(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線信号を送受信するための励振素子と、
上記励振素子から所定の第１の間隔だけ離れて設けられた複数Ｎ１個のリアクタンス制御型非励振素子と、
上記励振素子から、上記第１の間隔より長い第２の間隔だけ離れて設けられた、上記複数Ｎ１の２倍以上の数であるＮ２個の固体導波器素子と、
上記複数のリアクタンス制御型非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子と、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数Ｎ１のリアクタンス制御型非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、かつアレーアンテナの指向特性を変化させる制御手段とを備え、
上記Ｎ２個の固体導波器素子をそれぞれ導波器として動作させることを特徴とするアレーアンテナ装置。
【請求項２】
Ｎ２はＮ１の２倍であり、
上記Ｎ１個のリアクタンス制御型非励振素子は互いに等しい第１の角度間隔の位置に設けられ、
上記Ｎ２個の固体導波器素子は互いに等しい第２の角度間隔の位置に設けられ、上記Ｎ２個の固体導波器素子のうちのＮ１個の固体導波器素子は、上記励振素子から上記各リアクタンス制御型非励振素子への放射方向に延在する位置に設けられたことを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナ装置。
【請求項３】
Ｎ２はＮ１の２倍であり、
上記Ｎ１個のリアクタンス制御型非励振素子は互いに等しい第１の角度間隔の位置に設けられ、
上記Ｎ２個の固体導波器素子は互いに等しい第２の角度間隔の位置であって、上記励振素子から上記各リアクタンス制御型非励振素子への放射方向に延在する位置とは異なる位置に設けられたことを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナ装置。
【請求項４】
上記Ｎ２個の固体導波器素子は互いに等しい第２の角度間隔でありかつ４分の１波長以下の長さ間隔の位置に設けられたことを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナ装置。
【請求項５】
上記制御手段は、上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、所定の目的関数が実質的に最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とする請求項１乃至４のうちの１つに記載のアレーアンテナ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナ装置に関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna；以下、エスパアンテナという。）に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術のエスパアンテナは、例えば、従来技術文献１「T. Ohira et al., "Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming," 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000」や特開２００１−２４４３１号公報において提案されている。このエスパアンテナは、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
このエスパアンテナを受信側で適応制御する方法として、一般的に、以下の方法が用いられている。すなわち、送信側で各無線パケットデータの先頭部分に学習シーケンス信号を予め含ませておき、当該学習シーケンス信号と同一の信号を受信側でも発生させ、受信側において、受信された学習シーケンス信号と、上記発生された学習シーケンス信号との相互相関が最大となることを規範として、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させてその指向特性を変化させる。これにより、エスパアンテナの指向性を最適パターンとし、すなわち所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを形成するパターンとなる。
【０００４】
このエスパアンテナ装置において、可変リアクタンス素子は安価な可変容量ダイオード等により構成でき、移相器等を必要とせず、１つの給電系で構成できるため、小型、軽量、低コスト、低消費電力のアダプティブアンテナを実現可能となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、エスパアンテナ装置などの可変指向性アンテナではビーム幅が比較的広く、利得も比較的低いという問題点があった。
【０００６】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、エスパアンテナ装置などのアレーアンテナ装置において、従来技術に比較して狭いビーム幅を有し、かつ高い利得を有するアレーアンテナ装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るアレーアンテナ装置は、無線信号を送受信するための励振素子と、
上記励振素子から所定の第１の間隔だけ離れて設けられた複数Ｎ１個のリアクタンス制御型非励振素子と、
上記励振素子から、上記第１の間隔より長い第２の間隔だけ離れて設けられた、上記複数Ｎ１の２倍以上の数であるＮ２個の固体導波器素子と、
上記複数のリアクタンス制御型非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子と、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数Ｎ１のリアクタンス制御型非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、かつアレーアンテナの指向特性を変化させる制御手段とを備え、
上記Ｎ２個の固体導波器素子をそれぞれ導波器として動作させることを特徴とする。
【０００８】
上記アレーアンテナ装置において、Ｎ２はＮ１の２倍であり、上記Ｎ１個のリアクタンス制御型非励振素子は互いに等しい第１の角度間隔の位置に設けられ、上記Ｎ２個の固体導波器素子は互いに等しい第２の角度間隔の位置に設けられ、上記Ｎ２個の固体導波器素子のうちのＮ１個の固体導波器素子は、上記励振素子から上記各リアクタンス制御型非励振素子への放射方向に延在する位置に設けられたことを特徴とする。とって代わって、上記アレーアンテナ装置において、Ｎ２はＮ１の２倍であり、上記Ｎ１個のリアクタンス制御型非励振素子は互いに等しい第１の角度間隔の位置に設けられ、上記Ｎ２個の固体導波器素子は互いに等しい第２の角度間隔の位置であって、上記励振素子から上記各リアクタンス制御型非励振素子への放射方向に延在する位置とは異なる位置に設けられたことを特徴とする。
