(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル信号を受信し解析する装置であって、受信した前記デジタル信号から伝送路の周波数応答を推定する手段と、擬似ランダムバイナリー信号を発生する手段と、前記擬似ランダムバイナリー信号を変調データとして変調する手段と、この変調されたデジタル信号に前記伝送路の周波数応答を付加する手段と、この周波数応答が付加されたデジタル信号に設定したＣＮ比に応じた雑音を付加する手段と、この雑音を付加された信号を復調する手段と、復調された擬似ランダムバイナリー信号と前記発生した擬似ランダムバイナリー信号を比較して誤り率を測定する手段と、前記設定したＣＮ比と測定した誤り率から伝送路の等価ＣＮ比および伝送路の影響によるＣＮ比劣化量を演算する手段とを備えたことを特徴とするデジタル信号の受信解析装置。
【請求項２】
前記伝送路の周波数応答を推定する手段は、伝送路の付加雑音を除去する手段を備えることを特徴とする請求項１に記載のデジタル信号の受信解析装置。
【請求項３】
前記伝送路の周波数応答から付加雑音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を逆フーリエ変換して遅延プロファイルを求め、この遅延プロファイルから伝送路のマルチパス成分の存在しない領域の成分を０にして除去するフィルタ処理を行って新たな遅延プロファイルを生成し、これをフーリエ変換して付加雑音を除去し伝送路の周波数応答を得ることを特徴とする請求項２に記載のデジタル信号の受信解析装置。
【請求項４】
前記伝送路の周波数応答から付加雑音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を時間軸のローパスフィルタまたは周波数軸のローパスフィルタ処理を行って付加雑音を除去し伝送路の周波数応答を得ることを特徴とする請求項２に記載のデジタル信号の受信解析装置。
【請求項５】
伝送路の付加雑音を除去した伝送路の周波数応答と除去した付加雑音とから受信した前記デジタル信号のＣＮ比を求める手段と、前記受信したデジタル信号のＣＮ比を新たに付加雑音として付加する手段とを備えたことを特徴とする請求項２ないし４のいずれか１項に記載のデジタル信号の受信解析装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信信号の誤り率や伝送路の応答などによりデジタル信号への影響の解析を行うものであり、広く放送・通信・記録媒体への応用が可能のデジタル信号の受信解析装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のデジタル信号受信解析装置には、ＭＥＲ測定装置、誤り率測定装置および伝送路応答検出装置がある。
【０００３】
図７は、従来のＭＥＲ測定装置の構成図を示す。
【０００４】
図７に示すように、このＭＥＲ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｉｏの略で変調誤差比とも云われている）測定装置は、受信器７１で復調したデータを復調コンスタレーション部７２で位相図（コンスタレーション）上に再配置し、送信データの位相図上のマッピング点からの距離の誤差を雑音成分とみなし、マッピング点から位相図の原点までの距離を信号成分とする演算を行い、ＭＥＲ測定部７３で受信信号の信号対雑音比（以下、ＣＮ比）を求めるものである。
【０００５】
図８は、従来の誤り率測定装置の構成図を示す。
【０００６】
図８に示すように、この誤り率測定装置は、ＰＮ発生部８１で変調器８２と復調器８３とが共に既知の擬似ランダムバイナリー信号を発生させ、擬似ランダムバイナリー信号を変調データとする変調器８２を伝送路８０の前におき、伝送路８０の後には復調器８３をおいて誤り率測定部８４で誤り率を測定するものである。
【０００７】
図９は、ＯＦＤＭ信号受信における従来の伝送路応答検出装置の構成図を示す。
【０００８】
図９に示すように、この伝送路応答検出装置は、伝送路９０を伝送されたデジタル信号を受信部９１で受信し、受信した信号をＦＦＴ部９２でＦＦＴし、伝送路応答推定部９３でＦＦＴ部９２の出力データから既知のパイロット信号を取り出し、伝送路９０の応答を推定し、周波数応答演算部９４で伝送路９０の周波数応答の演算や、遅延プロファイルの演算部９５でインパルス応答となる遅延プロファイルの演算を行うものである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
