(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を生成するための信号源と、
前記入力信号と補正信号とを再結合することにより、合成信号を形成するための再結合段と、
前記合成信号を局部発振器の第１振動とミキシングするための第１ミキサ段と、
前記第１ミキサ段によって生成される信号を増幅するための電力増幅段と、
前記電力増幅段の出力信号の一部を出力結合信号として結合出力するための結合器と、
前記出力結合信号を前記局部発振器の第２振動とミキシングすることによって、前記出力結合信号から前記補正信号を誘導するための第２ミキサ段を備えているフィードバック路と、
前記電力増幅段の前記出力信号の包絡曲線に対応する包絡曲線信号を生成するための包絡曲線検波段と、
前記局部発振器の前記振動の少なくとも一方の位相位置を調整するための位相調整段と、
を含んでいる、カルテシアン増幅器を備えている回路装置であって、
−前記包絡曲線信号を受信するための入力と、
−前記局部発振器の前記振動の少なくとも一方の位相位置を調整するための調整信号が前記位相調整段に与えられる調整出力と、
−測定振動を生成するための変調出力と、
−前記局部発振器の前記振動の一方の位相位置を前記測定振動により変調するための変調段と、
を有する制御回路を備え、
この制御回路は、前記局部発振器の前記振動の少なくとも一方の位相位置を前記調整信号によって調整することにより、前記測定振動による変調から生じる信号部分を、前記包絡曲線信号から最小にするものである、
ことを特徴とする回路装置。
【請求項２】
前記制御回路が、前記測定振動による変調から生じる前記信号部分を前記包絡曲線信号から分離するための、その入力に接続された高域通過フィルタを備えている、
ことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の回路装置。
【請求項３】
前記制御回路が、前記包絡曲線信号を評価し、かつ、前記測定振動および前記調整信号を生成するためのデジタル・スイッチング手段を備えている、
ことを特徴とする請求の範囲第１項または第２項に記載の回路装置。
【請求項４】
前記包絡曲線信号が、前記カルテシアン増幅器の動作パラメータ、および、チューニング操作の少なくとも一方をさらに制御するために同時に使用される、
ことを特徴とする請求の範囲第１項から第３項のいずれか１項に記載の回路装置。
【請求項５】
前記測定振動が、あらかじめ定めることができる時間間隔の間に生成され、当該時間間隔の間に、前記信号源が、あらかじめ定められた時間遅延で入力信号を生成し、かつ、
この時間間隔の範囲外において、このまさに時間間隔内に到達した前記調整信号の値が前記制御回路によって保持される、
ことを特徴とする請求の範囲第１項から第４項のいずれか１項に記載の回路装置。
【請求項６】
前記入力信号が、前記信号源によりカルテシアン信号成分の形で供給され、かつ、
前記再結合段および前記ミキサが、これらのまたは当該信号成分のための異なる信号路を有する、
ことを特徴とする請求の範囲第１項から第５項のいずれか１項に記載の回路装置。
【請求項７】
請求の範囲第１項から第６項のいずれか１項に記載の回路装置を備えている送信装置。
【請求項８】
請求の範囲第７項に記載の送信装置を備えている移動無線装置。
【発明の詳細な説明】
本発明は、
入力信号を生成するための信号源と、
前記入力信号と補正信号とを再結合することにより、合成信号を形成するための再結合段と、
前記合成信号を局部発振器の第１振動とミキシングするための第１ミキサ段と、
前記第１ミキサ段によって生成される信号を増幅するための電力増幅段と、
前記電力増幅段の出力信号の一部を出力結合信号として結合出力するための結合器と、
前記出力結合信号を前記局部発振器の第２振動とミキシングすることによって、前記出力結合信号から前記補正信号を誘導するための第２ミキサ段を備えているフィードバック路と、
前記電力増幅段の前記出力信号の包絡曲線に対応する包絡曲線信号を生成するための包絡曲線検波段と、
前記局部発振器の前記振動の少なくとも一方の位相位置を調整するための位相調整段と、
を含んでいる、カルテシアン増幅器を備えた回路装置に関する。
また、本発明は、前記タイプの回路装置を備えた送信装置、およびそのような送信装置を備えた移動無線装置に関する。
