(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転指令信号、起動スイッチ信号、正、逆転信号などの外部信号の入力に基づいてモータを駆動させるモータ制御装置において，
前記モータに流れる電機子電流の検出手段として、電機子チョッパにハーフブリッジ方式を用い、上側アームのパワーＭＯＳＦＥＴの端子電圧を回生制動用電流検出に、下側アームのパワーＭＯＳＦＥＴの端子電圧を加速制御用電流検出に用いて構成し，
前記モータに流れる界磁電流の検出手段として、界磁チョッパにＨブリッジ方式を用い、下側アームの２個のパワーＭＯＳＦＥＴ端子電圧を、それぞれ、正転用及び逆転用界磁電流検出に用いて構成し，
前記電機子チョッパ及び前記界磁チョッパに用いているパワーＭＯＳＦＥＴのＯＮ期間のドレイン−ソース間電圧を検出する手段と，
前記ドレイン−ソース間電圧の検出タイミングをチョッパのＰＷＭ信号に基づいて同期させて検出する手段と，
前記チョッパのＰＷＭ信号に基づいて同期させて検出したパワーＭＯＳＦＥＴのＯＮ期間のドレイン−ソース間電圧を増幅する手段と，
前記ＯＮ期間のドレイン−ソース間の電圧を検出したパワーＭＯＳＦＥＴの温度を検出する手段と，
前記パワーＭＯＳＦＥＴの検出温度値に基づく補正値によって、前記検出したパワーＭＯＳＦＥＴのＯＮ期間のドレイン−ソース間の電圧値が基準とする温度のときの電圧値となるように補正する手段と，
を用いてパワーＭＯＳＦＥＴの電流を検出して、等価的にモータの電機子電流及び界磁電流を検出することを特徴とする電動車制御装置。
【請求項２】
前記界磁電流検出手段及び電機子チョッパの走行用電機子電流検出手段には、パワーＭＯＳＦＥＴの端子電圧を検出して増幅する増幅手段と、界磁ＰＷＭの出力を分周するカウンタと、チョッパのターンオフ、ターンオン遅れによる検出不能領域の発生防止のためにＰＷＭの出力の立上がり立下りを遅延させる遅延回路と、界磁ＰＷＭの出力を分周したカウンタの出力と界磁ＰＷＭの出力を遅延させた遅延回路の出力との論理積をとる論理積回路とを，
前記パワーＭＯＳＦＥＴの端子電圧を検出して増幅する増幅手段の入力抵抗部には、パワーＭＯＳＦＥＴがＯＦＦし端子電圧が高い期間（バッテリ電圧Ｖｂの状態）では検出をマスクするマスク信号発生手段を，
前記パワーＭＯＳＦＥＴの端子電圧を検出して増幅する増幅手段の出力には、前記論理回路の出力をトリガ信号として増幅手段の出力をサンプルしてホールドするサンプルホールド手段と、前記界磁ＰＷＭの出力を分周するカウンタ出力の立ち下がりに同期させマイコンのＡ／Ｄ変換器の外部トリガ信号（ＡＤＴＲＥＧ）に入力する手段とを，
設け，
前記サンプルホールド手段の出力は、前記トリガ信号に同期させて界磁チョッパオフ直前の界磁電流をＡ／Ｄ変換機を介してマイコンに検出値を取り込むようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電動車制御装置。
【請求項３】
電機子チョッパの回生制動用電流検出手段には、パワーＭＯＳＦＥＴの端子電圧を検出して増幅する第一の増幅手段と、前記第一増幅手段の出力を増幅する第二の増幅手段と、前記第一増幅手段と第二の増幅手段とにバイアスをかけるバイアス回路手段と、前記電機子ＰＷＭの出力の立上がり、立下りを遅延させる遅延回路とを設け，
前記第二の増幅手段の入力抵抗部には、パワーＭＯＳＦＥＴがＯＦＦし端子電圧が高い期間（バッテリ電圧Ｖｂの状態）では検出をマスクするマスク信号発生手段を設けると共に，
前記第二増幅手段の出力には、前記論理回路の出力をトリガ信号として増幅手段の出力をサンプルしてホールドするサンプルホールド手段と、前記界磁ＰＷＭの出力を分周するカウンタ出力の立ち下がりに同期させマイコンのＡ／Ｄ変換器の外部トリガ信号（ＡＤＴＲＥＧ）に入力する手段とを設け，
前記サンプルホールド手段の出力は、前記トリガ信号に同期させて電機子チョッパオフ直前の電機子電流をＡ／Ｄ変換機を介してマイコンに検出値を取り込むようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電動車制御装置。
【請求項４】
前記電機子電流検出手段及び界磁電流検出手段の出力は、界磁ＰＷＭと電機子ＰＷＭのＯＦＦタイミングを同期させ、それぞれ、界磁電流及び電機子電流ＯＦＦ直前の電流値をサンプルホールドし、Ａ／Ｄ変換器でマイコンに取り込み、該マイコンで演算処理される温度補正手段と、オフセット補正手段とを用いて、温度補正及びオフセット補正を行い、パワーＭＯＳＦＥＴのオン電圧より電機子電流、界磁電流を検出するようにしたことを特徴とする請求項２又は３に記載の電動車制御装置。
【請求項５】
