(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式により伝送される変調信号を１次復調することにより副搬送周波数信号を出力する主搬送波周波数信号復調部と、該副搬送波周波数信号を同期検波することにより2次復調して復調信号を出力する副搬送波周波数信号復調部と、該復調信号中の誤りを訂正する誤り訂正手段と、誤り訂正手段の出力から出力信号を生成する出力信号生成部とからなるＯＦＤＭ受信機であって、
前記副搬送波周波数信号復調部は、
前記副搬送波周波数信号に前記副搬送波周波数の基準信号を乗積することにより復調信号を出力する第１の乗算器と、
前記乗算器の出力を１シンボル期間中の有効シンボル期間長分だけ遅延させて出力する有効シンボル期間遅延回路と、
前記乗算器の出力と前記有効シンボル期間遅延回路の出力信号との相関特性を検出し、該相関特性の値に基づいて復調信号の第１の位相誤差を検出し、該第１の位相誤差の値を所定値Ｎ（Ｎは２以上の整数且つ前記１シンボル期間のガードインターバル期間中に用いられるクロック信号のパルス総数よりも小さい数）の細分期間に分割して第1の位相分割誤差値として出力する位相誤差検出回路と、
前記位相誤差検出回路から出力される細分期間毎に分割された複数の位相分割誤差値に対してそれぞれマルチパス遅延波の影響に応じた重み付けを行うための複数の重み関数を前記位相分割誤差値に基づいて演算する重み関数回路と、
前記位相誤差検出回路から細分出力された前記第1の位相分割誤差値にそれぞれ前記重み関数回路から出力された対応する重み関数を乗算することにより重み付けされた複数の第2の位相分割誤差値を出力する第2の乗算器と、
前記複数の第2の位相分割誤差値に基づいて演算式により第2の位相誤差値を演算する演算回路と、
前記第2の位相誤差値から高域雑音を除去して出力するループフィルタと、
前記ループフィルタの出力に基づいて前記副搬送波周波数の基準信号として用いられる発振周波数を制御して出力する数値制御発振回路と、
前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、前記重み関数回路にて演算される重み関数と、前記演算回路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少なくとも１つをパラメータとすると共に、前記副搬送波周波数信号復調部の特性変化を通知する情報としての前記誤り訂正手段から受信する誤り情報信号が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御する制御回路とを備えることを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【請求項２】
前記誤り訂正手段は、誤り訂正前の復調信号と誤り訂正後の復調信号とから前記誤り情報信号としても用いられる誤り率を計算する誤り率計算部を有して、前記復調信号中に予め加えられている誤り訂正符号を用いて復調信号の誤りを訂正する誤り訂正回路であり、
前記制御回路は、前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎをパラメータとして、前記誤り率が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機。
【請求項３】
前記誤り訂正手段は、前記誤り情報信号としても用いられる各内部状態におけるパスメトリック値をそれぞれ記憶するパスメトリックメモリを有して、ビタビアルゴリズムに基づいて畳み込み符号を復号するビタビ復号回路であり、
前記制御回路は、前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎをパラメータとして、前記パスメトリック値が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機。
【請求項４】
前記誤り訂正手段は、誤り訂正前の復調信号と誤り訂正後の復調信号とから前記誤り情報信号としても用いられる誤り率を計算する誤り率計算部を有して、前記復調信号中に予め加えられている誤り訂正符号を用いて復調信号の誤りを訂正する誤り訂正回路であり、
前記制御回路は、前記重み関数回路にて演算される重み関数をパラメータとして、前記誤り率が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機。
【請求項５】
前記誤り訂正手段は、前記誤り情報信号としても用いられる各内部状態におけるパスメトリック値をそれぞれ記憶するパスメトリックメモリを有して、ビタビアルゴリズムに基づいて畳み込み符号を復号するビタビ復号回路であり、
前記制御回路は、前記重み関数回路にて演算される重み関数をパラメータとして、前記パスメトリック値が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機。
【請求項６】
前記誤り訂正手段は、誤り訂正前の復調信号と誤り訂正後の復調信号とから前記誤り情報信号としても用いられる誤り率を計算する誤り率計算部を有して、前記復調信号中に予め加えられている誤り訂正符号を用いて復調信号の誤りを訂正する誤り訂正回路であり、
前記制御回路は、前記演算回路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式をパラメータとして、前記誤り率が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機。
【請求項７】
前記誤り訂正手段は、前記誤り情報信号としても用いられる各内部状態におけるパスメトリック値をそれぞれ記憶するパスメトリックメモリを有して、ビタビアルゴリズムに基づいて畳み込み符号を復号するビタビ復号回路であり、
前記制御回路は、前記演算回路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式をパラメータとして、前記パスメトリック値が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機。
【請求項８】
前記制御回路は、前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、前記重み関数回路にて演算される重み関数と、前記演算回路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少なくとも２つをパラメータとし、前記誤り率が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御することを特徴とする請求項２、４、６の何れか１項に記載のＯＦＤＭ受信機。
【請求項９】
前記制御回路は、前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、前記重み関数回路にて演算される重み関数と、前記演算回路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少なくとも２つをパラメータとし、前記パスメトリック値が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御することを特徴とする請求項３、５、７の何れか１項に記載のＯＦＤＭ受信機。
【請求項１０】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式により伝送される変調信号を１次復調することにより副搬送周波数信号を出力する主搬送波周波数信号復調部と、該副搬送波周波数信号を同期検波することにより2次復調して復調信号を出力する副搬送波周波数信号復調部と、該復調信号中の誤りを訂正する誤り訂正手段と、誤り訂正手段の出力から出力信号を生成する出力信号生成部とからなるＯＦＤＭ受信機であって、
前記副搬送波周波数信号復調部は、
前記副搬送波周波数信号に前記副搬送波周波数の基準信号を乗積することにより復調信号を出力する第１の乗算器と、
前記副搬送波周波数信号を１シンボル期間中の有効シンボル期間長分だけ遅延させて出力する有効シンボル期間遅延回路と、
前記副搬送波周波数信号と前記有効シンボル期間遅延回路の出力信号との相関特性を検出し、該相関特性の値に基づいて復調信号の第１の位相誤差を検出し、該第１の位相誤差の値を所定値Ｎ（Ｎは２以上の整数且つ前記１シンボル期間のガードインターバル期間中に用いられるクロック信号のパルス総数よりも小さい数）の細分期間に分割して第1の位相分割誤差値として出力する位相誤差検出回路と、
前記位相誤差検出回路から出力される細分期間毎に分割された複数の位相分割誤差値に対してそれぞれにマルチパス遅延波の影響に応じた重み付けを行うための複数の重み関数を前記位相分割誤差値に基づいて演算する重み関数回路と、
前記位相誤差検出回路から細分出力された前記第1の位相分割誤差値にそれぞれ前記重み関数回路から出力された対応する重み関数を乗算することにより重み付けされた複数の第2の位相分割誤差値を出力する第2の乗算器と、
前記複数の第2の位相分割誤差値に基づいて演算式により第2の位相誤差値を演算する演算回路と、
前記第2の位相誤差値から高域雑音を除去して出力するループフィルタと、
前記ループフィルタの出力に基づいて前記副搬送波周波数の基準信号として用いられる発振周波数を制御して出力する数値制御発振回路と、
前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、前記重み関数回路にて演算される重み関数と、前記演算回路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少なくとも１つをパラメータとすると共に、前記副搬送波周波数信号復調部の特性変化を通知する情報としての前記誤り訂正手段から受信する誤り情報信号が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御する制御回路とを備えることを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【請求項１１】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式により伝送される変調信号を１次復調することにより副搬送周波数信号を出力する主搬送波周波数信号復調部と、該副搬送波周波数信号を同期検波することにより2次復調して復調信号を出力する副搬送波周波数信号復調部と、該復調信号中の誤りを訂正する誤り訂正手段と、誤り訂正手段の出力から出力信号を生成する出力信号生成部とからなるＯＦＤＭ受信機であって、
前記副搬送波周波数信号復調部は、
前記副搬送波周波数信号を１シンボル期間中の有効シンボル期間長分だけ遅延させて出力する有効シンボル期間遅延回路と、
前記有効シンボル期間遅延回路の出力に前記副搬送波周波数の基準信号を乗積することにより復調信号を出力する第１の乗算器と、
前記副搬送波周波数信号と前記有効シンボル期間遅延回路の出力信号との相関特性を検出し、該相関特性の値に基づいて復調信号の第１の位相誤差を検出し、該第１の位相誤差の値を所定値Ｎ（Ｎは２以上の整数且つ前記１シンボル期間のガードインターバル期間中に用いられるなクロック信号のパルス総数よりも小さい数）の細分期間に分割して第1の位相分割誤差値として出力する位相誤差検出回路と、
前記位相誤差検出回路から出力される細分期間毎に分割された複数の位相分割誤差値に対してそれぞれにマルチパス遅延波の影響に応じた重み付けを行うための複数の重み関数を前記位相分割誤差値に基づいて演算する重み関数回路と、
前記位相誤差検出回路から細分出力された前記第1の位相分割誤差値にそれぞれ前記重み関数回路から出力された対応する重み関数を乗算することにより重み付けされた複数の第2の位相分割誤差値を出力する第2の乗算器と、
前記複数の第2の位相分割誤差値に基づいて演算式により第2の位相誤差値を演算する演算回路と、
