(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準信号源、結合回路、および直列帰還型発振部を有し、
前記直列帰還型発振部は第１のトランジスタを含み、
前記結合回路はエミッタあるいはソースが接地された第２のトランジスタを含み、
前記基準信号源が前記結合回路の一端に接続され、
前記結合回路の他端である前記第２のトランジスタのコレクタあるいはドレインが、前記直列帰還型発振部の一端である前記第１のトランジスタのエミッタあるいはソ−スと接続されることにより、
前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタとが直流電流を共有することを特徴とする注入同期発振器。
【請求項２】
前記直列帰還型発振部の基本発振周波数がｆのとき、前記基準信号源の周波数がｆ／ｍ（ｍは２以上の整数）であることを特徴とする請求項１記載の注入同期発振器。
【請求項３】
前記結合回路は、インダクタで構成されていることを特徴とする請求項１記載の注入同期発振器。
【請求項４】
前記結合回路は、インダクタとキャパシタの並列回路とシャントキャパシタで構成されていることを特徴とする請求項１記載の注入同期発振器。
【請求項５】
前記結合回路は、周波数２ｆの信号トラップ、周波数ｆの信号トラップを有することを特徴とする請求項１記載の注入同期発振器。
【請求項６】
請求項１記載の注入同期発振器を、局部発振器として用いることを特徴とする高周波通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、小型・軽量の無線信号に用いるマイクロ波・ミリ波の信号を発生する発振器、特に注入同期発振器に関し、またそれらを用いた高周波通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、情報量の増大に伴い、マイクロ波やミリ波のような高周波搬送波を用いて、高速・大容量のアナログ・ディジタル情報を無線伝送するパーソナル通信が注目されている。このような通信においては、周波数安定性が高く位相雑音の低い、小型・軽量のマイクロ波・ミリ波信号発生器が要求されている。このようなミリ波信号発生器を実現する方法の一つとして、注入同期型発振器がある。
【０００３】
一例として、ＩＥＥＥ  ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮ  ＯＮ  ＭＩＣＲＯＷＡＶＥＴＨＥＯＲＹ  ＡＮＤ  ＴＥＣＨＮＩＱＵＥＳ、ＶＯＬ．４２、ＮＯ．１２２５７２〜２５７８頁に示されている従来の注入同期型マイクロ波発振器を図９に示す。
【０００４】
この注入同期型マイクロ波発振器は、増幅器１とディレイライン（遅延線路）２からなる発振ループ１０、コンバイナ／ディバイダ３、さらにマイクロ波・ミリ波増幅器４によって構成される。自由発振時の動作は、まず正帰還発振ループ１０内にあるランダム雑音が増幅器１で増幅され、基本発振周波数f’の雑音レベルが高くなり、正帰還ループ１０内を循環する。この過程を繰り返すことにより、正帰還発振ループ１０の位相回転角が３６０度となる周波数で基本発振周波数f’の信号が成長し、同時に増幅器１の非線形性により基本発振周波数f’の高調波ｎ×f’（ｎ：２以上の整数）成分が成長する。その結果、定常状態で基本発振周波数f’と高調波ｎ×f’の信号が発生する。
【０００５】
ここで入力端子より、周波数ｆｏ＝f／ｍ〔ｍ：２以上の整数〕を有した、周波数安定で位相雑音の充分低い信号を、マイクロ波・ミリ波増幅器４を介して、強制的に注入することにより、自由基本発振周波数f’の信号を注入信号ｆｏのｍ倍の信号に同期させると、出力端子より周波数f＝ｍ×ｆｏの信号を取り出せる。これにより、位相雑音の低減と周波数の安定化が可能になる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の図９に示す方法では、遅延線路とコンバイナ・ディバイダを含む正帰還ループの線路長によって位相を制御し、基本発振周波数f’が決まる。このため、基本発振周波数f’が高い場合、前記正帰還ループの線路長が短くなり、基本発振周波数f’の制御が困難になるという問題がある。
【０００７】
さらに、このようなコンバイナ／ディバイダを用いる回路構成では、コンバイナ／ディバイダのＣとＤの間の伝送特性における分離が悪いために、増幅器を介して入力された注入信号（周波数ｆｏ＝f／ｍ）が出力端子に出力されるなど、出力端子から取り出される信号は周波数fの所望波以外に多くの不要波を含んだ信号となる。
【０００８】
この不要波を抑圧し所望波のみを出力するために、コンバイナ／ディバイダを工夫する方法もあるが、この場合には、多数のトランジスタを用いなければならず、消費電力が大きくなるという問題がある。
