(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
バッテリから負荷に供給する電流を導通／遮断する電力素子と、
この電力素子からの電流を受け、負荷に供給する電圧を平滑する平滑回路と、
上記電力素子の出力電流に基づいて、過電流を検出する過電流検出手段と、
上記平滑回路の出力電圧が所定電圧になるように、また、上記過電流検出手段により過電流が検出されたとき、過電流を防止するように上記電力素子の導通／遮断を制御する主要制御回路とを備えた自動車用電源制御装置において、
上記主要制御回路は、起動時において上記電力素子の導通時間の間引きを行うことを特徴とする自動車用電源制御装置。
【請求項２】
バッテリから負荷に供給する電流を導通／遮断する電力素子と、
この電力素子からの電流を受け、負荷に供給する電圧を平滑する平滑回路と、
上記電力素子の出力電流に基づいて、過電流を検出する過電流検出手段と、
上記平滑回路の出力電圧が所定電圧になるように、また、上記過電流検出手段により過電流が検出されたとき、過電流を防止するように上記電力素子の導通／遮断を制御する主要制御回路とを備えた自動車用電源制御装置において、
この自動車用電源制御装置の起動時と定常時とで異なる信号を発生する間引き信号発生手段を備え、
上記主要制御回路は、上記間引き信号発生手段の出力が起動時であることを示すときは、上記電力素子の導通時間の間引きを行うことを特徴とする自動車用電源制御装置。
【請求項３】
バッテリから負荷に供給する電流を導通／遮断する電力素子と、
この電力素子からの電流を受け、負荷に供給する電圧を平滑する平滑回路と、
上記電力素子の出力電流に基づいて、過電流を検出する過電流検出手段と、
上記平滑回路の出力電圧が所定電圧になるように、また、上記過電流検出手段により過電流が検出されたとき、過電流を防止するように上記電力素子の導通／遮断を制御する主要制御回路と、
この主要制御回路に対する起動信号の立ち上がりからの時間を計測する時間計測手段とを備え、
上記主要制御回路は、上記起動信号の立ち上がりから所定時間は、上記電力素子の導通時間の間引きを行うことを特徴とする自動車用電源制御装置。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれかに記載の自動車用電源制御装置において、
上記平滑回路の出力電圧を監視し、これが予め設定された一定の電圧より低い起動時に、上記間引き動作をオンする活性化手段を備えたことを特徴とする自動車用電源制御装置。
【請求項５】
請求項１から請求項３のいずれかに記載の自動車用電源制御装置において、
三角波を発生する三角波発生手段を備え、上記主要制御回路は、この三角波発生手段を発生するに同期して、上記間引き波発生手段による間引き動作を行うことを特徴とする自動車用電源制御装置。
【請求項６】
請求項１から請求項３のいずれかに記載の自動車用電源制御装置において、
上記平滑回路の出力電圧を監視し、これが予め設定された一定の電圧範囲を外れた場合に、上記間引き動作をオンする活性化手段を備えたことを特徴とする自動車用電源制御装置。
【請求項７】
請求項１から請求項３のいずれかに記載の自動車用電源制御装置において、
上記平滑回路の出力に基づいて、所定電圧との誤差電圧を出力する誤差増幅器と、
上記負荷への出力電圧を監視する負荷電圧監視手段と、
上記バッテリの電圧を監視するバッテリ電圧監視手段と、
上記バッテリ電圧監視手段や上記負荷電圧監視手段の出力に基づき、複数の定電圧源から供給される定電圧をスイッチする閾値制御手段と、
上記三角波発生器の出力と、上記誤差電圧増幅器の出力と、上記閾値制御手段の出力との電圧比較を行う電圧比較器とを備え、
上記主要制御回路は、この電圧比較器の出力信号により、上記電力素子の導通／遮断を制御することを特徴とする自動車用電源制御装置。
【請求項８】
請求項７記載の自動車用電源制御装置において、
上記主要制御回路は、上記バッテリ電圧監視手段により電圧が高いことが検知された場合には、上記電圧比較器出力信号により導通時間を制御し、それ以外では、上記三角波に同期した信号により、上記電力素子の導通／遮断を制御することを特徴とする自動車用電源制御装置。
【請求項９】
請求項１から請求項３のいずれかに記載の自動車用電源制御装置において、
上記平滑回路の出力をコレクタに接続し、ベースをＰチャネルＭＯＳＦＥＴのドレイン電流で駆動するＮＰＮトランジスタと、このＮＰＮトランジスタのエミッタを接続してエミッタ電流を供給する第２の負荷と、この第２の負荷に対し、上記バッテリ電圧を抵抗分割し、ダイオードを介して与えるバックアップ回路と、上記ＮＰＮトランジスタのエミッタから接続されたオンオフスイッチと、このオンオフスイッチから第２の抵抗分割回路により降圧した電圧と予め設定した一定電圧とを比較して増幅し、その増幅出力信号により上記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴと、上記第２の負荷端子から接地側にエミッタ電流を流すＰＮＰトランジスタとを制御する正反転出力増幅器とを備えたことを特徴とする自動車用電源制御装置。
【請求項１０】
請求項１から請求項３のいずれかに記載の自動車用電源制御装置において、
上記バッテリからの供給電圧と、上記平滑回路の出力電圧とをダイオード加算した電圧から定電圧を発生する基準電圧源を備えたことを特徴とする自動車用電源制御装置。
【請求項１１】
請求項１から請求項３のいずれかに記載の自動車用電源制御装置において、
上記平滑回路の出力に基づいて、所定電圧との誤差電圧を出力する誤差増幅器と、
上記バッテリからの供給電圧から定電圧を発生する第１の基準電圧源と、
上記平滑回路の出力電圧から定電圧を発生する第２の基準電圧源とを備え、
上記誤差増幅器の所定電圧として、上記第１若しくは第２の基準電圧源のうち、高い方の電圧を用いることを特徴とする自動車用電源制御装置。
【請求項１２】
請求項１から請求項３のいずれかに記載の自動車用電源制御装置において、
上記バッテリからの供給電圧から定電圧を発生する第１の基準電圧源と、
上記平滑回路の出力電圧から定電圧を発生する第２の基準電圧源とを備え、
上記第１若しくは第２の基準電圧源のうち何れか高い方を選択して出力する基準電圧発生手段と、
上記第１の基準電圧と入力端子電圧との電圧比較により省電力動作を起動する省電力起動手段とを備え、
上記主要制御回路は、上記省電力起動手段の出力により、上記基準電圧発生手段における第１の基準電圧入力を遮断するとともに、上記電圧比較器出力を遮断することにより、バッテリの消耗を減少させることを特徴とする自動車用電源制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、過電流保護機能を有する自動車用電源制御装置に係り、特に、定電圧供給端子からコイル等のインダクタンスを介して負荷に連続な電流を供給する構成のものに用いるに適した自動車用電源制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電源制御回路としては、例えば、特開昭６１−２６１９２０号公報，特開昭６２−１１９１６号公報，特開昭６２−１４３４５０号公報，特開昭６３−８７１２８等に記載されているように、異常な過電流が流れる場合に、自動的に供給電流を遮断するものが知られている。また、例えば、特開平８−３０３０１８号公報に記載されているように、温度をモニタすることで、同様の異常を検出し自動的に遮断するものが知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の電源制御装置では、負荷側にインダクタンスが接続されている場合には、過電流保護ができないという問題があった。例えば、インダクタンスを介して負荷を駆動する場合には、過電流による自動遮断の後、電流は瞬時に遮断されるが、インダクタンスに流し続けようとするエネルギーが開放されずに残っている。その後、電流遮断によって過電流状態が検出されなくなると自動的に復帰するが、この時の電流はゼロから増加するのではない。特に、起動時には、インダクタンスの端子間の電位差が大きい上に、遮断前に流れていた比較的大きな電流値を基準として流れはじめるため、過電流検出閾値を超える大きな電流が流れることとなり、過電流保護ができないことになる。
