(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交したマルチキャリアの各々について位相変調されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信機において、
前記受信したＯＦＤＭ信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記受信したＯＭＤＭ信号のダウンコンバータを行う発振器と、
前記マルチキャリアの位相変調を復調した結果を基に、前記可変利得増幅器の利得を自動制御し、且つ前記発振器の周波数を自動制御するＡＧＣ／ＡＦＣ制御部とを備え、
前記ＡＧＣ／ＡＦＣ制御部は、復調されたマルチキャリアの任意の１つの位相を、複素平面の各象限で、ベクトル表示し、これらの各ベクトルと各象限での伝送品質や送受信機器精度等の影響を受けない理想的な受信状態でのベクトルとの引き算を行い、引き算で得られた各ベクトルを複素平面の各象限に応じて回転し位相変調成分を除去して制御用ベクトルを形成し、前記制御用ベクトルの長さの検出と、実軸に対して虚軸の正側又は負側にある前記制御用ベクトルの先端の位置の検出とを行い、前記制御用ベクトルの長さが小さくなるように前記可変利得増幅器の利得を制御し、且つ前記制御ベクトルの先端が実軸に位置するように前記発振器の周波数を制御することを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【請求項２】
前記ＡＧＣ／ＡＦＣ制御部は、前記復調されたマルチキャリアの任意の１つを定期的に且つランダムに他のキャリアに変更を行うことを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機。
【請求項３】
さらに、ダイバーシティアンテナと、前記ＡＧＣ／ＡＦＣ制御部に前記ダイバーシティアンテナの切り替え制御を行うダイバーシティ制御機能を持たせたＡＧＣ／ＡＦＣ／ダイバーシティ制御部とを設け、前記ＡＧＣ／ＡＦＣ／ダイバーシティ制御部において、前記制御用ベクトルの先端が一定の円内にあれば前記可変利得増幅器の利得を制御し、一定の円外にあればダイバーシティ制御を行うことを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機。
【請求項４】
さらに、ダイバーシティアンテナと、前記ＡＧＣ／ＡＦＣ制御部に前記ダイバーシティアンテナの切り替え制御を行うダイバーシティ制御機能を持たせたＡＧＣ／ＡＦＣ／ダイバーシティ制御部とを設け、前記ＡＧＣ／ＡＦＣ／ダイバーシティ制御部において、前記制御用ベクトルの先端が実軸を挟む２直線で囲まれる範囲にあれば前記発振器の周波数を制御し、この範囲外にあればダイバーシティ制御を行うことを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機。
【請求項５】
前記ＡＧＣ／ＡＦＣ制御部は前記受信したＯＦＤＭ信号の帯域内の複数のキャリアについて各々前記制御用ベクトルを求め、さらにこれらを平均した制御用ベクトルを用いて制御用ベクトルの長さの検出、制御用ベクトルの先端の検出を行うことを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機。
【請求項６】
前記ＡＧＣ／ＡＦＣ制御部は前記受信したＯＦＤＭ信号の帯域内の複数のキャリアについて各々前記制御用ベクトルを求め、前記可変利得増幅器の利得を制御すべきか、前記発振器の周波数を制御すべきか、又は前記ダイバーシティ制御をすべきかを多数決の原理で決定し、前記可変利得増幅器の利得の制御又は前記発振器の周波数の制御を行う場合には、前記可変利得増幅器の利得の制御量又は前記発振器の周波数の制御量を平均することを特徴とする、請求項３又は４に記載のＯＦＤＭ受信機。
【請求項７】
