(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
水平ドライブ信号が供給されることによりオン・オフ制御される第１のスイッチング素子と第１のダンパーダイオードと第１の共振コンデンサをそれぞれ並列に接続する第１の並列回路であって、その一端が所定電位とされると共に、前記第１の並列回路の他端に対して前記所定電位より高電位とされる直流電圧がコイルを介して供給される第１の並列回路と、
第２のスイッチング素子と第２のダンパーダイオードと第２の共振コンデンサとをそれぞれ並列に接続する第２の並列回路であって、前記第１の並列回路の他端に一端が接続されることで前記第１の並列回路に直列接続される第２の並列回路と、
水平偏向ヨークとＳ字補正コンデンサとを直列接続すると共に、前記第１の並列回路の一端と前記第２の並列回路の他端との間に接続される直列回路と、
前記第１のスイッチング素子がオンすると同時に第２のスイッチング素子をオン制御するスイッチング素子制御手段であって、前記第１のスイッチング素子がオフすることで開始するリトレース期間中に前記第２のスイッチング素子をオフさせると共に、これら第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子がオフしている期間における前記第１のスイッチング素子の両端電圧と前記第２のスイッチング素子にかかる両端電圧との比較に基づき前記第２のスイッチング素子のオフ開始時期を制御するスイッチング素子制御手段と  、
前記水平偏向コイルとＳ字補正コンデンサとの間に直列に接続されたコンデンサと前記水平偏向コイルとの接続点に対して一端が接続される直列回路であって、直流阻止用コンデンサ及び第３のスイッチング素子からなる直列回路の他端を所定電位とすると共に、この直列回路における直流阻止用コンデンサ及び第３のスイッチング素子の接続点に対してチョークコイルを介して前記所定電位より高電位とされる直流電源を供給するとともに、前記第３のスイッチング素子を水平走査期間中にはオフさせ、帰線期間中にはオンさせるようにされた水平リニアリティ補正回路と
を具備することを特徴とする水平偏向回路。
【請求項２】
請求項１記載の水平偏向回路において、
前記第３のスイッチング素子をオンさせる時間を垂直走査期間で変えることにより、水平リニアリティ補正量を垂直走査周期で変化させることを特徴とする水平偏向回路。
【請求項３】
請求項１記載の水平偏向回路において、
前記コイルは、フライバックトランスの１次巻線とされることを特徴とする水平偏向回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は陰極線管（ＣＲＴ）を用いたテレビジョンディスプレイ装置に用いられる水平偏向回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般のテレビジョン受像機に使用されている水平偏向回路は、図４に示すように、ダイオード変調回路でピンクッション歪みを補正しながら水平偏向コイルに鋸歯状波電流を供給すると共に、ＣＲＴに供給する高電圧を発生するフライバックトランスを負荷とする回路構成をとっている。
【０００３】
また一般に、水平出力用のスイッチング素子としてはトランジスタを使用しているので、図４に示すようなトランジスタを用いた水平偏向回路で水平偏向の基本動作説明をする。
【０００４】
図４において、ベースに正極性の水平ドライブパルスが加わり水平出力トランジスタ３１がオンすると、フライバックトランス３６の１次巻線を介してコレクター電流が直線的に増加しながら流れ、水平偏向コイル３４に正の偏向電流が流れる。つぎに、水平出力トランジスタ３１がオフされると、コレクター電流は０となるが、フライバックトランス３６の１次巻線と水平偏向コイル３４の合成インダクタンスと共振コンデンサ３３，４３が共振しながら、水平偏向コイル３４から共振コンデンサ３３，４３に充電電流が流れ込み、つぎにはそれを放電する放電電流が水平偏向コイル３４に流れ込む。しかし、ダンパーダイオード３２，４２が水平偏向コイル３４に接続されているために、この共振現象はこの段階で停止して、水平偏向コイル３４からの逆方向電流は共振コンデンサ３３，４３には流れず、ダンパーダイオード３２，４２を流れる。
【０００５】
上述の動作を数式的に下記に示す、ここで、水平偏向コイル３４に流れる水平偏向電流Ｉの最大振幅（ｐｅａｋ  ｔｏ  ｐｅａｋ値、以下ＰＰ値と記す）をＩｐｐ、水平偏向コイル３４の両端にかかる電圧Ｖの最大電圧をＶｐ、水平偏向コイル３４のインダクタンスをＬ、水平帰線（以下、リトレースと記す）期間をＴｒｅとすると、
