(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から直流電源を作成する電源部と、電源部の直流出力を高周波の交流出力に変換する他励式のインバータ部と、インバータ部の出力端に接続される複数の放電灯及び各放電灯のフィラメントの非電源側に接続される予熱用のコンデンサを有する負荷部と、予熱用のコンデンサとともに共振回路を構成する複数の共振部と、放電灯の始動前に所定の予熱時間だけ共振部と負荷部の無負荷共振周波数よりも高い第１の周波数でインバータ部を発振させた後、少なくとも第１の周波数よりも低く且つ無負荷共振周波数よりも高い第２の周波数までインバータ部の発振周波数を略連続的に低下させるように制御する制御部とを備え、該制御部は、インバータ部の発振周波数を第２の周波数まで低下させた後さらに無負荷共振周波数よりも低い第３の周波数に瞬時に低下させる制御と、電源部において交流電源の交流電源電圧を全波整流して得られる脈流電圧に応じて放電灯の始動前に所定の予熱時間だけ第１の周波数でインバータ部を動作させた後、脈流電圧のピーク値付近で一旦発振周波数を上昇するとともに谷部付近で再び低下するということを第２の周波数に達するまで繰り返すようにインバータ部の発振周波数を変調し且つ略連続的に低下させる制御とを行うことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
電源部は、交流電源を整流する整流器と、整流器の出力から直流電源を作成するチョッパ部とを具備することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
第２の周波数でインバータ部が発振しているときに各放電灯のフィラメントで消費される電力の合計が第３の周波数でインバータ部が発振しているときに各放電灯のフィラメントで消費される電力の合計よりも大きいことを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯に高周波電力を供給して点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１８は従来の放電灯点灯装置の一例を示し、商用の交流電源ＡＣから直流電源を作成する電源部１と、電源部１の直流出力を高周波の交流出力に変換するインバータ部２と、フィラメントの非電源側に予熱用のコンデンサＣ8 〜Ｃ11が接続された複数の放電灯Ｌａ1 〜Ｌａ4 を有する負荷部４と、インダクタンスＬ5〜Ｌ8 とコンデンサＣ3 〜Ｃ6 が直列に接続された共振部３とを備え、共振部３のインダクタンスＬ5 〜Ｌ8 と予熱用のコンデンサＣ8 〜Ｃ11とで共振回路が構成されている。
【０００３】
図１９は負荷部４及び共振部３における周波数ｆと電圧Ｖとの関係を示しており、放電灯Ｌａ1 …が点灯していないときには周波数ｆの変化に応じて同図中ａの曲線（共振カーブ）に沿って電圧Ｖが変化し、また全ての放電灯Ｌａ1 〜Ｌａ4 が点灯しているときには同図中ｂの曲線に沿って変化する。上記従来例における始動時の動作は以下のようなものである。すなわち、放電灯Ｌａ1 …の点灯前にインバータ部２の発振周波数ｆをｆ＝ｆ1 として予熱用のコンデンサＣ8 〜Ｃ11を介して各放電灯Ｌａ1 〜Ｌａ4 のフィラメントを予熱し、その後発振周波数ｆを、予熱時の周波数ｆ1 よりも低い周波数ｆ2 を経て無負荷共振周波数ｆ0 よりも低い安定点灯時の周波数ｆ3 まで下げることにより（図１９及び図２０２０参照）、全ての放電灯Ｌａ1 〜Ｌａ4 を始動し且つ安定点灯状態に移行させている。
【０００４】
ところで、上記のような放電灯点灯装置における始動時の制御方法の一例が特開昭６３−１７５３８９号公報に記載されている。図２１は上記公報に記載された放電灯点灯装置の具体回路図である。インバータ部は直流電源Ｅの両端間に一対のスイッチング素子Ｑ20，Ｑ21が直列接続された変形のハーフブリッジ構成を有し、直流カット用のコンデンサＣ20と予熱用コンデンサＣ21との容量はＣ21≪Ｃ20になるように選択されている。したがって、負荷部４及び共振部３の固有振動周波数は共振部３のインダクタンスＬ10と予熱用のコンデンサＣ21によりほぼ決まる。
