(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線、二次巻線、制御巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列接続された半導体スイッチと、前記半導体スイッチをオン、オフ制御する制御回路と、前記二次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路により整流された出力電圧を検出し出力電圧の誤差信号を形成する手段と、前記出力電圧誤差信号を前記制御回路に出力電圧誤差帰還信号として伝達する手段と、前記出力電圧誤差帰還信号により出力電圧を調整する手段と、前記制御巻線に発生する電圧を検出する手段と、前記二次巻線の放出エネルギーがゼロになるタイミングを検出するタイミング検出手段を備え前記半導体スイッチのオン時に前記トランスに蓄積されたエネルギーを前記半導体スイッチのオフ時に前記二次巻線より整流回路に放出するようにしたフライバック型スイッチング電源において、ある任意の第一の動作モードにおける前記半導体スイッチがオフ期間中に前記制御巻線の電圧が設定電圧以上にならないときにある任意の第二の動作モードに切換り、前記第二の動作モードにおける前記半導体スイッチがオフ期間中に前記制御巻線の電圧が設定電圧以上になると前記第一の動作モードに切換る機能を有することを特徴とするスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する分野】
本発明は制御ＩＣを使用したスイッチング電源に関するもので、特に周波数変調型フライバックコンバータと呼ばれる直流変換器の動作モード切換え信号受信方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６はこの種のフライバックコンバータの回路構成図であり、図中１は直流電源、２はMOSFET（主スイッチング素子）、３は制御部、４は電流制限抵抗、５は出力電圧検出＋信号帰還部、６はトランス（６−ａは一次巻線、６−ｂは二次巻線、６−ｃは制御巻線）、７は二次出力整流ダイオード、８は出力コンデンサ、９は負荷、１２は動作モード切換え信号帰還部である。図７の図中１０１は主スイッチング素子ドライブ用バッファ、１０２はリスタート手段、１０３はRSフリップフロップ、１０５は動作モード切換え手段、１０８はオントリガ検出+オンタイミング信号出力手段、１１３、１１７はコンパレータ、１１４、１２０は定電流回路、１１５、１１８、１１９は定電圧源、１１６はオン幅タイマ手段である。
【０００３】
図７は図６回路に適用する制御部３のブロック図で先ず通常動作（第一の動作モード）について図６とともに説明する。直流電源１がオンし制御部３が動作するとリスタート手段１０２からオントリガ信号が出力されRSフリップフロップ１０３をセットし、主スイッチング素子ドライブ用バッファ１０１を通して、主スイッチング素子２にドライブ電圧が供給され主スイッチング素子２がオンする。主スイッチング素子２がオンするとトランス1次巻線６−ａに電流が流れ、エネルギーをトランス６に蓄積する。主スイッチング素子２は、制御部端子ｄの電圧とオン幅タイマ手段１１６とのコンパレータ１１３による比較結果で決まるオン時間経過後にOFFする。主スイッチング素子オン期間にトランス６に蓄積されたエネルギーは主スイッチング素子２がオフの期間にトランス2次巻線６−ｂ、2次整流ダイオード７を通して負荷９へ電流が流れるとともに出力コンデンサ８に充電される。
【０００４】
これと同時に主スイッチング素子２がオフしている期間には、制御巻線６−ｃにも電圧が発生しており、トランス６に蓄積されたエネルギーが出力コンデンサ８＋負荷９側へ放出されると、制御巻線６−ｃに発生していた電圧は減少し始める。このマイナスエッジをオントリガ検出+オンタイミング信号出力手段１０８で検出して、RSフリップフロップ１０３へセット信号を送る。RSフリップフロップ１０３はバッファ１０１を通して主スイッチング素子２にドライブ電圧を供給し、主スイッチング素子２はONする。この動作を繰り返し、出力コンデンサ８、負荷９の両端電圧（即ち出力電圧）が設定値に達すると、出力電圧検出＋信号帰還部５で制御部端子ｄの電圧を制御し、主スイッチング素子のオン時間を調整することで、出力電圧を一定に安定化している。
【０００５】
