(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
情報信号に対して通信に使う複数の帯域のサブキャリアに対応する割り当てを行った後、所定の方式でＩＦＦＴ変換を行って、ＯＦＤＭ信号を生成し、
次に、前記複数の帯域間に存在するガードバンド内に互いに隣接する２つの単位通信帯域のサブキャリアの誤り訂正を行う誤り訂正信号を挿入することを特徴とするマルチキャリア信号の生成方法。
【請求項２】
情報信号に対して通信に使う複数の帯域のサブキャリアの割り当てを行った後、所定の方式でＩＦＦＴ変換を行って、ＯＦＤＭ信号を生成し、
次に、前記複数の帯域間に存在するガードバンドが埋まるように、前記互いに隣接する２つの単位通信帯域を中央部に詰めて前記複数のサブキャリアを連続させ、前記複数の帯域の両端は、前記ガードバンドに対応する帯域のサブキャリアを配置しないことを特徴とするマルチキャリア信号の生成方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信帯域幅を柔軟に運用することにより広範な伝送速度に対応でき、しかもチャンネル利用率が良好なマルチメディア通信を行なうためのマルチキャリア信号の生成方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、高速無線ＬＡＮ（local area network）や高速無線アクセスシステムを実現する技術としてＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）などのマルチキャリア信号伝送技術が用いられて実用化されている。
【０００３】
その実用化されている無線アクセスシステムは、５ＧＨｚ帯における１００ＭＨｚの帯域幅を用い、そこに間隔が２０ＭＨｚであるチャンネルを４チャンネル分配置し、それぞれのチャンネルにより通信を行っている。
図１１にその無線アクセスシステムで用いられるチャンネル配置を示す。
【０００４】
同図において、それぞれのチャンネルは２０ＭＨｚを単位通信帯域幅とし、２０ＭＢｐｓ以上の伝送を可能としており、その伝送方式として、建物や壁等による反射波でのパルチパス干渉に強く、周波数利用効率が高いＯＦＤＭ方式が用いられている。
【０００５】
図１２に、その５ＧＨｚ帯無線アクセスシステムにおける１チャンネル分のサブキャリア周波数の配置を示す。
同図におけるサブキャリアは、それぞれのキャリアの間隔は３１２．５ＫＨｚとされ、中心周波数をキャリア＃０とするとき＃−２６から＃＋２６までの５３波のキャリアがあり、そのキャリアのうち＃０（ＤＣ：直流）はキャリアレベルを０として用いず、またキャリア＃−２１、＃−７、＃７、及び＃２１の４波はパイロットキャリアとして用いられるため、情報信号は残りの４８波のキャリアに伝送すべきデータとして割付がなされている。
【０００６】
図１３に、そのような信号の伝送を行う無線アクセスシステム生成装置の構成を示す。
同図において、供給されるシリアルデータは、シリアルパラレル変換回路１２でパラレルデータに変換され、変換されたパラレルデータはキャリアマッピング回路１３ａでＯＦＤＭを構成する各キャリア毎にデータ割当が行われ、データ割り当てされた信号は６４ポイントのＩＦＦＴ（Inverse fast Fourier transform；逆高速フーリエ変換）回路１４ａに供給される。
【０００７】
そのＩＦＦＴ回路１４ａでは、キャリアマッピング回路１３ａから供給される各々６４個の実数部データ及び虚数部データを基にして逆フーリエ変換を行い、その供給された周波数ドメインのデータは時間ドメインの信号に変換され、変換された実数部と虚数部の信号は直交変調回路１５に供給される。
【０００８】
その周波数ドメインから時間ドメイン信号への変換には、一般にＩＦＦＴ演算が用いられる。
図１４に、この５ＧＨｚ帯無線アクセスシステムの例において用いられる６４ポイントのＩＦＦＴ素子の端子に供給される信号の状態を示す。
【０００９】
同図において、左側に示す端子はＩＦＦＴ素子を用いてＯＦＤＭ信号を生成するときに供給される複素信号の入力の状態を示している。即ち、ＯＦＤＭ信号を構成するキャリア０（ＤＣ：直流）はここでは用いていないので、入力信号のレベルは０とする。
【００１０】
そして、伝送周波数帯域の両端部の周波数に相当する入力２７〜３７の信号レベルも０とし、隣接する周波数チャンネルの境界における周波数スペクトラム成分を抑圧するようにし、ガードバンドを形成している。
【００１１】
そのようにして、前述の図１２に示したような＃−２６〜＃−１、及び＃１〜＃２６として示すサブキャリア周波数配置によるスペクトラムを有するＯＦＤＭ信号が送信用信号として生成される。
【００１２】
その送信信号の内、情報信号を伝送するパイロット信号以外のサブキャリアは、ＩＦＦＴに供給される複素信号列に基づいてＢＰＳＫ（bi-phase shift keying）、ＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）、１６ＱＡＭ（16 level Quadrature Amplitude Modulation）、・・・等で変調された信号が生成され、その変調信号はＩＦＦＴのサンプリングクロック周波数が２０ＭＨｚであるとき、ＩＦＦＴ演算処理後のＩＱ変調回路出力として各サブキャリア周波数間隔が３１２．５ＫＨｚであるＯＦＤＭ信号として生成される。
【００１３】
なおここで、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等による変調は、前述の図１３における生成装置のキャリアマッピング回路１３ａにおけるそれぞれのサブキャリアに対するデジタル変調時のビット数の割り当て方に違いがあり、それはＢＰＳＫの場合はサブキャリア１波に対して１ビットを、ＱＰＳＫのときは２ビットを、そして１６ＱＡＭのときは４ビットを割り当てて変調波を生成する。
【００１４】
このようにして生成されたサブキャリアは直交変調回路１５に供給され、そこに供給されたＩＱ（In-phase Quadrature）信号成分は中間周波数帯域の信号として直交変調され、直交変調されて得られたＯＦＤＭ信号はＢＰＦ１６にて伝送すべき所要の帯域の信号に制限され、帯域制限のされた中間周波数信号は周波数変換回路１７で５ＧＨｚの周波数帯域の信号に周波数変換（Ｕ／Ｃ：up convert）され、周波数変換されて生成された信号はアンテナ１９から空間伝送路に放射される。
【００１５】
次に、このようにして空間伝送路に放射されたＯＦＤＭ信号の受信について述べる。
