(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２つの独立ソース信号を送信及び受信するための方法であって、
少なくとも２つの独立ソース信号を、独立した一連の符号化されたビットという形で得るステップと、
送信されるＯＦＤＭ信号に、いくつかのほぼ直交する搬送波周波数が定められている所定の周波数帯域を割当てるステップと、
前記周波数帯域をほぼ直交する搬送波周波数の組からなる少なくとも２つの周波数副帯域に分割するステップと、
前記独立ソース信号のうちの１つに前記周波数副帯域のそれぞれを割当てるステップと、
各周波数副帯域の搬送波周波数を、対応するソース信号の符号化されたビットで選択的に変調するステップと、
変調された周波数副帯域を、変調されたＯＦＤＭ信号を形成するために群にまとめるステップと、
前記変調されたＯＦＤＭ信号を全体として同調及び送信するステップと、
前記変調されたＯＦＤＭ信号を受信機により受信するステップと、
フィルタリングによって前記周波数副帯域の少なくとも１つを前記変調されたＯＦＤＭ信号から抽出するステップと、
前記変調されたＯＦＤＭ信号の抽出された副帯域に含まれる前記周波数搬送波で復調処理を実行するステップと、
を備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
前記副帯域が互いに隣接していることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ソース信号に割当てられている前記副帯域の前記搬送波周波数のそれぞれを変調するように設計された符号化された信号の組を得るように、前記副帯域を群にまとめるステップより先に、独立符号化ステップと、及び前記ソース信号のそれぞれの周波数と時間のインターレースが行われることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記変調されたＯＦＤＭ信号が、各副帯域の中で、及び副帯域ごとに直交である前記直交する周波数搬送波を同時に変調する単独の変調器により全体として同調される単一の信号であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記副帯域が同一の帯域幅を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記ソース信号が、最良の周波数ダイバーシティを得るために時間変化する方法で前記副帯域に割当てられることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記割当てが、前記信号のフレームの伝送毎に変更されることを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
少なくとも２つの受信機品質レベル、すなわち、第１のソース信号に対応する副帯域だけを処理できる受信機に適用する第１の受信機品質レベルと、前記第１のソース信号及び第２のソース信号に対応する副帯域を処理できる受信機に対応する第２の受信機品質レベルを定めるために、
前記ソース信号のうちの少なくとも前記第１のソース信号がプログラムのための基礎情報に対応し、かつ、前記ソース信号のうちの少なくとも前記第２のソース信号が前記基礎情報に対して相補的な情報に対応していること、
を特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記復調処理を実行するステップが、
選択手段を使用して前記周波数副帯域のうちの少なくとも１つに対応する任意のプログラムを選択するステップと、
数学的変換手段を使用して、少なくとも１つの選択された副帯域に含まれる前記搬送波周波数を数学的に変換するステップと、
をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
前記選択手段が、第１のＲＦ周波数変換発振器及び第２のＩＦ周波数変換発振器を含むアナログ周波数変換手段と、前記少なくとも１つの選択された副帯域が所定の周波数にセンタリングするように、前記第１のＲＥ周波数変換発振器の発振周波数を前記少なくとも１つの選択された副帯域の関数として制御する手段とを含むことを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記選択手段が、
前記少なくとも１つの選択された副帯域の関数として可変である第１のアナログ周波数変換手段及び第２のディジタル周波数変換手段と、
副標本化手段と、