【０００９】
本発明の目的は、周波数安定性が高く、かつ不要波のレベルが小さく信号純度の高い、しかも回路構成が簡単で消費電力の小さい注入同期発振器を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の注入同期発振器は、基準信号源、結合回路、および直列帰還型発振部を有し、前記直列帰還型発振部は第１のトランジスタを含み、前記結合回路はエミッタあるいはソースが接地された第２のトランジスタを含み、前記基準信号源が前記結合回路の一端に接続され、前記結合回路の他端である前記第２のトランジスタのコレクタあるいはドレインが、前記直列帰還型発振部の一端である前記第１のトランジスタのエミッタあるいはソ−スと接続されることにより、前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタとが直流電流を共有することを特徴とする。
このように、直列帰還型発振部のトランジスタと結合回路のトランジスタをカスコード接続することにより、両トランジスタのバイアス回路が簡略化できるとともに、コレクタ電流あるいはドレイン電流を共有できるため、トランジスタを２個用いているにもかかわらず消費電力を抑えることが可能となる。また、直列帰還型発振部のトランジスタに直接基準信号を注入するため、結合回路中での注入信号の損失がなく、注入同期発振器を高効率に安定して動作させることができる。
【００１１】
また本発明の注入同期発振器は、前記直列帰還型発振部の基本発振周波数がｆのとき、前記基準信号源の周波数がｆ／ｍ（ｍは２以上の整数）であることを特徴とする。
【００１２】
基準信号源より、結合回路を経て、直列帰還型発振部に注入された基準信号は、その高調波と直列帰還型発振部の基本発振波が同期する。基準信号源から注入された周波数ｆ／ｍの信号やその高調波は、注入同期の動作過程を経ることにより、直列帰還型発振部の基本発振波に変換されるため、所望波のみが出力され、その他の不要波は抑圧されほとんど出力されない。
【００１３】
結合回路を介して、基準信号を直列帰還型発振部に注入することにより、直列帰還型発振部から基準信号源側に漏洩する信号のレベルを抑えることが可能となり、注入同期発振器の安定動作が可能となる。前記結合回路として、インダクタで構成されていることが好ましい。あるいは、インダクタとキャパシタの並列回路とシャントキャパシタで構成されていてもよい。
【００１４】
また、前記結合回路は、周波数２ｆの信号トラップ、周波数ｆの信号トラップを有するのが好ましい。結合回路に周波数がｆの信号トラップと周波数が２ｆの信号トラップを配置することにより、直列帰還型発振部から発生する信号のうち、特に特に強度の高い周波数ｆと２ｆの信号が基準信号源側に漏洩するレベルを抑えることが可能となり、注入同期発振器のより安定な動作が可能となる。
【００１５】
【００１６】
【００１７】
【００１８】
【００１９】
【００２０】
【００２１】
本発明の高周波通信装置は、請求項１記載の注入同期発振器を、局部発振器として用いることを特徴とする。
【００２２】
本発明の注入同期発振器を高周波通信装置に用いることにより、局部発振器のサイズや消費電力が小さくなるため、高周波通信装置を軽量でかつコンパクトに実現でき、しかも消費電力を抑えることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明について、図面を用いてさらに詳細に説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の発振器の基本構成図であり、周波数ｆ／ｍ（ｍは２以上の整数）の基準信号を注入して周波数４ｆの信号を出力する発振器である。
【００２４】
基準信号源１０１、結合回路１０２、直列帰還型発振部１０３、第一の伝送線路１０４、第二の伝送線路１０５、周波数２ｆの信号トラップ１０６、周波数ｆの信号トラップ１０７、出力回路１０８、および出力端子１０９で構成される。
【００２５】
基準信号源１０１は、周波数安定度が高く位相雑音の低い信号を出力し、その周波数はｆ／ｍ（ｍは２以上の整数）である。また、直列帰還型発振部１０３はその自由発振周波数がｆ’であり、ｆ’≒ｆとなっている。
【００２６】
基準信号源１０１から出力された周波数ｆ／ｍの信号は、結合回路１０２を経て、直列帰還型発振部１０３に注入され、直列帰還型発振部１０３の非線形性により、直列帰還型発振部１０３内部で複数の高調波を生成する。それらの高調波のうち、ｍ倍波である周波数ｆの信号によって、直列帰還型発振部１０３の自由発振周数ｆ’の信号が引き込まれ、周波数ｆの信号に同期する。
【００２７】
