(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導電動機を駆動するインバータの電圧指令値を回転子座標系の２軸成分に分解して得たｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値と、誘導電動機の検出電流を前記２軸成分に分解して得たｄ軸電流成分及びｑ軸電流成分と、誘導電動機の１次抵抗値と、１次角周波数とに基づいて誘導電動機の発生トルクを演算する発生トルク演算装置において、
誘導電動機の鉄損として、固定子鉄心のヒステリシス損を、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値、１次角周波数、並びに定数を用いて演算する鉄損演算手段を備え、この手段により演算した鉄損を１次角周波数により除算した結果を、元のトルク演算結果から減算して発生トルクを求めることを特徴とする誘導電動機の発生トルク演算装置。
【請求項２】
誘導電動機を駆動するインバータの出力電圧を回転子座標系の２軸成分に分解して得たｄ軸電圧成分及びｑ軸電圧成分と、誘導電動機の検出電流を前記２軸成分に分解して得たｄ軸電流成分及びｑ軸電流成分と、誘導電動機の１次抵抗値と、１次角周波数とに基づいて誘導電動機の発生トルクを演算する発生トルク演算装置において、
誘導電動機の鉄損として、固定子鉄心のヒステリシス損を、ｄ軸電圧成分及びｑ軸電圧成分、１次角周波数、並びに定数を用いて演算する鉄損演算手段を備え、この手段により演算した鉄損を１次角周波数により除算した結果を、元のトルク演算結果から減算して発生トルクを求めることを特徴とする誘導電動機の発生トルク演算装置。
【請求項３】
請求項１または２記載の誘導電動機の発生トルク演算装置において、
鉄損演算手段は、誘導電動機の固定子鉄心のうず電流損をも演算し、このうず電流損及び前記ヒステリシス損を用いて鉄損を演算することを特徴とする誘導電動機の発生トルク演算装置。
【請求項４】
請求項３記載の誘導電動機の発生トルク演算装置において、
鉄損演算手段は、ＰＷＭインバータのキャリア周波数に起因する誘導電動機のヒステリシス損及びうず電流損を演算する機能を有することを特徴とする誘導電動機の発生トルク演算装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の技術分野】
この発明は誘導電動機（以下、誘導機と略称する）の発生トルク演算装置に関し、特にＰＷＭインバータによって駆動される誘導機の鉄損を考慮してその発生トルクを演算する演算装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、誘導機のトルク制御等を行うために発生トルクを演算する方法としては、「汎用インバータのトルク制御（平成２年電気学会全国大会NO.５７９）」に示されるように、誘導機の１次磁束ベクトルと１次電流ベクトルとの外積をとって算出する方法がある。
この方法においては誘導機の固定子鉄損が考慮されていないので、定格励磁を超えたＶ／ｆ設定時、すなわち、低周波数領域におけるトルクの減少を防ぐために１次電圧Ｖを高くしてトルクを補償する運転状態（いわゆるトルクブースト状態）では、発生トルクの演算誤差が大きくなることがあった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
誘導機の発生トルクは前述の如く、数式１のように１次磁束ベクトルと１次電流ベクトルとの外積から求められる。また、１次磁束ベクトルは、数式２に示すように１次電圧ベクトル、１次電流ベクトル及び１次抵抗値に基づいて求められる。
【０００４】
【数１】
0003755567.tif 000002
【０００５】
【数２】
0003755567.tif 000003
【０００６】
なお、数式１、数式２における諸量は、数式３に示すとおりである。
【０００７】
【数３】
0003755567.tif 000004
【０００８】
数式１及び数式２を定常状態で誘導機の回転子座標系（２次磁束方向をｄ軸、これに直交する方向をｑ軸とするｄ−ｑ軸回転座標系）で解き、数式４を得る。
【０００９】
【数４】
τ＝φ1d・ｉ1q−φ1q・ｉ1d＝｛（ｖ1q・ｉ1q＋ｖ1d・ｉ1d）−ｒ1（ｉ1q2＋ｉ1d2）｝／ω1
