(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
主電源から供給される電圧を交流の高周波電圧に変換して放電灯に供給するインバータ部と、前記インバータ部の発振動作を制御するインバータ制御回路と、前記インバータ制御回路の制御電源を前記主電源から得るための第１の電源手段と、前記インバータ制御回路の制御電源を前記インバータ部の発振動作による出力電圧から得るための第２の電源手段とを備える放電灯点灯装置において、前記第１の電源手段は、前記主電源からの電流を限流する限流素子を有するものであると共に、前記第２の電源手段は、前記インバータ部からの電流を限流する限流素子を有し、前記第２の電源手段から得られる前記インバータ制御回路の制御電源は、前記インバータ制御回路を動作するのに充分な電圧値を有すると共に、前記放電灯の予熱時の放電灯電圧と前記放電灯の定常点灯時の放
電灯電圧とを等しい電圧値にすることにより第２の電源手段への出力電圧を一定にすることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記インバータ部は、交流電源電圧を直流電圧に変換して出力する電源回路と、少なくとも第１のスイッチング素子を有し、前記直流電圧を交流の高周波電圧に変換して前記放電灯に供給するインバータ回路とで構成されることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記インバータ回路は、２つの２次巻線を有すると共に、一方の前記２次巻線の両端電圧は前記放電灯に供給し、他方の前記２次巻線の両端電圧は前記インバータ制御回路の制御電源として供給するものであることを特徴とする請求項１または請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
前記電源回路は、少なくとも第２のスイッチング素子を含んでなる降圧チョッパ回路であることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
前記電源回路は、少なくとも第２のスイッチング素子を含んでなる昇降圧チョッパ回路であることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とは同一であることを特徴とする請求項４または請求項５記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】
前記インバータ回路は、ハーフブリッジ式インバータであることを特徴とする請求項２または請求項３に記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する利用分野】
本発明は、インバータ回路により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関するものであり、更に詳しくは、そのインバータ回路の制御回路を動作させるための制御電源の生成方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のインバータ式の放電灯点灯装置の回路図を図４に示す。（第１従来例）これは、主電源としての交流電源ＡＣを整流器ＤＢにより整流して直流電力に変換し、さらに、この直流電力をインバータ部１により高周波電力に変換して、放電灯２に供給している。また、整流器ＤＢの出力から、限流素子としての電流制限抵抗Ｒｏを介して平滑コンデンサＣ６を充電し、ツェナーダイオードＺＤ２よりなる定電圧素子により所定の直流電圧を生成して、インバータ制御回路３に供給している。しかし、このような方式では、インバータ制御回路３の動作電源は常に電流制限抵抗Ｒｏを介して供給されるため、電流制限抵抗Ｒｏでの消費電力の面で大きく不利である、という第１の問題点が生じてしまう。
【０００３】
上記第１の問題点を解決する手段として、特開平７ー５７８８７号公報に示したものがあり、その基本回路構成図を図５に示す。（第２従来例）
