(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電磁力で作動する電磁作動器に流れる電流を断続するスイッチング素子と、
前記電磁作動器に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電磁作動器に流す電流の目標値に対応するデューティ比を有し前記電磁作動器の駆動を指示するパルス信号を、外部から受信する受信手段と、
抵抗と第１のコンデンサとを有し、前記電流検出手段により検出された電流と前記受信手段の受信する前記パルス信号とに基づいて充放電し、その時定数が前記パルス信号の周期よりも大である偏差積分回路と、
前記パルス信号と同じ周期で変化する前記第１のコンデンサの充電電圧の極性に応じて、前記スイッチング素子へ該スイッチング素子をオン・オフさせる駆動信号を出力するスイッチング素子制御手段と、
を備えた電磁作動器駆動装置において、
前記受信手段の受信するパルス信号が前記スイッチング素子をオンさせる方のレベル（以下、アクティブレベルという）である時にセット状態となり、前記パルス信号がアクティブレベルではなく且つ前記スイッチング素子制御手段から出力される前記駆動信号がアクティブレベルである時にリセットされるラッチ手段と、
異常検出用信号を出力する手段であって、前記ラッチ手段がセット状態の時、或いは、前記スイッチング素子制御手段から出力される前記駆動信号がアクティブレベルである時に、当該手段の出力レベルがハイとローとのうちの特定のレベルとなり、前記ラッチ手段がリセット状態で且つ前記駆動信号がアクティブレベルでない時に、当該手段の出力レベルが前記特定のレベルとは異なる方のレベルとなることにより、当該手段の出力レベルである前記異常検出用信号は、正常時には前記パルス信号の周期と同じ周期でレベル変化する信号となり、異常発生時にはレベル変化しない信号となる異常検出用信号出力手段と、
を備えていることを特徴とする電磁作動器駆動装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電磁作動器駆動装置において、
前記ラッチ手段は、
前記受信手段の受信するパルス信号がアクティブレベルである時に充電される第２のコンデンサと、前記パルス信号がアクティブレベルではなく且つ前記駆動信号がアクティブレベルである時に前記第２のコンデンサを放電させる放電用抵抗とを有すると共に、前記第２のコンデンサが充電状態である時にセット状態となり、前記第２のコンデンサが放電された状態の時にリセット状態となる充放電回路であること、
を特徴とする電磁作動器駆動装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電磁作動器駆動装置において、
前記異常検出用信号出力手段は、
前記第２のコンデンサの充電電圧と所定の基準電圧とを比較して、前記第２のコンデンサの充電電圧の方が大きい時に、出力レベルが前記特定のレベルとしてのローレベルとなる第１の比較器と、
出力端子が前記第１の比較器の出力端子と共通接続されると共に、前記スイッチング素子制御手段から出力される前記駆動信号がアクティブレベルである時に出力レベルがローレベルとなる第２の比較器と、
前記両比較器の出力端子を、前記特定のレベルとは異なる方のレベルとしてのハイレベルに相当する電圧にプルアップするプルアップ用抵抗とからなること、
を特徴とする電磁作動器駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電磁力で作動する電磁作動器の駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えば車両において、ディーゼルエンジンのコモンレール圧や、エンジンの吸気系への補助空気量等を制御するためには、電磁作動器として、コイルへの通電電流に応じて開弁量が変化するリニアソレノイド式の電磁弁が用いられる。そして、こうした電磁作動器を駆動する装置は、電磁作動器（詳しくは、その電磁作動器のコイル）に流す電流の値によって、上記コモンレール圧や補助吸気量といった物理量を調節する。
【０００３】
そして更に、この種の電磁作動器の駆動装置としては、特公平６−９００４号公報に記載されているように、マイコン等から目標電流に対応したデューティ比で出力されるパルス信号と、電磁作動器に実際に流れている電流の検出値とに基づいて、抵抗とコンデンサとからなる積分回路を充放電させて、その積分回路のコンデンサの極性を上記パルス信号と同じ周期で変化させ、その極性変化を利用して電磁作動器への通電を断続させることにより、電磁作動器への通電電流を上記パルス信号のデューティ比で示される目標電流にフィードバック制御する、といったものがある。
【０００４】
具体的な構成例を図５に示すと、この種の電磁作動器駆動装置は、大きくは、電磁作動器１に流れる電流を断続するスイッチング素子（この例ではＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）２と、電磁作動器１に流れる電流を検出する電流検出回路３と、電磁作動器１に流すべき電流の目標値（目標電流）に対応したデューティ比を有すると共に、その電磁作動器１の駆動を指示するパルス信号ＳＰを、マイコン４等から受信する受信回路５と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とを直列接続してなると共に、電流検出回路３の検出する電流と受信回路５の受信するパルス信号ＳＰとに基づいて充放電し、更にその時定数が上記パルス信号ＳＰの周期よりも大である偏差積分回路６と、上記パルス信号ＳＰと同じ周期で変化する上記コンデンサＣ１の充電電圧の極性に応じて、スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ２へ該ＭＯＳＦＥＴ２をオン・オフさせる駆動信号を出力するスイッチング素子制御回路７とから構成されている。
【０００５】
そして、図５の例において、ＭＯＳＦＥＴ２のソースは負荷用電源電圧であるバッテリ電圧＋Ｂに、ゲートはスイッチング素子制御回路７に、ドレインは電磁作動器１の一端（詳しくは、電磁作動器１のコイルの一端）に、夫々接続されている。よって、ＭＯＳＦＥＴ２は、スイッチング素子制御回路７から当該ＭＯＳＦＥＴ２のゲートに供給される駆動信号がローレベル（接地電位）の時にオンして、電磁作動器１に電流を流し、上記駆動信号がハイレベル（バッテリ電圧＋Ｂ）の時にオフして、電磁作動器１への通電を遮断することとなり、そのＭＯＳＦＥＴ２のオン・オフにより、電磁作動器１に流れる電流が断続される。
