(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
通路内に設けられた発熱抵抗体の放散熱量と等価の供給電力エネルギ量を電気的に検出した検出値と予め用意した流量換算式を用いて前記通路内を流れる空気流量を演算する空気流量測定装置において、
前記流量換算式は、空気流量が、前記検出値に対応してパルス高さおよびパルス幅の２次元因子のそれぞれのレベルを示して設定された重み付け量の双方の重み付け量から求められる流量換算式であり、前記重み付け量が設定されたパルス高さおよびパルス幅の２次元因子を用いて前記流量換算式によって空気流量を演算する演算手段を有し、
前記供給電力エネルギ量を前記演算手段で演算されたパルス高さおよびパルス幅の２次元因子で制御する電力２次元制御手段を有すること、
を特徴とする空気流量測定装置。
【請求項２】
請求項１において、前記２次元因子は、前記発熱抵抗体に印加する電流のパルス幅ならびにパルス高さであることを特徴とする空気流量測定装置。
【請求項３】
請求項１において、前記２次元因子は、前記発熱抵抗体に印加する電圧のパルス幅ならびにパルス高さであることを特徴とする空気流量測定装置。
【請求項４】
請求項１において、前記演算手段は、前記発熱抵抗体の予め記録した個体差情報に応じて、前記重み付け量の過不足を補正する重み付け補正手段を有することを特徴とする空気流量測定装置。
【請求項５】
請求項１において、前記電力２次元制御手段は、前記発熱抵抗体に印加する電圧として用いる電源電圧を予め昇圧した昇圧電圧を得る昇圧手段を有し、
該昇圧手段は、前記設定された重み付け量に応じて、前記昇圧電圧のレベルを調整する昇圧レベル調整手段を有することを特徴とする空気流量測定装置。
【請求項６】
請求項５において、前記昇圧レベル調整手段は、前記電源電圧の投入時に最大レベルの昇圧電圧を発生することを特徴とする空気流量測定装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、空気流量測定装置に係り、特に、内燃機関の吸入空気量の検出に好適な空気流量測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より自動車などの内燃機関の電子制御燃料噴射装置に設けられ吸入空気量を測定する空気流量測定装置として、熱線式のものが質量空気量を直接検知できることから多数使われている。ここで、発熱抵抗体に対する加熱電流の供給に際し、パルス状に断続して加熱する方式が以前より多数考案されている。
例えば、エンジン回転数に同期して断続させる方式として、特開平１−１９５３２６号公報、特開平２−２１２１７号公報に開示されたものがあり、また、加熱電流の供給される発熱抵抗体の温度上昇時間に対応して、加熱電流時間幅を設定する方式が、特開昭６０−２３５０２１号公報に記載され、これらの技術は、駆動するパルス幅出力により空気流量を測定するものである。
【０００３】
また、精度向上の手段として演算処理によって空気流量を補正する方式が、実開昭６１−１４７９２５号や特開平４−２６０４８号に開示されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、電源電圧の変動に対してパルス幅出力が影響を受けやすいため、正確な空気流量を検出できない、またパルス幅出力のみで空気流量を求める場合、全流量範囲で測定精度を確保するにはパルスの加熱周期を長くとる必要があり、例えばエンジン回転数に同期したパルス幅による、空気流量の脈動時の一周期の平均空気流量しか求められない等の問題があった。
【０００５】
ここで、従来より熱線プローブの出力と空気流量は、キングの式と呼ばれる次式によって表されることが知られている。
【０００６】
Ih・Ih・Rh=(C1+C2√Q)(Th-Ta)                  (数１)
