(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のＰＮ符号により拡散された第１の信号と第２のＰＮ符号により拡散された第２の信号とが互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペクトラム拡散信号を受信し、上記受信信号を直交検波し、上記直交検波出力に複素共役を乗算して上記第１及び第２の信号の逆拡散出力を得るようにした受信装置において、
上記受信信号を直交検波して得られる第１の検波信号を所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱う第１のアナログ／ディジタル変換器と、
上記受信信号を直交検波して得られる第２の検波信号を所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱う第２のアナログ／ディジタル変換器と、
上記第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と上記第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第１の信号の復調出力を得るための第１の経路に出力する第１の選択手段と、
上記第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と上記第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第２の信号の復調出力を得るための第２の経路に出力する第２の選択手段と、
第１のＰＮ符号を発生する第１のＰＮ符号発生手段と、
第２のＰＮ符号を発生する第２のＰＮ符号発生手段と、
上記第１の経路において上記第１の選択手段の出力と上記第２のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第１のＥＸ−ＯＲゲートと、
上記第２の経路において上記第２の選択手段の出力と上記第１のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第２のＥＸ−ＯＲゲートと、
上記第１のＰＮ符号発生手段からの第１のＰＮ符号と上記第２のＰＮ信号発生手段からの第２のＰＮ符号とが等しいかどうかに応じて上記第１及び第２の選択手段を切り替える選択制御手段とを備え、
上記第１のＥＸ−ＯＲゲート及び上記第２のＥＸ−ＯＲゲートの出力から上記第１及び第２の信号の逆拡散出力を得る、
ことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
第１のＰＮ符号により拡散された第１の信号と第２のＰＮ符号により拡散された第２の信号とが互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペクトラム拡散信号を受信し、上記受信信号を直交検波し、上記直交検波出力に複素共役を乗算して上記第１及び第２の信号の逆拡散出力を得るようにした受信装置において、
上記受信信号を直交検波して得られる第１の検波信号を所定量シフトさせて１の補数として扱う第１のアナログ／ディジタル変換器と、
上記受信信号を直交検波して得られる第２の検波信号を所定量シフトさせて１の補数として扱う第２のアナログ／ディジタル変換器と、
上記第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と上記第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第１の信号の復調出力を得るための第１の経路に出力する第１の選択手段と、
上記第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と上記第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第２の信号の復調出力を得るための上記第２の経路に出力する第２の選択手段と、
第１のＰＮ符号を発生する第１のＰＮ符号発生手段と、
第２のＰＮ符号を発生する第２のＰＮ符号発生手段と、
上記第１の経路において上記第１の選択手段の出力と上記第２のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第１のＥＸ−ＯＲゲートと、
上記第２の経路において上記第２の選択手段の出力と上記第１のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第２のＥＸ−ＯＲゲートと、
上記第１のＰＮ符号発生手段からの第１のＰＮ符号と上記第２のＰＮ信号発生手段からの第２のＰＮ符号とが等しいかどうかに応じて上記第１及び第２の選択手段を切り替える選択制御手段とを備え、
上記第１のＥＸ−ＯＲゲート及び上記第２のＥＸ−ＯＲゲートの出力から上記第１及び第２の信号の逆拡散出力を得る、
ことを特徴とする受信装置。
【請求項３】
上記アナログ／ディジタル変換器は、検波信号のアナログ信号の受信レベル「０」が、ディジタル信号「００００」と「１１１１」との間にあるとして扱う、
ことを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。
【請求項４】
上記第１のＥＸ−ＯＲゲート及び上記第２のＥＸ−ＯＲゲートの出力信号である、チップをシンボルに変換するアキュムレータと、
アキュムレートをする際に所定のデータを付加する補正回路を設ける
ことを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。
【請求項５】
第１のＰＮ符号により拡散された第１の信号と第２のＰＮ符号により拡散された第２の信号とが互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペクトラム拡散信号を受信し、上記受信信号を直交検波し、上記直交検波出力に複素共役を乗算して上記第１及び第２の信号の逆拡散出力を得るようにした受信方法において、
上記受信信号を直交検波して得られる第１の検波信号を第１のアナログ／ディジタル変換器により所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱い、
上記受信信号を直交検波して得られる第２の検波信号を第２のアナログ／ディジタル変換器により所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱い、
第１の選択手段によって上記第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と上記第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第１の信号の復調出力を得るための第１の経路に出力し、
第２の選択手段によって上記第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と上記第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第２の信号の復調出力を得るための第２の経路に出力し、
第１のＥＸ−ＯＲゲートにより、上記第１の経路において上記第１の選択手段によって選択された出力信号と、第２のＰＮ符号との排他的論理和をとり、
第２のＥＸ−ＯＲゲートにより、上記第２の経路において上記第２の選択手段によって選択された出力信号と、上記第１のＰＮ符号との排他的論理和をとり、
上記第１のＰＮ符号と上記第２のＰＮ符号とが等しいかどうかに応じて、上記第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と上記第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号のどちらを出力するかを決定すると共に、上記第２の経路に上記第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と上記第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号のどちらを出力するかを決定し、
上記第１のＥＸ−ＯＲゲート及び上記第２のＥＸ−ＯＲゲートの出力から上記第１及び第２の信号の逆拡散出力を得る
ことを特徴とする受信方法。
【請求項６】
第１のＰＮ符号により拡散された第１の信号と第２のＰＮ符号により拡散された第２の信号とが互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペクトラム拡散信号を受信し、上記受信信号を直交検波し、上記直交検波出力に複素共役を乗算して上記第１及び第２の信号の逆拡散出力を得るようにした受信方法において、
上記受信信号を直交検波して得られる第１の検波信号を第１のアナログ／ディジタル変換器により所定量シフトさせて１の補数として扱い、
上記受信信号を直交検波して得られる第２の検波信号を第２のアナログ／ディジタル変換器により所定量シフトさせて１の補数として扱い、
第１の選択手段によって上記第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と上記第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第１の信号の復調出力を得るための第１の経路に出力し、