結合回路の特性としては、周波数ｆ／ｍの基準信号は容易に通過できて、かつ、直列帰還型発振部の発振周波数ｆの信号が通過しにくい特性がよい。このような結合回路を介して、基準信号を直列帰還型発振部に注入することにより、直列帰還型発振部から基準信号源側に漏洩する信号のレベルを抑えることが可能となり、注入同期発振器の安定動作が可能となる。
【００２８】
直列帰還型発振部１０３から出力された周波数ｆの信号は、第一の伝送線路１０４および第二の伝送線路１０５を経て、周波数ｆの信号トラップ１０７によって、直列帰還型発振部１０３の方へ反射され、直列帰還型発振部１０３の非線形性により、特に２倍波である周波数２ｆの信号の出力を強める。ところが、周波数２ｆの信号は、第一の伝送線路１０４を経て、周波数２ｆの信号トラップ１０６により、直列帰還型発振部１０３の方へ反射され、直列帰還型発振部１０３の非線形性により、さらにその２倍波である周波数４ｆの信号を強める。この周波数４ｆの信号は、出力回路１０８を経て、出力端子１０９より出力される。
【００２９】
発振部として直列帰還型を用いた場合、信号の経路が一つであるため、周波数ｆ／ｍの基準信号は、すべて発振部のトランジスタに注入される。また、周波数２ｆおよびｆの信号トラップ等を用いて、周波数２ｆおよびｆの出力信号のすべてをトランジスタ側に反射することが可能となり、周波数４ｆの所望波の信号出力を高めることができる。
【００３０】
なお、第一の伝送線路１０４および第二の伝送線路１０５は、周波数２ｆおよびｆの信号を最適な位相でトランジスタ側に反射させるためのものであり、また、第一の伝送線路１０４、第二の伝送線路１０５、周波数２ｆの信号トラップ１０６、周波数ｆの信号トラップ１０７の順序は、図１の順序に配列した場合、周波数４ｆの所望波の出力が最大となり好ましいが、この順序に限られるものではない。
【００３１】
この出力信号は、基準信号源の信号の高調波と同期しているため、その安定度および位相雑音は、基準信号源１０１で決定される。周波数ｆの信号トラップ１０７は、直列帰還型発振部１０３のループゲインを高め、より非線型性を強くする効果もあり、４ｆの出力を高める。
【００３２】
また、基準信号源１０１から注入された周波数ｆ／ｍの信号やその高調波は、注入同期の動作過程を経ることにより、直列帰還型発振部の基本発振波に変換されるため、ほとんど出力端子１０９に漏洩しない。
【００３３】
第一の伝送線路１０４および第二の伝送線路１０５の電気長は、周波数ｆの信号の波長に対して５°〜２５°の範囲内にあるとき、周波数ｆの信号から周波数２ｆの信号への変換効率が最大になる。
【００３４】
基準信号源１０１としては、例えばマイクロ波帯の位相同期発振器を用いる。
【００３５】
周波数２ｆの信号トラップ１０６および、周波数ｆの信号トラップ１０７は、オープンスタブや、キャパシタとインダクタの直列共振回路で容易に形成できる。
【００３６】
以上のような構成の注入同期発振器を用いることにより、例えば、１〜５ＧＨｚ程度のマイクロ波帯信号源から基準信号を注入して、３０ＧＨｚ以上のミリ波帯低位相雑音信号を容易に発生させることができる。
【００３７】
（実施の形態２）
つぎに、実施の形態１で説明した図1の基本構成図をさらに具体化した回路例を示す。
【００３８】
図２は、本発明の注入同期発振器を示す回路例である。実施の形態１と同様に、周波数ｆ／ｍの基準信号源２０１、結合回路２０２、共振周波数が概略ｆ’の直列帰還型発振部２０３、第一の伝送線路２０４、第二の伝送線路２０５、周波数２ｆの信号トラップ２０６、周波数ｆの信号トラップ２０７、出力回路２０８、および出力端子２０９で構成される。
【００３９】
ここで強調すべき点は、結合回路２０２が、直列インダクタで構成されている点である。直列インダクタは、周波数が高いほどそのインピーダンスが高くなる。したがって、基準信号源２０１で発生したｆ／ｍの信号は、結合回路であるインダクタを容易に通過するのに対し、直列帰還型発振部２０３の発振周波数ｆ’に対しては高インピーダンスとなり、直列帰還型発振部２０３から基準信号源２０１の方に漏れる信号を低減させることができる。ｆ＝７．４ＧＨｚの場合、結合回路２０２のインダクタンスを、例えば５ｎＨに設定する。
【００４０】
直列帰還型発振部２０３は、共振回路２１０、キャパシタ２１１、２１２、抵抗２１３、２１４、トランジスタ２１５で構成される。共振回路２１０は、伝送線路２１６とキャパシタ２１７の並列共振回路で構成され、その共振周波数が概略ｆ’となっている。
【００４１】
抵抗２１３、２１４はＤＣバイアス回路の一部となっている。トランジスタ２１５のベース電圧は、抵抗２１４を介してバイアス端子２４０に印加する。トランジスタ２１５は、エミッタと接地間に接続されたキャパシタ２１２により直列帰還がかかり、トランジスタ２１５は周波数ｆ’付近で負性抵抗をもつ。このためキャパシタ２１１を介してトランジスタ２１５のベースに接続された共振回路２１０により、直列帰還型発振部２０３は周波数ｆ’で発振する。
