(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号（Ｖｉ）を受電し、
入力直流電圧（Ｅｉ）を出力する入力直流電源と、
前記入力直流電源から入力直流電圧（Ｅｉ）を供給され、第１のインダクタと、交互にオンオフする第１のハイサイドスイッチと第１のローサイドスイッチと、第１の制御回路とから構成され、前記第１の制御回路によって安定化された第１の出力電圧（Ｅ１）を出力する第１の昇圧コンバータと、
前記入力直流電源から入力直流電圧（Ｅｉ）を供給され、第２のインダクタと、交互にオンオフする第２のハイサイドスイッチと第２のローサイドスイッチと、第２の制御回路とから構成され、前記第２の制御回路によって所定の第２の出力電圧（Ｅ２）を出力する第２の昇圧コンバータとを有し、
前記第２の制御回路は、前記第１の出力電圧（Ｅ１）から所定の分圧比で得られる第１の出力検出電圧（Ｅ１／Ａ）と、前記入力直流電圧（Ｅｉ）から前記分圧比で得られる入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）と、前記入力信号（Ｖｉ）とから、前記第１の出力検出電圧と前記入力信号電圧との和（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）と前記入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）との比の値（（Ｅｉ／Ａ）／（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ））を前記第２のハイサイドスイッチのスイッチング周期に占めるオン時間の割合（デューティ比）として、前記第２の昇圧コンバータを駆動する機能を有し、
前記第１の出力電圧（Ｅ１）と前記第２の出力電圧（Ｅ２）の差電圧（Ｅ２−Ｅ１）を出力とするスイッチングアンプ。
【請求項２】
前記第２の制御回路は、前記第１の出力検出電圧（Ｅ１／Ａ）に入力信号（Ｖｉ）との和（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）を振幅とする三角波電圧を発生し、前記三角波電圧の最低電圧に前記入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）を加算させた電圧とを比較することにより、前記第２のハイサイドスイッチと第２のローサイドスイッチとを駆動するパルス信号を発生させる請求項１記載のスイッチングアンプ。
【請求項３】
入力信号（Ｖｉ）を受電し、
入力直流電圧（Ｅｉ）を出力する入力直流電源と、
前記入力直流電源から入力直流電圧（Ｅｉ）を供給され、第１のインダクタと、交互にオンオフする第１のハイサイドスイッチと第１のローサイドスイッチと、第１の制御回路とから構成され、前記第１の制御回路によって安定化された第１の出力電圧（Ｅ１）を出力する第１の昇圧コンバータと、
前記入力直流電源から入力直流電圧（Ｅｉ）を供給され、第２のインダクタと、交互にオンオフする第２のハイサイドスイッチと第２のローサイドスイッチと、第２の制御回路とから構成され、前記第２の制御回路によって所定の第２の出力電圧（Ｅ２）を出力する第２の昇圧コンバータとを有し、
前記第２の制御回路は、前記第２の出力電圧（Ｅ２）から所定の分圧比で得られる第２の出力検出電圧（Ｅ２／Ａ）が、前記第１の出力電圧（Ｅ１）から前記所定の分圧比で得られる第１の出力検出電圧（Ｅ１／Ａ）と、前記入力信号（Ｖｉ）との和（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）に一致するように前記第２の昇圧コンバータを駆動する機能を有し、
前記第１の出力電圧（Ｅ１）と前記第２の出力電圧（Ｅ２）の差電圧（Ｅ２−Ｅ１）を出力とするスイッチングアンプ。
【請求項４】
入力信号（Ｖｉ）を受電し、
入力直流電圧（Ｅｉ）を出力する入力直流電源と、
前記入力直流電源から入力直流電圧（Ｅｉ）を供給され、第１のインダクタと、交互にオンオフする第１のハイサイドスイッチと第１のローサイドスイッチとから構成され、第１の出力電圧（Ｅ１）を出力する第１の昇圧コンバータと、