【０００４】
本発明の目的は、負荷側にインダクタンスが接続されるような回路構成にあっても、過電流保護が可能な自動車用電源制御装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
（１）上記目的を達成するために、本発明は、バッテリから負荷に供給する電流を導通/遮断する電力素子と、この電力素子からの電流を受け、負荷に供給する電圧を平滑する平滑回路と、上記電力素子の出力電流に基づいて、過電流を検出する過電流検出手段と、上記平滑回路の出力電圧が所定電圧となるように、また、上記過電流検出手段により過電流が検出されたとき、過電流を防止するように上記電力素子の導通／遮断を制御する主要制御回路とを備えた自動車用電源制御装置において、上記主要制御回路は、起動時において上記電力素子の導通時間の間引きを行うようにしたものである。
また、上記目的を達成するために、バッテリから負荷に供給する電流を導通／遮断する電力素子と、この電力素子からの電流を受け、負荷に供給する電圧を平滑する平滑回路と、上記電力素子の出力電流に基づいて、過電流を検出する過電流検出手段と、上記平滑回路の出力電圧が所定電圧になるように、また、上記過電流検出手段により過電流が検出されたとき、過電流を防止するように上記電力素子の導通／遮断を制御する主要制御回路とを備えた自動車用電源制御装置において、この自動車用電源制御装置の起動時と定常時とで異なる信号を発生する間引き信号発生手段を備え、上記主要制御回路は、上記間引き信号発生手段の出力が起動時であることを示すときは、上記電力素子の導通時間の間引きを行うようにしたものである。
また、上記目的を達成するために、バッテリから負荷に供給する電流を導通／遮断する電力素子と、この電力素子からの電流を受け、負荷に供給する電圧を平滑する平滑回路と、上記電力素子の出力電流に基づいて、過電流を検出する過電流検出手段と、上記平滑回路の出力電圧が所定電圧になるように、また、上記過電流検出手段により過電流が検出されたとき、過電流を防止するように上記電力素子の導通／遮断を制御する主要制御回路と、この主要制御回路に対する起動信号の立ち上がりからの時間を計測する時間計測手段とを備え、上記主要制御回路は、上記起動信号の立ち上がりから所定時間は、上記電力素子の導通時間の間引きを行うようにしたものである。
かかる構成により、負荷側にインダクタンスが接続されるような回路構成にあっても、過電流保護を可能とし得るものとなる。
【０００６】
（２）上記（１）において、好ましくは、上記平滑回路の出力電圧を監視し、これが予め設定された一定の電圧より低い起動時に、上記間引き動作をオンする活性化手段を備えるようにしたものである。
【０００７】
（３）上記（１）において、好ましくは、三角波を発生する三角波発生手段を備え、上記主要制御回路は、この三角波発生手段を発生するに同期して、上記間引き波発生手段による間引き動作を行うようにしたものである。
【０００８】
（４）上記（１）において、好ましくは、上記平滑回路の出力電圧を監視し、これが予め設定された一定の電圧範囲を外れた場合に、上記間引き動作をオンする活性化手段を備えるようにしたものである。
【０００９】
（５）上記（１）において、好ましくは、上記平滑回路の出力に基づいて、所定電圧との誤差電圧を出力する誤差増幅器と、上記負荷への出力電圧を監視する負荷電圧監視手段と、上記バッテリの電圧を監視するバッテリ電圧監視手段と、上記バッテリ電圧監視手段や上記負荷電圧監視手段の出力に基づき、複数の定電圧源から供給される定電圧をスイッチする閾値制御手段と、上記三角波発生器の出力と、上記誤差電圧増幅器の出力と、上記閾値制御手段の出力との電圧比較を行う電圧比較器とを備え、上記主要制御回路は、この電圧比較器の出力信号により、上記電力素子の導通／遮断を制御するようにしたものである。
【００１０】
（６）上記（５）において、好ましくは、上記主要制御回路は、上記バッテリ電圧監視手段により電圧が高いことが検知された場合には、上記電圧比較器出力信号により導通時間を制御し、それ以外では、上記三角波に同期した信号により、上記電力素子の導通／遮断を制御するようにしたものである。
【００１１】
（７）上記（１）において、好ましくは、上記平滑回路の出力をコレクタに接続し、ベースをＰチャネルＭＯＳＦＥＴのドレイン電流で駆動するＮＰＮトランジスタと、このＮＰＮトランジスタのエミッタを接続してエミッタ電流を供給する第２の負荷と、この第２の負荷に対し、上記バッテリ電圧を抵抗分割し、ダイオードを介して与えるバックアップ回路と、上記ＮＰＮトランジスタのエミッタから接続されたオンオフスイッチと、このオンオフスイッチから第２の抵抗分割回路により降圧した電圧と予め設定した一定電圧とを比較して増幅し、その増幅出力信号により上記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴと、上記第２の負荷端子から接地側にエミッタ電流を流すＰＮＰトランジスタとを制御する正反転出力増幅器とを備えるようにしたものである。
【００１２】
（８）上記（１）において、好ましくは、上記バッテリからの供給電圧と、上記平滑回路の出力電圧とをダイオード加算した電圧から定電圧を発生する基準電圧源を備えるようにしたものである。
【００１３】
（９）上記（１）において、好ましくは、上記平滑回路の出力に基づいて、所定電圧との誤差電圧を出力する誤差増幅器と、上記バッテリからの供給電圧から定電圧を発生する第１の基準電圧源と、上記平滑回路の出力電圧から定電圧を発生する第２の基準電圧源とを備え、上記誤差増幅器の所定電圧として、上記第１若しくは第２の基準電圧源のうち、高い方の電圧を用いるようにしたものである。
【００１４】
（１０）上記（１）において、好ましくは、上記バッテリからの供給電圧から定電圧を発生する第１の基準電圧源と、上記平滑回路の出力電圧から定電圧を発生する第２の基準電圧源とを備え、上記第１若しくは第２の基準電圧源のうち何れか高い方を選択して出力する基準電圧発生手段と、上記第１の基準電圧と入力端子電圧との電圧比較により省電力動作を起動する省電力起動手段とを備え、上記主要制御回路は、上記省電力起動手段の出力により、上記基準電圧発生手段における第１の基準電圧入力を遮断するとともに、上記電圧比較器出力を遮断することにより、バッテリの消耗を減少させるようにしたものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図１〜図９を用いて、本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置について説明する。
最初に、図１を用いて、本実施形態による自動車用電源制御装置である定電圧回路の構成について説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置である定電圧回路の構成を示すブロック図である。
【００１６】
