(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源および測定対象物である容量性素子に対して直列に電流検出手段を配設した状態で当該直流電源の出力部または当該容量性素子の充電電流入力側端子における電圧を一定にしつつ当該容量性素子を充電し、その充電開始時から所定時間経過後までの間における充電電流に対応する第１の検出電圧および前記容量性素子の端子間電圧に対応する第２の検出電圧を前記電流検出手段および電圧検出手段によってそれぞれ検出させると共に、前記第１の検出電圧および前記第２の検出電圧に基づいて前記充電電流および前記端子間電圧をそれぞれ演算し、前記充電電流の最大値を演算した後、当該最大値の充電電流が流れた時の前記端子間電圧および前記充電開始時における当該端子間電圧の電圧差と当該最大値とに基づいて前記容量性素子の等価直列抵抗を測定することを特徴とする容量性素子の等価直列抵抗測定方法。
【請求項２】
前記直流電源および前記容量性素子に対して直列に接続された電流検出用抵抗と、当該電流検出用抵抗の両端電圧を差動増幅することにより前記第１の検出電圧を出力する差動増幅回路とを前記電流検出手段として用い、前記第１の検出電圧および前記電流検出用抵抗の抵抗値に基づいて前記充電電流を演算することを特徴とする請求項１記載の容量性素子の等価直列抵抗測定方法。
【請求項３】
前記直流電源および前記容量性素子に対して直列に配設可能に構成され前記充電電流に応じた誘起電圧を出力巻線から出力する電流検出用トランスと、当該電流検出用トランスの出力巻線から出力された誘起電圧を増幅することにより前記第１の検出電圧を出力する増幅回路とを前記電流検出手段として用い、前記第１の検出電圧に基づいて前記充電電流を演算することを特徴とする請求項１記載の容量性素子の等価直列抵抗測定方法。
【請求項４】
前記充電電流の演算と前記端子間電圧の演算とを交互に実行することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の容量性素子の等価直列抵抗測定方法。
【請求項５】
出力電圧または測定対象物である容量性素子の充電電流入力側端子における充電電圧を一定にしつつ当該容量性素子を充電可能な直流電源と、前記容量性素子に対する充電電流に対応する第１の検出電圧を検出する電流検出部と、充電時における前記容量性素子の端子間電圧に対応する第２の検出電圧を検出する電圧検出部と、前記第１の検出電圧および前記第２の検出電圧に基づいて前記充電電流および前記端子間電圧をそれぞれ演算し、かつ前記充電電流の最大値を演算すると共に、当該最大値の充電電流が流れた時の前記端子間電圧および前記充電開始時における当該端子間電圧の電圧差と当該最大値とに基づいて前記容量性素子の等価直列抵抗を演算する演算部とを備えていることを特徴とする等価直列抵抗測定装置。
【請求項６】
前記電流検出部は、前記直流電源および前記容量性素子に対して直列に接続された電流検出用抵抗と、当該電流検出用抵抗の両端電圧を差動増幅することにより前記第１の検出電圧を出力する差動増幅回路とを備えていることを特徴とする請求項５記載の等価直列抵抗測定装置。
【請求項７】
前記電流検出部は、前記直流電源および前記容量性素子に対して直列に配設可能に構成され前記充電電流に応じた誘起電圧を出力巻線から出力する電流検出用トランスと、当該電流検出用トランスの出力巻線から出力された誘起電圧を増幅することにより前記第１の検出電圧を出力する増幅回路とを備えていることを特徴とする請求項５記載の等価直列抵抗測定装置。
【請求項８】
前記第１の検出電圧と前記第２の検出電圧とを前記演算部に交互に出力する検出電圧切替部を備え、前記演算部は、前記出力された第１の検出電圧と第２の検出電圧に基づいて前記充電電流の演算と前記端子間電圧の演算とを交互に実行することを特徴とする請求項５から７のいずれかに記載の等価直列抵抗測定装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気二重層コンデンサや電解コンデンサなどの容量性素子の内部に存在する等価直列抵抗を測定する容量性素子の等価直列抵抗測定方法および等価直列抵抗測定装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
