(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅段と、前記増幅段の出力負荷となる並列共振回路と、前記増幅段の入力と基準電位点間に接続された周波数トラップ回路と、第１切替電圧または第２切替電圧を選択的に発生する周波数切替電圧発生回路とを備え、前記並列共振回路は、前記第１切替電圧の供給時に第１周波数に並列共振し、前記第２切替電圧の供給時に前記第１周波数と異なる第２周波数に並列共振するものであり、前記周波数トラップ回路は、ダイオードとコンデンサの直列回路からなり、前記第１切替電圧の供給時に前記第２周波数に直列共振し、前記第２切替電圧の供給時に前記第１周波数に直列共振するものであることを特徴とする周波数特性が切替可能なバッファ回路。
【請求項２】
前記周波数トラップ回路は、前記ダイオードとコンデンサの直列回路にインダクタが直列接続され、前記ダイオードに第２のコンデンサが並列接続されたものであることを特徴とする請求項１記載の周波数特性が切替可能なバッファ回路。
【請求項３】
前記第１周波数は第１発振回路から供給され、前記第２周波数は第２発振回路から供給されるもので、前記第１発振回路と前記第２発振回路は交互に動作状態または非動作状態に切替えられ、前記第１発振回路の動作状態のとき、前記周波数切替電圧発生回路が前記第１切替電圧を出力するように切替えられ、前記第２発振回路の動作状態のとき、前記周波数切替電圧発生回路が前記第２切替電圧を出力するように切替えられることを特徴とする請求項１または２に記載の周波数特性が切替可能なバッファ回路。
【請求項４】
前記第１発振回路及び前記第２発振回路は、電圧制御発振回路であることを特徴とする請求項３に記載の周波数特性が切替可能なバッファ回路。
【請求項５】
前記第１発振回路は、ＤＣＳ移動体通信に用いられる１７００ＭＨｚ帯の第１周波数の発振信号を出力するものであり、前記第２発振回路は、ＧＳＭ移動体通信に用いられる９００ＭＨｚ帯の第２周波数の発振信号を出力するものであることを特徴とする請求項４に記載の周波数特性が切替可能なバッファ回路。
【請求項６】
前記第２周波数及び前記第１周波数は、基本波周波数とその高調波周波数の関係を有し、前記第２周波数は発振回路から直接供給され、前記第１周波数は前記第２周波数が印加された高調波発生回路から供給されるもので、前記発振回路から前記第２周波数が供給されるとき、前記周波数切替電圧発生回路が前記第２切替電圧を発生するように切替られ、前記高調波発生回路から前記第１周波数が供給されるとき、前記周波数切替電圧発生回路が前記第１切替電圧を発生するように切替られることを特徴とする請求項１または２に記載の周波数特性が切替可能なバッファ回路。
【請求項７】
前記発振回路は、電圧制御発振回路であることを特徴とする請求項６に記載の周波数特性が切替可能なバッファ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数特性が切替可能なバッファ回路に係わり、特に、選択的に供給される第１周波数と第２周波数の各信号に対してそれぞれ高い周波数選択特性を持たせることにより、選択しない周波数信号成分を十分減衰した状態で選択した周波数信号成分を出力する周波数特性が切替可能なバッファ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
世界各国で用いられている移動体通信システムとしては、イギリス、ドイツ、イタリア、フランス、アジアの一部の国で使用されているＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｅｌｌｕｌａｒ  Ｓｙｓｔｅｍ）や、１９８２年に採択されたデジタル携帯電話の欧州統一標準方式であり、欧州、アメリカ、アフリカ、アジアの一部の国で使用されているＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）とがある。
【０００３】
この場合、ＤＣＳは、基地局周波数に１８０５ＭＨｚ乃至１８８０ＭＨｚ、移動局周波数に１７１０ＭＨｚ乃至１７８５ＭＨｚ、携帯電話機の電圧制御発振回路（ＶＣＯ）の発振周波数に１７００ＭＨｚ帯が割当てられ、使用チャネル数が３７４で、変調方式にＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）を用いている移動体通信システムである。また、ＧＳＭは、基地局周波数に９２５ＭＨｚ乃至９６０ＭＨｚ、移動局周波数に８８０ＭＨｚ乃至９１５ＭＨｚ、携帯電話機の電圧制御発振回路（ＶＣＯ）の発振周波数に９００ＭＨｚ帯が割当てられ、使用チャネル数が１２４で、変調方式にＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）を用いている移動体通信システムである。
【０００４】
これら２つの移動体通信システム、すなわちＤＣＳ及びＧＳＭは、本来、方式を異にする移動体通信システムであるため、ＤＣＳとＧＳＭの２つの移動体通信システムに加入するためには、ＤＣＳによって移動体通信を行う場合に用いる携帯電話機と、ＧＳＭによって移動体通信を行う場合に用いる携帯電話機との２つの携帯電話機が必要になる。
【０００５】
ところが、ＤＣＳとＧＳＭは、前述のように、使用変調方式が双方ともにＧＭＳＫであり、割当て使用周波数が異なっているだけであるので、携帯電話機内に１７００ＭＨｚ帯の第１周波数を発振する第１電圧制御発振回路及び９００ＭＨｚ帯の第２周波数を発振する第２電圧制御発振回路との２つの電圧制御発振回路、それに切替回路を有する切替型発振回路を配置し、この切替型発振回路の切替回路を制御することにより２つの電圧制御発振回路を使い分けできるようにしたＤＣＳとＧＳＭに共用可能な携帯電話機が既に提案されている。
【０００６】
このＤＣＳとＧＳＭに共用可能な携帯電話機は、ＤＣＳによって移動体通信を行う場合、切替回路によって、第１電圧制御発振回路を動作状態に、第２電圧制御発振回路を非動作状態に切替えて、第１電圧制御発振回路から第１周波数の発振信号を出力させており、一方、ＧＳＭによって移動体通信を行う場合、切替回路により第２電圧制御発振回路を動作状態に、第１電圧制御発振回路を非動作状態に切替えて、第２電圧制御発振回路から第２周波数の発振信号を出力させている。そして、第１周波数の発振信号または第２周波数の発振信号は、周波数特性が切替可能なバッファ回路によって選択増幅された後、利用回路に供給される。
