(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ａ／Ｄ変換器と、制御器と、増幅器と、スーパーチャージスイッチ手段とを有する測定信号補償用装置において、
前記Ａ／Ｄ変換器は、デュアルスロープ積分モードで操作し、
アナログ測定信号又は基準電圧を選択受信する第１入力ポートと、制御信号を受信する第２入力ポートとを有する積分器と、
前記積分器の出力に接続された比較器と、
前記積分器の正の傾斜の相の間のステップの数を制御するカウンタと
を有し、
前記制御器は、積分の負の傾斜の間に前記積分器の第１入力ポートに接続され、
マイクロプロセッサを有し、
前記増幅器は、切り替え可能な利得を有し、前記増幅器の出力が前記積分器の第１入力ポートに接続され、
前記スーパーチャージスイッチ手段は、積分の中立の相の間、異なる信号の間を切り替える時に、装置を速やかに安定化する
ことを特徴とする測定信号補償用装置。
【請求項２】
前記制御器は、マイクロプロセッサに接続したデータ記憶装置を有し、
前記測定信号補償用装置は、前記データ記憶装置から供給されるデジタル値に応答して、基準電圧を作るＤ／Ａ変換器を更に有する
ことを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記記憶装置は、前記Ｄ／Ａ変換器に接続され、
前記記憶装置に格納されたデータは、デジタルオフセット補償値と、プリプログラムフルスケール粗調整値と、プリプログラムフルスケール微調整値とを含む
ことを特徴とする請求項２記載の装置。
【請求項４】
前記デジタルオフセット補償値と前記プリプログラムフルスケール粗調整値は、それぞれ、８ビットのワードを含む、
前記プリプログラムフルスケール微調整値は、１２ビットのワードを含む
ことを特徴とする請求項３記載の装置。
【請求項５】
前記基準電圧が、前記積分器のフルスケールの粗調整値を用意するために、記憶装置から供給された８ビットのデジタルのフルスケール粗調整値に相当する
ことを特徴とする請求項４記載の装置。
【請求項６】
前記フルスケールの微調整値を、前記プリプログラムフルスケール微調整値からの補間により計算し、この計算値を前記カウンタが数えたステップ数の調整に使用する
ことを特徴とする請求項４記載の装置。
【請求項７】
前記積分器の第１入力ポートが、前記デジタルオフセット補償値に相当するオフセット補償電圧まで充電されたコンデンサを有する
ことを特徴とする請求項３記載の装置。
【請求項８】
関連するブリッジ回路に接続されたセンサを有し、
前記測定信号がブリッジ回路から取り出される
ことを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項９】
前記センサに接続されたプログラマブル電流源又は電圧源を有する
ことを特徴とする請求項８記載の装置。
【請求項１０】
複数のセンサと、
前記複数のセンサのいずれかに１つに前記電流源又は電圧源を選択的に接続するスイッチと
を有する
ことを特徴とする請求項９記載の装置。
【請求項１１】
前記プログラマブル電流源又は電圧源が、ステップセレクタを有する
ことを特徴とする請求項９記載の装置。
【請求項１２】
各センサに接続された複数の電流源又は電圧源を有する
ことを特徴とする請求項８記載の装置。
【請求項１３】
前記プログラマブル電流源又は電圧源が、それぞれステップセレクタを有する
ことを特徴とする請求項１２記載の装置。
【請求項１４】
出力信号が前記比較器から得られる、所定の最低温度における前記ステップセレクタの値を記憶装置に格納されている
ことを特徴とする請求項１１記載の装置。
【請求項１５】
前記プリプログラムフルスケール微調整値が、前記所定温度と圧力用に得られた補償値の相当する
ことを特徴とする請求項１４記載の装置。
【請求項１６】
前記マイクロプロセッサが、前記データ記憶装置に格納されたプリプログラムフルスケール微調整値を用いた補間により、温度と圧力との補償値を計算するようプログラムされている
ことを特徴とする請求項１５記載の装置。
【請求項１７】
前記オフセット補償値又はフルスケール粗調整値を前記Ｄ／Ａ変換器に伝送するために、前記記憶装置と前記Ｄ／Ａ変換器との間を接続するマルチプレクサを有する
ことを特徴とする請求項４記載の装置。
【請求項１８】
前記記憶装置が、電気的に消去可能なプログラマブルＲＯＭを有する
ことを特徴とする請求項２記載の装置。
【請求項１９】
前記増幅器が、低ノイズ特性用の横型ＮＰＮバッファ手段を有するバッファ／増幅器を有する
ことを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項２０】
アナログ測定信号処理装置において、
フルスケール粗調整基準電圧により負の傾斜の相で操作するデュアルスロープ積分器を有するＡ／Ｄ変換器と、
フルスケール粗調整基準電圧に相当するフルスケール粗調整基準値を格納する記憶ユニットと、
前記記憶ユニットと前記積分器とを接続するＤ／Ａ変換器と、
前記積分の正の傾斜の相の間で、前記アナログ測定信号を増幅するために、前記積分器に接続された切換可能な利得増幅器と、
積分の中立の相の間、装置を速やかに安定化するためのスーパーチャージスイッチ手段と
を有する
ことを特徴とするアナログ測定信号処理装置。
【請求項２１】
前記利得増幅器は、プログラマブル利得増幅器である
ことを特徴とする請求項２０記載の装置。
【請求項２２】
前記増幅器が、低ノイズ特性用の横型ＮＰＮバッファ手段を有するバッファ／増幅器を有する
ことを特徴とする請求項２０記載の装置。
【請求項２３】
オフセット補償値が前記記憶ユニットに格納され、
前記Ａ／Ｄ変換器が、積分の中立の相の間で、電圧オフセットを補償するために、オフセット補償電圧記憶コンデンサを有し、
前記オフセット補償電圧記憶コンデンサに、オフセット補償値に関連した電圧がかかる
ことを特徴とする請求項２０記載の装置。
【請求項２４】
前記Ｄ／Ａ変換器に接続された出力と、前記記憶ユニットに接続された入力とを有するマルチプレクサを有する
ことを特徴とする請求項２０記載の装置。
【請求項２５】
外部のマイクロプロセッサに接続するためのマイクロプロセッサインターフェースを更に有する
ことを特徴とする請求項２０記載の装置。
【請求項２６】
前記オフセット補償電圧記憶コンデンサ用のオフセット補償値の伝送と、前記フルスケール粗調整基準値の伝送とを制御する制御手段を有する
ことを特徴とする請求項２３記載の装置。
【請求項２７】
アナログ測定信号処理装置において、
デュアルスロープ積分器を有するＡ／Ｄ変換器と、
積分の正の傾斜の相の間、積分ステップの数を制御するカウンタと、
プリプログラムフルスケール微調整値を格納する記憶ユニットと、
前記カウンタの積分ステップの数を制御する為に、前記プリプログラムフルスケール微調整値から特定の補償値を計算する制御器と、
前記積分の正の傾斜の相の間で、前記アナログ測定信号を増幅するために、前記積分器に接続された切換可能な利得増幅器と、
積分の中立の相の間、装置を速やかに安定化するスーパーチャージスイッチ手段と
を有する
ことを特徴とするアナログ測定信号処理装置。
【請求項２８】
前記特定の補償値を、前記プリプログラムフルスケール微調整値からの補間により計算する
ことを特徴とする請求項２７記載の装置。
【請求項２９】
前記利得増幅器は、プログラマブル利得増幅器である
ことを特徴とする請求項２７記載の装置。
【請求項３０】
前記増幅器が、低ノイズ特性用の横型ＮＰＮバッファ手段を有するバッファ／増幅器を有する
ことを特徴とする請求項２７記載の装置。
【請求項３１】
外部のマイクロプロセッサに接続するためのマイクロプロセッサインターフェースを更に有する
ことを特徴とする請求項２７記載の装置。
【請求項３２】
前記カウント手段の周波数を調整するために、前記カウント手段に接続したプログラマブルクロックを有する
ことを特徴とする請求項２７記載の装置。
【請求項３３】
（Ａ）  アナログ測定信号受信用の入力ポートを具備したデュアルスロープ積分器と、前記積分器の出力に接続した比較器とを有するＡ／Ｄ変換器を使用するステップと、
（Ｂ）  カウンタ手段により、積分の正の相の間で、積分の選択可能な時間を提供するステップと、
（Ｃ）  積分の負の傾斜の相の間で、前記積分器の入力ポートにフルスケール粗調整基準電圧を加えるステップと、
（Ｄ）  積分の正の傾斜の相の間で、前記積分器の入力ポートに加えた信号の増幅を調整するステップと、
（Ｅ）  測定信号補償の高速化を容易にするために、中立の相の間、スーパーチャージ技術を使用するステップと
を有する
ことを特徴とする測定信号補償方法。
【請求項３４】
前記フルスケール祖調整基準電圧を、プログラマブルマイクロプロセッサの制御の下で、前記入力ポートに加える
ことを特徴とする請求項３３記載の方法。
【請求項３５】
前記積分の開始点を設定するために、プログラマブルマイクロプロセッサの制御の下で、所定のオフセット補償電圧を、前記積分器の入力ポートに加える
ことを特徴とする請求項３３記載の方法。
【請求項３６】
マイクロプロセッサの制御の下で、デジタルデータをデータ記憶装置から取り出し、
前記データが、
前記オフセット補償電圧を表すオフセット補償値と、
正の傾斜の相の間の積分時間を調整するプリプログラムフルスケール微調整値と、