コンデンサの性能を示すパラメータの１つとしていわゆる等価直列抵抗が存在する。この等価直列抵抗は、コンデンサを抵抗と理想コンデンサとの直列回路として等価的に表したときの抵抗を意味する。この等価直列抵抗を測定する装置として、図４に示す等価直列抵抗測定装置２１が従来から知られている。
【０００３】
この従来の等価直列抵抗測定装置２１は、交流定電流を出力する交流電源２２、交流電圧計２３、位相検出部２４および演算部２５を備えている。
【０００４】
この等価直列抵抗測定装置２１では、測定が開始されると、交流電源２２が、測定対象物であるコンデンサＣに所定周波数で一定電流の交流信号を印加すると共に、その交流信号の電流波形をモニタ信号として位相検出部２４に出力する。位相検出部２４は、モニタ信号の位相と、コンデンサＣの端子間に発生した端子間電圧の位相とを比較することにより両者の位相差を検出し、検出した位相差を演算部２５に出力する。一方、交流電圧計２３は、コンデンサＣの端子間電圧を測定して演算部２５に出力する。演算部２５は、位相差と端子間電圧とに基づいて、コンデンサＣの等価直列抵抗を演算する。
【０００５】
ここで、一般的に、等価直列抵抗ｒは、下記の式によって表される。
ｒ＝Ｚ・ＣＯＳθ
ここで、θは位相差を示す。また、Ｚは、コンデンサＣのインピーダンスの絶対値を表し、以下の式で特定される。
Ｚ＝Ｖｏ／ｉｏ
ここで、Ｖｏは端子間電圧の絶対値を示し、ｉｏは交流電源２２から出力される出力電流の絶対値を示す。
【０００６】
演算部２５は、入力した端子間電圧と交流電源２２の出力電流ｉｏからコンデンサＣのインピーダンスＺを演算し、位相差θに基づいて、等価直列抵抗ｒを演算する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、この従来の等価直列抵抗装置２１による等価直列抵抗の測定には、以下の問題点がある。
すなわち、コンデンサＣの容量が大きい場合には、コンデンサＣのインピーダンスＺの値が等価直列抵抗ｒの値に近づく。したがって、図５に示すように、モニタ信号３１の位相とコンデンサＣの端子間電圧波形３２との位相差θが値０に近づくことになる。このため、位相検出部２４の位相差検出精度が低いと、等価直列抵抗ｒの測定値に大きな誤差が生じてしまうという問題点がある。
【０００８】
この場合、コンデンサＣの容量が大きく、等価直列抵抗測ｒの値が１／（ωＣ）の値に比較して極めて大きいときには、下記の式によって演算することにより簡易的な測定を行うことも可能である。ただし、ωは、交流信号の角周波数を示す。
ｒ＝Ｖｏ／ｉｏ
しかし、この測定方法には、低測定周波数でコンデンサＣの等価直列抵抗ｒを測定しようとした場合に、１／（ωＣ）の値が小さくならないために、正確な測定値を得ることができないという別の問題点が生じる。
【０００９】
本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたものであり、容量性素子の等価直列抵抗を正確に測定できる容量性素子の等価直列抵抗測定方法および等価直列抵抗測定装置を提供することを主目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成すべく請求項１記載の容量性素子の等価直列抵抗測定方法は、直流電源および測定対象物である容量性素子に対して直列に電流検出手段を配設した状態で直流電源の出力部または容量性素子の充電電流入力側端子における電圧を一定にしつつ容量性素子を充電し、その充電開始時から所定時間経過後までの間における充電電流に対応する第１の検出電圧および容量性素子の端子間電圧に対応する第２の検出電圧を電流検出手段および電圧検出手段によってそれぞれ検出させると共に、第１の検出電圧および第２の検出電圧に基づいて充電電流および端子間電圧をそれぞれ演算し、充電電流の最大値を演算した後、最大値の充電電流が流れた時の端子間電圧および充電開始時における端子間電圧の電圧差と最大値とに基づいて容量性素子の等価直列抵抗を測定することを特徴とする。
