(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータブリッジの各上下アームに、互いに逆並列接続されたスイッチング素子とフリーホイールダイオードから成る回路がそれぞれ挿入されたインバータブリッジと、前記インバータブリッジの各スイッチング素子を駆動する駆動回路と、直流を交流に変換するように前記スイッチング素子を交互にオン・オフさせる信号を前記駆動回路に供給するＰＷＭ制御回路と、負荷電流検出回路と、該負荷電流検出回路の出力に基づいて前記ＰＷＭ制御回路にオンディレイ補正を行なわせるオンディレイ補正回路と、を有するインバータにおいて、
前記負荷電流検出回路が、前記フリーホイールダイオードのうち上アーム又は下アームのフリーホイールダイオードに流れる電流の一部を分流する分流回路を備え、
前記分流回路を、トランジスタのベース−エミッタ部分と、高耐圧ダイオードとの直列接続回路で構成し、該直列接続回路を前記フリーホイールダイオードに同極性に並列に接続し、かつ前記トランジスタの残りの端子とＶｃｃ電源との間に平滑用コンデンサと抵抗との並列回路を挿入することを特徴とするインバータ。
【請求項２】
前記オンディレイ補正回路は、負荷電流方向の変化時点で第１タイミング信号を発生し、この時点から出力電圧位相の１８０度経過時に第２タイミング信号を発生するオンディレイ補正タイミング回路に接続され、該オンディレイ補正タイミング回路からの第１タイミング信号でオンディレイ補正を行ない、第２タイミング信号で前記補正と逆のオンディレイ補正を行なうことを特徴とする請求項１記載のインバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータの出力電流方向判別方法およびその方法を用いたインバータに関するもので、特にインバータに使用されるスイッチング素子のデッドタイム補償に好適な出力電流方向判別方法と、その方法を実現する具体的回路を組み込んだインバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、普及しているインバータであるＰＷＭ（パルス幅変調）型インバータは、インバータブリッジの上アームに挿入されたスイッチング素子および下アームに挿入されたスイッチング素子のいずれか一方がオンであるとき、他のスイッチング素子はオフとなるように動作する。両素子のオン・オフが切り換わる際には、スイッチング素子の遅延時間のために両素子が共にオンすることが起こって電源短絡が発生する恐れがあるので、これを防止するために必ずいったん両素子ともにオフにする期間（以後、「デッドタイム」と言う。）を設け、その後、ようやく次ターンオン順位の素子をオンさせるようにしている。
【０００３】
しかしながら、このようなデッドタイムを設けると、本来出力すべきインバータ電圧と実際のインバータ出力電圧との間に誤差が生じる。その結果、モータの電流が歪み、振動の発生や効率の低下などの問題を招いている。
【０００４】
そこで、デッドタイムによる誤差電圧を考慮して、ＰＷＭ信号を補正するデッドタイム補償が、これまで提案されている。その１例が、特開平１−１８６１７２号公報に記載されている。このデッドタイム補償は、インバータからモータに出力するモータ電流の極性を検出して、その検出値に基づいてＰＷＭ信号のデューティを増加させたり減少させたりする方法であり、一般的に広く用いられているところである。
【０００５】
しかしながら、上記デッドタイム補償においては、モータ電流の極性を判別するために、電流の極性を判別する手段を別に設ける必要があった。この電流極性判別手段としてはカレントトランスなどを用いるのが一般的であるが、その一方で、最近ではインバータを小型化する要求が進み、インバータのスイッチング素子と駆動回路と保護回路とを実装した回路を混成集積回路で実現させたり、インバータ周辺部品の小型化が計られており、この電流極性判別手段も例外ではなく小型化が求められている。ところが、カレントトランスは小型にするとその磁性体が磁気飽和するので小型化には限界があり、しかも、電流検出の感度が温度変化の影響を受けやすく、またコスト高になる、という欠点もあった。
