(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２追跡チャネルを具える電子ナビゲーション装置であって、前記第１追跡チャネルが、受信の際に遠隔送信機の周波数を高い精度で追跡するように配置した搬送波追跡ループを有し、前記第２追跡チャネルが、受信の際に前記遠隔送信機の周波数をダイナミック状態の下で低い精度で追跡するように配置した追跡ループを有し、高い精度で追跡した周波数及び低い精度で追跡した周波数を結合して、前記遠隔送信機に対する前記電子ナビゲーション装置の運動パラメータの目安を提供する手段を具えることを特徴とする電子ナビゲーション装置。
【請求項２】
前記高い精度のループを、ｎ次の位相同期ループとし、前記低い精度のループを、ｎ−２次の周波数引き込み同期ループとし、決定した運動パラメータをｎ次としたことを特徴とする請求の範囲１記載の電子ナビゲーション装置。
【請求項３】
前記高い精度の追跡ループを、ｎ次の位相同期ループとし、前記低い精度のループを、ｎ−１次の周波数引き込み同期ループとし、決定した運動パラメータをｎ次としたことを特徴とする請求の範囲１記載の電子ナビゲーション装置。
【請求項４】
前記ループに割り当てたタスクに依存して搬送波追跡ループのループ応答関数のダイナミック選択を行う手段を設けたことを特徴とする請求の範囲１から３のうちのいずれか１項に記載の電子ナビゲーション装置。
【請求項５】
受信の際の遠隔送信機の周波数の追跡を１個以上の追跡チャネルに動的に割り当てる手段を設けたことを特徴とする請求の範囲１から４のうちのいずれか１項に記載の電子ナビゲーション装置。
【請求項６】
第１及び第２追跡チャネルを具える電子ナビゲーション装置の操作方法であって、前記第１追跡チャネルが、受信の際に遠隔送信機の周波数を高い精度で追跡するように配置した搬送波追跡ループを有し、前記第２追跡チャネルが、受信の際に前記遠隔送信機の周波数をダイナミック状態の下で低い精度で追跡するように配置した追跡ループを有し、高い精度で追跡した周波数及び低い精度で追跡した周波数を結合して、前記遠隔送信機に対する前記電子ナビゲーション装置の運動パラメータの目安を提供するステップを具えることを特徴とする電子ナビゲーション装置の操作方法。
【請求項７】
前記高い精度のループを、ｎ次の位相同期ループとし、前記低い精度のループを、ｎ−２次の周波数引き込み同期ループとし、決定した運動パラメータをｎ次としたことを特徴とする請求の範囲６記載の電子ナビゲーション装置の操作方法。
【請求項８】
前記高い精度の追跡ループを、ｎ次の位相同期ループとし、前記低い精度のループを、ｎ−１次の周波数引き込み同期ループとし、決定した運動パラメータをｎ次としたことを特徴とする請求の範囲６記載の電子ナビゲーション装置の操作方法。
【請求項９】
前記ループに割り当てたタスクに依存して搬送波追跡ループのループ応答関数を選択するステップを更に具えることを特徴とする請求の範囲６から８のうちのいずれか１項に記載の電子ナビゲーション装置の操作方法。
【請求項１０】
受信の際の遠隔送信機の周波数の追跡を１個以上の追跡チャネルに割り当てるステップを更に具えることを特徴とする請求の範囲６から９のうちのいずれか１項に記載の電子ナビゲーション装置の操作方法。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、電子ナビゲーション装置及びそのような装置を操作する方法に関するものである。
背景技術
種々の電子ナビゲーションシステムが既知である。これら全ては、各々が各位置についての情報を送信する複数の無線送信機を有することによって作動し、この情報によって、受信機は、受信信号からその位置を決定することができる。現在利用できるシステムは、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｌｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ），米国衛星システム、ＧＬＯＮＡＳＳ（ＧＬＯｂａｌ ＮＡｖｉｇａｔｉｏｎ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ Ｓｙｓｔｅｍ）及び関連のロシアのものを含む。
