(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送路に挿入された増幅器の入出力特性の非線形歪みを補正し、前記伝送路に挿入されたトランスと終端抵抗からなる方向性結合器を用いた歪み補正装置であって、
前記方向性結合器の分岐端子に線路の特性インピーダンスと異なる値の調整抵抗を接続し、
前記方向性結合器の終端抵抗を非線形抵抗手段とし、
該非線形抵抗手段に信号の一部を印加することにより高調波を発生させて、
この高調波を出力端子から出力させ、
前記方向性結合器の入出力特性を前記増幅器の前記入出力特性の略逆関数の定数倍とすることを特徴とする歪み補正装置。
【請求項２】
伝送路に挿入された増幅器の入出力特性の非線形歪みを補正し、前記伝送路に挿入されたトランスと終端抵抗からなる方向性結合器を用いた歪み補正装置であって、
前記方向性結合器の分岐端子に線路の特性インピーダンスと異なる値の調整抵抗を接続し、
前記方向性結合器の終端抵抗を非線形抵抗手段とし、
該非線形抵抗手段に信号の一部を印加することにより高調波を発生させて、
この高調波を出力端子から出力させ、
前記方向性結合器の出力端子において、前記高調波が前記増幅器で生成される高調波により相殺されるよう前記増幅器による高調波の位相に対して逆相の位相関係で重畳することを特徴とする歪み補正装置。
【請求項３】
前記非線形抵抗手段は、２次歪みを発生する２次歪み発生回路であることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の歪み補正装置。
【請求項４】
前記非線形抵抗手段は、３次歪みを発生する３次歪み発生回路であることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の歪み補正装置。
【請求項５】
前記非線形抵抗手段は、２次歪みと３次歪みを同時に発生させる高調波歪み発生回路であることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の歪み補正装置。
【請求項６】
前記非線形抵抗手段は、発生する非線形歪みの歪み量を調整する調整手段を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載の歪み補正装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波伝送路に挿入して使用され、増幅器の入出力特性における２次の項、３次の項から発生する２次歪みおよび３次歪みを補正する歪み補正装置に関する。特に、ＣＡＴＶの送信端および中継器に用いられ、基本波を低減させることなく増幅器のＣＳＯ（複合２次歪み）、ＣＴＢ（複合３次歪）を補正する歪み補正装置に適用できる。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、トランジスタを用いた増幅器には入出力特性に非線形性が見られ、出力波形に歪みを伴うことが知られている。例えば、図１６（ａ）に示す入力波に対して、正期間が圧縮・負期間が伸長された出力波形（図１６（ｂ））あるいはその逆の形状を示す出力波形がある（図１６（ｃ））。それは、トランジスタの入力電圧に対する出力電流の特性が図１７に示すように、中央電圧に対して高い領域も低い領域も共に傾斜が緩くなる特性があるためである。尚、図１７は通常用いられている非飽和領域の非線形性を説明するために誇張して表示されており、図１６の歪み波形も誇張して表示されている。
一般に、バイアス電圧ＶＢ１を中心に振幅△Ｖの入力電圧を与えると、バイアス電圧に対応する出力電流を基準とする出力Ｉは、ＶＩ特性のバイアス点でのテイラー展開の３次の項までを表記すれば、次式のようになる。
【０００３】
【数１】
Ｉ＝Ａ1 △Ｖ±Ａ2 （△Ｖ）2 −Ａ3 （△Ｖ）3                   （１）
ただし、Ａ1 ，Ａ2 ，Ａ3 は正とする。
【０００４】
このΔＶに関する２乗の項から２次歪みが発生し、ΔＶに関する３乗の項から３次歪が発生する。従って、一般に任意の単一の角周波数ωの信号に注目すれば、その出力は、上式に△Ｖ＝cosωｔで表せられる周期関数を代入したものとなる。出力電流Ｉに対応した出力電圧Ｖは、次式で表される。ただし、出力Ｖは、バイアス電圧に対応した出力電圧を基準にした電位である。
【０００５】
【数２】
Ｖ＝ａ0 ＋ａ1 cos ωｔ±ａ2 cos ２ωｔ−ａ3 cos ３ωｔ        （２）
ただし、ａ1 ，ａ2 ，ａ3 は正とする。この高調波のうち、特に２次、３次高調波はその係数が大きいため１次の基本波に影響を及ぼす。これが波形歪みの主原因となり、他のチャネルにも歪みが付与される原因となる。
【０００６】
ここで、ＶＩ特性の対象性から２次の項の係数はバイアス点によって正・負に分けられる。図１７に示すように、バイアス点が中央点ＶＢ１より高いＢ２の場合は、出力信号振幅のプラス側が圧縮・マイナス側が伸長される。これは、増幅器により−ａ2 cos ２ωｔで表される高調波が生成されたことを意味する。即ち、基本波に対して逆相の高調波が生成されたことを意味する。
また、バイアス点が中央点ＶＢ１より低いＢ１の場合は、出力信号振幅のプラス側が伸長・マイナス側が圧縮される。この場合は、＋ａ2 cos ２ωｔの高調波が生成されたことを意味する。即ち、基本波に対して同相の高調波が生成されたことを意味する。
【０００７】
また、増幅器のＶＩ特性の非直線性において、中央電圧に関する点対称成分が存在する。これは、３次歪みが基本波に対して常に基本波の符号と逆の係数を有する３次高調波を生成することを意味する。従って、増幅器による出力の基本波と３次高調波とは常に逆相の関係となる。
ここに、基本波と３次高調波との位相関係において、基本波が正の最大値をとるときに、３次高調波が正の最大値をとる場合を同相といい、逆に、基本波が正の最大値をとるときに、３次高調波が負の最大値をとる場合を逆相という。
換言すれば、１次の項の係数と３次の項の係数とが同符号の場合には、３次高調波は基本波と同相関係となり、異符号の場合には、逆相関係となる。
尚、トランジスタを反転増幅器として使用する場合は、（２）式において、１次の項と３次の項の係数に−１がかけられる。
【０００８】
上記（２）式においては、任意の単一周波数に関して表現されているが、多数の周波数の信号を入力信号とすれば、（１）式の２乗の項、３乗の項からそれぞれ２次歪み、３次歪みが発生し、狭義の意味での２次高調波（２ω）、３次高調波（３ω）の他、２次相互変調（ω1 ±ω2 等）、３次相互変調（２ω1 ±ω2 、ω1 ±２ω2 等）、混変調（ω1,ω2 ）が生じる。しかし、これらの相互変調は２乗の項、３乗の項から一定比率で生じる成分であるため、２次歪み、３次歪みのキャンセルに関して、２次高調波（２ω）、３次高調波（３ω）で代表させてそれらがキャンセルされれば、全ての２次歪み成分、全ての３次歪み成分がキャンセルされることになる。従って、任意の単一周波数を入力信号とした場合において、２次高調波（２ω）、３次高調波（３ω）を補正するように調整すれば、２次歪み、３次歪みは補正される。この２次歪み・３次歪みを補正し、増幅器の歪みを補正する回路が考案されている。
【０００９】
