(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変流器と、この変流器の二次側巻線に接続した整流回路，平滑回路を備え、この平滑回路から負荷に直流電圧を供給する変流器入力型電源装置において、
前記平滑回路の出力側に接続した電圧検出回路と、前記変流器の二次側巻線に並列接続した交流スイッチを備え、前記平滑回路の電圧が所定値まで上昇したことを前記電圧検出回路によって検出することにより、この電圧検出回路の出力信号によって前記交流スイッチをオンさせるように構成し、前記変流器の二次側巻線をセンタタップ出力に構成し、前記交流スイッチは、逆方向に接続した２つの電界効果トランジスタによって構成して前記二次側巻線の両端電圧を短絡するように接続し、前記整流回路は、前記電界効果トランジスタの寄生ダイオードによって構成したことを特徴とする変流器入力型電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、変流器入力型電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
送配電用センサ，電子式ヒューズフリー遮断器（ＦＦＢ）などの電子装置（負荷）に直流電圧を供給する小容量の電源装置は、電気工事を伴わずに強電回路（主回路）から簡便に得るために、一次側を主回路にクリップオンすることができる貫通型変流器を用いた、所謂、変流器入力方式の直流電源装置が多用されている。この変流器入力式の直流電源装置は、一次側を主回路にクリップオンさせた貫通型変流器の二次側巻線の電圧を整流，平滑して直流電圧を出力する構成である。
【０００３】
このような変流器入力方式の直流電源装置において、変流器の巻線比は、最小の主回路電流でも負荷電流を十分に供給することができるように決めることが必要であり、他方、給電動作条件の点からは、主回路電流の許容動作変化幅（ダイナミックレンジ）をできるだけ広く設計することが望ましいために、最小の主回路電流を超す変動，増加分に対しては、変流器に対する過剰入力となって電源回路の損失となっている。例えば、一次電流（主回路電流）の許容動作変化幅を１０〜１００Ａに設計した場合、１００Ａの入力時においては、変流器の二次側巻線では９０Ａ相当分が過剰であり、相応して損失，発熱が増加する。また、この電源装置が供給する負荷側の電圧は、通常、定電圧性が要求されるために、過剰入力時に変流器の二次側巻線回路が負担するＶＡ積が大きくなり、変流器が大きくなる。
【０００４】
従来、この変流器の二次側巻線電流過剰時に発生する損失を低減するために、変流器の二次側巻線電圧の整流，平滑電圧をモニタすることによって過剰入力状態を検出し、二次側巻線電圧を抑制することが行われている。具体的な抑制手段としては、１）トライアックなどの交流スイッチで変流器の二次側巻線を短絡する技術（特開平１１−３４１８０９号公報ほか）や、２）電界効果トランジスタなどで損失の少ない同期整流回路を構成し、平滑出力回路を短絡する技術、などが知られている。
【０００５】
しかしながら、１）のトライアックなどの交流スイッチによる技術は、スイッチ構造がＰＮＰＮ接合構造であるために、短絡時に２つのダイオード分の電圧降下が発生して損失が大きい、交流スイッチとしての制御回路が複雑である、などの問題がある。
【０００６】
他方、２）の電界効果トランジスタによる同期整流スイッチ技術は、整流部や短絡スイッチに低損失化のためオン抵抗の非常に小さい電界効果トランジスタを用いると、スイッチ短絡時には同期整流の駆動に必要な変流器の二次側巻線電圧も小さくなって駆動不能になることから、効率の高い同期整流を実現することが困難である、など、共に十分な低損失化を図ることができず、変流器の小型化も十分ではなかった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の１つの目的は、損失の少ない変流器入力型電源装置を提供することにある。
【０００８】
本発明の他の目的は、入力ダイナミックレンジの広い変流器入力型電源装置を提供することにある。
【０００９】
本発明の更に他の目的は、変流器を主回路（活性電線）へクリップオン装着が可能な小型化した変流器入力型電源装置を実現することにある。
【００１０】