そのようなシステムの受信機は、ボート及び航空機を含む種々のアプリケーションにおいて使用されている。非常に一般的な用途は、車両用の電子案内システムであり、この場合、電子ナビゲーションシステムが電子マップとともに用いられて、車両のドライバを所望の目的地に指導する。
ＧＰＳは、広く用いられるシステムであり、それは、６個の傾斜した、地球の周りを約１２時間で回る典型的には２４個の衛星の配置を具える。各衛星は、非常に正確な原子時計を有し、現在の時間及び衛星の位置についての情報を提供する１．５７５ＺＧＨｚに中心がある搬送周波数で独自に符号化されたスペクトル拡張信号を送信する。スペクトル拡張信号の粗及び密形態があり、前者は民生用であり、後者は軍用である。４個以上の衛星からの粗信号の受信によって、地球表面上（又は近辺）の３次元位置及び現在の時間を決定することができるのに十分な情報を受信機に提供する。受信機の空への視界が建物又は他の障害によって遮断されない場合に、地球表面上の任意のポイントで少なくとも４個の衛星を常に見ることができるように衛星軌道が配置されている。
衛星信号の各々の到達時間から取り出される受信機の位置の決定とともに、受信機の速度を、各衛星からの送信の周波数のドップラーシフトから決定することができる。
送信された信号の性質によって、受信機の出現した位置及び速度の任意の変動が生じる。この変動は不所望なものであり、位置及び速度が受信機のユーザに伝達される前に所定のフィルタ処理機構が一般的に用いられる。そのようなプロセスにおいて、受信機の以前の位置及び速度についての情報が、十分に許容しうる結果で到達する新たな目安と結合される。このプロセスは、古い結果及び新たな目安の品質の信頼性を考慮する。位置を正確に固定する際に衛星を十分に見ることができないとき、受信機の位置によって、定速の仮定に基づいて短時間の間受信機の位置を推論することができる。
受信機の加速度についての情報によって、フィルタ処理プロセスの精度及び雑音に対する耐性を更に向上させることができる。今日では、そのような情報は、通常集積回路に結合することができない機械的な加速度計（実際にはばねに対する荷重）からしか得ることができない。内在する複雑さの一部を説明する、ＧＰＳ受信機の加速度計を有する慣性ナビゲーションシステムへの統合方法の議論は、１９９６年にＡｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅから刊行されたＥ Ｄ Ｋａｐｌａｎによる“Ｕｎｄｅｒｓｔａｎｄｉｎｇ ＧＰＳ：Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”の３９５ページに開示されている。
発明の開示
本発明の目的は、電子ナビゲーション装置の加速度の決定を向上させることである。
本発明の第１の態様によれば、第１及び第２追跡チャネルを具える電子ナビゲーション装置であって、前記第１追跡チャネルが、受信の際に遠隔送信機の周波数を高い精度で追跡するように配置した搬送波追跡ループを有し、前記第２追跡チャネルが、受信の際に前記遠隔送信機の周波数をダイナミック状態の下で低い精度で追跡するように配置した追跡ループを有し、高い精度で追跡した周波数及び低い精度で追跡した周波数を結合して、前記遠隔送信機に対する前記電子ナビゲーション装置の運動パラメータの目安を提供する手段を具えることを特徴とする電子ナビゲーション装置を提供する。
好適には、次数ｎの運動パラメータ（加速度に対してｎ＝３、ジャークに対してｎ＝４等）を決定するために、前記高い精度のループを、ｎ次の位相同期ループとし、前記低い精度のループを、ｎ−２又はｎ−１次の周波数引き込み同期ループとする。
本発明の第２の態様によれば、第１及び第２追跡チャネルを具える電子ナビゲーション装置の操作方法であって、前記第１追跡チャネルが、受信の際に遠隔送信機の周波数を高い精度で追跡するように配置した搬送波追跡ループを有し、前記第２追跡チャネルが、受信の際に前記遠隔送信機の周波数をダイナミック状態の下で低い精度で追跡するように配置した追跡ループを有し、高い精度で追跡した周波数及び低い精度で追跡した周波数を結合して、前記遠隔送信機に対する前記電子ナビゲーション装置の運動パラメータの目安を提供するステップを具えることを特徴とする電子ナビゲーション装置の操作方法を提供する。
本発明は、遠隔送信機の互いに相違するダイナミックな追跡特性を有する複数の搬送波追跡ループを対象にすることによって加速度及び高次の運動パラメータを取り出すことができるという従来にはない認識に基づくものである。
