(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
差動対を有し、
上記差動対のエミッタ間にインピーダンスを接続して電圧−電流変換用コンダクタンスを形成し、
上記差動対のコレクタ出力を互いにもう一方のベース入力へ帰還して上記エミッタ間に接続されたコンダクタンスを負性のインピーダンスとしてコレクタ負荷へ電流帰還することにより、
上記差動対のコレクタ側から見た入力インピーダンスとして負性のインピーダンスを発生する負性インピーダンス発生回路を形成すると共に、
上記差動対のコレクタ間に対称に抵抗とコンデンサによる１次のローパスフィルタを形成するコレクタ負荷を接続し、
上記負性インピーダンス発生回路及びコレクタ負荷による開ループの伝達関数が２次のフィルタ特性を有し、且つその分母の１次の項がマイナスとなる値に各インピーダンスの係数比を定めることにより、
上記コレクタ負荷に帰還される上記負性のインピーダンスをインダクタンスとして扱うようにした
ことを特徴とする発振回路。
【請求項２】
請求項１記載の発振回路において、
上記負性インピーダンス発生回路を負性キャパシタンス発生回路とする
ことを特徴とする発振回路。
【請求項３】
請求項１記載の発振回路において、
上記コレクタ負荷に関連して可変インピーダンス回路を設けて発振周波数を可変とした
ことを特徴とする発振回路。
【請求項４】
請求項３記載の発振回路において、
上記負性インピーダンス発生回路とコレクタ負荷との間にバランス型の電流制御回路を設けて上記可変インピーダンス回路とした
ことを特徴とする発振回路。
【請求項５】
請求項３記載の発振回路において、
上記コレクタ負荷に並列に上記可変インピーダンス回路を設ける
ことを特徴とする発振回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばラジオ受信機、テレビジョン受信機、衛星放送受信機、ビデオレコーダー、移動体通信機等に用いられる制御型発振器に使用して好適な発振回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
例えばテレビジョン受信機に用いられる制御型の発振回路においては、従来から例えば図７に示すような制御型発振回路が使用されている。すなわち図７は、従来の制御型発振回路の構成を示す。
【０００３】
この図７において、トランジスタ７１ａ、７１ｂからなる差動対が設けられ、これらのトランジスタ７１ａ、７１ｂのエミッタが互いに接続されて、この接続中点が電流源７２を通じて接地される。またトランジスタ７１ａ、７１ｂのベースがそれぞれ電流源７３ａ、７３ｂを通じて接地される。
【０００４】
さらにトランジスタ７１ａ、７１ｂのコレクタが、それぞれエミッタホロアのトランジスタ７４ａ、７４ｂを通じて互いにもう一方のトランジスタ７１ａ、７１ｂのベースに接続される。そしてトランジスタ７１ａ、７１ｂのコレクタがそれぞれ抵抗７５ａ、７５ｂを通じて電源ＶCCに接続されると共に、これらのコレクタ間にキャパシタンス７６とインダクタンス７７の並列回路が接続される。
【０００５】
従ってこの回路において、キャパシタンス７６の値をＣ、インダクタンス７７の値をＬとすると、つぎの〔数１〕に示す共振周波数で発振が行われる。
【数１】
0003861356.tif 000002
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで上述の図７に示す制御型発振回路においては、その発振周波数はキャパシタンス７６の値Ｃとインダクタンス７７の値Ｌによって決定される。ところがこの場合に、インダクタンス７７となるコイルは、いわゆるＩＣ（集積回路）内には形成することができない。
【０００７】
そこでこのようなコイルはＩＣに外付けされることになるが、このようなコイルをＩＣに外付けした場合には、まず外付けされたコイルからの輻射の問題が生じる。従ってこのような輻射の問題を解決するためには、いわゆるシールドケース等の輻射を遮断する手段を設けなくてはならず、部品コストや設置スペースの増大等の問題が新たに発生することになる。
【０００８】
