(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期性又は擬似周期性を有する振動騒音が発生する少なくとも回転体を有する振動騒音源に対し、該振動騒音源の構成部位に特有の振動騒音周期に応じた基準信号を検出する基準信号検出手段と、
前記基準信号の発生間隔に対して単一周期の正弦波を生成し出力する正弦波出力手段と、
前記正弦波に対して遅延周期Ｔが１／３≧Ｔ≧１／７（但し、Ｔは実数）の遅延正弦波を生成し出力する遅延正弦波出力手段と、
タップ数が「２」の適応型デジタルフィルタを備え、前記正弦波及び前記遅延正弦波が入力されて前記振動騒音源に対する制御信号を生成する第１のフィルタ手段と、
振動騒音伝達経路に配設されて前記制御信号を駆動信号に変換する電気機械変換手段と、
前記駆動信号と前記振動騒音源からの振動騒音信号との偏差を誤差信号として検出する誤差信号検出手段と、
前記正弦波及び前記遅延正弦波が入力されて前記振動騒音伝達経路の伝達特性を表現して該表現した伝達特性を示す参照信号を出力する第２のフィルタ手段と、
前記誤差信号検出手段の検出結果と前記第２のフィルタ手段から出力される前記参照信号と前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数とに基づいて前記誤差信号が最小値となるように前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数を更新する制御信号更新手段とを備えた振動騒音制御装置において、
前記基準信号検出手段と所定制御領域との間の動特性を同定する第１の動特性同定手段と、前記振動騒音伝達経路の動特性を同定する第２の動特性同定手段とを有し、
かつ、前記第１及び第２の動特性同定手段の夫々が、適応型デジタルフィルタと、該適応型デジタルフィルタから夫々出力される出力信号の和と前記誤差信号検出手段の出力信号との偏差に基づいて各々のフィルタ係数を更新する同定信号更新手段とを有すると共に、
前記第１の動特性同定手段の適応型デジタルフィルタは、前記正弦波及び前記遅延正弦波が入力されて前記出力信号として擬似制御信号を出力し、前記第２の動特性同定手段の適応型デジタルフィルタは、前記制御信号が入力されて前記出力信号として擬似参照信号を出力し、
前記第１及び前記第２の動特性同定手段の各々の前記適応型デジタルフィルタは、タップ数が「２」で構成されており、
前記第２の動特性同定手段の同定結果に基づいて前記第２のフィルタ手段のフィルタ係数を更新する参照信号更新手段とを有することを特徴とする振動騒音制御装置。
【請求項２】
前記遅延周期Ｔが「１／４」であることを特徴とする請求項１記載の振動騒音制御装置。
【請求項３】
前記基準信号検出手段の検出結果に基づき前記回転体の回転数を検出する回転数検出手段と、前記基準信号検出手段と前記所定制御領域との間の動特性が前記回転数毎に記憶された第１の動特性記憶手段と、前記振動伝達経路の動特性が前記回転数毎に記憶された第２の動特性記憶手段とを備え、
前記第１及び第２の動特性同定手段の同定結果に基づき前記第１及び第２の動特性記憶手段の記憶内容を更新する動特性更新手段を有していることを特徴とする請求項１又は２記載の振動騒音制御装置。
【請求項４】
前記同定信号更新手段が、遺伝的アルゴリズム処理部を有していることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の振動騒音制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は振動騒音制御装置に関し、より詳しくは回転体等から発する周期性又は擬似周期性を有する振動騒音を能動的に制御し、これら振動騒音の低減化を図る振動騒音制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、適応型デジタルフィルタ(Adaptive Digital Filter: 以下、「ＡＤＦ」という）を使用して振動騒音源から発生する振動騒音を減衰させ、該振動騒音の低減化を図る能動的振動騒音制御装置の開発が各方面で盛んに行なわれている。
【０００３】
これら各種の能動的振動騒音制御装置のうち、振動騒音源の各構成部位に特有の振動騒音周期に対し単一周期の正弦波を生成し、該正弦波と所定周期遅延した遅延正弦波をＡＤＦに入力するようにした振動騒音制御装置を本願出願人は既に提案している（特開平７−２７１４５１号公報）。
【０００４】
該振動騒音制御装置においては、ＡＤＦとして有限長インパルス応答（Finite Impulse Response:ＦＩＲ）形のタップ数が「２」のウィーナフィルタ（以下、「Ｗフィルタ」という）を使用し、回転体の回転信号を所定微小回転角度毎（例えば、３．６°毎）にパルス信号として検出している。すなわち、上記振動騒音制御装置においては、前記回転体の１回転毎に一周期分の正弦波を生成し、該正弦波と所定周期遅延した遅延正弦波とを第１のフィルタ手段に入力して適応制御を実行することにより、ＡＤＦのタップ数（フィルタ次数）が２タップでも可能となり、積和演算に要する時間の短縮化を図ることができる。
【０００５】
また、上記振動騒音制御装置においては、暗騒音レベルよりも低い同定音を生成して出力することにより、同定音が乗員に感知されることもなく、振動騒音制御の実行と並行しながら振動騒音伝達経路の伝達特性を同定することができる。
【０００６】
