(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
疑似ランダム雑音符号により変調された信号内のキャリア周波数オフセットを検出する検出器であって、該検出器は、
前記信号を受信し、該受信信号をディジタル信号に変換する変換器を有する受信機と、
周波数マッチング手段を持つ疑似ランダム雑音符号発生器を含む、前記ディジタル信号を検出する相関手段とを備え、前記疑似ランダム雑音符号発生器は前記ディジタル信号との相互関係のための局部ＰＮ符号内の位相位置のシーケンスを発生し、該シーケンスの位相位置は前記受信信号を変調するために使用される疑似ランダム雑音に対応しており、
前記検出器はさらに、
前記位相位置のシーケンスから選択された位相位置と相関する前記検出信号を受信し、所定長のサンプルをそこから抽出し、該サンプルに離散的フーリエ変換を施して複数の周波数値を生成するディジタル信号プロセッサを備え、各周波数値は識別用インデックスと大きさとを有し、前記ディジタル信号プロセッサはさらに前記複数の周波数値の最大値を識別し、該最大値をしきい値と比較するものであり、前記ディジタル信号プロセッサは前記最大値とその対応する識別用インデックスとを格納するためのメモリとを含んでおり、
前記最大値がしきい値を越えると、前記変調疑似ランダム雑音符号と前記選択された位相位置との間の同期が達成され、前記最大値がしきい値より小さいと、搬送波周波数のオフセットが存在し、前記疑似ランダム雑音発生器は前記シーケンスから新たな位相位置を選択し、前記ディジタル信号プロセッサは前記新たな位相位置に対応するサンプルの各周波数値の識別用インデックスと大きさとを決定し、メモリ内に前記最大値と対応する識別用インデックスとを格納し、このプロセスを同期が達成されるまで繰り返す、キャリア周波数オフセットを持つ信号の擬似ランダム雑音検出器。
【請求項２】
前記複数の周波数値は離散的フーリエ変換のＬ個のビンを備え、前記識別用インデックスはビン数である、請求項１に記載の検出器。
【請求項３】
前記Ｌ個のビンの各々は各ビンに対応する１個のフィルタを持つフィルタのバンクによりフィルタリングされる、請求項２に記載の検出器。
【請求項４】
前記相関手段は複合相関器であり、検出された信号から抽出されたサンプルは複数のサブドエルの相関ベクトルを備えている、請求項２に記載の検出器。
【請求項５】
前記複数のサブドエルは前記離散的フーリエ変換のＬ個のビンより少なく、前記相関ベクトルはゼロが詰め込まれてＬのベクトル長を与える、請求項４に記載の検出器。
【請求項６】
Ｌは２のべき乗である、請求項５に記載の検出器。
【請求項７】
Ｌは８である、請求項５に記載の検出器。
【請求項８】
Ｌは１６である、請求項５に記載の検出器。
【請求項９】
前記ディジタル信号プロセッサは高速フーリエ変換を用いて離散的フーリエ変換を計算する、請求項１に記載の検出器。
【請求項１０】
前記ディジタル信号プロセッサはさらに、複数のサンプルから得られた識別用インデックスを平均化して周波数オフセットを決定する、請求項１に記載の検出器。
【請求項１１】
前記ディジタル信号プロセッサはフィルタのバンクを含み、１つのフィルタは前記最大値を決定するための各周波数値に対応している、請求項１に記載の検出器。
【請求項１２】
ＰＮ変調を有する直接シーケンス拡散スペクトル内のキャリア周波数オフセットの検出方法であって、
前記ＰＮ変調信号を受信し、
該受信した信号から、所定のサンプリング間隔で、複数のサンプルを抽出し、局所的に生成されたＰＮ符号のＰＮ符号位相位置との相関により、前記受信した信号を逆拡散し、
前記逆拡散した信号を複数のサブドエル間隔にわたって積分し、
前記複数のサブドエルの各々に対して離散的フーリエ変換を施し、それから、各周波数ビンがビンインデックスと大きさとを有する、複数の周波数ビンを生成し、
前記複数の周波数ビンの各々の大きさを比較して、最大値とその最大値を持つ周波数ビンのビンインデックスを識別し、
