(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
衛星ナビゲーションシステムの受信装置であって、
一つが基準アンテナとなる少なくとも二つのアンテナと、
前記アンテナからの信号を多重化するマルチプレクサと、
前記マルチプレクサの下流に配置され、前記マルチプレクサからの信号に基づいてナビゲーションパラメータに対応する少なくとも一つの信号を出力する第一のプロセッサと、
前記基準アンテナから連続して信号を受ける入力部を有し、基準アンテナの位置に関するパラメータに対応した少なくとも一つの基準信号を出力する第二のプロセッサと、
少なくとも一つの基準信号を参照して前記マルチプレクサからの信号を処理し、少なくとも一種類のナビゲーションデータを計算する処理手段とを備えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記マルチプレクサは、前記基準アンテナからの信号を受ける入力部を備えることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
前記マルチプレクサにより前記基準アンテナからの信号を受ける前記入力部に割り当てられるスイッチング時間は、前記マルチプレクサにより他のアンテナからの信号を受ける他の入力部に割り当てられるスイッチング時間より短いことを特徴とする請求項２記載の受信装置。
【請求項４】
第一のプロセッサは、
前記マルチプレクサの下流に配置された第一のＲＦ／ＩＦコンバータと、
第一のアナログ−デジタルコンバータとを備え、
前記第二のプロセッサは、
前記基準アンテナの下流に配置された第二のＲＦ／ＩＦコンバータと、
第二のアナログ−デジタルコンバータとを備え、
前記受信装置は、
前記第一及び第二のプロセッサに共通の周波数シンセサイザを備え、該周波数シンセサイザは、ローカルオシレータ信号及びクロック信号を発生し、これらの信号は各々、最初に少なくとも前記第一及び第二のＲＦ／ＩＦコンバータ並びに少なくとも前記第一及び第二のアナログ−デジタルコンバータに出力されることを特徴とする請求項１から請求項３までのいずれか一項記載の受信装置。
【請求項５】
前記第一及び第二のアナログ−デジタルコンバータは、それぞれ前記第一及び第二のプロセッサとカスケード接続されてその下流に配置されることを特徴とする請求項４記載の受信装置。
【請求項６】
処理される各衛星信号に対して、前記第二のプロセッサの一部を形成する基準部と、前記第一のプロセッサの一部を形成するスレーブ部とを具備するプロセッサブロックを備え、
前記基準部及びスレーブ部の各々は、
ベースバンドに変換し、イメージ周波数を排除するためのベースバンドコンバータと、
前記ベースバンドコンバータの入力部と接続される出力部を有する数値制御された搬送波オシレータと、
数値制御されたコードオシレータと、
前記数値制御されたコードオシレータに制御され、アーリーコードＥ、パンクチュアルコードＰ、及びレイトコードＬを発生するコード発生器と、
前記ベースバンドコンバータからベースバンドで出力される信号並びに前記コード発生器により発生されるアーリーコードＥ、パンクチュアルコードＰ、及びレイトコードＬを受け、相関信号を出力する相関器と、
入力として前記相関信号を受け、出力としてアーリーループ、パンクチュアルループ、及びレイトループの制御信号を発生するアキュムレータとを備え、
前記スレーブ部のベースバンドコンバータの入力部は、前記第一のアナログ−デジタルコンバータの出力と接続され、
前記基準部のベースバンドコンバータの入力部は、前記第二のアナログ−デジタルコンバータの出力と接続され、
前記処理手段は、
前記基準部の前記アキュムレータ及び前記スレーブ部の前記アキュムレータによって発生されるループ制御信号を受け、前記基準部及び前記スレーブ部の前記搬送波オシレータ及び前記コードオシレータに対するループ信号を発生するデジタルプロセッサを備えることを特徴とする請求項４又は請求項５記載の受信装置。
【請求項７】
処理される各衛星信号に対して、前記第二のプロセッサの一部を形成する基準部と、前記第一のプロセッサの一部を形成するスレーブ部と、前記第一及び第二のプロセッサに共通の共通部とを含むプロセッサブロックを備え、
前記共通部は、
出力部を有する数値制御された搬送波オシレータと、
数値制御されたコードオシレータと、
前記数値制御されたコードオシレータに制御され、アーリーコードＥ、パンクチュアルコードＰ、及びレイトコードＬを発生するコード発生器とを備え、
前記基準部は、
前記第二のアナログ−デジタルコンバータの出力部と接続される入力部及び前記数値制御された搬送波オシレータの出力部と接続される入力部を有し、ベースバンドに変換し、イメージ周波数を排除するためのベースバンドコンバータと、
前記ベースバンドコンバータからベースバンドで出力される信号並びに前記コード発生器により発生されるアーリーコードＥ、パンクチュアルコードＰ、及びレイトコードＬを受け、相関信号を出力する相関器と、
入力として前記相関信号を受け、出力としてアーリーループ、パンクチュアルループ、及びレイトループの制御信号を発生するアキュムレータとを備え、
前記スレーブ部は、
前記第一のアナログ−デジタルコンバータの出力部と接続される入力部及び前記数値制御された搬送波オシレータの出力部と接続される入力部を有し、ベースバンドに変換し、イメージ周波数を排除するためのベースバンドコンバータと、
前記基準部の前記コード発生器によって発生されるパンクチュアルコードＰとともに、前記ベースバンドコンバータからベースバンドで出力される信号を受け、パンクチュアル相関信号を出力する相関器と、
入力として前記パンクチュアル相関信号を受け、パンクチュアルループの制御信号を出力するアキュムレータとを備え、
前記処理手段は、前記基準部及び前記スレーブ部の前記アキュムレータによって発生されるループ制御信号を受け、前記搬送波オシレータ及び前記コードオシレータに対してループ信号を発生するデジタルプロセッサを備えることを特徴とする請求項４又は請求項５記載の受信装置。
【請求項８】
前記基準信号の一つがデータ変調信号であり、
前記処理手段は、前記マルチプレクサからの前記信号から、前記データ変調信号を除去する手段を含むことを特徴とする請求項１から請求項７までのいずれか一項記載の受信装置。
【請求項９】
前記基準信号の一つは、前記基準アンテナと関連するドップラー効果を表し、前記第二のプロセッサと関連するループフィルタによって発生される信号であり、
前記処理手段は、前記第一のプロセッサの一部を形成する数値制御されたオシレータを前記ドップラー効果の表示信号に応じて制御する手段を含み、
