(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を３相交流電力に変換する３レベルインバータにおいて、
３相交流電力における各相の瞬間値を指定する電圧指令の内の最大値と最小値の和が０Ｖもしくは零電圧指令値（直流電圧の１／２に相当する指令値）と等しくなるように各相の電圧指令にオフセットを加算することを特徴とする３レベルインバータの制御方法。
【請求項２】
３相交流電力における各相の瞬間値を指定する各電圧指令の内の最大値を検出する最大値検出機能と、
前記３相交流電力の各電圧指令の内の最小値を検出する最小値検出機能と、
前記最大値検出機能の出力と最小値検出機能の出力とを加算する加算機能と、
該加算機能の加算結果を１／２にする割算機能と、
該割算機能の出力値を前記３相の各電圧指令値から減算し、又は加算する３組の電圧指令補正用計算機能とを備え、
前記３組の電圧指令補正用計算機能の出力を３相交流電力の夫々の真の電圧指令とすることを特徴とする３レベルインバータの制御装置。
【請求項３】
直流電力を３相交流電力に変換する３レベルインバータにおいて、
３相交流における各相の瞬間値を指定する各電圧指令の１／２の振幅で、同一周期の交流信号の位相角の−３０度（３３０度）乃至３０度及び１５０度乃至２１０度の成分を３相分加算した値を各相の電圧指令に加算することを特徴とする３レベルインバータの制御方法。
【請求項４】
３相交流電力における各相の瞬間値を指定する各電圧指令を作成する電圧指令作成機能に対応し、該３相交流電力の各電圧指令の１／２の振幅で、同一周期の交流信号の位相角の−３０度（３３０度）乃至３０度及び１５０度乃至２１０度の範囲の成分を３相分加算した連続信号を作成出力する補正信号作成機能と、
該補正信号作成機能の出力値を前記３相交流電力の各電圧指令値から減算し、又は加算する３組の電圧指令補正用計算機能とを備えることを特徴とする３レベルインバータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は直流を３レベルの電位を有する交流相電圧に変換する電流変換器である３レベルインバータの制御方法とその制御装置に係り、特に、直流電源電圧を最大限に利用し、かつ中性点電位の変動抑圧が可能な３レベルインバータの制御方法とその方法を実施する制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近時、自己消弧可能な特性を有するスイッチング素子の実用化等から、高調波歪みの少ない高圧大容量の交流出力が容易に得られるインバータとして、多レベルインバータが使用されるようになってきた。
多レベルインバータは、供給される直流電圧を分圧する直列接続された複数のコンデンサを備え、このコンデンサ同士の接続点を所定の電位、例えば、３レベルインバータの場合は中性点電位になるように構成し、３以上の電位を有する交流相電圧に変換する電力変換機能を備えている。
多レベルの中で最近注目されるようになってきた３レベルインバータのＰＷＭ（パルス巾変調）方式の出力スイッチング回路の基本的構成は、一般的に図１０に示すように構成されている。
【０００３】
図１０において、ＤＡは３相交流の電源線、４０は整流回路である。
整流回路４０で整流された交流は、プラス電源線ＤＰとマイナス電源線ＤＮに供給される。
プラス電源線ＤＰとマイナス電源線ＤＮの間には、直列接続する２個のコンデンサ１５と１６が接続される。プラス電源線ＤＰとマイナス電源線ＤＮの間には、さらに、３相交流出力のＵ相、Ｖ相、Ｗ相として、各相の回路に自己消弧可能な特性を有する、例えばＩＧＢＴ、ＧＴＯ等のスイッチング素子が夫々４個直列接続されている。
即ち、各相のスイッチング素子としては、Ｕ相には２５Ｕ、２６Ｕ、３６Ｕ、３５Ｕ、Ｖ相には２５Ｖ、２６Ｖ、３６Ｖ、３５Ｖ、Ｗ相には２５Ｗ、２６Ｗ、３６Ｗ、３５Ｗが並列に接続されている。
【０００４】
