(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信周波数ｆＴと受信周波数ｆＲの差がｆＤＤである通信装置において、
発振周波数がＮ×（Ｍ×ｆＤＤ）である第１の発振信号を出力する第１の発振回路（Ｎは１以上の整数、Ｍは２以上の整数）と、
前記第１の発振信号を入力して、出力周波数がｆＴＩＦ（ｆＴＩＦ＝（Ｍ＋１）×ｆＤＤもしくはｆＴＩＦ＝Ｍ×ｆＤＤ）である第１の信号に変換すると共に、出力周波数がｆＲＩＦ（但し、ｆＴＩＦが（Ｍ＋１）×ｆＤＤの場合にはｆＲＩＦ＝Ｍ×ｆＤＤ、ｆＴＩＦがＭ×ｆＤＤの場合にはｆＲＩＦ＝（Ｍ＋１）×ｆＤＤ）である第２の信号に変換する周波数変換回路と、
発振周波数がｆＣＨ（ｆＣＨ＝ｆＴ±ｆＴＩＦもしくはｆＣＨ＝ｆＲ±ｆＲＩＦ）である第２の発振回路と、送信すべきベースバンド信号と、前記周波数変換回路から出力された第１の信号（周波数ｆＴＩＦ）と、前記第２の発振回路から出力された信号（周波数ｆＣＨ）とを入力して、周波数ｆＴの送信信号を出力する送信用混合回路と、
周波数ｆＲの受信信号と、前記第２の発振回路から出力された信号（周波数ｆＣＨ）と、前記周波数変換回路から出力された第２の信号（周波数ｆＲＩＦ）とを入力して、受信されたベースバンド信号を出力する受信用混合回路と
を具備したことを特徴とする通信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の通信装置において、
Ｍは２であることを特徴とする通信装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の通信装置において、
Ｎは２以上であることを特徴とする通信装置。
【請求項４】
請求項３に記載の通信装置において、
前記周波数変換回路は、出力周波数ｆＴＩＦの前記第１の信号に変換するにあたり、ｆＴＩＦ＝（Ｍ＋１）の周波数に変換する際には（Ｍ＋１）／（Ｎ×２）周波数逓倍回路を用い、
ｆＴＩＦ＝Ｍ×ｆＤＤの周波数に変換する際にはＫ分周回路（ただしＫは２以上の整数で、Ｋ＝（Ｎ×Ｍ）／２）を用い、出力周波数ｆＲＩＦの前記第２の信号に変換するにあたり、ｆＲＩＦ＝Ｍ×ｆＤＤの周波数に変換する際にはＫ分周回路を用い、ｆＲＩＦ＝（Ｍ＋１）×ｆＤＤの周波数に変換する際には（Ｍ＋１）／（Ｎ×２）周波数逓倍回路を用いることを特徴とする通信装置。
【請求項５】
請求項４に記載の通信装置において、
Ｇ＝（Ｎ×２）／Ｍが２以上の整数となるようにＮ、Ｍが選ばれ、
前記（Ｍ＋１）／（Ｎ×２）周波数逓倍回路は、
入力信号のＭ分周波を得るＭ分周器と、
前記入力信号と、前記入力信号のＭ分周波とを入力して、前記入力信号の周波数を（Ｍ＋１）／Ｍ倍に逓倍する混合器と、
前記混合器の出力周波数を１／Ｇに分周するＧ分周器と
を備えたことを特徴とする通信装置。
【請求項６】
請求項５に記載の通信装置において、前記混合器におけるミキシングはシングルサイドバンドミキシングであり、入力周波数の（Ｍ＋１）／Ｍ倍の周波数を選択的に生成することを特徴とする通信装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれかに記載の通信装置において、前記Ｎは２または４であることを特徴とする通信装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、送信周波数ｆＴと受信周波数ｆＲの差がｆＤＤである通信装置に関するものである。
背景技術
無線通信方式の一つとして、送信周波数ｆＴと、受信周波数ｆＲが異なるデュプレックス（全２重）システムが知られている。この種のシステムに用いる通信装置では、キャリアをベースバンド信号で変調して送信する（送信周波数ｆＴ）と共に、受信波（受信周波数ｆＲ）を復調してベースバンド信号を取り出している。この送信時には、キャリアをベースバンド信号で直接的に変調する直接変調方式の他に、まず周波数ｆＴＩＦの中間周波信号に変換した後、ミキサで周波数変換して周波数ｆＴの送信波を得る間接変調方式が用いられている。また受信時には、中間周波（周波数ｆＲＩＦ）を用いた間接復調方式、いわゆるスーパーヘテロダイン方式が用いられることが多いが、受信波をキャリア周波数で直接的に復調する直接復調方式も用いられることがある。
この種の通信装置において、直接変調方式を採る場合でも送信周波数ｆＴの信号をＶＣＯ（電圧制御発振器）で直接発振させることは少なく、２つの独立したＶＣＯを用いて２つの周波数をそれぞれ発生させた後、ミキサで混合して周波数ｆＴの信号を生成する場合が多い。その理由は、単一のＶＣＯで周波数ｆＴの信号を直接発生させた場合、変調されなかった同一周波数の信号成分（キャリア成分）が回路外に漏れ出して通信障害を引き起こし得るので、キャリアリーク低減対策のために、こういった構成を採るものである。
