(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１電圧（Ｖ１１）を生成する第１コンバータ（５０）と、前記第１電圧（Ｖ１１）に接続される負荷（１）と、前記第１電圧（Ｖ１１）に接続される充電回路（５３）と切り離し回路（５４）とバッテリー（５５）との直列接続とを備えたバッテリーバックアップ回路において、
前記充電回路（５３）及び前記切り離し回路（５４）に電力を供給する電圧（Ｖ１５−Ｖ１４）を形成する第２電圧（Ｖ１５）及び第３電圧（Ｖ１４）を備え、
前記充電回路（５３）は、ドレインが前記第１電圧（Ｖ１１）に接続されソースが抵抗（Ｒ５）を介して前記第３電圧（Ｖ１４）に接続されゲートが抵抗（Ｒ２）を介して前記第２電圧（Ｖ１５）に接続されＮチャンネルＭＯＳＦＥＴから成る充電制御素子（Ｑ４）と、コレクタが前記充電制御素子（Ｑ４）のゲートに接続されエミッタが前記第３電圧（Ｖ１４）に接続されベースが抵抗（Ｒ４）を介して前記充電制御素子（Ｑ４）のソースに接続される第１トランジスタ（Ｑ５）と、アノード側が前記第１トランジスタ（Ｑ５）のベースに接続されカソード側が前記第１電圧（Ｖ１１）に接続されるツェナーダイオード（Ｄ７）及び抵抗（Ｒ３）の直列接続とを備え、
前記切り離し回路（５４）は、ドレインが前記バッテリー（５５）に接続されエミッタが前記第３電圧（Ｖ１４）に接続されＮチャンネルＭＯＳＦＥＴから成る切り離し素子（Ｑ６）を備えた
ことを特徴とするバッテリーバックアップ回路。
【請求項２】
前記第１電圧（Ｖ１１）に接続され、前記電圧（Ｖ１５−Ｖ１４）を生成する第２コンバータ（５２）またはチャージポンプ回路（５７）を備え、
前記切り離し回路（５４）は、コレクタが前記切り離し素子（Ｑ６）のゲートに接続されエミッタが前記第３電圧（Ｖ１４）に接続されベースが抵抗（Ｒ８）を介して前記切り離し素子（Ｑ６）のソースに接続される第２トランジスタ（Ｑ９）と、アノード側が前記第２トランジスタ（Ｑ９）のベースに接続されカソード側が前記バッテリー（５５）に接続されるツェナーダイオード（Ｄ１１）及び抵抗（Ｒ７）の直列接続とを備えた
ことを特徴とする請求項１記載のバッテリーバックアップ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ出力電源において２次側にバッテリー接続を有し、入力が給電状態にある場合にバッテリー充電し、停電が発生した場合には、２次側バッテリーからの給電により出力のバックアップ動作を行うバッテリーバックアップ回路に関する。
【０００２】
さらに、本発明は、入力の通電のときバッテリーを充電し、または、入力の停電のときにバッテリーの放電により負荷への出力をバックアップするバッテリーバックアップ回路に関する。
【０００３】
【従来の技術】
図９には従来のバッテリバックアップ回路のブロック図が示されている。従来のバッテリバックアップ回路は、図９に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００、充電回路１１０、切り離し回路１２０、過放電防止回路１３０及びバッテリー１４０で構成されている。切り離し回路１２０において、切り離し素子は電力用リレーを使用しており、また、充電回路１１０における充電用定電流回路素子としてＰＮＰ電極トランジスタを使用している。
【０００４】
ＡＣ給電時には、図９中のＤＣ／ＤＣコンバータ１００がバッテリー電圧の最適充電電圧を発生する。充電動作は定電圧電流方式となっており、バッテリー１４０の充電が少なく空に近い状態では、電流を制限しながら所定の定電流値でバッテリー１４０を充電する。逆にバッテリー１４０が満充電に近い状態ではバッテリー電圧とＤＣ／ＤＣコンバータ１００との電圧が小さくなるため、定電流回路は設定された定電流を流せなくなり、定電圧充電となる。満充電時にはバッテリ電圧とＤＣ／ＤＣコンバータの発生電圧はほぼ等しくなり、充電電流は殆どなくなってしまう。
【０００５】
不良バッテリーの接続やバッテリー端子短絡時には、上記定電流回路に大きな電力損失が発生し、部品故障に至る。これを防ぐために、素子の加熱保護が必要になる。停電時には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の動作が停止するため、負荷側の電源電圧がバッテリー電圧により低下してしまう。この結果、図９中の放電用ダイオード１５０が導電し負荷側に電力を供給してバックアップ動作を行う。
【０００６】
バッテリー１４０が過放電状態になると寿命が短くなるなどの問題が発生するため、バッテリー電圧がある設定された値よりも低下すると切り離すための回路（切り離し回路１２０）が必要となる。また、無通電時のバッテリー１４０の放電を防ぐため、切り離し後のリーク電流はバッテリー１４０の自己放電電流に比較して十分小さくしなければならない。負荷短絡時には、バッテリー１４０からの過電流を防止するための保護回路が必要になる。
【０００７】
しかしながら、図９では、バッテリー１４０が過放電状態になり、バッテリー電圧がある設定された値より低下したときに切り離す回路素子としてリレーを用いており、このリレーは機械的な接点を持つため信頼性が低く、特にＤＣ大電流を流せるリレーは高価である。また、同様に充電素子としてバイポーラ型のトランジスタを使用しているため、ベース電流に比較的大きな電流を流す必要があり、発熱、効率悪化などを生じていた。
【０００８】
さらに、充電異常時に加熱保護を行うような構成になっているため、加熱を検知するための素子、回路等が必要になり、部品点数、コスト増大の要因になっていた。そして、図９に示すような従来の回路は比較的高価な電源に使用されるため、性能重視で設計されており、低コストを要求される量産電源には不向きである。
【０００９】
図１０に他の従来のバッテリーバックアップ回路における構成図の一例を示す。図１０の従来例を用いて、より具体的な場合を説明する。
商用の入力に第１コンバータ５０が接続され、第１コンバータ５０の出力電圧Ｖ１１は、過電流保護回路５１を介し、負荷１に接続される。また、第１コンバータ５０の出力の電圧Ｖ１１は、第２コンバータ５２に接続され、さらにその電圧Ｖ１２は負荷２に接続される。さらにまた、第１コンバータ５０の電圧Ｖ１１には、充電回路５３及び切り離し回路５４に接続され、電圧Ｖ１３となり、バッテリー５５に接続される。
【００１０】
まず、各ブロックごとの構成と動作を説明する。
