(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力パルス信号のパルス幅に応じた出力信号を出力する信号処理回路において、
前記入力パルス信号のパルス幅を、各極性毎に、所定期間、積算する積算手段と、
前記積算手段で積算された一方の極性のパルス幅に対応した電圧を、前記積算手段で積算された他方の極性の所定のパルス幅に対応した電圧に応じてサンプリングして、リセットするサンプリング手段と、
前記サンプリング手段でサンプリングされた電圧に応じた出力信号を出力する出力手段とを有することを特徴とする信号処理回路。
【請求項２】
前記積算手段は、前記入力パルス信号を極性毎に充電する充電回路を有し、
前記サンプリング手段は、前記充電回路に充電される一方の極性の充電電圧を、他方の極性の充電電圧に応じてサンプルホールドするサンプルホールド回路と、
前記サンプルホールド回路による前記充電電圧のサンプルホールドのタイミングに応じて前記充電回路に充電された充電電圧を放電させる信号を送出する信号送出回路とを有することを特徴とする請求項１記載の信号処理回路。
【請求項３】
前記充電回路は、前記入力パルス信号の正極性の期間に定電流で充電される第１の充電回路と、
前記入力パルス信号の負極性の期間に定電流で充電される第２の充電回路とを含み、
前記サンプルホールド回路は、前記第１の充電回路の充電電圧と基準電圧とを比較する第１の比較回路と、
前記第２の充電回路の充電電圧と基準電圧とを比較する第２の比較回路と、
前記第１の比較回路の比較結果に基づいて前記第２の充電回路の充電電圧をサンプルホールドする第１のサンプルホールド回路と、
前記第２の比較回路の比較結果に基づいて前記第１の充電回路の充電電圧をサンプルホールドする第２のサンプルホールド回路とを含み、
前記信号送出回路は、前記第１の比較回路の比較結果に基づいて前記第２の充電回路の充電電圧を放電させる信号を送出する第１の信号送出回路と、
前記第２の比較回路の比較結果に基づいて前記第１の充電回路の充電電圧を放電させる信号を送出する第２の信号送出回路とを含み、
前記出力手段は、
前記第１の比較回路の比較結果に基づいて前記第２のサンプルホールド回路にサンプルホールドされた電圧を出力し、前記第２の比較回路の比較結果に基づいて前記第１のサンプルホールド回路にサンプルホールドされた電圧を出力することを特徴とする請求項２記載の信号処理回路。
【請求項４】
前記第１のサンプルホールド回路は、前記第１の比較回路の比較結果に応じてスイッチングされる第１のスイッチ回路と、前記第１のスイッチ回路がオンしたときに、前記第２の充電回路の充電電圧に応じて充電される第１のコンデンサとを含み、前記第２のサンプルホールド回路は、前記第２の比較回路の比較結果に応じてスイッチングされる第２のスイッチ回路と、前記第２のスイッチ回路がオンしたときに、前記第１の充電回路の充電電圧に応じて充電される第２のコンデンサとを含むことを特徴とする請求項３記載の信号処理回路。
【請求項５】
前記第１の充電回路は、定電流を出力する第１の定電流源と、
前記入力パルス信号が正極性のときにオンし、前記第１の定電流源からの定電流を出力する第１の充電用スイッチ回路と、
前記第１の充電用スイッチ回路がオンのときに前記第１の定電流源から供給される定電流により充電される第３のコンデンサと、
前記第２の信号送出回路から供給される信号に応じてオンし、前記第３のコンデンサを放電させる第１の放電用スイッチ回路とを含み、
前記第２の充電回路は、定電流を出力する第２の定電流源と、前記入力パルス信号が負極性のときにオンし、前記第２の定電流源からの定電流を出力する第２の充電用スイッチ回路と、
前記第２の充電用スイッチ回路がオンのときに、前記第２の定電流源から供給される定電流により充電される第４のコンデンサと、
前記第１の信号送出回路から供給される信号に応じてオンし、前記第４のコンデンサを放電させる第２の放電用スイッチ回路とを含むことを特徴とする請求項３又は４記載の信号処理回路。
