(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
発光頂点または消光頂点が周期的に繰り返す曲線で示される駆動電圧対光出力特性を有し、三値信号に応じた駆動電圧が直流バイアス電圧を中心として与えられ、前記駆動電圧に応じて入力光を変調し、二値の光信号を出力する光変調器と、
前記直流バイアス電圧を生成する直流バイアス生成回路と、
二値のNRZ 信号入力を三値信号に変換し、この三値信号に基づいて前記光変調器の駆動電圧対光出力特性の周期的な発光頂点または消光頂点の隣り合う２点間に相当する信号振幅を有する駆動電圧を生成し、前記直流バイアス生成回路で生成された直流バイアス電圧に重疊して前記光変調器に供給する駆動回路と、
前記光変調器の光出力の時間平均を表わす平均光出力レベルを検出する光検出手段と、
前記直流バイアス電圧を微少増減させた前後の前記光変調器の平均光出力パワーの差に基づいて前記直流バイアス電圧を決定する制御手段
とを具備することを特徴とする光変調器制御装置。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記直流バイアス電圧の現在値を中心にして前記三値信号よりも十分に低い周波数で二値的に増減変化させるように前記直流バイアス生成回路を制御するための制御信号を選択的に生成する機能を含み、前記直流バイアス電圧を二値的に変化させる前後で前記光検出手段により検出された平均光出力レベルの差を検出し、この検出結果に基づいて前記直流バイアス電圧を適正な方向に適正な量だけ補正するように制御することを特徴とする請求項１記載の光変調器制御装置。
【請求項３】
前記駆動回路は、前記駆動電圧の信号振幅を、前記光変調器の光透過率が最大値の時と最小値の時の駆動電圧の差Ｖπの２倍に設定し、
前記制御手段は、前記平均光出力レベルの差の検出結果に基づいて前記直流バイアス電圧を前記光変調器の駆動電圧対光出力特性の特定の消光頂点または発光頂点に一致させるように制御する
ことを特徴とする請求項１記載の光変調器制御装置。
【請求項４】
前記制御手段はマイクロコントロールユニットが用いられており、前記マイクロコントロールユニットは、
前記直流バイアス電圧Ｖb を０Ｖに初期設定する第１の制御手段と、
制御に必要な定数を外部メモリから読み込む第２の制御手段と、
前記直流バイアス電圧Ｖb を直前の値から単位変化量ΔＶb だけ増減させた際のそれぞれの光出力パワーの時間平均値の差ΔＰavを求め、ΔＰavの絶対値が所定値以上の場合はその大きさに応じてΔＰavの正負に応じた変化方向にバイアス電圧Ｖb を変化させるように制御し、ΔＰavの絶対値が所定値未満の場合は所定時間待機させるように制御する第３の制御手段と、
前記第３の制御手段による制御を繰り返し行う繰り返し制御手段
とを具備することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載の光変調器制御装置。
【請求項５】
前記第３の制御手段は、
前記直流バイアス電圧Ｖb を直前の値から単位変化量ΔＶb だけ高く設定する第４の制御手段と、
前記第４の制御手段による制御後の光出力パワーの時間平均値を参照し、第１の平均光出力パワーＰav(1)としてマイクロコントロールユニットに内蔵されるメモリ領域に格納する第５の制御手段と、
前記直流バイアス電圧Ｖb を前記第４の制御手段による設定値から２ΔＶb だけ低く設定する第６の制御手段と、
前記第６の制御手段による制御後の光出力パワーの時間平均値を参照し、第２の平均光出力パワーＰav(2)としてマイクロコントロールユニットに内蔵されるメモリ領域に格納する第７の制御手段と、
前記直流バイアス電圧Ｖb を前記第４の制御手段による設定前の値に戻すとともに、前記２つの平均光出力パワーの差ΔＰav（＝Ｐav(2)−Ｐav(1)）を計算し、その値によって条件分岐する第８の制御手段と、
