(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第一周波数における第一動作モードと第二周波数における第二動作モードとを有する通信システムにおける送信回路用の変換ループ変調器であって、
変調される情報を表わす少なくとも１個の入力信号を受信し、フィードバック信号を受信し、前記入力信号および前記フィードバック信号に応答する中間変調信号を生成するための入力変調手段と、
前記中間変調信号およびＦLOの周波数の基準信号を受信し、前記中間変調信号に応答するＦOUTの周波数の出力送信信号を生成するための比較器手段であって、ｍにより除算する関数を有する第一周波数分周装置と、ｎにより除算する関数を有する第二周波数分周装置と、を備え、前記第一動作モードにおいてはＦLO＝ＦOUT／（１＋ｍ／ｎ）であり前記第二動作モードにおいてはＦLO＝ＦOUT／（１−ｍ／ｎ）である比較器手段と、
前記出力送信信号と、前記基準信号と、さらに前記入力変調手段に接続されていて、前記出力送信信号および前記基準信号に応答する前記フィードバック信号を生成するためのフィードバック回路を含むことを特徴とする変換ループ変調器。
【請求項２】
前記変換ループ変調器はさらに、前記基準信号を生成するための基準ループ変調器を含むことを特徴とする、請求項１に記載の変換ループ変調器。
【請求項３】
前記変換ループ変調器において、前記基準ループ変調器は分数ｎ周波数シンセサイザを含むことを特徴とする、請求項２に記載の変換ループ変調器。
【請求項４】
前記変換ループ変調器において、前記第二周波数分周装置の入力ポートは前記基準信号に接続され、前記第二周波数分周装置の出力ポートは位相比較装置に接続されていることを特徴とする、請求項１に記載の変換ループ変調器。
【請求項５】
前記変換ループ変調器において、前記第一周波数分周装置の入力ポートは前記中間変調信号に接続され、前記第一周波数分周装置の出力ポートは位相比較装置に接続されていることを特徴とする、請求項１に記載の変換ループ変調器。
【請求項６】
前記変換ループ変調器において、前記フィードバック回路は、前記出力送信信号に接続された第一入力ポートと、前記基準信号に接続された第二入力ポートと、前記フィードバック信号に接続された出力ポートを含むミキサ装置を含むことを特徴とする、請求項１に記載の変換ループ変調器。
【請求項７】
前記変換ループ変調器において、前記基準信号は前記ミキサ装置に直接接続されていることを特徴とする、請求項６に記載の変換ループ変調器。
【請求項８】
第一周波数における第一動作モードと第二周波数における第二動作モードとを有する通信システムにおける送信回路用の変換ループ変調器であって、
変調される情報を表わす少なくとも１個の入力信号を受信し、フィードバック信号を受信し、前記入力信号および前記フィードバック信号に応答する直交変調信号を生成するための直交変調手段と、
前記直交変調信号およびＦLOの周波数を有する基準信号を受信し、前記直交変調信号および前記基準信号に応答する位相比較器信号を生成するための位相比較器手段であって、ｍにより除算する関数を有する第一周波数分周装置と、ｎにより除算する関数を有する第二周波数分周装置と、を備える位相比較器手段と、
前記位相比較器信号を受信し、前記位相比較器信号に応答する出力送信信号を生成するための発振器手段であって、前記出力送信信号が、前記第一動作モードにおいてはＦLO＝ＦOUT／（１＋ｍ／ｎ）であり前記第二動作モードにおいてはＦLO＝ＦOUT／（１−ｍ／ｎ）である周波数ＦOUTをもつ、発振器手段と、
前記出力送信信号と、前記基準信号と、さらに前記直交変調手段に接続されていて、前記出力送信信号および前記基準信号に応答する前記フィードバック信号を生成するためのフィードバック回路を含むことを特徴とする変換ループ変調器。
【請求項９】
前記変換ループ変調器はさらに、前記基準信号を生成するための基準ループ変調器を含むことを特徴とする、請求項８に記載の変換ループ変調器。