【００４２】
出力回路２０８は、伝送線路２２２、キャパシタ２２３、２２４で構成される。伝送線路２２２は、その一端がキャパシタ２２３で高周波的に接地されている。トランジスタ２１５のコレクタ電圧は、伝送線路２２２とキャパシタ２２３の接続点にバイアス端子２２５より印加する。伝送線路２２２の電気長は、出力信号の周波数（周波数４ｆ）に対して１／４波長となっている。このため、伝送線路２２２の他端は、出力信号に対しては開放となり、なにも接続されていないのと等価になる。キャパシタ２２４はＤＣカットの役割を果たし、コレクタ電圧が出力端子２０９にかかるのを防ぐ。
【００４３】
周波数２ｆの信号トラップ２０６は、先端短絡スタブ２２０とキャパシタ２１８の直列共振回路で構成されており、周波数ｆの信号トラップ２０７は、先端短絡スタブ２２１とキャパシタ２１９の直列共振回路で構成されており、共振周波数がそれぞれ２ｆ、およびｆとなっている。このため、周波数２ｆの信号トラップ２０６と第一の伝送線路２０４の接続点では、周波数２ｆの信号に対してインピーダンスが０（短絡）と等価になり、周波数ｆの信号トラップ２０７と第二の伝送線路２０５の接続点では、周波数ｆの信号に対してインピーダンスが０（短絡）と等価になる。したがって、各々の接続点において、周波数２ｆの信号、および周波数ｆの信号はそれぞれ反射される。
【００４４】
一例として、ｆ＝７．４ＧＨｚの場合、先端短絡スタブ２２０の特性インピーダンスを７０Ω、電気長を周波数ｆに対して３．９°に設定し、キャパシタ２１８を１．１ｐＦに設定した場合、信号トラップ２０６は２ｆで共振する。それから先端短絡スタブ２２１の特性インピーダンスを７０Ω、電気長を周波数ｆに対して７．８°に設定し、キャパシタ２１９を２．２ｐＦに設定した場合、信号トラップ２０７はｆで共振する。但し、ここで示した先端短絡スタブとキャパシタの値はほんの一例であり、周波数に対してそれらの値が唯一に決まるものではない。
【００４５】
第一の伝送線路２０４、第二の伝送線路２０５は、とちらも、特性インピーダンスを５０Ω、電気長を周波数ｆの信号に対して１１°としている。もっとも、どちらの伝送線路も周波数ｆに対して電気長５°から２５°の間に設定されていれば、周波数４ｆの信号を最大に発生させることができる。
【００４６】
基準信号源２０１、直列帰還型発振部２０３、第一の伝送線路２０４、第二の伝送線路２０５、周波数２ｆの信号トラップ２０６、周波数ｆの信号トラップ２０７、出力回路２０８、および出力端子２０９の機能は、実施の形態１で説明したとおりであり、ここでは繰り返さない。
【００４７】
なお、直列帰還型発振部２０３として、ここでは、バイポーラトランジスタを用いて説明したが、これに限定されるものではなく、ヘテロジャンクションバイポーラトランジスタやＭＥＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｉｓｔｏｒ）やＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎ  Ｍｏｂｉｌｉｔｙ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）も同様に用いることができる。また抵抗２１３、２１４はバイアス回路であるため、インダクタに置換えてもよい。
【００４８】
また、出力回路２０８は、もっとも簡単な構成例を示しているが、整合回路やフィルタ、さらにはバッファーアンプ等を含めてもよい。一方、基準信号源２０１と結合回路２０２の間には、周波数ｆ／ｍの信号に対する整合回路をいれてもよい。
【００４９】
以上の構成により、トランジスタが一つだけで、周波数ｆ／ｍの注入信号に対して周波数が４×ｍ倍の信号が出力でき、しかも不要波のレベルが小さい注入同期発振器が得られる。また、結合回路２０２に直列インダクタを用いることにより、直列帰還型発振部から基準信号源側に漏洩する信号のレベルを抑えることが可能となり、本注入同期発振器の安定動作が可能となる。
【００５０】
（実施の形態３）
図３は、本発明の注入同期発振器を示す別の回路例である。図２に示した実施の形態２と同様に、基準信号源３０１、結合回路３０２、直列帰還型発振部３０３、第一の伝送線路３０４、第二の伝送線路３０５、周波数２ｆの信号トラップ３０６、周波数ｆの信号トラップ３０７、出力回路３０８、および出力端子３０９で構成される。
【００５１】