その原理は、増幅器に入力する前に入力信号に歪みを与え、増幅器によってその歪みを相殺させる、あるいは増幅器によって発生した歪みを後段の回路で発生させる歪みによって相殺させるものである。つまり、増幅器により発生する歪み成分と逆位相の歪み成分を発生させる回路を増幅器の前段あるいは後段あるいは中間部に付加することによって、出力段の歪みを取り除こうとするものである。
【００１０】
一例として、特開平９−１０２７１８号公報に開示の歪み補正装置がある。それは、伝送路を主線路と複線路に分離させ、順方向ダイオードと逆方向ダイオードとを並列接続した回路を主線路に直接挿入したり、プシュプル回路の主・副それぞれの伝送路に順方向ダイオードを挿入し、これらの回路で基本波に対して同相の高調波を発生させて、増幅器による高調波歪みと重畳させて歪みを補償しようとするものである。
【００１１】
また他の例として、特開平３−１７９８０７号公報に記載の高周波増幅器の非線形補償装置がある。上記同様、伝送路を主線路と副線路に分岐し、副線路側に増幅器、歪み発生装置、振幅調整装置、周波数調整装置、位相調整装置を設け、両線路を再び結合させるものである。これにより、主線路を伝搬する基本波に様々な高調波を付加し、増幅器による様々な歪みを補償しようとするものである。
【００１２】
【発明が解決しようする課題】
特開平９−１０２７１８号公報に開示の装置および特開平３−１７９８０７号公報に開示の装置とも、伝送路を主線路と分岐線路に分離し何れか一方で、例えば分岐線路上で基本波に対し−符合の３次歪みを付加している。
そして、主線路を伝搬する基本波を反転させて上記−符合の３次歪みを重畳させて、両者とも−符合とし同相の３次歪みを生成させている。これは、増幅器がその入出力特性上、基本波に対して逆相の３次歪みを発生させるからである。そして、この入力された同相の３次高調波と増幅器で生成された逆相の３次高調波を相殺させて、歪みを補正することを特徴としている。
しかしながら、上記操作は、主線路上の基本波と分岐線路上の基本波の符合を異符号とさせ、その結果基本波を減衰させるという欠点があった。
【００１３】
本発明は、上述した問題点を解決するためになされたものであり、その目的は方向性結合器の分岐端子に調整抵抗を接続し、終端抵抗を非線形抵抗とし、それにより非線型抵抗の端子間に高調波を発生させて、この高調波を方向性結合器の出力端子に出力させることで、精度よく２次歪み、３次歪みを補正することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために請求項１の歪み補正装置は、伝送路に挿入された増幅器の入出力特性の非線形歪みを補正し、伝送路に挿入されたトランスと終端抵抗からなる方向性結合器を用いた歪み補正装置であって、方向性結合器の分岐端子に線路の特性インピーダンスと異なる値の調整抵抗を接続し、方向性結合器の終端抵抗を非線形抵抗手段とし、非線形抵抗手段に信号の一部を印加することにより高調波を発生させて、この高調波を出力端子から出力させ、方向性結合器の入出力特性を増幅器の入出力特性の略逆関数の定数倍とすることを特徴とする。
【００１５】
図１４は、この発明の構成を示したものである。歪み補正装置１は方向性結合器１１を有する。図１５に方向性結合器１１の詳細な構成を示す。方向性結合器１１は、終端抵抗に代えて非線形抵抗手段である歪み発生器１１ａを有し、分岐端子ＢＲには調整抵抗Ｒ1 が接続されている。調整抵抗Ｒ1 が線路の特性インピーダンスＲ（抵抗）に等しくない時には、方向性結合器１１の入力端子から入力した基本波の一部は、歪み発生器１１ａに入力される。これにより、歪み発生器１１ａにおいて、基本波の高調波が生成される。この歪み発生器１１ａは、この高調波の信号源となる。図１４に示す方向性結合器１１は、伝送路上の信号に対して入力端子、出力端子が定義されており、終端抵抗と調整抵抗とを特性インピーダンスに等しくする通常の使用において、分岐端子は入力端子に順結合（信号が伝送される結合関係）している。この接続関係において、終端抵抗である歪み発生器１１ａを信号源とする高調波（歪み信号）は、上記の通常の使用状態では、出力端子側に出力され、逆結合の関係にある入力端子側には出力されない。しかし、本発明では、意図的に、調整抵抗Ｒ1 を特性インピーダンスＲと等しくしていない。よって、歪み発生器１１ａを信号源とする歪み信号は、後述するように、出力端子にも入力端子にも出力されることになる。
【００１６】
この歪み補正装置１の入力をｘ、出力をｙとして、その入出力特性をｙ＝ｆ（ｘ）とする。また、歪み補正装置１の後段に接続されている増幅器２の入力をｙ、出力ｚとして、その入出力特性をｚ＝ｇ（ｙ）とする。
歪み補正装置１と増幅器２とから成る１つの系の入力ｘ、出力ｚとの関係は、次式で表される。
【数３】
ｚ＝ｇ（ｙ）＝ｇ（ｆ（ｘ））                                （３）
上記の系で歪みが発生しないためには、この系が線形であれば良い。よって、次式が成立すれば、出力ｚは、入力ｘの定数倍となり、歪みは含まれない。
【数４】
ｇ（ｆ（ｘ））＝γｘ                                        （４）
但し、γは定数である。
【００１７】
これは、歪み補正装置１の入出力特性の関数ｆを増幅器２の入出力特性の関数ｇの逆関数の定数γ倍に設定することを意味する。
尚、図１４では、歪み補正装置１を増幅器２の前段に配置しているが、増幅器２の後段に配置しても同一の関係が成立する。
このように、歪み補正装置の入出力特性ｆを増幅器の入出力特性ｇの逆関数の定数倍に設定することで増幅器で発生する歪みを完全に補正することが可能となる。
【００１８】
これは次のようにして、近似的な逆関数を求めることができる。
関数ｆ、ｇに関して、３次の項までをテーラ展開すれば、次式のように表現できる。
【数５】
ｆ（ｘ）＝Ｃ1 ｘ＋Ｃ2 ｘ2 ＋Ｃ3 ｘ3                         （５）
【数６】
ｇ（ｙ）＝Ｄ1 ｙ＋Ｄ2 ｙ2 ＋Ｄ3 ｙ3                         （６）
【００１９】
Ｃ1 ，Ｄ1 ≫Ｃ2 ，Ｄ2 ，Ｃ3 ，Ｄ3 の元に、ｚの３次式を係数に関して１次近似すれば、次式で表現される。
【数７】
0003805597.tif 000002
【００２０】
よって、２次歪み、３次歪みが出力ｚにおいて含まれないための条件は、
【数８】
Ｃ2 Ｄ1 ＋Ｃ12Ｄ2 ＝０                                      （８）
【数９】
Ｃ3 Ｄ1 ＋Ｃ13Ｄ3 ＝０                                      （９）
である。
【００２１】
【数１０】
Ｃ2 ＝−Ｃ12Ｄ2 ／Ｄ1                                   （１０）
【数１１】
Ｃ3 ＝−Ｃ13Ｄ3 ／Ｄ1                                   （１１）
【００２２】
である。この係数Ｃ2 ，Ｃ3 で歪み補正装置の入出力特性ｆを決定すれば、近似的に増幅器の入出力特性ｇの逆関数の定数倍γ＝Ｃ1 Ｄ1 とすることができる。
【００２３】
さらに、より近似された逆関数を求めるには、関数ｆ、ｇを多項式近似して、ｚ＝ｇ（ｆ（ｘ））を求め、変数ｘの範囲において、そのｚとγｘとの誤差の２乗積分が最小となるように係数を決定すれば良い。
【００２４】
上記のように係数を設定するのは、具体的にはダイオードの非線形性を用いて歪みを発生させる場合には、そのバイアス電圧を調整すればよい。ダイオードのＶＩ特性は指数関数であるので、バイアス電圧を調整すれば、その特性の多項式近似における各係数の値を変化させることができる。