直交したマルチキャリアの各々についてπ／４シフトＤＱＰＳＫの位相変調されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信機において、
前記ＯＦＤＭ信号を受信するためのダイバーシティアンテナと、
前記受信したＯＦＤＭ信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記受信したＯＭＤＭ信号のダウンコンバータを行う発振器と、
前記マルチキャリアの位相変調を復調した結果を基に、前記可変利得増幅器の利得を自動制御し、前記発振器の周波数を自動制御し、前記ダイバーシティアンテナの切り替え制御を行うＡＧＣ／ＡＦＣ／ダイバーシティ制御部とを備え、
前記ＡＧＣ／ＡＦＣ／ダイバーシティ制御部は、復調されたマルチキャリアの任意の１つの位相を、複素平面の各象限で、ベクトル表示し、今回のベクトルから前回のベクトルを引き算し、回転して時間的な位相変化量を表す制御用ベクトルを求め、この制御用ベクトルの先端が伝送品質や送受信機器精度等の影響を受けない理想的な受信状態を中心とする一定の円内にあれば前記可変利得増幅器の利得の制御及び前記発振器の周波数の制御を行い、一定の円外にあれば前記ダイバーシティアンテナの切り替え制御を行うことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【請求項８】
直交したマルチキャリアの各々についてπ／４シフトＤＱＰＳＫの位相変調されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信機において、
前記ＯＦＤＭ信号を受信するためのダイバーシティアンテナと、
前記受信したＯＦＤＭ信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記受信したＯＭＤＭ信号のダウンコンバータを行う発振器と、
前記マルチキャリアの位相変調を復調した結果を基に、前記可変利得増幅器の利得を自動制御し、前記発振器の周波数を自動制御し、前記ダイバーシティアンテナの切り替え制御を行うＡＧＣ／ＡＦＣ／ダイバーシティ制御部とを備え、
前記ＡＧＣ／ＡＦＣ／ダイバーシティ制御部は、復調された隣接する２つのマルチキャリア間の位相差を求め、この位相差が伝送品質や送受信機器精度等の影響を受けない理想的な受信状態における位相差（０、π又は±π／２）に近くなるように前記発振器の周波数の制御を行うことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）を採用する受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ方式はマルチパスに強いためディジタル・オディオ放送（ＤＡＢ）の方式として非常に注目され、研究あるいはこれを用いた放送が一部実用化されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＯＦＤＭ方式で採用される受信部に用いるダウンコンバータの発振器等に高精度が要求され、また、マルチパスに強いとは言え、高速で移動しながら受信する場合にはマルチパスの悪影響を全く受けないとは言えない。
したがって、本発明は、上記問題に鑑み、発振器への高精度要求の緩和、マルチパスの悪影響の低減を図れるＯＦＤＭ受信機を提供する。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、前記問題点を解決するために、直交したマルチキャリアの各々について位相変調されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信機において、前記受信したＯＦＤＭ信号を増幅する可変利得増幅器と、前記受信したＯＭＤＭ信号のダウンコンバータを行う発振器と、前記マルチキャリアの位相変調を復調した結果を基に、前記可変利得増幅器の利得を自動制御し、且つ前記発振器の周波数を制御する自動制