実施の形態２と異なる点は、結合回路３０２が、インダクタ３２６とキャパシタ３２７との並列共振回路、および、入力側のシャントキャパシタ３２８で構成されている点である。インダクタ３２６のインダクタンスとキャパシタ３２７の容量が、周波数ｆで共振するように設定されている場合、周波数ｆの信号に対して結合回路３０２のインピーダンスは無限大となり、周波数ｆの信号は通過できない。また、直列帰還型発振部３０３から基準信号源３０１の方に漏れだそうとする周波数ｆの信号の高調波（２ｆ、３ｆ、４ｆ等）に対しては、シャントキャパシタ３２８が低インピーダンスとなるため、そこで直列帰還型発振部の方に反射される。すなわち、直列帰還型発振部３０３から基準信号源３０１の方に漏れる周波数ｆの信号やその高調波は、結合回路３０２で遮断される。
【００５２】
一方、基準信号源から出力される周波数ｆ／ｍの信号に対しては、結合回路３０２のインピーダンスが低く、周波数ｆ／ｍの信号は直列帰還型発振部３０３に容易に注入される。
【００５３】
結合回路３０２を構成するインダクタ３２６とキャパシタ３２７の組み合わせとしては、ｆ＝７．４ＧＨｚに対して、例えば１．２５ｐＦおよび０．３７４ｎＨとすると、周波数ｆの信号に対してインピーダンスは無限大となる。また、シャントキャパシタ３２８としては、例えば２．４ｐＦとすると、周波数ｆ／ｍの信号に対しては、シャントキャパシタのインピーダンスが高くなり、周波数ｆの信号やそれ以上の周波数の信号対しては、シャントキャパシタのインピーダンスが低くなる。
【００５４】
実施の形態３においても、実施の形態２と同様に、基準信号源３０１と結合回路３０２の間に、周波数ｆ／ｍの信号に対する整合回路をいれてもよい。
【００５５】
以上の構成により、トランジスタが一つだけで、注入信号に対して周波数が４×ｍ倍の信号が出力でき、しかも不要波のレベルが小さい注入同期発振器が得られる。また、結合回路にインダクタとキャパシタの並列回路とシャントキャパシタを用いることにより、直列帰還型発振部から基準信号源側に漏洩する信号のレベルを抑えることが可能となり、注入同期発振器の安定動作が可能となる。
【００５６】
（実施の形態４）
図４は、本発明の注入同期発振器を示す別の回路例である。実施の形態２または３と同様に、基準信号源４０１、結合回路４０２、直列帰還型発振部４０３、第一の伝送線路４０４、第二の伝送線路４０５、周波数２ｆの信号トラップ４０６、周波数ｆの信号トラップ４０７、出力回路４０８、および出力端子４０９で構成される。
【００５７】
実施の形態２または３と異なる点は、結合回路４０２がトランジスタを含む能動回路で構成されている点である。
【００５８】
結合回路４０２の構成について説明する。結合回路４０２は、入力回路部４２６、トランジスタ４２７、および出力回路部４２８で構成されている。さらに入力回路部４２６は、キャパシタ４２９、４３０、インダクタ４３１、４３２、および抵抗４３４で構成され、周波数ｆ／ｍの信号に対して整合回路を形成している。また、出力回路はキャパシタ４３５、４３６、およびインダクタ４３７で構成される。キャパシタ４３５はＤＣカットとして機能し、キャパシタ４３６はバイパスコンデンサとして機能し、インダクタ４３７はチョークコイルとして機能する。トランジスタ４２７の直流バイアスは、抵抗４３４およびインダクタ４３７を介して、バイアス端子４３８および４３９より電圧を印加する。
【００５９】
結合回路４０２として以上の構成を取ることにより、基準信号源４０１から結合回路４０２に入力された周波数ｆ／ｍの信号は、一方向にしか進むことができず、直列帰還型発振部４０３に効率良く信号が注入される。また、発振器から出力される周波数ｆの信号や２ｆ、３ｆ、４ｆ等の高調波も、結合回路４０２のトランジスタ４２７により、入力側に漏れ出すことはない。つまり、結合回路４０２は、周波数ｆ／ｍの信号に対してアイソレータとして機能する。
【００６０】
以上の構成により、二個のトランジスタで、周波数ｆ／ｍの注入信号に対して周波数が４×ｍ倍の信号が出力でき、しかも不要波のレベルが小さい注入同期発振器が得られる。また、結合回路にトランジスタを含む回路を用いることにより、直列帰還型発振部から基準信号源側に漏洩する信号のレベルを抑えることが可能となり、本注入同期発振器の安定動作が可能となる。
【００６１】
（実施の形態５）
図５は、本発明の注入同期発振器を示す別の回路例である。実施の形態１〜４と同様に、基準信号源５０１、結合回路５０２、直列帰還型発振部５０３、第一の伝送線路５０４、第二の伝送線路５０５、周波数２ｆの信号トラップ５０６、周波数ｆの信号トラップ５０７、出力回路５０８、および出力端子５０９で構成される。
【００６２】
実施の形態４と異なる点は、結合回路５０２の出力端子が、直列帰還型発振部５０３のトランジスタ５１５のエミッタに接続されている点である。即ち、直列帰還型発振部５０３のトランジスタ５１５と結合回路５０２のトランジスタ５２７がカスコード接続されている。図４における抵抗４１３は、直流バイアスを流すためのものであったが、ここではトランジスタ５２７が抵抗の役割もかねている。
【００６３】
