(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された交流信号を所定の増幅度で増幅するとともに同相で出力する非反転回路と、入力された交流信号を同相および逆相の交流信号に変換して出力する変換手段をそれぞれ含む全域通過型の２つの移相回路とを備え、
前記２つの移相回路の一方は、アンテナコイルからなるインダクタと第１の抵抗とで構成されるＬＲ回路を含み、
前記２つの移相回路の他方は、キャパシタと第２の抵抗とで構成されるＣＲ回路を含み、
前記２つの移相回路と前記非反転回路とを所定の順序で縦続接続し、最終段の回路の出力を初段の回路の入力側に帰還させることを特徴とする同調回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記２つの移相回路を含んで形成される閉ループの一部に分圧回路を挿入し、前記分圧回路に入力される交流信号を同調出力として取り出すことを特徴とする同調回路。
【請求項３】
入力された交流信号を所定の増幅度で増幅するとともに同相で出力する非反転回路と、入力された交流信号を同相および逆相の交流信号に変換して出力する変換手段をそれぞれ含み互いに縦続接続された全域通過型の２つの移相回路とを備え、
前記２つの移相回路の一方は、アンテナの１次コイルからなるインダクタと第１の抵抗とで構成されるＬＲ回路と、前記１次コイルに磁気結合された２次コイルとを含み、
前記２つの移相回路の他方は、キャパシタと第２の抵抗とで構成されるＣＲ回路を含み、
前記２つの移相回路と前記非反転回路とを所定の順序で縦続接続し、最終段の回路の出力を初段の回路の入力側に帰還させるとともに、前記２次コイルの両端から同調信号を取り出すことを特徴とする同調回路。
【請求項４】
入力された交流信号を所定の増幅度で増幅するとともに位相を反転して出力する位相反転回路と、入力された交流信号を同相および逆相の交流信号に変換して出力する変換手段をそれぞれ含み互いに縦続接続された全域通過型の２つの移相回路とを備え、
前記２つの移相回路の一方は、アンテナコイルからなるインダクタと第１の抵抗とで構成されるＬＲ回路を含み、
前記２つの移相回路の他方は、キャパシタと第２の抵抗とで構成されるＣＲ回路を含み、
前記２つの移相回路と前記位相反転回路とを所定の順序で縦続接続し、最終段の回路の出力を初段の回路の入力側に帰還させることを特徴とする同調回路。
【請求項５】
請求項４において、
前記２つの移相回路を含んで形成される閉ループの一部に分圧回路を挿入し、前記分圧回路に入力される交流信号を同調出力として取り出すことを特徴とする同調回路。
【請求項６】
入力された交流信号を所定の増幅度で増幅するとともに位相を反転して出力する位相反転回路と、入力された交流信号を同相および逆相の交流信号に変換して出力する変換手段をそれぞれ含み互いに縦続接続された全域通過型の２つの移相回路とを備え、
前記２つの移相回路の一方は、アンテナの１次コイルからなるインダクタと第１の抵抗とで構成されるＬＲ回路と、前記１次コイルに磁気結合された２次コイルとを含み、
前記２つの移相回路の他方は、キャパシタと第２の抵抗とで構成されるＣＲ回路を含み、
前記２つの移相回路と前記位相反転回路とを所定の順序で縦続接続し、最終段の回路の出力を初段の回路の入力側に帰還させるとともに、前記２次コイルの両端から同調信号を取り出すことを特徴とする同調回路。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれかにおいて、
前記２つの移相回路の一方は、前記変換手段によって変換された一方の交流信号を前記ＬＲ回路の一方端を介して、他方の交流信号を前記ＬＲ回路の他方端を介して合成する第１の合成手段を含み、
前記２つの移相回路の他方は、前記変換手段によって変換された一方の交流信号を前記ＣＲ回路の一方端を介して、他方の交流信号を前記ＣＲ回路の他方端を介して合成する第２の合成手段を含み、
前記第１および第２の合成手段のそれぞれは、振幅が一定で位相のみが所定量シフトした信号を出力することを特徴とする同調回路。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれかにおいて、
前記変換手段のそれぞれはトランジスタを含んでおり、前記トランジスタのソースおよびドレイン、あるいはエミッタおよびコレクタにそれぞれ抵抗値がほぼ等しい第３の抵抗を接続し、前記トランジスタのゲートあるいはベースに交流信号を入力し、前記トランジスタのソース・ドレイン間あるいはエミッタ・コレクタ間に前記ＬＲ回路あるいは前記ＣＲ回路を接続したことを特徴とする同調回路。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれかにおいて、
前記ＣＲ回路あるいは前記ＬＲ回路の少なくとも一方の時定数を可変することにより、同調周波数を変化させることを特徴とする同調回路。
【請求項１０】
請求項９において、
前記ＣＲ回路あるいは前記ＬＲ回路の少なくとも一方に含まれる抵抗の抵抗値を可変することにより、前記時定数を変化させることを特徴とする同調回路。
