(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光−電気変換素子と、
この光−電気変換素子が出力する電流信号を電圧信号に変換する前置増幅器と、
この前置増幅器が出力する信号を増幅する主増幅器と、
この主増幅器が出力する信号を基準電圧に基づいて波形整形する波形整形回路とを有する光受信回路において、
上記前置増幅器は、上記光−電気変換素子が出力する信号を反転増幅する反転増幅器と、第１及び第２の帰還抵抗と、電流分配制御回路とから構成され、
上記反転増幅器は、入力側に設けられた入力段増幅部と、出力側に設けられる出力段増幅部とから構成され、上記出力段増幅部は、トランジスタと抵抗とを有する帰還部を有し、上記帰還部のトランジスタのコレクタは電源電圧に接続され、エミッタは上記帰還部の抵抗を介して接地され、ベースには上記入力段増幅部の出力信号が入力され、
上記第１の帰還抵抗は、上記反転増幅器の上記入力段増幅部の入力端子と上記反転増幅器の上記出力段増幅部の上記帰還部のトランジスタのエミッタの間に接続され、
上記第２の帰還抵抗は、上記反転増幅器の上記出力段増幅部の上記帰還部のトランジスタのエミッタと上記電流分配制御回路との間に接続され、
上記電流分配制御回路は、第１のトランジスタと第２のトランジスタとから構成されるカレントミラー回路からなり、上記第１及び第２のトランジスタのエミッタが上記反転増幅器の上記入力段増幅部の入力端子に共通接続され、上記第１及び第２のトランジスタのベースが互いに接続され、上記第１のトランジスタのコレクタとベースが接続され、上記第１のトランジスタのコレクタが上記第２の帰還抵抗に接続され、上記第２のトランジスタのコレクタが接地される構成により、上記入力段増幅部の入力端子と、上記帰還部のトランジスタのエミッタの電位差に応じて動作し、上記第１及び第２の帰還抵抗に流れる電流を連続的に可変調整することを特徴とする光受信回路。
【請求項２】
請求項１記載の光受信回路において、
上記反転増幅器の入力段増幅部は、エミッタフォロワ構成及びエミッタ接地構成からなるトランジスタ２段方式の増幅部から構成されることを特徴とする光受信回路。
【請求項３】
請求項２記載の光受信回路において、
上記入力段増幅部の初段トランジスタのエミッタを抵抗を介して接地したことを特徴とする光受信回路。
【請求項４】
請求項１記載の光受信回路において、
上記波形整形回路は、
基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、
上記主増幅器が出力する電圧と上記基準電圧発生回路が発生する基準電圧に基づいて、スレッシュホールド電圧を発生するスレッシュホールド電圧発生手段とから構成され、
上記スレッシュホールド電圧発生手段が発生するスレッシュホールド電圧に基づいて、上記光−電気変換素子に入射する光信号に対応して上記主増幅器から出力された電気信号の波形整形するとともに、
上記基準電圧発生回路は、上記前置増幅器と同一の回路構成を有することを特徴とする光受信回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光受信回路に係り、特に、受光ダイナミックレンジの広い光受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の光受信回路の中の前置増幅回路としては、例えば、特開平２−１９９９３４号公報に記載のように、反転増幅器の帰還抵抗として、２種類の抵抗を並列接続し、一方の帰還抵抗は、制御回路によって制御されるスイッチ素子を介して接続される構成となっている。
【０００３】
制御回路は、光−電気変換素子に入射する光信号の大きさに応じて、入射する光信号が大きい場合には、スイッチ素子をオンさせて、帰還抵抗値を小さくし、反転増幅器の変換利得を小さくすることにより、前置増幅回路の飽和特性を改善するようにしていた。
【０００４】