【０００７】
このとき用いられる周波数特性が切替可能なバッファ回路は、並列共振回路（周波数選択回路）を有しており、第１電圧制御発振回路が動作状態にあるときまたは第２電圧制御発振回路が動作状態にあるとき、それぞれ並列共振回路に第１切替電圧または第２切替電圧が供給され、その周波数選択特性が切替えられるものである。そして、並列共振回路は、第１切替電圧が供給されたときに第１周波数の発振信号を選択して出力させ、第２切替電圧が供給されたときに第２周波数の発振信号を選択して出力させる。
【０００８】
図６は、ＤＣＳとＧＳＭに共用可能な携帯電話機に用いられる従前の周波数特性が切替可能なバッファ回路の構成の一例を示す回路図である。
【０００９】
図６に示されるように、従前の周波数特性が切替可能なバッファ回路５０は、トランジスタ５１と、並列共振回路（周波数選択回路）５２と、結合コンデンサ５３、５４と、ベースバイアス抵抗５５、５６と、エミッタ抵抗５７と、バイパスコンデンサ５８と、１回路２接点の切替スイッチ５９と、切替電圧設定抵抗６０、６１と、バイパスコンデンサ６２と、バッファ抵抗６３と、信号入力端子６４と、信号出力端子６５と、電源端子６６とを備え、これらの回路素子５１乃至６６は、図６に図示されているように接続される。
【００１０】
そして、並列共振回路５２は、第１インダクタ５２1 と、第２インダクタ５２2 と、第１コンデンサ５２3 と、第２コンデンサ５２4 と、第３コンデンサ５２5 と、スイッチングダイオード５２6 とからなり、これらの回路素子５２1 乃至５２6 は、図５に図示されているように接続される。
【００１１】
また、図６に示されるように、周波数特性が切替可能なバッファ回路５０の前段側には、第１周波数、この場合１７００ＭＨｚ帯の周波数を発振する第１電圧制御発振回路６７と、第２周波数、この場合９００ＭＨｚ帯の周波数を発振する第２電圧制御発振回路６８と、電源６９と、１回路２接点の切替スイッチ７０とが配置され、これらの回路素子６７乃至７０は、図６に図示されているように接続される。この場合、切替スイッチ５９と切替スイッチ７０とは、後述する制御信号によって連動して切替えられる。
【００１２】
前記構成を有する従前の周波数特性が切替可能なバッファ回路５０は、次のように動作する。
【００１３】
携帯電話機をＤＣＳによる移動体通信に用いる場合には、制御部（図示なし）から出力される第１制御信号によって切替スイッチ５９と切替スイッチ７０の各可動接点を図６に図示の実線位置から点線位置に切替える。この切替により、第１電圧制御発振回路６７は電源６９が接続されて動作状態になり、第１電圧制御発振器６７から第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が出力され、一方、第２電圧制御発振回路６８は電源６９が切り離されて非動作状態になる。また、切替スイッチ５９の可動接点を点線位置に切替えたことにより、並列共振回路５２に正電圧の第１切替電圧が供給され、以下に述べるように、並列共振回路５２が第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）に並列共振する。
【００１４】
このとき、第１電圧制御発振器６７から出力された第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が信号入力端子６４に供給されると、その信号は、エミッタ接地接続のトランジスタ５１で増幅されるとき、トランジスタ５１の負荷として接続された第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）に並列共振している並列共振回路５２によって第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）の信号だけが選択増幅され、増幅された第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）の信号は信号出力端子６５から利用回路に供給される。
【００１５】
一方、携帯電話機をＧＳＭによる移動体通信に用いる場合には、同じく制御部から出力される第２制御信号によって切替スイッチ５９と切替スイッチ７０の各可動接点を図６に図示の実線位置に切替える。この切替により、第２電圧制御発振回路６８は電源６９が接続されて動作状態になり、第２電圧制御発振器６８から第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が出力され、一方、第１電圧制御発振回路６７は電源６９が切り離されて非動作状態になる。また、切替スイッチ５９の可動接点を実線位置に切替えたことにより、並列共振回路５２に接地電圧の第２切替電圧が供給され、以下に述べるように、並列共振回路５２が第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）に並列共振する。
【００１６】
このとき、第２電圧制御発振器６８から出力された第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が信号入力端子６４に供給されると、その信号は、エミッタ接地接続のトランジスタ５１で増幅されるとき、トランジスタ５１の負荷として接続された第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）に並列共振している並列共振回路５２によって第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）の信号だけが選択増幅され、増幅された第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）の信号は信号出力端子６５から利用回路に供給される。
【００１７】
次いで、並列共振回路５２に第１切替信号または第２切替信号が供給されることにより、並列共振回路５２の並列共振周波数を第１周波数または第２周波数に切替える動作について述べる。
【００１８】
