(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
端末（４０、１´）とトランスポンダ（１０）との間の伝送方法であって、各々は、１つの発振回路（Ｌ１及びＣ１、２４、Ｌ２及びＣ２）、変調手段（４、１９）及び復調手段（７、１８）を含み、前記端末から前記トランスポンダへ送信される信号（Ｔｘ）の振幅変調伝送と、前記端末における位相復調に従うべく適合された前記トランスポンダから前記端末への信号（Ｒｘ）の伝送とを同時に行い、振幅変調レート（ｔｍ）は５０％よりも小さく、
前記端末側（４０、１´）で、復調前に受信信号（Ｒｘ）をクリップすることを特徴とする電磁トランスポンダシステムの全二重伝送方法。
【請求項２】
前記端末側（４０、１´）で、位相復調の基準信号をクリップすることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
それぞれのクリップ手段（４２、４３）によってクリップされた送信信号と受信信号とを比較するための手段（４４）を含むことを特徴とする、請求項１の方法を実現する端末（４０、１´）。
【請求項４】
基準値に対して発振回路の信号位相を調整するための手段を含んでおり、位相調整の応答時間は、振幅変調周期よりも短く、位相復調される信号の周期よりも長いことを特徴とする請求項３に記載の端末。
【請求項５】
バック変調手段（Ｒ、Ｔ）によってもたらされる減衰に応じた大きさの復調スレッショルドを有する振幅復調手段（１８）を含むことを特徴とする請求項１の方法を実現するためのトランスポンダ。
【請求項６】
振幅復調手段（１８）を含んでおり、その結果は、バック変調手段の出力信号の２つの状態のうちの１つの状態の間でのみ復調されることを特徴とする請求項１の方法を実現するためのトランスポンダ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電磁トランスポンダを用いるシステムに関する。電磁トランスポンダは、読み出し／書き込み端末と呼ばれる（一般に固定式の）装置から、非接触の無線方式で、質問を受けることができる（一般に移動式の）トランシーバである。より詳細には本発明は、独立した電源を持たないトランスポンダに関する。このようなトランスポンダは、それらに含まれる電子回路が必要とする電源を、読み出し／書き込み端末のアンテナから放射された高周波電磁界から取り出す。本発明は、トランスポンダ・データの読み出し専用端末と共に動作するように適合された読み出し専用トランスポンダ、又は端末によって修正可能なデータを含む読み出し／書き込みトランスポンダに適用される。
【０００２】
【従来の技術】
電磁トランスポンダは、トランスポンダ側及び読み出し／書き込み端末側にあって、アンテナを形成する巻線を含む発振回路の使用に基づく。これらの回路は、トランスポンダが読み出し／書き込み端末の電磁界の中に入ったとき、密な(close)電磁界によって結合される。トランスポンダ・システムの範囲、即ちトランスポンダがアクチベートされる端末から最も遠い地点までの距離は、特に、トランスポンダのアンテナ・サイズ、電磁界を発生させている発振回路のコイルの励振周波数、この励振の強さ、及びトランスポンダの電力消費によって決まる。
【０００３】
図１は、読み出し／書き込み端末１（ＳＴＡ）とトランスポンダ１０（ＣＡＲ）との間でデータを交換する従来型のデータ交換システムの一例を、機能的かつ極めて概略的に示している。
【０００４】
通常、装置１は、実質的に、増幅器即ちアンテナ結合器３（ＤＲＩＶ）の出力端子２ｐと基準電位（一般にグランド）の端子２ｍとの間にあって、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１と直列に接続されたインダクタンスＬ１からなる発振回路から形成される。増幅器３は、変調器４（ＭＯＤ）が供給した高周波送信信号Ｔｘを受信する。この変調器は、例えば水晶発振器５からの基準周波数を受信し、更に必要に応じて送信すべきデータ信号を受信する。端末１からトランスポンダ１０へのデータ伝送が行われない場合、信号Ｔｘは、トランスポンダが電磁界の中に入った場合に、トランスポンダを単にアクチベートさせる電源として用いられる。送信すべきデータは、一般にデジタル方式の電子システム、例えばマイクロプロセッサ６（μＰ）から出力される。
【０００５】
図１に示した例では、コンデンサＣ１とインダクタンスＬ１との節点が、トランスポンダ１０から受信され、復調器７（ＤＥＭ）へ送るデータ信号Ｒｘをサンプリングする端子を形成する。復調器の出力は、トランスポンダ１０から受信したデータを、（必要ならば復号器（ＤＥＣ）８を介して）読み出し／書き込み端末１のマイクロプロセッサ６へ伝達する。復調器７は、通常、発振器５から、位相復調用のクロック即ち基準信号を受信する。復調は、インダクタンスＬ１の両端ではなく、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との間でサンプリングした信号から行われてもよい。マイクロプロセッサ６は、（バスＥＸＴを介して）種々の入出力回路（キーボード、スクリーン、プロバイダへの送信手段など）及び／又は処理回路と通信する。読み出し／書き込み端末の回路は、動作に必要な電力を、例えば給電システムに接続された電源回路９（ＡＬＩＭ）から取り出す。
【０００６】
トランスポンダ１０側では、コンデンサＣ２と並列に接続されたインダクタンスＬ２が、端末１の直列発振回路Ｌ１及びＣ１によって生成された電磁界を捕捉するための並列発振回路（受信共振回路と称される）を形成する。トランスポンダ１０の共振回路（Ｌ２及びＣ２）は、端末１の発振回路（Ｌ１及びＣ１）の周波数と同調される。
【０００７】