前記温度補正手段は、温度変化によるパワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗変化の関数の逆関数となる値をマイコンのメモリにデータテーブルとして保有し、温度変化に応じて補正演算を行うことを特徴とする請求項４に記載の電動車制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電動車制御装置に係り、特に直流電動機の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電動車制御装置においては、特公平３−４８７５２号公報に記載されるように、電流検出については設定した最大値が検出された場合のみフィードバックして最大値となるよう制限を行っている。そして、電流検出値の温度変化に対する補償は、ダイオードのオン電圧の温度変化を用いて、パワーＭＯＳＦＥＴのオン電圧変動の補償を行っている。
【０００３】
また、従来の電動車制御装置の電流検出としては、特開平６−５４５９１号公報に記載されるように、モータに流れる電流を、モータに直列に接続した抵抗器の電圧降下によって検出する方法が知られている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、パワーＭＯＳＦＥＴのオン電圧による電流検出法によると、パワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は、周囲温度の変化によって１〜２倍も大きく変わる。したがって、パワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗の温度変化に合わせて、温度係数が異なり、しかも、変化値が小さいダイオードで温度補償をすることは難しいため、従来の電流検出法では精度良く電流検出を行うことができないという問題があった。
【０００５】
また、パワーＭＯＳＦＥＴのオン時のみの電圧を検出する方法は、ＰＷＭのデューティが常に変化するために不安定であり、ＰＷＭ同期型検出法を用いないと難しい。また、上記従来技術の電流検出においては、検出用抵抗にモータ電流が直接流れるために損失が増加し、制御装置としての効率が低下する。
【０００６】
さらに、電流検出法としては、貫通型のコアを用いて磁界の変化を検出する磁気抵抗素子などを用いる方法もあるが、価格が高価であり、取り付け場所等も制限される等の問題がある。
【０００７】
本発明の目的は、電動機の電流を所望の値に制御するための電流検出を安価で精度良く行うことのできる電流検出方式を備えた電動車制御装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため請求項１に記載の電動車制御装置は、回転指令信号、起動スイッチ信号、正、逆転信号などの外部信号の入力に基づいてモータを駆動させるモータ制御装置において，
前記モータに流れる電機子電流の検出手段として、電機子チョッパにハーフブリッジ方式を用い、上側アームのパワーＭＯＳＦＥＴの端子電圧を回生制動用電流検出に、下側アームのパワーＭＯＳＦＥＴの端子電圧を加速制御用電流検出に用いて構成し，
前記モータに流れる界磁電流の検出手段として、界磁チョッパにＨブリッジ方式を用い、下側アームの２個のパワーＭＯＳＦＥＴ端子電圧を、それぞれ、正転用及び逆転用界磁電流検出に用いて構成し，
前記電機子チョッパ及び前記界磁チョッパに用いているパワーＭＯＳＦＥＴのＯＮ期間のドレイン−ソース間電圧を検出する手段と，
前記ドレイン−ソース間電圧の検出タイミングをチョッパのＰＷＭ信号に基づいて同期させて検出する手段と，
前記チョッパのＰＷＭ信号に基づいて同期させて検出したパワーＭＯＳＦＥＴのＯＮ期間のドレイン−ソース間電圧を増幅する手段と，
前記ＯＮ期間のドレイン−ソース間の電圧を検出したパワーＭＯＳＦＥＴの温度を検出する手段と，
前記パワーＭＯＳＦＥＴの検出温度値に基づく補正値によって、前記検出したパワーＭＯＳＦＥＴのＯＮ期間のドレイン−ソース間の電圧値が基準とする温度のときの電圧値となるように補正する手段と，
を用いてパワーＭＯＳＦＥＴの電流を検出して、等価的にモータの電機子電流及び界磁電流を検出するようにしたものである。
このように構成することにより請求項１に記載の発明によると、電動機の電流を所望の値に制御するための電流検出を安価で精度良く行うことができる電動車制御装置を提供することができる。
【０００９】
上記目的を達成するため請求項２に記載の電動車制御装置は、界磁電流検出手段及び電機子チョッパの走行用電機子電流検出手段に、パワーＭＯＳＦＥＴの端子電圧を検出して増幅する増幅手段と、界磁ＰＷＭの出力を分周するカウンタと、チョッパのターンオフ、ターンオン遅れによる検出不能領域の発生防止のためにＰＷＭの出力の立上がり立下りを遅延させる遅延回路と、界磁ＰＷＭの出力を分周したカウンタの出力と界磁ＰＷＭの出力を遅延させた遅延回路の出力との論理積をとる論理積回路とを，
パワーＭＯＳＦＥＴの端子電圧を検出して増幅する増幅手段の入力抵抗部に、パワーＭＯＳＦＥＴがＯＦＦし端子電圧が高い期間（バッテリ電圧Ｖｂの状態）では検出をマスクするマスク信号発生手段を，