【０００９】
またさらに、上記アレーアンテナ装置において、上記Ｎ２個の固体導波器素子は、好ましくは、互いに等しい第２の角度間隔でありかつ４分の１波長以下の長さ間隔の位置に設けられたことを特徴とする。
【００１０】
またさらに、上記アレーアンテナ装置において、上記制御手段は、上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、所定の目的関数が実質的に最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。
【００１２】
図１は本発明に係る実施形態であるアレーアンテナ装置１００の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナ装置１００（詳細後述するように、タイプＣという。）は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６がそれぞれ装荷された６個の第１の非励振素子Ａ１乃至Ａ６と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６の外側に配置された１２個の第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８と、接地導体１１とを備えて構成され、さらに、適応制御型コントローラ２０と、学習シーケンス信号発生器２１とが設けられ、ここで特に、１２個の第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８を備えたことを特徴としている。
【００１３】
ここで、適応制御型コントローラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、受信時において、復調器４による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して学習シーケンス信号発生器２１で発生された学習シーケンス信号ｒ（ｔ）とに基づいて、最急勾配法による適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加されるバイアス電圧値Ｖｍ（ｍ＝１，２，…，６）を探索して制御電圧信号を用いて設定する。具体的には、適応制御型コントローラ２０は、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を、順次所定の差分幅だけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値（例えば、詳細後述する受信信号ｙ（ｔ）と、学習学習シーケンス信号ｒ（ｔ）との間の相互相関係数ρである。）を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大となるように、各リアクタンス値を反復して計算することにより、当該アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定するように制御する。これにより、当該評価関数値が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のバイアス電圧値Ｖｍを探索し、探索の結果発見された各バイアス電圧値Ｖmを有する制御電圧信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。
【００１４】
図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０、第１の非励振素子Ａ１乃至Ａ６及び第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒ１の円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６、並びに、半径ｒ２（＞ｒ１）の円周上に設けられた１２本の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各第１の非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒ１の円周上に互いに６０度の等角度間隔を保って設けられ、また、各第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８は上記半径ｒ２の円周上に互いに３０度の等角度間隔を保って設けられ、ここで、以下のような配置関係となっている。
（１）励振素子Ａ０、非励振素子Ａ１，Ａ７，Ａ４，Ａ１３が１つの直線上に配置されている。
（２）励振素子Ａ０、非励振素子Ａ２，Ａ９，Ａ５，Ａ１５が１つの直線上に配置されている。
（３）励振素子Ａ０、非励振素子Ａ３，Ａ１１，Ａ６，Ａ１７が１つの直線上に配置されている。
【００１５】
なお、非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続される可変リアクタンス回路１２−１乃至１２−６は、図１においては、図示の便宜上、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の横側に図示しているが、素子がダイポールの場合に実際上は、図４に示すように、１対のアンテナ素子１３ａ，１３ｂの間に挿入されている。
【００１６】
ここで、各励振素子Ａ０及び第１の非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、図２に示すように、例えば、所望波の波長λに対して約１／２の長さのダイポール素子になるように構成され、第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８は、所望波の波長λに対して約１／２の長さの導波器素子になるように構成され、また、上記半径ｒ１はλ／４になり、上記半径ｒ２はλ／２になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は、平衡−不平衡変換器（バラン）６及び給電用同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続される。
【００１７】