【００１０】
数式４において、ω1は１次角周波数である。この数式４から、次の数式５を得る。
【００１１】
【数５】
φ1d＝（ｖ1q−ｒ1・ｉ1q）／ω1
φ1q＝（ｒ1・ｉ1d−ｖ1d）／ω1
【００１２】
数式４の右辺分子項は、誘導機の入力電力から銅損を差し引いた電力を求める式である。よって、誘導機の固定子鉄心が発生する損失、いわゆる鉄損は含まれていない。
つまり、数式４の演算式では鉄損が考慮されていないことになり、前述のトルクブースト状態では発生トルクの演算誤差が大きくなる。
【００１３】
よって、本発明は、鉄損を考慮して発生トルクを演算可能とした誘導電動機の発生トルク演算装置を提供しようとするものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
まず、数式４の右辺は、入力電力（ｖ1q・ｉ1q＋ｖ1d・ｉ1d）から１次銅損｛ｒ1（ｉ1q2＋ｉ1d2）｝を差し引いた結果（２次入力）を１次角周波数ω1で除算し、トルクτとしている。
つまり、数式６のように考えることができる。なお、数式６において、Ｐ0は２次入力（同期ワット）である。
【００１５】
【数６】
τ＝Ｐ0／ω1
【００１６】
一方、入力電力Ｐ、２次入力Ｐ0、銅損Ｗc、鉄損Ｗiの関係は、数式７によって表される。なお、機械損は無視するものとする。
【００１７】
【数７】
Ｐ＝Ｐ0＋Ｗc＋Ｗi
【００１８】
数式６、数式７から、誘導機の発生トルクτは数式８のようになる。
【００１９】
【数８】
0003755567.tif 000005
【００２０】
ここで、鉄損Ｗiは数式９により表され、数式９におけるヒステリシス損Ｗh、うず電流損Ｗeは数式１０、数式１１により表される。
【００２１】
【数９】
Ｗi＝Ｗh＋ Ｗe  （Ｗh：ヒステリシス損、Ｗe：うず電流損）
【００２２】
【数１０】
Ｗh＝σh・ｆ1・Ｂm2
【００２３】
【数１１】
Ｗe＝σe・ｄ2・ｆ12・Ｂm2
【００２４】
数式１０、数式１１における諸量は、次のとおりである。
ｆ1：１次周波数、
Ｂm：鉄心の磁束密度の最大値（磁束密度の振幅の最大値）、
σh：鉄心材料で決まる定数、
σe：鉄心の抵抗率で決まる定数、
ｄ：鉄心の厚さ
よって、上述の数式８により演算すれば、誘導機の鉄損を考慮した発生トルクの演算が可能となる。
【００２５】
つまり、本発明は、前述の数式６により誘導機の発生トルクτが２次入力Ｐ0を１次角周波数ω1で除算した値になることに着目したものであり、数式８によって入力電力Ｐから銅損Ｗc及び鉄損Ｗiを差し引いて２次入力Ｐ0を演算し、これを１次角周波数ω1で除算することで、鉄損Ｗiを考慮しつつ誤差のないトルク演算を可能にした。
言い換えれば、前記数式４による元のトルク演算結果から鉄損Ｗiを１次角周波数ω1により除算した結果を減算することによって発生トルクを演算するものである。
【００２６】
すなわち、請求項１に記載した発明は、誘導電動機を駆動するインバータの出力電圧を回転子座標系の２軸成分に分解して得たｄ軸電圧成分及びｑ軸電圧成分と、誘導電動機の検出電流を前記２軸成分に分解して得たｄ軸電流成分及びｑ軸電流成分と、誘導電動機の１次抵抗値と、１次角周波数とに基づいて誘導電動機の発生トルクを演算する発生トルク演算装置において、
誘導電動機の鉄損として、固定子鉄心のヒステリシス損を、ｄ軸電圧成分及びｑ軸電圧成分、１次角周波数、並びに定数を用いて演算する鉄損演算手段を備え、この手段により演算した鉄損を１次角周波数により除算した結果を、元のトルク演算結果から減算して発生トルクを求めるものである。
【００２７】
請求項２記載の発明は、誘導電動機を駆動するインバータの出力電圧を回転子座標系の２軸成分に分解して得たｄ軸電圧成分及びｑ軸電圧成分と、誘導電動機の検出電流を前記２軸成分に分解して得たｄ軸電流成分及びｑ軸電流成分と、誘導電動機の１次抵抗値と、１次角周波数とに基づいて誘導電動機の発生トルクを演算する発生トルク演算装置において、
誘導電動機の鉄損として、固定子鉄心のヒステリシス損を、ｄ軸電圧成分及びｑ軸電圧成分、１次角周波数、並びに定数を用いて演算する鉄損演算手段を備え、この手段により演算した鉄損を１次角周波数により除算した結果を、元のトルク演算結果から減算して発生トルクを求めるものである。
