(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の正極側から伸びている正母線に負荷の相の出力端子が接続されているときの前記相の状態を第１の状態とするステップと、
前記直流電源の負極側から伸びている負母線に前記出力端子が接続されているときの前記相の状態を第２の状態とするステップと、
各相の出力状態が全て前記第１の状態であるときの出力電圧ベクトルをＯｐベクトルとするステップと、
前記各相の出力状態が全て前記第２の状態であるときの出力電圧ベクトルをＯｎベクトルとするステップと、
各相のうちの１相の出力状態が前記第１の状態であり、他の２相の出力状態が前記第２の状態であるときの出力電圧ベクトルをａベクトルとするステップと、
各相のうちの１相の出力状態が前記第２の状態であり、他の２相の出力状態が前記第１の状態であるときの出力電圧ベクトルをｂベクトルとするステップと、
ＰＷＭキャリア信号の周期内における前記Ｏｐベクトルおよび前記ｂベクトルが連続して出力される第１の期間については、該第１の期間での各ベクトルの出力時間を正の整数値である第１の設定値により分割して各ベクトルの分割時間を求めるステップと、
前記Ｏｐベクトルと前記ｂベクトルとを前記各分割時間だけ交互に前記第１の設定値として定められた回数だけ繰り返して出力するステップと、
前記周期内における前記Ｏｎベクトルおよび前記ａベクトルが連続して出力される第２の期間については、該第２の期間での各ベクトルの出力時間を正の整数値である第２の設定値により分割して各ベクトルの分割時間を求めるステップと、
前記Ｏｎベクトルと前記ａベクトルとを前記各分割時間だけ交互に前記第２の設定値として定められた回数だけ繰り返して出力するステップと、
出力された各ベクトルの分割時間に基づいてＰＷＭパルスを生成するステップとを有する３相２レベルのインバータ装置のＰＷＭパルス制御方法。
【請求項２】
前記分割時間が所定の時間以上でない場合には、前記第１の設定値および前記第２の設定値を現在設定されている値よりもより小さい値とするステップをさらに有する請求項１記載のＰＷＭパルス制御方法。
【請求項３】
前記第１の設定値および前記第２の設定値を１として算出される第１のオンディレイ補正量を算出するステップと、
前記第１のオンディレイ補正量によって補正されたＰＷＭパルスについて前記各ベクトルの分割時間を求めるステップと、
前記各分割時間を求める際に決定された前記第１の設定値および前記第２の設定値に基づいて算出された値から前記第１のオンディレイ補正量を減算した値である第２のオンディレイ補正量を算出するステップと、
前記第１のオンディレイ補正量によって補正されたＰＷＭパルスの補正を、さらに第２のオンディレイ補正量で補正するステップとをさらに有する請求項２記載のＰＷＭパルス制御方法。
【請求項４】
前記各分割時間を求める際に決定された前記第１の設定値および前記第２の設定値に基づいて算出された値をＰＷＭパルスのオンディレイ補正量とするステップをさらに有する請求項２記載のＰＷＭパルス制御方法。
【請求項５】
前記第１、第２の設定値の増加に伴って、前記ＰＷＭキャリア信号の周期を現在の周期よりも長くするステップをさらに有する請求項１記載のＰＷＭパルス制御方法。
【請求項６】
前記第１、第２の設定値の増加に伴って、前記ＰＷＭキャリア信号の周期を現在の周期よりも長くするステップをさらに有する請求項２記載のＰＷＭパルス制御方法。
【請求項７】
前記第１、第２の設定値の増加に伴って、前記ＰＷＭキャリア信号の周期を現在の周期よりも長くするステップをさらに有する請求項３記載のＰＷＭパルス制御方法。
【請求項８】
前記第１、第２の設定値の増加に伴って、前記ＰＷＭキャリア信号の周期を現在の周期よりも長くするステップをさらに有する請求項４記載のＰＷＭパルス制御方法。
【請求項９】
直流電源の正極側から伸びている正母線に負荷の相の出力端子が接続されているときの前記相の状態を第１の状態とするステップと、
直流電源の負極側から伸びている負母線に前記出力端子が接続されているときの前記相の状態を第２の状態とするステップと、
中性点に前記出力端子が接続されているときの前記相の状態を第３の状態とするステップと、
各相の出力状態が全て前記第１の状態であるときの出力電圧ベクトルをＯｐベクトルとするステップと、
各相の出力状態が全て前記第２の状態であるときの出力電圧ベクトルをＯｎベクトルとするステップと、
各相の出力状態が全て前記第３の状態であるときの出力電圧ベクトルをＯｏベクトルとするステップと、
各相の出力状態のうちの１相の出力状態が前記第１の状態であり、他の２相の出力状態が前記第３の状態である場合の出力電圧ベクトルをａｐベクトルとするステップと、
各相の出力状態のうちの１相の出力状態が前記第３の状態であり、他の２相の出力状態が前記第２の状態である場合の出力電圧ベクトルをａｎベクトルとするステップと、
各相の出力状態のうちの１相の出力状態が前記第３の状態であり、他の２相の出力状態が前記第１の状態である場合の出力電圧ベクトルをｂｐベクトルとするステップと、
各相の出力状態のうちの１相の出力状態が前記第２の状態であり、他の２相の出力状態が前記第３の状態である場合の出力電圧ベクトルをｂｎベクトルとするステップと、
ＰＷＭキャリア信号の周期内における前記Ｏｐベクトルおよび前記ｂｐベクトルが連続して出力される第１の期間については、該第１の期間での各ベクトルの出力時間を正の整数値である第１の設定値により分割して各ベクトルの分割時間を求めるステップと、
前記Ｏｐベクトルと前記ｂｐベクトルとを前記各分割時間だけ交互に前記第１の設定値に定められた回数だけ繰り返して出力するステップと、
前記周期内における前記ａｐベクトルおよび前記Ｏｏベクトルが連続して出力される第２の期間については、該第２の期間での各ベクトルの出力時間を正の整数値である第２の設定値により分割して各ベクトルの分割時間を求めるステップと、
前記ａｐベクトルと前記Ｏｏベクトルとを前記各分割時間だけ交互に前記第２の設定値に定められた回数だけ繰り返して出力するステップと、
前記周期内における前記Ｏｏベクトルおよび前記ｂｎベクトルが連続して出力される第３の期間については、該第３の期間での各ベクトルの出力時間を正の整数値である第３の設定値により分割して各ベクトルの分割時間を求めるステップと、
前記Ｏｏベクトルと前記ｂｎベクトルとを前記各分割時間だけ交互に前記第３の設定値に定められた回数だけ繰り返して出力するステップと、
前記周期内における前記ａｎベクトルおよび前記Ｏｎベクトルが連続して出力される第４の期間については、該第４の期間での各ベクトルの出力時間を正の整数値である第４の設定値により分割して各ベクトルの分割時間を求めるステップと、
前記ａｎベクトルと前記Ｏｎベクトルとを前記各分割時間だけ交互に前記第４の設定値に定められた回数だけ繰り返して出力するステップと、
出力される各ベクトルの分割時間に基づいてＰＷＭパルスを生成するステップとを有する３相中性点クランプ式インバータ装置のＰＷＭパルス制御方法。
【請求項１０】
前記分割時間が所定の時間以上でない場合には、前記第１、第２、第３、第４の設定値に、現在設定されている値より小さい値を設定するステップをさらに有する請求項９記載のＰＷＭパルス制御方法。
【請求項１１】
前記第１、第２、第３、第４の設定値を１として算出される第１のオンディレイ補正量を算出するステップと、