主電源としての交流電源ＡＣを整流器ＤＢにより整流して直流電力に変換し、さらに、この直流電力をインバータ部１により高周波電力に変換して放電灯２に供給している。また、整流器ＤＢの出力から、限流素子としての電流制限抵抗Ｒｏとスイッチング素子ＳＷとを介して平滑コンデンサＣ６を充電し、ツェナーダイオードＺＤ２からなる定電圧素子により所定の直流電圧を生成して、インバータ制御回路３の制御電源としてインバータ制御回路３に供給している。また、インバータ部１の発振開始後に、チョークコイルの２次巻線などから得られる電圧は、ダイオードＤ４を介して平滑コンデンサＣ６に充電され、インバータ制御回路３の制御電源としてインバータ制御回路３に供給される。スイッチング素子の開閉は電源制御回路７により制御される。
【０００４】
図５の回路の動作を図６に示す。交流電源ＡＣの投入後、まず、スイッチング素子はオンする。これにより、制御電源電圧Ｖｃｃは電流制限抵抗Ｒｏを介して立ち上がり、電圧Ｖ２まで上昇する。制御電源電圧Ｖｃｃが電圧Ｖ２まで上昇した後、スイッチング素子ＳＷがオフし、制御電源電圧Ｖｃｃは低下していく。このとき、時刻ｔ１でインバータ部１が動作を開始した場合、インバータ部１よりダイオードＤ４を介して制御電源用の電流が供給され、制御電源電圧Ｖｃｃは最大値Ｖｔまで上昇する。この最大値ＶｔはツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧となる。図５では、インバータ部１の動作開始を時刻ｔ１としたが、これよりも前に動作を開始したのならば、その時点よりダイオードＤ４を介して電流が供給され、制御電源電圧Ｖｃｃが立ち上がる。
【０００５】
制御電源電圧Ｖｃｃが電圧Ｖ２より高い期間は、スイッチング素子ＳＷはオフ状態を維持する。時刻ｔ２で消灯制御信号を入力した場合、インバータ部１は動作を停止し、ダイオードＤ４からの電流は停止し、制御電源電圧Ｖｃｃはインバータ制御回路３の消費により低下し、電圧Ｖ１に達する。電圧Ｖ１に達すると、スイッチング素子ＳＷは再びオンし、これにより、制御電源電圧Ｖｃｃは上昇し、電圧Ｖ２となるまでオンし、電圧Ｖ２となるとスイッチング素子ＳＷはオフする。それ以降、制御電源電圧Ｖｃｃは電圧Ｖ２と電圧Ｖ１との間で制御される。ここで、電圧Ｖ１はインバータ制御回路３の動作が正常に行われる電圧であり、この電圧Ｖ１以上であれば、インバータ部１も問題なく、動作を開始できる。以上のように制御することで、待機時の制御電源電圧Ｖｃｃを低く制御でき、且つ電流制限抵抗Ｒｏでの電力損失を低減することができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記第２従来例では、交流電源ＡＣから整流器ＤＢ、電流制限抵抗Ｒｏを介してインバータ制御回路３へと供給される電流を遮断する為のスイッチング素子ＳＷと、スイッチング素子ＳＷをオンオフ制御する電源制御回路７とが必要であるため、装置の大型化を招いてしまう、という第２の問題点が生じる。
【０００７】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、低電力損失で効率良く、且つ確実に制御電源を供給可能で、小型化可能な放電灯点灯装置を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
主電源から供給される電圧を交流の高周波電圧に変換して放電灯に供給するインバータ部と、前記インバータ部の発振動作を制御するインバータ制御回路と、前記インバータ制御回路の制御電源を前記主電源から得るための第１の電源手段と、前記インバータ制御回路の制御電源を前記インバータ部の発振動作による出力電圧から得るための第２の電源手段とを備える放電灯点灯装置において、前記第１の電源手段は、前記主電源からの電流を限流する限流素子を有するものであると共に、前記第２の電源手段は、前記インバータ部からの電流を限流する限流素子を有し、前記第２の電源手段から得られる前記インバータ制御回路の制御電源は、前記インバータ制御回路を動作するのに充分な電圧値を有すると共に、前記放電灯の予熱時の放電灯電圧と前記放電灯の定常点灯時の放電灯電圧とを等しい電圧値にすることにより第２の電源手段への出力電圧を一定にすることを特徴とする放電灯点灯装置。
【００１１】
請求項２記載の発明によれば、インバータ部は、交流電源電圧を直流電圧に変換して出力する電源回路と、少なくとも第１のスイッチング素子を有し、直流電圧を交流の高周波電圧に変換して放電灯に供給するインバータ回路とで構成されることを特徴とする。
