(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
原デジタルデータ信号が記録された記録媒体から記録デジタルデータ信号を読み取って読取信号を生成する読取装置と、
前記読取信号を単位ディジット時間長毎にサンプリングして再生サンプル値を生成するＡ／Ｄ変換器と、
前記再生サンプル値と予め定めた複数の予測サンプル値との２乗誤差を得る２乗誤差検出手段と、
前記２乗誤差検出手段によって得られる２乗誤差の累積加算値が最小となるようなデータパターンを再生デジタルデータとするパターン選択手段と、からなるビタビ復号方式の記録データ信号の読取再生装置であって、
前記原デジタルデータ信号の取り得る符号系列パターンをａｋ＝［ａ（ｋ），ａ（ｋ＋１），・・・ａ（ｋ＋ｎ）］（ｋ，ｎは共に自然数）としたとき、前記予測値を前記ａｋに対応させてｙ（ａｋ）として表わしたとき、
【数１】
0003794508.tif 000007
とし、
前記ｈ（ｉ）はデジタルフィルタのタップ係数であり、当該タップ係数ｈ（ｉ）についてｈ（ｉ）＝ｈ（ｎ−ｉ）（但しｉは０≦ｉ≦ｎを充足する整数）が成立し、前記タップ係数ｈ（ｉ）をｈ（０）＝ｈ（ｎ）で除算して得た正規化タップ係数を［１，ｈ0（１），・・・ｈ0（ｊ），・・・，１］とした場合、ｈ0（ｊ）は、２項係数ｎＣｊより小であること
を特徴とするデジタルデータ信号読取再生装置。
【請求項２】
前記記録媒体は、光ディスクであり、前記読取装置は光ディスクプレーヤであることを特徴とする請求項１記載のデジタルデータ信号読取再生装置。
【請求項３】
前記予測値は正負に分布する値をとり、０を除く予測値の最小絶対値と最大絶対値との比が、ＰＲＭＬ方式における予測値の０を除く最小絶対値と最大絶対値との比より小であることを特徴とする請求項１又は２記載のデジタルデータ信号読取再生装置。
【請求項４】
前記原デジタルデータ信号の最小反転間隔が１シンボル周期である場合、前記予測値は正負に分布する値をとり、０を除く予測値の最小絶対値と最大絶対値との比が１／４より小であることを特徴とする請求項３記載のデジタルデータ信号読取再生装置。
【請求項５】
前記原デジタルデータ信号の最小反転間隔が２シンボル周期である場合、前記予測値は正負に分布する値をとり、０を除く予測値の最小絶対値と最大絶対値との比が１／２より小であることを特徴とする請求項３記載のデジタルデータ信号読取再生装置。
【請求項６】
前記原デジタルデータ信号の最小反転間隔が３シンボル周期である場合、前記予測値は正負に分布する４個の値をとり、予測値の最小絶対値と最大絶対値との比が１／２より小であることを特徴とする請求項３項記載のデジタルデータ信号読取再生装置。
【請求項７】
前記原デジタルデータ信号の最小反転間隔が３シンボル周期である場合、前記予測値は正負に分布する５個の値をとり、０を除く予測値の最小絶対値と最大絶対値との比が３／４より小であることを特徴とする請求項３項記載のデジタルデータ信号読取再生装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、記録再生系等の信号伝送系を経たデジタル信号の再生装置に関し、特に、ビタビ復号装置を含むデジタルデータ信号再生装置に関する。
【０００２】
【背景技術】
信号伝送系を経て、符号間干渉を受けたデジタルデータ信号を高い信頼性をもって復元する方式としてビタビ復号（Viterbi Decoding）方式が知られている。かかるビタビ復号方式によれば、信号伝送系を経た再生信号における符号間干渉が大なる場合あるいはＳ／Ｎが低い場合であっても低い誤り率にてデジタルデータ信号の復元をなすことが出来る。
【０００３】
かかるビタビ復号方式においては、信号伝送系を経て供給される受信信号をサンプリングして得られるサンプル値を例えば８ビットのデジタルコード信号に変換する。そして、この受信サンプル値データと予め定めた複数の予測値データとの２乗誤差を累積加算して、最小の累積加算値となるようなパスを選択することによって得られるデータパターン系列を再生デジタルデータとするのである。
【０００４】
そして、上記した予測値を定めるに当り、信号伝送系がいわゆるパーシャルレスポンス（Partial Response)特性を有することとして、これにビタビ復号方式を組み合わせて、ＰＲＭＬ（Partial Response Maximum Liklihood)方式が開発され、既に実用化されている。
