(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導電動機を駆動する電力変換器の出力電流を、回転磁界座標系のｄ軸の電流指令値と回転磁界座標系のｑ軸の電流指令値とに従って制御する電流制御器を備えた制御装置によって制御する誘導電動機の速度制御方法において、
速度指令値あるいは速度推定値が所定値以下の場合は、周波数指令値の演算を速度推定値に代えて速度指令値を用いて行い、また、速度指令値あるいは速度推定値が所定値以下の場合は、前記ｑ軸電流指令値をゼロ又はゼロに近い所定値に設定し、前記電流制御器の出力値に基づいて演算した電動機のすべり周波数推定値と、前記速度指令値の加算値に応じて前記変換器の出力周波数を制御することを特徴とする誘導電動機の速度制御方法。
【請求項２】
誘導電動機を駆動する電力変換器の出力電流を、速度指令値と速度推定値の偏差に応じて回転磁界座標系のｑ軸電流指令値を出力する速度制御器と、回転磁界座標系のｄ軸の電流指令値と回転磁界座標系のｑ軸の電流指令値とに従って制御する電流制御器とを備えた制御装置によって制御する誘導電動機の速度制御方法において、
速度指令値あるいは速度推定値が所定値以下の場合は、周波数指令値の演算を速度推定値に代えて速度指令値を用いて行い、また、速度指令値あるいは速度推定値が所定値以下の場合は、前記ｑ軸電流指令値をゼロ又はゼロに近い所定値に設定し、前記電流制御器の出力値に基づいて演算した電動機のすべり周波数推定値と、前記速度指令値の加算値に応じて前記変換器の出力周波数を制御することを特徴とする誘導電動機の速度制御方法。
【請求項３】
誘導電動機を駆動する電力変換器の出力電流を回転磁界座標系のｄ軸の電流指令値に従って制御する電流制御器と、前記ｄ軸および回転磁界座標系のｑ軸の電流検出値あるいは指令値と、前記電力変換器の出力周波数指令値とに基づいて、前記電力変換器の出力電圧基準値を演算する電圧演算器とを備え、速度指令値に応じて前記電力変換器の出力周波数を制御する制御装置による誘導電動機の速度制御方法において、
前記電流制御器の出力値に基づいて、電動機のすべり周波数推定値を演算し、前記速度指令値に該すべり推定値および前記ｑ軸電流検出値に基づいて演算したすべり周波数演算値を加算し、該加算値に応じて前記変換器の出力周波数を制御することを特徴とする誘導電動機の速度制御方法。
【請求項４】
請求項１に記載の誘導電動機の速度制御方法において、
前記すべり周波数推定値に応じて、ｄ軸電流指令値を修正することを特徴とする誘導電動機の速度制御方法。
【請求項５】
請求項２に記載の誘導電動機の速度制御方法において、
前記すべり周波数推定値に応じて、ｄ軸電流指令値を修正することを特徴とする誘導電動機の速度制御方法。
【請求項６】
請求項３に記載の誘導電動機の速度制御方法において、
前記すべり周波数推定値に応じて、ｄ軸電流指令値を修正することを特徴とする誘導電動機の速度制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導電動機の速度制御方法に関し、特に電動機取り付けの速度センサが不要で零速度域から高トルクが得られる速度センサレスベクトル制御法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機のベクトル制御においては、電動機の回転速度とすべり周波数基準値の加算値に応じて変換器の出力周波数を制御する方法が一般的である。一方、速度センサレスベクトル制御においては、実回転速度の代わりに速度推定値を用いて出力周波数を制御する。ところが、速度推定値には誤差が含まれるため、実すべり周波数は適正基準値から変動するようになる。このとき、電動機磁束はトルク変化に応じて変動（減少）するようになり、この結果、電動機発生トルクはトルク電流に比例しなくなり、極度の場合は、トルク不足を来たす場合がある。
【０００３】
速度推定の誤差原因としては、速度推定演算に用いる電動機定数（１次および２次抵抗）の設定誤差、並びにこれを１次原因として２次的に発生する電動機磁束の変動が挙げられる。従来はこれらの変動を補償する十分な方法がなく、このため、特に零速度近傍においてトルク不足を生じる場合があった。なお、関係の文献としては非特許文献１がある。
【０００４】
【非特許文献１】
