(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
二次の項、一次の項及び零次の項を少なくとも含む特性方程式により定義される制御対象に対して外部から印加される外乱を推定し外乱推定値を生成する外乱推定手段を備え、前記外乱推定値に基づいて前記外乱を補償しつつ前記制御対象をフィードバック制御するサーボ制御装置において、
前記外乱推定手段は、第１の積分手段と、第２の積分手段と、前記外乱推定値を算出する算出手段と、を備え、
前記算出手段が、前記第２の積分手段の出力および前記フィードバック制御系における制御偏差に基づいて前記外乱推定値を算出するとともに、
前記第１の積分手段が、前記制御対象をフィードバック制御する制御手段から出力される操作量と前記算出された外乱推定値に基づいて積分演算を行い、かつ
前記第２の積分手段が、前記第１の積分手段および前記算出された外乱推定値に基づいて積分演算を行い、
前記各積分手段は、少なくとも前記制御対象の固有振動周波数以上の周波数帯域において２次の項のみを含む特性方程式により定義される前記制御対象を示す内部モデルを実現させる演算処理と、二次以上のローパスフィルタ特性を有するロバストフィルタ処理を行う演算処理と、の両処理にそれぞれ用いられることを特徴とするサーボ制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載のサーボ制御装置において、
前記外乱推定手段は、前記各積分手段および前記算出手段に入力される各信号に対して予め定められた利得を調整する複数の利得調整手段を更に有し、
前記各利得調整手段は、前記各積分手段ととともに前記内部モデルを実現させる演算処理と、前記ロバストフィルタ処理を行う演算処理と、の両処理にそれぞれ用いられることを特徴とするサーボ制御装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載のサーボ制御装置において、
前記各積分手段が不完全積分型の積分手段であることを特徴とするサーボ制御装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか一項に記載のサーボ制御装置において、
前記外乱推定手段は、ディジタル的に前記外乱推定値を推定すると共に、
当該外乱推定手段は、前記フィードバック制御系における現サンプルタイミングにおいてディジタル化された前記制御偏差と、前記第２の積分手段から出力される一サンプルタイミング前の信号と、に基づいて現サンプルタイミングの前記外乱推定値を推定することを特徴とするサーボ制御装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか一項に記載のサーボ制御装置において、
前記制御対象は、光ディスクに対する情報の記録再生時におけるトラッキングサーボ制御を行うトラッキングサーボ制御手段又は当該記録再生時におけるフォーカスサーボ制御を行うフォーカスサーボ制御手段のうち少なくともいずれか一方であることを特徴とするサーボ制御装置。
【請求項６】
二次の項、一次の項及び零次の項を少なくとも含む特性方程式により定義される制御対象に対して外部から印加される外乱を推定し外乱推定値を生成する外乱推定工程を備え、前記外乱推定値に基づいて前記外乱を補償しつつ前記制御対象をフィードバック制御するサーボ制御方法において、
前記外乱推定工程においては、
第１の積分工程および第２の積分工程を用いて前記外乱推定値を生成し、
（i）前記第２の積分工程における算出結果と、前記フィードバック制御系における制御偏差と、に基づき前記外乱推定値を算出する工程と、（ii）前記制御対象をフィードバック制御する制御工程における操作量と、前記算出された外乱推定値と、に基づく前記第１の積分工程と、（iii）前記第１の積分工程における算出結果と、前記算出された外乱推定値と、に基づく前記第2の積分工程と、を実行し、
前記第１の積分工程及び前記第２の積分工程を用いることによって、少なくとも前記制御対象の固有振動周波数以上の周波数帯域において２次の項のみを含む特性方程式により定義される前記制御対象を示す内部モデルを実現させる演算工程と、二次以上のローパスフィルタ特性を有するロバストフィルタ処理を行う演算処理工程と、を並列的にそれぞれの処理を行うことを特徴とするサーボ制御方法。
【請求項７】
請求項６に記載のサーボ制御方法において、
前記各積分工程においては、それぞれ不完全積分処理にて実行されることを特徴とするサーボ制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、二次の項、一次の項及び零次の項を少なくとも含む特性方程式により定義される制御対象をフィードバック制御により制御するサーボ制御装置の技術分野に属し、より詳細には、当該制御対象に印加されることが予測される外乱を推定し、当該推定された外乱を補償しつつフィードバック制御を行うサーボ制御装置の技術分野に属する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、制御対象をフィードバック制御する際に、当該制御対象に印加されることが予測される外乱を予め推定し、当該推定された外乱を加味した操作量を当該制御対象に印加することにより当該外乱を補償しつつ制御対象をフィードバック制御することについての研究が盛んに行われている。
【０００３】
そして、当該外乱を予測するのに好適な方法として近年注目されているのが、いわゆるオブザーバと称される状態観測器である。
【０００４】
ここで、当該オブザーバについてその原理等を説明する。
【０００５】
オブザーバは、実際に検出することができない状態（この場合は、外乱が印加された制御対象の状態）を、測定可能な状態から推定するものであり、上述したオブザーバを用いて外乱を推定し補償するフォードバック制御においては、制御対象に印加されることが予測される外乱をオブザーバにより推定し、当該外乱を抑圧するべく当該推定した外乱量に基づいて補正すべき操作量を演算し、その結果を上記フィードバック制御系における操作量に加算しこれを補償するものである。
【０００６】
次に、オブザーバにおける外乱推定のための処理について、図１２を用いて具体的に説明する。なお、図１２は、ＣＤ（Compact  Disk）プレーヤ等のいわゆる光ディスク再生装置に含まれているフォーカスアクチュエータを制御対象とするフォーカスサーボ制御系に対してオブザーバを適用した場合における当該フォーカスサーボ制御系内に形成されるフィードバックサーボループを示すブロック線図である。
【０００７】
ここで、上記フォーカスアクチュエータとは、光ディスク上に記録されている情報を再生するための光ビームの焦点位置と当該光ディスク内の情報記録面の位置とを一致させるべく、当該光ビームを集光するための対物レンズを当該情報記録面に垂直な方向に駆動するためのアクチュエータである。
【０００８】
また、当該制御対象としてのフォーカスアクチュエータ（以下、従来の技術の欄において単にアクチュエータと称する。）は、板バネ等の弾性体により当該対物レンズを支持する構成となっており、このような制御対象を示す特性方程式は、一般に、二次の項、一次の項及び零次の項を少なくとも含んでいるもので、場合によっては三次以上の項をも含むものである。なお、当該制御対象を以下、バネマス系の制御対象と称する。
【０００９】
今、図１２において、制御対象Ｕ（ｓ）をアクチュエータとし、制御量ｙをアクチュエータにより移動される対物レンズの光ディスクに垂直な方向の位置とする。
【００１０】
そして、当該アクチュエータの上記特性方程式（伝達関数）を２次遅れ系として示すと、
【００１１】
【数１】
Ｕ（ｓ）＝Ａ×ｗa2／（ｓ2＋２×ｋa×ｗa×ｓ＋ｗa2）  …  （１）
となる。ここで、Ａはアクチュエータのゲイン（m/Ampere）であり、ｋaはアクチュエータの粘性制動係数であり、ｗaはアクチュエータの固有振動周波数（rad/sec）である。
【００１２】
次に、当該アクチュエータにおけるフォーカスエラー信号出力ための変換感度（すなわち、上記光ディスク再生装置内のフォトディテクタの感度及びエラー生成増幅器の増幅率により決定される変換感度）を位置検出感度Ｋe（Volt/m）として考えると、
【００１３】
【数２】