【０００６】
また、電流検出回路３は、電磁作動器１のＭＯＳＦＥＴ２側とは反対側の端部と接地電位との間に接続されて、電磁作動器１への通電経路の一部となる電流検出用の抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ２の接地電位側とは反対側の端部に一端が接続された抵抗Ｒ３と、その抵抗Ｒ３の他端と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ４と、抵抗Ｒ３，Ｒ４同士の接続点に非反転入力端子（＋端子）が接続されたオペアンプＯＰ１と、オペアンプＯＰ１の反転入力端子（−端子）と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ５と、オペアンプＯＰ１の反転入力端子と出力端子との間に接続された抵抗Ｒ６と、オペアンプＯＰ１の出力端子と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ７と、抵抗Ｒ６，Ｒ７同士とオペアンプＯＰ１の出力端子との接続点に一端が接続され、他端が偏差積分回路６を構成するコンデンサＣ１の抵抗Ｒ１とは反対側の端部に接続された抵抗Ｒ８とから構成されている。
【０００７】
そして、この電流検出回路３では、電磁作動器１に流れる電流と同じ電流が電流検出用の抵抗Ｒ２に流れ、その電流値に比例した電圧Ｖｉが、オペアンプＯＰ１の出力端子から抵抗Ｒ８を介して、偏差積分回路６のコンデンサＣ１の一端へ出力される。
【０００８】
一方、受信回路５は、一定の電源電圧ＶＯＭ（この例では５Ｖ）にエミッタが接続されたＰＮＰトランジスタＴ１と、そのトランジスタＴ１のエミッタとベースとの間に接続された抵抗Ｒ９と、マイコン４におけるパルス信号ＳＰの出力端子（出力ポート）とトランジスタＴ１のベースとの間に接続された抵抗Ｒ１０と、トランジスタＴ１のコレクタと接地電位との間に直列に接続された２つの抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とから構成されている。そして、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点が、偏差積分回路６を構成する抵抗Ｒ１のコンデンサＣ１とは反対側の端部に接続されている。
【０００９】
この受信回路５では、トランジスタＴ１が、マイコン４からのパルス信号ＳＰを受けてオン・オフする。つまり、トランジスタＴ１は、パルス信号ＳＰがローレベル（接地電位）の時にオンし、パルス信号がＳＰがハイレベル（電源電圧ＶＯＭ）の時にオフする。そして、トランジスタＴ１がオンした時には、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点の電圧ＶＤが、電源電圧ＶＯＭを抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧した値となり、トランジスタＴ１がオフした時には、上記電圧ＶＤが０Ｖとなる。よって、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点の電圧ＶＤは、マイコン４からのパルス信号ＳＰを反転させた波形のパルス信号となり、このような電圧ＶＤが、偏差積分回路６の抵抗Ｒ１の一端に印加される。
【００１０】
また、スイッチング素子制御回路７は、偏差積分回路６の抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との接続点に非反転入力端子（＋端子）が接続され、上記コンデンサＣ１の抵抗Ｒ１とは反対側の端部に反転入力端子（−端子）が接続された比較器ＣＭＰ１と、その比較器ＣＭＰ１の出力端子と上記電源電圧ＶＯＭとの間に接続されたプルアップ用の抵抗Ｒ１３と、ベースが比較器ＣＭＰ１の出力端子に接続され、エミッタが接地電位に接続されたＮＰＮトランジスタＴ２と、そのトランジスタＴ２のコレクタとバッテリ電圧＋Ｂとの間に接続された抵抗Ｒ１４と、トランジスタＴ２のコレクタとＭＯＳＦＥＴ２のゲートとの間に接続されて、そのトランジスタＴ２のコレクタの電圧をＭＯＳＦＥＴ２のゲートへ駆動信号として供給する抵抗Ｒ１５とから構成されている。
【００１１】
このスイッチング素子制御回路７では、偏差積分回路６におけるコンデンサＣ１の抵抗Ｒ１側の電圧（つまり比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子側の電圧）が、そのコンデンサＣ１の電流検出回路３側の電圧（つまり比較器ＣＭＰ１の反転入力端子側の電圧）よりも高ければ、比較器ＣＭＰ１の出力がハイレベルとなってトランジスタＴ２がオンし、ＭＯＳＦＥＴ２への駆動信号が該ＭＯＳＦＥＴ２をオンさせる方のローレベルとなる。逆に、上記コンデンサＣ１の抵抗Ｒ１側の電圧が、そのコンデンサＣ１の電流検出回路３側の電圧よりも低ければ、比較器ＣＭＰ１の出力がローレベルとなってトランジスタＴ２がオフし、ＭＯＳＦＥＴ２への駆動信号が該ＭＯＳＦＥＴ２をオフさせる方のハイレベルとなる。
【００１２】
このような電磁作動器駆動装置では、電磁作動器１の目標電流に対応するデューティ比を有したマイコン４からのパルス信号ＳＰが受信回路５により受信され、偏差積分回路６が、その受信回路５により受信されたパルス信号（具体的には、上記抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点の電圧ＶＤ）と、電流検出回路３により検出される検出電流（具体的には、上記オペアンプＯＰ１の出力電圧Ｖｉ）とに基づいて、充放電動作する。そして、偏差積分回路６のコンデンサＣ１の充電電圧の極性は、パルス信号ＳＰと同じ周期で反転すると共に、そのデューティ比は目標電流と検出電流との偏差に対応した値となり、このようなコンデンサＣ１の充電電圧の極性に応じて、スイッチング素子制御回路７がＭＯＳＦＥＴ２をオン・オフすることにより、電磁作動器１への通電が断続されると共に、その断続によって流れる電流が、パルス信号ＳＰのデューティ比に応じた目標値に制御される。