通常、受信したデジタル信号は、マルチパスなど伝送路の応答により線形歪と、熱雑音などの付加雑音を受けている。デジタル信号を復調した場合、誤り率はこの両者の影響により劣化する。図７に示す従来のＭＥＲ測定装置では、受信信号の総合的なＣＮ比は分かるものの、伝送路の影響と付加雑音の影響を分離して測定することは不可能であった。
【００１０】
また、受信したデジタル信号の誤り率を測定する場合には、図８に示す従来の誤り率測定装置のように、特別に誤り率を測定するために、受信側既知の擬似ランダムバイナリー信号などを送信側変調器の変調データとして入力し、受信側では復調データと送信側擬似ランダムバイナリー信号とを比較しビット誤り率を求めていた。
【００１１】
また、図９に示す従来の伝送路応答検出装置では、受信したデジタル信号から伝送路の周波数応答や遅延プロファイルを求めることは可能であったが、求めた伝送路応答が受信したデジタル信号に対して等価的な雑音としてどの程度影響があるのか、また、ビット誤り率の劣化にどの程度影響があるのか知ることができなかった。
【００１２】
本発明は、このような従来の問題を解決するためになされたもので、伝送路を伝送されたデジタル信号を受信し、伝送路応答と付加雑音を求め、伝送路応答による影響の程度と付加雑音による影響の程度を分離し、伝送路の影響による等化ＣＮ比と付加雑音によるＣＮ比をそれぞれ求めるデジタル信号の受信解析装置を提供するものであり、さらに、伝送路の前の送信側の変調器に誤り率測定用の擬似ランダムバイナリー信号などを変調データとして入力することなく、容易に誤り率を測定するデジタル信号の受信解析装置を提供するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明のデジタル信号の受信解析装置は、デジタル信号を受信し解析する装置であって、受信した前記デジタル信号から伝送路の周波数応答を推定する手段と、擬似ランダムバイナリー信号を発生する手段と、前記擬似ランダムバイナリー信号を変調データとして変調する手段と、この変調されたデジタル信号に前記伝送路の周波数応答を付加する手段と、この周波数応答が付加されたデジタル信号に設定したＣＮ比に応じた雑音を付加する手段と、この雑音を付加された信号を復調する手段と、復調された擬似ランダムバイナリー信号と前記発生した擬似ランダムバイナリー信号を比較して誤り率を測定する手段と、前記設定したＣＮ比と測定した誤り率から伝送路の等価ＣＮ比および伝送路の影響によるＣＮ比劣化量を演算する手段とを備えることとした。
【００１４】
また、前記伝送路の周波数応答を推定する手段には、伝送路の付加雑音を除去する手段を備えることとした。
【００１５】
また、前記伝送路の周波数応答から付加雑音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を逆フーリエ変換して遅延プロファイルを求め、この遅延プロファイルから伝送路のマルチパス成分の存在しない領域の成分を０にして除去するフィルタ処理を行って新たな遅延プロファイルを生成し、これをフーリエ変換して付加雑音を除去し伝送路の周波数応答を得ることとした。
【００１６】
また、前記伝送路の周波数応答から付加雑音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を時間軸のローパスフィルタまたは周波数軸のローパスフィルタ処理を行って付加雑音を除去し伝送路の周波数応答を得ることとした。
【００１７】
さらに、伝送路の付加雑音を除去した伝送路の周波数応答と除去した付加雑音とから受信した前記デジタル信号のＣＮ比を求める手段と、前記受信したデジタル信号のＣＮ比を新たに付加雑音として付加する手段とを備えることとした。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
【００１９】
ＩＳＤＢ−Ｔ伝送方式の地上デジタル放送に適用した場合について、以下に実施例を示す。ＩＳＤＢ−Ｔ伝送方式の伝送パラメータの値は、伝送モードごと決められている。
