(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
記録媒体に記録されている再生すべき任意の一の記録トラックから読み取った第１の再生信号を復号する記録情報再生装置において、
前記第１の再生信号から、前記再生すべき任意の一の記録トラックに隣接する少なくとも１つの記録トラックから読み取った第２の再生信号を所定のフィルタリング特性を有するフィルタで処理した信号を減算して出力する第１の減算手段と、
前記第一の再生信号がゼロクロスか否かを検出して０ポイント情報を出力するゼロ検出手段と、
前記第一の再生信号がピークか否かを検出してピークポイント情報を出力するピーク検出手段と、
前記０ポイント情報と前記ピークポイント情報を入力し、いずれかを選択して、ポイント情報として出力する選択手段と、
前記ポイント情報がピークを示すタイミングにおける前記第１の減算手段からの出力信号と所定の値との差分値をエラー信号として出力する第２の減算手段と、
前記エラー信号に基づき、前記フィルタの前記フィルタリング特性を前記エラー信号が最小になるように可変制御する係数生成手段とを有することを特徴とする記録情報再生装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は記録情報再生装置に係り、特に光ディスクの記録情報信号を再生する記録情報再生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、高密度記録された光ディスクの隣接する３つのトラックから別々のビームにより再生した信号に基づいて、クロストーク除去を行うと共に中央のトラックからＳ／Ｎ比の良好な再生信号を得るようにした、３ビーム法による記録情報再生装置が種々提案されているが、クロストーク除去のためのプリアンブル信号を予め記録しておくことなく、再生信号のクロストーク除去を行うようにして記録容量を向上した３ビーム法による記録情報再生装置が知られている（特開平９−３２０２００号公報）。
【０００３】
この従来の記録情報再生装置では、光ディスクの任意の一のトラックから一のビームにより再生した第１の読取信号と、その一のトラックの両側に隣接する２本のトラックから別々のビームにより再生した２つの第２の読取信号とを、それぞれサンプリングして第１及び第２のサンプル値系列に変換し、そのうち第２のサンプル値系列から可変係数フィルタによりクロストーク成分を求め、上記の第１のサンプル値系列からこのクロストーク成分を減算器で減算し、更にゼロクロスサンプル抽出手段により、この減算器の出力サンプル値系列中からゼロクロスサンプル値を抽出して、このゼロクロスサンプル値が０に収束するようにフィルタ係数演算手段により上記の可変係数フィルタのフィルタ係数を更新すると共に、判定手段により減算器の出力サンプル値系列から再生信号の判定を行う構成である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、上記の従来の記録情報再生装置では、可変係数フィルタのフィルタ係数の更新は、ＬＭＳ適応アルゴリズムを使用して誤差信号が０になるようにしているが、上記の誤差信号は減算器の出力サンプル値系列中から抽出したゼロクロスサンプル値のみであり、収束が遅く、誤判別が多いという問題がある。また、パーシャルレスポンス等化を行っていないので、ビタビ復号ができず、益々高密度記録される傾向のある光ディスクから読み取ったＳ／Ｎの低い再生信号のデータ復元を誤る可能性が高いという問題もある。
【０００５】
また、再生信号が光ディスクからＴＰＰ（タンジェンシャルプッシュプル法）でよみだされた信号や、ハードディスク及び磁気テープのように微分系の特性を有する場合、図２に示すように、信号が０付近で連続した値をとるので、ゼロクロス検出ではデータ変化点を検出することが出来ない。つまり、クロストーク成分の抽出が不可能であり、クロストーク除去は実現しなかった。
【０００６】
つまり、同一システムで、積分系と微分系の特性を有する信号の両方に対応する場合には、２種類のクロストーク除去システムを用意しなければならず、回路規模・コストの点で問題となっていた。
【０００７】
本発明は以上の点に鑑みなされたもので、積分系の信号に対するクロストーク除去と、微分系の信号に対するクロストーク除去を両立し得る記録情報再生装置を提供することを目的とする。
【０００８】
また、本発明の他の目的は、収束が速くしかも確実に記録媒体の記録情報を再生し得る記録情報再生装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は上述の問題点を解決するために、記録媒体に記録されている再生すべき任意の一の記録トラックから読み取った第１の再生信号を復号する記録情報再生装置において、前記第１の再生信号から、前記再生すべき任意の一の記録トラックに隣接する少なくとも１つの記録トラックから読み取った第２の再生信号を所定のフィルタリング特性を有するフィルタで処理した信号を減算して出力する第１の減算手段と、前記第一の再生信号がゼロクロスか否かを検出して０ポイント情報を出力するゼロ検出手段と、前記第一の再生信号がピークか否かを検出してピークポイント情報を出力するピーク検出手段と、前記０ポイント情報と前記ピークポイント情報を入力し、いずれかを選択して、ポイント情報として出力する選択手段と、前記ポイント情報がピークを示すタイミングにおける前記第１の減算手段からの出力信号と所定の値との差分値をエラー信号として出力する第２の減算手段と、前記エラー信号に基づき、前記フィルタの前記フィルタリング特性を前記エラー信号が最小になるように可変制御する係数生成手段とを有することを特徴とする記録情報再生装置を提供する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。図１は本発明になる記録情報再生装置の第１の実施の形態のブロック図を示す。この実施の形態では、記録媒体の一例としての光ディスクの隣接する３本の記録トラックに対し、３つのビームスポットを別々に形成する公知の３ビーム法を用いる。すなわち、図３に示すように、１回転当たり１本のトラックが形成されている光ディスクの任意のトラックＴｉから記録情報信号を再生するときは、再生専用の光ビームスポットＢ０をトラックＴｉに形成し、トラックＴｉの両側に隣接するトラックTi-1とTi+1のうち内周側トラックTi-1にはビームスポットＢ１を形成し、外周側トラックTi+1にはビームスポットＢ２を形成する。
【００１３】
これら３つのビームスポットＢ０、Ｂ１、Ｂ２は、中央のビームスポットＢ０を中心として、光ディスクの回転方向上、ビームスポットＢ１が後方位置（又は前方位置）に、ビームスポットＢ２が前方位置（又は後方位置）に配置された状態を保ってトラッキングされることは周知の通りである。これら３つのビームスポットＢ０、Ｂ１、Ｂ２による反射光は、公知の光学系を別々に通して読取信号に変換される。
【００１４】
上記の読取信号のうち、中央の再生すべきトラックＴｉの読取信号は、図１のＡ／Ｄ変換器１１に供給され、内周側の隣接トラックTi-1の読取信号は、図１のＡ／Ｄ変換器１２に供給され、外周側の隣接トラックTi+1の読取信号は、図１のＡ／Ｄ変換器１３に供給される。Ａ／Ｄ変換器１１、１２、１３は入力された読取信号を、マスタークロックでサンプリングしてディジタル信号に変換して、次段のＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４、１５、１６に供給し、ここで振幅が一定に制御される自動振幅制御（ＡＧＣ）及び２値コンパレートの閾値を適切に直流（ＤＣ）制御する自動閾値制御（ＡＴＣ）させる。
【００１５】
ＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４の出力信号は、リサンプリングＤＰＬＬ１７に供給される。リサンプリングＤＰＬＬ１７は、自分自身のブロックの中でループが完結しているディジタルＰＬＬ（位相同期ループ）回路で、入力信号に対し所望のビットレートでサンプリングしたディジタルデータをリサンプリング（間引き補間）演算して生成し、遅延調整器２０を通してトランスバーサルフィルタ２１に供給する。また、リサンプリング・ＤＰＬＬ１７は、入力された特性モード信号に応じて、積分系もしくは微分系の信号に応じた位相引き込み動作を行っている。積分系の信号に対しては、リサンプリングデータのゼロクロスを検出しており、それにより得られるポイント情報を遅延調整器２２を通して後述のタップ遅延回路３２に供給する。また、微分系の信号に対しては、リサンプリングデータのピークを検出しており、それにより得られるポイント情報を遅延調整器２２を通して後述のタップ遅延回路３２に供給する。
