(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線信号を受信するための励振素子と、
上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
所定の複数の放射パターンに対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値をそれぞれ上記各可変リアクタンス素子に設定したときに上記相互相関係数を演算し、最大の相互相関係数を有する１つの放射パターンに対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値をそれぞれ初期値として選択して設定する第１のステップと、
上記選択された各可変リアクタンス素子のリアクタンス値に属する範囲をそれぞれ二分し、その二分後の各範囲の代表値をそれぞれ上記各可変リアクタンス素子に設定したときに上記相互相関係数を演算し、上記二分後の各範囲の代表値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を選択して設定する第２のステップと、
上記第２のステップの処理を所定の反復回数まで繰り返す第３のステップとを含み、
上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように制御することを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【請求項２】
上記複数の放射パターンは、
（ａ）上記励振素子から各非励振素子に向かう方向にそれぞれ最大利得を有する複数のセクタビームパターンと、
（ｂ）上記励振素子から互いに隣接する各非励振素子間の中間位置に向かう方向にそれぞれ最大利得を有する複数のセクタビームパターンと、
（ｃ）上記励振素子から互いに隣接しない１つ置きの複数の非励振素子に向かう方向にローブを有する複数の放射パターンと
のうちの少なくとも１組を含むことを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナの制御方法。
【請求項３】
上記各範囲の代表値は、上記各範囲の中央値であることを特徴とする請求項１又は２記載のアレーアンテナの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナの制御方法に関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna；以下、エスパアンテナという。）の指向特性を適応的に変化させることができるアレーアンテナの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術のエスパアンテナは、例えば、従来技術文献１「T. Ohira et al., “Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming,” 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000」や特開２００１−２４４３１号公報において提案されている。このエスパアンテナは、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
このエスパアンテナは、従来のディジタルビーム形成アンテナに比較して格段に簡易なハードウエア構成で可変指向性が得られるので、適応型アンテナの飛躍的な低コスト化や低消費電力化が期待できる。
【０００４】
上記のエスパアンテナを制御するための方法として、例えば、特願２０００−１９８５６０号の特許出願において、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を最適化するために、ハミルトニアン法を用いて、指定した方位角のアンテナ利得を最大にするようなリアクタンス値を計算している（以下、第１の従来例という。）。しかしながら、この第１の従来例の方法では、受信信号の到来角度を予め与える必要があり、実用的ではなく、また、干渉波に対してヌルを向けることができないという問題点があった。
【０００５】
この問題点を解決するために、例えば、特願２０００−３０７５４８号の特許出願において、いわゆる「最急勾配法」を用いて、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数値の傾斜ベクトルを計算し、計算された傾斜ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する制御方法（以下、第２の従来例という。）が提案されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この第２の従来例の制御方法を用いた場合において、最適解を追求することに比較的多くの試行を要するため、収束時間が長いという問題点があった。
【０００７】
本発明の目的は以上の問題点を解決したエスパアンテナの制御方法を提供するものであって、従来例に比較して収束時間を大幅に短縮することができ、少ない計算量で、所望波に対して主ビームを向けかつ干渉波に対してヌルを向けるように適応制御することができるアレーアンテナの制御方法を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るアレーアンテナの制御方法は、無線信号を受信するための励振素子と、
上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記各可変リアクタンス素子が採り得るリアクタンス値の範囲を分割し、その分割後の各範囲の代表値をそれぞれ上記各可変リアクタンス素子に設定したときに、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して発生された学習シーケンス信号との間の所定の相互相関係数を演算し、上記分割後の各範囲の代表値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択して設定する第１のステップと、
上記選択されたリアクタンス値に属する範囲を分割し、その分割後の各範囲の代表値をそれぞれ上記各可変リアクタンス素子に設定したときに上記相互相関係数を演算し、上記分割後の各範囲の代表値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を選択して設定する第２のステップとを含み、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように制御することを特徴とする。
