(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷に第１の電流を出力する第１の電力変換器と、前記第１の電力変換器を制御する第１の制御装置と、
前記負荷に第２の電流を出力する第２の電力変換器と、前記第２の電力変換器を制御する第２の制御装置と、
を備え、
前記第１の制御装置は、前記第１の電流の検出値と電流指令値との偏差が零に近づくように補償する第１の電流補償器と、前記第１の電流の検出値と前記第２の電流の検出値との加算値と前記電流指令値の２倍との偏差を零に近づくように補償する第２の電流補償器とを有し、
前記第２の制御装置は、前記第２の電流の検出値と前記電流指令値との偏差が零に近づくように補償する電流補償器を有し、
前記第２の電力変換器は、前記第１および第２の電流の検出値の内、前記第２の電流の値のみに基づいて制御される電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数台の電力変換器により負荷に電力を供給する電力変換システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電動機駆動装置などのような電力変換システムは、インバータのような電力変換器とこれを制御する制御装置により構成される。ここで、大容量の電動機駆動装置を実現するには、電力変換器を大容量化する必要があり、その方法の一つとして、複数の電力変換器を並列運転させて各変換器の出力電力の和を交流電動機に供給する方法がある。
【０００３】
変換器の並列運転には、各変換器をリアクトルまたは相間リアクトルを介して電動機に接続する形態と、３相２巻線電動機を用いて３相巻線一組に対して１つの変換器を接続する形態とがある。前者の場合、各変換器は電気的に結合しており、後者の場合は磁気的に結合している。このような結合が存在するため、各変換器を構成しているスイッチング素子のスイッチング特性（例えばターンオフ特性）のばらつきにより電圧差が生じると、この結合を介して変換器間に不要な循環電流が流れる。この循環電流は‘インバータ間横流’もしくは‘横流’とも呼ばれており、以下では、‘横流’と記載する。
【０００４】
インバータの並列運転システムにおいて、このような横流を効果的に抑制する制御方法として、特許第２５１５９０３号公報に記載された方法と、電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−００−４５（２０００年６月）の第４７頁から５３頁にインバータ並列運転システムの制御手法に関する解析と題して記載された方法とが挙げられる。これらは、電力変換器の出力電流を制御する電流補償器において、出力電流の加算値、即ち電動機に流れる電流に対する制御ゲインと各変換器の不平衡電流、即ち横流に対する制御ゲインとを異ならせて制御する方法である。これにより、電動機に流れる電流に対する制御応答と横流に対する制御応答とをそれぞれ区別して設定できる。その結果、横流を適切な制御ゲインで抑制でき、かつリアクトルを小形化できる効果が得られる。また上記の他、並列した変換器の制御方法として、特開昭６３−３１６６７０号公報，特開昭６１−２１８３７３号公報，特開平３−１２８６２６号公報にそれぞれ制御方法が記載されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
まず、特許第２５１５９０３号公報に記載された方法に対する課題を述べる。本公報には、大きく分けて、１）出力電流の加算値、即ち電動機に流れる電流に対する制御ゲインと各変換器間の横流に対する制御ゲインとを全く独立に設定できる制御構成と、２）電動機に流れる電流に対する制御ゲインと横流に対する制御ゲインが制約のある異なる値に設定できる制御構成とが提示されている。
【０００６】
前者は、制御構成が複雑であるため、制御をディジタル化した場合、即ちマイコンやディジタルプロセッサで実装した場合に、演算処理に時間がかかる。この結果、むだ時間遅れが大きくなり、安定余裕が減少するため、制御ゲインを上げられず、制御系の指令応答特性や外乱抑制特性が悪くなるという問題が生じる。