このようにカスコード接続の構成にすることにより、トランジスタ５１５とトランジスタ５２７はバイアス回路を共有でき、回路が簡素化されるうえ、直流電流を共有できるため、トランジスタを２個用いているにもかかわらず消費電力を抑えることが可能となる。
【００６４】
また、キャパシタ等の受動素子を介在させることなく、直列帰還型発振部のトランジスタに直接に基準信号を注入するため、注入信号の損失が少なく、注入同期発振器を高効率に安定して動作させることができる。
【００６５】
（実施の形態６）
図６は、本発明の注入同期発振器を示す回路レイアウトの例である。厚さが１８５ミクロンのアルミナ基板６９９上に、チップ状トランジスタ６１５と各種形状のマイクロストリップ線路や伝送線路等を用いて形成している。図１に示す実施の形態１と同様に、基準信号源６０１、結合回路６０２、直列帰還型発振部６０３、第一の伝送線路６０４、第二の伝送線路６０５、周波数２ｆの信号トラップ６０６、周波数ｆの信号トラップ６０７、出力回路６０８、および出力端子６０９で構成される。これらのブロックの機能は、実施の形態１で示したものと基本的に同じであり、ここではそれぞれの構成方法について説明する。
【００６６】
まず、直列帰還型発振部６０３は、チップ状トランジスタ６１５に、共振器６１０、オープンスタブ６１２が、ワイア６９８等により、接続されている。オープンスタブ６１２は、シャントキャパシタと等価であり、例えば図２のキャパシタ２１２に対応する。共振器６１０は、幅２００ミクロン、線路長６ｍｍのマイクロストリップで形成され、例えば図２の共振回路２１０と同等の機能を有する。伝送線路６１３は、スルーホール６９７を介して、アルミナ基板６９９裏面のグランドに接続されている。これらは、チップ状トランジスタ６１５に直流電流を流すための回路であり、発振周波数ｆの信号に対しては、伝送線路６１３の接続点は高インピーダンスに見え、なにも接続されていないのと等しい。
【００６７】
伝送線路６１４、オープンスタブ６５１、６５２でチップ状トランジスタ６１５の入力側のバイアス回路が形成されている。このバイアス回路には、直流電流を通過させ、周波数ｆ、２ｆ、４ｆ等の信号を通さない工夫がなされている。オープンスタブ６５１、６５２は、長さが２ｍｍおよび４ｍｍであり、ｆ＝７．４ＧＨｚとした場合、それぞれの接続点で、周波数２ｆ、ｆの信号に対してインピーダンスが０になる。この結果、周波数ｆおよび２ｆの信号は、バイアス端子６３１に漏洩しない。また、伝送線路６１４は、共振器６１０の開放端から１ｍｍの地点に接続されており、この部分は周波数４ｆの信号に対してインピーダンスが０であり、この結果、周波数４ｆの信号は伝送線路６１４には漏洩しない。
【００６８】
結合回路６０２も、周波数ｆ／ｍの信号を通し、周波数ｆ、２ｆ、４ｆ等の信号を通さない工夫がなされている。オープンスタブ６２７、６２８は、長さがそれぞれ２ｍｍ、４ｍｍであり、それぞれの接続点で、周波数２ｆ、ｆの信号に対してインピーダンスが０になる。この結果、周波数ｆおよび２ｆの信号は、基準信号源６０１側に漏洩しない。また、伝送線路６２６は、共振器６１０の開放端から１ｍｍの地点に接続されており、この部分は周波数４ｆの信号に対してインピーダンスが０であり、この結果、周波数４ｆの信号は基準信号源６０１側には漏洩しない。
【００６９】
出力回路６０８は、伝送線路６３０、オープンスタブ６２３、結合線路６２４で構成される。出力回路６０８には、周波数４ｆの信号を、出力端子６０９から出力させ、バイアス端子６３２には漏洩させない工夫がなされている。オープンスタブ６２３は長さが１ｍｍであり、その接続点が周波数４ｆの信号に対してインピーダンス０であり、バイアス端子６３２に周波数４ｆの信号が漏洩するのを防ぐ。さらにオープンスタブ６２３と伝送線路６３０の接続点から、結合線路６２４と伝送線路６３０の接続点までの伝送線路の長さが１ｍｍとなっているため、結合線路６２４と伝送線路６３０の接続点から伝送線路６３０を見たインピーダンスは、周波数４ｆの信号に対して無限大となる。この結果、直列帰還型発振部６０３から出力された周波数４ｆの信号にとっては、伝送線路６３０は接続されていないと等しい。一方結合線路は線路長が概略１ｍｍとなっており、周波数４ｆの信号のみを通し、その他の周波数の信号は減衰させる。
【００７０】
第一の伝送線路６０４、第二の伝送線路６０５は、どちらも幅１００ミクロン、長さが６００ミクロンであり、これは直列帰還型発振部の基本波である周波数ｆの信号に対して、電気長が１３．５°となっている。
【００７１】
周波数２ｆの信号トラップ６０６は、幅１５０ミクロン、長さ２ｍｍであるため、特性インピーダンス５０Ω、２ｆの信号に対して電気長が９０°となる。したがって、トラップ６０６の接続点では、周波数２ｆの信号に対してインピーダンスが０となり、周波数２ｆの信号は反射される。
【００７２】
