(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
特に移動体通信において、信号上に印加された情報を、送信機（図１ａ）から所定の伝送距離を介して受信機（図３ａ，図３ｂ，図３ｃ，図３ｄ）に伝送し又は記憶するための方法であって、送信機（図１ａ）の入力信号は変調されて上記伝送距離を介して受信機（図３ａ，図３ｂ，図３ｃ，図３ｄ）に伝送され、記憶装置の場合において、書き込み装置が送信機として動作し読み取り装置が受信機として動作する方法において、
送信機（図１ａ）において、角度変調された一対のパルス（図２ｅ，図２ｆ）はパルスの持続時間中に生じる時間的に反対の角度変調によって生成され、上記生成された角度変調された一対のパルスは第１の信号合成構成要素（８，９）によって折り返しパルス（図２ｇ、図２ｈ）に合成され、上記合成された折り返しパルス（図２ｇ、図２ｈ）は、変調又は符号化処理によって印加された情報を受信機（図３ａ，図３ｂ，図３ｃ，図３ｄ）に伝送し、
受信機（図３ａ，図３ｂ，図３ｃ，図３ｄ）において、受信された上記折り返しパルス（図２ｇ，図２ｈ）は、所定の周波数依存の群遅延特性を有しかつ互いに並列接続された少なくとも一対の分散フィルタ（３４，３５；４１，４２；４９，５０）を用いてろ波された後出力され、
上記一対のパルス（図２ｅ，図２ｆ）を含む受信された上記折り返しパルス（図２ｇ，図２ｈ）が上記少なくとも一対の分散フィルタ（３４，３５；４１，４２；４９，５０）に入力されたとき、上記少なくとも一対の分散フィルタ（３４，３５；４１，４２；４９，５０）の各出力に、時間の圧縮に対応して増大する振幅を有する時間圧縮パルスと、時間の伸張に対応して減少する振幅を有する時間伸張パルスとから構成される合成信号（図２ｋ，図２ｌ）がそれぞれ現れるように、上記少なくとも一対の分散フィルタ（３４，３５；４１，４２；４９，５０）の周波数依存の群遅延特性がそれぞれ、上記一対のパルス（図２ｅ，図２ｆ）の角度変調に適合するように設定され、
上記少なくとも一対の分散フィルタ（３４，３５；４１，４２；４９，５０）から出力された一対の合成信号（図２ｋ、図２ｌ）は、第２の信号合成構成要素（３６，４３，４６，５１，５２，６１）によって合成されることを特徴とする情報を伝送し又は記憶する方法。
【請求項２】
上記送信機において、上記折り返しパルス（図２ｇ，図２ｈ）は、時間的に反対の遷移を有する角度変調された一対のパルス（図２ｅ，図２ｆ）の和を、加算器を含む上記第１の信号合成構成要素（８）により計算することによって、又は、上記一対のパルス（図２ｅ，図２ｆ）の差分を、減算器を含む上記第１の信号合成構成要素（９）により計算することによって生成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
伝送されるべき情報に係る２進パルス列が上記送信機（図１ａ）に印加されるとき、時間的に反対の２つの角度変調パルス（図２ｅ，図２ｆ）の和である折り返しパルス（図２ｈ）と、上記２つの角度変調パルス（図２ｅ，図２ｆ）の差分である折り返しパルス（図２ｇ）との一方が、印加された情報に係る２進パルス列の数値に依存して選択され、上記選択された折り返しパルス（図２ｇ，図２ｈ）は上記送信機（図１ａ）から送信されることを特徴とする請求項２記載の方法。
【請求項４】
上記少なくとも一対の分散フィルタ（３４，３５；４１，４２；４９，５０）からの出力信号は、上記第２の信号合成構成要素（３６，４３，４６，５１，５２，６１）によって加算、減算、又は乗算されることを特徴とする請求項１乃至３のうちの１つに記載の方法。
【請求項５】
上記第２の信号合成構成要素（４３，５１，５２）からの出力信号は、雑音抑圧のために乗算器（４４，５３，５４）の２つの入力に送られることを特徴とする請求項１乃至４のうちの１つに記載の方法。
【請求項６】
受信された信号は２つの分岐信号に分割された後、２つの並列接続された分岐部にそれぞれ入力され、上記２つの分岐部のそれぞれにおいて、２つの直列接続された分散フィルタ（２０，２４及び２１，２５）によってろ波され、上記直列接続された分散フィルタ（２０，２４及び２１，２５）は相互に逆の周波数依存の遅延行動を示し、
上記２つの分岐部内の信号フローは、２つの分散フィルタ（２０，２４及び２１，２５）の間に設けられた制御可能なスイッチング素子（２２，２３）又は乗算器（２８，２９）によって、各パルスの中間のあらかじめ設定された時点で遮断又は開放され、
上記２つの分岐信号は出力側で減算器（２６）を介して合成されることを特徴とする請求項１乃至５のうちの１つに記載の方法。
【請求項７】
情報を保持する入力信号（図２ｉ）を受信しかつ送信する送信機（図１ａ）と、入力信号（図２ｉ）を回復する受信機（図３ａ，図３ｂ，図３ｃ，図３ｄ）とを備えた送信機及び受信機装置において、
上記送信機（図１ａ）は、少なくとも２つの時間的に反対の角度変調されたパルス（図２ｅ，図２ｆ）を生成する少なくとも２つのパルス発生器（１乃至５，及び６又は７）を備え、上記少なくとも２つのパルス発生器（１乃至５，及び６又は７）は、それらの出力において第１の信号合成構成要素（８，９）に接続され、上記第１の信号合成構成要素（８，９）は、上記２つの角度変調されたパルス（図２ｅ，図２ｆ）から構成される折り返しパルス（図２ｇ，図２ｈ）を生成し、
上記送信機（図１ａ）は、上記入力信号（図２ｉ）に含まれる情報を上記折り返しパルス（図２ｇ，図２ｈ）に印加する変調器（１１）を備え、
上記受信機（図３ａ，図３ｂ，図３ｃ，図３ｄ）は、上記送信機（図１ａ）によって送信されて受信された折り返しパルス（図２ｇ，図２ｈ）を処理して出力するための、所定の周波数依存の遅延特性を有しかつ互いに並列接続された２つの分散フィルタ（３４，３５；４１，４２；４９，５０）を備え、
上記２つのパルス（図２ｅ，図２ｆ）を含む受信された上記折り返しパルス（図２ｇ，図２ｈ）が上記２つの分散フィルタ（３４，３５；４１，４２；４９，５０）に入力されたとき、上記２つの分散フィルタ（３４，３５；４１，４２；４９，５０）の各出力に、時間の圧縮に対応して増大する振幅を有する時間圧縮パルスと、時間の伸張に対応して減少する振幅を有する時間伸張パルスとから構成される合成信号（図２ｋ，図２ｌ）がそれぞれ現れるように、上記２つの分散フィルタ（３４，３５；４１，４２；４９，５０）の周波数依存の群遅延特性がそれぞれ、上記２つのパルス（図２ｅ，図２ｆ）の角度変調に適合するように設定され、
上記受信機（図３ａ，図３ｂ，図３ｃ，図３ｄ）は、上記２つの分散フィルタ（３４，３５；４１，４２；４９，５０）から下流に接続されかつ上記２つの分散フィルタ（３４，３５；４１，４２；４９，５０）の出力信号を合成する第２の信号合成構成要素（３６，４３，４６，５１，５２，６１）を備えたことを特徴とする送信機及び受信機装置。
【請求項８】
上記送信機における２つのパルス発生器（１乃至５，及び６又は７）は、反対に角度変調されたパルス（図２ｅ，図２ｆ）を生成するために周波数依存の遅延特性を有する分散フィルタ（６，７）を備え、１つの分散フィルタ（７）は周波数とともに単調に減少する遅延時間を示し、他の分散フィルタ（６）は周波数とともに単調に増大する遅延時間を示すことを特徴とする請求項７記載の装置。
【請求項９】
上記折り返しパルス（図２ｇ，図２ｈ）を生成するために送信機に設けられた第１の信号合成構成要素（８，９）は、加算器（８）及び減算器（９）であることを特徴とする請求項７又は８記載の装置。
【請求項１０】
情報を伝送する入力信号が２進パルス列であり、
入力信号（図２ｉ）に含まれる情報を印加するために送信機に設けられた変調器は、入力信号によって制御可能なスイッチング素子（１１）であり、上記スイッチング素子の入力には、２つの反対に角度変調されたパルス（図２ｅ，図２ｆ）の和又は差分を選択するために加算器（８）及び減算器（９）が接続されていることを特徴とする請求項９記載の装置。
【請求項１１】
上記受信機に設けられた第２の信号合成構成要素は加算器（４３，５１）、減算器（５２）、又は乗算器（３６，４６，６１）であることを特徴とする請求項７乃至１０のうちの１つに記載の装置。
【請求項１２】
