(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧の一方の電位にソースを接続し，ドレインに被判定微小入力電流が入力される第１電界効果トランジスタと、両ソース間および前記第１電界効果トランジスタのゲートとを共通に接続して予め定められた定電流で駆動する第２、第４電界効果トランジスタと、前記第１電界効果トランジスタのドレインと前記第２電界効果トランジスタのゲートとを接続し、前記第４電界効果トランジスタのゲートに予め定められた基準電圧を印加し、ソースを前記直流電圧の他方の電位に接続し，ドレイン・ゲート間を短絡して前記第２電界効果トランジスタのドレインと接続する第３電界効果トランジスタと、この第３電界効果トランジスタのソースおよびゲートを対応するソースおよびゲートに接続し，ドレインを前記第４電界効果トランジスタのドレインと接続して電流出力端とする第５電界効果トランジスタと、からなるカレントミラー回路と、を備え、前記第１電界効果トランジスタをサブスレッシュホールド領域で動作するようにした、ことを特徴とする電流増幅型コンパレータ。
【請求項２】
請求項１に記載の電流増幅型コンパレータにおいて、
前記直流電圧の一方の電位を＋電位とし，他方の電位を GND電位とし、被判定微小入力電流は、GND 電位と前記第１電界効果トランジスタのドレインとの間に接続されるフォトセンサが受光して流れる逆方向センサ電流であり、前記第１、第２、第４電界効果トランジスタはＰチャネル電界効果トランジスタとし、前記第３、第５電界効果トランジスタはＮチャネル電界効果トランジスタとする、
ことを特徴とする電流増幅型コンパレータ。
【請求項３】
請求項１に記載の電流増幅型コンパレータにおいて、
前記直流電圧の一方の電位を GND電位とし，他方の電位を＋電位とし、被判定微小入力電流は、＋電位と前記第１電界効果トランジスタのドレインとの間に接続されるフォトセンサが受光して流れる逆方向センサ電流であり、前記第１、第２、第４電界効果トランジスタはＮチャネル電界効果トランジスタとし、前記第３、第５電界効果トランジスタはＰチャネル電界効果トランジスタとする、
ことを特徴とする電流増幅型コンパレータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、本発明は電流の大小を判別し、その結果をデジタル信号として出力する電流型コンパレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図４において、電源Vdd にソースが接続された第３、第５電界効果トランジスタ（以下、電界効果の字句を省略して単に第３、第５トランジスタと略称する）M23,M25 のゲートを共通に接続して第３トランジスタM23 のドレインに接続してカレントミラー回路を構成し、この第３トランジスタM23 のドレインに図示例ではフォトダイオードP1が電源0V(GND) に接続され、入射光ｈνに比例する微小な光電流Iph がドレイン電流（入力信号）として流れる。
【０００３】
また、第５トランジスタM25 のドレインに第４トランジスタM24 のドレインが接続され、このソースが電源0V(GND) に接続され、電源0V(GND) とこのゲート間に基準電圧Vrefが接続されて、第４トランジスタM24 のドレインからコンパレータ出力OUT が出力される。
かかる構成において、第３トランジスタM23 のサイズ(m=1) に対して、第５トランジスタM25 のサイズ(m=k,k＞1)に選定し、同一ソース・ゲート間電圧に対して、第５トランジスタM25 のドレイン電流I25 が第３トランジスタM23 のドレイン電流（入力信号）Iph の m倍となる様に選定する。
【０００４】
この様な選定により、第４トランジスタM24 のゲートに印加される基準電圧Vrefによる基準電流Irefと比較することにより、
(1) 入力信号Iph が(m・Iph)≧Irefとき、瞬時的に第５トランジスタM25 からコンパレタ出力OUT 方向に(m・Iph −Iref) の電流が流れ、寄生容量C に電荷が蓄積される。
【０００５】