一方、カレントトランス以外の電流極性判別手段を用いても、モータ電流を検出することはモータ電流の経路に余分な電気回路を挿入することになり、結局、損失が大きくなるという問題があった。
【０００６】
上記欠点をカバーするデッドタイム補償として、さらに、特開平７−７９６７号公報に記載されている発明がある。図５はこの特開平７−７９６７号公報に記載されている発明のインバータブロック図である。同図において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６でインバータブリッジを構成し、インバータブリッジの入力側に直流電源１６が、また、インバータブリッジの出力側に誘導電動機１５が接続されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、各相制御回路１１・１２・１３によって制御される。たとえば、Ｕ相制御回路１１について見ると、Ｕ相制御回路１１は、ＰＷＭ制御回路２１の出力で駆動される駆動回路１・４と、電流検出回路３・６と、過電流保護回路２・５と、電流方向検出回路７と、から構成されている。他のＶ相制御回路１２およびＷ相制御回路１３についても同様の構成となっている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にはそれぞれフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列に接続されている。
【０００７】
各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６はエミッタ端子の他に過電流保護用の電流センス端子が配置されているタイプの素子で、各電流センス端子にはそれぞれ抵抗Ｒ１〜Ｒ６が接続されている。そのため、エミッタ電流の一部がこちら側に流れると、この電流が電流検出回路３・６によって検出される。上アーム用の電流検出回路３内にはコンパレータが１個設けられていて、電流センス端子をそのコンパレータの一方の入力端子に接続し、他方の入力端子には過電流に相当する基準電圧を与える基準電圧源が接続されている。したがって、このコンパレータ内で電流センス端子の電圧と基準電圧とが比較され、比較の結果、電流センス端子電圧が基準電圧を超えなければ過電流ではなく、逆に、超えれば過電流と判断して過電流保護回路２に出力し、過電流保護回路２は駆動回路１に命じてスイッチング素子Ｑ１をオフにさせる。一方、下アーム用の電流検出回路６内にはコンパレータが２個が設けられていて、そのうちの１個は上記のコンパレータと同じ過電流検出作用をして過電流保護回路５に出力するが、もう１個のコンパレータは素子電流検出作用をしている。すなわち、電流センス端子を第２番目のコンパレータの一方の入力端子にも接続し、そのコンパレータの他方の入力端子にはスイッチング素子に電流が流れているか否かを検出できる程度の基準電圧を与えている。このコンパレータ内で電流センス端子の電圧と基準電圧とが比較され、比較の結果、電流センス端子電圧が基準電圧を超えなければ「電流無し」、逆に、超えれば「電流有り」を電流方向検出回路７に出力する、というものである。
【０００８】
しかしながら、上記特開平７−７９６７号公報に記載された発明は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６として「過電流保護用の電流センス端子」を備えた特殊な素子を用いるため、汎用のスイッチング素子が使用できないという欠点があった。さらに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の電圧をそのスイッチング素子のオン期間中にみているために、電圧を精度よく検出して高速に動作するコンパレータで電流の有無を検出したり、デジタル・ラッチ回路でその結果を保持することが必要となるなど、回路が複雑化し、低コスト化に不利であった。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、これらの欠点を解決するもので、精度が従来よりも低い検出回路でも高信頼性のある出力電流方向判別ができて、しかも小型化でき、低損失の方法およびその方法を用いたインバータを提供することにある。
