(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ローカル信号生成回路を備え、受信波と該受信波に生成されたローカル信号をミキシングすることにより中間周波数を得て、該中間周波数をＳＡＷフィルタにより帯域制限してその出力を基に復調信号を得る受信回路において、
前記ＳＡＷフィルタの出力を基にスペクトル中心周波数を基準として該周波数の上下のレベル差を検出して前記ローカル信号生成回路に与える制御電圧検出回路と、
前記制御電圧検出回路が、前記ＳＡＷフィルタの出力から分離された、上側帯波の高調波成分を制限する第１の帯域制限手段と下側帯波の高調波成分を制限する第２の帯域制限手段と、
第１の帯域制限手段の出力を反転する反転手段と、
第２の帯域制限手段の出力を９０゜位相転換する位相転換手段と、
第１の帯域制限手段の出力および位相転換手段の出力を加算する第１の加算手段と、
位相転換手段の出力および反転手段の出力を加算する第２の加算手段と、
第１の加算手段からの出力レベルを検出する第１のレベル検出手段と、
第２の加算手段からの出力レベルを検出する第２のレベル検出手段と、
第１のレベル検出手段および第２のレベル検出手段の出力を比較して差を得る比較手段と
を有することを特徴とする受信回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信機端末の受信回路に関し、特に、フィルタを用いたスーパー・ヘテロダイン方式の受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８は、従来のスーパー・ヘテロダイン方式の通信機端末の受信回路の構成を示すブロック図であり、受信回路２００はＬＮＡ（ロー・ノイズ・アンプ）１０とミキサー（乗算器）２と、帯域制限用ＳＡＷフィルタ３と、直交検波器４と、復調器６と、ＰＬＬ（Phase-Locked Loop）９とを備えている。
【０００３】
受信回路２００に入力されたキャリア周波数帯の受信信号「Ｓｉｎ（ω０）ｔ」はＬＮＡ１で増幅された後、中間周波数に周波数変換をするミキサー２に入力する。このミキサー２では、入力されたキャリア周波数帯の受信信号「Ｓｉｎ（ω０）ｔ」とＰＬＬ９から入力される所定周波数の局部発振信号「Ｓｉｎ（△ω）ｔ」とをミキシングすることにより中間周波数（ＩＦ）に周波数変換して、このＩＦ信号「Ｓｉｎ（ω０±△ω）ｔ」をＳＡＷフィルタ３に出力する。
このＩＦ信号は、ＳＡＷフィルタ３で帯域制限された後「Ｓｉｎ（ω０−△ω）ｔ」、直交検波器４でＩ、Ｑ信号を検波して、復調器６で復調して、データとクロックとして出力される。
【０００４】
また、ＰＬＬ９は、基準発振器１３からの基準クロックと分周器１１からの信号をＰＤ１２で位相差を検出して、その位相差に対応する信号をＶＣＯ１０に出力する。ＶＣＯ（電圧制御発振器）１０は、この位相差に対応する信号に基づいて所定周波数の信号（局部発振信号）を発振する。分周器１１は、図示しない制御部からの分周比信号Ｃに基づいてＶＣＯ１０からの信号を分周する。これにより、分周比に基づいた所定周波数の信号がＰＬＬ９から出力される。
【０００５】
上記従来のスーパー・ヘテロダイン方式の受信回路では、帯域外広帯域雑音の影響による受信感度特性の悪化や、隣接チャンネル干渉量の増大を避けるために中間（ＩＦ）周波数の帯域制限用のＳＡＷフィルタはできるだけ厳しい特性のものを用いる必要がある。