【００１２】
請求項３記載の発明によれば、インバータ回路は、２つの２次巻線を有し、一方の２次巻線の両端電圧は放電灯に供給し、他方の２次巻線の両端電圧はインバータ制御回路の制御電源として供給するものであることを特徴とする。
【００１３】
請求項４記載の発明によれば、電源回路は、少なくとも第２のスイッチング素子を含んでなる降圧チョッパ回路であることを特徴とする。
【００１４】
請求項５記載の発明によれば、電源回路は、少なくとも第２のスイッチング素子を含んでなる昇降圧チョッパ回路であることを特徴とする。
【００１５】
請求項６記載の発明によれば、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とは同一であることを特徴とする。
【００１６】
請求項７記載の発明によれば、インバータ回路は、ハーフブリッジ式インバータであることを特徴とする。
【００１７】
【実施の形態】
（実施の形態１）
本発明に係る第１の実施の形態の回路図を図１に示す。
【００１８】
図６に示した第１従来例と異なる点は、インバータ部１の発振開始後に、インバータ部１からダイオードＤ４と限流素子としての電流制限抵抗Ｒ１とを介して平滑コンデンサＣ６を充電し、制御電源電圧Ｖｃｃを得る様に構成したことであり、その他の第１従来例と同一構成には同一符号を符すことにより説明を省略する。
【００１９】
次に、図２を用いて本回路の動作を簡単に説明する。
図２は、放電灯２の両端電圧（以下、ランプ電圧と呼ぶ。）ＶＬａの周波数特性を示すものであり、図中の実線は、放電灯２の点灯時におけるランプ電圧ＶＬａ１の周波数特性を示し、図中の一点鎖線は、放電灯２の不点灯時もしくは無負荷時におけるランプ電圧ＶＬａ２の周波数特性を示す。放電灯２の予熱−始動−点灯の動作は以下の様に行われる。
（１）インバータ部１の発振開始周波数が予熱周波数ｆ２である場合。
【００２０】
インバータ部１の発振周波数ｆが予熱周波数ｆ２となると、ランプ電圧ＶＬａは図中の一点鎖線上のｂ点になり、ＶＬａ＝Ｖ１１となる。そして、発振周波数ｆを連続的あるいは不連続的に低下して、ランプ電圧ＶＬａを放電開始電圧Ｖ１２へと昇圧する。ＶＬａ＝Ｖ１２になると放電灯２は始動を開始するため、放電灯２のランプインピーダンスが低下し、ランプ電圧ＶＬａの周波数特性は、図中の一点鎖線から実線へと移行する。更に、発振周波数ｆを連続的あるいは不連続的に点灯周波数ｆ１まで低下すると、ランプ電圧ＶＬａは図中の実線上のａ点になり、ＶＬａ＝Ｖ１１となり、放電灯２は定常点灯状態になる。
【００２１】
このように、インバータ部１が発振を開始する電圧、すなわち放電灯２の予熱時のランプ電圧ＶＬａと、放電灯２の定常点灯時のランプ電圧ＶＬａとを略一定（ここではＶＬａ＝Ｖ１１）にすることにより、インバータ部１から出力される電圧も、放電灯２の予熱時と定常点灯時とで略一定になる。
【００２２】
また、主電源としての交流電源ＡＣが投入されると、整流器ＤＢの出力から電流制限抵抗Ｒｏを介して平滑コンデンサＣ６を充電し、ツェナーダイオードＺＤ２によりなる定電圧素子により所定の直流電圧を生成して、インバータ制御回路３の制御電源電圧Ｖｃｃとして供給される。インバータ制御回路３が動作することによりインバータ部１が発振を開始すると、インバータ部１からダイオードＤ４と電流制限抵抗Ｒ１とを介して平滑コンデンサＣ６を充電し、ツェナーダイオードＺＤ２によりなる定電圧素子により所定の直流電圧を生成して、インバータ制御回路３の制御電源電圧Ｖｃｃとして供給される。
【００２３】
ここで、インバータ制御回路３が動作可能な制御電源電圧Ｖｃｃの最低値が、図２に示す電圧Ｖ１１であれば、図２の一点鎖線上のｂ点及び実線上のａ点に示す様に、放電灯２の予熱時及び定常点灯時において、インバータ部１からダイオードＤ４と電流制限抵抗Ｒ１とを介して供給される電圧のみでインバータ制御回路３を動作させることができる。その為、放電灯２の予熱−始動−点灯の全ての状態において、整流器ＤＢの出力から電流制限抵抗Ｒｏを介してインバータ制御回路３に供給する電力は、インバータ部１を起動させるのに充分な電力であればよく、従来と比べて電流制限抵抗Ｒｏに流れる電流は略等しいので、電流制限抵抗Ｒｏの値を大きくして電流制限抵抗Ｒｏでの損失を低減することができ、電流制限抵抗Ｒｏの小型化が可能となる。
