(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送信号を、この伝送信号における個別ビットに関連するサンプルを有するディジタルベースバンド信号に変換する入力部と；
前記ディジタルベースバンド信号の各サンプルから、前記個別ビットの値を表すグロスビット及びこのグロスビットの信頼度を示す少なくとも１つの信頼度ビットを含むメトリックを計算するためのメトリック計算機と；
供給されたメトリックからデータを取り出すためのソフト決定のデコーダと；
を具えているデータ受信機において、前記メトリック計算機が、
前記ディジタルベースバンド信号のサンプル値が第１飽和値より小さい場合、前記メトリックを、第１極限値に設定し、
前記ディジタルベースバンド信号のサンプル値が第２飽和値より大きい場合、前記メトリックを、第２極限値に設定し、
前記ディジタルベースバンド信号のサンプル値が前記第１及び第２飽和値によって画成される範囲内にある場合、当該サンプル値を表現する複数のビットのうち所定の選択されたビットの値から信頼度ビットの値を得て、前記メトリックを、前記２つの極限値間にて等距離のステップで単調な推移関数に従う値に設定する、
メトリック設定手段を具え、
前記第１及び第２飽和値によって画成される範囲が、前記境界部の飽和値を含む２k 個の多数の異なるディジタルベースバンド信号のサンプル値を含み、ここにｋを信頼度ビットの数（ｒ）よりも大きな整数とするも、ディジタルベースバンド信号の２進表現のビット数（ｎ）よりも小さいか、又はそれに等しい数とすることを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記入力部が、伝送信号におけるビットの第１及び第２値にそれぞれ関連する前記ディジタルベースバンド信号の第１及び第２公称サンプル値を前記メトリック計算機の前記第１及び第２飽和値とそれぞれ整合させる手段を具えていることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記ディジタルベースバンド信号のサンプルの２進値が２の補数で表され、第１飽和値が−２k-1 に等しく、第２飽和値が＋２k-1 −１に等しくなるようにしたことを特徴とする請求項１又は２に記載の受信機。
【請求項４】
ｋがｒ＋１よりも大きくなるようにしたことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の受信機。
【請求項５】
ｋがｎよりも小さくなるようにしたことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の受信機。
【請求項６】
データ受信機におけるディジタルベースバンド信号からメトリックを取り出す方法であって、前記ディジタルベースバンド信号が伝送信号における個別ビットに関連するサンプルを具え、前記メトリックが前記個別ビットの値を表すグロスビットと、このグロスビットの信頼度を示す少なくとも１個の信頼度ビットとを具えているメトリック取り出し方法において、
前記ディジタルベースバンド信号のサンプル値が第１飽和値より小さい場合、前記メトリックを、第１極限値に設定し、
前記ディジタルベースバンド信号のサンプル値が第２飽和値より大きい場合、前記メトリックを、第２極限値に設定し、
前記ディジタルベースバンド信号のサンプル値が前記第１及び第２飽和値によって画成される範囲内にある場合、当該サンプル値を表現する複数のビットのうち所定の選択されたビットの値から信頼度ビットの値を得て、前記メトリックを、前記２つの極限値間にて等距離のステップで単調な推移関数に従う値に設定し、
前記第１及び第２飽和値によって画成される範囲が、前記境界部の飽和値を含む２k 個の多数の異なるディジタルベースバンド信号のサンプル値を含み、ここにｋを信頼度ビットの数（ｒ）よりも大きな整数とするも、ディジタルベースバンド信号の２進表現のビット数（ｎ）よりも小さいか、又はそれに等しい数とすることを特徴とするメトリック取り出し方法。
【請求項７】
請求項６に記載の方法を実施するための信号処理装置において、当該信号処理装置を半導体本体に集積回路として形成することを特徴とする信号処理装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、伝送信号を、この伝送信号における個別ビットに関連するサンプルを有するディジタルベースバンド信号に変換する入力部と；
前記ディジタルベースバンド信号の各サンプルから、前記個別ビットの値を表すグロスビット及びこのグロスビットの信頼度を示す少なくとも１つの信頼度ビットを含むメトリックを計算するためのメトリック計算機と；
供給されたメトリックからデータを取り出すためのソフト決定のデコーダと；を具えているデータ受信機に関するものである。