図１５に、ＯＦＤＭ復号装置の構成を示し、その動作について述べる。
【００１６】
同図において、空間伝送路に放射された信号は空中線２１により得られ、得られた信号は周波数変換回路２２でダウンコンバート（Ｄ／Ｃ）され、ダウンコンバートされて得られる中間周波数帯域の信号はＢＰＦ２３により復調に必要な周波数帯域の信号が選択抽出され、抽出された信号は直交復調回路２４に供給される。
【００１７】
その直交復調回路２４では供給された信号のＩＱ復調を行なってＩ、Ｑ成分の信号を得、その得られた信号は図示しないＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換され、その変換されたＩ、Ｑ信号は６４ポイントのＦＦＴ回路２５ａに供給される。
【００１８】
そのＦＦＴ回路２５ａでは供給されたＩ、Ｑ信号は時間ドメインより周波数ドメインの信号に変換され、ＯＦＤＭを構成する各サブキャリア信号になされているＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等のデジタル変調に対応する復調出力信号が得られる。
【００１９】
そのＦＦＴ回路２５ａで得られた各サブキャリアの復調出力信号はキャリアデマッピング回路２６ａに供給されて、サブキャリア毎にデジタル変調された変調信号が復号されて得られる。
【００２０】
その復号して得られる各キャリア毎のパラレルデータは並直列変換回路２７に供給されてシリアルデータに変換され、変換されたシリアルデータはＯＦＤＭ信号復号装置２０ａの情報信号出力端子２９より復号出力信号として供給される。
【００２１】
以上のようにしてＯＦＤＭ信号生成装置１０ａより空間伝送路に放射されたＯＦＤＭ信号はＯＦＤＭ信号復号装置２０ａにより受信されて復号されるが、その復号のための動作はＩＦＦＴ１４ａと同期して動作されるＦＦＴ２５ａの復調出力を基にして行われる。
即ち、そのＦＦＴ２５ａの同期は前述の図１２に示したパイロット信号を基に復号装置２０ａのＦＦＴ回路などのクロック信号同期、及びＦＦＴ回路の窓時間同期に係るシンボル同期などの同期処理がなされることにより、デジタル復調、及び復号回路は供給されるＯＦＤＭ信号の復調、及び復号動作がなされる。
【００２２】
そして、このような信号の同期は生成装置と復号装置との同期の他に、伝送すべき情報信号と生成装置との同期も行う。
その生成装置に供給される情報信号の転送レートが、生成装置が伝送する転送レートと同一である場合は良いが、普通は双方の転送レートは異なった値である。
【００２３】
特に、近年映像、音声情報の他にマルチメディア情報と称する文字コード、静止画情報、グラフィクス情報、楽器制御情報など多くの種類の情報が伝送されるようになってきた。
【００２４】
そのようなマルチメディア情報を伝送するマルチメディア通信における多様なコンテンツのため、情報として扱われるデータの転送速度の差が大きいが、ＯＦＤＭ信号生成装置、及び復号装置はそのようなデータレートの差の大きな情報信号に対しても同期を乱すことなくＯＦＤＭ信号の生成及び復号動作を行う必要がある。
【００２５】
その従来から行われている伝送速度が異なるコンテンツに対する伝送の方法として、ＴＤＭ（time division multiplex system）あるいはＴＤＭＡ（time division multiple access）方式がある。
【００２６】
それらの伝送方式では、割当スロット数を速度が必要な通信相手に応じて割り当てる方法が用いられており、またその割当スロットも変調方式をＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭなどと変えることにより、多値のデジタル変調を行う方式では伝送距離は短くなるがより大きな伝送レートが得られるなど伝送パラメータにより伝送される情報信号のレートが変る。
【００２７】
一般的な無線伝送システムでは、与えられた周波数帯域幅に対して必要な伝送チャンネル数を定め、伝送すべき情報に応じて使用すべきチャンネル数をアサインしてコンテンツ情報を伝送するようにして運用されるケースが多い。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、近年の情報化社会において、画像や音声など様々なコンテンツを伝送するマルチメディア通信の需要は今後もますます多くなり、さらに映像信号の高精細化、音響信号の高音質化も進み、更なる高品質な情報信号伝送のため通信路の高速化、及び大容量化が行われる。
【００２９】
その通信路の高速化では、伝送チャンネルごとに広帯域な周波数帯域幅を割当る必要があるが、チャンネル当りの帯域幅を大きくするとその通信システム全体に割り当てられた周波数帯域内で運用できるチャンネル数が少なくなるなど、チャンネル数、及びチャンネル当りの伝送速度の両者を大きくすることはできない。
【００３０】
さらにマルチメディア通信には、多様な伝送レートのコンテンツに対しても効率的にコンテンツ情報を伝送できる無線送受信システムを構築することが求められている。
【００３１】
そして、高速な伝送速度を得るために変調方式をより多値化する必要があるが、多値変調のされた信号の伝送には高いＣ／Ｎが必要とされるため最大到達距離が小さくなる。
【００３２】
このようにして、限られた帯域幅においてより高速な伝送速度を得るためには与えられた周波数帯域の使用上の無駄を省き実質的に使用可能な帯域幅の拡大を図ることが重要である。
【００３３】
そこで、例えば通信速度に応じて帯域幅を切換えて柔軟に運用する方法もあるが、帯域幅を変えるためには複数の通過帯域のフィルタを複数用意して切り替えなければなければならず装置が複雑になる課題がある。
【００３４】
また、広い帯域幅のチャンネルと狭いチャンネルを混在させて通信を行う方法もあるが、チャンネル利用状況に応じて帯域に空きができ、その狭い空きチャンネルを広帯域信号伝送用チャンネルに流用することも困難である等、これらの場合でも帯域使用効率が低下してしまう。
【００３５】
そして、高速な伝送速度での通信が必要なときにのみ複数のチャンネルにデータを振り分けて伝送する方法があるが、それにより高速な伝送速度は得られるものの、その場合でも複数の個別の変復調装置、及びフィルタなどの送信受信手段が必要であり、装置が複雑になる、価格が高くなる等の問題があった。
【００３６】
