(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
データ信号におけるＤＣ成分を補償する装置において、
前記データ信号を等価後に微分するか、あるいは微分後に等価するか、のいずれかにより等化された信号を発生する手段と、
前記等化された信号にバンドパスフィルタを施して得られたフィルタされた信号から、前記等化された信号を積分して得られた積分された信号を差し引くことにより、予め処理された信号を発生する積分手段と、
前記予め処理された信号から閾値を発生する閾値発生器と、
前記予め処理された信号と閾値からデータ出力を発生するデータ発生器であって、前記予め処理された信号と、正負のピーク値の中間点である閾値とを処理する比較器を含むデータ発生器と、及び
前記比較器から前記閾値発生器へのフィードバック経路を与えるフィードバック手段であって、前記データ出力のデューティサイクルにおける変動を示すフィードバック経路を与えるフィードバック手段と、
を備えることを特徴とする装置。
【請求項２】
前記フィードバック経路は、前記データ出力をフィードバックして、前記ＤＣ成分の追跡を可能にする請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記ＤＣ成分は、正負ピーク検知回路によって追跡される請求項２に記載の装置。
【請求項４】
前記データ信号に埋め込まれたデータは媒体に格納される請求項１に記載の装置。
【請求項５】
前記媒体は磁気光ディスクを含む請求項４に記載の装置。
【請求項６】
前記積分された信号は積分器によって発生され、前記フィルターされた信号はバンドパスフィルターによって発生される請求項１に記載の装置。
【請求項７】
前記閾値発生器は、前記積分手段に接続された正ピーク電圧検出器と、前記積分手段に接続された負ピーク電圧検出器と、及び、前記正ピーク電圧検出器の出力及び前記負ピーク電圧検出器の出力に接続された分圧器と、を含む請求項１に記載の装置。
【請求項８】
前記フィードバック経路は、前記正ピーク電圧検出器及び前記負ピーク電圧検出器に接続され、これにより、前記フィードバック経路の状態の関数として、検出された正ピーク電圧及び検出された負ピーク電圧の調整を行う請求項７に記載の装置。
【請求項９】
前記フィードバック経路が２つの状態のうちのいずれか１つであるときに、前記検出された正ピーク電圧は、その大きさを減少することによって調整され、及び、前記フィードバック経路が前記２つの状態のうちの他方であるときに、前記検出された負ピーク電圧は、その大きさを減少することによって調整される請求項８に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、種々の磁気記憶媒体から高密度で記憶されたデータを検索するための装置及び方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
より高いデータ密度で記憶可能なディスクシステムに対しては常に需要があるが、高データ密度を実現するためにはいくつかの制約がある。一般的に、データ密度の妥当な上限は、信頼性に対する要件、レーザダイオードの光の波長、光モジュールの品質、ハードウェアのコスト及び処理速度によって部分的に決定される。最大データ密度も、いろいろなノイズ、干渉、歪を除去するための機能によって影響を受ける。例えば、詰め込まれるデータの密度が高ければ高いほど、符号間干渉によりデータを正確に再現することが困難となる。さらに、多くの平均的な及び高性能の光ディスクデバイスに関する技術は、旧モデルに対する互換性を保つための制約によって限定されるので、これらの制約がない場合と比較して、信号処理技術は早く進歩していない。
【０００３】
記憶されたデータを再現しようとする場合、光磁気ディスクドライブ及び他の種類のディスクドライブにおける現行の読出チャネルには、一般的に、予期せぬ読出信号中の直流成分の累積によって多くの問題が生じる。直流成分の累積の一つの原因は、多くのバイトまたはデータセグメントにわたって非対称データパターンを記録することによって生じる。対称的なデータパターンは、問題とする領域において、直流成分の平均値がゼロであるとみなされる。しかしながら、記録されたビットのシーケンスは、多くのモジュレーションコードにおいて本質的にランダムであるので、１状態及び０状態からなる特定のパターンを有している記録データからなる局所的な領域において、望ましくない直流成分を有している非対称読出信号が生じてしまう。時間とともにデータパターンが変化するので、直流成分の累積値も変化し、これによって、直流の基底線が変動し、閾値検出マージンが低下するとともに、ノイズ及び他の干渉に対する影響が更に大きくなる。
【０００４】
望ましくない直流成分の累積は、書き込みレーザ又は記憶媒体への温度の影響によるピットサイズの変化によっても生じる。書き込みレーザが加熱するにつれて、例えば、スポットサイズが増大し、より広い範囲のピットに照射される。記録されたピットが読み出される際、ピットサイズが変動すると、直流成分を有する非対称な入力信号を生成する。ピットサイズの変動は、望ましくない直流成分を累積させるのみならず、データの相対的な位置が時間に対して推移してしまったり、タイミングマージンを減少させ、読出エラーの原因にもなる。
【０００５】
これらの望ましくない問題点を解消するために、様々な試みがなされた。例えば、一般的に、種々のテープドライブシステムは、０／３／８／１０コード（或いは単に８／１０コードと称する）などの直流成分除去コードを使用する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、８／１０コードは、８個のデータビットを出力するのに１０個の記憶されたビットを必要とするので、効率がわずかに８０パーセントであり、高データ密度で記録を行おうとする際の欠点となる。
【０００７】
したがって、望ましくない直流成分の累積による影響がなく、許容範囲外のノイズレベルを発生させることなく、記憶されたデータを媒体から読み出すことのできる、又は大きなオーバーヘッドを必要とせずにタイミングマージンをかなり小さくできる、又はアルゴリズムを非ランダム化することのできるとともに、一方では高いデータ記憶効率を提供することのできる方法及び装置を備えていることが有利である。
【０００８】
本発明は、上記問題点を解決することを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記問題点を解決するため、本発明は、媒体（１８）に記憶されたデータを検索するための装置において、前記記憶されたデータを読み出し、入力信号を発生する読み取り装置（２０）と、前記入力信号に接続された部分積分器（２０８）と、当該部分積分器（２０８）に接続された閾値発生器（２３６）と、前記部分積分器（２０８）と前記閾値発生器（２３６）とに接続され、比較器（３０６）を有しているデータ発生器（２１０）と、前記比較器（３０６）から前記閾値発生器（２３６）へのフィードバック経路（３６２）と、を備えている。
【００１０】
本発明は、直流成分を有する信号のピーク位置を検出するためのものであって、直流成分を検知する閾値を発生させ、前記信号を前記閾値と比較する。前記信号のピーク位置は、媒体に記憶されたデータの位置に対応している。
【００１１】
【実施例】
以下図面を参照して、本発明を実施例につき説明する。
【００１２】
本発明は、多種多様なデータ記憶検索システムに適用可能であるが、以下の本発明の好適例の説明は、主に磁気光システムに関して行う。しかし、本発明は、光磁気デバイスのみに限定されるものではない。
【００１３】
光磁気デバイスのデータ記憶検索システムの詳細は、１９９３年１月２５日に出願された関連出願（シリアルナンバ０７／９６４，５１８）に記載されている。光磁気デバイスのデータ記憶検索システムの詳細については後述する。
【００１４】
典型的な光磁気システムのブロック図を図１に示す。当該システムは、読出モードと書き込みモードとを有している。書き込みモードの間、データソース１０は、エンコーダ１２にデータを送信する。エンコーダ１２は、当該データを２進コードビットに変換する。当該２進コードビットは、レーザパルス発生器１４に供給され、ここで、コードビットが、レーザ１６をオン・オフさせるための付勢化パルスに変換される。一例では、例えば、コードビット「１」は、コードビットパターンとは無関係に、所定の期間、レーザにパルスが供給されることを示しており、一方、コードビット「０」は、前記所定の期間、レーザにパルスが供給されないことを示している。使用されるレーザ及び光媒体の種類に基づき、レーザパルスの相対的な発生タイミングを調整することによって、又は均一なパルス期間を延ばすことによって、性能を高めることができる。供給されるパルスに応答して、レーザ１６は、光媒体１８の局所的な領域を加熱し、その後、当該光記録媒体の局所的な領域に、光媒体１８の磁性材料の極性を固定するための磁束を供給する。この局所的な領域は、一般的に「ピット」と称され、符号化されたデータを磁気形式で消去されるまで記憶している。
【００１５】
読出モードの間、レーザビーム又は他の光源は、光媒体１８の表面で反射される。当該反射レーザビームは、光媒体１８の磁性面の極性に基づき偏光する。当該反射されたレーザビームは光リーダ（読み取り装置）２０に供給され、当該光リーダ２０は、入力信号すなわち読出信号を波形処理装置２２に供給し、前記入力信号を調節し、符号化されたデータを回復させる。波形処理装置２２の出力信号は、デコーダ２４に供給される。デコーダ２４は、符号化されたデータをその原形に戻し、この解読されたデータをデータ出力ポート２６に供給し、所望の伝送又は他の処理が行われる。
【００１６】
