(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
遅延波キャンセル方法であって、
希望波が、その占有周波数帯域内で遅延波との干渉により周波数対振幅特性にリプル波形を発生させる特性を有する信号であり、
回り込み波を模擬する出力信号をキャンセラにて発生させる動作と、発生させた出力信号を帰還して中継装置の受信信号に干渉させる動作と、受信信号を周波数解析することにより希望波の占有周波数帯域からリプル波形を取り出し、取り出したリプル波形を時間波形と見なしてフーリエ変換し、その結果から希望波に対して遅延している成分を取り出し、取り出した成分が希望波に対して有している遅延時間、位相差及び振幅比を検出する動作により、干渉の結果受信信号に現れた特徴を検出する動作と、この動作により検出した特徴とその際のキャンセラにて発生させる出力信号の受信信号に対する遅延時間、移相量及び減衰率若しくは増幅率を含む動作条件とを対応付けて情報として収集する動作と、を含む事前処理を、信号を無線中継する中継装置の送信アンテナから同じ中継装置の受信アンテナへの無線による回り込みを遮断した状態で、所定範囲内でキャンセラの動作条件を多様に変化させながら実行し、
キャンセラの出力信号を帰還して受信信号に干渉させる動作と、その干渉の結果及び遅延波による干渉の結果受信信号に現れた特徴からキャンセラの出力信号による干渉の影響を除外して検出する動作と、この動作により検出した特徴と事前処理にて収集済の情報とに基づき、かつ、干渉の結果受信信号に現れた特徴が補償又は抑圧されることとなるよう、キャンセラの動作条件を決定する動作と、その結果に従いキャンセラを制御する動作と、を含むキャンセル制御を、事前処理によりキャンセル制御に必要な情報を収集した後回り込みの遮断を解除した上で、繰返し実行することにより、
回り込み波、マルチパス波等の遅延波による干渉の影響を、受信信号から除去し又は抑圧することを特徴とする遅延波キャンセル方法。
【請求項２】
請求項１記載の遅延波キャンセル方法において、キャンセル制御に際して、そのときのキャンセラの動作条件と事前処理にて収集済の情報とに基づき、キャンセラの出力信号により受信信号に現れるであろう特徴を推定し、この推定の結果に基づき、受信信号に現れた特徴からキャンセラの出力信号による干渉の影響を除外することを特徴とする遅延波キャンセル方法。
【請求項３】
請求項１又は２記載の遅延波キャンセル方法において、キャンセラの出力信号による受信信号への干渉を遮断する動作と、その状態で受信信号に現れた特徴を検出する動作と、この動作により検出した特徴と事前処理にて収集済の情報とに基づき、かつ、検出した特徴がキャンセル信号の干渉により補償又は抑圧されることとなるよう、キャンセラの動作条件を決定する動作と、その結果に従いキャンセラを制御しその出力信号を受信信号に干渉させる動作と、を含む初期制御を、事前処理を実行した後キャンセル制御を開始する前に実行することを特徴とする遅延波キャンセル方法。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１項に記載の遅延波キャンセル方法において、
キャンセラが、受信アンテナから中継装置内を経て送信アンテナに到る有線の信号経路上の所定点から受信信号を一部分岐させ、分岐させた受信信号を可変時間遅延、可変移相及び可変減衰若しくは可変増幅することによりその出力信号を発生させ、上記所定点から見て受信アンテナ寄り又は送信アンテナ寄りの他の所定点にてその出力信号を中継装置の受信信号に結合させる装置であることを特徴とする遅延波キャンセル方法。
【請求項５】
請求項４記載の遅延波キャンセル方法において、
キャンセラの動作条件たる遅延時間、移相量及び減衰率若しくは増幅率の組合せをこれらを各軸とする三次元空間内で三次元的に変化させながら、事前処理を実行することを特徴とする遅延波キャンセル方法。
【請求項６】
請求項５記載の遅延波キャンセル方法において、
キャンセラの動作条件たる遅延時間、移相量及び減衰率若しくは増幅率のうちいずれか２個を固定し残り１個を変化させながら、かつ固定する動作条件を順繰りに変更しつつ、事前処理を実行することを特徴とする遅延波キャンセル方法。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれか１項に記載の遅延波キャンセル方法において、
リプル波形を時間波形と見なしてフーリエ変換する処理を、当該リプル波形の離散フーリエ変換により行い、
当該離散フーリエ変換の際リプル波形に施す窓処理に使用する窓関数の周波数応答を利用して、希望波に対する遅延波成分及び／又はキャンセラの出力信号の遅延時間を推定することを特徴とする遅延波キャンセル方法。
【請求項８】
送信利得自動制御回路を有する中継装置と共に使用されるキャンセラであって、受信アンテナから中継装置内を経て送信アンテナに到る有線の信号経路上の所定点から受信信号を一部分岐する分岐手段と、分岐した受信信号を可変時間遅延、可変移相及び可変減衰若しくは可変増幅することによりキャンセラから中継装置への出力信号を発生させるキャンセル信号発生手段と、上記所定点から見て受信アンテナ寄りの他の所定点にてこの出力信号を受信信号に結合させる結合手段と、請求項４乃至６のいずれかに記載の遅延波キャンセル方法を実行する周波数解析演算制御手段と、を備えるキャンセラにおいて、
上記所定点からキャンセル信号発生手段を経て上記他の所定点に到る信号経路上に設けられ、上記送信利得自動制御回路における利得変化に同期してその利得が変化する送信利得変化追従回路を備えることを特徴とするキャンセラ。
【請求項９】
請求項８記載のキャンセラにおいて、
上記送信利得変化追従回路が、利得変化に伴う移相量の変化について上記送信利得自動制御回路の特性と実質的に同一の特性を有する自動利得制御回路であることを特徴とするキャンセラ。
【請求項１０】
送信利得自動制御回路を有する中継装置と共に使用されるキャンセラであって、受信アンテナから中継装置内を経て送信アンテナに到る有線の信号経路上の所定点から受信信号を一部分岐する分岐手段と、分岐した受信信号を可変時間遅延、可変移相及び可変減衰若しくは可変増幅することによりキャンセラから中継装置への出力信号を発生させるキャンセル信号発生手段と、上記所定点から見て受信アンテナ寄りの他の所定点にてこの出力信号を受信信号に結合させる結合手段と、請求項４乃至６のいずれかに記載の遅延波キャンセル方法を実行する周波数解析演算制御手段と、を備えるキャンセラにおいて、
上記所定点を、上記送信利得制御回路から送信アンテナに至る信号経路上に設けたことを特徴とするキャンセラ。
【請求項１１】
請求項８乃至１０のいずれか１項に記載のキャンセラにおいて、
受信信号における希望波不要波比変動を検出する手段と、
変化後の希望波不要波比の下でもキャンセル制御の実行により遅延波成分の影響を除去又は抑圧できるよう、希望波不要波比変動に応じ、事前処理の際に収集した又はその後更新した情報を更新する手段と、
を備えることを特徴とするキャンセラ。
【請求項１２】
請求項１１記載のキャンセラにおいて、
送信利得制御回路又は送信利得変化追従回路における利得の変化を、受信信号における希望波不要波比変動と見なして検出することを特徴とするキャンセラ。
【請求項１３】
請求項１１又は１２に記載のキャンセラにおいて、
希望波不要波比変動の検出結果に対するリプル波形の寄与分を求め、この寄与分を希望波不要波比変動から除去し、その結果に応じ、事前処理の際に収集した又はその後更新した情報を更新することを特徴とするキャンセラ。
【請求項１４】
請求項８乃至１３のいずれか１項に記載のキャンセラにおいて、
希望波の占有周波数帯域に現れた上記リプル波形のフーリエ変換結果を、当該占有周波数帯域に亘って積分し、その結果得られた積分値が所定値を上回ったときに、受信アンテナから中継装置内を経て送信アンテナに至る信号経路上の任意の点にて、当該信号経路を遮断する遮断手段を備えることを特徴とするキャンセラ。
【請求項１５】
請求項１４記載のキャンセラにおいて、
上記遮断手段が、受信アンテナから中継装置内を経て送信アンテナに至る信号経路の一部を構成し、上記積分値が所定値を上回るのに伴い開放されるリレー等のスイッチであることを特徴とするキャンセラ。
【請求項１６】
受信アンテナにより得られる信号を受信する受信機及び受信機による受信信号を送信アンテナから送信する送信機を有する中継装置と、遅延波による干渉の影響を受信信号から除去し又は抑圧するためのキャンセラとを備え、無線伝送システムにて無線信号の中継に用いられる中継システムにおいて、
キャンセラが、請求項８乃至１５のいずれか記載のキャンセラであり、
上記所定点及び上記他の所定点をいずれも送信機内に置くことを特徴とする中継システム。
【請求項１７】
請求項１６記載の中継システムにおいて、
上記送信利得自動制御回路が送信機内に設けられており、キャンセラが請求項１０記載のキャンセラであることを特徴とする中継システム。
【請求項１８】
受信アンテナにより得られる信号を受信する受信機及び受信機による受信信号を送信アンテナから送信する送信機を有しそれぞれ異なる周波数チャネルに対応して設けられている複数の中継装置と、各中継装置に対応して設けられ、遅延波による干渉の影響を受信信号から除去し又は抑圧するためのキャンセラとを備え、無線伝送システムにて無線信号の中継に用いられる中継システムにおいて、
各キャンセラが、請求項８乃至１５のいずれか記載のキャンセラであり、
上記複数のキャンセラが、
各キャンセラにて対応する周波数チャネルの受信信号から周波数解析により取り出されたリプル波形を、当該周波数チャネルの占有周波数帯域の関係に従って合成した上で、フーリエ変換する手段と、
その結果に基づき、干渉の結果受信信号に現れた特徴を検出する手段とを、共有することを特徴とする中継システム。
【請求項１９】
請求項１８記載の中継システムにおいて、
上記合成の対象に係る複数の周波数チャネル相互間に、周波数チャネル同士のセパレーションのための帯域又は上記合成の対象にしない周波数チャネルが存在している場合に、当該周波数チャネル相互間の帯域又は周波数チャネルにおけるリプル波形について、近似波形による補間を行いつつ上記合成を実行することを特徴とする中継システム。
【請求項２０】
請求項１８記載の中継システムにおいて、
上記合成の対象に係る複数の周波数チャネル相互間に、周波数チャネル同士のセパレーションのための帯域又は上記合成の対象にしない周波数チャネルが存在しており、かつ、その帯域又は周波数チャネルが各周波数チャネルの占有周波数帯域又は上記合成の対象に係る複数の周波数チャネル全体による占有周波数帯域に比べ十分に狭い場合に、当該周波数チャネル相互間の帯域又は周波数チャネルを無視して上記合成を実行することを特徴とする中継システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、中継放送機等の装置にて回り込み波、マルチパス波等の遅延波をキャンセルするために実行される遅延波キャンセル方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