【請求項６】
前記充電回路は、定電流を発生する定電流源と、
前記定電流源により充電される第１の充電素子と、
前記定電流源により充電される第２の充電素子と、
前記入力パルス信号の一方の極性で前記定電流源からの定電流を前記第１の充電素子に供給し、前記入力パルス信号の他方の極性で前記定電流源からの定電流を前記第２の充電素子に供給するように前記入力パルス信号により切り換えられるスイッチとを含むことを特徴とする請求項２記載の信号処理回路。
【請求項７】
前記出力手段は、前記サンプルホールド回路にサンプルホールドされた電圧を出力信号として出力する出力回路を有することを特徴とする請求項２又は６記載の信号処理回路。
【請求項８】
前記出力回路は、前記第１のサンプルホールド回路でサンプルホールドされた電圧又は前記第２のサンプルホールド回路でサンプルホールドされた電圧を選択的に出力するスイッチ回路と、
前記第１の比較回路の比較結果に応じて前記第１のサンプルホールド回路にサンプルホールドされた電圧が選択され、前記第２の比較回路の比較結果に応じて前記第２のサンプルホールド回路にサンプルホールドされた電圧が選択されるように前記スイッチ回路を切り換える切換制御回路とを含むことを特徴とする請求項７記載の信号処理回路。
【請求項９】
入力パルス信号のパルス幅に応じた出力信号を出力する信号処理方法において、
前記入力パルス信号のパルス幅を、各極性毎に、所定期間、積算し、
積算された一方の極性のパルス幅に対応した電圧を、積算された他方の極性の所定のパルス幅に対応した電圧に応じてサンプリングして、リセットし、
サンプリングされたパルス幅に応じた出力信号を出力することを特徴とする信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、信号処理回路及び信号処理方法に係り、特に、パルス信号をパルス幅に応じたディジタルデータに変換する信号処理回路及び信号処理方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図４に光ディスク装置のブロック構成図、図５に光ディスクの構成を説明するための図を示す。
【０００３】
図４に示す光ディスク装置１００は、例えば、ＣＤ−Ｒドライブであり、ＣＤ−Ｒディスク４０が装着され、ＣＤ−Ｒディスク４０に対して情報の記録／再生を行なう。
【０００４】
ＣＤ−Ｒディスク４０は、図５に示すように情報を記録／再生するトラック４０ａに沿ってウォブル４０ｂが形成されている。ウォブル４０ｂは、ＦＭ変調されており、ウォブル４０ｂを再生し、再生信号をＦＭ復調することによりＦＭ復調信号が得られ、ＦＭ復調信号として記録された各種制御情報が得られる。
【０００５】
光ディスク装置１００は、光学系４１、スピンドルモータ４２、スレッドモータ４３、レーザドライバ４４、フロントモニタ４５、ＡＬＰＣ（Auto Laser Power Control）回路４６、記録補償回路４７、ウォブル信号処理部４８、ＲＦアンプ４９、フォーカス／トラッキングサーボ回路５０、送りサーボ回路５１、スピンドルサーボ回路５２、ＣＤエンコード／デコード回路５３、Ｄ／Ａコンバータ５４、オーディオアンプ５５、ＲＡＭ５６、５８、ＣＤ−ＲＯＭエンコード／デコード回路５７、インタフェース／バッファコントローラ５９、ＣＰＵ６０で構成され、ホストコンピュータ６１からのコマンドに応じて情報の記録／再生を行う。
【０００６】
スピンドルモータ４２はスピンドルサーボ回路５２によってディスク４０が所定の回転数で回転するようにディスク４０を回転させる。ディスク４０に対向して光学系４１が配置されている。光学系４１でディスク４０にレーザ光を照射して、ディスク４０に情報を記録するとともに、ディスク４０からの反射光から記録された情報に応じた再生信号を出力する。光学系４１は、スレッドモータ４３、フォーカス／トラッキングサーボ回路５０によってディスクに照射する光ビームＢの位置が制御されている。