始めに、並列共振回路５２に接地電圧の第２切替電圧を供給し、並列共振回路５２を第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）の信号に並列共振させる場合は、並列共振回路５２に接地電圧の第２切替電圧を供給したことにより、スイッチングダイオード５２6 がオフになり、第２コンデンサ５２4 と第３コンデンサ５２5 との接続点が接地点から隔離された状態になる。このとき、並列共振回路５２は、第１インダクタ５２1 と第１コンデンサ５２3 との第１並列接続回路と、第１並列接続回路に直列接続された第２インダクタ５２2 と直列接続された第２コンデンサ５２4 及び第３コンデンサ５２5 との第２並列接続回路とによって第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）にほぼ等しい並列共振周波数が設定される。この並列共振時には、第２並列接続回路が第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）において微小キャパシタを示し、並列共振回路５２は、第１インダクタ５２1 と微小キャパシタとの直列回路と、第１インダクタ５２1 に並列接続される第１コンデンサ５２3 とからなる等価回路になり、並列共振回路５２の並列共振周波数を第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）に容易に設定することができる。
【００１９】
次に、並列共振回路５２に正電圧の第１切替信号を供給し、並列共振回路５２を第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）の信号に並列共振させる場合は、並列共振回路５２に正電圧の第１切替信号を供給したことにより、スイッチングダイオード５２6 がオンになり、第２コンデンサ５２4 と第３コンデンサ５２5 との接続点が接地点に接続された状態になる。このとき、並列共振回路５２は、第２インダクタ５２2 における第１インダクタ５２1 との接続点側が第２コンデンサ５２4 とオンになったスイッチングダイオード５２6 を通して接地点に接続され、第１インダクタ５２1 と第１コンデンサ５２3 との第１並列接続回路を無視することができるので、第２インダクタ５２2 と、それに並列接続される第２コンデンサ５２4 及び第３コンデンサ５２5 とによって第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）にほぼ等しい並列共振周波数が設定される。この並列共振時には、第２コンデンサ５２4 と第３コンデンサ５２5 との並列接続回路が総合キャパシタを示し、並列共振回路５２は、並列接続された第２インダクタ５２2 と総合キャパシタとからなる等価回路になり、並列共振回路５２の並列共振周波数を第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）に容易に設定することができる。
【００２０】
続く、図７は、図６に図示された従前の周波数特性が切替可能なバッファ回路５０における利得−周波数特性の一例を示す特性図である。
【００２１】
図７において、横軸は周波数（単位、ＧＨｚ）を示し、縦軸は利得（ｄＢ）を示すもので、曲線（実線）ａはバッファ回路５０が１．７ＧＨｚ帯（１７００ＭＨｚ帯）の第１周波数に並列共振しているときの特性であり、曲線（点線）ｂはバッファ回路５０が０．９ＧＨｚ（９００ＭＨｚ帯）の第２周波数に同調しているときの特性である。
【００２２】
図７の曲線ａ及び曲線ｂに示されるように、このバッファ回路５０は、増幅信号に第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が選択されたとき、第１周波数の信号に対する利得が大きく、一方、増幅信号に第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が選択されたとき、第２周波数の信号に対する利得が大きくなっている。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
前記従前の周波数特性が切替可能なバッファ回路５０は、増幅信号に第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が選択されたとき、第１周波数の信号に対する利得が大きいので、大きな信号振幅を持った第１周波数の信号を取り出すことができ、一方、増幅信号に第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が選択されたとき、第２周波数に対する利得が大きいので、同様に大きな信号振幅の第２周波数の信号を取り出すことができる。
【００２４】
しかしながら、前記従前の周波数特性が切替可能なバッファ回路５０は、第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）の信号を選択した際の、第１周波数よりも高い周波数側の信号に対する減衰量がそれほど大きくとれていないので、第１周波数の信号と同時にその第１周波数に対するスプリアスな周波数の信号が出力される割合が高くなっている。また、第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）の信号を選択した際の、第２周波数の信号の高調波成分の減衰量がそれほど大きくとれていないので、第２周波数の信号と同時にスプリアスな周波数の信号が出力される割合が大きくなっている。
【００２５】
本発明は、このような技術的背景に鑑みてなされたもので、その目的は、第１周波数の信号の選択時にスプリアスな周波数の信号の減衰量を増大させ、第２周波数の信号の選択時にスプリアスな周波数の信号の減衰量を増大させることができる周波数特性が切替可能なバッファ回路を提供することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明による周波数特性が切替可能なバッファ回路は、増幅段と、増幅段の出力負荷となる並列共振回路と、増幅段の入力と基準電位点間に接続された周波数トラップ回路と、第１切替電圧または第２切替電圧を選択的に発生する周波数切替電圧発生回路とを備え、並列共振回路は、第１切替電圧の供給時に第１周波数に並列共振し、第２切替電圧の供給時に第１周波数と異なる第２周波数に並列共振するものであり、周波数トラップ回路は、ダイオードとコンデンサの直列回路からなり、第１切替電圧の供給時に第２周波数に直列共振し、第２切替電圧の供給時に第１周波数に直列共振する第１の構成を具備する。
