(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電気信号に比べて低い周波数の低周波信号を前記入力電気信号へ重畳する低周波重畳手段と、
バイアス電圧によって設定された動作点を基に前記入力電気信号によって光強度変調を行った光出力信号を出力する光変調器と、
この光変調器の出力光信号に含まれる低周波信号成分に基づいて前記光変調器の消光特性における光強度の極小値と前記バイアス電圧が一致した際にゼロとなる直流電圧誤差信号を出力する動作点検出手段と、
この動作点検出手段からの直流電圧誤差信号に基づいて前記光変調器へ供給する前記バイアス電圧を制御するバイアス供給手段と
を備え、
前記入力電気信号は、前記光変調器の消光特性における光強度の極小値間または極大値間のバイアス電圧差よりも小さい全幅を有する入力電気信号からなり、
前記低周波重畳手段は、前記入力電気信号の包絡線が互いに同相となる低周波信号を前記入力電気信号へ重畳する
ことを特徴とする光変調装置。
【請求項２】
請求項１記載の光変調装置において、
前記バイアス供給手段は、前記バイアス電圧を制御する際、前記光変調器を構成する２つの光導波路の各々に設けられた信号電極へ、前記動作点検出手段からの検出結果に基づいて極性が互いに逆となる２つのバイアス電圧を各々供給することを特徴とする光変調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光変調装置に関し、特に光強度変調を行う際のバイアス電圧を安定制御する機能を有する光変調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
光ファイバ通信においては、光をデータ信号ど変調する際、光のオン・オフすなわち光の強度を時間的に変化させる光強度変調が一般的に行われている。ビットレートが１０Ｇｂ／ｓ以上の伝送速度では、外部変調器とよばれるマッハチェンダ型光変調器や電界吸収型光変調器（ＥＡ変調器）が広く用いられているが、光強度変調時のチャーピング（強度変化に伴う周波数変動）が小さいため、長距離通信において特にマッハチェンダ型光変調器を用いることが好ましい。
しかしながら、マッハチェンダ型光変調器を用いた場合、温度変化、長時間の電界印加、経時変化に伴ってバイアス電圧が設定値から変動し、その結果として伝送特性も時間的に変動するという問題があった。
【０００３】
従来、バイアス電圧の安定化をはかる方法の一つとして、電気駆動信号に低周波信号を重畳して動作点の変動量および変動方向を検出し、フィードバックによりバイアス電圧を制御する方法が提案されている（例えば、特開２０００−１６２５６３号公報など参照）。
図５に従来の光変調装置の構成例を示す。ドライバアンプ５５から出射された１対の互いに相補的な入力電気信号７Ａ，７Ｂは、マッハチェンダ型光変調器５１の信号電極５１Ａ，５１Ｂへ供給される。これに応じて、レーザ光源１から出射されたＣＷ（continuous wave）光に対して光強度変調が施される。
【０００４】
また、マッハチェンダ型光変調器５１の信号電極５１Ａには、低周波重畳回路５４により直流バイアス電圧が加えられるとともに、低周波発振回路４からの低周波信号が重畳される。
マッハチェンダ型光変調器５１の出力光信号８は、光分岐回路２により２分岐され、一方の出力光信号２Ａは送信信号として用いられ、他方の出力光信号２Ｂはフィードバック信号として例えばフォトダイオードなどの光電変換素子３により電気信号に変換される。
【０００５】
検出された電気信号と低周波発振回路４から出射された低周波信号を位相比較回路６に入力し、同期検波を行う。同期検波後の信号はＬＰＦ（低域通過フィルタ）５２により直流電圧誤差信号として抽出される。
この直流電圧誤差信号はバイアス供給回路５３に入力されて、低周波重畳回路５４でバイアス供給回路５３から出力された直流バイアス電圧と低周波発振回路４から出力された低周波信号とが加算され、マッハチェンダ型光変調器５１の信号電極５１Ａへ供給される。
【０００６】
次に、図６を参照して、従来の光変調装置の動作を説明する。
低周波信号を直流バイアス電圧とともに、マッハチェンダ型光変調器５１に印加することにより、マッハチェンダ型光変調器５１を駆動する入力電気信号の振幅が低周波信号（周波数ｆ0）により変調され、その結果、図６の入力電気信号の包絡線は上下で同位相となる。