第２の選択手段によって上記第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と上記第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第２の信号の復調出力を得るための第２の経路に出力し、
第１のＥＸ−ＯＲゲートにより、上記第１の経路において上記第１の選択手段によって選択された出力信号と、上記第２のＰＮ符号との排他的論理和をとり、
第２のＥＸ−ＯＲゲートにより、上記第２の経路において上記第２の選択手段によって選択された出力と、上記第１のＰＮ符号との排他的論理和をとり、
上記第１のＰＮ符号と上記第２のＰＮ符号とが等しいかどうかに応じて、上記第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と上記第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号のどちらを出力するかを決定すると共に、上記第２の経路に上記第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と上記第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号のどちらを出力するかを決定し、
上記第１のＥＸ−ＯＲゲート及び上記第２のＥＸ−ＯＲゲートの出力から上記第１及び第２の信号の逆拡散出力を得る
ことを特徴とする受信方法。
【請求項７】
上記アナログ／ディジタル変換器は、検波信号のアナログ信号の受信レベル「０」が、ディジタル信号「００００」と「１１１１」との間にあるとして扱う、
ことを特徴とする請求項５または６記載の受信方法。
【請求項８】
上記第１のＥＸ−ＯＲゲート及び上記第２のＥＸ−ＯＲゲートの出力信号である、チップをシンボルに変換するアキュムレータと、
アキュムレートをする際に所定のデータを付加する補正回路を設ける
ことを特徴とする請求項５または６記載の受信方法。
【請求項９】
拡散符号により送信信号をスペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能とした携帯電話システムの端末装置において、
送信側では、第１のＰＮ符号により拡散された第１の信号と第２のＰＮ符号により拡散された第２の信号とを互いに直交する搬送波で変調するようにしてスペクトラム拡散し、受信側では、受信信号を直交検波し、上記直交検波出力に複素共役を乗算して上記第１及び第２の信号の逆拡散出力を得るようにしたものであり、
上記受信信号を直交検波して得られる第１の検波信号を所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱う第１のアナログ／ディジタル変換器と、
上記受信信号を直交検波して得られる第２の検波信号を所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱う第２のアナログ／ディジタル変換器と、
上記第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と上記第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第１の信号の復調出力を得るための第１の経路に出力する第１の選択手段と、
上記第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と上記第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第２の信号の復調出力を得るための第２の経路に出力する第２の選択手段と、
第１のＰＮ符号を発生する第１のＰＮ符号発生手段と、
第２のＰＮ符号を発生する第２のＰＮ符号発生手段と、
上記第１の経路において上記第１の選択手段の出力と上記第２のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第１のＥＸ−ＯＲゲートと、
上記第２の経路において上記第２の選択手段の出力と上記第１のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第２のＥＸ−ＯＲゲートと、
上記第１のＰＮ符号発生手段からの第１のＰＮ符号と上記第２のＰＮ信号発生手段からの第２のＰＮ符号とが等しいかどうかに応じて上記第１及び第２の選択手段を切り替える選択制御手段とを備え、
上記第１のＥＸ−ＯＲゲート及び上記第２のＥＸ−ＯＲゲートの出力から上記第１及び第２の信号の逆拡散出力を得るようにした携帯電話システムの端末装置。
【請求項１０】
拡散符号により送信信号をスペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能とした携帯電話システムの端末装置において、
送信側では、第１のＰＮ符号により拡散された第１の信号と第２のＰＮ符号により拡散された第２の信号とを互いに直交する搬送波で変調するようにしてスペクトラム拡散し、受信側では、受信信号を直交検波し、上記直交検波出力に複素共役を乗算して上記第１及び第２の信号の逆拡散出力を得るようにしたものであり、
上記受信信号を直交検波して得られる第１の検波信号を所定量シフトさせて１の補数として扱う第１のアナログ／ディジタル変換器と、
上記受信信号を直交検波して得られる第２の検波信号を所定量シフトさせて１の補数として扱う第２のアナログ／ディジタル変換器と、
上記第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と上記第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第１の信号の復調出力を得るための第１の経路に出力する第１の選択手段と、
上記第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と上記第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第２の信号の復調出力を得るための第２の経路に出力する第２の選択手段と、
第１のＰＮ符号を発生する第１のＰＮ符号発生手段と、
第２のＰＮ符号を発生する第２のＰＮ符号発生手段と、
上記第１の経路において上記第１の選択手段の出力と上記第２のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第１のＥＸ−ＯＲゲートと、
上記第２の経路において上記第２の選択手段の出力と上記第１のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第２のＥＸ−ＯＲゲートと、
上記第１のＰＮ符号発生手段からの第１のＰＮ符号と上記第２のＰＮ信号発生手段からの第２のＰＮ符号とが等しいかどうかに応じて上記第１及び第２の選択手段を切り替える選択制御手段とを備え、
上記第１のＥＸ−ＯＲゲート及び上記第２のＥＸ−ＯＲゲートの出力から上記第１及び第２の信号の逆拡散出力を得るようにした携帯電話システムの端末装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access ）方式のセルラ電話システムに用いて好適な受信装置及び受信方法、並びに携帯電話システムの端末装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、擬似ランダム符号を拡散符号として用いて送信信号の搬送波をスペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能にしたＣＤＭＡ方式のセルラ電話システムが注目されている。
【０００３】
ＣＤＭＡ方式では、通信方式として、スペクトラム拡散方式が用いられている。スペクトラム拡散方式では、送信時に、搬送波に対してＰＮ（Pseudorandom Noise）符号が乗じられ、搬送波がＰＮ符号により変調される。ＰＮ符号はランダム符号であるから、このように搬送波がＰＮ符号により変調を受けると、その周波数スペクトラムが広げられる。そして、受信時には、送信側と同一のＰＮ符号が乗じられる。受信時に、送信時と同一のＰＮ符号で、その位相が合致していると、逆拡散が行われる。
【０００４】
スペクトラム拡散方式では、受信時に信号を逆拡散するためには、そのパターンのみならず、その位相についても、送信側と同一のＰＮ符号が必要がある。したがって、ＰＮ符号のパターンや位相を変えることにより、多次元接続が可能となる。このように、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることにより多次元接続を可能にしたものがＣＤＭＡ方式と呼ばれている。
【０００５】
セルラ電話システムとして、従来より、ＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple Accesss ）方式やＴＤＭＡ（Time Division Multiple Accesss）方式が用いられている。ところが、ＦＤＭＡ方式やＴＤＭＡ方式では、利用者数の急激な増大に対して対処することが困難になってきている。
