(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁気共鳴イメージング装置において電力を供給する直列共振電力変換器（１００）であって、
インバータ（１０２）と、
該インバータ（１０２）の出力に結合されているインダクタ（１０６）と、
該インダクタ（１０６）と直列に結合されているコンデンサ（１０８）と、
１次側と、２次側とを有している変圧器であって、前記コンデンサ（１０８）は、該変圧器（１１０）の前記１次側に結合されている、変圧器（１１０）と、
該変圧器（１１０）の前記２次側に結合されているダイオード・ブリッジ（１１２）と、
該ダイオード・ブリッジ（１１２）の出力に結合されている制御器であって、前記インバータ（１０２）の周波数及び位相遅延の両方を実質的に同時に制御するように構成されている制御器（１１８）とを備え、
前記ダイオード・ブリッジ（１１２）の出力は、前記磁気共鳴イメージング装置の勾配コイルに結合された少なくとも１つの増幅器に結合されている、
直列共振電力変換器（１００）。
【請求項２】
前記インバータ（１０２）は、４つの絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ（１０４Ａ、１０４Ｂ、１０４Ｃ及び１０４Ｄ）を含んでいる請求項１に記載の直列共振電力変換器（１００）。
【請求項３】
前記ダイオード・ブリッジ（１１２）は、４つのダイオード（１１４Ａ、１１４Ｂ、１１４Ｃ及び１１４Ｄ）を含んでいる請求項１に記載の直列共振電力変換器（１００）。
【請求項４】
前記制御器（１１８）は、前記ダイオード・ブリッジ（１１２）の出力電圧Ｖoutを所定の基準電圧Ｖref と比較する誤差増幅器（１２０）を含んでいる請求項１に記載の直列共振電力変換器（１００）。
【請求項５】
前記制御器（１１８）は更に、対数増幅器（１２２）を含んでおり、前記誤差増幅器（１２０）の出力は、前記対数増幅器（１２２）に結合されている請求項４に記載の直列共振電力変換器（１００）。
【請求項６】
前記対数増幅器（１２２）の出力は、電圧制御位相遅延器（１２４）及び電圧制御発振器（１２６）に結合されている請求項５に記載の直列共振電力変換器（１００）。
【請求項７】
前記位相遅延器（１２４）及び前記発振器（１２６）は、複数のゲート・ドライバ（１２８Ａ、１２８Ｂ、１３０Ａ及び１３０Ｂ）に結合されており、該ゲート・ドライバは、前記インバータに結合されている請求項６に記載の直列共振電力変換器（１００）。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、一般的には直列共振電力変換器に関し、更に詳しくは、電力変換器の効率及び応答性を最大限にするために対数増幅器と共に周波数変調及び位相変調を同時に利用する制御器を含んでいる直列共振変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直列共振電力変換器（ＳＲＣ（series-resonant power converter））は、一般的には周知のものである。公知のＳＲＣには、変換器のスイッチング素子、例えばトランジスタ内の損失を最小にするために共振素子を利用しているものがある。代表的なＳＲＣは、例えば４つの絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor））を用いて構成されているインバータを含んでいる。ＳＲＣは又、直列結合されているインダクタ及びコンデンサと、変圧器と、その出力が負荷に結合されているダイオード・ブリッジとを含んでいる。制御器はＩＧＢＴのスイッチング、即ちゲーティングを制御する。
【０００３】
動作について説明すると、共振インダクタ及びコンデンサの電流は、ｆ＝１／２π（ＬＣ）1/2 である周波数ｆの正弦波形と共振する。この正弦波形の結果、各々のＩＧＢＴは、そのＩＧＢＴを通る電流が零又はその近くにあるときにその状態を変化させ、即ち「スイッチング」し、これにより、スイッチング損失は最小になる。
【０００４】
