(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スライスレベルを基準として，入力信号のレベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィードバックフィルタを通して帰還し，前記入力信号と前記帰還信号との差分信号もしくは前記帰還信号を反転し前記入力信号と加算した信号を前記比較判定器に入力する多値判定帰還等化方法において，
前記比較判定器の入力信号をy(k)とし，前記比較判定器の出力信号をスライスレベルを基準として判定出力される２値信号a(k)とした場合
a(k-1)≠a(k+1)を誤差演算条件として，ev(k)=[y(k)-Ideal y(k)]・sign[a(k)]で表される誤差信号ev(k)，但しIdeal y(k)は，ノイズのない理想入力値，を求め，
前記求められた誤差信号ev(k)が所定値を超えることを検出した時に，前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御する
ことを特徴とする多値判定帰還等化における誤り伝播検出抑制方法。
【請求項２】
スライスレベルを基準として，入力信号のレベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィードバックフィルタを通して帰還し，前記入力信号と前記帰還信号との差分信号もしくは前記帰還信号を反転し前記入力信号と加算した信号を前記比較判定器に入力する多値判定帰還等化方法において，
前記比較判定器の入力信号をy(k)とし，前記比較判定器の出力信号をスライスレベルを基準として判定出力される２値信号a(k)とした場合
a(k-1)≠a(k+1)を振幅誤差演算条件として，振幅誤差信号を演算し，
該演算された振幅誤差信号が所定値を超えることを検出した時に，前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御する
ことを特徴とする多値判定帰還等化における誤り伝播検出抑制方法。
【請求項３】
スライスレベルを基準として，入力信号のレベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィードバックフィルタを通して帰還し，前記入力信号と前記帰還信号との差分信号もしくは前記帰還信号を反転し前記入力信号と加算した信号を前記比較判定器に入力する多値判定帰還等化方法において，
前記入力信号と，前記比較判定器での判定結果から推測した理想信号との２乗差又は差を求め，
前記２乗差の信号又は，差信号を複数サンプル間で累積し，累積２乗差信号又は，累積差信号を求め，
該累積２乗差信号又は，累積差信号が所定値を超過したことを検出した時に，前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御する
ことを特徴とする多値判定帰還等化における誤り伝播検出抑制方法。
【請求項４】
スライスレベルを基準として，入力信号のレベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィードバックフィルタを通して帰還し，前記入力信号と前記帰還信号との差分信号もしくは前記帰還信号を反転し前記入力信号と加算した信号を前記比較判定器に入力する多値判定帰還等化方法において，
前記入力信号と，前記比較判定器での判定結果から推測した理想信号との２乗差又は差を求め，
前記２乗差又は差の信号に前記比較判定器の判定結果の極性を掛け合わせた信号を求め，
前記２乗差又は差の信号に極性を掛け合わせた信号を所定サンプル期間で累積し，
該累積された値の絶対値が所定の値を超過した時に，前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御する
ことを特徴とする多値判定帰還等化における誤り伝播検出抑制方法。
【請求項５】
スライスレベルを基準として，入力信号のレベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィードバックフィルタを通して帰還し，前記入力信号と前記帰還信号との差分信号もしくは前記帰還信号を反転し前記入力信号と加算した信号を前記比較判定器に入力する多値判定帰還等化回路において，
前記比較判定器の入力信号をy(k)とし，前記比較判定器の出力信号をスライスレベルを基準として判定出力される２値信号a(k)とした場合，a(k-1)≠a(k+1)を誤差演算条件として，ev(k)=[y(k)-Ideal y(k)]・sign[a(k)]で表される誤差信号ev(k) ，但しIdeal y(k)
は，ノイズのない理想入力値，を求める第１の回路と，
前記求められた誤差信号ev(k)が所定値を超えることを検出する第２の回路と，
該第２の回路により前記誤差信号ev(k)が所定値を超えることを検出した時に，前記比
較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御するオフセット制御部を有することを特徴とする多値判定帰還等化回路。
【請求項６】
請求項５において，
更に，前記オフセット制御部は，前記誤差信号ev(k)を，誤差演算条件a(k-1)≠a(k+1)
を満たした複数サンプル分累積し，
該累積値が前記所定値を超える時，前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御する
ことを特徴とする多値判定帰還等化回路。
【請求項７】
請求項５おいて，
更に，前記オフセット制御部は，前記誤差信号ev(k)を前記誤差演算条件a(k-1)≠a(k+1)を満たした複数サンプル分で平均化し，
該平均値が前記所定値を超える時，前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御することを特徴とする多値判定帰還等化回路。
【請求項８】
スライスレベルを基準として，入力信号のレベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィードバックフィルタを通して帰還し，前記入力信号と前記帰還信号との差分信号もしくは前記帰還信号を反転し前記入力信号と加算した信号を前記比較判定器に入力する多値判定帰還等化回路において，