上記受信機に設けられた第２の信号合成構成要素（３６，４３，４６，５１，５２，６１）の出力は、自己相関のために乗算器（４４，５３，５４）の両方の入力に接続されていることを特徴とする請求項７乃至１１のうちの１つに記載の装置。
【請求項１３】
上記受信器（図３ａ）は、並列接続された２つの分岐部を含みかつ上記各分岐部の出力において減算器（２６）の入力に接続された雑音抑圧回路（図１ｅ，３３）を備え、上記各分岐部の中では、相互に反対の周波数依存の遅延特性を有する２つの分散フィルタ（２０，２４及び２１，２５）が直列に接続され、上記２つの分岐部の各々の中では、信号フローを抑圧し又は通過させるために２つの分散フィルタ（２０，２４及び２１，２５）の間にアナログスイッチング素子（２２，２３）が接続され、上記アナログ素子は、ディジタル同期装置（３８）によって位置及び持続時間に従って生成される切り替え信号によって同期サイクルで信号フローを制御することを特徴とする請求項７乃至１２のうちの１つに記載の装置。
【請求項１４】
上記受信機（図３ｂ）は、並列接続された２つの分岐部を含みかつ上記各分岐部の出力において減算器（２６）の入力に接続された雑音抑圧回路（図１ｆ，４０）を備え、上記各分岐部の中では、相互に反対の周波数依存の遅延特性を有する２つの分散フィルタ（２０，２４及び２１，２５）は直列に接続され、上記２つの分岐部の各々の中では、信号フローを抑圧又は通過させるために上記２つの分散フィルタ（２０，２４及び２１，２５）の間に乗算器（２８，２９）が接続され、上記乗算器は先行する分散フィルタ（２０，２１）及びアナログ信号発生器（３８ａ）に入力で接続され、上記発生器はディジタル同期装置（３８）によって制御されるとともに同期サイクルで乗算信号を生成し、上記乗算信号は、矩形信号から偏移し、乗算中の信号遷移の部分を抑圧し又は開放するために適切なプロファイルを有することを特徴とする請求項７乃至１２のうちの１つに記載の装置。
【請求項１５】
受信機（図３ａ，図３ｂ，図３ｃ，図３ｄ）内で雑音を抑圧するために、雑音抑圧回路（図１ｂ，図１ｃ，図１ｄ）が設けられ、上記雑音抑圧回路は受信機で信号フローを分割するために並列接続された２つの分岐部を備え、上記分岐部のそれぞれに、周波数依存の遅延特性を有する分散フィルタ（１５，１６）が設けられ、１つの分散フィルタ（１５）は周波数とともに単調に減少する遅延時間を有し、他の分散フィルタ（１６）は周波数とともに単調に増大する遅延時間を有し、上記２つの分散フィルタ（１５，１６）の出力は、加算器（１７）、減算器（１８）又は乗算器（１９）の入力に接続されていることを特徴とする請求項７乃至１４のうちの１つに記載の装置。
【発明の詳細な説明】
説明
本発明は、請求項１の前置きして特徴づける節に係る伝送方法、及び請求項７の前置きして特徴づける節に係る上記方法を実行するための送信機／受信機装置に関する。
周知の伝送方法の場合において、伝送されるべき通信信号は送信機の中で高周波数搬送波信号上に変調され、伝送距離にわたって受信機に送られ、受信機は通信信号を回復するために適当な復調器を備える。アナログ信号の変調については、広範囲にわたる文献が存在する。現代の通信方法はディジタル・データ又はディジタル化されたデータを使用する。なぜなら、これらのタイプの信号は、情報が大量の場合でも、今日利用できる手段を使用して、信号パス・プロセッサ技術によって高速でかつ費用の効果的方法で処理可能だからである。
伝送されるべき通信信号がディジタル化形式でビット・シーケンスとして存在していれば（現代の移動体無線ネットワークの場合のように）、変調は、搬送波信号の周波数、位相、又は振幅を、伝送されるべきビット列の情報の特定値の関数として変えることにより達成される。搬送波信号のディジタル変調に関しては、１９９３年にマクミラン・パブリッシング・カンパニー（Macmillan Publishing Company）の”カウチ・エル・ダブリュー：ディジタル及びアナログ通信システム”（COUCH,L.W.:Digital and Analog Communication Systems）第４版に記載されているように、例えば、振幅シフトキーング（ＡＳＫ）、２相位相シフトキーング（２−ＰＳＫ）、２周波−周波数シフトキーイング（２−ＦＳＫ）、又はスペクトラム拡散変調法のような最近の方法など、各種のディジタル変調方法が知られている。それぞれの場合に、復調は送信機で使用された変調方法に対応して受信機で実行され、それによって、ディジタル通信信号の回復が、パルス形式のビット・シーケンスとして次から次へと続く。前述したような通信技術の周知の変調方法は、周波数又は位相変調の一般用語として角度変調の用語を使用する。しかし、周知の方法の場合、このタイプの変調は通信信号を搬送波上に重畳するために排他的に使用される。
このタイプのすべての方法では、受信機で回復された通信信号の品質が、伝送距離上の妨害要素によって、受信機と送信機の間の距離とともに大きく減少するという欠点が存在する。
干渉又は妨害が発生する伝送距離上で通信を伝送する場合、所望の範囲（カバレッジ）にわたって妨害に対して上述の保護を達成するために、送信機電力は予め決められた値より降下してはならない。
第１に、そのように要求される高い送信電力は、送信動作中の放射電力が対応して高くなり、特に移動体電話機のような電池駆動式の装置の場合、電池の消費が速くなるので不経済である。第２に、送信機から発生する電磁放射が人体に害を及ぼすのではないかという心配がある。これは、特に、移動電話の場合、ユーザとの距離が比較的短いので考慮に入れる必要がある。
本発明の根底にあるタスクは、前述したタイプの伝送方法を得ること、すなわち詳細に言えば、上記のような伝送方法を実行するために、一般的に少なくとも伝送品質を一定に維持しながら送信電力を減少するか、範囲（カバレッジ）を増大させることのできる受信機／送信機構成を得ることである。
このタスクは、請求項１の前置きして特徴づける節に係る方法から始まり、特徴づける特徴点によって解決され、もしくは上記方法を実行する装置は、請求項７の特徴によって解決される。
本発明は、送信機と受信機の間で”折り返し（２倍化）パルス”を伝送する技術の教示を含む。これらのパルスは、詳細後述されて定義される特別に設計されるパルスである。これらの折り返しパルスは、その特別な特性のために、適切な圧縮方法及び対応して適切な分散フィルタによって振幅を増大するために使用されるだけでなく、特別に高度な相関特性のために、信号に比較して雑音に対する付加的な相関及び自己相関による抑圧のために使用される。ここで、”折り返しパルス”と呼ばれるこれら送信構成要素の特定の変調及び特別の構成によって、受信機におけるアナログ信号処理の信号対雑音比を向上することができる。さらに、受信機における信号対雑音比の改善によって、送信電力の減少、又は範囲（カバレッジ）の増大、もしくはとって代わって誤り率の減少が達成される。ここで、概念”折り返しパルス”及び以下の説明を理解するためには、本質的に同じ持続時間を有する少なくとも２つの反対に（対峙させて）角度変調されたパルス（成分）の重畳を理解しなければならない。これらのパルスの基本形式は”チャープ信号”とも呼ばれ、２つのパルスの角度変調は、１つの成分の周波数がパルスの持続時間中に数学的な意味で単調に増加し、２番目のパルス成分が単調に減少するように変化することから生じる。従って、折り返しパルスとは、周波数が相互に反対に変化する少なくとも２つの角度変調されたパルス（チャープ信号）から構成され、これら成分の相互間の相対的な位相位置も、これらタイプの信号を差分するために使用することができるパルスとして定義される。
チャープ信号、すなわち”折り返しパルス”の成分をより良好に理解するために、まずそれらの基本的特性を検討し、次に折り返しパルスの特別な有利な特性を検討する。
ある周波数偏移Δｆを有するある持続時間Δｔの角度変調パルスは、特にその時間帯域幅の積Ψ＝Δｔ・Δｆによって特徴づけることができる。定義された差分遅延時間のふるまいを有し、４つの極を有する特別な”分散フィルタ”を用いて、受信機の中で、角度変調されたパルスを時間軸に沿って押し込む（すなわち、圧縮する）ことができる。抵抗Ｒ1［Ω］にわたって振幅Ｕo［Ｖ］を有する持続時間Δｔ［ｓ］の元のパルスのエネルギーは、式（Ｕo2・Δｔ）／Ｒ1で与えられ、最初の時点で無損失の分散として圧縮中に維持される。従って、持続時間δのより短い圧縮パルスは、エネルギー
