(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
焦電素子が接続される帰還容量を付加した演算増幅器と、
この演算増幅器に入力抵抗を介して付加接続された直流帰還回路と、
上記帰還容量と並列に接続付加され、この帰還容量の両端を短絡させる短絡用スイッチ回路とを備え、かつ
上記短絡用スイッチ回路には、この短絡用スイッチ回路をオン、オフさせる制御電圧を印加させる第１の試験パッドを接続し、かつ上記直流帰還回路と上記入力抵抗との接続点には、第２の試験パッドを接続し、かつ上記演算増幅器の出力端子には、出力ノードを設けた構成としている、焦電型赤外線検出装置における電流電圧変換回路。
【請求項２】
帰還容量を付加した演算増幅器には焦電素子が接続されるとともに、
この演算増幅器には更に入力抵抗を介して直流帰還回路が付加接続されており、
上記帰還容量には、この帰還容量の両端を短絡させる短絡用スイッチ回路が並列に設けられ、かつ
上記短絡用スイッチ回路には、この短絡用スイッチ回路をオン、オフさせる制御電圧を印加させる第１の試験パッドを接続し、かつ上記直流帰還回路と上記入力抵抗との接続点には、第２の試験パッドを接続し、かつ上記演算増幅器の出力端子には、出力ノードを設けた構成としている、焦電型赤外線検出装置における電流電圧変換回路。
【請求項３】
請求項１、２のいずれかにおいて、
上記演算増幅器は、上記第１、第２の試験パッドがグランドに接続されたときには、上記入力抵抗の両端に、この演算増幅器の基準電圧と等しい電位差を生じさせる構成としている電流電圧変換回路。
【請求項４】
請求項１、２のいずれかにおいて、
上記直流帰還回路は、上記帰還容量を付加接続した演算増幅器とは異なる別の演算増幅器に、コンデンサと抵抗を接続付加して構成された積分回路で構成されている電流電圧変換回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、焦電素子を用いて、人体から輻射される赤外線エネルギーを検出し、人体の存在や移動の検知を行ったり、輻射エネルギー、室温を検出することで放射温度計として働く、焦電型赤外線検出装置、及びこれに使用される電流電圧変換回路の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の焦電型赤外線検出装置には、従来よりＦＥＴを用いた電流電圧変換回路が使用されている。
この電流電圧変換回路は、図４に示したように、ＦＥＴのゲートに焦電素子Ｃｓと高抵抗Ｒｇを並列に接続し、ＦＥＴのソースとグランドに接続した出力抵抗Ｒｓより電圧信号を取り出すようになっており、熱線を感知したとき焦電素子Ｃｓから出力される焦電流は高抵抗Ｒｇで電圧に変換され、それをＦＥＴのゲートで受けてＦＥＴと抵抗Ｒｓに電流を流すことによってＦＥＴのソース電圧を変化させ、そのとき抵抗Ｒｓに加わる電圧を信号増幅回路に出力する構成となっている。
【０００３】
しかしながら、このようなＦＥＴバッファを用いた電流電圧変換回路では、熱雑音の影響を抑制し、Ｓ／Ｎ比を改善するため、インピーダンス変換のために抵抗値の極めて高い高抵抗が使用されているが、焦電素子の最大のアプリケーションである人体検知に於ける１Ｈｚ近傍に注目すれば、焦電センサに於ける動作の安定性、つまり外来ノイズ、ＦＥＴのバイアス電流変動、高抵抗自身の抵抗値変化などを考慮すると、これ以上Ｓ／Ｎ比の改善を望むことはほとんど限界に近い状況になっている。
【０００４】
そこで、本発明者らは、このような現状を考慮して、コンデンサのインピーダンスの周波数特性を電流電圧変換に用いることを種々の観点から試験的に考察した結果、Ｓ／Ｎ比の向上に更に有益でかつ実現可能な電流電圧変換回路を知得し、特願平９−９１０４７号〜特願平９−９１０４９号などにおいて提案している。
【０００５】
【発明が解決しようとる課題】
ところで、本発明者らが既に提案したコンデンサのインピーダンスの周波数特性を電流電圧変換に用いた電流電圧変換回路を実際に使用する場合には、帰還容量を付加した基本となる演算増幅器に、更に直流帰還回路を入力抵抗を介して付加接続して使用され、この場合の入力抵抗はインピーダンス変換には使用されないため従来のＦＥＴを用いた電流電圧変換回路のようにＳ／Ｎ比には直接影響しないが、やはり熱雑音を抑制するために高い抵抗値のものが使用される。