日本における地上波ディジタルテレビジョン放送では、周波数軸上で隣接する他のキャリアとの間に直交関係が成り立つよう多数のキャリアを密に並べる多重化方式、即ち直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ:Orthogonal Frequency Division Multiplex）方式を採用する予定である。ガードの付加その他の工夫が施されていることと相俟って、この方式には、マルチパス等の遅延波に強く従って視聴者装置（受像機）にてゴーストが生じにくい、という利点がある。そのため、単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ:Single Frequency Network）の実現による省周波数資源化が期待されている。即ち、現在実施中の地上波アナログテレビジョン放送では、視聴者装置におけるゴーストの発生を防ぐために、山地等を境に相隣接する地域同士では、同一コンテンツの放送であっても互いに別々のチャネルを用いていた。これに対し、ＯＦＤＭ方式による地上波ディジタルテレビジョン放送では、多少のマルチパスが発生したとしても視聴者装置でそれを好適に検出及び除去できるため、相隣接する地域で同一チャネルを用いた放送を行うことができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
現在実施中の地上波アナログテレビジョン放送でも、ある地域からこれに隣接する地域への放送波の無線中継が行われている。そのために用いられる装置乃至設備、即ち中継放送機は、基本的構成要素として、中継すべき放送波を無線受信する受信機と、この受信機により受信された放送波を無線送信する送信機とを、備える。地上波アナログテレビジョン放送の場合中継放送機における無線受信周波数と無線送信周波数とが互いに異なる周波数であったが、地上波ディジタルテレビジョン放送の場合ＳＦＮの実現のためにこれらを互いに等しい周波数とする。
【０００４】
中継放送機における無線受信周波数と無線送信周波数とを互いに等しくした場合に問題となるのは、中継放送機が無線送信した放送波をその中継放送機自身が無線受信してしまう現象、即ち回り込みである。回り込み波はマルチパス波と同様放送波に対して遅延して到来する波であり、希望波不要波比（Ｄ／Ｕ比）の劣化原因の一つである。特に、中継放送機の受信機から送信機及び回り込み伝送路を介し受信機に戻るループの利得が０ｄＢを越えてしまうと、このループにて発振が生じてしまい、正常な中継を行えなくなる。
【０００５】
本願出願人は、この回り込みによるＤ／Ｕ比の劣化及び中継放送機の発振やマルチパス波によるＤ／Ｕ比の劣化を防ぐために、これまでも各種の提案を行っている。そのうち特願平９−２６４７４３号に実施形態として記載した構成では、遅延波により受信信号中に現れる特徴的波形に、着目している。即ち、放送波等の希望波だけでなく回り込み波、マルチパス波等の遅延波をも受信しているときには、中継放送機等信号を無線中継する中継装置の受信信号には、希望波のみを受信しているときには現れないような特徴が現れる。この特徴は、希望波に対する遅延波の干渉によって生じるものであると見なせる。例えば、希望波がＯＦＤＭ方式やＣＤＭＡ方式に従い生成された信号である場合、希望波の占有周波数帯域内における受信信号の周波数特性は、希望波のみを受信している状態ではほぼ平坦となるのに対し、遅延波をも受信している状態ではリプル波形を呈する。
【０００６】
従って、このリプル波形から得られる情報を回り込み伝搬の理論式と照合することにより、希望波に対する遅延波の遅延時間、位相差及び振幅比を求めることができる。希望波に対する遅延波の遅延時間、位相差及び振幅比が正確にわかれば、それに基づき遅延時間、位相及び振幅を制御しながらキャンセル信号を発生させ受信信号に結合させることにより、希望波に対する遅延波の干渉を補償又は抑圧することができる。特に、キャンセル信号を発生させる装置（キャンセラ）の動作、即ち遅延時間、位相及び振幅の制御に漸増／漸減制御を導入することにより、理論に対する誤差を抑えられることや、回り込みにより発振が生じている状態にも対応できる等、各種の利点が生まれる。
【０００７】
しかし、このような漸増／漸減制御を行ったのでは、キャンセラの動作状態が最適な状態即ち遅延波の影響を補償又は抑圧するのに過不足ない状態に到るまでに、時間がかかってしまう。本発明の目的は、本願出願人が先に特願平９−２６４７４３号にて提案した遅延波キャンセル原理を、本願出願人が特願平１０−２８１７１４号で提案したキャンセラに応用し、更に、最適な動作状態を早期に実現できるようにするための工夫を施すことにより、希望波に対する遅延波の遅延時間、位相差及び振幅比の変化に対し高速で応答できこれらの遅延波を好適にキャンセルできるようにすること、希望波のレベルや中継装置の動作状態の変化に追従即応できるようにすること、キャンセラを小規模回路・小規模ソフトウエアにて低コストで実現すること、希望波例えば放送波を汚す原因となる信号例えばパイロット信号を付加することなしにキャンセラを実現すること等にある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成すべく、本発明に係る遅延波キャンセル方法及びキャンセラにおいては、キャンセラの出力信号により遅延波の影響を補償又は抑圧するキャンセル制御に先立って、当該キャンセル制御で利用できる情報を収集するための事前処理や、キャンセル制御の初期制御状態を決定するための初期制御を、実行することとしている。
【０００９】
本発明にて着目している点の一つは、信号を無線中継する中継装置の受信アンテナに遅延波が到来していない状態でキャンセラの出力信号を帰還させ受信信号に干渉させると（例えば、カプラを用いてキャンセラの出力信号を受信信号と結合させると）、遅延波による希望波への干渉が生じている状態と同様に、希望波のみを受信しているときには現れない特徴が、希望波の占有周波数帯域において受信信号に現れる点である。即ち、キャンセラの出力信号はそもそも遅延波をキャンセルするための信号であり、いわば遅延波と相補的な関係にあるべき信号であるから、その信号単独でも遅延波と同様の作用を受信信号に及ぼすことができる。
【００１０】
本発明にてキャンセル制御に先立ち実行する事前処理は、中継装置の送信アンテナから同じ中継装置の受信アンテナへの無線による回り込みを例えば電磁遮蔽等の手段で遮断した状態で、所定範囲内でキャンセラの動作条件を多様に変化させながら、キャンセラをいわば擬似回り込み波源として動作させる処理である。この事前処理は、希望波が、その占有周波数帯域内で遅延波との干渉により周波数対振幅特性にリプル波形を発生させる特性を有する信号であり、回り込み波を模擬する出力信号をキャンセラにて発生させる動作と、発生させた出力信号を帰還して中継装置の受信信号に干渉させる動作と、受信信号を周波数解析することにより希望波の占有周波数帯域からリプル波形を取り出し、取り出したリプル波形を時間波形と見なしてフーリエ変換し、その結果から希望波に対して遅延している成分を取り出し、取り出した成分が希望波に対して有している遅延時間、位相差及び振幅比を検出する動作により、干渉の結果受信信号に現れた特徴を検出する動作と、この動作により検出した特徴とその際のキャンセラにて発生させる出力信号の受信信号に対する遅延時間、移相量及び減衰率若しくは増幅率を含む動作条件とを対応付けて情報として収集する動作とを、含む処理である。従って、この処理を実行することにより、キャンセラの動作条件と受信信号の特徴とを対応付ける情報が収集されることになる。
【００１１】
ここに、実際の回り込みが受信信号に及ぼす作用と、キャンセラの出力信号が受信信号に及ぼす作用は、同質のものである。従って、実際に回り込みが発生しているときには、受信信号から検出したその特徴と、事前処理によって収集される情報とに基づきキャンセラの動作条件を決定し、決定した動作条件に従いキャンセラの動作を制御することにより、受信信号に現れている回り込み波の影響を、キャンセラの出力信号が受信信号に及ぼす作用によって、キャンセル（補償又は抑圧）することができる。また、マルチパスも一次の回り込みと同じく希望波に対して遅延波として作用することから、回り込みを遮断して行った事前処理の結果を利用して、受信信号に現れているマルチパス波の影響をキャンセルすることができる。即ち、本発明の如く事前処理を行いその結果をキャンセル制御に利用すれば、回り込みキャンセル向けに設計したキャンセラ及びキャンセル手法によってマルチパスをもキャンセルでき、経済的である。
【００１２】
更に、キャンセル制御に際しては、遅延波が受信信号に及ぼしている影響のみならず、キャンセラの出力信号が受信信号に及ぼすであろう影響をも、反映させる。即ち、本発明におけるキャンセル制御は、キャンセラの出力信号を帰還して受信信号に干渉させる動作と、その干渉の結果及び遅延波による干渉の結果受信信号に現れた特徴からキャンセラの出力信号による干渉の影響を除外して検出する動作と、この動作により検出した特徴と事前処理にて収集済の情報とに基づき、かつ、干渉の結果受信信号に現れた特徴が補償又は抑圧されることとなるよう、キャンセラの動作条件を決定する動作と、その結果に従いキャンセラを制御する動作と、を含むものである。このキャンセル制御を、事前処理によりキャンセル制御に必要な情報を収集した後回り込みの遮断を解除した上で、繰返し実行することにより、回り込み波、マルチパス波等の遅延波による干渉の影響を、受信信号から除去し又は抑圧することができる。
【００１３】
このように、本発明によれば、キャンセラの動作状態に関する漸増／漸減制御なしで回り込みやマルチパスをキャンセルできるため、キャンセル制御又はこれに先立つ初期制御を開始してから短時間の間に、キャンセラの動作条件を遅延波のキャンセルに最適な条件にすることができ、キャンセラの応答性が高まる。更に、キャンセラの出力信号が受信信号に及ぼす影響をも反映させて、キャンセル制御を行っているため、遅延波の発生状況に変化が生じた場合でも、キャンセラをそれに応じて適切かつ迅速に変化させることができ、その面でも応答性が高いキャンセラとなる。更に、キャンセラの動作条件と事前処理にて収集済の情報とに基づき、キャンセラの出力信号により受信信号に現れるであろう特徴を推定し、この推定の結果に基づき、受信信号に現れた特徴からキャンセラの出力信号による干渉の影響を除外することができる。即ち、キャンセラの出力信号の影響を除去する処理は、事前処理にて収集した情報を利用することで、簡便に即ち格別の手順乃至装置の付加なしに実現できる。
【００１４】
また、キャンセル制御を開始するに当たっては、キャンセル制御の初期条件を何らかの形で（例えばランダムに、或いは所定値に）設定する必要がある。キャンセル制御の初期条件を設定する処理は、次のような初期制御に係る手順にて、簡便に実現できる。ここでいう初期制御は、キャンセラの出力信号による受信信号への干渉を遮断する動作と、その状態で受信信号に現れた特徴を検出する動作と、この動作により検出した特徴と事前処理にて収集済の情報とに基づき、かつ、検出した特徴がキャンセル信号の干渉により補償又は抑圧されることとなるよう、キャンセラの動作条件を決定する動作と、その結果に従いキャンセラを制御しその出力信号を受信信号に干渉させる動作と、を含む手順であり、事前処理を実行した後キャンセル制御を開始する前に実行される。
【００１５】