【０００７】
このうち、スレッドモータ４３は、送りサーボ回路５１の駆動制御により光学系４１を構成するキャリッジをディスク４０の半径方向に移動させる。また、フォーカス／トラッキングサーボ回路５０は、光学系４１のフォーカス及びトラッキングアクチュエータ（図示せず）を駆動制御して、フォーカス／トラッキング制御を行う。
【０００８】
光学系４１で再生された再生信号は、ＲＦアンプ４９に供給される。ＲＦアンプ４９は、再生信号を増幅する。再生信号のうち主信号は、ＣＤエンコーダ／デコード回路５３に供給され、デコードされる。
【０００９】
ＣＤ−ＲＯＭエンコード／デコード回路５７は、ＣＤ−ＲＯＭ固有のＥＣＣ（Ｅｒｒｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ  Ｃｏｄｉｎｇ）のエンコード／デコード、ヘッダの検出等の処理を行う。ＲＡＭ５６は、ＣＤ−ＲＯＭエンコード／デコード回路５７での処理の作業用記憶領域として用いられる。インタフェース／バッファコントローラ５９は、ホストコンピュータ６１とのデータの送受、データバッファの制御を行う。ＲＡＭ５８は、インタフェース／バッファコントローラ５９の作業用記憶領域として用いられる。
【００１０】
なお、ディスク４０がオーディオディスクの場合には、ＣＤエンコード／デコード回路５３で復調された信号はＤ／Ａコンバータ５４に送られ、ディジタルからアナログへ変換され、オーディオアンプ５５により増幅されて出力される。
【００１１】
ＣＰＵ６０はホストコンピュータ６１からのコマンドに基づいて装置全体の制御を行なう。
【００１２】
ＣＤ−Ｒ等の光ディスクは、情報を記録するために形成すべきトラックに沿ってウォブルが予め形成されており、ウォブルを検出することによりウォブル信号が再生される。ウォブル信号は、ＦＭ変調されており、このＦＭ変調信号をディジタルデータに変換して、ディスク位置を示すアドレス等の情報が得られる。このとき、正確なアドレスなどの情報を得るためには、ＦＭ変調信号を正確にディジタルデータに変換する必要があった。
【００１３】
図６は従来の一例である信号処理回路のブロック図を示す。また、図７〜図８は従来の信号処理回路のタイミングチャートを示す。
【００１４】
図６において、信号処理回路１０は、両エッジ検出回路１１、カウンタ回路１２、ラッチ回路１３、ディジタルＬＰＦ回路１４で構成されている。
【００１５】
両エッジ検出回路１１には、端子１５から図７（Ａ）に示すＦＭ変調信号が供給されている。両エッジ検出回路１１は、まず、供給されたＦＭ変調信号をゼロレベルと比較して、図７（Ｂ）に示すようなゼロレベルより大きければハイレベル、ゼロレベルより小さければローレベルとなるパルス信号を生成し、生成したパルス信号の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとを検出して図７（Ｃ）に示す両エッジ信号１８を生成する。この両エッジ信号はカウンタ回路１２とラッチ回路１３とディジタルＬＰＦ１４に供給される。
【００１６】
カウンタ回路１２は、両エッジ検出回路１１からの両エッジ信号によりクリアされ、クロック端子１６から供給されるクロックをカウントする。カウンタ回路１２のカウント値は、図７（Ｄ）に示すように変化しており、ラッチ回路１３に供給される。
【００１７】
ラッチ回路１３には、カウンタ回路１２からのカウント値と両エッジ検出回路１１からの両エッジ信号とが供給されており、両エッジ信号のエッジ出力のタイミングで、カウント値Ｑ１〜Ｑｎをラッチする。ラッチされたカウント値はディジタルＬＰＦ１４に供給される。
【００１８】
ディジタルＬＰＦ１４は、ラッチ回路１３からのカウント値と両エッジ検出回路１１からの両エッジ信号とが供給されている。ディジタルＬＰＦ１４は、ラッチ回路１３から供給されたカウント値に基づいてディジタル処理によりローパスフィルタ処理を行い、ノイズ成分が除去される。ディジタルフィルタ処理が行われたＦＭ信号は、端子１７から出力され、復調処理が行なわれ、ウォブル信号に重畳された情報が抽出される。