そこで、理想的には、図７（ａ）に示すようにＳＡＷフィルタの入力信号７１の波長λにほぼ一致する制限帯域が望ましいが、実際には、温度変化により図７（ｃ），（ｄ）に示すような中心周波数の変化（△ωfc1，△ωfc2）が生ずるので、この中心周波数変動分を考慮した上で図７（ｂ）に示すような制限帯域に幅をもたせた制限帯域特性７２を有するＳＡＷフィルタを使用している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように従来のＳＡＷフィルタのように温度変化に基づく中心周波数の変化の方が、温度変化に基づく周波数特性（フィルタ特性）の変化より比較的大きいフィルタを用いたスーパー・ヘテロダイン方式の通信機端末の受信回路では、フィルタによる帯域制限は温度変化を考慮して制限帯域を理想より緩くとっているため、非線形回路であるミキサーからのスプリアスを十分に除去できない可能性があり、そのために帯域外広帯域雑音の影響による受感度特性の悪化や、隣接チャンネル干渉量の増大を招くという問題点があった。
【０００７】
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであり、温度変化による周波数変化分の補償等を行なうことにより、従来より制限帯域を絞ったフィルタを用いた受信回路の提供を目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
図２は、ＳＡＷフィルタの温度変化による周波数変化の説明図であり、（ａ）に示すように入力信号２１を中心周波数ω０、波長λとするとき、ＳＡＷフィルタの特性は（ｂ）に示すように中心周波数ω０からλ１，λ２の幅を持っている。ここで、（ｄ）に示すように温度変化によりＳＡＷフィルタの帯域制限特性がΔ１だけ負の方向にずれた帯域制限特性２２’となると、（ａ）に示す入力信号２１は帯域制限特性２２’からはずれてしまい、（ｆ）に示すようにＳＡＷフィルタの帯域制限特性がΔ２だけ正の方向にずれた帯域制限特性２２”となると、入力信号２１は帯域制限特性２２’からはずれてしまう。ここで、ＳＡＷフィルタの温度特性は素材の温度特性に依存し、再現性が良いという特徴をもっているので、現在の温度を測定し、予め設定した温度テーブルとの対応づけにより中心周波数を補正することが可能となる。また、ＳＡＷフィルタの電気特性は素材上の電極の寸法に依存し、中心周波数の変化に比べて特性変化が小さいことが知られている。そこで、図２の（ｃ），（ｅ）に示すように、温度変化によって変化したＳＡＷフィルタの中心周波数に合わせて入力信号２１の中心周波数を△１あるいは△２ずらして入力信号２１’，２２”とするように受信回路を構成すればよい。
【０００９】
これを補償するための受信回路は、ローカル信号生成回路を備え、受信波と該受信波に対応して生成されたローカル信号から中間周波数を得て、該中間周波数をＳＡＷフィルタにより帯域制限してその出力を基に復調信号を得る受信回路において、温度変化に基づく前記ＳＡＷフィルタの周波数変化分を補償する補償信号を生成してローカル信号生成回路に与える補償回路を設けたことを特徴とする。
【００１０】
なお、補償回路を、ＳＡＷフィルタの周辺温度を測定する温度センサーと、ＳＡＷフィルタについて温度と周波数変化値を対応付けて登録した温度テーブルと、温度センサーによる測定温度に対応する周波数変化値を温度テーブルから取り出して補償信号に変換して出力する制御電圧変換手段とから構成することができる。
【００１１】
上記の受信回路では必ずしもスペクトル周波数制御とフィルタ中心周波数制御が一致しない場合がある。この場合、図３に示すように温度変化分を考慮していない狭帯域のＳＡＷフィルタ３１の制限帯域からずれた分Δだけスペクトル３２が歪み、パワーが小さくなる。そこで、図４（ａ）に示すようにスペクトル中心周波数ω０を基準にして周波数の上側のパワー（図４（ｂ））と下側のパワー（図４（ｃ））を比較することにより、周波数が上側か下側のどちらかにずれたかを検出し、検出値（レベルの差分）をフィードバックすることでフィルタ中心周波数をスペクトル中心周波数に一致させるように構成する。
【００１２】
