(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のデジタル情報に対応した第１の周波数と第２のデジタル情報に対応した第２の周波数を用いて変調された周波数シフトキーイング信号の復調方法であって、  前記周波数シフトキーイング信号を前記第１の周波数及び前記第２の周波数を用いてそれぞれ直交変調することにより直流付近にシフトさせ、
前記周波数シフトキーイング信号がキャリアダウンしたか否かを、前記第１の周波数に対応する直流成分と前記第２の周波数に対応する直流成分のパワーを第１しきい値及び第２しきい値と大小比較することで判定し、前記第１しきい値は前回の判定においてキャリアダウンと判定された場合のしきい値、前記第２しきい値は前回の判定においてキャリアダウンでないと判定された場合のしきい値であり、
前記周波数シフトキーイング信号がキャリアダウンしていないと判定された場合において前記第１の周波数に対応する直流成分と前記第２の周波数に対応する直流成分の大小を比較し、前記周波数シフトキーイング信号がキャリアダウンしていると判定された場合において所定値にホールドすることにより前記デジタル情報を復調することを特徴とする周波数シフトキーイング信号の復調方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）信号の復調方法、特に多チャンネルＦＳＫ信号の復調に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、ＦＳＫを用いた変調方法が知られており、モデム等に適用されている。ＦＳＫでは、搬送波の周波数をデジタル情報で変化させ、たとえば二進のＦＳＫでは１、０の信号に対してそれぞれｆH、ｆLの２つの周波数を割り当てる。そして、復調時には、入力したＦＳＫ信号をｆH用のＢＰＦ（バンドパスフィルタ）並びにｆL用のＢＰＦに通過させ、それぞれのレベルを比較してデジタル情報を復調する。
【０００３】
図５には、一般的なＦＳＫ復調回路が示されている。入力したＦＳＫ信号はｆH（搬送中心周波数をｆ0とすると例えばｆH＝ｆ0＋１００Ｈｚ）用のＢＰＦ１００に供給されるとともに、ｆL（＝ｆ0−１００Ｈｚ）用のバンドパスフィルタ１０２に供給される。それぞれのＢＰＦを通過した信号は、さらに比較器（ＣＯＭＰ）１０４に供給され、それぞれのレベルが比較される。そして、ｆH用ＢＰＦ１００の出力Ａの方がｆL用ＢＰＦ１０２の出力Ｂより大きければ（Ａ＞Ｂ）「１」を出力し、Ａ＜Ｂであれば「０」を出力する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、例えば複数の搬送中心周波数ｆ0の中から任意の周波数を選択して変調することにより多チャンネルでデータを送信する場合、復調側でもそれぞれの搬送中心周波数に対するｆH用ＢＰＦとｆL用ＢＰＦを用意しなければならず（２０チャンネルの場合には２０種類のＢＰＦ）、回路構成が複雑化する問題があった。
【０００５】
本発明は、上記従来技術の有する課題に鑑みなされたものであり、その目的は、複数の搬送中心周波数を用いる多チャンネルＦＳＫ信号を復調する際にもチャンネル毎のフィルタを不要として簡易に復調することができる復調方法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、第１のデジタル情報に対応した第１の周波数と第２のデジタル情報に対応した第２の周波数を用いて変調された周波数シフトキーイング信号の復調方法であって、  前記周波数シフトキーイング信号を前記第１の周波数及び前記第２の周波数を用いてそれぞれ直交変調することにより直流付近にシフトさせ、前記周波数シフトキーイング信号がキャリアダウンしたか否かを、前記第１の周波数に対応する直流成分と前記第２の周波数に対応する直流成分のパワーを第１しきい値及び第２しきい値と大小比較することで判定し、前記第１しきい値は前回の判定においてキャリアダウンと判定された場合のしきい値、前記第２しきい値は前回の判定においてキャリアダウンでないと判定された場合のしきい値であり、前記周波数シフトキーイング信号がキャリアダウンしていないと判定された場合において前記第１の周波数に対応する直流成分と前記第２の周波数に対応する直流成分の大小を比較し、前記周波数シフトキーイング信号がキャリアダウンしていると判定された場合において所定値にホールドすることにより前記デジタル情報を復調することを特徴とする。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づき本発明の実施形態についてモデムを例にとり説明する。
