(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される信号をデータレートの２倍のレートのサンプリングクロックで量子化する量子化手段と、前記量子化手段の出力の遅延出力に対して夫々適応的に制御されるタップ係数による乗算によって重み付けして加算することにより入力信号の符号間干渉を抑圧するトランスバ−サル型フィルタを用いた適応型等化手段と、前記量子化手段の出力に対して積分等化する第１の積分等化手段と、前記適応型等化手段から出力に対して積分等化する第２の積分等化手段と、前記適応型等化手段が出力するデータのうち１サンプリングクロックおきの奇数列サンプリングデータを位相データとして前記量子化手段でのサンプリングタイミング誤差を演算する位相誤差演算手段と、前記第２の積分等化手段が出力するデータのうち１サンプリングクロックおきの遇数列サンプリングデータを再生データとして正値か零値か負値かの３値判別を行う３値判別手段と、前記３値判別手段の判別結果からその等化誤差を演算する等化誤差演算手段と、前記第２の積分等化手段からの出力と前記等化誤差演算手段からの出力との相関を演算する相関値演算手段とを備え、前記相関値演算手段からの演算結果から前記適応型等化手段のタップ係数を随時更新するように構成されたことを特徴とするディジタル信号再生装置。
【請求項２】
積分等化手段は入力信号とこれをデータレートで１ビット遅延させた信号とを加算しパーシャルレスポンス方式の（１＋Ｄ）演算を行うことを特徴とする請求項１記載のディジタル信号再生装置。
【請求項３】
等化誤差演算手段は３値判別手段への入力信号とその３値判別結果の基準値との差分を演算出力するようにしたことを特徴とする請求項１記載のディジタル信号再生装置。
【請求項４】
相関値演算手段は等化誤差演算出力とその等化誤差演算結果に見合う遅延を施した第１の積分等化手段の出力とを乗算し累積加算したものに各タップ毎に重み付けを行い、適応型等化手段の各タップの等化係数とするようにしたことを特徴とする請求項１記載のディジタル信号再生装置。
【請求項５】
位相誤差演算手段は、適応型等化手段が出力するデータのうち１サンプリングクロックおきの遇数列サンプリングデータを再生データとして正値か零値か負値かの仮３値判別を行い、その仮判別結果を判別対象である再生データの直前と直後の奇数列サンプリングデータの差に乗算することにより量子化手段でのサンプリングタイミング誤差を演算するよう構成されることを特徴とする請求項１記載のディジタル信号再生装置。
【請求項６】
量子化手段に入力される信号が微分波形であることを特徴とする請求項１記載のディジタル信号再生装置。
【発明の詳細な説明】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば記録媒体から再生される微分波形信号から好適に符号間干渉を除去し、且つ再生クロック抽出が行えるディジタル信号再生装置に関する。
【従来の技術】
近年、磁気記録の分野において通信分野で開発されたパーシャルレスポンス、特にパーシャルレスポンスクラス４（以下、ＰＲ４と記す）が適用されるようになってきている。
ＰＲ４等化方式としてインターリーブドＮＲＺＩ符号を用いると、高周波信号及び低周波成分がともに少なく帯域通過型の周波数特性を示し、その周波数特性は再生データレートＴの遅延演算子をＤとすると（１−Ｄ2）であり、孤立パルスから２ビット後に−１の値を持つ符号間干渉が生じる。パーシャルレスポンスの適用は、この符号間干渉を積極的に利用して、検出点での再生周波数を整形することを意図している。ＰＲ４の周波数特性は（１＋Ｄ）・（１−Ｄ）に分解でき、一般的には（１−Ｄ）特性は再生時の微分特性で代償され、（１＋Ｄ）特性は現時刻に入力されたデータとデータレートで１サンプル前のデータとを加算する積分処理で実現できる。（１＋Ｄ）変換後の３値波形の「１」及び「−１」に相当するデータを「１」に、「０」に相当するデータを「０」に判別すれば、元の信号系列が再現できる。タイミング信号は（１−Ｄ）変換後、つまり（１＋Ｄ）前の高周波信号を含んだ波形から抽出できる。
図７は磁気記録におけるＰＲ４を説明するブロック図である。
図７において、１は入力信号に対して１／（１−Ｄ2）の処理を行うプリコード回路、２はプリコード回路１からの出力信号を磁気テープ３に記録する記録ヘッド、４は磁気テープ３に記録された信号を再生する再生ヘッド、５は再生ヘッド４で再生された信号を（１＋Ｄ）変換する等化回路である。
以上のように構成された従来のディジタル信号再生装置について、その動作について説明する。