ref−ｙ×Ｋe＝er  …  （２）
と考えることができる。ここで、refは対物レンズが位置すべき目標値であり、erは上記フィードバック制御系における制御偏差である。そして、図１２に示すように、上記式（２）によって得られた制御偏差erは、オブザーバの一方の入力端子へ入力される。
【００１４】
一方、図１２において、操作量（電圧値）ｕとアクチュエータを駆動するための駆動電流ｉとの関係は、
【００１５】
【数３】
ｉ＝Kdr×ｕ  …  （３）
となる。ここで、Kdr（Ampere/Volt）は上記駆動電流ｉを生成するドライバ（操作量ｕにより制御される）の電圧／電流変換感度である。そして、この駆動電流ｉは、下記式（４）に示すように電流／電圧変換感度がKiv（Volt/Ampere）である電流／電圧コンバータによって入力電圧ｖに変換され、オブザーバの他方の入力端子へ入力される。
【００１６】
【数４】
ｖ＝Kiv×ｉ  …  （４）
ここで、上記電流／電圧変換感度Kivは、駆動電流ｉをオブザーバにフィードバックする上での変換感度に相当するものであり、これはいわゆるリターン抵抗に相当するものである。
【００１７】
次に、説明を単純化するために、アクチュエータに印加される可能性のある外乱をその位置に対する外乱のみと考える。そして、図１２に示すように、その外乱量をｄとすると、
【００１８】
【数５】
ｉ×Ｕ（ｓ）＋ｄ＝ｙ  …  （５）
となる。ここで、上記式（２）において、目標値refをゼロ（ref＝０）とすると、
【００１９】
【数６】
ｙ×Ｋe＝−er
となるので、上記式（４）より、
【００２０】
【数７】
ｉ＝ｖ／Kiv
だから、これらにより上記式（５）内のｉ及びｙを消去すると、
【００２１】
【数８】
（ｖ／Kiv）×Ｕ（ｓ）＋ｄ＝−er／Ｋe
となる。この式を整理すると、外乱量ｄは、駆動電流ｉに対応してオブザーバに入力される入力電圧ｖと制御偏差erとを用いて以下の式（６）に示すように表すことができる。
【００２２】
【数９】
ｄ＝−er／Ｋe−（ｖ／Kiv）×Ｕ（ｓ）  …  （６）
ここで、オブザーバの内部をモデル的に示すパラメータを規定値として表すものとし、実際の制御要素と区別するため表示上添え字ｎを添付して表す。すなわち、上記位置検出感度Ｋeは位置検出感度規定値Ｋenとして表し、電圧／電流変換感度Kdrは電圧／電流変換感度規定値Kdrnとして表し、電流／電圧変換感度Kivは電流／電圧変換感度規定値Kivnとして表し、制御対象Ｕ（ｓ）は制御対象規定値（当該制御対象に対応する規定値を一般にオブザーバの内部モデルと称することもある。）Ｕn（ｓ）として表す。
【００２３】
なお、規定値とは、具体的には、例えば光ディスク再生装置内で当該光ディスクを回転させるスピンドルモータのトルク定格値であり、当該光ディスク再生装置の性能表示等に表示されている値を指す。予め当該記載がないときは実験等により同定するか、又は理論計算から算出する必要がある。このとき、当該同定が正確でない場合や経年変化或いは温度変化等により当該規定値と実際の制御要素とは必ずしも等しくはならないものである。
【００２４】
上記式（６）より、各規定値を用いて外乱ｄの推定量である推定外乱量dobsは、
【００２５】
【数１０】
dobs＝−ｅｒ／Ｋen−（ｖ／Kivn）×Ｕn（ｓ）  …  （７）
となり、これにより、実際の外乱ｄを検出することなくオブザーバを用いて入力電圧ｖと制御偏差ｅｒとから推定外乱量dobsを推定算出できることが判る。
【００２６】
なお、図１２においては、当該算出された推定外乱量dobsに操作量ｕから制御量ｙまでの逆伝達特性（１／｛Kdrn×Ｕn（ｓ）｝）を乗じ、更にロバストフィルタＲ（ｓ）により補正量ｈに変換し、制御偏差ｅｒを位相補償器Ｃ（ｓ）により位相補償した量に対して当該補正量ｈを加算することにより操作量ｕを生成して外乱ｄを抑圧する構成となっている。
【００２７】
ところで、上述したようなフォーカスアクチュエータを含む光ディスク再生装置等をいわゆる民生用に構成する場合には、当該オブザーバとしてもなるべく簡易に構成し、その結果として生産コストを下げて価格を低減させることが望まれる。
【００２８】
より具体的には、例えば、いわゆるＤＳＰ（Digital  Signal  Processor）を用いてオブザーバを構成する場合には、その語長については３２ビットのものよりも１６ビットのものを用いる方が、或いは、その処理形式については浮動小数点型のものよりも固定小数点型のものを用いる方が当該民生用としては好ましい。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、当該簡易な構成のオブザーバにより上記バネマス系の制御対象に対応する内部モデルを用いて外乱を推定しようとすると、当該内部モデルを定義する特性方程式が上述したように二次の項、一次の項及び零次の項を少なくとも含んでいることに起因してその処理に大幅な時間を必要とし、応答周波数の高いアクチュエータが必要な光ディスク装置においては、外乱推定の処理がアクチュエータとしての処理に追随できず効果的な外乱抑制ができない場合があるという問題点があった。
【００３０】
また、上記バネマス系の制御対象に対応する内部モデルをそのまま用いて簡易な構成のオブザーバにより外乱を推定しようとすると、当該オブザーバ自体の処理能力が低いことに起因して、誤差を多く含む推定結果しか当該オブザーバから出力されず、この場合も結果として正確性を欠いた外乱抑制しかできない場合があるという問題点もあった。
【００３１】
そこで、本発明は、上記の各問題点に鑑みて為されたもので、その課題は、簡易な構成を有するオブザーバを用いて安価且つ簡便にサーボ制御系を構成し、当該サーボ制御系を用いて外乱を抑圧しつつ制御対象をフィードバック制御する場合でも、正確且つ迅速に外乱を推定して正確に制御対象をサーボ制御することが可能なサーボ制御装置及びサーボ制御方法を提供することにある。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、二次の項、一次の項及び零次の項を少なくとも含む特性方程式により定義される制御対象に対して外部から印加される外乱を推定し外乱推定値を生成する外乱推定手段を備え、前記外乱推定値に基づいて前記外乱を補償しつつ前記制御対象をフィードバック制御するサーボ制御装置において、
前記外乱推定手段は、前記算出手段が、前記第２の積分手段の出力および前記フィードバック制御系における制御偏差に基づいて前記外乱推定値を算出するとともに、前記第１の積分手段が、前記制御対象をフィードバック制御する制御手段から出力される操作量と前記算出された外乱推定値に基づいて積分演算を行い、かつ、前記第２の積分手段が、前記第１の積分手段および前記算出された外乱推定値に基づいて積分演算を行い、前記各積分手段は、少なくとも前記制御対象の固有振動周波数以上の周波数帯域において２次の項のみを含む特性方程式により定義される前記制御対象を示す内部モデルを実現させる演算処理と、二次以上のローパスフィルタ特性を有するロバストフィルタ処理を行う演算処理と、の両処理にそれぞれ用いられるように構成される。
【００３３】
よって、少なくとも制御対象の固有振動周波数以上の周波数帯域において２次の項のみを含む特性方程式により定義される演算の簡単な内部モデルを実現させつつ、二次以上のローパスフィルタ特性を有するロバストフィルタ処理を行うことにより、外乱を推定するので、二次の項以外の項を含む特性方程式により定義される内部モデルを使用する場合に比して正確且つ迅速に外乱を推定することができるとともに、フォードバック制御系において当該内部モデルの不完全性や推定ノイズ等が存在する場合においても、より正確に外乱を推定することができる。
【００３４】
上記の課題を解決するために、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のサーボ制御装置において、前記外乱推定手段は、前記各積分手段および前記算出手段に入力される各信号に対して予め定められた利得を調整する複数の利得調整手段を更に有し、前記各利得調整手段は、前記各積分手段ととともに前記内部モデルを実現させる演算処理と、前記ロバストフィルタ処理を行う演算処理と、の両処理にそれぞれ用いられるように構成される。
【００３５】