【０００５】
インバータ部の一対のスイッチング素子Ｑ20，Ｑ21をオン・オフ制御する制御部２０は、直流電源Ｅの正極側に抵抗Ｒ30を介して接続されたコンデンサＣ22を電源として動作する。そして、一対のトランジスタＱ22，Ｑ23を具備するカレントミラー回路、抵抗Ｒ31，Ｒ32、コンデンサＣ23，Ｃ24、トランジスタＱ24にタイマ用ＩＣ10（例えば、日本電気製 μＰＤ１５５５５）を具備し、コンデンサＣ24の両端に鋸波電圧を発生させている。さらに、コンパレータＩＣ11（日本電気製 μＰＣ２７７）にて上記鋸波電圧と、ツェナーダイオードＺＤ1 のツェナー電圧として得られる基準電圧とを比較して、鋸波電圧が基準電圧を越えているときにのみ信号を出力する発振回路が形成されている。また、発振回路出力がフリップフロップＩＣ12（日本電気製 μＰＤ４０１３）とナンドゲートＩＣ13（日本電気製μＰＤ４０１１）によって分周された後、各スイッチング素子Ｑ20，Ｑ21を駆動する駆動回路２１1 ，２１2 に出力される。なお、タイマ回路２２は放電灯Ｌａ1 …の始動前の予熱時間を設定するものであって、その出力が上記トランジスタＱ24のベースに入力されている。
【０００６】
直流電源Ｅからの電源供給を開始すると、タイマ回路２２によってトランジスタＱ24が設定された時間（予熱時間）だけオンされる。したがって、インバータ部の発振周波数はコンデンサＣ24と抵抗Ｒ31の値によってほぼ決まった値となり、放電灯Ｌａ1 …の予熱が行なわれる。次にタイマ回路２２における設定時間（予熱時間）の限時が完了した後にタイマ回路２２の出力が停止し、トランジスタＱ24がオフとなる。トランジスタＱ24がオフになるとコンデンサＣ23が充電されるから、トランジスタＱ22に流れる電流はコンデンサＣ23の両端電圧の上昇につれて徐々に低下し、最終的には抵抗Ｒ31，Ｒ32の直列抵抗によって決まる一定値となる。このとき、インバータ部の発振周波数はそれまでの予熱時の発振周波数から抵抗Ｒ31，Ｒ32、コンデンサＣ24によって決まる周波数へ徐々に変化することになり、この変化の過程で放電灯Ｌａ1 …が始動する。
【０００７】
図２２は上記動作中におけるインバータ部の発振周波数（スイッチング素子Ｑ20，Ｑ21のスイッチング周波数）ｆ、出力電流並びにランプ電流の変化を示している。すなわち、電源投入後からタイマ回路２２の限時動作中の一定期間Ｔ10においては周波数ｆ1 で放電灯Ｌａ1 …のフィラメントを充分に予熱し、その後、周波数を予熱時の周波数ｆ1 から始動時の周波数ｆ2 まで徐々に変化させている。このようにすることで、放電灯Ｌａ1 …の始動前に充分な予熱を行い、且つ放電灯Ｌａ1 …の始動時にインバータ部の各スイッチング素子Ｑ20，Ｑ21に進相電流が流れることを防止できる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図１８に示した従来例において、図２０に示すように単純に周波数をｆ1 →ｆ2 →ｆ3 というように変化させていった場合には、インバータ部２のスイッチング素子に進相電流が流れて過大なストレスがかかってしまう問題があることは上記特開昭６３−１７５３８９号公報にも記載されている。
【０００９】
一方、放電灯の種類によっては、安定点灯（定常点灯）時の消費電力に比べて始動時（放電開始時）に要する電力が大きい場合がある。特に定格出力が比較的に低い放電灯（例えば定格出力が２０Ｗの蛍光灯）によくみられ、実験では直管型の蛍光灯では、低温時や個々の放電灯の性能ばらつきなどを考慮した最悪の条件でも確実に始動させるためには、複数の放電灯に対して１灯当たり４０Ｗ程度の電力を供給する必要がある。このような場合に図１８に示した従来例では電源部１からインバータ部２へ供給する電力は、安定点灯時よりも始動時に大きくする必要がある。特に負荷部４の放電灯Ｌａ1 …の数が多いほど、安定点灯時と始動時に必要な電力の差は放電灯Ｌａ1 …の灯数倍だけ大きくなってしまうという問題がある。
