(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、該直流電源から供給される直流電圧を昇圧する昇圧手段と、該昇圧手段から供給される直流電圧をスイッチング素子のオン・オフにより交流電圧に変換し該交流電圧を電力系統に出力するインバータ手段と、を有するトランスレス方式系統連系インバータ装置であって、
前記直流電源と前記昇圧手段とを連結する２本の接続線のうち少なくとも１本の接続線に、リアクトルとコンデンサとを並列接続して成る共振回路を設け、
前記インバータ手段のスイッチング周波数ｆと、前記リアクトルのインダクタンスＬと前記コンデンサの静電容量Ｃとが、
Ｌ×Ｃ＝１／（２π×ｆ）２
の関係になるように、前記インバータ手段のスイッチング周波数ｆを変更することのできるスイッチング周波数変更手段を備えることを特徴とするトランスレス方式系統連系インバータ装置。
【請求項２】
前記直流電源は太陽電池であることを特徴とする請求項１に記載のトランスレス方式系統連系インバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源や発電機等の電力供給源から電力を得る系統連系インバータ装置に関するものである。特に、電力供給源からトランスを介さずに商用交流電力系統に接続されるトランスレス方式系統連系インバータ装置における高周波漏洩電流防止技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
商用電力系統と連系した住宅用発電システムは、太陽電池や燃料電池等の直流電源より発生する直流電力を系統連系インバータ装置によって商用周波数の交流電力に変換し、この交流電力を商用電力系統を介して住宅内の負荷に供給するとともに、住宅内の負荷で消費しきれない余剰電力を自動的に商用電力系統側に逆潮流できる発電システムである。尚、系統連系インバータ装置に接続される直流電源は、発電機等により発生した交流電力をコンバータによって直流電力に変換したものでもよい。
【０００３】
このような住宅用発電システムに用いられる従来のトランスレス式の系統連系インバータ装置は図２に示すような構成になっている。系統連系インバータ装置は、直流電源１と、昇圧回路２と、インバータ回路３と、フィルタ回路４と、連系リレー５と、で構成される。
【０００４】
直流電源１から出力される直流電圧は昇圧回路２により昇圧され、その昇圧された直流電圧はインバータ回路３によって交流電圧に変換される。インバータ回路３は、フィルタ回路４、及び連系リレー５を介して商用電力系統６に接続されている。商用電力系統６は単相３線式系統であり、漏電ブレーカ１０、漏電検出器８、及び交流電源１９を有している。交流電源１９の中性点９はポールトランス（図示せず）内で接地されている。尚、直流電源１と昇圧回路２との間には、電流の逆流を防止するためにダイオードＤ６が設けられている。
【０００５】
直流電源１に直流母線１３及び１４によって接続されている昇圧回路２について説明する。直流電源１と入力電圧検出回路１１とは並列に接続されている。直流電源１の＋端子には、リアクトルＬ１を介してダイオードＤ７のアノードとIGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）Ｔ１のコレクタとが接続されている。そして、ダイオードＤ７のカソードには、コンデンサＣ２の＋側端子が接続されている。一方、直流電源１の−端子には、ダイオードＤ６を介してIGBTＴ１のエミッタとコンデンサＣ２の−側端子が接続されている。また、IGBTＴ１のコレクタ−エミッタ間にはダイオードＤ１が接続されている。
【０００６】
これにより、IGBTＴ１がオン状態になるとリアクトルＬ１にエネルギーが蓄積され、IGBTＴ１がオフ状態になるとリアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが放出されてコンデンサＣ２に充電される。IGBTＴ１のオン状態の時間とオフ状態の時間との割合を制御することにより、昇圧回路２は直流電源１から供給される電圧を所定の電圧（３５０[V]程度）に昇圧することができる。
【０００７】
