(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調信号をサンプリングするサンプリング手段と、
スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段と、
前記サンプリング手段でサンプリングした信号に基づき、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段でフィルタ処理する信号を生成する信号生成手段と、
前記変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ:０または自然数）の周波数で前記変調信号をサンプリングするように前記サンプリング手段を駆動して、前記サンプリングした信号から「π」の位相差を有した信号に基づくフィルタ処理する信号を前記信号生成手段から前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段に供給させて、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段から復調信号を出力させる復調制御手段とを有する
ことを特徴とする復調回路。
【請求項２】
前記復調制御手段では、前記変調信号の極性を反転してサンプリングするように前記サンプリング手段を駆動し、あるいは極性を反転して前記フィルタ処理する信号を生成するように前記信号生成手段を駆動して、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段に供給する信号の極性を一致させる
ことを特徴とする請求項１記載の復調回路。
【請求項３】
前記復調制御手段では、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段に供給するフィルタ処理する信号の極性が反転しているとき、供給された信号を逆極性で用いてフィルタ処理を行うように前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段を駆動することを特徴とする請求項１記載の復調回路。
【請求項４】
前記信号生成手段は、ユニティゲインサンプルバッファを用いて構成した
ことを特徴とする請求項１記載の復調回路。
【請求項５】
受信信号あるいは中間周波信号をサンプリングするサンプリング手段と、
スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段と、
前記サンプリング手段でサンプリングした信号に基づき、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段でフィルタ処理する信号を生成する信号生成手段と、
前記変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ:０または自然数）の周波数で前記変調信号をサンプリングするように前記サンプリング手段を駆動して、前記サンプリングした信号から「π」の位相差を有した信号に基づくフィルタ処理する信号を前記信号生成手段から前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段に供給させて、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段から復調信号を出力させる復調制御手段とを有する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項６】
前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段から出力された前記復調信号をディジタル信号に変換する信号変換手段を設け、
前記復調制御手段では、前記サンプリング手段でのサンプリングの周波数を前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段のスイッチング周波数に対して「ｐ倍」あるいは「１／ｐ倍」（ｐ：自然数）とし、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段のスイッチング周波数を前記信号変換手段のクロック周波数に対して「ｑ倍」あるいは「１／ｑ倍」（ｑ：自然数）とし、前記信号変換手段のクロック周波数は、前記受信信号あるいは中間周波信号で用いられた変調方式で決定されるシンボルレートの「ｒ倍」（ｒ：自然数）とすることを特徴とする請求項５記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、復調回路と受信装置に関する。詳しくは、受信信号や中間周波信号変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ:０または自然数）の周波数でサンプリングを行い、「π」の位相差を有した信号の極性を合わせて合成することにより復調信号を生成するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１８は、従来の受信装置の構成を示している。アンテナ１１で受信された信号ＲＡは、低雑音アンプ１２に供給する。低雑音アンプ１２では、信号ＲＡを増幅して受信信号ＲＢとして周波数変換器１３に供給する。周波数変換器１３には、発振器１４から局部発振周波数の信号ＲLOが供給されており、受信信号ＲＢと信号ＲLOを掛け合わせて受信信号ＲＢのダウンコンバートを行い中間周波信号ＲIFを生成して帯域フィルタ１５に供給する。
【０００３】
帯域フィルタ１５では、中間周波信号ＲIFの帯域制限を行って可変利得アンプ１６に供給する。可変利得アンプ１６では、帯域フィルタ１５から供給された信号を所定の信号レベルに増幅して、中間周波信号ＲIFsとして周波数変換器１７，１８に供給する。
【０００４】
発振器１９では、搬送波周波数の発振信号ＶCRを生成して移相器２０に供給する。移相器２０では、発振信号ＶCRから位相差がほぼ９０°の直交信号である信号ＶI-CR，ＶQ-CRを生成して、信号ＶI-CRを周波数変換器１７に供給するとともに、信号ＶQ-CRを周波数変換器１８に供給する。
【０００５】
周波数変換器１７では、中間周波信号ＲIFsと信号ＶI-CRを掛け合わせて中間周波信号ＲIFsのダウンコンバートを行い、ベースバンドの復調信号ＰIを生成して低域フィルタ２１に供給する。また、周波数変換器１８では、中間周波信号ＲIFsと信号ＶQ-CRを掛け合わせて中間周波信号ＲIFsのダウンコンバートを行い、ベースバンドの復調信号ＰQを生成して低域フィルタ２２に供給する。
【０００６】
低域フィルタ２１では、復調信号ＰIから所望のベースバンド成分の信号を抽出して、復調信号ＰIsとしてＡ／Ｄ変換器２３に供給する。同様に、低域フィルタ２２では、復調信号ＰQから所望のベースバンド成分の信号を抽出して、復調信号ＰQsとしてＡ／Ｄ変換器２４に供給する。なお、低域フィルタ２１，２２では、Ａ／Ｄ変換器２３，２４で、エイリアシングを生じることがないように、アンチエイリアシングフィルタの機能も有するものである。
【０００７】
Ａ／Ｄ変換器２３では、クロック信号生成部２５から供給されたクロック信号ＣＫaでサンプリングを行い、復調信号ＰIsをディジタルの受信データＤIに変換して信号処理部３０に供給する。また、Ａ／Ｄ変換器２４では、クロック信号生成部２５から供給されたクロック信号ＣＫaでサンプリングを行い、復調信号ＰQsをディジタルの受信データＤQに変換して信号処理部３０に供給する。信号処理部３０では、受信データＤI，ＤQを用いて誤り検出訂正処理等を行い、正しい受信データを生成する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述のような受信装置において、中間周波信号ＲIFsから復調信号ＰI，ＰQを得るためには、発振信号ＶCRを生成する発振器や発振信号ＶCRから位相差がほぼ９０°の信号ＶI-CR，ＶQ-CRを生成する移相器、信号ＶI-CR，ＶQ-CRと中間周波信号ＲIFsを掛け合わせる周波数変換器等が必要となり、簡単な回路構成で復調信号を得ることができない。
【０００９】
また、集積回路化のために低域フィルタ２１，２２として、例えばＧｍ−Ｃなどのフィルタを用いるものとした場合、低域フィルタ２１，２２では、ベースバンド成分すなわち周波数の低い信号を抽出するため、１／ｆノイズの影響が大きくなってしまう。また、ダイナミックレンジが大きくないことから、低域フィルタ２１，２２に入力する信号の減衰器や低域フィルタ２１，２２から出力された信号の増幅器が必要となってしまう場合もある。
【００１０】
さらに、受信装置では、受信信号ＲＢを２つの周波数変換器に供給して、一方の周波数変換器には受信信号ＲＢの周波数と近接した局部発振周波数の信号ＶI-CR’を供給するとともに、他方の周波数変換器には同様な局部発振周波数の信号ＶQ-CR’を供給することで、受信信号ＲＢから復調信号ＰI，ＰQを直接生成するダイレクトコンバージョン方式の受信装置も知られている。
【００１１】
このようなダイレクトコンバージョン方式の受信装置では、高周波を扱う周波数変換器が２つ必要となることから消費電力が大きり、携帯用の受信装置では好ましくない。また、受信信号ＲＢの周波数と局部発振周波数が近接しているため、局部発振周波数の信号が受信信号ＲＢに対して飛び込みやすく、この影響を除くためには、フィルタの次数やフィルタ特性のＱを高く設計しなければならない。さらに、高次フィルタを用いるものとしたりＱを高く設計すると、集積回路化したときにフィルタ部分のチップ面積が大きくなりコストアップとなってしまう。
【００１２】
