(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信装置から送信されるデジタルデータが所定パターンのＰＮ符号により拡散されて伝送されるスペクトル拡散通信において使用される受信装置であって、
所定の周波数の周期波を出力する発振手段と、
上記ＰＮ符号の１チップに相当する時間のＮ（Ｎは、自然数）倍の遅延時間を持った遅延回路を用いて差動符号化された差動符号化データを受信し、その受信データと上記発振手段が出力する周期波とを乗算する乗算手段と、
該乗算手段の出力を１ビットＡ／Ｄ変換する２値化手段と、
上記２値化手段の出力を上記ＰＮ符号の１チップに相当する時間のＮ倍の遅延時間を持った遅延回路を用いて上記２値化手段の出力を差動復号化する復号化手段と、
該復号化手段によって復号化された復号データと上記ＰＮ符号との相関関係に基づいて上記送信装置から送信されたデジタルデータを再生する相関手段、
を備え、
上記相関手段が、
上記復号データと上記ＰＮ符号とをチップ毎に乗算するマッチドフィルタと、
上記マッチドフィルタの出力を積分する積分手段と、
上記積分手段の出力に基づいて上記復号データと上記ＰＮ符号との相関がとれたタイミングを検出する相関検出手段と、
上記復号データと上記ＰＮ符号との相関がとれたタイミングにおける上記積分手段の出力に従って再生すべきデジタルデータの各ビットのデジタル値を判定する判定手段、
を備えることを特徴とするスペクトル拡散通信において使用される受信装置。
【請求項２】
送信装置から送信されるデジタルデータが所定パターンのＰＮ符号により拡散されて伝送されるスペクトル拡散通信において使用される受信装置であって、
所定の周波数の周期波を出力する発振手段と、
上記ＰＮ符号の１チップに相当する時間のＮ（Ｎは、自然数）倍の遅延時間を持った遅延回路を用いて差動符号化された差動符号化データを受信し、その受信データと上記発振手段が出力する周期波とを乗算する乗算手段と、
該乗算手段の出力を１ビットＡ／Ｄ変換する２値化手段と、
上記２値化手段の出力を上記ＰＮ符号の１チップに相当する時間のＮ倍の遅延時間を持った遅延回路を用いて上記２値化手段の出力を差動復号化する復号化手段と、
該復号化手段によって復号化された復号データと上記ＰＮ符号との相関関係に基づいて上記送信装置から送信されたデジタルデータを再生する相関手段、
を備え、
上記相関手段が、
上記復号データと上記ＰＮ符号とをチップ毎に乗算するマッチドフィルタと、
上記マッチドフィルタの出力に含まれている１値の数または０値の数を検出する１値検出手段と、
上記１値検出手段により計数された０値または１値の数に基づいて上記復号データと上記ＰＮ符号との相関がとれたタイミングを検出する相関検出手段と、
上記復号データと上記ＰＮ符号との相関がとれたタイミングにおける上記１値検出手段の出力に従って再生すべきデジタルデータの各ビットのデジタル値を判定する判定手段、
を備えることを特徴とするスペクトル拡散通信において使用される受信装置。
【請求項３】
送信装置から送信されるデジタルデータが所定パターンのＰＮ符号により拡散されて伝送されるスペクトル拡散通信において使用される受信装置であって、
所定の周波数の周期波を出力する発振手段と、
上記ＰＮ符号の１チップに相当する時間のＮ（Ｎは、自然数）倍の遅延時間を持った遅延回路を用いて差動符号化された差動符号化データを受信し、その受信データと上記発振手段が出力する周期波とを乗算する乗算手段と、
該乗算手段の出力を１ビットＡ／Ｄ変換する２値化手段と、
上記２値化手段の出力を上記ＰＮ符号の１チップに相当する時間のＮ倍の遅延時間を持った遅延回路を用いて上記２値化手段の出力を差動復号化する復号化手段と、
該復号化手段によって復号化された復号データと上記ＰＮ符号との相関関係に基づいて上記送信装置から送信されたデジタルデータを再生する相関手段、
を備え、
さらに上記相関手段は、
上記復号データと上記ＰＮ符号との相関がとれたタイミングを検出する相関検出手段と、
上記復号データと上記ＰＮ符号とを積分した値に従って再生すべきデジタルデータの各ビットのデジタル値を、上記相関がとれたタイミングで出力する判定手段、
を備え、
上記判定手段は搬送波オフセットに起因するデータ誤りを補正したデジタルデータを出力することを特徴とするスペクトル拡散通信において使用する受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、搬送波再生を行うことなく受信データの復調を行えるスペクトル拡散通信方式およびその受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スペクトル拡散通信は、情報を伝送するのに必要な周波数帯域に対して、遙かに大きな帯域に拡散させた信号を利用して通信を行う方式である。このスペクトル拡散通信方式は、その拡散方法のちがいにより、ＤＳ（直接拡散）方式、周波数ホッピング方式、時間ホッピング方式等が知られている。以下では、ＤＳ方式について説明する。
