(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
充電に従って端子電圧が上昇する複数個のキャパシタまたは２次電池（以下、キャパシタと云う）と、複数の巻線を持つ共通トランスと、該共通トランス巻線と前記キャパシタの間の接続を切換る複数のスイッチと、該スイッチを同期して高周波で切換る制御信号を発生させるスイッチ制御回路から成るキャパシタ・ブロックで、
該キャパシタ・ブロックは前記共通トランスの複数個の巻線を介して充電または放電電流を流し、前記キャパシタを等電圧にする補充電機能付きキャパシタ・ブロックであって、前記キャパシタ・ブロック２個以上から成り、2個以上のブロックで前記キャパシタ１個以上を共通に使用し、全キャパシタを直列接続することを特徴とする自己補充電機能付き直列接続キャパシタ。
【請求項２】
請求項1の自己補充電機能付き直列接続キャパシタにおいて、
前記各キャパシタの電圧差を測定し、各キャパシタ間に電圧差が生じた場合は全てのスイッチ制御を起動し、各キャパシタ間に電圧差が生じない場合は全てのスイッチ制御を停止することを特徴とする自己補充電機能付き直列接続キャパシタ。
【請求項３】
請求項1の自己補充電機能付き直列接続キャパシタにおいて、
外部充電回路により、前記直列接続キャパシタを充電する充電電流及び負荷回路に放電する放電電流を検出する充・放電電流検出回路を付加し、充・放電時にスイッチ制御を起動することを特徴とする自己補充電機能付き直列接続キャパシタ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気二重層大容量電解コンデンサやリチウムイオン電池を複数個直列接続して得られる高電圧大容量キャパシタにおいて、各キャパシタのキャパシティが不均一であっても充電時に均等電圧充電制御することにより、許容電圧限界まで最大エネルギーの蓄積が出来、放電時にも均等電圧に補充電制御することにより、蓄積エネルギーを有効に取り出すことが可能になる。
【０００２】
従って、鉛蓄電池、リチウム二次電池、ポリマー二次電池、または、電気二重層大容量電解コンデンサを直列接続して使用する電気自動車において、電気自動車の航続距離を限界まで伸ばすことが出来る。
電気二重層大容量電解コンデンサは繰り返し急速充・放電に耐えるため、１５ボルト耐圧程度にすることで自動車の鉛蓄電器に置き換え、現状の自動車でもアイドリングストップを可能に出来る。
【０００３】
【従来の技術】
電解コンデンサを高耐圧化し、リップル電流を吸収する回路としては図１５に示す構成としていた。
直列接続した抵抗器Ｒ１５０１〜１５０３により等電圧に分割し、電解コンデンサＣ１５０１〜１５０３の電圧が高いところでは抵抗器Ｒ１５０１〜１５０３を通して放電し、電解コンデンサの電圧が低いところでは抵抗器Ｒ１５０１〜１５０３を通して充電が行われ、結果として等電圧となる。
【０００４】
図１６はフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータにより均等電圧充電を行う回路で、フライバックトランスＴ１６０１の２次巻き線Ｌ１６０１〜１６０３をそれぞれ同じ巻き数とすることで検波電圧が等しくなり、結果として各キャパシタ素子は均等電圧に充電される。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００１−１３６６６０号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
図１５の従来技術では抵抗器Ｒ１５０１〜１５０３により常時放電が行われている為に、抵抗値を小さくすれば均等充電速度を速めることが出来るが、抵抗器により放電するエネルギーが大きくなり、抵抗値を大きくすると放電量を小さく出来るが均等電圧動作が遅くなる欠点があった。
【０００７】
また、図１６の従来技術では均等電圧充電により耐電圧限界まで蓄積エネルギーを上げることは出来るが、各素子のキャパシティにアンバランスがあると均等電圧放電とはならない為、蓄積した最大エネルギーを取り出せない、或いは、充分にエネルギーを取り出さない内に逆充電を受ける素子が現れ、劣化・破壊を起こす欠点があった。
【０００８】
