(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
センサレス同期モータの駆動装置において、
前記駆動装置によるセンサレス同期モータへの出力電圧を基準にして前記出力電圧と前記モータ誘起電圧との位相差が増加した場合には前記出力電圧の出力周波数を減少させ、前記位相差が減少した場合には前記出力電圧の出力周波数を増加させる周波数変更手段を備えたことを特徴とするセンサレス同期モータの駆動装置。
【請求項２】
前記周波数変更手段は、前記モータ指令速度に対応した出力周波数を中心とする所定範囲内に出力周波数を制限する機能を備えたことを特徴する請求項１記載のセンサレス同期モータの駆動装置。
【請求項３】
前記位相差を検出する手段を備え、
前記周波数変更手段は、前記位相差の検出値が予め設定した所定値を越えた場合には前記超過分に基づいて演算算出した周波数分を更に減少させる機能を備えたことを特徴とする請求項１記載のセンサレス同期モータの駆動装置。
【請求項４】
前記位相差を検出する手段と、
予め設定した所定値から前記位相差の検出値を減じた差分値を積分する手段を備え、
前記周波数変更手段は、前記積分値に比例した周波数分を更に加算する機能を備えたことを特徴とする請求項１記載のセンサレス同期モータの駆動装置。
【請求項５】
前記位相差は前記駆動装置によるセンサレス同期モータへの矩形波出力電圧の基本波成分を基準にして前記基本波成分と前記モータ誘起電圧との位相差であることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のセンサレス同期モータの駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、センサレス同期モータの駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６は特開平６−２８４７８２号公報に記載された従来のモータ制御回路の構成を示している。
この従来例は、目的として回転定数、モータ巻線仕様や、直流電圧、モータ電流等の運転状態の変化に対して、その構成は安定かつ最適な運転を行える直流モータの制御装置を提供しようとするものであり、構成にモータ電流検出手段と、モータ誘起電圧検出手段と、マイクロコンピュータとから成り、実際の転流タイミングは、モータ電流が、極小となる如く、上記マイクロコンピュータ内で処理した位相補正量を上記モータ誘起電圧検出手段により得られた転流位置情報に対して加え決定する様な直流モータの制御回路とし、効果にモータ電流の極小値をいつも探索しつつ転流タイミングを決定して運転するため、モータ自体が持つ効率をフルに発揮するとともに脱調等の異常現象への心配がない最適な運転状態を実現できるとしている。
【０００３】
すなわち、図６において、商用電源６０１により入力される交流電圧を、ダイオード６０２、コンデンサ６０３により構成される倍電圧整流回路にて直流に変換し、これを受けて、トランジスタ６０４及び還流用ダイオード６０５から構成される３相ブリッジ形インバータにより、適宜スイチング（転流スイチング）して、圧縮機用直流モータ６０６に交流電流を供給する。転流スイチングのタイミングは、モータ端子Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗより取り込んだモータ端子電圧を、モータ誘起電圧検出回路を介してマイクロコンピュータ（以下マイコン）に入力し、マイコン内で適正な位相補正処理をして、転流信号としてドライバーに出力する。上記補正処理にあたっては、電流検出抵抗６０７により検出される直流電流（モータ電流と波高値は一致している）を電流検出回路に取り込んだ後マイコンに入力して、この電流情報を使っている。
【０００４】
一方、外部より与えられる回転数指令信号は、インターフェースを介してマイコンに供給されるが、この指令回転数とモータ誘起電圧一検出信号の周期の計測より得た実回転数の差に応じて、マイコン内にてチョッパデューティを計算し、チョッパ信号として変調回路に出力される。
トランジスタ６０４は、上記実回転数と指令回転数との差に応じたデューティのチョッパでオンオフしつつ、適正な転流タイミングでスイッチングをしている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記従来の構成ではモータの転流タイミング検出を駆動装置のモータ端子Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの端子電圧から誘起電圧を検出して行うため、各相それぞれにおいて上下両トランジスタが共にスイッチングをしない休止区間（図７参照）を必要とする。