【００２０】
ＩＳＤＢ−Ｔの変調および復調に用いるＦＦＴ（離散フーリエ変換）のサンプリング周波数ｆＦＦＴは、２０４８／２５２ＭＨｚ（＝８．１２６９８…ＭＨｚ）で与えられる。また、ＦＦＴのポイント数ＮｏはＩＳＤＢ−Ｔの伝送モード１のとき２０４８、伝送モード２のとき４０９６、伝送モード３のとき８１９２である。また、有効シンボル長Ｔｕは、伝送モード１、２、３に対して、それぞれ、２５２μｓｅｃ、５０４μｓｅｃ、１００８μｓｅｃである。ガードインターバル期間Ｔｇは、有効シンボル長Ｔｕ／４、有効シンボル長Ｔｕ／８、有効シンボル長Ｔｕ／１６、もしくは有効シンボル長Ｔｕ／３２である。
【００２１】
ＩＳＤＢ−Ｔ伝送方式のＯＦＤＭのキャリア数ＫとＦＦＴのポイント数Ｎｏには、Ｋ＜Ｎｏの関係がある。また、ＩＳＤＢ−ＴのＯＦＤＭ信号には、特定のキャリアにＡＣ（予備チャンネル）、ＴＭＣＣなどのＩＳＤＢ−Ｔの制御信号データが割り当てられている。
【００２２】
また、受信側のデータの等化基準となるパイロットデータは、図２に示すように特定のキャリアの特定のシンボルに割り当てられている。これをスキャッタードパイロット（以下、ＳＰ）と呼ぶ。ＳＰの変調レベルは、送信データの変調レベルのＲＭＳ（Ｒｏｏｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅの略）値をＬとすると、その４／３倍であり、図３に示すように、位相図上に（４Ｌ／３，０）もしくは（−４Ｌ／３，０）に配置される。ＳＰがどちらに配置されるかは、キャリア番号ごとに、あらかじめ決められている。
【００２３】
なお、実施例では、ＯＦＤＭの変調は１６ＱＡＭとして説明するが、本発明は、変調を１６ＱＡＭに限るものではなく、ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭなど任意の変調に適用可能である。
【００２４】
図１は、本発明の第１の実施形態におけるデジタル信号の受信解析装置の構成図を示す。
【００２５】
図１に示すように、本発明の第１の実施形態におけるデジタル信号の受信解析装置は、受信部１０と、伝送路応答検出部２０と、誤り率測定部３０と、等価ＣＮ演算部４０とから構成されている。
【００２６】
伝送路応答検出部２０は、ＦＦＴ回路２１と、伝送路応答推定回路２２と、雑音除去回路２３とからなり、誤り率測定部３０はＰＮ発生回路３１と、変調回路３２と、周波数特性付加回路３３と、雑音付加回路３４と、復調回路３５と、誤り率測定回路３６とからなる。
【００２７】
受信部１０は、ＯＦＤＭデジタル信号を伝送路５０より受信し、キャリア再生とクロック再生およびシンボルタイミング再生を行い、ＡＤ変換と直交復調を行いデジタル複素ベースバンド信号を出力する。
【００２８】
伝送路応答検出部２０において、ＦＦＴ回路２１は、入力されたデジタル複素ベースバンド信号をシンボル毎にフーリエ変換を行い、ＯＦＤＭのキャリアデータＹ（ｉ，ｋ）を出力する。なお、ｉはシンボル番号、ｋはキャリア番号を示す。
【００２９】
伝送路応答推定回路２２では、入力されたＯＦＤＭのキャリアデータＹ（ｉ，ｋ）からＳＰを抜き取る。これを受信ＳＰとすると受信ＳＰは伝送路の周波数応答により振幅と位相の変移を受けている。伝送路応答は、受信ＳＰを基準となる送信側のＳＰで複素除算することにより得られる。
【００３０】
具体的には、ＩＳＤＢ−Ｔ伝送方式のＯＦＤＭ信号には、図２に示すようにキャリア方向で表現したＳＰのパターンが全部で４通りあり、連続する４シンボルにそれぞれ配置されている。連続する異なるＳＰパターン１、２、３、４の４シンボル分のＳＰデータＹｓｐ（ｉ，ｋ）をＯＦＤＭのキャリアデータＹ（ｉ，ｎ）から抜き取り、（式１）のように加算し、ＳＰデータＹｓｐ４（ｉ，ｋ）を得る。
【００３１】
【数１】
0003773839.tif 000002
【００３２】
なお、ＳＰデータＹｓｐ４（ｉ，ｋ）は、過去のシンボルからでも未来のシンボルからでも求められる。
【００３３】
（式１）で計算したＳＰデータＹｓｐ４（ｉ，ｋ）を、基準となる送信側のＳＰデータ部Ｓｓｐ（ｋ）で（式２）のように複素除算し、キャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）を求める。
【００３４】
【数２】