フルスケール粗調整基準電圧を前記積分器に加える際に使用するプリプログラム基準値と
を有する
ことを特徴とする請求項３４記載の方法。
【請求項３７】
前記オフセット補償値をオフセット補償電圧に変換し、
前記基準値を前記積分器に加える前に、Ｄ／Ａ変換器でフルスケール粗調整基準電圧に変換する
ことを特徴とする請求項３６記載の方法。
【請求項３８】
校正相があり、前記校正相で、プリプログラムフルスケール微調整値と前記プリプログラム基準値とを  前記データ記憶装置に格納する
ことを特徴とする請求項３６記載の方法。
【請求項３９】
前記データ記憶装置が、電気的に消去可能なプログラマブルＲＯＭを有する
ことを特徴とする請求項３６記載の方法。
【請求項４０】
前記積分器の入力ポートに接続したコンデンサに充電し、
前記オフセット補償電圧を前記積分器に印加する
ことを特徴とする請求項３４記載の方法。
【請求項４１】
（Ｆ）  前記プリプログラムフルスケール微調整値からの補間により、特定のフルスケール微調整値を計算するステップ
を更に有する
ことを特徴とする請求項３６記載の方法。
【請求項４２】
前記補間は、Y=L0*Y0+L1*Y1+L2*Y2+L3*Y3
ここで、
L0=(X-X1)*(X-X2)*(X-X3)／(X0-X1)*(X0-X2)*(X0-X3)
L1=(X-X0)*(X-X2)*(X-X3)／(X1-X0)*(X1-X2)*(X1-X3)
L2=(X-X0)*(X-X1)*(X-X3)／(X2-X0)*(X2-X1)*(X2-X3)
L3=(X-X0)*(X-X1)*(X-X2)／(X3-X0)*(X3-X1)*(X3-X2)
を使用する多項式である
ことを特徴とする請求項４１記載の方法。
【請求項４３】
前記プリプログラムフルスケール微調整基準値が、種々の所定温度と圧力とに対して得られるプリプログラム補償値である
ことを特徴とする請求項４１記載の方法。
【請求項４４】
前記測定信号が、ブリッジ回路のセンサから得られ、
前記所定の最低温度において、前記ブリッジ回路に印加される電流を、前記比較器から得られるまで、徐々に増加させ、その時の電流値が構成要素の誤差補償電圧を表す
ことを特徴とする請求項３３記載の方法。
【請求項４５】
前記ブリッジ回路の印加される電流に相当するデータを、構成要素の誤差補償値として、前記データ記憶装置に格納する
ことを特徴とする請求項４４記載の方法。
【請求項４６】
（Ｇ）  オフセット補償値又はプリプログラム基準値のいずれかを、前記Ｄ／Ａ変換器に選択的に供給するために、デジタルデータのＤ／Ａ変換器への伝送を多重化するステップ
を更に有する
ことを特徴とする請求項３６記載の方法。
【請求項４７】
（Ｈ）  圧力センサを具備し、前記圧力センサに所定の温度と圧力との変化を与えることによって、前記プリプログラムフルスケール微調整値を校正の相の間で、決定するステップ
をさらに有する
ことを特徴とする請求項４３記載の方法。
【請求項４８】
（Ｉ）  前記Ａ／Ｄ変換器を、温度の測定のために温度検知モードで、圧力の測定のために圧力検知モードで、操作し、１つのモードで得られた値を後続のモードで、特定のフルスケール微調整値の計算に使用するステップ
ことを特徴とする請求項４１記載の方法。
【請求項４９】
（Ｊ）  前記温度検知モードと圧力検知モードとを、所定の間隔で、あるいは、制御スイッチにより、操作するステップ
ことを特徴とする請求項４８記載の方法。
【請求項５０】
（Ｋ）  前記Ａ／Ｄ変換器を、温度検知モードと圧力検知モードで、操作し、積分の正の傾斜の相の間にのみ電流を供給する電流節減技術を利用するステップ
を更に有する
ことを特徴とする請求項４１記載の方法。
【請求項５１】
（Ｌ）  積分器のランプの高さの所定の最低値を得るために、前記クロックを校正するステップ
を更に有する
ことを特徴とする請求項３８記載の方法。
【請求項５２】
前記校正ステップ（Ｌ）は、所要の周波数を得るために、クロックの周波数の調整とデータ記憶装置への所要の周波数を格納するステップを含む
ことを特徴とする請求項５１記載の方法。
【請求項５３】
（Ｍ）  前記Ｄ／Ａ変換器を所定の間隔で、あるいは変換器への供給電力の変化を補償して、電力供給検知モードで、操作するステップ
を更に有する
ことを特徴とする請求項４１記載の方法。
【請求項５４】
（Ｎ）  変換器への供給電力の変化を補償するために、特定の電力供給補償値を、前記データ記憶装置に格納されたプリプログラムされた電流供給補償値から補間により計算するステップ
を更に有する
ことを特徴とする請求項５３記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アナログ信号を測定し、測定誤差を補償する方法と装置に関する。特に、ディジタル値に変換すべき直流電圧出力を備えた、圧電抵抗センサ又はその他の任意の一つの或いは複数の抵抗センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
圧電抵抗センサの形のセンサは公知であり、圧力変化を測定するブリッジ回路に組み込まれている。このブリッジ回路に使用される不正確な構成要素と温度の変動が誤った読取りの原因となる。典型的な誤差としては、測定ブリッジの辺での抵抗値の変化によるゼロ点の移動と測定値の分散がある。温度の変動が更にゼロ点を移動しブリッジ回路の感度に影響して誤差を追加する。構成要素の非直線特性による直線性の誤差が結果の精度に更に影響を与える。種々の構成要素の製造の際の許容限度によってもその相対的感度とセンサブリッジのゼロ点とが影響を受ける。更にゼロ点には長期の不安定性による影響があり、この影響が装置の長期の使用に伴って益々問題になる。
【０００３】
種々の補償回路が考案された。その一つが米国特許第  ４  １９２  ００５号に開示された温度の補償回路である。この回路ではアナログ信号をＡ／Ｄ変換器で変換する前に補償するよう試みている。この種の補償回路ではセンサブリッジそれ自体又は後続の増幅器のトリミングを必要とし、このような回路の問題点は、得られた結果に基づいて補償するため十分正確な結果が得られない点にある。
【０００４】
もう一つのタイプの補償回路ではアナログ信号を先ずデイジタル化するが、この方法では誤差を含めた全体の信号を最初にディジタル化する点が問題で、Ａ／Ｄ変換器の能力に限界があるのでＡ／Ｄ変換器の分解能が低下する。更に多くの記憶レジスタ（ＲＡＭ）とプログラムコード記憶手段（ＲＯＭ）にはディジタル信号の処理の簡易化が必要である。
【０００５】
一つの改良された回路が欧州特許第Ａ０１６９４１４号に開示されている。この回路ではアナログ信号をアナログの形でディジタル補償回路により更に処理し、このアナログ信号をディジタル化し、このディジタル化した値を、測定ブリッジに加える電力及び／又は下流での操作増幅器の増幅を調整するために事前に格納した補償値のアドレス指定に使用する。この回路により温度の補償、ゼロ点、直線性の補償を行うことができる。しかし、その精度にはアナログ出力信号のディジタル調整の量子化誤差による限界がある。操作増幅器を使用するアナログ補償に伴う問題点は、ノイズの相対効果を最少にするためにｍＡの範囲の比較的大きな電力信号を必要とすることである。そのためその後の処理（ディジタル化）にはいずれも別のＡ／Ｄ変換器とマイクロプロセッサとを必要とする。更にそのようなシステムの校正には費用の掛かる多くのステップが必要になる。
【０００６】
このようにＡ／Ｄ変換の前に行う信号の整形にはアナログ信号の増幅を追加する必要があり、これは電力消費の増加と手動で調整しなければならない回路の追加を意味する。増幅の追加により更に誤差が増えこれは修正できない。一方Ａ／Ｄ変換後の測定信号の補償は元の測定信号のクリッピングを伴う。
【０００７】
もう一つの公知の装置として米国特許第  ５  １２１  １１８号があり、その発明者は本願の発明者の一人、ヘルマン氏（Ｍｒ．Ｈｅｒｍａｎｎ）である。この特許第  ５  １２１  １１８号には、ゼロ点補償供給用と基準電圧及び積分時間の操作用との手段を備えた、デュアルスロープ積分モードで操作するＡ／Ｄ変換器を含む測定信号補償用の装置が開示されている。この信号補償用の改良された装置では、補償はＡ／Ｄ変換処理の間で行われる。しかし、この方法には例えば精度とＡ／Ｄ変換器の分解能の限界、多重電力供給の必要性などの幾つかの欠点が残されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題の一つは、大きな許容範囲と手動整合の非常にクリティカルなセンサ基準供給の配列とを必要とする個別の補償構成要素の使用を避けることにある。本発明のもう一つの課題は全てのセンサのインタフェースを一つのチップに設けることにある。更に本発明のもう一つの課題は、単一の電源入力を有するセンサ信号調節回路、例えば圧力センシング回路を提供することにある。
【０００９】
センサ誤差補償をソフトウェアにより実施して汎用性を増大するのが本発明のもう一つの課題である。
【００１０】
各々が個々に微調整されたオフセットと利得とを有する多くの増幅器の使用を避けるのが本発明のもう一つの課題である。
【００１１】
費用が掛かり、大電力、高分解能のＡ／Ｄ変換器の必要性を避けるのも又本発明の課題の一つである。
【００１２】
