(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電子装置の音波起動式制御を提供するためのシステムであって、
信号を生成し、該信号のパルスを送信し、被変調信号を受信し、前記電子装置を制御するための命令を含む音波信号に対応する前記被変調信号と前記信号の間の差を決定し、前記音波信号の命令を用いて、前記電子装置を制御するためのインテロゲータユニットと、
該インテロゲータユニットと離間され、前記信号パルスを前記インテロゲータユニットから受信し、該信号パルスを前記音波信号を用いて変調して前記被変調信号を形成し、該被変調信号を前記インテロゲータユニットに送信するための音響駆動式マイクロホンユニットと、
を備える、システム。
【請求項２】
前記信号は連続した無線周波数（ＲＦ）信号である、請求項１記載のシステム。
【請求項３】
前記インテロゲータユニットは、前記信号を生成するための表面弾性波（ＳＡＷ）発振器を備える、請求項１記載のシステム。
【請求項４】
前記インテロゲータユニットは、前記信号をゲートして前記信号パルスを生成するための送信無線周波数スイッチ（ＲＦ）を備える、請求項１記載のシステム。
【請求項５】
前記インテロゲータユニットは、前記信号パルスを前記マイクロホンユニットに送信するための送信アンテナを備える、請求項１記載のシステム。
【請求項６】
前記インテロゲータユニットは、前記マイクロホンユニットから前記被変調信号を受信するための受信アンテナを備える、請求項１記載のシステム。
【請求項７】
前記インテロゲータユニットは、前記被変調信号をゲートするための受信無線周波数（ＲＦ）スイッチを備える、請求項１記載のシステム。
【請求項８】
前記インテロゲータユニットは、前記パルスの数が所定の値に達するまで、前記信号の正のパルスを計数し、前記所定の値に達すると、前記信号パルスの前記マイクロホンユニットへの送信を起動し、所定の遅延が満了すると、前記マイクロホンユニットからの前記被変調信号の受信を起動する、デジタルカウントダウンデバイダを備える、請求項１記載のシステム。
【請求項９】
前記インテロゲータユニットは、前記被変調信号を増幅する低雑音増幅器を備える、請求項１記載のシステム。
【請求項１０】
前記インテロゲータユニットは、前記被変調信号から帯域外雑音および干渉を除去する表面弾性波（ＳＡＷ）バンドパスフィルタを備える、請求項１記載のシステム。
【請求項１１】
前記インテロゲータユニットは、前記信号と前記被変調信号の間の差を測定し、その差に対応する前記音波信号を生成する乗算器を備える、請求項１記載のシステム。
【請求項１２】
前記インテロゲータユニットは、前記音波信号から高周波成分を除去し、除去された音波信号に対応する電圧信号を生成するロウパスフィルタを備える、請求項１１記載のシステム。
【請求項１３】
前記電圧信号は、滑らかに変化する電圧信号である、請求項１２記載のシステム。
【請求項１４】
前記インテロゲータユニットは、前記電圧信号を受信し、該電圧信号を前記電子装置を制御するための命令として解釈する信号プロセッサユニットを備える、請求項１２記載のシステム。
【請求項１５】
前記信号プロセッサユニットは音声ボコーダである、請求項１４記載のシステム。
【請求項１６】
前記音響駆動式マイクロホンユニットは、前記被変調信号を前記信号パルスの遅延エコーバーストとして生成する表面弾性波（ＳＡＷ）素子を備え、前記遅延エコーバーストは、前記表面弾性波素子の表面に加えられた力によって生成され、該力は前記マイクロホンユニットを取り巻く空気中の音波の圧力から生じる、請求項１記載のシステム。
【請求項１７】
前記表面弾性波（ＳＡＷ）素子は遅延線である、請求項１６記載のシステム。
【請求項１８】
前記音響駆動式マイクロホンユニットは、該マイクロホンユニットを取り巻く空気中の音波の圧力を吸収するダイアフラムを備える、請求項１６記載のシステム。
【請求項１９】
前記音響駆動式マイクロホンユニットは、前記ダイアフラムと前記表面弾性波素子の間に配置され、前記ダイアフラムによって吸収された前記圧力を、前記表面弾性波素子の表面に加えられる力へと伝達する第１のプッシュロッドを備える、請求項１８記載のシステム。
【請求項２０】
前記音響駆動式マイクロホンユニットは、前記ダイアフラムと前記表面弾性波素子の間に配置され、前記第１のプッシュロッドにおける前記ダイアフラム上の音波圧力を吸収するレバーと、
該レバーと前記表面弾性波素子の間に配置され、前記レバーによって吸収された圧力を前記表面弾性波素子の表面に伝達する第２のプッシュロッドであって、該伝達される圧力は、この圧力に応答してＭのファクタで前記表面弾性波素子の表面に加えられる力を増大する、該第２のプッシュロッドと、
