(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧を受けて所望の直流電圧を出力する直流電源回路と、該直流電源回路の後段に配置されその出力電圧を交流電圧に変換した後にこれを複数の放電灯に供給するための直流−交流変換回路と、上記直流電源回路の後段で出力電圧検出を行う検出回路とを備えた放電灯点灯回路において、
（イ）上記直流電源回路の２つの出力端子からそれぞれ各別に出力される正極性及び負極性の電圧が上記直流−交流変換回路に送出されること及び該正極性及び負極性の電圧が上記検出回路によってそれぞれ検出されること、
（ロ）上記直流−交流変換回路が、４つのスイッチ素子からなるフルブリッジ型の回路構成を有していること、
（ハ）上記４つのスイッチ素子のうち、互いに直列接続とされることにより第１の組をなすスイッチ素子同士の接続点に対して第１の放電灯が接続され、また、互いに直列接続されることで第２の組をなすスイッチ素子同士の接続点に対して第２の放電灯が接続されていること、
（ニ）上記第１及び第２の放電灯のそれぞれの端子のうち、上記（ハ）の接続点に接続されない方の端子が直接に又は電流検出手段を介してグランドに接続されていること、
（ホ）上記２組のスイッチ素子のオン／オフ動作によって、上記第１の放電灯に正極性の電圧が供給される間、上記第２の放電灯には負極性の電圧が供給され、逆に、上記第１の放電灯に負極性の電圧が供給される間、上記第２の放電灯には正極性の電圧が供給されること、
（ヘ）上記検出回路では、上記４つのスイッチ素子からなるフルブリッジの極性を規定するための信号を受けて、上記第１の放電灯に供給される正極性の電圧に係る検出信号が第１の電圧検出端子に取り出されるときには上記第２の放電灯に供給される負極性の電圧に係る検出信号が第２の電圧検出端子に取り出され、上記第１の放電灯に供給される負極性の電圧に係る検出信号が第１の電圧検出端子に取り出されるときには上記第２の放電灯に供給される正極性の電圧に係る検出信号が第２の電圧検出端子に取り出されること、
を特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項２】
請求項１に記載の放電灯点灯回路において、
上記直流電源回路が、正極性の電圧を出力する回路部と、負極性の電圧を出力する回路部とを有しており、
上記第１又は第２の放電灯の一方の電極端子が誘導性負荷を介して上記第１又は第２の組をなすスイッチ素子同士の接続点に接続され、他方の電極端子が直接に又は電流検出手段を介してグランドに接続されている
ことを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項３】
請求項２に記載の放電灯点灯回路において、
上記誘導性負荷が起動回路を構成するトランスの２次巻線とされて放電灯毎に各別に接続されるとともに、該トランスの１次巻線が各放電灯に対して共用されており、
放電灯の起動時に上記トランスの１次巻線に発生する起動電圧が昇圧後に各２次巻線を介してそれぞれの放電灯に印加される
ことを特徴とする放電灯点灯回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯回路を構成する直流電源回路及び直流−交流変換回路の構成を改良することで部品点数やコストの削減を図るための技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
放電灯（メタルハライドランプ等）の点灯回路については、直流電源回路、直流−交流変換回路、起動回路（所謂スタータ回路）を備えた構成が知られている。
【０００３】
例えば、直流電源回路にはＤＣ−ＤＣコンバータを用いるとともに、直流−交流変換回路としてフルブリッジ型回路（４つの半導体スイッチ（あるいはスイッチング）素子をそれぞれ２組にしてスイッチング制御を行うように構成された回路）及びそのドライバ回路を使用した回路構成にあっては、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力する正極性の電圧（正電圧）がフルブリッジ型回路において矩形波状電圧に変換された後、放電灯に供給される。つまり、放電灯の一方の端子に正電圧が供給されているときには、他方の端子の電位がグランドレベルとなり、逆に上記一方の端子の電位がグランドレベルに落ちているときには、他方の端子には正電圧が供給されるいったサイクルが繰り返されることになる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した点灯回路にあってはフルブリッジ型回路の構成要素として、４つのスイッチ素子と、これらの素子を駆動する２つのハーフブリッジドライバが必要であるため、これが部品点数の増加やコスト上昇をもたらす原因になってしまうという問題がある。
【０００５】
