(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電圧電気負荷に給電するための主バッテリと、
低電圧電気負荷に給電するための副バッテリと、
前記主バッテリの電圧を前記副バッテリおよび低電圧電気負荷へ供給する電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータとを具えた電気自動車用電源装置において、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は、該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流の増加に応じて、前記副バッテリを満充電にし得る所定の最大電圧から、前記副バッテリに接続されている低電圧電気負荷を動作させ得る所定の最小電圧へと、連続的に低減するよう制御される
ことを特徴とする電気自動車用電源装置。
【請求項２】
低電圧電気負荷のうちＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を高くすることが要望されるところの特殊低電圧電気負荷を作動させるときには、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流がゼロとなった時と同じ制御動作で該出力電圧を制御するようにした
ことを特徴とする請求項１記載の電気自動車用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、駆動モータを駆動し得る高電圧の主バッテリと、車両の一般電気負荷に給電する副バッテリと、主バッテリの電圧を低電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータを有する電気自動車用電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６は、従来の電気自動車用電源装置のブロック構成を示す図である。図６において、１は充電器、２は充電スイッチ、３は主バッテリ、４はパワーコントローラ、５は駆動モータ、６は高電圧電気負荷、７はＤＣ−ＤＣコンバータ、８は副バッテリ、９は低電圧電気負荷である。
【０００３】
主バッテリ３は、駆動モータ５を駆動するに充分な電圧（例、１００〜３００Ｖ）のバッテリである。
パワーコントローラ４には、主バッテリ３の電圧を駆動モータ５や高電圧電気負荷６へ伝達する回路の他、駆動モータ５の駆動を制御するためのコントローラ等が含まれている。コントローラは、各種センサ（例、アクセルセンサ）からの信号を基に、駆動モータ５への給電を制御する。
高電圧電気負荷６は、主バッテリ３の電圧が供給される負荷のうち、駆動モータ５以外のものであり、そのような負荷としては、例えば、パワーステアリング用モータ，エアコン用モータ等がある。
【０００４】
低電圧電気負荷９は、電気自動車以外でも搭載されている一般電気負荷であり、例えば、ラジオ，照明装置，制御装置等がある。低電圧電気負荷９には、副バッテリ８あるいはＤＣ−ＤＣコンバータ７から給電される。
ＤＣ−ＤＣコンバータ７は、主バッテリ３の高電圧を低電圧に変換するコンバータであり、その出力電圧は、副バッテリ８を満充電にし得る電圧（以下、「満充電可能電圧」という）を、常に出力するよう設定されている。例えば、低電圧電気負荷９を２４Ｖ系の負荷だとすると、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電圧は、常に２８．５Ｖに設定されている。従って、副バッテリ８には、常に満充電する電圧が供給されている。
【０００５】
なお、図６で充電スイッチ２の位置より右側の部分は車両であり、左側の部分は充電施設である。主バッテリ３が消耗して来ると、充電施設に行って充電器１に接続され、充電される。
【０００６】
前記の従来例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電圧が、主バッテリ３の消耗程度には関係なく、常に満充電可能電圧に設定されている。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電流は、電圧が満充電可能電圧より低い電圧（但し、低電圧電気負荷９は作動し得る電圧）の時に比べて大となり、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の容量も大きくなってしまっていた。
即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力が必要以上に大とされていたので、主バッテリ３の電力がそれだけ余分に消費され、主バッテリ３の電力が有効に利用されていないという問題点があった。そこで、それを改善するための提案が、特開平７−７９５０５号公報でなされている。
【０００７】
特開平７−７９５０５号公報の技術では、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電圧として、満充電可能電圧の他に、それより低い第２設定電圧（勿論、低電圧電気負荷を動作させ得る電圧ではあるが）にも設定できるようにしておく。そして、主バッテリ３をよく消耗する走行時には、第２設定電圧に設定し、主バッテリ３を充電する停車充電時には、満充電可能電圧に設定するようにする。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力を低減し、その容量も小さくしようとするものである。