【００１９】
しかし、実際のＦＭ変調信号にはノイズが重畳されている。
【００２０】
実際のＦＭ変調信号は、図８に示すようにゼロレベル近辺で、ノイズの影響によりゼロレベルと複数回交差している。このため、このままパルス信号に変換すると、図９（Ａ）に示すようにパルス信号の前後に不要なパルスが発生する。この不要なパルスにより、図９（Ｂ）に示すように立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジがそれぞれ複数回検出される。よって、図９（Ｂ）に示すエッジの間で、図９（Ｃ）に示すクロックがカウントされると、図９（Ｄ）に示すようにノイズ部分で小さなカウント値が多数出力されていた。
【００２１】
このため、ノイズが発生する期間を排除してパルス信号のエッジを検出する方法が提案されている。ノイズが発生する期間を排除してパルス信号のエッジを検出する方法を図１０と共に説明する。
【００２２】
図１０（Ａ）は入力パルス信号、図１０（Ｂ）はノイズ除去後のパルス信号、図１０（Ｃ）はノイズ除去後のパルス信号の両エッジ信号を示す。
【００２３】
従来は、パルス信号が一定時間Ｔ３継続したときに、エッジを検出するようにしていた。時刻ｔ１では、図１０（Ａ）に示す入力パルス信号が立ち上がるが、一定時間Ｔ３が経過する前に立ち下がるので、エッジとして検出されない。一方、時刻ｔ２、ｔ７では、図１０（Ａ）に示す入力パルス信号が立ち上がり、一定時間Ｔ３以上ハイレベル状態を継続するので、エッジとして検出される。
【００２４】
また、時刻ｔ４では、図１０（Ａ）に示す入力パルス信号がたち下がるが、一定時間Ｔ３が経過する前に立ち上がるので、エッジとして検出されない。一方、時刻ｔ５、ｔ９では、図１０（Ａ）に示す入力パルス信号が立下り、一定時間Ｔ３以上ローレベル状態を継続するので、エッジとして検出される。
【００２５】
以上のようにして図１０（Ｃ）に示すノイズ成分を除去した両エッジ信号が検出されていた。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、実際のパルス信号にはノイズが存在し、このノイズによりパルス信号に立ち上がり及び立ち下がりが発生する。よって、このようなパルス信号のエッジ検出が検出されると、ノイズによるパルスを含むエッジが含まれる。このため、このままエッジ間隔をカウントすると、ノイズ成分までもがカウント値として出力され、正確な信号処理が行えないなどの問題点があった。
【００２７】
よって、本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、入力パルス信号のハイレベル期間又は／及びローレベル期間をノイズ成分の影響を除去して正確に検出できる信号処理回路及び信号処理方法を提供することを目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１は、入力パルス信号のパルス幅に応じた出力信号を出力する信号処理回路において、入力パルス信号のパルス幅を、各極性毎に、所定期間、積算する積算手段と、積算手段で積算された一方の極性のパルス幅に対応した電圧を、積算手段で積算された他方の極性の所定のパルス幅に対応した電圧に応じてサンプリングして、リセットするサンプリング手段と、サンプリング手段でサンプリングされた電圧に応じた出力信号を出力する出力手段とを有することを特徴とする。
【００２９】
請求項２は、積算手段が入力パルス信号を極性毎に充電する充電回路を有し、サンプリング手段が充電回路に充電される一方の極性の充電電圧を、他方の極性の充電電圧に応じてサンプルホールドするサンプルホールド回路と、サンプルホールド回路による充電電圧のサンプルホールドのタイミングに応じて充電回路に充電された充電電圧を放電させる信号を送出する信号送出回路とを有することを特徴とする。