そこで、この発明では、簡単な構成で容易に良好な復調信号を得ることができる復調回路および受信装置を提供するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る復調回路は、変調信号をサンプリングするサンプリング手段と、スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段と、前記サンプリング手段でサンプリングした信号に基づき、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段でフィルタ処理する信号を生成する信号生成手段と、前記変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ:０または自然数）の周波数で前記変調信号をサンプリングするように前記サンプリング手段を駆動して、前記サンプリングした信号から「π」の位相差を有した信号に基づくフィルタ処理する信号を前記信号生成手段から前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段に供給させて、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段から復調信号を出力させる復調制御手段とを有するものである。
【００１５】
この発明に係る受信装置は、受信信号あるいは中間周波信号をサンプリングするサンプリング手段と、スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段と、前記サンプリング手段でサンプリングした信号に基づき、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段でフィルタ処理する信号を生成する信号生成手段と、前記変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ:０または自然数）の周波数で前記変調信号をサンプリングするように前記サンプリング手段を駆動して、前記サンプリングした信号から「π」の位相差を有した信号に基づくフィルタ処理する信号を前記信号生成手段から前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段に供給させて、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段から復調信号を出力させる復調制御手段とを有するものである。
【００１７】
この発明においては、受信信号や中間周波信号変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ:０または自然数）の周波数でサンプリングを行い、サンプリングした信号から「π」の位相差を有した信号に基づくフィルタ処理する信号をスイッチト・キャパシタ・フィルタに供給して、フィルタ処理が行われた復調信号の生成が行われる。また、スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段に供給される信号の極性を一致させるため、変調信号の極性を反転してサンプリング、あるいはスイッチト・キャパシタ・フィルタに供給する信号の極性の反転が行われる。さらに、フィルタ処理する信号の極性が反転しているときは、供給された信号を逆極性で用いてフィルタ処理を行うようにスイッチト・キャパシタ・フィルタが駆動される。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図を参照しながら、この発明の実施の一形態について説明する。図１は、この発明に係る受信装置の構成を示しており、従来の受信装置の周波数変換器１７，１８や移相器２０等に代えて、復調信号生成部４０と復調制御部７０で復調回路を構成するものである。
【００１９】
アンテナ１１で受信された信号ＲＡは、低雑音アンプ１２に供給する。低雑音アンプ１２では、信号ＲＡを増幅して受信信号ＲＢとして周波数変換器１３に供給する。周波数変換器１３には、発振器１４から局部発振周波数の信号ＲLOが供給されており、受信信号ＲＢと信号ＲLOを掛け合わせて受信信号ＲＢのダウンコンバートを行い中間周波信号ＲIFを生成して帯域フィルタ１５に供給する。
【００２０】
帯域フィルタ１５では、中間周波信号ＲIFの帯域制限を行って可変利得アンプ１６に供給する。可変利得アンプ１６では、帯域フィルタ１５から供給された信号を所定の信号レベルに増幅して、中間周波信号ＲIFsとして復調信号生成部４０に供給する。
【００２１】
復調制御部７０では、復調信号生成部４０を駆動するための複数の信号を生成して、復調信号生成部４０に供給する。なお、複数の信号をまとめて制御信号ＤＰとして示している。
【００２２】
復調信号生成部４０では、制御信号ＤＰに基づいたサンプリングを行い、中間周波信号ＲIFsから復調信号ＰIと復調信号ＰQを生成して、復調信号ＰIを低域フィルタ２１に供給するとともに、復調信号ＰQを低域フィルタ２２に供給する。
【００２３】
低域フィルタ２１では、復調信号ＰIから所望のベースバンド成分の信号を抽出して、復調信号ＰIsとしてＡ／Ｄ変換器２３に供給する。同様に、低域フィルタ２２では、復調信号ＰQから所望のベースバンド成分の信号を抽出して、復調信号ＰQsとしてＡ／Ｄ変換器２４に供給する。なお、低域フィルタ２１，２２では、Ａ／Ｄ変換器２３，２４で、エイリアシングを生じることがないように、アンチエイリアシングフィルタの機能も有するものである。
【００２４】
クロック信号生成部７５では、復調制御部７０から供給された基準信号Ｓrの周波数変換を行い、基準信号Ｓrに同期したクロック信号ＣＫaを生成してＡ／Ｄ変換器２３，２４に供給する。
【００２５】
Ａ／Ｄ変換器２３では、クロック信号生成部７５から供給されたクロック信号ＣＫaでサンプリングを行い、復調信号ＰIsをディジタルの受信データＤIに変換して信号処理部３０に供給する。また、Ａ／Ｄ変換器２４では、クロック信号生成部７５から供給されたクロック信号ＣＫaでサンプリングを行い、復調信号ＰQsをディジタルの受信データＤQに変換して信号処理部３０に供給する。信号処理部３０では、受信データＤI，ＤQを用いて誤り検出訂正処理等を行い、正しい受信データを生成する。
【００２６】
次に、復調信号生成部４０について説明する。直交搬送波を用いて変調された変調信号Ｓinをサンプリングして復調信号ＰI，ＰQを得る場合、サンプリング周波数Ｆsは、変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ:０または自然数）の周波数に設定する。
【００２７】
図２は、サンプリング周波数Ｆsを変調信号の周波数に対して「１／（１＋０．２５）倍」した場合のサンプリング位置を示している。なお、図において「Ｔs」はサンプリング周期、「Ｔcr」は搬送波の１周期を示している。ここで、最初のサンプリング位置（時点ｔ1）を基準としたとき、２番目のサンプリング位置（時点ｔ2）は最初のサンプリング位置との位相差が「π／２」、３番目のサンプリング位置（時点ｔ3）は最初のサンプリング位置との位相差が「π」、４番目のサンプリング位置（時点ｔ4）は最初のサンプリング位置との位相差が「３π／２」、５番目のサンプリング位置（時点ｔ5）は最初のサンプリング位置との位相差が「０」となり、以下同様の順序で所定の位相差が繰り返される。また、この位相差の関係は、「ｍ＝１」の場合だけでなく、「ｍ＝０」あるいは「ｍ＝自然数」のときにも成り立つものである。
【００２８】
ここで、最初のサンプリング位置の信号が復調信号ＰIの信号レベルを示すものとすると、２番目のサンプリング位置である位相差「π／２」の信号は復調信号ＰQの信号レベルを示すものとなる。また、３番目のサンプリング位置である位相差「π」の信号は復調信号ＰIの信号レベルの極性を反転したものとなり、４番目のサンプリング位置である位相差「３π／２」の信号は復調信号ＰQの信号レベルの極性を反転したものとなる。さらに、５番目のサンプリング位置の信号は復調信号ＰIの信号レベルを示すものとなる。
【００２９】
また、サンプリング周波数Ｆsを変調信号の周波数に対して「１／（ｍ＋０．７５）倍」した場合、最初のサンプリング位置を基準としたとき、２番目のサンプリング位置は最初のサンプリング位置との位相差が「３π／２」、３番目のサンプリング位置は最初のサンプリング位置との位相差が「π」、４番目のサンプリング位置は最初のサンプリング位置との位相差が「π／２」、５番目のサンプリング位置は最初のサンプリング位置との位相差が「０」となり、以下同様に繰り返される。
【００３０】
このため、「π」の位相差を有する信号を選択して、１サンプリングおきに極性を反転すれば、復調信号ＰIと復調信号ＰQをそれぞれ生成できることとなる。例えば、「π」の位相差を有する信号である時点ｔ1，ｔ3，ｔ5，ｔ7・・・でサンプリングした信号を選択して時点ｔ3，ｔ7,・・・の信号の極性を反転すれば、各サンプリング位置の信号が復調信号ＰIの信号レベルを示すものとなる。同様に、「π」の位相差を有する信号である時点ｔ2，ｔ4，ｔ6，ｔ8・・・でサンプリングした信号を選択して時点ｔ4，ｔ8,・・・の信号の極性を反転すれば、各サンプリング位置の信号が復調信号ＰQの信号レベルを示すものとなる。
【００３１】
このように、変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ:０または自然数）の周波数でサンプリングを行い、「π」の位相差を有した信号を用いて極性を一致させてから合成すれば、簡単に復調信号を生成できる。また、「ｍ」の値を大きくすることにより、低いサンプリング周波数で復調信号ＰI，ＰQを生成できることとなる。
【００３２】
図３は、復調信号生成部の第１の構成を示している。この復調信号生成部４０aは、サンプリングブロック４０a-1において、サンプリング周波数Ｆsで中間周波信号ＲIFsをサンプルリングして、位相差が「０」，「π／２」，「π」，「３π／２」の信号を生成する。その後、極性調整ブロック４０a-2によって、位相差「π」の信号と位相差「３π／２」の信号の極性を反転させるとともに、信号合成ブロック４０a-3によって、位相差「０」の信号と極性が反転された位相差「π」の信号を合成して復調信号ＰIを得るとともに、位相差「π／２」の信号と極性が反転された位相差「３π／２」の信号を合成して復調信号ＰQを得るものである。