また、コンデンサ１５と１６の接続点と、Ｕ相のスイッチング素子２５Ｕと２６Ｕの接続点との間にはダイオード２７Ｕが、スイッチング素子３６Ｕと３５Ｕの接続点との間にはダイオード３７Ｕが、コンデンサ１５と１６の接続点と、Ｖ相のスイッチング素子２５Ｖと２６Ｖの接続点との間にはダイオード２７Ｖが、スイッチング素子３６Ｖと３５Ｖの接続点との間にはダイオード３７Ｖが、コンデンサ１５と１６の接続点と、Ｗ相のスイッチング素子２５Ｗと２６Ｗの接続点との間にはダイオード２７Ｗが、スイッチング素子３６Ｗと３５Ｗの接続点との間にはダイオード３７Ｗが、夫々接続されている。
Ｕ相のスイッチング素子２６Ｕと３６Ｕの接続点、Ｖ相のスイッチング素子２６Ｖと３６Ｖの接続点、Ｗ相のスイッチング素子２６Ｗと３６Ｗの接続点に対して夫々交流負荷装置４１、例えば誘導電動機が接続されている。
【０００５】
上図の回路において、図示しない制御装置から、所定の周波数で交流負荷装置４１に対応した周波数と電圧を出力するために、上記の各スイッチング素子にスイッチングパルスを出力している。
従って、例えば、Ｕ相から交流負荷装置４１に電力を供給するタイミングにおいては、スイッチング素子２６Ｕはその期間中オンされ、スイッチング素子２５Ｕは制御装置から出力されるスイッチングパルスがハイの間オンされる。従って、スイッチング素子２５Ｕがオンされると、交流負荷装置４１のＵ相回路には、プラス電源線ＤＰからプラス電圧が供給され、スイッチング素子２５Ｕがオフされると、スイッチング素子２６Ｕのオン状態が継続しているので、ダイオード２７Ｕを経由してプラス電源線ＤＰとマイナス電源線ＤＮの間に接続されたコンデンサ１５と１６の接続点である中性点電位が交流負荷装置４１のＵ相回路に接続される。
【０００６】
交流負荷装置４１からＵ相に電流が流出するタイミングにおいては、スイッチング素子３６Ｕはその期間中オンされ、スイッチング素子３５Ｕは制御装置から出力されるスイッチングパルスがハイの間オンされる。従って、スイッチング素子３５Ｕがオンされると、交流負荷装置４１のＵ相回路からはマイナス源線ＤＮに電流が流れ、スイッチング素子３５Ｕがオフされると、スイッチング素子３６Ｕのオン状態が継続しているので、ダイオード３７Ｕを経由してコンデンサ１５と１６の接続点である中性点電位が交流負荷装置４１のＵ相回路に接続される。
Ｖ相、Ｗ相も上記と同様に動作し、交流負荷装置には所定の３相交流電力が供給される。
【０００７】
ところで、上述した３レベルインバータのスイッチング回路であると、コンデンサ１５と１６の接続点である中性点電位は、スイッチングの状況に対応する中性点から各コンデンサを流れる電流変化の影響で、絶対的な中性点電位にならないで変動する。
そのために、スイッチング素子の両端には、基準値以上の電圧が印加されることになり、時にはスイッチング素子を過電圧によって破壊させる危険性がある。また、電圧がアンバランスになるので、所望される正常な出力電圧が得られなくなる恐れもある。
中性点電位の変動を防止するには、上記のコンデンサ１５、１６の容量を大きくすれば良いが、コンデンサを大きくすると、コストと配置スペースを大きくするので実用上の制限がある。そのために、種々の中性点電位変動を抑制する技術が提案されている。
例えば、制御装置（図示せず）から出力するスイッチングパルスを、正常な正弦波ではなく、３次高調波や偶数次調波を加算した変調波で制御するようにしている。
【０００８】
また、特開平５−２２７７９６号公報、特開平７−７９５７４号公報に開示された技術がある。
特開平５−２２７７９６号公報に開示のものは、中性点電圧の変動の中でも特に大きな３次調波成分のみを抑制し、抑制用の３次調波成分の基本波に対する振幅の比及び位相をインバータ周波数に拘らず一定値とし、この３次調波成分を基本波の指令に与えるように構成している。
また、特開平７−７９５７４号公報に開示のものは、インバータの各相出力電圧指令にインバータ基本周波数の偶数次調波（例えば、６次調波や２次調波）を加算するためのテーブル、乗算器、加算器等の手段と、直流電源回路の中性点の電位変動を直流入力コンデンサの電圧偏差により検出し、その大きさに基づいて、出力電圧指令に加算するべき偶数次調波の大きさを決定する加算器、調節器、乗算器等の手段を備えるようにしている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した例えば、制御装置から出力するスイッチングパルスを、３相高調波や偶数次調波を加算した変調波で制御すると、電圧変動を抑制するために出力電圧の変化を利用するため、例えば、図１１、図１２に示す従来の補正方法による補正波形例のように、プラスとマイナスの最大電圧は供給される直流電圧で頭打ちになるので、出力可能な電圧範囲が狭くなるという問題がある。