よって、二次の項以外の項を含む特性方程式により定義される内部モデルを使用する場合に比して正確且つ迅速に外乱を推定することができるとともに、フォードバック制御系において当該内部モデルの不完全性や推定ノイズ等が存在する場合においても、より正確に外乱を推定することができる。
【００３６】
上記の課題を解決するために、請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載のサーボ制御装置において、前記各積分手段が不完全積分型の積分手段であるように構成される。
【００３７】
よって、積分手段として不完全積分型の積分手段を用いるので、完全積分型の積分手段を用いる場合に比してフィードバック制御系の過渡特性を更に向上させることができ、より制御性能を向上させることが可能となる。
【００３８】
上記の課題を解決するために、請求項４に記載の発明は、請求項１から３のいずれか一項に記載のサーボ制御装置において、前記外乱推定手段は、ディジタル的に前記外乱推定値を推定すると共に、当該外乱推定手段は、前記フィードバック制御系における現サンプルタイミングにおいてディジタル化された前記制御偏差と、前記第２の積分手段から出力される一サンプルタイミング前の信号と、に基づいて現サンプルタイミングの前記外乱推定値を推定するように構成される。
【００３９】
よって、より正確に外乱を推定することができる。
【００４０】
上記の課題を解決するために、請求項５に記載の発明は、請求項１から４のいずれか一項に記載のサーボ制御装置において、前記制御対象は、光ディスクに対する情報の記録再生時におけるトラッキングサーボ制御を行うトラッキングサーボ制御手段又は当該記録再生時におけるフォーカスサーボ制御を行うフォーカスサーボ制御手段のうち少なくともいずれか一方であるように構成される。
【００４１】
よって、簡易且つ安価な構成でより正確に外乱を抑圧しつつ高精度でトラッキングサーボ制御又はフォーカスサーボ制御におけるフィードバック制御を行うことができる。
【００４２】
上記の課題を解決するために、請求項６に記載の発明は、二次の項、一次の項及び零次の項を少なくとも含む特性方程式により定義される制御対象に対して外部から印加される外乱を推定し外乱推定値を生成する外乱推定工程を備え、前記外乱推定値に基づいて前記外乱を補償しつつ前記制御対象をフィードバック制御するサーボ制御方法において、前記外乱推定工程においては、第１の積分工程および第２の積分工程を用いて前記外乱推定値を生成しており、（i）前記第２の積分工程における算出結果と、前記フィードバック制御系における制御偏差と、に基づく前記外乱推定値の算出工程と、（ii）前記制御対象をフィードバック制御する制御工程における操作量と、前記算出された外乱推定値と、に基づく前記第１の積分工程と、（iii）前記第１の積分工程における算出結果と、前記算出された外乱推定値と、に基づく前記第2の積分演算を実行し、前記第１の積分工程及び前記第２の積分工程を用いることによって、少なくとも前記制御対象の固有振動周波数以上の周波数帯域において２次の項のみを含む特性方程式により定義される前記制御対象を示す内部モデルを実現させる演算工程と、二次以上のローパスフィルタ特性を有するロバストフィルタ処理を行う演算処理工程と、を並列的にそれぞれの処理を行うように構成される。
【００４３】
よって、少なくとも制御対象の固有振動周波数以上の周波数帯域において２次の項のみを含む特性方程式により定義される演算の簡単な内部モデルを実現させつつ、二次以上のローパスフィルタ特性を有するロバストフィルタ処理を行うことにより、外乱を推定するので、二次の項以外の項を含む特性方程式により定義される内部モデルを使用する場合に比して正確且つ迅速に外乱を推定することができるとともに、フォードバック制御系において当該内部モデルの不完全性や推定ノイズ等が存在する場合においても、より正確に外乱を推定することができる。
【００４４】
上記の課題を解決するために、請求項７に記載の発明は、請求項６に記載のサーボ制御方法において、前記各積分工程においては、それぞれ不完全積分処理にて実行されるように構成される。
【００４５】
よって、演算工程において不完全積分型の積分を行うので、完全積分型の積分を行う場合に比してフィードバック制御系の過渡特性を更に向上させることができ、より制御性能を向上させることが可能となる。
【００４６】
【発明の実施の形態】
次に、本発明に好適な実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００４７】
なお、以下に説明する各実施形態は、上述したオブザーバを含むフィードバック制御系により当該光ビームに対するフォーカスサーボ制御及びトラッキングサーボ制御を行いつつ光ディスク上に記録されている情報を再生する情報再生装置に対して本発明を適用した場合の実施形態である。
（Ｉ）本発明の原理
始めに、具体的な実施形態を説明する前に、本発明の原理について、図１乃至図３を用いて説明する。
【００４８】
なお、図１はバネマス系の制御対象及び本発明に係る慣性系の制御対象の夫々について、それらの伝達特性（利得の周波数特性（図１（ａ））及び位相の周波数特性（図１（ｂ）））を示したグラフ図であり、図２は制御対象及びオブザーバの内部モデルを共に慣性系とした場合の、フィードバック制御系における当該制御対象に印加されることが予測される外乱から制御偏差までの間の伝達特性（利得の周波数特性（図２（ａ））及び位相の周波数特性（図２（ｂ）））を示したグラフ図であり、図３は制御対象をバネマス系としオブザーバの内部モデルを慣性系の内部モデルとした場合の、フィードバック制御系における当該制御対象に印加されることが予測される外乱から制御偏差までの間の伝達特性（利得の周波数特性（図３（ａ））及び位相の周波数特性（図３（ｂ）））を示したグラフ図である。
【００４９】
ここで、慣性系とは、その特性方程式が二次の項のみを含んで定義される系をいう。
【００５０】
バネマス系の制御対象（後述する各実施形態においては、フォーカスアクチュエータ又はトラッキングアクチュエータ（以下、これらを纏めてアクチュエータと称する。））の伝達特性は、一般には、二次遅れ系に近似して定義される。すなわち、バネマス系の制御対象に対応する伝達関数は以下の式のようになる。
【００５１】
【数１１】
Ｕ（ｓ）＝Ａ×wa2／（ｓ2＋２×ｋ×wa×ｓ＋wa2）  …  （８）
となる。ここで、Ａは例えばアクチュエータのゲイン（m／Ampere）であり、ｋは例えばアクチュエータの粘性制動係数であり、waは例えばアクチュエータの固有振動周波数（rad/sec）である。
【００５２】
一方、慣性系の制御対象の伝達特性を示す伝達関数は、一般には、二次の項のみを用いて以下ように定義される。
【００５３】
【数１２】
Ｕ（ｓ）＝Ａ×wa2／ｓ2 …  （９）
次に、上記式（８）及び（９）により示されるバネマス系の制御対象及び慣性系の制御対象夫々の伝達特性について検討する。
【００５４】
図１に示すように、アクチュエータの固有振動周波数waよりも高い周波数帯域において、バネマス系の制御対象の伝達特性と慣性系の制御対象の伝達特性とは良く一致していることが判る。これにより、当該固有振動周波数waよりも高い周波数帯域においては、バネマス系の制御対象Ｕ（ｓ）に印加される可能性のある外乱を慣性系の内部モデルを有するオブザーバにより推定することができることとなる。
【００５５】
更に、当該バネマス系の制御対象に対して印加される外乱が加速度外乱のみであると仮定し、その外乱disaから制御偏差erまての伝達特性について検討する。
【００５６】
なお、当該伝達特性はオブザーバによる外乱抑圧特性を示すものであり、図２（ａ）及び図３（ａ）において０dB未満の各グラフ上の点から０dB線までの距離が外乱抑圧量を示しており、この距離が長いほど外乱抑圧特性が優れていると言える。
【００５７】
図２（ａ）及び図３（ａ）を相互に比較すると、アクチュエータの固有振動周波数waより低い周波数帯域では両者に差があり、制御対象とオブザーバ内の制御対象の内部モデルが完全に一致している場合（図２の場合）の方が固有振動周波数waの近傍より低い周波数帯域では抑圧特性が優れていることが判る。
【００５８】
しかしながら、固有振動周波数waの近傍より高い周波数帯域ては図２と図３との間でほとんど差がない。