さらに、均等充電回路のみで充電を行っている為に、整流用ダイオードＣＤ１６０１〜１６０３の順方向ドロップ電圧によるエネルギー損失が大きく、充電効率を大幅に低下させる欠点があった。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、充電に従って端子電圧が上昇する複数個のキャパシタまたは２次電池（以下、キャパシタと云う）と、複数の巻線を持つ共通トランスと、該共通トランス巻線と前記キャパシタの間の接続を切換る複数のスイッチと、該スイッチを同期して高周波で切換る制御信号を発生させるスイッチ制御回路から成るキャパシタ・ブロックで、
該キャパシタ・ブロックは前記共通トランスの複数個の巻線を介して充電または放電電流を流し、前記キャパシタを等電圧にする補充電機能付きキャパシタ・ブロックであって、前記キャパシタ・ブロック２個以上から成り、2個以上のブロックで前記キャパシタ１個以上を共通に使用し、全キャパシタを直列接続することを特徴とする。
【００１０】
また、本発明は、前記各キャパシタの電圧差を測定し、各キャパシタ間に電圧差が生じた場合は全てのスイッチ制御を起動し、各キャパシタ間に電圧差が生じない場合は全てのスイッチ制御を停止することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明は、外部充電回路により、前記直列接続キャパシタを充電する充電電流及び負荷回路に放電する放電電流を検出する充・放電電流検出回路を付加し、充・放電時にスイッチ制御を起動することを特徴とする。
【００１２】
また上記発明にかかる自己補充電機能付き直列接続キャパシタにおいて、自己補充電機能付き直列接続キャパシタで構成されるブロック複数個からなり、２個以上のブロック間で１個以上のキャパシタを共用し、全キャパシタを直列接続することを特徴とする。
ブロック複数個接続により多数のキャパシタを直列接続できるようになる。
【００１３】
また上記本発明にかかる自己補充電機能付き直列接続キャパシタにおいて、前記各キャパシタの電圧を測定し、各キャパシタ間に電圧差が生じた場合はスイッチ制御を起動し、各キャパシタ間に電圧差が生じない場合はスイッチ制御を停止することを特徴とする。
【００１４】
また上記本発明にかかる自己補充電機能付き直列接続キャパシタにおいて、外部充電回路により本自己補充電機能付き直列接続キャパシタを充電する充電電流及び負荷回路に放電する放電電流を検出する充・放電電流検出回路を付加し、充・放電時にスイッチ制御を起動することを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の１実施例で、Ｃ１０１〜１０６は直列接続したキャパシタ、ＴＭ１０１は直列接続キャパシタのプラス端子、ＴＭ１０２は直列接続キャパシタのマイナス端子、Ｔ１０１は巻き線Ｌ１０１〜１０７を持つ共通トランス、ＳＷ１０１〜ＳＷ１０６はスイッチ、ＣＤ１０１は整流ダイオード、Ｂ１０１はスイッチ制御回路でＳＷ１０１〜ＳＷ１０６を切換えする制御信号を発生する。
【００１６】
図２はより具体的な回路を示したもので、図３は動作説明図である。
ＳＷ２０１〜ＳＷ２０６に電界効果トランジスタ（以下ＦＥＴと言う）を使用し、スイッチの制御信号をトランスＴ２０２で分配している。
トランスＴ２０１の巻き線Ｌ２０１〜２０６の巻き数は同じであるため、ＦＥＴスイッチＳＷ２０１〜２０６を同期して高周波でＯＮ−ＯＦＦさせるとＯＮの時の巻き線電圧は全て同じで、ほぼキャパシタＣ２０１〜２０６の電圧の平均電圧となる。
従って、キャパシタの電圧が異なる場合電圧が高いキャパシタからは巻き線の方向に放電電流が流れ、トランスの性質による逆起電流により電圧が低いキャパシタに対しては充電電流が流れ、各キャパシタの電圧は同じくなる。
各スイッチを同時にＯＦＦとすると、共通トランスＴ２０１に蓄えられた磁気エネルギーにより逆起電圧が発生するが、巻き線Ｌ２０７と整流ダイオードＣＤ２０１により直列接続したキャパシタ全部に対してエネルギー回収される。
各キャパシタの電圧が等しくなるとトランスの巻き線に向かって流れる電流はトランスのインダクタンスＬ（巻き線Ｌ２０１〜２０６）に対して流れる電流のみとなる。
Ｉ＝ｅ／Ｌ×ｔ                                  式（１）
Ｉ；電流値    ｅ；キャパシタの電圧
