(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被計測流体の流量に対応して発生する信号電圧を励磁に同期してサンプリングし出力する電磁流量計において、
励磁周期の前半期間（Ｔ1 ）のサンプリング開始時刻（ｔ1 ）と後半期間（Ｔ2，Ｔ4）のサンプリング開始時刻（ｔ3 ）との時間間隔（Ｔ3）が５０Ｈｚと６０Ｈｚの商用電源の各周期の整数倍である１００ｍＳになるように励磁周波数を定めたことを特徴とする電磁流量計。
【請求項２】
電気化学的ノイズを除去するオフッセット補償回路（３）を具備したこと
を特徴とする請求項１記載の電磁流量計。
【請求項３】
励磁周期を２００ｍＳとしたことを特徴とする請求項１又は２記載の電磁流量計。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電磁流量計、特に２線式電磁流量計や電池駆動のような低消費電力型のものに有用な電磁流量計の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直流電源で作動する電磁流量計は、励磁電流と流量信号のサンプリングとのタイミングを作るタイミング発生回路を内蔵している。
【０００３】
この種の電磁流量計において流量信号に重畳する５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの何れの商用電源周波数の交流ノイズも除去する励磁電流とサンプリングのタイミングの２つの例を図４と図５に示す。
【０００４】
図４は励磁周波数が１５Ｈｚの方形波励磁の場合の流量信号を示し、励磁の周期は１／１５Ｓ、即ち６６．６６…ｍＳであり、サンプリング期間をハッチングして示す。励磁周期の前半期間Ｔ1 と後半期間Ｔ2 における各サンプリング期間Ｔｓ1 とＴｓ2 は共に２０ｍＳである。
【０００５】
このような流量信号に交流ノイズが重畳した場合、サンプリング期間Ｔｓ1 とＴｓ2 が２０ｍＳで５０Ｈｚの商用電源の１周期に相当するため、５０Ｈｚの正弦波の１周期をサンプリング即ち積分した結果は零であり、５０Ｈｚの交流ノイズは除去される。
【０００６】
また、前半期間Ｔ1 のサンプリング開始時刻ｔ1 から後半期間Ｔ2 （Ｔ1＝Ｔ3とする）のサンプリング開始時刻ｔ3 までの時間間隔Ｔ3 は３３．３３…ｍＳで６０Ｈｚの商用電源の周期１６．６６…ｍＳの２倍に相当する。そのため、ｔ1 とｔ3 における６０Ｈｚの正弦波の位相は常に一致する。
【０００７】
従って、サンプリング期間Ｔｓ1 とＴｓ2 でサンプリングして前半期間のサンプリング出力から後半期間のサンプリング出力を引算する演算処理により流量信号を取り出すようにすることで、６０Ｈｚの交流ノイズが除去される。
【０００８】
このようにして、５０Ｈｚと６０Ｈｚの両方の交流ノイズを除去する。
図５は励磁周波数が６．２５Ｈｚの方形波励磁の場合の流量信号を示し、励磁の周期は１／６．２５Ｓ、即ち１６０ｍＳであり、サンプリング期間をハッチングして示す。励磁周期１６０ｍＳの前半期間Ｔ1 と後半期間Ｔ2 における各サンプリング期間Ｔｓ1 とＴｓ2 は共に５０ｍｓで、６０Ｈｚの商用電源の周期１６．６６…ｍＳの３倍に相当する。
【０００９】
従って、各サンプリング期間Ｔｓ1 とＴｓ2 に６０Ｈｚの交流ノイズをサンプリング即ち積分した結果は零であり、６０Ｈｚの交流ノイズは除去される。
また前半期間Ｔ1 と後半期間Ｔ2 のサンプリング開始時刻ｔ1 とｔ3 の時間間隔Ｔ3 は８０ｍＳで、５０Ｈｚの商用電源の周期２０ｍＳの４倍に相当する。そのため、時刻ｔ1 とｔ3 における５０Ｈｚの正弦波の位相は常に一致し、流量演算に伴う前半期間のサンプリング出力から後半期間のサンプリング出力を引算する処理により５０Ｈｚの交流ノイズも除去される。
