(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧の変化における変曲点を測定するための方法であって、
決められた時定数により、検出すべき電圧でコンデンサを充電する第１のステップと、
前記コンデンサの電圧が所定のスレッショルドに達するまでの持続期間を測定する第２のステップと、
前記持続期間の逆数を計算する第３のステップと、
前記第１から第３のステップを繰り返し、各繰り返しの後で、２つの連続する繰り返しの前記逆数の間の差を計算する第４のステップと、
前記差の符号が変化する繰り返しを決定する第５のステップと
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
第５のステップの後でコンデンサの充電を停止することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
電圧の変化における変曲点を測定するための装置であって、
決められた時定数でコンデンサ（Ｃ）を充電するための回路と、マイクロコントローラとを含んでおり、
前記マイクロコントローラは、
コンデンサの電圧を所定のスレッショルドと比較する比較手段（ＴＨ）と、
コンデンサの電圧をリセットするための手段と、
前記コンデンサのリセットの終了時点と該電圧が該所定のスレッショルドに達する時点との間の持続時間をカウントする手段（ＣＮＴ）と、
前記持続期間の逆数を計算する手段（ｍＰ）と、
２つの連続する逆数の間の差を測定する手段と
を含むことを特徴とする装置。
【請求項４】
前記比較手段がインバータからなることを特徴とする請求項３に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧に対応する量を測定する方法及び装置に関する。本発明は、絶対値でなく、正確な電圧変動の検出が所望される用途に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
このような相対電圧計測は、例えば、時間関数としての電圧曲線の形状変化の検出が所望され、かつ計測システムのコストが主な制約となるシステムに有用である。
【０００３】
このような用途の第１の例は、制御値に対する変動検出が所望されるような、赤外線検出器又はその他の検出器である。
【０００４】
本発明は、他の用途、即ち蓄電池充電器について論じられ、より詳細にはニッケルカドミウム（ＮｉＣｄ）又は金属性ニッケル水素化物（ＮｉＭＨ）型蓄電池を充電する充電器について論じられる。このような充電器における各充電処理について、蓄電池の寿命時間及び動作を損なう最大充電を越えることなく、蓄電池を完全に充電するのが好ましい。このような蓄電池において、この最大充電レベルは、時間関数としての電圧変動曲線の変曲点の出現に対応する。この変曲点は、充電中に蓄電池の電圧を一定の時間間隔で計測し、かつ電圧変動の展開を解析することによって検出される。電圧変動が増加し続ける領域から、電圧変動が減少し続ける領域へ転換するとき、変曲点の到達が検出される。この計測を実行するためには、２つの問題が生じる。第１に、この変動は、約１／１０００の非常に高精度で計測されなければならず、これは例えば１０ビット以上のデジタル計測に対応する。第２に、異なる数のセルを含む種々の蓄電池を充電するために、同じ蓄電池充電器が用いられることが望ましい。例えばセル電圧が１〜１．８Ｖで変化することが知られている３〜８個のセルを含む蓄電池を充電することが所望される場合、平均電圧の周りで実質的に３〜１５Ｖの範囲にある前記変動を計測することができなければならない。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために、本発明は、電圧の変化における変曲点を測定するための方法であって、
決められた時定数により、検出すべき電圧でコンデンサを充電する第１のステップと、
コンデンサの電圧が所定のスレッショルドに達するまでの持続期間を測定する第２のステップと、
持続期間の逆数を計算する第３のステップと、
第１から第３のステップを繰り返し、各繰り返しの後で、２つの連続する逆数の間の差を計算する第４のステップと、
差の変化を測定する第５のステップと
を含むことを特徴とする。
【０００６】
本発明の１つの実施形態によれば、第５のステップの後でコンデンサの充電を停止する。