前記入力直流電源から入力直流電圧（Ｅｉ）を供給され、第２のインダクタと、交互にオンオフする第２のハイサイドスイッチと第２のローサイドスイッチとから構成され、第２の出力電圧（Ｅ２）を出力する第２の昇圧コンバータと、
制御回路とを有し、
前記制御回路は、前記入力直流電圧（Ｅｉ）から所定の分圧比で得られる入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）と、所定の基準電圧（Ｅｘ）から前記入力信号（Ｖｉ）を減算して得られる差電圧（Ｅｘ−Ｖｉ）との比の値（（Ｅｉ／Ａ）／（Ｅｘ−Ｖｉ））を、前記第１のハイサイドスイッチのスイッチング周期に占めるオン時間の割合（デューティ比）として、前記第１の昇圧コンバータを駆動し、前記入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）と前記所定の基準電圧（Ｅｘ）に前記入力信号（Ｖｉ）を加算して得られる和電圧（Ｅｘ＋Ｖｉ）との比の値（（Ｅｉ／Ａ）／（Ｅｘ＋Ｖｉ））を前記第２のハイサイドスイッチのスイッチング周期に占めるオン時間の割合（デューティ比）として、前記第２の昇圧コンバータを駆動する機能を有し、
前記第１の出力電圧（Ｅ１）と前記第２の出力電圧（Ｅ２）の差電圧（Ｅ２−Ｅ１）を出力とするスイッチングアンプ。
【請求項５】
前記制御回路は、前記差電圧（Ｅｘ−Ｖｉ）を振幅とする第１の三角波電圧を発生し、前記第１の三角波電圧の最低電圧に入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）を加算させた電圧とを比較することにより、前記第１のハイサイドスイッチと前記第１のローサイドスイッチとを駆動する第１のパルス信号を発生させ、前記和電圧（Ｅｘ＋Ｖｉ）を振幅とする第２の三角波電圧を発生し、前記第２の三角波電圧の最低電圧に前記入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）を加算させた電圧とを比較することにより、前記第２のハイサイドスイッチと前記第２のローサイドスイッチとを駆動する第２のパルス信号を発生させる機能を有する請求項４記載のスイッチングアンプ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、特にバッテリ等の低い直流電圧を入力電力源とし、音響信号等の入力信号の高効率電力増幅を目的としたスイッチングアンプに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
上記のようなスイッチングアンプに関する技術としては、図７のような構成のものが一般に知られている。図７の従来のスイッチングアンプは、ＢＴＬと呼ばれるブリッジ構成のものであり、その電源電圧Ｅｃをバッテリ電圧Ｅｉから昇圧コンバータ１００を介して供給される構成になっている。以下に図７に示した従来のスイッチングアンプについて、その動作を説明する。
【０００３】
まず、昇圧コンバータ１００の動作を説明する。バッテリ１は、例えばリチウムイオン電池のような３〜５Ｖの電圧Ｅｉを出力する。この電圧Ｅｉをインダクタ１０１を介してスイッチ１０２がオンオフする。スイッチ１０２がオン状態の時に、インダクタ１０１に流れる電流は増加し、磁気エネルギーが蓄えられる。スイッチ１０２がオフ状態の時に、インダクタ１０１に流れる電流はダイオード１０３を介してコンデンサ１０４を充電する。スイッチ１０２のデューティ比と呼ばれるスイッチング周期に占めるオン時間の割合をδｕとすると、コンデンサ１０４の電圧Ｅｃは次式で表される。
【０００４】
Ｅｃ＝Ｅｉ／（１−δｕ）  ……（１）
即ち、制御回路１０５がδｕを調整することにより、コンデンサ１０４の電圧Ｅｃは制御できる。
【０００５】
次に、アンプ部２００の動作を説明する。第１のスイッチ２０１と第２のスイッチ２０２は、交互にオンオフする。この第１のスイッチ２０１のデューティ比をδａとする。また、第３のスイッチ２０３と第４のスイッチ２０４は、交互にオンオフする。第３のスイッチ２０３は第２のスイッチ２０２に同期してオンオフするものとする。従って、第３のスイッチ２０３のデューティ比は１−δａとなる。第１のスイッチ２０１と第２のスイッチ２０２との接続点と、第３のスイッチ２０３と第４のスイッチ２０４との接続点の間にインダクタ２０５を介してコンデンサ２０６とスピーカ３が並列に接続される。スピーカ３の構造や材質によっては、インダクタ２０５やコンデンサ２０６は不要になる場合もあるが、本発明とは関係ないので、ここではスピーカ３を単なる抵抗負荷として扱う。