【００５９】
ここで、光（又は光磁気）ディスクのフォーカスサーボ制御又はトラッキングサーボ制御における外乱の主成分は、当該光ディスクの回転に起因する加速度外乱であり、上記固有振動周波数waより高い周波数成分を多く含んでいることが判っている。
【００６０】
他方、固有振動周波数waより低い周波数成分の外乱はフィードバック制御におけるループ内に通常含まれている位相補償器によりサーボ制御動作に影響の無い程度まで抑圧することか可能であり、問題とならない場合が多い。これに対して、固有振動周波数waより高い周波数成分の外乱は上記位相補償器では十分に抑圧することができず、実際の製品化に当たっても問題となる場合が多い。
【００６１】
以上の事実より、オブザーバ内の内部モデルを単純化して慣性系の内部モデルを用いることによりバネマス系の制御対象との間でそれらの特性方程式が一致しなくなったとしても、アクチュエータの固有振動周波数waより高い周波数成分の外乱抑圧特性を向上させることが可能となるのである。
【００６２】
そこで、本発明では、バネマス系の制御対象であるアクチュエータに対する外乱をオブザーバを用いて推定しこれを抑圧しつつ各アクチュエータをフォードバック制御する場合に、当該オブザーバにおける外乱推定のための内部モデルとして慣性系の内部モデルを用いて当該推定処理を簡略化することにより、オブザーバとして語長の短いものや固定小数点型のものを用いても、正確且つ迅速に外乱を推定することができるようにしている。
（II）第１実施形態
次に、本発明に係る第１実施形態について、図４及び図５を用いて説明する。ここで、以下に説明する第１実施形態は、上記情報再生装置におけるピックアップ内のフォーカスサーボ制御を行うピックアップ制御部における処理に対して本発明を適用した場合の実施形態である。
【００６３】
始めに、第１実施形態に係る情報再生装置の構成について、図４を用いて説明する。なお、図４は第１実施形態に係る情報再生装置の概要構成を示すブロック図である。
【００６４】
図４に示すように、第１実施形態の情報再生装置Ｓは、ピックアップ１と、ピックアップ制御部ＰＣと、スピンドルモータ１０と、スピンドル制御部ＳＣと、により構成されている。
【００６５】
また、ピックアップ制御部ＰＣは、フォーカスエラー検出器２と、減算器３と、目標値発生器４と、アナログ演算器群５と、ドライブ回路８と、Ｉ−Ｖ（電流−電圧）変換器９と、により構成されている。
【００６６】
このとき、アナログ演算器群５内には、位相補償器５ａ及び外乱推定手段としてのオブザーバ５ｂが含まれているが、当該位相補償器５ａ及びオブザーバ５ｂは、当該アナログ演算器５に含まれる複数の演算増幅器及び抵抗並びにコンデンサ等が相互に動作することにより当該アナログ演算器群５の機能として実現されるものである。このとき、当該オブザーバ５ｂ及び位相補償器５ａを夫々独立した回路として実現してもよい。
【００６７】
なお、図４は、情報再生装置Ｓのうち本発明に係るサーボ制御に関する部分のみを記載したものであり、実際の情報再生装置Ｓ内には、図４に示す各部材の他に、ピックアップ１からの検出信号に基づいて光ディスクＤＫ上に記録されている情報を再生する再生処理部や、情報再生装置Ｓの動作状態を表示する表示部或いは情報再生装置Ｓに実行させる処理を入力する操作部等が含まれている。
【００６８】
一方、ピックアップ１内には、図示しない対物レンズを光ディスクＤＫの情報記録面に垂直な方向に移動させて実際にフォーカスサーボ制御を行うアクチュエータ１ａが含まれている。
【００６９】
次に、概要動作を説明する。
【００７０】
先ず、ピックアップ１は、上記トラッキングサーボ制御及び後述する駆動信号Ｓiに基づくフォーカスサーボ制御を行いつつ光ディスクＤＫにおける情報記録面に対して光ビームＢを照射し、その反射光を図示しないフォトディテクタ等により受光して検出信号Ｓppを生成し、フォーカスエラー検出器２へ出力する。このとき、当該アクチュエータ１ａが後述するブロック線図における制御対象（バネマス系の制御対象）Ｕ（ｓ）に相当する。
【００７１】
次に、フォーカスエラー検出器２は、検出信号Ｓppに基づいて当該光ビームＢの焦点位置と上記情報記録面の位置との当該情報記録面に垂直な方向のずれを示すフォーカスエラー信号Ｓfeを生成し、減算器３の一方の端子に出力する。このとき、当該フォーカスエラー検出器２におけるエラー信号検出感度（すなわち、対物レンズの位置が単位距離だけ移動したときに変化するフォーカスエラー検出器２の出力電圧値）が後述するブロック線図における位置検出感度Ｋe（Volt/m）に相当する。
【００７２】
また、フォーカスエラー検出器２におけるフォーカスエラー検出方法としては、例えば、いわゆるＳＳＤ（Spot  Size  Detection）法又は非点収差法等が用いられる。
【００７３】
これと並行して、目標値発生器４は、対物レンズが位置すべき位置（すなわち、光ビームＢの集光位置が当該情報記録面上となるために対物レンズが位置すべき情報記録面に垂直な方向の位置）を示す目標値信号Ｓrefを生成して出力する。このとき、当該目標値信号Ｓrefが後述するブロック線図における目標値refに相当する。
【００７４】
そして、減算器３は、目標値信号Ｓrefの値からフォーカスエラー信号Ｓfeの値を減算して得られる光ビームＢの集光位置に関する位置偏差（この位置偏差が後述するブロック線図における制御偏差erに相当する。）を示す偏差信号Ｓerを生成し、アナログ演算器群５へ出力する。
【００７５】
次に、アナログ演算器群５は、偏差信号Ｓer及び後述する駆動電圧信号Ｓivに基づいた後述する位相補償器５ａ及びオブザーバ５ｂの動作により、ドライブ回路８を駆動するための操作信号Ｓuを生成してドライブ回路８に出力する。このとき、当該アナログ演算器群５は、ラプラス演算子（ｓ）に基づくその伝達特性に従って上記位相補償器５ａ及びオブザーバ５ｂとしての機能を発揮する。
【００７６】
そして、ドライブ回路８は、電圧信号である操作信号Ｓuを増幅すると共にその電圧値に対応する電流値を有する駆動信号Ｓi（この駆動信号Ｓiが後述するブロック線図における駆動電流ｉとなる。）を生成し、アクチュエータ１ａに出力してこれを駆動して対物レンズを移動させると共に、Ｉ−Ｖ変換器９へ出力する。このとき、当該ドライブ回路８の変換感度（すなわち、操作信号Ｓuにおける単位電圧に対応する駆動信号Ｓiの電流値）が後述するブロック線図におけるドライブ回路１８の変換感度Ｋdr（Ampere/Volt）となる。
【００７７】
更に、Ｉ−Ｖ変換器９は、駆動信号Ｓiの電流値を電圧値に変換し、上記駆動電圧信号Ｓivとしてアナログ演算器群５へ出力する。このとき、当該Ｉ−Ｖ変換器９の変換感度（すなわち、駆動信号Ｓiにおける単位電流に対応する駆動電圧信号Ｓivの電圧値）が後述するブロック線図におけるＩ−Ｖ変換器９の変換感度Ｋiv（Volt / Ampere）となる。
【００７８】
次に、上述した構成を有するピックアップ制御部ＰＣ及びアクチュエータ１ａを含む制御系における本発明に係るフィードバック制御について、図５を用いて説明する。
【００７９】
なお、図５はオブザーバを示す内部ブロック線図を含むと共にピックアップ制御部ＰＣ及びアクチュエータ１ａを含む制御系におけるフィードバック制御の全体を示すブロック線図である。また、図５において、図１２に示す従来のフォードバック制御系における各制御要素と同一の制御要素については、同一の符号を用いて細部の説明は省略する。
【００８０】
先ず、第１実施形態においては、制御対象Ｕ（ｓ）はアクチュエータ１ａであるので、制御量ｙは当該アクチュエータ１ａにより移動される対物レンズの情報記録面に垂直な方向の位置となる。
【００８１】
今、当該アクチュエータ１ａの伝達関数は上記式（８）のように２次遅れ系として近似できる。
【００８２】
一方、上記フォーカスエラー検出器２におけるフォーカスエラー信号検出感度としての位置検出感度を上述したようにＫe（Volt/m）とすると、
【００８３】
【数１３】
ref−ｙ×Ｋe＝er  …  （１０）
となる。ここで、erは上述したように制御偏差でありrefは目標値である。そして、上記（１０）式により得られた制御偏差erは、オブザーバ５ｂの一方の入力端子に入力される。
【００８４】
