(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
地板導体（２１）と、該地板導体に一面側を対向させるように配置され、該地板導体との間で、一端側から給電された電磁波を他端側に伝送する伝送路を形成する第１の誘電体基板（２２）と、該第１の誘電体基板のいずれか一方の面に、所定幅で所定間隔をあけて平行にパターン形成され、前記地板導体と反対の他面側を放射面として前記伝送路内から直線偏波の平面波を漏出させる複数の金属ストリップ（２４、２５）とを有する誘電体漏れ波型のアンテナ本体と、
前記アンテナ本体の平面波の放射面に気体あるいは真空の層からなる所定の隙間をあけて対向するように配置された所定厚さの第２の誘電体基板（２７）と、
前記第２の誘電体基板の一方の面に、前記アンテナ本体から放射される平面波の波長に比べて十分小さい幅と間隔をもって前記平面波の偏波方向および該偏波方向と直交する方向に対して異なる角度でパターン形成された複数の平行な金属ストリップ（２８）とを有し、
前記アンテナ本体の放射面と前記第２の誘電体基板に形成された金属ストリップとの間の偏波選択性によって前記アンテナ本体と前記第２の誘電体基板の金属ストリップとの間に偏波変換作用を生じさせ、前記アンテナ本体から放射された平面波を前記第２の誘電体基板の金属ストリップの角度に直交する直線偏波の平面波に変換して前記第２の誘電体基板の表面から出射するアンテナであって、
前記第２の誘電体基板の厚さ（ｔ）および該第２の誘電体基板と前記アンテナ本体の放射面との隙間（ｈ）は、その和（ｔ＋ｈ）が前記アンテナ本体から放射される電磁波の自由空間波長の近傍またはそれ以下の範囲内となり、且つ、所定の厚さに対する隙間を前記第２の誘電体基板についての自由空間波長のほぼ１／２の周期性で変化する透過係数の高領域に設定したことを特徴とするアンテナ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アンテナ全体を厚くすることなく、放射する電磁波の偏波面を任意に設定できるようにするための技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ミリ波帯や準ミリ波帯の電波を使用する無線システムで用いられる平面型のアンテナとして、従来では、導波管にスロットを設けて電磁波を漏出させる構造のものが用いられていたが、近年では、導波管を用いたものより放射効率が高く、より薄型に形成できる誘電体漏れ波アンテナが提案されている。
【０００３】
誘電体漏れ波アンテナは、地板導体上に誘電体基板を配置して誘電体線路を形成し、その誘電体基板の表面に金属ストリップを誘電体線路の電磁波伝送方向に沿って所定間隔で設け、線路内の電磁波を誘電体基板の表面から漏出させている。
【０００４】
このように形成された誘電体漏れ波アンテナから放射される電磁波は、誘電体線路の電磁波伝送方向に沿った偏波面を有しており、アンテナを実際に設置したとき、その設置したときの誘電体線路の電磁波伝送方向によって放射される電磁波の偏波面が決定される。
【０００５】
したがって、この誘電体漏れ波アンテナを設置する場合、アンテナから放射される電磁波の偏波面が、その無線システムで要求される角度となるように固定する必要がある。
【０００６】
例えば、車載レーダでは、対向車からの電波干渉を防止するために、水平面に対して４５度傾斜した直線偏波を用いることになっている。
【０００７】
ところが、設置場所の制限や外観上の制限等によって、無線システムが要求する偏波面を満足するようにアンテナを取り付けられない場合がある。
【０００８】
このような場合、アンテナの前方に電磁波の偏波面を所望の角度に変換して出力する偏波変換器を設ける必要がある。
【０００９】
偏波変換器としては、λ／４誘電体膜を４層あるいは３層に重ねて構成された従来のメアンダーラインアレーと比べて、ミリ波帯での変換損失が少なく、しかも薄く形成できる偏波変換膜が提案されている（特開２０００−１３８５２７）。