記録データはプリコード回路１において１／（１−Ｄ2）の処理が行われＰＲ４にプリコードされ、記録ヘッド２を介して磁気テープ３に記録される。再生時には磁気テープ３から再生ヘッド４を介して再生信号が取り出される。ここで磁気テープ３への記録再生系は微分特性であり（１−Ｄ）特性を有している。磁気ヘッド４から取り出された信号は等化回路５にて（１＋Ｄ）変換した後３値判別を行えば元の記録データに復号できる。すなわち、プリコードでの１／（１−Ｄ2）は磁気再生系の微分特性（１−Ｄ）と再生等化の（１＋Ｄ）で消去されて結果１となり元の記録データが再生されることとなる。実際には、等化回路５の前に前等化を行う場合がある。
図８にこのＰＲ４を用いた従来のディジタル信号再生装置の構成を示し、図９に主要ブロックの具体的構成例を示す。
図８においてＡＤ変換器１０は、入力した再生微分波形信号をデータレートの２倍のレートのサンプリングクロックにてサンプリングしてディジタルデータとして出力する。
トランスバーサルフィルタ１１は例えば図９のように、遅延単位を２サンプリング期間とする２Ｎ個の遅延器１１１ａ〜１１１ｋと、各タップ出力に後述する相関器１３からの各タップ係数を乗算する乗算器１１２〜１１２ｋと各乗算器出力を加算する加算器１１３からなり、各タップ出力に好適な係数を乗算することにより入力信号の符号間干渉を抑圧して前等化を行う。ここでは、遅延器数（ａ〜ｋ）＋１としているが、タップ数はシステムに要求される性能によって任意に設定される。
暫定３値判別回路１７は、前等化されたディジタルデータの暫定３値判別を行ってその判別結果を出力する。すなわち、入力されるディジタルデータが正値スレッシュレベルよりも大きければ「＋１」と判別し、負値スレッシュレベルよりも小さければ「−１」と判別し、それ以外であれば「０」と判別する。
等化誤差演算回路１６は例えば図９に示すように、減算器１７１と切替回路１７２からなり、トランスバーサルフィルタ１１からの入力に対してその入力に相当する暫定３値判別回路１７の判別結果に対する基準値との差分を行う。すなわち、判別結果が「＋１」であれば正値リファレンスレベル（図９中の正ｒｅｆ）と、「−１」であれば負値リファレンスレベル（図９中の負ｒｅｆ）とその判別結果に相当するディジタルデータとの差分値を、「０」であればその判別結果に相当するディジタルデータを等化誤差として出力する。
相関器１３は例えば図９に示すように、トランスバーサルフィルタ１１の各タップ出力に時間軸を合わせるための遅延器１３３ａ〜１３３ｋと、その各遅延器出力に相当する等化誤差演算回路１６からの等化誤差信号を乗算する乗算器１３２〜１３２ｋと、各乗算器出力を積算する積算器１３１〜１３１ｋと、各積算器出力に重み付けを行う係数器１３０〜１３０ｋからなり、トランスバーサルフィルタ１１の各タップ毎のタップ係数を出力更新する。
積分等化器１４は例えば図９に示すように、２サンプリング期間遅延する遅延器１４１と、加算器１４２からなり、現時刻に入力されたデータとデータレートで１サンプル前データとを加算して（１＋Ｄ）の等化処理を行う。
３値判別回路１５は、積分等化器１４からの（１＋Ｄ）されたディジタルデータに対して３値判別を行ってその判別結果を出力する。判別方法は暫定３値判別回路１７と同じである。
位相誤差演算回路１８は、暫定３値判別回路１７の暫定判別結果を、その判別対象であった再生データの１サンプリング直前と直後の奇数列サンプリングデータの差に乗算することによりＡＤ変換でのサンプリングタイミング誤差を演算する。
電圧制御発振回路１９は、入力される位相誤差演算結果に基づいて周波数調整を行って生成したサンプリングクロックを出力する。すなわち、生成されるサンプリングクロックの周波数は、入力した位相誤差演算結果が正の値であれば瞬時的に大きく、負の値であれば瞬時的に小さくなる。そして、このサンプリングクロックはそのまま、あるいは分周後再生クロックとして、ＡＤ変換器１０および各回路ブロックに与えられる。
図１０は、図８及び図９に示した従来装置における再生微分波形信号とサンプリングクロックとサンプリングクロックを２分周した再生クロックとの関係を示すタイミングチャートである。
図１０において、点ａ〜点ｎはＡＤ変換器１０でのサンプリングクロックによるサンプリングタイミングであり、ここではサンプリングして得られたディジタルデータの値をそれぞれ符号“Ａ”〜“Ｎ”で表している。
図８及び図９の従来装置において再生微分波形信号は、サンプリングクロックの立ち上がり毎にＡＤ変換器１０でサンプリングされ、サンプリングクロックの立ち上がりと再生クロックの立ち上がりと同期している部分のデータは再生データとして“Ｃ”、“Ｅ”、“Ｇ”、“Ｉ”、“Ｋ”、“Ｍ”となる。それ以外の“Ｄ”、“Ｆ”、“Ｈ”、“Ｊ”、“Ｌ”は位相データとなる。なお、説明を簡単化するため再生微分波形信号には単一周波を用いる。