パワーＭＯＳＦＥＴの端子電圧を検出して増幅する増幅手段の出力に、論理回路の出力をトリガ信号として増幅手段の出力をサンプルしてホールドするサンプルホールド手段と、界磁ＰＷＭの出力を分周するカウンタ出力の立ち下がりに同期させマイコンのＡ／Ｄ変換器の外部トリガ信号（ＡＤＴＲＥＧ）に入力する手段とを，
設け，
サンプルホールド手段の出力は、トリガ信号に同期させて界磁チョッパオフ直前の界磁電流をＡ／Ｄ変換機を介してマイコンに検出値を取り込むようにしたものである。
このように構成することにより請求項２に記載の発明によると、電動機の電流を所望の値に制御するための電流検出を安価で精度良く行うことができる電動車制御装置を提供することができる。
【００１０】
上記目的を達成するため請求項３に記載の電動車制御装置は、電機子チョッパの回生制動用電流検出手段に、パワーＭＯＳＦＥＴの端子電圧を検出して増幅する第一の増幅手段と、第一増幅手段の出力を増幅する第二の増幅手段と、第一増幅手段と第二の増幅手段とにバイアスをかけるバイアス回路手段と、電機子ＰＷＭの出力の立上がり、立下りを遅延させる遅延回路とを設け，
第二の増幅手段の入力抵抗部には、パワーＭＯＳＦＥＴがＯＦＦし端子電圧が高い期間（バッテリ電圧Ｖｂの状態）では検出をマスクするマスク信号発生手段を設けると共に，
第二増幅手段の出力には、論理回路の出力をトリガ信号として増幅手段の出力をサンプルしてホールドするサンプルホールド手段と、界磁ＰＷＭの出力を分周するカウンタ出力の立ち下がりに同期させマイコンのＡ／Ｄ変換器の外部トリガ信号（ＡＤＴＲＥＧ）に入力する手段とを設け，
サンプルホールド手段の出力を、トリガ信号に同期させて電機子チョッパオフ直前の電機子電流をＡ／Ｄ変換機を介してマイコンに検出値を取り込むようにしものである
このように構成することにより請求項３に記載の発明によると、電動機の電流を所望の値に制御するための電流検出を安価で精度良く行うことができる電動車制御装置を提供することができる。
【００１１】
上記目的を達成するため請求項４に記載の電動車制御装置は、電機子電流検出手段及び界磁電流検出手段の出力を、界磁ＰＷＭと電機子ＰＷＭのＯＦＦタイミングを同期させ、それぞれ、界磁電流及び電機子電流ＯＦＦ直前の電流値をサンプルホールドし、Ａ／Ｄ変換器でマイコンに取り込み、マイコンで演算処理される温度補正手段と、オフセット補正手段とを用いて、温度補正及びオフセット補正を行い、パワーＭＯＳＦＥＴのオン電圧より電機子電流、界磁電流を検出するようにしたものである。
このように構成することにより請求項４に記載の発明によると、電動機の電流を所望の値に制御するための電流検出を安価で精度良く行うことができる電動車制御装置を提供することができる。
【００１２】
上記目的を達成するため請求項５に記載の電動車制御装置は、温度補正手段は、温度変化によるパワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗変化の関数の逆関数となる値をマイコンのメモリにデータテーブルとして保有し、温度変化に応じて補正演算を行うようにしたものである。
このように構成することにより請求項５に記載の発明によると、電動機の電流を所望の値に制御するための電流検出を安価で精度良く行うことができる電動車制御装置を提供することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る実施の形態について説明する。
図１には、電動車制御装置の構成が示されている。
図において、制御装置１は、マイコン１０１、走行、回生用電機子電流検出回路１４３、１４４、と正転、逆転用界磁電流検出回路１６２、１６３及び電機子チョッパ１２、界磁チョッパ１３、ドライバ１０２、１０３等で構成されている。
また、電機子チョッパ１２は、ハーフブリッジ方式と称され、下側アームのパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１を加速用チョッパに、上側アームのパワーＭＯＳＦＥＴＭ２を回生制動用チョッパにそれぞれ用いている。
【００１６】
また、界磁チョッパ１３は、Ｈブリッチ方式と称されるもので、パワーＭＯＳＦＥＴＭ４を正転用チョッパに、パワーＭＯＳＦＥＴＭ６を逆転用チョッパに、そして、正・逆転切替え用のパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ５及びＭ３で構成させている。そして、電機子チョッパの出力端子は、＋Ｖｂと−Ｖｂが、バッテリのプラスとマイナス端子へ、また、−Ｍはモータのマイナス端子へそれぞれ接続される。一方、界磁チョッパの出力は＋Ｆと−Ｆが界磁巻線へ、＋Ｖｂと−Ｖｂへ接続される。
【００１７】
次に、前記制御装置１の動作について説明する。
回転指令信号や起動スイッチ、正・逆転信号等がマイコン１０１のＡ／ＤやＤ／Ｉを介して取り込まれると後述する電流制御演算を実行し、電機子チョッパ用のＰＷＭ出力ＰＷＭ１、ＰＷＭ２及び界磁用チョッパのＰＷＭ出力ＦＰＷＭ１、ＦＰＷＭ２をマイコンより出力する。電機子チョッパ１２と界磁チョッパは、これらのＰＷＭ出力に応じてドライバ１０２、１０３を介して駆動される。
