(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
温度変化に対して互いに相反した特性を有する電流源と負荷を利用して温度変化に対して安定した電圧レベルの基準信号を得て、この基準信号の電流ファンアウト（ｆａｎ−ｏｕｔ）能力を増大させて駆動電源を生成する駆動電源回路手段と、
各々が前記駆動電源回路手段から前記駆動電源の供給を受けて駆動される直列連結された多数個のインバータ回路と、出力端に連結された最先頭インバータの出力端と最後方インバータの入力端との間に挿入されて閉ループを形成する可変抵抗および、最後方インバータの入力端と前記可変抵抗の接続ノードと前記最先頭インバータの入力端との間に挿入されるキャパシタを有するＲＣ回路とを含んで、前記可変抵抗は外部から供給される抵抗値設定データに応じてその大きさが可変的に設定され、温度変化に対して互いに相反した特性を有する抵抗要素を所定の比率で組合せて構成され、前記出力端には前記ＲＣ回路の時定数によって定まる周波数により発振する発振信号が表れるＲＣ発振回路手段とを具備し、
前記可変抵抗は、
多数個の単位抵抗と、
外部から供給される抵抗値設定データに依拠して前記多数個の単位抵抗のうちで発振周波数の決定に寄与する有効抵抗を選択するための抵抗値調整部とを具備し、
前記多数個の単位抵抗は互いに直列に連結され、
前記抵抗値調整部は、
前記抵抗値設定データをデコーディングして多数個の出力ポートに出力するデコーダと、
このデコーダの各出力ポートに各々連結されて、前記各出力ポートの出力値をインバーティングするための多数個のインバータと、
前記単位抵抗に各々対応する抵抗選択部としての多数の両方向転送ゲートとを含み、
前記両方向転送ゲートの各々の一端は互いに共通接続され、他端は前記多数個の単位抵抗の一端に各々接続され、前記両方向転送ゲートの各々の第１制御端は前記デコーダの対応出力ポートに連結され、第２制御端は前記対応出力ポートに連結された前記インバータの出力端に連結されることを特徴とするマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項２】
前記ＲＣ発振回路手段から出力される発振信号の電圧レベルを所定のレベルにシフティングして出力する出力レベル変換手段をさらに具備することを特徴とする請求項１に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項３】
前記可変抵抗は、温度変化に対して相反した抵抗特性を有するＰ＋拡散抵抗とポリシリコン抵抗を所定の比率で結合して温度補償特性を有するように構成されたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項４】
前記多数個の単位抵抗の各々は、温度変化に対して相反した抵抗特性を有するＰ＋拡散抵抗とポリシリコン抵抗が直列に結合して自己温度補償特性を有することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項５】
前記出力レベル変換手段は、
前記ＲＣ発振回路手段から供給される前記発振信号を、その振幅より大きな振幅を有する昇圧された発振信号に変換して出力するレベルシフト回路と、
前記昇圧された発振信号の入力に応じて出力発振信号の振幅を供給電圧のレベルに合わせて出力する出力バッファ回路と
を具備することを特徴とする請求項２に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項６】
温度変化に対して互いに相反した特性を有する電流源と負荷を利用して温度変化に対して安定した電圧レベルの基準信号を得て、この基準信号の電流ファンアウト（ｆａｎ−ｏｕｔ）能力を増大させて駆動電源を生成する駆動電源回路手段と、
各々が前記駆動電源回路手段から前記駆動電源の供給を受けて駆動される直列連結された多数個のインバータ回路と、出力端に連結された最先頭インバータの出力端と最後方インバータの入力端との間に挿入されて閉ループを形成する可変抵抗および、最後方インバータの入力端と前記可変抵抗の接続ノードと前記最先頭インバータの入力端との間に挿入されるキャパシタを有するＲＣ回路とを含んで、前記可変抵抗は外部から供給される抵抗値設定データに応じてその大きさが可変的に設定され、温度変化に対して互いに相反した特性を有する抵抗要素を所定の比率で組合せて構成され、前記出力端には前記ＲＣ回路の時定数によって定まる周波数により発振する発振信号が表れるＲＣ発振回路手段とを具備し、
前記駆動電源回路手段は、
第３抵抗（Ｒ４）及びこの第３抵抗（Ｒ４）に直列連結され、温度変化に対して反比例的な電圧降下特性を示す第３トランジスタで具現されたダイオードを含む出力部と、この出力部に連結されて温度変化に正比例する特性の電流を前記出力部に供給するＰＴＡＴ電流源を具備し、前記基準信号は、前記出力部の両端にかかる電圧になるように構成された温度補償基準電圧部と、
この温度補償基準電圧部が生成した前記基準信号のファンアウト（ｆａｎ−ｏｕｔ）能力を増大させるためのバッファ増幅部と
を含むことを特徴とするマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項７】
前記第３トランジスタは、弱反転領域でソース−ゲート電圧が温度変化に反比例する特性を示すＭＯＳトランジスタ（ＭＮ７）であることを特徴とする請求項６に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項８】
前記第３トランジスタはＢｉＣＭＯＳ工程によって製造されるＮＰＮ型バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項６に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項９】
前記第３トランジスタはＣＭＯＳ工程によって製造されるＳＮＰＮ（ｓｕｂｓｔｒａｔｅ  ＮＰＮ）型バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項６に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項１０】
前記温度補償基準電圧部と前記バッファ増幅部との間に挿入されて、前記温度補償基準電圧部が生成した前記基準信号の電圧レベルを増幅させて、前記バッファ増幅部に供給する電圧増幅部をさらに具備することを特徴とする請求項６に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項１１】
前記ＰＴＡＴ電流源は、
第１ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ１）と第１抵抗（Ｒ５）が直列連結された第１ブランチ、第２抵抗（Ｒ３）と第２ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ４）が直列連結された第２ブランチ、そして前記第１抵抗（Ｒ５）及び前記第２抵抗（Ｒ３）にブランチ電流（Ｉ）を供給するミラー電流源を含み、前記ブランチ電流（Ｉ）が下の式
Ｉ＝（Ｖｇｓ２−Ｖｇｓ３）/（Ｒ５＋Ｒ３）＝ｎＶＴ１ｎＫ
で決定されるように、前記第２抵抗（Ｒ３）の両端は前記第１ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ１）と前記第２ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ４）のゲートに各々連結される構成の第１回路と、
この第１回路のブランチ電流をミラーリングして前記負荷に供給する第２回路とを含み、
