(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタルフィルタから出力されるベースバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータの受信レベルを検出するレベル検出手段と、
検出された受信レベルをＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データとして出力し、その後、当該受信レベルをＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分データとして出力する受信レベル積分手段と、
前記第１の積分データに所定の増幅率データを乗算し、当該乗算結果と前記第２の積分データとを加算し、当該加算結果を全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算することで、受信レベルの平均値を算出し、当該平均値を受信レベル平均データとして出力する受信レベル平均値算出手段と、
前記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１の積分データのラッチタイミングを制御する制御手段と、
特定の基準値と前記受信レベル平均データとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値をレベル比データとして出力する受信レベル比算出手段と、
前記レベル比データを所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であればレベル比データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベル比データ積分値を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積分値の真数値を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、
前記レベル比データ積分値の差分値を求め、当該差分値の真数値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算出手段と、
を備えることを特徴とする自動利得制御装置。
【請求項２】
Ａ／Ｄ変換器出力のディジタルデータの受信レベルを算出し、その値があるしきい値以上の場合に、Ａ／Ｄ変換器がオーバーフローしていると判定し、その判定結果をオーバーフロー検出信号として出力するオーバーフロー検出手段と、
ディジタルフィルタから出力されるベースバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータの受信レベルを検出するレベル検出手段と、
検出された受信レベルをＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データとして出力し、その後、当該受信レベルをＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分データとして出力する受信レベル積分手段と、
前記第１の積分データに所定の増幅率データを乗算し、当該乗算結果と前記第２の積分データとを加算し、当該加算結果を全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算することで、受信レベルの平均値を算出し、当該平均値を受信レベル平均データとして出力する受信レベル平均値算出手段と、
特定の基準値と前記受信レベル平均データとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値をレベル比データとして出力する受信レベル比算出手段と、
前記オーバーフロー検出信号が出力された場合は、予め規定された所定の値を選択し、前記オーバーフロー検出信号が出力されていない場合は、前記レベル比データを選択し、その選択結果を選択データとして出力する選択手段と、
前記選択データを所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であれば選択データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であれば選択データ積分値を−Ｔｄとし、当該選択データ積分値の真数値を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、
前記選択データ積分値の差分値を求め、当該差分値の真数値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算出手段と、
前記オーバーフロー検出信号が出力された場合は、前記増幅率データ、前記受信レベル積分手段内のレジスタ、および前記受信レベル平均値算出手段内のレジスタをリセットし、前記オーバーフロー検出信号が出力されていない場合は、前記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１の積分データのラッチタイミングを制御する制御手段と、
を備えることを特徴とする自動利得制御装置。
【請求項３】
前記積分回数ＭＲと前記積分回数ＭＨの合計は、２のべき乗の値をとることを特徴とする請求項１または２に記載の自動利得制御装置。
【請求項４】
初期時にあっては、
前記受信レベル積分手段が、前記レベル検出手段で検出した受信レベルをＭＲ回にわたって積分し、
前記受信レベル平均値算出手段が、前記積分結果を全積分回数ＭＲで除算することで、受信レベルの平均値を算出し、
前記制御手段が、前記積分動作の開始／終了タイミングを制御することを特徴とする請求項１、２または３に記載の自動利得制御装置。
【請求項５】
前記積分回数ＭＲは、２のべき乗の値をとることを特徴とする請求項４に記載の自動利得制御装置。
【請求項６】
前記受信レベル比算出手段をＲＯＭで構成することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載の自動利得制御装置。
【請求項７】
前記電圧増幅率算出手段および前記電圧データ生成手段における真数変換部分をＲＯＭで構成することを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載の自動利得制御装置。
【請求項８】
ディジタルフィルタから出力される受信ベースバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータの受信レベルを算出し、さらに特定の基準値と当該受信レベルとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値を受信レベル比検出値として出力する受信レベル比検出手段と、
前記ｄＢ値をＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データとして出力し、その後、当該ｄＢ値をＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分データとして出力する受信レベル比積分手段と、
前記第１の積分データを積分回数ＭＨで除算して利得制御前のレベル比平均値を算出し、さらに当該利得制御前のレベル比平均値に所定の増幅率データ（ｄＢ値）を加算した結果を、第１のレベル比平均値とし、前記第２の積分データを積分回数ＭＲで除算した結果を第２のレベル比平均値とし、当該第１のレベル比平均値と当該第２のレベル比平均値との加算値を“２”で除算した結果をレベル比データとして出力する受信レベル比平均値算出手段と、
前記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１の積分データのラッチタイミングを制御する制御手段と、
前記レベル比データを、所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であればレベル比データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベル比データ積分値を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積分値の真数値を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、
前記レベル比データ積分値の差分値を求め、当該差分値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算出手段と、
を備えることを特徴とする自動利得制御装置。
【請求項９】
ＲＦ信号を受信するアンテナと、
前記ＲＦ信号の利得を利得制御電圧によって制御する利得制御アンプと、
前記利得制御アンプの出力信号を受信ベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、
前記受信ベースバンド信号をオーバーサンプリングし、ディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記ディジタルデータに含まれる隣接波成分および雑音成分を除去し、受け取った自波の信号に対して波形整形を行い、その結果をベースバンドデータとして出力するディジタルフィルタと、
前記ベースバンドデータを用いて、キャリア周波数同期、キャリア位相同期、およびタイミング同期を確立し、その後、データを判定し、その結果を復調データとして出力する検波手段と、
前記ベースバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータの受信レベルを検出するレベル検出手段と、
検出された受信レベルをＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データとして出力し、その後、当該受信レベルをＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分データとして出力する受信レベル積分手段と、
前記第１の積分データに所定の増幅率データを乗算し、当該乗算結果と前記第２の積分データとを加算し、当該加算結果を全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算することで、受信レベルの平均値を算出し、当該平均値を受信レベル平均データとして出力する受信レベル平均値算出手段と、
前記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１の積分データのラッチタイミングを制御する制御手段と、
特定の基準値と前記受信レベル平均データとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値をレベル比データとして出力する受信レベル比算出手段と、
前記レベル比データを所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であればレベル比データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベル比データ積分値を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積分値の真数値を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、
前記レベル比データ積分値の差分値を求め、当該差分値の真数値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算出手段と、
前記電圧データに対してＤ／Ａ変換を行い、変換後のアナログ信号を前記利得制御電圧として出力するＤ／Ａ変換手段と、
を備えることを特徴とする復調器。
【請求項１０】
ＲＦ信号を受信するアンテナと、
前記ＲＦ信号の利得を利得制御電圧によって制御する利得制御アンプと、
前記利得制御アンプの出力信号を受信ベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、
前記受信ベースバンド信号をオーバーサンプリングし、ディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記ディジタルデータに含まれる隣接波成分および雑音成分を除去し、受け取った自波の信号に対して波形整形を行い、その結果をベースバンドデータとして出力するディジタルフィルタと、