図２は、ＧＣＲ８／９コードフォーマットを使用するデータの記憶及び検索処理を更に詳細に示す図である。ＧＣＲ８／９コードの場合、セル２８は１つのチャネルビットとして定義される。各クロック期間４２は、１つのチャネルビットに対応し、このため、セル３０〜４１は、それぞれクロック波形４５の１つのクロック期間４２に対応している。クロック速度の一例として、記憶容量２５６メガバイトの２，４００回転／分で回転する３．５インチ光ディスクの場合、一般的に、クロック期間４２は、６３ナノ秒、すなわち１５．８７９メガヘルツである。ＧＣＲ入力波形４７は、エンコーダ１２（図１参照）からの符号化データ出力である。ＧＣＲ入力波形４７は、代表的なチャネルシーケンス「０１０００１１１０１０１」に相当する。レーザパルス発生器１４は、ＧＣＲデータ波形４７を使用し、パルスＧＣＲ波形６５を得る（図２において、パルスＧＣＲ波形６５は、特定のデータパターンに対して高特性を呈するようにタイミング及び持続時間を調節していない。）。一般的に、ＧＣＲパルス６７〜７８は、ＧＣＲデータ波形４７がハイレベルの時のクロック周期で発生する。パルスＧＣＲ波形６５はレーザ１６に供給される。（例えば、非ゼロ復帰（ＮＲＺ）駆動信号を使用し、磁気記録ヘッドを付勢することによって）レーザへのパルス供給がオン・オフされると、光媒体の磁化は、その極性が反転する。ＧＣＲパルス６８，６９，７０等から生じるレーザパルスによって、光媒体１８上の記録されたピット８０のパターンを作り出す。このようにして、記録されたピット８２〜８８は、パルス６８，６９，７０，７１，７３，７６及び７７にそれぞれ対応している。
【００１７】
連続している記録されたピット８２〜８５は互いに融合して、細長形状のピットを効果的に形成する。当該細長形状のピットの前方のエッジは、最初の記録されたピット８２の前方のエッジに対応し、細長形状のピットの後方のエッジは、最後の記録されたピット８５の後方のエッジに対応している。
【００１８】
レーザなどの光デバイスを使用して、記録されたピットを読み出すことによって、再生信号９０が発生する。再生信号９０は、記録されたピットが存在しない場合にはローレベルである。ピット８６の前方のエッジにおいて、再生信号９０は上昇し、ピット８６の後方エッジに到達するまでハイレベルを保持する。ピット８６の後方エッジにおいて、再生信号９０は減少し、次のピット８７までローレベルを保持する。
【００１９】
上記の方法は、再生信号９０のパルスの幅が１ビット間の距離を示しているので、パルス幅変調（ＰＷＭ）と称される。このため、再生信号９０のパルスの長さを規定する記録されたピット８０のエッジは、適切なデータ情報を有している。再生信号９０が微分されると、第１微分信号１１０の信号ピーク１１１〜１１６は、記録されたピット８０のエッジに対応している。（理想的な再生信号９０を図示しているため、図２に示す第１微分信号１１０の信号ピークは、記録されたピット８０のエッジからわずかにオフセットしている。）第１微分信号１１０からピットのエッジ情報を復元するために、信号ピーク１１１〜１１６を検出しなければならない。このような処理に関しては、更に詳細な説明を行う。
【００２０】
一方、全ての現行のＲＬＬ２／７コードシステムは、パルス位置変調（ＰＰＭ）との関連で使用される。ＰＰＭシステムの場合、各ピットは「１」を示し、ピットが存在しない間は「０」を示している。ピット間の距離は、１ビット間の距離を示している。各ピットの中心は、データの位置に対応している。ピットの中心を検出するために、再生信号は微分され、第１微分信号がゼロとなる時点（ゼロ交差点）が検出される。このような点において、第１微分信号の信号ピークが適切なパルス幅情報を有している上記ＰＷＭシステムとは相違している。
【００２１】
しかしながら、ＲＬＬ２／７コードシステムなどのＲＬＬシステムを使用するＰＰＭの代わりに、ＰＷＭを使用することは可能である。各チャネルビットは、クロック波形のクロック周期に対応している。ＰＷＭを使用する先に説明したＧＣＲシステムを使用する場合、「１」は、入力波形の変化を示している。このため、ＲＬＬ２／７入力波形は、「０」が発生するまで同じ状態を保持し、「１」が発生した時点で「ハイからロー」または「ローからハイ」へ変化する。
【００２２】
他のコードと同様、ＲＬＬコード及びＧＣＲコードの場合、光リーダ２０から発生する入力信号はしばしば対称的ではない。非対称的な信号が、回路間でＡＣ結合された場合、平均的な直流値はピーク・トゥー・ピークの中間点から逸脱する。意図しない当該ピーク間の中間点からの逸脱によって、データの見かけ上の位置を推移させてしまい、データ位置を正確に決定する機能に悪影響をきたし、タイミングマージンを減少させ、または記録されたデータを復元不能にしてしまう。
【００２３】
この現象は、図３Ａ及び図３Ｂを参照して説明される。図３Ａは、対称的なデータパターンから得られる理想的な入力信号Ｓ1 を示している。通常、データの１状態と０状態との間の推移は、入力信号のハイレベルのピークとローレベルのピークとの中間点で検出される。図３Ａにおいて、入力信号Ｓ1 のピーク間の中間点ＭP1より上方の領域Ａ1 と下方の領域Ａ2 とが等しいこと、及び（理想的なシステムの場合）１状態と０状態との間の推移が正確に入力信号Ｓ1 とピーク間の中間点ＭP1との交点に対応していることが確認される。
【００２４】
一方、図３Ｂは、非対称データパターンから得られる入力信号Ｓ2 を示している。ピーク間の中間点ＭP2よりも上方の領域Ａ’1 が、ピーク間の中間点ＭP2よりも下方の領域Ａ’2 よりも広いことが確認される。従って、入力信号Ｓ2 は、ピーク間の中間点ＭP2よりも上方に直流基底線ＤＣBASEを推移させる直流成分を有している。入力信号Ｓ2 のゼロ交差点を決定することによって、１状態と０状態との間の推移位置を決定しようとする場合、直流レベルがピーク間の中間点ＭP2と一致していないので誤差が生じ得る。直流レベルは一定値ではなく、入力信号の特性に応じて上昇及び下降する。直流成分の累積が多ければ多い程、検出される推移位置は、真の推移位置から外れる。この為、直流成分の累積によって、タイミングマージンが縮小し、データを復元することができなくなる。
【００２５】
図４は、本発明の一例としての、直流成分の累積の影響を軽減するための読出チャネル２００のブロック図である。読出チャネル２００は、概ね、図１の波形処理装置２２に対応している。読出チャネル２００は、前段増幅段２０２と、微分段２０４と、等化段２０６と、部分積分段２０８と、データ発生段２１０とを備えている。読出チャネル２００の動作は、図５に示す更に詳細なブロック図、図１７Ａ〜図１７Ｄに示す波形図及びここで順次参照する種々の他の図面を参照して説明する。
【００２６】
光媒体のデータをスキャンする場合、前段増幅段２０２は、入力信号を適切な値に増幅する。前段増幅段２０２は、既知の前段増幅器２０３を備えている。前段増幅器２０３は、光リーダ２０内などの任意の場所に択一的に配置することができる。典型的な、増幅された再生信号２２０を図１７Ａに示す。
【００２７】
図５に示されるように、前段増幅段２０２の出力信号は微分段２０４に供給される。微分段２０４は、既知の方法で、コンデンサ２１３とともに構成されるビデオ差動増幅器などの差動増幅器２１２を備えている。図７に、微分段２０４の代表的な周波数応答図を示す。微分段２０４は、増幅された再生信号２２０の高周波数成分の相対的な大きさを効果的に増大させる。図１７Ｂに、微分段２０４の典型的な出力波形を示す。
【００２８】
図５に示すとおり、微分段２０４の後段に、等化段２０６を設ける。等化段２０６は、付加的なフィルタ処理を行い、チャネル伝達関数全体を修正し、更に信頼できるデータ検出を可能にする。等化段２０６は、差動入力信号を整形し、高周波成分及び低周波数成分の大きさを等しくし、後の処理のための円滑な信号を発生する。等化フィルタは、しばしば、信号とともに、ノイズスペクトルも修正する。このため、差動入力信号の形状の改善（例えば、歪の低減）には、通常、信号対ノイズ比（Ｓ／Ｎ比）の低下を伴う。結果的に、等化段２０６の設計は、ノイズを最小化させることと、許容範囲のハードウェアコストで歪のない信号を提供することとの妥協的なものである。一般的に、イコライザの設計は、補償される符号間干渉の量、変調コード、使用されるデータ復元技術、信号対ノイズ比及びノイズスペクトルの形状に基づいている。
【００２９】
磁気光記録システムで記録されているデータを読み出す際の線形的符号間干渉のかなりの部分は、アナログ読出チャネルの限定されたバンド幅、及び記憶密度の増加に伴う入力信号の大きさのロールオフによるものである。従って、等化段２０６は、読出チャネルの伝達関数を修正し、更に信頼性のあるデータ検出を提供できる１以上の線形フィルタを備えている。一般的に、等化段は、読出チャネルの一部として実現されるが、一定の条件下、等化フィルタ処理の一部は、書き込みチャネルと同様に実現される。
【００３０】
分析を行うために、再生信号を、単位となる大きさ及び持続時間Ｔを有する一連の２極矩形パルスとみなす。代案として、当該再生信号を、各磁束反転位置における一連の２方向ステップ関数とみなすこともできる。但し、ステップの大きさとパルスの大きさとは一致しているものとする。入力信号が等化段２０６に供給されると、各クロックセル、すなわちビット毎のパルス極性とともに、クロック情報が、等化段２０６の出力信号から得られる。論理的には、クロック及び極性情報は、理想的な波形復元イコライザを使用し、入力信号と同様なビットの中心の値及びビットの境界の値を有する出力信号を供給することによって得られる。出力信号のゼロ交差点は、ビットの境界の値に存在し、クロックを正確に再発生させる。ゼロ交差の時刻及び方向が既知の場合には、クロック及びデータの両方が、信号ゼロ交差点から抽出される。
【００３１】
一例では、等化段２０６は、波形復元イコライザの分類の属するイコライザを備えている。一般的に、波形復元イコライザは、入力波形すなわち再生波形に類似の２進数シーケンスを有する信号を発生する。チャネル内で信号高調波が減衰するので、結果として得られる信号の矩形パルスのコーナーは丸まっている。結果として得られる信号も、出力信号振幅にある程度の変動が生じる。
