(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信機と受信機との間において２進データ流を伝送するための非対称フィルタを組合わせた装置において、
ＦＩＲ構造を有する送信機端部に設けられた第１のフィルタと、
ＩＩＲ構造を有する受信機端部に設けられた第２のフィルタとを具備し、
送信機端部の第１のフィルタの伝達関数をＨt （ｚ）とし、
受信機端部の第２のフィルタの伝達関数をＨr （ｚ）とし、
ｚ＊をｚの逆数１／ｚとし、
第１のフィルタの伝達関数Ｈt （ｚ）と第２のフィルタの伝達関数Ｈr （ｚ）のコンボリューションである第１および第２のフィルタの組合わせの伝達関数をＨg （ｚ）とすると、
Ｈg （ｚ）＝Ｈt （ｚ）×Ｈr （ｚ）であり、
これらの伝達関数はナイキスト規準として：  Ｈg （ｚ）＋Ｈg （−ｚ＊）＝１を満足させ、
雑音整合規準として：  Ｈt （ｚ）＝Ｈr （ｚ＊）を満足させるように構成されている非対称フィルタを組合わせた装置。
【請求項２】
受信機端部の第２のフィルタは第１のオールパスネットワークおよび第２のオールパスネットワークを含み、第１および第２のオールパスネットワークの伝達関数Ｈall-pass（ｚ）が、
Ｈall-pass（ｚ）＝Ａi （ｚ）
＝（ａm ＋ａm-1 ×ｚ-1＋…＋ｚ-m）／（１＋ａ1 ×ｚ-1＋…＋ａm ×ｚ-m）
によって定められ、また第２のフィルタの伝達関数が、
Ｈr （ｚ）＝（Ａ1 （ｚ2 ）＋ｚ-1×Ａ2 （ｚ2 ））×１／２
によって定められている請求項１記載の非対称フィルタを組合わせた装置。
【請求項３】
送信機端部の第１のフィルタの伝達関数Ｈt （ｚ）は、第１および第２のフィルタのインパルス応答ｈt （ｔ），ｈr （ｔ）に関する雑音整合規準Ｈt （ｚ）＝Ｈr （ｚ＊）によって第２のフィルタの伝達関数Ｈr （ｚ）から決定され、第１のフィルタの結果的なインパルス応答ｈt （ｔ）は、ＦＩＲ構造によって随意の正確さで近似される請求項１または２記載の非対称フィルタを組合わせた装置。
【請求項４】
受信機端部の第２のフィルタは、入力端部で一緒に接続され、かつ出力端部で加算器／減算器によって一緒に接続された２つの並列信号路を有しており、減数路が第１のオールパスネットワークを含み、被減数路がｚ-1遅延素子と第２のオールパスネットワークの直列を組合わせた装置を含んでいる請求項２または３記載の非対称フィルタを組合わせた装置。
【請求項５】
第１および第２のオールパスネットワークはそれぞれ、ｚ-2遅延素子と、乗算器と、第１の加算器と、第２の加算器と、および第２の減算器とを機能ユニットとして含んでいる１次のオールパス構造Ａi （ｚ2 ）を有している請求項２乃至４のいずれか１項記載の非対称フィルタを組合わせた装置。
【請求項６】
前記オールパス構造Ａi （ｚ2 ）における機能ユニットは、
入力端部と出力端部との間に接続されている直列の組合せが、信号流の方向においてこの入力端部に接続された第１の加算器と、ｚ-2遅延素子および出力端部に接続された第２の加算器とを含み、
減算入力を入力端子に接続されている第２の減算器は、その被減算入力がｚ-2遅延素子の出力端部に接続され、この第２の減算器の出力端部は乗算器の第１の入力端部に接続されており、
乗算器の第２の入力端部がメモリからのフィルタ係数ａを供給され、この乗算器の出力が第１の加算器の第２の入力と第２の加算器の第２の入力の両方に接続されている請求項５記載の非対称フィルタを組合わせた装置。
【請求項７】
送信機端部におけるＦＩＲ構造を有する第１のフィルタと、受信機端部におけるＩＩＲ構造を有する第２のフィルタとを含んでいる送信機から受信機に２進データ流を伝送するための非対称フィルタを組合わせた装置を形成する方法において、
送信機端部の第１のフィルタの伝達関数をＨt （ｚ）とし、
受信機端部の第２のフィルタの伝達関数をＨr （ｚ）とし、
ｚ＊をｚの逆数１／ｚとして、
第１のステップにおいて第２のフィルタが、
伝達関数Ｈall-pass（ｚ）＝Ａi （ｚ）
＝（ａm ＋ａm-1 ×ｚ-1＋…＋ｚ-m）／（１＋ａ1 ×ｚ-1＋…＋ａm ×ｚ-m）