奥山、他「速度、電圧センサレスベクトル制御における制御定数設定誤差の影響とその補償」電学論Ｄ、１１０、４４７（平２−５）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、電動機定数の変動等による速度推定誤差の影響を受けることなく、零速度域においてもトルク不足を生じない誘導電動機の速度制御法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、速度指令値が所定値以下の場合、ｄ軸電流を通常時の値以上に制御し、また、周波数指令値を速度推定値に代えて速度指令値に基づいて演算するようにしたことを特徴とする。
【０００７】
【発明の実施の形態】
本発明の実施例について図を用いて説明する。
【０００８】
図１は、本発明の一実施例の速度センサレスベクトル制御装置の構成例を示す。１は誘導電動機、２は電圧指令値Ｖ1*に比例した出力電圧を出力する電力変換器、３は変換器出力電流ｉｕ、ｉｗを座標変換し、ｄ軸およびｑ軸電流ｉｄ、ｉｑを演算する座標変換器、４はｑ軸電圧指令値Ｖq** およびｉｑに基づいて速度推定値ωr＾を演算する速度推定器、５は速度指令値ωr*と速度推定値ωr＾の偏差に応じて、ｑ軸電流指令値ｉｑ*を出力する速度制御器で、ｉｄに応じてｉｑ*を制限する制限器を備えている。６はｉｑ* とｉｑに応じてΔｑを出力するｑ軸電流制御器、７はｉｑ* に基づいてすべり周波数基準値ωs*を演算するすべり周波数演算器、８はωr＾とωs* を加算して信号ω1*を得る加算器、９はω1*とωr*を回転速度の大小に応じて切り替えて出力する切り替え器で、ω1*と関数器９１の出力Ｇａ１を乗算する乗算器９２、ωr*と関数器９３の出力Ｇａ２を乗算する乗算器９４、および両乗算器の出力を加算する加算器９５により構成される。１０は切替回路９からの出力周波数指令値ω1** を積分して位相基準値θを出力する位相基準発生器、１１はｄ軸電流指令器で、添加電流値Δｉｄと関数器１１１の出力Ｇａ３を乗算する乗算器１１２、および基準電流値ｉｄ* と乗算器出力を加算し、その１次遅れ値ｉｄ**を出力する遅れ回路１１３により構成される。１２はｉｄ**とｉｄの偏差に応じた信号Δｄを出力するｄ軸電流制御器、１３はｉｄ**、ｉｑ*、およびω1** に基づいてｄ軸およびｑ軸電圧基準値Ｖｄ*、Ｖｑ*を演算する電圧演算器、１４はＶｄ*とΔｄの加算値Ｖｄ**を出力する加算器、１５はＶｑ*とΔｑの加算値Ｖｑ**を出力する加算器、１６はＶｄ**とＶｑ**を座標変換し、変換器出力電圧指令値Ｖ１*（３相）を出力する座標変換器である。
【０００９】
以上において、９、１１が本発明の特徴的なところである。９、１１内の関数器の特性は次のようである。関数器９１の出力Ｇａ１はωr*が零近傍では０、大では１の値をとり、関数器９３の出力Ｇａ２はその逆の値をとる。すなわち、Ｇａ１、Ｇａ２は互いに相補の、（数１）式の関係にある。
【００１０】
Ｇａ１＋Ｇａ２＝１                                        …（数１）
したがって、切り替え器９の出力ω1**は（数２）式で与えられる。これにより、ω1**は零速域ではωr*に、それ以外ではω1*に一致する。Ｇａ１、Ｇａ２の漸増／漸減領域は切り替えを円滑に行うためのもので、この領域ではω1**としてω1*とωr*の中間値が出力される。
【００１１】
ω1**＝ω1*Ｇａ１＋ωr*Ｇａ２                             …（数２）
また、関数器１１１の出力Ｇａ３は、ωr*が零近傍では１、それ以外では０の値をとる。これにより、ｉｄ**およびｉｄは零速度域において基準値ｉｄ* からΔｉｄだけ強められる。
【００１２】
次にシステム全体の動作について述べる。構成要素の１〜７、１０、１２、１３、１４〜１６については、従来の速度センサレスベクトル制御システムと同様であるが、先ず概要について述べる。
【００１３】
速度センサレスベクトル制御においては、変換器出力電圧および出力電流に基づいて回転速度を推定し、これを速度制御器５にフィードバックして速度制御を行うと共に、速度推定値ωr＾とすべり周波数基準値ωs* の加算値に従い変換器出力周波数を制御する。周知の速度センサ付きベクトル制御との違いは、電動機取り付けの速度センサからの速度検出値を用いる代わりに速度推定値を用いる点にあるが、基本動作は同様である。
【００１４】
