(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信したＯＦＤＭ信号を複数のＮ系列に分波する分波器と、
互いに周波数同期が確立したキャリア信号を出力するＮ個の発振器と、
前記Ｎ個の発振器に共通の基準信号を与える基準信号発振器と、
前記分波器から出力されるＮ系列のＯＦＤＭ信号のそれぞれと、前記Ｎ個の発振器のそれぞれから出力される信号とを入力してベースバンドの複素ＯＦＤＭ信号を出力するＮ個の直交検波器と、
前記直交検波器が出力する複素ＯＦＤＭ信号から不要波成分を除去するＮ対のフィルタと、
前記フィルタの出力する複素ＯＦＤＭ信号をディジタル信号に変換するＮ対のＡ／Ｄ変換器と、
前記対のＡ／Ｄ変換器が出力するディジタルの複素ＯＦＤＭ信号を入力して離散フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の変調信号を出力するＮ個のフーリエ変換器と、
前記フーリエ変換器が出力するサブキャリア毎の変調信号を復調するサブキャリア復調器と
を設けたことを特徴とするＯＦＤＭ受信回路において、
前記Ｎ個の発振器は受信したＯＦＤＭ信号に含まれるサブキャリア間隔のＭ倍（Ｍは自然数）に相当する周波数間隔のキャリア信号を出力し、
前記Ｎ個のフーリエ変換器が離散フーリエ変換を行う帯域を前記周波数間隔よりも広く
することを特徴とするＯＦＤＭ受信回路。
【請求項２】
受信したＯＦＤＭ信号を複数のＮ系列に分波する分波器と、
互いに周波数同期が確立したキャリア信号を出力するＮ個の発振器と、
前記Ｎ個の発振器に共通の基準信号を与える基準信号発振器と、
前記分波器から出力されるＮ系列のＯＦＤＭ信号のそれぞれを、前記Ｎ個の発振器のそれぞれから出力される信号を用いて周波数変換するＮ個の周波数変換器と、
前記周波数変換器から出力されるＯＦＤＭ信号から不要波成分を除去するＮ個のフィルタと、
前記フィルタの出力するＯＦＤＭ信号をディジタル信号に変換するＮ個のＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるディジタルのＯＦＤＭ信号を入力してディジタル直交検波を実施し、ベースバンドの複素ＯＦＤＭ信号を出力するＮ個のディジタル直交検波器と、
前記ディジタル直交検波器の出力する複素ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換してサブキャリア毎の変調信号を出力するＮ個のフーリエ変換器と、
前記フーリエ変換器の出力するサブキャリア毎の変調信号を復調するサブキャリア復調器と
を設けたことを特徴とするＯＦＤＭ受信回路において、
前記Ｎ個の発振器は受信したＯＦＤＭ信号に含まれるサブキャリア間隔のＭ倍（Ｍは自然数）に相当する周波数間隔のキャリア信号を出力し、
前記Ｎ個のフーリエ変換器が離散フーリエ変換を行う帯域を前記周波数間隔よりも広く
することを特徴とするＯＦＤＭ受信回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主に無線通信に用いられるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信して復調するＯＦＤＭ受信回路に関し、特に高速信号伝送と高周波数利用効率とを実現するＯＦＤＭ受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のＯＦＤＭ受信回路は、図４又は図５に示すように構成されている。
図４に示すＯＦＤＭ受信回路の場合、受信されたＯＦＤＭ信号は、直交検波器５１において発振器５２から出力されるキャリア信号により、ベースバンド複素ＯＦＤＭ信号に変換される。
【０００３】
このベースバンド複素ＯＦＤＭ信号は、フィルタ（ＬＰＦ）５３，５４により不要波成分を除去された後、Ａ／Ｄ変換器５５，５６によりディジタル信号に変換される。