によって定められる伝達関数Ａi （ｚ）をそれぞれ有する第１のオールパスネットワークおよび第２のオールパスネットワークと、ｚ-1遅延素子とを使用して伝達関数：
Ｈr （ｚ）＝（Ａ1 （ｚ＊）＋ｚ-1×Ａ2 （ｚ2 ））／２
にしたがって形成され、
第２のステップにおいて、第２のフィルタのインパルス応答ｈr （ｔ）が決定され、
第３のステップにおいて、鏡像のインパルス応答特性  ｈ´r （−ｔ）＝ｈt （ｔ）が雑音整合規準Ｈt （ｚ）＝Ｈr （ｚ＊）に基づいて第２のフィルタのインパルス応答ｈr （ｔ）から形成され、このインパルス応答ｈr （ｔ）が前にわずかな残留振動の範囲、特に減衰する残留振動の範囲において時間的に制限され、
第４のステップにおいて、フィルタを組合わせた装置において第１のフィルタとして機能するＦＩＲフィルタの係数は、鏡像の制限されたインパルス応答ｈt （ｔ）から決定されることを特徴とする非対称フィルタを組合わせた装置を形成する方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、送信機と少なくとも１つの受信機とを接続するデジタル伝送リンクに対して２進データ流を伝送するデジタル伝送システム用の非対称フィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル的に伝送される情報は任意の信号、すなわちビデオ、オーディオまたはその他の信号から構成されてもよい。それぞれのデータ速度ｆs またはシンボル速度ｆsymbは、もちろん信号内容に依存する。データ流の数ビットが結合されて新しい値にされた場合、“シンボル”という用語を使用する。例えばデジタル放送システムに対して送信された情報は、結局２進値０および１で表され、適切な変調技術を使用して搬送波を変調したビットシーケンスから構成される。その必要な伝送帯域幅がチャンネルを限定する。
【０００３】
理論的には、パルスエッジが非常に急峻であると仮定すると、理想的な２進シーケンスのスペクトルは無限に広いものとなる。このような無限のスペクトルは実在せず、また制限されたチャンネルで処理または伝送されることもできない。チャンネル並びに関連した変調および復調装置の帯域幅を不必要に広くしないために、変調する前にパルス成形フィルタを使用して２進パルスシーケンスの帯域幅を制限する必要がある。パルス成形フィルタは、信号伝送理論から知られている必要条件を満さなければならない。基本的な規準は、隣接したデータまたはシンボル間の干渉を無くすナイキスト規準である。例えばそれは、図４に示されているように関連した伝達関数がサンプリングまたはシンボルクロック期間の全ての倍数において値０を有する場合に満される。もう１つの重要な規準はいわゆる雑音整合条件であり、これは整合されたフィルタによって満足される。この規準を満すフィルタの組合せは、これらのフィルタ間において、すなわち伝送チャンネル上で信号に重畳された雑音を最大限に抑制する。さらに別の規準は、阻止帯域における十分な信号減衰である。ここに記載されているデータ伝送システムの適用において、パルス成形フィルタは、１個がデータ源すなわち送信機に配置され、他の１個がデータシンクすなわち受信機に配置される２個の素子に分離されている。
【０００４】
伝送されるべきデータシーケンスに対して使用される変調は、位相変調、直角振幅変調、周波数変調またはその他任意の変調等の任意のデジタルタイプでよい。一般に、データシーケンスは伝送のために直接的にまたはコード化された形態で無線周波数帯域に変換される。受信機端部では、ベースバンドへの対応した変換が行われ、元のデータシーケンスが図１に示されているような適切なデコード装置によって再生される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
通常のデジタル伝送システムでは、送信機および受信機の両端部におけるパルス成形フィルタの複雑さは同じである。これは両方向性伝送リンクに適しているが、放送伝送システムでは、受信機端部において複雑性が増加するが、受信機端部のフィルタの複雑さを最小に抑えなければならない。