校正用抵抗器の個々のトリミングと抵抗器の併用の必要性を除き、誤差曲線補償と高価なセンサの事前校正とのための不必要な構成要素を避けるのが本発明の課題の一つである。更に、ソフトウェアの制御の下でセンサの誤差補償を行うように自己校正が可能で完全にプログラマブルなセンサ信号調節回路を提供するのが本発明の課題の一つである。
【００１３】
種々の温度に関連した誤差、生産の許容範囲、及び前述の長期の誤差の補償を行うセンサ信号調節回路、例えば圧力センシング回路を提供するのが本発明のもう一つの課題である。特に圧力センサブリッジ抵抗の変化を利用して温度を測定し、そのような温度の値を用いて圧力信号補償を行うのが本発明のもう一つの課題である。本発明の課題の一つにはオンチップ温度ゲージも含まれる。
【００１４】
抵抗センサに直接供給するためのプログラマブル電流源又は電圧源を用いてセンサ出力信号を調整するのが更に本発明のもう一つの課題である。
【００１５】
プログラマブル利得制御付きの低ノイズバッファ／増幅器を提供するのが更に本発明のもう一つの課題である。更に、ノイズを全体的に改善できるように低ノイズ横型ＮＰＮ装置をバッファ／増幅器用のフロントエンドとして同じＣＭＯＳＩＣに設けることにより、バッファ／増幅器のノイズを低減するのが本発明の課題の一つである。
【００１６】
更に、プログラマブルなデュアルスロープ積分器を含むセンサ信号制御回路、例えば圧力センシング回路を提供するのが本発明の課題の一つである。
【００１７】
更に、オフセットとフルスケールとがＡ／Ｄ変換器自体の中で補償されるようなセンサ信号制御回路、例えば圧力センシング回路を提供するのが本発明の課題の一つである。特に、アナログオフセット値を格納するためのＡ／Ｄ変換器に一つのコンデンサを設けるのが本発明の課題の一つである。更に、カウンタを調整して積分の正の傾斜の相の間のランプの高さを調整し、又積分器への基準電圧の大きさを調整して負の相の間の勾配を調整するのが本発明の課題の一つである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記課題は、本発明の測定信号補償用装置が、アナログ測定信号又は基準電圧を選択受信するための第一の入力ポートと制御電圧を受信するための第二の入力ポートとを有する積分器と、積分器の出力に接続した比較器と、積分の正の傾斜の相の間のステップの数を数えるカウンタとを備えた、デュアルスロープ積分モードで操作するＡ／Ｄ変換器と、積分の負の傾斜の間に積分器に基準電圧を供給するために積分器の第一の入力ポートに接続した制御器と、切換え可能の利得を有し、出力がこの積分器の第一の入力ポートに接続している増幅器とを有し、且つこの制御器はマイクロプロセッサを有することによって解決される。
【００１９】
【発明の実施の形態】
制御器がマイクロプロセッサに接続したデータ記憶装置を有することができ、本装置が更にデータ記憶装置から供給されるディジタル値に応答して基準電圧を作るＤ／Ａ変換器を備える。この記憶装置はＤ／Ａ変換器と接続することができ、記憶装置に格納されたデータにはディジタルオフセット補償値とプリプログラムフルスケール粗調整値とプリプログラムフルスケール微調整値とを含ませることができる。このディジタルオフセット補償値とプリプログラムフルスケール粗調整値とはそれぞれ８ビットのワードを含み、プリプログラムフルスケール微調整値の方は１２ビットのワードを含むことができる。基準電圧は、積分器のフルスケールの粗調整のために記憶装置から供給された８ビットのディジタルフルスケール粗調整値に相当することが可能である。
【００２０】
フルスケール微調整値を、プリプログラムフルスケール微調整値からの補間により計算して、これを前記カウンタが数えたステップ数の調整に使用することができる。
【００２１】
積分器の第一の入力ポートは、ディジタルオフセット補償値に相当するオフセット補償電圧まで充電された一つのコンデンサを有することができる。
【００２２】
少なくとも一つのセンサが関連ブリッジ回路に接続でき、その際測定信号が少なくとも一つのブリッジ回路から導かれる。プログラマブルの電流源又は電圧源が少なくとも一つのセンサの一つに接続し得る。本装置は複数のセンサと複数のセンサのどれか一つに電流源又は電圧源を選択的に接続するための一つのスイッチを有することができる。プログラマブルな電流源又は電圧源は一つのステップセレクタを保有し得る。複数の電流源又は電圧源が各センサと接続でき、プログラマブルの電流源又は電圧源がそれぞれ一つのステップセレクタを保有してもよい。
【００２３】
事前に設定された最低温度に於けるステップセレクタの値を記憶装置に格納する。そのための出力信号は比較器から得られる。
【００２４】
プリプログラムされたフルスケール微調整値は事前設定された温度と圧力のために得られた補償値に相当し得る。
【００２５】
マイクロプロセッサは、データ記憶装置に格納されたプリプログラムフルスケール微調整値を用いた補間により温度と圧力との補償値を計算するようにプログラムされるのが普通である。
【００２６】
オフセット補償値又はフルスケール粗調整値をＤ／Ａ変換器に伝送するために、マルチプレクサにより記憶装置とＤ／Ａ変換器との間を接続してもよい。
【００２７】
記憶装置は電気的に消去可能なプログラマブル読取り専用記憶装置を有することができる。
【００２８】
増幅器は、ＣＭＯＳ装置の前に横型ＮＰＮ−バッファを備え、同じＣＭＯＳ半導体の上に形成されたバッフア／増幅器を有することができる。
【００２９】
本装置は、積分の中立の相の際に、異なる信号の間を切り換える時に装置を速やかに安定化するためのスーパーチャージスイッチ手段を有することができる。
【００３０】
本発明は更に、フルスケール粗調整基準電圧により負の傾斜の相で操作する一つのデュアルスロープ積分器を有するＡ／Ｄ変換器と、フルスケール粗調整基準電圧に相当するフルスケール粗調整基準値を格納する記憶ユニットと、この記憶ユニットと積分器とを接続するＤ／Ａ変換器と、積分の正の傾斜の相の間で前記アナログ測定信号を増幅するために積分器に接続された切換え可能の利得増幅器とを含むアナログ測定信号処理装置を提供する。
【００３１】
オフセット補償値は記憶ユニットに格納することができ、Ａ／Ｄ変換器は、積分の中立相の間で電圧オフセットを補償するためのオフセット補償電圧記憶コンデンサを有し、このオフセット補償電圧記憶コンデンサはオフセット補償値に関連した電圧を受ける。
【００３２】
本装置は更に、Ｄ／Ａ変換器に接続する出力と記憶ユニットに接続する入力とを備えたマルチプレクサを有することができる。
【００３３】
本装置は更に、外部のマイクロプロセッサに接続するためのマイクロプロセッサインタフェースを有することができる。
【００３４】
本装置は更に、オフセット補償電圧記憶コンデンサ用のオフセット補償値の伝送と、前記フルスケール粗調整基準値の伝送とを制御する制御手段を有することができる。
【００３５】
更に本発明によれば、デュアルスロープ積分器を有するＡ／Ｄ変換器と、積分の正の傾斜の相の間の積分ステップの数を制御するカウンタと、プリプログラムフルスケール微調整値を格納する記憶ユニットと、カウンタの積分ステップの数を制御するために、プリプログラムフルスケール微調整値からの特定の補償値を計算する制御器と、積分の正の傾斜の相の間でアナログ測定信号を増幅するために、積分器に接続された切換え可能の利得増幅器とを有するアナログ測定信号処理用の装置を提供する。
【００３６】
本装置は更に、前記カウント手段の周波数を調整するためにこのカウント手段に接続したプログラマブルクロックを有することができる。
【００３７】
更に本発明によれば、アナログ測定信号受信用の入力ポートを備えたデュアルスロープ積分器とこの積分器の出力の一つに接続した比較器とを有するＡ／Ｄ変換器を使用し、カウンタにより積分の正の傾斜の相の間での選択し得る積分の時間を与え、積分の負の傾斜の相の間で積分器の入力ポートにフルスケール粗調整基準電圧を加え、且つ積分の正の傾斜の相の間で積分器の入力ポートに加えた信号の増幅を調節する方法から成る測定信号補償方法を提供する。
【００３８】
本方法には、プログラマブルマイクロプロセッサの制御の下で入力ポートに加えるフルスケール粗調整基準電圧が含まれる。
【００３９】
本方法には更に、前記積分の開始点を設定するために、プログラマブルマイクロプロセッサの制御の下で、事前設定したオフセット補償電圧を積分器の入力ポートに加える方法が含まれる。
【００４０】
ディジタルデータは、マイクロプロセッサの制御の下でデータ記憶装置から準備することができ、且つこのデータがオフセット補償電圧を代表するオフセット補償値と、正の傾斜の相の間の積分時間を調節するプリプログラムフルスケール微調整値と、フルスケール粗調整基準電圧を積分器に加える際に使用するプリプログラム基準値とを含むことができる。
【００４１】
このオフセット補償値をオフセット補償電圧に変換することができ、基準値を積分器に加える前にＤ／Ａ変換器でフルスケール粗調整基準電圧に変換することができる。
【００４２】
本方法には更に、一つの校正相を設けることができ、この相でプリプログラムフルスケール微調整値とプリプログラム基準値とをデータ記憶装置に格納し、このデータ記憶装置は電気的に消去可能でプログラマブル読出し専用の記憶装置を有することができる。
【００４３】
積分器の入力ポートに接続したコンデンサに充電して、オフセット補償電圧を積分器に加えることができる。