0003814688.tif 000002
を有するものと評価することができる。ここで、
0003814688.tif 000003
は圧縮から生じる増大されたパルス振幅である。
ここから、次の式が得られる。
0003814688.tif 000004
従って、電圧の２乗の比は、最初に伝送されたパルスの持続時間Δｔと圧縮されたパルスの平均持続時間δとの反比（又は逆比）である。従って、
0003814688.tif 000005
ここで、δ＝１／Δｆである。従って、受信機の電圧は、圧縮によって、時間／帯域幅の積の平方根に直接に対応するファクタだけ上昇される。
このように、チャープ・パルスは、分散フィルタによって圧縮されるとき、信号雑音比の最初の改善を生じる。信号対雑音比ｐ［ｄＢ］は雑音電圧Ｕｒ［Ｖ］に対する信号電圧
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の比の対数の２０倍として定義されるから、上記の式から次の式が得られる。
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従って、Ｓ／Ｎ比ｐは＋１０ｌｏｇΨの部分によって改善されることが分かる。
これらの関係は知られており、現在、他の理由によりレーダー技術及び光伝送路の信号の伝送でのみ使用されているが、一般的な通信の伝送には使用されていない。しかし、チャープ信号は今まで使用されなかった他の特性を有し、この特性はＳ／Ｎ比の第２の改善を可能にする。
幾つかのチャープ信号の多重化相関によって、受信機内で自動的な相関を折り返しパルスの形式で達成することができる。この自動的な相関は、例えば折り返しパルスの乗算によって前述したタイプの圧縮で達成可能なＳ／Ｎ比の利得上に、さらに付加的な顕著なＳ／Ｎ比の利得を生じる。
これは、そのようなチャープ信号の組み合わせを折り返しパルスの形式で得ることができるという可能性に基づく。この折り返しパルスは、分散フィルタ装置を使用することによって、時間軸上で異なるように進行している元の成分をフィルタの遅延特性によって時間的にシフトし、この時間シフトを信号の相関に使用できるように一致信号を生成することを可能にする。
このようにして、折り返し信号は、いくつかの理由で、理想的に通信伝送に使用することのできる高度に相関された通信信号として特徴づけることができる。実際、最初の時点では、折り返し信号は長さ及び帯域幅のためにビット・レートに損失を生じるが、他方の端末では、この場合、受信機側では、白色雑音、従って、避けることのできない熱雑音を含む非常に多様な妨害要素の雑音の軽減において明瞭な利得を可能にする。
折り返し信号は高度に相関されている。なぜなら、送信機と受信機との間で幾つかの物理規約が一致しなければならず、また分散フィルタが、受信機内で、伝送された折り返しパルスの位相特性に適合しなければならないからである。これらは、以下の通りである。
１．搬送波周波数の周波数位置（中心周波数）。
２．角度変調パルスの周波数の帯域幅（周波数偏移）。
３．送信パルス成分の角度変調時間特性。
４．折り返し信号の持続時間。
５．角度変調の方向（時間とともに単調に増加又は減少する周波数）及びそれらの重ね合わせ又は重なり。
６．角度変調パルスの持続時間内の所定の時点における位相位置、及び成分相互間の位相位置。
７．角度変調パルスの振幅。
送信機と受信機との間のこれらのパラメータは、対応して実現される受信機に対する複数の情報搬送波として使用するため、７番目のパラメータまで自由に一致させることができる。
情報伝送に有利なパラメータの広範囲な変動が許される。使用される伝送速度（ここでは、ビット・レート）は、伝送システムの構成の最も重要な目的である。実際、最初の時点で、それは伸張されるパルスの持続時間によって低下される。時間又は周波数多重化方法を使用して、異なった時間に、又は異なった周波数で、又は異なった周波数時間変調特性及び異なった折り返しパルスの組み合わせとともに、異なったチャンネルを独立に動作させることによって、チャンネル容量を増大させることができる。従って、チャンネル当たりのビット・レートに可能なチャンネル数を乗算したものが、単位時間当たりに伝送可能な情報内容の総量である。
従って、時間及び周波数位置に関する上記のパラメータの変動性は、上記の変数が送信機と受信機の間の異なった規約で一致するとき、付加的な利得を可能にする。
これらの考慮は、チャープ信号、特に折り返し信号が、実際の通信を伝送する特別の”搬送波の基板（基盤）又は基本”として認識可能であることを示す。従って、この変調は通信用の変調とは独立して実行され、通信用の変調は、できるだけ前者の変調と直交していなければならない。従って、ここで説明のために搬送波基板変調として特徴づけられる変調は、送信機と受信機との間で付加的関係又は相関を生じ、付加的に雑音、主として熱雑音及び他の妨害要素を除去する。なぜなら、これらの雑音はこの付加された変調を示すことができないからである。
ここで、送信機と受信機の間の妨害が発生する伝送距離にわたって通信信号を伝送する伝送方法は、パルス変調又はパルス符号変調の周知のタイプの１つと、このタイプの変調に直交して働く特別の角度変調との組み合わせである。通信のベース・バンド信号は、例えばパルス位置変調（ＰＰＭ）、パルス符号変調（ＰＣＢ）、パルス振幅変調（ＰＡＭ）、差動パルス符号変調（ＤＰＣＭ）、パルス・デルタ変調、スペクトラム拡散変調、又はこれらタイプの周知の変種を使用して、従来技術に対応した方式で生成可能である。
しかし、アナログ又はディジタル信号のこれら通信に関連する変調は、ここでは搬送波発振信号に変調され、搬送波発振信号は、周波数が一定である搬送波周波数から通常のようにパルスの持続時間中に送信機内で生成されないが、むしろ、搬送波周波数は以下のように付加的に多重化されて角度変調される。すなわち、一方では、折り返しパルスの場合に相互に逆の角度変調成分が、また他方では、信号情報としての振幅変化又は角度変調された搬送波のパルスの間隔値（ＰＰＭの場合）が、同時にまた他の目的のために、相互に独立した変調タイプ、いわゆる”相互に直交の変調タイプ”の組み合わせとして実行される。周知のタイプの変調は通信信号を伝送するように働き、さらに、折り返しパルスの特別な形式の角度変調の組み合わせは、相関雑音抑圧用の分散フィルタ装置を使用して高度に相関されることのできる信号として使用される。
そのような折り返しパルスのシーケンスは、一般的に他の送信機からの干渉及び白色雑音による妨害を受ける伝送距離にわたって受信機に伝送される。ここで、”伝送距離”の概念は一般的な意味として理解されるべきであり、送信機から受信機への情報伝送が電磁波によって達成されるワイヤレス伝送距離とともに、送信機及び受信機が好ましくは光導波路、同軸ケーブル又は簡単な電気的な伝送線路を介して相互に接続される伝送線路が接続された伝送距離を含む。
さらに、本発明はデータを、例えば、磁気的なデータ担体又は媒体上に記憶する場合に使用することができる。この場合、送信機はデータをデータ担体又は媒体に書き込む書き込み装置として設計され、受信機は記憶されたデータをデータ担体から読み出す読み出し装置として構成される。
受信機は相互に直交した２つの変調タイプを変調することができる。この目的のために、受信機は、そのブロック図でアンテナと整流器の間に、本発明に係る定義されるタイプの分散フィルタを有する。そのようなフィルタ装置は、折り返しパルスの相関特性によって自動的に信号対雑音を改善するように働き、同時に圧縮によってこれら信号の振幅を上昇することができる。
折り返しパルスに含まれるチャープ信号は、信号振幅の圧縮可能性によって信号対雑音比の利得を可能にし、分散フィルタは、相互に逆のそれらの特性がチャープ信号成分から２つのミラー対称な出力信号を生成するように設けることができるので、これらの同時的に相関されたパルスは加算、乗算、又は減算されるか、カット・アウト（除去）又は抑圧することができ、このようにして信号対雑音の擬似的な自己相関強調を提供する。