御するＡＧＣ／ＡＦＣ制御部とを備え、前記ＡＧＣ／ＡＦＣ制御部は、復調されたマルチキャリアの任意の１つの位相を、複素平面の各象限で、ベクトル表示し、これらの各ベクトルと各象限での理想的な受信状態でのベクトルとの引き算を行い、引き算で得られた各ベクトルを複素平面の各象限に応じて回転し位相変調成分を除去して制御用ベクトルを形成し、前記制御用ベクトルの長さの検出と、実軸に対して虚軸の正側又は負側にある前記制御用ベクトルの先端の位置の検出とを行い、前記制御用ベクトルの長さが小さくなるように前記可変利得増幅器の利得を制御し、且つ前記制御ベクトルの先端が実軸に位置するように前記発振器の周波数を制御する。この手段により、発振器への高精度要求の緩和、マルチパスの悪影響の低減を図れる。
【０００５】
前記ＡＧＣ／ＡＦＣ制御部は、前記復調されたマルチキャリアの任意の１つを定期的に且つランダムに他のキャリアに変更を行う。この手段により、広帯域なマルチパスの影響に対応可能になる。
さらに、ダイバーシティアンテナと、前記ＡＧＣ／ＡＦＣ制御部に前記ダイバーシティアンテナの切り替え制御を行うダイバーシティ制御機能を持たせたＡＧＣ／ＡＦＣ／ダイバーシティ制御部とを設け、前記ＡＧＣ／ＡＦＣ／ダイバーシティ制御部において、前記制御用ベクトルの先端が一定の円内にあれば前記可変利得増幅器の利得を制御し、一定の円外にあればダイバーシティ制御を行う。さらに、ダイバーシティアンテナと、前記ＡＧＣ／ＡＦＣ制御部に前記ダイバーシティアンテナの切り替え制御を行うダイバーシティ制御機能を持たせたＡＧＣ／ＡＦＣ／ダイバーシティ制御部とを設け、前記ＡＧＣ／ＡＦＣ／ダイバーシティ制御部において、前記制御用ベクトルの先端が実軸を挟む２直線で囲まれる範囲にあれば前記発振器の周波数を制御し、この範囲外にあればダイバーシティ制御を行う。この手段により、キャリアの位置情報から、ＡＧＣ、ＡＦＣだけではなくダイバーシティ制御用の情報を得られることになり情報の有効活用ができ、また、ＡＧＣ、ＡＦＣ制御にさらにダイバーシティの機能が追加されることによりより良い受信が可能になる。
【０００６】
前記ＡＧＣ／ＡＦＣ制御部は前記受信したＯＦＤＭ信号の帯域内の複数のキャリアについて各々前記制御用ベクトルを求め、さらにこれらを平均した制御用ベクトルを用いて制御用ベクトルの長さの検出、制御用ベクトルの先端の検出を行う。前記ＡＧＣ／ＡＦＣ制御部は前記受信したＯＦＤＭ信号の帯域内の複数のキャリアについて各々前記制御用ベクトルを求め、前記可変利得増幅器の利得を制御すべきか、前記発振器の周波数を制御すべきか、又は前記ダイバーシティ制御をすべきかを多数決の原理で決定し、前記可変利得増幅器の利得の制御又は前記発振器の周波数の制御を行う場合には、前記可変利得増幅器の利得の制御量又は前記発振器の周波数を制御量を平均する。帯域内の複数のキャリアを観察することになり、１キャリアのみを観察するよりも情報量が増し、より確実なＡＦＣ、ＡＧＣ制御が可能になる。
【０００７】
直交したマルチキャリアの各々についてπ／４シフトＤＱＰＳＫの位相変調されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信機において、前記ＯＦＤＭ信号を受信するためのダイバーシティアンテナと、前記受信したＯＦＤＭ信号を増幅する可変利得増幅器と、前記受信したＯＭＤＭ信号のダウンコンバータを行う発振器と、前記マルチキャリアの位相変調を復調した結果を基に、前記可変利得増幅器の利得を自動制御し、前記発振器の周波数を自動制御し、前記ダイバーシティアンテナの切り替え制御を行うＡＧＣ／ＡＦＣ／ダイバーシティ制御部とを備え、前記ＡＧＣ／ＡＦＣ／ダイバーシティ制御部は、復調されたマルチキャリアの任意の１つの位相を、複素平面の各象限で、ベクトル表示し、今回のベクトルから前回のベクトルを引き算し、回転して時間的な位相変化量を表す制御用ベクトルを求め、この制御用ベクトルの先端が理想状態を中心とする一定の円内にあれば前記可変利得増幅器の利得の制御及び前記発振器の周波数の制御を行い、一定の円外にあれば前記ダイバーシティアンテナの切り替え制御を行う。