【００１０】
図１３はこの偏波変換膜を示している。偏波変換膜１５は、誘電体基板１６からなり、その一面１６ａ側（入射面側）には、図１３の（ａ）に示すように金属ストリップ１７が平行に所定間隔でパターン形成され、他面１６ｂ側（出射面側）には、図１３の（ｂ）に示すように一面１６ａ側の金属ストリップ１７に対して所定角度をなす金属ストリップ１８が平行に所定間隔でパターン形成されている。
【００１１】
この金属ストリップ１７、１８の幅と間隔は、変換対象の電磁波の自由空間波長に対して十分小さく設定されており、入射側の金属ストリップ１７は、一面１６ａ側から入射された電磁波のうち、金属ストリップ１７の長さ方向と平行な偏波成分については高い反射率で反射し、金属ストリップ１７の長さ方向と直交する偏波成分については高い透過率で透過させる。
【００１２】
また、出射側の金属ストリップ１８は、一面１６ａ側から入射した電磁波のうち、金属ストリップ１８の長さ方向と平行な偏波成分については高い反射率で反射し、金属ストリップ１８の長さ方向と直交する偏波成分については高い透過率で透過させる。
【００１３】
なお、以下の説明では、前記金属ストリップ１７、１８のように、入射波の偏波成分の角度の違いによって高い反射性あるいは高い透過性を選択的に示す特性を偏波選択性と呼ぶ。
【００１４】
したがって、図１４に示しているように、この偏波変換膜１５を例えば誘電体漏れ波アンテナ１０の前方に配置することで、アンテナ１０から金属ストリップ１７と直交する直線偏波Ｈａで放射された電磁波Ｅａを、金属ストリップ１８と直交する直線偏波Ｈｂの電磁波Ｅｂに変換して出力することができる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記した偏波変換膜１５は、その両面に金属ストリップ１７、１８が形成されており、誘電体漏れ波アンテナ１０の表面側にも電磁波を漏出させるため金属ストリップが設けられているので、それぞれを設計特性に近い状態で動作させるためには、アンテナ１０と偏波変換膜１５との間隔を、放射される電磁波の波長に比べて十分広くとる必要があり、アンテナ全体としての厚さ寸法が大きくなってしまう。
【００１７】
本発明は、この問題を解決し、アンテナ全体を厚くすることなく、放射する電磁波の偏波面を任意に設定できるアンテナを提供することを目的としている。
【００１８】
なお、本発明は、直線偏波の平面波を放射するアンテナには、偏波選択性、即ち、所定角度の直線偏波を低損失で出射し、この直線偏波の偏波面と直交する偏波成分の入射波に対しては高い反射率で反射する性質があり、このアンテナ自体の偏波選択性とその放射面に所定の隙間をあけて対向する誘電体基板の一方の面に設けられた金属ストリップの偏波選択性とによって偏波変換作用を生じさせることで前記問題を解決している。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明の請求項１のアンテナは、
地板導体（２１）と、該地板導体に一面側を対向させるように配置され、該地板導体との間で、一端側から給電された電磁波を他端側に伝送する伝送路を形成する第１の誘電体基板（２２）と、該第１の誘電体基板のいずれか一方の面に、所定幅で所定間隔をあけて平行にパターン形成され、前記地板導体と反対の他面側を放射面として前記伝送路内から直線偏波の平面波を漏出させる複数の金属ストリップ（２４、２５）とを有する誘電体漏れ波型のアンテナ本体と、
前記アンテナ本体の平面波の放射面に気体あるいは真空の層からなる所定の隙間をあけて対向するように配置された所定厚さの第２の誘電体基板（２７）と、
前記第２の誘電体基板の一方の面に、前記アンテナ本体から放射される平面波の波長に比べて十分小さい幅と間隔をもって前記平面波の偏波方向および該偏波方向と直交する方向に対して異なる角度でパターン形成された複数の平行な金属ストリップ（２８）とを有し、