このようなカルテシアン増幅器は、欧州特許出願第598585号から知られている。その出願では、入力信号は前処理され、２つの相互に直交する信号成分（直角位相成分）に分割される。この２つの直角位相成分は、誤差増幅器の関連する信号路を並列に通過し、その後、再結合され、ＲＦ帯域の高い周波数は周波数変換される。増幅器の出力信号は、フィードバック信号を供給するために利用される。このフィードバック信号は、その高い周波数帯域からベースバンドの低い周波数に周波数変換され、２つの直角位相成分に分解される。これらの直角位相成分は、誤差増幅器の各入力に送られる。この入力信号のための前置プロセッサは、テスト信号が入力信号に代わって増幅器に与えられる較正モードに周期的に切り換えられる。これらの時に、電力増殖器の出力信号の信号強度が測定され、増幅器の直線性を改善するために信号前置プロセッサに前置補償因子を供給するように使用される。
本発明の目的は、カルテシアン増幅器の位相ロック・ループにおける位相誤差の正確な制御のための簡単な装置を提供することにある。
本発明によると、この目的は、冒頭のパラグラフで定義されたタイプの回路装置を用い、以下の制御回路によって達成される。
すなわち、この制御回路は、
前記包絡曲線信号を受信するための入力と、
前記局部発振器の前記振動の少なくとも一方の位相位置を調整するための調整信号が前記位相調整段に与えられる調整出力と、
測定振動を生成するための変調出力と、
前記局部発振器の前記振動の一方の位相位置を前記測定振動により変調するための変調段と、
を有し、
この制御回路は、前記局部発振器の前記振動の少なくとも一方の位相位置を前記調整信号によって調整することにより、前記測定振動による変調から生じる信号部分を、前記包絡曲線信号から最小にするものである。
カルテシアン増幅器は、好ましくは、送信信号の歪みを避けるために増幅器の高い線形性が望まれる送信装置の電力増幅器として使用される。カルテシアン増幅器またはカルテシアン・ループ（直角位相成分のフィードバックの後に定義される）を備えたこのような送信装置も、欧州特許出願公開第0598585A2号の明細書に示されている。このカルテシアン増幅器は、本質的に、フィードバック・ループの位相、直角位相成分間の利得バランス、直角位相成分間の直角位相誤差および搬送波残余という４つの重要な動作パラメータを有する。カルテシアン増幅器のこれらの４つの動作パラメータは、基本的には、単一の包絡曲線検波器（包絡曲線整流器）を用いて測定することができ、カルテシアン増幅器のフィードバック・ループを介して最適な動作に制御することができる。包絡曲線整流器（本発明の対象では包絡曲線検波器）は、送信機の出力、すなわちそこに使用される電力増幅器の出力に接続される。その特性は、線形にされていることである。各フィルタリングの後、包絡曲線検波器によって送信された包絡曲線信号は、電力増幅器によって生成される高周波振動の包絡曲線の瞬時の振幅の大きさを直接表す。この包絡曲線信号を監視することにより、カルテシアン増幅器の前記４つの動作パラメータを測定し、これらのパラメータを再調整することが可能となる。この目的のため、本発明は、フィードバック・ループの位相を制御するための非常に単純で効率的な装置を開示する。
特定の実施例において、本発明による回路装置の前記制御回路は、前記装置振動による変調から生じる前記信号部分を前記包絡曲線信号から分離するための、その入力に接続された高域通過フィルタを備えている。この高域通過フィルタは、前記包絡曲線信号の直流成分を特に抑制することができる。したがって、包絡曲線信号の交流部分が直流部分よりも小さい振幅を有する場合であっても、包絡曲線信号の交流部分の高精度の評価が可能となる。
前記制御回路は、前記包絡曲線信号を評価し、かつ、前記測定振動および前記調整信号を生成するためのデジタル・スイッチを備えていることが好ましい。デジタル信号プロセッサが、この用途のために使用可能であることが好ましい。
本発明の他の実施例によると、前記包絡曲線信号は、前記動作パラメータの制御、または前記カルテシアン増幅器のこれらの動作パラメータに対する調整処理のために同時に使用される。本発明による回路装置のこのような使用は、付加的な回路およびコストを伴うことなく可能である。