【００１６】
更に、リサンプリングＤＰＬＬ１７は、ビットサンプリングのためのビットクロックＢＣＬＫを生成すると共に、リサンプリング演算するための内分する割合を示すパラメータＴ＿ratioを生成し、それらをリサンプリング回路１８及び１９にそれぞれ供給し、ここでＡＧＣ・ＡＴＣ回路１５及び１６よりのディジタル信号をパラメータＴ＿ratioが示す割合でビットクロックＢＣＬＫでリサンプリング演算を行う。ビットクロックＢＣＬＫは、歯抜けクロック（Punctured Clock）である。
【００１７】
前記リサンプリング・ＤＰＬＬ１７にはこの実施の形態の要部となる特性モード信号が入力されており、入力信号の特性（積分系・微分系）に応じて、位相をロックさせる対象を、入力信号が積分系のときはゼロクロス、微分系のときはピークに切り替えており、さらに、それに応じたポイント情報（積分系のときは０ポイント情報、微分系のときはピークポイント情報）を出力する。
【００１８】
仮判別回路３３には、同じく、前記特性モード信号が入力されており、入力信号の特性（積分系・微分系）に応じて、仮判別アルゴリズムを切り替えている。なお、前記ポイント情報はビットサンプリングのデータにおけるゼロクロスポイント、もしくは、ビットサンプリングのデータにおける正又は負のピークをビットクロック単位で示している。
【００１９】
リサンプリング回路１８及び１９よりそれぞれ取り出された信号は、遅延調整器２３、２４を通してトランスバーサルフィルタ２５、２６に供給される。前記トランスバーサルフィルタ２１及び上記のトランスバーサルフィルタ２５、２６は、それぞれ乗算器・低域フィルタ（ＬＰＦ）２７、２８、２９よりフィルタ係数（タップ係数）が入力されてそれに応じた特性のフィルタリング処理を入力信号に対して行う。
【００２０】
トランスバーサルフィルタ２１は、乗算器・ＬＰＦ２７よりのタップ係数（フィルタ係数）に基づいて波形等化処理を行い、再生すべき所望のトラックからの読取信号の前後の信号との符号間干渉の影響を低減する。このトランスバーサルフィルタ２１の出力波形等化後読取信号は、後述の減算器３０及び３１を通して前記仮判別回路３３に供給され、ここでタップ遅延回路３２よりの遅延信号と、パーシャルレスポンス（ＰＲ）の種類を示すＰＲモード信号と、光ディスクに記録されている信号のランレングス制限符号長（最小反転間隔や最大反転間隔）を示すＲＬＬモード信号とが入力され、これらに基づいて仮判別結果を出力する。
【００２１】
この仮判別結果と仮判別回路３３の入力信号（減算器３１の出力信号）とが減算器３４において減算され、その差分値がエラー信号としてインバータ３５で極性を反転された後、乗算器・ＬＰＦ２７に供給され、ここでトランスバーサルフィルタ２１のタップ出力と乗算されて相関が検出され、ＬＰＦで積分される。乗算器・ＬＰＦ２７の出力積分値は、上記のエラー信号の値を０にする、トランスバーサルフィルタ２１のフィルタ係数（タップ係数）としてトランスバーサルフィルタ２１に入力される。
【００２２】
上記のトランスバーサルフィルタ２１、乗算器・ＬＰＦ２７、仮判別回路３３、タップ遅延回路３２、減算器３４、インバータ３５よりなるフィードバックループは、よく知られるＬＭＳアルゴリズムを基本としているが、仮判別回路３３は、本発明者が提案した回路であり、パーシャルレスポンス等化を前提とした仮判別（収束目標設定）を行う。
【００２３】
ここで、積分系のパーシャルレスポンス（ＰＲ）特性について説明するに、例えばＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）の特性を図４（Ａ）に示す孤立波に付与して等化すると、その等化波形はよく知られているように図４（Ｂ）に示すようになる。更に、連続波では、この等化波形は、０，ａ，ａ＋ｂ，２ａ，２ｂ，ａ＋２ｂ，２ａ＋２ｂの７値をとる。この７値をビタビ復号器に入力すると、元のデータ（入力値）とＰＲ等化後の再生信号（出力値）は、過去の信号の拘束を受け、これと（１，７）ＲＬＬによって入力信号の"１"は２回以上続かないことを利用すると、図４（Ｃ）に示すような状態遷移図で表わすことができることが知られている。
【００２４】
図４（Ｃ）において、Ｓ０〜Ｓ５は直前の出力値により定まる状態を示す。この状態遷移図から例えば状態Ｓ２にあるときは、入力値がａ＋２ｂのとき出力値が１となって状態Ｓ３へ遷移し、入力値が２ｂのとき出力値が１となって状態Ｓ４へ遷移するが、それ以外の入力値は入力されないことが分かり、また、もし入力されればそれはエラーであることが分かる。
【００２５】
図４（Ｄ）は、入力信号のランレングス制限が（２、Ｘ）の場合の状態遷移図を示しており、Ｓ５からＳ１、及びＳ２からＳ４の遷移が無くなっていることが分かる。
【００２６】
次に、微分系のパーシャルレスポンス（ＰＲ）特性について説明するに、例えばＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）の特性を図５（Ａ）に示す孤立波に付与して等化すると、その等化波形はよく知られているように図５（Ｂ）に示すようになる。更に、連続波では、この等化波形は、−（ａ＋ｂ），−ａ，０，ａ，ａ＋ｂの５値をとる。この５値をビタビ復号器に入力すると、元のデータ（入力値）とＰＲ等化後の再生信号（出力値）は、過去の信号の拘束を受け、これと（１，Ｘ）ＲＬＬによって入力信号の"１"は２回以上続かないことを利用すると、図５（Ｃ）に示すような状態遷移図で表わすことができることが知られている。
【００２７】
図５（Ｃ）において、Ｓ０〜Ｓ５は直前の出力値により定まる状態を示す。この状態遷移図から例えば状態Ｓ２にあるときは、入力値がａ＋２ｂのとき出力値が１となって状態Ｓ３へ遷移し、入力値が２ｂのとき出力値が１となって状態Ｓ４へ遷移するが、それ以外の入力値は入力されないことが分かり、また、もし入力されればそれはエラーであることが分かる。
【００２８】
図５（Ｄ）は、信号のランレングス制限が（２，Ｘ）である場合の状態遷移図を示しており、Ｓ５からＳ１、及びＳ２からＳ４の遷移が無くなっていることが分かる。
【００２９】
図６は上記の積分系のＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）の特性とランレングス制限規則ＲＬＬモードと仮判別器５１の出力する仮判定値との関係を示す図である。同図において、一番上の行のＰＲモードは、端子４３を介して仮判別回路２４に入力される信号の値を示しており、一番左の列のＲＬＬモードは、端子４４を介して仮判別回路２４の仮判別器５１に入力される信号を示しており、ここではＲＬＬ（１，Ｘ）とＲＬＬ（２，Ｘ）を示している。
【００３０】
ＰＲモードの値はパーシャルレスポンス特性がＰＲ（１，１）、ＰＲ（１，１，１，１）、ＰＲ（１，２，２，１）、ＰＲ（１，３，３，１）、ＰＲ（２，３，３，２）及びＰＲ（３，４，４，３）のいずれであるかを示す。また、ＲＬＬ（１，Ｘ）は最小反転間隔が"２"で、最大反転間隔が変調方式によって異なる所定の値Ｘのランレングス制限規則を示し、ＲＬＬ（２，Ｘ）は最小反転間隔が"３"で、最大反転間隔が変調方式によって異なる所定の値Ｘのランレングス制限規則を示している。
【００３１】
ＲＬＬ（１，Ｘ）の場合は、図４と共に説明したように、等化波形は、ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）では０，ａ，ａ＋ｂ，２ａ，２ｂ，ａ＋２ｂ，２ａ＋２ｂの７値をとり、これらに対応した各パーシャルレスポンス特性における仮判定値が図５に示されている。仮判定値のうち、矢印の右側の値が上記の７値の中央値である「ａ＋ｂ」が"０"になるようにオフセットしたときの値を示す。ＲＬＬ（２，Ｘ）はＲＬＬ（１，Ｘ）と同様の仮判定値を示すが、ＲＬＬ（１，Ｘ）の２ａ、２ｂで示す２行の値は存在しない。これは、図４（Ｃ）の状態遷移図のＳ５→Ｓ１、Ｓ２→Ｓ４の遷移が存在しないからである（値２ａ、２ｂをとらないからである）。
【００３２】
また、図６において、ＰＲ（１，１）はＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）のａ＝０、ｂ＝１の場合である。更に、図６において、ゲインＧはオフセット後の絶対値の最大値（ａ＋ｂ）*を正規化するための乗算係数であり、Ａ／（ａ＋ｂ）*で表される（ただし、Ａは任意のレベル）。
【００３３】