そこで本発明は、以上の点に鑑みなされたもので、高速、大容量な伝送を可能とし、広範囲な伝送速度に柔軟に効率的に対応でき、チャンネル利用率、及び周波数利用効率の高い伝送システムを実現するためのマルチキャリア信号の生成方法を提供することを目的とする。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記課題を解決するために以下の１）〜２）の手段より成るものである。
すなわち、
【００３８】
１）  情報信号に対して通信に使う複数の帯域のサブキャリアに対応する割り当てを行った後、所定の方式でＩＦＦＴ変換を行って、ＯＦＤＭ信号を生成し、
次に、前記複数の帯域間に存在するガードバンド内に互いに隣接する２つの単位通信帯域のサブキャリアの誤り訂正を行う誤り訂正信号を挿入することを特徴とするマルチキャリア信号の生成方法。
【００３９】
２）  情報信号に対して通信に使う複数の帯域のサブキャリアの割り当てを行った後、所定の方式でＩＦＦＴ変換を行って、ＯＦＤＭ信号を生成し、
次に、前記複数の帯域間に存在するガードバンドが埋まるように、前記互いに隣接する２つの単位通信帯域を中央部に詰めて前記複数のサブキャリアを連続させ、前記複数の帯域の両端は、前記ガードバンドに対応する帯域のサブキャリアを配置しないことを特徴とするマルチキャリア信号の生成方法。
【００４４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のマルチキャリア信号の生成方法に関し好適な実施例と共に述べる。
図１に、そのマルチキャリア信号生成装置の、図２にマルチキャリア信号復号装置の構成を示し、それらの装置による動作について説明する。
【００４５】
その図１に示すマルチキャリア信号生成装置１０は、情報信号入力端子１１、直並列変換回路１２、キャリアマッピング回路１３、ＩＦＦＴ回路１４、直交変調回路１５、ＢＰＦ（band pass filter）１６、及びアップコンバータ（Ｕ／Ｃ）１７より構成され、この生成装置の送信信号はアンテナ１９に供給され、そのアンテナより空間伝送路に放射される。
【００４６】
そして、空間伝送路に供給された送信信号はアンテナ２１で受信されてマルチキャリア信号復号装置に供給されて復号動作がなされるが、そのマルチキャリア信号復号装置２０はダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２２、ＢＰＦ２３、直交復調回路２４、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）２５、キャリアデマッピング回路２６、並直列変換回路２７、及び情報信号出力端子２９より構成される。
【００４７】
次に、この様に構成されるマルチキャリア信号生成装置１０、及びマルチキャリア信号復号装置２０の動作について述べる。
まず、伝送されるコンテンツに係るシリアル形式の情報信号は情報信号入力端子１１を介して直並列変換回路１２に供給される。
【００４８】
その直並列変換回路１２では、シリアル形式の情報信号は後述の複数ブロックに分割されたパラレル形式の信号に変換され、その変換された信号はキャリアマッピング回路１３に供給される。
【００４９】
そのキャリアマッピング回路１３では、マルチキャリア信号を構成する複数ブロックのサブキャリアに対するデジタル変調方式がＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭなどのいずれであるかに応じ、実軸（Ｉ）、及び虚軸（Ｑ）で定義される２次元平面内の信号点に対応したそれぞれの電圧値が選定されて供給される。
【００５０】
即ち、直並列変換回路１２でサブキャリア毎の並列な形式とされたそれぞれの信号に対して定義される信号点の電圧値を生成し、その電圧値をＩＦＦＴ回路１４に供給する。
【００５１】
そのようにして、ＩＦＦＴ回路１４は複数の演算ブロック毎に供給されるサブキャリア毎の信号点位置に係る周波数ドメインの情報が逆フーリエ変換され、それぞれのＩＦＦＴ回路ブロックにおける時間ドメインの情報として得られ、その得られたＩ（In-phase）信号及びＱ（Quadrature）信号は直交変調回路１５に供給される。
【００５２】
その直交変調回路１５では、中間周波数の信号が供給され、その中間周波数に対して正、及び負の周波数であるデジタル変調されたマルチキャリア信号として得られ、その得られた信号はＢＰＦ１６に供給され、伝送に必要な周波数成分が通過されて得られる。
【００５３】
そのＢＰＦ１６を通過した信号はアップコンバータ１７に供給され、そこでは中間周波数帯域のマルチキャリア信号は空間伝送路に供給される送信周波数の信号に変換され、電力増幅されてアンテナ１９に供給され、その供給されたマルチキャリア信号はアンテナより空間伝送路に放射される。
【００５４】
以上のようにして、コンテンツ情報は複数ブロックのマルチキャリア信号として変調されて空間伝送路に放射されるが、その放射された信号はマルチキャリア信号復号装置により受信され、コンテンツ情報が復号される。
【００５５】
即ち、空間伝送路に供給された複数ブロックのマルチキャリア信号はアンテナ２１により受信され、受信された信号はダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２２に供給され、そこで中間周波数の信号に変換される。
【００５６】
その中間周波数に変換された信号はＢＰＦ２３に供給され、そこでは受信に必要な信号のみが通過され、その通過された信号は直交復調回路２４に供給され、そこでは直交復調がなされて複数ブロックのＩ及びＱ信号が得られ、その得られた信号はＦＦＴ２５に供給される。
【００５７】
そのＦＦＴ２５では、供給された複数ブロックの時間ドメイン信号であるＩ及びＱ信号は時間周波数変換がなされて周波数ドメインの信号であるそれぞれのマルチキャリア信号に係る復調信号として得られ、それらの得られた復調信号はキャリアデマッピング回路２６に供給される。
【００５８】
そのキャリアデマッピング回路２６では、それぞれのサブキャリアのＩ、Ｑ平面上の復調信号点として得られ、その復調信号点の位置に近い変調信号点の位置のデジタルデータ値を復号データとして供給されるようになされる。
【００５９】
このようにして、伝送された複数のサブキャリアから構成されるマルチキャリア信号を復号して得られる、複数の並列信号形式で供給されるデータは直並列変換回路２７に供給され、そこでは直列信号形式のデータに変換され、変換されたデータは情報信号出力端子２９に供給される。
【００６０】