【００１０】
電磁流量計において流量計測に悪影響を与えるノイズには、前述のような商用電源周波数の交流ノイズの他に、電極により検出される流量信号に重畳する電気化学的ノイズと呼ばれる直流〜低周波のオフセット電圧がある。
【００１１】
図６は、このようなオフセット電圧を除去するオフセット補償回路を備えた第２の従来技術のブロック図で、特開平２−１２０１８号公報で公知である。図７は図６の電磁流量計の回路の動作を示すタイミングチャートである。
【００１２】
図７において同図Ａに示すような流量に比例した入力信号に対して、図６のオフセット補償回路３の出力が図７のＢのようになる。図７のＣは図６のサンプリング回路４の出力波形で、そのハッチング部分を図６のＡ／Ｄ変換回路５がＭＰＵ６からのタイミング信号Ｓ５によりＡ／Ｄ変換する。
【００１３】
ＭＰＵ６は、Ａ／Ｄ変換器５でデジタル値に変換された流量信号を、図示されてない表示器に表示したり、流量信号として外部へ出力する。
図７のＳ１はオフセット補償回路３のスイッチＳ１がオンするタイミングである。サンプリング回路４のスイッチＳ２，Ｓ３，Ｓ４はそれぞれ図７のタイミング信号Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４でオンして図７のＢに示すオフセット補償回路３の出力波形をサンプリング即ち積分する。
【００１４】
次に図６のオフセット補償回路３の動作を図７を参照して説明する。
図７で、Ａはオフセット電圧を含まない理想的な流量信号で、期間Ｔａ1 ではスイッチＳ１がオフであるため、方形波入力のピーク値Ｅ1 がオペアンプＯＰ1 と抵抗Ｒａ，Ｒｂで構成されるアンプ３１で増幅され、同図でＢに示す出力波形のプラス方向の電圧Ｖ1 となる。
【００１５】
スイッチＳ１がサンプリング開始時刻ｔ1 でオンすると、アンプ３１の出力が積分器３２で積分される。積分器３２の出力はアンプ３１を構成するオペアンプＯＰ1 の非反転入力に接続されているため、アンプ３１の出力が零になる方向でフィードバック機能が作動する。
【００１６】
このフィードバック機能がオフセット補償回路３の基本的な補償動作であり、この補償動作により、サンプリング期間Ｔｓ1 の終了時刻ｔ2 におけるアンプ３１の出力の値はＶ2 となる（図７のＢ参照）。
【００１７】
電圧Ｖ1 とＶ2 の比は、
Ｖ2 ／Ｖ1 ＝ε-(1+G1)TS1/(C1・ R1) 
となる。
【００１８】
なお、Ｇ１＝Ｒｂ／Ｒａである。
時刻ｔ2でスイッチＳ１がオフすると同時に、図７でＡに示す入力信号の極性が反転し、期間Ｔａ1の場合と同様に入力信号が増幅されてＶ3 となり、期間Ｔａ2の間この値を保持する。
【００１９】
期間Ｔａ2 ではスイッチＳ１がオフで、積分器３２の出力が一定値を保持し、時刻ｔ2 における入力信号の変化分だけがアンプ３１で−Ｇ１倍に増幅されるからである。
【００２０】
時刻ｔ3 でスイッチＳ１がオンするとアンプ３１の出力電圧Ｖ3 が零となるように補償動作が働き、サンプリング期間Ｔｓ2 の終了時刻ｔ4 では出力電圧はＶ4 となる。
【００２１】
この場合電圧Ｖ4 とＶ3 の比は、
Ｖ4 ／Ｖ3 ＝ε-(1+G1)TS2/(C1・ R1) 
である。
【００２２】
以上がオフセット補償回路３の励磁の一周期間の動作である。
図８はオフセット補償回路３に正弦波が入力された場合の出力波形を理想的な流量信号波形が入力された場合との対比で説明する図である。
【００２３】
同図において、Ａはノイズのない理想的な流量信号を示す方形波入力で、Ｂは出力波形である。これらＡとＢはそれぞれ前記図７のＡとＢに同じである。
同図Ｃが５０Ｈｚの正弦波入力波形でＤがその出力波形である。また同図Ｅが６０Ｈｚの正弦波入力波形で、Ｆがその出力波形である。
【００２４】