【０００９】
上記アレーアンテナの制御方法において、好ましくは、上記第１のステップは、上記各可変リアクタンス素子が採り得るリアクタンス値の範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ上記各可変リアクタンス素子に設定したときに、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して発生された学習シーケンス信号との間の所定の相互相関係数を演算し、上記二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択して設定し、
上記第２のステップは、上記選択されたリアクタンス値に属する範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ上記各可変リアクタンス素子に設定したときに上記相互相関係数を演算し、上記二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を選択して設定することを特徴とする。
【００１０】
また、上記アレーアンテナの制御方法において、好ましくは、上記第２のステップの処理を所定の反復回数まで繰り返すステップをさらに含むことを特徴とする。
【００１１】
さらに、上記アレーアンテナの制御方法において、好ましくは、上記第１のステップに代えて、所定の複数の放射パターンに対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値をそれぞれ上記各可変リアクタンス素子に設定したときに上記相互相関係数を演算し、最大の相互相関係数を有する１つの放射パターンに対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択して設定することを特徴とする。
【００１２】
またさらに、上記アレーアンテナの制御方法において、上記複数の放射パターンは、好ましくは、
（ａ）上記励振素子から各非励振素子に向かう方向にそれぞれ最大利得を有する複数のセクタビームパターンと、
（ｂ）上記励振素子から互いに隣接する各非励振素子間の中間位置に向かう方向にそれぞれ最大利得を有する複数のセクタビームパターンと、
（ｃ）上記励振素子から互いに隣接しない１つ置きの複数の非励振素子に向かう方向にローブを有する複数の放射パターンと
のうちの少なくとも１組を含むことを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。
【００１４】
図１は本発明に係る実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えたエスパアンテナで構成されたアレーアンテナ装置１００と、適応制御型コントローラ２０と、学習シーケンス信号発生器２１と、適応制御型コントローラ２０に接続された制御電圧テーブルメモリ３０とを備えて構成される。
【００１５】
ここで、適応制御型コントローラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、復調器４による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して学習シーケンス信号発生器２１で発生された学習シーケンス信号ｄ（ｔ）とに基づいて、後述する「高次元二分法」による適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６（以下、総称して、符号１２を付す。）のリアクタンス値を計算して設定することを特徴としている。ここで、各可変リアクタンス素子１２は、例えば可変容量ダイオードであり、適応制御型コントローラ２０から逆バイアス電圧である制御電圧を示す制御電圧信号を各可変リアクタンス素子１２に印加することにより、それらの各リアクタンス値を変化させて制御する。
【００１６】
具体的には、適応制御型コントローラ２０は、各可変リアクタンス素子１２が採り得るリアクタンス値の範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号ｄ（ｔ）を当該アレーアンテナ装置１００により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）と、学習シーケンス信号発生器２１で発生された学習シーケンス信号ｄ（ｔ）との間の所定の相互相関係数を演算し、二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を初期値として選択して設定した後、選択されたリアクタンス値に属する範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに相互相関係数を演算し、二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を選択して設定し、後者の処理を所定の反復回数まで繰り返すことにより、当該アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように制御する。
【００１７】
なお、さらに好ましくは、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択するときに、制御電圧テーブルメモリ３０に格納された、後述する複数の放射パターンに対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値（制御電圧）をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに相互相関係数を演算し、最大の相互相関係数を有する１つの放射パターンに対応する各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択して設定する。
【００１８】
図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば、所望波の波長λの約１／４になるように構成され、また、上記半径ｒもλ／４になるように構成される。本実施形態では、非励振素子の数を６本にしたが、それ以外の複数本でも構成することができる。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２に接続され、これら可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値は適応制御型コントローラ２０からのリアクタンス値信号によって設定される。