このようにして、複数ブロックのサブキャリア信号で構成されるマルチキャリア信号はＦＦＴ２５で同時に復調され、復調して得られる複数ブロックの復調信号はキャリアマッピング回路２６で同時に復号され、復号して得られる複数ブロックの復号信号は並直列変換回路２７でシリアルなデータ形式の信号に変換され、変換して得られた信号は情報信号出力端子２９に供給される。
【００６１】
以上のように、マルチキャリア信号生成装置１０、及びマルチキャリア信号復号装置２０は、複数の通信帯域を用いて同時に伝送するためのマルチキャリア信号を生成して、その信号を伝送し、伝送された複数通信帯域のマルチキャリア信号を一括して受信するようなマルチキャリア信号の生成、及び復号処理のできる構成としている。
【００６２】
ここで、そのようにして構成される複数帯域のマルチキャリア信号の生成及び復号について詳述する。
まず、ＯＦＤＭ信号を伝送する単位通信帯域（以下略して帯域と呼ぶ）の数をＭ＝４とし、その連続する４帯域全てが空きチャンネルであり、その４帯域全てを用いてマルチキャリア信号を伝送する場合の動作について述べる。
【００６３】
その４帯域全てを用いて送信するための送信信号を生成するマルチキャリア信号生成装置が扱うデータレートは、１つの帯域のみの送信信号を生成する生成装置に比して４倍のデータレートを得ることができる。
【００６４】
すなわち、それらの４帯域における各々のサブキャリア変調方式を同じとするときは、４倍のレートの入力信号が直並列変換回路１２に供給され、そこからは４倍の並列データ数の信号がキャリアマッピング回路１３に供給され、そこでは４つの通信帯域のサブキャリアに対応するデータ割当がなされ、そのデータ割り当てのされた信号はＩＦＦＴ１４に供給される。
【００６５】
そのＩＦＦＴ１４では、１つの通信帯域の送信信号を生成するポイント数のＩＦＦＴ演算に比し４倍のポイント数であるＩＦＦＴ演算回路が用いられてＩＦＦＴ信号処理がなされる。
【００６６】
図３に、６４ポイントのＩＦＦＴ演算を４系統同時に行なう２５６ポイントＩＦＦＴ演算器の周波数領域に対する時間領域への変換の様子を示す。
同図において、四角形で示されるＩＦＦＴ演算素子の左側に示す数字は入力側の端子を、右側に出力側の端子を示し、入力側端子の０〜２５５は周波数ドメインにおける入力端子番号を示している。
【００６７】
その入力端子の第６〜第５８には、チャンネル３の番号が−２６番から＋２６番であるサブキャリアに対してデジタル変調を行うための信号が供給され、同様にして入力端子の第７０〜第１２２、第１３４〜第１８６、及び第１９８〜２５０にはそれぞれがチャンネル４、チャンネル１、そしてチャンネル２のサブキャリアに対するデジタル変調を行うための信号が供給され、その他の端子にはサブキャリアの出力信号を０とするための電圧０（Null）が供給されていることを示している。
【００６８】
そのような信号が供給されてＩＦＦＴ演算が行われた結果、出力側端子の０〜２５５に時間ドメインの出力信号が得られるが、そのようにして得られる信号は入力端子第６〜５８に対して周波数帯域Ｂｉ＋２の、同様にして７０〜１２２はＢｉ＋３の、１３４〜１８６はＢｉの、そして１９８〜２５０はＢｉ＋１のための周波数領域の信号が供給されているが、それらの供給された周波数領域の信号は時間領域の信号に変換された信号として、図の右側に示す端子に時間順としての出力信号が得られる。
【００６９】
次に、このようにして得られた出力信号を直交変調回路１５に供給した結果得られる信号の周波数分布について述べる。
図４は、その周波数帯域、及びその帯域におけるサブキャリア周波数の位置を示したものである。
【００７０】
同図において、横軸は周波数、縦軸は信号スペクトラムのレベルを示す。
即ち、周波数帯域は左側よりＢｉ、Ｂｉ＋１、Ｂｉ＋２、そしてＢｉ＋３の順にあり、各々の周波数帯域の左側には負の２６番目のキャリアから正の２６番目までのキャリアが存在している。
【００７１】
このようにして、前述の図３に示したＩＦＦＴによりＢｉ〜Ｂｉ＋３の４つの帯域の変調信号が同時に生成される。
なお、このときのＩＦＦＴを動作させるためのサンプリングクロック周波数は、１つの帯域の変調信号を生成するＩＦＦＴに比して高速に演算を行なう必要があり、そして最後段の時間ドメイン（領域）の出力信号を生成する回路部は４倍の周波数クロックで、ＩＦＦＴ出力端子側の信号を順に読み出す出力回路を動作させることになる。
【００７２】
以上、１つのＩＦＦＴで連続する４帯域の変調信号を得る場合の動作について述べたが、次に４つの帯域のうち３帯域が空きチャンネルとして確保されており、その３帯域を用いて通信を行う場合の動作について述べる。
【００７３】
図５に、通信中の帯域を除いた空きチャンネルの帯域を用いて通信する場合の例について示す。
同図において、横軸は周波数軸であり、同周波数軸上で既に通信のなされている周波数帯域をａ）とし、空きチャンネルを用いて通信を行うための帯域をｂ）として示している。
【００７４】
即ち、Ｂ１〜Ｂ８の内の通信帯域でａ）として示すＢ３はユーザＡにより、又Ｂ６とＢ７はユーザＢにより既に使用されており、ユーザＣは残りのＢ１、Ｂ２、Ｂ４、Ｂ５、及びＢ８の内３つの帯域を設定して通信を行う場合である。
【００７５】
ここでは連続する３つの帯域が使用可能となっていないため、従来の場合は連続する３帯域に空きができるまで通信を保留することとされていたが、この例に示す生成復号装置では連続ではないがｂ）に示すようなＢ１、Ｂ２、及びＢ４を用いて通信を行うためのマルチキャリア信号を生成することができる。
【００７６】
そのような、不連続な帯域を使用するマルチキャリア信号の生成は、前述の図３に示したＩＦＦＴ素子を用いてＢｉ〜Ｂｉ＋３の帯域の出力信号をＢ１〜Ｂ４に対応させて生成することとし、Ｂｉ＋２のチャンネルの出力信号は３＃−２６〜３＃２６に供給する信号レベルを０とすることによりその帯域のキャリアレベル０とするようにしている。
【００７７】
そのようにして、前述の図１に示したマルチキャリア信号生成装置によりユーザＣが通信するための帯域Ｂ１、Ｂ２、及びＢ４を用いるマルチキャリア信号が生成される。
【００７８】
そして、その通信帯域として３帯域分を使用したマルチキャリア信号により伝送可能である情報信号のビットレートは１帯域分を送信する場合の３倍を得ることができる。
【００７９】
従って、マルチキャリア信号生成装置１０は、マルチキャリア信号の変調方式を同一とするとき、入力端子１１に供給される情報信号の伝送レートは１帯域を使用する場合の３倍のレートとされ、直並列変換回路１２のパラレル出力信号はシンボル時間当たり３倍のデータ量の並列データとしてキャリアマッピング回路１３に供給される。
【００８０】