本発明によって、電子回路からの受信した送信によって加速度及び高次の運動パラメータを直接決定することができる。
【図面の簡単な説明】
本発明の実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。
図１は、典型的なＧＰＳ受信機のブロック図である。
図２は、搬送波追跡に必要なチャネルの一部のブロック図である。
図３は、理想的な追跡ループのブロック図である。
図４は、加速度を決定する測定シーケンスの図である。
図５は、等加速度中の互いに相違するループの秒の時間に対するＨｚの周波数誤差のグラフである。
図６は、秒の時間に対するｍ／ｓ2の伝達された加速度のグラフである。
図７は、加速度を決定するシステムのブロック図である。
図８は、受信機の加速度を得る方法を説明するフローチャートである。
図面中、対応する形態を示すために同一参照符号を用いる。
本発明の実施モード
ＧＰＳ及び他の電子ナビゲーションシステムのアーキテクチャは、例えば米国特許明細書第４，７５４，４６５号及び米国特許明細書第４，９７０，５２３号に記載されているように既知である。図１は、そのようなアーキテクチャを線形的に示す。アンテナ１０２は、複数の遠隔送信機からの信号を集める（ＧＰＳに対して、これらは１．５７５ＧＨｚの搬送波の右周り円偏光信号となる。）。受信した信号は無線周波（ＲＦ）前端１０４に供給され、それは、受信した信号を混合して更に低い中間周波数（ＩＦ）に対する比較的簡単なアナログ部を具える。
ＲＦ前端１０４からのＩＦ出力は、ベースバンド処理ブロック１０６に供給される。これは、スペクトル拡散信号を種々の遠隔送信機から復号化するとともに情報を処理してユーザの位置及び速度を計算するのに必要なデジタル回路を有する。この区分は、複数の並列チャネルＣＨ１−ＣＨＮとして配置された通常のハードウェアの組合わせからなり、その各々は、組み込まれたマイクロプロセッサ又はデジタル信号プロセッサ（ＰＲＯＣ）１１０の一部の形態とともに単一遠隔送信機からの信号を追跡することができ、そのマイクロプロセッサ又はデジタル信号プロセッサ１１０は、チャネルを制御するとともに位置及び速度計算を実行する。
既知の受信機において、１個の遠隔送信機は１チャネルによって追跡される。原理的には４チャネルが必要とされるが、実際にはそれ以上であることが好適である。先ず、受信機がスイッチオンされ、複数のチャネルが１個の遠隔送信機上で対象とされて、その信号の取り出しを迅速に行う。これらチャネルのうちの１個が、各遠隔送信機からの信号に対して同期をとり、その送信機に対して同期をとることを試みた残りのチャネルは、別の遠隔送信機の追跡を試みるために再び割り当てられる。受信機の３次元位置及び速度の読出しを可能にするために４個の遠隔送信機を追跡するだけでよいが、それ以上の遠隔送信機を追跡することによって、伝達される位置及び速度の精度が向上し、１個以上の遠隔送信機からの信号の受信が中断される場合に冗長が与えられる。
ベースバンド処理ブロック１０６からの出力を、受信機の位置及び速度についての情報とし、その情報は、表示のためにユーザインタフェースブロック１０８に伝送される。
ベースバンド処理ブロック１０６の各チャネルの主要機能は、独自の拡張コードに基づいて選択した、各単一遠隔送信機からの信号を追跡することである。この機能を、二つの関連のタスク、すなわち送信される搬送信号の追跡及び送信コードの追跡に分割する。
図２は、搬送波追跡に関連する構成要素のみを示すチャネルの一つの詳細な図であり、その目的は、入力するＩＦ信号２０２の搬送波のできるだけ近くに続くように局所的に発生した信号を配置することである。搬送波数値制御発振器（ＮＣＯ）２０４は、２個の出力部２０６及び２０８にそれぞれ供給される局所発振信号を発生させ、これらの位相差を９０°とする。入力するＩＦ信号２０２は２分割され、一方は、ミキサ２１０によって搬送波ＮＣＯ２０４の第１出力２０６と結合されて、同相（Ｉ）チャネル２１４の信号を発生させ、他方は、ミキサ２１２によってＮＣＯ２０４の第２出力２０８と結合されて、直角位相（Ｑ）チャネル２１６の信号を発生させる。