0003773839.tif 000003
【００３５】
（式２）で求めたキャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）は、３キャリアのうち２つはヌルデータであるため、伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）をキャリア方向のフィルタに通過させ、補間を行う。これを新たなキャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）とし、伝送路応答の推定値として出力する。ここで、伝送路の解析結果として、キャリアｋに対応する伝送路周波数ｆに対して、伝送路の周波数応答Ｈ（ｆ）を出力することや、周波数応答Ｈ（ｆ）を逆フーリエ変換した遅延プロファイルｈ（ｔ）（インパルス応答）として出力することが可能である。従って、周波数応答とインパルス応答は等価である。
【００３６】
雑音除去回路２３では、伝送路応答推定回路２２で推定した伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）に含まれる雑音を図４もしくは図５に示すような方法で除去する。図４では、入力された雑音除去前の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）を逆フーリエ変換し遅延プロファイルｈ（ｔ）を求める。この、遅延プロファイルｈ（ｔ）から伝送路のマルチパス成分の存在しない時間領域の成分を０にして除去するようなファイルタ処理を行い遅延プロファイルｈ’（ｔ）を求め、これをフーリエ変換することにより雑音除去後の伝送路応答Ｈ’（ｉ，ｋ）を求める。なお、遅延プロファイルｈ’（ｔ）は、遅延プロファイルｈ（ｔ）のピークからＸｄＢ（Ｘ＝−５、−２０、−２５など）より小さい成分を０にして除去する処理から求めることも可能である。
【００３７】
また、図５では、入力された雑音除去前の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）を時間軸のローパスフィルタ、もしくは、周波数軸のローパスフィルタを挿入し、雑音除去後の伝送路応答Ｈ’（ｉ，ｋ）を求める。時間軸のローパスフィルタ処理は、伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）をシンボルｉに関し、（式３）のような平均化の演算を行う。
【００３８】
【数３】
0003773839.tif 000004
【００３９】
周波数軸のローパスフィルタ処理は、伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）をキャリアｋに関し、移動平均化の演算を行う。
【００４０】
誤り率測定部３０においては、ＰＮ発生回路３１からＩＴＵ−Ｔ勧告Ｏ．１５１などで勧告されている擬似ランダムバイナリー信号を発生する。
【００４１】
変調回路３２は擬似ランダムバイナリー信号を変調信号とする変調を行う。変調方式は、地上デジタル放送の伝送方式に従うＯＦＤＭ変調などを行い、変調信号ｓ（ｔ）を出力する。なおここで、変調信号ｓ（ｔ）の周波数表現による変換対をＳ（ｆ）とする。
【００４２】
周波数特性付加回路３３は、伝送路応答検出部２０の雑音除去回路２３から入力された雑音除去後の伝送路応答Ｈ’（ｉ，ｋ）から、キャリアｋに対応する伝送路周波数ｆに対して、伝送路の周波数応答Ｈ’（ｆ）を求め、次の（式４）、（式５）の演算を行い受信信号Ｒ（ｆ）、あるいは受信信号ｒ（ｔ）を求める。
【００４３】
【数４】
0003773839.tif 000005
【００４４】
【数５】
0003773839.tif 000006
【００４５】
または、伝送路の周波数応答Ｈ’（ｆ）の変換対をｈ’（ｔ）、畳み込み演算子を＊とすると、次の（式６）の演算を行い受信信号ｒ（ｔ）を出力する。
【００４６】
【数６】
0003773839.tif 000007
【００４７】
雑音付加回路３４では、設定したＣＮ比に応じて、入力された受信信号Ｒ（ｆ）にランダム雑音Ｎ（ｆ）を付加し、雑音付加された受信信号Ｒ’（ｆ）として出力する。もしくは、入力された受信信号ｒ（ｔ）にランダム雑音ｎ（ｔ）を付加し、雑音付加された受信信号ｒ’（ｔ）として出力する。
