(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
規則的な時間間隔で同期語が伝送され、この同期語を用いて受信側のサンプリングレートが制御され、その場合サンプリングされフィルタリングされた受信信号は、レート制御基準フィルタ（２４）と、同期語識別装置（２０，２２）に供給され、この装置（２０，２１）は、スイッチ（２６）を制御し、該スイッチ（２６）は、レート制御基準を、サンプリングレート（シンボルレート）の論理調整回（３０）回路に供給している、デジタルデータ伝送システムにおけるサンプリングレートの制御のための装置において、
レート制御基準フィルタ（２４）と論理調整回路（３０）の間に、レート形成回路とハイパスフィルタが配設されていることを特徴とする装置。
【請求項２】
前記ハイパスフィルタの伝達関数は、（１−ｚ-１）である、請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記レート制御基準フィルタ（２４）の伝達関数は、
（１−ｚ-１）５＊（１−ｚ-２）＊（１−ｋ０ｚ-１）である、請求項１記載の装置。
【請求項４】
前記ｋ０は、短い線路に対しては−（3/8）が選択され、長い線路に対しては(1/8)が選択される、請求項３記載の装置。
【請求項５】
規則的な時間間隔で同期語を伝送し、この同期語を用いて受信側のサンプリングレートを制御し、その場合受信されサンプリングされフィルタリングされた信号は、レート制御基準フィルタ（２４）によってフィルタリングされ、同時に、同期語識別のための検出手法に用いられ、同期語の識別の際には、レート制御基準フィルタ（２４）の初期値が、サンプリングレート（シンボルレート）のための論理調整回路（３０）を制御している、デジタルデータ伝送システムにおけるサンプリングレートの制御のための方法において、
レート制御基準フィルタの初期値のレートを形成し、このレートを論理調整回路（３０）に供給する前にハイパスフィルタリングすることを特徴とする方法。
【請求項６】
前記ハイパスフィルタの伝達関数は、（１−ｚ-１）である、請求項５記載の方法。
【請求項７】
前記レート制御基準フィルタ（２４）の伝達関数は、
（１−ｚ-１）５＊（１−ｚ-２）＊（１−ｋ０ｚ-１）である、請求項５記載の装置。
【請求項８】
前記ｋ０は、短い線路に対しては−（3/8）が選択され、長い線路に対しては＋(1/8)が選択される、請求項７記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、デジタルデータ伝送システムにおけるサンプリングレートの制御のための装置及び方法に関する。この場合は、規則的な時間間隔で、同期語が伝送され、この同期語を用いて受信側のサンプリングレートが制御される。その場合受信側でサンプリングされフィルタリングされた信号は、サンプリングレート制御基準フィルタと、同期語識別装置に供給され、この装置は、サンプリングレート制御基準をサンプリングレート（シンボルレート）の論理調整回路に供給するスイッチを制御する。
【０００２】
本発明による装置と方法は、有利にはＩＳＤＮベースバンド加入者端末に対して設けられる。
【０００３】
ＩＳＤＮ接続技術では、Ｕ−インターフェースにおいてベースバンド伝送技法（ＰＡＭＰ=Pulsamplitudenmodulation, 4B3T, 2B1Q）が用いられている。この場合同期化に対しては規則的な時間間隔の中で同期語が伝送される。この同期語を用いることによって、受信側ではフレーム構造（２×Ｂ＋Ｄ−チャネル）が再び回復される。しかしながら受信側サンプリングレートの制御もそこから導出され得る。本発明は、目下のＵ−モジュール（PEB2091及びPEB24911(IEC-Q)）による従来技法から出発している。
【０００４】
このＵモジュールでは、レート上方が受信した同期語から導出される、レート制御が実現される。
【０００５】