Ｉチャネルの２１４の正味の信号は、Ｉアキュムレータ（Ｉ−ＡＣＣ）２１８によって、規定された測定期間（例えば１ｍｓ）に亘って統合され、その結果は、プロセッサ１１０によってアクセスする出力２２０として供給される。同様に、Ｑチャネル２１６の正味の信号は、Ｑアキュムレータ（Ｑ−ＡＣＣ）２２２によって、同一測定期間に亘って統合され、その結果は、プロセッサ１１０によってアクセスする出力２２４として供給される。搬送波追跡ループは、入力２２６を搬送波ＮＣＯ２０４に供給するプロセッサ１１０によって完了され、それは、発生した信号２０６，２０８の周波数及び位相を制御する。したがって、ループのタイプ及びその応答性をプロセッサ１１０の制御下で変更することができる。使用される基本的な二つのループは、次の通りである。
・  周波数引き込み同期ループ（ＦＬＬ）。この場合、プロセッサ１１０は、局所的に発生した信号２０６，２０８の周波数を、入力するＩＦ信号２０２のものと同一に保持することを試みる。
・  位相同期ループ（ＰＬＬ）。この場合、プロセッサ１１０は、局所的に発生した信号２０６，２０８を、入力するＩＦ信号２０２と同相の状態にする。コスタス（Ｃｏｓｔａｓ）ループとして既知のＰＬＬの変形もあり、それは、ベースバンド信号上で変調したデータを保持し、したがってしばしば用いられる。
例えば１９７９年に刊行されたＦ Ｍ Ｇａｒｄｎｅｒ，Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ａｎｄ Ｓｏｎｓ“Ｐｈａｓｅｌｏｃｋ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ”の第２版に記載されているように、ＦＬＬ及びＰＬＬの理論は十分既知であるが、ここで用いられる専門用語の一部は、それ以外で用いられるものとは異なる。したがって、そのようなループの特性の非常に簡単な概観を提供することは有効である。
ＰＬＬ又はＦＬＬとして形成することができる理想的な追跡ループを図３に示す。入力信号３０２が位相コンパレータ３０４の一方の入力部に供給される。位相コンパレータは出力信号３０６を発生させ、その信号は、入力信号３０２と電圧制御発振器（ＶＣＯ）３１０の出力信号３０８との間の位相差Ψに正比例する。位相コンパレータの出力信号３０６は、フィルタ３１２に対する入力信号として用いられ、その出力３１４はＶＣＯ３１０を駆動して、その出力信号３０６を発生させる。
フィルタ３１２で実現されるフィルタ処理機能の選択に依存して、様々なＰＬＬ及びＦＬＬを出現させることができる。これらループのダイナミック動作の感度は、その次数によって特徴づけられる。最初にＰＬＬを考察する。１次のＰＬＬにおいて、フィルタ３１２の出力電圧３１４は、位相コンパレータ３０４の出力電圧に比例する（すなわち、フィルタ３１２は、あり得る電圧のスケーリングを除いて何も行わない。）。位相コンパレータに対する入力３０２，３０８間の位相差Ψ（ｔ）は、以下の微分方程式に従う。
0003848687.tif 000002
この場合、ω（ｔ）を、ＧＰＳユーザの力の結果としての周波数の変化を表す時間の任意関数とし、ｋを、周波数の変化に対する感度を決定するループの時定数とする。
２次のＰＬＬにおいて、フィルタ３１２の出力３１４は、位相コンパレータ３０４からの以前の出力電圧３０６の積分に比例する追加の電圧と共同する位相コンパレータ３０４からの出力信号３０６に等しい。位相コンパレータに対する入力３０２，３０８間の位相差Ψ（ｔ）は、以下の微分方程式に従う。
0003848687.tif 000003
そのようなループは通常、臨界減衰ループとして作動し、それは、外乱後最短時間及び最小過渡偏位で平衡状態になるループを意味する。そのようなループに対して、ループの過渡動作の対数的な減衰成分及び振動成分は、同一の時定数ｋを有する。臨界減衰下で動作する２次のＰＬＬの条件は、補助方程式の根を−ｋ（１±１）に等しくすることである。補助方程式は、Ψ＝Ａｅmtを式（２）の同次の形態に置換することによって得られ、
0003848687.tif 000004
となる。
要求される値を有するためのこの方程式の根に対して、Ｃ1＝２ｋ及びＣ0＝２ｋ2とする。したがって、臨界減衰した２次のＰＬＬが従う微分方程式は、
0003848687.tif 000005
となる。
３次のＰＬＬにおいて、フィルタ３１２の出力３１４は、位相コンパレータ３０４からの以前の出力電圧３０６の２回積分に比列する追加の電圧を有する２次のＰＬＬに対するものと同一である。位相コンパレータに対する入力３０２，３０８間の位相差Ψ（ｔ）は、以下の微分方程式に従う。
0003848687.tif 000006
この場合、臨界減衰の条件は、補助方程式の３個の根を−ｋ及び−ｋ（１±１）に等しくすることである。