また、チョッパに流れる電流検出は、パワーＭＯＳＦＥＴのドレン−ソース間電圧で検出する。すなわち、加速時電機子チョッパ電流は下側アームのパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のドレン−ソース間電圧で、回生制動時の電機子チョッパ電流は上側アームのパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２のドレン−ソース間電圧を電機子電流検出回路１４３、１４４へ入力する。そして、電機子電流検出回路１４３、１４４の出力をマイコン１０１のＡ／Ｄ変換器へ入力する。その場合のＡ／Ｄ変換器による電流検出は、タイミングをとってＡ／Ｄ変換を行っている。すなわち、界磁ＰＷＭの出力パルスＦＰＷＭ１をＡ／Ｄ変換器の外部割込み端子ＡＤＴＲＧへ入力し、パルスの立下りに同期させてＡ／Ｄを起動し、電流を検出する。
【００１８】
また、界磁電流の場合も同様に、正転側の界磁電流をパワーＭＯＳＦＥＴＭ４の、逆転側の界磁電流をパワーＭＯＳＦＥＴＭ６の、それぞれのパワーＭＯＳＦＥＴのドレン−ソース間電圧を検出し、この検出したそれぞれの電圧値を界磁電流検出回路１６２、１６３へ入力し、界磁ＰＷＭに同期させてそれぞれ検出する。尚、電流検出の詳細については後述する。
【００１９】
次に、図１に図示の電機子チョッパ並びに界磁チョッパの主回路構成とその動作について図２、３を用いて説明する。
図２（ａ）は、電機子チョッパの主回路構成を示す。この電機子チョッパの主回路構成は、図１での説明のものと同一であり、詳細説明は省略する。この主回路の動作は、次の通りである。
まず、図２（ａ）のドライバ１０２の入力に図２（ｂ）に示す入力パルスが与えられると、例えば、加速の場合には、上側アームのパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２がＯＦＦ状態となり、下側アームのパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１がＯＮ、ＯＦＦのＰＷＭ動作をする。この加速モードにより電機子２ａに電流を流しモータを回転させる。その場合には、当然のことながら界磁巻線２ｂには次の図３で示す方法により界磁電流を流している。一方、回生制動時にはパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１がＯＦＦ状態となり、上側アームのパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２がＯＮ、ＯＦＦのＰＷＭ動作となり回生モードとなる。
同様に、図３（ａ）の界磁チョッパ用ドライバ１０３の入力に図３（ｂ）に示す入力パルスが与えられると、例えば、モータを正転させる場合には、Ｈブリッジの上側アームのパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ５をＯＮさせ、対角上の下側アームのパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ４をＯＮ、ＯＦＦしＰＷＭ動作をさせて界磁巻線２ｂに流れる電流を制御する。また、モータを逆転させる場合には、Ｈブリッジ上側アームの逆側のパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ３をＯＮさせ、対角上の下側アームのパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ４をＯＮ、ＯＦＦしＰＷＭ動作をさせて界磁巻線２ｂに逆方向に電流を流し制御する。
【００２０】
上記構成の電動機制御システムは、マイコンを用いたソフトウエアで実現しており、その制御処理内容を図４のフローチャートに示す。
まず、ステップ１００において、イニシャル値を設定し、ステップ１０１において、キースイッチがＯＮされているか、ＯＦＦされているかの判定を行う。このステップ１０１においてキースイッチがＯＦＦされていると判定すると、ステップ１０２において、停止処理を行い、ステップ１０１へ戻る動作を繰り返し待機状態となる。
【００２１】
また、ステップ１０１においてキースイッチがＯＮされていると判定すると、ステップ１０３において、サーミスタでパワーＭＯＳＦＥＴの温度を検出する。このステップ１０３において温度検出を行うとステップ１０４において、Ａ／Ｄ変換器より電流の取り込みを行う。すなわち、電機子の加速電流、回生制動電流や界磁の正転電流、逆転電流をそれぞれ検出しマイコンのＲＡＭエリアに格納する。そして、このステップ１０４において電流の取り込みを行うと、ステップ１０５において、加速か回生制動か運転モードの判定を行う。このステップ１０５において運転モードが加速であると判定すると、ステップ１０６において、加速電機子電流の温度補正演算を行う。すなわち、ステップ１０４において得られた加速電機子電流に対してステップ１０３において検出したパワーＭＯＳＦＥＴの温度変化に応じて補正演算を行い電機子電流検出値の精度向上を図る。