そのキャリアマッピング回路１３では、３通信帯域分のサブキャリアそれぞれに対してデジタル変調を行うためのデータ割当が行われるとともに、ユーザＡが使用しているために使用しない帯域Ｂ３のサブキャリアに対してはデータ割り当てを行わないようにする。
【００８１】
そのようにして、ＩＦＦＴ１４における帯域Ｂ３に対する端子へのサブキャリアの入力信号レベルを全て０とすることにより、ＩＦＦＴ１４より得られ時間ドメインの信号は前述の図５ｂ）に示したような通信帯域Ｂ１、Ｂ２、及びＢ４の３帯域にのみサブキャリア信号のスペクトラムを有するマルチキャリア送信信号として生成されることになる。
【００８２】
そのマルチキャリア信号生成装置１０よりアンテナ１９を介して空間伝送路に供給されたマルチキャリア信号はマルチキャリア信号復号装置２０により受信されて復号されるが、次にそのマルチキャリア信号復号装置２０による受信動作について述べる。
【００８３】
前述のマルチキャリア信号復号装置２０におけるＦＦＴ２５は、前述の図３に示したＩＦＦＴに対応する２５６の時間領域の入力端子を有し、又は２５６の時間領域の信号を順に入力する直列信号入力端子を有し、その端子に供給された信号のＦＦＴ演算を行なうことにより２５６の周波数領域の出力信号を生成する２５６ポイントのＦＦＴ演算を行う。
【００８４】
通常の１チャンネルのＯＦＤＭ信号を受信する復号装置は６４ポイントのＦＦＴを用いて実現できるが、この２５６ポイントのＦＦＴを有するマルチキャリア信号復号装置２０は同一シンボル期間の信号として供給される４つのチャンネルのマルチキャリア信号を同時に復調し、その復調したデータの復号を同時に行なうことができる。
【００８５】
そして、４つの連続するチャンネルの内の、任意のチャンネルの信号を受信することができるものであり、例えば前述の図５におけるｂ）として示した信号の受信も可能である。
【００８６】
図６に、その信号を受信するときの受信信号周波数スペクトラムを例示する。同図において、横軸は周波数軸であり、縦軸は受信信号のスペクトラムを示している。
【００８７】
その受信信号スペクトラムのうち、Ｂ１、Ｂ２、及びＢ４の３つの帯域は同一シンボル時間で同期状態にある受信信号を受信して得られるスペクトラムを示しており、Ｂ３は同期状態にない信号であることを丸い形状の信号として示してある。
【００８８】
即ち、このようなスペクトラム分布のなされる信号の復号は、アンテナ２１より得られた信号はダウンコンバータ２２に供給されて中間周波数に変換され、変換された信号はＢＰＦ２３に供給されて復調に必要な周波数帯域の信号成分が周波数選択されて得られ、その得られた４通信帯域幅分の信号は図示しないＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換された後に、ＦＦＴ２５に供給されるようになされている。
【００８９】
そして、そのＦＦＴ２５ではＢ１〜Ｂ４の４つの帯域信号は時間領域の信号から周波数領域の信号に変換されるが、シンボル時間等で同期関係にあるＢ１、Ｂ２、及びＢ４の３つの帯域のユーザＣのデータは復号されるが、Ｂ３の帯域にあるユーザＡのデータはユーザＣと非同期で通信しているため、その非同期であるＢ３の信号は不要な雑音信号成分としてＦＦＴ２５により演算されて供給されることとなる。
【００９０】
従って、ＦＦＴ２５からキャリアデマッピング回路２６に供給された信号は、ユーザＣが通信に使用している帯域Ｂ１、Ｂ２、及びＢ４の３帯域に相当する信号が選択されて、サブキャリアにマッピングされて伝送された受信データはキャリアデマッピング回路２６に供給される。
【００９１】
そのキャリアデマッピング回路２６では、供給されたデータよりデジタルデータはキャリアマッピングに対応する方法で復号され、復号されて得られるデータは並直列変換回路２７に供給され、そこではサブキャリア毎に得られたパラレルデータがマルチキャリア信号生成装置に対応する方法でシリアルデータに変換され、情報信号出力端子２９に供給される。
【００９２】
このようにして、複数の帯域が用いられて送信された信号は、その信号が同時に受信され、復号された信号が得られるが、そのときに用いられる複数の帯域の割り当てに係るチャンネル割当情報は、例えば送信信号の最初にチャンネル情報を伝送するようにし、そこでアサインされた複数のチャンネル情報を復号装置に伝送するようにすればよい。
【００９３】
そのチャンネルアサイン情報は、変調されたサブキャリアを伝送するに先立って伝送する同期信号取得用プリアンブル信号、送信データの多値変調に係る変調方式、ないしは符号化率などデータフレームの伝送パラメータに関する情報などと共に複数チャンネルの割当情報も伝送するようにする方法であっても良い。
【００９４】
さらには、それらの情報は使用する全ての通信帯域で伝送する方法でもよく、または特定の周波数帯域に、例えば一番周波数が低い位置に配置される帯域を伝送パラメータ伝送用帯域として指定し、その帯域で伝送パラメータを含めて伝送するようにしてもよい。
【００９５】
以上複数の帯域が用いられて情報信号が伝送される場合について述べたが、その伝送チャンネルはその帯域、あるいは隣接される帯域の使用状況に応じてその帯域の伝送特性を変化させ、帯域に応じてデジタル変調の多値数をないしはデジタル変調の符号化率を変えて伝送する方法がとられる。
【００９６】
そのような場合においても、シンボル期間が同一、即ちＩＦＦＴ１４とＦＦＴ２５の窓期間が同一である限り帯域毎に異なる伝送レートが設定されている場合であっても情報信号の生成、及び復号が可能である。
【００９７】
その通信パラメータの設定は、例えば伝送されるサブキャリアのデジタル変調をＢＰＳＫ（bi-phase shift keying）、ＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）、１６ＱＡＭ（16-level Quadrature Amplitude Modulation）など変調の多値数により変化する。
【００９８】
また、伝送するデータの誤り訂正を行うために畳込み符号、ないしはリードソロモン符号などの誤り訂正符号を付加して伝送する手段（Forward Error Correction；ＦＥＣ）が用いられる場合などにおいても情報信号の伝送レートは変化する。
【００９９】
そして、このようなＦＥＣ回路を用いる場合では、生成側では前述の図１に示した直並列変換回路の前段にそのＦＥＣ回路を挿入し、また復号側では前述の図２の並直列変換回路２７の後にＦＥＣ回路を挿入することによりデータ伝送時に生じる誤りデータを訂正することができる。
