(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列に接続したダイオードを備えた整流手段の一端に、直列に接続した電源コンデンサの一端を接続し、前記整流手段の他端に前記直列接続した電源コンデンサの他端を接続し、
前記整流手段のダイオードの接続点に第１のチョークコイルを介して交流電圧源の一端を接続し、前記直列接続した電源コンデンサの接続点に前記交流電圧源の他端を接続し、
前記整流手段の一端と他端とを、ダイオードを逆並列に接続したパワースイッチング素子を直列接続した直列接続体の一端と他端とに接続し、
前記パワースイッチング素子の直列接続体の接続点と、前記整流手段のダイオードの接続点との間に、第２のチョークコイルと第１のキャパシタとを介して蛍光灯を接続し、
前記整流手段のダイオードの接続点と整流手段の他端との間に両端を接続した第２のキャパシタを有する蛍光灯点灯装置であって、
前記パワースイッチング素子のスイッチング動作に応じて、前記交流電圧源から前記パワースイッチング素子と、前記蛍光灯と、前記第２のチョークコイルと、前記第１のキャパシタと、前記第１のチョークコイルを通る経路で第１の電流を通流し、前記第１のチョークコイルにエネルギーを蓄積すると共に、
前記直列に接続した電源コンデンサから、前記パワースイッチング素子と、前記蛍光灯と、前記第２のチョークコイルと、前記第１のキャパシタと第２のキャパシタとを通る経路で第２の電流を通流し、
前記交流電圧源の瞬時電圧、或いは瞬時電圧に依存して変化する電流又は電圧を検出し、該検出値に応じて前記パワースイッチング素子のスイッチング周波数を変化させ、或いは前記パワースイッチング素子のスイッチング周波数とオンパルス幅とを変化させて、
前記パワースイッチング素子のスイッチング周波数ｆinと回路の共振周波数ｆｒとを、ｆｒ＜ｆinに維持するように制御する制御手段を備えることを特徴とする蛍光灯点灯装置。
【請求項２】
請求項１に記載の蛍光灯点灯装置において、
前記制御手段が、前記検出した交流電圧源の瞬時電圧と基準電圧と比較し、前記交流電圧源の瞬時電圧が基準電圧より高い場合のパワースイッチング素子のスイッチング周波数を、前記交流電圧源の瞬時電圧が基準電圧より低い場合のパワースイッチング素子のスイッチング周波数より低くする周波数設定手段を備えることを特徴とする蛍光灯点灯装置。
【請求項３】
請求項１に記載の蛍光灯点灯装置において、
前記制御手段が、前記第２のチョークコイルに流れる電流を検出し、該検出した電流が流れる方向と導通している前記パワースイッチング素子の位置とに基づいて、前記パワースイッチング素子のスイッチング周波数を変化させる周波数設定手段を備えることを特徴とする蛍光灯点灯装置。
【請求項４】
請求項１に記載の蛍光灯点灯装置において、
前記制御手段が、前記第１のチョークコイルに流れる電流を検出し、該検出した電流が流れる方向に基づいて、前記パワースイッチング素子のスイッチング周波数を変化させる周波数設定手段を備えることを特徴とする蛍光灯点灯装置。
【請求項５】
請求項１に記載の蛍光灯点灯装置において、
前記制御手段が、前記交流電圧源の瞬時電圧、或いは瞬時電圧に依存して変化する電流又は電圧に代えて前記パワースイッチング素子の直列接続体の接続点の電圧を検出し、
該検出した電圧の大小と導通している前記パワースイッチング素子の位置とに基づいて、前記パワースイッチング素子のスイッチング周波数を変化させる周波数設定手段を備えることを特徴とする蛍光灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、蛍光灯の点灯装置に関わり、特に入力の交流電流に含まれる高調波を抑制し、力率を向上させると共に、損失の低減と蛍光灯に流れる電流の脈動の抑制を図った点灯装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の高調波抑制型点灯装置の構成は、例えば de Groot,J.J. and Houkes,H.“Triple-U Electronic Compact Fluorenscent Lamps with Reduced Harmonics"JOURNAL of the Illuminating Enfineering Society, Winter 1994, pp45〜51に記載されている。