【００２４】
なお、インバータ部１の出力電圧は、例えば図示しないトランスの２次巻線の両端に発生する電圧としてもよく、この場合、トランスの巻線比やインバータ部１の発振周波数などを制御することにより２次巻線の両端に発生する電圧を任意に設定可能である。
【００２５】
（２）インバータ部１の発振開始周波数が予熱周波数ｆ２より高い周波数ｆ３である場合。
【００２６】
周波数ｆ３でのインバータ部１の出力電圧の大小によって、インバータ制御回路３を動作させるのに充分な制御電源電圧Ｖｃｃが得られる場合と得られない場合とが存在する。ここで、前者の場合の制御電源電圧Ｖｃｃを電圧Ｖｃｃ１、後者の場合の制御電源電圧Ｖｃｃを電圧Ｖｃｃ２とする。
【００２７】
まず、Ｖｃｃ＝Ｖｃｃ１の場合、周波数ｆ３では、図中の一点鎖線上のｃ点に示す様にランプ電圧ＶＬａは電圧Ｖｃｃ１よりも大きく、インバータ部１の出力電圧からインバータ制御回路３を動作させるのに充分な制御電源電圧Ｖｃｃが得られる。このランプ電圧ＶＬａと電圧Ｖｃｃ１との差電圧が、つまり、インバータ部１の出力、例えばトランスの２次巻線の両端に余分に発生している電圧であり、この差電圧分だけ電流制限抵抗Ｒ１で電圧降下が生じて電流制限抵抗Ｒ１でのロスが発生する。そして、放電灯２が定常点灯状態へと移行すると（図中の実線上のａ点）、ランプ電圧ＶＬａと電圧Ｖｃｃ１との差電圧が更に大きくなり、電流制限抵抗Ｒ１でのロスが更に大きくなってしまう。
【００２８】
一方、Ｖｃｃ＝Ｖｃｃ２の場合、周波数ｆ３では、図中の一点鎖線上のｃ点に示す様に、ランプ電圧ＶＬａは電圧Ｖｃｃ２よりも小さく、インバータ部１からはインバータ制御回路３を動作させるのに充分な制御電源電圧Ｖｃｃが得られない。その為、整流器ＤＢの出力から電流制限抵抗Ｒｏを介して平滑コンデンサＣ６を充電することによって、インバータ制御回路３を動作させるのに充分な制御電源電圧Ｖｃｃを確保することになり、電流制限抵抗Ｒｏでのロスが大きくなってしまう。そして、放電灯２が定常点灯状態へと移行すると（図中の実線上のａ点）、このときのランプ電圧ＶＬａ（＝Ｖ１１）と電圧Ｖｃｃ２との差電圧が、つまり、インバータ部１の出力、例えばトランスの２次巻線の両端に余分に発生している電圧であり、この差電圧分だけ電流制限抵抗Ｒ１で電圧降下が生じて電流制限抵抗Ｒ１でのロスが発生する。なお、電圧Ｖ１１と電圧Ｖｃｃ２との大きさが略一定であれば、放電灯２の定常点灯時における電流制限抵抗Ｒ１でのロスは最小にすることができる。
【００２９】
（３）インバータ部１の発振開始周波数が予熱周波数ｆ２より低い周波数ｆ４である場合。
【００３０】
周波数ｆ４でのインバータ部１の出力電圧の大小によって、インバータ制御回路３を動作させるのに充分な制御電源電圧Ｖｃｃが得られる場合と得られない場合とが存在する。ここで、前者の場合の制御電源電圧Ｖｃｃを電圧Ｖｃｃ３、後者の場合の制御電源電圧Ｖｃｃを電圧Ｖｃｃ４とする。
【００３１】
まず、Ｖｃｃ＝Ｖｃｃ３の場合、周波数ｆ４では、図中の一点鎖線上のｄ点に示す様に、ランプ電圧ＶＬａは電圧Ｖｃｃ３よりも大きく、インバータ部１の出力電圧からインバータ制御回路３を動作させるのに充分な制御電源電圧Ｖｃｃが得られる。このランプ電圧ＶＬａと電圧Ｖｃｃ３との差電圧が、つまり、インバータ部１の出力、例えばトランスの２次巻線の両端に余分に発生している電圧であり、この差電圧分だけ電流制限抵抗Ｒ１で電圧降下が生じて電流制限抵抗Ｒ１でのロスが発生する。なお、電圧Ｖｃｃ３が図中の一点鎖線上のｄ点に示す値に近づくほど、電流制限抵抗Ｒ１でのロスは減少する。そして、放電灯２が定常点灯状態へと移行すると（図中の実線上のａ点）、ランプ電圧ＶＬａは電圧Ｖｃｃ３よりも小さく、インバータ部１からはインバータ制御回路３を動作させるのに充分な制御電源電圧Ｖｃｃが得られない。その為、整流器ＤＢの出力から電流制限抵抗Ｒｏを介して平滑コンデンサＣ６を充電することによって、インバータ制御回路３を動作させるのに充分な制御電源電圧Ｖｃｃを確保することになり、電流制限抵抗Ｒｏでのロスが大きくなってしまう。なお、電圧Ｖ１１と電圧Ｖｃｃ３との大きさが略一定であれば、インバータ部１の定常点灯時における電流制限抵抗Ｒ１でのロスを最小にすることができ、インバータ部１の出力電圧によってインバータ制御回路３が動作するのに充分な制御電源電圧Ｖｃｃを得ることができる。