すなわち、周期性又は擬似周期性を有する振動騒音が発生する自動車等の車輌は、長時間に亙って様々な状況下で使用されるため、その状況の変化に応じて前記振動騒音伝達経路の伝達特性も変化する。特に所謂自己伸縮型エンジンマウントを搭載して振動騒音制御を行う場合は、該エンジンマウントを構成するゴムの温度依存性に起因した弾力性の変化や経年劣化によるゴムの硬化等により、その伝達特性が変化し、また車室内の騒音制御についても温度や湿度、或いは窓の開閉状態や乗員等の配置及び員数など種々の要因によって、その伝達特性は敏感に変化する。上記振動騒音制御装置は、このような場合に対処すべく所定空間内で暗騒音レベル以下の同定音を出力し、振動騒音伝達経路の伝達特性を振動騒音制御と並行して同定することにより、経年変化等にも追従した適応制御が或る程度可能となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の振動騒音制御装置においては、乗員に感知されないような暗騒音レベル以下の同定音を出力して振動伝達経路の伝達特性を同定しているが、同定精度を良好なものとするためには十分なＳ／Ｎ比をとる必要がある。一方、Ｓ／Ｎ比を大きくとると同定音が乗員に感知され、乗員に不快感を与える結果となる。すなわち、従来のように自ら同定信号を出力し、振動騒音制御と並行して振動騒音伝達経路の伝達特性を同定する振動騒音制御装置においては、乗員に感知されない範囲で同定音を出力しても良好なＳ／Ｎ比を得るには限界があるため、経年変化等に高精度に追従した振動伝達経路の伝達特性を得るには限界があるという問題点があった。
【０００８】
本発明はこのような問題点に鑑みなされたものであって、請求項１は、従来のような同定音信号を自ら出力することなく、経年変化等に追従した高精度な振動騒音伝達特性を得ることができる振動騒音制御装置を提供することを目的とする。
【０００９】
また、請求項２は、請求項１記載の発明を更に一歩進めて振動伝達特性の同定を高速処理することが可能な振動騒音制御装置を提供することを目的とする。
【００１０】
また、請求項３は、請求項２記載の発明について、好ましい形態の振動騒音制御装置を提供することを目的とする。
【００１１】
また、請求項４は、予め車検時等で行なわれた同定結果を記憶しておき、該同定結果を逐次更新することにより、制御性を考慮し且つより現実に即した振動騒音制御装置を提供することを目的とする。
【００１２】
さらに、請求項５は、特に２タップのＦＩＲ形ＡＤＦに対して収束性の良好な演算手法を使用した振動騒音制御装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１記載の発明は、周期性又は擬似周期性を有する振動騒音が発生する少なくとも回転体を有する振動騒音源に対し、該振動騒音源の構成部位に特有の振動騒音周期に応じた基準信号を検出する基準信号検出手段と、前記基準信号の発生間隔に対して単一周期の正弦波を生成し出力する正弦波出力手段と、前記正弦波に対して遅延周期Ｔが１／３≧Ｔ≧１／７（但し、Ｔは実数）の遅延正弦波を生成し出力する遅延正弦波出力手段と、タップ数が「２」の適応型デジタルフィルタを備え、前記正弦波及び前記遅延正弦波が入力されて前記振動騒音源に対する制御信号を生成する第１のフィルタ手段と、振動騒音伝達経路に配設されて前記制御信号を駆動信号に変換する電気機械変換手段と、前記駆動信号と前記振動騒音源からの振動騒音信号との偏差を誤差信号として検出する誤差信号検出手段と、前記正弦波及び前記遅延正弦波が入力されて前記振動騒音伝達経路の伝達特性を表現して該表現した伝達特性を示す参照信号を出力する第２のフィルタ手段と、前記誤差信号検出手段の検出結果と前記第２のフィルタ手段から出力される前記参照信号と前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数とに基づいて前記誤差信号が最小値となるように前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数を更新する制御信号更新手段とを備えた振動騒音制御装置において、前記基準信号検出手段と所定制御領域との間の動特性を同定する第１の動特性同定手段と、前記振動騒音伝達経路の動特性を同定する第２の動特性同定手段とを有し、かつ、前記第１及び第２の動特性同定手段の夫々が、適応型デジタルフィルタと、該適応型デジタルフィルタから夫々出力される出力信号の和と前記誤差信号検出手段の出力信号との偏差に基づいて各々のフィルタ係数を更新する同定信号更新手段とを有すると共に、前記第１の動特性同定手段の適応型デジタルフィルタは、前記正弦波及び前記遅延正弦波が入力されて前記出力信号として擬似制御信号を出力し、前記第２の動特性同定手段の適応型デジタルフィルタは、前記制御信号が入力されて前記出力信号として擬似参照信号を出力し、前記第１及び前記第２の動特性同定手段の各々の前記適応型デジタルフィルタは、タップ数が「２」で構成されており、前記第２の動特性同定手段の同定結果に基づいて前記第２のフィルタ手段のフィルタ係数を更新する参照信号更新手段とを有することを特徴としている。
【００１５】
また、請求項２記載の発明は、上記請求項１記載の発明において、遅延周期Ｔが「１／４」であることを特徴としている。
【００１６】
さらに、請求項３記載の発明は、上記請求項１又は２記載の発明において、前記基準信号検出手段の検出結果に基づき前記回転体の回転数を検出する回転数検出手段と、前記基準信号検出手段と前記所定制御領域との間の動特性が前記回転数毎に記憶された第１の動特性記憶手段と、前記振動伝達経路の動特性が前記回転数毎に記憶された第２の動特性記憶手段とを備え、前記第１及び第２の動特性同定手段の同定結果に基づき前記第１及び第２の動特性記憶手段の記憶内容を更新する動特性更新手段を有していることを特徴としている。
【００１７】
また、請求項４記載の発明は、前記同定信号更新手段が、遺伝的アルゴリズム処理部を有していることを特徴としている。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る振動騒音制御装置を自動車等の車輌に適用した場合について、その実施の形態を図面に基づき詳説する。
【００１９】
図１は、周期性または擬似周期性を有する振動騒音を発する振動騒音源としてのエンジンの車体への取付状態を示した図である。
【００２０】
図中１は、例えば直列４気筒を有する車輌駆動用パワープラントの４サイクルエンジン（以下、単に「エンジン」という）であって、該エンジン１は、エンジンマウント２と、前輪（駆動輪）４の懸架装置５と、排気管６の支持体７とで車体８に支持されている。
【００２１】
また、エンジンマウント２は、振動伝達特性を変化させ得る電気機械変換手段としての適数個の自己伸縮型エンジンマウント２ａと、前記振動伝達特性を変化させ得ない適数個の通常のエンジンマウント２ｂとから構成されている。
【００２２】