前記第2の位相誤差値から高域雑音を除去して出力するループフィルタと、
前記ループフィルタの出力に基づいて前記副搬送波周波数の基準信号として用いられる発振周波数を制御して出力する数値制御発振回路と、
前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、前記重み関数回路にて演算される重み関数と、前記演算回路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少なくとも１つをパラメータとすると共に、前記副搬送波周波数信号復調部の特性変化を通知する情報としての前記誤り訂正手段から受信する誤り情報信号が最小になるように前記パラメータを適応的に制御する制御回路とを備えることを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式により伝送される変調信号を復調する受信機に関し、さらに詳細には、直交周波数分割多重方式により伝送されるディジタル変調信号の１シンボル期間中のガードインターバル期間とそれに対応する有効シンボル期間の最後部に配置されたガードインターバル転写期間との相関値に基づいて演算された位相誤差信号を用いて、副搬送波周波数の基準信号を制御して副搬送波周波数信号を同期検波することにより、副搬送波周波数信号を復調する副搬送波周波数信号復調装置を有するＯＦＤＭ受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式により伝送される変調信号を復調する受信機について、図を用いて説明する。
【０００３】
図１４は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式の変調信号を受信するＯＦＤＭ受信機の構成ブロック図である。
【０００４】
図１４において、２００はＯＦＤＭ受信機、４０はＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を受信する受信アンテナ、３０は受信した変調信号を主搬送波の基準信号を用いて１次復調し、副搬送波周波数信号ＢＳを出力する主搬送波周波数信号復調部、２０は副搬送波周波数信号ＢＳを副搬送波の基準信号を用いて２次復調し、復調信号ＤＳを出力する副搬送波周波数信号復調部、５０は復調信号ＤＳ中から誤りを検出すると共に復調信号ＤＳ中の誤りを訂正して出力する誤り訂正手段、６０は誤りが訂正された復調信号ＤＳに基づいて画像出力信号あるいは音声出力信号等の出力信号を生成する出力信号生成部であり、受信アンテナ４０と主搬送波周波数信号復調部３０、主搬送波周波数信号復調部３０と副搬送波周波数信号復調部２０、副搬送波周波数信号復調部２０と誤り訂正手段５０、誤り訂正手段５０と出力信号生成部６０とが接続されている。
【０００５】
また、副搬送波周波数信号復調部２０中において、２は乗算器、４は有効シンボル期間の遅延回路、５は相関特性に基づいて位相誤差を検出して位相誤差信号ＥＳを出力する位相誤差検出回路、９はゲイン調整が可能であるループフィルタ、１０は数値制御により周波数制御可能な発振回路であり、ＳＳはサンプル時刻Ｎにおける位相誤差信号入力に対応して発振された数値制御発振回路１０の出力信号であり、乗算器２にて副搬送波周波数信号ＢＳと乗算される副搬送波周波数の基準信号である。
【０００６】
次に、図１４に示した従来のＯＦＤＭ受信機の動作について説明する。
【０００７】
ＯＦＤＭ受信機２００の受信アンテナ４０がＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を受信すると、その変調信号は主搬送波周波数信号復調部３０に入力されて主搬送波周波数の基準信号ＳＳにより１次復調され、主搬送波周波数信号復調部３０から副搬送波周波数信号ＢＳが出力される。この副搬送波周波数信号ＢＳは、副搬送波周波数信号復調部２０に入力されて副搬送波周波数の基準信号ＳＳにより2次復調され、副搬送波周波数信号復調部２０から復調信号ＤＳが出力される。復調信号ＤＳは、誤り訂正手段５０にて復調信号ＤＳ中の誤りが検出され、その誤りが訂正された復調信号ＤＳが出力信号生成部６０に出力される。出力信号生成部６０では、誤りが訂正された復調信号ＤＳに基づいて受信者に通知するための画像信号あるいは音声信号を生成する。
【０００８】
また、主搬送波周波数信号復調部３０から副搬送波周波数信号ＢＳが副搬送波周波数信号復調部２０内の乗算器２に入力されるが、初期状態においては位相誤差が修正されていない復調信号ＤＳが乗算器２から出力される。この復調信号ＤＳと、この復調信号ＤＳを有効シンボル期間遅延回路４によって有効シンボル期間分だけ遅延させた信号とが位相誤差検出回路５に入力される。位相誤差検出回路５では、入力する２信号の相関特性を検出して位相誤差信号ＥＳを出力する。位相誤差信号ＥＳは、ループフィルタ９に入力され、ループフィルタ９によって高域ノイズが除去された位相誤差信号が数値制御発振回路１０に入力される。
【０００９】
ここで、数値制御発振回路１０から出力される基準信号ＳＳは、任意のサンプル時刻Ｎにおけるループフィルタ９の出力信号Δθ（Ｎ）に応じたｃｏｓθ（Ｎ）及びｓｉｎθ（Ｎ）（θ（Ｎ）＝Δθ（Ｎ）＋Δθ（Ｎ＋１））である。
【００１０】
この数値制御発振器１０から出力される基準信号ＳＳは、位相誤差信号ＥＳが小さくなるように発振制御されるので、副搬送波周波数信号ＢＳと基準信号ＳＳとが乗算器２により乗算された復調信号ＤＳの位相誤差は減少する。
【００１１】
位相誤差信号ＥＳは、位相誤差検出回路５において、復調信号ＤＳと、復調信号3をその信号中の有効シンボル期間長相当分だけ遅延させた信号との間の相関特性が検出され、その相関値に基づいて復調信号の位相誤差を検出することにより生成されている。図１０では、有効シンボル期間遅延回路４に入力した復調信号ＤＳは、有効シンボル期間長相当分だけ遅延されて出力される。位相誤差検出回路５では、復調信号ＤＳが遅延された信号と、遅延されていない復調信号ＤＳとの間の相関特性が検出され、その相関特性の値に基づいて位相誤差信号ＥＳが生成されて出力される。位相誤差検出回路５から出力された位相誤差信号ＥＳは、ループフィルタ９にて位相誤差信号ＥＳの高調波成分等の高域雑音が除去されて数値制御発振回路１０に出力される。
【００１２】
このように、副搬送波周波数信号復調部２０内では、同期検波が実施されている。同期検波の概略的な動作は次のようになる。復調信号ＤＳに基づいて位相誤差信号ＥＳが生成され、位相誤差信号ＥＳにより数値制御発振回路１０から出力される副搬送波周波数の基準信号ＳＳの発振周波数が制御される。副搬送波周波数信号ＢＳと副搬送波周波数の基準信号ＳＳとは、乗算器２にて乗算されて復調信号ＤＳが出力される。副搬送波周波数信号ＢＳと副搬送波周波数の基準信号ＳＳとの位相誤差が大きい場合には、位相誤差信号ＥＳの値も大きくなる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１４に示したような従来のＯＦＤＭ受信機２００中の副搬送波周波数信号復調装置２０は、復調信号ＤＳとその復調信号ＤＳを所定時間だけ遅延させた信号との相関特性に基づいて位相誤差を求めているため、マルチパス伝送路により遅延されて受信した復調信号（マルチパス遅延波復調信号）が受信される場合には、送信機と受信機との間を最短経路にて結んだ通常の伝送路により受信した復調信号に対してマルチパス遅延波復調信号が加算され、そのマルチパス遅延波復調信号の影響により位相誤差検出回路５において求められる相関特性にも変化が生じる。
【００１４】
具体的には、復調信号中のガードインターバル転写期間と、マルチパス遅延波復調信号の有効シンボル期間におけるガードインターバル転写期間の直前部分（非ガードインターバル転写期間）とは相関が無いので、復調信号中のガードインターバル転写期間における最初からマルチパス遅延波の遅延時間に相当する期間が終了するまでの間の相関は低くなる。また、有効シンボル期間分だけ遅延されたガードインターバル期間である遅延ガードインターバル期間と、マルチパス遅延波復調信号を有効シンボル期間分だけさらに遅延されたマルチパス遅延波遅延復調信号中の有効シンボル期間におけるガードインターバル転写期間とは相関が無いので、相関検出用に遅延された復調信号中の有効シンボル期間分だけ遅延された遅延ガードインターバル期間における最初からマルチパス遅延波の遅延時間に相当する期間が終了するまでの間の相関は低くなる。その結果、検出する位相誤差の精度が劣化してしまう。
【００１５】
位相誤差の精度が劣化すると、副搬送波周波数信号復調装置２０におけるガードインターバル期間中の同期が充分にとれなくなり、復調が不十分になることから、受信の安定性が劣化する。特にマルチパス伝送路の状態が変化して遅延波の遅延時間が変動する場合等には、受信の安定性が大幅に劣化する。
【００１６】
本発明は上述した如き従来の問題を解決するためになされたものであって、マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができるＯＦＤＭ受信機を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上述の目的を達成するため、請求項１に記載した本発明のＯＦＤＭ受信機は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式により伝送される変調信号を１次復調することにより副搬送周波数信号を出力する主搬送波周波数信号復調部と、該副搬送波周波数信号を同期検波することにより2次復調して復調信号を出力する副搬送波周波数信号復調部と、該復調信号中の誤りを訂正する誤り訂正手段と、誤り訂正手段の出力から出力信号を生成する出力信号生成部とからなるＯＦＤＭ受信機であって、前記副搬送波周波数信号復調部は、前記副搬送波周波数信号に前記副搬送波周波数の基準信号を乗積することにより復調信号を出力する第１の乗算器と、前記乗算器の出力を１シンボル期間中の有効シンボル期間長分だけ遅延させて出力する有効シンボル期間遅延回路と、前記乗算器の出力と前記有効シンボル期間遅延回路の出力信号との相関特性を検出し、該相関特性の値に基づいて復調信号の第１の位相誤差を検出し、該第１の位相誤差の値を所定値Ｎ（Ｎは２以上の整数且つ前記１シンボル期間のガードインターバル期間中に用いられるクロック信号のパルス総数よりも小さい数）の細分期間に分割して第1の位相分割誤差値として出力する位相誤差検出回路と、前記位相誤差検出回路から出力される細分期間毎に分割された複数の位相分割誤差値に対してそれぞれマルチパス遅延波の影響に応じた重み付けを行うための複数の重み関数を前記位相分割誤差値に基づいて演算する重み関数回路と、前記位相誤差検出回路から細分出力された前記第1の位相分割誤差値にそれぞれ前記重み関数回路から出力された対応する重み関数を乗算することにより重み付けされた複数の第2の位相分割誤差値を出力する第2の乗算器と、前記複数の第2の位相分割誤差値に基づいて演算式により第2の位相誤差値を演算する演算回路と、前記第2の位相誤差値から高域雑音を除去して出力するループフィルタと、前記ループフィルタの出力に基づいて前記副搬送波周波数の基準信号として用いられる発振周波数を制御して出力する数値制御発振回路と、前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、前記重み関数回路にて演算される重み関数と、前記演算回路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少なくとも１つをパラメータとすると共に、前記副搬送波周波数信号復調部の特性変化を通知する情報としての前記誤り訂正手段から受信する誤り情報信号が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【００１８】