【０００７】
後者は、制御構成が簡単であるが、提示されている構成では電動機電流制御に誤差が生じる。これは、インバータ並列運転システムの制御系を解析し、電動機電流制御系と横流制御系に分けることによって示すことができる。具体的には、横流制御系から電動機電流制御系へ干渉入力が発生することになり、これが外乱となって、電動機電流制御に誤差を生じさせる。この誤差は、例えばエレベータ用の電動機ではエレベータのかご速度の誤差やかごの振動を生み出す可能性があり、エレベータの乗り心地に影響するため問題となる。
【０００８】
次に、電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−００−４５（２０００年６月）の第４７頁から５３頁にインバータ並列運転システムの制御手法に関する解析と題して記載された方法に対する課題を述べる。ここに提示されている制御構成は、電動機に流れる電流に対する制御ゲインと横流に対する制御ゲインを完全に独立させることができ、構成も比較的簡素になっている。しかし、それぞれのインバータを制御する制御装置が相互に干渉し合う可能性があり、制御動作が不安定化する可能性がある。
【０００９】
この他、特開昭６３−３１６６７０号公報において開示された制御構成では、各インバータの制御において、それぞれの電流検出値を相互に加算した信号を用いているために、各インバータの制御が相互干渉し合う可能性があり、問題となる。また、特開昭６１−２１８３７３号公報において開示された制御構成では、一括の制御装置には対応できるが、変換器それぞれに個別に制御装置を備える場合には対応できないため、問題となる。ここで、実際のケースでは、変換器へのゲートパルス信号はパルスの劣化を防ぐため、できるだけ短距離で伝送する必要があり、個別の制御装置による実装が望ましい。さらに、特開平３−128626号公報において開示された制御構成では、それぞれの変換器に対する制御構成が、全て平均電圧（各変換器の出力電圧を加算した量から演算）を用いた同一の構成のため、各変換器の制御が相互干渉し合う可能性があり、問題となる。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の課題は、比較的簡単な制御構成によって、横流を抑制しながらも、複数の電力変換器を安定に制御できる電力変換システムを提供することにある。
【００１１】
本発明に係る電力変換システムにおいては、第１および第２の電力変換装置が、負荷に対し、それぞれ第１および第２の電流を出力する。第１の電力変換器は、第１の電流が所定の値に近づくように、かつ第１および第２の電力変換器間に生じる横流がゼロに近づくように制御される。第２の電力変換器は、第２の電流が所定の値に近づくように、第１の電力変換器とは独立に制御される。このように、第１の電力変換器の制御によって横流が制御され、かつ第２の電力変換器が独立に制御されるので、横流を抑制しながらも横流制御に伴う第１および第２の電力変換器間の干渉を防止できる。したがって、第１および第２の電力変換器を共に安定に制御できる。
【００１２】
本発明に係る他の電力変換システムにおいては、第１の電力変換器は、第１の電流の値と、第１の電流の値と前記第２の電流の値の加算値とに基づいて制御され、第２の電力変換器は、第２の電流の値に基づいて、第１の電力変換器とは独立に制御される。このように、第１の電力変換器が第１および第２の電流の値の加算値によって制御されるので横流を制御できる。さらに、第２の電力変換器が独立に制御されるので、横流制御に伴う第１および第２の電力変換器間の干渉を防止できる。例えば、第２の電力変換器は、第１の電流の変動に影響されること無く、制御される。したがって、第１および第２の電力変換器を共に安定に制御できる。
【００１３】
本発明に係るさらに他の電力変換システムにおいては、第１の電力変換器は、第１の電流の値と、第１の電流の値と第２の電流の値の加算値とに基づいて制御され、第２の電力変換器は、第１および第２の電流の値の内、第２の電流の値のみに基づいて制御される。第２の電力変換器が第２の電流の値のみに基づいて制御されることにより、横流制御に伴う第１および第２の電力変換器間の干渉を防止できる。