また、各第１の非励振素子Ａｎ（ｎ＝１，２，…，６）はそれぞれ、図４に示すように、１対のアンテナ素子１３ａ，１３ｂにてなるダイポール素子からなり、当該各アンテナ素子１３ａ，１３ｂの互いに対向する各端部に、１対の可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂが互いに逆方向に接続されてなる可変リアクタンス回路１２−ｎが接続される。すなわち、アンテナ素子１３ａの一端は、可変容量ダイオード１４ａのカソードに接続され、そのアノードは可変容量ダイオード１４ｂのアノードに接続される。また、可変容量ダイオード１４ｂのカソードはアンテナ素子１３ｂの一端に接続される。さらに、アンテナ素子１３ａの一端は抵抗１５ａ及び抵抗１５ｂを介してアンテナ素子１３ｂの一端に接続され、ここで、２つの抵抗１５ａ，１５ｂの接続点は適応制御型コントローラ２０の正の制御電圧信号Ｖｃ＋に接続される。一方、２つの可変容量ダイオード１４ａ，１４ｂの接続点は抵抗１５ｃを介して適応制御型コントローラ２０の負の制御電圧信号Ｖｃ−に接続される。従って、これら可変リアクタンス回路１２−１乃至１２−６は、適応制御型コントローラ２０からの制御電圧信号を設定されることによって、そのリアクタンス値を変化させる。
【００１８】
図３は、図１のアレーアンテナ装置１００におけるＡ−Ａ’線についての縦断面図である。励振素子Ａ０は、１対のアンテナ素子が平衡−不平衡変換器（バラン）６を介して接続された、素子長Ｌ１のダイポール素子を構成しており、当該平衡−不平衡変換器（バラン）６において接地導体１１と電気的に絶縁されかつ支持される。また、各第１の非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、１対のアンテナ素子が可変リアクタンス回路１２−１乃至１２−６を介して接続された、素子長Ｌ１のダイポール素子を構成しており、当該可変リアクタンス回路１２−１乃至１２−６において接地導体１１と電気的に絶縁されかつ支持される。さらに、各第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８は、半波長よりも短い素子長Ｌ２（＜Ｌ１）を有する導波器素子を構成しており、その中央部において接地導体１１と電気的に絶縁されかつ支持される。
【００１９】
ここで、可変リアクタンス回路１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と第１の非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さＬ１が互いに実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス回路１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス回路１２−１は延長コイルとなり、第１の非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス回路１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス回路１２−１は短縮コンデンサとなり、第１の非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された第１の非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。さらに、各第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８は、励振素子Ａ０及び第１の非励振素子Ａ１乃至Ａ６よりも短いので導波器素子として働く。
【００２０】
従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス回路１２−１乃至１２−６に印加するバイアス電圧値を変化させて、その接合容量値であるリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の水平面指向性特性を変化させることができる。
【００２１】
図１において、アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０は無線信号を受信し、上記受信された信号は、平衡−不平衡変換器（バラン）６、及び給電用同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅された信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器３は低域変換されたアナログ信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、そのディジタル信号を適応制御型コントローラ２０及び復調器４に出力する。次いで、適応制御型コントローラ２０は、入力される受信信号ｙ（ｔ）と学習シーケンス信号ｒ（ｔ）とに基づいて、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値のリアクタンス値を、順次所定の差分幅だけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値（例えば、受信信号ｙ（ｔ）と学習シーケンス信号ｒ（ｔ）との間の相互相関係数ρ）を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、最急勾配法を用いて、当該評価関数値が実質的に最大となるように、各リアクタンス値を反復して計算することにより、当該アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定するように制御する。これにより、当該評価関数値が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のバイアス電圧値Ｖｍを探索し、探索の結果発見された各バイアス電圧値Ｖmを有する制御電圧信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定することができる。
【００２２】
アレーアンテナ１００で受信される無線信号を送信する送信局は、学習シーケンス信号発生器２１で発生される所定の学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有する学習シーケンス信号を含む所定のシンボルレートのディジタルデータ信号に従って、無線周波数の搬送波信号を、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫなどのディジタル変調法を用いて変調し、当該変調信号を電力増幅して受信局のアレーアンテナ装置１００に向けて送信する。本実施形態においては、データ通信を行う前に、送信局から受信局に向けて学習シーケンス信号を含む無線信号が送信され、受信局では、適応制御型コントローラ２０による適応制御処理が実行される。
【００２３】
次いで、当該アレーアンテナ装置１００に係る各種の信号の定式化について詳細に説明する。エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００の受信信号ｙ（ｔ）は次式で表される。
【００２４】
【数１】
ｙ（ｔ）＝ｉＴＳ（ｔ）
【００２５】
ここで、ｉは励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６に誘起する電流分布を要素とする電流ベクトルであり、Ｓ（ｔ）はアレーアンテナ装置１００の受信信号ベクトルである。ここで、上添え字Ｔは転置を表す。