他方、操作量ｕと駆勤電流ｉの関係は、ドライブ回路８における電圧電流変換感度をＫdr（Ampere/Volt）とすると、
【００８５】
【数１４】
ｉ＝Ｋdr×ｕ  …  （１１）
となる。そして、この駆動電流ｉは、電流／電圧変換感度がKiv（Volt/Ampere）であるＩ−Ｖ変換器９によって入力電圧ｖに対応する駆動電圧信号Ｓivに変換され、オブザーバ５ｂの他方の入力端子へ入力される。すなわち、
【００８６】
【数１５】
ｖ＝Ｋiv×ｉ  …  （１２）
ここで、第１実施形態のオブザーバの具体例としては、図５にブロック線図で示すように、ｋ1乃至ｋ5の係数を夫々発生する係数器と、積分手段としての第１及び第２の二つの積分器と、三つの加減算器と、により構成されるものが用いられており、上記制御偏差er及び上記入力電圧ｖを入力とすることにより外乱を推定し、上記操作量ｕに加算することにより当該操作量ｕを補正するための補正量ｈを生成する。
【００８７】
より具体的には、先ず、入力電圧ｖに対して係数ｋ4を乗じたものから、第２積分器から出力される推定位置ynに係数ｋ3を乗じたものと制御偏差erとを加算したものに係数ｋ1を乗じたものが減算され、その減算結果が第１積分器に入力される。
【００８８】
次に、第１積分器の出力から、第２積分器から出力される推定位置ynに係数ｋ3を乗じたものと制御偏差erとを加算したものに係数ｋ2を乗じたものが減算され、その減算結果が第２積分器に入力される。
【００８９】
そして、第２積分器の出力である上記推定位置ynに係数ｋ3を乗じたものが上記制御偏差erとの加算に供される。
【００９０】
その後、上記推定位置ynに係数ｋ3を乗じたものと制御偏差erとの加算結果に係数ｋ5を加算したものが、加速度外乱disaを補償するオブザーバ５ｂの出力である補正量ｈとして位相補償器の出力信号に加算される。
【００９１】
次に、アクチュエータ１ａ（制御対象Ｕ（ｓ））に加速度性外乱disaが加わったと仮定すると、制御量ｙは、
【００９２】
【数１６】
ｙ＝（ｉ＋disa）×Ｕ（ｓ）  …  （１３）
となる。
【００９３】
次に、各積分器を示す伝達特性を共に１／ｓとし、図５に示す第２積分器の出力をアクチュエータ１ａの推定位置yn（このとき、当該推定位置yn内に上記加速度外乱disaが含まれていることとなる。）として、本発明のオブザーバ５ｂの動作を実現するための上記各係数ｋ1乃至ｋ5の値について検討する。
【００９４】
今、図５のブロック線図で示されるオブザーバ５ｂにおいて、
【００９５】
【数１７】
（er＋yn×ｋ3）×ｋ5＝ｈ  …  （１４）
［｛Kiv×ｉ×ｋ4−（er＋yn×ｋ3）×ｋ1｝×（１／ｓ）−（er＋yn×ｋ3）×ｋ2］×（１／ｓ）＝yn  …  （１５）
である。ここで、上記式（１１）及び（１３）より、
【００９６】
【数１８】
ｙ＝（Ｋdr×ｕ＋disa）×Ｕ（ｓ）  …  （１３ａ）
更に、目標値refを「０」とすると、上記式（１０）より、
−ｙ×Ｋe＝er  …  （１０ａ）
この式を上記式（１４）に代入すると、
【００９７】
【数１９】
（−ｙ×Ｋe＋yn×ｋ3）×ｋ5＝ｈ
この式を変形して、
【００９８】
【数２０】
yn×ｋ3＝ｈ／ｋ5＋ｙ×Ｋe …  （１４ａ）
そして、この式と上記式（１０ａ）を共に式（１５）に代入すると、
【００９９】
【数２１】
［｛Kiv×ｉ×ｋ4−（−ｙ×Ｋe＋ｈ／ｋ5＋ｙ×Ｋe）×ｋ1｝×（１／ｓ）−（−ｙ×Ｋe ＋ｈ／ｋ5＋ｙ×Ｋe ）×ｋ2］×（１／ｓ）＝（ｈ／ｋ5＋ｙ×Ｋe）／ｋ3
上式の両辺をｓ2倍して整理すると、
【０１００】
【数２２】
Kiv×ｉ×ｋ4−（ｈ／ｋ5）×ｋ1−（ｈ／ｋ5）×ｋ2×ｓ＝（ｈ／ｋ5＋ｙ×Ｋe）×ｓ2／ｋ3
この式と上記式（１１）を用いてｉを消去し整理すると、
【０１０１】
【数２３】
Kiv×ｋ4× Kdr×ｕ＝（ｈ／ｋ5＋ｙ×Ｋe）×ｓ2／ｋ3＋（ｈ／ｋ5）×ｋ2×ｓ＋（ｈ／ｋ5）×ｋ1 …  （１５ａ）
ここで、仮に位相補償器Ｃ（ｓ）のループをオフとし、補正量ｈのみを用いて外乱disaを抑圧する場合を考え、位相補償器Ｃ（ｓ）の出力ｅを零とすると、
【０１０２】
【数２４】
ｅ＝er×Ｃ（ｓ）  …  （１６）
であるので、
【０１０３】
【数２５】
ｕ＝ｅ＋ｈ  …  （１７）
この式（１７）より、ｅ＝０のときはｕ＝ｈとなるので、上記式（１５ａ）を１／ｕ倍すると、
【０１０４】
【数２６】
Kiv×ｋ4× Kdr＝｛１／（ｋ3×ｋ5）＋（Ｋe／ｋ3）×ｙ／ｕ｝×ｓ2＋（ｋ2／ｋ5）×ｓ＋（k1／ｋ5）  …  （１５ｂ）
この式と上記式（１３ａ）によりｙを消去して整理すると、
【０１０５】
【数２７】
0003773686.tif 000002
ここで、式（１５ｃ）の左辺において、制御対象Ｕ（ｓ）を示すオブザーバ５ｂ内の内部モデルＵn（ｓ）をバネマス系から慣性系に変更して近似すると、
【０１０６】
【数２８】
Ｕn（ｓ）＝Ａ×wa2／ｓ2 …  （９ａ）
とし、式（１５ｃ）においてＵ（ｓ）≒Ｕn（ｓ）としてＵ（ｓ）を消去すると、
【０１０７】
【数２９】
Kdr ×（Kiv×ｋ4−Ａ×wa2×Ｋe／ｋ3）−（Ｋe／ｋ3）×（disa／ｕ）×Ａ×wa2＝（ｓ2／ｋ3＋ｋ2×ｓ＋k1）／ｋ5 …  （１５ｄ）
更に、式（１５ｄ）の左辺第１項において、
【０１０８】
【数３０】
Kiv×ｋ4−Ａ×wa2×Ｋe／ｋ3＝０  …  （１８）
ｋ4＝１／Ｋiv  …  （１９）
とすると、
【０１０９】
【数３１】
ｋ3＝Ａ×wa2×Ｋe …  （２０）
となり、結局、上記式（１５ｄ）は
【０１１０】
【数３２】
−(Ｋe／ｋ3）×（disa／ｕ）×Ａ×wa2＝（ｓ2／ｋ3＋ｋ2×ｓ＋k1）／ｋ5
となる。ゆえに、
【０１１１】
【数３３】
−ｕ／disa＝（ｋ5×Ｋe×Ａ×wa2／ｋ3）／（ｓ2／ｋ3＋ｋ2×ｓ＋k1）
となり、この式と上記式（２０）より、
【０１１２】
【数３４】
−ｕ／disa＝ｋ5／（ｓ2／ｋ3＋ｋ2×ｓ＋k1）  …  （２１）
となる。ここで、この式（２１）は、加速度外乱disaから、操作量ｕ（換言すると、ｅ＝０としたときの補正量ｈ）までの伝達特性を示しており、その右辺から当該伝達特性が２次のローパスフィルタ特性であることが判る。
【０１１３】
一方、上記式（１３ａ）より、制御量ｙが加速度外乱disaの影響を受けないようにするためには、
【０１１４】
【数３５】
Ｋdr×ｕ＋disa＝０  …  （２２）
が成立すればよく、その場合には加速度外乱disaは完全に抑圧されることとなる。すなわち、加速度外乱disaを完全に抑圧するためには、上記式（２２）より、
【０１１５】
【数３６】
−ｕ／disa＝１／Ｋｄｒ  …  （２２ａ）
が成立すればよい。
【０１１６】
しかしながら、実際のオブザーバ５ｂにおいては、制御対象のモデル化の不完全性や観測ノイズ等により、上記式（２２ａ）を完全に成立させることは不可能である。
【０１１７】
そこで、上記式（２１）に伝達特性を示すローパスフィルタであるいわゆるロバストフィルタＲ（ｓ）（オブザーバ５ｂにおける推定の帯域を示している。）を用いて近似的に上記式（２２ａ）を成立させる。
【０１１８】
今、当該ロバストフィルタＲ（ｓ）の伝達特性を、
【０１１９】
【数３７】
Ｒ（ｓ）＝wr2／（Ｓ2＋２×ｋｒ×ｗｒ×Ｓ＋ｗｒ2）  …  （２３）
とする。このとき、ｋｒはロバストフィルタのダンピングファクタであり、ｗｒはそのカットオフ周波数（rad／sec）である。これにより、ロバストフィルタを用いて上記式（２２ａ）を近似すると、
【０１２０】
【数３８】
−ｕ／disa＝（１／Ｋdr）×Ｒ（ｓ）  …  （２２ｂ）
となる。この式（２２ｂ）と式（２１）から、
【０１２１】
【数３９】
ｋ5×ｋ3／（ｓ2＋ｋ2×ｋ3×ｓ＋ｋ1×ｋ3）＝（１／Ｋdr）×Ｒ（ｓ）…  （２４）
そして、上記式（２３）と式（２４）より、
【０１２２】
【数４０】
ｋ1×ｋ3＝ｗｒ2 …  （２５）
ｋ2×ｋ3＝２×ｋｒ×ｗｒ  …  （２６）
ｋ3×ｋ5＝１／Ｋdr  …  （２７）
よって、式（１８）を用いて、式（２５）乃至（２７）のｋ3を消去すると、
【０１２３】
【数４１】
ｋ1＝ｗｒ2／（Ａ×wa2×Ｋe）  …  （２８）
ｋ2＝２×ｋｒ×ｗｒ／（Ａ×wa2×Ｋe）  …  （２９）
