(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源をブリッジ整流回路を介して一方向の電流に整流し、このブリッジ整流回路の出力端子と接地点との間に、通流方向に沿って第１のダイオードと第１の変圧器の一次巻線と主スイッチング素子とを順次直列に接続すると共に、前記一次巻線と主スイッチング素子との直列回路に並列に第１のコンデンサを接続し、主スイッチング素子のオンオフにより第１の変圧器の二次巻線から直流電圧を出力するようにしたスイッチング電源装置において、
主スイッチング素子に並列にスナバコンデンサとフリーホイーリングダイオードを接続し、
前記ブリッジ整流回路の出力端子と第１のダイオードとの間に第２の変圧器の一次巻線を直列に接続し、第１のダイオードと第２の変圧器の一次巻線との接続点と接地点との間に第２のコンデンサとリアクトルと補助スイッチング素子とを順次直列に接続し、かつ、
第１の変圧器の一次巻線と主スイッチング素子との接続点と、第２のコンデンサと前記リアクトルとの接続点との間に、通流方向に沿って第２のダイオードと第２の変圧器の二次巻線とを順次直列に接続してなり、
前記スナバコンデンサの電荷を放電させるために、補助スイッチング素子を、主スイッチング素子がオンする前にオンさせ、かつ、主スイッチング素子がオフする前にオフさせることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
交流電源をブリッジ整流回路を介して一方向の電流に整流し、このブリッジ整流回路の出力端子と接地点との間に、通流方向に沿って第１のダイオードと第１の変圧器の一次巻線と主スイッチング素子とを順次直列に接続すると共に、前記一次巻線と主スイッチング素子との直列回路に並列に第１のコンデンサを接続し、主スイッチング素子のオンオフにより第１の変圧器の二次巻線から直流電圧を出力するようにしたスイッチング電源装置において、
主スイッチング素子に並列にスナバコンデンサとフリーホイーリングダイオードを接続し、
前記ブリッジ整流回路の出力端子と第１のダイオードとの間に第２の変圧器の一次巻線を直列に接続し、第１のダイオードと第２の変圧器の一次巻線との接続点と接地点との間に、通流方向に沿って第３のダイオードとリアクトルと補助スイッチング素子とを順次直列に接続し、かつ、
第１の変圧器の一次巻線と主スイッチング素子との接続点と、第３のダイオードと前記リアクトルとの接続点との間に、通流方向に沿って第２のダイオードと第２の変圧器の二次巻線とを順次直列に接続してなり、
前記スナバコンデンサの電荷を放電させるために、補助スイッチング素子を、主スイッチング素子がオンする前にオンさせ、かつ、主スイッチング素子がオフする前にオフさせることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項１または２記載のスイッチング電源装置において、
補助スイッチング素子のオン期間を固定時間としたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
請求項１または２記載のスイッチング電源装置において、
補助スイッチング素子を、主スイッチング素子がオフするタイミングの一定期間前にオフさせ、かつ、補助スイッチング素子のオン期間を、主スイッチング素子がオフするタイミングに応じて可変としたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流電源からブリッジ整流回路、変圧器及びスイッチング素子を介して負荷側に直流電力を供給する絶縁形のスイッチング電源装置に関し、詳しくは、スイッチング電源装置における入力力率の改善及びスイッチング損失の低減技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５は、この種の一石式スイッチング電源装置（またはフライバックコンバータともいう）の従来技術を示す回路図であり、図６は、図５の動作を説明する波形図である。
図５において、１は交流電源であり、その両端にはダイオードブリッジからなる整流回路２が接続されている。整流回路２の出力端子と接地点との間にはリアクトル３、ダイオード９、変圧器１１の一次巻線１１ａ、スイッチング素子８が順次直列に接続されており、スイッチング素子８にはダイオード１６が逆並列に接続されている。
【０００３】
また、ダイオード９のアノードとスイッチング素子８の一端との間にはコンデンサ１８が接続され、ダイオード９のカソードと接地点との間にはコンデンサ１０が接続されている。
一方、変圧器１１の二次巻線１１ｂにはダイオード１２とコンデンサ１３とが直列に接続され、コンデンサ１３の両端には負荷１４が接続されている。