本発明の更に他の目的は、全体の実装の小型化と信頼性を向上することができる安価な変流器入力型電源装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、変流器と、この変流器の二次側巻線に接続した整流回路，平滑回路を備え、この平滑回路から負荷に直流電圧を供給する変流器入力型電源装置において、前記平滑回路の出力側に接続した電圧検出回路と、前記変流器の二次側巻線に並列接続した交流スイッチを備え、前記平滑回路の電圧が所定値まで上昇したことを前記電圧検出回路によって検出することにより、この電圧検出回路の出力信号によって前記交流スイッチをオンさせるように構成し、前記変流器の二次側巻線をセンタタップ出力に構成し、前記交流スイッチは、逆方向に接続した２つの電界効果トランジスタによって構成して前記二次側巻線の両端電圧を短絡するように接続し、前記整流回路は、前記電界効果トランジスタの寄生ダイオードによって構成したものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の変流器入力型直流電源装置の基本構成を示す回路図である。図１において、変流器１０は、貫通する一次側導体（巻線）１１０と、二次側巻線１２０を備える。二次側巻線１２０の端子１２５，１２６間には、電流立ち上がり時のオフセット電圧を有しない低オン抵抗のスイッチを用いた交流スイッチ２０と整流回路２５を接続する。整流回路２５の出力端子５１０，５２０間には、平滑回路としての大容量のコンデンサ４５０と、このコンデンサ４５０を直流電源として動作するヒステリシス特性を有する電圧検出回路３０および負荷５００などを接続する。
【００１３】
電圧検出回路３０の出力信号は、開閉制御電圧Ｖｃとして交流スイッチ２０の制御端子に供給する。電圧検出回路３０は、出力電圧Ｖｏを分圧する検出抵抗３１１，３１２とヒステリシスコンパレータ３００を備え、負荷５００が許容できる出力電圧Ｖｏの上，下限電圧ＶH，ＶLを設定電圧として開閉制御電圧Ｖｃを制御するように設定する。
【００１４】
図２は、このように構成した変流器入力型直流電源装置の動作特性を示している。
【００１５】
整流回路２５は、変流器１０の一次側導体１１０に流れる電流Ｉ1に基づいて二次側巻線１２０に発生する二次側巻線電圧Ｖ2を整流し、コンデンサ４５０は、この整流電圧を平滑した出力電圧Ｖｏを負荷５００に供給する。
【００１６】
ここで、変流器１０の二次側巻線電流Ｉ2の平均値をＩ2とし、直流負荷電流をＩｏとし、Ｉｏ＜Ｉ2とすると、その差分ΔＩが電源装置としての過剰入力分になる。この過剰入力分ΔＩは、コンデンサ４５０に蓄積されるので、開閉制御電圧ＶｃのＴoff期間に出力電圧Ｖｏが上昇する。出力電圧Ｖｏが上昇して上限設定値ＶHに達すると、電圧検出回路３０は、これを検出して開閉制御電圧Ｖｃを“Ｈ”レベル（Ｔon期間）にし、交流スイッチ２０をオンさせて変流器１０の二次側巻線１２０を短絡する。その結果、このＴon期間では、変流器１０の二次側巻線電圧Ｖ2は零となって負荷も実質零となり、損失は二次側巻線１２０の抵抗を含む短絡回路におけるＩ2Ｒのみとなる。
【００１７】
二次側巻線１２０が短絡されているＴon期間は、整流回路２５の入力が遮断され、直流側負荷電流Ｉｏはコンデンサ４５０の蓄積電荷の放出によって賄われることになることから、コンデンサ４５０の端子電圧（出力電圧Ｖｏ）は、減少に転じる。そして、出力電圧Ｖｏが設定下限電圧ＶLまで低下すると、電圧検出回路３０は、開閉制御電圧Ｖｃを“Ｌ”レベルに変化させることから、交流スイッチ２０はオフとなって再び変流器１０の二次側巻線電圧Ｖ2を整流回路２５に供給する。これにより、コンデンサ４５０は、整流回路２５の整流出力によって充電されて端子電圧（出力電圧Ｖｏ）を上昇させる。以下、同様にして交流スイッチ２０のオン，オフ制御を繰り返して出力電圧Ｖｏを所定の範囲（ＶH〜ＶL）内に維持する。
【００１８】
交流スイッチ２０のスイチング周期は、直流側負荷電流Ｉｏ，変流器１０の二次側巻線電流Ｉ2，コンデンサ４５０の容量，電圧検出回路３０のヒステリシス幅（ＶH〜ＶL）などに依存し、電源周波数には依存しないが、Ｔon，Ｔoff期間は、共に電源周波周期よりも長くなるようにコンデンサ４５０の容量で決める。具体的な容量値を例示すると、直流側負過電流Ｉｏが数１０ｍＡの直流電源装置では、数１００μＦ以上に選ぶと良い。
【００１９】
この変流器入力型直流電源装置は、電流立ち上がり時のオフセット電圧を有しない低オン抵抗の交流スイッチ２０によって変流器１０の二次側巻線１２０を直に短絡すること、交流スイッチ２０の開閉制御電圧Ｖｃには変流器１０の電圧，電流に関係ない制御信号を用いるので制御周期を長くすることができること、の２点で従来の如何なる類似技術よりも低損失化を実現することができる。また、変流器１０に必要な二次側ＶＡは、最大直流出力電力ＶHＩｏにダイオード降下を加えた交流換算値となり、実際上の最小設計となることから、変流器１０を小型化することができる。