相違する次数のＰＬＬは、信号周波数ωの変化に応答して相違するように振る舞う。１次のＰＬＬは、信号周波数がループの固有周波数と異なる場合、速度によって誘導されるドップラーシフト中に生じるような一定の位相誤差を示す。２次のＰＬＬは、等加速度の下で一定の位相誤差を示し、過渡的な偏位の後、速度によって誘導されるドップラーシフトに応答しない。３次のＰＬＬは、等加速度に応答せず、一定のジャーク（加速の変化の割合）の下で一定の位相誤差を示す。
ＦＬＬに対して、フィルタ３１２の出力３１４を、位相コンパレータに対する入力信号３０２，３０８間の周波数差に関連させる必要がある。適切な出力は、フィルタ３１２の出力３１４に対するΨの代わりに
0003848687.tif 000007
を用いることによって得られる。この場合、Ｔをサンプル周期とし、ｄΨ／ｄｔを瞬時の誤り頻度とする。Ｔを、典型的には１ｍｓのような短期間とし、その結果、位相同期が失われない（それは、ＴｄΨ／ｄｔがΠ／２より大きくなると発生する。）。この置換の効果は、２次のＰＬＬが１次のＰＬＬとなることであり、したがって、２次のＰＬＬは、特に等加速度の下で一定の周波数誤差を示す場合に同様な動作を有する。
臨界減衰した１次のＦＬＬが従う微分方程式は、
0003848687.tif 000008
となる。
この場合、αを、１次のＦＬＬの時定数とし、
0003848687.tif 000009
によってそのｋ値及びサンプル周期に関連させる。
図２に示す搬送波追跡チャネルに戻ると、入力するＩＦ信号２０２と局所的に発生した信号２０６，２０８との間の任意の周波数差によって、Ｉチャネル２１４とＱチャネル２１６との間の周波数差に等しい周波数を有する信号となる。この信号を用いてＦＬＬを駆動させることができる。さらに、発生した信号２０６，２０８の位相誤差は、ａｒｃｔａｎ（Ｑ／Ｉ）として得られる。この場合、Ｑを、Ｑチャネル２１６の信号とし、Ｉを、Ｉチャネル２１４の信号とする。一般に、遠隔送信機からの搬送信号の最初の取り出しに対してＦＬＬを使用し、かつ、一度信号が取り出されるとＰＬＬを用いるのが好ましい。追跡ループの理論の更に詳細な説明は、例えば、１９９６年に刊行されたＡｒｔｅｃｈ  ＨｏｕｓｅからのＥ Ｄ Ｋａｐｌａｎによる“Ｕｎｄｅｒｓｔａｎｄｉｎｇ  ＧＰＳ：Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ  ａｎｄ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”で見つけることができる。
本発明の理解のために、チャネル内の搬送波追跡が通常どおり制御されて入力ＩＦ信号２０２に正確に従う（本明細書では高速（ａｇｉｌｅ）ループと称する。）間、プロセッサ１１０を配置して追跡ループの任意の所望の特性を発生させることができることは重要である。特に、搬送波追跡を制御して、プロセッサが搬送波ＮＣＯ２２６の周波数を変更できる割合を搬送周波数が変更できる割合より少なくすることができる（本明細書では低速（ｓｌｕｇｇｉｓｈ）ループと称する）。また、高次のループ（例えば、加速に応答しない３次のＰＬＬ）を用いて、搬送周波数を高い精度で追跡することができ、低次のループ（例えば、加速に応答するが速度変化に応答しない１次のＦＬＬ）を用いて、低い精度で搬送周波数を追跡することができる。
各チャネルは、コード追跡に関連する（図示しない）追加の構成要素を具え、その目的は、遠隔送信機から送信されたコードの局所的に発生した形態をできるだけ送信形態と同相に保持することである。チャネルのコード追跡部は、本発明の理解に関連しないので説明せず、その実現は、例えば米国特許出願第４，９７０，５２３号に記載されているように十分既知である。
遠隔送信機から受信した搬送周波数は通常、ドップラーシフトによって送信されたものから変更される。元々送信された周波数は既知であり、受信機は、受信機及び遠隔送信機の相対動作によって生じた周波数シフトΔｆを決定することができる。受信機と遠隔送信機との間のラインに沿った遠隔送信機に対する受信機の速度の成分は、
0003848687.tif 000010
によって与えられる。この場合、ｆtを、実際に送信された周波数とし、ｃを光速とする。この関係はｖ《ｃである間有効であり、実際には常にそうである。周波数の正のシフトは、受信機と遠隔送信機が互いに近づいていることを表し、負のシフトは、これらが互いに遠のいていることを表す。
