(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
自己ターン・オフ機能を持つ第１の可制御スイッチング手段の制御端子と両主端子を制御端子ｃｔ１、主端子ｍｔ１ａ、主端子ｍｔ１ｂと呼び、その駆動信号入力用に制御端子ｃｔ１と主端子ｍｔ１ａが対を成し、ノーマリィ・オフで、自己ターン・オフ機能を持つ第２の可制御スイッチング手段の制御端子と両主端子を制御端子ｃｔ２、主端子ｍｔ２ａ、主端子ｍｔ２ｂと呼び、その駆動信号入力用に制御端子ｃｔ２と主端子ｍｔ２ａが対を成すとしたときに制御端子ｃｔ２・主端子ｍｔ２ａ間を順バイアスする順バイアス手段を設け、その通流電流によって生じる電圧降下の大きさが制御端子ｃｔ２・主端子ｍｔ２ａ間のオン・オフしきい値電圧の大きさと同じである一方向性の電圧降下手段を制御端子ｃｔ２と主端子ｍｔ２ａのうち一方にその逆バイアス方向に接続し、他方と前記電圧降下手段の開放端の間と主端子ｍｔ１ａ・主端子ｍｔ１ｂ間を、前記電圧降下手段の方向と前記第１の可制御スイッチング手段を導通させる方向を揃えて並列接続し、前記第２の可制御スイッチング手段のオン、オフに従って前記第１の可制御スイッチング手段を正反対にオン、オフ駆動する駆動手段を設けたたことを特徴とする非可制御スイッチング手段。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】
本発明は可制御スイッチング手段を使って構成した非可制御スイッチング手段に関する。尚、普通の非可制御スイッチング手段にはダイオード、ＰＮ接合、２端子のセレン整流器、２極真空管、そのコレクタとベースを接続したバイポーラ・トランジスタなどが有る。
【０００２】
【背景技術】
可制御スイッチング手段を使って構成した従来の非可制御スイッチング手段を図２、図３に示す。これらではトランジスタ２のソースからドレインへ向かう方向が順方向であり、通常のトランジスタ動作の場合と逆になる。図２の非可制御スイッチング手段の場合トランジスタ７のオン・オフしきい値電圧（この非可制御スイッチング手段にとっては逆電圧）を基にトランジスタ２のソース・ドレイン間電圧を検出し、そのソース・ドレイン間電圧が「トランジスタ７のオン・オフしきい値電圧（マイナス電圧）より絶対値が大きい逆電圧」から「トランジスタ７のオン・オフしきい値電圧より絶対値が小さい逆電圧」になると、トランジスタ７はターン・オフし、トランジスタ２はオン制御される。
その結果、トランジスタ７のオン・オフしきい値電圧より絶対値が小さいマイナスの逆電圧、あるいは、電圧ゼロ、あるいは、プラスの順電圧がそのソース・ドレイン間に印加されると、トランジスタ２のチャネル抵抗はゼロに近い値になる。その順方向電流（ソースからドレインへ向かう電流）とそのチャネル抵抗値の積がトランジスタ２の内蔵ダイオードの順電圧より小さい限り、その順方向電流はそのチャネルを流れ、その内蔵ダイオードには流れない。
先行技術：特開昭６３−１９０５５９号、特開平１−１１７６６０号、特開平２−２１１０６２号、特開平２−２１９４６７号、特開平２−２２８２５９号
【０００３】
しかしながら、図２の非可制御スイッチング手段は構成が簡単であるが、前述した様に『前記オン・オフしきい値電圧より絶対値が小さい逆電圧に対して導通してしまう』という問題点が図２の非可制御スイッチング手段に有る。（第１の問題点）
【０００４】
また、トランジスタ７の代わりに例えばＮＰＮ型トランジスタやノーマリィ・オフのＳＩＴ又はＧＴＢＴ（接地した溝形電極を持つバイポーラ型ＦＥＴ）等を使うと、その入力側のＰＮ接合（例：ベース・エミッタ間ＰＮ接合、ゲート・ソース間ＰＮ接合。）が逆方向電流を通してしまう。つまり、『入力インピーダンスの低い可制御スイッチング手段を電圧検出用に使うことができない』という問題点が図２の非可制御スイッチング手段に有る。          （第２の問題点）
【０００５】