コンデンサＣ２の端子に対応する共振回路Ｌ２及びＣ２の端子１１及び１２は、例えば４つのダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４から形成された整流ブリッジ１３の２つの交流入力端子に接続される。図１の表示では、ダイオードＤ１のアノード及びダイオードＤ３のカソードが、端子１１に接続されている。ダイオードＤ２のアノード及びダイオードＤ４のカソードは、端子１２に接続される。ダイオードＤ１及びＤ２のカソードは、正の整流出力端子１４を形成する。ダイオードＤ３及びＤ４のアノードは、整流電圧の基準端子１５を形成する。コンデンサＣａが、ブリッジ１３の整流出力端子１４及び１５に接続され、ブリッジによって供給された電力を蓄積し、整流された電圧を平滑化する。このダイオード・ブリッジの代わりに、単半波整流アセンブリを使用してもよいことに留意されたい。
【０００８】
トランスポンダ１０が端末１の電磁界の中にあるとき、共振回路Ｌ２及びＣ２の両端に高周波電圧が発生する。この電圧は、ブリッジ１３によって整流され、コンデンサＣａによって平滑化されて、電圧調整器１６（ＲＥＧ）を介してトランスポンダの電子回路に電源電圧を供給する。通常、このような回路は、実質上、（図示されていないメモリに結合された）マイクロプロセッサ（μＰ）１７、端末１から受信した信号の復調器１８（ＤＥＭ）、及び端末１に情報を送信する変調器１９（ＭＯＤ）を含む。トランスポンダは、通常、コンデンサＣ２の両端で整流前に回復された高周波信号からクロック２０によって取り出されたクロック（ＣＬＫ）を用いて同期がとられる。多くの場合、トランスポンダ１０の全ての電子回路は同じチップに集積化される。
【０００９】
トランスポンダ１０から装置１にデータを送信するために、変調器１９が、共振回路Ｌ２及びＣ２の変調（バック変調(back modulation)）段を制御する。この変調段は、通常、端子１４及び１５の間で直列に接続された、電子スイッチ（例えばトランジスタＴ）と抵抗Ｒとからなる。トランジスタＴは、端末１の発振回路の励振信号の周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）よりもはるかに低い（通常、少なくとも１／１０）、いわゆる副搬送周波数（例えば８４７．５ｋＨｚ）で制御される。スイッチＴが閉じているとき、トランスポンダの発振回路には、回路１６、１７、１８、１９及び２０からなる負荷と比較して更なる制動(damping)にさらされ、そのため、トランスポンダは、高周波電磁界からより多くの電力を引き出す。端末１側では、増幅器３が、高周波励振信号の振幅を一定に維持している。従って、トランスポンダの電力変動は、アンテナＬ１を流れる電流の振幅及び位相の変動に変換される。この変換は、位相復調器又は振幅復調器である端末１の復調器７によって検出される。例えば位相復調の場合、トランスポンダのスイッチＴが閉じている副搬送波の半周期の間に、復調器が、基準信号に対する信号Ｒｘの搬送波のわずかな位相シフト（数度、又は１度未満）を検出する。復調器７の出力（通常、副搬送周波数を中心周波数とする帯域フィルタの出力）は、スイッチＴの制御信号のイメージ信号を供給する。この信号を（復号器８によって、又は直接にマイクロプロセッサ６によって）復号して元の２進データを復元することができる。
【００１０】
図２Ａ及び図２Ｂは、端末１からトランスポンダ１０へのデータ転送の従来の一例を描いている。図２Ａは、コード１０１１の伝送のためのアンテナＬ１の励起信号の形状の一例を表している。現在用いられている変調は、発振器５から出る搬送波（約７４ｎｓの周期）の周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）よりもかなり小さい、１０６ｋｂｉｔ／ｓレート（１ビットは約９．５μｓで伝送される）の振幅変調である。振幅変調は、あるか無いか、又は、トランスポンダ１０の供給の必要から、１００％よりも小さい変調レート（（２状態（０及び１）の間のピーク振幅の差を、これらの振幅の和によって割り算した値）で行われる。
【００１１】
図２Ａ及び図２Ｂの例によれば、１３．５６ＭＨｚの搬送波は、１０６ｋｂｉｔ／ｓレートで、例えば１０％の変調レートｔｍの振幅で変調される。そのとき、図２Ａ及び図２Ｂの時間尺度を比較することによって十分に理解されるように、端末１からトランスポンダ１０への１ビット伝送は、このような速度で、搬送波の６４半波を必要とする。図２Ｂは、１３．５６ＭＨｚで搬送波の１６全波を表す。
【００１２】
図３Ａ及び図３Ｂは、トランスポンダ１０から端末１へのデータ伝送の従来の一例を描いている。図３Ａは、コード０１１０を伝送するために、変調器１９によって提供される、トランジスタＴの制御信号の形状の一例を描いている。トランスポンダ側において、バック変調は、例えば８４７．５ｋＨｚ（約１．１８μｓの周期）の搬送波（副搬送波と称す）の一般的な抵抗性タイプである。バック変調は、例えば、副搬送波周波数よりも非常に小さい、１０６ｋｂｉｔ／ｓのオーダのレートのＢＰＳＫ型（２進位相シフトキーイング）符号化に基づいている。
【００１３】
図３Ｂは、図２Ｂ（１３．５６ＭＨｚの搬送波の１６全波）と同じ長さ、即ち１つの副搬送波周期に対応する実質的に１．１８μｓの、時間間隔で副搬送波の変化を描いている。
【００１４】
用いられる変調又はバック変調のタイプ（例えば振幅、位相、周波数）はいずれも、及びデータ符号化のタイプ（ＮＲＺ、ＮＲＺＩ、マンチェスタ、ＡＳＫ、ＢＰＳＫ等）はいずれも、この変調又はバック変調は、２つのバイナリレベルの間のジャンプによって、デジタル的に行われることに注目すべきである。
【００１５】
端末は、トランスポンダから何かを受信したときデータを送信しないことにも注目すべきであり、データ伝送は、一方向に次に他の方向に（半二重）交互に発生する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