例えば、放電灯を自動車用前照灯の光源に使用する場合を例にすると、車輌前部の左右にそれぞれ前照灯が付設される場合に、左右２つの放電灯とそれぞれの点灯回路が必要となる。また、ハイビーム（あるいは走行ビーム）とロービーム（あるいはすれ違いビーム）とを別個の放電灯によってそれぞれ照射する構成を採用した場合（所謂４灯式照明）には、左右に２個ずつの放電灯及びその点灯回路が必要である。このような場合、２つの放電灯について全部で８つのスイッチ素子と４つのハーフブリッジドライバが必要であるため、装置のコストが嵩むだけでなく、装置の大型化により回路装置の配置スペースを確保するのが難しくなるといった問題をかかえてしまう。
【０００６】
そこで、本発明は、放電灯点灯回路を構成する直流−交流変換回路について簡単化を図ることでコストの低減及び装置の小型化を実現することを課題とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記した課題を解決するために、直流入力電圧を受けて所望の直流電圧を出力する直流電源回路と、該直流電源回路の後段に配置されその出力電圧を交流電圧に変換した後にこれを複数の放電灯に供給するための直流−交流変換回路と、直流電源回路の後段で出力電圧検出を行う検出回路とを備えた放電灯点灯回路において、下記の(イ）乃至（ヘ）に示す構成を有するものである。
（イ）直流電源回路の２つの出力端子からそれぞれ各別に出力される正極性及び負極性の電圧が直流−交流変換回路に送出されること及び該正極性及び負極性の電圧が上記検出回路によってそれぞれ検出されること。
（ロ）直流−交流変換回路が、４つのスイッチ素子からなるフルブリッジ型の回路構成を有していること。
（ハ）上記４つのスイッチ素子のうち、互いに直列接続とされることにより第１の組をなすスイッチ素子同士の接続点に対して第１の放電灯が接続され、また、互いに直列接続されることで第２の組をなすスイッチ素子同士の接続点に対して第２の放電灯が接続されていること。
（ニ）第１及び第２の放電灯のそれぞれの端子のうち、上記（ハ）の接続点に接続されない方の端子が直接に又は電流検出手段を介してグランドに接続されていること。
（ホ）上記２組のスイッチ素子のオン／オフ動作によって、第１の放電灯に正極性の電圧が供給される間、第２の放電灯には負極性の電圧が供給され、逆に、第１の放電灯に負極性の電圧が供給される間、第２の放電灯には正極性の電圧が供給されること。
（ヘ）上記検出回路では、上記４つのスイッチ素子からなるフルブリッジの極性を規定するための信号を受けて、第１の放電灯に供給される正極性の電圧に係る検出信号が第１の電圧検出端子に取り出されるときには第２の放電灯に供給される負極性の電圧に係る検出信号が第２の電圧検出端子に取り出され、第１の放電灯に供給される負極性の電圧に係る検出信号が第１の電圧検出端子に取り出されるときには第２の放電灯に供給される正極性の電圧に係る検出信号が第２の電圧検出端子に取り出されること。
【０００８】
本発明によれば、１つの放電灯に対して直流−交流変換回路内に１対のスイッチ素子を設けてこれらが交番動作するように駆動制御を行えば良いので、回路構成が簡単になる（１つの放電灯当たり、２つのスイッチ素子及び１つのハーフブリッジドライバを設けるだけで済む。）。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る放電灯点灯回路の基本構成を示すものであり、１つの放電灯に関する回路構成（制御系を除いた給電系のみ）を示している。
【００１０】
放電灯点灯回路１は、電源２、直流電源回路３、直流−交流変換回路４、起動回路５を備えている。
【００１１】
直流電源回路３は、電源２からの直流入力電圧（これを「Ｖin」と記す。）を受けて所望の直流電圧を出力するものであり、図示しない制御回路からの制御信号に応じてその出力電圧が可変制御される。この直流電源回路３には、スイッチングレギュレータの構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータ（チョッパー式、フライバック式等。）が用いられるが、正極性の電圧出力（正電圧出力）を得るための第１の回路部（ＤＣ−ＤＣコンバータ３Ａ）と負極性の電圧出力（負電圧出力）を得るための第２の回路部（ＤＣ−ＤＣコンバータ３Ｂ）とが互いに並列の関係をもって配置されている。
【００１２】
図２は直流電源回路３の構成例を示したものである。
【００１３】
トランスＴの１次巻線Ｔｐの一端が直流入力端子「ｔａ」に接続されることで電圧Ｖinが入力されるようになっており、１次巻線Ｔｐの他端は半導体スイッチ素子ＳＷ（図には単にスイッチの記号で示すが、電界効果トランジスタ等が用いられる。）及び電流検出用抵抗Ｒｓを介して接地されている（この抵抗Ｒｓについては任意であり、特に設けなくても良い）。尚、半導体スイッチ素子ＳＷの制御端子（ＦＥＴの場合にはゲート）には図示しない制御回路からの信号「Ｓｃ」が供給されてそのスイッチング制御が行われる。