図１１、図１２はいずれも、横軸はＵ相の一周期に対応し、縦軸には、ゼロボルト点を０にして、プラス電源線ＤＰの電圧を＋１に、マイナス電源線ＤＮの電圧を−１で示している。
図１１において、ＡＸは各相の所定の６０度区間をオンに固定する補正信号、ＡＵ、ＡＶ、ＡＷは夫々Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の補正されたＰＷＭ処理前の出力操作信号を示しており、図１２において、ＢＸは３倍の周波数で中性点の電位変動を与える補正信号、ＢＵ、ＢＶ、ＢＷは夫々Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の補正されたＰＷＭ処理前の出力操作信号を示している。
【００１０】
特開平５−２２７７９６号公報に開示された装置及び特開平７−７９５７４号公報に開示された回路によると、いずれも、中性点電位の変動を抑制するために、出力電圧全体を平行移動するようにゼロ相をふらせるようにしている。しかしながら、出力電圧をプラス、マイナス方向にふると、ふられた側の最大電圧は印加直流電圧で制限される。従って、必要な交流ピーク電圧を出力しようとすると、印加直流電圧を高くする必要があり、直流電圧の利用率が低下することになる。
【００１１】
ところで、中性点の電位変動をゼロにすることができたとして、コンデンサを限りなく小さくしてスペースの利用効率を高めようとしても、コンデンサの許容リップル電流の制限から無理である。
また、高調波を補正信号に利用する場合の制御情報としては基本波に対する位相信号が必要である。
本発明は従来のものの上記課題（問題点）を解決し、許容されるリップル電流から計算した適正なコンデンサ容量で実用上問題のない範囲に、中性点電位変動を抑制し、位相情報を必要としない簡易な手段で、直流電源の利用率を高めて出力可能な電圧範囲を向上することができる３レベルインバータの制御方法とその装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
ところで、本願出願人は本願と同一の発明者が発明したインバータの制御方法とその装置に関する発明を特開平９−９６４３号公報に記載のように、既に特許出願している。
この先願明細書に記載の技術は、設定された所定振幅値の交流電力を制御出力する２レベルのインバータとしての技術であった。
しかし、この先願の技術を３レベルインバータに拡張適用すれば、３レベルインバータにおける上記従来技術の課題が解決できることに着目し、本発明を完成したものである。
即ち、本発明の請求項１に記載の３レベルインバータの制御方法においては、３相交流電力における各相の瞬間値を指定する電圧指令の内の最大値と最小値の和が０Ｖもしくは零電圧指令値（直流電圧の１／２に相当する指令値）と等しくなるように各相の電圧指令にオフセットを加算するようにした。
この場合、位相情報が得られるときは、請求項３に記載のように、上述の方法を３相交流電力の各電圧指令の１／２の振幅で同一周期の交流信号の位相角の−３０度（３３０度）乃至３０度及び１５０度乃至２１０度の成分を３相分加算した値を各相の電圧指令に加算するようにしても良い。
【００１３】
また、上述の方法を実施する制御装置は、請求項２に記載のように、３相交流電力の各電圧指令の内の最大値を検出する最大値検出機能と、３相交流電力の各電圧指令の内の最小値を検出する最小値検出機能と、最大値検出機能の出力と最小値検出機能の出力とを加算する加算機能と、この加算機能の加算結果を１／２にする割算機能と、この割算機能の出力を前記の３相交流電力の各電圧指令から減算し、又は加算する３組の電圧指令補正用計算機能とを備え、３組の電圧指令補正用計算機能の出力を３相交流電力の夫々の補正された真の電圧指令とするように構成した。