そして、このステップ１０６において加速電機子電流の温度補正演算を行うと、ステップ１０７において、ステップ１０６において得られた加速電機子電流と図１で示した回転指令信号とからモータ回転時の電機子電流制御演算を行いＰＷＭのデューティを算出する。
【００２２】
また、ステップ１０５において運転モードが回生制動であると判定すると、ステップ１０８において、加速時と同様に温度補正演算を行い、ステップ１０９において、回生時の電機子電流制御演算処理を実行し、ステップ１１０に進む。  ステップ１１０において、正転か逆転かの回転モードの判定を行い、このステップ１１０において回転モードが正転であると判定すると、ステップ１１１において、正転界磁電流の温度補正演算処理を行い、ステップ１１０において回転モードが逆転であると判定すると、ステップ１１２において、逆転界磁電流の温度補正演算処理を行う。その後、電機子電流の場合と同様に、ステップ１１３において、界磁電流制御演算を実行し、ステップ１１４において、界磁及び電機子チョッパのＰＷＭデューティを設定し、ステップ１０１に戻る。以降、処理を繰返す。なお、温度検出法、電流検出値の温度補正法については詳細を後述する。
【００２３】
次に、電流検出法について詳細に述べる。
図５には、図１に示す制御装置１の構成において、電流検出部の詳細ブロック図が示されている。
図において、電機子電流検出回路は、加速電流検出回路１４３と回生電流検出回路１４４によって構成されている。
また界磁電流検出回路は、正転用電流検出回路１６２と逆転用電流検出回路１６３によって構成されている。
さらに、パワーＭＯＳＦＥＴの温度検出用として温度検出部２１が設けられており、パワーＭＯＳＦＥＴの近傍に取り付けられたサーミスタ２１０、抵抗２１１を加えて電流検出部が構成されている。
それぞれの検出回路の入力は、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間に接続されのＯＮ電圧Ｖｄｓ検出する。出力部はそれぞれマイコンのＡ／Ｄ１〜Ａ／Ｄ４へ、また、サーミスタの出力電圧もＡ／Ｄ５入力される。
【００２４】
以下、電流検出法の動作原理、特性等について説明する。
図６には、パワーＭＯＳＦＥＴの特性が示されており、オン抵抗Ｒｏｎが１０〜１５ｍΩの場合を例にとって示してある。
一般的に電流Ｉａを増加させるとドレイン−ソース電圧Ｖｄｓが比例関係に増加するといわれている。しかしながら、オン抵抗が図７に示す如く周囲温度変化により大きく変動する欠点がある。
【００２５】
本電流検出方式の難しい点は、第一に、上記したように検出特性が周囲温度により大きく変動することである。第二点目は、検出部のパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧がチョッパ動作によって、ＯＦＦ時が４８〜６０Ｖで、ＯＮ時が数十ｍＶ〜数百ｍＶと大きく変動することである。
【００２６】
第一点目の温度変化については次のように補正する手段により問題を解決できる。すなわち、図５で示した温度検出回路２１のサーミスタの温度検出特性は図８に示す特性であり、これと、図７に示した温度変化係数Ｋｔの特性をもつパワーＭＯＳＦＥＴで検出した検出回路の出力を図５のマイコン１０１のＡ／Ｄ変換器に入力し、ソフトによる補正演算を行う。具体的には、図７に示したパワーＭＯＳＦＥＴの温度変化係数より図９に示す逆関数を求めて得られた温度補償係数ｙをマイコン内でデータテーブルとして保管する。そして、Ａ／Ｄ変換器で得られた値から、
電流値＝Ａ／Ｄ値×温度補償係数ｙ×変換係数ａ
但し、変換係数ａ：Ａ／Ｄ値に対する電流換算値
温度補償係数ｙ：１／温度変化係数Ｋｔ
という式によって演算することによって電流値（マイコン値）を求める。
【００２７】
次に、第二点目の解決手段の検出法について説明する。
図５に示した加速電流検出回路１４３及び回生電流検出回路１４４の詳細図を図１０に示す。なお、図５の正・逆転電流検出回路１６２，１６３の詳細回路図は、図１０の加速電流検出回路１４３と同じものを用いている。
したがって、加速電流検出回路１４３のみについて説明する。図１０の加速電流検出回路１４３には、演算増幅器ＯＰ１があり、入力抵抗Ｒ１、〜Ｒ４及び帰還抵抗Ｒ５、Ｒ６を有している。また、入力抵抗Ｒ１とＲ３間及びＲ２とＲ４間には電源電圧へのクランプ用ダイオードＤ１、Ｄ２及びＲ２とＲ４間と回路グランド間には入力信号をグランドへバイパスさせるアナログスイッチＳ１がある。演算増幅器ＯＰ１の出力側にはサンプルホールド用のアナログスイッチＳ２とコンデンサＣ１と抵抗Ｒ８で構成されている。
【００２８】