【０００２】
本発明はデータ受信機におけるディジタルベースバンド信号からメトリックを計算する方法及びこの方法を実施するための信号処理装置にも関するものである。
【０００３】
【従来の技術】
斯種の受信機は１９９３年１０月に発行されたＩＥＥＥの特別版である“VLSI Signal Processing" (vol.VI.第21〜29頁）にJ.A. Huisken外１名により発表された“Specification, Partitioning and Design of a DAB Channel Decoder"から既知であり、これにはディジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）用受信機が記載されている。この従来の受信機は、斯かる引用文献の第１図のブロック図に示されるように、フロントエンド、直角復調器、チャネルデコーダ及びオーディオデコーダを順次具えている。フロントエンド及び直角復調器は、受信機入力端子におけるアナログＲＦ  ＤＡＢ信号から複素変調信号を取り出し、次いでこの信号をディジタル化する。実及び虚信号成分を有するディジタル化した複素変調信号はチャネルデコーダに供給される。チャネルデコーダは斯かるディジタル化複素変調信号からオーディオデコーダに供給するデータを取り出す。
【０００４】
チャネルデコーダは送信側のチャネルエンコーダの信号処理とは反対の信号処理をする。ＤＡＢにおけるような、送信側及び受信側でのそれぞれのチャネルエンコーディング（符号化）及びデコーディング（復号化）は伝送強度を増すために行われる。伝送チャネルの欠陥は、ビット誤りが導入されるというような意味合いで伝送信号に悪影響を及ぼす。従来の受信機におけるチャネルデコーディングはＤＡＢ伝送信号に冗長性を用いることによりビット誤りを補正するためのヴィテルビ(Viterbi) デコーダを具えている。送信側では、伝送すべきデータのヴィテルビ・エンコーディングによりかかる冗長性を加えている。
【０００５】
従来の受信機におけるヴィテルビ・デコーダは当業者に周知である軟（ソフト）決定タイプのものである。一般に、ソフト決定のデコーダは同様な受信状態のもとでは、硬（ハード）決定のデコーダよりも低いビット誤り率（ＢＥＲ）で伝送データを検索することができる。これは、ソフト決定のデコーダはハード決定のデコーダよりも伝送信号における冗長性をより一層有効に利用できるからである。いわば、ソフト決定のデコーダは、誤りが最もありがちなビットに誤り補正能力を集中する。従って、ソフト決定のデコーダはいずれにしても「確定」ビットを区別するように、ビット信頼度標識も具えている入力データを必要とする。
【０００６】
従来の受信機におけるソフト決定のデコーダに入力されるデータ要素はメトリック（metric）と称される。メトリックは１つのグロス（総体）ビットと３つの信頼度ビットからなる。グロスビットはメトリックが関連する伝送信号におけるビットの最もふさわしい値を示す。信頼度ビットは斯かるグロスビットの誤り確率を示す。なお、信頼度ビットの数を３つに選定することは単なる設計事項であることに留意すべきである。メトリックには３つ以外の異なる数の信頼度ビットを使用することもできる。
【０００７】
従来のＤＡＢ受信機では、メトリックは伝送信号のビットに関連するサンプルを有しているディジタルベースバンド信号から復調プロセッサにて計算される。前記ディジタルベースバンド信号は、直角復調器によって供給されるディジタル化した複素変調信号をさらに処理することによって得られる。この信号処理はディジタル化した複素変調信号サンプルの連続グループに対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）及び微分位相計算を含むものであり、又このさらなる信号処理はＤＡＢに用いられるような変調技法、即ち直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に関連する送信側での信号処理とは逆の処理をする。斯かる変調法の場合、伝送信号のビットは周波数多重搬送波における位相差として表される。
【０００８】
前記さらなる処理及びメトリック計算を市販のディジタル信号処理装置、例えばＴＭＳ３２０によって連帯的に行なうことが提案されている。こうしたタイプの信号処理装置の多様性は、これらの信号処理装置を実験用受信機に使用するのには極めて好適であり、信号処理特性は信号処理装置又はそれに結合させたメモリに記憶してあるソフトウェアをプログラムし直すことにより容易に調整することができる。しかし、こうした信号処理装置を消費者用の大量生産品に使用することは一般にコスト面からしてあまり有効ではない。従って、復調プロセッサを専用のハードウェアで開発することが提案されている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は特に、専用のハードウェアで実現する場合に比較的少ない部品数で済む冒頭にて述べたような受信機用のメトリック計算機を提供することにある。