前記ベースバンドデータを用いて、キャリア周波数同期、キャリア位相同期、およびタイミング同期を確立し、その後、データを判定し、その結果を復調データとして出力する検波手段と、
前記ディジタルデータの受信レベルを算出し、その値があるしきい値以上の場合に、Ａ／Ｄ変換手段がオーバーフローしていると判定し、その判定結果をオーバーフロー検出信号として出力するオーバーフロー検出手段と、
ディジタルフィルタから出力されるベースバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータの受信レベルを検出するレベル検出手段と、
検出された受信レベルをＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データとして出力し、その後、当該受信レベルをＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分データとして出力する受信レベル積分手段と、
前記第１の積分データに所定の増幅率データを乗算し、当該乗算結果と前記第２の積分データとを加算し、当該加算結果を全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算することで、受信レベルの平均値を算出し、当該平均値を受信レベル平均データとして出力する受信レベル平均値算出手段と、
特定の基準値と前記受信レベル平均データとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値をレベル比データとして出力する受信レベル比算出手段と、
前記オーバーフロー検出信号が出力された場合は、予め規定された所定の値を選択し、前記オーバーフロー検出信号が出力されていない場合は、前記レベル比データを選択し、その選択結果を選択データとして出力する選択手段と、
前記選択データを所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であれば選択データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であれば選択データ積分値を−Ｔｄとし、当該選択データ積分値の真数値を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、
前記選択データ積分値の差分値を求め、当該差分値の真数値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算出手段と、
前記オーバーフロー検出信号が出力された場合は、前記増幅率データ、前記受信レベル積分手段内のレジスタ、および前記受信レベル平均値算出手段内のレジスタをリセットし、前記オーバーフロー検出信号が出力されていない場合は、前記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１の積分データのラッチタイミングを制御する制御手段と、
前記電圧データに対してＤ／Ａ変換を行い、変換後のアナログ信号を前記利得制御電圧として出力するＤ／Ａ変換手段と、
を備えることを特徴とする復調器。
【請求項１１】
前記積分回数ＭＲと前記積分回数ＭＨの合計は、２のべき乗の値をとることを特徴とする請求項９または１０に記載の復調器。
【請求項１２】
初期時にあっては、
前記受信レベル積分手段が、前記レベル検出手段で検出した受信レベルをＭＲ回にわたって積分し、
前記受信レベル平均値算出手段が、前記積分結果を全積分回数ＭＲで除算することで、受信レベルの平均値を算出し、
前記制御手段が、前記積分動作の開始／終了タイミングを制御することを特徴とする請求項９、１０または１１に記載の復調器。
【請求項１３】
前記積分回数ＭＲは、２のべき乗の値をとることを特徴とする請求項１２に記載の復調器。
【請求項１４】
前記受信レベル比算出手段をＲＯＭで構成することを特徴とする請求項９〜１３のいずれか一つに記載の復調器。
【請求項１５】
前記電圧増幅率算出手段および前記電圧データ生成手段における真数変換部分をＲＯＭで構成することを特徴とする請求項９〜１４のいずれか一つに記載の復調器。
【請求項１６】
ＲＦ信号を受信するアンテナと、
前記ＲＦ信号の利得を利得制御電圧によって制御する利得制御アンプと、
前記利得制御アンプの出力信号を受信ベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、
前記受信ベースバンド信号をオーバーサンプリングし、ディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記ディジタルデータに含まれる隣接波成分および雑音成分を除去し、受け取った自波の信号に対して波形整形を行い、その結果をベースバンドデータとして出力するディジタルフィルタと、
前記ベースバンドデータを用いて、キャリア周波数同期、キャリア位相同期、およびタイミング同期を確立し、その後、データを判定し、その結果を復調データとして出力する検波手段と、
前記ベースバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータの受信レベルを算出し、さらに特定の基準値と当該受信レベルとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値を受信レベル比検出値として出力する受信レベル比検出手段と、
前記ｄＢ値をＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データとして出力し、その後、当該ｄＢ値をＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分データとして出力する受信レベル比積分手段と、
前記第１の積分データを積分回数ＭＨで除算して利得制御前のレベル比平均値を算出し、さらに当該利得制御前のレベル比平均値に所定の増幅率データ（ｄＢ値）を加算した結果を、第１のレベル比平均値とし、前記第２の積分データを積分回数ＭＲで除算した結果を第２のレベル比平均値とし、当該第１のレベル比平均値と当該第２のレベル比平均値との加算値を“２”で除算した結果をレベル比データとして出力する受信レベル比平均値算出手段と、
前記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１の積分データのラッチタイミングを制御する制御手段と、
前記レベル比データを、所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であればレベル比データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベル比データ積分値を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積分値の真数値を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、
前記レベル比データ積分値の差分値を求め、当該差分値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算出手段と、
前記電圧データに対してＤ／Ａ変換を行い、変換後のアナログ信号を前記利得制御電圧として出力するＤ／Ａ変換手段と、
を備えることを特徴とする復調器。
【請求項１７】
前記ディジタルフィルタは、デシメーションフィルタと波形整形フィルタで構成され、
前記デシメーションフィルタが、デシメーションの回数をｍとした場合に、間引きした後の出力データのレベルを２m倍し、
前記波形整形フィルタが、前記デシメーションフィルタから出力されるデータを、当該データのオーバーサンプル数で除算することを特徴とする請求項９〜１６のいずれか一つに記載の復調器。
【請求項１８】
前記検波手段は、データ判定に軟判定処理を採用することを特徴とする請求項９〜１７のいずれか一つに記載の復調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、可変レートディジタル衛星通信システムに適用可能な自動利得制御(ＡＧＣ：Automatic Gain Control)装置、および復調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の自動利得制御装置および復調器について説明する。従来の自動利得制御装置を備えた復調器としては、たとえば、文献「バーストモデム用ＡＧＣ回路」（電子情報通信学会1989年秋季大会B-122，著者：青木，内島，戸澤，湯田）に記載されている、ディジタル衛星通信システム用復調器（ディジタルフィルタの出力情報を用いるＰＬＬ方式）がある。
【０００３】
図８は、従来の自動利得制御装置を備えたディジタル衛星通信システム用復調器（単に復調器と呼ぶ）の構成を示す図である。図８において、１０１はアンテナであり、１０２は利得可変アンプであり、１０３は周波数変換部、１０４，１０５はＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）であり、１０６，１０７はディジタルフィルタであり、１０８は自動利得制御装置であり、１０９はＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）であり、１１０は検波部である。また、自動利得制御装置１０８において、１２１はレベル検出部であり、１２２は減算部であり、１２３はループフィルタであり、１２４は係数設定部である。また、ループフィルタ１２３において、１３１は乗算器であり、１３２は加算器であり、１３３はＤフリップフロップである。
【０００４】
また、図９は、ディジタルフィルタ１０６および１０７の構成を示す図である。従来例では、上記ディジタルフィルタをトランスバーサルフィルタで構成する。図９において、１４１ａ，１４１ｂ，１４１ｃ，１４１ｄ，１４１ｅ，１４１ｆ，１４１ｇ，１４１ｈ，１４１ｉ，１４１ｊ，１４１ｋはＤフリップフロップであり、１４２ａ，１４２ｂ，１４２ｃ，１４２ｄ，１４２ｅは加算器であり、１４３ａ，１４３ｂ，１４３ｃ，１４３ｄ，１４３ｅ，１４３ｆは乗算器であり、１４４は加算器である。
【０００５】
以下、従来の自動利得制御装置を備えた復調器の動作について説明する。まず、アンテナ１０１では、ＰＳＫ変調が行われたバースト信号を受信する。利得可変アンプ１０２では、Ｄ／Ａ変換後の自動利得制御装置１０８出力の制御電圧に基づいて、受信信号の利得を制御する。
【０００６】
周波数変換部１０３では、周波数ｆR帯の受信信号に対して検波部１１０から出力される周波数ｆR´のローカル信号を乗算する。そして、乗算によって生じた２つの周波数成分ｆR＋ｆR´，ｆR−ｆR´から、高調波成分ｆR＋ｆR´を除去し、受信信号をベースバンド帯の信号（ベースバンド信号）に周波数変換する。
【０００７】
Ａ／Ｄ変換器１０４では、検波部１１０からのサンプリングクロックを用いてベースバンド信号の同相成分をオーバーサンプルし、ディジタルデータであるベースバンド同相データ系列Ｉi（ｉ＝１，２，３，…）に変換する。同様に、Ａ／Ｄ変換器１０５では、検波部１１０からのサンプリングクロックを用いてベースバンド信号の直交成分をオーバーサンプルし、ディジタルデータであるベースバンド直交データ系列Ｑi（ｉ＝１，２，３，…）に変換する。
【０００８】
ディジタルフィルタ１０６および１０７は、波形整形フィルタとして動作し、ロールオフフィルタの特性を有する。たとえば、ディジタルフィルタ１０６では、ベースバンド同相データ系列Ｉiを、ディジタルフィルタ１０７では、ベースバンド同相データ系列Ｑiを、それぞれフィルタリングし、ベースバンド信号に含まれる雑音成分および干渉波成分を除去する。
【０００９】
具体的にいうと、ディジタルフィルタ１０６，１０７では、入力データを、Ｄフリップフロップ１４１ａ〜１４１ｋを直列接続した２ｎ＋１（ｎ≧１）段のシフトレジスタに入力する。ｎ個の加算器１４２ａ〜１４２ｅは、シフトレジスタ内の（ｎ−ｙ＋１）番目のデータと、（ｎ＋ｙ＋１）番目のデータと、を加算する（ただし、ｙ＝１，２，・・・，ｎ）。（ｎ＋１）個の乗算器１４３ａ〜１４３ｆは、ｎ個の加算器１４２ａ〜１４２ｅの出力およびＤフリップフロップ１４１ｆの出力に対して、ロールオフフィルタのインパルス応答に相当する重み付け係数Ｗ0〜Ｗnを乗算する。重み付け係数Ｗ0〜Ｗnは、ロールオフ率および入力データのオーバーサンプル数（＝入力データのサンプリング速度／シンボルレート）によって値が決まる。加算器１４４は、（ｎ＋１）個の乗算器１４３ａ〜１４３ｆの出力を加算し、その加算結果をディジタルフィルタの出力とする。