定電圧電源回路１００は、電力素子２と、電流検出手段３と、三角波発生器１０と、定電圧源ＣＶ１，ＣＶ２，ＣＶ３と、電圧増幅器１３，１４と、電圧比較器１５，１６と、主要制御回路１９とを備えている。また、その他に、定電圧電源回路１００は、インダクタンス(コイル)Ｌ１と、（ショットキバリア）ダイオードＤ１と、容量Ｃ１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３とを備えている。
【００１７】
電力素子２は、（自動車用）バッテリＢから負荷ＬＯに供給される電流の導通／遮断をする。電圧検出手段３は、電流の導通経路において、その端子間の電圧が通過電流に従って変化する。定電圧源ＣＶ１，ＣＶ２、ＣＶ３は、出力電圧一定化の基準とする電圧源であり、一般的なバンドギャップ電圧発生回路である。
【００１８】
なお、電力素子２の詳細回路構成については、図４を用いて説明し、電流検出手段３の詳細回路構成については、図５を用いて説明し、三角波発生器１０の詳細回路構成については、図６を用いて説明し、主要制御回路１９の詳細回路構成については、図３を用いて説明する。
【００１９】
次に、図１及び図２を用いて、本実施形態による自動車用電源制御装置である定電圧回路１００の動作について説明する。
図２は、本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置である定電圧回路の動作を説明する波形図である。
【００２０】
バッテリＢから供給される電圧ＶBは、通常ＣＶ２Ｖであるが、様々な場合を想定して６〜２４Ｖ程度の範囲を考える。負荷ＬＯとしては、マイクロプロセッサや車載されたセンサ他多くの電気回路が含まれている。定電圧電源回路１００は、バッテリ電圧変動に拘らず、例えば５Ｖといった一定電圧を供給する。このため、定電圧電源回路１００は、定電圧源ＣＶ２が供給する電圧と、出力電圧Voutの分圧電圧との誤差電圧を負帰還して、出力電圧Voutが常に５Ｖ一定となるように制御する。
【００２１】
出力電圧Voutは、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧される。初期状態においては、電圧Voutは零ボルトであり、時間を経るに従って徐々に上昇し、図２（Ｅ）に示すように、負帰還制御により定電圧に漸近する。
【００２２】
ここで、定電圧源ＣＶ２の供給電圧を２．５Ｖであると仮定すると、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値Ｒ１，Ｒ２に関してＲ１＝Ｒ２とすれば、電圧Voutが０Ｖである初期状態では、（電圧増幅器１３の出力する）電圧Ｖ１は、図２（Ｆ）に示すように、高電圧となり、５Ｖになった場合には、電圧Ｖ１は２．５Ｖ程度となる。誤差電圧が存在する場合には、抵抗Ｒ１，Ｒ２と抵抗Ｒ３の値から決定する利得により増幅された信号が、電圧Ｖ１に与えられる。（電気）信号Ｖ１は、三角波発生器１０の発生する電圧Ｖ２と電圧比較器１５によって電圧比較される。こうして、一定周波数の三角波信号Ｖ２と電気信号Ｖ１との電圧比較によって出力される信号Ｓ１は、図２（Ｇ）に示すように、パルス幅変調された信号となる。
【００２３】
一般には、パルス幅変調された信号Ｓ１を電力素子２の制御信号として負帰還すれば、信号Voutに一定電圧を得るための帰還ループが一周する。この時、信号Voutには、後述する電流検出手段３を介し、（ショットキバリア）ダイオード５，インダクタンスＬ１，容量Ｃ１によって平滑された一定電圧（５Ｖ）が出力される。ダイオードＤ１は、電力素子２が遮断している期間に、インダクタンスＬ１の起電力により電流を流し続けるために設けられるもので、順方向の電圧降下が小さいことや、速い動作速度が要求されるため、ショットキバリアダイオードが用いられる場合が多いものである。ここで、電流検出手段３は、例えば、抵抗で実現できる。図２（Ｉ）に示すように、電流検出手段３の両端から電位差を取り出し、電圧増幅器１４によって信号増幅することで過電流時に「ハイ」レベル、定常時に「ロー」レベルとなる信号Ｓ２を得ることができる。電流信号を電圧信号に変換する方法としては、この他にダイオードの順方向電圧を使用してもよいものである。なお、電力素子に流れる比較的大きな電流をそのまま抵抗にて電圧変換すると、抵抗において消費される無駄な電力が大きいので、電力素子内で適当な素子サイズ比（例えば、１０００分の１）で分流して微少電流を取り出して電圧変換するようにしてもよいものである。
【００２４】
次に、過電流検出信号への変換過程について説明する。定電圧源ＣＶ１は、過電流検出閾値を設定するために設けてある。つまり、電流検出手段３の抵抗の電圧降下が電流の増加に従って増え、定電圧源ＣＶ１の電圧に達すると、電圧増幅器１４の出力信号Ｓ２は、「ロー」レベルから「ハイ」レベルに反転する。
【００２５】
すなわち、図２（Ｉ）に示すように、信号Ｓ２が過電流により反転し、その後自動的に電流遮断された後、過電流状態が解消される事で再び導通する、という一連の動作が繰り返し行われ、図２（Ｈ）に示すように、電流Ｉ１が徐々に増加する。この時の信号Ｓ２に対する電流Ｉ１の位相は、逆位相となる。
【００２６】
次に、出力電圧Voutの監視部分について説明する。電圧比較器１６は、図２（Ｅ）に示すように、定電圧源ＣＶ３からの閾値電圧Ｖ３と、電圧信号Voutとを比較し、電圧信号Voutがより大きい場合に、図２（Ｊ）に示すように、出力信号Ｓ３に「ハイ」レベルを出力する。この動作によって、信号Ｓ３を用いることにおり、系の起動初期か、ある程度時間を経て定常状態に近付いたタイミングかを判別することができる。
【００２７】
主要制御回路１９は、電気信号Ｓ０〜Ｓ４を受け、内部の論理回路等で処理した結果信号Ｓ５を出力し、電力素子２を制御する。図２（Ａ）に示すように、信号Ｓ０は起動信号であり、一定電圧（５Ｖ）を発生する動作が要求される状態では「ハイ」レベルとなる信号である。三角波発生器１０は、図２（Ｃ）に示す三角波信号Ｖ２を発生するとともに、図２（Ｄ）に示すような、三角波発生の過程で同時に発生される矩形波信号Ｓ４も主要制御回路１９に入力する。更に、図２（Ｇ）に示した帰還信号Ｓ１と、図２（Ｉ）に示した過電流検出信号Ｓ２も、同様に主要制御回路１９に入力する。
【００２８】
ここで、図３を用いて、本実施形態による自動車用電源制御装置に用いる主要制御回路１９の内部構成の一例について説明する。
図３は、本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる主要制御回路の内部構成の一例を示す回路図である。なお、図１若しくは図２と同一符号は、同一部分を示している。
【００２９】
主要制御回路１９は、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７と、ＮＰＮトランジスタＴＲ１と、オア回路ＯＲ１と、アンド回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２，ＡＮＤ３と、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２とから構成されている。
【００３０】
信号Ｓ７は、信号Ｓ４と信号Ｓ３の反転信号との論理積であり、図２（Ｋ）に示すような信号波形となる。信号Ｓ８は、信号Ｓ７と信号Ｓ３との論理和であり、図２（Ｌ）に示すような信号波形となる。信号Ｓ９は、信号Ｓ２の反転信号と信号Ｓ１との論理積であり、図２（Ｍ）に示すような信号波形となる。また、信号Ｓ１０は、信号Ｓ３，信号Ｓ８，信号Ｓ９の論理積であり、図２（Ｎ）に示すような信号波形となる。信号Ｓ１０は、ＮＰＮトランジスタＴＲ１を制御するために使用される。
