(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源を整流する整流手段と、一次巻線、二次巻線および制御巻線を有するトランスと、スイッチング動作を行う第一の半導体スイッチとを備えたスイッチング電源装置において、前記スイッチング動作期間の内少なくとも一部の期間において共振動作を行う共振手段と、第一の半導体スイッチのスイッチング動作を連続的に発振させる連続発振モードないしは前記商用電源に同期して間欠的に発振させる間欠発振モードのいずれかに切替えるモード切替制御回路を有し第一の半導体スイッチのスイッチング動作をドライブ制御するスイッチング制御手段とを、備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記スイッチング制御手段は、第一の半導体スイッチのオン抵抗がスイッチング電流の大きさに対応するように、前記第一の半導体スイッチのドライブを制御するオン抵抗制御部を備えたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記オン抵抗制御部は、定電流供給によって前記第一の半導体スイッチをドライブする定電流ドライブ回路を含むことを特徴とする請求項１または２いずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記間欠発振モードでは、前記整流手段が前記商用電源を整流して整流信号を生成し、前記モード切替制御回路が前記整流信号と同期して、第一の半導体スイッチを間欠発振させることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記整流信号は、前記商用電源の全波を整流した全波整流信号であることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記モード切替制御回路は、前記第一の半導体スイッチをオンオフする第二の半導体スイッチと、前記全波整流信号を整形して前記間欠発振モードにおける発振期間と停止期間の比および間欠発振の周波数を制御する間欠制御信号を生成する間欠制御信号発生回路と、負荷の大きさ情報を含むスタンバイ信号に対応して前記第二の半導体スイッチに前記間欠制御信号を伝達する前記第三の半導体スイッチとを有することを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記間欠制御信号発生回路は、前記全波整流信号を電圧分割する分割抵抗と、この分割抵抗によって分割された分割電圧をクランプして前記発振期間と停止期間の比を設定するツェナダイオードとを有し、前記第三の半導体スイッチは、光信号によってオンオフするトランジスタであることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
スイッチング制御手段は、第一の半導体スイッチがオンし得る電荷量を前記第一の半導体スイッチに供給するトリガ回路と、出力電圧が一定になるように前記第一の半導体スイッチのオンオフ期間を制御する出力制御回路とを有することを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
第一の半導体スイッチは、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、または、ＭＯＳＦＥＴのドレイン領域の少なくとも一部がショットキ障壁により形成されたＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項１乃至は請求項８いずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置のいわゆるスタンバイ電力を低減する回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、地球温暖化防止対策の見地から、家電製品等のスタンバイ電力削減が注目され、スタンバイ時における消費電力がより低いスイッチング電源装置が強く要求されている。この要求に応えるものとして、例えば、主電源とは別個独立にスタンバイ専用の電源を設け、スタンバイ時にはスタンバイ専用の電源を、定格負荷時には主電源を使い分ける電源システム等が開発されている。しかし、この電源システムは、２つのコンバータを必要とすることから、回路全体のコストが高くなるという欠点があった。したがって、コストを抑えなければならない要請が強い場合等には、図１３に示したような、１つのコンバータで構成できる部分共振型のスイッチング電源装置を採用することが多かった。
【０００３】
ここで、従来の部分共振型スイッチング電源装置について簡単に説明する。図１３は、従来の部分共振型スイッチング電源装置の一例を示したものである。図１４および図１５は、それぞれ、図１３に示したスイッチング電源装置２００の微小負荷モード、定格負荷モードにおける動作波形を表したものである。図１４および図１５に示したように、スイッチング電源装置２００では、一次巻線４ａとコンデンサ１０との共振振動により、ＭＯＳＦＥＴ６のドレイン６Ｄ・ソース６Ｓ間の電圧ＶＤＳが最小となるタイミングでＭＯＳＦＥＴ６がオンする。そのため、部分共振動作をしない電源に比べ、スイッチング損失が比較的少なく、安定した連続発振動作となる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このスイッチング電源装置２００には、以下に示すいくつかの問題点があった。