【００２５】
そして、歪み発生器１１ａで発生せられた高調波成分のみが伝搬され伝送路上の基本波と重畳され、上記（７）式の２次の項、３次の項の係数が０にされる。これにより、従来より補正効率のよい歪み補正装置となる。
【００２６】
請求項２の発明は、伝送路に挿入された増幅器の入出力特性の非線形歪みを補正し、伝送路に挿入されたトランスと終端抵抗からなる方向性結合器を用いた歪み補正装置であって、方向性結合器の分岐端子に線路の特性インピーダンスと異なる値の調整抵抗を接続し、方向性結合器の終端抵抗を非線形抵抗手段とし、非線形抵抗手段に信号の一部を印加することにより高調波を発生させて、この高調波を出力端子から出力させ、方向性結合器の出力端子において、高調波が増幅器で生成される高調波により相殺されるよう増幅器による高調波の位相に対して逆相の位相関係で重畳することを特徴とする。
【００２７】
例えば、方向性結合器を逆相型の方向性結合器であるとする。尚、同相型の方向性結合器とは、入力信号又は出力信号と分岐信号との位相関係が同相となる型の結合器を言い、逆相型の方向性結合器とは、入力信号又は出力信号と分岐信号との位相関係が逆相となる型の結合器を言う。
【００２８】
本請求項２の方向性結合器は、請求項１の方向性結合器と同一であり、以下、この方向性結合器において歪みが出力端子側に出力される理由について詳述する。請求項１の発明にも同様に適用される。方向性結合器１１は、通常使用の場合における終端抵抗に代えて非線形抵抗手段を備え、通常使用の場合の分岐端子に調整抵抗が接続されている。この調整抵抗の抵抗値をＲ1 、線路の特性インピーダンス（純抵抗）をＲ、非線型抵抗手段の抵抗をＲ2 、電流トランス、電圧トランスの巻線比を１：ｎとする。尚、以下、調整抵抗の記号Ｒ1 とその抵抗値Ｒ1 とを同一記号で、非線型抵抗手段の記号Ｒ2 とその抵抗値Ｒ2 とを同一記号で記す。電流トランス、電圧トランスの１次巻線は、入力端子と出力端子とを結ぶ主線に接続されている巻線を１次巻線、その１次巻線に電磁結合している巻線を２次巻線と定義する。入力端子の信号電圧をｖ、電流をｉとする。電流トランスにより２次巻線にｉ／ｎの電流が流れる。又、電圧トランスの１次巻線の端子電圧はｖであるので、２次巻線の端子電圧はｖ／ｎとなる。調整抵抗Ｒ1 と非線型抵抗手段Ｒ2 に対して、電流源ｉ／ｎ、電圧源ｖ／ｎが印加されているのと等価となる。よって、分岐端子ＢＲの電圧をＶ1 、非線型抵抗手段Ｒ2 の端子電圧をＶ2 、調整抵抗Ｒ1 、電圧トランスの２次巻線、非線型抵抗素子Ｒ2 の閉回路を流れる電流をＩ0 とすると、次式が成立する。
【００２９】
【数１２】
Ｉ0 ＝ｖ／〔ｎ（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）〕                            （１２）
又、電流源ｉ／ｎにより、非線型抵抗手段Ｒ2 に流れる電流ｉ2 は次式で得られる。
【数１３】
ｉ2 ＝ｉＲ1 ／〔（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）ｎ〕                        （１３）
よって、非線型抵抗手段Ｒ2 の端子電圧Ｖ2 は次式で得られる。
【数１４】
Ｖ2 ＝（Ｉ0 −ｉ2 ）Ｒ2                                 （１３）
（１２）、（１３）式を（１４）式に代入し、ｎが十分に大きいならば、ｖ＝ｉＲであるから、次式が得られる。
【数１５】
Ｖ2 ＝（Ｒ−Ｒ1 ）Ｒ2 ｉ／〔（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）ｎ〕          （１５）
【００３０】
従って、Ｒ1 ＜Ｒの場合には、非線型抵抗手段Ｒ2 には、入力信号及び出力信号と同相の電圧信号Ｖ2 が印加され、Ｒ＜Ｒ1 の場合には、入力信号及び出力信号と逆相の電圧信号Ｖ2 が印加される。
よって、非線型抵抗手段Ｒ2 の抵抗値Ｒ2 が特性インピーダンスＲに等しくない場合には、非線形抵抗手段Ｒ2 において、高調波（例えば、２次高調波，３次高調波）が生成される。これは、通常の終端抵抗が配置される箇所から高調波が発振されるのと同等である。よって、高調波（歪み信号）に関しては、この非線形抵抗手段が信号源となる。この信号源に対しては、逆相型方向性結合器は、この高調波を出力端子側に同相で分岐する。入力端子側には非線型抵抗手段に分岐した比と同一比で出力されるが、この信号は上流に向けて伝搬し、本来の信号源において消費される。このように、方向性結合器の出力端子において発生した高調波の分岐出力分が伝送路を伝搬した基本波と合波される。
【００３１】
非線形抵抗手段で発生する高調波と基本波との位相関係は、例えば、ダイオードであればその方向によって任意に決定される。例えば、印加される基本波と同相又は逆相の２次高調波、又は、逆相の３次高調波を生成することができる。３次高調波の場合には、方向性結合器の出力端子において、その出力端子における基本波と同相関係で合成する必要がある。従って、入力信号の基本波信号ｖに対して非線型抵抗素子Ｒ2 に印加される基本波信号Ｖ2 を逆相とすれば、基本波信号ｖと同相の３次高調波を発生させることができ、出力端子において基本波と同相の３次高調波を出力することができる。このためには、調整抵抗Ｒ1 を特性インピーダンスＲよりも大きくすれば良い。
【００３２】
一方、同相型の方向性結合器の場合において、出力端子で基本波と同相の３次高調波を出力させるためには、次のようにすれば良い。同相型の方向性結合器は終端抵抗である非線型抵抗手段で発生した歪み信号は、位相反転して出力端子に出力される。よって、入力端子及び出力端子での基本波に対して逆相で３次高調波を発生させれば良い。上述したように非線型抵抗手段Ｒ2 は印加電圧Ｖ2 に対して逆相の３次高調波を発生するので、この印加電圧Ｖ2 を入力端子及び出力端子の基本波に対して同相電圧とすれば良い。同相型の非線型抵抗手段の端子電圧Ｖ2 は、電流源と電圧源の向きが逆相型とは反対となるので、（１５）を導出したのと同様にして、符号だけが異なる次式となる。
【００３３】
【数１６】
Ｖ2 ＝−（Ｒ−Ｒ1 ）Ｒ2 ｉ／〔（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）ｎ〕          （１６）
よって、調整抵抗Ｒ1 の抵抗値Ｒ1 を特性インピーダンスＲよりも大きくすれば、入力端子及び出力端子における基本波と同相の電圧を非線型抵抗手段Ｒ2 に印加することができる。よって、基本波に対して逆相の３次高調波を発生し、位相反転して出力端子では基本波に対して同相の３次高調波を出力することができる。
【００３４】
２次歪みの場合には、ダイオードのバイアス電圧を変化させて、ダイオードの方向を選択することで、印加電圧に対して同相、逆相の２次歪みを発生させることができるので、調整抵抗Ｒ1 を特性インピーダンスＲに対して大きくする必要となく、調整抵抗Ｒ1 を特性インピーダンスＲと異なる値に設定すれば、増幅器で発生する２次歪みを補償するように２次歪みを発生することが可能である。
【００３５】
増幅器に入力される信号の３次高調波は、上述のように基本波に対して同相となっている。これにより、増幅器で発生せられる逆相の３次高調波を相殺することができる。この結果、増幅器による高調波歪みが補正される。