図１０の（ア）は、再生微分波形信号とサンプリングクロックの位相が合っている場合である。この場合において、暫定３値判別回路１７が出力する判別結果が「０」以外になるのは“Ｅ”に対する判別結果が「１」、“Ｋ”に対する判別結果が「−１」となる時であり、位相誤差演算回路１８が出力する位相誤差演算結果は、“Ｄ−Ｆ”（＝｛Ｄ−Ｆ｝×｛１｝）および“Ｌ−Ｊ”（＝｛Ｊ−Ｌ｝×｛−１｝）の各値となる。ここで、図１０（ア）の位相では“Ｄ−Ｆ”および“Ｌ−Ｊ”の各値は共にほとんど零となるので、電圧制御発振回路１９において生成するサンプリングクロックの周波数は保持され、位相も再生微分波形信号に対して合ったままとなる。
図１０の（イ）は、再生微分波形信号に対するサンプリングクロックの位相が進んでいる場合である。この場合においても、暫定３値判別回路１７が出力する判別結果が「０」以外になるのは、“Ｅ”に対する判別結果が「１」、“Ｋ”に対する判別結果が「−１」になる時であり、位相誤差演算回路１８が出力する誤差演算結果は、“Ｄ−Ｆ”（＝｛Ｄ−Ｆ｝×｛１｝）および“Ｌ−Ｊ”（＝｛Ｊ−Ｌ｝×｛−１｝）の各値となる。ここで、図１０（イ）の位相では“Ｄ−Ｆ”および“Ｌ−Ｊ”の各値は共に負となるので電圧制御発振回路１９で生成されるサンプリングクロックの周波数は瞬時的に小さくなり、その位相は再生微分波形信号に対して遅れる方向、つまり位相が合う方向に移動する。
図１０（ウ）は、再生微分波形信号に対するサンプリングクロックの位相が遅れている場合である。この場合においても、３値判別回路１５が出力する判別結果が「０」以外になるのは、“Ｅ”に対する判別結果が「１」、“Ｋ”に対する判別結果が「−１」になる時であり、誤差演算回路が出力する誤差演算結果は、“Ｄ−Ｆ”（＝｛Ｄ−Ｆ｝×｛１｝）および“Ｌ−Ｊ”（＝｛Ｊ−Ｌ｝×｛−１｝）の各値となる。ここで、図１０（ウ）の位相では“Ｄ−Ｆ”および“Ｌ−Ｊ”の各値は共に正となるので電圧制御発振回路１９で生成されるサンプリングクロックの周波数は瞬時的に大きくなり、その位相は再生微分波形信号に対して進む方向、つまり位相が合う方向に移動する。
このように、図１０に示した従来の上記構成のディジタル信号再生装置は、前等化を行った後の微分波形信号に等化残りが存在してもサンプリングクロックの位相ずれが検出可能であり、正確な位相検出が行えるようにしている。
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図８及び図９に示した構成の従来のものでは以下の問題が発生し得る。
（１）最終的にデータとして採用する３値判別回路に入力される（１＋Ｄ）後の信号に対して等化誤差を抑圧するためには（１＋Ｄ）処理後の３値判別の結果から等化誤差を演算して適応型等化を行う必要があるが、この場合適応型等化回路の前に（１＋Ｄ）の積分等化を行う必要が生じ、サンプリングタイミングを含んだ高周波信号が失われるために、後段の位相誤差演算が不可能になる。
これを図１１を用いて説明する。
図１１は、図１０（ア）、（イ）、（ウ）の再生微分波形信号に対して（１＋Ｄ）処理を行った後の信号を実線で示し、（１＋Ｄ）処理前の信号を破線で示している。
図１１において、点ａ〜点ｎはＡＤ変換器１０でのサンプリングクロックによるサンプリングタイミングであり、ここではサンプリングして得られたディジタルデータに対して（１＋Ｄ）処理後の値をそれぞれ符号“Ａ’”〜“Ｎ’”で表している。
図８及び図９の従来装置において再生微分波形信号は、サンプリングクロックの立ち上がり毎にＡＤ変換器１０でサンプリングされ、サンプリングクロックの立ち上がりと再生クロックの立ち上がりと同期している部分のデータは再生データとして“Ｃ’”、“Ｅ’”、“Ｇ’”、“Ｉ’”、“Ｋ’”、“Ｍ’”となる。それ以外の“Ｄ’”、“Ｆ’”、“Ｈ’”、“Ｊ’”、“Ｌ’”は位相データとなる。
図１１の（ア）は、再生微分波形信号と再生クロックの位相が合っている場合であり、暫定３値判別回路１７が出力する判別結果が「０」以外になるのは“Ｅ’”、“Ｇ’”に対する判別結果が「１」、“Ｋ’”、“Ｍ’”に対する判別結果が「−１」となる時であり、位相誤差演算回路１８が出力する位相誤差演算結果は、“Ｄ’−Ｈ’”（＝｛（Ｄ’−Ｆ’）＋（Ｆ’−Ｈ’）｝×｛１｝）および“Ｎ’−Ｊ’”（＝｛（Ｊ’−Ｌ’）＋（Ｌ’−Ｎ’）｝×｛−１｝）の各値となる。ここで、図１１（ア）の位相では“Ｄ’−Ｈ’”および“Ｎ’−Ｊ’”の各値は共に正、電圧制御発振回路１９において生成するサンプリングクロックの周波数は瞬時的に大きくなり、その位相は再生微分波形信号に対して進む方向へと変化する。