Ｌ；トランスのインダクタンス    ｔ；パルスのＯＮ時間
この式（１）から分かるように電流を小さく押さえるにはトランス巻き線の巻き数を多く、パルスのＯＮ時間を小さくすることが望ましいが、巻き数を多くすると巻き線抵抗による損失が大きくなるので、可能な限りパルスのＯＮ時間を短くする、つまり、ＯＮ−ＯＦＦ周波数を高くすることが必要となる。
この電流と電圧積のパルス時間積分値はトランスに蓄えられる磁気エネルギーで、前述の様に巻き線Ｌ２０７と整流ダイオードＣＤ２０１によりエネルギー回収が行われる。
【００１７】
図３は巻き線Ｌ２０７の巻き数を巻き線Ｌ２０１〜２０６の６倍にした場合の巻き線電圧波形例で、ＯＮ時間ｔ１に対し、ＯＦＦ時の逆起電圧は順方向電圧とほぼ同じで、持続時間ｔ２もｔ１とほぼ同じとなる。
【００１８】
図４は別の実施例で、共通トランスT401の巻き線L1、L2、L3は巻き数が同じで、中点タップCを持っています。
この巻き線によりそれぞれでプッシュ・プル動作させるものです。
ある時間、巻き線L1においては、スイッチ制御信号CS1により、スイッチSW401は巻き線L1の端子1側に接続され、L1の端子1と端子Cの間にキャパシタC401に蓄えられている電圧が励起されます。
また、スイッチ制御信号CS2により、スイッチSW402は巻き線L1の端子2側に接続され、L1の端子Cと端子2の間にキャパシタC402に蓄えられている電圧が加えられます。
同様に、それぞれの制御信号とスイッチSW403〜SW406により、キャパシタC403の電圧は巻き線L2の端子1と端子Cの間に、キャパシタC404の電圧は巻き線L2の端子Cと端子2の間に、キャパシタC405の電圧は巻き線L3の端子1と端子Cの間に、キャパシタC406の電圧は巻き線L3の端子Cと端子2の間にと電圧が加えられます。
共通トランスT401ではトランスの性質上、同じ巻き数の巻き線端子間には等しい電圧が励起されますので、キャパシタC401〜C406の平均電圧が各巻き線端子間に励起されることになります。
従って、この励起電圧とキャパシタに蓄えられている電圧との間に差がある場合、この電圧差と回路に存在するインピーダンス（巻き線抵抗・インダクタンス・キャパシタ内部抵抗・スイッチON抵抗・配線抵抗等）で決まる電流が流れます。
つまり、平均電圧より高い電圧のキャパシタからは放電電流が流れ、平均電圧より低い電圧のキャパシタからは充電電流が流れ込むことになります。
次の時間、スイッチ制御信号CS1〜CS6により、スイッチSW401は巻き線L1の端子2に、SW402はL1の端子1に、・・・SW406はL3の端子1に切り替えます。
この場合、トランスT401に励起される電圧はプラス・マイナスが反転しますが、前の時間と同様、トランス巻き線にはキャパシタC401〜C406の平均電圧が各巻き線端子間に励起されることになります。
従って、平均電圧より高い電圧のキャパシタからは放電電流が流れ出し、平均電圧より低い電圧のキャパシタからは充電電流が流れ込むことになります。
トランスの持つインダクタンスは有限ですから、ゆっくりした切り替えではトランスは励起電圧を保持出来ませんが、高速にスイッチを切り替えることで、連続して充・放電動作し、キャパシタ電圧が等しく成って安定します。
【００１９】
図５はより具体的な回路を示したもので、図６は動作説明図である。
パルス発生回路B01で発生した方形波信号をトランジスタTr01とTr02により増幅し、トランスT502によりスイッチ制御信号を生成します。
トランジスタTr501〜Tr512はN-chのMOSトランジスタを使用した例で、Tr501とTr502で図４の回路でのスイッチSW４01を構成、以下同様に、Tr503とTr504でSW502を、・・・・Tr511とTr521でSW506を構成しています。
N-chのMOSトランジスタの場合、ゲート電圧プラスでON マイナスでOFF動作しますので、ON-OFF動作させるに充分なスイッチ制御信号を与えます。
スイッチ制御信号CS1-1,CS2-1,CS3-1,・・・・CS6-1がプラス（CS1-2,CS2-2,CS3-2,・・・・CS6-2がマイナス）の場合、Tr501,Tr503,Tr505,・・・・Tr511はONでTr502,Tr504,Tr506,・・・・Tr512はOFFとなり、トランスT501の巻線L1〜L3の端子1側にはそれぞれキャパシタC501,C503,C505のプラス電圧が加えられ、巻線L1〜L3の端子2側にはそれぞれキャパシタC502,C504,C506のマイナス電圧が加えられます。