請求項２の本発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機において、前記誤り訂正手段は、誤り訂正前の復調信号と誤り訂正後の復調信号とから前記誤り情報信号としても用いられる誤り率を計算する誤り率計算部を有して、前記復調信号中に予め加えられている誤り訂正符号を用いて復調信号の誤りを訂正する誤り訂正回路であり、前記制御回路は、前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎをパラメータとして、前記誤り率が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御することを特徴とする。
【００１９】
請求項３の本発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機において、前記誤り訂正手段は、前記誤り情報信号としても用いられる各内部状態におけるパスメトリック値をそれぞれ記憶するパスメトリックメモリを有して、ビタビアルゴリズムに基づいて畳み込み符号を復号するビタビ復号回路であり、前記制御回路は、前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎをパラメータとして、前記パスメトリック値が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御することを特徴とする。
【００２０】
請求項４の本発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機において、前記誤り訂正手段は、誤り訂正前の復調信号と誤り訂正後の復調信号とから前記誤り情報信号としても用いられる誤り率を計算する誤り率計算部を有して、前記復調信号中に予め加えられている誤り訂正符号を用いて復調信号の誤りを訂正する誤り訂正回路であり、前記制御回路は、前記重み関数回路にて演算される重み関数をパラメータとして、前記誤り率が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御することを特徴とする。
【００２１】
請求項５の本発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機において、前記誤り訂正手段は、前記誤り情報信号としても用いられる各内部状態におけるパスメトリック値をそれぞれ記憶するパスメトリックメモリを有して、ビタビアルゴリズムに基づいて畳み込み符号を復号するビタビ復号回路であり、前記制御回路は、前記重み関数回路にて演算される重み関数をパラメータとして、前記パスメトリック値が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御することを特徴とする。
【００２２】
請求項６の本発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機において、前記誤り訂正手段は、誤り訂正前の復調信号と誤り訂正後の復調信号とから前記誤り情報信号としても用いられる誤り率を計算する誤り率計算部を有して、前記復調信号中に予め加えられている誤り訂正符号を用いて復調信号の誤りを訂正する誤り訂正回路であり、前記制御回路は、前記演算回路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式をパラメータとして、前記誤り率が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御することを特徴とする。
【００２３】
請求項７の本発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機において、前記誤り訂正手段は、前記誤り情報信号としても用いられる各内部状態におけるパスメトリック値をそれぞれ記憶するパスメトリックメモリを有して、ビタビアルゴリズムに基づいて畳み込み符号を復号するビタビ復号回路であり、前記制御回路は、前記演算回路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式をパラメータとして、前記パスメトリック値が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御することを特徴とする。
【００２４】
請求項８の本発明は、請求項２、４、６の何れか１項に記載のＯＦＤＭ受信機において、前記制御回路は、前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、前記重み関数回路にて演算される重み関数と、前記演算回路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少なくとも２つをパラメータとし、前記誤り率が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御することを特徴とする。
【００２５】
請求項９の本発明は、請求項３、５、７の何れか１項に記載のＯＦＤＭ受信機において、前記制御回路は、前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、前記重み関数回路にて演算される重み関数と、前記演算回路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少なくとも２つをパラメータとし、前記パスメトリック値が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御することを特徴とする。
【００２６】
請求項１０に記載した本発明のＯＦＤＭ受信機は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式により伝送される変調信号を１次復調することにより副搬送周波数信号を出力する主搬送波周波数信号復調部と、該副搬送波周波数信号を同期検波することにより2次復調して復調信号を出力する副搬送波周波数信号復調部と、該復調信号中の誤りを訂正する誤り訂正手段と、誤り訂正手段の出力から出力信号を生成する出力信号生成部とからなるＯＦＤＭ受信機であって、前記副搬送波周波数信号復調部は、前記副搬送波周波数信号に前記副搬送波周波数の基準信号を乗積することにより復調信号を出力する第１の乗算器と、前記副搬送波周波数信号を１シンボル期間中の有効シンボル期間長分だけ遅延させて出力する有効シンボル期間遅延回路と、前記副搬送波周波数信号と前記有効シンボル期間遅延回路の出力信号との相関特性を検出し、該相関特性の値に基づいて復調信号の第１の位相誤差を検出し、該第１の位相誤差の値を所定値Ｎ（Ｎは２以上の整数且つ前記１シンボル期間のガードインターバル期間中に用いられるクロック信号のパルス総数よりも小さい数）の細分期間に分割して第1の位相分割誤差値として出力する位相誤差検出回路と、前記位相誤差検出回路から出力される細分期間毎に分割された複数の位相分割誤差値に対してそれぞれにマルチパス遅延波の影響に応じた重み付けを行うための複数の重み関数を前記位相分割誤差値に基づいて演算する重み関数回路と、前記位相誤差検出回路から細分出力された前記第1の位相分割誤差値にそれぞれ前記重み関数回路から出力された対応する重み関数を乗算することにより重み付けされた複数の第2の位相分割誤差値を出力する第2の乗算器と、前記複数の第2の位相分割誤差値に基づいて演算式により第2の位相誤差値を演算する演算回路と、前記第2の位相誤差値から高域雑音を除去して出力するループフィルタと、前記ループフィルタの出力に基づいて前記副搬送波周波数の基準信号として用いられる発振周波数を制御して出力する数値制御発振回路と、前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、前記重み関数回路にて演算される重み関数と、前記演算回路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少なくとも１つをパラメータとすると共に、前記副搬送波周波数信号復調部の特性変化を通知する情報としての前記誤り訂正手段から受信する誤り情報信号が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【００２７】
請求項１０の発明では、副搬送周波数信号が第１の乗算器に入力されて同期検波を実施するフィードフォワード方式とした。
【００２８】
請求項１１に記載した本発明のＯＦＤＭ受信機は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式により伝送される変調信号を１次復調することにより副搬送周波数信号を出力する主搬送波周波数信号復調部と、該副搬送波周波数信号を同期検波することにより2次復調して復調信号を出力する副搬送波周波数信号復調部と、該復調信号中の誤りを訂正する誤り訂正手段と、誤り訂正手段の出力から出力信号を生成する出力信号生成部とからなるＯＦＤＭ受信機であって、前記副搬送波周波数信号復調部は、前記副搬送波周波数信号を１シンボル期間中の有効シンボル期間長分だけ遅延させて出力する有効シンボル期間遅延回路と、前記有効シンボル期間遅延回路の出力に前記副搬送波周波数の基準信号を乗積することにより復調信号を出力する第１の乗算器と、前記副搬送波周波数信号と前記有効シンボル期間遅延回路の出力信号との相関特性を検出し、該相関特性の値に基づいて復調信号の第１の位相誤差を検出し、該第１の位相誤差の値を所定値Ｎ（Ｎは２以上の整数且つ前記１シンボル期間のガードインターバル期間中に用いられるなクロック信号のパルス総数よりも小さい数）の細分期間に分割して第1の位相分割誤差値として出力する位相誤差検出回路と、前記位相誤差検出回路から出力される細分期間毎に分割された複数の位相分割誤差値に対してそれぞれにマルチパス遅延波の影響に応じた重み付けを行うための複数の重み関数を前記位相分割誤差値に基づいて演算する重み関数回路と、前記位相誤差検出回路から細分出力された前記第1の位相分割誤差値にそれぞれ前記重み関数回路から出力された対応する重み関数を乗算することにより重み付けされた複数の第2の位相分割誤差値を出力する第2の乗算器と、前記複数の第2の位相分割誤差値に基づいて演算式により第2の位相誤差値を演算する演算回路と、前記第2の位相誤差値から高域雑音を除去して出力するループフィルタと、前記ループフィルタの出力に基づいて前記副搬送波周波数の基準信号として用いられる発振周波数を制御して出力する数値制御発振回路と、前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、前記重み関数回路にて演算される重み関数と、前記演算回路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少なくとも１つをパラメータとすると共に、前記副搬送波周波数信号復調部の特性変化を通知する情報としての前記誤り訂正手段から受信する誤り情報信号が最小になるように前記パラメータを適応的に制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【００２９】
請求項１１の発明では、有効シンボル期間遅延回路によって有効シンボル期間分遅延させた副搬送周波数信号が第１の乗算器に入力されて同期検波を実施するフィードフォワード方式とした。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図示した実施の形態に基づいて説明する。尚、図１〜図１３において、図１４に示した従来の副搬送波周波数信号復調装置と同じ機能の部分については同じ符号を付す。
【００３１】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１であるＯＦＤＭ受信機の構成を示すブロック図である。
【００３２】
