(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相比較器、チャージポンプ、ループフィルタ、および電圧制御発振器で閉ループが構成された位相同期回路に使用され、位相比較器からのチャージダウン信号でループフィルタから電流が流れ込み、チャージアップ信号でループフィルタへ電流が流れ出る定電流型チャージポンプ回路において、抵抗を分割するトランジスタで定電圧電源からの電流を常時導通する単独の定電流源回路を構成し、このトランジスタに対して２つのカレントミラー回路となるトランジスタを有し、その一方のカレントミラー回路がチャージダウン信号の正信号と反転信号との差動により各々スイッチ動作する対のトランジスタに接続して動作信号とし、別な一方のカレントミラー回路がチャージアップ信号の正信号と反転信号との差動により各々スイッチ動作する対のトランジスタに接続して動作信号とすることを特徴とする定電流型チャージポンプ回路。
【請求項２】
請求項１に記載の定電流型チャージポンプ回路が集積回路により構成されていることを特徴とする定電流型チャージポンプ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数シンセサイザー等として適した位相同期回路（ＰＬＬ:Phase Locked Loop）に使用される定電流型チャージポンプ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
位相同期回路は、基準周波数から周波数安定度の良い局部発振周波数を得る回路であり、例えば図２に示すように位相比較器１０１、チャージポンプ１１０、ループフィルタ（ＬＰＦ）１０３、および電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０４で閉ループを構成している。電圧制御発振器１０４の出力周波数およびその位相は、位相比較器１０１で入力端子INから入力する基準周波数およびその位相と比較され、位相誤差が検出される。その位相誤差成分がチャージポンプ１１０に周波数DOWN（チャージダウン）信号または周波数UP（チャージアップ）信号として入力され、DOWN信号またはUP信号に応じて  チャージポンプ１１０は電流を吸い込んだり、流し出したりする。この電流はループフィルタ１０３で電圧に変換され、不要波や雑音を低減した後、電圧制御発振器１０４に入力され、電圧制御発振器１０４の周波数および位相を制御する。電圧制御発振器１０４の出力は再び位相比較器１０１に入力される。この一連のループが繰り返され、電圧制御発振器１０４の出力周波数および位相は基準周波数および位相と同期する。
【０００３】
このような機能を持つ位相同期回路に使用される、従来の定電流型チャージポンプ回路１１０が、図４に示してある。図４の回路で、位相比較器１０１からDOWN信号がHigh入力した場合、トランジスタＱ24がオンとなる。このときUP信号はLowなのでトランジスタＱ21がオフとなり、その結果、トランジスタＱ22およびＱ23がオフとなって、定電圧電源ＶccからトランジスタＱ23に電流は流れない。ループフィルタ１０３から制御入出力端子Ｖin-outを経て電流がトランジスタＱ24、抵抗Ｒ26へ流れる。このときの電流は、DOWN信号の電圧Ｖdownが抵抗Ｒ24、Ｒ25で抵抗分割された電圧値＝｛Ｒ25/(Ｒ24＋Ｒ25)｝×Ｖdownで決定される。UP信号がHigh入力した場合の回路状態は、トランジスタＱ21がオンとなるから、トランジスタＱ22およびＱ23がオンとなり、DOWN信号はLowなのでトランジスタＱ24がオフとなって、定電圧電源Ｖccからの電流はトランジスタＱ23を流れ、制御入出力端子Ｖin-outを経てループフィルタ１０３へ流れ出る。このときの電流は、UP信号の電圧Ｖupが抵抗Ｒ21、Ｒ22により抵抗分割された電圧値＝｛Ｒ22/(Ｒ21＋Ｒ22)｝×Ｖupで決定される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記した従来の定電流型チャージポンプ回路１１０の構成では、位相比較器１０１からDOWN信号が入力したときのループフィルタ１０３からの電流、またはUP信号が入力したときのループフィルタ１０３への電流が、DOWN信号の電圧、またはUP信号の電圧を各々抵抗Ｒ24とＲ25、または抵抗Ｒ21とＲ22とで抵抗分割した値でのみ決定される。すなわち抵抗Ｒ24とＲ25からなる電流路、および抵抗Ｒ21とＲ25からなる電流路という各々独立した２つの電流路でなっている。そのため、回路を構成しているＩＣ（集積回路）の各抵抗値がばらついていると電流値が確定できなくなってしまう。実際に位相同期回路を構成するループフィルタ１０３を設計する際、チャージポンプ回路１１０の制御入出力端子Ｖin-outの定電流値が規定できないので、理論的な計算と現実に製造される回路が合致しにくいという障害があった。
【０００５】