(2) 入力信号Iph が(m・Iph)＜Irefとき、瞬時的に寄生容量C から第４トランジスタM24 方向に (Iref− m・Iph)の電流が流れる。従って、コンパレタ出力OUT の寄生容量C への出力電流の流入・流出により入力信号Iph の大小を判別を行うことができる。
次に、図５、図６を用いて、従来技術によるＷＴＡ回路を説明する。図５において、ここでは２組のトランジスタ(M31,M33),(M32,M34) からなるＷＴＡ回路を説明する。トランジスタM31,M32 のソースは0Vに接続され、ゲートは共通線Vcで接続され、ここに各トランジスタM33,M34 のソースが接続されて定電流Icで駆動される。そして、トランジスタM31 のドレインとトランジスタM33 のゲートが共通に接続されて入力信号I31 で、またトランジスタM32 のドレインとトランジスタM34 のゲートが共通に接続されて入力信号I32 で駆動され、トランジスタM33,M34 のドレインに出力電流I33,I34 が出力される。
【０００６】
かかる構成により、入力信号I31,I32 で動作するトランジスタM31,M32 は、微小入力信号I31,I32 の領域では図６に図示するサブスレッシュホールド領域で動作し、ドレイン電流I31,I32 の僅かな変化で大きなドレイン・ソース間電圧Vds1,Vds2 の変動として現れる。このドレイン・ソース間電圧Vds1,Vds2 は、共通線の電位Vcとの差でトランジスタM33,M34 のドレイン電流I33,I34 の和が定電流Icに等しくなる様に電位Vcを定めながら、同時にドレイン・ソース間電圧Vds1,Vds2 を増幅する。一般的には、この様な回路では、ドレイン・ソース間電圧Vds1,Vds2 の差が数十mV程度あると、入力信号I31,I32 の大きい方が該当するトランジスタM33,M34 のドレイン電流をフル出力(Ic)する様に動作することができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術による電流判別方法では、例えば、フォト電流など数pA〜数nAの微小レベルの電流比較を行うとき、図４に図示するカレントミラーの基準側の第５トランジスタの並列段数(m=k,k＞1)を増やして、等価的に、基準側の第５トランジスタに流れる電流を数分の１から数十分の１まで減少させて、比較側の第３トランジスタに流れる電流との電流比較を可能とさせていた。
【０００８】
しかし、この様な電流判別方法では、
(1) カレントミラーの基準側の第５トランジスタの並列に複数配置いなければならず、レイアウトの物理的な面積が大きくなる。
(2) 並列に配置する基準側の第５トランジスタのオフセットが影響し、微小な電流の調整が困難である。
と言う問題がある。即ち、図４の従来技術において、光入力ｈνによって生じる光電流Iph が第３トランジスタM23 に流れる。第３トランジスタM23 と第５トランジスタM25 とはカレントミラー回路を構成し、例えば、トランジスタM23 とトランジスタM25 のサイズが同一であるとすると、トランジスタM25 は並列に複数個配列することになる。
【０００９】
今、トランジスタM23 とトランジスタM25 とが全く同一特性ではオフセットが発生しないが、トランジスタM23 のドレイン電流Iph に対応するトランジスタM23 のソース・ゲート電圧Vgs0と同一ソース・ゲート電圧Vgs0をトランジスタM25 に加えたときのトランジスタM25 の個々のドレイン電流にオフセット電流Δだけ発生するとすれば、トランジスタM25 のドレイン電流 I25＝ m(Iph＋Δ) となり、オフセット電流 mΔだけずれた点で基準電流Irefと比較することになる。
【００１０】
