(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の各相と出力側の各々の相を自己消弧能力をもつ双方向スイッチで直接接続し、出力電圧指令に応じて交流電源電圧をＰＷＭ制御し、任意の交流及び直流電圧を出力するＰＷＭサイクロコンバータにおいて、
前記双方向スイッチが、片方向半導体スイッチを２個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオン・オフできる構成とし、
前記双方向スイッチに流れる電流の方向を判別する電流方向検出回路と、
前記電流方向検出回路の出力と、ＰＷＭ指令と、同一出力相内の順方向半導体スイッチを駆動する他のゲート信号を取り込み、これらの信号の論理状態に基づき、電源短絡及び出力開放が起きないように、前記双方向スイッチの点弧順序を切り替える転流シーケンス切り替え回路と
を備えたことを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータ。
【請求項２】
交流電源の各相と出力側の各々の相を自己消弧能力をもつ双方向スイッチで直接接続し、出力電圧指令に応じて交流電源電圧をＰＷＭ制御し、任意の交流及び直流電圧を出力するＰＷＭサイクロコンバータの駆動方法において、
前記ＰＷＭサイクロコンバータに、片方向半導体スイッチを２個組み合わせ、かつ独立にオン・オフできる構成の双方向スイッチと、前記双方向スイッチに流れる電流の方向を判別する電流方向検出回路とを備え、
前記電流方向検出回路の出力とＰＷＭ指令と同一出力相内の順方向半導体スイッチを駆動する他のゲート信号を取り込み、これらの信号の論理状態に基づき、電源短絡及び出力開放が起きないように、前記双方向スイッチの点弧順序を切り替えることを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータの駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源の各相と出力側の各々の相を自己消弧能力をもつ双方向スイッチで直接接続し、出力電圧指令に応じて交流電源電圧をＰＷＭ制御し、任意の交流及び直流電圧を出力するＰＷＭサイクロコンバータおよびその駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
第１の従来のＰＷＭサイクロコンバータを図６に基づいて説明する。図中１は交流電源、２は交流ラインフィルタ、３は電源電圧検出回路群、４はゲートドライブ回路、５は転流シーケンス切り替え回路群、６はコントローラ、８は交流電動機、９は双方向スイッチモジュール、１０〜１８は双方向スイッチ、１９は電源電圧比較回路である。
コントローラ６は出力電圧指令を受けると、電源電圧を検出しながらどの双方向スイッチを点弧するか判断してＰＷＭ指令を転流シーケンス切り替え回路群５に渡す。このとき、理想的に双方向スイッチ１０〜１８のスイッチングが同時に行われれば、電流スパイクや電圧スパイクは発生しないが、実際には双方向スイッチのばらつきなどがあり同時にスイッチングされることはない。そこで電源電圧比較器１９により、各々の相電圧の大小関係を比較し、最大電圧、中間電圧、最小電圧に分類して、転流シーケンス切り替え回路群５にその情報を送る。
転流シーケンス切り替え回路群５はＰＷＭ指令と電圧比較情報より電源電圧の大きい相から小さい相への転流（モード１）であるか、電源電圧の小さい相から大きい相への転流（モード２）であるかの判別を行い、各々のモードにおける転流シーケンスでゲート信号を発生する。ゲートドライバはゲート信号を受け取り、双方向スイッチ１０〜１８に前記ゲート信号と絶縁された信号を送り双方向スイッチ１０〜１８を駆動する。各々のモードでの転流シーケンスを図７に示す。
【０００３】
次に、第２の従来例としては特公平４−１０３１２号公報に記載されたサイクロコンバータがある。これは、交流電源の各相に、アノードが交流電源に接続された第１半導体制御素子およびアノードが前記第１半導体制御素子のカソードに接続された第１ダイオードからなる第１直列回路と、カソードが前記交流電源に接続された第２半導体制御素子およびカソードが前記第２半導体制御素子のアノードに接続された第２ダイオードからなり前記第１直列回路に逆方向に並列に設けられた第２直列回路とを設け、かつ、各相の前記第１ダイオードのカソードに受電端が接続された負荷と、各相の前記両ダイオードの両端電圧を検出し前記負荷を流れる各相それぞれの電流の極性反転時に発生する電圧パルスを検知して検知信号を出力する検出部と、各相の前記検知信号により各相それぞれの前記両半導体制御素子の導通を交互に切り換える切換部とを備えたものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、第１の従来例では電圧比較回路の検出精度や時間遅れなどのため、特に電源電圧が負から正へ切り替わるところで転流の失敗を起こしやすかった。また、電源電圧が歪み波形である場合も同様に転流の失敗を引き起こす。