スイッチング電源装置２００では、微小負荷時に発振周波数が高くなるため、スイッチング損失が大きくなり、スタンバイモード（微小負荷モード）の効率が低下するといった問題点があった。また、定格負荷モードでＭＯＳＦＥＴ６のオン抵抗を十分下げるために、トリガ回路７ａに含まれるコンデンサの容量値を大きく(例えば、１００００ｐＦ程度)、トリガ回路７ａに含まれる抵抗の値を小さく (例えば、２００Ω程度)設定していたので、ＭＯＳＦＥＴ６のスイッチング動作がいわゆるハードドライブ動作となり、効率低下の問題だけでなく、ゲートノイズが発生し易くなるといった問題点もあった。このようなハードドライブを防止するため上記コンデンサの容量値を小さく(例えば、１０００ｐＦ程度)、上記抵抗の値を大きく(例えば、数ｋΩ程度)すると、定格負荷モードでＭＯＳＦＥＴ６のオン抵抗を十分下げることができなくなり、ＭＯＳＦＥＴ６の発熱が大きくなってしまうといった問題点があった。この問題点は、特に、出力電力が大きくなると顕著となる。また、スイッチング電源装置２００においては、ゲートドライブをトリガ部７ａのみで行っていたので、ＭＯＳＦＥＴ６のドレイン６Ｄ・ソース６Ｓ間の電圧ＶＤＳが最小となるタイミングでＭＯＳＦＥＴ６をオンさせる、いわゆるゼロボルトスイッチング設計が困難であった。
【０００５】
上記した問題点の内、スタンバイモードにおける効率低下問題に対する解消案として、外部からのスタンバイ信号により、スイッチング動作を間欠的なものにするといった方法も考えられる。しかし、この方法をスイッチング電源装置２００にそのまま適用しても、発振が停止している期間中の損失は低減できても、発振期間中のスイッチング損失はそのままなので、上記要求を十分満足できない。また、スタンバイモードで電源を間欠的に発振させるためには、高価な発振回路を別個独立に設ける必要があるといったコスト的な問題点もあった。更に、間欠発振させる周期およびデューティが不適切であると、出力電圧のリップルが大きくなり実用に耐えられなくなるといった問題点もあった。
【０００６】
本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、スタンバイモードを含む広範囲な負荷領域で、高効率・低ノイズ化および出力電圧の低リップル化、更には低コスト化、全てを容易に実現することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明によるスイッチング電源装置は、スイッチング動作期間の内少なくとも一部の期間において共振動作を行う共振手段と、第一の半導体スイッチ６のスイッチング動作を連続的に発振させる連続発振モードないしは商用電源に同期して間欠的に発振させる間欠発振モードのいずれかに切替えるモード切替制御回路７ｄを有し第一の半導体スイッチ６のスイッチング動作をドライブ制御するスイッチング制御手段７とを備えたものである。このスイッチング電源装置においては、特に、第一の半導体スイッチ６のオン抵抗をスイッチング電流の大きさに対応するように、第一の半導体スイッチ６のドライブ（駆動）を制御するオン抵抗制御部７ｂを備えていることが、より低損失化を図る上で好ましい。また、このオン抵抗制御部７ｂは、定電流供給によって前記第一の半導体スイッチ６をドライブする定電流ドライブ回路を含むことがより望ましい。更に、モード切替制御回路は、第一の半導体スイッチをオンオフする第二の半導体スイッチと、全波整流信号を整形して間欠発振モードにおける発振期間と停止期間の比および間欠発振の周波数を制御する間欠制御信号を生成する間欠制御信号発生回路と、負荷の大きさ情報を含むスタンバイ信号に対応して第二の半導体スイッチに間欠制御信号を伝達する第三の半導体スイッチとを、有するものであるとより好ましい。
【０００８】
本発明によるスイッチング電源装置では、モード切替制御回路７ｄが連続発振モードと間欠発振モードとを切替えて、いずれのモードにおいても共振手段がスイッチング動作期間の内少なくとも一部の期間において共振動作を行い、いわゆる略ゼロボルトスイッチングがなされる。特に、オン抵抗制御部７ｂが第一の半導体スイッチ６のオン抵抗をスイッチング電流の大きさに対応するように、第一の半導体スイッチ６のドライブを制御すると、更に低損失化および低ノイズ化が図られる。また、本発明によるスイッチング電源装置において、オン抵抗制御部７ｂに定電流ドライブ回路が含まれていれば、定格負荷の状態において、オン抵抗制御部７ｂが第一の半導体スイッチ６を定電流ドライブし、第一の半導体スイッチ６のオン抵抗を、スイッチング電流の大きさに対応するよう適当に制御する。更に、好ましくは、間欠発振モードでは、整流手段２が商用電源を全波整流することによって全波整流信号ＳＡを生成し、間欠制御信号発生回路８０が全波整流信号ＳＡを整形して間欠発振モードにおける発振期間と停止期間の比および間欠発振の周波数を制御する間欠制御信号ＳＢを生成する。本発明によるスイッチング電源装置では、この間欠制御信号ＳＢに基づいて、間欠発振モードの制御がなされる。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００１０】
図１は、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。また、図２,図３,図４および図５は、それぞれ、図１中のトリガ回路７ａ, オン抵抗制御回路７ｂ, 出力制御回路７ｃおよびモード切替制御回路７ｄを詳細に表したものである。なお、図示したスイッチング電源装置１００は、いわゆる部分共振動作を利用したリンギングチョークコンバータであり、本発明の実施の形態を説明するための一例である。