本発明は上記の点にかんがみてなされたものであり、その目的は前記した課題を解決して、トランジスタM23 のサブスレッシュホールド領域を利用して微小光電流を増幅して、カレントミラー回路で発生するオフセット電流 mΔを抑制する電流増幅型コンパレータを提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題は本発明によれば、直流電圧の一方の電位にソースを接続し，ドレインに被判定微小入力電流が入力される第１電界効果トランジスタと、両ソース間および第１電界効果トランジスタのゲートとを共通に接続して予め定められた定電流で駆動する第２、第４電界効果トランジスタと、第１電界効果トランジスタのドレインと第２電界効果トランジスタのゲートとを接続し、第４電界効果トランジスタのゲートに予め定められた基準電圧を印加し、ソースを直流電圧の他方の電位に接続し，ドレイン・ゲート間を短絡して第２電界効果トランジスタのドレインと接続する第３電界効果トランジスタと、この第３電界効果トランジスタのソースおよびゲートを対応するソースおよびゲートに接続し，ドレインを第４電界効果トランジスタのドレインと接続して電流出力端とする第５電界効果トランジスタと、からなるカレントミラー回路と、を備えて構成するものとする。
【００１２】
かかる構成により、第１電界効果トランジスタのドレインに入力された被判定微小入力電流は、第１電界効果トランジスタをサブスレッシュホールド領域の動作点に駆動する。この結果、このサブスレッシュホールド領域にある第１電界効果トランジスタのドレインに入力された入力電流の微小変化は、この第１電界効果トランジスタのソース・ドレイン間電圧Vds1に大きな変化を発生することができる。
【００１３】
この結果、第１電界効果トランジスタで増幅された電圧を一般に用いられる比較器の一方の入力信号として用い、電流を比較することができる。
また、直流電圧の一方の電位を＋電位とし，他方の電位を GND電位とし、被判定微小入力電流は、GND 電位と第１電界効果トランジスタのドレインとの間に接続されるフォトセンサが受光して流れる逆方向センサ電流であり、第１、第２、第４電界効果トランジスタはＰチャネル電界効果トランジスタとし、第３、第５電界効果トランジスタはＮチャネル電界効果トランジスタとすることができる。
【００１４】
また、直流電圧の一方の電位を GND電位とし，他方の電位を＋電位とし、被判定微小入力電流は、＋電位と第１電界効果トランジスタのドレインとの間に接続されるフォトセンサが受光して流れる逆方向センサ電流であり、第１、第２、第４電界効果トランジスタはＮチャネル電界効果トランジスタとし、第３、第５電界効果トランジスタはＰチャネル電界効果トランジスタとすることができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施例による電流増幅型コンパレータの回路図、図２はＰ型MOSFETののサブスレッシュホールド領域を説明する動作説明図、図３は他の実施例による電流増幅型コンパレータの回路図である。
図１において、本発明によるＷＴＡ回路の一部を用いた電流増幅型コンパレータは、直流電圧の一方の電位Vdd にソースを接続し，ドレインに被判定微小入力電流(Iph) が入力される第１トランジスタM1と、両ソース間および第１トランジスタM1のゲートとを共通に接続して定電流回路M6の予め定められた定電流Icで駆動される第２、第４トランジスタM2,M4 と、直流電圧の一方の電位Vdd から第４トランジスタM4のゲート間に予め定められた基準電圧Vrefを印加し、ソースを直流電圧の他方の電位GND に接続し，ドレイン・ゲート間を短絡して第２トランジスタM2のドレイン電流を入力する第３トランジスタM3と、この第３トランジスタM3のソースおよびゲートを対応するソースおよびゲートに接続し，ドレインを第４トランジスタM4のドレインと接続して出力とする第５トランジスタM5と、からなるカレントミラー回路と、を備えて構成することができる。
【００１６】
スイッチがオフ状態では、第２トランジスタM2のゲート電位が高く、第２トランジスタM2はオフ状態であり、一方、第４トランジスタM4の方は基準電圧Vrefが印加されており、所定の電流を流す。このとき、第２トランジスタM2の電流I2は流れないので、第３・第５トランジスタM3,M5 にも電流が流れない。従って、電流Irefが出力OUT の寄生容量C に流入する。スイッチがオン状態になり、微小入力電流(Iph) が入力され、第２トランジスタM2のゲート電位より第４トランジスタM4のゲート電位が大きくなると、第２トランジスタM2の電流I2は電流Irefより大となり、I2＝Iref＋I5となり、電流I5が寄生容量C より流出する。