最大値をしきい値基準と比較して、前記最大値がしきい値基準を満たすと同期を宣言し、前記最大値が前記しきい値基準に合致しない場合は周波数オフセットを宣言し、同期が達成されるまで、新たに選択されたＰＮ符号位相位置に対して、前記逆拡散、積分、離散的フーリエ変換、及び比較を繰り返す、ＰＮ変調を有する直接シーケンス拡散スペクトル内のキャリア周波数オフセットの検出方法。
【請求項１３】
前記離散的フーリエ変換を行うステップは高速フーリエ変換を計算することを含む、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記複数のサブドエル間隔の大きさは２のべき乗かどうかを判定するステップを含み、２のべき乗でない場合は、相関ベクトルにゼロを詰め込んでサブドエル間隔の値が２のべき乗であるベクトル長を持つようにする、請求項１２に記載の方法。
【請求項１５】
前記ベクトル長は複数の周波数ビンの大きさに等しい、請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記複数の周波数ビンの大きさは８である、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記複数の周波数ビンの大きさは１６である、請求項１５に記載の方法。
【請求項１８】
各周波数ビンの大きさを比較するステップはフィルタのバンクを通して各周波数ビンをフィルタリングすることを含む、請求項１２に記載の方法。
【請求項１９】
最大値とその対応するビンインデックスをメモリに格納することを含む、請求項１２に記載の方法。
【請求項２０】
同期引込みした後の周波数オフセットを推定するステップは、
複数のサンプルを抽出し、受信信号を逆拡散し、逆拡散された信号を積分し、同期が得られたＰＮ符号位相位置を用いて離散的フーリエ変換を複数回実行する、というステップを繰り返し、
各繰り返しの最大値に対応するビンインデックスをメモリ内に格納し、そして複数の繰り返しについての平均ビンインデックスを計算する、というステップを備える、請求項１２に記載の方法。
【請求項２１】
ＰＮ検出器とディジタル信号プロセッサとを有する移動電話受信機において、ＰＮ符号変調信号内のキャリア周波数オフセットを検出し推定する方法であって、
（a)  アナログ受信信号を受信し、
（b)  該アナログ受信信号をディジタル信号に変換し、
（c)  所定のサンプリング間隔で該ディジタル信号からドエルサンプルを抽出し、
(d)  前記ＰＮ検出器内で、選択されたＰＮ符号位相位置でドエルサンプルを相関させ、該ドエルサンプルを逆拡散し且つ積分し、
（e)  前記ディジタル信号プロセッサ内で、複数のサブドエル値の各々に対して高速フーリエ変換を施して各周波数値が大きさとビンインデックスとを持つ複数の周波数値を生成し、
(f)  前記複数の周波数値内で最大の大きさと対応するビンインデックスとを決定し、
（g)  該最大の大きさをしきい値基準と比較し、
（h)  該最大の大きさが前記しきい値基準を満たすと、同期を宣言し、
（i)  前記最大の大きさが前記しきい値基準を満たさない場合は、周波数オフセットを宣言して、ＰＮ検出器内で、異なる選択ＰＮ符号位置を選択し前記複数の周波数値内についての前記最大の大きさが前記しきい値基準を満たすまで、ステップ(d) から(g) を繰り返し、
（j)  同期引込みされた選択されたＰＮ符号位相位置において複数の積分に対してステップ（d)から(g) を繰り返し、そして
（k)  各反復の前記最大の大きさに対応するビンインデックスを複数の反復について平均化する、というステップを備えるＰＮ符号変調信号内のキャリア周波数オフセットを検出し推定する方法。
【請求項２２】
複数のサブドエルの量は２のべき乗かどうかを判定し、２のべき乗でない場合は、相関ベクトルにゼロを詰め込んで２のべき乗のベクトル長を持つようにする、請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
前記ベクトル長は複数の周波数ビンの量に等しい請求項２２に記載の方法。
【請求項２４】
前記複数の周波数ビンの量は８である、請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】