をさらに備える、請求項１９記載のシステム。
【請求項２１】
前記音響駆動式マイクロホンユニットは、前記信号パルスを前記インテロゲータユニットから受信すると共に、前記被変調信号を前記インテロゲータユニットに送信するためのアンテナを備える、請求項１記載のシステム。
【請求項２２】
前記アンテナは、ダイポールアンテナ、パッチアンテナ、およびループアンテナからなる群から選択されるアンテナである、請求項２１記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受動および無線インタフェースを用いてコンピュータ駆動装置の音声起動制御が可能な総合マイクロホン兼トランシーバシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
コンピュータ制御されるシステムの数が増大するにつれ、このようなシステムを制御するためのより洗練されたアプローチに対する必要性も増大する。特に、コンピュータシステムの音声起動制御が必要とされている。例えば、自動車制御システムにおいて、運転手の音声を用いて、ラジオ、ヘッドライト、キャビンライト、フロントガラスワイパ、およびセルラ電話を含むがこれらの限定されない付属品を作動化または非作動化することができる。また、音声起動を用いてこのような付属品を制御することで、運転手の両手がステアリングホィールの操作に自由になり、よって運転手がより容易に道路の状態に集中できるようになる。さらに、家庭や同様の環境において、ドアの施錠解除、ライトのオン／オフ、電化製品のオン／オフ等に音声起動を用いることができる。コンピュータシステムを制御するための従来の技術は、システムユーザの側での手動の介入を必要とするため、一般にあまり有用ではない。また、制御が音声起動によって実行される場合、周囲雑音がある中での音声認識に関する問題、およびマイクロホンユニットへの電力提供に関する問題が依然として存在する。周囲雑音がある中での音声認識に関する問題は通常、操作者の音声源がコンピュータから離れているか、または操作者が雑音の中にいる場合に見られる。例えば、雑音のある車内では、マイクロホンが運転手の口の近くになければ、運転手の音声の認識は困難である。また、有線のマイクロホンおよび無線のマイクロホンの双方が現在入手可能であるが、それぞれがマイクロホンへの電源供給に関する問題を呈している。例えば、有線のマイクロホンは、通常自動車の本体を通ってシートベルトまで通る高価なワイヤを必要とし、シートベルトの頻繁な引き込みは結果としてワイヤを切断させることになる。一方、無線マイクロホンはバッテリを必要とし、消費者は、車内の機器には一般に自動車の寿命を通してこのような同様のメンテナンスが必要ではないため、定期的にバッテリを交換するのを嫌がる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、バッテリの電力を必要としない受動かつ無線のインタフェースを用いて、コンピュータシステムの音声起動制御を提供する総合マイクロホン兼トランシーバシステムが非常に望まれている。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
電子装置システムの音波起動制御を提供するための音声起動マイクロホンおよびトランシーバシステムを提供する本発明により、従来技術の上記および他の欠点に対処し、克服する。本システムは、信号パルスを送信し、被変調信号パルスを受信し、送信された信号パルスと被変調信号パルスの間の遅延が、電子装置の制御に用いられる一意の音波信号に対応するように、上記被変調信号パルスを復調するインテロゲータユニットを備える。インテロゲータユニットから信号パルスを受信し、電子装置を制御するための命令を含む音波信号を用いて上記信号パルスを変調し、信号プロセッサによる分析のために上記被変調信号パルスをインテロゲータユニットに返送する音響駆動式マイクロホンユニットもまた備えられる。
【０００５】
本発明の代替の実施形態において、光信号が光学インテロゲータユニットから送信され、光学マイクロホンユニットによって受信され反射される。光信号は、マイクロホンユニットを取り巻くエリアにおける音声音波信号の空気圧に応答して振幅変調され、インテロゲータソースに反射して戻され、ここで音声信号プロセッサユニットが最終的に上記信号を処理する。
【０００６】
【発明の実施の形態】
次に、以下の説明および添付図面を参照する。
電子装置の音声起動制御を提供するためのシステムについて説明する。