【００３３】
中間周波信号ＲIFsは、サンプリングブロック４０a-1のサンプルホールド回路４１１に供給する。サンプルホールド回路４１１では、復調制御部７０から供給された制御信号ＤＰの１つである制御信号φsに基づいて、中間周波信号ＲIFsをサンプリングする。この制御信号φsは、サンプリング周波数Ｆsの信号である。また、サンプルホールド回路４１１でサンプリングした信号は、サンプルホールド出力信号Ｖsとして信号切換回路４１２の可動端子ａに供給する。
【００３４】
信号切換回路４１２の端子ｂは、サンプルホールド回路４１３-1と接続するとともに、端子ｃは、サンプルホールド回路４１３-2と接続する。また、端子ｄ，ｅは、サンプルホールド回路４１３-3，４１３-4と接続する。信号切換回路４１２では、復調制御部７０から供給された切換信号ＳＳに基づいて、可動端子ａを端子ｂ，ｃ，ｄ，ｅのいずれかの位置に切り換える。例えば、サンプリング周波数Ｆsが「１／（ｍ＋０．２５）倍」であるとき、可動端子ａを端子ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｂ，ｃ・・・の順に繰り返し切り換える。また、サンプリング周波数Ｆsが「１／（ｍ＋０．７５）倍」であるときには、位相差「π／２」と位相差「３π／２」の信号の順序が「１／（ｍ＋０．２５）倍」の場合と逆となる。このため、可動端子ａを端子ｂ，ｅ，ｄ，ｃ，ｂ，ｅ・・・の順に繰り返し切り換える。
【００３５】
サンプルホールド回路４１３-1では、復調制御部７０から供給された制御信号ＤＰの１つである制御信号φ1に基づき、信号切換回路４１２を介して供給されたサンプルホールド出力信号Ｖsを保持する。同様に、サンプルホールド回路４１３-2では、復調制御部７０から供給された制御信号ＤＰの１つである制御信号φ2に基づき、サンプルホールド回路４１３-1に保持された信号に対して位相差「π／２」であるサンプルホールド出力信号Ｖsを保持する。サンプルホールド回路４１３-3では、復調制御部７０から供給された制御信号ＤＰの１つである制御信号φ3に基づき、サンプルホールド回路４１３-1に保持された信号に対して位相差「π」であるサンプルホールド出力信号Ｖsを保持する。サンプルホールド回路４１３-4では、復調制御部７０から供給された制御信号ＤＰの１つである制御信号φ4に基づき、サンプルホールド回路４１３-1に保持された信号に対して位相差「３π／２」であるサンプルホールド出力信号Ｖsを保持する。
【００３６】
サンプルホールド回路４１３-1からの出力信号は、サンプルホールド出力信号Ｖs-1として、極性調整ブロック４０a-2の同相増幅器４１４-1に供給する。サンプルホールド回路４１３-2からの出力信号はサンプルホールド出力信号Ｖs-2として同相増幅器４１４-2に供給する。また、サンプルホールド回路４１３-3からの出力信号はサンプルホールド出力信号Ｖs-3として逆相増幅器４１５-1に供給する。サンプルホールド回路４１３-4からの出力信号は、サンプルホールド出力信号Ｖs-4として逆相増幅器４１５-2に供給する。
【００３７】
同相増幅器４１４-1では、サンプルホールド出力信号Ｖs-1を利得ｋで増幅して信号Ｖoi-1として信号切換回路４１６の端子ａに供給する。同相増幅器４１４-2では、サンプルホールド出力信号Ｖs-2を利得ｋで増幅して信号Ｖoq-1として信号切換回路４１７の端子ａに供給する。逆相増幅器４１５-1では、サンプルホールド出力信号Ｖs-3を利得-ｋで増幅することことにより、極性を信号Ｖoi-1と一致させて、信号Ｖoi-2として信号切換回路４１６の端子ｂに供給する。逆相増幅器４１５-2では、サンプルホールド出力信号Ｖs-4を利得-ｋで増幅することにより、極性を信号Ｖoq-1と一致させて、信号Ｖoq-2として信号切換回路４１７の端子ｂに供給する。
【００３８】
信号合成ブロック４０a-3の信号切換回路４１６では、復調制御部７０から供給された制御信号ＤＰの１つである切換信号ＳＣaに基づき、サンプリング周波数Ｆsの１／２倍の周波数で可動端子ｃを端子ａと端子ｂを交互に切り換えることで２つの信号を１つの信号に合成して、この合成した信号を復調信号ＰIとして出力する。また、信号切換回路４１７では、復調制御部７０から供給された切換信号ＳＣbに基づき、サンプリング周波数Ｆsの１／２倍の周波数で可動端子ｃを端子ａと端子ｂを交互に切り換えることで２つの信号を１つの信号に合成して、この合成した信号を復調信号ＰQとして出力する。なお、切換信号ＳＣaと切換信号ＳＣbは、１サンプリング期間の位相差を有するものである。
【００３９】
図４Ａ〜図４Ｑは、復調信号生成部４０aにおける各部の信号を示している。図４Ａは中間周波信号ＲIFs、図４Ｂは制御信号φsを示している。なお、図ではサンプリング周波数Ｆsが「１／（１＋０．２５）倍」の場合を示している。
【００４０】
サンプルホールド回路４１１では、制御信号φsの立ち上がりで中間周波信号ＲIFsのサンプル動作を開始するとともに、制御信号φsの立ち下がりで中間周波信号ＲIFsの信号レベルを保持して、図４Ｃに示すサンプルホールド出力信号Ｖsを生成する。例えば制御信号φsの立ち上がりである時点ｔ11で、中間周波信号ＲIFsのサンプル動作を開始するとともに、制御信号φsの立ち下がりである時点ｔ12で中間周波信号ＲIFsの信号レベルＬaを制御信号φsの次の立ち上がりまでホールドすることで、サンプルホールド出力信号Ｖsを生成する。以下同様にしてサンプルホールド動作を行うと、制御信号φsに基づいて保持された信号は、時点ｔ12で保持された信号を位相差「０」の信号としたとき、位相差「π／２」の信号、位相差「π」の信号、位相差「３π／２」の信号、位相差「０」の信号・・・の順序となる。
【００４１】
信号切換回路４１２は、図４Ｄに示す切換信号ＳＳに基づき、サンプルホールド出力信号Ｖsをサンプルホールド回路４１３-1〜４１３-4に振り分ける。例えば時点ｔ12でサンプルホールド回路４１１がホールド状態とされたときには、切換信号ＳＳによって可動端子ａを端子ｂに切り換えて、サンプルホールド出力信号Ｖsをサンプルホールド回路４１３-1に供給する。
【００４２】
サンプルホールド回路４１３-1では、図４Ｅに示す制御信号φ1に基づき、供給されたサンプルホールド出力信号Ｖsのサンプルホールド動作を行う。ここで、制御信号φ1がハイレベル「Ｈ」の期間中は信号の取り出しを行い、制御信号φ1の立ち下がりである時点ｔ13から次の制御信号φ1の立ち上がりまでサンプルホールド出力信号Ｖsの信号レベルＬaを保持する。このため、同相増幅器４１４-1から出力される信号Ｖoi-1は図４Ｊに示すように、サンプルホールド出力信号Ｖsがサンプルホールド回路４１３-1に供給された時点ｔ12で信号レベルが（ｋ×Ｌa）となる。
【００４３】
さらに、信号切換回路４１６では、図４Ｍに示す切換信号ＳＣaに基づき、サンプルホールド回路４１３-1がホールド状態とされた時点ｔ13で可動端子ｃを端子ａ側に設定することにより、可動端子ｃから出力される復調信号ＰIは、図４Ｐに示すように信号レベルが（ｋ×Ｌa）となる。
【００４４】
時点ｔ14で、制御信号φsの立ち下がりが生ずると、信号切換回路４１２は切換信号ＳＳに基づき、可動端子ａを端子ｂから端子ｃに切り換えて、サンプルホールド出力信号Ｖsをサンプルホールド回路４１３-2に供給する。
【００４５】
サンプルホールド回路４１３-2では、図４Ｆに示す制御信号φ2に基づき、供給されたサンプルホールド出力信号Ｖsのサンプルホールド動作を行う。ここで、制御信号φ2がハイレベル「Ｈ」の期間中は信号の取り出しを行い、制御信号φ2の立ち下がりである時点ｔ15から次の制御信号φ1の立ち上がりまでサンプルホールド出力信号Ｖsの信号レベルＬb（図ではＬb＝０）を保持する。このため、同相増幅器４１４-2から出力される信号Ｖoq-1は図４Ｋに示すように信号レベルが（ｋ×Ｌb＝０）となる。
【００４６】
さらに、信号切換回路４１７では、図４Ｎに示す切換信号ＳＣbに基づき、サンプルホールド回路４１３-2がホールド状態とされた時点ｔ15で可動端子ｃを端子ａ側に設定することにより、可動端子ｃから出力される復調信号ＰQは、図４Ｑに示す信号レベルが（ｋ×Ｌb＝０）となる。
【００４７】
時点ｔ16で、制御信号φsの立ち下がりが生ずると、信号切換回路４１２は切換信号ＳＳに基づき、可動端子ａを端子ｃから端子ｄに切り換えて、サンプルホールド出力信号Ｖsをサンプルホールド回路４１３-3に供給する。
【００４８】
サンプルホールド回路４１３-3では、図４Ｇに示す制御信号φ3に基づき、供給されたサンプルホールド出力信号Ｖsのサンプルホールド動作を行う。ここで、制御信号φ3がハイレベル「Ｈ」の期間中は信号の取り出しを行い、制御信号φ3の立ち下がりである時点ｔ17から次の制御信号φ3の立ち上がりまでサンプルホールド出力信号Ｖsの信号レベル−Ｌaを保持する。このため、逆相増幅器４１５-1から出力される信号Ｖoi-2は図４Ｌに示すように信号レベルが（−ｋ×−Ｌa）となる。
【００４９】
さらに、信号切換回路４１６では、図４Ｍに示す切換信号ＳＣaに基づき、サンプルホールド回路４１３-3がホールド状態とされた時点ｔ17で可動端子ｃを端子ｂ側に設定することにより、可動端子ｃから出力される復調信号ＰIは、図４Ｐに示す信号レベル（−ｋ×−Ｌa）となる。
【００５０】