【００１０】
本発明の他の目的はディジタルベースバンド信号からメトリックを計算する方法を提供することにある。さらに本発明の他の目的は前記方法を実施するためのメトリック計算機を具えている信号処理装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、伝送信号を、この伝送信号における個別ビットに関連するサンプルを有するディジタルベースバンド信号に変換する入力部と；
前記ディジタルベースバンド信号の各サンプルから、前記個別ビットの値を表すグロスビット及びこのグロスビットの信頼度を示す少なくとも１つの信頼度ビットを含むメトリックを計算するためのメトリック計算機と；
供給されたメトリックからデータを取り出すためのソフト決定のデコーダと；を具えているデータ受信機において、前記メトリック計算機がメトリックを：
値が第１飽和値よりも小さいディジタルベースバンド信号のサンプルに応答して、第１極限値（例えば、全てのメトリックビットは“０”か、“１”である）に設定し；
値が第２飽和値よりも大きいディジタルベースバンド信号のサンプルに応答して第２極限値（例えば、全てのメトリックビットは“１”か、“０”である）に設定し；且つ
値が前記第１及び第２飽和値によって画成せれる範囲内にあるディジタルベースバンド信号に応答して、前記２つの極限値間にて等距離のステップで単調な推移関数に従う値に設定する；
メトリック設定手段を具え、前記第１及び第２飽和値によって画成される範囲が、前記境界部の飽和値を含む２k 個の多数の異なるディジタルベースバンド信号のサンプル値を含み、ここにｋを信頼度ビットの数（ｒ）よりも大きな整数とするも、ディジタルベースバンド信号の２進表現のビット数（ｎ）よりも小さいか、又はそれに等しい数とすることを特徴とする。
【００１２】
ディジタル信号サンプルは一般に、有意度を増す順序でｎ個のビットｂ（０）・・・・・ｂ（ｎ）を有している２進ワードとして表される。メトリックは実際上、有意度を増す順序でｒ個のビットｍ（０）・・・・・ｍ（ｒ）を有している２進ワードであり、これらのビットのうちのビットｍ（ｒ）はグロスビットであり、ビットｍ（０）・・・・・ｍ（ｒ−１）は信頼度ビットである。本発明では信頼度ビットｍ（０）・・・・・ｍ（ｒ−１）を計算するのにディジタルベースバンド信号サンプルの全ビットｂ（０）・・・・・ｂ（ｎ）を必要とせず、このことはグロスビットの計算についても云えることである。第１飽和値と第２飽和値との間の範囲内における様々なディジタルベースバンドサンプル値の数は２k であるため、メトリックの信頼度ビットはディジタルベースバンド信号のビットｂ（ｋ−２）からｂ（ｋ−ｒ−１）までを計算することができる。グロスビットは上位ビットｂ（ｋ−１）からｂ（ｎ）までの少なくとも１つから容易に取り出すことができる。メトリック計算は限定数のビットで行なわれるから、この計算を行なうのに必要とされるハードウェアは比較的簡単になる。
【００１３】
本発明による受信機の好適例では、前記入力部が、伝送信号におけるビットの第１及び第２値にそれぞれ関連する前記ディジタルベースバンド信号の第１及び第２公称サンプル値を前記メトリック計算機の前記第１及び第２飽和値とそれぞれ整合させる手段を具えるようにする。このようにすることにより、メトリック計算機の所与の諸特性で受信機の感度を最適とすることができる。
【００１４】
本発明の他の好適例では、前記ディジタルベースバンド信号のサンプルの２進値が２の補数で表され、第１飽和値が−２k-1 に等しく、第２飽和値が＋２k-1 −１に等しくなるようにする。これによりメトリック計算機のハードウェアを極めて有効に実現することができると共に、メトリック計算機の推移関数に関連する前記範囲をディジタルベースバンド信号のダイナミックレンジ内に対称的に位置させることができる。
【００１５】
さらに本発明の好適例では、ｋをｒ＋１よりも大きくする。こうすることにより、メトリック計算の前のディジタル信号処理による計算ノイズがメトリックに悪影響を及ぼさないようにすることができる。
【００１６】
さらに本発明の他の好適例では、ｋをｎよりも小さくする。これはＡ／Ｄ変換にヘッドルームを取っておき、伝送信号の瞬時的な振幅変動によりディジタルベースバンド信号がひずまないようにするためである。
【００１７】
【実施例】