【００１０】
検波部１１０では、ディジタルフィルタ１０６から出力されるデータ系列Ｉｄi（ｉ＝１，２，３，・・・）、およびディジタルフィルタ１０７から出力されるデータ系列Ｑｄi（ｉ＝１，２，３，・・・）に基づいて、サンプリングクロックのタイミング位相差、受信信号とローカル信号とのキャリア周波数偏差Δｆ＝（ｆR−ｆR´）、およびキャリア位相差を求める。そして、これらを補正する制御をサンプリングクロックおよびローカル信号に与え、タイミング同期、キャリア周波数同期、およびキャリア位相同期を確立する。
【００１１】
各同期を確立後、検波部１１０では、同期検波（あるいは遅延検波）によってデータを判定し、判定したデータを復調データとして出力する。なお、タイミング同期制御方法としては、たとえば、文献「受信信号位相情報を用いたＱＰＳＫ用タイミング再生方式の検討」（藤村著  電子情報通信学会 論文誌 VOL.J81-B-II no.6，pp.665-668，1998年６月）に記載されている。また、キャリア周波数制御(ＡＦＣ：Automatic Frequency Control)、キャリア位相制御(ＡＰＣ：Automatic Phase Control)としては、たとえば、文献「小型高安定化バースト搬送波再生回路の構成と特性」（電子情報通信学会昭和63年春季大会SB-3-4，著者：榎本，久保田，梅比良，加藤）に記載されている。
【００１２】
自動利得制御装置１０８では、ディジタルフィルタ１０６から出力されるデータ系列Ｉｄi（ｉ＝１，２，３，・・・）およびディジタルフィルタ１０７から出力されるデータ系列Ｑｄi（ｉ＝１，２，３，・・・）を入力とし、受信信号のレベルをある基準レベルに制御するための、電圧データ（ディジタルデータ）を出力する。最後に、Ｄ／Ａ変換器１０９では、この電圧データをアナログ信号に変換し、利得可変アンプ１０２に与える。
【００１３】
ここで、自動利得制御装置１０８内の動作について説明する。まず、レベル検出部１２１では、データ系列Ｉｄi，Ｑｄiに基づいて、（１）式で受信レベルＥi（ｉ＝１，２，３，・・・）を算出する。
Ｅi＝Ｉｄi2＋Ｑｄi2                                          （１）
【００１４】
減算器１２２では、基準レベル値Ｔｈから受信レベルＥiを減算し（Ｓi＝Ｔｈ−Ｅi）、ループフィルタ１２３では、減算器１２２の出力Ｓi（ｉ＝１，２，３，・・・）を入力とする。ループフィルタ１２３内では、乗算器１３１が、減算値Ｓiに係数α（α＜１）を乗算し、加算器１３２およびＤフリップフロップ１３３で構成される積分器は、乗算器１３１の出力Ｍi（ｉ＝１，２，３，・・・）を積分し、この積分値を電圧データＶi（ｉ＝１，２，３，・・・）として、自動利得制御装置１０８から出力する。
【００１５】
受信レベルＥiが基準レベル値を越えている場合を一例として、自動利得制御装置１０８の動作を説明する。図１０は、自動利得制御装置１０８の動作を説明するための図である。動作開始時において、受信レベルＥ1は基準レベル値Ｔｈを越える大きな値であるため、減算値Ｓ1は負の小さな値となる。よって、積分値Ｖ1はαＳ1となり、負の値が入力される。この結果を受けて、自動利得制御装置１０８からは、図１０の時刻▲１▼において負の値である積分値Ｖi＝αＳ1が電圧データとして出力され、利得可変アンプ１０２のゲインが下げられる。
【００１６】
この状態で、時刻▲１▼における利得制御が行われても、利得制御前のデータが、ディジタルフィルタ１０６，１０７内に残っているため、受信レベルＥiは時刻▲１▼直後から下がらない。時刻▲１▼における利得制御が行われてから受信レベルＥiが下がるまでには、ディジタルフィルタ１０６，１０７内のシフトレジスタの段数（２ｎ＋１）の半分程度の時間（≒ディジタルフィルタ入力データのサンプリング速度×ｎ）の遅延が発生する。よって誤動作を避けるため、時刻▲１▼における利得制御後、利得制御されたデータＥiがレベル検出部１２１から出力されるまで、自動利得制御装置１０８は、ループフィルタ１２３の動作を停止（ホールド）する。
【００１７】
つぎに、時刻▲１▼よる利得制御が行われても、受信レベルＥ2は、まだ基準レベルより大きいため、負の値となるが、減算値Ｓ2の絶対値｜Ｓ2｜は、｜Ｓ2｜＜｜Ｓ1｜となり、両者のレベル差は狭まる。ループフィルタの積分値はＶ2＝α（Ｓ1＋Ｓ2）となり、図１０の時刻▲２▼において電圧データとして出力され、利得可変アンプ１０２のゲインがさらに下げられる。この様に、｜Ｓ2｜＜｜Ｓ1｜の関係となることから判るように、減算値Ｓiの絶対値は、利得制御が繰り返される度に減少していくため（｜Ｓ1｜＞｜Ｓ2｜＞｜Ｓ3｜＞｜Ｓ4｜＞…）、ループフィルタ内の積分器（＝電圧データ）はオーバーフローすることはない。そして、利得制御が時刻▲１▼→▲２▼→▲３▼→▲４▼→…と繰り返されていく過程で、電圧データＶiは、受信レベルを基準値に制御するような電圧値に収束する（図１０参照）。
【００１８】
一方、受信レベルＥiが基準レベル値より低い場合は、逆に減算値Ｓ2の値が正となり、ループフィルタ内の積分器は正の方向で増加していくが、同様に｜Ｓ1｜＞｜Ｓ2｜＞｜Ｓ3｜＞｜Ｓ4｜＞…が成り立つため、電圧データＶiは、受信レベルを基準値に制御する電圧値に収束する。
【００１９】
なお、係数設定部１２４では、係数αの値を制御する。ここで、係数α（＜１）の値を大きな値（たとえば、０．１）にすると、ループフィルタ１２３の応答速度が上がるため、受信レベルを基準レベル値まで短時間で引込むことができる。しかしながら、引込み後の利得制御電圧のジッタ（揺らぎ）が大きく、不安定となる欠点もある。一方、係数α（＜１）の値を小さな値（たとえば、０．００１）にすると、ループフィルタ１２３の応答速度が下がるため、受信レベルを基準レベル値まで引込むのに長時間かかる。しかしながら、引込み後の利得制御電圧のジッタ（揺らぎ）が小さく、高安定となる。そこで、係数設定部１２４では、受信レベルを基準レベル値まで引込む際は係数αを大きな値で出力し、それ以外は小さな値で出力することで、自動利得制御装置１０８の高速引込みと、引込み後の高安定と、を実現する。
【００２０】
このように、従来の復調器においては、上記一連の動作によるフィードバック制御によって、アンテナ１０１から入力される受信信号のレベルが大きい場合においても、小さい場合においても、Ａ／Ｄ変換器１０４，１０５の入力端では一定のレベルとなる。また、従来の自動利得制御装置１０８については、近年の衛星通信用伝送速度可変ディジタル復調器にも適用される。
【００２１】
ここで、上記衛星通信用伝送速度可変ディジタル復調器について説明する。この伝送速度可変ディジタル復調器は、文献「衛星通信用伝送速度可変ディジタル復調器」（電子情報通信学会昭和63年秋季大会SB-2-1，著者：岩崎，大谷，谷本，小林，巻田，阿部，柴田）に記載されているように、音声だけでなく、ＦＡＸ，画像、データ通信にも対応させるため、伝送レートを可変とする。
【００２２】
衛星通信用伝送速度可変ディジタル復調器では、Ａ／Ｄ変換器の前にアナログ回路で構成されるプリフィルタを用いて隣接波を除去していたが、最近は、自波だけでなく隣接波も含めた信号をサンプリングし、ディジタルフィルタで隣接波を除去する。これは、全ディジタル型の伝送速度可変復調器と呼ばれる。この場合、アナログ回路であるプリフィルタの隣接波除去の役割を、ディジタルフィルタ部が請け負う。このような全ディジタル型の衛星通信用伝送速度可変ディジタル復調器を実現する場合、ディジタルフィルタ１０６，１０７は、上記波形整形フィルタ（図９参照）だけでなく、デシメーションフィルタと波形整形フィルタ（図１１参照）で構成される。
【００２３】
図１１は、図９とは異なるディジタルフィルタ１０６，１０７の構成を示す図である。図１１において、１４７はデシメーションフィルタであり、１４８は波形整形フィルタであり、１４５ａ，１４５ｂ，１４５ｃ，１４５ｄはハーフバンドフィルタであり、１４６ａ，１４６ｂ，１４６ｃ，１４６ｄはラッチである。
【００２４】
デシメーションフィルタ１４７では、ローパスフィルタで、入力データの周波数成分のなかから、自波を含むＤＣ〜低周波数の帯域だけを抽出後、入力データのサンプリング速度の１／２以下でデータを間引く。図１１では、このローパスフィルタの役目を、ハーフバンドフィルタ１４５ａ〜１４５ｄが、間引きの役割を、ラッチ１４６ａ〜１４６ｄが、それぞれ担う。通常、デシメーションフィルタは、たとえば、ｍ個のハーフバンドフィルタ＋ラッチの直列接続で構成される。図１１の構成は、ハーフバンドフィルタのマルチステージによる実現表記であり、この場合、デシメーションフィルタ１４７は、隣接波を除去しながら、データのサンプリング速度を１／２m倍に落とす。
【００２５】
すなわち、ステージ（１）のハーフバンドフィルタ１４５ａが入力データの周波数帯を約１／２にろ波し、ラッチ１４６ａが入力データのサンプリング速度の１／２倍の速度で出力データを間引く。また、ステージ（２）のハーフバンドフィルタ１４５ｂがラッチ１４６ａから出力されるデータの周波数帯を約１／２にろ波し、ラッチ１４６ｂが入力データのサンプリング速度の１／４倍の速度で出力データを間引く。同様に、ステージ（ｍ）のハーフバンドフィルタ１４５ｄが前段のラッチから出力されるデータの周波数帯を約１／２にろ波し、ラッチ１４６ｄが入力データのサンプリング速度の１／２m倍の速度で出力データを間引く。なお、ハーフバンドフィルタの詳細については、たとえば、文献「マルチレート信号処理」（貴家仁志著，ディジタル信号処理シリーズ  第14巻  pp61-pp76，発行所；昭晃堂, 初版１刷発行；1995年10月6日）に記載されている。
【００２６】
つぎに、従来の復調器における、伝送レートＲｓと、受信レベルＥiおよびディジタルフィルタ１０６，１０７の出力データの｜振幅値｜と、の関係を式を用いて説明する。伝送レートをＲｓ［ｂａｕｄ］、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング速度をｆsamp［Ｈｚ］、デシメーションフィルタ出力のオーバーサンプル数ｏｖｓの範囲を、２≦ｏｖｓ＜４とすると、デシメーション数ｍは、
ｍ＝ｉｎｔ［ｌｏｇ2（ｆsamp／（２Ｒｓ））］                  （２）
また、ｏｖｓは、
ｏｖｓ＝ｆsamp／（Ｒｓ＊２m）                                （３）
で求まる。
【００２７】
この場合、波形整形フィルタの重み付け係数Ｗ0〜Ｗnは、ロールオフフィルタのインパルスを、オーバーサンプル数ｏｖｓでサンプリングした値に基づいて決定する。ただし，式（２）において、ｉｎｔ［Ａ］は、［  ］内の値Ａの整数値（小数桁切り捨て）を表す。
【００２８】
そして、Ｒｓの最大値ＲＸ＝ｍａｘ（Ｒｓ）をＲＸ＝ｆsamp／４（すなわち、ｆsamp＝４Ｒｓ時、上記式（２）（３）によりｍ＝１，ｏｖｓ＝２となる）とし、伝送レートがＲＸ時の受信レベルＥiの平均値をＥＸとすると、伝送レートＲｓ（≦ＲＸ）時の受信レベルＥiの平均値ＥＭは、式（４）で、ディジタルフィルタ出力である｜振幅値｜の平均値ＡＭは、式（５）で、それぞれ求まる。
ＥＭ＝ＥＸ（ｏｖｓ／２m）                                     （４）
ＡＭ＝ＥＭ(1/2)                                              （５）
【００２９】
上記各式より、伝送レートＲｓが低くなるとｍが増加し（式（２）参照）、ｍが増加すると、受信レベルＥiやディジタルフィルタ１０６，１０７の出力データの｜振幅値｜が減少することが判る（式（４），（５）参照）。また、伝送レートＲｓによってｏｖｓ値が変化し（式（３）参照）、ｏｖｓ値によっても受信レベルＥiやディジタルフィルタ１０６，１０７の出力データの｜振幅値｜が変化することが判る（式（４），（５）参照）。