前記オシレータは、信号が多重化されたアンテナと関連するドップラー効果を表し、前記第一のプロセッサと関連するループフィルタによって発生される信号によって制御されることを特徴とする請求項１から請求項８までのいずれか一項記載の受信装置。
【請求項１０】
前記第一のプロセッサの前記ループフィルタは、二次フィルタであることを特徴とする請求項９記載の受信装置。
【請求項１１】
前記ループフィルタは、１Ｈｚより狭い通過帯域を有することを特徴とする請求項１０記載の受信装置。
【請求項１２】
前記第一のプロセッサは、コードインスタント信号及びアンテナスイッチングインスタント信号により再初期化される少なくとも一つのアキュムレータを備え、
前記第二のプロセッサは、前記コードインスタント信号により再初期化される少なくとも一つのアキュムレータを備えることを特徴とする請求項１から請求項１１までのいずれか一項記載の受信装置。
【請求項１３】
前記第二のプロセッサは、連続したデータビットの符号を決定するための回路と関係する少なくとも一つのアキュムレータを備え、
前記第一のプロセッサは、同一符号の値を得るように、連続したデータビットの符号の関数として部分的な相関値を訂正するための回路と関係する少なくとも一つのアキュムレータを備えることを特徴とする請求項１から請求項１２までのいずれか一項記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ナビゲーションシステムの受信装置に関し、特に、衛星ナビゲーションシステムの受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
米国のグローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）、ロシアのグローバル・オービッティング・ナビゲーション・サテライト・システム（ＧＬＯＮＡＳＳ）のようなグローバル・ナビゲーション・サテライト・システム（ＧＮＳＳ）によって伝送される信号を用いて、衛星のような移動体の姿勢又はポインティング方向を決定することができる受信装置が既に知られている。また、欧州ジオステーショナリー・ナビゲーション・オーバレイ・システム（ＥＧＮＯＳ）のようなジオステーショナリー・ナビゲーション・オーバレイ・システム（ＧＮＯＳ）も使用することができる。
【０００３】
位相差を測定することによって、ＧＮＳＳの信号から衛星の姿勢を決定することができる受信装置が、以下の文献により既に知られている。例えば、１９７６年４月に米国のペンシルヴェニア州のウォーミンスターのナビゲーション学会で発表されたＶ．Ｗ．Ｓｐｉｎｎｅｙの”地球付近での使用のための姿勢基準としてのグローバル・ポジショニング・システムの応用”、１９８２年に米国のラスクルージイズで開催されたサテライトポジショニングに関する第３回国際測地学シンポジウムの会報で発表されたＡ．Ｋ．Ｂｒｏｗｎらの”グローバル・ポジショニング・システムを用いた干渉姿勢決定：新ジャイロセオドライト”、又は、１９８３年１０月に米国のカリフォルニア州のサンディエゴで開かれた国際遠隔測定会議の報告書で発表されたＫ．Ｍ．Ｊｏｓｅｐｈらの”高精度オリエンテーション：新しいＧＰＳの応用”がある。
【０００４】
どのような移動体（宇宙船、飛行機、船等）でもその姿勢を決定するためには、少なくとも二つのＧＮＳＳの衛星から飛来し、一般に、移動体に固定された少なくとも三つの整列されていないアンテナを介して受信された搬送波の位相差を正確に測定する必要がある。それにもかかわらず、ポインティング方向の決定として知られている二つの軸上の姿勢の決定に対して、二つのアンテナのみを用いて行うことができる。
【０００５】
ＧＮＳＳの信号をトレースし、復調することによって得られる受信装置の位置と送信装置の位置とを同時に知ることに加えて、受信装置は、そのような位相差を測定することにより、適切な条件下で１アーク分（ｏｎｅ  ｍｉｎｕｔｅ  ｏｆ  ａｒｃ）より正確に移動体の姿勢を決定することができる。
【０００６】
受信装置に使用される特別なアーキテクチャから生じる制約内で、ＧＰＳを使用した姿勢決定に関するエラーを最小化するために多くの研究がなされてきた。
【０００７】
二つの受信装置のアーキテクチャが開発され、それらは、米国特許第５１８５６１０号明細書（Ｔｅｘａｓ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ）にその例が開示されるパラレルアーキテクチャ、米国特許第５２６８６９５号明細書（ＴｒｉｍｂｌｅＮａｖｉｇａｔｉｏｎ  Ｌｔｄ．）に開示されるマルチプレックスアーキテクチャである。また、Ｔｅｘａｓ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓにより発行された二つの文献がある。第一の文献は、１９８１年に米国ナビゲーション学会の第３７回年次会議の会報の６１〜７７頁で発表されたＣ．Ｒ．  Ｊｏｈｎｓｏｎらの「多重化ＧＰＳユーザーセットの応用」である。また、第二の文献は、１９８４年夏にナビゲーション学会ジャーナルＶｏｌ．３１、Ｎｏ．２で発表されたＲ．Ａ．Ｍａｈｅｒの「航空ナビゲーションのマルチチャンネルのシーケンシャル及びマルチプレックスＧＰＳ受信装置の比較」である。
【０００８】
パラレルアーキテクチャでは、異なるアンテナにそれぞれ接続された複数の同一のチャンネルを介して信号を処理することにより測定が行われる。信号は連続して追跡され、それにより、搬送波の位相の差を測定するときに低いランダムノイズが得られる。しかしながら、信号が異なるアナログ装置を通過しなければならないとすると、未知のバイアスが必ず発生する。
【０００９】
一方、マルチプレックスアーキテクチャでは、異なるアンテナ間で周期的に切り換えられる一つのチャンネルを用いて測定が行われる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
これらのアーキテクチャの各々には、得られた結果に関し、又は、実行に関して以下に説明する欠点がある。
【００１１】
図７に示す４つのアンテナを用いたパラレルアーキテクチャでは、４つのアンテナの各々が、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）に制御された４つの同一の処理回路の各々に接続される。
【００１２】