その後、制御信号φsの立ち下がりが生ずると、信号切換回路４１２は切換信号ＳＳに基づき、可動端子ａを端子ｄから端子ｅに切り換えて、サンプルホールド出力信号Ｖsをサンプルホールド回路４１３-4に供給する。また、サンプルホールド回路４１３-4では、図４Ｈに示す制御信号φ4に基づき、供給されたサンプルホールド出力信号Ｖsのサンプルホールド動作を行い、制御信号φ4の立ち下がりのタイミングの信号レベル（−Ｌb）を、サンプリング信号の信号レベルとして制御信号φ4の次の立ち上がりまで保持する。このため、逆相増幅器４１５-2から出力される信号Ｖoq-2は図４Ｋに示すように信号レベルが（−ｋ×−Ｌb＝０）となる。さらに、信号切換回路４１７では、図４Ｎに示す切換信号ＳＣbに基づき、サンプルホールド回路４１３-4がホールド状態とされたタイミングで可動端子ｃを端子ｂ側に設定することにより、可動端子ｃから出力される復調信号ＰQは、図４Ｑに示すように信号レベルが（−ｋ×−Ｌb＝０）となる。
【００５１】
次に、復調信号生成部の第２の構成を図５に示す。上述の第１の構成では、中間周波信号ＲIFsをサンプルホールドしてから合成する信号の極性を一致させるものとしたが、第２の構成の復調信号生成部４０bでは、極性調整ブロック４０b-1で極性の反転された中間周波信号ＲIFsを予め生成するとともに、サンプリングブロック４０b-2では、中間周波信号ＲIFsあるいは極性の反転された中間周波信号ＲIFsを選択してサンプルホールドするものとし、このサンプルホールドによって保持された信号を信号合成ブロック４０b-3で合成して復調信号ＰI，ＰQを得るものである。
【００５２】
中間周波信号ＲIFsは、極性調整ブロック４０b-1の同相増幅器４２１-1，４２１-2および逆相増幅器４２２-1，４２２-2に供給する。同相増幅器４２１-1では、中間周波信号ＲIFsを利得ｋで増幅して、信号ＲIFs-aとしてサンプリングブロック４０b-2を構成するスイッチ回路４２３-1の一方の端子に供給する。また、同相増幅器４２１-2では、中間周波信号ＲIFsを利得ｋで増幅して、信号ＲIFs-aとしてスイッチ回路４２３-2の一方の端子に供給する。逆相増幅器４２２-1では、中間周波信号ＲIFsを利得-ｋで増幅することにより極性を反転して、信号ＲIFs-bとしてスイッチ回路４２３-3の一方の端子に供給する。また、逆相増幅器４２２-2では、中間周波信号ＲIFsを利得-ｋで増幅することにより極性を反転して、信号ＲIFs-bとしてスイッチ回路４２３-4の一方の端子に供給する。なお、スイッチ回路４２３は復調信号生成部４０bを集積回路化する場合、例えばトランスファゲートを用いるものとする。また、後述するスイッチ回路も同様である。
【００５３】
スイッチ回路４２３-1，４２３-3の他方の端子は、信号合成ブロック４０b-3を構成するコンデンサ４２４の一方の端子とサンプルホールド回路４２６に接続する。また、スイッチ回路４２３-2，４２３-4の他方の端子はコンデンサ４２５の一方の端子とサンプルホールド回路４２７に接続する。コンデンサ４２４，４２５の他方の端子は接地する。
【００５４】
スイッチ回路４２３-1は、復調制御部７０からの制御信号ＤＰの１つである制御信号φ11に基づき端子間を導通状態としてコンデンサ４２４を充電する。スイッチ回路４２３-2は、復調制御部７０からの制御信号ＤＰの１つである制御信号φ12に基づき端子間を導通状態としてコンデンサ４２５を充電する。スイッチ回路４２３-3は、復調制御部７０からの制御信号ＤＰの１つである制御信号φ13に基づき端子間を導通状態としてコンデンサ４２４を充電する。さらに、スイッチ回路４２３-4は、復調制御部７０からの制御信号ＤＰの１つである制御信号φ14に基づき端子間を導通状態としてコンデンサ４２５を充電する。
【００５５】
制御信号φ11〜14は、スイッチ回路４２３-1〜４２３-4の何れか１つのみを切り換えて導通状態とするとともに、スイッチを非導通状態に切り換えるタイミングの周波数を、中間周波信号ＲIFsの周波数に対して「１／（ｍ＋０．２５）倍」の周波数、あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ:０または自然数）の周波数とするものである。ここで、例えば「１／（ｍ＋０．２５）倍」の周波数としたときには、スイッチ回路４２３-1を非導通状態としたタイミングを基準としたとき、位相差「π／２」でスイッチ回路４２３-2を非導通状態に切り換える。また、位相差「π」でスイッチ回路４２３-3を非導通状態に切り換えるとともに、位相差「３π／２」でスイッチ回路４２３-4を非導通状態に切り換える。
【００５６】
コンデンサ４２４の端子間電圧Ｖcpaは、スイッチ回路４２３-1あるいはスイッチ回路４２３-3が非導通状態とされてから次にスイッチ回路４２３-1あるいはスイッチ回路４２３-3が導通状態とされるまで、非導通状態とされたときの中間周波信号ＲIFsの信号レベルに応じた端子間電圧を保持することとなる。同様に、コンデンサ４２５の端子間電圧Ｖcpbは、スイッチ回路４２３-2あるいはスイッチ回路４２３-4が非導通状態とされてから次にスイッチ回路４２３-2あるいはスイッチ回路４２３-4が導通状態とされるまで、非導通状態とされたときの中間周波信号ＲIFsの信号レベルに応じた端子間電圧Ｖcpbを保持することとなる。
【００５７】
サンプルホールド回路４２６は、復調制御部７０からの制御信号ＤＰの１つである制御信号φ16に基づき、コンデンサ４２４で保持されている電圧をサンプルホールドして復調信号ＰIとして出力する。また、サンプルホールド回路４２７は、復調制御部７０からの制御信号ＤＰの１つである制御信号φ15に基づき、コンデンサ４２５で保持されている電圧をサンプルホールドして復調信号ＰQとして出力する。
【００５８】
図６は、復調信号生成部４０bにおける各部の信号を示している。図６Ａは同相増幅器４２１-1，４２１-2から出力された信号ＲIFs-a（実線）と、逆相増幅器４２２-1，４２２-2から出力された信号ＲIFs-b（破線）を示している。また、図６Ｂ〜６Ｇは制御信号φ11〜φ16を示している。
【００５９】
時点ｔ21で制御信号φ11がハイレベル「Ｈ」とされると、スイッチ回路４２３-1が導通状態となり、コンデンサ４２５の端子間電圧Ｖcpaは、図６Ｈに示すように信号ＲIFs-aの信号レベルと等しくなる。時点ｔ22で制御信号φ11がローレベル「Ｌ」となると、スイッチ回路４２３-1が非導通状態となり、コンデンサ４２５の端子間電圧Ｖcpaは、時点ｔ22の信号レベル（ｋ×Ｌa）を保持する。
【００６０】
時点ｔ23で制御信号φ12がハイレベル「Ｈ」とされると、スイッチ回路４２３-2が導通状態となり、コンデンサ４２５の端子間電圧Ｖcpbは、図６Ｊに示すように信号ＲIFs-aの信号レベルと等しくなる。また、時点ｔ23で制御信号φ16がハイレベル「Ｈ」とされると、サンプルホールド回路４２６ではサンプル動作を開始してコンデンサ４２４で保持している端子間電圧Ｖcpaに応じた信号を図６Ｋに示すように復調信号ＰIとして出力する。
【００６１】
時点ｔ24で制御信号φ12がローレベル「Ｌ」とされると、スイッチ回路４２３-2が非導通状態となり、コンデンサ４２５の端子間電圧Ｖcpbは、時点ｔ24のレベル（ｋ×Ｌb＝０）を保持する。また、時点ｔ24で制御信号φ16がローレベル「Ｌ」とされると、サンプルホールド回路４２６では時点ｔ24の信号レベル（ｋ×Ｌa）を保持して引き続き復調信号ＰIとして出力する。
【００６２】
時点ｔ25で制御信号φ13がハイレベル「Ｈ」とされると、スイッチ回路４２３-3が導通状態となり、コンデンサ４２４の端子間電圧Ｖcpaは、図６Ｈに示すように信号ＲIFs-bの信号レベルと等しくなる。また、時点ｔ25で制御信号φ15がハイレベル「Ｈ」とされると、サンプルホールド回路４２７ではサンプル動作を開始してコンデンサ４２５で保持している端子間電圧Ｖcpbに応じた信号を図６Ｌに示すように復調信号ＰQとして出力する。
【００６３】
時点ｔ26で制御信号φ13がローレベル「Ｌ」とされると、スイッチ回路４２３-3が非導通状態となり、コンデンサ４２４の端子間電圧Ｖcpaは、時点ｔ26のレベル（−ｋ×−Ｌa）を保持する。また、時点ｔ26で制御信号φ15がローレベル「Ｌ」とされると、サンプルホールド回路４２７では時点ｔ26の信号レベルを保持して引き続き復調信号ＰQとして出力する。
【００６４】
時点ｔ27で制御信号φ14がハイレベル「Ｈ」とされると、スイッチ回路４２３-4が導通状態となり、コンデンサ４２５の端子間電圧Ｖcpbは、図６Ｊに示すように信号ＲIFs-bの信号レベルと等しくなる。また、時点ｔ27で制御信号φ16がハイレベル「Ｈ」とされると、サンプルホールド回路４２７ではサンプル動作を開始してコンデンサ４２４で保持している端子間電圧Ｖcpaに応じた信号を復調信号ＰIとして出力する。
【００６５】
時点ｔ28で制御信号φ14がローレベル「Ｌ」とされると、スイッチ回路４２３-4が非導通状態となり、コンデンサ４２５の端子間電圧Ｖcpbは、時点ｔ28のレベル（−ｋ×−Ｌb）を保持する。また、時点ｔ28で制御信号φ16がローレベル「Ｌ」とされると、サンプルホールド回路４２６では時点ｔ28の信号レベルを保持して引き続き復調信号ＰIとして出力する。以下同様な処理を行うことで、極性の反転された中間周波信号ＲIFsを生成して、この中間周波信号ＲIFsあるいは極性の反転された中間周波信号ＲIFsを選択してサンプルホールドすることでも復調信号ＰI，ＰQを得ることができる。
【００６６】
ところで、集積回路では、素子特性のばらつきや温度による特性変化のばらつきの影響等を少なくするために差動増幅器を用いることが多い。このため、差動回路で構成した復調信号生成部を第３の構成として図７に示す。この第３の構成の復調信号生成部４０cでは、サンプリングブロック４０c-1によって、復調制御部７０からの制御信号ＤＰに基づき中間周波信号ＲIFsのサンプリングあるいは極性を反転したサンプリングを行うものとし、このサンプリングされた信号を信号合成ブロック４０c-2で合成して復調信号ＰI，ＰQを得るものである。
【００６７】
