(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信システムにおいて、
既知のデータシーケンスにより、所望の伝送信号と同一チャネル干渉伝送信号の双方がそれぞれ判別され、
不所望の同一チャネル干渉信号の存在の下で所望の伝送信号を受信する受信機（１）が設けられており、
該受信機（１）は信号シーケンス識別手段（４）を有しており、該識別手段（４）には、既知データシーケンスのためのメモリ（５）と、受信信号と記憶された既知データシーケンスとの相関をとる相関器（５）が含まれており、該相関器（５）により受信信号シーケンスの時間の相対的なロケーションが識別され、
前記受信機（１）は、ロケーションの識別された各信号のパルスレスポンスを推定するパルスレスポンス推定手段（７）と、推定されたパルスレスポンスに応答し前記の各レスポンスに対して可能な信号コンフィグレーションの集合を発生させる手段（８）と、各集合の信号を受信信号と比較し所望の信号をろ波して取り出す検出手段とを有することを特徴とする、通信システム
【請求項２】
前記シーケンス識別手段へ、ベースバンド信号コンバータとＡ／Ｄコンバータとを介して受信信号が導かれ、前記の各コンバータは共働してベースバンド周波数において受信信号のディジタル信号サンプルを供給するために用いられる、請求項１記載のシステム。
【請求項３】
各集合の信号を受信信号と比較する前記の手段は、前記集合に応答して逐次（シーケンス）推定器に対する信号を供給するメトリック発生器を有しており、前記逐次推定器はトレリスプロセッサを有しており、該プロセッサから、所望の信号に相応する検出されたデータシーケンスを有する出力信号が供給される、請求項１または２記載のシステム。
【請求項４】
前記ベースバンド信号コンバータへ単一のアンテナから信号が導かれる、請求項１〜３のいずれか１項記載のシステム。
【請求項５】
前記システムは地上ベースのセルラ移動無線システムから成り、該システムにおいて同一チャネル干渉抑圧改善のため復調器機能または等化器機能が提供される、請求項１から４のいずれか１項記載のシステム。
【請求項６】
前記可能な信号コンフィギュレーションの集合は超状態の部分集合である、請求項１から５のいずれか１項記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、同一チャネル干渉を抑圧する通信システムに関し、たとえば−これに限定されるものではないが−地上ベースのセルラ移動無線システムにおいて用いられる同一チャネル干渉抑圧システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
数多くの無線システムにおいて、最小限のスペクトルの使用で高いトラヒック容量を得る目的で、有効周波数が地理的に再利用されている。しかし周波数の利用は基本的に、同一チャネルの干渉に対する受信機の許容度により制限される。主として伝送フォーマットによりこの許容範囲が規定されているが、これを改善するためにアンテナダイバーシティ受信や適応電力制御あるいはアダプティブアンテナのような技術を用いることができる。
【０００３】
アダプティブアンテナおよびダイバーシティアンテナの適用は制限されているが、理想的には、単一のアンテナからの信号を用いた同一チャネル干渉抑圧手段を提供するのが望ましい。
【０００４】
基本的に、周波数（またはチャネル）は空間的に再利用されるので、受信機が許容できる干渉のレベルによってシステムの容量が制限される。受信機が許容できる干渉が大きくなればなるほど、各基地局においていっそう多くの割合で有効周波数を利用できるようになる。地上ベースの移動無線システムにおける受信機が干渉の存在を考慮するように設計されているのはまれであって、むしろこのシステムは、被った干渉レベルを許容できるレベルまで低減するように構成されている。しかしながら、いわば（擬似的に）変調された多数の同一チャネル干渉の存在を解明するように、受信機における検出プロセスをはっきりと変更するならば、おそらく受信機はいっそう大きい同一チャネル干渉レベルを許容できるようになり、したがってシステム容量を有利に増大させることが可能であろう。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