【００３０】
本発明の請求項３は、充電回路が入力パルス信号の正極性の期間に定電流で充電される第１の充電回路と、入力パルス信号の負極性の期間に定電流で充電される第２の充電回路とを含み、サンプルホールド回路は、第１の充電回路の充電電圧と基準電圧とを比較する第１の比較回路と、第２の充電回路の充電電圧と基準電圧とを比較する第２の比較回路と、第１の比較回路の比較結果に基づいて第２の充電回路の充電電圧をサンプルホールドする第１のサンプルホールド回路と、第２の比較回路の比較結果に基づいて第１の充電回路の充電電圧をサンプルホールドする第２のサンプルホールド回路とから充電回路を構成し、信号送出回路が第１の比較回路の比較結果に基づいて第２の充電回路の充電電圧を放電させる信号を送出する第１の信号送出回路と、第２の比較回路の比較結果に基づいて第１の充電回路の充電電圧を放電させる信号を送出する第２の信号送出回路とを含み、出力手段により第１の比較回路の比較結果に基づいて第２のサンプルホールド回路にサンプルホールドされた電圧を出力し、第２の比較回路の比較結果に基づいて第１のサンプルホールド回路にサンプルホールドされた電圧を出力させることを特徴とする。
【００３１】
本発明の請求項４は、第１の比較回路の比較結果に応じてスイッチングされる第１のスイッチ回路と、第１のスイッチ回路がオンしたときに、第２の充電回路の充電電圧に応じて充電される第１のコンデンサとから第１のサンプルホールド回路を構成し、第２の比較回路の比較結果に応じてスイッチングされる第２のスイッチ回路と、第２のスイッチ回路がオンしたときに、第１の充電回路の充電電圧に応じて充電される第２のコンデンサとから第２のサンプルホールド回路を構成したことを特徴とする。
【００３２】
本発明の請求項５は、第１の充電回路が定電流を出力する第１の定電流源と、
前記入力パルス信号が正極性のときにオンし、前記第１の定電流源からの定電流を出力する第１の充電用スイッチ回路と、第１の充電用スイッチ回路がオンのときに第１の定電流源から供給される定電流により充電される第３のコンデンサと、第２の信号送出回路から供給される信号に応じてオンし、前記第３のコンデンサを放電させる第１の放電用スイッチ回路とを含み、第２の充電回路が定電流を出力する第２の定電流源と、入力パルス信号が負極性のときにオンし、第２の定電流源からの定電流を出力する第２の充電用スイッチ回路と、第２の充電用スイッチ回路がオンのときに第２の定電流源から供給される定電流により充電される第４のコンデンサと、第１の信号送出回路から供給される信号に応じてオンし、第４のコンデンサを放電させる第２の放電用スイッチ回路とを含むことを特徴とする。
【００３３】
本発明の請求項６は、定電流を発生する定電流源と、定電流源により充電される第１の充電素子と、定電流源により充電される第２の充電素子と、入力パルス信号の一方の極性で定電流源からの定電流を第１の充電素子に供給し、入力パルス信号の他方の極性で定電流源からの定電流を第２の充電素子に供給するように入力パルス信号により切り換えられるスイッチとから充電手段を構成したことを特徴とする。
【００３４】
本発明の請求項７は、サンプルホールド回路にサンプルホールドされた電圧を出力信号として出力する出力回路から出力手段を構成したことを特徴とする。
【００３５】
本発明の請求項８は、第１のサンプルホールド回路でサンプルホールドされた電圧又は第２のサンプルホールド回路でサンプルホールドされた電圧を選択的に出力するスイッチ回路と、第１の比較回路の比較結果に応じて第１のサンプルホールド回路にサンプルホールドされた電圧が選択され、第２の比較回路の比較結果に応じて第２のサンプルホールド回路にサンプルホールドされた電圧が選択されるようにスイッチ回路を切り換える切換制御回路とから出力回路を構成したことを特徴とする。