【００１１】
このスイッチング電源装置１００は、交流入力電源１（例えば商用電源）からの入力を全波整流するブリッジダイオード２と、このブリッジダイオード２による全波整流波形を平滑する電解コンデンサ３と、一次巻線４ａ，二次巻線４ｂおよび制御巻線４ｃを有するトランス４と、二次巻線４ｂに発生する電圧を整流する整流回路５と、一次巻線４ａに直列接続され、オンオフのスイッチング動作をするＭＯＳＦＥＴ６と、このＭＯＳＦＥＴ６のスイッチング動作をドライブ制御するスイッチング制御部７とを、備えている。
【００１２】
一次巻線４ａの巻き始め側は、電解コンデンサ３の正極端に接続され、巻き終わり側はＭＯＳＦＥＴ６のドレイン６Ｄに接続されている。制御巻線４ｃの巻き始め側は、スイッチング制御部７に接続され、巻き終わり側は、ＭＯＳＦＥＴ６のソース６Ｓと共に電解コンデンサ３の負極端に接続されている。また、ブリッジダイオード２と電解コンデンサ３とは、電源投入時の突入電流を防止するための抵抗８を介して接続されている。トランス４の一次巻線４ａには、コンデンサ１０が例えば並列接続されており、スイッチング動作時に、コンデンサ１０と一次巻線４ａとで、いわゆる、部分共振動作をするようになっている。また、スイッチング制御部７は、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇに接続されている。電解コンデンサ３の正負極両端には、抵抗１１,１２が直列接続されている。これらの抵抗１１,１２の接続点は、抵抗１３を介してＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇに接続されている。
【００１３】
整流回路５は、ダイオード５ａ,平滑コンデンサ５ｂ,５ｃおよびインダクタ５ｄを有している。ダイオード５ａのアノードは二次巻線４ｂの巻き終わり側に接続され、カソードは平滑コンデンサ５ｂの正極端に接続されている。平滑コンデンサ５ｂの負極端は、二次巻線４ｂの巻き始め側と共に二次側のＧＮＤに接続されている。平滑コンデンサ５ｂ,５ｃおよびインダクタ５ｄは、π型構造となっており、平滑コンデンサ５ｃの端子がスイッチング電源装置１００の出力端子となっている。この出力端子には、例えば、マイコン５０やモータ等の負荷としてＬＯＡＤ６０が接続されている。また、整流回路５には、出力電圧を検出する出力検出部２０が接続されている。
【００１４】
スイッチング制御部７は、ＭＯＳＦＥＴ６がオンし得るだけの電荷量をＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇに供給しＭＯＳＦＥＴ６のオンタイミングを調整するトリガ回路７ａを有している。また、スイッチング制御部７は、ＭＯＳＦＥＴ６に流れるドレイン電流ＩＤに対応した電荷量をＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇに供給することにより、ＭＯＳＦＥＴ６のオン抵抗がドレイン電流ＩＤの大きさに見合うように、ＭＯＳＦＥＴ６の駆動を制御するオン抵抗制御回路７ｂを有している。更に、出力検出部２０による出力電圧の検出に連動して、出力電圧が一定になるようにスイッチング動作のオンオフ期間を制御する出力制御回路７ｃを有している。更に、スイッチング制御部７は、スタンバイモード等において、スイッチング動作を連続的に発振させる連続発振モードないしは商用電源に同期して間欠的に発振させる間欠発振モードいずれかに切替えるモード切替制御回路７ｄを有している。
【００１５】
トリガ回路７ａは、図２に示すように、抵抗７ａ１とコンデンサ７ａ２とを有している。これらの抵抗７ａ１とコンデンサ７ａ２とは、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇと制御巻線４ｃの巻き始め側との間に、直列接続して設けられている。一方、オン抵抗制御回路７ｂは、トリガ回路７ａと並列接続されており、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間に寄生する容量ＣＧＳに定電流を供給するようになっている。この定電流供給により、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間電圧ＶＧＳは、スイッチングオン期間中、時間に対して略比例的に増加するようになっている。したがって、ＭＯＳＦＥＴ６のオン抵抗は、ドレイン電流ＩＤの大きさに見合う値に制御されるようになっている。
【００１６】
具体的には、オン抵抗制御回路７ｂは、図３に示すような定電流ドライブ回路を構成している。この回路では、ダイオード４５及び抵抗４４を介してトランジスタ４２のベースに電流が流れ、トランジスタ４２はオン状態となるようになっている。これにより、トランジスタ４３のベースとエミッタとの間に設けられた抵抗４１には、ダイオード４５、トランジスタ４２のコレクタ,エミッタを介して、電流Ｉ４１が流れるようになっている。このとき、抵抗４１には、トランジスタ４３のベース、エミッタ間電圧が印加されるため、次の（１）式に示すような定電流Ｉ４１が流れるようになっている。
Ｉ４１＝ＶＢＥ４３／Ｒ４１…（１）
ただし、ＶＢＥ４３はトランジスタ４３のベース、エミッタ間の電圧を表し、Ｒ４１は抵抗４１の抵抗値を表す。
【００１７】