図１に示す本発明による受信機は前記引用文献における第１図のものに似ている。図１に示す受信機は、フロントエンド１、直角復調器２、復調プロセッサ３及びソフト決定のデコーダ４を順次具えているＤＡＢ受信機を表す。復調プロセッサ３は周波数多重復調器６と，メトリック計算機７とを具えている。ソフト決定のデコーダ４はＤＲＡＭを有するデ−インタリービング回路８と、ソフト決定タイプのヴィテルビ−デコーダ９とを具えている。前記引用文献の第１図のものと比較するに、本例の場合にはオーディオデコーダを省いてある。ソフト決定のデコーダによって供給されるデータを他の復号化工程によってさらに復号化すべきか、否かは本発明には関係ないことである。実際上、ＤＡＢ送信側にてオーディオデータがヴィテルビ符号化の前にソース符号化を受けなかった場合には前記オーディオデコーダは省くことができる。
【００１８】
図１にＲＦにて示す受信したＤＡＢ伝送信号はフロントエンド１に供給される。フロントエンド１はテレビジョン受信機に用いられるフロントエンドに似たものとすることができる。このフロントエンド１は受信したＤＡＢ伝送信号をろ波すると共に増幅し、且つ図１にＩＦにて示すＤＡＢ中間周波信号を直角復調器２に供給するように周波数変換する。直角復調器２はＤＡＢ中間周波信号から同相及び直角変調信号を取り出す。直角復調器２内で、これらの変調信号が増幅され、Ａ／Ｄ変換されてから多重化されて、図１にＣＭにて示すディジタル化複素変調信号が得られる。従って、このディジタル化複素変調信号の実及び虚信号成分はＤＡＢ伝送信号の同相及び直角変調信号にそれぞれ関連する。
【００１９】
周波数多重復調器６は、ディジタル化複素変調信号を順次ＦＦＴ演算及び微分位相復調することによって図１にＤＢで示すディジタルベースバンド信号に変換する。これらの工程は送信側にてＤＡＢ伝送信号用の同相及び直角変調信号を得るためにヴィテルビ符号化データに対して行なう処理工程とは反対である。従って、周波数多重復調器６の出力端子に現われるディジタルベースバンド信号のサンプル値は送信側でのヴィテルビ符号化データのビット値に関連する。
【００２０】
メトリック計算機７については後に詳細に説明するが、これはディジタルベースバンド信号の各サンプルからヴィテルビ符号化データビットの最もふさわしい値を計算する。さらに、メトリック計算機７は斯かるサンプルから前記最もふさわしいビット値の（不）確実性を示す多数の信頼度ビットを計算する。従って、メトリック計算機７は各サンプルに対して、最もふさわしいビット値を表す総体（グロス）ビットと多数の信頼度ビットとを組合わせたものを供給する。この組合わせをメトリックと称し、次いでこれらのメトリックはソフト決定のデコーダ４に供給される。
【００２１】
ヴィテルビデコーダ９はデ−インタリービング回路８を経てメトリックを受け取る。デ−インタリービング回路８はメトリックのシーケンスをＤＡＢ送信側でのインタリービング走査とは逆に変更する。ヴィテルビデコーダ９は、その入力端子に供給される各新規のメトリックに対して、このデコーダが受け取った一連のメトリックから最もふさわしい出力データを決定する。実際上、ヴィテルビデコーダ９は送信側でのヴィテルビエンコーダによって決定される限定数の可能シーケンスから最もふさわしいグロスビットのシーケンスを計算する。この計算をするのにヴィテルビデコーダ９は出力データが関連する可能グロスビットシーケンスの尤度を確率させるための信頼度ビットを用いる。
【００２２】
理想的な受信状態（受信機の入力端子における信号対雑音比がほぼ無限大）から出発し、信号対雑音比が低下するにつれて、出力データのＢＥＲは、この出力データが容認できなくなるほどに悪くなるまで劣化する。このように出力データが劣化するレベルの信号対雑音比をしきい値とも称する。各メトリックが具えており、しかも最もふさわしい出力データを計算するためにヴィテルビデコーダ９によって用いられる信頼度ビットが増えるにつれて、前記しきい値は低く（従って一層良好と）なる。なお、追加の各信頼度ビットをメトリックに追加するにつれてしきい値改善が低下することに留意すべきである。信頼度ビット数を増やすと、ソフト決定デコーダ４が益々複雑となるから、しきい値改善とソフト決定デコーダの複雑性との間で妥協点を見い出す必要がある。
【００２３】
図１に示す受信機では、各メトリックに対する信頼度ビット数を３とするのが賢明な折衷策と思われる。従って、メトリックは４ビットの２進ワードとする。この場合、直角復調器２内でのＡ／Ｄ変換精度は８ビットとし、複素変調信号が８ビットのサンプルを有し、周波数多重復調器６が８ビットの精度で作動するものとするのが好適である。直角復調器２からメトリック計算機７までのディジタル信号通路に８ビットのサンプル精度を持たせる理由は次の通りである。
【００２４】
先ず、ディジタルベースバンド信号サンプルにおける最下位ビット（１つ又は複数）は主として周波数多重復調器６によって導入される計算ノイズによるものである。従って、複素変調信号サンプルはディジタルベースバンド信号から取り出されるメトリックよりも少なくとも１ビット又は２ビット多いビット数で表すのが好適である。