特に、方向性結合器による分岐比や調整抵抗Ｒ1 を調整すれば、増幅器の出力における歪み成分を０とすることができる。即ち、上記のように高調波を０とできる条件を設定すれば、入出力特性の２次の項、３次の項から生成される全ての２次歪み成分、３次歪み成分を０とすることができる。
【００３６】
請求項２において、基本波とは、広帯域信号のうちの注目した１つの周波数の信号である。単一の周波数ωの信号に注目した場合には、非線形特性の２乗の項から２ω、３乗の項から３ωの高調波が生成される。広帯域信号が非線形素子に入力すれば、２次、３次の相互変調成分が生じる。請求項２の基本波に対する高調波は、非線形特性の高次の項から生ずるスペクトルの代表値の意味で使用されており、単一の周波数成分ωに対して、それらの高調波成分が補償されるように歪み発生器による歪み発生形態が調整されれば、高次の項から生ずる全てのスペクトルを補償することができる。従って、請求項２の高調波に対する歪み発生器の調整は、全域通過状態にして、請求項２のように調整されているという意味である。あるいは、例えば、増幅器にフィルタが存在し、通過帯域が有限であれば、その帯域内における高調波に注目して調整されているという意味である。
【００３７】
非線形性と周波数スペクトルとの関係について説明する。
広帯域信号をｖ（ｔ）、その周波数スペクトル分布（フーリエ変換）をＦ（ω）とする。すると、ｖ（ｔ）の２乗信号ｖ（ｔ）2 の周波数スペクトル分布（フーリエ変換）Ｗ2 （ω）は、次式で得られる。
【数１７】
Ｗ2 （ω）＝∫Ｆ（ω−γ）Ｆ（γ）ｄγ                    （１７）
同様に、ｖ（ｔ）3 の周波数スペクトル分布（フーリエ変換）Ｗ3 （ω）は、次式で得られる。
【数１８】
Ｗ3 （ω）＝∫Ｗ2 （ω−γ）Ｆ（γ）ｄγ                    （１８）
となる。
【００３８】
即ち、２乗信号ｖ（ｔ）2 の周波数スペクトル分布は、信号ｖ（ｔ）の周波数スペクトル分布の１回の畳込み積分（自己相関関数）となり、ｖ（ｔ）3 の周波数スペクトル分布は、信号ｖ（ｔ）の周波数スペクトル分布の２回の畳込み積分、又は、２乗信号ｖ（ｔ）2 の周波数スペクトル分布と信号ｖ（ｔ）の周波数スペクトル分布の畳込み積分（相互相関関数）で表される。
【００３９】
（１７）式で、ω0 の単一スペクトルの場合には、即ち、Ｆ（ω）をδ（−ω0 ）、δ（ω0 ）とすれば、Ｗ2 （ω）は、δ（−２ω0 ）、δ（０）、δ（２ω0 ）の３本のスペクトルが得られる。これが、周波数ω0 の基本波に対して、２乗の項から２ω0 の高調波が得られる理由である。同様に、（１８）式において、ω0 の単一スペクトルを考えた場合には、Ｗ3 （ω）は、δ（−３ω0 ）、δ（−ω0 ）、δ（ω0 ）、δ（３ω0 ）の４本のスペクトルが得られる。これが、周波数ω0 の基本波に対して、３乗の項から３ω0 の高調波と、ω0 の基本波が得られる理由である。
【００４０】
上記の２乗信号、３乗信号のスペクトル成分が増幅器により発生するとして、これらの２乗信号、３乗信号のスペクトル成分が、他の非線形素子から出力される２乗信号、３乗信号のスペクトル成分により、それぞれ、消去される必要十分条件を次に考える。２乗信号のスペクトル成分が消去される場合には、その２乗から生じる全スペクトルが同時に消去される。よって、必要十分条件は、任意のＦ（ω）に対して、２乗信号の全スペクトルが同時に消去されることである。任意のＦ（ω）に対して成立することは、単一周波数、即ち、Ｆ（ω）が任意数のδ関数でも成立することを意味する。任意のＦ（ω）はδ関数の集合と考えられるので、２乗信号のスペクトル成分を消去するための必要十分条件は、単一周波数ω0 に対して第２高調波２ω0 が消去されることである。
【００４１】
同様に、３乗信号のスペクトル成分を消去するための必要十分条件は、単一周波数ω0 に対して第３高調波３ω0 が消去されることである。
即ち、第２高調波で２乗信号のスペクトル分布Ｗ2 （ω）を代表させ、第３高調波で３乗信号のスペクトル分布Ｗ3 （ω）を代表させることができる。
請求項２は、このことを記載しており、請求項２のように調整されれば、２乗信号のスペクトル成分、３乗信号のスペクトル分布、又は、その他の高次数乗信号のスペクトル成分を、全体的に消去させることができる。
【００４２】
また、請求項３の歪み補正装置は、非線形抵抗手段として、方向性結合器に２次歪みを発生する２次歪み発生回路を備えている。
本発明の特徴である２次歪み発生回路は、例えばダイオードの方向がアース方向あるいはその逆方向に設定され、その一端が方向性結合器の終端抵抗端子に他端が例えば抵抗を介してアースに接続されている。これにより、非線型抵抗手段の印加電圧に対して同相又は逆相の２次歪みを発生させることができる。この２次歪みに対して、逆相の方向性結合器では、同相の２次歪み信号を出力端子に出力でき、同相の方向性結合器では、逆相の２次歪み信号を出力端子に出力させることができる。結局、ダイオードの方向によって、基本波に対して同相、逆相の２次高調波が付加される。換言すれば、伝送線路に接続された増幅器の歪み特性に応じてダイオードの方向を選択し、それに応じて２次高調波を付加することができる。
【００４３】
この２次高調波はトランジスタからなる増幅器に入力される。入力された２次高調波は、トランジスタによって、新たに発生した異符号の２次高調波と重畳され、相殺せられる。これにより、増幅器によって生じる２次高調波が補正される。
【００４４】
また、方向性結合器による分岐比や調整抵抗Ｒ1 や２次歪み発生回路のダイオードのバイアス電圧やダイオードへの分流比等で発生する歪みの比率が調整されて、増幅器の２次歪み成分を０とすることができる。上述したように、基本波に対して２次高調波を０とする条件で、広帯域信号を入力した場合に入出力特性の２乗の項から生ずる全ての２次歪み成分を０とすることができる。これにより、２次歪みのない高品質な伝送が可能となる。
【００４５】
また、請求項４の歪み補正装置は、非線形抵抗手段として、方向性結合器に３次歪みを発生する３次歪み発生回路を備えている。
方向性結合器の作用は請求項１乃至請求項３と同一である。本発明に用いる３次歪み発生回路は、例えば２個のダイオードが互いにその方向が異なるように並列に構成され、その一端が終端抵抗端子側に他端が例えば抵抗を介してアースに接続されている。
方向性結合器の終端抵抗端子に入力された信号は、この３次歪み発生回路のダイドードの非線形特性に応じて信号電流が流れ、消費される。即ち、終端抵抗端子の電位が下がるとともに、信号振幅が圧縮される。換言すれば、３次歪み発生回路では、終端抵抗端子に印加される基本波に対して、常に、逆相（符号の異なる）３次高調波が発生される。
【００４６】
この３次高調波は、方向性結合器の出力端に出力され、基本波と重畳される。その波形は、基本波形に対して上下に伸長された波形となる。
この基本波とその基本波と同符号を持った３次高調波は、例えばトランジスタからなる増幅器に入力される。入力された３次高調波は、トランジスタによって、新たに発生する異符号の３次高調波と重畳され、相殺せられる。これにより、増幅器による３次歪みが補正される。
ここでも、方向性結合器による分岐比、調整抵抗Ｒ1 の抵抗値Ｒ1 の大きさ、３次歪み発生回路のダイオードへの分流比を調整すれば、増幅器の３次歪み成分を０とすることができる。
