(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号が入力される入力端子と、前記入力端子に入力された高周波信号を、複数の通過帯域に分割して出力するためのバンド切り替え手段と、
電圧制御型局部発振器及び混合器からなる周波数変換手段を、前記複数の通過帯域に対応して複数備えた周波数変換手段であって、各々の周波数変換手段は、前記バンド切り替え手段で切り替えられた高周波信号とこれに対応する前記局部発振器からの局部発振信号とを混合して中間周波信号を生成する複数の周波数変換手段と、
前記バンド切り替え手段と前記複数の周波数変換手段の間に配置され、前記の局部発振器を制御する制御電圧によって前記複数の通過帯域のそれぞれを制限する複数の可変フィルタ手段と、を具備したシングルスーパーヘテロダイン方式のチューナであって、
前記複数の局部発振器の回路形式は、不平衡型の発振回路と、平衡型の発振回路の２つの形式の発振回路を有し、前記複数の通過帯域が、ＶＨＦロー帯，ＶＨＦハイ帯，ＵＨＦ帯の３つの帯域である場合は、ＶＨＦロー帯に対応した局部発振器を平衡型とし、ＶＨＦハイ帯に対応した局部発振器を平衡型又は不平衡型とし、ＵＨＦ帯に対応した局部発振器を不平衡型とすることを特徴とするチューナ。
【請求項２】
高周波信号が入力される入力端子と、前記入力端子に入力された高周波信号を、複数の通過帯域に分割して出力するためのバンド切り替え手段と、
電圧制御型局部発振器及び混合器からなる周波数変換手段を、前記複数の通過帯域に対応して複数備えた周波数変換手段であって、各々の周波数変換手段は、前記バンド切り替え手段で切り替えられた高周波信号とこれに対応する前記局部発振器からの局部発振信号とを混合して中間周波信号を生成する複数の周波数変換手段と、
前記バンド切り替え手段と前記複数の周波数変換手段の間に配置され、前記の局部発振器を制御する制御電圧によって前記複数の通過帯域のそれぞれを制限する複数の可変フィルタ手段と、を具備したシングルスーパーヘテロダイン方式のチューナであって、
前記複数の局部発振器の回路形式は、不平衡型の発振回路と、平衡型の発振回路の２つの形式の発振回路を有し、前記複数の通過帯域が、ＶＨＦ帯，ＵＨＦ帯の２つの帯域である場合は、ＶＨＦ帯に対応した局部発振器を平衡型とし、ＵＨＦ帯に対応した局部発振器を不平衡型とすることを特徴とするチューナ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル放送信号の受信用に用いられるディジタルＣＡＴＶ受信機や地上波ディジタルＴＶ受信機などに使用するのに好適なチューナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年のディジタル化、マルチメディア化に伴い、放送分野においては、現行のＴＶなどの無線系の放送だけでなく、放送と通信の融合化がなされたＣＡＴＶなどの有線系放送も注目されている。
【０００３】
ところで、現在、大部分のＴＶ放送用受信機で使用されているオールバンド受信のシングルスーパーヘテロダイン方式のチューナでは、ＶＨＦロー帯，ＶＨＦハイ帯，ＵＨＦ帯の３バンドの場合、局部発振器を３つ持つブロック構成となっている。また、ＶＨＦ帯，ＵＨＦ帯の２バンドの場合、局部発振器を２つ持つブロック構成となっている。従って、バンドの数と局部発振器の数は同数となっている。
【０００４】
ところで、最近のディジタル放送の受信用に用いるチューナとしては、各バンドにつき混合器及び局部発振器を１組ずつ備えて構成されるシングルスーパーヘテロダイン方式のチューナの使用が見直されている。これはダブルスーパーヘテロダイン方式のチューナのものに比べ回路構成が簡単でコスト的にも有利であるためである。
【０００５】
一般に、現在使用されているシングルスーパーヘテロダイン方式のチューナとしては、ＴＶ受信機に採用されているものが周知である。
【０００６】