前記ΔＰavが許容誤差ε（正値）よりも大きい時には、Ｖb を減少させてＶb−ΔＶb ×ΔＰavに設定するように制御し、前記ΔＰavが許容誤差−εよりも小さい時には、Ｖb を増加させてＶb ＋ΔＶb ×ΔＰavに設定するように制御し、前記ΔＰavがε以下、−ε以上の時には、Ｖb が最適動作点にあるとみなし、バイアス電圧Ｖb の値は変更せずに制御を所定時間待機する第９の制御手段
とを具備することを特徴とする請求項４記載の光変調器制御装置。
【請求項６】
前記第３の制御手段は、
前記直流バイアス電圧Ｖb を直前の値から単位変化量ΔＶb だけ低く設定する第４の制御手段と、
前記第４の制御手段による制御後の光出力パワーの時間平均値を参照し、第１の平均光出力パワーＰav(1)としてマイクロコントロールユニットに内蔵されるメモリ領域に格納する第５の制御手段と、
前記直流バイアス電圧Ｖb を前記第４の制御手段による設定値から２ΔＶb だけ高く設定する第６の制御手段と、
前記第６の制御手段による制御後の光出力パワーの時間平均値を参照し、第２の平均光出力パワーＰav(2)としてマイクロコントロールユニットに内蔵されるメモリ領域に格納する第７の制御手段と、
前記直流バイアス電圧Ｖb を前記第４の制御手段による設定前の値に戻すとともに、前記２つの平均光出力パワーの差ΔＰav（＝Ｐav(2)−Ｐav(1)）を計算し、その値によって条件分岐する第８の制御手段と、
前記ΔＰavが許容誤差ε（正値）よりも大きい時には、Ｖb をΔＶb ×ΔＰavだけ増加させるように制御し、前記ΔＰavが許容誤差−εよりも小さい時には、Ｖb をΔＶb ×ΔＰavだけ減少させるように制御し、前記ΔＰavがε以下、−ε以上の時には、Ｖb が最適動作点にあるとみなし、バイアス電圧Ｖb の値は変更せずに制御を所定時間待機する第９の制御手段
とを具備することを特徴とする請求項４記載の光変調器制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光通信システム等で用いられる光変調器制御装置に係り、特にバイアス電圧入力と光信号出力の特性が周期性を有する電気／光変換器から出力される光信号を安定化する制御技術に関するもので、例えば光デュオバイナリ変調方式を用いる長距離高速光ファイバー通信ネットワークに使用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】
高速光ファイバーを用いた光通信システムにおいては、一般に、二値のデジタル信号であるNRZ (Non Return to Zero)信号により光変調を行うNRZ 変調方式が用いられているが、時分割方式(TDM) により大容量化を図る場合、波長分散(GVD) による波形劣化が伝送距離を制限する要因になる。また、分散耐力はデータ伝送速度（ビットレート）の二乗に反比例するので、10Gb/sシステムにおいて分散耐力が約800ps/nmであったとすると、伝送速度が４倍の40Gb/sシステムにおいては分散耐力が1/16の約50ps/nm に低下し、厳しくなる。
【０００３】
上記した波長分散による波形劣化を低減する方法の１つとして、光デュオバイナリ変調方式が提案された（例えば、非特許文献１参照）。
【０００４】
この光デュオバイナリ変調方式は、NRZ 変調方式に比べて、光信号スペクトルの帯域幅を約半分にして波長分散による影響を低減する。例えば10Gb/sシステムにおける光信号スペクトルの帯域幅は、NRZ 変調方式の場合に周波数で10GHz 、波長で0.2nm であるのに対して、光デュオバイナリ変調方式の場合には、周波数で5GHz 、波長で0.1nm であり、NRZ 変調方式に比べて半減する。
【０００５】
波長により光の伝搬速度が異なり、光信号スペクトルの帯域幅が大きいほど、伝搬速度の変化幅が大きくなり、長距離伝送による波形の崩れが大きくなることから、光デュオバイナリ変調方式により光信号スペクトルの帯域幅を小さくすることができれば、伝搬速度の変動幅が小さくなり、分散耐力が増大する。
【０００６】
ここで、光デュオバイナリ変調方式について概要を説明する。
【０００７】
図５は、光デュオバイナリ変調方式による変調部の構成を示している。
【０００８】
図６は、図５中の各部の信号波形およびそのアイパターンを示している。