【００１４】
この場合、位相情報が得られるときは、請求項４に記載のように、３相交流電力の各電圧指令を作成する電圧指令作成機能に対応し、３相交流電力の各電圧指令の１／２の振幅で同一周期の交流信号の位相角の−３０度（３３０度）乃至３０度及び１５０度乃至２１０度の範囲の成分を３相分加算した連続信号を作成出力する補正信号作成機能と、この補正信号作成機能の出力を３相交流電力の各電圧指令から減算し、又は加算する３組の電圧指令補正用計算機能とを備えるように構成しても良い。
【００１５】
本発明は上述のような方法にし、また制御装置を構成したので、中性点電位変動を抑制しながら、直流電源の利用率を１００％まで高めることができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明を従来技術の説明で用いた図１０に示す多レベルインバータの代表的な存在である３相ＰＷＭ式３レベルインバータに対して適用した第１及び第２の実施の形態を図１乃至図７を用いて詳細に説明する。
第１の実施の形態：
図１は、本発明を実行するための３レベルインバータの制御装置の第１の実施の形態の構成を示すもので、３レベルインバータ（以下インバータと略称する）を構成するスイッチング素子をオン／オフするゲート信号作成機能までを示してスイッチング素子で構成したインバータ回路自体は省略し、図２にインバータ回路部を示している。
【００１７】
図１において、１は、このインバータの上位制御装置等によって指令又は設定されてインバータ出力の周波数と電圧を指定する各相の電圧指令を作成する３相の電圧指令作成機能である。
電圧指令作成機能１で作成され出力するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電圧指令は、この３個の電圧指令の内の最大値を検出して出力する最大値検出機能（以下ＭＡＸ検出機能という）２と、最小値を検出して出力する最小値検出機能（以下ＭＩＮ検出機能という）３に入力している。
ＭＡＸ検出機能２の検出値とＭＩＮ検出機能３の検出値とは加算機能４に入力して加算される。加算機能４による加算値は、割算機能５に入力して２で割られる。即ち、加算機能４と割算機能５によって、各瞬間における３相の電圧指令の内の最大値と最小値の平均値を算出する。
また、電圧指令作成機能１で作成され出力するＵ相の電圧指令は、第１の電圧指令補正用計算機能６に入力し、Ｖ相の電圧指令は第２の電圧指令補正用計算機能７に入力し、Ｗ相の電圧指令は第３の電圧指令補正用計算機能８に入力している。
【００１８】
前述した平均値は本発明に基づく電圧指令の補正信号であって、第１の電圧指令補正用計算機能６、第２の電圧指令補正用計算機能７、第３の電圧指令補正用計算機能８に夫々入力している。
第１の電圧指令補正用計算機能６からはＵ相の補正された真の電圧指令である出力操作信号ＳＵを出力し、第２の電圧指令補正用計算機能７からはＶ相の補正された出力操作信号ＳＶを出力し、第３の電圧指令補正用計算機能８からはＷ相の補正された出力操作信号ＳＷを出力している。
補正された各相の出力操作信号は、図２、図３によって後述するインバータの主回路を構成するスイッチング回路に入力する。
【００１９】
図２にインバータの主回路を構成するスイッチング回路を示している。図２はＵ、Ｖ、Ｗ相の各回路は共通なので、代表的に示したものである。
従って、各相の直列接続される４個の第１乃至第４のスイッチング素子を２５、２６、３６、３５で、各相２個のダイオードを２７、３７で、出力操作信号ＳＵ、ＳＶ、ＳＷをＳＳで代表して示している。
図２において、出力操作信号ＳＳは第１の比較回路２１のプラス端子と第２の比較回路３１のマイナス端子に入力している。この第１の比較回路２１のマイナスス端子と第２の比較回路３１のプラス端子には図示しない基準信号作成機能で、図３に示すように所定振幅所定周波数の三角波形の各３相に対応するＰＷＭのための基準信号ＴＰ、ＴＮが作成されて、夫々入力している。
【００２０】