【００１７】
第１トランジスタM1のドレインに入力された被判定微小入力電流(Iph) は、第１トランジスタM1を後述する図２に図示されるサブスレッシュホールド領域の動作点で駆動する。この結果、このサブスレッシュホールド領域にある第１トランジスタM1のドレインに入力された入力電流(Iph) の微小変化（I1→I2）は、この第１トランジスタM1のソース・ドレイン間電圧Vds1に大きな変化（Vds1→Vds2）を発生させる。この結果、第１トランジスタM1のソース・ドレイン間電圧Vds1と基準電圧Vrefとの比較を比較器により行うことができる。
【００１８】
【実施例】
（実施例１）
図１において、図示例の電流増幅型コンパレータは、直流電圧の一方の電位Vdd を＋電位とし，他方の電位OVを GND電位とし、被判定微小入力電流(Iph) は、GND 電位と第１トランジスタM1のドレインとの間に接続されるフォトセンサP1が受光ｈνして流れる逆方向センサ電流 Iphであり、第１、第２、第４トランジスタM1,M2,M4はＰチャネルトランジスタとし、第３、第５トランジスタM3.M5 はＮチャネルトランジスタとし、コンパレータ出力電流は第４トランジスタM4のドレインから流入するまたは第５トランジスタM5のドレインに流出することができる。
【００１９】
かかる構成により、スイッチをオンし、フォトセンサ（フォトダイオード）P1に光信号ｈνが入射すると、フォトダイオードP1にこの光量に依存した光電流 Iphが流れる。この光電流 Iphはせいぜい数100pA から数nAと非常に微小なレベルであることが知られている。第１トランジスタM1のドレインとフォトダイオードP1は接続されているので、この光電流 Iphは第１トランジスタM1のドレイン電流となる。第１トランジスタM1がこのドレイン電流として数nAレベルの微小電流を流すには、第１トランジスタ(Pch-FET)M1 は図２に図示するサブスレッシュホールド領域に存在しなければならない。この領域では、微小な電流変化でも大きな電圧変化を生じさせることができる。
【００２０】
図２にサブスレッシュホールド領域にあるトランジスタのドレイン電流−ドレイン・ソース間電圧Vds 特性を示す。図２において、図示例は、横軸にＰチャネルトランジスタのドレイン・ソース間電圧Vds をとり、電源電圧Vdd の電位から0V側にトランジスタのドレイン・ソース間電圧Vds が示されている。また、ドレイン電流Idは、図示例では対数尺で特性を図示している。ドレイン電流Idが数nAレベルでは(I1,Vds1),(I2,Vds2) で図示する実線上のサブスレッシュホールド領域に動作点がある。
【００２１】
この結果第１トランジスタM1のドレイン・ソース間電圧Vds(≒第２トランジスタM2のゲート電位) の値が大きく変わるため、第２トランジスタM2が流せる最大電流容量がこの第２トランジスタM2のゲート電位に依存して変化する。この第１トランジスタM1と第２トランジスタM2で構成される回路は、従来技術で述べたWinner-Take-All(WTA 回路）“勝ち取り回路”の一部を構成し、微小電流の大小を判定するのに用いられる。即ち、光信号ｈνによって生じた微小な光電流Iph が、WTA 回路の一部を構成する回路で電流増幅して判定に利用することができる。
【００２２】
次に、この第１トランジスタM1と第２トランジスタM2による電流増幅手段と、第２トランジスタM2と第４トランジスタM4による動作を説明する。図１に戻り、説明を簡潔化するため、第２トランジスタM2と第４トランジスタM4とは特性は全く同一とする。今、第１トランジスタM1のドレイン・ソース間電圧Vds(Vds1) と基準電圧Vrefが等しいとする。このとき、第２トランジスタM2と第４トランジスタM4を駆動する定電流回路M6による電流Icは、第２トランジスタM2と第４トランジスタM4の両ソース電位Vcがフローティング電位として変動して、両トランジスタのドレイン電流が(1/2)Ic と等しく配分される様にこの電位Vcが定まる。
【００２３】