第１コンバータ５０は、フォワード方式の絶縁形コンバータで構成される。商用入力は、ダイオードブリッジＤ１で整流され、コンデンサＣ１で平滑される。スイッチング素子Ｑ１のオンオフにより、トランスＴ１の１次巻線Ｎｐに電圧が発生し、トランスＴ１の２次巻線Ｎｓに誘起する電圧はダイオードＤ２及びＤ３で整流し、インダクタＬ１及びコンデンサＣ２で平滑し、電圧Ｖ１１となる。電圧Ｖ１１は、制御回路６１によってスイッチング素子Ｑ１のオンオフにフィードバックされ、所定の電圧に安定化される。
【００１１】
トランスＴ１の補助巻線Ｎａに誘起する電圧はダイオードＤ４で整流し、コンデンサＣ３で平滑し、電圧Ｖ１０となる。電圧Ｖ１０は、ロジック回路６０、制御回路６１、等の電源として利用される。
【００１２】
ロジック回路６０は、商用入力の通電および停電を検出し、ロジックとしてバッテリーバックアップ回路の２次側に信号を出力する。このようにして、商用入力の状態が、ロジックを介して、負荷側の装置またはコンピュータ（図示せず）等に伝えられる。
【００１３】
第２コンバータ５２は、降圧形コンバータで構成される。電圧Ｖ１１は、スイッチング素子Ｑ２のオンオフにより、インダクタＬ２に電圧が発生し、ダイオードＤ５で整流し、インダクタＬ２及びコンデンサＣ４で平滑し、電圧Ｖ１２となる。電圧Ｖ１２は、制御回路６２によって、スイッチング素子Ｑ２のオンオフにフィードバックされ、所定の電圧に安定化される。
【００１４】
充電回路５３は、シリーズレギュレータで構成されている。電力用の充電制御素子Ｑ３としてＰＮＰトランジスタが使用される。制御回路６３は、バッテリー電圧Ｖ１３が所定の電圧となるように充電制御素子Ｑ３を制御する。制御回路６４は、抵抗Ｒ１に発生する電圧が所定の値となるように充電制御素子Ｑ３を制御する。
【００１５】
具体的には、制御回路６３および制御回路６４は誤差増幅器で構成され、共通電位ＣＯＭを基準とした集積回路で構成される。
【００１６】
また、充電制御素子Ｑ３のエミッタは電圧Ｖ１１に接続され、コレクタの電圧Ｖ１４は、抵抗Ｒ２０とダイオードＤ２０との直列回路を介して、バッテリー５５の電圧Ｖ１３に接続される。また、充電制御素子Ｑ３のコレクタの電圧Ｖ１４は切り離し回路５４のリレーＳ１およびダイオード３０のアノードに接続される。
【００１７】
切り離し回路５４は、電力用の切り離し素子として、リレーＳ１が使用される。監視回路６５は、サーミスタまたはポジスタを利用して充電制御素子Ｑ３の温度を測定し、所定の温度以上となったときにリレーＳ１をオフする。監視回路６６は、バッテリー５５の電圧Ｖ１３を測定し、所定の電圧以下まで低下したときにリレーＳ１をオフする。
【００１８】
具体的には、監視回路６５および監視回路６６はコンパレータで構成され、共通電位ＣＯＭを基準とした集積回路で構成される。リレーＳ１の出力端子と制御端子は絶縁されているため、リレーＳ１を容易に駆動できる。
【００１９】
また、リレーＳ１の一端は電圧Ｖ１４であり、ダイオードＤ３０を介して電圧Ｖ１１に接続される。リレーＳ１の他端はバッテリー５５の電圧Ｖ１４に接続される。
【００２０】
次に、図１０の従来のバッテリーバックアップ回路における全体的な動作について説明する。
入力の通電のとき、第１コンバータ５０は動作し、電圧Ｖ１１を発生させる。電圧Ｖ１１は、バッテリー５５の充電電圧よりも大きい値に設定される。
【００２１】
充電回路５３の動作を詳しく説明する。バッテリー５５の電圧Ｖ１３が低いときには、リレーＳ１はオフであり、充電制御素子Ｑ３から供給される充電電流は、抵抗Ｒ２０とダイオードＤ２０とを介して、バッテリー５５に流れる。
【００２２】
バッテリー５５が充電されて電圧Ｖ１３が上昇すると、リレーＳ１はオンとなり、充電制御素子Ｑ３から供給される充電電流は、リレーＳ１を介してバッテリー５５に流れる。
【００２３】
バッテリー５５の電圧Ｖ１３が十分でないときには、充電電流は増加し、抵抗Ｒ１の電圧が増加し、制御回路６４の制御が有効となる。抵抗Ｒ１に発生する電圧が所定の値となるように制御すると、抵抗Ｒ１に流れる充電電流は所定の値に制御される。そうして、バッテリー５５は所定の充電電流で充電する。このとき、制御回路６３は所定の電圧に達しておらず作用しない。
【００２４】
バッテリー５５の電圧Ｖ１３が高くなると、充電電流は減少し、制御回路６３の制御が有効となる。そうして、バッテリー５５を所定の充電電圧で充電する。このとき、制御回路６４において、抵抗Ｒ１の電圧は所定の値に達しておらず作用しない。
【００２５】
バッテリー５５の充電が満了し、電圧Ｖ１３が所定の電圧よりも高くなると、充電制御素子Ｑ３はオフし、充電回路５３は停止する。
このようにして、充電回路５３はバッテリー５５を充電する。
【００２６】
また、バッテリー５５の充電において、充電電流によって充電制御素子Ｑ３の温度が所定の温度以上となると、監視回路６５によってリレーＳ１がオフし、充電電流は抵抗Ｒ２０とダイオードＤ２０とを介して流れる。抵抗Ｒ２０によって充電電流が抑制されると、充電制御素子Ｑ３における損失が低下し、温度が低下し、再びリレーＳ１がオンする。
このようにして、充電制御素子Ｑ３の温度は過大とならないように抑制される。
【００２７】
次に、入力の停電のときにおける動作を説明する。第１コンバータ５０は停止する。バッテリー５５は、リレーＳ１とダイオードＤ３０とを介して、電圧Ｖ１１に接続され、放電する。負荷１及び負荷２には電力が供給される。
【００２８】
このようにして、入力の停電のときに、負荷１及び負荷２への電力の供給が途切れることなく、出力のバックアップ動作が行われる。
【００２９】
また、バッテリー５５の放電において、バッテリー５５が過放電となり、電圧Ｖ１３が所定の電圧以下となると、監視回路６６によってリレーＳ１がオフする。バッテリー５５は、過放電のストレスから解放され、信頼性が向上する。
監視回路６６がない場合には、過放電のストレスによって、バッテリー５５の寿命が短くなることがある。
【００３０】
一方、不良のバッテリー５５の接続、およびバッテリーの接続端子の短絡等が発生したときには、充電制御素子Ｑ３の電流が増加し、充電制御素子Ｑ３の温度が上昇し、監視回路６５はリレーＳ１をオフし、バッテリーバックアップ回路の破壊を抑制する。
【００３１】
また、負荷１に短絡等の事故が発生したときには、過電流保護回路５１は、負荷１への電流を制限し、バッテリー５５からの過度の放電電流を制限し、信頼性を高くする。
過電流保護回路５１がない場合には、バッテリー５５の過電流によりバッテリーバックアップ回路が破壊することがある。
【００３２】