【０００８】
図１には、本実施形態の復調回路が示されている。なお、本実施形態では、搬送中心周波数ｆ0として２０種類のｆ0が設定され、その中から任意の搬送中心周波数が選択されてＦＳＫ変調された信号を復調する場合について説明する。
【０００９】
図において、入力されたＦＳＫ信号はＬＰＦ１０、Ａ／Ｄ１２を介してＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）１４に供給される。ＤＳＰ１４には、ｓｉｎ波のテーブルを用いたシンセサイザが設けられており、ｆH発信器１６及びｆL発信器３４として機能し、これらの周波数を用いて入力ＦＳＫ信号を直交変調する。なお、ｆH＝ｆ0＋１００Ｈｚ、ｆL＝ｆ0−１００Ｈｚであり、送信時のｓｉｎテーブルを用いてこれらｆH、ｆLを作成する。具体的には、ｓｉｎテーブルを１周期１０２４個とすると、所定の周波数を作成するためのテーブルへのアクセス方法は以下の式で与えられる。
【００１０】
【数１】
Ｔ：１０２４＝Ｔｓ：ｄｐｈ（ｆ）          ・・・（１）
【数２】
１／ｆ：１０２４＝１／ｆｓ：ｄｐｈ（ｆ）  ・・・（２）
但し、ｄｐｈ（ｆ）はｓｉｎテーブルのアドレスの変化量、Ｔは信号周期、ｆは信号周波数、Ｔｓはサンプリング周期、ｆｓはサンプリング周波数である。上式より、
【数３】
ｄｐｈ（ｆ）＝１０２４×ｆ／ｆｓ          ・・・（３）
である。
【００１１】
ｆH発信器１６からのｆHはそのまま乗算器２２で入力ＦＳＫ信号に乗算するとともに、移相器１８で９０度位相のずれた信号を生成して乗算器２０で入力ＦＳＫ信号に乗算し、スペクトル帯域を直流付近にシフトさせる。そして、それぞれの信号は特性の共通なＬＰＦ（ローパスフィルタ）２４、２６を通過し、絶対値化（２乗化）回路２８、３０で２乗化した後、加算器３１で加算されてｆHのレベルとして出力される。
【００１２】
一方、ｆL側も同様にｆL発信器３４からの信号を乗算器４０でそのまま入力ＦＳＫ信号に乗算するとともに、移相器３６で９０度位相をシフトさせた後に乗算器３８で乗算する。そして、ＬＰＦ２４、２６と特性を共通にするＬＰＦ４２、４４を通過し、絶対値化（２乗化）回路４６、４８で２乗化した後、加算器５０で加算されてｆLのレベルとして出力される。
【００１３】
ｆHのレベル（Ａ）及びｆLのレベル（Ｂ）はともに比較器３２に供給され、レベルの大小が比較される。そして、従来と同様にＡ≧Ｂであれば「１」（あるいはＭａｒｋ）、Ａ＜Ｂであれば「０」（あるいはＳｐａｃｅ）が出力されて復調される。なお、本実施形態では、さらにキャリアダウン検出回路５４やヒステリシス回路５６、ＯＲゲート５８が設けられているが、これらの機能については後述する。
【００１４】
以下、図２のフローチャートを用いて本実施形態のＤＳＰ１４による復調方法を詳細に説明する。まず、Ａ／Ｄ１２でデジタル化されたＦＳＫ信号を入力すると（これをＡＤＣとする：Ｓ１０１）、ｓｉｎテーブルを用いてｆH（ｆ0＋１００Ｈｚ）を生成するとともに（Ｓ１０２）、ｆL（ｆ0−１００Ｈｚ）を生成する（Ｓ１０５）。そして、ｆH（デジタル情報の「１」（Ｍａｒｋ）に対応）に関しては、ＦＳＫ信号（ＡＤＣ）に対してｃｏｓ（２πｆHｔ）を乗じてＬＰＦ２４を通過させ、９０度位相のずれたｓｉｎ（２πｆHｔ）を乗じてＬＰＦ２６を通過させる（Ｓ１０３）。この処理は、一般には複素変調として知られており、信号をｃｏｓ（２πｆｔ）とすると、
【数４】
0003860292.tif 000002
であり、これを複素変調すると、
【数５】
0003860292.tif 000003
となり、右辺第１項が直流成分にシフトした信号である。ＬＰＦ２４、２６は、それぞれ信号の直流成分を取り出す。そして、Ｍｃｏｓの２乗とＭｓｉｎの２乗を加算してＭａｒｋのレベルを算出する（Ｓ１０４）。また、同様にｆL（デジタル情報の「０」（Ｓｐａｃｅ）に対応）に関しても、ＦＳＫ信号（ＡＤＣ）に対してｃｏｓ（２πｆLｔ）を乗じてＬＰＦ４２を通過させ、９０度位相のずれたｓｉｎ（２πｆLｔ）を乗じてＬＰＦ４４を通過させて直流成分を取り出し（Ｓ１０６）、それぞれの成分Ｓｃｏｓ、Ｓｓｉｎの２乗を加算することでＳｐａｃｅのレベルを算出する（Ｓ１０７）。そして、キャリアダウンか否かを確認した後（Ｓ１０８）、キャリアダウンでなければＭａｒｋ、Ｓｐａｃｅ両者のレベル（Ａ及びＢ）を大小比較し（Ｓ１０９）、ＭａｒＫ≧Ｓｐａｃｅであれば復調データ（ＲＤ）はＭａｒｋとなり（Ｓ１１０）、Ｍａｒｋ＜Ｓｐａｃｅであれば復調データ（ＲＤ）はＳｐａｃｅとなる（Ｓ１１１）。なお、キャリアダウンの場合にはＭａｒｋをホールドするが、これについては後述する。