一般に、無線周波数（ＲＦ）信号パルス等の信号パルスが、インテロゲータユニットからマイクロホンユニットに送信される。マイクロホンユニットは信号パルスを受信し、上記送信された信号パルスを音声音波信号に対応する音波を用いて変調する。被変調信号は、マイクロホンユニットを取り巻く空気中の音声からの音圧がＲＦエコーの遅延またはリンギング周波数を変調するＲＦエコーとして生成される。その後、マイクロホンユニットは信号を変調したものをインテロゲータユニットに送信し、ここで音声信号が検出され、後に音声信号プロセッサユニットによって処理される。
【０００７】
あるいは、光信号が光学インテロゲータユニットから送信され、光学マイクロホンユニットによって受信され反射される。光信号は、マイクロホンユニットを取り巻くエリアにおける音声音波信号の空気圧に応答して振幅変調され、インテロゲータソースに反射して戻され、ここで音声信号プロセッサユニットが最終的に上記信号を処理する。
【０００８】
本発明の好ましい実施形態を説明する目的のため、自動車システムの制御に音声起動を用いて本発明を説明する。しかし、本発明は特定のコンピュータシステムまたは電子装置への制御の提供に制限されないことに留意することが重要である。実際、本発明は、自動車システムおよび家庭システム（例えば、ドアの施錠解除、ライト、電化製品のオン／オフ等）を含むがこれらに制限されない任意のコンピュータベースシステムの音声起動制御の提供に利用することができる。本発明はまた、保護されたシステム、例えば一意に識別可能な音声信号コマンドを認識した上でのみユーザにアクセスを認可するシステムへのアクセス提供に利用することも可能である。
【０００９】
図１を参照し、本発明の第１の実施形態において、本明細書ではさらに表面弾性波（ＳＡＷ）マイクロホンユニットとも呼称するマイクロホンユニット１０が、ハウジング１２、上記ハウジング１２内に搭載された薄い可撓性ＳＡＷ素子１４、ハウジング１２を通してＳＡＷ素子１４に取り付けられる１本のアンテナ（あるいは複数本のアンテナ）１６、およびハウジング１２の開口部を密閉するダイアフラムカバー１８を備えて図示される。ＳＡＷマイクロホンユニット１０は、好ましくは運転手のシートベルトに装着されるが、あるいはマイクロホンユニットの受信感度を増大するために、複数のマイクロホンユニットを運転手のシートベルトに装着してもよい。ハウジング１２は、貫通型であり、かつプリントされたＲＦトレース（図示せず）を備える、約０．１インチ厚のセラミックパッケージであることが好ましい。ＳＡＷ素子１４は、約４ミル（０．００４インチ）厚のニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ3）圧電性結晶から形成される単一変換器ＳＡＷ遅延線デバイスであることが好ましいが、代替としてＳＡＷ共振器デバイスであってもよい。アンテナ１６は、図１においてワイヤダイポールアンテナとして図示されているが、代替として、パッチアンテナ、ループアンテナ、またはＲＦ周波数の使用に適した小型アンテナを含むことができる。
【００１０】
図１にはＳＡＷ遅延線として示されるＳＡＷ素子１４は、加えられたＲＦ信号バーストの遅延エコーを提供する。特に、ＳＡＷ遅延線は、ギャップエリア（図示せず）により離隔された２グループのインターデジタル電極フィンガからなるインターデジタル金属膜変換器（図示せず）を含む。ＳＡＷ変換器の中心周波数付近のＲＦ放射のバーストにより作動されると、各グループの変換器フィンガが表面弾性波を遅延線クリスタル１４の表面に沿って左右双方に送信する。このような作動は、ダイポールアンテナ１６がＳＡＷ変換器と同じ中心周波数においてインテロゲータユニット発振器（後述）により生成された送信ＲＦ信号を受信した結果発生する。吸収器（図示せず）が遅延線クリスタル１４の端部に移動する波を抑制し、初期ＲＦトーンバーストの数マイクロ秒後に、クリスタル１４の中心に移動する波が、反対グループの電極に達する。ここで、波がＲＦトーンバーストに再変換され、これが、インテロゲータユニットから受信したＲＦバースト信号の遅延エコーとして、マイクロホンユニットアンテナ１６から再送信される。
【００１１】
ＳＡＷデバイス１４の遅延は、クリスタルの表面歪みに比例して変更するため、音波信号、本明細書では運転手の音声により、送信されたＳＡＷ遅延線１４のパルス遅延を変調することができる。特に、表面歪みは、マイクロホン１０を取り巻く空気中の周囲音の空気圧により強制的に上下させられるダイアフラム１８から、プッシュロッド２０を通して加えられる力によって生じる。ダイアフラム１８は、運転手の音声の音波により生成される圧力を力に変換する。次に、この力がプッシュロッド２０を介して、ハウジング１２の基部に片持ち梁として搭載される、ＳＡＷ遅延線１４の自由端２２に伝えられる。梁はＳＡＷ遅延線１４を撓ませ、これによりクリスタル表面上に機械的歪みが生じる。その結果、ＳＡＷ遅延線１４の遅延は、運転手の音声によって生成されるマイクロホンユニット１０における空気圧に伴い変化する。