【００１１】
一般的に、測定対象の容量性素子が理想コンデンサのみで構成されている場合には、直流定電圧で容量性素子を充電する際に、容量性素子は、その定電圧まで瞬時に充電される。一方、容量性素子は、有限値である等価直列抵抗を必ず有している。このため、容量性素子に対する充電電流の最大値は、容量性素子の等価直列抵抗によって決定される。また、その最大値の充電電流が流れた時に電圧降下に起因して発生する等価直列抵抗の両端電圧は、充電電流の最大値が得られた時の容量性素子の端子間電圧と、充電開始時における容量性素子の端子間電圧との電圧差と等しくなる。したがって、その電圧差と充電電流の最大値とに基づいて、例えば、その最大値で電圧差を除算することにより、等価直列抵抗を逆算することが可能となる。この場合、等価直列抵抗を測定するために、従来の等価直列抵抗測定装置２１おいては位相検出部２４によって検出された位相差に基づいて等価直列抵抗を測定していたのに対し、この測定方法では、そのような位相差の測定を必要としないため、容量性素子が大容量の場合であっても、極めて高精度で等価直列抵抗を測定することが可能となる。
【００１２】
請求項２記載の容量性素子の等価直列抵抗測定方法は、請求項１記載の容量性素子の等価直列抵抗測定方法において、直流電源および容量性素子に対して直列に接続された電流検出用抵抗と、電流検出用抵抗の両端電圧を差動増幅することにより第１の検出電圧を出力する差動増幅回路とを電流検出手段として用い、第１の検出電圧および電流検出用抵抗の抵抗値に基づいて充電電流を演算することを特徴とする。
【００１３】
請求項３記載の容量性素子の等価直列抵抗測定方法は、請求項１記載の容量性素子の等価直列抵抗測定方法において、直流電源および容量性素子に対して直列に配設可能に構成され充電電流に応じた誘起電圧を出力巻線から出力する電流検出用トランスと、電流検出用トランスの出力巻線から出力された誘起電圧を増幅することにより第１の検出電圧を出力する増幅回路とを電流検出手段として用い、第１の検出電圧に基づいて充電電流を演算することを特徴とする。
【００１４】
請求項４記載の容量性素子の等価直列抵抗測定方法は、請求項１から３のいずれかに記載の容量性素子の等価直列抵抗測定方法において、充電電流の演算と端子間電圧の演算とを交互に実行することを特徴とする。
【００１５】
この場合、充電電流の演算および端子間電圧の演算とは、電流検出手段および電圧検出手段によってそれぞれ実行される検出処理と、両検出手段によってそれぞれ検出された第１の検出電圧または第２の検出電圧を両演算のために実際に入力する入力処理の両者を含む概念である。すなわち、本発明では、電流検出手段による第１の検出電圧の検出と電圧検出手段による第２の検出電圧の検出を交互に実行してもよいし、両検出手段が各検出電圧をそれぞれ連続的に検出し、充電電流および端子間電圧を演算する演算手段などに両検出電圧を交互に出力してもよい。
【００１６】
請求項５記載の等価直列抵抗測定装置は、出力電圧または測定対象物である容量性素子の充電電流入力側端子における充電電圧を一定にしつつ容量性素子を充電可能な直流電源と、容量性素子に対する充電電流に対応する第１の検出電圧を検出する電流検出部と、充電時における容量性素子の端子間電圧に対応する第２の検出電圧を検出する電圧検出部と、第１の検出電圧および第２の検出電圧に基づいて充電電流および端子間電圧をそれぞれ演算し、かつ充電電流の最大値を演算すると共に、最大値の充電電流が流れた時の端子間電圧および充電開始時における端子間電圧の電圧差とその最大値とに基づいて容量性素子の等価直列抵抗を演算する演算部とを備えていることを特徴とする。
