(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
四個の半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたフライホイールダイオードとで誘導性負荷に順逆双方向に電流を流せるように構成されたＨブリッジ回路を用い、
前記各半導体スイッチング素子のうちの二個を導通状態にして電源から前記誘導性負荷に電流を供給する電流供給動作と、
前記半導体スイッチング素子のうちの一個を導通状態にし、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによってその導通状態にある半導体スイッチング素子と一個のフライホイールダイオードとで形成される閉電流経路に電流を流す転流動作と、
前記半導体スイッチング素子の四個全てを遮断状態にし、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって二個のフライホイールダイオードに電流を流す電源回生動作とのいずれか一種類の動作を行い、前記誘導性負荷に流れる電流を制御する誘導性負荷駆動方法であって、
所定周波数の駆動周期を作成し、該駆動周期の開始により前記電流供給動作を行い、該電流供給動作中に前記誘導性負荷に流れる電流が所定値以上になると電流供給動作を終了し、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させる際、
前記駆動周期の開始から所定期間を電源回生期間とし、前記電源回生期間の終了から前記駆動周期の終了までを転流期間としたときに、前記電源回生期間では前記電源回生動作を行い、前記転流期間では前記転流動作を行うようにし、
前記電流供給動作の終了が前記電源回生期間の終了後の場合は、前記電源回生動作を行わず、前記電流供給動作から前記転流動作に移行することを特徴とする誘導性負荷駆動方法。
【請求項２】
前記Ｈブリッジ回路を二回路以上駆動する請求項１記載の誘導性負荷駆動方法であって、前記各Ｈブリッジ回路を同じ駆動周期で動作させることを特徴とする誘導性負荷駆動方法。
【請求項３】
前記電源回生期間の開始から所定期間を強制導通期間とし、該強制導通期間内では、前記誘導性負荷に流れる電流の大きさに拘わらず、前記電流供給動作を継続することを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれか１項記載の誘導性負荷駆動方法。
【請求項４】
四個の半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたフライホイールダイオードとを有し、誘導性負荷を接続してＨブリッジ回路を構成したときに、前記誘導性負荷に順逆双方向に電流を流せるように構成された誘導性負荷駆動装置において、
前記各半導体スイッチング素子のうちの二個を導通状態にして電源から前記誘導性負荷に電流を供給する電流供給動作と、
前記半導体スイッチング素子のうちの一個を導通状態にし、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによってその導通状態にある半導体スイッチング素子と一個のフライホイールダイオードとで形成される閉電流経路に電流を流す転流動作と、
前記半導体スイッチング素子の四個全てを遮断状態にし、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって二個のフライホイールダイオードに電流を流す電源回生動作とのいずれか一種類の動作を前記Ｈブリッジ回路に行わせ、前記誘導性負荷に流れる電流を制御する制御回路と、
所定周波数の駆動周期を作成するタイミング信号発生回路とを有し、
前記制御回路は、前記駆動周期の開始により前記電流供給動作を行わせ、該電流供給動作中に前記誘導性負荷に流れる電流が所定値以上になると電流供給動作を終了させ、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させる際、
前記駆動周期の開始から所定期間を電源回生期間とし、前記電源回生期間の終了から前記駆動周期の終了までを転流期間としたときに、前記電源回生期間では前記電源回生動作を行わせ、前記転流期間では前記転流動作を行わせ、
前記電流供給動作の終了が前記電源回生期間の終了後の場合は、前記電源回生動作を行わず、前記電流供給動作から前記転流動作に移行するように構成されたことを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項５】
前記制御回路を複数有し、Ｈブリッジ回路を二回路以上駆動する請求項４記載の誘導性負荷駆動装置であって、前記各制御回路は同じ駆動周期で動作するように構成されたことを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項６】
前記制御回路は、前記電源回生期間初期の所定期間を強制導通期間とし、該強制導通期間内では、前記誘導性負荷に流れる電流の大きさに拘わらず、前記電流供給動作を継続させるように構成されたことを特徴とする請求項４又は請求項５のいずれか１項記載の誘導性負荷駆動装置。
【請求項７】
四個の半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたフライホイールダイオードとで誘導性負荷に順逆双方向に電流を流せるように構成されたＨブリッジ回路を二回路以上用い、
一回路の前記Ｈブリッジ回路は、前記各半導体スイッチング素子のうちの二個を導通状態にして電源から前記誘導性負荷に電流を供給する電流供給動作と、
前記半導体スイッチング素子のうちの一個を導通状態にし、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによってその導通状態にある半導体スイッチング素子と一個のフライホイールダイオードとで形成される閉電流経路に電流を流す転流動作と、
前記半導体スイッチング素子の四個全てを遮断状態にし、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって二個のフライホイールダイオードに電流を流す電源回生動作とのいずれか一種類の動作を行い、前記誘導性負荷に流れる電流を制御する誘導性負荷駆動方法であって、
所定周波数の駆動周期を作成し、前記各Ｈブリッジ回路を同じ駆動周期で動作させ、
該駆動周期の開始により前記電流供給動作を行い、該電流供給動作中に前記誘導性負荷に流れる電流が所定の基準値以上になると電流供給動作を終了し、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させる際、
前記駆動周期の開始から所定期間を電源回生期間とし、前記各Ｈブリッジ回路の前記電源回生期間の始期と終期をそれぞれ同時刻にし、