【０００９】
図７は、光デュオバイナリ変調方式の原理を説明するために示している。
【００１０】
図５において、101 は半導体レーザ、102 はマッハツェンダ型光変調器（以下、MZ型変調器と記す）である。103 は40Gb/sの二値のNRZ 入力信号を符号化するプリコーダ、104 は振幅調整部として機能する変調器ドライバ、105 はビットレート(BR)の1/4 程度の低域信号の通過帯域を有する低域通過フィルタ(LPF) 、106はバイアス調整回路（バイアスティ）、107 は終端器である。
【００１１】
二値のNRZ 信号入力がプリコーダ103 によって符号化された後、変調器ドライバで振幅調整され、さらに低域フィルタ105 を通過することにより、三値の信号に変換されてMZ型変調器102 の信号電極に印加される。
【００１２】
光デュオバイナリ変調方式では、MZ型変調器102 の駆動電圧がNRZ 変調方式に比べて２倍になるので、MZ型変調器102 はＶπの２倍の駆動振幅（=2Ｖπ）で変調される。また、駆動電圧対光出力特性曲線上の周期的な発光頂点のうちの隣り合う２つの頂点間で駆動されるように、直流バイアス電圧（駆動電圧の中心）が設定される。
【００１３】
図６において、（ａ）は二値のNRZ 入力信号とそのアイパターン、（ｂ）はプリコーダ103 の出力信号とそのアイパターン、（ｃ）は低域透過フィルタ105 の出力信号とそのアイパターン、（ｄ）はMZ型変調器102 の出力光信号とそのアイパターンを示す図である。
【００１４】
図６から分かるように、MZ型変調器の出力光信号は、二値のNRZ 信号入力と全く同じ論理を有する光信号となるので、この光信号を受信する受信器（図示せず）は、デコーダを必要とせずに二値のNRZ 信号に変換することができる。
【００１５】
上記したような光デュオバイナリ変調方式は、従来のNRZ 変調方式に比べて、光信号スペクトルの帯域幅が約半分になるという特徴があり、波長分散による影響を低減することができ、波長多重（WDM ）方式においてより高密度にチャネルを配置することができる。即ち、波長多重技術によって大容量化を図る場合には、光増幅器により増幅できる波長帯域が制限要因の一つになるが、光デュオバイナリ変調方式の光信号スペクトルの狭帯域性を利用することにより、光増幅器の増幅帯域幅内により高密度にチャネルを配置することができる。
【００１６】
ところで、従来の直接変調方式（変調入力に合わせて半導体レーザの駆動電流に強弱をつける方式）は、伝送速度が速くなるにつれて、出力光信号の波長変動（チャーピング）の影響や光ファイバー内の分散により、長距離伝送が困難になってきた。
【００１７】
これに対して、前記MZ型変調器は、原理的に波長変動を起こさないで電気−光変換を行うことができ、光送信装置に使用することにより送信光の波長の変動が小さいという利点がある。
【００１８】
しかし、MZ型変調器は、基板材質の LiNbO3 の温度変化や経時変化等に伴って、駆動電圧対光出力特性の動作点が時間的に変動（DCドリフト）し、出力（光信号）が不安定になるという問題点がある。
【００１９】
【非特許文献１】
A.J.Price et al., "Reduced Bandwidth Optical Digital Intensity Modulation with Improved Chromatic Dispersion Tolerance", Electron. Lett., vol.31, No.1, pp.58-59, 1995
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
上記したように従来のMZ型変調器を使用する光デュオバイナリ変調方式は、MZ型変調器の特性変動により出力光信号が不安定になるという問題点がある。このため、MZ型変調器を使用する光デュオバイナリ変調方式の光通信システムが、常時安定に動作し、送信出力（光信号）が安定化するように、動作点変動に応じてバイアス電圧を制御することが必要になる。
【００２１】
