(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
記録媒体に記録されている再生すべき任意の一の記録トラックから読み取った第１の再生信号を復号する記録情報再生装置において、
前記第１の再生信号から、前記再生すべき任意の一の記録トラックに隣接する少なくとも１つの記録トラックから読み取った第２の再生信号を所定のフィルタリング特性を有するフィルタで処理した信号を減算した信号を出力する第１の減算手段と、
前記第１の再生信号がピークか否かを検出してピークポイント情報を出力する検出手段と、
前記ピークポイント情報と前記第１の減算手段の出力信号とを受け、前記ピークポイント情報がピークを示すタイミングにおける前記第１の減算手段からの出力信号と所定の値との差分値をエラー信号として出力する第２の減算手段と、
前記エラー信号に基づき、前記フィルタのフィルタリング特性を前記エラー信号が最小になるように可変制御する係数生成手段とを有することを特徴とする記録情報再生装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は記録情報再生装置に係り、特に光ディスクの記録情報信号を再生する記録情報再生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、高密度記録された光ディスクの隣接する３つの記録トラックから別々のビームにより再生した信号に基づいて、クロストーク除去を行うと共に中央のトラックからＳ／Ｎ比の良好な再生信号を得るようにした、３ビーム法による記録情報再生装置が種々提案されているが、クロストーク除去のためのプリアンブル信号を予め記録しておくことなく、再生信号のクロストーク除去を行うようにして記録容量を向上した３ビーム法による記録情報再生装置が知られている（特開平９−３２０２００号公報）。
【０００３】
従来の記録情報再生装置では、光ディスクの任意の一の記録トラックから一のビームにより再生した第１の読取信号と、その一のトラックの両側に隣接する２本のトラックから別々のビームにより再生した２つの第２の読取信号とを、それぞれサンプリングして第１及び第２のサンプル値系列に変換し、そのうち第２のサンプル値系列から可変係数フィルタによりクロストーク成分を求め、上記の第１のサンプル値系列からこのクロストーク成分を減算器で減算し、更にゼロクロスサンプル抽出手段により、この減算器の出力サンプル値系列中からゼロクロスサンプル値を抽出して、このゼロクロスサンプル値が０に収束するようにフィルタ係数演算手段により上記の可変係数フィルタのフィルタ係数を更新すると共に、判定手段により減算器の出力サンプル値系列から再生信号の判定を行う構成である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、上記の従来の記録情報再生装置では、可変係数フィルタのフィルタ係数の更新は、ＬＭＳ適応アルゴリズムを使用して誤差信号が０になるようにしているが、上記の誤差信号は減算器の出力サンプル値系列中から抽出したゼロクロスサンプル値のみであり、収束が遅く、誤判別が多いという問題がある。また、パーシャルレスポンス等化を行っていないので、ビタビ復号ができず、益々高密度記録される傾向のある光ディスクから読み取ったＳ／Ｎの低い再生信号のデータ復元を誤る可能性が高いという問題もある。
【０００５】
また、再生信号が光ディスクからＴＰＰ（タンジェンシャルプッシュプル法）でよみだされた信号や、ハードディスク及び磁気テープのように微分系の特性を有する場合、図２に示すように、信号が０付近で連続した値をとるので、ゼロクロス検出ではデータ変化点を検出することが出来ない。つまり、クロストーク成分の抽出が不可能であり、クロストーク除去は実現しなかった。
【０００６】
本発明は以上の点に鑑みなされたもので、微分系の信号に対するクロストーク除去を実現し得る記録情報再生装置を提供することを目的とする。また、本発明の他の目的は、収束が速くしかも確実に記録媒体の記録情報を再生し得る記録情報再生装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は上述の問題点を解決するために、記録媒体に記録されている再生すべき任意の一の記録トラックから読み取った第１の再生信号を復号する記録情報再生装置において、前記第１の再生信号から、前記再生すべき任意の一の記録トラックに隣接する少なくとも１つの記録トラックから読み取った第２の再生信号を所定のフィルタリング特性を有するフィルタで処理した信号を減算した信号を出力する第１の減算手段と、前記第１の再生信号がピークか否かを検出してピークポイント情報を出力する検出手段と、前記ピークポイント情報と前記第１の減算手段の出力信号とを受け、前記ピークポイント情報がピークを示すタイミングにおける前記第１の減算手段からの出力信号と所定の値との差分値をエラー信号として出力する第２の減算手段と、前記エラー信号に基づき、前記フィルタのフィルタリング特性を前記エラー信号が最小になるように可変制御する係数生成手段とを有することを特徴とする記録情報再生装置を提供する。