また、発振周波数の調整を行う場合には、上述の回路では外付けのコイル＝インダクタンス７７の値Ｌを可変することになるが、このようなコイルの値を可変するためには極めて高い熟練度が必要とされ、その結果として製造コストの上昇を招くことになる。さらに発振周波数の自動調整を考えた場合には、上述の回路でコイルの値の変更は、例えば直流での制御には不適当である。
【０００９】
この出願はこのような点に鑑みて成されたものであって、解決しようとする問題点は、従来の制御型発振回路では、コイルをＩＣに外付けするために輻射が発生し、部品コストや設置スペースの増大等の問題が生じると共に、外付けのコイル＝インダクタンスの値の調整が困難で、さらに自動調整には不適当であるというものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
このため本発明においては、差動対のエミッタ間に接続されたインピーダンスを、電圧−電流変換回路を通してコレクタ間に電流帰還することにより負のインピーダンス回路を形成し、この負のインピーダンス回路を用いて発振回路を形成するようにしたものであって、これによれば、発振を行うインダクタンスをコイルを用いずに形成することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明について説明するに、まず最初に本発明の発振回路の前提となる負性インピーダンス発生回路について説明する。そこで図３は、前提となる負性インピーダンス発生回路の一例の構成を示す接続図である。
【００１２】
この図３において、トランジスタ１ａ、１ｂからなる差動対が設けられる。そしてこれらのトランジスタ１ａ、１ｂのエミッタ間に、抵抗値Ｒ1 の抵抗２１ａ、２１ｂと、容量値Ｃ1 ／２のコンデンサ２２とが対称に設けられたインピーダンスが直列に接続されると共に、これらのエミッタがそれぞれ電流源３ａ、３ｂを通じて接地される。
【００１３】
また、それぞれ電圧値±Ｖ1 の入力信号源４ａ、４ｂが、それぞれバッファ回路１０を構成するトランジスタ５ａ、５ｂのベース−エミッタ間を通じてトランジスタ１ａ、１ｂのベースに接続される。また、トランジスタ５ａ、５ｂのエミッタがそれぞれ電流源６ａ、６ｂを通じて接地される。さらにトランジスタ１ａ、１ｂのコレクタが、互いにもう一方のトランジスタ１ａ、１ｂのベースに、それぞれトランジスタ５ａ、５ｂのベース−エミッタ間を通じて接続される。
【００１４】
従ってこの回路において、トランジスタ１ａ、１ｂの各ベースには、入力信号源４ａ、４ｂからの電圧値±Ｖ1 の入力信号がそれぞれトランジスタ５ａ、５ｂのバッファ回路１０を通じて印加される。そしてこれらの印加電圧±Ｖ1 が電流ｉ1 に変換されるように電圧−電流変換回路２０が構成されている。なおバッファ回路１０は、直流シフト、及びトランジスタ１ａ、１ｂのベース方向の入力インピーダンスを上げる役割を兼ねているものである。
【００１５】
そこでこの回路において、例えば電圧値＋Ｖ1 の入力信号源４ａから見た入力インピーダンスＺ1 は、次の〔数２〕の式で表わされる。
【数２】
0003861356.tif 000003
【００１６】
従ってこの図３の回路において、等価的に電圧値＋Ｖ1 の入力信号に対して値−Ｒ1 と−Ｃ1 が直列に存在していることになる。ここでこの値−Ｒ1 、−Ｃ1 を並列インピーダンスＺP の形で表現すると、この並列インピーダンスＺP は、次の〔数３〕の式で表わされる。
【数３】
0003861356.tif 000004
【００１７】
従ってこの回路において、抵抗２１ａ、２１ｂの値−Ｒ1 と、コンデンサ２２の値−Ｃ1 ／２を用いてインダクタンスを形成することができるものである。
【００１８】
そこでさらに図４は、図３の負性インピーダンス回路を応用して負性キャパシタンス発生回路を形成した場合の一例の構成を示す。なお以下の説明で、上述の図３の回路と対応する部分には、同一符号を付して重複の説明を省略する。
【００１９】
この図４において、負性キャパシタンス発生回路は、上述の図３のトランジスタ１ａ、１ｂのコレクタに、それぞれ抵抗値Ｒ2 の抵抗２３ａ、２３ｂを対称に接続したものでる。
【００２０】
この場合に、キャパシタンス２２に流れる電流の値をｉ1 として、例えば電圧値＋Ｖ1 の入力信号源４ａから見た入力インピーダンスＺC は、次の〔数４〕の式で表わされる。
【数４】
0003861356.tif 000005
【００２１】
そしてこの図４の回路において、Ｒ1 ＝Ｒ2 とした場合には、