【００１３】
具体的に説明すると、電磁作動器１に流れる電流値を示すオペアンプＯＰ１の出力電圧Ｖｉ（以下、電流検出値Ｖｉともいう）が、電磁作動器１に流すべき目標電流値を示す上記電圧ＶＤ（以下、目標値ＶＤともいう）より小なら、コンデンサＣ１の充電電圧極性は、電磁作動器１のインダクタンス分と偏差積分回路６の時定数とによる遅延時間後に、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子側が反転入力端子側よりも大きい極性となる。これにより、比較器ＣＭＰ１の出力がハイレベルとなって、トランジスタＴ２及びＭＯＳＦＥＴ２がオンとなり、電磁作動器１に流れる電流が増加して、電流検出値Ｖｉも増大する。そして、電流検出値Ｖｉが増大して目標値ＶＤよりも大きくなれば、コンデンサＣ１の充電電圧極性は、電磁作動器１のインダクタンス分と偏差積分回路６の時定数とによる遅延時間後に、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子側が反転入力端子側よりも小さい極性となる。これにより、比較器ＣＭＰ１の出力がローレベルとなって、トランジスタＴ２及びＭＯＳＦＥＴ２がオフとなり、電磁作動器１に流れる電流が減少して電流検出値Ｖｉも減少する。
【００１４】
よって、図４における時刻ｔ５よりも左側の１段目から３段目に示すように、電流検出値Ｖｉ（オペアンプＯＰ１の出力）は、マイコン４からのパルス信号ＳＰに対し所定の遅延時間を伴って目標値ＶＤに追従することとなり、スイッチング素子制御回路７からＭＯＳＦＥＴ２への駆動信号は、電磁作動器１に流れる電流がマイコン４からのパルス信号ＳＰのデューティ比に応じた目標電流となるようなデューティ比で、且つ、マイコン４からのパルス信号ＳＰに対して上記遅延時間分だけ位相が遅れたパルス信号となる。尚、図４の２段目における「ＰＣＶ＋」は、ＭＯＳＦＥＴ２のドレインと電磁作動器１とを接続する当該電磁作動器駆動装置の出力端子の電圧（即ちＭＯＳＦＥＴＴ２のドレイン電圧）を示している。
【００１５】
そして、上記の動作が繰り返されることにより、電磁作動器１への通電電流がマイコン４からのパルス信号ＳＰのデューティ比に対応した目標電流にフィードバック制御される。更に、この装置では、偏差積分回路６の充放電時定数がパルス信号ＳＰの周期よりも大に設定されるため、偏差積分回路６の充電電圧が飽和することがなく、負荷用電源電圧としてのバッテリ電圧＋Ｂが変動しても、パルス信号ＳＰのデューティ比に応じた高精度の電流フィードバック制御が行われる。
【００１６】
そして特に、このような電磁作動器駆動装置によれば、マイコン４は、目標電流に対応したデューティ比のパルス信号ＳＰを出力するだけで良く、電流フィードバック制御のための処理を実施しなくても良いという利点がある。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、この種の電磁作動器駆動装置では、電磁作動器１の電流経路の断線、電磁作動器１につながる端子の負荷用電源電圧や接地電位への短絡、及び、電磁作動器１自身のレアーショート（つまり、電磁作動器１のコイルの短絡）、といった駆動系の異常を検出して、スイッチング素子２を保護するなどのフェイルセーフを実施する必要がある。尚、電磁作動器１につながる端子とは、電磁作動器１自身の端子や、電磁作動器１と接続される当該電磁作動器駆動装置の出力端子である。
【００１８】
そして、こうした駆動系の異常検出方法としては、一般に、特開平７−１９４１７５号公報に記載されている下記の（１）又は（２）の方法がある。
（１）：電流検出値ＶｉをＡＤ変換器によりＡＤ変換してマイコン４に入力させ、マイコン４が、そのＡＤ変換値と所定の判定値とを大小比較して、異常の有無を判断する。
【００１９】
（２）：マイコン４が、電流フィードバック制御により補正される実際のスイッチング素子２への駆動信号の状態から異常の有無を判断する。つまり、電流フィードバック制御を行う装置では、電磁作動器１の電流経路が断線したり、電磁作動器１につながる端子が接地電位に短絡したりして、電磁作動器１に電流が流れなくなる異常が発生すると、電磁作動器１に一層大きな電流を流そうとして、スイッチング素子２への駆動信号のデューティ比が１００％になり、逆に、電磁作動器１につながる端子が負荷用電源電圧に短絡するなどして、電磁作動器１に大きな電流が流れたままになると、電磁作動器１への電流を小さくしようとして、スイッチング素子２への駆動信号のデューティ比が０％になる。このため、スイッチング素子２への駆動信号をモニタすることで、異常を検出することができる。
【００２０】
しかしながら、上記（１）の方法では、断線，短絡，レアーショートといったあらゆる異常を確実に検出するための判定値やＡＤ変換タイミングの設定が非常に難しい上に、マイコン４での判定処理が複雑なものになってしまう。
つまり、電磁作動器は、リニアソレノイドやリニアソレノイド式の電磁弁であり、この種の電磁作動器では、一般に、作動時の機械的ヒステリシスを小さくするために、通電電流のリップル（脈動）が大きめに設定されることから、適切な判定値を決定するのが難しい。そして、偏差積分回路６を用いて電流フィードバック制御を行う駆動装置では、前述したように、マイコン４が出力するパルス信号ＳＰと電流検出値Ｖｉの脈動及び実際の駆動信号とに位相差があるため、適切なＡＤ変換タイミングも決定し難い。
【００２１】
一方、上記（２）の方法では、実際の駆動信号のデューティ比が１００％又は０％のままになったか否か、即ち駆動信号がレベル変化しなくなったか否かを判定するといった簡単な処理だけで、端子の接地電位や負荷用電源電圧への短絡と電流経路の断線との異常を検出することができるものの、電磁作動器自身のレアーショートを検出することは困難である。
【００２２】