【請求項１１】
請求項１〜１０のいずれかにおいて、
前記２つの移相回路を含んで形成される閉ループの一部に挿入された第４の抵抗と、前記閉ループを流れる交流信号の一部を分岐するために設けられた第５の抵抗とをさらに備えており、前記第４および第５の抵抗の抵抗比を可変することにより、同調帯域幅を変化させることを特徴とする同調回路。
【請求項１２】
請求項１〜１１のいずれかにおいて、
前記２つの移相回路を含んで形成される閉ループのループゲインを１以下に設定することにより、発振しない状態で同調動作を行わせることを特徴とする同調回路。
【請求項１３】
請求項１〜１２のいずれかにおいて、
前記インダクタを除く構成部品を半導体基板上に一体形成したことを特徴とする同調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ラジオ受信機等に用いられる同調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＭラジオ等の各種の受信機には種々の周波数の信号が入力されるが、これらの信号の中から所望の信号を選局して受信するには、入力回路にバンドパスフィルタの特性を持たせればよい。また、ＡＭラジオのように広範囲に渡って分布する複数の放送波の中から１つを選局するには、このバンドパスフィルタの中心周波数を任意に変化させればよいが、このような特性を有するバンドパスフィルタが従来存在しなかったことから、スーパーヘテロダイン方式が採用されている。このスーパーヘテロダイン方式は、バンドパスフィルタの中心周波数を変えずに、放送局の周波数をバンドパスフィルタの中心周波数に変換することで、所望の信号のみを取り出すものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来の受信機においては、バーアンテナとバリコンによるＬＣ共振回路によって同調回路を形成しており、バリコンが不可欠の構成要素となっていた。また、スーパーヘテロダイン方式を用いた受信機においては、選択度を向上させるために、この入力回路による同調周波数と局部発振回路の発振周波数とを連動させる同調機構を有し、この連動を２連バリコンによって行っていた。上述したバリコンや２連バリコンは受信周波数に応じて所定の静電容量を有するように作られていて大きさが決まっていることから、同調機構全体の小型化や集積化が難しかった。
【０００４】
また、スーパーヘテロダイン方式を用いた従来の受信機の局部発振回路や中間周波増幅回路には局部発振トランスや中間周波トランスが使用されており（最近では中間周波増幅をセラミックフィルタを用いて行うものもある）、これらのトランスは外付け部品であって、この点からも同調機構全体の集積化が難しかった。
【０００５】
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的はバリコンが不要であって集積化に適した同調回路を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、本発明の同調回路は、２つの移相回路と非反転回路とを所定の順序で縦続接続し、最終段の回路の出力を初段の回路の入力側に帰還させる。２つの移相回路の全体による位相シフト量の合計は所定の周波数において３６０°となり、この周波数で同調動作が行われる。また、一方の移相回路に含まれるインダクタをアンテナコイルによって形成するため、放送波等の各種の受信信号を直接同調回路に取り込むことができ、従来不可欠であったバリコンが不要となる。
【０００７】
請求項２および５の同調回路は、２つの移相回路を含んで形成される閉ループの一部に分圧回路を挿入し、分圧回路に入力される交流信号を同調出力として取り出すため、同調出力の振幅を大きくできる。
【０００８】
請求項３および６の同調回路は、アンテナの１次コイルからなるインダクタと第１の抵抗とで構成されるＬＲ回路を内部に含む移相回路を備えるため、２次コイルから同調信号を取り出すようにすれば、直流成分を効率よくカットすることができ、次段の回路との接続が容易になる。
【０００９】
請求項４の同調回路は、２つの移相回路と位相反転回路とを所定の順序で縦続接続し、最終段の回路の出力を初段の回路の入力側に帰還させる。２つの移相回路の全体による位相シフト量の合計は所定の周波数において１８０°となり、この周波数で同調動作が行われる。
【００１０】
請求項７の同調回路内の各移相回路は、変換手段によって変換された交流信号をＬＲ回路あるいはＣＲ回路を介して合成するため、各移相回路ともに位相を所定量シフトさせた信号を出力することができる。
【００１１】
請求項８の同調回路は、トランジスタを用いて変換手段を構成するため、回路構成を簡略化できる。
【００１２】
請求項９および１０の同調回路は、２つの移相回路内のＣＲ回路あるいはＬＲ回路の少なくとも一方の時定数を可変するため、同調周波数を任意に変更できる。
【００１３】
請求項１１の同調回路は、２つの移相回路を含んで形成される閉ループの一部に第４の抵抗を挿入するとともに、閉ループを流れる交流信号の一部を分岐させる第５の抵抗を設けるため、これら第４および第５の抵抗の抵抗比を可変することにより、同調帯域幅を変化させることができる。