第１コンバータ５０は、一般的に、スイッチング素子Ｑ１の電流を検出し（図示せず）、この値を制限し、出力の短絡等で故障しないように構成される。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような図９及び図１０の従来例には、次の課題がある。
切り離し回路５４において、リレーＳ１は機械的な接点を有し、動作の信頼性が低く、高価という課題がある。
【００３４】
また、充電回路５３及び切り離し回路５４において、部品点数が多く、小形化・低コスト化が困難という課題がある。
【００３５】
さらに、バッテリー５５の充電の満了後に、環境の変化等によりバッテリー５５の電圧が過充電となって上昇することがある。このとき、入力の通電のときに、ロジックの出力が停止してしまうという課題がある。ロジックの出力が停止の間は、商用入力が通電であるのか、停電であるのか分からなくなり、負荷側の装置等の信頼性が低下する。
【００３６】
詳しくは、入力の通電のときに、バッテリー５５の電圧が上昇したとき、リレーＳ１はオンであり、ダイオードＤ３１がオンとなり、電圧Ｖ１１を上昇させる。電圧Ｖ１１が上昇すると、制御回路６１がスイッチング素子Ｑ１をオフとし、電圧Ｖ１０が低下し、ロジック回路６０が停止し、ロジックの出力が停止する。
【００３７】
さらにまた、バッテリー５５の過放電で一旦リレーＳ１がオフした後に、バッテリー５５の電圧Ｖ１３が回復して上昇し、監視回路６７が再度リレーＳ１をオンし、バッテリー５５が再度放電し、バッテリー５５にストレスが発生するという課題がある。
【００３８】
また、充電制御素子Ｑ３は、シリーズレギュレータであり損失が大きく、大形のヒートシンクが必要という課題がある。
さらにまた、充電制御素子Ｑ３は、ｐｎｐトランジスタであり、直流増幅率が低く、大きなベース電流必要とし、損失が大きくなるという課題がある。
また、過電流保護回路５１にも発熱に対応した電力素子とヒートシンクが別途必要という課題がある。
【００３９】
さらにまた、バッテリーバックアップ回路を長期間停止させるときに、バッテリー５５が過剰に放電するという課題がある。
詳しくは、制御回路６３と監視回路６６とがバッテリー５５の電圧Ｖ１３を常時測定することにより、バッテリー５５の放電が促進する。
【００４０】
本発明は、上記の事情に鑑みなされたものであり、必要最低限の部品で従来と同様の動作を確保し、特に、バッテリバックアップ時にバッテリーを電源として、バッテリーとは異なる電圧を出力する多出力電源に適用する部品を削減し、低コストのバッテリーバックアップ回路を提供することを目的とする。
【００４１】
さらに、本発明の目的は、以上説明した課題を解決するものであり、部品点数が少なく、損失が低く、小形で、低コストで、信頼性の高いバッテリーバックアップ回路を提供することにある。
【００４２】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成する本発明は以下のとおりである。
（１）第１電圧（Ｖ１１）を生成する第１コンバータ（５０）と、前記第１電圧（Ｖ１１）に接続される負荷（１）と、前記第１電圧（Ｖ１１）に接続される充電回路（５３）と切り離し回路（５４）とバッテリー（５５）との直列接続とを備えたバッテリーバックアップ回路において、前記充電回路（５３）及び前記切り離し回路（５４）に電力を供給する電圧（Ｖ１５−Ｖ１４）を形成する第２電圧（Ｖ１５）及び第３電圧（Ｖ１４）を備え、前記充電回路（５３）は、ドレインが前記第１電圧（Ｖ１１）に接続されソースが抵抗（Ｒ５）を介して前記第３電圧（Ｖ１４）に接続されゲートが抵抗（Ｒ２）を介して前記第２電圧（Ｖ１５）に接続されＮチャンネルＭＯＳＦＥＴから成る充電制御素子（Ｑ４）と、コレクタが前記充電制御素子（Ｑ４）のゲートに接続されエミッタが前記第３電圧（Ｖ１４）に接続されベースが抵抗（Ｒ４）を介して前記充電制御素子（Ｑ４）のソースに接続される第１トランジスタ（Ｑ５）と、アノード側が前記第１トランジスタ（Ｑ５）のベースに接続されカソード側が前記第１電圧（Ｖ１１）に接続されるツェナーダイオード（Ｄ７）及び抵抗（Ｒ３）の直列接続とを備え、前記切り離し回路（５４）は、ドレインが前記バッテリー（５５）に接続されエミッタが前記第３電圧（Ｖ１４）に接続されＮチャンネルＭＯＳＦＥＴから成る切り離し素子（Ｑ６）を備えたことを特徴とするバッテリーバックアップ回路。
（２）前記第１電圧（Ｖ１１）に接続され、前記電圧（Ｖ１５−Ｖ１４）を生成する第２コンバータ（５２）またはチャージポンプ回路（５７）を備え、前記切り離し回路（５４）は、コレクタが前記切り離し素子（Ｑ６）のゲートに接続されエミッタが前記第３電圧（Ｖ１４）に接続されベースが抵抗（Ｒ８）を介して前記切り離し素子（Ｑ６）のソースに接続される第２トランジスタ（Ｑ９）と、アノード側が前記第２トランジスタ（Ｑ９）のベースに接続されカソード側が前記バッテリー（５５）に接続されるツェナーダイオード（Ｄ１１）及び抵抗（Ｒ７）の直列接続とを備えたことを特徴とする（１）記載のバッテリーバックアップ回路。
また、本発明は、バッテリー電圧の最適充電電圧を発生するためのＤＣ／ＤＣコンバータと、バッテリーを所定の定電流値で充電したり、所定の定電圧で充電したりする充電回路と、バッテリーが過放電状態になり、バッテリー電圧が設定された値よりも低下するとバッテリーを切り離す切り離し回路と、を備えるバッテリーバックアップ回路であって、前記切り離し回路内の切り離し素子としてＦＥＴを使用し、該ＦＥＴ内蔵のボディダイオードがバッテリー充電電流方向に対して順方向となるように接続したことを特徴とする。
【００４３】
従って、本発明によれば、切り離し素子としてＦＥＴを使用し、該ＦＥＴ内蔵のボディダイオードがバッテリー充電電流方向に対して順方向となるように接続してあり、未充電時にバッテリーの放電を抑えることが可能になる。
【００４４】
また、本発明は、前記切り離し素子のゲート駆動用電源を２次側コンバータのコイルの補助巻線から得ることを特徴とする。
【００４５】
従って、本発明によれば、切り離し素子のゲート駆動用電源として２次側コンバータのコイルの補助巻線を利用しているので、部品の共通化を図り部品点数の削減を可能にし、簡便な回路の実現が可能になる。
【００４６】
さらに、本発明は、前記切り離し素子のゲート駆動用電源を、バックアップ電源として構成したチャージポンプ回路から得ることを特徴とする。
【００４７】
従って、本発明によれば、切り離し素子のゲート駆動用電源を、バックアップ電源として構成したチャージポンプ回路から得ており、部品点数の削減、低コスト化を図ることが可能になる。
【００４８】
また、本発明は、バッテリー充電用のＤＣ／ＤＣコンバータ出力と負荷との間に過電流保護回路を設けたことを特徴とする。