【０００８】
なお、電気自動車用電源装置に関する従来のその他の文献としては、例えば、特開平４−３２５８０１号公報等がある。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
（問題点）
しかし、前記した従来の技術（特開平７−７９５０５号公報の技術）には、次のような問題点があった。
第１の問題点は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の設定値を２つとし、走行時と停車充電時とにより設定値を切り換えるだけであるので、制御が大雑把であり、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力が、まだ必要以上に大きくなっているという問題点があった。
第２の問題点は、副バッテリが満充電される機会が少なく、副バッテリの充電状態が悪化してしまうことがあるという問題点があった。
【００１０】
（問題点の説明）
まず、第１の問題点について説明する。車両の低電圧電気負荷は、走行時になれば全て動作状態にされるというわけではない。例えば、ラジオはつけられたりつけられなかったりするし、照明装置は昼間は通常点灯されない。しかし、特開平７−７９５０５号公報の技術では、走行時にはＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は第２設定電圧にするとあるから、この第２設定電圧は、低電圧電気負荷の全てが動作状態にされても充分耐えられる電圧に選定しておかざるを得ない。
しかし、実際問題として、全ての低電圧電気負荷が動作状態におかれるのは極めて希であり、全てが動作させられる時間は、運転時間全体に比べればはるかに短時間である。その短時間での需要に備えて出力電圧を第２設定電圧に保っておくのは、エネルギー節約の点からみて不経済である。
【００１１】
次に、第２の問題点について説明する。特開平７−７９５０５号公報の技術では、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が副バッテリを満充電し得る電圧にされるのは、主バッテリが充電される時に限られている。そのため、副バッテリが満充電される機会が少なく、主バッテリの充電が長期間にわたってなされない場合は、副バッテリの充電状態が悪化する。
本発明は、以上のような問題点を解決することを課題とするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するため、本発明では、高電圧電気負荷に給電するための主バッテリと、低電圧電気負荷に給電するための副バッテリと、前記主バッテリの電圧を前記副バッテリおよび低電圧電気負荷へ供給する電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータとを具えた電気自動車用電源装置において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は、該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流の増加に応じて、前記副バッテリを満充電にし得る所定の最大電圧から、前記副バッテリに接続されている低電圧電気負荷を動作させ得る所定の最小電圧へと、連続的に低減するよう制御されるものとした。
【００１３】
また、本発明では、低電圧電気負荷のうちＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を高くすることが要望されるところの特殊低電圧電気負荷を作動させるときには、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流がゼロとなった時と同じ制御動作で該出力電圧を制御するようにしてもよい。
【００１４】
（解決する動作の概要）
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を、電流検出器で検出する。検出される出力電流が増大するにつれ、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を、副バッテリを満充電にし得る所定の最大限電圧から、副バッテリに接続されている低電圧電気負荷を動作させ得る所定の最小限電圧にわたって、連続的に低下させる。
これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される電力を必要以上に大きくしなくともよくなり、ＤＣ−ＤＣコンバータの容量を小さくすることが出来る。また、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流がゼロないしは小さくなった時、その出力電圧は、所定の最大限電圧まで或いはそれに近い値まで高くされるので、この時、副バッテリは充電される。そのため、副バッテリが、充電不足に陥ることが少なくなる。