また、電流検出のタイミングを取るためにロジック部があり、界磁のＰＷＭ信号Ｆ・ＰＷＭパルスをカウントして分周するカウンタＣＯＵＴ、その出力の論理和をとるＯＲ、Ｆ・ＰＷＭパルスの立ち上がり立下りを遅らせるためのＲ９，Ｃ２、ＩＮＶ１及びＲ１０，Ｃ３、ＩＮＶ２、で構成される遅延回路、前記ＯＲからと遅延回路からの信号の論理積をとるＡＮＤ１回路などで構成される。
【００２９】
上記パワーＭＯＳＦＥＴの端子電圧Ｖｄｓは上記した演算増幅器ＯＰ１で増幅後、上記したロジック回路によりＦ・ＰＷＭ信号とタイミングをとりＳ２とＣ１で構成されるサンプルホールド回路によりサンプルホールドされマイコン１０１のＡ／Ｄ２に入力される。その場合にはＡ／Ｄの外部トリガＡＤＴＲＧにカウンタの出力で外部トリガをかけ、Ａ／Ｄの起動とデータ取り込みを実行する。
【００３０】
上記構成の検出回路において、加速電機子電流、正・逆転界磁電流検出時の動作は同じである。従って、界磁チョッパの場合を一例として、界磁チョッパや検出回路の各部の動作タイミングを図１１（ａ）に示す。図１１（ａ）から分かるようにパワーＭＯＳＦＥＴの端子電圧は界磁チョッパ（Ｆ・ＰＷＭ）動作時には大きくＯＮ、ＯＦＦ変動する。電流検出はパワーＭＯＳＦＥＴのＯＮしている僅かな期間の微少電圧を検出するためにＰＷＭに同期させる必要がある。すなわち、Ｆ・ＰＷＭ信号から得られるマスク信号（ＭＡＳＫ）によりパワーＭＯＳＦＥＴのＯＦＦ時の電圧をマスク後、演算増幅器ＯＰ１でＯＮ時のみの僅かな電圧を増幅し出力（Ｖｆ・Ａ）を得る。検出電圧はＯＮ、ＯＦＦ信号のため、そのままマイコンのＡ／Ｄで取り込んでも、正確な界磁電流を検出することができない。そこで、アンプ出力電圧を、パワーＭＯＳＦＥＴがＯＮ時にはサンプルしＯＦＦ期間中はＯＦＦ直前の電圧をホールドする。このサンプルホールドした信号を界磁チョッパのＰＷＭの立ち下がりでＡ／Ｄに外部トリガをかけＡ／Ｄを起動しデータをマイコンに取り込む。なお、ＰＷＭ周期が６２．５μｓ（ｆ:１６ＫＨｚ）と早いので、外部トリガ周期は１／８の５００μｓとした。
【００３１】
次に回生用電機子電流検出法について説明する。図１０に戻って、回生用電機子電流検出回路１４４において、前記走行用電機子電流検出法と異なるところは、パーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２が図２（ａ）で示した如く上側アームにあるためにグランド電位から浮いた状態の電圧を検出する必要がある。したがって、アンプは一段目ではアンプのコモンモード電圧の制限から電圧を低下させ、二段目で増幅する方法をとした。
【００３２】
回生用電機子電流検出回路１４４おいて、一段目の演算増幅器ＯＰ２があり、入力抵抗Ｒ１１、〜Ｒ１４及び帰還抵抗Ｒ１５、Ｒ１６を有している。また、入力抵抗Ｒ１１とＲ１２間及びＲ１３とＲ１４間にはパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２のＯＦＦ時の電圧をクランプするダイオードがある。また、二段目の演算増幅器ＯＰ３には、入力抵抗Ｒ１８、〜Ｒ１９及び帰還抵抗Ｒ２０、Ｒ２１を有している。また、帰還抵抗Ｒ２１に並列に一段目の演算増幅器ＯＰ２の出力を短絡するアナログスイッチＳ３を設けている。さらに、演算増幅器ＯＰ４は演算増幅器ＯＰ２と演算増幅器ＯＰ３にバイアス電圧を加えるもので、その電圧は入力抵抗Ｒ２４、Ｒ２５で決定される。また、同様に演算増幅器ＯＰ３の出力側にはサンプルホールド用のアナログスイッチＳ４とコンデンサＣ４と抵抗Ｒ２３で構成され、その出力はマイコン１０１のＡ／Ｄ変換器Ａ／Ｄ１に入力されている。
【００３３】
また、前記と同様に、電流検出のタイミングを取るためにロジック部があり、電機子のＰＷＭ信号Ａ・ＰＷＭ・Ｈパルスの立ち上がり立下りを遅らせるためのＲ２６，Ｃ５、ＩＮＶ３及びＲ２７，Ｃ６、ＩＮＶ４、で構成される遅延回路、前記ＯＲからの信号Ｃ（ＦＰＷＭ・Ｓ／Ｈ）と遅延回路からの信号の論理積をとるＡＮＤ２回路などで構成される。
【００３４】
上記構成の回生用電機子電流検出動作のタイムチャートを図１１（ｂ）に示す。
電流の検出動作は、基本的には図１１（ａ）の界磁電流検出の場合と同じであるが、次の点が異なる。すなわち、界磁チョッパと電機子チョッパは当然のことながらそれぞれ独立してＰＷＭのデューティを制御する必要がある。また、電機子電流検出もタイミングをとる必要があることから、図１１（ｂ）に示した如く、界磁チョッパのＰＷＭ（Ｆ・ＰＷＭ）のＯＦＦの立下りと電機子チョッパのＰＷＭ（Ａ・ＰＷＭ）の立下りを同期させることにした。これにより電機子電流もＰＷＭに同期して電流検出が可能である。電流検出時のパワーＭＯＳＦＥＴ電圧（Ｖｄｓ・ｆ）の動作とマスク信号（ＭＡＳＫ）やアンプ出力（Ｖｆ・Ａ）動作時の時間拡大波形を図１２（ａ）、（ｂ）に示す。
【００３５】
パワーＭＯＳＦＥＴのターンオンとターンオフ動作時には図１２（ａ）のパワーＭＯＳ電圧（Ｖｄｓ・ｆ）に示すごとく動作時間遅れが生じる。この影響でパワーＭＯＳ電圧を増幅するアンプの出力は、図１２（ａ）に示すアンプ出力（ａ）の波形のごとくなり好ましくない。