中間周波信号ＲIFsは、復調信号生成部４０cの入力端子４３１-p，４３１-n間に入力する。入力端子４３１-pは、サンプリングブロック４０c-1のスイッチ回路４３２-1を介して、信号合成ブロック４０c-2を構成する差動増幅器４３６の反転入力端子と接続する。また、スイッチ回路４３２-4を介して差動増幅器４３６の非反転入力端子と接続する。さらに、スイッチ回路４３３-1を介して差動増幅器４３７の反転入力端子と接続するとともに、スイッチ回路４３３-4を介して差動増幅器４３７の非反転入力端子と接続する。
【００６８】
入力端子４３１-nは、スイッチ回路４３２-2を介して差動増幅器４３６の非反転入力端子と接続するとともに、スイッチ回路４３２-3を介して差動増幅器４３６の反転入力端子と接続する。また、スイッチ回路４３３-2を介して差動増幅器４３７の非反転入力端子と接続するとともに、スイッチ回路４３３-3を介して差動増幅器４３７の反転入力端子と接続する。さらに、差動増幅器４３６の入力端子間にコンデンサ４３４を設けるとともに、差動増幅器４３７の入力端子間にコンデンサ４３５を設けるものとする。
【００６９】
スイッチ回路４３２-1，４３２-2は、上述の制御信号φ11で駆動する。同様に、スイッチ回路４３３-1，４３３-2は、制御信号φ12で駆動するとともに、スイッチ回路４３２-3，４３２-4は、制御信号φ13で駆動する。さらに、スイッチ回路４３３-3，４３３-4は、制御信号φ14によって駆動する。
【００７０】
ここで、制御信号φ13でスイッチ回路４３２-3，４３２-4を導通状態とすると、差動増幅器４３６の入力端子間には、制御信号φ11でスイッチ回路４３２-1，４３２-2を導通状態とした場合と逆極性で中間周波信号ＲIFsが供給されることとなる。同様に、制御信号φ14でスイッチ回路４３３-3，４３３-4を導通状態とすると、差動増幅器４３７の入力端子間には、制御信号φ12でスイッチ回路４３３-1，４３３-2を導通状態とした場合と逆極性で中間周波信号ＲIFsが供給されることとなる。このため、逆相増幅器を設けていなくとも、逆相増幅器を設けた場合と同様に差動増幅器４３６，４３７に中間周波信号ＲIFsを供給できる。
【００７１】
差動増幅器４３６では、入力端子間電圧すなわちコンデンサ４３４の端子間電圧Ｖcpcに応じた差動出力信号を生成して差動出力端子からサンプルホールド回路４３８に供給する。また、差動増幅器４３７では、入力端子間電圧すなわちコンデンサ４３５の端子間電圧Ｖcpdに応じた差動出力信号を生成して差動出力端子からサンプルホールド回路４３９に供給する。
【００７２】
サンプルホールド回路４３８では、制御信号φ1６に基づき、差動増幅器４３６から出力された差動出力信号のサンプルホールドを行い、復調信号ＰIを差動信号として出力する。サンプルホールド回路４３９では、制御信号φ15に基づき、差動増幅器４３６から出力された差動出力信号のサンプルホールドを行い、復調信号ＰQを差動信号として出力する。
【００７３】
図８は、復調信号生成部４０cにおける各部の信号を示している。図８Ａは中間周波信号ＲIFs、図８Ｂ〜８Ｇは制御信号φ11〜φ16を示している。この復調信号生成部４０cでは、制御信号φ11がハイレベル「Ｈ」とされてスイッチ回路４３２-1，４３２-2が導通状態とされたとき、コンデンサ４３４の端子間電圧Ｖcpcが図８Ｈに示すように中間周波信号ＲIFsの信号レベルと等しくなるとともに、非導通状態とされたときのレベルが保持される。また、制御信号φ13がハイレベル「Ｈ」とされてスイッチ回路４３２-3，４３２-4が導通状態とされたとき、コンデンサ４３４の端子間電圧Ｖcpcが中間周波信号ＲIFsの信号レベルを逆極性としたものと等しくなるとともに、非導通状態とされたときのレベルが保持される。このコンデンサ４３４の端子間電圧Ｖcpcが保持されているときに差動増幅器４３６から出力された信号が、制御信号φ16に基づきサンプルホールド回路４３８でサンプリングされて、図８Ｋに示す復調信号ＰIがサンプルホールド回路４３８から差動信号として出力される。
【００７４】
また、制御信号φ12がハイレベル「Ｈ」とされてスイッチ回路４３３-1，４３３-2が導通状態とされたとき、コンデンサ４３５の端子間電圧Ｖcpdが図８Ｊに示すように中間周波信号ＲIFsの信号レベルと等しくなるとともに、非導通状態とされたときのレベルが保持される。また、制御信号φ14がハイレベル「Ｈ」とされてスイッチ回路４３３-3，４３３-4が導通状態とされたとき、コンデンサ４３５の端子間電圧Ｖcpdが中間周波信号ＲIFsの信号レベルを逆極性としたものと等しくなるとともに、非導通状態とされたときのレベルが保持される。このコンデンサ４３５の端子間電圧Ｖcpdが保持されているときに差動増幅器４３７から出力された信号が、制御信号φ15に基づきサンプルホールド回路４３９でサンプリングされて、図８Ｌに示す復調信号ＰQがサンプルホールド回路４３９から差動信号として出力される。このように、差動回路で復調信号生成部を構成しても、復調信号ＰI，ＰQを生成できる。
【００７５】
また、上述の復調信号生成部４０a，４０b，４０cでは、中間周波信号ＲIFsを用いて復調信号ＰI，ＰQを生成するものとしたが、低雑音アンプ１２から出力された受信信号ＲＢをサンプリングして復調信号ＰI，ＰQを生成することもできる。この場合、サンプリング周波数Ｆsは、受信信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ:０または自然数）の周波数に設定してサンプリングを行い、位相差「π」の信号の極性を一致させて合成する。このように受信信号ＲＢから復調信号ＰI，ＰQを直接生成することで、周波数変換器等を用いることなく簡単に復調信号ＰI，ＰQを得ることができる。また、「ｍ」の値を大きくすることで、高い周波数での処理を行うことなく復調信号ＰI，ＰQを得ることもできる。
【００７６】
ところで、図９に示すように、ＭＯＳ型トランジスタで構成されたスイッチ回路を介してコンデンサＣHの充電を行った場合、制御信号φcによってトランジスタがオン状態からオフ状態に切り換えられたときに、反転層の電荷が破線で示すように信号源側とコンデンサ側に流れて、この電荷によってコンデンサＣHが充電されてしまう所謂チャージインジェクションが生じることが知られている。ここで、反転層の電荷がコンデンサ側に流れると、コンデンサＣHの容量によっては、流れ込んだ反転層の電荷によって端子間電圧が変動してしまう。このため、例えば中間周波信号ＲIFsの信号レベルをサンプルホールドしたときにチャージインジェクションが生じると、中間周波信号ＲIFsの信号レベルを保持するコンデンサの端子間電圧は、中間周波信号ＲIFsの信号レベルに応じた電圧レベルを示さなくなってしまう場合がある。
【００７７】
このため、このような影響を受けることがないように、図１０に示すユニティ・ゲイン・サンプルバッファを用いて、中間周波信号ＲIFsのサンプリングを行う。
【００７８】
図１０において、トランジスタ７０１-pのソースはコンデンサ７０２-pの一方の端子とトランジスタ７０３-pのドレインに接続する。コンデンサ７０２-pの他方の端子はトランジスタ７０４-pのドレインと差動増幅器７０５の反転入力端子に接続する。トランジスタ７０３-p，７０４-pのソースは差動増幅器７０５の正極側出力端子に接続する。
【００７９】
トランジスタ７０１-nのソースはコンデンサ７０２-nの一方の端子とトランジスタ７０３-nのドレインに接続する。コンデンサ７０２-nの他方の端子はトランジスタ７０４-nのドレインと差動増幅器７０５の非反転入力端子に接続する。トランジスタ７０３-n，７０４-nのソースは差動増幅器７０５の負極側出力端子に接続する。
【００８０】
図１１は、ユニティ・ゲイン・サンプルバッファの駆動信号を示している。トランジスタ７０１-p，７０１-nを駆動する図１１Ａに示す制御信号φc1よりも先に図１１Ｂに示す制御信号φc2によってトランジスタ７０４-p，７０４-nをオフ状態とすると、コンデンサ７０２-p，７０２-nの他方の端子は仮想接地となってハイインピーダンス状態となる。このため、トランジスタ７０１-p，７０１-nからコンデンサ７０２-p，７０２-nに電荷が注入されなくなり、差動増幅器７０５から中間周波信号ＲIFsの信号レベルに応じた正しい出力信号を得ることができる。また、電荷が注入されても、コンデンサ７０２-p，７０２-nの他方の端子は仮想接地となっているので、差動増幅器７０５の入力信号に関係しない。さらに、差動動作によって、電荷の注入による影響が相殺されるので、電荷の注入による影響が出力信号に現れることも防止できる。なお、図１１Ｃに示す制御信号φc3は、制御信号φc1によってトランジスタ７０１-p，７０１-nをオフ状態とした後にトランジスタ７０３-p，７０３-nをオン状態とする信号である。
【００８１】
このように、ユニティ・ゲイン・サンプルバッファを用いるものとすれば、チャージインジェクションの影響のない高精度の復調信号ＰI，ＰQを得ることができる。
【００８２】
ところで、上述の実施の形態では、復調信号生成部４０a，４０b，４０cで復調信号ＰI，ＰQを生成して、この生成した復調信号ＰIを低域フィルタ２１に供給するとともに、復調信号ＰQを低域フィルタ２２に供給して、低域フィルタ２１，２２でフィルタ処理を行うものである。ここで、復調信号生成部４０と低域フィルタ２１，２２を、スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部４５に置き換えて、この復調信号生成部４５と復調制御部７０で復調回路を構成すれば、受信装置の構成をさらに簡単とすることができるとともに、復調信号生成部４５やＡ／Ｄ変換器２３，２４を容易に駆動することもできる。
【００８３】
図１２は、復調信号生成部４５を使用した受信装置の構成を示している。なお、図１２において、図１と対応する部分については同一符号を付しその詳細な説明は省略する。