ＳＲＣは、例えば磁気共鳴（ＭＲ（magnetic resonance））イメージング装置の磁界コイル（即ち、勾配コイル）を制御する増幅器に電力を供給するために利用されている。このようなＭＲ装置では、そして３次元イメージングでは、ｘ、ｙ及びｚの次元に時間と共に変化する勾配磁界を形成するために３つの勾配コイルが利用されている。電力はＳＲＣによって、各々の勾配増幅器に供給される。もちろん、動作条件が変化するにつれて、各々の増幅器の負荷要求も変化する。従って、ＳＲＣは低電力要求及び高電力要求の両方を含んでいる種々の条件に応答しなければならない。
【０００５】
少なくとも１つの公知のＳＲＣ制御器では、制御器は、広範囲の負荷にわたってＳＲＣの出力電力を制御するために２段の構成として実現されている。例えば低出力電力では、制御器は位相変調を用いてＩＧＢＴのスイッチングを制御する。高出力電力では、制御器は周波数変調を用いてＩＧＢＴのスイッチング周波数を制御する。このような２相構成は、ＳＲＣの出力電力を制御するためには有用であるが、負荷の変化に更に早く応答し、より効率のよいＳＲＣの制御器が提供されることが望ましい。更に、負荷の広い範囲にわたって電磁干渉（ＥＭＩ（electromagnetic interference））性能が改善されることが望ましい。
【０００６】
【発明の概要】
上述の目的及び利点並びに他の目的及び利点は、位相変調及び周波数変調を同時に用いて広い範囲の出力電力にわたって電力出力制御を行う制御器を含んでいるＳＲＣによって達成される。更に詳しく述べると、一実施例では、この制御器は、ダイオード・ブリッジの出力電圧を所定の基準電圧と比較する誤差増幅器を含んでいる。基準電圧と出力電圧との差、即ち誤差電圧が、対数増幅器に供給される。増幅器の出力は並列に、電圧制御発振器及び電圧制御位相遅延器に供給される。電圧制御発振器は、対数増幅器の出力に基づいてＩＧＢＴに対するスイッチング周波数を決定する。電圧制御位相遅延器は一方のインバータ出力の、他方のインバータ出力に対する位相遅延を決定する。電圧制御発振器及び位相遅延器を同時に用いてＩＧＢＴスイッチングを制御することにより、ＳＲＣは、変化する負荷要求に素早く応答し、効率がよい。又、良好な電磁干渉（ＥＭＩ）性能が得られる。
【０００７】
【実施例】
従来技術の直列共振電力変換器（ＳＲＣ）１０が、図１に概略回路形式で示されている。ＳＲＣ１０は、例えば４つのＩＧＢＴ１４Ａ〜１４Ｄを使用して構成されているインバータ１２を含んでいる。ＳＲＣ１０は又、直列結合されている共振インダクタ１６及びコンデンサ１８と、変圧器２０と、４つのダイオード２４Ａ〜２４Ｄを有しているダイオード・ブリッジ２２とを含んでいる。ダイオード・ブリッジ２２の出力は負荷２６に結合されている。ＩＧＢＴ１４Ａ〜１４Ｄのスイッチング、即ちゲーティングを制御するために、制御器２８が利用されている。
【０００８】
広い範囲の負荷にわたってＳＲＣ１０の出力電力を制御するために、制御器２８は２段の構成として実現されている。低出力電力では、制御器２８はＩＧＢＴ１４Ａ〜１４Ｄのスイッチングのために位相変調を利用する。高出力電力では、制御器２８はＩＧＢＴ１４Ａ〜１４Ｄのスイッチング周波数を制御するために周波数変調を利用する。
【０００９】
動作について説明すると、共振インダクタ１６及びコンデンサ１８の電流は、周波数ｆ＝１／２π（ＬＣ）1/2 の正弦波形で共振する。このような共振により、各々のＩＧＢＴ１４Ａ〜１４Ｄを通る電流が零又はそれに近いときに、ＩＧＢＴ１４Ａ〜１４Ｄの各々は状態を変化させる、即ちスイッチングする。
従来技術のＳＲＣ１０に比べて利点をもたらすＳＲＣ１００が、図２に示されている。ＳＲＣ１００は、４つのＩＧＢＴ１０４Ａ〜１０４Ｄを有しているインバータ１０２を含んでいる。ＳＲＣ１００は又、直列結合されているインダクタ１０６及びコンデンサ１０８と、変圧器１１０と、ダイオード・ブリッジ１１２とを含んでいる。ダイオード・ブリッジ１１２は、負荷１１６に結合されている４つのダイオード１１４Ａ〜１１４Ｄを含んでいる。
【００１０】