環境から引き出すことのできる他の非常に重要な考慮することは、圧縮パルスの上昇時間が、チャープ信号の全帯域幅に対応し、その時間位置が受信機装置の中で非常に正確に定義されることである。その結果、この伝送方法は明らかにパルス位置変調（ＰＰＭ）に適している。常に２つのチャープ信号を送信する場合でも、最初のチャープ信号は、その間隔の間、それに続く第２のパルスへの時間基準として使用され、全持続時間はパルス持続時間の２．５倍にすぎない。この種の信号はアナログ信号伝送に使用することができるだけでなく、増大した帯域幅によって増大したチャンネル容量が同様に使用される限り、ディジタル信号の伝送にも使用することができる。
後述される応用例の中での分散フィルタ装置は、同時に幾つかの機能を充足することができ、それによって、可能な受信機の構成で必要となる出費を減少する。
第１に、それらは折り返しパルス成分の単なる圧縮によって信号対雑音比の増大を生じる。
第２に、これらの構成は、フィルタの適切な構成によって、同時に折り返しパルス成分を活性化（イネーブル）して一致したミラー対称な信号を発生し、このミラー対称な信号はＳ／Ｎ比の更なる利得を生じる。
第３に、一致しており圧縮された信号の乗算の場合には、さらに、同じ周波数位置（ミラー対称な周波数位置）の信号の自己相関の乗算によって、それ以上のフィルタがなくても、圧縮信号の乗算及びコヒーレント復調が実行される。これは、上記の場合以外では、高価なＰＬＬ回路を使用してのみ実現可能である。
最初に定義されたように、受信機の中で、逆の相補的な分散を有する２つの並列接続された分散フィルタを用いて折り返しパルスを制御すれば、２つのミラー対称な信号がこれらフィルタの両方の出力に生じる。
角度変調された折り返しパルスの場合、２つの分散フィルタは相互に逆に働く２つの特性曲線を有する。周波数に対する位相応答は、それぞれの場合に放物線であるから、そこから引き出された群遅延時間は周波数の増大とともに増大する直線であり、他のフィルタは群遅延時間の特性に対し相補的に働き、従って、群遅延時間は周波数の増大とともに大きくなる。
このようにして、線形周波数変調パルスの場合、群遅延時間特性は直線となる。非線形周波数変調の場合、任意の一時点における分散フィルタの群遅延時間は、その時点における変調特性に関する内部関数を表す。従って、相補的に非線形に変調された折り返し信号成分の場合、復調された分散フィルタは対応する相補的な群遅延時間特性を示す。
折り返しパルスの重畳部分は２つの成分から構成され、これら２つの部分は逆に働く２つの並列接続分散フィルタに接続されるから、４つの処理が同時に起こる。
時間とともに増大する周波数（正の周波数パターン）を示す成分の場合、高周波数部分は、負の群遅延時間特性を有する２つの並列接続されたフィルタの１つによって、周波数に対して遅延される。この手段によって、元の正のチャープ信号は圧縮され、対向して遷移（変化）する負のチャープ折り返しパルス成分は、時間に関して最初のパルスの持続時間の２倍に伸張される。
他のフィルタは逆に働く。なぜなら、それはより高い周波数よりもより低い周波数を大きく遅延させ（正の群遅延時間特性）、それによってより高い周波数からより低い周波数に遷移（変化）する成分が圧縮され、より低い周波数からより高い周波数に遷移（変化）するパルス成分は最初のパルスの持続時間の２倍に伸張される。
このようにして、２つの分散フィルタは、それぞれの場合に、重畳によって折り返しパルスを形成する２つの角度変調されたパルスの１つとともに、対応する振幅の増大を伴って時間圧縮を生じ、他のパルス部分は持続時間の２倍に伸張されて、対応して振幅の減少を生じる。
入力における雑音は、そのタイプの信号と比較して相関は生じず、分散フィルタの分散特性によって同じように変えられなかったので、雑音信号は２つのフィルタの出力において信号と相関は生じない。
受信機のアナログ部分では、アナログ信号処理によって、雑音抑圧に使用できるある原理を使用することができ、実際に、シミュレーションが示すところによれば、相互に独立して大幅に使用することができる。
システムが必要とする分散フィルタを実用的に実現するためには、今日のこの目的を満たし、従来技術に基づくと、弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタが好ましい。なぜなら、このタイプのフィルタは高い複製の精度を有しかつ安定性を有して製造することができるからである。さらに、このタイプの弾性表面波フィルタは、振幅応答及び位相応答を相互に独立に決定できるという利点を提供し、これは各受信機で必要とされる狭帯域通過フィルタ及び分散フィルタを単一の装置で実用化し開発する機会を提供する。分散フィルタをＳＡＷフィルタモジュールとして構成することは、さらに幾つかの分散フィルタを低域通過ろ波、加算、減算機能とともに１つの基板〜有利に組み込むことを可能にし、従って、コンパクトなＳＡＷ素子を本発明に係る装置の核として得ることができる。
従って、基板上のＳＡＷフィルタ素子が好ましく、このＳＡＷフィルタは相互に逆に働く２つの並列分散フィルタを含み、２つの入力及び出力を有し、各々は出力信号の和及び差分のための追加の出力を有する。これらの機能はすべて単一の基板に設けることができる。ブロック図を簡単にするため、通常は異なる入力及び出力は、ここではただ１つの線によって示される。
本発明に係る伝送方法は、送信機側で実行される角度変調に関して、パルスの持続時間中の線形的な周波数変化に限定されないことが分かる。受信機側に設けられた分散フィルタの遅延時間特性は、受信機側に設けられた分散フィルタの出力に、対応して増大する振幅を有する時間圧縮パルス及び対応して減少する振幅を有する時間伸張パルスから構成される合成信号が現れるように、送信機側で重畳によって折り返しパルスを形成する２つのパルスの角度変調に適合化されることが重要である。
これら２つの合成信号はいま加算、減算、又は乗算のいずれかを行うことができ、それによって、又は一致している部分を抑圧又はカット・アウト（除去）することによって、受信機内でＳ／Ｎ比を改善するために使用することができる。
合成された信号の加算は、圧縮された信号部分の重畳とともに、２倍に伸張されたチャープ信号の重畳、及び伝送路に沿って到着する雑音の加算を生じる。圧縮番号は加算段（加算ステージ）に同時に到着するので、それらの信号振幅は加算され、従って２倍にされる。従って、信号は６ｄＢだけ増大する。しかしながら、相関が生じず位相及び振幅が変動する雑音は、電力に関して加算されるだけである。従って、その振幅は統計的に３ｄＢへ増大するだけである。従って、３ｄＢの信号対雑音の平均的な改善が生じる。なぜなら、信号の場合、同時生成に基づいて電圧が加算され、雑音の場合、統計的な生成に基づいて電力のみが加算されるからである。従って、受信機側に設けられた分散フィルタの出力におけるミラー対称な圧縮成分の一致は、加算されたとき折り返し信号についてのみＳ／Ｎの利得を生じる。
合成信号の減算は、折り返し信号の折り返し成分の相互に対する位相位置に依存して、信号対雑音比の改善を生じる。信号の位相位置に依存して、加算及び減算は相互間での相補的な処理にすぎない。
並列接続された分散フィルタを介して出力で生じる２つの合成信号の乗算の場合、自己相関から周知であるように、同様の状態が起こる。
周知の自己相関方法の場合、周期信号又は擬似周期信号は、ほぼ周期の持続時間の間遅延線を介してオフセットされ、遅延線を通過しない到着信号によって乗算される。１周期の持続時間の後の信号の均一性は、そのとき一致した振幅の２乗の信号を生じる。しかしながら、雑音は遅延線によって相関が生じないので、ここで周知のように抑圧される。自己相関は、雑音と比較して周期信号又は擬似周期信号を示し、従って信号／雑音の間隔を上げる最も効率的な（線形ではないが）方法に属する。
同様な物理的な効果が、折り返し信号について非常に有利に達成可能である。折り返し信号はそのように構成されているので、それは相互に逆の分散方向を有する２つの並列接続された分散フィルタによって相互に対称な２つの合成及び一致した出力信号を生成する。この出力信号に、両方の分岐の中で、拡大される圧縮信号部分がそれらの時間中心に置かれるという特徴を有する。狭い時間範囲にわたって圧縮され、それらの拡大された信号の乗算は、信号振幅が２乗された信号を生じる。
しかしながら、雑音は相関が生じず、分散フィルタを用いてその時間パターンで伸張され、従ってその振幅は小さくなる。従って、雑音部分の乗算は、２乗された信号と比較して非常に小さい振幅である。