上記においては、３次高調波を０とするように説明したが、この状態で、広帯域信号の場合に、入出力特性の３次の項から発生する全ての３次歪みを０とすることができ、高品質な伝送が可能となる。
【００４７】
また、請求項５の歪み補正装置は、非線形抵抗手段として方向性結合器に２次歪みと３次歪みを同時に発生させる高調波歪み発生回路を備えることを特徴とする。この高調波歪み発生回路は、例えば２次高調波を発生する２次歪み発生回路と３次高調波を付加する３次歪み発生回路が直列又は並列に接続されたものである。
方向性結合器の作用は、請求項１乃至請求項６のそれと同一である。本発明では、入力端子から入力した基本波が方向性結合器の終端抵抗端子に印加され、２次歪み発生回路および３次歪み発生回路に印加される。
これにより、方向性結合器の出力端子において、基本波に対して同符号（同相）あるいは異符号（逆相）の２次高調波と同符号（同相）の３次高調波が付加される。
【００４８】
これらの信号は、例えばトランジスタからなる増幅器に入力され、増幅器で生成される異符号の３次高調波および同符号あるいは異符号の２次高調波と相殺される。
この状態において、増幅器による全ての２次歪み成分と全ての３次歪み成分が同時に補正することができる。
【００４９】
この補正は、増幅器により広帯域信号に対して発生する全ての２次歪み成分と全ての３次歪み成分に対して有効となる。従って、極めて効率的な歪み補正装置となる。
尚、２次歪み発生器をダイオードで構成した場合には、その入出力特性が指数関数である関係上、３乗の係数も比較的大きい。このため、補償のために２次歪みを発生すると同時に、３次歪みも発生する。このため、３次歪み発生器においては、増幅器で発生する３次歪みと２次歪み発生器で発生する３次歪みとを補償するように３次歪みを発生するように設定する。
【００５０】
また、請求項６の歪み補正装置は、その非線形抵抗手段に発生する非線形歪みの歪み量を調整する調整手段を有している。
非線形抵抗手段は例えばダイオード回路であり、それによる歪み量は流れる電流量によって制御できる。よって、例えばダイオード回路に印加するバイアス電圧を調整手段で調整し流れる電流を制御すれば、その歪み量を調整することができる。
これにより接続された増幅器の歪み量に合わせて、付加する歪み量を調整すれば精度よく増幅器の歪みを補正することができる。
また、上記調整手段を例えば減衰器、あるいは線形増幅器とし、それらを終端抵抗端子と非線型抵抗手段との間に設けてもよい。このような調整手段によっても、歪み量を調整することができる。
【００５１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。なお、本発明は下記実施例に限定されるものではない。
（第１実施例）
本実施例の説明に使用する増幅器は、位相関係の説明を簡単にするために正相増幅器とし、バイアスが中点よりも高い状態で入力され、その結果、出力信号の基本波の正期間が圧縮され負期間が伸長される特性、即ち基本波に対して逆相関係の２次高調波が付加される増幅器であるとする（図１７（ｂ）に対応）。本発明の歪み補正装置は、この様な歪み特性を有する増幅器に有効である。
【００５２】
図１に本発明の歪み補正装置の構成ブロック図を示す。本発明の歪み補正装置は、伝送路６０に方向性結合器である方向性分岐トランス２０と、その分岐端子ＢＲに接続された調整抵抗Ｒ1 と終端抵抗端子に接続された非線型抵抗手段である２次歪み発生器２００とから構成されている。尚、調整抵抗Ｒ1 の抵抗値Ｒ1 は線路の特性インピーダンスＲよりも大きい値に設定されている。この時、（１５）式により出力端子ＯＵＴにおける基本波と逆相の基本波が２次歪み発生器（非線型抵抗手段）２００に印加される。
【００５３】
方向性分岐トランス２０の構成をそれぞれ図２に示す。方向性分岐トランス２０は、電流トランス２１、電圧トランス２２を有している。そして、その分岐端子ＢＲに接続された調整抵抗Ｒ1 と終端抵抗端子Ｔに接続された２次歪み発生器２００とが接続されている。尚、この２次歪み発生器の抵抗値をＲ2 とする。
【００５４】
図１を用い、信号の流れに従って説明する。以下、信号源１０から発せられる高周波信号（ＣＡＴＶ信号）のうち１つの周波数成分、例えばＶ＝Ｖ0 cos ωｔに注目し、その信号が信号源抵抗Ｒｓを介して方向性分岐トランス２０の入力端子ＩＮに入力されるとする。
信号は方向性分岐トランス２０によって同相で伝送路６０に逆相で分岐端子ＢＲと終端抵抗端子Ｔに出力される。本発明のように方向性結合器を使用した場合には、終端抵抗端子Ｔの電圧が０とはならないように使用している関係上、分岐比ｒは１／ｎ2 にはならない。ｎは巻き線比である。そこで、ここでの分岐比ｒを入力端子における信号電力に対する調整抵抗Ｒ1 及び非線型抵抗手段Ｒ2 での損失電力和の割合と定義する。即ち、次式で分岐比ｒを定義する。
【００５５】
【数１９】
ｒ＝（Ｒ2 ＋Ｒ1 Ｒ2 ）／〔Ｒ（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）〕              （１９）
このように定義すると、伝送路６０に伝搬される信号は(1−r)1/2 Ｖ0 cos ωｔとなる。又、非線型抵抗手段Ｒ2 の端子電圧Ｖ2 は、（１５）式とＶ0 ＝ｉＲの関係を用いれば、次式となる。
【００５６】
【数２０】
Ｖ2 ＝（Ｒ−Ｒ1 ）Ｒ2 Ｖ0 ／〔（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）Ｒｎ〕cos ωｔ  （２０）
となる。
ここで、Ｖ2 を次式で表現する。
【数２１】
Ｖ2 ＝−ｒ2 1/2 Ｖ0 cos ωｔ                                （２１）
【数２２】
ｒ2 ＝｛（Ｒ−Ｒ1 ）Ｒ2 ／〔（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）Ｒｎ〕｝2         （２２）
【００５７】
即ち、ｒ2 は非線型抵抗手段Ｒ2 への電力分岐比である。よって、分岐端子ＢＲに接続されている調整抵抗Ｒ1 への電力分岐比はｒ−ｒ2 となる。
【００５８】
尚、以下において、Ｖ0 cos ωｔをＥで表す場合もある。又、非線型抵抗手段Ｒ2 で発生した歪み信号は、（ｒ−ｒ2 ）1/2 倍されて出力端子へ出力され、ｒ2 1/2 倍されて入力端子に出力される。以降、角周波数ωの信号を基本波、２ωを２次高調波、３ωを３次高調波と記す。
【００５９】
上述したように、２次歪み発生回路２００には、−ｒ2 1/2 Ｅの基本波が印加される。この時、２次歪み発生回路２００にて２次高調波を発生する擬似的な信号源が付加されたのと等価となる。
【００６０】
本実施例における２次歪み発生回路２００の詳細を図３に示す。２次歪み発生回路２００は、主にショットキーダイオード２１０とそれに直流のバイアス電圧をかけるバイアス回路２２０および高周波信号を経由させるバイパス回路２４０から構成されている。
高周波信号の印加される向きに順バイアス電圧が印加されている場合をダイオード２１０の向きは順方向、高周波信号の印加される向きと逆向きに順バイアス電圧が印加されている場合をダイオード２１０の向きは逆方向という。図３の回路図では、ダイオード２１０の向きは逆向きである。
