(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相（Ｎ，Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直接周波数変換回路であって、
ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子を２個直列に接続してなる直列スイッチ部を、前記ダイオードのカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続し、かつ、前記直列スイッチ部にスナバコンデンサを並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この交流スイッチ部をＮ個設け、
前記直列スイッチ部のダイオード同士の各接続点をリアクトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、各相のブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続し、
ある相の直列スイッチ部のスイッチング素子のオンオフ動作により、当該相及び異なる相の前記ブリッジインバータ回路のオン状態にあるスイッチング素子をそれぞれ介して電流を流すことにより当該相の入力電流を増減制御可能とした直接形周波数変換回路において、
各相の正弦波状の入力電流指令値の瞬時値を中心として正負側に一定の幅を持たせて上下限値を設定し、入力電流検出値が前記上下限値に達した時点でオンオフするように当該相の直列スイッチ部のスイッチング素子に対する制御信号を決定し、この制御信号と他相のブリッジインバータのスイッチング素子に対する制御信号との論理積により当該相の直列スイッチ部のスイッチング素子に対する最終的な制御信号のパルスパターンを決定することを特徴とする直接周波数変換回路の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流平滑回路が不要であり、入力交流電流を高力率で正弦波化することが可能であって、Ｎ相（例えば単相または三相）の交流入力から任意周波数のＭ相（例えば単相または三相）交流出力を得る直接リンク形の電源装置、いわゆる直接周波数変換回路の制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１は、先願である特願平１１−２８６２９０号の図２３に記載された昇降圧動作可能な三相−三相変換回路である。なお、この回路は、本発明の実施形態が適用される回路でもある。
図１において、１２，２２，３２は直列スイッチ部、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３は入力フィルタコンデンサを兼ねたスナバコンデンサ、１３，２３，３３は三相ブリッジインバータ回路であり、１０Ｋ，２０Ｋ，３０Ｋは各直列スイッチ部及び各三相ブリッジインバータ回路からなる交流スイッチ部である。
また、ＬＲ，ＬＳ，ＬＴはリアクトル、ＲＰ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮ，Ｕ１〜Ｕ３，Ｖ１〜Ｖ３，Ｗ１〜Ｗ３，Ｘ１〜Ｘ３，Ｙ１〜Ｙ３，Ｚ１〜Ｚ３はそれぞれダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子、ＰＲ１〜ＰＲ４，ＰＳ１〜ＰＳ４，ＰＴ１〜ＰＴ４はスイッチング素子同士の接続点である。更に、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗは交流出力端子である。
【０００３】
この実施形態の降圧時の制御方法は、特開平１０−８０１４７号公報に記載された制御方法と同様である。
例えば、ＲＳ間の入力線間電圧が正の期間では、Ｕ相のインバータ回路１３内のスイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１とＶ相のインバータ回路２３内のスイッチング素子Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２とを選択的にオンさせる。つまり、Ｕ１，Ｙ２がオンのときには出力端子Ｕ，Ｖ間に正の電圧を、Ｕ１，Ｚ２がオンのときには出力端子Ｕ，Ｗ間に正の電圧を、Ｖ１，Ｘ２がオンのときには出力端子Ｕ，Ｖ間に負の電圧を、Ｖ１，Ｚ２がオンのときには出力端子Ｖ，Ｗ間に正の電圧を、Ｗ１，Ｘ２がオンのときには出力端子Ｕ，Ｗ間に負の電圧を、Ｗ１，Ｙ２がオンのときには出力端子Ｖ，Ｗ間に負の電圧を発生させる。このとき、出力周波数に合わせて各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに正負の電圧を振り分けることで、各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に任意周波数の三相交流電圧を発生させる。