入力電圧検出回路１１は抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の接続ノードの電圧をＰＷＭ制御回路１２に出力して、直流電源１から昇圧回路２に供給される電圧を検出する。ＰＷＭ制御回路１２は入力電圧検出回路１１から出力される電圧信号に基づき、直流電源１から供給される電圧が所定の電圧（３５０[V]程度）に昇圧されるようにIGBTＴ１のオン状態の時間とオフ状態の時間との割合を決定し、IGBTＴ１が２０[kHz]程度のスイッチング周波数でスイッチングを行うように、ＰＷＭ駆動信号をIGBTＴ１のゲートに送る。このＰＷＭ駆動信号により、IGBTＴ１のオン・オフ状態が切り替わる。
【０００８】
ダイオードＤ７は電流が直流電源１側に逆流することを防止するために設けられており、ダイオードＤ１はIGBTＴ１を保護するために設けられている。
【０００９】
次に直流母線１６、１７を介して昇圧回路２に接続されているインバータ回路３について説明する。インバータ回路３はスイッチング手段として４個のIGBTＴ２〜Ｔ５を単相フルブリッジ構成にしたものである。そして、IGBTＴ２〜Ｔ５を保護するために、IGBTＴ２〜Ｔ５にはそれぞれ並列にダイオードＤ２〜Ｄ５が接続されている。IGBTＴ２とIGBTＴ３との接続点ｕ及びIGBTＴ４とIGBTＴ５との接続点ｖが交流出力線１８ｕ及び１８ｖを介してフィルタ回路４に接続されている。また、IGBTＴ２〜Ｔ５のゲートはＰＷＭ制御回路１５に接続されている。
【００１０】
ＰＷＭ制御回路１５は、２０[kHz]のＰＷＭ駆動信号をIGBTＴ２〜Ｔ５のゲートに供給する。これにより、IGBTＴ２〜Ｔ５のオン・オフ状態が制御され、昇圧回路２から供給される直流電圧が所定の周波数の交流電圧と実質的に等価な２０[kHz]のパルス電圧に変換されてフィルタ回路４に供給される。
【００１１】
フィルタ回路４は、リアクトルＬ２、Ｌ３とコンデンサＣ３とから成り、インバータ回路３から出力されるパルス電圧を平滑化し電圧波形を正弦波状にして、連系リレー５を介して接続されている商用電力系統６に出力する。尚、フィルタ回路４から出力される電圧は正弦波状の波形になるが、ＰＷＭ周波数である２０[kHz]の高周波成分を含んでいる。
【００１２】
商用電力系統６に設けられている漏電検出器８は、２本の交流線２３Ｕ、２３Ｖに流れる電流を測定することによって、系統連系インバータ装置から出力される合計の電流（以下、零相電流という）を検出しており、通常の状態では商用電力系統６のＵ相側交流線２３ＵとＶ相側交流線２３Ｖとに正負等量の電流が流れているため、漏電検出器８にて検出される零相電流は零である。
【００１３】
しかし、例えば漏電検出器８より系統連系インバータ装置側において地絡事故が生じた場合、Ｕ相交流線２３ＵとＶ相交流線２３Ｖに流れる電流が不平衡になり、漏電検出器８にて検出される零相電流は正負どちらかの値をとることになる。漏電検出器８は、この零相電流の絶対値が所定の値以上になると漏電ブレーカ１０に漏電検知信号を出力する。漏電ブレーカ１０は、漏電検出器８から出力される漏電検知信号に応じてトリップする。これにより、漏電が起こった際はすぐに電路が遮断され、感電や火災を防止するとともに、系統連系インバータ装置や電力系統の電気設備を保護することができる。
【００１４】
しかしながら、このような系統連系インバータ装置の直流電源１は、グランドとの間に浮遊容量７を形成しており、浮遊容量７に対して流れる充放電電流が原因で漏電検出器８の誤作動を招く虞がある。
【００１５】
具体的には、インバータ回路３は２０[kHz]の高周波でＰＷＭスイッチングを行っており、インバータ回路３のIGBTＴ２のコレクタに接続されている直流電圧母線１６及びIGBTＴ３のエミッタに接続されている直流電圧母線１７とインバータ回路３の接続点ｕから出ている交流出力線１８ｕ及び接続点ｖから出ている交流出力線１８ｖとの接続状態は、インバータ回路３のＰＷＭパルスオン区間とＰＷＭパルスオフ区間とで切り替わる。
【００１６】
ＰＷＭパルスオン区間では、IGBTＴ２及びＴ５がオン状態になり、IGBTＴ３及びＴ４がオフ状態になる。これにより、直流母線１６はインバータ回路３及びフィルタ回路４を介して商用電力系統６のＵ相側交流線２３Ｕと接続され、直流母線１７はインバータ回路３及びフィルタ回路４を介して商用電力系統６のＶ相側交流線２３Ｖと接続される。