ＳＲＣ１００は更に、制御器１１８を含んでいる。制御器１１８は位相変調及び周波数変調を同時に用いて、インバータ１０２を制御する。更に詳しく説明すると、一実施例では、制御器１１８は誤差増幅器１２０を含んでおり、誤差増幅器１２０は、ダイオード・ブリッジ１１２の出力電圧を所定の基準電圧Ｖref と比較する。誤差増幅器１２０の出力は対数増幅器１２２に供給される。増幅器１２２の出力は電圧制御位相遅延器１２４及び電圧制御発振器１２６の両方に結合されている。位相遅延器１２４はゲート・ドライバ１２８Ａ及び１２８Ｂに結合されている。発振器１２６はゲート・ドライバ１３０Ａ及び１３０Ｂに結合されている。ゲート・ドライバ１２８Ａ及び１２８Ｂ、並びに１３０Ａ及び１３０Ｂは、ＩＧＢＴ１０４Ａ〜１０４Ｄに結合されている。論理インバータ１３２Ａ及び１３２Ｂはゲート・ドライバ１２８Ａ及びゲート・ドライバ１３０Ａへの信号を反転させるので、ＩＧＢＴ１０４Ａ及び１０４Ｂは常に反対の状態となり（例えば、ＩＧＢＴ１０４Ａが「オン」で、ＩＧＢＴ１０４Ｂが「オフ」となり）、ＩＧＢＴ１０４Ｃ及び１０４Ｄは常に反対の状態となる。
【００１１】
動作について説明すると、ＩＧＢＴ１０４Ａ〜１０４Ｄは制御器１１８によって制御されて、電圧レベルが±Ｖinの正方形波電圧Ｖt を供給する。正方形波電圧Ｖtの周波数ｆt 及びデューティ・サイクルＤt は、以下に説明するように、制御器１１８のスイッチング手順に依存する。電圧Ｖt は、インダクタ（Ｌ）１０６とコンデンサ（Ｃ）１０８との直列接続に印加されると共に、変圧器１１０の１次側に印加される。変圧器１１０の２次側はダイオード・ブリッジ１１２に電圧を供給し、ダイオード・ブリッジ１１２は負荷１１６に電流Ｉout を供給して、直流電圧Ｖout を発生させる。
【００１２】
制御器１１８に対して、電圧Ｖout がサンプリングされる。誤差増幅器１２０によって、このようなサンプル値が基準電圧Ｖrefから減算されて、誤差電圧Ｖeが求められる。即ち、
Ｖe ＝Ｖref −Ｖout                                         式（１）
制御電圧Ｖc は、対数増幅器１２２を利用して誤差電圧Ｖeの対数により求められる。具体的に制御電圧Ｖc は、次式で与えられる。
【００１３】
Ｖc＝Ｂｌｏｇ10（Ｖe・Ａ）                                  式（２）
ここで、Ａ及びＢは定数である。
制御電圧Ｖc を用いて、インバータ１０２の動作のためのスイッチング周波数が求められる。もちろん、インバータ１０２のスイッチング周波数も、正方形波電圧Ｖt の周波数ｆtである。電圧制御発振器１２６は、周波数ｆt を次式のように求める。
【００１４】
ｆt＝ｆ0 ＋ｆ1 ・Ｖc                                        式（３）
ここで、ｆ0 ＝１／２π（ＬＣ）1/2 であり、ｆ1 は正の定数である。
制御電圧Ｖc は又、電圧制御位相遅延器１２４によって用いられており、ＩＧＢＴ１０４Ａ及び１０４Ｂのスイッチングと比較したＩＧＢＴ１０４Ｃ及び１０４Ｄのスイッチングに対する位相遅延θが求められる。詳しく述べると、位相遅延θは１８°・Ｖc に等しい。上述のようにＩＧＢＴ１０４Ａ〜１０４Ｄの位相遅延を制御することにより、正方形波電圧Ｖtのデューティ・サイクルＤt は、次式のようになる。
【００１５】
Ｄt ＝（（１８０°−１８°・Ｖc）／１８０°）・１００％      式（４）
特定の例として、下記の条件の場合には、出力電流ＩoutはＶcの指数関数に近くなる。詳しく述べると、下記の条件
Ｌ＝３２［μＨ］、
Ｃ＝２［μＦ］、
ｆ1 ＝４［ｋＨｚ］、
Ｖin＝２９０［Ｖ］、
Ｖout ＝１８０［Ｖ］、及び
ＸＦＭＲ（変圧器）＝１：１
の下で、出力電流Ｉout は次式で近似される。
【００１６】
【数１】
0003745848.tif 000002
【００１７】
式（５）に式（２）を代入して、Ｂ＝−３．６とすることにより、次式が得られる。
Ｉout＝２２０・Ａ・Ｖe                                       式（６）
上述の特定の例に示すように、Ｉout はＶe の線形関数である。従って、制御器１１８が出力電力の全範囲にわたって最適応答を与えるように、定数Ａを容易に選択することができる。