【００８４】
中間周波信号ＲIFsは、スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部４５に供給する。復調信号生成部４５では、復調制御部７０からの制御信号ＤＰに基づき、中間周波信号ＲIFsのサンプリングやコンデンサのスイッチング等を行い、復調信号ＰIsを生成してＡ／Ｄ変換器２３に供給する。また、復調信号ＰQsを生成してＡ／Ｄ変換器２４に供給する。Ａ／Ｄ変換器２３，２４では、復調制御部７０から供給されたクロック信号ＣＫbに基づいて復調信号ＰIs，ＰQsをディジタル信号に変換して受信データＤI，ＤQとする。
【００８５】
図１３は、スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部４５の基本原理を示している。この復調信号生成部４５のサンプリングブロック４５-1では、上述のサンプリングブロック４０a-1，４０b-2，４０c-1と同様に、中間周波信号ＲIFsに対して「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ:０または自然数）のサンプリング周波数Ｆsで中間周波信号ＲIFsをサンプリングして、位相差が「０」，「π／２」，「π」，「３π／２」の信号を抽出する。
【００８６】
信号生成ブロック４５-2では、サンプリング信号から「π」の位相差を有した信号に基づいてスイッチト・キャパシタ・フィルタでフィルタ処理する信号を生成する。例えば「π」の位相差を有した信号でコンデンサを充電して、コンデンサの端子間電圧に応じた信号をバッファ４２８，４２９を介してスイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５-3に供給する。
【００８７】
なお、図１３では、復調信号生成部４０bと同様な構成を示しているが、各サンプリング信号に基づく信号の極性を一致させてフィルタ処理を行うことができれば、同相増幅器と逆相増幅器を設ける必要はない。
【００８８】
スイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５-3は、スイッチト・キャパシタ・フィルタで構成する。スイッチト・キャパシタ・フィルタは、例えば差動増幅器６１の反転入力端子に接続される抵抗Ｒｇを、実線で示すネガティブ・スイッチト・キャパシタ・トランスレジスタンス(Negative Switched Capacitor Transresistance)６２で置き換える。また、差動増幅器６１の反転入力端子と出力端子間に設けられている積分コンデンサ６３に並列接続された帰還用の抵抗Ｒｆを、実線で示すポジティブ・スイッチト・キャパシタ・トランスレジスタンス(Positive Switched Capacitor Transresistance)６４で置き換えて構成する。
【００８９】
ネガティブ・スイッチト・キャパシタ・トランスレジスタンス６２では、コンデンサ６２２の一方の端子にスイッチ回路６２１を設けるとともに、他方の端子にスイッチ回路６２３を設けるものとする。ここで、スイッチ回路６２１の可動端子ｃを端子ａ側としてコンデンサ６２２の一方の端子を信号生成ブロック４５-2と接続するときには、スイッチ回路６２３の可動端子ｃを端子ｂ側とすることで他方の端子を接地して、コンデンサ６２２の充電を行う。その後、スイッチ回路６２１の可動端子ｃを端子ｂ側としてコンデンサ６２２の一方の端子を接地するとともに、スイッチ回路６２３の可動端子ｃを端子ａ側とすることで他方の端子を反転入力端子と接続して、充電された電荷を反転入力端子に供給する。このようにスイッチ回路６２１，６２３を切り換えてコンデンサ６２２をスイッチング駆動する。
【００９０】
ポジティブ・スイッチト・キャパシタ・トランスレジスタンス６４では、コンデンサ６４２の一方の端子にスイッチ回路６４１を設けるとともに、他方の端子にスイッチ回路６４３を設けるものとする。ここで、スイッチ回路６４１の可動端子ｃを端子ａ側としてコンデンサ６４２の一方の端子を反転入力端子と接続するときには、スイッチ回路６４３の可動端子ｃを端子ａ側として他方の端子を出力端子に接続してコンデンサ６４２を充電する。その後、スイッチ回路６４１の可動端子ｃを端子ｂ側としてコンデンサ６４２の一方の端子を接地するとともに、スイッチ回路６４３の可動端子ｃを端子ｂ側として他方の端子を接地して、充電されたコンデンサ６４２を放電させる。このようにスイッチ回路６４１，６４３を切り換えてコンデンサ６４２をスイッチング駆動する。
【００９１】
このスイッチト・キャパシタ・フィルタでは、スイッチ回路６２１，６２３の可動端子ｃを切り換えて、信号生成ブロック４５-2からの信号によってコンデンサ６２２を充電する。その後、スイッチ回路６２１，６２３の可動端子を切り換えて、コンデンサ６２２に充電されている電荷を差動増幅器６１に供給する。また、スイッチ回路６２１，６２３の切換動作に対応させてスイッチ回路６４１，６４３をスイッチング駆動する。さらに、ネガティブ・スイッチト・キャパシタ・トランスレジスタンス６２では、「π」の位相差を有する位相差「０」，「π」のサンプリング出力信号に基づいて電荷の転送を行うことにより、スイッチング周波数に応じた低域フィルタ特性でフィルタ処理がなされた復調信号、例えばチャネル外の妨害信号を除去した復調信号ＰIsを差動増幅器６１から得ることができる。
【００９２】
また、スイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５-4もスイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５-3と同様にスイッチト・キャパシタ・フィルタで構成するとともに、「π」の位相差を有する位相差「π／２」，「３π／２」のサンプリング出力信号に基づいて電荷の転送を行うことにより、フィルタ処理がなされた復調信号ＰQsを得ることができる。
【００９３】
このようにスイッチト・キャパシタ・フィルタを用いることで、フィルタ機能を有する復調信号生成部を差動増幅器やコンデンサおよびスイッチ回路で構成できるので、集積回路化が容易となる。また集積回路化したときにコンデンサの容量値がばらつきを生じても、スイッチング周波数を調整することで所望のフィルタ特性を得ることが可能となり、復調信号ＰIs，ＰQsを簡単に生成できる。
【００９４】
図１４は、スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部の第１の構成を示している。なお、図１４では復調信号ＰIsを生成する部分のみを示している。中間周波信号ＲIFsは、入力端子４５１-p，４５１-n間に入力する。入力端子４５１-pは、サンプリングブロック４５a-1のスイッチ回路４５２-pを介して信号生成ブロック４５a-2を構成するコンデンサ４５４-pの一方の端子と接続するとともに、スイッチ回路４５３-pを介してコンデンサ４５６-pの一方の端子と接続する。また、入力端子４５１-nは、スイッチ回路４５２-nを介してコンデンサ４５４-nの一方の端子と接続するとともに、スイッチ回路４５３-nを介してコンデンサ４５６-nの一方の端子と接続する。コンデンサ４５４-p，４５４-n，４５６-p，４５６-nの他方の端子は接地する。
【００９５】
コンデンサ４５４-pの一方の端子は、アンプ４５５-pを介してスイッチ回路４５８-pの一方の端子と接続するとともに、コンデンサ４５４-nの一方の端子は、アンプ４５５-nを介してスイッチ回路４５８-nの一方の端子と接続する。また、中間周波信号ＲIFsの極性を反転させるため、コンデンサ４５６-pの一方の端子は、アンプ４５７-pを介してスイッチ回路４５９-nの一方の端子と接続するとともに、コンデンサ４５６-nの一方の端子は、アンプ４５７-nを介してスイッチ回路４５９-pの一方の端子と接続する。
【００９６】
スイッチ回路４５８-pとスイッチ回路４５９-pの他方の端子は、スイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５a-3を構成するコンデンサ６２２-pの一方の端子とスイッチ回路６２４の一方の端子と接続する。スイッチ回路４５８-nとスイッチ回路４５９-nの他方の端子は、コンデンサ６２２-nの一方の端子とスイッチ回路６２４の他方の端子と接続する。
【００９７】
コンデンサ６２２-pの他方の端子は、スイッチ回路６２５，６４４-pおよびコンデンサ６４２-pの一方の端子と接続する。なお、図１４では、図１３のスイッチ回路６２３とスイッチ回路６４１をまとめた構成として示している。
【００９８】
コンデンサ６４２-pの他方の端子は、スイッチ回路６４５-pを介して差動増幅器６１の出力端子に接続するとともに、スイッチ回路６４６-pを介して接地する。スイッチ回路６４４-pの他方の端子は反転入力端子と接続するとともに、積分コンデンサ６３-pを介して正極側出力端子と接続する。
【００９９】
コンデンサ６２２-nの他方の端子は、スイッチ回路６２５の他方の端子とスイッチ回路６４４-nおよびコンデンサ６４２-nの一方の端子と接続する。コンデンサ６４２-nの他方の端子は、スイッチ回路６４５-nを介して差動増幅器６１の出力端子に接続するとともに、スイッチ回路６４６-nを介して接地する。スイッチ回路６４４-nの他方の端子は非反転入力端子と接続するとともに、積分コンデンサ６３-nを介して負極側出力端子と接続する。
【０１００】
図１５は、図１４に示す復調信号生成部４５aの動作を説明するため、復調信号生成部４５aに供給される信号を示している。図１５Ａは中間周波信号ＲIFs、図１５Ｂ〜１５Ｇは制御信号φ21〜φ26を示している。この制御信号φ21〜φ26がハイレベル「Ｈ」である期間中はスイッチ回路を導通状態とするとともに、ローレベル「Ｌ」である期間中はスイッチ回路を非導通状態とする。