【００４４】
本方法には更に、プリプログラムフルスケール微調整値から補間により特定のフルスケール微調整値を計算するステップを加えることができる。
【００４５】
この補間は次式を使用する多項補間であってもよい、
Ｙ＝Ｌ０＊ＹＯ＋Ｌ１＊Ｙ１＋Ｌ２＊Ｙ２＋Ｌ３＊Ｙ３
ここでＬＯ、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３は
【００４６】
【数２】
0003851937.tif 000002
【００４７】
プリプログラムフルスケール微調整基準値は種々の事前設定した温度と圧力とに対して得られるプリプログラム補償値であることができる。
【００４８】
測定信号はブリッジ回路のセンサから得られる。本方法には更に、事前設定した最低温度に於いてブリッジ回路に加える電流を、比較器から一つの信号が得られるまで徐々に増加し、その時の電流の大きさが一つの構成要素の誤差補償電圧を表すようにする方法が含まれる。
【００４９】
ブリッジ回路に加えられる電流に相当するデータを、一つの構成要素の誤差補償値としてデータ記憶装置に格納することができる。
【００５０】
本方法は更に、オフセット補償値又はプリプログラム基準値のいずれかをＤ／Ａ変換器に選択的に供給するために、ディジタルデータのＤ／Ａ変換器への伝送を多重化するステップを有することができる。
【００５１】
本方法は更に、圧力センサを設け、この圧力センサに事前設定した温度と圧力との変化を与えることによって、プリプログラムフルスケール微調整値を校正の相の間で決定する方法を有することができる。
【００５２】
Ａ／Ｄ変換器を温度の測定のためには温度センシングモードで、圧力測定のためには圧力センシングモードで操作することができ、一つのモードで得られた値を後続のモードでの特定のフルスケール微調整値の計算に使用できる。
【００５３】
この温度センシングモードと圧力センシングモードとを事前設定した間隔で、又は必要ならば制御スイッチにより操作する。温度センシングモードは例えば毎分３回、圧力センシングモードは毎秒２回作動することが可能である。
【００５４】
Ａ／Ｄ変換器を温度センシングモードと圧力センシングモードで操作でき、且つ本方法は、積分の正の傾斜の相の間にのみ電流を供給する電流節減技術を有することができる。
【００５５】
本方法は更に、測定信号補償の高速度を容易にするために、中立の相の間スーパーチャージ技術を使用することができる。
【００５６】
本方法は更に、積分器のランプの高さの事前設定した最低値を得るためにクロックを校正することができ、その際クロックの校正には、所要の周波数を得るためのクロックの周波数の調整とデータ記憶装置への所要の周波数の格納とを含むことができる。
【００５７】
Ｄ／Ａ変換器を事前設定した間隔で、又は必要ならば変換器への供給電力の変化を補償して、電力供給センシングモードで操作することができ、特定の電力供給補償値を、変換器への供給電力の変化を補償するためにデータ記憶装置に格納されたプリフログラム電流供給補償値の補間により計算することができる。
【００５８】
【実施例】
図１は本発明の信号処理回路を単純化して示した概念図である。特に温度範囲が−１０℃〜５５℃で高度範囲が−４００ｍ〜６０００ｍの高度計に対する応用例を示す。回路１０にはセンサ１２があり、センサインタフェース１４を介してＡ／Ｄ変換器（以下ＡＤＣと略す）１６及び比較器１７と接続する。主制御論理（ＭＣＬ）１８がＡＤＣ１６の種々の相を制御し、ＡＤＣと比較器１７からの入力を受信する。ＭＣＬ１８には内部バス２０に接続した出力がある。バス２０は主制御論理１８をＤ／Ａ変換器２２、ＡＤカウンタ２４、及び電流源２６に接続し、電流源にはセンサインタフェース１４が接続する。信号処理回路１０には更にマイクロプロセッサインタフェース２８がある。この回路１０には更にシステムクロック（図示せず）制御用の発信回路３０があり、システムクロックはＡＤカウンタ２４を制御する。
【００５９】
センサはブリッジ回路の中で接続した圧電抵抗センサを有する。この圧電抵抗センサは、ディジタル値に変換すべき直流電圧出力を備えた任意の抵抗センサと交換できると考えてよい。センサ１２に供給される電力はプログラマブル電流源２６により調整可能である。この電流源２６は後に詳述するステップセレクトにより操作される。
【００６０】
ＡＤＣ１６も後に詳しく説明する。これは本質的にデュアルスロープのこ歯形積分器の構成であり、３種の補償、即ち中立相に於けるレベルシフト（オフセット調整）、正の傾斜の相での相の長さの調整、並びに隣接する負の傾斜の相での基準電圧の変換とを実施することができる。
【００６１】
回路１０の機能の一つとして、ＡＤＣ１６からの出力を読み取れるように、事前設定した最低温度に於いて必要な電流の量を定めて電流源の調整を行う。この電流源２６に接続したステップセレクト３２はブリッジ回路に供給する電流の量を徐々に増加する。このステップセレクト３２は４ビットＤ／Ａ変換器３４により１６のプログラマブル離散的ステップで制御される。回路１０は、ＲＡＭ又はＥＥＰＲＯＭを備え得る外部のマイクロプロセッサ（図示せず）により制御される。ＡＤＣ１６から一旦出力が得られれば、ステップセレクトの値が記録され、マイクロプロセッサＲＡＭ／ＥＥＰＲＯＭ又は外部のＲＡＭ又はＥＥＰＲＯＭに４ビットニブルとして格納される。この値は最低温度Ｔ１、例えば−１０℃又は０℃で得られる。概略の読取りをＡ／Ｄ変換（ＡＤＣ）のカウント段階３０〜５０に設定すれば、プログラマブル１０ビット温度信号変換の場合のＡＤＣの分解能はビット当たり０．１℃となる。これは最低温度に於けるセンサ変化の値であり、温度が高くなれば電圧の読取りも増加し、これは後述の温度補償技術により補償される。こうして正しい温度の読取りが最低温度Ｔ１より高い温度に対しても保証される。初期電圧補正は１回だけ計算され、ＲＡＭ又はＥＥＰＲＯＭの中の相当する値が次にセンサブリッジ１２（図２）のトップに適当な電流を加えるために使用される。前述のように電流を調整すれば３種の課題、即ち温度の読取りを事前設定した最低温度に於いて希望する低い値に設定し、ブリッジを最少の電流で動かして電流を節減し、且つ最大の信号を得て低感度のセンサの使用を可能にする課題が達成される。
【００６２】
変換器の最大の分解能を得るには、オフセットとフルスケールとの調整が必要である。図９は１ｂａｒ圧力センサの場合のＡＤＣカウントと圧力勾配との関係を示し、ここでＡは元の調整前の信号、Ｂはオフセットを補償した信号、Ｃはオフセットとスパンとを調整した信号を表す。図９の１ｂａｒ圧力センサは、３Ｖの電圧を使用する回路１０に対して１．７５Ｖのブリッジトップ電圧を発生するように４５０〜６００μＡの電流源により駆動される。１．７５Ｖのブリッジ電圧に於けるオフセット信号とフルスケールスパン信号とは次の通りである。
【００６３】
オフセット：−９ｍＶ  〜  ＋９ｍＶ
フルスケールスパン：６３ｍＶ  〜  ９８ｍＶ
−４００〜６０００ｍの高度範囲に使用すべき圧力センサに対して相当する圧力の範囲は１０６０〜４８０ｍｂａｒである。従って１ｂａｒのセンサフルスケール信号の内の約５８０ｍｂａｒ又は５８％のみが使用されるだけであるから、センサウィンドウを１０６０〜４８０ｍｂａｒの範囲に入るように調節するのが望ましい。それには−９ｍＶ〜＋９ｍＶのオフセットを考慮する必要があり、同様に６３ｍＶ〜９８ｍＶのフルスケールスパンの４２％をオフセットすべきで、そうすれば−９ｍＶ＋２７ｍＶ＝１８ｍＶの全最低オフセットと＋９ｍＶ＋４２ｍＶ＝５１ｍＶの最高オフセットとが得られる。
【００６４】
残ったフルスケール信号（使用者の範囲）は３８ｍＶ〜５８ｍＶで、これを１２，０００ＤＣカウント（１カウント＝０．５ｍ）にわたって配分すれば、ＡＤＣビット当たり３．２〜４．８μＶとなる。
【００６５】
４１８ｍｂａｒ（５８７２ｍ）に於ける５００〜７００カウントの間の概略のＡＤＣの読取りに対してＡＤＣの分解能を設定するには、先ずオフセットの粗調整を実施する。これを最低温度Ｔ１で行い、データＯＳ−ＲＡＤＪの単一バイトとして格納する。次に１０６０ｍｂａｒ（−４００ｍ）に於ける１４，０００±１００カウントのＡＤＣ圧力値を得るためにフルスケール粗調整を行って、この値をＥＥＰＲＯＭにＦＳ−ＲＡＤＪの単一バイトとして格納する。
【００６６】
センサオフセットとフルスケールとを含む粗調整により、１４ビット圧力信号に対してビット当たり約５０μｂａｒ又は０．５ｍのＡＤＣの分解能が得られる。一旦粗調整を実施したならば、回路１０を図１０に示す温度／圧力校正線図により更にプログラミングする。温度／圧力校正線図の作製の際にセンサのフルスケールスパンをＡＤＣの読みが正確に１４，０００ＡＤＣカウントになるまで更にトリミングする。これを各校正温度に於いて行う。
【００６７】
温度測定に相当する補償値を得るために、回路１０の校正の相を実施し、その間回路１０に圧力と温度の曲線を加える。種々の温度に於いて回路１０に種々の圧力を加え、相当する圧力補償値を記録する。次にこの回路を操作する間に、温度測定相の際に温度を設定し、圧力測定相の際に使用するための相当する補償値を求める。典型的な少数の温度値と相当する温度補償値だけをマイクロプロセッサＲＡＭ／ＥＥＰＲＯＭ又は外部のＥＥＰＲＯＭに格納する。測定相の際に現れた他の任意の温度はマイクロプロセッサによる補間技術を用いれば得られる。この回路の校正に於ける種々のステップを次に図１０に示した校正線図を基にして説明する。