前記電源回生期間の終了から前記駆動周期の終了までを転流期間とし、前記各Ｈブリッジ回路の前記転流期間の始期と終期をそれぞれ同時刻にしたときに、前記電源回生期間では前記電源回生動作を行い、前記転流期間では前記転流動作を行うようにしたことを特徴とする誘導性負荷駆動方法。
【請求項８】
前記電源回生期間の開始から所定期間を強制導通期間とし、該強制導通期間内では、前記誘導性負荷に流れる電流の大きさに拘わらず、前記電流供給動作を継続することを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれか１項記載の誘導性負荷駆動方法。
【請求項９】
前記基準値を変更し、前記誘導性負荷に流す電流を変更する請求項７又は請求項８のいずれか１項記載の誘導性負荷駆動方法。
【請求項１０】
四個の半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたフライホイールダイオードとを有し、誘導性負荷を接続して一個のＨブリッジ回路を構成したときに、前記Ｈブリッジ回路を二回路以上有し、前記各Ｈブリッジ回路の前記誘導性負荷に順逆双方向に電流を流せるように構成された誘導性負荷駆動装置において、
前記各Ｈブリッジ回路は、
前記各半導体スイッチング素子のうちの二個を導通状態にして電源から前記誘導性負荷に電流を供給する電流供給動作と、
前記半導体スイッチング素子のうちの一個を導通状態にし、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによってその導通状態にある半導体スイッチング素子と一個のフライホイールダイオードとで形成される閉電流経路に電流を流す転流動作と、
前記半導体スイッチング素子の四個全てを遮断状態にし、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって二個のフライホイールダイオードに電流を流す電源回生動作とのいずれか一種類の動作を前記Ｈブリッジ回路に行わせ、前記誘導性負荷に流れる電流を制御する複数の制御回路と、
所定周波数の駆動周期を作成するタイミング信号発生回路とを有し、
前記各制御回路は、前記タイミング信号発生回路から、同じ駆動周期の信号が供給され、
前記各制御回路は、それぞれ異なる前記Ｈブリッジ回路を制御し、前記各Ｈブリッジ回路に、前記駆動周期の開始により前記電流供給動作を行わせ、該電流供給動作中に前記誘導性負荷に流れる電流が所定の基準値以上になると電流供給動作を終了させ、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させる際、
前記駆動周期の開始から所定期間が電源回生期間とされ、前記各Ｈブリッジ回路の前記電源回生期間の始期と終期がそれぞれ同時刻にされ、
前記電源回生期間の終了から前記駆動周期の終了までが転流期間とされ、前記各Ｈブリッジ回路の前記転流期間の始期と終期がそれぞれ同時刻にされ、
前記各Ｈブリッジ回路は、前記電源回生期間では前記電源回生動作が行われ、前記転流期間では前記転流動作が行われるように構成されたことを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項１１】
前記制御回路は、前記電源回生期間初期の所定期間を強制導通期間とし、該強制導通期間内では、前記誘導性負荷に流れる電流の大きさに拘わらず、前記電流供給動作を継続させるように構成されたことを特徴とする請求項１０記載の誘導性負荷駆動装置。
【請求項１２】
前記基準値は変更可能に構成された請求項１０又は請求項１１のいずれか１項記載の誘導性負荷駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は半導体スイッチング素子を用いて誘導性負荷を駆動する技術にかかり、特に、Ｈブリッジを構成して誘導性負荷を駆動する誘導性負荷駆動方法、及びその方法を実現する誘導性負荷駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、ステッピングモーターは、回転可能な可動磁石から成るローターを有しており、その周囲に電磁石から成る駆動コイルが複数個配置されて構成されている。それら駆動コイルを選択し、所定の大きさの電流をパルス状に流すことで、ローターの位置や回転数をオープンループで制御できるため、近年では便利なモーターとして広く用いられている。
【０００３】
一般に、ステッピングモーターは、誘導性の負荷であり、そのような負荷を駆動する方法には、一定の方向に電流を流すユニポーラ駆動方法や、正逆いずれの向きにも電流を流せるバイポーラ駆動方式が広く使用されている。いずれの駆動方式でもその誘導性負荷に一定の大きさのスイッチング電流を流すために、電源から供給した電流が所定値以上になったときに、半導体スイッチング素子に逆並列接続したフライホイールダイオードに電流を流し、誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させることで、その誘導性負荷に流れる電流を減衰させている。
【０００４】
そのような誘導性負荷駆動方法の一例を図５に示す。
図５の符号１０２は、従来技術の誘導性負荷駆動装置であり、ステッピングモータ内の誘導性負荷１３１と。４つのトランジスタ１１１〜１１４とでＨブリッジ回路が構成されている。上側のトランジスタ１１１、１１２は電源１３２に接続され、下側のトランジスタ１１４、１１３は、電流検出抵抗１３３を介してグラウンド電位に接続されている。
【０００５】
上側のトランジスタ１１１、１１２には、フライホイールダイオード１２１、１２２がそれぞれ逆並列接続されており、下側のトランジスタ１１３、１１４と電流検出抵抗１３３の間には、同様にフライホイールダイオード１２３、１２４がそれぞれ逆並列接続されている。
【０００６】
各トランジスタ１１１〜１１４のベース端子は制御回路１３４に接続され、該制御回路１３４によって動作が制御されるように構成されており、いま、トランジスタ１１１、１１３が導通し、トランジスタ１１２、１１４が遮断しているものとする。この状態では、電源１３２から誘導性負荷１３１に符号１４１で示す方向に供給電流が供給される。
【０００７】
その供給電流１４１が電流検出抵抗１３３に流れ、電流検出抵抗１３３に生じた電圧が、基準電圧１３６よりも大きくなったときに、コンパレータ１３５の出力は反転し、制御回路１３４はその出力反転を検出して供給電流１４１を停止させ、誘導性負荷１３１に流れる電流を減衰させる。そして、所定時間の経過の後、再び誘導性負荷１３１に対し、電源１３２から供給電流１４１を流し、コンパレーター１３５に反転によって供給電流１４１を停止させる。このような動作を繰り返すことで、誘導性負荷１３１に流れるスイッチング電流が所定レベルを維持できるようにしている。
【０００８】
制御回路１３４が電源１３２からの供給電流１４１を停止させ、誘導性負荷１３１に流れる電流を減衰させる際には、二種類の方法がある。
