(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の出力電圧を電圧変換し放電灯の点灯用の電圧をトランスの２次巻線の一端とタップとの間に設けた第１のコンデンサの両端電圧として取り出すＤＣ−ＤＣコンバータおよびブリッジ接続された４個のスイッチング素子を備えＤＣ−ＤＣコンバータの出力を交番電力に変換するインバータ回路からなり放電灯に点灯用の電圧を印加する点灯回路と、トランスの２次巻線の他端に抵抗を介して一端が接続され他端がインバータ回路の一つのスイッチング素子を介してトランスの２次巻線の前記一端に接続された第２のコンデンサを備えるとともに第２のコンデンサの両端電圧が閾値電圧まで充電されたときに第２のコンデンサの電荷を放出させパルストランスの１次巻線に電流を流してパルストランスの２次巻線に接続された放電灯に高圧のパルス電圧を印加することにより放電灯を始動させる始動回路と、第２のコンデンサと前記抵抗とを有し、直流電源の投入後に第１および第２のコンデンサの充電を開始し、第１のコンデンサの両端電圧が放電灯の始動点灯を可能にする電圧に達するまでの時間よりも、第２のコンデンサの両端電圧が前記閾値電圧に達して始動回路により前記パルス電圧が最初に出力されるまでの時間を長くするように第２のコンデンサと抵抗との定数を設定した遅延手段とを備え、インバータ回路の前記一つのスイッチング素子がオンになっているときにインバータ回路の出力電圧にパルストランスの２次巻線の両端電圧を加算した高圧のパルス電圧を放電灯に印加することを特徴とする放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、メタルハライドランプ、高圧水銀ランプなどの放電灯に高電圧を印加して始動させる始動回路を備えた放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、図１６に示すように、放電灯６に高電圧を印加して始動させる始動回路４を備えた放電灯点灯装置が提供されている。始動回路４は、比較的高い直流電圧を出力する昇圧部４ａと、昇圧部４ａの出力電圧を用いて高圧のパルス電圧を発生させるパルス発生部４ｂとを備える。パルス発生部４ｂにはパルストランスＰＴが設けられ、パルストランスＰＴの２次巻線は点灯回路としてのＤＣ−ＤＣコンバータ２と放電灯６との間に挿入される。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、直流電源１の両端間に接続されたトランスＴ１の１次巻線とスイッチング素子Ｓ１との直列回路を有する。スイッチング素子Ｓ１は図示しない制御回路によって高周波でオンオフされる。また、トランスＴ１の２次巻線はタップ付き（もしくは２巻線を直列接続したもの）であって、トランスＴ１の２次巻線の一端とタップとの両端間にはダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１が接続される。このコンデンサＣ１の両端電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧になる。
【０００４】
始動回路４の昇圧部４ａはトランスＴ１の２次巻線の両端間に接続されたダイオードＤ２とコンデンサＣｓとの直列回路からなり、パルス発生部４ｂはコンデンサＣｓの両端間に接続された抵抗Ｒ４とコンデンサＣ３との直列回路を備える。コンデンサＣ３の両端間にはパルストランスＰＴの１次巻線とギャップ素子ＳＧとの直列回路が接続される。
【０００５】
この構成では、スイッチング素子Ｓ１のオンオフによって、トランスＴ１の１次側に断続した電流を流し、トランスＴ１の２次側から変圧された電圧を取り出すのであり、トランスＴ１の２次側の電圧をダイオードＤ１，Ｄ２により整流しコンデンサＣ１，Ｃｓで平滑することにより、コンデンサＣ１，Ｃｓの両端電圧として直流電源１とは異なる直流電圧を得ることができるようにしてある。始動回路４は、コンデンサＣｓの両端電圧が上昇し、抵抗Ｒ４を通して充電されるコンデンサＣ３の両端電圧がギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧（閾値電圧）に達すると、ギャップ素子ＳＧが導通してパルストランスＰＴの１次巻線に電流を流す。このときパルストランスＰＴの２次巻線に発生する電圧がコンデンサＣ１の両端電圧に加算して放電灯６に印加される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した回路では、図１７に示す時刻ｔ０において電源を投入すると、図１７（ａ）のように時間の経過に伴ってコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が上昇する。図における電圧Ｖｒはグロー放電からアーク放電に移行させるために必要な電圧、つまり始動点灯させるために必要な電圧を示す。この電圧は放電灯６の種類によっても異なるが、一般には２００〜４００Ｖになる。放電灯６は印加電圧Ｖ６が電圧Ｖｒを越えている状態で、パルストランスＰＴの２次巻線にパルス電圧が発生すると始動点灯するのである。放電灯６が始動点灯した後には、放電灯６の印加電圧は低下する。