【０１００】
次に、そのような多値変調、及びＦＥＣ回路を用いる場合の伝送パラメータ例について述べる。
第１のパラメータ例は、ＦＥＣの符号化率Ｒ＝３／４、各サブキャリアをＱＰＳＫで変調し４つの周波数帯域を用いてマルチメディアコンテンツを伝送速度７２Ｍｂｐｓで伝送する場合である。
【０１０１】
その場合の一つの帯域に用いられるデータ伝送用サブキャリア数を４８波、シンボル期間長を４μｓ、キャリアのデジタル変調をＱＰＳＫとするとき、シンボル期間においてキャリア１波当たり２ビットを伝送でき、また符号化率Ｒは３／４であるので、仮に４帯域全てを用いて伝送するときの合計伝送速度は、
２ビット×４８波×１／（４×１０-6秒）×（３／４）×４＝７２Ｍｂｐｓ
となる。
【０１０２】
第２のパラメータ例は、この７２Ｍｂｐｓの情報信号を４帯域中の３帯域を用いて伝送するときのパラメータであり、そのときのサブキャリアのデジタル変調をキャリア当たり４ビット伝送のできる１６ＱＡＭ、符号化率Ｒは訂正能力を強化して１／２に設定するとき、３帯域合計の伝送速度は、
４ビット×４８波×１／（４×１０-6秒）×（１／２）×３＝７２Ｍｂｐｓ
となる。
【０１０３】
第２のパラメータ例では第１のパラメータ例に比し変調をＱＰＳＫから１６ＱＡＭにしたため、必要Ｃ／Ｎ（carrier to noise ratio）が高くなり符号誤り率が増加すると考えられるため、符号化率を３／４から１／２と小さくすることにより誤り信号の訂正能力を高めてデータ符号誤りの増加を少なくし、３帯域で４帯域と同じ７２Ｍｂｐｓを伝送するようにしたものである。
【０１０４】
そして、その３帯域を使用する場合のそれぞれの帯域の位置は連続する３帯域であっても良く、また前述の図５のｂ）に示したような３つの帯域の間に他のユーザが使用中である帯域が存在する３帯域であってもよい。
【０１０５】
以上、３帯域と４帯域を用いて７２Ｍｂｐｓの情報信号を伝送する場合のパラメータ例について示したが、次に９６Ｍｂｐｓの情報信号を伝送する場合の例について述べる。
【０１０６】
第３のパラメータ例は、その９６Ｍｂｐｓのマルチメディアコンテンツの信号を４つの帯域を用い、ＦＥＣの符号化率Ｒ＝１／２、また各サブキャリアを１６ＱＡＭでデジタル変調して伝送する場合である。
【０１０７】
この場合、４帯域を用いて伝送するときの伝送レートは
４ビット×４８波×１／（４×１０-6秒）×（１／２）×４＝９６Ｍｂｐｓ
となる。
【０１０８】
第４のパラメータの例は、この９６Ｍｂｐｓの情報信号を４帯域中で伝送用として使用可能な３帯域を用いて行う場合であり、その場合のキャリアのデジタル変調を１６ＱＡＭ、符号化率Ｒを３／４とすると、伝送速度は、
４ビット×４８波×１／（４×１０-6秒）×（３／４）×３＝１０８Ｍｂｐｓ
となる。
【０１０９】
この第４の例では符号化率１／２を３／４と高くしてあるため訂正能力が低下し最大伝送距離は小さくなるため、１０８Ｍｂｐｓと９６Ｍｂｐｓとの差の１２Ｍｂｐｓのデータは、例えばリードソロモンなどの誤り訂正信号を付加して伝送するようにして伝送品質の劣化を改善する。
【０１１０】
第５のパラメータの例はこの９６Ｍｂｐｓの信号を使用可能な３帯域を用いて行う場合で、その場合のキャリアのデジタル変調を１６ＱＡＭ、符号化率Ｒを２／３とすると、伝送速度は、
４ビット×４８波×１／（４×１０-6秒）×（２／３）×３＝９６Ｍｂｐｓ
となる。
【０１１１】
この第５の例では、第３の例に比し符号化率は１／２から２／３に変更されているが、３つの帯域を用いて９６Ｍｂｐｓのコンテンツデータの伝送が可能とされている。
【０１１２】
以上、３ないしは４の帯域を用いてデジタルデータをマルチキャリア信号により伝送する場合の５つのパラメータ例について示した。そして、それらの帯域で伝送されるサブキャリアは、隣接する帯域で伝送する場合においても連続的に配置されていなく、それらの帯域と帯域との間にはガードバンドが設けられている。
【０１１３】
そのガードバンドは、６４波のキャリアが配置可能である帯域内に５３波のキャリアを挿入して伝送するようにしているためであり、それはＩＦＦＴを用いてサブキャリアを生成するときにＮｕｌｌのデータを割り当てて行なうようにしている。
【０１１４】
図７に、従来の単一の帯域で通信を行うために使用する６４ポイントのＩＦＦＴを説明するためのＩＦＦＴ素子の端子図を示す。
同図における６４ポイントのＩＦＦＴは、入力端子２７〜３７の入力値を０にすることによって、周波数軸上のサブキャリア＃−３２〜＃−２７および＃＋２７〜＃＋３１の成分は生成されないようにされており、帯域の両端部におけるスペクトラム成分を低下させるようにしている。
【０１１５】
それは、前述の図３に示したＩＦＦＴの場合も同様であり、例えば帯域Ｂｉ＋２で伝送するためのサブキャリア信号は端子６〜５８に供給され、端子の０〜５、及び５９〜６３にはＮｕｌｌの信号が与えられており、隣接帯域同士で行われる信号の干渉を防ぐ従来の通信方法に従ったサブキャリア配置が行われていることによる。
【０１１６】
このようなガードバンド領域を設けることにより、隣接帯域間での干渉を軽減した通信を行なうことが出来、それは複数のユーザが帯域１帯域分を独立して使用して通信を行うために必要なものである。
【０１１７】
しかし、前述の例で示したように、複数の帯域を用いて通信を行う場合、その帯域が連続して存在するときはそのようなガードバンドを設ける必要はない。それは、１つのＩＦＦＴにより生成される複数の帯域のＯＦＤＭ信号はお互いに直交関係にあり、両者はお互いに干渉しないからである。
【０１１８】
その複数帯域間において直交関係にあるＯＦＤＭ信号は、複数のＩＦＦＴを用いて生成される場合でもそれらのＩＦＦＴが例えば同一シンボル期間で同期されて動作している場合では、それぞれのサブキャリアは直交関係にあり、ガードバンドを省くことができる。
【０１１９】
そこで、連続した複数の帯域を用いて行うマルチキャリア信号の通信は、その連続する帯域の間に存在するガードバンド部の信号成分を抑圧する必要はないので、そこに同期関係にあるサブキャリア信号を配置するようにする。
【０１２０】
図８に、連続して使用する帯域に連続して存在するサブキャリアを配置した状態の図を示す。
同図において、横軸は周波数軸であり、縦軸はマルチキャリア信号のスペクトラムを示している。
【０１２１】
そのｃ）に示す信号スペクトラムは帯域Ｂ１、Ｂ２、及びＢ４の３帯域を用いて信号を伝送する場合であるが、隣接する帯域Ｂ１とＢ２の間には連続したマルチキャリア信号が配置されている。
【０１２２】
