(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス電流（Ｉｍ）を入力し、前記パルス電流（Ｉｍ）に基づいてモータ（３０）に対して電流（Ｉ）を供給する予熱電流の制御方法であって、
前記モータ（３０）に対して予熱を与える期間を、前記パルス電流（Ｉｍ）に基づいて前記電流（Ｉ）を推定する推定期間と、前記推定期間以外の非推定期間とに区分し、
前記推定期間における前記パルス電流（Ｉｍ）が流れるパルス幅は、前記非推定期間における前記パルス幅よりも大きい、予熱電流の制御方法。
【請求項２】
前記電流（Ｉ）の推定に基づいて前記モータ（３０）の温度が推定される、請求項１記載の予熱電流の制御方法。
【請求項３】
前記推定期間の長さは前記非推定期間の長さよりも短い、請求項２記載の予熱電流の制御方法。
【請求項４】
前記パルス電流（Ｉｍ）のデューティー比（Ｄ）は、前記推定期間と前記非推定期間とで等しい、請求項２乃至請求項３のいずれか一つに記載の予熱電流の制御方法。
【請求項５】
前記推定期間において、前記パルス電流（Ｉｍ）の周波数（ｆ）と前記電流（Ｉ）のリンギングの周期（τ）との積で、前記デューティー比（Ｄ）を除した値（Ｘ）は３以上である、請求項４記載の予熱電流の制御方法。
【請求項６】
前記推定期間において、前記パルス電流（Ｉｍ）の周波数（ｆ）と前記電流（Ｉ）のリンギングの周期（τ）との積で、前記デューティー比（Ｄ）を除した値（Ｘ）は６以上である、請求項４記載の予熱電流の制御方法。
【請求項７】
前記推定期間において、前記パルス電流（Ｉｍ）の周波数（ｆ）は２ｋＨｚ以下である、請求項１乃至請求項５のいずれか一つに記載の予熱電流の制御方法。
【請求項８】
前記推定期間において、前記パルス電流（Ｉｍ）の周波数（ｆ）は１ｋＨｚ以下である、請求項１乃至請求項６のいずれか一つに記載の予熱電流の制御方法。
【請求項９】
前記推定期間において、前記パルス電流（Ｉｍ）のパルス間の間隔（Ｔj）の平均値の逆数が、前記パルス電流の前記周波数（ｆ）として把握される、請求項５乃至請求項８のいずれか一つに記載の予熱電流の制御方法。
【請求項１０】
前記推定期間において、前記パルス電流（Ｉｍ）のパルス幅変調の周期（Ｔk）の平均値の逆数が、前記パルス電流の前記周波数（ｆ）として把握される、請求項５乃至請求項８のいずれか一つに記載の予熱電流の制御方法。
【請求項１１】
前記パルス電流（Ｉｍ）のパルス幅（ｔｐ）の値は、前記デューティー比（Ｄ）を前記パルス電流の前記周波数（ｆ）を除して得られる、請求項９及び請求項１０のいずれか一つに記載の予熱電流の制御方法。
【請求項１２】
前記モータ（３０）に対して予熱を与える前記期間において、前記モータ（３０）は回転しない、請求項１乃至請求項１１のいずれか一つに記載の予熱電流の制御方法。
【請求項１３】
前記モータ（３０）は空気調和機の圧縮機用モータである、請求項１２に記載の予熱電流の制御方法。
【請求項１４】
パルス電流（Ｉｍ）を入力し、前記パルス電流（Ｉｍ）に基づいてモータ（３０）に対して電流（Ｉ）を供給する電流供給手段（１５）と、
前記モータ（３０）に対して予熱を与える予熱期間の内の推定期間において前記パルス電流（Ｉｍ）に基づいて前記電流（Ｉ）を推定し、前記予熱期間であって前記推定期間でない非推定期間よりも前記推定期間において前記パルス電流のパルス幅を大きくするパルス幅変調のスイッチングを前記電流供給手段に行わせる制御回路（２０）と
を備える予熱付与装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はモータ、例えば空気調和機の圧縮機用モータを温める予熱を供給する電流を制御する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来からモータの軸受けの摩擦を軽減するための潤滑油が採用されている。かかる技術は空気調和機の圧縮機用モータにおいても採用されている。
【０００３】