【００１９】
図２は、アレーアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６が接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。
【００２０】
ここで、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６は、上述のように、例えば可変容量ダイオードであって、それに印加する逆バイアス電圧を変化することによりリアクタンス値を変化させることができる。
【００２１】
従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００２２】
図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号を受信し、上記受信された信号は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅された信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器３は低域変換されたアナログ信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、そのディジタル信号を適応制御型コントローラ２０及び復調器４に出力する。
【００２３】
次いで、適応制御型コントローラ２０は、詳細後述するように、各可変リアクタンス素子１２が採り得るリアクタンス値の範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに上記相互相関係数を演算し、二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を初期値として選択して設定した後、選択されたリアクタンス値に属する範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに相互相関係数を演算し、二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を選択して設定し、後者の処理を所定の反復回数まで繰り返すことにより、当該アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように制御する。一方、復調器４は、入力される受信信号ｙ（ｔ）に対して復調処理を行ってデータ信号である復調信号を出力する。なお、適応制御型コントローラ２０において用いる相互相関係数Ｒは次式で定義される。
【００２４】
【数１】
0003826024.tif 000002
【００２５】
ここで、上付き文字Ｈは複素共役転置を示す。この相互相関係数Ｒは、受信信号ｙ（ｔ）と、学習シーケンス信号ｄ（ｔ）との間の相互相関の度合いを示す係数であり、Ｒ＝１であれば完全に一致する一方、Ｒ＝０であれば、完全に不一致である。ここで、当該アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０の単一ポートからの出力信号である受信信号ｙ（ｔ）は、調整可能なリアクタンス値の高次の非線形関数であることに留意する必要がある。
【００２６】
さらに好ましくは、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択するときに、制御電圧テーブルメモリ３０に格納された、後述する複数の放射パターンに対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値（制御電圧）をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに相互相関係数を演算し、最大の相互相関係数を有する１つの放射パターンに対応する各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択して設定する。
【００２７】
アレーアンテナ１００で受信される無線信号を送信する送信局は、学習シーケンス信号発生器２１で発生される所定の学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有する学習シーケンス信号を含む所定のシンボルレートのディジタルデータ信号に従って、無線周波数の搬送波信号を、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫなどのディジタル変調法を用いて変調し、当該変調信号を電力増幅して受信局のアレーアンテナ装置１００に向けて送信する。本実施形態においては、データ通信を行う前に、送信局から受信局に向けて学習シーケンス信号を含む無線信号が送信され、受信局では、適応制御型コントローラ２０による適応制御処理が実行される。
【００２８】
次いで、当該アレーアンテナ装置１００に係る各種の信号の定式化について詳細に説明する。エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００の受信信号ｙ（ｔ）は次式で表される。
【００２９】
【数２】
ｙ（ｔ）＝ｉＴＳ（ｔ）
【００３０】
ここで、ｉは励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６に誘起する電流分布を要素とする電流ベクトルであり、Ｓ（ｔ）はアレーアンテナ装置１００の受信信号ベクトルである。ここで、上添え字Ｔは転置を表す。
【００３１】
電流ベクトルｉは上記数２から分かるように、従来技術のアダティブアレーアンテナにおけるウエイトベクトルの役割を果たすが、エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００においては電流分布を直接操作することができず、リアクタンス値を操作することにより間接的に電流分布を制御するため、電流ベクトルｉはリアクタンス値の関数として次式のように表される。
【００３２】
【数３】
ｉ＝ｖｓ（Ｚ＋Ｘ）−１ｕ０
【００３３】
ここで、Ｘは送信機の出力インピーダンスｚｓ及び各素子のリアクタンス値を対角成分にもつ行列
【数４】
Ｘ＝ｄｉａｇ［ｚｓ，ｊｘ１，ｊｘ２，ｊｘ３，ｊｘ４，ｊｘ５，ｊｘ６］
であり、Ｚは素子間結合を含めたインピーダンス行列である。また、ｕ０は単位ベクトル
【数５】
ｕ０＝［１，０，０，０，０，０，０，］