【０００７】
一方、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３は、図１７（ｂ）のように図１７（ａ）に示すコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が電圧Ｖｒに達する時間Ｔ１よりも短い時間Ｔ２でギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧Ｖｇに到達する。
【０００８】
いま、図１７（ｂ）のように、時刻ｔ０における電源投入から時間Ｔ２の経過後である時刻ｔｇ１においてコンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３がギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧Ｖｇに達したとすると、この時点で図１７（ａ）のようにパルス電圧Ｖｐが発生し、このパルス電圧ＶｐがコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１に加算されて放電灯６に印加されるが、この時点では、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が電圧Ｖｒに達していないから（Ｖｃ１＜Ｖｒ）、放電灯６を始動しにくい状態であって、パルス電圧Ｖｐが発生しても放電灯６は一瞬光るだけになり、放電灯６を始動点灯させることはできない。設計条件にもよるが、一般には、コンデンサＣ１の両端電圧が放電灯６の始動点灯を可能とする電圧Ｖｒに達するまでには、コンデンサＣ３の両端電圧２〜３回程度（時刻ｔｇ１，ｔｇ２，ｔｇ３はパルス電圧Ｖｐの発生時点を示す）はギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧Ｖｇに達するから、電源投入から放電灯６が始動点灯するまでに、２〜３回は放電灯６が瞬間的に光ることになる。
【０００９】
この種の放電灯６を自動車のヘッドライトに用いる場合には、放電灯６の始動点灯前に上述のように瞬間的に光ると、違和感が生じて運転上好ましくないものである。
【００１０】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、電源投入から始動点灯するまでの期間に始動回路からのパルス電圧が放電灯に印加されないようにして一瞬光るのを防止した放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、直流電源の出力電圧を電圧変換し放電灯の点灯用の電圧をトランスの２次巻線の一端とタップとの間に設けた第１のコンデンサの両端電圧として取り出すＤ
Ｃ−ＤＣコンバータおよびブリッジ接続された４個のスイッチング素子を備えＤＣ−ＤＣコンバータの出力を交番電力に変換するインバータ回路からなり放電灯に点灯用の電圧を印加する点灯回路と、トランスの２次巻線の他端に抵抗を介して一端が接続され他端がインバータ回路の一つのスイッチング素子を介してトランスの２次巻線の前記一端に接続された第２のコンデンサを備えるとともに第２のコンデンサの両端電圧が閾値電圧まで充電されたときに第２のコンデンサの電荷を放出させパルストランスの１次巻線に電流を流してパルストランスの２次巻線に接続された放電灯に高圧のパルス電圧を印加することにより放電灯を始動させる始動回路と、第２のコンデンサと前記抵抗とを有し、直流電源の投入後に第１および第２のコンデンサの充電を開始し、第１のコンデンサの両端電圧が放電灯の始動点灯を可能にする電圧に達するまでの時間よりも、第２のコンデンサの両端電圧が前記閾値電圧に達して始動回路により前記パルス電圧が最初に出力されるまでの時間を長くするように第２のコンデンサと抵抗との定数を設定した遅延手段とを備え、インバータ回路の前記一つのスイッチング素子がオンになっているときにインバータ回路の出力電圧にパルストランスの２次巻線の両端電圧を加算した高圧のパルス電圧を放電灯に印加するものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】
（基本構成）
本発明の概略構成を図１（ａ）に示すとともに図１（ｂ）に動作を示す。図１（ａ）のように、本発明の基本構成は従来構成と同様であって、直流電源１を電圧変換するＤＣ−ＤＣコンバータ２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力の一部を用いて始動用のパルス電圧を発生させる始動回路４とを備える。図１（ａ）ではコンデンサＣ１をＤＣ−ＤＣコンバータ２とは別に示してあり、パルストランスＰＴを始動回路４とは別に示しているが、実際には、コンデンサＣ１はＤＣ−ＤＣコンバータ２に含まれ、パルストランスＰＴは始動回路４に含まれるものである。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は放電灯６に点灯用の電力を供給する点灯回路として機能する。コンデンサＣ１はパルストランスＰＴの２次巻線を介して放電灯６に接続される。つまり、コンデンサＣ１の両端電圧とパルストランスＰＴの２次巻線に生じるパルス電圧Ｖｐとが加算されて放電灯６に印加される。
