(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１スイッチング素子をオンオフ制御して交流電圧よりも高い直流電圧に変換する力率改善コンバータと、第２スイッチング素子をオンオフ制御して力率改善コンパータからの直流電圧を別の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えたスイッチング電源装置であって、
前記第２スイッチング素子をオンオフ制御させるパルス信号と基準期間出力回路の出力信号に基づいて負荷状態を判定する負荷状態判定回路と、
前記負荷状態判定回路によって所定の負荷状態より軽い軽負荷状態であることが判定された場合に前記力率改善コンバータの動作を停止させる一方、前記所定の負荷状態より重い重負荷状態であることが判定された場合に前記力率改善コンバータの動作を起動させるＰＦＣオンオフ切換回路とを備え、
前記負荷状態判定回路は、
前記軽負荷状態に対応する第１の基準オン期間を有するパルス信号を発生する第１の基準期間発生回路と、
前記第１の基準オン時間より短く前記重負荷状態に対応する第２の基準オン期間を有するパルス信号を発生する第２の基準期間発生回路と、
前記第１の基準期間発生回路の出力と、前記第２の基準期間発生回路の出力と、を切り替えて出力する切換スイッチとからなる基準期間出力回路と、
前記基準期間出力回路から出力されるパルス信号と、前記第２スイッチング素子をオンオフ制御させるパルス信号とを比較するオン期間比較回路と、を備え、
前記オン期間比較回路は、
前記第２スイッチング素子をオンオフ制御させるパルス信号のオン期間が前記第２の基準オン期間より短くなったときに前記オン期間比較回路の出力信号は前記ＰＦＣオンオフ切換回路を介してＰＦＣの動作を停止させると共に、前記基準期間出力回路の前記切換スイッチを切換えて前記第１の基準オン期間を有するパルス信号を出力し、前記第２スイッチング素子をオンオフ制御させるパルス信号のオン期間が前記第１の基準オン期間より長くなったときに前記オン期間比較回路の出力信号は前記ＰＦＣオンオフ切換回路を介してＰＦＣの動作を開始させると共に、前記第２の基準オン期間を有するパルス信号を出力するヒステリシス特性を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記負荷状態判定回路は、前記第2スイッチング素子をオンオフ制御させるパルス信号のオフ期間と第1の基準オフ期間と第2の基準オフ期間を表す基準期間出力回路の出力とを比較することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記ＰＦＣオンオフ切換回路は、前記軽負荷状態のときに力率改善コンバータを停止し、力率改善コンバータを制御する回路の電流を減らすことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記軽負荷状態は、負荷の消費電力が高調波規制対象電力以下であることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、力率改善コンバータの出力側にＤＣ−ＤＣコンバータが接続されているスイッチング電源装置の消費電力を低減する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、交流電力をスイッチング動作によって直流電力に変換して出力するスイッチング電源装置が知られている。図５は、このような従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
このスイッチング電源装置は、整流回路２、この整流回路２の出力側に接続された力率改善コンバータ２６、この力率改善コンバータ２６の出力側に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ２７、並びに力率改善コンバータ２６及びＤＣ−ＤＣコンバータ２７の各々の一部を構成し、これらを制御する制御回路１５から構成されている。
【０００３】