前記式で、ｎは理想係数（ｉｄｅａｌｉｔｙ  ｆａｃｔｏｒ）であり、Ｖｇｓ３とＶｇｓ２は各々弱反転領域で表れる前記第１及び第２ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ１，ＭＮ４）のゲート−ソース電圧であり、ＶＴは前記第１及び第２ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ１，ＭＮ４）のスレッショルド電圧であり、Ｒ５及びＲ３は前記第１及び第２抵抗の抵抗値を示し、Ｋは前記第１ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ１）と前記第２ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ４）との間のソース−ドレインチャネル幅（Ｗ）の大きさの比を示すことを特徴とする請求項６に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項１２】
出力端子と接地との間に直列結合された出力端抵抗と出力端トランジスタで具現されたダイオードとを含み、前記出力端トランジスタは、温度変化に対して反比例的な電圧降下特性を有する出力部および、この出力部に連結されて温度変化に正比例する電流特性を有するＰＴＡＴ電流源を具備し、前記出力端子の温度変化に対して安定的な電圧レベルの基準信号が表れる温度補償基準電圧手段と、
この温度補償基準電圧手段が生成した前記基準信号の電圧レベルを増幅して出力するための電圧増幅手段と、
この電圧増幅手段によって増幅された基準信号を電圧フォロア方式にバッファリングしてファンアウト（ｆａｎ−ｏｕｔ）能力が増大した駆動電源を出力するためのバッファ増幅手段と、
このバッファ増幅手段から各々前記駆動電源の供給を受けて駆動される直列連結された多数個のインバータと、出力端に連結された最先頭インバータの出力端と最後方インバータの入力端との間に挿入されて閉ループを形成し、外部から供給される抵抗値設定データによってその抵抗値が可変される可変抵抗部および、前記最先頭インバータの入力端と前記最後方インバータの入力端との間に挿入されるキャパシタを有するＲＣ回路とを含んで、前記出力端に前記ＲＣ回路の時定数によって定まる発振周波数の発振信号を生成するＲＣ発振回路手段と、
前記発振信号を所定のレベルに昇圧させて出力するレベルシフト回路と
を具備することを特徴とするマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項１３】
前記出力端トランジスタは、弱反転領域でソース−ゲート電圧が温度変化に反比例する特性を示すＭＯＳトランジスタ（ＭＮ７）であることを特徴とする請求項１２に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項１４】
前記出力端トランジスタは、ＢｉＣＭＯＳ工程によって製造されるＮＰＮ型バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１２に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項１５】
前記出力端トランジスタはＣＭＯＳ工程によって製造されるＳＮＰＮ（ｓｕｂｓｔｒａｔｅ  ＮＰＮ）型バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１２に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項１６】
ＲＣ発振回路手段内の前記可変抵抗部は、
多数個の単位抵抗と、
前記抵抗値設定データに依拠して前記多数個の単位抵抗のうちで前記発振周波数の決定に有効に寄与する有効抵抗を選択するための抵抗値調整部とを具備し、
前記多数個の単位抵抗の各々は、温度変化に対して相反した抵抗特性を有するＰ＋拡散抵抗とポリシリコン抵抗を所定の比率で含んで安定的な温度特性を示すように構成されたことを特徴とする請求項１２に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項１７】
前記多数個の単位抵抗は互いに直列に連結され、
前記抵抗値調整部は、
前記抵抗値設定データをデコーディングして多数個の出力ポートに出力するデコーダと、
このデコーダの各出力ポートに各々連結されて、前記各出力ポートの出力値をインバーティングするための多数個のインバータと、
前記単位抵抗に各々対応する抵抗選択部としての多数の両方向転送ゲートとを含み、
前記両方向転送ゲートの各々の一端は互いに共通接続され、他端は前記多数個の単位抵抗の一端に各々接続され、前記両方向転送ゲートの各々の第１制御端は前記デコーダの対応出力ポートに連結され、第２制御端は前記対応出力ポートに連結された前記インバータの出力端に連結されることを特徴とする請求項１６に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項１８】
前記ＰＴＡＴ電流源は、第１ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ１）と第１抵抗（Ｒ５）が直列連結された第１ブランチ、第２抵抗（Ｒ３）と第２ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ４）が直列連結された第２ブランチ、そして前記第１及び第２抵抗（Ｒ５，Ｒ３）にブランチ電流（Ｉ）を供給する電流ミラー部を含み、前記ブランチ電流（Ｉ）が下の式
Ｉ＝（Ｖｇｓ２−Ｖｇｓ３）/（Ｒ５＋Ｒ３）＝ｎＶＴ１ｎＫ
で決定されるように、前記第２抵抗（Ｒ３）の両端は前記第１及び第２ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ１，ＭＮ４）のゲートに各々連結される構成の第１回路と、
この第１回路のブランチ電流をミラーリングして前記出力部に供給する第２回路とを含み、
前記式で、ｎは理想係数であり、Ｖｇｓ３とＶｇｓ２は各々弱反転領域で表れる前記第１及び第２ＭＯＳトランジスタのゲート−ソース電圧であり、Ｒ５及びＲ３は前記第１及び第２抵抗の抵抗値を示し、ＶＴは前記第１及び第２ＭＯＳトランジスタのスレッショルド電圧であり、Ｋは前記第２ＭＯＳトランジスタのソース−ドレインのチャネル幅に対する前記第１ＭＯＳトランジスタのソース−ドレインのチャネル幅の大きさの比を示すことを特徴とする請求項１２に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項１９】
前記昇圧された発振信号の入力に応じて出力信号のレベルが供給電圧に合うようにバッファリングして出力する出力バッファ回路をさらに具備することを特徴とする請求項１２に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項２０】
前記レベルシフト回路と前記出力バッファ回路は、外部から供給されるディスエーブル（ｄｉｓａｂｌｅ）信号によって作動が中断される構成を有することを特徴とする請求項１９に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項２１】
各々が駆動電源を独立的に供給されて駆動される直列連結された多数個のインバータ回路と、
出力端に連結された最先頭インバータの出力端と最後方インバータの入力端との間に挿入されて閉ループを形成し、外部から供給される抵抗値設定データによってその抵抗値が可変される可変抵抗部および、前記最先頭インバータの入力端と前記最後方インバータの入力端との間に挿入されるキャパシタを有するＲＣ回路とを具備し、
前記ＲＣ回路の時定数によって定まる発振周波数を有する発振信号を前記出力端に生成し、
前記可変抵抗部は、
多数個の単位抵抗と、
前記抵抗値設定データに依拠して前記多数個の単位抵抗のうちで発振周波数の決定に寄与する有効抵抗を選択するための抵抗値調整部とを具備し、
多数個の単位抵抗の各々は、温度変化に対して相反した抵抗特性を有するＰ＋拡散抵抗とポリシリコン抵抗を所定の比率で含み、
前記抵抗値調整部は、
前記抵抗値設定データをデコーディングして多数個の出力ポートに出力するデコーダと、
このデコーダの各出力ポートに各々連結されて、前記各出力ポートの出力値をインバーティングするための多数個のインバータと、