【００３２】
最小帯域幅の出力信号を出力するイコライザは、最小カットオフ周波数に対して単位振幅のレスポンスを呈し、高周波数に対して何らレスポンスを呈さない理想的なローパスフィルタである。このような理想的なローパスフィルタは物理的に実現不可能であるが、残留対称に関するナイキスト理論は、鋭利なカットオフ特性の最小帯域幅フィルタを修正し、すべてのビット・セルの中心のタイミングで、出力パルスをゼロ交差の状態に保持することを提唱している。このことを実現するために、等化されたチャネルの高周波数ロールオフは、対称的であり、且つ最小帯域幅フィルタのカットオフ周波数のところに振幅の中間点が位置することが好ましい。
【００３３】
等化段２０６内のフィルタが呈するロールオフ特性の一つは、二乗余弦ロールオフであり、二乗余弦イコライザの名前の由来である。二乗余弦ロールオフ伝達関数は、ほぼ実現可能であり、最小帯域幅フィルタにおいて、改善されたレスポンスを有している。出力パルスは、ｎＴのタイミングでゼロ値を有し、サイドローブ減衰振動振幅が低減される。二乗余弦フィルタのゼロ交差出力は、最小帯域幅フィルタのものよりも正確であり、二乗余弦フィルタの相対的に緩やかなロールオフ等の緩やかなロールオフを用いて、線形位相特性を更に容易に達成することができる。しかしながら、一般的に、これらの利点は帯域幅が増加することを犠牲にして得られるものである。最小帯域幅ｆｍに対する帯域幅拡張の比率を、二乗余弦チャネルの「α」と称する。このようにして、ｄ＝０の変調コードの場合には、α＝０が最小帯域幅であるが、これは、実現不能な矩形伝達関数を示している。一方、α＝１は、最小帯域幅の２倍を使用するフィルタを示している。
【００３４】
（アナログチャネル及びイコライザを備えているが、入力フィルタを備えていない）二乗余弦等化チャネルのインパルス伝達関数は、次のように与えられる。
【００３５】
０＜ｆ＜（１−α）＊ｆｍの場合
Ｈ（ｆ）＝１
（１−α）＊ｆｍ＜ｆ＜（１＋α）＊ｆｍの場合
Ｈ（ｆ）＝１／２｛１＋ｃｏｓ［（ｆ−（１−α）＊ｆｍ）／（２＊α＊ｆｍ）］｝
ｆ＞（１＋α）＊ｆｍの場合
Ｈ（ｆ）＝０
ここで、Φ（ｆ）＝ｋ＊ｆは位相であり、ｋは定数である。上記ファミリーを、α波形復元イコライザと称する。α＝１のチャネルは、ハーフ・ビットのインターバル及びフル・ビットのインターバルにおいてゼロの特性を備えている。このようなチャネルによって、信号がゼロ交差するタイミングであるビットの中間又はビットの境界の時に符号間干渉が生じていない信号が供給され、正確なクロック及びデータ再生が可能となる。このような全帯域幅イコライザの場合、周波数ゼロからロールオフが始まり、カットオフ周波数ｆｃにまで至っている。
【００３６】
信号対ノイズ比（Ｓ／Ｎ比）が十分ならば、二乗余弦イコライザは、広範囲にわたって、線形符号間干渉の量を修正することができる。一般的に、磁気光メディア損失及び光短波長における低解像度を補償するためには、大量の高周波数ブーストが必要とされる。物理的に実現可能なチャネルがｄ＝０の変調コードで動作するものと仮定すると、最小帯域幅の少なくとも２倍の帯域幅のイコライザが、線形符号間干渉を除去するのには好適である。一般的に、このような幅の帯域では、信号対ノイズ比が低下してしまう。イコライザ帯域幅は、干渉歪とノイズとを妥協的に調整し、最適になるようにする。例えば、α＜１伝達関数を使用して帯域幅を狭め、クロックジッタとして歪が加わることを犠牲にしてノイズを改善することが望ましい。
【００３７】
他の波形復元イコライザは、余弦βレスポンスイコライザとして知られている。全帯域βチャネルのインパルス伝達関数は、以下に示すとおりである。
【００３８】
【数１】
0003751455.tif 000002
αイコライザファミリーと同様に、いくつかのβイコライザがある。全帯域幅βイコライザのカットオフ周波数はｆｃであり、結果的に、ビット境界における比較的少量の干渉によるクロックジッタを低減することができる。これらの種類の等化フィルタを最適化し、種々のノイズ条件下においてエラーの可能性を最小にするための技術は、従来より知られている。
【００３９】
一般的に、αイコライザを使用すると、帯域幅は狭くなり、クロックジッタ、すなわち水平方向のアイ・オープニング（eye opening ）を犠牲にして、ノイズを低減することができる。一般的にβイコライザを使用すると、帯域幅を減少させることなく、高周波数ブーストを低減することによって、信号対ノイズ比を改善することができる。βイコライザを選択することによって、垂直方向のアイ・オープニングすなわち実効振幅の低下を減少させることができる。α＝１及びβ＝２イコライザチャネルは、アイパターンの見地からみれば、同一である。両タイプのチャネルは、比較的広く開放されたアイパターンを有している。
【００４０】
ｄ＞０のコードの好適なイコライザチャネル帯域幅は、予想されるような最小記録パルス幅Ｔｒに必ずしも依存していないが、ビット幅Ｔｍに依存している。このことは、一般的に、データ復元回路が１ビット幅と同程度の微小幅だけ離隔しているパルス間隔を識別しなければならないからである。また時間の解像度は、信号の帯域幅の関数である。ビット境界における符号間干渉がないと仮定した場合、（０，ｋ）コード（ここで、ｋは、磁束反転のない隣接ビットの最大数を示している。）は、各ビットの中心及びエッジにおける干渉を除去するために、公称帯域幅ＢＷNOM ＝１／Ｔｍ＝ｆｃを必要とする。
【００４１】
ｄ＞０のコードの場合、減少した帯域幅ＢＷ＝１／（２＊Ｔｍ）＝ｆｃ／２においては、ビットエッジの干渉は本質的に除去される。このような場合、その後、全てのビット読出パルスは、磁束反転時に単位となる大きさを有し、当該読出パルスの後部（尾部）は磁束の変化時にゼロとなる。帯域幅ＢＷを狭くすればする程、ビットの中心を考慮することなく、干渉の生じない地点で出力信号がゼロ交差するようになるが、一般的に帯域幅の低下は、チャネルの損傷による検出の不明確性を増大させることとなる。また、帯域幅ＢＷが狭くなると、信号のゼロ交差時の傾斜が小さくなり、ノイズ、ディスク速度変化、アナログチャネルの相違点又は不適切な等化に対する検出感度を増加させなければならない可能性がある。例えば、（１，ｋ）２／３速度変調コードのハーフ・帯域幅β＝２の等化チャネルの場合、信号のゼロ交差時において、信号には符号間干渉は生じないが、ゼロ交差点間においてある程度の振幅の変化が生じる。この帯域幅は、非ゼロ復帰（ＮＲＺＩ）変調の場合の帯域幅よりも小さくなるが、ＮＲＺＩ変調の場合よりも多くの情報が記録される（例えば、ＮＲＺＩに対して、帯域幅＝０．７５，ビット速度＝１．３３）。帯域幅の減少は、変調コードの速度損失を補填する。
【００４２】
α＝１波形復元イコライザ及びβ波形復元イコライザは、出力信号のゼロ交差が、入力パルスのエッジに相当する地点で発生するようにできる。その後、データ検出は、等化された信号を厳格に限定することによって得られ、一般的にその出力信号は、元の再生信号に類似している。しかしながら、この結果は、イコライザのレスポンスが直流に対しても及んでいる場合にのみ生じるものであって、光磁気チャネルの場合には一般的に当てはまらない。磁気光チャネルの低周波数損失によって直流基底線が上下に変動し、最終的に、ゼロ交差検出器における振幅オフセットの程度に応じて、出力ビットが長くなったり、短くなったりする。この問題は、直流成分除去変調コード、又は好ましくは上記直流成分復元のいづれかを使用することによって軽減される。波形復元イコライザにおいて所望の低周波レスポンスを実現するために、低周波信号を顕著に増幅しなければならない。このことは、ある条件下においては信号対ノイズ比をかなり劣化させることになる。低周波のノイズがかなりの量存在する場合、直流成分がなく且つ低周波数成分もほとんど有していない変調コードが使用されなければ、波形復元等化技術は、満足できるものとはならない。
【００４３】
好適な例では、等化段２０６は、集積チップに配置されたプログラム可能なフィルタ及びイコライザ２０７を備えている。現在、このような集積チップは、種々の製造業者から入手可能である。前記フィルタ及びイコライザ２０７は、種々の等しい波からなり、カットオフ周波数の約２倍の周波数に至るまで、比較的一定の郡遅延を有している。等化段２０４の代表的な周波数レスポンス図を図８に示し、代表的な出力波形を図１７Ｃに示す。等化段２０６によって信号処理が行われた後、図１７Ｃの波形の信号ピークは、読出データの位置に関する正確な情報を有している。信号ピークは、更に微分を行うことによって検出される。しかし、更に微分を行うことは、装置の信号対ノイズ比に関して好ましくなく、望ましくないジッタの原因ともなる。ここに記載されている本発明の好適例によれば、第２微分を行うことなく、部分積分及び新規データ発生回路を使用することによって、信号ピークの正確な検出手段を提供できる。
【００４４】
信号は、等化段２０６による信号処理後、部分積分段２０８に供給され、更に波形整形が行われる。図５に示されているように、部分積分段２０８は、増幅段２２９と、バンドパスフィルタ段２３０と、積分器及びローパスフィルタ段２３２と、減算器及びローパスフィルタ段２３４と、を備えている。増幅段２２９は、等化段２０６の出力信号を受信し、信号をバンドパスフィルタ段２３０及び積分器及びローパスフィルタ段２３２に供給する。積分器及びローパスフィルタ段２３２は、選択された範囲の高周波成分を減衰させることが好ましい。積分器及びローパスフィルタ段２３２の代表的な周波数レスポンス２６０及びバンドパスフィルタ段２３０の代表的な周波数レスポンス２６１を図９に示す。
【００４５】