図７は上記の微分系のＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）の特性と仮判別器５１の出力する仮判定値との関係を示す図である。同図において、一番上の行のＰＲモードは、端子４３を介して仮判別回路２４に入力される信号の値を示しており、一番左の列のＲＬＬモードは、端子４４を介して仮判別回路２４の仮判別器５１に入力される信号を示している。
【００３４】
ＰＲモードの値はパーシャルレスポンス特性がＰＲ（１，−１）、ＰＲ（１，１，−１，−１）、ＰＲ（１，２，−２，−１）、ＰＲ（１，３，−３，−１）、ＰＲ（２，３，−３，−２）及びＰＲ（３，４，−４，−３）のいずれであるかを示す。特にＰＲ（１，−１）は良く知られているＰＲ４（Ｐａｒｔｉａｌ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ  ＣｌａｓｓIV）であり、ＰＲ（１，１，−１，−１）は良く知られているＥＰＲ４（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ  Ｐａｒｔｉａｌ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ  ＣｌａｓｓIV）である。
【００３５】
また、図７において、ＰＲ（１，−１）はＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）のａ＝０、ｂ＝１の場合である。更に、図５において、ゲインＧは絶対値の最大値（ａ＋ｂ）を正規化するための乗算係数であり、Ａ／（ａ＋ｂ）で表される（ただし、Ａは任意のレベル）。
【００３６】
減算器３１からの波形等化再生信号は、現在時刻における信号Ｄ３として取り扱われる。一方、リサンプリング・ＤＰＬＬ１７からのピークポイント情報が遅延調整２２を介してタップ遅延回路３２に供給され、そのタップ遅延出力が仮判別回路３３に入力される。仮判別回路３３は後述のアルゴリズムに従って、パーシャルレスポンス等化を前提とした仮判別（収束目標設定）を行う。
【００３７】
次に、積分系のモードにおける仮判別器３３の動作について、図８のフローチャート等と共に更に詳細に説明する。ここで、上記の０ポイント情報の値Ｚが"１"であるときはゼクロスポイントを示しており、これは、図４（Ｃ）に示したＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）の状態遷移図では「ａ＋ｂ」という値で表わされており、状態Ｓ１→Ｓ２又は状態Ｓ４→Ｓ５へ遷移する過程において発生する。
【００３８】
この場合、図４（Ｃ）中、右半分の状態Ｓ２、Ｓ３及びＳ４は正の値の経路（ａ＋ｂ＝０に正規化した場合、図５と共に説明したように、ａ＋２ｂ、２ａ＋２ｂ、２ｂのいずれか）を辿り、左半分の状態Ｓ５、Ｓ０及びＳ１は負の値の経路（ａ＋ｂ＝０に正規化した場合、図５と共に説明したように、０、ａ、２ａのいずれか）を辿るため、ゼロクロスポイントの前又は後の値を参照することにより、正の経路なのか、負の経路なのかが判別できる。
【００３９】
しかも、あるゼロクロスポイントから次のゼロクロスポイントまでの間隔が分かれば、つまり状態Ｓ２から状態Ｓ５に至るまで、又は状態Ｓ５から状態Ｓ２に至るまでの遷移数がわかれば、経路が確定し、取り得るべき値が各々のサンプル点に対して明確になる。
【００４０】
また、上記の状態遷移図で「ａ＋ｂ」以外の値、すなわちゼロクロスポイントでないときは、上記の０ポイント情報の値Ｚは"０"である。この状態遷移図から、ゼロクロスポイント（Ｚ＝１）は２つ連続して取り出されることはなく、また、ＲＬＬ（１，Ｘ）の場合は、隣接するＺ＝１の間には最低１つの"０"が存在する（０ポイント情報の値Ｚが１→０→１と変化したとき、すなわち、状態Ｓ２→Ｓ４→Ｓ５、あるいは状態Ｓ５→Ｓ１→Ｓ２と遷移したとき）。なお、ＲＬＬ（２，Ｘ）の場合は、隣接するＺ＝１の間には最低２つの"０"が存在する。２ａ及び２ｂの値は存在しないからである。
【００４１】
実際の信号では、ノイズ等の影響により、ゼロクロスポイント自体の検出を誤ることも十分に予想されるが、フィードバック制御の場合、正しい判定のできる確率が誤る確率を上回っていれば、正しい方向に収束していくはずであり、また、十分な積分処理のため、単発のノイズは実用上問題ないと考えられる。
【００４２】
以上の点に着目し、仮判別器３３は、ビットクロックの周期毎に入力されるポイント情報の値Ｚを識別し、連続する５クロック周期の５つの値がオール"０"であるかどうか（図８のステップ６１）、上記の５つの値のうちの最後の値のみが"１"かどうか（図８のステップ６２）、上記の５つの値のうちの最初の値のみが"１"かどうか（図８のステップ６３）、上記の５つの値のうちの最初と最後の値が"１"で残りの３つの値は"０"かどうかを判別する（図６のステップ６４）。
【００４３】
これらのパターンは、着目するポイント情報の値Ｚの中央の値を"０"としたとき、前後両側の０ポイント情報の値Ｚがいずれも"０"である場合であり、このときは信号波形が正側、又は負側に張り付いている場合であるので、これらのパターンのいずれかを満たすときは、
Ｐ＝（ａ＋ｂ）*×Ｇ                （１）
なる式により、大なる値Ｐを算出する（図８のステップ６５）。ただし、（１）式及び後述の（２）、（３）式中、Ｇは図６に示したゲイン、ａ*、ｂ*はＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）におけるａとｂの値を、中央値（ａ＋ｂ）が０になるようにオフセットした後の値であることを示す。これらａ*、ｂ*及びＧの値は、入力されるＰＲモード信号入力されるＲＬＬモード信号により求められる既知の値である。
【００４４】
上記のパターンのいずれでもないときは、連続する５クロック周期の５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１０１０"であるかどうか判別し（図８のステップ６６）、このパターンのときはＲＬＬモード信号に基づき、ＲＬＬ（１，Ｘ）のパーシャルレスポンス等化であるかどうか判定する（図６のステップ６７）。このパターンは、着目する中央値の０ポイント情報の値Ｚを"０"としたとき、中央値の前後両側に隣接する２つのＺの値がいずれも"１"の場合であり、これは前記したように、ＲＬＬ（１，Ｘ）のときのみ発生する可能性があるので、ＲＬＬ（１，Ｘ）であるときは
Ｐ＝（ｂ−ａ）*×Ｇ                （２）
なる式により、値Ｐを算出する（図８のステップ６８）。なお、このときは、極性が２クロック目で瞬時に変化するので、（２）式により小なる値Ｐが算出される。
【００４５】
連続する５クロック周期の５つのポイント情報の値Ｚが"０１０１０"でないときは、それら５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１００１"、"１００１０"、"０００１０"及び"０１０００"のうちのいずれかのパターンであるかどうか判別する（図８のステップ６９〜７２）。これら４つのパターンは、連続する５つの０ポイント情報のうち中央値がゼロクロス点を示しておらず、かつ、中央値の前後に隣接する２つのポイント情報の一方がゼロクロス点を示しているときである。
【００４６】
上記の４つのパターンのどれかであるとき、あるいはステップ６７でＲＬＬモードが（１，Ｘ）でないと判定されたときは、
Ｐ＝ｂ*×Ｇ                      （３）
なる式により、値Ｐを算出する（図６のステップ７３）。この場合、信号波形は短期間、同じ極性を保っているので、（１）式及び（２）式の中間レベルの値Ｐが（３）式により算出される。
【００４７】
上記のステップ６５、６８及び７３のいずれかで値Ｐを算出すると、続いてＤ型フリップフロップ４７から取り出される現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０以上であるかどうか判別する（図８のステップ７４）。現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０以上であるときは最終仮判定レベルＱをＰの値とし（図８のステップ７５）、負であるときは最終仮判定レベルＱを−Ｐの値とする（図８のステップ７６）。
【００４８】
なお、ステップ７２でポイント情報の値Ｚが"０１０００"でないと判定されたときは、最終仮判定レベルＱを"０"とする（図８のステップ７７）。例えば、連続する５つのポイントＺの中央値が"１"の場合などがこの場合に相当する。
【００４９】