【００４９】
従って、本発明によれば、バッテリー充電用のＤＣ／ＤＣコンバータ出力と負荷との間に過電流保護回路を設けることにより、負荷短絡時にバッテリーからの過電流を防止することが可能になる。
【００５０】
さらに、本発明は、停電検出回路により検出された停電時のみ、バッテリーの切り離し素子であるＦＥＴをＯＮし、通電時にはＦＥＴのボディダイオードを介してバッテリーに充電することを特徴とする。
【００５１】
従って、本発明によれば、停電検出回路により検出された停電時のみ、バッテリーの切り離し素子であるＦＥＴをＯＮし、通電時にはＦＥＴのボディダイオードを介してバッテリーに充電しているので、過充電されたバッテリーによるコンバータの動作停止の回避が可能になる。
【００５２】
また、本発明は、電流制限素子として、バイポーラ型トランジスタまたはＦＥＴを使用し、エミッタまたはソースに接続された電流検出抵抗に発生した電圧と電流検出用トランジスタのベースエミッタ間の電圧とを比較し、電流検出用トランジスタのコレクタ電流により電流制限素子のベースまたはゲートの電位を変えて定電流制御を行うバッテリー充電回路を具備することを特徴とする。
【００５３】
従って、本発明によれば、電流制限素子を用いてエミッタまたはソースに接続された電流検出抵抗に発生した電圧と電流検出用トランジスタのベース−エミッタ間の電圧とを比較し、電流検出用トランジスタのコレクタ電流により電流制限素子のベースまたはゲートの電位を変えて定電流制御を行うので、バッテリーバックアップ回路全体の低コスト化を図ることが可能になる。
【００５４】
さらに、本発明は、請求項６に記載の構成に加え、バッテリー充電回路の電圧降下が大きくなると充電電流を小さくし、前記電流制限素子の電力損失を軽減する電力制限回路を備えたことを特徴とする。
【００５５】
従って、本発明によれば、電力制限回路はバッテリー充電回路の電圧降下が大きくなると電流制限素子の電力損失を軽減するため、電流制限素子を保護することが可能になる。
【００５６】
また、本発明は、電流検出用トランジスタのベースにツェナ−ダイオードと抵抗を直列に接続し、電流制限素子のコレクタ（ドレイン）−エミッタ（ソース）間の電圧に応じて前記電流制限素子の制限電流値を変えて、前記電流制限素子の電力制限を行うバッテリー充電回路を具備することを特徴とする。
【００５７】
従って、本発明によれば、電流検出用トランジスタのベースにツェナ−ダイオードと抵抗を直列に接続し、電流制限素子のコレクタ（ドレイン）−エミッタ（ソース）間の電圧に応じて前記電流制限素子の制限電流値を変えて、電力制限を行っているので、電力損失を軽減し充電電流を小さくすることが可能になる。
【００５８】
さらに、本発明は、バッテリーを所定の電流または電圧で充電する充電回路と、前記バッテリーの電圧の低下に基づき、前記バッテリーと負荷とを切り離す切り離し回路と、を備えるバッテリーバックアップ回路において、前記切り離し回路内の切り離し素子として、内蔵のボディダイオードのアノードを前記充電回路に接続し、前記ボディダイオードのカソードを前記バッテリーに接続する、ＭＯＳＦＥＴを備えることを特徴とするバッテリーバックアップ回路、を特徴とする。
【００５９】
従って、本発明によれば、機械的な接点による動作の信頼性低下はなくなり、低コストとなり、充電回路のダイオードを削除できる。
【００６０】
また、本発明は、バッテリーの電圧の低下に基づき、前記バッテリーと負荷とを切り離す切り離し回路を備えるバッテリーバックアップ回路において、前記切り離し回路内の切り離し素子は、前記切り離し素子に流れる電流または前記切り離し素子に直列の抵抗に発生する電圧が所定の値を越えるときにオフとすることを特徴とするバッテリーバックアップ回路、を特徴とする。
【００６１】
従って、本発明によれば、別途の過電流保護回路およびこれのヒートシンク等が不用となり、低コストで簡便になる。
【００６２】
さらに、本発明は、バッテリーの電圧の低下に基づき、前記バッテリーと負荷とを切り離す切り離し回路を備えるバッテリーバックアップ回路において、前記切り離し回路内の切り離し素子は、前記切り離し素子に発生する電圧が所定の値を越えるときにオフすることを特徴とするバッテリーバックアップ回路、を特徴とする。
【００６３】
従って、本発明によれば、低コストで簡便な回路で、負荷の短絡時の破壊を抑制できる。
【００６４】
また、本発明は、バッテリーの電圧の低下に基づき、前記バッテリーと負荷とを切り離す切り離し回路を備えるバッテリーバックアップ回路において、前記切り離し回路内の切り離し素子は、入力の通電の検出に基づきオフし、前記入力の停電の検出に基づきオンすることを特徴とするバッテリーバックアップ回路、を特徴とする。
【００６５】
従って、本発明によれば、入力の通電のときにロジックの出力が中断することなく安定して得られる。
【００６６】
さらに、本発明は、前記切り離し素子は、負荷の電圧の低下に基づきオフすることを特徴とするバッテリーバックアップ回路、を特徴とする。
【００６７】
従って、本発明によれば、バッテリー５５の過放電のときは放電を停止させ、入力の通電のときまで維持（ラッチ）し、バッテリーの信頼性を向上できる。
【００６８】
また、本発明は、バッテリーを所定の電流または電圧で充電する充電回路と、前記バッテリーの電圧の低下に基づき、前記バッテリーと負荷とを切り離す切り離し回路と、を備えるバッテリーバックアップ回路において、前記充電回路内の充電制御素子として、内蔵のボディダイオードのアノードを前記切り離し回路に接続し、前記ボディダイオードのカソードを前記負荷に接続する、ＭＯＳＦＥＴを備えることを特徴とするバッテリーバックアップ回路、を特徴とする。
【００６９】
従って、本発明によれば、切り離し回路のダイオードを削除できる。
【００７０】
さらに、本発明は、バッテリーを所定の電流または電圧で充電する充電回路を備えるバッテリーバックアップ回路において、入力の電圧を前記バッテリーの充電電圧に変換するコンバータを有し、前記充電回路内の充電制御素子は、前記充電制御素子に流れる電流または前記充電制御素子に直列の抵抗に発生する電圧が所定の値を越えるときにオフとすることを特徴とするバッテリーバックアップ回路、を特徴とする。
【００７１】
従って、本発明によれば、充電回路での損失が減少し、制御が簡便で、低コストとなる。
【００７２】
また、本発明は、バッテリーを所定の電流または電圧で充電する充電回路を備えるバッテリーバックアップ回路において、前記充電回路内の充電制御素子は、前記充電制御素子に発生する電圧が所定の値を越えるときにオフすることを特徴とするバッテリーバックアップ回路、を特徴とする。