【０００６】
したがって、本発明の目的は、上述されたパルス成形フィルタに対する規準を満しならがら、受信機の復調器におけるフィルタ回路の複雑さを軽減すると共に関連したフィルタを送信機中の変調器に提供することである。さらに、デジタル構成を可能にするパルス成形フィルタが提供される。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この目的は、本発明のフィルタ装置によって達成される。本発明の装置は、
送信機と受信機との間において２進データ流を伝送するための非対称フィルタの組合せであって、
ＦＩＲ構造を有する送信機端部の第１のフィルタと、
ＩＩＲ構造を有する受信機端部の第２のフィルタとを含み、
第１および第２のフィルタの組合せが、
ナイキスト規準：Ｈg （ｚ）＋Ｈg （−ｚ＊）＝１  および
雑音整合規準：  Ｈt （ｚ）＝Ｈr （ｚ＊）
の両方を満たす共通の伝達関数：Ｈg （ｚ）＝Ｈt （ｚ）×Ｈr （ｚ）を生成する非対称フィルタの組合せである。
【０００８】
この目的を達成する方法において、受信機フィルタの複雑さを軽減し、次に送信機の関連したフィルタを受信機フィルタの伝送特性に適合させる。オールパスフィルタを使用することによって、受信機端部で要求されるフィルタ回路の量は、“二乗余弦”またはガウスフィルタのようなＦＩＲフィルタを使用するのに比べて実質的に減少される。残念ながら、送信機端部における共役複素数フィルタをオールパスネットワークにより構成することはできない。これは、安定した形態または因果関係を示す形態で要求される特性を持つオールパスネットワークが実現不可能なためである。しかしながらＦＩＲ近似を使用すると、要求を随意に正確に満たす送信機フィルタを容易に設計することが可能であり、そのフィルタ回路量は通常のＦＩＲフィルタに要求されるものと比較してほんの少し増加させるだけでよい。このフィルタの設計は受信機フィルタの鏡像の遅延されたインパルス応答に基づいており、したがって容易に決定されることができる。
【０００９】
受信機端部に対して、差が形成される出力を備えた２つの並列接続されたオールパスネットワークを本質的に含んでいる簡単なフィルタ構造を提供することができる。各オールパスネットワークは、１個の乗算器、３個の加算器−減算器、および２クロック期間に等しい遅延を与える遅延装置しか必要としないため少量の回路により構成されることが可能である。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して本発明およびその利点についてさらに詳細に説明する。
図１は、送信機Ｔおよび受信機Ｒを備えたデジタル伝送システムをブロック図で示す。送信機および受信機は伝送チャンネルＣによって結合されており、このチャンネル上において任意の妨害源Ｑｎからの妨害信号ｓｎが重畳される。送信機Ｔは信号源Ｑを含み、その出力はアナログデジタル変換器ＡＤによってデータ速度ｆs の２進データ流ｓｔに変換され、それが変調器Ｍに供給される。無線周波数変換も行う適当な変調装置の前に、２進データ流ｓｔは送信機Ｔにおいてパルス成形フィルタとして機能する第１のフィルタＦ1 によって濾波される。
【００１１】
受信機端部において、入ってきた無線周波数信号は復調器Ｄにおいて変換されてベースバンドまたは低周波数帯域に戻される。復調装置Ｄ1 では適当な無線周波数変換が行われ、その出力がデジタルデータ流ｓｒ´を供給し、それが第２のフィルタＦ2 によって濾波される。第１のフィルタＦ1 および第２のフィルタＦ2 は、ナイキスト規準と雑音整合規準の両方を満たす最適なパルス成形フィルタとして相互作用する。パルス成形フィルタはもちろん要求される阻止帯域減衰も行う。変調器Ｍにおいて使用されるコード化技術および、または変調技術はそれぞれ、チャンネルＣにおける伝送がビットシーケンスを表すものであるならば、本発明にとって重要ではない。チャンネルＣにおけるビットシーケンスは、もちろん２進データ流ｓｔのビットシーケンスと異なってもよい。これは、使用される各コード化工程およびそのコード化によって導入された冗長の増加量に依存する。