(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログの入力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器として用いられるデルタシグマ変換器のオフセット補正装置であって、
前記入力信号を該入力信号の周期とは異なる周期で反転する入力反転手段と、前記デルタシグマ変換器の出力側で前記入力反転手段の反転を戻す出力反転手段と、該出力反転手段の出力側に設けられ、前記入力信号の周波数帯域を通すフィルター手段とを有し、
前記デルタシグマ変換器の積分値及びフィードバック値の極性を、前記入力反転手段による反転直後の所定サンプリング期間反転することによって、前記デルタシグマ変換器の高精度の変換とオフセット除去を行うようにしたことを特徴とするデルタシグマ変換器のオフセット補正装置。
【請求項２】
請求項１に記載のデルタシグマ変換器のオフセット補正装置を備えた電力量計。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アナログ入力電圧が零のときに発生するデルタシグマ変換器のオフセット誤差を補正するデルタシグマ変換器のオフセット補正装置及びこのオフセット補正装置を具備した電力量計の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
アナログ入力信号をデジタル信号に変換して出力するＡ／Ｄ変換器では、それに使用されるオペアンプのオフセットなどにより、アナログ入力電圧がゼロの時においてもデジタル出力信号を生じるオフセット誤差が存在する。Ａ／Ｄ変換器に発生するオフセットを補正する回路構成の一例を図１４に示す。
【０００３】
図１４において、オフセット値検出時には、クロック生成器５１により発生されるクロックパルスに同期して一定時間スイッチＳＷＡ及びＳＷＣをオフとし、スイッチＳＷＢをオンとし、Ａ／Ｄ変換器５２の入力を短絡して０Ｖ入力とし、この時得られるＡ／Ｄ変換器５２のデジタル出力を累積回路５３によりオフセット値として検出、保持する。通常の動作時においては、スイッチＳＷＡ及びＳＷＣをオンとし、スイッチＳＷＢをオフとして、減算回路５４において該オフセット値をサンプリングごとにＡ／Ｄ変換器５２の出力値から減算することにより、オフセット誤差相当分を除去したＡ／Ｄ変換結果を得ることができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述の従来例では、サンプリングごとに、オフセット補正分を加減算する必要があり、処理行程が増加する分だけ消費電力が増加するほか、Ａ／Ｄ変換器５２が高分解能となるに伴って補正演算桁数が増え、回路規模が増加する。また、オフセット誤差を検出するためにＡ／Ｄ変換器５２の入力をゼロショートする必要があるので、温度、経年変動によるオフセットのドリフトに追従するには定期的に入力信号のＡ／Ｄ変換を止めて、オフセットの検出処理を行う必要がある。
【０００６】
（発明の目的）本発明の目的は、Ａ／Ｄ変換器としてデルタシグマ変換器を用いた場合に、デルタシグマ変換器の高精度の変換とオフセット除去を行うことができるデルタシグマ変換器のオフセット補正装置及び電力量計を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、アナログの入力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器として用いられるデルタシグマ変換器のオフセット補正装置であって、前記入力信号を該入力信号の周期とは異なる周期で反転する入力反転手段と、前記デルタシグマ変換器の出力側で前記入力反転手段の反転を戻す出力反転手段と、該出力反転手段の出力側に設けられ、前記入力信号の周波数帯域を通すフィルター手段とを有し、前記デルタシグマ変換器の積分値及びフィードバック値の極性を、前記入力反転手段による反転直後の所定サンプリング期間反転することによって、前記デルタシグマ変換器の高精度の変換とオフセット除去を行うようにしたことを特徴とするものである。
【０００８】
また、上記目的を達成するために、本発明は、上記のデルタシグマ変換器のオフセット補正装置を備えた電力量計とするものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施の一形態である、Ａ／Ｄ変換器のオフセット補正装置の構成を示す図であり、図２は、図１の各部ａ〜ｄの波形を示す図である。
【００１０】