【００１０】
本発明は上記問題点の解決を目的とするものであり、放電灯の始動時に電源部やインバータ部などに過大なストレスがかかることを防止できる放電灯点灯装置を提供しようとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、交流電源から直流電源を作成する電源部と、電源部の直流出力を高周波の交流出力に変換する他励式のインバータ部と、インバータ部の出力端に接続される複数の放電灯及び各放電灯のフィラメントの非電源側に接続される予熱用のコンデンサを有する負荷部と、予熱用のコンデンサとともに共振回路を構成する複数の共振部と、放電灯の始動前に所定の予熱時間だけ共振部と負荷部の無負荷共振周波数よりも高い第１の周波数でインバータ部を発振させた後、少なくとも第１の周波数よりも低く且つ無負荷共振周波数よりも高い第２の周波数までインバータ部の発振周波数を略連続的に低下させるように制御する制御部とを備え、該制御部は、インバータ部の発振周波数を第２の周波数まで低下させた後さらに無負荷共振周波数よりも低い第３の周波数に瞬時に低下させる制御と、電源部において交流電源の交流電源電圧を全波整流して得られる脈流電圧に応じて放電灯の始動前に所定の予熱時間だけ第１の周波数でインバータ部を動作させた後、脈流電圧のピーク値付近で一旦発振周波数を上昇するとともに谷部付近で再び低下するということを第２の周波数に達するまで繰り返すようにインバータ部の発振周波数を変調し且つ略連続的に低下させる制御とを行うことを特徴とし、インバータ部を第１の周波数で発振させることで各放電灯のフィラメントを予熱した後、インバータ部の発振周波数を第２の周波数まで略連続的に低下させることにより、インバータ部の発振周波数を無負荷共振周波数まで低下させずに放電灯を始動することができて電源部やインバータ部などに過大なストレスがかかることを防止でき、また、インバータ部の発振周波数を第３の周波数とすることで始動した放電灯を安定点灯（定常点灯）させることができるとともに、仮に何らかの故障があって始動しない放電灯がある場合であっても、インバータ部の発振周波数が無負荷共振周波数となることを回避でき、インバータ部に過大なストレスがかかることを防止できる。さらに、各放電灯の性能ばらつき等により個々の始動電圧が異なっていることから、インバータ部の発振周波数を変調し且つ略連続的に低下させることで複数の放電灯の始動のタイミングをずらすことができる。その結果、負荷部に同時に供給すべき電力が少なくなり、始動時と安定点灯時とで負荷部で必要となる電力の差を小さくできるとともに、電源部やインバータ部などにかかるストレスを低減することができる。しかも、放電灯は交流電源電圧のピーク値付近で始動するため、電源部にかかる負担を軽減することができる。
【００１２】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、電源部が、交流電源を整流する整流器と、整流器の出力から直流電源を作成するチョッパ部とを具備することを特徴とする。
【００１３】
請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、負荷部が複数の放電灯を有するとともに、第２の周波数でインバータ部が発振しているときに各放電灯のフィラメントで消費される電力の合計が第３の周波数でインバータ部が発振しているときに各放電灯のフィラメントで消費される電力の合計よりも大きいことを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
（参考例１）