【請求項１０】
前記変換ループ変調器において、前記基準ループ変調器は分数ｎ周波数シンセサイザを含むことを特徴とする、請求項９に記載の変換ループ変調器。
【請求項１１】
前記変換ループ変調器において、前記第二周波数分周装置の入力ポートは前記基準信号に接続され、前記第二周波数分周装置の出力ポートは位相比較装置に接続されていることを特徴とする、請求項８に記載の変換ループ変調器。
【請求項１２】
前記変換ループ変調器において、前記第一周波数分周装置の入力ポートは前記中間変調信号に接続され、前記第一周波数分周装置の出力ポートは位相比較装置に接続されていることを特徴とする、請求項８に記載の変換ループ変調器。
【請求項１３】
前記変換ループ変調器において、前記フィードバック回路は、前記出力送信信号に接続された第一入力ポートと、前記基準信号に接続された第二入力ポートと、前記フィードバック信号に接続された出力ポートを含むミキサ装置を含むことを特徴とする、請求項８に記載の変換ループ変調器。
【請求項１４】
前記変換ループ変調器において、前記基準信号は前記ミキサ装置に直接接続されていることを特徴とする、請求項１３に記載の変換ループ変調器。
【請求項１５】
第一周波数における第一動作モードと第二周波数における第二動作モードとを有する通信システムにおける送信回路用の変換ループ変調器であって、
変調される情報を表わす少なくとも１個の入力信号を受信し、フィードバック信号を受信し、前記入力信号および前記フィードバック信号に応答する直交変調信号を生成するための直交変調手段と、
前記直交変調信号を受信し、前記直交変調信号に応答する第一周波数分周信号を生成するための第一周波数分周手段であって、ｍにより除算する関数を可能にする第一周波数分周手段と、
ＦLOの周波数を有する基準信号を受信し、前記基準信号に応答する第二周波数分周信号を生成するための第二周波数分周手段であって、ｎにより除算する関数を可能にする第二周波数分周手段と、
前記第一周波数分周信号および前記第二周波数分周信号を受信し、前記第一および第二周波数分周信号に応答する位相比較器信号を生成するための位相比較器手段と、
前記位相比較器信号を受信し、前記位相比較器信号に応答する、前記第一動作モードにおいてはＦLO＝ＦOUT／（１＋ｍ／ｎ）であり、前記第二動作モードにおいてはＦLO＝ＦOUT／（１−ｍ／ｎ）であるＦOUTの周波数をもつ出力送信信号を生成するための発振器手段と、
前記出力送信信号と、前記基準信号と、さらに前記直交変調手段に接続されていて、前記出力送信信号および前記基準信号に応答する前記フィードバック信号を生成するためのフィードバック回路を含むことを特徴とする変換ループ変調器。
【請求項１６】
前記変換ループ変調器はさらに、前記基準信号を生成するための基準ループ変調器を含むことを特徴とする、請求項１５に記載の変換ループ変調器。
【請求項１７】
前記変換ループ変調器において、前記第一動作モードにおける出力送信信号の周波数は約１８００ＭＨｚであることを特徴とする、請求項１５に記載の変換ループ変調器。
【請求項１８】
前記変換ループ変調器において、前記第二動作モードにおける出力送信信号の周波数は約９００ＭＨｚであることを特徴とする、請求項１５に記載の変換ループ変調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線周波数通信システム用の送信器の分野に関し、特に定常包絡線変調システムを含む送信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信システムがますます普及するにつれて、より安価でしかもスペクトル的に明瞭な、定常（コンスタント：constant）包絡線（エンベロープ：envelope）変調システムを備えた無線周波数（ＲＦ）送信器に対する要求が高まっている。高品質ＲＦ送信器は通常、比較的高価なコンポーネントを含んでいる。例えば、表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ等の帯域通過フィルタは優れた性能を示すが、比較的高価である。また多くの用途において、より電力消費の小さい送信器が求められている。送信器はまた、移動通信用グローバルシステム（ＧＳＭ）やデジタルセルラーシステム（ＤＣＳ）等、複数の変調方式のいずれにも対応できることが望ましい。
