(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
帰還回路を介して入出力端子間が接続されているインバータと、
発振開始信号が入力されると、定電流である第１の電流を出力する定電流源回路と、
前記発振開始信号が入力されると、この発振開始信号の入力によって開始される前記インバータの発振起動期間において連続的に減少する第２の電流を出力する時間変化電流源回路と
を備え、
前記第１の電流と前記第２の電流との加算電流を、前記インバータの電流源とし、
前記時間変化電流源回路は、
第１の電源と第１のノードとの間に設けられた抵抗と、
前記第１のノードと第２の電源との間に設けられたコンデンサと、
前記発振開始信号をゲート入力として前記第１のノードと前記第２の電源との間に設けられた第１のＭＯＳトランジスタと、
前記第１の電源と前記インバータの電源供給端子との間に設けられ、前記第１のノードの電位に応じて前記第２の電流を出力する第２のＭＯＳトランジスタと
を有する
ことを特徴とする発振回路。
【請求項２】
前記発振起動期間の長さは、前記コンデンサと前記抵抗との時定数により設定され、
発振起動開始時の前記第２の電流の値は、前記第２のＭＯＳトランジスタの飽和電流値である
ことを特徴とする請求項１記載の発振回路。
【請求項３】
帰還回路を介して入出力端子間が接続されているインバータと、
発振開始信号が入力されると、定電流である第１の電流を出力する定電流源回路と、
前記発振開始信号が入力されると、この発振開始信号の入力によって開始される前記インバータの発振起動期間において連続的に減少する第２の電流を出力する時間変化電流源回路と
を備え、
前記第１の電流と前記第２の電流との加算電流を、前記インバータの電流源とし、
前記時間変化電流源回路は、
第１の電源と第１のノードとの間に設けられたコンデンサと、
前記第１のノードと第２の電源との間に設けられた第１の抵抗と、
前記発振開始信号をゲート入力として前記第１の電源と前記第１のノードとの間に設けられた第１のＭＯＳトランジスタと、
第２のノードと前記第２の電源との間に設けられた第２の抵抗と、
前記第１のノードと前記第２のノードの電位差に応じた電位を出力するオペアンプと、
前記オペアンプの出力電位をゲート入力として第３のノードと前記第２のノードとの間に設けられ、第３の電流を流す第２のＭＯＳトランジスタと、
前記第３のノードの電位をゲート入力として前記第１の電源と前記第３のノードとの間に設けられた第３のＭＯＳトランジスタと、
前記第３のＭＯＳトランジスタとカレントミラー接続されて前記第１の電源と前記インバータの電源供給端子との間に設けられ、前記第３の電流に応じた前記第２の電流を出力する第４のＭＯＳトランジスタと
を有する
ことを特徴とする発振回路。
【請求項４】
前記発振起動期間の長さは、前記コンデンサと前記第１の抵抗との時定数により設定され、
発振起動開始時の前記第２の電流の値は、前記第４のＭＯＳトランジスタの飽和電流値であり、
前記飽和電流値は、前記第２の抵抗の値により設定される
ことを特徴とする請求項３記載の発振回路。
【請求項５】
前記第２の抵抗は、前記発振起動開始時の抵抗値をあらかじめ所望の値に設定しておくことが可能な可変抵抗であることを特徴とする請求項４記載の発振回路。
【請求項６】
前記第２の電流は、前記発振起動期間が経過したあとに一定値またはゼロになることを特徴とする請求項１から５までのいずれかに記載の発振回路。
【請求項７】
前記インバータは、ＣＭＯＳインバータであることを特徴とする請求項１から５までのいずれかに記載の発振回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、半導体集積回路においてＣＭＯＳインバータ等のインバータを用いた水晶発振回路等の発振回路に関するもので、特に発振起動時に前記発振インバータの電圧増幅率（または相互コンダクタンス）を増大させることにより不発振を防止する（確実に発振起動する）ことができる発振回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体集積回路においてＣＭＯＳインバータを用いた水晶発振回路に関するもので、特に発振起動時にＣＭＯＳインバータの電圧増幅率または相互コンダクタンスを可変する技術に関するものに、（１）特開昭５５−１０４１０６号公報、（２）特開昭５５−１０４１０７号公報、（３）特開昭５６−３２８１０号公報がある。
【０００３】
上記の（１）特開昭５５−１０４１０６号公報および（２）特開昭５５−１０４１０７号公報には、ＣＭＯＳインバータと制御回路とを設け、発振起動時に制御回路によるスイッチ動作によってＣＭＯＳインバータの電圧増幅率または相互コンダクタンスを増大させて不発振を防止するとともに定常発振動作に移行してからの消費電流を減少させる技術が開示されている。