【００１４】
トランスＴの２次巻線Ｔｓは、その一端がダイオードＤ１のアノードに接続され、該ダイオードＤ１のカソードがコンデンサＣ１を介して接地されている。そして、コンデンサＣ１の端子電圧が端子「ｔｏ１」を介して出力電圧（これを「Ｖdcp」と記す。）となる。また、２次巻線Ｔｓの他端は、ダイオードＤ２のカソードに接続されており、該ダイオードＤ２のアノードがコンデンサＣ２を介して接地されるとともに端子「ｔｏ２」に接続されており、当該端子を介して出力電圧（これを「Ｖdcn」と記す。）が得られる。
【００１５】
このように直流電源回路３は、正極性及び負極性の電圧Ｖdcp（＞０）、Ｖdcn（＜０）を２つの出力端子から各別に出力する構成となっている。
【００１６】
尚、トランスＴの巻線に付した「・」印は巻き始めを示しており、例えば、２次巻線ＴｓについてはダイオードＤ２との接続端及び接地された中間タップにおける巻き始端にそれぞれ「・」印が付されている。
【００１７】
直流−交流変換回路４は直流電源回路３の後段に配置されその出力電圧を交流電圧に変換した後にこれを放電灯６に供給するために設けられており、直流電源回路３の２つの出力端子からそれぞれ各別に出力される正極性及び負極性の電圧が送出されてくる。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ３Ａの出力電圧Ｖdcpと、ＤＣ−ＤＣコンバータ３Ｂの出力電圧Ｖdcnとを切り換えるために、直流−交流変換回路４内に設けられた１対の半導体スイッチ素子ｓｗ１、ｓｗ２（これらの素子には電界効果トランジスタ等が用いられるが、図には単にスイッチの記号で示す。）がそれらの駆動回路ＤＲＶによって交番動作され、これによって生成される交流電圧が放電灯６に供給される。
【００１８】
つまり、直流電源回路３の出力段において直列に接続された２つのスイッチ素子ｓｗ１、ｓｗ２については、その一方ｓｗ１がＤＣ−ＤＣコンバータ３Ａの出力端子に接続されるとともに、ｓｗ２を介してＤＣ−ＤＣコンバータ３Ｂの出力端子に接続されている。そして、これらのスイッチ素子をそれぞれ相反的にスイッチング制御する駆動回路ＤＲＶについては、例えば、ハーフブリッジドライバとして既知のＩＣ（集積回路）が使用される。つまり、駆動回路ＤＲＶからの各スイッチ素子の制御端子に供給される信号により、素子ｓｗ１がオン状態のとき、素子ｓｗ２がオフ状態となり、逆に素子ｓｗ１がオフ状態のとき、素子ｓｗ２がオン状態となるようにハーフブリッジの交番動作が行われて直流電圧が交流電圧に変換される。
【００１９】
起動回路５は、放電灯６の点灯初期に起動信号（高電圧パルス）を発生させて放電灯６に起動をかけるために設けられており、当該起動信号は直流−交流変換回路４の出力する交流電圧「Ｖout」に重畳されて放電灯６に印加される。つまり、起動回路５内には誘導性負荷（インダクタンス成分）が含まれており、放電灯６の一方の電極端子が誘導性負荷を介して２つのスイッチ素子ｓｗ１、ｓｗ２同士の接続点Ａに接続され、他方の電極端子がグランド（ＧＮＤ）に直接又は電流検出手段（電流検出用の抵抗やコイル等）を介して接続されることで接地されている。
【００２０】
図３は起動回路５の構成例を示したものである。
【００２１】
起動回路５内のトランス７には、１次巻線７ａに対して２次巻線７ｂが設けられており、２次巻線７ｂの一端が上記接続点Ａに接続され、他端が放電灯６に接続されている（つまり、２次巻線７ｂが上記誘導性負荷に相当する。）。
【００２２】
そして、１次巻線７ａを含む１次側回路８には、コンデンサ９及びスイッチ素子１０（図には単にスイッチの記号で示すが、放電ギャップ素子や、サイリスタ、トライアック等が用いられる。）が設けられており、該スイッチ素子１０の導通（あるいは降伏）時にコンデンサ９が放電し、この時の発生電圧がトランス７によって昇圧された後、２次巻線７ｂを介して放電灯６に印加される。例えば、１次用電圧「Ｖｐ」が抵抗１１及び順方向のダイオード１２を介してコンデンサ９に供給されることで該コンデンサ９が充電され、その端子電圧が所定の閾値電圧に達したときにスイッチ素子１０が作動してコンデンサ９が放電することにより１次巻線７ａに電圧が発生する。
【００２３】
尚、１次用電圧「Ｖｐ」の供給方法には、例えば、下記に示すようにいくつかの方法が挙げられるがその如何は問わない。
【００２４】
（Ｉ）直流電源回路又は直流−交流変換回路の出力電圧から得る方法
（ＩＩ）直流電源回路又は直流−交流変換回路の出力電圧を倍電圧回路等を通して昇圧することにより１次用電圧を得る方法
（ＩＩＩ）直流電源回路内に設けられるコンバータトランスの２次側に巻線を付設して、該２次巻線の出力を整流・平滑することで１次用電圧を得る方法。
【００２５】
しかして、上記した回路構成によれば、１つの放電灯に対して１対のスイッチ素子及びそれらの駆動回路を用いたハーフブリッジの構成で済むことになる。