【０００３】
変換（トランスレーション：translation）ループ変調器を含む定常包絡線変調システムは、比較的安価にフィルタリングが行なえる回路を提供することで知られる。変換ループ変調器は一般に、送信アンテナに接続された出力発振器と通信するフィードバックループを含む。与えられた中心周波数に出力信号がロックされる可能性があるため、フィードバックループは回路自身が帯域通過フィルタリングを行なうことを許す。
【０００４】
従来方式の変換ループ変調システムを図１に示す。システム１０は直交位相変調回路１２、位相比較器回路１４、出力アンテナ（図示せず）に接続された電圧制御発振器（ＶＣＯ）１６、フィードバックカプラ１７、およびフィードバック経路１８を含む。変調および伝送される情報を表わす入力信号を直交位相変調器のＩおよびＱチャネルに印加することができる。基準信号の位相や角度を調整するために入力信号を変調することができる。この位相情報は位相比較器回路１４により電圧信号に変換され、その電圧信号は続いてＶＣＯ１６により周波数信号に変換される。フィードバック経路１８はＶＣＯ１６を与えられた中心周波数に同期（ロック）させるためのフェーズロックループを提供する。
【０００５】
従来より送信回路は、システムに入り込むスプリアス信号（例：雑信号だけでなく調波（高調波：harmonics）も）の発生を抑えるように設計すべきであることが知られている。特定の状況下で、あるスプリアス信号の発生源を予測することは極端に難しく、またそれをシミュレーションするのはほとんど不可能である。この問題に対処するために、図１に示す送信器回路は、対象とする帯域からあらゆるノイズを除去するように周波数プランが調整できるように柔軟に設計すべきであると従来考えられてきた。
【０００６】
例えば、特定の状況下で、回路を修正する最も簡単な方法は、位相比較器回路内の電圧制御発振器２０またはフィードバック経路内の電圧制御発振器２２のどちらかの周波数を調整することであろう。２個の別々の発振器を利用することにより、それぞれ互いに独立に調整できるため、ノイズを削減するための調整が容易になる。さらに、調和振動関係にならないよう周波数を選択できるため、発振器が調波スプリアス信号を生成する可能性が最小限に抑えられる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし残念なことに、ある種の発信器はかなり高価である。例えば、シンセサイザで構成されるある種の発振器回路は非常に安定した出力信号を生成するが、比較的高価である。比較的高価なフィルタの使用を避けることも求められている。
【０００８】
従って、安価でしかも効率的な定常包絡線変調システムが求められている。さらに、スペクトル的に効率が良く、しかも製造コストが小さい変換ループ変調器が求められている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、比較的安価でしかもスペクトル的に明瞭な性能を発揮する変換ループ変調器を提供する。一実施の形態において、１個のＶＣＯのみを用いて、フィードバック経路用および位相比較器回路用の両方の基準信号を生成する、本発明の変換ループ変調器は、変調した情報を表わす少なくとも１個の入力信号を受信する入力変調装置を含む。入力変調装置はまた、フィードバック信号を受信し、入力信号およびフィードバック信号に応答する中間変調信号を生成する。変調器はまた、中間変調信号および基準信号を受信し、中間変調信号および基準信号に応答する出力送信信号を生成する比較装置を含む。変調器はまた、出力送信信号および基準信号に接続されたフィードバック回路を含む。フィードバック回路はまた、入力変調装置に接続されていて、出力送信信号および基準信号に応答するフィードバック信号を生成する。