前記複数の周波数ビンの量は１６である、請求項２３に記載の方法。
【請求項２６】
前記最大の大きさとそれに対応するビンインデックスをメモリ内に格納するステップをさらに備える、請求項２１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は概略的には、オフセットがキャリア周波数に存在している場合に、疑似ランダム雑音（ＰＮ）を用いて直接シーケンス拡散スペクトル（ＤＳＳＳ）信号を検出する方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）を含む、直接シーケンス拡散スペクトル（ＤＳＳＳ）信号に基づく無線通信システムは、システム内の全ての基地局との通信のための共通キャリア周波数帯域を使用する。キャリア信号は疑似ランダム雑音（ＰＮ）発生器により生成された信号により変調されこれは共通周波数帯域からの弁別手段を提供する。この第２の信号内に含まれるＰＮ拡散符号は、各々がチップ期間を持つバイナリ・チップのシーケンスからなっている。キャリアとＰＮを結合した信号は、ディジタル化された音声又はデータ信号からなる第３の信号により変調される。
【０００３】
受信機において、キャリア周波数の復調の後に、第３の信号を使用のために変換するためには、受信機内の局部ＰＮ発生器は入力ＰＮシーケンスに同期させられなければならない。ＰＮ符号は、信号の初期捕捉とデータ転送との両方のために使用される。受信信号からＰＮシーケンスを除去し、それをシンボル期間にわたって積分することにより、逆拡散信号が得られる。受信信号の逆拡散は、受信機内にＰＮ符号の局部複製を生成し、ついでその局部ＰＮ符号を、受信信号に含まれている受信波形に重ね合わせられたＰＮ符号に同期させることにより達成される。入力信号と同期化された局部ＰＮ符号との乗算即ち再変調により所望の逆拡散が生成される。
【０００４】
捕捉フェーズにおいて、拡散信号は互いに整列させられる。このフェーズの間は受信機はその最もクリティカルな機能の幾つか、即ちチップ・タイミング同期の確立と周波数オフセットを修正すること、を達成しなければならない。同期が達成されると、各受信信号から抽出されたデータ信号のサンプリングを最適化するために、受信機のクロック内の閉ループ・トラッキング・システムは周波数と位相を連続的に調整されなければならない。
【０００５】
局部ＰＮ信号と受信ＰＮ信号とを同期化するプロセスは典型的には２つの段階で行われる。最初は、２つのＰＮ信号の粗い整列が小残留タイミング・オフセット内で生成されてＰＮ捕捉を達成する。一旦捕捉されると、ＰＮ符号はＰＮトラッキングとして知られているプロセスにおいて微細に同期して維持されなければならない。直接シーケンスＣＤＭＡシステムにおいては、ＰＮ符号はしばしば非常に長い。フルＰＮ符号の相関のために要求される受信機ハードウエアの複雑性を最小化するために、ＰＮ符号の部分的期間にわたる相関、即ち、「ドエル時間（ｄｗｅｌｌ  ｔｉｍｅ）」、が使用される。
【０００６】
捕捉のためのＤＳＳＳ信号の検出は、典型的には図１に示される形態に類似の受信機を用いて達成される。図１の受信機は、受信信号とノイズを局部ＰＮ発生器１０４からのＰＮ符号の局部複製と比較する相関器１０２と、固定ドエル時間の検出出力を積分してトータルの積分電力を得る積分器１０６と、二乗包絡線検波器１０８と、電力を予め設定されたしきい値と比較する比較器１１０とからなっている。
【０００７】
電力レベルがしきい値を越えると、ＰＮ信号の粗い整列が達成されている。捕捉が生じたかどうかを判定するために使用される最適しきい値レベルは固定値に関係しているのではなく、信号対雑音比（ＳＮＲ）の関数である。知られているように、通信チャンネルのＳＮＲは時間と、受信機の速度及び位置との関数として変化する。
【０００８】