Ａ／Ｄ変換器５５，５６から出力されるディジタルのベースバンド複素ＯＦＤＭ信号は、フーリエ変換器（ＦＦＴ）５７により、離散フーリエ変換されて、サブキャリア毎の変調信号に分離される。サブキャリア毎の変調信号は、サブキャリア復調器５８によって復調される。サブキャリア復調器５８の出力に送信側の伝送したデータが得られる。
【０００４】
図５に示すＯＦＤＭ受信回路においては、直交検波の回路がディジタル化されている。このＯＦＤＭ受信回路の場合、受信されたＯＦＤＭ信号は周波数変換器７１において発振器７２から出力される局部発振信号を用いて周波数変換され、ディジタル直交検波用のキャリア周波数に変換される。
周波数変換器７１で周波数変換されたＯＦＤＭ受信信号は、フィルタ７３を通って不要波成分を除去された後、Ａ／Ｄ変換器７４によりディジタル信号に変換される。
【０００５】
Ａ／Ｄ変換器７４から出力されるディジタルのＯＦＤＭ受信信号は、ディジタル直交検波器７５により直交検波される。ディジタル直交検波器７５の出力に、ディジタルのベースバンド複素ＯＦＤＭ信号が得られる。
このベースバンド複素ＯＦＤＭ信号は、フーリエ変換器７６により、離散フーリエ変換されて、サブキャリア毎の変調信号に分離される。サブキャリア毎の変調信号は、サブキャリア復調器７７によって復調される。サブキャリア復調器７７の出力に送信側の伝送したデータが得られる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
前述のようなＯＦＤＭ受信回路においては、Ａ／Ｄ変換の前にエイリアジング回避のために、不要波である高調波を除去するためのフィルタ（ＬＰＦ）が用いられている。
また、従来の一般的なＯＦＤＭ受信回路においては、図６（ａ）に示すように急峻なフィルタ特性を有するフィルタを用いて高調波を除去することを想定している。
【０００７】
しかしながら、現実にはこのように急峻なフィルタ特性を有するフィルタは実現不可能である。そこで、実際にはＯＦＤＭ信号に含まれる多数のサブキャリアのうち外側に位置する特定のキャリアを使用しないようにしている。
これにより、隣接チャネルや隣接バンドとの実質的な周波数間隔を広げることができるので、フィルタに要求される特性が緩和される。しかし、外側に位置する特定のキャリアを使用できないので、周波数利用効率が犠牲になる。高い周波数利用効率と急峻なフィルタの実現性とを両立させることは困難である。
【０００８】
一方、Ａ／Ｄ変換器をオーバーサンプリング動作させ、かつフーリエ変換（ＦＦＴ）の演算ポイント数を大きく取ることにより、不要波のエイリアジングによる被干渉を回避することが可能である。その場合、不要波を除去するために用いられるフィルタの特性は図６（ｂ）に示すように緩和される。
しかし、高速の信号をＯＦＤＭ信号として伝送する場合には、Ａ／Ｄ変換器をオーバーサンプリング動作させるために、著しく動作速度の速いＡ／Ｄ変換器を用いる必要があり、消費電力の増大や実現性の面で問題がある。
【０００９】
また、互いに周波数をずらした複数のＯＦＤＭ信号を並列的に用いることにより高速の信号伝送が可能になる。しかし、その場合には複数のＯＦＤＭ信号が互いに混信しないように、図６（ｃ）に示すようなガードバンドを設ける必要がある。ガードバンドを設けると、周波数の利用効率が低下するのは避けられない。本発明は、高速の信号伝送と高い周波数利用効率との両方を実現することが可能なＯＦＤＭ受信回路を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１のＯＦＤＭ受信回路は、受信したＯＦＤＭ信号を複数のＮ系列に分波する分波器と、互いに周波数同期が確立したキャリア信号を出力するＮ個の発振器と、前記Ｎ個の発振器に共通の基準信号を与える基準信号発振器と、前記分波器から出力されるＮ系列のＯＦＤＭ信号のそれぞれと、前記Ｎ個の発振器のそれぞれから出力される信号とを入力してベースバンドの複素ＯＦＤＭ信号を出力するＮ個の直交検波器と、前記直交検波器が出力する複素ＯＦＤＭ信号から不要波成分を除去するＮ対のフィルタと