【００２８】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の誘導電動機の発生トルク演算装置において、鉄損演算手段は、誘導電動機の固定子鉄心のうず電流損をも演算し、このうず電流損及び前記ヒステリシス損を用いて鉄損を演算するものである。
【００２９】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の誘導電動機の発生トルク演算装置において、鉄損演算手段は、ＰＷＭインバータのキャリア周波数に起因する誘導電動機のヒステリシス損及びうず電流損を演算する機能を有するものであり、変調比やキャリアの側帯波の高調波電圧の振幅、周波数等を用いてヒステリシス損及びうず電流損を演算する。
【００３０】
【発明の実施形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１、図２は、本発明の第１実施形態であり、請求項１の発明の実施形態に相当する。図１は誘導機の制御装置の主要部を示すブロック図であり、１次角周波数設定値ω1*は加減速調節器７に入力され、ＰＷＭインバータ３が出力する１次角周波数指令値ω1**に変換される。この１次角周波数指令値ω1**は、Ｖ／Ｆ変換器８、積分器６及び本発明のトルク演算装置９に入力される。
【００３１】
Ｖ／Ｆ変換器８は、１次角周波数指令値ω1**に応じた電圧指令値ベクトルのｄ軸成分（ｄ軸電圧指令値）ｖ1q*を作り、この電圧指令値ｖ1q*は座標変換器４ヘ入力される。積分器６は１次角周波数指令値ω1**から基準ベクトル位置θ*を演算し、このベクトル位置θ*は座標変換器４，５に入力される。
【００３２】
座標変換器４では、ｄ軸電圧指令値ｖ1d*及び電圧指令値ベクトルのｑ軸成分（ｑ軸電圧指令値）ｖ1q*と基準ベクトル位置θ*とから出力電圧ベクトルを演算し、この演算結果をＰＷＭインバータ３に送って電圧を発生させる。この電圧によって誘導電動機１が駆動され、その電流は電流検出器２により検出される。この検出電流ベクトルは、座標変換器５によりｄ軸電圧指令値ｖ1q*と同相なベクトル成分（ｑ軸電流成分：トルク電流成分 ）ｉ1qとこれに直交する成分（ｄ軸電流成分：磁化電流成分）ｉ1dとに分解される。
これらの電流成分ｉ1q，ｉ1d、電圧指令値ｖ1d*，ｖ1q*、１次角周波数指令値ω1**、誘導機１次抵抗値ｒ1がトルク演算装置９に入力されるとともに、前述の数式１０における定数σhがトルク演算装置９に入力され、以下に述べるような手順で誘導機発生トルクτが演算される。なお、後述するように、この実施形態ではうず電流損Ｗeを無視して鉄損Ｗi＝ヒステリシス損Ｗhと仮定しているので、数式１１における定数σe及び鉄心の厚さｄはトルク演算装置９に入力されていないが、うず電流損Ｗeも考慮する場合には、これらのσe，ｄもトルク演算装置９に入力されることになる。
【００３３】
図２は、トルク演算装置９の構成を示している。
この図において、電流成分ｉ1q，ｉ1d、電圧指令値ｖ1d*，ｖ1q*、１次角周波数指令値ω1**、誘導機１次抵抗値ｒ1は１次磁束演算器１０に入力され、この演算器１０は前述の数式５の演算を行って１次磁束φ1d，φ1qを求める。
【００３４】
一方、鉄損演算器１１には、電圧指令値ｖ1d*，ｖ1q*、定数σh及び１次角周波数指令値ω1**が入力されており、定数σhと、ω1＝２πｆ1の関係よりω1**から求めた１次周波数ｆ1と、固定子鉄心の磁束密度の最大値Ｂmとを用いて前記数式１０の演算によりヒステリシス損Ｗhが演算される。なお、磁束密度の最大値Ｂmは電圧指令値ベクトルの大きさ（＝√｛（ｖ1d*）2＋（ｖ1q*）2｝）と１次周波数ｆ1との比から、Ｂm＝√｛（ｖ1d*）2＋（ｖ1q*）2｝／ｆ1として求める。
ここで、前述のごとく、本実施形態では数式９におけるうず電流損Ｗeを無視しているので、数式１０によって求められたヒステリシス損Ｗhが鉄損Ｗiとして鉄損演算器１１から出力される。
除算器１６では、鉄損Ｗi（ヒステリシス損Ｗh）を１次角周波数指令値ω1**により除算し、数式８における右辺第３項を算出する。
【００３５】