具体的には、本発明の受信回路は、ローカル信号生成回路を備え、受信波と該受信波に対応して生成されたローカル信号から中間周波数を得て、該中間周波数をＳＡＷフィルタにより帯域制限してその出力を基に復調信号を得る受信回路において、ＳＡＷフィルタの出力を基にスペクトル中心周波数を基準として該周波数の上下のレベル差を検出してローカル信号生成回路に与える制御電圧検出回路を設けたことを特徴とする。
【００１３】
なお、制御電圧検出回路を、ＳＡＷフィルタの出力から分離された、上側帯波の高調波成分を制限する第１の帯域制限手段と下側帯波の高調波成分を制限する第２の帯域制限手段と、第１の帯域制限手段の出力を反転する反転手段と、第２の帯域制限手段の出力を９０゜位相転換する位相転換手段と、第１の帯域制限手段の出力および位相転換手段の出力を加算する第１の加算手段と、位相転換手段の出力および反転手段の出力を加算する第２の加算手段と、第１の加算手段からの出力レベルを検出する第１のレベル検出手段と、第２の加算手段からの出力レベルを検出する第２のレベル検出手段と、第１のレベル検出手段および第２のレベル検出手段の出力を比較して差を得る比較手段とから構成することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に基づく受信回路の構成例を示すブロック図であり、受信回路１００はＬＮＡ（ロー・ノイズ・アンプ）１とミキサー（乗算器）２と、帯域制限用ＳＡＷフィルタ３と、直交検波器４と、制御電圧検出回路５と、復調器６と、補償回路７と、加算器８と、ＰＬＬ９とを備えている。
補償回路７は制御電圧変換回路７１，温度センサー７２及び温度テーブル７３からなり、ＳＡＷフィルタ３の温度変化による周波数変化を補償する（図３）。なお、図８と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。
【００１５】
〈第１の実施の形態〉
図１で、受信回路１００に入力された受信波「Ｓｉｎ（ω０）ｔ」はＬＮＡ１で増幅された後、ミキサー２に入力される。
更に、ＶＣＯ１０から所定周波数の局部発振信号（Ｓｉｎ（△ωL−△ωfc）ｔ）がミキサー２に入力される。
ミキサー２で、ＬＮＡ１の出力信号（増幅後の受信信号）とＶＣＯ１０の出力信号（補償後のローカル周波数の信号）がミキシングされ、所定の中間周波数に変換される。
ミキサー２の出力信号はＳＡＷフィルタ３で、
ωfc＝（ω０−ΔωL ）±Δωfc
として帯域制限された後、直交検波器４で上側帯波（以下、Ｉ成分）および下側帯波（以下、Ｑ成分）に変換され、復調器６に入力する。ここで、ΔωL はローカル周波数、ΔωfcはＳＡＷフィルタ３の温度による周波数変化分を示す。
【００１６】
［補償回路］
補償回路７は、温度センサー７２で受信回路（特にＳＡＷフィルタ３の周辺）の温度を常に測定し、測定値をＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換して、予めＳＡＷフィルタ３の温度と周波数の関係（温度変化に対する周波数の変化Δ）を登録した温度テーブル７３と対応させ、測定温度に対応する周波数変化分のデータを取り出して制御電圧変換器７１に入力した後、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換し、ＳＡＷフィルタ３の温度変化による周波数変化分を補償した信号、
Ｓｉｎ（ΔωL±ωfc）ｔ
として出力する。
補償回路７の出力は加算器８でＰＬＬ９の出力と加算されてＶＣＯ１０にフィードバックされる。
上記構成により、温度変化によるＳＡＷフィルタの周波数変化分を補正できるので、ＳＡＷフィルタの制限帯域特性をより狭く設定することができる。
【００１７】
〈第２の実施の形態〉
本実施の形態は、ＳＡＷフィルタの中心周波数をスペクトル中心周波数に一致させることにより、温度変化によるＳＡＷフィルタの中心周波数のずれを補正し、スペクトルの歪み（中心周波数のずれによって生ずる制限帯域のずれ）およびパワーの減退を防止する。