但し、Ihは熱線電流、Rhは熱線抵抗、Thは熱線の表面温度、Taは空気の温度、Qは空気流量、C1、C2は熱線で決まる定数である。 そして、一般的には、マイクロコンピュータ等で(数１)式の関数を用いて空気流量に換算している。
【０００７】
しかし、パルス駆動による場合は、次式のように変形して採用している。
【０００８】
Ih・Ih・Rh・D=(C1+C2√Q)(Th-Ta)               (数２)
ここで、Dはパルス幅の通流率を表している。 空気流量に対して、(数１)式の電流Ihで検出するよりDで検出する場合、見かけ上感度が向上する。 よって、従来より、パルス幅の空気流量に対する感度が高く、全流量範囲で測定精度を確保するには、さらに精度の良い検出方式が要求されている。そしてまた、空気流量の脈動時の測定誤差を低減するためには、より高速に空気流量の検出をする必要もあり、測定精度の向上が困難である。
【０００９】
すなわち、自動車などの内燃機関の吸入空気量を測定する熱線式空気流量計において、パルス駆動により熱線を加熱して高精度化を図る場合、電源電圧の変動を受けやすいという問題があった。
【００１０】
したがって、本発明の目的は、電源電圧の変動の影響が少なく、比較的容易に測定精度の向上が図られる空気流量測定装置を提供するにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、通路内に設けられた発熱抵抗体の放散熱量と等価の供給電力エネルギ量を電気的に検出し、該検出値と流量換算式とを用いて演算し前記通路内を流れる空気流量を計測する空気流量測定装置において、
当該空気流量測定装置は、前記供給電力エネルギ量を２次元因子で制御する電力２次元制御手段と、
前記流量換算式の換算係数に前記検出値に応じて前記２次元因子に関する重み付けを付加する重み付け手段とを有することにより達成される。
【００１２】
本発明によれば、ビット数を増やすことなく電源電圧の変動の影響を少なくする木目の細かいディジタル制御が行えるので、小形安価で高精度の空気流量測定装置が提供される。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照し説明する。
図１は、本発明による第１実施例の空気流量測定装置を示す回路図である。図２は、本発明による一実施例のパワーコントローラの制御方法を示す図である。図面を参照して、本発明による第１実施例について説明する。
第１実施例の空気流量測定装置は、熱線駆動回路１とパワーコントローラ２とから構成される。
【００１４】
熱線駆動回路１は、発熱抵抗体１１、温度補償抵抗１２、抵抗１３，１４からなるホイートストンブリッジ回路(以下、ブリッジ回路)とトランジスタ１６とからなり、ブリッジ回路のブリッジ中点の電位差がゼロになるようにパワーコントローラ２からの制御信号を受けているトランジスタ１６によって発熱抵抗体１１に供給電力エネルギ量として流れる電流を調整するようになっている。
また、トランジスタ１６のコレクタは、バッテリ等による電源１０に接続されている。この構成により空気流速によらず発熱抵抗体１１の抵抗値は一定に、即ち、発熱抵抗体１１の温度が一定値になるように制御される。
【００１５】
本発明の特徴は、ブリッジ回路のブリッジ中点電圧Ｖ２，Ｖ３に応じて、パワーコントローラ２を介し、トランジスタ１６の電力供給を制御する点にある。すなわち、パルス駆動により熱線を加熱して高精度化を図る場合、電源電圧の変動を受けやすいという問題があったので、本発明では、ブリッジ回路の印加電圧とパルス幅をともにディジタル的に定電力制御することで、全流量範囲で空気流量の測定精度を確保すると同時にエンジン制御ユニットとのディジタルインターフェイスを提供するものである。
【００１６】
