(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第２調波抑制方式により変圧器のインラッシュ電流による比率差動リレーの誤動作を防止するようにしたディジタル形変圧器保護リレーであって、系統から抽出した基本波電流に基づいてその第２調波としての基準第２調波電流を作成する基本波抽出ディジタルフィルタと、系統から第２調波電流のみを抽出する第２調波抽出ディジタルフィルタと、前記基準第２調波電流と抽出第２調波電流との内積演算値を整定値と比較してインラッシュ電流と変圧器の内部事故電流とを判別する位相比較手段とを備えたディジタル形変圧器保護リレーにおいて、
２つのサンプリング時点における基本波電流の瞬時値の２乗の差を演算して基本波電流に同期した基準第２調波電流を求めることを特徴とするディジタル形変圧器保護リレー。
【請求項２】
請求項１記載のディジタル形変圧器保護リレーにおいて、
前記内積演算値と整定値との比較によるインラッシュ電流の判定が２相以上成立したときに３相すべての比率差動リレーのロック指令を出力することを特徴とするディジタル形変圧器保護リレー。
【請求項３】
請求項１または２記載のディジタル形変圧器保護リレーにおいて、
前記整定値が正の値であることを特徴とするディジタル形変圧器保護リレー。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、変圧器のインラッシュ電流（励磁突入電流）と内部事故電流との判別を可能にしたディジタル形変圧器保護リレーに関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、主要変圧器保護継電方式として、電流比率差動リレーを主体とした方式が多く採用されている。この方式は、周知のように保護対象としての変圧器の各端子電流をベクトル演算することによって事故点が変圧器の内部にあるか外部にあるかを高感度に判定できる利点を有しており、内部事故の場合に生じる差電流によってリレーの動作コイルに通電し、遮断器をトリップ動作させるものである。
しかしながら、変圧器の充電時や変圧器に連系している送電線の再閉路時には、インラッシュ電流により電流比率差動リレーが誤動作する可能性がある。このため最近では、上記誤動作を防止するために、インラッシュ電流には第２調波成分が比較的多く含まれることに着目し、この第２調波成分の基本波成分に対する含有率がある一定値以上になった場合をインラッシュ電流と判定し、第２調波成分を抑制力として電流比率差動リレーを短時間ロックする第２調波抑制方式が提案されている。
【０００３】
一方、近年における送電設備の高電圧化、大容量化、長距離化、ケーブル系統の増加等に起因して対地静電容量が増加し、故障時における系統インダクタンス分との共振周波数が低下する傾向にあり、特に超高圧系統では変圧器内部事故の際の系統動揺に起因して第２調波近傍の低次高調波成分が多量に発生することが予想されるため、従来の第２調波抑制方式だけではインラッシュ電流と内部事故電流との正確な判別が困難になりつつある。
【０００４】
このような点に鑑み、系統の基本波電流に同期した第２調波電流（以下、基準第２調波電流という）と、系統から抽出した第２調波電流（以下、抽出第２調波電流という）との位相を比較してインラッシュ電流と内部事故電流とを判別するようにしたディジタル形変圧器保護リレーが特公平５−４６１７０号（特許第１８３３０２９号）として知られている。
