(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電荷を受信する入力端子と，
少なくとも１つの反転入力と，少なくとも１つの差分電流出力を有する相互コンダクタンス増幅器手段であって，前記入力は前記入力端子に接続される相互コンダクタンス増幅器手段と，
前記差分電流出力に応答して，２つあるいはそれ以上の電流出力信号を発生させる手段であって，前記電流出力信号の値は，前記差分電流出力の値と直線的な比例関係がありかつ相互に直線的な比例関係がある手段と，
前記電流出力信号の１つを前記増幅器手段の入力に送出するフィードバック手段と，
を含むことを特徴とする電荷移送回路。
【請求項２】
請求項１記載の回路であって，別の電流出力信号を積分して出力電荷を発生させる手段をさらに含み，前記出力電荷の値は入力電荷と比例関係があることを特徴とする回路。
【請求項３】
請求項２記載の回路であって，正の入力電荷に対する差分電流出力は正であり，前記１つの電流出力信号は負であることを特徴とする回路。
【請求項４】
請求項１記載の回路であって，前記複数の電流出力信号を発生させる手段は，複数の電流出力を発生させる複数の電流ミラーを含み，該電流ミラーの前記複数の電流出力の値は，差分電流出力の値と比例関係がありかつ相互に比例関係があることを特徴とする回路。
【請求項５】
請求項２記載の回路であって，前記積分手段はコンデンサを含むことを特徴とする回路。
【請求項６】
第１の入力電荷または第２の入力電荷を択一的に受信する第１の個別電荷移送回路と，第２の入力電荷または第１の入力電荷を択一的に受信する第２の個別電荷移送回路であって，該電荷移送回路の各々が，
それぞれの入力電荷を受信する反転入力と差分電流出力とを備えた相互コンダクタンス増幅器と，
少なくとも３つの電流出力信号を発生させる複数出力ステージ手段であって，前記電流出力信号の値は，相互に比例関係があり，かつ前記差分電流出力の大きさによって決まる，複数出力ステージ手段と，
相互コンダクタンス増幅器の前記反転入力に，第１の電流出力信号を供給するフィードバックループと，
を含む第１と第２の個別電荷移送回路と，
第１の個別電荷移送回路の複数出力ステージ手段からの第２の電流出力信号と，第２の個別電荷移送回路の複数出力ステージ手段からの第３の電流出力信号とを合計して，第１の合計された電流信号を発生させる第１の手段と，
第１の個別電荷移送回路の複数出力ステージ手段からの第３の電流出力信号と，第２の個別電荷移送回路の複数出力ステージ手段からの第２の電流出力信号とを合計して，第２の合計された電流信号を発生させる第２の手段と，
を含むことを特徴とする差分電荷移送装置。
【請求項７】
請求項６記載の装置であって，第１と第２の合計された信号にそれぞれ比例する第１と第２の電荷を発生させる，第１と第２の積分器手段をさらに含むことを特徴とする装置。
【請求項８】
請求項７記載の装置であって，
第１と第２の個別電荷移送回路と，第２と第１の個別電荷移送回路とに，第１と第２の入力電荷を交互にそれぞれ供給する第１のスイッチ手段と，
第１と第２の積分器手段と，第２と第１の積分器手段とに，第１と第２の合計された電流信号を交互にそれぞれ供給する第２のスイッチ手段と，
をさらに含むことを特徴とする装置。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
本発明は、入力端子で受信された電荷に比例した電荷を、出力端子に移送あるいは送出する装置に関する。
電荷を測定するとか、電荷に応答することが必要な場合や、かかる電荷を１つの位置から別の位置に正確に移送することが都合が良いとか、あるいはそれが必要な場合に、電荷移送回路が適用される。そのような用途の例は、容量性位置センサ、ピエゾ電気センサ、容量性湿度センサ、静電デジタイザ（electrostatic digitizing tablets）、静電界受信器（electrostatic field receivers）などである。