【００３１】
図２（Ｎ）に示す信号Ｓ１０が「ハイ」レベル状態にある場合には、抵抗Ｒ５を介して、ＮＰＮトランジスタＴＲ１のベースに電流が供給されて、ＮＰＮトランジスタＴＲ１はオン状態となる。また、信号Ｓ１０が「ロー」レベルレベルにある期間は、抵抗Ｒ５からは電流が供給されず、トランジスタＴＲ１のベース電荷は抵抗Ｒ６を介して放電され、コレクタ電流は流れず、ＮＰＮトランジスタＴＲ１はオフ状態となる。
【００３２】
ＮＰＮトランジスタＴＲ１のオン期間には、抵抗Ｒ７を介して、接地側に電流が引っ張られて、電力素子２がオンする。逆に、ＮＰＮトランジスタＴＲ１がオフであれば、電力素子２は遮断する。
【００３３】
また、図４を用いて、本実施形態による自動車用電源制御装置に用いる電力変換素子２の一例について説明する。
図４は、本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる電力変換素子の一例を示す回路図である。なお、図１若しくは図２と同一符号は、同一部分を示している。
【００３４】
電力変換素子２は、バイポーラ素子であるＰＮＰトランジスタＴＲ３と、抵抗Ｒ９とから構成されている。信号Ｓ５から電流が外部に流れない時、つまり信号Ｓ１０が「ロー」レベルの場合には、ＮＰＮトランジスタＴＲ１がオフしており、結果的に電力素子２もオフとなる。一方、信号Ｓ１０が「ハイ」レベルの場合には、ＮＰＮトランジスタＴＲ１がオンとなり、ＰＮＰトランジスタＴＲ３がオンする。
【００３５】
なお、スイッチング素子としては、ＰＮＰトランジスタＴＲ３の代わりに、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）や、ＩＧＢＴ，サイリスタ等の半導体素子、リレー等のように、入力信号Ｓ５に従ってオンオフする電力素子であれば適用可能である。
【００３６】
さらに、図５を用いて、本実施形態による自動車用電源制御装置に用いる電流検出手段３の一例について説明する。
図５は、本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる電流検出手段の一例を示す回路図である。なお、図１若しくは図２と同一符号は、同一部分を示している。
【００３７】
電力素子２は、ＭＯＳ型電界効果トランジスタＭＯＳ１と、抵抗ＲＣＶ１とで構成されている。電流検出手段３は、ＭＯＳ型電界効果トランジスタＭＯＳ１と並列に接続されたＭＯＳ型電界効果トランジスタＭＯＳ２と、電流検出抵抗３Ａとから構成されている。ＭＯＳ型電界効果トランジスタＭＯＳ１と、ＭＯＳ型電界効果トランジスタＭＯＳ２とのサイズ比は、例えば、１０００対１であるとする。例えば、電流Ｉ１の値が１アンペア流れた場合に過電流検出するものとする。この時、ＭＯＳ型電界効果トランジスタＭＯＳ２に流れる電流は、１ミリアンペア、更に電圧源ＣＶ１の電圧を１Ｖとすれば、電流検出手段３Ａの抵抗を１ｋΩとすることで過電流動作の設定が可能となる。電力素子内で適当な素子サイズ比（例えば１０００分の１）で分流して微少電流を取り出して、電圧変換するようにしている。
【００３８】
図１に示した構成においては、電流検出抵抗は１Ω、消費される電力は１Ｗになるが、図５の構成によれば、電流検出抵抗３Ａ（１ｋΩ）の電流検出抵抗で消費される電力は、１ミリＷと小さくできる。
【００３９】
次に、図６を用いて、本実施形態による自動車用電源制御装置に用いる三角波発生器１０の一例について説明する。
図６は、本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる三角波発生器の一例を示す回路図である。なお、図１若しくは図２と同一符号は、同一部分を示している。
【００４０】
三角波発生回路１０は、電圧比較器ＣＰ１，ＣＰ２と、定電圧源ＣＶ５，ＣＶ６，ＣＶ７と、容量Ｃ３と、定電流源ＣＩ１，ＣＩ２と、切替えスイッチＳＷ１と、フリップフロップ回路ＦＦ１とから構成されている。
【００４１】
電圧比較器ＣＰ１の出力信号Ｓ１２が「ハイ」レベルの場合、フリップフロップＦＦ１はセットされ、電圧比較器ＣＰ２の出力信号Ｓ１３が「ハイ」レベルの場合、フリップフロップＦＦ１はリセットされるものとする。また、フリップフロップＦＦ１の出力信号Ｓ４が「ハイ」レベルの場合、切替えスイッチＳＷ１はＡ端子へ、信号Ｓ４が「ロー」レベルの場合、Ｂ端子へ接続される。更に、定電圧源ＣＶ７は三角波の高ピーク電圧に、定電圧源４７は低ピーク電圧に夫々一致する電圧を供給する。電圧比較器ＣＰ１，ＣＰ２は、＋入力が−入力よりも高い場合に「ハイ」レベルを出力する。
【００４２】
初期状態では容量Ｃ３が放電状態であり、端子電圧信号Ｖ２は低レベルである。この時、信号Ｓ１２は「ハイ」レベル、信号Ｓ１３は「ロー」レベルである。するとフリップフロップＦＦ１はセットされるから、Ｑ出力，つまり信号Ｓ４は「ハイ」レベル、切替えスイッチＳＷ１はＡ端子に接続され、電圧源４５から停電流源ＣＩ１を経て容量Ｃ３に単位時間に一定の割合で充電が開始される。すると、容量端子電圧Ｖ２は徐々に上昇する。この時、定電流充電により端子電圧Ｖ２は時間に対して直線的に上昇する。端子電圧Ｖ２が電圧源ＣＶ６の供給電圧を超えると、信号Ｓ１２は「ハイ」レベルから「ロー」レベルに反転する。さらに増加し、電圧源ＣＶ７の供給電圧を超えると、信号Ｓ１３は「ロー」レベルから「ハイ」レベルに反転する。こうしてフリップフロップＦＦ１のＱ出力は「ロー」レベルに反転して、切替えスイッチＳＷ１の接続をＡ端子からＢ端子に切り替える。すると、今度は低電流源ＣＩ２により容量Ｃ３から単位時間に一定の電流で放電がなされる。ここにおいて、端子電圧Ｖ２は直線的に低下することとなる。すると、信号Ｓ１２，信号Ｓ１３は双方「ロー」レベルになり、ついには容量端子電圧Ｖ２が電圧源ＣＶ６の電圧を下回るようになり、信号Ｓ１２は再び「ロー」レベルから「ハイ」レベルに反転する。以上の動作を繰り返すことにより、容量端子電圧Ｖ２には三角波が発生する。
【００４３】
次に、図７を用いて、本実施形態による自動車用電源制御装置に用いる主要制御回路１９の動作について補足して説明する。
図７は、本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる主要制御回路の動作の補足例を示すタイミングチャートである。なお、図２と同一符号は、同一部分を示している。
【００４４】
図１に示した構成において、もし、主要制御回路１９に、信号Ｓ２と信号Ｓ１との２信号だけを帰還する，つまり、定電圧帰還と過電流遮断構成のみ備えた場合、起動時に電力素子２に流れる電流Ｉ１は、図２（Ｈ）に示すように変化する。即ち、電流Ｉ１は、インダクタンスＬ１の値が小さいほど急激に増加するが、過電流検出信号Ｓ２が「ハイ」レベルになると自動遮断され、遮断によって電流の減少が検出されると再び導通する動作を繰り返す。この時の図１の容量Ｃ１に充電される電流は遮断時間が比較的短いため、急激に波高値を増加させる。
【００４５】
これに対して本実施形態では、主要制御回路１９が信号Ｓ３，信号Ｓ４を受けて起動時に導通時間を間引く動作をする。そして間引かれた時間帯は電力素子２を導通させないよう働く。従って遮断時間に余裕ができ、この間の放電効果により電力素子２に流れる電流の波高値が低くなる。
【００４６】
すなわち、この時の電流波形Ｉ１’は、図７（Ｃ）に示すようになる。図に示すように、時間軸上で間引いたことにより、起動時間は若干延びるが、電流の波高値が小さくなり且遮断時間が増加することによる消費電力の減少が装置内の特に電力素子に対するダメージを著しく軽減する。
【００４７】