本発明はこのような課題を解決するためなされたもので、構成されているＩＣの性能のばらつきや抵抗値のばらつきに影響を受けることが少ない定電流型チャージポンプ回路を提供し、これが組み込まれる位相同期回路が安定した状態で回路動作を実現できることを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するためになされた本発明の位相同期回路用定電流型チャージポンプ回路を、実施例に対応する図１および図２により説明する。
【０００７】
本発明を適用する位相同期回路用定電流型チャージポンプ回路は、図２に示す位相同期回路に使用されるものである。この位相同期回路は位相比較器１０１、チャージポンプ１０２、ループフィルタ１０３、および電圧制御発振器１０４で閉ループが構成され、位相比較器１０１からのチャージダウン信号でループフィルタ１０３から電流が流れ込み、チャージアップ信号でループフィルタ１０３へ電流が流れ出る。そして、この定電流型チャージポンプ回路１０２は、図１に示すとおり、抵抗Ｒ1とＲ4とを分割するトランジスタＱ3で定電圧電源Ｖccからの電流を常時導通する単独の定電流源回路を構成し、このトランジスタＱ3に対して２つのカレントミラー回路となるトランジスタＱ4およびＱ15を有し、その一方のカレントミラー回路がチャージダウン信号を動作信号とし、別な一方のカレントミラー回路がチャージアップ信号を動作信号とすることを特徴としている。
【０００８】
さらに本発明の位相同期回路用定電流型チャージポンプ回路は、前記チャージダウン信号のカレントミラー回路がチャージダウン信号の正信号と反転信号との差動により各々スイッチ動作する対のトランジスタＱ1およびＱ2に接続し、前記チャージアップ信号のカレントミラー回路がチャージアップ信号の正信号と反転信号との差動により各々スイッチ動作する対のトランジスタＱ14およびＱ17に接続している。
【０００９】
この定電流型チャージポンプ回路は集積回路により構成されていることで適切に実施できる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例を図面により詳細に説明する。
【００１１】
本発明を適用する位相同期回路用定電流型チャージポンプ回路の一実施例の構成が図１に示してある。このチャージポンプ回路１０２は、例えば図２に示す位相比較器１０１、チャージポンプ１０２、ループフィルタ（ＬＰＦ）１０３、および電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０４とともに位相同期回路の閉ループを構成するものである。
【００１２】
図１のチャージポンプ回路１０２で、DOWNは位相比較器１０１からの入力信号、−DOWNは入力信号を反転した入力信号でDOWNと−DOWNとは差動信号の関係になる。同じく、UPは同じく位相比較器１０１からの入力信号、−UPは入力信号UPを反転した入力信号でUPと−UPとは差動信号の関係になる。Ｖccは回路動作用定電圧電源、Ｖin-outはループフィルタ１０３とこのチャージポンプ回路１０２との間で制御電流を入出力する制御入出力端子である。またＱ10、Ｑ11、Ｑ18、Ｑ19はＰＮＰトランジスタ、Ｑ1、Ｑ2、Ｑ3、Ｑ4、Ｑ8、Ｑ14、Ｑ15、Ｑ16、Ｑ17はＮＰＮトランジスタ、Ｒ1、Ｒ2、Ｒ3、Ｒ4、Ｒ5、Ｒ6、Ｒ11、Ｒ12、Ｒ13、Ｒ14は抵抗である。
【００１３】
この回路で、トランジスタＱ3のベースは電源Ｖccから電圧を印加されるので定常的にオンとなって、抵抗Ｒ1、トランジスタＱ3、抵抗Ｒ4が定常的な定電流源となっている。このトランジスタＱ3とトランジスタＱ4とが対になってカレントミラーを構成し、トランジスタＱ4が定常的にオンとなり、またトランジスタＱ3とトランジスタＱ15とが対になってカレントミラーを構成し、トランジスタＱ15が定常的にオンとなっている。
【００１４】
位相比較器１０１から入力信号DOWNと−DOWNのパルスが入ると差動信号として動作し、トランジスタＱ1がオン、トランジスタＱ2がオフになり、トランジスタＱ10のコレクタ電位とともにベース電位が低下するので抵抗Ｒ2に電流が流れる。トランジスタＱ10とカレントミラーになっているトランジスタＱ11にも電流が流れ、さらに抵抗Ｒ3、トランジスタＱ8、抵抗Ｒ6に電流が流れる。トランジスタＱ8とカレントミラーになっているトランジスタＱ16もオンとなるが、入力信号DOWNのパルスがオンになっているので、入力信号UPはオフでありトランジスタＱ14はオフであるから、トランジスタＱ19はコレクタ電位とベース電位は低下することなくオフを保つ。そのためループフィルタ１０３から制御入出力端子Ｖin-outを経てトランジスタＱ16に電流が流れる。
【００１５】