前記アンテナ本体の放射面と前記第２の誘電体基板に形成された金属ストリップとの間の偏波選択性によって前記アンテナ本体と前記第２の誘電体基板の金属ストリップとの間に偏波変換作用を生じさせ、前記アンテナ本体から放射された平面波を前記第２の誘電体基板の金属ストリップの角度に直交する直線偏波の平面波に変換して前記第２の誘電体基板の表面から出射するアンテナであって、
前記第２の誘電体基板の厚さ（ｔ）および該第２の誘電体基板と前記アンテナ本体の放射面との隙間（ｈ）は、その和（ｔ＋ｈ）が前記アンテナ本体から放射される電磁波の自由空間波長の近傍またはそれ以下の範囲内となり、且つ、所定の厚さに対する隙間を前記第２の誘電体基板についての自由空間波長のほぼ１／２の周期性で変化する透過係数の高領域に設定したことを特徴としている。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づいて本発明の実施形態を説明する。
図１〜図３は、本発明の実施形態のアンテナ２０の構造を示している。
【００２３】
このアンテナ２０のアンテナ本体は、前記した誘電体漏れ波アンテナであり、地板導体２１、第１の誘電体基板２２および金属ストリップ２４、２５によって構成されている。
【００２４】
地板導体２１は、金属で略矩形に形成されこのアンテナのグランド面を形成している。
【００２５】
地板導体２１の一面２１ａ側には、略矩形で所定厚さの第１の誘電体基板２２が、その一面２２ａを地板導体２１に所定の隙間をあけて平行に対向させた状態でスペーサ２３によって支持されている。
【００２６】
この第１の誘電体基板２２は、地板導体２１との間で電磁波を一端側から給電された電磁波を他端側へ伝送する伝送路を形成するものであり、その幅および長さは、伝送する電磁波の波長に比べて十分大きく設定されており、微小幅の並列伝送路を一体化したものである。
【００２７】
第１の誘電体基板２２の他面２２ｂ側には、複数の金属ストリップ２４がパターン形成されている。
【００２８】
各金属ストリップ２４は、第１の誘電体基板２２の幅と等しい長さと所定の幅ｄを有し、それぞれが前記伝送路の電磁波伝送方向に直交する方向に延び、前記伝送路の電磁波伝送方向に沿って所定間隔ｓで設けられている。
【００２９】
各金属ストリップ２４の幅ｄと間隔ｓは、第１の誘電体基板２２の他面２２ｂ側から偏波方向が伝送路の伝送方向に沿った直線偏波の平面波を効率的に漏出させるように設定されている。
【００３０】
また、第１の誘電体基板２２の一面２２ａ側には、他面２２ｂ側の金属ストリップ２４と同一の長さと幅をもつ金属ストリップ２５が、各金属ストリップ２４と対をなすように、各金属ストリップ２４に対してそれぞれ伝送路内波長λｇのほぼ１／４ずつずれた位置に設けられている。
【００３１】
この金属ストリップ２５は、第１の誘電体基板２２が形成する伝送路内を伝送する電磁波の金属ストリップ２４による反射成分を相殺するために設けられたものである。
【００３２】
即ち、図４の（ａ）に示しているように、金属ストリップ２５が無い場合には、伝送路内を一端側から他端側に伝送する電磁波の一部が金属ストリップ２４によって反射し、その反射成分Γａが一端側に戻ってしまい伝送特性が乱れる。
【００３３】
これに対し、図４の（ｂ）のように、金属ストリップ２４から伝送路内波長λｇの１／４ずれた位置に金属ストリップ２５を設けると、この金属ストリップ２５による反射成分Γｂが金属ストリップ２４の位置に達したときに、金属ストリップ２４による反射成分Γａと逆位相となり、両反射成分が相殺され、伝送路内の反射成分がなくなり、この反射成分による伝送特性の乱れがなくなる。
【００３４】
なお、金属ストリップ２４、２５による電磁波の漏出作用は、その金属ストリップが設けられている面だけでなく、その反対面側にも生じるが、第１の誘電体基板２２の一面２２ａ側への漏出は地板導体２１によって阻止され、金属ストリップ２４、２５による漏出波は、第１の誘電体基板２２の他面２２ｂ側からのみ出射されることになる。また、ここでは、金属ストリップ２４によって第１の誘電体基板２２の他面２２ｂ側から漏出される電磁波と、金属ストリップ２５によって第１の誘電体基板２２の他面２２ｂ側から漏出される電磁波とが同相で且つ、偏波方向が伝送路の電磁波伝送方向に沿った直線偏波となるように設定されているものとする。