【０００４】
この従来技術の動作を、図６を参照しつつ説明する。概略的な動作としては、スイッチング素子８のオン時に変圧器１１の一次巻線１１ａにエネルギーを蓄積し、このエネルギーをスイッチング素子８のオフ時に変圧器１１の二次巻線１１ｂから放出して負荷１４に直流電圧を供給するフライバック動作を行う。
【０００５】
以下では、変圧器１１の一次側に着目してその動作を述べる。
まず、図６の時刻Ｔ１でスイッチング素子８がオンすると同時に、コンデンサ１８の放電電流がスイッチング素子８に流れ、スイッチング素子８の電圧が立ち下がってくる。このため、図６に示す斜線部分の電力がスイッチング素子８のオン時のスイッチング損失となる。
【０００６】
スイッチング素子８がオンしているＴ１〜Ｔ２の期間に、コンデンサ１８のエネルギーはコンデンサ１８→スイッチング素子８→整流回路２（及び交流電源１）→リアクトル３の経路でリアクトル３に蓄えられる。この電流の経路には交流電源１があり、コンデンサ１８の電圧が交流電源電圧より低い場合でも整流回路２のダイオードが導通するため、整流回路２のダイオードの導通角が広がり、力率が改善される。
【０００７】
同時に、このＴ１〜Ｔ２の期間にスイッチング素子８は変圧器１１の一次巻線１１ａにエネルギーを蓄える。時刻Ｔ２においてスイッチング素子８がオフすると、変圧器１１の二次巻線１１ｂに発生した電圧がコンデンサ１３を充電すると共に、一次巻線１１ａに発生した電圧によりコンデンサ１８が充電される。このため、スイッチング素子８の電圧は図６に示すように上昇してその後、一定値となる。
【０００８】
また、Ｔ２〜Ｔ３の期間では、リアクトル３に蓄積されていたエネルギーがリアクトル３→ダイオード９→コンデンサ１０→整流回路２の経路でコンデンサ１０に移る。この電流経路にも交流電源１があり、コンデンサ１０の電圧が交流電源電圧より低い場合でも整流回路２のダイオードが導通するため、整流回路２のダイオードの導通角が広がり、力率が改善される。
【０００９】
時刻Ｔ３においてリアクトル３の電流がゼロになると、コンデンサ１８、一次巻線１１ａ及びコンデンサ１０による直列共振によりスイッチング素子８の電圧は振動しながら低下し、その後、時刻Ｔ４においてスイッチング素子８を再度オンすると、前述した時刻Ｔ１以後と同様の動作が繰り返される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の技術では、時刻Ｔ１やＴ４でスイッチング素子８がオンする際のスイッチング損失が大きいという問題がある。
そこで本発明は、スイッチング素子８のスイッチング損失を小さくしながら入力力率の改善を可能にしたスイッチング電源装置を提供しようとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、交流電源をブリッジ整流回路を介して一方向の電流に整流し、このブリッジ整流回路の出力端子と接地点との間に、通流方向に沿って第１のダイオードと第１の変圧器の一次巻線と主スイッチング素子とを順次直列に接続すると共に、前記一次巻線と主スイッチング素子との直列回路に並列に第１のコンデンサを接続し、主スイッチング素子のオンオフにより第１の変圧器の二次巻線から直流電圧を出力するようにしたスイッチング電源装置において、
主スイッチング素子に並列にスナバコンデンサとフリーホイーリングダイオードを接続し、
前記ブリッジ整流回路の出力端子と第１のダイオードとの間に第２の変圧器の一次巻線を直列に接続し、第１のダイオードと第２の変圧器の一次巻線との接続点と接地点との間に第２のコンデンサとリアクトルと補助スイッチング素子とを順次直列に接続し、かつ、
第１の変圧器の一次巻線と主スイッチング素子との接続点と、第２のコンデンサと前記リアクトルとの接続点との間に、通流方向に沿って第２のダイオードと第２の変圧器の二次巻線とを順次直列に接続してなり、
前記スナバコンデンサの電荷を放電させるために、補助スイッチング素子を、主スイッチング素子がオンする前にオンさせ、かつ、主スイッチング素子がオフする前にオフさせるものである。
【００１２】
請求項２記載の発明は、交流電源をブリッジ整流回路を介して一方向の電流に整流し、このブリッジ整流回路の出力端子と接地点との間に、通流方向に沿って第１のダイオードと第１の変圧器の一次巻線と主スイッチング素子とを順次直列に接続すると共に、前記一次巻線と主スイッチング素子との直列回路に並列に第１のコンデンサを接続し、主スイッチング素子のオンオフにより第１の変圧器の二次巻線から直流電圧を出力するようにしたスイッチング電源装置において、
主スイッチング素子に並列にスナバコンデンサとフリーホイーリングダイオードを接続し、