その回路構成を図９に示す。この回路は、機能面から高調波抑制用のアクティブフィルター回路２及び蛍光灯点灯用のインバータ回路３の２つに分けられる。インバータ回路３の中のMOSFET  Ｑ１，Ｑ２の動作に応じて蛍光灯に高周波交流電流を供給すると共に、チョークコイルＬ１を介して交流電圧源１から電流を取り込み、電源コンデンサＣ１，Ｃ２を充電する。一般的なアクティブフィルターでは、独立したスイッチ素子を設け、この素子をＰＷＭ（パルス幅変調）制御しているのに対して、この従来例ではインバータ回路とアクティブフィルタ回路のスイッチ素子を兼用化し、更にＱ１，Ｑ２を一定の周波数でかつ等しいオンパルス幅で、オン，オフを交互に繰り返すように動作させるだけで良い。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来例の回路における電流経路を図１０に示す。図１０では蛍光灯を等価抵抗Ｒ１で置換えており、以下他の図においても抵抗Ｒ１は蛍光灯を等価的に表すものとする。また、MOSFET  Ｑ１，Ｑ２は逆方向の電流を通電する寄生ダイオードを有するが、図１０においてはこれらの寄生ダイオードをＤ３，Ｄ４として記載している。
【０００４】
図１０（ａ）はMOSFET  Ｑ１がオンした場合の電流経路である。交流電圧源１よりＣ１，Ｑ１，Ｌ２，Ｒ１，Ｃ４，Ｌ１の経路で電流が流れ、この電流をｉacで表す。同時にコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧によりＱ１，Ｌ２，Ｒ１，Ｃ３の経路で電流が流れ、この電流をｉdcで表す。図１０（ｂ）はＱ２がオンした場合の電流経路である。交流電圧源１よりＣ２，Ｄ２，Ｌ１の経路で電流が流れ、Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に蓄えられたエネルギーをＣ２に蓄える。また、蛍光灯Ｒ１にはコンデンサＣ４，Ｒ１，Ｌ２，Ｑ２，Ｄ２の経路で電流が供給される。
【０００５】
交流電圧が高い場合、ｉac＞ｉdcとなり、蛍光灯には主に交流電源から電流が供給される。一方、ｉacは交流電圧源１の瞬時電圧に比例するため、交流電圧が低い場合はｉdc＞ｉacとなる。このように上記従来例では交流電圧に応じて電流経路が異なり、それに伴って回路の共振周波数も変化する。ｉacの共振周波数は主にＬ２とＣ４で決まり、ｉdcの共振周波数はＬ２とＣ３で決まる。
【０００６】
通常、回路の共振周波数ｆrとMOSFET  Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数ｆinvは、ｆr＜ｆinvとなるように設定される。この周波数の関係においては、例えばＱ１がオンする場合、初めにＬ２の電流連続性のためＤ３に電流が流れ、この電流が零になると続いてＱ１からＬ２に逆極性の電流が供給される。しかしながらこの従来例では、コンデンサＣ３，Ｃ４の容量値によっては、この条件が崩れ
ｆr＞ｆinvとなる場合がある。この周波数関係でＱ１がオンすると、初めはＤ４に電流が流れており、Ｑ１のオンによってＬ２に同極性の電流が供給される。このため、Ｑ１のオン時にはダイオードＤ４が逆回復し、Ｄ４の内部に蓄積された電子，ホールというキャリアが強制的に掃き出されるため大きな逆回復電流が流れる。このような動作を進相モードと定義する。進相モードにおいてはダイオードとMOSFETのスイッチング損失が問題となる。
【０００７】
ｆr＜ｆinvの条件を満足するようコンデンサＣ３，Ｃ４の容量値を変える方法もあるが、高調波抑制を低減するなどの悪影響が残る。また、スイッチング周波数ｆinv を高周波化する方法もあるが、電磁障害などの問題点がある。
【０００８】
また、図１０（ａ）に示すように、蛍光灯には交流電源から直接電流を供給するため、正弦波で変化する交流電源の影響で、この電流が脈動する。この電流脈動が蛍光灯の許容値を越えるとちらつきを招く恐れがある。
【０００９】