したがって本発明の課題は、単一のアンテナからの信号を用いて、いわばディジタル変調された同一チャネル干渉を抑圧するように動作するシステムを提供することにある。
【０００６】
さらに本発明の別の課題は、最小限の変形だけで既存のシステムに適用するのに適したシステムを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段および利点】
本発明によればこの課題は、既知のデータシーケンスにより、所望の伝送信号と同一チャネル干渉伝送信号の双方がそれぞれ判別され、不所望の同一チャネル干渉信号の存在の下で所望の伝送信号を受信する受信機が設けられており、該受信機は信号シーケンス識別手段を有しており、該識別手段には、既知データシーケンスのためのメモリと、受信信号と記憶された既知データシーケンスとの相関をとる相関器が含まれており、該相関器により受信信号シーケンスの時間の相対的なロケーションが識別され、前記受信機は、ロケーションの識別された各信号のパルスレスポンスを推定するパルスレスポンス推定手段と、推定されたパルスレスポンスに応答し前記の各レスポンスに対して可能な信号コンフィグレーションの集合を発生させる手段と、各集合の信号を受信信号と比較し所望の信号をろ波して取り出す検出手段とを有することにより解決される。
【０００８】
シーケンス識別手段へ、ベースバンド信号コンバータとＡ／Ｄコンバータとを介して受信信号を導くことができ、前記の各コンバータは共働して、ベースバンド周波数において受信信号のディジタルサンプルを供給するために用いられる。
【０００９】
各集合の信号を受信信号と比較する前記の手段は、前記集合に応答して逐次推定器のための信号を供給するメトリック発生器を有することができ、前記逐次推定器はトレリスプロセッサを有しており、このプロセッサから所望の信号に相応する検出されたデータシーケンスを有する出力信号が供給される。
【００１０】
前記のベースバンド信号コンバータへは単一のアンテナからの信号を供給することができる。また、本発明による装置は、復調器／等化器の代わりに既存のシステムにおいて用いることができ、これによって既存のシステムに対し最小の変形を施すだけで改善された同一チャネル干渉抑圧が行われるようになる。
【００１１】
次に、図面を参照して本発明の１つの実施形態について説明する。
【００１２】
【実施例の説明】
次に図１を参照すると、受信機は単一のアンテナ１を有しており、これはＲＦ／ベースバンド信号コンバータ２へ導かれるように配置されている。ＲＦ／ベースバンド信号コンバータ２からのベースバンドの出力信号はアナログ／ディジタル変換器３へ供給され、これにより受信ベースバンド信号のディジタル信号サンプルが得られる。これらのサンプルは干渉抑圧ユニット４へ供給される。この干渉抑圧ユニット４は図中の枠内に示された複数の動作ブロックを有しており、次にそれらのブロックについて説明する。干渉抑圧ユニット４は既知シーケンスロケータ５を有しており、これにはあらゆる既知データシーケンスの与えられたメモリと相関器とが含まれている。この相関器は、Ａ／Ｄコンバータ３から導かれている線路６上の受信信号とメモリ中に含まれている既知データシーケンスとの相関をとる。
【００１３】
受信信号に属する既知シーケンスロケータ５からの位置推定信号は、パルスレスポンス推定器７へ供給される。パルスレスポンス推定器７は、識別された各データシーケンス信号に関して相応のパルスレスポンスを計算するために用いられる。パルスレスポンスの特性は、信号が伝送されてきた大気中のチャネル経路によって決まる。容易に理解できるように、所望の信号と不所望の信号は、それらがそれぞれ異なるチャネル経路を通って伝わることから、各々異なるパルスレスポンスにより特徴づけられることになる。パルスレスポンス推定器７からの信号は信号集合発生器８へ供給され、これは各信号に関して可能な信号集合を生成するために用いられる。このようにして生成された信号集合は、メトリック発生器９と逐次推定器１０（これは実際にはトレリスプロセッサ）から成る検出装置へ供給され、これにより所望の受信信号に対応する推定データシーケンスを有する出力信号が線路１１へ供給される。メトリック発生器９と逐次推定器つまりトレリスプロセッサ１０は共働して、実際には各集合の信号を受信信号と比較するために用いられ、これにより所望の信号が検出される。