図３において、ＴＰは０レベル以上に変化する三角波形のプラス側基準信号、ＳＳは出力操作信号である。従って、第１の比較回路２１からは、出力操作信号ＳＳがプラス側基準信号ＴＰよりも大きい範囲で、ローレベルＧＰｎからハイレベルＧＰｐの間変化するプラス側ゲート信号ＧＰが出力している。
ＴＮは０レベル以下に変化する三角波形のマイナス側基準信号であって、マイナス側基準信号ＴＮが入力する第２の比較回路３１からは、出力操作信号ＳＳが基準信号ＴＮよりも小さい範囲でローレベルＧＮｎからハイレベルＧＮｐの間変化するマイナス側ゲート信号ＧＮが出力する。
従って、出力操作信号のレベルに比例したディユティ比で、プラス側ゲート信号ＧＰとマイナス側ゲート信号ＧＮが変化する。
【００２１】
図２において、第１の比較回路２１から出力するプラス側ゲート信号ＧＰは第１のデッドタイム回路２２と第１の極性反転回路２３に入力し、第１の極性反転回路２３の出力は第２のデッドタイム回路２４に入力している。
また、第２の比較回路３１から出力するマイナス側ゲート信号ＧＮは第３のデッドタイム回路３２と第２の極性反転回路３３に入力し、第２の極性反転回路３３の出力は第４のデッドタイム回路３４に入力している。
さらに、第１のデッドタイム回路２２は第１のスイッチング素子２５の制御用ゲートに接続し、第２のデッドタイム回路２４は第３のスイッチング素子３６の制御用ゲートに接続し、第３のデッドタイム回路３２は第４のスイッチング素子３５の制御用ゲートに接続し、第４のデッドタイム回路３４は第２のスイッチング素子２６の制御用ゲートに接続している。
【００２２】
各デッドタイム回路はスイッチング素子のほぼ起動遅れ時間、例えば、スイッチング素子がＩＧＢＴの場合は１０マイクロ秒前後、夫々の入力パルスを切り取って各スイッチング素子に対するゲート信号の働きをマスクし、夫々のスイッチング素子の同時動作を禁止している。
次に、図３も参照して動作を説明する。上記の各ゲート信号によって、例えば、プラス側ゲート信号ＧＰが出力している期間においては、マイナス側ゲート信号ＧＮが出力していないので第２のスイッチング素子２６はオン状態が継続され、プラス側ゲート信号ＧＰがＧＰｐのタイミングにおいては、第１のスイッチング素子２５がオンし、プラス側ゲート信号ＧＰがＧＰｎのタイミングにおいては、第３のスイッチング素子３６がオンする。
【００２３】
また、マイナス側ゲート信号ＧＮが出力している期間においては、プラス側ゲート信号ＧＰが出力していないので、第３のスイッチング素子３６はオン状態が継続され、マイナス側ゲート信号ＧＮがＧＮｐのタイミングにおいては、第４のスイッチング素子３５がオンし、マイナス側ゲート信号ＧＮがＧＮｎのタイミングにおいては、第２のスイッチング素子２６がオンする。
従って、プラス側ゲート信号ＧＰが出力している期間においては、このインバータのスイッチング回路から電力負荷装置に、出力操作信号ＳＳに対応する電流＋ＩSが供給され、マイナス側ゲート信号ＧＮが出力している期間においては、このインバータのスイッチング回路には電力負荷装置から、出力操作信号ＳＳに対応する電流−ＩSが流れる。
即ち、電圧指令作成機能１で作成され出力するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電圧指令のレベルに対応した３相交流電圧が、図１０に示す電力負荷装置４１に印加される。
【００２４】
次に、図１に示した機能構成における働きを図１及び図４乃至図６を参照して説明する。
上述の機能構成において、電圧指令作成機能１からは、図４に示すような各相の電圧指令が出力されている。
図４は電圧指令の時間的変移（波形）を示していて、横軸にＵ相の電圧指令の１周期分を１周期を３６０度とする角度を単位として示し、縦軸には各相の電圧指令をフルスケール＋１乃至−１で示している。
同図において、ＶＵはＵ相の電圧指令、ＶＶはＶ相の電圧指令、ＶＷはＷ相の電圧指令である。
Ｕ相の電圧指令ＶＵ、Ｖ相の電圧指令ＶＶ、Ｗ相の電圧指令ＶＷは夫々ＭＡＸ検出機能２と、ＭＩＮ検出機能３に入力する。ＭＡＸ検出機能２とＭＩＮ検出機能３夫々の検出値は、加算機能４に入力して加算され、その加算値は、割算機能５に入力して２で割られる。即ち、加算機能４と割算機能５によって、各瞬間における３個の電圧指令の内の最大値と最小値の平均値である図５のＲに示すような電圧指令の補正信号が得られる。