前記自己伸縮型エンジンマウント２ａにはボイスコイルモータ（ＶＣＭ）や圧電素子或いは磁歪素子等のアクチュエータが内有され、エンジンの振動に応じて電子マウントコントロールユニット（ＥＭＣＵ）（図示せず）からの信号によりエンジンの振動を制御する。すなわち、自己伸縮型エンジンマウント２ａは、液体が充填された液室を有し、振動源（エンジン１）側に固定された弾性ゴムを介して振動源の振動が前記アクチュエータにより車体８に伝達されるのを制御する。
【００２３】
また、エンジン２ｂ近傍には振動エラーセンサ９が配設されている。さらに、エンジン１の図示しないクランク軸に固着されたフライホイール近傍には、磁気センサ等の回転検出センサが配設されている。
【００２４】
図２は、本発明に係る振動騒音制御装置の一実施の形態（第１の実施の形態）を示すシステム構成図である。
【００２５】
すなわち、該振動騒音制御装置は、フライホイールの回転信号を検出する上記回転検出センサ１０と、該回転検出センサ１０からの基礎パルス信号Ｘに基づきサンプリング周波数を作成してサンプリングパルスＰｓを出力すると共に、該サンプリング周波数を分周して後述する所定の振動次数に対応した相異なる２種類のタイミングパルス信号Ｙ1、Ｙ2を生成し出力する電子コントロールユニット（以下、「ＥＣＵ」という）１１と、該ＥＣＵ１１から出力されるタイミングパルス信号Ｙ1、Ｙ2をトリガ信号として適応制御を行う高速演算可能なＤＳＰ（Digital Signal Processor)１２と、該ＤＳＰ１２から出力される制御信号Ｖ（デジタル信号）が通過する振動騒音伝達経路１３と、該振動騒音伝達経路１３を通過した制御信号Ｖが駆動信号Ｚとして入力されると共に車体８を介してエンジン１からの振動騒音信号Ｄが入力される前記振動エラーセンサ９と、該振動エラーセンサ９から出力されたアナログ誤差信号εをデジタル誤差信号ε′に変換して前記ＤＳＰ１２にフィードバックする２個のＡ／Ｄコンバータ１４、１５とを主要部として構成されている。
【００２６】
前記回転検出センサ１０は、具体的には、フライホイールのリングギアを計数して基礎パルス信号Ｘを検出し、該基礎パルス信号ＸをＥＣＵ１１に供給する。そして、ＥＣＵ１１は、該基礎パルス信号Ｘに基づきサンプリング周波数を作成しサンプリングパルス信号ＰｓをＤＳＰ１２に出力して系を駆動させると共に、振動騒音源であるエンジン１のピストン系や燃焼室等エンジンの各構成部位に特有の振動騒音特性に応じてサンプリングパルス信号Ｐｓを分周し、２種類のタイミングパルス信号Ｙ1 、Ｙ2 を生成する。すなわち、ＥＣＵ１１は、エンジン１の回転に同期して規則的な振動騒音特性が生じるピストン系の振動成分（１次振動成分）を制御するのに適したタイミングパルス信号Ｙ1 と、燃焼状態に応じて不規則な振動騒音特性が生じる爆発圧（加振力）の振動成分（２次振動成分）を制御するのに適したタイミングパルス信号Ｙ2 とを生成する。すなわち、前記ピストン系はクランク軸が１回転する毎に往復運動するため、その振動はクランク軸が１回転する毎に１回発生すると考えられる。したがって１次振動成分制御用のタイミングパルス信号Ｙ1 は、エンジン１のクランク軸が１回転する毎に発生する。また、爆発行程はクランク軸が２回転する間に１気筒当たり１回実行されるので、４気筒エンジンの場合はクランク軸が２回転する間に４回の爆発行程があり、その振動はクランク軸が２回転する毎に４回発生すると考えられる。したがって２次振動成分制御用のタイミングパルス信号Ｙ2 は、エンジン１のクランク軸が０．５回転する毎に発生する。そして、これらタイミングパルス信号Ｙ1 、Ｙ2 をＤＳＰ１２に供給する。
【００２７】
このように、振動次数の概念を導入し、振動次数成分を複数種に区分して適応制御を行うことにより、より効果的な振動騒音の低減化を図ることができる。すなわち、規則的な振動騒音特性を有する１次振動次数成分と不規則な振動騒音特性を有する爆発圧に関する２次振動次数成分とを区分して適応制御を行うことにより、振動騒音をより効果的に低減することができる。
【００２８】
尚、エンジン１の回転を検出する手段としては、上述のようなフライホイールのリングギアを計数して検出する手段に限定されるものではなくエンコーダ等によりクランク軸やカム軸の回転信号を直接検出してもよいが、クランク軸の回転を直接検出する場合はクランク軸の捩り振動等により回転変動が生じる虞があり、またカム軸の回転を直接検出する場合においてもカム軸用プーリとクランク軸用プーリとを連結させているタイミングベルトの伸び等によりカム軸の回転が微小ながら変動する虞があるのに対し、クランク軸に固着されているフライホイールは慣性モーメントが大きく回転変動が少ないため、比較的簡易且つ高精度で所望のサンプリング周波数を得ることができるという利点がある。
【００２９】
しかして、振動騒音伝達経路１３には、ＤＳＰ１２から出力される制御信号Ｖをアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータ１６と、該Ｄ／Ａコンバータ１６の出力信号（矩形信号）を平滑化するための固定ローパスフィルタ１８（遮断周波数Ｆｃ；Ｆｃ＝Ｆs ／２）と、増幅器１９と、上記した自己伸縮型エンジンマウント２ａとが配設されている。
【００３０】
また、ＤＳＰ１２は、タイミングパルス信号Ｙ1 、Ｙ2 の発生周期に応じて適応制御を行なう２種類の適応制御回路２０1、２０2と、夫々の適応制御回路２０1 、２０2 から出力される制御信号Ｗ1 及び制御信号Ｗ2 を加算する加算器２１と、夫々の適応制御回路２０1 、２０2 から出力される擬似誤差信号ε″1 及び擬似誤差信号ε″2 を加算して擬似誤差信号ε″を出力する加算器２２と、該加算器２２から出力される擬似誤差信号ε″とＡ／Ｄコンバータ１５から出力されるデジタル誤差信号ε′とを加算して残差信号ｅを出力する加算器２３とを有している。
【００３１】
前記適応制御回路２０1 、２０2 は、具体的には、振動騒音制御部２４1 、２４2 と、同定処理部２５1 、２５2 とを有している。
【００３２】
