(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
縦続接続される複数の定インピーダンス帯域通過フィルタを備え、
前記各定インピーダンス帯域通過フィルタは、第２および第３の端子の出力が互いに９０°の位相差を有するとともに、振幅がほぼ等しい電気的特性を有する第１および第２のハイブリッド回路と、
前記第１のハイブリッド回路の第１の端子と、前記第２のハイブリッド回路の第２の端子との間に接続される第１の帯域通過フィルタと、
前記第１のハイブリッド回路の第４の端子と、前記第２のハイブリッド回路の第３の端子との間に接続される第２の帯域通過フィルタとを有し、
前記各定インピーダンス帯域通過フィルタは、隣接する定インピーダンス帯域通過フィルタの第１のハイブリッド回路の第２の端子と第３の端子とが互いに接続されて縦続接続される空中線共用装置であって、
前記各定インピーダンス帯域通過フィルタの帯域通過フィルタは、４次有極形のデュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタであり、
前記デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタは、円筒状の外部導体と、
前記円弧状の外部導体内に設けられる２個のデュアルモード誘電体共振素子とを有し、
前記各デュアルモード誘電体共振素子は、前記円筒状の外部導体の軸方向と直交する面で切断した断面の外形形状が、互いに対向する２つの円弧状部分と、互いに対向する直線部分とを有し、
前記各円弧状部分と各直線部分とは連続しており、
前記デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタは、フィルタの中心周波数をｆo、許容通過周波数帯域幅をＢwr、減衰極の周波数をｆ∽、通過域内における電圧定在波比をＶＳＷＲとするとき、下記式を満足することを特徴とする空中線共用装置。
Ｂwr＝５．６±０．１ＭＨｚ
ｆ∽＝ｆo±（３．３５±０．１ＭＨｚ）
ＶＳＷＲ＝１．５±０．１
【請求項２】
前記デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタは、通過帯域内の振幅偏差が０．５ｄＢ以内であることを特徴とする請求項１に記載の空中線共用装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、空中線共用装置に係わり、特に、ＶＨＦ，ＵＨＦ帯のテレビジョン放送機構における送信用アンテナを、複数の送信機で共用する際に有効な技術にに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２６は、従来のアナログ方式のテレビジョン放送における使用チャネル配列の一例を示す図であり、また、図２７は、使用チャネルが図２６に示す配列の場合の、従来の空中線共用装置の概略構成を示すブロック図である。
図２７に示すように、従来の空中線共用装置においては、隣接する各第１のハイブリッド回路（Ｈ１３ａ，Ｈ１５ａ，Ｈ２３ａ）の第２の端子（Ｔ22）と第３の端子（Ｔ23）とが互いに接続されるとともに、両端の第１のハイブリッド回路（Ｈ１３ａ）の第２の端子（Ｔ22）は無反射終端器（Ｒ）に、両端の第１のハイブリッド回路（Ｈ２３ａ）の第３の端子（Ｔ23）はアンテナ（ＡＮＴ）に接続される。
【０００３】
また、各第１のハイブリッド回路（Ｈ１３ａ，Ｈ１５ａ，Ｈ２３ａ）の第１の端子（Ｔ21）と各第２のハイブリッド回路（Ｈ１３ｂ，Ｈ１５ｂ，Ｈ２３ｂ）の第２の端子（Ｔ12）との間には、それぞれ所定のチャネルの送信波を通過させる帯域通過フィルタ（以下、単に、ＢＰＦと称する。）（Ｂ１３ａ，Ｂ１５ａ，Ｂ２３ａ）が接続され、各第１のハイブリッド回路（Ｈ１３ａ，Ｈ１５ａ，Ｈ２３ａ）の第４の端子（Ｔ24）と各第２のハイブリッド回路（Ｈ１３ｂ，Ｈ１５ｂ，Ｈ２３ｂ）の第３の端子（Ｔ13）との間には、それぞれ所定のチャネルの送信波を通過させるＢＰＦ（Ｂ１３ｂ，Ｂ１５ｂ，Ｂ２３ｂ）が接続される。
さらに、各第２のハイブリッド回路（Ｈ１３ｂ，Ｈ１５ｂ，Ｈ２３ｂ）の第１の端子（Ｔ11）は、それぞれのチャネルの送信波を出力する送信機に接続され、各第２のハイブリッド回路（Ｈ１３ｂ，Ｈ１５ｂ，Ｈ２３ｂ）の第４の端子（Ｔ14）は、それぞれ無反射終端器（Ｒ）に接続される。
【０００４】
ここで、各第１および第２のハイブリッド回路、各ＢＰＦは、それぞれ各チャネルの送信波を通過させる定インピーダンス帯域通過フィルタを構成する。
即ち、第１のハイブリッド回路（Ｈ１３ａ）、第２のハイブリッド回路（Ｈ１３ｂ）、およびＢＰＦ（Ｂ１３ａ，Ｂ１３ｂ）は、１３チャネルの送信波を通過させる定インピーダンス帯域通過フィルタを、第１のハイブリッド回路（Ｈ１５ａ）、第２のハイブリッド回路（Ｈ１５ｂ）、およびＢＰＦ（Ｂ１５ａ，Ｂ１５ｂ）は、１５チャネルの送信波を通過させる定インピーダンス帯域通過フィルタを、また、第１のハイブリッド回路（Ｈ２３ａ）、第２のハイブリッド回路（Ｈ２３ｂ）、およびＢＰＦ（Ｂ２３ａ，Ｂ２３ｂ）は、２３チャネルの送信波を通過させる定インピーダンス帯域通過フィルタを構成する。
【０００５】
以下、１３チャネルの送信波を例に挙げて、図２７に示す空中線共用装置の動作を簡単に説明する。
図２７に示す空中線共用装置において、第２のハイブリッド回路（Ｈ１３ｂ）の第１の端子（Ｔ11）から入力された１３チャネルの送信波は、それぞれＢＰＦ（Ｂ１３ａ，Ｂ１３ｂ）を通って、第１のハイブリッド回路（Ｈ１３ａ）に入力され、第１のハイブリッド回路（Ｈ１３ａ）の第３の端子（Ｔ23）から出力される。
この第１のハイブリッド回路（Ｈ１３ａ）から出力された１３チャネルの送信波は、第１のハイブリッド回路（Ｈ１５ａ）に入力され、ＢＰＦ（Ｂ１５ａ，Ｂ１５ｂ）で全反射され、第１のハイブリッド回路（Ｈ１５ａ）の第３の端子（Ｔ23）から出力される。