このパラレルアーキテクチャでは、異なるアンテナから受信された信号は、パラレル処理チャンネルに入力され、パラレル処理チャンネルの各々が無線周波数から中間周波数（ＲＦ／ＩＦ）への処理を行い、少なくともいくつかの信号（理論的な最小値は二つ）に対してコード及び搬送波トラッキングループを備え、４つのＧＮＳＳ信号が、リアルタイム位置を決定できるように通常処理される。信号は、平行して且つ独立して処理される。しかし、すべての異なるミキシング処理に対して、使用される基準信号は、周波数シンセサイザを介して同一の基準となる温度制御された水晶発振器（ＴＣＸＯ）から出力される。独立した基準信号が使用されると、正確に搬送波の位相差を測定することはできず、各基準信号の位相ドリフトから実際の搬送波の位相差を分離することは困難である。現代の広周波数帯域の受信装置の技術に従えば、コスタスループ（Ｃｏｓｔａｓ  ｌｏｏｐｓ）が搬送波位相の追跡に使用され、ディレイロックループ（ｄｅｌａｙ−ｌｏｃｋ  ｌｏｏｐｓ、ＤＬＬ）がコード位相の追跡に使用される。この点に関しては、１９８０年のナビゲーションジャーナルＶｏｌ．１に発表されたＪ．Ｊ．Ｓｐｉｌｋｅｒの「ＧＰＳ信号の構成及び性能の特性」を参照することができる。
【００１３】
パラレルアーキテクチャの受信装置には、二つの主要な欠点、つまり、ハードウエアの複雑さ及び種々の回路の異なる信号線を伝搬することによるバイアスがある。バイアスは、不正確になる主要な原因である。ＲＦ／ＩＦ回路の各デバイスには、有限群遅延（ｆｉｎｉｔｅ  ｇｒｏｕｐ  ｄｅｌａｙ）があり、ラインバイアス（ｌｉｎｅ  ｂｉａｓ）が発生し、一般に、このラインバイアスは、すべての回路に対して同一ではない。ＲＦフィルタ及びＩＦフィルタは、群遅延全体に影響するだけでなく、温度に対しても大変敏感である。異なるアンテナのＲＦ／ＩＦパスでの群伝搬遅延（ｇｒｏｕｐ  ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ  ｄｅｌａｙ）は、ある程度マッチングさせて校正することができるが、姿勢の決定の正確さに直接影響する温度の変化、放熱、及びエージング現象のために、ミスマッチングが必ず起こる。オンラインで再校正することができるが、装置がかなり複雑になる。
【００１４】
各アンテナに対する回路を分離して測定をしなければならないとすると、姿勢を決定するためのパラレル受信装置は、比較的複雑となり、コストが増加する。これは、体積、重量、及び消費電力が大変重要となる適用される製品に対して、特に衛星に搭載する場合に大変大きな欠点になる。
【００１５】
異なるアンテナから出力される信号が多重化されるマルチプレックスアーキテクチャの受信装置では、一つのＲＦ／ＩＦ部のみにすべてのアンテナからの信号が時間分割されて多重化された状態で供給されるために、ラインバイアス及びＲＦ干渉の問題は除去される。ＰＩＮダイオード又は電界効果トランジスタを用いて容易に作ることができる高速スイッチによって多重化を行うことができる。この例を図８に示す。
【００１６】
マルチプレックス受信装置では、すべての信号のパスは、同一のＲＦ／ＩＦ部を共用し、アンテナのケーブルの長さが異なることによる影響を除き、実際にすべてのラインバイアスが除去さる。一つのアンテナのみが与えられた時間の間だけアクティブになるため、クロストークも除去される。マルチプレックスアーキテクチャには、パラレルアーキテクチャに比較してハードウエアがずっと少なくてすむという利点がある。この結果、体積、重量、消費電力及びコストをかなり節約できる。
【００１７】
しかしながら、アンテナからの信号を多重化する受信装置にも欠点がある。最も重要な欠点は、アンテナからの信号がある期間の間だけしか観測できないためにトラッキング能力が劣る点である。例えば、１９７７年に米国のニュージャージ州のプレンティスホールでのＪ．Ｓ．Ｓｐｉｌｋｅｒの「衛星によるデジタルコミュニケーション」に示されるように、４つのアンテナからの信号を多重化した場合、Ｓ／Ｎ比が６ｄＢ低下する。
【００１８】
さらに、データビットの変化を検出する能力を維持するために、多重化を行う際の切り替えを十分速く行われなければならず、ＧＰＳでは５０Ｈｚ、ＧＬＯＮＡＳＳでは１００Ｈｚで行わなければならない。また、デジタル処理回路は、各インターバルの初めに再初期化されなければならない。このため、コード及び搬送波ループに使用される数値制御されたオシレータ（ＮＣＯ）の位相は、各場合に初期位相値にセットされ、コード発生器が正しい状態に初期化される必要があり、この結果、受信装置の設計が非常に複雑になる。さらに、異なるサンプリング及びスイッチングレートがあるために、搬送波トラッキングループで間違ったロック状態が起こるかもしれず、これらもまた考慮しなければならない。
【００１９】
本発明の目的は、連続受信回路と多重化受信回路とを組み合わせることにより、少なくともほとんどの部分に対して、少なくとも上記のいくらかの欠点を除去することである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、衛星ナビゲーションシステムの受信装置であって、基準アンテナを含む少なくとも二つのアンテナと、前記アンテナからの信号を多重化するマルチプレクサと、前記マルチプレクサの下流に配置され、前記マルチプレクサからの信号に基づいてナビゲーションパラメータに対応する少なくとも一つの信号を出力する第一のプロセッサとを備え、前記受信装置は、前記基準アンテナから連続して信号を受ける入力部を有し、前記基準アンテナの位置に関するパラメータに対応した少なくとも一つの基準信号を出力する第二のプロセッサと、少なくとも一つの基準信号を考慮して前記マルチプレクサからの信号を処理し、少なくとも一種類のナビゲーションデータを計算する処理手段とを備えることを特徴とする受信装置を提供する。
【００２１】
また、前記マルチプレクサは、前記基準アンテナからの信号を受ける入力部を備えることが好ましい。前記マルチプレクサによって前記入力部に割り当てられるスイッチング時間は、他の入力部に割り当てられるスイッチング時間より短いことが好ましい。
【００２２】
前記受信装置は、前記基準信号がデータ変調信号であり、前記処理手段が前記マルチプレクサからの前記信号に現れる前記データ変調信号を除去する手段を含むことにより特徴づけられてもよい。
【００２３】
前記基準信号の一つは、前記基準アンテナと関連するドップラー効果を表し、前記第二のプロセッサと関連するループフィルタによって発生される信号であってもよく、また、前記処理手段は、ドップラー効果を表す前記信号の応じて前記第一のプロセッサの一部を形成する数値制御されたオシレータを制御し、また、前記オシレータは、信号が多重化されるアンテナと関連するドップラー効果を表すとともに前記第一のプロセッサと関連するループフィルタによって発生される信号によって制御されてもよい。
【００２４】
前記ループフィルタは、デジタルフィルタであるため、一般に機能的には、デジタルプロセッサの一部である。
【００２５】
結果として、前記第二のプロセッサで実行される位相測定は、第一のプロセッサで処理されるように信号のダイナミックレンジを減少させるために用いられる。従って、特に、ループフィルタを簡略化することができる。前記第一のプロセッサの前記ループフィルタは、二次フィルタであることが好ましい。このフィルタは、１Ｈｚより狭い、例えば０．４Ｈｚの通過帯域を有することが好ましい。