すなわち、振動騒音制御部２４1 、２４2 は、タイミングパルス信号Ｙ1 、Ｙ2 をトリガ信号として所定の適応制御を実行し制御信号Ｗ1 、Ｗ2 を出力するＷフィルタ２６1 、２６2 （第１のフィルタ手段）と、振動伝達経路１３の伝達特性が予め同定されて格納されると共に経年変化等に対応すべく斯かる同定された伝達特性がエンジン１の回転数に応じて更新されるＣフィルタ２７1 、２７2 （第２のフィルタ手段）と、該Ｃフィルタ２７1 、２７2 から出力される参照信号ｒ1 、ｒ2 と前記Ａ／Ｄコンバータ１４からのデジタル誤差信号ε′とＷフィルタ２６1 、２６2 の現在のフィルタ係数とに基づいて該Ｗフィルタ２６1 、２６2 のフィルタ係数を更新するＬＭＳ（Least Mean Square ）処理部２８1 、２８2 とを備えている。
【００３３】
また、同定処理部２５1 、２５2 は、エンジン１と振動エラーセンサ９との間に介在する車体８（通常のエンジンマウント２ｂ等を含む）の物理系動特性（以下、「Ｈ系動特性」という）の伝達特性を予め記憶すると共に該伝達特性を適宜更新して擬似制御信号η1 、η2 を出力するＨ系同定用フィルタ２９1 、２９2 （第１の動特性同定手段）と、加算器２３から出力される前記残差信号ｅに基づきＨ系同定用フィルタ２９1 、２９2 のフィルタ係数更新を行う第１の遺伝的アルゴリズム（Genetic Algorithm ；以下「ＧＡ」という）処理部３０1 、３０2 と、制御信号Ｗ1 、Ｗ2 が入力されると共に上述した振動騒音伝達経路１３の動特性（以下、「Ｃ系動特性」という）の伝達特性を予め記憶し且つ該伝達特性を適宜更新して擬似参照信号ψ1 、ψ2 を出力するＣ系同定用フィルタ（第２の動特性同定手段）３１1 、３１2 と、加算器２３から出力される前記残差信号ｅに基づきＣ系同定用フィルタ３１1 、３１2 のフィルタ係数更新を行う第２のＧＡ処理部３２1 、３２2 と、前記擬似制御信号η1 、η2 と前記擬似参照信号ψ1 、ψ2 とを加算して擬似誤差信号ε″1 、ε″2 を出力する加算器３３1 、３３2 とを備え、後述する同定手法により同定された同定結果がエンジン回転数に対応する周波数毎に前記Ｃ系同定用フィルタ３１1 、３１2 から振動制御部２４1 、２４2 のＣフィルタ２７1 、２７2 に出力されて複写されＣフィルタ２７1 、２７2 のフィルタ係数が更新される。
【００３４】
次に、本振動騒音制御装置の動作手順を詳述する。
【００３５】
本振動騒音制御装置は、振動騒音制御部２４1 、２４2 による振動騒音制御を優先的に実行する一方、振動騒音制御におけるＷフィルタ２６1 、２６2 のフィルタ係数の更新値が収束し、ＬＭＳ処理部２８1 、２８2 における演算処理が実質的に行なわれていない時間を利用して同定処理を実行する。
【００３６】
図３は振動騒音制御と同定処理の制御順序を示すフローチャートであって、本プログラムはタイミングパルス信号Ｙ1 、Ｙ2 の発生と同期して実行される。
【００３７】
すなわち、タイミングパルス信号Ｙ１、Ｙ２が各適応制御回路２０１、２０２に入力されるとフラグＦＬＧは「１」に設定される（ステップＳ１）。そして、続くステップＳ２でフラグＦＬＧが「１」に設定されているか否かを判別するが、上述したようにフラグＦＬＧは「１」に設定されているため、ステップＳ２の答は肯定（Ｙｅｓ）となり、ステップＳ３に進んで振動騒音制御を実行する。そして、Ｗフィルタ２６1、２６２のフィルタ係数が収束し、ＬＭＳ処理部２８１、２８２における実質的な演算が終了するとステップＳ４に進んでフラグＦＬＧを「０」に設定し、ステップＳ２に戻る。そして、この時ステップＳ２の答は否定（Ｎｏ）となるので、ステップＳ５に進み、同定処理を行う。その後、Ｈ系同定用フィルタ２９１、２９２及びＣ系同定用フィルタ３１１、３１２における更新値が収束して第１及び第２のＧＡ処理部３２１、３２２における実質的な演算が終了するとステップＳ６に進んでフラグＦＬＧを「１」に設定し、再びステップＳ１２に戻って上述した処理を繰り返す。すなわち、タイミングパルス信号Ｙ１、Ｙ２の発生間隔を利用して振動騒音制御と同定処理を交互に行なう。そして、このように振動騒音制御と同定処理における実質的演算を同時に実行せずに交互に実行することにより、演算が互いに競合して発散するのを回避することができる。
【００３８】
尚、本振動騒音制御装置は、振動騒音制御部２４1 、２４2 が優先的に駆動するように構成されており、したがって同定処理部２５1 、２５2 が駆動中であってもタイミングパルス信号Ｙ1 、Ｙ2 の発生によりフラグＦＬＧが「１」に設定されて振動騒音制御部２４1 、２４2 が実質的に駆動したときは同定処理部２５1 、２５2 の駆動は停止する。
【００３９】
次に、図２のシステム構成図を参照しながら振動騒音制御部２５1 、２５2 の動作を詳説する。
【００４０】
ＥＣＵ１１からのタイミングパルス信号Ｙ1 、Ｙ2 が振動騒音制御部２４1 、２４2 に入力されるとＷフィルタ２６1 、２６2 から制御信号Ｗ1 、Ｗ2 が出力され、これら制御信号Ｗ1 、Ｗ2 は加算器２１で加算されて制御信号Ｖとして出力される。そして、制御信号Ｖは振動騒音伝達経路１３を経て駆動信号Ｚに変換され振動エラーセンサ９に入力される。
【００４１】
一方、エンジン１からの振動騒音信号Ｄは車体８等を経て振動エラーセンサ９に入力され、該振動エラーセンサ９からはアナログ誤差信号εを出力し、該アナログ誤差信号εはＡ／Ｄコンバータ１４によりデジタル誤差信号ε′に変換されてＬＭＳ処理部２８1 、２８2 に入力される。そして、ＬＭＳ処理部２８1 、２８2 では、デジタル誤差信号ε′とＣフィルタ２７1 、２７2 から出力される参照信号ｒ1 、ｒ2 とＷフィルタ２６1 、２６2 の現在のフィルタ係数とに基づきＷフィルタ２６1 、２６2 のフィルタ係数を更新し、新たな制御信号Ｗ1 、Ｗ2 を前記Ｗフィルタ２６1 、２６2 から出力する。そしてかかる動作を繰り返すことによりデジタル誤差信号ε′が最小値となるように適応制御が実行される。
【００４２】
次に、同定処理部２５1 、２５2 で実行される同定処理について詳説する。
【００４３】
図４は同定処理の概念を示すフローチャートであって、同定処理部２５1 、２５2 では、演算処理の手法としてＧＡが使用され、上記第１及び第２のＧＡ処理部３２1 、３２2 において演算処理される。ここで、ＧＡとは、生物の進化にみられるいくつかの過程を模倣した世代交代の進化について着目したアルゴリズムである。