つまり、偏差積分回路６を用いて電流フィードバック制御を行う駆動装置において、電磁作動器がレアーショートした場合には、負荷のインダクタンス分が無くなるため、図４における時刻ｔ５よりも右側の１段目から３段目に示す如く、スイッチング素子２は、偏差積分回路６とは無関係に、マイコン４からのパルス信号ＳＰがオフ側のレベル（ここではハイレベル）の時にオフし、上記パルス信号ＳＰがオン側のレベル（ここではローレベル）の時には、フィードバック系の遅れ分に相当する極短い周期でオン・オフを繰り返すこととなる。これは、スイッチング素子２がオンすると、即座に電流検出値Ｖｉが大きくなってスイッチング素子２がオフされ、スイッチング素子２がオフされると、即座に電流検出値Ｖｉが小さくなってスイッチング素子２がオンされる、といった動作が繰り返されるからである。そして、スイッチング素子２への駆動信号は、パルス信号ＳＰがオン側のレベルの時にだけ、そのパルス信号ＳＰよりも非常に高い周波数でレベル変化し、パルス信号ＳＰがオフ側のレベルの時にはオフ側のレベルに固定されることとなる。このため、駆動信号がレベル変化しなくなったか否かを判定するといった簡単な処理だけでは、電磁作動器がレアーショートしても正常と判断してしまうこととなる。また、駆動信号のレベル変化間隔を計測して、異常の有無を判断するように構成すれば良いが、そのようにすると、マイコン４での処理負荷が増大してしまい、他の制御への影響が生じてしまう。
【００２３】
本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、電磁作動器の電流経路の断線、端子の負荷用電源電圧や接地電位への短絡、及び電磁作動器自身のレアーショート、といったあらゆる異常を、非常に簡単な処理で検出することができる電磁作動器駆動装置を提供することを目的としている。
【００２４】
【課題を解決するための手段及び発明の効果】
上記目的を達成するためになされた請求項１の電磁作動器駆動装置は、図５に例示した従来装置と同様に、電磁作動器に流れる電流を断続するスイッチング素子と、電磁作動器に流れる電流を検出する電流検出手段と、電磁作動器に流す電流の目標値に対応するデューティ比を有し前記電磁作動器の駆動を指示するパルス信号を、外部から受信する受信手段と、抵抗と第１のコンデンサとを有し、電流検出手段により検出された電流と受信手段の受信する前記パルス信号とに基づいて充放電し、その時定数が前記パルス信号の周期よりも大である偏差積分回路と、前記パルス信号と同じ周期で変化する前記第１のコンデンサの充電電圧の極性に応じて、前記スイッチング素子へ該スイッチング素子をオン・オフさせる駆動信号を出力するスイッチング素子制御手段とを備えている。
【００２５】
そして特に、請求項１の電磁作動器駆動装置には、前記受信手段の受信するパルス信号がスイッチング素子をオンさせる方のレベル（以下、アクティブレベルという）である時にセット状態となり、前記パルス信号がアクティブレベルではなく且つスイッチング素子制御手段からスイッチング素子へ出力される駆動信号がアクティブレベルである時にリセットされるラッチ手段と、二値振幅の異常検出用信号を出力する異常検出用信号出力手段とが設けられている。そして、異常検出用信号出力手段の出力レベル（即ち、異常検出用信号のレベル）は、ラッチ手段がセット状態の時、或いは、スイッチング素子制御手段からスイッチング素子へ出力される駆動信号がアクティブレベルである時に、ハイとローとの内の特定のレベルとなり、ラッチ手段がリセット状態で且つ前記駆動信号がアクティブレベルでない時に、前記特定のレベルとは異なる方のレベルとなる。このため、その異常検出用信号出力手段の出力レベルである異常検出用信号は、以下に述べるように、正常時には前記パルス信号の周期と同じ周期でレベル変化する信号となり、異常発生時にはレベル変化しない信号となる。
【００２６】
このような請求項１の電磁作動器駆動装置において、正常時には、異常検出用信号出力手段の出力レベルが、受信手段が受信する外部からのパルス信号と同じ周期でパルス状に変化することとなる。
これは、正常時において、この種の駆動装置では、前述したように、受信手段が受信するパルス信号ＳＰとスイッチング素子への駆動信号とには位相差ができ、パルス信号ＳＰがアクティブレベルからパッシブレベルに変化した時点では、駆動信号が未だアクティブレベルであるため、ラッチ手段は、パルス信号ＳＰがアクティブレベルである期間だけセット状態になる。このため、ラッチ手段がセット状態である期間と、スイッチング素子への駆動信号がアクティブレベルである期間は、互いに位相差を持つこととなり、その位相差を持った両期間の論理和の期間だけ特定のレベルとなる異常検出用信号出力手段の出力は、図４における時刻ｔ５よりも左側の６段目（「ＳＭ」）に示すように、受信手段が受信する外部からのパルス信号ＳＰと同じ周期を持ったパルス信号となる。尚、図４の６段目（「ＳＭ」）では、ローレベルが特定のレベルに該当している。
【００２７】
これに対して、まず、電磁作動器の電流経路が断線したり、電磁作動器につながる端子が接地電位に短絡して、電磁作動器に電流が流れなくなると、電流フィードバックの機能により、スイッチング素子制御手段からスイッチング素子への駆動信号が継続してアクティブレベルのまま（即ち、駆動信号のデューティ比が継続して１００％）となり、それに伴い、異常検出用信号出力手段の出力は、レベル変化せずに特定のレベルのままとなる。
【００２８】
また、電磁作動器につながる端子が負荷用電源電圧に短絡して、電磁作動器に大きな電流が流れたままになると、電流フィードバックの機能により、スイッチング素子制御手段からスイッチング素子への駆動信号が継続してパッシブレベルのまま（即ち、駆動信号のデューティ比が継続して０％）となる。すると、ラッチ手段がリセットされずにセット状態のままとなるため、この場合にも、異常検出用信号出力手段の出力は、レベル変化せずに特定のレベルのままとなる。
【００２９】
また更に、電磁作動器自身がレアーショートした場合には、前述したように、スイッチング素子への駆動信号が、受信手段で受信されるパルス信号ＳＰがオン側のアクティブレベルの時にだけ、そのパルス信号ＳＰよりも非常に高い周波数でレベル変化し、パルス信号ＳＰがオフ側のパッシブレベルの時には、駆動信号もオフ側のパッシブレベルとなる。よって、この場合にも、ラッチ手段がリセットされずにセット状態のままとなり、異常検出用信号出力手段の出力は、レベル変化せずに特定のレベルのままとなる。
【００３０】
よって、請求項１の電磁作動器駆動装置によれば、マイコンやゲートアレイ等の情報処理装置に、異常検出用信号出力手段の出力（異常検出用信号）を入力し、そのマイコン等の情報処理装置にて、異常検出用信号がレベル変化しなくなったら異常と判断する、という簡単な処理を行うだけで、断線、端子の負荷用電源電圧や接地電位への短絡、及び電磁作動器自身のレアーショート、といったあらゆる異常の発生を確実に検出することができるようになる。