２進データ流のビットが結合されて単一の値にされた場合、シンボル周波数ｆsymb≦ｆs を有する“シンボル”データ流が送信される。最も簡単な場合において、復調器Ｄの出力は送信機端部における２進データ流ｓｔに等しい２進データ流ｓｒを供給し、それはデジタル信号処理装置Ｄ2 によって任意の方法でさらに処理される。この処理装置Ｄ2 の出力は、サンプリング速度で動作されるデジタルアナログ変換器ＤＡによって１以上のアナログ信号に変換され、このアナログ信号は例えばステレオ再生用の２個のラウドスピーカに結合された増幅器Ｖに供給される。
【００１２】
図１の概略図に示された装置は、対称フィルタの組合せにより、およびより効果的に本発明による非対称フィルタの組合せＦ1 、Ｆ2 により構成されることができる。非対称フィルタの組合せＦ1 、Ｆ2 のインパルス応答ｈ（ｔ）の例は、送信機フィルタＦ1 に対して図２に、また受信機フィルタＦ2 に対して図３に与えられている。これら２つの波形は、時間軸ｔ＝０に関して鏡像対称である。負の時間範囲にある図３のインパルス応答は、因果性の法則に背くことなく図２および３のインパルス応答を適切に予め遅延することによって得ることができる。２つの非対称フィルタＦ1 ，Ｆ2 の相互作用は、図４において共通のインパルス応答ｈｇ（ｔ）によって表されており、それは図２および３のインパルス応答のコンボリューションによって得られる。
【００１３】
さらに検討するために、複素伝達関数Ｈ（ｚ）を試験することによってナイキスト規準および雑音整合規準をさらに詳細に検討する必要がある。以下の式において、通常の形態で指数を示すのは、そうでなければ不一致が結果的に生じる可能性が高い場合だけである。フィルタの組合せＦ1 ，Ｆ2 は、送信機フィルタＦ1 に対する伝達関数Ｈｔ（ｚ）と受信機フィルタＦ2 に対する伝達関数Ｈｒ（ｚ）とに分割される共通の伝達関数Ｈｇ（ｚ）を有している。２個のフィルタＦ1 ，Ｆ2 の伝達関数のコンボリューションにより、フィルタの組合せＦ1 ，Ｆ2 の伝達関数Ｈｇ（ｚ）が提供される：
Ｈｇ（ｚ）＝Ｈｔ（ｚ）×Ｈｒ（ｚ）    ［１］
【００１４】
さらに検討するために、例えばアナログデジタル変換器ＡＤによって決定されるサンプリング周波数ｆs はシンボル速度の２倍に等しい：ｆs ＝２×ｆsymbと仮定する。シンボル速度はサンプリング周波数より低く、主データ流ｓｔのＭビットの組合せから最終的にコード化された形態で送信され、かつ伝送リンクＣのシンボル周波数／シンボル速度を決定する単一のシンボル値に従う。
ｆs ＝２×ｆsymb    ［２］
と仮定すると、以下に示すように受信機におけるパルス成形フィルタの構成および満たされるべき規準の形成が特に簡単になる。ナイキスト規準は以下の一般的な形態を有する：
Ｈｇ（ｚ）＋Ｈｇ（−ｚ＊）＝１    ［３］
ここで、ｚ＝Ｅxp（ｊ×２π×ｆ／ｆs ）である。サンプリング周波数ｆs の代わりに、周波数正規化のためにシンボル周波数ｆsymbを使用してもよい。
【００１５】
最適な雑音整合のために、送信機フィルタＦ1 と受信機フィルタＦ2 との間で以下の関係が保たれなければならない：
Ｈｔ（ｚ）＝Ｈｒ（ｚ＊）    ［４］
さらに、隣接チャンネル干渉を抑制するために、Ｆ1 ，Ｆ2 の阻止帯域において十分な減衰ａmin が要求される。阻止帯域の始めは、一般にロールオフ係数ｒによって次のように定められる：
ｆ≧０．５×ｆsymb×（１＋ｒ）では、
｜Ｈｔ（Ｅxp（ｊ×２π×ｆ／ｆs ））｜≦ａmin     ［５］
ｆ≧０．５×ｆsymb×（１＋ｒ）では、
｜Ｈｒ（Ｅxp（ｊ×２π×ｆ／ｆs ））｜≦ａmin     ［６］
上述されたこれらの条件は、パルス成形フィルタとして広範囲に使用されている“二乗余弦”およびガウスフィルタによって満足される。しかしながら、これらのフィルタ構造の欠点は、送信機端部および受信機端部で要求される著しい回路量である。
【００１６】
本発明は、２つの並列接続されたオールパスフィルタネットワークＡ1 ，Ａ2 を有する受信機フィルタ構造もまた式［２］，［３］，［５］および［６］の規準を満たすという認識に基づいている。関連した複素伝達関数は次の形態を有する：