実際に、前述された従来の伝送方法は、トランスポンダから端末へ、及び端末からトランスポンダへの同時伝送は不可能である。このような双方向方法によって挙げられた問題の中で、特に、端末又はトランスポンダのシステム要素の一方から、トランスポンダ又は端末の他方への伝送に対して、他方の要素から受信されたデータの復号を妨害するリスクがある。
【００１７】
本発明の目的は、双方向（全二重方法）である新規な伝送方法を提供することである。
【００１８】
本発明の目的は、また、従来の方法（半二重）及び双方向方法（全二重）を実現するために使用できる読み出し／書き込み端末を提供することである。
【００１９】
本発明の目的は、更に、従来の伝送方法及び双方向方法を実現するに適したトランスポンダを提供することである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
これら又は他の目的を達成するために、本発明は、端末からトランスポンダへ選択された２つの要素の間の伝送方法を提供する。各要素は、１つの発振回路、変調手段及び復調手段を含み、第１の要素から第２の要素へ送信される信号の振幅変調の伝送と、第１の要素における位相復調に従うべく適合された第２の要素から第１の要素への信号の伝送とを同時に行う段階を含み、振幅変調レートは５０％よりも小さく、第１の要素の側で、復調前に受信信号をクリップすることを含むものである。
【００２３】
本発明の一実施形態によれば、その方法は、第１の要素の側で、位相復調の基準信号をクリップする。
【００２４】
本発明の一実施形態によれば、第１の要素はトランスポンダであり、第２の要素は端末である。
【００２５】
本発明の一実施形態によれば、第１の要素は端末であり、第２の要素はトランスポンダである。
【００２６】
本発明は、また、それぞれのクリップ手段によってクリップされた送信信号と受信信号とを比較するための手段を含む端末を提供する。
【００２７】
本発明の一実施形態によれば、その端末は、基準値に対して発振回路の信号位相を調整するための手段を含んでおり、位相調整の応答時間は、振幅変調周期よりも短く、位相復調されなければならないであろう信号の周期よりも長い。
【００２８】
本発明は、また、バック変調手段によってもたらされる減衰に応じた大きさの復調スレッショルドを有する振幅復調手段を含むトランスポンダを提供する。
【００２９】
本発明の一実施形態によれば、そのトランスポンダは、振幅復調手段を含んでおり、その結果は、バック変調手段の出力信号の２つの状態のうちの１つの状態の間でのみ復調される。
【００３０】
本発明の前述した目的、特徴及び効果は、添付図面に関連して、以下において何ら限定しない特定の実施形態の詳細な説明の中で説明していく。
【００３１】
【発明の実施の形態】
同一要素は、種々の図面の中で同一参照符号で示されており、図面は同一縮尺で描かれていない。明確にするために、本発明の理解に必要な要素のみが、図面の中に表され、以下で説明される。特に、トランスポンダの構成と、読み出し端末側におけるデジタルデータ処理要素の構成とは、詳細に表されていない。更に、図２Ａから図４Ｅのタイミング図は、同一縮尺ではない。
【００３２】
本発明の方法は、トランスポンダシステムに用途がある。詳細には、本発明は、端末又はトランスポンダの第１の要素から、トランスポンダ又は端末の第２の要素への伝送が、位相又は振幅の第１のタイプの変調により行われ、第２の要素から第１の要素への伝送の復調が、第１の要素からの別の第２のタイプの変調により行われるようなシステムに適用する。更に、振幅変調は、１００％よりも小さい変調レートとなる。
【００３３】
本発明の有利な点は、同時伝送を可能にするために第１のタイプの変調と第２のタイプの変調との違いの効果を得ることである。
【００３４】
双方向方法の実現によって挙げられる問題の１つは、各要素（トランスポンダ又は端末）が、他方の要素（端末又はトランスポンダ）から受信した信号の復号化を、それ自身の伝送と区別するということである。
【００３５】
以下で想定されるように、何ら限定しない一例として、図２Ａから図３Ｂに関連して予め説明されたものと同様に、端末からトランスポンダへの伝送は、搬送波の振幅変調によって行われ、トランスポンダから端末への伝送は、副搬送波の位相シフトの符号化によって行われ、搬送波の位相復調に基づいて検出される。
【００３６】
一例として、バック変調が抵抗手段を用いて行われる図１に関連して予め説明された場合を検討する。
【００３７】
従って、前述したように、トランスポンダは、その動作に必要な電力を、端末によって変調された搬送波から取り出す。この電力は、特に、一方は、マイクロプロセッサμＰ１７によってスイッチＴの制御のために必要な電力であり、他方は、同時伝送を行うことによって、回路の抵抗Ｒの付加によってスイッチＴが閉じた周期の間で損失した電力である。このような図面では、結果として、特にスイッチＴが閉じた周期の間に、トランスポンダによる読み出しを誤る。実際に、端末の発振回路（Ｌ１及びＣ１）に対するトランスポンダの発振回路（Ｌ２及びＣ２）の対応する負荷の増加は、復調を変更する受信信号の減衰を生じる。実際に、初期時間ｔ０において、トランスポンダは、図２Ａの例のシーケンス１０１１を受信し始め、最初のビット（１）の伝送中において、トランスポンダは、スイッチＴのＯＮへの切り替えを生じ、最初の受信ビット（１）の減衰が観測される。このような減衰は、減衰したデータ「１」に対応する信号のレベルと、それに続くデータ「０」を送信するために端末レベルの振幅を自発的に減衰させた信号のレベルとの差を変更するリスクを生じる。
【００３８】
