(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体素子とダイオードの組みになるスイッチをブリッジ接続した主回路構成のインバータと、このインバータの出力に対して共振電流を発生する共振用コンデンサとリアクトルと、トランスを通した前記共振電流を整流して電力用コンデンサを充電する整流回路とを備えたコンデンサの充電装置において、
前記インバータの制御回路は、ゲート回路から発生するゲート電圧でオン制御するスイッチの相電流を検出する第１の検出器と、この検出器が電流検出するスイッチとは相補動作になる他のスイッチの相電流を検出する第２の検出器と、前記ゲート電圧期間が前記共振電流の周期で決まる最小の許容時間Ｔ1より短いときに前記第１の検出器の検出電流でゲート電圧期間を許容時間Ｔ1まで時間拡大する回路と、前記ゲート電圧期間が前記共振電流の周期で決まる最大の許容時間Ｔ2より長いときに前記第２の検出器の検出電流でゲート電圧期間を許容時間Ｔ2まで時間縮小する回路とを備えたことを特徴とするコンデンサの充電装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、共振形インバータと整流回路で構成され、パルス電源などに備える電力用コンデンサを周期的に充電するためのコンデンサの充電装置に係り、特にインバータのスイッチング制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
パルスレーザ励起やパルスプラズマ発生、パルス脱硝装置等のパルス電源には、半導体スイッチと磁気スイッチになる可飽和トランスや可飽和リアクトルを組み合わせたものがある。
【０００３】
このパルス電源は、例えば、図３に示す構成にされる。高圧充電装置ＨＤＣによってコンデンサＣ0を初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオンによってコンデンサＣ0から可飽和トランスＳＴの一次側に放電電流を供給し、この可飽和トランスＳＴによって昇圧さらに磁気スイッチ動作でパルス圧縮し、ＬＣ反転による倍電圧発生回路ＬＣによって昇圧し、さらに可飽和リアクトルＳＩ1のパルス圧縮によってピーキング・コンデンサＣPとレーザ発振器ＬＨへ超短パルスを発生させる。
【０００４】
ここで、コンデンサＣ0の初期充電のための高圧充電装置ＨＤＣは、レーザ発振器ＬＨへの高い繰り返し（例えば６００パルス／秒）のパルス電流供給に合わせて高い繰り返しでコンデンサＣ0を充電する必要がある。
【０００５】
このための従来の高圧充電装置には、図４に示す構成のものがある。交流電源を電源とする整流器１と直流リアクトル２とコンデンサ３により直流電源が構成され、この直流電源から電圧形に構成されるインバータ４により周波数制御された交流出力を得る。
【０００６】
インバータ４は、パワートランジスタやＩＧＢＴ、ＧＴＯなどの半導体素子と逆方向のダイオードの組をスイッチＳ１〜Ｓ４としてブリッジ接続した主回路構成にされ、パルス幅制御（又はパルス幅変調）した交流電力を共振用コンデンサ５と共振用リアクトル６により定まる共振周波数で出力する共振形にされる。
【０００７】
出力トランス７は、インバータ４からコンデンサ５とリアクトル６を通した交流出力を一定比で取り出す。単相整流回路８は、ダイオードブリッジ接続で構成され、トランス７の出力を交流入力とし、その全波整流を行い、コンデンサＣ0の充電出力を得る。
【０００８】
なお、インバータ４とトランス７及び整流回路８は、コンデンサＣ0の初期充電用と充電電圧微調整用の２台並列構成とする場合もある。
【０００９】
従来の充電装置において、インバータ４のゲート制御回路は、図５に回路構成を、図６に各部波形を示すように、発振器１１から一定周波数でデューティ比１／２のパルス出力を得、このパルスの前縁（立ち上がり）でモノマルチ回路１２がトリガされてパルス幅制御された単パルスを発生し、パルスの後縁（立ち下がり）でモノマルチ回路１３がトリガされてパルス幅制御された単パルスを発生し、ゲート回路１４〜１７が両モノマルチ回路１２、１３のパルス出力に従った幅のゲートパルスを発生し、スイッチＳ１，Ｓ３とスイッチＳ２，Ｓ４を交互にオン（相補動作）させる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来のゲート制御に対して、インバータ４の出力電流は、図７に示すようになる。例えば、スイッチＳ１，Ｓ３のモードでは、そのゲート信号によって半導体素子（トランジスタＴｒ等）がオンし、このオンにより共振用コンデンサ５とリアクトル６に共振電流が流れ始め、コンデンサ５がピークまで充電された後にリアクトル６側から逆極性の共振電流がダイオードＤを通して流れ始める。次のスイッチＳ２，Ｓ４のモードでは、逆の動作になる。