Ｈr （ｚ）＝（Ａ1 （ｚ2 ）＋ｚ-1×Ａ2 （ｚ2 ））×１／２    ［７］
２つのオールパスフィルタＡ1 ，Ａ2 の複素伝達関数は次の形態を有している：
Ｈall-pass（ｚ）＝Ａi （ｚ）
＝（ａm ＋ａm-1 ×ｚ-1＋…＋ｚ-m）／（１＋ａ1 ×ｚ-1＋…＋ａm ×ｚ-m）
［８］
式［８］に対して変数ｚではなくその逆数ｚ＊＝１／ｚを適用すると、以下のように書き代えられる：
Ａi （ｚ＊）＝１／Ａi （１／ｚ）    ［８Ａ］
理解されるように、受信機フィルタＦ2 および対応した送信機フィルタＦ1 の両方においてオールパスネットワークを使用して構成されるフィルタの組合せＦ1 ，Ｆ2 は、理論的にナイキスト条件を満足させる。
【００１７】
式［７］から始めると、送信機フィルタＦ1 の伝達関数Ｈｔ（ｚ）は、式［４］の雑音整合条件を経て受信機フィルタＦ2 の伝達関数Ｈｒ（ｚ）から形成される。
Ｈｔ（ｚ）＝１／２×（１／Ａ1 （ｚ2 ）＋ｚ／Ａ2 （ｚ2 ））  ［８ｂ］
オールパスネットワークを使用するこのフィルタの組合せＦ1 ，Ｆ2 の共通の伝達関数Ｈｇ（ｚ）は、式［７］および式［８ｂ］にしたがって個々の伝達関数のコンボリューションから得られる：
0003825122.tif 000002
２つの伝達関数Ｈｒ（ｚ）とＨｔ（ｚ）の複素乗算を経て行なわれるコンボリューションは次の式を与える：
0003825122.tif 000003
したがって、特に伝達関数Ｈｇ（−ｚ＊）を形成することに関わる式［３］から形式的に式［１０］にナイキスト規準を適用すると次の式が与えられる：
Ｈｇ（ｚ）＋Ｈｇ（−ｚ＊）＝１＋０                  ［１１］
式［１１］はオールパスネットワークを有するフィルタの伝達関数を経て導出されるが、それはナイキストの一般的な形態である式［３］と同じに見える。残念ながら、式［４］による共役複素数フィルタは不安定であり、オールパスネットワークを使用するこの形態で因果関係的に実現することはできない。安定していると仮定されている受信機フィルタＦ2 の反転により、極およびゼロが交換され、それによって送信機フィルタＦ1 の極が単位円の外側の複素数周波数領域に移動される。しかしながら、これは送信機フィルタの数学的に正確なＩＩＲ構成にのみ適用される。しかしながら、ＦＩＲ近似によって、要求されるフィルタ回路量だけによって制限される正確さで必要条件を満たす送信機フィルタを容易に設計することができる。上述されたこのフィルタの設計は、式［２］および［３］による受信機フィルタＦ2 の鏡像の遅延されたインパルス応答ｈｒ´（−ｔ）＝ｈｔ（ｔ）に基づいている。
【００１８】
図５は、オールパスネットワークを使用した受信機フィルタＦ2 の減衰特性を例示している。周波数ｆは、シンボル周波数ｆsymbに正規化されている。阻止帯域において、減衰ａはほぼ−70ｄＢである。共役複素数受信機フィルタ式（［８ｂ］参照）は、同じ減衰特性を理論的に有していなければならない。しかしながら上述されたようにオールパス構成は実現できないため、図３の周波数応答ｈｔ（ｔ）によって、鏡像の周波数応答ｈｒ（ｔ）ができるだけ近似されるＦＩＲフィルタ構造が送信機フィルタＦ1 に対して使用される。理論的には負の時間範囲に無限に広がるインパルス応答は、インパルス応答の開始時を限定する時間ウインドウによって置換されなければならない。クリップされたインパルス応答がわずかな影響しか示さない場合、これは完全に正当化される。
【００１９】
必要ならば、時間ウインドウおよび関連したＦＩＲフィルタ構造は、抑制された影響が無視できる程度になるまで、さらに拡大されなければならない。算定すると、本発明によりこれまで使用されてきたＦＩＲフィルタＦ1 において要求される回路の量は10乃至20％増加するだけでよい。しかしながら受信機端部では、匹敵するフィルタ回路のここで要求される量が例えば10分の１に減少されるため、劇的な軽減が実現される。
【００２０】