【００７３】
従って、本発明によれば、低コストで簡便な回路で、不良のバッテリー５５の接続、およびバッテリーの接続端子の短絡等における破壊を抑制できる。また、サーミスタまたはポジスタ等が不用になる。
【００７４】
さらに、本発明は、前記充電回路は、前記充電回路内の充電制御素子としてトランジスタまたはＭＯＳＦＥＴを使用し、前記抵抗は前記充電制御素子のエミッタまたはソースに接続されると共に、前記抵抗にベースおよびエミッタをそれぞれ接続し、前記充電制御素子のベースまたはゲートにコレクタを接続する第２トランジスタと、前記充電制御素子のコレクタまたはソースにカソードを接続し、前記第２トランジスタのベースにアノードを接続するツェナ−ダイオードと、を備えることを特徴とするバッテリーバックアップ回路、を特徴とする。
【００７５】
従って、本発明によれば、低コストで簡便に回路を実現できる。
【００７６】
また、本発明は、前記充電回路または前記切り離し回路へ電力を供給するコンバータを備えることを特徴とするバッテリーバックアップ回路、を特徴とする。
【００７７】
従って、本発明によれば、低コストで簡便に回路を実現できる。
【００７８】
さらに、前記充電回路または前記切り離し回路へ電力を供給するチャージポンプ回路を備えることを特徴とするバッテリーバックアップ回路、を特徴とする。
【００７９】
従って、本発明によれば、低コストで簡便に回路を実現できる。
【００８０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００８１】
図１は本発明のバッテリーバックアップ回路のブロック図である。従来のバッテリーバックアップ回路と同様にＤＣ／ＤＣコンバータ、充電回路及び過放電防止回路等を備えている。本発明のバッテリーバックアップ回路１では、従来と異なりＤＣ／ＤＣコンバータ９が設けられ、バッテリー１１の＋電圧より高い電圧を発生させ、ＦＥＴ（切り離しＦＥＴ３）の駆動に用いている。
【００８２】
図１に示すように、Ｎｃｈ−ＦＥＴ（Ｎチャンネル−ＦＥＴ）を切り離しＦＥＴ３として、バッテリー１１の切り離しＳＷとして使用している。また、その切り離しＦＥＴ３内蔵のボディダイオードがバッテリー充電電流方向に対して順方向となるように接続してある。そして、ゲート電位がソースに対してある闘値電圧以上になるとバッテリー１１が電気的に接続され、それ以下では切り離される。一般的にＦＥＴ（切り離しＦＥＴ３）は内部にボディダイオードが形成されており、図１中の充電方向にはバッテリー１１を切り離すことは出来ないが、実際の使用において未通電時にはバッテリー１１の放電だけを抑えることが出来れば良いので特に問題にはならない。
【００８３】
バッテリー充電回路２では、保護回路として電流制限回路と、電力制限回路（従来における加熱保護回路の代わり）を設けたことを特徴としている。本実施の形態においては充電素子としてＮｃｈ−ＦＥＴを使用しているが、バイポーラ型トランジスタやＰｃｈ−ＦＥＴでも同様の回路構成は可能である。
【００８４】
電流制限回路２ａは、図２に示すように、トランジスタのベース−エミッタ間の電圧（以下Ｖｂｅと略す）を電流センス抵抗Ｒｓに生じる電圧降下と比較して行う。電流は、Ｉｃｈｇ〜Ｖｂｅ（０．４〜０．７Ｖ）／Ｒｓに制限される。
【００８５】
電力制限回路２ｂはバッテリー充電回路２の電圧降下が大きくなった場合に、電力損失を軽減するため、充電電圧を小さくすることによって行う。図２に示すツェナ−ダイオード４と抵抗６がそれに相当し、電圧降下が大きくなってツェナ−ダイオード４が導通し始めると、電流をセンスしているトランジスタのベース電圧が少しずつ持ち上がってくるため、充電電流制限値を小さくすることが出来る。ツェナ−電圧とそれぞれの抵抗の比を最適化することで、充電用ＦＥＴの損失を電圧降下の値によらず略同じ値にすることが可能となる。
【００８６】
バッテリー１１の＋側（＋電圧）に切り離し素子を入れるためには切り離し素子の駆動はバッテリー１１の＋電圧よりも高い電圧を発生させる必要がある。図３には降圧チョッパ回路が示されている。具体的には、降圧チョッパコンバータから、バッテリー＋端子より高い電圧を発生させる回路であり、チョッパコンバータのコイルに絶縁型の補助巻線を形成し、ダイオード２９とコンデンサ３０の２素子を追加することで実現している。また、昇圧チョッパコンバータや絶縁式のＤＣ／ＤＣコンバータの場合にも、同等の手法で簡便にバッテリー電圧よりも高い電圧を得ることは可能である。
【００８７】
また、負荷源バッテリーバックアップ回路としては、図４に示すように、例えば、バッテリー＋端子を電源のＧＮＤと接続し、負電源としてバッテリー電力を取り出す場合でも、同じような回路で実現できる。その場合には、バッテリー１１の切り離しＦＥＴ３として、Ｐｃｈ−ＦＥＴをバッテリー１１の−端子側に接続し、ＤＣ／ＤＣコンバータ７からバッテリー１１−端子電圧より低い電圧を発生させて、ゲート駆動に使用しても、同等の動作が実現可能である。ここでも、バッテリー１１の＋電圧より高い電圧を発生させ、ＦＥＴ（切り離しＦＥＴ３）の駆動のためにＤＣ／ＤＣコンバータ９が用いられている。
【００８８】
さらに、停電検出回路によりバッテリーバックアップ回路の制御を行う場合としては、図５に示すように、停電検出回路を組み合わせて、停電時のみ切り離しＦＥＴ１３をＯＮし、入力のあるときは、切り離しＦＥＴ１３のボディダイオードを介してバッテリー２１を充電するようにすることもできる。この場合には、過充電されたバッテリー２１が接続された場合のＤＣ／ＤＣコンバータ１７の動作停止が回避出来る。
【００８９】
つぎに、ゲート駆動電圧発生にチャージポンプ回路を用いた場合を図６に示す。図６に示すように、ＤＣ＋とＧＮＤに接続された発振回路２５にチャージポンプ回路をつなげてゲート駆動用電圧を発生させている。つまり、単出力電源のように、２次側にＤＣ／ＤＣコンバータが無い場合には、前述のように巻線から切り離しＳＷ−ＦＥＴゲート駆動用の電圧を発生出来ない。ＦＥＴのゲートは絶縁されており、電力的には非常に小さくても済むため、図６に示すようなチャージポンプ回路を用いてゲート駆動用電圧２７を発生させるのが部品点数、コストの面で有利となる。
【００９０】
以下に、図７に基づいて本発明を詳細に説明する。図７は本発明に係る他の実施例である。なお、図１０の従来例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００９１】