【００１７】
一方、ＰＷＭパルスオフ区間では、IGBTＴ２及びＴ５がオフ状態になり、IGBTＴ３及びＴ４がオン状態になる。これにより、直流母線１６はインバータ回路３及びフィルタ回路４を介して商用電力系統６のＶ相側交流線２３Ｖと接続され、直流母線１７はインバータ回路３及びフィルタ回路４を介して商用電力系統６のＵ相交流線２３Ｕと接続される。
【００１８】
従って、直流母線１６及び１７と交流線２３Ｕ及び２３Ｖとの接続状態は、ＰＷＭ周波数で周期的に変化する。この接続状態の変化に伴い、直流電源１の正負電極電位もＰＷＭ周波数で周期的に変動する。その変動幅は、昇圧回路２からインバータ回路３に出力される電圧値（３５０[V]程度）と等しい。
【００１９】
このため、直流電源１の電極を介して浮遊容量７にＰＷＭ周波数で振幅が３５０[V]程度である高周波電圧が印加され、系統連系インバータ装置の連系運転中に浮遊容量７を充放電するＰＷＭ周波数の高周波の漏洩電流が対アースに流れてしまう。この漏洩電流の零相成分が漏電検出器８の設定値を越えると、漏電検出器８は地絡事故が発生したと判断して漏電ブレーカ１０を開放して、系統連系インバータ装置を商用電力系統６から解列させる。
【００２０】
このような誤作動を起こさない系統連系インバータ装置が特開平１０−２１０６４９号公報に開示されている。この系統連系インバータ装置は、図６に示すように、交流電源２０１から供給される交流電力を、降圧トランス２０２、漏電遮断器２０３、整流器２０４を介して一旦直流電力にして平滑コンデンサＣ４で平滑化したのち、インバータ回路２０５で交流電力に変換し、その変換された交流電力を電動機２０６に供給することによって電動機２０６を駆動するとともに、整流器２０４と平滑コンデンサＣ４との間に設けられた漏洩電流抑制回路２０８により漏洩電流を吸収する。
【００２１】
漏洩電流抑制回路２０８は、リアクトルＬ４及びＬ５と、コンデンサＣ５及びＣ６と、抵抗Ｒ１及びＲ２と、から構成されている。この構成により、インバータ回路２０５の動作により発生する対アース漏洩電流の零相成分は、浮遊容量２１５からアース２１６、抵抗Ｒ１及びＲ２、コンデンサＣ５及びＣ６を含む閉回路に流れるとともに、リアクトルＬ４及びＬ５により漏洩電流零相成分の電源２０１側への流入が抑制されるため、零相電流は漏電遮断器２０３側に流れにくくなる。これにより、漏電遮断器２０３の誤作動を抑制することができる。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
図２のようなトランスレス方式の系統連系インバータ装置において、図６と同じ漏洩電流抑制回路２０８を設けて図７のような構成にした場合、直流母線１６の電位と直流母線１７の電位との中間電位がアース電位と等しくなるため、漏洩電流の零相成分は減らすことができる。
【００２３】
しかしながら、昇圧回路２の入力側から直流電源１側を見たときの対アースのインピーダンスは低下して見かけの浮遊容量成分は大きくなるため、対アースに流れる漏洩電流自体は大きくなってしまう。
【００２４】
このため、漏電検出器８の誤作動は防ぐことはできるが、直流母線１６及び１７に流れる漏洩電流に起因する高周波ノイズの発生を抑制することはできない。尚、図７において図２及び図６と同一の部分については同一の符号を付し説明を省略する。
【００２５】
本発明は、上記の問題点に鑑み、直流電源の正負各電極から対アースに流れる所定の周波数の漏洩電流を低減することにより漏電検出器の誤作動をなくすとともに、所定の周波数の漏洩電流により発生するノイズを低減した系統連系インバータ装置を提供することを目的とする。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係るトランスレス方式系統連系インバータ装置においては、直流電源と、該直流電源から供給される直流電圧を昇圧する昇圧手段と、該昇圧手段から供給される直流電圧をスイッチング素子のオン・オフにより交流電圧に変換し該交流電圧を電力系統に出力するインバータ手段と、を有するとともに、前記直流電源と前記昇圧手段とを連結する２本の接続線のうち少なくとも１本の接続線に、リアクトルとコンデンサとを並列接続して成る共振回路を設け、前記インバータ手段のスイッチング周波数ｆと、前記リアクトルのインダクタンスＬと前記コンデンサの静電容量Ｃとが、Ｌ×Ｃ＝１／（２π×ｆ）２の関係になるように、前記インバータ手段のスイッチング周波数ｆを変更することのできるスイッチング周波数変更手段を備える構成とする。