本発明は上記のような損失，高調波，電磁障害，電流脈動などの問題点を解決するためになされたもので、回路の共振周波数ｆr とMOSFET  Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数ｆinv の条件をｆr＜ｆinvに維持するように制御すると共に、電流脈動を軽減し、かつ高調波を抑制し、電磁障害を低減する蛍光灯点灯装置を得ることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題の解決は、電源コンデンサからインバータ回路を用いて蛍光灯に高周波の交流電流を供給すると共に、交流電源から第１のチョークコイルに電流を通電し、前記インバータ回路のスイッチング動作に応じて、前記第１のチョークコイルに蓄積されたエネルギーを整流手段を介して前記電源コンデンサに供給する蛍光灯点灯装置で、前記インバータ回路のスイッチング動作に応じて、前記交流電源から少なくとも前記インバータ回路のパワー素子と前記蛍光灯と、第２のチョークコイルと、第１のキャパシタと前記第１のチョークコイルを通る経路で第１の電流を通流し、前記第１のチョークコイルにエネルギーを蓄積すると共に、前記電源コンデンサから、少なくとも前記パワー素子と前記蛍光灯と、前記第２のチョークコイルと、第１のキャパシタに比べて容量の小さい第２のキャパシタを通る経路で第２の電流を通流すると共に、前記交流電源の瞬時電圧、或いは該瞬時電圧に依存して変化する電流又は電圧を検知する検出手段と、該検出値に応じて前記インバータ回路の動作周波数或いはオンパルス幅を変化させる制御手段を備えることで実現できる。
【００１１】
上記構成の蛍光灯点灯装置によれば、インバータ回路の動作で高調波抑制を行うと共に、高調波抑制が交流電圧の或る値以下において招く進相モードを回避する。進相モードを回避するには、１）交流電源の瞬時電圧を検出する、２）第２のチョークコイルに流れる電流の極性を検出する、３）第１のチョークコイルに流れる電流の極性を検出する、４）インバータ回路の出力電圧を検出する、方法があり、２）と４）はインバータ回路でパワースイッチング素子に並列に設けられた（或いは寄生の）ダイオードに通常とは逆向きに電流が流れることを検知して進相モードの発生を検知する。また、３）は第１のチョークコイルに流れる電流が進相モード時においては正負の極性に振動的になることを検出する。これらを検知すると、インバータ回路の動作周波数を変化させることによって進相モードを防ぐことができる。また、蛍光灯電流の脈動は、交流電源の瞬時値を検出してインバータ回路のオンパルス幅を変えることで達成できる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。
【００１３】
図１は本発明の第１の実施例を示す回路図である。
【００１４】
図１の主回路では、ダイオードＤ１とＤ２が順方向を揃えてそれぞれ直列に接続されており、ダイオードＤ１のカソードはコンデンサＣ１の一端に、コンデンサＣ１の他端はコンデンサＣ２の一端に、またコンデンサＣ２の他端はダイオードＤ２のアノードにそれぞれ接続されている。ダイオードＤ１とＤ２との接続点とコンデンサＣ１とＣ２との接続点の間には、インダクタＬ１と高調波除去用のフィルターコンデンサＣ０を介して交流電圧源１が接続され、一般的な倍電圧整流回路が形成されている。ダイオードＤ１のカソードはＮチャネルMOSFET  Ｑ１のドレインと、MOSFET  Ｑ１のソースはＮチャネルMOSFET  Ｑ２のドレインと、MOSFET  Ｑ２のソースはダイオードＤ２のアノードにそれぞれ接続されている。また、ダイオードＤ１とＤ２との接続点とMOSFET  Ｑ１とＱ２との接続点の間には、直列接続されたコンデンサＣ４，蛍光灯を等価的に表す抵抗Ｒ１，バラストインダクタＬ２が接続されている。ダイオードＤ２にはコンデンサＣ３が並列接続されている。図９の従来例と同様に、２をアクティブフィルター回路、３をインバータ回路とする。尚、従来例と比較すると、本実施例ではコンデンサＣ４の接続位置が異なるが、これは高調波抑制に寄与するコンデンサをＣ３のみとし、回路設計の簡易化と高調波を更に低減することを図っている。
【００１５】
図１の制御回路を説明する前に、主回路の動作を簡単に説明する。
【００１６】