であり、ｘｓは送信機の内部電圧（開放電圧）である。
【００３４】
上記数４において各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を要素としてもつベクトルはリアクタンスベクトルと呼ばれ、次式のように表す。
【数６】
ｘ＝［ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４，ｘ５，ｘ６］
【００３５】
次いで、このリアクタンスベクトルを制御する方法として、以下に詳述する高次元二分法を提案する。高次元二分法は、各可変リアクタンス素子１２が採り得る値の範囲を二分し、それぞれの中央値にて相互相関係数Ｒを計算して高い相関が得られた側に最適解が存在すると判断する方法である。６素子それぞれに二分法を適用すると、適用前の１／２６の領域を得る。この操作をリアクタンス値が二分割できなくなるまで繰り返し、最終的に得られたリアクタンス値の組を最終解とする。この高次元二分法における高次元とは、６個の可変リアクタンス素子１２に対応する６個の次元であり、この６個の次元に対して各リアクタンス値の最適解を高次元二分法により求める。
【００３６】
本発明者らが試作したアレーアンテナ装置１００において可変リアクタンス素子１２の可変容量ダイオードのリアクタンス値ｘｍと制御電圧ｖ及び電圧を操作するデジタル制御電圧値ｋｖｍには表１のような関係があり、この表１から求めたｘｍとｋｖｍの関係式は次式で表される。
【００３７】
【表１】
可変リアクタンス素子１２の可変容量ダイオードにおけるｘｍ及びｋｖｍの関係
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ｘｍ［Ω］：  -4.77    -27.0    -49.2    -71.4    -93.6
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ｖ［Ｖ］：   -0.5      *4.63    *9.75     *14.9      20
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ｋｖｍ：      -2048     -1024       0      1023     2047
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
（注）＊印は計算によって得た値である。
【００３８】
【数７】
ｘｍ＝−０．０２１７ｋｖｍ−４９．２１（ｍ＝１，２，…，６）
【００３９】
デジタル制御電圧値は−２０４８から２０４７までの整数値のみを採るので、ｋｖｍの範囲は４０９６＝２１２となり１本の非励振素子（Ａ１乃至Ａ６のうちの１つ）に付き（１２−１）回の二分法探索を行う。相互相関係数Ｒを計算するサンプル数をＰとすると、６素子に対して二分法を適用する１巡回に付きＰ×２×６シンボルを要する。また、後述するように１順目には１４シンボルを要する。したがって、１４Ｐ＋１２Ｐ×１０シンボルを上限として最終解を得ることができる。デジタル制御電圧値ｋｖｍの組を以降、
【数８】
ｋｖ＝［ｋｖ１，ｋｖ２，ｋｖ３，ｋｖ４，ｋｖ５，ｋｖ６］
と定義する。
【００４０】
高次元二分法によって得られる最終解は必ずしも最適解と一致するとは限らないが、システムの出力ＳＩＮＲ要求諸元を満足する解ならば必ずしも最適解を必要としないという観点から収束速度に着目すると、高次元二分法は収束時間が比較的短いシステムにおいて有効である可能性がある。
【００４１】
さらに、初期値の選択について詳細に説明する。高次元二分法では前述の手順で最終解が得られるが、単純に二分法を繰り返すだけでは、ヌル点が形成されにくい角度が存在することが分かった。それは各非励振素子Ａ１乃至Ａ６毎に相関が高い範囲を選択し、それらを組み合わせて次の領域とした場合には必ずしも干渉波到来方向にヌル点を形成していることにはならないからである。最初から最適解が存在する方向を誤ってしまうと、全く意味のない放射パターンを形成することになるため、その対策として最初にリアクタンス値の初期値を選択する方法を試みる。このために、以下に示す１４個の初期値の放射パターンを用いる。
【００４２】
まず、励振素子Ａ０から非励振素子Ａ１に向かう方向に最大利得を有する図６のセクタビームパターンはデジタル制御電圧値で次式で表される。
【数９】
ｋｖ＝［2047,2047,-2048,-2048,-2048,2047］
従って、励振素子Ａ０から各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に向かう方向に最大利得を有するセクタビームパターンは６パターンあり、これらを使用する。
【００４３】
次いで、励振素子Ａ０から非励振素子Ａ１，Ａ２間の中間位置に向かう方向にそれぞれ最大利得を有するセクタビームパターンは図７のようになり、このセクタビームパターンはデジタル制御電圧値で次式で表される。
【数１０】
ｋｖ＝［2047,2047,-2048,-2048,-2048,-2048］
従って、励振素子Ａ０から互いに隣接する各非励振素子（Ａ１とＡ２，Ａ２とＡ３，Ａ３とＡ４，Ａ４とＡ５，Ａ５とＡ６，Ａ６とＡ１）間の中間位置に向かう方向に最大利得を有するセクタビームパターンは６パターンあり、これらを使用する。
【００４４】
さらに、図８に示すように、励振素子Ａ０から互いに隣接しない１つ置きの３本の非励振素子Ａ１、Ａ３，Ａ５に向かう方向に最大利得を有し、かつ当該１つ置きの３本の非励振素子Ａ１，Ａ３，Ａ５の間に位置する３本の非励振素子Ａ２，Ａ４，Ａ６に向かう方向にローブを有する放射パターンと、その放射パターンを６０゜だけ回転させた放射パターンとの２つの放射パターンを使用する。これら１４個の放射パターンを初期値として、表２のように１４組のデジタル制御電圧値を用意して制御電圧テーブルメモリ３０に予め格納する。この１４組から最も高い相関が得られる組を初期値として選択して高次元二分法を開始する。
【００４５】
【表２】
0003826024.tif 000003
【００４６】
表２において、放射パターン１乃至６は、励振素子Ａ０から各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に向かう方向に最大利得を有するセクタビームパターンであり、放射パターン７乃至１２は、励振素子Ａ０から互いに隣接する各非励振素子（Ａ１とＡ２，Ａ２とＡ３，Ａ３とＡ４，Ａ４とＡ５，Ａ５とＡ６，Ａ６とＡ１）間の中間位置に向かう方向に最大利得を有するセクタビームパターンであり、パターン１３及び１４はそれぞれ、励振素子Ａ０から互いに隣接しない１つ置きの３本の非励振素子Ａ１、Ａ３，Ａ５に向かう方向に最大利得を有し、かつ当該１つ置きの３本の非励振素子Ａ１，Ａ３，Ａ５の間に位置する３本の非励振素子Ａ２，Ａ４，Ａ６に向かう方向にローブを有する放射パターンと、その放射パターンを６０゜だけ回転させた放射パターンである。