【００３２】
一方、Ｖｃｃ＝Ｖｃｃ４の場合、周波数ｆ４では、図中の一点鎖線上のｄ点に示す様に、ランプ電圧ＶＬａは電圧Ｖｃｃ４よりも小さく、インバータ部１からはインバータ制御回路３を動作させるのに充分な制御電源電圧Ｖｃｃが得られない。その為、整流器ＤＢの出力から電流制限抵抗Ｒｏを介して平滑コンデンサＣ６を充電することによって、インバータ制御回路３を動作させるのに充分な制御電源電圧Ｖｃｃを確保することになり、且つ従来と比べて電流制限抵抗Ｒｏに流れる電流は略等しいので、電流制限抵抗Ｒｏの値を小さくしなければならず、電流制限抵抗Ｒｏでのロスが大きくなってしまう。そして、放電灯２が定常点灯状態へと移行すると（図中の実線上のａ点）、ランプ電圧ＶＬａは電圧Ｖｃｃ４よりも更に小さくなり、インバータ部１からはインバータ制御回路３を動作させるのに充分な制御電源電圧Ｖｃｃが得られない。その為、整流器ＤＢの出力から電流制限抵抗Ｒｏを介して平滑コンデンサＣ６を充電することによって、インバータ制御回路３を動作させるのに充分な制御電源電圧Ｖｃｃを確保することになり、且つ電流制限抵抗Ｒｏの値を更に小さくしなければならないので、電流制限抵抗Ｒｏでのロスが更に大きくなってしまい、電流制限抵抗Ｒｏの大型化を招いてしまう。
【００３３】
以上（１）〜（３）で述べた様に、インバータ部１の発振開始周波数が予熱周波数ｆ２より高い周波数であっても低い周波数であっても、電流制限抵抗Ｒｏあるいは電流制限抵抗Ｒ１でのロスが増加することになるので、インバータ部１の発振開始周波数が、図中の一点鎖線上のｂ点を示す予熱周波数ｆ２近傍であれば、つまり、放電灯２の予熱時と定常点灯時でのランプ電圧ＶＬａが略一定であれば、最も効率よく制御電源電圧Ｖｃｃを確保することができる。
【００３４】
（実施の形態２）
本発明に係る第２の実施の形態の回路図を図３に示す。
【００３５】
本回路は、図１の回路図に示すインバータ部１の具体的構成の一例を示したものであり、その他の第１の実施の形態と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。
【００３６】
本回路は、インバータ回路ＩＮＶで入力電流高調波歪を低く抑えることができると共に、電源回路としての降圧チョッパ回路ＰＯＷで電源投入時での突入電流を低く抑えることができるものであり、且つ第１のスイッチング素子（以下、スイッチング素子と呼ぶ。）Ｑ２を含んでなるインバータ回路ＩＮＶと第２のスイッチング素子（以下、スイッチング素子と呼ぶ。）Ｑ２を含んでなる降圧チョッパ回路ＰＯＷとで、スイッチング素子Ｑ２を共用化していることにより、装置の小型化及び低コスト化を実現可能としているものである。
【００３７】
次に、インバータ部１の回路構成を簡単に説明する。
整流器ＤＢの直流出力端子の両端には、コンデンサＣ１とダイオードＤ３とからなる直列回路が並列に接続されており、ダイオードＤ３の両端にはコンデンサＣ５が並列接続されている。コンデンサＣ１の両端にはスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とからなる直列回路が並列に接続されており、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との各々の両端には、ダイオードＤ１とダイオードＤ２との各々が逆極性方向に並列接続されている。更にコンデンサＣ１の両端には、インダクタＬ１と平滑コンデンサＣ４とダイオードＤ５とからなる直列回路が並列接続されており、ダイオードＤ５は平滑コンデンサＣ４の充電電流を阻止する方向に接続されている。そして、平滑コンデンサＣ４及びダイオードＤ５の接点とスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２の接点との間には、平滑コンデンサＣ４の充電電流を流す方向にダイオードＤ６が接続されている。スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２の接点とダイオードＤ３のカソード側端子との間には、カップリング用コンデンサＣ２（以下、コンデンサＣ２と呼ぶ。）とトランスＴ１の１次巻線ｎ１との直列回路が接続されている。トランスＴ１は２つの２次巻線ｎ２，ｎ３を有しており、２次巻線ｎ２の両端には、共振用インダクタＬ２を介して放電灯２が並列接続されている。放電灯２の非電源側端子間には、放電灯２のフィラメント予熱用及び共振用コンデンサＣ３が並列接続されている。また、２次巻線ｎ３の一端はダイオードＤ３のアノード側端子に接続し、２次巻線ｎ３の他端はダイオードＤ４のアノード側端子に接続している。