図３に従来のシングルスーパーヘテロダイン方式のＴＶ用チューナの構成例を示し、図４に図３のチューナに用いられる局部発振器の具体的な回路構成を示す。ただし、構成の説明は簡略化のために３バンドある内、主に１つのバンドについて説明する。
【０００７】
図３に示すように、ＴＶ用チューナには、入力信号を取り込むための入力端子210 が設けられ、該入力端子210 には、図示しない受信アンテナにより受信された高周波信号（ＲＦ信号）が供給されるようになっている。入力端子210 に入力されたＲＦ信号は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）211 ，ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）212 によって所定周波数帯域のみを通過させた後に、スイッチ213 に供給される。
【０００８】
スイッチ213 は、入力されたＲＦ信号を３つのバンド（ＵＨＦ帯，ＶＨＦハイ帯，ＶＨＦロー帯）のうちの所望バンドに合わせて切り替えてそれぞれ対応する可変トランッキングフィルタ214 ，219 ，224 に出力する。例えば、スイッチ213 によって入力端ａ に基づくＵＨＦ帯に切り替えたものとすると、入力されたＲＦ信号は、局部発振器への制御電圧にて帯域が制御される可変トラッキングフィルタ214 に供給され、該可変トラッキングフィルタ214 によって所定の帯域が制限されてＲＦアンプ215 に供給される。
【０００９】
ＲＦアンプ215 は、利得制御信号に基づくレベルで増幅するようにレベル調整して、後段の可変トラッキングフィルタ216 に供給する。可変トラッキングフィルタ216 は、さらに入力信号の帯域を制限して出力する。この出力信号は、その後、混合器217 に供給される。
【００１０】
混合器217 は、局部発振器218 からの発振周波数を用いて、可変トラッキングフィルタ216 からの入力信号を中間周波数信号（ＩＦ信号）に変換して出力する。このＩＦ信号は、その後、バンドパスフィルタ（以降、ＢＰＦ）229 に与えることにより所定のＩＦ帯域に制限され、さらにＩＦアンプ230 によって増幅された後に、ＢＰＦ231 でさらに帯域制限後、ＩＦアンプ232 で増幅して出力端子235 から出力される。
【００１１】
ＶＨＦハイ帯，ＶＨＦロー帯についてもそれぞれの回路（219 〜223 ），（224 〜228 ）でＩＦ信号に変換された後、ＢＰＦ229 で帯域制限、ＩＦアンプ230 で増幅、ＢＰＦ231 で帯域制限後、ＩＦアンプ232 で増幅して出力端子235 から出力される。
【００１２】
また、図中に示す局部発振器218 ，223 ，228 には、電圧制御発振器（ＶＣＯ）が用いられる。ＰＬＬ回路233 は、少なくとも位相比較器，低域フィルタ，及び基準発振器を具備して構成され、局部発振器218 ，223 ，228 の発振周波数信号
と基準発振周波数信号を位相比較して制御信号を生成し、該制御信号を上記局部発振器218 ，223 ，228 に与えることにより、各発振器の発振周波数を制御するものである。
【００１３】
図３の回路において、符号234 に示す周波数変換部はＩＣ化して小型化，小電力化が図られている。このＩＣ234 には、混合器217 ，222 ，227 、局部発振器218 ，223 ，228 、ＩＦアンプ230 の回路が内蔵されている。
【００１４】
ここで、上記局部発振器218 ，223 ，228 に使用される回路形式は、全バンドにつき同様に平衡型の発振回路の形式をとっており、ＩＣ化に適した構成となっている。
【００１５】
図４(a) はＵＨＦ帯の局部発振器218 に使用される平衡型発振回路の要部を示している。２つのトランジスタＱ11，Ｑ12を有し、Ｑ11，Ｑ12の各エミッタを定電流源Ｉ11，Ｉ12を介して基準電位点に接続し、直流電源Ｅ11からの電圧を抵抗Ｒ11，Ｒ12を介してトランジスタＱ11，Ｑ12の各ベースに供給し、トランジスタＱ11，Ｑ12の各ベースに接続した入力端子INにＰＬＬ回路からの制御電圧を入力し、トランジスタＱ11，Ｑ12の各エミッタに接続した出力端子OUT から発振出力を取り出すようになっている。