次に、微分系における仮判別器３３による動作について、図９のフローチャート等と共に更に詳細に説明する。ここでは、簡単のため、信号のランレングス制限が（２，Ｘ）である場合について説明する。ここで、上記のポイント情報の値ＰＫが"１"であるときはピークを示しており、これは、図５（Ｃ）に示したＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）の状態遷移図では「ａ＋ｂ」又は「−（ａ＋ｂ）」という値で表わされており、状態Ｓ１→Ｓ２又は状態Ｓ４→Ｓ５へ遷移する過程において発生する。
【００５０】
この場合、図５（Ｃ）中、ピークの極性は、サンプル点の極性で判別できる。しかも、あるピークから次のピークまでの間隔が分かれば、つまり状態Ｓ２から状態Ｓ５に至るまで、又は状態Ｓ５から状態Ｓ２に至るまでの遷移数がわかれば、経路が確定し、取り得るべき値が各々のサンプル点に対して明確になる。
【００５１】
また、上記の状態遷移図で「ａ＋ｂ」又は「−（ａ＋ｂ）」以外の値、すなわちピークでないときは、上記のポイント情報の値ＰＫは"０"である。この状態遷移図から、ピーク（ＰＫ＝１）は２つ連続して取り出されることはなく、（２，Ｘ）の場合は、隣接するＰＫ＝１の間には最低２つの"０"が存在する。
【００５２】
実際の信号では、ノイズ等の影響により、ピーク自体の検出を誤ることも十分に予想されるが、フィードバック制御の場合、正しい判定のできる確率が誤る確率を上回っていれば、正しい方向に収束していくはずであり、また、十分な積分処理のため、単発のノイズは実用上問題ないと考えられる。
【００５３】
以上の点に着目し、仮判別器３３は、まず、端子４２、タップ遅延回路２３を介してビットクロックの周期毎に入力されるポイント情報の値ＰＫを識別し、連続する５クロック周期の５つの値がオール"０"であるかどうか（図９のステップ６１）、上記の５つの値のうちの最後の値のみが"１"かどうか（図９のステップ６２）、上記の５つの値のうちの最初の値のみが"１"かどうか（図９のステップ６３）、上記の５つの値のうちの最初と最後の値が"１"で残りの３つの値は"０"かどうかを判別する（図９のステップ６４）。
【００５４】
これらのパターンは、着目するポイント情報の値ＰＫの中央の値を"０"としたとき、前後両側のポイント情報の値ＰＫがいずれも"０"である場合であり、このときは信号波形０に張り付いている場合であるので、これらのパターンのいずれかを満たすときは、
Ｑ＝０                （１）
なる式により、仮判別値Ｑを算出する（図９のステップ６５）。
【００５５】
上記のパターンのいずれでもないときは、連続する５クロック周期の５つのピークポイント情報の値ＰＫが"０１０１０"、"０１００１"、"１００１０"、"０００１０"及び"０１０００"のうちのいずれかのパターンであるかどうか判別する（図９のステップ６６、６９〜７２）。これら４つのパターンは、連続する５つのピークポイント情報のうち中央値がピーク点を示しておらず、かつ、中央値の前後に隣接する２つのポイント情報のいずれかがピーク点を示しているときである。
【００５６】
上記の５つのパターンのどれかであるときは、
Ｐ＝ａ×Ｇ                      （２）
なる式により、値Ｐを算出する（図９のステップ７３）。ただし、（２）式及び後述の（３）式中、Ｇは図７に示したゲイン、ａ、ｂはＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）におけるａとｂの値を示す。これらａ、ｂ及びＧの値は、端子４３を介して入力されるＰＲモード信号、端子４４を介して入力されるＲＬＬモード信号により求められる既知の値である。
【００５７】
なお、ステップ７２でポイント情報の値ＰＫが上記以外と判定されたときは、
Ｐ＝（ａ＋ｂ）×Ｇ        （２）
なる式により、値Ｐを算出する（図９のステップ７７）。例えば、連続する５つのピークＰＫの中央値が"１"の場合などがこの場合に相当する。
【００５８】
上記のステップ７３及び７７のいずれかで値Ｐを算出すると、続いてＤ型フリップフロップ４７から取り出される現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０以上であるかどうか判別する（図９のステップ７４）。現在時刻の波形等化信号Ｄ３が０以上であるときは最終仮判定レベルＱをＰの値とし（図９のステップ５）、負であるときは最終仮判定レベルＱを−Ｐの値とする（図９のステップ７６）
【００５９】
次に、積分系の上記の仮判別処理による波形等化について、更に具体的に説明する。例えば、図１０（Ａ）に実線で示す波形の等化後再生信号が、トランスバーサルフィルタ２１から取り出されて仮判別回路３３に入力される場合、この仮判別回路３３にはリサンプリング・ＤＰＬＬ１７からは同図（Ａ）の波形の下部に示すような値Ｚの０ポイント情報も入力される。ここで、図１０（Ａ）において、○印は記録媒体に記録されたランレングス制限符号の本来のデータ点を示す。また、×印はトランスバーサルフィルタ２１によりパーシャルレスポンス等化するときの等化用のサンプル点を示し、これは本来のデータ点から１８０°ずれている（他の図１０（Ｂ）〜（Ｄ）、図１１、図１２も同様）。
【００６０】
図１０（Ａ）において、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚがオール"０"のときと"１００００"のときと"００００１"のときは前記（１）式に基づいて等化され（図８のステップ６１〜６３、６５）、図１０（Ｂ）に示すように、再生信号が本来と同様の波形で得られる。なお、上記の（１）式〜（３）式の演算結果による波形等化は、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚの３番目のタイミングで、波形等化信号Ｄ３の極性に応じて行われることは図８に示した通りである。
【００６１】
図１０（Ｃ）はリサンプリング・ＤＰＬＬ１７から取り出された連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"１０００１"であるときの、トランスバーサルフィルタ２１の出力等化後再生信号波形の一例を示す。この場合、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚの３番目のタイミングの、波形等化信号Ｄ３の値は正であるから、このとき（１）式による波形等化が行われ（図８のステップ６４、６５、７４、７５）、図１０（Ｄ）に示す等化後再生信号がトランスバーサルフィルタ２１から得られる。
【００６２】
図１１（Ａ）はリサンプリング・ＤＰＬＬ１７から取り出された連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１０１０"で、かつ、ＲＬＬ（１，Ｘ）であるときと、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１００１"であるときのトランスバーサルフィルタ２１の出力等化後再生信号波形の一例を示す。この場合、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１０１０"のときの波形等化信号Ｄ３の値は正であるから、（２）式による正の値の波形等化が行われ（図８のステップ６６〜６８、７４、７５）、"０１００１"のときの波形等化信号Ｄ３の値は負であるから、（３）式による負の値の波形等化が行われ（図８のステップ６９、７３、７４、７６）、図１１（Ｂ）に示す等化後再生信号がトランスバーサルフィルタ２１から得られる。
【００６３】
図１２（Ａ）はリサンプリング・ＤＰＬＬ１７から取り出された連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１０００"であるときと、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０００１０"であるときのトランスバーサルフィルタ２１の出力等化後再生信号波形の一例を示す。この場合、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１０００"、"０００１０"のときはいずれも波形等化信号Ｄ３の値は正であるから、（３）式による正の値の波形等化が行われ（図８のステップ７１、７３〜７５、又はステップ７２〜７５）、図１２（Ｂ）に示す等化後再生信号がトランスバーサルフィルタ２１から得られる。
【００６４】