本発明のさらに別の実施例によると、前記測定振動は、あらかじめ定めることができる時間間隔の間に生成され、当該時間間隔内において、前記信号源が、あらかじめ定められた時間変動で入力信号を生成し、かつ、この時間間隔の範囲外において、この同じ時間間隔内に到達した前記調整信号の値が前記制御回路によって保持される。前記カルテシアン増幅器の直角位相成分のうちの１つの信号路の一方を、この測定のために遮断できることが好ましい。結果として、この信号路は、電力増幅器で増幅された信号には貢献しない。第２の信号路では、一定の値を有する入力信号を、この時間間隔内に送信することができる。最適な動作パラメータ、特にフィードバック・ループの位相のためのパラメータは、前記時間間隔内で決定され、つづいて、有効な信号がカルテシアン増幅器を通って送信される次の動作の際に制御回路によって保持される。その結果、最適な送信状態が達成される。
本発明の実施例のうちの１つによる回路装置は、好ましくは、送信装置およびこのような送信装置を備えた移動無線装置に使用される。
本発明のこれらの特徴および他の特徴は、以下に開示される実施例を参照することにより明白であり、また明らかにされる。
図面において、図１は、本発明の一実施例を示す。
図２は、図１に示す回路装置を説明するためのグラフを示す。
図３は、図１に示す実施例の第１変形例を示す。
図４は、図１に示す実施例の第２変形例を示す。
図１に示す回路装置は、入力信号を生成するための信号源１を備えている。この入力信号は、２つの直角位相成分Ｉ、Ｑの形で利用可能な状態にされている。これらの直角位相成分Ｉ、Ｑは、デジタル変調器４の２つの出力２、３にそれぞれ供給され、デジタル／アナログ変換器５、６にそれぞれ与えられる。デジタル／アナログ変換器５、６において直角位相成分Ｉ、Ｑから元に戻された信号は、続いて低域通過フィルタ７、８をそれぞれ通過し、低域通過フィルタの出力９、１０において、信号源１の入力信号のアナログ直角位相成分として利用可能な状態にされる。このように、本実施例では、信号源１は、デジタル変調器４だけでなく、デジタル／アナログ変換器５、６および低域通過フィルタ７、８も備えている。
入力信号に直角位相成分は、出力９、１０から差動段１１、１２の非反転入力にそれぞれ与えられる。差動段１１、１２は、ともに再結合段を形成する。差動段１１、１２は、さらに反転入力をそれぞれ有する。この反転入力へは、補正信号の直角位相成分を与えることができる。再結合段の差動段では、入力信号と補正信号を成分ごとに再結合することにより、これらの信号から合成信号が形成され、この合成信号の直角位相成分は差動段１１、１２の出力に供給される。
合成信号の直角位相成分は、再結合段１１、１２から第１ミキサ段の各ミキサ１３、１４に与えられる。ミキサ１３、１４において、合成信号の直角位相成分は、移相器１５によって互いに対し９０°移相された、局部発振器の第１振動の２つの波列とミキシングされ、そして、本実施例では高い周波数に変換される。この方法で高い周波数に変換された合成信号の直角位相成分は、第１ミキサ段のミキサ１３、１４から再結合接合点１６に進む。接合点１６において、前記直角位相成分は、加えられ再結合される。このように形成された信号は、駆動増幅器１７を介して電力増幅段１８に達する。増幅された信号は、結合器１９を介してアンテナ２０に主要部に与えられ、アンテナ２０によって放射される。
たとえば方向性結合器によって形成される結合器１９は、出力２１を有する。出力２１には、電力増幅器１８の出力信号の一部が、出力結合信号として供給される。結合器１９の出力２１からのこの出力結合信号は、補正信号の誘導のためにフィードバック路に与えられる。補正信号は、２つの直角位相成分の形で差動段１１、１２の反転入力に与えられる。この目的のために、フィードバック路は、出力結合信号を低減するための減衰器２２（この低減が結合器１９の適切な電力分割によってまだ達成されていない限りは）、信号分割接合点２３、第２ミキサ段を形成する２つのミキサ２４、２５、および２つの駆動増幅器２６、２７を備えている。減衰器２２からは、フィードバック路の低減された出力結合信号が、信号分割接合点２３を介して、第２ミキサ段の２つのミキサ２４、２５に同相で到達する。これらのミキサにおいて、出力結合信号は、局部発振器の第２振動の２つの９０°移相された波列と再ミキシングされ、本実施例では、合成信号が第１ミキサ段１３、１４において高い周波数に変換されたのと同じ周波数の値だけ周波数を下げるように周波数変換される。