Ｖ＝Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）‥‥（１）
リトレースパルスが正弦波曲線で近似できる場合は
Ｖｐ＝（π／２）ＬＩｐｐ／Ｔｒｅ‥‥（２）
となる。
【０００６】
一方、使用するＣＲＴと水平偏向コイル３４が決定されると、その水平偏向コイル３４で電子ビームを走査するために必要となる偏向磁界のエネルギーはＣＲＴの形状や高圧条件等で一義的に決まってしまう。インダクタンスＬに流れる電流Ｉの有する磁気的エネルギーは（１／２）ＬＩ2 であるから、ＬＩｐｐ2 はこの水平偏向コイル３４の偏向能率を表すものとなる。この偏向能率をＷとすると、
ＬＩｐｐ2 ＝Ｗ‥‥（３）
（２）、（３）式より
ＩｐｐＶｐ＝（π／２）Ｗ／Ｔｒｅ‥‥（４）
（４）式において、Ｗ，Ｔｒｅを一定とすると、水平偏向電流Ｉｐｐは水平偏向コイル３４両端のリトレースパルス電圧Ｖｐに反比例する。
【０００７】
図４に示すような従来から使用されている水平偏向回路では、リトレース期間のＶｐはスイッチング素子の両端電圧より必ず小さくなるので、Ｖｐはスイッチング素子の制約を受ける。従って、たとえばフリッカーフリーのテレビジョン受像機のように水平偏向周波数が通常の２倍となる場合、Ｔｒｅが１／２となるので、スイッチング素子の耐圧性能からみてＶｐを変えないとすれば、Ｉｐｐは２倍になり、これによる回路の各素子における電力ロスが増加する。この対策により、各素子をはじめ、回路コストの上昇を余儀なくされる。
【０００８】
また、広角偏向では画面上下部と中央のＳ字補正量の違いが無視できなくなり中間ピンクッション歪みが生じる。図４に示されるダイオード変調回路ではＳ字補正を垂直走査の周期でダイナミックに変化させ、中間ピンクッション歪みを補正することが可能である。
図４のＳ字補正コンデンサ３５は共振コンデンサ４３と水平偏向コイル３４で構成される上側共振回路の電流Ｉ１と、共振コンデンサ３３とパルスモジュレーションコイル３８で構成される下側共振回路の電流Ｉ２が流れる。この共振回路電流はピンクッションひずみ補正回路によって垂直走査の周期で変化しており、Ｓ字補正コンデンサ３５によるＳ字補正量も垂直走査の周期で変化させることができる。その結果、この中間ピンクッション歪みを補正することができる。
【０００９】
次に水平偏向コイルの内部抵抗によって生じる水平リニアリティ歪みの補正方法について説明する。
水平リニアリティ歪みは水平の走査期間中に水平偏向コイルの両端電圧が、水平偏向電流と内部抵抗の乗算分だけ減少してしまうことによりおこる。従って、走査区間終了時の偏向電流振幅は走査区間開始時の偏向電流振幅よりも小さくなってしまうことになる。ほとんどのＣＲＴを用いたテレビジョンディスプレイ装置には、水平リニアリティを補正するために水平リニアリティ補正コイルを使用している。この水平リニアリティ補正コイルを水平偏向コイルに直列に接続することにより、水平リニアリティを補正している。
【００１０】
しかしながら、この水平リニアリティ補正量は水平リニアリティ補正コイルの特性により一意的に決まるものである。このため画面の上下部と中央部とでは、偏向電流量が違うことにより補正量も変わってくるため、画面左右のピンクッションアンバランスなどを生じる結果となる。
【００１１】
従来技術ではこれを解決するために図４のように水平リニアリティ補正トランス３７を使用している。偏向電流Ｉ１の増減に対してＩ２が逆に変化するのを利用し、水平リニアリティ補正コイルに巻き線を追加しＩ２による起磁力を加えたものである。これにより、偏向電流の変化に対して、水平リニアリティ補正コイルの飽和度を一定に保つ効果がある。
【００１２】
一方、本出願人は先に、ＣＲＴを用いたテレビジョンディスプレイ装置に用いられる水平偏向回路として、図５に示す如く、スイッチング素子を２つ用い水平偏向コイルに２ｋＶ程度の電圧を印加でき、倍速で走査するようにしたテレビジョンディスプレイ装置の水平偏向電流を通常のテレビジョンディスプレイ装置並にすることで、消費電力の削減と大幅なコストダウンを可能とした水平偏向回路を提案した。
【００１３】
この図５につき説明するに、この水平偏向回路は、水平出力のスイッチング素子１１とダンパーダイオード１２と共振コンデンサ１３との並列回路と、スイッチング素子２１とダンパーダイオード２２と共振コンデンサ２３との並列回路とを直列接続して、その接続点にフライバックトランス６の１次巻線を介して電源供給を行う。スイッチング素子１１の他端は接地され、スイッチング素子２１の他端に水平偏向コイル４を接続し、さらにこの水平偏向コイル４に直列にＳ字補正コンデンサ５を接続し、Ｓ字補正コンデンサ５の他端は接地する。
【００１４】