【００３１】
また、この電磁作動器駆動装置によれば、上記情報処理装置へ１つの異常検出用信号を入力するだけで良く、しかも、その異常検出用信号の信号ラインの異常をも検出することができる。つまり、異常検出用信号の信号ラインが断線したり何等かの電位に短絡して、その異常検出用信号のレベルが変化しなくなっても、異常が発生したと判断されるからである。
【００３２】
ところで、ラッチ手段は、ＣＭＯＳなどの論理回路で構成しても良いが、請求項２に記載の如く、受信手段の受信するパルス信号ＳＰがアクティブレベルである時に充電される第２のコンデンサと、前記パルス信号ＳＰがアクティブレベルではなく且つスイッチング素子への駆動信号がアクティブレベルである時に前記第２のコンデンサを放電させる放電用抵抗とを有し、前記第２のコンデンサが充電状態である時にセット状態となり、前記第２のコンデンサが放電された状態の時にリセット状態となる充放電回路とすれば、一層効果的である。つまり、コンデンサ及び抵抗といった低価格且つノイズに強いディスクリート部品でラッチ手段が構成され、当該駆動装置の低価格化と信頼性向上とを高い次元で両立させることができるからである。
【００３３】
また、請求項２の電磁作動器駆動装置において、異常検出用信号出力手段は、請求項３に記載の如く、前記第２のコンデンサの充電電圧と所定の基準電圧とを比較して、前記第２のコンデンサの充電電圧の方が大きい時（即ち、ラッチ手段がセット状態の時）に、出力レベルが前記特定のレベルとしてのローレベルとなる第１の比較器と、出力端子が前記第１の比較器の出力端子と共通接続されると共に、前記スイッチング素子制御手段からスイッチング素子への駆動信号がアクティブレベルである時に出力レベルがローレベルとなる第２の比較器と、その両比較器の出力端子を、前記特定のレベルとは異なる方のレベルとしてのハイレベルに相当する電圧にプルアップするプルアップ用抵抗とから構成することができる。
【００３４】
そして、このようにすれば、比較器及び抵抗といった汎用のディスクリート部品で異常検出用信号出力手段が構成されるため、当該駆動装置を一層低価格なものにすることができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明が適用された実施形態の電磁作動器駆動装置及びそれを用いた電子制御装置について、図面を用いて説明する。
まず図１は、実施形態の電子制御装置を表す構成図である。尚、図１において、前述した図５の電磁作動器駆動装置と同じものについては、同一の符号を付しているため、詳しい説明は省略する。
【００３６】
図１に示すように、本実施形態の電子制御装置は、マイコン４と、電磁作動器１への通電電流をマイコン４から出力されるパルス信号ＳＰのデューティ比で示される目標電流にフィードバック制御する電磁作動器駆動装置（以下単に、駆動装置という）１０とを備えている。尚、電磁作動器１は、例えば、ディーゼルエンジンのコモンレール圧を制御するためのリニアソレノイド式電磁弁であって、一般にＰＣＶ（プレッシャ・コントロール・バルブ）と呼ばれるものである。そして、本実施形態の電子制御装置は、その電磁作動器１への通電電流により、コモンレールに圧送される燃料量（延いてはコモンレール圧）を制御している。
【００３７】
ここで、駆動装置１０は、前述した図５の駆動装置と全く同様に、電磁作動器１への電流を断続するスイッチング素子としてのＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２、電流検出手段としての電流検出回路３、受信手段としての受信回路５、偏差積分回路６、及びスイッチング素子制御手段としてのスイッチング素子制御回路７を備えている。尚、コンデンサＣ１が第１のコンデンサに相当する。
【００３８】
そして、図５の駆動装置と比較して、本実施形態の駆動装置１０には、以下の各構成要素が追加されている。
まず、本実施形態の駆動装置１０には、ラッチ手段としての充放電回路１１と、異常検出用信号出力手段としての異常検出用信号出力回路１２とが追加されている。
【００３９】
そして、充放電回路１１は、受信回路５のＰＮＰトランジスタＴ１のコレクタにアノードが接続されたダイオードＤ１と、ダイオードＤ１のカソードに一端が接続された充電用抵抗Ｒ２０と、その抵抗Ｒ２０の他端と接地電位との間に接続されたコンデンサ（第２のコンデンサに相当）Ｃ２と、抵抗Ｒ２０とコンデンサＣ２との接続点に一端が接続された放電用抵抗Ｒ２１と、その抵抗Ｒ２１の他端にアノードが接続され、カソードがスイッチング素子制御回路７のＮＰＮトランジスタＴ２のコレクタに接続されたダイオードＤ２とから構成されている。
【００４０】
この充放電回路１１では、抵抗Ｒ２０の抵抗値が、抵抗Ｒ２１の抵抗値よりも十分に小さい値に設定されており、マイコン４からのパルス信号ＳＰがＭＯＳＦＥＴ２をオンさせる方のローレベルとなって、受信回路５のトランジスタＴ１がオンしている時に、コンデンサＣ２がダイオードＤ１及び抵抗Ｒ２０を介して電源電圧ＶＯＭにより充電されて、セット状態となる。また、この充放電回路１１では、マイコン４からのパルス信号ＳＰがローレベルではなく且つスイッチング素子制御回路７から出力される駆動信号がＭＯＳＦＥＴ２をオンさせる方のローレベルである時（即ちトランジスタＴ１がオフで且つトランジスタＴ２がオンの時）に、コンデンサＣ２が抵抗Ｒ２１及びダイオードＤ２を介して放電されて、リセット状態となる。
【００４１】
尚、充放電回路１１のセット状態とは、コンデンサＣ２が充電されて、その充電電圧（本実施形態では、抵抗Ｒ２０とダイオードＤ１との接続点の電圧であり、以下、充放電回路１１の出力電圧ともいう）が所定の基準電圧Ｖｒｆよりも大きくなっている状態を意味している。そして、充放電回路１１のリセットとは、コンデンサＣ２が放電されて、抵抗Ｒ２０とダイオードＤ１との接続点の電圧が上記基準電圧Ｖｒｆよりも小さくなることを意味しており、その状態がリセット状態である。また、上記基準電圧Ｖｒｆは、電源電圧ＶＯＭと接地電位との間の電圧であって、例えば電源電圧ＶＯＭの１／２の電圧である。
【００４２】