【００３５】
このように第１の誘電体基板２２の他面２２ｂ側から直線偏波の平面波を放射するアンテナ本体は、前記したように、その直線偏波の平面波を低損失で出射し、その直線偏波の偏波面と直交する偏波成分の入射波に対しては高い反射率で反射する偏波選択性を有している。
【００３６】
一方、第１の誘電体基板２２の他面２２ｂ側には、スペーサ２６を介して第２の誘電体基板２７が、その一面２７ａを対向させるようにして平行に支持されている。
【００３７】
第２の誘電体基板２７の一面２７ａ側と第１の誘電体基板２２の他面２２ｂとの間には空気層からなる隙間ｈが形成されている。なお、この第２の誘電体基板２７の厚さｔおよび隙間ｈは、偏波の変換効率、即ちアンテナの損失に影響を与えるがその条件については後述する。
【００３８】
第２の誘電体基板２７の他面２７ｂ側には、所定幅ｄ′の金属ストリップ２８が、金属ストリップ２４に対して所定の角度をなすように所定間隔ｓ′で平行にパターン形成されている。
【００３９】
なお、各図では構造を理解しやすいように金属ストリップ２４、２５、２８の厚さを誇張して示しているが、パターン形成された金属ストリップ２４、２５、２８の実際の厚さはμｍオーダーであり、第１の誘電体基板２２、第２の誘電体基板２７の厚さに対して無視できる程薄い。
【００４０】
各金属ストリップ２８は、前記した偏波選択性を有しており、第１の誘電体基板２２との間で偏波変換作用を生じさせて、第１の誘電体基板２２の他面２２ｂ側から漏出される電磁波の偏波状態を変更して第２の誘電体基板２７の他面２７ｂ側から出射させる。
【００４１】
なお、ここでは、第１の誘電体基板２２から前記誘電体線路の電磁波伝送方向に沿った偏波面で漏出される平面波を４５度傾いた偏波面に変更して出射するように、各金属ストリップ２８が金属ストリップ２４に対してほぼ４５度の角度をなすように形成されている。
【００４２】
また、地板導体２１には、第１の誘電体基板２２の一端側に電磁波を給電する給電部３０が設けられている。
【００４３】
この給電部３０は、金属ストリップ２４、２５の長さ方向と平行な等位相面の電磁波を第１の誘電体基板２２の一端（各図で上端）から同相給電するものであり、その構造については詳述しないが、例えばＨ面セクトラルホーンから放射される円筒波を誘電体レンズあるいはパラボラ反射板によって平面波に変換して第１の誘電体基板２２に給電するように構成されたものや、誘電体線路や導波管から第１の誘電体基板２２の一端（各図で上端）に同相給電するもの等を用いることができる。
【００４４】
次に、上記構成のアンテナ２０の特性について考察する。
上記アンテナ２０は、図５のように、第１の誘電体基板２２、第１の空気層Ｇ１（隙間）、第２の誘電体基板２７、第２の空気層Ｇ２の４層構造と見なすことができる。
【００４５】
そして、これらの各層の間の境界条件を前記した偏波選択性によって以下のように仮定する。
【００４６】
（ａ）第１の誘電体基板２２から第１の空気層Ｇ１に対する電磁波の漏出は無反射
【００４７】
（ｂ）第１の空気層Ｇ１側から第１の誘電体基板２２に入力される電磁波の金属ストリップ２４と平行な偏波成分については完全反射（一般の直線偏波の平面波アンテナの条件）
【００４８】
（ｃ）第１の空気層Ｇ１側から第２の誘電体基板２７に入射される電磁波の金属ストリップ２８に平行な偏波成分ついては完全反射し、第１の空気層Ｇ１側から第２の誘電体基板２７に入射される電磁波の金属ストリップ２８に直交する偏波成分については第２の空気層Ｇ２へ低損失で透過
【００４９】
上記境界条件の基で、第１の空気層Ｇ１の高さをｈ、第２の誘電体基板２７の比誘電率をε、その厚さをｔとして、第１の誘電体基板２２から漏出される電磁波の強度Ｐｉに対する第２の誘電体基板２７から放射される電磁波の強度Ｐｏの比（透過係数）Ｔ（＝Ｐｏ／Ｐｉ）を求めると以下のようになる。