【０００６】
コンデンサ２０６とスピーカ３の電圧をＶｏとする。第１のスイッチ２０１がオン状態で、第３のスイッチがオフ状態の時、インダクタ２０５にはＥｃ−Ｖｏの電圧が印加され、増加する電流が流れる。この期間をＴｏｎとする第１のスイッチ２０１がオフ状態で、第３のスイッチがオン状態の時、インダクタ２０５には−Ｅｏ−Ｖｏの電圧が印加され、減少する電流が流れる。この期間をＴｏｆｆとする。以上のような動作が繰返され、スイッチング周期Ｔ＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆにおいて、インダクタ２０５の磁気エネルギーの増減が安定状態である条件は、
（Ｅｃ−Ｖｏ）−（Ｅｃ＋Ｖｏ）Ｔｏｆｆ＝０  ……（２）
である。これを整理すると、
0003820939.tif 000002
が得られる。
【０００７】
アンプ部２００の制御回路２１０は、図８に示すように、音声信号である入力交流電圧Ｖｉと三角波電圧Ｖｔを比較し、駆動パルスＶ２０１を出力する。無音時即ち、Ｖｉ＝０において駆動パルスはオンオフ比が等しいδａ＝０．５  となるように設定する。従って、三角波電圧Ｖｔの振幅をＥｔとすると、
δａ＝（１＋Ｖｉ／Ｅｔ）／２  ……（４）
となり、
Ｖｏ＝（Ｅｃ／Ｅｔ）Ｖｉ  ……（５）
となる。スピーカ３には入力交流電圧Ｖｉを（Ｅｃ／Ｅｔ）倍に増幅した電圧が印加される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のスイッチングアンプの構成では、スピーカへの出力として充分な電圧を供給するには、アンプ部の電源電圧を発生させる昇圧コンバータ部が必要となる。このため部品点数が増大する。また、全体の効率も昇圧コンバータ部の効率とアンプ部の効率の掛け算となるので、効率劣化といった課題があった。
【０００９】
本発明は、昇圧コンバータ部とアンプ部を一体化して回路を簡素化し、かつ高効率なスイッチングアンプの提供を目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のスイッチングアンプは、入力直流電圧（Ｅｉ）を供給され、第１のインダクタと、交互にオンオフする第１のハイサイドスイッチと第１のローサイドスイッチと、第１の制御回路とから構成され、安定化された第１の出力電圧（Ｅ１）を出力する第１の昇圧コンバータと、入力直流電圧（Ｅｉ）を供給され、第２のインダクタと、交互にオンオフする第２のハイサイドスイッチと第２のローサイドスイッチと、第２の制御回路とから構成され、所定の第２の出力電圧（Ｅ２）を出力する第２の昇圧コンバータとを有し、第２の制御回路は、第１の出力電圧（Ｅ１）から所定の分圧比で得られる第１の出力検出電圧（Ｅ１／Ａ）と、入力直流電圧（Ｅｉ）から同じ分圧比で得られる入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）と、入力信号（Ｖｉ）とから、（Ｅｉ／Ａ）／（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）  を第２のハイサイドスイッチのデューティ比として第２の昇圧コンバータを駆動する機能を有し、第１の出力電圧（Ｅ１）と第２の出力電圧（Ｅ２）の差電圧（Ｅ２−Ｅ１）を出力とする構成を有するようにしたものである。
【００１１】
他の観点の発明のスイッチングアンプは、上記の構成において、第２の制御回路が、第２の出力電圧Ｅ２から得られる第２の出力検出電圧（Ｅ２／Ａ）が  Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ  に一致するように、前記第２の昇圧コンバータを駆動するものである。
【００１２】