図１に本発明の参考例１のブロック図を、図２〜図５にその具体回路図をそれぞれ示す。図１に示すように本参考例は、商用電源のような交流電源ＡＣから直流電源を作成する電源部１と、電源部１の直流出力を高周波の交流出力に変換する他励式のインバータ部２と、インバータ部２の出力端に接続される複数の放電灯Ｌａ1〜Ｌａ4及び各放電灯Ｌａ1〜Ｌａ4のフィラメントの非電源側に接続される予熱用のコンデンサＣ8〜Ｃ11を有する負荷部４と、インダクタンスＬ5〜Ｌ8とコンデンサＣ3〜Ｃ6の直列回路を有しインダクタンスＬ5〜Ｌ8と予熱用のコンデンサＣ8〜Ｃ11とで共振回路を構成する共振部３と、放電灯Ｌａ1〜Ｌａ4の始動前に所定の予熱時間だけ共振部３と負荷部４の無負荷共振周波数ｆ0よりも高い第１の周波数ｆ1でインバータ部２を発振させた後、少なくとも第１の周波数ｆ1よりも低く且つ無負荷共振周波数ｆ0よりも高い第２の周波数ｆ2までインバータ部２の発振周波数ｆを経時的に滑らかに低下させるように制御する制御部５とを備えている。
【００１５】
図２に示すように電源部１は、インダクタンスＬ1 〜Ｌ3 から成るフィルタと、ダイオードブリッジから成る整流器６と、インダクタンスＬ4 、スイッチング素子Ｑ1 、ダイオードＤ1 並びにコンデンサＣ2 などから成る昇圧チョッパ回路部７と、上記スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング制御を行なうチョッパ制御回路部８とを備えている。
【００１６】
チョッパ制御回路部８は、昇圧チョッパ制御用のＩＣ（例えば、モトローラ社製 ＭＣ３３２６２など）から成るチョッパ制御回路ＩＣ1 を主構成要素とし、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 により検出した出力電圧やインダクタンスＬ4 を介して検出した入力電流などに基づいて、コンデンサＣ2 の両端に一定の昇圧された直流電圧（例えば、交流電源電圧が１００Ｖであれば２００Ｖ）が得られるようにチョッパ制御回路ＩＣ1 でスイッチング素子Ｑ1 のスイッチング制御を行なっている。なお、チョッパ制御回路ＩＣ1 に接続されている他の抵抗やコンデンサについては、昇圧チョッパ制御用ＩＣの仕様に応じて用いられる一般的なものであり、詳細な説明は省略する。
【００１７】
また、コンデンサＣ2 の手前には、チョッパ制御回路ＩＣ1 などに供給される制御電源Ｖccを作成するための集積回路ＩＣ2 （例えば、ローム社製 ＢＰ５０４１など）が接続されている。
インバータ部２は、電源部１の出力端間に直列接続された一対のスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 を具備し、片方のスイッチング素子Ｑ3 の両端に図３に示すような共振部３と負荷部４とが直列に接続されている。而して、図２並びに図４に示す制御部５によって上記スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 を交互にオン、オフし、スイッチング素子Ｑ2 がオンのときには、電源部１からスイッチング素子Ｑ2 を介して共振部３及び負荷部４に電流が流れるとともに、スイッチング素子Ｑ3 がオンのときには、共振部３からスイッチング素子Ｑ3 を介して負荷部４に逆向きの電流が流れる。すなわち、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 を高周波で交互にオン、オフすることで負荷部４の各放電灯Ｌａ1 〜Ｌａ4 に高周波の交流電力が供給されることになる。
【００１８】
一方、本参考例の特徴となる制御部５は、図２に示すスイッチング素子Ｑ2，Ｑ3のオン、オフを直接に制御するスイッチング制御回路ＩＣ3（例えば、ＩＲ社製ＩＲ２１１１などのハイ、ロー両サイド駆動用のドライバＩＣなど）と、図４に示す信号発生回路ＩＣ4（例えば、日本電気製μＰＣ４９４など）と、図５に示すタイマ回路１０とを備え、信号発生回路ＩＣ4から出力される制御信号Ｓｃがスイッチング制御回路ＩＣ3に入力されている。そして、スイッチング制御回路ＩＣ3が入力された制御信号Ｓｃの周波数に応じてスイッチング素子Ｑ2，Ｑ3のオン、オフの駆動周期を可変するようになっている。
【００１９】