簡単な例の捕捉技術は単一ドエル時間で最尤アプローチを使用する。この技術は受信ＰＮ符号信号が局部ＰＮ符号のすべての可能な位相位置と相関されることを要求する。この相関は並列に行われ、対応する検波器は受信信号（及びノイズ）の同等の観測（ドエル）に関係する全てを出力する。正しいＰＮ整列は、検波器から最大出力を生成する局部ＰＮ符号位相位置にあるものとして比較器により決定される。捕捉はその並列動作により迅速に達成される。しかしながら、ＣＤＭＡ信号で利用される長い符号と、要求される大きい処理利得のためには、並列計算の複雑性は禁止される。他の捕捉技術がこの分野において知られている。これらの技術のいくつかの簡単な記述はChung,et al.の米国特許第5,440,597 号に記載されており、その主題について本発明者の一人が共同発明者である。米国特許第5,440,597 号の記載は本明細書に参考として取り込まれている。
【０００９】
マルチパス伝搬（レイリーフェージング）、温度による発振器ドリフト、ドップラー効果、又は他の劣化生成現象、又はそれらの組み合わせによる、周波数エラーが送信機と受信機との間に存在すると、受信機／復調器は最初に捕捉が発生し得る前に周波数オフセットを決定しなければならない。周波数オフセットの存在は、受信符号と局部的に発生したＰＮ符号の間の相対的な符号位相を時間的に変化させる。より重要なことは、このオフセットは平均検索速度を達成する。
【００１０】
加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャンネルを通過した信号を検出するとき、検出時間は雑音変動のみの関数である。雑音変動が大きいほど、相関に要する時間は長くなり、より長い検出時間となる。周波数オフセットは又、検出時間を長くするのでＡＷＧＮチャンネル内に周波数オフセットが存在することにより、そうでない場合には受け入れ可能な検波器の性能の重大な劣化を経験し得る。ＡＷＧＮチャンネルからコヒーレントに信号を検出する能力は周波数オフセットのために失われるかも知れない。
【００１１】
周波数オフセット問題を軽減し、長いＰＮ符号を取り扱う一般のアプローチは、全体の積分時間を多数のより小さい相関、即ち、サブドエル（Ｓｕｂ−ｄｗｅｌｌｓ）（受信信号の観察期間）にセグメント化して、周波数期間から得られる損失を減少させることである。その大きさはサブドエルの各々に対して計算され、サブドエルのすべての大きさは加算されて全体を積分した大きさを得る。このタイプの捕捉システムは、多重ドエルシリアルＰＮ捕捉システムのタイプである、「非コヒーレント加算法」として知られている。（例えば、本明細書に参考として取り込まれている、M.K.Simon et al のSpread Spectrum Communications Handbook, Revised Edition, 1994, McGraw-Hill, Inc, Part 4, Ch1, “Pseudo Noise Code Acquisition in Direct-Sequence Receivers" を参照のこと。)
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
サブドエルはドエル時間の一部にすぎないので、この方法における結果的な全体の大きさは大きく減少し、小さい周波数オフセットが存在している時、又は短い積分時間が可能である時のみ、このアプローチを可能にする。この方法の他の不利益はコヒーレントな検波が達成できないことである。
【００１３】
周波数オフセットを決定する１つの提案されたシステムは、本明細書に参考のために取り込まれている、Langの米国特許第5,556,202 である。このシステムにおいて、分割相関器チャンネルは一対のシフトレジスタ・ストリングを含んでおり、各ストリングの対応する段は等しい長さである。受信信号は段の間に分配される。位相回転器がシフトレジスタ・ストリングの連続する段の間に設けられ、受信信号の同相成分（Ｉ）と直角成分（Ｑ）とを適切なレジスタ・ストリングに分配する。各レジスタ・ストリング段は選択されたＰＮシーケンスと関係付けられ、その結果は加算され、予めセットされた相関用しきい値と比較される。位相回転に関して仮定がなされそれはエラーを導入し得る。さらに、このシステムは、そのようなシステムのある不利益を保持している非コヒーレントな加算方法を依然として使用しており、そのようなシステムのある種の不利益を保留する。