【００２５】
補正信号は第１の電圧指令補正用計算機能６に入力し、第１の補正用計算機能６においてはＵ相の電圧指令から補正信号を減算して、図５のＳＵに示す補正されたＵ相の出力操作信号が得られ、第２の電圧指令補正用計算機能７に入力し、第２の補正用計算機能７においてはＶ相の電圧指令から補正信号を減算して図５のＳＶに示す補正されたＶ相の出力操作信号が得られ、第３の電圧指令補正用計算機能８に入力し、第３の電圧指令補正用計算機能８においてはＷ相の電圧指令から補正信号を減算して図５のＳＷに示す補正されたＷ相の出力操作信号が得られる。
なお、図５に示す補正信号Ｒは、電圧指令の補正信号と各相の補正された出力操作信号の夫々の時間的変化波形をＵ相の電圧指令１周期分について１周期を３６０度とする角度を単位として示している。
上述のように各相の電圧指令を補正することによって、各相電圧指令の中性点が操作されて、インバータから出力する線間電圧の最大値は直流電圧の最大値まで利用可能になる。
【００２６】
上述した演算の結果得られる補正信号は、理論的に図６に示すような形状をなしている。
図６は補正信号の時間的変移（波形）を示していて、横軸には、任意の電圧指令を示す相電圧の時間変移を１周期を３６０度とする角度を単位として示しており、縦軸に示す曲線ａは相電圧の振幅を最大振幅＋１乃至−１で示している。
同図に示す曲線ｂは曲線ａの１／２であって、曲線ｂの位相角の−３０度（３３０度）乃至３０度及び１５０度乃至２１０度の範囲を連続させた曲線ｃが前述した補正信号である。
上述した補正信号の時間的変化が、補正された出力操作信号に基づいてインバータで変換され出力する３相交流の中性点電位の時間的変化になる。
【００２７】
上述の実施の形態の説明では各電圧指令補正用計算機能においては、夫々電圧指令から補正信号を減算するように説明したが、図６から明らかなように、補正信号算出機能の関係で、図６に示す曲線ｃに対して位相が１８０度偏位した（又は逆極性の）補正信号が得られる場合は、電圧指令補正用計算機能を加算機能にすれば、図５に示した各相の補正された出力操作信号と同一電圧指令が得られることは言うまでもない。
【００２８】
上述の補正手段によって得られる結果の例を、図７、図８に示している。図７には、電力負荷装置の特性を示していて、横軸には電力負荷装置の出力トルクをパーセントで、縦軸に中性点電位変動の波高値を示している。
また、ｊ1は従来のＰＷＭ方式の場合、ｋ1は本発明に基づいて補正された状態を示している。
図８は、横軸に変調率を示し、縦軸には電圧利用率を示している。
また、ｊ2は従来のＰＷＭ方式の場合、ｋ2は本発明に基づいて補正された状態を示している。
即ち、本発明によると、補正をしないＰＷＭ方式出力電圧に対して、理論上２／（３）1/2倍まで、線形で出力が可能である。
さらに、上述の補正手段によると、許容されるリップル電流から計算したコンデンサ容量で実用上問題のない範囲に中性点電位変動を抑制できる。
【００２９】
第２の実施の形態：
次に、図９を用いて本発明の第２の実施の形態を説明する。
同図において、１Ａはディジタル処理によってＵ相の電圧指令ＶＵ、Ｖ相の電圧指令ＶＶ、Ｗ相の電圧指令ＶＷを夫々構成し出力する３相の電圧指令作成機能であって、１Ａａは上述と同様にディジタル処理によって図５に示した時間変化をなす補正信号Ｒを作成し出力する補正信号作成機能である。
補正信号ＲはＵ相に対応する第１の電圧指令補正用計算機能６Ａ、Ｖ相に対応する第２の電圧指令補正用計算機能７Ａ、Ｗ相に対応する第３の電圧指令補正用計算機能８Ａに入力している。
また、３相の電圧指令作成機能１Ａから出力するＵ相の電圧指令は第１の電圧指令補正用計算機能６Ａに入力し、Ｖ相の電圧指令は第２の電圧指令補正用計算機能７Ａに入力し、Ｗ相の電圧指令は第３の電圧指令補正用計算機能８Ａに入力している。