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、従来のディジタル衛星通信システム用復調器においては、利得可変アンプが利得を変えた後、ディジタルフィルタ１０６，１０７内の信号処理に相当する時間（図１の従来例では、シフトレジスタの段数２ｎ＋１の半分程度の時間）が経過するまで、受信レベルＥiは利得制御前の値を出力する。したがって、係数αを小さくして引込み時間を短くする場合でも、ディジタルフィルタ１０６，１０７内の信号処理に相当する時間が経過するまでは、誤動作防止のため自動利得制御装置１０８の動作をホールド（停止）する必要があり、これが引込み時間の短縮化を阻害する、という問題があった。
【００３１】
特に、近年の衛星通信用伝送速度可変ディジタル復調器では、ディジタルフィルタ１０６，１０７で広い帯域におよぶ隣接波成分を除去する必要があるため、ディジタルフィルタ１０６，１０７の信号処理時間はさらに増大する。したがって、従来の自動利得制御装置１０８を、近年の衛星通信用伝送速度可変ディジタル復調器に適用する場合には、ホールド時間がさらに増加し、これによって引込みに要する時間も大幅に増大する、という問題があった。
【００３２】
また、上記従来の全ディジタル型の衛星通信用伝送速度可変ディジタル復調器においては、伝送レートが低くなると、サンプリングした信号の全帯域に対する自波の信号帯域の比率が減少するため、信号受信レベルＥiが減少する。これにより、受信レベルＥiの有効ビット数の減少によって、受信レベルＥiの量子化雑音が増加し、利得制御が正常に行われなくなる、という問題があった。
【００３３】
また、復調器の後段には、ビタビ復号器などの誤り訂正用の復号器が存在する場合が多く、その場合、復調器でデータを軟判定し、ビタビ復号器には軟判定された復調データを入力する。この軟判定のためのしきい値間隔（軟判定しきい値間隔）は、最適な値が存在し、軟判定しきい値間隔が最適値から外れると、誤り訂正能力も低下する。したがって、伝送レートが低くなった場合には、ディジタルフィルタ１０６，１０７の出力データの｜振幅値｜および出力データの有効ビット数も減少するため、検波部１１０では、復調データを、最適な軟判定しきい値間隔で軟判定（soft decision）することが困難になる、という問題があった。
【００３４】
また、伝送レートによって受信レベルＥiが異なるため、自動利得制御装置１０８内の基準レベル値を、その時の伝送レートに応じて、再設定する必要がある、という問題もあった。
【００３５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、自動利得制御の高速引込みと引込み後の高安定動作とを両立し、さらに、利得制御動作や軟判定動作が伝送レートの値に影響されない自動利得制御装置および復調器を得ることを目的とする。
【００３６】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる自動利得制御装置にあっては、ディジタルフィルタから出力されるベースバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータの受信レベルを検出するレベル検出手段（後述する実施の形態のレベル検出部２１に相当）と、検出された受信レベルをＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データとして出力し、その後、当該受信レベルをＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分データとして出力する受信レベル積分手段（受信レベル積分部２２に相当）と、前記第１の積分データに所定の増幅率データを乗算し、当該乗算結果と前記第２の積分データとを加算し、当該加算結果を全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算することで、受信レベルの平均値を算出し、当該平均値を受信レベル平均データとして出力する受信レベル平均値算出手段（受信レベル平均値算出部２４に相当）と、前記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１の積分データのラッチタイミングを制御する制御手段（制御部２３に相当）と、特定の基準値と前記受信レベル平均データとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値をレベル比データとして出力する受信レベル比算出手段（受信レベル比算出部２５に相当）と、前記レベル比データを所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であればレベル比データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベル比データ積分値を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積分値の真数値を電圧データとして出力する電圧データ生成手段（利得制御電圧データ生成部２６に相当）と、前記レベル比データ積分値の差分値を求め、当該差分値の真数値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算出手段（利得制御電圧増幅率算出部２７に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３７】
つぎの発明にかかる自動利得制御装置にあっては、Ａ／Ｄ変換器出力のディジタルデータの受信レベルを算出し、その値があるしきい値以上の場合に、Ａ／Ｄ変換器がオーバーフローしていると判定し、その判定結果をオーバーフロー検出信号として出力するオーバーフロー検出手段（オーバーフロー検出部６１に相当）と、ディジタルフィルタから出力されるベースバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータの受信レベルを検出するレベル検出手段と、検出された受信レベルをＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データとして出力し、その後、当該受信レベルをＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分データとして出力する受信レベル積分手段と、前記第１の積分データに所定の増幅率データを乗算し、当該乗算結果と前記第２の積分データとを加算し、当該加算結果を全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算することで、受信レベルの平均値を算出し、当該平均値を受信レベル平均データとして出力する受信レベル平均値算出手段と、特定の基準値と前記受信レベル平均データとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値をレベル比データとして出力する受信レベル比算出手段と、前記オーバーフロー検出信号が出力された場合は、予め規定された所定の値を選択し、前記オーバーフロー検出信号が出力されていない場合は、前記レベル比データを選択し、その選択結果を選択データとして出力する選択手段（選択部６２に相当）と、前記選択データを所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であれば選択データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であれば選択データ積分値を−Ｔｄとし、当該選択データ積分値の真数値を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、前記選択データ積分値の差分値を求め、当該差分値の真数値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算出手段と、前記オーバーフロー検出信号が出力された場合は、前記増幅率データ、前記受信レベル積分手段内のレジスタ、および前記受信レベル平均値算出手段内のレジスタをリセットし、前記オーバーフロー検出信号が出力されていない場合は、前記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１の積分データのラッチタイミングを制御する制御手段（制御部２３ａに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３８】
つぎの発明にかかる自動利得制御装置において、前記積分回数ＭＲと前記積分回数ＭＨの合計は、２のべき乗の値をとることを特徴とする。
【００３９】
つぎの発明にかかる自動利得制御装置にあっては、初期時、前記受信レベル積分手段が、前記レベル検出手段で検出した受信レベルをＭＲ回にわたって積分し、前記受信レベル平均値算出手段が、前記積分結果を全積分回数ＭＲで除算することで、受信レベルの平均値を算出し、前記制御手段が、前記積分動作の開始／終了タイミングを制御することを特徴とする。
【００４０】
つぎの発明にかかる自動利得制御装置において、前記積分回数ＭＲは、２のべき乗の値をとることを特徴とする。
【００４１】
つぎの発明にかかる自動利得制御装置にあっては、前記受信レベル比算出手段をＲＯＭで構成することを特徴とする。
【００４２】
つぎの発明にかかる自動利得制御装置にあっては、前記電圧増幅率算出手段および前記電圧データ生成手段における真数変換部分をＲＯＭで構成することを特徴とする。
【００４３】
つぎの発明にかかる自動利得制御装置にあっては、ディジタルフィルタから出力される受信ベースバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータの受信レベルを算出し、さらに特定の基準値と当該受信レベルとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値を受信レベル比検出値として出力する受信レベル比検出手段（レベル比検出部７１に相当）と、前記ｄＢ値をＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データとして出力し、その後、当該ｄＢ値をＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分データとして出力する受信レベル比積分手段（受信レベル比積分部２２ｂに相当）と、前記第１の積分データを積分回数ＭＨで除算して利得制御前のレベル比平均値を算出し、さらに当該利得制御前のレベル比平均値に所定の増幅率データ（ｄＢ値）を加算した結果を、第１のレベル比平均値とし、前記第２の積分データを積分回数ＭＲで除算した結果を第２のレベル比平均値とし、当該第１のレベル比平均値と当該第２のレベル比平均値との加算値を“２”で除算した結果をレベル比データとして出力する受信レベル比平均値算出手段（受信レベル比平均値算出部２４ｂに相当）と、前記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１の積分データのラッチタイミングを制御する制御手段（制御部２３に相当）と、前記レベル比データを、所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であればレベル比データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベル比データ積分値を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積分値の真数値を電圧データとして出力する電圧データ生成手段（利得制御電圧データ生成部２６に相当）と、前記レベル比データ積分値の差分値を求め、当該差分値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算出手段（利得制御電圧増幅率算出部２７ｂに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００４４】