一方、図３の非可制御スイッチング手段ではトランジスタ２のソース・ドレイン間の順電圧、逆電圧をオペ・アンプ８で検出するので、その非可制御スイッチング手段は電圧ゼロを境にしてオン、オフし、しかも、その入力インピーダンスが高いため、その動作は理想的になると期待されるが、Ｗ構成部品が多く、構成が複雑で、コストの高いオペ・アンプを使わなければならない』という問題点が図３の非可制御スイッチング手段に有る。                （第３の問題点）
【０００６】
また、図２、図３どちらの非可制御スイッチング手段もトランジスタの入力部で電圧検出するため『逆耐電圧を高くすることができない』という問題点が図２、図３どちらの非可制御スイッチング手段にも有る。      （第４の問題点）
【０００７】
【発明の目的】
そこで、本発明は逆電圧に対して導通せず、入力インピーダンスの低い可制御スイッチング手段も電圧検出用に使用できて、オペ・アンプを使わずに済み、逆耐電圧を高くもできる非可制御スイッチング手段を提供することを目的とする。
【０００８】
【発明の開示】
即ち、本発明は、
自己ターン・オフ機能を持つ第１の可制御スイッチング手段の制御端子と両主端子を制御端子ｃｔ１、主端子ｍｔ１ａ、主端子ｍｔ１ｂと呼び、その駆動信号入力用に制御端子ｃｔ１と主端子ｍｔ１ａが対を成し、ノーマリィ・オフで、自己ターン・オフ機能を持つ第２の可制御スイッチング手段の制御端子と両主端子を制御端子ｃｔ２、主端子ｍｔ２ａ、主端子ｍｔ２ｂと呼び、その駆動信号入力用に制御端子ｃｔ２と主端子ｍｔ２ａが対を成すとしたときに、
制御端子ｃｔ２・主端子ｍｔ２ａ間を順バイアスする順バイアス手段を設け、
その通流電流によって生じる電圧降下の大きさが制御端子ｃｔ２・主端子ｍｔ２ａ間のオン・オフしきい値電圧の大きさと同じである一方向性の電圧降下手段を制御端子ｃｔ２と主端子ｍｔ２ａのうち一方にその逆バイアス方向に接続し、
他方と前記電圧降下手段の開放端の間と主端子ｍｔ１ａ・主端子ｍｔ１ｂ間を、前記電圧降下手段の方向と前記第１の可制御スイッチング手段を導通させる方向を揃えて並列接続し、
前記第２の可制御スイッチング手段のオン、オフに従って前記第１の可制御スイッチング手段を正反対にオン、オフ駆動する駆動手段を設けた非可制御スイッチング手段である。
【０００９】
このことによって、前記第２の可制御スイッチング手段、順バイアス手段および前記電圧降下手段が構成する電圧検出手段が主端子ｍｔ１ａ・主端子ｍｔ１ｂ間電圧を検出し、その電圧が順電圧であれば前記第２の可制御スイッチング手段が前記駆動手段を通じて前記第１の可制御スイッチング手段をオン状態にし、その電圧が逆電圧であれば前記第２の可制御スイッチング手段が前記駆動手段を通じて前記第１の可制御スイッチング手段をオフ状態にする。その結果、逆電圧に対して導通しないし、オペ・アンプを使わずに済む。
（第１、第３の効果）
また、前記電圧降下手段が逆電圧を引き受けるので、電圧検出用に使う前記第２の可制御スイッチング手段の入力インピーダンスが低くても構わない。
（第２の効果）
さらに、逆電圧を引き受ける前記電圧降下手段の逆耐電圧と非導通方向の主端子ｍｔ１ａ・主端子ｍｔ１ｂ間耐電圧を高くすれば、全体の逆耐電圧をいくらでも高くすることができる。                                （第４の効果）
【００１０】
【発明を実施するための最良の形態】
本発明をより詳細に説明するために以下添付図面に従ってこれを説明する。図１の実施例ではそれぞれが前述した各構成要素に以下の通り相当する。
ａ）トランジスタ２、３が前述した第１、第２の可制御スイッチング手段に。
ｂ）トランジスタ２のゲート端子、ソース端子、ドレイン端子が前述した制御端子ｃｔ１、主端子ｍｔ１ａ、主端子ｍｔ１ｂに。
ｃ）トランジスタ３のベース端子、エミッタ端子、コレクタ端子が前述した制御端子ｃｔ２、主端子ｍｔ２ａ、主端子ｍｔ２ｂに。
ｄ）直流電源１と抵抗５が前述した順バイアス手段に。
ｅ）ダイオード４が前述した電圧降下手段に。
ｆ）トランジスタ３と抵抗６が前述した駆動手段に。
【００１１】