前記ブリッジ整流回路の出力端子と第１のダイオードとの間に第２の変圧器の一次巻線を直列に接続し、第１のダイオードと第２の変圧器の一次巻線との接続点と接地点との間に、通流方向に沿って第３のダイオードとリアクトルと補助スイッチング素子とを順次直列に接続し、かつ、
第１の変圧器の一次巻線と主スイッチング素子との接続点と、第３のダイオードと前記リアクトルとの接続点との間に、通流方向に沿って第２のダイオードと第２の変圧器の二次巻線とを順次直列に接続してなり、
前記スナバコンデンサの電荷を放電させるために、補助スイッチング素子を、主スイッチング素子がオンする前にオンさせ、かつ、主スイッチング素子がオフする前にオフさせるものである。
【００１３】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載のスイッチング電源装置において、補助スイッチング素子のオン期間を固定時間としたものである。
【００１４】
請求項４記載の発明は、請求項１または２記載のスイッチング電源装置において、補助スイッチング素子を、主スイッチング素子がオフするタイミングの一定期間前にオフさせ、かつ、補助スイッチング素子のオン期間を、主スイッチング素子がオフするタイミングに応じて可変としたものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示す回路図であり、図５と同一の構成要素には同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。この実施形態は、請求項１の発明に相当するものである。
【００１６】
図１において、１７は一次巻線１７ａ及び二次巻線１７ｂを有する第２の変圧器であり、前記一次巻線１７ａは整流回路２の出力端子とダイオード９のアノードとの間に接続されている。また、図５と同様に、ダイオード９のアノードにはコンデンサ１８の一端が接続されている。
前記コンデンサ１８の他端と接地点との間には、リアクトル１９と補助スイッチング素子６とが直列に接続されている。
【００１７】
第１の変圧器１１の一次巻線１１ａと主スイッチング素子８との接続点と、前記コンデンサ１８の他端との間には、ダイオード５と第２の変圧器１７の二次巻線１７ｂとが直列に接続されている。
なお、主スイッチング素子８にはダイオード１６と共にスナバコンデンサ７が並列に接続され、補助スイッチング素子６にはダイオード１５が並列に接続されている。
【００１８】
なお、上記構成において、ダイオード９は請求項１における第１のダイオードに、ダイオード５は第２のダイオードに、コンデンサ１０は第１のコンデンサに、コンデンサ１８は第２のコンデンサに、それぞれ対応している。
【００１９】
ここで、第１の変圧器１１、主スイッチング素子８、ダイオード１２、コンデンサ１３及び負荷１４は従来技術と同様にフライバック電源動作を行い、主スイッチング素子８は、そのオンオフにより第１の変圧器１１の一次側のエネルギーを二次側から負荷１４へ供給する。
また、補助スイッチング素子６は、主スイッチング素子８のスイッチング損失を低減すると共に、スイッチング電源装置の入力力率を改善するように動作する。
【００２０】
以下、この実施形態の詳細な動作を、図２を参照しつつ説明する。図２において、実線で示した波形が本実施形態の動作波形である。
【００２１】
図２の期間Ｔ１〜Ｔ２において、主スイッチング素子８がオンするよりも前のＴ１の時点で補助スイッチング素子６をオンさせると、主スイッチング素子８及び補助スイッチング素子６がオフの状態でそれまでにスナバコンデンサ７に蓄えられた電荷がダイオード５→第２の変圧器１７の二次巻線１７ｂ→リアクトル１９→補助スイッチング素子６の経路で放電し、リアクトル１９に励磁エネルギーとして蓄積される。この放電により、後述する時刻Ｔ２以後に主スイッチング素子８をオンさせる際は主スイッチング素子８の電圧がゼロであるため、ゼロ電圧スイッチングを可能にしてスイッチング損失が低減される。
なお、補助スイッチング素子６のオンと同時に前記放電により主スイッチング素子８の電圧は立ち下がっていき、スナバコンデンサ７がゼロ電圧となった時刻Ｔ２以後に主スイッチング素子８をオンさせている。
【００２２】
また、上述したスナバコンデンサ７の放電電流はリアクトル１９とスナバコンデンサ７との直列共振電流であり、この電流の変化はリアクトル１９により緩やかになるため、補助スイッチング素子６のオンはソフトスイッチング（いわゆるゼロ電流スイッチング）となり、スイッチング損失が低減される。
すなわち、補助スイッチング素子６のオン時はリアクトル１９にスナバコンデンサ７の放電電流に対して逆向きに電圧が発生するため、放電電流の増加が緩やかになってソフトスイッチング（ゼロ電流スイッチング）が達成されるものである。
