(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のトランジスタ及びこの複数のトランジスタにそれぞれ逆並列に接続された複数のダイオードによって構成され、入力された交流電圧指令に応じてこれら複数のトランジスタをＰＷＭ制御するコンバータによって３相交流電圧と直流電圧との変換を行う電力変換装置において、
前記３相交流電圧を検出して電源電圧位相値を出力する手段と、
前記コンバータの入出力する交流電流を検出して３相交流電流検出値を出力する手段と、前記電源電圧位相値と前記３相交流電流検出値から３相２相変換を行い有効電力成分電流値を出力する手段と、
前記有効電力成分電流値に１以下の係数を乗算して直流電流指令値を発生する手段と、
前記電源電圧位相値から電源電圧の各相に同期した交流信号を発生する手段と、
前記直流電流指令値と前記交流信号とを乗算して３相交流電流指令を発生する手段と、
前記有効電力成分電流値が所定レベル以上の場合に前記３相交流電流検出値と前記交流電流指令との誤差に基づき前記交流電流をフィードバック制御する手段とを備えた電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源を直流に変換する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
機械の駆動源に使用される各種モータを可変速運転するインバータの直流電源として、電力変換装置が実用化されている。
【０００３】
第一の従来例を図４を用いて説明する。
３相交流電源１が電力変換装置Ｂの入力端子５１に接続される。ここで、コンバータ４１を構成するダイオードｄ１〜ｄ６の働きによって交流電圧を交直変換し、直流電圧Ｖｄｃが生成される。直流電圧Ｖｄｃが出力される出力端子５２には通常直流電圧を平滑する平滑コンデンサ５が接続される。負荷としてはインバータ等が一般的であり、前記直流電圧Ｖｄｃはインバータ回路２によって交流に変換され、交流モータ３の回転運転が行われる。交流モータ３で回転エネルギーとなって消費される量に応じて直流電圧Ｖｄｃが低下し、低下した電位差に相当する電流がコンバータ４１から平滑コンデンサ５に供給される。この時の交流電源各相に流れる電流ｉＲ，ｉＳ，ｉＴは図５の様な波形となる。
【０００４】
次に第二の従来例を図６を用いて説明する。
第二の従来例では、入出力される交流電流が電流検出器６を介して検出され、この検出値に基づいて入出力される交流電流が図５と異なり正弦波波形になる様にフィードバック制御する技術が確立されている。
３相交流電源１は電力変換装置Ｃの入力端子５１に接続される。入力端子５１はチョークコイル７を介してトランジスタおよびダイオードによって構成されるコンバータ４２に接続される。
ここで、図６中の枠内の制御回路Ｅの動作を説明する。
直流電圧Ｖｄｃの目標電圧としては、電源電圧に応じて変化するように、アイソレータ８及びピーク電圧ホールド回路２４によって検出された電源電圧のピーク値と基準電圧２３とを加算器２５によって加算した値が設定される。この目標電圧からは、減算器１４において直流電圧Ｖｄｃの検出値が引き算され、電圧偏差信号が得られる。この電圧偏差信号は、誤差増幅器１７によって増幅され、直流電流指令を作成する。
次に、電源電圧を入力として、位相検出器９が電源電圧位相値を出力する。位相検出方法については、本出願人らは電源電圧が歪んだ場合にも位相検出可能な電力変換装置を特願平７−１３３８８１号において提案しており、詳細な説明は省略する。
この位相検出値をもとに交流信号発生器１１では各相電圧と同位相，同周波数の交流信号を指令周期毎に発生する。この交流信号と直流電流指令を乗算器１２によって乗算して交流電流指令ｉＲ*，ｉＳ*，ｉＴ*を作成する。
この交流電流指令は、減算器１５によって電流検出器６で検出した電流検出値と引き算され、さらに誤差増幅器１６で増幅して交流電圧指令を作成し、ＰＷＭ制御回路１０に入力される。この交流電圧指令を基にＰＷＭ制御回路１０では、入力された信号をキャリヤ信号によってパルス幅変調し、トランジスタＴr１〜Ｔr６のＯＮ／ＯＦＦ制御信号が作成される。このＰＷＭ制御回路１０の動作はインバータの制御回路に一般的に用いられるものであり、詳細な説明は省略する。これらの回路の働きによって、コンバータ４２に流れる電流は、電源電圧と直流電圧検出値から作られた正弦波の電流指令の通りにフィードバック制御される。よって、コンバータ４２の各相に流れる電流ｉＲ，ｉＳ，ｉＴは、図７の様な正弦波電流となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の電力変換装置では電力消費が多くなった場合、第一の従来例においては、ダイオード整流による電流に、電源電圧周波数の５次，７次といった次数の高調波電流成分が多く含まれ、この高調波電流が電源に接続された進相コンデンサおよびリアクトルに悪影響を及ぼすことが問題となっている。