【００１４】
請求項１２の同調回路は、２つの移相回路を含んで形成される閉ループのループゲインを１以下に設定するため、発振することはなく、安定な同調動作が行われる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の同調回路を適用した一の実施形態について、図面を参照しながら具体的に説明する。
【００１６】
〔第１の実施形態〕
図１は、第１の実施形態の同調回路の構成を示す回路図である。同図に示す同調回路１は、所定周波数の交流信号の位相を合計で３６０°シフトさせる２つの移相回路１０Ｌおよび３０Ｃと、後段の移相回路３０Ｃの出力信号の位相を変えずに所定の増幅度で増幅して出力する非反転回路５０と、非反転回路５０の後段に設けられた抵抗１６２および１６４からなる分圧回路１６０と、分圧回路１６０の出力を前段の移相回路１０Ｌの入力側に帰還させる帰還抵抗７０と、帰還抵抗７０を介して帰還させた信号の一部を分岐するために設けられた可変抵抗７４とを含んで構成されている。
【００１７】
帰還抵抗７０と直列に接続されたキャパシタ７２、および可変抵抗７４に直列に接続されたキャパシタ７３はともに直流電流を阻止するためのものであり、そのインピーダンスは動作周波数において極めて小さく、すなわち大きな静電容量を有している。
【００１８】
図２は、図１に示した前段の移相回路１０Ｌの構成を抜き出して示したものである。同図に示す前段の移相回路１０Ｌは、ゲートが入力端２２に接続されたＦＥＴ１２と、このＦＥＴ１２のソース・ドレイン間に直列に接続されたインダクタ１７および抵抗１６と、ＦＥＴ１２のドレインと正電源との間に接続された抵抗１８と、ＦＥＴ１２のソースとアースとの間に接続された抵抗２０とを含んで構成されている。
【００１９】
このような構成を有する移相回路１０Ｌにおいて、インダクタ１７にはＡＭ受信機やＦＭ受信機などのアンテナコイルが用いられる。また、図２に示したＦＥＴ１２のソースおよびドレインに接続された２つの抵抗２０、１８の抵抗値はほぼ等しく設定されている。
【００２０】
なお、図１に示した移相回路１０Ｌ内の抵抗２６は、ＦＥＴ１２のゲート電位を設定するためのものである。また、抵抗１６とＦＥＴ１２のドレインとの間に挿入されたキャパシタ１３は直流電流阻止用であり、そのインピーダンスは動作周波数において極めて小さく設定され、すなわち大きな静電容量を有している。
【００２１】
図２に示す入力端２２に所定の交流信号が入力されると、すなわちＦＥＴ１２のゲートに所定の交流電圧（入力電圧）が印加されると、ＦＥＴ１２のソースにはこの入力電圧と同相の交流電圧が現れ、反対にＦＥＴ１２のドレインにはこの入力電圧と逆相であってソースに現れる電圧と振幅が等しい交流電圧が現れる。このソースおよびドレインに現れる交流電圧の振幅をともにＥi とする。
【００２２】
このＦＥＴ１２のソース・ドレイン間にはインダクタ１７と抵抗１６とにより構成される直列回路（ＬＲ回路）が接続されている。したがって、ＦＥＴ１２のソースおよびドレインに現れる電圧のそれぞれをインダクタ１７あるいは抵抗１６を介して合成した信号が出力端２４から出力される。
【００２３】
図３は、前段の移相回路１０Ｌの入出力電圧とインダクタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル図である。抵抗１６とインダクタ１７の接続点とグランドレベルとの電位差を出力電圧Ｅo として取り出すものとすると、この出力電圧Ｅo は、図３に示した半円においてその中心点を始点とし、電圧ＶR1と電圧ＶL1とが交差する円周上の一点を終点とするベクトルで表すことができ、その大きさは半円の半径Ｅi に等しくなる。しかも、入力信号の周波数が変化しても、このベクトルの終点は円周上を移動するだけであるため、周波数に応じて出力振幅が変化しない安定した出力を得ることができる。
【００２４】
また、図３から明らかなように、電圧ＶR1と電圧ＶL1とは円周上で直角に交わるため、理論的にはＦＥＴ１２のゲートに印加される入力電圧と電圧ＶR1との位相差は、周波数ωが０から∞まで変化するに従って０°から９０°まで変化する。そして、移相回路１０Ｌ全体の位相シフト量φ1 はその２倍であり、周波数に応じて０°から１８０°まで変化する。
【００２５】
同様に、図４は図１に示した後段の移相回路３０Ｃの構成を抜き出して示したものである。同図に示す後段の移相回路３０Ｃは、ゲートが入力端４２に接続されたＦＥＴ３２と、このＦＥＴ３２のソース・ドレイン間に直列に接続されたキャパシタ３４および可変抵抗３６と、ＦＥＴ３２のドレインと正電源との間に接続された抵抗３８と、ＦＥＴ３２のソースとアースとの間に接続された抵抗４０とを含んで構成されている。移相回路１０Ｃと同様に、図４に示したＦＥＴ３２のソースおよびドレインに接続された２つの抵抗４０、３８の抵抗値はほぼ等しく設定されている。
【００２６】