図１のＯＦＤＭ受信機１００において、受信アンテナ４０、主搬送波周波数信号復調部３０、誤り訂正手段５０、出力信号生成部６０を有していることについては、図１４に示した従来のＯＦＤＭ受信機２００中の構成と同様である。しかし、本実施の形態１のＯＦＤＭ受信機１００では、副搬送波周波数信号復調部２１の構成及び動作と、誤り訂正手段５０中において処理された信号の１部を、副搬送波周波数信号復調部２１の特性変化を通知する情報である誤り情報信号ＣＳとして副搬送波周波数信号復調部２１に戻していることが従来のＯＦＤＭ受信機２００とは異なっている。
【００３３】
まず、本実施の形態１のＯＦＤＭ受信機１００の副搬送波周波数復調部２１の構成について説明する。
【００３４】
副搬送波周波数復調部２１中において、２は第１の乗算器、４は有効シンボル期間の遅延回路、５は相関特性に基づいて第１の位相誤差を検出し、該第１の位相誤差の値を所定値Ｎ（Ｎは２以上の整数且つ前記１シンボル期間のガードインターバル期間中に用いられるクロック信号のパルス総数よりも小さい数）の細分期間に分割して第1の位相分割誤差値として出力する位相誤差検出回路、６は位相誤差検出回路５から出力される細分期間毎に分割された複数の第1の位相分割誤差値に対してそれぞれマルチパス遅延波の影響に応じた重み付けを行うための複数の重み関数を位相分割誤差値に基づいて演算する重み関数回路、７は位相誤差検出回路５から細分出力された第1の位相分割誤差値にそれぞれ重み関数回路６から出力された対応する重み関数を乗算することにより重み付けされた複数の第2の位相分割誤差値を出力する第2の乗算器、８は複数の第2の位相分割誤差値に基づいて演算式により第2の位相誤差値を演算する演算回路、９は第2の位相誤差値から高域雑音を除去して出力するためにゲイン調整が可能であるループフィルタ、１０は数値制御により周波数制御可能な発振回路、１１は位相誤差検出回路５の分割数Ｎと、重み関数回路６の重み関数と、演算回路８の第2の位相誤差値の演算式とから少なくとも１つをパラメータとして、誤り情報信号ＣＳが最小になるように前記パラメータを適応的に制御する制御回路、ＢＳは副搬送波周波数信号、ＤＳは復調信号、ＳＳは数値制御発振回路１０から出力される基準信号、ＥＳは演算回路８から出力される位相誤差信号である。
【００３５】
第１の乗算器２は、位相誤差Δθ（Ｎ）に対応させて数値制御発振回路１０から出力される基準信号ＳＳを副搬送波周波数信号ＢＳに乗ずることにより、副搬送波周波数信号ＢＳの位相誤差を修正して復調信号ＤＳを出力する。有効シンボル期間遅延回路４は、復調信号ＤＳを有効シンボル期間分だけ遅延させて出力する。位相誤差検出回路５は、相関特性検出期間をいくつかの細分期間に分割し、各細分期間における第1の位相分割誤差値を出力する。重み関数回路６は、第2の乗算器７によって各細分期間の第1の位相分割誤差値に乗ずるための重み関数を計算して出力する。第2の乗算器７は、各細分期間の第1の位相分割誤差値に重み関数を乗ずることにより、各位相誤差値に重み付けを行った第2の位相分割誤差値を出力する。演算回路８は、各細分期間ごとに重み付けられた第2の位相分割誤差値を演算式を用いて演算することによって、最終的な第2の位相誤差信号である位相誤差信号ＥＳを出力する。ループフィルタ９は、例えば、周波数特性が異なると共にゲインを可変できるフィルタを少なくとも１つ以上有しており、各フィルタの出力を加算して出力する。数値制御発振回路１０は、位相誤差信号に基づいて再生された副搬送波周波数の信号である基準信号ＳＳを出力する。制御回路１１は、位相誤差検出回路５における分割数Ｎ、重み関数回路６における重み関数、及び、演算回路８における第2の位相分割誤差値の演算式のうち、少なくとも１つをパラメータとして、誤り訂正手段５０から受信した誤り情報信号ＣＳが最小になるように前記パラメータを適応的に制御する。
【００３６】
次に、ＯＦＤＭ受信機１００では、誤り訂正手段５０中において処理された信号の１部を誤り情報信号ＣＳとして副搬送波周波数信号復調部２１に戻していることから、ＯＦＤＭ受信機１００の従来と異なる内部動作について、主に、従来と構造が異なる副搬送波周波数信号復調部２１に関係する動作について説明する。
【００３７】
ＯＦＤＭ受信機１００がＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を受信すると、主搬送波周波数信号復調部３０から副搬送波周波数信号ＢＳが副搬送波周波数信号復調部２１内の第１の乗算器２に入力される。
【００３８】
ここで、副搬送波周波数信号復調部２１内では、同期検波が実施されており、同期検波の概略的な動作としては図１４に示した従来の副搬送波周波数信号変調部２０における動作と同様である。
【００３９】
副搬送波周波数信号変調部２１の初期状態においては位相誤差が修正されていない復調信号ＤＳが第１の乗算器２から出力される。この復調信号ＤＳと、復調信号ＤＳを有効シンボル期間遅延回路４によって有効シンボル期間分だけ遅延させた信号とが位相誤差検出回路５に入力される。位相誤差検出回路５では、入力する２信号の相関特性を検出して第1の位相誤差信号を生成する。この第1の位相誤差信号ＥＳはガードインターバル期間とそれに対応する有効シンボル期間最後部とを同期させるように生成される。
【００４０】
位相誤差検出回路５から出力される第1の位相誤差信号は、相関特性検出期間を細分した期間毎に分割された第1の位相分割誤差信号として出力される。即ち、位相誤差検出回路５は、相関特性検出期間を１〜Ｎの細分期間に分割し、細分期間毎に検出された相関値に基づいて位相誤差（第1の位相分割誤差信号）を検出し出力する。
【００４１】
重み関数回路６は、位相誤差検出回路５の各細分期間の出力値に基づいて各細分期間に対する重み関数を計算する。例えば、相関の強い細分期間については重み関数を大きくし、相関の弱い細分期間、即ち、マルチパス中の最短経路以外を経由した遅延波（マルチパス遅延波）を復調した信号（マルチパス遅延波復調信号）等の影響によって位相誤差検出精度が低くなった期間については重み関数を小さくすることにより、マルチパス遅延波が復調信号に与える影響を抑えるようにする。
【００４２】
重み関数回路６から出力された位相誤差検出回路５の各出力に対応する各重み関数を、第2の乗算器７によって位相誤差検出回路５の各出力と乗算し、細分期間毎の位相誤差信号に対して重み付けを行う。演算回路８は、全ての第2の乗算器７からの出力される信号が入力され、各入力信号に基づいた演算を行うことによって、最終的な第2の位相誤差信号である位相誤差信号ＥＳを出力する。
【００４３】
演算回路８の出力即ち第2の位相誤差信号である位相誤差信号ＥＳは、ゲイン調整可能であるループフィルタ９に入力される。ループフィルタ９によって高域ノイズが除去された位相誤差信号は、数値制御発振回路１０に入力される。
【００４４】
数値制御発振回路１０は、任意のサンプル時刻Ｎにおけるループフィルタ９の出力信号Δθ（Ｎ）に応じたｃｏｓθ（Ｎ）及びｓｉｎθ（Ｎ）（θ（Ｎ）＝Δθ（Ｎ）＋Δθ（Ｎ＋１））、即ち、再生された副搬送波周波数の信号である基準信号ＳＳを出力する。この数値制御発振器１０から出力される基準信号ＳＳと副搬送波周波数信号ＢＳとを第１の乗算器２により乗算することにより位相誤差を修正した復調信号ＤＳを得る。
【００４５】
ここで、上記した復調信号ＤＳが遅延された信号と、遅延されていない復調信号ＤＳとの間の相関特性の検出方法について説明する。
【００４６】
図２は、図１の位相誤差検出回路５に入力する復調信号ＤＳ等を示したタイミングチャートである。
【００４７】
図２の（ａ）は、遅延されていない復調信号ＤＳを示し、ＳＴ０、ＳＴ１、ＳＴ２は、伝送信号の信号単位となる１シンボル期間を示している。シンボル期間ＳＴ０（以下、ＳＴ０と記す）中には、ガードインターバル期間ＧＩ０（以下、ＧＩ０と記す）と、有効シンボル期間ＥＳ０（以下、ＥＳ０と記す）とを有している。また、ＥＳ０中の最後部から前側に向けてＧＩ０に相当する期間は、ガードインターバル転写期間ＲＧ０（以下、ＲＧ０と記す）となっている。同様にして、シンボル期間ＳＴ１、ＳＴ２中には、各々ガードインターバル期間ＧＩ１、ＧＩ２（以下、ＧＩ１、ＧＩ２と記す）と、有効シンボル期間ＥＳ１、ＥＳ２（以下、ＥＳ１、ＥＳ２と記す）とを有しており、また、有効シンボル期間ＥＳ１中の最後部から前側にかけては各々ガードインターバル転写期間ＲＧ１（以下、ＲＧ１と記す）となっている。
【００４８】
図２の（ｂ）は、相関特性検出用に復調信号ＤＳが遅延された信号を示し、ＤＬ０、ＤＬ１、ＤＬ２は、各々図２（ａ）のＥＳ０、ＥＳ１、ＥＳ２に相当する期間である遅延期間を示している。ＤＧ０、ＤＧ１は、各々図２（ａ）のＧＩ０、ＧＩ１が遅延期間ＤＬ０、ＤＬ１だけ遅延された遅延ガードインターバル期間である。
【００４９】
上記したように、直交周波数分割多重方式にて伝送される変調信号の信号単位であるＳＴ０〜ＳＴ２は、ＧＩ０〜ＧＩ２とＥＳ０〜ＥＳ２とから構成される。ガードインターバル期間ＧＩ０〜ＧＩ２は、送信機と受信機間の信号の同期を得るためと、マルチパスの遅延信号により受信信号が干渉されることを防ぐために各シンボル期間ＳＴ０〜ＳＴ２の先頭部分に設けられている。また、有効シンボル期間ＥＳ０〜ＥＳ２は、実際に復調される通信データが含まれる期間であり、その期間中の最後の一部分ＲＧ０〜ＲＧ１がそのシンボル期間ＳＴ０〜ＳＴ２中にて対応する各ガードインターバル期間ＧＩ０〜ＧＩ２に複写される。
【００５０】
図２（ａ）のＧＩ０、ＧＩ１中の復調信号は、図２（ａ）のＲＧ０、ＲＧ１中の復調信号が転写されたものであるので、ＧＩ０中の復調信号はＲＧ０中の復調信号と同一内容であり、ＧＩ１中の復調信号はＲＧ１中の復調信号と同一内容である。従って、ＧＩ０が遅延期間ＤＬ０だけ遅延されたＤＧ０中の復調信号とＲＧ０中の復調信号とは同一内容であり、ＧＩ１が遅延期間ＤＬ１だけ遅延されたＤＧ１中の復調信号とＲＧ１中の復調信号とは同一内容である。但し、ＤＧ０とＲＧ０、或いは、ＤＧ１とＲＧ１は、同期しているとは限らない。
【００５１】
そこで、図２（ｃ）に示したように、ＲＧ０或いはＲＧ１と同一期間となるように相関特性検出期間ＤＴ０、ＤＴ１（以下、ＤＴ０、ＤＴ１と記す）を設け、ＤＴ０におけるＲＧ０中の復調信号の内容とＤＧ０中の復調信号の内容との相関特性を検出し、ＤＴ１におけるＲＧ１中の復調信号の内容とＤＧ１中の復調信号の内容との相関特性を検出する。検出した相関特性の値からＲＧ０中の復調信号とＤＧ０中の復調信号との位相のずれ量、即ち、位相誤差が検出できるので、位相誤差信号を位相誤差検出回路５から出力する。
【００５２】
このようにして、位相誤差は検出できるが、これは数式的にも証明されている。例えば、Paul H. Moose,"A Technique for Orthogonal Frequency Division Multiplexing Frequency Offset Correction" IＥＥＥ TRAＮＳACTIOＮＳ OＮ COMMUＮICATIOＮＳ, VOL. 42, ＮO. １0, OCTOBＥR １994には、従来の直交周波数分割多重方式の変調信号が副搬送波周波数信号復調装置により復調される原理が数式的に示されている。
【００５３】
ここでは、位相誤差を周波数のオフセットを用いて求めている。まず、周波数オフセットδfを含むＯＦＤＭ信号の第iシンボルにおけるn番目のサンプルをsnとする。nがガードインターバル期間にある場合において、式（１）で表される自己相関特性関数RNを定義する。
【００５４】
【数１】
0003789276.tif 000002
【００５５】
但し、Ｅ[x]はｘの期待値、x*はxの複素共役を表す。また、ＮはＦＦＴ（高速フーリエ変換）サイズである。
【００５６】
周波数オフセットが存在する場合、雑音を無視するとsn+Nは、snと周波数オフセットδfを用いて次の式（２）のように表される。
【００５７】
【数２】
0003789276.tif 000003
【００５８】
式（２）を式（１）に代入すると、次の式（３）が得られる。
【００５９】
【数３】
0003789276.tif 000004