ＺC ＝−１／ＳＣ1 
となって、入力インピーダンスＺC は負のキャパシタンスのみとなり、負性キャパシタンス発生回路を形成することができる。
【００２２】
そこでこの負性キャパシタンス発生回路を、上述のコイルに代えてインダクタンスとして用いることにより、発振回路を形成することができる。
【００２３】
すなわち本発明においては、差動対を有し、差動対のエミッタ間にインピーダンスを接続して電圧−電流変換用コンダクタンスを形成し、差動対のコレクタ出力を互いにもう一方のベース入力へ帰還してエミッタ間に接続されたコンダクタンスを負性のインピーダンスとしてコレクタ負荷へ電流帰還することにより、差動対のコレクタ側から見た入力インピーダンスとして負性のインピーダンスを発生する負性インピーダンス発生回路を形成すると共に、差動対のコレクタ間に対称に抵抗とコンデンサによる１次のローパスフィルタを形成するコレクタ負荷を接続し、負性インピーダンス発生回路及びコレクタ負荷による開ループの伝達関数が２次のフィルタ特性を有し、且つその分母の１次の項がマイナスとなる値に各インピーダンスの係数比を定めることにより、コレクタ負荷に帰還される負性のインピーダンスをインダクタンスとして扱うようにしたことを特徴とするものである。
【００２４】
以下、図面を参照して本発明を説明するに、図１は本発明による発振回路の一例の構成を示す接続図である。すなわち図１は、図４の負性キャパシタンス発生回路を用いて発振回路を形成した場合の一例の構成を示す。なお以下の説明で、上述の図３、図４の回路と対応する部分には、同一符号を付して重複の説明を省略する。
【００２５】
この図１において、本発明の発振回路は、上述の図４の負性キャパシタンス発生回路の差動対を構成するトランジスタ１ａ、１ｂのコレクタに接続される抵抗２３ａ、２３ｂの他端を直接に電源ＶCCに接続すると共に、これらのコレクタ間に容量値Ｃ2 ／２のキャパシタンス７を接続したものである。またこれらのコレクタから、出力電圧値±ＶO を取り出す出力端子８ａ、８ｂが導出される。
【００２６】
さらに図２は、説明のために上述の図１の回路のループを切り、抵抗２３ａ、２３ｂの他端間に入力電圧値±ＶINの信号源９ａ、９ｂを設けた開ループの形で表したものである。
【００２７】
そこでこの図２において、入力ＶIN、出力ＶO の伝達関数Ｔ[S] は、次の〔数５〕の式で表わされる。
【数５】
0003861356.tif 000006
【００２８】
この〔数５〕に示す伝達関数Ｔ[S] において、分母の第２項（２φＳ）に注目すると、この第２項がマイナスの場合（∴φ＜０）に、回路が発振することを示している。すなわちこのことは、〔数５〕に示した伝達関数Ｔ[S] を逆ラプラス変換することによって明らかになる。
【００２９】
そこで次の〔数６〕は、〔数５〕に示した伝達関数Ｔ[S] を逆ラプラス変換した結果の関数ＶO(t)を示す。
【数６】
0003861356.tif 000007
【００３０】
ここでこれらの〔数５〕及び〔数６〕において、上述の回路の発振条件は、φ＜０、θ2 ＞０である。
【００３１】
そこでφ＜０を〔数５〕の式から求めると、次の〔数７〕の式となる。
【数７】
0003861356.tif 000008
【００３２】
そしてこれらの条件式において、φ＜０、Ｃ1,Ｃ2,Ｒ1,Ｒ2 は全て正の数であることを考慮すると、次の〔数８〕の式となる。
【数８】
0003861356.tif 000009
【００３３】
一方、上述の発振条件のθ2 ＞０について考えると、〔数５〕の式において、ωO 2 ＝１／Ｃ1 Ｃ2 Ｒ1 Ｒ2 、φ＝ωO ／Ｑとおくと、〔数５〕の式の分母は次の〔数９〕の式のように表される。
【数９】
0003861356.tif 000010
【００３４】
そしてこの条件式において、θ2 ＞０の条件を満たすのは次の〔数１０〕の式となる。
【数１０】
0003861356.tif 000011
【００３５】
従って、上述の回路を構成する素子の値Ｃ1,Ｃ2,Ｒ1,Ｒ2 及びＱが、以上〔数７〕〔数８〕〔数１０〕の式を満たすとき、〔数５〕で表した伝達関数Ｔ[S] において、分母の１次の項がマイナスとなり、回路が発振するものである。
【００３６】
