(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一方向への導通制御が可能なスイッチング素子と前記スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとからなるスイッチング回路が複数個直列に接続されて構成された第１のスイッチ群と、前記第１のスイッチ群と同様に構成された第２及び第３のスイッチ群と、コンデンサとが並列に接続されてなる電力変換回路と、
前記第１のスイッチ群の中間点と交流電源の二つの入力端の一端との間に配置されたリアクトルと、
直流電圧指令値に基づいて瞬時電流制御信号を出力する瞬時電流制御系と、
出力電圧指令値に基づいて瞬時電圧制御信号を出力する瞬時電圧制御系と、
前記瞬時電流制御信号及び瞬時電圧制御信号を入力として、前記電力変換回路の前記第１乃至第３のスイッチ群を構成する複数の前記スイッチング素子に所定のタイミングでドライブ信号を与えて、コンバータ動作とインバータ動作とを前記電力変換回路に行わせるドライブ信号発生回路と、
前記交流電源の前記二つの入力端の一端と前記リアクトルとの間に接続され、前記交流電源から過電流が流入すると遮断状態になって前記交流電源からの前記交流電圧の印加を阻止する遮断回路とを具備し、
前記遮断回路が半導体スイッチング素子と比べて応答速度が遅いスイッチング手段を用いて構成されている電力変換装置であって、
前記第１のスイッチ群の中間点に流れ込む交流電流を測定する電流検出器と、
前記電流検出器の出力に基づいて前記過電流が流れたことを検出する過電流検出回路と、
前記過電流検出回路が前記過電流が流れていることを検出している期間、前記ドライブ信号発生回路に前記瞬時電流制御信号及び瞬時電圧制御信号が入力されるのを阻止する指令入力阻止回路とを更に備えていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記ドライブ信号発生回路は、前記瞬時電流制御信号及び瞬時電圧制御信号を入力として、前記電力変換回路の前記第１乃至第３のスイッチ群を構成する複数の前記スイッチング素子に所定のタイミングでドライブ信号を与えて、前記第１のスイッチ群を構成する複数の前記スイッチング素子の導通を制御することにより前記コンデンサを充電するコンバータ動作を前記電力変換回路に行わせ、前記第２及び第３のスイッチ群を構成する複数の前記スイッチング素子の導通を制御することにより前記コンデンサの両端に現れる直流電圧を交流電圧に変換するインバータ動作を前記電力変換回路に行わせて、前記第２のスイッチ群の中間点と前記第３のスイッチ群の中間点とから変換された前記交流電圧を出力させるように構成されている請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記ドライブ信号発生回路は、前記瞬時電流制御信号及び瞬時電圧制御信号を入力として、前記電力変換回路の前記第１乃至第３のスイッチ群を構成する複数の前記スイッチング素子に所定のタイミングでドライブ信号を与えて、前記第１及び第２のスイッチ群を構成する複数の前記スイッチング素子の導通を制御することにより前記コンデンサを充電するコンバータ動作を前記電力変換回路に行わせ、前記第２及び第３のスイッチ群を構成する複数の前記スイッチング素子の導通を制御することにより前記コンデンサの両端に現れる直流電圧を交流電圧に変換するインバータ動作を前記電力変換回路に行わせて、前記第２のスイッチ群の中間点と前記第３のスイッチ群の中間点とから変換された前記交流電圧を出力させるように構成されている請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
一方向への導通制御が可能なスイッチング素子と前記スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとからなるスイッチング回路が２個直列に接続されて構成された第１のスイッチ群と、前記第１のスイッチ群と同様に構成された第２及び第３のスイッチ群と、コンデンサとが並列に接続されてなる電力変換回路と、
前記第１のスイッチ群の中間点と交流電源の二つの入力端の一端との間に配置された第１のリアクトルと、