前記第１のオンディレイ補正量によって補正されたＰＷＭパルスについて前記各ベクトルの分割時間を求めるステップと、
前記各分割時間を求める際に決定された前記第１、第２、第３、第４の設定値に基づいて算出された値から前記第１のオンディレイ補正量を減算した値である第２のオンディレイ補正量を算出するステップと、
前記第１のオンディレイ補正量によって補正されたＰＷＭパルスの補正を、さらに第２のオンディレイ補正量で補正するステップとをさらに有する請求項１０記載のＰＷＭパルス制御方法。
【請求項１２】
前記各分割時間を求める際に決定された前記第１、第２、第３、第４の設定値に基づいて算出された値をＰＷＭパルスのオンディレイ補正量とするステップをさらに有する請求項１１記載のＰＷＭパルス制御方法。
【請求項１３】
前記第１、第２、第３、第４の設定値の増加に伴って前記ＰＷＭキャリア信号の周期を現在の周期より長くするステップをさらに有する請求項９項記載のＰＷＭパルス制御方法。
【請求項１４】
前記第１、第２、第３、第４の設定値の増加に伴って前記ＰＷＭキャリア信号の周期を現在の周期より長くするステップをさらに有する請求項１０項記載のＰＷＭパルス制御方法。
【請求項１５】
前記第１、第２、第３、第４の設定値の増加に伴って前記ＰＷＭキャリア信号の周期を現在の周期より長くするステップをさらに有する請求項１１項記載のＰＷＭパルス制御方法。
【請求項１６】
前記第１、第２、第３、第４の設定値の増加に伴って前記ＰＷＭキャリア信号の周期を現在の周期より長くするステップをさらに有する請求項１２項記載のＰＷＭパルス制御方法。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、負荷であるモータの可変速駆動や系統連系を行うインバータ装置などの電力変換装置におけるパルス幅変調（以降  ＰＷＭ）パルス制御方法に関し、特に、３相駆動を行うインバータ装置の低騒音化を実現するＰＷＭパルス制御方法に関する。
背景技術
図１は、３相２レベルＰＷＭインバータ装置の構成を示す回路図である。図１に示すように、３相２レベルＰＷＭインバータ装置は、直流電源１０１と、コンデンサ１０２と、モータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の出力端子１１７〜１１９と、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ、ＧＴＯ等）１０３〜１０８と、ダイオード１０９〜１１４とから構成されている。
半導体スイッチング素子１０３、１０５、１０７をオンすると、各相の出力端子１１７〜１１９は直流電源の正極からのびている正母線１１５と接続され、各相の出力相電圧はハイレベル（以降  Ｈ）となる。また、半導体スイッチング素子１０４、１０６、１０８をオンすると、各相の出力端子１１７〜１１９は直流電源の負極からのびている負母線１１６と接続され、各相の出力相電圧はローレベル（以降  Ｌ）となる。
このような３相２レベルＰＷＭインバータ装置の変調方式には、３相変調方式と２相変調方式とがある。３相変調方式は３相全ての電圧レベルを変動させることによって変調を行う方式である。２相変調方式は、３相のうちのある１相の出力相電圧をハイレベル（以降  Ｈ）あるいはローレベル（以降  Ｌ）に固定し、残りの２相で変調を行う方式である。２相変調方式では、固定される相が出力相電圧の位相によって切り替えられる。
このような３相２レベルＰＷＭインバータ装置では、インバータの出力周波数が高く変調率が大きい場合には２相変調方式が用いられ、出力周波数が低く変調率も小さい場合には３相変調方式が用いられるのが一般的である。３相変調方式は、同時に３相のパルスを出力しているので、２相変調方式よりもＰＷＭパルスの幅を長くすることができる。インバータ装置の出力周波数が低く変調率が低い場合には出力電圧ベクトルが零ベクトルとなる時間が長くなって各相のＰＷＭパルスの幅が狭くなってしまう。ＰＷＭパルスの幅が狭くなり過ぎると半導体スイッチング素子のスイッチングが追従できないため、インバータ装置の出力周波数が低い場合には、ＰＷＭパルス幅が長い３相変調方式の方が用いられる。
３相変調方式が用いられたＰＷＭインバータ装置の従来のＰＷＭパルス制御方法について説明する。各相の出力端子１１７〜１１９が正母線１１５に接続されているときの相の状態を第１の状態（以降  Ｐ）とし、負母線１１６に接続されているときの相の状態を第２の状態（以降  Ｎ）とする。また、３相の出力状態がＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順番で（Ｐ、Ｐ、Ｐ）となっているときの出力電圧ベクトルをＯｐベクトルとし、（Ｎ、Ｎ、Ｎ）となっているときの出力電圧ベクトルをＯｎベクトルとする。そして、（Ｐ、Ｎ、Ｎ）、（Ｎ、Ｐ、Ｎ）、（Ｎ、Ｎ、Ｐ）となっているときの出力電圧ベクトルをａベクトルとし、（Ｐ、Ｐ、Ｎ）、（Ｎ、Ｐ、Ｐ）、（Ｐ、Ｎ、Ｐ）となっているときの出力電圧ベクトルをｂベクトルとする。ａベクトルは、３相のうちいずれか１相がＰとなっているときの出力電圧ベクトルであり、ｂベクトルは、３相のうちいずれか１相がＮとなっているときの出力電圧ベクトルである。
図２は、従来のＰＷＭパルス制御方法を示すタイミングチャートである。三角波電圧４は、ＰＷＭインバータ装置のＰＷＭキャリア信号である。電圧指令５〜７は、それぞれ、Ｗ相、Ｖ相、Ｕ相の電圧指令を示している。そして、その下には、Ｕ相のＰＷＭパルス１、Ｖ相のＰＷＭパルス２、Ｗ相のＰＷＭパルス３が示されている。ＰＷＭパルス１〜３がＨとなっているときには各相の出力端子は正母線１１５に接続され、各相の出力状態はＰとなっており、ＰＷＭパルス１〜３がＬとなっているときには各相の出力端子は負母線１１６に接続され、各相の出力状態はＮとなっている。なお、電圧指令５〜７の周期は非常に長いので、三角波電圧４の１周期中では、電圧指令５〜７の値はほとんど変動していない。
従来のＰＷＭパルス制御方法では、三角波電圧４の値が各電圧指令５〜７の値を上回った場合にはＰＷＭパルス１〜３をＬとし、三角波電圧４の値が各電圧指令５〜７の値を下回った場合にはＰＷＭパルス１〜３をＨとする。すると、三角波電圧４の１周期内において、出力電圧ベクトルはＯｐベクトル−ｂベクトル−ａベクトル−Ｏｎベクトル−ａベクトル−ｂベクトル−Ｏｐベクトルの順序で遷移する。
図３は、３相３レベルＰＷＭインバータ装置の構成を示す回路図である。図３に示すように、３相３レベルＰＷＭインバータ装置は、直流電源２０１と、コンデンサ２０２、２０３と、モータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の出力端子１１７〜１１９と、中性点２５２と、半導体スイッチング素子２３０〜２４１と、ダイオード２０４〜２２１とから構成される。
半導体スイッチング素子２３０および２３１、２３４および２３５、２３８および２３９をオンすると、各相の出力端子１１７〜１１９は、正母線２５０に接続され、各相の出力相電圧はＨとなる。半導体スイッチング素子２３１および２３２、２３５および２３６、２３９および２４０をオンすると、各相の出力端子１１７〜１１９は中性点２５２に接続され、各相の出力相電圧はＨおよびＬの中間の中間レベル（以降  Ｍ）となる。半導体スイッチング素子２３２および２３３、２３６および２３７、２４０および２４１をオンすると、各相の出力端子１１７〜１１９は負母線２５１に接続され、各相の出力相電圧はＬとなる。