前記比較判定器の入力信号をy(k)とし，前記比較判定器の出力信号をスライスレベルを基準として判定出力される２値信号a(k)とした場合，a(k-1)≠a(k+1)を振幅誤差演算条件として振幅誤差信号を演算する演算回路と，
該演算された振幅誤差信号が所定値を超えることを検出した時に，前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御するオフセット制御部を有する
ことを特徴とする多値判定帰還等化回路。
【請求項９】
請求項８において，
前記オフセット制御部は，前記振幅誤差演算条件として演算される前記振幅誤差信号を複数サンプル分累積し，該累積値が所定の比較基準値を超える時，前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御する
ことを特徴とする多値判定帰還等化回路。
【請求項１０】
請求項８において，
前記オフセット制御部は，前記振幅誤差演算条件として演算される前記振幅誤差信号を複数サンプル分平均化し，該平均値が所定の比較基準値を超える時，前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御する
ことを特徴とする多値判定帰還等化回路。
【請求項１１】
請求項５又は８において，
前記オフセット制御部は，前記比較判定器の出力ビットの＋１又は，−１の多数決を判定して，該多数決の判定結果から前記入力信号のオフセット方向を判断し，該判断されるオフセット方向と反対方向に，前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御する
ことを特徴とする多値判定帰還等化回路。
【請求項１２】
請求項５又は８において，
前記オフセット制御部は，前記比較判定器の１周期分の出力ビットの＋１又は，−１の多数決を判定して，該多数決の判定結果から前記入力信号のオフセット方向を判断し，該判断されるオフセット方向と反対方向に，前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御する
ことを特徴とする多値判定帰還等化回路。
【請求項１３】
スライスレベルを基準として，入力信号のレベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィードバックフィルタを通して帰還し，前記入力信号と前記帰還信号との差分信号もしくは前記帰還信号を反転し前記入力信号と加算した信号を前記比較判定器に入力する多値判定帰還等化回路において，
前記入力信号と，前記比較判定器での判定結果から推測した理想信号との２乗差又は差を求める回路と，
前記２乗差の信号又は，差信号を複数サンプル間で累積し，累積２乗差信号又は，累積差信号を求める回路と，
前記累積２乗差信号又は，累積差信号が所定値を超過したことを検出する検出回路と，
該検出回路が前記累積２乗差信号又は，累積差信号が所定値を超えることを検出した時に，前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御するオフセット制御部を有する
ことを特徴とする多値判定帰還等化回路。
【請求項１４】
スライスレベルを基準として，入力信号のレベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィードバックフィルタを通して帰還し，前記入力信号と前記帰還信号との差分信号もしくは前記帰還信号を反転し前記入力信号と加算した信号を前記比較判定器に入力する多値判定帰還等化回路において，
前記入力信号と，前記比較判定器での判定結果から推測した理想信号との２乗差又は差を求める回路と，
前記２乗差又は差の信号に前記比較判定器の判定結果の極性を掛け合わせた信号を求める回路と，
前記２乗差又は差の信号に極性を掛け合わせた信号を所定サンプル期間で累積する回路と，
前記累積された値の絶対値が所定の値を超過した時に，前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御するオフセット制御部を有する
ことを特徴とする多値判定帰還等化回路。
【請求項１５】
磁気記録媒体からデータ信号を読み取る信号読み取り手段と，
前記信号読み取り手段で読み取られた信号のエラー伝播を検出する多値判定帰還等価手段を有し，
該多値判定帰還等化手段は，信号の正負を判定する比較器と，
該比較器の出力を入力側に帰還するフィードバックフィルタと，
入力信号を目標特性に等化するフィードフォワードフィルタと，
該フィードフォワードフィルタ出力と前記フィードバックフィルタによる帰還信号との差分を出力する加算手段と，
前記比較器の入力と出力に基づきエラー伝播状態を検出する誤り伝播検出器と，
前記比較器の出力に基づき誤り伝播による該比較器入力のオフセット方向を検出する誤り伝播オフセット方向検出器と，
前記誤り伝播検出器と該誤り伝播オフセット方向検出器の出力に基づき前記比較器のスライスレベルに所定のオフセットを与えるスライスオフセット制御部を  有する
ことを特徴とする磁気記録再生装置。
【請求項１６】
磁気記録媒体からデータ信号を読み取る信号読み取り手段と，
該信号読み取り手段で読み取られた信号のエラー伝播を検出する多値判定帰還等価手段を有し，
前記多値判定帰還等価手段は，
信号の正負を判定する比較器と，
該比較器の出力を入力側に帰還するフィードバックフィルタと，
入力信号を目標特性に等化するフィードフォワードフィルタと，
該フィードフォワードフィルタ出力と前記フィードバックフィルタによる帰還信号との差分を出力する加算手段と，
前記比較器の入力と出力に基づきエラー伝播状態を検出する誤り伝播検出器と，
前記比較器の出力に基づき誤り伝播による前記比較器入力のオフセット方向を検出する誤り伝播オフセット方向検出器と，
前記誤り伝播検出器と前記誤り伝播オフセット方向検出器との出力に基づき前記比較器の入力信号の直流レベルに，直流オフセットを与える直流オフセット制御部を有する
ことを特徴とする磁気記録再生装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は多値判定帰還等化（ＭＤＦＥ：Multi-level Decision Feedback Equalization)を基本とする誤り伝播検出抑制方法及び、これを用いた記憶装置に関する。
【０００２】
特に、誤り（エラー）伝播検出と誤り伝播による信号のオフセット方向を検出する誤り伝播オフセット検出の結果により誤り伝播を抑制する方法に関する。
