(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
放電灯に高周波電力を供給する高周波電源と、放電灯に流れる交流電流を検出して交流電圧を生成し、かつ、該交流電圧を所定の電圧に加算して直流電圧に変換する交流電流検出回路と、該交流電流検出回路からの直流電圧と外部から入力された調光信号とに基づいて高周波電源を制御する帰還制御回路とを備え、
前記交流電流検出回路は、放電灯に流れる電流を変成するカレントトランスと、変成された交流電流を交流電圧に変換する負荷抵抗と、直流電源と、直流成分をカットするコンデンサ、該コンデンサに直列に接続された第１ダイオード及びその接続点と前記直流電源との間に挿入された第２ダイオードとを有し、前記直流電源の電圧に前記交流電圧を加算して整流する倍電圧整流回路と、該倍電圧整流回路の出力端とアースとの間に挿入された抵抗回路及び該抵抗回路に並列に接続された平滑コンデンサからなる平滑回路とで構成され、
前記平滑回路に前記抵抗回路と前記平滑コンデンサとの間に抵抗回路とコンデンサが並列接続されてなる位相補償回路を設けたことを特徴とする放電灯調光点灯装置。
【請求項２】
前記平滑回路の抵抗回路は前記倍電圧整流回路の出力端に直列に接続された第１分圧抵抗と、第２分圧抵抗と、該第２分圧抵抗とアースとの間に挿入された複数の第３ダイオードとからなり、第１分圧抵抗と第２分圧抵抗の接続点が前記平滑コンデンサに接続され、前記倍電圧整流回路の前記第１ダイオード及び第２ダイオードの個数をａ、第３ダイオードの個数をｂ、第１分圧抵抗の値をＲ１及び第２分圧抵抗の値をＲ２としたとき、ｂ・Ｒ１＝ａ・Ｒ２の関係になるよう設定されていることを特徴とする請求項１記載の放電灯調光点灯装置。
【請求項３】
前記平滑回路は前記平滑コンデンサと並列に接続され、コンデンサ及び検出する交流電流の周波数が高いときオフし、周波数が低いときはオンするスイッチング素子からなる直列回路を有することを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯調光点灯装置。
【請求項４】
前記平滑回路は前記平滑コンデンサと並列に接続され、コンデンサ及び検出する交流電流の周波数が高いときは抵抗成分を大きく、周波数が低いときは抵抗成分を小さくする可変抵抗素子からなる直列回路を有することを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯調光点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯調光点灯装置に係わり、さらに詳しくは、放電灯に流れる交流電流を検出して直流電圧に変換する交流電流検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図７は本出願人がこの出願前に出願した従来の放電灯点灯装置における交流電流検出回路の構成図、図８は同放電灯点灯装置の交流電流検出回路の各部に発生する電圧の波形図、図９は同放電灯点灯装置の交流電流検出回路の負荷抵抗に発生する交流電圧に対する直流電圧の波形図、図１０は従来の放電灯点灯装置の平滑回路の周波数特性を示すグラフである。
図において、５は調光信号と、後述する交流電流検出回路７からの直流電圧とに基づいて制御信号を生成する帰還制御回路、１は制御信号に応じて高周波電力を発生し、放電灯４に供給する高周波電源である。
前述の交流電流検出回路７は、放電灯４に流れる交流電流を検出するカレントトランス２と、検出された交流電流に応じて交流電圧を発生する負荷抵抗９と、倍電圧整流回路６と、直流電源１５と、平滑回路３とから構成されている。
【０００３】
倍電圧整流回路６は、負荷抵抗９の一端に接続された直流成分カット用のコンデンサ１８と、コンデンサ１８に直列に接続された第１ダイオード１７と、コンデンサ１８と第１ダイオード１７の接続点にカソードが接続された第２ダイオード１６とから構成されている。
また、平滑回路３は、倍電圧整流回路６の出力端に直列に接続された分圧抵抗回路を構成する第１及び第２分圧抵抗２１，２２、第２分圧抵抗２２とアースとの間に挿入された第３ダイオード１３及び一端が第１及び第２分圧抵抗２１，２２の接続点に、他端がアース側にそれぞれ接続された平滑コンデンサ１１から構成されている。