バンドパスフィルタ段２３０からの出力信号は、その後、積分器及びローパスフィルタ段２３２の出力信号から減算され、ローパスフィルタ段２３４によってフィルタ処理される。ローパスフィルタ２３４を備えている部分積分段２０８の総合的な周波数レスポンスのグラフを図１０に示す。部分積分段２０８の典型的な出力波形を図１７Ｄに示す。
【００４６】
部分積分段の一例としての詳細な回路図を図６に示す。図６において、微分入力２３８，２３９が、等化段２０６などから受信される。微分入力２３８，２３９は、図に示すように構成された差動増幅器２４０に供給される。差動増幅器２４０は、その入力信号の差分和を出力する。差動増幅器２４０は、基本的に図５に示す増幅段２２９に対応している。差動増幅器２４０からの出力信号２４９は、一対の電流発生器２４１及び２４２に接続される。第１電流発生器２４１は、図６のように構成される抵抗Ｒ７７とＰＮＰトランジスタＱ６１とを備えている。また、第２電流発生器２４２は、図６のように構成される抵抗Ｒ７８と、ＰＮＰトランジスタＱ１１とを備えている。
【００４７】
電流発生器２４１は、バンドパスフィルタ２４３に接続される。バンドパスフィルタ２４３は、図６に示されるように並列に構成されたインダクタＬ３、コンデンサＣ７２及び抵抗Ｒ１０を備えている。バンドパスフィルタ２４３は、基本的に図５のバンドパスフィルタ段２３０に対応している。他方の電流発生器２４２からの出力信号は、積分器２４４に接続されている。積分器２４４は、図６に示されるように並列に構成されたコンデンサＣ８１及び抵抗Ｒ６６を備えている。
【００４８】
積分器２４４からの出力信号は、抵抗Ｒ５５を介してＮＰＮトランジスタＱ３１に接続される。トランジスタＱ３１は、エミッタ・フォロワとして構成され、積分器２４４の出力信号に対して絶縁状態を提供するとともに、電圧源として機能する。トランジスタＱ３１のエミッタは、ローパスフィルタ２４５に接続される。ローパスフィルタ２４５は、図６のように構成されるインダクタＬ６、コンデンサＣ６６及び抵抗Ｒ４９を備えている。積分器２４４、トランジスタＱ３１を有するエミッタ・フォロワ、及びローパスフィルタ２４５は、基本的に図５に示される積分器及びローパスフィルタ段２３２に対応している。積分器２４４の周波数レスポンスは、基本的に図９に示されている周波数レスポンス２６０に対応している。また、ローパスフィルタ２４５の周波数レスポンスは、基本的に図９に示めされる周波数レスポンス２６１に対応している。
【００４９】
ローパスフィルタ２４５からの出力信号と、バンドパスフィルタ２４３からの出力信号とが結合され、図６に示めされているように構成された差動増幅器２４６に結合される。差動増幅器２４６は、その入力信号の差分和をとり、差動出力信号を他のローパスフィルタ２４７に供給する。差動増幅器２４６及びローパスフィルタ２４７は、基本的に図５に示す減算器及びローパスフィルタ段２３４に対応している。
【００５０】
図６の回路の代表的な波形を図１３に示す。図１３（ａ）は、例えばイコライザ２０６から差動増幅器２４０に供給される代表的な入力波形２５６を示している。図１３（ｂ）の波形２５７は、図６の回路が入力波形２５６を受信するのに応答するバンドパスフィルタ２４３からの出力信号に対応している。図１３（ｃ）の波形２５８は、図５の回路が入力波形２５６を受信するのに応答するローパスフィルタ２４５からの出力信号に対応している。波形２５８は、積分器２４４の作用を示している。ローパスフィルタ２４５の機能は、基本的に、バンドパスフィルタ２４３の出力信号と積分器２４４の出力信号とが、差動増幅器２４６への入力時に時間的に一致するように、ディレイ（遅延）を提供することである。従って、ローパスフィルタ２４５は、差分加算を行う前に、差動増幅器２４６の各入力信号の脚に沿って遅延を整合させる。
【００５１】
図１３（ｄ）の波形２５９は、バンドパスフィルタ２４３及びローパスフィルタ２４５からの信号を結合してフィルタ処理した後の、第２ローパスフィルタ２４７からの出力信号に対応している。一般的に、波形２５９は、磁気媒体から読み出された元の再生信号よりもかなり改善された分解能を示している。
【００５２】
図５及び図６を参照して説明した部分積分機能は、差動増幅器（例えば、差動増幅器２４０及び２４６）を使用して行われ、共通モード除去、すなわち入力信号２３８，２３９の直流成分の除去を行うことに留意すべきである。図５及び図６に示す例の特徴は、部分積分段が比較的好ましい周波数特性を呈することである。特に、積分された信号を、（例えば、減算器及びローパスフィルタブロック２１４または差動増幅器２４６で）ハイパスフィルタの信号と組み合わせることによって、微分・等化された再生信号から雑音が除去されるが、バンドパスフィルタによって生じるハイパス周波数ブーストのために、レスポンスの時間は、比較的速いままである。
【００５３】
微分段２０４、等化段２０６及び部分積分段２０８の組み合わせによる主な機能は、好適な方法で信号整形を行い、データ復元を容易にすることである。図１７Ａと図１７Ｄとを比較することから明らかなように、図１７Ｄに示す信号は、（当該信号の元である）図１７Ａの再生信号２２０と類似しているが、その高域及び低域周波数成分の振幅が等化されていない点及び鋭いノイズ状の特徴が除去されていない点で元の再生信号とは異なるものである。微分段２０４、等化段２０６及び部分積分段２０８の組み合わせによるトータル周波数レスポンスのグラフを図１１に示す。同一の構成要素の連結における全郡遅延のグラフを図１２に示す。
【００５４】
現行のテープ駆動装置は、データの復元を容易にするために、再生信号の等化及び積分を利用している。しかしながら、多くの場合、このようなシステムは、一般的に直流成分除去コードを使用しているため、直流成分の累積は問題とならない。前述したように、直流成分除去コードの場合、比較的低密度であり、従って非効率的であるという点において不利である。本発明によれば、直流成分除去コードを使用せずに直流成分の累積を除去できる手段を設けることによって、更に効率的なコード化システムを使用することができる。
【００５５】
部分積分段２０８の出力信号（例えば、図１７Ｄの波形）は、データ発生段２１０に供給される。データ発生段２１０のブロック図を図１４に示す。データ発生段２１０は、正のピーク検出器３００、負のピーク検出器３０２、分圧器３０４、比較器３０６及びデュアルエッジ（dual edge ）回路３０８を備えている。図１４に示す回路の動作は、図１６を参照して説明する。図１６において、記録されたビットシーケンス３２０が読み出され、上記の方法で、部分積分段２０８からの予め処理された信号３２２が発生するものと仮定する。予め処理された信号３３２及び他の種々の信号波形は、図示するためにある程度理想化されていることに留意されたい。しかし、図１６等に示めされる波形が実際の波形とは形状及び大きさにおいて異なることは当業者にとって明らかである。
【００５６】
予め処理された信号３２２は、正のピーク検出器３００及び負のピーク検出器３０２に供給される。これらは、それぞれ予め処理された信号３２２の正のピーク及び負のピークを測定し検出する。正のピーク検出器３００の正のピーク出力信号３３０及び負のピーク検出器３０２の負のピーク出力信号３３２を図１６に示す。正のピーク検出信号３３０及び負のピーク検出信号３３２は、一対の抵抗３４１及び３４２からなる分圧器３０４によって平均化される。分圧器３０４の出力信号は、閾値信号３３４として使用され、処理された信号３３２のピーク間の中間点をほぼ示している。分圧器３０４の出力信号は、比較器３０６に供給され、当該比較器３０６は、分割された電圧を予め処理された信号３３２と比較する。比較器３０６は、予め処理された信号３３２が閾値信号３３４と交差する際にステータスを変更する。このことは、読出データの１から０へのまたは０から１への変化を示している。比較器３０６の出力信号を出力データ波形３６２として図１６に示す。以下で更に詳細に説明するが、出力データ波形３６２は正のピーク検出器３００及び負のデータ検出器３０２に供給され、直流包絡線を検出する。比較器３０６の出力信号は、デュアルエッジ回路３０８に供給され、当該デュアルエッジ回路３０８は、比較器３０６がステータスを変更する毎に、所定の持続時間の単極性パルスを発生する。
【００５７】
デュアルエッジ回路３０８の出力信号は、クロック及びデータ情報を提供し、これらから、記録されたデータの復元を簡単な方法で行う。例えば、上記ＧＣＲ８／９変調コードなどのパルス幅変調（ＰＷＭ）技術の場合、デュアルエッジ回路３０８からの各データパルス出力は、磁束の変化（すなわち、記録された１ビット）を示し、クロック間隔にデータパルスが存在しないことは、磁束の変化がないこと（すなわち、記録された０ビット）を示している。記録されたビットシーケンスは、その後、元のデータを決定するための既知の方法によって、（図１に示す）デコーダ２４によって復号化される。
【００５８】
予め処理された信号３２２の直流成分によって生じる包絡線を適切に検知するために、好適な実施例では、出力信号３６２からピーク検出器へデューティ周期情報をフィードバックする。このため、比較器３０６の出力信号は、正のピーク検出器３００及び負のピーク検出器３０２にフィードバックされる。この処理は、図１５を参照して更に詳細に説明する。図１５は、データ発生段２１０の更に詳細な回路図を示している。図１５に示されているように、予め処理された信号３２２は、トランジスタＱ２およびＱ５のベースに供給される。トランジスタＱ２は、正のピーク検出器３００に関連し、トランジスタＱ５は、負のピーク検出器３０２に関連している。正のピーク検出器３００及び負のピーク検出器３０２は、同様に動作するので、デューティ周期フィードバック動作は、正のピーク検出器３００についてのみ説明する。図１５及び以下の説明を精読すれば、負のピーク検出器３０２の同様の動作は当業者にとって明らかである。
【００５９】