一方、乗算器１２により数式８の右辺第１項が、また、乗算器１３により数式８の右辺第２項が求められ、加算器１５において加算器１４の出力（前記数式４による元のトルク演算結果）から除算器１６の出力を減じることで、誘導機の発生トルクτが推定値として演算される。
【００３６】
次に、本発明の第２実施形態を図３に基づいて説明する。この実施形態は、前後するが請求項３に記載した発明の実施形態に相当する。
第１実施形態と重複する部分は割愛し、異なる部分のみ説明をする。異なる部分は鉄損Ｗiの演算にうず電流損Ｗeを付加した点にある。うず電流損Ｗeは前述の数式１１により演算する。数式１１における磁束密度の最大値Ｂmは、第１実施形態と同様の方法により求める。鉄損演算器１７は数式９により鉄損Ｗiを演算する。
【００３７】
すなわち図３において、鉄損演算器１７には、電圧指令値ｖ1d*，ｖ1q*、定数σh及び１次角周波数指令値ω1**以外に、数式１１における定数σeと鉄心の厚さｄも入力されている。これにより、鉄損演算器１７では、第１実施形態と同様に数式１０を用いてヒステリシス損Ｗhを求めるとともに、定数σe、鉄心の厚さｄ、ω1**から求めた１次周波数ｆ1、磁束密度の最大値Ｂmを用いて数式１１を用いてうず電流損Ｗeを求める。そして、数式９によって求めた鉄損Ｗiを出力する。
【００３８】
本発明の第３実施形態を図４に基づいて説明する。この実施形態は、請求項４の発明の実施形態に相当する。
第２実施形態と異なる部分は、ＰＷＭインバータのキャリア周波数ｆcによる鉄損（キャリア損）の演算手段を備えた点である。
鉄損演算器１８には、電圧指令値ｖ1d*，ｖ1q*、定数σh，σe、１次角周波数指令値ω1**、鉄心の厚さｄ以外に、キャリア周波数ｆcも入力されている。
【００３９】
鉄損演算器１８では、ヒステリシス損Ｗhを演算する数式１０とうず電流損Ｗeを演算する数式１１における１次周波数ｆ1の代わりにキャリア周波数ｆc（＝１次周波数ｆ1×変調比ν）を用いる。ここで、１次周波数ｆ1は１次角周波数指令値ω1**から求められる。
また、数式１０、数式１１における磁束密度の最大値Ｂmは、変調比ν（＝ｆc／ｆ1）から決まる高調波電圧の振幅Ｖcと、その周波数ｆc’との比に基づいて、Ｂm＝Ｋ・（Ｖc／ｆc’）により求める。Ｋは１次電圧Ｖ1、１次周波数ｆ1の定格時における磁束密度の最大値に対する係数である。
【００４０】
ここで、図５は、３相ＰＷＭインバータ出力電圧の周波数スペクトラムであり、「半導体電力変換回路 第５版（電気学会半導体電力変換方式調査専門委員会編 オーム社発行）」の第１２０頁（６章 自励式インバータ 6.3.2 非同期式ＰＷＭインバータ ４．高調波解析（３相ブリッジの場合））に記載された図（実測例）を基本として描いたものである。図５は、インバータの出力電圧（振幅をＶ1、基本周波数を１次周波数ｆ1とする）に対して、そのキャリア周波数ｆcの整数倍（例えばキャリア周波数ｆcの１倍）周波数の前後に、所定の振幅Ｖcを有する高調波電圧が発生することを意味している。
【００４１】
上記文献によれば、例えば、キャリアが単相の三角波で信号波が３相正弦波のＰＷＭインバータにおいて、インバータの出力電圧の基本波成分（ω0成分）の振幅が（√３ａ／２）・Ｅd（ここで、ａは変調度（０〜１）、Ｅdは直流電源電圧）によって表されるとき、高調波成分（ｎωs±ｋω0成分）の振幅は（√３ａ／２）・（４Ｅd／ｎπ）・Ｊk（ａｎπ／２）（ここで、ｎは自然数であり、ｎ＝１，３，５，……のときにｋ＝３（２ｍ−１）±１であってｍ＝１，２，……、  ｎ＝２，４，６，……のときにｋ＝６ｍ＋１（ｍ＝０，１，……）またはｋ＝６ｍ−１（ｍ＝１，２，……）、Ｊkはｋ次のベッセル関数）となる。
従って、図５に示すように、１次周波数（基本波周波数）ｆ1で振幅がＶ1の出力電圧に対して、変調比がνであるときのキャリア周波数ｆc（＝ｆ1ν）を有する高調波電圧の側帯波（周波数ｆc’）の振幅Ｖcを求めることは可能であり、これらのｆc’，Ｖc及び係数Ｋを用いれば、上述の数式によって磁束密度の最大値Ｂmを求めることができる。
【００４２】
次に、本発明の第４実施形態を図６、図７に基づいて説明する。この実施形態は、前後するが請求項２の発明の実施形態に相当する。
図６は図１に相当するブロック図であり、図１と異なるのは、インバータ出力電圧を出力電圧検出器２０により検出し、座標変換器１９によってｄ軸電圧指令値ｖ1q*と同相な成分と直交する成分とに分解した検出電圧ｖ1d，ｖ1qを用いてトルク演算を行う点にある。