【００１６】
図４(b) はＶＨＦハイ帯，およびＶＨＦロー帯の局部発振器223 ，228 に使用される平衡型発振回路の要部を示している。２つのトランジスタＱ13，Ｑ14を有し、トランジスタＱ13，Ｑ14の各エミッタを共通に接続し、トランジスタＱ13，Ｑ14の各コレクタを抵抗Ｒ13，Ｒ14を介して電源ラインＶCCに接続し、共通エミッタを定電流源Ｉ13を介して基準電位点に接続し、トランジスタＱ13，Ｑ14の各ベースを抵抗Ｒ15，Ｒ16を介して直流電源Ｅ12に接続し、トランジスタＱ13のベースをコンデンサＣ11 を介して基準電位点に接続し、トランジスタＱ14のベースに接続した入力端子INにＰＬＬ回路からの制御電圧を供給し、トランジスタＱ13のコレクタに接続した出力端子OUT より発振出力を取り出すようになっている。
【００１７】
しかしながら、前述のＴＶ用のシングルスーパーヘテロダイン方式のチューナに用いられるＩＣ234 内の局部発振器は、平衡型発振回路のため、トランジスタを２つ用いていることにより、内部回路が複雑になるために、ＩＣ内の浮遊容量の増加、および外部付随回路の増加による浮遊容量の増加、パターンインダクタンスの増加による発振強度の低下、またトランジスタ自身が持っている熱雑音の影響も素子数が増えたことにより増加し、発振器のノイズフローが上がるため、発振周波数の高くなるＵＨＦ帯での発振器の位相雑音が、特に悪化してしまう傾向がある。
【００１８】
そのため、今後、主流になるディジタル伝送での受信を行う場合、特に６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１６ＶＳＢ、３２ＶＳＢ等の多値化した伝送形態や、ＯＦＤＭのような１波当たりの伝送レートは低いがキャリアの数が多い伝送形態の場合、この位相雑音の善し悪しが、受信システム全体の持つ固定劣化に大きく影響してくるため、特に問題となる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
上記の如く、従来のチューナでは、局部発振器は、トランジスタ２つの平衡型発振回路を用いるため、内部回路の複雑化に伴い、ＩＣ内の浮遊容量の増加等により、発振周波数の高くなるＵＨＦ帯での発振器の位相雑音が、特に悪化してしまう傾向があった。そのため、今後、主流になるディジタル放送信号の受信を行う場合、位相雑音に起因して、受信システム全体の持つ固定劣化を大きくするという問題があった。
【００２０】
そこで、本発明は上記問題に鑑みてなされたもので、位相雑音を改善し、特にディジタル伝送における受信システムの固定劣化の削減を図ることができるチューナを提供することを目的とするものである。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、高周波信号が入力される入力端子と、前記入力端子に入力された高周波信号を、複数の通過帯域に分割して出力するためのバンド切り替え手段と、
電圧制御型局部発振器及び混合器からなる周波数変換手段を、前記複数の通過帯域に対応して複数備えた周波数変換手段であって、各々の周波数変換手段は、前記バンド切り替え手段で切り替えられた高周波信号とこれに対応する前記局部発振器からの局部発振信号とを混合して中間周波信号を生成する複数の周波数変換手段と、
前記バンド切り替え手段と前記複数の周波数変換手段の間に配置され、前記の局部発振器を制御する制御電圧によって前記複数の通過帯域のそれぞれを制限する複数の可変フィルタ手段と、を具備したシングルスーパーヘテロダイン方式のチューナであって、
前記複数の局部発振器の回路形式は、不平衡型の発振回路と、平衡型の発振回路の２つの形式の発振回路を有し、前記複数の通過帯域が、ＶＨＦロー帯，ＶＨＦハイ帯，ＵＨＦ帯の３つの帯域である場合は、ＶＨＦロー帯に対応した局部発振器を平衡型とし、ＶＨＦハイ帯に対応した局部発振器を平衡型又は不平衡型とし、ＵＨＦ帯に対応した局部発振器を不平衡型とすることを特徴とする。
【００２６】