更に、図１２（Ｃ）はリサンプリング・ＤＰＬＬ１７から取り出された連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１００１"であるときと、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"１００１０"であるときのトランスバーサルフィルタ２１の出力等化後再生信号波形の一例を示す。この場合、連続する５つの０ポイント情報の値Ｚが"０１００１"、"１００１０"のときはいずれも波形等化信号Ｄ３の値は正であるから、（３）式による正の値の波形等化が行われ（図８のステップ６９、７３〜７５、又はステップ７０、７３〜７５）、図１２（Ｄ）に示す等化後再生信号がトランスバーサルフィルタ２１から得られる。
【００６５】
このように、この実施の形態では、０ポイント情報の値Ｚを参照し、状態遷移図から自と決定される値に等化するようにしたため、現在のサンプル点のレベルに依存しない（他の目標値に近くても影響されない）正確な波形等化ができる。また、異なるパーシャルレスポンス等化に対応でき、更に判定を誤る確率はスレッショルドが固定の従来装置に比べて少ないので、収束時間を短時間にできる。なお、本実施の形態は、ＲＬＬ（２，Ｘ）にも同様に適用できる。図６と共に説明したように、ＲＬＬ（１，Ｘ）と略同様の状態遷移が行われるからである。
【００６６】
次に、微分系の上記の仮判別処理による波形等化について、更に具体的に説明する。例えば、図１３（Ａ）に実線で示す波形の等化後再生信号が、トランスバーサルフィルタ２１から取り出されて仮判別回路３３に入力される場合、この仮判別回路２４にはリサンプリング・ＤＰＬＬ１９からは同図（Ａ）の波形の下部に示すような値ＰＫのピークポイント情報も入力される。ここで、図１３（Ａ）において、○印はトランスバーサルフィルタ２１によりパーシャルレスポンス等化するときの等化用のサンプル点を示している（他の図１３（Ｂ）、図１４、図１５も同様）。
【００６７】
図１３（Ａ）において、連続する５つのピークポイント情報の値ＰＫがオール"０"のときと"１００００"のときと"００００１"のときは前記（１）式に基づいて等化され（図９のステップ６１〜６３、６５）、ＰＫが"０１０００"のときと"０００１０"のときは前記（２）式に基づいて等化され（図９のステップ７１〜７２、７３、７４、７５）、ＰＫが"００１００"のときは前記（３）式に基づいて等化され（図９のステップ７７、７４、７５）、図１３（Ｂ）に示すように、再生信号が本来と同様の波形で得られる。なお、上記の（１）式〜（３）式の演算結果による波形等化は、連続する５つのピークポイント情報の値ＰＫの３番目のタイミングで、波形等化信号Ｄ３の極性に応じて行われることは図９に示した通りである。
【００６８】
図１４（Ａ）において、連続する５つのピークポイント情報の値  はリサンプリング・ＤＰＬＬ１７から取り出された連続する５つのピークポイント情報の値ＰＫが"１０００１"であるときの、トランスバーサルフィルタ２１の出力等化後再生信号波形の一例を示す。この場合、連続する５つの０ポイント情報の値ＰＫの３番目のタイミングの、波形等化信号Ｄ３の値は正であるから、このとき（１）式による波形等化が行われ（図９のステップ６４、６５）、図１４（Ｂ）に示す等化後再生信号がトランスバーサルフィルタ２１から得られる。
【００６９】
更に、図１５（Ａ）はリサンプリング・ＤＰＬＬ１７から取り出された連続する５つのピークポイント情報の値ＰＫが"０１００１"であるときと、連続する５つの０ピークポイント情報の値ＰＫが"１００１０"であるときのトランスバーサルフィルタ２１の出力等化後再生信号波形の一例を示す。この場合、連続する５つの０ポイント情報の値ＰＫが"０１００１"、"１００１０"のときはいずれも波形等化信号Ｄ３の値は正であるから、（３）式による正の値の波形等化が行われ（図９のステップ６９、７３〜７５、又はステップ７０、７３〜７４、７６）、図１５（Ｂ）に示す等化後再生信号がトランスバーサルフィルタ２１から得られる。
【００７０】
このように、この実施の形態では、ピークポイント情報の値ＰＫを参照し、状態遷移図から自と決定される値に等化するようにしたため、現在のサンプル点のレベルに依存しない（他の目標値に近くても影響されない）正確な波形等化ができる。また、異なるパーシャルレスポンス等化に対応でき、更に判定を誤る確率はスレッショルドが固定の従来装置に比べて少ないので、収束時間を短時間にできる。なお、本実施の形態は、ＲＬＬ（１，Ｘ）にも同様に適用できる。図７と共に説明したように、ＲＬＬ（２，Ｘ）と略同様の状態遷移が行われるからである。
【００７１】
以上の仮判別処理により得られた仮判定レベルＱは、図１の減算器３４に供給されて現在時刻の波形等化信号Ｄ３との差分をとられてエラー信号とされ、ＩＮＶ３５を介して乗算器・ＬＰＦ２７へ出力され、ここで乗算されてから高域周波数成分が除去され、トランスバーサルフィルタ２１にタップ係数として出力される。このようにして、減算器３４から取り出されるエラー信号が０になるように、トランスバーサルフィルタ２１のタップ係数が可変制御されることにより、トランスバーサルフィルタ２１による波形等化を収束範囲を拡大させて好適に行うことができる。
【００７２】
このように、仮判別回路３３は、パーシャルレスポンス等化の種類を示すＰＲモード信号と、再生信号のランレングス制限符号の種類を示すＲＬＬモード信号と、タップ遅延回路３２からの複数のポイント情報と、減算器３１の出力波形等化後再生信号とを入力として受け、ＰＲモード信号とＲＬＬモード信号で定まる状態遷移と、複数のポイント情報のパターンとに基づき、波形等化信号の仮判別レベルＱを算出する。この仮判定レベルＱは目標値として図１の減算器３４に供給され、実際の信号である波形等化後再生信号との差がとられてエラー信号とされる。
【００７３】
一方、図１のリサンプリング回路１８及び１９よりそれぞれ取り出された信号は、遅延調整器２３、２４により固定の遅延が与えられ、後述の擬似クロストークとの時間合わせを粗く行われてトランスバーサルフィルタ２５、２６に入力される。このトランスバーサルフィルタ２５、２６にタップ係数（フィルタ係数）を供給する乗算器・ＬＰＦ２８、２９は、前記減算器３４から出力されるエラー信号が入力され、ここでトランスバーサルフィルタ２５、２６のタップ出力と乗算して隣接トラック信号の相関を抽出し、更にその相関値をＬＰＦで積分してトランスバーサルフィルタ２５、２６に入力する。
【００７４】
このようにして、トランスバーサルフィルタ２５、２６のタップ係数（フィルタ係数）は、隣接トラック信号の相関値に応じて更新され、トランスバーサルフィルタ２５、２６からは内周側、外周側の各トラックからの読取信号に対応した擬似クロストーク信号が取り出される。これらのトランスバーサルフィルタ２５、２６の出力擬似クロストーク信号は、トランスバーサルフィルタ２１からの波形等化後の再生すべきトラックからの再生信号に、減算器３０、３１でそれぞれ減算される。これにより、減算器３１からは、トランスバーサルフィルタ２１からの波形等化後の再生すべきトラックの再生信号中のクロストークと相殺除去されて、Ｓ／Ｎの良好な再生信号として出力される。この実施の形態は、フィードバック処理であるため、安定な動作が実現できる。
【００７５】
この実施の形態では、トランスバーサルフィルタ２１を含む再生すべきトラックの再生信号の符号間干渉除去ブロックと、トランスバーサルフィルタ２５及び２６を含む隣接トラックからの再生信号に基づく擬似クロストーク生成ブロックには、いずれも同一のエラー信号を０にするべく各タップ係数（フィルタ係数）を制御しているので、制御の衝突は発生しない。
【００７６】
また、クロストーク成分がはっきり識別できるのは、所望トラックの再生信号が平坦のとき（反転間隔が大きい状態）、つまり積分系の信号に関しては、最大値もしくは最小値付近で、微分系の信号に関しては０付近で連続している状態であり、従来のゼロクロス検出では正しい検出が出来ないのに対し、この実施の形態では、値が０又はａ＋ｂというような明確な値に向かって収束させると同時に、これらの値からの誤差をエラー信号として隣接トラック信号との相関をとり、クロストーク成分を抽出するようにしているので、正確、かつ、迅速な収束が可能である。つまり、ゼロクロスやピークポイントだけでなく、パーシャルレスポンス等化に対応したすべてのサンプリングポイントの情報からエラー信号を抽出できるということが特徴である。
【００７７】