【００４３】
図７に示すように、検出電圧ｖ1d，ｖ1qは１次磁束演算器１０に入力され、数式５により１次磁束φ1d，φ1qが演算される。なお、この実施形態でもうず電流損Ｗeを無視し、鉄損演算器１１により数式１０を用いて演算したヒステリシス損Ｗhを鉄損Ｗiとして出力する。その他の動作は、第１実施形態と同様である。
本実施形態では実際のインバータ出力電圧値が使えるので、トルクの演算精度が更に向上する効果が得られる。
【００４４】
次いで、本発明の第５実施形態を図８に基づいて説明する。この実施形態は、第２実施形態と同様に請求項３の発明の実施形態に相当する。
第２実施形態と異なる部分のみを説明すると、この実施形態では、第４実施形態と同様にインバータ出力電圧を出力電圧検出器２０により検出し、座標変換器１９によりｄ軸電圧指令値ｖ1q*と同相な成分と直交した成分とに分解した検出電圧ｖ1d，ｖ1qを用いてトルク演算を行う。すなわち、図８において検出電圧ｖ1d，ｖ1qが１次磁束演算器１０に入力される点以外は、構成、動作ともに図３と同一の構成である。
【００４５】
最後に、本発明の第６実施形態を図９に基づいて説明する。この実施形態は、第３実施形態と同様に請求項３の発明の実施形態に相当する。
第３実施形態と異なる部分のみを説明すると、この実施形態では、第４、第５実施形態と同様にインバータ出力電圧を出力電圧検出器２０により検出し、座標変換器１９によりｄ軸電圧指令値ｖ1q*と同相な成分と直交した成分とに分解した検出電圧ｖ1d，ｖ1qを用いてトルク演算を行う。すなわち、図９において検出電圧ｖ1d，ｖ1qが１次磁束演算器１０に入力される点以外は、構成、動作ともに図４と同一の構成である。
【００４６】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、入力電力から銅損、鉄損を差し引いて２次入力を演算し、これを１次角周波数により除算して誘導電動機の発生トルクを求めるようにしたので、いわゆるトルクブースト状態等においても誤差のないトルク演算が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す制御装置の主要部のブロック図である。
【図２】図１におけるトルク演算装置の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２実施形態におけるトルク演算装置の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第３実施形態におけるトルク演算装置の構成を示すブロック図である。
【図５】３相ＰＷＭインバータ出力電圧の周波数スペクトラムである。
【図６】本発明の第４実施形態を示す制御装置の主要部のブロック図である。
【図７】図６におけるトルク演算装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第５実施形態におけるトルク演算装置の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第６実施形態におけるトルク演算装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  誘導電動機
２  電流検出器
３  ＰＷＭインバータ
４，５，１９  座標変換器
６  積分器
７  加減速調節器
８  Ｖ／Ｆ変換器
９  トルク演算装置
１０  １次磁束演算器
１１，１７，１８  鉄損演算器
１２，１３  乗算器
１４，１５  加算器
１６  除算器
２０  出力電圧検出器
【図１】
0003755567.tif 000006
【図２】
0003755567.tif 000007
【図３】
0003755567.tif 000008
【図４】
0003755567.tif 000009
【図５】
0003755567.tif 000010
【図６】
0003755567.tif 000011
【図７】
0003755567.tif 000012
【図８】
0003755567.tif 000013
【図９】
0003755567.tif 000014