(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
携帯無線機の切替え式のダイバシチ受信アンテナのうち選択され受信回路に接続された一方のアンテナの使用時に、前記受信回路から切り離された他方のアンテナの給電点から見た該他方のアンテナのインピーダンス（Ｚa ）が容量性の場合は前記給電点から回路側を見た伝送線路のインピーダンス（Ｚ）を容量性に設定し、前記インピーダンス（Ｚa ）が誘導性の場合は前記インピーダンス（Ｚ）を誘導性に設定していることを特徴とするダイバシチ受信アンテナ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、セルラーホン等の携帯無線機に使用されるダイバシチ受信アンテナに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
セルラーホン等の携帯無線機のフェージング環境下における通話品質の向上の目的で、近年ダイバシチ受信方式が行われている。ダイバシチ方式には大きく分けて２つの種類があることが知られている。１つは検波後選択ダイバシチで、もう１つはアンテナ切り替えダイバシチである。本発明は、アンテナ切り替えダイバシチに使用するアンテナに関するものである。
【０００３】
アンテナ切り替えダイバシチは、ＴＤＭＡフレーム中の受信バーストの前にアンテナ選択のための時間を設け、アンテナ１とアンテナ２の受信パワーレベルの比較を行って図１０のようにスイッチ３によって切り替える方式である。この方法は、検波後選択ダイバシチと比較して受信回路が１系統で済むという利点を持っている。一方でバースト受信中はアンテナ切り替えができないため、検波後選択ダイバシチよりも効果が劣るという欠点もあるが、フェージング環境下の移動体の速度がある程度以下（最大ドップラ周波数がある程度以下）なら、充分同等な効果が得られることが分かっている。
【０００４】
携帯無線機にダイバシチ用アンテナを２個設置した様子を図１１に示す。（ａ）は２個の線状アンテナが設置された状態を示している。また、（ｂ）は、それぞれ１個づつ線状アンテナと内蔵型平面アンテナが設置された状態を示している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
携帯無線機の形状は小型化の方向へ推移しており、２個のアンテナを設置すると、数百ＭＨｚ〜ＧＨｚ帯の場合、波長に比べて充分な距離をアンテナ間に置くことができない。たとえば、８００ＭＨｚ帯の場合、アンテナ間の距離は必然的にλ／４よりかなり小さい値となる。ダイバシチ受信を行う際にアンテナ間の距離を充分に取ることができないと、選択されていないアンテナにおいて意図せぬ受信パワー消費が生じた場合、選択されているアンテナの利得を劣化させるという不具合が発生する。
【０００６】
本発明の目的は、アンテナ切り替えダイバシチを行う際に、選択されていないアンテナが受信パワー消費を行って、選択されているアンテナの使用周波数での利得の劣化を防止することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために本発明は、
図１に示すようにアンテナ（２）の使用周波数におけるアンテナ（１）の給電点（５）からみたインピーダンス（Ｚa ）が容量性の場合は、アンテナ（２）選択時にアンテナ（１）の給電点（５）から回路側を見たインピーダンス（Ｚ）を容量性とし、
アンテナ（２）の使用周波数におけるアンテナ（１）の給電点（５）からみたインピーダンス（Ｚa ）が誘導性の場合は、アンテナ（２）選択時にアンテナ（１）の給電点（５）から回路側を見たインピーダンス（Ｚ）を誘導性とするようなダイバシチ受信アンテナとする。
【０００８】
【作用】
本発明のダイバシチ受信アンテナは、選択されていないアンテナ（１）の受信パワー消費が少なくすることができるため、選択されているアンテナ（２）の使用周波数での利得の劣化を軽減することができる。
【０００９】
【実施例】
以下図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する。