【００２６】
本発明の他の受信装置は、マルチプレクサの下流にカスケード接続されて配置された第一のＲＦ／ＩＦコンバータ及び望ましくは第一のアナログ−デジタルコンバータを含む第一のプロセッサと、基準アンテナの下流にカスケード接続されて配置された第二のＲＦ／ＩＦコンバータ及び望ましくは第二のアナログ−デジタルコンバータを含む第二のプロセッサと、各々が最初に第一及び第二のＲＦ／ＩＦコンバータに出力され、次に第一及び第二のアナログ−デジタルコンバータに出力されるローカルオシレータ信号及びクロック信号を発生する前記第一及び第二のプロセッサに共通の周波数シンセサイザとを備えることを特徴とする。
【００２７】
前記プロセッサは、処理される各衛星信号に対して、第二のプロセッサの一部を形成する基準部と、第一のプロセッサの一部を形成するスレーブ部とを含むプロセッサブロックを備え、前記基準部及びスレーブ部の各々は、ベースバンドに変換し、イメージ周波数を排除するためのベースバンドコンバータと、前記ベースバンドコンバータの入力部と接続される出力部を有する数値制御された搬送波オシレータと、数値制御されたコードオシレータと、前記数値制御されたコードオシレータに制御されるコード発生器と、前記ベースバンドコンバータからベースバンドで出力される信号並びにＧＰＳ規格に従うアーリーコード（ｅａｒｌｙｃｏｄｅ）Ｅ、パンクチュアルコード（ｐｕｎｃｔｕａｌ  ｃｏｄｅ）Ｐ、及びレイトコード（ｌａｔｅ  ｃｏｄｅ）Ｌを受ける相関器と、入力として相関信号を受け、出力としてアーリーループ、パンクチュアルループ、及びレイトループの入力信号を発生するアキュムレータとを備え、前記スレーブ部のベースバンドコンバータの入力部は、前記第一のアナログ−デジタルコンバータの出力部と接続され、前記基準部のベースバンドコンバータの入力部は、前記第二のアナログ−デジタルコンバータの出力部と接続され、前記処理手段は、前記基準部のアキュムレータ及び前記スレーブ部のアキュムレータによって発生されるループ制御信号を受け、前記基準部及び前記スレーブ部の前記搬送波オシレータ及び前記コードオシレータに対するループ信号を発生するデジタルプロセッサを備える。
【００２８】
好ましくは、受信装置が簡略化されるように、受信装置は、処理される各衛星信号に対して、第二のプロセッサの一部を形成する基準部と、第一のプロセッサの一部を形成するスレーブ部と、前記第一及び第二のプロセッサに共通の共通部とを含むプロセッサブロックを備え、前記共通部は、出力部を有する数値制御された搬送波オシレータと、数値制御されたコードオシレータと、前記数値制御されたコードオシレータに制御され、アーリーコードＥ、パンクチュアルコードＰ、及びレイトコードＬを発生するコード発生器とを備え、前記基準部は、第二のアナログ−デジタルコンバータの出力部と接続される入力部及び前記数値制御された搬送波オシレータの出力部と接続される入力部を有し、ベースバンドに変換し、イメージ周波数を排除するベースバンドコンバータと、前記ベースバンドコンバータからベースバンドで出力される信号並びに前記コード発生器により発生されるアーリーコードＥ、パンクチュアルコードＰ、及びレイトコードＬを受け、相関信号を出力する相関器と、入力として相関信号を受け、出力としてアーリーループ、パンクチュアルループ、及びレイトループの制御信号を発生するアキュムレータとを備え、前記スレーブ部は、第一のアナログ−デジタルコンバータの出力部と接続される入力部及び前記数値制御された搬送波オシレータの出力部と接続される入力部を有し、ベースバンドに変換し、イメージ周波数を排除するベースバンドコンバータと、前記基準部のコード発生器によって発生されるパンクチュアルコードＰとともに、前記ベースバンドコンバータからベースバンドで出力される信号を受け、パンクチュアル相関信号を出力する相関器と、入力としてパンクチュアル相関信号を受け、パンクチュアルループの制御信号を出力するアキュムレータとを備え、前記処理手段は、前記基準部及び前記スレーブ部のアキュムレータによって発生されるループ制御信号を受け、前記搬送波オシレータ及び前記コードオシレータに対してループ信号を発生するデジタルプロセッサを備える。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。図７に示すように、パラレルアーキテクチャの受信装置は、複数のアンテナ、例えば、４つのアンテナＡ１〜Ａ４を有し、各アンテナは、対応するプリアンプＰＡ１〜ＰＡ４に接続され、プリアンプの出力は、ミキサーＭ１〜Ｍ４の対応する第一の入力部に出力され、その他の入力部は、安定した水晶発振器ＴＣＸＯに制御されて周波数シンセサイザＦＳによって出力される信号を受ける。ミキサーＭ１〜Ｍ４からの出力は、対応するベースバンドフィルタＢＰＦ１〜ＢＰＦ４へ出力され、ベースバンドフィルタの出力部は、デジタルシグナルプロセッサＤＳＰにより制御される処理チャンネルＰＣＨ１〜ＰＣＨ４と接続される。
【００３０】
図８に示すように、マルチプレックスアーキテクチャの受信装置は、アンテナＡ１〜Ａ４からの出力信号を受け、それらをプリアンプＰＡ１〜ＰＡ４に出力し、プリアンプの出力は、安定した発振器ＴＣＸＯによって駆動されるシンセサイザＦＳによりミキサーＭと同様に制御される共通のマルチプレクサＭＵＸに出力される。この場合、デジタルシグナルプロセッサＤＳＰは、一つのバンドパスフィルタＢＰＦ及び一つの処理チャンネルＰＣＨを用いた時分割マルチプレックスモードで動作する。
【００３１】
本発明に従うアーキテクチャ（図１参照）は、プロセッサＤＴ２を含み、基準チャンネルとして使用される非スイッチング式の受信部と、アンテナの信号を多重化するのに使用され、プロセッサＤＴ１を含む受信部とを組み合わせるという概念を実行可能にしている。デジタルシグナルプロセッサＤＳＰ及び周波数シンセサイザＦＳＹはともに両方のプロセッサＤＴ１、ＤＴ２を駆動する。
【００３２】
時間的に連続した部分は、姿勢決定のために必要とされる衛星信号を追跡し、搬送波及びコードの測定と同様に連続したナビゲーションデータを供給する。これらの測定は、同じＲＦ／ＩＦステージを分け合い、時分割マルチプレックスアーキテクチャを介して移動体に搭載されている一組のアンテナと接続されるスレーブチャンネルと同数のトラッキングループを補助するのに使用される。
【００３３】
連続受信部に使用されるアンテナの信号は、受信装置の多重化受信部で多重化されることが好ましいということは重要である。
【００３４】