駆動増幅器２６、２７の目的は入力信号と補正信号との間の振幅を適合させることであり、これらの増幅器はふさわしい場合は省いてもよい。９０°だけ移相された局部発振器の第２振動の波列は、第２移相器２８においてこれらの信号から元に戻される。局部発振器の２つの振動は、局部発振器２９から誘導される。局部発振器２９は位相調整器３０に接続される。位相調整器３０では、局部発振器の２つの振動が、局部発振器２９によって生成される波形から誘導され、局部発振器の振動の少なくとも一方の位相位置が、調整信号によって調整される。この調整信号は、調整入力３１を介して位相調整器３０に与えられる。位相調整器３０の２つの出力からは、局部発振器の第１振動が移相器１５に与えられ、局部発振器の第２振動が第２移相器２８に与えられる。
本発明によると、図１に示す回路装置は、変調器３４に加えて包絡曲線検波器３２、制御回路３３をさらに含んでいる。包絡曲線検波器３２は、電力増幅器１８の出力信号の包絡曲線に対応する包絡曲線信号を供給するために公知の方法で使用される。制御回路３３は、包絡曲線検波器３２の下流側にある高域通過フィルタ３５、アナログ／デジタル変換器３６、包絡曲線信号を評価するためのデジタル・スイッチ手段を備えたデジタル信号プロセッサ３７、ならびに２つの別のデジタル／アナログ変換器３８および３９を備えている。デジタル信号プロセッサ３７は、その入力が、アナログ／デジタル変換器３６と高域通過フィルタ３５とを介して包絡曲線検波器３２に接続される。デジタル信号プロセッサ３７の第１出力４０は、デジタル／アナログ変換器３８を介して位相調整器３０の調整入力３１に接続される。一方、デジタル信号プロセッサ３７の第２出力４１は、デジタル／アナログ変換器３９を介して変調段３４に接続される。
制御回路３３および変調段３４の処理は、図２に示すグラフを参照してさらに説明される。図示されるカルテシアン・ループにおける合成信号の（したがって入力信号の）直角位相成分の一方の信号路が図１に示す回路装置において遮断されると、実効フィードバック・ループ利得がフィードバック・ループにおける位相誤差の出現によって変化する。より詳細には、フィードバック路（図１の２２〜２７）の利得は、フィードバック・ループの位相誤差Ｐの余弦に依存する。アンテナ２０における電力増幅器１８の出力電力、すなわち、図１に示す回路装置の出力電力は、フィードバック・ループの利得の逆数に比例し、その結果、電力増幅器１８によって生成される信号の振幅は、フィードバック・ループの位相誤差Ｐの余弦に反比例する。このように、ある入力信号によって引き起こされるカルテシアン増幅器のあらかじめ定められた励起のために、フィードバック・ループの位相がその補正値に調整される時、すなわちフィードバック・ループの位相誤差Ｐがゼロになる時に、最小の電力レベルが現れる。
これらの事実は、フィードバック・ループの位相をそれらの正しい値に調整するために本発明によって利用される。この目的のために、包絡曲線検波器３２によって生成される包絡曲線信号を、フィードバック・ループの位相を調整することによって簡単に最小化することができる。この最小化が搬送波振動（図１：局部発振器の第１振動）の包絡曲線に対して達成される時に、フィードバック・ループの位相は正確に調整される。実際には、フィードバック・ループの位相誤差Ｐの最大許容値は、電力増幅器１８の出力上の信号振幅における、したがって包絡曲線信号（図２のＨで参照される）におけるわずかな変化にしかつながらないので、包絡曲線検波器３２および制御回路３３が非常に高い振幅分解能を有することが必要であることは明らかである。たとえば、フィードバック・ループの５°の位相誤差Ｐは、0.38％の包絡曲線信号Ｈの増加を生み出すだけである。特に図１のアナログ／デジタル変換器３６では、結果として生じる振幅変化を十分な精度で測定するために、高い分解能が包絡曲線信号Ｈの直接サンプリングに対して必要である。
本発明によると、フィードバック・ループの位相を調整するために、この位相は、その定格値を中心とするある値によって変調される。この定格値、すなわち、図１から明らかなように、特に入力３１の調整信号によって調整される位相調整器からの、ちょうど調整されたフィードバック・ループ位相値が、誤差を有するならば、フィードバック・ループの位相の前記変調は、電力増幅器１８の出力信号の包絡曲線の振幅変調を介して行われ、したがって、包絡曲線信号Ｈの振幅変調を介して行われる。その時の変調度は、フィードバック・ループの位相誤差Ｐに正比例し、これは、包絡曲線信号を評価することによって直接測定可能である。これは、包絡曲線信号の交流成分の評価を必要とするので、交流結合のみが包絡曲線検波器３２から制御回路３３に達成されるのが好都合である。このため、図１に示す実施例では、高域通過フィルタが使用される。このフィルタにより、直流電流レベルのわずかな相違を分析する必要がなくなり、その結果、包絡曲線信号Ｈの変化を検出することができる。結果として、アナログ／デジタル変換器の回路についての要求は限度内に保たれる。