また、本発明は様々な無線中継に適用できる。一例として、希望波がその占有周波数帯域内で遅延波との干渉により周波数対振幅特性にリプル波形を発生させる特性を呈するシステム、例えばＯＦＤＭ方式の地上波ディジタルテレビジョン放送やＣＤＭＡ方式の携帯電話等のシステム向けの中継装置に本発明を適用した場合、回り込みやマルチパスの影響は、希望波の占有周波数帯域内におけるリプル波形となって、現れる。従って、受信信号を周波数解析することにより希望波の占有周波数帯域からこのリプル波形を取り出し、取り出したリプル波形を時間波形と見なしてフーリエ変換することにより、希望波に対して遅延している成分を取り出すことができる。取り出すことができる成分は、送信アンテナから受信アンテナへの回り込み波、この回り込み波に対しても遅延している高次の回り込み波、希望波より遅れて受信アンテナに到来するマルチパス波、更にはキャンセラの出力信号等に、対応する成分である。これら、取り出された成分について、希望波に対して有している遅延時間、位相差及び振幅比を検出する動作により、その成分に係る信号乃至波が希望波に干渉した結果受信信号に現れた特徴を、検出することができる。
【００１６】
キャンセラの配置としては、一般に、（１）受信アンテナから中継装置内を経て送信アンテナに到る有線の信号経路上の所定点から受信信号を一部分岐させ、この所定点から見て受信アンテナ寄りの他の所定点にてその出力信号を中継装置の受信信号に結合させるＩＩＲ（無限インパルス応答）型と、（２）受信アンテナから中継装置内を経て送信アンテナに到る有線の信号経路上の所定点から受信信号を一部分岐させ、この所定点から見て送信アンテナ寄りの他の所定点にてその出力信号を中継装置の受信信号に結合させるＦＩＲ（有限インパルス応答）型とがある。本発明を実施する際には、マルチパスによる干渉の高次成分を好適にキャンセルするため、ＩＩＲ型の配置を有するキャンセラを用いるのが望ましい。ＩＩＲ型のキャンセラでは、上述の所定点から受信信号を一部分岐させ、分岐させた受信信号を可変時間遅延、可変移相及び可変減衰若しくは可変増幅することによりその出力信号を発生させ、上述の他の所定点にてその出力信号を中継装置の受信信号に結合させる。この場合に、上述の動作条件として扱われるのは、キャンセラにおける遅延時間、移相量及び減衰率若しくは増幅率である。また、ＩＩＲ型のキャンセラとＦＩＲ型のキャンセラとの間の相違点は、キャンセラへの入力信号を受信信号から分岐する点と、キャンセラの出力信号を受信信号に再結合させる点の位置関係にある。ＩＩＲ型では、再結合点が分岐点より受信アンテナ寄りにあり、ＦＩＲ型では送信アンテナ寄りにある。両者の比較でいえば、ＩＩＲ型には、回り込み波もマルチパス波も好適にキャンセルできるという利点があり、ＦＩＲ型には、キャンセラを含むループが発振しえないという利点がある。更に、本発明をＦＩＲ型のキャンセラで実施する際は、受信信号に現れているリプル波形の検出を上述の再結合後の受信信号から行うようにする。このような配置とすることで、受信信号へのキャンセラ出力の干渉によるリプル波形の検出が可能になり、事前処理の実行による情報の蓄積ひいてはそれを用いたキャンセル制御が可能になる。
【００１７】
キャンセラにおける遅延時間、移相量及び減衰率若しくは増幅率を上述の動作条件として扱う場合、事前処理における情報の収集は、例えば、遅延時間、移相量及び減衰率若しくは増幅率の組合せを、これらを各軸とする三次元空間内で三次元的に変化させながら、実行する。これにより、キャンセラの動作条件とその動作条件でキャンセルできる遅延波の性状とを対応付けたマップ或いはテーブルを作成できる。その際に、上述の三次元空間上の所定領域内に属する各点又は各微小体積空間にて与えられる動作条件に、受信信号に現れている特徴に関する情報を対応付けるという第１の方法を採れば、キャンセル制御の際に実行する処理の量が比較的少なくて済む。
【００１８】
また、キャンセラの動作条件たる遅延時間、移相量及び減衰率若しくは増幅率のうちいずれか２個を固定し残り１個を変化させながら、かつ固定する動作条件を順繰りに変更しつつ、事前処理を実行するという第２の方法を採れば、第１の方法を採った場合に比べて、事前処理における情報収集に要する時間が短くなり、収集した情報を記憶しておくための記憶領域も小さくて済む。また、状況によっては、事前処理における情報収集は第２の方法に従い行い、収集した情報をキャンセル制御で直ちに利用できる情報となるよう加工する処理をキャンセル制御に先立って行い、そしてキャンセル制御は第１の方法に従い行う、という第３の方法も、採用可能である。
【００１９】
更に、リプル波形を時間波形と見なしてフーリエ変換する処理を当該リプル波形の離散フーリエ変換例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により行う場合には、離散フーリエ変換の際リプル波形に施す窓処理に使用する窓関数の周波数応答を利用して、希望波に対する遅延波成分及び／又はキャンセラの出力信号の遅延時間を推定するようにするのが望ましい。周波数解析に先立ち受信信号をサンプリングする際のサンプル点数が少ない場合、この推定動作により、遅延時間の検出精度及び検出分解能が向上する。
【００２０】
また、中継装置には、無線送信レベルをできるだけ一定に保つために、送信利得自動制御回路を設ける。放送停止等に伴い受信アンテナによる主波の受信が途絶えたときでも、送信利得自動制御回路は無線送信レベルを保とうとするため、瞬時的に受信Ｄ／Ｕ比が劣化し、受信アンテナから受信機、送信機、送信アンテナ及び回り込み伝送路を介して受信アンテナに至るループが発振する可能性がある。ここに、発振時における受信信号の周波数スペクトルは、リプル波形と言うよりはインパルスに近い波形となり、これをフーリエ変換したときにはリプル波形をフーリエ変換したときに比べて全帯域にて高いレベルのフーリエ変換結果が得られる。従って、受信信号の周波数スペクトルをフーリエ変換し、その結果を希望波の占有周波数帯域に亘って積分し、その結果得られた積分値が所定値を上回ったときに、受信アンテナから中継装置内を経て送信アンテナに至る信号経路上の任意の点にて当該信号経路を遮断するようにすれば、上述した発振を自動停止させることができる。特に、この遮断の手段として、受信アンテナから中継装置内を経て送信アンテナに至る信号経路上にリレー等を設けることにより、当該信号経路を積分値の上昇に応じ瞬時的に遮断することができる。
【００２１】
更に、受信信号経路上の受信信号分岐点からキャンセル信号発生手段を経てキャンセル信号結合点に到る信号経路上に、この送信利得自動制御回路における利得変化に同期してその利得が変化する送信利得変化追従回路を設けることによって、希望波レベルが変化したときにキャンセラの動作をこれに即応させることができ、キャンセラの応答性が高まる。特に、送信利得変化追従回路を、利得変化に伴う移相量の変化について送信利得自動制御回路の特性と実質的に同一の特性を有する自動利得制御回路とすることにより、送信利得自動制御回路にて利得変化が生じたときにキャンセラ内のキャンセル信号発生手段における移相量を変更する必要がなくなる。また、送信利得制御回路から受信アンテナに至る信号経路上にある点から受信信号（送信信号）の一部を分岐してキャンセラに入力するようにすれば、送信利得変化追従回路を用いることなしに同様の効果を得ることができ、更に回路規模も小さくなる。
【００２２】
他方、中継装置は一般に受信機及び送信機から構成されているため、キャンセラの設け方としては、受信機から取り出した信号に基づき発生させた信号を受信機に戻す受信機側設置形態、送信機から取り出した信号に基づき発生させた信号を送信機に戻す送信機側設置形態、受信機及び送信機の一方から取り出した信号に基づき発生させた信号を受信機及び送信機のうち他方に供給する送受信機間設置形態等が考えられる。送信利得自動制御回路は通常は送信機内に設けられているため、送信利得制御回路から受信アンテナに至る信号経路上にある点から受信信号（送信信号）の一部を分岐してキャンセラに入力するのであれば、キャンセラは送信機側か送受信機間に設置することになる。この場合において、キャンセラを送信機側に設置することによって、装置構成がよりコンパクトになり、送受信分離配置にも便利である。即ち、Ｄ／Ｕ比を向上させるためには受信アンテナと送信アンテナとの間の距離をできるだけ大きくする方がよいため、受信アンテナ及びこれを用いて信号を受信する受信機と、送信アンテナ及びこれを用いて信号を送信する送信機とを、別々の場所に設けるのが好ましい。また、送信機特にその電力増幅器は多くの電力を消費するため、電源回路は送信機近傍に設ける（受信機へはＩＦケーブル等で電力を供給する）のが望ましく、送信動作を監視するための各種監視回路も送信機側に設けるのが望ましい。上述のようにキャンセラを送信機側配置とすることにより、中継機を構成する又はこれに関連する装置の多くが送信機側に集中配置されることになり、これらの装置を同一筐体に収納できる等、装置構成がコンパクトになる。また、送信機側から離れた位置に置かれた受信機側にキャンセラの出力信号等を伝送する必要もなくなる。キャンセラ内での処理を全て中間周波数で行うようにすれば、キャンセラへの局部発振信号入力も不要になる。
【００２３】
更に、受信信号におけるＤ／Ｕ比変動を検出する手段を設けておき、変化後のＤ／Ｕ比の下でもキャンセル制御の実行により遅延波成分の影響を除去又は抑圧できるよう、Ｄ／Ｕ比変動に応じ、事前処理の際に収集した又はその後更新した情報を更新するようにすれば、キャンセル信号発生手段における可変時間遅延、可変移相及び可変減衰若しくは可変増幅動作即ちキャンセル用の出力信号の生成動作を、より正確に実行可能になる。受信信号レベルの変化ひいては送信利得自動制御回路の利得の変動に伴うＤ／Ｕ比変動は、受信信号を検波し受信信号レベルを求める回路によっても、受信信号レベル（≒希望波受信レベル）の形で検出できる。しかしながら、送信利得自動制御回路又は送信利得変化追従回路たる自動利得制御回路からその制御電圧等を取り出し、それによって表されている利得の変化を、受信信号におけるＤ／Ｕ比変動と見なして検出するようにした方が、回路構成が簡素になる。そして、Ｄ／Ｕ比変動の検出結果に対するリプル波形の寄与分を求め、この寄与分をＤ／Ｕ比変動から除去し、その結果に応じ、事前処理の際に収集した又はその後更新した情報を更新することにより、キャンセル制御の精度が高まる。
【００２４】
更に、フーリエ変換によって遅延波成分を取り出すに際して、遅延時間等の検知分解能は受信信号（希望波）の占有周波数帯域幅により制限される。例えば、占有周波数帯域幅が５．６ＭＨｚであるならば、分解能は１／５．６ＭＨｚ＝１７９ｎｓが限界であり、これより精細な分解能は得られない。分解能を向上させるには、フーリエ変換の対象となる信号の占有周波数帯域幅を広げる必要がある。この占有周波数帯域幅を見かけ上拡げる方法としては、複数の周波数チャネルをあたかも一つの周波数チャネルであるかのように扱い、その周波数解析により得られたリプル波形等をフーリエ変換する、という方法がある。即ち、複数の周波数チャネルを用いて無線伝送を行うシステムで本発明を実施する際には、無線中継を行う際に、各周波数チャネル毎に中継装置及びキャンセラを設けると共に、各周波数チャネルに係る受信信号から周波数解析により取り出されたリプル波形を周波数チャネル同士の占有周波数帯域の関係に従い合成して、その結果得られた合成波形をフーリエ変換する。これによって、フーリエ変換の対象となる信号の占有周波数帯域を複数チャネル分に拡張できるため、遅延時間等の検知分解能も向上する。例えば、同一占有周波数帯域幅を有するｎ個の周波数チャネルがある場合、これらｎ個の周波数チャネルを対象として上述の処理を実行することにより、分解能は、１個の周波数チャネルを対象として周波数解析及びフーリエ変換を実行したときに比べ、１／ｎという精細な分解能になる。また、周波数チャネルと周波数チャネルとの間には一般にチャネル間の分離のためのセパレーション帯域が設けられており、また、周波数チャネルと周波数チャネルとの間に未使用の周波数チャネルがあることもある。これら、セパレーション帯域や未使用の周波数チャネルの周波数帯域幅が、合成の対象となるｎ個の周波数チャネルの周波数帯域幅に対して十分狭ければ、これらセパレーション帯域や未使用の周波数チャネルの存在を無視しても、高々、フーリエ変換結果にノイズが重畳されるのみで、さして問題にはならない。また、セパレーション帯域や未使用の周波数チャネルについてリプル波形の補間を実施することにより、このノイズも抑えることができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施形態に関し図面に基づき説明する。