上記したＰＲＭＬ方式については、1994年１月１７日発行の「日経エレクトロニクス」誌の第７１頁ないし第９７頁に詳細な説明記事が掲載されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし乍ら、上記した公知のＰＲＭＬ方式においては、想定される信号伝送路の理想周波数特性が実際の記録再生系の周波数特性に必ずしも適合しない場合もある。例えば、光ディスクを記録媒体とする記録再生系において、光ディスクへの記録密度を高くした場合、この記録再生系の周波数帯域に比して伝送クロック周波数が高くなり、この記録再生系の伝送特性がＰＲＭＬ方式が前提とする理想的伝送特性からかけ離れてしまうことが判った。例えば、変調符号として、（１，７）ＲＬＬ（Run Length Limited）符号、（２，７）ＲＬＬ符号を用いた場合、伝送クロック周波数が無変調の場合に比して各々 1.5倍、２倍と高くなるため、理想の伝送特性と現実の伝送特性との相違が益々大きくなり正確なデジタルデータの復元が困難となる。
【０００６】
【発明の目的】
そこで、本発明の目的は、記録媒体に記録されたデジタルデータ信号を読み取って再生デジタルデータ信号を得るに当り、記録媒体の高密度化に対応して正しい再生デジタルデータ信号を生成することが出来るデジタルデータ信号の読取再生装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明によるデジタルデータ信号の読取再生装置は、原デジタルデータ信号が記録された記録媒体から記録デジタルデータ信号を読み取って読取信号を生成する読取装置と、
前記読取信号を単位ディジット時間長毎にサンプリングしてサンプル値を生成するＡ／Ｄ変換器と、
前記再生サンプル値と予め定めた複数の予測サンプル値との２乗誤差を得る２乗誤差検出手段と、
前記２乗誤差検出手段によって得られる２乗誤差の累積加算値が最小となるようなデータパターンを再生デジタルデータとするパターン選択手段と、からなるビタビ復号方式の記録データ信号の読取再生装置であって、
前記原デジタルデータ信号の取り得る符号系列パターンをａｋ＝［ａ（ｋ），ａ（ｋ＋１），・・・ａ（ｋ＋ｎ）］（ｋ，ｎは共に自然数）としたとき、前記予測値を前記ａｋに対応させてｙ（ａｋ）として表わしたとき、
【０００８】
【数２】
0003794508.tif 000002
【０００９】
とし、前記ｈ（ｉ）はデジタルフィルタのタップ係数であり、当該タップ係数ｈ（ｉ）についてｈ（ｉ）＝ｈ（ｎ−ｉ）（但しｉは０≦ｉ≦ｎを充足する整数）が成立し、前記タップ係数ｈ（ｉ）をｈ（０）＝ｈ（ｎ）で除算して得た正規化タップ係数を［１，ｈ0（１），・・・ｈ0（ｊ），・・・，１］とした場合、ｈ0（ｊ）は、２項係数ｎＣｊより小であることを特徴とする。
【００１０】
【作用】
上記した構成の本発明によるデジタルデータ信号の読取再生装置は、記録媒体とその記録デジタルデータ信号を読み取る読取装置によって構成される記録再生系の周波数特性を正確に反映した予測値によってビタビ復号処理をなすのである。
【００１１】
【実施例】
図１は本発明によるデジタルデータ信号読取再生装置を示している。この装置において、読取装置１は、記録媒体としての光ディスク２を回転自在に支持するターンテーブル３と、ターンテーブル３を所望回転速度にて回転せしめる回転駆動部４と、光ディスク２の記録面上に読取ビームを照射して読取スポットを形成し、この読取スポットからの反射ビームの位相変化に基づいて光ディスクの記録面上のピット列に対応したレベル変化をなす電気信号を読取信号として出力するピックアップ５と、からなっている。
【００１２】
当該読取信号は、アナログ信号としてＡ／Ｄ変換器６に供給される。Ａ／Ｄ変換器６は、供給される読取信号をサンプリングして、得られるサンプル値ＳＰ（ｋ）（ｋは自然数）の系列を出力する。
こうして得られるサンプル値系列は、メトリック演算回路７に供給される。このメトリック演算回路７は、供給されるサンプル値系列と、予測値ｙ１〜ｙｍ（ｍは自然数）との２乗誤差演算をなして、その演算結果を累積加算し、この累積加算が最小となるパスを選択するパス選択信号をパスメモリ８に供給する。パスメモリ８は、パス選択信号に応じて“０”又は“１”を出力して再生デジタルデータ信号を復元するのである。
【００１３】