したがって、このような高抵抗を回路基板などに一旦実装してしまうと、通常の抵抗測定器では測定できず、簡易に測定できる方法が望まれていた。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の要請に応えるもので、請求項１において提案する電流電圧変換回路は、焦電素子が接続される帰還容量を付加した演算増幅器と、この演算増幅器に入力抵抗を介して付加接続された直流帰還回路と、上記帰還容量と並列に接続付加され、この帰還容量の両端を短絡させる短絡用スイッチ回路とを備え、かつ上記短絡用スイッチ回路には、この短絡用スイッチ回路をオン、オフさせる制御電圧を印加させる第１の試験パッドを接続し、かつ上記直流帰還回路と上記入力抵抗との接続点には、第２の試験パッドを接続し、かつ上記演算増幅器の出力端子には、出力ノードを設けた構成としている。
この電流電圧変換回路は、焦電素子を除いた構成となっており、焦電素子は演算増幅器に接続され、実装される前段階において、入力抵抗の高い抵抗値が測定できるようになっている。
【０００７】
また、請求項２において提案する電流電圧変換回路は、帰還容量を付加した演算増幅器には焦電素子が接続されるとともに、この演算増幅器には更に入力抵抗を介して直流帰還回路が付加接続されており、上記帰還容量には、この帰還容量の両端を短絡させる短絡用スイッチ回路が並列に設けられ、かつ上記短絡用スイッチ回路には、この短絡用スイッチ回路をオン、オフさせる制御電圧を印加させる第１の試験パッドを接続し、かつ上記直流帰還回路と上記入力抵抗との接続点には、第２の試験パッドを接続し、かつ上記演算増幅器の出力端子には、出力ノードを設けた構成としている。
この電流電圧変換回路では、焦電素子と入力抵抗を実装した状態で高い抵抗値が測定できるようになっている。
【０００８】
請求項３において提案する電流電圧回路では、上記演算増幅器は、上記第１、第２の試験パッドがグランドに接続されたときには、上記入力抵抗の両端に、この演算増幅器の基準電圧と等しい電位差を生じさせる構成としている。
これによって、第２の試験パッドに短絡用スイッチ回路をオフにする制御電圧を加えたときに、帰還容量から電荷が放出されたときに入力抵抗を通じて流れる電流を一定にしている。
【０００９】
請求項４では、直流帰還回路は、帰還容量を付加接続した演算増幅器とは異なる別の演算増幅器にコンデンサと抵抗を接続付加して構成された積分回路で構成したものを提案している。
【００１０】
【発明の実施の形態】
［回路の実施例］
図１に本発明の要部をなす電流電圧変換回路の基本構成を示す。
図に見るように、演算増幅器１は焦電素子２に接続される入力ノードを有した入力端子と、基準電圧Ｖｒを接続する基準端子とを有している。
図例では、演算増幅器１の入力端子は反転入力端子、出力端子は非反転入力端子となっており、演算増幅器１の入力端子と出力端子との間には帰還容量Ｃｆが接続され、この帰還容量Ｃｆは第１の試験パッド４１に与えた制御電圧で制御される短絡用スイッチ回路３によってその両端が短絡できるようになっている。
【００１１】
演算増幅器１の出力端子には、出力ノードが設けられており、この出力ノードには、直流帰還回路５を構成する別の演算増幅器５１の非反転入力端子が接続され、演算増幅器５１の反転入力端子には、抵抗Ｒ１と他端をグランドに接続した基準電圧Ｖｒが接続され、抵抗Ｒ１は更に別の帰還容量Ｃ１を介して、演算増幅器５１の出力端と入力抵抗の接続点に接続され、その接続点には第２の試験パッド４２を設けている。
【００１２】
ここに、直流帰還回路５は、演算増幅器５１にコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とを付加させた積分回路として構成されているが、このような電流電圧変換回路は、その殆どをＩＣ化して半導体基板上に実装することができ、焦電型赤外線検出装置を小型、薄型化できる。
このような構成の電流電圧変換回路によれば、帰還容量Ｃｆのインピーダンス特性を用いて、焦電素子が熱量の変化を感知したときに生じる焦電流を電圧信号に変換する際、従来のＦＥＴバッファのように高抵抗でインピーダンス変換していないため、高抵抗による熱雑音の影響が著しく排除される。
そのため、ノイズ源を根本的になくすことが出来き、トータルノイズの低減化が図れ、結果としてＳ／Ｎを向上させることができ、この点は、前述した出願において開示した通りである。
【００１３】
ついで、本発明の電流電圧変換回路に実装された入力抵抗の測定原理を説明する。