速度制御器５からのｑ軸電流指令値ｉｑ* 並びにｄ軸電流指令ｉｄ**に従い電動機電流ｉｑ、ｉｄを制御するには、このために必要な電動機電圧を変換器より供給する必要がある。そこで、電圧演算器１３において、電流指令値ｉｄ**、ｉｑ*および周波数指令ω1**に基づいてｄ軸およびｑ軸電圧基準値Ｖｄ*、Ｖｑ*を演算し、これを用いて変換器出力電圧を制御する。しかし、これだけでは制御誤差により電流ｉｄ、ｉｑが各指令値に一致しないため、ｑ軸およびｄ軸電流制御器６、１２からのΔｑ、Δｄにより電圧Ｖｑ*、Ｖｄ*を修正し、ｉｑ、ｉｄを指令値に一致するように制御する。このようにしてすべり周波数制御型ベクトル制御の動作が行われ、電動機トルクはｉｑ*に比例して制御される。
【００１５】
次に、各構成要素の詳細な動作について述べる。
【００１６】
速度推定器４において（数３）式に従い速度推定値ωr＾を演算する。
【００１７】
0003736551.tif 000002
ここに、ＴＯ：オブザーバ時定数
Ｌ2*、Ｍ*：２次および励磁インダクタンス（基準値）
φ2d*：２次磁束（基準値）
Ｒσ*：１次および２次抵抗の和（基準値）
Ｌσ*：１次および２次漏れインダクタンスの和（基準値）
ω1**：変換器出力周波数（指令値）
図２に速度推定器４の（数３）式に基づく演算内容を示す。４１は電動機モデルであり、電動機ｑ軸電圧Ｖq（＝Ｖq**）と誘導起電力ｅqおよび電流ｉqの関係を示す。推定原理は、ｅq を逆モデルにより推定し、基準磁束量で割算することにより速度推定値ωr＾を演算するものである。
【００１８】
ωr＾は速度制御器５へのフィードバック信号に用いると共に、ω1* の演算に用いられる。この演算式を（数４）式に示す。従来制御ではω1*がそのまま出力周波数指令値ω1**に使用され、変換器の出力周波数が制御される。
【００１９】
ω1*＝ωr＾＋ωs*                                         …（数４）
一方、速度制御器５において、速度偏差ωr*−ωr＾に応じてｑ軸電流指令値ｉｑ*が演算される。電動機トルクは基本的にはｉｑ*に比例するため、ωr＾がωr*に一致するように速度制御が行われる。電動機トルクがｉｑ*に正しく比例するためには、電動機電流ｉｑがｉｑ* に一致し、また電動機磁束が基準値に保たれることが条件である。これには電動機電流ｉｄ、ｉｑを各指令値ｉｄ**、ｉｑ* に一致するように制御することが必要であり、このために、ｄ軸およびｑ軸電流制御器１２、６が設けてある。各運転条件における電動機電圧は（数５）式で示されるが、これに相当の電圧Ｖd*、Ｖq*はｉｄ**、ｉｑ*、ω1**および電動機定数に基づいて（数６）式を用い、予め演算により求めることができる。電圧演算器１３においてこの演算を行う。
【００２０】
Ｖd＝ｒ1ｉｄ−ω1Ｌσｉｑ
Ｖq＝ｒ1ｉｑ＋ω1Ｌσｉｄ＋ω1（Ｍ／Ｌ2）φ2d             …（数５）
ここに、ｒ1：１次抵抗（実際値）
Ｌσ：１次および２次漏れインダクタンスの和（実際値）
Ｌ2、Ｍ：２次および励磁インダクタンス（実際値）
φ2d：２次磁束（実際値）
Ｖd*＝ｒ1*ｉｄ**−ω1**Ｌσ*ｉｑ*
Ｖq*＝ｒ1*ｉｑ*＋ω1**Ｌσ*ｉｄ**＋ω1**（Ｍ*／Ｌ2*）φ2d*  …（数６）
ここに、＊および＊＊は、基準値／指令値を示す。
【００２１】
変換器出力電圧（電動機電圧）は、基本的にはこのＶd*およびＶq*に従い制御される。しかし、制御誤差があると、これだけでは実電流ｉｄ、ｉｑが各指令値に一致しないため、ｄ軸およびｑ軸電流制御器１２、６により電流偏差に応じた信号Δｄ、Δｑを求め、これにより出力電圧を修正し、ｉｄ、ｉｑを指令値に一致するように制御している。
【００２２】
以上が従来からのものと共通な動作であるが、次に本発明に直接関係する内容について述べる。
【００２３】
速度推定器４で求めたωr＾ には推定誤差が含まれる。このため、前述のようにトルク不足の問題が発生する。推定誤差の原因には、１次および２次抵抗の温度変化並びに電動機の鉄心飽和による漏れインダクタンスの変動などがあるが、特に零速度域では種々の原因からトルク低下が生じ易い。
【００２４】
本発明は、零速度域のトルク低下の防止を目的に、零速度域では前述と異なる原理により速度制御を行う。以下、この内容について述べる。
【００２５】
トルク低下は前述のように速度推定誤差が原因であるが、さらにこれを分析すると次の２つに大別できる。
（１）速度推定値を基に周波数を制御することから、推定誤差により実すべり周波数が適正値から変動する。
（２）速度推定値を用いて速度制御するため、推定誤差によりトルク電流を適正値に制御できない。
【００２６】
そこで本発明においては、それぞれを次のようにして解決する。
【００２７】