実際には、決定すべき４個の未知のもの（速度の３成分及び局所周波数測定の誤差）が存在するので、３次元速度測定を行うために４個の衛星が必要とされる。受信機の加速度は、測定された速度の変化の割合から得られるが、これは、測定される速度の任意の誤差のために不十分である（位置の変化の割合ではなくドップラーシフトから速度を算出するのが好ましいのも同一の理由である。）。
ここで、速度及び加速度の算出方法を考察する。図４は、二つの連続する測定期間に対する実パラメータ及び測定されたパラメータを示す。測定されたパラメータを時間線の上に示し、実パラメータを時間線の下に示す。システムは、持続時間τの測定期間中の信号サイクル数を計数することによって受信信号の周波数を測定する。ｎ番目の測定期間は時間ｔn-1からｔnまで継続し、ｎ＋１番目の測定期間は時間ｔnからｔn+1まで継続する。時間ｔの実（瞬時）周波数にｆ（ｔ）を付す。ｎ番目の測定期間に見積もられた周波数にＦnを付す。測定ループが正確である場合、これは測定期間全体に亘る平均周波数である。
計算を簡単にするために、時間の原点をシフトして、ｎ番目の測定期間が時間ｔ＝０で開始するようにし、その結果、ｔn-1＝０及びｔn＝τとなる。ｆ（ｔ）が測定点間で時間とともに線形的に変化すると仮定する場合、ｎ番目の測定期間において、
0003848687.tif 000011
と表現することができ、この場合、ａnを、ｎ番目の測定期間中の定数とする。したがって、
0003848687.tif 000012
となる。見積もられた周波数Ｆnは、ｎ番目の信号サイクルを計数するとともに期間長で除算することによって得られる。すなわち、
0003848687.tif 000013
となる。
したがって、測定期間の間の周波数の線形的な変動に対して、Ｆnを、ｎ番目の測定期間の中央の見積もられた周波数とする。これは、測定ループが搬送周波数の変化を正確に追跡するのに十分高速である場合の実際の周波数に等しい。Ａnを付した、時間ｔnにおける周波数の変化の見積もられた割合は、
0003848687.tif 000014
と規定される。
この見積もりは、現在の変化の割合と以前の変化の割合との平均とな（り、その結果、伝達される加速度が円滑になる傾向とな）る。
これまでの説明は、測定ループが搬送信号の周波数の変化を正確に追跡できるものと仮定する。ここで、そうでない場合のループ、例えば、時定数αを有する臨界減衰ループを考察し、それは、周波数をｆ’（ｔ）として測定する。１次のＦＬＬに対して、ｆ’（ｔ）の変化の割合は、この周波数と実際の周波数ｆ（ｔ）との間の差に比例し、したがって、
0003848687.tif 000015
となる。この式は、
0003848687.tif 000016
の一般解を有する。この場合、ｋを、境界条件によって決定される定数とする。加速度がｎ番目の測定期間中に一定であると仮定すると、ｆ（ｔ）は式１０によって与えられる。低速ループによって伝達される周波数の結果的に得られる解は、
0003848687.tif 000017
となる。この場合、ｎ番目の測定期間の開始時の低速ループの最初の実行周波数はｆ’（ｔn-1）となる。（式１２の高速ループに対するものと同様にして得られる）見積もられた周波数は、
0003848687.tif 000018
となる。
式１２から、高速ループによって伝達される見積もられた周波数を用いることによって、二つのループによって伝達される見積もられた周波数間の差を、
0003848687.tif 000019
と表現することができる。
この式を統合し及び再配置して、ａnの値を発生させることができる。
0003848687.tif 000020
二つのループを最初に同一状態に設定すると、ｆ’（ｔ0）＝ｆ（ｔ0）となり、式１９は直接ａ1となる。次の測定期間に対して、二つのループ間の周波数差を、式１６を用いて各測定期間の既知の加速度から決定することができる。
0003848687.tif 000021
したがって、二つの追跡ループによって与えられた周波数の見積もりの差によって、現在の加速度パラメータａnを直接決定することができる。（現在の加速度と以前の加速度の平均である）式１３を用いるよりも更に正確な加速度を提供するだけでなく、この方法によって得られる結果は、速度の測定の任意の誤差によって悪影響が及ぼされない。