つぎの発明にかかる復調器にあっては、ＲＦ信号を受信するアンテナ（アンテナ１に相当）と、前記ＲＦ信号の利得を利得制御電圧によって制御する利得制御アンプ（利得可変アンプ２に相当）と、前記利得制御アンプの出力信号を受信ベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段（周波数変換部３に相当）と、前記受信ベースバンド信号をオーバーサンプリングし、ディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段（Ａ／Ｄ変換器４，５に相当）と、前記ディジタルデータに含まれる隣接波成分および雑音成分を除去し、受け取った自波の信号に対して波形整形を行い、その結果をベースバンドデータとして出力するディジタルフィルタ（ディジタルフィルタ６，７に相当）と、前記ベースバンドデータを用いて、キャリア周波数同期、キャリア位相同期、およびタイミング同期を確立し、その後、データを判定し、その結果を復調データとして出力する検波手段（検波部１０に相当）と、前記ベースバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータの受信レベルを検出するレベル検出手段と、検出された受信レベルをＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データとして出力し、その後、当該受信レベルをＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分データとして出力する受信レベル積分手段と、前記第１の積分データに所定の増幅率データを乗算し、当該乗算結果と前記第２の積分データとを加算し、当該加算結果を全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算することで、受信レベルの平均値を算出し、当該平均値を受信レベル平均データとして出力する受信レベル平均値算出手段と、前記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１の積分データのラッチタイミングを制御する制御手段と、特定の基準値と前記受信レベル平均データとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値をレベル比データとして出力する受信レベル比算出手段と、前記レベル比データを所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であればレベル比データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベル比データ積分値を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積分値の真数値を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、前記レベル比データ積分値の差分値を求め、当該差分値の真数値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算出手段と、前記電圧データに対してＤ／Ａ変換を行い、変換後のアナログ信号を前記利得制御電圧として出力するＤ／Ａ変換手段（Ｄ／Ａ変換器９に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００４５】
つぎの発明にかかる復調器にあっては、ＲＦ信号を受信するアンテナと、前記ＲＦ信号の利得を利得制御電圧によって制御する利得制御アンプと、前記利得制御アンプの出力信号を受信ベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、前記受信ベースバンド信号をオーバーサンプリングし、ディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記ディジタルデータに含まれる隣接波成分および雑音成分を除去し、受け取った自波の信号に対して波形整形を行い、その結果をベースバンドデータとして出力するディジタルフィルタと、前記ベースバンドデータを用いて、キャリア周波数同期、キャリア位相同期、およびタイミング同期を確立し、その後、データを判定し、その結果を復調データとして出力する検波手段と、前記ディジタルデータの受信レベルを算出し、その値があるしきい値以上の場合に、Ａ／Ｄ変換手段がオーバーフローしていると判定し、その判定結果をオーバーフロー検出信号として出力するオーバーフロー検出手段と、ディジタルフィルタから出力されるベースバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータの受信レベルを検出するレベル検出手段と、検出された受信レベルをＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データとして出力し、その後、当該受信レベルをＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分データとして出力する受信レベル積分手段と、前記第１の積分データに所定の増幅率データを乗算し、当該乗算結果と前記第２の積分データとを加算し、当該加算結果を全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算することで、受信レベルの平均値を算出し、当該平均値を受信レベル平均データとして出力する受信レベル平均値算出手段と、特定の基準値と前記受信レベル平均データとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値をレベル比データとして出力する受信レベル比算出手段と、前記オーバーフロー検出信号が出力された場合は、予め規定された所定の値を選択し、前記オーバーフロー検出信号が出力されていない場合は、前記レベル比データを選択し、その選択結果を選択データとして出力する選択手段と、前記選択データを所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であれば選択データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であれば選択データ積分値を−Ｔｄとし、当該選択データ積分値の真数値を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、前記選択データ積分値の差分値を求め、当該差分値の真数値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算出手段と、前記オーバーフロー検出信号が出力された場合は、前記増幅率データ、前記受信レベル積分手段内のレジスタ、および前記受信レベル平均値算出手段内のレジスタをリセットし、前記オーバーフロー検出信号が出力されていない場合は、前記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１の積分データのラッチタイミングを制御する制御手段と、前記電圧データに対してＤ／Ａ変換を行い、変換後のアナログ信号を前記利得制御電圧として出力するＤ／Ａ変換手段と、を備えることを特徴とする。
【００４６】
つぎの発明にかかる復調器において、前記積分回数ＭＲと前記積分回数ＭＨの合計は、２のべき乗の値をとることを特徴とする。
【００４７】
つぎの発明にかかる復調器にあっては、初期時、前記受信レベル積分手段が、前記レベル検出手段で検出した受信レベルをＭＲ回にわたって積分し、前記受信レベル平均値算出手段が、前記積分結果を全積分回数ＭＲで除算することで、受信レベルの平均値を算出し、前記制御手段が、前記積分動作の開始／終了タイミングを制御することを特徴とする。
【００４８】
つぎの発明にかかる復調器において、前記積分回数ＭＲは、２のべき乗の値をとることを特徴とする。
【００４９】
つぎの発明にかかる復調器にあっては、前記受信レベル比算出手段をＲＯＭで構成することを特徴とする。
【００５０】
つぎの発明にかかる復調器にあっては、前記電圧増幅率算出手段および前記電圧データ生成手段における真数変換部分をＲＯＭで構成することを特徴とする。
【００５１】
つぎの発明にかかる復調器にあっては、ＲＦ信号を受信するアンテナと、前記ＲＦ信号の利得を利得制御電圧によって制御する利得制御アンプと、前記利得制御アンプの出力信号を受信ベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、前記受信ベースバンド信号をオーバーサンプリングし、ディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記ディジタルデータに含まれる隣接波成分および雑音成分を除去し、受け取った自波の信号に対して波形整形を行い、その結果をベースバンドデータとして出力するディジタルフィルタと、前記ベースバンドデータを用いて、キャリア周波数同期、キャリア位相同期、およびタイミング同期を確立し、その後、データを判定し、その結果を復調データとして出力する検波手段と、前記ベースバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータの受信レベルを算出し、さらに特定の基準値と当該受信レベルとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値を受信レベル比検出値として出力する受信レベル比検出手段と、前記ｄＢ値をＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データとして出力し、その後、当該ｄＢ値をＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分データとして出力する受信レベル比積分手段と、前記第１の積分データを積分回数ＭＨで除算して利得制御前のレベル比平均値を算出し、さらに当該利得制御前のレベル比平均値に所定の増幅率データ（ｄＢ値）を加算した結果を、第１のレベル比平均値とし、前記第２の積分データを積分回数ＭＲで除算した結果を第２のレベル比平均値とし、当該第１のレベル比平均値と当該第２のレベル比平均値との加算値を“２”で除算した結果をレベル比データとして出力する受信レベル比平均値算出手段と、前記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１の積分データのラッチタイミングを制御する制御手段と、前記レベル比データを、所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であればレベル比データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベル比データ積分値を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積分値の真数値を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、前記レベル比データ積分値の差分値を求め、当該差分値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算出手段と、前記電圧データに対してＤ／Ａ変換を行い、変換後のアナログ信号を前記利得制御電圧として出力するＤ／Ａ変換手段と、を備えることを特徴とする。
【００５２】
つぎの発明にかかる復調器において、前記ディジタルフィルタは、デシメーションフィルタと波形整形フィルタで構成され、前記デシメーションフィルタが、デシメーションの回数をｍとした場合に、間引きした後の出力データのレベルを２m倍し、前記波形整形フィルタが、前記デシメーションフィルタから出力されるデータを、当該データのオーバーサンプル数で除算することを特徴とする。
【００５３】
つぎの発明にかかる復調器において、前記検波手段は、データ判定に軟判定処理を採用することを特徴とする。
【００５４】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかる自動利得制御装置および復調器の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００５５】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる復調器の実施の形態１の構成を示す図である。図１において、１はアンテナであり、２は利得可変アンプであり、３は周波数変換部であり、４，５はＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）であり、６，７はディジタルフィルタであり、８は自動利得制御装置であり、９はＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）であり、１０は検波部である。また、自動利得制御装置８において、２１はレベル検出部であり、２２は受信レベル積分部であり、２３は制御部であり、２４は受信レベル平均値算出部であり、２５は受信レベル比算出部であり、２６は利得制御電圧データ生成部であり、２７は利得制御電圧増幅率算出部である。