【００１４】
本発明に係るさらに他の電力変換システムにおいては、第１および第２の電力変換器は、それぞれ第１および第２の制御装置を備える。第１の制御装置は、第２の制御装置から第１の制御装置へ伝送される第２の電流の値に応じた信号に基づいて第１の電力変換器を制御し、第２の制御装置は、第１の電力変換器とは独立に第２の電力変換器を制御する。このように、第１の電力変換器が第２の電流の値に応じた信号に基づいて制御されるので、横流が制御され、かつ第２の電力変換器が独立に制御されるので、横流制御に伴う第１および第２の電力変換器間の干渉を防止できる。
【００１５】
電力変換器としては、インバータ，コンバータなどが有る。また、負荷としては、各種電動機や、各種電気装置などが有る。
【００１６】
なお、本発明に係る電力変換システムの他の特徴は、以下の記載から明らかになるであろう。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
【００１８】
図１は、本発明を適用した第１の実施例である交流電動機の駆動装置の構成図を表している。電動機駆動装置は、インバータ１Ａ（第１の電力変換器）から電力線２Ａ，相間リアクトル４を介して交流電動機３に電力を供給する系と、インバータ１Ｂ（第２の電力変換器）から電力線２Ｂ，相間リアクトル４を介して交流電動機３に電力を供給する系とによるインバータのセット並列接続で構成されている。以下では、インバータ１Ａ，電力線２Ａおよびインバータ１Ａを制御する制御装置６Ａよりなる系をＡ系，インバータ１Ｂ，電力線２Ｂおよびインバータ１Ｂを制御する制御装置６Ｂよりなる系をＢ系と呼ぶことにする。
【００１９】
Ａ系インバータ１Ａ，Ｂ系インバータ１Ｂは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）またはＧＴＯ(Gate Turn Off thyristor）のような半導体スイッチング素子を用いて構成されており、それぞれＡ系の制御装置６Ａ，Ｂ系の制御装置６Ｂからの制御指令に基づいて、３相の交流電圧・電流を出力する。また、Ａ系制御装置６Ａ，Ｂ系制御装置６Ｂは、それぞれのインバータに対する個別の制御装置となっており、これらはマイコン，ＤＳＰ（Digital Signal Processor ），ゲートアレイ，システムＬＳＩ等によって実現される。交流電動機３には、誘導電動機，永久磁石同期電動機，３相２巻線誘導電動機が用いられる。
【００２０】
次に、各制御装置の処理の流れを説明する。本実施例における制御装置の特徴として、次の３点が挙げられる。
【００２１】
１）Ｂ系制御装置６Ｂは、Ａ系制御装置６Ａに対して、制御的に独立している。言い換えると、Ｂ系制御装置６ＢはＡ系制御装置６Ａの動作による干渉を受けない制御構成となっている。すなわち、Ｂ系インバータは、Ａ系インバータ動作からの干渉を受けずに、Ａ系インバータとは独立に制御される。
【００２２】
２）Ａ系制御装置６Ａでは、Ａ系インバータ１Ａの電流検出値ｉA （第１の電流）とＢ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉB(第２の電流）の加算値(ｉA＋ｉB)に対する制御と、ｉA に対する制御を実施し、Ｂ系制御装置６Ｂでは、ｉB に対する制御を実施する。
【００２３】
３）Ｂ系制御装置６ＢからＡ系制御装置６ＡへＢ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉB をディジタル信号として伝送し、横流制御に用いる。
【００２４】