整流回路２は、交流電源１からの交流電圧を整流し、力率改善コンバータ２６に送る。力率改善コンバータ２６は、脈流を含む交流電圧の力率を改善し、入力された交流電圧より高い電圧値を有する直流電圧に変換してＤＣ−ＤＣコンバータ２７に送る。ＤＣ−ＤＣコンバータ２７は、力率改善コンバータ２６からの直流電圧を昇圧し、直流電力として出力する。
制御回路１５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２７を制御するためのＤＣ／ＤＣ部制御回路１２と、力率改善コンバータ２６を制御するためのＰＦＣ部制御回路１３とから構成されている。
【０００４】
次に、このスイッチング電源装置の動作を説明する。
整流回路２で整流された電圧は、力率改善コンバータ２６を介してＤＣ−ＤＣコンバータ２７に供給される。ＤＣ−ＤＣコンバータ２７に電圧が供給されると、起動抵抗１８を介して制御回路１５に設けられたＤＣ／ＤＣ部制御回路１２とＰＦＣ部制御回路１３に電圧が供給されて起動される。
【０００５】
ＰＦＣ部制御回路１３は、力率改善コンバータ２６内の、例えばＭＯＳトランジスタから構成される第１スイッチング素子４を所定の周波数でスイッチング（オン・オフ）させ、整流回路２からの電圧を昇圧して直流に変換する。すなわち、第１スイッチング素子４がオン期間にリアクトル３ａに電流が流し込まれ、オフ期間にリアクトル３ａに蓄えられたエネルギーがダイオード５を介して平滑コンデンサ６に充電される。
【０００６】
このとき、ＰＦＣ部制御回路１３は、第１スイッチング素子４に流れる電流が、交流電圧の正弦波と同位相になるように、且つ平滑コンデンサ６の両端電圧が一定になるように第１スイッチング素子４をオンオフ動作させてスイッチングさせる。
一方、ＤＣ／ＤＣ部制御回路１２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２７内の、例えばＭＯＳトランジスタから構成される第２スイッチング素子８を所定の周波数でスイッチングさせ、トランス９の２次巻線９ｂから負荷２０に電力を供給する。それと同時に、３次巻線９ｃに電圧が誘起され、ダイオード１０とコンデンサ１１とにより整流平滑される。この整流平滑された電力は、制御回路１５の電源として、ＤＣ／ＤＣ部制御回路１２及びＰＦＣ部制御回路１３に供給される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の力率改善コンバータの出力にＤＣ−ＤＣコンバータが接続されているスイッチング電源装置では、力率改善コンバータの動作が不要である軽負荷状態でも該力率改善コンバータが作動する。このため、軽負荷時に力率改善コンバータでの電力消費の影響が大きくなり、電源効率が悪いといった問題があった。
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、その目的としては、電源効率を向上させることのできるスイッチング電源装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、上記課題を解決するため、第１スイッチング素子をオンオフ制御して交流電圧よりも高い直流電圧に変換する力率改善コンバータと、第２スイッチング素子をオンオフ制御して力率改善コンパータからの直流電圧を別の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えたスイッチング電源装置であって、前記第２スイッチング素子をオンオフ制御させるパルス信号と基準期間出力回路の出力信号に基づいて負荷状態を判定する負荷状態判定回路と、前記負荷状態判定回路によって所定の負荷状態より軽い軽負荷状態であることが判定された場合に前記力率改善コンバータの動作を停止させる一方、前記所定の負荷状態より重い重負荷状態であることが判定された場合に前記力率改善コンバータの動作を起動させるＰＦＣオンオフ切換回路とを備え、前記負荷状態判定回路は、前記軽負荷状態に対応する第１の基準オン期間を有するパルス信号を発生する第１の基準期間発生回路と、前記第１の基準オン時間より短く前記重負荷状態に対応する第２の基準オン期間を有するパルス信号を発生する第２の基準期間発生回路と、前記第１の基準期間発生回路の出力と、前記第２の基準期間発生回路の出力と、を切り替えて出力する切換スイッチとからなる基準期間出力回路と、前記基準期間出力回路から出力されるパルス信号と、前記