【０００８】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。図１は本発明になる記録情報再生装置の第１の実施の形態のブロック図を示す。この実施の形態では、記録媒体の一例としての光ディスクの隣接する３本の記録トラック（以下単にトラックと記すこともある）に対し、３つのビームスポットを別々に形成する公知の３ビーム法を用いる。すなわち、図３に示すように、１回転当たり１本のトラックが形成されている光ディスクの任意のトラックＴｉから記録情報信号を再生するときは、再生専用の光ビームスポットＢ０をトラックＴｉに形成し、トラックＴｉの両側に隣接するトラックTi-1とTi+1のうち内周側トラックTi-1にはビームスポットＢ１を形成し、外周側トラックTi+1にはビームスポットＢ２を形成する。
【０００９】
これら３つのビームスポットＢ０、Ｂ１、Ｂ２は、中央のビームスポットＢ０を中心として、光ディスクの回転方向上、ビームスポットＢ１が後方位置（又は前方位置）に、ビームスポットＢ２が前方位置（又は後方位置）に配置された状態を保ってトラッキングされることは周知の通りである。これら３つのビームスポットＢ０、Ｂ１、Ｂ２による反射光は、公知の光学系を別々に通して読取信号に変換される。
【００１０】
上記の読取信号のうち、中央の再生すべきトラックＴｉの読取信号は、図１のＡ／Ｄ変換器１１に供給され、内周側の隣接トラックTi-1の読取信号は、図１のＡ／Ｄ変換器１２に供給され、外周側の隣接トラックTi+1の読取信号は、図１のＡ／Ｄ変換器１３に供給される。Ａ／Ｄ変換器１１、１２、１３は入力された読取信号を、マスタークロックでサンプリングしてディジタル信号に変換して、次段のＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４、１５、１６に供給し、ここで振幅が一定に制御される自動振幅制御（ＡＧＣ）及び２値コンパレートの閾値を適切に直流（ＤＣ）制御する自動閾値制御（ＡＴＣ）させる。
【００１１】
ＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４の出力信号は、リサンプリングＤＰＬＬ１７に供給される。リサンプリングＤＰＬＬ１７は、自分自身のブロックの中でループが完結しているディジタルＰＬＬ（位相同期ループ）回路で、入力信号に対し所望のビットレートでサンプリングしたディジタルデータをリサンプリング（間引き補間）演算して生成し、遅延調整器２０を通してトランスバーサルフィルタ２１に供給する。また、リサンプリングＤＰＬＬ１７は、リサンプリングデータのピークを検出しており、それにより得られるピークポイント情報を遅延調整器２２を通して後述のタップ遅延回路３２に供給する。
【００１２】
更に、リサンプリングＤＰＬＬ１７は、ビットサンプリングのためのビットクロックＢＣＬＫを生成すると共に、リサンプリング演算するための内分する割合を示すパラメータＴ＿ratioを生成し、それらをリサンプリング回路１８及び１９にそれぞれ供給し、ここでＡＧＣ・ＡＴＣ回路１５及び１６よりのディジタル信号をパラメータＴ＿ratioが示す割合でビットクロックＢＣＬＫでリサンプリング演算を行う。ビットクロックＢＣＬＫは、歯抜けクロック（Punctured Clock）である。なお、前記ピークポイント情報はビットサンプリングのデータにおける、正または負のピークレベルをビットクロック単位で示している。
【００１３】
リサンプリング回路１８及び１９よりそれぞれ取り出された信号は、遅延調整器２３、２４を通してトランスバーサルフィルタ２５、２６に供給される。前記トランスバーサルフィルタ２１及び上記のトランスバーサルフィルタ２５、２６は、それぞれ乗算器・低域フィルタ（ＬＰＦ）２７、２８、２９よりフィルタ係数（タップ係数）が入力されてそれに応じた特性のフィルタリング処理を入力信号に対して行う。
【００１４】
トランスバーサルフィルタ２１は、乗算器・ＬＰＦ２７よりのタップ係数（フィルタ係数）に基づいて波形等化処理を行い、再生すべき所望のトラックからの読取信号の前後の信号との符号間干渉の影響を低減する。このトランスバーサルフィルタ２１の出力波形等化後読取信号は、後述の減算器３０及び３１を通して仮判別回路３３に供給され、ここでタップ遅延回路３２よりの遅延信号と、パーシャルレスポンス（ＰＲ）の種類を示すＰＲモード信号と、光ディスクに記録されている信号のランレングス制限符号長（最小反転間隔や最大反転間隔）を示すＲＬＬモード信号とが入力され、これらに基づいて仮判別結果を出力する。
【００１５】
この仮判別結果と仮判別回路３３の入力信号（減算器３１の出力信号）とが減算器３４において減算され、その差分値がエラー信号としてインバータ３５で極性を反転された後、乗算器・ＬＰＦ２７に供給され、ここでトランスバーサルフィルタ２１のタップ出力と乗算されて相関が検出され、ＬＰＦで積分される。乗算器・ＬＰＦ２７の出力積分値は、上記のエラー信号の値を０にする、トランスバーサルフィルタ２１のフィルタ係数（タップ係数）としてトランスバーサルフィルタ２１に入力される。
【００１６】
上記のトランスバーサルフィルタ２１、乗算器・ＬＰＦ２７、仮判別回路３３、タップ遅延回路３２、減算器３４、インバータ３５よりなるフィードバックループは、よく知られるＬＭＳアルゴリズムを基本としているが、仮判別回路３３は、本発明者が提案した回路であり、パーシャルレスポンス等化を前提とした仮判別（収束目標設定）を行う。
【００１７】
ここで、パーシャルレスポンス（ＰＲ）特性について説明するに、例えばＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）の特性を図４（Ａ）に示す孤立波に付与して等化すると、その等化波形はよく知られているように図４（Ｂ）に示すようになる。更に、連続波では、この等化波形は、−（ａ＋ｂ），−ａ，０，ａ，ａ＋ｂの５値をとる。この５値をビタビ復号器に入力すると、元のデータ（入力値）とＰＲ等化後の再生信号（出力値）は、過去の信号の拘束を受け、これと（１，Ｘ）ＲＬＬによって入力信号の"１"は２回以上続かないことを利用すると、図４（Ｃ）に示すような状態遷移図で表わすことができることが知られている。