ＲＳ間の入力線間電圧が負の期間では、Ｕ相のインバータ回路１３内のスイッチング素子Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２とＶ相のインバータ回路２３内のスイッチング素子Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１とを同様に選択的にオンさせれば、各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に任意周波数の三相交流電圧を発生させることができる。
【０００４】
次に、昇圧時の動作を説明する。
直列スイッチ部１２，２２，３２のスイッチング素子ＲＰ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮをそれぞれスイッチングすることで、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄える。例えば、入力線間電圧ＶＲＳが正であってスイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオンしている時にスイッチング素子ＲＮをオンすることで、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＲ４→スイッチング素子ＲＮ→スイッチング素子Ｙ１の逆並列ダイオード→接続点ＰＲ２→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→スイッチング素子ＳＮの逆並列ダイオード→接続点ＰＳ４→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓの経路で電流が流れ、リアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄積される。
【０００５】
更に、スイッチング素子ＲＮがオフすると、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＲ４→スイッチング素子ＲＰの逆並列ダイオード→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→スイッチング素子ＳＮの逆並列ダイオード→接続点ＰＳ４→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓの経路で電流が流れ、負荷に電圧が供給される。
よって、出力電圧は入力線間電圧ＶＲＳとリアクトルＬＲ，ＬＳ両端間の電圧との和になり、入力電圧よりも高い電圧が負荷に供給される。
スイッチング素子ＲＰ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮも同様に制御することにより、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄え、そのエネルギーを負荷に供給して昇圧動作させることが可能である。
【０００６】
ここで、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３にはリアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴに流れる電流と負荷に供給する電流との差電流が流れる。すなわち、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３は入力フィルタコンデンサとスナバコンデンサとの両方の機能を果たしている。
【０００７】
これらのコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に蓄積されたエネルギーは、各インバータ回路１３，２３，３３の上下アームのスイッチング素子を同時にオンすることで負荷側または入力電源側に回生される。
例えば、スイッチング素子Ｕ１，Ｙ１を同時にオンすると、コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＲ２→スイッチング素子Ｙ１→コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、コンデンサＣ１のエネルギーを負荷側に回生することができる。また、スイッチング素子ＲＰ，ＳＮ，Ｘ１を同時にオンすることにより、コンデンサＣ１→スイッチング素子ＲＰ→接続点ＰＲ４→リアクトルＬＲ→入力端子Ｒ→交流電源→入力端子Ｓ→リアクトルＬＳ→接続点ＰＳ４→スイッチング素子ＳＮ→スイッチング素子Ｘ２の逆並列ダイオード→接続点ＰＳ１→接続点ＰＲ１→スイッチング素子Ｘ１→コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、コンデンサＣ１のエネルギーが入力電源側に回生される。