第２スイッチング素子をオンオフ制御させるパルス信号とを比較するオン期間比較回路と、を備え、前記オン期間比較回路は、前記第２スイッチング素子をオンオフ制御させるパルス信号のオン期間が前記第２の基準オン期間より短くなったときに前記オン期間比較回路の出力信号は前記ＰＦＣオンオフ切換回路を介してＰＦＣの動作を停止させると共に、前記基準期間出力回路の前記切換スイッチを切換えて前記第１の基準オン期間を有するパルス信号を出力し、前記第２スイッチング素子をオンオフ制御させるパルス信号のオン期間が前記第１の基準オン期間より長くなったときに前記オン期間比較回路の出力信号は前記ＰＦＣオンオフ切換回路を介してＰＦＣの動作を開始させると共に、前記第２の基準オン期間を有するパルス信号を出力するヒステリシス特性を有することを要旨とする。
【０００９】
請求項２記載の発明は、上記課題を解決するため、前記負荷状態判定回路は、前記第2スイッチング素子をオンオフ制御させるパルス信号のオフ期間と第1の基準オフ期間と第2の基準オフ期間を表す基準期間出力回路の出力とを比較することを要旨とする。
【００１０】
請求項３記載の発明は、上記課題を解決するため、前記ＰＦＣオンオフ切換回路は、前記軽負荷状態のときに力率改善コンバータを停止し、力率改善コンバータを制御する回路の電流を減らすことを要旨とする。
【００１１】
請求項４記載の発明は、上記課題を解決するため、前記軽負荷状態は、負荷の消費電力が高調波規制対象電力以下であることを要旨とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置を、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、以下においては、図５を参照しながら従来の技術の欄で説明した部分と同一又は相当部分には同じ符号を付して説明する。
【００１６】
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
このスイッチング電源装置は、整流回路２、この整流回路２の出力側に接続された力率改善コンバータ２６、この力率改善コンバータ２６の出力側に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ２７、並びに力率改善コンバータ２６及びＤＣ−ＤＣコンバータ２７の各々の一部を構成し、これらを制御する制御回路２３から構成されている。
【００１７】
整流回路２は、交流電源１からの交流電圧を整流し、力率改善コンバータ２６に送る。力率改善コンバータ２６は、脈流を含む交流電圧の力率を改善し、入力された交流電圧より高い電圧値を有する直流電圧に変換してＤＣ−ＤＣコンバータ２７に送る。ＤＣ−ＤＣコンバータ２７は、力率改善コンバータ２６からの直流電圧を昇圧し、直流電圧として出力する。
【００１８】
制御回路２３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２７を制御するためのＤＣ／ＤＣ部制御回路１２と、力率改善コンバータ２６を制御するためのＰＦＣ部制御回路１３、ＰＦＣオンオフ切換回路２４及び負荷状態判定回路２５とから構成されている。負荷状態判定回路２５は、オン期間比較回路２１と基準期間出力回路２２とから構成されている。
【００１９】
基準期間出力回路２２は、切換スイッチ２２ａ、第１の基準期間発生回路２２ｂ及び第２の基準時間発生回路２２ｃから構成されている。第１の基準期間発生回路２２ｂは、第１の基準オン期間（Ｔ１）を有するパルス信号Ｖ１を発生する。第２の基準時間発生回路２２ｃは、第１の基準オン期間（Ｔ１）より短い第２の基準オン期間（Ｔ２）を有するパルス信号Ｖ２を発生する。切換スイッチ２２ａは、オン期間比較回路２１からの信号Ｖ４に応じて、第１の基準期間発生回路２２ｂからのパルス信号Ｖ１及び第２の基準時間発生回路２２ｃからのパルス信号Ｖ２の何れかを選択し、パルス信号Ｖ３としてオン期間比較回路２１に供給する。
【００２０】
オン期間比較回路２１は、ＤＣ／ＤＣ部制御回路１２からＤＣ−ＤＣコンバータ２７内の、例えばＭＯＳトランジスタから構成される第２スイッチング素子８の制御端子（例えばゲート）に供給されるパルス信号ＶＧのオン期間と基準期間出力回路２２からのパルス信号Ｖ３のオン期間とを比較する。このオン期間比較回路２１で比較された結果を表す信号Ｖ４は、ＰＦＣオンオフ切換回路２４に供給されると共に、上述したように基準期間出力回路２２の切換スイッチ２２ａに供給される。