【００１７】
この等価直列抵抗測定装置では、請求項１記載の容量性素子の等価直列抵抗測定方法と同様にして等価直列抵抗の測定を行うことが可能となる。このため、容量性素子が大容量の場合であっても、極めて高精度で等価直列抵抗を測定することが可能となる。
【００１８】
請求項６記載の等価直列抵抗測定装置は、請求項５記載の等価直列抵抗測定装置において、電流検出部は、直流電源および容量性素子に対して直列に接続された電流検出用抵抗と、電流検出用抵抗の両端電圧を差動増幅することにより第１の検出電圧を出力する差動増幅回路とを備えていることを特徴とする。
【００１９】
請求項７記載の等価直列抵抗測定装置は、請求項５記載の等価直列抵抗測定装置において、電流検出部は、直流電源および容量性素子に対して直列に配設可能に構成され充電電流に応じた誘起電圧を出力巻線から出力する電流検出用トランスと、電流検出用トランスの出力巻線から出力された誘起電圧を増幅することにより第１の検出電圧を出力する増幅回路とを備えていることを特徴とする。
【００２０】
請求項８記載の等価直列抵抗測定装置は、請求項５から７のいずれかに記載の等価直列抵抗測定装置において、第１の検出電圧と第２の検出電圧とを演算部に交互に出力する検出電圧切替部を備え、演算部は、出力された第１の検出電圧と第２の検出電圧に基づいて充電電流の演算と端子間電圧の演算とを交互に実行することを特徴とする。
【００２１】
一般的に、容量性素子の等価直列抵抗の値が小さく、かつ容量性素子を直流定電圧で充電する場合、充電時間は極めて短時間である。このため、電流検出部および電圧検出部によってそれぞれ検出された第１の検出電圧および第２の検出電圧を演算部に同時に出力する場合には、両検出電圧を入力するための手段（例えば、Ａ／Ｄ変換部や演算部）が２つ必要となることがある。一方、この等価直列抵抗測定装置では、検出電圧切替部が両検出部によってそれぞれ検出された検出電圧を交互に演算部に出力するため、検出電圧入力用手段としての１つの演算部などが両検出電圧を入力することができる結果、等価直列抵抗測定装置を簡易に構成することが可能となる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、本発明に係る容量性素子の等価直列抵抗測定方法および等価直列抵抗測定装置を適用した実施の形態について説明する。
【００２３】
図１は、測定対象物であるコンデンサＣの等価直列抵抗を測定する等価直列抵抗測定装置１（以下、単に「測定装置１」ともいう）の回路図を示している。測定装置１は、直流定電圧を出力する直流電源２と、測定開始スイッチ３と、コンデンサＣの充電電流ＩS を検出するための電流検出用抵抗４と、電流検出用抵抗４の両端電圧ＶS を差動増幅することにより充電電流ＩS に対応する検出電圧ＶI を検出する増幅回路５と、コンデンサＣの端子間電圧ＶC を増幅することにより端子間電圧ＶC に対応する検出電圧ＶV を検出する増幅回路６と、本発明における検出電圧切替部に相当する信号切替スイッチ７と、アナログ信号の検出電圧ＶI ，ＶV をディジタルデータである測定データＤI ，ＤV に変換するＡ／Ｄ変換部８と、本発明における演算部に相当するＣＰＵ９と、Ａ／Ｄ変換部８から出力される両測定データＤI ，ＤV に基づいて演算される充電電流ＩS や端子間電圧ＶS などを一時的に記憶するＲＡＭ１０とを備えて構成されている。
【００２４】
ここで、直流電源２は、＋SENCE 端子および−SENCE 端子の端子間電圧が一定電圧値ＶA になるように、＋OUTPUT端子および−OUTPUT端子間に直流電圧を出力する。ただし、これに限定されず、＋OUTPUT端子における電圧を一定に制御する直流電源を用いてもよい。
【００２５】
