(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
映像検波器へＶＩＦキャリア周波数の信号を供給するＶＣＯと、チューナからＳＡＷフィルタを通して与えられるＶＩＦ信号中のＶＩＦキャリアと前記ＶＣＯの出力を位相比較する位相比較器と、該位相比較器の比較出力を制御信号として前記ＶＣＯに与えるローパスフィルタと、前記ＶＣＯの出力の周波数を電圧に変換するＦ／Ｖ回路と、選局時に前記Ｆ／Ｖ回路の出力電圧をＡＦＴ電圧として前記チューナの選局に使用する選局手段とを備え、前記ＡＦＴ電圧は選局チャンネル付近でＶＩＦに対し底が平坦状のＶ字型の特性を成すテレビジョン信号の受信回路において、
選局時に前記Ｆ／Ｖ回路の出力電圧が予め決められた基準電圧を超えると前記ＶＣＯを制御する信号に電圧を加算して前記Ｖ字型の特性を周波数を広げるようにしたことを特徴とするテレビジョン信号の受信回路。
【請求項２】
前記Ｖ字型の特性を周波数の高い方向へ広げるようにしたこと、及び前記ＡＦＴ電圧をコンパレータで前記基準電圧と比較し、コンパレータの出力を抵抗を介して前記ローパスフィルタに与えるようにしたことを特徴とする請求項１に記載のテレビジョン信号の受信回路。
【請求項３】
前記ＡＦＴ電圧をＰＮ接合を介してＰＬＬ回路のローパスフィルタに与えることを特徴とする請求項１に記載のテレビジョン信号の受信回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＡＦＴ回路を搭載するテレビジョン受像機やＶＴＲ等のテレビジョン信号の受信回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種のＡＦＴ回路は映像ＩＦキャリア（日本の場合、５８.７５ＭＨｚ）が正しく得られるようにチューナの局部発振周波数を制御するものであるが、水平同期検出信号等と共に選局（オートサーチや選局プリセット）のためにも用いられる。
【０００３】
ＡＦＴ信号の発生は専用の周波数弁別器を用いて行なう方法が良く知られているが、最近映像ＩＦキャリア発生用のＶＣＯの出力を直接Ｆ／Ｖ変換し、その出力電圧をＡＦＴ電圧とする回路が用いられるようになってきた。
【０００４】
図７は、そのようなタイプのＡＦＴ回路の従来例を示している。同図において、１は入力端子２から入力されたＲＦ信号を増幅するＲＦ回路３と、ミキサ４と、局部発振回路５とを有するチューナであり、その出力はＳＡＷ（表面弾性波）フィルタ６を通して映像処理回路へ伝送される。
【０００５】
映像処理回路は映像キャリア発生用のＰＬＬ回路７と映像検波器８とから成っている。ＰＬＬ回路７はＶＣＯ１１と、このＶＣＯ１１の出力を受信ＶＩＦ映像キャリアと位相比較する位相比較器９、その比較出力を平滑するローパスフィルタ１０からなっている。また、映像検波器８は映像検波を行なうとともに、４.５ＭＨｚをキャリアとするインターキャリア音声信号も生成する。
【０００６】
ＶＣＯ１１の出力はＦ／Ｖ変換器１２で電圧に変換され、ＡＦＴ電圧として選局マイコンや周波数シンセサイザーを有する選局装置１３へ供給される。選局装置１３には別途水平同期検出回路（図示せず）からの出力も供給される。
【０００７】
ＡＦＴ電圧はＶＩＦ周波数に対し図９のように変化する。ここで、Ｂが目的とする映像キャリアＰ1（５８.７５ＭＨｚ）にロックする点であるが、実際にはＡ〜Ｃの範囲がロック範囲となる。Ｅ１、Ｅ２は選局装置１３の閾値であって、ＡＦＴ電圧が閾値Ｅ２より低くなると、選局装置１３はＶＩＦの変化（従って局部発振器５の発振周波数の変化）を小刻みにするように局部発振器５を制御する。
【０００８】
ＡＦＴ電圧のＨレベルは電源電圧ＶCCに選ばれており、Ｂ点はＶCC／２である。図９の特性において、Ｅ２より低いローレベルの期間ＷはＰＬＬのキャプチャレンジに相当する。
【０００９】