【００４７】
なお、パターン１３及び１４はそれぞれ、励振素子Ａ０から互いに隣接しない１つ置きの３本の非励振素子Ａ１、Ａ３，Ａ５に向かう方向にローブを有する放射パターンと、その放射パターンを６０゜だけ回転させた放射パターンであってもよい。
【００４８】
次いで、図３乃至図５は、図１の適応制御型コントローラ２０によって実行されるアレーアンテナ制御処理を示すフローチャートであり、図３乃至図５を参照して、適応制御型コントローラ２０が上述した高次元二分法を用いて実行するアレーアンテナの制御処理について説明する。このアレーアンテナの制御処理は、図１の復調器４が無線通信を開始する前に、相手先の送信局からの学習シーケンス信号を含む無線信号を受信しているときに実行される。１４個の初期値の放射パターンについて処理を実行するためのパラメータとしてｘｎｏが用いられる（ただし、図３の処理に限る）。また、この高次元二分法では、ある初期値又は選択値を中央値として二分したときに、その中央値から＋側への摂動と、−側への摂動とを実行して、各摂動に対する相互相関係数Ｒを演算し、より大きな相互相関係数Ｒを有するリアクタンス値を選択するので、１つの反復に対して、２つの処理×６素子分の合計１２回の演算処理が必要となる。この演算処理に関するパラメータをｘｎｏとし用いる（ただし、図４及び図５の処理に限る。）また、上記２つの処理に対応するパラメータとしてａｌｔ＝０及びａｌｔ＝１とする。さらに、反復回数パラメータをｎとし、その上限値をｕｐｄａｔｅＣｏｕｎｔとする。またさらに、最大の相互相関係数値を格納するパラメータをＲｍａｘ（ｘｎｏｍａｘ）とし、そのときの演算処理パラメータをｘｎｏｍａｘとする。
【００４９】
図３において、まず、ステップＳ１で初期化処理を実行し、具体的には、パラメータｘｎｏ，ｊａｌｔ，及びＲｍａｘ（ｘｎｏｍａｘ）を０にリセットし、パラメータｎを１にリセットする。次いで、ステップＳ２において、制御電圧テーブルメモリ３０から放射パターン（ｘｎｏ）の制御電圧セットを読み出し、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に制御電圧信号を出力し、ステップＳ３においてｎ＝１であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ４に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１５に進む。ステップＳ４においてｘｎｏ＜１３であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ５に進む一方、ＮＯのときはステップＳ９に進む。ステップＳ５において、受信信号ｙ（ｔ）を受信し、数１を用いて相互相関係数値Ｒ（ｘｎｏ）を演算し、ステップＳ６において次式の演算と更新を行う。
【００５０】
【数１１】
Ｒｍａｘ（ｘｎｏｍａｘ）←ｍａｘ（Ｒｍａｘ（ｘｎｏｍａｘ），Ｒ（ｘｎｏ））
【数１２】
ｘｎｏｍａｘ←ａｒｇｍａｘ（Ｒｍａｘ（ｘｎｏｍａｘ），Ｒ（ｘｎｏ））ｘｎｏ
【００５１】
ここで、ｍａｘ（・）は複数の引数中の最大値を有する引数を示す関数であり、ａｒｇｍａｘ（・）は複数の引数中の最大値を示す引数のその引数であるパラメータｘｎｏを示す関数である。従って、パラメータＲｍａｘ（ｘｎｏｍａｘ）にはこれまでに計算された最大の相互相関係数の値が入力され、パラメータｘｎｏｍａｘにはそのときのパラメータｘｎｏの値が入力されることになる。
【００５２】
次いで、ステップＳ７においてパラメータｘｎｏを１だけインクリメントし、ステップＳ８において制御電圧テーブルメモリ３０から放射パターン（ｘｎｏ）の制御電圧セットを読み出し、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に制御電圧信号を出力し、ステップＳ３に戻る。
【００５３】
一方、ステップＳ９において受信信号ｙ（ｔ）を受信して、数１を用いて相互相関係数値Ｒ（ｘｎｏ）を演算し、ステップＳ１０において、ステップＳ６と同様の演算と更新の処理を実行した後、ステップＳ１１において制御電圧テーブルメモリ３０から放射パターン（ｘｎｏｍａｘ）の制御電圧セットを読み出し、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に制御電圧信号を出力する。このステップＳ１１の段階では、制御電圧テーブルメモリ３０に格納された１４個の放射パターンのうち最大の相互相関係数を有する放射パターンが選択され、それに対応する制御電圧セットが読み出されて設定される。
【００５４】
次いで、次の反復のために、パラメータｎを１だけインクリメントし、パラメータｘｎｏを０にリセットする。そして、ステップＳ１３においてｎ＝２における摂動値を演算し、具体的には、初期値として選択された放射パターンのディジタル制御電圧値を中央値として、デジタル制御電圧値を二分し、二分後の各範囲の中央値をデジタル制御電圧値の摂動先値（＋側と−側の２つ）として演算する。さらに、ステップＳ１４において可変リアクタンス素子１２−１に対して高次元二分法の−側の制御電圧を設定して制御電圧信号を出力し、ステップＳ３に戻る。
【００５５】
ステップＳ３でＮＯであれば、ステップＳ１５に進み、ｎ＞ｕｐｄａｔｅＣｏｕｎｔ（処理終了条件）であるか否かが判断され、ＹＥＳであれば当該制御処理を終了するが、ＮＯであれば、図４のステップＳ２１に進む。
【００５６】
図４のステップＳ２１においてｘｎｏ＜１１であるか否かが判断され、ステップＳ２２において次式の数１３を用いて選択値からの摂動値Δを演算する
【００５７】
【数１３】
Δ＝２１１−ｎ
【００５８】