端末側によれば、端末自身が送信する信号によって、トランスポンダから受信される信号の復号の起こりうる異常(perversion)と同じ現象を観測できる。復調は、この例の中では位相復調であることに注目すべきであり、その位相復調は、受信信号Ｒｘと、好ましくは発振器５によって提供される基準信号Ｒｅｆとを比較することによって復調器７で行われる。
【００３９】
詳細には、復調器７は、基準信号を二重にする周波数のパルス幅変調信号（ＰＷＭ）を発生することによる復調を行い、そのデューティ比は位相シフトに依存する。基準信号及び（復調すべき）受信信号が、低電圧論理回路とコンパチブルな復調器の入力で実質的に減衰されることに注目すべきである。また、復調器は、位相シフト、即ちその絶対値を測定するためのものではないが、そのとき復号される副搬送波周波数での信号を復元するために、位相変動の存在を検出するためだけのものである。復調器７は、例えばＸ−ＯＲ論理ゲートである。
【００４０】
図４Ａ〜図４Ｅは、例えばＸ−ＯＲゲートを用いて、端末による、トランスポンダから受信されたデータの復調の一実施形態を描いている。トランスポンダ回路の追加の抵抗負荷Ｒにおける種々の信号の形状は、図面の左側にはなく、図面の右側にある。言い換えれば、図４Ａ〜図４Ｅの左側部分は、スイッチＴが開いた周期に対応し、それらの右側部分は、スイッチＴが閉じた周期に対応する。
【００４１】
図４Ａは、基準信号Ｒｅｆの一例を表す。その基準信号Ｒｅｆは、好ましくは、発振器５の基準でサンプルされ、Ｘ−ＯＲゲートの第１の入力を形成する、１３．５６ＭＨｚ周波数の正弦波である。もちろん、このような信号は、抵抗性バック変調手段の制御によって変更されない。従って、図４Ａの左側部分及び右側部分は同じである。図４Ｂは、トランスポンダから端末によって受信された信号Ｒｘ１の第１の例を描いている。信号Ｒｘ１は、搬送波からトランスポンダによってバック変調され、振幅が減衰しない信号である。Ｘ−ＯＲゲートの入力で、図４Ｂに描いているように、信号Ｒｘ１は、スイッチＴが開いているとき５０％のデューティ比（信号周期に対する高状態周期の比）を得るために、回路部品の大きさによる基準信号Ｒｅｆに対して９０°位相シフトされる。
【００４２】
スイッチＴが閉じられたとき、図４Ｂの左側部分及び右側部分を比較することによってより理解されるように、バック変調手段によって副搬送波にもたらされる位相変調に対応する位相シフトΔφは、信号Ｒｅｆに対する信号Ｒｘ１の基本の９０°位相シフトに加わる。位相シフトΔφは、少なくとも半副搬送波周期に存続する。スイッチＴが閉じた周期の間に、更に、信号Ｒｘ１は、もたらされた追加の抵抗負荷によって減衰されることに注目すべきである。
【００４３】
この減衰のために、及びその周期が一定に維持されるために、信号Ｒｘ１は、スイッチＴが開いているか又は閉じているかによって、零交差で異なる傾きを示す。１０ボルトから３０ボルトの間の非常に高いレベルであるために、論理ゲートの入力の最大５ボルトレベルと互換性がなく、信号Ｒｅｆ及びＲｘ１が減衰される。従って、傾斜の効果が高められる。
【００４４】
図４Ｃは、Ｘ−ＯＲゲートの出力信号Ｖφ１の一例を描いている。信号Ｖφ１は、このようなゲートの真テーブルに基づいて、及び図４Ａ及び図４Ｂに描かれたような比較信号Ｒｅｆ及びＲｘ１によって、プロットされている。
【００４５】
図の左側のように、スイッチＴが開かれているとき、信号Ｖφ１は、５０％デューティ比のパルス幅変調信号である。図４Ａ〜図４Ｃを比較して明らかなように、信号Ｖφ１の上りエッジは信号Ｒｅｆの零交差によって制御され、下りエッジは信号Ｒｘ１の零交差によって制御される。従って、２つの上りエッジは、発振器５によって出力された搬送波の半周期（約３７ｎｓ）に対応する時間間隔ｔ１によって分離される。上りエッジと下りエッジとを分離する時間間隔ｔ２は、信号Ｒｅｆ及びＲｘ１の２つの零交差、即ち９０゜、即ち１／４周期（約１３．５ｎｓ）の間の位相シフトに対応する。
【００４６】
図の右側のように、スイッチＴが閉じられるとき、信号Ｖφ１は、前述した通常の形状を維持する。それは、信号Ｒｅｆの零交差の上りエッジと、信号Ｒｘ１の零交差の下りエッジとを有する。しかしながら、位相シフトΔφのために、信号のデューティ比が変更される。
【００４７】
抵抗負荷をもたらすために信号Ｒｘ１の減衰効果もまた、デューティ比のこの変更の中に介在する。実際に、Ｘ−ＯＲゲートは、スイッチングスレッショルドを有する。実際に、弁別装置のように、それは、検出ヒステリシスと、図４Ａ、４Ｂ及び４Ｄの破線に表された上側スレッショルドＴｈ１及び下側スレッショルドＴｈ２とを有する。スレッショルドＴｈ２を越えて通った後だけに、Ｘ−ＯＲゲートは信号Ｒｘ１の減少する零交差を検出し、スレッショルドＴｈ１を越えて通った後だけに、同一ゲートは信号Ｒｘ１の増加する零交差を検出する。信号Ｒｅｆ及びＲｘ１の周期は同じであり、このようなヒステリシス効果は、減衰なくそれらの各々で同じである。しかしながら、実際に、図４Ｂの右側部分に描かれたようにスイッチＴが閉じられたとき、信号Ｒｘ１が減衰されるために、スレッショルドＴｈ１及びＴｈ２は、従来の動作の検出を可能にするためにこの減衰を考慮しなければならない。実際に、スイッチＴが開いているときよりも後で、信号Ｒｘ１が増加又は減少するときに、信号Ｒｘ１はスレッショルドＴｈ１及びＴｈ２を交差する。
【００４８】
このようなヒステリシス現象は、結果として、図４Ｄ及び図４Ｅに関連して以下に説明されるように、誤った位相シフト検出（即ち、誤りデータの読み出し）となる。
【００４９】