【００２６】
電流ベクトルｉは上記数１から分かるように、従来技術のアダティブアレーアンテナにおけるウエイトベクトルの役割を果たすが、エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００においては電流分布を直接操作することができず、リアクタンス値を操作することにより間接的に電流分布を制御するため、電流ベクトルｉはリアクタンス値の関数として次式のように表される。
【００２７】
【数２】
ｉ＝ｖｓ（Ｚ＋Ｘｍ）−１ｕ０
【００２８】
ここで、Ｘｍは送信機の出力インピーダンスｚｓ及び各素子のリアクタンス値を対角成分にもつ行列
【数３】
Ｘｍ＝ｄｉａｇ［ｚｓ，ｊｘ１，ｊｘ２，ｊｘ３，ｊｘ４，ｊｘ５，ｊｘ６］
であり、Ｚは素子間結合を含めたインピーダンス行列である。また、ｕ０は単位ベクトル
【数４】
ｕ０＝［１，０，０，０，０，０，０，］
であり、ｖｓは送信機の内部電圧（開放電圧）である。
【００２９】
上記数３において各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を要素としてもつベクトルはリアクタンスベクトルＸと呼ばれ、次式のように表す。
【数５】
Ｘ＝［ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４，ｘ５，ｘ６］
【００３０】
本実施形態において、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の可変容量ダイオードに印加するバイアス電圧値Ｖｍは適応制御型コントローラ２０からの制御電圧信号としてデジタル値−２０４８から２０４７として入力して設定する。この数値を以下、「デジタル制御電圧ＶＤ」と表す。使用する可変容量ダイオードのカタログデータにより、デジタル制御電圧ＶＤと可変容量ダイオードのインピーダンスＺＶの関係を次式で表すことにする。
【００３１】
【数６】
ＺＶ＝−ｊ（0.0217ＶＤ＋49.21）
【００３２】
エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００の指向性は上述のインピーダンス行列Ｚに対応するアドミタンス行列Ｙを用いて計算することができる（例えば、従来技術文献２「大平孝，“エスパアンテナの等価ウェイトベクトルとアレーファクタ表現”，電子情報通信学会技術報告，ＡＰ２０００−４４，ＳＡＴ２０００−４１，ＭＷ２０００−４４，ｐｐ．７−１２，２０００年７月」など参照。）。
【００３３】
次いで、本実施形態に係るアレーアンテナ装置１００における狭ビーム及び高利得の方法について以下に詳述する。
【００３４】
アレーアンテナ指向性の狭ビーム化の方法として、進行波型アンテナの場合には、八木宇田アンテナのようなエンドファイアアレーアンテナではビームと平行な方向の素子数を増加する方法がある。また、ブロードサイドアレーアンテナでは開口面アンテナのように、ビームと垂直な方向の素子数を増やす方法がある。これら２つの効果を同時に期待できる方法として、エスパアンテナ装置では図１及び図２のように、外周に固定導波器素子である第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８を配列する方法を提案する。第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８には可変リアクタンス回路１２−１乃至１２−６を装荷しない。例えば、可変リアクタンス回路１２−１乃至１２−６を装荷することにより指向性可変能力は向上するが、エスパアンテナ装置では信号ポートが１つであるため、非励振素子の数をＭとすると制御のために必要なデータ数と制御時間がＭ乗的に増加するためである。これにより、可変リアクタンス回路１２−１乃至１２−６内の可変容量ダイオードのＤＣ制御電圧回路に関する増設が全く不要で、従来例のエスパアンテナ装置のシンプルさを維持できる。また、従来の制御アルゴリズムがそのまま利用でき、制御負荷も増加しない。このような構造でも、アレー配列の開口面積の増加に相当した、峡ビーム化と高利得化が期待できる。しかしながら、固定導波器素子である第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８には可変容量ダイオードが装荷されないため、導波器と反射器との動作の切り替えができない。本実施形態では、峡ビーム化を目的としているため、基本的には導波器として、すなわち共振長より短めに設計する。八木宇田アンテナにおいても、導波器は複数配列されるが、反射器は通常１本である。同様に、バラクタの装荷された内側の非励振素子が反射器として動作するときには、外側の固定導波器の影響は少ないので、導波器として設計しても良いと考えられる。このことが、外側の固定導波器に可変リアクタを装荷しなくても良いという設計思想の基本となっている。
【００３５】
次いで、固定導波器素子である第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８の配列と素子長について以下に説明する。
【００３６】
本実施形態では、可変リアクタンス回路１２−１乃至１２−６の数Ｍ＝６で、付加する固定導波器素子である第２の非励振素子が１重の場合について検討を行う。第２の非励振素子の配列として図５に示すような以下の４種類を提案する。図５（ａ）：比較例であるタイプＡ。
図５（ｂ）：比較例であるタイプＢ。
図５（ｃ）：実施形態であるタイプＣ。
図５（ｄ）：変形例であるタイプＤ。
【００３７】
ここで、比較例であるタイプＡにおいては、第１の非励振素子の数＝６であり、第２の非励振素子の数＝６である。また、素子Ａ０，Ａ１，Ａ４，Ａ７，Ａ１０が１直線上で並置され、素子Ａ０，Ａ２，Ａ５，Ａ８，Ａ１１が１直線上で並置され、素子Ａ０，Ａ３，Ａ６，Ａ９，Ａ１２が１直線上で並置されている。次いで、比較例であるタイプＢにおいては、第１の非励振素子の数＝６であり、第２の非励振素子の数＝６である。また、素子Ａ０，Ａ１，Ａ４が１直線上で並置され、素子Ａ０，Ａ２，Ａ５が１直線上で並置され、素子Ａ０，Ａ３，Ａ６が１直線上で並置されているが、素子Ａ０から素子Ａ１への軸を基本軸として角度０゜とし、素子番号の配列順序に合わせて、図の右回りを回転の正方向で角度を定義すると、素子Ａ７は３０゜の方向の位置に設けられ、素子Ａ８は９０゜の方向の位置に設けられ、素子Ａ９は１５０゜の方向の位置に設けられ、素子Ａ１０は２１０゜の方向の位置に設けられ、素子Ａ１１は２７０゜の方向の位置に設けられ、素子Ａ１２は３３０゜の方向の位置に設けられる。さらに、実施形態であるタイプＣにおいては、第１の非励振素子の数＝６であり、第２の非励振素子の数＝１２であり、配置形状は、図１及び図２に図示された通りである。またさらに、変形例であるタイプＤにおいては、第１の非励振素子の数＝６であり、第２の非励振素子の数＝１２である。その配置形状では、第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８を、実施形態に比較して＋１５゜だけ回転させた位置に設けた。従って、素子Ａ０，Ａ１，Ａ４は１直線上で並置され、素子Ａ０，Ａ２，Ａ５は１直線上で並置され、素子Ａ０，Ａ３，Ａ６は１直線上で並置され、素子Ａ０，Ａ７，Ａ１３は１直線上で並置され、素子Ａ０，Ａ８，Ａ１４は１直線上で並置され、素子Ａ０，Ａ９，Ａ１５は１直線上で並置され、素子Ａ０，Ａ１０，Ａ１６は１直線上で並置され、素子Ａ０，Ａ１１，Ａ１７は１直線上で並置され、素子Ａ０，Ａ１２，Ａ１８は１直線上で並置されている。