このディジタル形変圧器保護リレーは、前記基準第２調波電流を作成する基本波抽出ディジタルフィルタと、前記抽出第２調波電流を得るための第２調波抽出ディジタルフィルタと、基準第２調波電流及び抽出第２調波電流の位相を３相各相につき比較して、２相以上につき抽出第２調波電流が基準第２調波電流に対しほぼ±１２０°（電気角）以上の位相差を持つ逆位相領域にあることを検出した場合にインラッシュ電流が発生したと判定し、３相すべての比率差動リレーのロック指令を一定時間出力する位相比較手段と、を備えたものであり、この従来技術によれば、系統からの電流入力要素のみによってインラッシュ電流と内部事故電流との判別を一応行うことが可能となった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記特公平５−４６１７０号のディジタル形変圧器保護リレーでは、系統の基本波電流を３０°ごとにサンプリングして得た瞬時値をサンプリング間隔の２倍の６０°ごとに間引いて基本波に同期した基準第２調波電流を作成しているため、例えばサンプリング間隔の３０°ごとに位相比較演算を実施した場合にサンプリング誤差を生じることが懸念される（公報第４頁左欄第９行〜第１３行）。
そこで本発明は、基準第２調波電流の作成方法を改良することにより、位相比較つまりインラッシュ電流と内部事故電流との判別を一層高精度に行えるようにしたディジタル形変圧器保護リレーを提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、第２調波抑制方式により変圧器のインラッシュ電流による比率差動リレーの誤動作を防止するようにしたディジタル形変圧器保護リレーであって、系統から抽出した基本波電流に基づいてその第２調波としての基準第２調波電流を作成する基本波抽出ディジタルフィルタと、系統から第２調波電流のみを抽出する第２調波抽出ディジタルフィルタと、前記基準第２調波電流と抽出第２調波電流との内積演算値を整定値と比較してインラッシュ電流と変圧器の内部事故電流とを判別する位相比較手段とを備えたディジタル形変圧器保護リレーにおいて、２つのサンプリング時点における基本波電流の瞬時値の２乗の差を演算して基本波電流に同期した基準第２調波電流を求めるものである。
【０００７】
請求項２記載の発明は、請求項１記載のディジタル形変圧器保護リレーにおいて、前記内積演算値と整定値との比較によるインラッシュ電流の判定が２相以上成立したときに３相すべての比率差動リレーのロック指令を出力するものである。
【０００８】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載のディジタル形変圧器保護リレーにおいて、前記整定値が正の値であることを特徴とする。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、本発明の原理としては、特公平５−４６１７０号と同様に、第２調波を含む系統電流の原波形（インラッシュ電流または第２調波含有事故電流）から基準第２調波電流Ｉ2fnと抽出第２調波電流Ｉ2fとを作成し、両者の位相比較によってインラッシュ電流と内部事故電流とを判別する。
ここで、基準第２調波電流Ｉ2fnとは、系統の基本波電流に同期した第２調波電流をいい、抽出第２調波電流Ｉ2fとは、系統から抽出した第２調波電流をいう。
【００１０】
以下、基準第２調波電流Ｉ2fn及び抽出第２調波電流Ｉ2fの生成手順、並びに位相比較手順を図１に沿って説明する。
まず、直流分、基本波分、第２調波を始めとする高調波成分を含む系統電流の原波形（図１のＳ０）をバンドパスフィルタ等のアナログフィルタに通し、直流分や高調波成分（第２調波を除く）を除去する（同Ｓ１）。その後、以下の手順でアナログフィルタの出力から基本波電流Ｉ1fnを抽出する。
【００１１】
原波形をｃｏｓ（ωｔ＋θ1）＋ｋｃｏｓ（２ωｔ＋θ2）とすると、基本波電流Ｉ1fnは、Ｉn−Ｉn-1＋Ｉn-2−Ｉn-4＋Ｉn-5−Ｉn-6という原理式のディジタルフィルタからなる基本波抽出フィルタによって抽出される（同Ｓ２１）。ここで、基本波電流の振幅を１とおくとともに、ｋは第２調波電流の振幅、θ1は基本波電流の初期位相、θ2は第２調波電流の初期位相、Ｉnはある時点ｎ（ｎ番目）のサンプリングにおける電流瞬時値を示す。