【００１３】
ここにおいて、図１（ｂ）のように、時刻ｔ０での電源投入後にコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が放電灯６の始動点灯を可能にする電圧Ｖｒに達するまでの時間Ｔ１に対して、電源投入後に始動回路４から最初のパルス電圧Ｖｐが発生するまでの時間Ｔ２のほうが長くなるように始動回路４に遅延手段を設けている。要するに、Ｔ１＜Ｔ２の関係になるように始動回路４を構成してある。このことによって、電源投入から最初にパルス電圧Ｖｐが発生するまでには、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１は放電灯６の始動点灯を可能にする電圧Ｖｒに達しているから、パルス電圧Ｖｐが１回発生すると、放電灯６が始動することになる。つまり、電源投入から放電灯６が始動点灯するまでの期間に、放電灯６が一瞬だけ光るのを防止することができる。
【００１４】
さらに具体的に説明する。本例では、図２に示すように、図１６に示した従来構成において、ダイオードＤ２とコンデンサＣｓとの間に抵抗Ｒ４１を挿入した構成を採用している。従来構成と同様に、本例においても、直流電源１の両端間にトランスＴ１の１次巻線とスイッチング素子Ｓ１との直列回路が接続される。トランスＴ１の２次巻線にはタップが設けられ（もしくは２次巻線は２個の巻線の直列回路となる）、２次巻線の一端とタップとの間にはダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１が接続される。このコンデンサＣ１の両端電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧になる。
【００１５】
また、コンデンサＣ１の両端間には始動回路４に設けたパルストランスＰＴの２次巻線を介して放電灯６が接続される。始動回路４の昇圧部４ａはトランスＴ１の２次巻線の両端間に接続されたダイオードＤ２と抵抗Ｒ４１とコンデンサＣｓとの直列回路を有する。コンデンサＣｓの両端間には抵抗Ｒ４を介してパルス発生部４ｂを構成するコンデンサＣ３が接続される。さらに、コンデンサＣ３の両端間にはパルストランスＰＴの１次巻線とギャップ素子ＳＧとの直列回路が接続される。
【００１６】
上述の構成では、図１６に示した従来構成と比較すると、抵抗Ｒ４１が追加されたこと
によって、電源投入後にコンデンサＣ３の両端電圧がギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧に達するまでの時間を従来構成よりも長くすることができる。しかして、抵抗Ｒ４１，Ｒ４、コンデンサＣｓ，Ｃ３の定数を適宜に設定することによって、図３に示すように、時刻ｔ０での電源投入後にコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が放電灯６を始動点灯することができる電圧Ｖｒに達するまでの時間Ｔ１よりも、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３がギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧Ｖｇに達するまでの時間Ｔ２（時刻ｔ０と時刻ｔｇ１との間の時間）を長くする遅延手段として機能させることが可能になる（Ｔ１＜Ｔ２）。つまり、ギャップ素子ＳＧの導通によってパルストランスＰＴの２次巻線にパルス電圧Ｖｐが発生する時点までに、コンデンサＣ１の両端電圧を放電灯６の始動点灯が可能となる電圧Ｖｒよりも高くすることができる。その結果、パルス電圧Ｖｐが発生すると放電灯６をただちに始動点灯させることができ、放電灯６の始動点灯前に放電灯６が一瞬だけ光る現象を防止することができる。
【００１７】
（実施の形態）
基本構成では、放電灯６に印加される電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ２から出力された直流電圧（つまり、コンデンサＣ１の両端電圧）としていたが、本実施形態では、図４のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力をインバータ回路３によって交番電力に電力変換し、この交番電力をパルストランスＰＴの２次巻線を介して放電灯６に供給する構成を採用している。
【００１８】
インバータ回路３は、ブリッジ接続された４個のスイッチング素子Ｓ２〜Ｓ５を備え、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の直列回路とスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５の直列回路とがコンデンサＣ１の両端間にそれぞれ接続される。スイッチング素子Ｓ２〜Ｓ５の各直列回路（つまり、ブリッジ回路の各アーム）におけるスイッチング素子Ｓ２〜Ｓ５の接続点間には、コンデンサＣ２が接続される。このコンデンサＣ２の両端間にはパルストランスＰＴの２次巻線と放電灯６との直列回路が接続される。インバータ回路３の各スイッチング素子Ｓ２〜Ｓ５は、各アームにおいて直列接続されている２個ずつのスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５とは同時にオンにならず、コンデンサＣ２を挟んで直列接続されている２個ずつのスイッチング素子Ｓ２，Ｓ５とスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４は同時にオンになる期間が生じるように、図示しない制御回路によってオンオフされる。