ここで、スイッチ素子をオンさせるために、光信号の大小を検出回路によって検出識別し、制御回路の制御入力信号にあらかじめ設定した制御信号を入力する必要がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の光受信回路においては、スイッチ素子のオン・オフ動作を制御する制御回路を必要とするため、直流回路設計においては、この制御回路を構成するトランジスタが正常動作する直流レベルを確保しなければならない。ところが、光−電気変換素子に入射する光信号が大きくなればなるほど、光受信回路の出力信号の直流レベルは、低いレベルとなり、光−電気変換素子に入射可能な光信号の大きさ，つまり、ダイナミックレンジは、制御回路を付加したことによって制限されることとなり、ダイナミックレンジが狭くなるという問題があった。
【０００６】
本発明の目的は、ダイナミックレンジの広い光受信回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、光−電気変換素子と、 この光−電気変換素子が出力する電流信号を電圧信号に変換する前置増幅器と、この前置増幅器が出力する信号を増幅する主増幅器と、この主増幅器が出力する信号を基準電圧に基づいて波形整形する波形整形回路とを有する光受信回路において、上記前置増幅器は、上記光−電気変換素子が出力する信号を反転増幅する反転増幅器と、第１及び第２の帰還抵抗と、電流分配制御回路とから構成され、上記反転増幅器は、入力側に設けられた入力段増幅部と、出力側に設けられる出力段増幅部とから構成され、上記出力段増幅部は、トランジスタと抵抗とを有する帰還部を有し、上記帰還部のトランジスタのコレクタは電源電圧に接続され、エミッタは上記帰還部の抵抗を介して接地され、ベースには上記入力段増幅部の出力信号が入力され、上記第１の帰還抵抗は、上記反転増幅器の上記入力段増幅部の入力端子と上記反転増幅器の上記出力段増幅部の上記帰還部のトランジスタのエミッタの間に接続され、上記第２の帰還抵抗は、上記反転増幅器の上記出力段増幅部の上記帰還部のトランジスタのエミッタと上記電流分配制御回路との間に接続され、上記電流分配制御回路は、第１のトランジスタと第２のトランジスタとから構成されるカレントミラー回路からなり、上記第１及び第２のトランジスタのエミッタが上記反転増幅器の上記入力段増幅部の入力端子に共通接続され、上記第１及び第２のトランジスタのベースが互いに接続され、上記第１のトランジスタのコレクタとベースが接続され、上記第１のトランジスタのコレクタが上記第２の帰還抵抗に接続され、上記第２のトランジスタのコレクタが接地される構成により、上記入力段増幅部の入力端子と、上記帰還部のトランジスタのエミッタの電位差に応じて動作し、上記第１及び第２の帰還抵抗に流れる電流を連続的に可変調整するようにしたものであり、かかる構成により、ダイナミックレンジを広くし得るものとなる。
【００１１】
上記光受信回路において、好ましくは、上記反転増幅器の入力段増幅部は、エミッタフォロワ構成のトランジスタ２段方式の増幅部から構成するようにしたものであり、かかる構成により、直線線形入力範囲を広げ得るものとなる。
【００１２】
上記光受信回路において、好ましくは、上記入力段増幅部の初段トランジスタのエミッタを抵抗を介して接地するようにしたものであり、かかる構成により、ｈFEを高くして、低雑音化し得るものとなる。
【００１３】
上記光受信回路において、好ましくは、上記波形整形回路は、基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、上記主増幅器が出力する電圧と上記基準電圧発生回路が発生する基準電圧に基づいて、スレッシュホールド電圧を発生するスレッシュホールド電圧発生手段とから構成され、上記スレッシュホールド電圧発生手段が発生するスレッシュホールド電圧に基づいて、上記光−電気変換素子に入射する光信号に対応して上記主増幅器から出力された電気信号の波形整形するとともに、上記基準電圧発生回路は、上記前置増幅器と同一の回路構成を有するようにしたものであり、かかる構成により、雑音によるパルス幅歪みを低減し得るものとなる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図１を用いて、本発明の一実施形態による光受信回路の構成について説明する。