【００２６】
尚、図１に示すように、駆動回路ＤＲＶは電圧Ｖdcnの負極性電圧に基づいて動作させる。従って、このために駆動回路ＤＲＶ用の電源電圧（これを「Ｖccbr」と記す。）が必要になる。また、駆動回路ＤＲＶに入力される制御信号（クロック信号）についても同様の配慮が必要である。
【００２７】
図４はそのための回路構成例を示したものである。
【００２８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３Ｂの出力端子ｔｏ２はツェナーダイオードＺＤのアノードに接続されており、該ツェナーダイオードのカソードが抵抗Ｒ１を介して「＋Ｖｃｃ」の電源端子ｔVccに接続されている。尚、「＋Ｖｃｃ」は図示しない電源電圧生成回路によって得られる所定の電源電圧を示す。
【００２９】
ツェナーダイオードＺＤに対して並列に設けられたコンデンサＣ３は、その一端が抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＺＤとの間に接続されるとともに、駆動回路ＤＲＶの電源端子ｔVccbrに接続されている。
【００３０】
信号「ＣＫ」は上記したブリッジの極性を規定するための矩形波状信号であり（そのＬ（ロー）信号のレベルがグランドレベルに規定されている。）、抵抗Ｒ２を介してｐｎｐトランジスタＱのベースに供給される。該トランジスタＱのエミッタは抵抗Ｒ３を介して電源端子ｔVccに接続されており、そのコレクタが抵抗Ｒ４を介して端子ｔｏ２に接続されている。そして、当該コレクタが端子ｔdrvに接続されることで当該端子を介してコレクタ出力が駆動回路ＤＲＶに送出されるようになっている。尚、ダイオードＤ３はそのアノードがトランジスタＱのコレクタに接続され、そのカソードが上記端子ｔVccbrに接続されている。また、抵抗Ｒ５はトランジスタＱのベース−エミッタ間に介挿された抵抗である。
【００３１】
この回路では信号ＣＫのレベルが、例えば、ＬレベルのときにトランジスタＱがオン状態となり、ツェナーダイオードＺＤで決まる電圧が端子ｔdrvから駆動回路ＤＲＶに供給され、また、信号ＣＫのレベルがＨ（ハイ）レベルのときにトランジスタＱがオフ状態となって端子ｔdrvから負電圧が駆動回路ＤＲＶに供給される。
【００３２】
ところで、図１や図３に示すように放電灯６の片方の電極端子とグランドとの間に、放電灯に流れる電流を検出するための電流検出手段としてシャント抵抗（Ｒｉ）を介挿したとすると、当該抵抗に生じる電圧降下を検出することで放電灯の電流検出を行うことができるが、その際の検出信号の向きが問題となる。即ち、放電灯に流れる電流の向きが矩形波の極性に応じて交番するために検出信号が正値になったり負値となってしまうことになる（例えば、矩形波の正極（性）電圧が放電灯に供給されたときに流れる電流の検出信号値を正値とすると、極性反転によって矩形波の負極（性）電圧が放電灯に供給されたときに流れる電流の検出信号値は負値となる。）。
【００３３】
このような検出信号の極性（あるいは符号）の時間的変化（反転）は、これを利用する制御回路にとって取り扱いが面倒であるため好ましくないので、検出信号の極性を一定化させるには、例えば、図５に示すように電流検出用抵抗Ｒｉによる電圧降下に対して非反転増幅回路及び反転増幅回路を互いに並列に設け、両者の出力電圧を選択的に出力する回路構成が挙げられる。
【００３４】
同図において、演算増幅器ＯＰ１は非反転増幅回路を構成しており、その非反転入力端子が抵抗Ｒ１ａを介して放電灯６と電流検出用抵抗Ｒｉとの間に接続されている。尚、ダイオードＤ１ａはそのカソードが演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子に接続され、そのアノードが接地されている（当該ダイオードＤ１ａや後述するダイオードＤ２ａは演算増幅器への入力電圧が負値に反転したときに当該演算増幅器を保護する目的で付設される。）。
【００３５】
演算増幅器ＯＰ１の出力端子はダイオードＤ１ｂのアノードに接続され、該ダイオードＤ１ｂのカソードが電流検出端子ｔDETに接続されている。そして、演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子は抵抗Ｒ１ｂを介して接地されるとともに抵抗Ｒ１ｃを介してダイオードＤ１ｂのカソードに接続されている。尚、抵抗Ｒ１ａ、Ｒ１ｂ、Ｒ１ｃの抵抗値は同じ値に設定されている。
【００３６】
演算増幅器ＯＰ２は反転増幅回路を構成しており、その反転入力端子が抵抗Ｒ２ａを介して放電灯６と電流検出用抵抗Ｒｉとの間に接続されている。尚、ダイオードＤ２ａはそのカソードが演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子に接続され、そのアノードが接地されている。
【００３７】