また、測定開始スイッチ３は、測定者によってオン／オフ制御され、オン状態のときには、ＣＰＵ９にオン信号ＳONを出力すると共に、直流電源２からの直流電圧を電流検出用抵抗４に出力する。また、信号切替スイッチ７は、ＣＰＵ９によって切替制御され、可動接点７ｃがブレーク接点７ａに切り替えられている状態のときは増幅回路５から出力された検出電圧ＶI をＡ／Ｄ変換部８に出力し、可動接点７ｃがメーク接点７ｂに切り替えられた状態のときは増幅回路６から出力された検出電圧ＶV をＡ／Ｄ変換部８に出力する。
【００２６】
ＣＰＵ９は、内部タイマを備えて高速処理が可能に構成されており、電流検出用抵抗４の抵抗値、およびＡ／Ｄ変換部８から出力された両測定データＤI ，ＤV に基づく充電電流ＩS や端子間電圧ＶS および等価直列抵抗を演算する。また、ＣＰＵ９は、図外の主電源スイッチが操作されたときに作動を開始して内部タイマを作動させ、測定開始スイッチ３が操作されたときには、後述する測定処理を開始する。さらに、ＣＰＵ９は、測定処理時においては、切替信号ＳC を出力して信号切替スイッチ７の切替を制御することにより、Ａ／Ｄ変換部８から出力された測定データＤI ，ＤV を交互に入力する。
【００２７】
次に、ＣＰＵ９による測定処理について、図２（ａ），（ｂ）を参照しつつ説明する。
【００２８】
まず、実際の測定処理に先立って、測定者によって端子Ｔａ，Ｔｂ間にコンデンサＣが接続される。次いで、主電源スイッチが投入されると、ＣＰＵ９は、内部タイマをリセットすると共に、切替信号ＳC を所定時間間隔で出力することにより増幅回路５，６によって増幅された検出電圧ＶI ，ＶV をＡ／Ｄ変換部８に対して交互に入力させ、かつＡ／Ｄ変換部８から出力された測定データＤI ，ＤV にそれぞれ基づいて充電電流ＩS および端子間電圧ＶC を演算すると共にその演算結果をＲＡＭ１０に記憶させる。次いで、測定開始スイッチ３が操作されると、ＣＰＵ９は、測定開始スイッチ３のオン信号ＳONを入力することにより実際の測定処理を開始する。
【００２９】
測定処理では、ＣＰＵ９は、測定開始スイッチ３のオン信号ＳONを入力した時の内部タイマのタイマ値を読み取ると共に、そのタイマ値と、その時にＡ／Ｄ変換部８から出力された測定データＤI ，ＤV にそれぞれ基づいて充電電流ＩS および端子間電圧ＶC を演算した後にその演算結果をＲＡＭ１０に記憶させる。この際の、タイマ値、充電電流ＩS および端子間電圧ＶS は、同図（ａ），（ｂ）に示すように、それぞれ値ｔ1 、値０および値Ｖ1 となる。なお、同図（ａ）における充電電流ＩS は、測定データＤI に基づいて演算される電流検出用抵抗４の両端電圧ＶS を、電流検出用抵抗４の抵抗値で除算することによって求められている。また、同図（ｂ）に示すように、測定対象のコンデンサＣは、測定開始時において電荷が蓄積されている状態でもよく、完全に放電している状態のコンデンサＣを測定する場合には、測定開始時における端子間電圧ＶS は値０となる。
【００３０】
次いで、ＣＰＵ９は、所定時間経過後まで、タイマ値と充電電流ＩS および端子間電圧ＶC の値とをＲＡＭ１０に記憶させる。この場合、同図（ｂ）に示すように、端子間電圧ＶC の値は、コンデンサＣが満充電になると、直流電源２から出力される直流電圧ＶA とほぼ等しくなる。このため、ＣＰＵ９は、端子間電圧ＶC の値が直流電圧ＶA に達した時に測定データＤI ，ＤV の入力、およびＲＡＭ１０に対する記憶処理を停止してもよい。
【００３１】
所定時間経過後、ＣＰＵ９は、充電電流ＩS および端子間電圧ＶC に基づいてコンデンサＣの等価直列抵抗ｒを演算する。
【００３２】
この演算処理では、ＣＰＵ９は、最初に、充電電流ＩS の最大値を演算する。この場合、充電電流ＩS の過渡応答は、同図（ａ）に示すように、測定開始後極めて短時間の時に（タイマ値ｔ２）充電電流の最大値ＩS(MAX)となり、その後は徐々に減少する特性を示している。したがって、ＣＰＵ９は、充電電流ＩS の値を順次比較することにより最大値ＩS(MAX)を求める。なお、ＣＰＵ９は、測定データＤI の値を順次比較することにより、測定データＤI の最大値と、その時のタイマ値とを求めると共に、下記の▲１▼式によって充電電流の最大値ＩS(MAX)を演算してもよい。