【０００３】
【従来の技術】
図１５は、多値判定帰還等化（ＭＤＦＥ）を用いた磁気ディスク装置の一構成であって、特に信号処理系のブロック図を示す。図１５において、１，０ビット列からなる入力ＮＲＺ信号は、（１−７）符号器１により、同極性符号の連続が最大８であり、連続交番数が１である符号則を有する（１−７）符号に変換される。
【０００４】
（１−７）符号器１の出力は、１／Ｔのタイミングでサンプルされた±１の値を有する。（１−７）符号器１の出力に対し、書き込みＦＦ回路２では、
(1/1-D)mod２の演算をして、書き込み／読み取りヘッド３に送り、ディスクに書き込む。
【０００５】
さらに、図１５において、ディスクに書き込まれているデータは、書き込み／読み取りヘッド３により読み取られ、ヘッドプリアンプ回路４及びＡＧＣアンプ５を通して一定レベルに増幅される。
【０００６】
さらに、ＡＧＣアンプ５の出力は、ＭＤＦＥ回路１０のフォワードフィルタ６に入力され、（−２，０，＋１）の３値信号に変換される。フィードバックフィルタ７の出力は、入力パルス極性と逆極性となるように変化する。すなわち、フィードバックフィルタ７は、入力再生信号パルスの極性は交番するものと仮定している。
【０００７】
したがって、通常、フィードバックフィルタ７の出力極性は、フォワードフィルタ６に入力されると予想する極性と逆方向にある。加算回路８は、フォワードフィルタ６の出力とフィードバックフィルタ７の出力の差を求める。これにより加算回路８の出力は、“０”レベルを中心とした波形となる。
【０００８】
ついで、検出器９により加算回路８の出力が二値判定される。検出器９の出力は、二値符号系列となるが、ＭＤＦＥ回路１０により１ビット畳込みにより、４値状態とされる。
(1-D)mod２回路１１は、書き込みＦＦ回路２の処理と逆の処理(1-D)mod２の演算をし、さらに、（１−７）復号器１２により（１−７）符号を復号する。これにより読み出し信号が再生される。
【０００９】
上記の様に、判定帰還等化においては検出器９から判定結果をフィードバックフィルタ７を通して、入力側に帰還する構成である。このために、誤判定による誤りが伝播するという問題が存在する。
【００１０】
かかる問題に対し、本発明者により先の出願（ＰＣＴ／９８ＪＰ／０５２７８）で提案したように、判定帰還等化における誤り伝播の発生を符号変換規則(ｄ,ｋ)を用いて検出し、且つ比較判定器９のスライスレベルを可変とすることで誤り伝播を抑制することが可能である。
【００１１】
図１６は，誤り伝播により符号変換規則に反する９シンボル以上の連続した同極性が存在する場合の一例を説明する図である。図１６（Ａ）は，書き込みデータ列である。これに対し，図１６（Ｂ）は，読み出された信号列であり，１００サンプル目に信号の欠落がある場合である。信号の欠落がある場合，検出器９の出力は，一定レベルに張り付いてしまう。
【００１２】
図１６の例では，図１６Ｂに示すように，１００サンプル目の信号の欠落以降，エラーが伝播し，検出器９の出力は，符号変換則に反して連続して−１の同極性に固定されている。
【００１３】
一方，図１７は，誤り伝播により符号変換規則に反する２シンボル以上の連続した極性交番がある場合の一例を説明する図である。図１７（Ａ）は，書き込みデータ列である。これに対し，図１７（Ｂ）は，読み出された信号列であり，１００サンプル目に信号の欠落がある場合である。
【００１４】
図１７の例では，図１７Ｂに示すように，１００サンプル目の信号の欠落以降，エラーが伝播し，検出器９の出力は，１０サンプル分が＋１に固定され（図１７（Ｂ）のIの期間），それに続いて２シンボル以上の連続した極性交番（＋１から−１，更に−１から＋１への変化）がある状態が繰り返される（図１７（Ｂ）のIIの期間）。
【００１５】
このような図１６，図１７に示す読み出し符号列における誤りは、符号変換規則(ｄ，ｋ)に違反している符号パターンである。そして、かかるｄ拘束違反、及びｋ拘束違反に起因するエラーの伝播に対しては、先の出願（ＰＣＴ／９８ＪＰ／０５２７８）で開示される方法によって抑制が可能である。
【００１６】
しかしながら、更に本発明者の検討により上記先の出願における提案では符号変換規則を満足する場合に生じたエラー伝播に対しては、それを検出し抑制することが出来ない場合が存在することが確認された。
【００１７】
その例を図１８に示す。図１８Ａは、検出器の比較判定器入力（実線）と、判定器スライスレベル（破線）を示している。図１８Ｂは、直流オフセットエラーレベルを示している。さらに、図１８Ｃは、ＡＧＣエラー信号レベルを示している。
【００１８】
この例では、エラー伝播がない場合には“１１００００”が連続するパターンであるが、エラー伝播を起こすと“１１１００１”の連続パターンとして判定されてしまう。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明の目的は、ＭＤＦＥ方式における所定の符号変換規則を満たす場合におけるエラー伝播検出をも可能とする判定帰還等化型検出における誤り伝播検出方法及び装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を達成する本発明の構成は、スライスレベルを基準として、入力信号のレベルを判定する比較判定器の出力を入力側にフィードバックフィルタを通して帰還し、前記入力信号と帰還信号との差分信号もしくは該帰還信号を反転し該入力信号と加算した信号を前記比較判定器に入力する多値判定帰還等化を対象とする。
【００２１】
そして、本発明の特徴は、前記比較判定器の入力信号と、比較判定器の判定結果からエラー伝播を検知し、更に比較判定器の判定結果からエラ−伝播オフセットの方向を検知し、これにより、比較判定器のスライスレベルのオフセットを打ち消すように制御し、あるいは、比較判定器入力のＤＣレベルをオフセットを打ち消すように制御することにより、エラー伝播を抑制するものである。
【００２２】
望ましい本発明の形態は、第1に前記比較判定器の入力信号をy(k)とし、該比較判定器の出力信号を±１で現される２値信号a(k)とした場合、
a(k-1)≠a(k+1)を誤差演算条件として、ev(k)=[y(k)-Ideal y(k)]・sign[a(k)]で現される誤差信号ev(k)を求め、この求められた誤差信号ev(k)が所定値を超えることを検出する。そして、前記誤差信号ev(k)が所定値を超えることを検出した時に、前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御することを特徴とする。