【０００３】
ＤＳ方式では、送信側において、送信データにＰＮ（Pseudo Noise：疑似雑音）符号を乗じることによってその送信データを拡散変調し、広帯域のスペクトル拡散信号を得る。ＰＮ符号は、送信データ速度と比べて極めて速い２値データであり、このＰＮ符号によって拡散された送信データのスペクトル幅は、ＰＮ符号の帯域幅となる。なお、上記変調は、通常、ＰＳＫ変調とともに行われる。
【０００４】
受信側では、送信側において変調されたデータに対して、送信側で使用したＰＮ符号と同じＰＮ符号を乗じることによって逆拡散処理を行い、元の送信データを取り出す。このとき、受信データに対して乗算するＰＮ符号の位相は、送信側で使用したＰＮ符号と同じ位相である必要があり、この位相合わせのための同期処理が行われる。
【０００５】
図１０は、上記スペクトル拡散通信システムの受信側における同期検波回路を示す回路ブロック図である。ＲＦ／ＩＦ回路１０１は、ＲＦ帯域の搬送波に乗せられて転送されてきたデータをＩＦ帯域のデータに変換する。乗算器１０２ａはＲＦ／ＩＦ回路１０１からの出力データに後述する手段で再生される搬送波を乗ずる。乗算器１０２ａから出力されたデータは、ローパスフィルタ１０３ａを通過した後、相関回路１０４ａに入力される。相関回路１０４ａは、入力データにＰＮ符号発生回路１０５ａが生成するＰＮ符号を乗じ、それらの相関がとれたタイミングのデータを再生データとして出力する。なお、各部１０２ｂ〜１０５ｂは、上記各部１０２ａ〜１０５ａと同様の動作を行う。
【０００６】
乗算器１０６は、相関回路１０４ａ及び１０４ｂの出力（ローパスフィルタ１０３ａおよび１０３ｂの出力としてもよい）を乗算する。搬送波再生回路１０７は、ＶＣＯ（Voltage-Controlled Oscillator ：電圧制御発振器）を有し、乗算器１０６の出力電圧に応じた周波数のサイン波（再生搬送波）を出力する。搬送波再生回路１０７が出力する再生搬送波は、乗算器１０２ｂには直接入力され、乗算器１０２ａには、π／２位相差回路１０８を介して入力される。
【０００７】
このように、上記同期検波回路では、受信データから搬送波を再生し、その再生搬送波を用いて受信信号をベースバンドに変換し、その後送信側と受信側でのＰＮ符号の位相同期を行い、受信側においてデータを取り出す。
【０００８】
上記スペクトル拡散通信システムの受信側においてデータを取り出す他の構成としては、図１１に示す遅延検波回路が知られている。乗算器１１１は、搬送波に乗せられて転送されてきたデータと、遅延回路１１２の出力とを乗算する。遅延回路１１２は、上記搬送波に乗せられて転送されてきたデータを所定値（送信側において差動符号化するときに用いた遅延値と同じ値であり、たとえば、ＰＮ符号の１チップ）だけ遅延させる。乗算器１１１の出力は、ローパスフィルタ１１３を通過した後、相関回路１１４に入力される。相関回路１１４は、入力データにＰＮ符号発生回路１１５が生成するＰＮ符号を乗じ、それらの相関がとれたタイミングのデータを再生データとして出力する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図１０に示す同期検波回路では、搬送波再生回路１０７を用いて受信データから搬送波を再生する構成であるが、搬送波再生回路１０７はＶＣＯ等を含み、アナログ処理を行う回路が多いため、その回路規模が大きいという欠点がある。
【００１０】
また、搬送波再生回路１０７が再生する搬送波の周波数は、実際の搬送波の周波数（ここでは、ＲＦ／ＩＦ回路１０１によって変換された後の搬送波周波数）に一致するように非常に高い再生精度が要求される。すなわち、実際の搬送波周波数と上記再生された搬送波の周波数との間に差異が生じると、相関回路１０４において正確な相関タイミングを検出することができず、その結果、データ再生ができなくなってしまう。しかしながら、搬送波の周波数が高くなるにつれて、搬送波再生は困難になり、また、高い精度を得るために使用される電子部品は一般に高価であるためコストが上昇してしまうという問題がある。
【００１１】
一方、図１１に示す遅延検波回路では、その大部分の処理がアナログ的に行われるので、上記同期検波回路と同様に、回路規模が大きいという欠点がある。
また、遅延回路１１２のディレイ値は、たとえば、ＰＮ符号の１チップであるが、このディレイ値には非常に高い精度が要求される。すなわち、このディレイ値の誤差が大きくなると、相関回路１１４において正確な相関タイミングを検出することができず、その結果、データ再生ができなくなってしまう。しかしながら、要求されるディレイ値の精度は、ＰＮ符号の帯域にもよるが、ナノ秒のオーダーであり、その調整は困難である。また、高い精度を得るために使用される電子部品は一般に高価であるためコストが上昇してしまうという問題がある。