一方、周波数ｆの信号トラップ６０７は、幅１５０ミクロン、長さ４ｍｍであるため、特性インピーダンス５０Ω、２ｆの信号に対して電気長が９０°となる。したがって、トラップ６０７の接続点では、周波数ｆの信号に対してインピーダンスが０となり、周波数ｆの信号は反射される。
【００７３】
以上の構成により、トランジスタが一つだけで、周波数がｆ／ｍの注入信号に対して周波数が４×ｍ倍の信号が出力でき、しかも不要波のレベルが小さい注入同期発振器が得られる。また、結合回路２０２に周波数がｆの信号トラップと周波数が２ｆの信号トラップを配置することにより、直列帰還型発振部から発生する信号のうち、特に特に強度の高い周波数ｆと２ｆの信号が基準信号源側に漏洩するレベルを抑えることが可能となり、本注入同期発振器の安定動作が可能となる。
【００７４】
（実施の形態７）
実施の形態１〜６で示した注入同期発振器と基準信号源の一部を同一半導体チップに集積化することも可能である。図７にその一例を示す。
【００７５】
注入同期発振器（ＩＬＯ）７０１、負性抵抗回路７０２、共振器７０３、キャパシタ７０５、抵抗７０６、バラクタ７０７、分周器７０８、位相比較器７０９、ループフィルタ７１０、水晶発振器７１１で構成される。
【００７６】
注入同期発振器（ＩＬＯ）７０１は、実施の形態１を示す図１において、結合回路１０２、直列帰還型発振部１０３、第一の伝送線路１０４、第二の伝送線路１０５、周波数２ｆの信号トラップ１０６、周波数ｆの信号トラップ１０７、出力回路１０８に対応し、負性抵抗回路７０２、共振器７０３、キャパシタ７０５、抵抗７０６、バラクタ７０７、分周器７０８、位相比較器７０９、ループフィルタ７１０、水晶発振器７１１は、図１の基準信号源１０１に対応する。また、負性抵抗回路７０２、共振器７０３、キャパシタ７０５、抵抗７０６、バラクタ７０７は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）７０４を構成している。
【００７７】
ここで、動作原理について説明する。ＶＣＯ７０４で出力される周波数ｆ／ｍの信号は、実施の形態１〜６に示した原理で周波数４ｆの信号に変換され、出力される。一方、ＶＣＯ７０４で出力される周波数ｆ／ｍの信号の一部は、分周器７０８で分周され、位相比較器７０９に供給される。位相比較器では、水晶発振器７１１から供給される基準信号との位相差に対応した値の電圧が出力され、その電圧がループフィルタ７１０を介して、ＶＣＯ７０４に供給される。この電圧によって、バラクタ７０７の容量が調整され、最終的にはループフィルタから供給される電圧が０となる時点で発振周波数する。したがって、負性抵抗回路７０２からは、常に周波数が安定で位相雑音が低い信号が出力され、この信号を注入したＩＬＯ７０１からは、常に周波数が安定で位相雑音が低い周波数４ｆの信号が出力される。
【００７８】
ＶＣＯの共振器７０３は、例えばアルミナ基板上のマイクロストリップ線路や、同軸共振器で構成する。一方、ＶＣＯの負性抵抗回路７０２は、ＩＬＯ７０１と同一半導体チップに集積化する。この負性抵抗回路７０２は、トランジスタと受動素子により容易に構成できる。
【００７９】
以上のように、共振器７０３を外付けにし、負性抵抗回路７０２をＭＭＩＣに含めた構成を取ることにより、より周波数が安定で位相雑音の低い信号が得られ、かつ、低損失にＩＬＯ７０１に信号を注入することが可能となる。
【００８０】
（実施の形態８）
図８は実施の形態１〜７で例示した本発明の注入同期発振器を用いた高周波通信回路装置の一例を示すブロック図である。
【００８１】
送信機は、変調信号源８０１、ハーモニックミキサ８０２、帯域通過フィルタ８０３、パワーアンプ８０４、アンテナ８０５、ＩＬＯ８０６、基準信号源８０７で構成される。受信器は、チューナ８１１、ハーモニックミキサ８１２、帯域通過フィルタ８１３、ローノイズアンプ８１４、アンテナ８１５、ＩＬＯ８１６、基準信号源８１７で構成される。
【００８２】
ここで、基準信号源８０７、８１７は図１の基準信号源１０１に対応し、ＩＬＯ８０６、８１６は図１の結合回路１０２、直列帰還型発振部１０３、第一の伝送線路１０４、第二の伝送線路１０５、周波数２ｆの信号トラップ１０６、周波数ｆの信号トラップ１０７、出力回路１０８などで構成される注入同期発振器に対応する。
【００８３】
ＩＬＯ８０６、８１６は、直列帰還型発振部の基本波の周波数ｆが７．３７５ＧＨｚであり、その４倍波である２９．５ＧＨｚを出力する。基準信号源８０７、８１７は、基本波の１／４サブハーモニックである１．８４３７５ＧＨｚを出力する。つまり、基準信号源８０７、８１７から周波数が１．８４３７５ＧＨｚの信号を注入し、ＩＬＯからはその１６倍波である２９．５ＧＨｚが出力される。
【００８４】