また、低電圧電気負荷の中には、ヘッドライトのように、作動時には印加電圧を高くすることが要望される特殊低電圧電気負荷があるが、そのような負荷が作動された時には、特例的にＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を最大限電圧にする構成を付加すると、前記のような特殊低電圧電気負荷の充分な作動を確保することが出来る。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。
図１は、本発明の電気自動車用電源装置のブロック構成を示す図である。符号は図６のものに対応し、１０は電流検出器、１１は照明スイッチ、１２は他の低電圧電気負荷、１３はヘッドライトである。
電流検出器１０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電流を検出するためのものであり、検出信号はＤＣ−ＤＣコンバータ７に送られ、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電圧を制御するために使用される（制御の詳細は、図２で述べる）。
【００１６】
ヘッドライト１３は低電圧電気負荷９の内の１つであり、低電圧電気負荷９の中でも、通電する時には印加電圧を高めにするのが望ましいという特殊低電圧電気負荷の例として、例示的に取り上げたものである。ヘッドライト１３を点灯する場合、照度を確保するためには、電源電圧は定められている範囲内で高い方がよい。照明スイッチ１１のオンによりヘッドライト１３が点灯されたことを検出し、その検出信号をＤＣ−ＤＣコンバータ７に送る。
ヘッドライト１３以外にも特殊低電圧電気負荷があった場合、その特殊低電圧電気負荷について、同様の措置を講ずることが出来る。
【００１７】
図２は、本発明におけるＤＣ−ＤＣコンバータの詳細回路を示す図である。符号は図１のものに対応し、７−１は制御部、２０Ａ，２０Ｂはトランジスタ、２１はトランス、２２，２３はダイオード、２４はコンデンサ、２５Ａ，２５Ｂはコンパレータ、２６は３角波発生回路、２７は平滑回路、２８はコンパレータ、２９は正弦波発生回路、３０はトランジスタ、３１は反転回路である。
【００１８】
トランジスタ２０Ａ，２０Ｂのオンオフにより入力直流電圧を断続した交流が生成され、それがトランス２１の一次側に供給される。二次側にはそれが変圧（本発明の場合、降圧）された交流が現れ、ダイオード２２，２３により整流され、コンデンサ２４により平滑されて、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電圧とされる。この電圧が、副バッテリ８および低電圧電気負荷９に印加される。
【００１９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電圧は、トランジスタ２０Ａ，２０Ｂのオン期間のデューティ比（＝オン期間とオフ期間の合計期間に対するオン期間の占める割合）によって変化する。即ち、オン期間の割合が大にされると出力電圧は大になる。トランジスタ２０Ａ，２０Ｂのデューティ比は、制御部７−１によって交互に制御される。
制御部７−１は、コンパレータ２５Ａ，２５Ｂ，３角波発生回路２６，平滑回路２７，コンパレータ２８，正弦波発生回路２９およびトランジスタ３０によって構成される。
【００２０】
電流検出器１０はＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電流を検出し、その検出信号は、コンパレータ２８の反転入力端子（−）に入力される。トランジスタ３０は、照明スイッチ１１がオンされてヘッドライト１３が点灯された時にオンとされ、コンパレータ２８の反転入力端子をアース電位とする。即ち、ヘッドライト１３が点灯された場合には、電流検出器１０からの検出信号には関係なく、反転入力端子はアース電位とされる。ヘッドライト１３が点灯されない場合は、トランジスタ３０はオフであり、前記検出信号に何らの影響も及ぼさない。
【００２１】
コンパレータ２８の非反転入力端子（＋）には、正弦波発生回路２９からの正弦波出力が入力される。
図３は、このようなコンパレータ２８の動作を説明する図である。図３（イ）は２つの入力を示しており、Ａは非反転入力（＝正弦波電圧）であり、Ｂ，Ｃはそれぞれ反転入力（＝電流検出器１０の検出信号。ヘッドライト１３点灯時は例外的にトランジスタ３０のオンによりアース電位。）である。Ａは、正弦波発生回路２９から発生される正弦波であり、一定の振幅で周期的に変化している。Ｂは、電流検出器１０で検出されるＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電流が比較的大である場合の検出信号であり、Ｃは、出力電流がそれより小の場合の検出信号である。出力電流が大になるほど、図３（イ）の反転入力は上昇する（但し、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力特性を、後に述べる図５のようなものとするため、電流が多い時でも正弦波の２分の１までに留める。）。
【００２２】
図３（ロ）は、反転入力がＢの大きさの時のコンパレータ２８の出力を示し、図３（ハ）は、反転入力がＣの大きさの時のコンパレータ２８の出力を示している。非反転入力が反転入力より大である期間にハイの出力が出、それ以外の期間にローの出力が出ている。図３（ロ），（ハ）を対比すれば直ちに理解されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電流が大の場合（図３（ロ））の方が、ハイの期間が短くなる。