【００１８】
図４（Ｃ）において、Ｓ０〜Ｓ５は直前の出力値により定まる状態を示す。この状態遷移図から例えば状態Ｓ２にあるときは、入力値がａ＋２ｂのとき出力値が１となって状態Ｓ３へ遷移し、入力値が２ｂのとき出力値が１となって状態Ｓ４へ遷移するが、それ以外の入力値は入力されないことが分かり、また、もし入力されればそれはエラーであることが分かる。
【００１９】
図４（Ｄ）は、信号のランレングス制限が（２，Ｘ）である場合の状態遷移図を示しており、Ｓ５からＳ１、及びＳ２からＳ４の遷移が無くなっていることが分かる。
【００２０】
図５は上記のＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）の特性と仮判別回路３３の出力する仮判定値との関係を示す図である。同図において、一番上の行のＰＲモードは、仮判別回路３３に入力される信号の値を示しており、一番左の列のＲＬＬモードは、仮判別回路３３に入力される信号を示している。
【００２１】
ＰＲモードの値はパーシャルレスポンス特性がＰＲ（１，−１）、ＰＲ（１，１，−１，−１）、ＰＲ（１，２，−２，−１）、ＰＲ（１，３，−３，−１）、ＰＲ（２，３，−３，−２）及びＰＲ（３，４，−４，−３）のいずれであるかを示す。特にＰＲ（１，−１）は良く知られているＰＲ４（Ｐａｒｔｉａｌ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ  ＣｌａｓｓIV）であり、ＰＲ（１，１，−１，−１）は良く知られているＥＰＲ４（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ  Ｐａｒｔｉａｌ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ  ＣｌａｓｓIV）である。
【００２２】
また、図５において、ＰＲ（１，−１）はＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）のａ＝０、ｂ＝１の場合である。更に、図５において、ゲインＧは絶対値の最大値（ａ＋ｂ）を正規化するための乗算係数であり、Ａ／（ａ＋ｂ）で表される（ただし、Ａは任意のレベル）
【００２３】
減算器３１からの波形等化再生信号は、現在時刻における信号Ｄ３として取り扱われる。一方、リサンプリング・ＤＰＬＬ１７からのピークポイント情報が遅延調整２２を介してタップ遅延回路３２に供給され、そのタップ遅延出力が仮判別回路３３に入力される。仮判別回路３３は後述のアルゴリズムに従って、パーシャルレスポンス等化を前提とした仮判別（収束目標設定）を行う。
【００２４】
次に、仮判別回路３３による動作について、図６のフローチャート等と共に更に詳細に説明する。ここでは、簡単のため、信号のランレングス制限が（２，Ｘ）である場合について説明する。ここで、上記のピークポイント情報の値ＰＫが"１"であるときはピークを示しており、これは、図４（Ｃ）に示したＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）の状態遷移図では「ａ＋ｂ」又は「−（ａ＋ｂ）」という値で表わされており、状態Ｓ１→Ｓ２又は状態Ｓ４→Ｓ５へ遷移する過程において発生する。
【００２５】
この場合、図４（Ｃ）中、ピークの極性は、サンプル点の極性で判別できる。しかも、あるピークから次のピークまでの間隔が分かれば、つまり状態Ｓ２から状態Ｓ５に至るまで、又は状態Ｓ５から状態Ｓ２に至るまでの遷移数がわかれば、経路が確定し、取り得るべき値が各々のサンプル点に対して明確になる。
【００２６】
また、上記の状態遷移図で「ａ＋ｂ」又は「−（ａ＋ｂ）」以外の値、すなわちピークでないときは、上記のピークポイント情報の値ＰＫは"０"である。この状態遷移図から、ピーク（ＰＫ＝１）は２つ連続して取り出されることはなく、（２，Ｘ）の場合は、隣接するＰＫ＝１の間には最低２つの"０"が存在する。
【００２７】
実際の信号では、ノイズ等の影響により、ピーク自体の検出を誤ることも十分に予想されるが、フィードバック制御の場合、正しい判定のできる確率が誤る確率を上回っていれば、正しい方向に収束していくはずであり、また、十分な積分処理のため、単発のノイズは実用上問題ないと考えられる。
【００２８】
以上の点に着目し、仮判別回路３３は、まず、タップ遅延回路３２を介してビットクロックの周期毎に入力されるピークポイント情報の値ＰＫを識別し、連続する５クロック周期の５つの値がオール"０"であるかどうか（図６のステップ６１）、上記の５つの値のうちの最後の値のみが"１"かどうか（図６のステップ６２）、上記の５つの値のうちの最初の値のみが"１"かどうか（図６のステップ６３）、上記の５つの値のうちの最初と最後の値が"１"で残りの３つの値は"０"かどうかを判別する（図６のステップ６４）。
【００２９】
これらのパターンは、着目するピークポイント情報の値ＰＫの中央の値を"０"としたとき、前後両側のピークポイント情報の値ＰＫがいずれも"０"である場合であり、このときは信号波形０に張り付いている場合であるので、これらのパターンのいずれかを満たすときは、
Ｑ＝０                （１）
なる式により、仮判別値Ｑを算出する（図６のステップ６５）。
【００３０】