ＩS(MAX)＝測定データＤI の最大値／（電流検出用抵抗４の抵抗値）・・▲１▼式
【００３３】
次に、ＣＰＵ９は、最大値ＩS(MAX)が得られた時の端子間電圧ＶC の値を求める。この場合、同図（ｂ）に示すように、値Ｖ2 が求まる。次いで、ＣＰＵ９は、最大値ＩS(MAX)が得られた時におけるコンデンサＣの端子間電圧ＶC と、充電開始時におけるコンデンサＣの端子間電圧ＶC との電圧差ΔＶを演算する。この場合、電圧差ΔＶは、下記の▲２▼式によって表される。
ΔＶ＝Ｖ2 −Ｖ1 ・・・・・・・・・▲２▼式
【００３４】
次いで、ＣＰＵ９は、下記の▲３▼式に従って、コンデンサＣの等価直列抵抗ｒを演算する。
ｒ＝ΔＶ／ＩS(MAX)・・・・・・▲３▼式
ここで、▲３▼式によって等価直列抵抗ｒを求めることができるのは以下によって説明できる。すなわち、コンデンサＣが、理想コンデンサのみで構成され（つまり、等価直列抵抗ｒの値が０Ω）、かつ直流電源２が無限大の電流値を出力可能に構成されている場合には、コンデンサＣの端子間電圧ＶC は、直流電源２からの充電電流ＩS によって電圧ＶA まで瞬時に充電される。一方、コンデンサＣが有限値である等価直列抵抗ｒを有しているため、コンデンサＣを充電する充電電流ＩS の最大値ＩS(MAX)は、等価直列抵抗ｒによって決定される。また、その最大値ＩS(MAX)が流れた時の電圧降下に起因して発生する等価直列抵抗ｒの両端電圧ＶS が、上記▲３▼式における電圧差ΔＶと等しくなる。したがって、上記▲３▼式に示すように、電圧差ΔＶと最大値ＩS(MAX)とに基づいて等価直列抵抗ｒを逆算することができる。
【００３５】
以上のように、この実施形態に係る測定装置１によれば、充電開始時におけるコンデンサＣの端子間電圧ＶC と、充電電流ＩS の最大値ＩS(MAX)が流れた時のコンデンサＣの端子間電圧ＶC と、電流検出用抵抗４の抵抗値とに基づいて、コンデンサＣの等価直列抵抗ｒを容易に測定することができる。この場合、従来の等価直列抵抗測定装置２１においては位相検出部２４によって検出された位相差に基づいて等価直列抵抗ｒを測定していたのに対し、この測定装置１では、そのような位相差の測定を必要としない。このため、上記の位相差が小さい大容量コンデンサの等価直列抵抗ｒを測定する場合の測定精度を従来の等価直列抵抗測定装置２１に比べて大幅に向上させることができる。
【００３６】
また、コンデンサＣに電荷が蓄積されている状態であっても等価直列抵抗ｒを測定することができるため、例えば、大容量蓄電池などの等価直列抵抗を測定する場合には、煩雑な電荷放電処理を不要にすることができる結果、測定時間の大幅な短縮を図ることができる。
【００３７】
次に、図３を参照して他の実施形態に係る等価直列抵抗測定装置１１（以下、単に「測定装置１１」ともいう）について説明する。なお、測定装置１と同一の構成要素については同一の符号を付して重複説明を省略する。
【００３８】
同図に示す測定装置１１は、電流検出用抵抗４および増幅回路５に代えて、それぞれ、クランプ型の電流センサ１２および増幅回路１３を用いている点が測定装置１とは異なっている。この場合、電流センサ１２は、磁気コアと出力巻線とで構成されたトランスであって、直流電源２とコンデンサＣとを接続する接続線を一次巻線とし、その一次巻線に流れる電流に応じた電圧を出力巻線に誘起する。一方、増幅回路１３は一般的な増幅器で構成されており、増幅回路５が差動型であるのに対し、簡易に構成することが可能となっている。
【００３９】
この測定装置１１では、増幅回路１３が、電流センサ１２から出力される誘起電圧を増幅することにより、検出電圧ＶI を検出している。他の測定処理を初めとする動作については、測定装置１と同様にして行われる。この測定装置１１においても、位相差の測定を必要としないため、その位相差が小さい大容量コンデンサの等価直列抵抗ｒを測定する場合の測定精度を従来の等価直列抵抗測定装置２１に比べて大幅に向上させることができる。