【００２７】
このような構成にすると、共振回路の共振周波数と同じ周波数の高周波電流は共振回路において共振するので、直流電源の正負電極から浮遊容量を介してアースに至る経路には、共振回路の共振周波数と同じ周波数の高周波電流は流れない。また、共振回路の共振周波数に近い周波数の高周波電流は共振回路において低減されるので、直流電源の正負電極から浮遊容量を介してアースに至る経路には、共振回路の共振周波数に近い周波数の高周波電流はほとんど流れない。
【００３１】
このような構成にすると、インバータ手段のスイッチング周波数が調整できるので、インバータ手段のスイッチング周波数と共振回路の共振周波数とを正確に一致させることができ、直流電源の正負電極から浮遊容量を介してアースに至る経路には、インバータ手段のスイッチング周波数の高周波電流は全く流れない。
【００３２】
また、本発明に係るトランスレス方式系統連系インバータ装置においては、上記構成の直流電源を太陽電池とする構成としてもよい。
【００３３】
このような構成にすると、直流電源が太陽電池であるので、直流電源とアースとの浮遊容量が大きくなるが、その浮遊容量に高周波電流がほとんど流れなくなる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
本発明の系統連系インバータ装置の一実施形態について図面を参照して説明する。図１に第一実施形態の系統連系インバータ装置の構成図を示す。尚、図１において図２と同一の部分については同一の符号を付し説明を省略する。
【００３５】
本実施形態では、直流電源として太陽電池を用いている。太陽電池２０は、正極−筐体間、負極−筐体間に寄生的な浮遊容量成分をもっているため、通常太陽電池２０の正負極はそれぞれ浮遊容量７を介して接地されていることになる。
【００３６】
太陽電池モジュールは屋根据え置き型や建材一体型など様々な形態のものがあり、浮遊容量７の値はモジュールの形態によって異なる。建材一体型のようにアースに接続されている補強金属板が太陽電池２０の裏側に配設されたモジュールでは、補強金属板と太陽電池２０の電極が対向して平行平板を形成しているため、浮遊容量が大きくなり、数μＦに達する場合もある。
【００３７】
本実施形態においては、零相電流が３０[mA]を越えた場合は漏電ブレーカ１０をトリップさせるような漏電検出器８を用いることとし、昇圧回路２及びインバータ回路３のスイッチングのＰＷＭ周波数を２０[kHz]とする。
【００３８】
太陽電池２０と昇圧回路２との間には、リアクトルＬ６とコンデンサＣ７とを並列接続して成る共振回路２１が正の直流母線１３と負の直流母線１４に一つずつ設けられている。リアクトルＬ６のインダクタンスをＬ[H]、コンデンサＣ７の静電容量をＣ[F]、共振回路２１の共振周波数をｆr[Hz]、共振回路２１のインピーダンスをＺ[Ω]とすると、
１／Ｚ＝２π×ｆr×Ｌ−１／（２π×ｆr×Ｃ）＝０
Ｌ×Ｃ＝１／（２π×ｆr）2…（１）
の関係が成り立っている。
【００３９】
ここで、共振回路２１の共振周波数ｆrがインバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆ[Hz]と一致するようにインダクタンスＬ[H]とコンデンサＣ７の静電容量Ｃ[F]の値を設定する。すなわち、
Ｌ×Ｃ＝１／（２π×ｆ）2…（２）
の関係を満たすように、リアクトルＬ６のインダクタンスＬ及びコンデンサＣ７の静電量Ｃの値を設定すれば、ｆ＝ｆrとなり、共振回路２１はＰＷＭ周波数近傍の高周波電流を低減する帯域フィルタとして動作する。
【００４０】
本実施形態ではインバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆは２０[kHz]であるので、（２）式の関係を満たすようにするには、例えばリアクトルＬ６のインダクタンスＬを６３[μH]、コンデンサＣ７の静電容量Ｃを１．０[μF]と設定する。