以下、同様にして、アンテナ（ＡＮＴ）に至り、アンテナ（ＡＮＴ）から放射される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
前記図２７に使用されるＢＰＦ（Ｂ１３ａ，Ｂ１３ｂ，Ｂ１５ａ，Ｂ１５ｂ，Ｂ２３ａ，Ｂ２３ｂ）の設計条件はゆるやかであり、前記図２７に示す空中線共用装置の伝送特性は、図２８に示すように、通過帯域が広帯域で、かつ、立ち下がり特性も緩やかである。
一方、近年、従来のアナログ方式のテレビジョン放送の他に、技術の進歩により、デジタル方式のテレビジョン放送が開始されようとしている。
そして、アナログ方式のテレビジョン放送の他に、デジタル方式のテレビジョン放送を送信する場合には、テレビジョン放送の割当て周波数の制約から、例えば、図２９に示すように、隣接チャネルを使用したテレビジョン放送が必要となっている。
【０００７】
しかしながら、隣接するチャネルの送信波を合成する目的で、前述の図２７に示す空中線共用装置を使用する場合、図２７に示す空中線共用装置では、ＢＰＦの伝送特性と反射特性とが重なり、アンテナ（ＡＮＴ）に供給される送信波の挿入損失と、帯域内振幅偏差が増大するという問題点があった。
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、隣接チャネルの送信波を空中線に供給する空中線共用装置において、各送信波の挿入損失を低減するとともに、各送信波の帯域内振幅偏差を少なくすることが可能となる技術を提供することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明らかにする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
隣接するチャネルの送信波を合成するためには、定インピーダンス帯域通過フィルタ内のＢＰＦは、図２７に示す従来のものより、立ち下がり特性が急峻で、アンテナ（ＡＮＴ）に供給される送信波の挿入損失が少なく、かつ、帯域内振幅偏差が少ないものが要求される。
本発明者は、このような用途の帯域通過フィルタとして、４次有極形帯域通過フィルタで、下記（１）式を満足するものが最適であることを見いだした。
【数１】
Ｂwr＝５．６±０．１ＭＨｚ
ｆ∽＝ｆo±（３．３５±０．１ＭＨｚ）
ＶＳＷＲ＝１．５±０．１    ・・・・・・・・・・・・・・・・  （１）
但し、ｆoは、４次有極形帯域通過フィルタの中心周波数、ｆ∽は、減衰極の周波数、Ｂwrは、許容通過周波数帯域幅、ＶＳＷＲは、通過域内における電圧定在波比である。
【０００９】
本願発明は、前記知見に基づき成されたものであり、本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
即ち、本発明は、縦続接続される複数の定インピーダンス帯域通過フィルタを備える空中線共用装置であって、前記各定インピーダンス帯域通過フィルタ内の第１および第２の帯域通過フィルタが、前述の（１）式を満足する４次有極形帯域通過フィルタであることを特徴とする。
また、本発明の好ましい実施の形態では、前記４次有極形帯域通過フィルタは、ＴＭ01δモード誘電体共振器形帯域通過フィルタ、ＴＥ01δモード誘電体共振器形帯域通過フィルタ、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタ、円形導波管型帯域通過フィルタ、矩形導波管型帯域通過フィルタ、あるいは、同軸共振器を用いたインターデジタル型帯域通過フィルタのいずれかである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
なお、実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
図１は、本発明の実施の形態の空中線共用装置の概略構成を示すブロック図である。
本実施の形態の空中線共用装置は、第１のハイブリッド回路（Ｈ１４ｂ）の第２の端子（Ｔ22）、および、第２のハイブリッド回路（Ｈ１４ｂ，Ｈ１５ｂ，Ｈ２２ｂ）の第１の端子（Ｔ11）から入力される送信波が、図２９に示す隣接するチャネルの送信波であり、かつ、ＢＰＦ（Ｂ１４ａ，Ｂ１４ｂ，Ｂ１５ａ，Ｂ１５ｂ，Ｂ２２ａ，Ｂ２２ｂ）が、前述した（１）式を満足する４次有極形帯域通過フィルタである点で、図２７に示す空中線共用装置と相違するだけであるので、その詳細な説明は省略する。
図２は、本実施の形態の空中線共用装置の伝送特性の一例を示す図である。
図２に示すように、本実施の形態の空中線共用装置の伝送特性は、図２８に示すものと比して、通過帯域が狭帯域で、かつ、立ち下がり特性が急峻となっている。
【００１１】
以下、本実施の形態の空中線共用装置について説明する。
図３は、λ／４・３ｄＢ結合器で構成されるハイブリッド回路を説明するための図である。
なお、本実施の形態のハイブリッド回路は、第２の端子（Ｔ2）および第３の端子（Ｔ3）の出力が互いに９０°の位相差を有するとともに、振幅がほぼ等しくなるように構成されたハイブリッド回路であれば、任意のハイブリッド回路が使用可能である。
同図において、測定端子以外の各端子は無反射終端器で終端されているものとすると、各入力端での電圧反射係数は零であるから、
【数２】
Ｓ11＝Ｓ22＝Ｓ33＝Ｓ44＝０    ・・・・・・・・・・・・・・・  （２）
となる。
測定端子以外の端子を無反射終端器で終端し、端子（Ｔ1−Ｔ2）、（Ｔ2−Ｔ1）、（Ｔ3−Ｔ4）、（Ｔ4−Ｔ3）間の結合係数を測定すると、下記（３）式を得ることができる。
【数３】
0003863356.tif 000002
但し、Ｃ（ハイブリッド回路の結合係数）＝１／２1/2（＝０．７０７）、θ＝９０°である。