「１」零速度域では、推定値ωr＾に代えて速度指令値ωr* を用い出力周波数指令値ω1** を演算する。すなわち、零速度域では、切り替え器９により通常時のω1*に代えてωr*を選択し出力させ、変換器出力周波数を速度指令値ωr*に応じて制御する。
【００２８】
「２」零速度域では、ｄ軸電流を通常時より大きめの所定値に制御する。すなわち、ｄ軸電流指令器１１において、通常時の基準値ｉｄ* にΔｉｄを加算し、ｉｄを強め制御する。
【００２９】
「１」「２」を適用した場合の、電動機発生トルクτeと電流Ι1の関係を（数７）式に示す。
【００３０】
τe＝ｋ（ωsＴ2）／（１＋（ωsＴ2）2）Ｉ12                …（数７）
ここに、ｋ：比例定数
ωs：すべり
Ｔ2：２次時定数
Ｉ1：電動機電流の大きさ
Ｉ1が一定の場合、電動機トルクτｅは、ωs・Ｔ2＝±１において最大値をとるが、ωs＝０からこの間は、τeはすべり周波数ωsに応じて変化する。この場合、ωsは、実速度ωrが変換器出力周波数ω1（＝ωr*）に対して変動することにより受動的に発生する。すなわち、負荷トルクの増／減に応じてωsが増／減することにより、τeは負荷トルクに追従して発生する。この結果、電動機速度ωrはωr*の近傍（すべり分だけ変動）に保たれる様になり、速度指令値に応じて速度制御が行われる。
【００３１】
ここで、電動機最大トルクは負荷最大トルク以上であることが必要なため、Ｉ1 を負荷最大トルクに見合う値以上に予め制御する必要がある。このためにｉｄあるいはｉｑを所定値に制御する。この方法としては、ｉｑ *を速度偏差とは無関係に所定値に設定する方法もあるが、零速度域では負荷トルクの方向をωr＾などから検知することが精度上、難しいので、ｉｑ* の極性の設定が行えない。このため、極性の設定が不要なｉｄ**を所定値に設定する方法を図１の実施例では適用している。このとき、前記「２」でも記述したように、電流指令値ｉｄ**を、通常時の基準値ｉｄ*にΔｉｄを加算した値とし、ｉｄ（＝Ｉ1相当）を最大負荷トルクに見合う値に制御する。
【００３２】
零速度域においては、以上のように変換器の出力周波数と出力電流を制御するため、前記（１）（２）の問題が解決され、トルク不足も解消する。
【００３３】
出力周波数が数Ｈｚ以上の範囲では、切り替え器９の出力はωr*からω1*に切り替えられ、従来方式と同様に速度推定値ωr＾ を用いて周波数制御を行う。切り替えを円滑にするため、切り替えに伴うω1** の急激な変化を抑制するように、ωr*とω1*を漸次切り替える。関数器９１、９３の出力Ｇａ１、Ｇａ２の漸増／漸減特性はこのために設けている。また、ｄ軸電流指令器１１においては、ｉｄの急変を抑えるため、遅れ回路１１３が設けてある。
【００３４】
また、ｉｄを強めた状態（零速度域）では、電動機電流Ｉ1が定格値を超えないようにするため、ｉｑ*を制限する必要があること、また、この期間では、ωr＾の精度低下により、ｉｑ*は適正値から離れるため、ｉｑ*を所定値または略零に制限することが必要である。本実施例では、（数８）式に従いｉｄに応じてｉｑ*の制限値ｉｑMAXを可変する方法を用いている。
【００３５】
ｉｑMAX＝√（Ｉ1*2−ｉｄ2）                               …（数８）
ここに、Ｉ1*：電動機電流設定値
図３は本発明の他の実施例を示す。速度推定値ωr＾ をｑ軸電流制御器６′の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置への適用例である。図３において、１〜３、５、７、９〜１４、１６は図１のものと同一物である。６′はｉｑ*とｉｑの偏差に応じてωr＾を出力するｑ軸電流制御器、８′はωr＾とωs* を加算し、信号ω1*を出力する加算器であり、切り替え器９は前記実施例と同様にωr*の大小に応じてω1*とωr*を選択し出力する。切り替え器９よりω1*が出力される従来制御の状態では、電流制御器６′の出力がωr＾ 相当となることを考慮すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００３６】
図４は本発明の他の実施例を示す。信号ω1*をｑ軸電流制御器６″の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置への適用例である。図４において、１〜３、５、７、９〜１４、１６は図１のものと同一物である。６″はｉｑ* とｉｑの偏差に応じてω1*を出力するｑ軸電流制御器、８″はω1*からωs*を減算し、速度推定値ωr＾ を求め速度制御器５にフィードバックする減算器であり、切り替え器９は前記実施例と同様にωr*の大小に応じてω1*とωr*を選択し出力する。切り替え器９よりω1*が出力される従来制御の状態では、電流制御器６″の出力がω1*相当となることを考慮すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００３７】