本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、光変調器の電圧対光出力の周期的な特性における隣り合う２つの発光頂点間あるいは隣り合う２つの発光消点間の信号振幅を有する電圧でMZ型変調器を駆動するような変調方式を利用する際、MZ型変調器の電圧対光出力特性の温度変動、経時変動等による変化を簡単な構成で補償することができ、小型化が容易となる光変調器制御装置を提供することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
本発明の光変調器制御装置は、発光頂点または消光頂点が周期的に繰り返す曲線で示される駆動電圧対光出力特性を有し、三値信号に応じた駆動電圧が直流バイアス電圧を中心として与えられ、前記駆動電圧に応じて入力光を変調し、二値の光信号を出力する光変調器と、前記直流バイアス電圧を生成する直流バイアス生成回路と、二値のNRZ 信号入力を三値信号に変換し、この三値信号に基づいて前記光変調器の駆動電圧対光出力特性の周期的な発光頂点または消光頂点の隣り合う２点間に相当する信号振幅を有する駆動電圧を生成し、前記直流バイアス生成回路で生成された直流バイアス電圧に重疊して前記光変調器に供給する駆動回路と、前記光変調器の光出力の時間平均を表わす平均光出力レベルを検出する光検出手段と、前記直流バイアス電圧を微少増減させた前後の前記光変調器の平均光出力パワーの差に基づいて前記直流バイアス電圧を決定する制御手段とを具備することを特徴とする。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００３０】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る光ファイバー通信用の光変調器制御装置を用いた光送信装置を示すブロック図である。図中、光変調器制御装置は光デュオバイナリ変調方式を用いており、光変調器制御装置の回路部分は、例えば複数個の半導体装置からなるマルチチップモジュールにより構成される。
【００３１】
図１において、光源である半導体レーザ101 からの出射光は外部変調器であるMZ型変調器102 に入力される。一方、外部より入力する二値のNRZ 信号は、プリコーダ103 に入力されて符号化される。このプリコーダ103 の出力信号は、変調器ドライバ104 で振幅増幅された後、低域透過フィルタ(LPF)105 で三値のデジタル信号に変換される。この三値のデジタル信号はバイアスティでバイアス電圧を調整してMZ型変調器102 の駆動信号を生成する。
【００３２】
MZ型変調器102 は、駆動信号に応じて半導体レーザ101 からの出力光を変調する。このMZ型変調器102 の出力光は、光分岐器108 により二分岐され、一方は光信号として出力され、もう一方は光信号モニタ用のフォトダイオード(PD)109 に入力される。このモニタPD109 は、入力した光信号を光パワーに比例した電流に変換して電流／電圧変換型のアンプ110 に供給する。このアンプ110 は、モニタPD109 の出力電流を電圧に変換して光出力モニタ電圧Ｖavを出力する。ここで、上記モニタPD109 とアンプ110 は、MZ型変調器102 の光出力パワーの時間平均値Ｐavを検出するものであり、往々にして高価となる高速な応答特性は必要としない。
【００３３】
前記アンプ110 の出力電圧Ｖavは、制御部111 に送出される。この制御部111は、本例では、MCU （マイクロコントロールユニット）113 とA/D コンバータ112 、D/A コンバータ114 で構成される。
【００３４】
上記MCU 113 は、入力された電圧値ＶavをA/D コンバータ112 でデジタル信号に変換した後、例えばMCU が内蔵するメモリ領域に記憶する。その後、D/A コンバータ114 および差動アンプ115 を介してバイアスティ106 に入力する電圧として、MZ型変調器102 のバイアス電圧（前記メモリ領域に記憶したＶav）に微少変化を与えるように増減させる。そして、上記したようにバイアス電圧を増減させた後の電圧値Vav'を参照し、増減させる前の電圧値Ｖavとの差ΔＶav（＝Ｖav'-Ｖav）を求め、そのΔＶavに基づいてバイアス制御信号を生成し、D/A コンバータ114 によりアナログ信号に変換して差動アンプ115 に送出する。上記バイアス制御信号は、差動アンプ115 で増幅され、バイアスティ106 を介してMZ型変調器102 のバイアス電圧Ｖb として印加される。