本発明の課題はこのような従来技法から出発して、内外の障害に基づくサンプリングレート（シンボルレート）の位相ジッタをさらに低減させると同時に入力側においてノイズ状の障害のもとでのエラーの確率を可及的に僅かに抑えるべくサンプリングレートを最適なサンプリング時点に設定することである。
【０００６】
本発明によれば前記課題は、従来技法による装置のもとで、レート制御基準フィルタと論理調整回路の間にレート形成回路とハイパスフィルタを配設することによって解決される。
【０００７】
さらに前記課題は、レート制御基準フィルタの初期値のレートを形成し、このレートを論理調整回路に供給する前にハイパスフィルタリングすることによって解決される。
【０００８】
この場合特に有利には、前記ハイパスフィルタの伝達関数は、（１−ｚ-１）である。
【０００９】
また有利には、レート制御基準フィルタの伝達関数として、（１−ｚ-１）５＊（１−ｚ-２）＊（１−ｋ０ｚ-１）が選択される。この場合特に有利には、ｋ０が、短い線路に対しては−3/8が選択され、長い線路に対しては＋1/8が選択される。前記“短い”ないし“長い”線路の規定に関しては、従来技法において通常とされているこれらのパラメータに対する規定に準ずる。
【００１０】
実施例
次に本発明を図面に基づき以下の明細書で詳細に説明する。この場合
図１は、従来技法によるレート制御回路のブロック回路図であり、
図２は、サンプリング位相に依存してＳ/Ｎ損失を示したものであり、
図３は、線路長に依存して簡易等化器によるパルス最大値の時間位置に対する最適なサンプリング時点の位置を示した図であり、
図４は、相関和とレート制御基準を示した図であり、
図５は、線路長に依存して最適なサンプリング位相のゼロ点通過の偏差を示した図であり、
図６は、線路長に依存して判定器前でのＳ/Ｎ損失を表わした図であり、
図７は、線路長に依存して最適なサンプリング時点からのゼロ点通過の偏差を３つの異なるレート制御基準伝達関数毎に表わした図であり、
図８は、線路長に依存して判定器前でのＳ/Ｎ損失を３つの異なるレート制御基準伝達関数毎に表わした図であり、
図９は、最大線路長のもとでの相関器とレート制御基準の初期値を表わした図であり、
図１０は、マスキングによる同期語のもとでのレート制御基準フィルタの出力側の信号を表わした図であり、
図１１は、サンプリング位相に依存して、クロストークの最悪値と実効値を表わした図であり、
図１２は、ハイパスフィルタと簡易等化器とレート制御基準フィルタの減衰経過特性を表わした図であり、
図１３は、レート制御基準を求めるための本発明による装置の変更された配置構成を示した図であり、
図１４は、本発明によって変更されたレート制御基準の相関和を表わした図であり、
図１５は、本発明によって変更されたレート制御基準と相関器出力側の信号を表わした図であり、
図１６は、本発明によって変更された受信機内の個々の部分システムの出力側の雑音電力を表わした図である。
【００１１】
以下の明細書ではシーメンス社のＩＥＣ−Ｑタイプに用いられている受信器構造に基づいて、まず様々な線路長毎に最適なサンプリング位相をノイズ予測表示有りと無しのもとで定める。これまでに用いられてきたレート制御基準の分析に従って最適なサンプリング位相とここでの結果として得られたＳ／Ｎロスとの偏差が線路長に依存して示される。ここでは線路長の尺度に従ったレート制御基準フィルタに対するパラメータ切換が全ての線路長に対する可及的に良好なシステム特性の達成に対して有利であることが示されており、これは既に今日のＩＥＣ−Ｑにおいて達成されている。
【００１２】
本発明によれば、レート制御基準の実現のための装置が示されており、これによって受信入力側においていて入力結合された外部ノイズ信号も内部ノイズ信号（例えば量子化もしくは不完全なエコー補償によって引き起こされる）もクロック制御基準に与える影響は僅かである。本発明において提案された解決手段によれば、約９ｄＢの改善がみられ、これによって固有のジッタとジッタ振幅特性に関するレート制御基準の良好な特性が達成される。
【００１３】
ＩＳＤＮ伝送技法のもとでは、規則的な時間間隔で同期情報が同期語の形態で伝送される。２ＢＬＱ線路コードに基づく技法では、この同期語が９つのシンボルからなっており、それぞれ１２０のシンボル送信の後で繰返される。同期語によって定められるＵｋ０フレームは、以下に示す持続時間を有する。