【０００４】
また上記の（３）特開昭５６−３２８１０号公報には、ＣＭＯＳインバータと電源の間に、発振起動時にＣＭＯＳインバータの電源電圧を上昇させる制御回路を設け、発振起動時にＣＭＯＳインバータの電源電圧を低くし、相互コンダクタンスを低くしてスプリアス振動（所望発振周波数よりも高い周波数による発振）を防止する技術が開示されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記の（１）特開昭５５−１０４１０６号公報および（２）特開昭５５−１０４１０７号公報に開示されている発振回路では、スイッチ動作によってＣＭＯＳインバータの相互コンダクタンス値を瞬時に切り換えるため、水晶発振の振幅や位相の瞬間的な変化を引き起こし、この発振回路からクロックの供給を受ける各種装置の動作が不安定になる場合があるという問題があった。また、電源電圧をＣＭＯＳインバータに印加するため、定常発振動作時に電源電圧が変化すると、ＣＭＯＳインバータの相互コンダクタンスが変化してしまい、水晶発振の振幅や位相が変化してしまうという問題があった。
【０００６】
また上記の（３）特開昭５６−３２８１０号公報に開示されている発振回路では、発振起動時にＣＭＯＳインバータの電源電圧を降下させ、ＣＭＯＳインバータの相互コンダクタンス値を減少させる回路であるため、不発振を防止する機能は無く、また定常発振時にはＣＭＯＳインバータに直接、電源電圧が印加されるため、定常発振時の電源電圧変化に対して水晶発振の振幅や位相が変化してしまうという問題があった。
【０００７】
本発明は、このような従来の問題を解決するためになされたものであり、定常発振時の消費電流を増大させることなく不発振を防止する（確実に発振起動する）ことができ、発振振幅および位相が瞬間的に変化することなく安定した発振動作ができる発振回路を提供することを目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために本発明の発振回路は、帰還回路を介して入出力端子間が接続されているインバータと、発振開始信号が入力されると、定電流である第１の電流を出力する定電流源回路と、前記発振開始信号が入力されと、この発振開始信号の入力によって開始される前記インバータの発振起動期間において連続的に減少する第２の電流を出力する時間変化電流源回路とを備え、前記第１の電流と前記第２の電流との加算電流を、前記インバータの電流源としたことを特徴とするものである。
【０００９】
例えば、前記第２の電流は、前記発振起動期間が経過したあとに一定値またはゼロになる。
【００１０】
また、前記時間変化電流源回路は、コンデンサと抵抗とを有し、前記発振起動期間は、前記コンデンサと前記抵抗との時定数により設定される。
【００１１】
また、前記時間変化電流源回路は、前記抵抗とは別に、発振起動開始時の第２の電流の値を設定する抵抗を有する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
第１の実施形態
図１は本発明の第１の実施形態の水晶発振回路を示す回路図である。この水晶発振回路は、定電流源回路１と、時間変化電流源回路２と、水晶発振回路部３とから構成されている。
【００１３】
定電流源回路１は、定電流源Ｊ１と、ｐＭＯＳトランジスタＭＰ１およびＭＰ２とから構成されている。定電流源Ｊ１は、発振開始信号を受信すると（例えば、発振開始信号が低電位レベル（ＧＮＤレベル）から高電位レベル（ＶＣＣレベル）に変化したことを検出すると）、定電流を流すことを開始し、このあと、発振開始信号がＧＮＤレベルになっても定電流を流した状態を保つ。トランジスタＭＰ１およびＭＰ２のソース電極は、ともに正電源ＶＣＣに接続されている。またトランジスタＭＰ１のゲート電極およびドレイン電極とトランジスタＭＰ２のゲート電極とは、ともに定電流源Ｊ１の電流引き込み端子に接続されている。すなわち、トランジスタＭＰ１とＭＰ２とは、カレントミラー接続されている。トランジスタＭＰ２のドレイン電極は水晶発振回路部３に電流を出力する電流出力端子となる。トランジスタＭＰ１のソース・ドレイン間には定電流源Ｊ１により既定される電流Ｉds1 が流れ、トランジスタＭＰ２のソース・ドレイン間には電流Ｉds1 に比例する電流Ｉds2 が流れる。この電流Ｉds2 は、発振起動開始時以降、定電流値Ｉｓとなる。すなわち、この定電流源回路１は、定電流である電流Ｉds2 を出力するものである。なお、上記の発振起動開始時の詳細については後述する。