一方、異常検出用信号出力回路１２は、電源電圧ＶＯＭを分圧して上記基準電圧Ｖｒｆを発生させる２つ直列の基準電圧発生用抵抗Ｒ２２，Ｒ２３と、その両抵抗Ｒ２２，Ｒ２３によって発生される基準電圧Ｖｒｆが非反転入力端子に入力され、充放電回路１１の出力電圧（抵抗Ｒ２０とダイオードＤ１との接続点の電圧）が反転入力端子に入力された比較器ＣＭＰ２（第１の比較器に相当）と、出力端子が上記比較器ＣＭＰ２の出力端子と共通接続されると共に、上記両抵抗Ｒ２２，Ｒ２３によって発生される基準電圧Ｖｒｆが反転入力端子に入力され、スイッチング素子制御回路７のトランジスタＴ２のコレクタ電圧（即ち、ＭＯＳＦＥＴ２への駆動信号）が抵抗Ｒ２４を介して非反転入力端子に入力された比較器ＣＭＰ３（第２の比較器相当）と、上記両比較器ＣＭＰ２，ＣＭＰ３の出力端子を、ハイレベルに相当する電源電圧ＶＯＭにプルアップする抵抗（プルアップ用抵抗）Ｒ２５とから構成されている。
【００４３】
この異常検出用信号出力回路１２では、充放電回路１１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｆよりも大きい時に、比較器ＣＭＰ２の出力がローレベルとなり、また、スイッチング素子制御回路７からＭＯＳＦＥＴ２への駆動信号の電圧が基準電圧Ｖｒｆよりも小さい時に、比較器ＣＭＰ３の出力がローレベルとなる。そして、その両比較器ＣＭＰ２，ＣＭＰ３のワイヤードオア出力が、異常検出用信号ＳＭとしてマイコン４へ出力される。尚、比較器ＣＭＰ２，ＣＭＰ３は、自らはローレベルのみ出力可能なオープンコレクタ形式の出力端子を持つものであり、ハイレベルの出力はプルアップ用抵抗Ｒ２５の作用によって実現される。
【００４４】
よって、異常検出用信号出力回路１２からマイコン４への異常検出用信号ＳＭは、充放電回路１１がセット状態の時、或いは、スイッチング素子制御回路７からＭＯＳＦＥＴ２への駆動信号がローレベルである時に、特定のレベルとしてのローレベルとなり、充放電回路１１がリセット状態で且つＭＯＳＦＥＴ２への駆動信号がハイレベルの時（即ちＭＯＳＦＥＴ２をオンさせる方のローレベルでない時）には、ハイレベルとなる。
【００４５】
次に、本実施形態の駆動装置１０では、ＭＯＳＦＥＴ２のソースが負荷用電源電圧としてのバッテリ電圧＋Ｂに直接接続されておらず、そのＭＯＳＦＥＴ２のソースは、電流リミッタ回路１３の一部を成す過電流検知用の抵抗Ｒ２６を介して、バッテリ電圧＋Ｂに接続されている。
【００４６】
そして、本駆動装置１０に追加された電流リミッタ回路１３は、上記抵抗Ｒ２６と、エミッタがバッテリ電圧＋Ｂに接続され、コレクタがＭＯＳＦＥＴ２のゲートに接続されたＰＮＰトランジスタＴ３と、そのトランジスタＴ３のベースとＭＯＳＦＥＴ２のソースとの間に接続された抵抗Ｒ２７と、トランジスタＴ３のベースとバッテリ電圧＋Ｂとの間に接続された抵抗Ｒ２８とから構成されている。
【００４７】
この電流リミッタ回路１３では、ＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流が過電流と見なされる値となって、抵抗Ｒ２６での電圧降下が所定値以上になると、トランジスタＴ３がオンして、ＭＯＳＦＥＴ２のゲートにバッテリ電圧＋Ｂを供給することにより、該ＭＯＳＦＥＴ２をオフさせようとする。そして、ＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流が減少すると、トランジスタＴ３がオフに戻り、ＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流が再び過大になると、トランジスタＴ３が再度オンする、といった動作が繰り返されることとなる。よって、例えばＭＯＳＦＥＴ２のドレイン側が接地電位に短絡して、ＭＯＳＦＥＴ２に破壊耐量以上の電流が流れてしまうような状況となっても、ＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流が制限されて該ＭＯＳＦＥＴ２を保護することができる。
【００４８】
また、本実施形態の駆動装置１０では、電流検出用の抵抗Ｒ２が、電磁作動器１のＭＯＳＦＥＴ２側とは反対側の端部に直接接続されず、電磁作動器１のＭＯＳＦＥＴ２側とは反対側の端部が接続される本駆動装置１０の出力端子ＰＣＶ−と抵抗Ｒ２との間に、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１４が追加されている。そして、このＭＯＳＦＥＴ１４は、ドレインが上記出力端子ＰＣＶ−に接続され、ソースが抵抗Ｒ２の接地電位側とは反対側の端部に接続されている。
【００４９】
更に、本実施形態の駆動装置１０には、マイコン４からのフェイルセーフ信号ＳＦがハイレベルの時に、上記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１４をオフさせる保護回路１５が追加されている。
そして、保護回路１５は、マイコン４からのフェイルセーフ信号ＳＦがベースに供給されると共に、エミッタが接地電位に接続されたＮＰＮトランジスタＴ４と、そのトランジスタＴ４のコレクタとバッテリ電圧＋Ｂとの間に接続された抵抗Ｒ２９と、トランジスタＴ４のコレクタとＭＯＳＦＥＴ１４のゲートとの間に接続された抵抗Ｒ３０とから構成されている。
【００５０】
この保護回路１５において、マイコン４からのフェイルセーフ信号ＳＦがローレベルの時には、トランジスタＴ４がオフであり、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲートにバッテリ電圧＋Ｂが供給されるため、該ＭＯＳＦＥＴ１４がオン状態となる。よって、この場合には、図５の駆動装置と同様に、ＭＯＳＦＥＴ２のオン・オフに応じて、電磁作動器１への通電電流が断続されることとなる。
【００５１】
これに対して、マイコン４からのフェイルセーフ信号ＳＦがハイレベルになると、トランジスタＴ４がオンして、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート電圧が接地電位になるため、該ＭＯＳＦＥＴ１４がオフされることとなる。よって、この場合には、出力端子ＰＣＶ−と抵抗Ｒ２との間の電流経路が強制的に遮断されることとなる。
【００５２】