【０００７】
本発明はまた、電圧の変化における変曲点を測定するための装置であって、
決められた時定数でコンデンサ（Ｃ）を充電するための回路と、マイクロコントローラとを含んでおり、
マイクロコントローラは、
コンデンサの電圧を所定のスレッショルドと比較する比較手段（ＴＨ）と、
コンデンサの電圧をリセットするための手段と、
前記コンデンサのリセットの終了時点と該電圧が該所定のスレッショルドに達する時点との間の持続時間をカウントする手段（ＣＮＴ）と、
前記持続期間の逆数を計算する手段（ｍＰ）と、
２つの連続する逆数の間の差を測定する手段と
を含むことを特徴とする。
【０００８】
本発明の１つの実施形態によれば、比較手段がインバータからなる。
【０００９】
この計測を実行するための簡単な方法は、マイクロコントローラ内に集積されるアナログ／デジタルコンバータを用いることである。約１／１０００の精度が必要とされる場合、１０ビット以上の精度のアナログ／デジタルコンバータが提供されなければならない。現在、ＳＧＳ−トムソン  マイクロエレクトロニクス（ＳＴ）のマイクロコントローラＳＴ６のような従来の低コストマイクロコントローラは、一般に、わずか８ビット（１／２５０）の精度のアナログ／デジタルコンバータに関連する。他方で、これらマイクロコントローラは、約１６ビットの精度を提供する高い周波数クロック、カウンタ及び計算手段を含む。従って、本発明は、相対電圧計測のために低コストマイクロコントローラを用いることを目的とし、直接的なアナログ／デジタル変換の代わりに、時間カウントに基づくこの計測を実行する。
【００１０】
本発明の前述した及び他の目的、特徴並びに効果は、添付図面に関連するが、それらによって限定されない、以下の明確な実施形態の記述からより詳細に論じられるであろう。
【００１１】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明による回路を表す。計測すべき電圧Ｖinは、抵抗Ｒ及びコンデンサＣの直列接続へ印加される。抵抗とコンデンサの第１の端子との接続点は、例えば簡易なインバータであるスレッショルド回路ＴＨの入力へ接続される。コンデンサの端子の他方は、通常グランドであるリファレンス電位へ接続される。リファレンス電位はまた、スイッチＳＷを介してスレッショルド回路の入力へも接続される。スイッチＳＷは、受入可能な任意の信号によって制御され、その信号は、周期的な間隔でオープンされるように、カウンタＣＮＴの出力、又は、マイクロプロセッサからの若しくは他のソースからの信号である。スイッチＳＷのオープンで、コンデンサＣの充電サイクルが始まる。スイッチＳＷは、コンデンサＣの電圧が回路ＴＨのスレッショルドＶthに達したらすぐにクローズされる。クローズする時間のカウンタ出力は、記憶回路に転送され、即ち処理するマイクロプロセッサｍＰの入力へ直接的に転送される。後述されるように、この処理は主に逆数計算からなり、マイクロプロセッサは、カウンタのカウントの逆数に比例したデジタルデータを出力ＯＵＴへ供給する。カウンタＣＮＴの出力及びマイクロプロセッサｍＰの出力は、１６ビットを越えていることが好ましい。マイクロプロセッサはまた、記憶回路と協調的に関係して、カウンタによって計測された時間間隔の逆数の連続的な値の間の差を計測しかつ出力することができる。従って本回路は、周期的な計測の間のＶinで発生する電圧変動を非常に正確に測定する。
【００１２】
図１に表されているように、本発明による回路は特に簡単である。それは全ての部品、スレッショルド回路ＴＨ、スイッチＳＷ、カウンタＣＮＴ及びマイクロプロセッサｍＰは、マイクロコントローラＳＴ６のような従来の低コストマイクロコントローラの中に存在する部品であるからである。マイクロプロセッサｍＰの内部に、後の比較のために、次の時間間隔を記憶することができる記憶回路として用いるための記憶レジスタがある。従って、本発明による回路は、マイクロコントローラ、抵抗Ｒ及びコンデンサＣの３つの部品しか含まない。実際に本発明の対象となる多くの用途において、マイクロコントローラは、一般に別の機能としても用いられるために、所望される用途のための特別な部品ではない。従って、本発明による回路に必要な材料素子は、抵抗Ｒ及びコンデンサＣだけである。
【００１３】