このような水平偏向回路にスイッチング素子１１，２１の両端電圧を読みとるパルス読みとり回路１７，２７と、その電圧に基づき演算してスイッチング素子２１のオン、オフを制御するスイッチング素子制御回路５０を備えている。
【００１５】
つぎに、この回路動作を図５，図６，図７を参照して説明する。
図５において、水平ドライブ信号が水平出力のスイッチング素子１１に入力し、水平出力のスイッチング素子１１をオンさせると同時に、スイッチング素子制御回路５０も動作して、スイッチング素子２１もオンさせ、両者とも導通状態となり、水平偏向コイル４に偏向電流が流れる。一方、スイッチング素子１１はスイッチング素子２１より先にオフするが、これによってリトレース期間（水平帰線期間）がはじまる。このリトレース区間中にスイッチング素子２１をスイッチング素子制御回路５０によりオンオフ制御させる。これら一連の動作を水平偏向期間を区切り、等価回路を用いて説明する。
【００１６】
〈トレース区間ａ〉
トレース区間ａはスイッチング素子１１，２１の両方が導通している状態で、等価回路は図７Ａのようになり、従来から用いられているスイッチング素子１段の水平偏向回路と同じ形となる。この時は偏向電流、フライバックトランス電流は共に、それぞれＳ字補正コンデンサ５の両端電圧、電源電圧に応じた傾きで増加する。この時の偏向電流の波形を図６Ｄに示す。
【００１７】
〈リトレース区間の初期〉
リトレース期間に入るには、水平ドライブ信号により、まずスイッチング素子１１をオフする。この時、まだスイッチング素子２１が導通しているので等価回路は図７Ｂのようになり、通常の水平偏向回路と同様である。この時フライバックトランス６や水平偏向コイル４に流れていた電流は共振コンデンサ１３に流れ込み、共振コンデンサ１３の両端に電圧を生じ、それによって電流は反転動作を開始する。すなわち、共振動作をはじめ、その電圧、電流波形が図６の区間ｂとなる。
【００１８】
〈リトレース区間におけるスイッチング素子２１のオフ期間〉
リトレース区間の後半、偏向電流が０に達した後、スイッチング素子２１をオフしてもダンパーダイオード２２があるために等価回路は図７Ｂのままでなんら変化も起きないが、リトレースの前半まだ偏向電流が０に達する前にスイッチング素子２１をオフしたときの等価回路は図７Ｃのようになり、水平偏向コイル４に直列にもう一つの共振コンデンサ２３が接続されたことになる。
【００１９】
そして偏向電流が共振コンデンサ２３にも流れ込むので共振コンデンサ２３の両端にも電圧を生じるようになり、水平偏向コイル４の両端には、スイッチング素子１１の両端のパルスより大きなパルス電圧をかけることができる（図６Ａ参照）。
【００２０】
ここで、スイッチング素子１１の両端のリトレースパルス電圧のピーク値は主に電源電圧、リトレース時間及びトレース時間の比で決まるので、このパルス（図６Ｂ参照）をフライバックトランス６で昇圧して、ＣＲＴの電子銃に用いる高電圧とすることができる。
【００２１】
〈リトレース区間後半〉
リトレース区間は共振コンデンサ１３，２３に流れ込んでいた電荷が全て流れ出て両端電圧が０となったときダンパーダイオードが自動的に導通して終了する（ダイオードは簡単のため理想的ダイオードとする）。
ここで、共振コンデンサ２３に流れ込む電流は共振コンデンサ１３に流れ込む電流より常に少ないので、共振コンデンサ２３の方が早く電荷がなくなり、ダンパーダイオード２２がダンパーダイオード１２より先に導通する。このために、スイッチング素子２１の両端に生じるパルスの方がスイッチング素子１１の両端に生じるパルスよりパルス幅が細くなる（図６Ｂ，Ｃの区間ｃ参照）。
【００２２】
さらに、スイッチング素子２１のオフタイミングを遅らせると、共振コンデンサ２３に流れ込む電流はさらに少なくなるので、この時スイッチング素子２１の両端のパルスは、パルス幅がさらに細くなり、パルス高も低いものとなる。つまりスイッチング素子２１のオフタイミングの位相をコントロールすることにより、水平偏向コイル４の両端にかかるリトレースパルス電圧をコントロールすることができ、結果的に偏向電流の振幅を可変することができる。
【００２３】
なお、図６の区間ｄは等価回路は区間ｂと同じものとなるので、説明は略す。
【００２４】
〈トレース区間ｅ〉
さて、こうしてダンパーダイオード２２が導通してしまうと回路は図７Ｂの等価回路の形にもどり共振コンデンサ１３の両端電圧が０となるまで通常の偏向回路と同様にリトレース動作を続け、リトレース終了と共に図７Ａの等価回路の形にもどり、トレース区間ｅに入る。このトレース区間ｅにおいては、水平偏向コイル４からダンパーダイオード１２，２２の順方向に水平偏向電流が流れる（図６Ｄ参照）。そしてこの間に、スイッチング素子１１，２１を導通状態にしておき、つぎのトレース区間ａに備える。
【００２５】