【００３６】
そこで、電流検出を確実に正確に行うためには、パワーＭＯＳＦＥＴのターンオン時及びターンオフ時にそれぞれ、ｔｄ１、ｔｄ２の遅延時間を設けてマスク信号を発生させて、アンプ出力の不要な信号の除去を行っている。この結果パワーＭＯＳＦＥＴのオン時の電圧を確実に検出することが可能となる。
【００３７】
以下、回路動作は界磁電流検出の場合と同様であり省略する。
以上述べた電流検出方式における実際のモータに流れる界磁電流の検出特性を図１３（ａ）、（ｂ）に示す。図１３（ａ）はパワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗の温度補償がない場合であり、周囲温度変化によって大きく変わることを示している。一方、図１３（ｂ）の場合にはサーミスタで温度変化を検出して温度補正を行った場合であり、補償の効果が現われていることが分かる。
【００３８】
以上は、本発明を直流分巻電動機制御装置に適用した場合について主に説明したが、次に他の実施例について述べる。
本発明を直流直巻電動機用制御装置に適用した場合を図１４に示す。主回路は電動機の電機子４と直巻界磁４ａ，界磁４ａに流れる界磁電流の方向を変えて電動機を正・逆転させる切替スイッチ５ａ、５ｂ、フリーホイルダイオード６、モータを駆動するチョッパのパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ７で構成され、切替スイッチ５ａとダイオードのカソード側はバッテリ３のプラス側へ、パワーＭＯＳＦＥＴのソース側はバッテリ３のマイナス側へそれぞれ接続されている。また、モータ電流の検出回路は前述したごとく、パワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ７の両端電圧を検出する電流検出回路７、その出力をＡ／Ｄ６に入力するマイコン１０１で構成されている。
モータ電流の検出は、前述のごとくパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ７がオン状態時の電圧の変化を電流検出回路７でアナログ信号として検出後、マイコン１０１のソフトウエア処理により行っている。その検出動作の詳細は前述してあるので省略する。
【００３９】
また、他の実施例として、マグネットモータ駆動に適用した場合を図１５に示す。モータ８はマグネットモータで電機子８ａと界磁用のマグネット８ｂ、８ｃで構成される。チョッパの駆動回路はパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ８〜Ｍ１１で構成されるＨブリッジ方式と呼ばれるもので、上側アームのパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ８と下側アームのＭ９の接続点にモータ電機子８の端子を接続する。同様に逆側アームのＭ１０とＭ１１の接続点に電機子８のもう一方の端子を接続する。また、上側及び下側アームどうしを接続してＨブリッジを形成させ、上側アームをバッテリ３のプラス側へ下側アームをバッテリ３のマイナス側へ接続する構成としている。
【００４０】
そして、電流検出回路は、各パワーＭＯＳＦＥＴの全数のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを検出するために上側正転電流検出回路９、上側逆転電流検出回路１０、下側正転電流検出回路１１、下側逆転電流検出回路１２と、Ａ／Ｄ変換器Ａ／Ｄ７〜Ａ／Ｄ１０を有するマイコン１０１で構成される。
【００４１】
次にモータ回転時の電流検出動作を説明する。例えば、Ｈブリッジの動作を上側アームのパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ８、Ｍ１０を正転、逆転用のスイッチに、下側アームのパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１１を正転用ＰＷＭに、Ｍ９を逆転用ＰＷＭに用いて動作させる場合を考えてみる。Ｍ８をオンさせて、Ｍ１１をＰＷＭ動作させモータを正転方向に回転させた場合には、パワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ８に流れる電流を上側正転電流検出回路９で検出し、Ａ／Ｄ７を介してマイコン１０１へ入力する。またパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１１に流れる電流は下側正転電流検出回路１１で検出し、Ａ／Ｄ９を介してマイコン１０１へ入力する。この場合に上側アームのＭ８は常時オン状態であり、一方、下側アームのＭ１１はＰＷＭ動作である。いずれの場合でも電流が検出可能である。検出法の詳細は前記した通りでありここでは省略する。また、モータが逆転駆動においても、同様にＭ１０をオンさせ、Ｍ９をＰＷＭ動作させた場合においても電流が検出可能である。さらに、上側アームＭ８と下側アームＭ１１を同時にＰＷＭ動作させる両側ＰＷＭ方式においても同様に電流が検出可能である。