【０００９】
一つは、トランジスタ１１１〜１１４の全てを遮断状態にする方法であり、このときは誘導性負荷１３１に生じる起電力によって、フライホイールダイオード１２４、１２２が順バイアスされ、図６(ａ)の符号１４２で示す回生電流が流される。この回生電流１４２が流れることにより、電源１３２(の出力コンデンサ)が充電され、誘導性負荷１３１に流れる電流が減衰する。この場合は誘導性負荷１３１に蓄積されていたエネルギーを有効活用することができる。
【００１０】
他の一つは、トランジスタ１１１、１１３のうちの一方を遮断させる方法であり、いま、供給電流１４１が流れている状態から、トランジスタ１１３を導通したままにし、トランジスタ１１１を遮断させると、誘導性負荷１３１の逆起電力によってフライホイールダイオード１２４が順バイアスされ、図６(ｂ)の符号１４３で示す転流電流が流される。この転流電流１４３によってフライホイールダイオード１２４やトランジスタ１１３が発熱することで、誘導性負荷１３１に蓄積されていたエネルギーが消費され、電流が減衰する。この場合は誘導性負荷１３１に蓄積されていたエネルギーを活用することはできない。
【００１１】
これら回生電流１４２と転流電流１４３を比較した場合、誘導性負荷１３１に流れる電流をスイッチングする際には、回生電流１４２によれば、誘導性負荷１３１に流れる電流を素早く減衰させることができ、転流電流１４３によれば、ゆっくり減衰させることができる。
【００１２】
しかしながらいずれか一方の方法で誘導性負荷１３１に蓄積されたエネルギーを開放しようとした場合には、回生電流１４２では減衰が速すぎるため、誘導性負荷１３１に流れるスイッチング電流のリップルが大きすぎるという欠点がある。他方、転流電流１４３では減衰が緩やかすぎるため、誘導性負荷１３１に流すスイッチング電流レベルを変化させる際の追随性が悪いという欠点がある。
【００１３】
また、２相ステッピングモーターのように、上述したような誘導性負荷１３１が複数ある場合にスイッチング電流によって駆動しようとすると、各誘導性負荷に流れる電流を制御する周波数が近接した場合には、ピートが発生し、騒音や振動が大きくなってしまうという問題があった。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上記従来技術の不都合を解決するために創作されたもので、回生電流と転流電流とを組合せて誘導性負荷に流すスイッチング電流を最適に制御できる技術を提供することにある。
【００１５】
また、本発明の他の目的は、複数の誘導性負荷に流れるスイッチング電流を最適に制御できる技術を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１記載の発明は、四個の半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたフライホイールダイオードとで誘導性負荷に順逆双方向に電流を流せるように構成されたＨブリッジ回路を用い、前記各半導体スイッチング素子のうちの二個を導通状態にして電源から前記誘導性負荷に電流を供給する電流供給動作と、前記半導体スイッチング素子のうちの一個を導通状態にし、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによってその導通状態にある半導体スイッチング素子と一個のフライホイールダイオードとで形成される閉電流経路に電流を流す転流動作と、前記半導体スイッチング素子の四個全てを遮断状態にし、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって二個のフライホイールダイオードに電流を流す電源回生動作とのいずれか一種類の動作を行い、前記誘導性負荷に流れる電流を制御する誘導性負荷駆動方法であって、所定周波数の駆動周期を作成し、該駆動周期の開始により前記電流供給動作を行い、該電流供給動作中に前記誘導性負荷に流れる電流が所定値以上になると電流供給動作を終了し、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させる際、前記駆動周期の開始から所定期間を電源回生期間とし、前記電源回生期間の終了から前記駆動周期の終了までを転流期間としたときに、前記電源回生期間では前記電源回生動作を行い、前記転流期間では前記転流動作を行うようにし、前記電流供給動作の終了が前記電源回生期間の終了後の場合は、前記電源回生動作を行わず、前記電流供給動作から前記転流動作に移行することを特徴とする誘導性負荷駆動方法である。
【００１７】
請求項２記載の発明は、前記Ｈブリッジ回路を二回路以上駆動する請求項１記載の誘導性負荷駆動方法であって、前記各Ｈブリッジ回路を同じ駆動周期で動作させることを特徴とする誘導性負荷駆動方法である。
【００１８】
請求項３記載の発明は、前記電源回生期間の開始から所定期間を強制導通期間とし、該強制導通期間内では、前記誘導性負荷に流れる電流の大きさに拘わらず、前記電流供給動作を継続することを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれか１項記載の誘導性負荷駆動方法である。
【００１９】
請求項４記載の発明は、四個の半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたフライホイールダイオードとを有し、誘導性負荷を接続してＨブリッジ回路を構成したときに、前記誘導性負荷に順逆双方向に電流を流せるように構成された誘導性負荷駆動装置において、前記各半導体スイッチング素子のうちの二個を導通状態にして電源から前記誘導性負荷に電流を供給する電流供給動作と、前記半導体スイッチング素子のうちの一個を導通状態にし、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによってその導通状態にある半導体スイッチング素子と一個のフライホイールダイオードとで形成される閉電流経路に電流を流す転流動作と、前記半導体スイッチング素子の四個全てを遮断状態にし、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって二個のフライホイールダイオードに電流を流す電源回生動作とのいずれか一種類の動作を前記Ｈブリッジ回路に行わせ、前記誘導性負荷に流れる電流を制御する制御回路と、所定周波数の駆動周期を作成するタイミング信号発生回路とを有し、前記制御回路は、前記駆動周期の開始により前記電流供給動作を行わせ、該電流供給動作中に前記誘導性負荷に流れる電流が所定値以上になると電流供給動作を終了させ、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させる際、前記駆動周期の開始から所定期間を電源回生期間とし、前記電源回生期間の終了から前記駆動周期の終了までを転流期間としたときに、前記電源回生期間では前記電源回生動作を行わせ、前記転流期間では前記転流動作を行わせ、前記電流供給動作の終了が前記電源回生期間の終了後の場合は、前記電源回生動作を行わず、前記電流供給動作から前記転流動作に移行するように構成されたことを特徴とする誘導性負荷駆動装置である。