【００１４】
【数１】
0003741955.tif 000002
【００１５】
同期語は、次のシンボルからなっている：
＋３  ＋３  −３  −３  −３  ＋３  −３  ＋３  ＋３
この同期語を用いた受信信号の相関付けによって、歪みの生じた受信信号から受信した同期語の位置が求められ、それに伴ってフレームレートが再生される。
【００１６】
同期語は、受信レート位相の制御にも用いることができる。この場合はレート位相制御の歪みの状態への依存性が有利である。判定帰還方式のレート制御の場合、この依存性からは、データ再生の際の判定誤りによって収斂が損なわれることは現れない。同期語がレート回復のために用いられるのならば、まず受信された信号が適切なフィルタリングとサンプリングの後でフレームレートにおいて正確に定められたシンボルポジション内でレート制御回路に転送されなければならない。特別なフレーム識別装置を用いた同期語の位置の識別の後では、制御基準のサンプリングに対する位置がフレーム内で正確に定められる。
【００１７】
その際レート制御基準に対する伝達関数が次のように定められなければならない。すなわちサンプリング時点において出力信号のゼロ点通過が生じるように定められなければならない。このゼロ点通過は、制御特性曲線を示している。
【００１８】
図１には当該のレート制御のためのブロック回路図が示されている。
【００１９】
入力信号はまずσ−Δ変調器１０に供給される。そこからはパルス持続時間変調ローパスフィルタ１２に供給される。この信号はサンプリングスイッチ１４によってシンボルレートでサンプリングされ、さらにデジタルハイパスフィルタ１６に供給される。そこからこの信号はデジタル簡易等化器１８に転送される。このデジタル簡易等化器１８の出力側は、判定器に接続されており、この判定器は、信号からデジタルデータを回復させる。しかしながらデジタル簡易等化器の出力信号は、相関器２０を介してフレーム識別回路２２にも供給される。これはフレームレートを再構築する。デジタル簡易等化器１８の出力値は、さらにレート制御基準回路２４にも供給される。その出力値は、サンプリングスイッチ２６によってフレームレートでフレーム識別回路２２によってサンプリングされる。ループフィルタ２８を介して、フレームレートでサンプリングされたレート制御基準回路の出力信号は、調整論理回路３０に供給される。これは非制御レートを次のようにシフトする。すなわち入力信号のサンプリングに対して最適なシンボルレートに相応するようにシフトする。このシンボルレートは、サンプリングスイッチ１４を制御する。
【００２０】
レート制御基準フィルタ２４は、この関係において次のような目的を有している。すなわち受信信号から、サンプリング時点の制御に対して適切な信号を形成することである。この信号は、以下に述べる３つの条件をできるだけ良好に充たしていなければならない。すなわち、
ａ）ゼロ点通過が“最適な”サンプリング時点において使用線路に依存しないこと、；入力側におけるノイズ状の障害のもとで可及的に僅かな誤り率に関する最適性、
ｂ）レート制御基準フィルタ２４の入力側に結合されたノイズ信号が（制御特性曲線の急峻度の考慮下で）フィルタ２４出力側でレート制御基準に重畳するのをできるだけ僅かに抑えること（内外の障害に起因する位相ジッタを最小にするため）、
ｃ）同期語の前後に送信された確率的データによって引き起こされたクロスｔ−くを制御基準のゼロ点通過において可及的に僅かに抑えること（可及的に僅かな固有ジッタを生成するため）、
サンプリング位相は、受信器において誤って判定されたシンボルの数が最小となった場合に最適となる。ガウス分布の障害信号のもとでは、ノイズ信号の電力値ないし実効値と等化された有効信号の残留エラーがわかっている場合には、誤り確率が分析的に算出可能である。２つの特性量は、線形等化器の依存性のためにサンプリング時点の位置に依存する。
【００２１】