【００３８】
図５の各実施例において、励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ１８の各素子は直径０．０２λのダイポール素子とし、励振素子Ａ０及び可変リアクタンス回路１２−１乃至１２−６が装荷された第１の非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さＬ１を０．４８λとし、配列半径ｒ１をλ／４とし、第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８の配列半径ｒ２をλ／２とする。また、第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８の素子長さＬ２を固定導波器とするために、内側の導波器である第１の非励振素子Ａ１乃至Ａ６よりも短く０．４５λとする。ただし、λは自由空間波長とする。方位角φ＝０゜方向に配置される第１の非励振素子Ａ１に接続される可変リアクタンス回路１２−１内の可変容量ダイオードの電気容量を０．７ｐＦ、他の５個の第１の非励振素子Ａ２乃至Ａ６の可変リアクタンス回路１２−２乃至１２−６内の可変容量ダイオードの電気容量を９．３ｐＦとする。電気容量性の小さい第１の非励振素子Ａ１が導波器として動作し、方位角φ＝０゜方向にビームが形成される。
【００３９】
ここで、モーメント法を用いて計算した水平面内の指向性利得パターンを図３に示す。図３以降において、「７素子」と表示しているのは、１本の励振素子と、６本の非励振素子を備えた従来例のエスパアンテナ装置である。第１の非励振素子方向Ａ１乃至Ａ６のみにそれぞれ固定導波器である第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１２を追加したタイプＡでは、指向性利得は約０．７ｄＢ増加するが、ピーク付近のビーム幅は鋭くならない。一方、互いに隣接する２つの非励振素子Ａ１乃至Ａ６間方向のみに固定導波器である第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１２を追加したタイプＢでは、利得が約２１ｄＢ低下しヌルが形成される。このように、アンテナ素子数が１３のエスパアンテナ装置では狭ビーム化が達成されていない。
【００４０】
さらに、固定導波器である第２の非励振素子の数を２倍にし、素子間隔を内側の非励振素子配列と等しくしたタイプＣやタイプＤの１９素子のアレーアンテナ装置（以下、第１の非励振素子のみを備えるエスパアンテナ装置と区別化するために「アレーアンテナ装置」と称する。）では、ビームが鋭くなり、タイプＡに比べさらに利得が増加することが分かる。図７に示すように、従来例の７素子のエスパアンテナ装置の半値幅が約１４６°、指向性利得が約７．３５ｄＢｄであったのに対して、１９素子のアレーアンテナ装置では半値幅が約６８度に鋭くなり、利得が約１０．２ｄＢｄに向上している。また、タイプＣとタイプＤのアレーアンテナでは、ほぼ同じビーム形状となっており、１３素子配列（タイプＡ，Ｂ）の場合と異なり、１９配列の場合（タイプＣ，Ｄ）は第２の非励振素子の配置が回転しても影響が少ないことが分かる。
【００４１】
次に、可変容量ダイオードの電気容量を第１の非励振素子Ａ１のみ０．７ｐＦ、他の５個の第１の非励振素子Ａ２乃至Ａ６のそれを９．３ｐＦに固定した状態で、方位角φ＝０°方向の利得が大きくなる構造パラメータをタイプＣのアレーアンテナ装置に関して調べる。第２の非励振素子の配列半径ｒ２をλ／２とし、その素子長Ｌ２をパラメータとしてモーメント法で計算した水平面内指向性を図８に示す。図８から明らかなように、指向性利得は、第１の非励振素子の素子長Ｌ１＝０．４８λより短いＬ２＝０．４５λのときに最大になっている。
【００４２】
次に、第２の非励振素子の素子長Ｌ２を０．４５λとした場合の、配置半径ｒ２依存性を図９に示す。図９から明らかなように、配置半径ｒ２が０．５λから０．６λの時に最大の利得が得られているが、水平面内指向性はｒ２に強く依存しないことが分かる。
【００４３】
次いで、等価ウェイトベクトル法による定式化について以下に説明する。可変リアクタンス回路１２−１乃至１２−６のリアクタンス値はエスパアンテナ装置やアレーアンテナ装置の指向性と非線型の関係にあるため、目的とする指向性状態を実現するリアクタンス値は解析的に求められない。そこで、最急勾配法等を用いて計算する（例えば、従来技術文献２及び従来技術文献３「大平孝，“エスパアンテナの等価ウェイトベクトルとその勾配に関する基本的定式化”，電子情報通信学会技術報告，ＡＰ２００１−１６，ＳＡＴ２００１−３，ｐｐ．１５−２０，２００１年５月」など参照。）。最急勾配法ではリアクタンス値に対応する指向性等を繰り返し計算する必要がある。モーメント法に比べ簡易で解析的表現が得られる等価ウェイトベクトル法（従来技術文献２及び３参照。）による表現が便利である。そこで、１９素子のエスパアンテナ装置又はアレーアンテナ装置に対する等価ウェイトベクトル表現を新たに導出する。電流ベクトルとリアクタンス行列Ｘの関係は、その素子配置に依存しないので従来技術文献３と同じ形式で次式のように表される。
【００４４】
【数７】
ｉ＝ｖｓ（Ｙ−１＋Ｘ）−１ｕ０
【００４５】
ここで、ｖｓはＲＦ信号源出力開放電圧であり、ｕ０は第１要素のみ１の単位列ベクトルである。ただし、素子数が増えたのに対応してアドミタンス行列Ｙとリアクタンス行列Ｘはそれぞれ１９行１９列の正方行列になる。独立なＹ行列の要素は、７素子エスパアンテナ装置では６要素であったのに対して、１９素子のアレーアンテナではタイプＣで２６個、タイプＤで２５個となり、タイプＣの方が１つ多い。独立な要素の配置数を図１０及び図１１に示す。Ｘ行列は対角成分のみ値を持ち、本実施形態に係るアレーアンテナ装置では外周の第２の非励振素子には可変リアクタンス回路が接続されないため、リアクタンス行列Ｘにおいては、図１２のように値を持つのは、ｘ１，１からｘ７，７までの７要素のみである。ステアリングベクトルａも従来技術文献３に従って定義できるが、素子配置の変化が反映され、次式のように表される。
【００４６】
【数８】
ａ＝［ｅ０ｅ１ｅ２ｅ３ｅ４ｅ５ｅ６ｅ７ｅ８ｅ９ｅ１０ｅ１１ｅ１２ｅ１３ｅ１４ｅ１５ｅ１６ｅ１７ｅ１８］Ｔ
ここで、
【数９】
ｅｉ＝ｅｘｐ｛ｊ２πｒｉｓｉｎθｃｏｓ（φ−φｉ＋Δφ）／λ｝
（ｉ＝０，１，２，…，１８）
ここで、