スレーブチャンネルは、プロセッサＤＴ１により処理され、姿勢決定のために必要な種々の搬送波の位相差の測定が行われる。トラッキングループは、高性能二重周波数受信装置と同様の方法でデジタルシグナルプロセッサＤＳＰによって補助され、第二の周波数Ｌ２でのトラッキングが第一の周波数Ｌ１でのよりロバストなトラッキングによって補助される。このような技術は、１９９５年９月に米国のカリフォルニア州のパームスプリングでのＧＰＳの国際会議、ＩＯＮ−ＧＰＳ−９５でナビゲーション学会誌に掲載されたＳ．Ｒｉｌｅｙらの「宇宙での応用のためのＧＰＳ／ＧＬＯＮＡＳＳ複合高精度受信装置」に開示され、また、１９９２年に米国のオハイオ州のコロンブスでのサテライトポジショニングに関する第６回国際測量シンポジウムの会報に掲載されたＴ．Ｋ．  Ｍｅｅｈａｎらの「ターボログＧＰＳ受信装置」に開示されている。
【００３５】
スレーブチャンネルでのアンテナからの信号の多重化は、ＲＦラインバイアスの問題を解決し、完全なパラレルアーキテクチャと比較してハードウエアがあまり複雑にならない。スレーブチャンネルが受信装置の連続受信部によって補助されるという事実は、スレーブチャンネルで観測される信号のダイナミックス（ｄｙｎａｍｉｃｓ）だけがマスタアンテナの信号とスレーブアンテナの信号との間の相対的のダイナミックスによるものになるという効果がある。角速度及び加速度が常に制限されているとすると、これらのダイナミックスは、姿勢決定に関連してよく知られている。宇宙応用において、相対加速度は、通常１ｇよりずっと少なく見積もることができ、信号トラッキングの観点から完全に無視することができる。結果として、スレーブチャンネルのトラッキングループは、大変正確な搬送波の位相差の測定をもたらすように最適化される。これは、搬送波処理ループが大変狭い通過帯域を有し、一般に、典型的な信号状態のもとで１ｍｍより少ないノイズ測定の標準偏差を維持することができるためである。
【００３６】
図１を参照して、基準アンテナＡＮＴ１からの信号のためのプリアンプＬＮＡ１の出力は、マスタＲＦ／ＩＦステージＲＦ／ＩＦＭに入力され、その出力がマスタアナログ−デジタルコンバータＡＤＣＭに供給される。マルチプレクサＭＵＸは、アンプＬＮＡ１からの出力信号及びスレーブアンテナＡＮＴ２、ＡＮＴ３のためのアンプＬＮＡ２、ＬＮＡ３からの出力信号を受ける入力部を有する。マルチプレクサＭＵＸからの出力は、スレーブＲＦ／ＩＦステージＲＦ／ＩＦＳの入力部に供給され、その出力は、スレーブアナログ−デジタルコンバータＡＤＣＳの入力部の供給される。安定した水晶発振器ＴＣＸＯによって制御される周波数シンセサイザＦＳＹは、マスタ及びスレーブＲＦ／ＩＦ中間ステージＲＦ／ＩＦＭ、ＲＦ／ＩＦＳの各々に供給されるローカルオシレータ信号ＬＯ、及びコンバータＡＤＣＭ、ＡＤＣＳの各々に供給されて以下に詳細に説明するマスタ及びスレーブプロセッサに使用されるクロック信号ＣＫを発生する。
【００３７】
アンテナＡＮＴ１からの信号を処理する基準処理回路（マスタ処理回路）では、対応する要素を示す参照符号の最後に文字Ｍを常に付加し、一方、スレーブ処理回路では、文字Ｓを付加する。
【００３８】
図３には、以下の３つの部分がある。
【００３９】
・アンテナＡＮＴ１〜ＡＮＴ３及びそれらと関連する低ノイズのアンプＬＮＡ１〜ＬＮＡ３
・参照符号Ｍで示される装置から構成される連続受信部のための信号処理回路
・参照符号Ｓで示される装置から構成される多重化受信部のための信号処理回路図３の破線のブロック１では、一つのチャンネルに対応した処理回路だけを含んでいるが、姿勢決定のための追跡に必要とされる衛星信号と同数の処理回路があることが理解される。上記したように、信号の数は、少なくとも二つ、通常４つである。このため、破線のブロック１と同一の４つのブロックがあり、各々のブロックが、アンテナＡＮＴ１〜ＡＮＴ３によって搬送される上記の４つの信号のうちの一つに割り当てられ、同じデジタルシグナルプロセッサＤＳＰによりすべて制御される。
【００４０】
マスタ部は、時間的に連続した受信装置を作るのに必要なすべての装置を含む。信号は、ＲＦ／ＩＦステージＲＦ／ＩＦＭに供給され、増幅され、フィルタリングされ、一つ又は二つのステップで適切な中間周波数に変換される。マスタ及びスレーブＲＦ／ＩＦステージＲＦ／ＩＦＭ、ＲＦ／ＩＦＳは、上記の１９９５年９月に米国のパームスプリングでのＧＰＳに関するナビゲーション国際会議、ＩＯＮ−ＧＰＳ−９５の会報に掲載されたＳ．Ｒｉｌｅｙらの「宇宙での応用のためのＧＰＳ／ＧＬＯＮＡＳＳ複合高精度受信装置」に開示されている方法で作ることができる。図２にその構成を示す。それには、すべてのＧＮＳＳ信号と互換性があるという特徴がある。姿勢を決定することを求める本発明の受信装置では、周波数Ｌ２で動作する部分を削除することができるが、それにもかかわらず、同期両義性（ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  ａｍｂｉｇｕｉｔｙ）の問題を解決するのに有益である（この点に関して米国特許第５１８５６１０号明細書を参照）。
【００４１】
マスタＲＦ／ＩＦステージＲＦ／ＩＦＭからの出力は、ローカルオシレータ入力として数値制御された搬送波オシレータＰＮＣＯＭの出力を用いてイメージ周波数を除去したベースバンドへの最後の変換を実行するマスタデジタルミキサＩＲＭＭに供給される前に、同相及び直角位相でサンプリングされ、アナログ−デジタルコンバータＡＤＣＭによって定量化される。この数値制御されたオシレータＰＮＣＯＭの入力は、抑圧された搬送波のスペクトル拡散信号を追跡できる従来のコスタスループを閉じるために必要とされるループフィルタを制御するデジタルシグナルプロセッサＤＳＰによって従来の方法で制御される。
【００４２】
ベースバンドの基準信号は、二つの基準相関器ＥＬＣＭ、ＰＣＭにおける疑似ランダムコードＰＮの複製と相互に関係する。例えば、相関器ＥＬＣＭは、二つの相関器、一つはアーリーコードＥと関係する相関器及び他方はレイトコードＬと関係する相関器から作ることができる。これは、以下の文献に記載されている非コヒーレントデジタルループを実行する。すなわち、１９９５年の航空学及び宇宙飛行学の米国学会によって発行されたＢ．Ｗ．  Ｐａｒｋｉｎｓｏｎ及びＪ．Ｊ．  Ｓｐｉｌｋｅｒの「グローバルポジショニングシステム：理論と応用」の第８章に記載され、パンクチュアルコードＰが相関器ＰＣＭに供給され、アーリーコードＥ及びレイトコードＬが相関器ＥＬＣＭに供給される。使用されるコードは、ＧＰＳでは１．２３ＭＨｚで、ＧＬＯＮＡＳＳでは０．５１１ＭＨｚでスイッチイングされるクリア／アクイジション（Ｃ／Ａ）コード（ｃｌｅａｒ／ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ  ｃｏｄｅ）である。Ｃ／Ａコード発生器ＣＧＭは、数値制御されたコードオシレータＣＮＣＯＭによって計時され、その出力は、デジタルシグナルプロセッサＤＳＰによって従来の方法で制御される。プログラム可能な三値出力遅延器ＰＤＬＭは、コードＰの相関器ＰＣＭ及びコードＥ、Ｌの相関器ＥＬＣＭを介してループを形成している遅延ループＤＬＬに対してアーリーコードＥ、パンクチュアルコードＰ、及びレイトコードＬを発生させるために使用される。遅延ループＤＬＬからの信号は、アキュムレータＡＣＣＥＬＭ、ＡＣＣＭから得られ、その信号は、プロセッサＤＳＰに供給される。これらは、比較的遅いレートで、通常５０Ｈｚ又は１００Ｈｚで、プロセッサＤＳＰによってリードされる。搬送波ループ及びループＤＬＬのフィルタは、プロセッサＤＳＰでパラメータが設定される。アキュムレータＡＣＣＭの出力で利用される同相のサンプルと直角位相のサンプルとの間で位相弁別がプロセッサＤＳＰにより実行された後に、搬送波ループフィルタの入力が得られる。