【００２５】
第２として、直角復調器２内におけるＡ／Ｄ変換器（図示せず）のダイナミックレンジは、この復調器の入力端子に供給されるＤＡＢ中間周波信号の公称レベルにて全てが用いられないようにするのが好適である。ＤＡＢ伝送信号の振幅は、例えば非静止マルチパス受信状態では急速に変化する。こうした状態のもとでは、受信機の振幅安定化手段（図示せず）での制御遅延のために、ＤＡＢ中間周波信号の振幅が瞬時的に変動する。ディジタル化複素変調信号の非線形ひずみをまねくことになるＡ／Ｄ変換器のオーバドライブを防ぐためにヘッドルーム（あき高）を取っておく必要がある。このようなひずみはメトリックに影響を及ぼし、従ってヴィテルビデコーダ９によって与えられるデータのＢＥＲを劣化させる。このために、図１に示す受信機はＡ／Ｄ変換器の公称信号レベルと最大入力信号レベルとの間に十分なマージン（余裕）があるように設定する。このようなマージンはディジタル化複素変調信号の２つの最上位ビットにほぼ等価である。なお、マージンは考慮すべき様々な受信状態及び振幅安定化手段の特性に多少依存する。
【００２６】
メトリック計算機７によって供給されるメトリックのフォーマットは殆どのソフト決定のデコーダによって必要とされるフォーマットに対応させる。このフォーマットは、全信頼度ビットの値がグロスビットの値に一致する場合に、グロスビットが最大の正確度を有するようにする。これに対し、全信頼度ビットの値がグロスビットの値とは正反対の値となる場合に、グロスビットは最小の正確度を有する。従って、図１に示す受信機では、２進値の“１１１１”（１０進値の１５）を有する４ビットのメトリックはグロスビット値が殆ど確実に“１”であることを示す。２進値が“００００”（１０進値の０）のメトリックはグロスビット値が殆ど確実に“０”であることを示す。さらに図１に示す受信機のメトリックは、４ビットの２進ワードであるメトリックの最上位ビットがグロスビットを表すようにフォーマット化される。従って、メトリックが“０１１１”（１０進値の７）又は“１０００”（１０進値の８）の場合に、それぞれ０及び１のグロスビットは最小の正確度を有する。
【００２７】
要するに、第１極限メトリック値（１０進値の０）から第２極限メトリック値（１０進値の１５）の方へと出発すると、１０進値０で“０”の値を有するグロスビットの信頼度は最小信頼度の点（１０進値の７）まで低下し、この点を越えるとグロスビットは最小信頼度を有する“１”（１０進値の８）となり、このグロスビット値の信頼度は、１０進値の１５で最大信頼度に達するまで増大する。
【００２８】
図２は図１に示した受信機におけるメトリック計算機７の可能な伝達特性を示す。水平軸はディジタルベースバンド信号のサンプル値（ＤＢＳＶ）に関連し、縦軸はメトリック値（ＭＥＶ）に関連する。２つの飽和値ＳＡＶ１とＳＡＶ２とによって画成された範囲内にて、メトリックの値は第１極限メトリック値（ＥＭＶ１）と第２極限メトリック値（ＥＭＶ２）との間にて等距離ステップの単調推移関数に従ってディジタルベースバンドサンプル値の関数として変化する。図２に示す推移関数は次式によって表すこともできる。
ＭＥＶ＝−（ＤＢＳＶ−ＳＡＶ２）≫２
ここに≫は２ビットにわたる偏移を示す。
【００２９】
ＳＡＶ１及びＳＡＶ２を含む前記範囲内の種々のディジタルベースバンドサンプル値の数は２k 個である。ディジタルベースバンド信号のサンプル値がＳＡＶ１よりも小さい場合には、メトリックが“１１１１”（２進表記）の第２極限値ＥＭＶ２をとる。これに対し、ディジタルベースバンド信号のサンプル値がＳＡＶ２よりも大きい場合には、メトリックが“００００”である第２極限値ＥＭＶ１をとる。
【００３０】
受信したＤＡＢ伝送信号に雑音及びひずみがない場合には、ディジタルベースバンド信号サンプルが主として２つの値、即ち以後第１公称サンプル値ＮＳＶ１及び第２公称サンプル値ＮＳＶ２とそれぞれ称する２つの値をとる。これらの公称サンプルは送信側でのヴィテルビ符号化データにおけるビットの第１値及び第２値（例えば“０”及び“１”）にそれぞれ対応する。従って、理想的な受信状態のもとでは、ディジタルベースバンド信号サンプル値と伝送データとの間に明瞭な関係がある。それ故、信頼度ビットは全グロスビットが「確かなもの」である旨を示すようにするのが好適である。
【００３１】
しかし、実際の受信状態のもとではディジタルベースバンド信号のサンプルが２５６通りの値（ディジタルベースバンドサンプルの８ビット表示）の範囲内の任意の値を取り得る。サンプル値はＮＳＶ１及びＮＳＶ２付近でばらつき、このばらつきの大きさは、特にアンテナ入力端子における搬送波対雑音比に依存する。この場合、メトリック計算機によって供給されるグロスビットは実際のサンプル値に最も近い公称サンプル値に関連する。従って、信頼度ビットは、好ましくは実際のサンプル値がＮＳＶ１及びＮＳＶ２との間にあるときには、この実際のサンプル値と前記公称サンプル値との相対差を示す。