前記単位抵抗に各々対応する抵抗選択部としての多数の両方向転送ゲートとを含み、
前記両方向転送ゲートの各々の一端は互いに共通接続され、他端は前記多数個の単位抵抗の一端に各々接続され、前記両方向転送ゲートの各々の第１制御端は前記デコーダの対応出力ポートに連結され、第２制御端は前記対応出力ポートに連結された前記インバータの出力端に連結されることを特徴とするマイクロパワーＲＣ発振器。
【請求項２２】
前記可変抵抗部と前記デコーダを単一チップに内蔵して構成することを特徴とする請求項２１に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は発振器回路に関するものであり、より具体的には、低電力型であり、温度変化に対して安定した発振周波数特性を有し、抵抗値を調節して発振周波数を可変させることができるマイクロパワーＲＣ発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般的に、発振器回路はマイクロプロセッサ、マイクロ制御器、フリップ−フロップ回路、ラッチ回路などのような電子回路にクロック信号やタイミング信号を提供するために使用されており、電子産業において応用分野は無数に広い。正確であり、安定した基準周波数は、水晶発振器回路（ｃｒｙｓｔａｌ  ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ  ｃｉｒｃｕｉｔ）を利用して得ることができる。
【０００３】
しかし、多くの応用分野の場合、そのような高品質の基準周波数を必要としなく、大量生産性を考慮する必要があるので、ＲＣ発振器回路がさらに低廉な費用のクロック信号源乃至タイミング信号源になる。かつ、ＲＣ発振器は、通常抵抗（Ｒ）やキャパシタンス（Ｃ）を変更させて可変周波数を発生させることができるという点、そして集積回路で加工し難しいインダクタの使用を避けることができるという点などで有利である。
【０００４】
移動通信装置や携帯用電子装置などのようにバッテリを使用する電子回路応用分野は、電流消耗量が相当に小さいことが要求される。そこで、このような応用分野には一般的に電力消耗量が小さいマイクロパワーＲＣ発振回路が有利である。低電力消耗量はバッテリの使用時間を長くすることに有利であるためである。マイクロパワーＲＣ発振回路と関連した従来技術として、“ＭＩＣＲＯＰＯＷＥＲ  ＲＣ  ＯＳＣＩＬＬＡＴＯＲ  ＨＡＶＩＮＧ  ＨＹＳＴＥＲＥＳＩＳ  ＰＲＯＤＵＣＥＤ  ＢＹ  ＳＷＩＴＣＨＩＮＧ  ＣＵＲＲＥＮＴ  ＳＯＵＲＣＥＳ  ＴＯ  Ａ  ＴＲＡＮＳＩＳＴＯＲ”というタイトルでＳｔｕａｒｔ  Ｂ．Ｓｈａｃｔｅｒによって提案された米国特許（特許番号第５５７００６７）がある。この特許に従うと、ＲＣ発振器はＲＣ回路と充放電回路、通常の比較器とこの比較器の基準電圧を変更するための通常のヒステリシス回路を使用しない代わりに、ヒステリシスを得るために複数の増幅器回路を採用し、これら増幅器回路のスレッショルド電圧を変更する。このような構成に従うと、発振周波数が内部遅延素子による影響を受けるのが小さく、ＲＣ発振器が低電流で低電力条件下で動作することができ、回路を単純化させることができるという長所を呈示する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ＲＣ発振器に要求されるまた異なる大事な点は、温度変化に対する動作特性、特に、発振周波数特性が安定でなければならないという点である。前記の特許は、この点に対して具体的な教示をしなかった。ＲＣ発振回路において、発振周波数の安定した温度特性を得る一つの方法は、温度変化に対して安定した特性を有する基準電源を採用することである。これに関する従来技術の例としては、“ＡＤＪＵＳＴＡＢＬＥ  ＴＥＭＰＥＲＡＴＵＲＥ  ＣＯＥＦＦＩＣＥＮＴＣＵＲＲＥＮＴ  ＲＥＦＥＲＥＮＣＥ”というタイトルでＬａｗｒｅｎｃｅ  Ｍ．Ｂｕｒｎｓによって提案された米国特許（特許番号第５８２３３２９）と、“ＴＥＭＰＥＲＡＴＵＲＥ  ＳＴＡＢＩＬＩＺＥＤ  ＣＯＮＳＴＡＮＴ  ＦＲＡＣＴＩＯＮ  ＶＯＬＴＡＧＥ  ＣＯＮＴＲＯＬＬＥＤ  ＣＵＲＲＥＮＴ  ＳＯＵＲＣＥ”というタイトルでＤａｖｉｄ  Ｗ．Ｅｎｔｒｉｋｉｎなどによって提案された米国特許（特許番号５６７２９６１）などが知られている。これらの特許は、温度特性が安定した回路構成を示すが、電源回路にのみ焦点を合わせており、これのＲＣ発振器への応用例を開示していない。
【０００６】
一方、ＲＣ発振器回路において、抵抗（Ｒ）の値を調節して発振周波数を可変させることができるという点がよく知られている。大部分のマイクロパワーＲＣ発振器回路の場合、単一チップで具現される。この時、抵抗値を容易に調節し、発振周波数がチップ製造工程上の偏差に独立的な関係を有するようにするために、抵抗（Ｒ）をチップ外部に配置する構成を取ることが一般的である。これによると、ＲＣ発振器回路を作る工程がより複雑になり、回路が大きくなる短所がある。
【０００７】
ＲＣ発振器回路は抵抗（Ｒ）とキャパシタンス（Ｃ）を基本的に含むこと以外に、発振回路に電源を供給する基準電源と発振信号の電圧レベルを調節する回路などがさらに必要である。しかし、以上で言及された従来技術は、ＲＣ発振器の一部構成に関連したものである。以上で言及された低電力消耗、温度変化に対する安定した発振周波数特性、単一チップ化の可能性そして、発振周波数制御の容易性などが総体的に考慮された評価される低電力消耗型ＲＣ発振器の例がある。この従来技術は“ＬＯＷ  ＰＯＷＥＲ  ＲＣ  ＯＳＣＩＬＬＡＴＯＲ  ＵＳＩＮＧ  Ａ  ＬＯＷ  ＶＯＬＴＡＧＥ  ＢＩＡＳ  ＣＩＲＣＵＩＴ”というタイトルでＴｉｍｏｔｈｙ  Ｇ．Ｏ’Ｓｈａｕｇｈｎｅｓｓｙによって提案された米国特許（特許番号第５５８５７６５）である。この特許は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）のような個別的な発振器を採用してＲＣ時定数を利用して発振器−生成周期（ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ−ｇｅｎｅｒａｔｅｄ  ｐｅｒｉｏｄ）と比べて、その比較結果によって全体ＲＣ発振器回路の周波数を調整することで、自己校正（ｓｅｌｆ−ｃａｌｉｂｒａｔｉｎｇ）が可能である発振器回路を提案している。この特許は、自己校正によって正確な発振周波数を作り出すことができ、自己温度補償機能も有し、安定した発振周波数特性を有するという長所がある。しかし、このような長所を有するために複雑な回路構成を必要とする点が問題として指摘される。
【０００８】
以上のような点を考慮して、本発明の第１の目的は、電力消耗量が小さく、温度変化に対して相補的な特性を有する可変抵抗をチップ内部に内蔵し、温度変化に対して安定した発振周波数特性を有し、回路の構成が比較的簡単なマイクロパワーＲＣ発振器を提供することにある。
【０００９】
本発明の他の目的は、各々が温度変化に対して相反した特性を有する抵抗要素の組合せである多数個の単位抵抗を可変的に選択することにより、温度変化に対して安定した周波数特性を示すと同時に、発振周波数の値を制御することができるマイクロパワーＲＣ発振器を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１のマイクロパワーＲＣ発振器は、温度変化に対して互いに相反した特性を有する電流源と負荷を利用して温度変化に対して安定した電圧レベルの基準信号を得て、この基準信号の電流ファンアウト（ｆａｎ−ｏｕｔ）能力を増大させて駆動電源を生成する駆動電源回路手段と、各々が前記駆動電源回路手段から前記駆動電源の供給を受けて駆動される直列連結された多数個のインバータ回路、出力端に連結された最先頭インバータの出力端と最後方インバータの入力端との間に挿入されて閉ループを形成する抵抗およびこの抵抗と最後方インバータの入力端の接続ノードと前記最先頭インバータの入力端との間に挿入されるキャパシタを有するＲＣ回路を含み、前記出力端には前記ＲＣ回路の時定数によって定まる周波数により発振する発振信号が表れるＲＣ発振回路手段とを含む。