この方法の実現を、αの適切な値を選択するとともにループ間の対応する周波数差を測定することによって行う。また、低速ループで用いられるαの値を変更して、二つのループ間の選択した固定周波数差を維持することを試みる。
第１の場合において、正確に機能するための追跡ループに対する典型的な要求は、ループ帰還信号と（高速ループによって追跡される）実際の信号との間の位相差がΠ／２を超えないようにすることである。高速ループ及び低速ループをｔ＝０で同一状態に設定した場合、時間Ｔ後の二つのループ間の位相ΔΨの差は、
0003848687.tif 000022
によって与えられる。
システムの動作の知識から、あり得る最大加速度及び持続しうる時間が既知となる。この最大加速度をａとするとともにそれが時間Ｔだけ持続しうる場合、式１６を式２１に置換するとともに積分を行うと、
0003848687.tif 000023
となる。
この関係を用いると、１０ｍ／ｓ2の最大加速度を最大で１０ｓだけ持続することができる場合、αの適切な値は約６４／ｓとなる。
上記式で用いられる緩和関数の正確な形態は重要でない。式１４の形態は、臨界減衰ループの応答を表すのに適切である。実際には他のループ応答関数を用いることができ、例えば、軽度の減衰ループを用いることができ、この場合、周波数の段階状の変化に対する応答は、対数的に減少する振動の振幅の最終値について変動する関数となる。既に説明したような導き出しを、等価の結果を用いながら任意の規定したループ関数に対して持続することができる。
上記説明は、両ループを１次のＦＬＬとし、一方を高速応答とするとともに他方を低速応答とすると仮定する。高速ループを代わりに３次のＰＬＬとするとともに両ループが同一速度で平衡状態に戻るようにこれらの時定数を設定する場合、向上し及び簡単な動作を行うことができる。これを、式７におけるＦＬＬのαを式５のｋと同一に設定することによって行い、これによって、加速度を、以前の周波数の値を参照する必要なく二つのループによって伝達される周波数の差から簡単に得ることができる。
また、１次のＦＬＬを２次のＰＬＬに置換するとともに、時定数ｋを３次のＰＬＬに対するものに等しく設定する。２次のＰＬＬの代わりに１次のＦＬＬを用いる利点は、ＦＬＬが信号に同期を取り損なうおそれが少なくなることである。
図５は、１次のＦＬＬループ及び３次のＰＬＬループについての秒の時間に対するＨｚの周波数誤差のグラフである。それは、ｔ＝０で開始する１５ｍ／ｓ2に対するループの応答を示し、入力信号に追加される位相雑音を有する。３次のＰＬＬに対する時定数ｋをｋ＝８．７／ｓに設定する。予測されるように、３次のＰＬＬは、最初の簡単な誤差の後、１次のＦＬＬが同様な時間の後に一定の周波数誤差に到達する間、加速度によって悪影響が及ぼされない。
図６は、二つのループの出力の減算から得られる秒の時間に対するｍ／ｓ2の伝達される加速度を示す。位相雑音は、両ループ中で相関されるためにある程度減少される。ｋのこの値に対して、ループ間の０．１Ｈｚの周波数差に対応する０．２５ｍ／ｓ2の加速度を決定するのが実際的である。
上記説明によって加速度を決定するシステムを図７に示す。システムに対する入力を、入力するＩＦ信号２０２とする。正確な追跡ループ４０２は、プロセッサ１１０と共同する並列チャネルＣＨ１−ＣＨＮのうちの一つを具え、そのプロセッサはループを制御して、入力するＩＦ信号２０２を正確に追跡するとともに、測定された周波数Ｆnを出力ライン４０４上に発生させる。精度の低い追跡ループ４０６は、プロセッサ１１０と共同する並列チャネルＣＨ１−ＣＨＮのうちの他の一つを具え、そのプロセッサは、入力するＩＦ信号をダイナミック条件の下で高い精度で追跡しないようにループを制御する。ループのセットアップに応じて、精度の低いループ４０６は、既知の関係、例えば式１４で与えられる関係に従って信号２０２の変化に続いてラグが生じ、又は、加速度に比例する周波数オフセットを有する。低速ループから測定した周波数Ｆ’nが出力ライン４０８上に生じる。
減算ブロック４１０は、二つの信号４０８及び４０４の差（すなわち、Ｆ’n−Ｆn）を取り出し、その差を、信号を適切に処理する演算ブロック４１２に供給する。システムを２個の１次のＦＬＬとして構成する場合、信号は式１９に従って処理され、その結果、定数ａnを出力４１４として発生させる。また、システムを１次のＦＬＬ及び３次のＰＬＬとして構成する場合、処理が必要とされず、出力４１４がループ間の瞬時の周波数差に等しくなる。したがって、式９で与えられるようなドップラーシフト式を用いると、出力４０４を処理して、受信機の速度を発生させるとともに、出力４１４を処理して、受信機の加速度を発生させることができる。