【００１２】
ＳＡＷ遅延線１４は単一変換器における２つのインターデジタル電極において遅延エコーを生成するよう設計されるため、ＳＡＷ遅延線１４はＲＦ信号バーストの遅延したものをアンテナ１６から再送信することができる。ここでは運転手の音声を用いて変調された、遅延信号は、インテロゲータユニット内にある受信アンテナによって受信され、ここで、後述するように、インテロゲータユニットにより運転手の音声を表すものとして復調される。
【００１３】
図２を参照して、本明細書ではＳＡＷインテロゲータユニットともさらに呼称するインテロゲータユニット２６は、表面弾性波（ＳＡＷ）発振器２８、ＲＦ送信スイッチ３０、送信アンテナ３２、受信アンテナ３６、ＲＦ受信スイッチ３８、および音声信号プロセッサ（音声ボコーダ）４８を備える。図２における実線のパスラインは、電気経路を表す。好ましい実施形態を説明する目的のため、ＳＡＷインテロゲータユニット２６は、自動車のダッシュボードや遮光板に搭載されることが好ましく、ここで、マイクロホンユニットにＲＦ信号パルスバーストを送信し、バーストの遅延エコーを受信することで、ＳＡＷマイクロホンユニットにおける空気圧を測定する。一連の送信信号パルスバーストおよび受信信号エコーバーストは、ＳＡＷマイクロホンユニットでの運転手の音声により生成される空気圧が、測定が運転手の音声のサウンドの正確な表現を提供するのに十分な頻度で、例えば１秒当たり約５００，０００回など、ＳＡＷインテロゲータユニット２６により１秒当たり多数回繰り返される。
【００１４】
より具体的に、図１に示すＳＡＷマイクロホンユニット１０内にあるＳＡＷ遅延線デバイス１４と同じ中心周波数、ここでは９１５ＭＨｚを有するＳＡＷ発振器２８が設けられる。ＳＡＷ発振器２８は連続ＲＦ信号２７を生成し、これがＲＦ送信スイッチ３０に加えられる。同時に、デジタルカウントダウンデバイダ３４が、パルスの数が９１５に達するまで、ＳＡＷ発振器のＲＦ信号２７の正のパルスを計数する。パルスの数が９１５に達すると、デジタルカウントダウンデバイダ３４が符号３５においてＲＦスイッチ３０を作動して、ＳＡＷ発振器のＲＦ信号２７の時間ゲートされたバースト３３を送信アンテナ３２に渡し、カウントダウンデバイダ３４がリセットされて再び計数を開始する。１マイクロ秒後、受信ＲＦスイッチ３８が、デジタルカウントダウンデバイダ３４からの遅延信号４１によって作動されて、受信アンテナ３６から時間ゲートされた信号エコーバースト４３を受信する。受信ＲＦスイッチ３８が、ＳＡＷマイクロホンユニット１０から送信される遅延されたサウンド変調された信号エコーバースト４３を受信し、ＳＡＷマイクロホンユニット１０に送信されたより初期のより強力な時間ゲートされた信号バースト３３を受信しないように、デジタルカウントダウンデバイダ遅延３１は、１マイクロ秒にセットされる。ＳＡＷマイクロホンユニット１０は、運転手の音声のサウンドによって生成される、マイクロホンユニットを取り巻く空気の瞬間圧に比例する遅延を有する被変調信号として信号エコーバースト４３を戻す。
【００１５】
ＲＦ受信スイッチ３８は、信号エコーバースト４３をゲートし、被ゲート信号４５を低雑音増幅器４０に加え、これが被ゲート信号エコーバースト４５を増幅する。次に、増幅された信号４７がＳＡＷバンドパスフィルタ４２を通過し、そうでなければＳＡＷマイクロホンユニット１０から受信し、後に音声ボコーダ４８によって処理される音声信号に望ましくない雑音を導入することになる帯域外雑音および干渉を除去する。ＳＡＷバンドパスフィルタ４２の中心周波数は、ＳＡＷ発振器２８と同じ周波数にセットされることが好ましい。ＳＡＷバンドパスフィルタ４２の帯域幅は、マイクロホンユニットからの被変調無線エコー４３のスペクトルを通過させなければならないため、上記帯域幅は実際に可能な限り狭く、しかし２０ｋＨｚ以上でなければならない。また、ＳＡＷバンドパスフィルタ４２の帯域幅が狭いため、帯域外雑音および干渉が広く除去され、それによってＲＦ信号２７と戻される信号エコーバースト４３の間の位相差を正確に測定することができる。
【００１６】