なお、図１に示した移相回路３０Ｃ内の抵抗４６はＦＥＴ３２に適切なバイアス電圧を印加するためのものであり、移相回路３０Ｃと１０Ｌとの間に設けられたキャパシタ４８は、移相回路１０Ｌの出力から直流成分を取り除く直流電流阻止用であり、交流成分のみが移相回路３０Ｃに入力される。
【００２７】
図４に示した入力端４２に所定の交流信号が入力されると、すなわちＦＥＴ３２のゲートに所定の交流電圧（入力電圧）が印加されると、ＦＥＴ３２のソースにはこの入力電圧と同相の交流電圧が現れ、反対にＦＥＴ３２のドレインにはこの入力電圧と逆相であってソースに現れる電圧と振幅が等しい交流電圧が現れる。このソースおよびドレインに現れる交流電圧の振幅をともにＥi とする。
【００２８】
このＦＥＴ３２のソース・ドレイン間にはキャパシタ３４と可変抵抗３６とにより構成される直列回路が接続されている。したがって、ＦＥＴ３２のソースおよびドレインに現れる電圧のそれぞれをキャパシタ３４あるいは可変抵抗３６を介して合成した信号が出力端４４から出力される。
【００２９】
図５は、後段の移相回路３０Ｃのキャパシタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル図である。可変抵抗３６とキャパシタ３４の接続点とグランドレベルとの電位差を出力電圧Ｅo として取り出すものとすると、この出力電圧Ｅo は、図５に示した半円においてその中心点を始点とし、電圧ＶR2と電圧ＶC2とが交差する円周上の一点を終点とするベクトルで表すことができ、その大きさは半円の半径Ｅi に等しくなる。しかも、入力信号の周波数が変化しても、このベクトルの終点は円周上を移動するだけであるため、周波数に応じて出力振幅が変化しない安定した出力を得ることができる。
【００３０】
また、図５から明らかなように、電圧ＶR2と電圧ＶC2とは円周上で直角に交わるため、理論的にはＦＥＴ３２のゲートに印加される入力電圧と電圧ＶR2との位相差は、周波数ωが０から∞まで変化するに従って９０°から０°まで変化する。そして、移相回路３０Ｃ全体の位相シフト量φ2 はその２倍であり、周波数に応じて１８０°から０°まで変化する。
【００３１】
このようにして、２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃのそれぞれにおいて位相が所定量シフトされる。しかも、図３および図５に示すように、所定の周波数において２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃの全体により位相シフト量の合計が３６０°となり、このとき２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃ、分圧回路１６０および帰還抵抗７０により形成される帰還ループのループゲインを１以下に設定することにより、帰還ループの一部に入力した信号の中から上述した所定の周波数成分のみを抽出する同調動作が行われる。
【００３２】
図１に示した同調回路１においては、帰還ループに含まれるインダクタ１７としてアンテナコイルを用いているため、放送波等がこのアンテナコイルに到達するとインダクタ１７が電圧源としても機能することになり、等価的には帰還ループの一部にこの電圧源で発生する交流信号が入力されると考えることができる。
【００３３】
図６は、図１に示した同調回路の一部に対応した等価回路を示す図である。同図では、図１に示した移相回路１０Ｌ内のインダクタ１７を、単なるインダクタ１７′として機能する部分と信号源として機能する部分とに分離して示している。具体的には、帰還ループの外部に接続された電圧源７６から入力される交流信号によってインダクタの両端に所定の交流電圧が発生すると等価的に考えることができ、この電圧源７６によって発生された所定の交流信号は可変抵抗７４およびキャパシタ７３を介して移相回路１０Ｌに入力される。
【００３４】
したがって、等価的には抵抗７０を介して帰還される信号と信号源７６によって発生した信号とが加算され、この加算された信号が前段の移相回路１０Ｌに入力されて閉ループ内を流れる。
【００３５】
図７は、図１に示した同調回路１の構成を部分的に図６に示した等価的な構成に置き換えた場合であって、２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃ、非反転回路５０および分圧回路１６０の全体を伝達関数Ｋ1 を有する回路に置き換えたシステム図であり、伝達関数Ｋ1 を有する回路と並列に抵抗Ｒ0 を有する帰還抵抗７０が、直列に帰還抵抗７０のｎ倍の抵抗値（ｎＲ0 ）を有する入力抵抗７４が接続されている。図８は、図７に示すシステムをミラーの定理によって変換したシステム図であり、変換後のシステム全体の伝達関数Ａは、
Ａ＝Ｖo ／Ｖi ＝Ｋ1 ／｛ｎ（１−Ｋ1 ）＋１｝            ・・・(1)
で表すことができる。
【００３６】
ところで、前段の移相回路１０Ｌの伝達関数Ｋ2 は、インダクタ１７と抵抗１６からなるＬＲ回路の時定数をＴ1 （インダクタ１７のインダクタンスをＬ、抵抗１６の抵抗値をＲとするとＴ1 ＝Ｌ／Ｒ）とすると、
Ｋ2 ＝ａ1 （１−Ｔ1 ｓ）／（１＋Ｔ1 ｓ）                ・・・(2)