【００１９】
図４に示す構成においては、コンデンサＣ２の両端間に印加される電圧はインバータ回路３によって交番し、かつ矩形波状になる。このように矩形波状の電圧がコンデンサＣ２に印加されている期間において、コンデンサＣ３の両端電圧がギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧に達するとパルス電圧Ｖｐが発生する。ここで、インバータ回路３において、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオンである期間には、コンデンサＣ３の両端電圧は、トランスＴ１の２次巻線においてダイオードＤ２のアノードが接続されている一端とタップとの間の電圧までしか上昇せず、この電圧ではギャップ素子ＳＧが導通しないように設計されている。
【００２０】
一方、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５がオンになり、インバータ回路３の出力電圧の極性が反転すれば、コンデンサＣ３の両端電圧はトランスＴ１の２次巻線の両端電圧まで上昇可能になり、コンデンサＣ３の両端電圧がギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧に達するとパルス電圧が発生する。またこのとき、スイッチング素子Ｓ５がオンになっているから、図２に示した回路構成と同様に動作し、放電灯６にはコンデンサＣ２の両端電圧とパルストランスＰＴの２次巻線の両端電圧とを加算した高電圧を印加することができるのである。他の構成および動作は基本構成と同様である。
【００２１】
上述の動作から明らかなように、各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５は放電灯６が始動点灯する前（無負荷時）には、必ずしも交互にオンオフする必要はなく、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンになる期間を有していればよい。また、無負荷停止時にはスイッチング素子Ｑ５はオフにする。
【００２２】
（参考例１）
上述した構成例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２に設けたトランスＴ１の２次巻線から始
動回路４の電源を得る構成を採用したことによって、コンデンサＣ１とコンデンサＣ３とが同時に充電開始される構成になっていた。ただし、目的を達成するには、コンデンサＣ１の両端電圧が放電灯６を始動点灯させるのに必要な電圧に達した後に、コンデンサＣ３の両端電圧がギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧を越えるようにして、パルス電圧Ｖｐを発生させればよいのであるから、コンデンサＣ１，Ｃ３の充電は必ずしも同時に開始する必要はない。
【００２３】
そこで、本例では、図５のように、コンデンサＣ３を含む始動回路４の電源として、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧を用いている。この構成では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧であるコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が上昇しなければ、始動回路４に設けたコンデンサＣ３の両端電圧も上昇しないから、電源投入後にコンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３がギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧に達するまでの時間を、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が放電灯６を始動点灯させることができる電圧Ｖｒに達するまでの時間よりも長くするのが容易になる。便宜上、図では始動回路４とは別にパルストランスＰＴを示してある。また、始動回路４はコンデンサＣ１の両端電圧を昇圧してコンデンサＣ３を充電する機能を備える。
【００２４】
しかして、本例では、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が電圧Ｖｒに達するまでは、始動回路４のコンデンサＣ３の充電が開始されないように始動回路４を構成することができる。この場合、図６のように、時刻ｔ０において電源を投入してから時間Ｔ１が経過した後の時刻ｔ１において、コンデンサＣ１の両端電圧が電圧Ｖｒに達すると、この時点でコンデンサＣ３の充電が開始されるから、時刻ｔ１の後の時刻ｔｇ１においてコンデンサＣ３の両端電圧がギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧Ｖｇに達することになる。