、前記フィルタの出力する複素ＯＦＤＭ信号をディジタル信号に変換するＮ対のＡ／Ｄ変換器と、前記対のＡ／Ｄ変換器が出力するディジタルの複素ＯＦＤＭ信号を入力して離散フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の変調信号を出力するＮ個のフーリエ変換器と、前記フーリエ変換器が出力するサブキャリア毎の変調信号を復調するサブキャリア復調器とを設けたことを特徴とするＯＦＤＭ受信回路において、前記Ｎ個の発振器は受信したＯＦＤＭ信号に含まれるサブキャリア間隔のＭ倍（Ｍは自然数）に相当する周波数間隔のキャリア信号を出力出力し、前記Ｎ個のフーリエ変換器が離散フーリエ変換を行う帯域を前記周波数間隔よりも広くすることを特徴とする。
【００１１】
請求項１では、受信すべきＯＦＤＭ信号の帯域を分割して帯域毎に信号を処理する。これにより、Ａ／Ｄ変換器の動作速度が著しく高速になるのを回避することができる。
しかし、送信側でＯＦＤＭ信号を帯域分割するだけでは、前述のように（図６（ｃ）参照）複数のＯＦＤＭ信号が互いに混信しないようにガードバンドを設ける必要があり、周波数利用効率をあげられないという問題がある。
【００１２】
そこで、請求項１では分割受信するＯＦＤＭ信号の間隔をＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔のＭ倍（Ｍは自然数）とし、それぞれのＯＦＤＭ信号が重なり合わないように配慮する。更に、分割された複数のＯＦＤＭ信号を直交検波するためのキャリアを発生する複数の発振器相互で周波数同期を確立する。これにより、複数にＯＦＤＭ信号を分割し、あたかも１つの広帯域なＯＦＤＭ信号を復調したように処理できる。従って、ガードバンドの設置が不要になり高い周波数利用効率を実現できる。
【００１３】
請求項２のＯＦＤＭ受信回路は、受信したＯＦＤＭ信号を複数のＮ系列に分波する分波器と、互いに周波数同期が確立したキャリア信号を出力するＮ個の発振器と、前記Ｎ個の発振器に共通の基準信号を与える基準信号発振器と、前記分波器から出力されるＮ系列のＯＦＤＭ信号のそれぞれを、前記Ｎ個の発振器のそれぞれから出力される信号を用いて周波数変換するＮ個の周波数変換器と、前記周波数変換器から出力されるＯＦＤＭ信号から不要波成分を除去するＮ個のフィルタと、前記フィルタの出力するＯＦＤＭ信号をディジタル信号に変換するＮ個のＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるディジタルのＯＦＤＭ信号を入力してディジタル直交検波を実施し、ベースバンドの複素ＯＦＤＭ信号を出力するＮ個のディジタル直交検波器と、前記ディジタル直交検波器の出力する複素ＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換してサブキャリア毎の変調信号を出力するＮ個のフーリエ変換器と、前記フーリエ変換器の出力するサブキャリア毎の変調信号を復調するサブキャリア復調器とを設けたことを特徴とするＯＦＤＭ受信回路において、前記Ｎ個の発振器は受信したＯＦＤＭ信号に含まれるサブキャリア間隔のＭ倍（Ｍは自然数）に相当する周波数間隔のキャリア信号を出力出力し、前記Ｎ個のフーリエ変換器が離散フーリエ変換を行う帯域を前記周波数間隔よりも広くすることを特徴とする。
【００１４】
請求項２では、請求項１と同様に受信すべきＯＦＤＭ信号の帯域を分割して帯域毎に信号を処理する。これにより、Ａ／Ｄ変換器の動作速度が著しく高速になるのを回避することができる。また、分割受信するＯＦＤＭ信号の間隔をＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔のＭ倍（Ｍは自然数）とし、それぞれのＯＦＤＭ信号が重なり合わないように配慮する。
【００１５】