一方、受信時には、スーパーヘテロダイン方式ではまず受信周波数ｆＲの受信波を第１のＶＣＯを用いてミキサで中間周波（周波数ｆＲＩＦ）に変換し、不要波をフィルタで除去した後に第２のＶＣＯ（発振周波数ｆＲＩＦ）を用いてベースバンド信号を取り出す。直接復調方式の場合も、復調に用いられるローカル信号（受信波キャリア周波数ｆＲと同一周波数）は２つの周波数を２つの独立したＶＣＯで発生させた後、ミキサで混合して周波数ｆＲの信号を生成する場合が多い。これは、単一のＶＣＯでｆＲを発生させた場合、その装置内での周り込みによりシステムに種々の不都合を起こすことが多いためである。
すなわち、間接変復調方式あるいは直接変復調方式に拘わらず送信側には２つのＶＣＯが、受信側には２つのＶＣＯがそれぞれ必要となる。しかし実際には、これら４つのＶＣＯのうち１つを共用して、３つのＶＣＯで通信装置を構成することが通常行われている。これは装置の簡略化、および周波数チャネル選択操作の効率化等の観点に基づくものである。
図１は間接変調方式を用いた従来の通信装置、図２Ａは直接変調方式を用いた従来の通信装置を示す。これら図面から明らかなように、いずれの場合にも、３つのＶＣＯ（ＶＣＯ１〜ＶＣＯ３）を用いている。図２Ｂは、さらに受信も直接方式の場合を示す。
図１および図２Ａ，図２Ｂにおいては、送信周波数ｆＴの方が受信周波数ｆＲより高く、その周波数差がｆＤＤである場合のものとする。そして、共用されるＶＣＯ１の周波数をｆＣＨとし、送受信に必要となる送受もう１つずつのＶＣＯ２の発振周波数は直接変復調・間接変復調を問わず共にｆＴＩＦおよびｆＲＩＦであるとすると、次式が成り立つ。
ｆＣＨ＝ｆＴ±ｆＴＩＦ
ｆＣＨ＝ｆＲ±ｆＲＩＦ
但し、ｆＴ＝ｆＲ＋ｆＤＤ
これらの上式を満足するｆＣＨ，ｆＴＩＦ，ｆＲＩＦを選定するに際して、実際のシステムでは、各ＶＣＯ発振周波数の高調波の組み合わせによるスプリアス成分が送信帯域や受信帯域にかからないように注意する必要がある。さらに、スーパーヘテロダンイン方式の場合、周波数ｆＲＩＦ用のフィルタが構成しやすくなるようｆＲＩＦの周波数を選ぶなど、実用上重要な条件をさらに加味して上式を満たすｆＣＨ，ｆＴＩＦ，ｆＲＩＦの組のうち望ましいものが選択されているのが通常である。
なお、送信チャネルおよび受信チャネルとして多数のチャンネルを持つ通信装置にあっては、これらチャンネル選択のために発振周波数ｆＣＨを可変とし、ｆＴＩＦおよびｆＲＩＦは固定とすることが、装置の簡略化の観点から通常行われている。
図１および図２Ａ，図２Ｂに示した従来のシステム構成は、ｆＣＨ，ｆＴＩＦ，ｆＲＩＦの選択に自由度が大きく且つスプリアスの問題等に対処し易いという利点がある反面、ＶＣＯが３つ必要である。
しかし、このように３つのＶＣＯを必要とすることは、小型・軽量化，低消費電流化，低コスト化の要求が強い携帯用通信装置にとっては好ましいことではない。
そこで、必要なＶＣＯの数を２つにして送信周波数と受信周波数がｆＤＤ（Ｈｚ）だけ異なる通信方式を実現するには、例えば図３に示す構成が考えられる。
なお、以下の説明の為の図としては送受信とも間接方式の場合で書くこととするが、以下、本発明の内容は、図１および図２Ａ，図２Ｂを用いて上述した如く、送受いずれか一方あるいは両方が直接方式の場合でも全く同様に成立することをことわっておく。
いま、２つのＶＣＯの発振周波数をｆＶＣＯ１，ｆＶＣＯ２とすると、次式が成り立つ。
ｆＶＣＯ１＝ｆＣＨ＝ｆＲ＋（２×ｆＤＤ）
ｆＶＣＯ２＝２×ｆＤＤ
この場合は、ｆＴＩＦ＝ｆＤＤ，ｆＲＩＦ＝２×ｆＤＤを選択したこととなる。しかしながら、この図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃの構成では、送信信号の中に、スプリアス成分として、受信帯に丁度重なるものが出てくるという問題が生じる。すなわち、ｆＣＨの基本波とｆＴＩＦの２次高調波から混成される送信信号のスプリアス成分は、次式で与えられるように、丁度受信周波数となってしまうことになる。
ｆＣＨ−（２×ｆＴＩＦ）
＝（ｆＲ＋（２×ｆＤＤ））−２×ｆＤＤ
＝ｆＲ
このように、送信信号のスプリアス成分が丁度受信周波数と一致してしまうことから、送信側回路から受信側回路への自機内での回り込みが生じ、余分なノイズを招来する原因となってしまう。さらに、このことは、他の通信装置に対して妨害波を発信してしまう、といった問題も生じさせる。
換言すると、図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃの例では、２つのＶＣＯと１つの分周回路を用いた簡易な構成となる反面、周波数の面では避け難い問題を持つことになる。