【００４１】
この場合の共振回路２１の高周波電流振幅減衰率Ｑを図８（ａ）に示す。この共振回路２１の高周波電流振幅減衰率Ｑより、共振回路２１は２０[kHz]の高周波電流を１００％カットできることがわかる。
【００４２】
また、１９．８[kHz]から２０．２[kHz]までの周波数範囲内での共振回路２１の高周波電流振幅減衰率Ｑは１／ｅ（ｅ：自然対数の底）以下であり、１９．８[kHz]から２０．２[kHz]までの範囲の高周波数電流に対して共振回路２１はフィルタとして効果的に作用することがわかる。従って、Ｌ×Ｃの値の範囲が（２）式の関係より多少ずれても、共振回路２１はインバータ回路３のＰＷＭ周波数の高周波数電流に対してフィルタとして機能する。
【００４３】
インバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆとリアクトルＬ６のインダクタンスＬ及びコンデンサＣ７の静電容量ＣとがＬ×Ｃ＝０．９８／（２π×ｆ）2の関係である場合には共振回路２１の高周波電流振幅減衰率は図８（ｂ）に示すＱ1のように成る。
【００４４】
一方、インバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆとリアクトルＬ６のインダクタンスＬ及びコンデンサＣ７の静電容量ＣとがＬ×Ｃ＝１．０２／（２π×ｆ）2の関係である場合には共振回路２１の高周波電流振幅減衰率は図８（ｂ）に示すＱ2のように成る。
【００４５】
Ｑ1とＱ2はともに、ＰＷＭ周波数ｆである２０ｋＨｚでの減衰率はほぼ１／ｅであり、上記２つのＬ×Ｃの値がインバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆの高周波電流を効果的に低減できる上下限の値である。すなわち、
０．９８／（２π×ｆ）2≦Ｌ×Ｃ≦１．０２／（２π×ｆ）2…（３）
の範囲内であれば、共振回路２１はＰＷＭ周波数ｆの高周波電流振幅を１／ｅ以下に低減できるので、Ｌ×Ｃの値が（３）式の範囲内になるように共振回路２１のリアクトルＬ６のインダクタンスＬとコンデンサＣ７の静電容量Ｃとを設定するようにすればよい。勿論、（３）式の条件において、Ｌ×Ｃ＝１／（２π×ｆ）2になることが最も望ましい。
【００４６】
このようにすると、インバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆの高周波電流は共振回路２１によって減衰するので、浮遊容量７に流れるインバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆの漏洩電流を大幅に抑制することができる。これにより、漏電ブレーカ１０のトリップ基準値３０ｍＡ以上の漏洩電流が流れることがなくなり、漏電検出器８の誤作動を防止することができる。また、高周波電流によるノイズも低減できる。
【００４７】
また、図３のように共振回路２１を昇圧回路２とインバータ回路３の間の正の直流母線１６と負の直流母線１７とにそれぞれ設けた構成にしてもよい。この構成においても、上述した図１の構成と同様に共振回路２１はインバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆの高周波電流を減衰させ、浮遊容量７への高周波漏洩電流の流入を抑制することができる。
【００４８】
また、図４のように共振回路２１をフィルタ回路４と連系リレー５の間に設けた構成にしてもよい。この構成においても、上述した図１及び図３の構成と同様に共振回路２１はインバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆの高周波電流を減衰させ、浮遊容量７への高周波漏洩電流の流入を抑制することができる。
【００４９】
次に、第二実施形態の系統連系インバータ装置について、図５を参照して説明する。尚、図５において図１と同一の部分については同一の符号を付し説明を省略する。
【００５０】
第二実施形態の系統連系インバータ装置は、図１の第一実施形態の系統連系インバータ装置にＰＷＭ制御回路１５のＰＷＭ周波数ｆを調整するＰＷＭ周波数調整回路２２を付加した構成に成っている。
【００５１】