【００１２】
本発明は、上記課題を解決するものであり、回路規模を小さくし、かつ搬送波再生をすることなくデータ転送を行うスペクトル拡散通信方式およびその受信装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の受信装置は、送信装置から送信されるデジタルデータが所定パターンのＰＮ符号により拡散されて伝送されるスペクトル拡散通信において使用されることを前提とし、以下の各手段を有する。発振手段（例えば、図１の水晶発振器２）は、所定の周波数の周期波を出力する。乗算手段（例えば、図１の乗算器１）は、上記ＰＮ符号の１チップに相当する時間のＮ（Ｎは、自然数）倍の遅延時間を持った遅延回路を用いて差動符号化された差動符号化データを受信し、その受信データと上記発振手段が出力する周期波とを乗算する。２値化手段（例えば、図１のリミッタ４）は、上記乗算手段の出力を１ビットＡ／Ｄ変換する。復号化手段（例えば、図１の乗算器５及び遅延回路６）は、上記２値化手段の出力を上記ＰＮ符号の１チップに相当する時間のＮ倍の遅延時間を持った遅延回路を用いて上記２値化手段の出力を差動復号化する。相関手段（例えば、図１のＰＮ符号発生回路７および相関回路８）は、上記復号化手段によって復号化された復号データと上記ＰＮ符号との相関関係に基づいて上記送信装置から送信されたデジタルデータを再生する。そして、上記相関手段は、上記復号データと上記ＰＮ符号とをチップ毎に乗算するマッチドフィルタと、上記マッチドフィルタの出力を積分する積分手段と、上記積分手段の出力に基づいて上記復号データと上記ＰＮ符号との相関がとれたタイミングを検出する相関検出手段と、上記復号データと上記ＰＮ符号との相関がとれたタイミングにおける上記積分手段の出力に従って再生すべきデジタルデータの各ビットのデジタル値を判定する判定手段、を備える。
【００１５】
なお、上記相関手段は、上記復号データと上記ＰＮ符号とをチップ毎に乗算するマッチドフィルタと、上記マッチドフィルタの出力に含まれている１値の数または０値の数を検出する１値検出手段と、上記１値検出手段により計数された０値または１値の数に基づいて上記復号データと上記ＰＮ符号との相関がとれたタイミングを検出する相関検出手段と、上記復号データと上記ＰＮ符号との相関がとれたタイミングにおける上記１値検出手段の出力に従って再生すべきデジタルデータの各ビットのデジタル値を判定する判定手段、を備えるようにしてもよい。
【００１６】
本発明のスペクトル拡散通信システムは、データ転送に際して所定パターンのＰＮ符号を用い、送信装置と受信装置との間ではデータを所定周波数の搬送波に乗せて転送する方式を前提とする。そして、上記受信装置は、所定の周波数の周期波を出力する発振手段、該発振手段が出力する周期波と上記送信装置から送信されたデータとを乗算する乗算手段、該乗算手段の出力を１ビットＡ／Ｄ変換する２値化手段、該２値化手段の出力と上記ＰＮ符号との相関をとる相関手段、および該相関手段において相関がとれたタイミングで該相関手段に入力されているデータに基づいてデジタル値を判定するデータ判定手段とを有する構成であり、上記ＰＮ符号の周波数を、上記搬送波の周波数と上記周期波の周波数との差の４倍よりも大きくする。
【００１７】
なお、本発明のスペクトル拡散通信システムは、データ転送に際して所定パターンのＰＮ符号を用い、送信側において差動符号化を行い、受信側において差動復号化を行う方式を前提とする。そして、上記差動符号化および復号化は上記ＰＮ符号の１チップのＮ（Ｎは自然数）倍を遅延値として行うように構成してもよい。
【００１８】
【作用】
本発明の受信装置は、受信データから再生する搬送波の代わりに、発振手段が生成する周期波を利用するので、搬送波再生が不要となる。ここで、該周期波の周波数と実際の搬送波の周波数とが一致しない場合には、転送データを再生するときにＰＮ符号のチップ単位でのエラーが発生する可能性があるので、そのエラーを回避するためにデータ判定手段を設ける。データ判定手段は、ＰＮ符号によって逆拡散されたデータを、例えば積分し、その積分値に従って再生すべきデータのデジタル値（すなわち“０”または“１”）を決定するので、上記周期波の周波数と実際の搬送波の周波数との差異周波数に比べてＰＮ符号の周波数を十分大きく設定すれば、当該データビットに割り当てられている複数のチップに対してチップ誤りの数は少なくなり、正確に転送データを再生することができる。
【００１９】
また、２値化手段を用いてデータをデジタル化するので、以降、デジタル処理を行うことができ、アナログ的な厳しい精度要求がなくなる。
【００２０】
【実施例】