本実施形態においては、電力素子２の導通時間を減らす操作を起動時に限定するため、出力（信号Vout）を監視してこれが一定電圧（電圧ＣＶ３）を超えた時点を検出する構成(電圧比較器１６及び定電圧源ＣＶ３)を付加して、信号Ｓ３を得ている。これは間引き操作が定常状態の制御に与える影響を無くす効果を発揮する。
【００４８】
ここで、図８を用いて、本実施形態による自動車用電源制御装置に用いる主要制御回路における間引き操作の他の一例について説明する。
図８は、本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる主要制御回路における間引き操作のための他の例を示す回路図である。なお、図１若しくは図２と同一符号は、同一部分を示している。
【００４９】
図８に示すように、主要制御回路１９Ａは、図３に示した主要制御回路１９と、時間計測手段２０とから構成する。時間計測手段２０は、入力した信号Ｓ０を加工することで、信号Ｓ３Ａを得ている。すなわち、起動特性が常に一定の場合には、信号Ｓ３の代用として、起動信号Ｓ０の立ち上がりから、時間計測手段２０によって、所定時間計測した後に発生するパルス信号Ｓ３Ａを用いている。なお、時間計測手段２０としては、カウンタ，単安定マルチバイブレータ等を用いることができる。
【００５０】
また、図９を用いて、本実施形態による自動車用電源制御装置に用いる主要制御回路における間引き操作のその他の一例について説明する。
図９は、本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる主要制御回路における間引き操作のためのその他の例を示す回路図である。なお、図１若しくは図２と同一符号は、同一部分を示している。
【００５１】
図９に示すように、主要制御回路１９Ｂは、図３に示した主要制御回路１９と、時間計測間引き手段２１とから構成する。時間計測間引き手段２１は、三角波発生器１０からの信号Ｓ４を、更に間引き率をあげることにより、遮断時間を更に大きく確保することができる。時間計測間引き手段２１は、例えば、マイコンのタイマや単安定マルチバイブレータ等で時間計測することで確保する時間帯の信号Ｓ４を遮断する方法や、信号Ｓ４をクロック信号としてＮ（正の整数）分の１に分周し、間引く等様々な構成を用いることができる。このように構成することにより、集積回路等によりごく微少な面積上に起動時の発熱も少なく安全な電源回路を構成することができる。
【００５２】
なお、以上の例において、間引き率が充分大きい場合には過電流検出による遮断つまり信号Ｓ２を帰還して自動的に遮断する構成（電流検出部３，定電圧源ＣＶ１，電圧増幅器１４等）が必ずしも必要でない場合には、これらの部分を省略して構成することもできる。
【００５３】
以上説明したように、本実施形態によれば、負荷側にインダクタンスが接続されるような回路構成にあっても、過電流保護を行うことができる。
【００５４】
次に、図１０を用いて、本発明の第２の実施形態による自動車用電源制御装置について説明する。
図１０は、本発明の第２の実施形態による自動車用電源制御装置である定電圧回路の構成を示すブロック図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。
【００５５】
図１に示した例では、降圧型スイッチングレギュレータに適用したものであるが、電力素子２のスイッチング動作により出力電流或は電圧を制御するものであれば適用できるものであり、図１０に示す例では、昇圧型レギュレータに適用している。
【００５６】
定電圧回路１００Ａにおいては、インダクタンスＬ１Ａと、ダイオードＤ１Ａと、容量Ｃ１とにより、電圧Voutが平滑されて出力される。この場合バッテリＢの供給電圧より高い電圧を供給できるので、この形式のスイッチングレギュレータは昇圧式と称し、図１に示したものを降圧式と称する。
【００５７】
本実施形態においても、負荷側にインダクタンスが接続されるような回路構成にあっても、過電流保護を行うことができる。
【００５８】
次に、図１１を用いて、本発明の第３の実施形態による自動車用電源制御装置について説明する。
図１１は、本発明の第３の実施形態による自動車用電源制御装置である定電圧回路の構成を示すブロック図である。なお、図１，図３と同一符号は、同一部分を示している。
【００５９】
図１，図８，図９に示した主要制御回路１９，１９Ａ，１９Ｂは、論理回路，すなわち、ディジタル回路で実現することができる。一方、図１１に示す例では、主要制御回路１９Ｃは、トランジスタや抵抗等のアナログ回路で実現している。主要制御回路１９Ｃは、図３に示したＮＰＮトランジスタＴＲ１と抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７の他に、ＮＰＮトランジスタＴＲ５，ＴＲ６と、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６とから構成されている。
【００６０】
この例では、信号Ｓ１による出力電圧Voutの負帰還制御に対して、間引き波発生器２２からの信号によりＮＰＮトランジスタＴＲ５で間引き効果をあげ、ＮＰＮトランジスタＴＲ６で間引き効果を、起動時（つまり電圧Voutが定電圧ＣＶ３に達するまでの間）に限定する。間引き波発生器２２の出力は、図１に示した三角波発生器１０から発生するパルス信号Ｓ４で代用することもできる。
なお、図１１に示す例では、図１に示した電流検出回路３と、電圧増幅器１４の図示は省略している。
【００６１】
本実施形態においても、負荷側にインダクタンスが接続されるような回路構成にあっても、過電流保護を行うことができる。
【００６２】
次に、図１２を用いて、本発明の第４の実施形態による自動車用電源制御装置について説明する。
図１２は、本発明の第４の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる電圧比較回路の構成を示すブロック図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。
【００６３】
電圧比較回路１６’は、図１に示した電圧比較器１６と定電圧源ＣＶ３の他に、電圧比較器１６Ａと、定電圧源ＣＶ９と、アンド回路ＡＮＤ５を備えている。電圧比較器１６と定電圧源ＣＶ３の動作は、図１において説明したものと同様であり、電圧比較器１６によって、間引き効果を出力電圧Voutが定電圧ＣＶ３に達するまでの期間に限定する。また、電圧比較器１６’は、定電圧源ＣＶ９の供給電圧（目標電圧＋４０％＝７Ｖ）との比較を行う。アンド回路ＡＮＤ５は、電圧比較器１６と電圧比較器１６Ａの出力の論理和を取って、信号ｓ３を出力する。すなわち、電圧比較回路１６’は、出力電圧Voutが目標電圧（例えば５ボルト）の＋４０％以内に限定するというように限定範囲を狭めるように動作する。
【００６４】
本実施形態においても、負荷側にインダクタンスが接続されるような回路構成にあっても、過電流保護を行うことができる。
【００６５】
次に、図１３及び図１４を用いて、本発明の第５の実施形態による自動車用電源制御装置について説明する。
最初に、図１３を用いて、本実施形態による自動車用電源制御装置である定電圧回路の構成について説明する。
図１３は、本発明の第５の実施形態による自動車用電源制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。
【００６６】