フィードバック・ループの位相の上記変調の周波数を有する包絡曲線信号Ｈの振幅は、この位相変調の周期に亘って平均化したときのフィードバック・ループの位相誤差Ｐの平均値に正比例する。フィードバック・ループの位相誤差Ｐがゼロになる時、包絡曲線検波器３２は、上記位相変調周波数（上記測定目的のために位相が変調される周波数）が使用される時の信号を生成しない。これは、図２のグラフから容易に見出すことができる。図２は、図１に示すカルテシアン増幅器について、フィードバック・ループの位相誤差Ｐに対する包絡曲線信号Ｈを、規格化された形式で示す。図示するように、包絡曲線信号Ｈは、フィードバック・ループの位相誤差Ｐの余弦に反比例する。Ｐの小さな値に対して、余弦関数の逆数は、図示された関数１＋Ｐ2／２によって近似することができる。Ｐがゼロならば、この式の値は１になる。したがって、包絡曲線信号Ｈの振幅の相対的な規格化された立ち上がりは約Ｐ2になる。この関数の二乗検波の変動は、上述した変調によるフィードバック・ループの位相のわずかな変動に対して、これによって生成される振幅変調の値が、フィードバック・ループの位相誤差Ｐとともに直線的に上昇することを意味する。これは、二乗検波関数の立ち上がりがＰに正比例するからである。
この事実は、包絡曲線検波器３２を含む簡単な位相ロック・ループによってフィードバック・ループの位相を自動的に調整するために利用することができる。包絡曲線信号Ｈがフィードバック・ループの位相誤差Ｐに二乗検波で依存することは、正の位相誤差に対するカルテシアン・ループの利得の立ち上がりが負の位相誤差に対する立ち上がりとは異なることを意味する。包絡曲線信号Ｈの位相を、フィードバック・ループの位相が変調されるところの変調信号の位相と比較すると、位相誤差Ｐが正または負のいずれかであることを直接的に確認することができる。このような位相の比較は、アナログ乗算器において、またはデジタル・スイッチング手段、たとえば制御回路３３のデジタル信号プロセッサ３７、によって達成される。つづいて、この比較の結果は、フィードバック・ループの定格位相を制御するために使用することができる。この位相ロック・ループは、積分器、すなわち位相ロック・ループがゼロ誤差で制御することを確実にする積分制御機能、を備えていることが好ましい。
図１において、デジタル信号プロセッサ３７は、その第２出力４１にデジタル測定信号を生成するために使用される。その信号からは、アナログ測定振動が、それに続くデジタル／アナログ変換器３９において形成される。デジタル／アナログ変換器３９の出力は変調出力を形成する。この変調出力からは、測定振動が変調器３４に与えられる。変調器３４では、位相調整器３０から第２移相器２８への途中において、局部発振器の第２振動の位相位置が、あらかじめ定められた値だけあらかじめ定められた周波数（測定振動の周波数）によって、示された方法で変調される。包絡曲線信号の振幅変調結果は、デジタル信号プロセッサ３７により評価される（アナログ／デジタル変換器３６を通じて与えられる）。示されたルールにしたがって、デジタル信号プロセッサ３７は、その第１出力４０にデジタル調整信号を生成する。この信号は、それに続くデジタル／アナログ変換器３８においてアナログ調整信号に変換される。したがって、デジタル／アナログ変換器３８の出力は、制御回路３３の調整出力を形成する。このアナログ調整信号は、この調整出力から位相調整器３０の調整入力３１に与えられる。位相調整器３０では、調整信号は、局部発振器の少なくともいずれかの振動の位相を調整する。たとえば、局部発振器の第１振動または第２振動のみを調整することができるが、２つを反対方向に調整することなどもできる。