【００１４】
時間変化電流源回路２は、ｎＭＯＳトランジスタＭＮ１と、コンデンサＣｔと、抵抗Ｒｔと、ｐＭＯＳトランジスタＭＰ３とから構成される。トランジスタＭＮ１のゲート電極には外部から発振開始信号が入力され、またトランジスタＭＮ１のソース電極は基準電源ＧＮＤに接続されている。コンデンサＣｔは、トランジスタＭＮ１のドレイン電極と基準電源ＧＮＤの間に接続されている。抵抗Ｒｔは、トランジスタＭＮ１のドレイン電極と正電源ＶＣＣの間に接続されている。トランジスタＭＰ３のゲート電極はコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔの接続点（ノードＮ１）に接続されており、ソース電極は正電源ＶＣＣに接続されている。またトランジスタＭＰ３のドレイン電極は水晶発振回路部３に電流を出力する電流出力端子となる。トランジスタＭＰ３のソース・ドレイン間にはノードＮ１の電位変化に従って変化する電流Ｉds3 が流れる。この電流Ｉds3 は、発振起動開始時に電流値Ｉｔとなり、発振起動開始時から定常発振開始時までの発振起動期間中に時間とともに連続的に減少変化し、定常発振開始時に０になる。すなわち、この時間変化電流源回路２は、発振起動期間中に連続的に減少変化する電流Ｉds3 を出力するものである。なお、上記の発振起動期間およびこの発振起動期間の終了時である上記の定常発振開始時は、コンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定数により決まるものであり、その詳細については後述する。
【００１５】
水晶発振回路部３は、定電流源回路１からの電流Ｉds2 と時間変化電流源回路２からの電流Ｉds3 の加算電流Ｉds2 ＋Ｉds3 が供給され、発振動作をするものであり、ＣＭＯＳインバータＩＮＶ１（発振インバータ）と、抵抗Ｒｆと、水晶振動子Ｘ１と、負荷容量ＣｇおよびＣｄとから構成されている。抵抗Ｒｆおよび水晶振動子Ｘ１は、ともにインバータＩＮＶ１の入出力端子間に接続されている。負荷容量Ｃｇは、インバータＩＮＶ１の入力端子と基準電源ＧＮＤの間に接続されている。負荷容量Ｃｄは、インバータＩＮＶ１の出力端子と基準電源ＧＮＤの間に接続されている。インバータＩＮＶ１は、ＣＭＯＳインバータを構成する図示しないｎＭＯＳトランジスタのソース電極である第１の電源端子と、ＣＭＯＳインバータを構成する図示しないｐＭＯＳトランジスタのソース電極である第２の電源端子とを有する。インバータＩＮＶ１の第１の電源端子は基準電源ＧＮＤに接続されている。インバータＩＮＶ１の第２の電源端子は、定電流源回路１の電流出力端子であるトランジスタＭＰ２のドレイン電極、および時間変化電流源回路２の電流出力端子であるトランジスタＭＰ３のドレイン電極に接続されている。抵抗Ｒｆと水晶振動子Ｘ１と負荷容量ＣｇおよびＣｄとは、インバータＩＮＶ１の入出力端子間を接続する帰還回路を構成する。発振起動期間を経過したあとの電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 は、インバータＩＮＶ１が定常発振動作を保つために必要な電流となる。ここでは、発振起動期間を経過したあとの時間変化電流源回路２の出力電流Ｉds3 は０となるので、定電流源回路１の出力電流のＩds2 の電流値Ｉｓは、インバータＩＮＶ１が定常発振動作を保つために必要な電流値である。
【００１６】
次に、図１に示す第１の実施形態の水晶発振回路の動作を説明する。図２は図１に示す第１の実施形態の水晶発振回路の動作タイムチャートであり、（ａ）は発振開始信号の電圧波形、（ｂ）はノードＮ１の電圧波形（コンデンサＣｔの充電電圧波形）、（ｃ）はトランジスタＭＰ３のソースドレイン電流Ｉds3 の波形、（ｄ）はトランジスタＭＰ２のソースドレイン電流Ｉds2 の波形、（ｅ）はインバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 の波形を示す。
【００１７】
図２の動作タイムチャートにおいて、時刻ｔ０以前では、図２（ａ）に示すように発振開始信号の電位は０［Ｖ］（ＧＮＤレベル）であるので、トランジスタＭＮ１はＯＦＦしている。従って、コンデンサＣｔの充電電圧はＶＣＣであり、ノードＮ１の電位はＶＣＣレベルである（図２（ｂ））。さらにノードＮ１がＶＣＣレベルなので、トランジスタＭＰ３はＯＦＦしており、従ってトランジスタＭＰ３のソースドレイン電流Ｉds3 の初期値（発振開始信号が入力される時刻ｔ０以前の電流値）は０（ゼロ）である（図２（ｄ））。また、定電流源Ｊ１により決まるトランジスタＭＰ１のソースドレイン電流Ｉｄｓ１の初期値は０であるものとし、従ってトランジスタＭＰ２のソースドレイン電流Ｉds2 の初期値も０であるものとする（図２（ｃ））。また、インバータＩＮＶ１に供給される電源電流は電流Ｉds2 と電流Ｉds3 の合計Ｉds2 ＋Ｉds3 であり、電流Ｉds2 およびＩds3 がともに０なので、インバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 の初期値は０である（図２（ｅ））。インバータＩＮＶ１に電源電流が供給されないので、水晶発振回路部３は発振停止している。