図４Ａ，図４Ｂ，図４Ｃは、ｆＶＣＯ２＝４×ｆＤＤなる周波数を選択した場合について例示したものである。この場合には、図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃと同じく、ｆＴＩＦ＝ｆＤＤ，ｆＲＩＦ＝２×ｆＤＤとするために、送信側のミキサには４分周回路の出力（周波数ｆＤＤ）を供給し、受信側のミキサには２分周回路の出力（周波数２×ｆＤＤ）を供給している。この例の場合も、図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃで述べた通り、送信信号のスプリアス成分が丁度受信周波数と一致してしまうという問題が生じる。
また、図５Ａ，図５Ｂ，図５Ｃは、ｆＶＣＯ２として図４Ａ，図４Ｂ，図４Ｃの場合と同じく、ｆＶＣＯ２＝４×ｆＤＤなる周波数を選択したものである。しかし、この例の場合には、ｆＴＩＦ＝２×ｆＤＤ，ｆＲＩＦ＝ｆＤＤとするために、送信側のミキサには２分周回路の出力（周波数２×ｆＤＤ）を供給し、受信側のミキサには４分周回路の出力（周波数ｆＤＤ）を供給している。この例の場合は、送信信号のスプリアス成分が丁度受信周波数と一致してしまうという問題は生じない。
さらに、図６Ａ，図６Ｂ，図６Ｃの場合は、図４Ａ，図４Ｂ，図４Ｃおよび図５Ａ，図５Ｂ，図５Ｃに示した２つの分周回路を取り去った回路を示す。この例では、２つのＶＣＯ１，ＶＣＯ２の発振周波数は、次式で示す通りとなる。
ｆＶＣＯ１＝ｆＣＨ＝ｆＲ＋（１／２×ｆＤＤ）
ｆＶＣＯ２＝１／２×ｆＤＤ
したがって、ｆＲＩＦ＝ｆＴＩＦ＝１／２×ｆＤＤとなることから、ｆＴ＝ｆＣＨ＋ｆＴＩＦ，ｆＲ＝ｆＣＨ−ｆＲＩＦの側のミキシング成分を選ぶことで、ｆＴをｆＲよりｆＤＤだけ高くすることができる。
しかしながらこの場合には、スプリアス問題はさらに深刻であり、送信に不要な側のサイドバンドがそのまま強く受信帯域にかかることとなってしまう。
このように、２つのＶＣＯのみを用いて送信周波数ｆＴおよび受信周波数ｆＲを形成する装置は種々考え得るが、図５Ａ，図５Ｂ，図５Ｃの構成以外は、送信スペクトラムと受信帯域が重ってしまい、そのままでは実用性に乏しいという問題がある。
図５Ａ，図５Ｂ，図５Ｃの場合は、ここで整理したような簡単な構成のものでは、唯一送信スプリアス問題をもたない実用性のある構成である。しかしながら、認可された周波数としてｆＴ，ｆＲ（よってｆＤＤも）が決まっているようなシステムの場合、何らかの理由でこの周波数選択の構成に問題がでる場合、他の選択肢はないことになる。例えば、このときのｆＲＩＦ（＝ｆＤＤ）の周波数において小型で実用的なスーパーヘテロダイン用ＩＦフィルタが実現困難である場合など、システムによっては、必ずしもこの構成がとれない場合に、他の選択肢がないことは２ＶＣＯ構成実現にとっては致命的である。
よって本発明の目的は、上述の点に鑑み、２つの発振器を用いて送信信号および受信信号を発生させると同時に、弊害となるスプリアス成分の発生を抑えた通信装置を、図５Ａ，図５Ｂ，図５Ｃ以外の構成でも、実現できるようにすることにある。
また、一般に複雑な周波数変換を多用すればこの他にも２ＶＣＯ構成は可能であり得るが、周波数変換が大掛かりになると小型，軽量，低消費電力，低コストの観点から３ＶＣＯ構成より劣ったものとなり、これでは発明の意味がないこととなる。
よって、本発明の他の目的は、上記目的を達成するのに必要とされる周波数変換回路の構成を簡略化した通信装置を提供することにある。
発明の開示
上記の目的を達成するために、請求項１に係る本発明は、送信周波数ｆＴと受信周波数ｆＲの差がｆＤＤである通信装置において、発振周波数がＮ×（Ｍ×ｆＤＤ）である第１の発振信号を出力する第１の発振回路（Ｎは１以上の整数、Ｍは２以上の整数）と、前記第１の発振信号を入力して、出力周波数がｆＴＩＦ（ｆＴＩＦ＝（Ｍ＋１）×ｆＤＤもしくはｆＴＩＦ＝Ｍ×ｆＤＤ）である第１の信号に変換すると共に、出力周波数がｆＲＩＦ（但し、ｆＴＩＦが（Ｍ＋１）×ｆＤＤの場合にはｆＲＩＦ＝Ｍ×ｆＤＤ、ｆＴＩＦがＭ×ｆＤＤの場合にはｆＲＩＦ＝（Ｍ＋１）×ｆＤＤ）である第２の信号に変換する周波数変換回路と、発振周波数がｆＣＨ（ｆＣＨ＝ｆＴ±ｆＴＩＦもしくはｆＣＨ＝ｆＲ±ｆＲＩＦ）である第２の発振回路と、送信すべきベースバンド信号と、前記周波数変換回路から出力された第１の信号（周波数ｆＴＩＦ）と、前記第２の発振回路から出力された信号（周波数ｆＣＨ）とを入力して、周波数ｆＴの送信信号を出力する送信用混合回路と、周波数ｆＲの受信信号と、前記第２の発振回路から出力された信号（周波数ｆＣＨ）と、前記周波数変換回路から出力された第２の信号（周波数ｆＲＩＦ）とを入力して、受信されたベースバンド信号を出力する受信用混合回路とを具備したものである。
請求項２に係る本発明は、請求項１に記載の通信装置において、Ｍは２である。
請求項３に係る本発明は、請求項１または２に記載の通信装置において、Ｎは２以上である。