ＶＩＦがＡ点より低い方から上昇してきた場合は、ＡとＣの傾斜が急峻であることにより、いったんＣを超えてキャプチャレンジＷへ入り、そこからＢに向けて戻ることになる。ＶＩＦがＧより高い周波数から下がってくる場合は、Ｄを超えてチャプチャレンジに入り、そこからＢへ向かう。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述のようにＰＬＬ回路のＶＣＯ１１の出力をＦ／Ｖ変換してＡＦＴ電圧を得る方式の従来例において、音声信号にロックしてしまうという問題があった。
【００１１】
例えば、今、チューニングによりＶＩＦを高い方から下げてきた（局部発振信号が高い周波数から下がってきた）場合を考える。ＳＡＷフィルタ６の特性は図４に示すように映像キャリアＰ1（５８.７５ＭＨｚ）と音声キャリアＳ1（５４.２５ＭＨｚ）からそれぞれ５００ＫＨｚ程度高いところＰ1’、Ｓ1’で略同一のゲイン（レベル）となっている。
【００１２】
そして、これらのＰ1’、Ｓ1’より更に高いところでは、Ｐ1’より右側が急峻に下がり、Ｓ1’より右側が上がっている。従って、局部発振周波数ｆLが図８に示すように下がってきてγ付近になると、ｆL−ｆSのゲインが高く、ｆL−ｆPのゲインは極めて小さい状態となる。ここで、ｆPはＲＦ信号の映像キャリア、ｆSはＲＦ信号の音声キャリアとする。また、αはｆLの同調点であり、βはＰ1’、Ｓ1’を生じるｆLの値である。
【００１３】
そのため、位相比較器９に入力される入力信号はｆL−ｆSとなり、これとＶＣＯ１１の出力（略５８.７５ＭＨｚ近辺）とが位相比較器９で比較され、その出力によってＶＣＯ１１が制御される。そのため、ＶＣＯ１１はｆL−ｆSのうちＶＣＯの引っ込み範囲（中心周波数の±１.５ＭＨｚ）内に対応する周波数のｆL−ｆSによってロックされることになる。これは明らかに誤動作である。
【００１４】
チューニングがＶＩＦの低い方から行なわれる場合も、チャプチャレンジＷが狭いと、このキャプチャレンジを飛ばしてしまうので、同じような誤動作が生じる。これを避けるためにキャプチャレンジＷでの周波数変化の刻みを非常に小さくする必要があるが、そのようにすると、選局に時間がかかるという問題が生じてしまう。
【００１５】
本発明はこのような点に鑑みなされたものであって、ＰＬＬ回路のＶＣＯの出力をＦ／Ｖ変換してＡＦＴ電圧を得るようにしたＡＦＴ回路において正確なチューニングが迅速に行なわれるようにすることを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため本発明では、映像検波器へＶＩＦキャリア周波数の信号を供給するＶＣＯと、チューナからＳＡＷフィルタを通して与えられるＶＩＦ信号中のＶＩＦキャリアと前記ＶＣＯの出力を位相比較する位相比較器と、該位相比較器の比較出力を制御信号として前記ＶＣＯに与えるローパスフィルタと、前記ＶＣＯの出力を周波数／電圧変換するＦ／Ｖ回路と、選局時に前記Ｆ／Ｖ回路の出力電圧をＡＦＴ電圧として前記チューナの選局に使用する選局手段とを備え、前記ＡＦＴ電圧は選局チャンネル付近でＶＩＦに対し底が平坦状のＶ字型の特性を成すテレビジョン信号の受信回路において、選局時に前記Ｆ／Ｖ回路の出力電圧が予め決められた基準電圧を超えると前記ＶＣＯを制御する信号に電圧を加算して前記Ｖ字型の特性を周波数を広げるようにしたことを特徴とする。
【００１７】
【発明の実施の形態】
第１の実施形態を示す図１において、図７に示す従来例と同一部分には同一の符号を付して重複した説明を避ける。本実施形態では、Ｆ／Ｖ変換器１２の出力電圧を帰還回路１４を通してローパスフィルタ１０に印加するようにしている。
【００１８】
具体的には、帰還回路１４はコンパレータ１５と、ＮＰＮ型のトランジスタ１７と抵抗１８とからなっており、その出力が位相比較器９とローパスフィルタ１０の接続点ａに与えられる。ローパスフィルタ１０は抵抗１９とコンデンサ２０とから成っている。
【００１９】
１６はコンパレータ１５の反転端子（−）に基準電圧を与える直流電源である。基準電圧は例えば図９に示すＶTに選ばれる。Ｆ／Ｖ変換器１２の出力であるＡＦＴ電圧はコンパレータ１５の非反転端子（＋）へ入力される。ＡＦＴ電圧が基準電圧以上になると、コンパレータ１５からハイレベルが出力され、トランジスタ１７がＯＮして電源ＶCCからの電圧がａ点に印加される。ここで、ＰＬＬ回路７はａ点の電圧が高くなると、ＶＣＯ１１の発振周波数も上がるようになっているものとする。そのため、ＡＦＴ電圧が高くなると、ＶＣＯ１１の周波数が高い方へシフトされる。