タイマ回路１０はコンパレータＩＣ5 、並びに抵抗Ｒ5 とコンデンサＣ13から成る時定数回路などで構成され、制御電源Ｖccを分圧抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 で分圧して得られる基準電圧Ｖｒと、時定数回路の出力電圧（コンデンサＣ13の両端電圧）ＶｃとをコンパレータＩＣ5 にて比較し、制御電源Ｖccの供給が開始されてから上記出力電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒを越えるまでの所定時間Ｔ0 だけハイとなり、出力電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒを越えるとローとなる信号Ｓｔを出力する。なお、上記所定時間Ｔ0 は時定数回路の時定数、すなわち抵抗Ｒ5 の抵抗値とコンデンサＣ13の容量とによって決まり、これらの値を適宜選択することで任意の所定時間Ｔ0 を設定することができる。
【００２０】
信号発生回路ＩＣ4 はＲｔ端子から流れ出る電流が多いほど制御信号Ｓｃの発振周波数が高くなるもので、図４に示すようにＲｔ端子にはタイマ回路１０からの出力信号Ｓｔに応じてＲｔ端子から流れ出る電流を増減させる調整回路部１１が接続されている。すなわち、調整回路部１１でＲｔ端子から流れ出る電流値を増減することにより、信号発生回路ＩＣ4 から出力される制御信号Ｓｃの発振周波数を調整することができるのである。
【００２１】
調整回路部１１は、トランジスタＱ4 〜Ｑ9 、抵抗Ｒ8 …、コンデンサＣ14…などで構成されている。トランジスタＱ7 はエミッタが接地されるとともにコレクタがＲｔ端子に接続されている。同じくトランジスタＱ9 はエミッタが接地されるとともにコレクタが抵抗Ｒ12を介してＲｔ端子に接続されている。そして、これらトランジスタＱ7 ，Ｑ9 と並列に抵抗Ｒ9 及びコンデンサＣ15が接続されている。また、トランジスタＱ7 のベースがエミッタ接地のトランジスタＱ6 のベースに接続されるとともに、トランジスタＱ6 のコレクタがトランジスタＱ5及び抵抗Ｒ8 を介して制御電源Ｖccに接続されてカレントミラー回路が構成されている。なお、抵抗Ｒ8 とトランジスタＱ6 にはコンデンサＣ14が並列に接続されている。トランジスタＱ5 のベースはプルアップ抵抗Ｒ10を介して制御電源Ｖccに接続されるとともに、抵抗Ｒ11を介してエミッタ接地のトランジスタＱ4 のコレクタに接続されている。また、カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ6 ，Ｑ7 のベースはエミッタ接地のトランジスタＱ8 のコレクタに接続されている。
【００２２】
タイマ回路１０の出力信号ＳｔはトランジスタＱ4 ，Ｑ8 ，Ｑ9 の各ベースに入力されており、出力信号Ｓｔがハイレベルのときに各トランジスタＱ4 ，Ｑ8，Ｑ9 がオンとなり、ローレベルのときにオフとなる。トランジスタＱ4 ，Ｑ8，Ｑ9 がオンすれば、トランジスタＱ5 がオンとなるとともにトランジスタＱ6，Ｑ7 はオフとなり、そのため制御電源ＶccによってコンデンサＣ14が充電される。また、このときにはトランジスタＱ7 がオフ、トランジスタＱ9 がオンとなるため、Ｒｔ端子から流れ出る電流の大きさは並列接続された抵抗Ｒ9 ，Ｒ12の抵抗値によって決まる。このときに信号発生回路ＩＣ4 から出力される制御信号Ｓｃの周波数に応じたインバータ部２の発振周波数が、図６に示すように第１の周波数ｆ1 である。
【００２３】
一方、トランジスタＱ9 がオフすれば抵抗Ｒ12に電流が流れなくなるともに、トランジスタＱ4 ，Ｑ5 ，Ｑ8 がオフすることでコンデンサＣ14の充電電圧によってトランジスタＱ6 がオンとなってコンデンサＣ14の放電電流が流れる。このため、トランジスタＱ6 とカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ7 にもトランジスタＱ6 に流れる放電電流と同量の電流が流れることになり、このときに流れる電流の大きさは、コンデンサＣ14の両端電圧とトランジスタＱ6 のコレクタに接続されている抵抗Ｒ8 の抵抗値とで決定される。ここで、トランジスタＱ4 ，Ｑ5 ，Ｑ8 がオフした直後の電流の大きさがオフする前と略同一となるように抵抗Ｒ8 の抵抗値を選択しておく。
【００２４】