【００６０】
ここで、期待値Ｅ[x]の計算をガードインターバル期間ＧＩにおける時間平均で近似できると仮定すると、式（１）は次の式（４）のように示される。
【００６１】
【数４】
0003789276.tif 000005
【００６２】
従って、式（４）で得られる複素データから、その中の位相成分を抽出することによって、周波数オフセットδfを次の式（５）に示すように推定することができる。
【００６３】
【数５】
0003789276.tif 000006
【００６４】
この周波数オフセットδfの式（５）から、位相誤差δθを次の式（６）に示すように求めることができる。
【００６５】
【数６】
0003789276.tif 000007
【００６６】
上記から、式（１）〜式（４）に示したように、ガードインターバル期間とそれに対応する有効シンボル期間の最後部との相関特性を求め、式（５）〜式（６）に示したようにその中から位相成分を抽出することにより、数式的にも復調信号の位相誤差を検出することができることがわかる。
【００６７】
図２の（ｄ）〜（ｇ）は、上記のマルチパス遅延波復調信号と通常の復調信号との関係を示すタイミングチャートである。
【００６８】
図２の（ｄ）はマルチパス遅延波復調信号を示し、（ｅ）は（ａ）の復調信号とマルチパス遅延波復調信号とを上下段に重ねて示し、（ｆ）は（ｃ）の相関特性検出期間中の相関特性が変化した期間と相関特性が変化しない期間を示し、（ｇ）は（ｂ）の相関検出用に遅延された復調信号とマルチパス遅延波復調信号が遅延された復調信号とを上下段に重ねて示している。
【００６９】
図２の（ｄ）に示したマルチパス遅延波復調信号中の各シンボル期間ＭＳ０〜ＭＳ２は、マルチパス伝送路中の遅延経路（以下、マルチパス遅延経路と記す）を経由するため、（ａ）に示した通常の復調信号中の各シンボル期間ＳＴ０〜ＳＴ２に対して各々期間ｄｔ分だけ遅延する。そのため、図２の（ｅ）の上段に示した通常経路を経由する復調信号中のＲＧ０に対し、図２の（ｅ）の下段に示したマルチパス遅延経路を経由する復調信号中のＭＥ０ｂ（上記ＲＧ０に対応するマルチパス遅延波復調信号中の期間）も、期間ｄｔ分だけ遅延する。従って、復調信号中のＲＧ０の最初から期間ｄｔまでの間、即ち、図２の（ｆ）に示した相関特性変化期間ＤＴ０ａについては、マルチパス遅延経路を経由する復調信号中のＭＥ０ａ（有効シンボル期間ＥＳ０中の非ＲＧ０部分に対応するマルチパス遅延波復調信号中の期間）の影響を受ける。同様にして、図２の（ｆ）に示した相関特性変化期間ＤＴ０ｂについては、マルチパス遅延経路を経由する復調信号中のＭＥ０ｂの影響を受ける。ここで、ＲＧ０とＭＥ０ｂとは遅延関係にある同一信号同士であるので相関を有しているが、ＲＧ０とＭＥ０ａとは相関を有していない。
【００７０】
一方、図２の（ｇ）の上段に示した通常経路を経由する復調信号が相関検出用に遅延された信号中のＤＧ０に対し、図２の（ｇ）の下段に示したマルチパス遅延経路を経由する復調信号が相関検出用に遅延された信号中のＭＩ０（相関検出用に遅延されたマルチパス遅延波復調信号中の上記ＤＧ０に対応する期間）も、期間ｄｔ分だけ遅延する。従って、相関検出用に遅延された復調信号中のＤＧ０の最初から期間ｄｔまでの間、即ち、図２の（ｆ）に示した相関特性変化期間ＤＴ０ａについては、マルチパス遅延経路を経由する復調信号が相関検出用に遅延された信号中のＭＤ０ｂ（有効シンボル期間ＥＳ０中の非ＲＧ０部分に対応するマルチパス遅延波復調信号中の期間）の影響を受ける。同様にして、図２の（ｆ）に示した相関特性変化期間ＤＴ０ｂについては、マルチパス遅延経路を経由する復調信号が相関検出用に遅延された信号中のＭＩ０の影響を受ける。ここで、ＤＧ０とＭＩ０とは遅延関係にある同一信号同士であるので相関を有しているが、ＤＧ０とＭＤ０ｂとは相関を有していない。
【００７１】
従って、ＲＧ０とＭＥ０ａとは相関が無いので、復調信号中のＲＧ０の最初から期間ｄｔまでの間の相関は低くなり、ＤＧ０とＭＤ０ｂとは相関が無いので、復調信号が相関検出用に遅延された信号中のＤＧ０の最初から期間ｄｔまでの間の相関は低くなり、その結果、例えば、図１０に示した従来の副搬送波周波数信号復調部２１では、検出する位相誤差の精度が劣化してしまう。
【００７２】
本実施の形態１では、図２におけるＲＧ０の最初から期間ｄｔまでの間と、ＤＧ０の最初から期間ｄｔまでの間とを検出して、その期間の重み付けを低くすることにより、最終的な位相誤差の精度が劣化しないようにしている。
【００７３】
図３は、図２の（ｃ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）の信号を時間軸を拡大して示すと共に、相関特性検出期間を細分した細分期間を（ｈ）に示したタイミングチャートである。
【００７４】
図３の（ｃ）、（ｅ）〜（ｇ）は、図２に示した同番号の信号の時間軸を拡大して示した図であり、（ｈ）は、本実施の形態１の位相誤差検出回路５により相関特性検出期間を細分した細分期間を示している。この細分期間は、微細に分割したほうが好ましいが、相関を検出する能力はクロック信号の波長よりも細かくはならないため、本実施の形態１では所定値Ｎ（Ｎは２以上の整数且つ前記１シンボル期間のガードインターバル期間中に用いられるクロック信号のパルス総数よりも小さい数）に分割した細分期間とした。
【００７５】
このように、相関特性検出期間を細分することにより、マルチパス遅延経路を経由した副搬送波周波数信号の遅延する期間ｄｔを特定でき、従って、マルチパス遅延経路を経由した副搬送波周波数信号が通常経路を経由した副搬送波信号に加算されることにより、相関が低下する期間である相関特性変化期間ＤＴ０ａを特定することができる。
【００７６】
本実施の形態１では、重み関数回路６により、相関特性変化期間ＤＴ０ａに対する重み関数を低く設定し、相関特性変化期間ＤＴ０ｂに対する重み関数を高く設定する。すると、演算回路８において演算される最終的な位相誤差信号中では、マルチパス遅延経路を経由した副搬送波周波数信号の影響が少なくなる。
【００７７】
また、ＯＦＤＭ受信機１００の誤り訂正手段５０中において処理された信号の１部を副搬送波周波数信号復調部２１に戻す誤り情報信号ＣＳは、誤り訂正手段５０に入力した復調信号ＤＳ中の誤りの量を示す信号であり、この情報信号ＣＳの増減を監視することにより副搬送波周波数信号復調部２１の特性変化を知ることができる情報である。言いかえれば、誤り情報信号ＣＳは、副搬送波周波数信号復調部２４の特性変化を通知する情報であると言える。誤り情報信号ＣＳを受信した制御回路１１では、位相誤差検出回路５にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、重み関数回路６にて演算される重み関数と、演算回路８にて第2の位相誤差値を得るための第2の位相分割誤差値の演算式とから少なくとも１つをパラメータとして、誤り訂正手段５０から受信した誤り情報信号ＣＳが最小になるように、パラメータを適応的に制御するための制御信号ＩＳを出力する。適応的にパラメータを制御することとは、例えば、副搬送波周波数信号復調部２１の特性変化に適応させてパラメータを制御することであり、これにより、マルチパス伝送路の状態が変化することから副搬送波周波数信号復調部２１に入力する受信信号が変化する場合でも、その変化に対応して復調できることになる。
【００７８】
以上に説明したように、本実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信機１００は、副搬送波周波数信号復調装置２１が、相関特性検出期間をいくつかの細分期間に分割して細分期間毎に位相誤差を出力する位相誤差検出回路５と、位相誤差値に重み付けをするための重み関数を計算する重み関数回路６と、位相誤差検出回路５の出力にそれぞれ対応する重み関数を乗算する第2の乗算器７と、重み付けされた信号を演算する演算回路８と、誤り訂正手段５０から受信した誤り情報信号ＣＳが最小になるように、第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、重み関数回路６にて演算される重み関数と、演算回路８にて第2の位相誤差値を得るための第2の位相分割誤差値の演算式とから少なくとも１つをパラメータを適応的に制御する制御回路１１とを備えるようにしたので、マルチパス遅延経路を経由する遅延信号が存在する場合においても、副搬送波周波数信号の位相誤差を最適に補正できる。そのため、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができる。
【００７９】
実施の形態２．
図４は本発明の実施の形態２であるＯＦＤＭ受信機１０３を示すブロック図である。尚、以下の図４〜図１３においては、図１に示した実施の形態１のＯＦＤＭ受信機２００と同じ機能の部分については同じ符号を付し、重複する説明を省略する。
【００８０】
図4に示したように、ＯＦＤＭ受信機１０３中の誤り訂正手段５０は、誤り訂正回路７０から構成される。誤り訂正回路７０は、送信側において予め付加された誤り訂正符号により復調信号ＤＳ中の誤りを訂正する誤り訂正部７１と、誤り訂正前の復調信号ＤＳと誤り訂正後の復調信号を記憶する記憶部７２と、誤り訂正前の復調信号ＤＳと誤り訂正後の復調信号とから前記誤り情報信号としても用いられる誤り率を計算する誤り率計算部７３とを有している。誤り率計算部７３で計算された誤り率ＣＳａは、従来のＯＦＤＭ受信機では出力信号生成部６０に送出されるのみであったが、本実施の形態２のＯＦＤＭ受信機１０３では、副搬送波周波数信号復調部２４中の制御回路１１にも誤り率ＣＳａを送出するようにしている。この誤り率ＣＳａは、副搬送波周波数信号復調部に戻されることにより副搬送波周波数信号復調部の特性変化を通知する情報として利用することができる。誤り情報信号ＣＳａを受信した制御回路１１では、位相誤差検出回路５における第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎをパラメータとして、誤り率ＣＳａが最小となるように適応的に分割数Ｎを制御するための制御信号ＩＳａを出力する。
【００８１】
本実施の形態２のＯＦＤＭ受信機１０３の誤り訂正手段５０を構成する誤り訂正回路７０の動作について説明する。誤り訂正前の復調信号ＤＳが訂正回路７０に入力されると、その復調信号ＤＳは誤り訂正部７１と、記憶部７２に入力される。誤り訂正部７１では、送信側において復調信号ＤＳ中に付加されている誤り訂正符号に基づいて復調信号ＤＳ中の誤りを検出すると共にその誤りを訂正して出力する。一方、記憶部７２に入力した誤り訂正前の復調信号ＤＳはそのまま記憶される。次に、誤り訂正部７１にて誤りが訂正された復調信号も記憶部７２に記憶される。記憶部７２に記憶された誤り訂正前の復調信号ＤＳと誤り訂正後の復調信号とは、双方とも誤り率計算部７３に送出され、誤り率計算部７３にて誤り率ＣＳａが計算される。計算された誤り率ＣＳａは、出力信号生成部６０に出力されると共に、副搬送波周波数信号復調部２４中の制御回路１１にも出力される。
【００８２】
次に、本実施の形態２のＯＦＤＭ受信機１０３の副搬送波周波数復調部２４の動作を説明する。
【００８３】
本実施の形態２のＯＦＤＭ受信機１０３の副搬送波周波数信号変調部２４が、初期状態において位相誤差が修正されていない復調信号ＤＳを乗算器２から出力してから、位相誤差検出回路５により細分された位相誤差信号を出力するまでの動作は実施の形態１と同様である。
【００８４】
誤り率ＣＳａを受信した制御回路１１では、誤り率ＣＳａに基づいて、その誤り率ＣＳａが最小となるように、位相誤差検出回路５における第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎをパラメータとして制御するための制御信号ＩＳａを出力する。また、誤り率ＣＳａが入力されるまでの間の初期状態では、制御信号ＩＳａは所定の処理になるように固定される。位相誤差検出回路５の分割数Ｎを制御する場合の初期状態の制御信号は、例えば、分割数Ｎが所定値になるように固定される。以下の回路の動作は、実施の形態１と同様である。