【０００６】
つまり、ＦＤＭＡ方式は、異なる周波数のチャンネルを用いて多次元接続を行うものであり、アナログ方式のセルラ電話システムでは、専ら、ＦＤＭＡ方式が用いられている。
【０００７】
ところが、ＦＤＭＡ方式では、周波数利用効率が悪く、利用者数の急激な増大に対して、チャンネル数が不足しがちである。チャンネル数を増大するために、チャンネル間隔を狭くすると、隣接チャンネルの影響が受けやすくなったり、音質の劣化が生じる。
【０００８】
ＴＤＭＡ方式は、送信データを時間圧縮することより、利用時間を分割し、同一の周波数を共有するようにしたもので、ＴＤＭＡ方式は、ディジタル方式のセルラ電話システムとして、現在、広く普及している。ＴＤＭＡ方式は、ＦＤＡＭ方式だけの場合に比べて、周波数利用効率が改善されるものの、チャンネル数には限界があり、利用者の急激な増大とともに、チャンネル数の不足が危惧されている。
【０００９】
これに対して、ＣＤＭＡ方式では、耐干渉性が優れており、隣接チャンネルの影響を受けにくい。このため、周波数利用効率が上がり、より多チャンネル化が図れる。
【００１０】
上述のように、スペクトラム拡散方式では、送信時に、例えばＢＱＰＳＫ（Balanced Quadrature Phase Shift Keying）変調されると共に、搬送波に対してＰＮ符号が乗じられ、スペクトラム拡散が行われる。そして、受信時には、送信側と同一のＰＮ符号を用いて、逆拡散が行われる。
【００１１】
図５は、ＢＱＰＳＫ変調で変調して拡散処理を行う場合の送信側の拡散処理を示すものである。図５において、入力端子１２０からの入力データは、ＩチャンネルとＱチャンネルのデータに分けられ、Ｉチャンネルのデータは乗算回路１２３に供給され、Ｑチャンネルのデータは乗算回路１２４に供給される。
【００１２】
乗算回路１２３には、ＰＮ符号発生回路１２１から、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩが供給される。乗算回路１２３で、入力端子１２０からのＩチャンネルのデータと、ＰＮ符号発生回路１２１からのＰチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとが乗算される。乗算回路１２３の出力が乗算回路１２７に供給される。
【００１３】
乗算回路１２４には、ＰＮ符号発生回路１２２から、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱが供給される。乗算回路１２４で、入力端子１２０からのデータと、ＰＮ符号発生回路１２２からのＱチャンネルののＰＮ符号ＰＮＱとが乗算される。乗算回路１２４の出力が乗算回路１２８に供給される。
【００１４】
信号発生回路１２５からの搬送波信号は、乗算回路１２７に供給されると共に、π／２移相回路１２６を介して、乗算回路１２８に供給される。乗算回路１２７で、乗算回路１２３の出力と、信号発生回路１２５からの搬送波信号とが乗算される。乗算回路１２８で、乗算回路２４の出力と、π／２遅延された信号発生回路１２５からの搬送波信号とが乗算される。
【００１５】
乗算回路１２７の出力及び乗算回路１２８の出力が加算回路１２９に供給される。加算回路１２９で、乗算回路１２７の出力と乗算回路１２８の出力とが加算される。加算回路１２９の出力が出力端子１３０から出力される。
【００１６】
このように、ＢＱＰＳＫ変調してスペクトラム拡散する場合には、送信側では、入力データが２つに分けられ、夫々にＰＮ符号発生回路１２１及び１２２からの異なるＰＮ符号ＰＮＩ及びＰＮＱが乗算される。
【００１７】
このように、ＢＱＰＳＫ変調され、スペクトラム拡散された信号を受信する場合、従来、図６に示すように、受信信号を直交検波してＩチャンネルの信号とＱチャンネルの信号を検波し、夫々に、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩ及びＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱを乗算するようにしている。
【００１８】
つまり、図６は、従来の受信時の逆拡散処理を示すものである。図６において、入力端子１５１からの受信信号は、乗算回路１５２に供給されると共に、乗算回路１５３に供給される。乗算回路１５２には、信号発生回路１５４の出力が供給される。信号発生回路１５４は、入力端子１５１からの受信信号の搬送波周波数と等しい周波数の信号を発生している。乗算回路１５３には、信号発生回路１５４から受信信号の搬送波周波数と等しい周波数の信号がπ／２遅延回路１５５を介して供給される。
【００１９】
これら乗算回路１５２、１５３、信号発生回路１５４、π／２遅延回路１５５により、準同期検波回路が構成される。この準同期検波回路により、乗算回路１５２の出力からＩチャンネルの信号が得られ、乗算回路１５３の出力からＱチャンネルの信号が得られる。乗算回路１５２の出力がローパスフィルタ１５６を介して乗算回路１５８に供給される。乗算回路１５３の出力がローパスフィルタ１５７を介して乗算回路１５９に供給される。
【００２０】
乗算回路１５８には、ＰＮ符号発生回路１６０から、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩが供給される。乗算回路１５９には、ＰＮ符号発生回路１６１から、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱが供給される。乗算回路１５８で、Ｉチャンネルのデータが逆拡散される。この逆拡散出力がローパスフィルタ１６２を介して出力端子１６３から出力される。乗算回路１５９で、Ｑチャンネルのデータが逆拡散される。この逆拡散出力がローパスフィルタ１６４を介して出力端子１６５から出力される。
【００２１】
このように、従来では、ＢＱＰＳＫ変調され、スペクトラム拡散されて送られてきた信号を受信する場合には、準同期検波回路で直交検波することにより受信信号が２つのチャンネルに分けられ、夫々にＰＮ符号発生回路１５８及び１５９からの異なるＰＮ符号ＰＮＩ及びＰＮＱが乗算され、逆拡散処理が行われている。ところが、このような処理では、送信時には全て実数平面で計算が行われているのに対して、受信時には準同期検波により複素数信号に変換されているため、厳密には、逆拡散は成立していない。
【００２２】
すなわち、送信側では、拡散は全て実数平面で計算が行われている。これに対して、受信側では、準同期検波により受信信号が直交検波され、複素信号に変換されている。したがって、実数であるＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩ及びＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱと、複素信号である準同期検波回路の出力とが乗じられる。このように、実数の信号と、複素数の信号とを乗じても、逆拡散は成立しない。
【００２３】
そこで、本願出願人は、受信側で、信号に複素共役を乗算して逆拡散を行うことを提案している。つまり、信号を全て複素数として考えると、拡散はＰＮＩとＰＮＱが複素乗算により信号に位相回転を与えたことに等しいと考えられる。このことから、逆拡散は、その位相回転を逆に回転させれば良い。
【００２４】
準同期検波後の出力信号を複素数として扱い、
Ｉ＋ｊＱ
とする。そして、逆拡散に用いるＰＮ系列を
ＰＮＩ＋ｊＰＮＱ
として、複素数で表現する。逆拡散は、位相を逆回転させることであるので、信号にＰＮ符号の複素共役を乗じれば良い。つまり、
（Ｉ＋ｊＱ）・（ＰＮＩ−ｊＰＮＱ）
＝（Ｉ・ＰＮＩ＋Ｑ・ＰＮＱ）＋ｊ（Ｑ・ＰＮＩ−Ｉ・ＰＮＱ）
を求めれば良い。
【００２５】
上式より、Ｉ信号及びＱ信号の逆拡散後の出力結果は、
Ｉ＿ＯＵＴ＝Ｉ・ＰＮＩ＋Ｑ・ＰＮＱ
Ｑ＿ＯＵＴ＝Ｑ・ＰＮＩ−Ｉ・ＰＮＱ
となる。
【００２６】
以上の計算を行えば、平衡ＱＰＳＫの逆拡散は完了する。したがって、上述の式の演算を行う回路を実現すれば、逆拡散が行えることになる。
【００２７】
図７は、上式に基づく演算により逆拡散を行えるようにした場合の構成を示すものである。
【００２８】
図７において、入力端子１７１からの受信信号は、乗算回路１７２に供給されると共に、乗算回路１７３に供給される。乗算回路１７２には、信号発生回路１７４の出力が供給される。乗算回路１７３には、信号発生回路１７４からの信号がπ／２遅延回路１７５を介して供給される。
【００２９】
これら乗算回路１７２、１７３、信号発生回路１７４、π／２遅延回路１７５により、準同期検波回路が構成される。この準同期検波回路により、乗算回路１７２の出力からＩチャンネルの信号が得られ、乗算回路１７３の出力からＱチャンネルの信号が得られる。
【００３０】
乗算回路１７２の出力がローパスフィルタ１７６を介して乗算回路１７８に供給されると共に、乗算回路１７９に供給される。乗算回路１７３の出力がローパスフィルタ１７７を介して乗算回路１８０に供給されると共に、乗算回路１８１に供給される。
【００３１】