本実施の形態は、受信回路に、図１の補償回路７の代りに制御電圧検出回路５を設けた例であり、従って、補償回路７から加算器８への入力はなく、加算器８には制御電圧検出回路５の出力およびＰＬＬ９の出力が入力される。
図１で、受信回路１００に入力された受信波Ｓｉｎ（ω０）ｔはＬＮＡ１で増幅された後、ミキサー２に入力される。
更に、ミキサー２には、入力された周波数に対してＶＣＯ１０内で所定の中間周波数になるようにＰＬＬ９で選択されたローカル周波数が入力される。
ミキサー２で入力した受信周波数およびローカル周波数がミキシングされ、所定の中間周波数に変換される。
ミキサー２の出力信号はＳＡＷフィルタ３で、帯域制限された後、直交検波器４でＩ／Ｑ成分に変換され、制御電圧検出回路５に入力されて中心周波数が（ＳＡＷフィルタの温度変化がないものとして設定された値）ω０に補正されたＩ／Ｑ成分が出力され、復調器６に入力される。
【００１８】
［制御電圧検出回路］
図５および図６に制御電圧検出回路の構成例を示す。
図５および図６で、制御電圧検出回路５は、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）５１，５１’と、ヒルベルト（Ｈｉｌｂｅｒｔ）変換器５２と、反転器５３、加算器５４，５４’と、ＨＰＬ（ハイパスフィルタ）５５，５５’と、レベル検出器５６，５６’および比較回路５７から構成されている。
【００１９】
図５で、直交検波器４から出力されたＩ成分信号、Ｓｉｎ（（ω０−ΔωL ）±Δωfc）ｔ・Ｓｉｎ（ω０）ｔは、Ｉ項のＬＰＦ５１で高調波成分が帯域制限される。ＬＰＦ５１の出力端では、周波数が希望周波数より＋Δfc分高くずれたときには、＋（１／２）・ＣｏｓΔωｔの信号成分が、周波数が希望周波数よりーΔfc分低くずれたときには、ー（１／２）・ＣｏｓΔωｔの信号成分が残る。
次に、Ｉ項ではＬＰＦ５１の出力（上記残った信号成分）が加算器５４に入力されると共に、反転回路（例えば、オペアンプ等）５３で符号を反転され、加算器５４’に入力される。
一方、直交検波器４から出力されたＱ成分信号、Ｓｉｎ（（ω０−ΔωL ）±Δωfc）ｔ・Ｃｏｓ（ω０）ｔ’はＱ項のＬＰＦ５１’で高調波成分が帯域制限される。ＬＰＦ５１’の出力端では、周波数が希望周波数より＋Δfc分高くずれたときには、＋（１／２）・ＳｉｎΔωｔの信号成分が、周波数が希望周波数より−Δfc分低くずれたときには、−（１／２）・ＳｉｎΔωｔの信号成分が残る。
【００２０】
次に、Ｑ項ではヒルベルト変換器５２で位相を９０度変えることにより、±（１／２）・ＳｉｎΔωｔの信号を±（１／２）・Ｃｏｓωｔの信号に変換して加算器５４’および加算器５５に入力する。Ｉ項の加算器５５の出力はスペクトルの歪みを強調するためにＨＰＦ５５で低周波成分を除去し、レベル検出器５６でレベル検出され、復調器６にＩ成分として入力されると共に、比較回路５７に入力される。また、Ｑ項の加算器５５’の出力もスペクトルの歪みを強調するためにＨＰＦ５５で低周波成分を除去し、レベル検出器５６’でレベル検出され、復調器６にＱ成分として入力されると共に、比較回路５７に入力される。比較回路５７ではレベルを比較した後、その差ｖｃを制御電圧として加算器８に入力して、これをＶＣＯ１０にフィードバックすることにより、中心周波数の誤差を小さくでき、スペクトルの歪みを小さくできる。なお、本実施の形態ではヒルベルト変換器５２をＱ項側に設けたが、図６に示すようにＩ項側に設けてもよい。この場合、ヒルベルト変換器５２の出力信号（Ｉ項）は中心周波数が上下どちらにずれてもほぼ（１／２）・ΔＳｉｎωｔとなる。
【００２１】
＜第３の実施の形態＞
本実施の形態は、図１に示すように制御電圧検出回路５および補償回路７の両者を備えた例、すなわち、上述した第１の実施例と第２の実施例を組合せた例である。従って、直交変換器４の出力は制御電圧検出回路５に入力され、制御電圧検出回路５の出力のうち、Ｉ成分およびＱ成分は復調器６に、制御電圧は加算器８に入力され、加算器８には、更に、補償回路７からの補償信号（ＳＡＷフィルタ３の温度変化による周波数変化分を補償した信号（制御電圧））が入力される。