【００２５】
また、始動回路４においてコンデンサＣ３の充電を開始するときのコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１を、電圧Ｖｒよりも低く設定してもよい。この場合、図７のように、時刻ｔ０において電源を投入してから時間Ｔ１が経過する前の時刻ｔ１１において、コンデンサＣ３の充電が開始される。ここで、時刻ｔ１１の後にコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が電圧Ｖｒに達するまでの時間よりも、コンデンサＣ３の両端電圧がギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧Ｖｇに達するまでの時間を長く設定しておけば、コンデンサＣ３の両端電圧がギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧Ｖｇに達する時刻ｔｇ１を時刻ｔ１よりも遅らせることができる。
【００２６】
あるいはまた、始動回路４においてコンデンサＣ３の充電を開始するときのコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１を、電圧Ｖｒよりも高く設定してもよい。この場合、図８のように、時刻ｔ０において電源を投入してから時間Ｔ１が経過した後の時刻ｔ１２において、コンデンサＣ３の充電が開始される。この構成の場合も、図６に示した動作と同様に、電源投入後にコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が電圧Ｖｒに達するまでの時間Ｔ１よりも、コンデンサＣ３の両端電圧がギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧Ｖｇに達するまでの時間Ｔ２（時刻ｔ０と時刻ｔｇ１との間の時間）を確実に長く設定することができる。
【００２７】
他の構成および動作は基本構成と同様である。
【００２８】
（参考例２）
本例は、図９に示すように、始動回路４の電源を直流電源１から直接得るようにしたものである。この構成では、始動回路４の昇圧部４ａにおいて直流電源１の電圧を発振回路とトランスＴ２とを用いて昇圧し、トランスＴ２の２次出力を整流平滑することによってコンデンサＣ３を充電するように構成してある。
【００２９】
始動回路４を具体的に説明する。始動回路４の昇圧部４ａは、直流電源１の両端間に接続された抵抗Ｒ４２とコンデンサＣ４１との直列回路を備え、コンデンサＣ４１の両端間に双方向２端子サイリスタ（ＳＳＳやダイアック）よりなるトリガ素子Ｑ６とトランスＴ２の１次巻線との直列回路を接続してある。トランスＴ２の２次巻線の両端間にはダイオードＤ３を介してコンデンサＣｔが接続され、トランスＴ２の２次出力によってコンデンサＣｔが充電されるようになっている。また、コンデンサＣｔの両端間には抵抗Ｒ４を介してパルス発生部４ｂのコンデンサＣ３が接続される。本例では、コンデンサＣ３の両端間にパルストランスＰＴの１次巻線と双方向２端子サイリスタよりなるトリガ素子Ｑ７と
の直列回路が接続されている。つまり、ギャップ素子ＳＧに代えてトリガ素子Ｑ７を設けてある。
【００３０】
始動回路４におけるコンデンサＣ４１は、抵抗Ｒ４２を通して直流電源１により充電される。ここで、コンデンサＣ４１の両端電圧がトリガ素子Ｑ６のブレークオーバ電圧に達するとトリガ素子Ｑ６が導通し、コンデンサＣ４１の電荷によりトランスＴ２の１次巻線に電流が流れる。コンデンサＣ４１の電荷が放出されるとトリガ素子Ｑ６は再びオフになり、上記動作を繰り返す。つまり、抵抗Ｒ４２とコンデンサＣ４１とにより決まる周波数で発振する発振回路が構成される。このようなコンデンサＣ４１の充放電に伴って得られるトランスＴ２の２次出力をダイオードＤ３で整流し、コンデンサＣｔを充電するのである。コンデンサＣｔの両端電圧の上昇に伴って抵抗Ｒ４を介してコンデンサＣ３も充電されるから、コンデンサＣ３の両端電圧がトリガ素子Ｑ７のブレークオーバ電圧に達すると、トリガ素子Ｑ７が導通してパルストランスＰＴの１次巻線に電流が流れる。このとき、パルストランスＰＴの２次巻線に発生するパルス電圧がコンデンサＣ１の両端電圧に加算されて放電灯６に印加され、放電灯６が始動点灯されるのである。
【００３１】