すなわち、基本波電流Ｉ1fnは数式１によって表される。数式１におけるＴ1はサンプリングタイミングを示す。なお、サンプリング間隔は３０°とする。
【００１２】
【数１】
0003741193.tif 000002
【００１３】
次に、抽出された基本波電流Ｉ1fnから基準第２調波電流Ｉ2fnを作成する。まず、前処理として、数式２によって定義されるＩ’2fnを作る（同Ｓ２２）。すなわち、ある時点ｎにおける基本波電流（瞬時値）Ｉ1fnの２乗から２サンプリング前の時点（ｎ−２）における基本波電流（瞬時値）Ｉ1fn-2の２乗を減じてＩ’2fnを求める。
【００１４】
【数２】
0003741193.tif 000003
【００１５】
次いで、上記Ｉ’2fnに基づいて基準第２調波電流Ｉ2fnを作成する（同Ｓ２３）。
具体的には、直流成分、第２調波成分を含む原波形の第１波平均値を求めるとともに、その符号に応じてＩ’2fnの符号を変えて、基準第２調波電流Ｉ2fnとする。つまり、原波形の第１波平均値の符号がプラスの時には数式３により、原波形の第１波平均値の符号がマイナスの時には数式４により、基準第２調波電流Ｉ2fnを決める。
【００１６】
【数３】
Ｉ2fn＝Ｉ’2fn
【００１７】
【数４】
Ｉ2fn＝−Ｉ’2fn
【００１８】
このように本発明では、あるサンプリングタイミングとそれより２サンプリング前における基本波電流Ｉ1fnの瞬時値の２乗をそれぞれ計算し、両者の差をとることでＩ’2fnを求め、このＩ’2fnに基づいて基本波電流Ｉ1fnに同期した基準第２調波電流Ｉ2fnを作成している。基本波電流の瞬時値を２乗した波形は第２調波成分と直流分とを含んだ波形となるが、２つの波形データの時間差分をとることで直流分を除去し、基準第２調波電流Ｉ2fnを正確に演算することができる。
【００１９】
次に、抽出第２調波電流Ｉ2fの求め方につき説明する。
前述のように、原波形をｃｏｓ（ωｔ＋θ1）＋ｋｃｏｓ（２ωｔ＋θ2）とすると、第２調波電流Ｉ2fは、Ｉn−Ｉn-2＋Ｉn-6−Ｉn-8という原理式のディジタルフィルタからなる第２調波抽出フィルタによって抽出される（同Ｓ３）。つまり、抽出第２調波電流Ｉ2fは数式５によって表される。
【００２０】
【数５】
0003741193.tif 000004
【００２１】
次いで、基準第２調波電流Ｉ2fnと抽出第２調波電流Ｉ2fとの位相比較（内積演算）により、インラッシュ電流と内部事故電流とを判別する（同Ｓ４）。
まず、原波形の第１波平均値の符号がプラスの時は、前記数式３による基準第２調波電流Ｉ2fnと数式５による抽出第２調波電流Ｉ2fとの位相比較を行う。両電流の内積をとると、係数を無視すれば数式６となり、この数式６による内積演算値≧整定値のときにインラッシュ電流と判定し、内積演算値＜整定値の時に内部事故電流と判定する。
ここで、整定値としては、０または後述のごとく正の小さい値であるＫが選択される。
【００２２】
【数６】
0003741193.tif 000005
【００２３】
同様にして、原波形の第１波平均値の符号がマイナスの時は、前記数式４による基準第２調波電流Ｉ2fnと数式５による抽出第２調波電流Ｉ2fとの内積をとると数式７となり、この数式７による内積演算値≧整定値のときにインラッシュ電流と判定し、内積演算値＜整定値の時に内部事故電流と判定する。
【００２４】
【数７】
0003741193.tif 000006
【００２５】
すなわち、内積演算値は、基本波電流の初期位相θ1と第２調波電流の初期位相θ2とにより（２θ1−θ2）の関数として表されることになり、この関数が整定値以上である場合にインラッシュ電流と判定する。