を備えることを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１２】
前記少なくとも１つの抽出された副帯域の抽出フィルタリングに起因する不完全性を補償するために、前記数学的変換手段が、前記少なくとも１つの抽出された副帯域の中に含まれている搬送波周波数の数より僅かに多い数の搬送波周波数を数学的に変換することを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１３】
前記選択手段が、第１のＲＦ周波数変換発振器及び第２のＩＦ周波数変換発振器を含むアナログ周波数変換手段と、前記少なくとも１つの副帯域が所定の周波数にセンタリングされるように、前記第２のＩＦ周波数変換発振器の発振周波数を前記少なくとも１つの副帯域の関数として制御する手段とを含むことを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１４】
ＯＦＤＭ信号を送信及び受信するための方法であって、
それぞれが独立した一連の符号化されたビットの形をとる、少なくとも２つの独立ソース信号を得るステップと、
ＯＦＤＭ信号が伝送される所定の周波数帯域を割当てるステップと、
前記所定の周波数帯域内でほぼ直交する搬送波周波数を定めるステップと、
前記所定の周波数帯域を、それぞれが前記ほぼ直交する搬送波周波数の組からなる少なくとも２つの周波数副帯域に分割するステップと、
前記周波数副帯域の１つにそれぞれの独立したソース信号を割当てるステップと、
各周波数副帯域の搬送周波数を、相応して割当てられたソース信号の符号化されたビットで選択的に変調し、前記周波数搬送波が前記副帯域のそれぞれで、副帯域ごとに直交であるよりに、同調され、全体として送信される前記変調されたＯＦＤＭ信号を群にまとめることによって変調されたＯＦＤＭ信号を送信するステップと、
前記変調されたＯＦＤＭ信号を受信するステップと、
前記受信されたＯＦＤＭ信号からフィルタリングによって前記周波数副帯域の少なくとも１つを抽出するステップと、
前記受信された変調されたＯＦＤＭ信号の前記少なくとも１つの抽出された副帯域の中に含まれている前記周波数搬送波のみで復調処理を実行するステップと、
を備えることを特徴とする方法。
【請求項１５】
少なくとも２つの独立ソース信号の受信機であって、
前記独立ソース信号が、
前記少なくとも２つの独立ソース信号を独立した一連の符号化されたビットの形で得るステップと、
いくつかのほぼ直交する搬送波周波数が定められている所定の周波数帯域を、伝送されるべきＯＦＤＭ信号に割当てるステップと、
それぞれが前記ほぼ直交する搬送波周波数の組からなる少なくとも２つの周波数副帯域に前記周波数帯域を分割するステップと、
前記独立ソース信号のうちの１つに前記周波数副帯域のそれぞれを割当てるステップと、
前記対応するソース信号の前記符号化されたビットで各周波数副帯域の前記搬送波周波数を選択的に変調するステップと、
前記変調された周波数副帯域を、変調されたＯＦＤＭ信号を形成するために群にまとめるステップと、
前記変調されたＯＦＤＭ信号を全体として同調及び送信するステップと、
に従って送信され、
前記受信機が、
前記変調されたＯＦＤＭ信号の信号受信機と、
前記変調されたＯＦＤＭ信号からフィルタリングによって少なくとも１つの周波数副帯域を抽出するための抽出器と、
前記変調されたＯＦＤＭ信号の前記少なくとも１つの抽出された副帯域の中に含まれている前記周波数搬送波に単独で作用する復調プロセッサと、
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項１６】
前記抽出器が、第１のＲＦ周波数変換発振器と第２のＩＦ周波数変換発振器、及び前記少なくとも１つの抽出された副帯域が所定の周波数にセンタリングされるように、前記少なくとも１つの抽出された副帯域の関数として前記第１の発振器の発振周波数のコントローラとを含むことを特徴とする請求項１５に記載の受信機。
【請求項１７】
前記抽出器が、前記少なくとも１つの抽出された副帯域の関数として可変である第１のアナログ周波数変換手段と第２のディジタル周波数変換手段、及び副標本化手段を備えることを特徴とする請求項１５に記載の受信機。
【請求項１８】
前記復調プロセッサが、前記少なくとも１つの抽出された副帯域の抽出フィルタリングに起因する不完全性を補償するように、前記少なくとも１つの抽出された副帯域の中に含まれる搬送波周波数の数より僅かに多い数の搬送波周波数を数学的に変換する数学的変換手段を備えることを特徴とする請求項１５に記載の受信機。