図１の主回路における電流の経路を図２に示す。図２においてMOSFET  Ｑ１がオンすると、交流電圧源１からＣ１，Ｑ１，Ｌ２，Ｒ１，Ｃ４，Ｌ１の経路で電流ｉacが流れると共に、電源コンデンサＣ１とＣ２から、Ｑ１，Ｌ１，Ｒ１，Ｃ４，Ｃ３を経由してＣ２に戻る経路で電流ｉdcが流れる。従来例における図１０の電流経路と同様、交流電圧が高い場合、ｉac＞ｉdcとなり、Ｒ１には主に交流電源から電流が供給される。ｉacは交流電圧源１の瞬時電圧に比例するため、交流電圧が低い場合、ｉdc＞ｉacとなる。このように、図１の主回路構成においても交流電圧に応じて電流経路が異なり、従来例と同様にｉacの共振周波数は主にＬ２とＣ４で決まる。一方、ｉdcは２つのコンデンサＣ４，Ｃ３を通ることから、ｉdcの共振周波数はＬ２とＣ３４（Ｃ４とＣ３の直列接続容量）とで決まる。Ｃ３４はＣ４に比べて容量値は小さいため、ｉdcの共振周波数はｉacに比べて高周波になる。この結果、ｉdcの共振周波数がインバータのスイッチング周波数に比べて高くなり、交流電圧が低い場合には前述の進相モードが発生する。
【００１７】
これに対し、本実施例では次のようにしてこの問題を解決している。
【００１８】
図１において、４はダイオードブリッジにより構成されている全波整流器であり、交流電圧源１の瞬時電圧とその極性を検出するために設けたものである。５は基準電圧発生器であり、後述するようにインバータ回路３のスイッチング周波数を変化させる際の基準電圧を発生する手段である。全波整流器４で検出した交流電源の瞬時電圧と基準電圧発生回路５の基準電圧の大きさを比較し、インバータ回路３のスイッチング周波数を決定する。６は全波整流器４の出力電圧Ｖｂから基準電圧発生回路５の出力電圧Ｖref を差し引いて、その偏差を出力する加算器である。
【００１９】
７は搬送波発生回路であり、加算器６の出力信号に従い、インバータ回路３のMOSFET  Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数を発振する回路である。加算器６の出力信号が正、すなわち全波整流器４の出力電圧Ｖｂが基準電圧Ｖref よりも高い場合のＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数をｆinv1、加算器６の出力信号が負、すなわち電圧Ｖｂが基準電圧Ｖref よりも低い場合のスイッチング周波数をｆinv2とすると、ｆinv1＜ｆinv2なる関係に設定する。尚、ＰＷＭ制御においては、上記スイッチング周波数が搬送波信号となる。
【００２０】
８は変調波発生回路であり、Ｑ１，Ｑ２に対するパルス幅を決めるための信号を発生する回路である。本発明ではＱ１，Ｑ２に対するパルス幅を一定とする制御と、後述するように交流電源電圧或いは負荷電流に応じてパルス幅を変える制御の２通りを扱う。ここで、後者の制御に対してはＰＷＭ制御を行い、８の出力信号は変調波の意味を持つ。そこで、以後はパルス波を一定にする場合においても８の出力を変調波と呼び、８を変調波発生回路と呼ぶ。
【００２１】
９は搬送波発生回路７と変調波発生回路８の出力電圧を比較してＱ１，Ｑ２をオン，オフするためのパルス幅変調パルス（ＰＷＭパルス）を発生する比較器である。１０は比較器の出力パルスに応じて、Ｑ１，Ｑ２にゲート信号を与えるゲートドライブ回路である。Ｑ１，Ｑ２のゲート電圧にはデッドタイムを挿入し、同時オンを避けるようにする。
【００２２】
図３は図１の実施例の動作を説明するための動作波形図である。図３（ａ）は全波整流器４の出力電圧Ｖｂと周波数変換のための基準電圧Ｖref の波形を示す。図３（ｂ）では、全波整流器４の出力電圧Ｖｂが基準電圧Ｖref よりも高い場合のＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数をｆinv1、出力電圧Ｖｂが基準電圧Ｖref よりも低い場合のスイッチング周波数をｆinv2に設定し、ｆinv1＜ｆinv2としている。従来例の説明で述べたように、蛍光灯を流れる電流の経路の関係から回路の共振周波数が２通りあり、これをｆr1とｆr2（但し、ｆr1＜ｆr2とする）とするとｆr1＜ｆinv1，ｆr2＜ｆinv2の関係を満足するようそれぞれのスイッチング周波数を決めている。このようにすれば、前述の進相モードは生じない。
【００２３】