となる。ここで、ｓ＝ｊω、ａ1 は移相回路１０Ｌの利得であって１未満の値となる。
【００３７】
また、後段の移相回路３０Ｃの伝達関数Ｋ3 は、キャパシタ３４と可変抵抗３６からなるＣＲ回路の時定数をＴ2 （可変抵抗３６の抵抗値をＲ、キャパシタ３４の静電容量をＣとするとＴ2 ＝ＣＲ）とすると、
Ｋ3 ＝−ａ2 （１−Ｔ2 ｓ）／（１＋Ｔ2 ｓ）              ・・・(3)
となる。ここで、ａ2 は移相回路３０Ｃの利得であって１未満の値となる。
【００３８】
また、分圧回路１６０の利得をａ3 （≦１）とするとともに、これら移相回路１０Ｌ、３０Ｃおよび分圧回路１６０による信号振幅の減衰分を補うために、非反転回路５０の利得を１／ａ1 ａ2 ａ3 とすると、移相回路１０Ｌ、３０Ｃ、非反転回路５０および分圧回路１６０を縦続接続した場合の全体の伝達関数Ｋ1 は、
Ｋ1 ＝−｛１＋（Ｔｓ）2 −２Ｔｓ｝／｛１＋（Ｔｓ）2 ＋２Ｔｓ｝・・・(4)
となる。なお、計算を簡単なものとするために、各移相回路の時定数Ｔ1 、Ｔ2 をともにＴとした。この（４）式を上述した（１）式に代入すると、
0003766472.tif 000002
となる。
【００３９】
この（５）式によれば、ω＝０（直流の領域）のときにＡ＝−１／（２ｎ＋１）となって、最大減衰量を与えることがわかる。また、ω＝∞のときにもＡ＝−１／（２ｎ＋１）となって、最大減衰量を与えることがわかる。さらに、ω＝１／Ｔの同調点（一般には各移相回路の時定数が異なるので、ω＝１／√（Ｔ1 ・Ｔ2 ）の同調点）においてはＡ＝１であって図１に示した抵抗７０と７４の抵抗比ｎに無関係であって、図９に示すように、同調帯域幅（すなわちＱ）と最大減衰量が任意に設定可能なバンドパスフィルタとして動作することがわかる。
【００４０】
また、上述した同調回路１は、前段の移相回路１０Ｌに含まれるインダクタ１７をアンテナコイルによって形成しているため、放送波等の各種の受信信号を直接同調回路１に取り込むことができ、従来不可欠であったバリコンが不要となる。このため、アンテナコイルを除く同調回路１全体を半導体基板上に形成することができ、集積化にも適する。
【００４１】
また、同調回路１の後段の移相回路３０Ｃに含まれる可変抵抗３６の抵抗値を可変することにより、閉ループを一巡したときの位相シフト量の合計が３６０°となる周波数を変えることができる。したがって、同調回路１の中心周波数（同調周波数）を任意に変えることができ、必ずしも従来のようにスーパーヘテロダイン方式を用いなくとも受信機を構成することができる。このため、スーパーヘテロダイン方式の受信機では不可欠であった中間周波トランスや局部発振トランス等が不要となり、同調機構全体、さらには受信機のほとんどを半導体基板上に一体形成することも可能となる。
【００４２】
また、前段の移相回路１０Ｌの入力側に接続された可変抵抗７４の抵抗値を変えることにより同調帯域幅、すなわちバンドパスフィルタのＱを可変することができる。これにより、同調回路１を用いて構成した受信機において、混信が生じる場合には可変抵抗７４の抵抗値を調整することにより同調帯域幅を狭くして混信を防ぎ、反対に混信が少ない場合においては可変抵抗７４の抵抗値を調整することにより同調帯域幅を広げて受信信号を忠実に再現することが可能となり、混信状態に応じて最適な受信機を設計できる。
【００４３】
なお、上述した同調回路はＦＥＴを用いて各移相回路を構成したが、バイポーラ型のトランジスタを用いて各移相回路を構成してもよい。バイポーラ型のトランジスタを用いると、ＦＥＴを用いた場合に比べて各移相回路を通過する際の信号振幅の減衰が少なくなるため、後段の非反転回路や位相反転回路の増幅度を低くすることができる。ただし、後段の移相回路内にバイポーラトランジスタを設けると、バイポーラトランジスタは入力インピーダンスが低いことから、前段の移相回路の位相シフト量が変化するおそれがある。このため、信号振幅の減衰を少なくするために前段の移相回路内にバイポーラトランジスタを設け、かつ高入力インピーダンスとするために後段の移相回路内にＦＥＴを設けるのがより望ましい。
【００４４】
〔第２の実施形態〕
図１０は、第２の実施形態の同調回路の構成を示す回路図であり、図１に示した同調回路１の前段および後段の移相回路１０Ｌ、３０Ｃをそれぞれ移相回路３０Ｌ、１０Ｃに置き換えた構成を有している。
【００４５】
図１０に示す前段の移相回路３０Ｌは、図１に示した移相回路３０Ｃ内のキャパシタ３４と可変抵抗３６からなるＣＲ回路を、抵抗３５とインダクタ３７からなるＬＲ回路に置き換えたものであり、このインダクタ３７はアンテナコイルを用いて形成されており、移相回路３０Ｌの入出力電圧の関係は移相回路３０Ｃの入出力電圧間の関係と同じである。
【００４６】
同様に、図１０に示した後段の移相回路１０Ｃは、図１に示した移相回路１０Ｌ内のインダクタ１７と抵抗１６からなるＬＲ回路を、可変抵抗１５とキャパシタ１４からなるＣＲ回路に置き換えたものである。この移相回路１０Ｃの入出力電圧の関係は移相回路１０Ｌの入出力電圧との関係と同じである。
【００４７】