【請求項１９】
前記抽出器が、第１のＲＥ周波数変換発振器と第２のＩＦ周波数変換発振器、及び少なくとも１つの選択された副帯域が所定の周波数にセンタリングするように、前記少なくとも１つの選択された副帯域の関数として前記第２の発振器の前記発振周波数のコントローラとを含むことを特徴とする請求項１５に記載の受信機。
【請求項２０】
全体のＯＦＤＭ信号を受信するための手段と、
少なくとも１つの受信機に伝送され、複数のほぼ直交する周波数搬送波から成る前記全体的なＯＦＤＭ信号を処理せずに少なくとも１つのソース信号を処理するための手段であって、前記搬送波が別個のデータによって変調され、所定の周波数帯域で前記ＯＦＤＭ信号を形成するために同時に送信され、前記ＯＦＤＭ信号が少なくとも２つのソース信号を含む手段と、
を備え、
前記ソース信号のそれぞれが、少なくとも２つの周波数副帯域の少なくとも別個の１つに割当てられ、前記少なくとも２つの周波数副帯域のそれぞれが前記ほぼ直交する周波数搬送波を備え、その結果、前記受信機が前記副帯域の少なくとも１つを抽出できるが、フィルタリングによって前記伝送されたＯＦＤＭ信号からすべての副帯域を抽出できず、前記抽出された副帯域の中に含まれている前記周波数搬送波だけで復調処理を実行することができ、前記ＯＦＤＭ信号が前記複数のほぼ直交する周波数搬送波を同時に変調する単独の変調器によって全体として同調される単一の信号であり、前記複数の直交する周波数搬送波が各副帯域で、及び副帯域ごとに直交であることを特徴とするＯＦＭＤ信号の受信機。
【請求項２１】
前記ソース信号が、最良の周波数ダイバーシティを得るために時間変化する方法で前記副帯域に割当てられ、前記処理するための手段が前記少なくとも１つのソース信号に対応する前記少なくとも１つの副帯域を特定するための手段を備えることを特徴とする請求項２０に記載の受信機。
【請求項２２】
少なくとも２つの受信機品質レベル、すなわち、第１のソース信号に対応する副帯域だけを処理できる受信機に適用する第１の受信機品質レベルと、前記第１のソース信号及び第２のソース信号に対応する副帯域を処理できる受信機に対応する第２の受信機品質レベルを定めることができるように前記ソース信号のうちの少なくとも第１のソース信号がプログラムのための基礎情報に対応し、前記ソース信号のうちの少なくとも第２のソース信号が前記基礎情報に対して相補的な情報に対応しており、
前記受信機が前記第１の受信機品質レベルであり、前記第１のソース信号に対応する前記副帯域だけを処理するための手段を備えることを特徴とする請求項２０に記載の受信機。
【請求項２３】
少なくとも２つの受信機品質レベル、すなわち、前記第１のソース信号に対応する副帯域だけを処理できる受信機に適用する第１の受信機品質レベルと、前記第１のソース信号及び前記第２のソース信号に対応する副帯域を処理できる受信機に対応する第２の受信機品質レベルを定めることができるように前記ソース信号のうちの少なくとも第１のソース信号がプログラムのための基礎情報に対応し、前記ソース信号のうちの少なくとも第２のソース信号が前記基礎情報に対して相補的な情報に対応しており、
前記受信機が前記第２の受信機品質レベルであり、前記第１のソース信号及び前記第２のソース信号に対応する前記副帯域を処理するための手段を備えることを特徴とする請求項２０に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
本発明は、同時にいくつかの直交（又は準直交）搬送波周波数を用い、それぞれ搬送波周波数は別個のデータ要素により符号化されている信号伝送に関する。
これらの信号は通常はＯＦＤＭ（直交周波数分割伝送）信号と呼称される。このタイプのＰＦＤＭは例えば１９８６年７月２日に提出されたフランス特許出願FR-86 096322号明細書およびM. AlardおよびR. Lassalle著の「移動体に放送されるディジタル無線放送でのチャネル変調及び符号化の原理（"Principes de modulation et de codage canal en radiodiffusion numerique vers les mobiles"）」（U.E.R. review, No. 224, 1987年８月，168〜190頁）に開示されているディジタル放送システムの中で使用され、ＣＯＦＤＭ（符号化直交周波数分割伝送）との名前で知られている。