マッハチェンダ型光変調器５１の消光特性（光強度出力のバイアス電圧依存性）において、直流バイアス電圧が消光特性の極小値に一致している図６（ａ）の状態がデュオバイナリ変調方式において最適であり、常に消光特性の極小値が直流バイアス電圧と一致するように制御を行う。
【０００７】
ここで、入力電気信号の全幅が２Ｖπ（消光特性の極小値間または極大値間の電位差として定義）であることが動作点制御の前提となっている。消光特性が図６（ａ）の場合には、図７（ａ）に示すように、極大値での折り返し効果により、出力光信号には、元々入力電気信号に重畳した低周波成分ｆ0ではなく、２ｆ0の低周波成分が表れる。そのため、同期検波による直流電圧誤差信号は０（ゼロ）となる。
次に消光特性が図６（ａ）から図６（ｂ）または図６（ｃ）に変動した場合には、各々図７（ｂ）、（ｃ）に示すように、出力光信号にはｆ0の低周波成分が表れる。この結果、同期検波により、動作点の変動量に応じた直流電圧誤差信号が得られる。
【０００８】
また、動作点の変動方向に応じて、すなわち図６（ａ）から図６（ｂ）、および図６（ａ）から図６（ｃ）への変動において、出力光信号に表れる低周波成分ｆ0の位相が相互に反転している（πずれている）ため、同期検波による直流電圧誤差信号の符号が異なる。その結果、動作点の変動方向検出が可能となる。
以上のように、動作点の変動量および変動方向が検出できるため、検出信号を基にバイアス電圧を制御することにより動作点の安定化をはかることが可能となる。尚、同様の動作により、消光特性の極大値も安定動作点となる。消光特性の極小値を安定動作点とした場合と挙動が異なるのは、消光特性の変動方向に対して得られる直流電圧誤差信号の符号が正負異なることである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の光変調装置では、動作点の変動に対する制御が難しいという問題点があり、具体的には次のような２つの問題点があった。
第１の問題点は、マッハチェンダ型光変調器を駆動する入力電気信号の全幅が２Ｖπでなければならず、入力電気信号の全幅におけるトレランスが小さいことである。その理由は、安定動作点を検出するために、消光特性の極大値または極小値における低周波成分の折り返し効果を用いているからである。第２の問題点は、動作点のロッキングレンジ（追従範囲）が限定されることである。その理由は、バイアス供給回路から供給可能なバイアス電圧が有限であるからである。
本発明はこのような課題を解決するためのものであり、動作点の変動に対する制御を安定かつ容易に実施できる光変調装置を提供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために、本発明にかかる光変調装置は、入力電気信号に比べて低い周波数の低周波信号を入力電気信号へ重畳する低周波重畳手段と、バイアス電圧によって設定された動作点を基に入力電気信号によって光強度変調を行った光出力信号を出力する光変調器と、この光変調器の出力光信号に含まれる低周波信号成分に基づいて光変調器の消光特性における光強度の極小値とバイアス電圧が一致した際にゼロとなる直流電圧誤差信号を出力する動作点検出手段と、この動作点検出手段からの直流電圧誤差信号に基づいて光変調器へ供給するバイアス電圧を制御するバイアス供給手段とを備え、入力電気信号として、光変調器の消光特性における光強度の極小値間または極大値間のバイアス電圧差よりも小さい全幅を有する入力電気信号を用い、低周波重畳手段で、入力電気信号の包絡線が互いに同相となる低周波信号を入力電気信号へ重畳するようにしたものである。
【００１１】
このとき、バイアス供給手段で、バイアス電圧を制御する際、光変調器を構成する２つの光導波路の各々に設けられた信号電極へ、動作点検出手段からの検出結果に基づいて極性が互いに逆となる２つのバイアス電圧を各々供給するようにしてもよい。
【００１３】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態にかかる光変調装置の構成を示すブロック図であり、前述した図５と同じまたは同等部分には同一符号を付してある。
この光変調装置には、レーザ光源１、光分岐回路２、光電変換素子３、低周波発振回路４、増幅器５、位相比較回路６、マッハチェンダ型光変調器１１、積分回路１２およびバイアス供給回路１３が設けられている。