前記第２のスイッチ群の中間点を前記交流電源の前記二つの入力端の他端と二つの交流出力端の一端とに電気的に接続する第１の接続回路と、
前記第３のスイッチ群の中間点を第２のリアクトルを経て二つの交流出力端の他端に接続する第２の接続回路と、
直流電圧指令値に基づいて瞬時電流制御信号を出力する瞬時電流制御系と、
出力電圧指令値に基づいて瞬時電圧制御信号を出力する瞬時電圧制御系と、
前記瞬時電流制御信号及び瞬時電圧制御信号を入力として、前記電力変換回路の前記第１乃至第３のスイッチ群を構成する複数の前記スイッチング素子に所定のタイミングでドライブ信号を与えて、前記第１及び第２のスイッチ群を構成する複数の前記スイッチング素子の導通を制御することにより前記コンデンサを充電するコンバータ動作を前記電力変換回路に行わせ、前記第２及び第３のスイッチ群を構成する複数の前記スイッチング素子の導通を制御することにより前記コンデンサの両端に現れる直流電圧を交流電圧に変換するインバータ動作を前記電力変換回路に行わせて、前記第２のスイッチ群の中間点と前記第３のスイッチ群の中間点とから変換された前記交流電圧を出力させるドライブ信号発生回路と、
前記交流電源の前記二つの入力端の一端と前記第１のリアクトルとの間に接続され、前記交流電源からの前記交流電圧と前記電力変換回路で変換された前記交流電圧との間に発生する位相差が原因となって過電流が発生すると、遮断状態になって前記交流電源からの前記交流電圧の印加を阻止する遮断回路とを具備し、
前記遮断回路が半導体スイッチング素子と比べて応答速度が遅いスイッチング手段を用いて構成されている電力変換装置であって、
前記第１のスイッチ群の中間点に流れ込む交流電流を測定する電流検出器と、
前記電流検出器の出力に基づいて過電流が流れたことを検出する過電流検出回路と、
前記過電流検出回路が前記過電流が流れていることを検出している期間、前記ドライブ信号発生回路に前記瞬時電流制御信号及び瞬時電圧制御信号が入力されるのを阻止する指令入力阻止回路とを更に備えていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
一方向への導通制御が可能なスイッチング素子と前記スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとからなるスイッチング回路が複数個直列に接続されて構成された第１のスイッチ群と、前記第１のスイッチ群と同様に構成された第２及び第３のスイッチ群と、コンデンサとが並列に接続されてなる電力変換回路と、
前記第１のスイッチ群の中間点と交流電源の二つの入力端の一端との間に配置されたリアクトルと、
直流電圧指令値に基づいて瞬時電流制御信号を出力する瞬時電流制御系と、
出力電圧指令値に基づいて瞬時電圧制御信号を出力する瞬時電圧制御系と、
前記瞬時電流制御信号及び瞬時電圧制御信号を入力として、前記電力変換回路の前記第１乃至第３のスイッチ群を構成する複数の前記スイッチング素子に所定のタイミングでドライブ信号を与えて、コンバータ動作とインバータ動作とを前記電力変換回路に行わせるドライブ信号発生回路と、
前記交流電源の前記二つの入力端の一端と前記リアクトルとの間に接続され、前記交流電源から過電流が流入すると遮断状態になって前記交流電源からの前記交流電圧の印加を阻止する遮断回路とを具備し、
前記遮断回路が半導体スイッチング素子と比べて応答速度が遅いスイッチング手段を用いて構成されている電力変換装置であって、
前記第１のスイッチ群の中間点に流れ込む交流電流を測定する電流検出器と、
前記電流検出器の出力に基づいて前記過電流が流れたことを検出する過電流検出回路と、
前記過電流検出回路が前記過電流が流れていることを検出している期間、前記ドライブ信号発生回路から前記ドライブ信号が出力されるのを阻止する出力阻止回路とを更に備えていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
一方向への導通制御が可能なスイッチング素子と前記スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとからなるスイッチング回路が２個直列に接続されて構成された第１のスイッチ群と、前記第１のスイッチ群と同様に構成された第２及び第３のスイッチ群と、コンデンサとが並列に接続されてなる電力変換回路と、