図１は、本発明の一実施形態による光受信回路のブロック図である。
【００１６】
光−電気変換素子１００は、入力した光信号を電気信号に変換する。光−電気変換素子１００が出力する電流信号は、前置増幅器２００に入力する。前置増幅器２００は、入力した電流信号を電圧信号に変換する。前置増幅器２００の構成については、後述する。前置増幅器２００の出力信号は、主増幅器３００に入力し、電圧増幅される。主増幅器３００の出力信号は、波形整形回路４００に入力する。波形整形回路４００は、入力した信号を、スレッシュホールドレベルに基づいて波形整形し、光−電気変換素子１００に入力したデジタル光信号に対応するデジタル電気信号を出力する。
【００１７】
次に、前置増幅器２００の構成について説明する。
前置増幅器２００は、反転増幅器２１０と，帰還抵抗２２０，２３０と、電流分配制御回路２４０によって構成されており、トランスインピ−ダンス型増幅回路を基本としている。電流分配制御回路２４０は、反転増幅器２１０の入力端子と帰還抵抗２２０，２３０との間に接続されている。電流分配制御回路２４０は、反転増幅器２１０の入力電流ｉ１に応じて、帰還抵抗２２０を流れる電流ｉ２と帰還抵抗２３０を流れる電流ｉ３の電流分配率を変化させる。反転増幅器２１０の入力電流ｉ１が小さい時，即ち、光−電気変換素子１００に入射する光信号が弱い時には、電流ｉ３は殆ど流れない。従って、前置増幅器２００の変換利得は、帰還抵抗２２０の抵抗値と電流ｉ２によって決まる大きな値となる。
【００１８】
また、反転増幅器２１０の入力電流ｉ１が大きくなると、電流ｉ３が流れ始め、帰還抵抗２２０と帰還抵抗２３０が並列接続される。帰還抵抗２２０を流れる電流ｉ２と帰還抵抗２３０を流れる電流ｉ３の電流分配率は、反転増幅器２１０の入力電流ｉ１に応じて変化するため、前置増幅器２００の変換利得は、帰還抵抗２２０，帰還抵抗２３０と、電流ｉ２，電流ｉ３によって決まる小さい値となる。
【００１９】
例えば、帰還抵抗２２０の抵抗値を４０ｋΩとし、帰還抵抗２２０の抵抗値を２ｋΩとした時、光−電気変換素子１００に入射する光信号の強度が小さくなり、帰還抵抗２２０にのみ電流が流れる時の前置増幅器２００の変換利得を約９０ｄＢとすると、光−電気変換素子１００に入射する光信号の強度が大きくなり、帰還抵抗２２０と帰還抵抗２３０に電流が流れる時の前置増幅器２００の変換利得を約３０ｄＢとすることができ、変換利得の変化率を大きくとることができる。
【００２０】
以上のようにして、反転増幅器に入力する電流に応じて、反転増幅器の帰還率を制御するようにしている。従来の回路においては、前置増幅器の出力電圧に基づいて、反転増幅器の帰還抵抗に直列接続したスイッチング素子のオン・オフを制御する外部制御信号を作成するようにしていたため、光−電気変換素子に入射する光信号が大きくなると、反転増幅器の出力電圧の直流レベルが低くなり、前置増幅器のダイナミックが狭くなっていたが、本実施形態においては、反転増幅器に入力する電流に応じて、反転増幅器の帰還率を制御するようにしているため、光−電気変換素子に入射する光信号が大きくなると、反転増幅器に入力する電流も大きくなり、反転増幅器のダイナミックレンジを広くすることができるものとなる。その結果、従来は、前置増幅器のダイナミックレンジによって、光受信回路のダイナミックレンジが制限されていたのに対して、本実施形態では、光受信回路のダイナミックレンジを広くすることができる。
【００２１】
本実施形態によれば、光受信回路のダイナミックレンジを広くすることが可能となる。