位相比較器１０１から入力信号UPと−UPのパルスが入ると差動信号として動作し、トランジスタＱ14がオン、トランジスタＱ17がオフになるから、抵抗Ｒ11、トランジスタＱ18に電流が流れ、トランジスタＱ1８とカレントミラーのトランジスタＱ19に電流が流れる。入力信号UPのパルスがオンになっていると、入力信号DOWNはオフであるから、前記とは逆にトランジスタＱ16がオフとなっており、抵抗Ｒ12とトランジスタＱ19を流れた電源Ｖccからの電流は制御入出力端子Ｖin-outを経てループフィルタ１０３に流れ込む。
【００１６】
上記の回路動作で、定電圧電源Ｖccからの定電流は抵抗Ｒ1、トランジスタＱ3、抵抗Ｒ4を流れ、電流値は抵抗Ｒ1、抵抗Ｒ4の値できまる。定電圧電源Ｖcc（例えばＶcc＝３Ｖ）から、抵抗Ｒ１の電圧降下分、トランジスタＱ3のベース−エミッタ間の電圧降下分（約０．８Ｖ）、抵抗Ｒ4の電圧降下分によってトランジスタＱ3のベース電位が決定する。抵抗Ｒ1、抵抗Ｒ4の値は任意に選ぶことができ、この抵抗値により電流値が決まるし、またトランジスタＱ3のベース電位を選択できる（例えば１Ｖ近辺）。トランジスタＱ3とトランジスタＱ4がカレントミラーを構成するペア、またトランジスタＱ3とトランジスタＱ15がカレントミラーを構成するペアになっているから、上記のように抵抗Ｒ1、抵抗Ｒ4の値で決まる定電流が抵抗Ｒ5と抵抗Ｒ13に流れる。その結果として、入力信号がDOWNの場合でもUPの場合でも、制御入出力端子Ｖin-outの電流値は、抵抗Ｒ1、抵抗Ｒ4の値によって決定されることになる。
【００１７】
また、この実施例のチャージポンプ回路１０２のように、位相比較器１０１との接続を差動にする（DOWNと−DOWNの接続、およびUPと−UPの接続）ことで、ノイズ等の外乱による影響を受けにくくなることも利点である。
【００１８】
図３には、図１のチャージポンプ回路１０２を使用した図２の位相同期回路の動作をシュミレーションしたときの特性が示してある。（ａ）は位相比較器１０１からDOWN信号が入った場合のチャージポンプ回路１０２の制御入出力端子Ｖin-outの電圧、およびループフィルタ１０３から電圧制御発振器１０４への出力電圧である。（ｂ）は位相比較器１０１からUP信号が入った場合のチャージポンプ回路１０２の制御入出力端子Ｖin-outの電圧、およびループフィルタ１０３から電圧制御発振器１０４への出力電圧である。（ａ）DOWN信号のときは制御入出力端子Ｖin-outの電圧の時間当たり変化がＶ／ｔ＝6285（V/sec)であり、（ｂ）UP信号のときは制御入出力端子Ｖin-outの電圧の時間当たり変化変化がＶ／ｔ＝6278（V/sec)で、両者が略一致したものとなり、両者の電圧が単一の定電流源から得られたものであることの効果が現れている。尚、（ａ）DOWN信号の場合、（ｂ）UP信号の場合とも、ループフィルタ１０３の出力電圧がチャージポンプ１０２の制御入出力端子Ｖｉｎ−ｏｕｔの電圧より遅れているのは、ループフィルタ１０３の時定数のためである。
【００１９】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように本発明を適用する位相同期回路用定電流型チャージポンプ回路は、単独の定電流源で位相同期回路を構成するループフィルタに対する入出力電流が決定されるので、ＩＣ回路上の部品の定数にばらつきがあったとしても、その影響を受けにくい回路構成となっている。従来の定電流型チャージポンプ回路では、DOWN信号が入力したときのループフィルタからの電流値とUP信号が入力したときのループフィルタへの電流値とが、回路を構成している部品の定数にばらつきがあると、一致しなかった。しかし本発明の回路では、そのような場合でも、ループフィルタからの電流値とループフィルタへの電流値とが一致するという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用する位相同期回路用定電流型チャージポンプ回路の実施例を示す図である。
【図２】位相同期回路の一例を示すブロック図である。
【図３】本発明のチャージポンプ回路を使用した位相同期回路の特性を示す図である。
【図４】従来の定電流型チャージポンプ回路の例を示す図である。
【符号の説明】
１０１は位相比較器、  １０２はチャージポンプ、  １０３はループフィルタ（ＬＰＦ）、  １０４は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、  Ｑ10、Ｑ11、Ｑ18、Ｑ19、Ｑ22、Ｑ2３はＰＮＰトランジスタ、  Ｑ1、Ｑ2、Ｑ3、Ｑ4、Ｑ8、Ｑ14、Ｑ15、Ｑ16、Ｑ17、Ｑ21、Ｑ24はＮＰＮトランジスタ、  Ｒ1、Ｒ2、Ｒ3、Ｒ4、Ｒ5、Ｒ6、Ｒ11、Ｒ12、Ｒ13、Ｒ14、Ｒ21、Ｒ22、Ｒ23、Ｒ24、Ｒ25、Ｒ26は抵抗、  UP、−UP、DOWN、−DOWNは入力端子、  Ｖin-outは制御入出力端子、  Ｖccは定電圧電源入力端子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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