スナバコンデンサＣ２，Ｃ３に蓄積されたエネルギーも同様な方法によって回生可能である。
【０００８】
低力率負荷時やモータ負荷時のように出力電圧と極性が異なる電流は、入力側に接続された異なる直列スイッチ部１２，２２，３２の上下アームのスイッチング素子を同時にオンさせることで、入力側を通る経路で環流させる。
例えば、Ｖ相からＵ相に流れる電流はスイッチング素子ＲＰ，ＳＮを同時にオンさせることで、出力端子Ｖ→負荷→出力端子Ｕ→接続点ＰＲ１→スイッチング素子Ｕ１の逆並列ダイオード→スイッチング素子ＲＰ→接続点ＰＲ４→リアクトルＬＲ→入力端子Ｒ→交流電源→入力端子Ｓ→リアクトルＬＳ→接続点ＰＳ４→スイッチング素子ＳＮ→スイッチング素子Ｙ２の逆並列ダイオード→接続点ＰＳ２→出力端子Ｖの経路で電流が流れ、入力側を通る経路で環流する。
ここで、リアクトルＬＲ，ＬＳに流れる瞬時電流と負荷側の出力端子Ｖ，Ｕ間に流れる電流の差分はコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に流れ、負荷のエネルギーの一部は一時的にこれらのコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に蓄積されるが、その蓄積エネルギーは前述のように入力電源側や負荷側に回生される。
【０００９】
次に、図２は、この従来技術における降圧動作時の入力電流含有高調波を低減するための制御方法を示す波形図である。
直接周波数変換回路は大容量の直流平滑コンデンサ等の大きなエネルギー蓄積要素を持たないので、入力電流は出力波形の影響を受けやすく、出力周波数の整数倍の高調波成分を多く含んだ波形となる。また、各交流スイッチ部１０Ｋ，２０Ｋ，３０Ｋの直流端子間に挿入されたコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に流入する突入電流の影響により、入力電流には高調波成分が含まれる。すなわち、図２に示すように、例えばＲ相の入力電流ＩRは出力波形の影響等を受けてリプルを含んだ波形となる。
【００１０】
いま、入力電流ＩRから基本波成分ＩR’を取り除くと、図２に示す高調波成分ＩRDが得られる。ここで、高調波成分ＩRDを補正できるような適宜な大きさの直流バイアス電圧をＶAとし、Ｒ相電圧ＶRが正の区間には、この直流バイアス電圧ＶAにＩRDの反転波形を加え、Ｒ相電圧ＶRが負の区間にはＶAにＩRDをそのまま加えることで、入力電流補正制御波形ＩEを得る。すなわち、Ｒ相電圧ＶRが正の区間のＩEは数式１により、Ｒ相電圧が負の区間のＩEは数式２により表される。
なお、上記電流量ＩRD，ＩEは、実際は電圧量として取り扱われる。
【００１１】
【数１】
ＩE＝ＶA−ＩRD
【００１２】
【数２】
ＩE＝ＶA＋ＩRD
【００１３】
更に、キャリア波形ＣＲと入力電流補正制御波形ＩEとの大きさを比較して、図１の直列スイッチ部１２のスイッチング素子ＲＮ，ＲＰに対するＰＷＭ制御信号のパルスを作成する。
仮に、ＶAが零ならば（つまり、Ｒ相電圧ＶRが正の区間ではＩRDの反転波形をキャリア波形ＣＲと比較し、Ｒ相電圧ＶRが負の区間ではＩRDの波形をそのままキャリア波形ＣＲと比較する場合）、スイッチング素子ＲＮ，ＲＰのオン信号は入力電流ＩRが基本波成分ＩR’より小さい時にはパルス幅を広げられるが、入力電流ＩRが基本波成分ＩR’より大きくなった時にパルス幅を狭くすることができない。
【００１４】
そこで、入力電流の補正制御が行える程度の適宜な大きさの直流バイアス電圧ＶAをＩRDに加えれば、図２に示すように入力電流ＩRの大きさに関わらずスイッチング素子ＲＮ，ＲＰの制御信号のパルス幅を変化させることができ、これにより入力電流ＩRの増加または減少を抑制し、結果的に入力電流ＩRを正弦波状に補正することが可能となる。
なお、Ｓ相やＴ相の入力電流に関しても、同様の制御によって含有高調波を低減することができる。
【００１５】
例えば、上述したような方法で生成される制御信号を用いてスイッチング素子ＲＮをオンオフ制御することにより、入力電流ＩRの含有高調波を低減させる動作を以下に説明する。
まず、Ｒ相からＳ相に流す電流を増加させる場合において、スイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオンしている時にスイッチング素子ＲＮをオンさせると、入力端子Ｒ（以下では参照符号のみを記す）→ＬＲ→ＰＲ４→ＲＮ→Ｙ１の逆並列ダイオード→ＰＲ２→ＰＳ２→Ｙ２→ＳＮの逆並列ダイオード→ＰＳ４→ＬＳ→Ｓの経路でリアクトルＬＲ，ＬＳを介して電源短絡し、入力電流を増加させる。また、ＲＮがオフするとＲ→ＬＲ→ＰＲ４→ＲＰの逆並列ダイオード→Ｕ１→ＰＲ１→Ｕ→負荷→Ｖ→ＰＳ２→Ｙ２→ＳＮの逆並列ダイオード→ＰＳ４→ＬＳ→Ｓの経路で負荷に電流が転流し、入力電流を減少させる。よって、スイッチング素子ＲＮの制御信号によりＲ相からＳ相に流す電流を制御することができ、入力電流の高調波成分を低減することができる。また、その逆方向（Ｓ相からＲ相）に流す入力電流や、その他の相の入力電流についても同様な制御方法で高調波成分を低減させることができる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