【００３５】
以下、図２、図３を参照して、図１の光デュオバイナリ方式用のMZ型変調器102 のバイアス制御方式の動作原理について説明する。
【００３６】
図２は、図１に示したMZ型変調器102 の直流バイアス電圧Ｖb の大きさを変化させた場合の入力駆動電圧と出力光信号の関係（光透過特性）の一例を示す特性図である。
【００３７】
図３は、図１に示したMZ型変調器102 の直流バイアス電圧Ｖb と出力光信号の平均パワー出力の差ΔＰavの関係を示す特性図である。
【００３８】
図２中、MZ型変調器102 の入力電圧の信号振幅Ｖppは２Ｖπに等しい状態を示している。Ｖπは、光透過率が最大値（ピーク）の時の駆動電圧と光透過率が最小値（零）の時の駆動電圧との差である。また、図２中、＋QUADは光透過率が最大値と最小値の中間値で傾きが正である点、−QUADは光透過率が最大値と最小値の中間値で傾きが負である点を示している。
【００３９】
MZ型変調器102 のバイアス電圧Ｖb が最適動作点Ｖnull（駆動電圧対光出力特性の曲線の消光頂点に一致させるバイアス電圧）にある場合には、三値の入力信号（前記低域透過フィルタ105 から出力する三値信号に依存する）に対して二値の出力光信号が得られる。
【００４０】
しかし、MZ型変調器102 のバイアス電圧Ｖb は、DCドリフト（動作点ドリフト）によって、光透過特性が図２中の横軸方向にずれる。
【００４１】
図２中、▲１▼および▲１▼´は、MZ型変調器102 のバイアス電圧Ｖb をその直前の値より微小量ΔＶ（ΔＶ＞０）だけ大きくした場合の入力電圧波形と出力光波形の関係を示しており、この場合の出力光信号パワーの時間平均値をＰav▲１▼で示している。
【００４２】
また、▲２▼および▲２▼´は、MZ型変調器102 のバイアス電圧Ｖb をその直前の値より微小量ΔＶ（ΔＶ＞０）だけ小さくした場合の入力電圧波形と出力光波形の関係を示しており、この場合の出力光信号パワーの時間平均値をＰav▲２▼で示している。
【００４３】
そして、出力光信号パワーの時間平均値の差（Ｐav▲２▼−Ｐav▲１▼）をΔＰavとして示している。この場合、図２中の▲１▼および▲２▼は、バイアス電圧Ｖb がDCドリフトによって最適動作点Ｖnullに対して正側（図中横軸では右方向）にずれている場合を示しており、Ｖnullに対する正側へのドリフト量が大きい場合のＰav▲１▼はドリフト量が小さい場合のＰav▲２▼に比べて低くなることが分かる。
【００４４】
上記とは逆に、バイアス電圧Ｖb がDCドリフトによって最適動作点Ｖnullに対して負側（図中横軸では左方向）にずれている場合（図示せず）にも、Ｖnullに対する負側へのドリフト量が大きい場合のＰav▲１▼はドリフト量が小さい場合のＰav▲２▼に比べて低くなることが分かる。
【００４５】
上記したようにDCドリフトを生じた場合、バイアス電圧Ｖb が最適動作点Ｖnullにある場合に比べて出力光信号▲１▼´、▲２▼´の振幅が低下することによって、消光比、光パワー劣化などが起こるので、DCドリフトを補償する必要がある。
【００４６】
即ち、DCドリフトを生じた場合には、そのドリフト量を駆動電圧変化量と考え、その電圧変化量ΔＶb だけ駆動電圧の値を変化させることにより、DCドリフトに対して補償を行う必要がある。この補償は、Ｖb をΔＶb だけ変化させることにより等価的に実現できる。
【００４７】
図３において、平均パワーの差ΔＰav＝０になるバイアス電圧Ｖboptは、MZ型変調器102 の光透過特性と入力信号の関係が最適な関係にある場合のバイアス値であり、Ｖnull（電圧対光出力特性の曲線の消光頂点に一致させるバイアス電圧）に一致する。
【００４８】