Ｃは、５０Ｈｚの交流ノイズを理想的な正弦波として、時刻ｔ1 でゼロレベルと交鎖する位相で描いてある。この波形を２０ｍＳ間サンプリング即ち積分すれば零となることは明らかである。
【００２５】
しかし、図８のＣに示す５０Ｈｚの正弦波を図６のオフセット補償回路３に入力した場合の出力は、オフセット補償回路３のフィードバック機能によって正弦波が変形されて励磁の前半期間ｔ0 〜ｔ2 では平均値がプラス方向に変化し、後半期間ｔ2 〜ｔ4 では平均値がマイナス方向に変化している。そのため、サンプリング期間Ｔｓ1 だけ積分しても零にならない。サンプリング期間Ｔｓ2 についても同様に零とはならず、しかもサンプリング即ち積分した値はＴｓ1 の場合と異なる値となる。
【００２６】
６０Ｈｚの正弦波の場合、図８でＦに示す出力波形は、同図Ｄと同様に変形されてはいるが、同図Ｅで示すように時刻ｔ1 とｔ3 での位相が一致しているため、サンプリング期間Ｔｓ1 とＴｓ2 における積分で打ち消されなかった値は等しくなり、期間Ｔｓ1 のサンプリング出力から期間Ｔｓ2 のサンプリング出力を引算する演算処理にて打ち消されて、６０Ｈｚの交流ノイズは除去される。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
図６に示す前記第２の従来技術では、電極２ａ，２ｂに誘起した信号はプリアンプＡ1 で増幅されたあと、オフセット補償回路３で直流〜低周波のオフセット電圧（電気化学的ノイズ）を除去している。このオフセット電圧が大きい場合は、電子回路が飽和する虞れがあるため、オフセット補償回路３は不可欠なものである。
【００２８】
ところが、前記第２の従来技術では、前記図４と図５の従来技術と同じ原理で５０Ｈｚと６０Ｈｚの両方の交流ノイズを除去することができないという問題点が残されている。
【００２９】
２線式電磁流量計や電池駆動の電磁流量計のように低消費電力型の電磁流量計では、大きな励磁電力を使うことができないため、必然的に磁束密度が小さくなって流量信号が小さくなり、流体の流れに起因して発生するノイズの影響を受け易くなる。このためノイズによる信号のばらつきを小さくするには、サンプリング期間を長くした方が平均化効果が得られて有利になる。
【００３０】
そこで、本発明は、上記に鑑み、オフセット補償回路を備えた、低電力消費型の流量計に好適な、５０Ｈｚと６０Ｈｚの両交流ノイズを除去できる電磁流量計を提供することを目的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、請求項１の発明は、
被計測流体の流量に対応して発生する信号電圧を励磁に同期してサンプリングし出力する電磁流量計において、
励磁周期の前半期間（Ｔ1 ）のサンプリング開始時刻（ｔ1 ）と後半期間（Ｔ2 ，Ｔ4）のサンプリング開始時刻（ｔ3 ）との時間間隔（Ｔ3 ）が５０Ｈｚと６０Ｈｚの商用電源の各周期の整数倍である１００ｍＳになるように励磁周波数を定めたことを特徴とする電磁流量計である。
【００３２】
また、請求項２の発明は、請求項１の電磁流量計において、
電気化学的ノイズを除去するオフッセット補償回路（３）を具備したことを特徴とするものである。
そして、請求項３の発明は、請求項１又は２の電磁流量計において、励磁周期を２００ｍＳとしたことを特徴とするものである。
【００３３】
【作用】
励磁周期の前半期間のサンプリング開始時期ｔ1 と後半期間のサンプリング開始時刻ｔ3 との時間間隔Ｔ3 が５０Ｈｚの１周期の整数倍であるため、オフセット補償回路によって５０Ｈｚの正弦波が変形された場合でも、時刻ｔ1 とｔ3 における５０Ｈｚの正弦波の位相が同じになり、５０Ｈｚの交流ノイズが除去される。
【００３４】
また、前記時間間隔Ｔ3 は６０Ｈｚの１周期の整数倍であるため、時刻ｔ1 とｔ3 における６０Ｈｚの正弦波の位相が同じになり、６０Ｈｚの交流ノイズも除去される。