そして、ｄ）は連続する帯域Ｂ３とＢ４の間で連続的にマルチキャリア信号が配置されており、またｅ）の場合では帯域Ｂ１〜Ｂ３が連続して使用されるため帯域Ｂ１〜Ｂ３に連続的なマルチキャリア信号が配置されている。
【０１２３】
このようにして連続的にマルチキャリア信号を配置する場合はガードバンドを設ける場合に比してマルチキャリアの数を多くすることができるため、伝送レートはその分大きくなる。
【０１２４】
前述の図３に示したＩＦＦＴの場合では、入力端子１８７〜１９７の入力値を０としているが、ｃ）の場合では帯域Ｂ１とＢ２の間に挿入されるサブキャリア信号を生成するため、入力端子１８７〜１９７の内の入力端子１９２を除いた１０個の入力端子には１０波のサブキャリアを生成するためのデータ割り当てができる。
【０１２５】
その場合のサブキャリアの増加に伴う伝送レートの増加は、４８波×３帯域＝１４４波のキャリアに対してガードバンド帯域のサブキャリア１０波を追加することができるため、その増加率は約７％である。
【０１２６】
そして、ｅ）のように連続する３つの帯域Ｂ１、Ｂ２、及びＢ３が使用可能である場合は、Ｂ１とＢ２の間及びＢ２とＢ３の間のそれぞれで１０波、合計２０波のサブキャリアにデータを割り当てることができ、約１４％伝送レートが増加する。
【０１２７】
さらにまた、連続する４つの帯域を用いて通信を行う場合は合計３０波のサブキャリアにデータ割り当てを行なうことが出来、その場合は約１６％（３０／１９２）の伝送レート増加となる。
【０１２８】
図９に、そのようなサブキャリアを追加する場合のキャリア配置の様子を示す。
同図において、ｆ）は従来のガードバンドを有するサブキャリアの配置であり、ｇ）は連続する帯域に連続的にサブキャリアを配置した場合の図である。
【０１２９】
そして、このようにして得られるサブキャリアの増加分を用いて付加情報を伝送することができ、その付加情報として例えば誤り訂正用符号を付加することができるため、デジタル変調の多値数を増加させ、又は符号化率を大きな値とするとき、それにより生ずる誤り信号を訂正することにより結果的に伝送レートを増加させることができるものである。
【０１３０】
そして、その伝送レートの増加用として付加的に使用されるサブキャリア信号は、仮にガードバンド内のサブキャリアを復号する機能を有していないマルチキャリア信号復号装置において復号する場合において、多少のデータ誤り率は増加するものの正規の帯域内で伝送される情報信号の復号はできているため、伝送される情報が大幅に欠落するなどの欠点は生じない。
【０１３１】
このようにして、ガードバンドの領域を有効に活用することができるが、次に他の活用法について述べる。
図１０に、そのガードバンドを用いて伝送帯域を狭める活用法を示す。
同図において、ｆ）は前述の図９におけるｆ）と同じであるＢ１とＢ２の２つの帯域を用いてデータを伝送する場合のスペクトラムを示しており、ｈ）はその帯域の間のガードバンドにサブキャリアを配置した場合のスペクトラムを示している。
【０１３２】
即ち、そのｈ）に示すスペクトラムは連続した帯域Ｂ１とＢ２の間のガードバンドにサブキャリアデータを割り当てることによってデータキャリア数が増加するが、その増加した分帯域の両側におけるサブキャリアに対する割り当て数を少なくしたものである。
【０１３３】
このようにして、帯域Ｂ１の左側、及びＢ２の右側のサブキャリアを削減したため、それぞれの帯域におけるスペクトラムの広がりが抑えられ、隣接チャンネルへの干渉をより少なくすることができる。
【０１３４】
これは、特にこの生成装置の近くで弱電界通信がなされているときに隣接局に対する干渉の影響を低減することができるもので、隣接局の通信中に自局が隣接するチャンネルをアサインして通信を行うかどうかの判断を行う際に、予め隣接局に与える妨害が少なく設定できるマルチキャリア信号生成装置の場合では、その隣接するチャンネルを空きチャンネルと設定してチャンネルアサインを行い、通信を開始することができるものである。
【０１３５】
即ち、マルチキャリア信号生成装置と復号装置が通信チャンネルを設定するためには、送信が許可されている通信チャンネルに対して図示しないキャリアセンス等の手段を用いて空きチャンネルのサーチを行うが、その際の通信チャンネルの設定を容易にすることができるものである。
【０１３６】
以上、４つの帯域分のＯＦＤＭ信号を生成できるＩＦＦＴを用いて複数の通信チャンネルをアサインして通信を行う場合の例について示したが、例えば次数６４を８倍した５１２ポイントのＩＦＦＴを用いて８つの帯域分のマルチキャリア信号を生成する方法、更には１６倍の１０２４ポイントのＩＦＦＴを用いて１６の帯域分のマルチキャリア信号を生成する方法など、この手法を拡大することができる。
【０１３７】
これらの場合では、倍数を多くした分ＩＦＦＴの演算速度を高速にする必要があるが、その場合は例えば１６チャンネルの中の任意の空きチャンネル３つを用いて通信を行なうことができるように、使用チャンネルの設定が容易になるものである。
【０１３８】
そして、そのようにしてなされる離れた帯域で送信された複数のＯＦＤＭ信号の受信は、生成装置と同様に８倍、あるいは１６倍等の次数のＦＦＴを用いた復号装置により行うことができる。
【０１３９】
以上詳述したように、ここに示した実施例によれば、単位通信帯域幅の複数倍に相当する通信帯域に送信する信号の生成処理および復号処理を行うマルチキャリア信号生成装置、及び復号装置であるので、１つの単位通信帯域を使用した中速度の通信から複数の単位通信帯域幅を使用する高速な通信までの伝送速度に対応できるマルチメディア通信が可能となる。
【０１４０】
そして、多数の個別のユーザ（送信局）が基地局あるいは制御局なしで個々にキャリアセンス等のルールの下に共存して使用する環境において、仮に空きチャンネルとなっている単位通信帯域が連続していない場合であっても複数の単位通信帯域を用いて高速な通信を行なうことが出来、また空きチャンネルの単位通信帯域が連続していない場合であってもその空きチャンネルを使用した通信ができるので、チャンネル利用率を高くできる。
【０１４１】
さらに、複数の連続する単位通信帯域を使用して通信する場合に、それらの単位通信帯域間のガードバンドも利用して通信する方法によれば周波数利用効率が高まり、情報信号の伝送速度をより高めることができる。
【０１４２】
そしてまた、複数の連続する単位通信帯域を使用して通信する場合に、それらの単位通信帯域間のガードバンドも利用し、連続する単位通信帯域の低域および高域両側のマルチキャリア信号を削減することにより、スペクトラムの広がりを抑えて、隣接チャンネルへの干渉を低減させた通信を行うことも可能である。
