(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号から所望周波数成分を抽出するバンドパスフィルタと、送信信号から不要周波数成分を除去するローパスフィルタと、前記バンドパスフィルタに関連して設けられ、その帯域通過特性を調整するための周波数調整用信号を発生する調整信号発生手段と、を備えて構成される送受信回路において、
前記バンドパスフィルタに、前記周波数調整用信号に応答してその帯域通過特性を調整する第１の調整手段を設けるとともに、前記ローパスフィルタに、そのカットオフ周波数を調整する第２の調整手段を設け、
該第２の調整手段を含むローパスフィルタを、前記第１の調整手段を含むバンドパスフィルタと同一のチップ内に形成することで、該第２の調整手段によるローパスフィルタのカットオフ周波数の調整に、バンドパスフィルタの帯域通過特性を調整するための前記周波数調整用信号を共通して利用できるようにしたことを特徴とする送受信回路。
【請求項２】
前記第１および第２の調整手段は、共に、同様の機能を発揮する一部のインピーダンス素子が複数に分割されるとともに、前記周波数調整用信号によって切換え制御され、前記インピーダンス素子を選択的に機能させるスイッチ素子を備えて構成されることを特徴とする請求項１記載の送受信回路。
【請求項３】
前記インピーダンス素子は、抵抗であることを特徴とする請求項２記載の送受信回路。
【請求項４】
送受信される高周波信号が、２．４ＧＨｚ帯であり、周波数ホッピングによるスペクトラム拡散技術を用いた信号であることを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の送受信回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、いわゆるＢｌｕｅ  ｔｏｏｔｈ（電波産業会ＳＴＤ−Ｔ６６．１）用の無線通信装置などで好適に実施される送受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６は、典型的な従来技術の送受信回路１のブロック図である。この送受信回路１は、大略的に、高周波アンプ２、バンドパスフィルタ３、復調回路４およびアナログ／デジタル変換回路５を備えて構成される送信部と、デジタル／アナログ変換回路６、ローパスフィルタ７、変調回路８およびパワーアンプ９を備えて構成される受信部と、それらを制御するとともに、ベースバンド信号処理を行うデジタル回路１０とを含んで構成されている。
【０００３】
高周波アンプ２からの受信信号は、バンドパスフィルタ３において受信すべき周波数成分が抽出され、復調回路４においてアナログ復調された後、アナログ／デジタル変換回路５でデジタル信号に変換され、前記デジタル回路１０へ入力されてベースバンド処理が行われる。前記デジタル回路１０からのベースバンド成分の送信信号は、デジタル／アナログ変換回路６においてアナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ７を介して変調回路８に与えられ、作成された送信信号は、パワーアンプ９を介して送信される。
【０００４】
上述のように構成される送受信回路１において、受信部のバンドパスフィルタ３は、通過帯域の中心周波数が２ＭＨｚに対して、通過帯域幅がｌＭＨｚと広く、また中心周波数から１ＭＨｚ離れた周波数では大きな減衰量を得るような高精度のフィルタで構成されている。そして、フィルタを構成しているインピーダンス素子の絶対ばらつきによる帯域通過特性のばらつきが、デジタル回路１０からの周波数調整用信号によって、復調回路４とともに調整される。
【０００５】