前述したように、スイッチング素子ＲＮ，ＲＰの制御信号のパルス幅は入力電流の高調波成分ＩRDの大きさによって決定される。しかし、含有高調波成分を低減させるように入力電流を増加させる条件が成り立つためには、図１におけるインバータ回路のスイッチング素子（例えばＲ相からＳ相に電流を流す場合にＸ２，Ｙ２，Ｚ２のいずれか）がオンしていなければならない。直列スイッチ部１２のスイッチング素子（必要に応じて単に入力側素子という）ＲＮに対する制御信号とインバータ回路のスイッチング素子（同じく単に出力側素子という）Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２の論理和に対する制御信号が両方ともオン状態である期間が短いと、入力電流を十分に制御することができなくなり、高調波を十分に低減させることができない。
【００１７】
例えば、図３は、上述した先願の動作を示す入力側素子ＲＮ、出力側素子（Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２の論理和）に対する制御信号と入力電流及ＩRとの関係を示すものである。ここで、入力電流ＩRを増加させるようにスイッチング素子ＲＮがオンしても、図示するように出力側のスイッチング素子Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２のいずれかがオンしている期間しかＩRを増加させることができず、入力電流ＩRを指令値ＩR*まで増加させることができない。なお、図３において、ＯＲ（Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２）はスイッチング素子Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２のいずれかがオンしている期間である。
【００１８】
そこで本発明は、入力電流をその指令値に追従させるために増加または減少させるような直列スイッチ部のスイッチング素子に対する制御信号を生成し、入力電流を正弦波に近付けて含有高調波成分を減少させるようにした直接周波数変換回路の制御方法を提供しようとするものである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、Ｎ相の交流入力電圧を任意周波数のＭ（Ｎ，Ｍは２以上の整数）相の交流出力電圧に変換する直接周波数変換回路であって、
ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子を２個直列に接続してなる直列スイッチ部を、前記ダイオードのカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続し、かつ、前記直列スイッチ部にスナバコンデンサを並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この交流スイッチ部をＮ個設け、
前記直列スイッチ部のダイオード同士の各接続点をリアクトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、各相のブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続し、
ある相の直列スイッチ部のスイッチング素子のオンオフ動作により、当該相及び異なる相の前記ブリッジインバータ回路のオン状態にあるスイッチング素子をそれぞれ介して電流を流すことにより当該相の入力電流を増減制御可能とした直接形周波数変換回路において、
各相の正弦波状の入力電流指令値の瞬時値を中心として正負側に一定の幅を持たせて上下限値を設定し、入力電流検出値が前記上下限値に達した時点でオンオフするように当該相の直列スイッチ部のスイッチング素子に対する制御信号を決定し、この制御信号と他相のブリッジインバータのスイッチング素子に対する制御信号との論理積により当該相の直列スイッチ部のスイッチング素子に対する最終的な制御信号のパルスパターンを決定するものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図４は、本発明の参考形態が適用される制御ブロック図である。図において、１００は図１と同一構成の直接周波数変換回路の主回路であり、各相の入力電流、例えばＲ相電流（Ｒ相電流検出値）ＩＲは変流器によって検出され、制御回路２００内に取り込まれる。ここで、図４では変流器２０１ａ及び入力電流検出手段２０１ｂを分けて示してあるが、便宜上、これらをまとめて入力電流検出手段２０１と称する。