変調信号源８０１で生成される中間周波信号は１ＧＨｚから２ＧＨｚの間を占めており、ハーモニックミキサ８０２の中間周波信号用端子に入力される。ＩＬＯ８０６から出力される局発信号は周波数２９．５ＧＨｚの正弦波であり、ハーモニックミキサ８０２の局発信号用端子に入力される。
【００８５】
中間周波信号と局発信号はハーモニックミキサ８０２内で混合され、中間周波信号が局発信号により上昇変換（アップコンバート）される。ハーモニックミキサ８０２から発生する信号のうち、周波数６０ＧＨｚから６１ＧＨｚの間の高周波信号のみが帯域通過フィルタ８０３を通過し、パワーアンプ８０４に入力され、そこで増幅され、アンテナ８０５から、高周波電波８２０として放射される。
【００８６】
高周波電波８２０はアンテナ８１５で受信され、受信機の高周波信号となり、ローノイズアンプ８１４で増幅される。さらに帯域通過フィルタ８１３を通過して、ハーモニックミキサ８１２の高周波信号用端子に入力される。一方、ＩＬＯ８１６から出力された周波数２９．５ＧＨｚの正弦波の信号は、ハーモニックミキサ８１２の局発信号用端子に入力される。高周波信号は、ハーモニックミキサ８１２の内部で局発信号と混合され、再び周波数１ＧＨｚから２ＧＨｚの間の中間周波信号に下降変換（ダウンコンバート）される。中間周波信号はチューナ８１１に入力され、所望の情報に変換される。ハーモニックミキサ８０２と８１２は、全く同じ構成のものを使用することが可能である。また、帯域通過フィルタ８０３と８１３、パワーアンプ８０４とローノイズアンプ８１４、アンテナ８０５と８１５、ＩＬＯ８０６と８１６、基準信号源８０７、８１７はそれぞれ同じ構成のものを用いることができる。
【００８７】
基準信号源８０７、８１７は、１．８ＧＨｚ帯の信号を出力するため、従来からのマイクロ波の技術で、高安定で、低位相雑音な基準信号源を容易に構成できる。
【００８８】
一方、ＩＬＯ８０６、８１６は、非常に簡素な構成で等価的に１６逓倍動作が可能であり、装置の小型化、低コスト化、低消費電力化に寄与する。
【００８９】
【発明の効果】
周波数安定性が高く、逓倍次数が高く、かつ不要波のレベルが小さく、しかも回路構成が簡単で消費電力の小さい注入同期発振器を提供できる。
【００９０】
本発明の注入同期発振器を高周波通信装置に用いることにより、局部発振器のサイズや消費電力が小さくなるため、高周波通信装置を軽量でかつコンパクトに実現でき、しかも消費電力を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の発振器の基本構成図を示すブロック図である。
【図２】  本発明の注入同期発振器を示す回路例である。
【図３】  本発明の注入同期発振器を示す別の回路例である。
【図４】  本発明の注入同期発振器を示す別の回路例である。
【図５】  本発明の注入同期発振器を示す別の回路例である。
【図６】  本発明の注入同期発振器を示す回路レイアウトの例である。
【図７】  本発明の注入同期発振器と基準信号源の一部を同一半導体チップに集積化した例である。
【図８】  本発明の注入同期発振器を用いた高周波通信回路装置の例を示すブロック図である。
【図９】  従来の注入同期型マイクロ波発振器のブロック図である。
【符号の説明】
１０１、２０１、３０１、４０１、５０１、６０１、８０７、８１７…基準信号源
１０２、２０２、３０２、４０２、５０２、６０２…結合回路
１０３、２０３、３０３、４０３、５０３、６０３…直列帰還型発振部
１０４、２０４、３０４、４０４、５０４、６０４…第一の伝送線路
１０５、２０５、３０５、４０５、５０５、６０５…第二の伝送線路
１０６、２０６、３０６、４０６、５０６、６０６…周波数２ｆの信号トラップ
１０７、２０７、３０７、４０７、５０７、６０７…周波数ｆの信号トラップ
１０８、２０８、３０８、４０８、５０８、６０８…出力回路
１０９、２０９、３０９、４０９、５０９、６０９…出力端子
２１０、３１０、４１０、５１０…共振回路
２１５、４２７、５１５、５２７…トランジスタ
２１６、２２２、５１６、６１３、６１４、６２６、６３０…伝送線路
２２０、２２１…先端短絡スタブ
４２６…結合回路の入力回路部
４２８…結合回路の出力回路部
６１０…共振器
６１２、６２３、６２７、６２８、６５１、６５２…オープンスタブ
６１５…チップ状トランジスタ
６９７…スルーホール
６９８…ワイア
６９９…アルミナ基板
７０１、８０６、８１６…ＩＬＯ
７０２…負性抵抗
７０３…共振器
７０４…ＶＣＯ
８０１…変調信号源
８０２、８１２…ハーモニックミキサ
８０３、８１３…帯域通過フィルタ
８０４…パワーアンプ
８１４…ローノイズアンプ
８０５、８１５…アンテナ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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