このＣＯＦＤＭシステムは大部分、ヨーロッパＤＡＢ（ディジタルオーディオ放送）プロジェクトの一部として開発された。このＣＯＦＤＭシステムはディジタルである。より一般的に、このＣＯＦＤＭシステムは、（標本化されているがしかし必ずしも量子化されていない）任意のタイプのディジタル又はアナログ信号の伝送を可能にする。
特別の復調器が、周波数多重化によりこれらのディジタル信号を復調するために使用されなければならない。例えばこのタイプの復調器は、前述のフランス特許出願FR-86 096322号明細書に開示されている。
このタイプの信号の別の形成方法は、Robert W. Chang著「多重チャネルデータ伝送めための帯域制限直交信号の合成（"Synthesis of Band-Limited Orthogonal Signals for Multichannel Data Transmission"）」（Bell System Technical Journal, 1996年12月, Vol. 45, No. 10, 1775〜1796頁）に説明されている。この方法は、互いから独立して処理され独立信号を搬送するそれぞれの搬送波をフィルタリングする特別のフィルタの使用を基礎とする。この文献は、対応する受信技術も提案している。
多重搬送波信号受信機の１つの重要な要素が、受信信号から別個に取出されたそれぞれの搬送波により搬送される生情報を抽出する復調回路であることが知られている（直交搬送波のマルチプレクス）。
従来、この回路は、例えば離散フーリエ変換（ＤＦＴ）等の数学的変換を信号に行う。多くのその他の変換を使用することも可能である。しかしこのタイプの回路は、単に簡単化するために以下においてＤＦＴと総称される。
このタイプの回路の複雑性は第一に、同時に伝送される周波数の数（周波数次元）と、第二に、伝送される記号（信号の単位としての一つながりの信号）の持続時間（時間次元）とに比例する。このＤＦＴ回路は複雑であり従って大きいコストの構成要素である。従って、とりわけ小コスト受信機のためにこの回路が簡単化されることが重要である。
この目的のために、公知の技術では時間次元は、記号時間Ｔsを減少すること及び／又は２つの順次の記号の間に挿入されているガード期間Δにより制限されている。これは、ＤＦＴにより処理されるデータの数を制限し、これは明らかに、受信信号品質を劣化する。記号時間が増加するにつれて、チャネル選択性効果が低まり、前もって選択されている値にまで記号間干渉を制限するのに充分な所与のガード期間においては、伝送されたスループットは、記号時間の長さの増加とともに増加する。
すなわち、ＤＦＴで処理されるデータの数の選択は常に、受信信号品質とこのＤＦＴのコストとの間の妥協である。
公知の技術を使用して周波数次元を少なくすることは不可能である。ＤＦＴは、受信機によりサーチされる情報が複数の搬送波周波数のうちのいくつかのみに分散されているにもかかわらず、伝送マルチプレクスを形成するＮ個すべての搬送波を系統的に考慮しなければならない。
従来では伝送ＯＦＤＭ信号は、いくつかの独立信号を搬送できる。例えばテレビジョン信号の場合、４つの別個の信号が、（４ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚのスペクトル効率を有する）８ＭＨｚ帯域を占める１つのＯＦＤＭ信号で６Ｍｂｉｔ／ｓで伝送されることが可能である。単一ソース信号だけを回収することが望ましい場合にも、ＤＦＴへの入力の際にすべての搬送波を考慮する必要があり、これにより、複雑で部分的には不要な計算を行わねばならない。
更に、一般的に、とりわけ前述のように伝送記号の持続時間を増加するためには、搬送波周波数の最大数を使用するのが良好である。
この点において、再び、搬送波の数と復調回路の複雑性との間で妥協点を見つけなければならない。
本発明の課題は、従来の技術のこれらの欠点を克服することにある。
より詳細には、本発明の課題は、信号品質の劣化無しに、すなわちとりわけ記号時間を減少する必要無しに、受信機で行われる処理を減少する技術を提供することにある。
本発明の別の課題は、伝送に過度の制限を加える必要無しに、とりわけ使用周波数帯域の幅を広げる必要無しに、前述のタイプの技術を提供することにある。
本発明の別の課題は、いくつかの受信機品質レベルを定めるためにこのタイプの技術を提供することにある。
これらの課題と、後に明らかになるその他の課題は、本発明により、すなわち少なくとも２つのソース信号を有し、互いに独立に変調され所定の周波数帯域に分散されているいくつかのほぼ直交する搬送波信号から成るタイプの信号であり、いくつかの受信機に伝送される信号において、前記周波数帯域がほぼ直交する前記搬送波周波数の組を有する少なくとも２つの周波数副帯域に分割編成され、受信機が伝送された信号からフィルタリングにより前記周波数副帯域のうちの少なくとも１つを抽出でき、抽出された前記周波数副帯域の中に含まれている搬送波周波数のみで復調処理を行うことができるように、前記ソース信号がそれぞれの前記周波数副帯域に割当てられていることを特徴とする信号により解決される。