従って、ここでは非周期信号であるが、周期信号の自己相関の場合と同じように、同様の物理的な効果が起こる。折り返し信号は１つの遅延線を介して周期の持続時間だけオフセットされる信号ではなく、相互に逆の分散方向を有する２つの周波数依存の遅延線が存在し、これらの遅延線は、圧縮された信号と伸張された信号が一種の同期化されたミラー対称で同時に現れるように折り返し信号上で逆数の関係で働くので、折り返し信号の自己相関の方程式は周期信号の場合とは異なるように現れるが、逆数の乗算によって雑音の顕著な抑圧が生じる。
通常の自己相関は周期信号又は擬似周期信号を仮定しているが、それは例えば、パルス符号変調などのディジタル・シーケンスでは使用できない。しかしながら、折り返し信号はそれ自身を反復しない特別の持続時間を有する信号である。それにも拘らず、上述したように、それは、それ自身、自動的に相関が生じる。
重畳された形式では折り返しパルスである角度変調されたパルスは、従来技術に従って幾つかの方法で生成することができる。以下に、その幾つかの方法を簡単に説明する。
本発明の１つの変形例において、要約すれば、まずディラック・パルスが生成され低域通過フィルタに送られる。低域通過フィルタのフィルタ特性は制限周波数に達する直前にピークになり、それによって、ディラック・パルスをｓｉｎｃパルス（分割パルス）に変換する。ｓｉｎｃパルスの形式は周知のシンク関数ｓｉ（ｘ）＝sinx／ｘによって記述される。次に、低域通過フィルタのｓｉｎｃ形式の出力信号は振幅変調器に印加される。振幅変調器はｓｉｎｃ形式の包絡線を搬送波発振信号に印刷する。このようにして生成された信号は、相互に逆の特性曲線を有する２つの分散フィルタの並列回路に印加される。次に、両方のフィルタの出力に、２つの角度変調されたチャープ信号が現れる。それら信号の加算又は減算によって、ここでいわゆる”和又は差信号”と呼ばれる２つの異なった折り返しパルスが生じる。これら２つの折り返しパルスは、相互に異なった位相位置を有する折り返しパルスである。
本発明の好ましい構成によれば、他方では、周波数変調パルスはＰＬＬループ（位相同期ループ）及び電圧制御発振器（ＶＣＯ）によって生成される。ディジタル形式で存在する入力信号の個々のパルスは、この目的のために、まず積分器によって鋸歯状パルスに変換される。ここで、個々のパルスの上昇方向は入力信号の振幅に依存する。次に、このようにして生成された信号は、パルスの持続時間の間、出力パルスの周波数が入力信号のレベルの関数として線形的に増大又は減少するように、ＶＣＯの制御に使用される。もし２つの反対に遷移するチャープ信号がこの種の適切な回路によって同時に生成されると、折り返し信号は加算又は減算によって和信号又は差信号として発生することができる。
本発明の他の有用な実施形態によれば、送信機内の周波数変調されたパルスの生成は、ディジタル信号処理装置によって達成される。ディジタル信号処理装置は、パルスの持続時間の間、任意の周波数パターンを有利に実現することができる。
規則としては、伝送されるべき情報はディジタル形式で２進信号（バイナリ信号）として存在する。ここで、本発明の簡単な変形例では、この情報の折り返しパルスへの印加は、情報を伝送する入力信号の論理ハイレベルの間にのみ折り返しパルスが伝送され、入力信号の論理ローレベルは送信の休止（ポーズ）を生じるように行われる。この規則の反対も可能である。
本発明のこの変形例で重要なことは、情報を伝送する入力信号の１つの論理レベルのみが実際に伝送されることである。
これと対照的に、本発明の好ましい実施形態では、情報を伝送する入力信号の論理ハイレベル及び論理ローレベルの両方が実際に伝送される。これは雑音に対する安全性（セキュリティ）を高める。この目的のために、送信機側では、入力信号のそのときに存在する２進数値に依存して、２つの異なった折り返しパルスが発生される。
このように、情報を伝送する入力信号のハイレベルの間には、反対に角度変調された２つのパルスの和から構成される折り返しパルスを伝送するのが有利である。入力信号のローレベルの間では、反対に角度変調された２つのパルスの減算から構成される折り返しパルスが適切に生成される。従って、これら２つの異なった折り返しパルスは、それぞれの場合に折り返しパルスの相対的な位相位置によって相互に識別される。
さらに、これらの信号は、これまで知られたほとんどすべての変調処理に応用することができる。しかしながら、それらは理想的にはパルス位置変調（ＰＰＭ）に適している。パルス位置変調では、ビット・レートの減少はそれほど問題ではない。なぜなら、そのためには最大２つのパルスだけが必要であり、同期化処理には１つのパルスだけが必要だからである。
さらに、情報を伝送する入力信号の論理ローレベル及び論理ハイレベルの両方を、それぞれの場合に１つの折り返しパルスによって実際に有利に伝送することができる。伝送される折り返しパルスの位置は、情報を伝送する入力信号のそのときに存在する値に依存してあらかじめ設定される。
パルス位置変調のこの変形例では、本発明は、単に２つの異なった信号レベルを示す２進入力信号に限定されない。むしろ、本発明は、異なった位置の折り返しパルスが、入力信号の異なった信号レベルの可能な数に対応する複数のビット・レベルを表すことのできるディジタル入力信号に対して、一般的に適用可能である。
本発明に係る伝送方法は、上述した変調方法の例に限定されない。むしろ、この伝送方法は、本明細書の冒頭で紹介した文献の内容を参照する限り、その文献に説明されている方法及びその他の非常に多くの方法と組み合わせることができる。昨今のスペクトラム拡散変調方法も、これまで不可能であった白色雑音レベルの減少を実現するために、角度変調された搬送波基板を利用することができる。
本発明の他の有利な実施形態は、従属項の中で特徴を示されるか、図面の助けを借りて本発明の好ましい実施形態の説明とともに詳細に示される。
図面は次のとおりである。
図１ａは、本発明に係る伝送方法の応用例としての送信装置を示すブロック回路図である。
図１ｂ乃至図１ｆは、図１ａに図示された送信機によって生成され送信される信号を受信する受信機の異なった実施形態に応用される異なった雑音抑圧モジュールを示すブロック回路図である。
図２ａ乃至図２ｐは、上記の図面で表されるブロック回路図の中の異なった重要地点における信号経路を示す図である。
図３ａ乃至図３ｄは、本発明の伝送方法を使用する受信機装置の例として、図１ｂ乃至図１ｆに係る雑音抑圧回路を応用した受信機の異なった実施形態を示す図である。
図１ａのブロック回路図に図示された送信機は、例えばディジタル化形式で存在する２進信号（バイナリ信号）を、妨害を発生する伝送距離にわたって、図３ａ乃至図３ｄに図示された受信機に伝送する折り返しパルスの発生の例を示す。送信は比較的に小さな送信電力で、範囲（カバレッジ）及び雑音の安全性（セキュリティ）に関して予め決められた要求に基づいて実行される。電池で駆動された送信機では、比較的小さな送信電力によって電池の寿命が長くなり、特に電磁放射（ＥＭＩ）による環境への負担（エレクトロ・スモッグとも呼ばれる）が、人間への照射に関して減少する。それ以上に、その比較的小さな送信電力のために、送信機は、他の情報伝送システムと比較して他の送受信経路に対して軽減された雑音電位を示す（ＥＭＣ、すなわち、電磁環境両立性）。
ここで、後続する図面と同じように、マルで囲んだ参照番号は、各々の場合に、対応する図面における関連する信号経路の相互参照を与える。
従って、図２ｉは、２進入力信号の信号経路を示す。前述した比較的小さな送信電力を有する送信は、本発明に係る伝送システムでは、送信機側で折り返しパルスが発生され、この折り返しパルスは、詳細後述するように、受信機側で分散フィルタによって時間圧縮され、これは、対応する振幅の増大を生じるとともに受信機のアナログ領域における付加的な相関信号処理によって信号対雑音比を大きく改善し、またこれらの犠牲によって、例えば、送信電力の減少、又は範囲（カバレッジ）の増大を可能にする。