上述の３相３レベルＰＷＭインバータ装置の変調方式には、ユニポーラ変調方式と、ダイポーラ変調方式とがある。ユニポーラ変調方式は、電圧指令値が正の値にあるときには出力相電圧の出力レベルがＭとＨとを繰り返すようなＰＷＭパルスを出力し、電圧指令値が負の値にあるときには出力相電圧の出力レベルがＭとＬとを繰り返すようなＰＷＭパルスを出力する方式である。ダイポーラ変調方式は、電圧指令の値の正負に関わらず、ＰＷＭキャリア信号の１周期において出力相電圧の出力レベルがＭを挟んでＨとＬとを交互に繰り返すようなＰＷＭパルスを出力する方式である。
このような３相３レベルＰＷＭインバータ装置では、出力周波数が高く変調率が高い場合にはユニポーラ変調方式が用いられ、出力周波数が低く変調率が低い場合にはダイポーラ変調方式が用いられているのが一般的となっている。これは、出力周波数が低い場合にユニポーラ変調方式を用いると、片側の半導体スイッチング素子が長時間オンオフを繰り返してしまうことになり、その半導体スイッチング素子が破壊する恐れがあるからである。
ダイポーラ変調方式が用いられたＰＷＭインバータ装置の従来のＰＷＭパルス制御方法について説明する。各相の出力端子１１７〜１１９が、正母線２５０に接続されているときの各相の状態をＰとし、負母線２５１に接続されているときの各相の状態をＮとし、中性点２５２に接続されているときの各相の状態を第３の状態（以降  Ｏ）とする。
また、３相の出力状態が、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の順番で（Ｐ、Ｐ、Ｐ）となっているときの出力電圧ベクトルをＯｐベクトルとし、（Ｎ、Ｎ、Ｎ）となっているときの出力電圧ベクトルをＯｎベクトルとし、（Ｏ、Ｏ、Ｏ）となっているときの出力電圧ベクトルをＯｏベクトルとする。そして、（Ｐ、Ｏ、Ｏ）、（Ｏ、Ｐ、Ｏ）、（Ｏ、Ｏ、Ｐ）となっているときの出力電圧ベクトルをａｐベクトルとし、（Ｏ、Ｎ、Ｎ）、（Ｎ、Ｏ、Ｎ）、（Ｎ、Ｎ、Ｏ）となっているときの出力電圧ベクトルをａｎベクトルとし、（Ｐ、Ｐ、Ｏ）、（Ｏ、Ｐ、Ｐ）、（Ｐ、Ｏ、Ｐ）となっているときの出力電圧ベクトルをｂｐベクトルとし、（Ｏ、Ｏ、Ｎ）、（Ｎ、Ｏ、Ｏ）、（Ｏ、Ｎ、Ｏ）となっているときの出力電圧ベクトルをｂｎベクトルとする。
図４は、従来のダイポーラ変調のＰＷＭパルス制御方法を示すタイミングチャートである。ＰＷＭキャリア信号の電圧である三角波電圧４の１周期Ｔｃにおける３相モータの各相の出力状態を示している。電圧指令５〜７は、それぞれ、Ｗ相、Ｖ相、Ｕ相の電圧指令を示している。
従来のＰＷＭパルス制御方法の三角波電圧４の１周期における従来の各相のＰＷＭパルス１〜３が図４に示される。図４に示すように、三角波電圧４の周期内における出力電圧ベクトルはＯｐベクトル−ｂｐベクトル−ａｐベクトル−Ｏｏベクトル−ｂｎベクトル−ａｎベクトル−Ｏｎベクトルの順序またはその逆の順序で遷移している。
上述のようなＰＷＭインバータ装置では、出力周波数が非常に低い場合では、特定の半導体スイッチング素子に長時間電流が流れるので、ＰＷＭキャリア信号の周期を長くすることによってスイッチング回数を低減してスイッチングロスを減少させる方法が提案されている。しかし、ＰＷＭキャリア信号の周波数を低くした場合にはモータに流れる電流のリップル成分の周波数も低くなる。そのため、電流のリップル成分により発生する音の周波数成分のうちの人間の可聴域の範囲内における周波数成分が大きくなってしまうという問題がある。
上述したように、従来のＰＷＭインバータ装置では、出力周波数が低い場合にはＰＷＭキャリア信号の周波数を低く設定し、半導体スイッチング素子のスイッチング回数を減らすことによってスイッチングロスを低減し、半導体スイッチング素子の破壊を防止している。しかし、ＰＷＭキャリア信号の周波数を低くするとモータに流れる電流のリップル成分の周波数も低くなるため、電流のリップル成分により発生する音の周波数成分のうち人間の可聴域の範囲内における周波数成分が大きくなっていまうという問題があった。
発明の開示
本発明の目的は、ＰＷＭキャリア信号の周期数が低く設定されている場合でも、電流リップルにより発生する音の周波数成分のうち人間の可聴域の範囲内における周波数成分が大きくならないようにするＰＷＭパルス制御方法を提供することである。
上記目的を達成するために、本発明のＰＷＭパルス制御方法では、３相２レベルのインバータ装置の出力周波数が低く、ＰＷＭキャリア信号の周波数も低く設定されている場合に、各相の出力電圧ベクトルの出力時間を第１の設定値および第２の設定値により分割したＰＷＭパルスを生成する。このようにすれば、負荷に流れる電流に含まれるＰＷＭパルスを原因とするリップル成分である電流リップルの周波数が各相によって異なるようになり、ＰＷＭパルスを原因とする電流リップルの周波数成分を拡散させることができるため、電流リップルにより発生する音の周波数成分のうち人間の可聴域の範囲内における周波数成分を大きくしないようにすることができる。
さらに、本発明のＰＷＭパルス制御方法の実施態様では、第１の設定値および第２の設定値による分割時間が短いためＰＷＭパルスが短くなりすぎて半導体スイッチング素子のスイッチングがうまく行えないような場合には、第１の設定値および第２の設定値により小さい値を設定して各ベクトルの分割数を少なくする。このようにすれば、分割時間を長くすることができるため、半導体スイッチング素子のスイッチングをスムーズに行うことができる。
さらに、本発明のＰＷＭパルス制御方法の実施態様では、各ベクトルの分割時間を求める際に決定された第１の設定値および第２の設定値に基づいて算出されたオンディレイ補正量である、第１のオンディレイ補正量および第２のオンディレイ補正量の和をＰＷＭパルスの全体のオンディレイ補正量とする。このようにすれば、実際のインバータ装置の半導体スイッチング素子のスイッチング回数に応じた、過補償のないＰＷＭパルスのオンディレイ補正を行なうことができるため、オンディレイに起因するインバータの出力電流の歪みを過不足なく補正することが可能となる。
さらに、本発明のＰＷＭパルス制御方法の実施態様では、第１の設定値および第２の設定値を１として算出される第１のオンディレイ補正量を加味したＰＷＭパルスに基づいてＰＷＭパルスの分割を行なう。このようにすれば、実際にインバータ装置に出力されるＰＷＭパルスに近いＰＷＭパルスを用いてＰＷＭパルスの分割を実行することができる。
さらに、本発明のＰＷＭパルス制御方法の実施態様では、第１、第２の設定値の増加に伴ってＰＷＭキャリア信号の周期を長くする。このようにすれば、ＰＷＭパルス幅を必要以上に短くしないようにすることができるため、半導体スイッチング素子のスイッチングをスムーズに行うことができる。
また、本発明の他のＰＷＭパルス制御方法では、３相中性点クランプ式インバータ装置の出力周波数が低くＰＷＭキャリア信号の周波数も低く設定されている場合に、各相の出力電圧ベクトルの出力時間を第１、第２、第３、第４の設定値により分割してＰＷＭパルスを生成する。このようにすれば、負荷に流れる電流に含まれるＰＷＭパルスを原因とするリップル成分である電流リップルの周波数が各相によって異なるようになり、ＰＷＭパルスを原因とする電流リップルの周波数成分を拡散させることができるため、電流リップルにより発生する音の周波数成分のうち人間の可聴域の範囲内における周波数成分を大きくしないようにすることができる。