ここで、図２に示したように、DCドリフトによってＶb が最適値Ｖnullから正側に位置した場合（MZ型変調器102 の光透過特性が最適状態から左方向にずれてしまった場合）は、Ｖb をその直前の値よりΔＶ（ΔＶ＞０）だけ増減させた場合（Ｖnullから遠ざけたり、近付けたりした場合）に、ΔＰav＜０になる。上記とは逆に、DCドリフトによってＶb が最適値Ｖnullから負側に位置した場合（MZ型変調器102 の光透過特性が最適状態から右方向にずれてしまった場合）は、Ｖb をその直前の値よりΔＶ（ΔＶ＞０）だけ増減させた場合（Ｖnullから近付けたり、遠ざけたりした場合）は、ΔＰav＞０になる。
【００４９】
従って、Ｖb を増減させる前後での平均パワーの差ΔPav を検出し、その絶対値｜ΔPav ｜および極性に基づいてDCドリフトのずれの量および方向を判定し、Ｖb を変化させてΔPav が零となるように制御すれば、Ｖb を最適バイアス電圧Ｖnullに一致させることが可能になる。
【００５０】
図４は、図１に示した光変調器制御装置における制御部111 による制御手順の一例を示すフローチャートである。この制御は、MCU113のプログラムＲＯＭに制御プログラムを書き込んでおき、実行させることによって実現される。
【００５１】
次に、図４を参照しながら制御手順を説明する。
【００５２】
（１）第１ステップS501で、Ｖb を初期値（通常０Ｖ）に設定する。
【００５３】
（２）第２ステップS502で、制御に必要な定数（ΔＶb 、Ｖπなど）を外部メモリから読み込む。
【００５４】
（３）第３ステップS503で、Ｖb を初期値に対して微少変化ΔＶ（＞０）だけ増加させる（Ｖb ＝Ｖb ＋ΔＶ）。
【００５５】
（４）第４ステップS504で、光出力パワーの時間平均値（実際は電圧値Ｖav）を参照し、Ｐav▲１▼としてMCU113に内蔵されるメモリ領域に格納する。
【００５６】
（５）第５ステップS505で、Ｖb を初期値に対して微少変化ΔV だけ減少させる（Ｖb ＝Ｖb −２ΔＶ）。
【００５７】
（６）第６ステップS506で、光出力パワーの時間平均値（実際は電圧値Ｖav）を参照し、Ｐav▲２▼としてMCU113に内蔵されるメモリ領域に格納する。
【００５８】
（７）第７ステップS507で、Ｖb を初期値に戻す（Ｖb ＝Ｖb ＋ΔＶ）。
【００５９】
（８）第８ステップS508で、ΔＰav＝Ｐav▲２▼−Ｐav▲１▼を計算し、その値に対して以下のように判定処理を行い、その結果（条件）に応じて分岐処理を行う。
【００６０】
（９）ΔＰavが許容誤差ε（正値）よりも大きい時には、Ｖb を減少させ、Ｖb−ΔＶb ×｜ΔＰav｜に設定する（第９ステップS509）。即ち、｜ΔＰav｜が大きいほどＶb を大きく減少させる。
【００６１】
（１０）ΔＰavが許容誤差−εよりも小さい時には、Ｖb を増加させ、Ｖb ＋ΔＶb ×｜ΔＰav｜に設定する（第１０ステップS510）。即ち、｜ΔＰav｜が大きいほどＶb を大きく増加させる。
【００６２】
（１１）ΔＰavがε以下、−ε以上の時には、Ｖb が最適動作点にあるとみなし、Ｖb の値は変更せずに（第１１ステップS511）、制御をＴ1 秒間待機(Wait)させ（第１２ステップS512）、その後、第３ステップS503に戻り、上記（３）〜（１１）の制御を繰り返す。
【００６３】
以上述べた制御手順により、MZ型変調器102 の光透過特性が周囲温度の変化や経時変化などによって変化した場合でも、それに応じてMZ型変調器102 のＶb を補正制御し、常に最適な動作を維持させることが可能になる。
【００６４】
なお、前記ΔＶの増減の順序を上記例とは逆にした場合、即ち、第３ステップS503でＶb を初期値に対してΔＶだけ減少させ、第５ステップS505でＶb を初期値に対してΔＶだけ増加させた場合には、ΔＰavがεよりも大きい時にはＶb をΔＶb ×｜ΔＰav｜だけ増加させ、ΔＰavが−εよりも小さい時にはＶb をΔＶb ×｜ΔＰav｜だけ減少させるように変更すればよい。
【００６５】