本発明では、不平衡型の発振回路を適宜に用いているので、回路構成を簡略化して、位相雑音に優れた高性能なチューナを実現することができる。３バンド構成の場合、発振周波数の高いＵＨＦ帯で位相雑音が悪化してしまうのを、ＵＨＦ帯の局部発振器を不平衡型発振器にすることで解決することができる。そして、ＶＨＦロー帯については、発振周波数が低いので、平衡型局部発振器による悪影響が少なく、位相雑音の劣化も少なくて済むので、発振範囲が比較的とり易い平衡型局部発振器とする。また、ＶＨＦハイ帯については、位相雑音を重視するならば不平衡型局部発振器に、発振範囲を重視するならば平衡型局部発振器にする。
【００２７】
請求項２の発明は、高周波信号が入力される入力端子と、前記入力端子に入力された高周波信号を、複数の通過帯域に分割して出力するためのバンド切り替え手段と、
電圧制御型局部発振器及び混合器からなる周波数変換手段を、前記複数の通過帯域に対応して複数備えた周波数変換手段であって、各々の周波数変換手段は、前記バンド切り替え手段で切り替えられた高周波信号とこれに対応する前記局部発振器からの局部発振信号とを混合して中間周波信号を生成する複数の周波数変換手段と、
前記バンド切り替え手段と前記複数の周波数変換手段の間に配置され、前記の局部発振器を制御する制御電圧によって前記複数の通過帯域のそれぞれを制限する複数の可変フィルタ手段と、を具備したシングルスーパーヘテロダイン方式のチューナであって、
前記複数の局部発振器の回路形式は、不平衡型の発振回路と、平衡型の発振回路の２つの形式の発振回路を有し、前記複数の通過帯域が、ＶＨＦ帯，ＵＨＦ帯の２つの帯域である場合は、ＶＨＦ帯に対応した局部発振器を平衡型とし、ＵＨＦ帯に対応した局部発振器を不平衡型とすることを特徴とする。
【００２８】
本発明では、不平衡型の発振回路を適宜に用いているので、回路構成を簡略化して、位相雑音に優れた高性能なチューナを実現することができる。２バンド構成の場合、ＵＨＦ帯の局部発振器を不平衡型発振器にし、ＶＨＦ帯の局部発振器を平衡型発振器にすることにより、３バンド構成の場合と同様の効果を得ることができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明の一実施の形態のシングルスーパーヘテロダイン方式のチューナをの構成を示すブロック図であり、図２は図１のチューナに用いられる局部発振器の具体的な構成を示す回路図を示している。なお、構成の説明は、簡略化のために３バンドある内、主に１つのバンドについて説明する。
【００３０】
図１に示すように、入力信号を取り込むための入力端子110 が設けられ、該入力端子110 には、図示しない受信アンテナにより受信された高周波信号（ＲＦ信号）が供給されるようになっている。入力端子210 に入力されたＲＦ信号は、ＬＰＦ111 ，ＨＰＦ112 によって所定周波数帯域のみを通過させた後に、バンド切り替え手段としてのバンド切り替えスイッチ113 に供給される。
【００３１】
バンド切り替えスイッチ113 は、３つのバンド（ＵＨＦ帯，ＶＨＦハイ帯，ＶＨＦロー帯）のうちの所望バンドに合わせて切り替え可能となっており、入力されたＲＦ信号を３つの切り替え出力点ａ，ｂ，ｃのいずれかに接続することによって各出力点ａ，ｂ，ｃに接続した可変フィルタ手段としての可変トランッキングフィルタ114 ，119 ，124 のいずれかに出力する。例えば、スイッチ113 によって入力端ａ に対応したＵＨＦ帯に切り替えたものとすると、入力されたＲＦ信号は、局部発振器への制御電圧にて帯域が制御される可変フィルタ手段である可変トラッキングフィルタ114 に供給され、該可変トラッキングフィルタ114 によって所定の帯域に制限されてＲＦアンプ115 に与えられる。
【００３２】
ＲＦアンプ115 は、局部発振器の制御電圧に基づくレベルで増幅するようにレベル調整して、後段の可変トラッキングフィルタ116 に与える。可変トラッキングフィルタ116 は、可変トラッキングフィルタ114 と同様、局部発振器の制御電圧にて帯域が制御される。可変トラッキングフィルタ116 は、さらに入力ＲＦ信号の帯域を制限して出力する。この出力信号は、その後、混合器117 に与えられる。