【００２２】
次に、図２を用いて、本発明の他の実施形態による光受信回路の構成について説明する。
図２は、本発明の他の実施形態による光受信回路のブロック図である。
【００２３】
光−電気変換素子１００は、入力した光信号を電気信号に変換する。光−電気変換素子１００が出力する電流信号は、前置増幅器２００Ａに入力する。前置増幅器２００Ａは、入力した電流信号を電圧信号に変換する。前置増幅器２００Ａの構成については、後述する。前置増幅器２００Ａの出力信号は、主増幅器３００に入力し、電圧増幅される。主増幅器３００の出力信号は、波形整形回路４００に入力する。波形整形回路４００は、入力した信号を、スレッシュホールドレベルに基づいて波形整形し、光−電気変換素子１００に入力したデジタル光信号に対応するデジタル電気信号を出力する。前置増幅器２００Ａの構成以外は、図１に示したものと同一である。
【００２４】
次に、前置増幅器２００Ａの構成について説明する。
前置増幅器２００Ａは、反転増幅器２１０と，帰還抵抗２２０，２３０と、電流分配制御回路２４０Ａによって構成されており、トランスインピ−ダンス型増幅回路を基本としている。電流分配制御回路２４０Ａ以外の構成は、図１と同一である。電流分配制御回路２４０Ａは、反転増幅器２１０の出力端子と帰還抵抗２２０，２３０との間に接続されている。電流分配制御回路２４０Ａは、反転増幅器２１０の出力電流ｉ５に応じて、帰還抵抗２２０を流れる電流ｉ２と帰還抵抗２３０を流れる電流ｉ３の電流分配率を変化させる。反転増幅器２１０の出力電流ｉ５が小さい時，即ち、光−電気変換素子１００に入射する光信号が弱い時には、電流ｉ３は殆ど流れない。従って、前置増幅器２００Ａの変換利得は、帰還抵抗２２０の抵抗値と電流ｉ２によって決まる大きな値となる。
【００２５】
また、反転増幅器２１０の出力電流ｉ５が大きくなると、電流ｉ３が流れ始め、帰還抵抗２２０と帰還抵抗２３０が並列接続される。帰還抵抗２２０を流れる電流ｉ２と帰還抵抗２３０を流れる電流ｉ３の電流分配率は、反転増幅器２１０の入力電流ｉ１に応じて変化するため、前置増幅器２００Ａの変換利得は、帰還抵抗２２０，帰還抵抗２３０と、電流ｉ２，電流ｉ３によって決まる小さい値となる。
【００２６】
以上のようにして、反転増幅器の出力電流に応じて、反転増幅器の帰還率を制御するようにしている。従来の回路においては、前置増幅器の出力電圧に基づいて、反転増幅器の帰還抵抗に直列接続したスイッチング素子のオン・オフを制御する外部制御信号を作成するようにしていたため、前置増幅器のダイナミックが狭くなっていたが、本実施形態においては、反転増幅器の出力電流に応じて、反転増幅器の帰還率を制御するようにしているため、光−電気変換素子に入射する光信号が大きくなると、反転増幅器に入力する電流も大きくなり、反転増幅器のダイナミックレンジを広くすることができるものとなる。その結果、従来は、前置増幅器のダイナミックレンジによって、光受信回路のダイナミックレンジが制限されていたのに対して、本実施形態では、光受信回路のダイナミックレンジを広くすることができる。
【００２７】
本実施形態によれば、光受信回路のダイナミックレンジを広くすることが可能となる。
【００２８】
次に、図３を用いて、図１に示した前置増幅器の具体的回路構成について説明する。
図３は、本発明の一実施形態による光受信回路に用いる前置増幅器の回路図である。
【００２９】
図３に示す前置増幅器は、トランスインピ−ダンス型増幅回路構成を基本としている。
【００３０】
光−電気変換素子１００は、入射した光信号を電気信号に変換する。光−電気変換素子１００によって変換された電流信号は、前置増幅器２００の入力段増幅部２１０Ａに入力する。入力段増幅部２１０Ａは、エミッタフォロワ構成のトランジスタ２段方式としている。即ち、トランジスタ２１０Ａ１のエミッタが、トランジスタ２１０Ａ２のベースに接続されており、トランジスタ２１０Ａ１のベースに光−電気変換素子１００からの入力信号が入力し、トランジスタ２１０Ａ２のコレクタから出力を取り出す構成となっている。トランジスタ２１０Ａ１のコレクタは、電源電圧Ｖｃｃに接続され、トランジスタ２１０Ａ２のコレクタは、抵抗２１０Ａ３を介して、電源電圧Ｖｃｃに接続されている。トランジスタ２１０Ａ１のエミッタは、抵抗２１０Ａ４を介して接地され、トランジスタ２１０Ａ２のエミッタは、接地されている。