前記実施例では、零速度域においてｉｄを所定値に強め制御しているが、零速度域でのトルクが正負両方向あり、一定していない場合はこの方法が適している。理由については先述した。一方、トルクが片方向のみの場合は、ｉｑ* の極性はトルク方向に応じて設定すればよいので、前記実施例のようにｉｄを所定値に設定する代わりに、零速度域においてｉｑ* を所定値（負荷最大トルクに見合う値）に設定する方法も可能である。
【００３８】
図５に、この実施例の構成を示す。図５において、構成要素の１〜１０、１２〜１６は図１のものと同一物であり、動作も同じである。１７は回転速度の大小に応じて速度制御器５の出力ｉｑ* と設定電流値ｉｑ０を切り替えて出力する切替回路で、ωr*に応じて零速度域において「１」、それ以外では「０」の信号を出力する関数器１７１、ｉｑ０と遅れ回路１７２の出力Ｇａ４（０≦Ｇａ４≦１）を乗算する乗算器１７３、Ｇａ４に対して相補の関係にある信号Ｇａ５（＝１−Ｇａ４、０≦Ｇａ５≦１）とｉｑ* を乗算する乗算器１７４、および両乗算器の出力を加算し、ｑ軸電流制御器６の電流指令ｉｑ**を出力する加算器１７５から構成される。
【００３９】
このものの動作は、以下の通りである。関数器１７１は、前述したように、零速度域においては「１」、それ以外では「０」の信号を出力する。遅れ回路１７２は切り替えを円滑に行わせるためのもので、前記信号に１次遅れで追従する信号Ｇａ４を出力する。
【００４０】
零速度域ではＧａ４は「１」、Ｇａ５は「０」のため、乗算器１７３、１７４および加算器１７５の動作に従い、ｑ軸電流指令器１７からはｉｑ０が出力される。したがって、零速度近傍ではｉｑ０に従いｉｑが制御されて十分なトルクが得られる（ｉｑ０は負荷最大トルクに見合う値に設定される）。なお、零速度域以外ではこれとは逆にｉｑ*に従いｉｑが制御され、動作は従来のものと同一となる。
【００４１】
以上のようにして、零速度域では、ωr*に応じて変換器出力周波数を、また、所定値ｉｑ０に従い電動機電流を制御することから、このものにおいても前記実施例と同様の効果が得られる。
【００４２】
前記実施例は、速度制御器５を備え、その出力信号ｉｑ* に応じてトルクを制御する速度制御方式への適用例であったが、速度制御器を備えない方式にも本発明を適用し同様の効果が得られる。
【００４３】
図６はこの実施例の構成を示す。図６において、構成要素の１〜３、１０〜１４、１６は図１のものと同一物である。７′はｑ軸電流値ｉｑに基づいてすべり周波数基準値ωs*を求めるすべり周波数演算器である。
【００４４】
次にシステム全体の動作について述べる。零速度域以外の状態ではωr*＋ωs*の周波数指令値ω1**が、また、ｄ軸電流指令器１１からは基準値ｉｄ*が出力される。このとき全体の動作は従来の速度センサレスベクトル制御システムと同一となる。すなわち、略ωr*に応じて変換器出力周波数を制御すると共に、電圧演算器１３においてｉｄ*、ｉｑおよびω1**に基づいて所要の電動機電圧を演算し、これにより変換器出力電圧を制御する。
【００４５】
以上のようにして、変換器の出力電圧と周波数が制御されることから、Ｖ／ｆ制御に類似の動作が行われる。しかし、電圧演算器１３により、電動機の内部電圧降下を補償して誘導起電力（電動機磁束）が所定値となるように制御しているため、低速度域まで十分なトルクが得られるものである。
【００４６】
このものに本発明を適用した場合は、零速度域ではωr*を出力し、またｄ軸電流指令器１１は、ｉｄ*にΔｉｄを加算した指令値ｉｄ** を出力し、ｉｄを強め制御する。これにより、前記実施例と同様に、速度指令値に応じて周波数を制御し、ｄ軸電流を通常時より大きめの所定値に制御することが行われるため、零速度域のトルク不足は解消される。
【００４７】
前記実施例までは、零速度域において、変換器出力周波数ω1を速度指令値ωr*で制御する方式であり、負荷トルクが作用すると、電動機の回転速度ωrはすべり周波数ωs分だけωr*から低下する。この補償は、図１の実施例における、ｄ軸およびｑ軸の電流制御器出力Δｄ、Δｑを用いて、零速度域のすべり周波数を推定し、該すべり推定値を周波数指令値に加算することにより行うことができる。