図４Ｄは、端末によって受信された信号Ｒｘ２の第２の例を描いている。信号Ｒｘ２は減衰した搬送波からバック変調された信号である。トランスポンダへデータを伝送する端末が、１００％以下の変調比で振幅変調を行うということに実際に注目すべきである。そのとき、図４Ｄに描かれたように、図面の左側のようにトランジスタＴがオフのとき、信号Ｒｘ２は、基準信号（図４Ａ）に対して変形曲線を有する。更に、この効果は、図４Ｄの右側部分のように、スイッチＴが抵抗負荷に起因して更なる減衰効果の下で閉じられたときに、エンハンスされる。前述したように、スイッチＴが開いているとき、信号Ｒｘ２は、基準信号に対して９０°位相シフトされ、スイッチＴが閉じられたとき、バック変調のイメージである更なる位相変調が現れる。
【００５０】
図４Ｅは、図４Ａ及び図４Ｄの信号を組み合わせることによって得られた弁別器の出力信号Ｖφ２を描いている。得られたパルス列の周期、即ち、２つの上りエッジ又は２つの下りエッジを分離する間隔は、基準信号の半周期ｔ１である。しかしながら、信号のデューティ比は、スイッチＴが閉じられているか又は開かれているかによって５０％の差がある。
【００５１】
スイッチＴが開かれているとき、端末からトランスポンダへのデータ伝送のために振幅減衰の弁別器の入力でエンハンス効果があるならば、信号Ｒｘ２が増加及び減少するとき、信号Ｒｘ２は、それぞれスレッショルドＴｈ１及びＴｈ２を通って移行し、図４Ｂの左側部分に描かれたように、同じ非減衰信号に対して遅延される。従って、弁別器は、信号Ｒｘ２の零交差の遅延された検出を行い、従って５０％でないデューテイ比を有する出力信号Ｖφ２を発生する。
【００５２】
図面の左側のようにスイッチＴが閉じられたとき、更に、出力信号Ｖφ２のデューティ比は、位相シフトと、抵抗負荷によってもたらされた追加の減衰とのために変更される。
【００５３】
弁別器は、左側のように図４Ｅに関して説明された、デューティ比の変更を区別することができず、図４Ｂ又は図４Ｄの右側部分に関して説明されたようにバック変調された受信信号から受信信号の振幅減衰に対応するだけである。
【００５４】
更に、スレッショルドＴｈ１及びＴｈ２を対称とする必要がないことにより、全てのこれら現象は増加される。
【００５５】
基準信号が発振器５のレベルで直接サンプルされることを予め仮定することに注目すべきである。しかしながら、信号が変調器の後でサンプルされたならば、即ち端末から送信された信号Ｔｘのイメージが考慮されたならば、誤り検出もまた、このトランスポンダが信号をバック変調することに起因してもよい。この信号は、トランスポンダへデータを送信するために、端末自身の振幅をその端末が減衰するときの時間で振幅が減衰されない。この場合、弁別器は、受信信号が、基準信号に対して、及びその出力信号に従って、先に零を介して移行することを検出する。
【００５６】
弁別器レベルにおける、これら組み合わせられた減衰ヒステリシスの影響を克服するために、本発明は、図５に関連してここに説明された解決策を提案する。
【００５７】
図５は、トランスポンダ１０と協働する、本発明による端末４０の一部分を、ブロック図の形式で部分的に描いている。本発明による端末４０は、前述したように、巻線Ｌ１及び容量性要素２４から形成される共振回路の周りに構成される。受信信号は、回路４１（例えば電流変換器）を用いて、回路Ｌ１及び２４の出力でサンプルされる。従って、得られた信号Ｒｘは、第１のクリップ回路４２の入力に送られる。第２のクリップ回路４３は、例えば発振器５又は発生器３によって出力された信号に対応する基準信号（位相シフトの点で）を受信する。クリップ回路４２及び４３のそれぞれの出力は、例えばＸ−ＯＲゲートである位相弁別器（又は比較器）４４（ＣＯＭＰ）へ与えられる。その出力は、位相シフト及びバック変調の情報を含む信号Ｖφを戻して与える。弁別器４４の出力は、通常、低域通過フィルタ４５（又は副搬送波周波数の中心に置かれたバイパスフィルタ）へ送られ、それに続いて復調データを復元するレベル増幅器４６に送られる。
【００５８】
信号Ｒｘ及びＲｅｆは、比較器４４の最大入力値にクリップされ、これら信号の減衰につながる誤り検出は除去される。実際に、減衰と逆に、クリッピングは、曲線の形状を変更せず、同時に入力レベルの限定を満足する。従って、図４Ａから図４Ｅに関連して前述された誤り検出のリスクがなくなる。
【００５９】
最大信号振幅から、振幅変調レートが小さくなるほど、クリッピングスレッショルドに近づけることができ、位相復調が端末側でより容易になる。しかしながら、変調レートは、トランスポンダ側において振幅復調器の効率と、遠隔供給に対する必要性との互換性がなければならない。実際に、このレートは、５０％に制限され、好ましくは１０％である。
【００６０】
端末４０の共振回路の容量性要素２４が可変であるのが好ましいことにも注目すべきである。更に、この要素は、位相及び搬送波のサーボ制御のシステムによって制御される。更に、拡張された動作範囲は、システムに対して有利に維持される。
【００６１】
端末４０とつながるトランスポンダ１０は、図５に部分的に描かれたように公知のものであり、例えば図１に関連して前述したようなトランスポンダ１０と同様である。
【００６２】
しかしながら、注意する点としては、抵抗性バック変調が、端末４０で受信された信号の、トランスポンダ１０による振幅復調を妨げないようにすることである。
【００６３】
第１の実施形態として、バック変調手段の抵抗Ｒの値と、トランスポンダ振幅復調器のスレッショルドとは、抵抗Ｒの導入による非減衰搬送波信号の減衰が、スイッチＴがオフの時に受信された、端末によって減衰された信号に対して誤ることを避けるように適合され得る。この例によれば、抵抗性バック変調の影響、即ち復調器（１８、図１）と並列に接続された抵抗Ｒを置くスイッチＴが閉じている周期に生じる減衰は、復調スレッショルドよりも小さくしなければならない。
【００６４】