請求項４に係る本発明は、請求項３に記載の通信装置において、前記周波数変換回路は、出力周波数ｆＴＩＦの前記第１の信号に変換するにあたり、ｆＴＩＦ＝（Ｍ＋１）の周波数に変換する際には（Ｍ＋１）／（Ｎ×２）周波数逓倍回路を用い、ｆＴＩＦ＝Ｍ×ｆＤＤの周波数に変換する際にはＫ分周回路（ただしＫは２以上の整数で、Ｋ＝（Ｎ×Ｍ）／２）を用い、出力周波数ｆＲＩＦの前記第２の信号に変換するにあたり、ｆＲＩＦ＝Ｍ×ｆＤＤの周波数に変換する際にはＫ分周回路を用い、ｆＲＩＦ＝（Ｍ＋１）×ｆＤＤの周波数に変換する際には（Ｍ＋１）／（Ｎ×２）周波数逓倍回路を用いる。
請求項５に係る本発明は、請求項４に記載の通信装置において、Ｇ＝（Ｎ×２）／Ｍが２以上の整数となるようにＮ、Ｍが選ばれ、前記（Ｍ＋１）／（Ｎ×２）周波数逓倍回路は、入力信号のＭ分周波を得るＭ分周器と、前記入力信号と、前記入力信号のＭ分周波とを入力して、前記入力信号の周波数を（Ｍ＋１）／Ｍ倍に逓倍する混合器と、前記混合器の出力周波数を１／Ｇに分周するＧ分周器とを備える。
請求項６に係る本発明は、請求項５に記載の通信装置において、前記混合器におけるミキシングはシングルサイドバンドミキシングであり、入力周波数の（Ｍ＋１）／Ｍ倍の周波数を選択的に生成する。
請求項７に係る本発明は、請求項１〜６のいずれかに記載の通信装置において、前記Ｎは２または４である。
発明を実施するための最良の形態
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図７は、本発明を適用した各実施の形態における回路構成を一般化したブロック図である。図示した一方のＶＣＯ１は、従来の３ＶＣＯ構成（図１，図２参照）で行われていたのと同じく送受処理に際して共用の使い方をするものであり、その発振周波数は図１，図２における場合と同じくｆＣＨ（ｆＶＣＯ１＝ｆＣＨ）で表す。また、他方のＶＣＯ２を送受処理で共用するにあたり、送信用中間周波数ｆＴＩＦと受信用中間周波数ｆＲＩＦでの周波数差ｆＤＤを実現するために、周波数変換回路１および周波数変換回路２を用いる。なお、周波数変換回路１および周波数変換回路２については、後に詳述する。
次に、各ＶＣＯの発振周波数および各周波数変換回路の変換特性を特定した各実施の形態について説明する。なお、記述と理解を簡単にするために、請求項２および請求項３に係る発明、すなわち請求項１に係る発明でＭ＝２、かつＮは２以上の場合に限定して先に説明し、その後、本発明がＮ＝１の場合でも有効であること、および、Ｍが３以上の場合でも有効であることを、実施の形態６以下で、あとで加えて説明する構成とする。従って実施の形態６の手前までの部分の説明ではＭ＝２であることを常に前提として記述している。
実施の形態１
図８Ａ，図８Ｂは、第１の実施の形態を示すブロック図である。本実施の形態において、ＶＣＯ２の発振周波数ｆＶＣＯ２＝４×ｆＤＤである。ここで、ｆＤＤは、既述の通り、送信周波数ｆＴと受信周波数ｆＲの差（ｆＤＤ＝ｆＴ−ｆＲ）である。
２つの周波数変換回路として、本実施の形態では、３／４周波数逓倍回路と２／４周波数逓倍回路（すなわち、２分周回路）を用いている。したがって、３／４周波数逓倍回路からは３×ｆＤＤの周波数をもつ信号が出力され、２／４周波数逓倍回路からは２×ｆＤＤの周波数をもつ信号が出力される。このことから、送信用中間周波数ｆＴＩＦはｆＴＩＦ＝３×ｆＤＤ、受信用中間周波数ｆＲＩＦはｆＲＩＦ＝２×ｆＤＤとなる。
ＶＣＯ１の発振周波数ｆＶＣＯ１はｆＣＨである。したがって、送信周波数ｆＴは、ｆＴ＝ｆＣＨ＋ｆＴＩＦ＝ｆＣＨ＋３×ｆＤＤとなる。また、受信周波数ｆＲは、ｆＲ＝ｆＣＨ＋ｆＲＩＦ＝ｆＣＨ＋２×ｆＤＤとなる。かくして、送信周波数ｆＴと受信周波数ｆＲの差（ｆＴ＞ｆＲ）はｆＤＤとなる。
換言すると、ＶＣＯ１の発振周波数ｆＣＨは、ｆＣＨ＝ｆＴ−３×ｆＤＤ＝ｆＲ−２×ｆＤＤとなる。
本実施の形態における各信号のスペクトルは、図８Ａ，図８Ｂの下方に示す通りである。次に、この図に基づいて、本実施の形態では基本的に受信帯スプリアス問題が生じないことを説明する。
上述したように送信側の中間周波数ｆＴＩＦを３×ｆＤＤとした場合、送信出力端で発生するスプリアスは、一般に、次式で表される。
ｎ×ｆＣＨ＋ｍ×（３×ｆＤＤ）
ｎ：正の整数、ｍ：正負の整数
ここで、ｎ＝ｍ＝１とした場合は、目的とする送信周波数ｆＴになる。
一方、受信周波数ｆＲはこのとき、ｆＲ＝ｆＣＨ＋（２×ｆＤＤ）であるが、上式のｎ，ｍをいかように選んだとしても、この受信周波数ｆＲが送信側から出力されることは一般には生じない（ｆＣＨがｆＤＤの整数倍（例えば５倍）に丁度あたるような特別なシステムのケース以外はありえない）。このように受信帯スプリアスの問題を回避するためには、ｆＲＩＦおよびｆＴＩＦをｆＤＤの整数倍とする選び方が無数あるが、本実施の形態では、そのうち最も単純なｆＲＩＦおよびｆＴＩＦの組を選択し、且つ２つの周波数変換回路を単純なものとすることにより、極めて実用性が高く、しかも受信帯スプリアス問題を持たない装置構成を実現することができる。
実施の形態２