前記ＡＧＣ／ＡＦＣ／ダイバーシティ制御部は、復調されたマルチキャリアの隣接する２つの位相差を求め、この位相差が理想的な状態の位相差に近くなるように前記発振器の周波数の制御を行ってもよい。この手段により、発振器への高精度要求の緩和、マルチパスの悪影響の低減を図れる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信機の主要なブロックを示す図である。本図に示す如く、アンテナ１によりＯＦＤＭ信号が受信される。アンテナに接続される高周波（ＲＦ）受信部２は受信した信号を増幅する可変利得増幅器２Ａ、高周波数をダウンコンバータする発振器２Ｂ等を有する。ＩＱジェネレーションはＲＦ受信部２の出力信号を同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）に変換する。ＦＦＴ（高速フーリエ変換）復調部４はＩＱジェネレーション３の出力信号をアナログから変化したデジタル信号を入力して高速フーリエ変換を行い、復調信号を形成する。ＡＦＣ／ＡＧＣ制御部５はＦＦＴ復調部４により得られた復調信号を基にＡＦＣ（自動周波数制御）制御信号、ＡＧＣ（自動利得制御）制御信号を形成し、高周波受信部２の発振器２Ｂの周波数、可変利得増幅器２Ａの利得を制御する。
【０００９】
図２は受信するＯＦＤＭ信号の振幅周波数特性を説明する図である。本図に示す如く、ＯＦＤＭ信号は、例えば、１５３６の直交するマルチキャリアからなり、その伝送帯域幅は１．５ＭＨｚである。そして、各キャリアは、例えば、ＱＰＳＫ（４値位相変調）に変調されているが、ＦＦＴ復調部４で復調される。
図３はＦＦＴ復調部４により得られた理想的な受信状態におけるキャリアの位相を示す図である。本図に示す複素平面において、マルチパス等の悪影響が無い場合の理想的な受信状態では、ＦＦＴ復調部４で演算処理された各キャリアの位相は４点に集中する。これに対して通常時にはマルチパス等の伝送品質、ダウンコンバータ用の発振器精度等の条件で理想的な受信状態とはならず、上記の位相の図上では理想状態からばらつきが発生する。
【００１０】
図４はＡＦＣ／ＡＧＣ制御部５の制御動作の処理例を説明する図である。本図に示す如く、ＡＦＣ／ＡＧＣ制御部５では、ＦＦＴ復調部からの受信マップ位置（黒丸）が複素平面の第１象限にある場合、受信マップ位置のベクトルと、理想受信位置（点線丸）のベクトルとの引き算を行う。
次に、上記引き算で得られたベルトルを原点まで平行移動して点線のベクトルを形成する。そして、この点線のベクトルをπ／４だけ時計回りに回転して実線のベクトルを得る。このようにして、第２象限、第３象限、第４象限の場合にも同様な処理を行うが、点線の引き算ベクトルを、第２象限の場合は３π／４だけ、第３象限の場合は５π／４だけ、第４象限の場合は７π／４だけ時計回りにそれぞれ回転して実線の引き算ベクトルを得る。受信信号は４象限のいずれかにあるので、このように象限の影響を取り除き、すなわち、位相変調成分を除去して受信毎に処理が行えるようにし、応答性を向上する。
【００１１】
図５は実線のベクトルの特徴を説明する図である。本図に示す如く、２つの受信マップ位置のベクトルＯＡ、ＯＢに対する実線の引き算ベクトルＯＡ′、ＯＢ′に関し、引き算ベクトルＯＡ′は実軸（real）に対して虚軸（imaginary)の正側にあり、引き算ベクトルＯＢ′は実軸に対して虚軸の負側にある。そして、受信マップ位置のベクトルＯＡの実軸（real）に対する角度α、受信マップ位置のベクトルＯＡの実軸（real）に対する角度β、理想マップ位置のベクトルＯＳの実軸（real）に対する角度π／４に対して、
α＞π／４＞β
の関係にある。
【００１２】