【００３３】
混合器117 は、局部発振器118 からの発振周波数を用いて、可変トラッキングフィルタ116 からの入力信号を中間周波数信号（ＩＦ信号）に変換して出力する。混合器117 と局部発振器118 は、ＵＨＦ帯における周波数変換手段を構成している。周波数変換手段からのＩＦ信号は、その後、ＢＰＦ129 に与えることにより所定のＩＦ帯域に制限され、さらにＩＦアンプ130 によって増幅された後に、ＢＰＦ131 で帯域制限後、ＩＦアンプ132 で増幅して出力端子135 から出力される。
【００３４】
ＶＨＦハイ帯，ＶＨＦロー帯についてもそれぞれの回路（119 〜123 ），（124 〜128）でＩＦ信号に変換される。混合器122 と局部発振器123 は、ＶＨＦハイ帯における周波数変換手段を構成し、混合器127 と局部発振器128 は、ＶＨＦロー帯における周波数変換手段を構成している。周波数変換されたＩＦ信号は、ＢＰＦ129 で帯域制限、ＩＦアンプ130 で増幅、ＢＰＦ131 で帯域制限後、ＩＦアンプ132 で増幅して出力端子135 から出力される。
【００３５】
また、図中に示す局部発振器118 ，123 ，128 としては、電圧制御型局部発振器（ＶＣＯ）が用いられる。ＰＬＬ回路133 は、少なくとも位相比較器，低域フィルタ，及び基準発振器を具備して構成され、局部発振器118 ，123 ，128 の発振周波数信号と基準発振周波数信号を位相比較して制御信号を生成し、該制御信号を上記局部発振器118 ，123 ，128 に与えることにより、各発振器の発振周波数を制御するものである。
【００３６】
図１の回路において、符号134 に示す周波数変換部はＩＣ化して小型化，小電力化を図っている。このＩＣ134 には、混合器117 ，122 ，127 、局部発振器118 ，123 ，128 、ＩＦアンプ130 の回路が内蔵されている。
【００３７】
ここで、上記局部発振器118 ，123 ，128 に使用される回路形式は、ＵＨＦ帯の局部発振器118 は不平衡型発振回路を、ＶＨＦハイ帯は不平衡型又は平衡型の発振回路を、ＶＨＦロー帯は平衡型発振回路の形式を採用している。
【００３８】
上記の３バンド構成の場合、発振周波数の高いＵＨＦ帯は、局部発振器118 を不平衡型発振回路にして、位相雑音の改善を図る。発振周波数の低いＶＨＦロー帯の局部発振器128 は、発振範囲を確保できる平衡型発振回路とする。ＶＨＦハイ帯は、位相雑音重視ならば不平衡型発振回路、発振範囲重視ならば平衡型発振回路というように平衡型，不平衡型発振回路のとちらかを選ぶ。
【００３９】
図２(a) はＵＨＦ帯（又はＶＨＦハイ帯）の局部発振器118 （又は123 ）に使用される不平衡型発振回路の要部を示している。１つのトランジスタＱ1 を有し、電源ラインＶCCと基準電位点間に抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ，ダイオードＤ1 ，Ｄ2 を直列に接続し、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の接続点の電圧をトランジスタＱ1 のベースに供給し、Ｑ1 のエミッタと基準電位点間に定電流源Ｉ1 を接続し、トランジスタＱ1 のベースに入力端子INを接続してＰＬＬ回路からの制御電圧を入力するようにし、トランジスタＱ1 のエミッタに接続した出力端子OUT より発振出力を取り出す構成となっている。
【００４０】