しかし、特に空気調和機の圧縮機用モータでは冷媒を取り扱っており、低温時には当該潤滑油である冷凍機油に冷媒が溶けやすいという特質を有している。従って、低温で空気調和機の圧縮機用モータを駆動すると、冷凍機油の濃度が低下した状態でモータが回転するため、圧縮機の摺動部分が摩擦により焼き付くという可能性が高かった。
【０００４】
かかる問題を防止するため、圧縮機用モータの周囲にクランクヒータを設け、モータの回転前に予熱を与え、冷凍機油の冷媒への溶解度を下げる技術が採用されていた。また、特にインバータで駆動される圧縮機用モータに予熱を与えるため、クランクヒータを設けることなく、圧縮機用モータに対して当該モータが回転しない条件でインバータから電流を与える技術が提案されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
例えば当該モータが回転しない電流波形としては、デューティー比が小さいパルス電流を挙げることができる。このようなパルス電流をモータに与えると、モータの磁歪振動が生じる。この場合、モータが停止しているため、非常に微弱な磁歪振動でも顕著な騒音として把握される。
【０００６】
このような騒音を低減するためには、パルス周波数を高くすることが望ましい。しかし、一般にモータは巻き線を有しておりその誘導成分が大きい。従って、デューティー比が小さいパルス電流をモータに与えるに際してパルス周波数を高くすると、そのパルス波形の歪みが大きくなる。そしてパルス波形の歪みは、圧縮機用モータに対して流すべき電流量の推定が不正確になるという問題を招来する。
【０００７】
本発明は上記の問題に鑑みてなされたもので、モータを回転させることなくこれに電流を与えつつ、騒音を低減し、かつ当該電流の大きさを正確に推定する技術を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この発明のうち第１の態様にかかるものは、パルス電流（Ｉｍ）を入力し、前記パルス電流（Ｉｍ）に基づいてモータ（３０）に対して電流（Ｉ）を供給する予熱電流の制御方法である。そして前記モータ（３０）に対して予熱を与える期間を、前記パルス電流（Ｉｍ）に基づいて前記電流（Ｉ）を推定する推定期間と、前記推定期間以外の非推定期間とに区分し、前記推定期間における前記パルス電流（Ｉｍ）が流れるパルス幅は、前記非推定期間における前記パルス幅よりも大きい。
【０００９】
この発明のうち第２の態様にかかるものは、第１の態様にかかる予熱電流の制御方法であって、前記電流（Ｉ）の推定に基づいて前記モータ（３０）の温度が推定される。
【００１０】
望ましくは、前記推定期間の長さは前記非推定期間の長さよりも短い。
【００１１】
この発明のうち第３の態様にかかるものは、第２の態様にかかる予熱電流の制御方法であって、前記パルス電流（Ｉｍ）のデューティー比（Ｄ）は、前記推定期間と前記非推定期間とで等しい。
【００１２】
この発明のうち第４の態様にかかるものは、第３の態様にかかる予熱電流の制御方法であって、前記推定期間において、前記パルス電流（Ｉｍ）の周波数（ｆ）と前記電流（Ｉ）のリンギングの周期（τ）との積で、前記デューティー比（Ｄ）を除した値（Ｘ）は３以上、望ましくは６以上である。
【００１３】
この発明のうち第５の態様にかかるものは、第１の態様乃至第４の態様にかかる予熱電流の制御方法であって、前記推定期間において、前記パルス電流（Ｉｍ）の周波数（ｆ）は２ｋＨｚ、望ましくは１ｋＨｚ以下である。
【００１４】
この発明のうち第６の態様にかかるものは、第４の態様乃至第５の態様にかかる予熱電流の制御方法であって、前記推定期間において、前記パルス電流（Ｉｍ）のパルス間の間隔（Ｔj）の平均値の逆数が、前記パルス電流の前記周波数（ｆ）として把握される。あるいは前記推定期間において、前記パルス電流（Ｉｍ）のパルス幅変調の周期（Ｔk）の平均値の逆数が、前記パルス電流の前記周波数（ｆ）として把握される。いずれにおいても望ましくは、前記パルス電流（Ｉｍ）のパルス幅（ｔｐ）の値が、前記デューティー比（Ｄ）を前記パルス電流の前記周波数（ｆ）を除して得られる。