【００２３】
望ましい本発明の形態は、第２に第1の形態において、前記誤差信号ev(k)を、誤差演算条件a(k-1)≠a(k+1)を満たした複数サンプル分累積し、前記累積値が前記所定値を超える時、前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御することを特徴とする。
【００２４】
また、望ましい本発明の形態は、第３に第1の形態において、前記誤差信号ev(k)を前記誤差演算条件a(k-1)≠a(k+1)を満たした複数サンプル分で平均化し、この平均値が前記所定値を超える時、前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御することを特徴とする。
【００２５】
さらに、望ましい本発明の形態は、第４に前記比較判定器の入力信号をy(k)とし、この比較判定器の出力信号を±１で現される２値信号a(k)とした場合、
a(k-1)≠a(k+1)を振幅誤差演算条件として振幅誤差信号を演算し、この演算された振幅誤差信号が所定値を超えることを検出する。そして、前記振幅誤差信号が所定値を超えることを検出した時に、前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御することを特徴とする。
【００２６】
さらにまた、望ましい本発明の形態は、第５に、前記第４の形態において、前記振幅誤差演算条件として演算される前記振幅誤差信号を複数サンプル分累積し、前記累積値が所定の比較基準値を超える時、前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御することを特徴とする。
【００２７】
さらに、望ましい本発明の形態は、第６に、前記第４の形態において、前記振幅誤差演算条件として演算される前記振幅誤差信号を複数サンプル分平均化し、前記平均値が所定の比較基準値を超える時、前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御することを特徴とする。
【００２８】
また、望ましい本発明の形態は、第７に、前記第1又は4の形態において、前記比較判定器の出力ビットの＋１又は、−１の多数決を判定して、前記多数決の判定結果から前記入力信号のオフセット方向を判断する。そして、前記判断されるオフセット方向と反対方向に、前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御することを特徴とする。
【００２９】
さらにまた、望ましい本発明の形態は、第８に、前記第1又は4の形態において、前記比較判定器の１周期分の出力ビットの＋１又は、−１の多数決を判定して、前記多数決の判定結果から前記入力信号のオフセット方向を判断する。そして、前記判断されるオフセット方向と反対方向に、前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御することを特徴とする。
【００３０】
さらに、望ましい本発明の形態は、第９に前記入力信号と、比較判定器での判定結果から推測した理想信号との２乗差又は差を求め、この２乗差の信号又は、差信号を複数サンプル間で累積し、累積２乗差信号又は、累積差信号を求める。そして、前記累積２乗差信号又は、累積差信号が所定値を超過したことを検出し、累積２乗差信号又は、累積差信号が所定値を超えることを検出した時に、前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御することを特徴とする。
【００３１】
また、望ましい本発明の形態は、第１０に前記入力信号と、前記比較判定器での判定結果から推測した理想信号との２乗差又は差を求め、前記２乗差又は差の信号に前記比較判定器の判定結果の極性を掛け合わせた信号を求める。そして、前記２乗差又は差の信号に極性を掛け合わせた信号を所定サンプル期間で累積し、前記累積された値の絶対値が所定の値を超過した時に、前記比較判定器のスライスレベルを対応するオフセット値に制御することを特徴とする。
【００３２】
本発明の更なる特徴は、以下の図面を参照して説明される本発明の実施の形態から明らかになる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態を図面に従い説明する。なお、図において、同一又は類似のものには同一の参照番号又は参照記号を付して説明する。
【００３４】
ここで、本発明の正しい理解のためにＭＤＦＥ方式における誤り伝播の特性について考察する。
【００３５】
誤り伝播は、図１５の比較判定器９における誤判定による誤った値がフィードバック値として比較判定器９入力に帰還されてしまうことに起因する。しかしながら幸いなことに、ＭＤＦＥ方式においては、図１に示すダイビットで示される読取り波形のインパルス応答Aの０以下のレベル(Ｘマーク)がフィードバック係数である。
【００３６】
このため、誤り比較判定器９による判定が誤ったフィードバック値は片極性となり、エラー伝播の際の入力信号は一方向へのオフセットとして現れてくる。
【００３７】
そのため上記先の出願で提案されたエラー伝播抑制方法としては符号変換規則を違反したことによるエラー伝播検出結果により比較判定器９のスライスレベルを一方向にオフセットさせる方法、もしくはＤＣオフセットとして比較判定器９の入力信号に加算する方法を用いた。
【００３８】
本願発明においても同様の手段方法により、エラー伝播の抑制は可能である。
【００３９】
ここで、ＭＤＦＥ方式での状態遷移と誤判定による比較判定器９の入力信号と判定器スライスレベルの関係を図２に示す。
【００４０】
ここで、ＭＤＦＥの比較判定器９の入力の特徴として、理想(Noiseless：ノイズ零)の入力信号は４値を持ち、そのレベルは図２Ａに示されるように“０”を中点とし、内側のレベルを±１とすると、外側のレベルは±２のレベルとなる。
【００４１】
誤り判定による比較判定器９の入力信号と判定器スライスレベルの関係は、図２Ｂに示すように、仮に＋１の判定を−１と誤判定従って、ビット１をビット０と判定すると、スライスレベルは＋１側に接近し、−１側から遠ざかる方向に動く。このため次の判定では＋１を−１と誤る可能性が高まる。
【００４２】