即ち、本発明の光変調器制御装置は、三値信号に応じた駆動電圧が直流バイアス電圧を中心として変調入力として供給され、二値の光信号を出力する光変調器と、前記光変調器の光出力の時間平均を表わす平均光出力情報に基づいて、前記直流バイアス電圧を決定するバイアス電圧決定部とを具備する。上記バイアス電圧決定部は、直流バイアス電圧を微少増減させた前後の光変調器の平均光出力パワーの差に基づいて直流バイアス電圧を決定する。
【００６６】
具体例として、第１の実施形態の光変調器制御装置では、発光頂点または消光頂点が周期的に繰り返す曲線で示される駆動電圧対光出力特性を有し、三値信号に応じた駆動電圧が直流バイアス電圧を中心として与えられ、駆動電圧に応じて入力光を変調し、二値の光信号を出力する光変調器と、直流バイアス電圧を生成する直流バイアス生成回路106 と、二値のNRZ 信号入力を三値信号に変換し、この三値信号に基づいて光変調器の駆動電圧対光出力特性の周期的な発光頂点（または消光頂点）の隣り合う２点間に相当する信号振幅を有する駆動電圧を生成し、直流バイアス電圧に重疊して光変調器に供給する駆動回路(103,104,105,106) を具備する。ここで、光変調器（例えばMZ型変調器102 ）の駆動電圧の信号振幅を光変調器の光透過率が最大値の時と最小値の時の駆動電圧の差Ｖπの２倍に設定し、前記平均光出力レベルの差の検出結果に基づいて直流バイアス電圧を光変調器の駆動電圧対光出力特性の特定の消光頂点（または発光頂点）に一致させるように制御することにより、光デュオバイナリ変調方式を実現している。
【００６７】
さらに、第１の実施形態の光変調器制御装置では、光変調器の光出力の時間平均を表わす平均光出力レベルを検出する光検出手段109 と、直流バイアス電圧を微少増減させた前後の光変調器の平均光出力パワーの差に基づいて直流バイアス電圧を決定する制御手段111 とを具備することを特徴とするものである。
【００６８】
ここで、制御手段111 は、直流バイアス電圧の現在値を中心にして三値信号よりも十分に低い周波数で二値的に増減変化させるように直流バイアス生成回路を制御するための制御信号を選択的に生成する機能を含み、直流バイアス電圧を二値的に変化させる前後で光検出手段により検出された平均光出力レベルの差を検出し、この検出結果に基づいて直流バイアス電圧を適正な方向に適正な量だけ補正するように制御するものである。
【００６９】
上記制御手段111 の具体例として、マイクロコントロールユニットが用いられている。このマイクロコントロールユニットは、記直流バイアス電圧Ｖb を０Ｖに初期設定する第１の制御手段と、制御に必要な定数を外部メモリから読み込む第２の制御手段と、直流バイアス電圧Ｖb を直前の値から単位変化量ΔＶb だけ増減させた際のそれぞれの光出力パワーの時間平均値の差ΔＰavを求め、ΔＰavの絶対値が所定値以上の場合はその大きさに応じてΔＰavの正負に応じた変化方向にバイアス電圧Ｖb を変化させるように制御し、ΔＰavの絶対値が所定値未満の場合は所定時間待機させるように制御する第３の制御手段と、この第３の制御手段による制御を繰り返し行う繰り返し制御手段とを具備する。
【００７０】
上記構成の光変調器制御装置によれば、MZ型光変調器102 に印加される直流バイアス電圧、環境温度、経時変化などによるMZ型変調器102 の動作点ドリフトに応じて、MZ型変調器102 の動作点ドリフトを補償して最適の動作点で動作できるように制御し、動作点ドリフトに伴う出力光信号の消光比の劣化を防止することができる。
【００７１】
また、差動アンプ115 を用いて直流バイアス電圧の大きさを二値的に変化させるので、ダイナミックレンジの広い高価な可変利得アンプを必要とせず、簡易化、小型化が容易になる。しかも、同期検波を行わないので、この点でも回路構成が簡単になり、部品点数が少なくなり、小型化が容易になる。
【００７２】
また、本発明の光送信装置は、上記したような本発明の光変調器制御装置と、光変調器の入力光を出射する光源と、光変調器から出力される光信号を光通信ファイバーに送信する手段とを具備することを特徴とするものである。これにより、前記した光変調器制御装置の特長を備えることが可能になる。
【００７３】