このように、同調回路１Ａ内の移相回路３０Ｌ、１０Ｃは、図１に示した同調回路１内の２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃと等価であり、前段の移相回路３０Ｌ内にアンテナコイルにより構成したインダクタ３７を含むことも同じであるから、図１に示した同調回路１と同様の効果が得られる。
【００４８】
〔第３の実施形態〕
上述した第１の実施形態の同調回路１、１Ａは、各同調回路を構成する２つの移相回路による位相シフト量の合計が３６０°となる周波数で所定の同調動作を行っていたが、２つの移相回路による位相シフト量の合計が１８０°となる周波数で所定の同調増幅を行うようにしてもよい。
【００４９】
図１１は、第３の実施形態の同調回路１Ｂの詳細な構成を示す回路図である。同図に示す同調回路１Ｂは、所定の周波数において合計で１８０°の位相シフトを行う２つの移相回路１０Ｌおよび１０Ｃと、後段の移相回路１０Ｃの出力信号の位相をさらに反転する位相反転回路８０と、帰還抵抗７０と、可変抵抗７４とを含んで構成されている。
【００５０】
前段の移相回路１０Ｌは、その詳細構成および入出力信号の位相関係は図２および図３を用いて説明した通りであり、例えば抵抗１６とインダクタ１７からなるＬＲ回路の時定数をＴ1 とすると、ω＝１／Ｔ1 近傍の周波数において位相シフト量φ1 がほぼ９０°となる。
【００５１】
また、後段の移相回路１０Ｃの入出力電圧の関係は、第１図に示した前段の移相回路１０Ｌの入出力電圧の関係と同じであり、例えばキャパシタ１４と可変抵抗１５からなるＣＲ回路の時定数をＴ1 ′とすると、ω＝１／Ｔ1 ′近傍の周波数において位相シフト量φ1 ′はほぼ９０°となる。
【００５２】
このように、２つの移相回路１０Ｌおよび１０Ｃの全体による位相シフト量の合計が所定の周波数において、φ1 ＋φ1 ′＝１８０°となる。
【００５３】
また、位相反転回路８０は、ドレインと正電源との間に抵抗８４が、ソースとアースとの間に抵抗８６がそれぞれ接続されたＦＥＴ８２と、ＦＥＴ８２のゲートに所定のバイアス電圧を印加する抵抗８８とを含んで構成されている。ＦＥＴ８２のゲートに交流信号が入力されると、トランジスタ８２のドレインからは位相を反転した逆相の信号が出力される。また、この位相反転回路８０は、２つの抵抗８４、８６の抵抗比によって定まる所定の増幅度を有する。
【００５４】
このように、所定の周波数において、２つの移相回路１０Ｌおよび１０Ｃによって位相が１８０°シフトされ、さらに後段に接続された位相反転回路８０によって位相が反転され、これら３つの回路の全体による位相シフト量の合計が３６０°となる。
【００５５】
また、位相反転回路８０の出力は、出力端子９２から同調回路１Ｂの出力として取り出されるとともに、その出力を分圧回路１６０により分圧した電圧が帰還抵抗７０を介して前段の移相回路１０Ｌの入力側に帰還されている。
【００５６】
このように、一方の移相回路１０Ｌにアンテナコイルで形成したインダクタ１７を含めるとともに、位相反転回路８０の出力を帰還抵抗７０を介して前段の移相回路１０Ｌの入力側に帰還させ、この帰還ループのループゲインを１以下に設定することにより、所定の同調動作を行わせることができる。したがって、図１に示した同調回路１等と同様に、任意に同調周波数を変えることができ、バリコンが不要であって集積化に適するという特長を有している。
【００５７】
〔第４の実施形態〕
図１１に示した同調回路は、移相回路１０Ｌと１０Ｃを縦続接続する例を示したが、図１２に示すように移相回路３０Ｌと３０Ｃを縦続接続する場合も同調動作を行わせることができる。
【００５８】
２つの移相回路３０Ｌおよび３０Ｃの全体による位相シフト量の合計が所定の周波数において、φ2 ′＋φ2 ＝１８０°となり、この所定の周波数において、２つの移相回路３０Ｌおよび３０Ｃによって位相が１８０°シフトされ、さらに後段に接続された位相反転回路８０によって位相が反転され、これら３つの回路の全体による位相シフト量の合計が３６０°となる。
【００５９】
〔第５の実施形態〕
上述した各種の同調回路では、アンテナコイルで形成したインダクタを移相回路内に設ける例を説明したが、ＡＭ受信機等のバーアンテナの１次コイルおよび２次コイルを利用して同調回路を構成することもできる。
【００６０】
図１３は同調回路の第５の実施形態の詳細構成を示す回路図である。同図に示す同調回路１Ｄは、移相回路１１０Ｌと、移相回路３０Ｃと、非反転回路８０とを縦続接続して構成され、移相回路１１０Ｌは抵抗１６およびインダクタ１１７ＡからなるＬＲ回路を含んでいる。インダクタ１１７Ａは、ＡＭ受信機等のバーアンテナの１次コイルを用いて構成され、この１次コイルには２次コイル１１７Ｂが磁気結合されており、この２次コイル１１７Ｂの両端から同調回路の出力、すなわち同調信号が取り出される。また、図１３に示す同調回路１内の後段の移相回路３０Ｃの出力は分圧回路を介することなく前段の移相回路１１０Ｌの入力側に帰還されている。その他の構成は、図１に示した同調回路と共通する。
【００６１】