次に、制御部３の動作モード切換え信号受け取り手段は、出力側マイコン等より信号が動作モード切換え信号帰還部１２に入力され動作モード切換え信号帰還部１２内フォトトランジスタがオンし、コンパレータ１１７の反転入力端子電圧は定電圧源１１８の電圧以下になりコンパレータ１１７出力は論理HIGHとなる。コンパレータ１１７の出力は動作モード切換え手段１０５に送られ任意の第二の動作モードに切換えられる。逆に出力側マイコン等よりの信号がなくなれば、コンパレータ１１７出力は論理LOWとなり動作モードは通常動作モードに切換えられる。
【０００６】
【解決すべき課題】
図６電源回路、図７制御部の組み合わせでは制御部がモード切換え信号を受け取るのに制御端子が１端子増えてしまう。制御回路のIC化、又は制御回路＋主スイッチング素子を組み合わせたモジュールの製品化を考えた時、端子数増加はIC又はモジュールのチップサイズやパッケージの小型化の障害となる。昨今、パッケージの小型化、1端子辺りの機能の共通化が求められている中で制御ＩＣの機能を１つ増やす為に制御端子を１端子増やすのはあまり良い方法とは言えない。
【０００７】
【課題を解決する為の本発明の手段】
上記課題を解決する為、本発明は、一次巻線、二次巻線、制御巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列接続された半導体スイッチと、前記半導体スイッチをオン、オフ制御する制御回路と、前記二次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路により整流された出力電圧を検出し出力電圧の誤差信号を形成する手段と、前記出力電圧誤差を前記制御回路に出力電圧誤差帰還信号として伝達する手段と、前記出力電圧誤差帰還信号により出力電圧を調整する手段と、前記制御巻線に発生する電圧を検出する手段と、前記二次巻線の放出エネルギーがゼロになるタイミングを検出するタイミング検出手段を備え前記半導体スイッチのオン時に前記トランスに蓄積されたエネルギーを前記半導体スイッチのオフ時に前記二次巻線より整流回路に放出するようにしたフライバック型スイッチング電源において、ある任意の第一の動作モードで動作中に前記半導体スイッチがオフ期間中に前記制御巻線の電圧が設定電圧以上にならないときにある任意の第二の動作モードに切り替わり、前記第二の動作モードで動作中に前記半導体スイッチがオフ期間中に前記制御巻線の電圧が設定電圧以上になると前記第一の動作モードに切換る機能を有することを特徴とするスイッチング電源を構成することにより、制御回路の端子数を増やすことなく動作モード切換え信号を受け取ることが可能になり、制御回路のIC化、又は制御回路＋主スイッチング素子を組み合わせたモジュールの製品化を考えた時、チップサイズ、パッケージサイズの小型化に寄与する。
【０００８】
本発明の動作切換え手段での通常動作モード（第一の動作モード）から切換える任意の動作モード（第二の動作モード）は「動作周波数を下げる」「バースト動作する」等の発振動作を続けるものに対して適しています。第二の動作モードが「ラッチ動作モード」「発振停止モード」の場合は、第一の動作モードへの切換え手段は「制御部電源電圧が任意の設定電圧以下で切換える」等の別の方法を適用する必要があります。
【０００９】
【実施の態様】
図１はフライバックコンバータの本発明の回路構成図で図６と相違する点は制御部端子ｆが削除され、動作モード切換え信号帰還部１２内フォトトランジスタ、ダイオード１１が制御端子ｅに接続されるように変更された点にある。図３は図１に適用する本発明の制御部の一実施例を示す。ブロック図で図中１０１は主スイッチング素子ドライブ用バッファ、１０２はリスタート手段、１０３、１０４、１０７はRSフリップフロップ、１０５は動作モード切換え手段、１０６はANDゲート、１０８はオントリガ検出+オンタイミング信号出力手段、１０９、１１３はコンパレータ、１１０、１１５は定電圧源、１１１、１１２はワンショットトリガ回路、１１４は定電流回路、１１６はオン幅タイマ手段である。
【００１０】
通常動作モード（第一の動作モード）はオン幅制御の周波数変調型フライバック電源であり、前述従来の技術の通常動作モードと同様である。先ず図１で動作モード切換え信号入力時の動作を説明する。通常動作モードで動作中に出力側マイコン等から信号が動作モード切換え信号帰還部１２に入力されると、動作モード切換え信号帰還部１２内フォトトランジスタがオンする。それにより、制御端子ｅの＋方向の電圧は、ダイオード１１の順方向電圧VF＋動作モード切換え信号帰還部１２内フォトトランジスタVCE(SAT)の電圧にクランプされる。又、任意の第二の動作モードで動作中に、出力側マイコン等からの信号が解除されると、主スイッチング素子がオフの時に制御端子ｅの電圧は定電圧源の電圧以上になる。尚、前述制御端子ｅのクランプ電圧は、オントリガ検出＋オンタイミング信号出力手段１０８のトリガ検出電圧より高く、トランス６制御巻線６−ｃに発生する（ＧＮＤに対して）+電圧より低い値に設定している。