【００５６】
また、受信レベル積分部２２において、３１は加算器であり、３２はＤフリップフロップであり、受信レベル平均値算出部２４において、３３はＤフリップフロップであり、３４は乗算器であり、３５は加算器であり、３６は除算器であり、受信レベル比算出部２５において、３７は除算器であり、３８はｄＢ変換器であり、利得制御電圧データ生成部２６において、３９は加算器であり、４０はＤフリップフロップであり、４１はリミタであり、４２は真数変換部であり、利得制御電圧増幅率算出部２７において、４３はＤフリップフロップであり、４４は加算器であり、４５は真数変換部である。
【００５７】
また、図２は、ディジタルフィルタ６および７の構成を示す図である。なお、前述した図１１と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。図２において、５１はデシメーションフィルタであり、５２は波形整形フィルタであり、５３ａ，５３ｂ，５３ｃ，５３ｄは３ｄＢ増幅部である。また、図３は、波形整形フィルタ５２の構成を示す図である。なお、前述した図９と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。図３において、５４は減衰部である。
【００５８】
以下、上記本実施の形態の復調器の動作について説明する。まず、アンテナ１では、ＰＳＫ変調が行われたバースト信号を受信する。利得可変アンプ２では、Ｄ／Ａ変換後の自動利得制御装置８出力の制御電圧に基づいて、受信信号の利得を制御する。
【００５９】
周波数変換部３では、周波数ｆR帯の受信信号に対して検波部１０から出力される周波数ｆR´のローカル信号を乗算する。そして、乗算によって生じた２つの周波数成分ｆR＋ｆR´，ｆR−ｆR´から、高調波成分ｆR＋ｆR´を除去し、受信信号をベースバンド帯の信号（ベースバンド信号）に周波数変換する。
【００６０】
Ａ／Ｄ変換器４では、検波部１０からのサンプリングクロックを用いてベースバンド信号の同相成分をオーバーサンプルし、ディジタルデータであるベースバンド同相データ系列Ｉi（ｉ＝１，２，３，…）に変換する。同様に、Ａ／Ｄ変換器５では、検波部１０からのサンプリングクロックを用いてベースバンド信号の直交成分をオーバーサンプルし、ディジタルデータであるベースバンド直交データ系列Ｑi（ｉ＝１，２，３，…）に変換する。
【００６１】
ディジタルフィルタ６では、ベースバンド同相データ系列Ｉiを、ディジタルフィルタ７では、ベースバンド同相データ系列Ｑiを、それぞれフィルタリングし、ベースバンド信号に含まれる雑音成分および干渉波成分を除去する。その際、デシメーションフィルタ５１と波形整形フィルタ５２は、伝送レートＲｓ（≦ＲＸ）がどのような値でも、受信レベルＥiの平均値を、常にＲｓの最大値ＲＸ送信時の受信レベルＥＸとするデータ系列Ｉｄi，Ｑｄiを出力する。なお、各ディジタルフィルタのそれ以外の動作については、従来のディジタルフィルタ１０６，１０７と同様である。
【００６２】
たとえば、デシメーションフィルタ出力データのオーバーサンプル数ｏｖｓの範囲を、２≦ｏｖｓ＜４とした場合、各ディジタルフィルタでは、まず、デシメーションフィルタ５１内のｍ個の３ｄＢ増幅部５３ａ〜５３ｄが、ハーフバンドフィルタ１４５ａ〜１４５ｄの出力信号を３ｄＢ増幅（すなわち、振幅を√２倍に増幅）する。そして、波形整形フィルタ５２内の減衰部５４が、加算器１４４の出力信号を√（ｏｖｓ）で除算する。
【００６３】
これにより、受信レベルＥiの平均値ＥＰは、従来例における受信レベルＥiの平均値ＥＭ（式（４）参照）のＧｒ＝２m／（ｏｖｓ）倍となるため、伝送レートＲｓに関係無く、（６）式が成立し、一定値が得られる。
ＥＰ＝Ｇｒ×ＥＭ＝ＥＸ                                        （６）
【００６４】
以上の処理によって、受信レベルＥiの平均値ＥＰは、伝播距離や降雨の有無等、無線伝送路の状態によってのみ変化し、伝送レートの値によって変化することはない。
【００６５】
検波部１０では、従来と同様の手順で、ディジタルフィルタ６から出力されるデータ系列Ｉｄi（ｉ＝１，２，３，・・・）、およびディジタルフィルタ７から出力されるデータ系列Ｑｄi（ｉ＝１，２，３，・・・）に基づいて、サンプリングクロックのタイミング位相差、受信信号とローカル信号とのキャリア周波数偏差Δｆ＝（ｆR−ｆR´）、およびキャリア位相差を求める。そして、これらを補正する制御をサンプリングクロックおよびローカル信号に与え、タイミング同期、キャリア周波数同期、およびキャリア位相同期を確立する。また、検波部１０では、各同期を確立後、同期検波（あるいは遅延検波）によってデータを判定し、判定したデータを復調データとして出力する。
【００６６】
データ系列Ｉｄi，Ｑｄiの振幅値は、伝送レートが低い場合も、式（６）の処理によって十分大きな値に増幅されるため、データ系列Ｉｄi，Ｑｄiの有効ビット数は十分確保される。よって、検波部１０では、復調データを軟判定（soft decision）することも容易である。
【００６７】
つぎに、本実施の形態の自動利得制御装置８の動作を詳細に説明する。従来の自動利得制御装置１０８では、受信レベルＥiと基準レベルとのレベル差を検出し、利得制御を複数回にわたって行い、徐々にレベル差を“０”に引込む制御を行っていた。これに対し、本実施の形態の自動利得制御装置８では、受信レベルＥiの平均値を求め、その平均値と基準レベルとのレベル差を打ち消す利得制御を行うため、基本的に１回の利得制御で引込み動作を完了する。
【００６８】
まず、レベル検出部２１では、従来と同様に、式（１）にしたがってデータ系列Ｉｄi，Ｑｄiから受信レベルＥiを出力する。受信レベル積分部２２では、（７）式、（８）式によって受信レベルＥiを積分する。この積分は、ある周期Ｌで２回にわたって行われる。
【００６９】
【数１】
0003824871.tif 000002
【００７０】
【数２】
0003824871.tif 000003
【００７１】
第１回目の積分は、利得制御を行った後も、しばらくの間（＝ディジタルフィルタ６，７の処理時間）出力される利得制御前の受信レベルＥiを積分する。ただし、積分回数をＭＨ、積分結果をＳＨとする。第２回目の積分は、利得制御後の受信レベルＥiを積分する。ただし、積分回数をＭＲ、積分結果をＳＲとする。なお、上記積分処理のタイミングは、制御部２３によって管理される。
【００７２】
受信レベル平均値算出部２４では、（９）式によって利得制御後の受信レベルＥiの平均値ＡＥを算出する。
ＡＥ＝（ＳＲ＋ＳＨ×Ｇａ）／（ＭＨ＋ＭＲ）                  （９）
ただし、Ｇａは、利得制御による電圧の増幅率であり、利得制御前の電圧データをＶk-1、利得制御後の電圧データをＶkとすると、（１０）式で表すことができる。
Ｇａ＝Ｖk／ Ｖk-1                                          （１０）
【００７３】
ここで、上記（９）式による受信レベルＥiの平均値ＡＥの算出方法を図面にしたがって説明する。まず、Ｄフリップフロップ３３が、（７）式によって求めた利得制御前の受信レベルＥiの積分値ＳＨをラッチする。つぎに、乗算器３４が、制御部２３からのラッチ信号によってラッチされた積分値ＳＨに、Ｇａを乗算する。この乗算により、利得制御前の受信レベルＥiの積分値ＳＨから、利得制御後の受信レベルＥiの積分値ＳＨ´を得ることができる。つぎに、加算器３５が、（８）式によって求めた利得制御後の受信レベルＥiの積分値ＳＲと、乗算器３４の出力ＳＨ´と、を加算する。最後に、除算器３６が、加算器３５の出力を（ＭＨ＋ＭＲ）で除算し、受信レベルＥiの平均値ＡＥを出力する。なお、（ＭＨ＋ＭＲ）の値を２のべき乗とすれば、除算はビットシフトで実現でき、除算の回路化が容易となる。
【００７４】
受信レベル比算出部２５では、除算器３７が、基準レベル値と受信レベルＥiの平均値ＡＥとの比を求め、ｄＢ変換部３８が、その比をｄＢ表記に変換して出力する。なお、受信レベル比算出部２５では、除算処理およびｄＢ変換処理にて複雑な演算を行うため、回路規模が増大するが、通常、基準レベル値は固定値であるため、入力である平均値ＡＥが判れば、出力であるレベル比を決定できる。したがって、受信レベル比算出部２５は、ＲＯＭを用いることにより小さな回路規模で実現できる。
【００７５】
利得制御電圧データ生成部２６では、受信レベル比算出部２５で求めたレベル比ＬＲkを、加算器３９およびＤフリップフロップ４０を用いて積分し、その積分結果を真数表記に変換して出力する。この出力データが、利得可変アンプ２を制御する電圧データＶkである。ただし、ｋは自動利得制御装置８が行う利得制御の回数に応じて増加する整数値である（ｋ＝１，２，３，・・・）。
【００７６】
また、リミタ４１では、電圧データＶkをＤ／Ａ変換器９の入力レンジ内に保持するために設けられており、Ｄフリップフロップ４０の出力値ＤＶによって、以下の３通りの値を出力する。
▲１▼ＤＶが、しきい値±Ｔｄ以内の場合（−Ｔｄ≦ＤＶ≦Ｔｄ）；ＤＶを出力
▲２▼ＤＶが、しきい値−Ｔｄより小さい値を示す場合（ＤＶ＜−Ｔｄ）；−Ｔｄを出力
▲３▼ＤＶが、しきい値Ｔｄより大きい値を示す場合（ＤＶ＞Ｔｄ）；Ｔｄを出力
【００７７】
また、真数変換部４２では、リミタ４１の出力を真数に変換し、変換後のデータを電圧データＶkとして出力する。なお、真数変換部４２についても、ＲＯＭを用いることで複雑な真数変換演算が不要となり、回路規模を削減することができる。
【００７８】
利得制御電圧増幅率算出部２７では、利得制御による電圧の増幅率Ｇａを求める。増幅率Ｇａは（１０）式による除算で求まるが、除算処理には大規模な回路が必要となるため、ｄＢ値であるリミタ４１の出力を差分して、（１）式と同様の処理を実現する。すなわち、Ｄフリップフロップ４３が、１つ前の電圧データのｄＢ値ｌｏｇ10（Ｖk-1）（＝リミタ４１の出力）をラッチし、加算器４４が、現在の電圧データのｄＢ値ｌｏｇ10（Ｖk）から、１つ前の電圧データのｄＢ値ｌｏｇ10（Ｖk-1）を減算する。ｄＢ値の減算は、真数の除算を意味するが、ここでは、（１０）式で行われる除算の役割を加算器４４が担う。そして、真数変換部４５が、加算器４４の出力を真数に変換し、変換後の信号を利得制御による電圧の増幅率Ｇａとして出力する。なお、真数変換部４５は、たとえば、ＲＯＭを用いて実現される。
【００７９】
最後に、Ｄ／Ａ変換器９では、従来と同様に、電圧データＶkをアナログ信号に変換して、利得可変アンプ２に与える。
【００８０】
以上、ここまでは、通常時（ｋ≧２）の自動利得制御装置８の動作について説明を行った。以降では、初期時（ｋ＝１）における自動利得制御装置８の動作について説明する。図４は、自動利得制御装置８のｋ＝１，２，…までの動作を示すタイミングチャートである。すなわち、自動利得制御装置８を含む上記復調器が、時刻ｔ＝０から受信動作を開始した場合を示している。
【００８１】
時刻ｔ＝０において、ディジタルフィルタ６，７の各レジスタは、“０”であるため、ディジタルフィルタ６，７から出力されるデータ系列Ｉｄi，Ｑｄiは、しばらくの間（＝ディジタルフィルタの処理時間）、“０”に近い値を出力する。よって、受信レベルＥiは、この間、実際の受信レベルではない“０”に近い値を示す（図中の時間▲１▼に相当）。
【００８２】
受信レベル積分部２２では、この間の無意味な受信レベルＥiを、式（７）にしたがってＭＨ回にわたって積分し、積分結果ＳＨ1を出力するが、ｋ＝１の時だけ増幅率Ｇａ0を“０”とすることで、受信レベル平均値算出部２４における受信レベルの算出に、増幅率Ｇａ0を用いないようにする。
【００８３】
受信レベルＥiは、動作開始後しばらくして有意な値になる（図中の時間▲２▼に相当）。そこで、受信レベル積分部２２では、この間の有意な受信レベルＥiを式（８）にしたがって、ＭＲ回にわたって積分し、積分結果ＳＲ1を出力する。したがって、ｋ＝１回目における受信レベル平均値ＡＥ1は、ＭＲ回にわたって積分した結果ＳＲ1だけを用いて求める必要があるため、式（９）ではなく、次式（１１）を用いて求める。ここで、Ｇａ0は“０”であるため、実際は、ＳＲ1をＭＲで除算してＡＥ1を求めている。なお、ＭＲも２のべき数であれば、複雑な演算処理で行う除算をビットシフトで実現できる。