一方更に、本実施形態の駆動装置１０において、ＭＯＳＦＥＴ２のドレインは、本駆動装置１０の出力端子ＰＣＶ＋を介して電磁作動器１の一端と接続されるが、その出力端子ＰＣＶ＋及びＭＯＳＦＥＴ２のドレインと接地電位との間には、アノードを接地電位側にして、電磁作動器１に生じるフライバックエネルギーを吸収するためのダイオードＤ３が接続されている。また、本駆動装置１０には、フェイルセーフ時にＭＯＳＦＥＴ１４をオフさせた際に発生する電磁作動器１の逆起電力によるサージ電圧をクランプするための素子として、アノード同士の接続されたツェナーダイオードＺＤ１及びダイオードＤ４が設けられている。そして、ツェナーダイオードＺＤ１のカソードが、ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン及び出力端子ＰＣＶ−に接続され、ダイオードＤ４のカソードが、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲートに接続されている。
【００５３】
以上のような駆動装置１０を備えた本実施形態の電子制御装置では、マイコン４が、ディーゼルエンジンの運転状態を検出すると共に、その検出結果に基づいて、駆動装置１０の受信回路５へ、電磁作動器１に流すべき目標電流に対応したデューティ比のパルス信号ＳＰを出力する。また、マイコン４は、駆動系の異常を検出していない通常時においては、前述のフェイルセーフ信号ＳＦをローレベルで出力する。そして、駆動装置１０は、前述した図５の駆動装置と同じＭＯＳＦＥＴ２，電流検出回路３，受信回路５，偏差積分回路６，及びスイッチング素子制御回路７の作用により、電磁作動器１への通電電流をマイコン４からのパルス信号ＳＰのデューティ比で示される目標電流にフィードバック制御する。
【００５４】
ここで、本実施形態の駆動装置１０において、正常時には、異常検出用信号出力回路１２から出力される異常検出用信号ＳＭが、マイコン４からのパルス信号ＳＰと同じ周期でパルス状に変化することとなる。
この理由について説明する。まず、本駆動装置１０においても、図５の駆動装置と同様に、正常時においては、図２における時刻ｔ１よりも左側、図３における時刻ｔ３よりも左側、及び図４における時刻ｔ５よりも左側の各々に示す如く、マイコン４からのパルス信号ＳＰとＭＯＳＦＥＴ２への駆動信号（図２〜図４における「ＣＭＰ３入力＋」）とには位相差ができ、パルス信号ＳＰがアクティブレベルとしてのローレベルからパッシブレベルとしてのハイレベルへ変化した時点では、駆動信号が未だアクティブレベルとしてのローレベルであるため、充放電回路１１は、パルス信号ＳＰがローレベルである期間だけセット状態になる。つまり、充放電回路１１の出力電圧（図２〜図４における「ＣＭＰ２入力−」）は、コンデンサＣ２の放電時間を無視するならば、パルス信号ＳＰがローレベルの期間だけ、基準電圧Ｖｒｆよりも大となる。このため、充放電回路１１がセット状態である期間と、ＭＯＳＦＥＴ２への駆動信号がローレベルである期間は、互いに位相差を持つこととなり、その位相差を持った両期間の論理和の期間だけローレベルとなる異常検出用信号出力回路１２からの異常検出用信号ＳＭは、マイコン４からのパルス信号ＳＰと同じ周期を持ったパルス信号となる。
【００５５】
尚、コンデンサＣ２の放電時間は上記位相差よりも十分に短く設定されている。また、図２〜図４において、「ＣＭＰ２入力−」は、比較器ＣＭＰ２の反転入力端子への入力である充放電回路１１の出力波形を表し、「ＣＭＰ３入力＋」は、比較器ＣＭＰ３の非反転入力端子への入力である駆動信号の波形を表している。
【００５６】
これに対して、例えば、図２における時刻ｔ１よりも右側に示すように、出力端子ＰＣＶ＋が接地電位（ＧＮＤ）に短絡して、電磁作動器１及び抵抗Ｒ２に電流が流れなくなると、本駆動装置１０の電流フィードバック制御の機能により、ＭＯＳＦＥＴ２への駆動信号が継続してローレベルのままとなり、それに伴い、異常検出用信号出力回路１２からマイコン４への異常検出用信号ＳＭは、レベル変化せずにローレベルのままとなる。これは、比較器ＣＭＰ３の出力がローレベルのままになるからである。尚、電磁作動器１の電流経路が断線したり、出力端子ＰＣＶ−や電磁作動器１自身の端子が接地電位に短絡した場合にも、抵抗Ｒ２に電流が流れず、オペアンプＯＰ１の出力（電流検出値）Ｖｉが０となるため、図２における時刻ｔ１よりも右側の如く、異常検出用信号ＳＭはローレベルのままとなる。
【００５７】
また、図３における時刻ｔ３よりも右側に示すように、電磁作動器１につながる端子（ＰＣＶ＋，ＰＣＶ−や電磁作動器１自身の端子）がバッテリ電圧＋Ｂに短絡して、電磁作動器１及び抵抗Ｒ２に電流が流れたままになると、本駆動装置１０の電流フィードバック制御の機能により、ＭＯＳＦＥＴ２への駆動信号が継続してハイレベルのままとなる。すると、充放電回路１１のコンデンサＣ２が放電されず、該充放電回路１１がセット状態のままとなり、この場合にも、異常検出用信号出力回路１２からマイコン４への異常検出用信号ＳＭは、レベル変化せずにローレベルのままとなる。これは、比較器ＣＭＰ２の出力がローレベルのままになるからである。
【００５８】
また更に、図４における時刻ｔ５よりも右側に示す如く、電磁作動器１自身がレアーショートした場合には、前述したように、ＭＯＳＦＥＴ２への駆動信号が、マイコン４からのパルス信号ＳＰがオン側のローレベルの時にだけ、そのパルス信号ＳＰよりも非常に高い周波数でレベル変化し、パルス信号ＳＰがオフ側のハイレベルの時には、駆動信号もオフ側のハイレベルとなる。よって、この場合にも、充放電回路１１のコンデンサＣ２が放電されずに、該充放電回路１１がセット状態のままとなり、異常検出用信号出力回路１２からマイコン４への異常検出用信号ＳＭは、レベル変化せずにローレベルのままとなる。
【００５９】
そこで、本実施形態において、マイコン４は、異常検出用信号出力回路１２からの異常検出用信号ＳＭがレベル変化しているか否かを定期的に判定し、該異常検出用信号ＳＭがレベル変化していないと判定すると、駆動系に異常が発生したと判断する。具体的に説明すると、マイコン４において、異常検出用信号ＳＭを入力するのに割り当てられた入力端子は、入力レベルが変化すると（換言すれば、入力レベルにエッジが発生すると）、その履歴が所定のレジスタへ自動的にセットされる端子である。そして、マイコン４は、上記レジスタの値を一定時間毎（例えばパルス信号ＳＰの周期と同じ時間毎や、それの所定倍の時間毎）に読み込むと共に、その読み込んだレジスタ値が“レベル変化＝有り”を示す値であれば、該レジスタ値をクリアし、逆に、その読み込んだレジスタ値が“レベル変化＝無し”を示す値であれば、その状態が複数回連続した時点で、駆動系に異常が発生したと判断する。