ステップＳ２３においてｊａｌｔ＝０であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ２４に進む一方、ＮＯのときはステップＳ２８に進む。ステップＳ２４において受信信号ｙ（ｔ）を受信して、数１を用いて相互相関係数値Ｒを演算し、ステップＳ２５において、適応制御型コントローラ２０内の一時メモリである次候補テーブルに、現在処理中の可変リアクタンス素子１２−ＩＮＴ｛（ｘｎｏ＋２）／２｝（ここで、ＩＮＴは引数の整数のみを示す関数である。）に対する現在の制御電圧を保存する。ここで、次候補テーブルは、６個のデジタル制御電圧値のベクトルからなり、現在処理中で最適な制御電圧の選択値を保存するためのテーブルである。ステップＳ２６において、現在処理中の可変リアクタンス素子１２−ＩＮＴ｛（ｘｎｏ＋２）／２｝に対して高次元二分法の＋側の制御電圧（＝選択値＋Δ）を設定して制御電圧信号を出力し、ステップＳ２７においてパラメータｘｎｏを１だけインクリメントし、パラメータｊａｌｔを１だけインクリメントした後、図３のステップＳ３に戻る。
【００５９】
一方、ステップＳ２８において受信信号ｙ（ｔ）を受信して、数１を用いて相互相関係数値Ｒを演算し、ステップＳ２９において直前のＳ２８の相互相関係数値Ｒは直前のＳ２４の相互相関係数値Ｒよりも大きいか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ３０に進む一方、ＮＯのときはステップＳ３１に進む。ステップＳ３０において次候補テーブルに現在処理中の可変リアクタンス素子１２−ＩＮＴ｛（ｘｎｏ＋２）／２｝に対する現在の制御電圧を保存し、ステップＳ３１において次の可変リアクタンス素子１２−［ＩＮＴ｛（ｘｎｏ＋２）／２｝＋１］に対して高次元二分法の−側の制御電圧（＝選択値−Δ）を設定して制御電圧信号を出力する。さらに、ステップＳ３２においてパラメータｘｎｏを１だけインクリメントし、パラメータｊａｌｔを１だけデクリメントした後、図３のステップＳ３に戻る。
【００６０】
図５は１つの反復中の最後の処理であり、図５のステップＳ４１において、受信信号ｙ（ｔ）を受信して、数１を用いて相互相関係数Ｒを演算し、ステップＳ４２において直前のＳ４１の相互相関係数ＲはＳ２４の相互相関係数Ｒよりも大きいか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ４３に進む一方、ＮＯのときはステップＳ４４に進む。ステップＳ４３において次候補テーブルに現在処理中の可変リアクタンス素子１２−ＩＮＴ｛（ｘｎｏ＋２）／２｝に対する現在の制御電圧を保存し、ステップＳ４４において次候補テーブル内の制御電圧セットに基づいて各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に制御電圧を設定する。次いで、ステップＳ４５において、次の反復処理のための初期値設定処理を実行し、具体的には、パラメータｘｎｏを０にリセットし、パラメータｊａｌｔを１だけデクリメントし、反復パラメータｎを１だけインクリメントした後、ステップＳ４６においてｎ≦ｕｐｄａｔｅＣｏｕｎｔ（処理終了条件の否定）であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ４７に進む一方、ＮＯのときはステップＳ４８に進む。ステップＳ４７において、次の反復処理のために、可変リアクタンス素子１２−１に対して高次元二分法の−側の制御電圧を設定し、ステップＳ４８において上記設定された制御電圧セットに基づいて制御電圧信号を出力した後、図３のステップＳ３に戻る。
【００６１】
【実施例】
本発明者らは、実施形態に係るアレーアンテナ装置１００の制御装置を試作してシミュレーションを行った、以下に、そのシミュレーションの内容とその結果を示す。
【００６２】
まず、初期値選択の効果について説明する。初期値選択の例として、干渉波ＤＯＡ（到来方位角）が１０５゜の場合及び３０゜の場合について、それぞれヌル点形成の過程を図９及び図１０に図示する。所望波ＤＯＡは０゜固定とする。干渉波ＤＯＡが１０５゜の場合には、図９のように初期値として表２のパターン１を選択し、デジタル制御電圧値の最終解として次式を得ている。
【００６３】
【数１４】
ｋｖ＝［711,2039,-1528,-88,-1368]
【００６４】
１０５゜を含む１２０゜近辺の到来角は、初期値の選択がなければヌル点が形成されにくい角度であったが、適当な初期値を選択することによって約１８ｄＢの出力ＳＩＮＲ（信号対干渉雑音電力比）が得られている。
【００６５】
干渉波ＤＯＡが３０゜の場合には、図１０のように表２のパターン１３を初期値とし、次式を最終解としている。
【００６６】
【数１５】
ｋｖ＝［-611,2044,-513,1506,-767,1296］
【００６７】
ここで、出力ＳＩＮＲは約２３ｄＢを得ている。また、パターン１３を初期値とした場合、多方向にヌル点が形成されやすい傾向が見受けられる。
【００６８】
次いで、干渉波１波に対する干渉波抑圧性能について以下に説明する。高次元二分法によりエスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００を適応制御した場合の干渉波抑圧性能について、計算機シミュレーションによって収束特性を確認する。まず、到来する干渉波が１波の場合を想定する。所望波ＤＯＡは０゜固定とする。入力ＳＩＲ（信号対干渉電力比）＝０ｄＢ，入力ＳＮＲ（信号対雑音電力比）＝３０ｄＢとしている。所望波と干渉波が成す角度をθとし、当該角度θが３０゜から１８０゜までの１５゜間隔の角度を採った場合についてトレーニング信号ｄ（ｔ）のシンボル数と出力ＳＩＮＲの収束曲線を示す。サンプル数Ｐを７００シンボル及び２０シンボルとした場合について、それぞれ図１１及び図１２に図示して比較する。
【００６９】
まず、サンプル数Ｐ＝７００シンボルの場合の特性を図１１に示す。７００シンボルは相互相関係数を計算する際に起こる、サンプル数不足のための計算誤差を極力抑えるために、十分に長いシンボル数という意味合いで採用した。
【００７０】
図１１から明らかなように、ほとんどの角度において６〜７回程度の反復で収束に近づいていることが分かる。また、初回の反復で初期値を与える操作をしている効果により５ｄＢ以上が得られていることが分かる。角度θ＝４５゜，６０゜，１６５゜，１８０゜において２回目の反復で１回目の結果を下回っているのは、初回の初期値選択で、次隣接素子３方向にローブを有するパターンを選択した場合の特徴であり、２回目の反復でヌルが浅くなることが分かった。しかし６回程度の反復後には深いヌル点が形成されている。
【００７１】
次に、サンプル数Ｐ＝２０シンボルの場合を図１２に示す。ここでは、無線アドホックネットワーク実験の要求諸元をトレーニング信号長：１０００シンボル、出力ＳＩＮＲ：１０ｄＢ以上と想定した。サンプル数Ｐはトレーニング信号長から計算して２０シンボルを選択した。
【００７２】