【００１４】
非コヒーレント法に依存しないでＰＮ信号捕捉のための周波数オフセットを迅速に決定するシステムに対する要求が残っている。
本発明の目的は、ＰＮ信号内の周波数オフセットを短検出時間で検出する方法及びシステムを提供することである。
本発明の他の目的は、セミ・コヒーレント検波器を用いた改良されたＰＮ信号捕捉のための方法及びシステムを提供することである。
【００１５】
本発明のさらに他の目的は、最小の追加処理で周波数オフセットの推定をする方法及びシステムを提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
一実施例においては、ＤＳＳＳ信号を用いるネットワーク内での動作のために移動電話受信機のフロントエンドにおいて、受信ＰＮ変調信号内のキャリア周波数オフセットの検出は、最初に、受信信号と受信機内で発生したＰＮ符号の局部複製との相関により行われる。得られた逆拡散信号は時間の固定期間、即ち、ドエルにわたって積分され、次いで二乗包絡線検波器を通る。この積分は複数のサブドエルに分割され、その値は各々高速フーリエ変換（ＦＦＴ）に入力として与えられて、複数の周波数ビン（ｂｉｎｓ）を生成する。各ＦＦＴ周波数ビンの大きさが計算され、最大値が選択される。最大値及びその対応するビン数は信号プロセッサのメモリ内にセーブされる。次のＰＮ符号位相がテストされ、サーチスキームにしたがって、決定アルゴリズムがサーチを終了するまでこのシーケンスを続ける。一実施例においては、周波数領域内の各ビンに対して１つのフィルタを持つフィルタバンクを通してデータを通過させることにより、収集されたサンプルに対する各ビンの大きさが計算され、次いでその値を所定のしきい値と比較する決定アルゴリズムにより動作する。これに代えて、ビンは、シリアル又はパラレルのいずれかでサーチされて、所与の積分内の最大値を選択できる。
【００１７】
一致が宣言され、サーチが終了した後は、周波数オフセットの推定が、一致が見出されたＰＮ符号位相で行われたサーチプロセスの多数の繰り返しの繰り返し当たりの最大の大きさに対するビンインデックスを平均化することにより達成される。得られた値は受信キャリア周波数を計算するために使用され得る周波数オフセットである。その情報は受信機内の自動周波数制御（ＡＦＣ）回路に与えられて正確な周波数に微細にチューニングする。周波数推定器の性能はプロセスを平均化することに使用されるサンプルの数の関数である。
【００１８】
【発明の実施の形態】
好ましい実施例の以下の詳細な記載は、TIA/EIA IS-95 （Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System)により動作するＣＤＭＡ移動電話受信機のための発明の方法及び装置の応用を記載している。本明細書に記載の方法はＰＮ符号変調信号を利用する他のＤＳＳＳに基づく無線通信システムに同様にして応用可能である。
【００１９】
以下の詳細な説明は、この分野で一般に良く知られている多数の略語を用いる。各略語の最初に定義が与えられるが、便利のために、以下の表１に略語のリスト及びそれらのそれぞれの定義を与える。
〔表１〕
表１
Ａ／Ｄ……アナログ・ディジタル（変換器）
ＡＦＣ……自動周波数制御
ＡＧＣ……自動利得制御
ＡＳＩＣ……特殊用途向け集積回路（エーシック）
ＡＷＧＮ……加法性白色ガウス雑音
ＢＰＦ……バンドパスフィルタ
ＣＤＭＡ……符号分割多重アクセス方式
ＤＦＴ……離散的フーリエ変換
ＤＳ……直接シーケンス
ＤＳＳＳ……直接シーケンス拡散スペクトル
ＦＦＴ……高速フーリエ変換
ＩＦ……中間周波数
ＩＩＲ……無限インパルス応答
ＩＳ……暫定基準
ＬＮＡ……低ノイズ増幅器
ＬＯ……局部発振器
ＬＰＦ…ローパスフィルタ
ＭＳ……移動局
ＰＮ……擬似ランダム雑音
ＲＦ……無線周波数
ＳＡＷ……弾性表面波
ＳＮＲ……信号対雑音比