【００１５】
この発明のうち第７の態様にかかるものは、第１の態様乃至第６の態様にかかる予熱電流の制御方法であって、前記モータ（３０）に対して予熱を与える前記期間において、前記モータ（３０）は回転しない。
【００１６】
この発明のうち第８の態様にかかるものは、第７の態様にかかる予熱電流の制御方法であって、前記モータ（３０）は空気調和機の圧縮機用モータである。
【００１７】
この発明のうち第９の態様にかかるものは、予熱付与装置であって、パルス電流（Ｉｍ）を入力し、前記パルス電流（Ｉｍ）に基づいてモータ（３０）に対して電流（Ｉ）を供給する電流供給手段（１５）と、前記モータ（３０）に対して予熱を与える予熱期間の内の推定期間において前記パルス電流（Ｉｍ）に基づいて前記電流（Ｉ）を推定し、前記予熱期間であって前記推定期間でない非推定期間よりも前記推定期間において前記パルス電流のパルス幅を大きくするパルス幅変調のスイッチングを前記電流供給手段に行わせる制御回路（２０）とを備える。
【００１８】
【発明の実施の形態】
第１の実施の形態．
図１は本発明にかかる予熱電流の制御方法が適用される、空気調和機の圧縮機用のモータ３０及びその駆動回路を示す回路図である。例えば三相の交流電源１０から与えられた電圧は、公知の構成を有するダイオードブリッジ１１によってリップルを有する直流電流に変換される。そしてこれは例えばチョークインプット型のフィルタによって濾波され、インバータ１５へと直流電圧が与えられる。インバータ１５は制御回路２０の制御の下でパルス幅変調のスイッチングを行い、例えば三相の交流電流Ｉをモータ３０へと供給する。
【００１９】
チョークインプット型のフィルタは、図１に示されるように、ダイオードブリッジ１１の負側出力端に接続される一端と、他端とを有するコンデンサ１３と、コンデンサ１３の上記他端とダイオードブリッジ１１の正側出力端との間に介挿されるインダクタ１２とで構成される。ダイオードブリッジ１１の負側出力端は例えば接地される。
【００２０】
制御回路２０は例えば中央演算処理装置で構成され、インバータ１５の動作を制御する。通常動作では当然、モータ３０を回転させる動作をインバータ１５に行わせるが、予熱動作においてはモータ３０を回転させることなく、モータ３０に電力を供給するスイッチングをインバータ１５に行わせる。制御回路２０はアナログ入力ポートＡＮ１を備えており、電流検出回路２２の出力電圧Ｖａを入力する。
【００２１】
電流検出回路２２は例えばピークホールド回路や平均値回路で構成されている。ダイオードブリッジ１１の負側出力端とインバータ１５との間には抵抗１４が介挿され、ここにおける電圧降下Ｖｍが電流検出回路２２によって測定され、これに比例した出力電圧Ｖａが出力される。
【００２２】
図１に示された回路構成において、モータ３０に予熱を与えるため、インバータ１５のパルス幅変調が利用される。パルス幅を狭くすることによってモータ３０に与える実効的な電圧を低くし、モータ３０を回転させることなく電流を流し、モータ３０の巻き線における発熱によって予熱を得る。インバータ１５は、パルス幅変調を制御し、出力電圧Ｖａをモニタする制御回路２０と共に、モータ３０に対して予熱を付与する予熱付与装置として機能する。但し、このような予熱のための電流をモータ３０に流す場合、電流Ｉが流れない相も存在しうる。
【００２３】
ダイオードブリッジ１１からインバータ１５に供給されるパルス電流Ｉｍが流れるデューティー比Ｄと、モータ３０の相間電圧のピーク値Ｐと、巻き線に流れる電流Ｉとを採用し、パルス電流Ｉｍが流れない期間においてもモータ３０から帰還する電流がパルス電流Ｉｍと等しい値でインバータ１５内を還流すると近似すると、予熱時に必要な電力ＨはＨ＝Ｐ・Ｉ・Ｄとして求められる。具体的な値を用いれば、Ｈ＝２０Ｗ、Ｐ＝２００Ｖ、Ｉ＝１０Ａを導入して、Ｄ＝１／１００となる。一般的に、デューティー比Ｄの値は１０-2のオーダーである。
【００２４】