図１２から明らかなように、まず、サンプル数Ｐ＝２０シンボルの場合にも、ほとんどの角度θにおいて１０００シンボル以内に１０ｄＢ以上のヌル点が形成されシステム要求諸元を満たしていることがわかる。収束傾向はサンプル数Ｐ＝７００シンボルの場合と同様であるが、相互相関係数を計算するサンプル数が少ないＰ＝２０シンボルの方が全体的に出力ＳＩＮＲが若干低い水準で収束している。これはサンプル数Ｐが少ないための計算誤りが収束の途中で発生し、選択すべき領域の反対を選択したためであると考えられる。
【００７３】
角度θ＝３０゜，７５゜，１５０゜などの収束曲線では、それとは逆に、サンプル数Ｐ＝２０シンボルの方が良くなっている個所があるが、これらの原因については、初期値の誤選択（原因１）、曲面のねじれ（原因２）、であると考えられる。角度θ＝１５０゜については原因１、θ＝３０゜，７５゜に関しては原因２が原因である。すなわち、初期値の誤選択とは最初に選択した領域が最終的に高相関が得られる領域と異なる場合である。曲面のねじれとは素子毎に選択した範囲を組み合わせて得られた領域が他の候補領域よりも低相関であった場合である。これらの原因に対する対策は現在のところ十分ではない。
【００７４】
さらに、干渉波３波に対する統計的評価について以下に説明する。干渉波が３波到来する環境における高次元二分法の統計的性能評価を行う。所望波ＤＯＡは１５゜固定とし、干渉波３波のＤＯＡを無作為に選択して１０００組用意する。この１０００組のＤＯＡを使用して図１３及び図１４のような累積確率密度分布（CDF: Cumulative Distribution Function）を計算する。ＣＤＦは１０００組の干渉波ＤＯＡ母集団に対する出力ＳＩＮＲが横軸の出力ＳＩＮＲを超える確率を示したものである。入力ＳＩＲ＝０ｄＢとするために干渉波電力はそれぞれ所望波電力の１／３に設定した。
【００７５】
さらに、サンプル数Ｐ＝７００シンボルの場合を図１３に示す。トレーニング信号は最急勾配法で収束する時間として十分な長さに設定しており、高次元二分法の結果は最急勾配法を下回っている。これは最急勾配法が最適解近傍を追求したのに対して、高次元二分法は最急勾配法ほどの追求に至らなかったためと考えられる。
【００７６】
一方、図１４のサンプル数Ｐ＝２０シンボルの場合には、高次元二分法が最急勾配法の結果を上回っている。トレーニング信号は１０００シンボルに設定している。すなわち１０００シンボルという短いトレーニング信号では、最急勾配法が最適解まで到達することが困難であるのに対し、高次元二分法はより速く最適解方向又は局所解方向に向かっていると予想される。
【００７７】
以上説明したように、本実施形態に係る高次元二分法は領域を二分して、高い相関が得られる側に最適解が存在すると判断する簡潔な方法であるが、比較的少ない反復にて最適解又は局所解への収束に近づくため、実際の無線アドホックネットワーク実験においてトレーニング信号が１０００シンボル程度であった場合にも適用できる見通しを得た。また、干渉波が３波到来する環境における統計的評価を行ったことにより、高次元二分法は短いトレーニング信号に対して、より効果があることが明らかになった。すなわち、エスパアンテナ装置の制御方法において、従来例に比較して収束時間を大幅に短縮することができ、少ない計算量で、所望波に対して主ビームを向けかつ干渉波に対してヌルを向けるように適応制御することができる。
【００７８】
以上の実施形態においては、各可変リアクタンス素子１２が採り得るリアクタンス値の範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号をアレーアンテナにより受信したときの受信信号と、学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して発生された学習シーケンス信号との間の所定の相互相関係数を演算し、上記二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を初期値として選択して設定した後、上記選択されたリアクタンス値に属する範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに上記相互相関係数を演算し、上記二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する上記各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を選択して設定する。しかしながら、本発明はこれに限らず、各可変リアクタンス素子１２が採り得るリアクタンス値の範囲を分割し、その分割後の各範囲の代表値をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号をアレーアンテナにより受信したときの受信信号と、学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して発生された学習シーケンス信号との間の所定の相互相関係数を演算し、上記分割後の各範囲の代表値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を初期値として選択して設定した後、上記選択されたリアクタンス値に属する範囲を分割し、その分割後の各範囲の代表値をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに上記相互相関係数を演算し、上記分割後の各範囲の代表値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を選択して設定するように構成してもよい。
【００７９】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明に係るエスパアンテナであるアレーアンテナ装置の制御方法において、各可変リアクタンス素子が採り得るリアクタンス値の範囲を分割し、その分割後の各範囲の代表値をそれぞれ各可変リアクタンス素子に設定したときに、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号をアレーアンテナにより受信したときの受信信号と、学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して発生された学習シーケンス信号との間の所定の相互相関係数を演算し、分割後の各範囲の代表値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択して設定した後、選択されたリアクタンス値に属する範囲を分割し、その分割後の各範囲の代表値をそれぞれ各可変リアクタンス素子に設定したときに相互相関係数を演算し、上記分割後の各範囲の代表値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を選択して設定することにより、アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように制御する。