折り返しパルスを発生するために、まず送信機はパルス発生器１を有する。パルス発生器１は、図２ａで示されるように、等距離の矩形パルスを連続した列を発生する。しかしながら、パルス発生器１によって生成されるパルス列は、ここでは単に折り返しパルスを生成するためにのみ使用され、最初は情報を含んでいない。次いで、パルス発生器によって生成された矩形パルス列はパルス形成器２に送られる。パルス形成器２のタスクは個々の矩形パルスを非常に短いインパルス（擬似ディラック・パルス）に変換することである。ここで、パルス形成器２は、数学的な理想概念では達成できないディラック・パルスを、図２ｂに示されるように、短いスパイク・パルスとして発生する。
このようにして生成されたスパイク・パルスの列は、次に低域通過フィルタ３に送られる。低域通過フィルタ３の特性ろ波曲線は、図２ｃで詳細に示されるように、カットオフ周波数の直前でピークを示し、スパイク形のパルスを折り返しパルス（ｓｉｎｃパルス）に変換する。
それに続いて、このパルス列は、無線伝送を可能にするために、振幅変調器（乗算器）４によって、発振器５によって生成される一定の搬送波周波数ｆ1を有する高周波搬送波発振信号に変調される。このようにして、振幅変調器４の出力には、図２ｄで示されるように、ｓｉｎｃ形状の包絡曲線を有する一連の等距離搬送波周波数パルスが現れる。これに関連して、振幅変調器４の出力に現れる一連のパルスは、図２ｉで示されるディジタル入力信号から独立しており、従って、情報を含んでいない点が重要である。
次に、搬送波周波数に変調されたパルス列は並列に接続された２つの分散フィルタ６，７に送られる。これらの分散フィルタ６，７はそれぞれあらかじめ設定された周波数依存差分時間遅延の行動（又はふるまい）（群時間遅延行動）を有し、図２ｅ及び図２ｆで示されるように、角度変調されたパルスを発生する。
図２ａ乃至図２ｎに図示された曲線プロファイルは、特に、それぞれの曲線プロファイル及びその内容をより良好に示すために、意図的に、時間軸における一定の比率では書かれていない。実際には、時間軸上で、圧縮信号はずっと狭く設けられ、チャープ信号部分はずっと密に設けられている。
ここで、分散フィルタ６は周波数とともに増大する群時間遅延を示し、その結果、図２ｆに図示されるように、パルスの持続時間中に増大する周波数を有する角度変調されたパルスを生成する。このようにして、分散フィルタ６の出力における周波数は、搬送波周波数ｆTよりも下の値ｆT−Δｆ／２から搬送波周波数ｆTより上の値ｆT＋Δｆ／２まで、パルスの開始部から連続的かつ単調に増大する。
分散フィルタ７の群時間遅延特性は、対照的に、周波数とともに減少する時間遅延を示し、従って、図２ｅに図示されるように、分散フィルタ７の出力には、パルスの持続時間中に減少する周波数を有する角度変調パルスが現れる。
次に、２つの分散フィルタ６，７の出力信号は、折り返しパルスを生成するために加算器８及び減算器９に送られる。従って、２つの異なった折り返しパルスが情報伝送のために利用可能となる。ここで、伝送されるべき折り返しパルスの選択は、図２ｉに示される２進入力信号の優勢な値に基づいて実行される。この２進入力信号は、まず定義された信号レベルを与えるためにビット弁別器１０に送られ、次にスイッチング素子１１を制御する。入力信号のハイレベルの間、加算器８によって生成された加算信号が選択され、入力信号のローレベルは角度変調された２つのパルスの差分信号を選択する。このようにして、アナログ・スイッチ１１の出力には、図２ｊで表されるように、情報を伝送する入力信号の優勢な値に対応する異なった折り返しパルスの等距離シーケンスが現れる。
次に、アナログ・スイッチ１１の出力に現れる信号は帯域通過フィルタ１２によってろ波される。帯域通過フィルタ１２は発振器５の搬送波周波数ｆT及び折り返しパルス成分の帯域幅Δｆに適合しており、従って伝送バンドの外側に存在する雑音信号を帯域除去する。次に、このようにして得られた信号は、通常のように、増幅器１３によって増幅され、送信アンテナ１４を介して放射される。
図１ｂ乃至図１ｆは、受信機用の異なった雑音抑圧モジュールを示す。基本的には、そのような雑音抑圧モジュールは、受信機のアナログ部分で帯域制限入力フィルタ（ここで、図示せず。）の後段の受信機の入力側に設けられるか、もしくは受信機の中間周波数部分に設けられる。図１ｂ乃至図１ｆに示される雑音抑圧モジュールのすべては基本的なもので、折り返しパルスの内部にある雑音を抑圧するために使用される。従って、それらは機能のみを示し、受信機のＨＦ（高周波）又はＬＦ（低周波）部分で適切な回路によって実現されなければならない。
図１ｂは加算段（加算ステージ）を示す。受信された折り返しパルス２ｊは結合素子を介して並列に２つの分散フィルタ１５及び１６に送られる。ここで、これらのフィルタの周波数依存の差分時間遅延の行動は相互に逆であり、正に働く分散フィルタは、周波数と差分の周波数依存遅延の間の放物線特性曲線である差分時間遅延特性を示す。ここで、１５に属する放物線は上部に開いている。そのために、分散フィルタ１６は反対の特性を有する。すなわち、その差分周波数依存時間遅延行動は下方に開いた放物線によって表される。これらの特性曲線は群時間遅延によって特徴づけることができる。すなわち、時間及び周波数行動における相補的な群時間遅延特性曲線は正及び負の（上昇及び下降する）遷移を示す。
異なった方向を示すブロック回路の記号１５及び１６の中の矢印は、一般に分散フィルタの異なった行動を特徴づけるために意図されている。ここで、正の矢印方向は、いわゆる”正の分散フィルタ”を表し、負の方向を指す矢印は、説明中に使用される意味で”負の分散フィルタ”を表す。
説明で明らかとなるように、他の差分時間遅延特性曲線も可能であり、実際に、送信機側で、チャープ信号成分が搬送波基板として他の角度変調特性に変調されるとき、そのような特性曲線が必要である。
２つの分散フィルタ１５及び１６の出力には、それぞれの場合に、対応して増大した振幅を有する時間圧縮パルス、及びその上に重畳した時間伸張パルスから構成される合成信号が現れる。２つの出力信号２ｋ及び２ｌは、圧縮パルスの中央位置に時間的に同じ態様で現れる対称的な信号遷移を表す。分散フィルタの出力信号は加算器段１７を介して加算的に重畳される。加算段の出力に現れる信号は信号に対して減少した雑音成分を示す。なぜなら、信号の場合、一致する振幅は加算され、雑音の場合、位相位置及び振幅で統計的に現れる値は、それらの電力に関してのみ加算されるからである。従って、出力信号２ｍは改善された信号対雑音比を示す。
雑音抑圧モジュールの入力で、マルチプレクサを使用して信号パスを２つの並列回路に分割することが有益である。このマルチプレクサは、折り返しパルス・シーケンスのサイクル（周期）で（同期化された動作）、個々の折り返しパルスをモジュールの１つに接続し、次のサイクルで他のモジュールに交互に接続する。そのような分割によって、雑音成分は折り返しパルスの持続時間に減少され、それによって、このように生成された重畳された”雑音パルス”は分散フィルタによって同じように延長され、これは雑音部分の減少に寄与する。
この同じ説明が図１ｂと同じように図１ｃにも有効である。図１ｃでは、相互に逆に接続された２つの並列分散フィルタ１５及び１６は、それぞれの場合に折り返し信号を圧縮部分及び伸張部分に変換し、それらの２つの信号は差分段によって減算される。加算及び減算は相互に相補的な処理を表すから、信号／雑音の改善は加算の場合と同じである。その他については、図１ｂに関する説明がここでも当てはまる。
しかしながら、図１ａに示すように加算信号及び差分信号２ｈ及び２ｇが生成されたので、図１ｂに係る加算段及び図１ｃに係る差分段は、加算信号及び差分信号を弁別することができる。従って、加算段１７及び差分段１８を並列に接続することができる。その場合、分散フィルタ１５及び１６の１つのペアのみが必要である。これは単一のＳＡＷフィルタ基板上で有利に実現される。次に、和及び差分の形成から生じ、減少した雑音レベルを示す信号２ｍ及び２ｎは、受信機列で追加の増幅又は復調段階に送られなければならない。