図９Ａ，図９Ｂは、図８Ａ，図８Ｂに示した回路構成をより一般的に拡張した第２の実施の形態を示す。本実施の形態においても、ｆＴＩＦ＝３×ｆＤＤ，ｆＲＩＦ＝２×ｆＤＤおよびＶＣＯ１の発振周波数ｆＣＨに相違はない。また、送信周波数ｆＴ＝ｆＣＨ＋ｆＴＩＦ＝ｆＣＨ＋３×ｆＤＤ、受信周波数ｆＲ＝ｆＣＨ＋ｆＲＩＦ＝ｆＣＨ＋２×ｆＤＤとなる点も同じである。したがって、送信周波数ｆＴと受信周波数ｆＲの差（ｆＴ＞ｆＲ）もｆＤＤである。
本実施の形態で異なる点は、ＶＣＯ２の発振周波数ｆＶＣＯ２として、ｆＶＣＯ２＝Ｎ×（２×ｆＤＤ）を有する点にある。ここで、Ｎは２以上の整数である。そして、ｆＴＩＦ＝３×ｆＤＤを得るための周波数逓倍回路として、３／（Ｎ×２）周波数逓倍回路を用いている。同様に、ｆＲＩＦ＝２×ｆＤＤを得るための周波数逓倍回路として２／（Ｎ×２）周波数逓倍回路を用いている。したがって、Ｎ＝２とした場合には、図８Ａ，図８Ｂに示した回路そのものとなる。
本実施の形態においても、受信帯スプリアス問題を持たない装置構成を実現することができる。
実施の形態３
図１０Ａ，図１０Ｂは、図９Ａ，図９Ｂに示した周波数逓倍回路の位置を交換した第３の実施の形態を示す。従って、本実施の形態において、ＶＣＯ２の発振周波数ｆＶＣＯ２には変わりがないので（ｆＶＣＯ２＝Ｎ×（２×ｆＤＤ））、ｆＴＩＦ＝２×ｆＤＤ，ｆＲＩＦ＝３×ｆＤＤとなる。そして、送信周波数ｆＴと受信周波数ｆＲの差（ｆＴ＞ｆＲ）をｆＤＤとするために、ＶＣＯ１の発振周波数ｆＣＨは、ｆＣＨ＝ｆＴ＋２×ｆＤＤ＝ｆＲ＋３×ｆＤＤとする。かくして、送信周波数ｆＴ＝ｆＣＨ−２×ｆＤＤ＝ｆＣＨ−ｆＴＩＦ，受信周波数ｆＲ＝ｆＣＨ−３×ｆＤＤ＝ｆＣＨ−ｆＲＩＦとなる（ｆＴ＞ｆＲ）。
本実施の形態においても、受信帯スプリアス問題を持たない装置構成を実現することができる。
実施の形態４
これまで述べた実施の形態１〜３は、送信周波数ｆＴが受信周波数ｆＲより大きい場合（ｆＴ＞ｆＲ）について述べてきたが、これとは逆に、ｆＴ＜ｆＲの場合にも全く同様に適用可能である。
図１１は、先に述べた図９Ａ，図９Ｂと同じ回路構成を有する第４の実施の形態を示す。本実施の形態によれば、送信周波数ｆＴ＝ｆＣＨ−ｆＴＩＦ＝ｆＣＨ−３×ｆＤＤ，受信周波数ｆＲ＝ｆＣＨ−ｆＲＩＦ＝ｆＣＨ−２×ｆＤＤ，ｆＲ−ｆＴ＝ｆＤＤ（ｆＴ＜ｆＲ）となる。
実施の形態５
図１２は、先に述べた図１０Ａ，図１０Ｂと同じ回路構成を有する第５の実施の形態を示す。本実施の形態によれば、送信周波数ｆＴ＝ｆＣＨ＋ｆＴＩＦ＝ｆＣＨ＋２×ｆＤＤ，受信周波数ｆＲ＝ｆＣＨ＋ｆＲＩＦ＝ｆＣＨ＋３×ｆＤＤ，ｆＲ−ｆＴ＝ｆＤＤ（ｆＴ＜ｆＲ）となる。
周波数変換回路（周波数逓倍回路）について
つぎに、上述した各実施の形態で用いる周波数変換回路（周波数逓倍回路）の詳細な回路構成を説明する。Ｎが３や３の倍数（Ｌ×３：Ｌは１以上の整数）の時は、３×ｆＤＤを作るには１／（２×Ｌ）倍周波数変換、２×ｆＤＤを作るには１／（３×Ｌ）倍周波数変換が、本発明での２つの周波数変換器となるが、いずれもフリップフロップを用いた公知の分周回路により簡単に実現することができるため、本発明は容易に実施できるものである。Ｎが３の倍数でないときには、３×ｆＤＤを作るのに３／（Ｎ×２）の周波数変換は分周回路そのものではなくなるため、これについて説明を加える。簡単のため、図８Ａ，図８Ｂに示したＮ＝２の場合について説明する。なお、図８Ａ，図８Ｂに示した２／４周波数逓倍回路は、すなわち２分周器であり、フリップフロップを用いた公知の分周回路により実現することができる。
図１３に示す周波数変換（逓倍）回路について
入力信号（周波数：ｆ０）を２経路に分割し、一方はそのまま、他方は４分周した後にこれら２信号をミキシングすることにより、（１−１／４）×ｆ０すなわち３／４に周波数変換した信号を生成する。本図は、ＳＳＢ構成の場合を示したものである。
図１４に示す周波数変換（逓倍）回路について
入力信号（周波数：ｆ０）を２経路に分割し、一方は２分周し、他方は４分周した後にこれら２信号をミキシングすることにより、（１／２＋１／４）×ｆ０すなわち３／４に周波数変換した信号を生成する。本図は、ＳＳＢ構成の場合を示したものである。
図１５に示す周波数変換（逓倍）回路について
入力信号（周波数：ｆ０）を２経路に分割し、一方はそのまま、他方は２分周した後にこれら２信号をミキシングすることにより、（１＋１／２）ｆ０×すなわち３／２に周波数変換した信号を生成する。この後、信号を２分周器に通すことで３／４周波数変換された信号を得る。本図は、ＳＳＢ構成の場合を示したものである。
本発明で用いる２つの周波数変換回路は、いずれも単純な構成で実現できる。したがって、本発明による２ＶＣＯ型通信装置は小型・軽量、低消費電力、低コストの観点から極めて実用性が高いものといえる。