ＰＷＭ周波数調整回路２２は、ＰＷＭ制御回路１５に対してＰＷＭ周波数の指令値Ｓ１を与えている。指令値Ｓ１は、系統連系インバータ装置の外部に設けられている操作部（図示せず）において行われる操作に基づき変化する。これにより、ＰＷＭ制御回路１５がIGBTＴ２〜Ｔ５に対して出力するＰＷＭ制御信号の周波数が変化し、インバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆが可変する。
【００５２】
共振回路８のリアクトルＬ６とコンデンサＣ７とは個々の製品により物性がばらつくため、インダクタンスＬや静電容量Ｃを所望の値と一致させることは困難である。例えば、ＰＷＭ制御回路１５は２０[kHz]のＰＷＭ制御信号をIGBTＴ２〜Ｔ５に出力する場合、インダクタンスＬや静電容量Ｃの所望の値は、上述した第一実施形態で挙げた例のようにリアクトルＬ６のインダクタンスＬが６３[μH]、コンデンサＣ７の静電容量Ｃが１．０[μF]であるが、実際にはコンデンサＣ７の静電容量Ｃは所望の値である１．０[μF]が得られ、インダクタンスＬは物性のばらつきにより６０[μH]になったとする。
【００５３】
インバータ回路３のＰＷＭ周波数である２０[kHz]の高周波電流を抑制するためには、Ｌ×Ｃの値は（３）式より６．２×１０-11≦Ｌ×Ｃ≦６．５×１０-11を満たしていなければ所望のフィルタ効果が期待できない。しかし、実際のＬ×Ｃの値は、リアクトルＬ６の物性のばらつきによって６．０×１０-11であるため、インバータ回路３のＰＷＭ周波数である２０[kHz]の高周波電流はほとんど低減できない。
【００５４】
この場合、ＰＷＭ周波数調整回路２２を用いて、（２）式を満たすようにＰＷＭ周波数ｆを調整する。すなわち、リアクトルＬ６のインダクタンスＬが６０[μH]、コンデンサＣ７の静電容量Ｃ７が１．０[μF]である場合は、（１）式より共振回路８の共振周波数ｆrは２０．５[kHz]になるので、インバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆも２０．５[kHz]とすればよい。従って、ＰＷＭ周波数調整回路２２はインバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆが２０．５[kHz]になるような指令値Ｓ１をＰＷＭ制御回路１５に与えるようにする。これにより、インバータ回路３のＰＷＭ周波数は２０．５[kHz]になる。尚、共振回路８の共振周波数ｆrを検知するには、周波数が可変する高周波電源を共振回路８に接続し、共振回路８に高周波電圧を入力して共振回路８から出力される電圧が零になる周波数を探せばよい。
【００５５】
これにより、リアクトルＬ６のインダクタンスＬが６０[μH]、コンデンサＣ７の静電容量Ｃが１．０[μF]である場合に、高周波電流低減効果が最も高くなる２０．５[kHz]の帯域に、インバータ回路３のＰＷＭ周波数ｆを一致させることができる。従って、共振回路８はインバータ回路３のＰＷＭ周波数の高周波電流を最も効果的に減衰させ、浮遊容量７への漏洩電流の流入を抑制することができる。尚、このようなインバータ回路３のＰＷＭ周波数の調整は工場出荷時に行っておくとよい。
【００５６】
【発明の効果】
本発明によると、前記直流電源と前記昇圧手段とを連結する２本の接続線のうち少なくとも１本の接続線に共振回路が設けられているので、共振回路の共振周波数近傍の周波数の高周波電流は共振回路において低減される。従って、直流電源の正負電極から浮遊容量を介してアースに至る経路には、共振回路の共振周波数近傍に周波数の高周波電流はほとんど流れない。これにより、高周波電流が流れることによって電力系統に設けられている漏電検出器に誤作動が起こることを防止できる。また、高周波電流によるインバータ装置外部への発生ノイズを低減することができる。
【００５７】
また、本発明によると、前記インバータ手段のスイッチング周波数ｆと、前記リアクトルのインダクタンスＬと前記コンデンサの静電容量Ｃとが、０．９８／（２π×ｆ）2≦Ｌ×Ｃ≦１．０２／（２π×ｆ）2の関係にあるので、共振回路の共振周波数がインバータ手段のスイッチング周波数とほぼ一致する。従って、インバータ手段のスイッチングに伴い発生するインバータ手段のスイッチング周波数と同じ周波数の高周波電流を低減することができる。これにより、インバータ手段のスイッチング周波数と同じ周波数の高周波電流が流れることによって電力系統に設けられている漏電検出器に誤作動が起こることを防止できる。また、インバータ手段のスイッチング周波数と同じ周波数の高周波電流によるインバータ装置外部への発生ノイズを低減することができる。