【００６８】
ステップＩで、本回路を、変換のオーバフローを避けるため初期化して最大値と最小値とを指定する。それには、最も高い周波数（最短の積分器ランプを得るように７５０ｋＨｚ）
最少の圧力電流、
最少の温度電流、
最少のＦＳ−ＲＡＤＪ、
最大のＯＳ−ＲＡＤＪ、
中間のＦＳ−ＦＡＤＪ（フルスケール微調整信号の±１２．５％）
が含まれる。
【００６９】
ステップＩＩで温度電流を上述のように校正する。プログラマブル電流源レジスタを４０ＡＤＣカウントよりも多く読み取れるまで、増分１で０からＦに増加する。
【００７０】
ステップＩＩＩで前述のようにオフセット粗調整を実施する。
【００７１】
ステップＩＶで、１０６０ｍｂａｒに於ける１４，０００±１００ＡＤＣカウントのＡＤＣ圧力値を得るために前述のようにフルスケール粗調整を実施する。
【００７２】
ステップＶで、フルスケール信号変換（１０６０ｍｂａｒ）に於いて積分器の最低ランプ高さ１．８Ｖを得るためにＡＤＣクロックを校正する。それには、７５０ｋＨｚの最高の周波数でランプ変換を行い、変換完了（ＣＣ）フラグをモニタする。ＣＣフラグの読みが１であれば変換は完了し、１．８Ｖのランプ高さが得られる。もしＣＣフラグが１に行かなければ、変換完了が得られるまで周波数を下げる。完了した時の周波数をＥＥＰＲＯＭにＡＤＣ−ＣＬＯＣＫとして格納する。
【００７３】
ステップＶＩでは、フルスケール微調整を行う。１０６０ｍｂａｒに於いてＡＤＣ圧力値のの読みが正確に１４，０００ＡＤＣカウントになるまで、フルスケール微調整レジスタをトリミングする。この値を温度Ｔ１に対するＦＳ−ＦＡＤＪ（Ｔ１）としてＥＥＰＲＯＭに格納する。図１１の照合番号３５が示すようにフルスケール調整は正の傾斜のランプのスパンで２５％しか変化できない。フルスケール微調整が、スパン変化の２５％に相当する下位の１２ビットを事前設定して１４ビットカウンタの値を変更する。もっと大きな調整範囲に対しては全ての１４ビットを調整することもできよう。
【００７４】
図１１に積分器の中立の相３６、正の傾斜の相３７、負の傾斜の相３８を示す。オフセット粗調整の間積分の開始点は照合番号３９が示すように垂直方向に調整される。フルスケール粗調整の際、積分器への基準電圧を調整して負のランプ３８の傾斜を変更する。図１１に示すようにオフセットは８ビットの長さのオフセット値により調整される。フルスケール粗調整は８ビットの長さのフルスケール粗調整値により行われ、フルスケール微調整は１４ビットカウンタの１２ビットを事前設定して達成される。こうして、最大可能の１６３８４カウントの２５％に相当する４０９６カウントをフルスケール微調整を得るために事前設定できる。他の実施態様ではフルスケール微調整の範囲を広げるために、１３又は１４ビットを事前設定することができよう。
【００７５】
ステップＶＩＩで、事前調整した温度電流による温度転換を行い、校正温度をＣＡＬ−ＴＥＭＰ（Ｔ１）として保管する。
【００７６】
ステップＶＩＩＩで、使用したセンサにより事前調整した圧力電流又は固定の最大電流を用いて圧力を変換し、校正圧力をＣＡＬ−ＰＲＥＳ（Ｔ１，Ｐ１）としてＥＥＰＲＯＭに保管する。
【００７７】
ステップＩＸでは、圧力Ｐ２の時に圧力電流により第二の圧力変換を行い、得られた校正圧力をＣＡＬ−ＰＲＥＳ（Ｔ１，Ｐ２）として保管する。
【００７８】
ステップＸでは、圧力Ｐ３の時に圧力電流により第三の圧力変換を行い、得られた校正圧力をＣＡＬ−ＰＲＥＳ（Ｔ１，Ｐ３）として保管する。
【００７９】
ステップＸＩでは、再び圧力電流に対し圧力Ｐ４に於いて圧力変換を行い、ＣＡＬ−ＰＲＥＳ（Ｔ１，Ｐ４）として保管する。
【００８０】
ステップＸＩＩ〜ＸＩＩＩは、ステップＶＩ〜ＸＩに類似の処理であり、読取りを温度Ｔ２で行う点が異なっている。
【００８１】
ステップＸＶＩＩＩ〜ＸＸＩＩＩも、ステップＶＩ〜ＸＩに類似の処理であり、読取りを温度Ｔ３で行う点が異なっている。
【００８２】
フルスケール調整の際に１４ビットＡＤＣをトリミングし得るように圧力センサ温度係数感度の符号を得るために、Ｐ１＝１０６２ｍｂａｒ（−４００ｍ）に於ける未補償圧力センサ入力信号を測定する。これを室温から温度Ｔ１（例えば−１０℃又は０℃）までの冷却相の間で行う。測定値をＴＣ−ＳＩＧＮと名付けた１ビットのデータフラグとして格納する。
【００８３】
ここで注意するが、フルスケール微調整を校正温度等価値の読取り後に行う。フルスケール微調整の設定ＦＳ−ＦＡＤＪ（Ｔ１），ＦＳ−ＦＡＤＪ（Ｔ２），ＦＳ−ＦＡＤＪ（Ｔ３）は全部で６バイトになるようにダブルバイトのデータ配列として格納される。
【００８４】
補正温度ＣＡＬ−ＴＥＭＰ（Ｔ１），ＣＡＬ−ＴＥＭＰ（Ｔ２），ＣＡＬ−ＴＥＭＰ（Ｔ３）は全部で３バイトになるように個々のデータバイト配列として記憶される。
【００８５】
校正圧力等価値ＣＡＬ−ＰＲＥＳは、それぞれ温度Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３で行った校正圧力Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４の下で実施される。この値を２×４×３＝２４バイトの長さのダブルバイトのデータ配列として格納する。
【００８６】
初期化ステップＩに於いて格納された温度と圧力との校正設定値をフロッピーディスクに格納することができる。フロッピーディスクを装着した試験ＰＣが校正設定値を直列のポートを介してマイクロプロセッサＲＡＭ／ＥＥＰＲＯＭ又は外部のＥＥＰＲＯＭに書き込む。１０００ユニットの校正が順調に終了した後で校正設定値をＲＡＭ／ＥＥＰＲＯＭにダンプする。もう一つの実施態様では設定値の記録と校正後のＥＥＰＲＯＭへのダンプを避け、圧力と温度に対する校正設定値を事前設定してこれをＲＯＭに定数として格納することにより、ＲＡＭからＥＥＰＲＯＭへのデータの積み替えを少なくしている。このような実施態様では固定のＲＯＭ−ベースの校正を使用し、校正設定値がＲＯＭに格納してある（マスクマイクロプロセッサプログラム）。ＲＯＭ定数は、内部圧力ユニット（ＩＰＵ）により１ＩＰＵ＝１ＡＤＣカウントと定義され、これは０．５ｍの高度変化に相当する。又内部温度ユニット（ＩＴＵ）により１ＩＴＵ＝１ＡＤＣカウントと定義され、これは０．１℃の温度変化に相当する。１ｍの表示分解能と−４００ｍ〜６０００ｍの動作範囲と−５℃〜５５℃に対する温度補償とを備えた高度計に対するＲＯＭ定数は次のように定義される。
【００８７】
Ｔ１  ＝  −５℃  ＝  −５０  ＩＴＵ
Ｔ２  ＝  ２５℃  ＝  ２５０  ＩＴＵ
Ｔ３  ＝  ５５℃  ＝  ５５０  ＩＴＵ
Ｐ１  ＝  １０６０ｍｂａｒ＝２１２００ＩＰＵ（−３８２ｍに相当）
Ｐ２  ＝  ８９０ｍｂａｒ＝１７８００ＩＰＵ（１０８０．２ｍに相当）
Ｐ３  ＝  ６８０ｍｂａｒ＝１３６００ＩＰＵ（３２３８．４ｍに相当）
Ｐ４  ＝  ４８０ｍｂａｒ＝９６００ＩＰＵ（５８７２．３ｍに相当）
前述のように、校正信号の範囲はＰ１−Ｐ４＝１０６０−４８０＝５８０ｍｂａｒである。安全のため７％のマージンを加えれば、１２５００ＡＤＣカウント（＝１２５００ＩＰＵ）に対して６２５ｍｂａｒの圧力信号範囲が得られる。
【００８８】
圧力の範囲は４８０〜１０６０ｍｂａｒ（−４００ｍ〜＋６０００ｍ）に制限されているので、絶対圧力を得るには取り消したオフセットを仮想的（数学的）に加える必要がある。仮想のオフセットＶＩＲ−ＯＦＳは、定数２１２００ＩＰＵと定義した、Ｐ１に於けるＡＤＣの読出しである校正設定圧力と、約１４２００±２０ＡＤＣとしてプログラムされたＰ１におけるＡＤＣ読出しとの差、
ＶＩＲ−ＯＦＳ＝２１２００−（１４２００±２０）＝約７０００ＩＰＵである。
【００８９】
これは補間処理の間に自動的に行われる。その後に加えなければならないオフセットは使用者オフセットだけで、これは任意の使用者に指定された又は調整された圧力又は高度の値を読み出す表示の調整用である。
【００９０】
回路１０の通常のセンシング操作の間では、回路１０は温度測定モード、圧力測定モード又は電圧供給測定モードで作動する。この実施態様に於ける温度測定サイクルは１０ビット精度を使用するアクティブモードで２０秒サイクルである。この実施態様に於ける圧力測定サイクルは１４ビット精度のアクティブモードで毎秒行われる。
【００９１】
この実施態様のスリープモードの間は、温度測定と圧力測定の両方のサイクルが２秒毎に行われる。圧力サイクルを実施する精度は、電源モードと高度変化検出用の目覚まししきい値とに依存して１０〜１４ビットである。
【００９２】
更に必要ならば１０ビット電力供給電圧測定サイクルが行われる。図３の実施態様に於いて２００ｍＶの電力供給の変化が１ＡＤＣカウント（１ビット）のＡＤＣ読出しの変化を生ずる。これは単純な線形補間により容易に補償し得る。
【００９３】