さらに、本発明のＰＷＭパルス制御方法の実施態様では、第１、第２、第３、第４の設定値による分割時間が短いためＰＷＭパルスが短くなりすぎて半導体スイッチング素子のスイッチングがうまく行えないような場合には、第１、第２、第３、第４の設定値により小さい値を設定して各ベクトルの分割数を少なくする。このようにすれば、各ベクトルの分割時間を長くすることができるため、半導体スイッチング素子のスイッチングをスムーズに行うことができる。
さらに、本発明のＰＷＭパルス制御方法の実施態様では、各ベクトルの分割時間を求める際に決定された第１、第２、第３、第４の設定値に基づいて算出されたオンディレイ補正量である、第１のオンディレイ補正量および第２のオンディレイ補正量の和をＰＷＭパルスの全体のオンディレイ補正量とする。このようにすれば、実際のインバータ装置の半導体スイッチング素子のスイッチング回数に応じた、過補償のないＰＷＭパルスのオンディレイ補正を行なうことができる。そのため、本発明のＰＷＭパルス制御方法では、オンディレイに起因するインバータの出力電流の歪みを過不足なく補正することが可能となる。
さらに、本発明のＰＷＭパルス制御方法の実施態様では、第１の設定値および第２の設定値を１として算出される第１のオンディレイ補正量を加味したＰＷＭパルスに基づいてＰＷＭパルスの分割を行なう。このようにすれば、実際にインバータ装置に出力されるＰＷＭパルスに近いＰＷＭパルスを用いてＰＷＭパルスの分割を実行することができる。
さらに、本発明のＰＷＭパルス制御方法の実施態様では、第１、第２、第３、第４の設定値の増加に伴って前記ＰＷＭキャリア信号の周期を現在の周期より長くする。このようにすれば、ＰＷＭパルス幅を必要以上に短くしないようにすることができるため、半導体スイッチング素子のスイッチングをスムーズに行うことができる。
発明を実施するための最良な形態
以下、本発明の好ましい実施形態について、図面を参照して説明する。各図面において、同一符号は同一構成要素を表わしている。
（第１の実施形態）
まず、本発明の第１の実施形態のＰＷＭパルス制御方法の一例を図５〜図９を参照して詳細に説明する。本実施形態のＰＷＭパルス制御方法は、図１に示すような３相２レベルＰＷＭインバータ装置に適用される。この３相２レベルＰＷＭインバータ装置では出力周波数および変調率が低い場合、３相変調方式が採用されている。
図５は、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法における基本的な手法を示すタイミングチャートである。本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、まず、図５（ａ）に示すように、従来のＰＷＭパルス制御方法でＰＷＭパルス１〜３が作成された場合の各ベクトルの出力順と出力時間とを求める。次に、（Ｏｐベクトル、ｂベクトル）、（Ｏｎベクトル、ａベクトル）がグループ化され、三角波周期４の１周期Ｔｃ内が、同じグループにあるベクトルが連続して出力される期間に分割される。
三角波電圧４の周期の前半において、最初にＯｐベクトルとｂベクトルとが連続して出力される期間を期間１とし、ａベクトルとＯｎベクトルとが連続して出力される期間を期間２とする。次に、三角波電圧４の周期の後半においてＯｎベクトルとａベクトルとが連続して出力される期間を期間３とし、ｂベクトルとＯｐベクトルとが連続して出力される期間を期間４とする。
期間１では、Ｏｐベクトルの出力時間はＴ１であり、その後ｂベクトルの出力時間はＴ２であったとする。本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、まず、期間１における最初の時間Ｔ１／２ではＯｐベクトルが出力されるが、その後の時間Ｔ２／２ではｂベクトルが出力されるようにする。そして、その後の時間Ｔ１／２ではＯｐベクトルが出力され、最後の時間Ｔ２／２ではａベクトルが出力されるようにする。つまり、Ｏｐベクトルの出力時間とａベクトルの出力時間とがそれぞれ２分割され各ベクトルが交互に２回ずつ出力されるようにする。そして、期間２、３、４についても同様に各ベクトルの出力時間の２分割が行われる。本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、上述のように各ベクトルの出力時間を分割し、各ベクトルをその分割時間だけ交互に分割数ほど繰り返して出力するようなＰＷＭパルス１〜３を生成する。その各相のＰＷＭパルス１〜３の様子を図５（ｂ）に示す。
本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、各ベクトルの出力時間を３分割しても良いし、４分割しても良い。また、分割数には正の整数が指定され、分割数は発生する電流リップルの周波数成分に応じて調整される必要がある。
なお、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、三角波電圧４の１周期内におけるＰＷＭパルス１〜３の幅の和は従来のＰＷＭパルス制御方法のそれと同じであり、インバータ装置の出力電圧も従来のＰＷＭパルス制御方法のそれと理想的には同じとなるはずである。しかし実際には、インバータ装置の出力電圧は、半導体スイッチング素子１０３〜１０８のスイッチング特性の影響を受けるので、従来のＰＷＭパルス制御方法とは若干の違いが見られる。本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、半導体スイッチング素子１０３〜１０８のスイッチング特性を考慮して従来のＰＷＭパルス制御方法と出力電圧が同じになるようにＰＷＭパルス１〜３の補正を行う。このようなＰＷＭパルス１〜３の補正は、既知である半導体スイッチング素子１０３〜１０８のスイッチング特性によってその補正量を予測したり、実際のインバータ装置の出力電圧のずれを検出することによって行われる。
図６は、分割数を変更した場合の本実施形態のＰＷＭパルス制御方法を示すタイミングチャートである。図６に示すように、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法ではＯｐベクトルの出力時間およびｂベクトルの出力時間は第１の設定値ｍによってｍ分割され、ａベクトルの出力時間およびＯｎベクトルの出力時間は第２の設定値ｎによってｎ分割される。図６ではｍ＝ｎの例を示しているがｍ≠ｎであってもよい。
なお、Ｏｐベクトル、Ｏｎベクトル、ａベクトル、ｂベクトルの出力時間は、インバータ装置が出力すべき出力電圧ベクトルの変調率と位相角とによって決まり、大幅に変動する。例えば、各相の電圧指令の値が近い場合、ａベクトルやｂベクトルの出力時間は短くなる。これらの出力時間を分割すると各半導体スイッチング素子１０３〜１０８のスイッチングの間隔が狭くなりすぎてスイッチングがうまく行われないような場合には、該当する分割値ｍやｎを少なくして、半導体スイッチング素子１０３〜１０８のスイッチングの間隔が短くなりすぎないようにする。