図２は、メトリック演算回路７の具体回路例を示す。これは後述する（１，７）ＲＬＬ符号を復号する回路例であり、予測値ｙ１〜ｙ１０は後述する表１に示してある。Ａ／Ｄ変換器６からのサンプル値系列が、引算器ＳＢ１〜ＳＢ１０の各々の一方の入力に供給される。引算器ＳＢ１〜ＳＢ１０の各々は、予測値ｙ１〜ｙ１０と各サンプル値ＳＰ（ｋ）との差を演算してこれを対応する２乗回路Ｍ１〜Ｍ１０に供給する。従って、２乗回路Ｍ１〜Ｍ１０からは｛ｙ１−ＳＰ（ｋ）｝2、｛ｙ２−ＳＰ（ｋ）｝2、……｛ｙ１０−ＳＰ（ｋ）｝2がＡ／Ｄ変換器６のサンプリングタイミングに同期してサンプル値毎に出力されるのである。
【００１４】
選択回路Ｓ１は、供給されるパス選択信号ＳＥＬ０００が“０”のときは入力端子Ｐ０の入力信号すなわち２乗回路Ｍ１の出力を次段に中継し、パス選択信号ＳＥＬ０００が“１”のときは入力端子Ｐ１の入力信号すなわち２乗回路Ｍ２の出力を次段に中継する。以下、選択回路Ｓ２〜Ｓ１０の図における下側及び上側入力端子が各々Ｐ０及びＰ１端子であり、各々に供給されるパス選択信号が“０”のときはＰ０端子の入力を“１”のときはＰ１端子の入力を次段に中継する。
【００１５】
ＤレジスタＤ１はＳ１の中継出力をクロックのタイミングに同期してブランチメトリック信号λ００００として出力する。ＤレジスタＤ２はＭ４の出力を同様にクロックのタイミングに同期してブランチメトリック信号λ１０００として出力する。ＤレジスタＤ３〜Ｄ１０は、各々、Ｓ２の出力、Ｍ５の出力、Ｓ３の出力、Ｓ４の出力、Ｍ６の出力、Ｓ５の出力、Ｍ７の出力、Ｓ６の出力を同様にクロックのタイミングに同期してブランチメトリック信号λ０００１，λ１００１，λ００１１，λ１１００，λ０１１０，λ１１１０，λ０１１１，λ１１１１として出力する。従って、引算回路ＳＢ１〜ＳＢ１０、２乗回路Ｍ１〜Ｍ１０，選択回路Ｓ１〜Ｓ６，ＤレジスタＤ１〜Ｄ１０はブランチメトリック演算回路を構成する。
【００１６】
こうして得られたブランチメトリック信号λ００００〜λ１１１１は後述するパスメトリック信号Ｌ０００，Ｌ１００，Ｌ０００，Ｌ１００，Ｌ００１，Ｌ１１０，Ｌ０１１，Ｌ１１１，Ｌ０１１，Ｌ１１１とＡＤ１〜ＡＤ１０によって順次累積加算されて行く。
比較器Ｃ１は、加算器ＡＤ１及びＡＤ２からの累算値の大小を比較して、Ａ入力レベル≧Ｂ入力レベルのときパス選択信号ＳＥＬ０００を“０”とし、Ａ入力レベル＜Ｂ入力レベルのときＳＥＬ０００を“１”とする。以下、比較器Ｃ２〜Ｃ４の図の下方の入力がＢ入力であり、上方の入力がＡ入力であり、比較器Ｃ２〜Ｃ４の出力は、比較器Ｃ１と同様に、Ａ≦Ｂのとき“０”であり、Ａ＞Ｂのとき“１”である。
【００１７】
選択回路Ｓ７〜Ｓ１０の出力及びＡＤ５，ＡＤ６の出力は、ＤレジスタＤ１１〜Ｄ１６を経てパスメトリック信号Ｌ０００，Ｌ００１，Ｌ０１１，Ｌ１００，Ｌ１１０，Ｌ１１１として加算器ＡＤ１，ＡＤ３；ＡＤ５；ＡＤ７，ＡＤ９；ＡＤ２，ＡＤ４；ＡＤ６；ＡＤ８，ＡＤ１０に供給される。従って、加算器ＡＤ１〜ＡＤ１０、比較器Ｃ１〜Ｃ４、選択回路Ｓ７〜Ｓ１０及びＤレジスタＤ１１〜Ｄ１６はパスメトリック演算回路を構成する。
【００１８】
図３はパスメモリ８の具体例を示している。パスメモリ８はパス選択信号ＳＥＬ０００，ＳＥＬ００１，ＳＥＬ１１０，ＳＥＬ１１１の値に応じて“０”又は“１”を出力して再生デジタルデータ信号を復元するのである。
パスメモリ８の選択回路Ｓ１１〜Ｓ２６は、各々供給されるパス選択信号ＳＥＬ０００，ＳＥＬ００１，ＳＥＬ１１０，ＳＥＬ１１１の論理値が“０”のときは、図中の下方入力端子Ｐ０を経た入力信号を中継し、該論理値が“１”のときは上方の入力端子Ｐ１を経た入力信号を中継するのである。また、ＤフリップフロップＤ１７〜Ｄ４０は、各々、供給されるデータを１クロック期間だけ保持して遅延させるのである。多数決回路９は、ＤフリップフロップＤ３５〜Ｄ４０から出力される論理値“０”又は“１”の多い方の論理値を出力して再生デジタルデータ信号を生成するのである。
【００１９】
なお、上記したパスメモリ８は、４ビットのメモリ長の形式となっているが、２０〜２００ビットのメモリ長の形式とすることが実用的であると考えられる。そして、メモリ長を長くすれば、最終段のデータは全て一致する確率が高くなり、多数決回路９は必要なくなる。