図４は本発明の第２の実施例を示す回路図である。図４の主回路は、第１の実施例の主回路と同じであるため、説明を省略する。制御回路は、バラストインダクタＬ２に流れる電流を検出する２次巻線で検出した電圧をもとに、スイッチング周波数発振回路１１でＱ１，Ｑ２に対するスイッチング周波数を発振する。
【００２４】
Ｑ１がオンした直後、Ｑ１とは逆方向の電流がダイオードＤ３を流れ、バラストインダクタＬ２には図４に対して右方向に電流が流れるが、この状態を２次巻線で検出すると周波数発振回路１１は、ｆr1＜ｆinv1である周波数ｆinv1の信号を出力する。逆にＱ１のオン直後にダイオードＤ４に電流が流れており、Ｌ２に左方向の電流が流れていることを２次巻線で検出すると、進相モードであることを判断し、周波数発振回路１１は、ｆr2＜ｆinv2である周波数ｆinv2の信号を出力する。同様の判断がＱ２がオンした直後においても行われる。即ち、Ｑ２がオンした直後、Ｑ２とは逆方向の電流がダイオードＤ４を流れており、Ｌ２には左方向に電流が流れていれば、この状態を２次巻線で検出し周波数発振回路１１は、ｆr1＜ｆinv1である周波数ｆinv1の信号を出力する。逆にＱ２のオン直後にＤ３に電流が流れており、Ｌ２に右方向の電流が流れていることを２次巻線で検出すると、進相モードであることを判断し、周波数発振回路１１は、ｆr2＜    ｆinv2である周波数ｆinv2の信号を出力する。
【００２５】
８は図１と同様にＱ１，Ｑ２に対するパルス幅を決めるための変調波を発生する手段である。９はスイッチング搬送波発生回路７と変調波発生回路８の出力電圧を比較してＱ１，Ｑ２をオン，オフするためのパルス幅変調信号を発生する比較器である。１０は比較器の出力パルスに応じて、Ｑ１，Ｑ２にゲート信号を与えるゲートドライブ回路である。Ｑ１，Ｑ２のゲート電圧にはデッドタイムを挿入し、同時オンを避けることは図１の実施例と同じである。
【００２６】
図５には本発明の第３の実施例を示す。図５の主回路も第１の実施例の主回路と同じであるため、説明を省略する。
【００２７】
図５の制御回路においては、インダクタＬ１に流れる電流を検出する２次巻線を設けている。１２はインダクタＬ１に流れる電流方向に応じてＱ１，Ｑ２に対するスイッチング周波数を発振する手段である。
【００２８】
交流電圧が高い場合におけるインダクタＬ１の電流は一方向のみであり、この電流の極性をＬ１に設けた２次巻線で検出し、周波数発振回路１２は、ｆr1＜  ｆinv1である周波数ｆinv1の信号を出力する。次に、交流電圧が低い場合におけるインダクタＬ１の電流は、電源コンデンサＣ１，Ｃ２からエネルギーを得てこれらのコンデンサとＬ１，ダイオードＤ１，Ｄ２及びフィルタコンデンサＣ０を正負の極性で共振するように流れる。そこで電流の極性が正負に変化することをＬ１に設けた２次巻線で検出すると進相モードが発生する可能性が高いことを判断し、周波数発振回路１２は、ｆr2＜ｆinv2である周波数ｆinv2の信号を出力する。その他の変調波発生回路８，比較器９、及びゲートドライブ回路１０に関しては図１，図４の実施例と同様であり、説明は省略する。
【００２９】
図６は本発明の第４の実施例を示す回路図である。図６の主回路も第１の実施例の主回路と同じであるため、説明を省略する。図６の制御回路において、１３はＱ１とＱ２との接続点電圧に従ってＱ１，Ｑ２に対するスイッチング周波数を発振する手段である。
【００３０】
図４の実施例の説明で述べた通り、Ｑ１がオンした直後、Ｑ１とは逆方向の電流がダイオードＤ３を流れるが、この状態においては上記接続点の電圧は電源コンデンサＣ１とＣ２の充電電圧の和に等しい高電圧である。周波数発振回路１３は、Ｑ１がオンした直後の接続点電圧が高電圧であることを検出して、ｆr1＜ｆinv1である周波数ｆinv1の信号を出力する。逆にＱ１のオン直後にダイオードＤ４に電流が流れていると、接続点電圧はＤ４の順方向電圧（約数Ｖ）に等しい低電圧である。そこで、この状態を接続点電圧で検出すると進相モードであることを判断し、周波数発振回路１３は、ｆr2＜ｆinv2である周波数ｆinv2の信号を出力する。同様のことがＱ２がオンした直後において判断される。即ち、Ｑ２がオンした直後にＤ４に電流が流れていて接続点の電圧が低電圧であれば、周波数発振回路１３はｆr1＜ｆinv1である周波数ｆinv1の信号を出力する。逆に、Ｄ３に電流が流れていて接続点の電圧が高電圧であれば、周波数発振回路１３は進相モードであることを判断しｆr2＜ｆinv2である周波数ｆinv2の信号を出力する。その他の変調波発生回路８，比較器９、及びゲートドライブ回路１０に関しては図１，図４の実施例と同様であり、説明は省略する。