【００１２】
また、測定端子以外の端子を無反射終端器で終端し、端子（Ｔ1−Ｔ3）、（Ｔ3−Ｔ1）、（Ｔ2−Ｔ4）、（Ｔ4−Ｔ2）間の結合係数を測定すると、下記（４）式を得ることができる。
【数４】
0003863356.tif 000003
但し、Ｃ（ハイブリッド回路の結合係数）＝１／２1/2（＝０．７０７）、θ＝９０°である。
また、測定端子以外の端子を無反射終端器で終端し、端子（Ｔ1−Ｔ4）、（Ｔ4−Ｔ1）、（Ｔ2−Ｔ3）、（Ｔ3−Ｔ2）間の結合係数を測定すると、下記（５）式を得ることができる。
【数５】
Ｓ14＝Ｓ41＝Ｓ23＝Ｓ32＝０    ・・・・・・・・・・・・・・・  （５）
前記（２）〜（５）の関係式を用いて、図３に示すハイブリッド回路の〔Ｓ〕マトリクスを求めると、下記（６）式のように表される。
【００１３】
【数６】
0003863356.tif 000004
図３に示すハイブリッド回路の端子Ｔ1に、入力電圧（Ｅin）を印加したときに、端子Ｔ2、Ｔ3、Ｔ4から出力される出力電圧（Ｅ11，Ｅ12，Ｅ13，Ｅ14）を、前記（６）式を用いて求めると、下記（７）式のようになる。
【００１４】
【数７】
0003863356.tif 000005
前記（７）式から分かるように、端子Ｔ2には、Ｅin／２1/2（Ｅ12＝Ｅin／２1/2）の電圧が、端子Ｔ3には、−ｊＥin／２1/2（Ｅ13＝−ｊＥin／２1/2）の電圧が得られる。
【００１５】
図４は、本実施の形態の定インピーダンス帯域通過フィルタにおいて、ハイブリッド回路（Ｈ１）の端子（Ｔ11）に、Ｅin1の電圧が入力された場合における、各部の出力電圧を説明するための図である。
図４において、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）の入力電圧反射係数を、それぞれΓ11、Γ21とすると、ハイブリッド回路（Ｈ１）の端子（Ｔ12，Ｔ13）における反射電圧（ＥΓ11，ＥΓ12）は、下記（８）式で表される。
【数８】
ＥΓ11＝Γ11Ｅin1／２1/2
ＥΓ12＝−ｊΓ21Ｅin1／２1/2      ・・・・・・・・・・・・・・  （８）
前記（６）式、（８）式を用いて、ハイブリッド回路の端子（Ｔ11，Ｔ12，Ｔ13，Ｔ14）における出力電圧（Ｅ11，Ｅ12，Ｅ13，Ｅ14）を求めると、下記（９）式のようになる。
【００１６】
【数９】
0003863356.tif 000006
前記（９）式から分かるように、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）の入力電圧反射係数が互いに等しく、Γ（＝Γ11＝Γ21）であれば、ハイブリッド回路（Ｈ１）の第１の端子Ｔ11には、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）で反射された反射電圧が出力されず、ハイブリッド回路（Ｈ１）の第４の端子Ｔ14にのみ、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）で反射された反射電圧の合成電圧が出力され、無反射終端器Ｒに吸収される。
【００１７】
図４において、端子（Ｔ12，Ｔ13）からそれぞれ出力されるＥ12（＝Ｅin1／２1/2）、Ｅ13（＝−ｊＥin1／２1/2）の電圧は、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）に入力され、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）から、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）の電圧伝達関数（電圧伝達特性）（Ｌ11，Ｌ12）で定まる電圧が出力される。
ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）の出力電圧は、下記（１０）式のように表される。
【数１０】
Ｅ21＝Ｌ11Ｅin1／２1/2
Ｅ24＝−ｊＬ21Ｅin1／２1/2   ・・・・・・・・・・・・・・・  （１０）
本実施の形態において、ハイブリッド回路（Ｈ２）の第１の端子（Ｔ21）および第４の端子（Ｔ24）に、前記（１０）式に示す電圧を印加したとき、ハイブリッド回路（Ｈ２）の各端子からの出力電圧は、下記（１１）式のように表される。
【００１８】
【数１１】
0003863356.tif 000007
また、Ｌは、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）の電圧伝達係数で下記（１２）で表される。
【数１２】
0003863356.tif 000008
なお、この（１２）式の各数値については後述する。
前述の（１２）式から分かるように、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）の電圧伝達係数にバラツキがあると、ハイブリッド回路（Ｈ２）の端子（Ｔ22）に、不平衡出力が生じ、アイソーレーション特性が劣化する。
【００１９】
図５は、本実施の形態の定インピーダンス帯域通過フィルタにおいて、ハイブリッド回路（Ｈ２）の端子（Ｔ22）に、Ｅin2の電圧が入力された場合における、各部の出力電圧を説明するための図である。
図５に示すハイブリッド回路（Ｈ２）の端子（Ｔ22）に、Ｅin2の電圧を印加した場合、端子（Ｔ21）の出力電圧（Ｅ21）、端子（Ｔ24）の出力電圧（Ｅ24）は、下記（１３）式のように表される。
【数１３】
0003863356.tif 000009
端子（Ｔ21）の出力電圧がＢＰＦ（Ｂ１ａ）に印加され、ＢＰＦ（Ｂ１ａ）で反射された反射電圧（ＥΓ21）と、端子（Ｔ24）の出力電圧がＢＰＦ（Ｂ１ｂ）に印加され、ＢＰＦ（Ｂ１ｂ）で反射された反射電圧（ＥΓ24）は、下記（１４）式のように表される。