前記第１のスイッチ群の中間点と交流電源の二つの入力端の一端との間に配置された第１のリアクトルと、
前記第２のスイッチ群の中間点を前記交流電源の前記二つの入力端の他端と二つの交流出力端の一端とに電気的に接続する第１の接続回路と、
前記第３のスイッチ群の中間点を第２のリアクトルを経て前記二つの交流出力端の他端に接続する第２の接続回路と、
直流電圧指令値に基づいて瞬時電流制御信号を出力する瞬時電流制御系と、
出力電圧指令値に基づいて瞬時電圧制御信号を出力する瞬時電圧制御系と、
前記瞬時電流制御信号及び瞬時電圧制御信号を入力として、前記電力変換回路の前記第１乃至第３のスイッチ群を構成する複数の前記スイッチング素子に所定のタイミングでドライブ信号を与えて、前記第１及び第２のスイッチ群を構成する複数の前記スイッチング素子の導通を制御することにより前記コンデンサを充電するコンバータ動作を前記電力変換回路に行わせ、前記第２及び第３のスイッチ群を構成する複数の前記スイッチング素子の導通を制御することにより前記コンデンサの両端に現れる直流電圧を交流電圧に変換するインバータ動作を前記電力変換回路に行わせて、前記第２のスイッチ群の中間点と前記第３のスイッチ群の中間点とから変換された前記交流電圧を出力させるドライブ信号発生回路と、
前記交流電源の前記二つの入力端の一端と前記第１のリアクトルとの間に接続され、前記交流電源からの前記交流電圧と前記電力変換回路で変換された前記交流電圧との間に発生する位相差が原因となって過電流が発生すると、遮断状態になって前記交流電源からの前記交流電圧の印加を阻止する遮断回路とを具備し、
前記遮断回路が半導体スイッチング素子と比べて応答速度が遅いスイッチング手段を用いて構成されている電力変換装置であって、
前記第１のスイッチ群の中間点に流れ込む交流電流を測定する電流検出器と、
前記電流検出器の出力に基づいて過電流が流れたことを検出する過電流検出回路と、
前記過電流検出回路が前記過電流が流れていることを検出している期間、前記ドライブ信号発生回路から前記ドライブ信号が出力されるのを阻止する出力阻止回路とを更に備えていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
前記遮断回路の前記スイッチング手段が電磁リレーである請求項１，４，５または６に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電力を一旦直流電力に変換し、更に直流電力を交流電力に再変換する電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、いわゆる３アーム方式と呼ばれる電力変換装置が知られている。この従来の電力変換装置に用いられている電力変換回路は、一方向への導通制御が可能なトランジスタからなるスイッチング素子とこのスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとからなるスイッチング回路とが複数個直列に接続されて構成された第１のスイッチ群と、この第１のスイッチ群と同様に構成された第２及び第３のスイッチ群と、コンデンサとが並列に接続されて構成されている。この電力変換回路は３つのスイッチ群から構成されているので、各スイッチ群を１つのアームと見たてて３アーム方式と呼ばれている。この電力変換回路では、第１のスイッチ群と第２のスイッチ群とで交流電力を全波整流してコンデンサを充電し、第２のスイッチ群と第３のスイッチ群とでコンデンサの両端に現れる直流電圧を交流電圧に変換して直流電力を交流電力に再変換している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来の３アーム方式の電力変換装置では、第２のスイッチ群を電力の変換と再変換とで共用しているため、入力電圧と出力電圧との間で位相がずれると入力側に大きな電流が流れる問題があった。そこで従来は、周波数や位相の異常を高速に検出し、異常を検出した場合には入力側に逆並列接続されたサイリスタスイッチを用いて、電力変換回路を系統側から遮断する方法を用いていた。しかしながらサイリスタスイッチを用いた遮断回路は高価な上に論理回路に比べ高電圧を出力するドライブ回路などが必要になるため、電力変換装置の価格を下げることが難しかった。