図１は本発明のダイバシチ受信アンテナの原理図である。アンテナ２が選択されており、スイッチ（あるいはデュプレクサ）３により送信または受信回路に接続されている。アンテナ１は回路には接続されず浮いた状態となっているが、スイッチの損失、またスイッチに至るまでの伝送線路４の損失等により、給電点５から回路側を見た反射係数ΓC の絶対値は１．０とはならずに若干小さい値となる。アンテナ２において送信または受信が行われているが、そのとき使用されている周波数におけるアンテナ１のインピーダンスＺa が容量性の場合、すなわちスミス図表の下半分の場合は、アンテナ１の給電点５からみた回路側のインピーダンス（負荷インピーダンス）Ｚも容量性にすることにより、アンテナ１での受信パワーの消費を抑え、アンテナ２の利得の劣化を防止することができる。また、アンテナ１のインピーダンスＺa が誘導性の場合、すなわちスミス図表の上半分の場合は、アンテナ１の給電点５からみた回路側のインピーダンス（負荷インーダンス）Ｚも誘導性にすることにより、アンテナ１での受信パワーの消費を抑え、アンテナ２の利得の劣化を防止することができる。以下に、この考え方を詳述する。
【００１０】
例えば、アンテナ１が図２のようなＬＣＲ直列共振回路によってインピーダンス特性が表現されるとする。Ｒが全て放射に寄与すると仮定し、外部電磁界がアンテナを励振する起電力を信号源６（Ｖ）で表すと、アンテナ１使用時の受信特性は、このＬＣＲ直列共振回路に、図３のように５０Ωの内部インピーダンスが接続された場合の５０Ω抵抗７での消費パワー量Ｐ0(ｆ) で評価される（式（１））。
【００１１】
【数１】
0003730669.tif 000002
【００１２】
ここで、ｆは周波数を表す。また、アンテナ１が選択されていない場合の受信特性は、ＬＣＲ直列共振回路に、図４のようにある内部インピーダンスＺ（反射係数の絶対値が１よりも若干小さい）を有する信号源が接続された場合のＲでの消費パワー量Ｐ( ｆ) で評価される（式（２））。
【００１３】
【数２】
0003730669.tif 000003
【００１４】
ここで、Re()、Im()は、複素数の実部と虚部を表す。このＰ( ｆ) が、選択されているアンテナ２で使用されている周波数において、あまり大きな値となると、アンテナ２の特性を劣化させることとなる。ここで、Ｐ( ｆ) を相対量として、式（３）のように相対パワーＰr (f) を定義する。
【００１５】
【数３】
0003730669.tif 000004
【００１６】
Ｐr (f) は、回路側の負荷インピーダンスを５０Ωとしたときの中心周波数での消費パワー量Ｐ0(ｆ0)を基準としたときのＰ( ｆ) の相対量である。中心周波数ｆ0 とは、式（１）の分母の絶対値中の虚数項を０とするようなｆである。
【００１７】
Ｐr (f) を計算すると、式（４）のようになる。
【００１８】
【数４】
0003730669.tif 000005
【００１９】
これらをRe( Ｚ) とIm( Ｚ) に関して整理すると、式（５）のようになる。
【００２０】
【数５】
0003730669.tif 000006
【００２１】
よって、ＬＣＲ直列共振器でインピーダンス特性が表されるアンテナの、周波数ｆで相対パワーＰr (f) となる負荷インピーダンスＺの範囲は、横軸Re( Ｚ) 、縦軸Im( Ｚ) の複素平面上で、
【００２２】
【数６】
0003730669.tif 000007
【００２３】
【数７】
0003730669.tif 000008
【００２４】
の円上となる。なお、半径は正数または０であるので、Ｐr (f) は次の式を満たす値しか取りえない。
【００２５】
【数８】
0003730669.tif 000009
【００２６】
（８）式の下では、中心のＸ座標が次の条件式を満たす。
【００２７】
【数９】
0003730669.tif 000010
【００２８】
しかも（７）式より、半径はＸ座標よりも小さいので、円の軌跡はRe( Ｚ) ＞０の範囲にしか存在しない。Ｐr (f) を大きい側から変化させたときのＺの軌跡は、（８）式で等号が成立するときに、
【００２９】
【数１０】
0003730669.tif 000011
【００３０】
で表される点となり、Ｐr (f) が減少するにしたがって中心座標が右の方へ移動する。円の半径は０から始まり徐々に増加していく。（１０）式で示される点は周波数ｆでのアンテナのインピーダンス８の共役複素数９を示す。このＰr (f) を変化させたときのＺの様子を図５に示す。円のＹ座標の絶対値の大きさがある程度以上となるような周波数であれば、アンテナのインピーダンスがIm（Ｚ）＞０つまり誘導性の時は負荷インピーダンスも誘導性にしておけば、図５に示した等Ｐr (f) 円１０の傾斜が急な領域にくることはないので、Ｐr を小さい値に抑えることが可能となる。反対に、アンテナのインピーダンスが容量性の時は負荷インピーダンスも容量性にしておけば、Ｐr を小さい値に抑えることができる。Ｐr の値は、２つのダイバシチアンテナ、アンテナ１・アンテナ２の利得差、アンテナ間距離、放射パターンの相違、などによって決まる。数百ＭＨｚから数ＧＨｚで使用されるセルラ等の小型の携帯無線機の場合、０ｄＢより若干低い値（マイナス数ｄＢ）程度と思われるが、アンテナ１の利得がアンテナ２の利得をかなり上回る場合、あるいはアンテナ間距離が極端に小さい場合などは更に低い場合にする必要がある。