【００２６】
（１）中継放送機の構成
図１に、本発明の一実施形態に係る中継放送機の構成を示す。この図に示す中継放送機は、受信機１０、送信機２０及び回り込みキャンセラ３０を有しており、放送波を受信し定格送信レベルまで増幅して再送信する構成を有している。放送波は、ＯＦＤＭ方式に則り多重化された信号であり、１チャネル当たり５．６ＭＨｚの帯域を占有する。また、ＲＦは４７０〜７７０ＭＨｚ、ＩＦは３７．１５ＭＨｚとする。但し、これらの数値は一例であり、占有帯域やＲＦ・ＩＦの異なる他国・他地域の放送システムにおいても、本発明を実施できる。本発明は、更に、放送システムにおける中継に限定適用されるべきものではない。例えばＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access)方式携帯電話では、ＯＦＤＭ方式地上波ディジタルテレビジョンと同様、その占有周波数帯域内で、遅延波との干渉によりリプルが生じる。即ち、これらのシステムでは、回り込み波やマルチパス波の影響が、占有帯域内における周波数スペクトル分布の“規則性ある乱れ”となって、現れる。後の説明からも明らかなように、本発明は、当該“規則性ある乱れ”が生じる性質を有するシステムにおける無線中継全般に、適用できる。
【００２７】
受信機１０は、放送波を受信するためのアンテナ１１と接続されている。受信機１０は、アンテナ１１による受信信号を帯域外雑音の除去等のため濾波する入力フィルタ１２、濾波された受信信号を局部発振信号と混合し無線周波数（ＲＦ）から中間周波数（ＩＦ）に変換するミキサ１３、ＩＦに変換された受信信号を帯域通過濾波する表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ１４、並びにＲＦ又はＩＦの受信信号を増幅するアンプ１５、１６及び１７を、有している。送信機２０は、ＩＦに変換された受信信号を送信信号として入力しそのレベルを所定値に自動調整する送信利得制御用の自動利得制御（ＡＧＣ）回路２１、ＡＧＣ回路２１から出力される送信信号を局部発振信号と混合しＩＦからＲＦに変換するミキサ２２、ＩＦに変換された送信信号を帯域通過濾波するチャネルＢＰＦ２３、濾波された送信信号を電力増幅するアンプ２４、並びに雑音・歪等を除去すべく電力増幅後の送信信号を濾波する出力フィルタ２５を、有している。送信機２０は、出力フィルタ２５を経た送信信号を無線送信するためのアンテナ２６に、接続されている。  受信機１０及び送信機２０は、各種の端子を備えている。まず、受信機１０に設けられているＦＩＬＩＮ端子はアンテナ１１との接続のための、ＩＦＯＵＴ端子は送信機２０との接続のための、端子である。送信機２０に設けられているＩＦＩＮ端子は受信機との接続のための、ＲＦＯＵＴ端子はアンテナ２６との接続のための、端子である。更に、受信機１０及び送信機２０双方に（更に回り込みキャンセラ３０にも）設けられているＬＯＣ端子は、局部発振器４０から出力される局部発振信号を入力するための端子である。なお、図では局部発振器４０を送受信共用化して１個にしているが、送受信個々に使用すべく、同一周波数で発振する複数個の局部発振器を設けることもできる。
【００２８】
受信機１０には、更にＲＦＯＵＴ端子及びＲＦＩＮ端子が設けられている。ＲＦＯＵＴ端子は入力フィルタ１２の出力を受信機１０の外部に取り出すための端子であり、ＲＦＩＮ端子は受信機１０の外部から信号を取り込みアンプ１５に入力するための端子である。本実施形態では、ＲＦＯＵＴ端子は回り込みキャンセラ３０のＲＦＩＮ端子に、ＲＦＩＮ端子は回り込みキャンセラ３０のＲＦＯＵＴ端子に接続されている。回り込みキャンセラ３０のＲＦＩＮ端子とＲＦＯＵＴ端子との間は回り込みキャンセラ３０の内部で接続されているから、入力フィルタ１２によって濾波された受信信号は一旦受信機１０の外部に出され回り込みキャンセラ３０を経て受信機１０の内部に戻りアンプ１５に供給されることとなる。
【００２９】
また、受信機１０のＩＦＯＵＴ端子は送信機２０のＩＦＩＮ端子に直接接続されるのではなく、回り込みキャンセラ３０のＩＦＩＮ端子に接続されている。他方で、送信機２０のＩＦＩＮ端子は回り込みキャンセラ３０のＩＦＯＵＴ端子に接続されており、回り込みキャンセラ３０のＩＦＩＮ端子とＩＦＯＵＴ端子との間は回り込みキャンセラ３０の内部で接続されている。即ち、受信機１０から出力されるＩＦの受信信号は、回り込みキャンセラ３０の内部を経て、送信機２０に入力されている。
【００３０】
回り込みキャンセラ３０は、そのＩＦＩＮ端子とＩＦＯＵＴ端子の間に設けたカプラ３１によってＩＦの受信信号を一部分岐し、分岐した受信信号に基づきキャンセル信号生成回路３２によってＩＦのキャンセル信号を生成し、生成したキャンセル信号をミキサ３３にて局部発振信号と混合してＩＦからＲＦに変換し、ＲＦに変換されたキャンセル信号をＲＦＩＮ端子とＲＦＯＵＴ端子の間に設けたカプラ３４によりＲＦの受信信号に結合させる構成を有している。キャンセル信号生成回路３２は、アンテナ２６からアンテナ１１への回り込みにより受信信号中に生じた回り込み成分に対し、同遅延時間、同振幅、逆位相のキャンセル信号を発生させる回路であり、図２に示す構成を有している。
【００３１】
中継すべき受信放送波（主波乃至希望波）に対するキャンセル信号の遅延時間、位相差及び振幅比は、それぞれ、図２中の可変遅延回路３２１、可変移相器３２２又は可変減衰器３２３を用いて、演算制御部３２４により制御される。なお、可変減衰器３２３に代えて可変利得増幅器を設けてもよい。また、カプラ３１からカプラ３４に至る信号経路上にはこれらの他にもレベル変化等を発生させる回路があるが、当該レベル変化等については予め既知であるか或いは制御電圧等から知ることができる。従って、当該既知の又は検出可能な情報に基づき、可変遅延回路３２１、可変移相器３２２及び可変減衰器３２３における遅延時間τ、位相差θ及び減衰率Ａを制御することによって、主波に対するキャンセル信号の遅延時間、位相差及び振幅比を、制御することができる。演算制御部３２４は、ＣＰＵやこれに付随する各種のプロセッサ、メモリ等により実現できる部材であり、ＡＧＣ回路３２５や周波数解析部３２６からの信号に基づき、これら可変遅延回路３２１、可変移相器３２２及び可変減衰器３２３に供給すべき制御信号を発生させる。
【００３２】
この図の例では、メモリへの書込及び遅延読出により信号を遅延させる回路等、ディジタル信号でその遅延時間τを設定・制御できる回路を、可変遅延回路３２１として用いている。また、可変移相器３２２としては、例えば、入力信号を２個の双平衡ミキサ（ＤＢＭ）に直交分配しこれらＤＢＭにてＩ，Ｑ制御信号と混合された信号同士を同相合成する回路、即ち直交変調により入力信号を移相させる直交変調器を、用いることができる。回路構成及び仕様によっては、可変減衰器３２３の役割の一部又は全部を、この直交変調器により担わせることもできる。更に、この図の例では、可変移相器３２２及び可変減衰器３２３としてアナログの電流又は電圧によりその移相量θ及び減衰率Ａを設定・制御できるタイプを用いているため、演算制御部３２４からこれらの部材に対し供給する制御信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器３２９を設けている。なお、以上は一例に過ぎず、これら可変遅延回路３２１、可変移相器３２２及び可変減衰器３２３は、他種の構成とすることもできる。また、これらの回路の順番は変えてもよい。
【００３３】
図中、可変遅延回路３２１等の前段には、ＡＧＣ回路３２５及びカプラ３２７が設けられている。ＡＧＣ回路３２５は、カプラ３１にて分岐されたＩＦの受信信号のレベルを所定のレベルになるよう自動制御し、それによって送信機２０内のＡＧＣ回路２１における送信利得の変化に追従する回路であり、好ましくは、ＡＧＣ回路２１と同じ特性としておく。即ち、その利得変化に伴い発生する移相量の変化分が同じ量になるよう、これらＡＧＣ回路２１及び３２５を設計或いは選択する。ＡＧＣ回路３２５における利得制御状態は、その内部で発生させている制御電圧から知ることができる。演算制御部３２４は、この制御電圧を、ＡＧＣ回路３２５の利得を示す情報として、Ａ／Ｄ変換器３２８によりディジタル信号に変換した上で取り込む。
【００３４】
また、カプラ３２７は、ＡＧＣ回路３２５を介して可変遅延回路３２１等に供給される受信信号を一部分岐し、周波数解析部３２６に供給する。周波数解析部３２６は、１個又は複数個のディジタル信号処理回路（ＤＳＰ）、スペクトルアナライザ等によって、構成されており、回り込みやマルチパス更にはキャンセル信号それ自体によって生じるリプル波形を取り出し、演算制御部３２４に供給する。
【００３５】
本実施形態の特徴の一つは、周波数解析部３２６やＡＧＣ回路３２５から得られる情報に基づき演算制御部３２４が行う動作にある。そこで、次に、演算制御部３２４が周波数解析部３２６等の回路と共に実行する処理、即ちキャンセル信号の遅延時間、位相及び振幅を制御するための周波数解析・演算制御について、原理から説明する。
【００３６】
（２）キャンセル信号の生成及び制御の原理
まず、回り込み（１波）が発生しそのＤ／Ｕ比が１０ｄＢとなっている状態で中継放送機の送信出力を計測し、横軸を周波数、縦軸を振幅として図示すると、図３に示すように主波占有帯域内にリプル波形が現れた特性になる。比較のため、アンテナ２６からアンテナ１１への回り込みを電磁遮蔽等の手段で抑えＤ／Ｕ比＝無限大にした状態で送信出力を計測し同様の形式で図示すると、図４に示すようにリプル波形がほとんどない特性になる。従って、このリプル波形は、回り込みによって生じたものである。
【００３７】
このリプル波形の発生は、図５に示すモデルによって、説明できる。このモデルは、回り込み及びマルチパスが発生しておらず回り込みキャンセラ３０も動作していないときの中継放送機の伝達関数Ｈ0（ω）に、回り込みを表す帰還ループの伝達関数ＨL（ω）を付加したモデルである。伝達関数Ｈ0（ω）は次の式
【数１】
Ｈ0（ω）＝Ｈ0R（ω）・Ｈ0T（ω）
＝α・ｅｘｐ（−ｊ（ωτα＋θα））               …（１）
但し、Ｈ0R（ω）：受信機１０の伝達関数
Ｈ0T（ω）：送信機２０の伝達関数
α：受信機１０及び送信機２０合計の利得
τα：受信機１０及び送信機２０で生じる遅延時間［ｓｅｃ］
θα：受信機１０及び送信機２０で生じる移相量［ｒａｄ］
ω：角周波数［ｒａｄ／ｓｅｃ］
で表すことができ、伝達関数ＨL（ω）は次の式
【数２】
ＨL（ω）＝β・ｅｘｐ（−ｊ（ωτβ＋θβ））               …（２）
但し、β：回り込み利得（損失）
τβ：主波に対する回り込み波の遅延時間［ｓｅｃ］