上記のパターンのいずれでもないときは、連続する５クロック周期の５つのピークポイント情報の値ＰＫが"０１０１０"、"０１００１"、"１００１０"、"０００１０"及び"０１０００"のうちのいずれかのパターンであるかどうか判別する（図６のステップ６６、６９〜７２）。これら４つのパターンは、連続する５つのピークポイント情報のうち中央値がピーク点を示しておらず、かつ、中央値の前後に隣接する２つのピークポイント情報のいずれかがピーク点を示しているときである。
【００３１】
上記の５つのパターンのどれかであるときは、
Ｐ＝ａ×Ｇ                      （２）
なる式により、値Ｐを算出する（図６のステップ７３）。ただし、（２）式及び後述の（３）式中、Ｇは図５に示したゲイン、ａ、ｂはＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）におけるａとｂの値を示す。これらａ、ｂ及びＧの値は、端子４３を介して入力されるＰＲモード信号、端子４４を介して入力されるＲＬＬモード信号により求められる既知の値である。
【００３２】
なお、ステップ７２でピークポイント情報の値ＰＫが上記以外と判定されたときは、
Ｐ＝（ａ＋ｂ）×Ｇ        （２）
なる式により、値Ｐを算出する（図６のステップ７７）。例えば、連続する５つのピークＰＫの中央値が"１"の場合などがこの場合に相当する。
【００３３】
上記のステップ７３及び７７のいずれかで値Ｐを算出すると、続いてＤ型フリップフロップ４７から取り出される現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０以上であるかどうか判別する（図６のステップ７４）。現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０以上であるときは最終仮判定レベルＱをＰの値とし（図６のステップ７５）、負であるときは最終仮判定レベルＱを−Ｐの値とする（図６のステップ７６）
【００３４】
以上の仮判別処理により得られた仮判定レベルＱは、図１の減算器３４に供給されて現在時刻の波形等化信号Ｄ３との差分をとられてエラー信号とされ、ＩＮＶ３５を介して乗算器・ＬＰＦ２７へ出力され、ここで乗算されてから高域周波数成分が除去され、トランスバーサルフィルタ２１にタップ係数として出力される。このようにして、図３の減算器５２から取り出されるエラー信号が０になるように、トランスバーサルフィルタ２１のタップ係数が可変制御されることにより、トランスバーサルフィルタ２１による波形等化を収束範囲を拡大させて好適に行うことができる。
【００３５】
このように、仮判別回路３３は、パーシャルレスポンス等化の種類を示すＰＲモード信号と、再生信号のランレングス制限符号の種類を示すＲＬＬモード信号と、タップ遅延回路３２からの複数のピークポイント情報と、減算器３１の出力波形等化後再生信号とを入力として受け、ＰＲモード信号とＲＬＬモード信号で定まる状態遷移と、複数のピークポイント情報のパターンとに基づき、波形等化信号の仮判別レベルＱを算出する。この仮判定レベルＱは目標値として図１の減算器３４に供給され、実際の信号である波形等化後再生信号との差がとられてエラー信号とされる。
【００３６】
一方、図１のリサンプリング回路１８及び１９よりそれぞれ取り出された信号は、遅延調整器２３、２４により固定の遅延が与えられ、後述の擬似クロストークとの時間合わせを粗く行われてトランスバーサルフィルタ２５、２６に入力される。このトランスバーサルフィルタ２５、２６にタップ係数（フィルタ係数）を供給する乗算器・ＬＰＦ２８、２９は、前記減算器３４から出力されるエラー信号が入力され、ここでトランスバーサルフィルタ２５、２６のタップ出力と乗算して隣接トラック信号の相関を抽出し、更にその相関値をＬＰＦで積分してトランスバーサルフィルタ２５、２６に入力する。
【００３７】
このようにして、トランスバーサルフィルタ２５、２６のタップ係数（フィルタ係数）は、隣接トラック信号の相関値に応じて更新され、トランスバーサルフィルタ２５、２６からは内周側、外周側の各トラックからの読取信号に対応した擬似クロストーク信号が取り出される。これらのトランスバーサルフィルタ２５、２６の出力擬似クロストーク信号は、トランスバーサルフィルタ２１からの波形等化後の再生すべきトラックからの再生信号に、減算器３０、３１でそれぞれ減算される。これにより、減算器３１からは、トランスバーサルフィルタ２１からの波形等化後の再生すべきトラックの再生信号中のクロストークと相殺除去されて、Ｓ／Ｎの良好な再生信号として出力される。この実施の形態は、フィードバック処理であるため、安定な動作が実現できる。
【００３８】
この実施の形態では、トランスバーサルフィルタ２１を含む再生すべきトラックの再生信号の符号間干渉除去ブロックと、トランスバーサルフィルタ２５及び２６を含む隣接トラックからの再生信号に基づく擬似クロストーク生成ブロックには、いずれも同一のエラー信号を０にするべく各タップ係数（フィルタ係数）を制御しているので、制御の衝突は発生しない。
【００３９】
また、クロストーク成分がはっきり識別できるのは、所望トラックの再生信号が平坦のとき（反転間隔が大きい状態）、つまり０付近で連続している状態であり、従来のゼロクロス検出では正しい検出が出来ないのに対し、この実施の形態では、値が０又はａ＋ｂというような明確な値に向かって収束させると同時に、これらの値からの誤差をエラー信号として隣接トラック信号との相関をとり、クロストーク成分を抽出するようにしているので、正確、かつ、迅速な収束が可能である。つまり、ゼロクロスやピークポイントだけでなく、パーシャルレスポンス等化に対応したすべてのサンプリングポイントの情報からエラー信号を抽出できるということが特徴である。