【０１０１】
制御信号φ21は、スイッチ回路４５２-p，４５２-nを動作させるための信号である。制御信号φ23は、スイッチ回路４５３-p，４５３-nを動作させるための信号である。また、制御信号φ22，φ24は、復調信号ＰQsを生成するためのスイッチ回路を動作させるものである。この制御信号φ21〜φ24では、スイッチ回路を非導通状態に切り換えるタイミングの周波数を、中間周波信号ＲIFsの周波数に対して「１／（ｍ＋０．２５）倍」の周波数、あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ:０または自然数）の周波数とする。ここで、例えば「１／（ｍ＋０．２５）倍」の周波数としたときには、スイッチ回路４５２-p，４５２-nを非導通状態としたタイミングを基準としたとき、位相差「π」でスイッチ回路４５３-p，４５３-nを非導通状態に切り換える。また、位相差「π／２」および位相差「３π／２」で復調信号ＰQsを生成するためのスイッチ回路を非導通状態に切り換える。また、制御信号φ25は制御信号φ21と制御信号φ23のハイレベル「Ｈ」の期間を示す信号であり、制御信号φ26は制御信号φ22と制御信号φ24のハイレベル「Ｈ」の期間を示す信号である。
【０１０２】
制御信号φ21がハイレベル「Ｈ」とされてスイッチ回路４５２-p，４５２-nが導通状態とされると、中間周波信号ＲIFsの信号レベルに応じてコンデンサ４５４-p，４５４-nが充電される。また、制御信号φ21がローレベル「Ｌ」とされてスイッチ回路４５２-p，４５２-nが非導通状態とされると、非導通状態に切り換えられたタイミングの信号レベルを保持する。
【０１０３】
次に、制御信号φ22がハイレベル「Ｈ」とされると、スイッチ回路４５８-p，４５８-nが導通状態とされる。このとき、制御信号φ25によってスイッチ回路６２４は非導通状態とされるとともに、制御信号φ26によってスイッチ回路６２５が導通状態とされる。このため、コンデンサ４５４-p，４５４-nに保持された信号レベルに応じてコンデンサ６２２-p，６２２-nが充電される。
【０１０４】
制御信号φ23がハイレベル「Ｈ」とされてスイッチ回路４５３-p，４５３-nが導通状態とされると、中間周波信号ＲIFsの信号レベルに応じてコンデンサ４５６-p，４５６-nが充電される。また、制御信号φ23がローレベル「Ｌ」とされてスイッチ回路４５３-p，４５３-nが非導通状態とされると、非導通状態に切り換えられたタイミングの信号レベルが保持される。さらに、制御信号φ23がハイレベル「Ｈ」とされている期間中は、制御信号φ26によってスイッチ回路６２５が非導通状態とされるとともに制御信号φ25によってスイッチ回路６２４，６４４-p，６４４-n，６４５-p，６４５-nが導通状態とされて、コンデンサ６２２-p，６２２-nに充電されている電荷が差動増幅器６１に供給される。
【０１０５】
制御信号φ24がハイレベル「Ｈ」とされると、スイッチ回路４５９-p，４５９-nが導通状態とされる。このとき、制御信号φ25によってスイッチ回路６２４は非導通状態とされるとともに、制御信号φ26によってスイッチ回路６２５が導通状態とされる。このため、コンデンサ４５４-p，４５４-nに保持された信号レベルに応じてコンデンサ６２２-p，６２２-nが充電される。なお、スイッチ回路４５８とスイッチ回路４５９には逆極性の信号が供給されるように構成されていることから、制御信号φ21でサンプリングしたときの中間周波信号ＲIFsの信号レベルと、制御信号φ23でサンプリングしたときの中間周波信号ＲIFsの信号レベルが逆極性とされていても、コンデンサ６２２-p，６２２-nを同じように充電できる。さらに、制御信号φ26によってスイッチ回路６４６-p，６４６-nが導通状態とされて、コンデンサ６４２-p，６４２-nの電荷が放電される。
【０１０６】
再度制御信号φ21がハイレベル「Ｈ」とされてスイッチ回路４５２-p，４５２-nが導通状態とされると、中間周波信号ＲIFsの信号レベルに応じてコンデンサ４５４-p，４５４-nが充電される。また、制御信号φ21がローレベル「Ｌ」とされてスイッチ回路４５２-p，４５２-nが非導通状態とされると、非導通状態に切り換えられたタイミングの信号レベルを保持する。さらに、制御信号φ21がハイレベル「Ｈ」とされている期間中は、制御信号φ26によってスイッチ回路６２５が非導通状態とされるとともに制御信号φ25によってスイッチ回路６２４，６４４-p，６４４-n，６４５-p，６４５-nが導通状態とされて、コンデンサ６２２-p，６２２-nに充電されている電荷が差動増幅器６１に供給される。
【０１０７】
以下同様に処理を繰り返すことで、差動増幅器６１からフィルタ処理がなされた復調信号ＰIsを差動信号で出力することができる。
【０１０８】
また、図１４において、制御信号φ21と制御信号φ22、制御信号φ23と制御信号φ24、制御信号φ25と制御信号φ26を入れ替えるものとすれば、差動増幅器６１からフィルタ処理がなされた復調信号ＰQsを差動信号として出力することができる。
【０１０９】
ところで、図１４に示す復調信号生成部４５aでは、信号の極性を揃えてからスイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５-3に信号を供給する構成を示したが、信号の極性の反転はスイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック側で行うものとしても良い。図１６に示すスイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部の第２の構成は、供給された信号をスイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック側によって逆極性で用いてフィルタ処理を行う場合を示している。
【０１１０】
中間周波信号ＲIFsは、復調信号生成部４５bの入力端子４６１-p，４６１-n間に入力する。入力端子４６１-pは、サンプリングブロック４５b-1を構成するスイッチ回路４６２-pを介して信号生成ブロック４５b-2を構成するコンデンサ４６３-pの一方の端子と接続する。また、入力端子４６１-nは、スイッチ回路４６２-nを介してコンデンサ４６３-nの一方の端子と接続する。コンデンサ４６３-p，４６３-nの他方の端子は接地する。
【０１１１】
コンデンサ４６３-pの一方の端子は、アンプ４６４-pを介してスイッチ回路４６５-p，４６６-pの一方の端子と接続するとともに、コンデンサ４６３-nの一方の端子は、アンプ４６４-nを介してスイッチ回路４６５-n，４６６-nの一方の端子と接続する。
【０１１２】
スイッチ回路４６５-pとスイッチ回路４６６-pの他方の端子は、スイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５b-3を構成するコンデンサ６２２-pの一方の端子とスイッチ回路６２６，６２７の一方の端子と接続する。スイッチ回路４６５-nとスイッチ回路４６６-nの他方の端子は、コンデンサ６２２-nの一方の端子とスイッチ回路６２６，６２７の他方の端子と接続する。
【０１１３】
コンデンサ６２２-pの他方の端子は、スイッチ回路６２８，６２９，６４７-p，６４８-pおよびコンデンサ６４２-pの一方の端子と接続する。コンデンサ６４２-pの他方の端子は、スイッチ回路６４９-p，６５０-pを介して接地する。さらに、コンデンサ６４２-pの他方の端子は、スイッチ回路６５１-pを介して差動増幅器６１の正極側出力端子に接続するとともに、スイッチ回路６５２-pを介して差動増幅器６１の負極側出力端子に接続する。
【０１１４】
スイッチ回路６４７-pの他方の端子は反転入力端子と接続するとともに、積分コンデンサ６３-pを介して出力端子と接続する。また、スイッチ回路６４８-pの他方の端子は非反転入力端子と接続するとともに、積分コンデンサ６３-nを介して出力端子と接続する。
【０１１５】
コンデンサ６２２-nの他方の端子は、スイッチ回路６２８，６２９の他方の端子とスイッチ回路６４７-n，６４８-nおよびコンデンサ６４２-nの一方の端子と接続する。コンデンサ６４２-nの他方の端子は、スイッチ回路６４９-n，６５０-nを介して接地する。さらに、コンデンサ６４２-nの他方の端子は、スイッチ回路６５１-nを介して差動増幅器６１の負極側出力端子に接続するとともに、スイッチ回路６５２-nを介して差動増幅器６１の正極側出力端子に接続する。
【０１１６】
スイッチ回路６４７-nの他方の端子は非反転入力端子と接続する。また、スイッチ回路６４８-nの他方の端子は反転入力端子と接続する。
【０１１７】
このように構成された復調信号生成部４５bでは、制御信号φ21によってスイッチ回路を導通状態とした場合と、制御信号φ23によってスイッチ回路を導通状態とした場合では、供給された信号が逆極性で用いられる。このため、極性の反転してスイッチト・キャパシタ・フィルタのコンデンサを充電しなくとも、差動増幅器６１から復調信号ＰIsや復調信号ＰQsを得ることができる。
【０１１８】
なお、復調信号ＰQsを得る場合には、図１６において、制御信号φ21と制御信号φ22、制御信号φ23と制御信号φ24をそれぞれ入れ替えることにより、復調信号ＰIsに替えて復調信号ＰQsを得ることができる。
【０１１９】
また、スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いる場合にもスイッチ回路を介してコンデンサを充電することからチャージインジェクションが生じると、スイッチト・キャパシタ・フィルタで転送される電荷は中間周波信号ＲIFsの信号レベルを示すものではなくなって正しい復調信号を得ることができない場合が生じる。このため、上述のユニティ・ゲイン・サンプルバッファを入力段に用いることで、構成が簡単で精度の高い復調処理を行うことができる。