このためモータへの出力電圧が小さくなり、高速時におけるモータ最大出力トルクが小さいという問題がある。また転流タインミングの調整範囲も休止区間範囲内に限定されているので、出力トルクの対応範囲が狭く負荷変動に弱いという問題があった。
そこで本発明は、上記従来例の問題点を解決するものであり、モータに直結した回転子位置検出手段を持たないセンサレス同期モータに対し、高速時においてもモータ出力トルクを大きくでき、また負荷変動に対してもモータを脱調させることなく、そのまま同期運転持続できるセンサレス同期モータの駆動装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため本発明は、センサレス同期モータの駆動装置において、前記駆動装置によるセンサレス同期モータへの出力電圧を基準にして前記出力電圧と前記モータ誘起電圧との位相差が増加した場合には前記出力電圧の出力周波数を減少させ、前記位相差が減少した場合には前記出力電圧の出力周波数を増加させる周波数変更手段を備えたことを特徴とする。
【０００７】
このようにして本発明により、モータの回転速度変動に対応した出力電圧周波数を演算装置の制御サンプリングタイムに対応した短い応答スピードで実現でき、通常出力トルク範囲内の負荷変動に対しては同期運転を持続できるという特段の効果を奏する。
【０００８】
また本発明は、前記センサレス同期モータの駆動装置において、位相差検出手段による検出値を前記演算手段により前もって設定している位相差範囲内にあるかどうか判別し、前記検出値がこの位相差範囲内にあるときは、同期モータへの出力電圧周波数を前記演算手段により、同期モータの指令回転速度に対応する周波数を中心とする前もって設定した周波数範囲内に制限し、前記検出値がこの位相差範囲外にあるときは、同期モータへの出力電圧周波数を前記演算手段により、越えた位相差に比例した周波数分だけ制御変更することを特徴とする。
【０００９】
かくして本発明によって、同期モータの回転速度変動に対応した出力電圧周波数を前記演算装置の制御サンプリングタイムに対応した短い応答スピードで実現できると共に、同期モータ速度が指令回転速度から大きく逸脱することを防止して安定した速度コントロールが実現できるという顕著な効果がある。
【００１０】
また本発明は、前記位相差検出手段による検出値を前記演算装置により前もって設定している位相差値から減じた差分値を積分し、前記同期モータへの出力電圧周波数を前記演算装置により、この積分値に比例した周波数分だけ制御変更することを特徴とする。
【００１１】
そのようにして本発明は、急激な負荷変動或いは過負荷によりセンサレス同期モータが、前記演算装置により前もって設定している位相範囲を越えて脱調移行状態に入った際、越えた位相差分に比例した周波数分だけ制御変更するので、即座に正常な位相に振動を発生させることなく安定に戻すことができる。
さらに、高速での過負荷時に位相差が拡大していく際、前記位相差検出手段による検出値を前記演算装置により前もって設定している位相差値から減じた差分値を積分し、同期モータへの出力電圧周波数をこの積分値に比例した周波数分だけ制御変更することで、過負荷に対応できる最大速度まで自動的に緩やかに同期モータ速度を下げることができ、また負荷が軽くなった際には自動的に緩やかに指令速度に戻る同期運転が実現でき、この種の装置の汎用性の向上に資するところ大であり、この分野における負荷速度の微調整が円滑になされ得るという利便性が高い。
【００１２】
さらにまた本発明は、前記同期モータへの出力端子電圧を矩形波電圧としてこれを通電する共に、前記同期モータへの出力電圧からこの矩形波電圧通電による高調波成分を除いた基本波成分と同期モータからの誘起電圧との位相差値に基づきセンサレス同期モータへの出力電圧周波数を制御変更することを特徴とする。
【００１３】
センサレス同期モータへの同期モータ端子出力電圧を正弦波電圧ではなく矩形波電圧の通電としても、先の効果を実現でき、制御の簡易性とメンテナンスの容易性に貢献するところ多大である。
【００１４】
【発明の実施の形態】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１の回路構成を図１のブロック図に示す。全ての面において、同一符号は同一若しくは相当部材を表す。
図１において、１は直流電源電圧平滑用コンデンサ、２はＩＧＢＴトランジスタ、３はマイクロコンピュータ、４はマイクロコンピュータ３からＩＧＢＴトランジスタ２へのオン・オフ命令をドライブ信号としてＩＧＢＴトレンジスタ２へ伝送するドライブ回路部、５，６はモータ電流を検出する電流検出器、７は直流電源電圧検出器、８は整流用ダイオード、９は商用電源、１０，１１，１２はセンサレス同期モータ固定子側の３相Ｙ結線に接続されたそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相電機子コイル、１３は複数個の磁石を有するセンサレス同期モータの回転子、１４，１５，１６はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の出力端子である。