【数１４】
0003863356.tif 000010
前述の（１４）式に示す反射電圧により、ハイブリッド回路（Ｈ２）の各端子に出力される出力電圧は、下記（１５）式のように表される。
【００２０】
【数１５】
0003863356.tif 000011
前述の（１５）式から分かるように、ハイブリッド回路（Ｈ２）の端子（Ｔ23）にのみ、−ｊΓＥin2の電圧が出力される。
【００２１】
図５に示すハイブリッド回路（Ｈ２）の端子（Ｔ22）に、Ｅin2の電圧が印加された場合に、図５に示すハイブリッド回路（Ｈ１）の端子（Ｔ12）、端子（Ｔ13）に印加される電圧は、下記（１６）式のように表される。
【数１６】
Ｅ12＝Ｌ12Ｅin2／２1/2
Ｅ13＝−ｊＬ22Ｅin2／２1/2   ・・・・・・・・・・・・・・  （１６）
前述の（１６）式に示す出力電圧により、ハイブリッド回路（Ｈ１）の各端子に出力される出力電圧は、下記（１７）式のように表される。
【００２２】
【数１７】
0003863356.tif 000012
【００２３】
前述の（１６）式、（１７）式から分かるように、ハイブリッド回路（Ｈ２）の端子（Ｔ22）に、Ｅin2の電圧を加えた場合に、ハイブリッド回路（Ｈ２）の端子（Ｔ23）に、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）の反射電圧による電圧が出力され、ハイブリッド回路（Ｈ１）の端子（Ｔ14）に、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）を通過した電圧による電圧が出力される。
本実施の形態において、ハイブリッド回路（Ｈ１）の端子（Ｔ11）にＥin1の電圧を、ハイブリッド回路（Ｈ２）の端子（Ｔ22）にＥin2の電圧を印加した場合に、ハイブリッド回路（Ｈ１）の端子（Ｔ14）に出力される電圧（Ｅout1）と、ハイブリッド回路（Ｈ２）の端子（Ｔ23）に出力される電圧（Ｅout2）は、下記（１８）式のように表される。
【数１８】
0003863356.tif 000013
【００２４】
以下、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）について説明する。
４次有極形（楕円関数形）帯域通過フィルタで、回路次数（ｎ）が偶数の場合の伝送特性（Ｌ）は、下記（１９）式のように表される。
【００２５】
【数１９】
0003863356.tif 000014
したがって、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使用される、４次有極形（楕円関数形）帯域通過フィルタの伝送特性（Ｌ）は、前述の（１２）式のように表される。
【００２６】
４次有極形帯域通過フィルタの入力電圧の反射損失（ＬΓ）は、下記（２０）式のように表される。
【数２０】
ＬΓ（ｄＢ）＝１０×ｌｏｇ（（Ｓ＋１）２／４Ｓ）  ・・・・・・  （２０）
なお、この（２０）式は、ＢＰＦの通過帯域内の許容リップルを表す。
例えば、Ｓ＝１．４の時は、ＬΓ≒０．１２ｄＢ、Ｓ＝１．５の時は、ＬΓ≒０．１８ｄＢ、Ｓ＝１．６の時は、ＬΓ≒０．２４ｄＢとなる。
また、減衰域の補償減衰量（Ａmin）と、減衰域の反射係数（Γmin）との間には、下記（２１）式に示す関係がある。
【数２１】
Ａmin（ｄＢ）＝１０×ｌｏｇ（１／（１−（Γmin）２））
（Γmin）２＝１−１０−Ａｍｉｎ／１０
・・・・・・・・・・・・・・・  （２１）
また、減衰域の反射係数（Γmin）が（２１）式の場合の減衰域の反射損失（ＬΓｍａｘ）は、下記（２２）式で表される。
【数２２】
ＬΓｍａｘ（ｄＢ）＝１０×ｌｏｇ（Γmin）２
・・・・・・・・・・・・・・・  （２２）
【００２７】
例えば、図６に示すように、Ｓ＝１．４、Ａmin＝１２ｄＢのとき、ＬΓｍａｘ≒０．２８ｄＢ、Ｓ＝１．５、Ａmin＝１３．６ｄＢのとき、ＬΓｍａｘ≒０．１９４ｄＢ、Ｓ＝１．６、Ａmin＝１４．８ｄＢのとき、ＬΓｍａｘ≒０．１４６ｄＢとなる。
なお、減衰域の補償減衰量（Ａmin）は、前述の（１９）式で表される帯域通過フィルタの伝送特性（Ｌ）から求めることができる。
前述の（２０）式と、（２２）式をグラフ化したものが、図７に示すグラフである。
この図７に示すグラフに示すように、電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が１．５の時に、４次有極形帯域通過フィルタの入力電圧の反射損失（ＬΓ）と、減衰域での反射損失（ＬΓｍａｘ）とを加算した値が最小となる。
即ち、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ２ｂ）として、許容通過周波数帯域幅（Ｂｗｒ）が５．６ＭＨｚ、減衰極の周波数（ｆ∞）が、ｆｏ±３．３５ＭＨｚの４次有極形帯域通過フィルタを使用する場合には、電圧定在波比（ＶＳＷＲ）は、１．５が最適値となる。
なお、ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ２ｂ）として、許容通過周波数帯域幅（Ｂｗｒ）が５．６ＭＨｚ、減衰極の周波数（ｆ∞）が、ｆｏ±（３．３５±０．１ＭＨｚ）の４次有極形帯域通過フィルタを使用する場合には、電圧定在波比（ＶＳＷＲ）は、１．５±０．１が最適値となる。
【００２８】
一般に、帯域通過フィルタでは、使用される共振器の無負荷Ｑ（Ｑu）が低いと、帯域通過フィルタにおける通過帯域および反射帯域内において、理想的な場合よりも減衰量が大きくなり、湾曲部が大きくなる。
そのため、本願実施の形態では、円形導波管共振器、あるいはデュアルモード誘電体共振器を用いて、無負荷Ｑ（Ｑu）の問題を解決している。
ＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ２ｂ）として、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを用い、Ｑu≒３８０００、ｎ＝４、Ｂwr≒５．６ＭＨｚ、ｆo＝６００ＭＨｚ、ｆ∞≒ｆo±３．３５ＭＨｚ（５９６．６５ＭＨｚ、６０３．３５ＭＨｚ）として、Ｓ＝１．４、Ｓ＝１．５、Ｓ＝１．６の場合について、計算機で計算した特性を、図８ないし図１０に示す。
図８は、Ｓ＝１．４の時の計算結果、図９は、Ｓ＝１．５の時の計算結果、図１０は、Ｓ＝１．６の時の計算結果である。
図８ないし図１０の各図において、Ａ１は減衰特性、Ａ２は減衰特性（Ａ１）の通過帯域領域を拡大したもの、Ｂは反射減衰量特性、Ｃは群遅延時間特性である。
【００２９】
実際に、ｎ＝４、Ｂwr≒５．６ＭＨｚ、ｆo＝４８５ＭＨｚ、ｆ∞≒ｆo±３．３５ＭＨｚ（５８１．６５ＭＨｚ、４８８．３５ＭＨｚ）の、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを試作し、１．４〜１．６内で、Ｓの値を適宜変更した場合の特性例を、図１１ないし図１５に示す。
図１１、図１２は、通過帯域内の減衰特性の一例を示すグラフであり、各図において、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモリ間隔は１ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間隔は１ｄＢである。
図１１において、周波数が４８５ＭＨｚ（図１１のグラフの１の点）のときの減衰量は、−０．２２９７ｄＢ、周波数が４８２．２ＭＨｚ（図１１のグラフの２の点）のときの減衰量は、−０．３６８９ｄＢ、周波数が４８７．８ＭＨｚ（図１１のグラフの３の点）のときの減衰量は、−０．２３６９ｄＢである。
図１２は、通過帯域内の振幅偏差の一例を示すグラフであり、図１２において、周波数が４８２．２ＭＨｚ（図１１のグラフの２の点）のときの減衰量と、減衰量が最も少ない点（図１２のグラフの１の点）との減衰量との差は、−０．２９８０ｄＢ、周波数が４８７．８ＭＨｚ（図１１のグラフの３の点）のときの減衰量と、減衰量が最も少ない点（図１２のグラフの１の点）との減衰量との差は、−０．１９１１ｄＢである。
この図１１、図１２から分かるように、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）では、通過帯域内の損失とリップル、および反射帯域内の反射損失とリップルとを小さくでき、かつ、通過帯域内の振幅偏差を少なく（図１２の場合には、０．３ｄＢ以内）することができる。
【００３０】
図１３は、減衰特性の一例を示すグラフであり、同図において、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモリ間隔は３ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間隔は５ｄＢである。
図１３において、周波数が４８５ＭＨｚ（図１３のグラフの１の点）のときの減衰量は、−０．２２８０ｄＢ、周波数が４８２．２ＭＨｚ（図１３のグラフの２の点）のときの減衰量は、−０．３６９６ｄＢ、周波数が４８１．６６２ＭＨｚ（図１３のグラフの４の点）のときの減衰量は、−２６．９４７ｄＢ、周波数が４８７．８ＭＨｚ（図１３のグラフの３の点）のときの減衰量は、−０．２３１８ｄＢであり、周波数が４８８．３３７ＭＨｚ（図１３のグラフの５の点）のときの減衰量は、−１７．２３１ｄＢである。
図１４は、反射減衰量特性の一例を示すグラフであり、同図において、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモリ間隔は３ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間隔は１ｄＢである。
図１４において、周波数が４８１ＭＨｚ（図１４のグラフの２の点）のときの減衰量は、−０．２４７８ｄＢ、周波数が４８１．６６２ＭＨｚ（図１４のグラフの４の点）のときの減衰量は、−０．２３３５ｄＢ、周波数が４８８．３３７ＭＨｚ（図１４のグラフの５の点）のときの減衰量は、−０．２７２９ｄＢ、周波数が４８９．２３９ＭＨｚ（図１４のグラフの１の点）のときの減衰量は、−０．３１１１ｄＢであり、周波数が４９１ＭＨｚ（図１４のグラフの３の点）のときの減衰量は、−０．１８２９ｄＢである。
【００３１】
図１５は、減衰特性と反射減衰量特性の一例を示す図であり、同図において、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモリ間隔は３ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間隔は５ｄＢである。
図１５に示す減衰特性において、周波数が４８５ＭＨｚ（図１５のＡのグラフの１の点）のときの減衰量は、−０．２７１９ｄＢ、周波数が４８２．２ＭＨｚ（図１５のＡのグラフの２の点）のときの減衰量は、−０．４０９６ｄＢ、周波数が４８１．６６２ＭＨｚ（図１５のＡのグラフの４の点）のときの減衰量は、−２７．０５６ｄＢ、周波数が４８７．８ＭＨｚ（図１５のＡのグラフの３の点）のときの減衰量は、−０．２９５８ｄＢ、周波数が４８８．３３７ＭＨｚ（図１５のＡのグラフの５の点）のときの減衰量は、−１７．０６ｄＢである。
また、図１５に示す反射減衰特性において、周波数が４８５ＭＨｚ（図１５のＢのグラフの１の点）のときの減衰量は、−１４．１０３ｄＢ、周波数が４８２．２ＭＨｚ（図１５のＢのグラフの２の点）のときの減衰量は、−２２．２６１ｄＢ、周波数が４８１．６６２ＭＨｚ（図１５のＢのグラフの４の点）のときの減衰量は、−０．２４０９ｄＢ、周波数が４８７．８ＭＨｚ（図１５のＢのグラフの３の点）のときの減衰量は、−１９．７７５ｄＢ、周波数が４８８．３３７ＭＨｚ（図１５のＢのグラフの５の点）のときの減衰量は、−０．２６１９ｄＢである。