本発明の周波数オフセット検出及び推定方法の実施例の好ましい実施例の構成のブロックは図２に示されている。伝搬信号はアンテナ２０１で受信され、広帯域フィルタ２０２を通過する。広帯域フィルタ２０２は、ＣＤＭＡシステムのためには、受信機による復調のために考慮されるべき８６９から８９４ＭＨｚの受信チャンネルのみを通過させる。広帯域でフィルタされた信号は低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）２０４に接続され、ミキサ／局部発振器（ＬＯ）２０６に出力される。ミキサ／局部発振器（ＬＯ）２０６は受信信号を中間周波数（ＩＦ）信号に下方変換する。ＩＦ信号はバンドパスフィルタ２０８でフィルタされ、自動利得制御装置（ＡＧＣ）２１５により与えられる制御信号に応じて可変利得増幅器（ＶＧＡ）２０９により増幅される。ＶＧＡ２０９の出力から、ＩＦ信号はミキサ／ＬＯ  ２１０，２１１でＩ（同相）とＱ（直角）成分に位相分離され、それらは次いでローパスフィルタ（ＬＰＦ）２１２、２１３を通ってアナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）２１８に接続される。ＬＦＰ２１２、２１３は好ましくは、この分野で知られているＣＤＭＡ  ＳＡＷフィルタである。周波数シンセサイザ２１４は、典型的には周波数基準のための水晶発振器と、位相検出器とを含み、ミキサ２０７、２１０、２１１に接続されているＬＯの周波数を調整するための制御電圧を発生する。受信機のこの部分内のコンポーネントはアナログ受信機である。
【００２０】
ディジタル化されたＩＦ信号はＰＮ変調信号とノイズを含む。ディジタル受信機において、ディジタル化れた信号は、自動利得制御（ＡＧＣ）ブロック２１５、ＰＮサーチャー２１７、及びディジタル・データ受信機に接続される。このディジタル・データ受信機は熊手（ＲＡＫＥ）復調機２１９と、合成器２２０と、チャンネルデコーダブロック２２１とからなる。ＣＤＭＡ信号の片側帯域幅は０．６１４４ＭＨｚであり、Ａ／Ｄ２１８からのディジタル信号は１．２２８８ＭＨｚの最小データ速度でサンプルされてサンプリング理論の要求を満たす。
【００２１】
ディジタル・データ受信機において、ＲＡＫＥ復調器２１９は３つの並列フィンガーをもっており、その各々は局部ＰＮ発生器を含んでいる。ＲＡＫＥ復調器２１９のフィンガーからの出力は最大比結合器２２０で加算されチャンネルデコーダブロック２２１に渡される。チャンネルデコーダブロック２２１から、データはディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２３０に５０Ｈｚのフレーム速度で渡される。移動電話機の実現の簡単化と全体寸法の減少のために、ＡＧＣブロック２１５、ＰＮサーチャーブロック２１７、ＲＡＫＥ復調器２１９、結合器２２０及びチャンネルデコーダ２２１と、様々な要素の間の接続とは好ましくはエーシック（ＡＳＩＣ）に集積される。
【００２２】
ＤＳＰ２３０の下方の、サーチャーブロック２１７は図１のＰＮ捕捉システムに従う形態を用いる信号を捕捉する。サーチャーブロックはまた、信号サンプルが格納されるＲＡＭを含む。周波数オフセットの検出及び推定のための興味ある動作はサーチャーブロック２１７とＤＳＰ２３０の範囲内で生じる。
図３において、受信され、Ａ／Ｄ２１８からサーチャーブロック２１７に向かうダウンコンバートされた信号で開始して、受信信号サンプルは局部ＰＮ発生器からの信号を用いて相関させられ（ステップＳ３０１）、その結果の相関させられた信号はＮｓ個のサブドエルに分割され、各サブドエルはサブドエル時間（Ｔｓ）にわたって積分され（ステップＳ３０２）、二乗包絡線検波器を通過する（ステップＳ３０３）。Ｎｓ個の複素相関値は式（１）にしたがって計算される。
【００２３】
【数１】
0003819596.tif 000002
【００２４】
ただし、ｎは相対的ＰＮ符号位相位置、
ｐはサブドエル相関インデックス、
Ｎｃ  はサブドエル相関内のチップ数、
ＮＳはサブドエル数
ｔｏ  はある実数値の初期時間オフセット、そして
Ｒｎ  ，ｒ，及びａ＊  はすべて複素数である。
【００２５】