また、図１に示す３相２レベルＰＷＭインバータ装置では、実際にＰＷＭパルス１〜３を入力する際には、インバータ回路の各相の上下の半導体スイッチング素子が短絡しないようにしなければならない。したがって、インバータ装置は、上下の半導体スイッチング素子のいずれかがオフ状態からオンする場合、すなわち、ＰＷＭパルス１〜３のいずれかがオン状態からオフ状態、オフ状態からオン状態に切り替わる場合には、一定の時間だけ上下いずれかの半導体スイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り替わるのを所定の時間だけ遅らせなければならない。この所定の時間をオンディレイタイムと呼んでいる。しかし、このように、半導体スイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り替わるのを所定の時間だけ遅らせると、電圧指令通りの電圧を出力できないため、実際のインバータ装置の出力電流波形に歪みが生じてしまう。したがって、インバータ装置では、オンディレィタイムの影響による出力電圧と電圧指令との間のずれを補正するためのオンディレイ補正量をＰＷＭパルス１〜３に予め加えておくのが一般的である。
図７は、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法を用いた、誘導電動機の制御回路の構成を示すブロック図である。この制御回路は、上述のオンディレイ補正量による補正を考慮した回路である。図７に示すように、誘導電動機３０５の制御回路は、上位コントローラ３０１と、ＰＷＭパルス演算器３０２と、ＰＷＭ分割器３０３と、図１に示す３相２レベルＰＷＭインバータ装置を有するＰＷＭ発生器３０４と、ＤＣＣＴ等の電流検出器３０６と、Ａ／Ｄ変換器３０７と、オンディレイ補正量演算器３１０とを備えている。
上位コントローラ３０１は、周波数指令ω＊および出力電圧指令Ｖ＊の指令信号と、第１の設定値ｍの初期値Ｍ１および第２の設定値ｎの初期値Ｎ１とを出力する。
ＰＷＭパルス演算器３０２は、上位コントローラ３０１から出力された周波数指令ω＊と出力電圧指令Ｖ＊に基づいてＰＷＭの１周期におけるＯｐベクトル、ｂベクトル、ａベクトル、Ｏｎベクトルのそれぞれの出力時間を計算してＰＷＭの１周期における誘導電動機３０５の各相のＰＷＭパルス１〜３を出力する。
Ａ／Ｄ変換器３０７は、電流検出器３０６によって検出された誘導電動機３０５の各相の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを示すアナログ信号をデジタル信号に変換して出力する。
オンディレイ補正量演算器３１０は、上位コントローラ３０１から出力された第１の設定値ｍの初期値Ｍ１及び第２の設定値ｎの初期値Ｎ１とＡ／Ｄ変換器３０７から出力された誘導電動機３０５の各相の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとを入力して、各相のＰＷＭパルスのオンディレイ補正量ΔＵ”、ΔＶ”、ΔＷ”を計算して出力する。なお、各相のオンディレイ補正量ΔＵ”、ΔＶ”、ΔＷ”の値の正負は誘導電動機３０５の各相の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの向きによって決定され、その大きさは１回の半導体スイッチング素子のスイッチングに必要なオンディレイタイムと各相の半導体スイッチング素子のスイッチング回数との積によって決定される。このスイッチング回数は、各ベクトルの分割数に応じて増減し、各ベクトルの分割数は第１の設定値ｍの初期値Ｍ１及び第２の設定値ｎの初期値Ｎ１によって決定される。
加算器３１１は、ＰＷＭパルス演算器３０２から出力された各相のＰＷＭパルス１〜３に各相のオンディレイ補正量ΔＵ”、ΔＶ”、ΔＷ”を加算して出力する。
ＰＷＭ分割器３０３は、第１の設定値ｍの初期値Ｍ１と第２の設定値ｎの初期設定値Ｎ１と、加算器３１１から出力された各相のＰＷＭパルス１〜３とを入力して、各相のＰＷＭパルス１〜３によって構成される各ベクトルのそれぞれの出力時間を第１の設定値ｍおよび第２の設定値ｎを用いて分割した分割時間を求め、各相のＰＷＭパルス１〜３をＰＷＭ発生器３０４に出力するとともに各ベクトルの分割時間や、最終的に決定された第１の設定値ｍおよび第２の設定値ｎをＰＷＭ発生器３０４に出力する。
ＰＷＭ発生器３０４は、入力した各ベクトルの分割時間や、最終的に決定された第１の設定値ｍおよび第２の設定値ｎに基づいて各相のＰＷＭパルス１〜３を分割し、分割したＰＷＭパルスに基づいて図１に示すインバータ装置を制御することによって誘導電動機３０５を駆動する。
なお、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、オンディレイ補正量ΔＵ”、ΔＶ”、ΔＷ”は、誘導電動機３０５の各相の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの向きに基づいて決定されるとしたが、本発明のＰＷＭパルス制御方法は、これに限定されるものではなく、オンディレイ補正量ΔＵ”、ΔＶ”、ΔＷ”を求めるための様々な方法を適用することができる。
図８は、上述の誘導電動機３０５の制御回路の動作を示すフローチャートである。まず、上位コントローラ３０１は、周波数指令ω＊および出力電圧指令Ｖ＊を出力するとともに、第１の設定値ｍと第２の設定値ｎに初期値Ｍ１と初期値Ｎ１とをそれぞれ設定して出力する（ステップ１００１）。
次に、ＰＷＭパルス演算器３０２は、上位コントローラ１０１からの周波数指令ω＊および出力電圧指令Ｖ＊に基づいて第１の設定値ｍおよび第２の設定値ｎが１であるときのＰＷＭ１周期における各相のＰＷＭパルス幅を演算して、そのＰＷＭパルス１〜３を出力する（ステップ１００２）。
次に、ＰＷＭパルス演算器３０２から出力された各相のＰＷＭパルス１〜３に、オンディレイ補正量演算器１１０から出力された各相毎のオンディレイ補正量ΔＵ”、ΔＶ”、ΔＷ”を加算器１１１によって加算して、各相のＰＷＭパルス１〜３のパルス幅を調整する（ステップ１００３）。
次に、ＰＷＭ分割器３０３は、ステップ１００３において調整された各相のＰＷＭパルス１〜３を入力し、その各相のＰＷＭパルス１〜３におけるＯｐベクトルの出力時間およびｂベクトルの出力時間を第１の設定値ｍによってｍ分割して各ベクトルの分割時間Ｔｏｐ、Ｔｂを演算する（ステップ１００４）。
次に、ＰＷＭ分割器３０３は、分割時間Ｔｏｐ、Ｔｂと所定の値Ｓとを比較したときに、分割時間Ｔｏｐ、Ｔｂが、所定の値Ｓ以上であるか、あるいは、第１の分割値ｍが１であるかチェックする（ステップ１００５）。
ステップ１００５において、分割時間Ｔｏｐ、Ｔｂが、所定の値Ｓより小さく、かつ、第１の設定値ｍが１でない場合は、第１の設定値ｍを１減算して（ステップ１００６）、ステップ１００４に戻る。
ステップ１００５において、分割時間Ｔｏｐ、Ｔｂが所定の値Ｓ以上であるか、または第１の設定値ｍが１である場合には、ＰＷＭ分割器３０３は、ステップ１００３において調整された各相のＰＷＭパルスにおけるａベクトルの出力時間およびＯｎベクトルの出力時間を第２の設定値ｎによってｎ分割して各ベクトルの分割時間Ｔａ、Ｔｏｎを演算する（ステップ１００７）。
次に、ＰＷＭ分割器３０３は、分割時間Ｔａ、Ｔｏｎと所定の値Ｓとを比較したときに、分割時間Ｔｏｐ、Ｔｂが所定の値Ｓ以上であるか、第２の分割値ｎが１であるかチェックし（ステップ１００８）、分割時間Ｔｏｐ、Ｔｂが、設定値Ｓより小さく、かつ第２の設定値ｎが１である場合は、第２の設定値ｎを１減算して（ステップ１００９）、ステップ１００７に戻る。