【００２０】
交流スイッチ２０は、電流立ち上がり時のオフセット電圧を有しない低オン抵抗のスイッチを用いて構成することが重要である。スイッチとしてのオン抵抗値は、変流器１０の二次側巻線１２０の抵抗以下、数ｍΩ〜１０ｍΩであることが望ましい。評価した結果、このような特性を満たし得るスイッチとしては、大電流の同期整流用に開発されたＭＯＳ電界効果トランジスタと、長寿命で小型のボタン型水銀接点リレーがある。水銀接点リレーは、駆動巻線も絶縁されており、接点側も無極性であるので交流スイッチとしての応用は容易で問題ないが、ＭＯＳ電界効果トランジスタは、有極接点で駆動回路も非絶縁であるので、交流スイッチ構成時の制約とそれを加味した実施の形態が存在する。そのために、以下の実施の形態における回路は、ＭＯＳ電界効果トランジスタを例示して説明する。
【００２１】
図３は、ＭＯＳ電界効果トランジスタを使用して交流スイッチ２０を構成した変流器入力型直流電源装置の一実施の形態を示す回路図である。
【００２２】
この実施の形態において、交流スイッチ２０は、ＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１〜２１４をブリッジ接続することにより構成し、ＭＯＳ電界効果トランジスタ内蔵の寄生ダイオード２１１ａ〜２１４ａを整流回路２５を構成する全波整流ブリッジ整流器として利用することにより格別な整流回路を省略した構成である。直流出力側は、交流スイッチ２０をオン，オフ制御することにより発生する電圧リップルを除くために、三端子型定電圧電源５０を介して負荷５００に給電するように構成する。
【００２３】
ヒステリシス特性を有する電圧検出回路３０は、差動増幅器３０１を用いた正帰還回路で非反転型の電圧比較器を構成しており、
Ｖref＜Ｖin・Ｒ313／（Ｒ313＋Ｒ314）
でオン動作し、
Ｖref＞（Ｖo“L"−Ｖin）・Ｒ313／（Ｒ313＋Ｒ314）＋Ｖin
でオフ動作する。三端子型定電圧電源５０が５Ｖ出力の場合には、上限値８Ｖ，下限値６Ｖでオン，オフ動作するように設定する。
【００２４】
変流器１０の二次側巻線１２０には、高速のサージ電圧を抑制するために、両極性のサージ電圧抑制素子１６０を接続する。このサージ電圧抑制素子１６０は、シリコン酸化物素子で、前記出力の場合のしきい電圧は、±１５Ｖ程度である。
【００２５】
交流スイッチ２０と大容量のコンデンサ４５０の間には、ダイオード２５５を直列に接続する。このダイオード２５５は、交流スイッチ２０の短絡時にコンデンサ４５０の電荷が該交流スイッチ２０を介して放電するのを防止するように機能する。
【００２６】
交流スイッチ２０に適した実際のスイッチ（ＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１〜２１４）としては、スイッチング電源の低電圧大電流の同期整流用に開発されたＮｃｈＭＯＳ電界効果トランジスタ（HAT2064R，株式会社日立製作所製，最大オン抵抗１０mΩ）を用い、その回路構成の決定に必要な基本特性を測定した。回路構成の妥当性を示すために、その結果を図４，図５に示す。
【００２７】
図４において、特性▲１▼，▲２▼は、寄生ダイオードが働かない範囲の低電圧範囲での順方向のｇｍ特性と逆方向のｇｍ特性であり、特性▲３▼は、寄生ダイオードの順方向特性である。図５は、開閉制御電圧Ｖｃを最小論理レベル電圧４．５Ｖとしたときの順，逆のオン抵抗特性を示している。
【００２８】
図３に示すように構成した変流器入力型直流電源装置は、次のように動作する。
【００２９】
起動時に変流器１０の二次側巻線電流Ｉ2が供給された状態では、整流出力側の端子５２０の電圧が低い場合は、電圧検出回路３０から出力する開閉制御電圧Ｖｃは“Ｌ”レベルであり、三端子型定電圧電源５０の出力電圧は所定値に達しない。従って、交流スイッチ２０のＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１〜２１４のスイッチ部はオフ状態にあり、寄生ダイオード２１１ａ〜２１４ａが全波整流回路として動作している。
【００３０】