【００５０】
Ｔ＝｜（４ｙ cosθ）／（Ａ−Ｂ−ｊＣ）｜
ただし、
Ａ＝（１＋ｙ）２ｅｊＤ、Ｂ＝（１−ｙ）２ｅｊＥ
Ｃ＝（４ｙ２ sin２θ）／［（１＋ｙ） sinＤ−（１−ｙ） sinＥ］
Ｄ＝ｐ＋ｑ、Ｅ＝ｐ−ｑ
ｙ＝ε１／２、ｐ＝ｋ０ｈ、ｑ＝ｙｋ０ｔ、ｋ０＝２π／λ０
【００５１】
ここで、放射する電磁波の周波数を７６．５ＧＨｚ（自由空間波長λ０が約４ｍｍ）、第１の誘電体基板２２から漏出される電磁波の偏波方向に対する金属ストリップ２８の角度θを４５度として、厚さｔが０．４ｍｍ、０．９３ｍｍ、１．５３ｍｍのガラスエポキシ製の第２の誘電体基板２７を用いたときの比Ｔは、第１の空気層Ｇ１の厚さｈの変化に対してそれぞれ図６、図７、図８のように変化する。なお、図６〜図８で実線は実測値、点線は理論値、縦軸Ｌｏｓｓは１０・ｌｏｇＴの値である。
【００５２】
図６〜図８から明らかなように、比Ｔの実測値は、自由空間波長λ０のほぼ１／２の周期で周期変化しており、この変化は理論値とほぼ一致している。
【００５３】
また、第２の誘電体基板２７の厚さｔによって比Ｔの変化の位相が異なっており、図６および図８の特性では、比Ｔが最大（損失が最小）となるときの第１の空気層Ｇ１の厚さｈの値が２ｍｍ弱、４ｍｍ弱、…であるのに対し、図７の特性では比Ｔが最大（損失が最小）となるときの第１の空気層Ｇ１の厚さｈの最小値が１ｍｍ弱（図示していないが約０．６ｍｍ）、３ｍｍ弱、…となっている。
【００５４】
ここで、図６の特性において、アンテナ全体の厚さが小さくなり、損失が最小となるのは、隙間ｈが約１．６ｍｍのときであり、このとき厚さｔ（０．４ｍｍ）と隙間ｈの和は約２ｍｍとなる。
【００５５】
また、図７の特性において、アンテナ全体の厚さが小さくなり、損失が最小となるのは、隙間ｈが約０．６ｍｍのときであり、このとき厚さｔ（０．９３ｍｍ）と隙間ｈの和は約１．５３ｍｍとなる。
【００５６】
また、図８の特性において、アンテナ全体の厚さが小さくなり、損失が最小となるのは、隙間ｈが約１．８ｍｍのときであり、このとき厚さｔ（１．５３ｍｍ）と隙間ｈの和は約３．３３ｍｍとなる。
【００５７】
したがって、これらの特性のうち損失が最小で第２の誘電体基板２７の厚さｔおよび隙間ｈの和が最小となるのは、厚さｔが０．９３ｍｍの第２の誘電体基板２７を隙間ｈとして約０．６ｍｍあけて配置したときであることが判り、このとき、アンテナ全体の厚さが最小で、金属ストリップ２８に直交する４５°偏波の平面波を最も効率よく出射できることが判る。
【００５８】
なお、実際には、厚さの異なる多数の第２の誘電体基板２７に対して上記同様のデータを取得し、損失が最小で、第２の誘電体基板２７の厚さｔおよび隙間ｈの和が小さくなるように設定すればよく、また、必ずしも損失が最小となるように設定する必要はなく、損失が少ない範囲で第２の誘電体基板２７の厚さｔおよび隙間ｈの和が小さくなるように設定すればよい。
【００５９】
いずれにしても、第２の誘電体基板２７の厚さｔと隙間ｈの和は、放射する電磁波の自由空間波長λ０の近傍あるいはそれ以下で損失を僅少にすることができ、従来の偏波変換膜のようにアンテナ本体から大きく離間させる必要はなく、アンテナ本体が前記した誘電体漏れ波型のアンテナであれば、アンテナ全体の厚さほとんど増すことなく４５°偏波の電磁波を放射することができる。
【００６０】
このアンテナ２０では、上記の考察結果に基づいて、第１の誘電体基板２２と第２の誘電体基板２７との隙間および第２の誘電体基板２７の厚さｔを設定している。
【００６１】
なお、この隙間ｈを零にした場合、即ち、第１の空気層Ｇ１をなくした場合には、第２の誘電体基板２７が第１の誘電体基板２２の電磁波の漏出特性に大きな影響を与えることが考えられるので、アンテナ本体として第２の誘電体基板２７を含めた設計が必要となる。
【００６２】