まず、入力反転器１は例えばＳＷ１〜ＳＷ４のオンオフにより図２（ａ）の入力信号を図２（ｂ）に示されるように周期的に反転させ、その反転した信号をＡ／Ｄ変換器２に入力する。Ａ／Ｄ変換器２の出力波形は図２（ｃ）の信号波形＋オフセットになる。（Ａ／Ｄ変換器２の出力波形はデジタル値であるので、図２（ｃ）のようにアナログ波形ではないが、ここではイメージ図として表現している）その後、出力反転器３は例えば複数の排他的ノアゲートによりＡ／Ｄ変換器２の出力信号の反転戻しを入力反転器１による反転と同周期で行う。これによって、図２（ｄ）のようにオフセット分は周期的に極性反転した波形になり、変換したい信号に関しては反転する前の入力信号を変換したことになる。
【００１１】
極性反転する周波数を、入力信号と異なる周波数にすることによって、周期的に極性反転されたオフセットは、フィルター４を用いて除去される。入力反転器１及び出力反転器３による反転は、Ａ／Ｄ変換器２のサンプリングクロックを生成するサンプリングクロック生成器５、サンプリングクロックと同期した反転クロックを生成する反転クロック生成器６、バッファ７及びインバータ８を用いて行う。なお、バッファ７及びインバータ８のハイレベルの信号によりスイッチＳＷ１〜ＳＷ４はオンとなり、ローレベルの信号によりスイッチＳＷ１〜ＳＷ４はオフとなる。
【００１２】
扱う入力信号の周波数帯域が低い場合、反転クロックの周波数を十分高くし、フィルター４としてローパスフィルターを用いて極性反転されたオフセットの除去を行う。逆に、扱う入力信号の周波数帯域が高い場合、反転クロックの周波数を十分低くし、フィルター４としてハイパスフィルターを用いて極性反転されたオフセットの除去を行う。入力信号は直流信号であっても扱うことができ、その場合の反転クロックの周波数は任意のもので良い。。
【００１３】
図１の実施形態によれば、変換動作を止めることなく、自動でオフセット補正が行うことができる。
【００１４】
図３に、Ａ／Ｄ変換器２の前段に増幅器９がある場合のブロック図を示す。入力信号が小さい場合、Ａ／Ｄ変換器２の前段に増幅器９を挿入し、信号を増幅してから、Ａ／Ｄ変換器２に入力することが必要になるが、図１及び図２で説明した回路構成を用いた場合、Ａ／Ｄ変換器２のオフセット電圧と共に、増幅器９のオフセット電圧も除去することができる。なお、ＯＰ１，ＯＰ２は演算増幅器（以下オペアンプという）、Ｒ１〜Ｒ３は抵抗である。
【００１５】
次にＡ／Ｄ変換器としてデルタシグマ変換器１０を用いた場合の本発明の他の実施形態を図４に示す。図５は用いられる反転クロックの一例を示し、図６は、デルタシグマ変換器１０の一般的な構成を示す。
【００１６】
デルタシグマ変換器１０は、積分器１０ａ、比較器１０ｂ、遅延器１０ｃ、インバータ１０ｄ，１０ｅから成り、積分器１０ａは加算器１０ｆ及び遅延器１０ｇを有する。１１は出力反転器、１２はローパスフィルターである。
【００１７】
図４に示すように、デルタシグマ変換器１０を用いた場合は出力が１ビットなので、出力反転器１１及び後段のローパスフィルター１２の回路を縮小することができる。
【００１８】
図６に示す一般的な１次のデルタシグマ変換器１０は、入力信号Ｘ（ｚ）、比較器１０ｂで発生する量子化ノイズをＱ（ｚ）、デルタシグマ変換器１０内のオフセットをＶoff とした場合、出力信号Ｙ（ｚ）は、
Y(z)=X(z)+(1-Z-1)Q(z)+Voff                          （式１）
になるが、図４の場合には、図５のようにサンプリングクロックの期間をＴ０〜Ｔ７とすると、
T0〜T3区間      Y(z)=X(z)+(1-Z-1)Q(z)+Voff          （式２）
T4区間          Y(z)=X(z)+(1+Z-1)Q(z)-Voff          （式３）
T5〜T7区間      Y(z)=X(z)+(1-Z-1)Q(z)-Voff          （式４）
になる。
【００１９】
図４の構成において、オフセットはＴ０〜Ｔ３区間では「＋Ｖoff 」、Ｔ４〜Ｔ７区間では「−Ｖoff 」となり、周期的に反転するために、後段のローパスフィルター１２で除去することができる。しかし、この構成の場合、極性の切り換え直後のＴ４区間において変換誤差が生じる。
【００２０】
すなわち、式１において、出力信号における量子化ノイズは（１−Ｚ-1）Ｑ（ｚ）のように１次差分になり、高周波成分ほどノイズが多く分布することになる。この量子化ノイズについては、必要精度まで、ローパスフィルターで除去することになる。しかし、図４の構成の場合、Ｔ４区間の量子化ノイズが式３に示すように１次差分の形にならないため、
(1+Z-1)Q(z)-(1−Z-1)Q(z)=2Z-1Q(z)
の式から分かるように、「２Ｚ-1Ｑ（ｚ）」が変換誤差として残ってしまう。したがって、高精度な変換結果が得られない。