ステップＳ３０４において、相関ベクトルＲＫ  の長さは評価されてそれが２のべき乗かどうか、即ち、ベクトル長Ｌ＝２ｎ  かどうかが判定される。（例えば、Ｌは４、８、１６、．．．、６４、その他であり得る。）Ｌ≠２ｎ  であれば、式（２）に示されるように、最終的なベクトル長Ｌが２のべき乗となるように、ゼロが追加されなければならない、即ち、ゼロを詰めなければならない（ステップ（３０５）。
【００２６】
【数２】
0003819596.tif 000003
【００２７】
記載の目的のために、Ｌ個のサブドエル値が利用可能でありしたがってゼロの詰め込みは必要ではない、即ち、Ｎs ＝Ｌであると仮定する。
Ｌ個のサブドエル積分値はＤＳＰ２３０に転送され、そこでＬ点ＤＦＴ（離散的フーリエ変換）がＦＥＴアルゴリズムを用いて計算されてＬ個の離散的なサンプル（ビン）がその周波数スペクトル内で与えられる。
【００２８】
【数３】
0003819596.tif 000004
【００２９】
ただし、Ｔs はサブドエルサンプリング速度で、
ｗは対応するウインドウ関数で、それは矩形である。Ｌは８又は１６と小さくてもよいが、知られているように、ＦＥＴが大きい程、性能は良くなる。ビンの中心はｘ（ｆs ／Ｎ）に配置される。ただし、ｘは整数（−Ｌ／２≧ｘ≧Ｌ／２）である。上記の仮定のように、Ｌが２のべき乗でゼロの詰め込みは使用されていないとすると、式（３）は以下のようになる。
【００３０】
【数４】
0003819596.tif 000005
【００３１】
ステップＳ３０７において、Ｌ個のビンの各々の大きさは次のように計算される。
【００３２】
【数５】
0003819596.tif 000006
【００３３】
そして、式（６）にしたがって処理されて最大の大きさを決定する（ステップＳ３０８）。
【００３４】
【数６】
0003819596.tif 000007
【００３５】
無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ、又は有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）は共にこの分野で知られており、この目的のために使用できる。（例えば、Marven and EversのA simple Approach to Digital Signal Processing, 1996, Wiley Interscience, New Yorkを参照のこと。)
ステップ３０９で、最大値Ｚは検出しきい値と比較される。
【００３６】
【数７】
0003819596.tif 000008
【００３７】
ここでｔは（サーチアルゴリズムに基づく）最適しきい値、Ｈ1 はＰＮ符号が同期したときに真であり、Ｈ2 はＰＮ符号が整列していないときに真である。最適しきい値を決定する多くのアプローチが先行技術において知られている。これらのアプローチの任意のものをこのテストのために変形してもよい。
最大値Ｚがしきい値基準を満たさない場合は、サーチアルゴリズムはキャリア周波数のオフセットを宣言し（ステップＳ３１２）、新たなＰＮ位相符号が選択され（ステップＳ３１３）、そしてステップＳ３０１から３０９までのプロセスは繰り返される。
【００３８】
ＦＥＴが離散的な周波数で信号エネルギーを既に蓄積しているので、処理を続行して周波数オフセットの推定をすることは可能である。周波数解像度はＦＥＴサイズ及びそのサンプリング周波数の関数である。多数の相関は平均化され得る。即ち、正しいＰＮオフセット周波数をＮ回テストすると、受信信号の大きさ及び周波数をＮ回推定することになる。適格な周波数ビンは平均化されて、よりよい周波数解像度を与える。
【００３９】
図４は相対的な周波数オフセットを決定するシーケンスを提供し、これは周波数オフセットの存在が検出された図３のシーケンスの続きである。ＦＥＴ出力ベクトルの最大成分の決定及びサーチの終了に続いて（ステップ３１１）、正しいオフセットは追加的にＮ回相関させられ、ここで集合的にステップ４０１で示すように、各回でステップＳ３０１から３０９にしたがって大きさを計算し、最大周波数成分を見付けて比較する。ステップ３０９でしきい値を越えたＬp 個のビンの大きさ、適格な（ｑｎａｌｉｆｙｉｎｇ）ビン、及びそれらの対応するインデックスはＤＳＰのメモリから検索される（ステップ４０２）。適格なビンのインデックスは平均化される（ステップ４０３）。