また、直流電源１５は、第２ダイオード１６とアースとの間に挿入され、倍電圧整流回路６の第１及び第２ダイオード１７，１６及び平滑回路３の第１及び第２分圧抵抗２１、２２と第３ダイオード１３に直流電圧を印加して直流電流を流し、常に第１及び第２ダイオード１７，１６と第３ダイオード１３を導通状態にしている。
【０００４】
次に、図７の従来の放電灯点灯装置の動作を図８及び図９に示す波形を参照しながら説明する。
高周波電源１が帰還制御回路５からの制御信号に応じて放電灯４を点灯すると、交流電流検出回路７のカレントトランス２が、放電灯４に流れる交流電流を検出し、負荷抵抗９の両端に交流電圧を発生させる。この交流電圧は、図８の波形１に示すように０Ｖを基準とする例えば振幅３Ｖの電圧で、倍電圧整流回路６のコンデンサ１８により直流成分がカットされ、直流電源１５による例えば７Ｖの直流電圧（波形２）と加算される。その時の交流電圧は、図８の波形３に示すように波形２の直流電圧に重なった状態になっている。交流電圧（波形３）の波高値（最大値）のうち下方向の波高値が波形２に対して若干下がっているのは、第２ダイオード１６の順方向降下電圧のためである。直流電圧に加算された交流電圧は第１ダイオード１７を介して平滑回路３に入力し、平滑コンデンサ１１により平滑されてリップル電圧波形となり（波形４）、直流電圧として帰還制御回路５に出力される。
【０００５】
この直流電圧は図９に示すように波形５となる。これは、直流電源１５からの電圧が加算されているためであり、負荷抵抗９に発生する電圧が低下し、コンデンサ１８と第１ダイオード１７の接続点の電位が最も低くなった時点で、直流電源１５からの出力電圧にてクランプされ、それ以下に下がることはない。
以上のように、倍電圧整流回路６の第１及び第２ダイオード１７，１６を直流電源１５で常時導通状態にしているので、放電灯４に流れる電流が少なく直流電圧が低下した場合でも直流電源１５からの直流電圧が加算されているため、第１ダイオード１７の順方向降下電圧による検出不能領域がなく正確な直流電圧が得られ、放電灯電流の帰還制御を安定して行える。
【０００６】
次に、交流電流検出回路７の各部に発生する電圧を数式化して動作を説明する。
放電灯４に流れる交流電流をカレントトランス２が検出すると、負荷抵抗９に下記に示す交流電圧が発生する。
ＶAC＝Ｖ1 ＊ sin２πｆｔ
【０００７】
一方、直流電源１５には直流電圧ＶDCが発生しており、各ダイオード１６，１７の順方向降下電圧をＶF 、ダイオード１６，１７の個数の合計をａとすると、ダイオード１７のカソードと平滑回路側の抵抗２１の接続点には下記に示す電圧が発生する。
Ｖ1 ＊ sin２πｆｔ＋Ｖ1 ＋ＶDC−ａ＊ＶF 
【０００８】
この電圧は平滑回路３に入力し、平滑回路３のダイオード１３が倍電圧整流回路側のダイオード１６，１７と類似の温度特性を持つｂ個からなっていたとすると、平滑回路３から出力される直流電圧は交流成分が平均化され、以下のようになるが、
ＶOUT ＝（Ｖ1 ＋ＶDC）＊Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＋｛ｂ−（ａ＋ｂ）＊Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝＊ＶF   （１）
（但し、Ｒ１：抵抗２１の抵抗値、Ｒ２：抵抗２２の抵抗値）
【０００９】
ダイオード１６，１７の個数の合計ａ及びダイオード１３の個数ｂと抵抗２１，２２の各抵抗値Ｒ１，Ｒ２との間にｂ＊Ｒ１＝ａ＊Ｒ２の関係になるよう設定されているため、直流電圧はＶOUT ＝（Ｖ1 ＋ＶDC）＊Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）となり、帰還制御回路５に出力される。
【００１０】