ＰＮ符号発生回路１８２からは、ＰチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩが出力される。このＰＮ符号発生回路１８２の出力が乗算回路１７８に供給されると共に、乗算回路１８０に供給される。ＰＮ符号発生回路１８３からは、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱが出力される。このＰＮ符号発生回路１８３の出力が乗算回路１７９に供給されると共に、乗算回路１８１に供給される。
【００３２】
乗算回路１７８及び１８１の出力が加算回路１８４に供給される。加算回路１８４の出力がＩチャンネルの逆拡散出力として出力端子１８６から出力される。乗算回路１８０及び１７９の出力が減算回路１８５に供給される。減算回路１８５の出力がＱチャンネルの逆拡散出力として出力端子１８７から出力される。
【００３３】
このように、乗算回路１７２、１７３、信号発生回路１７４、π／２遅延回路１７５よりなる準同期検波回路で、受信信号がＩチャンネルの信号とＱチャンネルの信号とに分けられる。Ｉチャンネルの信号は、乗算回路１７８及び１７９に供給され、Ｑチャンネルの信号は、乗算回路１８０及び１８１に供給される。ＰＮ符号発生回路１８２からの符号ＰＮＩは乗算回路１７８及び乗算回路１８０に供給される。ＰＮ符号発生回路１８３からの符号ＰＮＱは乗算回路１７９及び乗算回路１８１に供給される。
【００３４】
したがって、Ｐチャンネルの受信信号をＰ、Ｑチャンネルの受信信号をＱとすると、乗算回路１７８からはＩ・ＰＮＩが出力され、乗算回路１８０からはＱ・ＰＮＩが出力され、乗算回路１７９からはＩ・ＰＮＱが出力され、乗算回路１８１からはＱ・ＰＮＱが出力される。
【００３５】
加算回路１８４により、乗算回路１７８の出力Ｉ・ＰＮＩと、乗算回路１８１の出力Ｑ・ＰＮＱとが加算される。加算回路１８４の出力
Ｉ・ＰＮＩ＋Ｑ・ＰＮＱ
がＩチャンネルの逆拡散出力として出力端子１８６から出力される。
【００３６】
減算回路１８５により、乗算回路１８０の出力Ｑ・ＰＮＩと、乗算回路１７９の出力Ｉ・ＰＮＱとが減算される。減算回路１８５の出力
Ｑ・ＰＮＩ−Ｉ・ＰＮＱ
がＱチャンネルの逆拡散出力として出力端子１８７から出力される。
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、図７に示すように、上式に基づいて、信号に複素共役を乗じて、逆拡散を行う構成とすると、少なくとも４つの乗算回路１７８〜１８１と、加算回路１８４及び減算回路１８５が必要になる。このように、加数の乗算回路が必要になるため、回路規模が大きくなるという問題が生じる。
【００３８】
したがって、この発明の目的は、信号に複素共役を乗じて、逆拡散を行えると共に、回路規模の縮小を図れるようにした受信装置及び受信方法、並びに携帯電話システムの端末装置を提供することにある。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
この発明は、第１のＰＮ符号により拡散された第１の信号と第２のＰＮ符号により拡散された第２の信号とが互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペクトラム拡散信号を受信し、受信信号を直交検波し、直交検波出力に複素共役を乗算して第１及び第２の信号の逆拡散出力を得るようにした受信装置において、
受信信号を直交検波して得られる第１の検波信号を所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱う第１のアナログ／ディジタル変換器と、
受信信号を直交検波して得られる第２の検波信号を所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱う第２のアナログ／ディジタル変換器と、
第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第１の信号の復調出力を得るための第１の経路に出力する第１の選択手段と、
第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第２の信号の復調出力を得るための第２の経路に出力する第２の選択手段と、
第１のＰＮ符号を発生する第１のＰＮ符号発生手段と、
第２のＰＮ符号を発生する第２のＰＮ符号発生手段と、
第１の経路において第１の選択手段の出力と第２のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第１のＥＸ−ＯＲゲートと、
第２の経路において第２の選択手段の出力と第１のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第２のＥＸ−ＯＲゲートと、
第１のＰＮ符号発生手段からの第１のＰＮ符号と第２のＰＮ信号発生手段からの第２のＰＮ符号とが等しいかどうかに応じて第１及び第２の選択手段を切り替える選択制御手段とを備え、
第１のＥＸ−ＯＲゲート及び第２のＥＸ−ＯＲゲートの出力から第１及び第２の信号の逆拡散出力を得る、
ことを特徴とする受信装置である。
また、この発明は、第１のＰＮ符号により拡散された第１の信号と第２のＰＮ符号により拡散された第２の信号とが互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペクトラム拡散信号を受信し、受信信号を直交検波し、直交検波出力に複素共役を乗算して第１及び第２の信号の逆拡散出力を得るようにした受信装置において、
受信信号を直交検波して得られる第１の検波信号を所定量シフトさせて１の補数として扱う第１のアナログ／ディジタル変換器と、
受信信号を直交検波して得られる第２の検波信号を所定量シフトさせて１の補数として扱う第２のアナログ／ディジタル変換器と、
第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第１の信号の復調出力を得るための第１の経路に出力する第１の選択手段と、
第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第２の信号の復調出力を得るための第２の経路に出力する第２の選択手段と、
第１のＰＮ符号を発生する第１のＰＮ符号発生手段と、
第２のＰＮ符号を発生する第２のＰＮ符号発生手段と、
第１の経路において第１の選択手段の出力と第２のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第１のＥＸ−ＯＲゲートと、
第２の経路において第２の選択手段の出力と第１のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第２のＥＸ−ＯＲゲートと、
第１のＰＮ符号発生手段からの第１のＰＮ符号と第２のＰＮ信号発生手段からの第２のＰＮ符号とが等しいかどうかに応じて第１及び第２の選択手段を切り替える選択制御手段とを備え、
第１のＥＸ−ＯＲゲート及び第２のＥＸ−ＯＲゲートの出力から第１及び第２の信号の逆拡散出力を得る、
ことを特徴とする受信装置である。
【００４０】
この発明は、第１のＰＮ符号により拡散された第１の信号と第２のＰＮ符号により拡散された第２の信号とが互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペクトラム拡散信号を受信し、受信信号を直交検波し、直交検波出力に複素共役を乗算して第１及び第２の信号の逆拡散出力を得るようにした受信方法において、
受信信号を直交検波して得られる第１の検波信号を第１のアナログ／ディジタル変換器により所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱い、
受信信号を直交検波して得られる第２の検波信号を第２のアナログ／ディジタル変換器により所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱い、
第１の選択手段によって第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第１の信号の復調出力を得るための第１の経路に出力し、
第２の選択手段によって第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第２の信号の復調出力を得るための第２の経路に出力し、
第１のＥＸ−ＯＲゲートにより、第１の経路において第１の選択手段によって選択された出力信号と、第２のＰＮ符号との排他的論理和をとり、
第２のＥＸ−ＯＲゲートにより、第２の経路において第２の選択手段によって選択された出力信号と、第１のＰＮ符号との排他的論理和をとり、
第１のＰＮ符号と第２のＰＮ符号とが等しいかどうかに応じて、第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号のどちらを出力するかを決定すると共に、第２の経路に第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号のどちらを出力するかを決定し、
第１のＥＸ−ＯＲゲート及び第２のＥＸ−ＯＲゲートの出力から第１及び第２の信号の逆拡散出力を得る
ことを特徴とする受信方法である。