ＰＦＣオンオフ切換回路２４は、オン期間比較回路２１からの信号Ｖ４に従ってＰＦＣ部制御回路１３を起動又は停止させる。これにより、例えばＭＯＳトランジスタから構成される第１スイッチング素子４の動作が開始又は停止される。
【００２１】
具体的には、ＰＦＣオンオフ切換回路２４は、オン期間比較回路２１が、基準期間出力回路２２から出力されるパルス信号Ｖ２の第２の基準オン期間（Ｔ２）とパルス信号ＶＧのオン期間とを比較し、パルス信号ＶＧのオン期間が第２の基準オン期間（Ｔ２）以下であることを表す信号Ｖ４を出力したときはＰＦＣ部制御回路１３の動作を停止させ、これにより第１スイッチング素子４のオンオフ動作を停止させる。これと同時に、基準期間出力回路２２からパルス信号Ｖ３として出力される信号は、第２の基準オン期間（Ｔ２）を有するパルス信号Ｖ２から第１の基準オン期間（Ｔ１）を有するパルス信号Ｖ１に切換えられる。
【００２２】
また、ＰＦＣオンオフ切換回路２４は、オン期間比較回路２１が、基準期間出力回路２２から出力されるパルス信号Ｖ１の第１の基準オン期間（Ｔ１）とパルス信号ＶＧのオン期間とを比較し、パルス信号ＶＧのオン期間が第１の基準オン期間（Ｔ１）以上であることを表す信号Ｖ４を出力したときはＰＦＣ部制御回路１３を起動させ、これにより第１スイッチング素子４をスイッチングさせる。これと同時に、基準期間出力回路２２からパルス信号Ｖ３として出力される信号は、第１の基準オン期間（Ｔ１）を有するパルス信号Ｖ１から第２の基準オン期間（Ｔ２）を有するパルス信号Ｖ２に切換えられる。
【００２３】
ＤＣ／ＤＣ部制御回路１２は、第２スイッチング素子８を駆動するパルス信号ＶＧのパルス幅を、ＤＣ−ＤＣコンバータ２７の出力端に設けられた出力電圧検出回路１９の検出結果に基づいて、出力電圧を一定に保ちつつ、負荷が軽くなるに連れそのパルス幅を狭くするように制御する。このパルス幅の制御は、ＤＣ／ＤＣ部制御回路１２の内部で発生される、図３のＶosc に示すような、鋸波状の信号のスレッショルドレベルを負荷に応じて変化させることにより行われる。また、ＤＣ／ＤＣ部制御回路１２は、バイアス電流Ｉbias2 をＰＦＣオンオフ切換回路２４に供給する。
【００２４】
次に、上述したオン期間比較回路２１、基準期間発生回路２２及びＰＦＣオンオフ切換回路２４の更に詳細な構成を、図２を参照しながら説明する。
オン期間比較回路２１は、Ｄタイプのフリップフロップから構成されている。このフリップフロップのデータ入力端子Ｄには、ＤＣ／ＤＣ部制御回路１２からのパルス信号ＶＧが供給される。また、フリップフロップのクロック入力端子には切換スイッチ２２ａからのパルス信号Ｖ３が供給される。このフリップフロップの反転出力端子からの信号Ｖ４はＰＦＣオンオフ切換回路２４に供給される。
【００２５】
このフリップフロップは、ＤＣ／ＤＣ部制御回路１２からのパルス信号ＶＧのオン期間を、基準期間発生回路２２の切換スイッチ２２ａからのパルス信号Ｖ３の立ち下がりのエッジでサンプリングできるかどうかによって、パルス信号ＶＧのオン期間がパルス信号Ｖ３、すなわち、パルス信号Ｖ１の第１の基準オン期間又はパルス信号Ｖ２の第２の基準オン期間より長いか又は短いかどうかを判定する。
【００２６】
切換スイッチ２２ａは、ＡＮＤゲートＧ１、ＡＮＤゲートＧ２及びＯＲゲートＧ３から成る２入力のセレクタから構成されている。ＡＮＤゲートＧ１の一方の入力端子にはフリップフロップの反転出力からの信号が入力され、他方の入力端子には第１の基準期間発生回路２２ｂからのパルス信号Ｖ１が入力される。また、ＡＮＤゲートＧ２の一方の入力端子にはフリップフロップの非反転出力からの信号が入力され、他方の入力端子には第２の基準期間発生回路２２ｃからのパルス信号Ｖ２が入力される。ＡＮＤゲートＧ１及びＡＮＤゲートＧ２の各出力は、ＯＲゲートＧ３で論理和がとられ、パルス信号Ｖ３としてフリップフロップのクロック入力端子に供給される。
【００２７】