【００１０】
上記の詳細説明は添付図面を参照することにより、さらによく理解されよう。
【００１１】
【発明の実施の形態】
図２に示すように、本発明の実施の形態のシステム３０は、２個のミキサ３２、３４を含む直交ミキサ回路、位相シフト（移相）装置３６、加算装置３８、および帯域通過フィルタ４０を含む。第一のミキサ３２への一つの入力信号はＩチャネル（または同相（インフェーズ：In-Phase）チャネル）入力変調信号であり、もう一方は位相シフトを伴なわないフィードバック信号６４である。ミキサ３２の出力信号は加算装置３８に接続されている。第二のミキサ３４への一つの入力信号はＱチャネル（または直交チャネル）入力変調信号であり、もう一方は位相シフト装置３６が生成した位相シフトフィードバック信号である。他の実施の形態において、位相シフトのさまざまな組合わせを用いて入力信号の直交変調を実現することができる。ミキサ３４の出力とミキサ３２の出力を加算装置３８で組み合わせて合成信号を生成することができる。この合成信号は帯域通過フィルタ４０によりフィルタリングされて直交変調信号が生成される。直交変調信号は位相比較器回路に接続される。
【００１２】
図２に示す実施の形態の位相比較器回路は、周波数ｍ分周器４２、位相比較装置４４、周波数ｎ分周器４６、および低域通過フィルタ４８を含む。直交変調信号は周波数ｍ分周器４２に入力される。位相比較装置は周波数ｍ分周器４２の出力から1個の入力を受信し、周波数ｎ分周器４６の出力からもう1個の入力を受信する。位相比較装置４４の出力は低域通過フィルタ４８に接続されていて、低域通過フィルタ４８の出力は出力ＶＣＯ５０に接続されている。ＶＣＯ５０は送信器出力信号を生成し、また電力増幅器（図示せず）およびアンテナ（図示せず）に接続されている。
【００１３】
図に示すように、ＶＣＯ５０の出力信号経路内に配置されたカプラ５１によりフィードバック信号がフィードバック回路に送られる。フィードバック回路は逓減（ダウンコンバータ）ミキサ５２および帯域通過フィルタ５４を含む。逓減ミキサ５２の一つの入力は出力ＶＣＯ５０の出力信号であり、もう一方の入力信号は局部発振器信号５６である。逓減ミキサ５２の出力は帯域通過フィルタ５４に接続されていて、帯域通過フィルタ５４の出力はフィードバック信号６４を与える。逓減ミキサ５２の機能は、ループ内でさらに処理するために、出力信号の周波数を中間周波数に変換することである。
【００１４】
逓減ミキサ５２に入力された局部発振器信号５６はまた、周波数ｎ分周器４６に入力される。一実施の形態において、この信号５６は、分数ｎ周波数シンセサイザ５８、ループフィルタ６０、およびＶＣＯ６２により生成され、これらすべてはフィードバックループ構成の中で接続されている。特に、分数ｎ周波数シンセサイザの出力は帯域通過フィルタ経由でＶＣＯ６２に接続されている。ＶＣＯ６２の出力は局部発振器信号５６を生成し、この出力信号は分数ｎ周波数シンセサイザへフィードバックされる。従って本発明は、１個のＶＣＯのみがフィードバック回路内の位相比較器回路と逓減ミキサの両方に発振器信号を送るようにする。これは構成要素を慎重に選択することで実現される。
【００１５】
上記回路により、送信器出力信号（ＲＦOUT）は局部発振器の周波数に関係するようにできる。特に、発明者らはミキサの高側と低側の出力（積）に関心があり、それが逓減器（ダウンコンバータ）である故に、差分出力（ミキサのプロダクトとしての差）ＩＦ＝｜ＲＦ−ＬＯ｜に注目する。従ってＧＳＭの場合、ＲＦLO／ｎ＝（ＲＦLO−ＲＦOUT）／ｍであり、ここにＲＦLO−ＲＦOUTは高側差分出力である。ＲＦOUTについて解いたＲＦOUT＝ＲＦLO（１−ｍ／ｎ）からＲＦLO＝ＲＦOUT／（１−ｍ／ｎ）を得る。ＤＣＳの場合、ＲＦLO／ｎ＝（ＲＦOUT−ＲＦLO）／ｍであり、ここにＲＦOUT−ＲＦLOは低側差分出力である。ＲＦOUTについて解いたＲＦOUT＝ＲＦLO（１＋ｍ／ｎ）からＲＦLO＝ＲＦOUT／（１＋ｍ／ｎ）を得る。ｍとｎの値は、送信器出力信号がＧＳＭの場合９００ＭＨｚ、ＤＣＳの場合１８００ＭＨｚ付近となるように選ばれてよい。これはＤＣＳの場合ＲＦOUT＝ＲＦLO＋ＲＦIF、ＧＳＭの場合ＲＦOUT＝ＲＦLO−ＲＦIFであることにより成り立つ。ここに、ＲＦIFは、直交変調器へのフィードバック信号である中間周波数信号の周波数である。