【０００４】
本発明の目的は、いわゆる３アーム方式の電力変換回路を用いる電力変換装置において、入力電圧と出力電圧との間に位相ずれが発生した際に、入力側に過電流が流入するのを防止する遮断回路として応答速度の遅いスイッチング手段を用いることができる電力変換装置を提供することにある。
【０００５】
本発明の他の目的は、遮断回路として応答速度の遅いスイッチング手段を用いた場合でも、電力変換回路を過電流から保護することができる電力変換装置を提供することにある。
【０００６】
本発明の更に他の目的は、安価な電力変換装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、一方向への導通制御が可能なスイッチング素子とスイッチング素子に逆並列接続されてなるダイオードとからなるスイッチング回路が複数個直列に接続されて構成された第１のスイッチ群と、第１のスイッチ群と同様に構成された第２及び第３のスイッチ群と、コンデンサとが並列に接続されてなる電力変換回路と、第１のスイッチ群の中間点と交流電源の二つの入力端の一端との間に配置されたリアクトル（第１のリアクトル）と、直流電圧指令値に基づいて瞬時電流制御信号を出力する瞬時電流制御系と、出力電圧指令値に基づいて瞬時電圧制御信号を出力する瞬時電圧制御系と、瞬時電流制御信号及び瞬時電圧制御信号を入力として、電力変換回路の第１乃至第３のスイッチ群を構成する複数のスイッチング素子に所定のタイミングでドライブ信号を与えて、電力変換器にコンバータ動作とインバータ動作とを行わせるように構成されたドライブ信号発生回路と、交流電源の二つの入力端の一方と第１のリアクトルとの間に接続され、交流電源からの交流電圧と電力変換回路で変換された交流電圧との間に位相差が発生することに起因して、交流電源から過電流が流入すると遮断状態になって交流電源からの交流電圧の印加を阻止する遮断回路とを備えている。
【０００８】
なお具体的には、第２のスイッチ群の中間点を交流電源の二つの入力端の他端と二つの交流出力端の一端とに電気的に接続する第１の接続回路と、第３のスイッチ群の中間点を第２のリアクトルを経て二つの交流出力端の他端に接続する第２の接続回路とを備えている。
【０００９】
例えば、ドライブ信号発生回路は、第１及び第２のスイッチ群を構成する複数のスイッチング素子の導通を制御することによりコンデンサを充電するコンバータ動作を電力変換回路に行わせ、第２及び第３のスイッチ群を構成する複数のスイッチング素子の導通を制御することによりコンデンサの両端に現れる直流電圧を交流電圧に変換するインバータ動作を電力変換回路に行わせて、第２のスイッチ群の中間点と第３のスイッチ群の中間点とから変換された交流電圧を出力させるように構成することができる。また第１のスイッチ群だけでコンデンサを充電するようにしてよい。
【００１０】
本発明では、遮断回路として半導体スイッチング素子と比べて応答速度が遅いスイッチング手段を用いる。また本発明においては、第１のスイッチ群の中間点に流れ込む交流電流を測定する電流検出器と、電流検出器の出力に基づいて過電流が流れたことを検出する過電流検出回路とを用いる。更に、過電流検出回路が過電流が流れていることを検出している期間、ドライブ信号発生回路に瞬時電流制御信号及び瞬時電圧制御信号が入力されるのを阻止する指令入力阻止回路を備えている。
【００１１】
電力変換回路の入力交流電圧と出力交流電圧との位相差が大きくなると、過電流が流れることになる。この電力変換回路への電流は電流検出器が検出し、電流検出器で検出した入力電流が予め定めた値より大きい電流（過電流）であることを過電流検出回路が検出すると、指令入力阻止回路はドライブ信号発生回路に瞬時電流制御信号及び瞬時電圧制御信号が入力されるのを阻止する。これによって電力変換回路の第１乃至第３のスイッチ群を構成するスイッチング素子は非導通状態となり、過電流がスイッチング素子を流れて、スイッチング素子が破壊されるのを防止できる。指令入力阻止回路がドライブ信号発生回路への瞬時電流制御信号及び瞬時電圧制御信号の入力を阻止すると、電力変換回路のスイッチング素子が非導通状態になって過電流は急激に減少する。