【００１１】
前記抵抗は、外部から供給される抵抗値データに応じてその大きさが可変的に設定される可変抵抗であり、温度変化に対して互いに相反した特性を有する抵抗要素を所定の比率で組合せて構成される。望ましくは、前記抵抗値データをデコーディングして発振周波数の決定に有効に寄与する抵抗値を選択するための抵抗値調整部をさらに具備する。
【００１２】
場合によって、前記ＲＣ発振回路手段で得られる発振信号の電圧レベルが被供給所で必要とするそれに合わないこともありうる。このような場合に対応するために、望ましくは、前記マイクロパワーＲＣ発振器は前記ＲＣ発振回路手段から出力される発振信号の電圧レベルを所定のレベルにシフティングして出力する出力レベル変換手段を付加的に含む。
【００１３】
このような構成によると、ＲＣ発振回路手段の駆動電源とＲＣ回路の抵抗が温度変化に対して非常に安定した特性を有するので、発振信号の周波数変動幅が従来に比べて極めて小さくなる。発振回路全体で必要とする供給電圧が大略１．６Ｖ〜３．６Ｖ程度の範囲であり、電流消耗量が６μＡ程度で小さく設計することができるので、低電圧低電力型ＲＣ発振器を具現することに望ましい回路構成である。
【００１４】
本発明の第２のマイクロパワーＲＣ発振器は、各々が駆動電源を独立的に供給されて駆動される直列連結された多数個のインバータ回路と、出力端に連結された最先頭インバータの出力端と最後方インバータの入力端との間に挿入されて閉ループを形成し、外部が供給される抵抗値設定データによってその抵抗値が可変される可変抵抗部および、前記最先頭インバータの入力端と前記最後方インバータの入力端との間に挿入されるキャパシタを有するＲＣ回路とを含む構成を有する。発振信号の周波数は前記ＲＣ回路の時定数によって定まる。
【００１５】
前記可変抵抗部は、望ましい構成例として、多数個の単位抵抗と、前記抵抗値設定データに依拠して前記多数個の単位抵抗のうちで発振周波数の決定に寄与する有効抵抗を選択するための抵抗値調整部を含む。多数個の単位抵抗の各々は、望ましい構成例として、温度変化に対して相反した抵抗特性を有するＰ＋拡散抵抗とポリシリコン抵抗の組合せにより構成される。これら両者の組合せ比率は温度変化に対して二つの抵抗アイテムが有する周波数変化程度を相殺させることができる比率が望ましく、これによって各単位抵抗は、温度変化に対して安定した周波数特性を有することができる。前記抵抗値調整部は、前記抵抗値設定データをデコーディングして多数個の出力ポートに出力するデコーダと、このデコーダの各出力ポートに各々連結されて、前記各出力ポートの出力値をインバーティングするための多数個のインバータと、前記単位抵抗に各々対応する抵抗選択部としての多数の両方向転送ゲートとを含み、前記両方向転送ゲートの各々の一端は互いに共通接続され、他端は前記多数個の単位抵抗の一端に各々接続され、前記両方向転送ゲートの各々の第１制御端は前記デコーダの対応出力ポートに連結され、第２制御端は前記対応出力ポートに連結されたインバータの出力端に連結される構成を有する。
【００１６】
このような構成によると、温度変化に対する抵抗の特性が安定したものとなって、温度変化に対する発振周波数の変動幅が小さくなる。また、抵抗を外部で可変制御することができて発振周波数の制御が容易になる。さらに、可変抵抗部を異なる構成要素と共に単一チップに内蔵することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の望ましい実施形態をより詳細に説明する。
【００１８】
図１は本発明の望ましい実施形態によるマイクロパワーＲＣ発振器４００の構成を図示する。マイクロパワーＲＣ発振器４００は駆動電源回路１００とＲＣ発振回路２００を具備する。
【００１９】
ＲＣ発振回路２００は、駆動電源回路１００から駆動電源を各々受けて動作する直列連結された多数個のインバータ回路と、抵抗とキャパシタにより構成されるＲＣ回路を利用して、キャパシタ（Ｃ）が前記ＲＣ回路の時定数によって定まる周波数により充放電を反復するようにすることで、出力端へ前記周波数で発振する電圧波形を作り出す。具体的には、ＲＣ発振回路２００は直列連結された多数個例えば、３個のインバータ２１０，２２０，２３０を含む。３個のインバータ２１０，２２０，２３０の各々は、駆動電源回路１００の出力端に連結される。かつ、ＲＣ発振回路２００は可変抵抗ＲｖとキャパシタＣを含むが、可変抵抗Ｒｖは出力端に連結された最先頭インバータ２３０の出力端と最後方インバータ２１０の入力端の間に挿入されて閉ループを形成し、キャパシタＣは可変抵抗Ｒｖと最後方インバータ２１０の入力端の接続ノードと最先頭インバータ２３０の入力端との間に挿入される。ＲＣ発振回路２００は、可変抵抗Ｒｖの抵抗値を可変的に選択するための抵抗値調整部２４０をさらに含む。
【００２０】
駆動電源回路１００は、ＲＣ発振回路２００の３個のインバータ２１０，２２０，２３０に必要である駆動電源Ｖｄｄａを供給するものとして、温度補償基準電圧部１１０とバッファ増幅部１３０を基本的に含む。さらに、必要によっては、温度補償基準電圧部１１０とバッファ増幅部１３０との間に挿入されて、温度補償基準電圧部１１０が生成した基準信号（基準電圧）Ｖｒｅｆの電圧レベルを所定の比率で増幅させて得た新しい基準信号Ｖｒｅｆ′をバッファ増幅部１３０に提供する電圧増幅部１２０をさらに具備することができる。
【００２１】
図１にはこれら３個の構成要素を全部含む場合を例示的に図示している。この場合によると、電圧増幅部１２０は演算増幅器１２２とこの演算増幅器１２２の出力端と接地との間に直列に連結された電圧分配用抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２を含む。演算増幅器１２２の非反転端子は温度補償基準電圧部１１０の出力端に連結され、反転端子は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の連結ノードに連結される。
【００２２】
バッファ増幅部１３０は演算増幅器１２２で具現することができる。演算増幅器１２２の非反転端子は電圧増幅部１２０の出力端に連結され、反転端子は自身の出力端と共通に連結され、前記出力端はＲＣ発振回路２００の３個のインバータ２１０，２２０，２３０に各々連結される構成を有する。
【００２３】
マイクロパワーＲＣ発振器４００は必要によってＲＣ発振回路２００から出力される発振信号の電圧レベルを発振信号の被供給所で必要とする所定のレベルに昇圧して出力する出力レベル変換回路３００をさらに具備することができる。この出力レベル変換回路３００はＲＣ発振回路２００の出力端に連結されてＲＣ発振回路２００から出力される発振信号を昇圧させて出力するレベルシフト部３１０とこのレベルシフト部３１０の出力端に連結されて昇圧された発振信号の入力を利用して、出力端に表れる発振信号の振幅が供給電圧Ｖｄｄレベルに殆ど一致されるように信号処理をする出力バッファ部３２０を含む。この出力バッファ部３２０を通じて外部の応用対象に発振信号が伝達される。
【００２４】
図２は駆動電源回路１００を構成する温度補償基準電圧部１１０の望ましい一具体例に従う回路構成を図示する。図２で、温度補償基準電圧部１１０は出力端Ｎ３と接地との間で直列連結された抵抗Ｒ４とＭＯＳトランジスタＭＮ７を含む出力部（ｏｕｔｐｕｔ  ｓｔａｇｅ）１１４と、前記出力端Ｎ３に連結され、温度変化に正比例する特性の電流を出力端ブランチに提供するＰＴＡＴ電流源（ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ  ｔｏ  ａｂｓｏｌｕｔｅ  ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ  ｃｕｒｒｅｎｔ  ｓｏｕｒｃｅ）１１２を含む。ＭＯＳトランジスタＭＮ7はソースとゲートを短絡させてダイオードとして作用する。
【００２５】