図１ｄに折り返し信号のための乗算的に雑音を減少させる段（ステージ）を示し、また増幅器列の内部で応用できるモジュールを表す。ここで、折り返し信号２ｊは２つの分散フィルタ１５及び１６に送られる。それぞれの分散フィルタは他方に対して反対に動作し、それらの出力には、合成信号２ｋ及び２ｌが生じ、それらの信号の中央には、それぞれの場合に圧縮パルスが置かれる。伸張成分は相互に反対である。この乗算の積は搬送波周波数信号２ｋ及び２ｌの混合から構成され、この混合には２倍にされた搬送波周波数を生じる。信号２ｋ及び２ｌは時間及び周波数軸ミラー対称的に同じであるから、信号振幅のうち、特にそれらの圧縮部分は２乗される。相互に乗算されたこれら信号の周波数位置及び周波数部分は同じであるから、乗算によって、相互に乗算された合成信号の周波数の和及び差分が生成される。一方では、スペクトルは２倍の周波数にシフトされ、他方では、直接的な位相固定コヒーレント復調が行われる。従って、出力２ｏは２倍の周波数位置を有する合成信号を示すが、同時に、出力の後に低域通過フィルタを接続して、復調された低周波数信号を直接得ることができる。従って、この段（ある程度の正当性をもって、自己相関雑音抑圧回路と呼ぶことができる）は、周期信号又は擬似周期信号の自己相関のように、時間的に一致する信号を２乗し非相関雑音を抑圧する。従って、図１ｄに係るモジュールは、同期化動作を必要とすることなく同時に３つのアナログ処理を有利に実行する。
１．対称的に存在する（相互に逆の）チャープ信号成分を有する折り返し信号は、反対に作用する分散フィルタを介して直ちに２回圧縮される（信号振幅の増大）。
２．一致する信号部分の自己相関乗算によって、信号は雑音に関して強調される（相関雑音抑圧）。
３．乗算によって、元の搬送波周波数と比較して２倍の周波数位置の合成信号が生じ、同時に低周波数の復調された信号が生じる（積復調）。増幅器及び帯域通過フィルタがなくても、図１ｄに係る回路は、自動的雑音抑圧及び自動的信号増大のほかに、自動復調を行い、従って受信機の非常に重要な機能を表す。
図１ｅは再び異なったタイプの雑音抑圧モジュールを表す。しかし、このモジュールはさらに顕著な雑音抑圧特性によって特徴づけられる。特に、折り返し信号２ｊが雑音抑圧段の入力に存在するとき、このタイプの雑音抑圧は同期可能なデータ伝送に特別に適している。さらに、それはスプリッタによって信号を２つの信号分岐に分割されていることに特徴があり、図１ｅの上部の信号分岐は正の分散フィルタ２０、アナログスイッチ２２、及び負の分散フィルタ２４の直列接続を示す。
図１ｅに示される下方の分岐では、負の分散フィルタ２１、アナログスイッチ２３、及び正の分散フィルタ２５の同様な直列接続が示される。両方の分岐は差分段２６を介して出力に接続される。この回路は、中央にあるスイッチ２２及び２３が最初に閉じている場合を仮定するとき、最も理解することができる。その状態では、信号は回路の出力、すなわち、差分段２６の後に現れることはできない。なぜなら、分散フィルタ２０及び２４又は２１及び２５は、それぞれの場合に、両方の分岐の中で反対特性のために相互に反対に働くので、それぞれの場合に最初のフィルタが行う周波数依存シフトは、第２のフィルタで再び打ち消されるからである。このように、スイッチが閉じていると、分岐に与えられる信号及び雑音部分は、２４及び２５の後の２つの分岐出力で差分段２６によって相互に打ち消され、従って、出力には雑音も信号も現れることができない。
しかし、反対に働く２つの分散フィルタ２０及び２１の出力では、前に説明した、例えば図１ｄに係る構成と全く同じように、ミラー対称の一致した合成信号が生成され、この信号はそれぞれの場合に圧縮及び伸張された成分から構成されるので、スイッチは、例えば、圧縮信号の平均持続時間δの短い時間中に、両方の分岐における信号パスの遮断によって圧縮信号を仮想的にカット・アウト（除去）し、従って、両方の分岐内で合成信号から圧縮成分を除去して、２つの分岐内の信号が等しくなくなり、それぞれの場合に、それらの伸張成分のみから、少なくとも近似的に構成されるように、入力２７から来る切り替え信号によってスイッチを動作させることができる。しかし、折り返し信号は、相互に逆のチャープ信号成分のために、並列接続された分散フィルタ２０及び２１の最初のペアの後で、相互に逆の態様で、２倍にされた持続時間へ伸張されるチャープ信号を生成するので、スイッチによって、これらの伸張成分はそれらの時間的中心で短く遮断され、従ってスイッチ２２及び２３の出力には、それぞれの場合に、相互に逆の伸張成分が残り、その中心では比較的短いセグメントが遮断によって取り去られている。
両方の分岐におけるこれらの伸張部分については、周波数部分の時間位置は一定であるから、両方の分岐におけるこれら２つの伸張信号は、分岐フィルタの第２のペア２４及び２５によって元の長さへ再び圧縮される。従って、分散フィルタ２４は上部分岐の分散フィルタ２０によって行われた伸張を打ち消す。同じことが、下部分岐のフィルタ２１によってなされたシフトについて、分散フィルタ２５を介して起こる。
圧縮ファクタΨに従った圧縮パルスδの平均持続時間は、元の折り返しパルスの２倍化持続時間Δｔよりも非常に短いので、それぞれの場合に伸張された信号部分について圧縮パルスのカット・アウト（除去）時に起こる誤りは比較的に小さい。
従って、分散フィルタ２４及び２５の出力には、今や除去技術の後には２つのチャープ・パルスが存在する。これらのチャープ・パルスは、それぞれの場合に、相互に逆であり、差分形成の間の相反する周波数のために、単純にそれらは等しくない信号であるから、相互に打ち消すことはできない。
図１ｅに係る雑音軽減装置は、理論的及び実際的に多くの点で興味を引く。なぜなら、それは、単純な方法で、比Δｔ／δ＝Ψが大きくなればなるほど、除去技術による誤りはますます小さくなり、言い換えれば、雑音軽減はますます良好になるからである。
従って、雑音に関しては、信号の場合と同じことが基本的に当てはまる。両方の分岐において、スペクトル分布に従って分散フィルタ２０によってシフトされる雑音は、スイッチによって遮断された小さな（パーセンテージで）中心部分を除いて、２０とは反対に働く分散フィルタ２４によって再合成される。図１ｅの下部分岐についても同様である。従って、エネルギーが小さな雑音は、カット・アウト（除去）部分を除いて、上部及び下部の分岐で等しくとなり、差分段２６によって除去される。従って、それは、圧縮ファクタΨに従って、図１ｅに係る雑音抑圧回路の出力に折り返しパルスげ現れ、その折り返しパルスの中心では少数の発振部分が消失し、その雑音部分は差分形成によって広い範囲で抑圧されていることを意味する。
次に、そのようにしてＳ／Ｎ比が改善された折り返し信号は、例えば、再び図１ｄに係る回路に渡して付加的な自己相関処理を行うことができ、それによって雑音部分がさらに除去される。
ここで、これらの雑音抑圧モジュールの利点が明らかである。それらは雑音部分の除去に関して物理的に異なった効果に基づいているので、それらを相互に独立して合成することができる。圧縮パルスの持続時間中に合成信号を遮断するのではなく、逆にこの持続時間δの間でのみスイッチを閉じて圧縮パルスを選択し、次に両方の分岐の中で分散フィルタによって元の長さへ再び伸張することによって、同じ結果を達成することができる。処理中に、確かにδに割り当てられる短時間の雑音部分が残るが、それは分散フィルタによって再び元の持続時間へ伸張される。しかし、そのエネルギーは始めに時間２Δｔの間に存在したエネルギーよりも非常に小さい。
図１ｆは図１ｅに係る回路の付加的な変形例を示す。ここで、スイッチ２２及び２３は、単純に乗算器２８及び２９によって縦方向の分岐の中で置換されている。スイッチ及び乗算器は同様な効果を達成できるので、図１ｅのスイッチによるカット・アウトを図１ｆの乗算による抑圧で置換するのは特に有利である。なぜなら、それは、最適フィルタ理論に従って、伸張パルスの最小の歪みを可能にするからである。
その基本的な動作態様は図１ｅと同じであるから、説明は省略する。しかし、導体３９上を２つの乗算器に並列に送られる同期化乗算パルスは、実際的な目的のために振幅１の信号であり、合成信号の折り返しパルスの時間中心と時間的に同期化されたこれらの信号は、時間δの間に合成信号の圧縮信号部分の正規化包絡線の反転を表すように、スプリット（分割）関数（ｓｉｎｃ関数）の遷移に従って乗算器の入力でゼロへ切り替えられる。これによって、それらはこの圧縮部分を乗算によって正確に抑圧する。従って、抑圧信号はゼロでクリップされる反転ｓｉｎｃ関数そのものを表す。確かに、この回路は前もって同期動作を仮定している。しかし、それはパルス・シーケンスの復調では全く標準的なことである。
図１ｂから図１ｆまでには雑音抑圧構成要素が示されており、それらが説明された。それらは、すべて合成信号に及ぼす物理的な効果が異なっている特徴を有するので、原理的に相互に独立して使用することができる。