また第２の従来例においては、素子に流れる電流の方向が必要なＰＷＭサイクロコンバータについては適用できない。
そこで本発明は、電圧比較回路の検出精度や時間遅れ、あるいは電源電圧が歪み波形である場合にも転流の失敗がなく、さらに素子に流れる電流の方向が必要なサイクロコンバータにおいても適用できるサイクロコンバータおよびその駆動方法を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明は、交流電源の各相と出力側の各々の相を自己消弧能力をもつ双方向スイッチで直接接続し、出力電圧指令に応じて交流電源電圧をＰＷＭ制御し、任意の交流及び直流電圧を出力するＰＷＭサイクロコンバータにおいて、前記双方向スイッチが、片方向半導体スイッチを２個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオン・オフできる構成とし、前記双方向スイッチに流れる電流の方向を判別する電流方向検出回路と、前記電流方向検出回路の出力と、ＰＷＭ指令と、同一出力相内の順方向半導体スイッチを駆動する他のゲート信号を取り込み、これらの信号の論理状態に基づき、電源短絡及び出力開放が起きないように、前記双方向スイッチの点弧順序を切り替える転流シーケンス切り替え回路とを備えたものである。
上記手段により、スイッチに流れる電流の方向を直接検出し、転流シーケンスを切り替えるため、誤動作のない安定したＰＷＭサイクロコンバータによるドライブシステムを実現できる。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図に基づいて説明する。
図１は本発明を示すブロック図である。図中１は交流電源、２は交流ラインフィルタ、３は電源電圧検出回路、４はゲートドライブ回路、５は転流シーケンス切り替え回路群、６はコントローラ、７は電流方向検出回路群、８は交流電動機、９は双方向スイッチモジュール、１０〜１８は双方向スイッチである。
本実施例は、交流電源１の各相と出力側の各々の相を自己消弧能力をもつ双方向スイッチ１０〜１８で直接接続し、出力電圧指令に応じて交流電源電圧をＰＷＭ制御し、任意の交流及び直流電圧を出力するＰＷＭサイクロコンバータであり、片方向半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ９とこれらと逆接続されたダイオードＤ１〜Ｄ９および片方向半導体スイッチＴｒ１’〜Ｔｒ９’とこれらと逆接続されたダイオードＤ１’〜Ｄ９’を対向直列に接続した双方向スイッチ１０〜１８を有する。本実施例では、双方向スイッチの構成を以上のようにしたが、図２（ａ）のように、２つのトランジスタを単に逆接続したもの、図２（ｂ）のように逆流阻止ダイオードを接続したもの、あるいは図２（ｃ）に示すようにトランジスタ保護ダイオードをエミッタ・コレクタ間に接続したものなどを使用することもできる。
【０００７】
図１に示す双方向スイッチ１０〜１８には、双方向スイッチ１０〜１８に流れる電流の方向を判別する電流方向検出回路群７が接続され、また、電流方向検出回路群７の出力と、ＰＷＭ指令と同一出力相内の順方向半導体スイッチを駆動する他のゲート信号を取り込み、電流方向検出回路群７と前記ＰＷＭ指令と前記同一出力相内の順方向半導体スイッチを駆動する他のゲート信号の状態により、双方向スイッチ１０〜１８の点弧順序を切り替える転流シーケンス切り替え回路５とを備えている。
前記電流方向検出回路群７は、図３に示すように電流方向検出回路２１ａ〜２１ｃ・・・からなっており、双方向スイッチ１０〜１８の両端に第１、第２のダイオード３０のカソード側を接続し、前記第１、第２のダイオード３０のアノード側は抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して、絶縁された直流電源Ｂの＋側を接続し、第１のダイオード３０のアノードと第２のダイオード３０のアノードの電位差を検出し、双方向スイッチ１０〜１８に流れる電流の方向を判別する。
【０００８】
出力１相あたりの回路ブロック図である図３において、図中２０ａ，２０ｂ，２０ｃ・・・は転流シーケンス切り替え回路、２１ａ，２１ｂ，２１ｃ・・・は電流方向検出回路、２２ａ，２２ｂ，２２ｃ・・・は１スイッチあたりのゲートドライブ回路で、それぞれ双方向スイッチ１０，１１，１２・・・と同数設ける。