本発明の請求項９は、入力パルス信号のパルス幅に応じた出力信号を出力する信号処理方法において、入力パルス信号のパルス幅を、各極性毎に、所定期間、積算し、積算された一方の極性のパルス幅に対応した電圧を、積算された他方の極性の所定のパルス幅に対応した電圧に応じてサンプリングして、リセットし、サンプリングされたパルス幅に応じた出力信号を出力することを特徴とする。
【００３６】
本発明によれば、入力パルス信号を、各極性毎に、所定期間、積算し、積算された一方の極性のパルス幅に対応した電圧を、積算された他方の極性の所定のパルス幅に対応した電圧に応じてサンプリングして、リセットし、サンプリングされたパルス幅に応じた出力信号を出力することにより、入力パルス信号の一方の極性のパルス幅をチャタリングの影響なく検出でき、これによって、入力信号のパルス幅を正確に検出することができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
本発明の実施例を図面とともに説明する。
【００３８】
図１は本発明の一実施例の信号処理回路の回路構成図を示す。
【００３９】
本実施例の信号処理回路１は、図４に示すウォブル信号処理部４８内に設けられている。信号処理回路１は、アナログ回路から構成されており、定電流源１１、１２、アナログスイッチ回路１３〜１９、コンデンサ２０〜２３、バッファアンプ２４、２５、コンパレータ２６、２７、ラッチ回路２８、２９、ワンショットマルチバイブレータ３０〜３３、ＲＳフリップフロップ３４、ローパスフィルタ３５、基準電圧源３６、反転回路３７を含む構成とされている。
【００４０】
信号処理回路１の動作を図２とともに説明する。
【００４１】
図２は本発明の一実施例の信号処理回路の動作波形図を示す。図２（Ａ）はウォブル信号、図２（Ｂ）はコンデンサ２０の充電電圧の変化、図２（Ｃ）は反転回路３７の出力、図２（Ｄ）はコンデンサ２１の充電電圧の変化、図２（Ｅ）はコンパレータ２６の出力、図２（Ｆ）はマルチバイブレータ３０の出力、図２（Ｇ）はマルチバイブレータ３２の出力、図２（Ｈ）はコンパレータ２７の出力、図２（Ｉ）はマルチバイブレータ３１の出力、図２（Ｊ）はマルチバイブレータ３３の出力、図２（Ｋ）はＲＳフリップフロップ３４の出力を示す。
【００４２】
図２（Ａ）に示すウォブル信号は、ＦＭパルス信号であり、端子Ｔ１からアナログスイッチ回路１３及び反転回路３７を介してアナログスイッチ回路１４に供給される。アナログスイッチ回路１３、１４は、供給されるパルス信号が正極性のときにオンし、負極性のときにオフする。アナログスイッチ回路１３がオンすると、定電流源１１からの定電流によりコンデンサ２０が充電される。また、アナログスイッチ回路１４がオンすると、定電流源１２からの定電流によりコンデンサ２１が充電される。
【００４３】
アナログスイッチ回路１３は、端子Ｔ１からのパルス信号の正極性パルスのとき、オンされ、アナログスイッチ回路１４は、端子Ｔ１からのパルス信号は反転回路３７により反転されて供給されるので、端子Ｔ１からのパルス信号が負極性パルスのときにオンされる。コンデンサ２０は、時刻ｔ１、ｔ７でアナログスイッチ回路１３がオンされると、定電流源１１からの定電流により充電が開始される。このとき、コンデンサ２０は、端子Ｔ１からのパルス信号が正極性パルスのときのみ充電が行なわれるので、図２（Ａ）の時刻ｔ１、ｔ４の直後のように正極性パルスが断続的に供給される、すなわち、チャタリングが発生している場合には、図２（Ｂ）に示すように段階的に充電電圧が上昇する。
【００４４】
コンデンサ２０の充電電圧は、バッファアンプ２４で増幅され、アナログスイッチ１７及びコンパレータ２６の非反転入力端子に供給される。コンパレータ２６の反転入力端子には基準電圧源３６から基準電圧が供給されている。図２（Ｅ）に示すようにコンパレータ２６は、バッファアンプ２４の出力が基準電圧源３６からの基準電圧より大きくなる、すなわち、図２（Ｂ）に示すようにコンデンサ２０の充電電圧が所定電圧より大きくなると、出力をハイレベルにする。
【００４５】