ステップ１００８において、分割時間Ｔｏｐ、Ｔｂが設定値Ｓ以上であるか、または第２の設定値ｎが１であった場合には、ＰＷＭ分割器３０３は、ステップ１００４、１００７において求めた分割時間Ｔｏｐ、Ｔｂ、Ｔｏｎ、Ｔａとそのときの第１、第２の設定値ｍ、ｎとをＰＷＭ発生器３０４に設定するとともに、ＰＷＭパルスをＰＷＭ発生器３０４に出力する（ステップ１０１０）。ＰＷＭ発生器３０４は、Ｔｏｐ、Ｔｂ、Ｔｏｎ、Ｔａ、ｍ、ｎに基づいてＰＷＭパルスを分割し、分割されたＰＷＭパルスに基づいてインバータ装置を制御し、誘導電動機１０５を駆動する（ステップ１０１２）。
上述したように、この制御回路では、各ベクトルの出力時間の分割により、スイッチングの間隔が短くなりすぎてしまった場合には、各ベクトルの分割数ｍ、ｎを少なくする。しかし、本発明のＰＷＭパルス制御方法は、これに限定されるものではなく、三角波電圧４の周期Ｔｃをさらに伸ばすことによってスイッチングの間隔が短くならないようにしてもよい。図９は、キャリア（三角波電圧４）の周期Ｔｃを変化させた場合の本実施形態のＰＷＭパルス制御方法を示すタイミングチャートである。図９に示すように、スイッチング間隔が短くなりすぎてしまった場合は、三角波電圧４の周期Ｔｃを長くすることによって、半導体スイッチング素子１０３〜１０８のスイッチング間隔を長くするようにする。
以上述べたように、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法を用いれば、インバータ装置の出力周波数が低く三角波電圧４の周波数も低く設定されている場合に、三角波電圧４の周期中における各相の出力電圧ベクトルの出力時間を第１の設定値ｍおよび第２の設定値ｎを用いて分割してＰＷＭパルス１〜３を生成することによって、モータに流れる電流に含まれるＰＷＭパルス１〜３を原因とするリップル成分である電流リップルの周波数が各相によって異なるようになり、ＰＷＭパルス１〜３を原因とする電流リップルの周波数成分を拡散させることができるため、電流リップルにより発生する音の周波数成分のうち人間の可聴域の範囲内における周波数成分を大きくしないようにすることができる。
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態のＰＷＭパルス制御方法を図１０〜図１２を参照して詳細に説明する。本実施形態のＰＷＭパルス制御方法は、図３に示す３相３レベルＰＷＭインバータ装置すなわち中性点クランプ式インバータ装置に適用される。この３相３レベルＰＷＭインバータ装置ではインバータ装置の出力周波数が低く変調率が低い場合、ダイポーラ変調方式が採用されている。
図１０は、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法における基本的な手法を示すタイミングチャートである。本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、まず、従来のＰＷＭパルス制御方法と同じＰＷＭパルス１〜３が生成された場合の三角波電圧４の１周期における各ベクトルの出力順と各ベクトルの出力時間とを求める。従来のＰＷＭパルス制御方法では、各ベクトルの出力時間は、図１０（ａ）の様になる。図１０（ａ）に示すように、三角波電圧４の周期内における出力電圧ベクトルはＯｐベクトル−ｂｐベクトル−ａｐベクトル−Ｏｏベクトル−ｂｎベクトル−ａｎベクトル−Ｏｎベクトルの順序またはその逆の順序で遷移する。
本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、（Ｏｐベクトル、ｂｐベクトル）、（ａｐベクトル、Ｏｏベクトルの一部）、（Ｏｏベクトルの一部、ｂｎベクトル）、（ａｎベクトル、Ｏｎベクトル）がグループ化され、同じグループにあるベクトルが連続して出力される期間を基準として、その期間内において各ベクトルの出力時間の分割が行われる。
三角波電圧４の周期の最初にＯｐベクトルとｂｐベクトルとが連続して出力される期間を期間１とし、次にａｐベクトルとＯｏベクトルの一部とが連続して出力される期間を期間２とし、次に、残った部分のＯｏベクトルとｂｎベクトルとが連続して出力される期間を期間３とし、次にａｎベクトルとＯｎベクトルとが連続して出力される期間を期間４とする。
期間１では、Ｏｐベクトルの出力時間はＴ３であり、その後ｂｐベクトルの出力時間はＴ４であったとする。本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、まず、期間１における最初の時間Ｔ３／２ではＯｐベクトルが出力されるが、その後の時間Ｔ４／２ではｂｐベクトルが出力されるようにする。そして、その後の時間Ｔ３／２ではＯｐベクトルが出力され、最後の時間Ｔ４／２ではｂｐベクトルが出力されるようにする。つまり、Ｏｐベクトルの出力時間とｂｐベクトルの出力時間とが２分割されて各ベクトルが交互に２回ずつ出力されるようにする。そして、期間２、３、４およびそれ以降についても同様に各ベクトルの出力時間の２分割が行われるようにする。本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、上述のように各ベクトルの出力時間を分割し、各ベクトルをその分割時間だけ交互に分割数ほど繰り返して出力するようなＰＷＭパルス１〜３を生成する。その各相のＰＷＭパルス１〜３の様子を図１０（ｂ）に示す。
なお、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、三角波電圧４の１周期内におけるＰＷＭパルス１〜３の幅の和は従来のＰＷＭパルス制御方法のそれと同じであり、インバータ装置の出力電圧も従来のＰＷＭパルス制御方法の出力電圧と理想的には同じとなるはずである。しかし実際には、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法によるインバータ装置の出力電圧は、半導体スイッチング素子２３０〜２４１のスイッチング特性の影響を受けるので、従来のＰＷＭパルス制御方法とは若干の違いが見られる。本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、半導体スイッチング素子２３０〜２４１のスイッチング特性を考慮して従来のＰＷＭパルス制御方法と出力電圧が同じになるようにＰＷＭパルス１〜３の補正を行う。このようなＰＷＭパルス１〜３の補正は、既知である半導体スイッチング素子２３０〜２４１のスイッチング特性によってその補正量を予測したり、実際のインバータ装置の出力電圧のずれを検出することによって行われる。
このような本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、各ベクトルの出力時間は３分割されても良いし、４分割されても良い。図１１は、分割数を変更した場合の本実施形態のＰＷＭパルス制御方法を示すタイミングチャートである。図１１に示すように、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、三角波電圧４の周期内におけるＯｐベクトルの出力時間およびｂｐベクトルの出力期間はｍ分割され、ａｐベクトルの出力時間およびＯｏベクトルの一部の出力時間はｎ分割され、Ｏｏベクトルの残りの出力時間およびｂｎベクトルの出力時間はｉ分割され、ａｎベクトルの出力時間およびＯｎベクトルの出力時間はｊ分割される。なお、図５ではｍ＝ｎ＝ｉ＝ｊとなっているが、ｍ≠ｎ≠ｉ≠ｊであってもよく、各分割数には正の整数が指定され、各分割数は発生する電流リップルの周波数成分に応じて調整される必要がある。