副帯域（サブバンド）とは、必ずしも別個ではなく（１つの搬送波がいくつかの副帯域に所属することもある）、又は必ずしも隣接していない（１つの副帯域の中の２つの搬送波が、この副帯域に所属しない１つ又はいくつかの搬送波により分離されていることもある）搬送波の副組立（サブアセンブリ）のことである。いくつかのソース信号は「空」であることもある、すなわち非伝送搬送波に対応していることもある。
従って本発明は、受信機の中で行われる処理を制限するために、直交搬送波を有する新規の多重化信号構成に関する。
より詳細には、本発明は、受信機で処理される搬送波Ｑの数と、伝送搬送波の数Ｐ（Ｑ＜Ｐ）との間の相関関係を除去する。これにより、伝送の間には「大規模」逆ＤＦＴ（Ｐ個の搬送波）が使用でき、受信の際には「小規模」ＤＦＴ（Ｑ個の搬送波）が使用できる利点が得られる。
この信号構成は、個別であり別個である周波数帯域の中でそれぞれのソース信号を互いから独立して伝送することから成る従来の技術とは無関係であることに注意されたい。
この場合、異なる信号は、明らかに異なる送信機により送信される。これは非常に大きい電力差を発生させ、従って２つの信号の間の相互妨害を発生させる。これとは異なり本発明では単一信号が、同調及び伝送される。
更に、公知の技術では、（別個の周波数サポートにより直交的に）干渉を制限するために２つの信号の間に（１ＭＨｚのオーダの）非常に幅が広い周波数帯域を形成する必要がある。これと異なり本発明では副帯域は、伝送信号が全体として同調されるので互いに隣接していることもあり、搬送波は、たとえ別々の副帯域に所属していても直交する。
この信号構成は公知のＯＦＤＭ信号を考慮すると自明ではない。第一に、最良の周波数ダイバーシティから利益を得るために可及的に最も広い周波数帯域にわたりデータを分散させることが望ましいとの従来の思想と矛盾するように見える。更に、直接的にＯＦＤＭ受信機では使用できない。後述のように受信信号の周波数変換は、所要の１つ又は複数の副帯域でセンターとなるように制御されなければならない。
前記副帯域が互いに隣接していると好適である。
有利には前記副帯域は同一の帯域幅を有する。これにより受信機の中の処理が簡単化され、伝送中に良好な周波数ダイバーシティを維持することが容易になる、ただし、適切な復号化、有利には最大確率を有する復号化が、それぞれの副帯域で互いから独立して実施されるとの条件の下でである。
選択的に、周波数ダイバーシティを改善するために、前記ソース信号を前記副帯域に割当てることを、時間的に変えることも可能である。
例えば前記割当ては、前記信号のそれぞれのフレームで変更されることも可能である。フレーム（frame）は、１つ又はいくつかの記号（symbol）の組である。とりわけ、送信機がそれぞれの新しいフレームのための割当てを変化させることが可能である。これにより、これらすべての副帯域により占められている帯域により可能にされている最大周波数ダイバーシティによりそれぞれの副帯域に影響する選択的フェージングに抗することが可能となる。
本発明の１つの有利な実施の形態では、ソース信号のうちの少なくとも一つの第１のソース信号が、一つのプログラムのための基礎情報に対応し、前記ソース信号のうちの少なくとも一つの第２のソース信号が、前記基礎情報に対して相補的な情報に対応し、少なくとも２つの受信機品質レベルが次のように定められる。すなわち前記第１のソース信号に対応する副帯域のものだけを処理できる受信機に適用する、第１の受信機品質レベルと、前記第１のソース信号及び前記第２のソース信号に対応する副帯域を処理できる受信機に対応する第２の受信機品質レベルが定められる。
プログラムとは１つ又はいくつかのソース信号（又は要素）を意味し、ソース信号の副帯域は有利には互いに隣接している。従って一つのプログラムは、いくつかの要素を有することもあり、逆に、１つの要素がいくつかのプログラムに所属することもある。
とりわけ、これは、いくつかの受信機品質レベルを定めることができることを意味する。例えばテレビジョン信号の場合、第１の副帯域が、中品質画像を再生するために使用される情報を含み、第２の副帯域が、高品質画像を再生するために第１の副帯域の中の情報と共働することを可能にする相補的情報を含むか、又はこの第２の画像を再形成するために使用される情報を含むことが可能である。