【００１８】
次に、時刻ｔ０で、発振開始信号が入力されると、すなわち発振開始信号が０［Ｖ］（ＧＮＤレベル）からＶＣＣレベルに変化すると（図２（ｂ））、トランジスタＭＮ１がターンＯＮし、これによりコンデンサＣｔがトランジスタＭＮ１を通して瞬時に放電し、コンデンサＣｔの充電電圧は０［Ｖ］となり、ノードＮ１の電位すなわちトランジスタＭＰ３のゲート電位は０［Ｖ］（ＧＮＤレベル）に降下する（図２（ｂ））。トランジスタＭＰ３のゲート電位が０［Ｖ］になったことにより、トランジスタＭＰ３がターンＯＮし、これによりトランジスタＭＰ３のソース・ドレイン電流Ｉds3 は０から飽和電流値Ｉｔに変化する（図２（ｃ））。このトランジスタＭＰ３の飽和電流値Ｉｔの大きさは、トランジスタＭＰ３のディメンジョン値によって設定することができる。なお、発振開始信号が入力される（この第１の実施形態ではＧＮＤレベルからＶＣＣレベルに変化する）時刻ｔ０が、発振起動開始時である。
【００１９】
一方、時刻ｔ０で、発振開始信号が入力されると、定電流源Ｊ１はトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン電流Ｉds1 を０から所定電流値ｋ１×Ｉｓに変化させる。上記のｋ１は電流Ｉds1 とＩds2 の間の比例定数であり、Ｉds2 ＝Ｉds1 ／ｋ１である。電流Ｉds1 の電流値がｋ１×Ｉｓになったことにより、トランジスタＭＰ２のソース・ドレイン電流Ｉds2 の電流値は、０からＩｓに変化する（図２（ｄ））。この電流値Ｉｓは、水晶発振回路部３が定常発振動作を保つために必要なインバータＩＮＶ１の電源電流値である。
【００２０】
上記の電流Ｉds2 および電流Ｉds3 の変化により、インバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 の電流値は、時刻ｔ０で、０からＩｓ＋Ｉｔに変化する（図２（ｅ））。インバータＩＮＶ１の相互コンダクタンスは、電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 に依存し、電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 が大きいほど、大きくなる。そして発振起動開始時の相互コンダクタンスを大きくすることにより、水晶発振回路部３を確実に発振起動させることができる。電源電流値がＩｓ＋ＩｔのときのインバータＩＮＶ１の相互コンダクタンス値をｇｍ１とすると、この相互コンダクタンス値ｇｍ１を変えるには、電流値Ｉｔの大きさを変えれば良く、電流値Ｉｔの大きさを変えるには、上述したようにトランジスタＭＰ３のディメンジョン値を変えれば良い。
【００２１】
次に、時刻ｔ１で、発振開始信号がＶＣＣレベルから０［Ｖ］（ＧＮＤレベル）に戻ると（図２（ａ））、トランジスタＭＮ１がターンＯＦＦし、これによりコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定数に従ってコンデンサＣｔの充電が開始され、このコンデンサＣｔの充電動作により、時刻ｔ１以降、ノードＮ１の電位すなわちトランジスタＭＰ３のゲート電位が時間とともに連続的に上昇していく（図２（ｂ））。そして、時刻ｔ２で、トランジスタＭＰ３は飽和領域動作から非飽和領域動作に移行する。これにより、トランジスタＭＰ３のソース・ドレイン電流Ｉds3 は、時刻ｔ２以降、時間とともに連続的に減少していき、時刻ｔ３で０になる（図２（ｃ））。
【００２２】