第１図に示す先行技術による電荷移送回路の代表事例には、「移送」すべき入力電荷Ｑinを受信するコンデンサフィードバック電荷増幅器（capacitor feedback charge amplifier）Ａ1が含まれている。図示のコンデンサＣsは、増幅器Ａ1の入力と大地電位との間に接続され、漂遊容量を表している。フィードバックコンデンサＣfは、増幅器Ａ1の出力と入力との間に接続されており、スイッチＳiと並列である。この場合、増幅器Ａ1の出力は、出力コンデンサＣoを介して、電圧源Ｖ1で示す出力負荷に接続されている。電荷移送回路は公知であり広く使用されている。
先行技術による図１の電荷移送回路によれば、出力電圧が変化すると出力電荷に誤差が生じうるが、この誤差は出力電荷がコンデンサに蓄積（積分）されていると発生することがある。また、従来の回路には、フィードバックコンデンサが必要なため、この回路を組み立てるには、ある種の集積回路製造プロセスを使用しなければならない。かかる製造プロセスは、回路にフィードバックコンデンサを組込んではならない場合と比較すると、より多くの費用がかかるとともに煩雑でもある。
発明の要約
本発明の目的は、能率的で、製造が容易でかつ正確な電荷移送装置を提供することである。
本発明の別の目的は、フィードバックコンデンサを必要としない電荷移送装置を提供することである。
本発明のさらに別の目的は、複数の出力電荷を発生させることができる電荷移送装置を提供することであるが、これらの複数の出力電荷は、入力電荷と直線的な関係があるとともに相互に直線的な関係がある。
本発明の一側面によれば、本発明のほかの目的は、差分入力電荷（differential input charge）から差分出力電荷（differential outout charge）を発生させることができる電荷移送装置を提供することである。
上に述べた本発明の各種目的は、電荷移送装置の特定のわかりやすい実施例で実現されるが、この電荷移送装置には、入力電荷を受信する入力端子と、第１と第２の差分入力と、第１と第２の差分電流出力（differential current output）とを備え、第１の入力は入力端子に接続され、第２の入力は大地電位に接続されている相互コンダクタンス（transconductance）増幅器と、差分電流出力に応答し、２つあるいはそれ以上の電流出力信号であって、その値が差分電流出力の値と直線的な関係がありかつその値が相互に直線的な関係がある電流出力信号を発生させる複数出力ステージ（multiple output stage）と、が含まれている。フィードバックループは、電流出力信号の１つを相互コンダクタンス増幅器の第１の差分入力に供給するようになっている。
本発明の一側面によれば、電流出力信号の別のひとつを積分するため、電流積分器が複数出力ステージに接続され出力電荷を蓄積するが、この出力電荷の値は入力電荷の値と関係がある。
【図面の簡単な説明】
上に述べた本発明の各種目的、特徴、利点は、以下に述べる詳細な説明の検討から明らかになるであろう。
第１図は、既に説明した先行技術による電荷移送回路の模式図である。
第２図は、本発明の原理に従ってつくられた電荷移送装置の模式図である。
第３図は、第２図の複数出力ステージの代表的な実施例の模式図である。
第４図は、本発明の原理に従ってつくられた差分電荷移送回路の模式図である。
詳細な説明
第１図は、電荷移送回路に対する先行技術による方法を示しており、既に考察済みである。
第２図は、本発明の原理に従ってつくられた電荷移送回路を示しているが、この電荷移送回路は、出力端子４に移送される電荷Ｑinをノードｘで受信する。この回路には、ノードｘに接続された反転入力１２と、ＡＣ大地に接続された非反転入力１６とを備えた相互コンダクタンス増幅器８が含まれている。ノードｘと大地との間に接続され、入力ノードに存在しうる漂遊容量を表すコンデンサＣsが示されている。相互コンダクタンス増幅器８は利得Ｇの相互コンダクタンスを有し、（入力電圧から）差分電流出力Ｉn、Ｉpを出力端子２０に発生させる。これらの電流出力は、次式に示すように、ノードｘに発生する電圧と関係がある。
Ｉp＝Ｇ×（Ｖ16−Ｖx）およびＩn＝−Ｉp
ここにＶ16は非反転入力１６における電圧、Ｖxはノードｘの電圧である。