θβ：主波に対する回り込み波の位相差［ｒａｄ］
で表すことができるから、このモデル全体の伝達関数ＨL0（ω）は次の式
【数３】
ＨL0（ω）＝Ｈ0（ω）／（１−Ｈ0（ω）ＨL（ω））
＝α・ｅｘｐ（−ｊ（ωτα＋θα））／
｛１−α・β・ｅｘｐ（−ｊ（ω（τα＋τβ）
＋（θα＋θβ）））｝          …（３）
によって表すことができる。この式によって与えられる伝達関数ＨL0（ω）は、図３に示した計測結果と同様、リプルを有する波形になる（図６）。図６は、θβ＝０、３０、９０［ｄｅｇ］のそれぞれについて、回り込み＝１波、Ｄ／Ｕ比＝６ｄＢ、主波に対する回り込み波の遅延時間＝シンボル長／６４の条件で、主波占有帯域内の伝達関数Ｈ（ω）を計算することにより得られたものである。
【００３８】
図６に示したリプル波形をフーリエ変換し絶対値を求めると図７〜図９に示す振幅特性が得られ、また実部と虚部の比から位相特性を求めると図１０〜図１２に示す特性が得られる。これらのうち図７及び図１０はθβ＝０［ｄｅｇ］のときの、図８及び図１１はθβ＝３０［ｄｅｇ］のときの、図９及び図１２はθβ＝９０［ｄｅｇ］のときの、特性を示している。ここに、一旦回り込みが発生すると回り込みは１回では終わらず、受信信号中に入り込んだ回り込み成分の一部が再度回り込んで受信信号中に入り込み、この再度の回り込み成分の一部が再々度回り込み、…というように、多次回り込みとなる。そのため、図７〜図１２には、回り込みを示すインパルス状の波形が等インターバル・等位相ピッチで繰り返し（但し回り込みの繰返しに伴い減衰して）現れている。再度、再々度、…の回り込みは、初回の回り込みをキャンセルすれば生じなくなるから、回り込み波のキャンセルという目的は、図７〜図１２に現れている複数のインパルス状波形のうち初回の回り込みに係る最も大振幅のピーク波形を消去乃至抑圧することにより、達成できる。
【００３９】
多次回り込みに関する上掲の考察から明らかなとおり、図７〜図９に示した振幅特性におけるインパルス波形出現インターバルは、受信・中継すべき主波に対する回り込み波の遅延時間τβである。同様に、図１０〜図１２に示した位相特性におけるインパルス波形出現ピッチは、受信・中継すべき主波に対する回り込み波の位相差θβである。図７〜図１２中の振幅軸から、受信・中継すべき回り込み波の振幅を知ることができる。そして、これらの情報が与えられれば、図１３に示すように、受信信号中の回り込み成分に対し同遅延時間、同振幅、逆位相の信号を生成することができ、その信号即ちキャンセル信号を受信信号に結合させて、受信信号中の回り込み成分をキャンセルすることができる。
【００４０】
より詳細に言えば次のようになる。まず、回り込みキャンセラ３０の伝達関数
【数４】
ＨC（ω）＝γ・ｅｘｐ（−ｊ（ωτγ＋θγ））               …（４）
但し、γ：回り込みキャンセラ３０の利得（損失）
τγ：回り込みキャンセラ３０内で生じる遅延時間［ｓｅｃ］
θγ：回り込みキャンセラ３０内で生じる移相量［ｒａｄ］
を帰還ループとして図５のモデルに付加したモデルを考える（図１４）。このモデル全体の伝達関数ＨLC（ω）は、次の式
【数５】
ＨLC（ω）＝Ｈ0（ω）／｛１−Ｈ0R（ω）ＨC（ω）−ＨL（ω）Ｈ0（ω）｝  …（５）で表すことができる。回り込み成分をキャンセルするには、この伝達関数ＨLC（ω）が伝達関数Ｈ0（ω）の実定数倍になるように、即ち
【数６】
ＨC（ω）＝−Ｋ・Ｈ0T（ω）・ＨL（ω）                    …（６）
但し、Ｋ：実定数
となるように、回り込みキャンセラ３０の伝達関数ＨC（ω）を適応制御すればよい。ここで、送信機２０の伝達関数Ｈ0T（ω）を次の式
【数７】
Ｈ0T（ω）＝αT・ｅｘｐ（−ｊ（ωταT＋θαT））           …（７）
但し、αT：送信機２０の利得
ταT：送信機２０内で生じる遅延時間［ｓｅｃ］
θαT：送信機２０内で生じる移相量［ｒａｄ］
で表すこととする。式（６）に示した条件を、式（７）で導入した量を用いて表すと、
【数８】
γ＝Ｋ・αT・β，τγ＝ταT＋τβ，θγ＝θαT＋θβ＋π［ｒａｄ］…（８）となる。
【００４１】
利得γは、ＡＧＣ回路３２５の利得や可変減衰器３２３における減衰率Ａで定まる。遅延時間τγは、ＡＧＣ回路３２５等で発生する遅延や可変遅延回路３２１で発生させる遅延時間τで定まる。位相差θγは、ＡＧＣ回路３２５等で発生する移相量や可変移相器３２２で発生させる移相量θで定まる。更に、利得αT、遅延時間ταT及び移相量θαTは、概ね定数である（ＡＧＣ回路２１の利得変化分やこれに伴う移相量の変化等を除く）。そこで、本実施形態では、カプラ３１によって分岐した受信信号を遅延、移相及び減衰させることによりキャンセル信号を発生させる際、最適なキャンセル信号を生成するために、カプラ３１によって分岐した受信信号を周波数解析部３２６がＦＦＴ（高速フーリエ変換）等の処理により周波数軸上で解析して主波占有帯域内におけるリプル波形を検出し（第１段のＦＦＴ）、そのリプル波形を時間波形と見なして演算制御部３２４が更にフーリエ変換して（第２段のＦＦＴ）回り込み成分の遅延時間τβ等に関する情報を取り出している。更に、その結果に基づき、演算制御部３２４は可変遅延回路３２１における遅延時間τ、可変移相器３２２における移相量θ及び可変減衰器３２３における減衰率Ａを制御し、それによって、キャンセルすべき回り込み成分と同遅延時間及び同振幅で当該回り込み波に対して逆位相のキャンセル信号を発生させる。そして、これを周波数変換の上カプラ３４にて受信信号に結合させることにより、回り込み波の影響即ちリプル波形を消去乃至抑圧している（図１３）。
【００４２】
この原理は、図１５に示す送信出力計測結果にて裏付けられている。この図は、１波回り込み、Ｄ／Ｕ比＝１０ｄＢの状態で、上述の原理に基づきかつ後述の手順に従い回り込みキャンセラ３０を動作させ、送信出力を計測した結果を表している。一見して明らかなとおり、図４に示したものと同様、リプル波形がほとんど存在しない特性であり、回り込みの影響が抑えられていることがわかる。
【００４３】
（３）事前処理：テーブル作成
上述の原理に基づき回り込み波をキャンセルするため、本実施形態では、事前に、回り込み状態とリプル波形のＦＦＴ結果とを対応付けるテーブルを作成する。このテーブルを作成する際には、アンテナ２６からアンテナ１１への回り込みを電磁遮蔽や回路遮断等の手法で遮っておき、その状態で、回り込みキャンセラ３０をいわば擬似回り込み波源として使用する。
【００４４】
具体的には、まず、演算制御部３２４にて発生させる制御量の任意の組合せ（τ，θ，Ａ）に基づき、可変遅延回路３２１、可変移相器３２２及び可変減衰器３２３を制御する。その結果キャンセル信号生成回路３２から出力される信号は、ミキサ３３により周波数変換された上で、カプラ３４にて受信信号に結合される。このとき受信信号に結合される信号は、回り込み波が無線伝送路上で遅延、移相及び減衰を受けるのと同様、回り込みキャンセラ３０内で遅延、移相及び減衰を受けているから、主波に対し回り込み波と同質の干渉作用を及ぼす。従って、受信機１０のＩＦＯＵＴ端子から出力される信号には、回り込みが発生しておりかつ回り込みキャンセラ３０の動作が停止しているときと同様、リプル波形が現れる。
【００４５】
このリプル波形を、キャンセル信号生成回路３２内の周波数解析部３２６にて取り出し、演算処理部３２４にてＦＦＴを施すことにより、キャンセル信号の希望波への干渉状況に関する情報が得られる。これと同じ干渉状況をもたらすであろう回り込み波が回り込みに係る無線伝送路上で受けている遅延、移相及び減衰の量（τβ，θβ，β）は、制御量の組合せ（τ，θ，Ａ）と対応付けることができる。
【００４６】
但し、回り込みキャンセラ３０への入力信号が送信機２０を経ていないのに対し、回り込み成分は送信機２０から送信された信号である。また、回り込みキャンセラ３０内には、可変遅延回路３２１、可変移相器３２２及び可変減衰器３２３以外にも、遅延、移相或いは振幅変化をもたらす回路（ＡＧＣ回路３２５等）がある。従って、（τβ，θβ，β）と（τ，θ，Ａ）は、対応関係は成り立っても、一般に一致しないことに留意されたい。また、この対応関係もＡＧＣ回路２１及び３２５の動作によって崩れる。本実施形態においては、テーブル作成中に受信レベル変化等が生じその結果上記対応関係が崩れそうになったときや、後に説明するように、実使用中に受信レベル変化等が生じたため上記対応関係が崩れそうになったときに、それを補償するための処理を実行する。この処理については、後に、テーブル更新処理として説明する。
【００４７】
本実施形態におけるテーブル作成は、上述した組合せ（τ，θ，Ａ）を必要範囲に亘り網羅的に変え、組合せ（τ，θ，Ａ）毎にリプル波形の取り出し及びそのリプル波形のＦＦＴを行い、その結果得られた情報を組合せ（τ，θ，Ａ）と逐次対応付けることにより行われる。その結果得られるテーブルは、図１６（ａ）に示す如き内容であり、図１６（ｂ）に示すように、遅延時間τ，移相量θ，減衰率Ａの各軸により定義される三次元空間の微小領域に、リプル波形のＦＦＴ結果を対応付けるものである。従って、回り込みキャンセラ３０を実使用しているときに得られるリプル波形のＦＦＴ結果を以て、このテーブルを参照することにより、遅延時間τ、移相量θ及び減衰率Ａの制御目標を導出することができる。なお、キャンセル信号は回り込みに係る成分に対して逆位相でなくてはならないから、テーブル作成の際に用いた位相差乃至移相量θについては、テーブル作成・記憶に際して位相反転するか、でなければテーブル参照に際して位相反転する必要がある。
【００４８】
また、主波に対する回り込み波の遅延時間、位相差及び振幅比が互いに独立に定まるような伝送路にて回り込みが発生している場合、移相量θ及び減衰率Ａを固定して遅延時間τを変化させたときのリプル波形のＦＦＴ結果の変化、遅延時間τ及び減衰率Ａを固定して移相量θを変化させたときのリプル波形のＦＦＴ結果の変化、並びに遅延時間τ及び移相量θを固定して減衰率Ａを変化させたときのリプル波形のＦＦＴ結果の変化を、互いに重ね合わせることができる。従って、図１６（ａ）に示したテーブル即ち組合せ（τ，θ，Ａ）毎にリプル波形のＦＦＴ結果を対応付けるテーブルは、必ずしも必要でない。例えば、図１７に示すように、遅延時間τのみを変数として作成した部分テーブル、移相量θのみを変数として作成した部分テーブル、並びに減衰率Ａのみを変数として作成した部分テーブルという３種類の部分テーブルから構成されるテーブルを、作成・記憶・使用するようにしてもよい。実使用に際しては、ＦＦＴ結果に最も近いスペクトルが現れる変数値を、各部分テーブルから１個又は少数個ずつ選び、選んだ変数値に基づき組合せ（τ，θ，Ａ）を導出する。
【００４９】
遅延時間τ，移相量θ，減衰率Ａを、各ｎ通りに亘り変化させて回り込みを模擬する場合、図１６（ａ）に示すテーブルを作成するには合計ｎ3通りの組合せ（τ，θ，Ａ）それぞれについてリプル波形のＦＦＴ結果の収集等を行わねばならない。これに対し、図１７に示すテーブルを作成するには３×ｎ回の情報収集でよい。従って、図１７に示すテーブルを用いるメリットは、テーブル作成のための時間が短くて済むこと、作成したテーブルを記憶しておくための記憶領域が小さくて済むこと等である。反面、図１７のテーブルを使用した場合実使用時に各部分テーブルから得た情報を組み合わせ又は結合させる処理を実行しなければならないから、図１６（ａ）に示したテーブルを作成記憶し利用する方が、実使用時の動作が高速になり、回り込みの状況の変化に対し回り込みキャンセラ３０が迅速に応答できる。