【００３１】
入力段増幅部２１０Ａをエミッタフォロワ構成のトランジスタ２段方式とすることにより、光−電気変換素子１００に入射する光信号が無入力状態の時、初段のトランジスタ２１０Ａ１のベ−スレベルを、接地レベルＧＮＤから２倍のＶBEだけ高いレベルにすることができるため、直流線形入力範囲を広げることができる。即ち、従来は、光−電気変換素子に入射する光信号が無入力状態の時、入力初段のトランジスタのベ−スレベルは、接地レベルＧＮＤから１ＶBE上がった分しか確保できず、直流線形入力範囲が狭いものであったが、上述したように、接地レベルＧＮＤから２倍のＶBEだけ高いレベルにすることができるため、直流線形入力範囲を広げることができるものとなる。
【００３２】
また、初段のエミッタフォロワのトランジスタ２１０Ａ１に流す電流値を抵抗２１０Ａ４を用いて小さくすることで、入力段部分は容易に高ｈFE化することができ、低雑音化することができる。
【００３３】
出力段増幅部は、ベース共通入力の帰還部２１０Ｂと出力バッファ２１０Ｃにより構成している。
帰還部２１０Ｂは、トランジスタ２１０Ｂ１と、抵抗２１０Ｂ２によって構成されている。トランジスタ２１０Ｂ１のコレクタは、電源電圧Ｖｃｃに接続され、エミッタは、抵抗２１０Ｂ２を介して接地されている。トランジスタ２１０Ｂ１のベースには、入力段増幅部２１０Ａの出力信号が入力する。帰還部２１０Ｂは、帰還抵抗２２０及び帰還抵抗２３０に流れる帰還電流ｉ５を取り出すために用いられる。
【００３４】
出力バッファ２１０Ｃは、トランジスタ２１０Ｃ１と、抵抗２１０Ｃ２によって構成されている。トランジスタ２１０Ｃ１のコレクタは、電源電圧Ｖｃｃに接続され、エミッタは、接地されている。トランジスタ２１０Ｃ１のベースには、入力段増幅部２１０Ａの出力信号が入力する。前置増幅器２００の出力側の負荷が大きいため、出力インピーダンスを大きくとるため、帰還部２１０Ｂとは独立して、出力バッファを構成している。出力段２１０Ｃは、次段回路の駆動能力を考慮した場合有効である。
【００３５】
入力段増幅部２１０Ａと帰還部２１０Ｂと出力バッファ２１０Ｃにより、図１に示した反転増幅器２１０を構成している。
【００３６】
帰還抵抗２２０と帰還抵抗２３０は、入力段増幅部２１０Ａの入力側と帰還部２１０Ｂを構成するトランジスタ２１０Ｂ１のエミッタの間に並列接続されている。帰還抵抗２２０と並列接続されているコンデンサ２２２及び帰還抵抗２３０と並列接続されているコンデンサ２２２は、それぞれ、位相補償用のコンデンサである。
【００３７】
さらに、入力段増幅部２１０Ａの入力側と帰還抵抗２３０の間には、電流分配制御回路２４０が接続されている。電流分配制御回路２４０は、２個のＰＮＰトランジスタ２４０Ａ，２４０Ｂを用いたカレントミラ−回路によって構成している。即ち、トランジスタ２４０Ａとトランジスタ２４０Ｂのエミッタは、それぞれ、入力段増幅部２１０Ａの入力側に共通接続されており、トランジスタ２４０Ａとトランジスタ２４０Ｂのベースは、互いに接続されている。トランジスタ２４０Ａのコレクタとベースを接続した上で、コレクタは、帰還抵抗２３０に接続されている。トランジスタ２４０Ｂのコレクタは、接地されている。
【００３８】