【００３５】
このため、一つの励磁タイミングで５０Ｈｚと６０Ｈｚの両方の交流ノイズを除去できる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
次に図１，図２に従って本発明の好ましい実施の形態を説明する。
１は被計測流体を流す円筒形の流管、２ａ，２ｂは流管１の内周壁に対向配置されて誘起した流量信号を取り出す一対の電極、２ｃはアース電極である。
【００３７】
Ａ1 は電極２ａ，２ｂの信号電圧を増幅するプリアンプ、３はプリアンプＡ1 の出力を増幅すると共に直流〜低周波の電気化学的ノイズからなるオフセット電圧を除去するためのオフセット補償回路である。
【００３８】
オフセット補償回路３は、抵抗Ｒａ，ＲｂとオペアンプＯＰ1 を図示のように接続したアンプ３１と、抵抗Ｒ1 とコンデンサＣ1 とオペアンプＯＰ2 を図示のように接続した積分器３２と、後述するマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）６Ａで操作されるスイッチＳ１とを図示のように接続して構成してある。
【００３９】
４はサンプリング回路で、利得が−１のインバータＡ2 、抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 、スイッチＳ２，Ｓ３，Ｓ４、コンデンサＣ2 、及びオペアンプＯＰ3 を図示のように接続して構成してある。スイッチＳ２，Ｓ３，Ｓ４はＭＰＵ６Ａで操作される。
【００４０】
５はＡ／Ｄ変換器でサンプリング回路４のアナログ出力をデジタル値に変換してＭＰＵ６Ａに入力する。Ｓ５はＭＰＵ６Ａからのタイミング信号で、Ａ／Ｄ変換回路５がＡ／Ｄ変換する時刻（時期）をＡ／Ｄ変換器５に指示する。
７は励磁コイル８に方形波の励磁電流を供給する励磁回路である。
【００４１】
次に上記図１の構成の電磁流量計の作用を図２と図３のタイミングチャートを参照して説明するが、前記図６の従来技術と類似のところが多いので、同一の機能を果たす要素は同一の符号を付け、余分な説明は省略する。図６の従来技術と図１の実施の形態とで最も大きな違いはマイクロプロセッサＭＰＵから、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を操作する信号と、励磁電流とのタイミングの関係とか、マイクロプロセッサＭＰＵが決める励磁周波数である。
【００４２】
そこで、以下の作用説明は、これらの違う点を主にして記述する。
図２が図１の実施形態の動作を示す信号のタイミングで、同図のＡは理想的な方形波の流量信号、ＢはＡの流量信号に対するオフセット補償回路３の出力波形である。Ｃは５０Ｈｚの正弦波に対するオフセット補償回路３の出力波形であり、Ｄが６０Ｈｚの正弦波に対するオフセット補償回路３の出力波形である。
【００４３】
この実施の形態では、励磁周期を２００ｍＳとすることで、励磁の半周期Ｔ1とＴ2 を５０Ｈｚと６０Ｈｚの各周期の整数倍の１００ｍＳとなるようにした。このように半周期Ｔ1 とＴ2を１００ｍＳにすると、期間Ｔａ1 とＴａ2 及びサンプリング期間Ｔｓ1 とＴｓ2 の選び方に関係なく、サンプリング開始時刻ｔ1とｔ3 の時間間隔Ｔ3は半周期Ｔ1 及びＴ2 と同じ１００ｍＳとなる。
【００４４】
時間間隔Ｔ3 の１００ｍＳは、５０Ｈｚの交流周波数の周期２０ｍＳの５倍であり、また６０Ｈｚの交流周波数の周期１６．６６…ｍＳの６倍であるため、時刻ｔ1 とｔ3 とにおける商用電源の正弦波の位相は５０Ｈｚの場合も６０Ｈｚの場合もそれぞれの場合について同じになる。
【００４５】