ここでは、低周波発振回路４およびバイアス供給回路１３の一部から低周波重畳手段１０１が構成され、バイアス供給回路１３からバイアス供給手段１０３が構成されている。また、光電変換素子３、増幅器５、位相比較回路６および積分回路１２から動作点検出手段１０２が構成されている。
【００１４】
レーザ光源１から出射されたＣＷ（Continuous wave）光は、マッハチェンダ型光変調器１１により強度変調が施される。
マッハチェンダ型光変調器１１には、ニオブ酸リチウムＬｉＮｂＯ3からなる媒体（基板材質）上に、その中間部の一部が対称分岐されて２つの光導波路が形成されている。ここでは、その一方の光導波路に設けられた信号電極１１Ａへ入力電気信号７を供給する単極駆動が用いられている。
【００１５】
マッハチェンダ型光変調器１１を駆動する入力電気信号７は任意であるが、より具体的には任意ビットレートを有する２値電気データ信号、任意ビットレートを有する３値電気データ信号、および任意周波数を有する電気クロック信号が好ましい。例えば、２値電気データ信号としてはＮＲＺ、ＲＺ信号、３値電気データ信号としてはデュオバイナリ信号、Ｄｉｃｏｄｅ信号等、電気クロック信号としては、ビットレートの１／２周波数を有するクロック信号（Carrier suppressed-RZ信号生成用電気クロック信号など）が考えられる。
【００１６】
本実施の形態では、特に、入力電気信号７として、その全幅が、２Ｖπすなわち消光特性における光強度の極小値間または極大値間におけるバイアス電圧差より小さいものを用いる。
さらに、マッハチェンダ型光変調器１１を駆動する入力電気信号７には、図２に示すように１対の包絡線２１，２２が同位相となるように低周波信号が重畳される。
【００１７】
マッハチェンダ型光変調器１１から出力された出力光信号８は光分岐回路２より２つに分岐される。その一方の光信号２Ａは送信信号として用いられ、他方の光信号２Ｂはフィードバック信号として光電変換素子３で検出されて電気信号に変換される。
光電変換素子３としては、フォトダイオードでもよく、アバランシェフォトダイオードでもよい。光電変換素子３で検出された電気信号は増幅器５により増幅された後、低周波発振回路４から出射された低周波信号と同期検波を行うために位相比較回路６に入力される。位相比較回路６はミキサ回路でもよく、ディジタル乗算回路やアナログ乗算回路でもよい。
【００１８】
位相比較回路６から出力される同期検波後の信号は、積分回路１２に入力される。積分回路１２では、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）機能により直流電圧誤差信号を抽出するとともに、増幅機能によりその直流電圧誤差信号の増幅を行う。積分回路１２から出力された信号は、低周波発振回路４から出力された低周波信号とともにバイアス供給回路１３に入力される。
バイアス供給回路１３では、低周波発振回路４からの低周波信号と積分回路１２から出力された信号および定常的な直流電圧信号がそれぞれ独立に加算または減算される。バイアス供給回路１３から出力される信号は、マッハチェンダ型光変調器１１の信号電極１１Ａへ供給され、マッハチェンダ型光変調器１１を駆動する入力電気信号７に重畳される。
【００１９】
次に、本実施の形態にかかる光変調装置の動作について説明する。
低周波発振回路４からの低周波信号（周波数ｆ0）は、バイアス供給回路１３により、直流バイアス電圧とともにマッハチェンダ型光変調器１１へ印加される。これにより、マッハチェンダ型光変調器１１を駆動する入力電気信号７の振幅が低周波信号により変調される。その結果、図２に示すように入力電気信号７の包絡線２１，２２は上下で同位相となる。
マッハチェンダ型光変調器１１の消光特性（光強度出力のバイアス電圧依存性）において、以下では消光特性の極小値が直流バイアス電圧と一致するように制御を行う場合について説明する。
【００２０】
本実施の形態では、入力電気信号７の全幅が２Ｖπすなわち消光特性の極小値間または極大値間のバイアス電圧差より小さく、かつ低周波信号ｆ0の包絡線２１，２２を同相としたことから、マッハチェンダ型光変調器１１の消光特性のうち傾きが逆となる領域に低周波信号ｆ0の同相の包絡線２１，２２が対応することになり、その変調動作が従来とは大きく異なる。
まず、消光特性が図２（ａ）の場合には、図３（ａ）に示すように、元々入力電気信号７へ重畳した低周波成分ｆ0が出力光信号８に表れる。このとき、図６（ａ）に示した従来例と異なり、低周波成分２ｆ0の包絡線が表れないが、出力光信号８における包絡線３１と包絡線３２の位相は互いにπだけずれており、かつ包絡線３１，３２の振幅値および形状も等しいため、低周波信号成分ｆ0は全体として打ち消しあう。そのため、同期検波による直流電圧誤差信号は０となる。