目標関数として、結果的に生じた信号対雑音比が判定器入力側においてサンプリング位相に依存して確定される。この場合さらに入力側における固定的なノイズ電力に対して基準化される必要がある。
【００２２】
最適なサンプリング位相の評価のもとでは、ノイズ予測子の利用の際に信号対雑音比に対するその影響も考慮しなければならない。なぜならこのＳ/Ｎ利得は、ノイズ予測子によりサンプリング位相にも依存するからである。以下の伝達関数、
【００２３】
【数２】
0003741955.tif 000003
【００２４】
を有するデジタルハイパスフィルタ１６と、以下の伝達関数、
【００２５】
【数３】
0003741955.tif 000004
【００２６】
を有する簡易等化器１８の考慮下では、サンプリング位相に依存して図２に示されているような信号対雑音比に対する特性経過が得られる。この場合サンプリング位相は、簡易等化器１８後のインパルス応答の最大値の時点に関し、さらにＳ/Ｎ特性経過は、ノイズ予測子なしの最適なサンプリング時点に関する。ノイズスペクトラムとして、測定されたノイズ信号に基づいて（ＡＮＳＩループ１）求められたスペクトラムが基礎をなしており、σ−Δ変調器１０に起因するノイズ信号もモデル化されたクロストーク信号も考慮される（マージン＝０ｄＢ）。
【００２７】
図２にはＳ/Ｎ間隔がノイズ予測子ありとなしの場合で示されている。左側のダイヤグラムは、０ｋｍ線路に関するものであり、中央のダイヤグラムは、タイプＡＷＧ２６の３ｋｍ線路に関するものであり、右側のダイヤグラムは、タイプＡＷＧ２６の５．５ｋｍ線路に関するものである。図中実線は、ノイズ予測子なしの経過を表わし、破線は、ノイズ予測子ありの経過を表わしている。サンプリング時点は、ノイズ予測なしでの最適なサンプリング時点に関している。ノイズ予測子には２つの係数が用いられている。
【００２８】
図２からは以下の基本的な関係がみてとれる。すなわち、
ａ）線路長の増加に伴って最適なサンプリング時点がインパルス最大値（図３）の時点から遠ざかる
ｂ）ノイズ予測値の適用のもとでは最適なサンプリング時点がインパルス最大値時点に近接する
ｃ）ノイズ予測子によって得られるＳ／Ｎ利得は、線路長の長い方が線路長の短い方よりもおおきい。
【００２９】
一般に、線路長に依存することなく可及的に良好なノイズ特性を得るためには、最適なサンプリング時点からのシンボルレートのずれが＋/−１０％を越えないようなサンプリング位相が選択されるべきであることがわかっている。
【００３０】
前述のａ）でも述べた、インパルス最大値時点からの最適なサンプリング時点の間隔と、増加する線路長との間の関係が再度図３に示されている。この図３では、線路長に依存して簡易等化器１８後の最適なサンプリング時点がインパルス最大値の時間的位置に関連して示されている。この場合の線路もタイプＡＷＧ２６である。図中実線は、ノイズ予測子なしでの特性経過を示し、破線は、ノイズ予測子ありでの特性経過を表わしている。
【００３１】
以下では、目下のＩＥＣ−Ｑユニットで用いられている、レート制御基準を詳細に説明する。このレート制御基準フィルタ２４は、以下の伝達関数を有している。すなわち、
ＴＲＺ（ｚ）＝（１−ｚ-１）５・（１−ｚ-２）・（１−ｋ０・ｚ-１）
前記パラメータｋ０はこの場合短線路に対しては０.５が選択され、長線路に対しては１.０が選択される。図４の制御特性曲線の図面には、相関器出力側の信号と、レート制御基準フィルタ２４の出力側の信号が示されている。ここでは送信データをゼロにセットする送信同期語に対する応答のみが示されている。ここにおいて明らかなことは、レート制御基準の所望のゼロ点通過が相関最大値の正確にワンステップ間隔後に現れ、ゼロ点通過が当該線路に対する最適なサンプリング時点のごく僅かだけ横に存在することである。
【００３２】
この場合図４における最適なサンプリング位相は、タイプＡＷＧ２６の５.５ｋｍ長の線路に用いられ、パラメータｋ０が１.０にセットされる格子状網に相応する。
【００３３】