マイクロコンピュータ３は直流電源電圧検出器７による検出値を基にドライブ回路部４を介してＩＧＢＴランジスタ２へのオン・オフ比率を制御することでモータ各相への出力電圧と出力周波数を制御でき、また出力周波数とモータ各相への瞬時出力電圧値も把握できる。
【００１５】
さらに、電流検出器５，６の検出値を基にモータ各相の瞬時電流値も検出できる。これら各相の同時瞬時電圧値と瞬時電流値，出力周波数と前もってマイクロコンピュータ３に設定しているセンサレス同期モータの各特性値を基にマイクロコンピュータ３は演算により、同期モータへの相出力電圧と同期モータからの相誘起電圧との位相差［図４：同期モータへの相出力電圧と同期モータからの相誘起電圧との位相差を示した図、参照］を検出（具体的な演算方法は公知技術なので省略）する。これを短いサンプリングタイム（例えばＴs ＝５ｍＳ）ごとに実行する。
【００１６】
前回サンプリングでの位相差検出値Φ0 と今回の位相差検出値Φ1 を以下の方法により演算して、出力周波数と同期モータ回転速度に対応した周波数との差分を検出する。
Δｆ1 ＝Ｋ・（Φ0 −Φ1)／（２π・Ｔs ) ……………………（式１）
ただし、Ｋは比例定数でここでは１とする。
また、演算に使用する各位相値についてはデジタルフィルタを入れて、より以前の検出値に配慮することもあり得る。
このΔｆ1 分の周波数だけ加算して出力周波数を演算後の制御サンプリングで変更する。
これで、同期モータの回転速度変動に対応した同期モータへの出力周波数Ｆ0 を出力する。
【００１７】
さらに、前記方法により検出した位相値をマイクロコンピュータ３で、前もって設定した位相値（例えばθ1 ＝π・８５／１８０）と比較し、検出位相値Φ1 が小さかった場合で、かつ出力周波数Ｆ0 が同期モータ指令速度に対応した周波数を中心とする前もって設定した周波数制限範囲を越えたときは、この制限値を出力周波数とする。
そして、前記方法により検出した位相値をマイクロコンピュータ３で前もって設定した位相値θと比較し、検出位相値Φ1 が大きかった場合には、周波数差分の検出値Δｆ1 に加えて、さらに以下の演算により、この演算値Δｆ2 分の周波数だけ加算して出力周波数を演算後の制御サンプリングで変更する。
Δｆ2 ＝ (θ−Φ1)・Ｋ1               ……………………（式２）
ただし、Ｋ1 は比例定数である。
【００１８】
さらにまた、前記方法により検出した位相値Φ1 をマイクロコンピュータ３で前もって設定した位相値（例えばθ1 ＝π・８５／１８０）から減じた差分値を積分し、以下に示す演算によりこの積分値に比例した周波数分Δｆ3 だけ加算して、同期モータへの出力電圧周波数を前記Δｆ1 ，Δｆ2 に加えてさらに演算後の制御サンプリングで変更する。
また、積分値が正値（制御出力トルク時は負値）となるときは積分値をゼロにリセットする。
Δｆ3 ＝｛Σ（θ1 −Φ1)｝・Ｋ2       ……………………（式３）
ただし、Ｋ2 は比例定数である。
【００１９】
（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２（構成は図１と同じ）を図２に基づいて説明する。
図２は、同期モータ端子への出力電圧を矩形波電圧波形とするためにマイクロコンピュータ３からＩＧＢＴトランジスタ２へのオン・オフ指令出力を示したものである。ここでは各相同期モータ端子への出力電圧が矩形波電圧１８０度通電となっている。
【００２０】
このときの同期モータへの線間出力電圧波形及び相出力電圧波形との関係を示したものが図３である。
図３から分かるように相出力電圧位相は、同期モータ端子の矩形波電圧基本波成分の位相θと一致する。ここで、マイクロコンピュータ３は直流電源電圧検出器７による検出値を基に、ドライブ回路４を介してＩＧＢＴトランジスタ２へのオン・オフ比率を制御することで、同期モータ各相端子への矩形波電圧出力振幅値と出力電圧周波数を制御でき、また出力電圧周波数と相出力電圧位相値θと同期モータ各相端子への矩形波電圧振幅Ｅp も把握できる。
【００２１】
ここで、同期モータ各相への相出力電圧瞬時値（例えばＵ相のＥu)について、以下に基づき、マイクロコンピュータ３により修正を加える。
Ｅu ＝ (Ｅp)× (Ｋ3)×(Sinθ)
ただし、Ｋ3 は矩形波電圧通電区間幅で決まる比例定数である。