更に、上記したブランチメトリック演算回路とパストメリック演算回路からなるメトリック演算回路７及びパスメモリ８は、与えられた予測値ｙ１〜ｙ１０によって受信データ系列に対してビタビ復号処理を施すのであり、予測値さえ与えられれば、ビタビ復号処理をなす回路形式は種々実現出来ることは、当業者にとっては明らかである。
【００２０】
ところで読取装置１におけるディスク２は、例えばいわゆるＭＰＥＧ方式で約２時間の映像信号を圧縮して変調後データレート７．５Ｍｂｐｓにて記録したＣＤサイズの光ディスクである。また、ピックアップ５の対物レンズ開口数ＮＡは例えば０．５５、ピックアップ５から出射される読取ビームの波長λは例えば６３５ｎｍであり、ターンテーブル３によってディスク２が回転駆動せしめられてピックアップ５による読取スポットがディスクのトラックを追従してデジタルデータ信号をトラックから読み取るときの該読取スポットのトラック上での線速度ｖは１．５ｍ／ｓで一定であるとする。
【００２１】
そうすると、読取装置１の信号伝達特性を示すＭＴＦ（Modulation Transfer Function）M(f)は、次式で表わされる。
【００２２】
【数３】
0003794508.tif 000003
上式において、ｆｃはカットオフ周波数であり、読取装置１の周波数特性の上限周波数である。
【００２３】
上記したＮＡ＝０．５５，λ＝６３５ｎｍ，ｖ＝１．５ｍ／ｓを代入すれば、ｆｃ＝２．６０ＭＨｚとなる。
そこで、上式によって示されるＭ（ｆ）を図４に示す。
一方、本発明によるデジタルデータ信号読取再生装置においては、記録媒体及び読取装置からなる記録再生系の周波数特性を近似するデジタルフィルタのタップ係数と所定ビット長のデータパターンの各ビットとを畳み込み演算した結果を予測値ｙ１〜ｙ１０としているのである。
【００２４】
そこで、図４に示した周波数特性を近似するデジタルフィルタについて、以下に説明する。
まず、読取デジタルデータ信号のクロック周波数ｆｓは７．５ＭＨｚであり、離散フーリエ変換のサンプル数Ｎ＝８とする。Ｎは任意に選べるが、２のべき乗数に選ぶとフーリエ変換の演算に好都合である。
【００２５】
まず、図４に示した周波数特性について、周波数帯域０〜ｆｓ／２においてｆｓ／Ｎ＝０．９４ＭＨｚなる周波数間隔で、すなわち０，ｆｓ／８，ｆｓ／４，３ｆｓ／８，ｆｓ／２の周波数においてサンプリングすることにより
Ｈ（０）＝  １．０００００
Ｈ（１）＝  ０．５５０７９
Ｈ（２）＝  ０．１６８７９
Ｈ（３）＝  ０．０００００
Ｈ（４）＝  ０．０００００
なる離散スペクトルＨ（０）〜Ｈ（４）を得る。Ｈ（０）〜Ｈ（４）の分布については図５（ａ）に示している。このＨ（０）〜Ｈ（４）のうち、Ｈ（１）〜Ｈ（３）をＨ（４）について対称に折り返して、
Ｈ（０）＝  １．０００００
Ｈ（１）＝    ．５５０７９
Ｈ（２）＝    ．１６８７９
Ｈ（３）＝    ．０００００
Ｈ（４）＝    ．０００００
Ｈ（５）＝    ．０００００
Ｈ（６）＝    ．１６８７９
Ｈ（７）＝    ．５５０７９
なる離散スペクトルＨ（０）〜Ｈ（７）を得る。なお、離散フーリエ変換の周期性により、Ｈ（５）〜Ｈ（７）は負の周波数におけるスペクトルＨ（−３）〜Ｈ（−１）が周期Ｎ＝８で繰り返しているものと考えることが出来る。Ｈ（０）〜Ｈ（７）の分布については図５（ｂ）に図示している。
【００２６】
次に、離散スペクトルＨ（０）〜Ｈ（７）を離散逆フーリエ変換すると、次の如き離散インパルス応答ｈ（０）〜ｈ（７）が得られる。
ｈ（０）＝    ．３０４８９
ｈ（１）＝    ．２２２３７
ｈ（２）＝    ．０８２８０
ｈ（３）＝    ．０２７６３
ｈ（４）＝    ．０２９５０
ｈ（５）＝    ．０２７６３
ｈ（６）＝    ．０８２８０
ｈ（７）＝    ．２２２３７
離散インパルス応答ｈ（０）〜ｈ（７）の分布については図５（ｃ）に図示している。ここで、ビタビ復号回路の回路規模を考慮してｈ（３）〜ｈ（５）を無視することとする。また、離散フーリエ変換の周期性によりｈ（６）〜ｈ（７）をｈ（−２）〜ｈ（−１）として周期Ｎ＝８だけシフトすることにより以下に示す離散インパルス応答を得る。
【００２７】
ｈ（−２）＝    ．０８２８０
ｈ（−１）＝    ．２２２３７
ｈ（  ０）＝    ．３０４８９
ｈ（  １）＝    ．２２２３７
ｈ（  ２）＝    ．０８２８０
離散インパルス応答ｈ（−２）〜ｈ（２）の分布は図５（ｄ）に示している。
【００２８】