すなわち、パワーコントローラ２は、トランジスタ１６のベース電圧を段階的に定電圧制御する制御端子ＶＡ、トランジスタ１６の動作を一時的に停止し、オンオフ制御するためのトランジスタ１９のパルス幅を制御する制御端子ＶＰを備え、そして、パワーコントローラ２は、中点電圧Ｖ２，Ｖ３から求められた出力ＶＧとブリッジ回路の中点電圧Ｖ２とに応じて、 制御端子ＶＡから出力される 「最適な定電圧制御の電圧レベル」(第一因子)を定める機能と、制御端子ＶＰから出力される「パルス幅の周波数及び通流率」(第二因子)を定める機能とを有して、最終的には、図中のＶａ点の電気信号を２次元因子で制御するものである。従来技術では、「パルス幅の周波数及び通流率」のみの制御でしか無かったものである。
【００１７】
すなわち、空気流速によらず発熱抵抗体１１の温度が一定値になるように制御する際の、 制御端子ＶＡの「最適な定電圧制御の電圧レベル」と、制御端子ＶＰの「パルス幅の周波数及び通流率」により、 空気流量に対応した検出値としてのディジタル値を出力として得ることができるようにしている。そして、パワーコントローラ２に空気流量に対応したディジタル値(すなわち、検出値)に応じて、上記の２次元因子に関する重み付けを付加して用意した 空気流量換算関数(以下流量マップという)を用いて、空気流量の出力Ｑａを得るものである。
【００１８】
ここで発熱抵抗体１１は、例えばセラミックなどの熱伝導性の良い絶縁材料で作られた円筒状または円柱状のボビンの表面に、発熱体として白金やタングステンの熱線が巻かれており、被覆材としてガラスやセラミックスがコーティングされたものである。また、発熱抵抗体１１は板型のガラスやセラミックなどの基盤上に、発熱体として白金やタングステンの薄膜や厚膜が形成されたものであっても良い。
【００１９】
次に、第１実施例の動作原理の概略について図２により説明する。
すなわち、第１実施例のパワーコントローラ２で制御し、熱線駆動回路１のブリッジ回路に加えるパルス波形と空気流量との関係を示す図である。空気流量に対応したパルスの形状を示している。
一般に、ブリッジ回路の制御には、印加電圧をアナログ的に調整するか、印加電圧を一定としてパルス幅の通流率を制御する１次元因子制御方法で行われている。これに対し、本実施例では、空気流量に対応した発熱抵抗体１１への供給電力エネルギ量を、パルスの「高さと幅」の２次元因子をそれぞれ制御することにより、よりきめ細かい制御を実現するものである。
【００２０】
本実施例では、具体的に、例えば最大値の空気流量Ｑｍａｘに対応した「パルス幅」の最大値の「１００％通流率Ｄｍａｘ」を８ビット分解能で表現し、「パルスの高さ」の最大値を「最大電流Ｉｍａｘ」として４ビット分解能で表現している。その結果、表現できる最小流量Ｑｍｉｎは、通流率Ｄｍａｘの２５６分の１、最大電流Ｉｍａｘの１６分の１の組み合わせで表現できる。
換言すれば、相対的な流量精度を確保しながら、最大１２ビットの空気流量が表現できる。これは、印加電圧のアナログ的な調整やパルス幅の通流率の制御のみに対して、それと同等の精度でもって流量値の表現できる分解能を向上させることができることを意味している。
【００２１】
すなわち、１２ビットの空気流量を表現するには、従来技術では１２ビットディジタル量に対応した４０９６ヶのパルス列が必要となるが、 本実施例では、 ２５６ヶのパルス列と１６段階の重み付けでよいと言うことになる。従って、電子回路やソフトでの実現がより簡単になることが判る。例えば、エンジンコントロールユニットなどの、ディジタル制御システム装置と簡単にインターフェイスをとる場合を考えると、従来技術の４０９６ヶのパルス列の１，０信号を読みとるには、最小４０９６クロックの時間がかかるが、本実施例では、２５６＋１６＝２７２クロックの時間で良いことになる。以上のように本実施例では、エンジンコントロールユニットとインターフェイスが取り易くなる等の効果がある。すなわち、空気流量の測定精度が良い空気流量測定装置が比較的容易に提供されることに結び付いている。