【００１４】
次に図２、図３ならびに図４を参照して、干渉抑圧ユニット４の個々のブロックがどのように動作するかについて説明する。
【００１５】
まず、メトリック発生器９を詳細に示す図２を参照すると、Ａ／Ｄコンバータ３からの受信信号は、線路１２を介して複数のＭＡＣユニット１３，１４，１５，１６へ供給される。これらのＭＡＣユニットは各データ符号期間にわたり、線路１２上の受信信号サンプルと線路１７〜２２へ供給される信号集合発生器８からの信号とを乗算し累算するために用いられる。図２には４つのＭＡＣユニット１３，１４，１５，１６だけしか示されていないが、図１中の信号集合における可能な各信号ごとに１つのＭＡＣユニットを設けることは自明である。ＭＡＣユニット１３および１４からの信号はスイッチ２３と２４を介して加算器２５へ供給され、ＭＡＣユニット１５および１６からの信号はスイッチ２６と２７を介して加算器２８へ供給され、これによりそれぞれ減算ユニット３１および３２に対する線路２９および３０上へ出力信号が供給される。これらの減算ユニット３１および３２へも線路２１と２２を介して信号集合発生器８からの信号が供給され、これにより線路３３および３４上へ出力信号が供給され、これらはさらに逐次推定器１０へ導かれる。
【００１６】
次に図３を参照すると、線路３５と３６を介してパルスレスポンス推定器７から信号集合発生器８へ、所望のパルスレスポンスと干渉パルスレスポンスとにそれぞれ相応する信号が供給される。線路３５と３６は乗算器３７，３８，３９，４０へ導かれるように構成されており、さらにこれらの乗算器へは、所定数の符号インターバルにわたるすべての可能な信号パターンを含むメモリ４１からも信号が供給される。乗算器３７，３８，３９，４０からの出力信号は線路４２，４３，４４，４５を介して、畳込み結果を格納する一時記憶メモリ４６へ供給される。線路４７，４８，４９，５０上に出力信号（これらのうち４つが図示されている）が発生し、これによりメトリック発生器９に対する入力信号が生じる。
【００１７】
次に図４を参照すると、実際にはトレリスプロセッサから成る逐次推定器１０は、図１に示されているようにメトリック発生器９から供給される信号に応答して作動する。逐次推定器１０は、図４の縦方向の列５１に示されているような生じる可能性のある複数のディジタル状態を有しており、これにより１０〜２０のデータ符号に関し最大の確率を有する信号に相応する出力信号が線路１１上に供給される。
【００１８】
次に、上述の装置のさらに詳細な動作について考察する。まずはじめに逐次推定器１０を考察すると、最尤逐次推定を行うための効果的な最適技術はビタビアルゴリズムである。ビタビアルゴリズムは当業者に広く知られているが、ここでは詳細な情報として IEEE Proc, Volume 61, 1973, p.268-278   を挙げておく。ビタビアルゴリズムを慣用の等化／復調の課題に適用する場合、ノイズが加わる前のチャネルの出力は有限状態のマルコフ過程とみなされる。線形の変調手法に対し、このプロセスの状態は、チャネルと変調プロセスの記憶に及ぶ長さｖのデータシーケンスに関連する。この場合、チャネルの出力はこれらの状態のシーケンスにより記述でき、ビタビアルゴリズムの役割は、最も高い事象の確率を有する状態シーケンスを探索することである。このシーケンスは推定されたデータシーケンスになりつまり出力１１である。この場合、単一の信号に対する慣用の等化／復調プロセスにおける各状態は、ｉ番目の状態に対する状態記述子ξi により記述される。