図７の実施例の特徴は、電力用の充電制御素子Ｑ４および切り離し素子Ｑ６にＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを使用し、負荷の電圧Ｖ１１の電圧に基づき切り離し素子Ｑ６をオフする監視回路６７を設け、過電流保護機能および短絡保護機能を有する充電回路５３を設け、第２コンバータ５２から充電回路５３および切り離し回路５４への電力を供給するように配置し、第１コンバータ５０はバッテリーの充電電圧を出力する点にある。
【００９２】
まず、各ブロックごとの構成と動作を説明する。
第２コンバータ５２は、図１０の従来例と比較して、インダクタＬ２の代りにトランスＴ２の１次巻線Ｎ１を使用する。トランスＴ２の２次巻線Ｎ２に誘起する電圧は、ダイオードＤ６で整流し、コンデンサＣ５で平滑し、電圧（Ｖ１５―Ｖ１４）となる。電圧（Ｖ１５―Ｖ１４）は、充電回路５３及び切り離し回路５４に電力を供給する。
【００９３】
スイッチング素子Ｑ２とトランスＴ２とダイオードＤ５とコンデンサＣ５とは、フライバックコンバータを構成する。フライバックコンバータは、充電回路５３および切り離し回路５４へ電力を供給する。
【００９４】
充電回路５３において、電力用の充電制御素子Ｑ４はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを使用し、そのドレインは電圧Ｖ１１に接続し、そのエミッタは抵抗Ｒ５を介して電圧Ｖ１４に接続する。また、充電制御素子Ｑ４のゲートは、抵抗Ｒ２を介して電圧Ｖ１５に接続する。
【００９５】
ダイオードＤ３１は、充電制御素子Ｑ４内蔵のボディーダイオードを示す。充電制御素子Ｑ４にトランジスタを使用するときは、外付けにダイオードＤ３１を付加する。ダイオードＤ３１のアノードは抵抗Ｒ５および電圧Ｖ１４を介して切り離し回路５４に接続し、ダイオードＤ３１のカソードは電圧Ｖ１１および過電流保護回路５１を介して負荷１に接続する。
【００９６】
充電制御素子Ｑ４にＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを使用することにより、図１０の従来例と比較して、ダイオードＤ３０の部品が不用となり、充電制御素子Ｑ３のベース電流に相当する損失が低減する。
【００９７】
図１０の従来例と比較して、制御回路６３に相当する電圧の制御は削除し、制御回路６３に相当する電流の制御は、誤差増幅器等は使用していない。
【００９８】
抵抗Ｒ５は、充電制御素子Ｑ４のエミッタに直列に接続し、充電電流を検出する。充電制御素子Ｑ４がマルチエミッタ形のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであれば、これの端子に接続してもよい。
【００９９】
第２トランジスタＱ５において、ベースは抵抗Ｒ４を介して充電制御素子Ｑ４のソースおよび抵抗Ｒ５の一端に接続し、エミッタは抵抗Ｒ５の他端および電圧Ｖ１４に接続し、コレクタは充電制御素子Ｑ４のゲートに接続し、抵抗Ｒ５に発生する電圧が所定の値を越えるかどうか判定する。
【０１００】
ツェナ−ダイオードＤ７において、カソードは充電制御素子Ｑ４のソースおよび電圧Ｖ１１に接続し、アノードは抵抗Ｒ３を介して第２トランジスタＱ５のベースに接続し、充電制御素子Ｑ４に発生する電圧が所定の値を越えるかどうか判定する。
【０１０１】
切り離し回路５４において、電力用の切り離し素子Ｑ６はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを使用し、そのドレインはバッテリ５５の電圧Ｖ１３に接続され、そのエミッタは電圧Ｖ１４に接続される。
【０１０２】
ダイオードＤ３２は、切り離し素子Ｑ６内蔵のボディーダイオードを示す。切り離し素子Ｑ６にトランジスタを使用するときは、外付けにダイオードＤ３２を付加する。ダイオードＤ３２のアノードは電圧Ｖ１４を介して充電回路５３に接続し、ダイオードＤ３２のカソードは電圧Ｖ１３を介してバッテリー５５に接続する。
【０１０３】
切り離し素子Ｑ６にＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを使用することにより、図１０の従来例と比較して、ダイオードＤ２０および抵抗Ｒ２０の部品が不用となり、機械的な接点による動作の信頼性低下はなくなり、低コストとなる。
【０１０４】
監視回路６７は、負荷の電圧Ｖ１１を測定し、所定の電圧以下まで低下したときに切り離し素子Ｑ６をオフする。具体的には、監視回路６７はコンパレータで構成され、電圧Ｖ１４を基準とした集積回路で構成される。電圧Ｖ１５から電力を供給する。
【０１０５】
電圧Ｖ１１は負荷の電圧であり、過電流保護回路５１を介し、負荷に印加される電圧である。また、電圧Ｖ１１は第１コンバータ５０の出力の電圧でもある。さらに、電圧Ｖ１１は、充電制御素子Ｑ４および切り離し素子Ｑ６が共にオンの場合は、バッテリー５５の電圧Ｖ１３とほぼ等しい。
【０１０６】
図１０の従来例と比較して、制御回路６３はなく、監視回路６７はバッテリー５５の電圧Ｖ１３に接続していないため、バッテリーバックアップ回路を長期間停止させるときに、バッテリー５５が過剰に放電しない。
【０１０７】
次に、図７の実施例の全体的な動作について説明する。なお、図１０の従来例と同様のものは説明を省略する。
入力の通電のとき、第１コンバータ５０は動作し、電圧Ｖ１１を発生させる。電圧Ｖ１１は、バッテリー５５の好適な充電電圧となるように設定する。
【０１０８】
充電回路５３の動作を詳しく説明する。バッテリー５５の電圧Ｖ１３が十分でないときには、充電電流が増加し、抵抗Ｒ５の電圧が増加し所定の電圧に達すると、第２トランジスタＱ５のベース電流が増加し、第２トランジスタＱ５のコレクタの電圧が減少し、充電制御素子Ｑ４のゲートの電圧が減少し、充電制御素子Ｑ４は能動状態となってのドレイン・エミッタ間電圧が増加し、充電電流の増加を抑制する。
【０１０９】
そうして、充電電流はほぼ、Ｖｂｅ／Ｒ５の定電流となる。充電回路５３は、過電流保護機能を有する。ここで、Ｖｂｅは第２トランジスタＱ５のベース・エミッタ間電圧である。
【０１１０】
さらに、充電制御素子Ｑ４のドレイン・エミッタ間電圧が増加し、充電制御素子Ｑ４のドレイン・エミッタ間電圧が所定の電圧に達すると、ツェナーダイオードＤ７がオンとなり、第２トランジスタＱ５のベース電流が増加し、第２トランジスタＱ５のコレクタの電圧が減少し、充電制御素子Ｑ４のゲートの電圧が減少し、充電制御素子Ｑ４のドレイン・エミッタ間電圧が増加するという正帰還が生じる。これによって、充電電流の増加をいっそう抑制する。
【０１１１】