モード切替制御回路７ｄは、ブリッジダイオード２等によって全波整流された波形から間欠制御信号ＳＢを生成する間欠制御信号発生回路８０を有している。ここにいう間欠制御信号ＳＢとは、間欠発振モードにおいて、発振期間と停止期間とのデューティ比および間欠発振周波数を制御する信号である。間欠制御信号発生回路８０は、ブリッジダイオード２のＡＣ端子（図１中ａ点−ｅ点）間に互いに直列接続された抵抗７０,７１と、抵抗７０と抵抗７１との接続点（図５中ｇ点）と一次側のＧＮＤ（図１中ｄ点）との間に接続された抵抗７２とを有している。更に、間欠制御信号発生回路８０は、図５中ｇ点にカソード端子が接続されるツェナダイオード７３を有している。また、モード切替制御回路７ｄは、コレクタ端子がＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇに接続され、エミッタ端子が図１中ｄ点に接続されるトランジスタ７４を有している。加えて、モード切替制御回路７ｄは、コレクタ端子がツェナダイオード７３のアノード端子に接続され、エミッタ端子がトランジスタ７４のベースに接続されるホトカプラ７５を有している。このホトカプラ７５のアノード端子は、二次側回路でマイコン５０に接続され、カソード端子は二次側のＧＮＤに接続されている。
【００１８】
上記間欠制御信号発生回路８０は、交流入力電源１の交流電圧を抵抗７０,７１,７２で分割して全波整流信号ＳＡを生成し、この信号をツェナダイオード７３によって電圧クランプし、間欠動作の発振期間と停止期間の比を設定するようになっている。また、ホトカプラ７５は、光信号によってオンオフするトランジスタであり、例えばマイコン５０からの、負荷の大きさ情報等を含むスタンバイ信号に対応して、トランジスタ７４のベースに間欠制御信号ＳＢを伝達するようになっている。
【００１９】
上述した通り、モード切替制御回路７ｄは、マイコン５０からスタンバイ信号を受け、スイッチング動作を連続発振または間欠発振いずれかのモードに切替えるようになっている。すなわち、定格負荷モードやスタンバイモード等で連続発振させる場合においては、マイコン５０からのスタンバイ信号はＬＯＷとなっており、上記ｄ点を基準とするｇ点の電圧Ｖｇは、全波整流された電圧信号が発生するようになっている（後述の図６（ｂ）参照）。例えば、図１中のａ点側が正でｅ点側が負となっている期間中（図６中ｔ０〜ｔ３、ｔ６〜ｔ９の期間）のＶｇは、概ね、下記の（２）式で表される電圧となる。
Ｖｇ≒｜Ｖｉｎ｜×Ｒ７２／（Ｒ７０＋Ｒ７２）…（２）
また、図１中のａ点側が負でe点側が正となっている期間中（図６中ｔ３〜ｔ６、ｔ９〜ｔ１２の期間）のＶｇは、概ね、下記の（３）式で表される電圧となる。
Ｖｇ≒｜Ｖｉｎ｜×Ｒ７２／（Ｒ７１＋Ｒ７２）…（３）
但し、上記Ｖｉｎは、交流入力電源１の交流電圧の瞬時値を示したものであり、交流入力電源１が商用電源の場合、正弦波関数となる。また、上記Ｒ７０,Ｒ７１およびＲ７２は、それぞれ、抵抗７０,７１および抵抗７２の抵抗値を表したものである。これらの部品定数としては、例えば、交流入力電源１の実効電圧が１００Ｖの場合、概ね、Ｒ７０＝Ｒ７１＝１ＭΩ、Ｒ７２＝５００ｋΩとしておけば、これら部品での損失は非常に少ない。
【００２０】
上記の（２）式で表されるｇ点の電圧Ｖｇは、図６中ｔ０〜ｔ３およびｔ６〜ｔ９の期間中、図５のａ点〜抵抗７０〜ｇ点〜抵抗７２〜ｄ点〜e点をループする回路が形成されることによって生じる電圧である。厳密には、ｄ点とe点との間に存在するダイオードの順方向電圧ＶＦ分の影響はあるが、当該ダイオードの順方向電圧ＶＦは、｜Ｖｉｎ｜の値に比べて十分小さい値であるため、その影響は少ない。（３）式で表されるＶｇについても同様である。
【００２１】
間欠発振モードでは、間欠制御信号発生回路８０が全波整流信号ＳＡの周波数と同じ周波数の間欠制御信号ＳＢを生成し、この間欠制御信号ＳＢに基づいてモード切替制御回路７ｄがＭＯＳＦＥＴ６を間欠発振させるようになっている。具体的には、マイコン５０からのスタンバイ信号がＬＯＷからＨＩＧＨになると、モード切替制御回路７ｄのホトカプラ７５がオンし、ｇ点の電圧Ｖｇは、ツェナダイオード７３でクランプされるようになっている。そして、ｇ点電圧Ｖｇは、図８（ｂ）に示すように、全波整流信号ＳＡが電圧クランプされ、これが間欠発振動作を制御する間欠制御信号ＳＢとなる。これにより、図８中ｔ１〜ｔ２,ｔ４〜ｔ５,ｔ７〜ｔ８およびｔ１０〜ｔ１１の期間中、トランジスタ７４がオンし、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート・ソース間電圧がＬＯＷとなって、発振が停止するようになっている。一方、図８中ｔ０〜ｔ１,ｔ２〜ｔ４,ｔ５〜ｔ７およびｔ８〜ｔ１０等の期間中、トランジスタ７４はオフし、ＭＯＳＦＥＴ６のスイッチング動作が可能となるため、発振するようになっている。この発振期間においては、上述した微小負荷連続モードと同様に、ソフトドライブと部分共振とが組み合わされた動作をするようになっている。
【００２２】
なお、上記交流入力電源１、ブリッジダイオード２およびＭＯＳＦＥＴ６は、それぞれ、本発明における商用電源、整流手段および第１の半導体スイッチに相当する。また、コンデンサ１０および一次巻線４ａからなる回路は、本発明の共振手段に相当する。更に、スイッチング制御部７、トリガ回路７ａ、オン抵抗制御回路７ｂ、 出力制御回路７ｃ、モード切替制御回路７ｄ、抵抗７０,７１,７２、ツェナダイオード７３、トランジスタ７４および ホトカプラ７５は、それぞれ、本発明におけるスイッチング制御手段、トリガ回路、オン抵抗制御回路、出力制御回路、モード切替制御回路、分割抵抗、ツェナダイオード、第２の半導体スイッチおよび第３の半導体スイッチに相当する。