ＰＴＡＴ電流源１１２は、図２に例示されたように、第１ＭＯＳトランジスタＭＮ１と第１抵抗Ｒ５が直列で連結された第１ブランチと第２抵抗Ｒ３と第２ＭＯＳトランジスタＭＮ４が直列で連結された第２ブランチを有し、さらにこれら第１及び第２ブランチにブランチ電流Ｉを供給する電流ミラー部（ＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２，ＭＮ３）を含む。望ましくは、第１抵抗Ｒ５はＭＯＳトランジスタＭＮ２で具現する。さらに具体的には、ブランチ電流Ｉが式Ｉ＝（Ｖｇｓ２−Ｖｇｓ３）/（Ｒ５＋Ｒ３）＝ｎＶＴ１ｎＫで決定されるように第２抵抗Ｒ３の両端は、第１及び第２ＭＯＳトランジスタＭＮ１とＭＮ４のゲートに各々連結されて、第１及び第２ブランチは閉ループを形成する。ここで、ｎは理想係数（ｉｄｅａｌｉｔｙ  ｆａｃｔｏｒ）であり、Ｖｇｓ３とＶｇｓ２は各々弱反転領域（ｗｅａｋ  ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ  ｒｅｇｉｏｎ）での第１及び第２ＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ４のゲート−ソース電圧であり、ＶＴは第１及び第２ＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ４のスレッショルド電圧であり、Ｋは第２ＭＯＳトランジスタＭＮ４のソース−ドレインのチャネル幅に対する第１ＭＯＳトランジスタＭＮ１のソース−ドレインのチャネル幅の大きさの比を示す。ＰＴＡＴ電流源１１２は、さらに多数個のＭＯＳトランジスタＭＰ３，ＭＰ４，ＭＰ５，ＭＮ５，ＭＮ６を利用して構成される電流ミラーリング回路を含み、このような構成によってこの電流ミラーリング回路は、第２ブランチのブランチ電流Ｉをミラーリングして出力部１１４に供給する。
【００２６】
図３は、可変抵抗部（可変抵抗Ｒｖと抵抗値調整部２４０）の望ましい回路構成を含むＲＣ発振回路２００の構成を例示的に図示する。可変抵抗部は可変抵抗Ｒｖと抵抗値調整部２４０により構成される。
【００２７】
可変抵抗Ｒｖは多数個の可変抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２，Ｒｖ３，Ｒｖ４を含む。各々の単位抵抗は、絶対温度の変化に対して相反した抵抗特性を有するＰ＋拡散抵抗とポリシリコン抵抗が直列で結合されて自己温度補償特性（ｓｅｌｆ−ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ  ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ）を有する。図面でＰ＋拡散抵抗（Ｐ＋拡散層）は２５０ａ，２５２ａ，２５４ａ，２５６ａで表わされており、ポリシリコン抵抗（Ｒｐｏｌｙ領域）は２５０ｂ，２５２ｂ，２５４ｂ，２５６ｂで表わされている。
【００２８】
抵抗値調整部２４０は外部から提供される抵抗値設定データに依拠して多数個の単位抵抗のうちで、発振周波数の決定に寄与する有効抵抗を選択する回路である。このような機能のために抵抗値調整部２４０は前記抵抗値設定データをデコーディングして多数個の出力ポートに出力するデコーダ２８０と、このデコーダ２８０の各々の出力ポートに各々連結されて、前記各出力ポートの出力値をインバーティングするための多数個のインバータ２６６，２６８，２７０，２７２、そして前記単位可変抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２，Ｒｖ３，Ｒｖ４に各々対応する多数の両方向転送ゲート（ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ  ｔｒａｎｍｉｓｓｉｏｎ  ｇａｔｅ又はｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ  ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）２５８，２６０，２６２，２６４を含む。両方向転送ゲート２５８，２６０，２６２，２６４の各々の一端は互いに共通に接続され、他端は多数個の単位抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２，Ｒｖ３，Ｒｖ４の一端に各々個別的に接続され、両方向転送ゲート２５８，２６０，２６２，２６４の各々の第１制御端はデコーダ２８０の対応出力ポートに連結され、第２制御端は前記対応出力ポートに連結されたインバータの出力端に連結される。このような構成によって、両方向転送ゲート２５８，２６０，２６２，２６４はＲＣ発振回路２００の出力端で得られる出力電圧Ｖ２の発振周波数の値を決定することに有効に寄与する可変抵抗Ｒｖの有効抵抗値を選択する抵抗選択部の役割を担当する。
【００２９】
図４は図１に図示された出力レベル変換回路３００の望ましい構成を例示的に図示する。出力レベル変換回路３００は低電圧パルスＶ２を高電圧Ｖｄｄのパルスに昇圧させるレベルシフト部３１０を含む。発振信号の需要所がレベルシフト部３１０で出力される発振信号の振幅とは異なる振幅の発振信号を必要とする場合には、レベルシフト部３１０の発振信号の振幅をバッファリングして前記需要所が必要とする振幅の発振信号へ変換させる出力バッファ部３２０をさらに含むことが望ましい。
【００３０】
図４で図示されたレベルシフト部３１０は交差結合型（ｃｒｏｓｓ−ｃｏｕｐｌｅｄ  ｔｙｐｅ）として、ゲートがディスエーブルスイッチ（ＤＳ）に連結され、一端が接地端に連結されたＭＯＳトランジスタＭＮ１０と、供給電圧ＶｄｄとＭＯＳトランジスタＭＮ１０との間の第１ブランチに直列で連結される多数のＭＯＳトランジスタＭＰ６，ＭＰ７及びＭＮ８と、供給電圧ＶｄｄとＭＯＳトランジスタＭＮ１０との間の第２ブランチに直列で連結されるＭＯＳトランジスタＭＰ８，ＭＰ９及びＭＮ９と、入力端Ｎ４とＭＯＳトランジスタＭＮ９のゲート端子との間に挿入されて発振信号ＣＬＫＡの論理値を反転させるインバータ３１２を含む。ＭＯＳトランジスタＭＰ７とＭＰ９はドレインとゲートを短絡させて、ダイオードで作用するように構成し、ＭＯＳトランジスタＭＰ６とＭＯＳトランジスタＭＰ８の各ゲートはＭＯＳトランジスタＭＮ９とＭＯＳトランジスタＭＮ８に各々交差連結される。
【００３１】
出力バッファ部３２０は出力端Ｎ６と接地端との間に直列で連結されたＭＯＳトランジスタＭＮ１１及びＭＮ１２と、出力端Ｎ６と供給電圧Ｖｄｄとの間に並列で連結されたＭＯＳトランジスタＭＰ１０及びＭＰ１１を含む。ＭＯＳトランジスタＭＰ１０及びＭＮ１２のゲートはレベルシフト部３１０の出力端Ｎ５に接続され、ＭＯＳトランジスタＭＮ１１とＭＰ１１のゲートはマイクロパワーＲＣ発振器４００全体の作動可否を制御するディスエーブルスイッチ（ＤＳ、図示せず）に接続される。
【００３２】
以上で、図１乃至図４を参照してマイクロパワーＲＣ発振器４００の構成について説明した。以下では、このマイクロパワーＲＣ発振器４００の動作特性を説明する。
【００３３】
図２に図示された温度補償基準電圧部１１０の特徴は、ＭＯＳトランジスタが有する弱反転領域（ｗｅａｋ  ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ  ｒｅｇｉｏｎ）での絶対温度に対する相補的な特性（ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ  ｔｏ  ａｂｓｏｌｕｔｅ  ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ：以下ＣＴＡＴと言う）を利用して自己温度補償特性（ｓｅｌｆ−ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ  ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｎｇ  ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ）がある基準電圧回路という点である。温度補償特性に対して具体的に記述すれば、次のごときである。閉ループＬ１に対する電圧式は次の数式１のごときである。