コンパレータ２６の出力は、ワンショットマルチバイブレータ３０に供給されている。時刻ｔ２、ｔ８でコンデンサ２０の充電電圧によりバッファアンプ２４の出力が基準電圧源３６からの基準電圧より大きくなり、コンパレータ２６の出力がハイレベルになると、図２（Ｆ）に示すようにワンショットマルチバイブレータ３０がコンパレータ２６の出力のローレベルからハイレベルへの立ち上がりを検出し、ワンショットパルスを出力する。
【００４６】
ワンショットマルチバイブレータ３０の出力は、アナログスイッチ回路１８、ワンショットマルチバイブレータ３２、ＲＳフリップフロップ３４に供給されている。アナログスイッチ回路１８は、ワンショットマルチバイブレータ３０からのワンショットパルスが供給されている期間、オンする。
【００４７】
アナログスイッチ回路１８がオンすることによりバッファアンプ２５の出力電圧によってコンデンサ２３が充電され、バッファアンプ２５の出力、すなわち、コンデンサ２１の充電電圧がサンプリングされる。コンデンサ２３の充電電圧はアンプ２９で増幅されてアナログスイッチ回路１９に供給される。
【００４８】
一方、ＲＳフリップフロップ３４は、ワンショットマルチバイブレータ３０からのワンショットパルスの立ち上がりでリセットされ、出力がローレベルになる。ＲＳフリップフロップ３４の出力は、アナログスイッチ回路１９の切替信号として用いられている。アナログスイッチ回路１９は、ＲＳフリップフロップ３４の出力がハイレベルのときには、アンプ２８の出力を選択し、ＲＳフリップフロップ３４の出力がローレベルのときには、アンプ２９の出力を選択する。このため、時刻ｔ２で出力がローレベルになると、アナログスイッチ回路１９は、アンプ２９の出力、すなわち、コンデンサ２３の充電電圧を選択して、ローパスフィルタ３５に供給する。
ワンショットマルチバイブレータ３２は、時刻ｔ３、ｔ９で、ワンショットマルチバイブレータ３０の出力ワンショットパルスの立ち下がりを検出すると、ワンショットパルスを出力する。ワンショットマルチバイブレータ３２から出力されたワンショットパルスは、アナログスイッチ回路１６に供給される。アナログスイッチ回路１６は、ワンショットパルスに応じてオンする。アナログスイッチ回路１６がオンすると、コンデンサ２１が放電される。
時刻ｔ４で端子Ｔ１に供給される入力パルス信号がローレベルになると、アナログスイッチ回路１３はオフし、アナログスイッチ回路１４はオンする。アナログスイッチ回路１４がオンするとコンデンサ２１が定電流源１２からの定電流により充電され、図２（Ｄ）に示すようにコンデンサ２１の充電電圧が上昇する。
【００４９】
コンデンサ２１の充電電圧はバッファアンプ２５で増幅され、コンパレータ２７の非反転入力端子に供給される。コンパレータ２７はバッファアンプ２５の出力と基準電圧源３６からの基準電圧とを比較し、バッファアンプ２５の出力が基準電圧源３６からの基準電圧より大きくなる、すなわち、コンデンサ２１の充電電圧が一定電圧より大きくなると、出力をハイレベルにする。コンパレータ２７の出力は、ワンショットマルチバイブレータ３１に供給されている。ワンショットマルチバイブレータ３１は、図２（Ｉ）に示すようにコンパレータ２７の出力の立ち上がりに応じてワンショットパルスを出力する。ワンショットマルチバイブレータ３１の出力はアナログスイッチ回路１７、ワンショットマルチバイブレータ３３、ＲＳフリップフロップ３４に供給される。アナログスイッチ回路１７はワンショットマルチバイブレータ３１からのワンショットパルスの期間、オンする。アナログスイッチ回路１７がオンの期間にバッファアンプ２４の出力によりコンデンサ２２が充電される。コンデンサ２２の充電電圧は、アンプ２８で増幅されて、アナログスイッチ回路１９に供給される。
【００５０】
一方、ＲＳフリップフロップ３１は、ワンショットマルチバイブレータ３４からのワンショットパルスによりセットされる。ＲＳフリップフロップ３４は、セットされると、出力をハイレベルとする。ＲＳフリップフロップ３４の出力がハイレベルになると、アナログスイッチ回路１９はアンプ２８の出力を選択してローパスフィルタ３５に供給する。