ここで、光−電気変換素子１００に入射される光信号が小さい時は、電流ｉ３とｉ４はほとんど流れない。従って、前置増幅器２００の変換利得は、電流ｉ２と帰還抵抗２２０で決まる大きい値となる。逆に、光−電気変換素子１００に入射される光信号が大きい時は、トランジスタ２１０Ａ１のベ−スとトランジスタ２１０Ｂ１のエミッタとの電位差が大きくなり、電流分配制御回路２４０が動作しはじめる。この時、電流ｉ２，ｉ３が流れ、帰還抵抗２２０，２３０が並列接続になると同時に、カレントミラ−によって電流ｉ３と同じ電流量ｉ４を回路外部に引き抜く。電流ｉ３と電流ｉ４の値は、光−電気変換素子１００に入射される光信号の大きさによって異なり、電流ｉ２，ｉ３，ｉ４の電流比を連続的に変化させることができる。変換利得は、電流ｉ２，ｉ３と帰還抵抗２２０，２３０の合成抵抗で決まり、小さい値となる。
【００３９】
本実施形態によれば、光受信回路のダイナミックレンジを広くすることが可能となる。
【００４０】
また、反転増幅器の入力段を２段のエミッタフォロワとすることにより、初段トランジスタのベースレベルを高くして、直線線形入力範囲を広げることができる。
【００４１】
また、初段のトランジスタに流れる電流を小さくすることにより、高ｈFEか可能となり、低雑音化を図ることができる。
【００４２】
なお、以上の図３の説明は、図１に示した回路の具体的な回路構成であったが、図２に示した電流分配制御回路についても、同様にカレントミラー回路を帰還部２１０Ｂ側に使用することにより、実現できるものである。
【００４３】
次に、図４を用いて、本発明の第３の実施形態による光受信回路について説明する。
図４は、本発明の第３の実施形態による光受信回路の回路図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。
【００４４】
光−電気変換素子１００は、入力した光信号を電気信号に変換する。光−電気変換素子１００が出力する電流信号は、前置増幅器２００に入力する。前置増幅器２００は、入力した電流信号を電圧信号に変換する。前置増幅器２００の構成については、後述する。前置増幅器２００の出力信号は、主増幅器３００に入力し、電圧増幅される。主増幅器３００の出力信号は、波形整形回路４００に入力する。波形整形回路４００は、入力した信号を、スレッシュホールドレベルに基づいて波形整形し、光−電気変換素子１００に入力したデジタル光信号に対応するデジタル電気信号を出力する。
【００４５】
前置増幅器２００は、図１において説明したように、反転増幅器２１０と，帰還抵抗２２０，２３０と、電流分配制御回路２４０によって構成されており、トランスインピ−ダンス型増幅回路を基本としている。前置増幅器２００の動作構成については、図１及び図３に説明したとおりである。
【００４６】
本実施形態では、波形整形回路４００は、次のように構成されている。
基準電圧発生回路４１０は、光−電気変換素子１００に入射するデイジタル光信号が”０”レベルに相当する基準電圧を発生する。抵抗４２０及び抵抗４３０の直列回路は、主増幅器３００の出力端子及び基準電圧発生回路４１０の出力端子に接続されている。ここで、抵抗４２０と抵抗４３０の抵抗値を等しくするならば、抵抗４２０，４３０の中点には、主増幅器３００の出力電圧Ｖｏｕｔ２と基準電圧発生回路４１０が発生する基準電圧Ｖｒｅｆの中間の電圧（Ｖｏｕｔ２＋Ｖｒｅｆ）／２が出力する。抵抗４２０，４３０の中点電圧は、ピークホールド回路４４０に入力する。
【００４７】
ピークホールド回路４４０は、抵抗４２０，４３０の中点電圧のピーク値をホールドする回路であり、従って、主増幅器３００が出力する電圧の中で、光−電気変換素子に入射するデイジタル光信号が”１”レベルに相当する電圧と、基準電圧発生回路４１０が発生する光−電気変換素子１００に入射するデイジタル光信号が”０”レベルに相当する基準電圧との中間の電圧をスレッシュホールド電圧Ｖｔｈとして出力する。
【００４８】
ピークホールド回路４４０の出力は、差動増幅器４５０の逆相入力に入力する。差動増幅器４５０の正相入力には、主増幅器３００の出力が入力している。従って、差動増幅器４５０は、ピークホールド回路４４０が出力するスレッシュホールド電圧Ｖｔｈを基準として、主増幅器３００の出力を波形整形し、光−電気変換素子１００に入射したデイジタル光信号に対応したデイジタル電気信号を出力する。