演算増幅器ＯＰ２の出力端子はダイオードＤ２ｂのアノードに接続され、該ダイオードＤ２ｂのカソードが電流検出端子ｔDETに接続されるとともに抵抗Ｒ２ｃを介して接地されている。尚、演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子は抵抗Ｒ２ｂ（その抵抗値は抵抗Ｒ２ａの抵抗値の２倍に設定されている。）を介してダイオードＤ２ｂのカソードに接続されており、また、演算増幅器ＯＰ２の非反転入力端子は接地されている。
【００３８】
しかして、本回路では電流検出用抵抗Ｒｉによる電圧降下が、演算増幅器ＯＰ１による非反転増幅回路によって２倍の電圧に増幅され、他方、演算増幅器ＯＰ２による反転増幅回路によって「−２」倍の電圧に増幅される。そして、各演算増幅器の出力端子に設けられたダイオードＤ１ｂ、Ｄ２ｂによって両者のうち高い方の電圧が選択されて、これが電流検出端子ｔDETに取り出される。即ち、放電灯６への正極電圧の供給時には、演算増幅器ＯＰ１による非反転増幅回路の出力電圧が電流検出端子ｔDETに得られ、また、放電灯６への負極電圧の供給時には、演算増幅器ＯＰ２による反転増幅回路の出力電圧が電流検出端子ｔDETに得られることになる。尚、こうして得られる検出電圧は放電灯が点灯したか否かを判断するための信号や、放電灯の点灯状態を判別して供給電力を規定するための信号等に用いることができる。
【００３９】
上記の説明では、放電灯の電流検出を放電灯に接続された電流検出手段によって行う方法を示したが、直流電源回路の後段において電流検出信号又は電圧検出信号を取得する方法が挙げられる。
【００４０】
直流電源回路の直後において出力電圧検出を行うための回路構成の一例を示したものが図６である。
【００４１】
同図において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３Ｂの出力電圧Ｖdcnは、抵抗Ｒ３ａ及びＲ３ｂによって分圧された後、演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子に供給される。尚、演算増幅器ＯＰ３は、その出力端子が抵抗Ｒ３ｃを介して反転入力端子に接続されることで反転増幅の構成とされ、その非反転入力端子が接地されている。
【００４２】
演算増幅器ＯＰ３の出力電圧は、ＦＥＴ等を用いたアナログスイッチ「Ａ−ＳＷ１」（図では単にスイッチの記号で示す。）を介して電圧検出端子「ｔ１」に取り出される。尚、アナログスイッチＡ−ＳＷ１への制御信号は上記した信号ＣＫとされている。
【００４３】
他方、ＤＣ−ＤＣコンバータ３Ａの出力電圧Ｖdcpは、抵抗Ｒ４ａ及びＲ４ｂによって分圧された後、電圧バッファを構成する演算増幅器ＯＰ４の非反転入力端子に供給される。そして、該演算増幅器ＯＰ４の出力電圧がアナログスイッチ「Ａ−ＳＷ２」（図では単にスイッチの記号で示す。）を介して電圧検出端子ｔ１に取り出される。尚、アナログスイッチ「Ａ−ＳＷ２」への制御信号は上記した信号ＣＫの反転信号（図には「ＣＫ」の上にバー記号「−」を付して示す。）とされている。
【００４４】
この回路では、例えば、信号ＣＫがＨ（ハイ）レベルのときに上記スイッチ素子ｓｗ２がオン状態、スイッチ素子ｓｗ１がオフ状態となって放電灯６に負極電圧が供給されるとした場合に、アナログスイッチＡ−ＳＷ２がオフ状態、アナログスイッチＡ−ＳＷ１がオン状態となるため、Ｖdcnについて演算増幅器ＯＰ３により反転増幅された出力電圧（正電圧）が電圧検出端子ｔ１から取り出される。また、信号ＣＫがＬレベルのときにアナログスイッチＡ−ＳＷ２がオン状態、アナログスイッチＡ−ＳＷ１がオフ状態となるため、Ｖdcpの分圧値が出力電圧（正電圧）として電圧検出端子ｔ１から取り出される。尚、この電圧検出信号については、放電灯への供給電力を規定するための信号や直流電源回路の出力電圧の上限を規制するための信号等に用いることができる。
【００４５】
次に、上記した点灯回路を、２つの放電灯６1、６2を点灯させる構成へと拡張する場合の回路構成について図７に従って説明する。
【００４６】
図１に示した点灯回路１では１つの放電灯に対して１対のスイッチ素子ｓｗ１、ｓｗ２と１個の駆動回路ＤＲＶが必要とされたが、２つの放電灯６1、６2に対する点灯回路１Ａにおいてはその倍の構成要素、つまり、２対のスイッチ素子と２個の駆動回路が必要である。
【００４７】
この場合、直流電源回路３を構成する２つのＤＣ−ＤＣコンバータ３Ａ、３Ｂについては、２つの放電灯の間で共用されており、これらの後段に設けられる直流−交流変換回路４については、４つのスイッチ素子ｓｗ１、ｓｗ２、ｓｗ３、ｓｗ４（図７にはこれらを単にスイッチの記号で示す。）からなるフルブリッジ型の回路構成を有している。
【００４８】