以上、水平偏向電流は上述の偏向区間ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅを繰り返すことで、水平偏向コイル４は水平偏向磁界を形成する。
【００２６】
つぎに、スイッチング素子のオフタイミングを制御することにより、水平偏向電流の振幅を可変して、ピンクッション歪みや水平の画サイズ調整を行う方法について、詳細な説明を行う。
【００２７】
水平偏向電流の最大振幅（ＰＰ値）Ｉｐｐはリトレース期間の水平偏向コイルの両端にかかるリトレースパルス電圧の積分値に比例する。ところが、このリトレースパルス電圧は１２００〜２２００ボルト位あるので、これを処理可能な低電圧に分圧して、この電圧と水平偏向の振幅を表す基準電圧とを比較し、その差分を積分した上で、この積分値が０となるように、スイッチング素子のドライブ信号にフィードバックをかけて、精度高く、水平偏向電流のＩｐｐを制御しようとするものである。この一例が図５に示すスイッチング素子制御回路５０である。
【００２８】
図５において、パルス読みとり回路１７，２７でスイッチング素子１１，２１両端にかかるリトレースパルス電圧をそれぞれ検出する。なお、この検出電圧は、コンデンサ分割等を用いて、リトレースパルス電圧を分圧したものである。この検出電圧をスイッチング素子制御回路５０に入力し、演算増幅器等の引き算器５１を用いて、スイッチング素子１１のリトレースパルス電圧（分圧値）からスイッチング素子２１のリトレースパルス電圧（分圧値）を引き算する。この差電圧と所定の水平振幅に対応する振幅コントロール電圧とを比較器５２で比較する。この振幅コントロール電圧は通常、ピンクッション歪みを補正するためのパラボラ状の電圧が加算されている。
【００２９】
そして、比較された電圧は積分器５３で積分されて直流電圧となり、スイッチング素子２１のドライブ信号の位相（オフのタイミング）調整の信号として位相調整器５４に入力される。そして位相調整器５４で形成されたタイミングパルスはドライブ波形発生器５５において、スイッチング素子２１をドライブするのに十分なドライブ信号を形成する。このようなフィードバックループにより、スイッチング素子２１はオフタイミングを制御しつつ、偏向電流を出力する。
【００３０】
以上は、オフタイミングの閉ループ制御系が安定動作の状態にある場合の動作であるが、回路構成によっては、電源投入時の立ち上がり時等の過渡期には、異なる動作をすることがあるので、注意を要する。
【００３１】
図５に示す制御系において、スイッチング素子１１のリトレースパルスの電圧波形（分圧値）からスイッチング素子２１のリトレースパルスの電圧波形（分圧値）を差し引いた面積は、偏向電流の振幅に対して、線形に変化する。そして、電源の立ち上がり時は、その差し引きの面積がある大きさに達するまでスイッチング素子２１の両端にリトレースパルスが生じないようにフィードバックループが動作する。すなわち、スイッチング素子１１の両端のリトレースパルスがある所定の波高値に達するまではスイッチング素子２１の両端にリトレースパルスは発生しないので、安定した立ち上がりとなる。
【００３２】
上述図５の水平偏向回路によれば、水平出力用のスイッチング素子の耐圧を低くとることができる一方、水平偏向コイルにかかるリトレースパルス電圧を大きくとり、偏向電流を小さくして偏向系の電力ロスを低減できると共に、水平方向の画サイズ調整や歪み補正を容易に行うことができる。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
然しながらこの図５において、水平偏向コイル４に直列に接続されているＳ字補正コンデンサ５によってＳ字補正されるが、その補正量は変化しないため中間ピンクッション歪補正はされない。この水平偏向回路では上述のダイオード変調方式とは回路形態が異なるため、同様の方式で中間ピンクッション歪補正を行うことはできない。
【００３４】
また同様に水平リニアリティ補正においても、図５の水平偏向回路では、ダイオード変調方式の水平偏向回路とは形態が異なるため、水平リニアリティ補正トランスが使用できず、画面左右のピンクッションアンバランスなどの問題が生ずることになる。
【００３５】
また、水平リニアリティ補正コイル、または水平リニアリティ補正トランスを使用した場合、そのコイルにかかる両端電圧の分だけ水平偏向コイルにかかる両端電圧は減少する。そのため、電源の能力を効率よく生かすことができなくなり、消費電力の増大や、発熱の問題につながる。したがって、水平リニアリティ補正を、スイッチング素子を使って行うことができれば、消費電力的にも有利になるだけでなく、その補正特性の制御が容易になり、コストも下がる可能性がある。
【００３６】