前記の式ｂ＊Ｒ１＝ａ＊Ｒ２は、前記（１）式中の｛ｂ−（ａ＋ｂ）＊Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝＊ＶF を、｛ｂ−（ａ＋ｂ）＊Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝＊ＶF ＝０とし、これを整理して得られたものである。これは、周囲温度の影響を受けるダイオード１６，１７，１３の順方向降下電圧ＶF により、直流電圧が変動しないようにしたものである。
【００１１】
以上のように、倍電圧整流回路６の第１及び第２ダイオード１７，１６の個数の合計ａ及び平滑回路３の第３ダイオード１３の個数ｂと、平滑回路３に設けられた分圧抵抗回路の第１及び第２分圧抵抗２１，２２の各抵抗値Ｒ１，Ｒ２との間にｂ＊Ｒ１＝ａ＊Ｒ２の関係になるよう設定して、交流電流検出回路７から出力される直流電圧そのものに温度補償を施すようにしたので、直流電圧の温度による変動を抑えることができ、そのため、帰還制御回路５との距離が長くてもその誤差の増加がないものである。また、直流電圧の変動がないために、検出する交流電流の範囲（ダイナミックレンジ）の変動を抑えることができる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来の放電灯調光点灯装置における交流電流検出回路７は以上のように構成されているため、平滑回路３の分圧抵抗２１，２２、平滑コンデンサ１１による低域通過フィルタが交流電流検出回路７の周波数特性を決定する。
すなわち、放電灯４に流れる交流電流の大きさが速く変化し、低域通過フィルタを通過できない場合は交流電流検出回路７の直流出力電圧は交流電流の変化に追従できない。
というのは、低域通過フィルタの周波数特性は、分圧抵抗２１，２２と平滑コンデンサ１１の時定数によって決定され、それ以外の周波数、特に高い周波数即ち、放電灯４に流れる交流電源の周波数が大きいと、低域通過フィルタを通過できにくくなるため、交流電流検出回路７の直流出力電圧は交流電流の変化に対応しないため、追従できにくくなるからである。
これにより、通常であれば放電灯４に流れる電流を一定に制御する帰還制御は、放電灯４に流れる交流電流の変化が速い場合はその効果が得られず、また場合により帰還制御系が発振などの不安定動作を引き起こすことになる等の問題点が生じる。
【００１３】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、低域通過フィルタを構成する平滑回路に位相補償回路を内蔵することで、交流電流検出回路の周波数特性を改善し、放電灯に流れる交流電流を一定に保つ帰還制御系が発振することを防止できる上、別に位相補償回路を設けるよりも回路構成が簡単な放電灯調光点灯装置を得ることを目的とする。
また、放電灯に流れる交流電流の周波数が変化する場合、その周波数に合わせて平滑回路の周波数特性を切り替えることで、平滑回路の平滑性能を必要最小限に得ることができ、周波数特性の不必要な悪化を防ぐことができる放電灯調光点灯装置を得ることを目的とする。
さらに、放電灯に流れる交流電流の周波数が連続的に変化する場合、その周波数に合わせて平滑回路の周波数特性を連続的に変化させることで、平滑回路の平滑性能を必要最小限に得ることができ、周波数特性の不必要な悪化を防ぐことができる放電灯調光点灯装置を得ることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
この発明の請求項１に係る放電灯調光点灯装置は、放電灯に高周波電力を供給する高周波電源と、放電灯に流れる交流電流を検出して交流電圧を生成し、かつ、該交流電圧を所定の電圧に加算して直流電圧に変換する交流電流検出回路と、該交流電流検出回路からの直流電圧と外部から入力された調光信号とに基づいて高周波電源を制御する帰還制御回路とを備え、前記交流電流検出回路は、放電灯に流れる電流を変成するカレントトランスと、変成された交流電流を交流電圧に変換する負荷抵抗と、直流電源と、直流成分をカットするコンデンサ、該コンデンサに直列に接続された第１ダイオード及びその接続点と前記直流電源との間に挿入された第２ダイオードとを有し、前記直流電源の電圧に前記交流電圧を加算して整流する倍電圧整流回路と、該倍電圧整流回路の出力端とアースとの間に挿入された抵抗回路及び該抵抗回路に並列に接続された平滑コンデンサからなる平滑回路とで構成され、前記平滑回路に前記抵抗回路と前記平滑コンデンサとの間に抵抗回路とコンデンサが並列接続されてなる位相補償回路を設けて構成したものである。