整流出力側のコンデンサ４５０の充電が進んで端子５２０の電圧が６Ｖ付近に上昇すると、三端子型定電圧電源５０は、５Ｖに制御した出力電圧Ｖｏを負荷５００に供給するが、電圧検出回路３０から出力する開閉制御電圧Ｖｃは、未だ“Ｌ”レベルであり、交流スイッチ２の各ＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１〜２１４はオフのままである。
【００３１】
次いで、端子５２０の電圧が８Ｖに達すると、電圧検出回路３０から出力する開閉制御電圧Ｖｃは“Ｈ”レベルになり、交流スイッチ２０の各ＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１〜２１４はオンして変流器１０の二次側巻線１２０の端子１２５，１２６間を短絡し、交流スイッチ２０の寄生ダイオード２１１ａ〜２１４ａ（ブリッジ整流回路２５）への電圧供給を完全に遮断する。これにより、三端子型定電圧電源５０を介して負荷５００への直流負荷電流の供給は、大容量のコンデンサ４５０の電荷放出によって行うことになるので、端子５２０の出力電圧Ｖｏが８Ｖから下降する。そして、６Ｖに達すると、電圧検出回路３０から出力する開閉制御電圧Ｖｃは“Ｌ”レベルになり、交流スイッチ２０をオフに転じて変流器１０の二次側巻線１２０の端子間を開放して整流回路２５への電流供給を再開する。以後、このような動作を繰り返して変流器１０からの過剰入力を抑制する。
【００３２】
交流スイッチ２０の機能は、変流器１０の二次側巻線１２０の端子１２５，１２６に発生する交流電圧の電圧極性，位相差に拘らず、オフ信号（開閉制御電圧Ｖｃが“Ｌ”レベル）のときには必ずオフ状態を保持し、オン信号（開閉制御電圧Ｖｃが“Ｈ”レベル）のときには必ずオン状態を保持することができることが必要がある。通常のパワーＭＯＳ電界効果トランジスタは、基本的にはＤＣスイッチであり、図４に示す回路構造，特性のように、逆方向では寄生ダイオードが導流して電流をブロック（遮断）することができず、また、ゲート電圧に対するｇｍ特性も異なるために、交流スイッチ２０の構成素子として使用するためには工夫が必要である。
【００３３】
そこで、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続法として種々の合理的な接続条件を検討した結果、図３に示すように、オン，オフすべき交流電圧端子に対して、２つのＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１〜２１４を互いに逆方向になるように直列に接続して使用すれば良いことを見いだした。この接続構成により、端子の交流電圧の極性，位相に拘わらず、オフゲート時には必ずブロック（遮断）状態となる。また、直列接続の２つのＭＯＳ電界効果トランジスタは、交流の極性，位相に拘わらず、必ず一方の電界効果トランジスタのソースまたはドレン電圧がオンゲート電圧よりも低いという（ｎチャンネルの場合の）導通条件が満たされるから、オンゲート電圧印加時に必ず条件を満たした方の電界効果トランジスタがオンし、次いで（僅かの遅れで）他方の電界効果トランジスタも導通条件を満たして２つともに完全導通状態となる。
【００３４】
このように、図３に示した交流スイッチ２０は、開閉制御電圧Ｖｃが共通のＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１，２１２から導通し始め、次いでＭＯＳ電界効果トランジスタ２１３，２１４が導通するが、その差は僅かで実用上は同時導通とみなせる。交流スイッチ２０のオン時の抵抗値は、１つの電界効果トランジスタのオン抵抗になるから、図４に示したデータから７ｍΩ程度である。それに対して、図３に示した変流器入力型直流電源装置に供した変流器１０の二次側巻線１２０の抵抗値は、最大電流２Ａ用で０.５Ωである。従って、スイッチのＩ2Ｒ損失は、僅か２８ｍＷ，二次側巻線１２０のそれは２Ｗとなり、変流器１０の二次側巻線１２０の抵抗損失よりも大幅に小さくすることができる。
【００３５】
図３に示した変流器入力型直流電源装置の他の特徴は、交流スイッチ２０を構成するＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１〜２１４に内蔵された寄生ダイオード２１１ａ〜２１４ａが全波整流回路２５を構成しているので回路構成が簡単になり、かつ、寄生ダイオード２１１ａ〜２１４ａの整流損失は、図４に特性▲３▼で示したように、通常のダイオードに比較して大幅に整流損失が少ないので、回路を小形に構成することができることにある。
【００３６】