また、この発明は、第１のＰＮ符号により拡散された第１の信号と第２のＰＮ符号により拡散された第２の信号とが互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペクトラム拡散信号を受信し、受信信号を直交検波し、直交検波出力に複素共役を乗算して第１及び第２の信号の逆拡散出力を得るようにした受信方法において、
受信信号を直交検波して得られる第１の検波信号を第１のアナログ／ディジタル変換器により所定量シフトさせて１の補数として扱い、
受信信号を直交検波して得られる第２の検波信号を第２のアナログ／ディジタル変換器により所定量シフトさせて１の補数として扱い、
第１の選択手段によって第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第１の信号の復調出力を得るための第１の経路に出力し、
第２の選択手段によって第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第２の信号の復調出力を得るための第２の経路に出力し、
第１のＥＸ−ＯＲゲートにより、第１の経路において第１の選択手段によって選択された出力信号と、第２のＰＮ符号との排他的論理和をとり、
第２のＥＸ−ＯＲゲートにより、第２の経路において第２の選択手段によって選択された出力と、第１のＰＮ符号との排他的論理和をとり、
第１のＰＮ符号と第２のＰＮ符号とが等しいかどうかに応じて、第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号のどちらを出力するかを決定すると共に、第２の経路に第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号のどちらを出力するかを決定し、
第１のＥＸ−ＯＲゲート及び第２のＥＸ−ＯＲゲートの出力から第１及び第２の信号の逆拡散出力を得る
ことを特徴とする受信方法である。
【００４１】
この発明は、拡散符号により送信信号をスペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能とした携帯電話システムの端末装置において、
送信側では、第１のＰＮ符号により拡散された第１の信号と第２のＰＮ符号により拡散された第２の信号とを互いに直交する搬送波で変調するようにしてスペクトラム拡散し、受信側では、受信信号を直交検波し、直交検波出力に複素共役を乗算して第１及び第２の信号の逆拡散出力を得るようにしたものであり、
受信信号を直交検波して得られる第１の検波信号を所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱う第１のアナログ／ディジタル変換器と、
受信信号を直交検波して得られる第２の検波信号を所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱う第２のアナログ／ディジタル変換器と、
第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第１の信号の復調出力を得るための第１の経路に出力する第１の選択手段と、
第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第２の信号の復調出力を得るための第２の経路に出力する第２の選択手段と、
第１のＰＮ符号を発生する第１のＰＮ符号発生手段と、
第２のＰＮ符号を発生する第２のＰＮ符号発生手段と、
第１の経路において第１の選択手段の出力と第２のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第１のＥＸ−ＯＲゲートと、
第２の経路において第２の選択手段の出力と第１のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第２のＥＸ−ＯＲゲートと、
第１のＰＮ符号発生手段からの第１のＰＮ符号と第２のＰＮ信号発生手段からの第２のＰＮ符号とが等しいかどうかに応じて第１及び第２の選択手段を切り替える選択制御手段とを備え、
第１のＥＸ−ＯＲゲート及び第２のＥＸ−ＯＲゲートの出力から第１及び第２の信号の逆拡散出力を得るようにした携帯電話システムの端末装置である。
また、この発明は、拡散符号により送信信号をスペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能とした携帯電話システムの端末装置において、
送信側では、第１のＰＮ符号により拡散された第１の信号と第２のＰＮ符号により拡散された第２の信号とを互いに直交する搬送波で変調するようにしてスペクトラム拡散し、受信側では、受信信号を直交検波し、直交検波出力に複素共役を乗算して第１及び第２の信号の逆拡散出力を得るようにしたものであり、
受信信号を直交検波して得られる第１の検波信号を所定量シフトさせて１の補数として扱う第１のアナログ／ディジタル変換器と、
受信信号を直交検波して得られる第２の検波信号を所定量シフトさせて１の補数として扱う第２のアナログ／ディジタル変換器と、
第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第１の信号の復調出力を得るための第１の経路に出力する第１の選択手段と、
第２のアナログ／ディジタル変換器の出力信号と第１のアナログ／ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第２の信号の復調出力を得るための第２の経路に出力する第２の選択手段と、
第１のＰＮ符号を発生する第１のＰＮ符号発生手段と、
第２のＰＮ符号を発生する第２のＰＮ符号発生手段と、
第１の経路において第１の選択手段の出力と第２のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第１のＥＸ−ＯＲゲートと、
第２の経路において第２の選択手段の出力と第１のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第２のＥＸ−ＯＲゲートと、
第１のＰＮ符号発生手段からの第１のＰＮ符号と第２のＰＮ信号発生手段からの第２のＰＮ符号とが等しいかどうかに応じて第１及び第２の選択手段を切り替える選択制御手段とを備え、
第１のＥＸ−ＯＲゲート及び第２のＥＸ−ＯＲゲートの出力から第１及び第２の信号の逆拡散出力を得るようにした携帯電話システムの端末装置である。
【００４２】
Ｉチャンネルの直交検波出力とＱチャンネルの直交検波出力とを選択し、Ｉチャンネルの復調出力を得るための経路に出力するセレタクと、Ｑチャンネルの直交検波出力とＩチャンネルの直交検波出力とを選択し、Ｑチャンネルの復調出力を得るための経路に出力するセレタクとが設けられる。これらのセレクタは、ＩチャンネルのＰＮ符号と、ＱチャンネルのＰＮ符号とが一致しているかどうかに応じて切り替えられる。これらのセレクタを切り替えることは、Ｉ軸とＱ軸とを入れ替えることに相当する。Ｉチャンネルの復調出力を得るための経路のセレタクの出力と、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとの排他的論理和がとられ、これがＩチャンネルの逆拡散出力とされる。Ｑチャンネルの復調出力を得るための経路のセレタクの出力と、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとの排他的論理和がとられ、これがＱチャンネルの逆拡散出力とされる。これにより、複数の乗算回路や加算回路、減算回路を用いることなく、信号に複素共役を乗じて逆拡散を行う構成が実現でき、回路規模が削減が図れる。
【００４３】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話システムの携帯端末の一例を示すものである。この携帯端末では、受信方式として、複数のパスからの信号を同時に受信し、これらを合成するようにしたダイバシティＲＡＫＥ方式が採用されている。
【００４４】
図１において、送信時には、マイクロホン１に音声信号が入力される。この音声信号は、Ａ／Ｄコンバータ２に供給され、Ａ／Ｄコンバータ２によりアナログ音声信号がディジタル音声信号に変換される。Ａ／Ｄコンバータ２の出力が音声圧縮回路３に供給される。
【００４５】
音声圧縮回路３は、ディジタル音声信号を圧縮符号化するものである。圧縮符号化方式としては、種々のものが提案されているが、例えばＱＣＥＬＰ（Qualcomm Code Excited Linear Coding ）のような、話者の声の性質や、通信路の混雑状況により、複数の符号化速度が選択できるものを用いることができる。ＱＣＥＬＰでは、話者の声の性質や通信路の混雑状況によって４通りの符号化速度（９．６ｋｂｐｓ、４．８ｋｂｐｓ、２．４ｋｂｐｓ、１．２ｋｂｐｓ）が選択でき、通話品質を保つのに最低限の速度で符号化が行えるようになっている。勿論、音声圧縮方式は、これに限定されるものではない。
【００４６】
音声圧縮回路３の出力が畳込み符号化回路４に供給される。畳込み符号化回路４により、送信データに対して、畳込み符号のエラー訂正コードが付加される。畳込み符号化回路４の出力がインターリーブ回路５に供給される。インターリーブ回路５により、送信データがインターリーブされる。インターリーブ回路５の出力がスペクトラム拡散回路６に供給される。
【００４７】