【００４８】
図７はこの実施例の構成を示す。図１の速度センサレスベクトル制御装置に、零速度域のすべり補償を適用した例である。図７において、１〜１６は図１のものと同一物である。１８は、ｄ軸およびｑ軸の電流制御器出力Δｄ、Δｑと、出力周波数指令値ω1**を用いて零速度域のすべり周波数推定値ωs＾を求めるすべり推定器であり、１９は、信号ωr*と１８の出力値であるωs＾の加算値ω1***を出力する加算器である。切り替え器９の出力ω1**は、零速度域では、ωr*＋ωs＾に、それ以外ではωr*＋ωs*に一致する。すべり推定器１８の構造を図８を用いて説明する。
【００４９】
すべり推定器１８に入力された信号ω1** は、電動機の速度起電力定数１８１が乗算され、その乗算値と信号Δｑが加算器１８２に入力される。更に、信号Δｄと加算器１８２の出力信号は、除算器１８３に入力される。除算器１８３の出力信号に電動機の２次時定数の逆数（１／Ｔ2*）を乗算し、信号ωs^を出力する。
【００５０】
次に、本実施例の特徴的な構成であるすべり推定器１８のもたらす効果について説明する。電動機のｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖd**、Ｖq**、および、電動機のｄ軸およびｑ軸の電圧Ｖd、Ｖqは、それぞれ（数９）式、（数１０）式で示される。
【００５１】
0003736551.tif 000003
零速度域では、（数９）式、（数１０）式において、ｑ軸電流ｉｑを０に制御していることから、ｉｑ・ｒ1 ＝０、また同式の第２項は、第３項に比べて小さく、例え、Ｌσ* ≠Ｌσであっても無視できる。ここで、（数９）式＝（数１０）式の関係より、ｄ軸およびｑ軸の電流制御器出力Δｄ、Δｑは（数１１）式で示される。
【００５２】
Δｄ＝（ｒ1−ｒ1*）ｉｄ−ω1（Ｍ／Ｌ2）φ2q
Δｑ＝ω1（Ｍ／Ｌ2）φ2d−ω1**（Ｍ*／Ｌ2*）φ2d*       …（数１１）
よって、ｄ軸電流制御器の出力Δｄには、ｑ軸磁束φ2qによる速度起電力ｅq（＝ω1（Ｍ／Ｌ2）φ2q）が現れる。一方、Δｑに速度起電力基準値［ω1**（Ｍ*／Ｌ2*）φ2d*］を加算すると、電動機のｄ軸磁束φ2dに関係した速度起電力ｅd（＝ω1（Ｍ／Ｌ2）φ2d）が得られる。
【００５３】
また、前述のように、ｉｄ：所定値、ｉｑ＝０に制御した場合、ｄ、ｑ軸の磁束φ2d、φ2qと電動機のすべり周波数ωsの関係は（数１２）式で示される。
【００５４】
0003736551.tif 000004
そこで、（数１３）式で示す演算を行うことにより、電動機のすべり周波数ωs＾を演算することができる。
【００５５】
ωs＾＝１／Ｔ2*{Δｄ／（Δｑ＋ω1**（Ｍ*／Ｌ2*）φ2d*）}…（数１３）
（数１３）式で求めた信号ωs＾を速度指令値ωr*に加算して、出力周波数指令値ω1**を制御すれば、負荷トルクによる回転速度の低下を補償でき、高精度な速度制御を行うことができる。
【００５６】
また、上記Δｄ、Δｑの代わりに、電圧指令値Ｖd**から抵抗基準値ｒ1・ｉｄを差し引いてｅd＾（＝−ω1（Ｍ／Ｌ2）φ2q）を求め、Ｖq**から非干渉基準値（ω1**Ｌσ*ｉｄ**）を差し引き、ω1**（Ｍ*／Ｌ2*）φ2d*を加算してｅq＾（＝ω1（Ｍ／Ｌ2）φ2d）を求めて、（数１４）式で示す演算を行うことにより、ωs＾を演算することもできる。
【００５７】
ωs＾＝１／Ｔ2*{ｅd＾／ｅq＾}                           …（数１４）
すなわち、電圧指令値から２次磁束φ2d、φ2qに関係するｄ、ｑ軸の速度起電力（ｅd、ｅq）を検出して、その比に基づいてすべり周波数ωs＾ を演算し、演算値ωs＾を用いて周波数指令値を修正（ω1**＝ωr*＋ωs＾）することにより回転速度の低下を補償する。
【００５８】
図９は本発明の他の実施例を示す。本実施例は、速度推定値ωr＾ をｑ軸電流制御器６′の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置に、零速度域のすべり補償を適用した例である。図９において、１〜３、５、７、９〜１４、１６、１９は図７のものと同一物である。６′はｉｑ*とｉｑの偏差に応じてωr＾を出力するｑ軸電流制御器、８′はωr＾とωs*を加算し、信号ω1* を出力する加算器、１８′はＶq*とΔｄによりωs＾を出力するすべり推定器である。
【００５９】