すなわち、復調回路４は、図７で示すように、一部にバンドパスフィルタ３と同じ回路構成の移相器１１および乗算器１２とが使用されているＦＭ復調回路で構成され、移相器１１が受信信号に対して、正確に９０°だけ位相をシフトした信号を作成する必要がある。このため、バンドパスフィルタ３とともに、受信信号の周波数に略等しい前記２ＭＨｚの基準信号を入力することで、移相器１１のばらつきを復調回路４の出力電圧のばらつきとして取出し、前記デジタル回路１０が前記周波数調整用信号としてバンドパスフィルタ３および復調回路４内の移相器１１にフィードバックすることで、前記インピーダンス素子の絶対ばらつきによる帯域通過特性のばらつきが高精度に調整されるようになっている。なお、図６の例では、基準信号をバンドパスフィルタ３に入力しているけれども、直接復調回路４に入力しても同様のばらつき検出を行うことができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
一方、送信部では、デジタル／アナログ変換回路６におけるクロック信号付近の周波数成分を除去し、かつ直流成分を通過させるために、ローパスフィルタ７が使用されている。このローパスフィルタ７についても、上記バンドパスフィルタ３および復調回路４と同様の周波数調整機能を設けると、さらにもう１組の基準信号源とそのずれを検出するための回路が必要となり、さらにはデジタル回路１０にそのずれを調整するための周波数調整信号を作成する回路が必要となる。したがって、送信部の回路の規模が大きくなり、さらにデジタル回路１０の回路規模も大きくなってしまう。このため、従来は、上記のように送信部に設けられているローパスフィルタ７には、受信部のバンドパスフィルタ３等で行っているような周波数調整機能を設けず、そのばらつきの最悪条件でも設計値を満たすように、カットオフ周波数が高く設定されている。
【０００７】
ここで、ローパスフィルタ７は、図８のような抵抗Ｒ１，Ｒ２およびコンデンサＣ１，Ｃ２によるＲＣ積分回路ならびにトランジスタｔｒおよび定電流源１３による出力回路で構成されており、そのカットオフ周波数ｆｃは、
【０００８】
【数１】
0003748210.tif 000002
【０００９】
によって決定される。したがって、抵抗Ｒ１，Ｒ２やコンデンサＣ１，Ｃ２のインピーダンス素子の絶対ばらつきによって、その周波数特性がばらついてしまう。それらインピーダンス素子の絶対ばらつきは±２０％程度あり、たとえばカットオフ周波数が１ＭＨｚのローパスフィルタを設計した場合、そのばらつきによって、前記カットオフ周波数ｆｃが、０．６９〜１．５６ＭＨｚまでばらついてしまうことになる。このため、性能を維持するために、これらのばらつきを考慮して、前述のように最悪条件でも前記１ＭＨｚを下回らないように、標準の状態でのカットオフ周波数が高く設定されることになり、高精度のローパスフィルタを実現することができないという問題がある。
【００１０】
本発明の目的は、回路規模を抑えつつ、送信部のローパスフィルタのカットオフ周波数を高精度に設定することができる送受信回路を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の送受信回路は、受信信号から所望周波数成分を抽出するバンドパスフィルタと、送信信号から不要周波数成分を除去するローパスフィルタと、前記バンドパスフィルタに関連して設けられ、その帯域通過特性を調整するための周波数調整用信号を発生する調整信号発生手段と、を備えて構成される送受信回路において、前記バンドパスフィルタに、前記周波数調整用信号に応答してその帯域通過特性を調整する第１の調整手段を設けるとともに、前記ローパスフィルタに、そのカットオフ周波数を調整する第２の調整手段を設け、該第２の調整手段を含むローパスフィルタを、前記第１の調整手段を含むバンドパスフィルタと同一のチップ内に形成することで、該第２の調整手段によるローパスフィルタのカットオフ周波数の調整に、バンドパスフィルタの帯域通過特性を調整するための前記周波数調整用信号を共通して利用できるようにしたことを特徴とする。