また、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用いる場合、Ａ／Ｄ変換器１１に用いられるサンプリングクロックはビットクロックに同期しておらず、それは隣接トラックの再生信号のサンプリングクロックについても同様である。一定の位相ずれは擬似クロストーク発生器でも吸収できる（トランスバーサルフィルタ２５、２６自体もリサンプリング演算器と見ることができる。）が、周波数がずれている場合などでは、サンプリング時間間隔が一定にならないため、従来の擬似クロストーク発生器では対応できない。
【００７８】
一方、この実施の形態では、リサンプリングＤＰＬＬ１７により生成した、リサンプリング演算時の内分割合Ｔ＿ratio及びビットクロックＢＣＬＫを利用し、リサンプリング器１８、１９で隣接トラックからの再生信号のリサンプリング演算を行うようにしているため、周波数ずれに対応できる。また、位相については、後段の遅延調整器２３、２４により粗く合わせ、後はトランスバーサルフィルタ２５及び２６を用いた擬似クロストーク発生器に任せるようにしている。これにより、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用いることができる。なお、遅延調整器２３、２４をリサンプリング器１８、１９の後段に配置したのは、この方が遅延用フリップフロップの段数を少なくできるからで、機能的にはリサンプリング器１８、１９の前段に配置してもよい。
【００７９】
リサンプリングＤＰＬＬ１７は独立にＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４とトランスバーサルフィルタ２１を含む再生すべきトラックの再生信号の符号間干渉除去ブロックとの間に挟まれ、かつ、自分自身のブロックの中でループが完結しているため、確実な収束が期待できる。一方、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用いない場合は、外付けの電圧制御発振器（ＶＣＯ）が必要であり、またＡ／Ｄ変換器でビットサンプリングが行われるため、Ａ／Ｄ変換器を含んだＰＬＬループが形成され、Ａ／Ｄ変換器として高速なものが要求されるのでコストが高くなる。
【００８０】
また、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用いない場合は、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路を含んだＰＬＬループが形成されるため、各々が干渉し、適切な方向へ収束できない場合があり、更に、ＡＧＣループ、ＡＴＣループ、ＰＬＬループをすべて外へ出し、アナログ回路で構成することも考えられるが、電圧制御増幅器（ＶＣＡ）の追加が必要で、またアナログ回路特有の経時変化・部品ばらつきの悪影響を受ける。以上により、この実施の形態のように、リサンプリングＤＰＬＬを用いる構成が望ましいことが明らかであり、特に光ディスクでは記録再生系が周波数特性において高域減衰特性を有するため、オーバーサンプリングに適している。
【００８１】
次に、本発明の他の実施の形態について説明する。図１６は本発明になる記録情報再生装置の第２の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１６の第２の実施の形態は、Ａ／Ｄ変換器１１〜１３と、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４〜１６の間にディジタルのプリイコライザ（ＰｒｅＥＱ）３７〜３９を用いた点に特徴がある。
【００８２】
図１７は本発明になる記録情報再生装置の第３の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１７の第３の実施の形態は、Ａ／Ｄ変換器１１〜１３の入力側にアナログのプリイコライザ（ＰｒｅＥＱ）４１〜４３を用いた点に特徴がある。
【００８３】
図１８は本発明になる記録情報再生装置の第４の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１８の第４の実施の形態は、仮判別にポイント情報を用いず固定の閾値を用いて判別する仮判別回路４５を設けた点に特徴がある。すなわち、減算器３１から取り出された波形等化後の再生信号は、後段のビタビ復号回路へ出力される一方、仮判別回路４５に供給され、ここで所定の閾値と比較されて０ポイントもしくはピークポイントが検出され、この０ポイントもしくはピークポイントの連続パターン系列から前述したアルゴリズムで仮判別を行う。このとき、リサンプリング・ＤＰＬＬ１７には特性モードは必要ないので、供給していない。
【００８４】
この仮判別回路４５による仮判別結果と仮判別回路４５の入力信号（減算器３１の出力信号）とが減算器３４において減算され、その差分値がエラー信号としてインバータ３５で極性を反転された後、乗算器・ＬＰＦ２７に供給され、上記のエラー信号の値を０にする、トランスバーサルフィルタ２１のフィルタ係数（タップ係数）とされてトランスバーサルフィルタ２１に入力される。この実施の形態では、リサンプリングＤＰＬＬ１７からのピークポイント情報を用いないので、遅延調整器２２及びタップ遅延回路３２が不要となる。
【００８５】
図１９は本発明になる記録情報再生装置の第５の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１９において、光ディスクに形成されたトラック群中の隣接する３つのトラックのうち、中央の再生すべきトラックＴｉの読取信号は、電圧制御増幅器（ＶＣＡ）４７に入力され、内周側の隣接トラックＴi-1の読取信号はＶＣＡ４８に入力され、外周側の隣接トラックＴi+1の読取信号は、ＶＣＡ４９に入力されてレベル及びＤＣが制御される。
【００８６】
ＶＣＡ４７、４８、４９の各出力読取信号は、次段のＡ／Ｄ変換器５０、５１、５２に供給されてマスタークロックでサンプリングされてディジタル信号に変換され、次段の固定イコライザ（ＥＱ）５３、５４、５５でイコライザ特性が付与された後、ＡＧＣ・ＡＴＣ検出回路５６、５７、５８に供給され、ここで振幅が一定に制御される自動振幅制御（ＡＧＣ）及び閾値を適切に直流（ＤＣ）制御する自動閾値制御（ＡＴＣ）のための利得制御信号及びＤＣ制御信号が生成される。この利得制御信号はＶＣＡ４７、４８、４９に供給されて、その利得を可変制御する。これにより、この実施の形態では、ＡＧＣとＡＴＣをアナログ回路と共に行うことができる。
【００８７】
図２０は本発明になる記録情報再生装置の第６の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１及び図１３と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１６において、光ディスクに形成されたトラック群中の隣接する３つのトラックのうち、中央の再生すべきトラックＴｉの読取信号は、アナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路６１に入力され、内周側の隣接トラックＴi-1の読取信号はアナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路６２に入力され、外周側の隣接トラックＴi+1の読取信号は、アナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路６３に入力されて、それぞれ振幅が一定に制御される。
【００８８】
ＡＧＣ・ＡＴＣ回路６１、６２、６３の各出力読取信号は、次段のＡ／Ｄ変換器５０、５１、５２に供給されてマスタークロックでサンプリングされてディジタル信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器５０の出力だけ次段の固定イコライザ（ＥＱ）５３でイコライザ特性が付与される。この実施の形態は、ＡＧＣとＡＴＣをアナログ回路であるＡＧＣ・ＡＴＣ回路６１、６２、６３のみで行うようにしたものである。
【００８９】
図２１は本発明になる記録情報再生装置の第７の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図２１の第７の実施の形態は、減算器３１の出力信号のゼロクロスポイントを検出して０ポイント情報をポイント選択回路２０３に供給するゼロ検出器２０１と、減算器３１の出力信号のピークポイントを検出してピークポイント情報をポイント選択回路２０３に供給するピーク検出器２０２と、前記特性モードに応じて、前記０ポイント情報と前記ピークポイントのうちいずれかを選択し、ポイント情報としてタップ遅延回路３２に供給するポイント選択回路２０３からなる。前記特性モードは、前記仮判別回路３３にも入力されており、仮判別アルゴリズムを切り替えている。