上記のように、時間変化電流源回路２の出力である電流Ｉds3 の電流値は、時刻ｔ０〜ｔ２において一定値Ｉｔであり、時刻ｔ２〜ｔ３において、抵抗Ｒｔを通してコンデンサＣｔを充電することによるノードＮ１すなわちトランジスタＭＰ３のゲート電位の上昇に伴い、連続的に減少していき、時刻ｔ３で０になる。また、定電流源回路１の出力である電流Ｉds2 の電流値は、時刻ｔ０以降において一定値Ｉｓである（図２（ｄ））。従って、インバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 の電流値は、ｔ０〜ｔ２において一定値Ｉｓ＋Ｉｔであり、時刻ｔ２〜ｔ３において連続的に減少変化し、時刻ｔ３でＩｓになり、これ以降一定値Ｉｓとなる（図２（ｅ））。なお、発振起動開始時である時刻ｔ０から時間変化電流源回路２の出力電流Ｉds3 が０となる（あるいは一定値となる場合もある）時刻ｔ３までの期間が発振起動期間である。また、電流Ｉds3 が０あるいは一定値となる時刻ｔ３が定常発振開始時である。定常発振開始時以降、水晶発振回路部３は定常発振動作をする。時刻ｔ０〜ｔ３の発振起動期間の長さは、コンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定数により設定することができる。
【００２３】
また、電源電流値がＩｓのときのインバータＩＮＶ１の相互コンダクタンス値をｇｍ０とすると、このｇｍ０は電源電流値がＩｓ＋Ｉｔのときの相互コンダクタンス値ｇｍ１よりも小さくなる。この相互コンダクタンス値ｇｍ０は、水晶発振回路部３が定常発振動作を保つために必要なインバータＩＮＶ１の相互コンダクタンス値である。インバータＩＮＶ１の相互コンダクタンスは、時刻ｔ２〜ｔ３において、電源電流の減少に伴い、ｇｍ１から時間とともに連続的に減少していき、時刻ｔ３でｇｍ０となる。
【００２４】
このように、発振起動開始時において、インバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 は、定常発振動作を保つために必要なＩｓよりも大きなＩｓ＋Ｉｔとなり、従ってインバータＩＮＶ１の相互コンダクタンスは、定常発振動作を保つために必要なｇｍ０よりも大きなｇｍ１となるので、水晶発振回路部３を確実に発振起動することができる。また、電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 は、発振起動期間において連続的に減少していき、定常発振開始時にＩｓとなり、従ってインバータＩＮＶ１の相互コンダクタンスは、発振起動期間において連続的に減少していき、定常発振開始時にｇｍ０となるので、発振起動期間において水晶発振の振幅および位相が瞬間的に（不連続に）変化することはない。また、発振起動期間においてインバータＩＮＶ１の電源電流値を、定常発振動作を保つために必要な電流値Ｉｓに減少させ、定常発振動作におけるインバータＩＮＶ１の電源電流値をＩｓに保つので、定常発振動作における消費電流を増大させることがない。また、定電流源回路１と時間変化電流源回路２、あるいは定電流源回路１からインバータＩＮＶ１に電源を供給し、インバータＩＮＶ１に電源電圧を印加することがないので、定常発振動作において水晶発振の振幅および位相が瞬間的に（不連続に）変化することはない。また、発振起動期間においてインバータＩＮＶ１の電源電流値を、定常発振動作を保つために必要な電流値Ｉｓに減少させ、定常発振動作におけるインバータＩＮＶ１の電源電流値をＩｓに保つので、定常発振動作における消費電流を増大させることがない。また、定電流源回路１と時間変化電流源回路２、あるいは定電流源回路１からインバータＩＮＶ１に電源電流を供給しており、電源電圧が変化してもインバータＩＮＶの電源電流を一定値Ｉｓに保つことができ従ってインバータＩＮＶ１の相互コンダクタンス値を一定値ｇｍ０に保つことができるので、電源電圧の変化により水晶発振の振幅および位相が瞬間的に（不連続に）変化することはない。さらに、発振起動開始時におけるインバータＩＮＶ１の電源電流の増加量となり、従ってインバータＩＮＶ１の相互コンダクタンスの増加量に対応するトランジスタＭＰ３の飽和電流値Ｉｔを、トランジスタＭＰ３のディメンジョン値によって設定することができ、また発振起動期間の長さをコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定数により設定することができる。
【００２５】
以上のように第１の実施形態の水晶発振回路によれば、定電流である電流Ｉds2 を出力する定電流源回路１と、発振起動期間において連続的に減少する電流Ｉds3 を出力する時間変化電流源回路２とを設け、この２つの電流の加算電流Ｉds2 ＋Ｉds3 をインバータＩＮＶ１の電源に供給するようにしたことにより、定常発振動作における消費電流を増大させることなく確実に発振起動することができ、発振振幅および位相が瞬間的に変化することなく安定した発振動作ができる。さらに、発振起動開始時のインバータＩＮＶ１の相互コンダクタンス増加量を、時間変化電流源回路２のトランジスタＭＰ３のディメンジョン値で決定することができる。また、発振起動期間の長さをコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定数により決定することができる。従って、コンデンサＣｔに可変コンデンサ、抵抗Ｒｔにに可変抵抗を用いれば、発振起動期間の長さを調整することが可能になり、は発振回路の製造バラツキおよび水晶振動子Ｘ１のバラツキを補正することができる。