各干渉信号も同様にして記述することができるので、Ｋ個の干渉信号に対し、超状態Ξi は、Ｋ＋１個の信号のＫ＋１個の状態記述子から形成されるものと定義できる：Ξi＝（ξi0，．．．ξiK）。各信号を記述するＳ個の状態が存在しているならば、ＳK+1 個の超状態が存在し、各状態の集合により有限状態のマルコフ過程が記述されるので、この特性は超状態にも適合する。各状態をｖ組のデータ符号で記述すると（ａn-1，．．．ａn-v）、ａi 〓［０，Ｍ−１］となり、この場合、ｎ番目のデータ符号がとり得るＭ個の可能な値に応じて、各状態から推定を行うＭ個の推移が存在する。したがって各超状態から、ＭK+1 個の推移が生じる。状態記述に関するデータシーケンスの連鎖（規則数列）は、時点（ｎ−１）Ｔと時点ｎＴにおける超状態間のすべての可能な推移（状態遷移）を示すトレリス線図で再現できる。図５には、Ｍ＝２；ｖ＝１；Ｋ＝１に関する超状態のトレリス線図が示されている。
【００１９】
これは、この特定の問題に対する最も単純な自明でない超状態のトレリスである。つまり、２進変調に適用するとして単一の干渉であって、ここにおいてチャネルと変調プロセスは１つの符号の記憶を有する。トレリス内の各推移に対し次の増分メトリックが計算され、これはメトリック発生器９により行われる。
【００２０】
【数１】
0003836169.tif 000002
【００２１】
この場合、γi ,jは、超状態ｉと超状態ｊとの間の推移に対する増分メトリックである。この推移に起因する長さｖ＋１の符号のデータ符号シーケンスは、
【００２２】
【数２】
0003836169.tif 000003
【００２３】
で表される。式（１）中、ｒ（｜）は時点｜Ｔ／λにおける受信信号の｜番目のサンプルであり、この場合、λはデータ符号期間（Ｔ）ごとのサンプル数である。信号
【００２４】
【数３】
0003836169.tif 000004
【００２５】
は信号集合発生器８により次式（２）に応じて、ｋ番目のチャネルのパルスレスポンスから生成される：
【００２６】
【数４】
0003836169.tif 000005
【００２７】
この場合、Ｄは符号期間中のチャネルパルスレスポンスの期間であり、ｈk（ｊ）は、チャネルパルスレスポンス推定器７から得られたｋ番目の干渉に対するチャネルパルスレスポンスのｊ番目の係数である。ｉ番目の超状態に対する累算されたメトリックはΓi により表され、したがってｎ番目のデータ符号に対し、各超状態ごとに以下の選択手順が実施される。
【００２８】
【数５】
0003836169.tif 000006
【００２９】
この場合、αはｊ番目の超状態に結合される超状態の集合である。ｊ番目の新たな状態において、最小の累算メトリックを生じさせる古い状態はバッファに加えられる。このバッファはｊ番目の状態へ導く状態のシーケンスを記憶する。受信機の観測長がＮ個の符号であれば、検出されるデータ符号は先行して状態の記憶されたＮ個の符号から再生され、最小の累算メトリックを有する目下の状態と対応づけられる。所望のデータシーケンスと干渉データシーケンスの双方はこの技術を用いることで検出できる。
【００３０】
図５のトレリスのためのメトリック発生エレメントは図２中に設けられており、この場合、ＭＡＣの付されたブロックは乗算および累算の演算を表し、その出力は各データ期間ごとにサンプリングされる。増分メトリックに対する式が用いられ、これは受信信号を含まないすべての項が以下の式（４）で与えられる１つの項
【００３１】
【数６】
0003836169.tif 000007
【００３２】
へ分類されるよう単純化される。そしてこれはパルスレスポンス推定が更新されるたびに計算される。受信信号のモジュールを含む項が取り去られ（これはデータシーケンス
【００３３】
【数７】
0003836169.tif 000008
【００３４】
に依存しない）、最小化が最大化に置き換えられる。
【００３５】
【数８】
0003836169.tif 000009
【００３６】
この結果は、メトリック発生プロセスを計算上著しく効率よくするものであって、これによりパルスレスポンス推定を過度に規則的に更新する必要がなくなる。単一の干渉信号に対しては、慣用の検出器の２倍の回数の乗算しか必要としない。しかし加算の回数は、状態数の増加に比例して増加する。