【００２３】
コンデンサ１８は、主スイッチング素子８と補助スイッチング素子６が共にオフの時に第１の変圧器１１の一次巻線１１ａと第２の変圧器１７の二次巻線１７ｂとによってリアクトル１９側が正となるように充電されており、補助スイッチング素子６がオン状態になると、コンデンサ１８はリアクトル１９→補助スイッチング素子６→整流回路２→第２の変圧器１７の一次巻線１７ａの経路で放電し、この一次巻線１７ａにはコンデンサ１８のエネルギーが蓄積される。
【００２４】
次に、期間Ｔ２〜Ｔ３において、時刻Ｔ２でスナバコンデンサ７の電圧がゼロ電圧まで低下した後に主スイッチング素子８をオンさせる。なお、補助スイッチング素子６は時刻Ｔ３までオンさせておくものとする。
期間Ｔ１〜Ｔ２でリアクトル１９に蓄積された励磁エネルギーは、リアクトル１９を電源としてリアクトル１９→補助スイッチング素子６→ダイオード１６→ダイオード５→第２の変圧器１７の二次巻線１７ｂの経路を流れる電流により放出され、補助スイッチング素子６の電流が減少していく。ここで、ダイオード１６は、いわゆるフリーホイーリングダイオードの役目を果たす。
【００２５】
この二次巻線１７ｂに流れる電流により、一次巻線１７ａはアンペアターン則に従い誘起され、リアクトル１９→補助スイッチング素子６→整流回路２→第２の変圧器１７の一次巻線１７ａ→コンデンサ１８の経路で放電し、交流電源１側に回生される。その放電が終わると、第２の変圧器１７の一次巻線１７ａ→コンデンサ１８→リアクトル１９→補助スイッチング素子６→整流回路２の経路で電流が流れ、リアクトル１９に励磁エネルギーとして、コンデンサ１８に静電エネルギーとして蓄えられる。この電流経路には交流電源１があるため、整流回路２の導通角が広がり、力率が改善される。
【００２６】
次に、期間Ｔ３〜Ｔ４において、時刻Ｔ３で補助スイッチング素子６がオフすると、補助スイッチング素子６には交流電源電圧と第２の変圧器１７の一次巻線１７ａの電圧とコンデンサ１８の電圧との和が印加される。この期間にリアクトル１９に蓄えられた励磁エネルギーとコンデンサ１８に蓄えられた静電エネルギーは、ダイオード９→コンデンサ１０→整流回路２の経路で放電し、コンデンサ１０の電圧を昇圧する。この昇圧動作によりコンデンサ１０の電圧を交流電源電圧のピーク値より高くすることができ、主スイッチング素子８のオン期間に流れる実効電流を小さくして主スイッチング素子８の導通損失を低減することができる。
【００２７】
更に、この電流経路には交流電源１があるため、コンデンサ１０の電圧が交流電源１の電圧より低い場合でも整流回路２のダイオードが導通するため整流回路２の導通角が広がり、力率が改善される。この放電が終わると、補助スイッチング素子６にはコンデンサ１０の電圧がかかる。
【００２８】
そして、期間Ｔ４〜Ｔ６において、時刻Ｔ４で主スイッチング素子８がオフするとスナバコンデンサ７が充電され、主スイッチング素子８にかかる電圧が緩やかに上昇することとなるので、主スイッチング素子８のオフ時点はゼロ電圧スイッチングである。また、コンデンサ１８→ダイオード９→第１の変圧器１１の一次巻線１１ａ→ダイオード５→第２の変圧器１７の二次巻線１７ｂの経路でコンデンサ１８と前記一次巻線１１ａの励磁インダクタンスとによる直列共振電流が流れる。その電流がダイオード９及び５で逆阻止されることによって止まり、その後、ダイオード１２の電流が流れ終わると、コンデンサ７と第１の変圧器１１の一次巻線１１ａの励磁インダクタンスとによる直列共振が始まり、コンデンサ７→一次巻線１１ａ→コンデンサ１０の経路で電流が流れる。
このダイオード１２の電流がゼロとなる時刻Ｔ５以後に主スイッチング素子８及び補助スイッチング素子６の電圧が振動を始め、その後、時刻Ｔ６で補助スイッチング素子６をオンすることにより、時刻Ｔ１以後の動作を繰り返す。
【００２９】
次に、図３は本発明の第２実施形態を示す回路図である。この実施形態は、請求項２の発明に相当するものであり、図１におけるコンデンサ１８の代わりにダイオード２０を接続した以外は図１と同一の構成である。
ここで、ダイオード２０は請求項２における第３のダイオードに相当する。
【００３０】
以下、本実施形態の動作を図２を参照しつつ説明する。この実施形態では、図２における補助スイッチング素子６の電圧波形、ダイオード１２の電流波形の一部がそれぞれ点線のようになり、これら以外の動作波形は第１実施形態と同一（図２における実線の波形）である。なお、当然ながら、本実施形態ではコンデンサ１８の電流波形に相当するものはない。
【００３１】