ｋ5＝１／（Ｋdr×Ａ×wa2×Ｋe）  …  （３０）
従って、これまでの検討を纏めると、制御対象Ｕ（ｓ）を示すオブザーバ５ｂ内の内部モデルを、当該制御対象に忠実なバネマス系から慣性系に近似し、二次のローパスフィルタ特性を持つロバストフィルタＲ（ｓ）を導入し、更に係数ｋ1乃至ｋ5の値を夫々上記式（２８）、（２９）、（１９）、（２０）及び（３０）に示すような値とすることにより、特にその固有振動周波数waより高い周波数範囲内で、簡易な構成でバネマス系の制御対象であるアクチュエータ１ａに混入する加速度外乱disaを正確に推定可能なオブザーバ５ｂを実現することが可能となる。
【０１２４】
そして、この後はオブザーバ５ｂから生成された補正量ｈを操作量ｕに加算して上記操作信号Ｓuを生成し、これによりドライブ回路８を駆動して上記駆動信号Ｓiを生成し、アクチュエータ１ａに出力しこれを駆動することとなる。
【０１２５】
これにより、通常のフィードバック制御のみによりアクチュエータ１ａを制御する場合と比較して加速度外乱が抑圧され、精度等の制御性能を向上させることが可能となるのである。
【０１２６】
なお、上記位相補償器Ｃ（ｓ）の具体例としては、例えば、その補償制御としていわゆるＰＩＤ制御を用いるとすると、
【０１２７】
【数４２】
Ｃ（ｓ）＝Ｋp＋Ｋi/ｓ＋Ｋd×ｓ
となる。ここで、Ｋpは比例項であり、Ｋiは積分項であり、Ｋdは微分項である。このとき、アクチュエータ１ａの固有振動周波数waより低い周波数成分の外乱は位相補償器５ａによりサーボ制御動作に影響の無い程度まで抑圧されることとなる。
【０１２８】
以上説明したように、第１実施形態のオブザーバ５ｂの動作によれば、バネマス系の制御対象における固有振動周波数wa以上の周波数帯域において慣性系の内部モデルを用いて加速度外乱disaを推定するので、簡易な構成のオブザーバ５ｂを用いる場合に、二次の項以外の項をも含む特性方程式により定義される内部モデルを使用する場合に比して正確且つ迅速に外乱を推定することができる。
【０１２９】
また、二次のローパスフィルタ特性を有するロバストフィルタを用いて加速度外乱disaを推定するので、フォードバック制御系において当該内部モデルの不完全制や推定ノイズ等が存在する場合においても、より正確に外乱を推定することができる。
【０１３０】
更に、制御対象がフォーカスサーボ制御のためのアクチュエータ１ａであるので、簡易且つ安価な構成でより正確に外乱を抑圧しつつ高精度でフォーカスサーボ制御におけるフィードバック制御を行うことができる。
【０１３１】
更にまた、本発明の構成によれば、制御対象が二次遅れ系であることに起因する微分器の使用を回避することができ、当該微分器の存在に起因するオブザーバ５ｂへの入力信号の高Ｓ／Ｎ（Signal/Noise）比化（具体的には、クロックノイズ、電源ノイズ又は情報再生装置Ｓ内の他の部材からの干渉等の対策を十分施してからオブザーバ５ｂへ入力させること）を行う必要がなく、当該ノイズ対策に必要なコストを削減でき、この点でも製品化に対して有利なように構成を簡略化できることとなる。
【０１３２】
なお、上述の第１実施形態の如くバネマス系の制御対象に印加される可能性のある外乱を慣性系の内部モデルを有するオブザーバ５ｂで推定して抑圧する構成によれば、図３（ａ）に示すように、アクチュエータ１ａの固有振動周波数waより低い周波数帯域における外乱も有効に抑圧できることが実験により判明している。
【０１３３】
また、上述の第１実施形態においては、ピックアップ１内の対物レンズに対するフォーカスサーボ制御に対して本発明を適用した場合について説明したが、これ以外に、当該対物レンズに対するトラッキングサーボ制御（具体的には、ＤＰＤ（Differential  Phase  Detection）法や３ビーム法等を用いたトラッキングサーボ制御）に対して本発明を適用することも、上述した構成と同様にすることで可能となることは言うまでもない。
（III）第２実施形態
次に、本発明に係る他の実施形態である第２実施形態について、図６乃至図８を用いて説明する。
【０１３４】
なお、図６は第２実施形態のオブザーバを示す内部ブロック線図を含むと共にピックアップ制御部ＰＣ及びアクチュエータ１ａを含む制御系におけるフィードバック制御の全体を示すブロック線図であり、図７は本実施形態に係る積分器の具体的な構成を示すブロック図であり、アナログ演算による構成を図７（ａ）に、ディジタル演算による構成を図７（ｂ）に夫々示す。また、図８は完全積分型の積分器の具体的な構成を示すブロック図であり、アナログ演算による構成を図８（ａ）に、ディジタル演算による構成を図８（ｂ）に夫々示す。更に、図６において、図５に示す第１実施形態のフォードバック制御系における各制御要素と同一の制御要素については、同一の符号を用いて細部の説明は省略する。
【０１３５】
上述の第１実施形態においては、オブザーバ５ｂ内の各積分器を示す伝達関数を単純に１／ｓとした場合について説明したが、第２実施形態では、オブザーバに含まれる各積分器の具体例として、当該各積分器のうち少なくとも一方を不完全積分型の積分器により構成している。
【０１３６】
なお、図６に示すブロック線図は、各積分器の具体的構成を示している点以外は図５に示すブロック線図と全く同一であり、第２実施形態のオブザーバとしてもその構成及び動作は第１実施形態のオブザーバ５ｂと全く同様であるので、以下の説明では、積分器としての構成及び動作のみ説明し、その他の説明は省略する。
【０１３７】
第２実施形態のオブザーバにおける各積分器は、上述のように不完全積分型とされているが、より具体的には、アナログ演算により構成する場合には図７（ａ）に示すように夫々に演算増幅器１１とコンデンサ１２と二つの抵抗１３及び１４により構成される。一方、夫々の積分器をディジタル演算により構成する場合のブロック線図は図７（ｂ）に示すものとなる。そして、夫々の場合の伝達関数Ｋ（ｚ）（アナログ演算の場合）又はＫ（ｓ）（ディジタル演算の場合）は、
【０１３８】
【数４３】
Ｋ（ｚ）＝Ｔ／（１−Ｋp×ｚ-1）
Ｋ（ｓ）＝１／（１＋Ｔ1（又はＴ2）×ｓ）
となる。ここで、Ｔはサンプリング周期であり、Ｋpは各積分器内の乗算器の係数であり、ｚ-1は具体的には、
【０１３９】
【数４４】
ｚ-1＝exp（−Ｔ×ｓ）
により示される演算（すなわち、上記サンプリング周期において一サンプルタイミング分遅延させる演算）を示している。
【０１４０】
次に、第２実施形態の如くオブザーバ内の積分器として不完全積分型の積分器を用いる利点について説明する。
【０１４１】
一般に、図６に示すようなフィードバックサーボループをオープン状態からクローズ状態に引き込む際には、制御偏差er及び操作量ｕは定常状態と比較してレベルの大きな信号となり、そのレベルの大きな各信号がオブザーバに入力されることとなる。この時、当該オブザーバ内の積分器に完全積分型を用いると、特に低周波数領域において当該完全積分型の積分器に用いられている演算増幅器が飽和してしまうこととなる。
【０１４２】
ここで、当該完全積分型の積分器としては、具体的には、アナログ演算により構成する場合には図８（ａ）に示すように夫々演算増幅器１５とコンデンサ１６と抵抗１７により構成される。一方、夫々の積分器をディジタル演算により構成する場合のブロック線図は図８（ｂ）に示すものとなる。そして、夫々の場合の伝達関数Ｋ’（ｚ）（アナログ演算の場合）又はＫ’（ｓ）（ディジタル演算の場合）は、
【０１４３】
【数４５】
Ｋ’（ｚ）＝Ｔ／（１−ｚ-1）
Ｋ’（ｓ）＝１／（Ｔ1（又はＴ2）×ｓ）
となるものが考えられる。
【０１４４】
一方、近年、特に電池駆動の製品において、電源の単電源化や低電圧化に対する要求があり、これにより演算増幅器の出力信号におけるダイナミックレンジを確保するのが困難になってきており、この場合も演算増幅器の飽和を避けることが重要な課題となっている。
【０１４５】
そこで、第２実施形態として示した如く、オブザーバ内の積分器に不完全積分型を用いることで低周波数領域における利得を制限することにより、当該演算増幅器の飽和を避けることが可能となる。
【０１４６】
他方、当該演算増幅器が飽和すると、一般に正確な補正量ｈか得られなくなるという問題点があり、外乱抑圧特性が劣化するばかりでなく、最悪の場合、オブザーバにより生成される不正確な補正量ｈに起因してフォーカスサーボ制御そのものがその機能を停止してしまう場合もあり得る。