【００２１】
上記の変換誤差を防ぎ、高精度な変換結果を得るための本発明の別の実施形態を図７に示す。
【００２２】
図７においては、積分器１０ａにスイッチＳＷ５〜ＳＷ８が挿入されている。極性反転後のＴ４区間においてワンショット回路１３のワンショット信号によりバッファ１４及びインバータ１５を介してスイッチＳＷ５，ＳＷ６をオフに、スイッチＳＷ７，ＳＷ８をオンに制御して、１サンプリング区間Ｔ４において積分値Ｓ（ｚ）およびフィードバック値Ｆ（ｚ）を反転させている。１０ｈはインバータである。
【００２３】
積分値Ｓ（ｚ）およびフィードバック値Ｆ（ｚ）は下式で表わされる。
【００２４】
S(z)=Z-1X(z)-Z-2Q(z)
F(z)=Z-1X(z)+(Z-1-Z-2)Q(z)
また、出力信号Ｙ（ｚ）は式５で表わされる。
【００２５】
Y(z)=X(z)+S(z)-F(z)+Q(z)                            （式５）
Ｔ４〜Ｔ７区間において、入力反転によりＸ（ｚ）が−Ｘ（ｚ）になると、Ｑ（ｚ）は−Ｑ（ｚ）になり、入力反転と同期して出力も反転されるので、Ｙ（ｚ）は−Ｙ（ｚ）になる。また、Ｔ４区間において、ワンショット信号によるスイッチＳＷ７，ＳＷ８のオンにてＳ（ｚ）が−Ｓ（ｚ）に、Ｆ（ｚ）が−Ｆ（ｚ）にそれぞれ反転されるので、式５は、
0003843232.tif 000002
となって、量子化ノイズは１次差分となり、出力信号Ｙ（ｚ）は結局式５と同一となる。これによって、Ｔ４区間においても出力信号Ｙ（ｚ）は式４と同じになり、変換誤差が発生しない。スイッチＳＷ５〜ＳＷ８の切替タイミングを図８に示す。
【００２６】
なお、Ｔ０区間について述べると、Ｔ０以前に反転区間があり、−Ｘ（ｚ）が入力されていたので、積分値Ｓ（ｚ）およびフィードバック値Ｆ（ｚ）は下式で表わされる。
【００２７】
S(z)=-Z-1X(z)+Z-2Q(z)
F(z)=-Z-1X(z)+(-Z-1+Z-2)Q(z)
Ｔ０区間では積分値Ｓ（ｚ）およびフィードバック値Ｆ（ｚ）の反転が行われるので、出力信号Ｙ（ｚ）は下式で表わされる。
【００２８】
0003843232.tif 000003
となって、量子化ノイズは１次差分となる。
【００２９】
図７のデルタシグマ変調器１０の内部構成およびワンショット回路１３は、説明用に動作をわかりやすくするために模式的に示したものに他ならない。本明細書に示す動作をするものであれば、本願の特許の請求範囲に含まれる。
【００３０】
図９に、デルタシグマ変換器１０の前段に増幅器９がある場合のブロック図を示す。入力信号が小さい場合、デルタシグマ変換器１０の前段に増幅器９を挿入し、信号を増幅してから、デルタシグマ変換器１０に入力することが必要になるが、図７で説明した回路構成を用いた場合、デルタシグマ変換器１０のオフセット電圧と共に、増幅器９のオフセット電圧も除去することができる。
【００３１】
これまでに説明したＡ／Ｄ変換器のオフセット補正装置を電力量計に用いた場合の本発明の実施形態を図１０、図１１、図１２にそれぞれ示す。
【００３２】
図１０では、負荷の電圧と電流をそれぞれ電圧センサ１６と電流センサ１７によって取り込み、Ａ／Ｄ変換器２ｖ，２ｉによるＡ／Ｄ変換後、フィルター４ｖ，４ｉを通し、電圧側と電流側を乗算器１８により乗算した電力値を後段の積分器１９にて積分し、電力量を計測する。この構成においては、増幅器９ｖ，９ｉ及びＡ／Ｄ変換器２ｖ，２ｉから発生するオフセットの補正を入力反転器１ｖ，１ｉ、出力反転器３ｖ，３ｉ及び後段のフィルター４ｖ，４ｉを用いて、電圧側、電流側それぞれ別々に行っているが、図１１に示すように片側だけにオフセット補正装置を用いるのみで全体のオフセットを除去することができる。
【００３３】
図１１の回路構成のように電圧側だけに入力反転器１及び出力反転器３を入れることにより、図１２に示すように、電圧側には▲１▼ｓｉｎ波と▲２▼周期的に反転したオフセット分、電流側には▲３▼ｓｉｎ波と▲４▼オフセットの直流が発生する。これを乗算すると▲５▼▲６▼▲７▼▲８▼の波形が発生する。乗算器１８の後に積分器１９があるため、積分すると▲６▼▲７▼▲８▼は除去され、▲５▼の電力分だけ残ることになる。
【００３４】
よって、図１１の構成の場合、Ａ／Ｄ変換後のフィルター４ｖ，４ｉは無くてもオフセットを除去することができる。但し、Ａ／Ｄ変換器として２ｖ，２ｉを用いる場合には、量子化ノイズを除去するために、フィルター４ｖ，４ｉ（ローパスフィルター）を用いる方が良い。
【００３５】
これについては、電流側のみに入れた場合についても同じ効果が得られる。
【００３６】