［数式１］
Ｖｇｓ２−Ｖｇｓ３＝ＩＲ３＋ＩＲ５
これをブランチ電流Ｉに対して整理すれば、次のごときである。
［数式２］
Ｉ＝（Ｖｇｓ２−Ｖｇｓ３）/（Ｒ３＋Ｒ５）
【００３４】
一方、弱反転領域で副スレッショルドドレイン電流（ｓｕｂｔｈｒｅｓｈｏｌｄ  ｄｒａｉｎ  ｃｕｒｒｅｎｔ）Ｉｄは下の数式３のように表現される。
［数式３］
Ｉｄ＝Ｉｄｏ（Ｗ/Ｌ）（ｅＶｇｓ/ｎＶＴ）
数式３をＶｇｓに対して再び整理すれば、
［数式４］
Ｖｇｓ＝ｎＶＴ１ｎ（ＩＬ/ＩｄｏＷ）
のようになるので、Ｖｇｓ２とＶｇｓ３は各々次のように書ける。ここで、Ｌはソースとドレインとの間に電流が流れる方向へのチャネル長さであり、ＷはＬと直角方向のチャネル幅である。
［数式５］
Ｖｇｓ２＝ｎＶＴ１ｎ（ＩＬ/ＩｄｏＷ）
［数式６］
Ｖｇｓ３＝ｎＶＴ１ｎ（ＩＬ/ＩｄｏＫＷ）
上の二つの式からＶｇｓ２とＶｇｓ３の差異は、
［数式７］
0003772300.tif 000002
になる。だから、出力端Ｎ３に表れる基準電圧Ｖｒｅｆは
［数式８］
Ｖｒｅｆ＝ＩＲ４＋Ｖｇｓ７
で書くことができ、数式７を数式２に代入してブランチ電流を求めた後に、その結果を数式８に代入すれば、最終的に基準電圧Ｖｒｅｆは次の数式９のごときである。
［数式９］
Ｖｒｅｆ＝Ｒ４（ｎＶＴ１ｎＫ）/（Ｒ３＋Ｒ５）＋Ｖｇｓ７
【００３５】
ここで、‘Ｖｇｓ２−Ｖｇｓ３’の温度係数は絶対温度に対して比例的（ＰＴＡＴ）である特性を有するので、数式２を考慮すれば、ブランチ電流Ｉも同一の特性を有し、従って数式９の右辺一番目項は、絶対温度の変化に比例してその値が変わる。これに反して、ＭＯＳトランジスタＭＮ７の弱反転領域でスレッショルド電圧の温度係数はＣＴＡＴ特性を有するので、数式９の右辺二番目の二番目項は、絶対温度の変化に反比例的に変わる。即ち、絶対温度の変化に対する数式９の右辺の二つ項の変化値は、互いに相殺関係を有するので、温度補償基準電圧部１１０から出力される基準信号Ｖｒｅｆは温度変化に無関係に安定したレベルを維持することができる。基準電圧のレベルは、供給電圧Ｖｄｄのそれに比べて低いので、ＲＣ発振回路２００での電力消耗量を大きく減らすことができる。さらに、Ｋ値の調節を通じて数式９の右辺一番目項の傾きを調整することもできて、回路設計をするときにこれを活用すれば、有用である。
【００３６】
この基準電圧Ｖｒｅｆは電圧増幅部１２０の非反転端子（＋）に供給されてそのレベルが下の数式１０によって増幅される。
［数式１０］
Ｖｒｅｆ′＝（１＋Ｒ１/Ｒ２）Ｖｒｅｆ
増幅された基準電圧Ｖｒｅｆ′は再びバッファ増幅部１３０の非反転端子に供給される。バッファ増幅部１３０はＲＣ発振回路２００などのように後端に連結される負荷の駆動に必要である十分な電流量をバッファリングすることによって前記基準信号のファンアウト（ｆａｎ−ｏｕｔ）能力を増大させて、駆動電源Ｖｄｄａを作り出して、これをＲＣ発振回路２００の３個のインバータ２１０，２２０，２３０に各々供給する。
【００３７】
次に、ＲＣ発振回路２００の回路動作を図３と図５を参照して説明する。最先頭インバータ２３０の入力端に連結されたキャパシタＣの第１電極電圧Ｖ３を“ハイ（Ｖｄｄａ）”で仮定するとき、第２電極の電圧Ｖ１はＶｄｄａ＋Ｖｓｐにポンピングされ、出力端電圧Ｖ２は“ロー（ＧＮＤ）”に強制される。ここで、ＶｓｐはキャパシタＣの初期電圧である。電圧Ｖ１が放電し始めてロジックスレッショルド電圧（ｌｏｇｉｃ  ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ  ｖｏｌｔａｇｅ）まで下がるときに、電圧Ｖ３は“ロー”に反転され、電圧Ｖ１はやはりＶｓｐ−Ｖｄｄａまで下がって出力端電圧Ｖ２は“ハイ（Ｖｄｄａ）”に反転される。続けて、出力端電圧Ｖ２によってキャパシタＣは再び充電が始まって、電圧Ｖ１がロジックスレッショルド電圧に至ると、Ｖ３は再び“ハイ”に反転され、出力端電圧Ｖ２は再び“ロー（ＧＮＤ）”に反転される。このように、キャパシタＣの反復的な充放電動作によって出力端には図５の（ｂ）に図示された矩形波パルスが表れる。
【００３８】
図５の（ａ）で、放電時間Ｔ１と充電時間Ｔ２を求めると、下の数式１１及び１２のごときである。
［数式１１］
−Ｖｓｐ＋（Ｖｄｄａ−Ｖｓｐ）（１−ｅ−Ｔ１/ＲＣ）＝Ｖｓｐ
Ｔ１＝ＲｖＣ１ｎ｛（Ｖｄｄａ＋Ｖｓｐ）/Ｖｓｐ｝
［数式１２］
（Ｖｄｄａ＋Ｖｓｐ）ｅ−Ｔ２/ＲＣ）＝Ｖｓｐ
Ｔ２＝ＲｖＣ１ｎ｛（Ｖｄｄａ＋Ｖｓｐ）/Ｖｓｐ｝
出力端電圧波形Ｖ２の発振周期Ｔは‘Ｔ１＋Ｔ２’であるので、電圧波形Ｖ２の発振周波数ｆ＿ｏｓｃは
［数式１３］
0003772300.tif 000003
で表わされ、例えば、Ｖｓｐ＝Ｖｄｄａ/２である場合を仮定すれば、発振周波数ｆ＿ｏｓｃは大略
［数式１４］
ｆ＿ｏｓｃ＝１/２．２ＲｖＣ
になる。
【００３９】
上の数式１４で分かるように、発振周波数ｆ＿ｏｓｃの変化が抵抗値Ｒｖと静電容量Ｃの大きさによって左右されるので、抵抗ＲｖとキャパシタＣの工程許容誤差（ｐｒｏｃｅｓｓ  ｔｏｌｅｒａｎｃｅ）とロット（ｌｏｔ）間分布が発振周波数ｆ＿ｏｓｃの特性に大事な要素になる。
【００４０】
一方、発振周波数ｆ＿ｏｓｃが温度変化に敏感に変動しないようにするためには、抵抗とキャパシタの温度特性が安定していることが要求される。しかし、一般的に、抵抗は温度に敏感な特性を示す。抵抗の温度依存性に関する式は次のごときである。
［数式１５］
Ｒ（ｄＴ）＝Ｒ２５（１．０＋ＴＣ１＊dＴ＋ＴＣ２＊ｄＴ２）
ただし、Ｒ２５は摂氏２５度での面積抵抗（ｓｑｕａｒｅ  ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）であり、ＴＣ１とＴＣ２は温度係数であり、ｄＴは摂氏２５度と温度の差異を各々示す。上の式で、括弧内のｄＴ２は無視しても十分に正確な抵抗値を得ることができる。
【００４１】
次の表１は０．６μＣＭＯＳ工程での各抵抗別温度係数を示す。
【表１】
0003772300.tif 000004
前記の表で分かるように、Ｐ＋拡散抵抗（Ｐ＋ａｃｔｉｖｅ）とポリシリコン抵抗（Ｒｐｏｌｙ）は温度変化に対して互いに相反した特性を有する。
【００４２】
図６と図７はＰ＋拡散抵抗とポリシリコン抵抗の温度変化に対する抵抗特性を示す。Ｐ＋拡散抵抗の抵抗値は温度変化に対して比例関係を有するが、Ｒｐｏｌｙ抵抗の抵抗値は温度変化に対して反比例関係を有することが分かる。
【００４３】
互いに相反した温度特性を有する前記二つの抵抗アイテムを混用して単位抵抗を構成すると、相殺効果によって温度特性が安定した抵抗を構成することができるという点に注目する必要がある。図３の可変抵抗Ｒｖは種々の単位可変抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２，Ｒｖ３，Ｒｖ４を直列で結合して構成した例を示す。そして、一つの単位可変抵抗は上の二つの抵抗のアイテムを直列で組合せて構成する。
【００４４】
図６と図７の二つのグラフを比べると、傾きの絶対値が相異である。これは、単位可変抵抗を構成することにおいて、二つの抵抗アイテムを単純に同一である比率で含む場合は、温度変化に対して安定した抵抗値を得られないということを意味する。単位可変抵抗が温度変化に対して安定した抵抗値を有するためには、Ｐ＋拡散抵抗とポリシリコン抵抗が有する温度係数ＴＣ１とＴＣ２を考慮して両者を適切な比率で組合せをすべきである。そして、このような構成によって単位可変抵抗は自己温度補償特性を有する。最適の組合せ比率を求めることは、当業者には比較的容易であるので、ここでは説明を省略する。
【００４５】