【００１６】
動作過程において、位相比較器４４の出力は、同一周波数の２個の入力信号間の位相差に応答する直流電圧を与える。例えば、位相比較器４４への入力信号のそれぞれの周波数は２２５ＭＨｚであってよい。ｍ＝２かつｎ＝６であるならば、周波数ｍ分周器４２への入力信号の周波数は４５０ＭＨｚ、周波数ｎ分周器４６への入力信号の周波数は１３５０ＭＨｚでなければならない。ＧＳＭの場合、送信発振器が生成した出力信号の周波数は９００ＭＨｚとなる。この信号は送信器アンテナ（図示せず）へ出力される。これらの値ｍ、ｎについて、ＧＳＭの場合ＲＦLO＝３／２ＲＦOUT、ＤＣＳの場合ＲＦLO＝３／４ＲＦOUTである。
【００１７】
出力信号はまた、Ｒ入力として逓減ミキサ５２に接続されている。局部発振器入力信号の周波数は１３５０ＭＨｚとなる。ミキサは２個の入力信号の周波数の差および和の周波数を有する信号を生成するため、ミキサ５２の出力は２個の信号を生成し、そのうち１個の周波数は２２５０ＭＨｚ、もう１個の周波数は４５０ＭＨＺである。例えば、２個の正弦関数の積ｓｉｎ（α）×ｓｉｎ（β）は１／２ｃｏｓ（α−β）−１／２ｃｏｓ（α＋β）に等しい。従って出力側で生成された２個の周波数はＦ1＋Ｆ2およびＦ1−Ｆ2となる。２２５０ＭＨｚの信号はフィルタ５４でフィルタリングされ、直交変調器回路は周波数４５０ＭＨｚのフィードバック信号を受信する。
【００１８】
ＩおよびＱを制御することにより、ｍ分周器４２に入力された４５０ＭＨｚ信号の位相（または角度）を正確に制御することができる。例えば、Ｑ入力に０ボルト、Ｉ入力に１ボルトを印加すると、分周器回路に送られる信号は角度が０度の４５０ＭＨｚ信号となる。Ｑ入力に０ボルト、Ｉ入力に−１ボルトを印加すると、直交出力信号は角度が１８０度の４５０ＭＨｚ信号となる。Ｑ入力に１ボルト、Ｉ入力に０ボルトを印加すると、出力信号は角度が９０度の４５０ＭＨｚ信号となる。Ｑ入力に−１ボルト、Ｉ入力に０ボルトを印加すると、出力信号は角度が−９０度の４５０ＭＨｚ信号となる。ＩおよびＱ入力を構成することにより、４５０ＭＨｚ信号の角度を完全に調整することができる。
【００１９】
従って直交変調器はＲＦ出力信号の変調を行なう。位相比較器の出力は入力信号同士の差の周波数を有する信号だけでなく、入力信号の和の周波数を有する信号を生成する。和周波数（４５０ＭＨｚ）の信号はフィルタ４８でフィルタリングされ、直流信号（０ＭＨｚ）が電圧制御発振器へ入力され、同発振器は次いでアンテナ向けに出力信号を生成する。フィルタ４８はまた、システム内で発生する可能性がある他のあらゆるノイズをフィルタリングすることが特に重要な機能である。
【００２０】
ＶＣＯ６２を適当に選択することにより、フィルタ４０、４８、５４、および周波数分周器４２、４６の値、ならびに変換ループ変調器回路が本発明の目的を達成すべく提供される。他の実施の形態において、ｍとｎの値は異なっていてもよい。本発明により、性能特性を特段劣化させることなく、変換ループ変調器回路内で発振器を１個取り除くことができる。
【００２１】
図３に示すように、本発明の変換ループ変調器を含む送信器／受信器システムは分数ｎ周波数シンセサイザ７０、低域通過ループフィルタ７２、および出力が局部発振器信号７６であるＶＣＯ７４を含む。図に示すように、局部発振器信号７６は分数ｎ周波数シンセサイザへフィードバックされ、発振器回路のフィードバック経路内のダウンコンバータミキサ８０へ入力され、位相比較器の周波数ｎ分周器８２へ入力される。位相比較器部はまた、周波数ｍ分周器８４、位相比較器兼チャージポンプ装置８６、および帯域通過フィルタ８８を含む。