【００５１】
また、ワンショットマルチバイブレータ３３は、時刻ｔ６でワンショットマルチバイブレータ３１からのワンショットパルスの立下りに応じてワンショットパルスを出力する。ワンショットマルチバイブレータ３３から出力されたワンショットパルスは、アナログスイッチ回路１５に供給される。アナログスイッチ回路１５はワンショットパルスの期間、オンする。アナログスイッチ回路１５がオンすることにより、図２（Ｂ）に示すようにコンデンサ２０に充電された電荷が放電される。
【００５２】
以上のように、ウォブル信号のローレベルとハイレベルとの境界部分のノイズを含む期間ではコンデンサが充電されるため、ノイズの影響を軽減でき、ウォブル信号のハイレベル期間とローレベル期間とを正確に検出することができる。
【００５３】
なお、本実施例では、正極性時の充電用の定電流源１１及びスイッチ１３、負極性時の充電用の反転回路３７、定電流源１２及びスイッチ１４を設けたが、単一のスイッチにより充電を制御することもできる。
【００５４】
図３は本発明の一実施例の変形例のブロック構成図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【００５５】
本実施例の信号処理回路２００は、図１に示す定電流源１１、１２及びスイッチ１３、１４並びに反転回路３７に代えて、定電流源２０１及びスイッチ２０２を設けた構成とされている。
【００５６】
スイッチ２０２は、端子Ｔ１に供給される入力パルス信号がハイレベルのときに定電流源２０１からの定電流をコンデンサ２０に供給し、端子Ｔ１に供給される入力パルス信号がローレベルのときに定電流源２０１からの定電流をコンデンサ２１に供給する。
【００５７】
本変形例によれば、図１に比べて簡単な構成で同様な動作をする回路を実現できる。
【００５８】
なお、本実施例では、光ディスク装置に適用した例について説明したが、これに限定されるものではなく、要はパルス信号のハイレベル期間とローレベル期間とを検出する場合に用いて好適である。
【００５９】
【発明の効果】
本発明によれば、入力パルス信号を、各極性毎に、所定期間、積算し、積算された一方の極性のパルス幅に対応した電圧を、積算された他方の極性の所定のパルス幅に対応した電圧に応じてサンプリングして、リセットし、サンプリングされたパルス幅に応じた出力信号を出力することにより、入力パルス信号の一方の極性のパルス幅をチャタリングの影響なく検出でき、これによって、入力信号のパルス幅を正確に検出することができる等の特長を有する。
【００６０】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の信号処理回路のブロック図である。
【図２】本発明の一実施例の信号処理回路の動作波形図である。
【図３】本発明の一実施例の変形例のブロック構成図である。
【図４】光ディスク装置のブロック構成図である。
【図５】光ディスクの構成図である。
【図６】従来の信号処理回路の一例のブロック構成図である。
【図７】従来の信号処理回路の動作説明図である。
【図８】従来の信号処理回路の動作説明図である。
【図９】従来の信号処理回路の動作説明図である。
【図１０】従来の信号処理回路の動作説明図である。
【符号の説明】
１、２００  信号処理回路
１１、１２、２０１  定電流源
１３〜１９  アナログスイッチ回路
２０〜２３  コンデンサ
２４、２５  バッファアンプ
２６、２７  コンパレータ
２８、２９  アンプ
３０〜３３  ワンショットマルチバイブレータ
３４  ＲＳフリップフロップ
３５  ローパスフィルタ
３６  基準電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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