一方、発振信号の被供給所特性によっては、発振周波数ｆ＿ｏｓｃの値を異なるように作る必要がある。このような必要に応じるためには、ＲＣ発振回路２００のキャパシタの静電容量及び/又は抵抗の抵抗値を可変させることができなければならない。これと関連して、本発明は図３に例示したように、抵抗値を可変的に設定することができる可変抵抗Ｒｖとこれの抵抗値を調整する抵抗値調整部２４０を含むＲＣ発振回路を提案する。
【００４６】
可変抵抗Ｒｖの抵抗値は、各々単位可変抵抗に対応する両方向転送ゲート２５８，２６０，２６２，２６４のオン又はオフ状態によって決定される。両方向転送ゲート２５８，２６０，２６２，２６４は二つの方向のうちいずれの方向へも同一の伝達特性を示す素子であり、キャパシタＣが充放電を繰り返すために、転送ゲートも両方向型を採用する必要がある。両方向転送ゲート２５８，２６０，２６２，２６４の各々のオン/オフはデコーダ２８０の対応出力ポートのロジックレベルと前記対応出力ポートに連結されたインバータの出力値のロジックレベルによって決定される。図３に例示されたように、単位可変抵抗と両方向転送ゲートの個数を４個にした場合には、デコーダ２８０の入力データは２ビットで構成される。この２ビット入力データは外部手段から与えられる。この外部手段は、可変抵抗Ｒｖの抵抗値の可変的調整を通じて発振周波数を選択する制御手段でありうる。
【００４７】
可変抵抗部を前記のように構成すれば、マイクロパワーＲＣ発振器４００をワン−チップ（ｏｎｅ−ｃｈｉｐ）に具現するときに、可変抵抗Ｒｖと抵抗値調整部２４０もそのチップ内に内蔵することができる。
【００４８】
次の表２はデコーダ２８０の２ビット入力データｓ０，ｓ１に対するデコーダ２８０の出力ポートｐ０，ｐ１，ｐ２，ｐ３のロジック状態及び各ロジック状態に対応する可変抵抗Ｒｖの大きさを示す。
【表２】
0003772300.tif 000005
前記の表２で分かるように、可変抵抗Ｒｖの大きさはデコーダ２８０の入力値によって変更され、究極的に出力電圧Ｖ２の発振周波数は、デコーダ２８０の入力値を利用して可変させることができる。
【００４９】
次に、図４を参照して出力レベル変換回路３００の動作を説明する。図４のレベルシフト部３１０は入力端Ｎ４を通って０〜Ｖ２のスイング幅を有するＲＣ発振回路２００の出力端に表れる発振信号Ｖ２の入力を受けて、出力端Ｎ５を通じて入力信号の振幅よりさらに大きなスイング幅を有する発振信号を出力する。レベルシフト部３１０から得られる大きなスイング幅の発振信号はインバータ回路機能をする出力バッファ部３２０を経て、供給電圧Ｖｄｄのスイング幅を有する発振信号へ変換出力される。
【００５０】
これを具体的に説明すれば、次のごときである。
ディスエーブルスイッチ（ＤＳ）はマイクロパワーＲＣ発振器４００全体の駆動を制御するスイッチング手段として、マイクロパワーＲＣ発振器４００を作動させる間に常に“ハイ”信号として入力されるので、ＭＯＳトランジスタＭＮ１０及びＭＮ１１はオンになり、ＭＯＳトランジスタＭＰ１１はオフになる。
【００５１】
レベルシフト部３１０のＭＯＳトランジスタＭＮ８とＭＮ９のゲートにはＲＣ発振回路200の発振信号ＣＬＫＡ（＝Ｖ２）とこれの反転信号ＣＬＫＢが各々入力される。外部から提供されるディスエーブルスイッチ（図示せず）の信号ＤＳが“ハイ”という前提下に、発振信号ＣＬＫＡが“ハイ”である場合、ＭＯＳトランジスタＭＮ８とＭＮ９は各々“オン”と“オフ”になる。その結果ＭＯＳトランジスタＭＰ８とＭＰ６は各々“オン”と“オフ”になって出力ノードＮ５には殆ど供給電圧Ｖｄｄに近い電圧、厳密にはＶｄｄ−Ｖｇｓが表れる。これと反対で、発振信号ＣＬＫＡが“ロー”である場合、ＭＯＳトランジスタＭＮ８とＭＮ９は各々“オフ”と “オン”になって出力ノードＮ５には接地電圧が表れる。
【００５２】
出力ノードＮ５の電圧がＶｄｄ−Ｖｇｓに維持される間は、ＭＯＳトランジスタＭＰ１０がオフになり、ＭＯＳトランジスタＭＮ１２がオンになって、出力ノードＮ６には接地電圧が表れる。反対に出力ノードＮ５に接地電圧が表れると、今度は反対にＭＯＳトランジスタＭＰ１０がオンになり、ＭＯＳトランジスタＭＮ１２がオフになって、出力ノードＮ６には完全なレベル（ｆｕｌｌ−ｌｅｖｅｌ）の供給電圧Ｖｄｄが表れる。
【００５３】
以上で説明したＲＣ発振回路２００は低い電力消耗量を有するようにするものであった。ＲＣ発振回路２００での電力消耗ＰａｖｇはＲＣ発振回路２００に供給される電圧Ｖｄｄａと電流Ｉａｖｇの掛け算で示すことができるので、次の式１６に示すことができる。
［数式１６］
0003772300.tif 000006
【００５４】
前記の式でＲＣ発振回路２００での消耗電力は、駆動電源Ｖｄｄａの電圧レベルに一番大きく左右されることが分かった。しかし、駆動電源回路１００のバッファ増幅部１３０を電圧フォロア（ｖｏｌｔａｇｅ  ｆｏｌｌｏｗｅｒ）により構成すれば、ＲＣ発振回路２００で必要とする駆動電源Ｖｄｄａの電圧レベルを増大させなく、電流駆動能力は十分に増大させることができる。これによってＲＣ発振器を低電力型に構成することができる。
【００５５】
さらに、図４に例示された出力レベル変換回路３００は電力消耗量が小さいタイプである。発振信号の被供給所で必要とするレベルに昇圧させるためにレベルシフト部３１０が作り出さなければならない電圧は、ただＭＯＳトランジスタＭＰ１０及びＭＮ１２のゲートオン/オフに必要である程度の低い電圧であるので、レベルシフト部３１０での電力消耗量は相当に低い。
【００５６】
発明者は、以上で説明したマイクロパワーＲＣ発振器４００の概念を低電圧ＬＤＩ（ＬＣＤ  ｄｒｉｖｅｒ  ＩＣ）に応用するために２０ＫＨｚ〜４０ＫＨｚ低電圧（１．８Ｖ〜３．６Ｖ）低電力ＲＣ発振回路２００を設計し、その特性を測定した。回路サイズは０．０７６ｍｍ×０．０３２ｍｍであり、適用された製造工程は０．６５μｍ  ｎ−ｗｅｌｌ  ＣＭＯＳ製造工程であった。特性測定において、主関心事項は供給電圧Ｖｄｄに対する周波数、電流、基準電圧及びデューティの変化特性と温度に対する周波数、電流及び基準電圧の変化である。実際で作ったマイクロパワーＲＣ発振器４００において、回路の正常な供給電圧（ｎｏｒｍａｌ  ｓｕｐｐｌｙ  ｖｏｌｔａｇｅ）は２．４Ｖであり、接地端に流れる回路の総消費電流（ｃｕｒｒｅｎｔ  ｃｏｎｓｕｍｐｔｉｏｎ）Ｉｄｄは６．３μＡ程度である。
【００５７】
図８乃至図１１はマイクロパワーＲＣ発振器４００の供給電圧（ｓｕｐｐｌｙｖｏｌｔａｇｅ）Ｖｄｄを１．８〜３．６Ｖの範囲で可変させたときの、マイクロパワーＲＣ発振器４００の発振信号の発振周波数（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）、総消費電流Ｉｄｄ、発振信号のデューティ比、そして温度補償基準電圧部１１０で得られる基準信号Ｖｒｅｆの変化特性を図示する。図面のグラフを通じて分かるように、測定結果によると、前記発振信号の発振周波数と消費電流Ｉｄｄは、大略２００Ｈｚ（３４．１５〜３４．３５Ｋｈｚ）と２７０ｎＡ（６．２８〜６．５５μＡ）程度の偏差を示した。これから分かるように、発振周波数や消費電流は供給電圧Ｖｄｄの変動に対して無視することができる程度の変化のみ示して、非常に安定していると評価することができる。さらに、供給電圧に対する出力発振信号のデューティ比と、前記基準電圧Ｖｒｅｆの変化幅は各々大略０．３５％及び０．０１５Ｖ程度で、これから、大きな変化なしに安定した特性を示すことが確認された。
【００５８】
図１２乃至図１４は温度変化に対するマイクロパワーＲＣ発振器４００の発振周波数、総消費電流Ｉｄｄ及び基準電圧Ｖｒｅｆの変化特性を図示する。−４５℃〜１００℃程度の温度変化に対する発振周波数の偏差は大略１．４３ＫＨｚ程度であり、総消費電流Ｉｄｄと基準電圧Ｖｒｅｆは各々大略４μＡと０．０２Ｖ程度の変化を示した。温度範囲が−２５℃〜７５℃程度の動作領域での温度変化に対して消費電流Ｉｄｄは５．１６〜８．１３μＡ程度の偏差を示し、基準電圧Ｖｒｅｆの偏差は大略２１．３ｍＡ程度を示した。本発明は、抵抗に焦点を合わせて安定した温度特性を得るための考慮を提案したが、抵抗にのみ限定しなくて、ＲＣ発振回路２００のキャパシタＣや両方向転送ゲート２５８，２６０，２６２，２６４の温度特性までも安定化させることができる設計上の考慮をすると、特性の偏差はさらに減らすことができる。