予め処理された信号３３２の振幅が、（トランジスタＱ２のフォワードバイアス電圧がプラスされた）コンデンサＣ１の蓄積された電圧を越えると、トランジスタＱ２はコンデンサＣ１を充電する。図１６において、正のピーク出力信号３３０が信号３３２のピークに対して迅速に供給されることは明らかである。フィードバックを介して、出力信号３６２は、出力信号３６２がハイの時にコンデンサＣ１を正に充電し、出力信号３６２がローの時にコンデンサＣ１を放電させることができる。このため、出力信号３６２がハイの場合には、トランジスタＱ１及び抵抗Ｒ２によってコンデンサＣ１の正の電荷が保持される。抵抗Ｒ１及びＲ２を同一の値に選択し、電荷が抵抗Ｒ２を介してコンデンサに加えられる速度と、抵抗Ｒ１を介して放電される速度とを同一にし、コンデンサＣ１の全電荷量を一定に保持することが好ましい。他方、出力信号３６２がローの場合には、トランジスタＱ１はオフされ、コンデンサＣ１は、抵抗Ｒ１を介して放電される。コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１の値は、時定数を予想される直流成分の累積速度よりもわずかに高い値に設定し、コンデンサＣ１が直流値の変化が生じた時にこれを検知できるようにする事が好ましい。
【００６０】
コンデンサＣ１の出力信号は、トランジスタＱ３のベースに供給される。トランジスタＱ３のエミッタの電圧レベルは、コンデンサＣ１の出力よりも高いバイアス電圧レベルである。電流が抵抗Ｒ３を介してながれ、これによって、トランジスタＱ３のエミッタが、（エミッタ・ベース間バイアス電圧だけオフセットした）コンデンサＣ１の電圧に追従する。このため、トランジスタＱ３のエミッタは、正のピーク出力信号３３０を出力する。トランジスタＱ１及びＱ２はＮＰＮ型のトランジスタであり、Ｑ３はＰＮＰ型のトランジスタであることに留意する。ＮＰＮ−ＰＮＰ構成は、トランジスタＱ１，Ｑ２及びＱ３によって生じ得る熱効果の多くを相殺するとともに、これらの動作と関連するバイアス電圧を相殺する。
【００６１】
負のピーク検出器３０２は、正のピーク検出器３００と同様に動作するので、これ以上の詳細な説明は省略する。トランジスタＱ６のエミッタは、負のピーク出力信号３３２を出力する。
【００６２】
前に説明したように、正のピーク出力信号３３０及び負のピーク出力信号３３２は、図１５に示す一対の抵抗Ｒ４からなる分圧器３０４によって平均化され、閾値信号３３４を形成する。従って、閾値信号３３４は、予め処理された信号３２２のピーク間のほぼ中間値を示し、デューティ周期フィードバック補償を介して、予め処理された信号３２２の直流包絡線を検知する。
【００６３】
好適実施例では、デューティ周期フィードバックは比較器３０６の出力端子からとっているが、他のフィードバック経路を利用することもできる。例えば、デュアルエッジ回路３０８の出力端子にフリップ／フロップまたは他のメモリ素子を配置すれば、同様のフィードバック経路をデュアルエッジ回路３０８の出力端子からとることができる。また、デューティ周期を測定するとともに閾値信号を調整し、直流包絡線を検知するための他の手段を利用することもできる。
【００６４】
図４及び図５に一般的に示したような好適な技術は、部分積分の前に再生信号を微分する工程を備え、その後に直流検知の工程を備えている。当該好適な方法は、比較的解像度の低い再生信号を使用するシステムにおいて特に有効であり、例えば、ＧＣＲフォーマットで記憶された情報を読み出すのに有効に適用される。好適な方法の一態様において、微分段の最初の工程は、入力再生信号の低周波成分を減少させる。好適な方法の他の態様では、部分積分段によって、再生信号の復元または部分的な復元がなされ、（例えば、バンドパスフィルタ段からの）ハイパスブーストによる迅速なレスポンスを提供することができる。当該好適な方法は、（微分段の前に）初めに再生信号を積分し、直流成分が増加し、直流成分を検知することが更に困難となる方法とは対照的である。
【００６５】
光磁気デバイスのデータ記憶検索システムの詳細
図１８において、ＲＬＬ２，７の場合、セルは、２つのデータビットからなり、２Ｆクロック波形１２０の２つのクロック周期１２１に相当する。２５６メガバイトのディスクの場合、ＲＬＬ２，７符号化フォーマットは、３５．４ナノ秒、すなわち２８．２３ＭＨｚのクロック周波数の２Ｆクロックパルスを必要とする。この値の計算は簡単である。同一のディスク密度を保持するために、ＧＣＲ８／９及びＲＬＬ２，７符号化フォーマットは、同一の記録時間に同一の情報量を含んでいなければならない。ＲＬＬ２，７フォーマットの場合、データビット毎に２つのコードビットが必要とされるので、ＲＬＬ２，７フォーマットでは、ＧＣＲデータフォーマットの２倍のクロック周波数を必要とする。ＧＣＲデータフォーマットは、８個のデータビット毎に９個のコードビットを記録する。このため、ＧＣＲデータビットクロックは、クロック周期４２（図２）の９／８倍である。このため、ＧＣＲのクロック周期４２が６３ナノ秒の場合、ＲＬＬ２，７パルス幅１２１は、同一のディスク密度を保持するためには３５．４ナノ秒でなければならない。
【００６６】
ＲＬＬ２，７データ波形１２２は、セル毎に２つのコードビットを示している。例えば、ＲＬＬ２，７データ１２４は、データパターン”００”を示し、ＲＬＬ２，７データ１２５は、データパターン”１０”を示している。このデータフォーマットの場合、”１”は、データの変化を示している。このため、ＲＬＬ２，７データ１２５は、データパターン内に”１”が発生するとハイ状態になる。同様に、ＲＬＬ２，７データ１２６は、データパターン内に”１”が発生するとロー状態になる。”０”が発生している間は、ＲＬＬ２，７データ１２２は、同一の状態を保持する。パルス化された２，７波形１３７は、ＲＬＬ２，７データ１２２に相当するレーザ１６のパルスを示している。このため、ＲＬＬ２，７データ１２５及び１２６の場合、信号がハイ状態の間、パルス化された２，７波形１４０及び１４１はハイ状態である。熱によるピットの伸張のために、波形１４１は、ＲＬＬ２，７データ１２６に対して時間的に早くロー状態になる。”０”のデータパターンがより長いために、パルスはオンのままでなければならない。例えば、ＲＬＬ２，７データ１２８及び１２９に示すようなデータパターン”１０００１”の場合、パルス化された２，７波形１４３及び１４４は、パルス化された２，７波形１４０及び１４１よりも長くハイ状態を維持している。連続する”０”からなるデータパターンの場合、パルス化された２，７波形１３７は、別々のパルスとしてパルス化される。例えば、データパターン”１０００００１”の場合、ＲＬＬ２，７データ１３２，１３３及び１３４は、パルス化された２，７波形の１４７，１４８及び１４９に示すように、２つの別々のパルスとしてパルス化される。
【００６７】
ＧＣＲ２，７フォーマットの場合、記録されたピット１６０は熱による伸張を呈している。例えば、記録されたピット１６２は、パルス化された２，７波形１４０及び１４１からなるパルス幅よりも時間的に長くなっている。同様の結果が、記録されたピット１６３についても確認される。現行のレーザ及び光ディスクに物理的な限定を設け、記録されたピット１６３が、２Ｆクロック１２０の周波数において２つの連続したパルスに記録されないようにする。このため、これらの中間的なサイズのピットの場合、熱の蓄積による歪の作用が、記録されたピット１６２または結合されたピット１６４及び１６５のいづれかの場合よりも大きくなる。再生信号１６８〜１７４に示すように、再生信号１６７は、記録されたピット１６０の前方のエッジでハイ状態になり、記録されたピット１６０の後方のエッジで減少し、ピットが存在している間または存在しない間において一定の状態を保持する。
【００６８】
パルス化されたＧＣＲコードは、予測可能な位置推移を修正することによって改善される。図１９は、レーザパルス発生器１４の書き込み補償を示すタイミング図である。実験的試験は、レーザ１６が２ビット以上オフしている時より早く記録することによって性能を高めることができることを示している。クロック波形１７６は、性能を高めるのには最悪のデータパターンであるデータ１７７，２０３及び２２９をクロックするのに使用されるコードビットクロックである。他のパターンも修正されるが、信号振幅の点で問題である。データ１８０〜１８４は、データシーケンス”１０１００”に対応している。補償されていないパルス波形１８８〜１９２は、補償を行っていないが、このデータパターンに対応している。非補償パルス波形１８９〜１９１は、クロック周期の半分の時間で発生する。書き込み補償の後のレーザパルス発生器１４の出力信号は、補償されたパルス波形１９５に対応している。ここで、補償パルス波形１９７及び１９８は、変化のないままである。また、補償パルス波形１９９のオフ期間を短くすることによって、補償パルス波形２００を時間的に先に推移させる。補償パルス２０１の間、レーザ１６は、補償パルス１９２よりも長い持続時間オフ状態を維持する。同様に、データパターン”１１００”に対応するデータ２０６〜２０９の場合、非補償パルス波形２１１は、２つのビット、すなわち非補償パルス波形２１４及び２１６に先行する非補償パルス波形２１３の間オフ状態を呈する。また、書き込み補償回路は、補償パルス波形２２０を調整し、補償パルス波形２２５が補償パルス波形２２３に時間的により接近して発生し、補償パルス波形２２４が非補償パルス波形２１５よりも短くなるようにしている。最終的に、データパターン”００１００”に対応するデータ２３１〜２３５は、非補償パルス波形２４０で発生する非補償パルス波形２３７を有している。書き込み補償は、補償パルス波形２４３を、時間的に早く補償パルス波形２４６に移動することである。
【００６９】