フルスケール微調整値を計算するのに実際の温度が必要であるので、温度測定を常に最初の圧力測定の前に実施しなければならない。Ａ／Ｄ変換を始めるために開始コマンドを回路１０に送る。これで選定されたタイプの変換、即ち温度変換、圧力変換又は電力供給電圧変換のいずれかのためのＡ／Ｄ変換が開始される。適当な４ビットの２進数が回路１０の変換レジスタに書き込まれる。温度変換は１０ビット変換に固定されており、電力供給電圧変換も１０ビット変換に固定されている。圧力変換の方は四つのプログラマブルＡＤＣ分解能を有する。これは、１０ビット、１２ビット、１３ビット又は１４ビットの変換を選ぶための４ビットワードによりＡＤＣ分解能選択レジスタにプログラムされている。変換された値はＡＤＣ読出しラッチから利用できる。ＡＤＣの状態レジスタラッチには変換オーバフローフラグ（ＣＯＶ）と変換完了フラグ（ＣＣ）とが含まれている。ＣＣ＝１でＣＯＶ＝０であれば、圧力と温度又は電力供給電圧の適当なＡＤＣ値を読出しラッチから読み取ることができる。
【００９４】
温度と圧力のＡＤＣ読出しは非設定ＡＤＣ数であり、ＩＴＵ（内部温度ユニット）及びＩＰＵ（内部圧力ユニット）に変換しなければならない。これを多項補間により実施する。得られた設定圧力と設定温度との値を２バイトの変数として格納し、ｍｂａｒ又は水銀柱ｍｍで表示された圧力と摂氏又は華氏で示された温度との計算にそれぞれ使用する。或いは圧力をメートル又はフィートの単位の高度により表示してもよい。
【００９５】
前述のように通常のセンシング操作の際に、特定のフルスケール調整値は多項補間によりプリプログラムの値から得られる。２種の補間、即ちラグランジュ補間とニュートン補間とが使用される。ラグランジュ補間は係数なしに演算できる利点がある。例えばｙ＝ｆ（ｘ）の補間を、補間されたｘ，ｙの点（Ｘ０，Ｙ０；Ｘ１，Ｙ１；Ｘ２，Ｙ２；Ｘ３，Ｙ３，．．．Ｘｎ，Ｙｎ）から直接計算できる。一方これには多くの項数並びに乗法又は除法の演算が含まれる。
【００９６】
ニュートン補間の方は定数の係数を必要とする。この係数はｘ，ｙの点の表から計算して、係数Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，．．．Ｃｎとして格納し、後に補間式に使用する。
【００９７】
ニュートン補間式は次のような形を有する、
表のｘ，ｙの点（Ｘ０，Ｙ０／Ｘ１，Ｙ１／Ｘ２，Ｙ２／Ｘ３，Ｙ３）に対するｙ＝ｆ（ｘ）は
Ｙ＝Ｃ０＋Ｃ１＊（Ｘ−Ｘ０）＋Ｃ２＊（Ｘ−Ｘ０）＊（Ｘ−Ｘ１）＋Ｃ３＊（Ｘ−Ｘ０）＊（Ｘ−Ｘ１）＊（Ｘ−Ｘ２）、
係数Ｃは、
【００９８】
【数３】
0003851937.tif 000003
【００９９】
温度補償データ配列ＣＡＬ−ＰＲＥＳを計算するには、先ず四つの多項補間用の係数を予め計算する必要がある。これはダブルバイトデータ配列に格納され、その長さは１６バイトである。同じ多項補間をＣＡＬ−ＴＥＭＰとＦＳ−ＦＡＤＪに使用する。これらのフルスケール微調整設定の係数を４バイトの長さのダブルバイトデータ配列に格納する。内部温度ユニットの温度を計算するために用いられる、ＣＡＬ−ＴＥＭＰと温度ＣＡＬ−ＮＯＭ−Ｔ用の校正設定値との間の多項補間用の係数を計算して、４バイトの長さのダブルバイトデータ配列に格納する。
【０１００】
温度が変化する毎に再計算しなければならない唯一の係数はＰＲＥＳ−ＩＴＵの計算に必要な係数である。この３次の多項補間への入力は、実際に測定したＡＤＣ圧力ＰＲＥＳ−ＡＤＣと、実際の温度で補償した校正圧力ＣＡＬ−ＰＲＥＳ−Ｔと、圧力ＣＡＬ−ＮＯＭ−Ｔ用の校正設定値とであるが、ＣＡＬ−ＰＲＥＳ−Ｔは温度に依存するので、温度の変化毎にこれらの三つのダブルバイト係数を再計算しなければならない。その他の、全部で六つの２次の多項補間を含む全ての補間には、定数の係数を使用する。
【０１０１】
ニュートン補間を用いた一つの実施態様では校正の段階の後でマイクロプロセッサにより係数を計算してから、この値をＥＥＰＲＯＭにダンプする。それにはＥＥＰＲＯＭ／マイクロプロセッサのデータシフトが必要であるが、４点の間の多項補間であるラグランジュ補間ではこのシフトを避けることができる。ラグランジュ補間式を次に示す。
【０１０２】
表のｘ，ｙの点（Ｘ０，Ｙ０／Ｘ１，Ｙ１／Ｘ２，Ｙ２／Ｘ３，Ｙ３）に対するｙ＝ｆ（ｘ）は
Ｙ＝Ｌ０＊ＹＯ＋Ｌ１＊Ｙ１＋Ｌ２＊Ｙ２＋Ｌ３＊Ｙ３
ここでＬＯ，Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３は次式で表される、
【０１０３】
【数４】
0003851937.tif 000004
【０１０４】
高度の計算のために、これを実際の圧力値ＰＲＥＳ−ＩＰＵの関数として計算する。それには公知の任意の高度式が使用できる。ＲＯＭのスペースを節約し速度を増すには、その代わり高度を線形補間又は多項補間により概算してもよい。後者の場合高度の式を事前計算値を得るのに使用し、これを格納させてから、補間による中間値の計算に用いる。一例では、高度／圧力データ表は典型的に４８のダブルバイト値を有する。この入力がＰＲＥＳ−ＩＰＵで、出力が実際のメートル高度×２＝内部高度ユニット（ＩＡＵ）となり得る。
【０１０５】
高い精度のためには、国際気圧高度式を近似する方法に、周囲の圧力ＰＲＥＳ−ＩＰＵの計算に使用するような多項補間を用いるべきであろう。確かに高次の多項式を使用した場合にのみ、多項補間が高い精度を与える。しかし、それにはＲＯＭのスペースを増し速度を遅くする欠点を伴う。
【０１０６】
次にセンサ回路付きチップの二つの実施態様（図２と図３）の概念図によりこの回路を詳細に説明する。図２は本発明の圧力センシング回路付きチップの概念図、図３は本発明の圧力センシング回路付きチップのもう一つの実施態様の概念図である。図２と図３とに示すように、センサ１２は圧力センシング回路と接続するブリッジ回路の中の一対の圧電抵抗センサストリングを含む。主電力供給ＶＤＤが入力４０に接続している。前述のように、センサブリッジ電圧供給はプリセレクトでき、一度だけ修正してある。ブリッジセンサの温度等価電圧は電流源２６により定められ補償される。図１に就いて説明したように、４ビットＤ／Ａ変換器３４がステップセレクト３２に１６のプログラマブル離散ステップで指令する。これにより適当な大きさの電流が、マルチプレクサとして構成されたインタフェース１４を介してそれぞれのセンサブリッジ１２に加えられる。ブリッジへの電流を調整して、センサ信号を所望の出力電圧範囲に入るように適当に調整する。その代わりブリッジのトップの電圧を電圧源により調整してもよい。ブリッジ回路のセンサ１２（図１）はマルチプレクサ１４（図２の実施態様）又はマルチプレクサ４１（図３の実施態様）を介して第二のマルチプレクサ４２（図２と図３）に接続する。マルチプレクサ１４と４１とは、適切な入力信号、例えば圧力又は温度又は供給電圧をＡＤＣ１６に切り換える。電圧供給センシングモードの間は分圧器４３が供給電圧をＡＤＣ１６に切り換える。マルチプレクサ４２の方は適当な信号、即ちオフセット補償信号（オフセット粗調整値から誘導）、センサ信号又はフルスケール粗調整電圧をＡＤＣ１６に繋ぐ。ＡＤＣ１６はバッファ／増幅器４４の前にある。後者に就いては後述する。この回路は又図４〜６により詳しく説明する。これらの図はＡＤＣ１６が圧力センシングモード、温度センシングモード及び電圧供給センシングモードの三つのモードのそれぞれにある場合の回路図である。ＡＤＣ１６はブリッジ回路１２に接続する積分器４６を備える（図４と図５）。図２と図３に示すように、マルチプレクサ３８と４０、並びにバッファ／増幅器４４とはブリッジ回路１２と積分器４６との間に位置する。フルスケール粗調整電圧は基準電圧を構成し、積分処理の負の傾斜の部分を書き取らせる。このフルスケール粗調整電圧はマイクロプロセッサのＥＥＰＲＯＭ又はＲＡＭ或いは外部のＥＥＰＲＯＭ（図示せず）の中のフルスケール粗調整値から導かれ、図１に示すようにインタフェース２８、バス２０、レジスタ４８、マルチプレクサ５０、Ｄ／Ａ変換器２２、マルチプレクサ４１、マルチプレクサ４２、及びバッファ／増幅器４４を介して負の入力に繋がる。マルチプレクサ５０はオフセット補償値又はフルスケール粗調整値を、オフセット記憶コンデンサ５２（図４）又はＡＤＣにそれぞれ供給するためにＤ／Ａ変換器２２を通過させる。電圧オフセット記憶コンデンサ５２はバッファ／増幅器４４と積分器４６の負の入力との間に接続している。前述のように、通常のセンシング操作の間でマイクロプロセッサが、温度測定、圧力測定、電圧供給測定のいずれを実施すべきかを決定する。センサ１２から得られる圧力測定値はＡＤＣ１６の中で、相当する環境温度及び／又は測定回路のチップの温度を考慮して調整される。環境温度は別の迅速温度表示用の温度センシング回路を用いて測定してもよい。しかし一般には温度誤差の補償に対しては更に高い精度が要求されるので、それはブリッジのトップ５３（ＴＯＢ）の温度を測定し、ＡＤＣ１６を利用して行う。別の環境温度センサの無い実施態様ではブリッジのトップ５３の温度をＡＤＣ１６を用いて測定するが、これに就いては図５により後に詳述する。温度のセンシングの周期は事前設定した間隔又は使用者の希望の間隔とする。前述のようにチップの温度も又監視し得る。センサ１２と処理回路とが物理的に十分離れていてセンサと回路との温度差が重要な因子になる場合には、この監視を別のチップ温度センサ５４（図３）を用いて実施する。チップ温度と環境温度との変化は圧力測定に影響するので、後に詳述するように圧力測定プロセスの中に含まれる。操作の種々のモード、圧力センシング、温度センシング、電圧供給センシングを次に詳しく説明する。図１は独立した温度センシング回路を示す。例えばオンチップ温度センサ又は外部の環境温度センサ（図示せず）を用いて、或いはセンサブリッジのトップの電圧変化をセンシングして、迅速な精度の劣る８ビット温度センシングを行う場合には、信号を比較器１７（図１）に送ってこの測定を監視する。比較器１７の他の入力をＡＤカウンタ２４に接続する。カウンタ２４は電圧がブリッジ電圧を超えて、比較器１７の出力がカウンタ２４を停止するまで電圧を増分的に上昇する。その際の８ビットカウンタの値は、事前に格納した相当する圧力補償値をマイクロプロセッサＲＡＭ／ＥＥＰＲＯＭ又は外部のＥＥＰＲＯＭから取得して、圧力センシングの際の温度の誤差に対してセンサ１２からの圧力信号を調整するために用いられる。これは明らかに、８ビット温度分解能（２５５ビット）が温度に関連した圧力センサの誤差を補正するのに十分である場合に限る。しかし、注意すべき点として、０．２℃の変化が高度計（圧力）の読出しを２〜４ｍも変える可能性があるので、必要な温度誤差の補償を得るには、１ｍの分解能の高度計に対して少なくとも１０ビット（１０２４ＡＤＣカウント）を使用すべきである。