図１１の（イ）は、再生微分波形信号に対する再生クロックの位相が進んでいる場合であり、暫定３値判別回路１７が出力する判別結果が「０」以外になるのは“Ｅ’”、“Ｇ’”に対する判別結果が「１」、“Ｋ’”、“Ｍ’”に対する判別結果が「−１」となる時であり、位相誤差演算回路１８が出力する位相誤差演算結果は、“Ｄ’−Ｈ’”（＝｛（Ｄ’−Ｆ’）＋（Ｆ−Ｈ’）｝×｛１｝）および“Ｎ’−Ｊ’”（＝｛（Ｊ’−Ｌ’）＋（Ｌ’−Ｎ’）｝×｛−１｝）の各値となる。ここで、図１１（イ）の位相では“Ｄ’−Ｈ’”および“Ｎ’−Ｊ’”の各値は共に正、電圧制御発振回路１９において生成するサンプリングクロックの周波数は瞬時的に大きくなり、その位相は再生微分波形信号に対して進む方向へと変化する。
図１１（ウ）は、再生微分波形信号に対する再生クロックの位相が遅れている場合であり、暫定３値判別回路１７が出力する判別結果が「０」以外になるのは“Ｅ’”、“Ｇ’”に対する判別結果が「１」、“Ｋ’”、“Ｍ’”に対する判別結果が「−１」となる時であり、位相誤差演算回路１８が出力する位相誤差演算結果は、“Ｄ’−Ｈ’”（＝｛（Ｄ’−Ｆ’）＋（Ｆ’−Ｈ’）｝×｛１｝）および“Ｎ’−Ｊ’”（＝｛（Ｊ’−Ｌ’）＋（Ｌ’−Ｎ’）｝×｛−１｝）の各値となる。ここで、図１１（ウ）の位相では“Ｄ’−Ｈ’”および“Ｎ’−Ｊ’”の各値は共に正、電圧制御発振回路１９において生成するサンプリングクロックの周波数は瞬時的に大きくなり、その位相は再生微分波形信号に対して進む方向へと変化する。
このように、すべての場合においてその位相は進む方向となり、図１１に示した従来の上記構成のディジタル信号再生装置では、積分等化を行った後の微分波形信号からはサンプリングクロックの位相ずれが検出不可能となり、正確な位相検出は行えない。
（２）また、入力される再生微分波形信号には電磁変換系の周波数特性のばらつき、あるいは電磁変換系で加わるノイズ成分等が重畳された状態で等化回路に入力される。等化回路ではこれらの要因をすべて除去して、再生されるディジタルデータを３値判別の際の基準レベルに合わせこむ必要がある。実際（１＋Ｄ）処理前のデータに対して等化誤差を演算する場合、再生データ毎、つまり再生クロック毎の演算速度が必要であり、回路的に広い等化帯域を必要とする。
これを図１２を用いて説明する。
図１２は、図８及び図９に示した従来装置における一例のサンプリングクロックと再生クロックと再生微分波形信号と等化誤差の関係を示すタイミングチャートである。
図１２において、点ａ〜点ｎはＡＤ変換器１０でのサンプリングクロックによるサンプリングタイミングであり、ここではサンプリングして得られたディジタルデータの値をそれぞれ符号“Ａ”〜“Ｎ”で表している。また、（ア）はトランスバーサルフィルタ１１の出力である（１＋Ｄ）前の信号波形を、（イ）は（ア）の信号波形から演算された位相誤差をそれぞれあらわす。
図８及び図９の従来装置において再生微分波形信号は、サンプリングクロックの立ち上がり毎にＡＤ変換器１０でサンプリングされ、サンプリングクロックの立ち上がりと再生クロックの立ち上がりと同期している部分のデータは再生データとして“Ｃ”、“Ｅ”、“Ｇ”、“Ｉ”、“Ｋ”、“Ｍ”となる。それ以外の“Ｄ”、“Ｆ”、“Ｈ”、“Ｊ”、“Ｌ” 、“Ｎ”は位相データとなる。
図１２において破線は、周波数特性が充分な場合の電磁変換系からの再生微分波形信号を示し、各再生データは正値あるいは負値リファレンスレベル（図１２中の正ｒｅｆ、負ｒｅｆ）との等化誤差成分はない。
一方、実線で示すようなデータレートの１／２以上帯域特性が劣化した電磁変換系からの再生微分波形信号では、”Ｇ”、”Ｉ”の再生データで正値あるいは負値リファレンスレベルとの誤差成分が生じ、等化誤差はそれぞれ正値、負値となる。この場合、”Ｇ”の等化誤差の１再生クロック後に”Ｉ”の等化誤差を演算する必要があり、等化誤差演算回路の帯域も標本化定理に従ってデータレートの１／２の帯域まで必要となる。
本発明は、上記従来の（１）、（２）の各問題点を解決するもので、最終３値判別結果の等化誤差に対して適応型等化を行い且つ正確な位相検出を行えるようにしたディジタル信号再生装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