そのため過電流検出回路は、過電流を検出しなくなり、指令入力阻止回路はドライブ信号発生回路に瞬時電流制御信号及び瞬時電圧制御信号が入力されるのを許容するようになる。その結果、再度電力変換回路が変換動作を開始し、その時点で入力交流電圧と出力交流電圧との位相差がまだ大きければ再度過電流が流れて、この過電流を過電流検出回路が検出し、前述と同様に指令入力阻止回路が動作して電力変換回路は非動作状態になる。以後、入力交流電圧と出力交流電圧との位相差が小さくならなければ、この動作が繰り返される。依然として過電流が流れる状態が続くと、速度の遅い遮断回路が遮断状態となり、過電流を完全に遮断する。このように本発明によれば、遮断回路が遮断状態になるまでの間は、指令入力阻止回路の阻止動作により断続的に過電流を阻止するため、遮断回路が遮断状態になるまでの間に電力変換回路で使用されているスイッチング素子が破壊されるのを防止できる。
【００１２】
なお電力変換回路を非動作状態にしてスイッチング素子を保護するためには、ドライブ信号発生回路から出力される信号が電力変換回路の各スイッチング素子に入力されるのを阻止する出力阻止回路を設けるようにしてもよい。その場合には、第１のスイッチ群の中間点に流れ込む交流電流を測定する電流検出器と、電流検出器の出力に基づいて過電流が流れたことを検出する過電流検出回路と、過電流検出回路が過電流が流れていることを検出している期間、ドライブ信号発生回路からドライブ信号が出力されるのを阻止する出力阻止回路とを備えればよい。
【００１３】
本発明によれば、入力電圧と出力電圧との位相ずれ等による入力側における過電流の流入を防止する遮断回路として低速スイッチを用いて電力変換装置の価格を下げた場合でも、電力変換回路を過電流から保護することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の電力変換装置の実施の形態の一例を詳細に説明する。図１は、本発明の実施の形態の電力変換装置の構成を示す回路図である。図１において電力変換装置の電力変換回路１は、第１のスイッチ群ＳＷ１、第２のスイッチ群ＳＷ２、第３のスイッチ群ＳＷ３及びコンデンサＣ２が並列に接続されて構成されている。第１のスイッチ群ＳＷ１は一方向への導通制御が可能なトランジスタからなるスイッチング素子Ｔ１とこのスイッチング素子Ｔ１に逆並列接続されたダイオードＤ１とからなるスイッチング回路及びトランジスタからなるスイッチング素子Ｔ２とこのスイッチング素子Ｔ２に逆並列接続されたダイオードＤ２とからなるスイッチング回路が直列に接続されて構成されている。第２のスイッチ群ＳＷ２及び第３のスイッチ群ＳＷ３も第１のスイッチ群ＳＷ１と同様にスイッチング素子Ｔ３乃至Ｔ６及びダイオードＤ３乃至Ｄ６とから構成されている。第１のスイッチ群ＳＷ１の中間点ＣＰ１と交流電源の一方の入力端ａとの間には、遮断回路２と第１のリアクトルＬ１とが直列に接続されている。遮断回路２と第１のリアクトルＬ１との間の給電線路には、変流器などからなる電流検出器ＣＴの電流検出部が装着されている。また遮断回路２と第１のリアクトルＬ１との接続点と交流電源の他方の入力端ｂとの間にはコンデンサＣ１が接続されている。遮断回路２は、交流入力電流が予め定めた値以上になると動作する他回路動作異常や入力異常等の緊急時に動作する。本実施の形態で用いている遮断回路は、図５に示すように、サイリスタを逆並列接続して構成された高価な遮断回路と比べて応答速度が遅い電磁リレー２Ａのような安価なスイッチング手段とこのスイッチング手段を駆動するドライブ回路２Ｂとを用いて構成されている。この遮断回路２は、電流検出器ＣＴにより検出した入力電流が予め定めた電流基準値以上になると入力電流が過電流であることを判定する過電流検出回路３の出力により制御される。図５に示すように、遮断回路２のドライブ回路２Ｂは、例えば過電流検出回路３の出力を積分し、積分値の増加が継続している間、電磁コイルに励磁電流を流し続けるように構成されている。したがって過電流検出回路３がある程度の期間に亘って、連続して又は断続的に過電流を検出している場合、遮断回路２中のスイッチング手段（例えば電磁リレー２Ａの接点）は遮断状態（開状態）となって、交流電源から電力変換回路１への電力の供給を停止するようになる。