【００２２】
次に、本発明について、第２実施例を示す図３を参照して詳説する。
図３は、本発明による第２実施例の空気流量測定装置を示す回路図である。  本発明による一実施例のパワーコントローラの具体的な実現手段を示している。
パワーコントローラ２は、差動増幅器１５と、トランジスタ１９と、サンプルホールド回路２８と、アナログ・ディジタル変換器３０と、ＰＷＭ制御回路４０と、基準三角波出力を発生する三角波発生回路５０と、ロジック回路へ基準クロックを供給する発振器５１と、コントロール回路６０と、ディジタル・アナログ変換器７０とから構成される。
【００２３】
サンプルホールド回路２８は、 演算増幅器２０とコンデンサ２１とスイッチ２２とインバータ２３とにより構成され、発熱抵抗体１１側の中点電圧Ｖ２に応じて、 制御端子ＶＡから出力される「最適な定電圧制御の電圧レベル」(第一因子)を定める機能に用いられるものである。 アナログ・ディジタル変換器３０はディジタル化して演算増幅器２０の出力を量子化するものである。ＰＷＭ制御回路４０は、差動増幅器１５の出力ＶＧと基準三角波出力とを比較し、「パルス幅の周波数及び通流率」(第二因子)としてＰＷＭパルスの出力ＤならびにＶＰを発生するものである。
【００２４】
コントロール回路６０は、アナログ・ディジタル変換器３０によって検出した空気流量に対応しブリッジ回路に流れる電流値の電流信号Ｉｈと、ＰＷＭ制御回路４０の通流率の出力Ｄとにより、トランジスタ１６に印加する電圧指令値ＶＩＡを決定してディジタル値を出力するものである。ディジタル・アナログ変換器７０は、コントロール回路６０のディジタルの電圧指令値ＶＩＡに応じて、定電圧のアナログ量ＶＡをトランジスタ１６のベースに供給するものである。
そして最終的には、図中のＶａ点における電気信号を、２次元因子であるＶＡとＶＰとで制御し、トランジスタ１６を介しての供給電力エネルギ量を制御しているものである。
【００２５】
尚、本実施例では、安定なＰＷＭパルスを発生するために、差動増幅器１５をコンデンサ１８ｃにより積分器を構成している。また、差動増幅器１５の入力を平滑するために、抵抗１７ａとコンデンサ１８ａ、抵抗１７ｂとコンデンサ１８ｂとにより入力フィルタ回路を構成している。しかしながら、これらのコンデンサ１８ａ，ｂ，ｃや抵抗１７ａ，ｂは無くても可である。
【００２６】
さらに、アナログ・ディジタル変換器３０は、抵抗ラダーによる逐次比較型やコンデンサを用いた積分型回路により、安価にかつ容易に構成できる。ＰＷＭ制御回路４０も、コンパレータとラッチ回路等により容易に構成できる。また、三角波発生回路５０は、演算増幅器とコンデンサの組み合わせによりアナログの発振器を構成することで実現できるが、発振器５１の基準クロックを用い、ディジタル的に基準波形パターンを発生させることでも可能である。これらの、パワーコントローラ２の構成要素は、特にディジタルＩＣ化技術によって集積化するのが容易な構成であり、半導体プロセスで一般的に用いられているＣＭＯＳやＢｉ−ＭＯＳで実現でき、低コスト化が期待できる。
【００２７】
ところで、 発熱抵抗体１１の抵抗値等のばらつき等の個体差情報を記録した ＲＯＭ９０等の出力をスイッチ９１で交互に切り替え、出力信号とすることが考えられる。すなわち、生産時の調整を省くために、予め記録した発熱抵抗体１１の個体差情報によって、重み付けの過不足を補正する重み付け補正手段としてのＲＯＭ９０とスイッチ９１とを設けるものである。すなわち、発熱抵抗体１１の抵抗値等のばらつき等の個体差情報を記録したＲＯＭ９０の個体差情報により、流量マップの「重み付けの量」を変えれば、より効果的に精度向上が図れる。換言すれば、この補正手段によって、生産性が良く、かつ、より高精度な空気流量の計測システムが実現できる。