【０１０７】
デュアルスロープ積分器の基本操作を図１１、その回路を図４に就いて説明する。コンデンサ５２の電圧により積分器の開始点を上下して，この開始点を調整する。こうして中立の相では、電圧の変位や長期の不安定性の様な内部回路の偏差は、積分器の開始点を事前に測定しプログラムした電圧レベルに調整することにより修正される。その際センサブリッジのオフセットによるセンサブリッジの変位電圧が除去される。このオフセットの補償値は前述のように導かれ、後の使用のためにマイクロプロセッサのＥＥＰＲＯＭ又はＲＡＭ又は外部のＥＥＰＲＯＭに格納される。圧力センシングの際、オフセット補償値はマイクロプロセッサのＥＥＰＲＯＭ又はＲＡＭ又は外部のＥＥＰＲＯＭから得られ、８ビットＤ／Ａ変換器２２に送られる。得られたアナログ信号は、積分器４６の負の入力に接続したコンデンサ５２に加えられる。これが積分器４６の負の入力の所で仮想ゼロ点を形成する。これは自動ゼロ化とも呼ばれる。コンデンサ５２に充電するには、整流子５５，５６，５７を閉じ、図４に示した他の整流子を開く。
【０１０８】
圧力測定が行われている時の積分プロセスの正の相の間では、整流子５６，５８，５９，６０，６１，６２を閉じ、図４に示した他の整流子を開く。こうしてセンサ１２からの信号が積分器４６に送られる（図４）。これは負の電圧で、その大きさはコンデンサ５２の電荷により自動的に調整される。積分器４６の負の入力に負の電圧を加えれば、電流が積分器４６から抵抗器６３を通って流れるようになる。従って、積分器４６の出力電圧が入力電圧に比例する割合で増加する。こうして積分器のコンデンサ６４の充電が増すにつれて出力電圧は一定の間隔に於いて上り傾斜を描く。又図１では、充電の間隔は一定の長さであり、カウンタ２４により指定され、その刻時サイククルは、発信器３０に接続するクロック６６により定められる。カウンタ２４はプログラマブルな１４ビットのカウンタである。こうしてカウンタはクロック６６からの最大２１４のパルスを集計することができる。正の傾斜の相の間で普通プログラマブルカウンタがフルスケール微調整範囲の１２〜１４ビットを事前設定する。パルス発生器６８を介して発信器３０に接続するクロック６６は適当なクロック信号をカウンタ２４に送る。主制御論理のカウンタがクロックパルスの数を数え、一定の事前設定された期間の後で正の傾斜の相を終了する。この相の終わりにカウンタは０にリセットされる。クロック信号をオンチップＲ／Ｃ発信器がプログラマブル周波数の５００，６００，７００，８００ｋＨｚで発生する。これを図２に、一般的に照合番号３０で示した。図３のもう一つの実施態様では、クリスタル７０がオンチッププログラマブルＰＬＬ−回路で４ＭＨｚ迄を達成する高速用途に利用される。
【０１０９】
負の傾斜の相の間では、整流子５６，６０が閉じ、図４のその他の整流子が開く。ここで注意すべき点として、整流子（又はスイッチ）を図４、５、６では別々のスイッチとして示してあるが、その内のいくつかは図１のマルチプレクサ４１，４２の一部を形成する。積分器４６の負の入力は積分の負の傾斜の相のために基準電圧に接続する。この電圧は８ビットＡ／Ｄ変換器２２により供給される。一方Ａ／Ｄ変換器２２への電力は基準電圧源７１から供給される。この点で電流は積分器に逆方向に流れて基準電圧に比例する。こうして積分器４６の出力電圧は基準電圧に比例する傾斜に従って直線的に減少する。カウンタ２４は同時に使用可能で固定周波数クロック６６からのパルスを数える。積分器４６の出力電圧がコンデンサ５２の初期開始電圧になると、比較器７２が主制御論理１８にカウンタ２４を止める信号を送り、変換完了信号を第二の比較器７４が発生し、最終のカウント数を出力レジスタ７６（図１）に転送する。積分器が仮想のゼロ電圧に達する前に、カウンタ２４がプリプログラムのフルスケールの値の１００％に達することが必要ならば、変換オーバフロー信号が作られて積分を停止する。この変換オーバフロー信号と変換完了信号との両方をＭＣＬ１８の中のステータス出力レジスタからのフラグとして呼び出すことができる。変換プロセスの最後のカウンタ２４の内容がＶｉｎ／Ｖｒｅｆに比例することを示すことができる。
【０１１０】
ここでＶｉｎは測定されたセンサブリッジからの入力信号に等しい。
【０１１１】
又Ｖｒｅｆは負の傾斜の相の間に積分器に供給される基準電圧である。
【０１１２】
こうしてカウンタの値がセンサ電圧をディジタルで表示し、一方基準電圧はセンサの感度と信号の変化とを考慮して調整できる（フルスケール粗調整）。基準電圧の値はマイクロプロセッサＥＥＰＲＯＭ又はＲＡＭ、又は外部のＥＥＰＲＯＭから得られ、校正の相の際にＥＥＰＲＯＭ８８に格納されたプリプログラムの値から導かれる温度補償値に相当する。マイクロプロセッサは、適当な値がＥＥＰＲＯＭ又はＲＡＭから読み取られＤ／Ａ変換器２２によりアナログに変換されることを保証する。これは図１に示される。主制御論理１８がＡＤＣ１６をセットアップするために適当なデータをＤ／Ａ変換器２２に送る。ディジタル値はＤ／Ａ変換器２２に送られる前にレジスタ４８に格納される。レジスタ４８はマルチプレクサ５０を介してＤ／Ａ変換器２２に接続している。
【０１１３】
プログラマブルデュアルスロープＡＤＣ（ＰＤＳＡＤＣ）と主制御論理（ＭＣＬ）１８とはＡ／Ｄ変換の際に自動的に信号補償を行う。前述のように少数の選択値のみが事前格納され、その後で校正点の間を多項補間して特定の補償値が計算される。このようにしてＡＤＣ１６の中で補償が行われる。前述のように、温度は圧力測定に就いて説明したのと同様な方法でＡＤＣ回路により測定できる。温度を事前設定した間隔で更新するか、或いは必要ならば温度センシングモード、圧力センシングモード、又は電力供給センシングモードを行うために、外部の制御スイッチ又はパネルを用意し得る。温度センシングモードの詳しい回路を図５に示す。中立の相又は自動ゼロの相の間は整流子５５，５９，７８，８０が閉じ、図５に示したその他の整流子が開く。正の傾斜の相の間又はランプ上昇の間は整流子５９，７８，８２が閉じ、図５に示したその他の整流子が開く。負の傾斜の相の間又はランプ下降の間は整流子５９，８０，５６が閉じ、図５に示したその他の整流子が開く。図５に示すように、積分器４６の正の入力はブリッジのトップ５３に接続する。ブリッジは、ＤＡＣ３４に制御される電流源又は電圧源８６の供給を受ける。
【０１１４】
電圧供給センシングモードの際の回路を図６に示す。圧力、温度のセンシングの場合のように、電圧センシングにも中立又は自動ゼロの相、正の傾斜の相、及び負の傾斜の相を有する積分プロセスが含まれる。中立又は自動ゼロの相の間は整流子５５，８６，８８が閉じ、図６に示したその他の整流子が開く。正の傾斜の相の間は整流子８６，８８，９０が閉じ、図６に示したその他の整流子が開く。負の傾斜の相の間は整流子８６と９２が閉じ、図６に示したその他の整流子が開く。図６には更に電源に接続した分圧器４２が示してある。
【０１１５】
前述のように本発明の特徴の一つは精度の改善である。従ってノイズを最低に抑えることが望まれる。単一低ノイズ増幅器／バッファ４４は、ＣＭＯＳ装置を使用した場合の全体のノイズを約２〜３μＶまで低減できる。図７、図８に示すようにＣＭＯＳ装置として同じＩＣに設けた低ノイズバイポーラ様フロントエンドを有する横型ＮＰＮバッファの使用によりノイズの低減が更に可能である。その際全体のノイズを約１μＶＡＤＣビットまで低減することができる。図８は本発明の回路の一部として横型ＮＰＮバイポーラトランジスタステージを有する低ノイズ増幅器／バッファ４４の概念図である。横型ＮＰＮバイポーラトランジスタステージには一対のバイポーラ様トランジスタ９４，９５があり、これらのトランジスタ９４，９５の各々が２個のコレクタ９６，９７を有し、コレクタ９６はＶＤＤに、コレクタ９７はトランジスタ９８，９９に接続している。トランジスタ９４，９５の各々には、トランジスタ１０１に接続したエミッタ１００がある。更にトランジスタ９４にはベース１０２、トランジスタ９５にはベース１０３がある。横型ＮＰＮ増幅器／バッファの構造を図７に示す。図から明らかなように両方のＮとＰとはそれぞれ矢印１０４，１０５に示すように通常の垂直方向と横方向の両方の電流の流れが可能になるようにドーピングしてある。図７に示すように垂直方向の電流の流れは全体の電流の流れの約８０％を占める。横型ＮＰＮバイポーラトランジスタは単一Ｐウェル１１０の中に２個のポリゲート１０６と３個のＮ＋拡散層１０８とを備えたＣＭＯＳとＮＭＯＳのトランジスタに基づいている。このような横型ＮＰＮバイポーラトランジスタを使用すればノイズを著しく減らすことができる。