【００２２】
このように、第１実施例と第２実施例を組合せることにより、信号回路１００は信号干渉に強い受信回路として構成される。
図１の受信回路１００に入力された受信波Ｓｉｎ（ω０）ｔはＬＮＡ１で増幅された後、ミキサー２に入力される。
更に、ミキサー２には、入力された周波数に対してＳＡＷフィルタ３の温度変化およびスペクトルの歪みを考慮した制御電圧（制御電圧検出回路５からのＶＣＯ特性および補償回路７からの補償信号の和）を用いたＶＣＯ１０で所定の中間周波数になるように制御されたローカル信号Ｓｉｎ（ΔωL ±Δωfc）ｔが入力される。
ミキサー２で、ＬＮＡ１の出力信号（増幅後の受信信号）とＶＣＯ１０の出力信号がミキシングされ、所定の中間周波数に変換される。
【００２３】
ミキサー２の出力信号はＳＡＷフィルタ３で、帯域制限された信号Ｓｉｎ（（ω０−ΔωL ）±Δωfc）ｔとされ、直交検波器４でＩ成分とＱ成分に分けられ、制御電圧検出回路５でスペクトルの歪みを検出し、検出結果はＶＣＯ特性を有する制御電圧として加算器８に入力される。また、加算器８には補償回路７からのＳＡＷフィルタ３の温度変化を考慮した制御電圧が入力される。そして、これらの制御電圧の和がＶＣＯ１０にフィードバックされる。
これにより、ＳＡＷフィルタ３の温度変化分を補償でき、また、中心周波数の誤差を小さくできるので、安定した信号特性が得られると共に受信感度が良く、隣接チャンネル干渉に強い受信回路が構成できる。
以上本発明の一実施例について説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、種々の変形実施が可能であることはいうまでもない。
【００２５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、制御電圧検出回路からの制御電圧をＶＣＯにフィードバックして、フィルタ中心周波数をスペクトル周波数制御に一致させることにより、温度変化によるＳＡＷフィルタの中心周波数のずれを補正するので、スペクトルの歪み（中心周波数のずれによって生ずる制限帯域のずれ）およびパワーの減退を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に基づく受信回路の構成例を示すブロック図である。
【図２】ＳＡＷフィルタの温度変化による周波数変化の説明図である。
【図３】スペクトル中心周波数の歪みの説明図である。
【図４】スペクトル中心周波数の歪み検出の説明図である。
【図５】制御電圧検出回路の構成例を示す図である。
【図６】制御電圧検出回路の構成例を示す図である。
【図７】ＳＡＷフィルタの温度変化による周波数変化の説明図である。
【図８】従来の受信回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
３  ＳＡＷフィルタ
５  制御電圧検出回路
７  補償回路
８  加算器（ローカル信号生成回路）
９  ＰＬＬ（ローカル信号生成回路）
１０  ＶＣＯ（電圧制御発振器；ローカル信号生成回路）
５１，５１’  ＬＰＦ（ローパスフィルタ；第１，第２の帯域制限手段）
５２  ヒルベルト変換器（位相転換手段）
５３  反転回路（反転手段）
５６，５６’  レベル検出器（レベル検出手段）
５７  比較器（比較手段）
７１  制御電圧変換回路（補償回路）
７２  温度センサー（補償回路）
７３  温度テーブル（補償回路）
１００，２００  受信回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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