図２は、フィードバック・ループの位相の変調の２つのケースを示している。第１のケースでは、位相は、Ｐ＝０に位置する定格値によって変調される。したがって、包絡曲線信号Ｈの変調はまったく行われないか、または実質的には行われない。第２のケースでは、フィードバック・ループのゼロでない位相誤差Ｐが発生している。フィードバック・ループの位相がこの値を中心として変調されると、その結果は、包絡曲線信号Ｈの変調となる。
測定振動は、あらかじめ定めることができる時間間隔の間に生成されることが好ましい。この時間間隔において、信号源１は、あらかじめ定められた遅延で入力信号を生成する。この時間間隔の間、スイッチ４２は、好ましくは図１に示す回路装置において、差動段１２とミキサ１４との間で合成信号の直角位相成分Ｑの信号経路を遮断する。処理中、有効な信号が信号源１からアンテナ２０へ進むと、スイッチは導通状態になる。前記時間間隔の間に到達したフィードバック・ループの位相値は、有効な信号との処理のためにこのデジタル信号プロセッサ３７に格納される。すなわち、データ調整信号のために到達した値は格納される。
フィードバック・ループの示された位相制御に加えて、包絡曲線信号Ｈは、利得バランスＶＧ、直角位相誤差ＱＦおよび直流シフトＤＣＱまたはＤＣＩをそれぞれ制御するために、測定信号として使用することもできる。これらは、カルテシアン増幅器で増幅されるべき信号の直角位相成分の搬送波残余から生じる。すべてのこれらの測定量は、高周波数測定に関して互いに直交しているので、それらは、同一の包絡曲線信号Ｈから同時に元に戻すことができる。これは、包絡曲線信号の高速で効率的な評価を可能にし、したがって、カルテシアン・ループの高速の調整を可能にする。
図３は、包絡曲線信号Ｈの多重評価のためのアナログ回路装置の例を図示している。この信号は、４つのミキサ４３、４４、４５、４６の第１入力に与えられ、そこで、テスト変調源３７、３９（図１）（角周波数ω）の周波数またはこの２倍の周波数を有する直角位相成分ＩまたはＱから誘導された振動とミキシングされる。ここで、前記周波数の２倍の周波数を有する振動は、相互９０°だけ移相されている。ここでは、時間はｔで参照される。
結果として生じる振動は、ミキサ４３から４６に続く低域通過フィルタ４７、４８、４９および５０をそれぞれ経由してフィルタリングされ、つづいて、積分器５１、５２、５３および５４で積分される。測定量は、積分器の出力において評価のために同時に利用可能である。この評価は、たとえば、図１に示すデジタル信号プロセッサ３７において達成され、その結果、高い性能を有するコンパクトな制御装置が実現される。欧州特許出願公開第0598585A2号に開示された技術の状況とは逆に、このカルテシアン・ループに必要な調整パラメータは、同時に決定可能であり、時間的に連続したものではない。図３に示す装置は、コヒーレント検波器と呼ばれることもある。
前記実施例によると、単一の包絡曲線検波器のみが必要とされるが、それとは異なり、この検波器を電力増幅器１８からアンテナ２０への信号路（または電力増幅器１８の出力における類似する信号路）に接続することは有益である。この点に関し、図4は、簡単化のために、断片的にのみ示されている図1の一部分の変形例として２つの実施例を示している。すでに示した構成要素は、同じ参照符号で参照される。図４において、結合器１９とアンテナ２０との間には、サーキュレータ５５、スイッチ５６および低域通過フィルタ５７が挿入されている。低域通過フィルタ５７は、送信周波数（すなわち、搬送波周波数または局部発振器の振動周波数）の最高振動を抑制するための高い制限周波数を有する。スイッチは、必要に応じて、アンテナを切り離すために使用される。サーキュレータ５５の第3の接続は、負荷抵抗器５８を介して５９において接地される。第1の包絡曲線検波器３２１、および負荷抵抗器５８と並列の第２の包絡曲線検波器３２２は、電力増幅器１８の出力に接続される。第１の包絡曲線検波器３２１は、いわゆる包絡曲線フィードバックとして使用される一方、第２の包絡曲線検波器３２２は、ＶＳＷＲフィードバック（ＶＳＷＲは、電圧定在波比を意味するものとして理解される）として使用される。これらの包絡曲線検波器の一方はアナログ制御回路において使用され、他方は図に示されるようなデジタル制御回路において使用されるのが好ましい。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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