こうしてこの回路において、差動対のエミッタ間に接続されたインピーダンスを、電圧−電流変換回路を通してコレクタ間に電流帰還することにより負のインピーダンス回路を形成し、この負のインピーダンス回路を用いて発振回路を形成するようにしたものであって、これによれば、発振を行うインダクタンスをコイルを用いずに形成することができる。
【００３７】
これによって、従来、シリコンを用いたＩＣ（集積回路）では困難とされていた純度の高い発振回路がＩＣ内に作り出せ、高価な外付け部品を必要としなくなる。また、キャリアーの純度があがるため各種検波器に使用した場合、Ｓ／Ｎ等の性能向上となる。また、発振回路が完全にＩＣ内に取り込まれるため、外部への副射等の問題がなくなる。これらの理由により結果として商品の性能向上、製造コストの削減、基板面積縮小などの利点をもたらすものである。
【００３８】
さらに図５及び図６は、本発明の発振回路の応用として、可変周波数発振回路を形成する場合の構成を示す。すなわちこれらの回路においては、上述の負性インピーダンス発生回路と、コレクタ負荷に関連して可変インピーダンス回路を設けて発振周波数を可変とするものである。
【００３９】
まず図５の回路においては、負性インピーダンス発生回路とコレクタ負荷との間にバランス型の電流制御回路を設けて可変インピーダンス回路とする。
【００４０】
すなわち図５において、負性インピーダンス発生回路を構成するトランジスタ１ａ、１ｂのコレクタと、コレクタ負荷（抵抗２３ａ、２３ｂ、キャパシタンス７）との間にトランジスタ３１ａ、３１ｂ、３２ａ、３２ｂからなるバランス型の電流制御回路３０を設ける。そしてこれらのトランジスタ３１ａと３２ａ、３１ｂと３２ｂのベース間に、制御電圧ＶC の電圧源３３が接続される。
【００４１】
従ってこの回路において、制御電圧ＶC を変化させることによって、回路を流れる信号電流ｉ1 にある係数ｋを掛けてｉ2 （＝ｋｉ1 ）に変換させることができる。そしてこの変換によって、コレクタ負荷に付く負性インピーダンスを変化させることができる。
【００４２】
そこで、出力電圧ＶO から見た負性インピーダンスＺC は次の〔数１１〕の式で表される。
【数１１】
0003861356.tif 000012
【００４３】
従って、この場合の伝達関数ＴC[S]＝ＶO ／ＶINは、次の〔数１２〕の式で表わされる。
【数１２】
0003861356.tif 000013
【００４４】
そしてこの回路において、制御電圧ＶC を変化させることによって、係数ｋが変化され、この変化によって発振周波数が変化されるものである。なお、このとき係数ｋの取り得る範囲は、φ＜０、Ｃ1,Ｃ2,Ｒ1,Ｒ2 は全て正の数であることを考慮すると、次の〔数１３〕の式で表わされる。
【数１３】
0003861356.tif 000014
【００４５】
さらに図６の回路においては、上述のコレクタ負荷（キャパシタンス７）に並列に可変インピーダンス回路を設けるものである。
【００４６】
すなわち図６において、負性インピーダンス発生回路を構成するトランジスタ１ａ、１ｂのコレクタがそれぞれ抵抗値Ｒ3 の抵抗４１ａ、４１ｂを通じてトランジスタ４２ａ、４２ｂのベースとコレクタに接続される。またこれらのトランジスタ４２ａ、４２ｂのエミッタが互いに接続される。そしてこの接続中点が制御電流ＩC の電流源４３を通じて接地される。
【００４７】
従ってこの回路において、制御電流ＩC を変化させることによって、例えば電流ＩC を大きくするとトランジスタ４２ａ、４２ｂのエミッタ抵抗値が減少し、抵抗値Ｒ3 の抵抗４１ａ、４１ｂがキャパシタンス７に並列に付加された値に近付くことになる。これによって可変インピーダンス回路４０が形成され、コレクタ負荷に付く負性インピーダンスを変化させることができる。
【００４８】
そこで、出力電圧ＶO から見た負性インピーダンスＺD は次の〔数１４〕の式で表される。
【数１４】
0003861356.tif 000015
【００４９】
従って、この場合の伝達関数ＴD[S]＝ＶO ／ＶINは、次の〔数１５〕の式で表わされる。
【数１５】
0003861356.tif 000016
【００５０】
そしてこの回路において、制御電流ＩC を変化させることによって、可変インピーダンス回路４０の抵抗値は値Ｒ3 から∞まで変化され、この変化によって発振周波数が変化されるものである。
【００５１】