従って、フリップフロップがリセットされているときには、パルス信号Ｖ１が選択され、セットされているときには、パルス信号Ｖ２が選択され、フリップフロップのクロック入力端子に供給される。この構成により、例えば負荷の消費電力が高調波規制対象電力より大きい重負荷状態でパルス信号ＶＧのオン期間が長い場合はそのオン期間がサンプリングされることによりフリップフロップがセットされる。この状態は、パルス信号ＶＧのオン期間が短くならない限り維持される。
【００２８】
一方、重負荷状態から、例えば負荷の消費電力が高調波規制対象電力以下である軽負荷状態に変化してパルス信号ＶＧのオン期間が短くなると、そのオン期間をサンプリングできずにオフ期間がサンプリングされるのでフリップフロップがリセットされる。この状態は、パルス信号ＶＧのオン期間が長くならない限り維持される。これにより、重負荷状態では信号Ｖ４は低レベル（以下、「Ｌレベル」という）になり、軽負荷状態では高レベル（以下、「Ｈレベル」という）になる。
【００２９】
ＰＦＣオンオフ切換回路２４は、図２に示すように、トランジスタ２４ａ，２４ｂからなるカレントミラー回路、２４ｃ，２４ｄからなるカレントミラー回路及び２４ｅから構成されている。このＰＦＣオンオフ切換回路２４では、重負荷状態で信号Ｖ４がＬレベルになると、トランジスタ２４ｅがオフにされる。これにより、ＤＣ／ＤＣ部制御回路１２からのバイアス電流Ｉbias2 が、トランジスタ２４ｄに流れ、これと同一電流がトランジスタ２４ｃ，２４ａに流れ、さらに、トランジスタ２４ｂに流れ、ＰＦＣオンオフ切換回路２４の出力のバイアス電流Ｉbias3 として伝達される。すなわち、後述するダイオード１０とコンデンサ１１とで整流平滑された電圧がＰＦＣ部制御回路１３に供給される。
【００３０】
一方、ＰＦＣオンオフ切換回路２４では、軽負荷状態で信号Ｖ４がＨレベルになると、トランジスタ２４ｅがオンにされる。これにより、ＤＣ／ＤＣ部制御回路１２からのバイアス電流Ｉbias2 がＰＦＣオンオフ切換回路２４の出力のバイアス電流Ｉbias3 として伝達されなくなる。すなわち、後述するダイオード１０とコンデンサ１１とで整流平滑された電圧はＰＦＣ部制御回路１３に供給されず、力率改善コンバータ２６が停止する。
【００３１】
換言すれば、軽負荷状態では、力率改善コンバータ２６が停止するとともにＰＦＣ部制御回路１３の電流を減らすように制御される。この結果、軽負荷状態では消費電力が低減される。
【００３２】
次に、上記のように構成されるスイッチング電源装置の概略動作を、図１及び図２を参照しながら説明する。
整流回路２で整流された電圧は、力率改善コンバータ２６を介してＤＣ−ＤＣコンバータ２７に供給される。ＤＣ−ＤＣコンバータ２７に電圧が供給されると、起動抵抗１８を介して制御回路２３に設けられたＤＣ／ＤＣ部制御回路１２及びＰＦＣオンオフ切換回路２４に電力が供給されて起動される。
【００３３】
ＰＦＣオンオフ切換回路２４からのバイアス電流Ｉbias3 によって起動されるＰＦＣ部制御回路１３は、力率改善コンバータ２６の第１スイッチング素子４を所定の周波数でスイッチング（オン・オフ）させ、整流回路２からの電圧を昇圧して直流に変換する。すなわち、第１スイッチング素子４がオン期間にリアクトル３ａに電流を流し込み、オフ期間にリアクトル３ａに蓄えられたエネルギーをダイオード５を介して平滑コンデンサ６に充電する。
このとき、ＰＦＣ部制御回路１３は、第１スイッチング素子４に流れる電流が、交流電圧の正弦波と位相が同じになるように、且つ平滑コンデンサ６の両端電圧が一定になるように第１スイッチング素子４をスイッチングさせる。
【００３４】
一方、ＤＣ／ＤＣ部制御回路１２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２７内の第２スイッチング素子８を所定の周波数でスイッチングさせ、トランス９の２次巻線９ｂから負荷２０に電力を供給する。また、それと同時に、３次巻線９ｃに電圧が誘起され、ダイオード１０とコンデンサ１１とで整流平滑される。この整流平滑された電圧は、制御回路２３の電源として、ＤＣ／ＤＣ部制御回路１２及びＰＦＣオンオフ切換回路２４に供給される。
【００３５】