本発明において、２つの周波数変換回路のつながる先は変調器・復調器を含めて広義のミキサであるが、実際の回路上これらのミキサは９０度位相の２信号入力が望ましいことが多い。とくにＮが偶数の場合には、分周回路から容易に９０度位相差の２信号が取り出せ、新たに位相変換回路を追加することなくミキサへの９０度位相差２信号を供給することが可能である。このことから、Ｎが偶数の場合、本発明は特に有用であるといえる。さらに、Ｎが２，４の場合は、必要となる周波数変換回路が単純であるため特に有効である。
本発明は、使用される周波数変換回路の構成によらず有効なものである。上述した３／４周波数変換回路（周波数逓倍回路）の３つの例は、本発明の実用性を説くための例示であり、本発明はこれらの回路に限定されるものではない。但し、上述した３／４周波数逓倍回路として、特に図１５に示した周波数逓倍回路の場合には、本発明の効果はより顕著である（その理由は、後に説明する）。
また既述のように、受信帯スプリアスの問題を低減できることが本発明による有用な効果であるが、この点について、現実の回路の非理想的動作も加味してさらに詳細に説明する。
本発明では、ｆＤＤだけ周波数差のついた２つのＩＦ周波数（ｆＴＩＦとｆＲＩＦ）を生成するに当たり、その比を２対３にし、１対２としないことで受信帯スプリアス問題を解決している。また、そのために上述の３／４周波数変換回路を用いている。
しかしながら、上述した図１３〜図１５などの現実の回路では、３／４周波数変換された信号以外にも副次的に出る周波数が存在することがよくある。このうち、目的周波数３／４×ｆ０に対して、１／４×ｆ０が副次的に出る場合、これに起因して本発明によっても受信帯スプリアスが発生する場合がある。但し、これは、ｆＴ−ｆＲ＝ｆＤＤのシステムにおいて、本発明による２ＶＣＯ型通信装置を構成し、ｆＣＨ＝ｆＴ−３ｆＤＤ＝ｆＲ−２ｆＤＤの側の周波数を選ぶ場合（図８Ａ，図８Ｂ参照）にのみ発生するものである。
このときの送信周波数ｆＴは、２つのＶＣＯの発振周波数（ｆＣＨとｆＶＣＯ２）から、ｆＴ＝ｆＣＨ＋（３／（Ｎ×２））×ｆＶＣＯ２と生成されることになるが、このとき上述の副次波が３／４周波数変換回路より出ていると、ｆＣＨ＋２×（１／（Ｎ×２））×ｆＶＣＯ２という送信スプリアスは、
ｆＣＨ＋２×（１／（Ｎ×２））×ｆＶＣＯ２
＝ｆＣＨ＋（１／Ｎ）×ｆＶＣＯ２
＝ｆＣＨ＋（２×ｆＤＤ）    ＝ｆＲ
であるため丁度受信帯域と重なり、受信帯スプリアスとなってしまう。
この問題を避けるため、上述した３／４周波数逓倍回路の後にフィルタを挿入することにより、３／４×ｆ０に対する１／４×ｆ０の信号強度を十分下げることが可能となる。かくして、本発明による通信装置を有効に機能させることができる。
しかし、図１５に示した周波数逓倍回路を使用した場合には、他の回路を使用する場合に比べて、この副次波（（１／４）×ｆ０）の発生が少ないので、フィルタの挿入を必要とせず特に有利である。
また、本発明において、２つの周波数逓倍回路（周波数変換回路）のつながる先は変調器・復調器を含めて広義のミキサであるが、実際の回路上これらのミキサは９０度位相の２信号入力が望ましいことがある。この場合、図１５に示した回路では最終段が分周器であるため、Ｎが偶数の場合はＮ分周器の出力として自動的に９０度位相差の２信号を取り出すことができる。したがって、新たに位相シフタ回路を追加する必要がなく、この点でも図１３あるいは図１４に示した回路に比べて有利である。
以上、（１／４）×ｆ０副次波の発生が少ないこと、９０度位相差の２信号が新たな回路を増設することなしに取り出せることの２点から、図１５に示した周波数逓倍回路（周波数変換回路）は、本発明に係る通信装置を実現するうえで特に有効である。換言すると、３／（Ｎ×２）倍の周波数変換を、入力周波数と入力周波数の２分周波をミキシングして入力周波の３／２倍の周波数を生成した後、Ｎ分周を行うとする周波数逓倍手法は、極めて有用である。
さらに、図１５に示した回路内のミキシング回路は、シングルサイドバンドミキシングであるときに、この（１／４）×ｆ０副次波の抑制効果はさらに高まる。換言すると、３／（Ｎ×２）倍の周波数変換を行う回路（図１５参照）内のミキシングにはシングルサイドバンドミキシングを行い、３／２倍の周波数を選択的に生成することが好適である。
以上、請求項２に係る発明、すなわちＭ＝２の場合の本発明を説明した。以上においては、ｆＴＩＦとｆＲＩＦの比率が２対３または３対２であることによって受信帯スプリアス問題を解決している。しかしながら、この効果は、２対３の比率のみに関わらず、一般に、Ｍ対Ｍ＋１（ただしＭは２以上の整数）の比率にｆＴＩＦおよびｆＲＩＦを（どちらがＭでも可）構成することで実現可能である。しかしながら、その前に、これまで本発明においてＮ＝１の場合は説明されてきていなかったのでまずこの場合についての本発明を説明する。
実施の形態６