【００３７】
上述の超状態トレリスの手法により、干渉およびガウスノイズが存在しているときにｋ＋１個の信号を検出するための最適な解決法が提供される。超状態トレリスが複雑であるということは、この手法の適用が、チャネルと変調プロセスの記憶が僅かな符号だけであり単一の干渉だけを抑圧させればよいような状況に限定されることを意味する。次に、逐次推定器に対する単純化について説明するが、この場合、各符号インターバルごとに超状態の部分集合だけが考慮される。
【００３８】
超状態のこの部分集合の選択に関する基本ルールは、所望の信号に対する状態記述子がそれぞれ異なるＳ個の状態が含まれるようにすることである。このことは、信号−干渉比が高いときに殊に重要であり、これはさもなければ性能が犠牲になるからである。状態の部分集合の選択は共通の超状態に結合される推移の容易な比較に基づくようにし、これが各超状態間の選択により補われるようにする。
【００３９】
図４には、各超状態のうちから選択する手順が示されている。干渉信号についてのみ異なっており所望の信号に対し同じ状態記述子を有する各超状態から、選択が行われる。この選択は、この超状態集合のいずれかに入る最大の確率を有する推移に基づいて行われる。これを所望信号結合（組み合わせ）選択と称する。選択的に、干渉信号のための状態記述子に結合（組合）された各状態において選択を行うことができる。この形式の選択は、干渉信号に対するチャネルにおける時間の離散が所望の信号に対するものを越えているときには常に望ましいといえる。
【００４０】
所望信号結合選択を用いた場合、縮小された状態アルゴリズムが工夫されており、この場合、（Ｎ＋１）個の状態が保持される。各データ期間ごとにこのアルゴリズムによって、先行の符号期間から保持されていた（Ｎ＋１）個の状態から生じる推移に対する確率が計算される。そしてこのアルゴリズムは、ＭK+1（Ｎ＋１）Ｓの展開から（Ｎ＋１）Ｓ個の状態を選択する必要がある。この場合、ＭK+1（Ｎ＋１） 個の状態展開のＳ個の集合が存在し、それらは所望の信号に対する共通の状態記述子に結合される。各集合から、最大確率を有し単一の超状態を有するＮ＋１個の状態展開が選択される。１つの超状態に結合される状態展開は、それらの選択が所望の信号状態へ結合される前に適用される慣用の選択ルールを有する。このことにより超状態が重複しないようになるが、各部分集合選択に対する演算回数が選択された超状態に依存するようになる。この選択手法は記憶動作を含むが、Ｍアルゴリズムとの比較で、このことの複雑性はＳのファクタにより低減されたことが判明している。単一の干渉信号に対する場合であって、超状態トレリス中で２Ｓ個の状態を用いる場合、複雑性は単一の信号に対する検出器の４．８倍である。Ｍアルゴリズムをよりよく理解するためには、J.B.Anderson と S.Mohan 著の論文 "Sequential Decoding Algorithms: a Survey and Cost Analysis", IEEE Trans Volume COM-32, No 2, １９８４年２月刊、第１６９頁〜１７６頁、を参照されたい。
【００４１】
次に、図１に示されているチャネルパルスレスポンス推定器７について述べるが、ここではその動作をいっそう詳細に考察する。
【００４２】
ここで述べられているチャネル推定技術は、受信機において既知である伝送信号の何らかの部分に頼ったものである。典型的には、これは各伝送開始時点に情報内容に挿入される何らかの既知のデータ符号の形態をとる。干渉信号は、この既知の部分中のデータ符号のそれぞれ異なる集合を扱うとものとする。このような操作は、移動無線システムにおける受信機が干渉緩和手法を用いていようがいまいが、望ましいものである。まずはじめに、所望の信号と干渉信号の両方のパルスレスポンスを推定する問題は、受信機において既知のデータシーケンスが時間的に整列されているように伝送を行うことである。明らかにこのことは非現実的な条件であるが、所望の信号の既知のデータ内容を知っていることだけしか前提としていない技術の開発においては必要なステップであり、それによって受信機において時間整列（整合）された伝送の条件をなくすることができる。