本実施形態では、定電圧制御回路１００Ｃは、図１に示した定電圧制御回路１００の構成に加えて、３入力を有する電圧比較器２３と、２入力の電圧比較器２４と、定電圧源ＣＶ１１，ＣＶ１２，ＣＶ１３と、閾値制御回路２５と、切替えスイッチＳＷ２と、一方の入力を反転して入力するアンド回路ＡＮＤ７とを備えている。閾値制御回路２５には、起動信号と、電圧比較器１６が出力する信号Ｓ３と、電圧比較器２４が出力する信号Ｓ７とが入力する。閾値制御回路２５は、例えば、これらの３入力信号の論理和を演算するアンド回路によって構成されている。この構成により、図１に示したものに加えて、バッテリＢの電圧を監視することができ、バッテリ電圧が高い場合にはより安全な領域で電力素子２が動作するよう新たに導通時間を制限するようにしている。
【００６７】
次に、図１３及び図１４を用いて、本実施形態による自動車用電源制御装置である定電圧回路１００Ｃの動作について説明する。
図１４は、本発明の第５の実施形態による自動車用電源制御装置である定電圧回路の動作を説明する波形図である。なお、図２と同一符号は、同一部分を示している。
【００６８】
本実施形態では、電圧源ＣＶ１１としては、定常状態で１２Ｖであるバッテリに対して電圧バラツキ等により、高電位側に電圧が偏移することを考慮して、１４Ｖに設定する。これにより、バッテリ電圧が異常に高い場合のシステム起動時には、閾値制御回路２５の出力信号Ｓ１５は、「ハイ」レベル（高電位）となる。切替えスイッチＳＷ２は、制御信号Ｓ１５が「ハイ」レベルでＡ側に接続され、「ロー」レベルでＢ側に接続されるよう動作する。図１４（Ｃ）に示すように、切替えスイッチＳＷ２がＡ側に接続された場合には、信号ラインＳ１０に出力される電圧ＣＶ１３は、三角波の下限に近い、比較的小さい電圧Ｖ１になり、Ｂ側に接続された場合には、信号ラインＳ１０に出力される電圧ＣＶ１２は、三角波の上限以上である比較的高電圧Ｖ２にそれぞれ設定する。その結果、図１４（Ｆ）に示すように、３入力電圧の比較器２３の出力Ｓ１Ａは変化する。
【００６９】
ここで、図１４の破線Ａの領域に示すように、起動時には、電力素子２の導通（オン）期間が極めて短い時間に限定されるため、図１４（Ｇ）に示すように、電流波形Ｉ１’の極大値を、比較的小さく抑えることができる。この動作は、閾値制御回路２５とアンド回路ＡＮＤ７とにより、バッテリ電圧が高い場合に制限されるので定常状態での動作を妨げることはないものである。
【００７０】
バッテリ電圧が通常の場合には、信号ＳＣＶ１は「ロー」レベルとなり、アンド回路ＡＮＤ７の出力信号Ｓ４Ａには、三角波発生器１０から発生したパルス信号が同極性で伝達されるとともに、電圧信号Ｓ１０は電圧比較器Ｓ００に対して未入力であるように振る舞うので、図１の実施形態と同様に動作をする。
【００７１】
本実施形態においても、負荷側にインダクタンスが接続されるような回路構成にあっても、過電流保護を行うことができる。
また、バッテリＢの電圧を監視して、バッテリ電圧が高い場合にはより安全な領域で電力素子が動作するよう新たに導通時間を制限することができる。
【００７２】
次に、図１５を用いて、本発明の第６の実施形態による自動車用電源制御装置について説明する。
図１５は、本発明の第６の実施形態による自動車用電源制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。
【００７３】
本実施形態では、エンジン始動時などの大電流を要する条件下において、バッテリ電圧の急激な低下を生じた場合に、電源供給先であるマイクロプロセッサやメモリの動作を安全、かつ円滑にするために、電源出力電圧低下をできるだけ少なくするようにしている。
【００７４】
図１５において、負荷Ｌ１は、マイコンやメモリを含む比較的小電力、定電圧の負荷であるが、バッテリ電圧の急激な低下に対してもその内容が消えたり、非所望のデータ書換えが行われたりしないようバックアップされる必要があるものである。
【００７５】
本実施形態においては、第１の定電圧電源回路１００に加えて、第２の定電圧電源回路１０１を備えている。第１の定電圧電源回路１００は、図１に示した定電圧電源回路１００と同様な構成を有している。第２の定電圧電源回路１０１は、ＮＰＮトランジスタＴＲ８と、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）ＭＯＳ４と、ＰＮＰトランジスタＴＲ９と、定電圧源ＣＶ１４と、スイッチ回路ＳＷ４と、抵抗Ｒ１７，Ｒ１８と、正反転出力増幅器１１２と、定電流源ＣＩ４とから構成されている。また、第２の定電圧電源回路１０１の出力端子Ｔ１及びバッテリＢと、負荷Ｌ１との間には、ダイオードＤ３と、ツエナーダイオードＺＤ１と、抵抗Ｒ１９，Ｒ２０と、容量Ｃ５とが接続されている。
【００７６】
本実施形態では、２種類の定電圧（電圧Voutと電圧Ｖout2）を発生する回路について説明するが、更に多くの出力を備えた電源回路でも同様に実施できるものである。２種類の電源電圧として現在多く適用されている例としては、電圧Voutが５Ｖ、電圧Ｖout2が３．３Ｖの場合であり、５Ｖ電源は車両内のセンサ類、アクチュエータのプリドライバ等に、３．３Ｖ電源はマイコンとその周辺にそれぞれ供給される。このように、複数の電圧供給が求められる背景としては、近年マイコン等のディジタル回路に対する高速化と高集積化要求のため、サイズや電源電圧を下げたＣＭＯＳ回路化が進行していることが掲げられる。
【００７７】
本実施形態では、図示したように５Ｖ発生用の第１の電源回路１００の出力から第２の電源回路１０１へ分流する構成をとり、第１の定電圧源１００はロスの少ないスイッチング型（出力電流を供給する電力素子をスイッチング、つまり飽和領域で動作させる）電源回路とする。この構成とすることで、第１の電源回路１００から比較的少ないロスで降圧した電圧（電圧Vout）を供給することが可能となり、第２の電源回路１０１は、シリーズ型（電力素子を非飽和領域で動作させる）電源回路で構成してもロスの発生を抑えつつ、安定した出力電圧を得ることができる。
【００７８】
第２の定電圧電源回路１０１において、スイッチ回路ＳＷ４は、出力電圧Ｖout2に、バックアップ電圧を供給する場合に遮断するためのものであり、ＭＯＳＦＥＴ等で構成する一般的なスイッチ回路で実現できる。即ち、メモリバックアップモードは余分な電流を消費しない省電力時である場合が多く、この状態ではスイッチＳＷ４をオフすることにより、余分な負荷が接続されないようにしている。他方、電圧ＣＶ１４は、図１の例と同様、電圧一定化の基準とする電圧源であり、ごく一般的なバンドギャップ電圧発生回路等で実現できる。
【００７９】
正反転出力増幅器１１２は、−入力信号Ｓ２０と、＋入力信号Ｓ２１に対して、正極性出力信号Ｓ２２と、負極性出力信号Ｓ２３を出力する。−入力信号Ｓ２０の電圧が増加すると、＋ｏｕｔ信号Ｓ２２は減少すると同時に、信号Ｓ２２は増加する。このため、出力電圧Ｖout2の増加は、ｐチャネルＭＯＳ型電界効果トランジスタＭＯＳ４及びＮＰＮトランジスタＴＲ８のコレクタ電流を減少させ、ＰＮＰトランジスタＴＲ９のコレクタ電流を増加させる方向に働く。その結果、端子Ｔ１への出力電流或は電圧は減少方向に動く。また逆に、電圧Ｖout2が減少すると、端子Ｔ１への出力電流或は電圧は減少方向に動く。以上の動作から、全体として負帰還制御が働くよう動作し、結果的に端子Ｔ１の出力電圧Ｖout2は一定する。
【００８０】