【００４３】
上記のアキュムレータの機能は、プロセッサＤＳＰで処理される以前に、相関のある信号成分をフィルタリングすることにある。アキュムレータは、周期Ｔの間相関のあるサンプルを蓄積し、その周期Ｔは、通常Ｃ／Ａコードの周期（１ｍｓ）に等しいが、ループトラッキング性能を向上するために２０ｍｓまで増加させてもよい。アキュムレータから出力されるデータレートは、入力されるデータのレートよりずっと遅い。例えば、入力は、アキュムレータに先行するデジタルマルチプレクサの動作周波数に対応して２８ＭＨｚで行われてもよく、出力されるデータレートは、捕捉モードで１００Ｈｚ、追跡モードで１ｋＨｚであってもよい。アキュムレータからのすべてのデータは、プロセッサＤＳＰによりストアされ、取り出される。また、１９９５年に航空学及び宇宙飛行学の米国学会によって発行されたＢ．Ｗ．  Ｐａｒｋｉｎｓｏｎ及びＪ．Ｊ．  Ｓｐｉｌｋｅｒの「グローバルポジショニングシステム：理論と応用」の第８章を参照してもよい。
【００４４】
スレーブ受信部の入力信号は、各アンテナの出力を周期的にサンプリングするマルチプレクサＭＵＸによって得られる。この信号は、基準受信部と同一で、周波数シンセサイザＦＳＹによって送出される同一のオシレータ信号ＬＯ及びクロック信号ＣＫを分け合うスレーブＲＦ／ＩＦステージＲＦ／ＩＦＳ及びサンプリング回路に供給される。これらの信号並びに数値制御されたオシレータＰＮＣＯＭ、ＣＮＣＯＭ、ＰＮＣＯＳ、及びＣＮＣＯＳのための基準クロックは、安定した水晶発振器の制御のもとで周波数シンセサイザＦＳＹによってコヒーレントに発生される。
【００４５】
スレーブ部に作られる処理回路は、基準受信部のものと同様であるが、スレーブ回路の搬送波トラッキングループ及びコードトラッキングループが、基準アンテナＡＮＴ１から送られる信号を連続して処理する基準回路におけるトラッキングループによって補助されるという点が異なる。本発明に従えば、スレーブトラッキングループは、姿勢動作によってのみ誘発される相対的なダイナミックスに基づき設計され、信号のダイナミックスすべてに基づいて設計されるものではない。ループは、そのような補助がない状態よりも低い次数で構成され、同じことが通過帯域にも適用される。
【００４６】
本発明では、相関器の下流で行われるアナログ−デジタル変換を用いてアナログ的なやり方で相関処理が実行されることが観察される。
【００４７】
イニシャル信号が捕捉された後、すべてのナビゲーションデータ及び観測可能なデータが基準受信部からの出力で利用することができる。この部分は、多重化受信装置で向上される性能を損失することなく動作する。
【００４８】
特に、データ変化の時間位置及びデータ変調（ＧＰＳで５０Ｈｚ、ＧＬＯＮＡＳＳで１００Ｈｚ）の実際の値が基準部で決定され、スレーブチャンネルでの使用を可能とする。この結果、復調されたデータビットおよびその時間位置は、スレーブチャンネルで実行される相関測定からデータ変調を除去するために使用される。重要なのは、スレーブ部で多重化される間にアンテナが切り換えられる時間位置が、データ変化レートから完全に独立したやり方法で選択されることにより、アンテナをゆっくりと、例えば１０〜５０Ｈｚの範囲で切り換えることができ、プロセッサＤＳＰで行われる仕事を削減することができるという結果である。これは、多重化された基準チャンネルが各新しいインターバルの最初に初期化されなければならない従来のマルチプレックスタイプのアーキテクチャと比較して非常に有利な点である。この場合、問題となるチャンネルの状態が受信装置のソフトウエアにより予測されなければならず、ハードウエアは各場合に初期状態に初期化できる要素を含まなければならない。このため、ハードウエア及びソフトウエアがより複雑になる。従って、装置がより複雑となることを避けることができれば、アンテナの信号の多重化を一つのアンテナの信号の連続したトラッキングに関連させる本発明の基本的なアーキテクチャは、非常に有利な点を備えることが理解される。
【００４９】
完全な基準搬送波のトラッキングにおいて、スレーブチャンネルの搬送波の位相測定には、基準チャンネル及びスレーブチャンネル間のパスが異なることによる遅延を無視しても、基準アンテナ及びスレーブアンテナ間の搬送波の位相差が含まれる。しかしながら、実際に、基準搬送波のトラッキングループが追跡できない過渡現象及び安定状態での位相エラーが位相差の測定を妨害する。スレーブ部での搬送波の位相差が考慮されるときにのみ、安定状態でのトラッキングエラーが完全に除去される。これは、基準アンテナの信号が、スレーブ部で信号を発生させるために他のアンテナからの信号と適切に多重化されるからである。また、これは、マスタ又はスレーブ部での位相測定が、姿勢決定の際に使用されず、スレーブチャンネルの観測からデータ変調及び信号のダイナミックス（これらは移動体の動き及び伝搬効果に起因する）を取り除くためにのみ使用されることを意味する。
【００５０】
捕捉の間基準チャンネルの搬送波トラッキングループで発生する過渡現象は、それにもかかわらず、異なるスレーブチャンネルの測定に伝搬する。瞬間的なトラッキングエラーを示す位相弁別器の出力を観察することにより、これらの過渡現象を弱くすることができる。このトラッキングエラーは、弁別器のリニア範囲を超えるべきではない。実際に、過渡現象は、初期の信号の捕捉の間に起こり、動作状態で姿勢測定の性能に影響しない。
【００５１】