さらに、本発明の別の課題は、電流検出が電圧位相中のある限られた期間内しか出来ない場合、例えば、インバータの３相の変調のうち２相のみ変調しながら誘導電動機に３相電圧を供給するいわゆる「２相変調方法」においてはある限られた期間しか電流検出が出来ないが、このような場合にも良好なデッドタイム補償をしたインバータを提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１記載の発明は、インバータに係り、インバータブリッジの各上下アームに、互いに逆並列接続されたスイッチング素子とフリーホイールダイオードから成る回路がそれぞれ挿入されたインバータブリッジと、前記インバータブリッジの各スイッチング素子を駆動する駆動回路と、直流を交流に変換するように前記スイッチング素子を交互にオン・オフさせる信号を前記駆動回路に供給するＰＷＭ制御回路と、負荷電流検出回路と、該負荷電流検出回路の出力に基づいて前記ＰＷＭ制御回路にオンディレイ補正を行なわせるオンディレイ補正回路と、を有するインバータにおいて、
前記負荷電流検出回路が、前記フリーホイールダイオードのうち上アーム又は下アームのフリーホイールダイオードに流れる電流の一部を分流する分流回路を備え、
前記分流回路を、トランジスタのベース−エミッタ部分と、高耐圧ダイオードとの直列接続回路で構成し、該直列接続回路を前記フリーホイールダイオードに同極性に並列に接続し、かつ前記トランジスタの残りの端子とＶｃｃ電源との間に平滑用コンデンサと抵抗との並列回路を挿入することを特徴としている。
【００１１】
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載のインバータにおいて、前記オンディレイ補正回路が、負荷電流方向の変化時点で第１タイミング信号を発生し、この時点から出力電圧位相の１８０度経過時に第２タイミング信号を発生するオンディレイ補正タイミング回路に接続され、該オンディレイ補正タイミング回路からの第１タイミング信号でオンディレイ補正を行ない、第２タイミング信号で前記補正と逆のオンディレイ補正を行なうことを特徴としている。
【００１４】
以上のように本発明は、インバータのフリーホイールダイオードに流れる電流のごく一部を分流し、その分流電流の大きさではなくて分流電流の有無のみによってインバータの出力電流の方向を判別するようにしたので、特開平１−１８６１７２号公報に記載の発明のようなカレントトランスなどの小型化に限界のありしかも温度変化の影響を受けやすい電流極性判別手段を用いなくてよく、また、特開平７−７９６７号公報に記載された発明のような「過電流保護用の電流センス端子」を備えた特殊なスイッチング素子を用いなくてもよいため汎用のスイッチング素子が使用でき、そして、具体的には分流回路を、トランジスタのダイオード構成部分と、高耐圧ダイオードとの直列接続回路で構成し、増幅用に前記トランジスタの残りの端子とＶｃｃ電源との間に平滑用コンデンサと抵抗との並列回路を挿入したので微小な電流でも動作することができ、小型化できて、低損失となり、しかも従来よりも低い精度の検出回路でも信頼性の高い出力電流方向の判別ができるようになる。
【００１５】