次に、図３に示したタイミングチャートを参照して、力率改善コンバータ２６を起動及び停止する際の動作の詳細を説明する。なお、図３のタイミングチャートには示されていないが、オン期間比較回路２１は、電源投入後、ＤＣ−ＤＣコンバータ２７の出力電圧が定電圧制御されるまでの期間は比較動作を実行しないように制御されるものとする。
【００３６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２７の出力電圧が定電圧制御されている状態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２７の負荷状態が重負荷状態から軽負荷状態に変化し、第２スイッチング素子８の制御端子に入力されているパルス信号ＶＧのオン期間（ｔ１１〜ｔ１２の期間）が、基準期間出力回路２２からのパルス信号Ｖ３の第２の基準オン期間（Ｔ２）以下になるとオン期間比較回路２１から出力される信号Ｖ４はＬレベルからＨレベルに切換わる。
【００３７】
この信号Ｖ４がＬレベルからＨレベルに切換わると、ＰＦＣオンオフ切換回路２４内のトランジスタ２４ｅがオンになり、上述したように、ＤＣ／ＤＣ部制御回路１２からのバイアス電流Ｉbias2 がＰＦＣオンオフ切換回路２４の出力のバイアス電流Ｉbias3 として伝達されない。この場合、バイアス電流Ｉbias3 の電流値はゼロとなる。この結果、ＰＦＣ部制御回路１３の動作が停止し、これにより第１スイッチング素子４の動作が停止する。
【００３８】
また、第１スイッチング素子４の動作が停止すると、力率改善コンバータ２６の出力が昇圧されない。換言すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２７の入力電圧が下がる。そのため、軽負荷の状態が一定状態でも、図３のｔ１４〜ｔ１５、ｔ１７〜ｔ１８、ｔ２０〜ｔ２１及びｔ２３〜ｔ２４の期間に示すように、パルス信号ＶＧのオン期間がｔ１１〜ｔ１２のオン期間より広がった状態で動作する。
【００３９】
このとき基準期間出力回路２２から出力されるパルス信号Ｖ３が第２の基準オン期間（Ｔ２）のままであると、パルス信号ＶＧのオン期間が広がったと同時に第１スイッチング素子４が再度起動しはじめ、次のオン期間には再度第１スイッチング素子４の動作が停止するというような第１スイッチング素子４の動作の開始と停止とが交互に繰り返されて不安定動作となってしまう。しかし、第１スイッチング素子４の動作が停止すると同時に基準期間出力回路２２から出力されるパルス信号Ｖ３が、広がったパルス信号ＶＧのオン期間より広い第１の基準オン期間（Ｔ１）に切換えられるため第１スイッチング素子４は安定して停止状態を維持する。
【００４０】
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２７の負荷状態が軽負荷状態から重負荷に変化した場合は、第２スイッチング素子８の制御端子に入力されているパルス信号ＶＧのオン期間（ｔ２７〜ｔ３０の期間）が、基準期間出力回路２２から出力されている第１の基準オン期間（Ｔ１）以上になるとオン期間比較回路２１の出力はＨレベルからＬレベルに切り換わり、ＰＦＣオンオフ切換回路２４内のトランジスタ２４ｅがオフにされる。
【００４１】
この結果、ＰＦＣオンオフ切換回路２４の出力にＩbias3 の電流が出力されてＰＦＣ部制御回路１３が起動され、第１スイッチング素子４がスイッチング動作を開始する。また、これと同時に、基準期間出力回路２２から出力されるパルス信号Ｖ３は第１の基準オン期間（Ｔ１）よりパルス期間の短い第２の基準オン期間（Ｔ２）に切り換えられるため、第１スイッチング素子４は安定したスイッチング動作を維持する。
【００４２】
以上のように本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、軽負荷時には力率改善コンバータを停止させ、制御する回路の電流を減らすようにしているので、軽負荷時における電源効率が向上する。
【００４３】
また、負荷状態によって力率改善コンバータ２６の起動又は停止に切換える動作の際、ＤＣ−ＤＣコンバータ２７のオン期間と比較している第１及び第２の基準オン期間をヒステリシス動作となるようにして切換えている、すなわち、第２スイッチング素子８をスイッチングさせるパルス信号ＶＧのオン期間が第２の基準オン期間Ｔ２より短くなったときに第１の基準オン期間Ｔ１を有するパルス信号Ｖ１を出力し、第１の基準オン期間Ｔ１より長くなったときに第２の基準オン期間Ｔ２を有するパルス信号Ｖ２を出力してヒステリシス動作となるように切り換えているので、力率改善コンバータ２６の起動と停止とを安定に切換えることができる。