このような場合、まず、引き算ベクトルＯＡ′、ＯＢ′の長さは受信キャリアと理想受信キャリアとの位相図上での距離を表す。
次に、引き算ベクトルＯＡ′の先端の位置の観点から、引き算ベクトルＯＡ′の先端が実軸に対して虚軸の正側にあるので、受信マップ位置のベクトルＯＡが実軸に対する角度αが理想マップ位置のベクトルＯＳの実軸に対する角度π／４よりも大きいことを示す。また、引き算ベクトルＯＢ′の先端が実軸に対して虚軸の負側にあるので、受信マップ位置のベクトルＯＢが実軸に対する角度βが理想マップ位置のベクトルＯＳが実軸（real）に対する角度π／４よりも小さいことを示す。
【００１３】
このような引き算ベクトルの性質を利用して、ＡＦＣ／ＡＧＣ制御部５では、受信したＯＦＤＭ信号のマルチキャリアのある任意の１つのキャリアに着目して上述のようなベクトル演算を行う。そして、ＡＦＣ／ＡＧＣ制御部５は、選択したキャリアについて、上述の引き算ベクトルの長さが小さくなるように可変利得増幅器２Ａを制御する。
【００１４】
また、上述の引き算ベクトルの先端が実軸に対して虚軸の正側にある場合には位相図上で時計回りの方向に動くように、逆に負側にある場合には反時計回りの方向に動くように制御する。このような制御により引き算ベクトルの先端が実軸に位置するようになる。なお、その制御量は引き算ベクトルの先端から実軸までの距離ＡＨA,ＢＨB に関係づけて決定される。
【００１５】
したがって、本発明によれば、所期の目的である発振器への高精度要求の緩和、マルチパスの悪影響の低減を図ることが可能になる。
なお、上記で着目するキャリアを定期的に例えばランダムに変更するようにしてもよい。また、ランダムに変更するために着目するキャリアのテーブルを持ってもよい。広帯域なマルチパスの影響に対応可能になる。
【００１６】
図６は本発明の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信機の別の主要なブロックを示す図である。図１と異なる構成要素は、アンテナ１に代わるダイバーシティ用アンテナ１−１、１−２と、ＲＦ受信部２の前段のアンテナ切り替え部６と、アンテナ切り替え部を制御するダイバーシティ制御部７とが設けられ、これらの追加に伴い、ＡＦＣ／ＡＧＣ制御部５に代わりダイバーシティ制御部７及びＲＦ受信部２の可変利得制御部２Ａ及び発振器２Ｂに制御信号を出力するＡＦＣ／ＡＧＣ／ダイバーシティ制御部５Ａが設けられることである。
【００１７】
図７は図６のＡＦＣ／ＡＧＣ／ダイバーシティ制御部５Ａの制御動作例を説明する図である。本図に示す如く、選択されたキャリアの複素平面において、前述の引き算ベクトルの長さが点線の円内にあれば、ＡＦＣ／ＡＧＣ／ダイバーシティ制御部５ＡはＡＧＣ制御を行うように制御信号を出力し、点線の円外ならばダイバーシティ制御信号を出力する。点線の円はＡＧＣ制御の限界を示す。
【００１８】
図８は図６のＡＦＣ／ＡＧＣ／ダイバーシティ制御部５Ａの制御動作例を説明する図である。本図に示す如く、引き算ベクトルの先端から実軸までの距離ＡＨA,ＢＨB （図５参照）が実軸を挟む点線の２直線で囲まれる範囲の角度ならＡＦＣ／ＡＧＣ／ダイバーシティ制御部５ＡはＡＦＣ制御信号を出力し、実軸を挟む点線の２直線で囲まれる範囲を越える角度ならダイバーシティ制御信号を出力する。実軸を挟む点線の２直線で囲まれる範囲の角度はＡＦＣ制御の限界を示す。
【００１９】
したがって、本発明によれば、キャリアの位置情報から、ＡＧＣ、ＡＦＣだけではなくダイバーシティ制御用の情報を得られることになり情報の有効活用ができ、また、ＡＧＣ、ＡＦＣ制御にさらにダイバーシティの機能が追加されることによりより良い受信が可能になる。
以上の説明では、受信したＯＦＤＭ信号のある１キャリアに着目したが、ＯＦＤＭ信号帯域内の適当な複数のキャリアについて同時に以上の処理を行い、ベクトル的に平均を取って、ＡＧＣ、ＡＦＣあるいはダイバーシティの制御を行ってもよい。
【００２０】
