(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線、二次巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列接続された半導体スイッチと、前記半導体スイッチをオンオフ制御する制御回路と、前記二次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路により整流された出力電圧を検出し出力電圧の誤差信号を形成する手段と、前記出力電圧誤差信号を前記制御回路に出力電圧誤差帰還信号として伝達する手段と、前記出力電圧誤差帰還信号により出力電圧を調整する手段とを備え、前記半導体スイッチのオン時に前記トランスに蓄積されたエネルギーを前記半導体スイッチのオフ時に前記二次巻線より整流回路に放出するようにしたフライバック型スイッチング電源において、前記出力電圧誤差帰還信号に対して略比例して前記半導体スイッチのオン期間を調整する第一の動作モードと、前記出力電圧誤差帰還信号が第一の設定信号レベル以下に下がると第二の設定信号レベル以上に上がるまで半導体スイッチのオンを禁止する状態を維持し、第二の設定信号レベル以上に上がると第一の設定信号レベル以下になるまで半導体スイッチのオンの禁止を解除し連続発振動作とする出力電圧制御機能を有し、前記半導体スイッチの電流ピーク値を設定値に制限する手段をもった第二の動作モードを有し、前記第一の動作モードと前記第二の動作モードを切換える機能を有することを特徴とするフライバック型スイッチング電源。
【請求項２】
第一の動作モードと第二の動作モードを外部信号により切換える機能を有する請求項1に記載のフライバック型スイッチング電源。
【請求項３】
トランスに制御巻線を有し、前記制御巻線に発生する電圧を検出する手段を有し、前記制御回路は前記二次巻線の放出エネルギーーがゼロになるタイミングを検出するタイミング検出手段を有し、前記第一の動作状態において、前記半導体スイッチがオフ期間中に前記制御巻線の電圧が設定電圧以上にならないときに前記第一の動作モードから第二の動作モードに切換える機能を有し、前記第二の動作状態において前記半導体スイッチがオフ期間中に前記制御巻線の電圧が設定電圧以上になると第二の動作モードから第一の動作モードに切換る機能を有する請求項2に記載のフライバック型スイッチング電源。
【請求項４】
第一の動作モードで動作中に前記半導体スイッチの電流ピーク値が設定電流以下になる状態が、設定時間継続すると、第二の動作モードに切換り、前記第二の動作モードで動作中に前記出力電圧誤差帰還信号が設定電圧値以上になると第一の動作モードに切換る機能を有することを特徴とする請求項1に記載のフライバック型スイッチング電源。
【請求項５】
第一の動作モードで動作中に前記半導体スイッチの電流ピーク値が設定電流以下になる状態が、設定時間継続すると、第二の動作モードに切換り、前期第二の動作モードで動作中に連続発振期間が設定時間以上になると第一の動作モードに切換る機能を有することを特徴とする請求項1に記載のフライバック型スイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する分野】
本発明は制御ＩＣを使用したスイッチング電源に関するもので、特にフライバックコンバータと呼ばれる直流変換器のスタンバイ時の効率を改善する為に、連続発振、バーストモード切換えを行なう回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図８はこの種のフライバックコンバータの回路構成図であり、図中１は直流電源、２はMOSFET（主スイッチング素子）、３は制御部、４は電流制限抵抗、５は出力電圧検出＋信号帰還部、６はトランス（６−ａは一次巻線、６−ｂは二次巻線、６−ｃは制御巻線）、７は二次出力整流ダイオード、８は出力コンデンサ、９は負荷である。図９の図中１０１は主スイッチング素子ドライブ用バッファ、１１０はANDゲート、１１１はスタンバイ切換え信号出力手段、１１７はリスタート手段、１１８はONOFF用RSフリップフロップ、１１９はオントリガ検出+オンタイミング信号出力手段、１２０はオン幅制御用コンパレータ、１０８は定電流回路、１０９は定電圧源、１２１はオン幅タイマ手段、１２５は間欠発振周期決定手段（タイマ）である。
【０００３】