【００２３】
次に、スイッチング電源装置１００の動作について図面を用いて説明する。但し、以下の説明では、交流入力電源１の投入からスタンバイモードを経て定格負荷モードに移行していくシーケンスを想定したものとする。なお、以下に説明する通り、スタンバイモードには、微小負荷で連続発振する微小負荷連続モードと、間欠発振する微小負荷間欠モードとの２通りあるものとする。また、交流入力電源１の投入後は微小負荷連続モードで電源が起動し、定格負荷モードに移行する際には微小負荷連続モードを経由するようにシーケンスが組まれているものとする。このシーケンスは、二次側出力端に接続されるマイコン５０等からのスタンバイ信号等により制御され、微小負荷連続モードおよび定格負荷モードではスタンバイ信号をＬＯＷ、微小負荷間欠モードに移行する際にはスタンバイ信号をＨＩＧＨとするように組まれているものとする。
【００２４】
まず、交流入力電源１の投入からスタンバイモード（微小負荷連続モード）に移行するまでの動作について説明する。図６（ａ）〜（ｅ）は、図１に示したスイッチング電源装置１００の微小負荷連続モードにおける各部波形を表したものであり、それぞれ、交流入力電源１の入力電圧波形ＶＡＣＩＮ, ｇ点電圧Ｖｇ，ＭＯＳＦＥＴ６のドレイン６Ｄ ・ソース６Ｓ間ＶＤＳ，ＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流ＩＤおよびＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ ・ソース６Ｓ間電圧ＶＧＳの波形を表したものである。また、図７（ａ），（ｂ），（ｃ）は、それぞれ、図６の任意期間におけるＶＤＳ,ＩＤ，ＶＧＳ波形を拡大したものである。
【００２５】
このスイッチング電源装置１００では、交流入力電源１の投入により、起動用の抵抗１１,１２で分圧された電圧が、抵抗１３を介してＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間に印加される。これにより、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ ・ソース６Ｓ間に寄生する容量ＣＧＳが充電され、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間電圧ＶＧＳが、しきい値電圧ＶＴＨに達し、図６および図７に示したような、連続的な発振動作となる。この発振動作中は、スイッチング制御部７内の出力制御回路７ｃが、二次側の出力検出部２０と連動して、出力電圧が一定になるようにスイッチング動作のオンオフ期間を制御する。また、出力制御回路７ｃは、スイッチングのオン期間を制限し、電源投入・切断時や過負荷時に過電流を防止するよう作用する。
【００２６】
スイッチング制御部７のトリガ回路７ａ（抵抗７ａ１およびコンデンサ７ａ２）は、部分共振動作において、ＭＯＳＦＥＴ６のオンし得る必要最小限の電荷量をゲート６Ｇに供給してＭＯＳＦＥＴ６のオンタイミングを最適化し、略ゼロボルトスイッチングさせる。また、スイッチング制御部７のオン抵抗制御回路７ｂは、ＭＯＳＦＥＴ６に流れるドレイン電流ＩＤに対応した電荷量をＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇに供給しＭＯＳＦＥＴ６のオン抵抗を最適化する。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間中、オン抵抗制御回路７ｂは、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間に寄生する容量ＣＧＳに定電流を供給し、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間電圧ＶＧＳを、時間に対して略比例的に増加させる（以下、この動作をソフトドライブと呼ぶ）。したがって、オン抵抗制御回路７ｂは、ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間が短い微小負荷時には、必要最小限の電荷をＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間容量ＣＧＳに供給し、ＭＯＳＦＥＴ６のオン抵抗を最適化する。
【００２７】
具体的には、制御巻線４ｃに正電圧が発生すると、ダイオード４５及び抵抗４４を介して、トランジスタ４２のベースに電流が流れ、トランジスタ４２はオン状態となる。これにより、ダイオード４５、トランジスタ４２のコレクタ、エミッタおよび抵抗４１を介して、定電流Ｉ４１が流れ、これがＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇに供給される。このようにして、ＭＯＳＦＥＴ６の容量ＣＧＳには、定電流が供給されるので、ＭＯＳＦＥＴ６に寄生する容量ＣＧＳ間電圧（ＶＧＳ）は、時間に対して略比例的に増加することになる。
【００２８】