なお図２を参照し、位相検出乗算器４４を介して、連続ＲＦ信号２７の位相に対して増幅された信号エコーバースト４７の位相を測定する。乗算器４４において測定される位相変化は、元の信号バースト３３を変調した音声の結果、ＳＡＷマイクロホンユニットのＲＦエコーの遅延の変化の結果である。乗算器４４の出力における位相信号４９がロウパスフィルタ４６、好ましくは１０ＫＨｚフィルタに与えられ、これが不要な高周波成分を位相信号４９から取り除き、運転手の音声のサウンドに応答して滑らかに変化する電圧信号５１に位相信号４９を変換する。電圧信号５１は信号プロセッサユニット４８に送信され、ここで、従来の音声認識技術を用い、信号プロセッサ４８が音声信号５１を運転手の音声コマンドとして解釈し、上記コマンドを用いて、特定の装置、例えば自動車のフロントガラスワイパを電気的に制御する。
【００１７】
図３を参照し、本発明の代替の実施形態において、レバー要素５２を利用してＳＡＷマイクロホンユニット５０の音響感度を機械的に増大するマイクロホンユニット５０を示す。上述したように、マイクロホンユニット５０を取り巻くエリアにある音声音波からの空気圧により、ダイアフラム５４に対して最初の力が生成される。しかし、ここでは、ダイアフラム５４が第１のプッシュロッド５６を介してこの力をレバー５２の自由端５８に加える一方、支点６２または同様のデバイスによってレバー５２の反対端６０の移動が制限される。レバー５２の下側に、第１のプッシュロッド５６が支点６２から離隔した距離の１／５分支点６２から離れたポイントに、ＳＡＷ素子６６の自由端に５倍の力を伝達する第２のプッシュロッド６４がある。この追加の力によりＳＡＷ素子６６の可撓性が増大し、これが次にＲＦエコーの遅延を比例して変化させ、それによって運転手の音声に対するマイクロホンユニット５０の感度を増大する。また、図１に示したように、運転手の音声を表す音波はＲＦトーンバーストに再度変換され、これが、インテロゲータユニットから受信したＲＦバースト信号の遅延エコーとして、マイクロホンユニットアンテナ６７から再度送信される。図３に示すような単一レバーの使用を、いくつかのレバーの使用に拡張してもよいことに留意することが重要である。例えば、２つのレバーを用いることで、第１のレバーが５に等しい力増倍率を提供し、これをまた５に等しい力増倍率を提供する第２のレバーに与えることが可能である。このようにすると、ＳＡＷ素子６６の表面を押下する力の総計が２５の倍率まで増大する。
【００１８】
図４を参照すると、本発明の別の実施形態によるコンデンサ・マイクロホンユニット６８が示される。コンデンサ・マイクロホンユニット６８は、コンデンサ・マイクロホン７０、誘導子７２、およびアンテナ７４（ワイヤダイポールアンテナとして図示）を備える。
【００１９】
コンデンサ・マイクロホン７０は、第１のプレート７６が、周囲の空気中での音の存在に応答して、第２のプレート７８に向かって移動したり、それから離れて移動したりするコンデンサである。最も基本的な形態において、第１のプレート７６は、マイクロホンユニット・ハウジング（図示せず）の開口部を密閉する、受動的に取り付けられたダイアフラムであり、第２のプレート７８は、マイクロホン・ハウジングの背面に相対する位置に堅固に固定される。第１のプレート７６は音波に伴って移動するため、マクロフォン７０の容量も同様に音波の容量に伴って変化する。したがって、コンデンサ・マイクロホン７０は、容量の対応する変化により、空気の瞬間圧の変化を表す。
【００２０】
誘導子７２およびコンデンサ・マイクロホン７０は、並列共振回路８０で組み合わせられる。マイクロホン７０の容量は、上述したように音波に伴って変化するため、回路８０の共振周波数もまた音波に伴って変化する。共振回路８０はアンテナ７４に接続されるため、共振回路８０の共振周波数に近い共振周波数を有するアンテナ７４が短い広帯域のＲＦバーストを受信すると、上記ＲＦバーストが共振回路８０に加えられ、ここで受信周波数における交流電流が回路８０に蓄積され、そうすることでエネルギーを蓄える。受信バーストの送信が停止すると、交流電流は、蓄えられたエネルギーが枯渇するまで、アンテナ７４から再放出（「リング」）し続ける。再放出される信号の周波数は、共振回路８０の共振周波数にセットされるため、上記周波数は、音声波信号の結果として、コンデンサ・マイクロホン６８のダイアフラムに瞬間音圧の指示を提供する。その結果、図６に関して後述するようなコンデンサ／クリスタルインテロゲータユニットは、「リンギング」周波数を測定し、マイクロホン７０のダイアフラム上に力を生成する音声によって生じる瞬間圧に関連するものに上記測定を変換する。
【００２１】