【００４９】
次に、基準電圧発生回路４１０の構成について説明する。
基準電圧発生回路４１０は、基本的に前置増幅器２００と同一の構成としている。即ち、基準電圧発生回路４１０は、反転増幅器４１１と，帰還抵抗４１３，４１５と、電流分配制御回路４１７によって構成されており、トランスインピ−ダンス型増幅回路を基本としている。電流分配制御回路４１７は、反転増幅器４１１の入力端子と帰還抵抗４１３，４１５との間に接続されている。電流分配制御回路４１７は、反転増幅器４１１の入力電流ｉ１に応じて、帰還抵抗４１３を流れる電流と帰還抵抗４１５を流れる電流の電流分配率を変化させる。
【００５０】
さらに、反転増幅器４１１の入力は、コンデンサ４１９を介して電源電圧Ｖｃｃに接続されている。コンデンサ４１９の容量は、前置増幅器２００の入力容量値と等しくなるように選択されている。
【００５１】
従って、基準電圧発生回路４１０は、光−電気変換素子１００に入射する光信号が”０”レベルに相当するときの前置増幅器２００の出力に等しい電圧を基準電圧Ｖｒｅｆとして出力する。ここで、基準電圧発生回路４１０の回路構成を前置増幅器２００の回路構成と等しくすることにより、外部雑音や内部雑音に対して、基準電圧発生回路４１０と前置増幅器２００とは、等しく動作する。従って、外部雑音や内部雑音の影響によって、”０”レベル電圧の変動が生じても、この変動をキャンセルして、波形整形を行えるため、パルス幅歪みの小さなデイジタル信号波形を得ることができる。
【００５２】
なお、抵抗４２０，４３０の抵抗値は、等しいものとして説明したが、光受信回路として要求されるダイナミックレンジを考慮して、それぞれの抵抗値を設定することができる。
【００５３】
また、抵抗４２０と抵抗４３０の中点電圧をピークホールド回路４４０によりピークホールドするようにしているが、主増幅器３００の出力電圧をピークホールド回路によりピークホールドし、このピークホールド回路の出力を直列抵抗回路の一方の入力とし、直列抵抗回路の中点電圧を直接差動増幅器４５０の逆相入力に入力するようにしてもよい。いずれにしても、波形整形回路４００は、基準電圧に基づいて、スレッシュホールド電圧を生成し、このスレッシュホールド電圧に基づいて、光信号に対応する電気信号を波形整形するようにする。
【００５４】
本実施形態によれば、光受信回路のダイナミックレンジを広くすることが可能となる。
【００５５】
また、デイジタル信号波形のパルス幅歪みを小さくすることが可能となる。
【００５６】
【発明の効果】
本発明によれば、光受信回路のダイナミックレンジを広くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態による光受信回路のブロック図である。
【図２】本発明の他の実施形態による光受信回路のブロック図である。
【図３】本発明の一実施形態による光受信回路に用いる前置増幅器の回路図である。
【図４】本発明の第３の実施形態による光受信回路の回路図である。
【符号の説明】
１００…光−電気変換素子
２００，２００Ａ…前置増幅器
２１０…反転増幅器
２１０Ａ…入力段増幅器
２１０Ａ１，２１０Ａ２，２１０Ｂ１，２１０Ｃ１，２４０Ａ，２４０Ｂ…トランジスタ
２１０Ａ３，２１０Ａ４，２１０Ｂ２，２１０Ｃ２，４２０，４３０…抵抗
２１０Ｂ…帰還部
２１０Ｃ…出力バッファ回路
２２０，２３０…帰還抵抗
２２２，２３２…コンデンサ
２４０，２４０Ａ…電流分配制御回路
３００…主増幅器
４００…波形整形回路
４１０…基準電圧発生回路
４４０…ピ−クホ−ルド回路
４５０…差動増幅器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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