よって図２Ａの状態遷移図において、▲３▼又は▲１▼の内側レベルの判定誤りの可能性が高まる。そして、誤り伝播が発生するための必要条件としては判定器フライスレベルが判定器入力信号の±１レベルの範囲を超えることである。
【００４３】
ここで，ＭＤＦＥではフィードバック係数（図１に示すインパスル応答Ａのテールの部分）が０．５未満（即ち，−０．５を超え，０以下の範囲）になるように制限するために１ビットの誤りでは前記必要条件を満足しない。
【００４４】
例えば，＋１を−１と判定する１ビットの誤判定をした場合，フィードバック値は本来であれば最大“−０．５未満”であるが，誤判定のためフィードバック値は符号反転されるので，“＋０．５未満”となり，誤判定のために総計“＋１未満”の値が入力に誤って帰還される。
【００４５】
しかし，誤帰還値が“＋１未満”であるために１ビットのみでは前記必要条件（図２Ａにおいて，±１レベルの範囲を超えること）を満足しない。このためフィードバックされるデータ内における２ビット以上の誤りが必要である。つまりスライスレベルが図２Ａ中の○３又は○１以上，もしくは○４又は○６以下になった時である。
【００４６】
かかるエラー伝播モードと状態遷移の関係を図3に示す。ここでは誤り(エラー)伝播モード（Mode）１は、判定結果が（１，７）符号の場合に同一符号が９シンボル以上であるk拘束違反(violation k constraints)を侵した場合の誤り伝播を示し、エラー伝播モード２は判定結果が（１，７）符号の場合に連続符号極性交番長が２シンボル以上であるd拘束違反(violation d constraints)を侵した場合の誤り伝播を示している。
【００４７】
さらに、図３において、エラー伝播モード３が本発明において対象とする(d，k)符号制限を満たした状態での誤り伝播を示す。
【００４８】
ここでは正規判定結果(データパターン：Data pattern)である“０”を“１”と誤って判定してしまった場合を記述している。例として“００００１１”の正規判定結果を誤りパターンとして、“１００１１１”のごとく初めの１ビット目と４ビット目を誤った場合である。
【００４９】
これは本発明において対象とする(d，k)符号制限を満足している誤り伝播パターンの一つである。ここでのパターン“００００１１”は、図３中の信号状態遷移図（エラー伝播信号）において、モード３の誤り伝播信号として示される▲４▼→▲５▼→▲５▼→▲６▼→▲１▼→▲３▼を通るパターンである。
【００５０】
そして、▲４▼と▲６▼は本来−１である値が、これを＋１と誤って判定されている。これは、判定器スライスレベルが"−１"と“−２”のレベルの間に位置しているからである。これにより“１００１１１１”と誤り伝播が発生してしまう。
【００５１】
かかる誤り伝播の特徴は、判定器スライスレベルが判定器入力信号の＋１と＋２の領域内に、もしくは−１と−２の領域内に位置することである。よって、誤り伝播がない場合のノイズ零での判定器スライスレベルと判定器入力信号内側の距離は“＋１”であるが、誤り伝播が発生した場合の同距離は平均値で“+０．５”となり、明らかに距離（振幅）が異なる。
【００５２】
ここで入力信号内側とは、状態遷移図で判定器スライスレベルに最も近い判定結果“＋１”と“−１”である。誤り伝播がない場合は状態遷移図の▲１▼又は▲３▼と▲４▼又は▲６▼を意味し、誤りのある伝播では判定器スライスレベルが▲２▼と▲１▼又は▲３▼の領域内に位置する場合は▲２▼と▲１▼又は▲３▼を、もしくは判定器スライスレベルが▲５▼と▲４▼又は▲６▼の領域内に位置する場合は▲５▼と▲４▼又は▲６▼を意味する。
【００５３】
これらは状態遷移図でも分かるようにスライスレベルを横切った際の直前と直後の判定器入力信号の状態を意味する。また、ＭＤＦＥでは符号変換規則がｄ＝１であるため判定結果は同極性が２回以上連続する。
【００５４】
よって判定器スライスレベルを横切った後の判定結果をa(k+1)とするとその直前の判定結果a(k)は、a(k)≠ a(k+1)である。またその１クロック前の判定結果a(k-1)は、a(k-1)≠a(k+1)と表すことが出来る。
【００５５】
したがって，この誤り伝播の検出は下記（１）式のように判定器の判定結果a(k+1)と２クロック前の判定結果a(k-1)の判定結果とが異なる場合のa(k)に対応する判定器入力信号y(k)のスライスレベルからの振幅（距離）を計算する。
【００５６】
ノイズがない場合の理想値y(k)(Ideal y (k)と表記する)との差分をとることで、誤り伝播がない場合には入力y(k)のスライスレベルからの振幅と理想値y(k)(Ideal y (k)との差分は，平均値としてゼロ（零）となり、誤り伝播がある場合には，入力y(k)のスライスレベルからの振幅と理想値y(k)(Ideal y (k)との差分は，平均で０．５となる。
【００５７】
【数１】
0003841588.tif 000002
【００５８】
このため誤り伝播検出には上式の誤差信号ev(k)を用いることで誤り伝播を検出することが可能である。
【００５９】
ところで、上記式（１）は振幅誤差算出式と同等であり、ＭＤＦＥ方式では一般的に使用されている（論文：Design, Implementation and Performance Evaluation of An MDFE Read Channel，１９９７）。
【００６０】
したがって、本エラー伝播の検出には振幅誤差演算結果を直接使用することも可能である。
【００６１】
また、誤り伝播過検出(miss-detection)確率を下げるためには誤差信号ev(k)、もしくは同等の振幅誤差演算結果がa(k-1)≠ a(k+1)の条件を満たした複数の誤差信号を積分した値を用いることが有効である。
【００６２】
他の手段として前記積分した誤差信号では信号値が大きすぎる場合も考えられるため平均値を用いることもできる。
【００６３】
このようにして求めた誤差信号ev(k)もしくは振幅誤差信号の積分値もしくは平均値を誤り伝播発生比較基準信号と比較することで，誤り伝播を低誤り伝播過検出の条件の下で安定して検出することが出来る。
【００６４】
先に示した図１８の最下段に誤差信号ev(k)を用いた際のＡＧＣ振幅誤差信号を示す。上記のように誤り伝播が発生すると（横軸２０サンプル以降）誤差信号はマイナス方向に算出される。
【００６５】
誤り伝播を検出した際の処理として前述の先の出願の発明で採用した判定器スライスレベルのオフセットもしくは判定器入力信号に直流オフセットを加えることが有効である。