まず処理の簡単なＢ系制御装置６Ｂの処理の流れを説明する。Ｂ系制御装置６Ｂは、Ｂ系インバータ電流の検出値ｉB を用いて、ｉB に対する電流補償により、Ｂ系インバータ１Ｂに対する制御指令を演算する。電流センサ５Ｂ，Ａ／Ｄ変換器（アナログ／ディジタル変換器）７Ｂを介して、Ｂ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉB を取り込む。ｉB と電流指令値ｉi*との偏差を減算器６１Ｂで演算し、この偏差を電流補償器６２Ｂで零に近づくように補償する。すなわち、Ｂ系制御装置６Ｂは、ｉB に基づいて、ｉB が所定の値であるｉi*に近づくように、Ｂ系インバータ１Ｂを制御する。本実施例においては、Ｂ系インバータ１Ｂは、ｉA とｉB の内ｉB のみに基づいて制御されるので、ｉA の変動に影響されずにＡ系インバータ１Ａとは独立に制御される。ここで、電流補償器６２Ｂには比例補償器または比例積分補償器を用いる。電流補償器６２Ｂの出力は、Ｂ系インバータ１Ｂに対する電圧指令ＶB*となり、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御器９Ｂによって、ＰＷＭパルス指令に変換され、Ｂ系インバータ１Ｂへの制御指令となる。また、ｉB はディジタル信号伝送用の送信器１０Ｂにより送信データに変換され、ディジタル信号用通信線１１を介してＡ系制御装置６Ａに送信される。
【００２５】
次に、Ａ系制御装置６Ａの処理の流れを説明する。Ａ系制御装置６Ａでは、Ａ系インバータ電流の検出値ｉA とＢ系インバータ電流の検出値ｉB とを用いて、ｉA に対する電流補償と、（ｉA＋ｉB）に対する電流補償を実施し、Ａ系インバータ１Ａに対する制御指令を演算する。まず、Ａ系制御装置６Ａでは、電流センサ５Ａ，Ａ／Ｄ変換器７Ａを介して、Ａ系インバータ１Ａの電流検出値ｉA を取り込み、さらに、バッファ機能付き受信器８Ａを介して、Ｂ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉB を取り込む。ｉA に対する電流補償については、減算器６１Ａにて、ｉA と電流指令値ｉi*の偏差を演算し、この偏差を電流補償器６２Ａで零に近づくように補償する。すなわち、Ａ系制御装置６Ａは、ｉA に基づいて、ｉA が所定の値であるｉi*に近づくように、Ａ系インバータ１Ａを制御する。ここで、電流補償器６２Ａには比例補償器または比例積分補償器を用いる。(ｉA＋ｉB)に対する電流補償については、加算器６３Ａにて（ｉA＋ｉB）を演算し、また係数乗算器６４Ａにてｉi*を２倍して、両者の偏差２×ｉi*−(ｉA＋ｉB)を減算器６５Ａで演算し、この偏差が零に近づくように電流補償器６６Ａで補償する。すなわち、Ａ系制御装置６Ａは、（ｉA＋ｉB）に基づいて、ＡおよびＢ系インバータ間に発生する横流が零に近づくように、Ａ系インバータ１Ａを制御する。ここで、電流補償器６６Ａには比例補償器または比例積分補償器を用いる。加算器６７Ａでは、電流補償器６２Ａと電流補償器６６Ａの出力を加算し、この結果がＡ系インバータ１Ａに対する電圧指令ＶA*となる。ＰＷＭ制御器９Ａは、ＶA*をＰＷＭパルス指令に変換して、Ａ系インバータ１Ａへの制御指令として出力する。ここで、バッファ機能付き受信器８Ａは、受信したｉB データをメモリ等のバッファにしばらくの時間（例えば１サンプル周期以上）蓄積できる。このためｉB を受信するタイミングとＡ系制御装置６ＡがｉB を取り込むタイミングがずれていても、バッファに一時保存することで、データの受け渡しが可能となる。図１の制御装置それぞれの動作シーケンスについては、図６を基に後述する。
【００２６】
図１の交流電動機の駆動装置に対する制御原理を次に説明する。Ａ系インバータ１Ａに対する電流検出値をｉA 、Ｂ系インバータ１Ｂに対する電流検出値をｉB 、電流指令値をｉi*、Ａ系インバータ１Ａに対する電圧指令をＶA*、Ｂ系インバータ１Ｂに対する電圧指令をＶB*とする。また、各電流補償器には比例補償器を用いることにし、比例ゲインをそれぞれ、電流補償器６２Ａ，６２ＢはＫ1p、電流補償器６６ＡはＫ2pと定める。この時、Ａ系制御装置６Ａ，Ｂ系制御装置６Ｂの制御を表す式は、それぞれ次のようになる。
【００２７】
【数１】
0003780901.tif 000002
【００２８】
【数２】
0003780901.tif 000003