【００２２】
フィルタ８８の出力は一対のＶＣＯ９０、９２に接続され、それぞれ次に増幅器９４、９６に接続され、最終的には出力アンテナに接続されている。発振器出力を各出力経路間で交換することにより２種類の送信標準で動作することができる。選択される２種の送信標準は、例えばＧＳＭとＤＣＳ等、各種の標準のどれでもよい。
【００２３】
フィードバック経路はＶＣＯ対９０、９２のいずれか一方の出力からの入力信号を交互に受信するマッチングまたはスイッチング装置を含む。装置１００の出力は逓減ミキサ８０への入力として送られる。ミキサ８０の出力は帯域通過フィルタ１０２経由で直交変調器要素へフィードバック信号として接続されている。図に示すように、直交変調器要素はＩおよびＱチャネルミキサ１０４、１０６、位相シフト装置１０８、加算装置１１０、および帯域通過フィルタ１１２を含む。
【００２４】
図３の変換ループ変調器の動作は、図２に示す実施の形態を参照しながら述べた動作と同様である。しかし、図３のシステムの局部発振器出力信号７６はまた、図３のシステム受信器回路にも送られる。特に、局部発振器信号７６は周波数分周器１１４（例：３分割）経由で、ミキサ１１６、別の周波数分周器１１８（例；４分割）、ＶＣＯ１２０、および低域通過ループフィルタ１２２を含む発振器ループに接続されている。ＶＣＯ１２０の出力はまた、２個の信号受信経路のそれぞれに、例えば１個がＧＳＭ、もう１個がＤＣＳシステムという具合に接続されている。
【００２５】
アンテナ９８からの第一の信号受信経路は、帯域通過フィルタ１２４（例：ＳＡＷ）および増幅器１２６経由で、一対のミキサ１２８、１３０を含む直交復調回路と、例えばＶＣＯ１２０発振器信号の０度および９０度位相シフトを行なう位相シフト装置１３２に接続されている。アンテナ９８からのその他の信号経路も同様に一対のミキサ１３８、１４０に接続される帯域通過フィルタ１３４（例：ＳＡＷ）および増幅器１３６を含む。第二の信号経路の直交要素は、ＶＣＯ１２０の発振器信号を２分周した周波数を有する信号を各ミキサ１３８、１４０に提供する周波数分周器１４２（例：２分割）を含む。
【００２６】
ミキサ１２８、１３８の出力は、位相比較器１４４へ送られ、同比較器は低域通過フィルタ１４６経由で増幅器１４８に接続されてＩチャネル受信器出力を提供する。ミキサ１３０、１４０の出力は位相比較器１５０へ送られ、同比較器は低域通過フィルタ１５２経由で増幅器１５４に接続されてＱチャネル受信器出力を提供する。
【００２７】
動作過程において、発振器７４が生成した基準信号は送信器の位相比較器回路、送信器のダウンコンバータミキサ、および受信器回路の周波数分周器１１４へ送られる。ループ発振器回路は基準信号を用いて、受信器回路の直交復調器向けの受信器基準信号を生成する。図に示すように、受信器基準信号は、Ｉチャネル信号を生成するために０度および９０度の位相シフトを受けて用いられ、Ｑチャネル信号を生成するために周波数分周器１４２と合わせて用いられる。
【００２８】
本発明の概念と範囲から逸脱すること無く、上記の実施の形態にさまざまな変更や改良を加えることが可能であることを当業者は理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【図１】  従来方式の変換ループ変調器の機能ブロック図である。
【図２】  本発明による変換ループ変調器の一実施の形態の機能ブロック図である。
【図３】  本発明の別の実施の形態による変換ループ変調器を組み込んだ送受信システムの機能ブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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