なお、このとき抵抗値Ｒ3 の取り得る範囲を考えると、条件として上述の〔数１５〕で表される伝達関数ＴD[S]の分母の１次の項がマイナスであることから、Ｃ1 Ｒ1 ＋Ｃ2 Ｒ2 −Ｃ1 Ｒ2 （１−Ｒ1 ／Ｒ3 ）＜０である。ここで値Ｃ1,Ｃ2,Ｒ1,Ｒ2 は全て正の実数であることから、明らかに０＜（１−Ｒ1 ／Ｒ3 ）であることが必要条件である。さらにこれを書き換えるとＲ3 ＞Ｒ1 である。
【００５２】
従って抵抗値Ｒ3 がＲ1 ＜Ｒ3 ＜∞の範囲で変化されされたとき、（１−Ｒ1 ／Ｒ3 ）は、０＜（１−Ｒ1 ／Ｒ3 ）＜１の値を取る。よって上述のＣ1 Ｒ1 ＋Ｃ2 Ｒ2 −Ｃ1 Ｒ2 （１−Ｒ1 ／Ｒ3 ）＜０の条件より、Ｒ3 ＞Ｒ1 ／（１−Ｒ1 ／Ｒ2 −Ｃ2 ／Ｃ1 ）でなくてはいけないことになる。
【００５３】
すなわち、Ｒ1 ＜Ｒ3 ＜∞の条件を満たすためには、１＞（Ｒ1 ／Ｒ2 −Ｃ2 ／Ｃ1 ）＞０を満たすことが、Ｃ1,Ｃ2,Ｒ1,Ｒ2 の条件であることがわかる。以上をまとめて次の〔数１６〕に示す。
【数１６】
0003861356.tif 000017
【００５４】
こうしてこの回路において、上述の負性インピーダンス発生回路と、コレクタ負荷に関連して可変インピーダンス回路を設けることにより、発振周波数を可変とすることができるものである。
【００５５】
これによって、従来、シリコンを用いたＩＣ（集積回路）では困難とされていた純度の高い発振回路の発振周波数を電圧コントロールすることが可能となるため、その応用範囲が広がり、ＰＬＬ回路や、ＡＭ復調器、ＦＭ復調器、及び周波数コンバートシステム等の幅広い用途への利用が可能であるなど、数多くの利点をもたらすものである。
【００５６】
【発明の効果】
以上詳述した本発明によれば、差動対のエミッタ間に接続されたインピーダンスを、電圧−電流変換回路を通してコレクタ間に電流帰還することにより負のインピーダンス回路を形成し、この負のインピーダンス回路を用いて発振回路を形成するようにしたものであって、これによれば、発振を行うインダクタンスをコイルを用いずに形成することができる。
【００５７】
これによって、従来、シリコンを用いたＩＣ（集積回路）では困難とされていた純度の高い発振回路がＩＣ内に作り出せ、高価な外付け部品を必要としなくなる。また、キャリアーの純度があがるため各種検波器に使用した場合、Ｓ／Ｎ等の性能向上となる。また、発振回路が完全にＩＣ内に取り込まれるため、外部への副射等の問題がなくなる。これらの理由により結果として商品の性能向上、製造コストの削減、基板面積縮小などの利点をもたらすものである。
【００５８】
また本発明によれば、従来、シリコンを用いたＩＣ（集積回路）では困難とされていた純度の高い発振回路の発振周波数を電圧コントロールすることが可能となるため、その応用範囲が広がり、ＰＬＬ回路や、ＡＭ復調器、ＦＭ復調器、及び周波数コンバートシステム等の幅広い用途への利用が可能であるなど、数多くの利点をもたらすものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の適用される発振回路の一例の構成図である。
【図２】その説明のための回路図である。
【図３】本発明の説明のための負性インピーダンス発生回路の一例の構成図である。
【図４】本発明の説明のための負性キャパシタンス発生回路の一例の構成図である。
【図５】本発明の適用される制御型発振回路の一例の構成図である。
【図６】本発明の適用される制御型発振回路の他の例の構成図である。
【図７】従来の制御型発振回路の構成図である。
【符号の説明】
１ａ，１ｂ  差動対を構成するトランジスタ、２１ａ，２１ｂ  抵抗、２２  キャパシタンス、２３ａ，２３ｂ  抵抗、３ａ，３ｂ  電流源、５ａ，５ｂ  バッファ回路を構成するトランジスタ、６ａ，６ｂ  電流源、７  キャパシタンス、８ａ，８ｂ  出力端子、ＶCC  電源、２０  電圧−電流変換回路
【図１】
0003861356.tif 000018
【図２】
0003861356.tif 000019
【図３】
0003861356.tif 000020
【図４】
0003861356.tif 000021
【図５】
0003861356.tif 000022
【図６】
0003861356.tif 000023
【図７】
0003861356.tif 000024