この問題を解決するため、第二の従来例のように電流を高調波のない正弦波電流にすることが実現されている。しかし、高調波のない正弦波状に電流制御を行うため、常にＰＷＭ制御する必要があり、トランジスタのスイッチング損失による発熱が大きく、この熱を冷却する高価で大容量の放熱板を必要とし、結果として電力変換装置の小型化および低価格化することが困難となっていた。また、正弦波電流にするには直流電圧Ｖｄｃの目標電圧を通常電源電圧のピーク値に対して数十Ｖ昇圧する必要があり、結果として高価な耐圧の高い素子を選定する必要があった。さらには、正弦波電流に含まれる通常数ｋ〜十数ｋＨｚの高周波のキャリヤ周波数成分電流により、電源ラインに接続されたコンデンサと電源インダクタンスとの間で発生する共振電流を誘発する恐れがあり、共振電流によるコンデンサの破損を防ぐためキャリヤ周波数成分電流を吸収するフィルタを必要としていた。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、電力消費に応じて高調波電流を抑制し、かつ安価で小型な電力変換装置の提供を目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
複数のトランジスタ及びこの複数のトランジスタにそれぞれ逆並列に接続された複数のダイオードによって構成され、入力された交流電圧指令に応じてこれら複数のトランジスタをＰＷＭ制御するコンバータによって３相交流電圧と直流電圧との変換を行う電力変換装置において、前記３相交流電圧を検出して電源電圧位相値を出力する手段と、前記コンバータの入出力する交流電流を検出して３相交流電流検出値を出力する手段と、前記電源電圧位相値と前記３相交流電流検出値から３相２相変換を行い有効電力成分電流値を出力する手段と、前記有効電力成分電流値に１以下の係数を乗算して直流電流指令値を発生する手段と、前記電源電圧位相値から電源電圧の各相に同期した交流信号を発生する手段と、前記直流電流指令値と前記交流信号とを乗算して３相交流電流指令を発生する手段と前記有効電力成分電流値が所定レベル以上の場合に前記３相交流電流検出値と前記交流電流指令との誤差に基づき前記交流電流をフィードバック制御する手段とを備えることによって達成される。
【０００７】
本発明による電力変換装置においては、３相交流電流検出値の有効電力成分電流値と１以下の係数とを乗算し、直流電流指令値を発生する。つまり、消費した電力より供給する電流指令を小さくし、ＰＷＭ制御する際スイッチングしない期間を発生するよう作用する。また、３相交流電圧の電源電圧位相値から電源電圧の各相に同期した交流信号を発生し、これと乗算することで３相交流電流指令を得る。
有効電力成分電流値が所定レベル以上の場合、つまり消費電力が多くなって高調波電流が増加した場合、３相交流電流指令に基づいて３相交流電流をフィードバック制御するよう作用する。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図１を参照し説明する。なお、本実施の形態において前述の図４，図６に示す要素に付した符号と同一符号を付した要素は同一機能を有し、説明は省略する。
図１は本発明に係る電力変換装置の一例である。
以下に枠内の制御回路Ｄの動作を説明する。この回路はマイクロプロセッサ等を利用して実現され、その動作はソフトウエアによって実現される。
３相交流電流は、３相２相変換を行うことにより【数１】，【数２】のような有効電力成分ｉ1dと無効電力成分ｉ1qに変換し、直流量として扱うことができる。
【数１】
ｉ1d＝ｉr・sinθ＋ｉs・sin(θ−120°)＋ｉt・sin(θ＋120°)
【数２】
ｉ1q＝ｉr・cosθ＋ｉs・cos(θ−120°)＋ｉt・cos(θ＋120°)
この３相２相変換を行うため、アイソレータ８を介して検出された３相交流電圧の線間電圧波形から位相検出器９によって電源電圧の位相を検出し、この位相をもとに交流信号発生器２２では交流信号sinθ，sin(θ−120°)，sin(θ＋120°)を発生する。この交流信号と電流検出器６からの電流検出値とから乗算器１３および加算器２１を用いて積和演算を行い有効電力成分電流ｉ1dを算出する。