【００８５】
このように誤り率ＣＳａが最小となるように制御回路１１から出力される制御信号ＩＳａを制御することにより、例えば、マルチパス遅延波の伝搬状態が変化しても、マルチパス遅延経路を経由した遅延信号によって相関が弱くなった細分期間の影響を抑えることができる。
【００８６】
以上説明したように、本実施の形態２に係るＯＦＤＭ受信機１０３は、誤り訂正手段５０が誤り訂正回路７０であるように構成され、誤り情報信号を誤り率ＣＳａとし、位相誤差検出回路５の分割数Ｎをパラメータとして誤り率ＣＳａに基づいて制御回路１１により制御するようにしたので、マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができる。
【００８７】
実施の形態３．
図５は本発明の実施の形態３であるＯＦＤＭ受信機１０４を示すブロック図である。
【００８８】
図５に示した本実施の形態３と、図４に示した実施の形態２との主な相違点は、本実施の形態３では、ＯＦＤＭ受信機１０４中の誤り訂正手段５０がビタビ復号回路８０になっている点と、副搬送波周波数信号復調部２５中の制御回路１１に入力する誤り訂正手段５０からの信号が、ビタビ復号回路８０から出力されたパスメトリック値ＣＳｂになっている点である。
【００８９】
ビタビ復号回路８０は、受信系列と各ブランチとの間のメトリック値を計算するブランチメトリック計算部８１と、生き残りパスを選択して生き残りパスのパスメトリック値を計算するＡＣＳ（アダー・コンパレータ・セレクタ）部８２と、各内部状態での前記誤り情報信号としても用いられるパスメトリック値をそれぞれ記憶するパスメトリックメモリ８３と、選択したパスの推定出力を記憶するパスメモリ８４と、最尤のパスメトリック値のアドレスを検出する最尤パス検出部８５と、最尤パス検出部８５にて検出された内部状態に対応するパスをパスメモリ８４から読み出してデータを復元し、誤り訂正後のデータとして出力する最尤復号部８６とを有している。また、上記のＡＣＳ部８２の生き残りパスを選択する計算とは、パスメトリックメモリ８３から同一状態に遷移する一対の内部状態についてのパスメトリック値を読み込み、ブランチメトリック値との加算を行うことにより、新たなブランチが追加された一対のパスのパスメトリック値を算出し、算出された一対のパスメトリック値の内の小さい方を生き残りパスとして選択する計算である。
【００９０】
ビタビ復号回路８０の動作について説明する。誤り訂正前の復調信号ＤＳがビタビ復号回路８０に入力すると、その復調信号ＤＳはブランチメトリック計算部８１に入力される。ブランチメトリック計算部８１では、ブランチに対応する状態遷移が行われた時に生成されるべき既知の符号と実際に入力された符合との距離（ハミング距離等）であるブランチメトリック値を計算する。計算されたブランチメトリック値はＡＣＳ部８２に読み込まれる。ＡＣＳ部８２では、ブランチメトリック値と共に一対の状態についてのパスメトリック値をパスメトリックメモリ８３から読み込み、ＡＣＳ計算を行う。ＡＣＳ部８２の計算結果は、パスメトリックメモリ８３とパスメモリ８４に書きこまれる。最尤パス検出部８５では、パスメトリックメモリ８３から出力されるパスメトリック値から最尤のパスメトリック値のアドレスを検出して最尤復号部８６に出力する。最尤復号部８６では、最尤パス検出部８５にて検出された最尤のパスメトリック値に対応するパスをパスメモリ８４から読み出してデータを復元し、誤り訂正後のデータとして出力信号生成部６０に出力する。パスメトリックメモリ８３から出力されるパスメトリック値ＣＳｂは、ＡＣＳ部８２及び最尤パス検出部８５に出力されると共に、副搬送波周波数信号復調部２５の制御回路１１にも出力される。
【００９１】
パスメトリックメモリ８３から出力されたパスメトリック値ＣＳｂは、従来のＯＦＤＭ受信機ではＡＣＳ部８２に送出されるのみであったが、本実施の形態３のＯＦＤＭ受信機１０４では、副搬送波周波数信号復調部２５中の制御回路１１にもパスメトリック値ＣＳｂを送出するようにした。パスメトリック値ＣＳｂを受信した制御回路１１では、そのパスメトリック値ＣＳｂが最小となるように、位相誤差検出回路５における第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎをパラメータとして制御するための制御信号ＩＳｂを出力する。また、パスメトリック値ＣＳｂが入力されるまでの間の初期状態では、制御信号ＩＳｂは所定の処理になるように固定される。位相誤差検出回路５の分割数Ｎを制御する場合の初期状態の制御信号は、例えば、分割数Ｎが所定値になるように固定される。以下の回路の動作は、実施の形態１と同様である。
【００９２】
このようにパスメトリック値ＣＳｂが最小となるように制御回路１１から出力される制御信号ＩＳｂを制御することにより、例えば、マルチパス遅延波の伝搬状態が変化しても、マルチパス遅延経路を経由した遅延信号によって相関が弱くなった細分期間の影響を抑えることができる。
【００９３】
以上説明したように、本実施の形態３に係るＯＦＤＭ受信機１０４は、誤り訂正手段５０がビタビ復号回路８０であるように構成され、誤り情報信号をパスメトリック値ＣＳｂとし、位相誤差検出回路５の分割数Ｎをパラメータとしてパスメトリック値ＣＳｂに基づいて制御回路１１により制御するようにしたので、マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができる。
【００９４】
実施の形態４．
図６は本発明の実施の形態４のＯＦＤＭ受信機１０５を示すブロック図である。
【００９５】
図６に示した本実施の形態４と、図４に示した実施の形態２との主な相違点は、本実施の形態４では、副搬送波周波数信号復調部２６中の制御回路１１から出力する信号が重み検出回路６に入力されている点である。
【００９６】
また、本実施の形態４のＯＦＤＭ受信機１０５の副搬送波周波数復調部２６と実施の形態２の副搬送波周波数復調部２４との主な動作の相違点は、実施の形態２の副搬送波周波数復調部２４では位相誤差検出回路５を制御するために制御回路１１から出力される制御信号ＩＳａが、実施の形態４の副搬送波周波数復調部２６では制御信号ＩＳｃに変更されているのみであり、他は、図４に示した実施の形態２について上記した動作と同様となる。具体的には、図４に示した実施の形態２に対する本実施の形態４の動作上の変更点は、制御回路１１の制御内容であって、制御回路１１から出力される制御信号ＩＳｃにより、誤り率ＣＳａが最小となるように重み関数回路６にて演算される重み関数がパラメータとして制御されるのみとなる。従って、本実施の形態４でも、マルチパス遅延経路を経由した遅延信号によって相関が弱くなった細分期間の影響を最小限に抑えることができる。
【００９７】
以上説明したように、本実施の形態４に係るＯＦＤＭ受信機１０５は、副搬送波周波数復調部２４が、誤り訂正回路７０から誤り率ＣＳａを誤り信号として得ると共に、制御回路１１により重み関数回路６における重み関数を誤り率ＣＳａが最小となるように制御するので、マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができる。
【００９８】
実施の形態５．
図７は本発明の実施の形態５であるＯＦＤＭ受信機１０６を示すブロック図である。
【００９９】
図７に示した本実施の形態５と、図６に示した実施の形態４との主な相違点は、本実施の形態５では、副搬送波周波数信号復調部２７中の制御回路１１に入力する誤り訂正手段５０からの信号が、ビタビ復号回路８０から出力されたパスメトリック値ＣＳｂになっている点である。また、ビタビ復号回路８０については、図5に示した実施の形態３により既に説明している。
【０１００】
従って、本実施の形態５のＯＦＤＭ受信機１０６中の副搬送波周波数復調部２７の動作が図６に示した実施の形態４と相違する点についても、図６に示した実施の形態４における誤り率ＣＳａが本実施の形態５ではパスメトリック値ＣＳｂに変更される点のみで、他は、図６に示した実施の形態４について上記した動作と同様となる。具体的には、図６に示した実施の形態４に対する図7の本実施の形態５の動作上の変更点は、制御回路１１の制御内容であり、制御回路１１から出力される制御信号ＩＳｄにより、パスメトリック値ＣＳｂが最小となるように重み関数回路６にて演算される重み関数をパラメータとして制御回路１１により制御するのみとなる。従って、本実施の形態５でも、マルチパス遅延経路を経由した遅延信号によって相関が弱くなった細分期間の影響を最小限に抑えることができる。
【０１０１】
以上説明したように、本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信機１０６は、副搬送波周波数復調部２７が、ビタビ復号回路８０からパスメトリック値ＣＳｂを誤り信号として得ると共に、制御回路１１により重み関数回路６における重み関数をパスメトリック値ＣＳｂが最小となるように制御するように構成したので、マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができる。
【０１０２】
実施の形態６．
図８は本発明の実施の形態６であるＯＦＤＭ受信機１０７を示すブロック図である。
【０１０３】
図８に示した本実施の形態６と、図４に示した実施の形態２との主な相違点は、本実施の形態６では、副搬送波周波数信号復調部２８中の制御回路１１から出力する信号が演算回路８に入力されている点である。
【０１０４】
また、本実施の形態６のＯＦＤＭ受信機１０７の副搬送波周波数復調部２８と、図４に示した実施の形態２の副搬送波周波数復調部２４との主な動作上の相違点は、図４に示した実施の形態２における位相誤差検出回路５を制御するために制御回路１１から出力される制御信号ＩＳａが、実施の形態６の副搬送波周波数復調部２８では演算回路８を制御するために制御回路１１から出力される制御信号ＩＳｅに変更されている点のみで、他は、図４に示した実施の形態２について上記した動作と同様となる。具体的には、図４に示した実施の形態２に対する本実施の形態６の動作上の変更点は、制御回路１１の制御内容であって、制御回路１１から出力される制御信号ＩＳｅにより、誤り率ＣＳａが最小となるように演算回路８にて演算される演算式をパラメータとして制御回路１１により制御するのみとなる。従って、本実施の形態６でも、マルチパス遅延経路を経由した遅延信号によって相関が弱くなった細分期間の影響を最小限に抑えることができる。
【０１０５】
以上説明したように、本実施の形態６に係るＯＦＤＭ受信機１０７は、副搬送波周波数復調部２８が、誤り訂正回路７０から誤り率ＣＳａを誤り信号として得ると共に、制御回路１１により演算回路８にて演算される演算式を誤り率ＣＳａが最小となるように制御するので、マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができる。
【０１０６】
実施の形態７．
図９は本発明の実施の形態７であるＯＦＤＭ受信機１０８を示すブロック図である。
【０１０７】
図９に示した本実施の形態７と、図８に示した実施の形態６との主な相違点は、本実施の形態７では、副搬送波周波数信号復調部２７中の制御回路１１に入力する誤り訂正手段５０からの信号が、ビタビ復号回路８０から出力されたパスメトリック値ＣＳｂになっている点である。また、ビタビ復号回路８０については、図5に示した実施の形態３により既に説明している。
【０１０８】