図１６、図１７、図１８、図１９には、それぞれ上記の実施の形態２（図９Ａ，図９Ｂ）、実施の形態３（図１０Ａ，図１０Ｂ）、実施の形態４（図１１）、実施の形態５（図１２）に対応する本発明実施例を、Ｎ＝１の場合に対して示している。すなわち図１６はｆＴ＞ｆＲでｆＴ＝ｆＣＨ＋ＦＴＩＦの場合、図１７はｆＴ＞ｆＲでｆＴ＝ｆＣＨ−ｆＴＩＦ、ｆＲ＝ｆＣＨ−ｆＲＩＦの場合、図１８はｆＴ＜ｆＲでｆＴ＝ｆＣＨ＋ＦＴＩＦの場合、図１９はｆＴ＜ｆＲでｆＴ＝ｆＣＨ−ｆＴＩＦ、ｆＲ＝ｆＣＨ−ｆＲＩＦの場合についてである。
本実施の形態において、上述した実施の形態２ないし５までと異なるのはＶＣＯ２の発振周波数は２×ｆＤＤであり、ｆＴＩＦないし、ｆＲＩＦとして３×ｆＤＤを生成するには３／２周波数逓倍回路を使用し、２×ｆＤＤを使用する側はＶＣＯ２の周波数をそのまま使用する点である。
実施の形態２から５までの説明と全く同様の理由から本実施においてもｆＴとｆＲの周波数差はｆＤＤとなり、受信帯スプリアス問題のない通信装置を実現することができる。本発明での２／３倍周波数変換器の例としては図１５で示した周波数変換回路の最後の分周器のみを省いた図２０のような回路が例としてあり、本実施の形態は簡単に実現可能である。
また、２×ｆＤＤを使う側のミキサが９０°位相差の２入力を必要とする場合には９０°位相差の２信号を生成する位相シフタがＶＣＯ２とそのミキサの間に挿入されることもあるが、周波数構成としては図１６から図１９に示したものとなる。
最後に、Ｍは２以上の整数として一般化した場合の本発明について説明する。
実施の形態７
図２１Ａ，図２１Ｂ、図２２Ａ，図２２Ｂ、図２３Ａ，図２３Ｂ、図２４Ａ，図２４Ｂには、それぞれ上記の実施の形態２（図９Ａ，図９Ｂ）、実施の形態３（図１０Ａ，図１０Ｂ）、実施の形態４（図１１）、実施の形態５（図１２）に対応する本発明実施例を、Ｍ（２以上の整数）を一般化したかたちで示している。すなわち図２１Ａ，図２１ＢはｆＴ＞ｆＲでｆＴ＝ｆＣＨ＋ＦＴＩＦの場合、図２２Ａ，図２２ＢはｆＴ＞ｆＲでｆＴ＝ｆＣＨ−ｆＴＩＦ、ｆＲ＝ｆＣＨ−ｆＲＩＦの場合、図２３Ａ，図２３ＢはｆＴ＜ｆＲでｆＴ＝ｆＣＨ＋ＦＴＩＦの場合、図２４Ａ，図２４ＢはｆＴ＜ｆＲでｆＴ＝ｆＣＨ−ｆＴＩＦ、ｆＲ＝ｆＣＨ−ｆＲＩＦの場合についてである。
ただし図中において、四角で囲んだ周波数変換回路はＮ＝１の場合も含めて書かれているため、周波数変換の値が“１”となる場合も含めて一般化している。これは形式上、１倍周波数変換回路（逓倍回路）ということになるが、この場合は実施の形態６において図１６、図１７、図１８、図１９で示したとおりＶＣＯ２の周波数をそのまま周波数変換せずに使用することを意味しているものとする。
本実施の形態において、上述した実施の形態２ないし５までと異なるのはＶＣＯ２の発振周波数はＭ×ｆＤＤであり、ｆＴＩＦないし、ｆＲＩＦとしては（Ｍ＋１）×ｆＤＤおよび  Ｍ×ｆＤＤを使用し（どちらがどちらでも可）、（Ｍ＋１）×ｆＤＤを生成するには（Ｍ＋１）／（Ｎ×２）周波数逓倍回路を使用し、Ｍ×ｆＤＤを生成するにはＭ／（Ｎ×２）の周波数逓倍回路を使用している。
従って、Ｍ＝２でＮは２以上の整数とした場合には、対応する図９Ａ，図９Ｂから図１２に示した回路そのものとなる。
Ｍ＝２でＮ＝１の場合には、対応する図１６から図１９に示した回路そのものになる。
本構成によるとｆＴとｆＲの周波数差をｆＤＤとし、かつ受信帯スプリアス問題をもたない通信装置の実現が可能である。すなわち、図２１Ｂから図２４Ｂの各下方に示したとおり、受信帯域に重なる送信のスプリアスは一般に存在しない。
なお、本実施の形態ではＭ×ｆＤＤを生成する側の周波数変換はＫ分周器としてフリップフロップを用いた公知の回路により簡単に実現できる。ただし、Ｋ＝（Ｎ×Ｍ）／２であり、Ｎは１以上の整数、Ｍは２以上の整数であるためＫは１以上の整数となる（Ｋ＝１の場合は、形式上「１分周器」ということになるが、この場合は上記に説明の通り、ＶＣＯ２の周波数を周波数変換なしでそのまま使うことを意味しているとするものである）。
本実施の形態で（Ｍ＋１）×ｆＤＤを生成する側の周波数変換は（Ｍ＋１）／（Ｎ×２）の周波数逓倍であるが、Ｎが（Ｍ＋１）の倍数すなわちＪ×（Ｍ＋１）（ただしＪは１以上の整数）の場合は、これが１／（Ｊ×２）倍周波数変換、すなわちＨ分周器としてフリップフロップを用いた公知の回路により簡単に実現できる。ただし、Ｈ＝Ｊ×２である。
本実施の形態で（Ｍ＋１）×ｆＤＤを生成する側の周波数変換は（Ｍ＋１）／（Ｎ×２）の周波数逓倍であるが、Ｎが（Ｍ＋１）の倍数にならない場合には、単なる分周器ではない周波数変換（逓倍）回路が必要となるが、例えば、図１５でＭ＝Ｎ＝２の場合で例示した回路を、Ｎ，Ｍに対して一般化した図２５の回路を用いることにより、このような周波数変換は実現可能である。ＶＣＯ２からの入力周波数ｆ０は２分され、一方がＭ分周されて１／Ｍ倍された後、混合回路によりｆ０自体とミキシングされて（Ｍ＋１）／Ｍ倍の周波数変換がなされる。その後Ｇ分周されることにより、（Ｍ＋１）／（Ｎ×２）の周波数変換が実現される。ここでＧ＝（Ｎ×２）／Ｍであり、図２５の回路を利用するにはこのＧが整数となるような関係のＮとＭである必要がある。