第２の好ましい実施形態として、マイクロプロセッサ（μＰ１７、図１）は、スイッチＴの開周期（又は閉周期）の間のみの受信信号を復調する。それによって、前述されたように、回路に抵抗Ｒを挿入することによって生じる減衰につながる誤り検出のリスクが、更に除去される。このような同期は、同一マイクロプロセッサが、受信信号の復調器と、送信信号の変調器とを制御することにより、容易に実現することができる。副搬送波周期が、端末からトランスポンダへの１ビットの送信間隔よりもより短いために、このような制御が可能となる。
【００６５】
本発明の有利な点は、同時伝送方法（全二重）を実現することが可能とすることである。
【００６６】
本発明の他の有利な点は、端末又はトランスポンダである要素の各々が、必要ならば半二重方法を実現するために用いることができるということである。
【００６７】
他の実施形態として、トランスポンダ側の共振回路Ｌ２及びＣ２のキャパシタンスＣ２の変更によって発振回路のわずかな同調ずれを生じる容量手段によるバック変調が、提供されてもよい。このような他の実施形態の有利な点は、端末において感度が低い検出器の使用を可能にすることである。これは、バック変調が、減衰と一緒になることなく、位相を直接表すためである。
【００６８】
図６は、本発明によるクリップ回路で提供される端末１’の実施形態の詳細な構成図である。図６において、端末の全ての要素の構成は表されていない。特に、デジタルデータ処理回路（マイクロプロセッサ６、図１）は、表されていない。更に、図６は、図１及び図５に描かれたブロックの一実施形態を詳細に説明している。しかしながら、実際の実施形態では、これらブロックのいくつかは、１つ以上の他のブロックの共通部品で重畳され又は共有される。
【００６９】
図６の例において、全体の回路は、直流電圧Ｖｃｃ（例えば１２ボルト）で供給されることを想定しており、電源システム又は他の電源からこの電圧Ｖｃｃを得るための手段は表されていない。電圧レギュレータ９’は、電圧Ｖｃｃよりも小さい電圧、即ち（例えば５ボルトのオーダの）電圧Ｖｃｃ’を提供しようとされる。レギュレータ９’の入力端子ＩＮは電圧Ｖｃｃに接続され、出力端子ＯＵＴは電圧Ｖｃｃ’を出力し、レギュレータ９’のグランドＧＮＤは、組立体のグランド線に接続される。
【００７０】
図１に表された発振器５及び変調器４は、図６の例において、参照符号４及び５と同じである、前段増幅器につながるタイムベース回路内で混在されている。この回路は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ２の使用に基づいており、そのエミッタはグランドに接続され、そのコレクタは抵抗Ｒ７を介して電圧Ｖｃｃに接続される。トランジスタＱ２のベースは、抵抗Ｒ４を介して水晶発振器Ｙ１（例えば１３．５６ＭＨｚ）の一方の端子に接続され、その他方の端子は接地される。抵抗Ｒ５は、トランジスタＱ２のベースとグランドとの間に接続される。ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ４は、そのコレクタが電圧Ｖｃｃに接続され、そのベースは、トランジスタＱ２のコレクタと、２つの直列接続されたダイオードＤ１３及びＤ１４を介してトランジスタＱ４のエミッタとに接続される。ダイオードＤ１３及びＤ１４のそれぞれのアノードは、トランジスタＱ４のエミッタ側にある。このエミッタは、増幅すべき信号Ｔｘを提供するアセンブリノードを形成し、トランスポンダの遠隔電源の搬送波を変調なしに形成する。変調回路は、トランジスタＱ２のコレクタとグランドとの間のトランジスタＱ１（例えばＭＯＳトランジスタ）に直列に接続された抵抗Ｒ７’から形成される。トランジスタＱ１のゲートは、送信すべきデータのデジタル信号を受信する。抵抗Ｒ７とＲ７’との比は、システムの振幅変調レートを決定する。従って、図２に描かれたような１０％の変調レートに対して、抵抗Ｒ７は抵抗Ｒ７’よりも１０倍大きくなる。
【００７１】
図６に描かれたような前段増幅器につながるタイムベースの動作は、完全に従来のものである。信号Ｔｘが抵抗Ｒ２４を介して増幅器３の入力に送信され、コンデンサＣ４はこの入力とグランドとの間に接続される。付加的な回路Ｒ２４−Ｃ４は、早すぎる信号Ｔｘの電圧変動に起因することになる外乱を、減少するか又は最少化する。
【００７２】
図１及び図５に描かれたように、増幅器３の出力は、抵抗Ｒ１を介して、端末アンテナとして用いられるインダクタンスＬ１を動作させる。
【００７３】
図６に表された例において、発振回路の容量性要素は、例えばダイオードから形成される可変キャパシタンス２４と直列に接続された固定値のコンデンサＣ３から形成される。ダイオード２４のキャパシタンスの値は、この両端に渡る電圧によって決定される。この電圧は、ＭＯＳトランジスタＱ３によって制御され、そのドレインは抵抗Ｒ６を介してコンデンサＣ３とダイオード２４との結合点に接続される。トランジスタＱ３のソースは、電圧Ｖｃｃ’とグランドとの間の抵抗分割ブリッジの中間点に接続され、このブリッジは、ポテンショメータＲ１１とそれに直列に接続された抵抗Ｒ１０とから形成される。トランジスタＱ３のゲートは、位相調整信号ＣＴＲＬを受信する。
【００７４】
トランジスタＱ３のドレインの電位は、電圧Ｖｃｃよりも大きい（例えば３２ボルトのオーダの）電圧を発生しようとする補助電源回路９”によって決定される。回路９”は、図６に表された例において、ツェナーダイオードＤ６から形成され、そのアノードは接地され、そのカソードは抵抗Ｒ８の第１の端子に接続される。該抵抗Ｒ８の第２の端子は、トランジスタＱ３のドレインに接続され、電圧分割ブリッジと共に形成する。該ブリッジの中間点は、抵抗Ｒ６を介して要素２４をバイアスする。ツェナーダイオードＤ６のカソードは、また、コンデンサＣ１５と直列に接続された抵抗Ｒ３を介して接地される。抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１５との結合点は、ダイオードＤ１６のカソードに接続される。該ダイオードＤ１６のアノードは、コンデンサＣ６と直列に接続されたダイオードＤ１５を介して電圧Ｖｃｃに接続され、ダイオードＤ１５のアノードはコンデンサＣ６に接続される。ダイオードＤ１６のアノードは、また、第２の反転されたブランチによって接続される。即ち、コンデンサＣ２１とダイオードＤ７から形成されるブランチはＶｃｃと直列に接続される。ダイオードＤ７のカソードは、ここでコンデンサＣ２１に接続される。ダイオードＤ５は、ダイオードＤ７のカソードをダイオードＤ１５のアノードに接続し、ダイオードＤ５のアノードは、ダイオードＤ７のカソードに接続され、デカップリングコンデンサＣ５を介して信号Ｔｘを受信する。回路９”は、信号Ｔｘのそれぞれの端によって制御された補助電源回路を形成する。即ち、遠隔電源信号Ｔｘが提供されたとき、記憶コンデンサＣ１５のみが電力を受信する。