【００２７】
前記第１の構成を有する本発明の周波数特性が切替可能なバッファ回路によれば、並列共振回路に第１切替電圧を供給し、並列共振回路を第１周波数に並列共振させ、第１周波数の信号を選択出力する際に、周波数トラップ回路にも第１切替電圧を供給し、周波数トラップ回路を第１周波数よりも低い周波数に直列共振させ、その低い周波数にトラップを形成させるとともに、その跳ね返りによって第１周波数よりも高い周波数側にトラップを発生させ、これらのトラップによって第１周波数の信号のスプリアスな周波数の信号成分を減衰させるように働く。一方、並列共振回路に第２切替電圧を供給し、並列共振回路を第２周波数に並列共振させ、第２周波数の信号を選択出力する際に、周波数トラップ回路にも第２切替電圧を供給し、周波数トラップ回路を１７００ＭＨｚ付近の周波数で直列共振させ、１７００ＭＨｚ付近の周波数にトラップを発生させ、このトラップにより第２周波数のスプリアスな周波数の信号成分を減衰させるように働く。このように、第１周波数の信号の選択時には、第１周波数の信号のスプリアスな周波数の信号成分の減衰量を増大することができるとともに、第２周波数の信号の選択時にも、第２周波数の信号のスプリアスな周波数の信号の減衰量を増大することができ、スプリアス信号成分を殆んど含まない状態で、第１周波数の信号または第２周波数の信号を選択出力することができる。
【００２８】
また、本発明においては、周波数トラップ回路を、ダイオードとコンデンサの直列回路にインダクタを直列接続し、ダイオードに付加コンデンサを並列接続した第２の構成にすることができる。
【００２９】
このような第２の構成によれば、周波数トラップ回路に第１切替電圧を供給してダイオードを導通させるとともに、コンデンサの容量値及びインダクタのインダクタンス値を調整してコンデンサとインダクタにより９００ＭＨｚ付近の周波数で直列共振させるようにすれば、第１周波数のスプリアスな周波数の信号成分を減衰させるだけでなく、その跳ね返りによって第１周波数よりも高い周波数側にトラップが発生し、その発生したトラップが第１周波数の信号のスプリアスな周波数の信号成分を減衰させるように働く。一方、周波数トラップ回路に第２切替電圧を供給してダイオードを非導通させるとともに、第２のコンデンサの容量値を調整してコンデンサ、付加コンデンサ及びインダクタにより１７００ＭＨｚ付近の周波数で直列共振させるようにすれば、第２周波数の信号のスプリアスな周波数の信号の減衰量を第１の構成の同信号の減衰量よりも大幅に増大することができ、スプリアス信号成分を殆んど含まない状態で、第１周波数の信号または第２周波数の信号を選択出力することができる。
【００３０】
さらに、本発明において、第１周波数は第１発振回路から供給され、前記第２周波数は第２発振回路から供給されるもので、前記第１発振回路と前記第２発振回路は交互に動作状態または非動作状態に切替えられ、前記第１発振回路の動作状態のとき、前記周波数切替電圧発生回路が前記第１切替電圧を出力するように切替えられ、前記第２発振回路の動作状態のとき、前記周波数切替電圧発生回路が前記第２切替電圧を出力するように切替えられる構成にすることが好ましい。
【００３１】
このような構成によれば、第１発振回路が第１周波数を発生し、また、第２発振回路が第２周波数を発生するので、第１周波数及び第２周波数をそれぞれ任意の周波数範囲に設定することが可能になり、周波数特性が切替可能なバッファ回路が適用される技術範囲を拡大することができる。
【００３２】
この他に、本発明において、第２周波数及び第１周波数は、基本波周波数とその高調波周波数の関係を有し、第２周波数は発振回路から直接供給され、第１周波数は第２周波数が印加された高調波発生回路から供給されるもので、発振回路から第２周波数が供給されるとき、周波数切替電圧発生回路が第２切替電圧を発生するように切替えられ、高調波発生回路から第１周波数が供給されるとき、周波数切替電圧発生回路が第１切替電圧を出力するように切替えられる構成であってもよい。
【００３３】
このような構成によれば、第１周波数及び第２周波数を選択的に周波数特性が切替可能なバッファ回路に供給する際に、発振回路の数を１つで済ますことができ、製造コストを安価にすることができる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００３５】
図１は、本発明による周波数特性が切替可能なバッファ回路の第１の実施の形態を示す回路構成図であって、バッファ回路がＤＣＳ及びＧＳＭに共用可能な携帯電話機に用いられた例を示すものである。
【００３６】
図１に示されるように、第１の実施の形態の周波数特性が切替可能なバッファ回路１は、トランジスタ２と、並列共振回路（周波数選択回路）３と、結合コンデンサ４、５と、周波数トラップ回路６と、ベースバイアス抵抗７、８と、エミッタ抵抗９と、バイパスコンデンサ１０と、１回路２接点の切替スイッチ１１と、切替電圧設定抵抗１２、１３と、バイパスコンデンサ１４と、バッファ抵抗１５、１６と、信号入力端子１７と、信号出力端子１８と、電源端子１９とを備え、これらの回路素子１乃至１９は、図１に図示されるように接続される。
【００３７】
そして、並列共振回路３は、第１インダクタ３1 と、第２インダクタ３2 と、第１コンデンサ３3 と、第２コンデンサ３4 と、第３コンデンサ３5 と、第１スイッチングダイオード３6 とを備え、また、周波数トラップ回路６は、第６コンデンサ６1 と、第２スイッチングダイオード６2 とを備えており、これらの回路素子３1 乃至３6 及び６1 乃至６2 は、図１に図示されるように接続される。
【００３８】
この場合、並列共振回路３において、第１インダクタ３1 のインダクタンスは第２インダクタ３2 のインダクタンスよりも大きくなるように選択され、第３コンデンサ３5 の容量は第２コンデンサ３4 の容量よりもかなり大きくなるように、例えば第３コンデンサ３5 の容量が１０００ｐＦであるとき、第２コンデンサ３4 の容量が２ｐＦ程度になるように選択される。
【００３９】
また、図１に示されるように、周波数特性が切替可能なバッファ回路１の前段側には、第１周波数、この場合１７００ＭＨｚ帯の周波数を発振する第１電圧制御発振回路２０と、第２周波数、この場合９００ＭＨｚ帯の周波数を発振する第２電圧制御発振回路２１と、電源２２と、１回路２接点の切替スイッチ２３とが配置され、これらの回路素子２０乃至２３は、図１に図示されるように接続される。この場合、切替スイッチ１１と切替スイッチ２３とは、後述する制御信号によって連動して切替えられる。