このような作用により、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間には、ドレイン電流ＩＤに見合った電圧が供給され、ＭＯＳＦＥＴ６のオン抵抗は最適化される。したがって、スイッチング電源装置１００では、ドレイン電流ＩＤの小さい（オン期間が短い）軽負荷時であっても、過剰な電圧がＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間に供給されない。このようにして、負荷の大きさに応じてオン抵抗が最適化されるので、スイッチング電源装置１００においては、コンデンサ７ａ２の容量値を大きくする必要がなく(例えば、４７０ｐＦ程度)、抵抗７ａ１の値を小さくする必要もない (例えば、3．9ｋΩ程度)。これにより、定格負荷時の効率低下を抑制しながらも、ゲートドライブに係る損失も十分に低減することができる。また、ＭＯＳＦＥＴ６に寄生する容量ＣＧＳ間電圧（ＶＧＳ）を、時間に対して略比例的に増加するようにすることで、ＭＯＳＦＥＴ６のドライブがソフトドライブ動作となり、効率低下の問題だけでなく、ゲートドライブに起因するノイズの発生も抑制される。
【００２９】
上記のごとく、スイッチング電源装置１００における微小負荷連続モードでは、ソフトドライブと部分共振とを、組み合わした動作となっているため、微小負荷時に連続発振する動作であっても、かなりの高効率化を図ることができる。具体的には、４０Ｗクラスの電源において、入力電圧Ｖｉｎ＝ＡＣ１００Ｖ、出力電圧Ｖｏ＝ＤＣ１２Ｖ、出力電流Ｉｏ＝０Ａという条件では、入力電力Ｐｉｎ＝０．３Ｗ程度とすることができる。図１３に示したような従来の電源では、同条件で入力電力Ｐｉｎ≧１Ｗ程度である。したがって、スイッチング電源装置１００における微小負荷連続モードでの消費電力は、従来電源の約１／３程度に低減されることになる。また、上記のような微小負荷連続モードでは、負荷応答特性が優れているため、負荷電流が急変した場合であっても、出力電圧が瞬間的に降下してマイコン５０等がリセットしてしまうような不具合は想定し難い。
【００３０】
なお、以上の動作までは、二次側からのスタンバイ信号がＬＯＷとなっているので、図1中のｇ点電圧Ｖｇは、図６（ｂ）に示したように、全波整流された信号が発生することとなる。この場合、ｇ点電圧Ｖｇは、図１中のａ点側が正でｅ点側が負となっている期間中（図６中ｔ０〜ｔ３、ｔ６〜ｔ９の期間）、先述した（２）式のように表される値となり、図１中のａ点側が負でe点側が正となっている期間中（図６中ｔ３〜ｔ６、ｔ９〜ｔ１２の期間）では、先述した（３）式のように表される値となる。
【００３１】
次に、上記微小負荷連続モードから、微小負荷間欠モードに移行するまでの動作について説明する。図８（ａ）〜（ｅ）は、図１に示したスイッチング電源装置１００の微小負荷間欠モードにおける各部波形を表したものであり、それぞれ、ＶＡＣＩＮ,Ｖｇ，ＶＤＳ，ＩＤおよびＶＧＳの波形を表したものである。また、図９（ａ），（ｂ），（ｃ）は、それぞれ、図８に示したｔ２〜ｔ４の期間におけるＶＤＳ,ＩＤ，ＶＧＳ波形を拡大したものである。
【００３２】
微小負荷連続モードから、微小負荷間欠モードに移行すると、間欠制御信号発生回路８０は、ブリッジダイオード２等によって全波整流された波形を抵抗７０,７１,７２で分割して全波整流信号ＳＡを発生させ、この信号をツェナダイオード７３によってクランプし、間欠制御信号ＳＢを生成する。ホトカプラ７５は、マイコン５０等からの、スタンバイ信号に対応して、トランジスタ７４のベースに間欠制御信号ＳＢを伝達する。この間欠制御信号ＳＢに基づいて、トランジスタ７４がスイッチングし、間欠発振の周波数および発振期間と停止期間の比が制御される。
【００３３】
上記動作を、以下、更に具体的に説明する。マイコン５０からのスタンバイ信号がＬＯＷからＨＩＧＨになると、モード切替制御回路のホトカプラ７５がオンし、ｇ点電圧Ｖｇは、ツェナダイオード７３でクランプされる。そして、ｇ点電圧Ｖｇは、図８（ｂ）に示すような、全波整流波形がクランプされた電圧信号となる。これにより、図８中ｔ１〜ｔ２,ｔ４〜ｔ５,ｔ７〜ｔ８およびｔ１０〜ｔ１１の期間中、トランジスタ７４はオンし、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート・ソース間電圧ＶＧＳがＬＯＷとなって、発振が停止することとなる。一方、図８中ｔ０〜ｔ１,ｔ２〜ｔ４,ｔ５〜ｔ７およびｔ８〜ｔ１０等の期間中、トランジスタ７４はオフし、ＭＯＳＦＥＴ６のスイッチング動作が可能となって、発振することとなる。この発振する期間においては、上述した微小負荷連続モードと同様に、ソフトドライブと部分共振とを、組み合わせた動作となり、スイッチング損失が低減される。また、発振が停止する期間においては、ＭＯＳＦＥＴ６およびそのドライブに係る部品での損失は概ね無くなり、起動用の抵抗等の損失のみとなるが、起動用の抵抗１１,１２,１３は、電圧ドライブ型のＭＯＳＦＥＴの起動においては、数百〜数ＭΩのもので十分であるので、これらの部品自体の損失も少ない。
【００３４】
以上のことから、微小負荷間欠モードでは、先述の微小負荷連続モードよりも更にスタンバイ効率が向上する。例えば、４０Ｗクラスの電源において、入力電圧Ｖｉｎ＝ＡＣ１００Ｖ、出力電圧Ｖｏ＝ＤＣ１２Ｖ、出力電流Ｉｏ＝０Ａという条件では、入力電力Ｐｉｎ＝０．０９Ｗ程度とすることができる。したがって、スタンバイ時の消費電力を、図１３の従来型電源のＰｉｎ≧１Ｗに対して、約１／１０以下に低減することができる。このように、スイッチング電源装置１００では、スタンバイ信号がＨＩＧＨになっている間、微小負荷間欠モードとなり、従来の電源よりもスタンバイ効率が大幅に改善される。
【００３５】