各電圧指令補正用計算機能は、各相の電圧指令と補正信号との位相関係が図６に示したような場合は減算機能として、図６に対して電圧指令と補正信号との位相関係が１８０度偏位している（又は逆極性の）場合は加算機能とすれば良い。第１の電圧指令補正用計算機能６ＡからはＵ相の補正された出力操作信号ＳＵが、第２の電圧指令補正用計算機能７ＡからはＶ相の補正された出力操作信号ＳＶが、第３の電圧指令補正用計算機能８ＡからはＷ相の補正された出力操作信号ＳＷが出力する。
なお、各電圧指令補正用計算機能以降は、前述した第１の実施の形態と同様なので説明は省略する。
【００３０】
第３の実施の形態：
本発明の第３の実施の形態としては、図示しないが第１及び第２の実施の形態で示した電圧指令作成機能が第２の実施の形態と同様ディジタル処理によって実行するような実施の形態が考えられる。
このような構成の実施の形態の場合は、各相の電圧指令と補正信号を作成することなく、直接補正された操作出力信号と同等の電圧指令を作成するようにすれば良い。
【００３１】
上述の説明は本発明の技術思想を実現するための基本方法を示したものであって、本発明を適用するインバータの条件と仕様に対応して適切に応用改変すれば良いことは当然である。
例えば、第１の実施の形態を実行する装置の機能構成例は、図１にハードウェアによって構成するように説明したが、インバータ本体の制御機能とも対応して、本発明に基づく技術思想をソフトウェアによって実現するようにしても、適宜ハードウェアとソフトウェアを混合させても良い。
【００３２】
【発明の効果】
本発明は上述したような方法にし、また装置を構成するようにしたので、次のような優れた効果を有する。
(1)位相情報を必要としない手段によって、どのような構成と目的の３レベルインバータに対しても広範囲に適用できる。
(2)許容されるリップル電流から計算したコンデンサ容量で実用上問題のない範囲に中性点電位変動を抑制できる。
(3)直流電源の利用率を１００％まで高めることができたので、交流ピーク電圧を印加直流電圧いっぱいまで使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の基本構成を示す概要構成ブロック図である。
【図２】本発明が適用されるインバータの主回路を構成するＰＷＭスイッチング回路の基本構成を示す概要構成ブロック図である。
【図３】図２に示すＰＷＭスイッチング回路の基本動作を示す主要部の波形図である。
【図４】第１の実施の形態における各相の電圧指令を説明する時間的変移の波形図である。
【図５】第１の実施の形態における各相の補正された電圧指令と補正信号との関係を説明する時間的変移の波形図である。
【図６】第１の実施の形態における補正信号を説明する時間的変移の波形図である。
【図７】第１の実施の形態と従来方式との間の中性点電位変動を比較する特性図である。
【図８】第１の実施の形態と従来方式との間の電圧利用率を比較する特性図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態の構成を示す概要構成ブロック図である。
【図１０】本発明と従来技術とが適用されるインバータの概要構成ブロック図である。
【図１１】従来の電圧指令補正手段の１例による、補正された各相の電圧指令と補正信号の時間的変移の波形図である。
【図１２】従来の電圧指令補正手段の図１２とは別の例による補正された各相の電圧指令と補正信号の時間的変移の波形図である。
【符号の説明】
１、１Ａ：電圧指令作成機能
１Ａａ：補正信号作成機能
２：ＭＡＸ検出機能（最大値検出機能）
３：ＭＩＮ検出機能（最小値検出機能）
４：加算機能
５：割算機能
６、７、８、６Ａ、７Ａ、８Ａ：電圧指令補正用計算機能（加算機能又は減算機能）
１５、１６：コンデンサ
２１、３１：比較回路
２３、３３：極性反転回路
２２、２４、３２、３４：デッドタイム回路
２５、２６、３５、３６：スイッチング素子
２７、３７：ダイオード
ＳＵ、ＳＶ、ＳＷ、ＳＳ：出力操作信号
ＴＰ、ＴＮ：基準信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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