【００４０】
ところで、第１の実施の形態の周波数特性が切替可能なバッファ回路１（以下、これを第１の実施の形態のバッファ回路１という）と、図６に図示された従前の周波数特性が切替可能なバッファ回路５０（以下、これを従前のバッファ回路５０という）との間には、第１の実施の形態のバッファ回路１が、周波数トラップ回路６を具備し、周波数トラップ回路６を具備しているのに関連して、周波数トラップ回路６の第２スイッチングダイオード６2 に第１切替電圧または第２切替電圧を選択的に供給しているものであるのに対し、従前のバッファ回路５０がこのような周波数トラップ回路６を具備していない点だけに構成上の違いがあり、その他の構成については、第１の実施の形態のバッファ回路１と従前のバッファ回路５０との間に違いがない。
【００４１】
そして、第１の実施の形態のバッファ回路１における並列共振回路３の構成は、従前のバッファ回路５０における並列共振回路５２の構成と同じであるので、第１の実施の形態のバッファ回路１の並列共振回路３に第１切替電圧または第２切替電圧が供給されたときの動作は、既に述べた従前のバッファ回路５０の並列共振回路５２に第１切替電圧または第２切替電圧が供給されたときの動作と同じである。
【００４２】
このため、以下の第１の実施の形態のバッファ回路１の動作の説明においては、従前のバッファ回路５０における並列共振回路５２に、第１切替電圧または第２切替電圧が供給されたときの動作の説明を援用し、第１の実施の形態のバッファ回路１の並列共振回路３に、第１切替電圧または第２切替電圧が供給されたときの動作についての説明を省略する。
【００４３】
前記構成を備えた第１の実施の形態に係る周波数特性が切替可能なバッファ回路１は、次のように動作する。
【００４４】
携帯電話機をＤＣＳによる移動体通信に用いる場合には、制御部（図示なし）から出力される第１制御信号によって切替スイッチ１１と切替スイッチ２３の各可動接点を図１に図示の実線位置から点線位置に切替える。切替スイッチ２３の可動接点を点線位置に切替えたことにより、第１電圧制御発振回路２０は電源２２が接続されて動作状態になり、第１電圧制御発振器２０から第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が出力され、一方、第２電圧制御発振回路２１は電源２２が切り離されて非動作状態になる。また、切替スイッチ１１の可動接点を点線位置に切替えたことにより、並列共振回路３に正電圧の第１切替電圧が供給され、既に述べたように、並列共振回路３が第１周波数に並列共振する。これと同時に、周波数トラップ回路６に正電圧の第１切替電圧が供給され、以下に述べるように、周波数トラップ回路６が第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）に直列共振する。
【００４５】
第１電圧制御発振器２０から出力された第１周波数の信号が信号入力端子１７に供給されると、その信号がエミッタ接地接続のトランジスタ２で増幅される際に、トランジスタ２のコレクタ負荷として接続されている第１周波数に並列共振する並列共振回路３により第１周波数の信号だけが選択増幅され、増幅された第１周波数の信号は信号出力端子１８を通して利用回路に供給される。このとき、トランジスタ２のベースと接地点間に第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）よりも低い周波数（例えば、９００ＭＨｚ帯の周波数）に直列共振する周波数トラップ回路６が接続されており、その周波数トラップ回路６を低い周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）で直列共振させると、その跳ね返りによるトラップが第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）よりも高い周波数側に発生し、その発生したトラップにより第１周波数の信号中に含まれるスプリアスな周波数の信号成分が十分に減衰される。このため、信号出力端子１８には、スプリアスな周波数の信号成分を含まない第１周波数の信号だけを供給することができる。
【００４６】
一方、携帯電話機をＧＳＭによる移動体通信に用いる場合には、同じく制御部から出力される第２制御信号によって切替スイッチ１１と切替スイッチ２３の各可動接点を図１に図示の実線位置に切替える。切替スイッチ２３の可動接点を実線位置に切替えたことにより、第２電圧制御発振回路２１は電源２２が接続されて動作状態になり、第２電圧制御発振器２１から第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が出力され、一方、第１電圧制御発振回路２０は電源２２が切り離されて非動作状態になる。また、切替スイッチ１１の可動接点を実線位置に切替えたことにより、並列共振回路３に接地電圧の第２切替電圧が供給され、前に述べたように、並列共振回路３が第２周波数に並列共振する。これと同時に、周波数トラップ回路６に接地電圧の第２切替電圧が供給され、以下に述べるように、周波数トラップ回路６が１７００ＭＨｚ帯の周波数に直列共振する。
【００４７】
第２電圧制御発振器２１から出力された第２周波数の信号が信号入力端子１７に供給されると、その信号がエミッタ接地接続のトランジスタ２で増幅される際に、そのコレクタ負荷として接続されている第２周波数に並列共振する並列共振回路３により第２周波数の信号だけが選択増幅され、増幅された第２周波数の信号が信号出力端子１８を通して利用回路に供給される。このとき、トランジスタ２のベースと接地点間に第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）に直列共振する周波数トラップ回路６が接続され、第２周波数の信号中に含まれるスプリアスな信号成分が周波数トラップ回路６によって十分に減衰されるので、信号出力端子１８にスプリアスな信号成分を含まない第２周波数の信号だけを供給することができる。
【００４８】
ここで、図２（ａ）、（ｂ）は、図１に図示された周波数トラップ回路６に、第１切替信号または第２切替信号の供給された際の等価回路図である。
【００４９】