【００４８】
復調回路３５では、入力された受信信号Ｒ’（Ｆ）、もしくは受信信号ｒ’（ｔ）を復調し、復調データを出力する。
【００４９】
誤り率測定回路３６では、ＰＮ発生回路３１で出力された擬似ランダムバイナリー信号と復調回路３５から出力された復調データを比較し、誤り率を計算する。当然のことながら、伝送路の付加雑音を除去しないで測定した場合の誤り率は、実際の伝送路に擬似ランダムバイナリー信号を通したときの誤り率と等しい。
【００５０】
なお、受信部１０、伝送路応答検出部２０および誤り率測定部３０は、実際のハードウエアによる構成も、ソフトウエアによる構成も可能であることは言うまでもない。
【００５１】
等価ＣＮ演算部４０では、付加雑音回路３４と誤り率測定回路３６から得られたＣＮ比と誤り率により、伝送路の等価ＣＮ比およびＣＮ比劣化量の演算を行う。
【００５２】
図６は、ＡＮＴ１（黒丸でプロット）やＡＮＴ２（白丸でプロット）に示すように、ある伝送路を伝送された信号のＣＮ比対誤り率を示している。また、ガウス雑音のみの影響によるＣＮ比対誤り率をＡＷＧＮ（破線）で示している。このとき、ある誤り率Ｐｅとなるガウス雑音のＣＮ比をＣＮＲ０（Ｐｅ）、ある伝送路を伝送された信号が誤り率ＰｅとなるＣＮ比をＣＮＲ１（Ｐｅ）とすると、伝送路の等価ＣＮ比およびＣＮ比劣化量は次の（式７）および（式８）で与えられる。
【００５３】
【数７】
0003773839.tif 000008
【００５４】
【数８】
0003773839.tif 000009
【００５５】
以上、本発明の第１の実施形態におけるデジタル信号の受信解析装置は、デジタル信号の受信と解析に関して、伝送路を伝送されたデジタル信号を受信し、伝送路応答と付加雑音を求め、伝送路応答による影響の程度と付加雑音による影響の程度を分離し、伝送路の影響による等化ＣＮ比と伝送路の影響によるＣＮ比劣化量を得ることを可能とする。
【００５６】
次に、本発明の第２の実施形態におけるデジタル信号の受信解析装置につき図１を使用し説明する。
【００５７】
伝送路を伝送された信号は、映像や音声などのデータがほとんどであるため通常受信器の復調データからは誤り率は分からない。そこで、本発明の第２の実施形態におけるデジタル信号の受信解析装置は、特別にデータを入力することなく、容易に誤り率の測定をするものである。
【００５８】
雑音除去回路２３に入力した雑音除去前の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）と、雑音除去回路２３で求めた雑音除去後の伝送路応答Ｈ’（ｉ，ｋ）の差分から雑音成分Ｎ（ｉ，ｋ）を求めＣＮ比Ｃ／Ｎを（式９）から求める。なお、（式１０）ではキャリア総数をＫとしている。
【００５９】
【数９】
0003773839.tif 000010
【００６０】
【数１０】
0003773839.tif 000011
【００６１】
その後、誤り率測定部３０を動作させるとき、雑音付加回路３４に（式９）で求めたＣＮ比Ｃ／Ｎを入力し、誤り率測定回路３６にて、伝送路を伝送された信号の誤り率を求める。
【００６２】
なお、ＳＰの変調レベルは、実際のデータの平均変調レベルより４／３大きい。そのため伝送路応答検出部２０での伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）は、ＳＰから求めているため、実際に伝送路を伝送された信号よりＣＮ比が大きく、雑音付加回路３４でのＣＮ比はその分を減じることが必要である。
【００６３】
以上、本発明の第２の実施形態におけるデジタル信号の受信解析装置は、伝送路の前の送信側変調器に誤り率測定用の擬似ランダムバイナリー信号などを変調データとして入力することなく、容易に誤り率を測定することを可能とする。
【００６４】
【発明の効果】