本実施例では、ｑ軸電圧基準値＝ｑ軸電圧（Ｖq* ＝Ｖq）の関係から、（（数６）式の２行目）＝（（数１０）式の２行目）であり、零速度域では、ｑ軸電流ｉｑを０に制御していることから、ｉｑ・ｒ1 ＝０、また同式の第２項は、第３項に比べて小さく、例え、Ｌσ*≠Ｌσであっても無視できる。つまり、Ｖq*＝Ｅq（＝ω1（Ｍ／Ｌ2）φ2d）となる。Δｄは、前実施例と同様なので、Ｖq*とΔｄの比によりすべり周波数推定値ωs＾ を演算することができる。すなわち、図１０に示す構成でωs＾を演算することができ、ωs＾を用いて周波数指令値を修正（ω1**＝ωr*＋ωs＾）すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００６０】
図１１は、本発明の他の実施例を示す。本実施例は、信号ω1*をｑ軸電流制御器６″の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置に、零速度域のすべり補償を適用した例である。図１１において、１〜３、５、７、９〜１４、１６、１９は図７のものと同一物である。
【００６１】
６″はｉｑ*とｉｑの偏差に応じてω1*を出力するｑ軸電流制御器、８″はω1*からωs*を減算し、速度推定値ωr＾を求め速度制御器５にフィードバックする減算器、１８′はＶq*とΔｄによりωs＾ を出力するすべり推定器である。本実施例でも図９の実例と同様に、図１０に示す構成でωs＾ を演算することができ、ωs＾を用いて周波数指令値を修正（ω1**＝ωr* ＋ωs＾）すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００６２】
図１２は、本発明の他の実施例を示す。本実施例は、速度制御器を備えない速度センサレスベクトル制御装置に、零速度域のすべり補償を適用した例である。図１２において、構成要素の１〜３、１０〜１４、１６は図７のものと同一物である。７′はｑ軸電流値ｉｑに基づいてすべり周波数基準値ωs*を求めるすべり周波数演算器、１８′はＶq*とΔｄによりωs＾ を出力するすべり推定器である。本実施例でも図１１の実例と同様に、図１０に示す構成でωs＾ を演算することができ、ωs＾を用いて周波数指令値を修正（ω1**＝ωr*＋ωs＾）すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００６３】
前記実施例までは、零速度域において、ｄ軸電流値ｉｄを負荷トルクに関係なく一定に制御する方式であったが、軽負荷時には運転効率が低下する。そこで、演算したすべり推定値ωs＾ によりｄ軸電流指令値ｉｄ**を修正することにより、軽負荷時の運転効率を向上させる。
【００６４】
図１３は、この実施例の構成を示す。本実施例は、図７の速度センサレスベクトル制御装置に、ｄ軸電流指令値の修正補償を適用した例である。図１３において、１〜１０、１２〜１６、１８、１９は図７のものと同一物である。
【００６５】
すべり推定器１８の出力信号ωs＾ はｄ軸電流指令器１１′において、関数発生器１１５に入力される。関数発生器１１５では、ωs＾ を用いて、負荷トルクに見合うｄ軸電流指令修正ゲインを演算する。乗算器１１６では、ｄ軸電流指令基準ｉｄ* と関数発生器１１５の出力信号が入力され、出力信号ｉｄ**が演算される。
【００６６】
次に、本発明の特徴的な構成であるｄ軸電流指令器１１′のもたらす効果について説明する。零速度域では、ｉｄ：所定値、ｉｑ＝０に制御した場合、ｄ軸およびｑ軸の電流制御器出力Δｄ、Δｑの比に基づいて、負荷トルクに見合った電動機のすべり周波数ωsを推定することができた。この推定値ωs＾を用いて、（数１５）式で示す演算を行うことにより、負荷トルクに見合ったｄ軸電流指令値を演算することができる。
【００６７】
ｉｄ**＝Ｆ（ωs＾）ｉｄ*                                …（数１５）
ただし、Ｆ（ωs＾）は、ωs＾＝０のとき、Ｆ（ωs＾）＝１
s＾＞０のとき、Ｆ（ωs＾）＞１
となるような、任意の関数。
【００６８】
（数１５）式で求めたｄ軸電流指令値ｉｄ**を用いれば、
無負荷（ωs＾＝０）では、ｉｄ**＝ｉｄ*
負荷時（ωs＾＞０）では、ｉｄ**＞ｉｄ*
となり、負荷トルク（すべり周波数推定値ωs＾ ）に応じてｄ軸電流指令値が修正されるため、軽負荷時の運転効率を高くすることができる。
【００６９】
また、本実施例では、関数Ｆ（ωs＾ ）により、ｉｄ**を直接修正しているが、関数Ｆ（ωs＾ ）に応じて、図７に示すΔｉｄを修正することを行ってもその効果は同様である。