図３ａは、図１ｅ及び図１ｄに係る雑音抑圧モジュールの組み合わせを示す。アンテナ３０から来る搬送波周波数の折り返し信号は、前置増幅器３１によって増幅することができ、帯域通過フィルタ３２によって受信機帯域幅の外側にある雑音から解放されている。従って、高周波の折り返し信号２ｊは、可能であったように、雑音抑圧モジュール３３（これは図１ｅとの関連で説明されたものと同じである）でその信号対雑音比を改善され、続いて図１ｄとの関連で説明されたように、相関段によって追加の雑音部分から解放され、乗算復調段３６によって再び低周波数信号に同時に変換される。後続の回路構成要素は従来技術に対応している。従って、例えば、３７の中に低周波数信号をろ波する低域通過フィルタを設けることができ、さらに、信号はしきい値を用いてそのパルス長を弁別し形成することができる。さらに、３８の中に同期段を置かなければならない。この同期段は、スイッチ２２及び２３のために切り替えパルスを生成し、それらパルスの時間位置が、場合に応じて分散フィルタ２０又は２１の出力に関して正確に合成信号の中心に来るようにする。切り替えパルスの持続時間は、有利には、圧縮信号の平均パルス持続時間δよりも幾分短くすることができる。
図３ｂの説明は機能の点で図３ａの説明と同じであるが、スイッチ２２及び２３の代わりに、乗算器２８及び２９が設けられている。図１ｆの回路を参照して説明したように、導線３９によってゼロで反転及びクリップされるスプリット（分割）パルスが乗算器に送られる。そのようなパルスの形状は雑音に従って最適化することができる。
図３ｃは、同様に図１ｂ及び図１ｄに係る２つの雑音抑圧モジュールが使用される受信機回路を示す。回路の機能は次のとおりである。アンテナ３０の搬送波周波数信号は、前置増幅器３１及び搬送波周波数の帯域幅のための帯域通過フィルタを通過する。この帯域通過フィルタの出力で、折り返し信号は、分岐に分割され、すでに知られているように、並列接続されて反対に働く２つの分散フィルタ４１，４２に出力される。２つの分散フィルタの出力は、加算段４３に出力され、それと並行して乗算段４６に出力される。加算段は図１ｂで説明したように動作し、乗算段は図１ｄで説明したように動作する。従って、加算段４３の出力には、付加的な相関によって改善されたＳ／Ｎ比を有する信号が現れる。
信号は、搬送波周波数領域に存在し、乗算器４４を含む２乗段に与えられる。それは、乗算器４４の出力で、搬送波周波数領域に存在する信号を得るためであるが、その信号の中心周波数は元の折り返し信号の２倍の搬送波周波数に対応している。
同時に、２乗段の出力には、２倍の搬送波周波数を有する信号のみでなく、２乗混合によって低周波数信号も現れる。自己相関乗算器として働く乗算器４６の出力は、２倍の搬送波周波数を有する搬送波周波数信号及びＬＦ（低周波）信号を含む。もしこれらの２つの出力を乗算すると、すなわち、乗算段４５を介して乗算器４６の出力及び２乗段４４の出力を再び乗算すると、ＨＦ（高周波）及びＬＦ（低周波）領域の一致する信号は再び相関演算がなされ、従って雑音抑圧方法で乗算される。乗算器４６の出力は２乗されたＬＦ信号を含むので、低域通過フィルタ４７及びパルス形成段４８によって、例えば、パルス・シーケンス又はＰＰＭシーケンスのような元の低周波数信号は、使用された変調の基本タイプに従って除去することができる。
図３ｄは、前述した図３ｃに係る回路は、差分形成段５２、後続の２乗段５４、乗算器５６、及び図３ｃと同様な低域通過フィルタ５８及びパルス形成段６０によって伸張されている限り、図３ｃで応用された原理の伸張を示す。従って、図３ｄでは、分散フィルタ４９及び５０から来る合成信号の和が、加算段５１を通過するのみならず、それと並行して、合成信号の差分が差分段５２を通過し、加算段及び差分段から来る両方の信号が、図３ｃによって表された原理と同じ方法で、幾つかの回数、乗算することにより復調される。その見地から、図３ｄに係る回路は、加算信号と差分信号が図１ａに従って送信機の中で生成されるとき、受信機の中で図１ａに従って別個にそれら信号を復調する可能性を示す。
ここで説明された複数の可能性をさらに理解するため、また技術活動の明瞭な規則を与え適切な意思決定を容易にするため、以下に、基本的な概念と可能性を要約して再び説明する。
例えば、図１ａで送信機として示され、また図３ａ、図３ｂ、図３ｃ、及び図３ｄで受信機として示されたブロック回路図は、タスクの一般的な性質のために基本的なものであって、図１ｂ、図１ｃ、図１ｄ、図１ｅ、及び図１ｆに係る異なる雑音抑圧モジュールを、受信機における信号／雑音の改善の回路構成要素としてどのように使用できるかの例を示し、またアナログ折り返しパルス信号処理で、雑音抑圧又は反復的雑音抑圧用のミラー対称合成信号のために、相互に逆の２つの並列接続分散フィルタを後続の加算段、差分段、乗算段、及び２乗段とどのように組み合わせて、専門家の意見に従って合成されるような多かれ少なかれ精妙なブロックへ設けられる最も異なった回路とすることができるかの例を示す。従って、それらは、受信機のアナログ部分で、ほとんど労力をかけなくても費用効果的に、さらに労力をかければより効果的に、Ｓ／Ｎ比を改善する雑音抑圧回路の応用可能性の富を回路要素として提供する。図１ｅ又は図１ｆに係る雑音抑圧モジュール及び縦方向分岐に設けられたスイッチ又は乗算器によって（２つの乗算器は時間軸上の同期可能な動作で働く）、圧縮ファクタに従ったかなりの雑音抑圧が達成可能である。さらに、これらのモジュールは個別的又は補足的態様でそのような受信機パスに組み込むことができる。しかし、図１ｂ、図１ｃ、及び図１ｄに係る自動動作モジュールは非同期又は同期動作に使用可能であるが、図１ｅ及び図１ｆに係るモジュールは同期可能動作にのみ応用可能である。
すべてのモジュールにおけるプロセス及び製造エンジニアリング上の興味は、ＳＡＷフィルタの応用によって、幾つかのＳＡＷフィルタを１つの超音波基板上に複数の分散フィルタとして配置できることである。それらのフィルタから超音波範囲の加算段及び差分段を開発し製造することができる。適切な接続によって、汎用のＳＡＷフィルタ・モジュールを形成することができ、それらのモジュールから（応用及び組み合わせに従って）雑音抑圧回路をシリコン・チップで組み立てることができ、そのチップ上に、例えば乗算器又はスイッチを配置することができる。次に、多かれ少なかれ精妙かつ効果的な方法で適切な再接続を行うことは専門家に任される。
このように、特別のマルチ相関可能な特性を有する折り返しパルスは、対称システムの戦略方法によって、現代の伝送システムを開発するために、信号／雑音比を顕著に改善する全く貴重で効果的な可能性を提供し、従って情報伝送のためにエネルギーの節減と信頼性のある通信動作を可能にし、さらに人間への電磁波放射を減少するように働く。
本発明は、その実施形態において、前述した好ましい実施例に限定されるものではない。むしろ、基本的に異なるタイプの実施形態で示された解法を利用する多数の変形例を仮定することができる。
【図１ａ】
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【図１ｂ】
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【図１ｃ】
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【図１ｄ】
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【図１ｅ】
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【図１ｆ】
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【図２】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図３ｃ】
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【図３ｄ】
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