【００４３】
何らかの付加的なノイズがあるときに受信された信号の事例に対し、チャネルパルスレスポンスを推定する最も一般的な手法は、以下の量を最小化する係数
【００４４】
【数９】
0003836169.tif 000010
【００４５】
の集合を見つけることである：
【００４６】
【数１０】
0003836169.tif 000011
【００４７】
ここではベクトル表記法を採用したが、この場合、
【００４８】
【数１１】
0003836169.tif 000012
【００４９】
は（Ｄλ＋１）個の要素の列のベクトルであり、Ｓは（Ｄλ＋１）×Ｎの巡回マトリクスである。ここにおいてＮは既知の信号の長さであり、ｒはＮ個の要素の列のベクトルであり、これには既知のデータシーケンスの位置において受信された信号のサンプルが含まれ、‖.‖2 はベクトルの２−ノルムを表す。最小化において得られた係数はウィナーフィルタの係数であって、伝送信号の自己相関関数がデルタ関数であるときは常に、最小平均２乗エラー推定値ある。
【００５０】
多数の信号を処理するためにこの手順を拡張するのは全く容易である。パルスレスポンス係数を得るために最小化に含まれる量は次のようになる：
【００５１】
【数１２】
0003836169.tif 000013
【００５２】
パルスレスポンス係数に関して微分し結果をゼロにセットすることにより１組の連立方程式が生じ、これらの式から繰り返し行われるブロック推定手順を引き出せる。
【００５３】
【数１３】
0003836169.tif 000014
【００５４】
信号ｉとｊとψi＝ＳirH との間の相互相関マトリクスとして
【００５５】
【数１４】
0003836169.tif 000015
【００５６】
を定義すると、パルスレスポンス係数に対する解は、以下の式の系を解くことにより得られる。
【００５７】
【数１５】
0003836169.tif 000016
【００５８】
上述の連立方程式の系は種々の手段により解くことができる。相関マトリクスΦi,j から形成されたブロックマトリクスはエルミート正定であり、したがってＣｈｏｌｅｓｋｙ分解が有効であり解を得るのに数値的に安定した手法である。この関連で、G.H.Golub と C.F.van Loan 著の "Matrix Computations", John Hopkins University Press, 1989 を参照されたい。
【００５９】
セルラ移動無線システム内の種々異なるベースステーションからの伝送が同期化されることはあり得ないので、干渉信号に対する既知のデータシーケンスのロケーションは所望の信号のロケーション（位置状態）からずれることになり、このずれは重なり合っていないようなものであり得る。各データシーケンスのロケーションを探索するのは容易な手順である。受信された信号はバッファならびに多数の相関器へ導かれ、可能な既知のデータシーケンスのうちの１つに適合する各々が、最大の相関器出力をもつ位置の探索に基づいて、既知データシーケンスのロケーションを見つけるために用いられる。この手順は所望の信号に対して適用できるが、通常はこの信号の既知のデータシーケンスのロケーションをまえもって決定しておく。相関器の出力の大きさを用いるこの段階において、可能なＮのうちＫ個の最大の干渉が選択される。Ｋ＋１個の信号の各々に対する既知のデータシーケンスのロケーションが与えられれば、既知のシーケンスベクトルを考慮しながら各信号のパルスレスポンスを推定するプロセスが実施される。
【００６０】
上述の探索動作により得られた受信信号の位置においてＫ個の最大の干渉に対し既知のデータシーケンスとの相互相関演算を行えば、干渉信号に対するパルスレスポンスの推定値が得られる。所望の信号に対するパルスレスポンスの推定値を得るためにも同じ動作が用いられる。ｋ番目の信号に対するパルスレスポンス推定値のｊ番目の係数を