【００４２】
さらに、従来方式のモータ電流を直接検出する方法においては、例えば、上側アームのＭ８と下側アームのＭ９が誤動作等により同時にオンした場合に、すなわち、電源短絡現象発生時においては、異常電流がモータ側に流れないために検出不可能でありＨブリッジチョッパの保護はできない。
【００４３】
しかし、本発明の方式を用いればバッテリからの短絡電流を速やかに検知可能なために、過電流を検知した場合には保護回路等（図示せず）を動作させてＨブリッジチョッパを保護することが可能である。
【００４４】
本発明によれば、電流検出に特別なセンサを必要としないために、制御装置システムとして安価となる効果がある。
【００４５】
本発明によれば、ＰＷＭに同期させて電流の瞬時値を検出しサンプルホールドしているために、マイコンのＡ／Ｄ変換器に高速のものを必要とせずに、一般に用いられているものが使用できる効果がある。
【００４６】
また、本発明によれば、ＰＷＭに同期させて電流の瞬時値を検出できるので応答性の速い電流検知が可能となる効果がある。
【００４７】
本発明によれば、パワーＭＯＳＦＥＴのオン電圧検出による電流検出法は、サーミスタによる温度補償が可能なために、電流検出値の精度向上に効果がある。
【００４８】
本発明によれば、パワーＭＯＳＦＥＴをＨブリッジチョッパに用いた場合において、誤動作等による電源短絡時の過電流検知が可能となり過電流保護ができる効果がある。
【００４９】
【発明の効果】
本発明によれば、電動機制御において絶縁型等の電流センサを用いなくても電動機電流を検出できるので制御装置のコストが安価となる効果がある。
【００５０】
本発明によれば、電動機の電気駆動回路系に直列挿入する電流検出用センサ等不要なために、センサによる駆動回路の損失を発生させない効果がある。
【００５１】
本発明によれば、電機子用チョッパにおいては、加速制御用と回生制動制御用に、界磁チョッパにおいては、正転用と逆転制御にそれどれ独立して電流検出が可能なために、一部の電流センシング不良が発生しても他のものでチョッパを駆動できる効果がある。
【００５２】
本発明によれば、モータを駆動するチョッパ動作において、パワーＭＯＳＦＥＴのオン電圧をチョツパのＰＷＭに同期させて検出しているのでパワーＭＯＳＦＥＴのオン期間に流れている電流を確実に検出できる効果がある。
【００５３】
本発明によれば、ＰＷＭに同期させて瞬時電流を検出し、サンプルホールドさせてマイコンのＡ／Ｄへ取り込んでいるので、検出応答の早い電流検出ができる効果がある。
【００５４】
本発明によれば、電流検出に用いているパワーＭＯＳＦＥＴのオン電圧の温度変化による変動を、パワーＭＯＳＦＥＴの温度係数の逆関数となるような補正データテーブルを用いて温度補正を行っているので温度による変動の少ない電流検出ができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明となる電動機制御装置の構成図。
【図２】（ａ）は本発明を適用した電機子チョッパの構成図、（ｂ）は（ａ）の動作タイムチャート。
【図３】（ａ）は本発明を適用した界磁チョッパの構成図、（ｂ）は（ａ）の動作タイムチャート。
【図４】図１の電動機制御装置の動作を説明するフローチャート。
【図５】図1に示した本発明の電流検出回路の詳細ブロック構成図。
【図６】パワーＭＯＳＦＥＴの電流対電圧特性図。
【図７】図６の温度特性図。
【図８】パワー素子の温度検出回路の特性図。
【図９】パワー素子の温度を補正する逆関数テーブル図。
【図１０】図５の詳細回路図。
【図１１】（ａ）は図１０の界磁電流検出動作を説明するタイムチャート、（ｂ）は図１０の電機子電流検出動作を説明するタイムチャート。
【図１２】（ａ）は図１１（ａ）の遅延動作を説明する時間拡大特性図、（ｂ）は図１１（ｂ）の遅延動作を説明する時間拡大特性図。
【図１３】（ａ）は本発明適用前（温度補償前）の界磁電流検出特性図、（ｂ）は本発明を適用した場合の界磁電流検出特性図。
【図１４】本発明を適用した一実施例の説明図。
【図１５】本発明を適用し他の一実施例の説明図。
【符号の説明】
１………………………制御装置
２………………………電動機
１２……………………電機子チョッパ
１３……………………界磁チョッパ
Ｍ１〜Ｍ１１…………パワーＭＯＳＦＥＴ
１０１…………………マイコン
１４３…………………電機子電流検出回路
１４４…………………電機子電流検出回路
１２６…………………界磁電流検出回路
１６３…………………界磁電流検出回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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