【００２０】
請求項５記載の発明は、前記制御回路を複数有し、Ｈブリッジ回路を二回路以上駆動する請求項４記載の誘導性負荷駆動装置であって、前記各制御回路は同じ駆動周期で動作するように構成されたことを特徴とする誘導性負荷駆動装置である。
【００２１】
請求項６記載の発明は、前記制御回路は、前記電源回生期間初期の所定期間を強制導通期間とし、該強制導通期間内では、前記誘導性負荷に流れる電流の大きさに拘わらず、前記電流供給動作を継続させるように構成されたことを特徴とする請求項４又は請求項５のいずれか１項記載の誘導性負荷駆動装置である。
【００２２】
請求項７記載の発明は、四個の半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたフライホイールダイオードとで誘導性負荷に順逆双方向に電流を流せるように構成されたＨブリッジ回路を二回路以上用い、一回路の前記Ｈブリッジ回路は、前記各半導体スイッチング素子のうちの二個を導通状態にして電源から前記誘導性負荷に電流を供給する電流供給動作と、前記半導体スイッチング素子のうちの一個を導通状態にし、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによってその導通状態にある半導体スイッチング素子と一個のフライホイールダイオードとで形成される閉電流経路に電流を流す転流動作と、前記半導体スイッチング素子の四個全てを遮断状態にし、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって二個のフライホイールダイオードに電流を流す電源回生動作とのいずれか一種類の動作を行い、前記誘導性負荷に流れる電流を制御する誘導性負荷駆動方法であって、所定周波数の駆動周期を作成し、前記各Ｈブリッジ回路を同じ駆動周期で動作させ、該駆動周期の開始により前記電流供給動作を行い、該電流供給動作中に前記誘導性負荷に流れる電流が所定の基準値以上になると電流供給動作を終了し、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させる際、前記駆動周期の開始から所定期間を電源回生期間とし、前記各Ｈブリッジ回路の前記電源回生期間の始期と終期をそれぞれ同時刻にし、前記電源回生期間の終了から前記駆動周期の終了までを転流期間とし、前記各Ｈブリッジ回路の前記転流期間の始期と終期をそれぞれ同時刻にしたときに、前記電源回生期間では前記電源回生動作を行い、前記転流期間では前記転流動作を行うようにしたことを特徴とする誘導性負荷駆動方法である。
請求項８記載の発明は、前記電源回生期間の開始から所定期間を強制導通期間とし、該強制導通期間内では、前記誘導性負荷に流れる電流の大きさに拘わらず、前記電流供給動作を継続することを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれか１項記載の誘導性負荷駆動方法である。
請求項９記載の発明は、前記基準値を変更し、前記誘導性負荷に流す電流を変更する請求項７又は請求項８のいずれか１項記載の誘導性負荷駆動方法である。
請求項１０記載の発明は、四個の半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたフライホイールダイオードとを有し、誘導性負荷を接続して一個のＨブリッジ回路を構成したときに、前記Ｈブリッジ回路を二回路以上有し、前記各Ｈブリッジ回路の前記誘導性負荷に順逆双方向に電流を流せるように構成された誘導性負荷駆動装置において、前記各Ｈブリッジ回路は、前記各半導体スイッチング素子のうちの二個を導通状態にして電源から前記誘導性負荷に電流を供給する電流供給動作と、前記半導体スイッチング素子のうちの一個を導通状態にし、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによってその導通状態にある半導体スイッチング素子と一個のフライホイールダイオードとで形成される閉電流経路に電流を流す転流動作と、前記半導体スイッチング素子の四個全てを遮断状態にし、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって二個のフライホイールダイオードに電流を流す電源回生動作とのいずれか一種類の動作を前記Ｈブリッジ回路に行わせ、前記誘導性負荷に流れる電流を制御する複数の制御回路と、所定周波数の駆動周期を作成するタイミング信号発生回路とを有し、前記各制御回路は、前記タイミング信号発生回路から、同じ駆動周期の信号が供給され、前記各制御回路は、それぞれ異なる前記Ｈブリッジ回路を制御し、前記各Ｈブリッジ回路に、前記駆動周期の開始により前記電流供給動作を行わせ、該電流供給動作中に前記誘導性負荷に流れる電流が所定の基準値以上になると電流供給動作を終了させ、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させる際、前記駆動周期の開始から所定期間が電源回生期間とされ、前記各Ｈブリッジ回路の前記電源回生期間の始期と終期がそれぞれ同時刻にされ、前記電源回生期間の終了から前記駆動周期の終了までが転流期間とされ、前記各Ｈブリッジ回路の前記転流期間の始期と終期がそれぞれ同時刻にされ、前記各Ｈブリッジ回路は、前記電源回生期間では前記電源回生動作が行われ、前記転流期間では前記転流動作が行われるように構成されたことを特徴とする誘導性負荷駆動装置である。
請求項１１記載の発明は、前記制御回路は、前記電源回生期間初期の所定期間を強制導通期間とし、該強制導通期間内では、前記誘導性負荷に流れる電流の大きさに拘わらず、前記電流供給動作を継続させるように構成されたことを特徴とする請求項１０記載の誘導性負荷駆動装置である。
請求項１２記載の発明は、前記基準値は変更可能に構成された請求項１０又は請求項１１のいずれか１項記載の誘導性負荷駆動装置である。
【００２３】
このような本発明の構成によれば、四個の半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたフライホイールダイオードとで誘導性負荷に順逆双方向に電流を流せるようにＨブリッジ回路を構成し、電源から前記誘導性負荷に電流を供給する電流供給動作を行う際には、各半導体スイッチング素子のうちの二個を導通状態にし、誘導性負荷に対して所望方向に電流を流しており、そのような電流供給動作により、誘導性負荷に流れる電流が大きくなり、所定の基準電流値以上になった場合には、誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させ、誘導性負荷に流れる電流を制御している。