【００６６】
その際にはオフセット方向を決める必要がある。その方法を図４に示す。図４では本願発明の対象とする誤り伝播で発生頻度の高いデータパターン３種類について記載している。
【００６７】
最上段はデータパターン“１１００００”が誤り伝播により“１１１００１”となってしまった場合であり、スライスレベルが下方にオフセット、言い換えると信号が上方にオフセットした場合に相当する。
【００６８】
エラー伝播有無でのスライスレベルの上方と下方でのサンプル数比はエラー伝播なしで２：４となり、エラー伝播有りで４：２となり、エラー伝播後では上方の方が多く信号のオフセット方向と同じになっている。
【００６９】
中段に示す“１１１００００”が“１１１１００１”とエラー伝播してしまった場合の例では、サンプル数比はエラー伝播なしで３：４となり、エラー伝播有りで５：２となる。上記と同様に、エラー伝播後では上方の方が多く、信号も同方向にオフセットしている。
【００７０】
また、下段に示す“１１０００００”が“１１１０００１”とエラー伝播した場合も２：５が、４：３とエラー伝播後では上方の方が多く、信号も同方向にオフセットしている。
【００７１】
このようにエラー伝播した際にはエラー伝播状態での判定結果におけるスライスレベルが上方（＋１）と下方（−１）にいずれか多い方に信号がオフセットしていることがわかる。
【００７２】
したがって、エラー伝播を検出した際の判定結果＋１と−１の多数決を採ることで誤り伝播による入力信号オフセット方向を検出することが可能である。検出された方向に比較器スライスレベルをオフセットさせることで、もしくは多数決の逆極性へのＤＣオフセット値を差回路入力信号に加算することでエラー伝播を抑制することが可能となる。
【００７３】
このように比較器入力誤差信号ev(k)もしくは振幅誤差信号を用いることで、上記先の出願の発明では検出出来なかった誤り伝播を検出することが可能となる。また、判定結果の多数決を採ることで誤り伝播時の入力信号のオフセット方向も検出可能となり、上記先の出願の発明による誤り伝播抑制方法を用いることで誤り伝播を抑制することができる。
【００７４】
図５は、本発明を適用する磁気記録再生装置の構成例を示すブロック図である。
【００７５】
実際装置においては、本発明の多値判定帰還等化における誤り伝播検出抑制方法を実現する回路は、制御用ＬＳＩ１００として、構成が可能である。
【００７６】
装置全体は、マイクロコントローラ２００により制御される。作業用ＲＡＭ２０１、制御プログラムを格納する２０２を有する。書き込み読み出しヘッド３のフォーカス方向及びトラック方向の位置制御は、それぞれサーボ制御回路３００により駆動制御されるキャリッジモータ３０１及びスピンドル３０２により制御される。
【００７７】
記録媒体に書き込み又、読み出されるデータは、ハードディスクコントローラ２０３によりＳＣＳＩあるいはＩＤＥ等のインタフェース２０４を通して、図示しないハードディスク装置との間で送受される。
【００７８】
さらに、図１５との比較において、ヘッドプリアンプ回路４及びＡＧＣアンプ５に対応する機能は、図５においてヘッドＩＣ１０１として実現される。また、制御用ＬＳＩ１００は、図５に示された他の機能即ち、（１−７）符号器１、（1/1-D）mod２回路２及び、（１−Ｄ）mod２回路１１、（１−７）復号器１２の機能を含み構成される。
【００７９】
図６は、図５の制御用ＬＳＩの構成要素であるＭＤＦＥ回路であって、図１５のＭＤＦＥ回路１０に対応する部位の本発明に従う実施例ブロック図を示す。
【００８０】
図１５のＭＤＦＥ回路１０の構成に対し、特徴として加算器8の出力からエラー伝播を検出するエラー伝播検出器２０、比較判定器９の出力からエラー伝播オフセットの方向を検出するエラー伝播オフセット方向検出器２１を有する。
【００８１】
さらに、これらエラー伝播検出器２０及びエラー伝播オフセット方向検出器２１の出力に基づき、比較判定器９のスライスオフセット値を生成出力するスライスオフセット制御部２２を有する。
【００８２】
図７は、図6の実施例に対し、エラー伝播検出器２０及びエラー伝播オフセット方向検出器２１の出力に基づき、加算器８のＤＣオフセット値を制御する構成である。したがって、図７の構成では、図６の構成におけるスライスオフセット制御部２２の代わりに、加算器８に付加するＤＣオフセット値を生成するＤＣオフセット制御器２３を備えている。
【００８３】
図６及び、図7において、加算器８には、フィードフォワードフィルタ6の出力と、フィードバックフィルタ7の出力が反転されて入力される。そしてこれらを加算する機能を有する。したがって、加算器８は、フィードフォワードフィルタ6の出力とフィードバックフィルタ7の出力の差分を出力し、比較判定器9に入力する。
【００８４】
比較判定器９は、スライスレベルを基準にして、比較判定器9の入力のレベルを比較判定し“１”又は“０”に２値化して出力する。そして、比較判定器９の判定結果は、比較判定器９への入力信号とともにエラー伝播検出器２０へ入力される。さらに、比較判定器９の判定結果は、エラー伝播オフセット方向検出器２１に入力される。
【００８５】
エラー伝播検出器２０では、エラーの伝播が検出される。さらに、エラー伝播オフセット方向検出器２１では、エラーの検出されるエラー伝播の起因となる先に説明したオフセットの方向が検出される。
【００８６】
したがって、図6においては、エラー伝播検出器２０により検出されるエラーの伝播と、エラー伝播オフセット方向検出器２１で検出されるオフセット方向に基づき、スライスオフセット制御器２２により、オフセットをゼロとする方向に比較判定器9のスライスレベルを制御する。
【００８７】
図7においては、同様にしてエラー伝播検出器２０により検出されるエラーの伝播と、エラー伝播オフセット方向検出器２１で検出されるオフセット方向に基づき、ＤＣオフセット制御器２３により、加算器8の出力のＤＣレベルのオフセットをゼロとする方向に直流（ＤＣ）を印加する。
【００８８】
上記の図６、図7のいずれの構成によっても、エラ−伝播が検出され、比較判定器9のスライスレベルあるいは、加算器8のＤＣレベルのオフセットを打ち消すように制御することにより、エラーの伝播が抑制される。
【００８９】