図９は図８回路に適用する制御部３のブロック図で先ず通常の動作について図８とともに説明する。直流電源１がオンし制御部３が動作するとリスタート手段１１７からオントリガ信号が出力されONOFF用RSフリップフロップ１１８をセットし、バッファ１０１を通して、主スイッチング素子２にドライブ電圧が供給され主スイッチング素子２がオンする。主スイッチング素子２がオンするとトランス1次巻線６−ａに電流が流れ、エネルギーをトランス６に蓄積する。主スイッチング素子２は、制御部端子ｄの電圧とオン幅タイマ手段１２１とのコンパレータ１２０による比較結果で決まるオン時間経過後にOFFする。主スイッチング素子オン期間にトランス６に蓄積されたエネルギーは主スイッチング素子がオフの期間にトランス2次巻線６−ｂ、2次整流ダイオード７を通して負荷９へ電流が流れるとともに出力コンデンサ８に充電される。
【０００４】
これと同時に主スイッチング素子がオフしている期間には、制御巻線６−ｃにも電圧が発生しており、トランス６に蓄積されたエネルギーーが出力コンデンサ８＋負荷９側へ放出されると、制御巻線６−ｃに発生していた電圧は減少し始める。このマイナスエッジをオントリガ検出+オンタイミング信号出力手段１１９で検出して、ONOFF用RSフリップフロップ１１８へセット信号を送る。ONOFF用RSフリップフロップ１１８はバッファ１０１を通して主スイッチング素子２にドライブ電圧を供給し、主スイッチング素子２はONする。この動作を繰り返し、出力コンデンサ８、負荷９の両端電圧（即ち出力電圧）が設定値に達すると、出力電圧検出＋信号帰還部５で制御部端子ｄの電圧を制御し、主スイッチング素子のオン時間を調整することで、出力電圧を一定に安定化している。
【０００５】
次に間欠周期固定方式のバーストモード動作は、スタンバイ信号が外部から入力され間欠発振周期決定手段（タイマ）１２５が一定期間RESET信号をRSフリップフロップ１１８へ送る。ONOFF用RSフリップフロップ１１８がRESETされている期間はリスタート手段１１７、オントリガ検出+オンタイミング信号出力手段１１９がONOFF用RSフリップフロップ１１８へセット信号を送ってもセットされない。主スイッチング素子２へのドライブ信号は間欠発振周期決定手段（タイマ）１２５がRESET信号をRSフリップフロップ１１８へ送っている期間は出力されない。よって、主スイッチング素子はオンせず発振停止している。間欠発振周期決定手段（タイマ）１２５がRESET信号出力を停止すると、リスタート手段１１７又は、オントリガ検出+オンタイミング信号出力手段１１９でONOFF用RSフリップフロップ１１８にセット信号を送りONOFF用RSフリップフロップ１１８はバッファ１０１を通してドライブ信号を主スイッチング素子２へ供給する。主スイッチング素子２がONすると以降は前記通常動作と同モードで出力電圧を制御し安定化するように動作する。再度間欠発振周期決定手段（タイマ）１２５がRESET信号をONOFF用RSフリップフロップ１１８へ出力すると発振停止する。この動作を繰り返すことによりバースト動作を行なっている。
【０００６】
【解決すべき課題】
図８電源回路、図９制御部の組み合わせの間欠周期固定方式バーストモード動作では、間欠の周期をタイマで決定するので、間欠発振停止期間ｔと出力コンデンサ容量Cと負荷電流ILで決まる数式１の出力リプルが発生する。
【数１】
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よって出力リプルの大きいバーストモードとなってしまうという欠点がでてしまう。又、バーストモード特有の問題点である間欠音の問題もでてくる。
【０００７】
【課題を解決するための本発明の手段】
上記課題を解決するため請求項１の発明は一次巻線、二次巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列接続された半導体スイッチと、前記半導体スイッチをオンオフ制御する制御回路と、前記二次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路により整流された出力電圧を検出し出力電圧の誤差信号を形成する手段と、前記出力電圧誤差信号を前記制御回路に出力電圧誤差帰還信号として伝達する手段と、前記出力電圧誤差帰還信号により出力電圧を調整する手段を備え前記半導体スイッチのオン時に前記トランスに蓄積されたエネルギーを前記半導体スイッチのオフ時に前記二次巻線より整流回路に放出するようにしたフライバック型スイッチング電源において、前記出力電圧誤差帰還信号に対して略比例して前記半導体スイッチのオン期間を調整する第一の動作モードと、前記出力電圧誤差帰還信号が第一の設定信号レベル以下に下がると第二の設定信号レベル以上に上がるまで半導体スイッチのオンを禁止する状態を維持し、第二の設定信号レベル以上に上がると第一の設定信号レベル以下になるまで半導体スイッチのオンの禁止を解除し連続発振動作とする出力電圧制御機能を有し、前記半導体スイッチの電流ピーク値を設定値に制限する手段をもった第二の動作モードを有し、前記第一の動作モードと前記第二の動作モードを切換える機能を有することを特徴とするスイッチング電源。