【００３１】
図７には本発明の第５の実施例を示す。この実施例は電流の脈動を抑制する制御手段に関する。図７の主回路は、第１の実施例の主回路と同じであり、図２に示した電流ｉacとｉdcが蛍光灯の等価抵抗Ｒ１を流れる。ここで、Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期におけるオンパルスの幅（以後、オンデューティと呼ぶ）が一定であれば、ｉacは交流電圧の瞬時値が高くなるにつれて増加するため、Ｒ１を流れる合成電流は交流電圧の周期に応じて脈動する。電流の脈動は、点灯回路のチョークコイルＬ２の偏磁を発生させる恐れがある他、脈動が大きい場合には蛍光灯のちらつきを招く。この電流脈動を低減するには、交流電圧の時間変化に応じて上記オンデューティを変化させることが望ましい。即ち、交流電圧の瞬時値が高く、ｉacが大きくなる場合にはオンデューティを減少してｉacを低減する。この制御はＰＷＭ制御法によって達成することができる。以下、このＰＷＭ制御法を図７と次の図８を用いて説明する。
【００３２】
図８は図７に示す制御手段の働きを示す図である。まず、全波整流器４は交流電源電圧をダイオードブリッジで全波整流し、その電圧Ｖｂの振幅を調整すると共に、この振幅と等しい値の振幅を有し、かつ交流電源電圧と同じ位相を持つ交流信号Ｖ１と同じ振幅で１８０度位相が異なる信号Ｖ２を作る。次に、加算器６において基準電圧発生回路５で作られた基準電圧Ｖref にＶ１とＶ２の信号をそれぞれ加算し、加算後の信号をそれぞれＶ１′とＶ２′とする。搬送波発生回路７は高周波の三角波を発生し、その周波数は前述の進相モードを避けるためには交流電圧に応じて変化させるが、ここでは説明を簡単化するため一定周波数とする。比較器９ではＶ１′とＶ２′をそれぞれ変調波として、これらと三角波を比較する。但し、ＦＥＴ  Ｑ１に対しては三角波がＶ１′よりも大きい場合をオンパルスとし、ＦＥＴ  Ｑ２に対しては三角波がＶ２′よりも小さい場合をオンパルスとする。このように制御することによって交流電源電圧の瞬時値が高い期間においてはＱ１，Ｑ２共にオンパルス幅が短くなり、ｉacを低減することができる。
【００３３】
【発明の効果】
本発明によれば、交流電源電圧の瞬時値に応じたスイッチング周波数の変更とパルス幅変調によって、進相モードによる損失の増加を防止し、電流脈動を低減する。
【図面の簡単な説明】
【図１】高調波抑制型点灯装置の第１の実施例を表す構成図である。
【図２】図１の実施例の主回路に関する電流経路を表す図である。
【図３】図１の実施例で制御回路の動作を説明する図である。
【図４】高調波抑制型点灯装置の第２の実施例を表す構成図である。
【図５】高調波抑制型点灯装置の第３の実施例を表す構成図である。
【図６】高調波抑制型点灯装置の第４の実施例を表す構成図である。
【図７】高調波抑制型点灯装置の第５の実施例を表す構成図である。
【図８】図７の実施例で制御回路の動作を説明する図である。
【図９】従来の高調波抑制型点灯装置を表す構成図である。
【図１０】図９の従来例における電流経路である。
【符号の説明】
１…交流電圧源、２…アクティブフィルター及び電源回路、３…インバータ回路、４…全波整流器、５…基準電圧発生回路、６…加算器、７…搬送波発生回路、８，１４…変調波発生回路、９…比較器、１０…ゲートドライブ回路、１１，１２，１３…周波数発振回路、Ｃ…予熱コンデンサ、Ｃ０…フィルターコンデンサ、Ｃ１〜Ｃ４…コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード、Ｌ１…インダクタ、Ｌ２…バラストインダクタ、Ｑ１，Ｑ２…MOSFET、Ｒ１…抵抗或は蛍光灯。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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