図４に、ダイオードの電流電圧特性ＶＩを示す。図４（ａ）は順方向の場合、（ｂ）は逆方向の場合のＶＩ特性を示している。図４のようにバイアス点Ｂ１にダイオード２１０のバアイアスが設定されていると、その非線形性により図示するような歪みが発生する。
【００６１】
２次歪み発生回路２００に入力された基本波−ｒ2 1/2 Ｖ0 cos ωｔは、その信号電圧に応じて、直流遮断用コンデンサＣ１、ショットキ−ダイオード２１０あるいはバイパス回路２４０、直流遮断用コンデンサＣ２を流れる（図３）。即ち、図４の（ｂ）に示すバイアス電圧Ｂ１を中心に動作する。その時の信号電圧は、△Ｖ＝−ｋｒ2 1/2 Ｖ0 cos ωｔと表せられる。ここに、ｋはバイパス回路２４０との分流比によって決定される比例定数である。
【００６２】
図４の（ｂ）に示すように、入力信号の正期間は圧縮、負期間は伸長された波形歪みを伴った波形Ｂとなる（図４の（ｂ））。しかし、電流と端子電圧は逆相の関係にあるため、電圧波形は反転した波形となる。
これは、ショットキーダイオード２１０の入力信号の基本波に対して同相の２次高調波が付加されたことを意味し、（２）式で説明するならば、係数がプラスである２次高調波＋ａ2cos(2ωt)が付加されたことを意味する。
【００６３】
なお、補償する正相増幅器の歪み特性が、出力信号の基本波に対して逆相関係の２次高調波を発生させる特性である場合には、ショットキーダイオード２１０を入力信号に対して順方向接続で用いる（図５）。
この場合には、上記信号が入力されると、その出力電流波形は正期間側に伸長、負期間側に圧縮された図４の波形Ａとなる。これは、ショットキーダイオード２１０の入力信号の基本波に対して逆相の２次高調波が生成されたことになり、（２）式において、−ａ2cos(2ωt)が付加されることを意味する。
【００６４】
本実施例では、ショットキーダイオード２１０は入力信号に対して逆接続されているので、上述のように入力を△Ｖ＝−ｒ2 1/2 ｋＶ0 cos ωｔとすると、出力は（２）式により、Ｖ＝−ｒ2 1/2 Ｖ0 cos ωｔ＋α( ｒ2 1/2 ｋＶ0)2 cos ２ωｔで近似される。ここに、αはショットキーダイオード２１０による２次歪みに対応した係数である。このα( ｒ2 1/2 ｋＶ0)2 cos ２ωｔが２次歪み成分の代表値となる。そして、逆相型の方向性結合器は、終端抵抗端子Ｔを信号源とすると、この信号源に対して分岐比（ｒ−ｒ2 ）、同相で出力端子に信号が出力され、分岐比ｒ2 、同相で入力端子に信号が出力され、分岐比（１−ｒ）、同相で調整抵抗Ｒ1 に出力される。よって、上記２次高調波α( ｒ2 1/2 ｋＶ0)2 cos ２ωｔに分岐比（ｒ−ｒ2 ）1/2 が乗算されて、α（ｒ−ｒ2 ）1/2ｒ2（ｋＶ0)2cos２ωｔとして出力端子ＯＵＴへ伝搬される。
【００６５】
一方、伝送路６０を伝搬した基本波は(1−r)1/2 Ｖ0 cos ωｔで出力端子ＯＵＴに出力される。そして、出力端子で合波された結果、方向性分岐トランス２０の出力は次式で表せる。
【数２３】
0003805597.tif 000003
第２項のα（ｒ−ｒ2 ）1/2ｒ2(ｋＶ0)2cos２ωｔは、第１項の符合に係わらず、常に＋符号を有する２次高調波が重畳されることを意味している。
波形で言えば、出力波(1−r)1/2 Ｖ0 cos ωｔに対して正期間側が伸長、負期間側が圧縮された波形を表す。
【００６６】
この歪みを伴った信号は、続いて増幅器５０に入力される（図１）。本実施例は、上述の様に、入力信号の基本波に対して−符号の偶数次高調波を生成する歪み特性を有する増幅器を想定している。従って、歪みを伴った（２３）式で表される信号Ｖoutが入力されると、基本波(1−r)1/2Ｖ0 cosωｔにより、出力信号の基本波に対して−符号の２次歪み−β〔(1−r)1/2Ｖ0 〕2cos２ωｔが出力される。ここで、βは増幅器の入出力特性の２乗の項の係数に対応する。
【００６７】
この新たに発生する２次歪み−β〔(1−r)1/2Ｖ0 〕2cos２ωｔは、入力される上記２次歪み＋α（ｒ−ｒ2 ）1/2ｒ2( ｋＶ0)2cos２ωｔと周波数は同一で、位相が反転している。従って、２次成分の係数＋α（ｒ−ｒ2 ）1/2ｒ2ｋ2−β(1−r)が零になるように、分岐比ｒ、ｒ2 、バイパス回路２４０による比例定数ｋ、ショットキーダイオード２１０による２乗の項の係数αを選べば、増幅器の出力から歪みを相殺することができる。
【００６８】
これはショットキーダイオード２１０の非線形性によって伸長・圧縮された成分をトランジスタの入出力特性（非線形）によって逆に圧縮・伸長され、結果として増幅器高調波歪みが補正されることを意味する。これにより入力波形に忠実な出力波形が伝送される。
尚、入力端子に現れる第２高調波αｒ23/2(ｋＶ0)2cos２ωｔは、信号源に戻りその内部抵抗により消費される。又、分岐比（１−ｒ）、即ち、α（１−ｒ）1/2ｒ2(ｋＶ0)2cos２ωｔの信号は、調整抵抗Ｒ1 によって消費される。
【００６９】
このように、任意の単一周波数ωの基本波に対して、上記のように増幅器の出力において、２次高調波を０とするように歪み発生器のバイアス電圧、回路定数を調整すれば、入出力特性の２乗の項から生じる全ての２次歪み成分を０とすることができ、増幅器の２次歪みを補正することができる。
これにより、伝送線に接続された増幅器の２次歪みを精度よく補正し、減衰が低減されたＣＡＴＶ信号を得ることができる。
【００７０】
（第２実施例）
本実施例の説明に使用する増幅器は、例えば、２次歪成分が補正されたプシュプル増幅器のように、その入出力特性が振幅の中央点に対して、点対称の非線形性を有するものである。即ち、入出力特性の３乗の項から生じる３次歪みを発生する増幅器である。任意周波数の単一の基本波に関して、正期間・負期間とも圧縮される特性、即ち、基本波に対して逆相関係の３次高調波が付加される特性を有している。本発明の歪み補正装置は、この様な歪み特性を有する増幅器に有効である。
【００７１】
本発明の歪み補正装置の構成は、第１実施例と同等である。異なる所は、方向性分岐器２０の２次歪み発生回路２００に代えて、３次歪みを付加する３次歪み発生回路３００を採用したことである（図６）。尚、第１実施例と同等の機能を有する部位には、同じ番号が付されている。３次歪み発生回路３００に印加される基本波は、上述したように、−ｒ21/2Ｖ0cosωｔである。この３次歪み発生回路３００の非線形性により、３次高調波が発生する。３次歪み発生回路３００を図７に示す。これにより、任意の単一周波数の基本波に関して３次高調波が付加される。
３次歪み発生回路３００は、異なる方向に並列に形成されたショットキーダイオード３１０、３２０とそれに直流のバイアス電圧をかけるバイアス回路３３０および基本波の１部を通過させるバイパス回路３４０から構成される。
バイアス回路３３０は、交流遮断用コイルＬ１、調整用抵抗Ｒ１から構成される。また、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３は直流遮断用、結合及びバイパス用である。
【００７２】