図２(b) はＶＨＦロー帯（又はＶＨＦハイ帯）の局部発振器128 （又は123 ）に使用される平衡型発振回路の要部を示している。２つのトランジスタＱ2 ，Ｑ3 を有し、トランジスタＱ2 ，Ｑ3 の各エミッタを共通に接続し、トランジスタＱ2 ，Ｑ3 の各コレクタを抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 を介して電源ラインＶCCに接続し、共通エミッタを定電流源Ｉ2 を介して基準電位点に接続し、トランジスタＱ2 ，Ｑ3 の各ベースを抵抗Ｒ5 ，Ｒ6を介して直流電源Ｅ1 に接続し、トランジスタＱ2のベースをコンデンサＣ1 を介して基準電位点に接続し、トランジスタＱ3 のベースに接続した入力端子INにＰＬＬ回路からの制御電圧を供給し、トランジスタＱ2 のコレクタに接続した出力端子OUT より発振出力を取り出す構成となっている。
【００４１】
上記の実施の形態によれば、シングルスーパーヘテロダイン方式のチューナのＩＣ134 に用いられるＵＨＦ用局部発振器118 は、不平衡型発振回路のため、トランジスタは１つであることにより、内部回路が簡単になり、ＩＣ内の浮遊容量の減少、および外部付随回路の減少よる浮遊容量の減少、パターンインダクタンスの減少による発振強度の維持、またトランジスタ自身が持っている熱雑音の影響も素子数が減少したことにより減少し、発振器のノイズフローが下がるため、発振周波数の高くなるＵＨＦ帯での発振器の位相雑音を良好に改善することができる。
【００４２】
そのため、今後、主流になるディジタル放送信号の受信を行う場合、特に６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１６ＶＳＢ、３２ＶＳＢ等の多値化した伝送形態や、ＯＦＤＭのような１波当たりの伝送レートは低いがキャリアの数が多い伝送形態の場合、この位相雑音の善し悪しによって生ずる、受信システム全体の持つ固定劣化を減少させる効果を得ることができる。
【００４３】
なお、以上述べた実施の形態においては、図１に示すチューナ構成において、３つの通過帯域を切り替え可能な３バンド方式のものについて説明したが、本発明はこれに限定されることはなく、２バンド方式として構成するようにしても良い。２バンド構成の場合には、ＵＨＦ帯の局部発振器は不平衡発振回路に、ＶＨＦ帯の局部発振器は平衡型発振回路にする。この場合も、上記実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００４４】
また、以上の実施の形態では、シングルスーパーヘテロダイン方式のチューナについて述べたが、本発明は、タブルスーパーヘテロダイン方式のチューナに応用することも可能である。
【００４５】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、複数の周波数変換手段を有したチューナにおいて、不平衡型の局部発振器を適宜に用いることにより、回路構成を簡略化し、位相雑音を改善することができる。特に、複数バンド切り替え可能なチューナにおける周波数変換手段の局部発振器に、平衡型発振回路と不平衡型発振回路を適宜に組み合わせることにより、例えばＵＨＦ帯，ＶＨＦ帯の全帯域で良好な位相雑音性能を備えることが可能となる。ＶＨＦ帯での必要な発振範囲も取れ、また、ＵＨＦ帯での位相雑音も改善できで、特にディジタル放送信号の受信において、システムの固定劣化の削減を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態のチューナの構成を示すブロック図。
【図２】図１における局部発振器の構成例を示すブロック図。
【図３】従来例のチューナの構成を示すブロック図。
【図４】図３における局部発振器の構成例を示すブロック図。
【符号の説明】
１１０…ＲＦ信号の入力端子
１１３…バンド切り替えスイッチ（バンド切り替え手段）
１１４，１１６，１１９，１２１，１２４，１２６…可変トラッキングフィルタ（可変フィルタ手段）
１１７，１２２，１２７…混合器
１１８，１２３，１２８…局部発振器
１２９，１３１…ＢＰＦ
１３３…ＰＬＬ回路
１３５…出力端子
【図１】
0003853508.tif 000002
【図２】
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【図３】
0003853508.tif 000004
【図４】
0003853508.tif 000005