【００２８】
また、差動増幅器１５やトランジスタ１９を含むパワーコントローラ２と、トランジスタ１６とは、同様の半導体プロセスで作製できるため、補正用のＲＯＭ９０やスイッチ９１を含む制御回路の全てを、１チップ上に構成することができる。これによって、空気流量測定装置システムの小型化も図られる。
【００２９】
次に、第２実施例のコントロール回路６０の動作シーケンスを図４により説明する。
図４は、本発明による一実施例の、パルス幅及び高さと表現する空気流量との関係を示す図である。コントロール回路６０が流量換算式 (すなわち、空気流量換算関数)を用いて空気流量を換算する当該流量マップを示している。 そして、換算係数を、空気流量Ｑａに対応した重み付け量で表わした一例を示している。
【００３０】
説明の簡単化のため、ＰＷＭパルスのパルス幅の出力Ｄとディジタル・アナログ変換器７０の電圧指令値ＶＩＡを、それぞれ２ビット(４分割)の４レベルで表現する。しかし４分割に限定されるものではない。四角形で表した最小単位を、空気流量Ｑａの最小分解能とし、四角形の中の数字は、空気流量Ｑａに対応した「重み付け量」を表わしている。横軸はパルス幅に対する重み付け量を、縦軸はパルス高さに対する重み付け量(1Ｖ,2Ｖ,3Ｖ,4Ｖ)を示している。
【００３１】
まず、発熱抵抗体１１に対し流れが生じると、流量の重みが４までは電圧レベルが最小の「１Ｖ」でパルス幅Ｄのみ動作し、パルス幅Ｄの４レベル値そのものを空気流量としてを表現する。流れが大きくなり、Ｄの４レベルを越えると、電圧レベルを次の「２Ｖ」上げ、パルス幅Ｄの３レベルに下げる。このように、パルス幅Ｄの最大通流率Ｄｍａｘを越えると、電圧レベルも上げるものとする。
【００３２】
しかし、電圧レベルの頻繁な切替による最小分解能の段差を少なくするために例えば、「流量の上昇時と下降時とでは切替ポイントを変える」と言ったヒステリシスを設けることが望ましいと考えられる。また、上昇時と下降時との最小分解能の段差による流量表現の変動を減らすためには、上昇時の重み表現と下降時の重み表現とに対して、それぞれ別の流量マップを設ければ、より効果的であると言える。すなわち、図５に別々に流量マップを設けた場合の一例を示す。
図５は、本発明による一実施例のヒステリシスを有する流量マップを示す図である。上昇時と下降時との変化点を、別々に表現できるので、空気流量換算時の誤差の低減が可能となる利点がある。
【００３３】
以上を纏めれば、本発明の特徴は、通路内に設けられた発熱抵抗体の放散熱量と等価となる供給電力エネルギ量を電気的に検出し、該検出値と流量換算式とを用いて演算し、通路内を流れる空気流量を計測する空気流量測定装置において、供給電力エネルギ量を２次元因子で制御する電力２次元制御手段と、流量換算式の換算係数に検出値に応じた２次元因子に関する重み付けを付加する重み付け手段とを設けたことにある。そして、第２実施例の場合の２次元因子は、発熱抵抗体１１に印加する電流のパルス幅ならびにパルス高さである。
【００３４】
また、発熱抵抗体１１を含み構成されるブリッジ回路の発熱抵抗体１１のパルス電圧またはパルス電流の高さを制御する第１のスイッチとしてのトランジスタ１６と、パルス電圧またはパルス電流のパルス幅を制御する第２のスイッチとしてのトランジスタ１９と、ブリッジ回路の中点電圧Ｖ２を検出し、該中点電圧に応じて第１，第２のスイッチを制御するパワーコントローラ２ (ただし、トランジスタ１９を除くもの)とを備え、 中点電圧Ｖ２に応じて当該中点電圧Ｖ２から空気流量を換算可能なビット数のディジタル量を出力することを特徴とするとも言える。
【００３５】