【００１２】
上記の構成によれば、バンドパスフィルタに対して、その周波数特性のばらつきを調整するために調整信号発生手段で作成される周波数調整用信号を、同一半導体集積回路内にあるローパスフィルタのカットオフ周波数の調整にそのまま利用する。
【００１３】
したがって、ローパスフィルタのインピーダンス素子のばらつきに関係無く、一定のカットオフ周波数のローパスフィルタを作成することが可能となり、安定した送信信号の作成を行うことができる。そして、そのようにばらつきを調整し、カットオフ周波数を高精度に設定するように構成しても、ばらつきを検出し、調整する構成は、バンドパスフィルタのばらつきを検出し、調整する調整信号発生手段で共用することができ、回路規模を抑えることができる。
【００１４】
また、本発明の送受信回路では、前記第１および第２の調整手段は、共に、同様の機能を発揮する一部のインピーダンス素子が複数に分割されるとともに、前記周波数調整用信号によって切換え制御され、前記インピーダンス素子を選択的に機能させるスイッチ素子を備えて構成されることを特徴とする。
【００１５】
上記の構成によれば、第１および第２の調整手段で基準となるインピーダンス素子の定数を適宜選択することで、上記のように周波数調整用信号を共通に用いても、任意の帯域通過特性およびカットオフ周波数に、それぞれ設定することができる。
【００１６】
さらにまた、本発明の送受信回路では、前記インピーダンス素子は、抵抗であることを特徴とする。
【００１７】
上記の構成によれば、コンデンサの容量を変化する構成に比べて、チップ面積を縮小することができる。
【００１８】
また、本発明の送受信回路では、送受信される高周波信号が、２．４ＧＨｚ帯であり、周波数ホッピングによるスペクトラム拡散技術を用いた信号であることを特徴とする
上記の構成によれば、いわゆるＢｌｕｅ  ｔｏｏｔｈ向けの送受信回路を実現することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態について、図１〜図５に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００２０】
図１は、本発明の実施の一形態の送受信回路２１のブロック図である。この送受信回路２１は、大略的に、高周波アンプ２２、バンドパスフィルタ２３、復調回路２４およびアナログ／デジタル変換回路２５を備えて構成される送信部と、デジタル／アナログ変換回路２６、ローパスフィルタ２７、変調回路２８およびパワーアンプ２９を備えて構成される受信部と、それらを制御するとともに、ベースバンド信号処理を行うデジタル回路３０とを含んで構成されている。この送受信回路２１で送受信される高周波信号は、２．４ＧＨｚ帯で、周波数ホッピングによるスペクトラム拡散技術を用いた信号であり、該送受信回路２１は、いわゆるＢｌｕｅ  ｔｏｏｔｈ向けの送受信回路として実現される。
【００２１】
高周波アンプ２２からの受信信号は、バンドパスフィルタ２３において受信すべき周波数成分が抽出され、復調回路２４においてアナログ復調された後、アナログ／デジタル変換回路２５でデジタル信号に変換され、前記デジタル回路３０へ入力されてベースバンド処理が行われる。前記デジタル回路３０からのベースバンド成分の送信信号は、デジタル／アナログ変換回路２６においてアナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ２７を介して変調回路２８に与えられ、作成された送信信号は、パワーアンプ２９を介して送信される。
【００２２】