【００３１】
図６に実際に１．５ＧＨｚにて使用するλ／４ヘリカルアンテナ１３を長さ１２ｃｍ・幅５ｃｍ・厚み２ｃｍ程度の金属筐体１５に取り付けた場合の斜視図を、また図７にその等価回路を示す。また、そのときのスミス図表を図８に示す。
素子値等は以下の通りである。
【００３２】
アンテナの中心周波数        １５００  ＭＨｚ
アンテナのＱ                １０．０
Ｌ                          ４２．４    ｎＨ
Ｃ                            ０．２６５ｐＦ
Ｒ                          ４０．０    Ω
ここで、このアンテナが選択されない状態で、給電点から回路側を見た負荷インピーダンスを変化させたときの１４００ＭＨｚにおけるＰr (f) の値を複素インピーダンス平面上に示すと図９のようになる。１４００ＭＨｚでのλ／４ヘリカルアンテナ１３のインピーダンスは容量性なので、負荷インピーダンスも容量性にすれば図９の等Ｐr 円１０の等高線の密な部分にくることがなく、Ｐr の値を低く抑えることができる。そのときに図６に示すように、もう一方の、例えば逆Ｆアンテナ１４が１４００ＭＨｚにて受信を行っているとすると、λ／４ヘリカルアンテナにて消費されるエネルギーを小さく抑えられているので、逆Ｆアンテナの利得を劣化させること無く良好な受信状態が実現される。
【００３３】
なお本発明は、２本のアンテナを使用したダイバシチ受信のみについて説明したが、３本以上のアンテナを使用した場合にも適応できる。また、直列共振アンテナのみならず、逆Ｆアンテナ、ＳＭＳＡ（Ｓｈｏｒｔｅｄ  Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ  Ａｎｔｅｎｎａ）等の並列共振アンテナに関しても、まったく同様の考え方があてはまることから、これらのアンテナに関しても適応可能である。
【００３４】
【発明の効果】
以上述べてきたように、本発明のダイバシチ受信アンテナは、アンテナ（２）の使用周波数におけるアンテナ（１）の給電点からみたインピーダンスが容量性の場合は、アンテナ（２）選択時にアンテナ（１）の給電点から回路側を見たインピーダンスを容量性とし、アンテナ（２）の使用周波数におけるアンテナ（１）の給電点からみたインピーダンスが誘導性の場合は、アンテナ（２）選択時にアンテナ（１）の給電点から回路側を見たインピーダンスを誘導性としているため、選択されていないアンテナ（１）の受信パワー消費が少なくすることができる。このことにより、選択されているアンテナ（２）の使用周波数での利得の劣化を軽減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のダイバシチ受信アンテナの原理図。
【図２】アンテナ１のＬＣＲ直列等価回路図。
【図３】アンテナ１使用時の受信状態を示す回路図。
【図４】アンテナ１未使用時の状態を示す回路図。
【図５】Ｚ（負荷インピーダンス）平面上にＰr 一定の軌跡を示した図。
【図６】筐体に２本のアンテナを取り付けた場合の斜視図。
【図７】ヘリカルアンテナの等価回路図。
【図８】ヘリカルアンテナの反射特性を示すスミス図表。
【図９】Ｚ（負荷インピーダンス）平面上にＰr 一定の軌跡を示した図。
【図１０】従来のダイバシチアンテナの構成図。
【図１１】（ａ）（ｂ）は携帯機にてダイバシチアンテナを構成した斜視図。
【符号の説明】
１、２    アンテナ
３  スイッチ（あるいはデュプレクサ）
４  伝送線路
５  給電点
６  信号源
７  ５０Ω抵抗
８  アンテナのインピーダンス
９  アンテナのインピーダンスの共役複素数
１０  等Ｐr 円
１１  誘導性インピーダンスの領域
１２  容量性インピーダンスの領域
１３  λ／４ヘリカルアンテナ
１４  逆Ｆアンテナ
１５  金属筐体
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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