二つのＲＦ／ＩＦユニット、つまり、一つはマスタ部に他方はラインバイアスの起こるスレーブ部にあるユニットを用いて、基準アンテナの搬送波位相の測定をマスタ部で実行することができる。スイッチイング期間のそのようなエラーのおけるドリフトが無視できるとすると、そのようなエラーは、常に考慮することができ、位相差を微分することにより完全に除去できる。実際に、マスタアンテナは、あるスイッチング時間の間スレーブアンテナとして働くために、受信装置は前記のエラーを直接除去することができる。このスイッチング時間は、他の二つのアンテナ、より一般的には他のアンテナに割り当てられたスイッチング時間を最大化するように、バイアスの予想されたドリフトに合わせることができ、これにより、測定精度を向上することができる。言い換えれば、多重化時間は、スレーブアンテナからの信号に対するよりもマスタアンテナからの信号に対して短くすることができ、ある場合には、多重化サイクル毎にマスタアンテナをサンプリングする必要がなくなる。
【００５２】
マスタ受信部のトラッキングループによるスレーブ受信部のトラッキングループへの補助は、以下の方法により実行される。デジタルシグナルプロセッサＤＳＰによりこの機能が完全に実行され、遅延ループＤＬＬがアキュムレータＡＣＣＥＬＭ、ＡＣＣＥＬＳ、ＡＣＣＭ、ＡＣＣＳの出力を周期的に、例えば、公称周波数１００Ｈｚでリードすることにより閉じられる。
【００５３】
位相エラーは、アークタンジェント関数（位相弁別関数）を実行するテーブルを用いて、数値制御されたオシレータＰＮＣＯＭ、ＰＮＣＯＳ、ＣＮＣＯＭ、ＣＮＣＯＳの各々に対する新しいパラメータを計算することによって初めに決定される。基準ループに対して、安定状態で一回、例えば、信号が捕捉された後、搬送波トラッキングループが三次フィルタにより閉じられる。これらのフィルタは、パラメータを変更できるようにゲインを変化することができ、これにより、必要ならば、閉ループの通過帯域を修正できる。安定化された状態で、通過帯域は、公称１０Ｈｚであるが、例えば、初期のデータアクイジションステップの間、１００Ｈｚに増加させてもよい。
【００５４】
ナビゲーションデータは、同相の相関器からの出力を検出して動作する立ち上がりの前部を検出するためのアルゴリズムによって復調される。装置は立ち上がりの前部に同期し、これにより、プロセッサＤＳＰで処理される仕事を削減することができる。
【００５５】
スレーブトラッキングループは、二つの異なる方法で基準部の動作を利用する。第一に、基準部からの情報が利用でき、スレーブ信号のデータから変調を取り除くために使用できる場合、データ復調は実行する必要がない。ＧＰＳで２０ｍｓである１ビット長が、通常積分時間の上限、例えば、相関器からの出力で蓄積されることができるＩ及びＱサンプルの数を規定するという主要な利点がある。積分時間の増加は、Ｓ／Ｎ比を向上させ、測定の正確さを向上する。この技術は、一般に「データストリッピング（ｄａｔａ  ｓｔｒｉｐｐｉｎｇ）」又は「データビットリムーバル（ｄａｔａ  ｂｉｔ  ｒｅｍｏｖａｌ）」として知られている。
【００５６】
第二の主要な点は、基準ループフィルタからの出力がドップラーの推定（Ｄｏｐｐｌｅｒ  ｅｓｔｉｍａｔｅ）及びドップラー比率の推定（Ｄｏｐｐｌｅｒ  ｒａｔｉｏ  ｅｓｔｉｍａｔｅ）を備える点である。ドップラー及びドップラー比率は、一般に以下の事項により決定される。
【００５７】
１）送信機と基準受信アンテナとの相対的な動き（モーションダイナミックス）
２）媒体における伝搬現象（電離層ダイナミックス）
３）マスタアンテナとスレーブアンテナとの間の相対的な動き（姿勢ダイナミックス）
基準ループフィルタのよってもたらされるドップラー及びドップラー比率の推定は、スレーブ受信部の数値制御されたオシレータＰＮＣＯＳ、ＣＮＣＯＳを制御するのに使用され、スレーブループフィルタは、残留位相トラッキング及びコードエラートラッキングのためだけに、例えば、マスタアンテナとスレーブアンテナとの間の相対的な動き等の上記の３点によるトラッキングの変化のためだけに数値制御されたオシレータＰＮＣＯＳ、ＣＮＣＯＳを制御するのに必要とされる。数値制御されたオシレータＰＮＣＯＳ、ＣＮＣＯＳへの入力は、基準ループフィルタからのドップラー及びドップラー比率の推定とスレーブフィルタからの出力との合計になる。
【００５８】
マスタアンテナとスレーブアンテナとの相対的な動きが、大変小さなダイナミックス（少なくとも角加速度が常に１０ミリラジアン／ｓ2より小さい衛星に対して）により特徴づけられるとすると、低い次数のスレーブループフィルタ、より重要なものとしては、閉じられたループのための狭い通過帯域のフィルタを、スレーブ受信部に使用することができる。実際には、１Ｈｚ以下、例えば０．１〜１Ｈｚの範囲の閉じられたループの通過帯域を有する搬送波トラッキングループのための二次ループフィルタを用いることができる。例えば、ノイズの標準偏差が、与えられたＳ／Ｎ比に対して閉じられたループの通過帯域の平方根に比例するとすると、０．４Ｈｚの典型的な通過帯域は、１０Ｈｚの通過帯域と比較して５分の一に搬送波位相の測定のノイズを減少する。
【００５９】
受信装置は、１９９５年１月の航空宇宙及びエレクトロニクスシステムに関するＩＥＥＥ会報Ｖｏｌ．３１、Ｎｏ．１に掲載されたＳ．Ａ．  Ｓｔｅｐｈｅｎｓらの「デジタル位相同期ループの制御されたルートフォーミュレーション」に開示される理論に基づく以下のフィルタを用いてもよい。
【００６０】
それは、以下の式を満たす。
【００６１】
【数１】
0003829243.tif 000002
【００６２】
三次フィルタはメインフィルタ（コスタスループ）に使用される。
【００６３】
本発明に使用可能なフィルタとしては、以下のものがある。
【００６４】
【表１】
0003829243.tif 000003
【００６５】
図３に、本発明の好ましい他の実施の形態を示す。この実施の形態のアーキテクチャでは、図１に示す破線のブロック１の代わりに図３に示す破線のブロック２を用いて、ハードウエア及びソフトウエアをともに簡略化することができる。
【００６６】
この概念では、マスタアンテナとスレーブアンテナとの距離が相関距離Ｃ／Ａよりずっと短いと仮定している。相関距離が、ＧＰＳでは５８６ｍ、ＧＬＯＡＳＳではその二倍であると仮定し、衛星のアンテナ間のベースラインがせいぜい数ｍであると仮定すると、この条件を十分に満足する。搬送波及びコード用の数値制御されたオシレータがスレーブ部では削除され、スレーブ受信部のイメージ排除ミキサＩＲＭＳ及びスレーブパンクチュアル相関器ＰＣＳに供給される信号は、マスタ部の対応する回路ＩＲＭＭ、ＰＣＭに供給される信号と完全に同一であることを除き、この概念は上記したものと同じである。ベースバンドのスレーブ信号は、相関器ＦＰＣでデコリレイト（ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｅ）され、出力が回路ＡＣＣＳで蓄積される。このアキュムレータからの出力は、デジタルシグナルプロセッサＤＳＰのより周期的にリードされるが、トラッキングループを閉じるために使用されていないため、ソフトウエアを簡略化できる。プロセッサＤＳＰのソフトウエアにより制御されるアークタンジェント弁別器のような位相弁別器のよって、アキュムレータの出力で利用可能な同相及び直角位相の信号から位相を測定することができる。