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明のスペクトル拡散通信システムの一実施例の受信装置の要部ブロック図である。乗算器１は、搬送波に乗せられて送信装置側から転送されてきたデータと、水晶発振器２の出力信号とを乗算する。この搬送波の周波数は、たとえば２．４ＧＨｚである。水晶発振器２は、上記搬送波と同じ周波数、すなわち、２．４ＧＨｚの固定周波数の周期波を出力する。ローパスフィルタ３は、ベースバンド付近の帯域の信号のみを通過させるフィルタであり、乗算器１の出力信号をフィルタリングする。リミッタ４は、ＰＮ符号の１チップ単位でローパスフィルタ３の出力値を監視し、その値と予め設定してあるリミット値との大小関係に従ってデータを２値化（デジタル化）する。すなわち、リミッタ４は、１ビットＡ／Ｄ変換処理を行う。
【００２１】
乗算器５は、リミッタ４の出力信号と遅延回路６の出力信号とを乗算する。遅延回路６は、リミッタ４の出力信号を遅延させて乗算器５に入力させる。乗算器５および遅延回路６は、送信装置で差動符号化されたデータに対する復号化処理を行う。したがって、遅延回路６の遅延値は、送信装置において差動符号化するときに用いられる遅延値と同じ値であり、この実施例では、ＰＮ符号の１チップである。
【００２２】
ここで、図２(a) に送信装置の差動符号化回路を、図２(b) に受信装置の差動復号化回路の回路図を示す。差動符号化回路は、図２(a) に示すように、入力信号がイクスクルーシブＮＯＲ回路１１の一方の入力端子に入力され、イクスクルーシブＮＯＲ回路１１の他方の入力端子には、イクスクルーシブＮＯＲ回路１１の出力信号を遅延回路１２で遅延させた信号が入力される構成である。一方、差動復号化回路は、図２(b) に示すように、入力信号がイクスクルーシブＮＯＲ回路１５の一方の入力端子に入力され、イクスクルーシブＮＯＲ回路１５の他方の入力端子には、上記入力信号を遅延回路１６で遅延させた信号が入力される構成である。なお、イクスクルーシブＮＯＲ回路１５および遅延回路１６は、それぞれ、図１の乗算器５および遅延回路６に対応する。なお、上記イクスクルーシブＮＯＲ回路１１および１５を、それぞれイクスクルーシブＯＲ回路で置換える構成としてもよい。
【００２３】
図２において、遅延回路１１および遅延回路１６の遅延値は、互いに同じ値であればよく、例えば、ＰＮ符号の１チップのＮ（Ｎは自然数）倍とする。なお、この実施例では、遅延回路１１および遅延回路１６の遅延値はＰＮ符号の１チップである。
【００２４】
図１に戻る。ＰＮ符号発生回路７は、送信装置において乗算されるＰＮ符号と同じパターンのＰＮ符号を相関回路８に供給する。相関回路８は、マッチドフィルタを有し、乗算器５からの出力信号を順次入力させたときに、その出力がピーク値となる（相関検出）タイミングによって送信装置と受信装置でのＰＮ符号の位相同期を検出する。そして、そのタイミングにおける乗算器５からの出力信号にＰＮ符号を乗算したデータを再生データとして出力する。尚、ここでは、乗算器５の出力信号とＰＮ符号とを乗算したものを再生データとすると記載したが、後述するデータ判定処理を行うようにしてもよい。
【００２５】
次に、本実施例のスペクトル拡散通信方式の動作を説明する。図３は送信装置の動作を説明する図であり、図４は受信装置の動作を説明する図である。
図３(a) は、転送すべき１ビットのデータ（オリジナルデータ）が“１”であることを示している。この実施例では、ＰＮ符号を用いてデータを拡散するときに、各ビットのデータに対して１０チップを割り当てる。
【００２６】
上記オリジナルデータにＰＮ符号を乗算すると、図３(b) に示すように、拡散変調された状態となる。続いて、このＰＮ符号によって拡散されたデータを、図２(a) に示す差動符号化回路を用いて符号化する。この符号化された状態のデータを図３(c) に示す。そして、図３(c) に示す状態のデータを、２．４ＧＨｚの搬送波に乗せて受信装置に対して送信する。
【００２７】
受信装置では、２．４ＧＨｚの搬送波に乗せられて送信装置から転送されてきたデータを受信すると、乗算器１において、その受信データに水晶発振器２が生成する周期波（搬送波）を乗算することによって、その受信データをベースバンド付近に周波数変換する。この周期波は、送信装置において生成される搬送波とは独立して水晶発振器２が生成するものである。このため、実際の搬送波の周波数と、この周期波の周波数とは完全には一致しない場合がある。
【００２８】
この２つの周波数が一致しない場合には、受信データにこの周期波を乗算しても、図４(a) に示すような搬送波オフセットが残ってしまう。搬送波オフセットの周波数は、実際の搬送波の周波数と水晶発振器２が生成する周期波の周波数との差異である。図４(a) に示す例では、当該データビットの左から３チップ目と４チップ目の間でオフセット値が正から負に反転している。したがって、乗算器１において、受信データに上記周期波を乗算したときの出力データは、搬送波オフセットが図４(a) の状態であったとすると、図４(b) に示す状態となる。
【００２９】