【００２２】
２０２は入力電流指令手段であり、各相の入力電流指令値、例えばＲ相電流指令値ＩR*が出力される。
Ｒ相電流検出値ＩR及び指令値ＩR*はヒステリシスコンパレータ２０３に入力され、Ｒ相電圧ＶRの正負に応じて図１のＲ相直列スイッチ部１２のスイッチング素子ＲＮ，ＲＰに対する制御信号を決定する信号が出力されるようになっている。このヒステリシスコンパレータ２０３はヒステリシス幅Ｉrを有しており、Ｒ相電圧ＶRが正の期間では、ＩRがＩR*−Ｉrと等しくなったらスイッチング素子ＲＮをオンさせ、ＩRがＩR*＋Ｉrと等しくなったらスイッチング素子ＲＮをオフさせると共に、Ｒ相電圧ＶRが負の期間では、ＩRがＩR*＋Ｉrと等しくなったらスイッチング素子ＲＰをオンさせ、ＩRがＩR*−Ｉrと等しくなったらスイッチング素子ＲＰをオフさせるような出力信号を生成する。
ヒステリシスコンパレータ２０３の出力信号はパルス分配手段２０４に入力されており、この分配手段２０４によりスイッチング素子ＲＮ，ＲＰに対する実際の制御信号が生成され、ゲート駆動ユニット２０５を介して主回路１００のＲ相直列スイッチ部１２のスイッチング素子ＲＮ，ＲＰに与えられる。
【００２３】
図５は、Ｒ相電圧ＶRの正負に応じた入力電流検出値ＩR及び指令値ＩR*の瞬時値波形と、スイッチング素子ＲＮ，ＲＰに対する制御信号のパルスパターンを示している。前記ヒステリシスコンパレータ２０３の動作により、Ｒ相電圧ＶRの正負、ＩRとＩR*＋Ｉr，ＩR*−Ｉrとの大小関係に応じて各スイッチング素子ＲＮ，ＲＰに対するパルスパターンは図のようになる。ここで、ＩR*＋Ｉrの波形は請求項における上限値を、ＩR*−Ｉrの波形は請求項における下限値を形成する。
【００２４】
図５に示す入力電流検出値ＩRは、動作を説明し易くするためにリプルを多く含んだ波形として描いてあるが、前記ヒステリシス幅Ｉrを小さくすることでリプルは減少し、歪みの少ない正弦波状の波形となる。
図５において、Ｒ相電圧ＶRが正の場合には、入力電流検出値ＩRが下限値のＩR*−Ｉrから上限値のＩR*＋Ｉrまで増加する過程ではスイッチング素子ＲＮに対する制御信号をオン、ＩRが上限値のＩR*＋Ｉrから下限値のＩR*−Ｉrまで減少する過程ではスイッチング素子ＲＮに対する制御信号をオフとし、Ｒ相電圧ＶRが負の場合には、ＩRがＩR*＋ＩrからＩR*−Ｉrまで減少する過程ではスイッチング素子ＲＰに対する制御信号をオン、ＩRがＩR*−ＩrからＩR*＋Ｉrまで増加する過程ではスイッチング素子ＲＰに対する制御信号をオフとしている。
【００２５】
図１の主回路１００の出力側スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３，Ｖ１〜Ｖ３、Ｗ１〜Ｗ３，Ｘ１〜Ｘ３，Ｙ１〜Ｙ３，Ｚ１〜Ｚ３の制御方法としては、例えばＲ相について言うと、降圧時には、前記同様にＲＳ間の入力線間電圧が正の期間ではスイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２を選択的にオンさせる。Ｕ１，Ｙ２がオンのときには出力端子Ｕ，Ｖ間に正の電圧を、Ｕ１，Ｚ２がオンのときには出力端子Ｕ，Ｗ間に正の電圧を、Ｖ１，Ｘ２がオンのときには出力端子Ｕ，Ｖ間に負の電圧を、Ｖ１，Ｚ２がオンのときには出力端子Ｖ，Ｗ間に正の電圧を、Ｗ１，Ｘ２がオンのときには出力端子Ｕ，Ｗ間に負の電圧を、Ｗ１，Ｙ２がオンのときには出力端子Ｖ，Ｗ間に負の電圧を発生させる。そして、出力周波数に合わせて各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに正負の電圧を振り分けることで、各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に任意周波数の三相交流電圧を発生させる。
ＲＳ間の入力線間電圧が負の期間では、スイッチング素子Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２，Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１を同様に選択的にオンさせれば、各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に任意周波数の三相交流電圧を発生させることができる。
【００２６】
昇圧時の出力側スイッチング素子、例えばＵ１，Ｙ２の動作を直列スイッチ部１２のスイッチング素子ＲＮの動作と関連させて述べると、例えば、入力線間電圧ＶＲＳが正であってスイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオンしている時にスイッチング素子ＲＮをオンすると、Ｒ→ＬＲ→ＰＲ４→ＲＮ→Ｙ１の逆並列ダイオード→ＰＲ２→ＰＳ２→Ｙ２→ＳＮの逆並列ダイオード→ＰＳ４→ＬＳ→Ｓの経路で電流が流れ、リアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄積される。