【００２９】
（１）式と（２）式の和、および（１）式と（２）式の差を求めると、それぞれ次のようになる。
【００３０】
【数３】
0003780901.tif 000004
【００３１】
【数４】
0003780901.tif 000005
【００３２】
（３）式および（４）式において、各変数を次のように置き換える。
【００３３】
（３）式において、
【００３４】
【数５】
0003780901.tif 000006
【００３５】
（４）式において、
【００３６】
【数６】
0003780901.tif 000007
【００３７】
ここで、ｉm はＡ系とＢ系のインバータ電流の和であり、電動機に流れる電流に対応し、ｉc はＡ系とＢ系のインバータ電流の差であり、Ａ系とＢ系のインバータ間の横流に対応する。また、Ｖm*はＡ系とＢ系のインバータ電圧指令の和であり、これを電動機に対する電圧指令と考え、Ｖc*はＡ系とＢ系のインバータ電圧指令の差であり、これを横流が流れる回路における電圧指令と考える。この時、（３）式、（４）式はそれぞれ次のように表すことができる。
【００３８】
【数７】
0003780901.tif 000008
【００３９】
【数８】
0003780901.tif 000009
【００４０】
（５）式を電動機に電流を流す回路（これを電動機電流回路と呼ぶ）に対する電流制御を表す式と考え、（６）式を横流を流す回路（これを横流回路と呼ぶ）に対する電流制御を表す式と考えると、それぞれの制御系のイメージは図４のように表すことができる。ここで、電動機電流回路および横流回路は元のインバータ並列運転システムの回路を等価変換したものに対応し、両者をまとめてインバータ並列運転システムの等価回路と呼ぶことにする。
【００４１】
インバータ並列運転システムは、図１のように、２台のインバータとその制御装置、および電動機が相互作用する系のため、そのままではその動作を捉えにくいが、電動機電流回路と横流回路による等価回路として表すと、動作の把握が容易になる。本実施例の効果も、等価回路上で表すとより明確になるため、以下、等価回路上でその意味を説明する。
【００４２】
図４が表す意味を説明するために、まず、図３が表す意味を説明する。図３は、インバータ並列運転システムに対する理想的な制御の状態を表しており、電動機電流回路と横流回路がそれぞれ独立に制御できていることが分かる。即ち、電動機電流は電動機電流補償器で制御され、横流回路は横流補償器で制御されており、両者の間に干渉はない。この結果、電動機電流，横流共に制御指令と一致するように制御できる。尚、従来技術に挙げた、電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−００−４５（２０００年６月）の第４７頁から５３頁にインバータ並列運転システムの制御手法に関する解析と題して記載された方法は、図３に対応する制御を実現できる。しかし、課題に記したように、Ａ系，Ｂ系の制御装置間で相互に制御的に干渉する可能性があることや、双方向の通信が必要でありノイズが混入する可能性が高くなること、またノイズが混入した場合、相互干渉により影響が大きくなること等の問題がある。
【００４３】
図４は、図１に示した交流電動機の駆動装置の制御上の働きを等価回路上で表した図となっている。図３と異なる点は、電動電流回路の制御系から横流回路の制御系への干渉入力の存在にある。この干渉入力は、（６）式の（Ｋmp−Ｋcp）（ｉm*−ｉm）項に対応している。この干渉入力のため、横流回路に対する制御には制御誤差が発生する。しかし、電動機電流回路に対する制御には影響がない。従って、発生する横流が許容範囲内であれば、電動機電流は制御指令通りに制御できるため、電動機の駆動装置としての目的は達せられることになる。
【００４４】
また、制御誤差で発生する横流の大きさは、（Ｋmp−Ｋcp）（ｉm*−ｉm）で決まるため、ＫmpとＫcpとを近づけることで横流を小さくできる。尚、ＫmpとＫcpはそれぞれ電動機電流回路のインダクタンス、横流回路のインダクタンス値に比例するため、両者の値を近づけることは、横流回路のインダクタンス値を増やす、即ち、インバータと電動機間に挿入するリアクトルのインダクタンス値を増やすことになる。従って、実際はＫmpとＫcpは横流が許容値に入るような範囲で、適当な差にとどめておくのが望ましい。