そして、受信部のバンドパスフィルタ２３は、通過帯域の中心周波数が２ＭＨｚに対して、通過帯域幅がｌＭＨｚと広く、また中心周波数から１ＭＨｚ離れた周波数では大きな減衰量を得るような高精度のフィルタで構成されており、フィルタを構成しているインピーダンス素子の絶対ばらつきによる帯域通過特性のばらつきが、デジタル回路１０からの周波数調整用信号で調整される点は、前述の図６で示す送受信回路１と同様である。この図１の例でも、バンドパスフィルタ２３に前記ばらつきの検出のための基準信号を入力しているけれども、直接復調回路２４に入力しても、同様のばらつき検出を行うことができる。
【００２３】
注目すべきは、本発明では、バンドパスフィルタ２３とローパスフィルタ２７とを同一のチップ内に形成するとともに、ローパスフィルタ２７を、後述の図２〜図５で示すように、そのカットオフ周波数を調整可能に構成し、同一半導体集積回路内にあるバンドパスフィルタ２３に対して、その周波数特性のばらつきを調整するためにデジタル回路３０で作成される周波数調整用信号を、そのまま該ローパスフィルタ２７のカットオフ周波数の調整に利用することである。
【００２４】
すなわち、受信部のローパスフィルタ２７を構成しているインピーダンス素子も、送信部と同一の半導体集積回路として作成されているので、マスクのずれやエッチング状態の変化などの製造上発生するずれは同様に発生し、本発明はこの点を利用する。たとえば、バンドパスフィルタ２３を構成している抵抗の抵抗値が標準値より２０％大きくなっている場合には、ローパスフィルタ２７を構成している抵抗の抵抗値も標準値より２０％大きくなっている。したがって、ローパスフィルタ２７の調整を行うにあたって、そのインピーダンス素子の絶対ばらつきを該ローパスフィルタ２７側で検出する必要が無く、バンドパスフィルタ２３のずれを調整するための周波数調整用信号を利用して調整を行うことができる。
【００２５】
図２は、前記ローパスフィルタ２７の一構成例であるローパスフィルタ２７ａのブロック図である。このローパスフィルタ２７ａは、可変抵抗３１，３２およびコンデンサＣ１，Ｃ２によるＲＣ積分回路ならびにトランジスタＴｒおよび定電流源３３による出力回路で構成されており、そのカットオフ周波数ｆｃは、可変抵抗３１，３２の抵抗値を前記参照符Ｒ１，Ｒ２で示すと、前記式１で表すことができる。
【００２６】
図３は、可変抵抗３１，３２の一構成例の電気回路図である。この可変抵抗３１，３２は、４つの抵抗Ｒ，２Ｒ，４Ｒ，８Ｒと、最小限の抵抗値の基本抵抗Ｒｂａｓｅとが、入出力端子間に直列に介在されるとともに、抵抗Ｒ，２Ｒ，４Ｒ，８Ｒの端子間をそれぞれ短絡することができるスイッチＳＷ１〜ＳＷ４とを備えて構成されている。抵抗Ｒ，２Ｒ，４Ｒ，８Ｒの抵抗値は、抵抗Ｒを基準として、抵抗２Ｒは２倍、抵抗４Ｒは４倍、抵抗８Ｒは８倍に形成されている。
【００２７】
そして、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、前記デジタル回路３０からの周波数調整用信号ＣＴＬ１〜ＣＴＬ４によって個別にＯＮ〜ＯＦＦ制御され、該可変抵抗３１，３２の抵抗値は、たとえば総てのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４がＯＦＦすると、１５Ｒ＋Ｒｂａｓｅ（Ω）となり、スイッチＳＷ４だけがＯＮすると、７Ｒ＋Ｒｂａｓｅ（Ω）となる。このようにして、周波数調整用信号ＣＴＬ１〜ＣＴＬ４の下位ビットから順にスイッチＳＷ１〜ＳＷ４に対応させることで、Ｒ〜１５Ｒ（Ω）の範囲で、Ｒ（Ω）ずつ、１５段階に抵抗値を大きくしてゆくことができる。このＲ〜１５Ｒ（Ω）の範囲で、該可変抵抗３１，３２およびコンデンサＣ１，Ｃ２における前記±２０％の絶対ばらつきに対応し、カットオフ周波数のずれを調整できるように、抵抗Ｒｂａｓｅおよび基本となる抵抗Ｒの抵抗値を決定する。
【００２８】
上記の例は、周波数調整用信号を４ビットの信号ＣＴＬ１〜ＣＴＬ４とした場合のものであり、また２組ある可変抵抗３１，３２は同様に構成されて相互に連動して（同じ周波数調整用信号ＣＴＬ１〜ＣＴＬ４によって）制御され、Ｒ１＝Ｒ２となる場合のものであるけれども、ビット数が５ビット以上や３ビット以下であってもよく、また可変抵抗３１，３２の何れか一方のみを調整したり、相互に異なるビット数で調整するようにしてもよい。