上記の各課題を解決するために本発明のディジタル信号再生装置は、ＡＤ変換のサンプリングをデータレートの２倍のレートのクロックで行い、（１＋Ｄ）処理後の信号に対して適応型に前等化を行う適応型等化手段と、適応型等化手段が出力する高周波成分が失われていない（１＋Ｄ）処理前のデータのうち再生データ以外のサンプリングデータを用いてＡＤ変換のサンプリングタイミング誤差を演算することを特徴とする。
これにより最終データ検出を行う（１＋Ｄ）処理後の３値判別に対して最適の等化が行え、且つ等化残りがあるような状態でタイミング演算を行っても、位相ジッタの少ない再生クロックを生成できる。
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１記載のディジタル信号再生装置は、入力される信号をデータレートの２倍のレートのサンプリングクロックで量子化する量子化手段と、前記量子化手段の出力の遅延出力に対して夫々適応的に制御されるタップ係数による乗算によって重み付けして加算することにより入力信号の符号間干渉を抑圧するトランスバ−サル型フィルタを用いた適応型等化手段と、前記量子化手段の出力に対して積分等化する第１の積分等化手段と、前記適応型等化手段によって前等化された信号を積分等化する第２の積分等化手段と、前記適応型等化手段が出力するデータのうち１サンプリングクロックおきの奇数列サンプリングデータを位相誤差抽出データとして前記量子化手段でのサンプリングタイミング誤差を演算する位相誤差演算手段と、前記第２の積分等化手段が出力するデータのうち１サンプリングクロックおきの遇数列サンプリングデータを再生データとして正値か零値か負値かの３値判別を行う３値判別手段と、前記３値判別手段の判別結果からその等化誤差を演算する等化誤差演算手段と、前記第２の積分等化手段からの出力と前記等化誤差抽出手段からの出力との相関を演算する相関値演算手段とを備え、前記相関値演算手段からの演算結果から前記適応型等化手段のタップ係数を随時更新する構成とする。
これらの構成によると、データレートの２倍のサンプリングクロックでＡＤ変換された後のデータにおいて、再生等化は（１＋Ｄ）処理後の３値判別結果に対して適応型に前等化を行い、サンプリングタイミング検出を行う際に（１＋Ｄ）処理前の前等化されたデータからＡＤ変換のサンプリングタイミング誤差を演算する。
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
（実施の形態１）
図１は本実施の形態１のディジタル信号再生装置の構成例を示すブロック図である。図２は実施の形態１のディジタル信号再生装置の構成例を示す図１の主要ブロックについて具体的な構成例を示すブロック図である。
図１において、１０は入力される信号をデータレートの２倍のレートのサンプリングクロックで量子化する量子化手段であるＡＤ変換回路、１１はＡＤ変換回路１０の出力の遅延出力に対して夫々適応的に制御されるタップ係数による乗算によって重み付けして加算することにより入力信号の符号間干渉を抑圧するトランスバ−サル型フイルタを用いた適応型等化手段であるトランスバーサルフィルタ、１２はＡＤ変換回路１０の出力に対して積分等化する第１の積分等化手段である第１の積分等化器、１４はトランスバーサルフィルタ１１から出力に対して積分等化する第２の積分等化手段である第２の積分等化器、１８はトランスバーサルフィルタ１１が出力するデータのうち１サンプリングクロックおきの奇数列サンプリングデータを位相データとしてＡＤ変換回路１０でのサンプリングタイミング誤差を演算する位相誤差演算手段である位相誤差演算回路、１５は第２の積分等化器１４が出力するデータのうち１サンプリングクロックおきの遇数列サンプリングデータを再生データとして正値か零値か負値かの３値判別を行う３値判別手段である３値判別回路、１６は３値判別回路１５の判別結果からその等化誤差を演算する等化誤差演算手段である等化誤差演算回路、１３は第１の積分等化器１２からの出力と等化誤差演算回路１６からの出力との相関を演算する相関値演算手段である相関器である。
以上のように構成された本実施の形態のディジタル信号再生装置について、以下その動作について説明する。
図１において、量子化手段としてＡＤ変換回路１０は入力した再生微分波形信号をデータレートの２倍のレートのサンプリングクロックにてサンプリングしてディジタルデータとして出力する。このディジタルデータは、ひとつおきのサンプリングデータを再生データとし、その間のデータを位相データとして出力する。