図６は、本発明の変流器入力型直流電源装置の他の実施の形態を示す回路図である。
【００３７】
この実施の形態においては、交流スイッチ２０は、２つのＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１，２１２によって構成している。そして、整流回路２５は、ダイオード２５１〜２５４からなるダイオードブリッジ回路を用いて構成している。更に、整流回路２５の基準電圧側と交流スイッチ２０の基準側との間に抵抗２３０を設けている。この抵抗２３０の役目は、整流回路２５の各ダイオード２５１〜２５４がコンデンサ４５０の電圧で逆バイアスされてカットオフすることにより不定となる交流スイッチ２０の信号電圧基準点と開閉制御電圧発生の直流側零電圧基準（端子５１０の電位）を合わせるための等電位抵抗であり、１０ｋ〜１００ｋΩ程度に選ぶ。
【００３８】
この実施の形態における変流器入力型直流電源装置の動作は、既に詳述した図１，図３に示した変流器入力型直流電源装置の動作とほぼ同じである。
【００３９】
この実施の形態における利点は、交流スイッチ２０を構成する高性能なＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１，２１２が２つで済むこと、整流回路２５のダイオード２５１〜２５４は容量が小さいものが選べること、などであり、幾分安価に構成することができる。
【００４０】
図７は、本発明の変流器入力型直流電源装置の更に他の実施の形態を示す回路図である。
【００４１】
この実施の形態において、交流スイッチ２０は、２つのＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１，２１２で構成している。そして、整流回路２５は、前記２つのＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１，２１２の寄生ダイオード２１１ａ，２１２ａとダイオード２５３，２５４によって構成している。
【００４２】
この実施の形態における利点は、ブリッジ回路である交流スイッチ２０の制御基準点が直流回路零電圧と共通であるので前述した実施の形態における等電位抵抗が不要であり、交流スイッチ２０がオンしてもダイオード２５３，２５４でコンデンサ４５０の放電を阻止することができるので、直列の放電阻止ダイオードが不要であり、その分の電圧損失が少なく効率が良い等、回路構成が簡単で効率が良いことにある。
【００４３】
図８は、本発明の変流器入力型直流電源装置の更に他の実施の形態を示す回路図である。
【００４４】
この実施の形態は、変流器１０の二次側巻線１２０をセンタタップ出力に構成し、交流スイッチ２０は、逆方向に直列接続した２つのＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１，２１２によって二次側巻線１２０の短絡スイッチを構成すると共に寄生ダイオード２１１ａ，２１２ａによって整流回路２５を構成している。そして、交流スイッチ２０の短絡時にコンデンサ４５０の電荷が該交流スイッチ２０を介して放電するのを防止するように機能するダイオード２５５を備える。電圧検出回路３０は、Ａ／Ｄ変換器３２５を内蔵したマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）３２０を用いて構成している。
【００４５】
この実施の形態における変流器入力型直流電源装置は、次のように動作する。
【００４６】
整流平滑した端子５１０，５２０間の直流電圧は、抵抗３１１，３１２の分圧回路を介してＡ／Ｄ変換器３２５に入力し、周期的にＡ／Ｄ変換して所定の上下限値、例えば６（下限値），８Ｖ（上限値）に達したかどうかをＭＰＵ３２０によりチェックする。
【００４７】
そして、上限値８Ｖに達すると、ＭＰＵ３２０は、制御出力３２６を“Ｈ”レベルにし、論理ゲート３４０，３５０を介して交流スイッチ２０をオンにして変流器１０の二次側巻線端子１２５，１２６間を短絡する。すると、変流器１０からの入力は遮断され、コンデンサ４５０の電荷は負荷５００に放電して電圧は下降する。端子５２０の電圧が６Ｖ（下限値）に達すると、Ａ／Ｄ変換器３２５を介してＭＰＵ３３５が検知し、制御出力３２６を“Ｌ”レベルにして交流スイッチ２０をオフにして変流器１０の二次側巻線端子１２５，１２６間を開放する。
【００４８】