実際には、そのようなシステムを実現する最も適切な方法は、受信機のアーキテクチャの柔軟性を利用することであり、これによって、プロセッサ１１０はチャネルＣＨ１−ＣＨＮの動作を制御する。図８は、受信機を操作するあり得る方法の一つを示すフローチャートである。第１ステップ５０２において受信機をターンオンし、これによって取り出し段階５０４に入る。ここで、プロセッサ１１０は、チャネルＣＨ１−ＣＨＮの各々を１個の遠隔送信機に指導し、各チャネルは、指導される送信機からの信号の追跡を試みる。十分な信号を取り出して良好な位置情報を得たことをプロセッサによって決定されると、加速度測定段階５０６に入ることを決定する。ここで、チャネルＣＨ１−ＣＨＮの一部は、精度の低いループ４０６となるように変更したループパラメータを有する。各ループ４０６を、精度の高いループ４０２によって既に追跡された遠隔送信機に対して指導し、ループの結合出力を、既に説明したようにして加速度を決定するのに用いる。
受信した信号の品質が悪化する場合、プロセッサ１１０は、１個以上の精度の低いループ４０６を精度の高いループ４０２に再構成するとともに現在追跡されていない遠隔送信機に指導されて、位置決定の精度を向上させる。このような柔軟性によって、最大の成果を適切な精度の高い位置情報を得るように指導することができ、その間、加速度測定を空きのあるチャネルに切り替える。
ここで、高次の運動パラメータ（ジャーク及び予測し得ないもの（ｂｅｙｏｎｄ））を得る方法を考察する。式１０で仮定した時間に対する周波数の線形的な変動の代わりに２次的な変動を仮定すると、ｎ番目の測定期間において、周波数を、
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と表現することができ、この場合、ａn及びｂnをｎ番目の測定期間に対する定数とする。２個の１次のＦＬＬに対して既に説明したような手順に従って、式１８は、
0003848687.tif 000025
に変形される。
この式を積分して、精度の高いループ及び精度の低いループを実行する周波数と現在の加速度との間の関係と、ジャークパラメータａn及びｂnとを発生させる。未知のものが二つ（ａn及びｂn）が存在するので、二つの式が要求され、それは、個別のαの値を有する二つの精度の低いループを有することによって与えられる。適切な選択は、最高加速度を参照することによって決定されるαを有する第１のループ及び幾分大きいαの値を有する第２ループを有することである。
追加の高次の運動パラメータを同様に得ることができ、各パラメータは、１項を周波数の表示に追加するとともに、追加の一つのループを要求する。
また、二つのループを有するとともに、第１のループをｎ次のＰＬＬとして構成し、かつ、第２のループをｎ−２次のＦＬＬ（又はｎ−１次のＰＬＬ）として構成することによって、高次の運動パラメータを、（ｎ＝３の）加速度に対して説明したように、ループを実行する周波数の差（すなわち位相誤差）から直接決定することができる。要求されるのは、加速度に関連して既に説明したように、両ループに対して、同一時定数で臨界減衰させることである。高次のループに関連する臨界減衰の要求は、−ｋ又は−ｋ（１±ｉ）に等しい各補助式の根を有することによって満足される。
ループを追跡する所定のコードを用いて、加速度又は高次の運動パラメータに対して用いられるＰＬＬとＦＬＬの両方を駆動させることができる。実際には、これを実行する利点はほとんどない。その理由は、一度全ての衛星が捕捉されると、各々がコード追跡ループを有するとともに取り出しをスピードアップするのに用いられる追加のチャネルを簡単に加速度測定に切り替えることができるからである。
本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。
産業上の利用可能性
本発明は、電子ナビゲーション特に車両ナビゲーションの分野において広範囲の産業上のアプリケーションを有する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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