なお、後述するように、基本波初期位相θ1が±９０°近辺では、内部演算値は負であるが０に極めて近く、明確に判別できないおそれがあるため、整定値を正の小さな値Ｋとすることが望ましい。
【００２６】
図２は、本実施形態の構成を示す機能ブロック図であり、図１のステップＳ１を実行するアナログフィルタ１１、同Ｓ２１〜Ｓ２３を実行する基本波抽出フィルタ１２、同Ｓ３を実行する第２調波抽出フィルタ１３、同Ｓ４を実行する位相比較手段１４からなっている。そして、この位相比較手段１４によりインラッシュ電流と判定された場合に、電流比率差動リレーに対するロック指令が出力される。
【００２７】
基準第２調波電流と抽出第２調波電流との位相比較は系統の各線間電圧（ＲＳ相、ＳＴ相、ＴＲ相）について行うものとし、図３に示すように、各相におけるインラッシュ判定出力をＡＮＤ回路１５〜１７及びＯＲ回路１８を介することにより、少なくとも２相以上のリレーロック指令により最終的に３相すべてのメインリレーをロックする構成とする。
【００２８】
図４は、ある相のインラッシュ判別演算の位相特性を概念的に示している。前述した内積演算値≧０（または≧Ｋ）の状態は、図４に示すごとく、基準第２調波電流（ベクトル）Ｉ2fnに対して抽出第２調波電流（ベクトル）Ｉ2fが所定の角度以内にある場合に相当し、この状態がインラッシュ電流（インラッシュロック領域）として判定される。
【００２９】
図５、図６は、本発明の実施形態によるインラッシュ電流のシミュレーション結果を示す図である。このケースは、残留磁束がＲ相７０％、Ｓ相３５％、Ｔ相３５％、遮断器投入位相０°（Ｒ相電圧）の条件でインラッシュ電流を発生させた場合の波形である。
図５（ａ）は各相電流Ｉr，Ｉs，Ｉtを、図５（ｂ）は各相間のΔ電流Ｉrs，Ｉst，Ｉtrを、図５（ｃ）はＲＳ相の抽出基本波電流と抽出第２調波電流の波形を、図５（ｄ）はＲＳ相の基準第２調波電流と抽出第２調波電流の波形を、図６（ａ）はＲＳ相の基準第２調波電流と抽出第２調波電流との位相差（内積値）の波形を、図６（ｂ）はＳＴ相の基準第２調波電流と抽出第２調波電流との位相差（内積値）の波形を、図６（ｃ）はＴＲ相の基準第２調波電流と抽出第２調波電流との位相差（内積値）の波形を、図６（ｄ）はＲＳ相、ＳＴ相、ＴＲ相のリレーロック指令（図３におけるインラッシュ判定出力に相当）と３相全体でのインラッシュロック指令（同じくＯＲ回路１８の出力に相当）を示している。
【００３０】
インラッシュ電流の判別アルゴリズムには電流比率差動リレー演算と同様にΔ電流を使用するので、インラッシュ電流をΔ電流で表わすと、ＲＳ相はプラスのインラッシュ、ＴＲ相はマイナスのインラッシュ、一方、ＳＴ相はプラス・マイナスのインラッシュとなる。ここで前述の数式６または数式７を適用することで、インラッシュに独特の偏寄波形であるＲＳ相、ＴＲ相については、図６（ａ），（ｃ）のように内積値が正の値となって正しくインラッシュ電流を判別できるが、プラス・マイナスのインラッシュであるＳＴ相については、図６（ｂ）のように正負に振れるため、判定が不確実になることが予想される。
種々の条件でインラッシュ電流をシミュレーション評価した結果、インラッシュ電流は必ず２相以上で正波側あるいは負波側の偏寄波形となり、正負に振れるインラッシュ電流は１相以下となった。従って、図３に示したごとく、内積演算値≧整定値によるインラッシュ判定出力が２相以上存在するときにインラッシュ電流と判別するようにすれば、内部事故電流との判別を一層高精度に行うことができる。
【００３１】
次に、内部事故電流に対する本実施形態の判定動作を事故の種別ごとに説明する。図７（ａ）は、内部事故電流を判定するためのモデル系統を示す回路構成図、図７（ｂ）はその等価回路図である。