【００３２】
以下、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使用される帯域通過フィルタの例について説明する。
図１６は、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能なデュアルモード誘電体共振器形ＢＰＦの一例の概略構成を示す図であり、また、図１７（ａ）は、図１６に示すＡ−Ａ’切断線に沿った断面を示す要部断面図、図１７（ｂ）は、図１６に示すＢ−Ｂ’切断線に沿った断面を示す要部断面図、図１７（ｃ）は、図１６に示すＣ−Ｃ’切断線に沿った断面を示す要部断面図である。図１６、図１７において、１はＴＥ11カットオフ導波管より成る外部導体、２は内部隔壁（結合アイリス）、３は入力（または出力）端子、４は出力（または入力）端子、５ａ，５ｂはＶモード周波数調整ネジ、６ａ，６ｂはＨモード周波数調整ネジ、７ａ，７ｂは結合調整ネジ、１２ａは内部隔壁２に形成された容量性結合窓、１２ｂは内部隔壁２に形成された誘導性結合窓、１４，１５は入出力結合プローブ、２０ａ，２０ｂはデュアルモード誘電体共振素子である。
【００３３】
本実施の形態では、デュアルモード誘電体共振器形ＢＰＦとして、図１８に示すデュアルモード誘電体共振素子を有するものも使用可能である。
図１８は、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能なデュアルモード誘電体共振器形ＢＰＦの他の例の、デュアルモード誘電体共振素子の断面構造を示す断面図である。
なお、この図は、図１６に示すＡ−Ａ’切断線に沿った断面を示す。
図１８に示すデュアルモード誘電体共振素子は、デュアルモード誘電体共振素子２０ａのＥ1の電界方向の両端部を、Ｅ1の電界方向対して直角に切断して、デュアルモード誘電体共振素子２０ａのＥ1の電界方向の両端部に、Ｅ1の電界方向に対して直角なカット面を形成したことを特徴とする。
即ち、図１８に示すデュアルモード誘電体共振素子２０ａは、円筒状の外部導体１の軸方向に直交する面で切断した断面の外形形状が、互いに対向する２つの円弧状部分（１０ａ，１０ｂ）と、互いに対向する直線部分（１１ａ，１１ｂ）とを有し、この円弧状部分（１０ａ，１０ｂ）と直線部分（１１ａ，１１ｂ）とは、連続していることを特徴とする。
【００３４】
図１８に示すデュアルモード誘電体共振素子を有するデュアルモード誘電体共振器形ＢＰＦでは、誘電体共振素子２０ａの電気長は、Ｅ1の電界方向では短くなり、Ｅ2の電界方向では少し短くなるか、あるいは、ほとんど短くならない。
このため、図１８に示すデュアルモード誘電体共振素子を有するデュアルモード誘電体共振器形ＢＰＦでは、第１の誘電体共振器のＨモード共振回路の容量の容量値を、図１６、図１７に示すＢＰＦよりも大きくすることが可能となる。
この結果として、周波数調整ネジ（６ａ）の挿入長を、従来よりも小さくすることが可能となり、高電力のＯＦＤＭ波（直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ；Orthogonal Frequency Divison Multiplex）変調方式の変調波）が印加しても、この部分で絶縁破壊を起こすことがなくなるので、耐電圧（耐電力）特性を向上させることが可能となる。
なお、前述の説明では、デュアルモード誘電体共振素子２０ａについて説明したが、デュアルモード誘電体共振素子２０ｂも、同様な構成とされる。
【００３５】
図１９は、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能な円形導波管形ＢＰＦの一例の概略構成を示す図であり、また、図２０（ａ）は、図１９に示すＡ−Ａ’切断線に沿った断面を示す要部断面図、図２０（ｂ）は、図１９に示すＢ−Ｂ’切断線に沿った断面を示す要部断面図である。
同図において、１はＴＥ11カットオフ導波管より成る外部導体、２は内部隔壁（結合アイリス）、３は入力（または出力）端子、４は出力（または入力）端子、５ａ，５ｂはＶモード周波数調整ネジ、６ａ，６ｂはＨモード周波数調整ネジ、７ａ，７ｂは結合調整ネジ、１２ａは内部隔壁２に形成された容量性結合窓、１２ｂは内部隔壁２に形成された誘導性結合窓である。
図２１は、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能な矩形導波管形ＢＰＦの一例の概略構成を示す図であり、同図（ａ）は、上平面図、同図（ｂ）は、同図（ａ）に示すＡ−Ａ’切断線に沿った断面を示す要部断面図、同図（ｃ）は、同図（ａ）に示すＢ−Ｂ’切断線に沿った断面を示す要部断面図である。
図２１において、１１は外部導体、２は隔壁、３は入力（または出力）端子、４は出力（または入力）端子、８は入力（または出力）結合ループ素子、９は出力（または入力）結合ループ素子、２３は容量結合窓、２４は段間結合孔、２５ａ〜２５ｄは周波数調整ネジである。
【００３６】
図２２は、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能なＴＭ01δモード誘電体共振器形ＢＰＦの一例の概略構成を示す図であり、誘電体共振素子の軸長方向と直交する方向に沿った断面構造を示す要部断面図である。
図２３（ａ）は、図２２に示すＢ−Ｂ’切断線に沿った断面を示す要部断面図、図２３（ｂ）は、図２２に示すＡ−Ａ’切断線に沿った断面を示す要部断面図である。