【００５９】
図１５はデコーダ２８０の入力データに対する発振信号の発振周波数の変動特性を示す。デコーダ２８０の入力データを３ビットにして（図３では便宜上２ビットである場合を例示的に説明した）その値を１から８まで可変させた場合、可変抵抗Ｒｖの抵抗値が変化しながら発振周波数の大きさが可変されるが、この時、発振周波数の変化幅は９ＫＨｚ程度になった。
【００６０】
一方、図２に図示された温度補償基準電圧部１１０の出力部（ｏｕｔｐｕｔ  ｓｔａｇｅ）１１４のトランジスタは温度に対する電圧変動特性と製造工程上の要件を充足させると、ＭＯＳトランジスタでなくてもよい。即ち、出力部のトランジスタが温度変化に対して反比例的な電圧降下特性即ち、ＣＴＡＴ特性を有すること、そしてＰＴＡＴ電流源１１２を構成するＭＯＳトランジスタと共に製造することができれば、バイポーラトランジスタを利用することもできる。例えば、図１６と図１７は出力部のトランジスタとしてＭＯＳトランジスタの代わりにバイポーラトランジスタを採用した場合の温度補償基準電圧部１１０−１，１１０−２の回路構成例を各々図示する。
【００６１】
図１６の出力部１１４−１のトランジスタはＣＭＯＳ工程によって製造される基板バイポーラトランジスタ（ｓｕｂｓｔｒａｔｅ  ｂｉｐｏｌａｒ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｑ１であり、図１７の出力部１１４−２のトランジスタはＢｉＣＭＯＳ工程によって製造されるバイポーラトランジスタＱ２である。基板バイポーラトランジスタは構造的にエミッタがＰ型基板に連結されたバイポーラトランジスタとして、ＣＭＯＳ工程で製造可能であるバイポーラトランジスタである。図１６と図１７は各々ＳＰＮＰ（ｓｕｂｓｔｒａｔｅ  ＰＮＰ）型バイポーラトランジスタＱ１とＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ２を採用した場合を例示しており、バイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２の各々はコレクタとベースが短絡されてダイオードとして作用する。
【００６２】
図１６又は図１７で、出力端Ｎ３での基準電圧Ｖｒｅｆは次のように書ける。知られたように、バイポーラトランジスタは温度変化に対するベース−エミッタ電圧ＶＢＥの変化特性が−２．０ｍＶ/℃として、基本的にＣＴＡＴ特性を有する。従って、次の式でＩＲ４はＰＴＡＴ特性を示し、ＶＢＥ１又はＶＢＥ２はＣＴＡＴ特性を示す。
［数式１７］
0003772300.tif 000007
ここで、ＶＢＥ１又はＶＢＥ２はバイポーラトランジスタＱ１又はＱ２のベース−エミッタ電圧である。
【００６３】
以上、本発明を、実施形態によって詳細に説明したが、本発明はこれに限定されず、本発明が属する技術分野において通常の知識を有するものであれば本発明の思想と精神を離れることなく、本発明を修正または変更できる。例えば、図２や図４の回路を構成するＭＯＳトランジスタの種類を変更させて、たとえば、Ｎ型をＰ型にもしくは反対にＰ型をＮ型に変更させて、新しい回路を構成することもでき、かつ、図１６、図１７でバイポーラトランジスタＱ１又はＱ２をＰＮＰ型バイポーラトランジスタへ変更することもできる。このような変形の例は本発明の特許請求の範囲の等価的な意味や範囲に属する変形例である。
【００６４】
【発明の効果】
ＲＣ発振器回路において、大事な問題は電力供給量の削減、温度に対する独立的な回路構成そして、抵抗とキャパシタの工程許容誤差（ｐｒｏｃｅｓｓ  ｔｏｌｅｒａｎｃｅ）の最小化問題などである。回路の実際の具現と特性の測定を通じて確認することができるように、本発明によるマイクロパワーＲＣ発振器はまず、温度変化に対して安定した周波数特性を有するので、温度変化に大きな影響を受けなく、正確な発振信号を作り出すことができる。さらに、ＲＣ発振回路に供給する駆動電圧のレベルを低くして、出力レベル変換回路でも低電圧を利用することで、発振器を低電力型に構成することができて、携帯用電子装置のクロック信号源としての応用性がよくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の望ましい実施形態によるマイクロパワーＲＣ発振器の構成を示す図である。
【図２】図１に示された温度補償基準電圧部の第１具体例による回路構成を示す図である。
【図３】図１に示された可変抵抗部の望ましい回路構成を含むＲＣ発振回路の構成を示す図である。
【図４】図１に示された出力レベル変換回路の望ましい構成を示す図である。
【図５】（ａ），（ｂ），（ｃ）は各々図３のＶ１，Ｖ２，Ｖ３ノードの電圧波形図である。
【図６】Ｐ＋拡散抵抗の温度変化に対する抵抗特性を示す図である。
【図７】ポリシリコン抵抗の温度変化に対する抵抗特性を示す図である。
【図８】マイクロパワーＲＣ発振器の供給電圧Ｖｄｄを可変させたときの、該発振器の発振周波数の変化特性を示す図である。
【図９】マイクロパワーＲＣ発振器の供給電圧Ｖｄｄを可変させたときの、該発振器の総消費電流の変化特性を示す図である。
【図１０】マイクロパワーＲＣ発振器の供給電圧Ｖｄｄを可変させたときの、該発振器の発振信号のデューティ比の変化特性を示す図である。
【図１１】マイクロパワーＲＣ発振器の供給電圧Ｖｄｄを可変させたときの、温度補償基準電圧部で得られる基準電圧の変化特性を示す図である。
【図１２】温度変化に対するマイクロパワーＲＣ発振器の発振周波数の変化特性を示す図である。
【図１３】温度変化に対するマイクロパワーＲＣ発振器の総消費電流の変化特性を示す図である。
【図１４】温度変化に対する温度補償基準電圧部で得られる基準電圧の変化特性を示す図である。
【図１５】デコーダの入力データに対する発振信号の発振周波数の変動特性を示す図である。
【図１６】図１に示された温度補償基準電圧部の第２具体例による回路構成を示す図である。
【図１７】図１に示された温度補償基準電圧部の第３具体例による回路構成を示す図である。
【符号の説明】
１００      駆動電源回路
１１０      温度補償基準電圧部
１１２      ＰＴＡＴ電流源
１１４      出力部
１２０      電圧増幅部
１３０      バッファ増幅部
２００      ＲＣ発振回路
２１０，２２０，２３０      インバータ
２４０      抵抗値調整部
Ｒｖ，Ｒｖ１〜Ｒｖ４      可変抵抗
２５０ａ，２５２ａ，２５４ａ，２５６ａ      Ｐ＋拡散抵抗
２５０ｂ，２５２ｂ，２５４ｂ，２５６ｂ      ポリシリコン抵抗
Ｃ      キャパシタ
２５８，２６０，２６２，２６４      両方向転送ゲート
２８０      デコーダ
３００      出力レベル変換回路
３１０      レベルシフト部
３２０      出力バッファ部
４００      マイクロパワーＲＣ発振器
【図１】
0003772300.tif 000008
【図２】
0003772300.tif 000009
【図３】
0003772300.tif 000010
【図４】
0003772300.tif 000011
【図５】
0003772300.tif 000012
【図６】
0003772300.tif 000013
【図７】
0003772300.tif 000014
【図８】
0003772300.tif 000015
【図９】
0003772300.tif 000016
【図１０】
0003772300.tif 000017
【図１１】
0003772300.tif 000018
【図１２】
0003772300.tif 000019
【図１３】
0003772300.tif 000020
【図１４】
0003772300.tif 000021
【図１５】
0003772300.tif 000022
【図１６】
0003772300.tif 000023
【図１７】
0003772300.tif 000024