【００１１】
次に制御部の動作モード切換え信号受け取りシーケンスを図２波形とともに説明する。ワンショットトリガ回路１１２はRSフリップフロップ１０３の出力のpositive edge（即ち主スイッチング素子２のオンタイミング）でワンショットパルスVT1を発生する。ワンショットトリガ回路１１１は、そのワンショットパルスVT1のnegative edgeでワンショットパルスVT2を発生する。VT2の信号でRSフリップフロップ１０７はセットされる。次に主スイッチング素子２がオンするタイミングまでに、制御端子ｅの電圧が定電圧源１１０の電圧より高くなるとコンパレータ１０９出力は論理HIGHとなり、RSフリップフロップ１０７をリセットする。この動作を毎周期繰り返し検出を行なう。次の主スイッチング素子２がオンするタイミングまでにRSフリップフロップ１０７がリセットされていれば、ワンショットトリガ回路１１２のワンショットパルスVT1でRSフリップフロップ１０７の論理LOW出力がRSフリップフロップ１０４に送られる。よって発振周期の１周期内に制御端子ｅの電圧が定電圧源１１０より高くなったのでRSフリップフロップ１０４は論理LOW出力を維持し通常の動作モードで動作する。逆に発振周期の１周期内に制御端子ｅの電圧が一度も定電圧源１１０より高くならなかった場合はRSフリップフロップ１０７が論理HIGHとなった状態でRSフリップフロップ１０４へ信号が送られるのでRSフリップフロップ１０４は論理HIGH出力を動作モード切換え手段１０５へ送り任意の第二の動作モードに切換る。又、制御端子ｅの電圧が定電圧源１１０より高くなると、RSフリップフロップ１０４はリセットされ通常動作モードへ切換る。
【００１２】
図４はフライバックコンバータの他の回路構成図で図１と相違する点は電流検出抵抗１０が追加された点にある。図５は図４に適用する本発明の制御部の一実施例を示す。ブロック図で図中１０１は主スイッチング素子ドライブ用バッファ、１０２はリスタート手段、１０３、１０４、１０７はRSフリップフロップ、１０５は動作モード切換え手段、１０６はANDゲート、１０８はオントリガ検出＋オンタイミング信号出力手段、１０９、１１３はコンパレータ、１１０、１１５は定電圧源、１１１、１１２はワンショットトリガ回路、１１４は定電流回路である。
【００１３】
第二実施例は、第一実施例の通常動作モードがオン幅制御ではなく電流制御型の電源での実施例を示している。
【００１４】
【発明の効果】
本発明の動作モード切換え信号受け取り手段を用いたフライバック型スイッチング電源では、制御端子を増やすことなく外部より動作モード切換え信号を受け取ることを可能とし、制御回路のIC化、又は制御回路＋主スイッチング素子を組み合わせたモジュールの製品化を考えた時、チップサイズ、パッケージサイズの小型化に寄与する。
【図面の簡単な説明】
【図１】他励制御電流臨界方式フライバック電源の回路例１
【図２】本発明の動作モード切換え信号受け取りシーケンス
【図３】本発明の制御部ブロック図１
【図４】他励制御電流臨界方式フライバック電源の回路例２
【図５】本発明の制御部ブロック図２
【図６】他励制御電流臨界方式フライバック電源の回路例３
【図７】公知の制御部ブロック図
【符号の説明】
１：直流電源
２：MOSFET（主スイッチング素子）
３：制御部
４：電流制限抵抗
５：出力電圧検出+信号帰還部
６：トランス
６−ａ：一次巻線
６−ｂ：二次巻線
６−ｃ：制御巻線
７：二次整流ダイオード
８：出力コンデンサ
９：負荷
１０：電流検出抵抗
１１：ダイオード
１２：動作モード切換え信号帰還部
１０１：主スイッチング素子ドライブ用バッファ
１０２：リスタート手段
１０３、１０４、１０７：RSフリップフロップ
１０５：動作モード切換え手段
１０６：ANDゲート
１０８：オントリガ検出+オンタイミング信号出力手段
１０９、１１３、１１７：コンパレータ
１１０、１１５、１１８、１１９：定電圧源
１１１、１１２：ワンショットトリガ回路
１１４、１２０：定電流回路
１１６：オン幅タイマ手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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