【００４４】
（第２の実施の形態）
図４は、本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、ＰＦＣオンオフ切換回路２４の構成が第１の実施の形態のそれと異なる。
すなわち、ＰＦＣオンオフ切換回路２４は、図４に示すように接続されたトランジスタ２４ａ、抵抗２４ｂ、トランジスタ２４ｃ、及びインバータ２４ｄから構成されている。
【００４５】
このＰＦＣオンオフ切換回路２４では、重負荷状態で信号Ｖ４がＬレベルになると、トランジスタ２４ｃがオンになる。これにより、トランジスタ２４ａがオンになり、ダイオード１０とコンデンサ１１とで整流平滑された電力がＰＦＣ部制御回路１３に供給される。
一方、ＰＦＣオンオフ切換回路２４では、軽負荷状態で信号Ｖ４がＨレベルになると、トランジスタ２４ｃがオフになる。これにより、トランジスタ２４ａがオフになり、ダイオード１０とコンデンサ１１とで整流平滑された電力はＰＦＣ部制御回路１３に供給されない。
【００４６】
この第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、ＰＦＣオンオフ切換回路２４の構成が簡単になると共に、ＤＣ／ＤＣ部制御回路１２はバイアス電流Ｉbias2 を出力する必要がないので、その構成も簡単になる。
【００４７】
本発明の第１及び第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、以下のような変形が可能である。例えば、第１及び第２の実施の形態では、ＰＦＣ部制御回路とＤＣ／ＤＣ部制御回路の電源をＤＣ−ＤＣコンバータ２７側から得るように構成しているが、ＰＦＣ部制御回路、ＤＣ／ＤＣ部制御回路の電源は共にそれぞれ独立した電源から供給するように構成しもよい。
【００４８】
また、第１及び第２の実施の形態では、軽負荷状態を検出するのにＤＣ−ＤＣコンバータのオン期間を検出しているが、ＤＣ−ＤＣコンバータのオフ期間を検出してもよい。
さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータはフライバック型、フォワード型、共振型の何れも適用可能である。
また、力率改善コンバータとＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子はＭＯＳトランジスタに限らずバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等を使用することができる。
【００４９】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、軽負荷状態では力率改善コンバータの動作を停止させているので、電源効率を向上させることのできるスイッチング電源装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１のＰＦＣオンオフ切換回路及び負荷状態判定回路の詳細な構成を示す回路図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図５】従来のスイッチング電源の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１  電源
２  整流回路
４  第１スイッチング素子
８  第２スイッチング素子
１２  ＤＣ／ＤＣ部制御回路
１３  ＰＦＣ部制御回路
２１  オン期間比較回路
２２  基準期間発生回路
２４  ＰＦＣオンオフ切換回路
２５  負荷状態判定回路
２６  力率改善コンバータ
２７  ＤＣ−ＤＣコンバータ
【図１】
0003741035.tif 000002
【図２】
0003741035.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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