双方向スイッチ１０の両端Ｔ１，Ｔ１’及び双方向スイッチ内トランジスタＴｒ１，Ｔｒ１’の接続点Ｅ１と電流方向検出回路２１を接続する。電流方向検出回路２１の出力Ｚ１は転流シーケンス切り替え回路２０に入力される。また、転流シーケンス切り替え回路２０にはコントローラ６からＰＷＭ指令Ｃ１、同一出力相内の順方向トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３に入力される他のスイッチのゲート信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３も入力され、転流シーケンスを切り替える。転流シーケンス切り替え回路２０からは、同一双方向スイッチ内の順方向、逆方向トランジスタＴｒ１，Ｔｒ１’を駆動するゲート信号Ｇ１，Ｇ１’が出力され双方向スイッチ１０を駆動する。同一出力相内の他の双方向スイッチ１１，１２も同様な回路構成となっている。
【０００９】
次に、必要となる転流シーケンスを図５に基づいて説明する。電流が電源電圧１から交流電動機８に流れている場合には図５（ａ）のシーケンス、電流が交流電動機８から電源電圧１に流れている場合には図５（ｂ）のシーケンスを選択する。このとき、双方向スイッチ１０をＯＮする場合は同一出力相内の他の双方向スイッチ１１，１２の電流方向、双方向スイッチ１０をＯＦＦする場合にはＯＦＦしようとする双方向スイッチ１０の電流方向に対する情報が必要であることがわかる。
具体的には、交流電源１より交流電動機８に電流が流れている場合（図５（ａ））にはまずＴｒ１’を「ＯＦＦ」とする。このとき、交流電動機８に流れる電流はＴｒ１を通して流れているので電流を遮断することはない。次にＴｒ２を「ＯＮ」とする。このとき電源電圧がＶ１＞Ｖ２の場合にはＴｒ１を介した実線のループを電流が流れ、Ｖ２＞Ｖ１の場合にはＴｒ２を介した破線のループを電流が流れＴｒ１からＴｒ２へ転流する。次にＴｒ１を「ＯＮ」とするが、Ｖ１＞Ｖ２のときはこの時点でＴｒ１からＴｒ２への転流が起きる。最後にＴｒ２’を「ＯＮ」として転流を完了する。
次に、交流電動機８より交流電源１に電流が流れている場合（図５（ｂ））にはまずＴｒ１を「ＯＦＦ」とする。このとき、交流電動機８に流れる電流はＴｒ１’を通して流れているので電流を遮断することはない。次にＴｒ２’を「ＯＦＦ」とする。このとき電源電圧がＶ１＜Ｖ２の場合にはＴｒ１’を介した実線のループを電流が流れ、Ｖ２＜Ｖ１の場合にはＴｒ２’を介した破線のループを電流が流れＴｒ１からＴｒ２へ転流する。次にＴｒ１を「ＯＦＦ」とするが、Ｖ１＜Ｖ２のときはこの時点でＴｒ１からＴｒ２への転流が起きる。最後にＴｒ２を「ＯＮ」として転流を完了する。
以上の転流シーケンスを用いることで、電流を遮断することなく、かつ、電源短絡を起こさないで、転流することができる。
【００１０】
次に電流方向検出回路２１と転流シーケンス切り替え回路２０について、図４を用いて説明する。電流方向検出回路２１内の２８は制御側電源と主回路とを絶縁するためのフォトカプラ、２９は比較器、３０は第１、第２のダイオード、３１は絶縁電源である。第１、第２のダイオード３０のカソードは双方向スイッチ１０の両端Ｔ１，Ｔ１’に接続される。また、絶縁電源３１の中点は双方向スイッチ内トランジスタの接続点Ｅ１に接続される。第１、第２のダイオード３０のアノード側は抵抗を介して絶縁電源３１の＋側及び、比較器２９の入力に接続される。比較器２９の出力はフォトカプラ２８内の発光ダイオードのカソードに接続され、比較器２９の出力がＬＯ（ローレベル）のときフォトカプラ２８のトランジスタは導通状態で電流方向検出器２１の出力Ｚ１はＬＯとなる。
動作について説明すると、双方向スイッチ１０が開のときは、第１、第２のダイオード３０のアノードの電位は絶縁電源３１の＋側電位に固定され、第１、第２のダイオード３０のアノード電位差はゼロである。このとき、電流方向検出器２１の出力Ｚ１はＨＩ（ハイレベル）である。双方向スイッチ１０が閉のときは第１，第２のダイオード３０のアノード電位はそれぞれのカソードが接続されている端子の電位（双方向スイッチの両端Ｔ１，Ｔ１’の電位）に固定される。
電流の流れる方向でアノード電位差の極性が変化するため、電流方向検出器２１の出力Ｚ１はＨＩまたは、ＬＯとなり電流方向を検出できる。電流方向検出器２１の出力Ｚ１は電流が電源電圧１から交流電動機８に流れるときＬＯ、逆に、交流電動機８から電源側に電流が流れるとき及び、双方向スイッチ１０が開のときＨＩとなる。
【００１１】
次に、転流シーケンス切り替え回路２０について説明する。転流シーケンス切り替え回路２０内の２５はゲート信号選択回路、２６はモード切替回路、２７は遅延信号発生回路である。