過電流検出回路３の出力は、後述する指令入力阻止回路４に出力されており、指令入力阻止回路４は過電流検出回路３が過電流を検出している間、指令信号がドライブ信号発生回路５に入力されるのを阻止する。また第２のスイッチ群ＳＷ２の中間点ＣＰ２と交流電源の他方の入力端ｂとは第１の接続回路ＣＬ１を介して接続されている。そして第３のスイッチ群ＳＷ３の中間点ＣＰ３と二つの交流出力端の一方の出力ｃとの間には第２のリアクトルＬ２が接続されている。第２のリアクトルＬ２を含む回路が第２の接続回路ＣＬ２である。また二つの交流出力端の他端ｄは交流電源の入力端ｂに第１の接続回路ＣＬ１を介して接続され、更に交流出力端ｃと交流出力端の他端ｄとの間にはコンデンサＣ３が接続されている。
【００１５】
電力変換回路１のコンデンサＣ２の両端には、ダイオードＤ７と電池ＢＡとの直列回路が並列接続されており、交流電源が停電又は切断されたときに無停電電源として機能するようになっている。これはコンバータ動作でコンデンサＣ２が充電される代わりに電池の直流電力を利用するものである。この場合には別途、電池への充電装置を用意しておき、電池を常時充電しておく必要がある。コンデンサＣ２の両端に現れる直流電圧は、第２と第３のスイッチ群ＳＷ２及びＳＷ３により交流電力に変換されて、無停電電源として機能する。
【００１６】
次に電力変換回路１の制御系の構成について説明する。この制御系は、主として瞬時電流制御系６、瞬時電圧制御系７、直流電圧制御系８及び実効値電圧制御系９から構成されている。瞬時電流制御系６には直流電圧制御系８からの指令に基づく入力電流指令が入力される。直流電圧制御系８には、電源装置の制御指令装置から与えられる直流電圧指令値と電力変換回路１のコンデンサＣ２の充電電圧、即ち整流された直流電圧との差電圧が入力される。この差電圧は、電力変換回路１で得られる整流電圧を直流電圧指令値に一致させる指令値となる。直流電圧制御系８はこの差電圧を交流電圧信号に変換する。そしてこの差電圧の交流電圧信号は、遮断回路２の手前から入力した交流電源の交流電圧と乗算できるように変換された後、交流電圧と乗算されて交流の入力電流指令に変換される。この入力電流指令は、電流検出器ＣＴの出力と減算されて（指令と実際の入力電流値との差が）瞬時電流制御系６に入力される。瞬時電流制御系６に入力された差信号は、瞬時電流制御系６の中の電流制御回路６１を通ってコンパレータ６２の反転入力端子に入力される。コンパレータ６２の非反転入力端子には、変調信号として鋸歯状波信号が入力される。コンパレータ６２は、鋸歯状波信号と電流制御回路６１の出力とを比較してＰＷＭ波形の瞬時電流制御信号（この信号を第１アームのゲート信号とも言う）を出力する。瞬時電流制御信号は指令入力阻止回路４にそのまま入力されると共にインバータＩＶ１によって反転されて指令入力阻止回路４に入力され、指令入力阻止回路４を経てドライブ信号発生回路５に入力される。ドライブ信号発生回路５は、この入力された瞬時電流制御信号及びその反転指令に基づいて第１のスイッチ群ＳＷ１のスイッチング素子Ｔ１及びＴ２の導通を制御してコンデンサＣ２を充電するコンバータ動作（交流電力を直流電力に変換する動作）を行なうためのドライブ信号を生成する。なおコンバータ動作のために、スイッチング素子Ｔ３及びＴ４の導通を制御してもよい。
【００１７】
瞬時電圧制御系７は、実効値電圧制御系９から出力される出力電圧指令と実際の交流出力電圧との差を入力として瞬時電圧制御信号を出力する。出力電圧指令は、電源装置の制御指令装置から与えられる直流値の出力電圧指令値と実効値演算回路１１によって実効値に変換された電力変換回路１からの交流出力電圧との差が実効値電圧制御系９に入力されて交流値に変換され、この値が入力電圧に同期した正弦波を出力するＰＬＬ回路１０の出力に乗算されて得られる。瞬時電圧制御系７では、入力を電圧制御回路７１を通した後に二分し、一方はコンパレータ７２に、もう一方は位相反転回路７３を通してコンパレータ７４に加える。コンパレータ７２，７４では変調信号としての鋸歯状波信号と比較され（これら比較値を第２アーム及び第３アームのゲート信号とも言う）、それぞれの比較したＰＷＭ波形の信号をそれぞれインバータＩＶ２及びＩＶ３を通して反転したものが瞬時電圧制御信号として指令入力阻止回路４に入力される。これらの４つの瞬時電圧制御信号は、ドライブ信号発生回路５に入力され、ドライブ信号発生回路５は、第２及び第３のスイッチ群ＳＷ２及びＳＷ３の半導体スイッチング素子Ｔ３乃至Ｔ６の導通を制御してコンデンサＣ２の両端に現れる直流電圧を交流電圧に変換するインバータ動作を行わせるドライブ信号を生成する。なお前述の通り、第２のスイッチ群ＳＷ２をコンバータ動作に利用してもよいのは勿論である。