【００６１】
【数１６】
0003836169.tif 000017
【００６２】
と表すと、この初期推定値は、
【００６３】
【数１７】
0003836169.tif 000018
【００６４】
から得られる。上述の式において、ｒ（ｉ）は受信された信号のサンプルであり、Ｓk（ｉ） はｋ番目の信号に対する既知のデータシーケンスの変調されたサンプルであり、ｑk は受信信号内のこのシーケンスのスタートロケーションである。既知のデータシーケンスはＮ個の符号の期間である。この段階において、各パルスレスポンスには他のすべてのパルスレスポンスの成分が含まれ、このことは既知の信号の変調されたデータシーケンスと受信信号を合成したデータシーケンスとの相互相関作用に起因する。１００よりも大きいＮの著しく大きい値に対し、これらの項は、所望の信号と干渉信号の両方のパルスレスポンスの適切な推定値を生じさせるのに十分に小さい。しかし移動無線での適用のための多くの伝送フォーマットにおいて、既知のシーケンスの長さはこれよりも著しく小さい。それというのはこのようなシーケンスは規則的に伝送される必要があり、したがってオーバヘッドを表すからである。
【００６５】
次に結論として、上述の相関技術により得られるパルスレスポンスの推定を改善することのできる技術について説明する。最初の相関から形成されるＫ＋１個の推定値から、最大のエネルギー内容を有する１つの推定値が選択され、この推定値に対する既知の信号セグメントの位置で、残りのＫ個の信号のデータシーケンスが推定され、この推定は、後述の検出技術と共働して相互相関から得られるパルスレスポンス推定値を用いて行われる。データシーケンスの推定値はエラーを含むが、検出器から得られた判定信頼度情報を用いれば、誤っている可能性の最も大きいＰ個の符号のロケーションを、Ｐ個の最小の判定信頼度値を探索することで識別することができる。これらのデータ符号は削除された部分として扱われ、したがってＭKP個のデータシーケンス推定値が検出プロセスから得られる（Ｍは用いられたデータレベルの数）。ここにおいて、Ｋ＋１個の信号の各々に対するデータシーケンスは、受信信号の１つのセグメントにおいて既知である。この場合、パルスレスポンスの推定値を得るために式（８）が用いられ、その際、データシーケンス推定値の(ＭKP／Ｋ）個のグループの各々に対し式（８）の左辺と右辺の相互相関項を計算することにより得られる。式（６）に代入したときに適切に変調されたデータシーケンスとともに｜ε｜2 を最小化するパルスレスポンス係数が、選択された係数である。
【００６６】
本発明の範囲を逸脱することなく、既述の構成に種々の変形を行えることは自明である。たとえば超状態トレリスの選択を、 当業者に周知であるような他にとるべき技術にしたがってシーケンス推定器１０において利用できる。
【００６７】
【発明の効果】
本発明によれば単一のアンテナからの信号を用いて同一チャネル干渉を抑圧するように動作するシステムが提供され、最小限の変形だけで既存のシステムに適用するのに適したシステムが得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】地上ベースの移動無線受信機の簡略化されたブロック図である。
【図２】図１に示されたメトリック発生器９のブロック図である。
【図３】図１に示された信号集合発生器８のブロック図である。
【図４】図１に示された逐次推定器１０の動作説明図である。
【図５】超状態トレリスの動作説明図である。
【符号の説明】
１  アンテナ
２  ＲＦ／ベースバンドコンバータ
３  Ａ／Ｄ変換器
４  干渉抑圧ユニット
５  既知シーケンスロケータ
７  パルスレスポンス推定器
８  信号集合発生器
９  メトリック発生器
１０  逐次推定器
【図１】
0003836169.tif 000019
【図２】
0003836169.tif 000020
【図３】
0003836169.tif 000021
【図４】
0003836169.tif 000022
【図５】
0003836169.tif 000023