図２は、計測すべき電圧Ｖｉｎの種々の値Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４について、コンデンサＣの充電電圧の曲線を時間関数として表す。これら曲線は、指数形状を有し、電圧Ｖｉｎが高いほど短くなる時間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４で、電圧Ｖｔｈに達することになる。公知の方法において、この時間Ｔは、以下の等式で規定される。
Ｔ／ＲＣ  ＝  −ｌｎ［１−（Ｖｔｈ／Ｖｉｎ）］
【００１４】
従って、これらは、時間Ｔと計測すべき電圧Ｖｉｎとの間で対数関係となる。これが、多分この計測が通常用いられていない理由である。
【００１５】
それにもかかわらず、発明者は、１．８Ｖのスレッショルド電圧に対する入力電圧Ｖｉｎの関数として、時間Ｔの逆数を表す曲線をプロットした。例えば、図３に表される０．５／Ｔの曲線である。この曲線は、入力電圧が４Ｖを越えるとすぐに実質的に線形になるように現れる。この曲線は、２〜４Ｖの範囲の中では、線形ではないけれども、連続的でかつ低い変動を有する。従って、１／Ｔの値の間の変動は、この電圧の所与の値の周辺で入力電圧Ｖｉｎの変動を完全に表している。
【００１６】
本発明によれば値の変動だけを考慮し、かつ電圧Ｖｉｎの絶対計測が所望されないために、抵抗Ｒ、コンデンサＣ及びスレッショルド電圧Ｖｔｈの正確な値を知る必要はないことにも注目すべきである。所与の装置において、これら値が時間内に安定すれば（比較的短い時間間隔の中でさえ）十分である。
【００１７】
所望の計算を実行するために、カウンタの開始及びマイクロプロセッサのプログラミングの手段は、ここで議論される必要はない。このような構造及びこれらの計算は従来技術であってかつ特に簡単であるからである。更に、マイクロプロセッサは、カウントデータの逆数と連続的に計算された逆数の間の差との計算しかしないので、このような計算は、特に簡単でかつ困難なく非常に早く実行できることに注目すべきである。
【００１８】
抵抗及びコンデンサの値は、スレッショルド装置のスレッショルド電圧によって選択され、例えば１５ビットカウンタ（１〜３２，７６８）が選択される場合、計測するための最小電圧（１．８Ｖのスレッショルド電圧に対して２Ｖ）が最大カウントにおよそ対応するようになる。従って、１／１０００よりも高い精度は、カウントが比較的限定される約１０〜１５Ｖの高い電圧の範囲でさえも得られる。例えば前述の数値例の場合、１０Ｖの入力電圧に対してカウント値は約２，８００になる。
【００１９】
もちろん、本発明は、特にマイクロコントローラの内部で用いられる素子の実現に関して、当業者によれば容易に想到するであろう種々の変更、修正及び改良を有するであろう。更に、蓄電池充電器以外の用途は、対する問題によって当業者によって検討が可能である。
【００２０】
信号の発生でカウントし始め、インバータからの立ち下がりパルスの受信でカウントを終了し、かつ立ち下がりパルスＴＨの受信でスイッチのクローズ信号を発生するような、任意のカウンタを許容できる。カウンタ自身即ちマイクロプロセッサの制御下によって、又は当業者により容易に実現できる外部回路によって、スイッチのオープン信号を発生できる。立ち下がり入力信号の受信によって、立ち上がり信号又は立ち下がり信号を出力するカウンタの使用によって、スイッチのクローズ信号を得ることができる。
【００２１】
このような変更、修正及び改良は、この開示の部分において、及び本発明の技術思想及び見地の範囲においてしようとするものである。従って前述したところは、例としてのみであり、限定しようとするものではない。本発明は、請求の範囲及びその均等物において規定するものにのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明による回路図である。
【図２】  供給される種々の電圧値に対する充電するコンデンサの時間関数としての曲線図である。
【図３】  種々の入力電圧（Ｖｉｎ）値に対するＴ／ＲＣ及び０．５／Ｔの曲線図である。
【符号の説明】
ＴＨ  インバータ
ＣＮＴ  カウンタ
ｍＰ  マイクロプロセッサ
μＣ  マイクロコントローラ
ＳＷ  スイッチ
【図１】
0003769821.tif 000002
【図２】
0003769821.tif 000003
【図３】
0003769821.tif 000004