【００５０】
（４）実使用時の動作：初期制御
図１８に、実使用時におけるキャンセル信号生成回路３２特に周波数解析部３２６及び演算制御部３２４の動作手順を示す。この手順は、上述したテーブル作成が行われかつテーブル作成のための遮蔽状態が解除された上で、起動される。
【００５１】
起動直後は、まず、減衰率Ａが十分大きくなるよう（実質的に無限大とみなせるよう）演算制御部３２４が可変減衰器３２３を制御する、カプラ３１からカプラ３４に到る受信信号乃至キャンセル信号伝送路上にスイッチを設けこれを手動又は自動操作で開放する、等の方法で、回り込みキャンセラ３０にてＲＦの受信信号にキャンセル信号等が結合されない状態を作り出す（１００）。この状態即ち回り込みキャンセラ３０のキャンセル動作がオフしている状態では、回り込みキャンセラ３０の動作の影響なしに、回り込み波の影響を検出できる。
【００５２】
この状態で、キャンセル信号生成回路３２は検出サブルーチンを実行する（１０１）。検出サブルーチンは、回り込み等の影響により主波占有帯域内に現れるリプル波形を検出しＦＦＴを行うルーチンである。その内容については後に図１９を用いて説明する。
【００５３】
演算制御部３２４は、検出サブルーチンの実行により得られた情報を以て、作成済の前述のテーブルを参照することにより、遅延時間τ、移相量θ及び減衰率Ａの制御目標を決定する（１０２）。このとき、先に述べたようにテーブルの作成及び記憶の際に位相反転が施されていないのであれば位相反転処理を行い、既に施されているのであれば行わない。演算制御部３２４は、このようにして得られた制御目標が実現されるよう、可変遅延回路３２１、可変移相器３２２及び可変減衰器３２３を制御する（１０３）。
【００５４】
（５）実使用時の動作：初期制御終了後
このようにして回り込みキャンセラ３０によるキャンセル信号生成及び受信信号への結合処理がオンした後は、ステップ１０４〜１０６の動作が繰返し実行される。ステップ１０４は検出サブルーチンを実行するステップであり、このステップの実行によって、回り込み波の影響とキャンセル信号の影響の双方を反映したＦＦＴ結果が得られる。
【００５５】
ここに、前回ステップ１０３又は１０６を実行してから現在までの間に回り込みの状況が何ら変化していないのであれば、キャンセル信号による回り込み成分キャンセル作用が働いた結果として、受信信号には回り込み波の影響もキャンセル信号の影響も現れない。しかし、実際には、回り込み波の発生状況は無線伝送路の環境変化等により逐次変化するため、遅延時間τ、移相量θ及び減衰率Ａはいずれ回り込み成分の実態に見合わない値になる。そこで、ステップ１０５では、演算制御部３２４が、前回ステップ１０２又は１０６にて決定した制御目標から、その制御目標に従い生成されたキャンセル信号による希望波への干渉に関する情報を、作成する。演算制御部３２４は、この情報に基づきキャンセル信号による干渉の影響を、ステップ１０４で検出されたスペクトル情報から除去することにより、回り込み波により生じた干渉に関するＦＦＴ結果を得る。
【００５６】
演算制御部３２４は、ステップ１０５にて得た情報を以て、前述のテーブルを参照し、その結果に基づき遅延時間τ、移相量θ及び減衰率Ａを制御する（１０６）。キャンセル信号の影響を除去した後のＦＦＴ結果に基づき遅延時間τ、移相量θ及び減衰率Ａを制御しているため、本実施形態に係る回り込みキャンセラ３０は、回り込みの状況の変化に対し自動的にまた迅速に追随することができる。
【００５７】
（６）検出サブルーチン
ステップ１０１及び１０４で実行される検出サブルーチンでは、図１９に示されるように、まず、周波数解析部３２６によるリプル波形の検出と（２００）、ＡＧＣ回路３２５における制御電圧の演算制御部３２４への入力が（２０１）、実行される。演算制御部３２４にＡＧＣ回路３２５の制御電圧を入力するのは、送信機２０内のＡＧＣ回路２１の動作による回り込み状況の変化に追随できるようにするためである。
【００５８】
送信機２０内のＡＧＣ回路２１は、アンテナ２６から常に定格送信レベルでの無線送信を行えるようにするための回路である。例えば、アンテナ１１により受信される信号のレベルが低下したときには、ＡＧＣ回路２１はこの低下分を検出し、利得調整能力上可能な限りにおいて自身の利得を増大させ、後段の回路に供給する送信信号のレベルを一定に保つ。しかし、このような利得制御が行われると、回り込みに係るＤ／Ｕ比が変化する。例えば、主波が弱まった結果受信レベルが１０ｄＢ低下すると、ＡＧＣ回路２１は自身の利得を１０ｄＢ増大させ、それによって従前の送信レベルを維持させる。送信レベルを維持させることで、アンテナ１１における回り込み波の受信レベルも維持される。従って、主波が１０ｄＢ弱まったのに回り込み波が以前のままとなるから、回り込みに係るＤ／Ｕ比が１０ｄＢ低下することとなる。
【００５９】
ＡＧＣ回路２１の動作に伴うＤ／Ｕ比の変化に対処するには、この変化を検出する必要がある。ここに、回り込みキャンセラ３０の入力段にＡＧＣ回路３２５を設けておけば、ＡＧＣ回路３２５における制御電圧の値の変化即ちＡＧＣ回路３２５の利得の変化から、回り込みに係るＤ／Ｕ比の変化を検出できる。演算制御部３２４は、ステップ２０１にて入力したＡＧＣ回路３２５の制御電圧値から、回り込みに係るＤ／Ｕ比の変化分或いは主波受信レベルの変化分を算出し（２０２）、その結果に基づき、当該変化分を補償する方向に事前作成されているテーブルの内容を修正・更新する（２０３）。
【００６０】
更に、ＡＧＣ回路３２５における制御電圧が当該ＡＧＣ回路３２５への入力レベルに応じて生成されていること、即ち制御電圧の生成に受信信号中の回り込み成分が影響していることを考慮すると、ＡＧＣ回路３２５における制御電圧の値の変化から回り込みに係るＤ／Ｕ比の変化を検出するに際して、回り込み成分の影響を制御電圧から除去・補償するための処理を実行するのが望ましい。即ち、回り込みキャンセラ３０の動作により回り込み成分が十分キャンセルされている状態であれば問題ないが、十分といえるほどにはキャンセルされていない状態では、ＡＧＣ回路３２５における制御電圧は回り込み成分（リプル波形）の影響を受けている。そのため、ＡＧＣ回路３２５における制御電圧の変化を以てそのままＤ／Ｕ比変化或いは主波の受信レベル変化と見なすのでは、キャンセル信号のＡＧＣ回路３２５における入力レベル抑圧量即ち制御電圧は、真の受波受信レベルに対する入力レベルの差と、回り込み量とで決まっているため、生成動作の制御に誤差が生じる。この誤差を解消・低減するには、例えば図２０に示されるように、まず主波占有帯域内の信号（リプル波形を含む）を積分・平滑することにより、回り込み量を検出する。その結果をＡＧＣ回路３２５の制御電圧から減じた結果に基づき、回り込み成分の寄与分が打ち消されるよう、ステップ２０３における更新処理を実行する。但し、主波への回り込み成分の干渉を受信レベル又はこれに換算可能な形で算出又は評価できる方法が他にもあるのであれば、それを用いてもよい。
【００６１】
また、先にも述べたが、ＡＧＣ回路２１及び３２５の特性、特に利得変化に伴う移相量の変化を互いに等しくしておく方がよい。但し、そうしない場合であっても、ＡＧＣ回路２１及び３２５の特性が既知であれば、利得変化に伴う移相量の変化の相違分を計算で求め、その結果に基づき可変移相器３２２に対する制御信号の値を調整することで、両ＡＧＣ回路２１及び３２５の特性差に対処できる。また、ＡＧＣ回路３２５に代えて、カプラ３１から可変遅延回路３２１等への入力レベルを検出する検波回路等を用いることも可能である。
【００６２】
演算制御部３２４は、他方で、ステップ２００にて周波数解析部３２６により取り出されたリプル波形に、ハニング(Hanning)窓処理（２０４）及びＦＦＴ（２０５）を施す。このＦＦＴは、先に図７〜図１２を用いて説明したように、リプル波形を時間波形と見なしてフーリエ変換する処理である。それに先立つハニング窓処理はリプル波形に係る信号を有限時間で打切る処理の一種であり、その窓関数としてハニング関数を用いるものである。ハニング関数及びこれを窓関数として用いた打切り処理それ自体は、ＦＦＴ等の処理を行う技術分野では、従来から周知のものである。本実施形態では、単なるハニング窓処理を行うにとどまってはおらず、ハニング関数
【数９】
ｗ（ｎ）＝１／２・（１−ｃｏｓ（２πｎ／（Ｎ−１）））
（０≦ｎ≦Ｎ−１）
＝０                                      （それ以外のｎ）
…（９）
但し、ｎ：サンプル番号
Ｎ：自然数
の周波数応答
【数１０】
Ｗ（ω）＝１／２・ｓｉｎ（ωＮ／２）／ｓｉｎ（ω／２）
＋１／４・｛ｓｉｎ（ωＮ／２−Ｎπ／（Ｎ−１））
／ｓｉｎ（ω／２−π／（Ｎ−１））
＋ｓｉｎ（ωＮ／２−Ｎπ／（Ｎ−１））
／ｓｉｎ（ω／２−π／（Ｎ−１））｝  …（１０）
を、主波に対する回り込み成分の遅延時間の正確かつ精細な検出に、利用している。
【００６３】
ここに、ステップ２００でリプル波形を検出する際のサンプル点数が十分に多ければ、ＦＦＴによって、希望波に対する回り込み成分の遅延時間（図７〜図９で言えば横軸上の位置）を、比較的正確にかつ高い分解能で求めることができる。しかし、サンプル点数が少ないと、ＦＦＴ結果では、真の遅延時間以外の位置にも回り込み成分が現れてしまう。そこで、本実施形態では、窓関数処理に使用する窓関数（ここではハニング関数）の周波数応答を、各ピークを包絡するようＦＦＴ結果にハニング関数の周波数応答を当てはめ、その周波数応答のピークの位置を求めることにより、回り込み成分の遅延時間を推定している。ステップ２０５では、この原理に基づく処理も行う。なお、ハニング窓以外の窓例えばハミング窓等を用いてもよい。
【００６４】
（７）対比及び効果
本願出願人が先に提出した特願平９−２６４７４３号では、送信機出力から受信機入力への帰還回路を備えた中継放送機を開示している。特に、第４実施形態として開示されている中継放送機で実行している回り込みキャンセル方法は、本願出願人が特願平１０−２８１７１４号にて開示した中継放送機に、一部変形の上で応用することが可能である。その方法は、受信信号の周波数スペクトル分布を検出し、検出した周波数スペクトル分布に現れる規則性から、主波に対する回り込み波の遅延時間、位相差及び振幅比を求める、というものである。より詳細には、遅延時間、移相量及び減衰率という三種類の制御量のうち、移相量及び減衰率を漸増／漸減させていく、という手法である。受信信号の周波数スペクトル分布には先にリプル波形として説明したように規則性があるから、この方法は実施可能である。また、移相量及び減衰率を漸増／漸減させていくようにしているため、理論的に予想される主波の周波数スペクトル分布と実際の主波の周波数スペクトル分布との間に差（誤差）があっても、また中継放送機が回り込みにより発振状態に到っていても、回り込み成分をキャンセルしまた発振状態から脱出させることができる。反面、制御を開始してから移相量及び減衰率が適正な値即ち回り込み成分を十分キャンセルできる値に落ち着くまでに、漸増／漸減を繰り返すため、時間がかかる。
【００６５】