図２２、図２３において、１１は外部導体、２は隔壁、３は入力（または出力）端子、４は出力（または入力）端子、８は入力（または出力）結合ループ素子、９は出力（または入力）結合ループ素子、１６はＳ字状の結合ループ素子、２４は段間結合孔、４０ａ〜４０ｄはＴＭ01δモード誘電体共振器、４１ａ〜４１ｄは誘電体共振素子、５１ａ〜５１ｃは段間磁界結合調整素子、５６は結合調整ネジである。
図２３に示すように、１番目の誘電体共振素子（４１ａ）と４番目の誘電体共振素子（４１ｄ）との間が、誘電体共振素子の軸長方向に設けられるとともに、隔壁２を貫通する部分を境にして、隔壁２の誘電体共振素子の軸長方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁２に電気的、機械的に接続されるＳ字状の結合ループ素子１６により副結合されているので、この間の副結合は、容量性結合となる。
【００３７】
図２４は、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能なＴＥ01δモード誘電体共振器形ＢＰＦの一例の概略構成を示す図であり、同図（ａ）は、上平面図、同図（ｂ）は、同図（ａ）に示すＡ−Ａ’切断線に沿った断面を示す要部断面図、同図（ｃ）は、同図（ａ）に示すＢ−Ｂ’切断線に沿った断面を示す要部断面図である。
図２４において、１１は外部導体、２は隔壁、３は入力（または出力）端子、４は出力（または入力）端子、８は入力（または出力）結合ループ素子、９は出力（または入力）結合ループ素子、１６はＳ字状の結合ループ素子、２４は段間結合孔、２５ａ〜２５ｄは周波数調整ネジ、４２ａ〜４２ｄは誘電体共振素子、４３ａ〜４３ｃは支持部材、５６ａ〜５６ｃは段間結合調整ネジである。
図２４に示すように、１番目の誘電体共振素子（４２ａ）と４番目の誘電体共振素子（４２ｄ）との間が、誘電体共振素子の軸長方向と直交する方向に設けられるとともに、隔壁２を貫通する部分を境にして、隔壁２の誘電体共振素子の軸長方向と直交する方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁２に電気的、機械的に接続されるＳ字状の結合ループ素子１６により副結合されているので、この間の副結合は、容量性結合となる。
【００３８】
図２５は、本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能な、同軸共振器を用いた有極形インターディジタル形ＢＰＦの一例の概略構成を示す図であり、同図（ａ）は、上平面図、同図（ｂ）は、同図（ａ）に示すＡ−Ａ’切断線に沿った断面を示す要部断面図、同図（ｃ）は、同図（ａ）に示すＢ−Ｂ’切断線に沿った断面を示す要部断面図である。
図２５において、１１は外部導体、２は隔壁、３は入力（または出力）端子、４は出力（または入力）端子、８は入力（または出力）結合ループ素子、９は出力（または入力）結合ループ素子、１６はＳ字状の結合ループ素子、３０ａ〜３０ｄは共振棒である。
この図２５においても、誘電体共振素子の軸長方向に設けられるとともに、隔壁２を貫通する部分を境にして、隔壁２の誘電体共振素子の軸長方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁２に電気的、機械的に接続されるＳ字状の結合ループ素子１６の副結合回路は、容量性結合となる。
【００３９】
以上説明したように、本実施の形態の空中線共用装置によれば、隣接するチャネルの送信波を合成できるともに、アンテナ（ＡＮＴ）に供給される各チャネル送信波の挿入損失とリップルとを低減し、かつ、その通過帯域内振幅偏差を少なくすることが可能となる。
例えば、デジタル方式のテレビジョン放送の場合には、ビット・エラー・レート特性の制約から、例えば、０．５ｄＢ以内の通過帯域内振幅偏差が求められるが、本実施の形態の空中線共用装置では、この０．５ｄＢ以内の通過帯域内振幅偏差が容易に実現可能となる。
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
【００４０】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明によれば、隣接チャネルの送信波を空中線に供給する空中線共用装置において、各送信波の挿入損失とリップルとを低減するとともに、各送信波の通過帯域内振幅偏差を少なくすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の空中線共用装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】本実施の形態の空中線共用装置の伝送特性の一例を示す図である。
【図３】λ／４・３ｄＢ結合器で構成されるハイブリッド回路を説明するための図である。
【図４】本発明の実施の形態の定インピーダンス帯域通過フィルタにおいて、ハイブリッド回路（Ｈ１）の端子（Ｔ11）に、Ｅin1の電圧が入力された場合における、各部の出力電圧を説明するための図である。
【図５】本発明の実施の形態の定インピーダンス帯域通過フィルタにおいて、ハイブリッド回路（Ｈ２）の端子（Ｔ22）に、Ｅin2の電圧が入力された場合における、各部の出力電圧を説明するための図である。
【図６】帯域通過フィルタの電圧定在波比（ＶＳＷＲ）と、減衰域の補償減衰量（Ａmin）との関係を説明するための図である。
【図７】帯域通過フィルタの電圧定在波比（ＶＳＷＲ）と、通過帯域内の反射損、および減衰域内での反射損との関係を示すグラフである。
【図８】本実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ１ａ，Ｂ２ｂ）として、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを用いて、Ｓ＝１．４の場合について、計算機で計算した特性を示すグラフである。