【００４５】
さらに比較のため、特許第２５１５９０３号公報に記載された従来技術の問題点を等価回路上で説明する。図７は、特許第２５１５９０３号公報に記載された従来技術の制御構成を表している。図１と同じ要素については図１と同じ番号で表している。図１と異なる点は、Ａ系インバータ１Ａに対する制御が(ｉA＋ｉB)に対する電流制御のみで行われている点にある。具体的には、Ａ系インバータ１Ａに対する制御は、ｉA とｉB を加算器６３Ａで加算して、これを係数乗算器１３Ａで１／２倍して、電流指令値ｉi*との偏差を減算器６５Ａで演算し、電流補償器１２Ａで偏差を零に補償するように電圧指令ＶA*を出力して実施される。尚、Ｂ系インバータ１Ｂに対する制御は図１と同様となる。電流補償器１２Ａの比例ゲインをＫ3pと定めると、Ａ系とＢ系インバータに対する制御を表す式は、それぞれ次のようになる。
【００４６】
【数９】
0003780901.tif 000010
【００４７】
【数１０】
0003780901.tif 000011
【００４８】
（７）式と（８）式の和、および（７）式と（８）式の差を求めると、それぞれ次のようになる。
【００４９】
【数１１】
0003780901.tif 000012
【００５０】
【数１２】
0003780901.tif 000013
【００５１】
（９）式および（１０）式において、各変数を次のように置き換える。
【００５２】
（９）式において、
【００５３】
【数１３】
0003780901.tif 000014
【００５４】
（１０）式において、
【００５５】
【数１４】
0003780901.tif 000015
【００５６】
この時、（９）式，（１０）式はそれぞれ次のように表すことができる。
【００５７】
【数１５】
0003780901.tif 000016
【００５８】
【数１６】
0003780901.tif 000017
【００５９】
（１１）式，（１２）式を等価回路上で表すと、図５のようになる。この図が特許第２５１５９０３号公報に記載された従来技術の制御の働きを表した図となる。
【００６０】
図５では、横流回路に対する制御系から電動機電流に対する制御系に入り込む干渉入力が存在する。干渉入力は外乱となるため、電動機電流に対する制御は、制御指令に対して、誤差が発生することになる。この誤差は、例えばエレベータ用の電動機ではエレベータのかご速度の誤差やかごの振動を生み出す可能性があり、乗り心地に影響するため、問題となる。また、干渉入力はＫc・ｉcであるため、制御ゲインＫc を零にしない限りこれを零にすることはできない。このように、特許第２５１５９０３号公報に記載された従来技術の制御の働きを等価回路上で解析すると、横流回路に対する制御系から電動機電流に対する制御系に干渉入力が生じており、これは電動機電流制御に対する外乱として作用するため、電動機の動作に振動等の悪影響が生じることが問題となる。
【００６１】
これに対して、図１に示した実施例の電動機駆動装置は、等価回路上では、図４のような制御となり、電動機電流回路の制御系には干渉入力がなく、制御指令通りに制御できるという長所がある。図４では、横流回路の制御系に干渉入力が存在するが、電動機の動作には影響がなく、またその大きさは制御ゲインを調整することで小さくすることができる。
【００６２】
以上、図１に示した実施例による電動機駆動装置を制御上の特徴という面から説明したが、次に、実装上の特徴を図１を基に説明する。
【００６３】