換言すれば、空気流量に応じた発熱抵抗体に対する加熱電流の供給に際し、パルス状に断続して加熱するのみではなく、空気流量に応じて加熱電流の量といった、発熱抵抗体に対する供給電力を、パルス幅と高さといった２次元因子で制御することができるような電力２次元制御手段を設け、かつ、該２次元因子に関する重み付けを付加する重み付け手段とを設けることによって、発熱抵抗体への電力供給を木目細かくできるとともに、木目細かくしてもディジタル制御におけるビット数は増えないので、空気流量の測定精度が良く、かつ、比較的簡単な構成となり、小形安価で高精度の空気流量測定装置が提供される。
【００３６】
次に、本発明の第３実施例を図６により説明する。
図６は、本発明による第３実施例の空気流量測定装置を示す回路図である。
パワーコントローラ２にマイクロコンピュータ８０を用いた場合の実施例である。第３実施例の構成は、図３の第２実施例のパワーコントローラ２において、差動増幅器１５とトランジスタ１９とサンプルホールド回路２８との３つの手段以外を、演算増幅器２４とマイクロコンピュータ８０とに置換したものである。
【００３７】
本第３実施例では、空気流速によらず、第２実施例と同じ構成である熱線駆動回路１の発熱抵抗体１１の抵抗値は一定に、すなわち温度が一定値になるように制御するために、マイクロコンピュータ８０に内蔵するアナログ・ディジタル変換器８５に、差動増幅器１５の出力ＶＧをサンプルホールド回路２８の出力ＶＩとともに入力する。そして、マイクロコンピュータ８０内のＣＰＵ８１でブリッジ回路に印加する電圧レベルとパルス幅を「重み付け」を採用している流量マップを用いて演算し、内蔵するＰＷＭタイマ８７の出力により、パルス幅を制御してトランジスタ１９を駆動する。また、内蔵するディジタル・アナログ変換器８８によって、ブリッジ回路に印加する電圧レベルを決定し、演算増幅器２４を介してトランジスタ１６のエミッタ電圧を制御している。
なお、本第３実施例の２次元因子は、発熱抵抗体１１に印加する電圧のパルス幅ならびにパルス高さである。
【００３８】
更に、マイクロコンピュータ８０は、他に、流量マップやプログラムを内蔵したＲＯＭ８３、発熱抵抗体１１の抵抗値等のばらつき等の個体差情報を記録した書き換え可能なＰＲＯＭ８４、ＣＰＵ８１の演算作業領域に用いるＲＡＭ８２、内部クロックを発生する発振器８９、空気流量を出力しシリアルのディジタルインターフェイスを可能とするシリアルコミュニケーションポート８６などにより構成される。
【００３９】
なお、アナログ・ディジタル変換器８５の入力に、差動増幅器１５と演算増幅器２０の出力ＶＧとＶＩを入力しているが、アナログ・ディジタル変換器８５のビット精度が高いものを用いれば、ブリッジ回路の中点電圧である、Ｖ２，Ｖ３の電圧を直接マイクロコンピュータ８０に入力し、差動増幅器１５と演算増幅器２０とを用いない構成とすることも可能である。
本第３実施例によれば、即ち、マイクロコンピュータ８０を用いて２次元因子として電圧のパルス幅ならびに高さを制御すれば、測定する空気流量の範囲や精度要求に対して、特別な装置を用意しなくともプログラムの変更のみによって、比較的容易にスペックの異なる空気流量測定装置を提供することができるという汎用性の利点がある。
【００４０】
次に、本発明の第４実施例を図７により説明する。
図７は、本発明による第４実施例の空気流量測定装置を示す回路図である。
本発明による一実施例の昇圧回路とマイクロコンピュータを用いた空気流量測定装置を示している。
第４実施例の構成は、図６の第３実施例のパワーコントローラ２において、昇圧回路２５とマイクロコンピュータ８０内部のＩ／Ｏ１００とが追加されて異なり、他の熱線駆動回路１などの構成は、第３実施例と同じである。
【００４１】