【００４０】
また、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用いる場合、Ａ／Ｄ変換器１１に用いられるサンプリングクロックはビットクロックに同期しておらず、それは隣接トラックの再生信号のサンプリングクロックについても同様である。一定の位相ずれは擬似クロストーク発生器でも吸収できる（トランスバーサルフィルタ２５、２６自体もリサンプリング演算器と見ることができる。）が、周波数がずれている場合などでは、サンプリング時間間隔が一定にならないため、従来の擬似クロストーク発生器では対応できない。
【００４１】
一方、この実施の形態では、リサンプリングＤＰＬＬ１７により生成した、リサンプリング演算時の内分割合Ｔ＿ratio及びビットクロックＢＣＬＫを利用し、リサンプリング器１８、１９で隣接トラックからの再生信号のリサンプリング演算を行うようにしているため、周波数ずれに対応できる。また、位相については、後段の遅延調整器２３、２４により粗く合わせ、後はトランスバーサルフィルタ２５及び２６を用いた擬似クロストーク発生器に任せるようにしている。これにより、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用いることができる。なお、遅延調整器２３、２４をリサンプリング器１８、１９の後段に配置したのは、この方が遅延用フリップフロップの段数を少なくできるからで、機能的にはリサンプリング器１８、１９の前段に配置してもよい。
【００４２】
リサンプリングＤＰＬＬ１７は独立にＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４とトランスバーサルフィルタ２１を含む再生すべきトラックの再生信号の符号間干渉除去ブロックとの間に挟まれ、かつ、自分自身のブロックの中でループが完結しているため、確実な収束が期待できる。一方、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用いない場合は、外付けの電圧制御発振器（ＶＣＯ）が必要であり、またＡ／Ｄ変換器でビットサンプリングが行われるため、Ａ／Ｄ変換器を含んだＰＬＬループが形成され、Ａ／Ｄ変換器として高速なものが要求されるのでコストが高くなる。
【００４３】
また、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用いない場合は、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路を含んだＰＬＬループが形成されるため、各々が干渉し、適切な方向へ収束できない場合があり、更に、ＡＧＣループ、ＡＴＣループ、ＰＬＬループをすべて外へ出し、アナログ回路で構成することも考えられるが、電圧制御増幅器（ＶＣＡ）の追加が必要で、またアナログ回路特有の経時変化・部品ばらつきの悪影響を受ける。以上により、この実施の形態のように、リサンプリングＤＰＬＬを用いる構成が望ましいことが明らかであり、特に光ディスクでは記録再生系が周波数特性において高域減衰特性を有するため、オーバーサンプリングに適している。
【００４４】
次に、本発明の他の実施の形態について説明する。図１０は本発明になる記録情報再生装置の第２の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１０の第２の実施の形態は、Ａ／Ｄ変換器１１〜１３と、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４〜１６の間にディジタルのプリイコライザ（ＰｒｅＥＱ）３７〜３９を用いた点に特徴がある。
【００４５】
図１１は本発明になる記録情報再生装置の第３の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１３の第３の実施の形態は、Ａ／Ｄ変換器１１〜１３の入力側にアナログのプリイコライザ（ＰｒｅＥＱ）４１〜４３を用いた点に特徴がある。
【００４６】
図１２は本発明になる記録情報再生装置の第４の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１２の第４の実施の形態は、仮判別にピークポイント情報を用いず固定の閾値を用いて判別する仮判別回路４５を設けた点に特徴がある。すなわち、減算器３１から取り出された波形等化後の再生信号は、後段のビタビ復号回路へ出力される一方、仮判別回路４５に供給され、ここで所定の閾値と比較されてピークポイントが検出され、このピークの連続パターン系列から前述したアルゴリズムで仮判別を行う。
【００４７】
この仮判別回路４５による仮判別結果と仮判別回路４５の入力信号（減算器３１の出力信号）とが減算器３４において減算され、その差分値がエラー信号としてインバータ３５で極性を反転された後、乗算器・ＬＰＦ２７に供給され、上記のエラー信号の値を０にする、トランスバーサルフィルタ２１のフィルタ係数（タップ係数）とされてトランスバーサルフィルタ２１に入力される。この実施の形態では、リサンプリングＤＰＬＬ１７からのピークポイント情報を用いないので、遅延調整器２２及びタップ遅延回路３２が不要となる。
【００４８】