【００３２】
従って、公称サンプル値はメトリック計算機７における推移関数の飽和値に対応させるのが好適である。これは受信機の入力端子と周波数多重復調器６との間の受信機部分の伝達特性を適当に設定することにより達成することができる。しかし、この設定は一般に最適処理に対する設定とは一致しない。例えば、この後者の設定は、ディジタルベースバンドサンプルの８ビットの２の補数表現（−１２８から＋１２７までの１０進値の範囲）を有するＤＡＢ受信機用に計算されている。この計算の結果、ＮＳＶ１及びＮＳＶ２に対する値はそれぞれ＋４３及び−４４になる。
【００３３】
これに対し、本発明はメトリック計算機のハードウェアを簡単にするために、信号処理に対する計算による最適設定をずらすことを提案する。本発明は、斯様なずれによって受信機のパーホーマンス（性能）が許容できないほどには劣化しないという認識に基づいて成したものである。例えば、８ビットの２の補数のディジタルベースバンド信号を有するＤＡＢ受信機では、メトリック計算機の飽和値をＳＡＶ１＝＋３１及びＳＡＶ２＝−３２とすることができる。従って、前記受信機部分の伝達特性は、公称サンプル値がこれらの飽和値と整合するように設定するのが好適である。このような本発明による受信機のパーホーマンスは、飽和値がＳＡＶ１＝＋４３及びＳＡＶ２＝−４４で、しかも前記設定が信号処理に対して最適化されるメトリック計算機を有する受信機よりも僅か劣るだけである。
【００３４】
本発明によれば、公称サンプル値が飽和値と整合しないように受信機を最適設計のものからずらすこともできる。飽和値はメトリック計算機７を極めて能率的なハードウェアで実現できるように選定する。飽和値間の量子化ステップ数を２k とする場合の前記設定とは、飽和値と公称値との整合と、受信機の信号処理特性の最適化との間で妥協点を見い出すことを意味するものとする。この妥協の両要素は受信機全体のパーホーマンスに影響を及ぼすことからして、最良のパーホーマンスに対する妥協点を見い出す必要がある。本発明による受信機の斯かる最良のパーホーマンスは、信号処理だけの観点で最適設定となるようにメトリック計算機を公称サンプル値と整合すべく設計する受信機に比べてあまり劣るものではない。
【００３５】
図１に示すように本発明によるＤＡＢ受信機におけるメトリック計算機を有効なハードウェアで実現する例を図３に示す。メトリック計算機の入力端子Ｉにおけるディジタルベースバンド信号のサンプル値は８ビットの２の補数表記法で表される。ビットｂ（７）は符号ビットであり、他のビットｂ（６）・・・・・・ｂ（０）はサンプルの大きさを表すため、サンプルの１０進値ＤＳＶは次のようになる。
【００３６】
【数１】
0003749281.tif 000002
入力端子Ｉにおける各ディジタルベースバンド信号サンプルに対して、メトリック計算機はその出力端子０に適当な４ビットのメトリックを供給し、このメトリックのビットｍ（３）はグロスビットを表し、ｍ（２），ｍ（１）及びｍ（０）は信頼度ビットを表す。第１及び第２飽和値は最適信号処理に対する設定でＤＡＢ受信機の公称サンプル値（＋４３，−４４）に近似する＋３１及び−３２にそれぞれ選定する。
【００３７】
図３のメトリック計算機では、メトリックのグロスビット値をディジタルベースバンド信号のビットｂ（７）の値に等しくする。即ち、ｍ（３）＝ｂ（７）とする。符号ビットｂ（７）はディジタルベースバンド信号から取り出されて、メトリック統合器（コンバイナ）ＭＣの入力端子ＧＢに供給される。メトリックコンバイナＭＣは、その入力端子ＧＢにて受信したビットをメトリックのグロスビットｍ（３）としてメトリック計算機の出力端子０に供給し、メトリックコンバイナの入力端子ＲＢにて受信される３ビットは信頼度ビットｍ（２），ｍ（１）及びｍ（０）として出力端子０に供給される。これらの信頼度ビットのソースは３つの入力端子を有するセレクタＳＥＬによって決定される。入力端子Ｅ１には、ジェネレータＲＥＶ１が第１極限メトリック値における３つの信頼度ビットｍ（２），ｍ（１）及びｍ（０）の値に対応する３つのビット値“０”を供給する。入力端子Ｅ２には、ジェネレータＲＥＶ２が第２極限メトリック値の３つの信頼度ビットの値に対応する３つのビット値“１”を供給する。セレクタＳＥＬの入力端子Ｔには、ディジタルベースバンド信号サンプルの３ビット、ｂ（４），ｂ（３），ｂ（２）の反転値が供給される。これらのビットはインバータ３ＩＮＶによって反転される。
【００３８】