乗算器１の出力データは、ローパスフィルタ３においてノイズ等が除去された後に、リミッタ４によって２値化（デジタル化）される。この２値化されたデータは、図４(c) に示す状態となる。同図のデータパターンは、図３(c) と比較すると、当該データビットの左から４チップ目〜１０チップ目の値が、搬送波オフセットによって反転させられた状態となっている。
【００３０】
続いて、リミッタ４の出力データを図２(b) に示す差動復号化回路を用いて復号化すると、図４(d) に示す状態となる。この復号化されたデータパターンと、図３(b) とを比較すると、搬送波オフセットが当該データビットの左から３チップ目と４チップ目の間で反転しているので、当該データビットの左から３チップ目の値が誤っている（“０”が“１”になっている）。
【００３１】
相関回路８は、上記復号化データを受信して１チップごとにＰＮ符号との相関をとり、その出力がピーク値となる（相関検出）タイミングを監視する。このピーク値の検出は、例えばマッチドフィルタを用いて行われる。そして、このピークを検出したタイミングでの上記復号化データにＰＮ符号を乗算することによって逆拡散変調したデータを出力する。この逆拡散変調されたデータは、図４(e) に示す状態である。
【００３２】
相関回路８の出力データは、搬送波オフセットの周波数が０（搬送波オフセットがない）であるとすると、図３(a) に示すオリジナルデータと同じになるはずである。しかしながら、図４(a) に示すような搬送波オフセットがあるので、相関回路８の出力データは、オリジナルデータとは一致せず、チップ誤りが発生する。ここで、相関回路８の出力データのチップ誤りの個数は、当該データビットにおいて、搬送波オフセットの値が正と負の間で反転する回数と同じである。すなわち、図４(a) に示すように、当該データビットにおいて搬送波オフセットの値が１度反転する場合には、相関回路８の出力データは、オリジナルデータに対して１チップだけ誤りデータとなる。
【００３３】
ＰＮ符号を乗算することによって逆拡散変調されたデータは、上述のように、チップ誤りを含んでいる可能性があるので、データ判定処理を行う。以下、図５を参照しながら、データ判定部の処理を説明する。なお、データ判定部は、例えば、図１の相関回路８の内部に設ける。
【００３４】
図５(a) は、データ判定部の一実施例の構成を示す回路ブロック図である。相関部２１は、ＰＮ符号と受信データとの相関を監視するとともに、それらを乗算した値をチップ毎に各データ保持回路２２−１〜２２−１０に格納する。データ保持回路２２−１〜２２−１０は、たとえば、それぞれフリップ・フロップ回路からなり、転送データの１ビットに対して割り当てるＰＮ符号のチップ数と同じ個数だけ設ける。そして、ＰＮ符号と受信データとの相関が検出されたタイミングで、各データ保持回路２２−１〜２２−１０に格納されているデータを積分回路２３へ転送する。
【００３５】
積分回路２３は、その転送されてきたデータを積分し、その積分値をリミッタ２４へ通知する。リミッタ２４には、予め所定のリミット値が設定されており、上記積分値と該リミット値との大小関係をチェックする。そして、上記積分値の方が大きい場合には、当該データビットの値を“１”とみなし、送信装置からの転送データを再生した値として“１”を出力する。一方、上記積分値の方が小さい場合には、当該データビットの値を“０”とみなし、再生データとして“０”を出力する。
【００３６】
図５(b) は、データ判定部の他の構成例の回路ブロック図である。同図において、相関部２１がＰＮ符号と受信データとの相関を検出すると、その検出タイミングで各データ保持回路２２−１〜２２−１０に格納されているデータを“１”検出回路２５へ転送する。“１”検出回路２５は、上記転送されてきたデータの中に含まれている“１”の個数（“１”を示すチップの数）を数える。そして、その“１”の個数と、転送データの１ビットに対して割り当てるＰＮ符号のチップ数の半分の値とを比較する。例えば、上述の例では、転送データの１ビットに対して１０チップを割り当てているので、“１”検出回路２５は、上記転送されてきたデータの中に含まれている“１”の個数が５個以上である否かをチェックする。“１”の個数が５個以上であれば、当該データビットの値を“１”とみなし、送信装置からの転送データを再生した値として“１”を出力する。一方、５個以下であれば、当該データビットの値を“０”とみなし“０”を出力する。
【００３７】
図３および図４に示した例では、図４(e) に示す状態のデータが“１”検出回路２５に入力される。この場合、“１”を示すチップ数が９個であり、“０”を示すチップ数が１個であるので、当該データビットの値を“１”とみなし、当該データビットの再生データとして“１”を出力する。このように、チップ誤りが発生した場合においても、オリジナルデータを正確に再生することができる。
【００３８】
次に、図６〜図８を参照しながら、デジタルマッチドフィルタを用いて、相関検出およびデータ再生を行う方式を説明する。