並列接続されたショットキーダイオード３１０、３２０の総合した入出力特性は、図８に示すように、双曲線正弦関数となる。横軸はＢ点の交流電圧、縦軸はＢ点をアース側に流れる向きを正にとった交流電流である。原点はショットキーダイオード３１０、３２０のそれぞれに順方向にかかるバイアス電圧ＶB である。バイアス点ＶB の周りにテーラ展開すると、点対称性から１乗の項と３乗の項が支配的となり、それぞれの係数は正となる。この電流ｉにより歪みが付加される。この電流ｉによって生じるＢ点における電圧ｖとダイオード３２０を流れる電流ｉとは位相が１８０度異なるため、Ｂ点電圧に関するテーラ展開では、３乗の項の係数は負となる。よって、この歪みの効果は基本波の信号電圧を、正負とも圧縮するように作用する。
【００７３】
これは、このように接続された３次歪み発生回路３００においては、基本波−ｒ2 1/2 Ｖ0 cos ωｔに対して、異符号の係数を有する＋α（ｒ2 1/2 ｋＶ0）3cos３ωｔの高調波が付加されることを意味する。
換言すれば、方向性分岐トランス２０の終端抵抗端子Ｔにおいて、３次歪み発生回路３００によって３次高調波を発生する信号源が挿入されたのと等価となる。この３次高調波は、分岐比（ｒ−ｒ2 ）1/2 が乗算されて＋α（ｒ−ｒ2 ）1/2 （ｒ2 1/2 ｋＶ0）3cos３ωｔとなり出力端子ＯＵＴに同相で出力される。尚、３次高調波の残り成分である（１−ｒ）1/2 倍の信号は、方向性分岐トランス２０の調整抵抗Ｒ1 で消費され、ｒ2 1/2 の信号は入力端子から上流の信号源の内部抵抗で消費される。
尚、上記係数αは、ショットキーダイオード３１０、３２０のバイアス電圧ＶB により調整できる。また、ｋはバイパス回路３４０への電流の分流比で決定される係数であり、抵抗Ｒ３の大きさにより調整できる（図７）。
【００７４】
そして、方向性分岐トランス２０の出力端子ＯＵＴでは、この３次高調波α（ｒ−ｒ2 ）1/2 （ｒ2 1/2 ｋＶ0）3cos３ωｔと、伝送路を伝搬した基本波(1− r) 1/2 Ｖ0cos ωｔが重畳される。その結果、方向性分岐トランス２０からの出力は、次式となる。
【００７５】
【数２４】
0003805597.tif 000004
となる。
ここで、第１項の係数(1− r) 1/2 Ｖ0と第２項の係数α（ｒ−ｒ2 ）1/2 （ｒ2 1/2 ｋＶ0）3は、共に正である。これは、基本波に対して同相で３次高調波が付加されることを意味している。この場合、基本波の正期間、負期間共に伸長される波形となる。
【００７６】
この歪みを伴った信号は、同様に増幅器５０に入力される。この場合の増幅器は、上述のように、入力された基本波に対して、異符号の３次高調波を生成する増幅器である。
即ち、（２４）式で表される信号Ｖoutが入力されると、基本波(1−r)1/2 Ｖ0cos ωｔに対して逆相の３次高調波−β(1−r)3/2Ｖ03cos３ωｔが発生する。
この増幅器で新たに発生する３次高調波−β(1−r)3/2 Ｖ03cos３ωｔと入力された３次高調波α（ｒ−ｒ2 ）1/2 （ｒ2 1/2 ｋＶ0）3cos３ωｔは、周波数は同一で、位相が反転している。
従って、特に両者の係数が同等になるようにα、分岐比ｒ，ｒ2 および定数ｋを選べば、増幅器の出力から３次高調波を０とすることができる。
このように基本波に対する３次高調波を０とするように設定すれば、一般の広帯域信号を入力信号とした場合の入出力特性の３乗の項から発生する全ての３次歪み成分を０とすることができる。
【００７７】
（第３実施例）
本実施例の説明に使用する増幅器は、バイアス点が中央値より高く設定され、出力信号の基本波の正期間・負期間とも圧縮されるとともに、出力信号の基本波の正期間は相対的に圧縮され負期間が伸長される特性、即ち基本波に対して逆相の３次高調波と逆相関係の２次高調波が付加される増幅器であるとする。即ち、入力信号Ｖ0cosωｔに対して、−β1Ｖo2cos２ωｔの２次高調波と−β2Ｖo3cos３ωｔの３次高調波が生成される増幅器であるとする。本発明の歪み補正装置は、この様な歪み特性を有する増幅器に有効である。
【００７８】
本実施例も構成は、第１、第２実施例と同等である（図１）。異なる所は、第１実施例の２次歪み発生回路２００に替えて、２次歪み発生回路２００（図３）と３次歪み発生回路３００（図７）を並列に接続した構成としたことである（図９）。
図１０に並列に接続された２次歪み発生回路２００と３次歪み発生回路３００を示す。ここでも同様に、２次歪み発生回路２００、３次歪み発生回路３００は、それぞれ基本波に対して＋符合の２次高調波と、異符号の３次高調波が付加される様に設定される。尚、ここでＲ，Ｃ，Ｌの記号は、２桁の数字の１０の桁が１のものは、２次歪み発生回路２００の関するもので、１０の桁が２のものは、３次歪み発生回路３００に関するものである。１の桁の数字は、第１実施例、第２実施例におけるものと対応する。
【００７９】
また、方向性分岐トランス２０における信号の分岐及び歪み信号の発生過程は、第１、第２実施例と同じであるので省略し、２次歪み発生回路２００と３次歪み発生回路３００の作用と上記増幅器の補正過程を主に説明する。
信号−ｒ21/2Ｖ0cosωｔが２次歪み発生回路２００に印加されることにより、第１実施例同様、基本波−ｒ2 1/2 Ｖ0 cos ωｔに対して、＋符合の２次高調波＋α1ｒ2（ｋ1Ｖ0)2cos２ωｔが付加される。
同様に、３次歪み発生回路３００に印加されることにより、第２実施例同様基本波−ｒ21/2Ｖ0cosωｔに対して、異符号の３次高調波＋α2(ｒ21/2ｋ2 Ｖ0)3cos３ωｔが発生する。
【００８０】
これらの信号の（ｒ−ｒ2 ）1/2 倍の信号が、伝送路を伝搬した基本波(1−r)1/2 Ｖ0cosωｔと重畳される。よって、出力端子ＯＵＴでの合波の結果は次式となる。
【数２５】
0003805597.tif 000005
【００８１】
ここで、第２項は、第１項の符合に係わらず、常に＋符号を有する２次高調波が重畳されることを意味している。波形で言えば、入力波(1−r)1/2 Ｖ0 cos ωｔに対して正期間側が伸長、負期間側が圧縮された波形となる。
また、第１項の係数と第３項の係数は、ｋ、α、ｒが全て正であるため、共に正となる。これは、基本波に対して同相で３次高調波が付加されることを意味している。波形で言えば、基本波の正・負期間共に伸長された波形となる。
【００８２】
次に、この信号は上述の増幅器に入力される。上述の増幅器は、相対的に基本波の正期間を圧縮し負期間を伸長する特性を有している。従って、第１項の基本波(1−r)1/2 Ｖ0cosωｔが入力されると、−β1 (1−r)Ｖ02cos２ωｔが付加されることになる。
また、同時に上記増幅器は、出力信号の基本波の正期間・負期間とも圧縮される特性も有している。従って、第１項の基本波(1−r)1/2 Ｖ0cosωｔが入力されると、基本波の逆相の−β2 (1−r)3/2 Ｖ03cos３ωｔが付加されることになる。  従って、増幅器の出力信号には−β1 (1−r)Ｖ02cos２ωｔ−β2 (1−r)3/2Ｖ03cos３ωｔの高調波成分が付加されることになる。
【００８３】
一方、増幅器には、（２５）式によって入力される第２項、第３項の高調波成分も入力されるため、その成分も増幅されて出力される。その成分α0[α1（ｒ−ｒ2 ）1/2（ｒ21/2ｋ1Ｖ0)2cos２ωｔ＋α2（ｒ−ｒ2 ）1/2（ｒ21/2ｋ2Ｖ0)3cos３ωｔ] と、上記第１項により増幅器で新たに生成される２次・３次の高調波成分は、周波数が同じでその符号が異なっている。但し、α0 は増幅器の入出力特性の１乗の項の係数である。
従って、分岐比ｒ、ｒ2 、定数ｋ1,ｋ2 あるいは入出力特性の２乗、３乗の係数に対応した係数α1 とα2 とを調整すれば、互いに相殺することができる。よって、増幅器の２次歪・３次歪みが同時に補正される。