【００４４】
すなわち、ステップＳ１１では誤差曲面上における第１世代の個体数を決定し、アルゴリズムを初期化する。すなわち、Ｈ系同定用フィルタ２９1 、２９2 及びＣ系同定用フィルタ３１1 、３１2 が内部的に有する例えばタップ数に応じた数を一組の個体（遺伝子）とし、これら個体を誤差曲面上で任意に適数個選定し、かかる個体数を第１世代としてアルゴリズムの初期化を行なう。
【００４５】
次いで、ステップＳ１２では各個体と振動エラーセンサ９からのデジタル誤差信号ε′との偏差を算出して仮の残差信号ｅを求め、数式（１）に基づき第１世代の評価関数Ｆを算出する。
【００４６】
Ｆ＝Ｋ／Ｅ（ｅ2 ）    …（１）
ここで、Ｅ（ｅ2 ）は残差信号ｅの自乗平均誤差、Ｋは定数である。これにより残差信号ｅが最小値になるときに評価関数Ｆは最大となる。
【００４７】
次にステップＳ１３では評価関数Ｆの選択・淘汰処理を行なう。すなわち、前記数式（１）により得られた適数個の評価関数Ｆの中から例えば評価の高い上位数個を選択し、残りの個体については破棄する。
【００４８】
次いでステップＳ１４では交差を行ない次世代の個体（遺伝子）を決定する。すなわち、選択・淘汰された評価関数Ｆに基づき、生き残った個体についてより良好な評価関数Ｆが得られるように新たな個体（遺伝子）を選定し、個体の世代交代を行なう。
【００４９】
次にステップＳ１５では突然変異処理を行なう。すなわち、適当な乱数を発生させて該乱数を遺伝子に加算し、ステップＳ１２に戻って再度評価関数Ｆを算出し、以後、上述の処理を繰り返す。このように多点参照により評価関数Ｆを算出し、最適評価関数に応じてＨ系動特性及びＣ系動特性のフィルタ係数を更新することにより、Ｈ系動特性及びＣ系動特性について所望の同定結果を得ることができる。
【００５０】
具体的には、図２の同定処理部２５1 、２５2 において、フラグＦＬＧが「０」に設定されると、上述したアルゴリズムの初期化処理が行なわれ、仮の残差信号ｅに基づいて評価関数Ｆが算出され、選択・淘汰、交差（世代交代）、突然変異の各過程を繰り返し、最適評価関数とエンジン回転数を表すタイミングパルス信号Ｙ1 、Ｙ2 とに基づいてＨ系同定用フィルタ２９1 、２９2 を更新し、最適評価関数とＷフィルタ２６1 、２６2 からの制御信号Ｗ1 、Ｗ2 とに基づいてＣ系同定用フィルタ３１1 、３１2 のフィルタ係数を更新する。次いで、Ｈ系同定用フィルタ２９1 、２９2 は擬似制御信号η1 、η2 を出力して加算器３３1 、３３2 に入力され、Ｃ系同定用フィルタ３１1 、３１2 は擬似参照信号ψ1 、ψ2 を出力して加算器３３1 、３３2 に入力される。そして、加算器３３1 、３３2 からは擬似誤差信号ε″1 、ε″2 が出力され、加算器２２で加算されて擬似誤差信号ε″を該加算器２２から出力する。そして、該擬似誤差信号ε″とＡ／Ｄコンバータ１５を介して振動エラーセンサ９から供給されるデジタル誤差信号ε′が加算器２３に入力され、該加算器２３からは前記擬似誤差信号ε″と前記デジタル誤差信号ε′の偏差である残差信号ｅが出力され、第１及び第２のＧＡ処理部３０1 、３０2 、３２1 、３２2 に入力される。次いで、第１及び第２のＧＡ処理部３０1 、３０2 、３２1 、３２2 では残差信号ｅが最小値となるように評価関数Ｆに基づきＨ系同定用フィルタ２９1 、２９2 及びＣ系同定用フィルタ３１1 、３１2 のフィルタ係数を更新しＨ系動特性及びＣ系動特性を同定する。そして、Ｃ系同定用フィルタ３１1 、３１2 の同定結果をエンジン回転数に応じた周波数毎に振動騒音制御部２４1 、２４2 のＣフィルタ２７1 、２７2 に出力して複写し、Ｃフィルタ２７1 、２７2 のフィルタ係数を更新し、その後の振動騒音制御時において更新されたフィルタ係数が参照される。すなわち、その後の振動騒音制御時においてはＣ系同定用フィルタ３１1 、３１2 の同定結果を利用してＷフィルタ２６1 、２６2 のフィルタ係数を更新することができ、経年変化に追従した振動騒音制御を行なうことが可能となる。
【００５１】
このように本振動騒音制御装置によれば、エンジン１と振動エラーセンサ９の間の物理系の動特性を模したＨ系同定用フィルタ２９1 、２９2 及び振動騒音伝達経路１３を模したＣ系同定用フィルタ３１1 、３１2 をＤＳＰ１２の内部にモデル化して設けることにより、自ら同定信号を出力することなく経年劣化等に追従した最新の振動騒音伝達経路１３の伝達特性を得ることができる。すなわち、経年劣化等が生じていないときは振動エラーセンサ９から出力されるデジタル誤差信号ε′とＤＳＰ１２内部の加算器２２から出力される擬似誤差信号ε″とが略等しいが、自己伸縮型エンジンマウント２ａのゴムの温度による依存性や経年変化による硬化により、車検時等に同定されてＣフィルタ２７1 、２７2 に記憶された伝達特性では現実の系に対して適合しなくなり、擬似誤差信号ε″とデジタル誤差信号ε′の間に偏差が生じるに至る。そしてこのような場合に対処すべく、前記偏差を残差信号ｅとして該残差信号ｅが最小値となるようにＨ系同定用フィルタ２９1 、２９2 のフィルタ係数及びＣ系同定用フィルタ３１1 、３１2 のフィルタ係数を更新してこれらＨ系及びＣ系の動特性を同定すると共に、Ｃ系同定用フィルタ３１1 、３１2 の同定結果をＣフィルタ２７1 、２７2 に複写し、該Ｃフィルタ２７1 、２７2 の係数更新値をＷフィルタ２６1 、２６2 のフィルタ係数更新時に使用することにより、前記経年変化等に追随した振動騒音制御を実現している。
【００５２】
尚、上記第１の実施の形態ではＧＡによりＨ系動特性及びＣ系動特性を同定しているが、ＬＭＳやニューロ等他のアルゴリズムで代用することもできる。
【００５３】
図５は本発明に係る振動騒音制御装置の第２の実施の形態を示すシステム構成図であって、本第２の実施の形態では、ＥＣＵ１１が前記タイミングパルス信号Ｙ1 、Ｙ2 の発生間隔を微小回転毎（例えば、３．６°毎）に分割して可変サンプリングパルス信号Ｐsｒ1 、Ｐsr2 を生成し、これら可変サンプリングパルス信号Ｐsｒ1 、Ｐsr2 がタイミングパルス信号Ｙ1 、Ｙ2 と共に適応制御回路３５1 、３５2 に供給される。また、振動騒音制御部４１1 、４１2 は基準信号生成回路４０1 、４０2 を有し、該基準信号生成回路４０1 、４０2 では前記タイミングパルス信号Ｙ1 、Ｙ2 の発生間隔に基づいて基準信号Ｕ1 、Ｕ2 を生成する。さらに、Ｗフィルタ４２1 、４２2 は、そのタップ数が「２」のＦＩＲ形ＡＤＦで構成され、前記基準信号Ｕ1 、Ｕ2 がＷフィルタ４２1 、４２2 及びＣフィルタ４３1 、４３2 に入力される。