【０１４７】
この問題点を回避するために、フォーカスサーボが安定した後にオブザーバからの補正量ｈを加算する方法も考えられる。しかしながら、フォーカスサーボの引き込みのときこそ、外乱を抑圧して速やかにサーボ制御系を安定化させるべきであり、このときにオブザーバによる外乱抑圧性能を発揮させるべきである。よって、この矛盾する課題を共に解決するには、オブザーバ内の積分器に不完全積分型の積分器を用いて演算増幅器の飽和を避けることが必要となるのである。
【０１４８】
以上説明したように、第２実施形態のオブザーバの動作によれば、第１実施形態のオブザーバ５ｂの効果に加えて、オブザーバ内の内部モデルを構成する二つの積分器として少なくとも一つの不完全積分型の積分器を用いるので、完全積分型の積分器を用いる場合に比してフィードバック制御系の過渡特性を更に向上させることができる。
（IV）第３実施形態
次に、本発明に係る他の実施形態である第３実施形態について、図９乃至図１１を用いて説明する。
【０１４９】
上述した第１及び第２実施形態においては、オブザーバを含むアナログ演算器群をアナログ的に動作させる場合について説明したが、第３実施形態では、上記アナログ演算器群に代えてディジタル的に処理を行うＤＳＰ（Digital  Signal
Processor）を用いてオブザーバとしての処理を行わせる。
【０１５０】
先ず、第３実施形態に係るピックアップ制御部の構成について、図９を用いて説明する。
【０１５１】
なお、図９は第３実施形態に係るピックアップ制御部の概要構成を示すブロック図である。
【０１５２】
図９に示すように、第３実施形態の情報再生装置におけるピックアップ制御部ＰＣ’は、上記第１又は第２実施形態のピックアップ制御部ＰＣにおけるフォーカスエラー検出器２、減算器３、目標値発生器４及びドライブ回路８に加えて、Ａ／Ｄ変換器２０と、制御手段としてのＤＳＰ２１と、ＲＡＭ２２と、ＲＯＭ２３と、Ｄ／Ａ変換器２４と、により構成されている。
【０１５３】
このとき、ＤＳＰ２１内には、位相補償器２１ａ及び外乱推定手段としてのオブザーバ２１ｂが含まれているが、当該位相補償器２１ａ及びオブザーバ２１ｂは、ＲＯＭ２３内に格納されている制御プログラムに基づいてＤＳＰ２１が動作することにより当該ＤＳＰ２１の機能として実現されるものである。このとき、当該オブザーバ２１ｂ及び位相補償器２１ａを夫々独立した回路として実現してもよい。
【０１５４】
次に、概要動作を説明する。
【０１５５】
先ず、ピックアップ１は、第１又は第２実施形態の場合と同様に、トラッキングサーボ制御及び駆動信号Ｓiに基づくフォーカスサーボ制御を行いつつ光ディスクＤＫにおける情報記録面に対して光ビームＢを照射し、その反射光に基づいて検出信号Ｓppを生成し、フォーカスエラー検出器２へ出力する。このとき、当該アクチュエータ１ａが後述するブロック線図における制御対象Ｕ（ｓ）に相当する。
【０１５６】
次に、フォーカスエラー検出器２は、検出信号Ｓppに基づいてフォーカスエラー信号Ｓfeを生成し、減算器３の一方の端子に出力する。
【０１５７】
これと並行して、目標値発生器４は、上記目標値信号Ｓrefを生成して出力する。
【０１５８】
そして、減算器３は、目標値信号Ｓrefの値からフォーカスエラー信号Ｓfeの値を減算して得られる光ビームＢの集光位置に関する位置偏差（制御偏差ｅｒに相当する。）を示す偏差信号Ｓerを生成し、Ａ／Ｄ変換器２０へ出力する。
【０１５９】
これにより、Ａ／Ｄ変換器２０は、偏差信号Ｓerをアナログ信号からディジタル信号に変換し、ディジタル化偏差信号Ｓedig（このディジタル化偏差信号Ｓedigが後述するブロック線図におけるディジタル化制御偏差edigに相当する。）を生成してＤＳＰ２１へ出力する。このとき、当該Ａ／Ｄ変換器２０の変換感度（すなわち、位置偏差における単位偏差に対応するディジタル値）が後述するブロック線図におけるＡ／Ｄ変換器２０の変換感度Ｋad（digit/m）となる。
【０１６０】
次に、ＤＳＰ２１は、ディジタル化偏差信号Ｓedigに基づいた後述する位相補償器２１ａ及びオブザーバ２１ｂのディジタル的な動作により、ドライブ回路８を駆動するための操作信号Ｓuを生成してＤ／Ａ変換器２４へ出力する。このとき、当該ＤＳＰ２１は、ＲＯＭ２３内に予め格納されている制御プログラムをロム信号Ｓroとして読み出しつつ当該制御プログラムに基づいて上記位相補償器２１ａ及びオブザーバ２１ｂとしての機能を発揮する。更に、この機能発揮のために必要なデータは、ラム信号Ｓraとして一時的にＲＡＭ２２に格納されつつ用いられる。
【０１６１】
これにより、Ｄ／Ａ変換器２４は、操作信号Ｓuをディジタル信号からアナログ信号に変換し、アナログ操作信号Ｓauを生成してドライブ回路８に出力する。このとき、当該Ｄ／Ａ変換器２４の変換感度（すなわち、一ディジタル値に対応する電圧値）が後述するブロック線図におけるＤ／Ａ変換器２４の変換感度Ｋda（Volt/digit）となる。
【０１６２】
そして、ドライバ回路８は、電圧信号であるアナログ操作信号Ｓauを増幅すると共にその電圧値に対応する電流値を有する駆動信号Ｓi（駆動電流ｉ）を生成し、アクチュエータ１ａに出力してこれを駆動して対物レンズを移動させる。
【０１６３】
次に、上述した構成を有するピックアップ制御部ＰＣ’及びアクチュエータ１ａを含む制御系における本発明に係るフィードバック制御について、図１０及び図１１を用いて説明する。
【０１６４】
なお、図１０はオブザーバ２１ｂにおける外乱推定処理を示すフローチャートであり、図１１はオブザーバを示す内部ブロック線図を含むと共にピックアップ制御部ＰＣ’及びアクチュエータ１ａを含む制御系におけるフィードバック制御の全体を示すブロック線図である。また、図１１において、図５に示す第１実施形態のフォードバック制御系における各制御要素と同一の制御要素については、同一の符号を用いて細部の説明は省略する。
【０１６５】
先ず、第３実施形態においては、制御対象Ｕ（ｓ）はアクチュエータ１ａであるので、制御量ｙは当該アクチュエータ１ａにより移動される対物レンズの情報記録面に垂直な方向の位置となる。
【０１６６】
今、第１又は第２実施形態の場合と同様に当該アクチュエータ１ａの伝達関数を２次遅れ系に近似して求めると、
【０１６７】
【数４６】
Ｕ（ｓ）＝Ａ×wa2／（ｓ2＋２×ｋ×wa×ｓ＋wa2）  …  （８）
となる。
【０１６８】
次に、アクチュエータ１ａのゲイン定数をＫgとし、アクチュエータ１ａの１次係数をＫ1とし、アクチュエータ１ａの２次係数をＫ2として当該アクチュエータ１ａの伝達関数をディジタル系に変換すると、
【０１６９】
【数４７】
Ｕｎ（ｚ）＝Ｋg／（１＋Ｋ1×ｚ-1＋Ｋ2×ｚ-2）
となる。
【０１７０】
一方、制御量ｙは、次式に従い、Ａ／Ｄ変換器２０からディジタル化偏差信号Ｓedig（ディジタル化制御偏差edig）として出力される。すなわち、上記フォーカスエラー検出器２におけるエラー信号検出感度としての位置検出感度をＫeとし、更に、Ａ／Ｄ変換器２０における変換感度をＫad（digit/Volt）とすると、
【０１７１】
【数４８】
ref−ｙ×Ke＝er
Ｋad×er＝edig
となる。
【０１７２】
次に、オブザーバ２１ｂの構成及び動作について図１０及び図１１を用いて説明する。
【０１７３】
当該オブザーバ２１ｂにおいては、先ず、現サンプルタイミングにおける補正量ｈを、ディジタル化制御偏差edigと一サンプルタイミング前の状態変数eh1とを用いて、以下のように演算する（ステップＳ１）
【０１７４】
【数４９】
buf＝edig＋eh1
ｈ＝ｋ5ｄ×buf
ここで、ｋ5ｄは第１又は第２実施形態における係数ｋ5をディジタル化した係数であり、bufはステップＳ１の演算に用いられる図示しないレジスタの値である。
【０１７５】
このとき、当該補正量ｈ内に、上記加速度外乱disaが含まれていることとなる。
【０１７６】
次に、上記算出された現サンプルタイミングの補正量ｈと、ディジタル化制御偏差edigとを用いて、以下の式により現サンプルタイミングにおけるディジタル化操作量udを算出し、操作信号ＳuとしてＤ／Ａ変換器２４へ出力する（ステップＳ２）。
【０１７７】
【数５０】
ud＝edig×Ｃ（ｚ）＋ｈ