更に、スイッチング素子ＲＮがオフすると、Ｒ→ＬＲ→ＰＲ４→ＲＰの逆並列ダイオード→Ｕ１→ＰＲ１→Ｕ→負荷→Ｖ→ＰＳ２→Ｙ２→ＳＮの逆並列ダイオード→ＰＳ４→ＬＳ→Ｓの経路で電流が流れ、負荷に電圧が供給される。
よって、出力電圧は入力線間電圧とリアクトルＬＲ，ＬＳ両端間の電圧との和になり、入力電圧よりも高い電圧が負荷に供給される。
【００２７】
次に、図６〜図８は、本形態の動作を説明するために図３と同様な表示形式で図１の入力側素子ＲＮ、出力側素子（Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２の論理和）に対する制御信号と入力電流ＩＲ等の波形を示したものである。
まず、図６は入力側素子ＲＮがオンであるときに出力側素子（Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２のいずれか）がオンする場合である。この図６において、入力電流ＩＲが減少してＩＲ＊−Ｉｒと等しくなったときに入力側素子ＲＮがオンしても出力側素子（Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２のすべて）の制御信号がオフ状態であるため、ＩＲは増加しない。しかし、出力側素子（Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２のいずれか）がオンするとそれ以後、入力電流ＩＲは増加し、ＩＲが上限値のＩＲ＊＋Ｉｒと等しくなったときにＲＮはオフする。ＲＮがオフすると入力電流ＩＲは負荷側へ転流するので、ＩＲは減少する。
【００２８】
このような制御を行わせることで、ＩRがＩR*＋Ｉrと等しくなるまで入力側素子ＲＮのオン信号が保持されるので、入力電流を十分に増加させることができる。
よって、図３との比較から分かるように、入力電流ＩRを指令値ＩR*に追従させて制御することができ、入力電流ＩRの高調波成分を従来技術よりも低減させることができる。
ここでは、Ｒ相からＳ相に流す入力電流の制御について説明したが、その逆方向（Ｓ相からＲ相）に流す入力電流や、その他の相の入力電流についても同様な制御方法を適用することで、高調波成分を低減させることができる。
【００２９】
図７の場合では、ＩRがＩR*−Ｉrまで低下して入力側素子ＲＮがオンしたときには既に出力側素子（Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２のいずれか）がオンしているので、それ以後、ＩRは増加する。そこで、ＩRがＩR*＋Ｉrまで増加する前に出力側素子（Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２のすべて）がオフしてＩRが低下しても、次に出力側素子（Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２のいずれか）がオンしてＩRがＩR*＋Ｉrまで増加するようにＲＮのオン信号が保持されるので、ＩRを十分に増加させることができる。
図８の場合では、入力側素子ＲＮがオンの期間は出力側素子（Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２のいずれか）は常にオン状態なので、ＲＮがオンの期間中はＩRを低下させることなく上限値のＩR*＋Ｉrまで上昇させることができる。
【００３０】
以上のように本形態では、ヒステリシスコンパレータ２０３を用いて入力電流指令値ＩＲ＊±Ｉｒの範囲内で入力電流ＩＲを増減させるように直列スイッチ部のスイッチング素子に対する制御信号を生成するため、図３の例に比べて入力電流ＩＲがその指令値ＩＲ＊に対して良く追従するようになる。
従って、入力電流指令値ＩＲ＊の波形が正弦波であれば実際の入力電流ＩＲも正弦波に近づき、含有高調波成分を低減させることができる。
【００３１】
次いで、請求項１に記載した発明の実施形態を説明する。
まず、図９は、この実施形態において、前述のヒステリシスコンパレータ２０３を用いて得た入力側素子ＲＮの制御信号と出力側素子（Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２の論理和）の制御信号とを論理積手段２０６に入力し、その出力を入力側素子ＲＮに対する最終的な制御信号ＲＮ’とするための構成を示している。このような論理積演算を行うと、ＲＮ’は図１０や図１１に示すような制御信号となる。なお、図１０は入力電流ＩＲが減少中に出力側素子（Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２のいずれか）の制御信号がオンする場合の動作説明図、図１１は入力電流ＩＲが増加中に出力側素子（Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２のすべて）の制御信号がオフする場合の動作説明図である。