本発明は上述の点に鑑み、図５に示す如き、スイッチング素子を２つ用い、水平偏向コイルに２ｋＶ程度の電圧が印加でき、倍速で走査する水平偏向電流を通常の水平偏向電流並みとし、消費電力削減と大幅なコストダウンを可能とした水平偏向回路において、中間ピンクッション歪補正、水平リニアリティ補正等従来のダイオード変調方式の水平偏向回路と変わらぬ各種補正ができるようにすることを目的とする。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
本発明水平偏向回路は、水平ドライブ信号が供給されることによりオン・オフ制御される第１のスイッチング素子と第１のダンパーダイオードと第１の共振コンデンサをそれぞれ並列に接続する第１の並列回路であって、その一端が所定電位とされると共に、この第１の並列回路の他端に対してこの所定電位より高電位とされる直流電圧がコイルを介して供給される第１の並列回路と、第２のスイッチング素子と第２のダンパーダイオードと第２の共振コンデンサとをそれぞれ並列に接続する第２の並列回路であって、この第１の並列回路の他端に一端が接続されることでこの第１の並列回路に直列接続される第２の並列回路と、水平偏向ヨークとＳ字補正コンデンサとを直列接続すると共に、この第１の並列回路の一端とこの第２の並列回路の他端との間に接続される直列回路と、この第１のスイッチング素子がオンすると同時に第２のスイッチング素子をオン制御するスイッチング素子制御手段であって、この第１のスイッチング素子がオフすることで開始するリトレース期間中にこの第２のスイッチング素子をオフさせると共に、これら第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子がオフしている期間におけるこの第１のスイッチング素子の両端電圧とこの第２のスイッチング素子にかかる両端電圧との比較に基づきこの第２のスイッチング素子のオフ開始時期を制御するスイッチング素子制御手段と、この水平偏向コイルとＳ字補正コンデンサとの間に直列に接続されたコンデンサとこの水平偏向コイルとの接続点に対して一端が接続される直列回路であって、直流阻止用コンデンサ及び第３のスイッチング素子からなる直列回路の他端を所定電位とすると共に、この直列回路における直流阻止用コンデンサ及び第３のスイッチング素子の接続点に対してチョークコイルを介してこの所定電位より高電位とされる直流電源を供給するとともに、この第３のスイッチング素子を水平走査期間中にはオフさせ、帰線期間中にはオンさせるようにされた水平リニアリティ補正回路とを具備するものである。
【００３８】
斯る、本発明によれば水平偏向コイルに直列接続されたＳ字補正コンデンサを接地する回路構成をとることができるので、このＳ字補正コンデンサと接地間に所定の回路素子又は所定の回路を接続した各種の偏向系の補正を容易に行うことができる。
【００３９】
この為、Ｓ字補正コンデンサと並列接続して、中間ピンクッション歪補正回路と水平リニアリティ補正回路とを組み込み、Ｓ字補正コンデンサの両端に補正用の電圧を重畳でき、水平偏向コイルの両端電圧を変化させることができ、各種の偏向系補正ができる。
【００４０】
【発明の実施の形態】
以下、図１，図２及び図３を参照して、本発明水平偏向回路の実施の形態の例につき説明しよう。この図１において、図５に対応する部分には同一符号を付して示す。
【００４１】
図１に示すように、本実施の形態例の水平偏向回路は、水平出力のスイッチング素子１１とダンパーダイオード１２と共振コンデンサ１３との並列回路と、スイッチング素子２１とダンパーダイオード２２と共振コンデンサ２３との並列回路とを直列接続して、その接続点にフライバックトランス６の１次巻線を介して電源供給を行う。スイッチング素子１１の他端は接地され、スイッチング素子２１の他端には水平偏向コイル４を接続し、さらにこの水平偏向コイル４に直列にＳ字補正コンデンサ５を接続し、Ｓ字補正コンデンサ５の他端は接地する。
【００４２】
このような水平偏向回路にスイッチング素子１１，２１の両端電圧を読みとるパルス読みとり回路１７，２７と、その電圧に基づき演算してスイッチング素子２１のオン、オフを制御するスイッチング素子制御回路５０を備えている。
【００４３】
つぎに、この回路動作を図１，図６，図７を参照して説明する。
図１において、水平ドライブ信号が水平出力のスイッチング素子１１に入力し、水平出力のスイッチング素子１１をオンさせると同時に、スイッチング素子制御回路５０も動作して、スイッチング素子２１もオンさせ、両者とも導通状態となり、水平偏向コイル４に偏向電流が流れる。一方、スイッチング素子１１はスイッチング素子２１より先にオフするが、これによってリトレース期間（水平帰線期間）がはじまる。このリトレース区間中にスイッチング素子２１をスイッチング素子制御回路５０によりオンオフ制御させる。これら一連の動作を水平偏向期間を区切り、等価回路を用いて説明する。