さらに別の観点の発明のスイッチングアンプは、入力直流電圧（Ｅｉ）を供給され、第１のインダクタと、交互にオンオフする第１のハイサイドスイッチと第１のローサイドスイッチとから構成され、第１の出力電圧（Ｅ１）を出力する第１の昇圧コンバータと、入力直流電圧（Ｅｉ）を供給され、第２のインダクタと、交互にオンオフする第２のハイサイドスイッチと第２のローサイドスイッチとから構成され、第２の出力電圧（Ｅ２）を出力する第２の昇圧コンバータと、制御回路を有し、制御回路は、入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）と、所定の基準電圧（Ｅｘ）から入力信号（Ｖｉ）を減算して得られる差電圧（Ｅｘ−Ｖｉ）との比の値（（Ｅｉ／Ａ）／（Ｅｘ−Ｖｉ））を、第１のハイサイドスイッチのデューティ比として第１の昇圧コンバータを駆動し、入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）と所定の基準電圧（Ｅｘ）に入力信号（Ｖｉ）を加算して得られる和電圧（Ｅｘ＋Ｖｉ）との比の値（（Ｅｉ／Ａ）／（Ｅｘ＋Ｖｉ））を第２のハイサイドスイッチのデューティ比として第２の昇圧コンバータを駆動する機能を有し、第１の出力電圧（Ｅ１）と第２の出力電圧（Ｅ２）の差電圧（Ｅ２−Ｅ１）を出力とする構成を有するようにしたものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るスイッチングアンプの好ましい実施の形態について添付の図面を参照しつつ説明する。
【００１４】
（実施の形態１）
図１は本発明に係る実施の形態１のスイッチングアンプの構成を示す回路図である。図１に示すように、実施の形態１のスイッチングアンプには電圧Ｅｉの入力直流電源１に対し、第１のインダクタ１１、第１のハイサイドスイッチ１２、第１のローサイドスイッチ１３、第１のコンデンサ１４、第１の制御回路１５からなる第１の昇圧コンバータ１０と、第２のインダクタ２１、第２のハイサイドスイッチ２２、第２のローサイドスイッチ２３、第２のコンデンサ２４、第２の制御回路２５からなる第２の昇圧コンバータ２０、および入力信号源（交流信号源）１が設けられている。第１及び第２のコンデンサ１４、２４の電位差Ｅ２−Ｅ１は出力電圧Ｖｏとしてスピーカ３に供給される。第１のローサイドスイッチ１３のデューティ比をδ１、第２のローサイドスイッチ２３のデューティ比をδ２とすると、Ｖｏ＝Ｅ２−Ｅ１＝Ｅｉ／（１−δ２）−Ｅｉ／（１−δ１）となる。
【００１５】
第１の制御回路１５は、第１のコンデンサ１４の電圧Ｅ１を検知し、これを安定化するようにδ１を調整する。Ｅ１＝−Ｅｉ／（１−δ１）は安定化されているので、Ｖｏ＝Ｅｉ／（１−δ２）−Ｅ１  となる。
【００１６】
第２の制御回路２５は、抵抗対２５１と２５２と、加算回路２５３、三角波発生回路２５４、ＰＷＭ回路２５５を有する。図２にその動作を表す波形図を示す。抵抗対２５１は第１のコンデンサ１４の電圧Ｅ１を検出する。抵抗対２５１の抵抗分割比を１／Ａとする。即ち、検出電圧はＥ１／Ａである。また、同じ抵抗分割比を有する抵抗対２５２は入力直流電圧も検出し、入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）を出力する。加算回路２５３は、検出電圧Ｅ１／Ａと入力交流電圧Ｖｉを加算して制御電圧（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）を出力する。三角波発生回路２５４は制御電圧（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）と０Ｖを周期的に増減する三角波電圧Ｖｔを出力する。図２（ａ）はこの三角波電圧Ｖｔを示す。ＰＷＭ回路２５５は三角波電圧Ｖｔと入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）を比較することにより、第２のハイサイドスイッチ２２と第２のローサイドスイッチ２３とを駆動するパルス信号Ｖ２２，Ｖ２３を出力する。第２のローサイドスイッチ２３を駆動するパルス信号Ｖ２３のデューティ比δ２は次式で表される。
【００１７】
δ２＝１−（Ｅｉ／Ａ）／（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）  ……（６）
従って、
0003820939.tif 000003