図２及び図３は図１に示された回路構成において、Ｉ＝８Ａ、Ｄ＝１／１００の場合のパルス電流Ｉｍ、及び抵抗１４の電圧降下Ｖｍを示すグラフであり、それぞれパルス周波数として６．５ｋＨｚ，１ｋＨｚが採用された場合を示している。回路構成中のリアクタンス成分に起因して、パルス電流Ｉｍにはリンギングが生じている。
【００２５】
ここで示された結果が得られた回路構成においては、リンギングの周期は１．６〜１．７μｓ程度に見積もられる。一般にパルスにリンギングが重畳する場合、当該リンギングの周期が当該パルスのパルス幅程度以上であると、パルス波形は大きく崩れる。通常はパルス幅はリンギング周期よりも大きいので、電流検出回路２２が制御回路２０のアナログ入力ポートＡＮ１に与える出力電圧Ｖａは、パルスの周波数が低いほど精度良く制御回路２０に電流量を推定させることになる。図２に則して言えばパルス幅は、（１／６．５ｋＨｚ）×（１／１００）＝１．５４μｓである。一方、図３に則して言えばパルス幅は、（１／１ｋＨｚ）×（１／１００）＝１０μｓである。図２に示されている波形よりも図３に示されている波形の方が、より良好にパルス波形を保っている。
【００２６】
つまりリンギングの周期をτ、当該パルスの周波数をｆとすると、デューティー比Ｄを導入して、Ｘ＝Ｄ／（ｆτ）の値が大きい方が望ましい。実験の結果、Ｘが３以上であれば制御回路２０による制御を適切にしてリンギングの影響を除去して制御回路２０によるインバータ１５の制御を行うことができた。更に、Ｘが６以上であれば、特に制御回路２０による制御の最適化を行わなくても、電流検出回路２２において採用されるピークホールド回路のフィルタのみでリンギングの影響を除去することができた。
【００２７】
従って、モータ３０に与える電流の適切な制御を行う場合には、パルス幅が大きい方が望ましい。例えば上述のようにＤ＝１／１００、τ＝１．６〜１．７μｓであれば、Ｘ≧３とするためには、パルス周波数ｆはほぼ２ｋＨｚ以下とすることが望ましく、Ｘ≧６とするためには、パルス周波数ｆはほぼ１ｋＨｚ以下とすることが望ましい。
【００２８】
図４はＤ＝１／１００の場合に、モータ電流の実測値と、電流検出回路２２の出力Ｖａとの関係を示すグラフである。折線Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３は、それぞれパルス周波数ｆが６．５ｋＨｚ，３．０ｋＨｚ，１．０ｋＨｚの場合を示している。パルス周波数ｆが小さいほど、モータ電流の実測値と電流検出回路２２の出力Ｖａとが比例する領域が、モータ電流の実測値が小さな値にまで広がる傾向が見て取れる。具体的には折線Ｌ１において線型な関係が得られるのは電流の実測値が６Ａ以上であるのに対し、折線Ｌ３において線型な関係が得られるのは電流の実測値が２Ａ以上である。つまりこのグラフからも、パルス周波数ｆが低い方が精度良く電流量を推定できることが解る。
【００２９】
しかしながら、Ｘ≧３となるパルス周波数ｆでは、「発明が解決しようとする課題」の欄で述べたように、磁歪振動による騒音の問題が生じる。そこで本発明では、モータ３０に対して予熱を与える期間を、モータ３０の巻き線に流れる電流Ｉを制御回路２０によって推定する推定期間と、推定しない非推定期間とに区分し、推定期間においてインバータ１５からモータ３０に供給する電流Ｉｍのパルス幅を大きくし、非推定期間においてパルス幅を小さくする。かかるパルス幅の制御は制御回路２０の制御の下でインバータ１５によって実行できる。これにより推定期間でのリンギングの影響を抑制することができる。例えば予熱を与える期間ではモータ３０を回転させない。
【００３０】
電流Ｉを推定することによってモータ３０の温度が推定される。モータ３０の熱容量は一般には大きい。そこで、推定期間の間隔、即ち非推定期間の長さを推定期間よりも長く、例えば数分間程度とすることが、モータ３０の温度を正確に推定するのに好適である。パルス周波数ｆの大きさが一般には０．１ｋＨｚ以上であることに鑑みれば、推定期間の長さ、即ち電流検出回路２２が制御回路２０のアナログ入力ポートＡＮ１に出力電圧Ｖａを与えるに際して電圧降下Ｖｍを参照すべき期間は、多くても数秒あれば足りる。