適応型等化手段としてトランスバーサルフィルタ１１は例えば図２に示すように、遅延単位を２サンプリング期間とする２Ｎ個の遅延器１１１ａ〜１１１ｋと、各タップ出力に後述する相関器１３からの各タップ係数を乗算する乗算器１１２〜１１２ｋと各乗算器出力を加算する加算器１１３からなり、各タップ出力に好適な係数を乗算することにより入力信号の符号間干渉を抑圧して前等化を行う。ここでは、遅延器数（ａ〜ｋ）＋１としているが、タップ数はシステムに要求される性能によって任意に設定される。
積分等化手段として第２の積分等化器１４は例えば図２に示すように、２サンプリング期間遅延する遅延器１４１と、加算器１４２からなり、前等化された信号に対して現時刻に入力された再生データとデータレートで１サンプル前の再生データとを加算して（１＋Ｄ）の等化処理を行う。
３値判別手段として３値判別回路１５は、第２の積分等化器１４で（１＋Ｄ）等化されたディジタルデータの３値判別を行ってその判別結果を出力する。すなわち、入力されるディジタルデータが正値スレッシュレベルよりも大きければ「＋１」と判別し、負値スレッシュレベルよりも小さければ「−１」と判別し、それ以外であれば「０」と判別する。
等化誤差演算手段として等化誤差演算回路１６は例えば図２に示すように、減算器１７１と切替回路１７２からなり、トランスバーサルフィルタ１１からの入力に対してその入力に相当する３値判別回路１５の判別結果に対する基準値との差分を行う。すなわち、判別結果が「＋１」であれば正値リファレンスレベル（図２中の正ｒｅｆ）と、「−１」であれば負値リファレンスレベル（図２中の負ｒｅｆ）とその判別結果に相当するディジタルデータの差分値を、「０」であればその判別結果に相当するディジタルデータを等化誤差として出力する。
積分等化手段として第１の積分等化器１２は例えば図２に示すように、２サンプリング期間遅延する遅延器１２１と、加算器１２２からなり、ＡＤ変換されたデータに対し現時刻に入力された再生データとデータレートで１サンプル前の再生データとを加算して（１＋Ｄ）の等化処理を行う。
相関値演算手段として相関器１３は例えば図２に示すように、トランスバーサルフィルタ１１の各タップ出力に時間軸を合わせるための遅延器１３３ａ〜１３３ｋと、その各遅延器出力に相当する等化誤差演算回路１６からの等化誤差信号を乗算する乗算器１３２〜１３２ｋと、各乗算器出力を積算する積算器１３１〜１３１ｋと、各積算器出力に重み付けを行う係数器１３０〜１３０ｋからなり、トランスバーサルフィルタ１１の各タップ毎のタップ係数を出力更新する。
暫定３値判別回路１７は、トランスバーサルフィルタ１１からの前等化されたディジタルデータのうち１サンプリングクロックおきの遇数列サンプリングデータを再生データとして正値か零値か負値かの３値判別を行って、暫定判別結果として出力する。判別方法は３値判別回路１５と同じである。
位相誤差演算手段として位相誤差演算回路１８は暫定３値判別回路１７の暫定判別結果を、その判別対象であった再生データの１サンプリング直前と直後の奇数列サンプリングデータの差に乗算することによりＡＤ変換でのサンプリングタイミング誤差を演算する。
電圧制御発振回路１９は、入力される位相誤差演算結果に基づいて周波数調整を行って生成したサンプリングクロックを出力する。すなわち、生成されるサンプリングクロックの周波数は、入力した位相誤差演算結果が正の値であれば瞬時的に大きく、負の値であれば瞬時的に小さくなる。そして、このサンプリングクロックはそのまま、あるいは分周後再生クロックとして、ＡＤ変換器１０および各回路ブロックに与えられる。
図３、４、５は、図１及び図２に示した実施の形態１のディジタル信号再生装置におけるサンプリングクロックとサンプリングクロックを２分周した再生クロックと再生微分波形信号との関係を示すタイミングチャートである。
図３、４，５において、点ａ〜点ｎはＡＤ変換器１０でのサンプリングクロックによるサンプリングタイミングであり、ここではサンプリングして得られたディジタルデータの値をそれぞれ符号“Ａ”〜“Ｎ”で表している。また（ア）はトランスバーサルフィルタ１１の出力である（１＋Ｄ）前の信号波形を、（イ）は第２の積分等化器１４の出力である（１＋Ｄ）後の信号波形を、（ウ）は（イ）の（１＋Ｄ）後の信号に対する再生データの等化誤差を、（エ）は（ア）の信号波形から演算された位相誤差をそれぞれあらわす。なお、説明を簡単化するため再生微分波形信号には単一周波を用いる。
図１及び図２の実施の形態１の装置において再生微分波形信号は、サンプリングクロックの立ち上がり毎にＡＤ変換器１０でサンプリングされ、サンプリングクロックの立ち上がりと再生クロックの立ち上がりと同期している部分のデータは（ア）に示すように再生データとして“Ｃ”、“Ｅ”、“Ｇ”、“Ｉ”、“Ｋ”、“Ｍ”となる。それ以外の“Ｄ”、“Ｆ”、“Ｈ”、“Ｊ”、“Ｌ”は位相データとなる。また、（１＋Ｄ）後の信号における再生データは（イ）に示すように“Ｃ’”、“Ｅ’”、“Ｇ’”、“Ｉ’”、“Ｋ’”、“Ｍ’”となる。