こうして得られた離散インパルス応答ｈ（−２）〜ｈ（２）をタップ係数とするデジタルフィルタは図６に示す如く構成され、このデジタルフィルタは読取装置１と記録媒体２とによって構成される記録再生系の周波数特性に近い周波数特性を有するのであり、図７にこうして得られたデジタルフィルタの周波数特性を示す。図７と図４との特性を比較すれば明らかなように、図７の特性は図４の特性によく近似していることが解る。なお、図６において、入力デジタルデータａ（ｋ）（ｋは自然数）が入力されると、縦続接続されたＤフリップフロップ群１０を順次通ったデジタルデータａ（ｋ−２），ａ（ｋ−１），ａ（ｋ），ａ（ｋ＋１），ａ（ｋ＋２）にタップ係数ｈ（２），ｈ（１），ｈ（０），ｈ（−１），ｈ（−２）が乗ぜられて加算器１１によって加算されてｙ（ａｋ）として出力される。すなわち、
【００２９】
【数４】
0003794508.tif 000004
【００３０】
である。換言すれば、予測値ｙ（ａｋ）は、入力デジタルデータパターンａ（ｋ）と上記した離散インパルス応答ｈ（ｉ）とを畳み込み演算した演算結果に等しくしてある。
ここで、入力データ系列ａ（ｋ）のうち論理“１”ビットには電圧＋１ボルトを対応させ、論理“０”ビットには−１ボルトを対応させると、入力データ系列ａ（ｋ）が｛１，１，０，０，１｝である場合
【００３１】
【数５】
0003794508.tif 000005
となる。
【００３２】
今、記録デジタルデータ信号が（１，７）ＲＬＬ符号であるとすればＮＲＺ則においてランレングスが１となるような例えば｛１，０，１，０，１｝などのデータパターンはａ（ｋ）としてはあり得ないので、かかるデータパターンを除外したｙ（ａ（−２），ａ（−１），ａ（０），ａ（１），ａ（２））のデータパターンについて計算をすると、次の如く、５ビット長のデータパターンに対応した予測値ｙの値が得られる。
【００３３】
【表１】
ｙ（１１１１１）＝                        ．９１５２４  ．．．ｙ１０
ｙ（１１１１０）＝  ｙ（０１１１１）＝    ．７４９６３  ．．．ｙ９
ｙ（０１１１０）＝                        ．５８４０２  ．．．ｙ８
ｙ（１１１００）＝  ｙ（００１１１）＝    ．３０４８９  ．．．ｙ７
ｙ（００１１０）＝  ｙ（０１１００）＝    ．１３９２９  ．．．ｙ６
ｙ（１１００１）＝  ｙ（１００１１）＝  −．１３９２９  ．．．ｙ５
ｙ（１１０００）＝  ｙ（０００１１）＝  −．３０４８９  ．．．ｙ４
ｙ（１０００１）＝                      −．５８４０２  ．．．ｙ３
ｙ（１００００）＝  ｙ（００００１）＝  −．７４９６３  ．．．ｙ２
ｙ（０００００）＝                      −．９１５２４  ．．．ｙ１
なお、記録デジタルデータ信号が（１，７）ＲＬＬ符号であるならば、その最小反転間隔が２シンボル周期であり、（２，７）ＲＬＬ符号であるならば、その最小反転間隔は３シンボル周期である。
【００３４】
また、図８は、上記した予測値ｙ（ａｋ）を計算する計算式を表現した論理回路である。
上記実施例ではデジタルフィルタを奇数次のデジタルフィルタとしたが、偶数次のデジタルフィルタとすることも可能である。以下、図４の周波数特性を近似する偶数次のデジタルフィルタを説明する。
【００３５】
この場合、２ｆｓ＝１５［ＭＨｚ］，Ｍ＝１６とし、各々奇数次の場合に比して２倍の値を用いる。
最初に図４の周波数特性を、周波数０〜ｆｓにおいて、２ｆｓ／Ｍ＝０．９４［ＭＨｚ］なる周波数間隔でサンプリングすることにより以下に示す離散スペクトルＨ（０）〜Ｈ（８）を得る。
【００３６】
Ｈ（０）  ＝  １．０００００
Ｈ（１）  ＝    ．５５０７９
Ｈ（２）  ＝    ．１６８７９
Ｈ（３）  ＝    ．０００００
Ｈ（４）  ＝    ．０００００
Ｈ（５）  ＝    ．０００００
Ｈ（６）  ＝    ．０００００
Ｈ（７）  ＝    ．０００００
Ｈ（８）  ＝    ．０００００
上記Ｈ（０）〜Ｈ（８）の分布を図９（ａ）に示している。
【００３７】
次いで、Ｈ（１）〜Ｈ（７）をＨ（８）について対称に折返し、以下のＨ（０）〜Ｈ（１５）を得る。
Ｈ（０）  ＝  １．０００００
Ｈ（１）  ＝    ．５５０７９
Ｈ（２）  ＝    ．１６８７９
Ｈ（３）  ＝    ．０００００
Ｈ（４）  ＝    ．０００００