なお、本電源装置１００における間欠周波数は、図８に示した通り、交流入力電源１の全波整流波形に同期しているため、交流入力電源１の２倍の周波数となっている。また、間欠動作のデューティはｇ点電圧Ｖｇとツェナダイオード７３のツェナ電圧で決定される。例えば、ツェナダイオード７３のツェナ電圧が小さい場合、間欠動作のデューティは小さくなり、停止期間が長くなる。この場合、スタンバイ効率はより向上するが、出力電圧のリップルが大きくなりやすくなる。但し、スイッチング電源装置１００では、交流入力電源１の２倍の周波数で間欠発振しているので、交流入力電源１の周波数以下で間欠発振させる方法よりも、出力電圧のリップルを小さく抑えることができるという点で有効である。
【００３６】
続いて、定格負荷モードへの移行動作について説明する。図１０（ａ）〜（ｅ）は、図１に示したスイッチング電源装置１００の定格負荷モードにおける各部波形を表したものであり、それぞれ、ＶＡＣＩＮ,Ｖｇ，ＶＤＳ，ＩＤおよびＶＧＳの波形を表したものである。また、図１１（ａ），（ｂ），（ｃ）は、それぞれ、図１０中の任意期間におけるＶＤＳ,ＩＤ，ＶＧＳ波形を拡大したものである。
【００３７】
定格負荷モードに移行する際には、負荷が増加する前にマイコン５０からのスタンバイ信号がＨＩＧＨからＬＯＷに切り替わる。そして、一旦、微小負荷連続モードになった後、負荷が増加し定格負荷モードに移行していく。このようなシーケンスにすることにより、負荷急変時の電圧低下を防ぐことができる。但し、微小負荷間欠モードから定格負荷モードへの移行において、間欠動作のデューティを適当に設定しておけば、微小負荷間欠モードから定格負荷モードへ、直接移行しても、負荷急変時の電圧低下は防止される。
【００３８】
スタンバイモードから定格負荷モードに移行すると、図１０および図１１に示した発振状態に安定する。このモードにおいても、ソフトドライブおよび部分共振動作により、ＭＯＳＦＥＴ６のオン損失よびスイッチング損失が低減される。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間中、オン抵抗制御回路７ｂは、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間に寄生する容量ＣＧＳに定電流を供給し、ＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間電圧ＶＧＳを、時間に対して略比例的に増加させる。したがって、オン抵抗制御回路７ｂは、ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間が長い定格負荷時には、ＭＯＳＦＥＴ６のオン抵抗を十分下げるだけの電荷をＭＯＳＦＥＴ６のゲート６Ｇ・ソース６Ｓ間容量ＣＧＳに供給し、ＭＯＳＦＥＴ６のオン抵抗を最適化する。また、スタンバイモードと同様に、部分共振動作による略ゼロボルトスイッチングもなされるので、スイッチング損失が十分に低減される。
【００３９】
以上のように、本実施の形態に係るスイッチング電源装置１００では、高効率化が可能な微小負荷連続モードと、更にそれより高効率が得られる微小負荷間欠モードとを切替えて使用できるので、スタンバイ負荷の大きさによって適宜モードを切替えれば、より広い負荷範囲で高効率化を図ることができる。これにより、例えば、４０Ｗクラス（入力電圧Ｖｉｎ＝ＡＣ１００Ｖ、出力Ｖｏ＝１２Ｖ）の電源において、出力電力Ｐｏ＝０．３Ｗという条件では効率７０％以上、出力電力Ｐｏ＝０．５〜４０Ｗでは効率８０％以上という性能を発揮することができ、かなり広範囲に亘って高効率化を図ることができる。このような性能を発揮する電源は、従来の技術ではかなり困難であった。また、本電源装置１００は、低コストで上記性能を発揮できるという点においても、従来技術よりも優れているため、様々な電子機器の電源に利用でき、産業の発達に寄与することが期待できる。
【００４０】
以上説明したように、本実施の形態によれば、ブリッジダイオード２が交流入力電源１を整流し、モード切替制御回路７ｄがマイコン５０等からのスタンバイ信号に応じて微小負荷連続モードと微小負荷間欠モードとを適宜切替え、両モードにおいて部分共振とソフトドライブとを組み合わせた動作をさせるようにしたので、スタンバイ時の高効率化、低ノイズ化および出力の低リップル化を全て図ることができる。
【００４１】
また、微小負荷間欠モードでは、モード切替制御回路７ｄが、交流入力電源１を全波整流した信号に基づき交流入力電源１の２倍の周波数で、間欠動作を行うと共に、その間欠動作のデューティをツェナダイオード７３のツェナ電圧で設定できるよう構成したので、スタンバイ効率と出力電圧のリップルとを適当に最適化できるという効果も奏する。
【００４２】
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されず、種々の変形実施が可能である。例えば、図５のモード切替制御回路７ｄの構成を図１２のように変形しても、上記と同様の効果を奏することができる。図１２は、図５に示したモード切替制御回路７ｄの変形例を表した回路図である。図１２のモード切替制御回路７ｄ１では、二次側からのスタンバイ信号がＨＩＧＨのときは連続発振で、ＬＯＷのときは間欠発振させる構成としたもので、それ以外の作用および効果については上記と同様である。また、入力電圧変動が大きい場合、微小負荷間欠モードの発振期間と停止期間の比が変動してしまうことが顕著となるような場合には、ツェナダイオード等を利用し、ｇ点にカソード,ｄ点にアノード接続とした構造にすると、入力電圧変動による微小負荷間欠モードの発振期間と停止期間の比の変動は簡単に防止できる。更に、スイッチング電源装置１００においては、起動抵抗として、抵抗１１,１２,１３を用いたが、これらを削除して、モード切替制御回路７ｄ内のｇ点電圧を利用して電源を起動させるようにしてもよい。このようにすると、スイッチング電源装置１００のコストを更に低減することができる。