【００７５】
ここで、発振回路の電流測定の要素２３は、例えば電流変換器Ｔ１から形成される。その一次巻線は、ダイオード２４のアノードとグランドとの間に接続される。変換器Ｔ１の二次巻線は、グランドに直接接続された一方の端子を有し、その他方の端子は、電流電圧変換抵抗Ｒ１４を介して接続される。抵抗Ｒ１４を有する変換器Ｔ１の二次巻線の結合点は、位相復調器７に属するＸ−ＯＲ論理ゲート３６の第１の入力に、デカップリングコンデンサＣ１０とそれに直列に接続された抵抗Ｒ１６とを介して接続される。
【００７６】
ゲート３６の第２の入力は、デカップリングコンデンサＣ８とそれに直列に接続された抵抗Ｒ９とを介して、基準信号を形成する信号Ｔｘを受信する。ゲート３６の第１の入力は、端子Ｖｃｃ’とグランドとの間の抵抗Ｒ１２及びＲ１７の結合点に接続され、測定された信号の共通モード電圧（例えば、Ｒ１２＝Ｒ１７ならば値Ｖｃｃ’／２）を設定するための分割ブリッジを形成する。
【００７７】
復調器７のゲート３６は、クリップ回路（４２、４３、図５）に結合される。これら回路は、電圧Ｖｃｃ’とグランドとの間で直列に２つずつ結合された、２つのダイオードＤ９、Ｄ１０、Ｄ１１及びＤ１２からそれぞれ形成される。ダイオードＤ９及びダイオードＤ１１の結合点は、ゲート３６の第２の入力に接続される。ダイオードＤ１０及びダイオードＤ１２の結合点は、電流変換器によって測定された電圧を受信するゲート３６の第１の入力に接続される。クリップ回路は、前述されたように誤り検出を避けることが可能となり、ゲート３６のいずれの入力も５ボルトよりも大きい電圧を受信すること避ける。
【００７８】
ゲート３６の出力は、搬送波周波数の２倍の矩形信号を出力し、そのデューティ比は信号ＭＥＳとＴｘとの間の位相シフトに依存する。この出力は、抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ３のゲートに接続される。セルＲ１３−Ｃ９は、位相調整制御信号ＣＴＲＬを出力する積分器を形成する。この制御は、結果としてダイオード２４、従ってその結合キャパシタンスの両端における電圧を変化させる。セルＲ１３−Ｃ９は、搬送波周波数に対してゲート３６の出力信号を積分し、その時間定数は、位相調整ループの応答時間を（セルＲ６−２４で）調整する。
【００７９】
有利な点は、更に復調を改良又は最適にするために、位相調整ループから得られる。このために、位相調整ループの応答時間は、振幅変調（１０６ｋｂｉｔ／ｓ）によるデータ伝送レートと比較して早くなるように選択され、副搬送波周期（８４７．５ｋＨｚ）と比較して及び搬送波周期（１３．５６ＭＨｚ）と比較して遅くなるように選択される。従って、バック変調に起因する搬送波の位相変動と副搬送波の位相シフトとは、早すぎて調整ループを考慮することができず、復号できない。しかしながら、振幅変動のレートで生じる振幅変調に起因する寄生位相変動が考慮され、調整ループは、信号Ｒｘと基本値（９０゜）の基準信号との間で（静的）位相シフトを復元する。
【００８０】
改良は、この場合、位相ループ利得に依存する。この利得が大きいほど、より寄生位相シフトが減衰されることになる。しかしながら、更なる発振をもたらすことを避けるために、安定性のあるループと互換性のある利得を選択することを確認する。例えば、要因１０による振幅変調に起因して減衰外乱を可能にする１０のオーダの利得が選択される。
【００８１】
ゲート３６の第１の入力は、図６の例のよれば、トランスポンダによって受信されたバック変調信号Ｒｘを形成する測定信号ＭＥＳを受信する。従って、位相復調器７は、図４の比較器２１に属し、従って位相調整システムに属する。
【００８２】
ゲート３６の出力は、図６の例によれば、例えば（例えば８４７．５ｋＨｚの）バック変調周波数の中心にある帯域通過フィルタのようなフィルタの入力にも送られる。このフィルタは、グランドと抵抗Ｒ１５の一方の端子との間で、可変コンデンサＣ１１とインダクタンスＬ１１とに並列に接続された２つのコンデンサＣ１２及びＣ１３から形成される。抵抗Ｒ１５の他方の端子は、デカップリングコンデンサＣ１６を介して、ゲート３６の出力に接続される。帯域通過フィルタは、ゲート３６の出力信号を積分し、トランスポンダ側でトランジスタＴの制御信号のイメージである信号を提供する。フィルタ出力（端子Ｅ）は、デカップリングコンデンサＣ１４を介して、電圧Ｖｃｃによって供給された増幅器３７の非反転入力に接続される。この非反転入力はまた、抵抗Ｒ２０によって接地される。増幅器３７の反転入力は、グランドと増幅器３７の出力との間で、抵抗Ｒ１８及び抵抗Ｒ２１の結合点に接続される。増幅器３７のこの出力は、更に、デカップリングコンデンサＣ１７を介して、同様に組み立てられた増幅器３８の非反転入力に接続される。即ち、その非反転入力は、抵抗Ｒ２２を介して接地され、その反転入力は、グランドと増幅器３８の出力との間で、抵抗Ｒ１９及びＲ２３の結合点に接続される。この出力は、コンデンサＣ１８を介して、副搬送波周波数（８４７．５ｋＨｚ）で受信されるデータ信号を出力する。この信号は、データを復元するために、（復号器８によって、又は直接マイクロプロセッサ６によって）復号される。