【００３２】
図１０において、出力側素子（Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２のすべて）の制御信号がオフの期間は、ＲＮがオンになっても、図９の論理によって制御信号ＲＮ’はオフのままである。つまり、出力側素子Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２のすべてがオフの場合、入力電流ＩRは図１のリアクトルＬＲやＬＳを介して電源短絡する経路がないので、この期間はスイッチング素子ＲＮをオンさせても入力電流ＩRを増加させることはできないため、スイッチング素子ＲＮに与える制御信号ＲＮ’をオフとしている。
そして、出力側素子（Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２のいずれか）の制御信号がオンであり、しかも、制御信号ＲＮがオンである期間だけ制御信号ＲＮ’をオンさせることにより、入力電流ＩRを電源短絡させる経路を確保して入力電流ＩRを増加させる。
【００３３】
次に、図１１に示すように、制御信号ＲＮ’によりスイッチング素子ＲＮがオンして入力電流ＩRが増加しているときに出力側素子Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２のすべてがオフすると、これと同時に制御信号ＲＮ’もオフする。それ以後、入力電流ＩRが減少していき、次に出力側素子Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２のいずれかがオンすると、入力電流ＩRがＩR*＋Ｉrに等しくなるまで増加していき、ＩRがＩR*＋Ｉrに等しくなった時点で制御信号ＲＮがオフすると共に制御信号ＲＮ’もオフする。
【００３４】
ここでは、Ｒ相からＳ相に流す入力電流の制御について説明したが、その逆方向（Ｓ相からＲ相）に流す入力電流や、その他の相の入力電流についても同様な制御方法を適用することで、前述した参考形態と同じ動作を実現することができる。
【００３５】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、昇降圧形の直接周波数変換回路において、入力電流指令値を中心として一定の幅を持たせた範囲内で入力電流を制御するように直列スイッチ部のスイッチング素子に対する制御信号を生成することにより、入力電流の含有高調波成分を従来技術よりも低減させて歪みのない正弦波状に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明及び先願の制御方法が適用される直接周波数変換回路の主回路構成図である。
【図２】  図１の動作説明図である。
【図３】  先願における制御信号のパルスパターン及び入力電流を示す図である。
【図４】  本発明の参考形態を実現するための制御ブロック図である。
【図５】  本発明の参考形態における入力電流検出値等の波形と制御信号のパルスパターンを示す図である。
【図６】  本発明の参考形態の動作説明図である。
【図７】  本発明の参考形態の動作説明図である。
【図８】  本発明の参考形態の動作説明図である。
【図９】  請求項１の発明の実施形態における制御信号の作成手段を説明する図である。
【図１０】  請求項１の発明の実施形態の動作説明図である。
【図１１】  請求項１の発明の実施形態の動作説明図である。
【符号の説明】
Ｒ，Ｓ，Ｔ・・・入力端子
Ｕ，Ｖ，Ｗ・・・出力端子
ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ・・・リアクトル
ＲＰ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮ，Ｕ１〜Ｕ３，Ｖ１〜Ｖ３，Ｗ１〜Ｗ３，Ｘ１〜Ｘ３，Ｙ１〜Ｙ３，Ｚ１〜Ｚ３・・・スイッチング素子
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３・・・スナバコンデンサ
ＰＲ１〜ＰＲ４，ＰＳ１〜ＰＳ４，ＰＴ１〜ＰＴ４・・・接続点
１２，２２，３２・・・直列スイッチ部
１３，２３，３３・・・三相ブリッジインバータ回路
１０Ｋ，２０Ｋ，３０Ｋ・・・交流スイッチ部
１００・・・主回路
２００・・・制御回路
２０１・・・入力電流検出手段
２０２・・・入力電流指令手段
２０３・・・ヒステリシスコンパレータ
２０４・・・パルス分配手段
２０５・・・ゲート駆動ユニット
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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