図２０は、書き込み補償回路を示す略図であり、当該書き込み補償回路は、データパターンモニタ２４８、書き込み補償パターン検出器２４９、及び遅延回路２６９を備えている。データパターンモニタ２４８は、シリアルシフトレジスタであり、エンコーダ１２からの符号化されたデータを逐次クロックする。最後にクロックされた５つのデータビットは、書き込み補償パターン検出器２４９に送られ、ここで、これらは分析され、パルスに対してレーザが通常よりも早いか否かを決定する。
【００７０】
データパターンモニタ２４８は、データシーケンスＤフリップフロップ２５０〜２５６からなる。符号化されたデータは、データシーケンスＤフリップフロップ２５０のＤポートに入力される。当該データシーケンスＤフリップフロップ２５０のＱ出力端子ＷＤ１は、データシーケンスＤフリップフロップ２５１のＤポートの入力信号になる。このクロッキングは、データシーケンスＤフリップフロップ２５２から２５６まで繰り返され、データシーケンスＤフリップフロップ２５６のＱ出力信号は、データパターンモニタ２４８への最初の入力信号から７クロックだけ遅延したデータシーケンスとなっている。データシーケンスＤフリップフロップ２５０から２５４の各出力信号ＷＤ１，ＷＤ２，ＷＤ３，ＷＤ４及びＷＤ５は、データパターンモニタ２４８に入力された最後から７個のデータビットの内の最後から５個のデータビットを示している。これら５個のデータビットは書き込み補償パターン検出器２４９に供給され、ここで、これらは、所定のデータパターンと比較され、そして、これらが一致する場合にはイネーブル書き込み信号が遅延回路２６９に供給され、レーザパルスが通常よりも早く発生することを示す。
【００７１】
第１データパターンは、データシーケンスＤフリップフロップ２５０，２５１，２５３及び２５４からのＱデータＷＤ１，ＷＤ２，ＷＤ４及びＷＤ５を、それぞれインバータ２６０，２６１，２６２及び２６３によって反転することによって検出される。これらのインバータの出力信号は、検出ＡＮＤゲート２６４において、データシーケンスＤフリップフロップ２５２からの出力信号とともに論理積がとられる。このため、シーケンス”００１００”が発生した時、検出ＡＮＤゲート２６４の出力信号はハイ状態となり、データパターンが検出されたことを示している。同様に、第２データパターンは、データシーケンスＤフリップフロップ２５０，２５１及び２５３からのＱ出力信号ＷＤ１，ＷＤ２及びＷＤ４を、それぞれデータインバータ２８２，２８３及び２８４によって反転するとともに、検出ＡＮＤゲート２８６において、これらの反転された出力信号と、データシーケンスＤフリップフロップ２５２及び２５４からの出力信号ＷＤ３及びＷＤ５との論理積をとることによって検出される。このため、”０１０１００”からなるデータパターンは、検出ＡＮＤゲート２８６から、検出を示すハイ状態を出力させる。第３データシーケンスは、データシーケンスＤフリップフロップ２５０及び２５１からのＱ出力信号ＷＤ１及びＷＤ２を、それぞれデータインバータ２８７及び２８８によって反転するとともに、検出ＡＮＤゲート２８９において、これらの反転された出力信号と、データシーケンスＤフリップフロップ２５２及び２５３からの出力信号ＷＤ３及びＷＤ４との論理積をとることによって検出される。このため、”１１００”からなるデータパターンは、検出ＡＮＤゲート２８９から、データの存在を示す検出状態を出力させる。検出ＡＮＤゲート２６４，２８６及び２８９は、検出パターンＯＲゲート２６６において、論理和がとられる。ＯＲゲート２６６の出力信号は、３つのデータパターンのいづれかが検出された時にハイ状態となる。検出されたパターン出力は、イネーブル書き込みＤフリップフロップ２６８でクロックされる。当該イネーブル書き込みＤフリップフロップ２６８の出力信号、すなわちイネーブル書き込み信号は、その後遅延回路２６９に供給される。
【００７２】
遅延回路２６９は、データシーケンスＤフリップフロップ２５３のクロックされたデータ出力ＷＤ４を取り出し、同時に、これを遅延回路２７６及び非遅延選択ＡＮＤゲート２７４に入力する。遅延回路２７６で遅延された出力信号２７６は、遅延選択ＡＮＤゲート２７２に入力される。書き込み補償パターン検出器２４９からのイネーブル書き込み信号は、遅延選択ＡＮＤゲート２７２又は非遅延選択ＡＮＤゲート２７４のいづれか一方をイネーブルする。イネーブル書き込み信号がローレベルであり、前記３つのデータパターンのいづれも発生しなかったことを示している場合、イネーブル書き込み信号は、イネーブル書き込みインバータ２７０によって反転される。このことによって、遅延回路２７６からの遅延されたデータはクロックされる。一方、イネーブル書き込み信号がハイ状態であり、前記３つのデータパターンのいづれかが発生したことを示している場合、非遅延選択ＡＮＤゲート２７４は、データシーケンスＤフリップフロップ２５３からの遅延のないデータ伝送を可能にする。遅延選択ＡＮＤゲート２７２からの出力信号と、非遅延選択ＡＮＤゲート２７４から出力信号とは、データＯＲゲート２７８において論理和がとられ、これが遅延回路２６９からの出力信号となる。書き込み補償回路またはタイミングに関する先の説明は、前記３つのデータパターンの場合、書き込みパルスが１０ナノ秒早く発生することを示しているが、実際の場合には、前記３つのデータパターンを除く全てのデータが１０ナノ秒遅延している。遅延回路２７６の遅延は、好適例の周波数の場合８〜１２ナノ秒の間に設定される。
【００７３】
より低い周波数のデータパターンを記録する場合、最終的な磁気光信号は、立ち下がり時間よりも緩やかな立ち上がり時間を呈する。このことによって、波形処理装置２２の最終的な出力信号は、正のピークにおいて振幅が減少する。このことは、データパターンの前方のエッジにおいて、より高い実効パワーを用いて記録することによって補正される。好適な実施例の場合、データパターン”０００１１１”は、データパターンの”１”の間、時間的に長い書き込み信号を出力し、これによって、レーザの通常オフの期間、レーザにパルスを供給する。
【００７４】
図２１において、クロック波形３０１は、レーザパルス発生器１４によって、データパターン”０００１１１”のデータ波形３０３をクロックする。データ３０５〜３１０によって示されているように、レーザパルス発生器１４は、データ波形３０３が”１”の時、パルス３１４，３１５及び３１６を有しているパルス波形３１２を発生する。このデータパターンの”１”の間、レーザパルス発生器１４は、パワー増強のための波形（パワー増強波形）３１８のためにオンされ、パルス３２０を出力する。出力レーザパルス波形３２２は、パルス３１２とパワー増強波形３１８との論理和から生じ、レーザパルス３２３，３２４及び３２５を生成する。通常の動作において、レーザパルス３２４は、クロック周期の初めの半分においてオフ状態である。しかしながら、この特別なデータパターンの場合、レーザパルス３２３及び３２４の間にレーザをオン状態に保持し、この間のパワーを５０パーセント増大させる。
【００７５】
図２２において、振幅非対称補正回路２９１は、（図２１のパワー増強波形３１８に相当する）書き込みワイドパルス２９２を発生する。当該書き込みワイドパルス２９２は、レーザパルスＯＲゲート２８０において、遅延回路２６９からの（図２１のパルス波形３１２に相当する）レーザパルス出力と論理和がとられ、最終的にレーザパルス波形３２２が出力される。データパターンモニタ２４８は、図２０に示すものと同様に動作する。データシーケンスＤフリップフロップ２５１〜２５６のＱデータ出力であるＷＤ２、ＷＤ３、ＷＤ４、ＷＤ５、ＷＤ６及びＷＤ７のそれぞれが、振幅非対称補正回路２９１に入力され、ここで、データシーケンスＤフリップフロップ２５４，２５５及び２５６の各出力信号ＷＤ５，ＷＤ６及びＷＤ７は、それぞれデータインバータ２９３，２９４及び２９５において反転される。データインバータ２９３，２９４及び２９５の出力信号と、データシーケンスＤフリップフロップ２５１，２５２及び２５３の出力信号とは、検出ＡＮＤゲート２９６において、論理積がとられる。検出ＡＮＤゲート２９６の出力信号は、検出されたパターン形式”０００１１１”を示しており、これは、次のクロック３０１で、書き込みワイドＤフリップフロップ２９７から出力される。
【００７６】
光リーダ２０の波形出力は、周波数及びデータパターンの関数として減少する。振幅およびタイミングは、波形処理装置２２によって信号を処理することによって増大する。孤立したパルスの立ち上がり時間と立ち下がり時間との非対称は、等化された差動信号を微分するとともに、加算することによって改善される。図２３において、光磁気信号３２７は、差動増幅器３２９によって差分和がとられる。当該微分信号は、イコライザ３３１に入力され、ここで、好適例の場合、前記信号は５ｄＢだけ等化され、振幅は周波数の関数として等化される。等化された信号の微分は、微分プロセッサ３３３によって行われ、加算器３３５において等化された信号とともに加算される。加算器３３５の出力信号は読出信号３３７である。
【００７７】
図２４は、図２５に示す動的閾値回路のタイミング図である。
【００７８】
読出信号３３７は、パルスが細くなるために生じるオーバーシュートを含み得る。このオーバーシュートは予想できるので、読出回路の閾値をオーバーシュートの間増加させ、読出信号３３７の正のピーク３３９，３４０，３４１及び３４２及び負のピーク３４３，３４４及び３４５の間の誤ったデータの読出を防ぐことができる。閾値波形３４８は、正のピークの間、ハイ状態にスイッチされる。閾値波形３４９，３５０及び３５１は、それぞれ正のピーク３３９，３４０及び３４１の間、ハイ状態である。閾値波形３５２，３５３及び３５４は、それぞれ負のピーク３４３，３４４及び３４５の間、ロー状態である。読出信号３３７の各ピークは、正のピークであろうと負のピークであろうと、ピーク波形３５６を出力する。これは、読出信号３３７のピークの直後に発生するショートクロッキングパルスである。読出信号３３７のピーク３３９，３４３，３４０，３４４，３４１，３４５及び３４２は、それぞれピーク波形３５８〜３６４を発生させる。
【００７９】