【００３１】
このように、非推定期間においては電流を推定する精度が低くても騒音を小さくし、推定期間においては騒音が大きくても電流を推定する精度を高くする制御を行うことにより、モータを回転させることなくこれに電流を与えつつ、騒音を低減し、かつ当該電流の大きさを正確に推定することができる。
【００３２】
推定期間と非推定期間とにおいて、モータ３０に与える実効的な電圧を等しくする方が、モータ３０の温度の推定をより正確に行うことができる。その場合には、電流Ｉｍのパルス幅を単に推定期間において大きくし、非推定期間においてパルス幅を小さくするのではなく、デューティー比Ｄが両期間で等しく保たれる。即ちこの場合には、推定期間においてパルス周波数を低くし、非推定期間においてパルス周波数を高くする。推定期間においては例えば上述のようにＸ≧３、更に望ましくはＸ≧６とする。あるいはまた推定期間においてｆ≦２ｋＨｚ、更に望ましくはｆ≦１ｋＨｚとする。
【００３３】
もちろん、モータ３０の騒音防止や加熱防止のため、モータ３０に流れる電流Ｉに上限を定めることが望ましい。例えばデューティー比Ｄに上限を設ける。
【００３４】
逆に、パルス電流Ｉｍのスイッチングロスが大きくてモータ３０の予熱の効果が得られない事態を回避するため、モータ３０に流れる電流Ｉに下限を定めることも望ましい。例えばデューティー比Ｄに下限を設ける。
【００３５】
本実施の形態においても、従来の技術と同様に、モータ３０が回転することなく予熱を受けるので、予熱を発生させるために軸受けが摩耗するという、目的が相反する現象を回避できる。また潤滑油である冷凍機油に冷媒が溶けて冷凍機油の濃度が低下した状態でモータが回転し、当該軸受けが摩擦により焼き付くという事態も防止できる。
【００３６】
第２の実施の形態．
推定期間においても騒音を低減することは可能である。まず推定期間における騒音の発生する原因について述べる。図５はパルス周期が一定な場合に、インバータ１５に供給されるパルス電流Ｉｍ、モータ３０の巻き線に流れる電流Ｉの関係を示すグラフである。パルス電流Ｉｍが流れる周期は周期Ｔ＝１／ｆで一定であり、パルス幅ｔｐ＝Ｔ・Ｄで一定である。換言すれば、長さＴのある期間においてパルス電流Ｉｍが流れる期間の相対的な位置が固定されて、上記長さＴの期間が繰り返される。
【００３７】
パルス電流Ｉｍが流れる期間においてインバータ１５からモータ３０に電流が供給され、それ以外の期間ではモータ３０のリアクタンス成分に起因する電流がインバータ１５へと減衰しつつ還流する。そのため、巻き線に流れる電流Ｉは周期Ｔで変動することになり、これによって生じる磁歪がほぼ周期Ｔで振動することになる。これが騒音の原因である。従って磁歪の発生が周期的でないようにすれば騒音を低減することができる。
【００３８】
図６は本実施の形態において採用されるパルス電流Ｉｍ、巻き線に流れる電流Ｉの関係を示すグラフである。インバータ１５の制御により、パルス電流Ｉｍにおいて隣接するパルス間の間隔Ｔjは一定ではない。但し推定期間における間隔Ｔjの平均値はＴ＝１／ｆに設定される。推定期間におけるパルス電流Ｉｍのパルスの個数をＮとすると、ｊについての１から（Ｎ−１）迄の総和ΣＴjを（Ｎ−１）で除した値が１／ｆに等しく設定されつつ、間隔Ｔjはランダムに設定される。換言すれば、長さＴのある期間においてパルス電流Ｉｍが流れる期間の相対的な位置がランダムに設定されて、上記長さＴの期間が繰り返される。但し、パルス幅ｔｐ＝Ｔ・Ｄ＝Ｄ／ｆで一定である。
【００３９】
このようなパルス電流Ｉｍを採用することにより、巻き線に流れる電流Ｉの変動、ひいては磁歪の発生が周期的にはならず、騒音を低減することができる。しかも間隔Ｔjとパルス幅ｔｐとが上記の関係を有しているので、推定期間全体としてみれば、Ｘ＝Ｄ／（ｆτ）の値を大きくし、推定の精度を高めることができる。換言すれば、推定期間におけるパルス電流のパルス間の間隔Ｔjの平均値の逆数を、パルス電流の周波数ｆとして第１の実施の形態を適用することができる。
【００４０】