従って少なくとも３つの品質タイプの受信機を定めることができる。
−  第１の副帯域のみを処理する低品質受信機。
−  （有利には周波数スペースの中で互いに近い）複数の第１又は第２の副帯域を処理する中品質受信機。
−  伝送全体信号を処理し、例えば画像技術での画像を用いていくつかのプログラムの同時表示を可能にするか、又はオリジナル高品質画像の再生を可能にする高品質受信機。
本発明は、
−  いくつかの直交する搬送波周波数が周波数帯域の中で定められている所定の周波数帯域を信号に割当てる割当てステップと、
−  前記周波数帯域をほぼ直交する前記搬送波周波数の組から成る少なくとも２つの周波数副帯域に分割する分割ステップと、
−  伝送されるべき少なくとも２つの独立のソース信号を受信するステップと、
−  それぞれの前記ソース信号に前記周波数副帯域のうちの１つを割当てるステップと、
−  伝送される信号を形成するように前記周波数副帯域を群にまとめるステップと、
−  伝送されるべき前記信号を伝送するステップを備える、
信号を伝送するプロセスあるいは方法にも関する。
前記副帯域が互いに隣接していると好適である。
有利には、前記ソース信号に割当てられている前記周波数副帯域の前記搬送波周波数をそれぞれ変調する符号化された信号の組が得られるように、周波数副帯域を群にまとめるステップより先に、独立符号化ステップと、それぞれのソース信号の周波数及び時間の飛越し（インターレース；interlace）ステップとが行われる。
本発明は、このタイプの信号の受信機にも関する。有利にはこれらの受信機は、周波数副帯域のうちの少なくとも１つに対応する所与のプログラムを選択する手段と、選択された前記周波数副帯域の中に含まれている搬送波周波数に作用する数学的変換手段とを備える。
本発明の１つの重要な特徴では、所与のプログラムを選択する手段は、受信信号の周波数変換（transpose）を行うことができ、これは（従来の技術と異なり）固定されている操作ではない。反対に、この周波数変換は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）が適用される前に、所要副帯域に依存する量により周波数がずらされる（offset）。明らかにこのＤＦＴは、抽出された副帯域のみに適用され、これは、行うべき処理を対応して減少させる。
本発明の第１のアナログタイプの実施の形態では、選択手段が、第１のＲＦ周波数変換発振器と第２のＩＦ周波数変換発振器とを有するアナログ周波数変換手段と、前記第１のＲＦ周波数変換発振器及び／又は第２のＩＦ周波数変換発振器の振動周波数を、選択された周波数副帯域の関数として、前記第１のＲＦ周波数変換発振器（４３）及び第２のＩＦ周波数変換発振器を所定周波数にセンタリングするように、制御する手段を備える。
第２のディジタルの実施の形態では、選択手段が第１のアナログ周波数変換手段と第２のディジタル周波数変換手段とを具備し、前記第１のアナログ周波数変換手段と前記第２のディジタル周波数変換手段とは、選択された周波数副帯域と副標本化手段の関数として可変である。
有利には、数学的変換手段が、抽出された周波数副帯域の中に含まれている搬送波周波数の数より僅かに多い数の搬送波周波数に作用し、これにより、抽出された前記周波数副帯域の抽出フィルタリングに起因する不完全性が償される。不完全性は、例えば、残留スペクトルの折返し（folding）を意味する。
本発明のその他の特徴及び利点は、説明のためだけを目的とする単なる例として与えられている本発明の１つの有利な実施の形態に基づき図を参照しながら行う説明から、明かになる。
図１はそれぞれ６Ｍｂｉｔ／ｓｅｃの４つの独立テレビジョン信号に対応する本発明の信号の１つの例の略線図、図２は図１の信号を形成及び伝送する送信機のブロック回路図、図３は本発明のベースバンドの中に信号を周波数変換する原理を示す略線図、図４は本発明のアナログ復調器の１つの例のブロック回路図、図５は本発明のディジタル復調器の１つの例のブロック回路図である。
前述のように本発明は、いくつかの直交周波数から成る信号に関する。後述の実施の形態は、前述のＣＯＦＤＭ技術による４つのテレビジョン信号の放送に対応する。
もちろんこれはただ１つの例にすぎない。使用される副帯域（サブバンド）の数及び寸法、ソース信号のタイプ及び伝送技術は他のものでもよい。