図６は、デジタルマッチドフィルタ部（ＤＭＦ）３０の入出力を説明する概念図である。デジタルマッチドフィルタ部３０には、乗算器５によって乗算されたデータ（rdat）、ＰＮ符号発生回路７によって生成されたＰＮ符号（PN）、リセット信号（rst ）、およびクロック（clk ）が入力される。そして、デジタルマッチドフィルタ部３０は、相関値（ssokn ）および再生データ（sdat）を出力する。尚  デジタルマッチドフィルタ部３０は、図１の相関回路８に対応する。
【００３９】
図７は、デジタルマッチドフィルタ部３０の回路図である。ここでは、１ビットの転送データに対して１２８チップを割り当てた構成とし、また、相関検出の精度を高めるために、２倍オーバーサンプリング方式を用いた構成とする。
【００４０】
フリップフロップ３１−１・・・３１−１２８（合計１２８個）は、ＰＮ符号発生回路７によって生成されたＰＮ符号を格納するフリップフロップ群であり、フリップフロップ３１−ｉのＱ出力がフリップフロップ３１−ｉ＋１のＤ端子に入力される。そして、フリップフロップ３１−１のＤ端子に供給されるＰＮ符号は、クロックclk1によって１段ずつシフトされてゆき、１２８チップからなるＰＮ符号が格納された時点でクロックを停止し、その値を保持する。
【００４１】
フリップフロップ３２−１ａ，３２−１ｂ・・・３２−１２８ａ，３２−１２８ｂ（合計２５６個）は、データrdatを格納するフリップフロップ群であり、各フリップフロップのＱ出力が次フリップフロップのＤ端子に入力される。フリップフロップ３２−１ａのＤ端子に供給されるデータrdatは、クロックclk2によって１段ずつシフトされてゆく。このクロックclk2の周波数は、２倍オーバーサンプリングを行うために、ＰＮ符号の周波数（チップのクロック周波数）の２倍である。たとえば、データ転送速度が６４kbpsの場合、０．０６４×１２８×２＝１６．３８４ＭＨｚとなる。
【００４２】
フリップフロップ３２−ｊａ，３２−ｊｂのＱ出力は、各イクスクルーシブＮＯＲ回路３３−ｊａ，３３−ｊｂの一方の端子に入力される。また、フリップフロップ３１−ｉのＱ出力は、各イクスクルーシブＮＯＲ回路３３−ｉの他方の端子に入力される。そして、各イクスクルーシブＮＯＲ回路３３−１ａ，３３−１ｂ・・・３３−１２８ａ，３３−１２８ｂ（合計２５６個）の各出力は、加算回路３４に入力される。
【００４３】
加算回路３４は、イクスクルーシブＮＯＲ回路３３−１ａ，３３−１ｂ・・・３３−１２８ａ，３３−１２８ｂから出力された論理値を加算する。すなわち、“１”を出力したイクスクルーシブＮＯＲ回路の数を求める。
【００４４】
加算回路３４によって算出された加算値sum1は、減算回路３５、コンパレータ３６およびセレクタ３７に入力される。減算回路３５は、sum2 = 256 - sum1 を実行し、sum2をコンパレータ３６およびセレクタ３７に対して出力する。
【００４５】
コンパレータ３６は、sum1とsum2の大小関係を調べ、sum1＞sum2であった場合には、“１”を出力し、sum1≦sum2であった場合には、“０”を出力する。セレクタ３７は、コンパレータ３６の出力値が“１”であった場合にsum1を出力し、コンパレータ３６の出力値が“０”であった場合にsum2を出力する。
【００４６】
フリップフロップ３８は、セレクタ３７の出力を相関値ssokn として出力し、フリップフロップ３９は、コンパレータ３６の出力値をsdatとして出力する。
上記デジタルマッチドフィルタ部において、データrdatはクロックclk2に従って順次シフトされてゆき、各タイミングにおけるデータrdatとＰＮ符号との相関を調べることによって、データの再生タイミングを検出する。以下、相関検出およびデータ再生方法を説明する。
【００４７】
まず、あるタイミングにおいて、データrdatとＰＮ符号とが完全に一致（各チップの値が互いにすべて等しい）したとする。この場合、フリップフロップ３１−１に保持されている値と、フリップフロップ３２−１ａおよび３２−１ｂに保持されている値とは同じなので、イクスクルーシブＮＯＲ回路３３−１ａおよび３３−１ｂの出力は“１”となる。同様にして、イクスクルーシブＮＯＲ回路３３−２ａ，３３−２ｂ・・・３３−１２８ａ，３３−１２８ｂの各出力も“１”となる。この結果、加算器３４が出力する加算値sum1は、２５６になる。加算値sum1が２５６のときは、sum2の値は０となるので、コンパレータ３６は“１”を出力し、セレクタ３７は“２５６”を出力する。そして、フリップフロップ３８は、相関値ssokn として“２５６”を出力し、フリップフロップ３９は、sdatとして“１”を出力する。
【００４８】