従って、本実施の形態７のＯＦＤＭ受信機１０８中の副搬送波周波数復調部２９の動作が図８に示した実施の形態６と相違する点についても、図８に示した実施の形態６における誤り率ＣＳａがパスメトリック値ＣＳｂに変更される点のみで、他は、図８に示した実施の形態６について上記した動作と同様となる。具体的には、図８に示した実施の形態６に対する図９の本実施の形態７の動作上の変更点は、制御回路１１の制御内容であり、制御回路１１から出力される制御信号ＩＳｆにより、パスメトリック値ＣＳｂが最小となるように演算回路８にて演算される演算式をパラメータとして制御回路１１により制御するのみとなる。従って、本実施の形態でも、マルチパス遅延経路を経由した遅延信号によって相関が弱くなった細分期間の影響を最小限に抑えることができる。
【０１０９】
以上説明したように、本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信機１０８は、副搬送波周波数復調部２９が、ビタビ復号回路８０からパスメトリック値ＣＳｂを誤り信号として得ると共に、制御回路１１により演算回路８にて演算される演算式をパスメトリック値ＣＳｂが最小となるように制御するように構成したので、マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができる。
【０１１０】
実施の形態８．
図１０は本発明の実施の形態８のＯＦＤＭ受信機１０１を示すブロック図である。
【０１１１】
図１０に示した本実施の形態８と、図４に示した実施の形態２との主な相違点は、本実施の形態８では、副搬送波周波数信号復調部２２中の制御回路１１から出力する信号ＩＳが、位相誤差検出回路５と、重み関数回路６と、演算回路８とから少なくとも２つの回路に入力するようにしている点と、各回路中の位相誤差検出回路５にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎ、重み関数回路６にて演算される重み関数、演算回路８にて第2の位相誤差値を得るために第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式中から信号ＩＳが入力する回路のものをパラメータとして用いている点である。
【０１１２】
また、本実施の形態８のＯＦＤＭ受信機１０１の副搬送波周波数復調部２２と、図４に示した実施の形態２の副搬送波周波数復調部２４との主な動作上の相違点は、制御回路１１の制御内容であって、図４に示した実施の形態２における位相誤差検出回路５を制御するために制御回路１１から出力される制御信号ＩＳａが、位相誤差検出回路５と、重み関数回路６と、演算回路８とから少なくとも２つの回路を制御するために制御回路１１から出力される制御信号ＩＳに変更されていることから、制御するパラメータが複数になっている点と、制御回路１１が、誤り率ＣＳａが最小になるように、複数のパラメータを総合して適応的に制御する点である。従って、本実施の形態６でも、マルチパス遅延経路を経由した遅延信号によって相関が弱くなった細分期間の影響を最小限に抑えることができ、また、その制御をより細かいレベルで実施できる。
【０１１３】
以上説明したように、本実施の形態８に係るＯＦＤＭ受信機１０１は、副搬送波周波数復調部２２が、誤り訂正回路７０から誤り率ＣＳａを誤り信号として得ると共に、制御回路１１により、位相誤差検出回路５にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、重み関数回路６にて演算される重み関数と、演算回路８にて第2の位相誤差値を得るために第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少なくとも２つをパラメータとし、誤り率ＣＳａが最小になるように、複数のパラメータを総合して適応的に制御するので、マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響をより細かいレベルで抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化をより細かいレベルで抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号をより安定させて受信することができる。
【０１１４】
実施の形態９．
図１１は本発明の実施の形態９であるＯＦＤＭ受信機１０２を示すブロック図である。
【０１１５】
図１１に示した本実施の形態９と、図１０に示した実施の形態８との主な相違点は、本実施の形態９では、副搬送波周波数信号復調部２３中の制御回路１１に入力する誤り訂正手段５０からの信号が、ビタビ復号回路８０から出力されたパスメトリック値ＣＳｂになっている点である。また、ビタビ復号回路８０については、図5に示した実施の形態３により既に説明している。
【０１１６】
従って、本実施の形態９のＯＦＤＭ受信機１０２中の副搬送波周波数復調部２３の動作が図１０に示した実施の形態８と相違する点についても、図１０に示した実施の形態８における誤り率ＣＳａがパスメトリック値ＣＳｂに変更される点のみで、他は、図１０に示した実施の形態８について上記した動作と同様となる。具体的には、実施の形態８に対する本実施の形態７の動作上の変更点は、制御回路１１の制御内容であり、制御回路１１から出力される制御信号ＩＳにより、位相誤差検出回路５にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、重み関数回路６にて演算される重み関数と、演算回路８にて第2の位相誤差値を得るために第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少なくとも２つをパラメータとして用い、パスメトリック値ＣＳｂが最小となるように、複数のパラメータを総合して適応的に制御するのみとなる。従って、本実施の形態でも、マルチパス遅延経路を経由した遅延信号によって相関が弱くなった細分期間の影響を最小限に抑えることができ、また、その制御をより細かいレベルで実施できる。
【０１１７】
以上に説明したように、本実施の形態９に係るＯＦＤＭ受信機１０２は、副搬送波周波数復調部２３が、ビタビ復号回路８０からパスメトリック値ＣＳｂを誤り信号として得ると共に、制御回路１１により、位相誤差検出回路５にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、重み関数回路６にて演算される重み関数と、演算回路８にて第2の位相誤差値を得るために第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少なくとも２つをパラメータとし、誤り率ＣＳａが最小になるように、複数のパラメータを総合して適応的に制御するように構成したので、マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響をより細かいレベルで抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化をより細かいレベルで抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号をより安定させて受信することができる。
【０１１８】
実施の形態１０．
図１２は本発明の実施の形態１０であるＯＦＤＭ受信機１０９を示すブロック図である。
【０１１９】
図１２に示した本実施の形態１０と、図１に示した実施の形態１との主な相違点は、本実施の形態１０のＯＦＤＭ受信機１０９の副搬送波周波数信号復調部９１では、副搬送波周波数信号ＢＳの位相誤差を修正して復調信号ＤＳを出力する第１の乗算器２の配置を、上記した実施の形態１とは異なる配置にしている。より具体的には、実施の形態１では、数値制御発振回路１０から出力される再生された副搬送波周波数の信号である基準信号ＳＳをフィードバックするように第１の乗算器２が配置されていたが、本実施の形態１０では、基準信号ＳＳをフィードフォワードするように第１の乗算器２が配置される。即ち、第１の乗算器２は、その出力が有効シンボル期間遅延回路４と位相誤差検出回路５とに向けては出力されず、復調信号ＤＳとして出力されるように配置される。
【０１２０】
以下、本実施の形態１０のＯＦＤＭ受信機１０９の副搬送波周波数復調部９１の動作を説明する。
【０１２１】
本実施の形態１０のＯＦＤＭ受信機１０９の副搬送波周波数信号変調部９１に入力する副搬送波周波数信号ＢＳは、直接に位相誤差検出回路５に入力されると共に、直接に有効シンボル期間遅延回路４にも入力される。そして、有効シンボル期間遅延回路４によって有効シンボル期間分遅延させた信号が位相誤差検出回路５に入力される。位相誤差検出回路５にて実施される動作に基づいて位相誤差信号ＥＳが生成されて、数値制御発振器１０が基準信号ＳＳを出力し、基準信号ＳＳと副搬送波周波数信号ＢＳとを第１の乗算器２により乗算することにより位相誤差を修正した復調信号ＤＳを得るところまでの動作は実施の形態１と同様である。
【０１２２】
従って、本実施の形態１０でも、マルチパス遅延経路を経由した遅延信号によって相関が弱くなった細分期間の影響を最小限に抑えることができ、さらに、副搬送波周波数信号復調部９１内の同期検波回路をフィードバック回路でなくフィードフォワード回路とすることにより、収束時間を短縮することができる。
【０１２３】
以上説明したように、本実施の形態１０に係るＯＦＤＭ受信機１０９は、副搬送波周波数復調部９１の同期検波回路を、フィードフォワード回路としたので、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができることに加えて、収束時間を短縮することができる。
【０１２４】
実施の形態１１．
図１３は本発明の実施の形態１１であるＯＦＤＭ受信機１１０を示すブロック図である。
【０１２５】
図１３に示した本実施の形態１１と、図１に示した実施の形態１との主な相違点は、本実施の形態の副搬送波周波数信号復調部９２では、副搬送波周波数信号ＢＳの位相誤差を修正して復調信号ＤＳを出力する第１の乗算器２の配置を、上記した実施の形態１とは異なる配置にしている。より具体的には、実施の形態１では、数値制御発振回路１０から出力される再生された副搬送波周波数の信号である基準信号ＳＳをフィードバックするように第１の乗算器２が配置されていたが、本実施の形態１１では、基準信号ＳＳを有効シンボル期間遅延回路４の後段にフィードフォワードするように第１の乗算器２が配置される。即ち、第１の乗算器２は、有効シンボル期間遅延回路４の出力が入力されるように配置されると共に、その出力が有効シンボル期間遅延回路４と位相誤差検出回路５とに向けては出力されず、復調信号ＤＳとして出力されるように配置される。
【０１２６】
以下、本実施の形態１１のＯＦＤＭ受信機１１０の副搬送波周波数復調部９２の動作を説明する。
【０１２７】
本実施の形態１１のＯＦＤＭ受信機１１０の副搬送波周波数信号変調部９２に入力する副搬送波周波数信号ＢＳは、直接に位相誤差検出回路５に入力されると共に、直接に有効シンボル期間遅延回路４にも入力される。そして、有効シンボル期間遅延回路４によって有効シンボル期間分遅延させた信号が位相誤差検出回路５に入力されると共に、第１の乗算器２にも入力される。位相誤差検出回路５にて実施される動作に基づいて位相誤差信号ＥＳが生成されて、数値制御発振器１０が基準信号ＳＳを出力するところまでの動作は実施の形態１と同様である。基準信号ＳＳと副搬送波周波数信号ＢＳを有効シンボル期間分だけ遅延させた信号とを第１の乗算器２により乗算することにより位相誤差を修正した復調信号ＤＳを得る。
【０１２８】
従って、本実施の形態１１でも、マルチパス遅延経路を経由した遅延信号によって相関が弱くなった細分期間の影響を最小限に抑えることができ、さらに、副搬送波周波数信号復調部９２内の同期検波回路をフィードバック回路でなくフィードフォワード回路とすることにより、収束時間を短縮することができる。
【０１２９】
また、本実施の形態１１では、有効シンボル期間遅延回路４によって、副搬送波周波数信号ＢＳを有効シンボル期間分だけ遅延させた信号と、数値制御発振器１０からの基準信号ＳＳが第１の乗算器２に入力されることから、他の実施の形態のようにガードインターバル期間に転写される前のガードインターバル転写期間に対して位相誤差の補正を実施せず、遅延されてはいるものの実際のガードインターバル期間に対して位相誤差補正を実施することができる。従って、本実施の形態１１では、位相誤差の補正を、より精度良く実施することができる。