しかして、本例では、電源を投入すると始動回路４における発振動作が開始されるのであって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作は電源投入から規定時間Ｔａが経過した後に開始されるように制御している。つまり、図１０に示すように、時刻ｔ０において電源が投入されると、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３はすぐに上昇し始めるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は電源投入から時間Ｔａが経過した時刻ｔ１３に動作を開始するから、コンデンサＣ１の両端電圧は時刻ｔ１３から上昇し始めることになる。コンデンサＣ３の両端電圧がトリガ素子Ｑ７のブレークオーバ電圧に達するまでの時間は、トランスＴ２の１次巻線に電流を流す周期、トランスＴ２の昇圧比、抵抗Ｒ４、トリガ素子Ｑ７のブレークオーバ電圧などを適宜に設定することによって調節することが可能である。一方、コンデンサＣ１の両端電圧は比較的短時間で電圧Ｖｒに達するから、電源投入後にコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が電圧Ｖｒに達するまでの時間Ｔ１よりも、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３がトリガ素子Ｑ７のブレークオーバ電圧Ｖｇに達するまでの時間Ｔ２を長くすることができる。
【００３２】
本例の構成では、コンデンサＣ３を充電する経路が、負荷である放電灯６への給電経路とは別に設けられ、しかも始動回路４の電源として直流電源１を用いているから、コンデンサＣ３への充電電流をほぼ一定にすることができ、電源の投入からコンデンサＣ３の両端電圧がトリガ素子Ｑ７のブレークオーバ電圧に達するまでの時間を正確に制御することができる。他の構成は基本構成と同様である。
【００３３】
（参考例３）
本例は、参考例２と同様に、始動回路４の電源を直流電源１から直接得るようにしたものである。始動回路４は、図１１に示すように、給電後の一定時間を時限するタイマ部４ｃと、タイマ部４ｃの時限終了によってオンになるスイッチ要素Ｓａを備えている。また、直流電源１がスイッチ要素Ｓａを介して接続される昇圧部４ａを備えるとともに、昇圧部４ａに設けたコンデンサＣｔの両端電圧を電源として充電されるコンデンサＣ３を備えたパルス発生部４ｂを備える。パルス発生部４ｂは、コンデンサＣ３の両端電圧が所定電圧に達するとギャップ素子あるいはトリガ素子を導通させ、パルストランスを介してパルス電圧を発生させるように構成されている。
【００３４】
この構成ではタイマ部４ｃの時限時間を適宜に設定することによって、電源スイッチＳＷの投入後に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧が放電灯６の始動点灯を可能にする電圧Ｖｒに達するまでの時間よりも、スイッチＳａがオンになるまでの時間を長く設定することができる。つまり、放電灯６に印加される電圧がＶｒに達した後に、パルス発生回路４ｂからパルス電圧を発生させて放電灯６を確実に始動点灯させることができるのである。他の構成および動作は基本構成と同様である。
【００３５】
（参考例４）
本例は、パルス発生回路４ｂにおけるギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧を、始動回路４における昇圧部４ａの出力電圧の最大値よりも低く設定したものである。以下では
、図２に示した基本構成の回路構成に基づいて説明する。
【００３６】
一般に、ギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧は繰り返し使用するうちに上昇する。たとえば、図１２に（ａ）に示すように、ブレークオーバ電圧がＶｇ１からＶｇ２に上昇するものとし、時刻ｔ０においてコンデンサＣ３の充電が開始されるとすれば、使用開始時には時刻ｔ１においてコンデンサＣ３の両端電圧がＶｇ１に達することによりパルス電圧が発生していたのに対して、電源投入からパルス電圧が発生するまでの時間が次第に長くなり、やがては図１２（ａ）に破線で示すように時刻ｔ１’でパルス電圧が発生するようになる。このように、ギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧が上昇すると、パルストランスＰＴの２次巻線に発生するパルス電圧も上昇するから、放電灯６を始動点灯させるときに印加する電圧が高くなりすぎ、パルストランスＰＴや他の回路素子に電圧ストレスがかかることになって安全性に問題が生じることがある。
【００３７】
そこで、本例では、図１２（ｂ）のように、安全性に問題が生じる程度のパルス電圧を発生させる程度にギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧が上昇しても、ギャップ素子ＳＧが導通することがないように、コンデンサＣ３の両端電圧の上限値を破線で示すように制限したものである。
【００３８】
すなわち、ギャップ素子ＳＧに電圧を印加するコンデンサＣ３の両端電圧はコンデンサＣｓの両端電圧Ｖｃｓに略等しいから、コンデンサＣ３の両端電圧が、コンデンサＣｓの両端電圧Ｖｃｓの最大値Ｖｃｓｍに達したときにパルス電圧が発生しても、安全性が保たれる程度に最大値Ｖｃｓｍを設定するのである。コンデンサＣｓの両端電圧Ｖｃｓの最大値Ｖｃｓｍは、トランスＴ１における２次巻線の両端間電圧のピーク値に略等しいから、トランスＴ１の２次巻線の両端電圧のピーク値を、パルス電圧の発生時における安全性が確保できる程度に設定すればよいのである。
【００３９】