【０１１６】
前述のように電力供給補償も実施可能で、これは非常に安定な集積バンドギャップ基準電圧源を備えた回路１０により行われ、この回路はＶＤＤの変化がＡ／Ｄ変換から取り消されるような設計である。大きな変動に対してはＶＤＤの入力が校正の相の際にマルチプレクサ４１に供給される。電力供給電圧の２進等価が種々の電圧変動用の補償値を設定するために作られる。２００ｍＶの電圧低下がＡＤＣの値を１ビット下げるので、特定の電圧変動を線形補間により計算できる。
【０１１７】
回路１０の構造は、不要のハードの配線の使用を避けたプログラマブルシステムに基づいているので、この回路が種々の環境に広く適用可能であると評価されよう。回路１０の好ましい形態では、回路をＣＭＯＳマイクロチップの上に集積する。これを前述のようにマイクロプロセッサインタフェース２８を介して外部のコンピュータに接続できる。その代わり、マイクロプロセッサ、ＲＡＭ，ＲＯＭ，ＥＥＰＲＯＭ及びデータＩ／Ｏなどを回路１０として同じチップの上に集積することも可能な筈である。主制御論理１８とマイクロプロセッサインタフェース２８とを外部のコンピュータに接続するコネクタは、データラインＤ０−Ｄ３，ＡＬＥストローブ、読出しストローブ、書込みストローブ、及びチップセレクト（ＣＳ）ラインを含む。４ライン直列ポート（図示せず）を並列ポートの代わりに使用可能あろう。標準のマイクロワイヤポートはデータの出入力ライン、ＤＩとＤＯ、クロックラインＣＫ、及びチップセレクトラインＣＳを含む。二つの４ビット指令レジスタがマイクロプロセッサインタフェース２８に設けてある。このレジスタに負荷された論理制御ワードは、二つの４ビット指令ワードデコーダ１１１により解読され、その際得られた出力信号が主制御論理１８の個々の制御構成要素を制御する。
【０１１８】
バッファ／増幅器回路に切り換えることのできる抵抗器１１２を備えた単一高精度バッファ／増幅器４４（図４、５、６）を使用すれば多くの利点が得られる。校正の相の際には、バッファ／増幅器４４を整流子５９を閉めて操作すれば、単にバッファとして作用する１の利得が得られる。信号処理段階では、適当な固定内部抵抗器１１２を用いた場合に、整流子５９を抵抗器１１２に切り換えて、機器４４を入力信号を増幅する増幅器として操作すれば５の利得が得られる。増幅の増加により、非常に小さいセンサフルスケール信号例えば１６ｍＶの信号を加えた場合でも、これでＡＤＣの分解能を１４ビットに増して、カウンタ２４の１４ビットの全てを利用できるようになる。このように機器４４はプログラマブル利得を有する。フルスケール信号が調整できるので、高精度の構成要素を使用する必要はない。全ての増幅誤差はプログラマブルデュアルスロープＡＤＣ（ＰＤＬＡＤＣ）システムにより自動的に補償される。負の傾斜の相の際に、ＥＥＰＲＯＭからの基準電圧を積分器４６に加えれば、信号を増幅する必要はない。整流子５９を開き、増幅器４４をバッファとして使用する。又シングル３Ｖの供給を用い、必要な電圧範囲を得るための倍電圧器の必要性を除くことも可能である。図４の実施例では増幅器４４の利得は抵抗器１１２の値により制御される。この抵抗器は固定の選択可能の利得を備えた典型的な内部抵抗器である。その代わりプログラマブル利得、例えば４ビットプログラマブル利得付きの増幅器を用いてもよい。更にセンサの用途による適当な利得を選定するために選ばれた固定の外部抵抗器を有するオプションもある。
【０１１９】
各圧力又は温度のセンシングサイクルの後に中立の相を挿入し、この時間に回路に、コンデンサ５２にオフセット電圧を再度加える前に安定化する機会を与えるのは有効であろう。この安定化の期間は図４、５、６に示したスーパーチャージ技術により減らすことができる。即ち、スーパーチャージスイッチ１１４と１１５とを短時間閉じて、回路１０の種々の部分に大きな電流を流し、それにより回路を速やかに安定化する。
【０１２０】
前述のように、電圧源又は電流源８６調整用の４ビットのＤ／Ａ変換器８６とオフセット粗調整用とフルスケール粗調整用との８ビットのＤ／Ａ変換器２２とが更に回路１０に設けてある。
【０１２１】
図２に示した実施態様では、センサオンスイッチ１１６を設ける。湿度検出器を設けて湿度の無いときにはスイッチ１１６を切るようにしてもよい。湿度があればスイッチ１６を入れて、これをマイクロプロセッサに通報するフラグを立てる。このような検出器は圧力ゲージの水中での使用、例えば潜水コンピュータなどに使用する場合には明らかに有効であろう。回路１１７に接続したスイッチ１１６は、Ｒ／Ｃ回路を止めて、僅か０．２μＡを消費するセンサオンスイッチ１１６だけを起動した状態に保つ動力低下モードで回路１０を操作することができる。２〜３Ｍｏｈｍの抵抗を有する電流ミラー（回路１１７の一部）を備えた内部抵抗器回路がスイッチ１１６での清水の存在を検出するのに必要である。
【０１２２】
自動のパワーオンリセット機能は、オンチップコンデンサ（図示せず）に内部的（図２）又は外部的（図３）に接続している回路１１８（図２又は図３）により得られる。
【０１２３】
好ましい実施態様に組み入れられたその他の特徴としては、センサがセンシングモードであり信号が積分されている時、即ち正の傾斜の相（全Ａ／Ｄ変換時間の約１／３）の場合にのみセンサに電流を供給する電流節減モードがある。
【０１２４】
図３の回路は更にプロセス制御への産業的利用に適した種々の特徴を有する。例えば複数の電流源又は電圧源２６を備え、一つの電流源又は電圧源は開閉可能に接続してセンシングサイクルでのみ電力を供給し、他の動力源は常にセンサーに接続するようにすることもできる。常時接続の電流源又は電圧源の使用により、他のアナログ回路、例えばプログラマブル増幅器をセンサに接続して、センサからの一定のアナログ出力の受信を確保することができ、これでセンサをこれに接続したアナログ回路により任意の時間にモニタすることが可能になる。この課題には、追加のアナログ回路をセンサに接続するために、複数のラインをセンサに多重化接続する。アナログ回路を制御するためのディジタル電圧計のフィードバックは、図３のピン１２２（ＤＶＭ１／ＤＶＭ２）により実施できる。オンチップ電圧調節器と倍電圧器１２４とが、多くの産業用途に使用される＋３５Ｖの電力供給にＪＦＦＥＴを介して直接接続して、アナログ回路又はＩＣ自体を駆動するために必要な正負の電圧を発生することができる。例えばプログラマブル増幅器が接続されれば、フィードバックラインは増幅器の制御用の増幅器の出力から入力１２２まで延びる。このような外部のプログラマブル増幅器の電力は図３に示すように電圧調節器１２４を備えたＩＣからも供給できる。図３の回路は種々のその他の特徴、例えば、一般的に電圧調節ブロック１２４が示すようなバンドギャップ基準電圧源、倍電圧器、及びプログラマブルＶＤＤ−ＶＳＳを有する。
【０１２５】
本回路を特に圧力測定への使用を主体に説明したけれども、この考え方を抵抗センサによりセンシングされる任意の他の値の測定に利用できることは明らかであり、それには例えば重量、力、温度、圧力、加速度、湿度、磁場、ｐＨ、導電率などを挙げることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の概略的なセンシング回路図である。
【図２】本発明によるセンシング回路付きチップの概念図である。
【図３】本発明によるセンシング回路付きチップのもう一つのの実施態様の概念図である。
【図４】圧力センシングモードでの回路を示す図２のセンシング回路付きチップの一部の詳細な回路図である。
【図５】温度センシングモードでの回路を示す図２のセンシング回路の一部の詳細な回路図である。
【図６】電圧センシングモードでの回路を示す図２のセンシング回路の一部の詳細な回路図である。
【図７】本発明の実施態様の一つに使用するための横型ＮＰＮバッファの図面である。
【図８】横型ＮＰＮバイポーラトランジスタステージの概念図である。
【図９】信号調整処理を示す線図である。
【図１０】校正の相の際に事前設定した温度に於ける圧力補償値を得るために使用される温度時間と圧力時間との関係を示す一対の線図である。
【図１１】本発明による補償入力を示すデュアルスロープ積分の線図である。
【符号の説明】
１０  回路
１２  センサブリッジ
１４  センサインタフェース
１６  デュアルスロープＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）
１７  比較器
１８  主制御論理（ＭＣＬ）
２０  バス
２４  ＡＤカウンタ
２６  プログラマブルブリッジ駆動電流源
２８  制御論理及びマイクロ制御装置インターフェース
３０  制御されたＲ／Ｃ発信器及びストローブ回路
３２  ステップセレクト
４４  プログラマブル又は固定利得のバッファ／増幅器
１１８  動力オン／オフ／リセット
１２４  バンドギャップリファレンス及び電圧制御器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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