ここで、Ｃ（ｚ）は位相補償器器２１ａの伝達関数であり、当該Ｃ（ｚ）の具体例としては、例えば、
【０１７８】
【数５１】
Ｃ（ｚ）＝Ｋp＋Ｋi／（１−ｚ-1）＋Ｋd×（１−ｚ-1）
が考えられる。ここで、Ｋpは比例項であり、Ｋiは積分項であり、Ｋdは微分項であり、「×ｚ-1」で示される演算は一サンプルタイミング前の量を取得する演算（すなわち、exp（−ｓ×Ｔ）（；Ｔはサンプリング周期）で示される演算であり、上式の場合は、一サンプルタイミング前の変数を利用して積分項又は微分項を取得するときに必要となる演算）である。
【０１７９】
そして、最後に、ステップＳ１で取得したレジスタの値bufと、現サンプルタイミングのディジタル化操作量udとを用いて、現サンプルタイミングのオブザーバ内部の上記状態変数を演算し、これをeh1として次のサンプルタイミングにおける演算に用いるために保存する（ステップＳ３）。
【０１８０】
【数５２】
eh1＝［｛（ud×ｋ4ｄ−buf×ｋ1ｄ）×Ｔ／（１−Ｋp1×ｚ-1）｝−buf×ｋ2ｄ］×ｋ3ｄ×Ｔ／（１−Ｋp2×ｚ-1）
ここで、ｋ1ｄ、ｋ2ｄ、ｋ4ｄ及びｋ3ｄは第１又は第２実施形態における係数ｋ1、ｋ2、ｋ4及びｋ3を夫々ディジタル化した係数であり、Ｄ／Ａ変換器２４における変換感度をＫda（Volt/digit）とすると、
【０１８１】
【数５３】
ｋ1ｄ＝ｗｒ2／（Ａ×wa2×Ｋe×Ｋad）
ｋ2ｄ＝２×ｋｒ×ｗｒ／（Ａ×wa2×Ｋe×Ｋad）
ｋ5ｄ＝１／（Ｘdr×Ｋda×Ａ×wa2×Ｋe×Ｋad）
ｋ4ｄ＝Ｋda×Ｋdr
ｋ3ｄ＝Ａ×wa2×Ｋe×Ｋad
であり、更にＫp1及びＫp2は不完全積分のための極を指定する係数（０＜Ｋp1、Ｋp2＜１）である。
【０１８２】
この後は、上記ディジタル化操作量udをＤ／Ａ変換器２４によりアナログ化してアナログ操作信号Ｓauを生成し、これによりドライブ回路８を駆動して上記駆動信号Ｓiを生成し、アクチュエータ１ａに出力してこれを駆動することとなる。
【０１８３】
ここで、上記ステップＳ１として、現サンプルタイミングの補正量ｈを一サンプルタイミング前の状態変数eh1を用いて演算したが、この理由について次に説明する。
【０１８４】
正確な制御のためには、本来は現サンプルタイミングの状態変数を用いて現サンプルタイミングの補正量ｈを演算すべきであるが、この現サンプルタイミングの状態変数は上記ステップＳ３まで演算が終了して初めて得られる値であり、上記ステップＳ１の段階では未決定数であるので補正量ｈの演算には用いることができない。そこで、状態変数としては一サンプルタイミング間では急激にその値が変化しないことを前提として一サンプルタイミング前の状態変数eh1を現サンプルタイミングの状態変数の代用として用いているのである。
【０１８５】
換言すれば、サンプリング周波数がフィードバック制御系のサーボ帯域と比較して十分に高ければ一サンプルタイミングの遅れは問題とはならないことを利用して一サンプルタイミング前における状態変数eh1を現サンプルタイミングの状態変数の代用としているのである。
【０１８６】
なお、上述した第３実施形態においては、上記目標値ｒｅｆをアナログ信号として印加する構成について説明したが、これ以外に、当該目標値ｒｅｆを予めＡ／Ｄ変換した後にディジタル値として以下のように印加しても良い。
【０１８７】
【数５４】
ｙ×Ｋe＝er
ref−Ｋad×er＝edig
また、上述した第３実施形態においては、Ｄ／Ａ変換器２４により操作信号Ｓuをアナログ操作信号Ｓauに変換する構成を示したが、これ以外に、ＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）回路等により操作信号Ｓuからアナログ操作信号Ｓauを生成するように構成することもできる。
【０１８８】
更に、上述の第３実施形態においては、ピックアップ１内の対物レンズに対するフォーカスサーボ制御に対して本発明を適用した場合について説明したが、これ以外に、当該対物レンズに対するトラッキングサーボ制御に対して本発明を適用することも、第３実施形態の場合と同様にすることで可能となることは言うまでもない。
【０１８９】
更にまた、位相補償器を上記第１実施形態の如くアナログ回路により構成し、一方オブザーバを上記第３実施形態の如くディジタル回路により構成してもよく、本発明は、アナログ回路又はディジタル回路に限らず種々の変形が可能である。
【０１９０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、少なくとも制御対象の固有振動周波数以上の周波数帯域において２次の項のみを含む特性方程式により定義される演算の簡単な内部モデルを実現させつつ、二次以上のローパスフィルタ特性を有するロバストフィルタ処理を行うことにより、外乱を推定するので、二次の項以外の項を含む特性方程式により定義される内部モデルを使用する場合に比して正確且つ迅速に外乱を推定することができるとともに、フォードバック制御系において当該内部モデルの不完全性や推定ノイズ等が存在する場合においても、より正確に外乱を推定することができる。
【０１９１】
従って、簡易な構成を有する外乱推定手段を用いて安価且つ簡便にサーボ制御装置を構成し、当該サーボ制御装置を用いて外乱を抑圧しつつ上記した制御対象をフィードバック制御する場合でも、正確且つ迅速に外乱を推定して正確に制御対象をサーボ制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を説明する図（Ｉ）であり、（ａ）はバネマス系の制御対象及び慣性系の制御対象の利得−周波数特性を示す図であり、（ｂ）はそれらの位相−周波数特性を示す図である。
【図２】本発明の原理を説明する図（II）であり、（ａ）は制御対象及びオブザーバの内部モデルを共に慣性系とした場合の外乱から制御偏差までの間の利得−周波数特性を示す図であり、（ｂ）はその位相−周波数特性を示す図である。
【図３】本発明の原理を説明する図（III）であり、（ａ）は制御対象をバネマス系としオブザーバの内部モデルを慣性系の内部モデルとした場合の外乱から制御偏差までの間の利得−周波数特性を示す図であり、（ｂ）はその位相−周波数特性を示す図である。
【図４】第１実施形態の情報再生装置の概要構成を示すブロック図である。
【図５】第１実施形態の制御系の構成を示すブロック線図である。
【図６】第２実施形態の制御系の構成を示すブロック線図である。
【図７】第２実施形態の積分器の構成を示す図であり、（ａ）はアナログ演算による構成を示すブロック図であり、（ｂ）はディジタル演算による構成を示すブロック線図である。
【図８】完全積分型の積分器の構成を示す図であり、（ａ）はアナログ演算による構成を示すブロック図であり、（ｂ）はディジタル演算による構成を示すブロック線図である。
【図９】第３実施形態の情報再生装置の概要構成を示すブロック図である。
【図１０】第３実施形態のオブザーバの処理を示すフローチャートである。
【図１１】第３実施形態の制御系の構成を示すブロック線図である。
【図１２】従来のオブザーバを用いた制御系の構成を示すブロック線図である。
【符号の説明】
１…ピックアップ
１ａ…アクチュエータ
２…フォーカスエラー検出器
３…減算器
４…目標値発生器
５…アナログ演算器群
５ａ、２１ａ…位相補償器
５ｂ、２１ｂ…オブザーバ
８…ドライブ回路
９…Ｉ−Ｖ変換器
１０…スピンドルモータ
１１、１５…演算増幅器
１２、１６…コンデンサ
１３、１４、１７…抵抗
２０…Ａ／Ｄ変換器
２１…ＤＳＰ
２２…ＲＡＭ
２３…ＲＯＭ
２４…Ｄ／Ａ変換器
Ｓ…情報再生装置
Ｂ…光ビーム
ＤＫ…光ディスク
ＰＣ、ＰＣ’…ピックアップ制御部
ＳＣ…スピンドル制御部
Ｓer…偏差信号
Ｓpp…検出信号
Ｓref…目標値信号
Ｓfe…フォーカスエラー信号
Ｓu…操作信号
Ｓi…駆動信号
Ｓau…アナログ操作信号
Ｓedig…ディジタル化偏差信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
0003773686.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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