まず第一に、Ｂ系制御装置６ＢがＡ系制御装置６Ａとは制御的に独立している点が挙げられる。これは、図１にあるように、Ｂ系制御装置６ＢはＢ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉB のみを使って、制御するため、Ａ系インバータ１Ａの電流が何らかの影響で大きく変動したとしても、Ｂ系制御装置６Ｂはその変動には影響されずに安定に動作を続けることができる。これに対して、従来技術に挙げた、電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−００−４５（２０００年６月）の第４７頁から５３頁にインバータ並列運転システムの制御手法に関する解析と題して記載された方法では、Ａ系制御装置もＢ系制御装置も共にＡ系インバータ，Ｂ系インバータの電流検出値を用いているため、例えば、Ａ系インバータの電流が何らかの影響で大きく変動すると、それによって、Ｂ系インバータの電流も変動し、この結果がさらにＡ系インバータの電流の変動を生み出すという相互干渉状態になり、制御が不安定化する可能性が考えられる。図１に示した電動機駆動装置ではこの可能性が低い。
【００６４】
第二に、制御装置間の通信が、Ｂ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉB のみの伝送で良い点が挙げられる。例えば、従来技術に挙げた、電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−００−４５（２０００年６月）の第４７頁から５３頁にインバータ並列運転システムの制御手法に関する解析と題して記載された方法では、相互にｉA とｉB を伝送し合う必要があり、この場合、通信路が２本あるため、信号にノイズが入る可能性が高まるという問題がある。これに対して、図１の装置では、ｉB のみの伝送のため、ノイズの入る可能性を小さくすることができる。また、上記の従来技術では、Ａ系制御装置とＢ系制御装置が共に、送信器と受信器を備える必要があるが、図１の装置では、Ｂ系制御装置に送信器、Ａ系制御装置に受信器を備えるだけでよく、通信部の構成が簡素化でき、部品点数も減るため信頼性を上げることができる。
【００６５】
第三に、Ａ系制御装置６ＡとＢ系制御装置６Ｂ間でのｉB の伝送をディジタル信号用通信線１１を介したディジタル信号による伝送としていることが挙げられる。これにより、伝送中にノイズが混入する影響を抑制でき、動作信頼性を向上できる。また、Ａ系制御装置６Ａにおける受信器をバッファ機能付きの受信器としているために、ｉB が伝送されるタイミングと、Ａ系制御装置６ＡがｉBを取り込むタイミングがずれていても、バッファに一時保存して受け渡すことが可能になる。図６に、Ａ系制御装置６ＡとＢ系制御装置６Ｂの動作シーケンスを示す。まずＡ系制御装置６Ａの動作シーケンスから説明する。まず、Ａ系インバータ電流検出値ｉA のディジタルデータをＡ／Ｄ変換器７Ａから入力し（Ｓ１Ａ）、次にＢ系インバータ電流検出値ｉB のディジタルデータをバッファ機能付き受信器８Ａから入力する（Ｓ２Ａ）。そして、取り込んだｉA とｉB を用いて、電流制御演算を実施し、電圧指令ＶA*を求める（Ｓ３Ａ）。最後に、電圧指令ＶA*により、ＰＷＭ制御器９ＡでＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭパルス指令をインバータ１Ａに出力する（Ｓ４Ａ）。以上が、１制御周期内でのＡ系制御装置６Ａの動作シーケンスとなる。従って、１制御周期毎にｉB を更新するため、制御周期が短ければ、ｉA とｉB とはほぼ同期したデータとして扱うことができる。尚、Ｂ系制御装置６Ｂの動作シーケンスは、Ａ系制御装置６Ａの動作シーケンスに対して、ｉB の受信の代わりに、送信器１０ＢによるｉB の送信処理が入る。図６に示した動作シーケンスを適用することにより、Ａ系制御装置６ＡとＢ系制御装置６Ｂ間でのｉB の伝送を含めて、それぞれの制御処理がスムーズに実行できる。
【００６６】
最後に、以上で説明した図１に示した実施例の電動機駆動装置の特徴をまとめる。
１）等価回路上で制御の働きを解析すると、電動機電流回路に対する制御系には、外乱となる干渉入力が入り込まず、制御指令に一致するように制御できる。
２）Ｂ系制御装置６Ｂは、Ａ系制御装置６Ａに対して、制御的に独立しており、相互干渉が起こらず、システムとして安定な制御動作が可能となる。