【００４０】
なお、本発明は、上記した両実施形態において説明した構成に限定されず、適宜変更することができる。例えば、これらの実施形態では、信号切替スイッチ７を切り替えることによって両測定データＤI ，ＤV をＣＰＵ９に交互に入力させているが、Ａ／Ｄ変換部８を２つ配設することによって、ＣＰＵ９が、両測定データＤI ，ＤV を同時に入力するように構成してもよい。また、増幅回路５，６は、任意の構成を採用することができる。
【００４１】
また、両実施形態では、増幅回路５，６からの検出電圧ＶI ，ＶV を信号切替スイッチ７によって交互に切り替えているが、これに限定されない。例えば、本発明は、増幅回路５および増幅回路６の一方のみを用いると共に、電流検出用抵抗４の両端電圧ＶS とコンデンサＣの端子間電圧ＶC とを信号切替スイッチ７によって切り替えて一方の増幅回路５（または増幅回路６）に出力し、かつ一方の増幅回路５（または増幅回路６）から検出電圧ＶI ，ＶV をＡ／Ｄ変換部８に直接出力するようにしてもよい。この場合には、本発明における差動増幅回路と増幅回路とを１つの増幅回路で構成することができ、これにより、装置のコストダウンを図ることができる。
【００４２】
さらに、両実施形態では、ＣＰＵ９は、主電源が投入されたときにタイマ動作を開始しているが、測定開始スイッチ３からオン信号ＳONが出力されたときにタイマ動作を開始してもよいのは勿論である。
【００４３】
さらに、充電電流を検出する電流検出手段は、両実施形態に示した構成に限定されず、適宜変更することが可能である。また、電流検出手段は、コンデンサＣと直流電源２の−OUTPUT端子との間に配設してもよいのは勿論である。
【００４４】
【発明の効果】
以上のように、請求項１から３に記載の容量性素子の等価直列抵抗測定方法、および請求項５から７に記載の等価直列抵抗測定装置によれば、充電電流の最大値が得られた時の容量性素子の端子間電圧および充電開始時における容量性素子の端子間電圧の電圧差と、充電電流の最大値とに基づいて等価直列抵抗を逆算することにより、従来の等価直列抵抗測定装置２１とは異なり、等価直列抵抗を測定するためのパラメータとして前述した位相差を用いる必要がないため、容量性素子が大容量の場合であっても、極めて高精度で等価直列抵抗を測定することができる。
【００４５】
また、請求項４記載の容量性素子の等価直列抵抗測定方法、および請求項８記載の等価直列抵抗測定装置によれば、充電電流の演算と、容量性素子の端子間電圧の測定とを交互に実行することによって、等価直列抵抗を測定するための測定装置を簡易に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る等価直列抵抗測定装置の回路図である。
【図２】（ａ）はコンデンサの充電電流ＩS の過渡応答を示す充電電流特性図であり、（ｂ）はコンデンサの端子間電圧ＶC の過渡応答を示す端子間電圧特性図である。
【図３】本発明の他の実施形態に係る等価直列抵抗測定装置の回路図である。
【図４】従来の等価直列抵抗測定装置の回路図である。
【図５】従来の等価直列抵抗測定装置におけるモニタ信号波形と位相検出部によって検出されたコンデンサの端子間電圧波形とを示す信号波形図である。
【符号の説明】
１  等価直列抵抗測定装置
２  直流電源
４  電流検出用抵抗
５  増幅回路
６  増幅回路
７  信号切替スイッチ
９  ＣＰＵ
１１  等価直列抵抗測定装置
１２  電流センサ
１３  増幅回路
Ｃ  コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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