図８に図６の実施例に対応した詳細構成のブロック図を示す。比較判定器９の判定結果は比較判定器９への入力信号とともにエラー伝播検出部２０へ入力される。エラー伝播検出部２０は、図8において、誤差演算回路２１０、誤差演算回路２１０の誤差演算結果を複数サンプル分遅延する遅延回路２１１と遅延回路２１１からの複数のサンプリング分の誤差演算結果を累積する累積回路２１２を有する。
【００９０】
誤差演算回路２１０は、振幅誤差を算出し、誤差信号ｅｖとして出力する。すなわち、エラー伝播検出部２０は、先に説明した式（１）の演算を行なう機能を有する。
【００９１】
ａ(k-1)≠ａ(k+1)である場合の加算器８の出力とノイズがない時の理想値との差分（ｙk−Idealｙk ）にａkの符号を乗算し、誤差信号ｅvとして演算回路２１０から出力される。
【００９２】
この様に演算された誤差信号ｅvは、実施例として１２サンプルの値を求める遅延回路２１１に入力される。遅延回路２１１の各タップからの１２サンプル値の累積が累積回路２１２で求められる。さらに、エラー伝播検出部２０の比較器２１３は、累積回路２１２の出力を誤り伝播比較基準（sliceEP３）と比較する。
【００９３】
この比較器２１３により、前記累積値がこの比較基準（sliceEP３）以下となると、誤り伝播が検出される(detMD３)。
【００９４】
また、ここでは誤り伝播検出とともに誤り伝播検出をリセットするために１２サンプルの誤差信号即ち、比較器２１３の入力はクリアされる。
【００９５】
一方、比較判定器９の判定結果はエラー伝播オフセット方向検出器２１に入力される。エラー伝播オフセット方向検出器２１は、誤り伝播による入力信号のオフセット方向を検出するために機能として多数決判定機能を有する。
【００９６】
この多数決判定機能を有するエラー伝播オフセット方向検出器２１の一実施例を図9に示す。比較判定器９の出力ａkと、それをインバータ２３０で反転し、それぞれをシフトレジスタ２３１、２３２に入力する。さらに、シフトレジスタ２３１、２３２のそれぞれに対応するビットカウンタ２３３、２３４を有する。
【００９７】
ビットカウンタ２３３、２３４は、それぞれシフトレジスタ２３１、２３２のシフト量に対応する計数値を出力する。したがって、ビットカウンタ２３３は入力“Ｈ”論理の個数を計数し、ビットカウンタ２３４は入力“Ｌ”論理の個数を計数する。
【００９８】
これらのビットカウンタ２３２，２３４の出力の差分が差回路２３５において、求められる。したがって、差回路２３５の出力(slofst)は、多数決論理により入力“Ｈ”又は“Ｌ”論理のいずれの方向にオフセットしているかを意味することになる。
【００９９】
なお、多数決をとる値は、シフトレジスタ２３１、２３２の段数で決まり、その最適値はＭＤＦＥ回路への入力信号の信号状態（記録密度）に応じて異なるため可変できるようにすることが望ましい。
【０１００】
図８に戻り説明すると、エラー伝播オフセット方向検出器２１の出力(slofst)は、スライスオフセット制御部２２の構成要素としての選択器(Selector)２２１に入力される。
【０１０１】
選択器(Selector)２２１は、比較器２１３の出力(det#MD3)と、エラー伝播オフセット方向検出器２１の出力(slofst)に基づき、下表に示す論理値テーブルを基に判定器スライスレベルの値を選択する。
【０１０２】
【表１】
0003841588.tif 000003
【０１０３】
誤り伝播がない場合((detMD3＝０)には選択器出力は“０”であり、誤り伝播を検出した際(det#MD３=１)に多数決判定部出力(slofst)が“０”である時は、選択器２２１は−Ｓ３の判定器スライスレベルを出力する。反対に、エラーオフセット方向検出器２１である多数決判定部の出力(slofst)が“１”である時は、選択器２２１は＋Ｓ３の判定器スライスレベルを出力する。
【０１０４】
ここで−Ｓ３，+Ｓ３は判定器スライスレベルをオフセットさせたい所望の値である。この選択器出力は判定器スライスレベルのタイミング（オフセット区間）を制御するスライスオフセット時刻発生器（slice offset time generator）２２２に入力される。そこで生成されたタイミング信号を伴う判定器スライスレベルが比較判定のスライスレベルである比較基準信号として比較判定器９に入力される。
【０１０５】
図１０にエラー伝播オフセット方向検出器２１としての多数決判定部(Majority Part)としての他の実施例構成のブロック図を示す。ここでは図３に示した状態遷移図の１周期分における多数決をとるように機能する。
【０１０６】
図１１は、図１０の実施例回路の動作を説明する図である。図１１において、判定結果ａが比較判定器９から出力される。比較判定器９の出力は、１ビット遅延回路３００に入力される。従って、１ビット遅延回路３００の出力がａkビットの時、その入力はａk+1ビットとなる。
【０１０７】
排他的論理和回路３０１により、ａk≠ａk+1が検出される。排他的論理和回路３０１の出力は、ＡＮＤゲート３０２と３０５に入力する。ＡＮＤゲート３０２と３０５のそれぞれの他の入力には、ａkビットとそれを反転した入力が付与される。
【０１０８】
したがって、ＡＮＤゲート３０２は、（ａk≠ａk+1）であって、。一方、ＡＮＤゲート３０５は、（ａk≠ａk+1）であって、ａkが論理“Ｌ”である時を検知する。
【０１０９】
さらに、ＡＮＤゲート３０３，３０４は、それぞれ（ａk＝ａk+1）であってａkが論理“Ｈ”である時、（ａk＝ａk+1）であってａkが論理“Ｌ”である時を検知する。
【０１１０】
カウンタ３０６、３０７はそれぞれＡＮＤゲート３０２、３０５の出力によりリセットされる。したがって、カウンタ３０６は、比較判定器９の出力論理が論理“Ｈ”に変化した以降の継続する論理“Ｈ”の数をカウントする（図１１、ｂ）。カウンタ３０７は、比較判定器９の出力論理が論理“Ｌ”に変化した以降の継続する論理“Ｌ”の数をカウントする（図１１、ｃ）。
【０１１１】
レジスタ３０８，３０９は、それぞれカウンタ３０６、３０７の連続する論理が変化するまでのカウント値を保持する（図１１、ｄ、ｅ）。レジスタ３０８，３０９の出力は比較器３１０で比較されオフフセットの方向（“Ｈ”又は“Ｌ”）を出力する（図１１、ｆ）。
【０１１２】
ここで、上記図8の実施例において、遅延回路２１１と累積回路２１２により１２サンプル分の誤差信号の累積値を求めるように説明した。本発明においては、実施例として、かかる場合に限定されない。すなわち、先に式（１）に関して説明したように、回路２１０の振幅誤差演算結果を直接用い、比較器２１３で基準値（slice#EP3）と比較するようにしてもよい。