そうして、バッテリー５５の電圧Ｖ１３が、ほぼＶ１１＋Ｖｚ＋Ｖｂｅ以下となるときは充電を停止する。充電回路５３は短絡保護機能を有する。ここで、Ｖ１１は第１コンバータの出力電圧、ＶｚはツェナーダイオードＤ７のツェナー電圧、Ｖｂｅは第２トランジスタＱ５のベース・エミッタ間電圧であり、電圧Ｖ１４と電圧Ｖ１３はほぼ等しい。
【０１１２】
抵抗Ｒ５の値とツェナーダイオードＤ７の値と抵抗Ｒ３の値とを適切に選択することにより、充電制御素子Ｑ４における発熱を好適に抑制することができる。
【０１１３】
バッテリー５５の電圧Ｖ１３が高くなると、充電電流は減少し、抵抗Ｒ５の電圧が減少し、ツェナーダイオードＤ７及び第２トランジスタＱ５は共にオフし、充電制御素子Ｑ４のゲートは上昇し、充電制御素子Ｑ４は飽和状態となってオンする。
【０１１４】
充電制御素子Ｑ４および切り離し素子Ｑ６は共に飽和状態で完全にオンするため、バッテリー５５は、第１コンバータが出力した好適な電圧Ｖ１１の充電電圧で充電する。また、飽和状態で完全にオンするため充電回路５３での損失が小さい。
【０１１５】
充電が満了すると、電圧Ｖ１１と電圧Ｖ１３とは同じになり、充電電流は流れなくなる。
このようにして、充電回路５３はバッテリー５５を充電する。
【０１１６】
次に、入力の停電のときにおける動作を説明する。第１コンバータ５０は停止する。切り離し素子Ｑ６及び充電制御素子Ｑ４は共にオンである。バッテリー５５は、切り離し素子Ｑ６、抵抗Ｒ５、充電制御素子Ｑ４を介し、電圧Ｖ１１に接続され、放電する。負荷１及び負荷２には電力が供給される。
【０１１７】
このようにして、入力の停電のときに、負荷１及び負荷２への電力の供給が途切れることなく、出力のバックアップ動作が行われる。
【０１１８】
さらに、バッテリー５５の放電において、バッテリー５５が過放電となり、電圧Ｖ１３が低下し、電圧Ｖ１４が低下し、負荷の電圧Ｖ１１が低下し、負荷の電圧Ｖ１１が所定の電圧以下となると、監視回路６７によって切り離し素子Ｑ６がオフする。切り離し素子Ｑ６がオフすると、電圧Ｖ１４が低下し、電圧Ｖ１１が低下し、負荷１および負荷２への電力の供給も停止する。バッテリー５５は、過放電のストレスから解放される。
【０１１９】
その後、バッテリー５５の電圧Ｖ１３が回復して上昇しても、電圧Ｖ１４は低下を維持し、電圧Ｖ１１は低下を維持し、切り離し素子Ｑ６はオフを維持する。
【０１２０】
さらにその後、入力の通電となると、第１コンバータが動作し、電圧Ｖ１１が上昇し、第２コンバータ５２が動作し、電圧（Ｖ１５−Ｖ１４）が発生し、充電回路５３の充電制御素子Ｑ４がオンし、バッテリー５５に充電電流が流れる。
【０１２１】
以上のことにより、バッテリー５５の過放電のときは、切り離し回路５４が放電を停止させ、入力の通電のときまで維持（ラッチ）するため、バッテリーの信頼性が向上する。
【０１２２】
また、不良のバッテリー５５の接続、およびバッテリーの接続端子の短絡等が発生したときは、充電制御素子Ｑ４のドレイン・エミッタ間電圧が上昇し、ツェナーダイオードＤ７がオンし、抵抗Ｒ３の電流が増加し、第２トランジスタＱ５のベース電流が増加し、第２トランジスタＱ５のコレクタ・エミッタ間電圧が減少し、充電制御素子Ｑ４のゲート電圧が低下し、充電制御素子Ｑ４はオフする。
このようにして、バッテリーバックアップ回路の破壊を抑制する。
【０１２３】
上述の例では、第２コンバータ５２から充電回路５３および切り離し回路５４への電力を供給するように配置したが、これとは別に、第１コンバータ５０から充電回路５３および切り離し回路５４への電力を供給するように配置（図示せず）しても同様の効果がある。
【０１２４】
詳しくは、第１コンバータ５０のトランスＴ１に第２の補助巻線（図示せず）を追加し、この巻線に誘起する電圧を平滑・整流し、電圧（Ｖ１５―Ｖ１４）となり、充電回路５３及び切り離し回路５４に電力を供給する。
【０１２５】
以下に、図８に基づいて本発明を詳細に説明する。図８は本発明に係る他の実施例である。なお、図７の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【０１２６】
図８の実施例の特徴は、チャージポンプ回路５７から充電回路５３および切り離し回路５４への電力を供給し、過電流保護機能および短絡保護機能を有する切り離し回路５４を設け、過電流保護回路５１を削除し、監視回路６８は、入力の通電の検出に基づき切り離し素子Ｑ６をオフし、入力の通電および停電の検出に基づき切り離し素子Ｑ６をオフおよびオンさせる点にある。
【０１２７】
まず、各ブロックごとの構成と動作を説明する。
チャージポンプ回路５７において、発振器Ｕ１の出力Ｖ２０は、トランジスタＱ７のベースおよびトランジスタＱ８のベースにそれぞれ接続する。トランジスタＱ７およびトランジスタＱ８のコレクタは電圧Ｖ１１および共通電位ＣＯＭに接続し、エミッタは共通で電圧Ｖ２１としコンデンサＣ６の一端に接続する。コンデンサＣ６の他端Ｖ２２はダイオードＤ９のカソードおよびダイオードＤ１０のアノードに接続する。ダイオードＤ９のアノードは電圧Ｖ１１に接続し、ダイオードＤ１０のカソードは電圧Ｖ１５に接続する。コンデンサＣ７はそれぞれ電圧Ｖ１１と電圧Ｖ１５に接続する。
【０１２８】
チャージポンプ回路５７の動作を説明する。発振器Ｕ１の出力Ｖ２０がＬｏｗのとき、トランジスタＱ７はオフし、トランジスタＱ８はオンし、電圧Ｖ２１は共通電位ＣＯＭとなり、ダイオードＤ９はオンし、ダイオードＤ１０はオフし、コンデンサＣ６は充電する。
【０１２９】
次に、発振器Ｕ１の出力Ｖ２０がＨｉｇｈとなると、トランジスタＱ７はオンし、トランジスタＱ８オフし、ダイオードＤ９はオフし、ダイオードＤ１０はオンし、コンデンサＣ６は放電し、コンデンサＣ７は充電する。
【０１３０】
コンデンサＣ６に充電した電荷はチャージポンプされる。これにより、電圧Ｖ１５はＶ１１よりも高い電圧となる。そうして、コンデンサＣ７の電圧（Ｖ１５−Ｖ１１）は、ほぼＶ１１となる。
【０１３１】
このようにして、チャージポンプ回路５７のコンデンサＣ７の電圧（Ｖ１５−Ｖ１１）は、充電回路５３および切り離し回路５４へ電力を供給する。充電制御素子Ｑ４がオンのとき、電圧Ｖ１１と電圧Ｖ１４はほぼ同じとなる。
【０１３２】
上述の例では、発振器Ｕ１を利用したものであったが、これとは別に、第１コンバータ５０のトランスＴ１の２次巻線Ｎｓに発生する矩形電圧を、発振器Ｕ１の代りに利用してチャージポンプ回路５７を構成（図示せず）しても同様の効果がある。
【０１３３】
切り離し回路５４の切り離し素子Ｑ６近辺の構成は、充電回路５３の構成とほぼ同等であり、対応する電流の向きが逆になったものである。動作も同様である。