【００１１】
ここで、インバータのゲート波形は、半導体素子のターンオン及びターンオフの遅れがないとして、図７の期間Ｔ1とＴ2の範囲内になるようモノマルチ回路１２、１３でパルス幅が制御される。
【００１２】
つまり、期間Ｔ1とＴ2はコンデンサ５とリアクトル６による共振電流の共振周期で決まる許容値になり、ゲート波形が期間Ｔ1よりも短い場合は半導体素子（Ｔｒ）が電流を遮断することになって素子を破損させる可能性が高まり、期間Ｔ2よりも長い場合は上下の素子で短絡を起こして素子を破損させる可能性が高まる。
【００１３】
このような条件に対して、モノマルチ回路１２、１３は、コンデンサＣと抵抗Ｒの時定数素子を外付けして所期のパルス幅を得ようとするが、時定数素子の部品のバラツキで許容値Ｔ1〜Ｔ2の間から外れることがある。
【００１４】
特に、インバータの動作周波数が数１０ＫＨZ〜数１００ＫＨZになるパルス電源では、スイッチＳ１〜Ｓ４に許容されるオン時間が数μ秒から１０数μ秒の短い時間になり、モノマルチ回路１２、１３に得るパルス幅が変動する可能性が高い。
【００１５】
また、モノマルチ回路１２、１３は、一般的にパルス性ノイズに弱く、ノイズにより予期しないタイミングでパルスを発生することがあり、インバータの素子破損になる場合がある。
【００１６】
本発明の目的は、モノマルチ回路のパルス幅変動や誤動作にもインバータのスイッチング制御を確実にしたコンデンサの充電装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、共振形インバータの相電流を検出し、この電流検出でゲート回路の誤動作でゲート電圧波形が許容値範囲を越えるときに許容値内になるよう補償制御し、これによりモノマルチ回路の誤動作等によるスイッチ素子の誤ったオン／オフ制御を防止し、スイッチ素子を確実に保護するようにしたもので、以下の構成を特徴とする。
【００１８】
半導体素子とダイオードの組みになるスイッチをブリッジ接続した主回路構成のインバータと、このインバータの出力に対して共振電流を発生する共振用コンデンサとリアクトルと、トランスを通した前記共振電流を整流して電力用コンデンサを充電する整流回路とを備えたコンデンサの充電装置において、
前記インバータの制御回路は、ゲート回路から発生するゲート電圧でオン制御するスイッチの相電流を検出する第１の検出器と、この検出器が電流検出するスイッチとは相補動作になる他のスイッチの相電流を検出する第２の検出器と、前記ゲート電圧期間が前記共振電流の周期で決まる最小の許容時間Ｔ1より短いときに前記第１の検出器の検出電流でゲート電圧期間を許容時間Ｔ1まで時間拡大する回路と、前記ゲート電圧期間が前記共振電流の周期で決まる最大の許容時間Ｔ2より長いときに前記第２の検出器の検出電流でゲート電圧期間を許容時間Ｔ2まで時間縮小する回路とを備えたことを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施形態を示す回路図であり、図４と異なる部分は、ゲート回路２１とインバータ４のスイッチＳ１〜Ｓ４の間に、回路要素２２〜２６を設けた点にある。なお、これら回路要素２２〜２６は、スイッチＳ１の分を示し、他のスイッチＳ２〜Ｓ４の分は省略して示す。
【００２０】
ゲート回路２１は、例えば図５のように、モノマルチ回路１２、１３を有して構成される。ゲート回路２１からスイッチＳ１へのゲート電圧経路には、電流制限抵抗２２と変流器２３が直列に設けられ、スイッチＳ１のベース・エミッタ間にはトランジスタ２４と電圧変換抵抗２５の並列回路が設けられる。トランジスタ２４は変流器２６でオン・オフ制御される。
【００２１】
変流器２３は、スイッチＳ１の電流（トランジスタＴｒのオン電流とダイオードＤの逆電流）を極性を有して取り出し、この電流によりゲート信号の期間が最小側許容値Ｔ1より短い場合にスイッチＳ１のオン期間が許容値Ｔ1になるよう、そのゲート信号幅を時間拡大する。
【００２２】