相互コンダクタンス増幅器８の電流出力は、複数出力ステージ回路２４に供給され、複数出力ステージ回路２４は自身から複数の出力電流信号Ｉf、Ｉo1、．．．．Ｉonを発生させる。電流出力信号Ｉfはノードｘと相互コンダクタンス増幅器８の反転入力１２とにフィードバックされる。このフィードバック電流は、入力電荷Ｑinを「中和する（neutralizes）」ので、入力電荷の値の尺度（measure）になる。
他の電流出力信号Ｉo1、．．．、Ｉonが、コンデンサＣ1、．．．、Ｃnによって積分されてそれぞれ出力電荷Ｑo1、．．．、Ｑonを発生させると、これらの出力電荷は出力端子４に供給される。出力電荷Ｑo1、．．．、Ｑonはすべて、入力電荷Ｑinと直線的な関係がある。
相互コンダクタンス増幅器８は公知の装置である。第２図の回路では、増幅器８の代わりに、反転入力だけを備えた相互コンダクタンス増幅器を使用してもよい。また、増幅器８の出力２０は、出力Ｉpだけを備えた「シングルエンド型」であってもよいが、この場合は複数出力ステージ回路２４に対する入力が１つしかないことは勿論である。複数出力ステージ回路２４は各種の構成をとることができるが、その１つが第３図に示されているので、あとでごく短い説明を行う。
第２図の電荷移送回路の動作を説明する場合、初期においてはノードｘの電圧はゼロであり、正電荷Ｑinがこのノードに印加されていると想定されたい。このためノードｘの電圧は、入力Ｑinの大きさに対応する量だけ増加する。そうなると、リード線Ｉpに負の電流が、出力２０に正の電流Ｉnが発生する。この結果、複数出力ステージ回路２４によってリード線Ｉfに負の電流が発生し、この電流はフィードバックループを流れて相互コンダクタンス増幅器８の反転入力１２に戻る。この負の電流が流れると、ノードｘの電圧がゼロに低下して、フィードバック電流Ｉfとともに差分電流出力Ｉp、Ｉnもすべてゼロに戻る。このことが起こっている時間中に、フィードバックループの電流が積分されて、−Ｑinに等しいＱfになる。複数出力ステージ回路２４の他の出力の電流が積分されると、
Ｑo1＝−Ｋ1×Ｑin
．．．．．．
Ｑon＝−Ｋn×Ｑin
になる。ここでＫ1、．．．、Ｋnは定数である。したがって、複数出力ステージ回路２４の出力のそれぞれに移送された電荷は、入力電荷Ｑinと直線的な関係がある。
第３図は、複数出力ステージ回路の一実施例を示しているが、この回路は第２図の複数出力ステージ回路２４で利用できる。本回路には、複数の電流ミラー３０、３４、３８、４２、４６が含まれているが、電流ミラー３０、３４は供給側（sourcing）電流ミラーであり、電流ミラー３８、４２、４６はシンク側（sinking）電流ミラーである。これが意味していることは、供給側電流ミラーは電流の供給源として動作し（シンク側電流ミラーは電流のシンクとして動作し）、これらは各基準電流に対し正比例（in direct ratio）している。たとえば、シンク側電流ミラー３８では、電流Ｉpがミラーの基準入力ｒに供給されると、電流ミラーは電流Ｉ1を受け取るが、この場合、１：１の指定が示すように、電流Ｉ1は正しく基準電流に等しい。つまり、「１：１」の表示は、１対１の比率を意味している。異なる電流ミラーの比率が選ばれると、複数のリード線５０に供給される出力電流の間に特定セットの関係が生じる。第３図に示す特定の電流ミラーに対して、電流ミラー３８はＩ1＝Ｉpを、電流ミラー３０はＩ2＝４×Ｉ1、Ｉ3＝Ｉ1／２、Ｉ4＝Ｉ1／２を、電流ミラー４６はＩ9＝Ｉ4を、電流ミラー４２はＩ7＝４×Ｉp、Ｉ8＝Ｉp／２、Ｉ5＝Ｉp／２を、電流ミラー３４はＩ6＝Ｉ5を指定する（dictates）。これらの方程式を組合わせると、以下に示す電流の値を求めることができる。
Ｉf＝４×（Ｉp−Ｉn）
Ｉ01＝（Ｉp−Ｉn）／２＝Ｉf／８
Ｉ02＝（Ｉn−Ｉp）／２＝−Ｉf／８
したがって、この回路が「移送」する出力電荷（が積分された場合）は、
Ｑ01＝（−１／８）×Ｑin
Ｑ02＝（１／８）×Ｑin
となる。
電流ミラーの各種組合わせを使用して他の比率をつくり出し、異なる利得で電荷を移送することができることは明瞭である。