セレクタＳＥＬはセレクタコントローラＣＯＮによって制御され、このコントローラにはビットｂ（７），ｂ（６）及びｂ（５）の値が供給される。これらのビット値が等しい（“１１１”又は“０００”）場合に、入力端子Ｔにおけるビット値がメトリックコンバイナＭＣに転送される。前記コントローラＣＯＮに供給される３つのビット値が等しくなく、しかもｂ（７）＝０の場合には、ジェネレータＲＥＶ１によって供給される値“０００”がメトリックコンバイナＭＣに転送され、これに対し、ｂ（７）＝１の場合には、ジェネレータＲＥＶ２によって供給される値“１１１”がメトリックコンバイナＭＣに転送される。従って、ディジタルベースバンド信号サンプルの１０進値が＋３１と−３２との間の境界部又はその範囲内にある場合にはｍ（２）＝ｂ（４）、ｍ（１）＝ｂ（３）及びｍ（０）＝ｂ（２）となる。ディジタルベースバンド信号のサンプル値がこの範囲外にあり、そのサンプル値が＋３１よりも大きい場合には、ｍ（４），ｍ（３）及びｍ（２）は“０”となり、又前記サンプル値が−３２以下の場合には、ｍ（４），ｍ（３）及びｍ（２）が“１”となる。
【００３９】
下記の表１は図３に示すメトリック計算機の機能を理解するのに役立つ。この表１はディジタルベースバンド信号のサンプル値がとりうる全ての１０進値と、これに対応する２の補数の８ビット２進表記を短縮したリストである。
【００４０】
【表１】
0003749281.tif 000003
【００４１】
この表から明らかなように、図３に示すようなメトリック計算機の例には多数の変形例がある。例えばメトリックコンバイナＭＣを省いて、セレクタＳＥＬが４ビットのメトリックを出力端子０に直接供給するようにすることができる。このような、図３に示す例の変形例では、セレクタＳＥＬが入力端子Ｅ１にて第１極限メトリック値を受け取り、入力端子Ｅ２にて第２極限メトリック値を受け取る。入力端子Ｔはビットｂ（４），ｂ（３）及びｂ（２）の反転後のディジタルベースバンド信号サンプルのビットｂ（７）を含む４ビット２進ワードを受け取る。
【００４２】
本発明の明瞭化のために一例につき説明したが、本発明による受信機におけるメトリック計算機は種々変更し得ることは当業者に明らかである。又、ディジタルベースバンド信号のサンプル値と伝送信号におけるビット値との関係を図１に示した受信機における関係とは逆とし得ることも明らかである。２の補数サンプル値の正符号が伝送信号における“０”の代わりに“１”のビット値に関連し、負符号に対してその逆となるようにすることもできる。図１に示す本発明による受信機の斯様な変形例は、インバータの追加又は除去を意味することも明らかである。
【００４３】
他の変形例はディジタルベースバンド信号のサンプル値を２の補数以外の、１の補数の２進表現、符号と大きさ又は符号なし表現によるものとすることができる。これは符号なし２進表現でのディジタルベースバンド信号がとりうるサンプル値を表す表２につき説明することができる。
【００４４】
【表２】
0003749281.tif 000004
【００４５】
飽和値ＳＡＶ１＝１２７及びＳＡＶ２＝６４がメトリック計算機のハードウェアを極めて有効に実現できるようにすることは明らかである。ｂ（６）＝０及びｂ（７）＝０の場合に、セレクタは第１極限値の４ビットメトリック値“００００”をメトリック計算機の出力端子に通すことができ、又ビットｂ（７）＝１の場合には第２極限メトリック値“１１１１”が出力端子に供給される。２つの飽和値間の範囲内では、セレクタはｂ（５）をグロスビットとして出力端子に供給し、ビットｂ（４），ｂ（３）及びｂ（２）を信頼度ビットとして出力端子に供給する。上記飽和値の欠点は推移関数がディジタルベースバンド信号の極限サンプル値に対して対称にならないということにある。しかし、飽和値をＳＡＶ１＝９６及びＳＡＶ２＝１５９に選定すると、推移関数はディジタルベースバンドサンプル値の範囲内で対称となる。前述した例の場合、当業者は前記飽和値を有するメトリック計算機のハードウェアを容易に想定することができる。
【００４６】
本発明は或る特定のメトリックフォーマットを当てにするものでないことに留意すべきである。本発明は前述した例におけるものとは異なるメトリックフォーマットを有するソフト決定のデコーダを有する受信機に使用することができる。例えばフォーマットは、全ての信頼度ビットの値が、グロスビットの値とは反対となるか、又は信頼度の指示がグロスビットの値とは無関係となるような値となる場合に最大の確実性が示されるようにすることができる。メトリックフォーマットの相違がメトリック計算機のハードウェアに対して僅かではあるが、明白な変更となることは明らかである。
【００４７】