図３は、再生微分波形信号とサンプリングクロックの位相が合っている場合である。この場合において、等化誤差は（イ）の（１＋Ｄ）後のデータに対して正値あるいは負値レファレンスレベルとの誤差成分を演算し、（ウ）に示すように“Ｇ’”、“Ｉ’”、“Ｍ’”の再生データのタイミングで負値、正値、正値の等化誤差を演算する。その等化誤差を相関器１３によってその等化誤差演算対象となったトランスバーサルフィルタ１１の各タップ出力との乗算結果を積算したものに各タップの重み付け係数を掛けて新たなタップ係数として、等化誤差を最小にするように作用させる。
一方、位相誤差は（ア）の（１＋Ｄ）前のデータに対して位相誤差演算を行う。暫定３値判別回路１７が出力する判別結果が「０」以外になるのは“Ｅ”に対する判別結果が「１」、“Ｋ”に対する判別結果が「−１」となる時であり、位相誤差演算回路１８が出力する位相誤差演算結果は、“Ｄ−Ｆ”（＝｛Ｄ−Ｆ｝×｛１｝）および“Ｌ−Ｊ”（＝｛Ｊ−Ｌ｝×｛−１｝）の各値となる。ここで、図３の位相では“Ｄ−Ｆ”および“Ｌ−Ｊ”の各値は共にほとんど零となるので、電圧制御発振回路１９において生成するサンプリングクロックの周波数は保持され、位相も再生微分波形信号に対して合ったままとなる。
図４は、再生微分波形信号に対するサンプリングクロックの位相が進んでいる場合である。この場合においても、等化誤差は（イ）の（１＋Ｄ）後のデータに対して正値あるいは負値レファレンスレベルとの誤差成分を演算し、（ウ）に示すように “Ｅ’”、“Ｇ’”、“Ｉ’”、“Ｋ’”、“Ｍ’”の再生データのタイミングで正値、負値、負値、正値、正値の等化誤差を演算する。その等化誤差を相関器１３によってトランスバーサルフィルタ１１の各タップ係数を更新させて、等化誤差を最小にするように作用させる。
一方、位相誤差は（ア）の（１＋Ｄ）前のデータに対して位相誤差演算を行う。暫定３値判別回路１７が出力する判別結果が「０」以外になるのは、“Ｅ”に対する判別結果が「１」、“Ｋ”に対する判別結果が「−１」になる時であり、位相誤差演算回路１８が出力する誤差演算結果は、“Ｄ−Ｆ”（＝｛Ｄ−Ｆ｝×｛１｝）および“Ｌ−Ｊ”（＝｛Ｊ−Ｌ｝×｛−１｝）の各値となる。ここで、図４の位相では“Ｄ−Ｆ”および“Ｌ−Ｊ”の各値は共に負となるので電圧制御発振回路１９で生成されるサンプリングクロックの周波数は瞬時的に小さくなり、その位相は再生微分波形信号に対して遅れる方向、つまり位相が合う方向に移動する。
図５は、再生微分波形信号に対するサンプリングクロックの位相が遅れている場合である。この場合においても、等化誤差は（イ）の（１＋Ｄ）後のデータに対して正値あるいは負値レファレンスレベルとの誤差成分を演算し、（ウ）に示すように “Ｃ’”、“Ｅ’”、“Ｇ’”、“Ｉ’”、 “Ｍ’”の再生データのタイミングで正値、正値、負値、負値、正値の等化誤差を演算する。その等化誤差を相関器１３によってトランスバーサルフィルタ１１の各タップ係数を更新させて、等化誤差を最小にするように作用させる。
一方、位相誤差は（ア）の（１＋Ｄ）前のデータに対して位相誤差演算を行う。暫定３値判別回路１７が出力する判別結果が「０」以外になるのは、“Ｅ”に対する判別結果が「１」、“Ｋ”に対する判別結果が「−１」になる時であり、誤差演算回路２１が出力する誤差演算結果は、“Ｄ−Ｆ”（＝｛Ｄ−Ｆ｝×｛１｝）および“Ｌ−Ｊ”（＝｛Ｊ−Ｌ｝×｛−１｝）の各値となる。ここで、図５の位相では“Ｄ−Ｆ”および“Ｌ−Ｊ”の各値は共に正となるので電圧制御発振回路１９で生成されるサンプリングクロックの周波数は瞬時的に大きくなり、その位相は再生微分波形信号に対して進む方向、つまり位相が合う方向に移動する。
また、図６は電磁変換系の周波数特性が劣化している場合の再生微分波形信号に対する図１及び図２に示した実施の形態１のディジタル信号再生装置における再生微分波形信号とサンプリングクロックとサンプリングクロックを２分周した再生クロックとの関係を示すタイミングチャートである。
図６において、点ａ〜点ｎはＡＤ変換器１０でのサンプリングクロックによるサンプリングタイミングであり、ここではサンプリングして得られたディジタルデータの値をそれぞれ符号“Ａ”〜“Ｎ”で表している。また（ア）はトランスバーサルフィルタ１１の出力である（１＋Ｄ）前の信号波形を、（イ）は第２の積分等化器１４の出力である（１＋Ｄ）後の信号波形を、（ウ）は（イ）の（１＋Ｄ）後の信号に対する再生データの等化誤差をそれぞれあらわす。