Ｏｐベクトル、Ｏｏベクトル、Ｏｎベクトル、ａｐベクトル、ａｎベクトル、ｂｐベクトル、ｂｎベクトルの出力時間は、インバータ装置が出力すべき出力電圧ベクトルの変調率と位相角とによって決まり、大幅に変動する。例えば、各相の電圧指令の値が近い場合、ａｐベクトル、ａｎベクトル、ｂｐベクトル、ｂｎベクトルの出力時間は短くなる。これらの出力時間を分割すると半導体スイッチング素子２３０〜２４１のスイッチングの間隔が狭くなりすぎてスイッチングがうまく行われないような場合には、該当する分割値ｍ、ｎ、ｉ、ｊを少なくして、半導体スイッチング素子２３０〜２４１のスイッチングの間隔が短くなりすぎないようにする。
また、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法において、各ベクトルの出力時間の分割によりスイッチングの間隔が短くなりすぎてしまった場合には、三角波電圧４の周期Ｔｃをさらに伸ばしてもよい。図１２は、キャリア（三角波電圧４）の周期Ｔｃを変化させた場合の本実施形態のＰＷＭパルス制御方法を示すタイミングチャートである。図１２に示すようにスイッチング間隔が短くなりすぎてしまった場合には、三角波電圧４の周期Ｔｃを適当な長さに変更することによって、半導体スイッチング素子２３０〜２４１のスイッチング間隔を長くする。
以上述べたように、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法を用いれば、インバータ装置の出力周波数が低く三角波電圧４の周波数Ｔｃも低く設定されている場合に、三角波電圧４の周期における各相の出力電圧ベクトルの出力時間を第１、第２、第３、第４の設定値を用いて分割してＰＷＭパルス１〜３を生成することによって、モータに流れる電流に含まれるＰＷＭパルス１〜３を原因とするリップル成分である電流リップルの周波数が各相によって異なるようになり、ＰＷＭパルス１〜３を原因とする電流リップルの周波数成分を拡散させることができるため、電流リップルにより発生する音の周波数成分のうち人間の可聴域の範囲内における周波数成分を大きくしないようにすることができる。
なお、第１、第２の実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、各ベクトルの発生時間を均等に分割したが、これらの発生時間を均等に分割せずに分割時間にばらつきを持たせることによって、モータに流れる電流リップルの周波数成分を調整することもできる。このようにすれば、電流リップルの周波数成分をさらに拡散させ、電流リップルにより発生する音の周波数成分のうち人間の可聴域の範囲内における周波数成分をさらに小さくすることができる。
また、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法でも、第１の実施形態のＰＷＭパルス制御方法と同様に、オンディレイ補正量による補正を行なうことができることは当業者に容易に理解されるであろう。なお、本実施形態のＰＷＭパルス方法では、各ベクトルの分割が第１〜第４の分割値ｍ〜ｊによって行われるため、オンディレイ補正量は、第１〜第４の分割値ｍ〜ｊに基づいて決定される。
また、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、図８のステップ１００４〜ステップ１００５やステップ１００７〜ステップ１００９に示す実際の分割数や各ベクトルの分割時間の決定も、全ての分割値ｍ〜ｊについて順々に行われることも当業者には容易に理解されるであろう。
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態のＰＷＭパルス制御方法について図１３、図１４を参照して説明する。図７、図８では、第１の実施形態のＰＷＭパルス制御方法を用いた、誘導電動機３０５の制御回路とその動作を示した。しかし、この制御回路では、オンディレイ補正量演算器３１０から出力されるオンディレイ補正量ΔＵ”、ΔＶ”、ΔＷ”は、第１の設定値ｍおよび第２の設定値ｎが、それぞれ初期値Ｍ１、Ｎ１であるときのオンディレイ補正量である。
前述したように、オンディレイ補正量は、１回の半導体スイッチング素子のスイッチングに必要なオンディレイタイムとそのスイッチング回数との積によって決定され、スイッチング回数が各ベクトルの分割数に応じて決定されるものであるため、初期値Ｍ１、Ｎ１によって決定されたオンディレイ補正量をそのままＰＷＭパルス１〜３に加えると、実際の各ベクトルの分割数である第１の設定値ｍ、第２の設定値ｎが、最終的に初期値Ｍ１、Ｎ１よりも小さくなった場合に、オンディレイ補正量が理想的なオンディレイ補正量よりも大きくなって、過補償となってしまう。この過補償によって、かえってインバータ装置の出力電流に歪みが発生してしまうおそれがある。したがって、本実施形態のＰＷＭ制御方法では、オンディレイ補償量の過補償を防止する。
図１３は、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法を用いた、誘導電動機の制御回路の構成を示すブロック図である。図１３に示すように、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法を用いた、誘導電動機３０５の制御回路は、オンディレイ補正量演算器３１０の代わりにオンディレイ補正量演算器３０８を備え、オンディレイ補正量演算器３０９および加算器３１２を新たに備えている点が図７の制御回路と異なっている。
オンディレイ補正量演算器３０８は、Ａ／Ｄ変換器３０７から出力された誘導電動機３０５の各相の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力して、第１の設定値ｍと第２の設定値ｎとを１とした場合の各相の第１のオンディレイ補正量ΔＵ、ΔＶ、ΔＷを計算して出力する。
オンディレイ補正量演算器３０９は、ＰＷＭ分割器３０３から実際に各ベクトルの分割に使用される、最終的に決定された第１の設定値ｍと第２の設定値ｎと、Ａ／Ｄ変換器３０７から出力された誘導電動機３０５の各相の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、オンディレイ補正量演算器３０８から出力された各相の第１のオンディレイ補正量ΔＵ、ΔＶ、ΔＷとを入力して、各相の第２のオンディレイ補正量ΔＵ’、ΔＶ’、ΔＷ’を計算して出力する。各相の第２のオンディレイ補正量ΔＵ’、ΔＶ’、ΔＷ’の値の正負が誘導電動機３０５の各相の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの向きによって決定され、その大きさは、１回の半導体スイッチング素子のスイッチングに必要なオンディレイタイムと設定値ｍ、ｎによる各相の半導体スイッチング素子のスイッチング回数との積から各相の第１のオンディレイ補正量ΔＵ、ΔＶ、ΔＷを減算した値となる。