スペクトラム拡散回路６により、搬送波が変調され、ＰＮ符号で拡散される。すなわち、ＰＮ符号はランダム符号であるから、このようにＰＮ符号を乗じると、搬送波の周波数帯域が広げられ、スペクトラム拡散が行われる。なお、送信データの変調方式としては、例えばＢＱＰＳＫ変調を用いられている。
【００４８】
スペクトラム拡散回路６の出力は、バンドパスフィルタ７を介して、Ｄ／Ａコンバータ８に供給される。Ｄ／Ａコンバータ８の出力がＲＦ回路９に供給される。
【００４９】
ＲＦ回路９には、ＰＬＬシンセサイザ１１から局部発振信号が供給される。ＲＦ回路９により、Ｄ／Ａコンバータ８の出力とＰＬＬシンセサイザ１１からの局部発振信号とが乗じられ、送信信号の周波数が所定の周波数に変換される。ＲＦ回路９の出力が送信アンプ１０に供給され、電力増幅された後、アンテナ１２に供給される。そして、アンテナ１２からの電波が基地局に向けて送られる。
【００５０】
受信時には、基地局からの電波がアンテナ１２により受信される。この基地局からの電波は、建物等の反射を受けるため、マルチパスを形成して、携帯端末のアンテナ１２に到達する。また、携帯端末を自動車等で使用する場合には、ドップラー効果により、受信信号の周波数が変化することがある。
【００５１】
アンテナ１２からの受信出力は、ＲＦ回路２０に供給される。ＲＦ回路２０には、ＰＬＬシンセサイザ１１から局部発振信号が供給される。ＲＦ回路２０により、受信信号が所定周波数の中間周波数信号に変換される。
【００５２】
ＲＦ回路２０の出力が中間周波回路２１を介して、準同期検波回路２２に供給される。準同期検波回路２２には、ＰＬＬシンセサイザ２３の出力が供給される。ＰＬＬシンセサイザ２３からの出力信号の周波数は、周波数コンバイナ３２の出力により制御されている。準同期検波回路２２により、受信信号が直交検波される。
【００５３】
準同期検波回路２２の出力は、Ａ／Ｄコンバータ２４に供給される。Ａ／Ｄコンバータ２４により、準同期検波回路２２の出力がディジタル化される。このとき、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプリング周波数は、スペクトラム拡散に使われているＰＮ符号の周波数よりも高い周波数に設定されており、所謂オーバーサンプリングとされている。Ａ／Ｄコンバータ２４の出力がフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに供給されると共に、サーチャ２８に供給される。
【００５４】
前述したように、受信時には、マルチパスの信号が受信される。フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃは、夫々、これらマルチパスの受信信号にＰＮ符号を乗算して逆拡散を行い、逆拡散出力からデータを復調する。更に、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからは、各パスでの受信信号レベルと、各パスでの周波数誤差が出力される。
【００５５】
サーチャ２８は、受信信号の符号を捕捉し、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに設定する各パスの符号を決定するものである。すなわち、サーチャ２８は、受信信号にＰＮ符号を乗算して逆拡散を行う逆拡散回路を備えている。そして、コントローラ２９の制御の基に、ＰＮ符号の位相を動かし、受信符号との相関を求める。この設定された符号と受信符号との相関値により、各パスの符号が決定される。コントローラ２９により決定された符号がフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに設定される。
【００５６】
フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃにより復調された各パスの受信データは、データコンバイナ３０に供給される。データコンバイナ３０により、各パスの受信データが合成される。このデータコンバイナ３０の出力がＡＧＣ回路３３に供給される。
【００５７】
また、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃにより、各パスにおける信号強度が求められる。フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからの各パスにおける信号強度は、ＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator）コンバイナ３１に供給される。ＲＳＳＩコンバイナ３１により、各パスにおける信号強度が合成される。このＲＳＳＩコンバイナ３１の出力がＡＧＣ回路３３に供給され、受信データの信号レベルが一定となるように、ＡＧＣ回路３３のゲインが制御される。
【００５８】
また、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからの各パスにおける周波数誤差が周波数コンバイナ３２に供給される。周波数コンバイナ３２により、各パスにおける周波数誤差が合成される。この周波数コンバイナ３２の出力がＰＬＬシンセサイザ１１及び２３に供給され、周波数誤差に応じて、ＰＬＬシンセサイザ１１及び２３の周波数が制御される。
【００５９】
ＡＧＣ回路３３の出力がデインターリーブ回路３４に供給される。デインターリーブ回路３４により、送信側のインターリーブに対応して、受信データがデインターリーブされる。デインターリーブ回路３４の出力がビタビ復号回路３５に供給される。ビタビ復号回路３５は、軟判定と最尤復号とにより、畳込み符号を復号するものである。ビタビ復号回路３５により、エラー訂正処理が行われる。このビタビ復号回路３５の出力が音声伸長回路３６に供給される。
【００６０】
音声伸長回路３６により、例えばＱＣＥＬＰにより圧縮符号化されて送られてきた音声信号が伸長され、ディジタル音声信号が復号される。このディジタル音声信号がＤ／Ａコンバータ３７に供給される。Ｄ／Ａコンバータ３７によりディジタル音声信号がアナログ音声信号に戻される。このアナログ音声信号がスピーカ３８に供給される。
【００６１】
上述のように、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃでは、サーチャ２８で捕捉されたパスの受信信号を逆拡散し、データを復調している。
【００６２】
図２は、この発明が適用されたフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃにおける逆拡散回路の具体的構成を示すものである。なお、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃは同様に構成されており、ここでは、フィンガ２５Ａについてのみ説明する。
【００６３】
図２において、入力端子５１には、中間周波回路２１（図１）からの中間周波信号が供給される。この中間周波信号は、準同期検波回路２２の乗算回路５２Ａ及び５２Ｂに供給される。ＰＬＬシンセサイザ２３の出力は、乗算回路５２Ａに供給されると共に、π／２移相回路５３を介して、乗算回路５２Ｂに供給される。乗算回路５２Ａにより、入力端子５１からの中間周波信号とＰＬＬシンセサイザ２３の出力信号とが乗算される。乗算回路５１Ｂにより、入力端子５１からの中間周波信号と、π／２遅延回路５３を介されたＰＬＬシンセサイザ２３の出力信号が乗算される。
【００６４】
ＰＬＬシンセサイザ２３の出力は、周波数コンバイナ３２（図１）により、入力端子５１からの中間周波信号の搬送波と同一周波数となるように制御されている。したがって、乗算回路５２Ａ及び５２Ｂで、入力端子５１からの中間周波信号と、ＰＬＬシンセサイザ２３の出力とを乗算すると、搬送波成分はキャンセルされ、乗算回路５２Ａ及び５２Ｂから、Ｉチャンネル及びＱチャンネルの受信信号が得られる。
【００６５】
乗算回路５２Ａ及び５２Ｂの出力は、バンドパスフィルタ５４Ａ及び５４Ｂを夫々介して、Ａ／Ｄコンバータ２４Ａ及び２４Ｂに供給される。Ａ／Ｄコンバータ２４Ａ及び２４Ｂにより、Ｉチャンネルの受信信号及びＱチャンネルの受信信号がディジタル化される。
【００６６】
Ａ／Ｄコンバータ２４Ａの出力がフィンガ２５Ａ、（２５Ｂ、２５Ｃ）におけるセレクタ５５の端子５５Ａに供給されると共に、セレクタ５６の端子５６Ａに供給される。Ａ／Ｄコンバータ２４Ｂの出力がセレクタ５５の端子５５Ｂに供給されると共に、セレクタ５６の端子５６Ｂに供給される。セレクタ５５の出力がＥＸ−ＯＲゲート５７の一方の入力端子に供給される。セレクタ５６の出力がＥＸ−ＯＲゲート５８の一方の入力端子に供給される。
【００６７】
ＰＮ符号発生回路５９は、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩを発生している。このＰＮ符号発生回路５９からのＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩは、ＥＸ−ＯＲゲート６１の一方の入力端子に供給されると共に、ＥＸ−ＯＲゲート５８の他方の入力端子に供給される。ＰＮ符号発生回路６０は、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱを発生している。このＰＮ符号発生回路６０からのＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱは、ＥＸ−ＯＲゲート６１の他方の入力端子に供給されると共に、ＥＸ−ＯＲゲート５７の他方の入力端子に供給される。