【００２９】
一方、図４は、前記ローパスフィルタ２７の他の構成例であるローパスフィルタ２７ｂのブロック図である。このローパスフィルタ２７ｂは、抵抗Ｒ１，Ｒ２および可変コンデンサ４１，４２によるＲＣ積分回路ならびに前記トランジスタＴｒおよび定電流源３３による出力回路で構成されており、そのカットオフ周波数ｆｃは、可変コンデンサ４１，４２の静電容量を前記参照符Ｃ１，Ｃ２で示すと、前記式１で表すことができる。
【００３０】
図５は、可変コンデンサ４１，４２の一構成例の電気回路図である。この可変コンデンサ４１，４２の考え方は、前述の可変抵抗３１，３２に類似しており、４つのコンデンサＣ，２Ｃ，４Ｃ，８Ｃと、最小限の静電容量の基本コンデンサＣｂａｓｅとが、入出力端子間に相互に並列に介在されるとともに、コンデンサＣ，２Ｃ，４Ｃ，８Ｃをそれぞれ入出力端子間に接続／開放することができるスイッチＳＷ１〜ＳＷ４とを備えて構成されている。コンデンサＣ，２Ｃ，４Ｃ，８Ｃの静電容量は、コンデンサＣを基準として、コンデンサ２Ｃは２倍、コンデンサ４Ｃは４倍、コンデンサ８Ｃは８倍に形成されている。
【００３１】
そして、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、前記周波数調整用信号ＣＴＬ１〜ＣＴＬ４によって個別にＯＮ〜ＯＦＦ制御され、該可変コンデンサ４１，４２の静電容量は、たとえば総てのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４がＯＮすると、１５Ｃ＋Ｃｂａｓｅ（Ｆ）となり、スイッチＳＷ４だけがＯＦＦすると、７Ｃ＋Ｃｂａｓｅ（Ｆ）となる。このようにして、周波数調整用信号ＣＴＬ１〜ＣＴＬ４の下位ビットから順にスイッチＳＷ１〜ＳＷ４に対応させることで、Ｃ〜１５Ｃ（Ｆ）の範囲で、Ｃ（Ｆ）ずつ、１５段階に静電容量を大きくしてゆくことができる。このＣ〜１５Ｃ（Ｆ）の範囲で、該可変コンデンサ４１，４２および抵抗Ｒ１，Ｒ２における前記±２０％の絶対ばらつきに対応し、カットオフ周波数のずれを調整できるように、コンデンサＣｂａｓｅおよび基本となるコンデンサＣの静電容量を決定する。
【００３２】
このようにして、本発明では、送信部のローパスフィルタ２７のインピーダンス素子のばらつきに関係無く、一定のカットオフ周波数のローパスフィルタ２７を作成することが可能となり、安定した送信信号の発生を行うことができる。そして、そのようにばらつきを調整し、カットオフ周波数を高精度に設定するように構成しても、前記ばらつきを検出し、調整する構成は、同じチップ内であるので、バンドパスフィルタ２３および復調回路２４のばらつきを検出し、調整するデジタル回路３０で共用することができ、回路規模を抑えることができる。
【００３３】
また、前記ローパスフィルタ２７ａ，２７ｂは、同様の機能を発揮する一部のインピーダンス素子が複数に分割され（ローパスフィルタ２７ａでは抵抗Ｒ，２Ｒ，４Ｒ，８Ｒ，Ｒｂａｓｅ、ローパスフィルタ２７ｂではコンデンサＣ，２Ｃ，４Ｃ，８Ｃ，Ｃｂａｓｅ）、それを前記周波数調整用信号ＣＴＬ１〜ＣＴＬ４に応答してスイッチＳＷ１〜ＳＷ４によって選択的に機能させるので、基準となるインピーダンス素子（ローパスフィルタ２７ａでは抵抗Ｒ，Ｒｂａｓｅ、ローパスフィルタ２７ｂではコンデンサＣ，Ｃｂａｓｅ）の定数を適宜選択することで、バンドパスフィルタ２３と周波数調整用信号を共通に用いても、任意の帯域通過特性およびカットオフ周波数に、それぞれ設定することができる。
【００３４】
【発明の効果】
本発明の送受信回路は、以上のように、受信信号から所望周波数成分を抽出するバンドパスフィルタと、送信信号から不要周波数成分を除去するローパスフィルタとを備えて構成される送受信回路において、バンドパスフィルタの周波数特性のばらつきを調整するための周波数調整用信号を、同一のチップ内に形成するローパスフィルタのカットオフ周波数の調整に、そのまま利用する。