ＡＥ1＝（ＳＲ1+ＳＨ1×Ｇａ0）／ＭＲ                        （１１）
【００８４】
自動利得制御装置８では、上記のように算出されたＡＥ1に基づいて、受信レベルＥiを基準レベルとするｋ＝１回目の電圧データＶ1と増幅率Ｇａ1を算出する。なお、Ｋ＝１の初期動作時の場合、Ｄフリップフロップ４３は“０”であるため、Ｖ1＝Ｇａ1となる。
【００８５】
その後、第１回目の利得制御が行われた後（ｋ≧２）、自動利得制御装置８では、前述したｋ≧２以降の処理を行う。すなわち、第１回目の利得制御が行われた後もしばらくの間、第１回の利得制御前のデータがディジタルフィルタ６，７に残っているため、受信レベルＥiは、この間（図中の時間▲３▼に相当）、第１回の利得制御前の値となる。このとき、受信レベル積分部２２では、この間の受信レベルＥiをＭＨ回にわたって積分し、受信レベル平均値算出部２４では、この積分結果ＳＨ2に増幅率Ｇａ1を乗算することで、利得制御した積分結果ＳＨ2´を求める。
【００８６】
つぎに、受信レベルＥiは、第１回の利得制御による変化が生じる（図中の時間▲４▼）。このとき、受信レベル積分部２２では、この間の有意な受信レベルＥiをＭＲ回にわたって積分し、積分結果ＳＲ2を出力する。したがって、Ｋ＝１回目と異なり、積分結果ＳＨ2´も有意な情報であるため、ｋ＝２回目における受信レベル平均値ＡＥ2は、ＭＨ回にわたって積分した結果ＳＨ2´と、ＭＲ回にわたって積分した結果ＳＲ2の両方を用いて、すなわち、式（９）を用いて、求めることができる。
【００８７】
自動利得制御装置８では、上記のように算出されたＡＥ2に基づいて、受信レベルＥiを基準レベルとするｋ＝２回目の電圧データＶ2と増幅率Ｇａ2を算出する。なお、ｋ≧３では、上記ｋ＝２の場合と同様に、（ＭＨ＋ＭＲ）個の受信レベルＥiを用いた利得制御が繰り返し実行される。
【００８８】
式（９）と式（１１）を比較しても明らかなように、Ｋ−１の方が平均化に使用するＥiのデータ数がＭＨ個だけ少ないため、利得制御の正確さは、Ｋ＝２より多少劣り、たとえば、図４に示すように、受信レベルＥiは、時間▲４▼〜▲５▼にかけて基準レベルより若干異なった値を示す場合がある。しかしながら、ｋ≧２では正確な利得制御が行われ、図９に示すように、時間▲６▼では、受信レベルＥiは基準レベルにほぼ一致する。なお、多少の性能の劣化を許容できるのであれば、積分結果ＳＲkだけを用いて、回路規模を削減することとしてもよい。この場合は、ｋの値に関係無く、受信レベル平均値AEkは、次式（１２）で求められる。
ＡＥk＝ＳＲk／ＭＲ                                          （１２）
【００８９】
この場合、図１における利得制御電圧増幅率算出部２７、受信レベル平均値算出部２４内のＤフリップフロップ３３、乗算器３４、および加算器３５を削除することができる。
【００９０】
このように、本実施の形態の自動利得制御装置においては、受信レベルＥiを平均化し、その結果に基づいて、受信レベルを基準値とする直接的な利得制御を行い、制御回数が１回ないし２回で引込み動作を完了する構成とした。これにより、引込み時間の大幅な短縮を実現することができる。
【００９１】
また、本実施の形態の自動利得制御装置において、第２回目以降の利得制御については、ディジタルフィルタの信号処理にかかる時間が経過するまでに出力される利得制御前の受信レベルＥiと、利得制御後の受信レベルＥiと、の両方を用いて受信レベルの平均値を算出し、その結果に基づいて、受信レベルを基準値とする利得制御を行う。これにより、従来例における利得制御と比較して、引込み後の高精度な利得制御を実現することができる。
【００９２】
また、本実施の形態の自動利得制御装置においては、ディジタルフィルタにおける信号増幅制御（式（６）参照）により、常に受信レベルＥiの有効ビット数を多く確保することができるため、伝送レートに関係無く、正確な利得制御を実現することができる。
【００９３】
また、本実施の形態の復調器においては、自動利得制御装置８による高速かつ高精度な利得制御により、バースト信号が入力されてから短時間で良好なビット誤り率特性を実現することができる。
【００９４】
また、本実施の形態の復調器においては、ディジタルフィルタにおける信号増幅制御（式（６）参照）により、常にディジタルフィルタ出力のデータの有効ビット数を多く確保することができるため、伝送レートに関係無く、正確な軟判定を実現することができる。また、同様の信号増幅制御により、基準レベル値を伝送レートに関係無く、一定に保つことができるため、無調整化を達成できる。
【００９５】
なお、本実施の形態では、デシメーションフィルタ５１でオーバーサンプル数ｏｖｓの範囲を、２≦ｏｖｓ＜４とする場合を一例として説明したが、ロールオフ率が３５％程度と低く、さらに自波の占める周波数占有帯域幅が狭い場合については、デシメーションフィルタ５１でオーバーサンプル数ｏｖｓの範囲を、１．５≦ｏｖｓ＜３としてもよい。
【００９６】
この場合、ｍは以下のようにして求める。まず、ｍ´を次式（１３）にしたがって求める。
ｍ´＝ｉｎｔ［ｌｏｇ2（ｆsamp／（Ｒｓ））］                （１３）
つぎに、ＭＱを次式（１４）にしたがって求める。
ＭＱ＝（ｆsamp／（Ｒｓ＊２m´））                          （１４）
最後に、ｍを次式（１５）にしたがって求める。
ｍ＝ｍ´      （ＭＱ≧１．５）
ｍ＝ｍ´−１  （ＭＱ＜１．５）                              （１５）
【００９７】
なお、ｏｖｓは、上記式（１３）〜（１５）で求めたｍを式（３）に代入して求める。この場合も、前記式（４）は成立するため、ディジタルフィルタ６，７において、式（６）を用いて増幅量Ｇｒを算出する。このように、デシメーションフィルタ５１で、オーバーサンプル数ｏｖｓの範囲を、（２≦ｏｖｓ＜４）→（１．５≦ｏｖｓ＜３）とすることにより、後段の波形整形フィルタ５２のシフトレジスタの段数を軽減することができるため、ディジタルフィルタの回路規模を低減することができる。
【００９８】
実施の形態２．
図５は、本発明にかかる自動利得制御装置および復調器の実施の形態２の構成を示す図である。なお、前述の実施の形態１と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。図５において、８ａは自動利得制御装置であり、２３ａは制御部であり、６１はオーバーフロー検出部であり、６２は選択部である。
【００９９】
前述したように、実施の形態１では、自波以外に隣接波も受信し、ディジタルフィルタにおいて当該隣接波を除去している。このような処理は、アナログフィルタの特性を固定（無調整）にしながら、伝送レート（すなわち、自波の帯域幅）を自由に変えられるような要望からきている。
【０１００】
たとえば、Ａ／Ｄ変換器の前に位置するアナログフィルタの周波数特性は、伝送レートが最も高い場合（即ち自波の帯域が最も広い場合）に対応して広帯域とする必要があるため、伝送レートが低いような場合、すなわち、自波の帯域が狭い場合、Ａ／Ｄ変換器は、自波と別の周波数で使用している隣接波とを同時に受信することになる。
【０１０１】
図６は、Ａ／Ｄ変換器入力の受信信号の周波数スペクトラムを示す図である。なお、図６（ａ）が時刻ｔ1の周波数スペクトラムを表し、（ｂ）が時刻ｔ2の周波数スペクトラムを表し、（ｃ）が時刻ｔ3の周波数スペクトラムを表す。また、ここでは、実線が自波、点線が隣接波をそれぞれ表す。
【０１０２】
図示のとおり、他のユーザーが使用している隣接波の出現および消失は不規則であるため（たとえばｔ1→ｔ2→ｔ3のように）、Ａ／Ｄ変換器入力の受信レベルも時間とともに変動し、その変動は急激になる場合も予想される。たとえば、時刻ｔ1のように、隣接波が１波しか存在していないと、Ａ／Ｄ変換器入力の受信レベルは低いが、時刻ｔ2のように、隣接波が６波存在すると、Ａ／Ｄ変換器入力の受信レベルは非常に高くなる。このとき、Ａ／Ｄ変換器における入力レベルの急激な変動は予期できず、他のユーザーが同時に通信を始めた場合、Ａ／Ｄ変換器の入力レベルは急激に増加する。
【０１０３】
そして、復調器が非常にレベルが低い無信号を受信している状態で、たとえば、自波と隣接波のタイミングが一致し、急激なＡ／Ｄ変換器における入力レベルの増加が生じると、入力信号は最大入力レンジを越え（オーバーフローが発生し）、Ａ／Ｄ変換器の出力は不確かなものとなる。
【０１０４】
このような場合には、自動利得制御装置の引込み特性や復調器のビット誤り率特性が劣化してしまう場合が考えられる。本実施の形態においては、このような問題を解決する。
【０１０５】
以下、上記問題を解決する実施の形態２の自動利得制御装置８ａの動作について説明する。まず、自動利得制御装置８ａでは、ディジタルフィルタ６，７の出力以外に、さらに、Ａ／Ｄ変換器４，５の出力データＩＡi，ＱＡiを用いる。そして、オーバーフロー検出部６１では、各Ａ／Ｄ変換器の出力データＩＡi，ＱＡiから、そのときの受信電力ＷＡiを、次式（１６）で求める。
ＷＡi＝ＩＡi2＋ＱＡi2                                      （１６）
【０１０６】
つぎに、オーバーフロー検出部６１では、受信電力ＷＡiをある特定の値Ｗｔｈと比較し、次式（１７）を満たす場合に、各Ａ／Ｄ変換器がオーバーフローを起こしていると判定し、オーバーフロー検出信号を出力する。
ＷＡi≧Ｗｔｈ                                              （１７）
【０１０７】
そして、オーバーフロー検出部６１でオーバーフローを起こしていると判定された場合には、以下の動作が行われる。まず、選択部６２では、受信レベル比算出部２５の情報を無視し、制御ステップ幅［ｄＢ］に相当するＸＤ（＜０）を利得制御電圧データ生成部２６に対して出力する。ＸＤは、たとえば、−６［ｄＢ］など、利得制御ステップ幅が大きくなるように設定する。つぎに、制御部２３ａでは、受信レベル積分部２２内のＤフリップフロップ３２（レジスタ）、受信レベル平均値算出部２４内のＤフリップフロップ３３（レジスタ）、およびその時のＧａkの値を“０”にリセットして、オーバーフロー発生時の確からしくない状態をリセット状態に戻す。
【０１０８】
一方、オーバーフロー検出部６１でオーバーフローを起こしていないと判定された場合には、実施の形態１の自動利得制御装置８と同様の動作が行われる。具体的にいうと、選択部６２では、受信レベル比算出部２５の情報を利得制御電圧データ生成部２６に対して出力する。そして、制御部２３ａでは、前述の実施の形態１の制御部２３と同様の処理を行う。
【０１０９】
このように、本実施の形態においては、バースト捕捉時に隣接波の出現によってＡ／Ｄ変換器がオーバーフローを起こし、ディジタルフィルタ６，７から確からしくないデータが出力された場合においても、利得をＸＤ［ｄＢ］単位に下げることで、即座にオーバーフローの状態を回避する構成とした。これにより、引込み特性を劣化させることはなく、利得制御の高速引込みを実現する。
【０１１０】
また、本実施の形態においては、隣接波の出現および消失が繰り返されるバースト捕捉時においても、高速な利得制御によって、良好なビット誤り率特性を実現することができる。
【０１１１】
実施の形態３．
図７は、本発明にかかる自動利得制御装置および復調器の実施の形態３の構成を示す図である。なお、先に説明した実施の形態１と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。図７において、８ｂは自動利得制御装置であり、自動利得制御装置８ｂにおいて、７１はレベル比検出部であり、２２ｂは受信レベル比積分部であり、２４ｂは受信レベル比平均値算出部であり、２７ｂは利得制御電圧増幅率算出部である。また、受信レベル比積分部２２ｂにおいて、７２は加算器であり、７３はＤフリップフロップであり、受信レベル比平均値算出部２４ｂにおいて、７４、７６、７８は除算器であり、７５、７７は加算器である。
【０１１２】