トランジスタ３のエミッタ接合（ベース・エミッタ間ＰＮ接合）とダイオード４の両順電圧は同じである。その動作は次の通りである。逆電圧（端子ｔ１側がプラスの時）がこの非可制御スイッチング手段に印加されると、ダイオード４はオフで、トランジスタ３はオンだから、トランジスタ２はオフのままである。一方、順電圧（ソース側がプラスの時）がこの非可制御スイッチング手段に印加されると、ダイオード４はオンで、トランジスタ３のベース順バイアス電流をバイパスするため、トランジスタ３はオフとなり、トランジスタ２はオンとなる。
【００１２】
尚、上記バイバス電流は直流電源１から抵抗５、ダイオード４、端子ｔ１、端子ｔ１・端子ｔ２間に接続される接続体（図示せず。）及び端子ｔ２を経て流れる。また、その順方向電流（ソースからドレインへ向かう電流）とそのチャネル抵抗値の積がトランジスタ２の内蔵ダイオードの順電圧の大きさより小さい限り、その順方向電流はその内蔵ダイオードではなくそのチャネルを流れるから、内蔵ダイオードのオン、オフに伴う問題は無い。一方、その順方向電流とそのチャネル抵抗値の積がトランジスタ２の内蔵ダイオードの順電圧の大きさと同じか大きい場合、その順方向電流は内蔵ダイオードとチャネルの両方に流れるけれども、チャネルがその順電圧の増大を弱める。さらに、そのソースとバックゲート間に逆電圧を印加しっ放しにしても構わない。それから、もし、ダイオード４が高逆耐電圧で、トランジスタ３のエミッタ接合の順電圧よりダイオード４の順電圧の方が大きい時は抵抗５とそのアノードの接続点とトランジスタ３のベースの間にダイオードの様な定電圧手段など又は抵抗などの電圧降下手段を挿入接続する。この場合この電圧降下手段とトランジスタ３が前述した第２の可制御スイッチング手段に相当し、「その電圧降下手段の、ベースと反対側の端子」が前述した制御端子ｃｔ２に相当する。そして、トランジスタ３の代わりに後述する図４、図５、図１２の各実施例の様に電界効果型のトランジスタ１０７又は７を使う場合そのオン・オフしきい値電圧に見合う電圧降下を得るためにダイオード４の代わりに「そのドレインとゲートを接続した電界効果型のトランジスタ１０４」もしくは「複数個のダイオード４を直列接続したもの」もしくは「ダイオード４とツェナー・ダイオードを逆向きに直列接続したもの」等を用いる必要がある。
【００１３】
図４、図５の各実施例では電界効果型のトランジスタ１０７、１０４を前述した第２の可制御スイッチング手段と電圧降下手段としてそれぞれ使用している。図５の実施例では直流電源以外は全部ＭＯＳ・ＦＥＴで構成されているので、ＩＣ化するのに都合が良い。パワーＭＯＳ・ＦＥＴのソース・バックゲート間にも逆バイアス電圧を印加した実施例（派生実施例）も可能である。
【００１４】
図６〜図９の各実施例はターン・オンを速くするためその駆動手段を改良したもので、各トランジスタ１９のベースに各図の様にツェナー・ダイオード２０等を接続すれば、オン制御時にゲート電圧がゲート順バイアス電圧に達すると無駄な電流がゲート・ソース間のツェナー・ダイオード等に流れずに済む。この場合ゲート・ソース間ツェナー・ダイオードのツェナー電圧はゲート順バイアス電圧より大きく、ゲート・ソース間耐圧より小さく設定される。図９の実施例はさらにオフ制御時にゲート逆バイアス電圧を印加してターン・オフを速めている。図９の実施例においてトランジスタ２のバックゲートを直流電源１３のマイナス端子に接続し直した実施例（派生実施例）も可能である。
【００１５】
図１０〜図１１の各実施例ではダイオード４がトランジスタ２のソース側に接続されている。トランジスタ２のターン・オフを速めるためにゲート・ソース間抵抗の代わりにＰＮＰトランジスタのベース・エミッタ間にダイオードを逆並列接続し、そのコレクタ・ベース間に抵抗を接続したものを後述する図１６の実施例と同様にゲート・ソース間に接続した実施例（派生実施例）も可能である。
【００１６】