【００４０】
【数８】
0003819596.tif 000009
【００４１】
ただしＩ（ｎ）は適格なビンのインデックスベクトルであり、ＬP は適格なビンの数である。
正又は負の相対的周波数オフセットが決定され、その周波数は以下のように計算される（ステップ４０４）。
【００４２】
【数９】
0003819596.tif 000010
【００４３】
【数１０】
0003819596.tif 000011
【００４４】
ただし、ｔc はＰＮチップ期間である。
Ｌ／２はあいまいさの境界を表しているので、周波数オフセトがＬ／２に近づくと、周波数を計算するために追加の論理が必要になる。周波数推定器の精度はサンプルＬp の関数であり、より多いサンプル数で増大する。
計算された周波数は周波数シンセサイザ２１４（図２に示されている）又はＡＦＣ回路又は他の周波数補償手段に与えられて局部発振器の周波数をキャリア周波数に一致させるように調整する（ステップ４０５）。
【００４５】
キャリア周波数オフセットを検出し推定する本発明のシステム及び方法は「セミ・コヒーレント」法を使用する。これは、完全にコヒーレントではないが、先行技術の非コヒーレントな方法よりもより高い精度をもたらす。ＦＥＴの離散的な性質と、実現それ自体が離散的であるという事実とにより、コヒーレントな相関がビン中心でのみ達成される。ＦＥＴプロセスのスカラッピング効果のために何らかの追加の損失が生じる。この損失はビン中心の間の中間点で３．９６ｄＢ程度の大きさとなり得る。ゼロ挿入を用いることによりＦＥＴ長が長くなるほど、すべての周波数にわたる性能はよくなる。しかし、これは複雑性と処理時間を増大させるという犠牲のうえに実現される。
【００４６】
キャリア周波数オフセットの検出と推定の方法を実現する装置は、移動電話機の機構内に既に存在しているハードウエア・コンポーネントにより実現されることができ、その実現は最低コストで達成可能である。中程度の長さのＦＥＴ（８又は１６ポイント）によれば、実質的な周波数オフセット（＞６ｋＨｚ）が存在していても、ＩＳ−９５に基づくＣＤＭＡシステムに典型的に見出される信号を検出するための検出性能は非常に改善される。これらの改善は、同一の検出器が周波数オフセットを推定するために使用できるという追加の利益を伴って、先行技術の非コヒーレントな加算捕捉技術のために使用される同一のサブドエルとトータル積分長とを用いて達成される。
一実施例においては、周波数領域内の各ビンに対して１つのフィルタを持つフィルタバンクを通してデータを通過させることにより、収集されたサンプルに対する各ビンの大きさが計算され、次いでその値を所定のしきい値と比較する決定アルゴリズムにより動作する。
本発明の精神又は範囲から逸脱することなく本発明のシステム内で様々な変形及び変更がなされ得るということは当業者に明らかである。したがって、本発明は、特許請求の範囲及びそれと同等のものの範囲内に入る変形及び変更をカバーすることを意図している。
【図面の簡単な説明】
【図１】先行技術のＰＮ捕捉システムのブロック図である。
【図２】他の受信機機能と本発明によるセルラー電話受信機のフロントエンドのブロック図である。
【図３】周波数オフセットの検出のプロセスを示すフローチャートである。
【図４】周波数オフセットの推定のプロセスを示す図である。
【符号の説明】
２１０…アンテナ
２０４…低雑音増幅器
２０６…ミキサ／局部発振器
２０８…バンドパスフィルタ
２０９…可変利得増幅器
２１０…ミキサ／局部発振器
２１１…ミキサ／局部発振器
２１２…ローパスフィルタ
２１３…ローパスフィルタ
２１４…周波数シンセサイザ
２１５…自動利得制御ブロック
２１７…ＰＮサーチャー
２１８…Ａ／Ｄ変換器
２１９…ＲＡＫＥ  復調器
２２０…結合器
２２１…デコーダ
２３０…ディジタル信号プロセッサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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