図７（ａ）において、２１は系統の電源、２２はケーブル系統、２３は架空送電線、２４はシャントリアクトル、２５は保護するべき変圧器、Ｒｙは変圧器保護用の電流比率差動リレーである。変圧器２５の内部事故時にはリレーＲｙが動作して遮断器（図示せず）をトリップすることにより変圧器２５を保護し、また、インラッシュ電流の検出時にはリレーロックの対象となる。
なお、図７（ｂ）において、Ｌ0（Ｘ0）は後方インピーダンス、Ｌf（Ｘf）は送電線及び変圧器インピーダンス、Ｌs（Ｘs）はシャントリアクトル２４のインピーダンス、Ｌ，Ｃはケーブル系統２２のインピーダンスである。
【００３２】
（１）３線短絡（３ＬＳ）事故時の検討
まず、図７において３ＬＳ事故が発生した場合、事故電流Ｉfは数式８によって表される。
この数式８において、ωnにおけるｎは内部事故時の含有高調波次数であり、ここではｎ＝２（すなわちωn＝２ω：第２調波）とする。なお、ωn，ωpは後述する数式１１、数式１２によって定義される。また、θ−１８０°は基本波電流の初期位相、θn−９０°は含有高調波（第２調波）電流の初期位相である。
【００３３】
【数８】
0003741193.tif 000007
【００３４】
数式８から、含有第２調波電流の絶対値η（θ）及び位相θnは、それぞれ数式９、数式１０によって表される。ただし、数式９におけるωp2，ωn2は数式１１、数式１２によって定義される。なお、数式１１、数式１２におけるＬ，Ｃは前述した図７（ｂ）のケーブル系統２２のインピーダンスである。
【００３５】
【数９】
0003741193.tif 000008
【００３６】
【数１０】
θn＝ｔａｎ-1｛（−ω／ωn）（ｃｏｓθ／ｓｉｎθ）｝
【００３７】
【数１１】
ωp2＝（１／Ｃ）・（１／Ｌs＋１／Ｌ0）
【００３８】
【数１２】
ωn2＝（１／Ｌ）・（１／Ｌf＋１／Ｌs＋１／Ｌ0）

【００３９】
インラッシュ電流の判別アルゴリズムでは前述した数式６または数式７を使用するから、例えば数式６と数式８とを比較することにより、数式６における基本波電流初期位相の２倍と第２調波電流の初期位相との差である（２θ1−θ2）は、数式１３によって表される。
【００４０】
【数１３】
0003741193.tif 000009
【００４１】
数式１３を利用して、
９０°≦基本波初期位相（＝θ−１８０°）≦２７０°の時（基本波初期位相が第２、第３象限時）には、数式６により、
ｃｏｓ（２θ1−θ2）つまりｃｏｓ（２θ−θn＋９０°）≧０ならばインラッシュ電流、ｃｏｓ（２θ−θn＋９０°）＜０ならば内部事故電流と判定する。
また、−９０°≦基本波初期位相（＝θ−１８０°）≦９０°の時（基本波初期位相が第１、第４象限時）には、数式７により、
ｃｏｓ（２θ1−θ2）つまりｃｏｓ（２θ−θn＋９０°）≦０ならばインラッシュ電流、ｃｏｓ（２θ−θn＋９０°）＞０ならば内部事故電流と判定する。
【００４２】
上記位相関係は数式１０を用いて計算され、ある相についての計算結果をグラフ表示したものが図８である。この図８によれば、基本波電流のほとんどの初期位相範囲において内積演算値が負側になっていることから、第２調波電流を含む系統電流を正しく内部事故電流と判別していることがわかる。ただし、基本波電流の初期位相（θ−１８０°）が−９０°，９０°近辺の時には内積値が零近辺となるので、内部事故電流とインラッシュ電流との判別が微妙になっている。
【００４３】
ここで、３ＬＳ事故に対する実際のシミュレーション結果と上述の定性的説明とを比較してみる。