更に、分割された複数のＯＦＤＭ信号を周波数変換するために用いる局部発振信号を発生する複数の発振器相互で周波数同期を確立する。これにより、複数にＯＦＤＭ信号を分割し、あたかも１つの広帯域なＯＦＤＭ信号を復調したように処理できる。従って、ガードバンドの設置が不要になり高い周波数利用効率を実現できる。
【００１６】
また、請求項１又は請求項２のＯＦＤＭ受信回路では、前記Ｎ個の発振器に共通の基準信号を与える基準信号発振器を設けている。
基準信号発振器から出力される１つの基準信号をＮ個の発振器で共通に利用することにより、Ｎ個の発振器がそれぞれ出力する信号の周波数を互いに同期させることができる。また、例えばＰＬＬ（位相同期ループ）回路を用いて各発振器を構成することにより、互いに周波数が異なりしかも周波数間隔が一定の信号をＮ個の発振器からそれぞれ出力することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
本発明のＯＦＤＭ受信回路の１つの実施の形態について、図１及び図３を参照して説明する。この形態は、請求項１に対応する。
図１はこの形態のＯＦＤＭ受信回路を示すブロック図である。図３はこの形態の信号のスペクトル配置を示すスペクトル図である。
【００１８】
この形態では、請求項１の分波器，発振器，直交検波器，フィルタ，Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器，フーリエ変換器及びサブキャリア復調器は、それぞれ分波器１１，発振器（１４，１５），直交検波器（１２，１３），ローパスフィルタ（１６〜１９），Ａ／Ｄ変換器（２０〜２３），フーリエ変換器（２４，２５）及びサブキャリア復調器２６に対応する。また、基準信号発振器は基準発振器２７に対応する。
【００１９】
図１を参照すると、このＯＦＤＭ受信回路は分波器１１，直交検波器１２，１３，発振器１４，１５，ローパスフィルタ１６〜１９，Ａ／Ｄ変換器２０〜２３，フーリエ変換器２４，２５，サブキャリア復調器２６及び基準発振器２７を備えている。
この形態では、受信したＯＦＤＭ信号を２つの系統に分割し、２つの系統でそれぞれ信号を処理する場合を想定している。すなわち、図３（ａ），（ｂ）にハッチングを施して示す各領域ＲＬ，ＲＵのように、受信した信号の帯域を上下の２つの領域に分割し、帯域毎に信号を処理する。
【００２０】
分波器１１は受信されたＯＦＤＭ信号を２つに分波して２つの信号処理系統にそれぞれＯＦＤＭ信号を出力する。すなわち、一方のＯＦＤＭ信号は直交検波器１２に入力され、他方のＯＦＤＭ信号は直交検波器１３に入力される。
直交検波器１２，１３は、それぞれ発振器１４，１５が出力するキャリア信号を用いてＯＦＤＭ信号の直交検波を行う。この直交検波により、ベースバンドの複素ＯＦＤＭ信号が得られる。すなわち、実数成分（Ｉ信号）と虚数成分（Ｑ信号）とで構成されるＯＦＤＭ信号が直交検波器１２，１３からそれぞれ出力される。
【００２１】
発振器１４が出力するキャリア信号と発振器１５が出力するキャリア信号との間には、予め定めた周波数差Δｆｄが存在している。この周波数差Δｆｄは、受信したＯＦＤＭ信号におけるサブキャリア間隔の整数倍になっている。また、分割された各帯域の信号が互いに重なり合わないように周波数差Δｆｄが定めてある。
【００２２】
更に、周波数差Δｆｄが変動しないように、２つの発振器１４，１５の間でキャリア信号の周波数同期を確立してある。この例では、発振器１４，１５をＰＬＬ回路で構成してあり、基準発振器２７が出力する基準信号を２つの発振器１４，１５に共通の基準信号として与えている。
直交検波器１２から出力されるベースバンドの複素ＯＦＤＭ信号は、不要波成分（高調波）を除去するためにローパスフィルタ１６，１７に入力される。同様に、直交検波器１３から出力されるベースバンドの複素ＯＦＤＭ信号は、不要波成分を除去するためにローパスフィルタ１８，１９に入力される。
【００２３】
また、ローパスフィルタ１６，１７から出力される複素ＯＦＤＭ信号はＡ／Ｄ変換器２０，２１でディジタル信号に変換され、ローパスフィルタ１８，１９から出力される複素ＯＦＤＭ信号はＡ／Ｄ変換器２２，２３でディジタル信号に変換される。