図２（ａ）、（ｂ）に図示された等価回路図を併用し、バッファ回路１に用いている周波数トラップ回路６に第１切替信号または第２切替信号が供給されることにより、その直列共振周波数が第２周波数または第１周波数にそれぞれ切替えられる動作について述べる。
【００５０】
まず、周波数トラップ回路６に正電圧の第１切替電圧が供給されると、第２スイッチングダイオード６2 がオンになり、第２スイッチングダイオード６2 としてそのリード線のリード線インダクタ６3 だけが回路素子として残留し、第４コンデンサ６1 に直列接続される。このとき、周波数トラップ回路６は、図２（ａ）に示されるように、第４コンデンサ６1 とリード線インダクタ６3 との直列回路になり、第４コンデンサ６1 の容量値及びリード線インダクタ６3 のインダクタンス値をそれぞれ選ぶことにより、この直列回路を第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）よりも低い周波数（例えば、９００ＭＨｚ帯の周波数）に直列共振させると、その跳ね返りで第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）よりも高い周波数側にトラップが発生し、その発生したトラップが第１周波数のスプリアスな高周波信号成分を大幅に減衰させる。
【００５１】
次に、周波数トラップ回路６に接地電圧の第２切替電圧が供給されると、第２スイッチングダイオード６2 がオフになり、第２スイッチングダイオード６2 としてそのリード線のリード線インダクタ６3 とその半導体接合部の接合容量６4 との直列回路が回路素子として残留し、第４コンデンサ６1 に直列接続される。このとき、周波数トラップ回路６は、図２（ｂ）に示されるように、第４コンデンサ６1 とリード線インダクタ６3 と接合容量６4 の直列回路になり、前と同様に、第４コンデンサ６1 の容量値、リード線インダクタ６3 のインダクタンス値、接合容量６4 の容量値をそれぞれ選ぶことにより、この直列回路を第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）に直列共振させ、第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）に対するスプリアスな高周波信号成分を大幅に減衰させる。
【００５２】
次いで、図３は、図１に図示された第１の実施の形態のバッファ回路１で得られる利得−周波数特性を示す特性図である。
【００５３】
図３において、横軸は周波数（単位、ＧＨｚ）を示し、縦軸は利得（ｄＢ）を示すもので、曲線（実線）ａはバッファ回路１の並列共振回路３が１．７ＧＨｚ帯（１７００ＭＨｚ帯）の第１周波数に並列共振し、周波数トラップ回路６によって第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）よりも高い周波数側に跳ね返りのトラップが発生しているときの特性であり、曲線（点線）ｂ1 はバッファ回路１の並列共振回路３が０．９ＧＨｚ（９００ＭＨｚ帯）の第２周波数に並列共振し、周波数トラップ回路６が１．７ＧＨｚ帯（１７００ＭＨｚ帯）の周波数に直列共振しているときの特性である。
【００５４】
図３の曲線ａ及び曲線ｂ1 に示されるように、第１の実施の形態のバッファ回路１で得られる特性と、図６に図示された従前のバッファ回路５０で得られる特性とを比べると、第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が選択された際に、第１周波数の信号に対する利得が増大しており、第１周波数よりも高い周波数側のスプリアスな信号に対する減衰量も大幅に増大している。一方、第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が選択された際に、第２周波数の信号に対する利得の増減がないものの、第２周波数に対してスプリアスな周波数の信号である１７００ＭＨｚ帯の周波数の信号の減衰量が大幅に増大している。
【００５５】
このように、第１の実施の形態のバッファ回路１は、第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が選択されたときに、第１周波数のスプリアスな周波数の信号成分の減衰量を大幅に増大させるだけでなく、第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が選択されたときにも、１７００ＭＨｚ帯の周波数の信号成分の減衰量を大幅に増大させることができ、スプリアス信号成分を殆んど含まない状態で、第１周波数の信号または第２周波数の信号を選択出力することができる。
【００５６】
続いて、図４は、本発明による周波数特性が切替可能なバッファ回路の第２の実施の形態を示す回路構成図であって、周波数トラップ回路６’の構成が第１の実施の形態の周波数トラップ回路６の構成と異なっている例を示すものである。そして、この第２の実施の形態は、第１の実施の形態のバッファ回路１と同様に、バッファ回路がＤＣＳ及びＧＳＭに共用可能な携帯電話機に用いられた例を示すものである。
【００５７】
図４に示されるように、第２の実施の形態のバッファ回路１における周波数トラップ回路６’は、第６コンデンサ６1 と、第２スイッチングダイオード６2 の他に、第３インダクタ６5 と、第５コンデンサ（付加コンデンサ）６6 とを備えている。この場合、第３インダクタ６5 は、第６コンデンサ６1 及び第２スイッチングダイオード６2 に直列接続され、第５コンデンサ６6 は、第２スイッチングダイオード６2 に並列接続され、第２スイッチングダイオード６2 と第３インダクタ６5 の接続点に第１切替電圧または第２切替電圧が供給される。また、周波数トラップ回路６’以外の構成は、第１の実施の形態のバッファ回路１の構成と同じである。
【００５８】
前記構成による第２の実施の形態のバッファ回路１は、次のように動作する。この場合、周波数トラップ回路６’以外の部分の動作は、第１の実施の形態のバッファ回路１の動作と同じであるので、ここでは周波数トラップ回路６’で実行される動作についてのみ説明し、他の部分の動作はその説明を省略する。
【００５９】