一般的にはサンプリング時点の位置とシステム特性に対するパラメータｋ０の影響が検査される。この場合は種々異なるｋ０の値（ｋ０＝０〜ｋ０＝２）に対して様々な線路長（ＡＥＧ２６）毎の最適な位相位置からのゼロ点通過の偏差が算出される。図５には、これらの偏差が示されており、この場合は、最適なサンプリング時点毎に、一回はノイズ予測子（２つの係数）の考慮ありの値で一回は考慮なしの値に基づいている。これらの非フラットな特性経過は、最適なサンプリング時点の計算とレート制御基準のゼロ点通過の計算の際の比較的粗い量子化（Ｔ/３２）に基づくものである。
【００３４】
この場合図５の左側のダイヤグラムは、ノイズ予測子なしでの特性経過を表わし、右側のダイヤグラムは、ノイズ予測子ありでの特性経過を表わしている。
【００３５】
図５からは以下の基本的な特性が認められる。すなわち
・ｋ０の値の増加と共にゼロ点通過はパルス最大値時点から遠ざかる。このゼロ点通過の最適なサンプリング時点からの偏差は、長線路のもとでは大きめのｋ０値によって低下し、短線路のもとでは小さめのｋ０値によって低下する。
【００３６】
・ノイズ予測子を適用した場合の最適なサンプリング時点は、ほぼインパルス最大値の時点に近接して存在しているので、ここでは可及的に最適なサンプリング時点の達成のためにやや小さめのｋ０値が求められる。
【００３７】
図６ではパラメータｋ０のＳ／Ｎ比への影響が線路長に依存してそれぞれノイズ予測子ありとなしの場合で示されている。ここでも左側のダイヤグラムにはノイズ予測子なしでの特性経過が示され、右側のダイヤグラムにはノイズ予測子ありでの特性経過が示されている。ここで明らかなことは、固定のパラメータｋ０を用いて全ての線路長に対して均等に良好なサンプリング時点を得ることが不可能なことである。ＩＥＣ−Ｑの第１のバージョンにおいては、ｋ０＝０.５が選択される。このことは、考えられ得る全ての適用ケースが唯１つのｋ０値でカバーされる場合には妥協を表わす。極端に長い線路（例えば図６の５.５ｋｍ）に対しては、最適なサンプリング位相を伴うシステムに比べてＳ／Ｎの悪化はノイズ予測子なしでも約３ｄＢで、ノイズ予測子ありでも悪化は１ｄＢだけである。この特性を改善するためには、ＩＥＣ−Ｑの目下のバージョンにおいて２つの異なるｋ０値が用いられ、具体的には短めの線路に対してｋ０＝０.５が選択され、眺めの線路に対してはｋ０＝１が選択される。切換には論理的ＲＡＮＧＥ信号が用いられ、これによってＡ／Ｄ変換器の感度が長線路の場合約３………４ｋｍの領域において切換えられる。より正確な分析においては、短線路に対してｋ０＝０.２５、長線路に対してはｋ０＝１.２５で、ほぼ良好なシステム特性が得られることが示されている。
【００３８】
受信器入力側に結合されるノイズ信号は、ＰＤＭローパスフィルタ１２、デジタルハイパスフィルタ１６およびデジタル簡易等化器１８を介してレート制御基準フィルタ２４に達する。このレート制御基準フィルタ２４では、当該ノイズがレート制御基準の伝達関数によって評価され、制御量に重畳される。目標としては、このノイズを制御基準の所定の上昇のもとでゼロ点通過において可及的に僅かに保つ必要がある。近似的に受信器入力側においてノイズ電力密度Ｒ０を伴うホワイトノイズから出発すれば、レート制御基準フィルタ２４の出力側におけるノイズ電力に対しては以下の式が得られる。すなわち、
【００３９】
【数４】
0003741955.tif 000005
【００４０】
レート制御回路へのノイズの入力結合に関するシステムの評価基準としては以下の特性量、
【００４１】
【数５】
0003741955.tif 000006
【００４２】
が用いられる。この場合前記Ｓは、ゼロ点通過における制御基準のグラジエントを表わす。
【００４３】
ここにおいてはいくつかの可能なノイズ特性に関する伝達関数が詳細に分析される。それらは次のように選定される。すなわち５.５ｋｍ（ＡＷＧ２６線路）の線路長のもとでゼロ点通過が近似的に最適なサンプリング時点で行われるように選定される。この場合次のような形態、
ＴＲＫ（ｚ）＝（１−ｚ-１）ｎ・（１−ｚ-１）ｍ（１−ｋ０・ｚ-１）
の伝達関数がレート制御基準に対して基礎におかれる。
【００４４】