【００１８】
図３は、本発明によるＳＲＣのもう１つの実施例を示す。図３に示されている構成要素で図２に示された構成要素と同じものは、図２で用いたものと同じ参照番号を図３でも用いている。図３に示すように、勾配増幅器１５２が、多出力直列共振電源、即ちＳＲＣ１５４に結合されている。ＳＲＣ１５４は、６つのダイオード・ブリッジ１５８Ａ〜１５８Ｆに結合されている６出力変圧器１５６を含んでいる。ダイオード・ブリッジ１５８Ａ〜１５８Ｆは、勾配増幅器１５２のそれぞれのインバータ１６０Ａ〜１６０Ｆに結合されている。コンデンサ１６２Ａ〜１６２Ｆがそれぞれのダイオード・ブリッジ１５８Ａ〜１５８Ｆの出力の両端の間に結合されている。コンデンサ１６２Ｂ、１６２Ｄ及び１６２Ｆの両端の間に発生される電圧信号は、それぞれの差動増幅器１６４Ａ〜１６４Ｃに結合されている。差動増幅器１６４Ａ〜１６４Ｃの出力は、帰還選択器１６６に供給される。
【００１９】
勾配増幅器１５２は、インバータ１６０Ａ〜１６０Ｆのスイッチングを制御する制御器１６８Ａ〜１６８Ｃを含んでいる。制御器１６８Ａ〜１６８Ｃは増幅器１７０Ａ〜１７０Ｃに制御信号を供給する。増幅器１７０Ａ〜１７０Ｃの出力は、インバータ１６０Ａ〜１６０Ｆの出力と直列になっている。各々のインバータ対１６０Ａ及び１６０Ｂ、１６０Ｃ及び１６０Ｄ、並びに１６０Ｅ及び１６０Ｆは、それぞれの勾配コイル１７２Ａ〜１７２Ｃに正電圧及び負電圧を供給する。勾配コイル１７２Ａ〜１７２Ｃは、例えばＭＲイメージンク装置のコイルとすることができる。勾配増幅器１５２及び勾配コイル１７２Ａ〜１７２Ｃの動作は、本発明の譲り受け人に譲渡され、ここに全体が参照されるべき米国特許第５，４５１，８７８号、「非共鳴勾配磁界加速器」（Non-Resonant Gradient Field Accelerator）に説明されている。
【００２０】
ＳＲＣ１５４の動作について説明すると、コンデンサ１６２Ｂ、１６２Ｄ及び１６２Ｆの両端の間に発生された電圧信号は、差動増幅器１６４Ａ〜１６４Ｃを介して帰還選択器１６６に供給される。帰還選択器１６６は、このような増幅器１６４Ａ、１６４Ｂ及び１６４Ｃから受け取った電圧の大きさを比較して、最低の、即ち最小の電圧値レベルを制御器１１８に入力として供給する。制御器１１８は前に説明したように動作して、インバータ１０２のスイッチングを制御する。
【００２１】
上述のＳＲＣは、電圧制御発振器及び位相遅延器を同時に使用してＩＧＢＴのゲーティングを制御することにより、変化する負荷の要求に素早く応答し、効率がよい。又、良好なＥＭＩ性能が得られる。
本発明の種々の実施例の前述した説明から、本発明の目的が達成されることは明らかである。本発明を詳細に図示し、説明してきたが、これらは例示のためのものに過ぎず、本発明を限定するためのものでないことが明確に理解されるはずである。例えば負荷は、必ずしもＭＲイメージング装置の勾配コイルである必要はない。本発明におけるＳＲＣは、他の多くの形式の負荷に電力を供給するために使用することができる。従って、本発明の要旨は、特許請求の範囲によってのみ限定されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術の直列共振電力変換器の概略回路図である。
【図２】本発明の一実施例による制御器を含んでいる直列共振電力変換器の概略回路図である。
【図３】本発明のもう１つの実施例による直列共振電力変換器の概略回路図である。
【符号の説明】
１００  直列共振電力変換器（ＳＲＣ）
１０２  インバータ
１０４Ａ〜１０４Ｄ  ＩＧＢＴ
１０６  インダクタ
１０８  コンデンサ
１１０  変圧器
１１２  ダイオード・ブリッジ
１１４Ａ〜１１４Ｄ  ダイオード
１１８  制御器
１２０  誤差増幅器
１２２  対数増幅器
１２４  電圧制御位相遅延器
１２６  電圧制御発振器
１２８Ａ、１２８Ｂ、１３０Ａ、１３０Ｂ  ゲート・ドライバ
１５２  勾配増幅器
【図１】
0003745848.tif 000003
【図２】
0003745848.tif 000004
【図３】
0003745848.tif 000005