【００３８】
そして、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２を交互に高周波でオンオフすることにより、共振用インダクタＬ２とコンデンサＣ３とからなる共振系を介して放電灯２に高周波電圧を供給する。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はインバータ制御回路３により駆動される。インバータ制御回路３の制御電源電圧Ｖｃｃは、交流電源ＡＣ投入直後には、整流器ＤＢの出力より電流制限抵抗Ｒｏを介して平滑コンデンサＣ６が充電されることにより所定の値を得、インバータ部１の発振後は、トランスＴ１の２次巻線ｎ３の両端に発生する２次電圧より、ダイオードＤ４と電流制限抵抗Ｒ１とを介して平滑コンデンサＣ６が充電されることにより所定の値を得る。
【００３９】
以下に、入力電流高調波歪を低減する動作について説明する。
（１）まずスイッチング素子Ｑ１がオンすると、平滑コンデンサＣ４→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ２→トランスＴ１の１次巻線ｎ１→コンデンサＣ５→ダイオードＤ５→平滑コンデンサＣ４の経路で電流が流れ、この電流によりコンデンサＣ５が充電され、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５が上昇していく。そして、整流器ＤＢの出力電圧ＶＤＢとコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５との和が、平滑コンデンサＣ４からインバータ回路ＩＮＶに供給される電圧Ｖ１を越えた瞬間から、交流電源ＡＣ→整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ２→トランスＴ１の１次巻線ｎ１→整流器ＤＢ→交流電源ＡＣの経路でも電流が流れ、これが整流器ＤＢからの入力電流となる。この入力電流が流れる期間は交流電源ＡＣの電源電圧の大きさに略比例して変化するので、入力電流は交流電源ＡＣに比例した正弦波状のものとなり、入力電流高調波歪が低減できる。
【００４０】
（２）次にスイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、最初はインバータ回路ＩＮＶの回生モードにより、トランスＴ１の１次巻線ｎ１→コンデンサＣ５→ダイオードＤ２→コンデンサＣ２→トランスＴ１の１次巻線ｎ１の経路で電流が流れ、やがて反転して、コンデンサＣ２を電源としてコンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ５→トランスＴ１の１次巻線ｎ１→コンデンサＣ２の経路で電流が流れ、この電流によりコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５は低下していく。
【００４１】
（３）次にスイッチング素子Ｑ２がオフすると、しばらくはインバータ回路ＩＮＶの回生モードとなり、トランスＴ１の１次巻線ｎ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣ１→コンデンサＣ５→トランスＴ１の１次巻線ｎ１の経路で電流が流れ、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５は低下し続ける。コンデンサＣ５の電荷が完全に放電すると、コンデンサＣ５を介さず、ダイオードＤ３を介して電流が流れる。やがて反転して上記（１）で示した動作に戻る。
【００４２】