【００８３】
他の実施形態として、副搬送波周波数よりもわずかに大きいカットオフ周波数を有する低域通過フィルタは、また、バック変調のイメージを復元するために、ゲート３６の出力信号を積分する効果を有する。しかしながら、帯域通過フィルタの使用は、起こりうる低寄生周波数を除去する。
【００８４】
セルＲ１３−Ｃ９及びＲ６−２４のそれぞれの値は、ループの時間定数が、バック変調のレート（８４７．５ｋＨｚ）と比較して大きく、端末範囲のトランスポンダの区別速度と比較して小さくなるように選択するのが好ましい。他の実施形態によれば、副搬送波周波数に近い値が選択されてもよい。この場合、抵抗Ｒ１３は、復調帯域通過フィルタ内に加わってもよく、端子Ｅは、抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ９との間に接続され、抵抗Ｒ１５及びコンデンサＣ１６が除かれる。
【００８５】
図６の２つの調節可能な部品、即ち抵抗Ｒ１１及びコンデンサＣ１１は、８４７．５ｋＨｚ周波数で復調器７の帯域通過フィルタの位相及び中心について選択された位置を決定するためにそれぞれ用いられる。
【００８６】
特別な実施形態として、図６に描かれたような回路は、抵抗及びコンデンサについて以下の値で形成されるのが好ましい。
【００８７】
Ｒ１＝１８オーム／１ワット
Ｒ３＝Ｒ２０＝１０キロオーム
Ｒ４＝１１０オーム
Ｒ５＝３３オーム
Ｒ６＝Ｒ８＝１００キロオーム
Ｒ７＝Ｒ２１＝Ｒ２３＝４７０オーム
Ｒ９＝Ｒ１３＝Ｒ１６＝１キロオーム
Ｒ１０＝Ｒ１４＝Ｒ１５＝Ｒ２２＝２．２キロオーム
Ｒ１１は５キロオームのポテンショメータ
Ｒ１２＝Ｒ１７＝１５キロオーム
Ｒ１８＝Ｒ１９＝４．７キロオーム
Ｒ２４＝２２０オーム
Ｒ７’＝４７オーム
Ｃ３＝１ナノファラッド
Ｃ４＝Ｃ５＝Ｃ６＝Ｃ１５＝Ｃ１６＝Ｃ１７＝Ｃ１８＝Ｃ２１＝２２ピコファラッド
Ｃ８＝Ｃ１０＝Ｃ１３＝１００ピコファラッド
Ｃ９＝２７ピコファラッド
Ｃ１２＝２２０ピコファラッド
Ｃ１１は５〜６０ピコファラッドの可変キャパシタンス
Ｌ１＝１００マイクロヘンリー
【００８８】
もちろん、本発明は、当業者のよれば容易にできる種々の変更、修正及び改良ができる。特に、本発明によれば端末を形成する部品の値の大きさは、用途及び所望の範囲によれば当業者の能力の中にある。発振信号が含まれるために、発振回路の位相情報がその電流及び電圧で読み出されてもよいことに注目すべきである。
【００８９】
更に、他の電流検出手段を用いてもよい。従って、位相復調器（例えば単なる抵抗又はシャント）における電圧に、発振回路の電流を変換することを可能にする要素は、電流変換器の代わりに用いることもできる。
【００９０】
更に、本発明は、バック変調の位相を復調するための端末と、遠隔電源搬送波の振幅を復調しようとするトランスポンダとの関係について前述してきたけれども、端末が振幅復調を行い、トランスポンダが位相復調を行うという逆の場合にも適用される。
【００９１】
本発明は、他の技術分野の中で、非接触チップカード（例えば、アクセス制御用の認証カード、電子財布カード、カードホルダに対する情報を記録するカード、顧客フィデリティカード、料金テレビカード等）の読み取り器（例えば、アクセス制御端末又はポーチコ、自動販売機、コンピュータ端末、電話端末、テレビ又は衛星復号器等）に適用できる。
【００９２】
このような変更、修正及び改良は、この開示の部分でしようとするものであり、本発明の技術的思想及び見地の中でしようとするものである。従って、前述の説明は、例としてのみであって、何ら限定しようとするものではない。本発明は、特許請求の範囲及びそれらの均等物で規定されるものにのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  従来の端末に関係する従来の電磁トランスポンダの回路構成図である。
【図２Ａ】  端末からトランスポンダへのデータ伝送の一例を示す第１のタイミング図である。
【図２Ｂ】  端末からトランスポンダへのデータ伝送の一例を示す第２のタイミング図である。
【図３Ａ】  トランスポンダから端末へのデータ伝送の一例を示す第１のタイミング図である。
【図３Ｂ】  トランスポンダから端末へのデータ伝送の一例を示す第２のタイミング図である。
【図４】  全二重方法の位相復調によって挙げられた問題を示すタイミング図である。
【図５】  本発明による端末のブロック図である。
【図６】  本発明による端末の回路図である。
【符号の説明】
１  読み出し／書き込み端末（ＳＴＡ）
２ｐ、２ｍ  出力端子
３  アンテナ結合器３（ＤＲＩＶ）、増幅器
４  変調器（ＭＯＤ）
５  水晶発振器
６  マイクロプロセッサ（μＰ）
７  復調器（ＤＥＭ）
８  復号器（ＤＥＣ）
９  電源回路（ＡＬＩＭ）
９’  電圧レギュレータ
９”  補助電源回路
１０  トランスポンダ（ＣＡＲ）
１１、１２  共振回路Ｌ２及びＣ２の端子
１３  整流ブリッジ
１４  正の整流出力端子
１５  整流電圧の基準端子
１６  電圧調整器（ＲＥＧ）
１７  マイクロプロセッサ（μＰ）
１８  復調器（ＤＥＭ）
１９  変調器（ＭＯＤ）
２０  クロック
２１  比較器
２３  電流測定要素
２４  発振回路
３６  Ｘ−ＯＲ論理ゲート
３７、３８  増幅器
４０  端末
４２、４３  クリップ回路
４４  位相弁別器
４５  低域通過フィルタ
４６  レベル増幅器
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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