これに対し、本願で説明した実施形態においては、まず回り込みキャンセラ３０を回り込みシミュレータとして用いて、リプル波形のＦＦＴ結果対制御量の関係を直接又は間接的に与えるテーブルを作成し、しかる後、主波占有帯域内におけるリプル波形にＦＦＴを施しその結果によりこのテーブルを参照して、遅延時間τ、移相量θ及び減衰率Ａという制御諸量を決定している。そのため、漸増／漸減制御を行う必要がなく、回り込み成分を好適にキャンセル可能なキャンセル信号を、迅速に生成できる。また、理論的に予想される主波の周波数スペクトル分布と実際の主波の周波数スペクトル分布との間に差（誤差）があっても、また中継放送機が回り込みにより発振状態に到っていても、回り込み成分をキャンセルしまた発振状態から脱出させることができる。回り込みキャンセラ３０の実現に必要な回路及びソフトウエアは、簡素なもので足り、低コストでの実施が可能である。
【００６６】
また、上述した実施形態においては、リプル波形のＦＦＴ結果からキャンセル信号の影響により生じたものを除去し、残りを回り込み成分の影響により生じたものと見なして、制御量たる遅延時間τ、移相量θ及び減衰率Ａの値を決定している。従って、主波に対する回り込み成分の遅延時間、位相差及び振幅比に時間変化が生じた場合でも、これに対処し遅延時間τ、移相量θ及び減衰率Ａをより正確かつ適切な値に更新できる。これは、回り込みの状況の変化に対する迅速な追従という効果をもたらすものであり、また、テーブルの事前作成及びその利用による応答性の向上と相俟って、特願平９−２６４７４３号中の第４実施形態に比べて正確なキャンセル、という効果をもたらしている。更に、キャンセル信号の影響を除去して回り込み成分の影響を検出するという方法は、前回決定した遅延時間τ、移相量θ及び減衰率Ａに多少の誤差や不正確さがあった場合でもこれを早期に克服できる、というメリットにもつながる。即ち、本実施形態に係る回り込みキャンセラ３０は、特願平９−２６４７４３号中の第４実施形態のそれに比べて、動作精度が低い（しかし安価な）部材にて実現できる。
【００６７】
更に、テーブルの事前作成及びその利用との関連では、既に説明したとおり、テーブル構成の工夫による処理の高速化又はテーブル作成時間の短縮及び記憶容量の節約等の効果が得られる。これらの効果は、特願平９−２６４７４３号では得られない。また、送信機２０中のＡＧＣ回路２１に対応して回り込みキャンセラ３０内にＡＧＣ回路３２５を設けその制御電圧を利用することによりキャンセル信号の制御をＤ／Ｕ比の変動に迅速に追従させることができる、という効果や、ＡＧＣ回路３２５の特性をＡＧＣ回路２１のそれと一致させることにより移相量θの制御を簡素化できる、という効果や、ＡＧＣ回路３２５の制御電圧から回り込み成分の寄与分を除去してキャンセル信号生成制御に使用することにより更に正確なキャンセルを実現できる、という効果や、ハニング窓の周波数応答を利用した遅延時間推定による遅延時間τの制御の正確化についても、特願平９−２６４７４３号では実現されていない。
【００６８】
更に、上述した実施形態で回り込みキャンセラ３０として設けられている回路は、マルチパスキャンセラとしても使用できる。まず、回り込みキャンセラ３０が動作しておらずかつマルチパスが発生している状態は、図２１に示すモデルにより表すことができる。このモデル全体の伝達関数ＨM0（ω）は、次の式
【数１１】
ＨM0（ω）＝（１＋ＨM（ω））Ｈ0（ω）                   …（１１）
と表すことができる。この式中、ＨM（ω）はマルチパスの伝達関数であり、次の式
【数１２】
ＨM（ω）＝δ・ｅｘｐ（−ｊ（ωτδ＋θδ））              …（１２）
但し、δ：マルチパス利得（損失）
τδ：主波に対するマルチパス波の遅延時間［ｓｅｃ］
θδ：主波に対するマルチパス波の位相差［ｒａｄ］
で表すことができる。
【００６９】
このモデルに更に回り込みキャンセラ３０を付加すると、図２２に示されるモデルとなる。このモデル全体の伝達関数ＨMC（ω）は、式（１１）中の伝達関数Ｈ0（ω）を受信機１０、送信機２０及び回り込みキャンセラ３０の系の合成伝達関数に置き換えたものであるから、
【数１３】
ＨMC（ω）＝（１＋ＨM（ω））Ｈ0（ω）／（１−ＨC（ω）Ｈ0R（ω））
＝Ｈ0（ω）／（１−ＨC（ω）Ｈ0R（ω））
＋ＨM（ω）Ｈ0（ω）／（１−ＨC（ω）Ｈ0R（ω））
…（１３）
となる。
【００７０】
式（１３）の右辺第１項と、式（３）は、同一の形式を有している。従って、回り込み波ではなくマルチパス波が到来している状態で回り込みキャンセラ３０を動作させると、受信信号には、あたかも回り込み波が到来しているかのように、リプル波形が現れる。従って、図１８及び図１９に示した手順を実行することにより、受信信号中のマルチパス成分をキャンセルすることができる。
【００７１】
また、回り込み及びマルチパスは同時に発生することがあり、またいずれも複数波になることがある。従って、回り込み及びマルチパスの発生は、より一般的には、図２３に示すような形のモデルで表現できる。このモデル全体の伝達関数ＨLMC（ω）は、式（５）に示した回り込み時の伝達関数ＨLC（ω）に１＋ＨM（ω）を乗じ、更に回り込みの伝達関数ＨL（ω）及びマルチパスの伝達関数ＨM（ω）をそれぞれ複数波にした次の式
【数１４】
ＨLMC（ω）＝（１＋ΣＨMi（ω））Ｈ0（ω）
／｛１−Ｈ0R（ω）ＨC（ω）−ΣＨLi（ω）Ｈ0（ω）｝
…（１４）
但し、ＨLi（ω）：ｉ番目の回り込み伝送路の伝達関数
ＨMi（ω）：ｉ番目のマルチパス伝送路の伝達関数
Σ：ｉについての総和
ｉ：０以上の整数
で表すことができる。上述の実施形態は、この状況においても有効である。
【００７２】
このように、同一の回路構成及び制御手順の下に回り込み成分もマルチパス成分もキャンセルできる点は、上述の実施形態の大きな長所である。仮に、回り込み成分をキャンセルするための回路或いはソフトウエアと、マルチパス成分をキャンセルするための回路或いはソフトウエアとを、別々に準備・実装しなければならないとすると、中継放送機の構成が大きくなるし、従ってその開発製造コストや部品コストも増大する。本実施形態では、回り込みキャンセラ３０として示した１個の回路及びそのソフトウエアを以て、回り込み成分もマルチパス成分もキャンセル可能であるため、中継放送機を小形にしその価格を抑えることができる。
【００７３】
更に、上述の実施形態では、受信機１０のＩＦＯＵＴ端子からの出力を一部分岐し回り込みキャンセラ３０にて処理した上で受信機１０のＲＦＩＮ端子に戻している。しかし、本発明は、回り込みキャンセラ３０をこのような形で使用する例には、限定されない。本発明は、ＩＩＲ型の回路配置であれば、好適に実施できる。ここでいうＩＩＲ型の回路配置とは、受信機１０及び送信機２０を構成するいずれかの回路の出力の一部を取り出し、回り込みキャンセラ３０がそれに基づきキャンセル信号を生成し、このキャンセル信号をより前段の回路への入力に結合させる回路構成を指す。その種の回路構成下では、その回り込みキャンセラ３０を回り込みシミュレータとして用いてテーブルを作成し、作成したテーブルを利用して回り込み成分及びマルチパス成分をキャンセルすることができる。但し、回り込みキャンセラ３０への入力をどこから取り込み回り込みキャンセラ３０の出力をどこへ帰還させるかにより、伝達関数の式の細部は、本願にて実施形態との関連で述べたものとは、異なるものになる。
【００７４】
また、ＦＩＲ型の回路配置、即ちＩＩＲ型とは逆にアンテナ１１寄りの点からアンテナ２６寄りの点へ信号を送る回路配置では、マルチパスをキャンセルする際に高次成分が残存するため、ＩＩＲ型の方がキャンセル性能上有利である。例えば、特開平７−２３５８８４号公報においては、遅延波を含む入力信号に２段ＦＦＴ処理を施して、擬似的な遅延波成分を生成し、これを入力信号と結合させている。しかしながら、ＦＩＲ型の回路構成であるため、入力信号中に含まれている遅延波成分にも遅延やレベル修正が施されてしまい、従って遅延波を完全にキャンセルすることは原理上不可能である。本発明をＩＩＲ型の回路として実現する場合、このような問題点は生じない。また、本発明をＦＩＲ型の回路として実現する場合、信号分岐点の位置（図２で言えばカプラ３１の位置）を信号結合点の位置（同じくカプラ３４の位置）より受信アンテナ１１寄り（上流）におき、更に、キャンセラ出力と結合された後の受信信号からリプル波形を検出するよう、図２で言えばカプラ３２７に相当する部材を配置する。即ち、キャンセラ出力が受信信号に干渉することにより生じるリプル波形を検出できるような配置、言い換えれば事前処理等を実行できる配置とする。特開平７−２３５８８４号公報では、検出点が信号分岐点及び信号結合点よりも受信アンテナ寄りにあるから、本発明のＦＩＲ型実施形態は特開平７−２３５８８４号公報に記載の構成とは異なる構成となる。この相違が、本発明の特徴の一つである事前処理（テーブル作成）と関連する相違である点に、留意されたい。
【００７５】
また、本発明に代わる発想としては、パイロット信号を用いて回り込みやマルチパスの状況を検出する方法もあり得る。例えば、予め、パイロット信号を主波に挿入しておき、中継放送機では、このパイロット信号が挿入されている放送波（主波）を受信する。中継放送機では、受信後送信に先立ち受信信号を復調することによって、パイロット信号を検出する。回り込みやマルチパスが生じていれば、本来の位置以外でもパイロット信号を検出でき、その結果から、回り込みやマルチパスの発生状況を知ることができるはずである。しかし、この方法を実行するには復調器を設けねばならないため、中継放送機の回路構成が大きくなりまたそれに伴い価格も上昇する。更に、パイロット信号の検出及びその結果に基づくキャンセル信号の生成動作が、放送波の信号構成に依存することとなるため、汎用性が低下する。本発明例えば前述した実施形態では、こういった問題点は生じない。
【００７６】
同じく、本発明に代わる発想としては、中継放送機内で（例えばＩＦ段の回路で）パイロット信号を付加し、受信信号中に現れるパイロット信号即ち回り込んだパイロット信号を検出する、という方法でも、回り込みの状況を検出することができるはずである。受信した放送波を復調せずにパイロット信号を付加するようにすれば、主波にパイロット信号を挿入しておく方法にて生ずるような問題点は、発生しない。しかし、この方法では、パイロット信号が付加された放送波が中継放送機から送信されてしまうため、これを受信する他の中継放送機、視聴者装置等で放送波を正常に復調できなくなる可能性がある。本発明例えば前述した実施形態では、そのような心配はない。
【００７７】
本発明の実施に際し、回り込みキャンセラ３０は、受信機１０側に設置することも（図１参照）、送信機２０側に設置することも（図２４参照）、送信機２０・受信機１０間に設置することも、可能である。図２４に示すように送信機２０側に設置し、送信機２０から入力した信号に基づきキャンセル用の信号を発生させるようにした方が、送受信分離配置に際して便利である。ここでいう送受信分離配置とは、Ｄ／Ｕ比を向上させる等の目的で、受信アンテナ１１や受信機１０と、送信アンテナ２６や送信機２０を別々の場所に設け、受信アンテナ１１と送信アンテナ２６の間の距離を拡げることである。送受信分離配置に当たっては、送信機２０内に設けられている増幅器特に増幅器２４は電力増幅のため大電力を消費することから、図示しない電源回路は送信機２０に近接して配置し、受信機１０への電力供給はＩＦケーブル等にて行うようにすることが望ましく、送信動作を監視する各種の監視装置も送信機２０に近接して配置するのが望ましいことから、回り込みキャンセラ３０についても送信機２０側に配置することとすれば、送信アンテナ２６近傍に配置される装置の収納等の面で、便利である。
【００７８】