となり、入力交流電圧ＶｉをＡ倍に増幅してスピーカ３に供給することができる。
【００１８】
（実施の形態２）
図３は本発明に係る実施の形態２のスイッチングアンプの構成を示す回路図である。図３において、図１に示した実施の形態１のスイッチングアンプと同様の構成要素については同一の符号を付けるか、もしくは省略した。図１の構成と異なるのは、第２の制御回路２６の構成である。
【００１９】
第２の制御回路２６は、抵抗対２６１と２６２と、加算回路２６３、誤差増幅回路２６４、ＰＷＭ回路２６５を有する。図４にその動作を表す波形図を示す。抵抗対２６１は第１のコンデンサ１４の電圧Ｅ１を検出する。抵抗対２６１の抵抗分割比を１／Ａとする。即ち、第１の出力検出電圧はＥ１／Ａである。また、同じ抵抗分割比を有する抵抗対２６２は第２のコンデンサ２４の電圧Ｅ２を検出する。第２の出力検出電圧はＥ２／Ａである。加算回路２６３は、検出電圧Ｅ１／Ａと入力交流電圧Ｖｉを加算して制御電圧（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）を出力する。誤差増幅回路２６４は制御電圧（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）と検出電圧Ｅ２／Ａを比較増幅した誤差電圧Ｖｅを出力する。ＰＷＭ回路２６５は三角波電圧Ｖｔを発生し、三角波電圧Ｖｔと誤差電圧Ｖｅを比較することにより、第２のハイサイドスイッチ２２と第２のローサイドスイッチ２３とを駆動するパルス信号Ｖ２２，Ｖ２３を出力する。図４はこの三角波電圧Ｖｔと誤差電圧Ｖｅ、及び各パルス信号を示す。
【００２０】
以上の動作により、例えば第２の出力検出電圧Ｅ２／Ａが制御電圧（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）よりも高い場合は誤差電圧Ｖｅが低下し、第２のローサイドスイッチ２３の駆動パルスＶ２３のパルス幅を狭くする。即ち、第２のローサイドスイッチ２３のオン時間を小さくするので、第２の昇圧コンバータ２０の出力電圧Ｅ２は低下する。第２の制御回路は、第２の出力検出電圧Ｅ２／Ａが制御電圧（Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ）に一致するように、第２の昇圧コンバータを駆動するのである。従って、Ｅ２／Ａ＝Ｅ１／Ａ＋Ｖｉ  より、Ｅ２−Ｅ１＝ＡＶｉ  となり、入力交流電圧ＶｉをＡ倍に増幅した電圧をスピーカ３に供給することができる。
【００２１】
なお、以上の実施の形態１及び実施の形態２において、第１の出力検出電圧と入力信号との和電圧Ｅ１／Ａ＋Ｖｉは入力検出電圧Ｅｉ／Ａより高くなくてはならない。即ち、入力信号の最大振幅をＶｉ（ｍａｘ）とすると、第１の出力電圧Ｅ１はＥｉ＋ＡＶｉ（ｍａｘ）より高く設定する。
【００２２】
（実施の形態３）
図５は本発明に係る実施の形態３のスイッチングアンプの構成を示す回路図である。図５において、図１に示した実施の形態１のスイッチングアンプと同様の構成要素については同一の符号を付けるか、もしくは省略した。図１の構成と異なるのは、制御回路１６の構成である。
【００２３】
制御回路１６は、基準電圧Ｅｘを出力する基準電圧源１６０と抵抗対１６１と、減算回路１６２、加算回路１６３、第１の三角波発生回路１６４、第２の三角波発生回路１６５、第１のＰＷＭ回路１６６、第２のＰＷＭ回路１６７を有する。図６に制御回路の動作を表す波形図を示す。抵抗対１６１は入力直流電圧を検出し、入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）を出力する。減算回路１６２は、基準電圧Ｅｘから入力信号Ｖｉを減算して第１の制御電圧（Ｅｘ−Ｖｉ）を出力する。加算回路１６３は、基準電圧Ｅｘと入力信号Ｖｉを加算して第２の制御電圧（Ｅｘ＋Ｖｉ）を出力する。第１の三角波発生回路１６４は、第１の制御電圧（Ｅｘ−Ｖｉ）と０Ｖを周期的に増減する第１の三角波電圧Ｖｔ１を出力する。第２の三角波発生回路１６５は、第２の制御電圧（Ｅｘ＋Ｖｉ）と０Ｖを周期的に増減する第２の三角波電圧Ｖｔ２を出力する。第１のＰＷＭ回路１６６は第１の三角波電圧Ｖｔ１と入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）を比較することにより、第１のハイサイドスイッチ１２と第１のローサイドスイッチ１３とを駆動する第１のパルス信号Ｖ１２，Ｖ１３を出力する。第２のＰＷＭ回路１６７は第２の三角波電圧Ｖｔ２と入力検出電圧（Ｅｉ／Ａ）を比較することにより、第２のハイサイドスイッチ２２と第２のローサイドスイッチ２３とを駆動する第２のパルス信号Ｖ２２，Ｖ２３を出力する。第１の三角波電圧Ｖｔ１、第２の三角波電圧Ｖｔ２と各パルス信号を図６に示す。第１のローサイドスイッチ１３を駆動するパルス信号Ｖ１３のデューティ比δ１は次式で表される。