オフセット補償回路３のフィードバック効果により、５０Ｈｚ正弦波に対する出力波形は図２，Ｃに示すように正弦波の零レベルが変化しているが、時刻ｔ1とｔ3では位相が合っているため、サンプリング期間Ｔｓ1 とＴｓ2 における積分でそれぞれ零にならなかった分は、ＭＰＵ６Ａで前半期間の値から後半期間の値を引算して流量信号を演算するときに打ち消されて除去される。
【００４６】
６０Ｈｚ正弦波に対する出力波形もまた図２，Ｄに示すように、正弦波の零レベルが変化しているが、この場合も時刻ｔ1 とｔ3 とで位相が合っているため、５０Ｈｚ正弦波の場合と同様に、ＭＰＵ６Ａでの演算処理のときに打ち消されて６０Ｈｚの交流ノイズが除去される。
【００４７】
〔実施例２〕
図３は、励磁周期の前半期間Ｔ1 と後半期間Ｔ4 とが同一時間でないアンバランスな実施例の場合のタイミングチャートで、電磁流量計のハードウェアの構成は図１と同じである。
【００４８】
この場合も前半期間のサンプリング期間Ｔｓ1 と後半期間のサンプリング期間Ｔｓ2 の各開始時刻ｔ1 ，ｔ3 同士の時間間隔Ｔ2 を１００ｍＳに選ぶことにより、図１，２の場合と同様の作用効果を得ることができる。
【００５０】
【発明の効果】
本発明の電磁流量計は上述のように構成されているので、オフセット補償回路を必要とする電磁流量計において、商用電源に起因する交流ノイズを除去するために、商用電源に同期をとるための特別な回路が不要であり、５０Ｈｚと６０Ｈｚの両方の交流ノイズが一つの励磁タイミングで除去できるので、回路構成が簡素化され、部品点数も少ない構成が実現でき、回路自身の消費電力を少なくすることが可能であるため、特に低消費電力が要求される電池駆動の電磁流量計に適用して効果が大きい。
【００５１】
また、励磁周期を２００ｍＳの大きな値（低周波数）にできるため、間欠的に瞬間的にのみ励磁電流を流す残留磁気励磁方式のように、励磁周波数が小さい程大幅に励磁電力を低減できる電池駆動の電磁流量計では、その効果が有効に発揮される。
【００５２】
さらに、サンプリング期間も長く選ぶことが可能で、電極に発生する流体ノイズを平均化して流量信号出力のばらつきを低減するのに有利であり、この点からも信号レベルの小さい電池駆動方式の電磁流量計に特に有効である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の電気回路図である。
【図２】図１の実施形態の電気信号波形とタイミングを示す線図である。
【図３】本発明の他の実施例の電気信号波形とタイミングを示す線図である。
【図４】従来技術のタイミングを示す線図である。
【図５】他の従来技術のタイミングを示す線図である。
【図６】更に他の従来技術の電気回路図である。
【図７】図６の従来技術の電気信号波形とタイミングを示す線図である。
【図８】図６の従来技術の電気信号波形とタイミングを示す線図である。
【符号の説明】
１              流管
３              オフセット補償回路
３２            サンプリング回路としての積分器
８              励磁コイル
６Ａ            マイクロプロセッサ（ＭＰＵ）
Ｔ1             電池励磁周期の前半期間
Ｔ2 ，Ｔ4       励磁周期の後半期間
Ｔｓ1 ，Ｔｓ2   サンプリング期間
ｔ1 ，ｔ3       サンプリング開始時刻
【図１】
0003752324.tif 000002
【図２】
0003752324.tif 000003
【図３】
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【図４】
0003752324.tif 000005
【図５】
0003752324.tif 000006
【図６】
0003752324.tif 000007
【図７】
0003752324.tif 000008
【図８】
0003752324.tif 000009