加算器３１２は、ＰＷＭ分割器３０３から出力されたＰＷＭパルス１〜３に各相の第２のオンディレイ補正量ΔＵ’、ΔＶ’、ΔＷ’を加算してＰＷＭの１周期における誘導電動機１０５の各相のＰＷＭパルス１〜３の幅を調整して出力する。
図１４は、図１３の誘導電動機１０５の制御回路を用いて本実施形態のＰＷＭパルス制御方法を実行した場合のフローチャートである。
図１４に示すように、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法は、ステップ１００３の代わりにステップ２００３を実行し、ステップ１０１１をステップ１０１０とステップ１０１２の間に実行する点が、図８のフローチャートで示すＰＷＭパルス制御方法と異なっている。
ステップ２００３では、ＰＷＭパルス演算器３０２によって算出されたＰＷＭ１周期当たりの各相毎のＰＷＭパルス１〜３と、オンディレイ補正量演算器３０８から出力された各相毎の第１のオンディレイ補正量ΔＵ、ΔＶ、ΔＷとを加算器１１１によって加算し、ＰＷＭパルス１〜３の幅を調整する。前述のとおり、オンディレイ補正量演算器１０８から出力されるのは、第１の設定値ｍと第２の設定値ｎとを１とした場合の各相のオンディレイ補正量ΔＵ、ΔＶ、ΔＷである。
さらに、ステップ１０１１では、ＰＷＭ分割器３０３から出力された各ベクトルの出力時間にオンディレイ補正量演算器３０９から出力されるＰＷＭパルス１〜３に各相のオンディレイ補正量ΔＵ’、ΔＶ’、ΔＷ’を加算器３１１によって加算してＰＷＭの１周期における誘導電動機３０５の各相のＰＷＭパルス１〜３のパルス幅を調整して出力する。
以上述べたように、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、第１の設定値ｍおよび第２の設定値ｎを１として算出される第１のオンディレイ補正量ΔＵ、ΔＶ、ΔＷを算出し、
第１のオンディレイ補正量ΔＵ、ΔＶ、ΔＷによって補正されたＰＷＭパルス１〜３について各ベクトルの分割時間をＰＷＭ分割器３０３によって求め、
ＰＷＭ分割器３０３によって最終的に決定された第１の設定値ｍおよび第２の設定値ｎに基づいて算出された値から第１のオンディレイ補正量ΔＵ、ΔＶ、ΔＷを減算した値である第２のオンディレイ補正量ΔＵ’、ΔＶ’、ΔＷ’を算出し、
第１のオンディレイ補正量ΔＵ、ΔＶ、ΔＷによって補正されたＰＷＭパルスを、さらに第２のオンディレイ補正量ΔＵ’、ΔＶ’、ΔＷ’で補正する。
本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、最終的に決定された第１の設定値ｍおよび第２の設定値ｎに基づいて算出されたオンディレイ補正量である第１のオンディレイ補正量ΔＵ、ΔＶ、ΔＷと第２のオンディレイ補正量ΔＵ’、ΔＶ’、ΔＷ’との和がＰＷＭパルスの全体のオンディレイ補正量となる。したがって、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、実際の各ベクトルの分割数ｍ、ｎに応じた過補償のないＰＷＭパルス１〜３のオンディレイ補正を行なうことができる。そのため、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、オンディレイに起因するインバータの出力電流の歪みを過不足なく補正することが可能となる。
さらに、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、第１のオンディレイ補正量ΔＵ、ΔＶ、ΔＷを加味したＰＷＭパルスに基づいてＰＷＭパルスの分割が行なわれるので、実際にインバータ装置に出力されるＰＷＭパルスに近いＰＷＭパルス１〜３を用いてＰＷＭパルス１〜３の分割を実行することができる。
なお、本実施形態のＰＷＭパルス演算方法では、第１の設定値ｍおよび第２の設定値ｎを１として算出される第１のオンディレイ補正量ΔＵ、ΔＶ、ΔＷをＰＷＭパルス１〜３に加えて加算し、最終的に決定された第１の設定値ｍおよび第２の設定値ｎに基づいて算出された値から第１のオンディレイ補正量ΔＵ、ΔＶ、ΔＷ’を減算した値である第２のオンディレイ補正量ΔＵ’、ΔＶ’、ΔＷ’をＰＷＭパルス１〜３にさらに加えるとしたが、本発明のＰＷＭパルス制御方法はこれに限定されるものではなく、ＰＷＭパルス１〜３に加える全体のオンディレイ補正量を、ＰＷＭ分割器３０３によって最終的に決定された第１の設定値ｍおよび第２の設定値ｎに基づいて算出された値のみとしてもよい。
なお、本実施形態のＰＷＭ発生器３０４が、３相２レベルＰＷＭインバータ装置ではなく、第２の実施形態のＰＷＭパルス制御方法と同様に、３相３レベルＰＷＭインバータ装置であった場合でも、本実施形態のＰＷＭ制御方法と同様に、オンディレイ補償量の過補償を防止することができることは、当業者に容易に理解されるであろう。その際には、各ベクトルの分割は第１〜第４の分割値ｍ〜ｊによって行われるため、第１のオンディレイ補正量ΔＵ、ΔＶ、ΔＷおよび第２のオンディレイ補正量はともに第１〜第４の分割値ｍ〜ｊに基づいて決定され、第１のオンディレイ補正量ΔＵ、ΔＶ、ΔＷは、第１〜第４の分割値ｍ〜ｊが全て１であるとして決定され、第２のオンディレイ補正量ΔＵ’、ΔＶ’、ΔＷ’は、第１〜第４の分割値ｍ〜ｊの実際の値に基づいて決定される。
また、本実施形態のＰＷＭパルス制御方法では、図１４のステップ１０４〜ステップ１０５、ステップ１０７〜ステップ１０９に示すような、実際の分割数や各ベクトルの分割時間の決定も、全ての分割値ｍ〜ｊについて順々に行われることも当業者には容易に理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
図１は、３相２レベルＰＷＭインバータ装置の構成を示す等価回路図；
図２は、３相２レベルＰＷＭインバータ装置の従来のＰＷＭパルス制御方法を示すタイミングチャート；
図３は、３相３レベルＰＷＭインバータ装置の構成を示す等価回路図；
図４は、３相３レベルＰＷＭインバータ装置の従来のＰＷＭパルス制御方法を示すタイミングチャート；
図５は、本発明の第１の実施形態のＰＷＭパルス制御方法における基本的な手法を示すタイミングチャート；
図６は、分割数を変更した場合の本発明の第１の実施形態のＰＷＭパルス制御方法を示すタイミングチャート；
図７は、本発明の第１の実施形態のＰＷＭパルス制御方法を用いた、誘導電動機の制御回路の構成を示すブロック図；
図８は、図７に示す制御回路の動作を示すフローチャート；
図９は、キャリアの周期を変化させた場合の本発明の第１の実施形態のＰＷＭパルス制御方法を示すタイミングチャート；
図１０は、本発明の第２の実施形態のＰＷＭパルス制御方法における基本的な手法を示すタイミングチャート；
図１１は、分割数を変更した場合の本発明の第２の実施形態のＰＷＭパルス制御方法を示すタイミングチャート；
図１２は、キャリアの周期を変化させた場合の本発明の第２の実施形態のＰＷＭパルス制御方法を示すタイミングチャート；
図１３は、本発明の第１の実施形態のＰＷＭパルス制御方法を用いた、誘導電動機の制御回路の構成を示すブロック図；
図１４は、図１３に示す制御回路の動作を示すフローチャートである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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