【００２４】
その際には、半導体スイッチング素子のうちの一個を導通状態にし、誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって、その導通状態にある半導体スイッチング素子と一個のフライホイールダイオードとで閉電流経路を形成させ、その閉電流経路に電流を流す動作と、半導体スイッチング素子の四個全てを遮断状態にし、誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって二個のフライホイールダイオードに電流を流し、電源を充電する動作との二種類の動作によって制御できる。
【００２５】
前者の閉電流経路に電流を流す場合は転流動作と呼び、二個のフライホイールダイオードに電流を流す方法を電源回生動作と呼ぶものとすると、転流動作では誘導性負荷に流れる電流の減衰率が小さすぎ、スイッチング電流レベルを下げる際に追随性が悪い。他方、電源回生動作では減衰率が大きすぎ、誘導性負荷に流れるスイッチング電流のリップルが大きくなりすぎる。
【００２６】
そこで本発明では、所定周波数の駆動周期を作成し、その駆動周期の開始により電流供給動作を開始させ、電流供給動作中に誘導性負荷に流れる電流が所定値以上になると電流供給動作を終了し、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させており、その際、駆動周期の開始から所定期間を電源回生期間とし、電源回生期間の終了から前記駆動周期の終了までを転流期間としたときに、電流供給動作が終了した後、電源回生期間内では電源回生動作を行い、前記転流期間内では転流動作を行うようにした。
【００２７】
従って、誘導性負荷に蓄積されていたエネルギーを開放し、誘導性負荷に流れる電流を減衰させる際に、電源回生動作と転流動作とをバランス良く行うことが可能となり、リップルの少ないスイッチング電流で高周波駆動を行うことが可能となった。
【００２８】
このような動作は、誘導性負荷に流れるスイッチング電流を一定レベルに維持する定常状態の場合の他、スイッチング電流レベルを低下させる際の過渡状態中にも行うことができる。特に、そのような過渡状態では、定常状態のときよりも長い期間電源回生動作が行われるようになるので、誘導性負荷に流れる電流を素早く低下させることが可能となる。
【００２９】
また、Ｈブリッジ回路を二回路以上駆動する場合には、各Ｈブリッジ回路を同じ駆動周期で動作させるようにすると、ビートが発生せず、騒音や振動を防止することができる。
【００３０】
更に、電源回生期間の開始から所定期間を強制導通期間とし、その強制導通期間内では、誘導性負荷に流れる電流の大きさに拘わらず、電流供給動作を継続するようにすれば、転流動作から電流供給動作に移行する際に貫通電流等が流れ、ノイズが発生した場合であっても、誤動作をすることがなくなって都合がよい。
【００３１】
【発明の実施の形態】
本発明装置の実施の形態を本発明方法と共に図面を用いて説明する。
図１を参照し、符号２は、２相ステッピングモーターを駆動する本発明の誘導性負荷駆動装置の一例であり、Ａ相のステッピングモーターを誘導性負荷ＬA、Ｂ相のステッピングモーターを誘導性負荷ＬBで表すものとする。
【００３２】
この誘導性負荷駆動装置２は、誘導性負荷ＬAが接続されるＨブリッジ回路４Aと、誘導性負荷ＬBが接続されるＨブリッジ回路４Bと、各Ｈブリッジ回路４A、４Bを制御する制御回路３A、３Bと、タイミング信号発生回路７とを有しており、それらＨブリッジ回路４A、４B、制御回路３A、３B、タイミング信号発生回路７は、同一の半導体基板上に形成され、ＩＣ構造とされている。
【００３３】
また、誘導性負荷駆動装置２には、ディスクリート部品で構成される２個の電流検出抵抗ＲSA、ＲSBと、タイミング抵抗ＲTと、タイミングコンデンサＣTとが外付部品として接続されており、タイミング抵抗ＲTとタイミングコンデンサＣTとが直列接続された回路が電源電圧と接地電位の間に接続され、タイミングコンデンサＣTに生じる電圧が、タイミング信号発生回路７に入力されている。また、タイミング信号発生回路７が出力する信号は、制御回路３Aと制御回路３Bとに入力されており、各制御回路３A、３BはそれぞれＨブリッジ回路４A、４Bにそれぞれ接続され、誘導性負荷ＬA、ＬBを駆動するように構成されている。
【００３４】
Ｈブリッジ回路４AとＨブリッジ回路４Bの内部構成は同様であり、また、制御回路３Bと制御回路３Bの構造は同様であるので、タイミング信号発生回路７と、タイミング信号発生回路７が作成する駆動周波数に従って動作する制御回路３Aと、その制御回路３Aによって制御されるＡ相のステッピングモーター駆動用のＨブリッジ回路４Aとを説明し、Ｂ相用の制御回路３BとＨブリッジ回路４Bの構造は説明を省略する。
【００３５】
Ｈブリッジ回路４Aは、半導体スイッチング素子であるトランジスタＱ1〜Ｑ4を有しており、各トランジスタＱ1〜Ｑ4と、各フライホイールダイオードＤ1〜Ｄ4と、制御回路３とは、一つの半導体基板上に形成されており、２個のＰＮＰトランジスタＱ1、Ｑ2を電源Ｅの電源電圧側、２個のＮＰＮトランジスタＱ3、Ｑ4を接地電位側に接続し、ＰＮＰトランジスタＱ1とＮＰＮトランジスタＱ4を直列接続し、また、ＰＮＰトランジスタＱ2とＮＰＮトランジスタＱ3とを直列接続し、トランジスタの直列接続回路の間にＡ相の誘導性負荷ＬAを接続するとＨブリッジ回路を構成できるようにされている。
【００３６】
ＮＰＮトランジスタＱ3、Ｑ4と接地電位との間には、前述の電流検出抵抗ＲSAが挿入されており、そのＮＰＮトランジスタＱ3、Ｑ4には電流検出抵抗ＲSAを介してフライホイールダイオードＤ3、Ｄ4がそれぞれ逆並列接続されており、また、ＰＮＰトランジスタＱ1、Ｑ2には、フライホイールダイオードＤ1、Ｄ2がそれぞれ直接に逆並列接続されている。
【００３７】
各トランジスタＱ1〜Ｑ4のベース端子(▲１▼〜▲４▼)と、電流検出抵抗ＲSAの電圧出力部分(▲５▼)は制御回路３Aに接続されており、該制御回路３Aが電源Ｅから誘導性負荷ＬAに電流を供給させる際に、外部から入力されるPHASE信号に従って、トランジスタＱ1、Ｑ3の組か、トランジスタＱ2、Ｑ4の組かのいずれか一方の組を導通状態にして、誘導性負荷ＬAに所定方向の電流を流すように構成されている。
【００３８】
その際、電源Ｅから誘導性負荷ＬAに供給された電流は電流検出抵抗ＲSAに流れ、電流の大きさに応じた電圧が発生するので、その電圧を検出し、誘導性負荷ＬAに流れる電流を制御している。
【００３９】
この制御回路３Aの内部ブロックを図２に示す。