コンパレータ２８の出力は、平滑回路２７で平滑されてコンパレータ２５Ａ，２５Ｂの非反転入力端子（＋）に入力される。
【００２３】
コンパレータ２５Ａの反転入力端子（−）には、３角波発生回路２６からの３角波が入力され、コンパレータ２５Ｂの反転入力端子（−）には、３角波発生回路２６からの３角波が、反転回路３１で反転されて入力される。
図４は、コンパレータ２５Ａの動作を説明する図である。図４（イ）は、２つの入力を示しており、Ｄは反転入力（＝３角波電圧）であり、Ｅ，Ｆはそれぞれ非反転入力（＝平滑回路２７の出力電圧）である。既に述べたように、電流検出器１０で検出された出力電流が大であるほど、平滑回路２７の出力電圧は小となるから、非反転入力がＥの時よりＦの時の方が出力電流が大である。即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電流が増大するにつれ、図４（イ）の非反転入力は小となる（但し、トランジスタ２０Ａのデューティ比の最大値を５０％にしようとする場合、電流が最小の時でも非反転入力の値は、３角波電圧の２分の１に留めるようにする。）。
【００２４】
図４（ロ）は、非反転入力がＥの時のコンパレータ２５Ａの出力を示し、図４（ハ）は、非反転入力がＦの時のコンパレータ２５Ａの出力を示している。非反転入力が反転入力より大である期間にハイの出力が出、それ以外の期間にローの出力が出ている。非反転入力が小となるにつれ（＝ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電流が増大するにつれ）、コンパレータ２５Ａの出力がハイとなる期間は短くされている。
【００２５】
コンパレータ２５Ａのハイ出力がトランジスタ２０Ａのベースに入力されている間、トランジスタ２０Ａはオンにされているから、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電流が増大するにつれ、トランジスタ２０Ａのオン期間は短くされるというように制御される。オン期間が短くなれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電圧は低下するから、結局、ＤＣ−ＤＣコンバータ７は、出力電流が増大するにつれて出力電圧が低下するよう制御されることになる。
以上、トランジスタ２０Ａの制御について説明したが、トランジスタ２０Ｂの制御も同様である。ただ、トランジスタ２０Ａと交互に制御されるので、制御時期は制御の半周期だけずれている。
【００２６】
図５は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力特性を説明する図である。横軸はＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電流（Ｉ）、縦軸はＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電圧（Ｖ）である。曲線イは、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力特性曲線である。ＶH は出力電圧の最大値として設定されている電圧（最大限電圧）であり、ＶL は低電圧電気負荷９を動作させるための必要最小限の電圧として設定されている電圧（最小限電圧ＶL ）である。出力電圧は、出力電流が増すにつれて低下させられる。因みに、出力電流Ｉ1 の時、出力電圧はＶ1 とされる。
【００２７】
最大限電圧ＶH ，最小限電圧ＶL については、次の通りである。ＤＣ−ＤＣコンバータ７からの最大限電圧ＶH とは、言い換えれば副バッテリ８を満充電し得る電圧のことに他ならないから、最大限電圧ＶH は満充電可能電圧であり、低電圧電気負荷９が２４Ｖ系の負荷である場合は、例えば２８．５Ｖに設定される。一方、一般の２４Ｖ系の低電圧電気負荷９は、通常、２６．５Ｖ程度あれば充分動作するから、最小限電圧ＶL は、例えば２６．５Ｖに設定される。
【００２８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力特性が図５のようにされると、低電圧電気負荷９を沢山動作させている場合（即ち、走行中）、即ち電流検出器１０で検出される電流が大の場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電圧は小とされる。そのため、電流の大きさに考慮することなく出力電圧が高く維持されている場合に比し、消費電力は小となる。なお、出力電圧が小とされているので、この時に副バッテリ８の満充電が行われることはない。
【００２９】
一方、電流検出器１０で検出される電流が小の場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電圧は高くされるので、この時に副バッテリ８が充電される。低電圧電気負荷９が殆ど作動させられていない時（充電施設で主バッテリ３を充電している時とか、車両が停車している時）は、ほぼ最大限電圧ＶH が出力されるので、そのような時に副バッテリ８は満充電される。この場合の消費電力も、低電圧電気負荷９への電流が多い時に満充電可能電圧にて充電するという場合に比し、消費電力は小である。
【００３０】