【数１０】
ｒｉ＝０（ｉ＝０）
【数１１】
ｒｉ＝ｒ１（ｉ＝１，・・・，６）
【数１２】
ｒｉ＝ｒ２（ｉ＝７，・・・，１８）
【００４７】
【数１３】
φｉ＝０（ｉ＝０）
【数１４】
φｉ＝｛２π（ｉ−１）｝／６（ｉ＝１，２，…，６）
【数１５】
φｉ＝｛２π（ｉ−１）｝／１２（ｉ＝７，８，…，１８）
【００４８】
（１）タイプＣのとき
【数１６】
Δφ＝０（ｉ＝０，・・・，１８）
【００４９】
（２）タイプＤのとき
【数１７】
Δφ＝０（ｉ＝０，・・・，６）
【数１８】
Δφ＝π／１２（ｉ＝７，・・・，１８）
【００５０】
ここで、上付き添字のＴは転置行列を表す。複数の素子配列半径に対応して中心（ｒ０＝０）と内径（ｒ１）に外径（ｒ２）を追加して考える必要がある。なお、従来の表現では素子長などはすべて一定としていたが、異なった配列半径ごとに均一であれば良いことが分かる。アドミタンス行列要素Ｙｉｊはモーメント法を用いて計算できる。第２の非励振素子の長さＬ２を０．４５λとし、その配置半径ｒ２をλ／２とした場合の値を図１３及び図１４に示す。ここで、第１の非励振素子Ａ１に１ｐＦ、第１の非励振素子Ａ２及びＡ６に３ｐＦ、第１の非励振素子Ａ３及びＡ５に５ｐＦ、第１の非励振素子Ａ４に９ｐＦの電気容量の可変リアクタンス回路を接続した場合の各第１の非励振素子に流れる電流を上記数７により計算し、従来技術文献４「飯草恭一ほか，“エスパアンテナの実測値に基づくパラメータフィッティング”，電子情報通信学会報告，ＡＰ２００１−１０４，ｐｐ．９３−１００，２００１年１０月」の電流補正を加え、ステアリングベクトルから水平面内指向性を計算した。その結果を図１５及び図１６において破線で、直接モーメント法を用いて計算した結果（実線）と合わせて示す。図１５及び図１６から明らかなように、両者はほぼ一致しており、等価ウェイトベクトル法が１９素子のアレーアンテナに対しても有効であることが確認できる。
【００５１】
次いで、指向性可変能力について以下に説明する。可変リアクタンス回路１２−１乃至１２−６のリアクタンス値と指向性は非線形の関係にあるため、解析的に指向性に関する最適解を求めることは困難である。そこで、上記で求めた等価ウェイトベクトル表現に対して、最急勾配法を用いて１９素子のアレーアンテナ装置の指向性可変能力について調べる。なお、非線形性のため最急勾配法の収束値は初期状態などに依存し、最適解とは限らない。リアクタンス値Ｘの可変範囲を、従来技術文献５「飯草恭一ほか，“７素子モノポール形エスパアンテナの試作結果”，電子情報通信学会ソサエティ大会講演論文集，Ｂ−１−６４，２００１年９月」の試作アンテナに用いている可変容量ダイオードの特性に合わせて、その電気容量を−６．８ｊ（９．３ｐＦ）から−９１．５ｊ（０．７ｐＦ）とし、第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８の長さＬ２を０．４５λとし、その配列半径ｒ２をλ／２とする。
【００５２】
まず、ビーム形成能力を調べるため、方位角φ＝０°、１５°、３０°の指向性利得が最大となる状態を最急勾配法で求めた。なお、エスパアンテナ構造の対称性より、指向性は３０°単位で回転対称性を有する。収束した指向性を図１７及び図１８に、リアクタンス値を図１９及び図２０に示す。なお、最急勾配法の初期値は、第１の非励振素子Ａ１のみに接続される電気容量を−９１．５ｊとし、それ以外の５個の第１の非励振素子Ａ２乃至Ａ６に接続される電気容量を−６．８ｊとした。図１７及び図１８から明らかなように、最急勾配法で最大利得を得ようとした方向とは少しずれた方向に利得ピークが表れているが、指向性利得約１０ｄＢｄと電力半値幅約５２゜が得られ、峡ビーム化と高利得化が達成されている。
【００５３】
図１７及び図１８から電力半値幅を求めると、図１９のようになる。この例ではタイプＤの方の半値幅が小さい傾向がある。また、アレーアンテナ装置にとって、ヌル形成能力はアダプティブアンテナとして用いた場合の干渉波抑圧のため重要な能力であり、固定導波器付加によりこの能力が維持できているかを確認する必要がある。そこで、最急勾配法により０°、１５°、３０°方向の利得が小さくなるように最急勾配法を適用した結果の指向性を図２２及び図２３に示し、リアクタンスの収束値を図２４及び図２５に示す。対ピークレベル比３０ｄＢ以上の深いヌルが形成されており、ヌル形成能力が維持できていることが確認できる。
【００５４】
さらに、相互相関係数が最大となることを規範とする適応制御による評価について以下に説明する。適応制御能力を調べるため、次式で計算される相互相関係数の絶対値の２乗を規範（ＭＣＣＣ規範：Maximum Cross-Correlation Coefficient）として、最急勾配法により最大となる状態を計算した。
【００５５】
【数１９】
0003769243.tif 000002
【００５６】
ここで、アンテナ指向性は等価ウェイトベクトルから計算し、受信信号ｒ（ｔ）と学習シーケンス信号ｒ（ｔ）を用いて所望波を認識するシステムを考える。Ｅは幾つかのサンプルデータで計算される時間平均（所定の期間におけるアンサンブル平均である。）を表し、ばらつきを有する。指向性可変能力に関して調べるため、そのばらつきの影響が少なくなるように、平均のためのサンプル数を充分大きな２４０とした。電波環境として、所望波１波、干渉波３波で、干渉波の各レベルは所望波の３分の１とし、全信号波の到来方向がランダム、信号対雑音電力比ＳＮＲは３０ｄＢとした。１０００通りの電波到来方向に対して、反復回数１００回の最急勾配法で得られた状態のＳＩＮＲ値の累積確率分布（ＣＤＦ）曲線を図２６に示す。１９素子のアレーアンテナ装置で５０パーセントの確率で期待できるＳＩＮＲ値は１２ｄＢｏ（ｄＢｏ：同形状のオムニアンテナを基準としたｄＢ値）である。従来例の７素子型のエスパアンテナ装置に比べ、１９素子のアレーアンテナ装置のＣＤＦ特性が著しく改善している。これは、利得向上と狭ビーム化による効果のほかに、第１の非励振素子の素子長０．４８λの７素子のエスパアンテナ装置ではヌル形成能力が低いことが原因している。そこで、素子長０．４７５λとした場合の７素子のエスパアンテナ装置のＣＤＦ曲線を図２６に破線で示す。図２６から明らかなように、素子長を短くしたことにより、ＣＤＦ特性が著しく改善している。この改善した特性に比べても、１９素子のアレーアンテナ装置のＣＤＦ特性が優れていることが確認できる。また、タイプＣとタイプＤはほぼ等しい性能を有する。この結果は図６に表れているように、固定導波器である第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８の周方向配置が水平面内指向性に与える影響が少ないということに合致している。径方向に関する図９の結果と合わせると、１９素子のアレーアンテナ装置の特性は第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８の配置位置に強く依存しないことが分かる。
【００５７】