【００７０】
図１４は、本発明の他の実施例を示す。本実施例は、速度推定値ωr＾ をｑ軸電流制御器６′の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置に、ｄ軸電流指令値の修正補償を適用した例である。図１４において、１〜３、５、６′、７、８′、９、１０、１２〜１４、１６、１８′、１９は図９のものと同一物である。
【００７１】
１１′は信号ωs＾ に応じて信号ｉｄ**を修正するｄ軸電流指令器である。本実施例でも、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００７２】
図１５は、本発明の他の実施例を示す。本実施例は、信号ω1*をｑ軸電流制御器６″の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置にｄ軸電流指令値の修正補償を適用した例である。図１５において、１〜３、５、６″、７、８″、９、１０、１２〜１４,１６、１８′,１９は図１１のものと同一物である。１１′は信号ωs＾に応じて信号ｉｄ**を修正するｄ軸電流指令器である。本実施例でも、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００７３】
図１６は、本発明の他の実施例を示す。本実施例は、速度制御器を備えない速度センサレスベクトル制御装置に、ｄ軸電流指令値の修正補償を適用した例である。図１６において、構成要素の１〜３、７′、１０〜１４、１６、１８′は図６のものと同一物である。１１′は信号ωs＾ に応じて信号ｉｄ**を修正するｄ軸電流指令器である。本実施例でも、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００７４】
【発明の効果】
本発明によれば、零速度域においてもトルク不足を生じず、高精度、高効率な誘導電動機の速度制御方法を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す、導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図２】図１の装置における速度推定器の演算内容の説明図である。
【図３】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図４】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図５】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図６】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図７】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図８】図７の装置におけるすべり推定器の演算内容の説明図である。
【図９】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１０】図９の装置におけるすべり推定器の演算内容の説明図である。
【図１１】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１２】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１３】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１４】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１５】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１６】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【符号の説明】
１…誘導電動機、２…電力変換器、３…座標変換器、４…速度推定器、５…速度制御器、６…ｑ軸電流制御器、９…切り替え器、１１…ｄ軸電流指令器、１２…ｄ軸電流制御器、１３…電圧演算器、１６…座標変換器、１８…すべり推定器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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