【００２６】
第２の実施形態
図３は本発明の第２の実施形態の水晶発振回路を示す回路図である。この水晶発振回路は、定電流源回路１と、時間変化電流源回路４と、水晶発振回路部３とから構成されている。なお、上記第１の実施形態と同じものには、同じ符号を付してある。すなわち、第２の実施形態の水晶発振回路は、上記第１の実施形態の水晶発振回路において、時間変化電流源回路２を時間変化電流源回路４としたものである。
【００２７】
時間変化電流源回路４は、ｎＭＯＳトランジスタＭＮ１と、コンデンサＣｔと、抵抗ＲｔおよびＲ１と、ｐＭＯＳトランジスタＭＰ３，ＭＰ４，ＭＰ５と、オペアンプＯＰ１とから構成される。トランジスタＭＰ５のゲート電極には発振開始信号が入力され、またトランジスタＭＰ５のソース電極は正電源ＶＣＣに接続されている。コンデンサＣｔはトランジスタＭＰ５のドレイン電極と正電源ＶＣＣの間に接続されている。抵抗ＲｔはトランジスタＭＰ５のドレイン電極と基準電源ＧＮＤの間に接続されている。
【００２８】
オペアンプＯＰ１の非反転入力端子（＋入力端子）は、トランジスタＭＰ５のドレイン電極とコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔの接続点（ノードＮ２）に接続されている。抵抗Ｒ１は、オペアンプＯＰ１の反転入力端子（−入力端子）と基準電源ＧＮＤの間に接続されている。トランジスタＭＮ１のゲート電極はオペアンプＯＰ１の出力端子に接続され、またソース電極はオペアンプＯＰ１の−入力端子に接続されている。
【００２９】
トランジスタＭＰ３のドレイン電極は、定電流源回路１のトランジスタＭＰ２のドレイン電極とともに、水晶発振回路部３のインバータＩＮＶ１の第２の電源端子に接続されている。トランジスタＭＰ３およびＭＰ４のソース電極は、ともに正電源ＶＣＣに接続されている。トランジスタＭＰ３のゲート電極とトランジスタＭＰ４のゲート電極およびドレイン電極とは、ともにトランジスタＭＮ１のドレイン電極に接続されている。すなわち、トランジスタＭＰ３とＭＰ４とは、カレントミラー接続されている。またトランジスタＭＰ３のドレイン電極は水晶発振回路部３に電流を出力する電流出力端子となる。トランジスタＭＰ４のソース・ドレイン間には、トランジスタＭＮ１および抵抗Ｒ１により既定される電流Ｉds4 が流れ、トランジスタＭＰ３のソース・ドレイン間には電流Ｉds4 に比例する電流Ｉds3 が流れる。この電流Ｉds3 は、発振起動開始時に、水晶発振回路部３のインバータＩＮＶ１の相互コンダクタンスを増加させ、水晶発振回路部３を確実に発振起動させるための電流である。
【００３０】
次に、図３に示す第２の実施形態の水晶発振回路の動作を説明する。図４は図３に示す第２の実施形態の水晶発振回路の動作タイムチャートであり、（ａ）は発振開始信号の電圧波形、（ｂ）はノードＮ２の電圧波形、（ｃ）はトランジスタＭＰ３のソース・ドレイン電流Ｉds3 の波形、（ｄ）はトランジスタＭＰ２のソース・ドレイン電流Ｉds2 の波形、（ｅ）はインバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 の波形を示す。
【００３１】
図４の動作タイムチャートにおいて、時刻ｔ０以前では、図４（ａ）に示すように発振開始信号の電位はＶＣＣレベルであるので、トランジスタＭＮ５はＯＦＦしている。従って、コンデンサＣｔの充電電圧はＶＣＣであり、ノードＮ２の電位は０［Ｖ］である（図４（ｂ））。さらにノードＮ２すなわちオペアンプＯＰ１の＋入力端子が０［Ｖ］であり、オペアンプＯＰ１の−入力端子は負電位ではないので、オペアンプＯＰ１の出力端子すなわちトランジスタＭＮ１のゲート電位は０［Ｖ］または負電位であり、トランジスタＭＮ１はＯＦＦしている。従ってトランジスタＭＰ４のソース・ドレイン電流Ｉds4 の初期値（発振開始信号が入力される時刻ｔ０以前の電流値）は０である。これにより、電流Ｉds4 に比例するトランジスタＭＰ３のソース・ドレイン電流Ｉds3 の初期値も０である（図４（ｄ））。また、上記第１の実施形態と同様に、トランジスタＭＰ２のソース・ドレイン電流Ｉds2 の初期値は０であるものとする（図４（ｃ））。また、電流Ｉds2 およびＩds3 がともに０なので、インバータＩＮＶ１に供給される電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 の初期値は０である（図４（ｅ））。インバータＩＮＶ１に電源電流が供給されないので、水晶発振回路部３は発振停止している。