期間Ｔ１〜Ｔ３の動作は第１実施形態と同じであるため、それ以外の期間について以下に説明する。
期間Ｔ３〜Ｔ４において、補助スイッチング素子６がオフすると、このスイッチング素子６には交流電源電圧と第２の変圧器１７の一次巻線１７ａの電圧との和が印加される。また、時刻Ｔ３以前に第２の変圧器１７の一次巻線１７ａに蓄えられた励磁エネルギーは、ダイオード９→コンデンサ１０→整流回路２の経路を流れる電流により放出され、コンデンサ１０の電圧を昇圧する。
このとき、補助スイッチング素子６の電圧は、点線で示すように第１実施形態の実線と比べて図１のコンデンサ１８の蓄積エネルギー分だけ低下する。上記電流経路には交流電源１があるため、整流回路２のダイオードの導通角が広がり、入力力率が改善される。
一次巻線１７ａに蓄えられた励磁エネルギーの放出が終わると、補助スイッチング素子６にはコンデンサ１０の電圧がかかる。
【００３２】
期間Ｔ４〜Ｔ５において、主スイッチング素子８がオフするとスナバコンデンサ７が充電され、主スイッチング素子８にかかる電圧が緩やかに上昇することとなるので、主スイッチング素子６のオフ時点はゼロ電圧スイッチングである。
その後、ダイオード１２の電流が時刻Ｔ５で流れ終わると、コンデンサ７と第１の変圧器１１の一次巻線１１ａの励磁インダクタンスとによる直列共振が始まり、コンデンサ７→一次巻線１１ａ→コンデンサ１０の経路で電流が流れ、主スイッチング素子８及び補助スイッチング素子６の電圧が振動を始める。
更に、時刻Ｔ６で補助スイッチング素子６をオンすることにより、時刻Ｔ１以後の動作を繰り返す。
【００３３】
なお、時刻Ｔ４以後の補助スイッチング素子６の電圧波形、ダイオード１２の電流波形が第１，第２実施形態で異なるのは、第１の変圧器１１の一次巻線１１ａとコンデンサ１８とによる直列共振電流の有無に起因している。
【００３４】
また、上述した第１，第２実施形態において、補助スイッチング素子６のオン期間（図２におけるＴ１〜Ｔ３の期間）を固定することで、第２の変圧器１７の一次巻線１７ａによる交流電源電圧尖頭値に対するコンデンサ１０の電圧の昇圧値を交流電源電圧に比例した値にすることができる。
このように補助スイッチング素子６のオン期間を固定期間とすることは、請求項３の発明の実施形態（本発明の第３実施形態）に相当する。
この交流電源電圧とコンデンサ１０の昇圧値との関係を、図４に実線で示す。
【００３５】
更に、補助スイッチング素子６を主スイッチング素子８がオフするタイミングの一定期間前にオフさせるとともに、補助スイッチング素子６のオン期間を主スイッチング素子８のオフタイミングに応じて可変とすることにより、図４に点線で示すように交流電源電圧が低い時と高い時での昇圧値の差を小さくすることができる。
【００３６】
つまり、主スイッチング素子８のオフタイミングが変化しても、図２における期間Ｔ３〜Ｔ４を常に一定とすることで、交流電源電圧が低い場合にはコンデンサ１０の昇圧率を相対的に大きくし、交流電源電圧が高い場合にはコンデンサ１０の昇圧率を相対的に小さくする。これにより、主スイッチング素子８の実効電流を大幅に低減でき、しかも交流電源電圧の高いときには昇圧率が小さいためにコンデンサ１０として耐圧の低い安価なものを使用することが可能となる。
なお、上記の事項は請求項４の発明の実施形態（本発明の第４実施形態）に相当する。
【００３７】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、絶縁形のスイッチング電源装置において、スイッチング損失を低減しつつその入力力率を改善することができ、従来よりも低損失かつ高効率のスイッチング電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明の第１，第２実施形態の動作を示す波形図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示す回路図である。
【図４】本発明の第３，第４実施形態の動作説明図である。
【図５】従来技術を示す回路図である。
【図６】従来技術の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１  交流電源
２  整流回路
５，９，１２，１５，１６，２０  ダイオード
６，８  スイッチング素子
７，１０，１３，１８  コンデンサ
１１，１７  変圧器
１１ａ，１７ａ  一次巻線
１１ｂ，１７ｂ  二次巻線
１４  負荷
１９  リアクトル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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