【００５８】
また、本発明によると、インバータ手段のスイッチング周波数を可変するスイッチング周波数変更手段を備え、前記インバータ手段のスイッチング周波数ｆと、前記リアクトルのインダクタンスＬと前記コンデンサの静電容量Ｃとが、Ｌ×Ｃ＝１／（２π×ｆ）2の関係になるように、前記スイッチング周波数変更手段によって前記インバータ手段のスイッチング周波数ｆを変更するので、インバータ手段のスイッチング周波数と共振回路の共振周波数とを正確に一致させることができる。これにより、直流電源の正負電極から浮遊容量を介してアースに至る経路にはインバータ手段のスイッチング周波数の高周波電流は全く流れなくなり、直流電源とアースとの浮遊容量が大きくなっても、インバータ手段のスイッチング周波数と同じ周波数の高周波電流が流れることによって電力系統に設けられている漏電検出器に誤作動が起こることを防ぐことができる。また、インバータ手段のスイッチング周波数と同じ周波数の高周波電流によるインバータ装置外部への発生ノイズを完全になくすことができる。
【００５９】
また、本発明によると、直流電源を太陽電池としているので、直流電源とアースとの浮遊容量が大きくなるが、その浮遊容量に高周波電流がほとんど若しくは全く流れなくなる。これにより、高周波電流が流れることによって電力系統に設けられている漏電検出器に誤作動が起こることを防止できる。また、高周波電流によるインバータ装置外部への発生ノイズを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】      本発明の第一実施形態の系統連系インバータ装置の構成を示す図である。
【図２】      従来のトランスレス方式の系統連系インバータ装置の構成を示す図である。
【図３】      本発明の第一実施形態の系統連系インバータ装置と同様の効果を奏する他の系統連系インバータ装置の構成を示す図である。
【図４】      本発明の第一実施形態の系統連系インバータ装置と同様の効果を奏する更に他の系統連系インバータ装置の構成を示す図である。
【図５】      本発明の第二実施形態の系統連系インバータ装置の構成を示す図である。
【図６】      漏洩電流抑制回路を備えた従来の系統連系インバータ装置図である。
【図７】      漏洩電流抑制回路を備えた従来のトランスレス方式の系統連系インバータ装置の構成を示す図である。
【図８】      共振回路における高周波電流の振幅減衰率を示す図である。
【符号の説明】
１    直流電源
２    昇圧回路
３    インバータ回路
４    フィルタ回路
５    連系リレー
６    商用電力系統
７    浮遊容量
８    漏電検出器
９    中性点
１０    漏電ブレーカ
１１    入力電圧検出回路
１２    ＰＷＭ制御回路
１３    直流母線
１４    直流母線
１５    ＰＷＭ制御回路
１６    直流母線
１７    直流母線
１８ｕ、１８ｖ    交流出力線
１９    交流電源
２０    太陽電池
２１    共振回路
２２    ＰＷＭ周波数調整回路
２３Ｕ、２３Ｖ    交流線
２０１    交流電源
２０２    降圧トランス
２０３    漏電遮断器
２０４    整流器
２０８    漏洩電流抑制回路
２１５    浮遊容量
Ｃ１〜Ｃ７    コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ７    ダイオード
Ｌ１〜Ｌ６    リアクトル
Ｒ１〜Ｒ４    抵抗
Ｓ１    指令値
Ｔ１〜Ｔ５    IGBT
ｕ    接続点
ｖ    接続点
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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