第４実施例の場合は、トランジスタ１６のコレクタに供給する昇圧電圧ＶＫをバッテリ等による電源１０の電源電圧ＶＢを予め昇圧回路２５により、電源電圧ＶＢよりも高い電圧に昇圧して用いることにより、 ブリッジ回路の発熱抵抗体１１の加熱時の過渡応答時間を早めることができるようにしたものである。昇圧回路２５は、２倍以上のｎ倍の電圧を発生できる回路構成とし、ｎ倍の電圧値を設定するｎ倍電圧設定部２５ｂを有する。昇圧回路２５は、例えば昇圧トランスとコンデンサ、ダイオードの組み合わせによる整流回路により実現され、半導体を用いた集積化に適した昇圧回路としては、コッククロフト・ウォルト回路と呼ぶ、複数のインバータ回路とコンデンサによるｎ倍電圧回路の組み合わせが適している。
【００４２】
ここで、マイクロコンピュータ８０のＩ／Ｏ１００の出力ポートから、ｎ倍電圧設定部２５ｂに、「１」，「０」のディジタルコードを送ることにより、昇圧電圧のレベルを設定することができる。すなわち、重み付け手段としてのマイクロコンピュータ８０にて用いられた「重み付け」に応じてディジタルコードを送り、昇圧電圧ＶＫのレベルを調整するものである。
尚、コッククロフト・ウォルト回路を用いた場合の昇圧電圧のレベル変更は、コッククロフト・ウォルト回路のインバータ回路の動作を、ｎ倍電圧設定部２５ｂにより停止することで実現できる。
【００４３】
すなわち、電力２次元制御手段としてのパワーコントローラ２は、発熱抵抗体に印加する電圧として用いる電源電圧ＶＢを予め昇圧した昇圧電圧ＶＫを得る昇圧手段としての昇圧回路２５を有し、該昇圧回路２５は重み付け手段の重み付けに応じて、昇圧電圧ＶＫのレベルを調整する昇圧レベル調整手段としてのｎ倍電圧設定部２５ｂを有する構成であると言える。
【００４４】
本昇圧回路２５ならびにｎ倍電圧設定部２５ｂにより、予めトランジスタ１６の印可電圧を大きくすることができ、かつ、昇圧した後に定電圧制御するブリッジ回路の電圧Ｖ１の、電源１０の変動に対する影響を低減することができるという利点がある。
【００４５】
一方、エンジン始動時にのみｎ倍電圧設定部２５ｂで昇圧レベルを最大にし、通常制御時は最小にするといった、エンジン制御装置の動作状態に応じて段階的にトランジスタ１６のコレクタに供給する電圧ＶＫを最適に制御することによって、エンジン制御システム全体の性能を向上することもできる。すなわち、昇圧レベル調整手段としてのｎ倍電圧設定部２５ｂは、回路電源としての電源電圧の投入時に最大レベルの昇圧電圧を発生する構成のものである。
本第４実施例によれば、エンジン制御に用いた場合にエンジン始動時の空気流量センサのスタートアップ時間を速めることができ、かつ、センサの遅れによるエンジン制御の不感体による排ガス量の発生を押さえられる利点がある。
【００４６】
次に、本発明の第５実施例を図８により説明する。
図８は、本発明による第５実施例の空気流量測定装置を示す回路図である。
本発明による一実施例の定電流回路とパワーコントローラを用いた空気流量測定装置を示している。
第５実施例の構成は、 発熱抵抗体１１，温度補償抵抗１２，抵抗１３,１４からなるブリッジ回路と、トランジスタ１９と、定電流回路２７と、パワーコントローラ２ｂとから構成される。
【００４７】
すなわち、バッテリ等による電源１０の電圧ＶＢを、定電流回路２７と、トランジスタ１９とを介し、ブリッジ回路に接続している。パワーコントローラ２ｂは、差動増幅器１５と、差動増幅器１５の出力と基準三角波出力とを比較し、ＰＷＭパルスを発生するＰＷＭ制御回路４０と、基準三角波出力を発生する三角波発生回路５０と、ロジック回路へ基準クロックを供給する発振器５１と、ＰＷＭ制御回路４０の通流率の出力Ｄによりブリッジ回路に供給する定電流値Ｉｋを制御する切替器２６ならびにコントロール回路６０とから構成される。なお、ＲＯＭ９０とスイッチ９１とを設けるも可である。
【００４８】