【０１２０】
図１７は、スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部の第３の構成を示しており、入力段にユニティ・ゲイン・サンプルバッファを用いたものである。なお、図１７では、サンプリングブロック４５c-1とスイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５c-3を、サンプリングブロック４５b-1とスイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５b-3と同一に構成した場合を示している。
【０１２１】
信号生成ブロック４５c-2では、ユニティ・ゲイン・サンプルバッファを用いてスイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５c-3に供給する信号を生成する。ここで、図１１に示す制御信号φc1として制御信号φ25を用いるとともに、制御信号φc3として制御信号φ26を用いる。また、制御信号φc2として制御信号φ25よりも立ち下がりのタイミングを早めた制御信号φ25'を用いるものとする。
【０１２２】
このように復調信号生成部４５cを構成することにより、構成が簡単で精度の高い復調信号ＰIsを差動信号として得ることができる。また、信号φ21と制御信号φ22、制御信号φ23と制御信号φ24、制御信号φ25と制御信号φ26を入れ替えるものとするとともに、制御信号φ26よりも立ち下がりのタイミングを早めた制御信号φ26'を生成して制御信号φc2として用いれば精度の高い復調信号ＰQsを差動信号として得ることができる。
【０１２３】
また、復調信号生成部４５a，４５b，４５cでは、中間周波信号ＲIFsを用いて復調信号ＰI，ＰQを生成するものとしたが、上述の復調信号生成部４５a，４５b，４５cと同様に、低雑音アンプ１２から出力された受信信号ＲＢをサンプリングして復調信号ＰIs，ＰQsを生成することもできる。この場合、サンプリング周波数Ｆsは、受信信号の周波数に対して「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ:０または自然数）の周波数に設定してサンプリングを行い、位相差「π」の信号の極性を一致させて合成する。このように受信信号ＲＢから復調信号ＰIs，ＰQsを直接生成することで、周波数変換器等を用いることなく簡単に精度の良い復調信号ＰIs，ＰQsを得ることができる。また、「ｍ」の値を大きくすることで、高い周波数での処理を行うことなく復調信号ＰIs，ＰQsを得ることもできる。
【０１２４】
さらに、スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いることで、受信装置で用いる制御信号ＤＰやクロック信号ＣＫbの生成を容易に行うことができる。ここで、サンプリングの周波数をスイッチト・キャパシタ・フィルタのスイッチング周波数に対して「ｐ倍」あるいは「１／ｐ倍」（ｐ：自然数）とし、スイッチト・キャパシタ・フィルタのスイッチング周波数をＡ／Ｄ変換器のクロック周波数に対して「ｑ倍」あるいは「１／ｑ倍」（ｑ：自然数）とし、Ａ／Ｄ変換器のクロック周波数は、受信信号あるいは中間周波信号で用いられた変調方式で決定されるシンボルレートの「ｒ倍」（ｒ：自然数）とする。例えば移動体通信システムのＷ−ＣＤＭＡ方式ではシンボルレートが３．８４ＭＨｚとされている。このためＡ／Ｄ変換器２３,２４では、シンボルレートの４倍（ｒ＝４）の周波数である１５．３６ＭＨｚが一般的に用いられている。このような場合、スイッチト・キャパシタ・フィルタのクロック周波数をＡ／Ｄ変換器２３，２４のクロック周波数の４倍（ｑ＝４）の周波数に設定すると、６１．４４ＭＨｚとなる。
【０１２５】
ここで、サンプリング周波数をスイッチト・キャパシタ・フィルタのクロック周波数の２倍（ｐ＝２）とすると、１２２．８８ＭＨｚとなり、サンプリング周期が（１＋０．２５）Ｔcsであるときには、中間周波信号ＲIFsの周波数は１５３．６ＭＨｚとなる。また、サンプリング周期が（２＋０．２５）Ｔcsであるときには、中間周波信号ＲIFsの周波数は２７６．４８ＭＨｚとなる。
【０１２６】
このように、中間周波信号ＲIFsの周波数は、サンプリング周波数やクロック周波数の整数倍でないことから、これらの周波数の信号が中間周波信号ＲIFsに影響を与えることがない。
【０１２７】
また、サンプリングやコンデンサのスイッチング動作およびＡ／Ｄ変換器の変換動作が同期して行われることから、アナログ回路への影響を回避できる。また、各倍率が自然数倍あるいは自然数分の１とされているので、例えば基準周波数の信号を分周あるいは逓倍して各周波数の信号を容易に生成できる。
【０１２８】
【発明の効果】
この発明によれば、受信信号や中間周波信号等の変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ:０または自然数）の周波数でサンプリングを行い、サンプリングした信号から「π」の位相差を有した信号に基づくフィルタ処理する信号を生成してスイッチト・キャパシタ・フィルタ手段に供給することで、スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段から復調信号が出力される。このため、フィルタ機能を有する復調回路を差動増幅器やコンデンサおよびスイッチ回路で構成できるので、集積回路化が容易となる。また集積回路化したときにコンデンサの容量値がばらつきを生じても、スイッチング周波数を調整することで所望のフィルタ特性を得ることが可能となり、良好な復調信号を簡単に生成できる。また、この復調回路を用いて受信装置を構成すれば、チャンネルフィルタを集積回路化することも容易となる。
【０１３０】
さらに、サンプリングの周波数がスイッチト・キャパシタ・フィルタ手段のスイッチング周波数に対して「ｐ倍」あるいは「１／ｐ倍」（ｐ：自然数）、スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段のスイッチング周波数が信号変換手段のクロック周波数に対して「ｑ倍」あるいは「１／ｑ倍」（ｑ：自然数）、信号変換手段のクロック周波数が、受信信号あるいは中間周波信号で用いられた変調方式で決定されるシンボルレートの「ｒ倍」（ｒ：自然数）とされる。このため、サンプリング周波数やクロック周波数の信号が中間周波信号等に影響を与えることがない。また、アナログ回路への影響を回避できるとともに、各周波数の信号を容易に生成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に係る受信装置の構成を示す図である。
【図２】復調回路の基本原理を説明するための図である。
【図３】復調信号生成部の第１の構成を示す図である。
【図４】復調信号生成部の第１の構成の動作を説明するための図である。
【図５】復調信号生成部の第２の構成を示す図である。
【図６】復調信号生成部の第２の構成の動作を説明するための図である。
【図７】復調信号生成部の第３の構成を示す図である。
【図８】復調信号生成部の第３の構成の動作を説明するための図である。
【図９】チャージインジェクションを説明するための図である。
【図１０】ユニティ・ゲイン・サンプルバッファの構成を示す図である。
【図１１】ユニティ・ゲイン・サンプルバッファの駆動信号を示す図である。
【図１２】この発明に係る受信装置の他の構成を示す図である。
【図１３】スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部の基本原理を説明するための図である。
【図１４】スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部の第１の構成を示す図である。
【図１５】スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部に供給する信号を示した図である。
【図１６】スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部の第２の構成を示す図である。
【図１７】スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部の第３の構成を示す図である。
【図１８】従来の受信装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
１１・・・アンテナ、１２・・・低雑音アンプ、１３・・・周波数変換器、１４・・・発振器、１５・・・帯域フィルタ、１６・・・可変利得アンプ、２１，２２・・・低域フィルタ、２３,２４・・・Ａ／Ｄ変換器、２５，７５・・・クロック信号生成部、４０，４０a，４０b，４０c，４５，４５a，４５b，４５c・・・復調信号生成部、４０a-1，４０b-2，４０c-1，４５-1，４５a-1，４５b-1，４５c-1・・・サンプリングブロック、４０a-2，４０b-1・・・極性調整ブロック、４０a-3，４０b-3，４０c-2・・・信号合成ブロック、４５-2，４５a-2，４５b-2，４５c-2・・・信号生成ブロック、４５-3，４５-4，４５a-3，４５b-3，４５c-3・・・スイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック、７０・・・復調制御部、４１１，４１３，４３８，４３９・・・サンプルホールド回路、４１２，４１６，４１７・・・信号切換回路、４１４，４２１・・・同相増幅器、４１５，４２２，４３６，４３７・・・逆相増幅器、７０５・・・差動増幅器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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