以下のテーブル１ではさらなる可能な２つの伝達関数に対して得られるノイズ向上が示されている。前述した推奨伝達関数は基準値として、ｎ＝５、ｍ＝１及びｋ0＝１.２５を用いる。図示されたさらなる伝達関数は、基本的にサンプリングレートの制御に適している。テーブル１では伝達関数に対するパラメータに対してさらに相関最大値に関するゼロ点通過の位置と、その方向が示されている。ノイズ入力結合の評価に対しては、前述した推奨伝達関数に関する目標関数がｄＢで示されている。さらに、シンボル干渉の影響を表わす特性量も示されている。これに関してはさらに以下で説明する。
【００４５】
他の伝達関数、例えばｎ＝２，ｍ＝２，ｋ0＝０.５の選択によれば、重畳されたノイズの低減の可能性が認められる。
【００４６】
テーブル１：ノイズおよびシンボル干渉に関する種々異なる伝達関数の評価
【００４７】
【表１】
0003741955.tif 000007
【００４８】
このテーブル１は、さらに種々異なる多項式レベルのさらなる伝達関数によって拡張可能である。これもノイズ入力結合の僅かな向上に結び付く。
【００４９】
ここに示されているレート制御基準の起用性の評価に対しては、サンプリング時点の最適なサンプリング時点からの偏差の依存性と線路長に依存したＳ／Ｎの悪化が着目される。これらは図７、図８に示されている。
【００５０】
この場合図７には、最適なサンプリング時点からのゼロ点通過の偏差が線路長に依存して３つの異なるレート制御基準−伝達関数毎に示されており、これらにはそれぞれアルファベットａ，ｂ，ｃが付されている。この場合も左側の図がノイズ予測子なしでの特性を表わし、右側の図はノイズ予測子ありでの特性を表わしている。
【００５１】
図８には、判定器前のＳ/Ｎ損失が線路長に依存して、図７に示された３つのレート制御基準−伝達関数毎ａ，ｂ，ｃ毎に示されている。
【００５２】
伝達関数のグレードのアップと実現コストの上昇に伴って一方ではテーブル１からも認められるようにノイズ増幅が増加する。また他方では線路長の変化のもとでのサンプリング時点の位置の感度が低下する（制御基準のゼロ点通過）。短線路及び長線路に対する２つの異なるレート制御基準の適用のもとでは、２つの低いグレードのレート制御基準に対する周辺領域での悪化も自ずと高くなりすぎる。そのため従来技法による実現に対しては、ｎ＝５、ｍ＝１、長線路に対してｋ０＝１.２５そして短線路に対してはｋ０＝０.２５のレート制御基準のみが対象となる。
【００５３】
レート制御基準フィルタ２４を用いて得られるレート制御に対する制御信号は、同期語の直前と直後に送信されたシンボルのクロストークによって損なわれる（シンボル干渉）。この障害も誘因される固有ジッタの最小化のためにはできるだけ僅かに抑えなければならない。
【００５４】
図９には、相関器出力とレート制御基準がサンプリング位相に依存して示されている。この場合は種々異なるフレームが同期語に同期して相互にプロットされている。ここではレート制御基準が、ｎ＝５、ｍ＝１、ｋ0＝１.２５、線路長５.５ｋｍ（ＡＷＧ２６）の伝達関数の適用のもとで、レート制御基準のシンボル干渉がゼロ点通過において比較的僅かであることが認められる。量的な評価に対しては、ここではシンボル干渉がほぼ正確に観察される。
【００５５】
システムの線形性のために信号はレート制御基準フィルタ２４の後で同期語とシンボルシーケンスの応答からマスキングされた同期語と合成されてもよい。第２の成分は障害的なシンボル干渉の成分で直接表わされる。図１０ではこのことがほぼ明らかである。いくつかのデータシーケンスに対しては、レート制御基準フィルタ２４の出力側に生じる信号が示される。この場合は同期語がマスキングされている。
【００５６】
レート制御基準に対するパラメータとしてここでは、ｎ＝５、ｍ＝１、ｋ0＝１.２５、長さ５.５ｋｍのタイプＡＷＧ２６の線路が取り上げられる。
【００５７】