即ち、４つのスイッチ素子のうち、互いに直列接続とされることにより第１の組をなすスイッチ素子ｓｗ１、ｓｗ２については、その一方ｓｗ１の一端がＤＣ−ＤＣコンバータ３Ａの出力端子に接続され、当該スイッチ素子ｓｗ１の他端がスイッチ素子ｓｗ２を介してＤＣ−ＤＣコンバータ３Ｂの出力端子に接続されている。そして両スイッチ素子同士の接続点αに対して第１の放電灯６1が起動回路５1（の誘導性負荷）を介して接続されている。
【００４９】
また、互いに直列接続されることで第２の組をなすスイッチ素子ｓｗ３、ｓｗ４については、その一方ｓｗ３の一端がＤＣ−ＤＣコンバータ３Ａの出力端子に接続され、当該スイッチ素子ｓｗ３の他端がスイッチ素子ｓｗ４を介してＤＣ−ＤＣコンバータ３Ｂの出力端子に接続されている。そして、両スイッチ素子同士の接続点βに対して第２の放電灯６2が起動回路５2（の誘導性負荷）を介して接続されている。
【００５０】
直流−交流変換回路４の後段において、第１及び第２の放電灯のそれぞれの端子のうち、上記接続点αやβに接続されない方の端子についてはこれを直接グランドに接続するか、又は電流検出手段（図には電流用検出抵抗Ｒｉ1、Ｒｉ2を示す。）を介してグランドに接続する。
【００５１】
駆動回路ＤＲＶ１、ＤＲＶ２についてはともにハーフブリッジドライバ用のＩＣが使用され、その一方の駆動回路ＤＲＶ１がスイッチ素子ｓｗ１、ｓｗ２のオン／オフ制御を担当し、他方の駆動回路ＤＲＶ２がスイッチ素子ｓｗ３、ｓｗ４のオン／オフ制御を担当している。即ち、ある時刻において、駆動回路ＤＲＶ１によりスイッチ素子ｓｗ１がオン状態、スイッチ素子ｓｗ２がオフ状態となるように各素子の状態を規定されたとすると、このとき、駆動回路ＤＲＶ２によりスイッチ素子ｓｗ３がオフ状態、スイッチ素子ｓｗ４がオン状態となるように各素子の状態が規定される。また、別の時刻において、駆動回路ＤＲＶ１によりスイッチ素子ｓｗ１がオフ状態、スイッチ素子ｓｗ２がオン状態となるように各素子の状態を規定されたとすると、このとき、駆動回路ＤＲＶ２によりスイッチ素子ｓｗ３がオン状態、スイッチ素子ｓｗ４がオフ状態となるように各素子の状態が規定される。このようにしてスイッチ素子ｓｗ１とｓｗ４とが同じ状態、スイッチ素子ｓｗ２とｓｗ３とが同じ状態となって、これらが相反的に交番動作する。
【００５２】
従って、２組のスイッチ素子のオン／オフ動作によって、例えば、第１の放電灯６1に正極性の電圧が供給される間、第２の放電灯６2には負極性の電圧が供給され、逆に、第１の放電灯６1に負極性の電圧が供給される間、第２の放電灯６2には正極性の電圧が供給されることになる。
【００５３】
尚、駆動回路ＤＲＶ１、ＤＲＶ２への電源電圧の供給については図４で説明した方法を用いれば良く、また、駆動回路ＤＲＶ１、ＤＲＶ２に送出すべき制御信号については、例えば、既述した信号ＣＫを駆動回路ＤＲＶ１に、信号ＣＫの反転信号を駆動回路ＤＲＶ２にそれぞれ供給すれば良いことは勿論である。
【００５４】
上記した起動回路５1、５2についてはこれらを別々の回路として付設するよりは、２つの放電灯６1、６2の間で回路の共通化を図ることが部品点数やコストの削減にとって好ましい。
【００５５】
図８は、そのような起動回路の構成例５Ａを示したものである。
【００５６】
起動回路５Ａ内のトランス７には、１つの１次巻線７ａに対して２次巻線７ｂ1、７ｂ2が設けられており、各２次巻線がそれぞれに対応する放電灯６1、６2に対して各別に接続されている。
【００５７】
尚、トランス７の１次巻線７ａを含む１次側回路８には、コンデンサ９及びスイッチ素子１０が設けられており、該スイッチ素子１０の導通（あるいは降伏）時にコンデンサ９が放電し、この時の発生電圧がトランス７によって昇圧された後、各２次巻線７ｂ1、７ｂ1を介して放電灯６1、６2にそれぞれ印加される。
【００５８】
また、上記トランス７の２次巻線７ｂ1、７ｂ2については、それらの巻き始め（又は巻き終わり）を放電灯との接続端子側に規定することにより接続関係を統一することが好ましい（図には巻き始めを「・」印で示す。）。尚、その理由の詳細は省略するが、放電灯への起動信号の極性を統一することでトランスの耐圧設計を有利にすること及び１次エネルギーの供給の向きを揃えることで再点孤電圧発生時における２次巻線間の電磁結合の影響を低減すること、そして放電灯の点灯後における極性の切り換わり時に放電灯が消灯し易くなるのを防止することが目的である。
【００５９】
２つの放電灯６1、６2がともに消灯した状態から両放電灯を同時に点灯させる場合には、各放電灯に同様の起動（パルス）信号が印加されるため、同時（あるいはほぼ同時）に放電灯を起動することができる。尚、一方の放電灯６1が問題なく点灯し、他方の放電灯６2については点灯を仮に失敗したとしても、再び起動信号を発生させて後者の放電灯６2に起動をかけることで当該放電灯を点灯させることができる。その際、点灯している放電灯６1に対しても起動信号が印加されることになるが、点灯時の放電灯のインピーダンスが低いため、発生電圧は直ちに減衰するので何等影響を与えない。他方、点灯していない方の放電灯６2については、これに接続された２次巻線７ｂ2に発生する電圧が高周波の電圧であるため、他の放電灯６1に接続された２次巻線７ｂ1での電圧減衰にはほとんど影響を受けることなく、予定した起動信号が放電灯６2に印加される。