【０１４３】
さらに、生成装置、復号装置が単位通信帯域幅の複数倍に相当するポイント数のＩＦＦＴないしはＦＦＴ及びフィルタを１系統有するのみで、複数の単位通信帯域の信号を送信、あるいは受信するための生成装置、及び復号装置を構成できる。
【０１４４】
それらにより、所定帯域幅の単位通信帯域Ｎ個（Ｎは正の整数）からなる帯域をその通信帯域とする無線伝送システムにおいて、連続するＭ個（ＭはＮ以下の正の整数）の単位通信帯域幅の送信手段を有するマルチキャリア信号生成装置で、前記複数（Ｍ個）の単位通信帯域のうち、キャリアセンス等の手段によって検知した送信可能な単位通信帯域を複数（≦Ｍ）帯域用いて行う高速伝送を可能とし、上記送信可能な単位通信帯域に相当するサブキャリアにのみデータを割り当ててキャリアを生成し、キャリアセンス等の手段で検知した送信を控えるべき単位通信帯域に対してはキャリアを生成しないようにしたマルチキャリア信号生成装置を実現できる。
【０１４５】
また、その生成装置により生成されて送信された信号を受信するマルチキャリア信号復号装置においては、連続するＭ個（≦Ｎ）の単位通信帯域幅の受信手段を有するマルチキャリア信号復号装置を構成し、前記Ｍ個の単位通信帯域のマルチキャリア信号から復調して得た復号データのうち、上記生成装置が使用している単位通信帯域に相当する復号データから受信データを抽出するようにして伝送される情報信号を復号するマルチキャリア信号復号装置を構成できる。
【０１４６】
このとき上記生成装置は、どの単位通信帯域の組み合わせで伝送を行っているかを所定の単位通信帯域により送信し、その送信信号の先頭で復号装置に通知し復号装置は必要な全ての受信チャンネルから得られる信号の復号を行なうようにする。
【０１４７】
これらの手段によって、高速な伝送が可能となるとともに、Ｍ個の単位通信帯域幅を一括処理する１種類の生成装置および復号装置によって低速から高速まで幅の広い伝送速度に対応可能なマルチキャリア信号生成装置、及び復号装置を構成できる。
【０１４８】
また複数の単位通信帯域を用いて通信する際に、それらの単位通信帯域は連続していなくても通信を行うことができるのでチャンネルの利用効率を高めることができる。
【０１４９】
また送信可能な空きチャンネルが隣接する場合であっても、通常単位通信帯域の間に設けるガードバンド帯域に位置するマルチキャリア信号に対してもデータを割り当ることにより、隣接局に妨害を与えることなくより高速な伝送速度を実現することができるものである。
【０１５０】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、ガードバンド内に誤り訂正信号を挿入するようにしているので、デジタル変調の多値数を増加させ、又は符号化率を大きな値とした場合にも、互いに隣接する２つの帯域のサブキャリアの誤り率を低く抑えることができるため、伝送レートを増加させることができる。
【０１５１】
また、請求項２記載の発明によれば、ガードバンドが埋まるように互いに隣接する２つの帯域を中央部に詰めて、複数のサブキャリアを連続させ、複数の帯域の両端には、前記ガードバンドに対応する帯域のサブキャリアを配置しないので、この連続的に存在した複数のサブキャリアが隣接する他の帯域の複数のサブキャリアとの距離が離れるため、干渉を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例に係るマルチキャリア信号生成装置の概略ブロック図である。
【図２】本発明の実施例に係るマルチキャリア信号復号装置の概略ブロック図である。
【図３】本発明の実施例に係る４系統の６４ポイントＩＦＦＴ演算を行う２５６ポイントＩＦＦＴ演算器である。
【図４】本発明の実施例に係る通信帯域と、配置されるサブキャリア周波数の位置を示した図である。
【図５】本発明の実施例に係る空きチャンネル帯域利用により行う通信の状態を示す図である。
【図６】本発明の実施例に係る複数の帯域を用いて通信を行うときの受信信号周波数スペクトラムを示す図である。
【図７】単一の帯域で通信を行うときに使用する６４ポイントＩＦＦＴの端子と信号の関係を示す図である。
【図８】本発明の実施例に係る連続する帯域に連続するサブキャリアを配置した図である。
【図９】本発明の実施例に係るサブキャリアの連続配置を説明するための図である。
【図１０】本発明の実施例に係るサブキャリアを連続配置し、帯域幅を縮小した配置を示す図である。
【図１１】従来の無線アクセスシステムで用いられるチャンネル配置を示す図である。
【図１２】従来の５ＧＨｚ帯無線アクセスシステムにおける１チャンネル分のサブキャリア周波数の配置を示す図である。
【図１３】従来の無線アクセスシステム生成装置の構成を示す図である。
【図１４】従来の無線アクセスシステムにおける６４ポイントＩＦＦＴの端子と供給信号の関係を示す図である。
【図１５】従来のＯＦＤＭ信号復号装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
１０、１０ａ  マルチキャリア信号生成装置
１１  情報信号入力端子
１２  直並列変換回路
１３、１３ａ  キャリアマッピング回路
１４、１４ａ  ＩＦＦＴ回路
１５  直交変調回路
１６  ＢＰＦ
１７  アップコンバータ
１９  アンテナ
２０、２０ａ  マルチキャリア信号復号装置
２２  ダウンコンバータ
２３  ＢＰＦ
２４  直交復調回路
２５、２５ａ  ＦＦＴ
２６、２６ａ  キャリアデマッピング回路
２７  並直列変換回路
２９  情報信号出力端子
【図１】
0003800503.tif 000002
【図２】
0003800503.tif 000003
【図３】
0003800503.tif 000004
【図４】
0003800503.tif 000005
【図５】
0003800503.tif 000006
【図６】
0003800503.tif 000007
【図７】
0003800503.tif 000008
【図８】
0003800503.tif 000009
【図９】
0003800503.tif 000010
【図１０】
0003800503.tif 000011
【図１１】
0003800503.tif 000012
【図１２】
0003800503.tif 000013
【図１３】
0003800503.tif 000014
【図１４】
0003800503.tif 000015
【図１５】
0003800503.tif 000016