【００１８】
図２は本発明の指令入力阻止回路４とその周辺の回路を示す図である。指令入力阻止回路４は、６個のＡＮＤ回路により構成されている。瞬時電流制御系６の出力が第１アームのゲート信号となり、瞬時電圧制御系７の出力が第２アームのゲート信号及び第３アームのゲート信号となり、それぞれの信号とその反転信号が指令入力阻止回路４の６個のＡＮＤ回路の一方の入力端子に入力されている。そして過電流検出回路３には、電流検出器ＣＴより検出した電流値が入り、この電流値が電流基準値に対して大きければ過電流と判断してＬＯＷレベル信号を指令入力阻止回路４を構成する６個のＡＮＤ回路に出力する。その結果、指令入力阻止回路４は６つのゲート信号を阻止する。また電流検出器ＣＴの出力が、電流基準値以下になれば過電流検出回路３はＨＩＧＨレベル信号を出力し、指令入力阻止回路４はゲート信号の通過を許容する状態になる。
【００１９】
本実施の形態において、電力変換回路１の入力交流電圧と出力交流電圧との位相差が大きくなると、電力変換回路１へ過電流が流れる。電力変換回路１へ流れる電流は電流検出器ＣＴにより検出される。電流検出器ＣＴで検出された入力電流が予め定めた電流値より大きい電流値（過電流）であることを過電流検出回路３が検出すると、指令入力阻止回路４はドライブ信号発生回路５に瞬時電流制御信号及び瞬時電圧制御信号が入力されるのを阻止する。すると電力変換回路１の第１乃至第３のスイッチ群ＳＷ１乃至ＳＷ３を構成するスイッチング素子Ｔ１乃至Ｔ６は非導通状態となるので過電流がこれらのスイッチング素子Ｔ１乃至Ｔ６に流れて、スイッチング素子が破壊されるのを防止できる。
【００２０】
指令入力阻止回路４がドライブ信号発生回路５への瞬時電流制御信号及び瞬時電圧制御信号の入力を阻止すると、電力変換回路１のスイッチング素子Ｔ１乃至Ｔ６が非導通状態になって過電流は急激に減少する。そのため過電流検出回路３は過電流を検出しなくなり、指令入力阻止回路４はドライブ信号発生回路５に瞬時電流制御信号及び瞬時電圧制御信号が入力されるのを許容するようになる。その結果、再度電力変換回路１が変換動作を開始し、その時点で入力交流電圧と出力交流電圧との位相差がまだ大きければ再度過電流が流れて、この過電流を過電流検出回路３が検出し、前述と同様に指令入力阻止回路４が動作して電力変換回路１は非動作状態になる。以後、入力交流電圧と出力交流電圧との位相差が小さくなるまでこの動作が繰り返される。過電流が流れる状態が続くと、速度の遅い遮断回路２が遮断状態となり、過電流を完全に遮断する。遮断回路２が遮断状態になるまでの間は、指令入力阻止回路４の阻止動作により断続的に過電流を阻止するため、遮断回路２が遮断状態になるまでの間に電力変換回路１で使用されているスイッチング素子Ｔ１乃至Ｔ６が破壊されるのを防止できる。
【００２１】
図３（Ａ）は、図１の実施の形態の動作波形を示したものであり、入力交流電圧の周波数を６０Ｈｚから７０Ｈｚに変えたときの入出力電流及び入出力電圧のシミュレーション波形である。図３（Ａ）において、上の図は入力電流と入力電圧と、コンデンサＣ２の両端に現れる直流電圧の波形であり、下の図は出力電流と出力電圧の波形である。入力電圧の周波数は、上図で０〜１００ｍｓにおいて６０Ｈｚであったものを１００〜２００ｍｓでは７０Ｈｚに変えている。このとき入力電流は７０Ｈｚに切り替わって間もなく、それまでの１０Ａピークが徐々に増加するが２０Ａピークになると過電流と判定されて、２０Ａに振動しつつ抑制されている。その間、直流電圧は、それまでの１７５Ｖ前後であったものが増加して、この図ではスケールオーバしているが、その後遮断回路２が働いて２００ｍｓまでには回復している。この間の出力は、図３（Ａ）下図に示す通りで、出力電圧波形に入力電流に見られた振動の影響が現れている外は、大きな変化は見られない。