【００３５】
それゆえ、ローパスフィルタのインピーダンス素子のばらつきに関係無く、一定のカットオフ周波数のローパスフィルタを作成することが可能となり、安定した送信信号の作成を行うことができる。そして、そのようにばらつきを調整し、カットオフ周波数を高精度に設定するように構成しても、ばらつきを検出し、調整する構成は、バンドパスフィルタのばらつきを検出し、調整する調整信号発生手段で共用することができ、回路規模を抑えることができる。
【００３６】
また、本発明の送受信回路は、以上のように、同様の機能を発揮する一部のインピーダンス素子を複数に分割し、それらを前記周波数調整用信号によって切換え制御されるスイッチ素子で選択的に機能させることで、前記インピーダンス素子のばらつきを調整する。
【００３７】
それゆえ、基準となるインピーダンス素子の定数を適宜選択することで、上記のように周波数調整用信号を共通に用いても、バンドパスフィルタおよびローパスフィルタを、任意の帯域通過特性およびカットオフ周波数に、それぞれ設定することができる。
【００３８】
さらにまた、本発明の送受信回路は、以上のように、前記インピーダンス素子を抵抗とする。
【００３９】
それゆえ、コンデンサの容量を変化する構成に比べて、チップ面積を縮小することができる。
【００４０】
また、本発明の送受信回路は、以上のように、送受信される高周波信号を、２．４ＧＨｚ帯で、周波数ホッピングによるスペクトラム拡散技術を用いた信号とする。
【００４１】
それゆえ、いわゆるＢｌｕｅ  ｔｏｏｔｈ向けの送受信回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態の送受信回路のブロック図である。
【図２】ローパスフィルタの一構成例のブロック図である。
【図３】図２で示すローパスフィルタにおける可変抵抗の一構成例の電気回路図である。
【図４】ローパスフィルタの他の構成例のブロック図である。
【図５】図４で示すローパスフィルタにおける可変コンデンサの一構成例の電気回路図である。
【図６】典型的な従来技術の送受信回路のブロック図である。
【図７】復調回路の構成を説明するための図である。
【図８】従来のローパスフィルタの電気回路図である。
【符号の説明】
１１    移相器
１２    乗算器
２１    送受信回路
２２    高周波アンプ
２３    バンドパスフィルタ（第１の調整手段を含む）
２４    復調回路
２５    アナログ／デジタル変換回路
２６    デジタル／アナログ変換回路
２７，２７ａ，２７ｂ    ローパスフィルタ
２８    変調回路
２９    パワーアンプ
３０    デジタル回路（調整信号発生手段）
３１，３２    可変抵抗（第２の調整手段）
３３    定電流源
４１，４２    可変コンデンサ（第２の調整手段）
Ｃ１，Ｃ２    コンデンサ
Ｃ，２Ｃ，４Ｃ，８Ｃ，Ｃｂａｓｅ  コンデンサ（一部のインピーダンス素子）
Ｒ１，Ｒ２    抵抗
Ｒ，２Ｒ，４Ｒ，８Ｒ，Ｒｂａｓｅ    抵抗（一部のインピーダンス素子）
Ｔｒ    トランジスタ
ＳＷ１〜ＳＷ４    スイッチ（スイッチ素子）
【図１】
0003748210.tif 000003
【図２】
0003748210.tif 000004
【図３】
0003748210.tif 000005
【図４】
0003748210.tif 000006
【図５】
0003748210.tif 000007
【図６】
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【図７】
0003748210.tif 000009
【図８】
0003748210.tif 000010