図１２の実施例ではトランジスタ７のオン・オフしきい値電圧と複数個のダイオード４の総順電圧の和は等しい。図１３の実施例ではコレクタとエミッタの動作が入れ換わっており、逆電圧がトランジスタ２１にとって順方向電圧となり、トランジスタ２１に高耐電圧型を使えるため容易に全体の逆耐電圧を高くできる。図１４、図１５の各実施例では逆電圧がトランジスタ９のエミッタ接合（ベース・エミッタ間ＰＮ接合）を逆バイアスしてそれをオフ制御する。図１５の実施例においてダイオード１１が有ればトランジスタ１０のコレクタ電位を上げられるので、トランジスタ９のオン電圧を小さくできる。図１６の実施例ではトランジスタ１２にノーマリィ・オンのＳＩＴを用いている。図１７の実施例ではトランジスタ２のドレイン・ソース間にダイオード４、ツェナー・ダイオード１４、トランジスタ３のエミッタ接合及び直流電源１３が電圧検出手段として直列接続されており、ダイオード４以外の３つは同じ方向で、ダイオード４の順電圧と３つの電圧降下又は電圧上昇の総和は等しい。
【００１７】
図１８に図１の実施例を２つ使用した整流回路を示す。コンデンサ３８が充分に充電されるまで各内蔵ダイオードの整流作用を利用しており、その間は各順電圧は大きい。同様に図４〜図１７の実施例を２つ（同じ２つでも違う２つでも良い。）使用した整流回路（派生実施例）も可能である。（参考：特開昭５５−１０９１７３〜４号、特開昭５８−１７５９７２号、特開昭５８−１７５９７５）
【００１８】
図１９に図８の実施例と「電圧極性もしくは電圧方向に関して図８の実施例と相補関係にある実施例」をクランプ・ダイオードの様に用いた共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示す。制御回路１６を図２０〜図２３に４例示す。図中１５はブリッジ接続型整流回路、１００は電圧検出回路（例：シュミット・トリガー回路。）である。一番最初の起動はサイリスタ１７とツェナー・ダイオード１８等が構成する起動手段が行い、その後制御回路１６が動作停止と起動を繰り返しながら出力電圧を制御する。コンデンサ３８が充分に充電される前、コンデンサ３８がブリッジ接続型整流回路１５と変圧器３１を介してトランジスタ２２、２３の両ゲート・ソース間を短絡して一番最初の起動をし難くするのを「図２０〜図２３の制御回路１６中のトランジスタ２４等が構成する起動援助手段」が阻止する。そして、トランジスタ４９とダイオード５９、６０が電圧ゼロ・スイッチング手段を形成する。尚、図１９の回路中に有る非可制御スイッチング手段の各実施例は入力側の電源コンデンサ３７から直接電圧供給されているが、定電圧回路を介して供給されても良い。また、ブリッジ接続型整流回路１５の各ダイオードの代わりに本発明の非可制御スイッチング手段を１つずつ用いた派生実施例もまた可能である。（参考：実開平７−２７２９３号、特願平７−３０４９４７号）
【００１９】
図２４に図１９の主回路を利用した点火回路の１例を示す。（参考：特開昭６３−３０２２１７号、特開平２−１６０９号、特開平２−１４６２６５号）
【００２０】
本実施例を用いたＳＲ（Ｓｗｉｔｃｈｅｄ  Ｒｅｌｕｃｔａｎｃｅ）モーター等のモーター駆動回路の一部を示す。この回路をモーター駆動回路に限らず他の駆動回路に用いることもできる。また、図中のコイルに別のコイルを磁気結合して変圧器を構成した電力変換装置もまた可能である。
【００２１】
最後に以下の事を補足する。
ａ）各実施例あるいはそれから派生する各派生実施例において各可制御スイッチング手段をそれと相補関係にある可制御スイッチング手段（例：Ｎチャネル型ＭＯＳ・ＦＥＴに対してＰチャネル型ＭＯＳ・ＦＥＴ。）で１つずつ置き換え、電圧極性もしくは電圧方向のある各構成要素（例：直流電源、ダイオード。）の向きを逆にした「元の実施例に対して電圧極性もしくは電圧方向に関して
対称的な関係にある実施例」もまた可能である。
ｂ）本発明の非可制御スイッチング手段を普通のダイオードと同じ様に扱えるので、これを１つ又は複数個使って検波回路、ブリッジ接続型整流回路、センター・タップ型整流回路、倍電圧型整流回路などを形成することができる。整流回路の場合、図１８の実施例の様に出力用の電源コンデンサ３８をその駆動用電源にしても構わない。