図２４に示した装置構成は、図１及び図２に示した装置構成に比べて、その他にもいくつかの相違点を有している。まず、図２４においては、ＡＧＣ回路２１の出力がＳＡＷフィルタ２７及び増幅器２８を経てミキサ２２に入力されており、カプラ３１Ａ及び３４はそれぞれミキサ２２への入力端及びＡＧＣ回路３４からの出力端に設けられている。従って、カプラ３１Ａにより分岐され周波数解析部３２６及び可変遅延回路３２１に入力される信号も、可変減衰器３２３から出力されＡＧＣ回路２１の出力に挿入される信号も、中間周波数の信号である。従って、回り込みキャンセラ３０内での処理を全て中間周波数で行うことができ、回り込みキャンセラ３０の回路構成が簡素になると共に、回り込みキャンセラ３０に対して局部発振信号を供給する必要もなくなる。なお、図２４中の局部発振器４０Ｒ及び４０Ｔはそれぞれ受信機１０又は送信機２０に対応して設けられ、同期信号ＳＹＮＣを基準として同期して、ダウンコンバート用又はアップコンバート用の局部発振信号を発生させる。また、図中、周波数解析部３２６及び演算制御部３２４を１個のブロックにまとめて描いている。
【００７９】
更に、図２４においては、ＡＧＣ回路２１を経た信号が回り込みキャンセラ３０中の周波数解析部３２６及び可変遅延回路３２１に入力されている。従って、図２に示した回路にて設けられていたＡＧＣ回路３２５を設けるまでもなく、送信機２０から出力される信号と、回り込みキャンセラ３０から出力される信号の双方に、ＡＧＣ回路２１における利得の変動やそれに伴う移相量の変化が反映されることとなる。即ち、ＡＧＣ回路３２５を無くすことができ、回路構成がより簡素になる。また、ＡＧＣ回路３２５を廃止したことに伴い、ＡＧＣ回路２１における利得の制御電圧をＡ／Ｄ変換器３２８を介して演算制御部３２４に入力するようにしている。これによって、図２に示した回路と同様、回り込み等によるＤ／Ｕ比の変化に追随できる。加えて、図１及び図２に示した構成ではカプラを３１、３４及び３２７の３個使用しているが、図２４に示した構成ではカプラは３１Ａ及び３４の２個でよい。このように、図２４に示した構成は、送受信分離型に適していること、小型化に適していること等の点で、図１及び図２に示した構成に対して有利である。
【００８０】
また、図１及び図２に示した構成においても、図２４に示した構成においても、送信機２０内にＡＧＣ回路２１を設けている。ＡＧＣ回路２１は、既に述べたように、受信信号のレベルが変化してもできるだけ送信信号のレベルが変化しないようにその利得が自動制御される増幅器である。従って、放送停止等により受信信号が急に途絶えた場合、ＡＧＣ回路２１の利得が急に増大し、Ｄ／Ｕ比の劣化、顕著な場合には回り込みループの発振が生じてしまう。この発振を停止させるには、回り込みに係るループが発振していることを検知する手段及びこの検知に応じて当該ループ上のいずれかの箇所で信号伝送を遮断する手段を、設ければよい。図１及び図２或いは図２４に示した構成には、（τ，θ，Ａ）の制御を行うために、受信信号の周波数対振幅特性に現れる特徴（遅延波の影響によるリプル波形等）を検知する機能が設けられているため、回り込みに係るループが発振していることを検知する方法としては、この機能を利用することが考えられる。具体的には、上述の原因により回り込みループが発振しているときの受信信号の周波数スペクトルはリプル波形ではなくインパルスというべき波形となっており、この波形をＦＦＴし更に希望波の占有周波数帯域全体に亘り積分することにより得られる値は、発振していないときのそれに比べて高くなる。そこで、図２５に示すように、当該積分値を所定値と比較し前者が後者を上回ったときに“発振”と判定する監視部３３０を、演算制御部３２４内等に設ける。更に、検知に応じて信号伝送を遮断する手段としては、監視部３３０における“発振”との判定に応じて信号伝送を遮断するリレー３５等を、受信アンテナ１１から送信アンテナ２６に至る中継装置内のいずれかの箇所に設ける。リレー３５による信号伝送の遮断は瞬時的に行うことができ、またその遮断により回り込みが立たれるため上述の原因による発振は直ちに停止される。なお、図２５は、図２４に示した構成を前提として描いた図であるが、同様の機能を図１及び図２に示した構成に設けることも可能である。
【００８１】
更に、図３等を用いて行った先の説明は、地上波ディジタルテレビジョン放送の周波数チャネル１個についてのものである。地上波ディジタルテレビジョン放送波の中継に際しては、例えば、周波数チャネル毎に、受信機１０、送信機２０及び回り込みキャンセラ３０を設ける。この場合に、周波数チャネル１個の帯域幅が５．６ＭＨｚであることから、ＦＦＴにより遅延時間等を検出する際の分解能は、最良で１／５．６ＭＨｚ＝１７９ｎｓである。しかし、２１ｃｈ〜２８ｃｈという合計８個の相隣接した周波数チャネルを例として図２６に示されているように、周波数チャネルと周波数チャネルの間のセパレーション帯域を挟んではいるものの、正規化周波数＝０〜１０２４の帯域即ち８チャネル分の帯域全体に亘って、ほぼ連続したリプル波形が現れる。従って、周波数チャネル毎に行った周波数解析の結果を周波数軸上における各周波数チャネルの配置に従って合成し、その結果得られた波形をＦＦＴの対象とすることにより、図２６に示した例では８チャネル分の（一般的にはｎチャネル分（ｎ：２以上の自然数）の）周波数帯域をあたかも１個の周波数チャネルであるかのように扱い、遅延時間等の検知分解能を高めることができる。地上波ディジタルテレビジョン放送では各周波数チャネルが４００ｋＨｚのセパレーション帯域を含めて５．６ＭＨｚ＋４００ｋＨｚ＝６ＭＨｚの帯域幅を有しているため、図２６に示した８個のチャネル全体ではほぼ６×８＝４８ＭＨｚの帯域を占有することになり、従って遅延時間等の検知分解能は１／４８ＭＨｚ＝２０．８ｎｓまで改善される。即ち、複雑な空間伝搬を介する遅延波の影響を精度よくキャンセルことが可能になる。特に、遅延波が２波以上到来しておりその時間間隔が短い場合にも、遅延波の影響を好適にキャンセルできる。
【００８２】
なお、この種の処理を実現するには、例えば、図２７及び図２８に示されるように、各回り込みキャンセラ３０中の演算制御部３２４の機能及び上述の合成処理に関する機能を有する演算制御部５０を設ける。図中、各部材に付されている添え字１，２，…ｎは周波数チャネルに対応している。また、通常、セパレーション帯域は周波数帯域に比べて狭い帯域であることから、合成・ＦＦＴに際して無視することもできる。必要であれば、セパレーション帯域に属する部分の波形を補う補間を行うことにより、ＦＦＴ結果に現れるノイズが減少する。同様の議論は、一部の周波数チャネルを使用していない場合にも適用できる（例えば、２１ｃｈ〜２３ｃｈ及び２５ｃｈ〜２８ｃｈを使用しているが、２４ｃｈを使用していない場合）。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施形態に係る中継放送機の構成を示すブロック図である。
【図２】  この実施形態における回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。
【図３】  Ｄ／Ｕ比＝１０ｄＢで回り込みが発生しているときに、受信信号の周波数対振幅特性を測定した結果を示す図である。
【図４】  Ｄ／Ｕ比＝無限大即ち回り込みが発生していないときに、受信信号の周波数対振幅特性を測定した結果を示す図である。
【図５】  中継放送機の送信側から受信側への回り込みモデルを示す図である。
【図６】  Ｄ／Ｕ比＝６ｄＢで１波回り込みが生じたと仮定し、主波に対する回り込み波の位相差を３通りに変化させて、算出した主波占有帯域内における周波数対振幅特性を示す図である。
【図７】  図６に示した特性に現れているリプル波形特に位相差が０［ｄｅｇ］の場合の波形を高速フーリエ変換して得られる遅延時間対振幅特性を示す図である。
【図８】  図６に示した特性に現れているリプル波形特に位相差が３０［ｄｅｇ］の場合の波形を高速フーリエ変換して得られる遅延時間対振幅特性を示す図である。
【図９】  図６に示した特性に現れているリプル波形特に位相差が９０［ｄｅｇ］の場合の波形を高速フーリエ変換して得られる遅延時間対振幅特性を示す図である。
【図１０】  図６に示した特性に現れているリプル波形特に位相差が０［ｄｅｇ］の場合の波形を高速フーリエ変換して得られる位相特性を示す図である。
【図１１】  図６に示した特性に現れているリプル波形特に位相差が３０［ｄｅｇ］の場合の波形を高速フーリエ変換して得られる位相特性を示す図である。
【図１２】  図６に示した特性に現れているリプル波形特に位相差が９０［ｄｅｇ］の場合の波形を高速フーリエ変換して得られる位相特性を示す図である。
【図１３】  本実施形態における回り込み波キャンセル原理を概念的に示す図である。
【図１４】  図５に示したモデルに回り込みキャンセラを付加したモデルを示す図である。
【図１５】  回り込みが生じている状態で回り込みキャンセラによりキャンセル信号を発生させたときに、受信信号の周波数対振幅特性を測定した結果を示す図である。
【図１６】  事前処理にて作成するテーブルの一例を示す図であり、特に（ｂ）は（ａ）に示したテーブルの構成を概念的に三次元化した図である。
【図１７】  事前処理にて作成するテーブルの他の一例を示す図である。
【図１８】  回り込みキャンセラのキャンセル信号生成回路特に周波数解析部及び演算制御部の動作手順を示すフローチャートである。
【図１９】  図１８に示した手順で呼び出す検出サブルーチンの内容を示すフローチャートである。
【図２０】  主波に対する回り込み波の干渉によるＡＧＣ制御電圧寄与分をキャンセルする方法を示す図である。
【図２１】  受信信号にマルチパス成分が含まれている状態を、主波及びマルチパス伝送路を含めて、モデル化して示す図である。
【図２２】  図２１に示したモデルに回り込みキャンセラを追加した図である。
【図２３】  多波回り込み及び多波マルチパスが生じている状態をモデル化して示す図である。
【図２４】  本発明の他の実施形態に係る中継放送機の構成を示すブロック図である。
【図２５】  本発明の更に他の実施形態における回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。
【図２６】  複数周波数チャネルに亘るリプル波形の現れ方を示す図である。
【図２７】  本発明の更に他の実施形態に係る中継放送機の構成を示すブロック図である。
【図２８】  本発明の更に他の実施形態における回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０  受信機、１１  受信アンテナ、２０  送信機、２１，３２５  ＡＧＣ回路、２６  送信アンテナ、３０  回り込みキャンセラ、３１，３１Ａ，３４，３２７  カプラ、３２  キャンセル信号生成回路、３２１  可変遅延回路、３２２可変移相器、３２３  可変減衰器、３２４  演算制御部、３２６  周波数解析部、Ａ  可変減衰器の減衰率、Ｈ0（ω）  中継放送機の伝達関数（回り込みキャンセラ非動作時）、Ｈ0R（ω）  受信機の伝達関数、Ｈ0T（ω）  送信機の伝達関数、ＨC（ω）  回り込みキャンセラの伝達関数、ＨL（ω）  回り込みの伝達関数、ＨM（ω）  マルチパスの伝達関数、τ  可変遅延回路の遅延時間、θ
可変移相器の移相量。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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