【００４４】
〈トレース区間ａ〉
トレース区間ａはスイッチング素子１１，２１の両方が導通している状態で、等価回路は図７Ａのようになり、従来から用いられているスイッチング素子１段の水平偏向回路と同じ形となる。この時は偏向電流、フライバックトランス電流は共に、それぞれＳ字補正コンデンサ５の両端電圧、電源電圧に応じた傾きで増加する。この時の偏向電流の波形を図６Ｄに示す。
【００４５】
〈リトレース区間の初期〉
リトレース期間に入るには、水平ドライブ信号により、まずスイッチング素子１１をオフする。この時、まだスイッチング素子２１が導通しているので等価回路は図７Ｂのようになり、通常の水平偏向回路と同様である。この時フライバックトランス６や水平偏向コイル４に流れていた電流は共振コンデンサ１３に流れ込み、共振コンデンサ１３の両端に電圧を生じ、それによって電流は反転動作を開始する。すなわち、共振動作をはじめ、その電圧、電流波形が図６の区間ｂとなる。
【００４６】
〈リトレース区間におけるスイッチング素子２１のオフ期間〉
リトレース区間の後半、偏向電流が０に達した後、スイッチング素子２１をオフしてもダンパーダイオード２２があるために等価回路は図７Ｂのままでなんら変化も起きないが、リトレースの前半まだ偏向電流が０に達する前にスイッチング素子２１をオフしたときの等価回路は図７Ｃのようになり、水平偏向コイル４に直列にもう一つの共振コンデンサ２３が接続されたことになる。
【００４７】
そして偏向電流が共振コンデンサ２３にも流れ込むので共振コンデンサ２３の両端にも電圧を生じるようになり、水平偏向コイル４の両端には、スイッチング素子１１の両端のパルスより大きなパルス電圧をかけることができる（図６Ａ参照）。
【００４８】
ここで、スイッチング素子１１の両端のリトレースパルス電圧のピーク値は主に電源電圧、リトレース時間及びトレース時間の比で決まるので、このパルス（図６Ｂ参照）をフライバックトランス６で昇圧して、ＣＲＴの電子銃に用いる高電圧とすることができる。
【００４９】
〈リトレース区間後半〉
リトレース区間は共振コンデンサ１３，２３に流れ込んでいた電荷が全て流れ出て両端電圧が０となったときダンパーダイオードが自動的に導通して終了する（ダイオードは簡単のため理想的ダイオードとする）。
ここで、共振コンデンサ２３に流れ込む電流は共振コンデンサ１３に流れ込む電流より常に少ないので、共振コンデンサ２３の方が早く電荷がなくなり、ダンパーダイオード２２がダンパーダイオード１２より先に導通する。このために、スイッチング素子２１の両端に生じるパルスの方がスイッチング素子１１の両端に生じるパルスよりパルス幅が細くなる（図６Ｂ，Ｃの区間ｃ参照）。
【００５０】
さらに、スイッチング素子２１のオフタイミングを遅らせると、共振コンデンサ２３に流れ込む電流はさらに少なくなるので、この時スイッチング素子２１の両端のパルスは、パルス幅がさらに細くなり、パルス高も低いものとなる。つまりスイッチング素子２１のオフタイミングの位相をコントロールすることにより、水平偏向コイル４の両端にかかるリトレースパルス電圧をコントロールすることができ、結果的に偏向電流の振幅を可変することができる。
【００５１】
なお、図６の区間ｄは等価回路は区間ｂと同じものとなるので、説明は略す。
【００５２】
〈トレース区間ｅ〉
さて、こうしてダンパーダイオード２２が導通してしまうと回路は図７Ｂの等価回路の形にもどり共振コンデンサ１３の両端電圧が０となるまで通常の偏向回路と同様にリトレース動作を続け、リトレース終了と共に図７Ａの等価回路の形にもどり、トレース区間ｅに入る。このトレース区間ｅにおいては、水平偏向コイル４からダンパーダイオード１２，２２の順方向に水平偏向電流が流れる（図６Ｄ参照）。そしてこの間に、スイッチング素子１１，２１を導通状態にしておき、つぎのトレース区間ａに備える。
【００５３】
以上、水平偏向電流は上述の偏向区間ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅを繰り返すことで、水平偏向コイル４は水平偏向磁界を形成する。
【００５４】
つぎに、スイッチング素子のオフタイミングを制御することにより、水平偏向電流の振幅を可変して、ピンクッション歪みや水平の画サイズ調整を行う方法について、詳細な説明を行う。
【００５５】