しかして、図１３に示すように、使用開始時のギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧Ｖｇを、放電灯６の始動点灯に必要な最低のパルス電圧を発生させるのに必要なコンデンサＣ３の両端電圧と、上述のようにトランスＴ１における２次巻線の両端電圧のピーク電圧を設定したときのコンデンサＣｓの両端電圧の最大値Ｖｃｓｍとの間の電圧に設定すれば、ギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧が上昇しても、安全性を確保できるのである。具体的には、０．６３Ｖｃｓｍ≦ギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧≦Ｖｃｓｍの関係になるように設定してある。ここに、０．６３の係数は１次遅れに対応する値である。他の構成および動作は基本構成と同様である。
【００４０】
（参考例５）
本例は、再始動時や電源のオフ後に比較的短い時間でオンにする場合などにおいても１回のパルス電圧の発生で始動点灯を可能にするものである。以下では、図２に示した基本構成の回路構成に基づいて説明する。
【００４１】
基本構成では、放電灯６の点灯中において昇圧部４ａに設けたコンデンサＣｓの両端電圧は略一定に保たれており、再始動時やオフ直後にオンにしたときなどには、コンデンサＣ１の両端電圧が放電灯６の始動点灯を可能にする電圧Ｖｒに達するまでに、コンデンサＣｓの両端電圧、つまりコンデンサＣ３の両端電圧がギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧に達することになる。この場合、従来構成と同様の問題が生じる。
【００４２】
そこで、本例では、図１４に示すように、放電灯６が点灯している間に、コンデンサＣｓの両端電圧を始動時よりも引き下げるリセット回路４ｄを始動回路４に設けたものである。リセット回路４ｄとしては、たとえば図１４（ｂ）のような回路を採用することができる。このリセット回路４ｄは、コンデンサＣｓの両端間にトランジスタＱ８のコレクタ・エミッタが接続され、このトランジスタＱ８のベース・エミッタにはトランジスタＱ９のコレクタ・エミッタが接続されている。トランジスタＱ９のベースはツェナダイオードＺＤ１を介してコンデンサＣ１の一端に接続されている。
【００４３】
放電灯６に点灯用の電力を供給するコンデンサＣ１の両端電圧は、放電灯６の点灯時には点灯していないとき（無負荷時）よりも低いから、放電灯６の点灯中にはツェナダイオードＺＤ１は非導通になる。したがって、トランジスタＱ９がオフ、トランジスタＱ８がオンになってコンデンサＣｓは放電される。これに対して、無負荷時にはコンデンサＣ１
の両端電圧が上昇すれば、ツェナダイオードＺＤ１が導通し、トランジスタＱ９がオン、トランジスタＱ８がオフになってコンデンサＣｓへの充電が可能になる。ツェナダイオードＺＤ１のツェナ電圧は、放電灯６の定常点灯時におけるコンデンサＣ１の両端電圧を１００Ｖ、無負荷時におけるコンデンサＣ１の両端電圧を４００Ｖとするときに、１５０〜３００Ｖに設定する。
【００４４】
上述の構成によれば、リセット回路４ｄの回路定数を適宜に設定すれば、電源投入後にコンデンサＣ１の両端電圧がツェナダイオードＺＤ１のツェナ電圧に達するまではトランジスタＱ８を導通させて、コンデンサＣｓの両端電圧の上昇を遅らせることができる。したがって、コンデンサＣ１の両端電圧が電圧Ｖｒに達した後に、コンデンサＣ３の両端電圧がギャップ素子ＳＧのブレークオーバ電圧に達するような時間関係の設定が容易になる。また同様に、再始動時やオフ直後にオンにするような場合でも、それ以前にトランジスタＱ８がオンであってコンデンサＣｓの電荷が放出されているから（つまり、コンデンサＣ３の両端電圧が引き下げられている）、コンデンサＣ１の両端電圧が電圧Ｖｒに達した後に、ギャップ素子ＳＧを導通させるように時間関係を設定することができる。他の構成および動作は基本構成と同様である。
【００４５】
上述した各構成例において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２にはフライバック形のものを例示したが、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の構成はこれに限定されるものではなく、図１５（ａ）に示す昇圧チョッパ形や図１５（ｂ）に示す降圧チョッパ形のものを用いることも可能である。
【００４６】
昇圧チョッパ形のＤＣ−ＤＣコンバータ２は、インダクタＬとスイッチング素子Ｓとの直列回路を直流電源１（図２参照）の両端間に接続し、スイッチング素子ＳにダイオードＤを介してコンデンサＣを接続した周知の構成を有する。スイッチング素子Ｓを高周波でオンオフさせると、直流電源１の電圧よりも高い電圧をコンデンサＣの両端電圧として出力することができる。
【００４７】
また、降圧チョッパ形のＤＣ−ＤＣコンバータ２は、スイッチング素子ＳとインダクタＬとコンデンサＣとの直列回路を直流電源１の両端間に接続し、インダクタＬとコンデンサＣとの直列回路と並列に回生電流を流すためのダイオードＤを接続した周知の構成を有する。この構成では、スイッチング素子Ｓを高周波でオンオフさせると、オン期間とオフ期間との比率に応じて直流電源１の電圧よりも低い電圧をコンデンサＣの両端電圧として出力することができる。