この構成にすることにより、通常動作モード、スタンバイモードそれぞれに最適な動作モードを切換えることによりスタンバイ時の間欠うなり音の低減、出力リプルの低減、及びメイン電源とスタンバイ専用電源の機能をワンコンバータで実現することによりコストの低減効果も期待できる。
【０００８】
【実施の態様】
図１は本発明を適用するフライバックコンバータの回路構成図で図８と相違する点は電流検出抵抗１０が追加された点にある。図２は図１に適用する本発明の制御部の一実施例を示す。ブロック図で図中１０１は主スイッチング素子ドライブ用バッファ、１１７はリスタート手段、１１８はONOFF用RSフリップフロップ、１１９はオントリガ検出+オンタイミング信号出力手段、１０３、１０４、１１０はANDゲート、１０５はINVERTER、１０６はスタンバイモード電流制限用コンパレータ、１０７は定電圧源、１０８は定電流回路、１０９は定電圧源、１１１はスタンバイ切換え信号出力手段、１１２はスタンバイ用RSフリップフロップ、１１３はスタンバイモード発振開始用コンパレータ、１１４は定電圧源、１１５はスタンバイモード発振停止用コンパレータ、１１６は定電圧源、１２０はオン幅制御用コンパレータ、１２１はオン幅タイマ手段である。
【０００９】
第一の動作モード（通常動作モード）はオン幅制御の周波数変調型フライバック電源であり、前述従来の技術の動作モードと同様である。第一の動作モード（通常動作モード）で動作中にスタンバイ切換え信号出力手段１１１へスタンバイ信号が入ると、第二の動作モード(スタンバイモード)へ切換る。オン幅制御用コンパレータ１２０の出力はONOFF用RSフリップフロップ１０２には出力されなくなり、スタンバイモード電流制限用コンパレータ１０６がONOFF用RSフリップフロップ１１８に信号を出力しオフタイミングを決定するように切り替わる。又、ｄ端子電圧が定電圧源１１６電圧以下になるとONOFF用RSフリップフロップ１１８をRESET状態に維持し発振を停止し、定電圧源１１４電圧以上になるとONOFF用RSフリップフロップ１１８のRESETを解除し発振を開始する。この動作の繰り返しでバーストモード動作を行なう。
【００１０】
スタンバイモード動作中は発振・停止制御となるので確実に間欠動作となり、間欠動作中の主スイッチング素子のピーク電流はスタンバイモード電流制限用コンパレータ１０６で制限されるので、間欠音も大幅に軽減される。又、通常動作モードと同じ出力電圧誤差帰還信号を使いバーストモード動作中も常に出力電圧制御しながら間欠動作を行なうので、出力電圧リプルも小さい値に抑えられる。
尚、図３はこのスタンバイ動作モードの動作波形であり、図中VF/Bは制御端子ｄの電圧、VGSは主スイッチング素子２のゲート・ソース間電圧、１１２RS-FFOUTはスタンバイ用フリップフロップ１１２の出力である。図３波形はVF/Bが任意の設定電圧以上で１１２RS-FFOUTは論理LOWとなりVGSが主スイッチング素子２に供給され発振する。又、VF/Bが任意の設定電圧以下で112RS-FFOUTは論理HIGHとなりVGSが出力されず発振停止しているところを示している。
【００１１】
図４は制御部の他の実施例を示すブロック図で図2制御部と異なる点はオン幅制御用コンパレータ１２０及びオン幅タイマ手段１２１を省略し、電流制御用コンパレータ１２２を設けたところにある。
この第二実施例は、第一実施例の第一の動作モード（通常動作モード）がオン幅制御ではなく電流制御型の電源例を示している。その他の動作は第一実施例と同様である。
【００１２】
図５はフライバックコンバータの他の回路構成図で図１と相違する点はトランス６の制御巻線６−ｃ、電流制限抵抗４を削除した点にある。図６は図５に適用する制御部３の一実施例を示すブロック図で図中１０１は主スイッチング素子ドライブ用バッファ、１０２はORゲート、１０３、１０４、１１０はANDゲート、１０５はINVERTER、１０６はスタンバイモード電流制限用コンパレータ、１０７は定電圧源、１０８は定電流回路、１０９は定電圧源、１１１はスタンバイ切換え信号出力手段、１１２はスタンバイ用RSフリップフロップ、１１３はスタンバイモード発振開始用コンパレータ、１１４は定電圧源、１１５はスタンバイモード発振停止用コンパレータ、１１６は定電圧源、１２０はオン幅制御用コンパレータ、１２１はオン幅タイマ手段、１２３はONOFF用RSフリップフロップ、１２４は発振周波数決定用クロックである。