Ｈ（５）  ＝    ．０００００
Ｈ（６）  ＝    ．０００００
Ｈ（７）  ＝    ．０００００
Ｈ（８）  ＝    ．０００００
Ｈ（９）  ＝    ．０００００
Ｈ（10）  ＝    ．０００００
Ｈ（11）  ＝    ．０００００
Ｈ（12）  ＝    ．０００００
Ｈ（13）  ＝    ．０００００
Ｈ（14）  ＝    ．１６８７９
Ｈ（15）  ＝    ．５５０７９
上記したＨ（０）〜Ｈ（１５）の分布を図９（ｂ）に示している。
【００３８】
次にＨ（０）〜Ｈ（１５）を離散逆フーリエ変換すると以下の離散インパルス応答ｈ（０）〜ｈ（１５）が得られる。
ｈ（０）  ＝    ．１５２４５
ｈ（１）  ＝    ．１４１０３
ｈ（２）  ＝    ．１１１１８
ｈ（３）  ＝    ．０７３９３
ｈ（４）  ＝    ．０４１４０
ｈ（５）  ＝    ．０２１２３
ｈ（６）  ＝    ．０１３８２
ｈ（７）  ＝    ．０１３８１
ｈ（８）  ＝    ．０１４７５
ｈ（９）  ＝    ．０１３８１
ｈ（10）  ＝    ．０１３８２
ｈ（11）  ＝    ．０２１２３
ｈ（12）  ＝    ．０４１４０
ｈ（13）  ＝    ．０７３９３
ｈ（14）  ＝    ．１１１１８
ｈ（15）  ＝    ．１４１０３
上記したｈ（０）〜ｈ（１５）の分布を図９（ｃ）に示している。
【００３９】
ｈ（０）〜ｈ（１５）をｈ（０）〜ｈ（３）で打切るとともに、ｈ（１）とｈ（３）を間引いて抽出する。そして各々を２倍して折返すことによりｇ（−１）〜ｇ（２）を得る。即ち、
ｇ（−１）  ＝  ２・ｈ（３）＝  ．１４７８６
ｇ（  ０）  ＝  ２・ｈ（１）＝  ．２８２０５
ｇ（  １）  ＝  ２・ｈ（１）＝  ．２８２０５
ｇ（  ２）  ＝  ２・ｈ（３）＝  ．１４７８６
である。上記したｇ（−１）〜ｇ（２）の分布を図９（ｄ）に示している。
【００４０】
ｆｓを２倍にして求めたスペクトルをフーリエ逆変換しているので、インパルス応答ｈ（０）〜ｈ（１５）のクロック周期は実際の伝送クロック周期の１／２になっている。そこでｇ（−１）〜ｇ（２）を求める際、１個おきに間引くことにより、実際の伝送クロック周期における離散インパルス応答が得られる。間引くことによるゲインの低下を補償する目的で、各タップ係数に定数２を乗じている。
【００４１】
以上でｇ（−１）〜ｇ（２）なるタップ係数を有するデジタルフィルタが設計された。この周波数特性を図１０に示す。
図１０及び図４を比較すると、この実施例も実際の記録再生系の周波数特性とよく近似していることがわかる。
以上、デジタルフィルタが４タップ、５タップの場合についてを示した。このデジタルフィルタの次数はビタビ復号器のハード規模と復号性能とを勘案して決定すればよい。
【００４２】
ここで、公知のＰＲＭＬ方式と本発明における予測値算出のためのデジタルフィルタのタップ係数を比較する。４タップの場合、上記した係数ｇ（−１）〜ｇ（２）は（0.14786, 0.28205, 0.28205, 0.14786 )であるが、両端を１に正規化すると（１，1.9075, 1.9075,１）となる。これと（１＋Ｄ）3で表現されるＰＲ（１，３，３，１）方式の係数（１，３，３，１）を比較すると、中央の係数が小さくなっていることがわかる。
【００４３】
同様に５タップの場合、係数ｈ（−２）〜ｈ（２）の値は、（ 0.08280, 0.22237, 0.30489, 0.22237, 0.08280 )であるが、これらを正規化した（１， 2.6856, 3.6822, 2.6856,１）は（１＋Ｄ）4で表現される（１，４，６，４，１）よりも中央部の係数が小さくなっている。
一般に二項定理より
【００４４】
【数６】
0003794508.tif 000006
【００４５】
となる。ここでＸに関する多項式の各係数は二項係数と呼ばれ、ｎＣｋで与えられる。また上式の両端の係数、即ちＸ0とＸnの係数はともに１である。
公知のＰＲＭＬ方式はデジタルフィルタ係数が前述の二項係数で与えられる。これに対し、より高密度な系に適合するデジタルフィルタの係数は、両端を１に正規化した場合、各係数とも二項係数より小さい値をとる。
【００４６】
読取装置内に波形等化回路を設ける場合、これを含めた記録再生系全体の周波数特性に基づき、これを離散逆フーリエ変換して予測値算出用のデジタルフィルタの設計を行なえばよい。