【００６０】
また、２つの放電灯６1、６2を点灯させる場合に、図６に示した電圧検出回路を拡張するにあたっては、演算増幅器ＯＰ３やＯＰ４の数を２倍にする必要はなく、図９に示すように２つのアナログスイッチＡ−ＳＷ３、Ａ−ＳＷ４を追加するだけで済む。
【００６１】
即ち、演算増幅器ＯＰ３の出力電圧に対して２つのアナログスイッチＡ−ＳＷ１、Ａ−ＳＷ３を設け、その一方のアナログスイッチＡ−ＳＷ１が信号ＣＫによってオン状態となったときに出力電圧が放電灯６1用の電圧検出端子ｔ１に取り出され、また、他方のアナログスイッチＡ−ＳＷ３が信号ＣＫの反転信号によってオン状態となったときに出力電圧が放電灯６2用の電圧検出端子ｔ２に取り出されるように構成する。そして、演算増幅器ＯＰ４の出力電圧に対しては、２つのアナログスイッチＡ−ＳＷ２、Ａ−ＳＷ４を設け、その一方のアナログスイッチＡ−ＳＷ２が信号ＣＫの反転信号によってオン状態となったときに出力電圧が放電灯６1用の電圧検出端子ｔ１に取り出され、また、他方のアナログスイッチＡ−ＳＷ４が信号ＣＫによってオン状態となったときに出力電圧が放電灯６2用の電圧検出端子ｔ２に取り出されるように構成する。
【００６２】
このように放電灯毎に電圧検出端子を分離できる理由は、一方の放電灯に正極電圧が供給されている間、他方の放電灯には負極電圧が供給されることに依る。例えば、図９において信号ＣＫがＬレベルのときに上記スイッチ素子ｓｗ１がオン状態、スイッチ素子ｓｗ２がオフ状態となって放電灯６1に正極電圧が供給されるとした場合（このときスイッチ素子ｓｗ３がオフ状態、スイッチ素子ｓｗ４がオン状態である。）に、アナログスイッチＡ−ＳＷ２がオン状態、アナログスイッチＡ−ＳＷ１がオフ状態となるため、Ｖdcpの分圧値が出力電圧（正電圧）として放電灯６1用の電圧検出端子ｔ１から取り出されるとともに、アナログスイッチＡ−ＳＷ３がオン状態、アナログスイッチＡ−ＳＷ４がオフ状態となるため、Ｖdcnの分圧値に対して演算増幅器ＯＰ３により反転増幅された出力電圧（正電圧）が放電灯６2用の電圧検出端子ｔ２から取り出される。
【００６３】
【実施例】
図１０は本発明の実施の一例を示すものであり、車輌用前照灯への適用例（２つの放電灯を使用する場合の回路構成例）を示している。
【００６４】
点灯回路１３において、バッテリー１４の端子電圧が入力フィルタ部１５を介して２つのＤＣ−ＤＣコンバータ１６Ｐ、１６Ｎ（その一方１６Ｐが正極電圧出力用、他方１６Ｎが負極電圧出力用とされる。）に供給される。
【００６５】
これらのＤＣ−ＤＣコンバータに対しては、それらの出力電圧を制御するために制御回路１７が設けられており、該制御回路１７の発する制御信号が各コンバータにそれぞれ送出される（つまり、この場合にはトランス内の２つの１次巻線に対してそれぞれ接続されたスイッチ素子が制御信号を受けてオン／オフ制御されることで各コンバータの出力電圧が制御される。）。
【００６６】
尚、制御回路１７は、放電灯の管電圧や管電流の検出信号又はそれらの相当信号（ＤＣ−ＤＣコンバータ１６Ｐの後段に設けられた検出部からの検出信号等）に基づいて放電灯への電力供給について制御を行うために設けられており、例えば、放電灯の管電圧−管電流特性図における制御曲線に従って、放電灯初期には定格電力を越える過大な電力を供給した後、供給電力を徐々に低減して定格電力での定電力制御へと移行させるための信号を演算増幅器等を使って構成した回路（特開平４−１４１９８８号公報等を参照。）が挙げられる。
【００６７】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１６Ｐの後段には電流補助回路１８が設けられているが、これは、放電灯の起動時に当該回路内に設けられた容量性負荷に蓄積されたエネルギーを放電灯に供給することによってグロー放電からアーク放電への移行が確実に行われるように補助するものである。
【００６８】
ＤＣ−ＡＣコンバータ１９は、フルブリッジ型回路１９ａ（その内部は図７を参照。）と、そのブリッジ駆動回路１９ｂ（２つのハーフブリッジドライバからなる。）から構成され、図７の直流−交流変換回路４に相当する。つまり、フルブリッジ型回路１９ａ内には、４つの半導体スイッチ素子が設けられており、各スイッチ素子を２組に分けて相反的にスイッチング制御することで直流入力電圧を矩形波状電圧に変換する。そのために各スイッチ素子への制御信号を発生するのがブリッジ駆動回路１９ｂであり、上記した制御回路１７から送られてくる信号を受けて動作する。
【００６９】