【００６０】
そして更に、マイコン４は、上記の手順で駆動系異常の発生を検知すると、図２における時刻ｔ２、図３における時刻ｔ４、及び図５における時刻ｔ６の各々に示すように、パルス信号ＳＰをハイレベルのままにすると共に、保護回路１５のトランジスタＴ４へのフェイルセーフ信号ＳＦを、ローレベルからハイレベルにする。
【００６１】
すると、以後は、ＭＯＳＦＥＴ２がオフのままとなり、また、前述したように、電磁作動器１の下流側のＭＯＳＦＥＴ１４がオフされて、出力端子ＰＣＶ−と抵抗Ｒ２との間の電流経路が強制的に遮断される。よって、例えば出力端子ＰＣＶ−がバッテリ電圧＋Ｂに短絡しても、抵抗Ｒ２や回路パターン等が焼損してしまうことを防止することができる。尚、例えば出力端子ＰＣＶ＋が接地電位に短絡した場合には、マイコン４が異常の発生を検知するまでの間、前述した電流リミッタ回路１３の作用により、ＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流が制限されて、該ＭＯＳＦＥＴ２が保護されることとなる。
【００６２】
以上のように本実施形態の駆動装置１０によれば、マイコン４は、異常検出用信号ＳＭがレベル変化しなくなったら異常と判断する、という簡単な処理を行うだけで、断線、端子のバッテリ電圧＋Ｂや接地電位への短絡、及び電磁作動器１自身のレアーショート、といったあらゆる異常の発生を確実に検出することができるようになる。
【００６３】
しかも、マイコン４へ１つの異常検出用信号ＳＭを入力するだけで良い上に、その異常検出用信号ＳＭの信号ラインの異常をも検知することができる。つまり、異常検出用信号ＳＭの信号ラインが断線したり何等かの電位に短絡して、その異常検出用信号ＳＭのレベルが変化しなくなっても、異常が発生したと判断されるからである。
【００６４】
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、種々の形態を採り得ることは言うまでもない。
例えば、ラッチ手段としての充放電回路１１は、それと同様の機能を有したＣＭＯＳ論理回路やＴＴＬ論理回路からなるＳＲラッチに置き換えることも可能である。つまり、そのＳＲラッチは、トランジスタＴ１のコレクタ電圧がハイレベルの時にハイレベルを出力するセット状態となり、トランジスタＴ１のコレクタ電圧がローレベルで且つトランジスタＴ２のコレクタ電圧がローレベルである時にリセットされるものであれば良い。
【００６５】
そして、充放電回路１１の代わりに上記ＳＲラッチを用いた場合、異常検出用信号出力回路１２もＣＭＯＳ論理回路やＴＴＬ論理回路で構成することができる。つまり、その異常検出用信号出力回路は、ＳＲラッチの出力がハイレベルの時、或いは、ＭＯＳＦＥＴ２への駆動信号がオンさせる方のアクティブレベルである時に、自己の出力がハイとローとの内の特定のレベルとなり、それ以外の時（即ち、ＳＲラッチの出力がローレベルで且つ駆動信号がＭＯＳＦＥＴ２をオフさせる方のパッシブレベルである時）には、自己の出力が上記特定のレベルとは異なる方のレベルとなる論理回路であれば良い。
【００６６】
但し、コンデンサ，抵抗，及びダイオードといった低価格且つノイズに強いディスクリート部品からなる充放電回路１１を用いると共に、比較器及び抵抗といった汎用のディスクリート部品からなる異常検出用信号出力回路１２を用いた方が、当該駆動装置１０の低価格化と信頼性向上とを高い次元で両立させることができ有利である。
【００６７】
また、上記実施形態の駆動装置１０において、マイコン４からのパルス信号ＳＰと、スイッチング素子制御回路７からの駆動信号とは、両方共に、ローレベルがアクティブレベル（スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ２をオンさせる方のレベル）であったが、パルス信号ＳＰと駆動信号との各々のアクティブレベルが互いに異なる回路構成でも良い。
【００６８】
また更に、本発明は、ＰＣＶ以外の電磁作動器を駆動する装置に対しても、全く同様に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  実施形態の電子制御装置を表す構成図である。
【図２】  電流経路の断線、又は電磁作動器につながる端子の接地電位（ＧＮＤ）への短絡が発生した場合の作用を表すタイムチャートである。
【図３】  電磁作動器につながる端子がバッテリ電圧＋Ｂに短絡した場合の作用を表すタイムチャートである。
【図４】  電磁作動器自身がレアーショートした場合の作用を表すタイムチャートである。
【図５】  従来の電磁作動器駆動装置の構成例を表す回路図である。
【符号の説明】
１…電磁作動器    ２…ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）
３…電流検出回路    ４…マイコン    ５…受信回路    ６…偏差積分回路
７…スイッチング素子制御回路    １０…電磁作動器駆動装置
１１…充放電回路（ラッチ手段）    １２…異常検出用信号出力回路
１３…電流リミッタ回路    １４…ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
１５…保護回路    Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ
ＣＭＰ１，ＣＭＰ２，ＣＭＰ３…比較器    Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード
ＺＤ１…ツェナーダイオード    ＯＰ１…オペアンプ
ＰＣＶ＋，ＰＣＶ−…出力端子    Ｒ１〜Ｒ１５，Ｒ２０〜Ｒ３０…抵抗
Ｔ１，Ｔ３…ＰＮＰトランジスタ    Ｔ２，Ｔ４…ＮＰＮトランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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