この様な動作を繰り返し、インバータ回路ＩＮＶは入力電流高調波抑制動作を行うと共に、高周波発振動作を行う。また、降圧チョッパ回路ＰＯＷは定常時の電圧Ｖ１を低下する、出力の低周波（例えば商用周波）のリップルを低減するなどの目的で用いられる。
【００４３】
次に、インバータ制御回路３の制御電源電圧Ｖｃｃを得ることに関する動作について説明する。
【００４４】
インバータ制御回路３の最低動作電圧は、整流器ＤＢの出力から電流制限抵抗Ｒｏを介して平滑コンデンサＣ６を充電することにより得ることができる。また、インバータ部１の発振開始時に、すなわち放電灯２が予熱時に、トランスＴ１の２次巻線ｎ２及び２次巻線ｎ３の各々の両端に発生する電圧は、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２と２次巻線ｎ３との巻数比によって決まる。この２次巻線ｎ３の両端に発生する電圧を、図２中の一点鎖線上のｂ点に示す電圧値近傍になるように、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２と２次巻線ｎ３との巻数比と、インバータ部１の発振周波数とを決定する。この発振周波数は、放電灯２のフィラメントを充分に予熱可能な予熱電流を流す程度の値である。
【００４５】
交流電源ＡＣ投入直後は、電流制限抵抗Ｒｏを介して平滑コンデンサＣ６を充電して、インバータ制御回路３が動作するのに充分な制御電源電圧Ｖｃｃを確保し、インバータ制御回路３が動作を開始する。インバータ制御回路３の動作開始によって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が高周波で交互にオンオフを繰返し、つまりインバータ部１の発振動作を行い、トランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端に交流電圧を発生する。この交流電圧によって共振用インダクタＬ２とコンデンサＣ３とからなる共振回路には、図２中の一点鎖線上に示す電圧が発生する。図２中の一点鎖線のｂ点に示す電圧が、図２中の実線上のａ点に示す電圧と略一定になるように設定してあるので、放電灯２の予熱時において、トランスＴ１の２次巻線ｎ２と２次巻線ｎ３との各々の両端には、放電灯２の定常点灯時に発生する電圧と同程度の電圧が発生する。トランスＴ１の２次巻線ｎ３に発生する電圧をダイオードＤ４で整流し、電流制限抵抗Ｒ１で限流して平滑コンデンサＣ６を充電し、インバータ制御回路３の制御電源電圧Ｖｃｃを得る。
【００４６】
その後、インバータ部１の発振周波数を徐々に連続的にあるいは不連続的に低下していき、つまり放電灯２を予熱から始動へと移行し、ＶＬａ＝Ｖ１２となると放電灯２が放電を開始して点灯し、図２中の実線に示す特性へと変化する。このとき、共振用インダクタＬ２とコンデンサＣ３とによる共振作用によって一時的にトランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端電圧が大きくなるため、トランスＴ１の２次巻線ｎ３の両端電圧も大きくなるので、一時的に電流制限抵抗Ｒ１でのロスが増えるが、放電灯２の点灯後は、図２中の実線に示すａ点の定常点灯状態までインバータ部１の発振周波数を変化させるので、放電灯２の定常点灯時における電流制限抵抗Ｒ１でのロスは大きくはならない。放電灯２の点灯後は、図２中の実線に示すａ点近傍でインバータ部１の発振周波数が維持される為、２次巻線ｎ３の両端からインバータ制御回路３を動作するのに充分な制御電源電圧Ｖｃｃを得ることができる。
【００４７】
以上、上記第１、第２の実施の形態に示した様に構成したことにより、電流制限抵抗Ｒｏは、インバータ制御回路３の動作を開始するのに充分なだけの電圧を平滑コンデンサＣ６で得られる程度の値を有するものであればよく、放電灯２の予熱時及び定常点灯時での電流制限抵抗Ｒｏでのロスを低減することができ、電流制限抵抗Ｒｏの小型化を図ることができる。更に、放電灯２の予熱時及び定常点灯時でのランプ電圧ＶＬａを互いに略一定にしているので、電流制限抵抗Ｒ１は、インバータ制御回路３を動作させるのに充分な程度を有するものであればよく、放電灯２の予熱時及び定常点灯時での電流制限抵抗Ｒ１でのロスを低減することができ、電流制限抵抗Ｒ１の小型化を図ることができる。また、放電灯２の定常点灯後において、放電灯２のはずし時及びエミレス時などの異常状態になっても、インバータ部１の発振周波数を予熱周波数ｆ２に維持することにより、インバータ制御回路３が動作するのに十分な制御電源電圧Ｖｃｃを維持し続けることができ、放電灯２の再装着時の放電灯２の予熱−始動−点灯がスムーズに行うことができる。