【００１３】
図５と図６の組み合わせの電源回路を例としてPWM方式フライバック電源の通常動作モードを説明する。直流電源１がオンし制御部３が動作すると発振周波数決定用クロック１２４がオンオフ用RSフリップ１２３をセットし、バッファ１０１を通して、主スイッチング素子２にドライブ電圧が供給され主スイッチング素子２がオンする。主スイッチング素子２がオンするとトランス1次巻線６−ａに電流が流れ、エネルギーーをトランス６に蓄積する。主スイッチング素子２は、制御部端子ｄの電圧とオン幅タイマ手段１２１とのオン幅制御用コンパレータ１２０による比較結果で決まるオン時間経過後にオフする。主スイッチング素子がオン期間中にトランス６に蓄積されたエネルギーーが出力コンデンサ８に充電される。再び発振周波数決定用クロック１２４がONOFF用RSフリップフロップ１２３をセットし、バッファ１０１を通して、主スイッチング素子２にドライブ電圧が供給され主スイッチング素子がオンする。この動作を繰り返し、出力コンデンサ８、負荷９の両端電圧（即ち出力電圧）が設定値に達すると、出力電圧検出＋信号帰還部５で制御端子ｄの電圧を制御し、主スイッチング素子のオン時間を調整することで、出力電圧を一定に安定化している。
【００１４】
第三実施例は第一実施例の周波数変調方式をPWM方式へ置き換えた時の電源例を示している。その他の動作は第一実施例と同様である。
【００１５】
図７は制御部の他の実施例を示すブロック図で、図６制御部と異なる点は、オン幅制御用コンパレータ１２０及びオン幅タイマ手段１２１を省略し電流制御用コンパレータ１２２を設けたところにある。この第四実施例は第二実施例の周波数変調方式をPWM方式へ置き換えた時の電源例を示している。その他の動作は第二実施例と同様である。
【００１６】
【発明の効果】
本発明の動作モード切換え機能を有するフライバック型スイッチング電源では、スタンバイ時の電力損失を低減できるバーストモードのメリットを生かしつつ、バーストモードの欠点である間欠時の音なり、出力電圧リプルを大幅に低減することが可能となった。
【図面の簡単な説明】
【図１】他励制御電流臨界方式フライバック電源の回路例１
【図２】本発明の電流臨界方式フライバック電源（オン幅制御型）制御部ブロック図
【図３】第二の動作モード（スタンバイ動作モード）の動作波形
【図４】本発明の電流臨界方式フライバック電源（電流制御型）制御部ブロック図
【図５】他励制御PWM方式フライバック電源の回路例
【図６】本発明のPWM方式フライバック電源（オン幅制御型）制御部ブロック図
【図７】本発明のPWM方式フライバック電源（電流制御型）制御部ブロック図
【図８】他励制御電流臨界方式フライバック電源の回路例２
【図９】公知の間欠周期固定方式のバーストモード制御部ブロック図
【符号の説明】
１：直流電源
２：MOSFET（主スイッチング素子）
３：制御部
４：電流制限抵抗
５：出力電圧検出+信号帰還部
６：トランス
６−ａ：一次巻線
６−ｂ：二次巻線
６−ｃ：制御巻線
７：二次整流ダイオード
８：出力コンデンサ
９：負荷
１０：電流検出抵抗
１０１：主スイッチング素子ドライブ用バッファ
１０２：ORゲート
１０３、１０４、１１０：ANDゲート
１０５：INVERTER
１０６：スタンバイモード電流制限用コンパレータ
１０７、１０９、１１４、１１６：定電圧源
１０８：定電流回路
１１０：ANDゲート
１１１：スタンバイ切換え信号出力手段
１１２：スタンバイ用RSフリップフロップ
１１３：スタンバイモード発振開始用コンパレータ
１１５：スタンバイモード発振停止用コンパレータ
１１７：リスタート手段
１１８：ONOFF用RSフリップフロップ
１１９：オントリガ検出+オンタイミング信号出力手段
１２０：オン幅制御用コンパレータ
１２１：オン幅タイマ手段
１２２：電流制御用コンパレータ
１２３：ONOFF用RSフリップフロップ
１２４：発振周波数決定用クロック
１２５：間欠発振周期決定手段（タイマ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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