スイッチ制御信号はプラス・マイナスに変化する方形波信号ですから、次の半サイクルでは、Tr501,Tr503,Tr505,・・・・Tr511はOFFでTr502,Tr504,Tr506,・・・・Tr512はONとなり、トランスT501の巻線L1〜L3の端子1側にはそれぞれキャパシタC502,C504,C506のマイナス電圧が加えられ、巻線L1〜L3の端子2側にはそれぞれキャパシタC501,C503,C505のプラス電圧が加えられ、図６に示すようにトランスT501の巻線にも方形波電圧が励起されます。
トランスT501の各巻線は同じ巻数としていますので、励起電圧はキャパシタC501〜C506の平均電圧となり、図６に示すように、キャパシタ電圧が高い場合には放電電流が流れ出し、低い場合には充電電流が流れ込みます。
ON-OFFおよびOFF-ONのパルス制御信号は、波形率50％の方形波でよく、各キャパシタとトランス巻線との結合はプッシュ・プル動作の為、充電或いは放電の接続率はほぼ100％となり、補充電動作を効率よく行うことが出来る。
図６に示すように、鋸歯状波電流となるのはトランスに蓄えられる磁気エネルギーの為ですが、何れかのスイッチが常にONとなっている為に磁気エネルギーは常に回収され、半サイクル動作の補充電回路に比べ、エネルギー回収の為の巻線と整流ダイオードは不要となる。
【００２０】
図７は共通トランスを３つに分割した例で、直列キャパシタの数が多くなると１つの共通トランスでは巻線数を確保出来なくなります。
図７でトランスT701、T702及びT703はそれぞれ独立したトランスですが、各トランスに２次巻線L4を設け、各巻線間を並列接続することで、あたかも１つの共通トランスのように働きます。
トランスT701、T702及びT703の間で励起電圧が異なる場合、２次巻線の端子間に異なった電圧が発生することになりますが、３つの平均電圧より高いトランスからは電位差と巻線抵抗等のインピーダンスにより決定する電流が流れ出し、平均電圧より低いトランスからは電位差と巻線抵抗等のインピーダンスにより決定する電流が流れ込み、エネルギーの移送が行われます。
図７の例では２個ずつの直列接続キャパシタが１単位となって整然と直列接続されているが、１単位毎は独立している為、接続順は任意である。
【００２１】
図８、図９は複数の自己補充電直列接続キャパシタブロックを共有したキャパシタにより結合させた例で、図８は２個のキャパシタ（Ｃ８０６、８０７）を共用してキャパシタを直列接続している。
図８でキャパシタＣ８０１の電圧が高く、Ｃ８１２の電圧が低い場合について検証すると、Ｃ８１２には共通トランスＴ８０２を介してＣ８０６〜８１１より充電電流を受け、Ｃ８０１からは共通トランスＴ８０１を介してＣ８０２〜８０７に充電する。
従って、Ｃ８０１〜８０７ではＣ８０１の電圧が高く、Ｃ８０６とＣ８０７の電圧が低くなり、Ｃ８０６〜８１２ではＣ８０６とＣ８０７の電圧が高く、Ｃ８１２の電圧が低くなり、結果として、Ｃ８０１からＣ８０６とＣ８０７を介してＣ８１２に補充電が行われる。
図９では補充電する経路が多重化され、大電流化が図れる。
【００２２】
補充電によりキャパシタ全部の電圧が等しくなると充・放電電流は小さくなり、従って、回路損失も小さくなるので、常時補充電動作をさせていても損失は小さいが、更に損失を小さくする手段として、電圧がアンバランスとなった時のみ補充電動作をさせる、或いは、外部回路による充・放電の時にアンバランスが発生するので、充・放電時にのみ補充電動作をさせる方法がある。
【００２３】
図１０は電圧アンバランスを検出して補充電動作をさせる回路例で、図１１、図１２は電圧アンバランス検出回路例で、図１１はキャパシタ６個の直列電圧の６分の１電圧と夫々のキャパシタ電圧の差を絶対値増幅し加算したもので、全て等しくなれば出力電圧は直列キャパシタの中点電圧となる。
【００２４】