【００９０】
ゼロ検出器２０１は、例えば入力等化後再生信号の極性が反転したときに、近傍の２つのサンプル点のうち、より０に近い方を０ポイント情報としてポイント選択回路２０３に供給する。
【００９１】
ピーク検出器２０２は、例えば入力等化後再生信号の隣接するサンプリングポイントの関係における傾きが反転したときに、ピークポイント情報としてポイント選択回路２３に供給する。
【００９２】
これにより、図１と同様の仮判別アルゴリズムに従って、仮判別結果が得られる。ポイント情報を減算器３１からビタビ復号器へ出力される波形等化後再生信号から抽出するようにした点に特徴がある。
【００９３】
図２２は本発明になる記録情報再生装置の第８の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図２２に示す第８の実施の形態は、リサンプリングＤＰＬＬ１７、リサンプリング回路１８及び１９を用いないで、記録情報を再生するようにしたものである。すなわち、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４、１５、１６の各出力ディジタル読取信号は、直接に遅延調整器２０、２３、２４を通してトランスバーサルフィルタ２１、２５、２６に供給される。
【００９４】
減算器３１より取り出されたクロストークが除去され、かつ、波形等化された再生信号は、仮判別回路３３に供給される一方、ゼロクロス検出・ピーク検出・位相比較器６７に供給され、ここで積分系のときはゼロクロス検出、微分系のときはピーク検出され、その検出点の位相と電圧制御発振器（ＶＣＯ）６９よりのビットクロックの位相とを位相比較して位相誤差信号として生成される。この位相誤差信号は、ループフィルタ６８を通してアナログ又はディジタルの電圧制御発振器（ＶＣＯ）６９に制御電圧として印加され、その出力システムクロック周波数を可変制御する。ＶＣＯ６９の出力システムクロックはビットクロックの自然数倍の周波数であり、装置のクロックが必要な各ブロックに印加される。
【００９５】
図２３は本発明になる記録情報再生装置の第９の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図２３において、光ディスクに形成されたトラック群中の隣接する３つのトラックのうち、中央の再生すべきトラックＴｉの読取信号は、アナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路７１に入力され、内周側の隣接トラックＴｉ−１の読取信号はアナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路７２に入力され、外周側の隣接トラックＴｉ＋１の読取信号は、アナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路７３に入力されて、それぞれ振幅が一定に制御されると共に閾値を適切に制御される。
【００９６】
ＡＧＣ・ＡＴＣ回路７１の出力読取信号は、次段の固定イコライザ（ＥＱ）４１でイコライザ特性が付与された後、Ａ／Ｄ変換器１１に供給されてビットクロックでサンプリングされてディジタル信号に変換される。また、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路７２、７３の各出力読取信号は、Ａ／Ｄ変換器１２、１３に供給されてビットクロックでサンプリングされてディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器１１、１２、１３の各出力ディジタル信号は、遅延調整器２０、２３、２４を通してトランスバーサルフィルタ２１、２５、２６に供給される。
【００９７】
また、固定イコライザ４１の出力アナログ信号は、位相比較器７４、ループフィルタ７５及び７６からなるＰＬＬ回路に供給されてビットクロックの自然数倍の周波数のシステムクロックとされる。
【００９８】
遅延調整器２０の出力信号は、トランスバーサルフィルタ２１と共にゼロ検出器２０４及びピーク検出器２０５に入力し、ポイント選択回路２０６が、前記特性モード信号に応じて、前記ゼロ検出器２０４から出力された０ポイント情報及び前記ピーク検出器２０５から出力されたピークポイント情報のうちいずれかを選択し、ポイント情報としてタップ遅延回路３２に供給する点に特徴がある。
【００９９】
図２４は本発明になる記録情報再生装置の第１０の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図２４に示す第１０の実施の形態は、ＡＴＣ・ＡＧＣをアナログ回路のみで行い、ディジタルＶＣＯを用いずに固定閾値判別を行う構成としたものである。図２４において、減算器３１から取り出された波形等化後の再生信号は、後段のビタビ復号回路へ出力される一方、仮判別回路４５に供給され、ここで所定の閾値と比較されてゼロクロスもしくはピークが検出され、このポイントの連続パターン系列から前述したアルゴリズムで仮判別を行う。
【０１００】
なお、本発明は以上の実施の形態に限定されるものではなく、ゼロクロスもしくはピークに相当する信号のレベルのみに基づき、前記トランスバーサルフィルタのタップ係数及び前記フィルタリングの特性を前記エラー信号が最小になるように可変制御するようにしてもよい。図２５は、この場合の第１１の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。仮判別回路１００は固定の閾値を用いて判別をおこなう。遅延調整２２より出力されたポイント情報は、タップ遅延回路ではなく、エラー選択１０１に供給される。エラー選択１０１は、減算器３４より出力されたエラー信号より、ピークのタイミングに対応したエラー信号のみを抽出し、乗算器・ＬＰＦ２８及び２９に供給している。
【０１０１】
図２６は本発明になる記録情報再生装置の第１２の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。前記ポイント選択回路２０３から出力されたポイント情報は、エラー選択１０４に供給される。エラー選択１０４は、減算器３４より出力されたエラー信号より、ゼロクロスもしくはピークのタイミングに対応したエラー信号のみを抽出し、乗算器・ＬＰＦ２８及び２９に供給している。前記特性モードは、前記仮判別回路１０２にも入力されており、仮判別アルゴリズムを切り替えている。
【０１０２】
図２７は本発明になる記録情報再生装置の第１３の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２３と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。仮判別回路１０５は固定の閾値を用いて判別をおこなう。ポイント選択回路２０６より出力されたポイント情報は、タップ遅延回路ではなく、エラー選択１０６に供給される。エラー選択１０６は、減算器３４より出力されたエラー信号より、ゼロクロスもしくはピークのタイミングに対応したエラー信号のみを抽出し、乗算器・ＬＰＦ２８及び２９に供給している。
【０１０３】
図２８は本発明になる記録情報再生装置の第１４の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２６と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。仮判別回路１０７は固定の閾値を用いて判別をおこなう。ポイント選択回路２０３より出力されたポイント情報は、タップ遅延回路ではなく、エラー選択１０９に供給される。エラー選択１０９は、減算器３４より出力されたエラー信号より、ゼロクロスもしくはピークのタイミングに対応したエラー信号のみを抽出し、乗算器・ＬＰＦ２８及び２９に供給している。
【０１０４】
なお、本発明は以上の実施の形態に限定されるものではなく、パーシャルレスポンス等化を用いずに、クロストーク除去機能だけを用いることもできる。図２９は、この場合の第１５の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２５と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。トランスバーサルフィルタ、乗算器・ＬＰＦ、ＩＮＶが削除され、遅延調整２０の出力が減算器３０に供給されている。