水平偏向電流の最大振幅（ＰＰ値）Ｉｐｐはリトレース期間の水平偏向ヨークの両端にかかるリトレースパルス電圧の積分値に比例する。ところが、このリトレースパルス電圧は１２００〜２２００ボルト位あるので、これを処理可能な低電圧に分圧して、この電圧と水平偏向の振幅を表す基準電圧とを比較し、その差分を積分した上で、この積分値が０となるように、スイッチング素子のドライブ信号にフィードバックをかけて、精度高く、水平偏向電流のＩｐｐを制御しようとするものである。この図１例に示すスイッチング素子制御回路５０も、図５に示すものと同様に構成する。
【００５６】
本例において、パルス読みとり回路１７，２７でスイッチング素子１１，２１両端にかかるリトレースパルス電圧をそれぞれ検出する。なお、この検出電圧は、コンデンサ分割等を用いて、リトレースパルス電圧を分圧したものである。この検出電圧をスイッチング素子制御回路５０に入力し、演算増幅器等の引き算器５１を用いて、スイッチング素子１１のリトレースパルス電圧（分圧値）からスイッチング素子２１のリトレースパルス電圧（分圧値）を引き算する。この差電圧と所定の水平振幅に対応する振幅コントロール電圧とを比較器５２で比較する。この振幅コントロール電圧は通常、ピンクッション歪みを補正するためのパラボラ状の電圧が加算されている。
【００５７】
そして、比較された電圧は積分器５３で積分されて直流電圧となり、スイッチング素子２１のドライブ信号の位相（オフのタイミング）調整の信号として位相調整器５４に入力される。そして位相調整器５４で形成されたタイミングパルスはドライブ波形発生器５５において、スイッチング素子２１をドライブするのに十分なドライブ信号を形成する。このようなフィードバックループにより、スイッチング素子２１はオフタイミングを制御しつつ、偏向電流を出力する。
【００５８】
以上は、オフタイミングの閉ループ制御系が安定動作の状態にある場合の動作であるが、回路構成によっては、電源投入時の立ち上がり時等の過渡期には、異なる動作をすることがあるので、注意を要する。
【００５９】
図１に示す制御系において、スイッチング素子１１のリトレースパルスの電圧波形（分圧値）からスイッチング素子２１のリトレースパルスの電圧波形（分圧値）を差し引いた面積は、偏向電流の振幅に対して、線形に変化する。そして、電源の立ち上がり時は、その差し引きの面積がある大きさに達するまでスイッチング素子２１の両端にリトレースパルスが生じないようにフィードバックループが動作する。すなわち、スイッチング素子１１の両端のリトレースパルスがある所定の波高値に達するまではスイッチング素子２１の両端にリトレースパルスは発生しないので、安定した立ち上がりとなる。
【００６０】
本例においては、図１に示す如くこの水平偏向コイル４及びＳ字補正コンデンサ５の接続中点を中間ピンクッション歪補正回路６０及び水平リニアリティ補正回路７０の並列回路を介して接地する。
【００６１】
この場合、図１のように水平偏向コイル４に直列にＳ字補正コンデンサ５を入れて共振させると、Ｓ字補正コンデンサ５の両端電圧は図３Ｂのようになる。この正弦波状電圧成分が重畳され、偏向電流は画面の中心部で増加し、周辺部で減少されるので、Ｓ字補正ができる。したがって、図３ＢのようなＳ字補正コンデンサ５の両端電圧を垂直走査周期でダイナミックに変化させれば中間ピンクッション歪を補正することが可能である。
【００６２】
この中間ピンクッション歪補正回路６０は例えば図２Ａに示す如く、Ｓ字補正コンデンサ５に並列にコンデンサ６２及びスイッチング素子６１の直列回路を接続したものである。このスイッチング素子６１を水平走査期間中の前半でオフすることにより、画面左右部と画面中央部ではＳ字補正コンデンサの容量を切り替えることができ、Ｓ字補正量を変化させることができる。つまり、画面左右部ではＳ字補正コンデンサ５とコンデンサ６２の並列容量による補正となり、画面中央部ではＳ字補正コンデンサ５のみによる補正となる。
【００６３】
このスイッチング素子６１のスイッチングタイミングを変調することにより、中間ピンクッション歪みの補正される様子を図２Ｂ，Ｃ，Ｄを使って説明する。スイッチング素子６１のスイッチング信号入力端子６１ａには、垂直走査周期でパルス幅変調されたドライブ信号を入力する。このとき、垂直方向の画面上下部ではスイッチングのオフタイミングを遅らせ、垂直方向の画面中央部ではスイッチングのオフタイミングを早めるようにする。そうすることにより、垂直方向の画面中央部での方が、スイッチングのオフされるタイミングが早いため、Ｓ字補正コンデンサ５のみによる補正の時間が長くなり、Ｓ字補正量は多くなる。逆に、垂直方向の画面上下部では補正量が少なくなり、垂直走査周期で補正量をダイナミックに変化させることができるので、中間ピンクッション歪みを補正することができる。
【００６４】