例えば多層膜構成の光磁気ディスクで磁気超解像効果を利用した高密度記録再生を行なう場合、記録再生系の周波数特性は振幅特性のみならず位相特性をも考慮する必要がある。この際、周波数特性は複素数で与え、これを離散逆フーリエ変換して予測値算出用のデジタルフィルタの設計を行なえばよい。
【００４７】
なお、設計結果のデジタルフィルタのタップ係数及び予測値はいずれも小数表現したが、実際のハードウェア化においては適宜、ある桁以下を切り捨てる等して近似を行なうことができる。
次に本発明による予測値の性質について説明する。
（１，７）ＲＬＬ符号のように最小反転間隔が２シンボル周期である符号を用いた場合、ＰＲ（１，１），ＰＲ（１，２，１），ＰＲ（１，３，３，１）方式における予測値は各々以下の表３，４，５のようになる。これに対し、本発明による予測値は表１及び表２に示した通りである。
【００４８】
【表２】
ｙ（１１１１）  ＝                      ．８５９８２
ｙ（１１１０）  ＝  ｙ（０１１１）  ＝  ．５６４１１
ｙ（０１１０）  ＝                      ．２６８３９
ｙ（１１００）  ＝  ｙ（００１１）  ＝  ．０００００
ｙ（１００１）  ＝                    −．２６８３９
ｙ（１０００）  ＝  ｙ（０００１）  ＝−．５６４１１
ｙ（００００）  ＝                    −．８５９８２
【００４９】
【表３】
ｙ（１１）  ＝                ２
ｙ（１０）  ＝ｙ（０１）  ＝  ０
ｙ（００）  ＝              −２
【００５０】
【表４】
ｙ（１１１）  ＝                  ４
ｙ（１１０）  ＝ｙ（０１１）  ＝  ２
ｙ（１００）  ＝ｙ（００１）  ＝−２
ｙ（０００）  ＝                −４
【００５１】
【表５】
ｙ（１１１１）  ＝                    ８
ｙ（１１１０）  ＝ｙ（０１１１）  ＝  ６
ｙ（０１１０）                    ＝  ４
ｙ（１１００）  ＝ｙ（００１１）      ０
ｙ（１００１）  ＝                ＝−４
ｙ（１０００）  ＝ｙ（０００１）  ＝−６
ｙ（００００）  ＝                  −８
予測値の内で０を除いて最小の絶対値を|Ｙｍｉｎ|とし、最大の絶対値を|Ｙｍａｘ|とし、両者の比|Ｙｍｉｎ|／|Ｙｍａｘ|について考える。公知のＰＲＭＬ方式の|Ｙｍｉｎ|／|Ｙｍａｘ|は
２／２  ＝  １
２／４  ＝  １／２
４／８  ＝  １／２
といずれも１／２以上の値をとる。これに対し、本発明によるデジタルデータ信号読取再生装置の予測値については、
０．１３９２９／０．９１５２４＝０．１５２１９
０．２６８３９／０．８５９８２＝０．３１２１５
といずれも１／２より小さい値をとる。記録再生系が高密度化するにつれて|Ｙｍｉｎ|／|Ｙｍａｘ|を小さくした方がよく適合することがわかる。ここで、|Ｙｍｉｎ|はアイパターンの開口部に対応する予測値の絶対値であり、|Ｙｍａｘ|はアイパターンの包絡線に対応する予測値の絶対値である。また、経験的にもよく知られているように、系が高密度になる程アイパターンの開口部は小さくなり、開口部と包絡線の振幅比である、いわゆるアイ開口率も小さくなる。|Ｙｍｉｎ|／|Ｙｍａｘ|はこのアイ開口率に対応する数値である。即ち、ビタビ復号においては、系が高密度になる程、|Ｙｍｉｎ|／|Ｙｍａｘ|を小さくした方が予測の精度が向上し、結果的に復号データの誤り率を良好に保つことができる。
【００５２】
また、原デジタルデータ信号が（２，７）符号、ＥＦＭ符号のように最小反転間隔が３シンボル周期である符号によって符号化されている場合、ＰＲ（１，２，１），ＰＲ（１，３，３，１）方式における予測値は各々以下の表６及び７のようになる。これに対し、本発明による予測値は前述の手法を用いて計算すると、表８及び９のようになる。ここで、原デジタルデータ信号が（２，７）符号によって符号化されているとし、変調後データレートは１０．０Ｍｂｐｓとして計算した。表６及び８は記録再生系の周波数特性を３タップのデジタルフィルタで近似するものであり、４個の予測値から成る。表７及び９は記録再生系の周波数特性を４タップのデジタルフィルタで近似するものであり、５個の予測値から成る。