【００４３】
上記の他、スイッチング電源装置１００においては、ＭＯＳＦＥＴ６を含む回路部品等を、ディスクリート部品で構成した回路で説明したが、例えば、ＭＯＳＦＥＴ６、トリガ回路７ａ、オン抵抗制御回路７ｂ、出力制御回路７ｃ、モード切替制御回路７ｄ、ブリッジダイオード２等の回路構成部品を部分的に組み合わせてＩＣ化し、これらを絶縁樹脂パッケージに封止した構造にしても本実施の形態と同様の作用および効果が得られる。また、ＭＯＳＦＥＴ６に代えて、ＩＧＢＴを用いたもの、ＭＯＳＦＥＴのドレイン領域の少なくとも一部がショットキ障壁により形成されたＭＯＳトランジスタ（例えば、特許第１７４７５０５号の縦型ＭＯＳトランジスタ）、ないしは、これと同様の構成としたいわゆるＳＩＧＢＴ（Ｓｃｈｏｔｔｋｙ  ｃｏｎｔａｃｔ  ｗｉｔｈ  Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｉｔｏｒ）を用いても、本実施の形態と同様の作用および効果が得られる。
【００４４】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１ないし９のいずれか１に記載のスイッチング電源装置によれば、モード切替制御回路が連続発振モードと間欠発振モードとを切替えて、いずれのモードにおいても共振手段がスイッチング動作期間の内少なくとも一部の期間において共振動作を行っていわゆる略ゼロボルトスイッチングをさせるようにしたので、スタンバイ時の高効率化、低ノイズ化および出力の低リップル化を全て図ることができるという効果を奏する。
【００４５】
特に、請求項２に記載のスイッチング電源装置によれば、オン抵抗制御部によって、第一の半導体スイッチのオン抵抗をスイッチング電流の大きさに対応して第一の半導体スイッチを制御するようにしたので、更に低損失化、低ノイズ化を図ることができる。
【００４６】
また、請求項３に記載のスイッチング電源装置によれば、定格負荷の状態で、オン抵抗制御部の定電流ドライブ回路が第一の半導体スイッチを定電流ドライブするようにしたので、第一の半導体スイッチのオン抵抗は、スイッチング電流の大きさに対応するよう制御される。これにより、簡単な構成で第一の半導体スイッチのオン抵抗を最適化することが可能となる。
【００４７】
更に、請求項５に記載のスイッチング電源装置によれば、間欠発振モードでは、整流手段が商用電源を全波整流して全波整流信号を生成し、モード切替制御回路が全波整流信号の周波数と同じ周波数で、第一の半導体スイッチを間欠発振させるようにしたので、出力電圧のリップルが低減するという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１中のトリガ回路を表す回路図である。
【図３】図１中のオン抵抗制御部を表す回路図である。
【図４】図１中の出力制御回路を表す回路図である。
【図５】図１中のモード切替制御回路を表す回路図である。
【図６】図１に示したスイッチング電源装置１００の微小負荷連続モードにおけるＶＡＣＩＮ,Ｖｇ，ＶＤＳ，ＩＤおよびＶＧＳの各部波形を表したものである。
【図７】図６の任意期間におけるＶＤＳ,ＩＤ，ＶＧＳ波形を拡大したものである。
【図８】図１に示したスイッチング電源装置１００の微小負荷間欠モードにおけるＶＡＣＩＮ,Ｖｇ，ＶＤＳ，ＩＤおよびＶＧＳの各部波形を表したものである。
【図９】図８に示したｔ２〜ｔ４の期間におけるＶＤＳ,ＩＤ，ＶＧＳ波形を拡大したものである。
【図１０】図１に示したスイッチング電源装置１００の定格負荷モードにおけるＶＡＣＩＮ,Ｖｇ，ＶＤＳ，ＩＤおよびＶＧＳの各部波形を表したものである。
【図１１】図１０中の任意期間におけるＶＤＳ,ＩＤ，ＶＧＳ波形を拡大したものである。
【図１２】図４に示したモード切替制御回路７ｄの変形例を表した回路図である。
【図１３】従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図１４】図１３に示したスイッチング電源装置２００の微小負荷モードにおけるＶＤＳ,ＩＤ，ＶＧＳ波形を表したものである。
【図１５】図１３に示したスイッチング電源装置２００の定格負荷モードにおけるＶＤＳ,ＩＤ，ＶＧＳ波形を表したものである。
【符号の説明】
１…交流入力電源
２…ブリッジダイオード
３…電解コンデンサ
４…トランス
５…整流回路
６…ＭＯＳＦＥＴ
７…スイッチング制御部
７ａ…トリガ回路
７ｂ…オン抵抗制御部
７ｃ…出力制御回路
７ｄ…モード切替制御回路
１０…共振コンデンサ
２０,２１，２２…抵抗
４１…抵抗
４２…トランジスタ
４３…トランジスタ
４５…ダイオード
４４…抵抗
７０,７１，７２…抵抗
７３…ツェナダイオード
７４…トランジスタ
７５…ホトカプラ
８０…間欠制御信号発生回路
１００…スイッチング電源装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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