始めに、周波数トラップ回路６’に正電圧の第１切替電圧が供給されると、第２スイッチングダイオード６2 がオンになり、第２スイッチングダイオード６2 としてそのリード線のリード線インダクタ６3 だけが回路素子として残留し、第４コンデンサ６1 及び第３インダクタ６5 に直列接続される。なお、リード線インダクタ６3 のインダクタンス値は、第３インダクタ６5 のインダクタンス値に比べてかなり小さいので、この場合に無視してもよい。
【００６０】
このとき、周波数トラップ回路６’は、第４コンデンサ６1 と第３インダクタ６5 との直列回路になり、第４コンデンサ６1 の容量値及び第３インダクタ６5 のインダクタンス値をそれぞれ選ぶことにより、この直列回路を第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）よりも低い周波数（例えば、９００ＭＨｚ帯の周波数）に直列共振させると、９００ＭＨｚ帯の周波数成分がトラップされ、９００ＭＨｚ帯の周波数成分を大幅に減衰させることができるとともに、その跳ね返りで第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）よりも高い周波数側にもトラップが発生し、発生したトラップにより第１周波数のスプリアスな高周波信号成分を大幅に減衰させることができる。
【００６１】
次に、周波数トラップ回路６’に接地電圧の第２切替電圧が供給されると、第２スイッチングダイオード６2 がオフになり、第２スイッチングダイオード６2 としてそのリード線のリード線インダクタ６3 とその半導体接合部の接合容量６4 との直列回路が回路素子として残留し、第４コンデンサ６1 及び第３インダクタ６5 に直列接続される。なお、リード線インダクタ６3 のインダクタンス値は、第３インダクタ６5 のインダクタンス値に比べてかなり小さいので、この場合に無視してもよく、また、半導体接合部の接合容量６4 の容量値は、第５コンデンサ６6 の容量値に比べてかなり小さいので、この場合に無視してもよい。
【００６２】
このとき、周波数トラップ回路６’は、第４コンデンサ６1 と第３インダクタ６5 と第５コンデンサ６6 の直列回路になり、第４コンデンサ６1 や第５コンデンサ６6 の各容量値及び第３インダクタ６5 のインダクタンス値をそれぞれ選ぶことにより、この直列回路を第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）に直列共振させると、１７００ＭＨｚ帯の周波数成分がトラップされ、第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）に対するスプリアスな高周波信号成分を大幅に減衰させることができる。
【００６３】
ところで、第２の実施の形態のバッファ回路１は、図３の曲線（一点鎖線）ｂ2 に図示されるような利得−周波数特性を示す。すなわち、第２の実施の形態のバッファ回路１において、第１周波数に対する利得−周波数特性を示す曲線ａについては、第１の実施の形態のバッファ回路１の同曲線ａと同じ特性を示し、また、第２周波数に対する利得−周波数特性を示す曲線ｂ1 、ｂ2 についても、第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）近傍の特性を除けば、第１の実施の形態のバッファ回路１の同曲線ｂ1 と同じ特性を示すが、第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）近傍の特性については、曲線ｂ2 に示されるように、曲線ｂ1 に比べて減衰量が大幅に増大した特性になっている。
【００６４】
このように、第２の実施の形態のバッファ回路１は、第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が選択されたときに、第１周波数のスプリアスな周波数の信号成分の減衰量を大幅に増大させるだけでなく、第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が選択されたときに、１７００ＭＨｚ帯の周波数の信号成分の減衰量を第１の実施の形態のバッファ回路１よりも大幅に増大させることができ、それによりスプリアス信号成分を殆んど含まない状態で、第１周波数の信号または第２周波数の信号を選択出力することができる。
【００６５】
なお、第１及び第２の実施の形態においては、周波数特性が切替可能なバッファ回路１がＤＣＳ及びＧＳＭに共用可能な携帯電話機に用いられ、第１電圧制御発振回路２０から出力される発振信号の周波数が１７００ＭＨｚ帯の周波数であり、第２電圧制御発振回路２１から出力される発振信号の周波数が９００ＭＨｚ帯の周波数である例を挙げて説明したが、本発明における周波数特性が切替可能なバッファ回路１は、前述のような携帯電話機に用いる場合に限られるものではなく、他の類似の機器に用いるものであってもよく、それに関連して、第１電圧制御発振回路２０及び第２電圧制御発振回路２１の各発振周波数は、前述のような周波数帯のものに限られるものでなく、それらの発振周波数帯が適宜離間しているものであれば、他の周波数帯のものであってもよい。
【００６６】
また、第１の実施の形態においては、第１及び第２の２つの発振回路がともに電圧制御発振回路２０、２１である例を挙げて説明したが、本発明における２つの発振回路は電圧制御発振回路である場合に限られるものではなく、固定周波数帯の発振信号を発生する発振回路であってもよい。
【００６７】
続く、図５は、本発明による周波数特性が切替可能なバッファ回路の第３の実施の形態を示す回路構成図であって、第２周波数と第１周波数とが基本波周波数とその２次高調波周波数とを満たしている場合の構成例を示すものである。
【００６８】
図５に示されるように、第３の実施の形態に係る周波数特性が切替可能なバッファ回路１と、第１の実施の形態に係る周波数特性が切替可能なバッファ回路１とは、同じ構成のものである。ただし、第３の実施の形態による周波数特性が切替可能なバッファ回路１の前段側の構成は、単一の電圧制御発振回路２４と、第２高調波発生回路２５と、２組の１回路２接点の切替スイッチ２６1 、２６2 からなる連動切替スイッチ２６と、電源２２とを備えており、第１電圧制御発振回路２０及び第２電圧制御発振回路２１を備えた第１の実施の形態に係る周波数特性が切替可能なバッファ回路１の前段側の構成と異なっている。
【００６９】