また、インバータの２相変調のように、フリーホイールダイオード電流があるべきときに、反対側のスイッチング素子が長期間オンしてフリーホイールダイオードに電流が流れない期間でも正確な補正をするために、フリーホイールダイオードの有無を検出した時又は検出しなくなった時にその時の出力電圧の位相を保持し、その位相から出力電圧位相の１８０度の期間は出力電圧の増加又は減少させる補正をし、残りの１８０度の期間はこれと逆の補正をすることによって、簡単で、正確にオンディレイ補正を行なうことができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図１〜４を参照して詳細に説明する。図１は本発明の実施の形態を示すブロック図で、図２は図１のＵ相の下アームのフリーホイールダイオードＦＤｕ２に電流が流れたことを検出している時の等価回路図、図３はオンディレイ補正タイミングの１例であり、図４は１８０度の期間とその残りの１８０度の期間とで補正を切り換えたオンディレイ補正の有無の場合の出力電流波形を示している。
【００１７】
図１のブロック図において、この実施の形態のインバータの主回路は次のように構成されている。出力段は一般的な３相インバータブリッジであり、このインバータブリッジのＵ相の上下アームはスイッチング素子Ｓｕ１とＳｕ２の直列接続回路で構成され、その際スイッチング素子である各トランジスタのコレクタ側を直流電源Ｅのプラス側にエミッタ側を直流電源Ｅのマイナス側になるように接続している。同様にＶ相の上下アームはスイッチング素子Ｓｖ１とＳｖ２の直列接続回路で、Ｗ相の上下アームはスイッチング素子Ｓｗ１とＳｗ２の直列接続回路で構成されている。そして直列接続回路のスイッチング素子Ｓｕ１とＳｕ２の接続点に誘導電動機ＭのＵ相が接続され、同様に、スイッチング素子Ｓｖ１とＳｖ２の接続点に誘導電動機ＭのＶ相が、スイッチング素子Ｓｗ１とＳｗ２の接続点に誘導電動機ＭのＷ相が接続される。各スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｗ２にはそれぞれ並列にフリーホイールダイオードＦＤｕ１〜ＦＤｗ２が接続されている。これらのスイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｗ２としては、バイポーラトランジスタ（ＧＢＴ）、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、パワーＭＯＳ電界効果型トランジスタ（ＰＯＭＳＦＥＴ）などが用いられるが、駆動回路として特別な点弧・転流回路を用いればやゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）や通常のサイリスタなども使用可能である。
【００１８】
これらのスイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｗ２の制御は次のように行なわれる。
インバータの入・出力電流や入・出力電圧、出力周波数などの制御対象値を検出器で検出し、その検出値をＰＷＭ制御回路ＰＣに送る。ＰＷＭ制御回路ＰＣは、ＰＷＭ発生器ＰＧとキャリア発生器ＣＧと電圧指令器ＶＩと電圧補正器ＶＣとを備えているので、その検出値はＰＷＭ制御回路ＰＣの電圧補正器ＶＣに送られる。電圧補正器ＶＣでは所定の基準値と検出値とを比較して、適切な補正値を算出し、電圧指令器ＶＩへ出力する。このＰＷＭ発生器ＰＧは電圧指令器ＶＩから送られてくる電圧指令信号とキャリア発生器ＣＧから入力されるキャリア信号とを比較し、その結果に基づきＰＷＭ信号を作り、駆動回路ＤＲに出力し、駆動回路ＤＲはＰＷＭ信号に従ったデューティのオン・オフ電圧信号をスイッチング素子のゲート端子に出力する。これによってスイッチング素子は所定期間オンし、その結果インバータや誘導電動機Ｍの制御対象値は基準値になるように制御される。
【００１９】