図１３は本発明になる記録情報再生装置の第５の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１３において、光ディスクに形成されたトラック群中の隣接する３つのトラックのうち、中央の再生すべきトラックＴｉの読取信号は、電圧制御増幅器（ＶＣＡ）４７に入力され、内周側の隣接トラックＴi-1の読取信号はＶＣＡ４８に入力され、外周側の隣接トラックＴi+1の読取信号は、ＶＣＡ４９に入力されてレベル及びＤＣが制御される。
【００４９】
ＶＣＡ４７、４８、４９の各出力読取信号は、次段のＡ／Ｄ変換器５０、５１、５２に供給されてマスタークロックでサンプリングされてディジタル信号に変換され、次段の固定イコライザ（ＥＱ）５３、５４、５５でイコライザ特性が付与された後、ＡＧＣ・ＡＴＣ検出回路５６、５７、５８に供給され、ここで振幅が一定に制御される自動振幅制御（ＡＧＣ）及び閾値を適切に直流（ＤＣ）制御する自動閾値制御（ＡＴＣ）のための利得制御信号及びＤＣ制御信号が生成される。この利得制御信号はＶＣＡ４７、４８、４９に供給されて、その利得を可変制御する。これにより、この実施の形態では、ＡＧＣとＡＴＣをアナログ回路と共に行うことができる。
【００５０】
図１４は本発明になる記録情報再生装置の第６の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１及び図１３と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１６において、光ディスクに形成されたトラック群中の隣接する３つのトラックのうち、中央の再生すべきトラックＴｉの読取信号は、アナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路６１に入力され、内周側の隣接トラックＴi-1の読取信号はアナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路６２に入力され、外周側の隣接トラックＴi+1の読取信号は、アナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路６３に入力されて、それぞれ振幅が一定に制御される。
【００５１】
ＡＧＣ・ＡＴＣ回路６１、６２、６３の各出力読取信号は、次段のＡ／Ｄ変換器５０、５１、５２に供給されてマスタークロックでサンプリングされてディジタル信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器５０の出力だけ次段の固定イコライザ（ＥＱ）５３でイコライザ特性が付与される。この実施の形態は、ＡＧＣとＡＴＣをアナログ回路であるＡＧＣ・ＡＴＣ回路６１、６２、６３のみで行うようにしたものである。
【００５２】
図１５は本発明になる記録情報再生装置の第７の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１５の第７の実施の形態は、ピークポイント情報を減算器３１からビタビ復号器へ出力される波形等化後再生信号から抽出するようにした点に特徴がある。
【００５３】
すなわち、減算器３１から取り出された波形等化後再生信号は、ピーク検出器６５に供給され、ピークポイントが検出される。ピーク検出は、例えば隣接するポイントとの関係で、その傾きの極性が反転したときに、一つ前のサンプリングポイントが存在するタイミングを示す情報を、ピークポイント情報として出力する。ピーク検出器６５より取り出されたピークポイント情報は、タップ遅延回路３２に入力される。これにより、図１と同様の仮判別アルゴリズムに従って、仮判別結果が得られる。
【００５４】
図１６は本発明になる記録情報再生装置の第８の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１６に示す第８の実施の形態は、リサンプリングＤＰＬＬ１７、リサンプリング回路１８及び１９を用いないで、記録情報を再生するようにしたものである。すなわち、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４、１５、１６の各出力ディジタル読取信号は、直接に遅延調整器２０、２３、２４を通してトランスバーサルフィルタ２１、２５、２６に供給される。
【００５５】
減算器３１より取り出されたクロストークが除去され、かつ、波形等化された再生信号は、仮判別回路３３に供給される一方、ピーク検出・位相比較器６７に供給され、ここでピーク検出され、その検出ピーク点の位相と電圧制御発振器（ＶＣＯ）６９よりのビットクロックの位相とを位相比較して位相誤差信号として生成される。この位相誤差信号は、ループフィルタ６８を通してアナログ又はディジタルの電圧制御発振器（ＶＣＯ）６９に制御電圧として印加され、その出力システムクロック周波数を可変制御する。ＶＣＯ６９の出力システムクロックはビットクロックの自然数倍の周波数であり、装置のクロックが必要な各ブロックに印加される。
【００５６】
図１７は本発明になる記録情報再生装置の第９の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１９において、光ディスクに形成されたトラック群中の隣接する３つのトラックのうち、中央の再生すべきトラックＴｉの読取信号は、アナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路７１に入力され、内周側の隣接トラックＴｉ−１の読取信号はアナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路７２に入力され、外周側の隣接トラックＴｉ＋１の読取信号は、アナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路７３に入力されて、それぞれ振幅が一定に制御されると共に閾値を適切に制御される。