図１３は、Ａ／Ｄ変換器としてのデルタシグマ変換器のオフセット補正装置を用いた場合の電力量計において、電圧センサ及び電流センサとしてホール素子を用いた場合の本発明の実施形態を示すものである。
【００３７】
ホール素子２０に、測定電圧Ｖに比例したホール電流Ｉｃと、測定電流Ｉに比例した磁場Ｂを与えると、ホール素子２０の出力には測定電圧Ｖと測定電流Ｉの積に比例した電圧Ｖｈが出力される。ホール電流ＩｃをスイッチＳＷ１〜ＳＷ４で周期的に反転することで、ホール素子２０の出力は、周期的に反転した波形になる。デルタシグマ変換器１０の出力側で出力反転器１１により反転を戻すことによって、測定する電力分は元の波形に戻り、図１３の増幅器９及びデルタシグマ変換器１０のオフセット電圧は周期的に反転した波形となる。デルタシグマ変換後の積分器１９で積算することによって、オフセット電圧を除去した正確な電力量を検出することができる。
【００３８】
図４、図７、図９、図１３において用いられているデルタシグマ変換器１０は１次デルタシグマ変換器であるが、ｎ次デルタシグマ変換器を用いることができる。その場合に、フィードバック値Ｆ（ｚ）をｍ個の遅延器を通してフィードバックする構成のものでは、積分値Ｓ（ｚ）およびフィードバック値Ｆ（ｚ）を反転させる区間は１サンプリング区間ではなく、ｍサンプリング区間を必要とする。例えば、２次デルタシグマ変換器において、フィードバック値Ｆ（ｚ）が１個の遅延器を通してフィードバックされるものについては１サンプリング区間反転させればよいが、２個の遅延器を通してフィードバックされるものについては２サンプリング区間反転させることが必要になる。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、Ａ／Ｄ変換器としてデルタシグマ変換器を用いた場合に、デルタシグマ変換器の高精度の変換とオフセット除去を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態である、Ａ／Ｄ変換器のオフセット補正装置の構成を示す図である。
【図２】図１の各部の波形を示す図である。
【図３】図１の実施形態の変形例をを示す図である。
【図４】本発明の実施の他の形態である、ＡＤ変換器としてデルタシグマ変換器を用いた場合のＡ／Ｄ変換器のオフセット補正装置の構成を示す図である。
【図５】本発明の実施形態におけるサンプリングクロックと反転クロックの関係の一例を示す図である。
【図６】一般的なデルタシグマ変調器の構成を示す図である。
【図７】本発明の実施の別の形態である、ＡＤ変換器としてデルタシグマ変換器を用いた場合のＡ／Ｄ変換器のオフセット補正装置の構成を示す図である。
【図８】図７の実施形態におけるスイッチＳＷ１〜ＳＷ８のオン・オフのタイミングを示す図である。
【図９】図７の実施形態の変形例をを示す図である。
【図１０】本発明の実施の別の形態である、Ａ／Ｄ変換器のオフセット補正装置を有する電力量計の構成を示す図である。
【図１１】図１０の実施形態の変形例をを示す図である。
【図１２】図１１の各部の波形を示す図である。
【図１３】本発明の実施の別の形態である、ＡＤ変換器としてデルタシグマ変換器を用いた場合のＡ／Ｄ変換器のオフセット補正装置を有する電力量計の構成を示す図である。
【図１４】従来のＡ／Ｄ変換器のオフセット補正回路の一例を示す図である。
【符号の説明】
１  入力反転器
２  Ａ／Ｄ変換器
３  出力反転器
４  フィルター
５  サンプリングクロック生成器
６  反転クロック生成器
１０  デルタシグマ変換器
１０ａ  積分器
１０ｂ  比較器
１０ｃ  遅延器
１０ｆ  加算器
１１  出力反転器
１２  ローパスフィルター
１３  ワンショット回路
１６  電圧センサ
１７  電流センサ
１８  乗算器
１９  積分器
２０  ホール素子
ＳＷ１〜ＳＷ８  スイッチ
【図１】
0003843232.tif 000004
【図２】
0003843232.tif 000005
【図３】
0003843232.tif 000006
【図４】
0003843232.tif 000007
【図５】
0003843232.tif 000008
【図６】
0003843232.tif 000009
【図７】
0003843232.tif 000010
【図８】
0003843232.tif 000011
【図９】
0003843232.tif 000012
【図１０】
0003843232.tif 000013
【図１１】
0003843232.tif 000014
【図１２】
0003843232.tif 000015
【図１３】
0003843232.tif 000016
【図１４】
0003843232.tif 000017