次に、図１のようなインバータの出力電流の方向がどのようにして検出されるのかについて図２を使って説明する。図２は図１中のＵ相のフリーホイールダイオードＦＤｕ２についての等価回路図で、同図において点線で囲ったブロックが本願発明を構成している電流検出回路Ｄｔｕで、電流検出回路Ｄｔｕの中のＳｕが本願発明による分流回路Ｓｕである。この分流回路ＳｕはトランジスタＴｒｕのダイオード構成部分（ベース−エミッタ間）と、高耐圧ダイオードＨＤｕとの直列接続回路で構成されている。そしてこの直列接続回路はフリーホイールダイオードＦＤｕ２へ同極性に並列に接続され、かつトランジスタＴｒｕの残りの端子（コレクタ端子）とＶｃｃ電源との間に平滑用コンデンサＣｕと抵抗とＲｕの並列回路が挿入されている。トランジスタＴｒｕのコレクタ端子に出力端子Ｏｕが接続され、出力端子Ｏｕから検出電流ａがＰＷＭ制御回路ＰＣ内の電圧補正器ＶＣへ送られる。また、Ｕ相電流Ｉｕの正・負は、図２に矢印で示す誘導電動機電流の方向（すなわち、インバータＩの出力端子から誘導電動機Ｍへ流れ込む電流の方向）を正方向とし、逆方向を負方向としている。
【００２０】
誘導電動機Ｍへ流れ込む電流Ｉｕが正の場合はスイッチング素子Ｓｕ２に入力するＰＷＭ信号がオン・オフにかかわらず電流は下アームのフリーホイールダイオードＦＤｕ２に流れるので、スイッチング素子Ｓｕ２には電流は流れない。
一方、Ｉｕが負の場合はスイッチング素子Ｓｕ１に入力するＰＷＭ信号のオン・オフにかかわらず電流は上アームのフリーホイールダイオードＦＤｕ１に流れるので、スイッチング素子Ｓｕ１には電流が流れない。
そこで、フリーホイールダイオードＦＤｕ２に電流が流れた時、本願発明に係る電流検出回路Ｄｔｕは次のように動作する。今、電流Ｉｕが負方向である場合には、電流が誘導電動機ＭからインバータＩへ流れ込んでも、高耐圧ダイオードＨＤｕによって負方向電流はカットされるので電流検出回路Ｄｔｕは動作しない。従って、電流検出信号ａはＶｃｃの高電位がそのまま出力端子Ｏｕから出力される。
【００２１】
次に、Ｕ相電流Ｉｕが図示のように正方向であった場合、フリーホイールダイオードＦＤｕ２に電流が流れるタイミングが発生する。このときフリーホイールダイオードＦＤｕ２には順方向電圧が発生する。一方、フリーホイールダイオードＦＤｕ２に、トランジスタＴｒｕのベース−エミッタ間と高耐圧ダイオードＨＤｕとの直列接続回路が並列接続されているが、そのトランジスタＴｒｕのベース−エミッタ間は等価的にダイオードに相当するから、結果としてフリーホイールダイオードＦＤｕ２に並列にダイオード２個の直列接続回路が同一極性で接続されたことになる。このとき当然、ダイオード２個の直列接続回路の方には電流が流れにくいが、全く流れないと順方向電圧は零であるため、ダイオード２個でフリーホイールダイオードＦＤｕ２の順方向電圧と同等になるレベルまで、ダイオード特性に応じて電流が流れる。このことは図２で言うと、ＧＮＤからトランジスタＴｒｕのベース→エミッタ端子へ流れるベース電流Ｉｂに相当する。そしてベース電流Ｉｂが流れると、トランジスタＴｒｕのトランジスタ作用により、図２に図示のコレクタ電流Ｉｃが発生する。コレクタ電流Ｉｃが抵抗Ｒｕに流れると、抵抗Ｒｕの電圧降下分だけ電流検出信号出力端子Ｏｕの電圧はＶｃｃ電位よりも下がり、電流検出信号出力端子Ｏｕからは低電位の電流検出信号ａが出力されることとなる。トランジスタＴｒｕはベース接地の増幅器として動作するので、電流増幅率は約１であるが、抵抗Ｒｕに高抵抗のものを選ぶことにより微少電流の有無でも検出することが可能となる。また、コンデンサＣｕのコンデンサ作用により短時間のスイッチングの影響を防止することができる。
【００２２】
以上のＵ相についての動作説明は、他のＶ相・Ｗ相についても同様にあてはまり、電流検出信号出力端子からは電流検出信号ｂが、そして電流検出信号出力端子からは電流検出信号ｃが出力される。
【００２３】