【０１３０】
以上説明したように、本実施の形態１１に係るＯＦＤＭ受信機１１０は、副搬送波周波数復調部９２の同期検波回路を、有効シンボル期間遅延回路４によって有効シンボル期間分遅延させた信号が第１の乗算器２に入力されるフィードフォワード回路としたので、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができることに加え、収束時間を短縮でき、位相誤差の補正をより精度よく実施することができる。
【０１３１】
なお、上記の各実施の形態のＯＦＤＭ受信機は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式の受信機として記載したが、例えば、ディジタルテレビジョン受信機等の復調部の一部回路として組み込むようにしてもよい。
【０１３２】
また、本発明のＯＦＤＭ受信機は、上記の各実施の形態中に説明したＯＦＤＭ受信機を構成する各種回路の種類、接続状態、あるいは、副搬送波周波数復調部に接続される主信号部の種類、制御方法等は前述した実施の形態中に説明したもの限られるものではない。
【０１３３】
【発明の効果】
請求項１の発明によれば、副搬送波周波数信号復調装置中に、相関特性検出期間をいくつかの細分期間に分割して細分期間毎に位相誤差を出力する位相誤差検出回路と、位相誤差値に重み付けをするための重み関数を計算する重み関数回路と、位相誤差検出回路の出力にそれぞれ対応する重み関数を乗算する第2の乗算器と、重み付けされた信号を演算する演算回路と、誤り訂正手段から受信した誤り情報信号に基づいて位相誤差検出回路、重み関数回路及び演算回路のうちの少なくとも１個の回路の動作を制御するための制御信号を出力する制御回路とを備えるようにＯＦＤＭ受信機を構成したので、
マルチパス遅延経路を経由する遅延信号が存在する場合においても、副搬送波周波数信号の位相誤差を最適に補正できる。そのため、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができるという効果を奏する。
【０１３４】
請求項２の発明によれば、誤り訂正回路から誤り率を誤り信号として得ると共に、誤り率に基づいて、誤り率が最小となるように細分期間の分割数Ｎの値を制御回路により制御するように構成したので、
マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができるという効果を奏する。
【０１３５】
請求項３の発明によれば、ビタビ復号回路からパスメトリック値を誤り信号として得ると共に、パスメトリック値に基づいて、パスメトリック値が最小となるように細分期間の分割数Ｎの値を制御回路により制御するように構成したので、マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができるという効果を奏する。
【０１３６】
請求項４の発明によれば、誤り訂正回路から誤り率を誤り信号として得ると共に、誤り率に基づいて、誤り率が最小となるように重み関数回路における重み関数を制御回路により制御するように構成したので、
マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができるという効果を奏する。
【０１３７】
請求項５の発明によれば、ビタビ復号回路からパスメトリック値を誤り信号として得ると共に、パスメトリック値に基づいて、パスメトリック値が最小となるように重み関数回路における重み関数を制御回路により制御するように構成したので、
マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができるという効果を奏する。
【０１３８】
請求項６の発明によれば、誤り訂正回路から誤り率を誤り信号として得ると共に、誤り率に基づいて、誤り率が最小となるように演算回路にて演算される位相誤差信号を制御回路により制御するように構成したので、
マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができるという効果を奏する。
【０１３９】
請求項７の発明によれば、ビタビ復号回路からパスメトリック値を誤り信号として得ると共に、パスメトリック値に基づいて、パスメトリック値が最小となるように演算回路にて演算される位相誤差信号を制御回路により制御するように構成したので、
マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができるという効果を奏する。
【０１４０】
請求項８の発明によれば、誤り訂正手段が誤り訂正回路であり、誤り情報信号を誤り率とし、誤り率が最小になるように、制御回路により、位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、重み関数回路にて演算される重み関数と、演算回路にて第2の位相誤差値を得るために第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少なくとも２つの複数のパラメータを総合して適応的に制御するようにしたので、
マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響をより細かいレベルで抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化をより細かいレベルで抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号をより安定させて受信することができるという効果を奏する。
【０１４１】
請求項９の発明によれば、誤り訂正手段がビタビ復号回路であり、誤り情報信号をパスメトリック値とし、パスメトリック値が最小になるように、制御回路により、位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、重み関数回路にて演算される重み関数と、演算回路にて第2の位相誤差値を得るために第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少なくとも２つの複数のパラメータを総合して適応的に制御するようにしたので、
マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響をより細かいレベルで抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化をより細かいレベルで抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号をより安定させて受信することができるという効果を奏する。
【０１４２】
請求項１０の発明によれば、副搬送波周波数復調部の同期検波回路を、同期検波回路をフィードフォワード回路としたので、
マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができることに加えて、収束時間を短縮することができるという効果を奏する。
【０１４３】
請求項１１の発明によれば、副搬送波周波数復調部の同期検波回路を、同期検波回路を、有効シンボル期間遅延回路によって有効シンボル期間分遅延させた信号が第１の乗算器に入力されるフィードフォワード回路としたので、
マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができることに加え、収束時間を短縮でき、位相誤差の補正をより精度よく実施することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施の形態１である副搬送波周波数信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２】  （ａ）〜（ｇ）は図１の位相誤差検出回路５に入力する復調信号ＤＳ等を示したタイミングチャートである。
【図３】  図２の（ｃ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）の信号を時間軸を拡大して示すと共に、相関特性検出期間を細分した細分期間を（ｈ）に示したタイミングチャートである。
【図４】  本発明の実施の形態２である副搬送波周波数信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図５】  本発明の実施の形態３である副搬送波周波数信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図６】  本発明の実施の形態４である副搬送波周波数信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図７】  本発明の実施の形態５である副搬送波周波数信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図８】  本発明の実施の形態６である副搬送波周波数信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図９】  本発明の実施の形態７である副搬送波周波数信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】  本発明の実施の形態８である副搬送波周波数信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】  本発明の実施の形態９である副搬送波周波数信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】  本発明の実施の形態１０である副搬送波周波数信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】  本発明の実施の形態１１である副搬送波周波数信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】  ＯＦＤＭ受信機中の従来の副搬送波周波数信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
２  第１の乗算器、  ４  有効シンボル期間の遅延回路、  ５  位相誤差検出回路  、６  重み関数回路、  ７  第２の乗算器、  ８  演算回路、  ９  ループフィルタ、  １０  数値制御発振回路、  １１  制御回路、  ２０〜２９、９１、９２  副搬送波周波数信号復調部、  ３０  主搬送波周波数信号復調部、  ４０  受信アンテナ、  ５０  誤り訂正手段、  ６０  出力信号生成部、  ７０誤り訂正回路、８０  ビタビ復号回路、  １００〜１１０、２００  ＯＦＤＭ受信機、  ＢＳ  副搬送波周波数信号、  ＣＳ  誤り情報信号、  ＤＳ  復調信号、  ＳＳ  基準信号（ｃｏｓ信号及びｓｉｎ信号）。
【図１】
0003789276.tif 000008
【図２】
0003789276.tif 000009
【図３】
0003789276.tif 000010
【図４】
0003789276.tif 000011
【図５】
0003789276.tif 000012
【図６】
0003789276.tif 000013
【図７】
0003789276.tif 000014
【図８】
0003789276.tif 000015
【図９】
0003789276.tif 000016
【図１０】
0003789276.tif 000017
【図１１】
0003789276.tif 000018
【図１２】
0003789276.tif 000019
【図１３】
0003789276.tif 000020
【図１４】
0003789276.tif 000021