図１及び図２の実施の形態１の装置において再生微分波形信号は、サンプリングクロックの立ち上がり毎にＡＤ変換器１０でサンプリングされ、サンプリングクロックの立ち上がりと再生クロックの立ち上がりと同期している部分のデータは（ア）に示すように再生データとして“Ｃ”、“Ｅ”、“Ｇ”、“Ｉ”、“Ｋ”、“Ｍ”となる。それ以外の“Ｄ”、“Ｆ”、“Ｈ”、“Ｊ”、“Ｌ”は位相データとなる。また、（１＋Ｄ）後の信号における再生データは（イ）に示すように“Ｃ’”、“Ｅ’”、“Ｇ’”、“Ｉ’”、“Ｋ’”、“Ｍ’”となる。
図６において、データレートの１／２以上の帯域特性が劣化した電磁変換系からの再生微分波形信号は、（ア）に示すように“Ｇ”、“Ｉ”の再生データで正値あるいは負値リファレンスレベルとの誤差成分が生じる。しかし、（イ）に示すように（１＋Ｄ）処理後のデータでは“Ｇ’”、“Ｋ’”のデータで等化誤差が生じる。従って、“Ｇ’”の等化誤差に対して２再生クロック後の“Ｋ’”で等化誤差を演算することとなる。これは（１＋Ｄ）処理することによってデータ帯域が１／２になるため、等化誤差演算に必要な帯域も１／２となる。さらに（１＋Ｄ）後のデータから等化誤差を演算することによって、データに含まれるランダムノイズ成分も抑圧することとなり、より最適な等化誤差演算が行えることとなる。
上記のように構成することによって、最終３値判別を行う（１＋Ｄ）処理後の再生データに対して適応的に等化することができ、且つ高周波成分の失われていない（１＋Ｄ）前の再生データ以外の歪の少ないサンプリングデータを用いて位相誤差を演算することにより、サンプリングクロックの位相ずれが検出可能となる。
なお、以上の本発明の各実施の形態１の説明では、電圧制御発振回路１９において、生成するクロックの位相修正を周波数を瞬時的に変えることにより行っているが、例えば遅延器を用いて行うなどの他の方法によっても可能である。
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、次の効果を奏する。ＡＤ変換のサンプリングをデータレートの２倍のレートのサンプリングクロックで行い、（１＋Ｄ）処理後の再生データから等化誤差を演算し、その等化誤差から適応的にトランスバーサルフィルタのタップ係数を更新することによって、最終３値判別における誤差を最小にすることができることとなる。
さらに、（１＋Ｄ）処理後の再生データから等化誤差を演算することにより、信号に含まれるランダムノイズ成分も抑圧できることとなる。
また、ＡＤ変換のサンプリングタイミング誤差を演算する際に、適応的等化により前等化のみを行った（１＋Ｄ）処理前の再生データ以外のサンプリングデータを用いて、位相誤差演算手段がＡＤ変換のサンプリングタイミング位相誤差を演算することにより、微分波形信号等化残りがあるような状態で位相誤差演算を行っても、位相ジッタの少ない再生クロックを生成できることとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１によるディジタル信号再生装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１によるディジタル信号再生装置の主要ブロックの一構成例を示すブロック図
【図３】本発明の実施の形態１によるディジタル信号再生装置の動作説明図
【図４】本発明の実施の形態１によるディジタル信号再生装置の動作説明図
【図５】本発明の実施の形態１によるディジタル信号再生装置の動作説明図
【図６】本発明の実施の形態１によるディジタル信号再生装置の動作説明図
【図７】磁気記録におけるＰＲ４を説明するブロック図
【図８】従来におけるディジタル信号再生装置の構成を示すブロック図
【図９】従来におけるディジタル信号再生装置の主要ブロックの一構成例を示すブロック図
【図１０】従来におけるディジタル信号再生装置の動作説明のための特性図
【図１１】従来におけるディジタル信号再生装置の動作説明のための特性図
【図１２】従来におけるディジタル信号再生装置の動作説明のための特性図
【符号の説明】
１０  ＡＤ変換器
１１  トランスバーサルフィルタ
１２  第１の積分等化器
１３  相関器
１４  第２の積分等化器
１５  ３値判別回路
１６  等化誤差演算回路
１７  暫定３値判別回路
１８  位相誤差演算回路
１９  電圧制御発振回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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