モード切替回路２６には同一出力相内の双方向スイッチ１０，１１，１２の順方向トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３のゲート信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３、電流方向検出信号Ｚ１、ＰＷＭ指令Ｃ１が入力される。出力同一相内の双方向スイッチ１０，１１，１２の順方向トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３のゲート信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の状態から出力同一相内の双方向スイッチ１０，１１，１２の電流方向を判断する。ＰＷＭ指令Ｃ１がＨＩのとき電流方向信号Ｐは出力同一相内の双方向スイッチ１０，１１，１２の順方向トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３のゲート信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の論理和Ｇを選択し、ＰＷＭ指令Ｃ１がＬＯのとき電流方向検出信号Ｚ１を選択する。
次に、遅延信号発生回路２７にはＰＷＭ指令Ｃ１が入力され、出力として第１、第２のゲート信号Ａ，Ｂを発生する。第１のゲート信号Ａは立ち上がり時ＰＷＭ指令Ｃ１に対して３ΔＴだけ遅れ、立ち下がり時には、ＰＷＭ指令Ｃ１と同期する。また、第２のゲート信号Ｂは立ち上がり時ＰＷＭ指令Ｃ１に対してΔＴだけ遅れ、立ち下がり時２ΔＴだけ遅れる。ゲート信号選択回路２５には第１、第２のゲート信号Ａ、Ｂ及びモード切替信号Ｐが入力され、順方向側トランジスタＴｒ１のゲート信号Ｇ１、及び逆方向側トランジスタＴｒ１’のゲート信号Ｇ１’を出力する。モード切り替え信号Ｐによって、順方向側トランジスタＴｒ１のゲート信号Ｇ１、及び逆方向側トランジスタＴｒ１’のゲート信号Ｇ１’を第１のゲート信号Ａとするか、第２のゲート信号Ｂとするかを選択する。
以上のようにして、転流シーケンスを決定する。このような転流シーケンスを用いることで、電流を遮断することなく、かつ、電源短絡を起こさないで、転流することができる。
【００１２】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、双方向スイッチに流れる電流の方向を直接検出し、転流シーケンスを切り替えるため、誤動作のない安定したＰＷＭサイクロコンバータによるドライブシステムを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施例を示すブロック図である。
【図２】  双方向スイッチの各種例を示す回路図である。
【図３】  本発明の実施例を示すブロック図である。
【図４】  本発明の実施例を示す回路図である。
【図５】  転流シーケンスを示す動作原理図である。
【図６】  従来の実施例を示すブロック図である。
【図７】  従来の転流シーケンス動作原理図である。
【符号の説明】
１  交流電源、２  交流ラインフイルタ、３  電源電圧検出回路、４  ゲートドライバ、５  転流シーケンス切り替え回路群、６  コントローラ、７  電流方向検出回路群、８  交流電動機、９  双方向スイッチモジュール、１０〜１８  双方向スイッチ、１９  電源電圧比較回路、２０  転流シーケンス切り替え回路、２１  電流方向検出回路、２２  １スイッチあたりのゲートドライブ回路、２３遅延回路（２ΔＴ）、２４  遅延回路（ΔＴ）、２５  ゲート信号選択回路、２６  モード切替回路、２７  遅延信号発生回路、２８  フォトカプラ、２９  比較器、３０  第１，第２ダイオード、３１  絶縁電源、Ｔｒ１〜Ｔｒ３  順方向トランジスタ、Ｔｒ１’〜Ｔｒ３’  逆方向トランジスタ、Ｔ１−Ｔ３  双方向スイッチの電源側端子、Ｔ１’〜Ｔ３’  双方向スイッチの負荷側端子、Ｅ１〜Ｅ３  順方向及び逆方向トランジスタの接続点、Ｐ  モード切替信号、Ｚ１〜Ｚ３  電流方向検出信号、Ｇ１〜Ｇ３  順方向トランジスタのゲート信号、Ｇ１’〜Ｇ３’  逆方向トランジスタのゲート信号、Ｃ１〜Ｃ３  ＰＷＭ指令、Ｇ  同一出力相内順方向トランジスタのゲート信号の論理和、Ａ  第１のゲート信号、Ｂ  第２のゲート信号
【図１】
0003824189.tif 000002
【図２】
0003824189.tif 000003
【図３】
0003824189.tif 000004
【図４】
0003824189.tif 000005
【図５】
0003824189.tif 000006
【図６】
0003824189.tif 000007
【図７】
0003824189.tif 000008