【００５３】
【表６】
ｙ（１１１）＝                ４
ｙ（１１０）＝ｙ（０１１）＝  ２
ｙ（１００）＝ｙ（００１）＝−２
ｙ（０００）＝              −４
【００５４】
【表７】
ｙ（１１１１）＝                  ８
ｙ（１１１０）＝ｙ（０１１１）＝  ６
ｙ（１１００）＝ｙ（００１１）＝  ０
ｙ（１０００）＝ｙ（０００１）＝−６
ｙ（００００）＝              ＝−８
【００５５】
【表８】
ｙ（１１１）＝                ．６２５８７
ｙ（１１０）＝ｙ（０１１）＝  ．２３０２０
ｙ（１００）＝ｙ（００１）＝−．２３０２０
ｙ（０００）＝            ＝−．６２５８７
【００５６】
【表９】
ｙ（１１１１）＝                  ．７６９１６
ｙ（１１１０）＝ｙ（０１１１）＝  ．４４３４４
ｙ（１１００）＝ｙ（００１１）＝  ．０００００
ｙ（１０００）＝ｙ（０００１）＝−．４４３４４
ｙ（００００）＝              ＝−．７６９１６
ＰＲ（１，２，１）方式における｜Ｙｍｉｎ｜／｜Ｙｍａｘ｜は
２／４＝１／２
であるのに対し、本発明においては
．２３０２０／．６２５８７＝．３６７８１
と１／２より小さい値をとる。
【００５７】
ＰＲ（１，３，３，１）方式における｜Ｙｍｉｎ｜／｜Ｙｍａｘ｜は
６／８＝３／４
であるのに対し、本発明においては
．４４３４４／．７６９１６＝．５７６５３
と３／４より小さい値をとる。このように、ＰＲＭＬ方式に比べて、｜Ｙｍｉｎ｜／｜Ｙｍａｘ｜を小さくすることにより、高密度な系に適合したビタビ復号器が得られる。
【００５８】
また、ＮＲＺ符号、８／１０符号のように最小反転間隔が１シンボル周期である符号を用いた場合、ＰＲ（１，１），ＰＲ（１，２，１），ＰＲ（１，３，３，１）方式における|Ｙｍｉｎ|／|Ｙｍａｘ|は１／４以上である。これに対し、本発明によれば|Ｙｍｉｎ|／|Ｙｍａｘ|を１／４より小さくすることにより、高密度な系に適合したビタビ復号器が得られる。
【００５９】
【発明の効果】
上記したことから明らかなように、本発明によるデジタルデータ信号読取再生装置においては記録媒体及びこの記録媒体からデジタルデータ信号を読み取る読取装置によって構成される記録再生系の信号伝送特性を正確に反映した予測値によってビタビ復号処理することとしている故、記録媒体への記録密度が高くなった場合であっても、正確な再生デジタルデータ信号を得ることが出来るのである。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明によるデジタルデータ信号の読取再生装置を示すブロック図。
【図２】  図１の装置中のメトリック演算回路の具体例を示す回路図。
【図３】  図１の装置中のパスメモリの部分の具体例を示す回路図。
【図４】  記録信号の読取再生系のＭＴＦ特性を示すグラフ。
【図５】  記録再生系の周波数特性を離散逆フーリエ変換する課程を示す図。
【図６】  記録再生系の伝送系を近似するデジタルフィルタを示す回路図。
【図７】  図６のデジタルフィルタの周波数特性を示すグラフ。
【図８】  本発明による予測値を計算する計算式を表現する回路例を示す回路図。
【図９】  本発明による偶数次のデジタルフィルタのタップ係数を算出する過程を示す図。
【図１０】  図９に示す算出過程によって得られたタップ係数を用いたデジタルフィルタの伝達特性を示すグラフ。
【主要部分の符号の説明】
１  読取装置
２  ディスク
３  ターンテーブル
４  回転駆動部
５  ピックアップ
Ｓ１〜Ｓ３２  選択回路
Ｄ１〜Ｄ１６  Ｄレジスタ
Ｃ１〜Ｃ４  比較器
【図１】
0003794508.tif 000008
【図２】
0003794508.tif 000009
【図３】
0003794508.tif 000010
【図４】
0003794508.tif 000011
【図５】
0003794508.tif 000012
【図６】
0003794508.tif 000013
【図７】
0003794508.tif 000014
【図８】
0003794508.tif 000015
【図９】
0003794508.tif 000016
【図１０】
0003794508.tif 000017