以上のように、いずれにしても本発明によれば、従来に比べてＤＣ−ＤＣコンバータ７から供給する電力は少なくてよいので、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の容量を小さくすることが出来る。ＤＣ−ＤＣコンバータ７から供給する電力は必要以上に大きくされないので、それだけ主バッテリ３のエネルギーの節約ともなり、主バッテリ３の充電１回あたりの走行距離も長くなる。
【００３１】
ところで、低電圧電気負荷９の中でも、ヘッドライト１３のように、それを作動させる場合には、電圧を定められている範囲で高くすることが要望される特殊低電圧電気負荷があるが、それを作動させる場合には、その要望に応え特例として電圧を高くするという構成を付加してもよい。
図２で、照明スイッチ１１をオンしヘッドライト１３を点灯すると、照明スイッチ１１を通じてトランジスタ３０のベースに電圧が印加され、トランジスタ３０がオンされる。トランジスタ３０のオンにより、コンパレータ２８の反転入力端子（−）はアース電位とされる。これを、電流検出器１０からの検出信号で説明するならば、出力電流がゼロとなった時と等価とすることに相当する。
【００３２】
さて、コンパレータ２８の反転入力端子がアース電位とされると、コンパレータ２８の出力のハイ期間が長くなり、平滑回路２７の出力が大となる。そのため、コンパレータ２５Ａ，２５Ｂの出力のハイ期間が長くなり、トランジスタ２０Ａ，２０Ｂのオン期間が長くなる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電圧は望み通り高くされ、ヘッドライト１３の照度が充分に確保される。
なお、このように特殊低電圧電気負荷に対して特別の配慮をすることは、本発明に必須のことではなく、場合によっては省略しても構わない。
【００３３】
ところで、特開平７−７９５０５号公報の技術では、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が満充電可能な電圧にされるのは、主バッテリの充電時であったので、副バッテリはその時にしか満充電されなかったが、本発明では主バッテリの充電時以外の時であっても、ＤＣ−ＤＣコンバータからの出力電流が小であれば、ほぼ満充電可能電圧にされるので、主バッテリの充電時以外でも満充電される。
これにより、副バッテリがバッテリ上がりに至ることが少なくなり、車両が走行不能に陥ることがなくなる。
【００３４】
【発明の効果】
以上述べた如く、本発明の電気自動車用電源装置によれば、次のような効果を奏する。
（請求項１の発明の効果）
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を電流検出器で検出し、出力電流が増大するにつれ、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を、副バッテリを満充電にし得る所定の最大限電圧から、副バッテリに接続されている低電圧電気負荷を動作させ得る所定の最小限電圧にわたって、連続的に低下させるようにしたので、ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される電力を必要以上に大きくしなくともよくなり、ＤＣ−ＤＣコンバータの容量を小さくすることが出来る。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流がゼロないしは小さくなった時、その出力電圧は高くされるので、この時、副バッテリは充電される。そのため、副バッテリが、充電不足に陥ることが少なくなる。
【００３５】
（請求項２の発明の効果）
請求項１の発明と同じ効果を奏する他、次のような効果を奏する。即ち、副バッテリに接続される低電圧電気負荷の内には、ヘッドライトのように、作動時には印加電圧を高くすることが要望される特殊低電圧電気負荷があるが、そのような負荷が作動された時には、特例的にＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を最大限電圧にするので、前記のような負荷の充分な作動を確保することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の電気自動車用電源装置のブロック構成を示す図
【図２】  本発明におけるＤＣ−ＤＣコンバータの詳細回路を示す図
【図３】  コンパレータ２８の動作を説明する図
【図４】  コンパレータ２５Ａの動作を説明する図
【図５】  ＤＣ−ＤＣコンバータの出力特性を説明する図
【図６】  従来の電気自動車用電源装置のブロック構成を示す図
【符号の説明】
１…充電器、２…充電スイッチ、３…主バッテリ、４…パワーコントローラ、５…駆動モータ、６…高電圧電気負荷、７…ＤＣ−ＤＣコンバータ、７−１…制御部、８…副バッテリ、９…低電圧電気負荷、１０…電流検出器、１１…照明スイッチ、１２…他の低電圧電気負荷、１３…ヘッドライト、２０Ａ，２０Ｂ…トランジスタ、２１…トランス、２２，２３…ダイオード、２４…コンデンサ、２５Ａ，２５Ｂ…コンパレータ、２６…３角波発生回路、２７…平滑回路、２８…コンパレータ、２９…正弦波発生回路、３０…トランジスタ、３１…反転回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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