レート制御基準フィルタ２４後のインパルス応答の情報のもとでは、シンボル干渉の影響が量的に分析可能となる。クロストークのワーストケースの値も実効値も、インパルス応答値の絶対値又は平方の総和によって求めることができる。この場合インパルス応答はそのつどのマスキングされた送信同期語の考慮のための矩形ウインドウを用いて評価される。図１１にはシンボル干渉のワーストケース値と実効値の特性経過が示されており、この場合はそれぞれレート制御基準のグラジエントに関連付けられている。
【００５８】
締めくくりにここでは２つのレート制御回路に作用する、内外の障害信号とシンボル干渉に起因した障害量を算出するものとする。簡単化のためにここでは外部障害信号が受信側ハイパスフィルタの入力側において−５５ｄＢのノイズ電力を伴っているものとする。このことはローパスフィルタによる帯域限界の考慮のもとで、ＡＮＳＩ Tl. 601にて示される障害電力に相応する。それにより、ハイパスフィルタ入力側１６において実効値０.６５ｍＶの障害電圧が生じ、この場合は換算のもとで１３５Ωの終端抵抗が考慮される。ｎ＝５，ｍ＝１，ｋ0＝１.２５での制御基準に対して、ハイパスフィルタ１６と簡易等化器の介入のもとで３１６９のノイズ伝達関数が得られる。それに伴って約３６.６ｍＶのノイズ電圧がレート制御回路入力側で生じる。
【００５９】
シンボル干渉によって生じる障害成分が、ここで着目される制御基準に対して規格化のもとで制御特性曲線のグラジエントに対して（レート制御基準のゼロ点通過）６９μＶとなる（テーブル１参照）。このグラジエントはここでは約１００となり、それによって全体で６.９ｍＶの障害電圧が生じる。
【００６０】
２つのノイズ成分の比較からは次のようなことがわかる。すなわち総体的にみて総ノイズ電力の約９６.５％が外部からの障害の増幅によって引き起こされたものであり、残りの約３.５％はシンボル干渉によって引き起こされたものである。シンボル干渉によって引き起こされるノイズレベルは、外部からの障害に引き起こされたノイズレベルよりも約１４.５ｄＢだけ低い。
【００６１】
ノイズ伝達関数の改善ないしは前述した所定の比較量Ｆの最大化は、シンボル干渉の低減よりも、入力結合されるノイズ電力と予期される位相ジッタに対して著しく大きな影響を有している。
【００６２】
前述したように、レート制御基準フィルタ２４に対する伝達関数の変更によって、ノイズ入力結合がほとんど３ｄＢだけ低減可能である（テーブル１参照）。しかしながらこの可能性はサンプリング位相ないしはこれに引き起こされるＳ／Ｎ特性低下の線路長への強い依存性によって実現に適するものではない。
【００６３】
レート制御基準−伝達関数のハイパスフィルタリングとくせいによって、内外の障害に起因するノイズは、低い周波数のもとで非常に僅かな成分の伴う有色ノイズスペクトルを有する。図１２には、ハイパスフィルタ１６、簡易等化器１８及びレート制御基準フィルタ２４の減衰特性が示されている。受信器入力側におけるホワイトノイズの入力結合のもとでは、この経過は、レート基準に重畳するノイズ信号のスペクトル電力密度の経過に相応する。
【００６４】
ノイズ電力の低減は、本発明によればレート制御基準フィルタの出力側における信号のレート形成によって実現される。これに伴ってノイズスペクトルは別の分布をなし、周波数深淵への重心移動のようなシフトがなされ、最終的にハイパスフィルタリングが達成される。この本発明による装置のブロック回路図は図１３に示されている。
【００６５】
これまでの装置と同じようなゼロ点通過を得るためにはいずれにせよ、パラメータｋ０が変更されなければならない。長線路に対してｋ０＝１/８、短線路に対してｋ０＝−３/８の値を用いれば、サンプリング位相に関して、ｋ０＝１.２５ないしｋ０＝０.２５でのこれまでの構成のもとで得られるのとほぼ同じ特性が得られる。
【００６６】
図１４には、ＡＷＧ２６タイプの５.５ｋｍの線路を介した伝送のもとで生じる、ｎ＝５、ｍ＝１、ｋ０＝１/８でのレート制御基準と相関和が示されている。図４との比較で認められるように、これまでの装置の場合と同じように、相関最大値後のシンボル持続時間のワンステップ後にゼロ点通過が得られ、このグラジエントはいずれにせよ逆の極性を有し、このことは制御信号の相応の反転によって補正可能である。さらに着目すべきは、制御範囲が約＋／−０.７５Ｔとなっている点である（次のゼロ点通過に対する間隔）。これは従来の装置に比べて僅かであるが、エラーのない同期化を保障するのにはまだ十分である。