図２５に示すように、閾値波形３４８は、閾値遅延Ｄフリップフロップ３６６のＤポートに入力される。ピーク波形３５６は、このフリップフロップを介して閾値波形３４８をクロックする。閾値遅延Ｄフリップフロップ３６６のＱ出力は、遅延された閾値波形３６８であり、これは、閾値排他的論理和ゲート３７０において、閾値波形３４８と排他的論理和がとられる。排他的論理和信号３７２は、排他的論理和ゲート３７０の出力信号である。排他的論理和信号３７２は、もとの閾値波形３４８の２倍の周波数を有している。排他的論理和信号３７２は、排他的論理和Ｄフリップフロップ３７４のＤポートにも入力される。ここで、信号３７２は、読出クロック３７５によってクロックされる。Ｆ１波形３７６は、排他的論理和Ｄフリップフロップ３７４のＱ出力である。排他的論理和信号３７２が、読出クロック波形３７５の２クロック以上の時間、ロー状態である場合を除き、読出クロック波形３７５は、排他的論理和信号３７２がハイ状態の間に前方のエッジを有している。このため、排他的論理和信号３７２が、２以上の読出クロック３７５の間ロー状態であった後の最初の読出クロックパルス３７５と、次の排他的論理和信号パルス３７２との間を除いて、Ｆ１波形３７６はハイ状態である。
【００８０】
Ｆ１波形３７６は、包絡線ＯＲゲート３７８において、排他的論理和信号３７２と論理和がとられる。排他的論理和信号３７２が２以上のクロック期間ロー状態であった後の最初の読出クロック３７５から、信号３７２が再びハイ状態になるまでの間を除いて、包絡線ＯＲゲート３７８の出力信号はハイ状態である。包絡線ＯＲゲート３７８の出力信号は、読出クロック３７５によってクロックされる包絡線Ｄフリップフロップ３７９のＤ入力端子を介してクロックされる。包絡線Ｄフリップフロップ３７９のＱ出力は、Ｆ２波形３８１である。排他的論理和信号３７２がロー状態となった後の２番目の読出クロック３７５の期間から、排他的論理和信号３７２がハイ状態になるのをクロックする次の読出クロック３７５に至るまでの間を除いて、Ｆ２波形３８１はハイ状態である。Ｆ２波形３８１は、Ｆ２インバータ３８１によって反転され、動的閾値ＮＯＲゲート３８５において、排他的論理和信号３７２と否定論理和がとられ、動的閾値波形３８７が生成される。Ｆ２波形３８１がロー状態である時を除く、排他的論理和信号３７２がロー状態である任意の時に、動的閾値波形３８７はハイ状態である。このため、排他的論理和信号３７２が次の読出クロック３７５の期間においてロー状態である場合を除き、動的閾値波形３８７は、読出クロック３７５の１／２よりも短時間のオン状態の時間を有している。この例外のために、動的閾値波形３８７は、排他的論理和信号３７２の端部から２番目の読出クロックパルス３７５までハイ状態を保持する。
【００８１】
動的閾値波形３８７を使用し、バイアスダイオード３８９に順方向バイアス又は逆バイアスをかける。動的閾値がハイ状態の時、バイアスダイオード３８９に逆バイアスがかかる。逆に、動的閾値波形３８７がロー状態の時にはバイアスダイオード３８９には順方向バイアスがかけられる。
【００８２】
動的閾値波形３８７がバイアスダイオード３８９に順方向のバイアスをかけるとき、すなわちロー状態の時、フィルタバイアス信号３９０の電位は、バイアスダイオード３８９の接合電圧だけ高くなる。この電圧は、標準的な装置の場合、０．６ボルトである。コンデンサ３９４の両端にかかる電圧が、フィルタバイアス信号３９０とアースとの間の電位差であるので、５ボルトの供給電圧が、抵抗３９３を介してフィルタのバイアス信号３９０にかかる。コンデンサ３９４は、この電位まで充電される。この電位はトランジスタ３９５のベース電圧にもなり、トランジスタ３９５をオン状態にし、抵抗３９２の両端の電圧降下をほぼ５ボルトにすることができる。トランジスタ３９５のエミッタと、トランジスタ３９６のエミッタとが接続されているので、トランジスタ３９６のエミッタ電圧はトランジスタ３９６のベース電圧である２．５ボルトよりも小さい。したがって、トランジスタ３９６は、コレクタ抵抗３９７の両端にかかるコレクタ電圧がロー状態の増加閾値波形３９９を生成できるように、オフ状態となる。増加閾値波形３９９は、オーバーシュートの間、読出信号３３７の閾値を増加させるための信号である。動的閾値波形３８７がハイ状態の時、バイアスダイオード３８９には逆バイアスがかけられ、トランジスタ３９５のベースは接地されなくなる。動的閾値波形３８７がハイ状態の時、コンデンサ３９４は充電を開始し、トランジスタ３９５のベースに電位を生成する。当該電位は、供給電圧５ボルトに対して指数関数的に増加する。フィルタバイアス信号３９０の電位が上昇するにつれて、トランジスタ３９５のエミッタ電位が増加し、同様にトランジスタ３９６のエミッタ電圧を増加させる。このエミッタ電圧が、エミッタ−ベース間の接合の両端の接合電位だけ、ベース電圧を越えると、トランジスタ３９６は、オン状態となる。トランジスタ３９６がオン状態となることによって、増加閾値波形３９９がハイ状態となる。
【００８３】
通常の動作において、動的閾値波形３８７は上記のようにパルス化される。通常の読出信号の場合、読出クロック３７５のオン期間と同じ長さの期間、動的閾値信号はオン状態である。コンデンサ３９４の両端の電圧がバイアス電圧２．５ボルトを越えるのに要する充電時間は、このクロック周期の１／２よりも長時間である。このため、通常の場合、増加閾値波形３９９はロー状態のままである。しかしながら、オーバーシュートの間、動的閾値波形３９９は、より長い時間オン状態であり、このため、コンデンサ３９４が２．５ボルトを越える電圧まで充電される。このため、増加閾値波形３９９がハイ状態になる。
【００８４】
図２６において、ディジタルデータのソース及び利用者として機能するホストコンピュータ４１０は、インターフェイスエレクトロニクス４１２によってデータバス４１４に結合される。ホストコンピュータ４１０がデータを処理する場合及び時々外部メモリにアクセスしたい場合、インターフェイスエレクトロニクス４１２を介してデータバス４１４に接続される。データバス４１４は、書き込みエンコーダ４１６の入力端子及び書き込みエンコーダ４１８の入力端子に結合される。書き込みエンコーダ４１６は、低密度フォーマット（すなわちＡＮＳＩフォーマット）でデータバス４１４からのデータを符号化し、書き込みエンコーダ４１８は、高密度フォーマットでデータバス４１４からのデータを符号化する。書き込みエンコーダ４１６及び４１８からの出力信号は、スイッチ４２２によって択一的に、磁気光読出・書き込みヘッド４２０の書き込み入力に結合される。ヘッド４２０の読出出力は、スイッチ４２４を介して択一的に、読出デコーダ４２６の入力端子及び読出デコーダ４２８の入力端子に結合される。読出デコーダ４２６は、書き込みエンコーダ４１６と同一のフォーマット、すなわちＡＮＳＩフォーマットでデータを復号化し、読出デコーダ４２８は、書き込みエンコーダ４１８と同一のフォーマットでデータを復号化する。上記符号化及び復号化技術を用いて、書き込みエンコーダ４１８及び読出デコーダ４２８を実現することが好ましい。デコーダ４２６及び４２８の出力信号は、データバス４１４に接続される。
【００８５】
モード選択信号に応答して、スイッチ制御回路４３０は、スイッチ４２２及び４２４のステータスを、第１モードまたは第２モードのいづれかに設定する。第１モードにおいて、書き込みエンコーダ４１８及び読出デコーダ４２８が、データバス４１４と読出・書き込みヘッド４２０との間に接続される。第２モードにおいて、書き込みエンコーダ４１６及び読出デコーダ４２６が、データバス４１４と読出・書き込みヘッド４２０との間に接続される。読出・書き込みヘッド４２０は、ディスクドライブエレクトロニクス４３４によって制御される置換可能な光ディスクドライブ４３２に収納される９０ミリメートル光ディスクから符号化されたデータを読み出し、これに復号化されたデータを書き込む。読み出し・書き込みヘッド４２０は、位置制御回路４３６によって、ディスクドライブ４３２に収納されるディスク面に沿って放射状に移動される。
【００８６】
高密度フォーマットの９０ミリメートルディスクがディスクドライブ４３２に収納されると、モード選択信号が装置を第１モードに設定する。その結果として、ディスクに記憶されるべきホストコンピュータ４１０からのデータが、インターフェイスエレクトロニクス４１２によって編成され、書き込みエンコーダ４１８によって符号化されると共に、ディスクから読み出されたデータが読出デコーダ４２８によって復号化され、インターフェイスエレクトロニクス４１２によって編成され、ホストコンピュータ４１０に伝送され、処理される。
【００８７】
低密度、すなわちＡＮＳＩフォーマットの９０ミリメートルディスクがディスクドライブ４３２に収納されると、モード選択信号が装置を第２モードに設定する。その結果として、ディスクに記憶されるべきホストコンピュータ４１０からのデータが、インターフェイスエレクトロニクス４１２によって編成され、書き込みエンコーダ４１６によって符号化されると共に、ディスクから読み出されたデータが読出デコーダ４２６によって復号化され、インターフェイスエレクトロニクス４１２によって編成され、ホストコンピュータ４１０に伝送され、処理される。
【００８８】
データを記憶するのに使用されるフォーマットに関係なく、モード選択信号が、各全てのディスクに一つのフォーマット（例えば、低密度のＡＮＳＩフォーマット）で記憶され、装置が、対応するモード処理、例えば第２モード処理を省略できることが好ましい。モード選択信号は、ＡＮＳＩフォーマットの制御トラック領域に記録することができる。ディスクがディスクドライブ４３２にインストールされると、ディスクドライブエレクトロニクス４３４は、初めに位置制御回路３６を制御し、モード選択信号の記憶されているディスク領域を読み出す。読出デコーダ４２６は、モード選択信号を生成し、当該モード選択信号はスイッチ制御回路４３０に供給される。インストールされたディスクが低密度、すなわちＡＮＳＩフォーマットの場合、モード選択信号が読み出された際の装置は、依然として第２モードのままである。インストールされたディスクが高密度フォーマットの場合、モード選択信号が読み出されると、装置は第１モードに切り替わる。