図２を参照し、この制御回路３Aは、２入力のNAND1、NAND2と、２入力のAND3、AND4を有しており、NAND1、NAND2の出力端子はトランジスタＱ1、Ｑ2のベース端子(▲１▼、▲２▼)にそれぞれ接続され、AND3、AND4の出力端子はトランジスタＱ3、Ｑ4のベース端子(▲３▼、▲４▼)にそれぞれ接続されている。
【００４０】
前述の外部から入力されたPHASE信号は、NAND1とAND3の入力端子にそのまま接続されており、他方、NAND2とAND3の入力端子には、インバターINV6、INV7を介してそれぞれ接続されており、PHASE信号がHIGHのときはトランジスタＱ2、Ｑ4の組は導通できない状態にされ、LOWのときはトランジスタＱ1、Ｑ3の組が導通できない状態にされている。従って、トランジスタＱ1とトランジスタＱ4とは同時に導通せず、また、トランジスタＱ2とトランジスタＱ3とも同時に導通することはなく、電源Ｅと接地電位との間で、誘導性負荷ＬAを通らずに流れる貫通電流が生じないように制御されている。
【００４１】
いま、PHASE信号がHIGH状態であり、トランジスタＱ2、Ｑ4の導通が禁止されているものとする。この状態では、PHASE信号以外の信号によってNAND1、AND3の出力状態が変化し、トランジスタＱ1、Ｑ3の制御が行われる。
【００４２】
この制御回路３Aは、電流比較用の基準電源VREF1を有しており、その基準電源VREF1の出力と、電流検出抵抗ＲSAの出力（▲５▼)とは、比較器COMP1の反転入力端子と非反転入力端子にそれぞれ入力され、そのCOMP1の出力端子はフリップフロップFF1、FF2のセット端子Ｓにそれぞれ接続されている。
【００４３】
FF1の出力端子Ｑは、INV2を介してNAND1とNAND2の入力端子に接続されており、また、FF2の出力端子Ｑは、INV3を介してAND3とAND4の入力端子に接続されている。
FF1、FF2の真理値表を下記に示す。
【００４４】
【表１】
0003764784.tif 000002
【００４５】
FF1、FF2は、リセット端子ＲがHighの状態では、セット端子Ｓの状態にかかわらず、出力端子ＱはLowの状態になるように構成されている。
【００４６】
いま、電流検出抵抗ＲSAの出力電圧が基準電源VREF1の出力電圧を下回っているものとすると、前述のCOMP1の出力はLowとなり、FF1、FF2のセット端子Ｓの状態はLowとなる。従って、FF1、FF2の出力端子ＱはLowとなり、それらがそれぞれINV2、INV3で反転され、NAND1、NAND2、AND3、AND4にはHighが入力される。
このとき、PHASE信号はHigh状態であるので、NAND1の出力はLow、AND3の出力はHighとなり、トランジスタＱ1、Ｑ3は両方とも導通状態になる。
【００４７】
このように、電流検出抵抗ＲSAに生じた電圧がVREF1の出力電圧よりも低く、COMP1の出力がLowであり、FF1、FF2の出力端子ＱがLow状態である場合には、トランジスタＱ1、Ｑ3が導通し、電源Ｅから誘導性負荷ＬAに電流が供給される。
【００４８】
電源Ｅから供給される電流が増加し、電流検出抵抗ＲSAに生じる電圧がVREF1の出力電圧を超えると、COMP1の出力は、LowからHighに反転し、FF1とFF2のセット端子ＳはHighの状態になる。
【００４９】
このFF1、FF2は、上記表１に示すように、セット端子ＳがHighの状態であっても、リセット端子Ｒの状態によって出力端子Ｑの状態を制御できるように構成されており、FF1とFF2のリセット端子Ｒは、タイミング信号発生回路７の出力端子に接続されているので、FF1、FF2は、COMP1の出力がHighのときは、出力端子Ｑはタイミング信号発生回路７によって制御されることになる。
【００５０】
タイミング信号発生回路７の内部ブロックを説明すると、このタイミング信号発生回路７は、発振器OSCと、比較器COMP2と、基準電源VREF2と、OR1とを有しており、前述のタイミングコンデンサＣTの電圧がOSCに入力されるように接続されている。
【００５１】
そのOSCには、タイミングコンデンサＣTを充放電させる回路が内蔵されており、その回路の動作により、タイミングコンデンサＣTからは、図３の符号２１に示すような、一定周期で発振する鋸歯状波が形成されている(符号Ａの配線部分)。この鋸歯状波２１の一周期を駆動周期Ｔとする。
【００５２】
OSCは、鋸歯状波２１を波形整形し、鋸歯状波２１の電圧増加中はLow、電圧減少中はHighになる矩形波２２を作成し、制御回路３A(及び制御回路３B)とOR1の一方の入力端子に出力している(符号Ｂで示す配線部分)。
【００５３】
鋸歯状波２１はCOMP2の非反転端子にも出力されており、該COMP2の反転入力端子には、基準電源VREF2が出力する基準電圧が入力されている。COMP2は、入力された鋸歯状波２１と基準電圧とを比較し、鋸歯状波２１がVREF2の出力電圧よりも大きいときはHigh、小さいときはLowとなる矩形波２３を作成し、OR1の他方の入力端子に出力している(符号Ｃの配線部分)。
【００５４】
OR1には、矩形波２３と矩形波２４とが入力されており、それら矩形波２３、２４を加算演算して矩形波２４を作成し、制御回路３A(及び制御回路３B)に出力している。
【００５５】
このように、矩形波２２〜２４は、鋸歯状波２１の波形と、鋸歯状波２１とVREF2の出力電圧との比較によって作成されており、それら矩形波２２〜２４の発振周期は、駆動周期Ｔとなっている。
【００５６】
前述の矩形波２２、矩形波２４は、制御回路３A(及び制御回路３B)内でFF1、FF2のリセット端子Ｒにそれぞれ入力されており、そのFF1、FF2のセット端子Ｓの状態はCOMP2の出力によって変化させられている。
【００５７】
FF1、FF2の出力端子Ｑの状態と、トランジスタＱ1、Ｑ3の状態とは、下記表２、
【００５８】
【表２】
0003764784.tif 000003
【００５９】
のような関係にあるので、トランジスタＱ1、Ｑ3は、FF1、FF2を介して、COMP2とタイミング信号発生回路７によって制御されていることになる。
【００６０】
タイミング信号発生回路７内の動作とトランジスタＱ1、Ｑ3の動作とを対応させて説明すると、先ず、鋸歯状波２１の電圧が減少している間は、矩形波２２、２４は共にHighであり、従って、FF1とFF2のリセット端子ＲはHigh状態となり、出力端子Ｑは共にLow状態となる。
【００６１】
FF1、FF2の出力端子Ｑが共にLow状態のときは、トランジスタＱ1、Ｑ3は両方とも導通し、電源Ｅから誘導性負荷Ｌに電流が供給される電流供給動作が行われる。
【００６２】
リセット端子ＲがHighの状態にあれば、セット端子Ｓの状態によらずに出力端子ＱはLow状態になるから、矩形波２２がHighの間は、COMP1の出力信号の状態がHighであってもLowであっても、即ち、電流検出抵抗ＲSAに生じた電圧がVREF1の出力電圧を超えていた場合でも下回っていた場合でも、FF1、FF2の出力端子ＱはLow状態となり、トランジスタＱ1、Ｑ3の導通状態は維持される。