【００１５】
この発明の請求項２に係る放電灯調光点灯装置は、前記平滑回路の抵抗回路が前記倍電圧整流回路の出力端に直列に接続された第１分圧抵抗と、第２分圧抵抗と、該第２分圧抵抗とアースとの間に挿入された複数の第３ダイオードとからなり、第１分圧抵抗と第２分圧抵抗の接続点が前記平滑コンデンサに接続され、前記倍電圧整流回路の前記第１ダイオード及び第２ダイオードの個数をａ、第３ダイオードの個数をｂ、第１分圧抵抗の値をＲ１及び第２分圧抵抗の値をＲ２としたとき、ｂ・Ｒ１＝ａ・Ｒ２の関係になるよう設定されているものである。
【００１６】
この発明の請求項３に係る放電灯調光点灯装置は、前記平滑回路が前記平滑コンデンサと並列に接続され、コンデンサ及び検出する交流電流の周波数が高いときオフし、周波数が低いときはオンするスイッチング素子からなる直列回路を有するものである。
【００１７】
この発明の請求項４に係る放電灯調光点灯装置は、前記平滑回路が前記平滑コンデンサと並列に接続され、コンデンサ及び検出する交流電流の周波数が高いときは抵抗成分を大きく、周波数が低いときは抵抗成分を小さくする可変抵抗素子からなる直列回路を有するものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１の放電灯調光点灯装置の構成図、図２はこの発明の実施の形態１における平滑回路の周波数特性を示すグラフである。
図において、従来例と同一の構成は同一符号を付して重複した構成の説明を省略する。８は位相補償抵抗１０と位相補償コンデンサ１２とを並列接続してなる位相補償回路で、平滑回路３の分圧抵抗２１、２２の接続点と平滑コンデンサ１１との間に設けられている。
【００１９】
次に、本発明の実施の形態１の動作を図１及び図２を参照しながら説明する。
高周波電源１は帰還制御回路５の制御信号に応じた交流電流を放電灯４に供給する。その放電灯４に流れた交流電流をカレントトランス２と、負荷抵抗９が交流電圧に変換し、負荷抵抗９の両端に発生させる。
負荷抵抗９の両端に発生した交流電圧は倍電圧整流回路６によって整流され、平滑回路３に供給される。
整流された交流電圧はこの平滑回路３により平滑され、直流電圧出力となる。
【００２０】
なお、第１及び第２ダイオード１７、１６の個数を各１個、第３ダイオード１３の個数を１個とし、第１及び第２分圧抵抗２１、２２の抵抗値を２：１に設定した上で、第１、第２及び第３ダイオード１７、１６、１３に順方向温度特性が類似のものを用いることで、ダイオードが持つ温度特性を打ち消し、交流電流検出回路７の直流出力電圧が温度により変動することを防止できる。
この第１及び第２ダイオード１７、１６の温度特性を打ち消すために用いた第１及び第２分圧抵抗２１，２２は平滑コンデンサ１１と低域通過フィルタを構成し、交流電流検出回路７の周波数特性を悪化させる。図１０は位相補償回路８が無い従来例の場合（短絡した場合）の平滑回路３の周波数特性である。この時の１ＫＨｚでのゲインは−１８ｄＢ、位相は−６５ｄｅｇである。この周波数特性の悪化は本来放電灯４に流れる交流電流を一定に保つべき帰還制御系が、逆に発振するなどの不具合を引き起こすことになる。
【００２１】
この発明の実施の形態１では、平滑コンデンサ１１に直列に位相補償回路８を挿入し、位相補償回路８と平滑コンデンサ１１との接続点より平滑回路３の出力を取ることにより、周波数特性の改善、即ち位相特性の改善を行っている。図２に位相補償回賂８を挿入後の平滑回路３の周波数特性を示す。ここでは１ＫＨｚでのゲインが−１８ｄＢ、位相は−５５ｄｅｇとなり、挿入前に比較しゲインを変化させずに位相が１０ｄｅｇ改善されていることが解る。このように、位相が１０ｄｅｇ改善されると、制御系が安定することになる。
【００２２】