【００８０】
ここで、好ましくは、各可変リアクタンス素子が採り得るリアクタンス値の範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ各可変リアクタンス素子に設定したときに、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号をアレーアンテナにより受信したときの受信信号と、学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して発生された学習シーケンス信号との間の所定の相互相関係数を演算し、二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択して設定した後、選択されたリアクタンス値に属する範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ各可変リアクタンス素子に設定したときに相互相関係数を演算し、二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を選択して設定する。
【００８１】
従って、従来例に比較して収束時間を大幅に短縮することができ、少ない計算量で、所望波に対して主ビームを向けかつ干渉波に対してヌルを向けるように適応制御することができる。
【００８２】
また、上記の前者の処理に代えて、好ましくは、所定の複数の放射パターンに対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値をそれぞれ上記各可変リアクタンス素子に設定したときに上記相互相関係数を演算し、最大の相互相関係数を有する１つの放射パターンに対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択して設定する。従って、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の初期値を適切に選択でき、従来例に比較して収束時間を大幅に短縮することができ、少ない計算量で、所望波に対して主ビームを向けかつ干渉波に対してヌルを向けるように適応制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】  図１のアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図３】  図１の適応制御型コントローラ２０によって実行されるアレーアンテナ制御処理の第１の部分を示すフローチャートである。
【図４】  図１の適応制御型コントローラ２０によって実行されるアレーアンテナ制御処理の第２の部分を示すフローチャートである。
【図５】  図１の適応制御型コントローラ２０によって実行されるアレーアンテナ制御処理の第３の部分を示すフローチャートである。
【図６】  図１のアレーアンテナの制御装置において用いる、初期値選択のための指向性パターンの第１の例である「素子方向に最大利得を有するセクタビームパターン」を示す指向特性図である。
【図７】  図１のアレーアンテナの制御装置において用いる、初期値選択のための指向性パターンの第２の例である「素子間方向に最大利得を有するセクタビームパターン」を示す指向特性図である。
【図８】  図１のアレーアンテナの制御装置において用いる、初期値選択のための指向性パターンの第３の例である「次隣接方向にローブを有する放射パターン」を示す指向特性図である。
【図９】  図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、所望波のＤＯＡが０゜であり、干渉波のＤＯＡが１０５゜のときの方位角に対する、初期値と最終設定値の相対利得を示すグラフである。
【図１０】  図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、所望波のＤＯＡが０゜であり、干渉波のＤＯＡが３０゜のときの方位角に対する、初期値と最終設定値の相対利得を示すグラフである。
【図１１】  図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、相互相関係数を計算するサンプル数Ｐが７００シンボルのときに、所望波と干渉波が成す角度θをパラメータとしたときの、サンプル数に対する出力ＳＩＮＲにおける干渉波抑圧性能を示すグラフである。
【図１２】  図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、相互相関係数を計算するサンプル数Ｐが２０シンボルのときに、所望波と干渉波が成す角度θをパラメータとしたときの、サンプル数に対する出力ＳＩＮＲにおける干渉波抑圧性能を示すグラフである。
【図１３】  図１のアレーアンテナの制御装置で用いる高次元二分法と、従来例に係る最急勾配法のシミュレーション結果であって、相互相関係数を計算するサンプル数Ｐが７００シンボルのときに、干渉波３波のＤＯＡ１０００組を用いた場合における、出力ＳＩＮＲに対するＣＤＦ（累積確率密度分布）による統計的評価を示すグラフである。
【図１４】  図１のアレーアンテナの制御装置で用いる高次元二分法と、従来例に係る最急勾配法のシミュレーション結果であって、相互相関係数を計算するサンプル数Ｐが２０シンボルのときに、干渉波３波のＤＯＡ１０００組を用いた場合における、出力ＳＩＮＲに対するＣＤＦ（累積確率密度分布）による統計的評価を示すグラフである。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…復調器、
５…給電用同軸ケーブル、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、
２０…適応制御型コントローラ、
２１…学習シーケンス信号発生器、
３０…制御電圧テーブルメモリ、
１００…アレーアンテナ装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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