分流回路Ｓｕから得られた電流検出信号ａを用いてインバータの出力電流方向信号Ａを得る方法は、例えば検出電流信号ａ（ａが「Ｈ」か「Ｌ」か）とその時のスイッチング素子のゲートに与えているＰＷＭ信号の有無とのロジックを取ることによって簡単に実現することができる。その判別結果である電流方向信号ＡはＰＷＭ制御回路ＰＣの電圧補正器ＶＣ内に送られる。他のＶ相・Ｗ相についても同様に電流方向信号Ｂ・Ｃが電圧補正器ＶＣ内に送られる。電圧補正器ＶＣ内では各相の電流方向信号Ａ・Ｂ・Ｃに基づきオンディレイ補正信号を作成し、このオンディレイ補正信号を電圧指令器ＶＩに出力し、電圧指令信号を補正する。この電圧指令信号はＰＷＭ発生器ＰＧへ入力され、同じくキャリア発生器ＣＧからもキャリアが入力され、ＰＷＭ発生器ＰＧからは＋ΔＶや−ΔＶが加味されたオンディレイ補正を行った出力信号Ｕ１がスイッチング素子Ｓｕ１の駆動回路ＤＲｕ１に、出力信号Ｕ２がスイッチング素子Ｓｕ２の駆動回路ＤＲｕ２に送られ、各駆動回路ＤＲｕ１・ＤＲｕ２はスイッチング素子Ｓｕ１・Ｓｕ２をオンディレイ補正されたオン・オフ期間で制御する。このようにＰＷＭ制御回路ＰＣ内の電圧補正器ＶＣがオンディレイ補正回路ＯＣの機能を兼ねている。
【００２４】
以上のＵ相についての動作説明は、他のＶ相・Ｗ相についても同様にあてはまり、ＰＷＭ発生器ＰＧから、Ｖ相のスイッチング素子Ｓｖ１・Ｓｖ２の駆動回路ＤＲｖ１・ＤＲｖ１にそれぞれ出力信号Ｖ１・Ｖ２が送られ、また、Ｗ相のスイッチング素子Ｓｗ１・Ｓｗ２の駆動回路ＤＲｗ１・ＤＲｗ１にそれぞれ出力信号Ｗ１・Ｗ２が送られ、オンディレイ補正がなされる。
電流方向信号Ａ・Ｂ・Ｃに基づいてオンディレイ補正を実施する方法自体は周知であるので、ここでは説明は省略する。
【００２５】
このオンディレイ補正のタイミングは次のように行なうとより有効である。
すなわち、出力電流の方向の変化時点で出力電圧の位相をとらえて、この時点から出力電圧位相の１８０度の期間は前記オン・オフ信号の幅を増加又は減少させる補正をし、残りの１８０度の期間は前記補正と逆の補正をするようにするのである。図３はこれを実現するオンディレイ補正タイミング回路ＯＴの回路例である。現在の回転周波数ｆからＶ／ｆを作り、Ｖｓｉｎθを作る。Ｖｓｉｎθブロックの出力はＰＷＭブロック側へ出力されると共にその時点のθがラッチブロックのＤ入力端子と２個のアンド回路の１方の入力端子に加えられる。ラッチブロックのセット端子には電流検出回路Ｄｔｕからの出力が与えられる。ラッチブロックのＱ出力端子からの信号は上記２個のアンド回路のうちの一方のアンド回路の他方の入力端子に加えられるとともに、１８０度位相のタイミング信号と加え合わされて上記２個のアンド回路のうちの他方のアンド回路の他方の入力端子に加えられる。２個のアンド回路のうち前者の出力はＲＳフリップフロップのＳ入力端子に、後者の出力はＲＳフリップフロップのＲ入力端子に加えられ、ＲＳフリップフロップのＱ端子からの出力はオンディレイ補正（＋ΔＶと−ΔＶ）の切換回路の切り換え信号として用いられる。オンディレイ補正回路ＯＣは、オンディレイ補正タイミング回路ＯＴのこのような切り換えタイミングにしたがって、＋ΔＶと−ΔＶの補正量のいずれかを最初の１８０度の期間、＋ΔＶと−ΔＶの補正量の残りのいずれかを残りの１８０度の期間、出力し、前記Ｖｓｉｎθブロックの出力とを加え合わされてＰＷＭブロックに送られる。ＰＷＭブロックでは、補正量＋ΔＶと−ΔＶが加味された補正を行って、スイッチング素子の駆動回路ＤＲｕ１、ＤＲｕ２に与えてオンディレイ補正が行なわれる。
【００２６】
以上のように、本発明の電流検出回路Ｄｔｕで簡単にかつ正確に得られた電流検出信号ａを使って電流方向信号Ａが得られると、その電流方向信号Ａが変化したら（例えば、立上がったら）、その時点のθをラッチ回路でラッチすることになり、電流方向の切り換わり時の出力電圧の位相が分かるから、この位相から１８０度の期間は例えば＋ΔＶだけ出力電圧に加算し、残りの１８０度の期間は−ΔＶにするものである。
【００２７】
その結果が図４に示されている。同図で分かるように、インバータが出力すべき電圧指令信号と、実際にインバータブリッジに入力されるＰＷＭ信号と、の間にデッドタイム期間だけ誤差が生じ、誘導電動機電流Ｉｕが正のときはインバータの出力電圧は目標値よりも小さくなり、逆に誘導電動機電流Ｉｕが負のときはインバータの出力電圧は目標値よりも大きくなるから、オンディレイ補正を実施していない場合、そのままの出力電圧が現れ、実線のように、誘導電動機電流Ｉｕが負のときは目標値よりも大きいインバータの出力電圧が、そして誘導電動機電流Ｉｕが正のときは目標値よりも小さいインバータの出力電圧波形となることが分かる。ところが、１８０度の期間で−ΔＶの補正と、その残りの１８０度の期間で＋ΔＶの補正をすると、点線で示す正弦波が得られるようになる。