【００２４】
δ１＝１−（Ｅｉ／Ａ）／（Ｅｘ−Ｖｉ）  ……（８）
また、第２のローサイドスイッチ２３を駆動するパルス信号Ｖ２３のデューティ比δ２は次式で表される。
【００２５】
δ２＝１−（Ｅｉ／Ａ）／（Ｅｘ＋Ｖｉ）  ……（９）
従って、
0003820939.tif 000004
となり、入力交流電圧Ｖｉを２Ａ倍に増幅してスピーカ３に供給することができる。
【００２６】
以上のように、本実施の形態のスイッチングアンプによれば、実施の形態１あるいは実施の形態２で説明したスイッチングアンプに比較し、２倍の増幅率が得られる。これは、例えば出力（Ｅ２−Ｅ１）の正方向に大きな電圧を出そうとする時、Ｅ２が上昇するとともにＥ１が低下するためである。即ち、実施の形態１やは実施の形態２よりも各スイッチの耐圧が低く設定できるという効果がある。
【００２７】
なお、本実施の形態において、基準電圧と入力信号との和電圧Ｅｘ＋Ｖｉは入力検出電圧Ｅｉ／Ａより高くなくてはならない。即ち、入力信号の最大振幅をＶｉ（ｍａｘ）とすると、基準電圧ＥｘはＥｉ／Ａ＋Ｖｉ（ｍａｘ）より高く設定する。
【００２８】
また、以上の各実施の形態の説明において、入力直流電圧Ｅｉや入力信号Ｖｉが小さい場合、例えば、Ｅｉ＝３Ｖ，Ｖｉ＝１Ｖｐ−ｐで、出力として、Ｖｏ＝１０Ｖｐ−ｐが欲しい時、実施の形態１や２では  Ａ＝１０／１＝１０  となり、入力検出電圧は  Ｅｉ／Ａ＝３／１０＝０．３Ｖ  となる。この電圧を三角波電圧と比較して駆動パルス信号を送出するのは困難である。このような場合は入力信号を一旦増幅すればよい。例えば、入力信号を４倍に増幅すれば、Ａ＝１０／４＝２．５となり、入力検出電圧は  Ｅｉ／Ａ＝３／２．５＝１．２Ｖ  となる。
【００２９】
【発明の効果】
以上のように、本発明のスイッチングアンプによれば、昇圧コンバータがアンプを兼用できるので、回路構成が簡素であるとともに、効率を向上することができるという有利な効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるスイッチングアンプの構成を示す回路図
【図２】本発明の実施の形態１におけるスイッチングアンプの動作を示す波形図
【図３】本発明の実施の形態２におけるスイッチングアンプの構成を示す回路図
【図４】本発明の実施の形態２におけるスイッチングアンプの動作を示す波形図
【図５】本発明の実施の形態３におけるスイッチングアンプの構成を示す回路図
【図６】本発明の実施の形態３におけるスイッチングアンプの動作を示す波形図
【図７】従来のスイッチングアンプの構成を示す回路図
【図８】従来のスイッチングアンプの動作を示す波形図
【符号の説明】
１  入力直流電源
２  入力交流電源
３  スピーカ
１０  第１の昇圧コンバータ
１１  第１のインダクタ
１２  第１のハイサイドスイッチ
１３  第１のローサイドスイッチ
１４  第１のコンデンサ
１５  第１の制御回路
２０  第２の昇圧コンバータ
２１  第２のインダクタ
２２  第２のハイサイドスイッチ
２３  第２のローサイドスイッチ
２４  第２のコンデンサ
２５  第２の制御回路
【図１】
0003820939.tif 000005
【図２】
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【図３】
0003820939.tif 000007
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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