また、複数のキャリアについて同時に以上の処理を行い、これらの処理結果を基に多数決的に、ＡＧＣ、ＡＦＣ、ダイバーシティの制御を決定してもよい。その際、ＡＧＣ、ＡＦＣを実行する場合、その制御量は各ベクトルから得られる制御量の平均値を取るようにしてもよい。
したがって、本発明によれば、帯域内の複数のキャリアを観察することにより、１キャリアのみを観察するよりも情報量が増し、より確実なＡＦＣ、ＡＧＣ等の制御が行える。
【００２１】
次に、受信したＯＦＤＭ信号の各キャリアがπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調される場合（例、ユーレカ１４７、ＤＡＢ）について説明する。受信したＯＦＤＭ信号の各キャリアがπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調される場合、あるキャリアの位相状態は基準が時々刻々π／４づつ回転する。
図９はπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調での位相変化の様子を説明する図である。本図に示す如く、時刻ｔでの受信マップ位置に対して、時刻ｔ＋１での受信マップ位置が得られる。そこで、あるキャリアに着目して、時刻ｔ＋１で受信したキャリアの（位相上での）ベクトルから時刻ｔで受信したキャリアの（位相上での）ベクトルを引き算し回転させて位相変化ベクトルを形成する。
【００２２】
図１０は位相変化ベクトルを説明する図である。本図に示す如く、位相変化ベクトルは、理想状態では、点線の円の中心になるる。理想状態からずれても、位相変化ベクトルが点線の円内ならば、ＡＦＣ／ＡＧＣ／ダイバーシティ制御部５ＡはＡＧＣ、ＡＦＣ制御信号を出力し、円外ならダイバーシティ制御信号を出力する。
【００２３】
さらに、ある時刻に受信したＯＦＤＭ信号をπ／４シフトＤＱＰＳＫの復調を行うと、理想的な受信状況では隣合うキャリア化では、０、π、±π／２のいずれかの位相変化が起こるが、現実の受信状況では様々な要因によりさらに±γの位相変化が起こる。このことを利用してＯＦＤＭ信号のキャリア間の位相変化量を調べ、変化量が理想状態に近くなるようにＡＦＣ制御を行うようにしてもよい。
【００２４】
したがって、本発明によれば、π／４シフトＤＱＰＳＫについてもより良い受信が可能になる。
以上の説明ではＱＰＳＫについて説明したが、これに限定されず、例えば、１６値ＱＡＭにも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信機の主要なブロックを示す図である。
【図２】受信するＯＦＤＭ信号の振幅周波数特性を説明する図である。
【図３】ＦＦＴ復調部４により得られた理想的な受信状態におけるキャリアの位相を示す図である。
【図４】ＡＦＣ／ＡＧＣ制御部５の制御動作の処理例を説明する図である。
【図５】実線のベクトルの特徴を説明する図である。
【図６】本発明の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信機の別の主要なブロックを示す図である。
【図７】図６のＡＦＣ／ＡＧＣ／ダイバーシティ制御部５Ａの制御動作例を説明する図である。
【図８】図６のＡＦＣ／ＡＧＣ／ダイバーシティ制御部５Ａの制御動作例を説明する図である。
【図９】π／４シフトＤＱＰＳＫ変調での位相変化の様子を説明する図である。
【図１０】位相変化ベクトルを説明する図である。
【符号の説明】
１、１−１、１−２…アンテナ
２…ＲＦ受信部
３…ＩＱジェネレーション
４…ＦＦＴ復調部
５…ＡＦＣ／ＡＧＣ制御部
５Ａ…ＡＦＣ／ＡＧＣ／ダイバーシティ制御部
６…アンテナ切り替え部
７…ダイバーシティ制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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