【００８４】
尚、上述の説明においては、２次歪み発生回路２００からは３次歪みが発生しないものとして説明したが、ダイオード等の指数関数特性で非線形歪みを発生する場合には、２次歪みを発生させる場合に３次歪みも付加される。よって、３次歪み発生回路３００はこの３次歪みも含む補正回路となる。具体的には２次歪み発生回路２００が任意の周波数の基本波に対して発生する３次高調波を３次歪み発生回路３００で発生する３次高調波で補正するように調整すれば良い。具体的には（２４）式の３次高調波の項に２次歪み発生回路で発生する３次高調波を加えれば良い。
【００８５】
上記増幅器が、バイアスが中点よりも低い状態で入力され、出力信号の基本波の正期間が伸長され負期間が圧縮されるとともに全体的に圧縮される特性、即ち、基本波に対して同相関係の２次高調波と逆相関係の３次高調波が付加される増幅器である場合は、２次歪み発生回路２００において、図１０に示すダイオード２１０を順方向に接続して使用すれば、同等の効果が得られる。
【００８６】
以上のように、逆相型の方向性分岐トランスを伝送路上の基本波の信号の流れに対して順方向に配置することで、２次歪みと３次歪みを効率よく同時に補正することができる。よって、補正効率のよい歪み補正装置となる。
【００８７】
（変形例）
以上、本発明を表わす１実施例を示したが、他にさまざまな変形例が考えられる。
例えば上記実施例では、方向性分岐トランス２０の入力端子又は出力端子と分岐端子とにおける位相関係を逆相としたが、これに限定されない。例えば、同相型の方向性分岐トランスとしても良い。
【００８８】
同相型の方向性分岐トランスの場合には終端抵抗端子を信号源とすると、その信号に対して位相を反転して出力端子から出力される。従って、非線型抵抗手段に印加される電圧の位相を同相型に対して反転させることができれば、上記の３次歪み発生回路３００を用いて、出力端子で基本波に対して同相の３次歪みを重畳させることができる。この条件は上述したように、調整抵抗Ｒ1 が特性インピーダンスＲよりも大きくすることである。
【００８９】
２次歪みに関しては、非線型抵抗手段に印加される電圧の位相が反転されても、生成される２次歪みの位相は反転しない。従って、この生成される２次歪みの位相を反転させる必要がある。従って、上記の説明において増幅器における歪み発生の位相関係は不変とすれば、バイアスの与える向きを逆にして、即ち、ダイオードを逆向きに使用すれば良い。即ち、第１実施例を同相型の方向性分岐トランスとした場合には、２次歪み発生回路２００の構成は図５に示す構成のものを用いれば良い。
【００９０】
また、上記実施例では、本発明の歪み補正装置を増幅器の入力段に接続して説明したが、出力段に接続して増幅器による２次・３次歪み等の高調波歪みを補正することもできる。
又、図中の１個のダイオードは複数の直列又は並列接続のダイオードで置換しても良い。要は、複数のダイオードを同一方向に直並列に接続して１個のダイオードに置換することができる。各抵抗も同様である。
【００９１】
また、第１実施例における２次歪み発生回路２００は１例であり、他に図１１（ａ），（ｂ）に示す回路も適用できる。Ｒ１、Ｒ３は歪み調整用である。Ｒ３は前述した定数ｋを決定する一要素であり、Ｒ１はダイオードのバイアス電流の調整用である。Ｃ１，Ｃ２は直流阻止コンデンサ、Ｌ１は交流阻止用コイルである。
また、第２実施例における３次歪み発生回路３００も１例であり、他に図１１（ｃ）に示す回路も適用できる。同じくＬ１は交流阻止用コイル、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４は直流阻止コンデンサであり、歪み量の調整は、Ｒ１，Ｒ３で調整される。
【００９２】
また、第３実施例では、２次歪み発生回路と３次歪み発生回路とを並列接続したもので説明したが、図１２示すように、２次歪み発生回路２００と３次歪み発生回路３００とを直列接続しても同様に、２次歪み、３次歪みの補正が可能である。
この直列接続の回路は、他に図１３（ａ），（ｂ）に示す回路も適用できる。Ｂｉａｓ１端子に印可される電圧によりダイオード３１０，３２０がバイアスされ、３次高調波が付加される。また、Ｂｉａｓ２端子に印可される電圧によりダイオード２１０がバイアスされ、同じく２次高調波が付加される。図１３（ａ），（ｂ）の回路の異なる所は、ダイオード２１０の方向が異なる事により、付加される２次高調波の符号が異なることである。尚、Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４は直流阻止コンデンサである。歪み量の調整は、Ｒ１２，Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３，で調整される。
【００９３】
また、歪み発生回路に直列に抵抗、抵抗とコンデンサとの並列回路、又は、抵抗、コンデンサ及びコイルから成るインピーダンス回路を接続することで、インピーダンスマッチング又は位相補正を行うことができる。
また、上記実施例の２次歪み発生回路２００あるいは３次歪み発生回路３００では、ＣＡＴＶ信号に適用させるため、順方向電圧が小さく応答速度の早いショットキ−ダイオード３１０，３２０を用いたが、ＰＩＮダイオード、他のダイオードを用いてもよい。
また、ダイオードの非線形性を利用して歪み発生器を構成したが、増幅器の歪みを相殺するならば、ダイオードによらずトランジスタで歪み発生器を構成してもよい。
また、分岐線路又は伝送路に位相や振幅特性を補正するための受動回路網を設けても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例に係る歪み補正装置の構成ブロック図。
【図２】本発明の第１実施例に係る方向性分岐トランスの構成図。
【図３】本発明の第１実施例に係る１例の歪み発生回路図。
【図４】本発明の第１実施例に係るダイオードの電流電圧特性図。
【図５】本発明の第１実施例係る歪み発生回路図。
【図６】本発明の第２実施例に係る歪み補正装置の構成ブロック図。
【図７】本発明の第２実施例に係る歪み発生回路図。
【図８】第２実施例による歪み発生回路の動作特性を示した特性図。
【図９】本発明の第３実施例に係る歪み補正装置の構成ブロック図。
【図１０】本発明の第３実施例に係る歪み発生回路図。
【図１１】歪み発生回路に関する様々な変形例を示した歪み発生回路図。
【図１２】本発明の第３実施例に使用される他の歪み発生回路図。
【図１３】本発明の第３実施例に使用される他の歪み発生回路図。
【図１４】本発明による歪み補正方法を説明した説明図。
【図１５】本発明に係る方向性分岐トランスの構成図。
【図１６】増幅器による波形歪みの１例の説明図。
【図１７】増幅器の電流電圧特性図。
【符号の説明】
１１，２０  …方向性分岐トランス
１１ａ…歪み発生器
５０…増幅器
６０…伝送路
２００…２次歪み発生器
２１０…ショットキ−ダイオード
２２０…バイアス回路
２４０…バイパス回路
３００…３次歪み発生器
３１０，３２０…ショットキーダイオード
３３０…バイアス回路
３４０…バイパス回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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