図１４は、図１３に示す同調回路を含むＡＭ受信機のブロック構成図である。同図に示すＡＭ受信機は、図１３に示した同調回路１Ｄ、ＡＭ検波回路２、低周波増幅回路３およびスピーカ４を含んで構成され、ＡＭ検波回路２には同調回路１内の２次コイルから出力される同調信号が入力される。
【００６２】
図１４に示すＡＭ受信機において、同調回路に含まれるバーアンテナ１７によりＡＭ波が受信されるとバーアンテナ１１７の１次コイルからなるインダクタ１１７Ａの両端にはＡＭ波に含まれる各種周波数の交流電圧が発生する。この各種周波数の交流信号の中で、２つの移相回路１１０Ｌ、３０Ｃを合わせた位相シフト量の合計が３６０°以外の成分は同調回路１Ｄの閉ループを介して帰還されることにより減衰し、その結果位相シフト量の合計が３６０°となる周波数成分のみが選択されて、２次コイル１１７Ｂから同調信号として出力される。この同調信号はＡＭ検波回路２でＡＭ検波されて音声信号に変換された後、低周波増幅回路３で増幅されてスピーカ４から出力される。
【００６３】
このように、前段の移相回路１１０Ｌ内のインダクタ１１７Ａをバーアンテナ１１７の１次コイルにより構成したため、バーアンテナ１１７で受信した放送波等の各種の受信信号を直接同調回路１Ｄに取り込むことができ、従来不可欠であったバリコンが不要となる。このため、バーアンテナ１１７を除く同調回路１Ｄ全体を半導体基板上に形成することができ、小型化およびコストの低減が図れる。
【００６４】
また、１次コイルと磁気結合された２次コイル１１７Ｂから同調信号を取り出すため、直流成分をカットすることができ、次段の回路との接続が容易になる。なお、実際に図１３に示す同調回路１を組み立てて出力波形を測定したところ、閉ループの一部から同調信号を直接取り出す場合に比べてノイズを低減することができた。
【００６５】
また、例えば従来のＡＭ受信機のようにＬＣ共振回路によって同調を行う場合には、使用するバリコンの静電容量や可変範囲の制約から、バーアンテナ１１７のインダクタンスを十分に大きくする必要があった。これに対し、本実施形態の同調回路１では、インダクタンスを抵抗と組み合わせているため、インダクタのインダクタンスをある程度自由に設定することができる。したがって、バーアンテナのインダクタンスを従来より小さくすることができ、受信機全体を小型化できる。
【００６６】
なお、図１４では、図１に示した同調回路をＡＭ受信機に適用した例を説明したが、ＦＭ受信機に適用することも可能である。その場合には、図１４に示すＡＭ検波回路をＦＭ検波回路に置き換えればよい。
【００６７】
〔第６の実施形態〕
図１３では、図１に示した前段の移相回路内のインダクタをバーアンテナの１次コイルに置き換えた例を説明したが、同様に、図１０、１１、１２に示す同調回路１Ａ、１Ｂ、１Ｃのそれぞれについても、前段の移相回路内のインダクタをバーアンテナの１次コイルに置き換え、このバーアンテナの２次コイルから同調出力を取り出すようにしてもよい。
【００６８】
図１５、１６、１７のそれぞれは、図１０、１１、１２に示した前段の移相回路内のインダクタをバーアンテナの１次コイルに置き換えるとともに、分圧回路１６０を取り除いた例を示す回路図である。
【００６９】
図１５、１６、１７のいずれの場合も、１次コイルと磁気結合された２次コイルから同調信号を取り出すため、直流分をカットすることができ、次段の回路との接続が容易になる。
【００７０】
〔その他の実施形態〕
本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。
【００７１】
例えば、上述した各種の同調回路は、位相シフトに着目すると２つの移相回路と非反転回路、あるいは２つの移相回路と位相反転回路によって構成されており、接続された３つの回路の全体によって所定の周波数において合計の位相シフト量を３６０°にすることにより所定の同調動作を行うようになっている。したがって、位相シフト量だけに着目すると、２つの移相回路のどちらを前段に用いるか、あるいは３つの回路をどのような順番で接続するかはある程度の自由度があり、必要に応じて接続順番を決めることができる。
【００７２】
また、上述した各種の同調回路においては、アンテナコイルやバーアンテナ１１７の１次コイルにより構成されたインダクタを前段の移相回路内に設けているが、前段と後段の移相回路の配置を入れ換えて、後段の移相回路内にインダクタを設けてもよい。
【００７３】
また、上述した各種の同調回路においては、ＬＲ回路を内部に含む移相回路とＣＲ回路を内部に含む移相回路を縦続接続する例を説明したが、ＬＲ回路を内部に含む２つの移相回路を縦続接続してもよい。
【００７４】
また、上述した各種の同調回路においては、一方の移相回路のみに可変抵抗を設けているが、両方の移相回路内に可変抵抗を設けてもよい。例えば、図１に示した抵抗１６を可変抵抗に置き換えてもよい。両方の移相回路内に可変抵抗を設けると、２つの移相回路による位相シフト量の合計を大きくできるため、同調回路全体の同調周波数の可変範囲を広げることができる。
【００７５】
また、第４の実施形態までに示した各種の同調回路においては、後段の移相回路の出力側に分圧回路を接続しているが、この分圧回路を省略し、後段の移相回路の出力を直接前段の移相回路の入力側に帰還させてもよい。