かかる位相補償回路８によって位相特性が改善されるのは、平滑コンデンサ１１はその直前の回路の第１及び第２分圧抵抗２１、２２による出力インピーダンスと共に低域通過フィルタを構成しており、その低域通過フィルタが位相を遅らせているが、位相補償回路８がその位相を進め、位相の遅れを少なくなくするようにしているからである。
この発明の実施の形態１で、平滑コンデンサ１１により位相余裕が−６５ｄｅｇの系であれば、通常は発振が起こり、安定に動作しないが、位相補償回路８を追加することにより、ゲインが変わらず、位相が−１０ｄｅｇ戻るため、合計で位相が−５５ｄＢになり、安定した系になるからである。
【００２３】
実施の形態２．
図３は本発明の実施の形態２の放電灯調光点灯装置の構成図、図４はこの発明の実施の形態２におけるスイッチング素子がオンしたときの平滑回路の周波数特性を示すグラフである。
図において、本発明の実施の形態１と同一の構成は同一符号を付して重複した構成の説明を省略する。１９は位相補償コンデンサ、２０は検出する交流電流の周波数が高いときを示す帰還制御回路５の周波数信号がオフのときはオフし、検出する交流電流の周波数が低いときを示す帰還制御回路５の周波数信号がオンのときはオンするスイッチング素子である。このコンデンサ１９とスイッチング素子２０からなる直列回路２３が平滑コンデンサ１１と並列に接続されている。
【００２４】
次に、本発明の実施の形態２の放電灯調光点灯装置の動作を図３及び図４を参照しながら説明する。
この実施の形態２の基本的な動作は実施の形態１と同じとなる。平滑回略３におけるスイッチング素子２０がオフの時は平滑動作に平滑コンデンサ１１のみが用いられ平滑回路３の周波数特性は図２となる。また、スイッチング素子２０がオンの時は平滑コンデンサ１１と１９の並列となるため容量が増加し、平滑回路３の周波数特性は図４となる。即ち、スイッチング素子２０がオンの時は平滑コンデンサ１１と１９の並列となるため容量が増加し、ゲインが下がるが、ゲインが下がるのは次の理由によるものである。
【００２５】
図３の平滑回路において、コンデンサ１１をＣ１、コンデンサ１３をＣ２とし、それ以外の要素をＺとし、入力をＶin、出力をＶout とした簡略化した回路を考えた場合、
スイッチ２０をオフしたときのゲインＶout ／Ｖinは次式で示される。
Ｖout ／Ｖin＝（1/ｊωＣ２）／（Ｚ＋1/ｊωＣ２）より、
ゲイン＝｜Ｖout ／Ｖin｜＝１／（１＋ω2 Ｃ２2 Ｚ2 ）(1/2) 
スイッチ２０をオンしたときのゲインＶout ／Ｖinは次式で示される。
ゲイン＝｜Ｖout ／Ｖin｜＝１／（１＋ω2 { Ｃ２＋Ｃ３} 2 Ｚ2 ）(1/2) 
ここで、ω＝２πｆ、またＺには誘導性インピーダンスは無いため、Ｃ２がＣ２＋Ｃ３と容量が大きくなれば、上記式の分母が大きくなるためにゲインは小さくなる。
【００２６】
このスイッチング素子２０の動作を、放電灯４に流れる交流電流の周波数によって行う。例えば放電灯４に流れる交流電流の周波数が高い１００ＫＨｚの時は帰還制御回路５の出力である周波数信号はオフとしてスイッチング素子２０をオフとし、周波数が低い１０ＫＨｚの時は周波数信号はオンとしてスイッチング素子２０をオンとする。
このスイッチング素子２０の動作により交流電流の周波数が１００ＫＨｚの時、平滑回路３の周波数特性は図２となり１００ＫＨｚで−４７ｄＢの平滑効果を得る。また、交流電流の周波数が１０ＫＨｚの時は平滑回路３の周波数特性が図４となり、１０ＫＨｚで同じ−４７ｄＢの平滑効果が得られ、放電灯４に流れる交流電流は同様に平滑される。これにより不必要に平滑効果を大きくすることなく、周波数特性を最大限に改善することができる。
【００２７】
このように、１０ＫＨｚで同じ−４７ｄＢの平滑効果が得られ、不必要に平滑効果を大きくすることなく、周波数特性を最大限に改善することができるのは次の理由によるものである。
平滑回路３の目的は、放電灯電流の周波数である例えばインバータの動作の１０ＫＨｚと１００ＫＨｚという高周波電圧は通過させず、例えば１００Ｈｚ程度の高周波電圧の変化を通過させることにある。そして、ただ単に、高周波を通過させないだけならば、平滑コンデンサの容量をずっと大きくすればよいが、その副作用として通過させたい高周波電圧の変化である１００Ｈｚ付近が減衰し、又位相が遅らせることになる。このため、必要な高周波電圧の減衰度を−４７ｄＢとし、高周波電圧が１０ＫＨｚと１００ＫＨｚの時に同じ減衰度を得られる平滑コンデンサの値を実現できるように回路を構成しているからである。