図１を参照して入力抵抗Ｒｉを測定する場合は、まず、第１の試験パッド４１と第２の試験パッド４２をグランドに接続し、その状態で演算増幅器１に電源を投入する。
これによって、短絡用スイッチ回路３は帰還容量Ｃｆを短絡するので、負帰還の掛かった演算増幅器１はバッファとして作用する。
その結果、演算増幅器１の入力端子、出力端子の電圧はいずれも基準電圧Ｖｒに等しくなり、更に演算増幅器５１の出力端子と入力抵抗との接続点もグランドに接続され、入力抵抗Ｒｉには、入力端子に生じる基準電圧Ｖｒが加わり、その状態で回路は安定する。
【００１４】
ついで、第１の試験パッド４１の制御電圧を電源電圧ＶＤＤに上げると、図３のシミュレーション結果に示す（後述）ように、入力抵抗ＲｉにはＩ＝Ｖｒ／Ｒｉで求められる電流が流れ、帰還容量Ｃｆの両端には電位差ΔＶ＝（Ｉ・ｔ）／Ｃｆが生じ、演算増幅器１の出力ノードの電位は最後にはＶＤＤに達する。
従って、出力ノードの電圧がＶｒからＶＤＤに到達するまでにかかった時間ｔと、そのときの電位差を測定すれば、Ｒｉ＝（Ｖｒ・ｔ）／（Ｃｆ・ΔＶ）の式より、入力抵抗Ｒｉの値を測定することが出来る。
【００１５】
なお、図２は、焦電素子２を接続した電流電圧変換回路の一例を示すものである。この例では、入力抵抗Ｒｉには焦電素子の等価抵抗Ｒ２が並列に接続されているため、それらの合成抵抗が測定出来きるので、以上と同様な方法によって合成抵抗を測定した後、並列に接続された焦電素子の等価抵抗Ｒ２を除けば、入力抵抗Ｒｉのみを算出することが出来ることはいうまでもない。
［シュミレーション例］
図３は、本発明の電流電圧変換回路において、ＶＤＤ＝２Ｖ，Ｖｒ＝１Ｖ，Ｃｆ＝１０ｐＦとした時のシミュレーション結果を示している。
図２のＶｇは、第１の試験パッド４１に与えた制御電圧を示しており、Ｖｏｕｔは出力ノードの電位を示している。
第１，第２の試験パッド４１，４２をグランドに接続して、ｔ＝１０秒間の間、回路を安定化させてから、第１の試験パッド４１の制御電圧Ｖｇを０Ｖから２Ｖに立ち上あげて、短絡用スイッチ回路３をオフさせる。
このスイッチ回路３をオフさせた時点では、出力ノードの電圧は、演算増幅器１の基準電圧Ｖｒに等しく１Ｖとなっているが、ｔ＝１０秒後には出力ノードの電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒ＝１Ｖから電源電圧であるＶＤＤ＝２Ｖに達し、飽和している。
つまり、この図３では△Ｖ＝１Ｖ、ｔ＝１０秒となっている。
0003736026.tif 000002
として入力抵抗Ｒｉは測定出来ることがわかる。
【００１６】
なお、以上の例では、演算増幅器１の出力ノード電圧Ｖｏｕｔが、第１、第２の試験パッド４１，４２をグランドに接続した時点から第１の試験パッド４１に制御電圧Ｖｇを加えて、電源電圧に飽和するまでの時間ｔと、その場合の電位差ΔＶを求めて、入力抵抗の抵抗値を測定しているが、演算増幅器１の出力ノードの電圧が飽和するまでの途中における電位差（電圧変化）と、その電位差に至るまでの時間を求めることによって、入力抵抗の抵抗値を求めてもよく、この場合、抵抗値が極めて大きい場合でも迅速な測定が可能となる。
【００１７】
【発明の効果】
本発明によれば、第１、第２の試験パッドに電圧変化を加えるだけで、演算増幅器と、直流増幅回路との間に接続された抵抗値の高い、通常の抵抗測定器では測定できないような入力抵抗であっても、回路基板に実装した状態で容易に測定できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例（請求項１）の回路図である。
【図２】本発明の一実施例（請求項２）の回路図である。
【図３】本発明の動作のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図４】ＦＥＴバッファを用いた従来の電流電圧変換回路を示す図である。
【符号の説明】
１・・・演増幅器
２・・・焦電素子
３・・・短絡用スイッチ回路
４１・・・第１の試験パッド
４２・・・第２の試験パッド
５・・・直流帰還回路
５１・・・演算増幅器
Ｃｆ・・・帰還容量
Ｒｉ・・・入力抵抗（高抵抗）
Ｒ１・・・抵抗
Ｃ１・・・コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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