【００５４】
また、同定処理部４４1 、４４2 においては、Ｈ系同定用フィルタ４５1 、４５2 及びＣ系同定用フィルタ４６1 、４６2 が、いずれもタップ数が「２」のＦＩＲ形ＡＤＦを有しており、Ｈ系同定用フィルタ４５1 、４５2 には基準信号生成回路４０1 、４０2 からの基準信号Ｕ1 、Ｕ2 が入力され、Ｃ系同定用フィルタ４６1 、４６2 にはＷフィルタ４２1 、４２2 からの制御信号Ｗ1 、Ｗ2 が入力される。
【００５５】
次に、図６を参照しながら本第２の実施の形態の詳細を述べる。尚、以下の説明においては適応制御回路３５1 を中心に述べているが、適応制御回路３５2 についても同様である。
【００５６】
図６において、基準信号生成回路４０1は、タイミングパルス信号Ｙ1の発生間隔に応じた単一周期の正弦波信号Ｕ10を生成する正弦波生成回路４０10と、前記正弦波に対してπ／２（１／４周期）の位相遅れを有する遅延正弦波信号Ｕ11を生成する遅延正弦波生成回路４０11とを備えている。
【００５７】
ここで、基準信号生成回路４０1 から出力される正弦波について、１／４周期の位相差を有する正弦波信号を使用し、同一位相の正弦波信号を使用しなかったのは、かかる同一位相の正弦波信号を２個使用したのでは収束性が極端に悪化することが知られているからである（例えば、特開平６−２７４１８５号公報、又は特開平７−２７１４５１号公報）。すなわち、等振幅楕円の軌跡は遅延周期Ｔが「１／４」のときに真円となり、位相遅れφが生じたときの等位相直線も遅延周期Ｔが「１／４」のときに座標平面上の第１〜第４象限に平均的に形成されるため、かかる場合に最適制御がなされることが知られており、さらに、遅延周期Ｍは１／３≧Ｔ≧１／７（但し、Ｔは実数）が良好な収束性を確保するための許容範囲であることが知られているからである。
【００５８】
尚、図６において、正弦波生成回路４０10で余弦波信号を生成し、遅延正弦波生成回路４０11で正弦波信号を生成するように図示されているが、これは実際上、正弦波の方が余弦波に比しπ／２の遅延周期を有しているためであり、以下に述べる説明の都合を考慮し、便宜上の理由から上述の如く図示したものである。すなわち、遅延正弦波生成回路４０11からの出力信号が正弦波生成回路４０10からの出力信号に比し、π／２の位相遅れを有していることを明確に示すために、図面上、正弦波生成回路４０10で余弦波信号が生成され、遅延正弦波生成回路４０11で正弦波信号が生成されているように示している。
【００５９】
しかして、Ｃフィルタ４３1は、正弦波生成回路４０10から出力された正弦波信号Ｕ10に対する振動騒音伝達経路１３の位相情報が第１の位相情報Ｃ0として予め格納されると共にＣ系同定用フィルタ４６1 の同定結果に基づいて前記第１の位相情報Ｃ0 を更新する正弦波補正テーブル４３10と、遅延正弦波生成回路４０11から出力された遅延正弦波信号Ｕ11に対する振動騒音伝達経路１３の位相情報が第２の位相情報Ｃ1として格納されると共にＣ系同定用フィルタ４６1 の同定結果に基づいて前記第２の位相情報Ｃ1 を更新する遅延正弦波補正テーブル４３11と、正弦波補正テーブル４３10及び遅延正弦波補正テーブル４３11の出力結果を加算して参照信号ｒ1を出力する加算器４３12と、参照信号ｒ1の内、遅延正弦波信号Ｕ11に対応する第２の参照信号ｒ11を正弦波信号Ｕ10に対応する第１の参照信号ｒ10に比しπ／２、すなわち１／４周期だけ遅延させる遅延手段４７とを有している。
【００６０】
さらに、Ｗフィルタ４２１は、所定の積和演算が施されてＷフィルタの第１及び第２のフィルタ係数Ｗ10、Ｗ11を更新する係数更新部４８と、該係数更新部４８により更新された制御信号Ｗ１を振動騒音伝達経路１３及びＣ系同定用フィルタ４６１に送出する加算器４９とを有している。
【００６１】
また、Ｈ系同定用フィルタ４５1 は、所定の積和演算が施されて第１及び第２のＨ系同定用フィルタ係数Ｈ′0 、Ｈ′1 を更新する係数更新部５０と、該係数更新部５０により更新された第１及び第２のＨ系同定用フィルタ係数Ｈ′0 、Ｈ′1 を加算して擬似制御信号η1 を出力する加算器５１とを有している。
【００６２】
また、Ｃ系同定用フィルタ４６1 は、Ｗフィルタ４２1 からの制御信号Ｗ1 の内、遅延正弦波信号Ｕ11に対応する第２の制御信号Ｗ′11を正弦波信号Ｕ10に対応する第１の制御信号Ｗ′10に比しπ／２だけ遅延させる遅延手段５２と、所定の積和演算が施されて第１及び第２のＣ系同定用フィルタ係数Ｃ′0 、Ｃ′1 を更新する係数更新部５３と、該係数更新部５３により更新された第１及び第２のＣ系同定用フィルタ係数Ｃ′0 、Ｃ′1 を加算して擬似参照信号ψ1 を出力する加算器５４とを有している。
【００６３】
しかして、このように構成された振動騒音制御装置においては、タイミングパルスＹ1 が入力されてフラグＦＬＧが「１」に設定されると、正弦波生成回路４０10及び遅延正弦波生成回路４０11から基準信号としての正弦波信号Ｕ10及び遅延正弦波信号Ｕ11がＷフィルタ４２1及びＣフィルタ４３1に入力される。そして、Ｃフィルタ４３1においては、正弦波補正テーブル４３10で第１の位相情報Ｃ0が読み出され、また遅延正弦波補正テーブル４３11で第２の位相情報Ｃ1が読み出され、その出力信号が加算器４３12で加算されて参照信号ｒ1として出力される。そして参照信号ｒ1の内、第１の参照信号ｒ10はそのままＬＭＳ処理部２８1に入力される一方、第１の参照信号ｒ10に比しπ／２の位相遅れを有する第２の参照信号ｒ11は遅延手段４７を介してＬＭＳ処理部２８1に入力される。すなわち、Ｃフィルタ４３1では正弦波信号Ｕ10及び遅延正弦波信号Ｕ11に夫々対応するように第１及び第２の参照信号ｒ10、ｒ11が作成されてこれら第１及び第２の参照信号ｒ10、ｒ11がＬＭＳ処理部２８1に入力される。
【００６４】