【００２１】
次に、消光特性が図２（ａ）から図２（ｂ）に変動した場合、包絡線２１すなわち包絡線３１側の光強度が上昇し、包絡線２２すなわち包絡線３２側の光強度が低下するため、出力光信号８は図３（ｂ）に示すようになる。
全幅Ｖπを有し、立ち上がり立ち下がり時間が０であるような入力電気信号７でなければ、出力光信号８における包絡線３１と包絡線３２の位相が互いにπずれていても、包絡線の振幅値または形状が異なるため、低周波成分ｆ0が同期検波され、動作点の変動量に応じた直流電圧誤差信号が得られる。
【００２２】
また、消光特性が図２（ａ）から図２（ｃ）に変動した場合、包絡線２１すなわち包絡線３１側の光強度が低下し、包絡線２２すなわち包絡線３２側の光強度が上昇するため、出力光信号８は図３（ｃ）に示したようになる。
このとき、包絡線３１と包絡線３２の位相が互いにπだけずれているものの、包絡線の振幅値または形状が異なるため、低周波成分ｆ0が同期検波され、動作点の変動量に応じた直流電圧誤差信号が得られる。
【００２３】
さらに、動作点の変動方向、すなわち図２（ａ）から図２（ｂ）への変動、および図２（ａ）から図２（ｃ）への変動において、検波される低周波成分ｆ0の位相が互いにπだけ前後にずれているため、同期検波による直流電圧誤差信号の符号が異なる。その結果、動作点の変動方向の検出が可能となる。
したがって、動作点の変動方向、変動量を検出できるため、検出信号を基にバイアス電圧を制御することにより動作点の安定化をはかることが可能となる。
【００２４】
このように、本実施の形態では、マッハチェンダ型光変調器１１への入力電気信号の全幅を２Ｖπより小さくし、その入力電気信号７の包絡線が互いに同相となるように低周波信号を重畳したので、従来のように入力電気信号の全幅を微調することなく安定制御を行うことができ、動作点の変動に対する制御を安定かつ容易に実施できる。また、入力電気信号７のビットレートが高速になればなるほど、また電気信号の周波数が高くなればなるほど、全幅の大きい電気信号を生成するのが難しくなるが、入力電気信号の全幅が２Ｖπより小さいため、全幅の大きい電気信号を生成する必要がなくなり、動作点の変動に対する制御を安定かつ容易に実施できる。
【００２５】
なお、以上では、消光特性の極小値が直流バイアス電圧と一致するように制御を行う場合について説明したが、同様の動作により、消光特性の極大値を安定動作点とすることもできる。この場合、消光特性の極小値を安定動作点とした場合と挙動が異なるのは、消光特性の変動方向に対して得られる直流電圧誤差信号の符号が正負異なることである。
同期検波により得られた直流電圧誤差信号を基にしたフィードバック制御（バイアス電圧制御）における、フィードバック係数を最適に選択することにより、消光特性の極小値のみを安定動作点とすることが可能でありであり、また、極大値のみを安定動作点とすることが可能である。
【００２６】
次に、図４を参照して、本発明にかかる第２の実施の形態について説明する。図４は本発明の第２の実施の形態にかかる光変調装置の構成を示すブロック図であり、前述した図１と同じまたは同等部分には同一符号を付してある。
本実施の形態では、第１の実施の形態（図１参照）のバイアス供給回路１３に代えて、バイアス供給回路４１が設けられており、このバイアス供給回路４１から２つの出力信号が、マッハチェンダ型光変調器１１を構成する２つの光導波路にそれぞれ設けられた各信号電極１１Ａ，１１Ｂへ供給されている。
ここでは、低周波発振回路４およびバイアス供給回路４１の一部から低周波重畳手段１０１が構成され、バイアス供給回路４１からバイアス供給手段１０３が構成されている。また、光電変換素子３、増幅器５、位相比較回路６および積分回路１２から動作点検出手段１０２が構成されている。
【００２７】
バイアス供給回路４１からの各出力信号は、直流電圧（定常直流電圧と直流電圧誤差信号）と低周波信号から構成されているが、各々の出力信号の直流電圧における極性は互いに正負逆であり、また各々の出力信号の低周波信号における位相は互いに同相である。
各々の直流電圧の絶対値は等しいことが望ましいがその限りではない。低周波信号は２つの出力信号のうち少なくとも片方だけに含まれていればよい。