【００８９】
場合によっては、第１モードの場合と第２モードの場合とでレーザを変更することが望ましい。例えば、異なるレーザ周波数又は異なるレーザ集束レンズを、異なるモードに対して使用することもできる。このような場合、モード選択信号は読出・書き込みヘッド４２０にも接続され、周波数の変換又は光レンズ集束システムの変換を制御する。
【００９０】
セクター毎のバイト数が同一となるように（すなわちＡＮＳＩの場合には５１２バイト）、両方のフォーマットで記憶されたデータを編成することが好ましい。このような場合、同一のインターフェイスエレクトロニクス４１２を使用して、両方のフォーマットのディスクに記憶されたデータを編成するとともに、当該ディスクからデータを検索することができる。
【００９１】
本発明によれば、同一の読出・書き込みヘッド４２０、位置制御回路４３６、光ディスクドライブ４３２、ディスクドライブエレクトロニクス４３４、インターフェイスエレクトロニクス４１２及びデータバス４１４を使用して、異なるフォーマットの光ディスクにデータを記憶するとともに、そこからデータを検索することができる。その結果として、同一の装置を使用して、技術が進歩して開発される、より高密度のフォーマットと、工業規格であるＡＮＳＩフォーマットとの下位互換性を保つことができる。
【００９２】
他の実施例
ここに記載されている種々の方法及び回路は、磁気光システムに限定されるものではなく、テープに記憶されたデータを読み出す為のシステム及びその他のディスクシステムもに同様に有効であり、更に一般的には、（データ記憶システムであるとないとに拘らず）直流成分の累積を軽減することが望ましい電気信号の処理を行う任意のシステムに有効である。
【００９３】
本発明による磁気光ディスク等の媒体に記憶されたデータの検索方法は、記憶されたデータを読み出し、再生信号を発生させ、再生信号を部分積分する工程と、部分積分された信号の直流成分とともに変化する閾値信号を発生させるための工程と、部分積分された信号を閾値信号と比較することによって、記憶されたデータを示す出力信号を発生させる工程とを備えている。
【００９４】
本発明の一態様によれば、前記部分積分の工程の前に前記再生信号を微分する工程を備えている。
【００９５】
本発明の他の態様によれば、前記部分積分の工程は、前記再生信号を積分する工程と、同時であるが独立に前記再生信号をバンドパスフィルタ処理する工程と、前記部分積分された信号と前記バンドパスフィルタ処理された信号との差分をとる工程と、を備えている。
【００９６】
本発明による更に他の態様によれば、前記閾値信号を発生させる工程が、前記部分積分された信号の正のピーク電圧を検出する工程と、前記部分積分された信号の負のピーク電圧を検出する工程と、正のピーク電圧と負のピーク電圧とを平均化する工程と、を備えている。出力信号がロー状態またはハイ状態にある時に検出された正のピーク電圧を減少させるとともに、出力信号がロー状態またはハイ状態の時に検出された負のピーク電圧を減少させることによって、出力信号の状態に応じて閾値信号は調整される。
【００９７】
好適例では、閾値信号は、部分積分された信号のほぼ中間点に相当し、閾値信号の調整は、出力信号のデューティ周期に比例する。
【００９８】
本発明の他の態様によれば、信号を部分積分する工程は、フィードバック信号を積分する工程と、当該積分する工程と同時であるが独立に前記再生信号をバンドパスフィルタ処理する工程と、前記積分された信号と前記バンドパスされた信号との差分をとる工程と、を備えている。一好適例においては、再生信号からデータ情報を検索する方法は、前記再生信号を微分する工程と、当該微分された信号を等化する工程と、当該等化された信号を部分的積分する工程と、部分積分された信号の直流成分を検知する閾値信号を発生させる工程と、前記部分積分された信号を前記閾値信号に比較して出力信号を発生させる工程と、当該出力信号に応じて閾値信号を調整する工程と、を備えている。
【００９９】
本発明は、光ディスクなどの媒体に記憶されたデータを検索する為の装置を提供するものであり、当該装置は、出力信号を発生する記憶されたデータの読み取り装置と、前記出力信号に接続された部分積分器と、当該部分積分器に接続された閾値発生器と、前記部分積分器及び前記閾値発生器に接続されたデータ発生器と、比較器を有するデータ発生器と、前記比較器から前記閾値発生器へのフィードバック経路と、を備えている。前記比較器は、前記閾値発生器の出力端子と、前記部分積分器の出力端子とに接続されている。前記閾値発生器は、前記出力信号の直流成分とともに変化し、そのほぼ中間点に対応する閾値信号を発生する。
【０１００】
好適例において、前記読み出し装置は、微分器を備えている。
【０１０１】
本発明の一態様によれば、前記部分積分器は、前記出力信号に接続された積分器と、前記出力信号に接続されたバンドパスフィルタと、前記積分器の出力端子及び前記バンドパスフィルタの出力端子に接続された減算器と、を備えている。ローパスフィルタは、減算器の出力端子に接続される。
【０１０２】
好適例では、前記閾値発生器は、前記部分積分器に接続された正のピーク電圧検出器と、前記部分積分器接続された負のピーク電圧検出器と、前記正のピーク電圧検出器の出力端子及び前記負のピーク電圧検出器の出力端子に接続された分圧器と、を備えている。
【０１０３】
前記フィードバック経路は、前記正のピーク電圧検出器及び負のピーク電圧検出器に接続され、フィードバック経路のステータスに基づき、検出された正のピーク電圧または検出された負のピーク電圧の調整を行う。前記検出された正のピーク電圧は、前記フィードバック経路が２つのステータスのいづれか一方の場合に、その振幅を減少させることにより調整され、また、前記検出された負のピーク電圧は、前記フィードバック経路が前記２つのステータスの他方の場合にその振幅を減少させることによって調整される。一例では、直流成分を有している信号の変化を検知する装置において、媒体に記憶されたデータを読み出し、これによって信号を発生させる為の手段と、前記信号に接続された波形の復元のための手段と、当該波形復元手段に接続された閾値発生器と、前記信号及び前記閾値発生器に接続されたデータ発生器と、比較器を有しているデータ発生器と、前記比較器から前記閾値発生器へのフィードバック経路と、を備えている。
【０１０４】
本発明を特定の実施例につき説明したが、本発明の範囲を逸脱しない範囲内で種々の変更が可能であることは当業者にとって明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】光データ記憶及び検索システムを示すブロック図である。
【図２】ＧＣＲフォーマットと関係する一連のサンプル波形を示す図である。
【図３】図３Ａは、対称的な入力信号の波形図であり、図３Ｂは、非対称な入力信号の波形図である。
【図４】読出チャネルのブロック図である。
【図５】読出チャネルの種々のステージ（段）を示す更に詳細なブロック図である。
【図６】部分積分ステージを示す詳細な回路図である。
【図７】微分段２０４の代表的な周波数応答図である。
【図８】等化段２０４の代表的な周波数応答図である。
【図９】積分器及びローパスフィルタ段２３２の代表的な周波数レスポンス２６０及びバンドパスフィルタ段２３０の代表的な周波数レスポンス２６１を示す図である。
【図１０】部分積分段２０８の総合的な周波数応答図である。
【図１１】微分段２０４、等化段２０６及び部分積分段２０８の組み合わせによる全体の周波数応答図である。
【図１２】読出チャネルのステージを結合させるためのグループディレイのプロットである。
【図１３】読出チャネルの種々のステージにおける信号波形を示す波形図である。
【図１４】ピーク検出トラッキング回路のブロック図である。
【図１５】図１４に示すピーク検出トラッキング回路の略図である。
【図１６】入力信号の直流成分包絡線の閾値信号によるトラッキングを示す波形図である。
【図１７】図１７Ａ乃至図１７Ｄは、読出チャネルの種々のポイントでの典型的な波形を示す図である。
【図１８】一連のレーザパルスを示す波形図である。
【図１９】書き込み補償回路によって調整される種々のデータパターンに対するレーザパルスを示す一連の波形図である。
【図２０】書き込み補償回路を示す略図である。
【図２１】振幅非対称補正のためのレーザパルスを示す一連の波形図である。
【図２２】振幅非対称補正回路を示す略図である。
【図２３】パルススリム化手段の構成要素の基本的関係を示すブロック図である。
【図２４】動的閾値回路による閾値調整を示す一連の波形を示す図である。
【図２５】動的閾値回路の略図である。
【図２６】下位互換性を備えている光データ記憶検索システムの略ブロック図である。
【符号の説明】
１０…データソース
１２…エンコーダ
１４…レーザパルス発生器
１６…レーザ
１８…光媒体
２０…光リーダ
２２…波形処理装置
２４…デコーダ
２６…データ出力ポート
２００…読出チャネル
２０２…前段増幅段
２０３…前段増幅器
２０４…微分段
２０６…等化段
２０７…プログラム可能なフィルタ及びイコライザ
２０８…部分積分段
２１０…データ発生段
２１２…差動増幅器
２２９…増幅段
２３０…バンドパスフィルタ
２３２…積分器及びローパスフィルタ
２３４…減算器及びローパスフィルタ
２３６…ピーク検出器及びトラッキング
２４７…ローパスフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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