【００６７】
レート制御基準に重畳される障害は、ここにおいて得られた非線形特性のために（レート形成）、もははインパルス応答（シンボル干渉）や部分システムのフィルタ振幅特性（内外ノイズ）からは確定されない。個々の成分はシミュレーションによって求められなければならない。
【００６８】
図１５には、シミュレーションを用いて得られた相関器出力と変更されたレート制御基準の相関和が示されている。この場合レート制御基準フィルタ２４に対しては、ｎ＝５，ｍ＝１，ｋ０＝１/８が用いられ、ＡＷＧ２６タイプの５.５ｋｍ長の線路を介した伝送がシミュレートされている。レート制御基準のゼロ点通過におけるシンボル干渉の影響は、ここでも図９による比較で示されているように僅かである。
【００６９】
ここにおいても内外の障害の影響はシミュレーションによって求められなければならない。
【００７０】
図１６では、受信器内部の個々のブロックの出力側におけるノイズ電力が示されている。この場合は受信器入力側におけるスペクトル電力密度Ｒ０のホワイトノイズ源から出発している。この場合はレート制御基準フィルタ２４に対して、ｎ＝５，ｍ＝１、ｋ０＝１/８が用いられている。
【００７１】
これにより３５６のノイズゲインが生じる。制御特性曲線のグラジエント（レート制御基準のゼロ点通過）は、約９４となり、そのため前述の所定の比較基準
【００７２】
【数６】
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【００７３】
に対して約５の値が生じる。これまでの解決手段によって、３１６９のノイズゲインと約１００のグラジエントと共に１.７８の値が生じる。それにより約９ｄＢの向上がみとめられる。
【００７４】
それ故にレート制御基準の実現に対しては、本発明によれば、図１３による装置において、長線路に対してはｋ０＝−３/８、短線路に対してはｋ０＝１/８が推奨される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  従来技法によるレート制御回路のブロック回路図である。
【図２】  サンプリング位相に依存してＳ／Ｎ損失を示したものである。
【図３】  線路長に依存して簡易等化器によるパルス最大値の時間位置に対する最適なサンプリング時点の位置を示した図である。
【図４】  相関和とレート制御基準を示した図である。
【図５】  線路長に依存して最適なサンプリング位相のゼロ点通過の偏差を示した図である。
【図６】  線路長に依存して判定器前でのＳ／Ｎ損失を表わした図である。
【図７】  線路長に依存して最適なサンプリング時点からのゼロ点通過の偏差を３つの異なるレート制御基準伝達関数毎に表わした図である。
【図８】  線路長に依存して判定器前でのＳ／Ｎ損失を３つの異なるレート制御基準伝達関数毎に表わした図である。
【図９】  最大線路長のもとでの相関器とレート制御基準の初期値を表わした図である。
【図１０】  マスキングによる同期語のもとでのレート制御基準フィルタの出力側の信号を表わした図である。
【図１１】  サンプリング位相に依存して、クロストークの最悪値と実効値を表わした図である。
【図１２】  ハイパスフィルタと簡易等化器とレート制御基準フィルタの減衰経過特性を表わした図である。
【図１３】  レート制御基準を求めるための本発明による装置の変更された配置構成を示した図である。
【図１４】  本発明によって変更されたレート制御基準の相関和を表わした図である。
【図１５】  本発明によって変更されたレート制御基準と相関器出力側の信号を表わした図である。
【図１６】  図１６は、本発明によって変更された受信機内の個々の部分システムの出力側の雑音電力を表わした図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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