近似を表すＦＩＲフィルタが信号伝送特性に与える影響は、本質的に阻止帯域のみで現れ、それは図６において仮定された実施形態において−55ｄＢであり、その値は所望の減衰特性に対して十分である。
【００２１】
図７は、受信機における同位相または直角位相の２進データ流ｓｒのアイ・ダイアグラムをＱＰＳＫ変調に対して概略的に示す。信号値ｓｒ＝＋１およびｓｒ＝−１を通過する曲線は、シンボル転移が発生するか否かにかかわらず受信側の２進信号ｓｒが配置される限定曲線を表す。これらの限定曲線は値＋１および−１で正確に交差するため、先行するシンボルのシーケンスは任意のものであってよく、瞬間ｔ＝０において決定されるシンボル状態ｓｒに対してどのような影響も与えない。図７のアイ・ダイアグラムは、図５および６に対応した減衰特性を有する非対称フィルタＦ1 ，Ｆ2 の組合せから計算によって決定される。
【００２２】
図８は、２個のオールパスネットワークＡ1 ，Ａ2 を備えた受信機フィルタＦ2 の構造をブロツク図で示す。この構造は、オールパスネットワークＡ1 を備えた第１の信号路と、ｚ-1遅延素子ｖ1 とオールパスネットワークＡ2 との直列の組合せを備えた第２の信号路を示す。２つの信号路の共通の入力は、デジタル入力信号ｓｒ´を供給される。第１および第２のオールパスネットワークＡ1 およびＡ2 の出力は、減算器ｓｂ1 の減数入力および被減数入力にそれぞれ接続されており、この減算器ｓｂ1 が受信機フィルタＦ2 のデジタル出力信号ｓｒを出力する。
【００２３】
図９は、本発明に適したオールパスフィルタＡi の機能ユニットおよび構造をブロック図で示す。入力ｐ1 は、第１の加算器ａｄ1 の第１の入力１と、減算器ｓｂ2 の減数入力とに接続されている。加算器ａｄ1 の出力はｚ-2遅延素子ｖ2 に結合され、この素子ｖ2 の出力は減算器ｓｂ2 の被減数入力と、第２の加算器ａｄ2 の第１の入力１とに接続されている。減算器ｓｂ2 の出力には乗算器ｍの第１の入力１が接続され、この乗算器ｍの第２の入力２はメモリ装置ｍｒから係数ａを供給される。係数ａにより、オールパスフィルタＡ1 のフィルタ特性が決定される。乗算器ｍの出力は、第１の加算器ａｄ1 の第２の入力２および第２の加算器ａｄ2 の第２の入力２の両方に接続され、この第２の加算器ａｄ2 の出力端子が出力ｐ2 に接続される。このようにフィルタ構造は非常に簡単であり、かつデジタル形態で容易に構成されることができる。図９のオールパスフィルタ構造に含まれている乗算器ｍは、１個だけであることに留意すべきである。対照的に、受信機フィルタＦ2 用の通常のＦＩＲ構造は、個別の加重を記憶された信号に割当てられた複数の乗算器を含んでいる。40個のサンプリング値が加重されなければならず、したがって乗算されなければならない。この比較からオールパスフィルタを使用した受信機の構成の利点は容易に明らかであろう。受信機フィルタＦ2 または送信機フィルタＦ1 は、必ずしもデジタル形態で構成される必要はなく、本発明の概念は原則としてアナログフィルタ構造にも適用されることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による非対称フィルタの組合せを具備することのできるデジタル伝送システムの基本的な機能装置を示したブロック図。
【図２】本発明による受信機フィルタの伝達関数の一例を示したグラフ。
【図３】本発明による関連した送信機フィルタの伝達関数を示したグラフ。
【図４】送信機および受信機フィルタのコンボリュートされた伝達関数を示したグラフ。
【図５】受信機フィルタおよび関連した理想的な送信機フィルタの減衰特性を示したグラフ。
【図６】実際の送信機フィルタの減衰特性を示すグラフ。
【図７】受信機における２進データ流の制限曲線を概略的なアイ・ダイアグラムで示したグラフ。
【図８】ＩＩＲフィルタ構造の概略図。
【図９】オールパスフィルタ構造の概略図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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