図１の例が考慮するＯＦＤＭ信号は、通常は８１９２個の搬送波１１（これらの搬送波のうち７０００が有効搬送波）を有し、９ＭＨｚの周波数領域１２にわたり分散されている。この場合、４ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚのレートでの符号化においては約２４Ｍｂｉｔ／ｓでの伝送が可能である。
本発明で周波数帯域１２は４つの副帯域すなわちブロック１３1〜１３4に分割され、それぞれの副帯域すなわちブロック１３1〜１３4は６Ｍｂｉｔ／ｓを搬送できる。これらの６Ｍｂｉｔ／ｓはそれぞれ、標準テレビジョンプログラムに対応するであろう。もちろんこれらのブロックの数及び寸法は、単に理解を助けるためのものである。
それぞれのブロック１３1が搬送するデータは、独立信号あるいは自立形信号に対応する。すなわち、この信号を再形成するためには当該のブロックの中の搬送波周波数以外の搬送波周波数を回収する必要はない。しかし搬送波例えば１４と１５との間の分離は不要である。
しかし、独立信号は必ずしも直接には（例えばテレビジョン等の）プログラムに対応しない。相補信号を使用して、基礎信号の品質を改善し、又はより一般的に組の一部を形成する任意の信号の品質を改善することもできる。
ＣＯＦＤＭ信号の場合、ＲＦで伝送される信号は、持続時間Ｔｓ＝ｔｓ＋Δの記号（信号の単位としての一つながりの信号）の時間のシーケンスから成る。ただしｔｓは、復調が適用される有効記号（ｔｓ＝ＮＴ）の持続時間であり、Δはガード期間の持続時間である。
この場合にそれぞれの記号は次式により表される。
0003827718.tif 000002
ただし、
ｔ∈［−Δ，ｔｓ］、
ｆk＝ｆ0＋ｋ／ｔｓ、
Ｃk＝変調アルファベットの要素（有限又は有限でない）、
ｆ0＝任意の周波数、
Ｎ＝同調搬送波の全数である。実際上の理由からＮはしばしば、実際に変調される搬送波の数より大きい２の整数乗（例えばＮ＝１９２）である。この場合、付加的（Ｎ−Ｐ）搬送波（「伝送されない」と呼称される）は、０により変調される（Ｃk＝０、ただしｋ∈ζ、ζは信号の中の有効搬送波の組）。
又は、
0003827718.tif 000003
ただし、
Ｂはブロックの数、
Ｋiは整数の組［ｋi，ｋi+1］、
ｋ0＝０及びｋi+1＝ｋi＋Ｑi（Ｑiは任意であり、ブロックＢiの中の搬送波の数である）。
信号は、例えば次の６個のブロックに編成された８１９２搬送波から形成される。この中で、４個しか有効でない。
−  Ｂ0は搬送波ｋ0＝０〜５９５から成り、「伝送されない」搬送波である。
−  Ｂ1は搬送波ｋ1＝５９６〜２３４５から成り、搬送波は第１のプログラムに割当てられる。
−  Ｂ2は搬送波ｋ2＝２３４６〜４０９５から成り、搬送波は第２のプログラムに割当てられる。
−  Ｂ3は搬送波ｋ3＝４０９６〜５８４５から成り、搬送波は第３のプログラムに割当てられる。
−  Ｂ4は搬送波ｋ4＝５８４６〜７５９５から成り、搬送波は第４のプログラム割当てられる。
−  Ｂ5は搬送波ｋ5＝７５９６〜８１９１から成り、「伝送されない」搬送波である。
図２は、本発明の信号を発生及び伝送できる送信機のブロック回路図である。
この送信機は第一に、Ｂ個のソース信号に対応する４つの平行な独立線２１1〜２１Bを有し、第２に、この特定の例においては信号の中のＢ個のブロックを有する。
それぞれのソース信号Ｓi（ただしｉ＝０〜Ｂ−１）は、ディジタル信号の場合には信号符号化２２iにかけられる。例えば前述のAlard及びLassalle著の文献に説明されている符号化方法を使用できる。アナログ信号は単に標本化されるだけである。
この場合、データの周波数及び／又は時間が段２３iで飛越し（interlace）される。もちろんこの飛越しは次のように行われる、すなわち信号Ｓiの中のデータが、Ｓiに割当てられているブロックの中に残るように行われる。
次いでデータはバッファメモリ２４iに記憶される。バッファメモリ２４iは、周波数マルチプレクサ２５で一連の記号Ｃk２６から成る全体信号を形成する（換言するとバッファ２４iの中のそれぞれのブロックを順次に読出す）。
バッファが読出される順序は、（既知の受信機シーケンスでは）それぞれのフレームで異なることもある。従って、従来のＣＯＦＤＭ信号の周波数ダイバーシティ品質を維持することができる。
次いで記号Ｃkは、段２７で逆フーリエ変換（ＤＦＴ）-1により従来のように処理され、次いで２８でデジタル／アナログ変換され、ＲＦ（無線周波数）に周波数変換され、伝送される。前述のように単一信号が伝送される。従って２つのブロックの間の電力差は僅かである。
信号構成に起因して、伝送で使用される逆変換に比して小さい数の搬送波に作用する受信機での変換を使用することができる。