一方、あるタイミングにおいて、データrdatとＰＮ符号の各チップの値が、互いにすべて異なる場合を考える。この場合、イクスクルーシブＮＯＲ回路３３−１ａ，３３−１ｂ・・・３３−１２８ａ，３３−１２８ｂの各出力は“０”となる。この結果、加算器３４が出力する加算値sum1は、０になる。加算値sum1が０のときは、sum2の値は２５６となるので、コンパレータ３６は“０”を出力し、セレクタ３７は“２５６”を出力する。そして、フリップフロップ３８は、相関値ssokn として“２５６”を出力し、フリップフロップ３９は、sdatとして“０”を出力する。
【００４９】
上記２つの例は、それぞれ、転送データ“１”および“０”が、搬送波オフセット等によるチップ単位でのデータ反転を受けることなく転送された場合において、データを再生すべきタイミングでの出力を示している。この場合、相関値ssokn が最大（２５６）となる。もし、搬送波オフセット等の影響により、チップ単位でデータ反転が発生した場合には、相関値ssokn は２５６にはならないが、搬送波オフセットの周波数がＰＮ符号の周波数に比べて十分に小さければ、相関値ssokn は２５６に近い値となる。また、搬送波オフセットの周波数がＰＮ符号の周波数と比べて十分に小さければ、sdatは、転送データ“１”および“０”を正確に再生する。
【００５０】
データを再生すべきタイミング以外のタイミングでは、データrdatとＰＮ符号との相関は低い。このため、イクスクルーシブＮＯＲ回路３３−１ａ，３３−１ｂ・・・３３−１２８ａ，３３−１２８ｂの出力は“１”と“０”とをランダムに含んだものとなる。したがって、加算器３４が出力する加算値sum1は、“０”と“２５６”の中間程度の値となる。この結果、相関値ssokn は、１２８に近い値（最低値は、１２８）となる。
【００５１】
このように、相関値ssokn は、データrdatとＰＮ符号との相関を示す数値であり、この相関値ssokn を用いて、再生データを取り出すタイミングを決定することができる。すなわち、相関値ssokn が２５６に近くなったタイミングのデータsdatの値を、送信側から転送されてきたデータの再生データとする。
【００５２】
上記構成とすることにより、データrdatとＰＮ符号との相関検出と同時に、再生データを出力することができる。
上記図７に示す構成では、フリップフロップ３１−１・・・３１−１２８からの信号と、フリップフロップ３２−１ａ，３２−１ｂ・・・３２−１２８ａ，３２−１２８ｂ（合計２５６個）からの信号との論理計算する回路を、イクスクルーシブＮＯＲ回路３３−１ａ，３３−１ｂ・・・３３−１２８ａ，３３−１２８ｂで実現しているが、これらをイクスクルーシブＯＲ回路で構成してもよい。この場合、図７に示す構成に対して、加算器３４以降の処理を若干の変更をするだけでよい。
【００５３】
図８に、デジタルマッチドフィルタ部３０のタイミングチャートを示す。同図に示すように、出力がリセットされた後に、クロックの立上りエッジごとに、相関値ssokn およびデータsdatが出力される。
【００５４】
以上説明したように、この実施例のスペクトル拡散通信方式によれば、その受信装置において、搬送波再生を行う必要がないので、従来の同期検波回路と比べてアナログ処理回路が少なくなり、回路全体の規模を小さくすることができるとともに、ＶＣＯが不要となるためコストを低下させることができる。
【００５５】
また、受信データに対して、その搬送波とほぼ同じ周波数の周期波を乗算するので、ＲＦ／ＩＦ回路を設けることなく、搬送波の周波数帯域からベースバンド付近への周波数変調を直接行うことができる。
【００５６】
さらに、リミッタ４を用いて受信データを２値化し、それ以降の処理をデジタル処理できるので、アナログ回路で要求される精度が不要となる。すなわち、例えば、乗算器５および遅延回路６を用いて１チップの差動復号化処理を行うときに、遅延回路６の遅延値を正確に１チップとする必要はなく、「ほぼ１チップ」とすることができる。また、水晶発振器２が出力する周期波の周波数を、「実際の搬送波とほぼ同じ周波数」とすることができる。この場合、それら周波数が完全に一致しないと、図４(a) に示すような搬送波オフセットが発生し、送信側でのオリジナルデータに対して受信側での再生データにチップ誤りが生じる可能性があるが、データ判定部を設けたので、転送データを正確に再生できる。
【００５７】
ただし、ＰＮ符号の周波数と搬送波オフセットの周波数との関係によっては、データを正確に再生できなくなる。ここで、ＰＮ符号の周波数とは、１秒当たりのチップ数を意味し、例えば送受信間でのデータ伝送速度を６４ｋｂｐｓとし、各ビットに対して１２８チップを割り当てるとすると、ＰＮ符号の周波数（チップのクロック周波数）は、０．０６４×１２８＝８．１９２ＭＨｚとなる。この場合、搬送波オフセットの周波数、すなわち実際の搬送波周波数と水晶発振器２が出力する周期波の周波数との差異周波数は、２ＭＨｚ程度まで許容できる。
【００５８】