以上のように構成されたアンテナ２０では、例えば図１に示しているように地板導体２１が直立するように設置した状態で、図９の（ａ）のように給電部３０から第１の誘電体基板２２に平面波が給電されると、その電磁波は第１の誘電体基板２２内を幅方向について同一位相で一端側（上端側）から他端側（下端側）へ伝送され、第１の誘電体基板２２の他面２２ａ側からは、電磁波の伝送方向に沿った直線偏波Ｈ１の平面波Ｅ１が漏出され、第２の誘電体基板２７に入射される。
【００６３】
そして、第２の誘電体基板２７に入射された平面波Ｅ１に対して、金属ストリップ２８は、その長さ方向と直交する偏波成分のみを透過させるため、第２の誘電体基板２７の表面からは、図９の（ｂ）のように、入射した平面波Ｅ１の偏波Ｈ１に対して４５度傾いた直線偏波Ｈ２の平面波Ｅ２が放射される。
【００６４】
このように、実施形態のアンテナ２０では、地板導体２１、第１の誘電体基板２２および金属ストリップ２４によって形成されるアンテナ本体の放射面側に、所定厚さの第２の誘電体基板２７を空気層からなる所定の隙間をあけて対向するように配置し、この第２の誘電体基板２７の表面に、アンテナ本体から放射される平面波の波長に比べて十分小さい幅と間隔をもって平面波の偏波方向と異なる角度で平行にパターン形成された複数の出射用の金属ストリップ２８を設け、アンテナ本体の偏波選択性と金属ストリップ２８の偏波選択性によってアンテナ本体と金属ストリップ２８との間で偏波変換作用を生じさせて、アンテナ本体から放射された平面波の偏波面を金属ストリップ２８と直交する方向に変換している。
【００６５】
したがって、第２の誘電体基板２７をアンテナ本体の放射面から大きく離間させることなく低損失に偏波面を変更することができ、アンテナ全体の厚さを大きくすることなく、所望角度の偏波の電磁波を放射することができる。
【００６６】
なお、ここでは、第２の誘電体基板２７として、薄くしても強度が得られるガラスエポキシ基板を用いているが、ガラスエポキシ基板より誘電率が小さく、必要な強度をもつ誘電体を用いることもできる。その場合でも、第２の誘電体基板２７の厚さｔと隙間ｈとを、その和が自由空間波長の近傍あるいはそれ以下の範囲で、損失が少なくなるように設定すればよい。
【００６７】
なお、上記アンテナ２０では、第２の誘電体基板２７の第１の誘電体基板２２と反対側の表面に金属ストリップ２８を設けていたが、図１０のアンテナ４０のように、第２の誘電体基板２７′の第１の誘電体基板２２側の表面に金属ストリップ２８を設けてもよい。
【００６８】
この場合でも、前記同様に第２の誘電体基板２７′の厚さｔと隙間ｈを設定することで低損失な偏波変換が行え、しかも第２の誘電体基板２７′をアンテナカバーと兼用することができ、アンテナ全体をより薄く構成することができる。
【００６９】
また、前記したアンテナ２０、４０では、線路内の反射成分を相殺するための金属ストリップ２５を第１の誘電体基板２２の一面２２ａ側に設けていたが、図１１に示すアンテナ５０のように、金属ストリップ２５を金属ストリップ２４が設けられている他面２２ｂ側に設けてもよい。このように金属ストリップ２４、２５を同一面に設けた場合、金属ストリップ２４、２５を誘電体基板の一面に同時にパターン形成することができ、両者の相対位置のずれが少なくなり、反射抑圧効果がより高くなる。
【００７０】
また、前記アンテナ２０、４０、５０では、地板導体２１の導体損を減らすために、地板導体２１に対して第１の誘電体基板２２を隙間をあけて配置していたが、地板導体２１の導体損が無視できるような場合には、図１２に示すアンテナ６０のように、地板導体２１に第１の誘電体基板２２を密着するように固定してもよい。このようにすれば、アンテナ全体の厚さ寸法をさらに小さくすることができる。
【００７１】
また、前記アンテナ２０、４０、５０、６０では、金属ストリップによる反射成分による影響をなくすために金属ストリップ２５を設けていたが、金属ストリップの反射成分による影響が無視できる場合には、金属ストリップ２５を省略してもよい。
【００７２】
また、前記説明では第１の誘電体基板２２と第２の誘電体基板２７の隙間を空気層としていたが、空気以外のガス等による気体層あるいは真空層にしてもよい。