【００６７】
言い換えれば、次の回路、すなわち、回路ＬＮＡ１〜ＬＮＡ３、ＲＦ／ＩＦＭ、ＲＦ／ＩＦＳ、ＦＳＹ、ＡＤＣＭ、ＡＤＣＳ、ＩＲＭＭ、ＩＲＭＳ、ＰＣＭ、ＰＣＳ、ＡＣＣＭ、ＡＣＣＳを図１及び図３ともに用いることができる。次の回路、すなわち、回路ＥＬＣＭ、ＡＣＣＥＬＭ、プログラム可能な遅延線ＰＤＬ、Ｃ／Ａコード発生器ＣＧ、数値制御されたオシレータＰＮＣＯ、ＣＮＣＯは、マスタ部とスレーブ部で共用される。これによりアキュムレータ（ＡＣＣＥＬＳ）、相関器（ＥＬＣＳ）、Ｃ／Ａコード発生器、プログラム可能な遅延線、数値制御された搬送波オシレータ、及び数値制御されたコードオシレータを削除することができる。
【００６８】
公称トラッキング条件のもとで、例えば、信号が捕捉された後、アンテナを少し離したと仮定すると、スレーブアンテナと基準パンクチュアルコードとの間の相関は、無視できる程度のＳ／Ｎ比の悪化を発生させるだけである。この結果、多重化されたスレーブ部により行われる搬送波位相の測定は、良好な品質で継続して行われ、そのノイズの標準偏差は、基準部のコスタスループの特性により決定される。基準搬送波トラッキングが閉じられたループで実行され、搬送波の数値制御されたオシレータＮＣＯが基準回路の入力信号と位相が合うように制御されるが、異なるブロック２のスレーブアキュムレータからの出力は、スレーブアンテナとマスタアンテナとの間のオフセットに比例して位相におけるオフセットが発生するということは重要である。得られる性能に重要な影響を与えずに、特別な搬送波トラッキングループ、並びにアーリー／レイト相関器及びアキュムレータ、スレーブチャンネルの数値制御された搬送波及びコードオシレータのような部品を必要としないとすると、すべての姿勢制御用の受信装置（特に上記した米国特許第５１８５６１０号明細書及び米国特許第５２６８６９５号明細書）で実行可能なこの概念は、同時にハードウエア及びソフトウエアをともに簡略化することができる。
【００６９】
図４に示す実施の形態では、受信装置のスレーブ部のアキュムレータ（又は相関器）は、受信装置のスレーブ部でのスイッチングによる相関の損失を最小化又は除去できるように修正されている。
【００７０】
第一の修正は、二つの独立した信号、すなわち、コードエレメント信号ＣＥ及びアンテナスイッチングエレメント信号ＡＳＥによりアキュムレータをリードし、再初期化する点である。但し、従来、このような再初期化は、信号ＣＥを用いて実行されている。コードエレメント信号ＣＥは、マスタ及びスレーブチャンネルのアキュムレータを再初期化し、そのときすべての値をリードするプロセッサＤＳＰを妨害し、一方、アンテナスイッチングエレメント信号ＡＳＥは、スレーブチャンネルのアキュムレータだけを再初期化するのに使用される。これは、図５に示されているように、アンテナスイッチングレート及びコードエレメントレートＣＥが等しいとすると、これらの二つのレートを全く独立に互いに選択できることが想起される。
【００７１】
信号ａ）は、基準チャンネルの位相相関器からの出力を表し、信号ｂ）〜ｄ）は、アキュムレータからの出力を表している。
【００７２】
図４において、マスタ部のアキュムレータＡＣＣＭは、信号ＣＥを受け、スレーブ部のアキュムレータＡＣＣＳは、信号ＣＥ及び上記の信号ＡＳＥを受けていることがわかる。アキュムレータＡＣＣＳの出力信号は、位相弁別器ＰＨＤＳに送られ、それらは、スイッチング回路ＤＸにより、マルチプレクサＭＵＸのスイッチングと同期したスイッチングにより位相差を表す出力に導かれる。
【００７３】
基準位相を表すマスタアキュムレータＡＣＣＭからの出力信号は、コード弁別器ＣＤＭ及び位相弁別器ＰＨＤＭに送られる。弁別器ＰＨＤＭからの出力は、マスタモジュール及びスレーブモジュールのためのローカルオシレータとして使用されるとともに搬送波の複製を発生する数値制御されたオシレータＮＣＯＭＰに接続されるループフィルタＣＬＦに供給される。ループフィルタＣＯＬＦを介して、弁別器ＣＤＭは、Ｃ／Ａコード（Ｅ、Ｌ、Ｐ）及びＣＥコードを発生するのに用いられる数値制御されたオシレータＮＣＯＭＣに接続される。
【００７４】
第二の特徴は、ナビゲーションデータにより変調された信号によって発生されてもよいアキュムレータ（又は相関器）からの符号反転のリード処理を削除するのに用いられるデータ反転処理（データストリッピング）にある。これは、図６に示されている。基準チャンネルが１ビットの全期間で相関処理を実行するようにプログラムされていると仮定すると、データビットは、スイッチングインスタント信号ＣＥのアクティブ期間で検出される。部分的な相関値が対で得られ、各サンプルは、異なるデータビットで変調される。連続したデータビットの符号が基準部によって一度決定されると、一対の相関値の一部を訂正するためにそれらをスレーブ部で使用することができる。このとき、その値は同じ符号を持ち、最大信号エネルギーを有する単一の相関サンプルを形成するようにその値を合計することができ、そこから搬送波位相に対して推定値を抽出することができる。図６は、基準相関値ａ）、検出されたデータビットｂ）、スレーブチャンネルからの相関値ｃ）、及び最終相関値ｄ）を示す。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明に使用されるのに適切なＲＦ／ＩＦステージの一例の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の他の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図である。
【図４】アキュムレータの好ましい一例の構成を示すブロック図である。
【図５】図４に示すアキュムレータと関連するタイミングチャートである。
【図６】符号反転が相関値に訂正される方法を示すためのタイミングチャートである。
【図７】従来のパラレルアーキテクチャの受信装置の構成を示すブロック図である。
【図８】従来のマルチプレックスアーキテクチャの受信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
ＡＮＴ１  基準アンテナ
ＡＮＴ２、ＡＮＴ３  アンテナ
ＭＵＸ  マルチプレクサ
ＤＴ１  第一のプロセッサ
ＤＴ２  第二のプロセッサ
ＤＳＰ  デジタルシグナルプロセッサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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