第３の実施の形態による周波数特性が切替可能なバッファ回路１は、切替スイッチ１１と連動切替スイッチ２６が、制御部（図示なし）から供給される第１制御信号または第２制御信号によって連動して切替えられ、連動切替スイッチ２６における各可動接点が実線側に切替えられたとき、切替スイッチ２６2 により第２高調波発生回路２５への電源２２の接続が断たれるので、電圧制御発振回路２４だけに電源２２が接続され、それによって電圧制御発振回路２４から基本波周波数、例えば９００ＭＨｚ帯の第２周波数の発振信号が出力され、この発振信号が切替スイッチ２６1 を通して周波数特性が切替可能なバッファ回路１の信号入力端子１７に供給される。一方、連動切替スイッチ２６における各可動接点が点線側に切替えられたとき、切替スイッチ２６2 により第２高調波発生回路２５にも電源２２が接続され、第２高調波発生回路２５が動作状態になる。
【００７０】
このとき、第２高調波発生回路２５は、電圧制御発振回路２４から供給される基本波周波数、例えば９００ＭＨｚ帯の第２周波数の発振信号に応答してその２次高調波、例えば１７００ＭＨｚ帯の第１周波数の発振信号を出力し、この発振信号が切替スイッチ２６1 を通して周波数特性が切替可能なバッファ回路１の信号入力端子１７に供給される。
【００７１】
この場合、第３の実施の形態に係る周波数特性が切替可能なバッファ回路１における信号入力端子１７に９００ＭＨｚ帯の第２周波数の発振信号が供給されたときの動作は、第１の実施の形態に係る周波数特性が切替可能なバッファ回路１における信号入力端子１７に９００ＭＨｚ帯の第２周波数の発振信号が供給されたときの動作と同じである。
【００７２】
このように、第３の実施の形態による周波数特性が切替可能なバッファ回路１においても、第１周波数（１７００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が選択されたときに、第１周波数に対するスプリアスな周波数の信号成分の減衰量を大幅に増大させることができるだけでなく、第２周波数（９００ＭＨｚ帯の周波数）の信号が選択されたときに、そのスプリアスな周波数である１７００ＭＨｚ帯の周波数の信号成分の減衰量を大幅に増大させることができ、スプリアス信号成分を殆んど含まない状態で、第１周波数の信号または第２周波数の信号を選択出力することが可能になる。
【００７３】
なお、第３の実施の形態においては、周波数トラップ回路６を用いた周波数特性が切替可能なバッファ回路１である例を挙げて説明したが、周波数特性が切替可能なバッファ回路１が周波数トラップ回路６’を用いたものであってもよいことは勿論である。
【００７４】
また、第３の実施の形態においては、単一の発振回路が電圧制御発振回路２４である例を挙げて説明したが、本発明における単一の発振回路は電圧制御発振回路である場合に限られるものでなく、固定周波数帯の発振信号を発生する単一の発振回路であってもよい。
【００７５】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、並列共振回路に第１切替電圧を供給し、並列共振回路を第１周波数に並列共振させ、第１周波数の信号を選択出力する際に、周波数トラップ回路にも第１切替電圧を供給し、周波数トラップ回路を第１周波数よりも低い周波数に直列共振させ、その低い周波数にトラップを形成させるとともに、その跳ね返りによって第１周波数よりも高い周波数側にトラップを発生させ、これらのトラップによって第１周波数の信号のスプリアスな周波数の信号成分を減衰させるように働く。一方、並列共振回路に第２切替電圧を供給し、並列共振回路を第２周波数に並列共振させ、第２周波数の信号を選択出力する際に、周波数トラップ回路にも第２切替電圧を供給し、周波数トラップ回路を１７００ＭＨｚ付近の周波数で直列共振させ、１７００ＭＨｚ付近の周波数にトラップを発生させ、このトラップにより第２周波数のスプリアスな周波数の信号成分を減衰させるように働く。このように、第１周波数の信号の選択時には、第１周波数の信号のスプリアスな周波数の信号成分の減衰量を増大することができるとともに、第２周波数の信号の選択時にも、第２周波数の信号のスプリアスな周波数の信号の減衰量を増大することができ、スプリアス信号成分を殆んど含まない状態で、第１周波数の信号または第２周波数の信号を選択出力することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による周波数特性が切替可能なバッファ回路の第１の実施の形態を示す回路構成図である。
【図２】図１に図示された周波数トラップ回路に、第１切替信号または第２切替信号の供給された際の等価回路図である。
【図３】本発明による第１乃至第３の実施の形態に係る周波数特性が切替可能なバッファ回路における利得−周波数特性を示す特性図である。
【図４】本発明による周波数特性が切替可能なバッファ回路の第２の実施の形態を示す回路構成図である。
【図５】本発明による周波数特性が切替可能なバッファ回路の第３の実施の形態を示す回路構成図である。
【図６】従前の周波数特性が切替可能なバッファ回路の一例を示す回路構成図である。
【図７】図６に図示された周波数特性が切替可能なバッファ回路における利得−周波数特性を示す特性図である。
【符号の説明】
１  周波数特性が切替可能なバッファ回路
２  トランジスタ
３  並列共振回路（周波数選択回路）
３1   第１インダクタ
３2   第２インダクタ
３3   第１コンデンサ
３4   第２コンデンサ
３5   第３コンデンサ
３6   第１スイッチングダイオード
４、５  結合コンデンサ
６、６’  周波数トラップ回路
６1   第４コンデンサ
６2   第２スイッチングダイオード
６3   リード線インダクタ
６4   接合容量
６5   第３インダクタ
６6   第５コンデンサ
７、８  ベースバイアス抵抗
９  エミッタ抵抗
１０、１４  バイパスコンデンサ
１１、２３  切替スイッチ
１２、１３  切替電圧設定抵抗
１５、１６  バッファ抵抗
１７  信号入力端子
１８  信号出力端子
１９  電源端子
２０  第１電圧制御発振回路
２１  第２電圧制御発振回路
２２  電源
２４  単一の電圧制御発振回路
２５  第２高調波発生回路
２６  連動切替スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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