純な要領を示しているが、当業者にとっては明白であるように、当然その他の実施形態も存在する。
本発明による方法においては、伝送されるべきデータシーケンスは、２つ以上の並列符号器に供給され、そのうちの２つが図に示されている（600，602）。データは、インタリーブされた形606で他方の符号器602に供給される。各々の符号器は、いくつかのレジスタ612a〜618a及び612b〜618b、及び加算器622a〜626a，622b〜626bを用いて実現される各レジスタ間の接続から成る再帰的ターボ符号器をそなえている。再帰性は、各レジスタの出力側からの信号を加算器620a，620bに供給することによって実現され、この加算器においてこの信号は、符号化されるべきデータシーケンスに加算される。図の例においては、生成多項式は37（８進）であり、拘束長Ｌ＝５である。各々の符号器はさらにマッピング手段628a，628b、例えば、レジスタ612a〜618a及び612b〜618bの状態に基づいてHadamardマトリクスの望ましい行を生成するWalsh-Hadamardジェネレータをそなえている。得られたシーケンス、すなわちWalshシンボル及びそれらの補数608，610はさらに、チャンネルに伝送されるべく送信機のその他の部分に印加される。図の例においては、HadamardマトリクスはＨ8又はその相補的マトリクスである。ジェネレータ制御はまた、各レジスタがHadamardマトリクスの行を決定し、データビット630a，630bがマトリクスの符号（sign）すなわちHadamardマトリクスが直接使用されるか又はその相補的マトリクスが使用されるかを決定するような形で実現され得る。データビットはまた、加算器620aの後で取られてもよいし、或いはたたみ込み符号器の何らかのその他の出力ビットであってもよい。本発明による配置の符号化レートは、１／２L-1である。マッピング手段は実際には、例えばメモリ素子又はプロセッサを用いて実現可能である。
次に、図７の例示的ブロックダイヤグラムを用いてチャンネル符号化を復号するための本発明による配置を検討する。本発明による配置においては、復号器は２つ以上の並列復号器ブロックをそなえており、そのうちの２つが図の例の中に示されている、700，702。各々の復号器ブロックはその入力内で、チャンネルから受信したWalshシンボル又はその補数704，706を受けとる。Walshシンボルというのは以下では１つのシンボル又はその補数のことを意味する。本発明による配置においては、復号器は、シンボル決定708，710に加えて、下された決定の信頼性に関する情報718，720も生成する。この信頼性情報は、Walshシンボルを復号する上で使用できる補足情報として並列復号器ブロックに供給される。異なる符号器ブロックに対して供給されたデータビットは伝送のためインタリーブされたものであることから、復号器内でもインタリーブ712，714が行なわれなくてはならず、又復号器ブロックの間で情報が伝送されるときにインタリーブ解除（deinterleaving）が行なわれなくてはならない。これに対応して、インタリーブされたデータから得られたWalshシンボル706を入力として有していた復号器ブロック702の出力についてもインタリーブ解除が行なわれる。
最初の状況からの復号開始について検討する。復号器700は、第１のシンボルＷiを受信する。この段階で、復号器は並列復号器702の信頼性情報に気づいておらず、そのため入力Ｚkは、使用される復号アルゴリズムに応じて適切な値に初期設定されてしまっている。復号器はシンボル決定を行ない、また該決定の信頼性も計算する。例えば「シンボル誤り率を最小限におさえるための線形コードの最適な複号（Optimal decoding of linear codes for minimizing symbol error rate）」、Bahl, L., Cocke, J., Jelinek, F., Raviv, J., IEEE Transactions on Information Theory，1974年３月、p284〜287の中で記述されている既知の決定アルゴリズムを復号器の中で使用することが可能である。復号器は、例えば信号プロセッサ又は何らかのその他の対応する別のロジックを用いて実現できる。信頼性情報718は、インタリーブされ、並列復号器702の入力側に供給される。並列復号器は、その入力の中で提供された受信したWalshシンボルＷjを処理し、それが得た信頼性情報Ｚnを利用する。復号器702は決定を下し、また信頼性情報を計算する。Ｚnの影響は、該信頼性情報から除去され、さらに、インタリーブ解除714の後に並列復号器700まで伝送され（720）、この復号器700は、それが得た補足情報Ｚkを用いて再び第１のシンボルＷiをさらに処理することができる。従って、復号は、望ましい回数だけそれを繰り返すことによって反復的に実施できる。シンボル決定は、望まれる場合、復号器出力708，710から得られる。
本発明は以上で、添付図面に従った例を参考にして記述されてきたものの、本発明がこれに制限されるものでないことは明白であり、請求の範囲で開示されている発明力ある着想の範囲内で数多くのやり方でこれに変更を加えることが可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４ａ】
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【図４ｂ】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図６】
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【図７】
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