半導体本体に集積回路として形成されるメトリック計算機の構成上の差異は集積回路のマスクセットを生成するのに用いられるシリコンコンパイラのタイプにより生ずる。本発明による受信機の設計の大部分はディジタルベースバンド信号のサンプル値と、これに対応するメトリックとの間の関係の明細事項を必要とする。次いで、この明細事項をシリコンコンパイラ用の入力データとして用い、コンパイラにより前記明細事項に従ってメトリック計算をする集積回路用のマスクセットを生成する。
【００４８】
ディジタルベースバンド信号のサンプル値を表すのに用いられるビット数を８ビットとは異なるビット数とし、且つメトリックにおける信頼度ビットの数を図１に示した受信機におけるような３ビットとは異なるビット数とし得ることは明らかである。前記受信機のハードウェアを簡単にするために、ディジタル化複素変調信号及びそれから取り出されるディジタルベースバンド信号は８ビット精度の代わりに６ビットの精度で表現することができる。従って、メトリックにおける信頼度ビットの数は１又は２に減り、メトリック計算機の飽和値によって画成される範囲間の量子化ステップは６４から３２又は１６に変えることができる。前述したような受信機の変更によって、直角復調器２及び周波数多重復調器６のハードウェアが簡単になるばかりでなく、デ−インタリービング回路８に必要とされるメモリ容量及びソフト決定のヴィテルビデコーダ９の複雑性も低減する。このようなハードウェアの有効化を図った受信機が前述したように多少劣るしきい値を呈することは勿論である。
【００４９】
本発明をＤＡＢ用に提案されるような受信機構造につき詳細に説明したが、本発明はＤＡＢ以外の受信機、例えばＤＶＢ（ディジタルビデオ放送）用の受信機にも有利に用いることができる。このような受信機では、入力部（受信機の入力端子とメトリック計算機の入力端子との間の信号処理部）が図１に示したような受信機の入力部とは相違する。受信すべき伝送信号はＤＡＢに用いられるようなＯＦＤＭ以外の変調形式、例えば単一搬送波変調形式のものとすることができる。データを例えばケーブルによりベースバンドで伝送し、入力部が復調器を具えないようにすることもできる。本発明による受信機に入力部はオプト−エレクトリカル変換器を有している光学的受信機とすることもできる。
【００５０】
本発明による受信機にはヴィテルビ以外のソフト決定のデコーダを使用することができる。このような受信機のソフト決定デコーダは、伝送チャネルによって導入される冗長度（例えば、エコーによるシンボル間干渉）を用いて不良ビットを補正するタイプのものとすることもできる。場合によっては、斯様なデコーダとして項（term）ソフト決定検出器が用いられる。こうした項は受信機における全く同一の機能部、即ち伝送信号における冗長度に基づく誤り補正能力を有するデバイスに関連することは明らかである。
【００５１】
要するに、ハードウェアの有効なデータ受信機を提案すしたが、この受信機のディジタルベースバンド信号サンプルは伝送信号のビットに関するものである。各サンプルに対して、メトリック計算機は受信機のソフト決定のデコーダ用の入力データ要素（メトリック）を計算する。このメトリックは２進ワードであり、このワードの最上位ビット（グロスビット）は伝送信号のビットに最もふさわしい値（“０”又は“１”）を示す。メトリックの他のビット（信頼度ビット）は、このグロスビットの信頼度を表す。
【００５２】
メトリック計算機は極限メトリック値（全メトリックビットが“０”か、又は“１”である）の間で等距離ステップの単調な推移関係を呈する。この推移関数に従って、メトリック値は２つの飽和値によって画成される範囲内でディジタルベースバンド信号のサンプル値の関数として変化する。飽和値を含む斯かる範囲内の種々のサンプル値の数は２の整数べき個である。斯かる範囲内にて信頼度ビットをディジタルベースバンドサンプルの２進表現での選択ビット数から容易に取り出すことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による受信機を示すブロック図である。
【図２】本発明によるような受信機におけるメトリック計算機に対する等距離ステップを有する単調な推移関数の例を示す図である。
【図３】本発明によるような受信機におけるメトリック計算機の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  フロントエンド
２  直角復調器
３  復調プロセッサ
４  デコーダ
６  周波数多重復調器
７  メトリック計算機
８  デ−インタリービング回路
９  ヴィテルビ−デコーダ
ＲＦ  ＤＡＢ伝送信号
ＩＦ  ＤＡＢ中間周波信号
ＣＭ  ディジタル複素変調信号
ＤＢ  ディジタルベースバンド信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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