以上に述べた定常状態での動作に対して、第１，第２の定電圧電源回路１００，１０１を停止（オフ）させる動作においても、負荷Ｌ１に含まれるメモリ素子に低レベルの電圧を供給してバックアップする必要が有る。この低レベル電圧を発生させるために、抵抗Ｒ１９，Ｒ２０によって分割した電圧をダイオード１０６を介して供給する。ツェナーダイオードＺＤ１は、供給される電圧が異常に高くならないように保護する働きをする。この動作状態においては、定電圧電源回路１００の出力はオフ、負荷ＬＯに対する電流は遮断されている必要がある。このため、端子Ｔ１の電圧が端子Ｔ２の電圧より高い場合にも、端子Ｔ１側から端子Ｔ２側へ電流が流れないようにする必要がある。なぜならば、負荷ＬＯ側へ電流を吸い取られて、端子Ｔ１の電圧Ｖout2が低下し、メモリバックアップ動作に不十分となること、また、余分な電流が負荷ＬＯ側に流れることによって、バッテリの消耗が早められる等の不具合を発生するためである。
【００８１】
したがって、トランジスタＴＲ８にはＭＯＳＦＥＴを用いることができないものである。なぜならば、ＭＯＳＦＥＴは、寄生ダイオードが端子Ｔ１から端子Ｔ２側に生成され、上述の条件が満足されないためである。以上から、トランジスタＴＲ８は、バイポーラトランジスタである必要がある。これをＰＮＰトランジスタで実現することも可能であるが、集積回路化する場合は面積的に非常に不利になる。そこで、図示するように、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴでベースを駆動するＮＰＮトランジスタを用いる。
【００８２】
なお、定電流源ＣＩ４は抵抗で実現しても良く、ｐチャネルＭＯＳ型電界効果トランジスタＭＯＳ４がオフする方向に変化した場合に、ＮＰＮトランジスタＴＲ８のベースが円滑にオフ方向に動作するように設ける。電流値が小さい場合は、ＮＰＮトランジスタＴＲ８による電流増幅効果で充分であるが、数百ミリアンペア以上の電流を供給するには、図示するように、前段に駆動回路を設けることが必要である。
【００８３】
以上説明したように、本実施形態によれば、バッテリ電圧の急激な低下時にも端子Ｔ１に充分な電圧を確保することが可能となる。即ち、ｐチャネルＭＯＦＥＴ（ＭＯＳ４）は、飽和時のドレイン・ソース間電圧が低いため、バッテリＢの供給する電圧ＶBが急激に低下し、端子Ｔ２の電圧Voutがかなり低下した場合でも充分高い電圧を端子Ｔ１に供給することを可能にする。ｐチャネルＭＯＳＦＥＴの代わりに、ＮＰＮトランジスタを用いると端子Ｔ２と端子Ｔ１間の電圧降下が大きくなり、使用するトランジスタをＰＮＰ化すると、集積化時の面積を多大に必要とする。したがって、本実施形態の構成により、非常に小さな面積で、バッテリ電圧の急激な低下時にも充分な電圧を供給することが可能となる。
【００８４】
次に、図１６〜図１８を用いて、本発明の第７の実施形態による自動車用電源制御装置について説明する。
最初に、図１６を用いて、本実施形態による自動車用電源制御装置である定電圧回路の構成について説明する。
図１６は、本発明の第７の実施形態による自動車用電源制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。
【００８５】
バッテリから供給される電圧自体は、極めて不安定で変動し易いものである。このバッテリ電圧から装置の基準となる定電圧を得ようとすると、非常に複雑な回路が必要となる。本実施形態では、自動車の厳しい温度条件と、常に変動するバッテリからの供給電圧を用いて、集積化し易く、簡単な構成の自動車用電源制御装置を得るものである。そのため、基準電圧発生手段の起動，安定化の技術を主眼とするものである。
【００８６】
本実施形態においては、例えば、図１に示した定電圧源ＣＶ２を、基準電圧発生回路２７と、ダイオードＤ５，Ｄ６を用いて構成している。ダイオードＤ５，Ｄ６は、基準電圧を発生するために安定な電圧を発生する素子として用いるものであり、ツエナーダイオードを用いることもできる。なお、定電圧源ＣＶ１も同様に構成することができる。また、電圧比較増幅器１６や、定電圧源ＣＶ３の図示は省略している。なお、定電圧源ＣＶ３も、同様に構成することができる。
【００８７】
ここで、図１７及び図１８を用いて、本実施形態による自動車用電源制御装置に用いる基準電圧発生回路の構成について説明する。
図１７及び図１８は、本発明の第７の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる基準電圧発生回路の第１及び第２の回路構成を示す回路図である。
【００８８】
基準電圧発生回路２７としては、図１７や図１８に示すバンドギャップ回路２７Ａ，２７Ｂを用いる。バンドギャップ回路２７Ａは、ＮＰＮトランジスタＴＲ３０，ＴＲ３１，ＴＲ３２と、定電流源ＣＩ３０と、抵抗Ｒ３０，Ｒ３１，Ｒ３２とから構成されている。バンドギャップ回路２７Ｂは、ＮＰＮトランジスタＴＲ３４，ＴＲ３５と、電圧増幅器ＡＭＰ１と、抵抗Ｒ３４，Ｒ３５，Ｒ３６とから構成されている。
【００８９】
電圧源入力端子Ｔinには、例えば、図１９のダイオードＤ５，Ｄ６を介して、バッテリ電源電圧ＶBまたは負荷ＬＯに供給される出力電圧Voutの何れか高い方の電圧が印加される。起動時には、電圧Voutは零であり、バッテリ電圧からダイオードＤ５の順方向電圧だけ低下した電圧が印加されるが、その後電圧Voutが増加し、これが一定になるよう制御される。こうして定常状態に移行すると、容量Ｃ１の効果もあり、バッテリＢの電圧が急激に低下しても、電圧Voutはこれと同時に急激に落ちることはないものである。この場合、ダイオードＤ６側から電圧が供給されるため、基準電圧発生回路２７の出力電圧Ｖ２７（図１７，図１８の出力端子Ｔoutの電圧）は、バッテリ電圧ＶBの急激な変動に対しても追従せず、ほぼ一定値を出力しようとする。バッテリＢの低下時間が容量Ｃ１の放電時間以下であれば、この効果が持続され、一定の基準電圧Ｖ２７が得られ、かつ、帰還制御によって、電圧Voutも一定とな「ロー」レベルとする。
【００９０】
次に、図１９を用いて、本発明の第８の実施形態による自動車用電源制御装置について説明する。
図１９は、本発明の第８の実施形態による自動車用電源制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。
【００９１】
本実施形態の定電圧電源回路１００Ｅでは、バンドギャップ回路等により実現する定電圧発生回路を複数個設けている。基準電圧発生回路２７’は、第１，第２の基準電圧発生回路２７Ａ１，２７Ａ２と、ＮＰＮトランジスタＴＲ３７，ＴＲ３８から構成されている。他の構成は、図１６の実施形態と同様である。
【００９２】
第１，第２の基準電圧発生回路２７Ａ１，２７Ａ２の出力電圧は若干変えてあり、第１基準電圧発生回路２７Ａ１の出力電圧＜第２の基準電圧発生回路２７Ａ２の出力電圧とすることにより、起動時に、第１基準電圧発生回路２７Ａ１の発生する電圧を目標として系が立ち上がると、ＮＰＮトランジスタＴＲ３７を介して、電圧Ｖ２７が供給される。すると、電圧Voutは徐々に増加し、第２の基準電圧発生回路２７Ａ２の発生電圧も上昇する。こうして定常時に近づくと、第２の基準電圧発生回路２７Ａ２が活性化し、出力電圧を上昇させる。すると、ＮＰＮトランジスタＴＲ３７がカットオフし、代わってＮＰＮトランジスタＴＲ３８が導通する。一度電圧Voutが上昇すれば、バッテリＢの電圧が多少急変しても、電圧Voutが大きな変化を生じないように制御が継続するのは、図１６に示した実施形態と同様である。
【００９３】
次に、図２０及び図２１を用いて、本発明の第９の実施形態による自動車用電源制御装置について説明する。最初に、図２０を用いて、本実施形態による自動車用電源制御装置である定電圧回路の構成について説明する。図２０は、本発明の第９の実施形態による自動車用電源制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。
【００９４】