【００６３】
その矩形波２２がHighである期間を「強制導通期間」と呼ぶと、強制導通期間は鋸歯状波２１の電圧が減衰する期間であり、電流供給動作の開始初期にある。電流供給動作を開始した際には、フライホイールダイオードＤ1、Ｄ2の逆方向回復時間の間に貫通電流が流れたり、誘導性負荷ＬAのキャパシタンス成分によって貫通電流が流れ、ノイズが発生する場合があるが、電流供給動作開始の初期期間を強制導通期間とし、COMP1の出力を無視するので、ノイズによってCOMP1の出力が反転した場合であっても、誤って電流供給動作を停止させるような誤動作を起こすことがない。
【００６４】
強制導通期間が終了すると、矩形波２２と矩形波２４とはLowとなり、従って、FF1とFF2のリセット端子ＲはLow状態にされる。FF1、FF2は、リセット端子ＲがLow状態のときに、セット端子Ｓの状態によって出力端子Ｑの状態が決まるので、強制導通期間の間に電源Ｅから供給される電流が増加し、COMP1の出力がHighとなっていた場合には、FF1、FF2の出力端子Ｑは直ちにHighになり、トランジスタＱ1、Ｑ3は遮断状態になる。
【００６５】
他方、強制導通期間が終了した時点でCOMP1の出力がLowであった場合には、FF1、FF2の出力端子ＱはLowのままであり、トランジスタＱ1、Ｑ3は導通状態を維持するが、やがて、電源Ｅから誘導性負荷ＬAに供給される電流が増加し、COMP1の出力が反転する。
【００６６】
この場合、矩形波２２はLow状態であり、FF1のリセット端子ＲはLow状態であるので、FF1の出力端子Ｑは、COMP1の出力端子の反転によってHighとなり、トランジスタＱ1は遮断する。ところが、FF2のリセット端子Ｒは、矩形波２４の状態によって異なる。
【００６７】
強制導通期間の開始から、矩形波２４がLow状態からHigh状態に転じるまでの期間を電源回生期間、High状態になってから次の駆動周期Ｔの強制導通期間が開始するまでの期間を転流期間と呼ぶと、COMP1の出力が電源回生期間中に反転した場合には、FF2の出力端子ＱはLow状態からHigh状態に転じるので、トランジスタＱ3も遮断し、電源回生動作が開始される。その電源回生動作は電源回生期間が終了し、転流期間が開始すると、再度トランジスタＱ3が導通し、転流動作に移行する。
【００６８】
かくて誘導性負荷ＬAには、電流供給動作によって電源Ｅから電流が供給され、電源回生動作と転流動作がバランス良く行われる。
【００６９】
このように、COMP1の出力が反転した時点が電源回生期間中か、転流期間中かによって動作が異なるので、２相ステッピングモーターのＡ相を前者の場合、Ｂ相を後者の場合にあてはめ、図３を用いてより詳細に説明する。ここでは、Ａ相の誘導性負荷ＬAとＢ相の誘導性負荷ＬBに流れる電流を、それぞれＩLA、ＩLB、制御回路３A、３B内のVREF1の出力電圧を電流値に換算した値をＩREFA、IREFBとした。
【００７０】
先ず、誘導性負荷ＬA、ＬBに流れる電流は、矩形波２２がLowからHighに転じた時点で増加し始めているものとし(点Ｐ11、Ｐ21)、いま、Ａ相の誘導性負荷ＬAに流れる電流ＩLAが、矩形波２４がLow状態である電源回生期間内の点Ｐ12において上限の電流(COMP2が反転する大きさの電流)IREFAに達し、他方、Ｂ相の誘導性負荷ＬBに流れる電流ＩLBは、矩形波２４がHigh状態である転流期間内の点Ｐ12において上限の電流IREFBに達したものとする。
【００７１】
このような状況では、先ず、誘導性負荷ＬAに流れる電流ＩLAがIREFAに達した時点Ｐ12において制御回路３A内のCOMP1の出力がLowからHighに反転し、制御回路３A内のFF1とFF2のセット端子ＳがHigh状態になる。電源回生期間内では、制御回路３A(及び制御回路３B)内のFF1とFF2のリセット端子ＲはLow状態なので、セット端子ＳがHigh状態になった時点で出力端子ＱはLowからHigh転じ、Ｈブリッジ回路４A内のトランジスタＱ1、Ｑ3は両方とも遮断状態になる。
【００７２】
このとき、誘導性負荷ＬAに生じる起電力によってＨブリッジ回路４A内のフライホイールダイオードＤ4、Ｄ2が順バイアスされ、その二個のフライホイールダイオードＤ4、Ｄ2を介して接地電位側から電源Ｅに向けて回生電流が流れる。このような電源回生動作では、誘導性負荷ＬAに蓄積されていたエネルギーが電源Ｅに移行され、誘導性負荷ＬAに蓄積されていたエネルギーが有効に活用される。
【００７３】
フライホイールダイオードＤ4のアノードは接地電位に接続されているため、電源回生動作中に誘導性負荷ＬAに流れる回生電流は、電流検出抵抗ＲSAを通らない。従って、電源回生期間中は、制御回路３A内のCOMP1の非反転入力端子にはゼロ(Ｖ)が入力され、COMP1の出力はLow状態になっているが、FF1、FF2のリセット端子ＲはLow状態のままであり、FF1、FF2はリセット端子ＲがHigh状態となってリセットされるまで元の状態を維持するので、制御回路３A内のFF1、FF2の出力端子ＱはHighのままであり、トランジスタＱ1、Ｑ3は遮断状態を維持する。
【００７４】
このような電源回生動作では、誘導性負荷ＬAに流れる電流ＩLAは急速に減少するが、矩形波２４がLowからHighに転じ、電源回生期間が転流期間に移行すると制御回路３A内のFF2がリセットされる。リセットされた場合、FF1とFF2は出力端子ＱをLowにするので、リセットされたFF2の出力端子ＱはHighからLowに転じ、トランジスタＱ3を遮断状態から導通状態に変化させる。このとき、トランジスタＱ1は遮断状態のままであり、誘導性負荷ＬAに回生電流が流れているときにトランジスタＱ3が導通状態になると、フライホイールダイオードＤ2が逆バイアスされ、接地電位側から電源Ｅに流していた回生電流の向きが変わり、誘導性負荷ＬA、トランジスタＱ3、電流検出抵抗ＲSA、フライホイールダイオードＤ4によって形成される閉経路内に転流電流が流れる。
【００７５】
このとき、誘導性負荷ＬAに蓄積されていたエネルギーは、その転流電流による発熱によって消費されることにより開放されるだけであり、エネルギーの減衰は緩やかであるため、誘導性負荷ＬAに流れる電流の減少率も緩やかである。
【００７６】
他方、Ｂ相の誘導性負荷ＬBを駆動する制御回路３Bも、上述の矩形波２２、２４が入力されており、強制導通期間、電源回生期間、転流期間は制御回路３A、３Bで一致している。
【００７７】
Ｂ相の誘導性負荷ＬBに流れる電流ＩLBが転流期間内の点Ｐ22において上限の電流ＩREFBに達し、制御回路３B内のCOMP1の出力がLowからHighに反転し、制御回路３B内のFF1、FF2のセット端子Ｓに出力された場合、FF1のリセット端子ＲはLow状態であり、その時点で出力端子ＱはLowからHighに転じるが、FF2のリセット端子ＲはHigh状態となっており、リセットされているため、FF2の出力端子ＱはLow状態を維持する。