ただし、これはあくまでも本発明実施のための例示であり、本発明の効果が生じる限りこれ以外の回路を使用することも当然可能で、本発明の内容はこれらの回路を使用することに限定されるものではない。
以上、実施の形態６以下で本発明におけるＮ（１以上の整数）、Ｍ（２以上の整数）を一般化した形で本発明を説明したが、本発明の効果はこれら一般化された場合でも全く同様に実現されるものである。
発明の効果
以上説明した通り、本発明によれば、２つの発振器を用いて送信信号および受信信号を発生させると同時に、弊害となるスプリアス成分の発生を抑えた通信装置を実現することができる。さらに、必要とされる周波数変換回路の構成を簡略化することができる。
なお、本明細書中の図による例示では、送信・受信とも間接方式の場合で説明してきたが、先に図１および図２Ａ，図２Ｂに関して述べた通り、本発明の内容は、送受いずれか、あるいは両方が直接方式の場合でも同様に適用できるものである。
また本発明によると、ｆＴ，ｆＲ（よってｆＤＤも）が決まっている場合に、ｆＲＩＦ，ｆＴＩＦの組み合わせとしては２通り、またＶＣＯ発振周波数としては請求項でのＮ＝２の場合だけでも２通り、Ｎ＝４でさらに２通りといったように周波数選択肢が増える。現実の装置構成を考えた場合、周波数依存となる部品（ＩＦフィルタ，ＶＣＯ等）は周波数により、性能，部品の大きさ，消費電流等影響を受ける場合が多く、最適な装置構成を実現する上で周波数選択肢が増えることは極めて重要なことであり、２ＶＣＯ構成の実現可否を左右するものである。
【図面の簡単な説明】
図１は、従来技術の一例を示すブロック図である。
図２Ａおよび図２Ｂは、その他の従来技術を示すブロック図である。
図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃは、本発明の前提となる通信装置を示すブロック図である。
図４Ａ，図４Ｂ，図４Ｃは、本発明の前提となるその他の通信装置を示すブロック図である。
図５Ａ，図５Ｂ，図５Ｃは、本発明の前提となるその他の通信装置を示すブロック図である。
図６Ａ，図６Ｂ，図６Ｃは、本発明の前提となるその他の通信装置を示すブロック図である。
図７は、本発明を適用した各実施の形態における回路構成を一般的に示したブロック図である。
図８Ａ，図８Ｂは、第１の実施の形態を示すブロック図である。
図９Ａ，図９Ｂは、図８Ａ，図８Ｂに示した回路構成をより一般的に拡張した第２の実施の形態を示すブロック図である。
図１０Ａ，図１０Ｂは、図９Ａ，図９Ｂに示した周波数逓倍回路の位置を交換した第３の実施の形態を示すブロック図である。
図１１は、図９Ａ，図９Ｂと同じ回路構成を有する第４の実施の形態を示すブロック図である。
図１２は、図１０Ａ，図１０Ｂと同じ回路構成を有する第５の実施の形態を示すブロック図である。
図１３は、３／４周波数逓倍回路の一例を示すブロック図である。
図１４は、３／４周波数逓倍回路の他の一例を示すブロック図である。
図１５は、３／４周波数逓倍回路の他の一例を示すブロック図である。
図１６，図１７，図１８，図１９，図２０は、第６の実施の形態を示すブロック図である。
図２１Ａ，図２１Ｂ，図２２Ａ，図２２Ｂ，図２３Ａ，図２３Ｂ，図２４Ａ，図２４Ｂ，図２５は、第７の実施の形態を示すブロック図である。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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【図７】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１Ａ】
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【図２１Ｂ】
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【図２２Ａ】
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【図２２Ｂ】
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【図２３Ａ】
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【図２３Ｂ】
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【図２４Ａ】
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【図２４Ｂ】
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【図２５】
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