これを行う際、受信機により行われる低周波への周波数置換は、従来行われるそのような周波数変換とは大幅に異なる。図３にアナログ周波数置換の場合が示されている。
従来、信号３１は例えば９５０ＭＨｚの無線周波数（ＲＦ）で伝送される。この信号３１は周波数ＦRFにより第１のミキシング３２にかけられ、これによりこの信号３１は例えば３８．９ＭＨｚの中間周波数（ＩＦ）になる。ｆifによる第２のミキシング３４はこの信号を低周波に変換する。
従来ではそして所与のＲＦチャネルでは、周波数ＦRF及びｆIFは固定されている。しかし本発明のアナログ実施の形態ではこれらの周波数RF及びｆIFのうち１つは可変でなければならない。
ただ１つの信号ブロック例えばブロック３５を処理するだけでよい。従って周波数変換の周波数は、（通常は全体信号がセンタリングされるにもかかわらず）このブロック３５が周波数変換の後に零周波数３６にセンタリングされるように調整される。例えばｆIFが調整される場合、この周波数はｆIF＝３８．９±ｆiであり、ただしｆiはいずれのブロックが選択されるかに依存する。
周波数変換の後、選択されたブロックは段３７でフィルタリングされる。すべてのの有効データを選択するためにフィルタパターンは、無効要素（理想的には方形であるが必ずしも方形である必要はないフィルタリング３８に起因する減衰された帯域）も含んでいなければならない。従って、僅かに幅がより広い変換３９も適用される。
より正確には、例えば１．９２ＭＨｚのブロック幅より僅かに広い幅の例えば２．２５ＭＨｚの標本化周波数３３が使用される。従って変換３９は、減衰帯域３８の半分を含むように定められている。このようにしてスペクトル３１０は、後方へ折返し（fold）されて、減衰帯域ゾーンの中に残り、従って有効信号を汚染しない。例えばブロック３５が１７５０点を含む場合、変換８９が２０４８個の点に適用される。
図４はこの技術を使用するアナログ復調器の場合を示す。
受信信号ｘ（ｔ）は従来と同じくＲＦからＩＦへｘ（ｔ）にｃｏｓ２πｆRFｔする復調器４１により周波数変換され、次いで例えば３５ＭＨｚのオーダのＩＦ周波数にセンタリングされているＦＯＳフィルタ４２によりフィルタリングされる。周波数ｆRFは、ＲＦチャネルを選択するのに使用される調整可能なチューナ周波数を有するＲＦ発振器４３の出力である。
次いで第２の周波数変換が行われる。この周波数変換は選択されたブロックの関数として可変である。この周波数変換は、所要ブロックをベースバンドの中に入れるためにｆ0，．．．ｆB-1帯域の中で調整可能な第２の可変発振器４４により行われる。
復調は従来のように行われ、これにより２つのチャネルＩn及びＱnが、低域フィルタ４５I及び４５Qでフィルタリングされ標本化段４６I及び４６Qで例えば２．２５ＭＨｚ等の標本化周波数ｆsで標本化された後に得られ、このようにして得られたチャネルＩn及びＱnはＤＦＴ回路４７に入力される。このＤＦＴは、ブロックを形成する周波数の数（例えば２０４８）にだけ（又はこの数より僅かに多い周波数の数）にだけ作用する。
ＲＦ及びＩＦは、図５のディジタル周波数変換の場合でも同じである。しかし標本化は、アナログの場合に比して大幅に高い周波数（例えば８倍高い周波数）で行われる。
従って信号は従来と同じく段５１で周波数変換され、段５２でフィルタリングされ、段５３で１８ＭＨｚのオーダの標本化周波数ｆsでディジタル化され、段５２′で再びフィルタリングされる。
次いでブロックが、乗算段５１でそれぞれの標本をｅｘｐ（ｉφ（ｔ））と乗算することにより選択される。ただしφ（ｔ）は所要ブロックに依存する。得られた信号は、低域フィルタ５５でフィルタリングされ、次いで副標本化（サブサンプル）段５６で４のオーダで副標本化され、これにより所要信号が復元され、この所要信号は、補間（interpolation）フィルタ段５７，５７′でフィルタリングされた後にＤＦＴ回路５８に入力される。
【図１】
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【図２】
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【図５】
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【図３】
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【図４】
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