ｃ）一方向性の電圧降下手段には他に「コレクタとベースを接続したバイポーラ・トランジスタ」、「ダイオードと定電圧手段の直列回路」などがある。
【００２２】
ｄ）前述した第１の可制御スイッチング手段としてバイポーラ・トランジスタ等の代わりにＧＴＢＴ、ＧＴＯサイリスタ、「ノーマリィ・オフのＭＯＳ・ＦＥＴ、ＳＩＴ、ＩＧＢＴ、ＳＩサイリスタ」、接合型ＦＥＴ、「ノーマリィ・オンのＭＯＳ・ＦＥＴ、ＳＩＴ、ＩＧＢＴ、ＳＩサイリスタ」等、ノーマリィ・オフ、ノーマリィ・オンの関係無く自己ターン・オフ機能（＝自己消弧機能）
を持つ可制御スイッチング手段なら何でも使用することができる。
ｅ）前述した第２の可制御スイッチング手段としてバイポーラ・トランジスタ等の代わりにＧＴＢＴ、ＧＴＯサイリスタ、「ノーマリィ・オフのＭＯＳ・ＦＥＴ、ＳＩＴ、ＩＧＢＴ、ＳＩサイリスタ」等、ノーマリィ・オフで自己ターン・オフ機能を持つ可制御スイッチング手段なら何でも用いることができる。
【００２３】
ｆ）第１又は第２の可制御スイッチング手段に例えば４端子のＧＴＯサイリスタの様に制御端子を複数個持つ可制御スイッチング手段を使用する場合そのうちの１つを使い、残りを使わずに利用することは当然できる。
ｇ）本発明の非可制御スイッチング手段を特願平２−９６５７９号の第１図（ｄ）の電力変換回路や第１６図の点火回路などの各回路における各ダイオードの代わりに１つずつ使用することもできる。
ｈ）本発明の非可制御スイッチング手段を特願昭６２−５０４７０８号、特開平４−１１７０２５号、特開平７−３１９４６４号それぞれに開示されている各回路における各ダイオードの代わりに１つずつ使用することもできる。
【００２４】
【先行技術】
ａ）特開昭６３−１９０５５９号      ｂ）特開平１−１１７６６０号
ｃ）特開平２−２１１０６２号        ｄ）特開平２−２１９４６７号
ｅ）特開平２−２２８２５９号
【００２５】
【関連技術】
ａ）特公昭４６−３０７２９号        ｂ）特公昭５８−４０９１５号
ｃ）特公昭５９−３４０６６号        ｄ）特開昭５５−６６２８１〜３号
ｅ）特開昭５５−１０９１７３〜４号  ｆ）特開昭５７−１１９６７４号
ｇ）特開昭５８−４０９１５号        ｈ）特開昭５８−１７５９７５号
ｉ）特開昭６０−１４１１７３号      ｊ）特開昭６１−１８５０７４号
ｋ）特開昭６２−７３７４号          ｌ）特開昭６３−３６５５号
ｍ）特開昭６３−４３５６７号        ｎ）特開昭６３−６４５７２号
ｏ）特開昭６３−１９０５６０〜１号  ｐ）特開平２−１０１９６３号
ｑ）特開平２−２１９４６８号        ｒ）実開昭５５−１１７１９０号
ｓ）実開昭５６−１７１５８６号
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の１実施例を示す回路図である。
【図２〜図３】各図は従来の非可制御スイッチング手段を１つずつ示す回路図である。
【図４〜図１７】各図は本発明の実施例を１つずつ示す回路図である。
【図１８】本発明の実施例を用いた整流回路を示す回路図である。
【図１９】実施例を用いた共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の１例を示す回路図である。
【図２０〜図２３】各図は図１９の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の制御回路を１つずつ示す回路図である。
【図２４】実施例を用いた点火回路の１例を示す回路図である。
【図２５】実施例を用いたモーター等の駆動回路の一部の１例を示す回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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