これと電流検出器５，６から検出した同期モータ各相の瞬時電流値と、出力電圧周波数と、前もってマイクロコンピュータ３に設定しているセンサレス同期モータの各特性値を基に演算により、同期モータへの相出力電圧と同期モータからの相誘起電圧との位相差を検出する。以後の処理は実施の形態１と同様である。
【００２２】
【発明の効果】
以上本発明によれば、同期モータに直結した回転子位置検出手段を持たないセンサレス同期モータに対し、高速時においても同期モータ出力トルクを大きくでき、また負荷変動に対しても同期モータを脱調させることなく、そのまま同期運転を持続できるという、格別に優れた効果がある。
【００２３】
すなわち、このようにして本発明により、モータの回転速度変動に対応した出力電圧周波数を前記演算装置の制御サンプリングタイムに対応した短い応答スピードで実現でき、通常出力トルク範囲内の負荷変動に対しては同期運転を持続できるという特段の効果を奏する。
【００２４】
また本発明によって、同期モータの回転速度変動に対応した出力電圧周波数を前記演算装置の制御サンプリングタイムに対応した短い応答スピードで実現できると共に、同期モータ速度が指令回転速度から大きく逸脱することを防止して安定した速度コントロールが実現できるとい顕著な効果がある。
【００２５】
さらに本発明は、急激な負荷変動或いは過負荷によりセンサレス同期モータが、前記演算装置により前もって設定している位相範囲を越えて脱調移行状態に入った際、越えた位相差分に比例した周波数分だけ制御変更するするので、即座に正常な位相に振動を発生させることなく安定に戻すことができる。
【００２６】
しかも、高速での過負荷時に位相差が拡大していく際、前記位相差検出手段による検出値を前記演算装置により前もって設定している位相差値から減じた差分値を積分し、同期モータへの出力電圧周波数をこの積分値に比例した周波数分だけ制御変更し、かつまた積分値が正値（制動出力トルク時は負値）となるときは積分値をゼロにリセットすることで、過負荷に対応できる最大速度まで自動的に緩やかに同期モータ速度を下げることができ、また負荷が軽くなった際には自動的に緩やかに指令速度に戻る同期運転が実現でき、この種の装置の汎用性の向上に資するところ大であり、この分野における負荷速度の微調整が円滑になされ得るという利便性が高い。
【００２７】
センサレス同期モータへの同期モータ端子出力電圧を正弦波電圧ではなく矩形波電圧の通電としても、上述の効果をそのまま実現することが可能であり、制御の簡易性とメンテナンスの容易性に貢献するところ多大であり、これに関する技術の進展に有力な効果をもたらし、これの適用範囲の拡大は計り知れない絶大なものと考えられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるセンサレス同期モータの駆動装置における脱調防止装置の回路構成を表すブロック図
【図２】本発明の実施の形態２における同期モータ端子電圧を、矩形波電圧波形１８０度通電とした際の、マイクロコンピュータからＩＧＢＴトランジスタへのオン・オフ指令出力信号を示す図
【図３】本発明の実施の形態２における、同期モータ端子電圧を矩形波電圧波形１８０度通電とした際の、同期モータ端子電圧波形と同期モータへの線間出力電圧波形と相出力電圧波形との関係を示した図
【図４】同期モータへの相出力電圧と、同期モータからの相誘起電圧との位相差を示した図
【図５】同期モータへの相出力電圧と、同期モータからの相誘起電圧との位相差と同期モータ出力トルクとの関係を示し
(a) はセンサレス同期モータの回転子が非突極形の場合の特性図
(b) はセンサレス同期モータの回転子が突極形の場合の特性図
【図６】従来例のブラシレスＤＣモータの駆動装置の回路構成を表すブロック図
【図７】従来例のブラシレスＤＣモータの駆動装置の構成例における、モータ誘起電圧を検出するための半導体スイッチング素子の休止区間を示した図
【符号の説明】
１  直流電源電圧平滑用コンデンサ
２  ＩＧＢＴトランジスタ
３  演算装置［マイクロコンピュータ］
４  ドライブ回路部
５，６  電流検出器
７  直流電源電圧検出器
８  整流用ダイオード
９  商用電源
１０，１１，１２  電機子コイル
１３  回転子
１４，１５，１６  出力端子部
【図１】
0003815584.tif 000002
【図２】
0003815584.tif 000003
【図３】
0003815584.tif 000004
【図４】
0003815584.tif 000005
【図５】
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【図６】
0003815584.tif 000007
【図７】
0003815584.tif 000008