以上説明したように、本実施形態によれば、７素子のエスパアンテナ装置の周りに固定導波器である第２の非励振素子を付加することにより、狭ビーム化と高利得化を行うことができる。第２の非励振素子には可変リアクタンス回路を接続しないので、構成のシンプルさを維持し、制御負担の増加を防ぐことができる。狭ビームと高利得化には１２個の第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８を追加した１９素子のアレーアンテナ装置が適していることを、モーメント法の計算により示した。また、第２の非励振素子Ａ７乃至Ａ１８の長さは内側の第１の非励振素子Ａ１乃至Ａ６より少し短いときに狭ビームが得られるが、配置位置には強く依存しないことが分かった。１９素子のアレーアンテナ装置に対して等価ウェイトベクトル表現を与え、モーメント法による計算値とほぼ等しい指向性を算出できることを確認した。この等価ウェイトベクトル表現に対する最急勾配法の計算により、約１０ｄＢｄの利得と約５２°のビーム半値幅が得られ、ヌル形成能力も維持できることが分かった。ＳＩＮＲの累積確率分布密度を計算し、約５０パーセントの確率で期待できるＳＩＮＲ値として１２ｄＢｏが得られ、アダプティブアンテナとしての性能も改善されることを示した。
【００５８】
＜変形例＞
以上の実施形態においては、６本の第１の非励振素子Ａ１乃至Ａ６を用いているが、その本数は少なくとも複数本あれば、当該アレーアンテナ装置の指向特性を電子的に制御することができる。それに代わって、６個よりも多くの非励振素子を備えてもよい。また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の配置形状も上記の実施形態に限定されず、励振素子Ａ０から所定の距離だけ離れていればよい。すなわち、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に対する間隔は一定でなくてもよい。また、素子長も均一でなくてもよい。
【００５９】
また、第２の非励振素子の数については、少なくとも第１の非励振素子の２倍以上を備えることが好ましい。また、第１と第２の非励振素子の配列形状については、図５に示すごとく、タイプＣ又はタイプＤの形状がより好ましい。すなわち、好ましくは、図５（ｃ）のタイプＣのように、第２の非励振素子の数Ｎ２は第１の非励振素子の数Ｎ１の２倍であり、上記Ｎ１個の第１の非励振素子は互いに等しい第１の角度間隔の位置に設けられ、上記Ｎ２個の第２の非励振素子は互いに等しい第２の角度間隔の位置に設けられ、上記Ｎ２個の第２の非励振素子のうちのＮ１個の第２の非励振素子は、励振素子から上記各第１の非励振素子への放射方向に延在する位置に設けられる。また、好ましくは、図５（ｄ）のタイプＤのように、第２の非励振素子の数Ｎ２は第１の非励振素子の数Ｎ１の２倍であり、上記Ｎ１個の第１の非励振素子は互いに等しい第１の角度間隔の位置に設けられ、上記Ｎ２個の第２の非励振素子は互いに等しい第２の角度間隔の位置であって、上記励振素子から上記各第１の非励振素子への放射方向に延在する位置とは異なる位置に設けられる。
【００６０】
さらに、上記Ｎ２個の第２の非励振素子は互いに等しい第２の角度間隔でありかつ４分の１波長以下の長さ間隔の位置に密に設けられることが好ましい。
【００６１】
以上の実施形態においては、各アンテナ素子はダイポールを用いているが、本発明はこれに限らず、モノポールなどの他の種類のアンテナ素子であってもよい。
【００６２】
以上の実施形態においては、学習シーケンス信号ｒ（ｔ）を用いた適応制御処理は実際の通信の開始前に実行しているが、本発明はこれに限らず、通信の最初に行っても、ある時間周期毎に行ってもよい。
【００６３】
以上の実施形態においては、例えば、評価関数値を最大となるように改善させるべく適応制御しているが、評価関数をその逆数にしたときは、それを最小となるように改善させるべく適応制御してもよい。
【００６４】
以上の実施形態においては、最急勾配法を用いて適応制御処理を行っているが、本発明はこれに限らず、適応制御方法として、純粋ランダム探索法、最急勾配法、高次元二分法、順次ランダム法、回帰ステップ法、ハミルトン力学による方法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いてもよい。
【００６５】
以上の実施形態においては、評価関数として受信信号ｙ（ｔ）と学習シーケンス信号ｒ（ｔ）との間の相互相関係数ρを用いているが、出力ＳＩＮＲ又はその度合いを示す他の種々の評価関数を用いてもよい。また、以上の実施形態においては、学習シーケンス信号ｒ（ｔ）を用いて評価関数を計算しているが、本発明はこれに限らず、学習シーケンス信号ｒ（ｔ）を用いない種々の評価関数を用いてもよい。例えば、従来技術文献６「大平孝，“モーメント規範に基づくエスパアンテナの定振幅ブラインド適応ビーム形成”，電子情報通信学会技術報告，ＥＤ２００１−１５５，ＭＷ２００１−１１５，ｐｐ．２３−２８，２００１年１１月」において開示されているように、励振素子によって受信された受信信号に基づいて、例えば最急勾配法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、上記受信信号のみで表された目的関数の値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含み、上記目的関数は、所定の期間における、上記受信信号の絶対値の時間平均値の二乗値を、上記受信信号の絶対値の二乗値の時間平均値で除算した関数であるように構成してもよい。
【００６６】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明に係るアレーアンテナ装置によれば、従来例のエスパアンテナ装置において、そのリアクタンス制御型非励振素子の外側に、別の複数の固体導波器素子を配置することにより、従来例のエスパアンテナ装置に比較してビームを狭くし、かつアンテナ利得を高めることができる。また、ヌル形成能力も保持されるので、干渉波抑制能力が大幅に向上できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に係る実施形態であるアレーアンテナ装置の構成を示す平面図及びブロック図である。
【図２】  図１のアレーアンテナ装置１００の外観を示す斜視図である。
【図３】  図１のＡ−Ａ’線についての縦断面図である。
【図４】  図１のアレーアンテナ装置１００におけるダイポール型第１の非励振素子Ａｎ（ｎ＝１，２，…，６）とそれに接続された可変リアクタンス回路１２−ｎの構成を示す回路図である。
【図５】  （ａ）は比較例であるタイプＡのアレーアンテナ装置における励振素子Ａ０と、第１の非励振素子Ａ１−Ａ６の配列を示す平面図であり、（ｂ）は比較例であるタイプＢのアレーアンテナ装置における励振素子Ａ０と、第１の非励振素子Ａ１−Ａ６の配列を示す平面図であり、（ｃ）は本発明に係る実施形態であるタイプＣのアレーアンテナ装置１００における励振素子Ａ０と、第１の非励振素子Ａ１−Ａ６と、第２の非励振素子Ａ７−Ａ１８の配列を示す平面図であり、（ｄ）は本発明に係る実施形態であるタイプＤのアレーアンテナ装置１００における励振素子Ａ０と、第１の非励振素子Ａ１−Ａ６と、第２の非励振素子Ａ７−Ａ１８の配列を示す平面図である。