このように、請求項４に記載の本願発明によれば、このように、インバータ出力電流の方向の変化点のみを検出して、その時の出力電圧位相を保持することによりオンディレイ補正を実施しているため、保持した位相から１８０度までの期間とその残りの期間とで補正を切り換えることにより簡単にかつ正確なオンディレイ補正ができる。
【００２８】
【発明の効果】
以上のように、本発明においては、フリーホイールダイオードのうち上アーム又は下アームのフリーホイールダイオードに流れる電流の一部を分流した分流電流の有無によってインバータの出力電流の方向を判別するようにしたので、カレントトランスなどを用いなくてよく、また「過電流保護用の電流センス端子」を備えた素子を用いなくてよく、したがって小型化できて、低損失で、精度が従来よりも低い検出回路でも高信頼性のある出力電流方向の判別が低コストでできるようになる。
【００２９】
また、具体的にその分流回路を、トランジスタのダイオード構成部分と、高耐圧ダイオードとの直列接続回路で構成し、この直列接続回路をフリーホイールダイオードに同極性に並列に接続し、しかもそのトランジスタの残りの端子とＶｃｃ電源との間に平滑用コンデンサと抵抗との並列回路を挿入しているので、増幅作用も得られ、簡単な構成で十分な電流検出信号を得ることができる。
【００３０】
さらに、インバータ出力電流の方向の変化点のみを検出して、その時の出力電圧位相を保持することによりオンディレイ補正を実施しているため、保持した位相から１８０度までの期間とその残りの期間とで補正を切り換えることにより簡単にかつ正確なオンディレイ補正ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態を示すブロック図。
【図２】図１のフリーホイールダイオードに電流が流れたことを検出している時の等価回路図。
【図３】出力電流の方向の変化時点でオンディレイ補正を開始する回路例。
【図４】１８０度の期間とその残りの１８０度の期間とで補正を切り換えたオンディレイ補正の有無の場合の出力電流波形。
【図５】オンディレイ補正を行っている従来公知のインバータブロック図。
【符号の説明】
Ｅ：直流電源
Ｍ：誘導電動機
Ｉ：インバータ
Ｓｕ１・Ｓｕ２：スイッチング素子
Ｓｖ１・Ｓｖ２：スイッチング素子
Ｓｗ１・Ｓｗ２：スイッチング素子
ＦＤｕ１・ＦＤｕ２：フリーホイールダイオード
ＦＤｖ１・ＦＤｖ２：フリーホイールダイオード
ＦＤｗ１・ＦＤｗ２：フリーホイールダイオード
ＤＲｕ１・ＤＲｕ２：駆動回路
ＤＲｖ１・ＤＲｖ２：駆動回路
ＤＲｗ１・ＤＲｗ２：駆動回路
ＰＣ：ＰＷＭ制御回路
ＶＣ：電圧補正器
ＶＩ：電圧指令器
ＣＧ：キャリア発生器
ＰＧ：ＰＷＭ発生器
Ｕ１・Ｕ２：ＰＷＭ信号
Ｖ１・Ｖ２：ＰＷＭ信号
Ｗ１・Ｗ２：ＰＷＭ信号
ａ、ｂ、ｃ：電流検出信号
Ａ、Ｂ、Ｃ：電流方向信号
Ｓｕ：分流回路
Ｄｔｕ：電流検出回路
Ｔｒｕ・Ｔｒｖ・Ｔｒｗ：トランジスタ
ＨＤｕ・ＨＤｖ・ＨＤｗ：高耐圧ダイオード
Ｒｕ・Ｒｖ・Ｒｗ：抵抗
Ｃｕ・Ｃｖ・Ｃｗ：コンデンサ
Ｏｕ：電流検出信号出力端子
ＯＣ：オンディレイ補正回路
ＯＴ：オンディレイ補正タイミング回路
【図１】
0003733986.tif 000002
【図２】
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【図３】
0003733986.tif 000004
【図４】
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【図５】
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