【００２２】
図３（Ｂ）は指令入力阻止回路４を挿入しなかった場合の波形である。同じく上の図は入力側の図で、入力電流は７０Ｈｚに切り替わった１００ｍｓを過ぎて間もなく、それまでの１０Ａピークが徐々に増加し、切り替わって第２周期目でスケールオーバの過電流となり、この例では切り替わって第６周期目までスケールオーバの過電流が断続的に続いている。
【００２３】
この入力と出力との位相ずれに伴う入力電流の過電流は、スイッチ群ＳＷ１〜ＳＷ３のスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６の性能を劣化させ、場合によってはスイッチング素子を焼損する危険がある。
【００２４】
図４は本発明の電力変換装置の他の実施の形態の構成を示す回路図である。図１の実施の形態では、ドライブ信号発生回路５の入力側に指令入力阻止回路４を設けていたが、この実施の形態ではドライブ信号発生回路５の出力側に、過電流検出回路３が過電流が流れていることを検出している期間、ドライブ信号発生回路５からドライブ信号が出力されるのを阻止する出力阻止回路１４を設けた点で、図１の実施の形態とは相違する。その他の点は図１の実施の形態と同じであるため説明は省略する。この実施の形態で用いる出力阻止回路１４も図２に示したＡＮＤ回路から構成した指令入力阻止回路４と同様の構成により実現できる。
【００２５】
上記において、電力変換回路１の制御系の構成をアナログ回路で説明したが、デジタル回路で構成して本発明の技術思想を実現することは可能であり、本願はデジタル回路による制御系の構成をも含む。今までに説明した乗算回路、引算回路、コンパレータ、位相反転回路、実効値演算回路等をデジタル回路で実現できることは、周知のことである。
【００２６】
また上記において変調信号として鋸歯状波信号を用い、ＰＷＭ波形のゲート信号を例に説明したが、本発明はこれに限るものではない。
【００２７】
上記各実施の形態によれば、３アーム方式の電力変換装置における入力と出力との位相ずれ等に伴う入力電流の過電流を、過電流検出回路３と、ドライブ信号発生回路５の前段又は後段に挿入する指令入力阻止回路４又は出力阻止回路１４とで阻止し、交流電源と遮断する遮断回路２には、半導体スイッチング素子と比べて応答速度が遅いスイッチング手段を用いることで、安価で小型な電力変換装置を提供することができる利点がある。
【００２８】
【発明の効果】
本発明によれば、いわゆる３アーム方式の電力変換回路を用いる電力変換装置において、入力電圧と出力電圧との位相ずれ等による入力側における過電流の流入を防止する遮断回路として応答速度が遅いスイッチング手段を用いて電力変換装置の価格を下げた場合でも、電力変換回路を過電流から保護することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電力変換装置の実施の形態の一例の構成を示す回路図である。
【図２】指令入力阻止回路の構成の一例を示す回路図である。
【図３】（Ａ）は本発明における入力と出力との電流と電圧の波形であり、（Ｂ）は指令入力阻止回路を挿入しなかった場合の波形である。
【図４】本発明の電力変換装置の他の実施形態の構成を示す回路図である。
【図５】遮断回路の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１  電力変換回路
２  遮断回路
３  過電流検出回路
４  指令入力阻止回路
５  ドライブ信号発生回路
６  瞬時電流制御系
７  瞬時電圧制御系
８  直流電圧制御系
９  実効値電圧制御系
１０  ＰＬＬ回路
１１  実効値演算回路
１４  出力阻止回路
ａ，ｂ  交流電源入力端
ＢＡ  電池
ｃ，ｄ  出力端
Ｃ１〜Ｃ３  コンデンサ
ＣＬ１  第１の接続回路
ＣＬ２  第２の接続回路
ＣＴ  電流検出器
Ｄ１〜Ｄ７  ダイオード
Ｌ１，Ｌ２  リアクトル
ＳＷ１〜ＳＷ３  スイッチ群
Ｔ１〜Ｔ６  スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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