【図６】  本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置１００（タイプＣ）と、その変形例（タイプＤ）、及び２つの比較例（タイプＡ及びＢ）のアレーアンテナ装置、並びに従来例に係る７素子のエスパアンテナ装置における水平面内指向性の変化を示すグラフである。
【図７】  本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置１００（タイプＣ）と、その変形例（タイプＤ）、及び２つの比較例（タイプＡ及びＢ）のアレーアンテナ装置、並びに従来例に係る７素子のエスパアンテナ装置における利得及びビーム幅の変化を示す表である。
【図８】  本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置１００（タイプＣ）における水平面内指向性の第２の非励振素子の素子長Ｌ２に対する依存性を示す放射パターンのグラフである。
【図９】  本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置１００（タイプＣ）における水平面内指向性の第２の非励振素子の配列半径ｒ２に対する依存性を示す放射パターンのグラフである。
【図１０】  本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置１００（タイプＣ）におけるアドミタンス行列Ｙの詳細を示す図である。
【図１１】  本発明に係る変形例のアレーアンテナ装置（タイプＤ）におけるアドミタンス行列Ｙの詳細を示す図である。
【図１２】  本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置１００（タイプＣ）におけるリアクタンス行列Ｘの詳細を示す図である。
【図１３】  本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置１００（タイプＣ）におけるアドミタンス行列Ｙの行列要素の一例を示す図である。
【図１４】  本発明に係る変形例のアレーアンテナ装置（タイプＤ）におけるアドミタンス行列Ｙの行列要素の一例を示す図である。
【図１５】  本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置１００（タイプＣ）における等価ウェイトベクトル法とモーメント法により計算された水平面内指向性の計算結果の放射パターンを示すグラフである。
【図１６】  本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置（タイプＤ）における等価ウェイトベクトル法とモーメント法により計算された水平面内指向性の計算結果の放射パターンを示すグラフである。
【図１７】  本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置１００（タイプＣ）におけるビーム指向性の放射パターンを示すグラフである。
【図１８】  本発明に係る変形例のアレーアンテナ装置（タイプＤ）におけるビーム指向性の放射パターンを示すグラフである。
【図１９】  本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置１００（タイプＣ）におけるビーム形成時の各第１の非励振素子Ａ１−Ａ６に対するリアクタンス値を示すグラフである。
【図２０】  本発明に係る変形例のアレーアンテナ装置（タイプＤ）におけるビーム形成時の各第１の非励振素子Ａ１−Ａ６に対するリアクタンス値を示すグラフである。
【図２１】  本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置１００（タイプＣ）と、その変形例（タイプＤ）、及び従来例に係る７素子のエスパアンテナ装置における最急勾配法により利得最大としようとした方位角を示す表である。
【図２２】  本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置１００（タイプＣ）におけるヌル指向性の放射パターンを示すグラフである。
【図２３】  本発明に係る変形例のアレーアンテナ装置（タイプＤ）におけるヌル指向性の放射パターンを示すグラフである。
【図２４】  本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置１００（タイプＣ）におけるヌル形成時の各第１の非励振素子Ａ１−Ａ６に対するリアクタンス値を示すグラフである。
【図２５】  本発明に係る変形例のアレーアンテナ装置（タイプＤ）におけるヌル形成時の各第１の非励振素子Ａ１−Ａ６に対するリアクタンス値を示すグラフである。
【図２６】  本発明に係る実施形態のアレーアンテナ装置１００（タイプＣ）と、その変形例（タイプＤ）、及び従来例に係る７素子のエスパアンテナ装置における信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ）に対する累積確率分布（ＣＤＦ）曲線を示すグラフである。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…第１の非励振素子、
Ａ７乃至Ａ１８…第２の非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…復調器、
５…給電用同軸ケーブル、
６…平衡−不平衡変換器（バラン）、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス回路、
１３ａ，１３ｂ…アンテナ素子、
１４ａ，１４ｂ…可変容量ダイオード、
１５ａ，１５ｂ，１５ｃ…抵抗、
２０…適応制御型コントローラ、
２１…学習シーケンス信号発生器、
１００…アレーアンテナ装置。
【図１】
0003769243.tif 000003
【図２】
0003769243.tif 000004
【図３】
0003769243.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
0003769243.tif 000015
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
0003769243.tif 000022
【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
0003769243.tif 000026
【図２５】
0003769243.tif 000027
【図２６】
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