【図９】本実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ１ａ，Ｂ２ｂ）として、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを用いて、Ｓ＝１．５の場合について、計算機で計算した特性を示すグラフである。
【図１０】本実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ１ａ，Ｂ２ｂ）として、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを用いて、Ｓ＝１．６の場合について、計算機で計算した特性を示すグラフである。
【図１１】実際に、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを試作し、１．４〜１．６内で、Ｓの値を適宜変更した場合の特性例の一例を示すグラフである。
【図１２】実際に、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを試作し、１．４〜１．６内で、Ｓの値を適宜変更した場合の特性例の他の例を示すグラフである。
【図１３】実際に、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを試作し、１．４〜１．６内で、Ｓの値を適宜変更した場合の特性例の他の例を示すグラフである。
【図１４】実際に、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを試作し、１．４〜１．６内で、Ｓの値を適宜変更した場合の特性例の他の例を示すグラフである。
【図１５】実際に、デュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタを試作し、１．４〜１．６内で、Ｓの値を適宜変更した場合の特性例の他の例を示すグラフである。
【図１６】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能なデュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタの一例の概略構成を示す図である。
【図１７】図１６に示す各切断線に沿った断面を示す要部断面図である。
【図１８】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能なデュアルモード誘電体共振器形帯域通過フィルタの他の例の、デュアルモード誘電体共振素子の断面構造を示す断面図である。
【図１９】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能な円形導波管形帯域通過フィルタの一例の概略構成を示す図である。
【図２０】図１９に示す各切断線に沿った断面を示す要部断面図である。
【図２１】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能な矩形導波管形帯域通過フィルタの一例の概略構成を示す図である。
【図２２】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能なＴＭ01δモード誘電体共振器形帯域通過フィルタの一例の概略構成を示す図である。
【図２３】図２２に示す各切断線に沿った断面を示す要部断面図である。
【図２４】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能なＴＥ01δモード誘電体共振器形帯域通過フィルタの一例の概略構成を示す図である。
【図２５】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタ（Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ）として使用可能な、同軸共振器を用いた有極形インターディジタル形帯域通過フィルタの一例の概略構成を示す図である。
【図２６】従来のアナログ方式のテレビジョン放送における使用チャネル配列の一例を示す図である。
【図２７】使用チャネルが図２６に示す配列の場合の、従来の空中線共用装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２８】図２７に示す従来の空中線共用装置の伝送特性を示すグラフである。
【図２９】隣接チャネルを使用するテレビジョン放送における使用チャネル配列の一例を示す図である。
【符号の説明】
１，１１…外部導体、２…隔壁、３…入力（または出力）端子、４…出力（または入力）端子、５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂ，２５ａ〜２５ｄ…周波数調整ネジ、７ａ，７ｂ，５６，５６ａ〜５６ｃ…結合調整ネジ、８…入力（または出力）結合ループ素子、９…出力（または入力）結合ループ素子、１２ａ，１２ｂ，２３…結合窓、１４，１５…入出力結合プローブ、１６…Ｓ字状の結合ループ素子、２０ａ，２０ｂ，４１ａ〜４１ｄ，４２ａ〜４２ｄ…誘電体共振素子、２４…段間結合孔、３０ａ〜３０ｄ…共振棒、４０ａ〜４０ｄ…ＴＭ01δモード誘電体共振器、４３ａ〜４３ｃ…誘支持部材、５１ａ〜５１ｃ…段間磁界結合調整素子ＡＮＴ…アンテナ、Ｒ…無反射終端器、Ｈ１，Ｈ２，Ｈ１３ａ，Ｈ１３ｂ，Ｈ１４ａ，Ｈ１４ｂ，Ｈ１５ａ，Ｈ１５ｂ，Ｈ２２ａ，Ｈ２２ｂ，Ｈ２３ａ，Ｈ２３ｂ…ハイブリッド回路、Ｂ１ａ，Ｂ１ｂ，Ｂ１３ａ，Ｂ１３ｂ，Ｂ１４ａ，Ｂ１４ｂ，Ｂ１５ａ，Ｂ１５ｂ，Ｂ２２ａ，Ｂ２２ｂ，Ｂ２３ａ，Ｂ２３ｂ…帯域通過フィルタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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