【００５７】
ＡＧＣ・ＡＴＣ回路７１の出力読取信号は、次段の固定イコライザ（ＥＱ）４１でイコライザ特性が付与された後、Ａ／Ｄ変換器１１に供給されてビットクロックでサンプリングされてディジタル信号に変換される。また、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路７２、７３の各出力読取信号は、Ａ／Ｄ変換器１２、１３に供給されてビットクロックでサンプリングされてディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器１１、１２、１３の各出力ディジタル信号は、遅延調整器２０、２３、２４を通してトランスバーサルフィルタ２１、２５、２６に供給される。
【００５８】
また、固定イコライザ４１の出力アナログ信号は、位相比較器７４、ループフィルタ７５及び７６からなるＰＬＬ回路に供給されてビットクロックの自然数倍の周波数のシステムクロックとされる。一方、ピーク検出器７７は、例えば隣接するポイントとの関係で、その傾きの極性が反転したときに、一つ前のサンプリングポイントが存在するタイミングを示す情報を、ピークポイント情報としてタップ遅延回路３２に供給する。この実施の形態も上記の各実施の形態と同様の特長を有する。
【００５９】
図１８は本発明になる記録情報再生装置の第１０の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１２、図１６及び図１７と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１８に示す第１０の実施の形態は、ＡＴＣ・ＡＧＣをアナログ回路のみで行い、ディジタルＶＣＯを用いずに固定閾値判別を行う構成としたものである。図１８において、減算器３１から取り出された波形等化後の再生信号は、後段のビタビ復号回路へ出力される一方、仮判別回路４５に供給され、ここで所定の閾値と比較されてピークが検出され、このピークポイントの連続パターン系列から前述したアルゴリズムで仮判別を行う。
【００６０】
なお、本発明は以上の実施の形態に限定されるものではなく、ピークに相当する信号のレベルのみに基づき、前記トランスバーサルフィルタのタップ係数及び前記フィルタリングの特性を前記エラー信号が最小になるように可変制御するようにしてもよい。図１９は、この場合の第１１の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。仮判別回路１００は固定の閾値を用いて判別をおこなう。遅延調整２２より出力されたピークポイント情報は、タップ遅延回路ではなく、エラー選択１０１に供給される。エラー選択１０１は、減算器３４より出力されたエラー信号より、ピークのタイミングに対応したエラー信号のみを抽出し、乗算器・ＬＰＦ２８及び２９に供給している。
【００６１】
図２０は本発明になる記録情報再生装置の第１２の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。仮判別回路１０２は固定の閾値を用いて判別をおこなう。ピーク検出１０３は、減算器３１より出力された出力信号からピークを検出し、ピークポイント情報をエラー選択１０４に供給する。エラー選択回路１０４は、減算器３４より出力されたエラー信号より、ピークのタイミングに対応したエラー信号のみを抽出し、乗算器・ＬＰＦ２８及び２９に供給している。
【００６２】
図２１は本発明になる記録情報再生装置の第１３の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１７と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。仮判別回路１０５は固定の閾値を用いて判別をおこなう。ピーク検出器７７より出力されたピークポイント情報は、タップ遅延回路ではなく、エラー選択１０６に供給される。エラー選択１０６は、減算器３４より出力されたエラー信号より、ピークのタイミングに対応したエラー信号のみを抽出し、乗算器・ＬＰＦ２８及び２９に供給している。
【００６３】
図２２は本発明になる記録情報再生装置の第１４の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１８と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。仮判別回路１０７は固定の閾値を用いて判別をおこなう。ピーク検出１０８は、減算器３１より出力された出力信号からピークを検出し、ピークポイント情報をエラー選択１０９に供給する。エラー選択回路１０９は、減算器３４より出力されたエラー信号より、ピークのタイミングに対応したエラー信号のみを抽出し、乗算器・ＬＰＦ２８及び２９に供給している。
【００６４】
なお、本発明は以上の実施の形態に限定されるものではなく、パーシャルレスポンス等化を用いずに、クロストーク除去機能だけを用いることもできる。図２３は、この場合の第１５の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１９と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。トランスバーサルフィルタ、乗算器・ＬＰＦ、ＩＮＶが削除され、遅延調整２０の出力が減算器３０に供給されている。