【００７６】
なお、上述した各種の同調回路内の可変抵抗（例えば図１の可変抵抗３６）は、例えばＦＥＴによって構成できる。この場合、１個のＦＥＴによって可変抵抗を構成してもよいが、ｐチャネルのＦＥＴとｎチャネルのＦＥＴとを並列接続して１つの可変抵抗を構成してもよい。このように、２つのＦＥＴを組み合わせて可変抵抗を構成することにより、ＦＥＴの非線形領域の改善を行うことができるため、同調出力の歪みを少なくすることができる。
【００７７】
【発明の効果】
上述したように本発明の同調回路は、所定の同調周波数を有するバンドパスフィルタとして動作し、しかも一方の移相回路に含まれるインダクタをアンテナコイルによって形成しているため、放送波等の各種の受信信号を直接同調回路に取り込むことができ、従来不可欠であったバリコンが不要となる。このため、インダクタを除く同調回路全体を半導体基板上に形成することができ、集積化に適する。
【００７８】
また、少なくとも一方の移相回路に含まれる可変抵抗の抵抗値を可変することにより、同調回路の閉ループを一巡したときに位相量の合計が３６０°となる周波数を変えることができるため、同調周波数を任意に変えることができ、必ずしも従来のようにスーパーヘテロダイン方式を用いなくとも受信機を構成することが可能となる。このため、スーパーヘテロダイン方式の受信機では不可欠であった中間周波トランスや局部発振トランス等が不要となり、同調機構全体、さらには受信機のほとんどを半導体基板上に一体形成することも可能となる。
【００７９】
また、前段の移相回路の入力側に接続された抵抗あるいは帰還抵抗の少なくとも一方の抵抗値を変えることにより同調帯域幅、すなわちバンドパスフィルタのＱを可変することができるため、例えば同調回路を用いて構成した受信機において、混信が生じる場合には同調帯域幅を狭くして混信を防ぎ、反対に混信が少ない場合においては同調帯域幅を広げて受信信号を忠実に再現するといったことが可能であり、混信状態に応じて最適な受信機の設計が可能となる。
【００８０】
また、バーアンテナ等の２次コイルから同調信号を出力するため、同調信号に含まれる直流成分を除去することができ、次段の回路との接続が容易になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態の同調回路の構成を示す回路図である。
【図２】図１に示す前段の移相回路の構成を示す回路図である。
【図３】図２に示した移相回路の入出力電圧とインダクタ等に現れる電圧の関係を示すベクトル図である。
【図４】図１に示す後段の移相回路の構成を示す回路図である。
【図５】図４に示した移相回路の入出力電圧とキャパシタ等に現れる電圧の関係を示すベクトル図である。
【図６】図１に示した同調回路の一部に対応した等価回路を示す図である。
【図７】同調回路内の２つの移相回路および分圧回路の全体を所定の伝達関数を有する回路に置き換えた図である。
【図８】図７に示す回路をミラーの定理によって変換した図である。
【図９】図１に示す同調回路の特性図である。
【図１０】第２の実施形態の同調回路の構成を示す回路図である。
【図１１】第３の実施形態の同調回路の構成を示す回路図である。
【図１２】第４の実施形態の同調回路の構成を示す回路図である。
【図１３】第５の実施形態の同調回路の構成を示す回路図である。
【図１４】図１３に示す同調回路を含むＡＭ受信機のブロック構成図である。
【図１５】図１０に示した前段の移相回路内のインダクタをバーアンテナの１次コイルに置き換えた例を示す回路図である。
【図１６】図１１に示した前段の移相回路内のインダクタをバーアンテナの１次コイルに置き換えた例を示す回路図である。
【図１７】図１２に示した前段の移相回路内のインダクタをバーアンテナの１次コイルに置き換えた例を示す回路図である。
【符号の説明】
１  同調回路
１０Ｌ、３０Ｃ  移相回路
１２、３２  ＦＥＴ
１３、３４  キャパシタ
１６、１８、２０、３８、４０  抵抗
１７  インダクタ
３６、７４  可変抵抗
７０  帰還抵抗
１６０  分圧回路
【図１】
0003766472.tif 000003
【図２】
0003766472.tif 000004
【図３】
0003766472.tif 000005
【図４】
0003766472.tif 000006
【図５】
0003766472.tif 000007
【図６】
0003766472.tif 000008
【図７】
0003766472.tif 000009
【図８】
0003766472.tif 000010
【図９】
0003766472.tif 000011
【図１０】
0003766472.tif 000012
【図１１】
0003766472.tif 000013
【図１２】
0003766472.tif 000014
【図１３】
0003766472.tif 000015
【図１４】
0003766472.tif 000016
【図１５】
0003766472.tif 000017
【図１６】
0003766472.tif 000018
【図１７】
0003766472.tif 000019