また、一方の出力信号における直流電圧成分は直流電圧誤差信号のみが含まれていてもよく、その場合、各々の出力信号における直流電圧誤差信号の正負は互いに逆である。バイアス供給回路４１から出力された２つの信号は、マッハチェンダ型光変調器１１を構成する２つの光導波路に各々設けられた信号電極１１Ａ，１１Ｂにそれぞれ入力される。
【００２８】
このように、本実施の形態では、バイアス供給可能な電圧が従来と同じでも、マッハチェンダ型光変調器を構成する２つの光導波路に各々設けられた信号電極に対して、極性が反転した１対の直流電圧誤差信号をそれぞれ印加するようにしたので、バイアス供給回路から供給可能なバイアス電圧が有限である場合でも、直流電圧誤差信号により供給可能な信号電極間の電位差を従来の２倍にでき、その結果、ロッキングレンジを２倍に広げることが可能となり、動作点の変動に対する制御を容易に実施できる。
【００２９】
本実施の形態については、前述した第１の実施の形態と組み合わせて実施してもよく、各実施の形態にかかる効果が同時に得られる。
第１の実施の形態と組み合わせた場合、フィードバック制御時の信号電極１１Ａ，１１Ｂ間の電位差が２倍となるものの、マッハチェンダ型光変調器１１での変調動作については、図２と同様である。なお、本実施の形態を単独で実施した場合の変調動作につていは、図６と同様である。
【００３０】
また、各実施の形態では、マッハチェンダ型光変調器１１として、マッハチェンダ型光変調器を構成する２つの光導波路に一方に設けられた信号電極１１Ａへ入力電気信号７を供給する単極駆動を用いた場合を例として説明したが、前述した図５のように、２つの光導波路にそれぞれ設けられた信号電極１１Ａ，１１Ｂへ相補的な入力電気信号をそれぞれ供給するプッシュプル駆動を用いてもよい。
【００３１】
以上では、本発明について、光変調装置に関する各実施の形態を例として説明したが、本発明は他の様々な態様により実現可能である。また、本発明中の様々な回路、部品に関しては、その機能を有するものであれば、どのような回路、部品を適用しても可能であることはいうまでもない。例えば検波効率を向上するために、光電変換素子３もしくは増幅器５のあとに低域通過フィルタまたは帯域通過フィルタを挿入してもよい。
【００３２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、マッハチェンダ型光変調器への入力電気信号の全幅を２Ｖπより小さくし、その入力電気信号の異なる電圧レベルに対して互いに同位相となるように低周波信号を重畳するようにしたので、マッハチェンダ型光変調器を駆動する入力電気信号の全幅を微調することなく、バイアス電圧の安定制御が可能となり、動作点の変動に対する制御を安定かつ容易に実施できる。また、マッハチェンダ型光変調器を構成する２つの光導波路に各々設けられた信号電極に対して、極性が反転した１対の直流電圧誤差信号をそれぞれに印加するようにしたので、バイアス供給回路から供給可能なバイアス電圧が有限である場合でも、動作点のロッキングレンジを従来の２倍に広げることができ、動作点の変動に対する制御を安定かつ容易に実施できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１の実施の形態にかかる光変調装置の構成を示すブロック図である
【図２】  本発明の第１の実施の形態にかかる光変調装置の動作原理を示す信号波形図である。
【図３】  本発明の第１の実施の形態にかかる光変調装置の出力光波形を示す信号波形図である。
【図４】  本発明の第２の実施の形態にかかる光変調装置の構成を示すブロック図である。
【図５】  従来の光変調装置の構成例を示すブロック図である。
【図６】  従来の光変調装置の動作原理を示す信号波形図である。
【図７】  従来の光変調装置の出力光波形を示す信号波形図である。
【符号の説明】
１…レーザ光源、２…光分岐回路、２Ａ，２Ｂ…光信号、３…光電変換素子、４…低周波発振回路、５…増幅器、６…位相比較回路、１１…マッハチェンダ型光変調器、１１Ａ，１１Ｂ…信号電極、１２…積分回路、１３…バイアス供給回路、４１…バイアス供給回路、１０１…低周波重畳手段、１０２…動作点検出手段、１０３…バイアス供給手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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