【００６５】
図２４は本発明になる記録情報再生装置の第１６の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２０と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。トランスバーサルフィルタ、乗算器・ＬＰＦ、ＩＮＶが削除され、遅延調整２０の出力が減算器３０に供給されている。
【００６６】
図２５は本発明になる記録情報再生装置の第１７の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。トランスバーサルフィルタ、乗算器・ＬＰＦ、ＩＮＶが削除され、遅延調整２０の出力が減算器３０に供給されている。
【００６７】
図２６は本発明になる記録情報再生装置の第１８の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。トランスバーサルフィルタ、乗算器・ＬＰＦ、ＩＮＶが削除され、遅延調整２０の出力が減算器３０に供給されている。
【００６８】
なお、本発明は以上の実施の形態に限定されるものではなく、例えば図１に示す遅延調整器２０、２３及び２４をＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４、１５及び１６の入力側に設けてもよいし、トランスバーサルフィルタ２１、２５及び２６に余裕がある場合は、省略してもよい。
【００６９】
また、以上の実施の形態では再生すべきトラックの両側に隣接する２本のトラックに対する２ビームの読取信号についてそれぞれ専用に擬似クロストーク信号を生成する回路系を２系統設けているが、ビームの光ディスクに対する照射角度を検出する公知のチルトセンサを装置が有しているならば、チルトセンサの出力信号に基づき、再生すべきトラックの両側に隣接する２本のトラックに対する２ビームの読取信号のうち、クロストーク成分が多い方のみを選択するスイッチ回路を設けることにより、上記の擬似クロストーク信号生成回路系を一系統のみとすることができる。
【００７０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、微分系の信号に対するクロストーク除去が実現する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のブロック図である。
【図２】微分系の信号の一例の概略説明図である。
【図３】３ビーム法によるビームスポットとトラックとの位置関係の一例の概略説明図である。
【図４】パーシャルレスポンス特性の説明図である。
【図５】ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）の特性とランレングス制限規則ＲＬＬモードと仮判別器の仮判定値との関係を示す図である。
【図６】図３中の仮判別器の一例の動作説明用フローチャートである。
【図７】本発明による波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その１）である。
【図８】本発明による波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その２）である。
【図９】本発明による波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その３）である。
【図１０】本発明の第２の実施の形態のブロック図である。
【図１１】本発明の第３の実施の形態のブロック図である。
【図１２】本発明の第４の実施の形態のブロック図である。
【図１３】本発明の第５の実施の形態のブロック図である。
【図１４】本発明の第６の実施の形態のブロック図である。
【図１５】本発明の第７の実施の形態のブロック図である。
【図１６】本発明の第８の実施の形態のブロック図である。
【図１７】本発明の第９の実施の形態のブロック図である。
【図１８】本発明の第１０の実施の形態のブロック図である。
【図１９】本発明の第１１の実施の形態のブロック図である。
【図２０】本発明の第１２の実施の形態のブロック図である。
【図２１】本発明の第１３の実施の形態のブロック図である。
【図２２】本発明の第１４の実施の形態のブロック図である。
【図２３】本発明の第１５の実施の形態のブロック図である。
【図２４】本発明の第１６の実施の形態のブロック図である。
【図２５】本発明の第１７の実施の形態のブロック図である。
【図２６】本発明の第１８の実施の形態のブロック図である。
【符号の説明】
１１〜１３  Ａ／Ｄ変換器
１４〜１６  ＡＧＣ・ＡＴＣ回路
１７  リサンプリングＤＰＬＬ回路
１８、１９  リサンプリング回路
２０、２２、２３、２４  遅延調整器
２１  再生すべきトラックの再生信号の波形等化用トランスバーサルフィルタ
２５、２６  擬似クロストーク信号生成用トランスバーサルフィルタ
２７〜２９  乗算器・ＬＰＦ
３０、３１、３４  減算器
３２  タップ遅延回路
３２ａ  タップ遅延回路の一部回路
３３  仮判別回路
４５、１００、１０２、１０５、１０７  閾値固定の仮判別回路
６５、７７、１０３、１０８  ピーク検出器
１０１、１０４、１０６、１０９  エラー選択
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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