【００３２】
次に、時刻ｔ０で、発振開始信号が入力されると、すなわち発振開始信号がＶＣＣレベルから０［Ｖ］（ＧＮＤレベル）に変化すると（図４（ａ））、トランジスタＭＮ５がターンＯＮし、これによりコンデンサＣｔがトランジスタＭＮ５を通して瞬時に放電し、コンデンサＣｔの充電電圧は０［Ｖ］となり、ノードＮ２の電位すなわちオペアンプＯＰ１の＋入力端子の電位はＶＣＣレベルに上昇する（図４（ｂ））。オペアンプＯＰ１の＋入力端子がＶＣＣレベルになったことにより、オペアンプＯＰ１の出力端子の電位はＶＣＣレベルに上昇する。これにより、トランジスタＭＰ４のソース・ドレイン電流Ｉds4 は０から飽和電流値ｋ２×Ｉｔに変化し、トランジスタＭＰ３のソース・ドレイン電流Ｉds3 は０から飽和電流値Ｉｔに変化する（図４（ｃ））。上記のｋ２は電流Ｉds3 とＩds4 の間の比例定数であり、Ｉds3 ＝Ｉds4 ／ｋ２である。また、トランジスタＭＰ４の電流値ｋ２×Ｉｔは、およそＶＣＣ／Ｒ１である。従って、トランジスタＭＰ３の電流値Ｉｔは、およそＶＣＣ／（Ｒ１×ｋ２）である。この電流値Ｉｔ＝ＶＣＣ／（Ｒ１×ｋ２）は、発振起動開始時におけるインバータＩＮＶ１の電源電流の増加量となる。電流値Ｉｔの大きさは、抵抗Ｒ１の値によって設定することができる。なお、発振開始信号が入力される（この第２の実施形態ではＶＣＣレベルからＧＮＤレベルに変化する）時刻ｔ０が、発振起動開始時である。
【００３３】
一方、時刻ｔ０で、発振開始信号が入力されると、上記第１の実施形態と同様に、トランジスタＭＰ２のソース・ドレイン電流Ｉds2 の電流値は、０からＩｓに変化する（図４（ｄ））。この電流値Ｉｓは、水晶発振回路部３が定常発振動作を保つために必要なインバータＩＮＶ１の電源電流値である。
【００３４】
上記の電流Ｉds2 および電流Ｉds3 の変化により、インバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 の電流値は、時刻ｔ０で、０からＩｓ＋Ｉｔに変化する（図４（ｅ））。電源電流値がＩｓ＋ＩｔのときのインバータＩＮＶ１の相互コンダクタンス値ｇｍ１は、定常発振動作における相互コンダクタンス値ｇｍ０よりも大きくなる。これにより水晶発振回路部３を確実に発振起動させることができる。この相互コンダクタンス値ｇｍ１を変えるには、電流値Ｉｔの大きさを変えれば良く、電流値Ｉｔの大きさを変えるには、上述したように抵抗Ｒ１の値を変えれば良い。
【００３５】
次に、時刻ｔ１で、発振開始信号が０［Ｖ］（ＧＮＤレベル）からＶＣＣレベルに戻ると（図４（ａ））、トランジスタＭＰ５がターンＯＦＦし、これによりコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定数に従ってコンデンサＣｔの充電が開始され、このコンデンサＣｔの充電動作により、時刻ｔ１以降、ノードＮ２の電位すなわちオペアンプＯＰ１の＋入力端子の電位が時間とともに徐々に降下していく（図４（ｂ））。さらに、時刻ｔ１で、トランジスタＭＰ３は、オペアンプＯＰ１の＋入力端子の電位降下開始に従い、飽和領域動作から非飽和領域動作に移行し、時刻ｔ１以降、オペアンプＯＰ１の＋入力端子の電位が時間とともに連続的に降下していく。これにより、トランジスタＭＰ４のソース・ドレイン電流Ｉds4 すなわちトランジスタＭＰ３のソース・ドレイン電流Ｉds3 は、時刻ｔ１以降、時間とともに連続的に減少していき、時刻ｔ３で０になる（図４（ｃ））。
【００３６】
上記のように、時間変化電流源回路４の出力である電流Ｉds3 の電流値は、時刻ｔ０〜ｔ１において、一定値Ｉｔであり、時刻ｔ１〜ｔ３において、抵抗Ｒｔを通してコンデンサＣｔを充電することによるノードＮ２すなわちオペアンプＯＰ１の＋入力端子の電位降下に伴い、連続的に減少していき、時刻ｔ３で０になる。また、定電流源回路１の出力である電流Ｉds2 の電流値は、時刻ｔ０以降において一定値Ｉｓである（図４（ｄ））。従って、インバータＩＮＶ１の電源電流Ｉds2 ＋Ｉds3 の電流値は、時刻ｔ０〜ｔ1において一定値Ｉｓ＋Ｉｔであり、時刻ｔ１〜ｔ３において連続的に減少変化し、時刻ｔ３でＩｓになり、これ以降一定値Ｉｓとなる（図４（ｅ））。また、インバータＩＮＶ１の相互コンダクタンスは、時刻ｔ１〜ｔ３において、電源電流の減少に伴い、ｇｍ１から時間とともに連続的に減少していき、時刻ｔ３でｇｍ０となる。この相互コンダクタンス値ｇｍ０は、水晶発振回路部３が定常発振動作を保つために必要なインバータＩＮＶ１の相互コンダクタンス値である。なお、上記第１の実施形態と同様に、発振起動開始時である時刻ｔ０から時間変化電流源回路２の出力電流Ｉds3 が０となる（あるいは一定値となる場合もある）時刻ｔ３までの期間が発振起動期間である。また、電流Ｉds3 が０あるいは一定値となる時刻ｔ３が定常発振開始時である。定常発振開始時以降、水晶発振回路部３は定常発振動作をする。時刻ｔ０〜ｔ３の発振起動期間の長さは、コンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定数により設定することができる。