起動回路２０はＤＣ−ＡＣコンバータ１９の後段において、２つの放電灯６1、６2に対して共通に設けられている。尚、各放電灯については、その一方６1が車輌前部の左側に付設される前照灯の光源、他方６2が右側に付設される前照灯の光源としてそれぞれ用いられると考えても良いし、あるいは、その一方６1がハイビーム用光源、他方６2がロービーム用光源の光源としてそれぞれ用いられると考えても良い（その場合には、ビームの切換に応じて使用しない方の放電灯が点灯してしまわないように制御する必要がある。）。
【００７０】
起動回路２０の構成については、図８に示した通りであるので説明の重複を避けるために、その詳細は割愛するが、本例ではスイッチ素子としてスパークギャップ素子を使用している。つまり、当該素子の降伏時にコンデンサ９の放電電流によって発生する電圧が２次巻線を介して放電灯に印加される。
【００７１】
尚、放電灯６1、６2がともに消灯した状態から、一方の放電灯６1だけを点灯させたい場合には、当該放電灯に対して正極電圧が供給されるようにフルブリッジ型回路１９ａ内の各スイッチ素子のオン／オフ状態を規定し、その期間内における放電灯６1への供給電圧（Ｖdcp）をＤＣ−ＤＣコンバータ１６Ｐにより必要なレベルまで高めた上で、起動信号を発生させて放電灯６1に起動をかければ良い。また、他方の放電灯６2だけを点灯させたい場合には、当該放電灯に対して正極電圧が供給されるようにフルブリッジ型回路１９ａ内の各スイッチ素子のオン／オフ状態を規定し、その期間内における放電灯６1への供給電圧（Ｖdcp）をＤＣ−ＤＣコンバータ１６Ｐにより必要なレベルまで高めた上で、起動信号を発生させて放電灯６2に起動をかければ良い。このような制御方法に従うシーケンスを採ることにより、上記電流補助回路１８については、これをＤＣ−ＤＣコンバータ１６Ｐの後段にのみ設けるだけで済むので、回路構成が簡単になる。
【００７２】
【発明の効果】
以上に記載したところから明らかなように、請求項１に係る発明によれば、１つの放電灯につき１対のスイッチ素子を直流−交流変換回路内に設けてこれらが交番動作するように駆動制御を行えば良いので回路構成が簡単になり、部品点数やコストの削減、装置の小型化、省スペース化を図ることができる。
【００７３】
つまり、２つの放電灯を点灯させる点灯回路において直流電源回路を共用化し、かつ４つのスイッチ素子を用いたフルブリッジ型構成の直流−交流変換回路を採用することによって回路構成を簡単化することができる（従来の構成に比べてスイッチ素子及びその駆動回路の数が半分で済む。）。また、上記検出回路による電圧検出信号は、各放電灯への供給電力を規定するための信号や直流電源回路の出力電圧の上限を規制するための信号等に用いることができる。
【００７４】
請求項２に係る発明によれば、直流−交流変換回路の出力端子と各放電灯との接続ライン上に起動回路を構成する誘導性負荷を配置することができるので、起動回路の配置について変更を余儀なくされることがない。
【００７５】
請求項３に係る発明によれば、起動回路を構成するトランスの１次巻線に対して２つの２次巻線を付設し、各２次巻線から放電灯にそれぞれ起動信号を印加する構成を用いることによって起動回路を共通に使用することができ、よって、装置コストの低減及び装置の小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る放電灯点灯回路の基本構成を示す回路ブロック図である。
【図２】直流電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３】起動回路の構成例を示す回路図である。
【図４】駆動回路ＤＲＶに供給する電源電圧や入力信号について説明するための回路図である。
【図５】放電灯に係る電流検出信号の極性を一定化させるための回路構成例を示す図である。
【図６】直流電源回路の直後において電圧検出を行うための回路構成例を示す図である。
【図７】２つの放電灯を点灯させる場合の構成例を示す図である。
【図８】２つの放電灯の間で共通化された起動回路の構成例を示す回路図である。
【図９】図６の回路構成を２つの放電灯についての点灯回路に適用した場合の構成を示す図である。
【図１０】本発明の実施の一例を示す回路ブロック図である。
【符号の説明】
１、１Ａ…放電灯点灯回路、３…直流電源回路、３Ａ、３Ｂ…回路部、４…直流−交流変換回路、５、５Ａ、５1、５2…起動回路、６、６1、６2…放電灯、７…トランス、７ａ…１次巻線、７ｂ、７ｂ1、７ｂ2…２次巻線、ｓｗ１、ｓｗ２、ｓｗ３、ｓｗ４…スイッチ素子、ＤＲＶ…駆動回路、Ｒｉ…電流検出手段、Ｒ３ａ、Ｒ３ｂ、Ｒ３ｃ、ＯＰ３、Ｒ４ａ、Ｒ４ｂ、ＯＰ４、Ａ−ＳＷ１〜４…検出回路、ｔ１…第１の電圧検出端子、ｔ２…第２の電圧検出端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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