【００２０】
図３はこの様子を示している。ＶＣＯ１１の発振周波数が高い方にシフトすることによってＡＦＴ電圧曲線が点線２１で示すように右側へシフトする。その結果、選局装置の閾値Ｅ２より下の部分であるキャプチャレンジが従来のＷから更にＫだけ拡大する。
【００２１】
今、チューニングのサーチがＶＩＦの高い方から低い方へ向かってなされているとき、ＶＩＦの映像キャリアとＶＩＦの音声キャリアがそれぞれ高くなり、先に説明した図４のＳＡＷフィルタ６の作用によってＶＩＦ映像キャリアは殆どゲインがなくなり、ゲインの大きくなったＶＩＦ音声キャリアのみが位相比較器９へ入力される。
【００２２】
その結果、ＶＣＯ１１はＶＩＦ音声キャリアによる影響（即ちロック）を受けようとするが、ＡＦＴ電圧が高くなって帰還回路１４が働き、ＶＣＯ１１の中心周波数が高い方へシフトし、その引き込み範囲も高い方へシフトするためｆL−ｆSはＶＣＯ１１の引き込み範囲に入ることができない。そのため、音声キャリアによるロックは受けない。
【００２３】
また、ＡＦＴ電圧も図３に示すようにＡＦＴ曲線２１の如くシフトするため、ＶＩＦ周波数を減少させるサーチ動作によって、Ｇ’→Ｆ’→Ｄ’と進み、キャプチャレンジ（Ｗ＋Ｋ）に入り、そこから小刻みにＢへ向かって進み同調状態になる。
【００２４】
このように、本実施形態では、キャプチャレンジが広がるので、キャプチャレンジ内での周波数変化を従来より粗くしてチューニングしてもキャプチャレンジを飛び越してしまうという不具合を生じない。そして、キャプチャレンジ内での周波数変化を粗くすることにより選局のスピードも高く保持できる。
【００２５】
図５は第２の実施形態を示している。この第２の実施形態は図２のようなコンパレータ１５を用いることなく、ＡＦＴ電圧を直接トランジスタ２１のベースに印加している。ＡＦＴ電圧がトランジスタ２１のエミッタ電圧よりもＶF（トランジスタのベース・エミッタ間導通電圧）だけ高くなったときトランジスタ２１がＯＮする。換言すれば、トランジスタ２１がＯＮしたときＡＦＴ電圧からＶFだけ低い電圧が抵抗１８を介してａ点に印加される。ここで、ＶFはＰＮ接合の導通電圧であるので、トランジスタ２１の代わりにダイオードを用いてもよい。
【００２６】
図５におけるその他の構成は図２と同一である。図５において、抵抗１８の値を変えると、ＡＦＴ電圧曲線の一部が図６（横軸：ＶＩＦ周波数、縦軸：ＡＦＴ電圧）に示すように変化する。即ち、抵抗１８の値を大きくしていくと、ａ→ｂ→ｃの如く変化する。この点は図２についても同様である。このように、抵抗１８の値によってＡＦＴ電圧曲線のシフト量（従って、キャプチャレンジ）を設定できる。
【００２７】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、音声信号によるチューニングの誤動作を受けない。そして、ＡＦＴ出力電圧のキャプチャレンジを広くとり、安定なチューニングシステムを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＡＦＴ回路のブロック図。
【図２】本発明の第１実施形態の要部回路図。
【図３】そのＡＦＴ電圧特性を示す図。
【図４】ＳＡＷフィルタの特性図。
【図５】本発明の第２実施形態の要部回路図。
【図６】そのＡＦＴ電圧特性の説明図。
【図７】従来のＡＦＴ回路のブロック図。
【図８】チューナの局部発振周波数とＲＦの映像キャリア、音声キャリアとの関係を説明する図。
【図９】従来のＡＦＴ電圧特性図。
【符号の説明】
１  チューナ
６  ＳＡＷフィルタ
７  ＰＬＬ回路
９  位相比較器
１０  ローパスフィルタ
１１  ＶＣＯ
１２  Ｆ／Ｖ変換器
１３  選局装置
１４  帰還回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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