【００１５】
図３には、ＬＰＦ２４、２６（Ｍａｒｋ用）及びＬＰＦ４２、４４（Ｓｐａｃｅ用）の特性が示されている。（ａ）はＬＰＦ２４、２６の特性であり、（ｂ）はＬＰＦ４２、４４の特性である。これらのＬＰＦの特性は共通で、
０Ｈｚ：０ｄＢ
１００Ｈｚ：−３．５３ｄＢ
２００Ｈｚ：−１６．０３ｄＢ
である。ＬＰＦ２４、２６では直流成分であるｆH（＝ｆ0＋１００）の他、ｆ0が通過し、ＬＰＦ４２、４４でも直流成分であるｆL（＝ｆ0−１００）の他、ｆ0が通過する。そこで、ＭａｒｋとＳｐａｃｅのレベルの大小比較を行うことで、ｆHまたはｆLのいずれであるかを確実に識別することができる。
【００１６】
図４には、キャリアダウン時の処理フローチャートが示されている。本実施形態におけるキャリアダウン検出回路５４は、ヒステリシス特性に基づきキャリアダウンの有無を判定する。具体的には、パワー（Ｍａｒｋ2＋Ｓｐａｃｅ2）に対して、
キャリアダウン検出（Ｍａｒｋホールド開始）：−１７ｄＢ
キャリア検出（Ｍａｒｋホールド解除）：−１４ｄＢ
である。図において、まず加算器５２でＭａｒｋ2とＳｐａｃｅ2を加算してＰｏｗｅｒを算出し（Ｓ２０１）、キャリアダウンしているか否かを判定する（Ｓ２０２）。なお、キャリアダウンの場合にはＣＤ＝１である。キャリアダウンの場合には、Ｐｏｗｅｒが−１４ｄＢ以上になったか否かを判定し（Ｓ２０３）、−１４ｄＢ以上ある場合にはキャリア検出されたとしてＣＤ＝０とし（Ｓ２０５）、ＭａｒｋとＳｐａｃｅの大小比較を行う。また、前回がＣＤ＝１であり、今回のＰｏｗｅｒが−１４ｄＢより小さい場合には、引き続きキャリアダウン状態と判定され、ＭａｒｋとＳｐａｃｅの大小比較は行わない。
【００１７】
一方、前回ＣＤ＝０、つまりキャリア状態の場合には、次に今回のＰｏｗｅｒが−１７ｄＢを越えるか否かを判定する（Ｓ２０４）。Ｐｏｗｅｒが−１７ｄＢを越えている場合には、依然としてキャリア検出状態が維持されていると判定してＭａｒｋとＳｐａｃｅの大小比較により復調を行うが、Ｐｏｗｅｒが−１７ｄＢ以下に低下した場合には、キャリアダウンと判定してＣＤ＝１にするとともにＭａｒｋホールド（ＲＤ＝１）する（Ｓ２０７）。このように、本実施形態では、キャリア検出時にはＭａｒｋとＳｐａｃｅの大小比較の結果を出力し、キャリアダウン時にはＭａｒｋホールドする。図１におけるＯＲゲート５８はこのためのものである。なお、ヒステリシス回路５６は、サンプリング毎のＭａｒｋとＳｐａｃｅの大小比較の結果、同一結果が３回連続した場合にのみその結果を出力するもので、判定結果の信頼性を高めるためである。
【００１８】
以上説明したように、本実施形態では、ＦＳＫ信号をｆH並びにｆLを用いて直交変調し、スペクトル帯域を直流付近にシフトさせるため、従来のように搬送中心周波数毎（チャンネル毎）のＢＰＦを予め用意する必要はなく、どのような搬送中心周波数が選択されても直流成分を抽出する１種類のＬＰＦのみで対応することができる。
【００１９】
【発明の効果】
本発明によれば、第１の周波数（ｆH）と第２の周波数（ｆL）を用いて直交変調することでＦＳＫ信号のスペクトル帯域を直流付近に推移させるので、複数の搬送中心周波数を用いる多チャンネルＦＳＫ信号を復調する際にも共通のフィルタで処理することが可能となり、チャンネル毎のフィルタを不要として簡易に復調することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施形態の回路構成図である。
【図２】  実施形態の処理フローチャートである。
【図３】  実施形態のＬＰＦの特性説明図である。
【図４】  キャリアダウン時の処理フローチャートである。
【図５】  従来の復調回路の回路構成図である。
【符号の説明】
１０  ＬＰＦ、１２  Ａ／Ｄ、１４  ＤＳＰ復調部、１００、１０２  ＢＰＦ、１０４  比較器。
【図１】
0003860292.tif 000004
【図２】
0003860292.tif 000005
【図３】
0003860292.tif 000006
【図４】
0003860292.tif 000007
【図５】
0003860292.tif 000008