【００７４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の請求項１のアンテナは、
地板導体（２１）と、該地板導体に一面側を対向させるように配置され、該地板導体との間で、一端側から給電された電磁波を他端側に伝送する伝送路を形成する第１の誘電体基板（２２）と、該第１の誘電体基板のいずれか一方の面に、所定幅で所定間隔をあけて平行にパターン形成され、前記地板導体と反対の他面側を放射面として前記伝送路内から直線偏波の平面波を漏出させる複数の金属ストリップ（２４、２５）とを有する誘電体漏れ波型のアンテナ本体と、
前記アンテナ本体の平面波の放射面に気体あるいは真空の層からなる所定の隙間をあけて対向するように配置された所定厚さの第２の誘電体基板（２７）と、
前記第２の誘電体基板の一方の面に、前記アンテナ本体から放射される平面波の波長に比べて十分小さい幅と間隔をもって前記平面波の偏波方向および該偏波方向と直交する方向に対して異なる角度でパターン形成された複数の平行な金属ストリップ（２８）とを有し、
前記アンテナ本体の放射面と前記第２の誘電体基板に形成された金属ストリップとの間の偏波選択性によって前記アンテナ本体と前記第２の誘電体基板の金属ストリップとの間に偏波変換作用を生じさせ、前記アンテナ本体から放射された平面波を前記第２の誘電体基板の金属ストリップの角度に直交する直線偏波の平面波に変換して前記第２の誘電体基板の表面から出射するアンテナであって、
前記第２の誘電体基板の厚さ（ｔ）および該第２の誘電体基板と前記アンテナ本体の放射面との隙間（ｈ）は、その和（ｔ＋ｈ）が前記アンテナ本体から放射される電磁波の自由空間波長の近傍またはそれ以下の範囲内となり、且つ、所定の厚さに対する隙間を前記第２の誘電体基板についての自由空間波長のほぼ１／２の周期性で変化する透過係数の高領域に設定したことを特徴としている。
【００７５】
このため、アンテナ本体の放射面と誘電体基板との隙間を近づけることができ、アンテナ全体の厚さ寸法を大きくすることなく、放射する電磁波の偏波面を任意に設定できる。
【００７７】
また、アンテナ本体の放射面から電磁波の自由空間波長の近傍またはそれ以下の厚さの増加のみで低損失な偏波変換が行え、アンテナ全体の厚さ寸法を大きくすることなく、放射する電磁波の偏波面を任意に設定できる。
【００７９】
さらに、誘電体漏れ波型のアンテナ本体を用いているため、アンテナ全体の厚さが極めて小さく、高効率で、しかも放射する偏波が任意に設定できるアンテナを実現できる。
【００８０】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態の正面図
【図２】実施形態の第２の誘電体基板を外した状態の正面図
【図３】図１のＡ−Ａ線断面図
【図４】実施形態の動作を説明するための図
【図５】実施形態のアンテナをモデル化した図
【図６】厚さ０．４ｍｍの誘電体基板を用いたときの特性を示す図
【図７】厚さ０．９３ｍｍの誘電体基板を用いたときの特性を示す図
【図８】厚さ１．５３ｍｍの誘電体基板を用いたときの特性を示す図
【図９】本発明の実施形態の動作を説明するための図
【図１０】本発明の実施形態の変形例の断面図
【図１１】本発明の実施形態の変形例の断面図
【図１２】本発明の他の実施形態の正面図
【図１３】偏波変換膜の構成を示す図
【図１４】偏波変換膜の動作を説明するための図
【符号の説明】
２０、４０、５０、６０  アンテナ
２１  地板導体
２２  第１の誘電体基板
２３  スペーサ
２４  金属ストリップ
２５  金属ストリップ
２６  スペーサ
２７、２７′  第２の誘電体基板
２８  金属ストリップ
３０  給電部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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