【０１１３】
また、累積値を求める代わりに、回路２１０の振幅誤差演算結果の複数のサンプル分の誤差信号の積分値あるいは、平均値を用いることも可能である。かかる場合、それぞれ、遅延回路２１１と累積回路２１２に代わり、積分回路あるいは平均化回路が用いられる。
【０１１４】
さらに、Ｍ３ＤＦＥを考慮すると、エラ−伝播の検出方法は基本的にＭＤＦＥの場合と同様である。しかし、Ｍ３ＤＦＥでは、要求されるＢＥＲ（ビットエラー率）において、ＭＤＦＥよりＳＮＲ（信号対雑音比）が必要であるので、ＭＤＦＥ用の誤差伝播抑制方法をＭ３ＤＦＥに用いる場合、バーストエラー長が長くなる。
【０１１５】
したがって、誤差伝播抑制作用は、Ｍ３ＤＦＥではより強化する必要がある。エラー伝播の要因は判定器の入力におけるＤＣオフセットであるから、エラ−伝播の検出能力を高めるにはＤＣオフセットを効率的に検知することが必要である。
【０１１６】
したがって、実施例として、下記式（２）に示すように、2乗ＤＣオフセットエラー信号を所定数分累積するように構成することが可能である。
【０１１７】
【数２】
0003841588.tif 000004
【０１１８】
ここで、εsqErr(n)は、2乗誤差である。
【０１１９】
したがって、かかる実施例に対応する構成は、図8において、演算回路２１０において、εsqErr(n-i)・ａ(n-i)を求め、累積回路２１１，２１２にεsqErr(n-i)・ａ(n-i)がｍサンプル分累積される。
【０１２０】
【発明の効果】
図１２は、図１８に対応する図であり、本発明を使用した場合の比較判定器９の入力信号の時系列変化を示す図である。図１８は本発明を使用しない場合の誤り伝播を示す図１８との比較では、図１８では無限長の誤り伝播となているが図１２では誤り伝播が抑制されていることが理解できる。。
【０１２１】
図１３に本発明を使用しなかった場合のランダムノイズ重畳時の誤り伝播バイト長とその分布を示す。ここでデータパターンは“００００１１”であり、意図的に誤り伝播を発生させている。図１４に図１２と同じ条件で本発明を使用した場合の誤り伝播バイト長とその分布を示す。
【０１２２】
図１３と、図14の比較において、本発明を使用しない場合は９０バイト以上の誤り伝播長であったものが僅か６バイトに抑制されており、誤り訂正回路（ＥＣＣ）で十分に訂正可能な誤りエラー伝播長に制限されている。
【０１２３】
このように本発明はＭＤＦＥ系で最大の課題とされてきた誤り伝播が克服可能となり高記録密度磁気記録で有効とされてきたＭＤＦＥ方式の実現性を高めるシステムが実現可能である。
【０１２４】
以上図面に従い説明した本発明の実施の形態は、本発明の理解のためのものであり、本発明の適用はこれに限定されない。本発明の保護の範囲は特許請求の記載により定められ、特許請求の範囲の記載と均等のものも本発明の保護の範囲に含まれるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】読取信号のインパルス応答を示す図である。
【図２】ＭＤＦＥ方式での状態遷移と誤判定による比較判定器の入力信号と判定器スライスレベルの関係を示す図である。
【図３】エラー伝播モードと状態遷移の関係を示す図である。
を依頼元発信番号037798A02で検出不可能であり、本発明にて検出可能となった誤り伝播１例を示す図。
【図４】本願発明の対象とする誤り伝播で発生頻度の高いデータパターン３種類について説明する図である。
【図５】本発明を適用する磁気記録再生装置の構成例を示すブロック図である。
【図６】図５の制御用ＬＳＩの構成要素であるＭＤＦＥ回路であって、図１５のＭＤＦＥ回路１０に対応する部位の本発明に従う実施例ブロック図である。
【図７】図6の実施例に対し、加算器８のＤＣオフセット値を制御する構成を示す図である。
【図８】図６の実施例に対応した詳細構成のブロック図である。
【図９】多数決判定機能を有するエラー伝播オフセット方向検出器２１の一実施例を示す図である。
【図１０】多数決判定機能を有するエラー伝播オフセット方向検出器２１の他の実施例を示す図である。
【図１１】図１０の実施例の動作を説明する図である。
【図１２】図１８に対応する図であり、本発明を使用した場合の比較判定器９の入力信号の時系列変化を示す図である。
【図１３】本発明を使用しなかった場合のランダムノイズ重畳時の誤り伝播バイト長とその分布を示す図である。
【図１４】図１２と同じ条件で本発明を使用した場合の誤り伝播バイト長とその分布を示す図ある。
【図１５】多値判定帰還等化（ＭＤＦＥ）を用いた磁気ディスク装置の一構成であって、特に信号処理系のブロック図を示す。
【図１６】９シンボル以上の連続した同極性が存在する場合の一例を示す図である。
【図１７】２シンボル以上の連続した極性交番がある場合の一例を示す図である。
【図１８】符号変換規則を満足する場合に生じたエラー伝播に対しては、それを検出し抑制することが出来ない場合を説明する図である。
【符号の説明】
６  フォワードフィルタ
７  フィードバックフィルタ
８  加算器
９  比較判定器
２０  エラー伝播検出器
２１  エラー伝播オフセット方向検出器
２２  スライスオフセット検出器
２３  ＤＣオフセット検出器
【図１】
0003841588.tif 000005
【図２】
0003841588.tif 000006
【図３】
0003841588.tif 000007
【図４】
0003841588.tif 000008
【図５】
0003841588.tif 000009
【図６】
0003841588.tif 000010
【図７】
0003841588.tif 000011
【図８】
0003841588.tif 000012
【図９】
0003841588.tif 000013
【図１０】
0003841588.tif 000014
【図１１】
0003841588.tif 000015
【図１２】
0003841588.tif 000016
【図１３】
0003841588.tif 000017
【図１４】
0003841588.tif 000018
【図１５】
0003841588.tif 000019
【図１６】
0003841588.tif 000020
【図１７】
0003841588.tif 000021
【図１８】
0003841588.tif 000022