定電流回路２７は、基準電圧２７９と抵抗２７８、トランジスタ276，277などにより基準電流を発生し、例えば、トランジスタ２７５を基準電流のＩとした場合、異なる面積のトランジスタ２７１，２７２，２７３，２７４とカレントミラー回路を構成することで基準電流のＩの１倍(ｉ)，２倍(2ｉ)，４倍(4ｉ)，８倍(8ｉ)の定電流源回路を構成し、切替器２６の出力によりスイッチ２８１,２８２２８３，２８４をオンオフして、ブリッジ回路に供給する定電流値Ｉｋを決定するものである。すなわち、多数個のスイッチ(281,282,…など)と切替器２６とを用意して、２次元因子に関する重み付けに応じてコントロール回路６０が多数個のスイッチ切り替え、供給電力エネルギ量を木目細かく制御するものである。なお、第５実施例の場合の２次元因子は、発熱抵抗体１１に印加する電流のオンオフと電流の大きさである。
【００４９】
本第５実施例によれば、アナログ・ディジタル変換器等を用いなくとも、ブリッジ回路の電流値を制御することができ、パワーコントローラ２ｂの回路構成を簡略化できるという利点がある。また、エンジン始動時の空気流量センサのスタートアップ時間を速めるために、始動時に最大電流を流し込むといった制御が、比較的容易に実現できる利点もある。そして、センサの遅れによるエンジン制御の不感体による排ガス量の発生を押さえることができる。
【００５０】
【発明の効果】
本発明によれば、ビット数を増やすことなく木目の細かいディジタル制御が行え、小形安価で高精度の空気流量測定装置が提供される。換言すれば、比較的低ビット数のアナログ・ディジタル変換器を用いても、全流量範囲で空気流量の相対的な測定精度を維持することができると言える。
【００５１】
一方、集積化に適しており小型化が図り易いといった効果がある。また、抵抗発熱体の個体差をディジタル量の補正値として用いることで、比較的容易に流量検出精度が向上する。さらに、ディジタルインターフェイスを提供することでエンジン制御ユニットとのマッチングが向上するといった効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による第１実施例の空気流量測定装置を示す回路図である。
【図２】本発明による一実施例のパワーコントローラの制御方法を示す図である。
【図３】本発明による第２実施例の空気流量測定装置を示す回路図である。
【図４】本発明による一実施例の、パルス幅及び高さと表現する空気流量との関係を示す図である。
【図５】本発明による一実施例のヒステリシスを有する流量マップを示す図である。
【図６】本発明による第３実施例の空気流量測定装置を示す回路図である。
【図７】本発明による第４実施例の空気流量測定装置を示す回路図である。
【図８】本発明による第５実施例の空気流量測定装置を示す回路図である。
【符号の説明】
１…熱線駆動回路、２，２ｂ…パワーコントローラ、１０…電源、１１…発熱抵抗体、１２…温度補償抵抗、１３，１４，１７ａ，１７ｂ，２７８…抵抗、１５…差動増幅器、１６，１９，２７１，２７２，２７３，２７４，２７５，２７６，２７７…トランジスタ、１８ａ，１８ｂ，１８ｃ，２１…コンデンサ、２０，２４…演算増幅器、２２，９１…スイッチ回路、２３…インバータ、２５…昇圧回路、２５ｂ…ｎ倍電圧設定部、２６…切替器、２７…定電流発生回路、２８…サンプルホールド回路、３０，８５…アナログ・ディジタル変換器、４０…ＰＷＭ制御回路、５０…三角波発生回路、５１…発振器、６０…コントロール回路、７０，８８…ディジタル・アナログ変換器、８０…マイクロコンピュータ、９０…プロセッサ、８２…ＲＡＭ、８３，９０…ＲＯＭ、８４…プログラマブルＲＯＭ、８６…シリアルコミュニケーションインターフェイス、８７…ＰＷＭタイマ、８９…発振器、１００…Ｉ／Ｏ、２７９…基準電圧、２８１，２８２，２８３，２８４…定電流スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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