変流器２６は、スイッチＳ１とは相補動作の相になるスイッチＳ２の電流を極性を有して取り出し、この電流によりゲート信号の期間が最大側許容値Ｔ2より長い場合にトランジスタ２４をオン制御し、スイッチＳ１のオン期間が許容値Ｔ2になるよう、そのゲート信号幅を時間縮小する。
【００２３】
図２は、本実施形態の動作波形を示す。同図中に波形Ａで示すように、ゲート回路２１からのゲート電圧波形Ａが最小の許容値Ｔ1より短い場合、このゲート電圧波形Ａに従ってスイッチＳ１のトランジスタＴｒがオンし、スイッチＳ１にオン電流（共振用コンデンサ５とリアクトル６による共振電流）が流れ始める。
【００２４】
このオン電流は、変流器２３の出力としても取り出され、この変流器２３の出力がゲート電圧波形にも重畳される。そして、ゲート電圧波形Ａが期間Ｔ1よりも短いタイミングでオフになった場合、変流器２３の出力がスイッチＳ１へのゲート電圧として残り、トランジスタＴｒをオンし続ける。
【００２５】
この後、コンデンサ５とリアクトル６の共振電流が逆相になった時点、すなわち期間Ｔ1のタイミングでダイオードＤに共振電流が流れ始め、変流器２３の出力も逆相になり、トランジスタＴｒを逆バイアスしてターンオフさせる。
【００２６】
これにより、ゲート電圧波形ＡはＡ’のようになり、時間Ｔａ分を時間拡大した補償を得ることができる。
【００２７】
次に、図２中に波形Ｂで示すように、ゲート回路２１からのゲート電圧波形Ｂが最大の許容値Ｔ2より長い場合、このゲート電圧波形Ｂに従ってスイッチＳ１のトランジスタＴｒがオンし、スイッチＳ１にオン電流（共振用コンデンサ５とリアクトル６による共振電流）が流れ始める。
【００２８】
このオン電流は、変流器２３の出力としても取り出され、この変流器２３の出力がゲート電圧波形にも重畳され、ゲート電圧波形Ａの場合と同様の補償したゲート電圧波形になる。但し、ダイオードに電流が流れる期間にもゲート電圧波形Ｂがオン状態のため、その期間にはトランジスタＴｒを順バイアスするが、ダイオードＤの電流によりトランジスタＴｒはターンオフ状態に強制される。
【００２９】
この後、期間Ｔ2のタイミングになったとき、スイッチＳ２がターンオンされ、このオン電流を変流器２６の出力として取り出す。この変流器２６の出力によりトランジスタ２４がオン制御され、ゲート回路２１からスイッチＳ１へのゲート電圧をトランジスタ２４が遮断する。これにより、スイッチＳ１のトランジスタＴｒの順バイアスが強制遮断され、そのトランジスタを強制的にターンオフさせる。
【００３０】
これにより、ゲート電圧波形ＢはＢ’のようになり、時間Ｔｂ分を時間縮小した補償を得ることができる。
【００３１】
以上までは、スイッチＳ１のゲート電圧波形補償の場合であるが、他のスイッチＳ２〜Ｓ４のゲート電圧波形の補償も同様になされる。このとき、変流器２３及び２６の出力を分流などしてゲート電圧波形補償に利用することができる。
【００３２】
また、インバータの相電流検出手段を変流器とする場合を示したが、シャント抵抗やホール素子などを利用した他の電流検出器を使ってゲート電圧波形の時間を拡大・縮小補償することもできる。
【００３３】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、共振形インバータの相電流を検出し、この電流検出でゲート回路の誤動作でゲート電圧波形が許容値範囲を越えるときに許容値内になるよう補償制御するようにしたため、モノマルチ回路等の誤動作等によるゲート制御波形の時間ずれでスイッチ素子が誤ってオン／オフ制御されるのを防止し、スイッチ素子を確実に保護することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示す回路構成図。
【図２】実施形態の動作を説明する動作波形図。
【図３】パルス電源例。
【図４】従来のコンデンサの充電装置の構成例。
【図５】インバータのゲート制御回路構成。
【図６】インバータのゲート制御波形。
【図７】インバータ出力とゲートタイミング波形。
【符号の説明】
４…インバータ
５…共振用コンデンサ
６…共振用リアクトル
２１…ゲート回路
２２、２５…抵抗
２３、２６…変流器
２４…トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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