本発明のデジタル信号の受信解析装置は、デジタル信号を受信し解析する装置であって、受信した前記デジタル信号から伝送路の周波数応答を推定する手段と、擬似ランダムバイナリー信号を発生する手段と、前記擬似ランダムバイナリー信号を変調データとして変調する手段と、この変調されたデジタル信号に前記伝送路の周波数応答を付加する手段と、この周波数応答が付加されたデジタル信号に設定したＣＮ比に応じた雑音を付加する手段と、この雑音を付加された信号を復調する手段と、復調された擬似ランダムバイナリー信号と前記発生した擬似ランダムバイナリー信号を比較して誤り率を測定する手段と、前記設定したＣＮ比と測定した誤り率から伝送路の等価ＣＮ比および伝送路の影響によるＣＮ比劣化量を演算する手段とを備えることとしたため、デジタル信号の受信と解析に関して、伝送路を伝送されたデジタル信号を受信し、その伝送路の誤り率を測定できる。また、伝送路の周波数応答を推定する手段には付加雑音を除去する手段を備えるので、伝送路応答と付加雑音を求め、伝送路応答による影響の程度と付加雑音による影響の程度を分離し、伝送路の影響による等化ＣＮ比と伝送路の影響によるＣＮ比劣化量を得ることができ、さらに、伝送路の前の送信側変調器に誤り率測定用の擬似ランダムバイナリー信号などを変調データとして入力することなく、容易に誤り率を測定することができ、的確にデジタル信号への影響の解析を行うことができる。
【００６５】
また、前記伝送路の周波数応答を推定する手段には、伝送路の付加雑音を除去する手段を備えることとしたため、伝送路の影響による等化ＣＮ比と、伝送路の影響によるＣＮ比劣化量とをさらに的確に得ることができる。
【００６６】
また、前記伝送路の周波数応答から付加雑音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を逆フーリエ変換して遅延プロファイルを求め、この遅延プロファイルから伝送路のマルチパス成分の存在しない領域の成分を０にして除去するフィルタ処理を行って新たな遅延プロファイルを生成し、これをフーリエ変換して付加雑音を除去し伝送路の周波数応答を得ることとしたため、付加雑音を除去し伝送路の周波数応答をさらに的確に得ることができる。
【００６７】
また、前記伝送路の周波数応答から付加雑音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を時間軸のローパスフィルタまたは周波数軸のローパスフィルタ処理を行って付加雑音を除去し伝送路の周波数応答を得ることとしたため、付加雑音を除去し伝送路の周波数応答をさらに的確に得ることができる。
【００６８】
さらに、伝送路の付加雑音を除去した伝送路の周波数応答と除去した付加雑音とから受信した前記デジタル信号のＣＮ比を求める手段と、前記受信したデジタル信号のＣＮ比を新たに付加雑音として付加する手段とを備えることとしたため、伝送路の影響による等化ＣＮ比と、伝送路の影響によるＣＮ比劣化量と、誤り率とをさらに的確に得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態におけるデジタル信号の受信解析装置の構成図を示す。
【図２】本発明の第１の実施形態におけるスキャッタードパイロット（ＳＰ）の配置図を示す。
【図３】本発明の第１の実施形態におけるスキャッタードパイロット（ＳＰ）の位相図を示す。
【図４】本発明の第１の実施形態における伝送路の周波数特性の雑音除去（その１）を示す。
【図５】本発明の第１の実施形態における伝送路の周波数特性の雑音除去（その２）を示す。
【図６】本発明の第１の実施形態における付加雑音を加えたときのＣＮ比対ビット誤り率の特性図を示す。
【図７】従来のＭＥＲ測定装置の構成図を示す。
【図８】従来の誤り率測定装置の構成図を示す。
【図９】ＯＦＤＭ信号受信における従来の伝送路応答検出装置の構成図を示す。
【符号の説明】
１０  受信部
２０  伝送路応答検出部
２１  ＦＦＴ回路
２２  伝送路応答推定回路
２３  雑音除去回路
３０  誤り率測定部
３１  ＰＮ発生回路
３２  変調回路
３３  周波数特性付加回路
３４  雑音付加回路
３５  復調回路
３６  誤り率測定回路
４０  等価ＣＮ演算部
５０  伝送路
【図１】
0003773839.tif 000012
【図２】
0003773839.tif 000013
【図３】
0003773839.tif 000014
【図４】
0003773839.tif 000015
【図５】
0003773839.tif 000016
【図６】
0003773839.tif 000017
【図７】
0003773839.tif 000018
【図８】
0003773839.tif 000019
【図９】
0003773839.tif 000020