次いで、ＬＭＳ処理部２８１では、数式（２）及び数式（３）に基づいてＷフィルタ４２１の第１及び第２のフィルタ係数Ｗ10、Ｗ11についてその係数更新を行う。
【００６５】
Ｗ10（ｉ＋１）＝Ｗ10（ｉ）＋μ×ｒ10×ε′  …（２）
Ｗ11（ｉ＋１）＝Ｗ11（ｉ）＋μ×ｒ11×ε′  …（３）
ここで、Ｗ10（ｉ＋１）及びＷ11（ｉ＋１）は更新されたＷフィルタ４２1のフィルタ係数値、Ｗ10（ｉ）及びＷ11（ｉ）は更新直前のＷフィルタ４２1のフィルタ係数値である。また、μは毎回の係数更新補正量を規制するステップサイズパラメータであって、制御対象周波数に応じて最適制御が可能となるような所定値に設定される。
【００６６】
次いで、Ｗフィルタ４２1の係数更新部４８でＷフィルタのフィルタ係数更新を実行し、加算器４９で斯く決定された今回の第１のフィルタ係数Ｗ10（ｉ＋１）と正弦波信号Ｕ10、及び第２のフィルタ係数Ｗ11（ｉ＋１）と遅延正弦波信号Ｕ11とを積和演算し、制御信号Ｗ1 を出力する。
【００６７】
そして、制御信号Ｗ1 は、振動騒音制御系１３を介して駆動信号Ｚに変換され、振動エラーセンサ９に入力される。一方、振動騒音源であるエンジン１からの振動騒音信号Ｄが前記振動エラーセンサ９に入力され、該振動エラーセンサ９で前記駆動信号Ｚと前記振動騒音信号Ｄとが相殺され、アナログ誤差信号εが該振動エラーセンサ９から出力される。そして、前記アナログ誤差信号εは前記可変サンプリングパルスＰｓをトリガ信号としてＡ／Ｄコンバータ１４でサンプリングされてデジタル誤差信号ε′に変換され、ＬＭＳ処理部２８1に入力されて再びＷフィルタ４２1 のフィルタ係数更新が実行される。
【００６８】
一方、同定処理部４４１、４４２においては、フラグＦＬＧが「０」に設定されると、上述した第１の実施の形態と同様、アルゴリズムの初期化処理が行なわれ、次いで仮の残差信号ｅに基づいて評価関数Ｆが算出され、選択・淘汰、交差（世代交代）、突然変異の各過程を繰り返し、第１のＧＡ処理部３０１で評価された最適評価関数と正弦波信号Ｕ10又は遅延正弦波信号Ｕ11とに基づいて第１及び第２のＨ系同定用フィルタ係数Ｈ′０、Ｈ′１を更新し、これら第１及び第２のＨ系同定用フィルタ係数Ｈ′０、Ｈ′１は加算器５１を経て擬似制御信号η１として加算器３３１に入力される。また、Ｃ系同定用フィルタ５３においては、Ｗフィルタ４２１から出力される制御信号Ｗ１の内、正弦波信号Ｕ10に対応する制御信号が第１の同定用制御信号Ｗ′10として係数更新部５３に入力され、また、遅延正弦波信号Ｕ11に対応する制御信号は遅延手段５２により１／４周期の位相遅れを有して第２の同定用制御信号Ｗ′11として係数更新部５３に入力され、これら第１及び第２の同定用制御信号Ｗ′10、Ｗ′11並びに第１のＧＡ処理部３２１で評価された最適評価関数に基づきＣ系同定用フィルタ４６１、４６２のフィルタ係数が更新され加算器５４を経て擬似参照信号ψ１として加算器３３１に入力される。そして、加算器３３１ではこれら擬似参照信号ψ１と擬似制御信号η１とが加算されて擬似誤差信号ε″１を出力する。そして、加算器２３で擬似誤差信号ε″１とＡ／Ｄコンバータ１５を介して振動エラーセンサ９から送られてくるデジタル誤差信号ε′との偏差が算出され、残差信号ｅとして第１及び第２のＧＡ処理部３０１、３２１に供給され、再び残差信号ｅが最小値となるように評価関数Ｆが算出され、上述の処理が繰り返される。そして、Ｈ系同定用フィルタ４５１及びＣ系同定用フィルタ４６１のフィルタ係数の収束により同定作業が終了すると、Ｃ系同定用フィルタ４６１のフィルタ係数がその時のエンジン回転数と共にＣフィルタ４３１の正弦波補正テーブル４３10及び遅延正弦波補正テーブル４３11に複写される。すなわち、前記回転数に対応する周波数における第１及び第２の位相情報Ｃ０、Ｃ１が更新され、その後の振動騒音制御時には斯かる第１及び第２の位相情報Ｃ０、Ｃ１を参照してＷフィルタ４２１のフィルタ係数Ｗ10、Ｗ11の更新が行なわれる。
【００６９】
このように本第２の実施の形態においても、前記第１の実施の形態と同様、経年変化等に追従した振動騒音制御を行なうことができる。しかも、本第２の実施の形態ではＨ系同定用フィルタ４５1 及びＣ系同定用フィルタ４６1 のタップ数が「２」であるので、特に多点参照方式のＧＡを使用することにより、従来にはない高速演算処理が可能となる。
【００７０】
尚、Ｈ系動特性及びＣ系動特性の更新は、Ｃフィルタ４３1 、４３2 のフィルタ係数が周波数テーブルとして予め記憶されている場合は、更新値及び既存値の他、最適重みを考慮して更新するのが望ましい。この場合、今回更新の対象となった同定周波数の前後の周波数についても特性が円滑に表現されるように「重み」を用いて周辺を含めて更新することが好ましい。また、経年変化や温度変化によるゴムの特性変化は、通常の使用においては時間的に緩やかに変化するため、更新重みを小さくし記憶された伝達特性が急激な変化を示さないようにしても十分に所期の目的は達成し得る。
【００７１】
また、Ｃフィルタ４３1 、４３2 のフィルタ係数がＦＩＲ形ＡＤＦで記述されている場合は、現在のＣフィルタのフィルタ係数を周波数領域に変換した周波数変換テーブルを予め設けておき、該周波数変換テーブルの係数更新と共に逆フーリエ変換を行なってタップ係数に変換し、置換することにより更新を行なうことができる。この場合、演算負荷が多大となるため、全ての制御範囲内の周波数に対するタップ係数が算出されるまで第１及び第２のＧＡ処理部３０1 、３０2 、３２1 、３２2 に同定結果を保持しておき、全ての制御範囲内の周波数に対するフィルタ係数が算出された後に逆フーリエ変換を行い、タップ係数を入れ替えることで更新するのも好ましい。
【００７２】
また、車検時等で同定された伝達特性、即ち伝達特性の初期状態を常に保存しておき、エンジン１の動作不良が検知された場合や、或いはエンジン１が車検等により初期状態に回帰したときは常に初期状態に戻すことにより、制御性を確保するようにするのも望ましい。
【００７３】
尚、本発明は上記実施の形態に限定されるものではない。
【００７４】