【００４８】
上述した各構成例における始動回路４の昇圧部４ａについても、上述した回路構成に限定されるものではなく、各種回路構成を採用することが可能である。また、パルス発生部４ｂにおけるギャップ素子ＳＧに代えて双方向性サイリスタ（ＳＳＳ）のような半導体トリガ素子を用いたり、ダイアックのような半導体トリガ素子とサイリスタとを組み合わせて用いたりしてもよい。
【００４９】
【発明の効果】
本発明は、直流電源の出力電圧を電圧変換し放電灯の点灯用の電圧をトランスの２次巻線の一端とタップとの間に設けた第１のコンデンサの両端電圧として取り出すＤＣ−ＤＣコンバータおよびブリッジ接続された４個のスイッチング素子を備えＤＣ−ＤＣコンバータの出力を交番電力に変換するインバータ回路からなり放電灯に点灯用の電圧を印加する点灯回路と、トランスの２次巻線の他端に抵抗を介して一端が接続され他端がインバータ回路の一つのスイッチング素子を介してトランスの２次巻線の前記一端に接続された第２のコンデンサを備えるとともに第２のコンデンサの両端電圧が閾値電圧まで充電されたときに第２のコンデンサの電荷を放出させパルストランスの１次巻線に電流を流してパルストランスの２次巻線に接続された放電灯に高圧のパルス電圧を印加することにより放電灯を始動させる始動回路と、第２のコンデンサと前記抵抗とを有し、直流電源の投入後に第１および第２のコンデンサの充電を開始し、第１のコンデンサの両端電圧が放電灯の始動点灯を可能にする電圧に達するまでの時間よりも、第２のコンデンサの両端電圧が前記閾値電圧に達して始動回路により前記パルス電圧が最初に出力されるまでの時間を長くするように第２のコンデンサと抵抗との定数を設定した遅延手段とを備え、インバータ回路の
前記一つのスイッチング素子がオンになっているときにインバータ回路の出力電圧にパルストランスの２次巻線の両端電圧を加算した高圧のパルス電圧を放電灯に印加するものであり、遅延手段を設けたことによって、放電灯を始動点灯させることができるようになるまでに始動回路からパルス電圧が発生することがなく、放電灯の始動点灯前に放電灯が瞬間的に点滅する現象を防止することができる。その結果、自動車のヘッドライトなどに用いるときにも違和感が生じることがない。また、高圧であるパルス電圧を何度も放電灯に印加することがないから、放電灯へのストレスが比較的少なく、放電灯の電極の消耗が少なく、放電灯の長寿命化が可能になり光束も劣化が少なくなる。さらに、放電灯が始動点灯するまでのパルス電圧の発生回数が少ないから、始動回路にギャップ素子を用いる場合でもギャップ素子の劣化が少なく、長期間に亘って使用することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の基本構成を示し、（ａ）はブロック図、（ｂ）は動作説明図である。
【図２】  本発明の基本構成を示す回路図である。
【図３】  同上の動作説明図である。
【図４】  本発明の実施形態を示す回路図である。
【図５】  本発明の参考例１を示す回路図である。
【図６】  同上の動作説明図である。
【図７】  同上の動作説明図である。
【図８】  同上の動作説明図である。
【図９】  本発明の参考例２を示す回路図である。
【図１０】  同上の動作説明図である。
【図１１】  本発明の参考例３を示す回路図である。
【図１２】  本発明の参考例４を説明する図であって、（ａ）は問題点を示す動作説明図、（ｂ）は改善案を示す動作説明図である。
【図１３】  同上の動作説明図である。
【図１４】  本発明の参考例５を示し、（ａ）は全体回路図、（ｂ）は要部回路図である。
【図１５】  本発明に用いることができるＤＣ−ＤＣコンバータの例を示し、（ａ）は昇圧チョッパ形の概略回路図、（ｂ）は降圧チョッパ形の概略回路図である。
【図１６】  従来例を示す回路図である。
【図１７】  同上の動作説明図である。
【符号の説明】
１  直流電源
２  ＤＣ−ＤＣコンバータ
３  インバータ回路
４  始動回路
４ｂ  パルス発生部
４ｄ  リセット回路
６  放電灯
Ｃ１  コンデンサ
Ｃｓ  コンデンサ
Ｄ３  コンデンサ
Ｒ４  抵抗
Ｒ４１  抵抗
【図１】
0003743200.tif 000002
【図２】
0003743200.tif 000003
【図３】
0003743200.tif 000004
【図４】
0003743200.tif 000005
【図５】
0003743200.tif 000006
【図６】
0003743200.tif 000007
【図７】
0003743200.tif 000008
【図８】
0003743200.tif 000009
【図９】
0003743200.tif 000010
【図１０】
0003743200.tif 000011
【図１１】
0003743200.tif 000012
【図１２】
0003743200.tif 000013
【図１３】
0003743200.tif 000014
【図１４】
0003743200.tif 000015
【図１５】
0003743200.tif 000016
【図１６】
0003743200.tif 000017
【図１７】
0003743200.tif 000018