図９は事故発生位相０°（Ｒ相電圧）の変圧器端子における３ＬＳ事故時のシミュレーション結果である。図９（ａ）は各相電流Ｉr，Ｉs，Ｉtを、図９（ｂ）は各相間のΔ電流Ｉrs，Ｉst，Ｉtrを、図９（ｃ）はＲＳ相の基準第２調波電流と抽出第２調波電流との位相差（内積値）の波形を、図９（ｄ）はＳＴ相の基準第２調波電流と抽出第２調波電流との位相差（内積値）の波形を、図９（ｅ）はＴＲ相の基準第２調波電流と抽出第２調波電流との位相差（内積値）の波形を、図９（ｆ）はＲＳ相、ＳＴ相、ＴＲ相のリレーロック指令と３相全体でのインラッシュロック指令を示している。
【００４４】
事故時の故障電流基本波初期位相から、本実施形態のインラッシュ電流判別アルゴリズムによる内積演算値は、ＲＳ相Δ電流が−０．９８、ＳＴ相Δ電流が０、ＴＲ相Δ電流が−０．９８（原波形の第１波平均値の符号がマイナスのため、−符号を付けて）となる。この結果と図９のシミュレーション結果とを比較すると、両者は良く一致していることが分る。
図９はＳＴ相の基本波初期位相が９０°となる場合であり、内積値は零近辺となってＳＴ相についてのインラッシュ電流と内部事故電流との判別は容易ではないが、他の２相については確実に内部事故電流と判定している。一般に３ＬＳ事故の場合、１相の基本波初期位相が±９０°近辺にあって事故判定が困難となっても、他の２相については確実に事故判定が可能である。
【００４５】
（２）２線地絡（２ＬＧ）事故時の検討
２ＬＧ事故時のシミュレーション結果を、図１０に示す。図１０（ａ）は各相電流Ｉr，Ｉs，Ｉtを、図１０（ｂ）は各相間のΔ電流Ｉrs，Ｉst，Ｉtrを、図１０（ｃ）はＲＳ相の基準第２調波電流と抽出第２調波電流との位相差（内積値）の波形を、図１０（ｄ）はＳＴ相の基準第２調波電流と抽出第２調波電流との位相差（内積値）の波形を、図１０（ｅ）はＴＲ相の基準第２調波電流と抽出第２調波電流との位相差（内積値）の波形を、図１０（ｆ）はＲＳ相、ＳＴ相、ＴＲ相のリレーロック指令と３相全体でのインラッシュロック指令を示している。
なお、事故相をＲ相、Ｓ相とする。
【００４６】
ここでは、事故相（Ｒ，Ｓ相）に第２調波が含有されるように系統条件を設定しており、Ｔ相は変圧器等の他のインピーダンスを経由するため高調波次数は第２調波からずれたものとなる。これをΔ電流としてみれば、ＲＳ相は第２調波のみを含有し、他相のΔ電流は第２調波と他調波とを同時に含有すると考えられる。
従って、ＲＳ相のΔ電流Ｉrsについては、基本波初期位相が±９０°近辺でなければインラッシュ電流と内部事故電流とを正確に判別することが可能である。他相のΔ電流Ｉst，Ｉtrについては、第２調波以外の含有高調波の影響を受けて判定結果はプラスとマイナスとの間を振動することになり（図１０（ｄ），（ｅ））、３相のうち２相において内積演算値がマイナスとなる時点でトリップ出力が発せられることになる（図１０（ｆ））。
【００４７】
（３）１線地絡（１ＬＧ）事故時の検討
１ＬＧ事故時のシミュレーション結果を、図１１に示す。前記同様に図１１（ａ）は各相電流Ｉr，Ｉs，Ｉtを、図１１（ｂ）は各相間のΔ電流Ｉrs，Ｉst，Ｉtrを、図１１（ｃ）はＲＳ相の基準第２調波電流と抽出第２調波電流との位相差（内積値）の波形を、図１１（ｄ）はＳＴ相の基準第２調波電流と抽出第２調波電流との位相差（内積値）の波形を、図１１（ｅ）はＴＲ相の基準第２調波電流と抽出第２調波電流との位相差（内積値）の波形を、図１１（ｆ）はＲＳ相、ＳＴ相、ＴＲ相のリレーロック指令と３相全体でのインラッシュロック指令を示している。
なお、事故相をＲ相とする。
【００４８】
この例でも、事故相（Ｒ相）に第２調波が含有されるように系統条件を設定してあり、他の健全相（Ｓ，Ｔ相）にはΔ巻線を経由した、ほとんど同一で絶対値的には事故相（Ｒ相）に比してかなり小さな電流が流れる。またＳ，Ｔ相電流に含まれる高調波は変圧器等の他のインピーダンスを経由するため、高調波次数は第２調波からずれたものとなる。Δ電流としてみれば、ＲＳ，ＴＲ相Δ電流Ｉrs，Ｉtrは、ほとんどＲ相電流で決定されるものとなり、ＳＴ相Δ電流Ｉstはほとんど零である（図１１（ｂ））。