第４図は、本発明の原理にもとづいてつくられ、差分構成に配列された電荷移送回路の模式図である。すなわち、出力電荷の差は入力電荷の差と関係がある。差分回路構成は、雑音に対する不感度（insensitivity）が高いことは公知である。第４図の差分構成には共通モード除去機能（common mode rejection）がある。雑音が両入力電荷に同じように影響する（すなわち、共通モードの）場合、そのノイズは、「除去」され、（回路素子が理想素子であってかつ完全に整合しているほど）出力電荷に影響を与えない。その上、意図せずに（by unintended coupling）何らかの供給源から共通モード雑音が結合された場合、出力電荷における差分は影響を受けず、前のまま残っている。
第４図の回路には、２つのセクション６０、６４が含まれており、各セクションには、相互コンダクタンス増幅器（Ｇ1、Ｇ2）と、第２図に示す構成と同様であるが、それぞれ３つの出力を備えた複数出力ステージとがそれぞれ含まれている。セクション６０、６４の複数出力ステージは、分かりやすく第３図に示す回路にすればよいであろう。
それぞれ入力電荷Ｑin1、Ｑin2を受信する２つの入力端子６８、７２が備えられている。２つの入力端子６８、７２は２極双投スイッチＳ１に接続されているので、入力電荷Ｑin1、Ｑin2は、（スイッチＳ1が上方にある場合）相互コンダクタンス増幅器Ｇ1と相互コンダクタンス増幅器Ｇ2か、あるいは、（スイッチＳ1が下方にある場合）相互コンダクタンス増幅器Ｇ2と相互コンダクタンス増幅器Ｇ1か、のいずれかにそれぞれ供給される。出力端子７６、８０に接続するため、セクション６０、６４の出力に第２の２極双投スイッチＳ2がある。特にセクション６０の複数出力ステージ回路の出力Ｉa1は、スイッチＳ２の上極（upper pole）と、セクション６４の出力Ｉb2とに接続される。また、セクション６４の出力Ｉa2は、スイッチＳ2の下極（lower pole）と、セクション６０の出力Ｉb1とに接続される。以上の説明からわかることは、スイッチＳ2を適切にセットすると、セクション６０、６４の出力が、出力端子７６、８０か、あるいは、出力端子８０、７６か、のいずれかに、それぞれ接続されるという事である。
これらのスイッチが一度セットされて、たとえば、両方とも上にセットされたままになっていると、差分出力は、Ｑ01−Ｑ02＝２×ｋ×（Ｑin1−Ｑin2）になる。ここにｋは、複数出力ステージ６０、６４内の比率で決まる定数である。
スイッチＳ1、Ｓ2は、リード線８４が供給するチョッパ信号によって、両方とも上の位置になるように動くか、両方とも下の位置になるように動くことができる。上の位置で１つの電荷移送を実行し、つぎに下の位置でもう１つの電荷移送を実行することにより、２つの電荷移送の合計である最終電荷移送（net charge transfer）で（整合していない）非理想部品（non-ideal components）の効果を打ち消すことができる。整合していない部品による効果の一例を挙げると、上の位置における電荷移送によって生じた差分出力は、
Ｑo1−Ｑo2＝（Ｋ1×Ｑin1−Ｋ2×Ｑin2）＋ｅ
になる。ここにｋ1、ｋsは、６０、６４の中の複数出力ステージによって決まる定数であり、ｅはオフセットエラーの項である。この１回だけの移送で、差分入力に正比例していることを示すことができないことは明かである。前回の移送と同じ入力電荷だと仮定すると、スイッチが下の位置になっているときの移送の結果は次式に示す差分出力になる。
Ｑo1−Ｑo2＝（Ｋ2×Ｑin1−Ｋ1×Ｑin2）−ｅ
両移送の最終である差分出力電荷は、前に示した２つの式の右辺を合計することにより与えられ、
Ｑo1−Ｑo2＝（Ｋ1＋Ｋ2）×（Ｑin1−×Ｑin2）
になる。この式は差分出力電荷が差分入力に正比例していることを示している。
理解されたいことは、上に説明した装置は、本発明の原理の応用の一例に過ぎない、ということである。当業者ならば、本発明の主旨と範囲から逸脱せずに、数多くの修正や代替回路を考案することが可能であり、添付の請求の範囲は、かかる修正や代替回路をカバーするように意図されている。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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