【００６８】
ＥＸ−ＯＲゲート６１の出力がセレクト信号としてセレクタ５６に供給されると共に、インバータ６２により反転されて、セレクタ５５に供給される。セレクタ５５は、論理「０」のセレクト信号が与えられたときには端子５５Ｂ側に設定され、論理「１」のセレクト信号が与えられたときには端子５５Ａ側に設定される。セレクタ５６は、論理「０」のセレクト信号が与えられたときには端子５６Ｂ側に設定され、論理「１」のセレクト信号が与えられたときには端子５６Ａ側に設定される。
【００６９】
ＥＸ−ＯＲゲート５７の出力から、Ｉチャンネルの逆拡散出力が得られる。このＥＸ−ＯＲゲート５７の出力は、チップをシンボルに変換するアキュームレータ６３に供給される。アキュームレータ６３の出力が出力端子６４から出力される。ＥＸ−ＯＲゲート５８の出力から、Ｑチャンネルの逆拡散出力が得られる。このＥＸ−ＯＲゲート５８の出力は、チップをシンボルに変換するアキュームレータ６５に供給される。アキュームレータ６５の出力が出力端子６６から出力される。
【００７０】
セレクタ５５、５６、ＰＮ符号発生回路５９、６０、ＥＸ−ＯＲゲート５７、５８、ＥＸ−ＯＲゲート６１により、逆拡散回路が構成される。この逆拡散回路は、信号に複素共役を乗算して逆拡散を行う構成とされている。
【００７１】
つまり、準同期検波回路２２からは、Ｉチャンネルの信号とＱチャンネルの信号とが得られる。この準同期検波回路２２の出力信号を複素数で表現すると、
Ｉ＋ｊＱ    …(1)
となる。そして、Ｉチャンネルの逆拡散に用いるＰＮ符号をＰＮＩ、Ｑチャンネルの逆拡散に用いるＰＮ符号をＰＮＱとして、ＰＮ符号系列を複素数で表現すると、
ＰＮＩ＋ｊＰＮＱ  …(2)
となる。
【００７２】
逆拡散は、位相を逆回転させることになるので、（１）式のように複素数で表現された信号に、（２）式のように複素数で表現されたＰＮ符号の複素共役を乗じることになる。したがって、複素数で表される信号（Ｉ＋ｊＱ）の逆拡散は、（Ｉ＋ｊＱ）・（ＰＮＩ−ｊＰＮＱ）
＝（Ｉ・ＰＮＩ＋Ｑ・ＰＮＱ）＋ｊ（Ｑ・ＰＮＩ−Ｉ・ＰＮＱ）  …(3)
として表される。
【００７３】
（３）式において、実数部がＩチャンネルの逆拡散出力となり、虚数部がＱチャンネルの逆拡散出力となるので、Ｉチャンネルの逆拡散出力Ｉ＿ＯＵＴ及びＱチャンネルの逆拡散出力Ｑ＿ＯＵＴは、
Ｉ＿ＯＵＴ＝Ｉ・ＰＮＩ＋Ｑ・ＰＮＱ  …(4)
Ｑ＿ＯＵＴ＝Ｑ・ＰＮＩ−Ｉ・ＰＮＱ  …(5)
となる。
【００７４】
図２に示したような、セレクタ５５、５６、ＰＮ符号発生回路５９、６０、ＥＸ−ＯＲゲート５７、５８、ＥＸ−ＯＲゲート６１からなる逆拡散回路は、（４）及び（５）式と等価な演算処理を行って、Ｉチャンネル及びＱチャンネルの逆拡散出力を得るものである。
【００７５】
つまり、図２において、ＰＮ符号発生回路５９からは、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩが出力され、ＰＮ符号発生回路６０からは、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱが出力される。ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩと、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが等しい（ＰＮＩ＝ＰＮＱ）ときには、（４）及び（５）式における後ろの項（Ｑ・ＰＮＱ）及び（−Ｉ・ＰＮＱ）を除いたものに相当する出力が、Ｉチャンネルの逆拡散出力Ｉ＿ＯＵＴ及びＱチャンネルの逆拡散出力Ｑ＿ＯＵＴとして出力端子６４及び６６から出力される。すなわち、
Ｉ＿ＯＵＴ＝Ｉ・ＰＮＩ  …(6)
Ｑ＿ＯＵＴ＝Ｑ・ＰＮＩ  …(7)
となる。
【００７６】
ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩと、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが異なる（ＰＮＩ≠ＰＮＱ）ときには、（４）及び（５）式における前の項（Ｉ・ＰＮＩ）及び（Ｑ・ＰＮＩ）を除いたものに相当する出力が、Ｉチャンネルの逆拡散出力Ｉ＿ＯＵＴ及びＱチャンネルの逆拡散出力Ｑ＿ＯＵＴとして出力端子６４及び６６から出力される。すなわち、
Ｉ＿ＯＵＴ＝Ｑ・ＰＮＱ  …(8)
Ｑ＿ＯＵＴ＝−Ｉ・ＰＮＱ  …(9)
となる。
【００７７】
したがって、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが等しくなる期間と、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが異なる期間とを総合すると、エネルギー的には−３ｄＢとなるが、（４）及び（５）式の演算処理を行ったのと等価な演算を行ってことになる。
【００７８】
この場合、信号に複素共役を乗じて逆拡散を行う処理を、セレクタ５５、５６と、ＰＮ符号発生回路５９、６０、ＥＸ−ＯＲゲート５７、５７、ＥＸ−ＯＲゲート６１で行えたことになり、従来に比べて、大幅な回路規模の削減を図れたことになる。
【００７９】
このように、セレクタ５５、５６、ＰＮ符号発生回路５９、６０、ＥＸ−ＯＲゲート５７、５８、ＥＸ−ＯＲゲート６１からなる逆拡散回路により、（４）及び（５）式と略等価な演算処理を行えることについて、更に、説明する。
【００８０】
Ａ／Ｄコンバータ２４Ａ及び２４Ｂにより、Ｉチャンネルの信号及びＱチャンネルの信号が夫々ディジタル化される。Ａ／Ｄコンバータ２４Ａ及び２４Ｂは、ここでは、正負対称となるディジタル信号、例えば、１の補数で表現されたディジタル信号を出力するものと考える。１の補数で表現されている場合には、符号反転は、各ビットを反転させれば良い。
【００８１】
ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩ及びＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱが等しい（ＰＮＩ＝ＰＮＱ）ときには、ＥＸ−ＯＲゲート６１の出力は「０」になる。ＥＸ−ＯＲゲート６１の出力が「０」のときには、セレクタ５５は端子５５Ａ側に設定され、セレクタ５６は端子５６Ｂ側に設定される。したがって、セレクタ５５からはＩチャンネルの信号が出力され、セレクタ５６からはＱチャンネルの信号が出力される。
【００８２】
セレクタ５５からのＩチャンネルの信号は、ＥＸ−ＯＲゲート５７の一方の入力端子に供給される。ＥＸ−ＯＲゲート５７の他方の入力端子には、ＰＮ符号発生回路６０から、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱが供給される。ＥＸ−ＯＲゲート５７で、セレクタ５５からのＩチャンネルの信号と、ＰＮ符号発生回路６０からのＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが乗算されたかとになる。したがって、ＥＸ−ＯＲゲート５７から出力されるＩチャンネルの逆拡散出力Ｉ＿ＯＵＴは、
Ｉ＿ＯＵＴ＝Ｉ・ＰＮＱ
となる。ここで、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩと、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとは等しいので、
Ｉ＿ＯＵＴ＝Ｉ・ＰＮＱ＝Ｉ・ＰＮＩ
となる。これは、（６）式で示した、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが等しい場合のＩチャンネルの出力と等しい。
【００８３】
一方、セレクタ５６からのＱチャンネルの信号は、ＥＸ−ＯＲゲート５８の一方の入力端子に供給される。ＥＸ−ＯＲゲート５８の他方の入力端子には、ＰＮ符号発生回路５９から、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩが供給される。ＥＸ−ＯＲゲート５８で、セレクタ５６からのＱチャンネルの信号と、ＰＮ符号発生回路５９からのＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとが乗算されたことになる。したがって、ＥＸ−ＯＲゲート５８から出力されるＱチャンネルの逆拡散出力Ｑ＿ＯＵＴは、
Ｑ＿ＯＵＴ＝Ｑ・ＰＮＩ
となる。これは、（７）式で示した、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが等しい場合のＱチャンネルの出力と等しい。
【００８４】
以上により、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱが等しい場合には、（６）式及び（７）式で示したような、Ｉチャンネルの逆拡散出力Ｉ＿ＯＵＴ及びＱチャンネルの逆拡散出力Ｑ＿ＯＵＴが得られたことになる。
【００８５】
ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩと、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが異なる（ＰＮＩ≠ＰＮＱ）ときには、ＥＸ−ＯＲゲート６１の出力は「１」になる。ＥＸ−ＯＲゲート６１の出力が「１」のときには、セレクタ５５は端子５５Ｂ側に設定され、セレクタ５６は端子５６Ａ側に設定される。したがって、セレクタ５５からはＱチャンネの信号が出力され、セレクタ５６からはＩチャンネルの信号が出力される。
【００８６】
セレクタ５５からのＱチャンネルの信号は、ＥＸ−ＯＲゲート５７の一方の入力端子に供給される。ＥＸ−ＯＲゲート５７の他方の入力端子には、ＰＮ符号発生回路６０から、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱが供給される。ＥＸ−ＯＲゲート５７で、セレクタ５５からのＱチャンネルの信号と、ＰＮ符号発生回路６０からのＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが乗算されたことになる。したがって、ＥＸ−ＯＲゲート５７から出力されるＩチャンネルの逆拡散出力Ｉ＿ＯＵＴは、
Ｉ＿ＯＵＴ＝Ｑ・ＰＮＱ
となる。これは、（８）式に示した、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが異なる場合のＩチャンネルの出力と等しい。
【００８７】
一方、セレクタ５６からのＩチャンネルの信号は、ＥＸ−ＯＲゲート５８の一方の入力端子に供給される。ＥＸ−ＯＲゲート５８の他方の入力端子には、ＰＮ符号発生回路５９から、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩが供給される。（ＰＮＩ≠ＰＮＱ）であり、ビット反転が符号反転なので、ＥＸ−ＯＲゲート５８で、セレクタ５６からのＩチャンネルの信号と、ＰＮ符号発生回路５９からのＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとが乗算されて符号反転されたことになる。したがって、ＥＸ−ＯＲゲート５８から出力されるＱチャンネルの逆拡散出力Ｑ＿ＯＵＴは、
Ｑ＿ＯＵＴ＝−Ｉ・ＰＮＩ
となる。したがって、（９）式に示した、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが異なる場合のＱチャンネルの出力と等しくなる。
【００８８】
また、この発明が適用された逆拡散回路の動作は、図３に示すように、信号をそのままにして、Ｉ軸とＱ軸を回転させているとも考えることかできる。
【００８９】
つまり、セレクタ５５及び５６を切り替えることにより、Ｉ軸及びＱ軸を入れ換えたことになる。例えば、Ａ／Ｄコンバータ２４Ａ及び２４ＢのからのＩチャンネル及びＱチャンネルの出力（Ｉｃｈ，Ｑｃｈ）が（−２．５，−３．５）であるとする。ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱ（ＰＮＩ，ＰＮＱ）が（０，０）のときには、セレクタ５５は端子５５Ａ側に設定され、セレクタ５５Ｂは端子５５Ｂ側に設定されており、このときの座標軸は図３Ａに示すような状態であるとする。
【００９０】
次に、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱ（ＰＮＩ，ＰＮＱ）が（１，０）になると、（ＰＮＩ≠ＰＮＱ）なので、セレクタ５５が端子５５Ｂ側に切り替えられ、セレクタ５５Ｂは端子５５Ａ側に切り替えられ、Ｉ軸とＱ軸とが入れ替わったことになる。更に、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩは「１」であるから、Ｉチャンネルの符号が反転する。したがって、このときには、図３Ｂに示すように座標軸が９０度回転されたことになる。
【００９１】
次に、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱ（ＰＮＩ，ＰＮＱ）が（１，１）になると、再びセレクタ５５は端子５５Ａ側に設定され、セレクタ５５Ｂは端子５５Ｂ側に設定されるので、Ｉ軸とＱ軸とが元に戻ったことになる。更に、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩ及びＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱは「１」であるから、Ｉチャンネル及びＱチャンネルの符号が反転する。したがって、このときには、図３Ｃに示すように、更に座標軸が９０度回転されたことになる。
【００９２】
次に、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱ（ＰＮＩ，ＰＮＱ）が（０，１）になると、セレクタ５５が端子５５Ｂ側に切り替えられ、セレクタ５５Ｂは端子５５Ａ側に切り替えられるので、Ｉ軸とＱ軸とが入れ替わったことになる。更に、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱは「１」であるから、Ｑチャンネルの符号が反転する。したがって、このときには、図３Ｄに示すようにに、更に座標軸が９０度回転されたことになる。
【００９３】
ところで、上述の説明では、Ａ／Ｄコンバータ２４Ａ及び２４Ｂは、１の補数で表現されたディジタル信号を出力しているとしているが、通常、Ａ／Ｄコンバータの出力は、２の補数で表現されたディジタル信号を出力する。このため、補正が必要になる。
【００９４】
Ａ／Ｄコンバータ２４Ａ及び２４Ｂから２の補数で表現されたディジタル信号が出力されている場合、これを１の補数で表現されているものとすると、Ａ／Ｄコンバータ２４Ａ及び２４Ｂの出力値は、図４に示すように考えることができる。つまり、２の補数では、「００００」が「０」となるが、正負対称の数では、「００００」と「１１１１」との間に「０」があると考えられる。したがって、Ａ／Ｄコンバータ２４Ａ及び２４Ｂの出力を、「００００」は「０．５」、「１１１１」は「−０．５」として考えられる。そして、Ａ／Ｄコンバータ２４Ａ及び２４Ｂから「０１１１」が出力されている場合には、この値は「７．５」であると考え、「０１１０」が出力されている場合には、この値は「６．５」であると考える。このように考えると、上述のように、２の補数表現のＡ／Ｄコンバータ２４Ａ及び２４Ｂから出力を、１の補数のディジタル信号として扱うことができる。
【００９５】
このように考えた場合には、「０．５」という小数点の情報が残る。そこで、アキュームレータ６３及び６５でチップをシンボルに変換する際に、アキュームレートを２回する毎に１回毎、「１」のデータを加えるようにしている。アキュームレートを２回する毎に１回、「１」のデータを加えることは、「０．５」を加えていることと等価である。したがって、小数点の情報が補正されることになる。
【００９６】
なお、アキュームレートを２回する毎に１回、「１」のデータを加える代わりに、アキュームレータ６３及び６５の最下位に１ビット付加するようにしても良い。最下位ビットに１ビット付加すれは、２倍されたことになるので、小数点の情報が補正されることになる。
【００９７】
【発明の効果】
この発明によれば、ＩチャンネルのＰＮ符号と、ＱチャンネルのＰＮ符号とが一致しているかどうかに応じて、Ｐチャンネルの受信出力とＱチャンネルの受信出力とを選択するセレクタを切り替えている。これにより、複数の乗算回路や加算回路、減算回路を用いることなく、信号に複素共役を乗じて逆拡散を行う構成が実現でき、回路規模が削減が図れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話端末の全体構成を示すブロック図である。
【図２】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話端末における逆拡散回路の一例のブロック図である。
【図３】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話端末における逆拡散回路の説明に用いるグラフである。
【図４】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話端末における逆拡散回路の説明に用いる略線図である。
【図５】従来のスペクトラム拡散方式の送信側の説明に用いるブロック図てある。
【図６】従来のスペクトラム拡散方式の受信側の構成の一例の説明に用いるブロック図てある。
【図７】従来のスペクトラム拡散方式の受信側の構成の他の例の説明に用いるブロック図てある。
【符号の説明】
２２・・・準同期検波回路、２４Ａ、２４Ｂ・・・Ａ／Ｄコンバータ、２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ・・・フィンガ、５５、５６・・・セレクタ、５７、５８、６１ＥＸ−ＯＲゲート、５９、６０・・・ＰＮ符号発生回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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