上記第２の実施の形態では加算器４３12及び遅延手段４７を介して第１及び第２の参照信号ｒ10、ｒ11を作成しているが、これらの構成要素を設ける代わりに、第１の位相情報Ｃ0及び第２の位相情報Ｃ1と入力される正弦波信号Ｕ10及び遅延正弦波信号Ｕ11とに基づいて第１及び第２の参照信号ｒ10、ｒ11を直接作成するようにしてもよい。すなわち、一般に第１及び第２の参照信号ｒ10、ｒ11は、位相をφとして離散形式で表現すると数式（４）及び数式（５）により表される。
【００７５】
ｒ10（ｎ）＝Ｃ0Ａcos(ωｎ＋φ) ＋Ｃ1Ａsin(ωｎ＋φ)   ……（４）
ｒ11（ｎ）＝Ｃ0Ａsin(ωｎ＋φ) −Ｃ1Ａcos(ωｎ＋φ)   ……（５）
したがって、これら数式（４）及び数式（５）に基づいて第１及び第２の参照信号ｒ10、ｒ11を直接作成することもできる。
【００７６】
また、上記実施の形態においては、１次振動次数及び２次振動次数の２個の振動次数を制御対象として適応制御しているが、３個以上の振動次数を制御対象としても同様に経年変化等に高精度に追値した収束性の良好な適応制御を実行することができるのはいうまでもない。
【００７７】
【発明の効果】
以上詳述したように請求項１記載の発明によれば、基準信号検出手段と所定制御領域との間の動特性を同定する第１の動特性同定手段と、振動騒音伝達経路の動特性を同定する第２の動特性同定手段とを有し、かつ、前記第１及び第２の動特性同定手段の夫々が、適応型デジタルフィルタと、該適応型デジタルフィルタから夫々出力される出力信号の和と前記誤差信号検出手段の出力信号との偏差に基づいて各々のフィルタ係数を更新する同定信号更新手段とを有し、前記第１の動特性同定手段の適応型デジタルフィルタは、前記正弦波及び前記遅延正弦波が入力されて前記出力信号として擬似制御信号を出力し、前記第２の動特性同定手段の適応型デジタルフィルタは、前記制御信号が入力されて前記出力信号として擬似参照信号を出力し、前記第２の動特性同定手段の同定結果に基づいて第２のフィルタ手段のフィルタ係数を更新する参照信号更新手段とを有しているので、振動騒音制御と並行して振動騒音伝達経路の伝達特性を同定する場合であっても従来のように自ら同定音信号を出力して伝達特性の同定を行なう必要がなくなり、同定作業の演算負荷を軽減することができる。しかも、同定音信号を出力する手法とは異なる手法でもって振動騒音伝達経路の伝達特性を同定しているので、Ｓ／Ｎ比に対してロバスト性が良好なものとなり、高精度な同定結果を得ることができる。また、自ら同定信号を出力することなく経年劣化等に追従した最新の振動騒音伝達経路の伝達特性を得ることができる。
【００７８】
加えて、前記第１及び前記第２の動特性同定手段が有する適応型デジタルフィルタのタップ数が「２」であるので、同定作業の高速化が可能となり、収束性を向上させることができる。
【００７９】
また、請求項２記載の発明によれば、位相の異なる正弦波の遅延周期Ｔが「１／４」であるので、振動騒音制御及び同定処理の双方において、収束性の優れた適応制御を実現することができる。
【００８０】
さらに、請求項３記載の発明によれば、基準信号検出手段の検出結果に基づき回転体の回転数を検出する回転数検出手段と、前記基準信号検出手段と前記所定制御領域との間の動特性が前記回転数毎に記憶された第１の動特性記憶手段と、前記振動伝達経路の動特性が前記回転数毎に記憶された第２の動特性記憶手段とを備え、前記第１及び第２の動特性同定手段の同定結果に基づき前記第１及び第２の動特性記憶手段の記憶内容を更新する動特性更新手段を有しているので、予め記憶されている動特性を経年変化に応じて適宜更新することが可能であると共に、回転体の回転数に対応する周波数に応じた伝達特性の更新値がない場合や動作不良等が生じた場合に振動騒音制御が行われるときは第１及び第２の動特性記憶手段に予め記憶しておいた動特性を使用することにより、制御性を確保することができ、より現実に即した振動騒音制御装置を得ることができる。
【００８１】
また、請求項４記載の発明は、前記同定信号更新手段が、遺伝的アルゴリズム処理部を有しているので、特に２タップの適応型デジタルフィルタを使用して第１及び第２の動特性同定手段の記憶内容を更新する場合は、処理の高速化が可能である。即ち、遺伝的アルゴリズムは多点参照方式で演算処理を行なうので、一点参照方式の他のアルゴリズムに比し、処理をより高速に行なうことができ、実時間処理が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】エンジンの車体への取付状態を示した図である。
【図２】本発明に係る振動騒音制御装置の一実施の形態を示すシステム構成図である。
【図３】振動制御部と同定処理部の制御順序を示すフローチャートである。
【図４】同定処理の概念を示すフローチャートである。
【図５】本発明に係る振動騒音制御装置の第２の実施の形態を示すシステム構成図である。
【図６】第２の実施の形態の要部詳細図である。
【符号の説明】
１    内燃エンジン（振動騒音源）
２ａ  自己伸縮型エンジンマウント（電気機械変換手段）
９    振動エラーセンサ（誤差信号検出手段）
１１  ＥＣＵ（基準信号検出手段、回転数検出手段）
１９10 正弦波生成回路（正弦波作成手段）
１９11 遅延正弦波生成回路（遅延正弦波作成手段）
２５1 、２５2 、４４1 、４４2  同定処理部（参照信号更新手段）
２６1、２６2 ４２1 、４２2  Ｗフィルタ（第１のフィルタ手段）
２７1、２７2  ４３1 、４３2  Ｃフィルタ（第２のフィルタ手段）
２８1、２８2 ＬＭＳ処理部（制御信号更新手段）
２９1 ２９2  Ｈ系同定用フィルタ（第１の動特性同定手段、第１の動特性記憶手段）
３０1 、３０2  第１のＧＡ処理部（同定信号更新手段、遺伝的アルゴリズム処理部）
３１1 、３１2  Ｃ系同定用フィルタ（第２の動特性同定手段、第２の動特性記憶手段）
３２1 、３２2  第２のＧＡ処理部（同定信号更新手段、遺伝的アルゴリズム処理部）
４０10 正弦波生成回路（正弦波出力手段）
４０11 遅延正弦波生成回路（遅延正弦波出力手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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