【０１３４】
切り離し回路５４の監視回路６８は、第１コンバータ５０のロジック回路６０から、商用入力の通電および停電の検出結果を得るように配置する。
監視回路６８は、入力の通電のときは切り離し素子Ｑ６をオフし、入力の停電のときは切り離し素子Ｑ６をオンする。
【０１３５】
次に、図８の実施例の全体的な動作について説明する。なお、図７の実施例と同様のものは説明を省略する。
入力の通電のとき、第１コンバータ５０は動作し、電圧Ｖ１１を発生させるが、ロジック回路６０は通電を検出し、監視回路６８は切り離し素子Ｑ６をオフする。充電回路５３は、ダイオード３２を介して、バッテリー５５を充電する。バッテリー５５が充電を満了すると、ダイオード３２はオフする。
【０１３６】
その後、環境の変化等によりバッテリー５５の電圧が過充電となって上昇しても、切り離し素子Ｑ６およびダイオードＤ３２は共にオフで、バッテリー５５は放電しない。したがって、電圧Ｖ１１は変化せず、第１コンバータ５０も動作を継続し、電圧Ｖ１０は変化せず、ロジック回路６０は動作を継続する。
【０１３７】
このようにして、入力の通電のときにロジックは停止することがない。商用の入力が通電であるのか、停電であるのかは負荷側の装置等で常に確認できる。
【０１３８】
その後、入力が停電となると、ロジック回路６０は停電を検出し、監視回路６８は切り離し素子Ｑ６をオンする。バッテリー５５は、切り離し素子Ｑ６、抵抗Ｒ９、抵抗Ｒ５および充電制御素子Ｑ４を介し、電圧Ｖ１１に接続され、放電する。負荷１及び負荷２には電力が供給される。
【０１３９】
このようにして、入力の停電のときに、負荷１及び負荷２への電力の供給が途切れることなく、出力のバックアップ動作が行われる。
【０１４０】
また、負荷１が短絡等の事故が発生したときは、バッテリー５５からの放電電流が増加し、抵抗Ｒ９の電圧が増加し、所定の電圧に達するとトランジスタＱ９のベース電流が増加し、トランジスタＱ９のコレクタの電圧が減少し、切り離し素子Ｑ６のゲートの電圧が減少し、切り離し素子Ｑ６は能動状態となってのドレイン・エミッタ間電圧が増加し、放電電流の増加を抑制する。
【０１４１】
さらに、切り離し素子Ｑ６のドレイン・エミッタ間電圧が増加し、切り離し素子Ｑ６のドレイン・エミッタ間電圧が所定の電圧に達すると、ツェナーダイオードＤ１１がオンとなり、トランジスタＱ９のベース電流が増加し、トランジスタＱ９のコレクタの電圧が減少し、切り離し素子Ｑ６のゲートの電圧が減少し、切り離し素子Ｑ６のドレイン・エミッタ間電圧が増加するという正帰還が生じ、切り離し素子Ｑ６はオフする。
このようにして、バッテリーバックアップ回路の破壊を抑制する。
【０１４２】
上述の例では、充電回路５３および切り離し回路５４は、過電流保護機能および短絡保護機能を有していたが、これとは別に、短絡保護機能のみを有するようにし、過電流保護機能を別途の回路で構成しても、同様の効果が得られる。
【０１４３】
詳しくは、図８の実施例において抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ９、抵抗Ｒ８を削除し、別途の過電流保護回路（図示せず）を追加する。
【０１４４】
【発明の効果】
本発明によれば、バッテリー切り離し素子としてＦＥＴを使用し、充電回路の電流制限にトランジスタのＶｂｅを利用して、充電回路の電力制限を電流制限用トランジスターにツェナ−ダイオードと抵抗を追加した簡便な回路を実現し、素子の保護を行っており、また、切り離し素子のゲート駆動用電源を２次側コンバータのコイルの補助巻線を利用した簡便な回路で実現しているため、従来のバッテリーバックアップ回路と比較して部品点数を大幅に削減できるため、電源の小型化、低コスト化を図ることが可能になる。
【０１４５】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のバッテリーバックアップ回路のブロック図である。
【図２】充電回路の回路図である。
【図３】降圧チョッパ回路を用いてゲート駆動電圧を発生させる回路図である。
【図４】本発明の負荷源バッテリバックアップ回路のブロック図である。
【図５】本発明のバッテリーバックアップ回路に停電検出回路を組み合わせたブロック図である。
【図６】チャージポンプ回路を用いてゲート駆動電圧を発生させる回路図である。
【図７】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図８】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図９】従来のバッテリーバックアップ回路のブロック図である。
【図１０】従来の他のバッテリーバックアップ回路における構成図である。
【符号の説明】
１              バッテリーバックアップ回路
２              充電回路
２ａ            電流制御回路
２ｂ            電極制限回路
３、１３        切り離しＦＥＴ
４              ツェナ−ダイオード
５              降圧チョッパコンバータ
７、９、１７    ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１、２１      バッテリー
２５            発振回路
２６            チャージポンプ回路
２７            ゲート駆動用電圧
５０  第１コンバータ
５１  過電流保護回路
５２  第２コンバータ
２、５３、１１０  充電回路
５４  切り離し回路
５５  バッテリー
２６、５７  チャージポンプ回路
６０  ロジック回路
６１、６２、６３、  ６４  制御回路
６５、６６、６７、６８  監視回路
Ｑ３、Ｑ４  充電制御素子
Ｑ６  切り離し素子
Ｓ１  リレー
Ｒ５，Ｒ９  抵抗
【図１】
0003733591.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
0003733591.tif 000006
【図６】
0003733591.tif 000007
【図７】
0003733591.tif 000008
【図８】
0003733591.tif 000009
【図９】
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【図１０】
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