３）Ｂ系制御装置６ＢからＡ系制御装置６ＡへはｉB のみを伝送すればよいため、伝送時にノイズが混入する可能性が小さくなり、また伝送のために必要な装置も簡素化できる。
４）Ｂ系制御装置６ＢからＡ系制御装置６ＡへのｉB の伝送は、ディジタル信号として、伝送されるため、伝送時に混入するノイズの影響を低減できる。
【００６７】
図２は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第２の実施例を表している。図２において、図１と同じ構成要素は同じ番号で表している。図２が図１と異なる点は、Ｂ系インバータ１Ｂの電流検出信号を電流センサ５Ｂから直接、Ａ系制御装置６ＡのＡ／Ｄ変換器７Ａに入力させている点にある。この場合、電流センサ５ＢからＡ系制御装置６ＡのＡ／Ｄ変換器７Ａへはアナログ信号として伝送することになり、ノイズが混入する可能性が高くなるが、反面、伝送は瞬時に行われるため、伝送によるむだ時間遅れは非常に小さくなり、制御安定性が向上するため、制御ゲインを高くできる。この結果、電動機に対する制御応答性を向上できる。図２の構成は、例えば高速な制御応答性が必要な場合に適している考えられる。尚、この場合、電流センサ５ＢからＡ系制御装置６ＡのＡ／Ｄ変換器７Ａへのアナログ信号線のノイズ対策を強化する必要がある。
【００６８】
上記実施例によれば、制御原理上は、電動機に流れる電流に対する制御ゲインと横流に対する制御ゲインを異ならせることができる上で、電動機の電流に対する制御系には横流に対する制御系からの干渉入力が入り込まないような制御を実現できる。従って、電動機の電流を指令通りに制御できる。さらに、制御実装上は、Ｂ系制御装置がＡ系制御装置に対して制御的に独立しているため、言い換えると、Ｂ系制御装置はＡ系制御装置の動作による干渉を受けないため、仮にＡ系制御装置のためにＡ系インバータの電流が変動したとしても、Ｂ系制御装置はその影響を受けないため、相互干渉は発生せず、定常的にはＡ系，Ｂ系インバータ共に安定に動作できる。また、Ａ系制御装置とＢ系制御装置間の通信路は１つで良いため、ノイズの混入を受けにくいようにできる。
【００６９】
実施例では、誘導電動機と相間リアクトルの組合せによる構成を説明したが、その代わりに３相２巻線電動機を適用した場合でも、制御装置の構成は同じにして同様の効果を得ることができる。
【００７０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、比較的簡単な制御構成によって、横流を抑制しながらも、負荷に電力を供給する複数の電力変換器を安定に制御できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による第１の実施例における電動機駆動装置の構成図。
【図２】本発明による第２の実施例における電動機駆動装置の構成図。
【図３】インバータのセット並列運転システムに対する等価回路上での制御系イメージ。
【図４】第１の実施例の制御構成による等価回路上での制御系イメージ。
【図５】従来の制御構成による等価回路上での制御系イメージ。
【図６】第１の実施例における電動機駆動装置に対する動作シーケンス。
【図７】従来の電動機駆動装置の構成図。
【符号の説明】
１Ａ…Ａ系インバータ、１Ｂ…Ｂ系インバータ、２Ａ…Ａ系電力線、２Ｂ…Ｂ系電力線、３…交流電動機、４…相間リアクトル、５Ａ…Ａ系電流センサ、５Ｂ…Ｂ系電流センサ、６Ａ…Ａ系制御装置、６Ｂ…Ｂ系制御装置、７Ａ，７Ｂ…Ａ／Ｄ変換器、８Ａ…バッファ機能付き受信器、９Ａ，９Ｂ…ＰＷＭ制御器、10Ｂ…送信器、１１…ディジタル信号用通信線、１２Ａ，６２Ａ，６２Ｂ，６６Ａ…電流補償器、１３Ａ…係数乗算器、６１Ａ，６１Ｂ，６５Ａ…減算器、６３Ａ，６７Ａ…加算器、６４Ａ…係数乗算器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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