【００４８】
なお、上記第２の実施の形態において、共振用インダクタＬ２あるいはコンデンサＣ３はトランスＴ１の１次巻線ｎ１側であってもよく、コンデンサＣ３は放電灯２の非電源側ではなく電源側にあってもよく、トランスＴ１にリーケージトランスを用いて共振用インダクタＬ２の代わりとする構成であってもよい。更に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはバイポーラトランジスタを用いたが、電解効果トランジスタやＩＧＢＴなどの他のスイッチング素子を用いてもよく、電解効果トランジスタやＩＧＢＴを用いると、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とを省略することができる。また、放電灯２は何灯あっても構わない。更にまた、電源回路ＰＯＷとしては降圧チョッパ回路の他に、電解トランジスタを含んでなる完全平滑回路であっても、部分平滑回路であってもよく、インバータ回路ＩＮＶには、所謂ハーフブリッジ式インバータを用いたが、所謂フルブリッジ式インバータであっても１石式インバータあっても、他の方式であってもよい。
【００４９】
上記第１、第２の実施の形態において、電流制限抵抗Ｒｏと電流制限抵抗Ｒ１とは、例えばサーミスタなどの他のインピーダンス素子を用いてもよく、ツェナーダイオードＺＤ２は定電圧を得ることができるものであれば、例えば３端子レギュレータなどの他の素子及び他の構成を用いてもよく、インバータ制御回路３の一部あるいは全部にＩＣを用いることにより、インバータ制御回路３での消費電力が更に低減されるので、電流制限抵抗Ｒｏ及び電流制限抵抗Ｒ１の値を更に大きくすることができ、電流制限抵抗Ｒｏ及び電流制限抵抗Ｒ１を更に小型化することができ、回路効率を向上することができる。
【００５０】
【発明の効果】
請求項１に記載の発明によれば、予熱−始動−点灯モードの移行過程において不要な電力を抑えることが可能で、低電力損失で効率良く確実に制御電源を供給可能で、小型化可能な放電灯点灯装置を提供できる。
【００５１】
請求項２及び請求項３に記載の発明によれば、入力電流高潮波歪を低く抑えることが可能であると共に、予熱−始動−点灯モードの移行過程において不要な電力を抑えることが可能で、低電力損失で効率良く確実に制御電源を供給可能で、小型化可能な放電灯点灯装置を提供できる。
【００５２】
請求項４から請求項７に記載の発明によれば、入力電流高潮波歪を低く抑えることが可能で、電源投入時での突入電流を低く抑えることが可能であると共に、予熱−始動−点灯モードの移行過程において不要な電力を抑えることが可能で、低電力損失で効率良く確実に制御電源を供給可能で、小型化可能な放電灯点灯装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１実施の形態を示す回路図である。
【図２】本発明に係るランプ電圧の周波数特性を示す特性図である。
【図３】本発明に係る第２実施の形態を示す回路図である。
【図４】本発明に係る第２従来例を示す回路図である。
【図５】上記従来例に係る動作波形を示す図である。
【図６】本発明に係る第１従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
ＩＮＶ  インバータ回路
ｎ      巻線
ＰＯＷ  電源回路
Ｑ      スイッチング素子
Ｖｃｃ  制御電源
１      インバータ部
２      放電灯
３      インバータ制御回路
【図１】
0003769815.tif 000002
【図２】
0003769815.tif 000003
【図３】
0003769815.tif 000004
【図４】
0003769815.tif 000005
【図５】
0003769815.tif 000006
【図６】
0003769815.tif 000007