また、本発明の光変調器の制御方法は、光変調器の変調入力として供給する三値信号に応じた駆動電圧の直流バイアス電圧を二値的に増減変化させ、その増減変化の前後での光変調器の光出力平均パワーの差に基づいて直流バイアス電圧を制御することを特徴とするものである。これにより、前記したような特長を備えた光変調器制御装置および光送信装置を実現することが可能になる。
【００７４】
また、本発明の光変調器の制御方法は、三値信号に応じた駆動電圧とともに直流バイアス電圧を光変調器に与えることによって入力光を駆動電圧に応じて変調して光信号を出力させる第１のステップと、光変調器の光出力の時間平均を表わす平均光出力パワーを検出する第２のステップと、直流バイアス電圧を三値信号よりも十分に低い周波数で二値的に変化させるための制御信号を生成する機能を含み、直流バイアス電圧を二値的に変化させる前後で第２のステップにより検出された平均光出力パワーの差を検出し、この検出結果に基づいて直流バイアス電圧を制御する第３のステップとを具備することを特徴とするものである。これにより、前記したような特長を備えた光変調器制御装置および光送信装置を実現することが可能になる。
【００７５】
また、本発明の光変調器の制御プログラムは、マイクロコントロールユニットに対して、光変調器の直流バイアス電圧を二値的に変化させる前後での光変調器の光出力平均パワーの差に基づいて光変調器の直流バイアス電圧を制御させる機能を実現させることを特徴とするものである。これにより、前記したような特長を備えた光変調器の制御方法を実現することが可能になる。
【００７６】
また、本発明の光変調器の制御プログラムは、マイクロコントロールユニットに対して、三値信号に応じた駆動電圧が直流バイアス電圧を中心として変調入力として供給される光変調器から出力される光信号の時間平均を表わす平均光出力レベルを検出させる機能と、直流バイアス電圧を入力信号よりも十分に低い周波数で二値的に変化させるための制御信号を生成させる機能と、直流バイアス電圧の大きさを二値的に変化させる前後で検出された平均光出力レベルの差を検出させ、この検出結果に基づいて光変調器の直流バイアス電圧を制御させる機能を実現させることを特徴とするものである。これにより、前記したような特長を備えた光変調器の制御方法を実現することが可能になる。
【００７７】
【発明の効果】
上述したように本発明の光変調器制御装置によれば、例えば光デュオバイナリ変調方式を利用する際、光変調器の特性が周囲温度および経時変化によって変動した場合でも、簡便な装置構成で、出力光信号を安定化させることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る光ファイバー通信用の光変調器制御装置を用いた光送信装置を示すブロック図。
【図２】図１に示したMZ型変調器の直流バイアス電圧Ｖb の大きさを変化させた場合の入力駆動電圧と出力光信号の関係（光透過特性）の一例を示す特性図。
【図３】図１に示したMZ型変調器の直流バイアス電圧Ｖb と出力光信号の平均パワー出力の差ΔＰavの関係を示す特性図。
【図４】図１に示した光変調器制御装置における制御部による制御手順の一例を示すフローチャート。
【図５】光デュオバイナリ変調方式による変調部を示すブロック図。
【図６】図５中の各部の信号波形およびそのアイパターンを示す図。
【図７】光デュオバイナリ変調方式の原理を説明するために示す図。
【符号の説明】
101 …半導体レーザ（光源）、
102 …MZ型光変調器、
103 …プリコーダ、
104 …変調器ドライバ、
105 …低域透過LPF 、
106 …バイアスティ、
107 …終端器、
108 …光分岐手段、
109 …モニタ用のフォトダイオード、
110 …アンプ、
111 …制御部、
112 …A/D コンバータ、
113 …MCU 、
114 …D/A コンバータ、
115 …差動アンプ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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