更に、Ａ／Ｄ変換器２０，２１から出力されるディジタルの複素ＯＦＤＭ信号はフーリエ変換器２４でフーリエ変換され、サブキャリア毎の変調信号に分離される。同様に、Ａ／Ｄ変換器２２，２３から出力されるディジタルの複素ＯＦＤＭ信号はフーリエ変換器２５でフーリエ変換され、サブキャリア毎の変調信号に分離される。
【００２４】
フーリエ変換器２４から出力される変調信号は、受信ＯＦＤＭ信号の中で図３に示される半分の領域ＲＬに含まれる各サブキャリアの成分であり、フーリエ変換器２５から出力される変調信号は、受信ＯＦＤＭ信号の中で図３に示される半分の領域ＲＵに含まれる各サブキャリアの成分である。
フーリエ変換器２４，２５から出力される各サブキャリアの変調信号は、サブキャリア復調器２６で復調され、出力データとしてサブキャリア復調器２６から出力される。
【００２５】
この例では、フーリエ変換器２４，２５における演算ポイント数（ＦＦＴウインドゥ）を分割された各領域ＲＬ，ＲＵの帯域に比べて大きくしてある。このため、不要波を除去するローパスフィルタ１６〜１９に要求されるフィルタ特性は、図３に示すように緩やかな特性で構わない。
図１のＯＦＤＭ受信回路は、図３に示す２つの領域ＲＬ，ＲＵを合わせた広帯域のＯＦＤＭ信号を受信することができる。しかも、２つの領域ＲＬ，ＲＵの間にガードバンドを設ける必要がないので、高い周波数利用効率が実現する。
【００２６】
もちろん、受信したＯＦＤＭ信号の帯域を３以上の領域に分割して領域毎に信号を処理することもできる。
（第２の実施の形態）
本発明のＯＦＤＭ受信回路のもう１つの実施の形態について、図２を参照して説明する。この形態は、請求項２に対応する。
【００２７】
図２はこの形態のＯＦＤＭ受信回路を示すブロック図である。この形態は、第１の実施の形態の変形例であり、直交検波をディジタル回路で実施するように構成が変更されている。
この形態では、請求項２の分波器，発振器，周波数変換器，フィルタ，Ａ／Ｄ変換器，ディジタル直交検波器，フーリエ変換器及びサブキャリア復調器は、それぞれ分波器３１，発振器（３４，３５），周波数変換器（３２，３３），ローパスフィルタ（３６，３７），Ａ／Ｄ変換器（３８，３９），ディジタル直交検波器（４０，４１），フーリエ変換器（４２，４３）及びサブキャリア復調器４４に対応する。また、基準信号発振器は基準発振器４５に対応する。
【００２８】
図２を参照すると、このＯＦＤＭ受信回路は分波器３１，周波数変換器３２，３３，発振器３４，３５，ローパスフィルタ３６，３７，Ａ／Ｄ変換器３８，３９，ディジタル直交検波器４０，４１，フーリエ変換器４２，４３，サブキャリア復調器４４及び基準発振器４５を備えている。
この形態では、第１の実施の形態と同様に受信したＯＦＤＭ信号を２つの系統に分割し、２つの系統でそれぞれ信号を処理する場合を想定している。すなわち、図３（ａ），（ｂ）にハッチングを施して示す各領域ＲＬ，ＲＵのように、受信した信号の帯域を上下の２つの領域に分割し、帯域毎に信号を処理する。
【００２９】
分波器３１は受信されたＯＦＤＭ信号を２つに分波して２つの信号処理系統にそれぞれＯＦＤＭ信号を出力する。すなわち、一方のＯＦＤＭ信号は周波数変換器３２に入力され、他方のＯＦＤＭ信号は周波数変換器３３に入力される。
周波数変換器３２，３３は、それぞれ発振器３４，３５が出力するキャリア信号を用いてＯＦＤＭ信号の周波数をディジタル直交検波で使用するキャリア周波数に変換する。
【００３０】
発振器３４が出力するキャリア信号と発振器３５が出力するキャリア信号との間には、予め定めた周波数差Δｆｄが存在している。この周波数差Δｆｄは、受信したＯＦＤＭ信号におけるサブキャリア間隔の整数倍になっている。また、分割された各帯域の信号が互いに重なり合わないように周波数差Δｆｄが定めてある。
【００３１】