また、水平リニアリティ補正回路７０は例えば図３Ａに示す如く水平偏向コイル４とＳ字補正コンデンサ５に直列に接続されたコンデンサ７２との接続中点を直流阻止用のコンデンサ７３及びスイッチング素子７１の直列回路を介して接地すると共に、このコンデンサ７３及びスイッチング素子７１の接続中点をチョークコイル７４を介して直流電源端子に接続されたものである。この水平リニアリティ補正回路７０の動作は水平走査期間中にスイッチング素子７１をオフさせ、帰線期間中にスイッチング素子をオンさせる。
【００６５】
水平偏向電流は走査区間ではＳ字補正コンデンサ５を電源として流れているので、水平偏向電流の変化率とＳ字補正コンデンサ５の両端電圧は比例関係がある。このため偏向電流が走査区間の後半で減衰しているときは、Ｓ字補正コンデンサ５の両端電圧も走査区間の後半で減少する（図３Ｄの点線）。帰線期間中で図３Ｃに示す如きスイッチング信号によりスイッチング素子７１をオンさせると、Ｓ字補正コンデンサ５から電流がスイッチング素子７１を通って流れ、その両端電圧は減少する。それによってＳ字補正コンデンサ５の両端電圧が上昇するタイミングが遅れるため、走査期間の前半では両端電圧が減少し、後半では両端電圧が上昇する結果となる（図３Ｄの実線）。
【００６６】
このスイッチング素子７１のオン時間を長くすると、その分Ｓ字補正コンデンサ５から電流がスイッチング素子７１を通って流れるため、Ｓ字補正コンデンサ５の両端電圧が上昇するタイミングはさらに遅くなり、補正量を多くすることができる。したがって、スイッチングのオン時間を垂直走査期間で変調することにより、水平リニアリティ補正量を、垂直走査周期で変化させることができる。
【００６７】
なお、中間ピンクッション歪補正回路６０と水平リニアリティ補正回路７０は、上述例に限ることはない。Ｓ字補正コンデンサ５と並列接続するかたちで、種々の補正回路を組み込み、Ｓ字補正コンデンサの両端に補正用の電圧を重畳していくことができるので、各種の偏向系補正が容易に行うことができる。これは、図１の回路形態が、水平偏向コイルに直列接続されたＳ字補正コンデンサ５が接地する構成をとることができることに、大きく起因している。
【００６８】
また、本発明は上述例に限ることなく本発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成が採り得ることは勿論である。
【００６９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、スイッチング素子を２つ用い、水平偏向コイルに２ｋＶ程度の電圧が印加でき、倍速走査の水平偏向電流をノーマル走査並にすることで、消費電力削減と大幅なコストダウンを可能とした水平偏向回路に、中間ピンクッション補正回路と水平リニアリティ補正回路を設け、従来のダイオード変調方式の水平偏向回路と変わらぬ各種補正をすることができる。
【００７０】
また、本発明によれば、水平リニアリティ補正コイルを使用した場合に比べて、水平偏向コイルにかかる電圧を多く取ることができるため、消費電力が少なく発熱量も押さえることができ、また、リニアリティの補正特性をスイッチングで操作できるので、調整などが容易にできるようになるだけでなく、コイルを用いて補正を行う場合により、コストも安くなる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明水平偏向回路の実施の形態の例を示す構成図である。
【図２】本発明の要部の例の説明に供する線図である。
【図３】本発明の要部の例の説明に供する線図である。
【図４】従来の水平偏向回路の例を示す構成図である。
【図５】水平偏向回路の例を示す構成図である。
【図６】本発明及び図５の説明に供する線図である。
【図７】本発明及び図５の説明に供する等価回路図である。
【符号の説明】
１３，２３，３３，４３‥‥共振コンデンサ、４，３４‥‥水平偏向コイル、５，３５，４５‥‥Ｓ字補正コンデンサ、６，３６‥‥フライバックトランス、１１，２１‥‥スイッチング素子、１２，２２，３２，４２‥‥ダンパーダイオード、１７，２７‥‥パルス読みとり回路、３１‥‥水平出力トランジスタ、５０‥‥スイッチング素子制御回路、５１‥‥引き算器、５２‥‥比較器、５３‥‥積分器、５４‥‥位相調整器、５５‥‥ドライブ波形発生器、６０‥‥中間ピンクッション歪補正回路、７０‥‥水平リニアリティ補正回路
【図１】
0003858444.tif 000002
【図２】
0003858444.tif 000003
【図３】
0003858444.tif 000004
【図４】
0003858444.tif 000005
【図５】
0003858444.tif 000006
【図６】
0003858444.tif 000007
【図７】
0003858444.tif 000008