図５を参照し、本発明の別の実施形態によるクリスタルマイクロホンユニット８２を示す。クリスタルマイクロホンユニット８２は、可変コンデンサ８４、誘導子８６、アンテナ８８、圧電性（「クリスタル」）マイクロホン９０、ブロッキング・コンデンサ９２、およびＲＦチョーク９４を備える。図４に示すコンデンサ・マイクロホンユニット６８と同様に、クリスタルマイクロホンユニット８２は、固定誘導子８６と、並列共振回路９６の共振周波数を変調する、ここではバラクタである可変コンデンサ８４とを備える並列共振回路９６を含む。また、図４に示すコンデンサ・マイクロホンユニット６８と同様に、並列共振回路９６はアンテナ８８に接続される。
【００２２】
図４に示すコンデンサ共振回路８０のように、クリスタル回路９６の共振周波数は、運転手の音声のサウンドによる周囲の空気圧変化に伴い変化する。しかし、コンデンサ・マイクロホンユニットの共振回路８０（図４参照）のコンデンサとは異なり、クリスタル共振回路９６のコンデンサは、バラクタ８４として提供される。バラクタ８４は、直流（ＤＣ）または低周波数バイアスを加えることで調整される容量を有する既知の半導体デバイスである。ここで、好ましくは従来のクリスタルマイクロホンであるマイクロホン９０はバイアス電圧を生成する。高インピーダンスバラクタ８４と併せて用いる場合に優れた感度を提供する、高出力電圧および高インピーダンスにより、クリスタルマイクロホン９０が好ましい。
【００２３】
ＲＦチョーク９４は、クリスタルマイクロホン９０の容量の、共振回路９６のリンギング共振周波数への干渉を防止するために設けられ、ブロッキング・コンデンサ９２は、マイクロホンユニット８２の出力電圧の誘導子８６による短絡を防止するために設けられる。
【００２４】
図６を参照して、本発明の別の実施形態によれば、デジタルカウントダウン・デバイダ９９内に２つのマイクロ秒遅延１００と、好ましくは０．１ミリ秒（ｍｓ）の定数を有するフェーズドロックループ（ＰＬＬ）１１０とを含むことを除き、図２に示すインテロゲータユニット２６と同様のコンポーネントおよび動作を有するコンデンサ／クリスタルインテロゲータユニット９８を示す。また、図１および図３に示すもののように、ＳＡＷマイクロホンユニットに存在する音声の音圧を測定する代わりに、無線コンデンサ／クリスタルインテロゲータユニット９８は、図４および図５に関して上述したもののように、コンデンサ・マイクロホンまたはクリスタルマイクロホンユニットにおける音圧を測定する。
【００２５】
図２に示すＳＡＷインテロゲータユニットと同様に、コンデンサ／クリスタルインテロゲータユニット９８は、発振器１１２の連続信号出力１１１をゲートすることで生成される短いＲＦバースト１１３（例えば、１マイクロ秒バースト）を送信する。短いＲＦバースト１１３は、送信アンテナ１１４を介してコンデンサまたはクリスタルのマイクロホンユニットに送信され、そこで音声音波信号を用いて変調することができる。被変調ＲＦバーストは、マイクロホンユニットにある受信アンテナで受信され、これにより無線周波数で交流電流でエネルギーを蓄えるマクロフォンユニット共振回路を励起する。インテロゲータの送信バースト１１３が停止すると、マイクロホンユニットの共振回路に蓄えられたエネルギーが、マイクロホンユニット自身の共振周波数における交流電流として継続し、エネルギーの損失として、そのアンテナから「リンギング」無線信号を再度送信する。
【００２６】
なお図６を参照して、マイクロホンユニットのアンテナから送信されたリンギング無線信号は、複数のＲＦエコーバースト信号１１７として、インテロゲータユニット受信アンテナ１１６で受信される。信号１１７はそれぞれ、ＲＦ受信スイッチ１１５および低雑音増幅器１１９によりそれぞれ時間ゲートされ増幅される。また、図２に示すインテロゲータユニットとは異なり、信号１１７は、コンデンサ・マイクロホンまたはバラクタマイクロフォンの周波数被変調エコーから復調される。これを達成するため、フェーズドロックループ１１０が、マイクロホンからの一連の周波数被変調エコー１１７の平均周波数および位相を表す狭帯域連続信号１２１を生成する。この平均信号１２１の位相は、エコー１１７の周波数と共に変化する。これは、エコー１１７が最初は送信信号１１３と同位相であるが、周波数の違いにより時間の経過に伴い位相がずれるためである。したがって、フェーズドロックループ１１０の出力における信号１２１の位相は、ＳＡＷ発振器１１２の連続信号１１１と比較する場合、マイクロホンにおける圧力の測定値であり、乗算器（位相検出器）１２９がこの位相に対応する電圧信号１２３を生成する。フィルタ１１１におけるロウパスフィルタ後の電圧信号１２３は、マイクロホンで聞こえたサウンドを表すオーディオ信号１２５になり、これが音声ボコーダ１２７で分析される。