この実施の形態は、ＭＰＵ３２０のソフトウエアで電圧をチェックし、判定しているので、変流器電流の急激な増加時には遅れを生じ、その間は過剰入力になって損失を増加させる可能性がある。そのために、変流器電流の急激な増加時には、ＭＰＵ３２０の出力に先行して、バイパス用のダイオード２５８，ツェナーダイオード３３５を介して論理ゲート３４０にフィードフォワード的に制御信号を送り、交流スイッチ２０を導通させて変流器１０の二次側巻線１２０を短絡するように構成している。
【００４９】
この実施の形態においては、交流スイッチ２０を構成するＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１，２１２が２つで済み、整流回路２５の構成も兼ねているので回路構成が簡単になる、センタタップ巻線の両端電圧を短絡する構成であるので、ＭＯＳ電界効果トランジスタ２１１，２１２のオン抵抗は幾分高くても良い、などの理由から、安価に構成することができる。また、Ａ／Ｄ変換器３２５，ＭＰＵ３２０を用いた制御は、電圧制御精度が高く、電圧設定の変更が容易である、などの利点がある。
【００５０】
以上、本発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明したが、本発明は、例示した組み合わせのみに限定されるものではなく、交流スイッチ，整流回路，電圧検出回路，制御回路間で更なる変形例が存在し得る。また、電荷蓄積素子も通常の電解コンデンサに限定されるものではなく、負荷容量が大きい場合には、電荷二重層型のコンデンサを用いることができる。同様に、負荷容量が大きい場合には、三端子型定電圧電源に代ってスイッチング型電源を用いると良い。
【００５１】
【発明の効果】
本発明の変流器入力型電源装置は、変流器と、この変流器の二次側巻線に接続した整流回路，平滑回路を備え、この平滑回路から負荷に直流電圧を供給する変流器入力型電源装置において、前記平滑回路の出力側に接続した電圧検出回路と、前記変流器の二次側巻線に並列接続した交流スイッチを備え、前記平滑回路の電圧が所定値まで上昇したことを前記電圧検出回路によって検出することにより、この電圧検出回路の出力信号によって前記交流スイッチをオンさせるように構成し、前記変流器の二次側巻線をセンタタップ出力に構成し、前記交流スイッチは、逆方向に接続した２つの電界効果トランジスタによって構成して前記二次側巻線の両端電圧を短絡するように接続し、前記整流回路は、前記電界効果トランジスタの寄生ダイオードによって構成しているので、以下のような効果が得られる。
１）回路装置の損失を最小にすることができ、効率，実装許容温度を高めることができる。
２）変流器（鉄心）および電子回路を小形（簡単）に設計すると共に安価に実現することができる。
３）変流器の動作ダイナミックレンジを数１０倍に広くすることができ、応用範囲が広くなる。
４）変流器を小型化することができるために実装が容易でクリップオン装着が容易になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の変流器入力型直流電源装置の基本構成を示す回路図である。
【図２】図１に示した変流器入力型直流電源装置の動作特性図である。
【図３】本発明の変流器入力型直流電源装置の一実施の形態を示す回路図である。
【図４】本発明に用いるＭＯＳ電界効果トランジスタの基本特性を示す特性図である。
【図５】本発明に用いるＭＯＳ電界効果トランジスタの基本特性を示す特性図である。
【図６】本発明の変流器入力型直流電源装置の他の実施の形態を示す回路図である。
【図７】本発明の変流器入力型直流電源装置の更に他の実施の形態を示す回路図である。
【図８】本発明の変流器入力型直流電源装置の更に他の実施の形態を示す回路図である。
【符号の説明】
１０…変流器、２０…交流スイッチ、２５…整流回路、３０…電圧検出回路、５０…三端子型定電圧電源、１１０…一次導体（巻線）、１２０…二次側巻線、１２５，１２６…二次側巻線端子、１６０…サージ電圧抑制素子、２１１〜２１４…ＭＯＳトランジスタ、２１１ａ〜２１４ａ…寄生ダイオード、２３０…抵抗、２５１〜２５５…ダイオード、３００…ヒステリシスコンパレータ、３０１…差動増幅器、３１１，３１２…抵抗、３２０…マイクロプロセッサ、３２５…Ａ／Ｄ変換器、４５０…コンデンサ、５００…負荷、５１０，５２０…出力端子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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