この理由は以下のとおりである。すなわち、搬送波オフセットの値が反転することによってチップ誤りが発生するが、そのチップ誤りの個数は搬送波オフセットの値が反転する回数と同じである。したがって、ＰＮ符号の周波数を搬送波オフセットの周波数の４倍以上とすると、あるデータビットに対して発生するチップ誤りの個数は、各ビットに対して割り当ててあるチップ数の半分以下となるので、図５に示したデータ判定部の処理によって、オリジナルデータを正確に再生できる。
【００５９】
換言すれば、データ伝送速度および各データビットに対して割り当てるチップ数を決めれば、上述の条件を満たすような搬送波オフセットの周波数について、実際の搬送波に対する誤差の許容範囲が決まる。したがって、水晶発振器２が出力する周期波の周波数は「ほぼ搬送波周波数」であればよく、さほど厳しい精度が要求されないため、回路の信頼性が向上するとともに、汎用の安価な部品を用いることができる。
【００６０】
また、上述にようなデジタル処理を行う回路は、１チップＩＣとして実現することができ、軽量・小型化に加え、組立て作業も容易になる。さらに、従来、アナログ的に処理していた回路をデジタル式で行えるようにしたので、耐ノイズ特性が向上する。
【００６１】
なお、本発明のスペクトル拡散通信方式は、２n 値の位相変調に対して適用することができる。図９に、本発明の方式を４相位相変調（ＱＰＳＫ）に適用した場合の受信装置のブロック図を示す。
【００６２】
同図において、受信データは、乗算器４１−ａ及び４１−ｂにおいて、水晶発振器４２が出力する固定周波数の周期波と乗算される。この周期波の周波数は、搬送波周波数にほぼ一致する値である。ただし、水晶発振器４２が出力する周期波は、乗算器４１−ｂには直接供給され、乗算器４１−ａにはπ／２位相差回路４３を介して供給される。乗算器４１−ａおよび４１−ｂの出力データは、それぞれ複合・相関回路４４−ａおよび４４−ｂに入力される。複合・相関回路４４−ａまたは４４−ｂは、図１のローパスフィルタ３、リミッタ４、乗算器５、遅延回路６、ＰＮ符号発生回路７および相関回路８に対応する。この場合、ＰＮ符号発生回路７は、複合・相関回路４４−ａおよび４４−ｂに対して共通に１つだけ設けるようにしてもよい。
【００６３】
【発明の効果】
本発明によれば、受信装置において、搬送波再生を行う必要がないので、回路規模を小さくすることができるとともに、低コスト化が可能となる。
【００６４】
ＰＮ符号によって拡散されたデータからオリジナルデータを取出す処理の大部分をデジタル形式で行うので、さらに回路規模を小型化できる。また、このことにより、厳しいアナログ値の精度要求がなくなるので、回路動作の信頼性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスペクトル拡散通信システムの一実施例の受信装置の要部ブロック図である。
【図２】差動符号化回路および復号化回路の回路図であり、(a) は送信装置の差動符号化回路を示し、(b) は受信装置の差動復号化回路を示す。
【図３】上記実施例の送信装置の動作を説明する図である。
【図４】上記実施例の受信装置の動作を説明する図である。
【図５】上記実施例の受信装置のデータ判定部のブロック図であり、(a) および(b) はそれぞれ実施形態を示す。
【図６】デジタルマッチドフィルタ部（ＤＭＦ）入出力を説明する概念図である。
【図７】デジタルマッチドフィルタ部の回路図である。
【図８】デジタルマッチドフィルタ部のタイミングチャートである。
【図９】本発明のスペクトル拡散通信システムをＱＰＳＫに適用した場合の受信装置のブロック図である。
【図１０】スペクトル拡散通信システムの受信側における同期検波回路を示す回路ブロック図である。
【図１１】スペクトル拡散通信システムの受信側における遅延検波回路を示す回路ブロック図である。
【符号の説明】
１          乗算器
２          水晶発振器
３          ローパスフィルタ
４          リミッタ
５          乗算器
６          遅延回路
７          ＰＮ符号発生回路
８          相関回路
１１          イクスクルーシブＮＯＲ回路
１２          遅延回路
１５          イクスクルーシブＮＯＲ回路
１６          遅延回路
２１          相関部
２２−１〜２２−１０  データ保持回路
２３          積分回路
２４          リミッタ
２５          “１”検出回路
３０          デジタルマッチドフィルタ部
４１−ａ，ｂ  乗算回路
４２          水晶発振器
４３          π／２位相差回路
４４−ａ，ｂ  復号・相関回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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