【００２７】
あるいは、インテロゲータユニット９８は、短いＲＦバースト１１３を送信する代わりに、連続信号を送信してもよく、また、受信コンデンサまたはクリスタルマイクロホンユニットは、一方の極性でのインテロゲータユニットから信号を受信し、他方の極性で変調された信号を再度送信してもよい。したがって、マイクロホンユニットは、インテロゲータユニットから受信した信号とそれ自身が送信した信号とを差別化することができる。先の実施形態において説明したように、受信信号の振幅は、マイクロフォン（コンデンサまたはバラクタ）の共振の周波数がインテロゲータユニットの送信周波数とどの程度近いか、またはどの程度離れていたかに応じて、マイクロホンユニットを取り巻く空気における音波圧に伴い変化する。
【００２８】
図７を参照し、本発明の別の実施形態による光学マイクロホンユニット１２０を示す。光学マイクロホンユニット１２０は、密閉されたハウジング１２２、上記ハウジング１２２の開口部に取り付けられた透明なダイアフラム１２４、下部光学格子１２８、上部光学格子１２６、および小型コーナー・キューブのアレイ１３０を備える。
【００２９】
好ましい実施形態において、運転手の音声のサウンドからの空気圧が、垂直方向にダイアフラム１２４を上下（push and pull）させる。この圧力からの力が次に、切り欠き付きブラケット１３４に対して旋回するベントレバー１３２により垂直から水平の圧力に変換される。レバー１３２は、ダイアフラム１２４の底部から突出するタブ１３６により定位置に保持される。ばねクリップ１３８におけるばね張力が力を光学格子１２６に加え、上記光学格子１２６を左側に押す傾向がある。このようにして格子１２６を押すことで、ダイアフラム１２４が上下に動くときに、ベントレバー１３２がダイアフラム１２４、切り欠き付きブラケット１３４における支点に位置する切り欠き１３１、および上部光学格子１２６と接触したままであることが保証される。ベントレバー１３２の上部が下方に押下されると、レバー１３２の下部が左側に移動し、上部光学格子１２６とベントレバー１３２との間の接触を維持しながら、ばねクリップ１３８が上部光学格子１２６を左側に押すことができる。
【００３０】
図８を参照して、下部格子１２８は固定されているため、上部格子１２６が空気圧および運転手の音声音波のリンクにより変位すると、それにしたがって、２つの格子（１２６、１２８）の組み合わせにより遮蔽される光の程度が変化する。特に、図８の（ａ）を参照して、透明ラインと不透明ラインとが交互になったパターンをそれぞれ含む格子対（１２６、１２８）が、組み合わせパターンの不透明な部分を変更することで、透過される光の振幅を変調する。上部光学格子の位置に応じて、透過範囲は約０％〜５０％である。図８の（ｂ）に示すように、格子（１２６、１２８）を、例えば上部光学格子１２６を右側にずらすことで調整し、サウンドがない状態では、透過率が約２５％で互いにｗ／２だけ変位するようにする。但し、ｗは、格子における不透明ラインまたは透明ラインの幅に等しい（例えば、ｗ＝０．００１インチ）。図８の（ｃ）に示すように、運転手の音波の圧力が上部光学格子１２６を１ラインの幅（ｗ）分下部光学格子１２８よりもさらに右側に変位させた場合、透過率は徐々に０％に低減する。また、図８の（ｄ）に示すように、格子１２６の不透明ラインが格子１２８の不透明ラインの直上になるように、運転手の音声の圧力が上部光学格子１２６をずらすと、透過率は最大である５０％まで増大する。したがって、サウンドがない状態での上部格子１２６の有利な静止位置は、透過率が２５％であるように、下部格子１２８から左または右にｗ／２変位したところである。この静止位置では、音波が、双方向に最大５０％および最小０％まで上下に、圧力の変化に伴い光の透過率を連続して変化させることが可能である。
【００３１】
再び図７を参照して、光学マイクロホンインテロゲータユニットからの光は、図９に関して後述するように、ダイアフラム１２４を透過し、格子対（１２６、１２８）上で光る。ダイアフラム１２４は透明であることが好ましいが、代替として透明窓領域以外は殆ど不透明であってもよい。上部格子１２６の瞬間位置が、どの程度の光が格子対（１２６、１２８）を透過するかを決定する。格子対（１２６、１２８）を透過した光は、マイクロホンユニット・ハウジング１２２の基部にあるコーナーキューブのアレイ１３０によって反射される。コーナーキューブのアレイ１３０は、光が格子（１２６、１２８）を通ってインテロゲータユニットに戻るような様式で、光を反射する。光検出器を用いて反射光の振幅を電圧に変換することにより、光学マイクロホンインテロゲータユニットが、詳細に後述するように、マイクロホンユニット１２０において検出したサウンドに対応する電気オーディオ信号を回復することができる。