以下、上記実施の形態３の自動利得制御装置８ｂの動作について説明する。自動利得制御装置８ｂでは、先に説明した実施の形態１の自動利得制御装置８と同程度の性能を実現しつつ、さらに回路規模を低減する。具体的にいうと、実施の形態３の自動利得制御装置８ｂでは、受信レベルを平均化後に基準レベル値と比較するのではなく、先に受信レベルと基準レベル値との比をｄＢ値で検出し、その検出値を平均化する。この処理により、自動利得制御装置８ｂでは、自動利得制御装置８における受信レベル比算出部２５（ｄＢ変換部３８を有する）、真数変換部４５および乗算器３４が不要となる。
【０１１３】
まず、レベル比検出部７１では、式（１）にしたがってデータ系列Ｉｄi，Ｑｄiから受信レベルＥiを算出し、当該算出結果と基準レベル値との比ＣＥiを求める。そして、その比をｄＢ表記で出力する。なお、レベル比検出部７１は、データ系列Ｉｄi，Ｑｄiを入力アドレスとし、ＣＥiを出力とするＲＯＭで構成できるため、小さな回路規模で実現できる。
【０１１４】
受信レベル比積分部２２ｂでは、ＣＥiを加算器７２，Ｄフリップフロップ７３を用いて積分する。積分は、先に説明した実施の形態１の自動利得制御装置８と同様、ある周期Ｌで２回にわたって行われる。この場合、第１回目の積分は、（７）式中の“Ｅj”を“ＣＥj”とする変更で実現できる。また、第２回目の積分についても、（８）式中の“Ｅj”を“ＣＥj”とする変更で実現できる。
【０１１５】
受信レベル比平均値算出部２４ｂでは、上記各レベル比の積分値から、レベル比の平均値を算出する。まず、除算器７４では、第１回目の積分値をその積分回数ＭＨで除算し、その結果を利得制御前レベル比平均値として出力する。加算器７５では、後述する利得制御電圧増幅率算出部２７ｂからの値（ｄＢ表記）と利得制御前レベル比平均値とを加算し、その結果を第１のレベル比平均値として出力する。除算器７６では、第２回目の積分値をその積分回数ＭＲで除算して利得制御前のレベル比を求め、その結果を第２のレベル比平均値として出力する。加算器７７では、第１のレベル比平均値と第２のレベル比平均値とを加算する。最後に、除算器７８では、加算器７７の加算結果を“２”で除算してレベル比の平均値を出力する。
【０１１６】
利得制御電圧データ生成部２６は、除算器７３出力であるレベル比の平均値を入力として、先に説明した実施の形態１の自動利得制御装置８と同様に動作する。
【０１１７】
利得制御電圧増幅率算出部２７ｂでは、先に説明した実施の形態１の利得制御電圧増幅率算出部２７と同様に、Ｄフリップフロップ４３と加算器４４を用いて、リミタ４１の出力を差分する。ただし、前記実施の形態１の自動利得制御装置８ｂでは、この差分値を真数変換部４５で真数に変換し、真数変換後の値とＤフリップフロップ３３の出力値とを乗算していたが、受信レベル比平均値算出部２４ｂのデータ処理がｄＢ値で行われる本実施の形態の自動利得制御装置８ｂでは、同様の処理を、リミタ４１の出力の差分値と除算器７４の出力値とを加算することで実現できる。
【０１１８】
なお、実施の形態１の自動利得制御装置８にて受信レベルの平均値と基準レベルとの比をｄＢ変換した値と、本実施の形態３の自動利得制御装置８ｂにてｄＢ変換した受信レベル比の平均値は、多少の差が生じるが、その差に起因する両者の性能の差は僅かである。
【０１１９】
以上、ここまでの説明は、通常時（図４中のｋ≧２）の自動利得制御装置８ｂの動作について説明を行った。以降では、初期時（図４中のｋ＝１）における自動利得制御装置８ｂの動作について説明する。
【０１２０】
自動利得制御装置８ｂでは、加算器７５の出力を初期動作時のみ“０”（無効）とし、除算器７８で行われる“２”の除算を行わないように制御する。この場合、受信レベル比平均値算出部２４ｂの出力値は、第２のレベル比平均値と等しくなる。
【０１２１】
なお、多少の性能劣化を許容できるのであれば、常に初期時の状態で自動利得制御装置８ｂを動作させ、“第２のレベル比平均値”だけを用いて利得制御を行うことで、回路規模を削減してもよい。また、自動利得制御装置８ｂの受信レベル比平均値算出部２４ｂと利得制御電圧データ生成部２６との間に、前述の実施の形態２の自動利得制御装置８ａにおける選択部６２を挿入し、制御部２３を制御部２３ａに変更し、さらにオーバーフロー検出部６１を図５と同じ配線で挿入する構成に拡張することで、利得制御のさらなる高速引込みを実現することとしてもよい。
【０１２２】
このように、本実施例の形態における自動利得制御装置においては、受信レベルと基準レベル値との比をｄＢ値で検出し、その検出値を平均化する構成としたため、先に説明した実施の形態１と比較して、同程度の性能を実現しつつ、回路規模をさらに削減できる。
【０１２３】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、受信レベルを平均化し、その結果に基づいて、受信レベルを基準値とする直接的な利得制御を行い、制御回数が１回ないし２回で引込み動作を完了する構成とした。これにより、引込み時間の大幅な短縮を実現することができる、という効果を奏する。また、第２回目以降の利得制御については、ディジタルフィルタの信号処理にかかる時間が経過するまでに出力される利得制御前の受信レベルと、利得制御後の受信レベルと、の両方を用いて受信レベルの平均値を算出し、その結果に基づいて、受信レベルを基準値とする利得制御を行う。これにより、従来例における利得制御と比較して、引込み後の高精度な利得制御を実現することができる、という効果を奏する。
【０１２４】
つぎの発明によれば、バースト捕捉時に隣接波の出現によってＡ／Ｄ変換器がオーバーフローを起こし、ディジタルフィルタから確からしくないデータが出力された場合においても、利得を特定値単位に下げることで、即座にオーバーフローの状態を回避する構成とした。これにより、引込み特性を劣化させることはなく、利得制御の高速引込みを実現することができる、という効果を奏する。
【０１２５】
つぎの発明によれば、積分回数ＭＲと積分回数ＭＨの合計を２のべき乗の値とすることにより、受信レベル平均値算出手段における除算をビットシフトで実現できるため、除算の回路化が容易になる、という効果を奏する。
【０１２６】
つぎの発明によれば、受信レベル積分手段がレベル検出手段で検出した受信レベルをＭＲ回にわたって積分し、さらに、受信レベル平均値算出手段がその積分結果を全積分回数ＭＲで除算することで、受信レベルの平均値を算出する構成とした。これにより、初期時の処理量を通常時と比較して大幅に削減することができる、という効果を奏する。
【０１２７】
つぎの発明によれば、積分回数ＭＲを２のべき乗の値とすることにより、ここでも、受信レベル平均値算出手段における除算をビットシフトで実現できる、という効果を奏する。
【０１２８】
つぎの発明によれば、受信レベル比算出手段をＲＯＭで構成することにより、除算処理およびｄＢ変換処理にて複雑な演算を行う必要がなくなるため、回路規模の増大を回避できる、という効果を奏する。
【０１２９】
つぎの発明によれば、電圧増幅率算出手段および電圧データ生成手段をＲＯＭで構成することにより、複雑な真数変換演算を行う必要がなくなるため、回路規模の増大を回避できる、という効果を奏する。
【０１３０】
つぎの発明によれば、受信レベルと基準レベル値との比をｄＢ値で検出し、その検出値を平均化する構成としたため、同程度の性能を維持しながら回路規模をさらに削減できる、という効果を奏する。
【０１３１】
つぎの発明によれば、高速かつ高精度な自動利得制御により、バースト信号が入力されてから短時間で良好なビット誤り率特性を実現することができる、という効果を奏する。
【０１３２】
つぎの発明によれば、隣接波の出現および消失が繰り返されるバースト捕捉時においても、高速な利得制御によって、良好なビット誤り率特性を実現することができる、という効果を奏する。
【０１３３】
つぎの発明によれば、積分回数ＭＲと積分回数ＭＨの合計を２のべき乗の値とすることにより、受信レベル平均値算出手段における除算をビットシフトで実現できるため、除算の回路化が容易になる、という効果を奏する。
【０１３４】
つぎの発明によれば、受信レベル積分手段がレベル検出手段で検出した受信レベルをＭＲ回にわたって積分し、さらに、受信レベル平均値算出手段がその積分結果を全積分回数ＭＲで除算することで、受信レベルの平均値を算出する構成とした。これにより、初期時の処理量を通常時と比較して大幅に削減することができる、という効果を奏する。
【０１３５】
つぎの発明によれば、積分回数ＭＲを２のべき乗の値とすることにより、ここでも、受信レベル平均値算出手段における除算をビットシフトで実現できる、という効果を奏する。
【０１３６】
つぎの発明によれば、受信レベル比算出手段をＲＯＭで構成することにより、除算処理およびｄＢ変換処理にて複雑な演算を行う必要がなくなるため、回路規模の増大を回避できる、という効果を奏する。
【０１３７】
つぎの発明によれば、電圧増幅率算出手段および電圧データ生成手段をＲＯＭで構成することにより、複雑な真数変換演算を行う必要がなくなるため、回路規模の増大を回避できる、という効果を奏する。
【０１３８】
つぎの発明によれば、内部の自動利得制御装置が、受信レベルと基準レベル値との比をｄＢ値で検出し、その検出値を平均化する構成としたため、同程度の性能を維持しながら回路規模をさらに削減できる、という効果を奏する。
【０１３９】
つぎの発明によれば、ディジタルフィルタにおける信号増幅制御により、常にディジタルフィルタ出力のデータの有効ビット数を多く確保することができるため、伝送レートに関係無く、正確な軟判定を実現することができる、という効果を奏する。また、同様の信号増幅制御により、基準レベル値を伝送レートに関係無く、一定に保つことができるため、無調整化を達成できる、という効果を奏する。
【０１４０】
つぎの発明によれば、データ判定に軟判定処理を採用することにより、最適なデータ復調を実現することができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明にかかる自動利得制御装置および復調器の実施の形態１の構成を示す図である。
【図２】  実施の形態１のディジタルフィルタの構成を示す図である。
【図３】  実施の形態１の波形整形フィルタの構成を示す図である。
【図４】  実施の形態１の自動利得制御装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図５】  本発明にかかる自動利得制御装置および復調器の実施の形態２の構成を示す図である。
【図６】  Ａ／Ｄ変換器入力の受信信号の周波数スペクトラムを示す図である。
【図７】  本発明にかかる自動利得制御装置および復調器の実施の形態３の構成を示す図である。
【図８】  従来の自動利得制御装置を備えたディジタル衛星通信システム用復調器の構成を示す図である。
【図９】  従来のディジタルフィルタの構成を示す図である。
【図１０】  従来の自動利得制御装置の動作を説明するための図である。
【図１１】  図９とは異なる従来のディジタルフィルタの構成を示す図である。
【符号の説明】
１  アンテナ、２  利得可変アンプ、３  周波数変換部、４，５  Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）、６，７  ディジタルフィルタ、８，８ａ，８ｂ  自動利得制御装置、９  Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）、１０  検波部、２１  レベル検出部、２２  受信レベル積分部、２２ｂ  受信レベル比積分部、２３，２３ａ  制御部、２４受信レベル平均値算出部、２４ｂ  受信レベル比平均値算出部、２５  受信レベル比算出部、２６  利得制御電圧データ生成部、２７，２７ｂ  利得制御電圧増幅率算出部、３１，３５，３９，４４，７２，７５，７７  加算器、３２，３３，４０，４３，７３  Ｄフリップフロップ、３４  乗算器、３６，３７，７４，７６，７８  除算器、３８  ｄＢ変換器、４１  リミタ、４２，４５  真数変換部、５１  デシメーションフィルタ、５２  波形整形フィルタ、５３ａ，５３ｂ，５３ｃ，５３ｄ  ３ｄＢ増幅部、５４  減衰部、６１  オーバーフロー検出部、６２  選択部、７１  レベル比検出部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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