【００３７】
このように、発振起動開始時において、インバータＩＮＶ１の相互コンダクタンスは、定常発振動作を保つために必要なｇｍ０よりも大きなｇｍ１となるので、水晶発振回路部３を確実に発振起動することができる。また、インバータＩＮＶ１の相互コンダクタンスは、発振起動期間において連続的に減少していき、定常発振開始時にｇｍ０となるので、発振起動期間において水晶発振の振幅および位相が瞬間的に（不連続に）変化することはない。また、定常発振動作におけるインバータＩＮＶ１の電源電流値をＩｓに保つので、定常発振動作における消費電流を増大させることがない。また、電源電圧が変化しても電流源回路によりインバータＩＮＶ１の電源電流値を一定値Ｉｓに保つことができるので、電源電圧の変化により水晶発振の振幅および位相が瞬間的に（不連続に）変化することはない。さらに、発振起動開始時におけるインバータＩＮＶ１の電源電流の増加量となる電流値Ｉｔを、抵抗ｒ１の値によって設定することができ、また発振起動期間の長さをコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定数により設定することができる。
【００３８】
以上のように第２の実施形態によれば、定電流を出力する定電流源回路１と、発振起動期間において連続的に減少する電流を出力する時間変化電流源回路４とを設け、この２つの電流の加算電流をバータＩＮＶ１の電源に供給するようにしたことにより、上記第１の実施形態と同様に、定常発振動作における消費電流を増大させることなく確実に発振起動することができ、発振振幅および位相が瞬間的に変化することなく安定した発振動作ができる。また、上記第１の実施形態と同様に、発振起動期間の長さをコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔとの時定数により決定することができる。さらに、発振起動開始時のインバータＩＮＶ１の相互コンダクタンス増加量を、時間変化電流源回路４の抵抗Ｒ１の値で決定することができる。従って、抵抗Ｒ１に可変抵抗を用いれば、発振起動開始時のインバータＩＮＶ１の相互コンダクタンス値を調整することが可能となり、発振回路の製造バラツキおよび水晶振動子Ｘ１のバラツキを補正することが可能になる。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の発振回路によれば、定電流である第１の電流を出力する定電流源回路と、発振起動期間において連続的に減少する第２の電流を出力する時間変化電流源回路とを設け、この第１の電流と第２の電流の加算電流を発振インバータの電源電流としたことにより、定常発振動作における消費電流を増大させることなく確実に発振起動することができ、発振振幅および位相が瞬間的に変化することなく安定した発振動作ができるという効果がある。
【００４０】
また、コンデンサと抵抗の時定数により発振起動期間の長さを決定できるようにし、別の抵抗の値により発振起動開始時の第２の電流の大きさを決定できるようにしたことにより、発振回路の製造バラツキおよび水晶振動子のバラツキを補正することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の水晶発振回路を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の水晶発振回路の動作タイムチャートである。
【図３】本発明の第２の実施形態の水晶発振回路を示す回路図である。
【図４】本発明の第２の実施形態の水晶発振回路の動作タイムチャートである。
【符号の説明】
１  定電流源回路、  ２，４  時間変化電流源回路、  ３  水晶発振回路部、ＩＮＶ１  ＣＭＯＳインバータ、  ＭＰ１〜ＭＰ５  ｐＭＯＳトランジスタ、ＭＮ１  ｎＭＯＳトランジスタ、  ＯＰ１  オペアンプ、  Ｒｔ，Ｒ１  抵抗、  Ｃｔ  コンデンサ、  Ｘ１  水晶振動子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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