ここで、モータ負荷の消費が多くなった場合、従来例１のようにダイオードｄ１〜ｄ６の働きによって図５のような電流が流れる。この電流を３相２相変換した有効電力成分電流にフィルタ１９を通した波形が図２である。
この有効電力成分電流と通常０．５〜０．８程度の１以下の係数α１８とを乗算器２０によって乗算し、直流電流指令を作成する。直流電流指令は乗算器１２によって各相電圧と同位相，同周波数の交流信号と乗算され、３相交流電流指令ｉＲ*，ｉＳ*，ｉＴ*が出力される。
この交流電流指令は、減算器１５によって電流検出器６で検出した電流検出値と引き算され、さらに誤差増幅器１６で増幅して交流電圧指令を作成し、ＰＷＭ制御回路１０に入力される。この交流電圧指令を基にＰＷＭ制御回路１０では、入力された信号をキャリヤ信号によってパルス幅変調し、トランジスタＴr１〜Ｔr６のＯＮ／ＯＦＦ制御信号が作成される。
【０００９】
交流電流指令とダイオードｄ１〜ｄ６の働きによって流れるダイオード電流とは図３のような関係となる。前記係数αは１以下であるので、交流電流指令の中央付近ではダイオード整流による電流が指令を上回り、対応する相のコンバータ４２のトランジスタはスイッチングしない停止状態となる。つまり、図３の斜線部の電流指令部分のみＰＷＭ制御が行われる。斜線部の電流制御を行った結果として、他の相電流の影響でピーク電流付近が減少し、昇圧することなしに電流歪みが改善され、高調波成分が大幅に減少した電流となる。
基準電圧源２３はＰＷＭ制御回路１０の制御開始レベルを設定する。制御開始レベルと直流電流指令とは比較器１７によって比較され、直流電流指令が制御開始レベルを越えた場合にＰＷＭ制御回路１０の出力が開始される。これは、電力消費が多くなった場合、つまり高調波電流が所定のレベル以上の場合に制御を開始することを意味する。
これらの回路の働きによって、コンバータ４２に流れる電流は、高調波電流が所定のレベル以上の場合にフィードバック制御され、高調波電流を抑制した電流となる。
【００１０】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、高調波電流が所定のレベル以上の場合にのみＰＷＭ制御し、ＰＷＭ制御の際も第二の従来例のようなＰＷＭ制御に比べスイッチング期間を減らすことができる。つまりトランジスタの発熱を抑えつつ第一の従来例のダイオード整流電流より高調波電流が抑制でき、第二の従来例に比べ高周波キャリヤ周波数成分電流による共振電流も抑制できる。
また、トランジスタの発熱が少ないので放熱板を安価で小型にでき、共振電流も少ないのでキャリヤ周波数成分電流用のフィルタを必要としない。さらに、昇圧する必要がないので、耐圧の高い高価な素子を選定する必要がないので、電力変換装置を小型でしかも安価にできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に係る電力変換装置の一実施形態を示すシステム構成図である。
【図２】  本発明による電力変換装置の電流波形を示す図である。
【図３】  本発明による電力変換装置の電流指令を示す図である。
【図４】  第一の従来技術による電力変換装置を示すシステム構成図である。
【図５】  第一の従来技術による電力変換装置の電流波形を示す図である。
【図６】  第二の従来技術による電力変換装置を示すシステム構成図である。
【図７】  第二の従来技術による電力変換装置の電流波形を示す図である。
【符号の説明】
１  ３相交流電源、２  インバータ回路、３  交流モータ、５  平滑コンデンサ、６  電流検出器、７  チョークコイル、８  アイソレータ、９  位相検出器、１０  ＰＷＭ制御回路、１１，２２  交流信号発生器、１２，１３，２０  乗算器、１４，１５  減算器、１６  増幅器、１７  比較器（差動増幅器）、１８係数、１９  フィルタ、２１，２５  加算器、２３  基準電圧、２４  ピーク電圧ホールド回路、４１，４２  コンバータ。
【図１】
0003822754.tif 000002
【図２】
0003822754.tif 000003
【図３】
0003822754.tif 000004
【図４】
0003822754.tif 000005
【図５】
0003822754.tif 000006
【図６】
0003822754.tif 000007
【図７】
0003822754.tif 000008