従って、周波数特性を最大限に改善するという意味は、高周波電圧を−４７ｄＢ減衰させた上で、その時に得られる１００Ｈｚの波形の最大値（ゲイン）を得、かつ位相が遅されるのを最も少なくするということにある。
【００２８】
実施の形態３．
図５は本発明の実施の形態３の放電灯調光点灯装置の構成図、図６はこの発明の実施の形態３における可変抵抗素子の抵抗が変化したときの平滑回路の周波数特性を示すグラフである。
図において、本発明の実施の形態１と同一の構成は同一符号を付して重複した構成の説明を省略する。１９は位相補償コンデンサ、２４は帰還制御回路５の交流電流の周波数が高いときは抵抗成分を大きく、低いときは小さくする可変抵抗素子である。このコンデンサ１９と可変抵抗素子素子２４からなる直列回路２５が平滑コンデンサ１１と並列に接続されている。
【００２９】
次に、本発明の実施の形態３の放電灯調光点灯装置の動作を図５及び図６を参照しながら説明する。
この実施の形態３の基本的な動作は実施の形態２と同じとなる。平滑回路３における可変抵抗素子２３が無限大の値を取った場合は平滑動作に平滑コンデンサ１１のみが用いられ、平滑回路３の周波数特性は図３となる。可変抵抗素子２４が抵抗値ゼロの時は平滑コンデンサ１１は１９との並列となるため容量が増加し、平滑回路３の周波数特性は図４となる。この可変抵抗素子２４の抵抗値の可変動作を、放電灯４に流れる交流電流の周波数によって行う。例えば放電灯４に流れる交流電流の周波数が１００ＫＨｚの時は帰還制御回路５の出力の周波数信号は０Ｖとし、この時の可変抵抗素子２４の抵抗値は無限大となる。また周波数が１０ＫＨｚの時は周波数信号を１０Ｖとし、抵抗値はゼロとなる。この時の平滑回路３の平滑効果は実施例２と同様になる。
【００３０】
図６のグラフは平滑回路３において、平滑コンデンサ１１の容量を１ｎＦ、直列回路２５のコンデンサ１９の容量を１００ｎＦ、それ以外の抵抗等の要素のインピーダンスを１ＫΩの定数とした場合に、可変抵抗素子２４の抵抗値を１０Ω、１ＫΩ、１００ＫΩ、１０ＭΩとしたときの放電灯４に流れる交流電流の周波数が連続的に変化した場合における平滑回路の周波数特性を示すものである。この図６を見ると、可変抵抗素子２４の抵抗値が１００ＫΩと１０ＭΩとでは平滑回路３のゲインに殆ど差がなく、可変抵抗素子２４の抵抗値が１０Ωのときは抵抗値がない状態に近く、また、可変抵抗素子２４の抵抗値が１０ＭΩのときは抵抗値が無限大近くになる。
さらに、可変抵抗素子２４の抵抗値を変化させ、例えば１０Ωから１ＫΩに変化させた場合には、１００ＫＨｚではゲインを３０ｄＢ程度変化させることができる。
このように、可変抵抗素子２４の抵抗値をその時点での周波数に合わせることで、放電灯４に流れる交流電流の周波数が連続的に変化した場合でも、可変抵抗素子２４の抵抗値を連続的に変化させ、不必要に平滑効果を大きくすることなく、周波数特性を最大限に改善することができる。
【００３１】
【発明の効果】
以上のようにこの発明の請求項１によれば、放電灯に高周波電力を供給する高周波電源と、放電灯に流れる交流電流を検出して交流電圧を生成し、かつ、該交流電圧を所定の電圧に加算して直流電圧に変換する交流電流検出回路と、該交流電流検出回路からの直流電圧と外部から入力された調光信号とに基づいて高周波電源を制御する帰還制御回路とを備え、前記交流電流検出回路の抵抗回路と平滑コンデンサとからなる平滑回路に抵抗とコンデンサが並列接続されてなる位相補償回路を内蔵するようにしたので、平滑回路の回路構成を利用しつつ所定のゲインを維持しながら位相を改善する位相補償を行うことができ、別に位相補償回路を設けるよりも回路構成が簡単で安価に交流電流検出回路の周波数特性を改善でき、帰還制御系の安定動作を実現できるという効果がある。
【００３２】