【００３２】
図９を参照して、発振器１５２あるいはパルス発生器と、赤外線（ＩＲ）範囲付近のレーザまたは変調された発光ダイオード（ＬＥＤ）（modulated LED）１５４と、光検出器および増幅器素子１５６と、乗算器１５８と、ロウパスフィルタ（ＬＰＦ）１６０と、信号プロセッサ１６２とを備える光学マイクロホンインテロゲータユニット１５０を示す。インテロゲータユニット１５０は、運転手のシートベルトの光学マイクロホンユニットが見える、自動車のダッシュボードに取り付けることが好ましい。
【００３３】
発振器１５２が、赤外線（ＩＲ）付近の発光ダイオード（ＬＥＤ）１５４に電力供給する２０ｋＨｚ信号１５３を生成し、それによって、本明細書ではさらに相互相関器とも呼称するＬＥＤ１５４が光１５５を１秒当たり２０，０００パルス送信する。２０ｋＨｚ信号１５３は、受信光検出のための参照として、乗算器１５８にも供給される。光信号パルスを変調したもの１５５は後に、光１６３が光検出器および増幅器ユニット１５６によって受信され増幅される光学マイクロホンユニットから戻される。増幅された信号１５７は乗算器１５８に与えられ同期が検出され、信号対雑音比を改善する、よって、発振器１５２の中心周波数に対応する周波数で変調されていない不要な光信号をすべてなくす。好ましくは１０ｋＨｚフィルタであるロウパスフィルタ１６０が、振幅増幅された信号１５９を、運転手の音声のサウンドに対応する電気オーディオ信号である滑らかな電圧信号１６２に変換する。先の実施形態でのように、信号１６１は信号プロセッサユニット１６２に送信され、ここで、従来の音声認識技術を用い、信号プロセッサ１６２が、運転手の音声コマンドに対応するものとして電気オーディオ信号を解釈する。
【００３４】
明らかに、上記教示に鑑みて、本発明の多くの変更および変形が可能である。したがって、添付の特許請求の範囲内で、本発明を具体的に上述した以外で実施しうることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態による表面弾性波（ＳＡＷ）マイクロホンユニットの機械製図である。
【図２】本発明の一実施形態によるＳＡＷインテロゲータユニットの一実施形態のブロック図である。
【図３】本発明の代替の実施形態によるレバーを備えるＳＡＷマイクロホンユニットの機械製図である。
【図４】本発明の代替の実施形態によるコンデンサ・マイクロホンユニットの概略図である。
【図５】本発明の代替の実施形態によるクリスタルマイクロホンユニットの概略図である。
【図６】本発明の代替の実施形態によるコンデンサまたはクリスタルのインテロゲータユニットのブロック図である。
【図７】本発明の代替の実施形態による光学マイクロホンユニットの機械製図である。
【図８】図８の（ａ）は、本発明の図７の実施形態による、幅Ｗの透明領域および不透明領域が交互になったパターンを有する光学マイクロホン格子機構の図であり、図８の（ｂ）は、静止した第２の光学マイクロホン格子の上にＷ／２だけずれた位置にある第１の光学マイクロホン格子の図であり、図８の（ｃ）は、ゼロの光透過をもたらす、静止した第２の光学マイクロホン格子の上にＷ／２だけずれた位置にある第１の光学マイクロホン格子の図であり、図８の（ｄ）は、最大の光透過をもたらす、静止した第２の光学マイクロホン格子の上にＷ／２だけずれた位置にある第１の光学マイクロホン格子の図である。
【図９】本発明の代替の実施形態による光学インテロゲータユニットのブロック図である。
【符号の説明】
１０        表面弾性波（ＳＡＷ）マイクロホンユニット
１２        ハウジング
１４        ＳＡＷ素子
１６        アンテナ
２０        プッシュロッド
２６        インテロゲータユニット
３２        送信アンテナ
３６        受信アンテナ
３８        受信ＲＦスイッチ
４４        位相検出乗算器
４８        音声信号プロセッサ（音声ボゴータ）
５０        マイクロホンユニット
５６        第１のプッシュロッド
６６        ＳＡＷ素子
６８        コンデンサマイクロホンユニット
７０        マイクロホン
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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