【０１０５】
図３０は本発明になる記録情報再生装置の第１６の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２６と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。トランスバーサルフィルタ、乗算器・ＬＰＦ、ＩＮＶが削除され、遅延調整２０の出力が減算器３０に供給されている。
【０１０６】
図３１は本発明になる記録情報再生装置の第１７の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２７と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。トランスバーサルフィルタ、乗算器・ＬＰＦ、ＩＮＶが削除され、遅延調整２０の出力が減算器３０に供給されている。
【０１０７】
図３２は本発明になる記録情報再生装置の第１８の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図２８と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。トランスバーサルフィルタ、乗算器・ＬＰＦ、ＩＮＶが削除され、遅延調整２０の出力が減算器３０に供給されている。
【０１０８】
なお、本発明は以上の実施の形態に限定されるものではなく、例えばリサンプリング・ＤＰＬＬが出力するポイント情報は、ＰＬＬ動作の後に、別途、ゼロクロスもしくはピークを検出し、ポイント情報として出力してもよい。
【０１０９】
なお、本発明は以上の実施の形態に限定されるものではなく、例えば図１に示す遅延調整器２０、２３及び２４をＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４、１５及び１６の入力側に設けてもよいし、トランスバーサルフィルタ２１、２５及び２６に余裕がある場合は、省略してもよい。
【０１１０】
また、以上の実施の形態では再生すべきトラックの両側に隣接する２本のトラックに対する２ビームの読取信号についてそれぞれ専用に擬似クロストーク信号を生成する回路系を２系統設けているが、ビームの光ディスクに対する照射角度を検出する公知のチルトセンサを装置が有しているならば、チルトセンサの出力信号に基づき、再生すべきトラックの両側に隣接する２本のトラックに対する２ビームの読取信号のうち、クロストーク成分が多い方のみを選択するスイッチ回路を設けることにより、上記の擬似クロストーク信号生成回路系を一系統のみとすることができる。
【０１１１】
なお、上記の実施の形態では、仮判別器は、図８及び図９のフローチャートと共に説明したように、ビットクロックの周期毎に入力される、連続する５つのポイント情報の値ＺもしくはＰＫに基づいて仮判別結果を得ているが、連続する３つのピークポイント情報の値ＰＫに基づいて仮判別結果を得ることもできる。図３３及び図３４はこの場合のフローチャートを示す。ここでは動作説明は省略する。
【０１１２】
なお、本発明は以上の実施の形態に限定されるものではなく、例えば仮判別回路２４はＰＲモード信号とＲＬＬモード信号の両方を可変としてエラー信号を生成するようにしたが、いずれか一方又は両方を固定してエラー信号を生成することもできる。
【０１１３】
また、前記ＩＮＶ３５はトランスバーサルフィルタ２１の係数を更新する際に、ネガティブフィードバック（負帰還）にする目的で挿入しているものであり、その目的を達成する方法は他にも多く考えられ、代表的な方法は次の通りである。▲１▼ＩＮＶでトランスバーサルフィルタ２１のタップ出力それぞれを反転する。▲２▼ＩＮＶで乗算器・ＬＰＦ２２の出力を反転する。▲３▼トランスバーサルフイルタ２１内部のメイン信号の極性を変えてつじつまを合わせる。▲４▼ルーブ内各ブロックのうちのいずれかの中で極性反転を行う。このとき、図８、図９、図３３、図３４に示したフローチャートで使用されているＤ３の極性及びそのエラー出力の極性について配慮されなければならないことは勿論である。
【０１１４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、積分系の信号に対するクロストーク除去と微分系の信号に対するクロストーク除去が同一のシステム内で両立する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のブロック図である。
【図２】積分系及び微分系の信号の一例の概略説明図である。
【図３】３ビーム法によるビームスポットとトラックとの位置関係の一例の概略説明図である。
【図４】積分系のパーシャルレスポンス特性の説明図である。
【図５】微分系のパーシャルレスポンス特性の説明図である。
【図６】ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）の特性とランレングス制限規則ＲＬＬモードと仮判別器の仮判定値との関係を示す図である。
【図７】ＰＲ（ａ，ｂ，−ｂ，−ａ）の特性とランレングス制限規則ＲＬＬモードと仮判別器の仮判定値との関係を示す図である。
【図８】仮判別器の積分系に対する一例の動作説明用フローチャートである。
【図９】仮判別器の微分系に対する一例の動作説明用フローチャートである。
【図１０】本発明による積分系に対する波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その１）である。
【図１１】本発明による積分系に対する波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その２）である。
【図１２】本発明による積分系に対する波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その３）である。
【図１３】本発明による微分系に対する波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その１）である。
【図１４】本発明による微分系に対する波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その２）である。
【図１５】本発明による微分系に対する波形等化前と波形等化後の波形例を示す図（その３）である。
【図１６】本発明の第２の実施の形態のブロック図である。
【図１７】本発明の第３の実施の形態のブロック図である。
【図１８】本発明の第４の実施の形態のブロック図である。
【図１９】本発明の第５の実施の形態のブロック図である。
【図２０】本発明の第６の実施の形態のブロック図である。
【図２１】本発明の第７の実施の形態のブロック図である。
【図２２】本発明の第８の実施の形態のブロック図である。
【図２３】本発明の第９の実施の形態のブロック図である。
【図２４】本発明の第１０の実施の形態のブロック図である。
【図２５】本発明の第１１の実施の形態のブロック図である。
【図２６】本発明の第１２の実施の形態のブロック図である。
【図２７】本発明の第１３の実施の形態のブロック図である。
【図２８】本発明の第１４の実施の形態のブロック図である。
【図２９】本発明の第１５の実施の形態のブロック図である。
【図３０】本発明の第１６の実施の形態のブロック図である。
【図３１】本発明の第１７の実施の形態のブロック図である。
【図３２】本発明の第１８の実施の形態のブロック図である。
【図３３】仮判別器の積分系に対する別の例の動作説明用フローチャートである。
【図３４】仮判別器の微分系に対する別の例の動作説明用フローチャートである。
【符号の説明】
１１〜１３  Ａ／Ｄ変換器
１４〜１６  ＡＧＣ・ＡＴＣ回路
１７  リサンプリングＤＰＬＬ回路
１８、１９  リサンプリング回路
２０、２２、２３、２４  遅延調整器
２１  再生すべきトラックの再生信号の波形等化用トランスバーサルフィルタ
２５、２６  擬似クロストーク信号生成用トランスバーサルフィルタ
２７〜２９  乗算器・ＬＰＦ
３０、３１、３４  減算器
３２  タップ遅延回路
３２ａ  タップ遅延回路の一部回路
３３  仮判別回路
４５、１００、１０２、１０５、１０７  閾値固定の仮判別回路
２０１、２０４  ゼロ検出器
２０２、２０５  ピーク検出器
２０３、２０６  ポイント選択回路
１０１、１０４、１０６、１０９  エラー選択
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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