この発明の請求項２によれば、前記平滑回路の抵抗回路は前記倍電圧整流回路の出力端に直列に接続された第１分圧抵抗と、第２分圧抵抗と、該第２分圧抵抗とアースとの間に挿入された複数の第３ダイオードとからなり、第１分圧抵抗と第２分圧抵抗の接続点が前記平滑コンデンサに接続され、前記倍電圧整流回路の前記第１ダイオード及び第２ダイオードの個数をａ、第３ダイオードの個数をｂ、第１分圧抵抗の値をＲ１及び第２分圧抵抗の値をＲ２としたとき、ｂ・Ｒ１＝ａ・Ｒ２の関係になるよう設定されているので、交流電流検出回路から出力される直流電圧そのものに温度補償を施すことができ、直流電圧の温度による変動を抑え、帰還制御回路との距離が長くてもその誤差の増加がなく、また直流電圧の変動がないために、検出する交流電流の範囲の変動を抑えることができるという効果がある。
【００３３】
この発明の請求項３によれば、平滑回路は平滑コンデンサと並列に接続され、コンデンサ及び検出する交流電流の周波数が高いときオフし、周波数が低いときはオンするスイッチング素子からなる直列回路を有するので、調光信号により交流電流の周波数が変化した場合においても，検出する交流電流の周波数が高いときはスイッチング素子をオフ、周波数が低いときはオンすることにより、平滑コンデンサの容量を交流電流の周波数が低いときは大きく、高いときは小さくすることで、交流電流の変化する周波数に対し、所定のゲインを維持しながら位相を改善するように平滑回路の周波数特性を変化させることが可能となり、安価に交流電流検出回路の周波数特性を最大限に改善でき、帰還制御系の安定動作を実現できる効果がある。
【００３４】
この発明の請求項４によれば、平滑回路は平滑コンデンサと並列に接続され、コンデンサ及び検出する交流電流の周波数が高いときは抵抗成分を大きくし、周波数が低いときは抵抗成分を小さくする可変抵抗素子からなる直列回路を有するので、調光信号により交流電流の周波数が変化した場合においても，検出する交流電流の周波数が高いときは可変抵抗素子の抵抗値を大きくし、周波数が低いときは抵抗値を小さくすることにより、平滑コンデンサの容量を交流電流の周波数が低いときは大きく、高いときは小さくすることができ、交流電流の変化する周波数に合わせて滑らかに所定のゲインを維持しながら位相を改善するように平滑回路の周波数特性を変化させることが可能となり、滑らかに交流電流検出回路の周波数特性を改善でき、帰還制御系の安定動作を実現できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施の形態１の放電灯調光点灯装置の構成図である。
【図２】  本発明の実施の形態１における平滑回路の周波数特性を示すグラフである。
【図３】  本発明の実施の形態２の放電灯調光点灯装置の構成図である。
【図４】  本発明の実施の形態２におけるスイッチング素子がオンしたときの平滑回路の周波数特性を示すグラフである。
【図５】  この発明の実施の形態３の放電灯調光点灯装置の構成図である。
【図６】  この発明の実施の形態３における可変抵抗素子の抵抗が変化したときの平滑回路の周波数特性を示すグラフである。
【図７】  従来の放電灯調光点灯装置の構成図である。
【図８】  同放電灯調光点灯装置の交流電流検出回路の各部に発生する電圧の波形図である。
【図９】  同放電灯調光点灯装置の交流電流検出回路の負荷抵抗に発生する交流電圧に対する直流電圧の波形図である。
【図１０】  従来の放電灯点灯装置の平滑回路の周波数特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１  高周波電源、２  カレントトランス、３  平滑回路、４  放電灯、５  帰還制御回路、６  倍電圧整流回路、７  交流電流検出回路、８  位相補償回路、９  負荷抵抗、１０  位相補償抵抗、１１  平滑コンデンサ、１２  位相補償コンデンサ、１３  第３ダイオード（抵抗回路）、１５  直流電源、１６  第２ダイオード、１７  第１ダイオード、２１  第１分圧抵抗（抵抗回路）２２  第２分圧抵抗（抵抗回路）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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