図１２では６個の抵抗器Ｒと１２個の抵抗器ｒにより直列キャパシタ電圧を６等分し、抵抗器ｒにより誤差許容範囲を設定し、オープンコレクタ型（または、オープンドレイン型）のコンパレータにより誤差検出し、ワイアードオアにより合成したもので、全てが許容範囲電圧の場合にはＨレベルとなり、１箇所でも許容範囲を超えていればＬレベルとなる。
この信号を受けてスイッチ制御回路の動作をＯＮ−ＯＦＦさせる。
【００２５】
図１３は直列接続キャパシタの充・放電電流を電流検出回路で検出してスイッチ制御回路を起動するようにしたもので、図１４は電流検出回路例である。
直列接続キャパシタに微小抵抗Ｒ１４０１を直列接続し、微小抵抗に発生する電圧を絶対値増幅することで充・放電電流を検出する。
充・放電電流がゼロで有れば、出力電圧は直列接続キャパシタの中点電圧となる。
【００２６】
上記実施例で示したキャパシタとしては、電気二重層大容量電解コンデンサ、鉛蓄電器、リチウムイオン電池、ポリマー電池の様に、充電に従って端子電圧が上昇するコンデンサまたは二次電池等も含まれる。
【００２７】
【発明の効果】
以上述べたように、補充電動作により直列接続キャパシタの充・放電時にも常にキャパシタ電圧を等しく保つことが出来る為、最大電力の蓄積と最大電力の取り出しが可能になり、キャパシティのアンバランスを補う補充電動作をスイッチングで行ってるので、エネルギー効率が高くなる。
また、図７、図８、図９のようにすることで多くのキャパシタを直列接続出来るので、たとえ２〜３ボルトのキャパシタでも数百ボルトのキャパシタとすることが出来、電気自動車等で電力効率を高くすることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の１実施例である。
【図２】  本発明の具体的な回路である。
【図３】  本発明の動作説明図である。
【図４】  本発明の他の実施例である。
【図５】  本発明の他の具体的な回路である。
【図６】  本発明の他の動作説明図である。
【図７】  共通トランスを３つに分割した例である。
【図８】  複数の自己補充電機能付直列接続キャパシタブロックを共有したキャパシタにより結合させた例である。
【図９】  複数の自己補充電機能付直列接続キャパシタブロックを共有したキャパシタにより結合させた例である。
【図１０】  電圧差を検出して補充電動作をさせる回路例である。
【図１１】  電圧差検出回路例である。
【図１２】  電圧差検出回路例である。
【図１３】  直列接続キャパシタの充・放電電流を検出してスイッチ制御回路を起動する例である。
【図１４】  電流検出回路例である。
【図１５】  抵抗器を使用した従来の均等電圧充電回路例である。
【図１６】  フライバックトランス使用した従来の均等電圧充電回路例である。
【符号の説明】
Ｃ１０１〜１０６、  ２０１〜２０６、  ４０１〜４０６、  ５０１〜５０６、７０１〜７０６、  １００1〜１００６、  １１０１〜１１０６、１２０１〜１２０６、  １４０１〜１４０６、  １５０１〜１５０３、１６０１〜１６０６・・・キャパシタ
ＣＢ８０１、８０２、９０１〜９０３・・・自己補充電機能付直列接続キャパシタブロック
ＣＤ１０１、２０１、１６０１〜１６０６・・・整流ダイオード
Ｂ１０１、２０１、４０１、５０１、７０１・・・スイッチ制御回路
Ｂ２０２、５０２・・・パルス発生回路
Ｌ１０１〜１０７、２０１〜２０７、５０１〜５０６、１６０１〜１６０６・・・トランスの巻き線
ＳＷ１０１〜１０６、２０１〜２０６、４０１〜４０６、７０１〜７１８・・・スイッチ
Ｔ１０１、２０１、４０１、５０１、７０１〜７０３、８０１〜８０２・・・共通トランス
Ｔ２０２、２０５・・・制御信号分配トランス
Ｔ１６０１・・・フライバックトランス
ＴＭ１０１、２０１、４０１、５０１、７０１、８０１、１００１、１１０１、１２０１、１３０１、１４０１・・・直列接続キャパシタのプラス端子
ＴＭ１０２、２０２、４０２、５０２、７０２、８０２、１００２、１１０２、１２０２、１３０２、１４０２・・・直列接続キャパシタのマイナス端子
Ｒ１４０１・・・微小抵抗器
Ｒ１５０１〜１５０３・・・充放電用抵抗器
Ｒ・・・抵抗器
ｒ・・・抵抗器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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