更に、周波数差Δｆｄが変動しないように、２つの発振器３４，３５の間でキャリア信号の周波数同期を確立してある。この例では、発振器３４，３５をＰＬＬ回路で構成してあり、基準発振器４５が出力する基準信号を２つの発振器３４，３５に共通の基準信号として与えている。
周波数変換器３２で周波数変換されたＯＦＤＭ信号はローパスフィルタ３６で不要波成分を除去された後、Ａ／Ｄ変換器３８でディジタル信号に変換される。同様に、周波数変換器３３で周波数変換されたＯＦＤＭ信号はローパスフィルタ３７で不要波成分を除去された後、Ａ／Ｄ変換器３９でディジタル信号に変換される。
【００３２】
また、Ａ／Ｄ変換器３８から出力されるディジタルのＯＦＤＭ信号はディジタル直交検波器４０で直交検波され、ディジタルのベースバンド複素ＯＦＤＭ信号になる。Ａ／Ｄ変換器３９から出力されるディジタルのＯＦＤＭ信号はディジタル直交検波器４１で直交検波され、ディジタルのベースバンド複素ＯＦＤＭ信号になる。
【００３３】
更に、ディジタル直交検波器４０から出力されるディジタルの複素ＯＦＤＭ信号はフーリエ変換器４２でフーリエ変換され、サブキャリア毎の変調信号に分離される。同様に、ディジタル直交検波器４１から出力されるディジタルの複素ＯＦＤＭ信号はフーリエ変換器４３でフーリエ変換され、サブキャリア毎の変調信号に分離される。
【００３４】
フーリエ変換器４２から出力される変調信号は、受信ＯＦＤＭ信号の中で図３に示される半分の領域ＲＬに含まれる各サブキャリアの成分であり、フーリエ変換器４３から出力される変調信号は、受信ＯＦＤＭ信号の中で図３に示される半分の領域ＲＵに含まれる各サブキャリアの成分である。
フーリエ変換器４２，４３から出力される各サブキャリアの変調信号は、サブキャリア復調器４４で復調され、出力データとしてサブキャリア復調器４４から出力される。
【００３５】
この例では、フーリエ変換器４２，４３における演算ポイント数（ＦＦＴウインドゥ）を分割された各領域ＲＬ，ＲＵの帯域に比べて大きくしてある。このため、不要波を除去するローパスフィルタ３６，３７に要求されるフィルタ特性は、図３に示すように緩やかな特性で構わない。
【００３６】
図２のＯＦＤＭ受信回路は、図３に示す２つの領域ＲＬ，ＲＵを合わせた広帯域のＯＦＤＭ信号を受信することができる。しかも、２つの領域ＲＬ，ＲＵの間にガードバンドを設ける必要がないので、高い周波数利用効率が実現する。
【００３７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のＯＦＤＭ受信回路によれば、Ａ／Ｄ変換器の動作速度を著しく高くすることなく、高速信号伝送と高周波数利用効率とを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信回路を示すブロック図である。
【図２】第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信回路を示すブロック図である。
【図３】第１の実施の形態の信号のスペクトル配置を示すスペクトル図である。
【図４】従来例のＯＦＤＭ受信回路を示すブロック図である。
【図５】従来例のＯＦＤＭ受信回路を示すブロック図である。
【図６】従来例の信号のスペクトル配置を示すスペクトル図である。
【符号の説明】
１１  分波器
１２，１３  直交検波器
１４，１５  発振器
１６，１７，１８，１９  ローパスフィルタ
２０，２１，２２，２３  Ａ／Ｄ変換器
２４，２５  フーリエ変換器
２６  サブキャリア復調器
２７  基準発振器
３１  分波器
３２，３３  周波数変換器
３４，３５  発振器
３６，３７  ローパスフィルタ
３８，３９  Ａ／Ｄ変換器
４０，４１  ディジタル直交検波器
４２，４３  フーリエ変換器
４４  サブキャリア復調器
４５  基準発振器
【図１】
0003796420.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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