図７は本実施の形態において採用されるパルス電流Ｉｍ、巻き線に流れる電流Ｉの他の関係を示すグラフである。インバータ１５の制御により、パルス電流Ｉｍにおいて採用されるパルス幅変調の周期Ｔkは一定ではない。但し推定期間における周期Ｔkの平均値は１／ｆに設定される。推定期間におけるパルス電流Ｉｍのパルスの個数をＮとすると、ｋについての１からＮ迄の総和ΣＴkをＮで除した値が１／ｆに等しく設定されつつ、周期Ｔkはランダムに設定される。換言すれば、周期Ｔkのある期間においてパルス電流Ｉｍが流れる期間の相対的な位置がランダムに設定されて、かつ周期Ｔkの大きさが更新されその期間が繰り返される。但し、パルス幅変調の周期Ｔkにおいてパルス幅ｔp,k＝Ｔk・Ｄの関係がある。
【００４１】
このようなパルス電流Ｉｍを採用することにより、巻き線に流れる電流Ｉの変動、ひいては磁歪の発生が周期的にはならず、騒音を低減することができる。しかも周期Ｔkとパルス幅ｔp,kとが上記の関係を有しているので、推定期間全体としてみれば、Ｘ＝Ｄ／（ｆτ）の値を大きくし、推定の精度を高めることができる。換言すれば、推定期間におけるパルス電流のパルス幅変調の周期Ｔkの平均値の逆数を、パルス電流の周波数ｆとして第１の実施の形態を適用することができる。
【００４２】
上記の説明ではインバータ１５に供給するパルス電流Ｉｍに着目して説明を行ってきたが、これはインバータ１５のスイッチングに起因して流れる。従って、上記の説明においてパルス電流Ｉｍが流れる期間はインバータ１５のスイッチングによって導通する期間と読み替えることもできる。
【００４３】
【発明の効果】
この発明の第１の態様にかかる予熱電流の制御方法、この発明の第９の態様にかかる予熱付与装置によれば、非推定期間においては電流を推定する精度が低くても騒音を小さくし、推定期間においては騒音が大きくても電流を推定する精度を高くする制御を行うことにより、騒音を低減し、かつ当該電流の大きさを正確に推定することができる。
【００４４】
この発明の第２の態様にかかる予熱電流の制御方法によれば、モータの温度を正確に推定するのに好適である。
【００４５】
この発明の第３の態様にかかる予熱電流の制御方法によれば、モータ（３０）に与える実効的な電圧が等しくでき、予熱温度をより正確に推定することができる。
【００４６】
この発明の第４の態様又は第５の態様にかかる予熱電流の制御方法によれば、リンギングの影響を除去して電流（Ｉ）を与える制御を適切に行うことができる。
【００４７】
この発明の第６の態様にかかる予熱電流の制御方法によれば、推定期間の騒音を低減することができる。
【００４８】
この発明の第７の態様にかかる予熱電流の制御方法によれば、モータ（３０）が回転することなく予熱を受けるので、予熱を発生させるために軸受けが摩耗するという、目的が相反する現象を回避できる。
【００４９】
この発明の第８の態様にかかる予熱電流の制御方法によれば、潤滑油である冷凍機油に冷媒が溶けて冷凍機油の濃度が低下した状態でモータが回転し、当該軸受けが摩擦により焼き付くという事態を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかる予熱電流の制御方法が適用される回路を示す回路図である。
【図２】パルス電流Ｉｍと電圧降下Ｖｍの関係を示すグラフである。
【図３】パルス電流Ｉｍと電圧降下Ｖｍの関係を示すグラフである。
【図４】モータ電流の実測値と出力Ｖａとの関係を示すグラフである。
【図５】パルス電流Ｉｍと電流Ｉとの関係を示すグラフである。
【図６】パルス電流Ｉｍと電流Ｉとの関係を示すグラフである。
【図７】パルス電流Ｉｍと電流Ｉとの関係を示すグラフである。
【符号の説明】
１５  インバータ
２０  制御回路
３０  モータ
Ｉ  （巻き線に流れる）電流
Ｉｍ  パルス電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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