【００７８】
従って、Ｈブリッジ回路４B内のトランジスタＱ1は導通状態から遮断状態に転じ、トランジスタＱ3は導通状態を維持し、電源回生動作を行うことなく転流動作に移行する。
【００７９】
Ａ相とＢ相が共に転流動作を行っているうち、一つの駆動周期Ｔの終了により、矩形波２２がHighに転じるとFF1もリセットされ、出力端子ＱはLowになるので、その時点Ｐ14、Ｐ24で、同時にＨブリッジ回路４A、４B内のトランジスタＱ1が導通状態となり、そのトランジスタＱ1と、導通状態を維持していたトランジスタＱ3とで、Ａ相とＢ相のＨブリッジ回路４A、４Bは、共に電流供給動作に移行し、電源Ｅから誘導性負荷ＬA、ＬBに電流が供給され始める。
【００８０】
このように、電流供給動作に移行し、強制導通期間が経過した後は、Ａ相、Ｂ相のＨブリッジ回路４A、４Bは、電源回生動作又は転流動作に移行される。この図３は、再度電流供給動作が行われた後、Ａ相の誘導性負荷ＬAに流れる電流ＩLAが、強制導通期間が経過した後の点Ｐ15において上限の電流IREFAに達しており、電源回生動作に移行した状態を示している。他方、Ｂ相の誘導性負荷ＬBに流れる電流ＩLBは、強制導通期間が終了する前の時点で、既に上限の電流IREFBの値を超えており、従って、強制導通期間終了時点で直ちに電源回生動作に移行している。
【００８１】
以上説明したように、Ａ相の誘導性負荷ＬAに対する電流供給動作の開始と、Ｂ相の誘導性負荷ＬBに対する電流供給動作の開始とは、一つのタイミング抵抗ＲTとタイミングコンデンサＣTの直列回路の時定数と、一つのタイミング信号発生回路７によって決定されており、同時である。従って、電流供給動作を開始するタイミングはずれたりせず、ビートによる騒音や振動が発生することはない。
【００８２】
上述した一連の動作は、誘導性負荷ＬA、ＬBに流す電流をスイッチングし、その値を一定に維持する場合であったが、この誘導性負荷駆動装置２では、制御回路３A、３B内の電流比較用の基準電源VREF1、VREF2の出力電圧を変化させ、誘導性負荷ＬA、ＬBに流すスイッチング電流の大きさを変えることもできる。
【００８３】
図４に、Ａ相の誘導性負荷ＬAを例にとって、流れるスイッチング電流の変化を説明する。ここでは、誘導性負荷ＬAに流れるスイッチング電流が、電流IREFAの一定レベルを維持している定常状態から、点Ｐ31の時点において、電流比較用の基準電源VREF1の出力電圧が小さくされ、電流レベルがIREFAからIREF'Aに低下したものとする。
【００８４】
この電流レベルIREFAやIREF'Aは制御回路３A内のCOMP1の出力が反転する大きさの電流値であり、IREFAからIREF'Aへの変化により、強制導通期間が終了した時点で、誘導性負荷ＬAに流れる電流が既にIREF'Aを超えており、COMP1がHighとなっていたものとすると、強制導通期間の終了した時点で直ちに電源回生動作に移行し、転流期間になると、電源回生動作から転流動作に移行する。
【００８５】
その状態から電流供給動作に移行した場合、通常は、誘導性負荷ＬAに流れる電流ＩLAはIREF'Aを超えたままであるため、強制導通期間が終了した後、直ちに電源回生動作に移行する。
【００８６】
上述した動作は、強制導通期間が終了した時点で誘導性負荷ＬAに流れている電流ＩLAがIREF'Aを下回るまで繰り返し行われる。
【００８７】
このような過渡状態の際も電源Ｅから電流を供給するのは、電流検出抵抗ＲSAに電流を流し、誘導性負荷ＬAに流れている電流ＩLAの大きさを検出し、その電流ＩLAが基準となる電流IREF'Aを下回ったら、直ちに定常状態に復帰させるためである。
【００８８】
この過渡状態においても、定常状態と同様に、駆動周期Ｔは鋸歯状波２１の発振周期に従っており、過渡状態と定常状態とで異なるところはなく、Ａ相とＢ相の動作は同期しており、電流供給動作の開始や電源回生動作、転流動作の開始は同時に行われる。
【００８９】
他方、過渡状態では定常状態と異なり、強制導通期間の終了後、直ちに電源回生動作に移行するので、定常状態に比べ、一駆動周期Ｔ中での電源回生動作を行う期間が長い。従って、誘導性負荷ＬAに流れる電流ＩLAは急速に減衰し、目的の電流IREF'Aに素早く到達することができる。
【００９０】
なお、上述の誘導性負荷駆動装置２では、半導体スイッチング素子にバイポーラトランジスタを用いたが、絶縁ゲート型トランジスタ(ＭＯＳＦＥＴ)を用いてもよい。フライホイールダイオードには、ｐｎ接合ダイオードやショットキーダイオード等の種々の整流素子が含まれる。
【００９１】
また、上述の誘導性負荷駆動装置２はＩＣ構造であったが、トランジスタＱ1〜Ｑ4やフライホイールダイオードＤ1〜Ｄ4を単体チップとしたマルチチップモジュールやハイブリッドＩＣについても本発明に含まれる。
逆に、タイミング抵抗ＲTや電流検出抵抗ＲSを内蔵させたものも本発明に含まれる。
【００９２】
【発明の効果】
電源回生動作と転流動作をバランス良く行えるので、小さいリップルのスイッチング電流で高周波駆動を行うことができる。
複数の誘導性負荷を駆動しても、ビートによる騒音や振動が発生することがない。
誘導性負荷に流すスイッチング電流レベルを下げる際に、素早く行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の誘導性負荷駆動装置の全体のブロックを示す図
【図２】  その制御回路とタイミング信号発生回路の内部ブロックを示す図
【図３】  本発明の誘導性負荷駆動装置の動作を説明するためのタイミングチャート
【図４】  誘導性負荷に流れるスイッチング電流レベルが下げられた場合の動作を説明するための図
【図５】  従来技術の誘導性負荷駆動装置の全体のブロックを示す図
【図６】  (ａ)：その誘導性負荷駆動装置のＨブリッジ回路に流れる回生電流の経路を説明するための図
(ｂ)：そのＨブリッジ回路に流れる転流電流の経路を説明するための図
【符号の説明】
２……誘導性負荷駆動装置    ４A、４B……Ｈブリッジ回路
３A、３B……制御回路    ７……タイミング信号発生回路
Ｄ1〜Ｄ4……フライホイールダイオード
ＩLA、ＩLB……誘導性負荷に流れる電流
IREFA、IREFB、IREF'A……基準電流値
ＬA、ＬB……誘導性負荷
Ｑ1〜Ｑ4……半導体スイッチング素子(トランジスタ)
ＲSA、ＲSB……電流検出抵抗
Ｔ……駆動周期
【図１】
0003764784.tif 000004
【図２】
0003764784.tif 000005
【図３】
0003764784.tif 000006
【図４】
0003764784.tif 000007
【図５】
0003764784.tif 000008
【図６】
0003764784.tif 000009