本実施形態の定電圧電源回路１００Ｆでは、基準電圧発生回路２７”は、第１，第２の基準電圧発生回路２７Ａ１，２７Ａ２と、ＮＰＮトランジスタＴＲ３７，ＴＲ３８と、電圧比較器１７と、切替スイッチＳＷ６とから構成されている。他の構成は、図１６の実施形態と同様である。また、（低消費電力）モード入力端子Ｔcntには、低消費電力要求時に低電位入力がなされる。
【００９５】
図示しない外部マイコン等が低消費電力要求が発生すると、端子Ｔcntの電位は低電位となり、電圧比較器１７で反転した出力Ｓ３０は高電位となる。切替えスイッチＳＷ６は、信号Ｓ３０によって切り替えられ、信号Ｓ３０が高電位（「ハイ」レベル）でＢ端子に、低電位（「ロー」レベル）でＡ端子に接続される。従って、低消費電力モードではＢ端子に切替えられ、信号Ｖ２８の電位は零となる。同時に信号Ｓ３０は、主要制御回路１９Ｄに入力され、電力素子２を遮断するよう動作する。
【００９６】
ここで、図２１を用いて、本実施形態による自動車用電源制御装置に用いる主要制御回路１９Ｄの構成について説明する。図２１は、本発明の第９の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる主要制御回路の構成を示す回路図である。
【００９７】
主要制御回路１９Ｄの構成は、図３に示した主要制御回路１９とほぼ等しい構成であるが、要点を明確にするため、図３における信号Ｓ３，Ｓ４関連の素子を割愛して示している。なお、図３に示した論理回路に、図２１における論理回路を加え、信号Ｓ０〜Ｓ２と信号Ｓ３０とを入力とする主要制御回路にて本装置を制御することも可能である。
【００９８】
信号Ｓ３０の「ハイ」レベル入力に対しては、信号Ｓ３１は「ロー」レベル、同様に信号Ｓ３２も「ロー」レベルとなり、ＮＰＮトランジスタＴＲ１はオフとなる。結果的に、電力素子２は遮断状態になる。一方、信号Ｓ３０の「ロー」レベル入力に対しては全く逆の電位関係となり、ＮＰＮトランジスタＴＲ１、電力素子２も活性化可能となる。この場合、信号Ｓ１，Ｓ２の電位状態による電力素子２の制御に関しては、前述した実施形態と同様である。
【００９９】
次に、図２２を用いて、本発明の第１０の実施形態による自動車用電源制御装置について説明する。図２２は、本発明の第１０の実施形態による自動車用電源制御装置の構成を示すブロック図である。
【０１００】
以上の例において、時間軸上の間引き手段を独立ブロックではなく、マイクロプロセッサ等のディジタル計測手段によって簡単に実現できる。また、バッテリＢの電圧ＶBと出力電圧Voutとを両方モニタして、電力素子に印加される電圧が大きい場合には、間引き率を増すようにする。
【０１０１】
電圧比較器２３，１６によりバッテリ電圧ＶBが高く、出力電圧Voutが未だ低い場合には、電力素子２に大電流を流そうとする力が働くため、この場合には間引き率を高めるよう動作する間引き率設定器２２を付加したものである。バッテリ電圧が低かったり、出力電圧が定常値に近付いた時点では、間引きを行わないように信号Ｓ４Ｂを設定する。
【０１０２】
【発明の効果】
本発明によれば、負荷側にインダクタンスが接続されるような回路構成にあっても、過電流保護が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置である定電圧回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置である定電圧回路の動作を説明する波形図である。
【図３】本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる主要制御回路の内部構成の一例を示す回路図である。
【図４】本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる電力変換素子の一例を示す回路図である。
【図５】本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる電流検出手段の一例を示す回路図である。
【図６】本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる三角波発生器の一例を示す回路図である。
【図７】本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる主要制御回路の動作の補足例を示すタイミングチャートである。
【図８】本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる主要制御回路における間引き操作のための他の例を示す回路図である。
【図９】本発明の第１の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる主要制御回路における間引き操作のためのその他の例を示す回路図である。
【図１０】本発明の第２の実施形態による自動車用電源制御装置である定電圧回路の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第３の実施形態による自動車用電源制御装置である定電圧回路の構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第４の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる電圧比較回路の構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明の第５の実施形態による自動車用電源制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】本発明の第５の実施形態による自動車用電源制御装置である定電圧回路の動作を説明する波形図である。
【図１５】本発明の第６の実施形態による自動車用電源制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１６】本発明の第７の実施形態による自動車用電源制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１７】本発明の第７の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる基準電圧発生回路の第１の回路構成を示す回路図である。
【図１８】本発明の第７の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる基準電圧発生回路の第２の回路構成を示す回路図である。
【図１９】本発明の第８の実施形態による自動車用電源制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２０】本発明の第８の実施形態による自動車用電源制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２１】本発明の第８の実施形態による自動車用電源制御装置に用いる主要制御回路の構成を示す回路図である。
【図２２】本発明の第９の実施形態による自動車用電源制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１…バッテリ
２…電力素子
３…過電流検出回路
１０…三角波発生器
１３，１４…電圧増幅器
１５，１６…電圧比較器
１９…主要制御回路
２５…閾値制御回路
２７…基準電圧発生回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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