次に、第１トランジスタM1のドレイン・ソース間電圧Vds(Vds1→Vds2) が第４トランジスタM4のゲート電圧（基準電圧Vref）よりやや大きくなると、第２トランジスタM2のドレイン電流が増加し、第４トランジスタM4のドレイン電流が減少する。今、仮に第２・第４トランジスタ(M2,M4) のドレイン電流の増減による電流増幅率Gmがほぼ一定とすると、フローティング電位Vcの変動は、ほぼ第１トランジスタM1のドレイン・ソース間電圧Vds(Vds1→Vds2) の変動幅の半分と見做すことができる。即ち、コンパレータ出力電流の変化幅は、(Gm/2)(V2-V1) の変化を見込むことができる。
（実施例２）
実施例１で説明した電流型コンパレータの他の実施例を図３で説明する。図３において、直流電圧の一方の電位を GND電位(0V)とし，他方の電位を＋電位(Vdd) とし、被判定微小入力電流(Iph) は、＋電位(Vdd) と第１トランジスタM11 のドレインとの間に接続されるフォトセンサ（フォトダイオード）P1が光信号ｈνを受光して流れる逆方向センサ電流Iph であり、第１、第２、第４トランジスタM11,M12,M14 はＮチャネルトランジスタとし、第３、第５トランジスタM13,M15 はＰチャネルトランジスタとし、コンパレータ出力電流は第５電界効果トランジスタM15 のドレインから流入する，または第４電界効果トランジスタM14 のドレインに流出することができる。
【００２４】
図１で説明した第１電流型コンパレータとの差異は、フォトセンサ（フォトダイオード）P1の挿入位置を GND側から電位Vdd に変えた点と、第１、第２、第４トランジスタM11,M12,M14 をＰチャネルトランジスタからＮチャネルトランジスタとし、第３、第５トランジスタM13,M15 をＮチャネルトランジスタからＰチャネルトランジスタに変更した点にある。
【００２５】
この動作は、光信号ｈνの増加に対して、 GNDレベルに対するコンパレータ出力電流の動作方向が逆になる点を除いて、第１電流型コンパレータで説明したと同様に動作するので詳細説明は省略する。
本発明によれば、以下に述べる特徴を得ることができる。即ち、
(1) 微小な光電流を一旦, 電圧信号に変換するので、基準電圧の調整が非常に簡単に行うことができる。
【００２６】
(2) また、微小電流の揺らぎに対しても強くすることができるので、電流コンパレータの精度を向上させることができる。
(3) 電流の大小判定が比較的大きい電流レベルで行うことができるので、大小判定の高速化を図ることができる。
(4) カレントミラーの基準側のトランジスタを複数並列に配置する必要がないので、レイアウトがシンプルになり、チップ面積の削減することができる。
【００２７】
【発明の効果】
本発明によれば、第１トランジスタのサブスレッシュホールド領域を利用して微小光電流を電圧変化として検出し、さらにこの電圧変化を比較器により比較することにより、従来技術のカレントミラー回路で発生するオフセット電流 mΔを抑制することができる電流増幅型コンパレータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の１実施例による電流型コンパレータの回路図
【図２】ＷＴＡ回路のサブスレッシュホールド領域を説明する動作説明図
【図３】他の実施例による電流型コンパレータの回路図
【図４】従来技術によるカレントミラー回路を用いた電流型コンパレータの回路図
【図５】従来技術の２セル型のＷＴＡ回路図
【図６】従来技術のＷＴＡ回路のサブスレッシュホールド領域を説明する動作説明図
【符号の説明】
M1〜M6,M11〜M16, M23〜M25, M31〜M34     トランジスタ
P1    フォトセンサ
ｈν    光信号
Iph     光電流
I2,I5,Iref    電流
Vref    基準電圧
Vdd,GND     直流電圧
【図１】
0003760863.tif 000002
【図２】
0003760863.tif 000003
【図３】
0003760863.tif 000004
【図４】
0003760863.tif 000005
【図５】
0003760863.tif 000006
【図６】
0003760863.tif 000007