従って、ＲＳ，ＴＲ相Δ電流Ｉrs，Ｉtrは本発明の判別アルゴリズムにより正しく内部事故電流と判別され、定常時における３相全体のインラッシュロック指令は発生していない（図１１（ｆ））。ただし、ＳＴ相Δ電流Ｉstは零に近いから、判別アルゴリズムの結果はあまり信用できない。
【００４９】
なお、３ＬＳ事故時の検討結果から、ＲＳ相あるいはＴＲ相のΔ電流の基本波電流初期位相が±９０°近辺では、内積値が負の値になるが零に近いため、本発明の判別アルゴリズムでは明確に事故電流と判定できないおそれがある。従って、前述したように、位相比較に用いる整定値を零とせずに正の小さな値Ｋとすることが望ましい。
すなわち、
（基準第２調波電流・抽出第２調波電流）≧Ｋの時、インラッシュ電流、
（基準第２調波電流・抽出第２調波電流）＜Ｋの時、内部事故電流、
という判別アルゴリズムを用いると良い。
【００５０】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、基本波電流の瞬時値の２乗を計算してその時間差分をとることにより基本波電流に同期した基準第２調波電流を作成し、この基準第２調波電流を抽出第２調波電流との位相比較（内積演算）に用いているため、特公平５−４６１７０に記載されたディジタル形変圧器保護リレーに比べ、基準第２調波電流の作成手順において原理的に誤差を生じるおそれがなく、仮に系統電流の３０°ごとに位相比較を行ったとしても基準第２調波電流のサンプリング誤差に基づく誤差を生じることがない。すなわち、従来よりも一層正確にインラッシュ電流と変圧器の内部事故電流とを判別できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態における処理手順を示すフローチャートである。
【図２】本発明の実施形態の構成を示す機能ブロック図である。
【図３】本発明の実施形態における各相のインラッシュ電流判別シーケンスを示す図である。
【図４】本発明の実施形態におけるインラッシュ電流の判別演算の位相特性を示す図である。
【図５】本発明の実施形態におけるインラッシュ電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図６】本発明の実施形態におけるインラッシュ電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図７】本発明の実施形態において内部事故電流を判別するためのモデル系統を示す回路構成図（図７（ａ））及び等価回路図（図７（ｂ））である。
【図８】本発明の実施形態の判別アルゴリズムによる、内部事故発生時の基本波電流初期位相と内積演算値との関係を示す図である。
【図９】本発明の実施形態における３線短絡時のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】本発明の実施形態における２線地絡時のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】本発明の実施形態における１線地絡時のシミュレーション結果を示す図である。
【符号の説明】
１１  アナログフィルタ
１２  基本波抽出フィルタ
１３  第２調波抽出フィルタ
１４  位相比較手段
１５〜１７  ＡＮＤ回路
１８  ＯＲ回路
２１  電源
２２  ケーブル系統
２３  架空送電線
２４  シャントリアクトル
２５  変圧器
Ｒｙ  電流比率差動リレー
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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