次に放電灯Ｌａ1 …を始動する際の全体的な動作を図６及び図７を参照して説明する。
まず、時刻ｔ＝ｔ0 で交流電源ＡＣからの電源供給が開始されと集積回路ＩＣ2 が動作し、制御部５やタイマ回路１０に制御電源Ｖccが供給される。タイマ回路１０では制御電源Ｖccの供給開始（ｔ＝ｔ0 ）から所定時間Ｔ0 が経過するまでの間（ｔ＝ｔ1 ）、出力信号Ｓｔがハイレベルとなる。このため、上述のように信号発生回路ＩＣ4 から出力される制御信号Ｓｃに応じてスイッチング制御回路ＩＣ3 が制御するインバータ部２の発振周波数ｆは、第１の周波数ｆ1 となる。このときには発振周波数ｆ＝ｆ1 が無負荷共振周波数ｆ0 に比較して充分高いため、負荷部４の各放電灯Ｌａ1 〜Ｌａ4 の両端電圧は始動電圧よりも低くなり、予熱用のコンデンサＣ8 〜Ｃ11を介して予熱電流が流れることになる。すなわち、タイマ回路１０の出力信号Ｓｔがハイレベルとなる所定時間Ｔ0 （＝ｔ1 −ｔ0 ）が予熱時間となる。なお、この予熱時間は例えばタイマ回路１０の分圧抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の抵抗値を調整するなどの方法によって適宜調整可能である。
【００２５】
一方、時刻ｔ＝ｔ1 でタイマ回路１０の出力信号Ｓｔがハイレベルからローレベルに変化すると、上述のように信号発生回路ＩＣ4 のＲｔ端子から流れる電流は、コンデンサＣ14の放電が完了するまで（時刻ｔ＝ｔ2 ）までの間に徐々に低下する。したがって、スイッチング制御回路ＩＣ3 が制御するインバータ部２の発振周波数ｆもまた同様に経時的に徐々に滑らかに低下し、最終的には無負荷共振周波数ｆ0 よりも低い第３の周波数ｆ3 で安定することになる。なお、発振周波数ｆが低下する際の傾きは抵抗Ｒ8 とコンデンサＣ14の時定数により決定される。
【００２６】
ところで、時刻ｔ＝ｔ0 からｔ1 までの予熱期間Ｔ0 ではインバータ部２の発振周波数ｆは第１の周波数ｆ1 であって、負荷部４の放電灯Ｌａ1 〜Ｌａ4 が何れも放電を開始していないから、図７に示すように共振部３と負荷部４の周波数と電圧（ランプ電圧）の関係は曲線ａで表される。
一方、時刻ｔ＝ｔ1 〜ｔ2 までの期間ではインバータ部２の発振周波数ｆが第１の周波数ｆ1 から第２の周波数ｆ2 （無負荷共振周波数ｆ0 よりも若干高い周波数）を経て第３の周波数ｆ3 まで徐々に低下し、この低下の過程において各放電灯Ｌａ1 〜Ｌａ4 が放電を開始して始動することになる。ここで、共振回路を構成する共振部３のインダクタンスＬ5 〜Ｌ8 や予熱用のコンデンサＣ8 〜Ｃ11のばらつき、あるいは放電灯Ｌａ1 〜Ｌａ4 のばらつきによって各放電灯Ｌａ1〜Ｌａ4 の始動電圧が異なってくる。したがって、インバータ部２の発振周波数ｆを低下する過程で始動電圧の低い放電灯Ｌａ1 …から順次始動を開始することになり、共振部３と負荷部４の周波数と電圧の関係は曲線ａから曲線ｂへと変化し、全ての放電灯Ｌａ1 〜Ｌａ4 が始動すれば曲線ｃとなる。
【００２７】
そして、インバータ部２の発振周波数ｆが第３の周波数ｆ3 のときには、始動した放電灯Ｌａ1 〜Ｌａ4 を安定点灯させるのに充分な電力が供給される。
すなわち、インバータ部２の発振周波数ｆを第１の周波数ｆ1 に設定して放電灯Ｌａ1 …のフィラメントを充分予熱した後、発振周波数ｆを第１の周波数ｆ1から第２の周波数ｆ2 を経て第３の周波数ｆ3 まで徐々に低下させることにより、複数の放電灯Ｌａ1 〜Ｌａ4 の始動のタイミングをずらすことができる。このため、始動時に安定点灯時よりも大きな電力を必要とするような放電灯Ｌａ1 …であっても、安定点灯（定常点灯）時に負荷部４で必要とされる電力と、始動時に必要とされる電力との差を小さくすることができて、電源部１やインバータ部２、特に昇圧チョッパ回路部７にかかるストレスの低減が図れるものである。また、昇圧チョッパ回路部７の最大出力電力を小さくすることも可能であり、これによってインダクタンスＬ4 の小型化が可能になるという利点もある。また、複数の放電灯Ｌａ1 …の始動のタイミングをずらすことにより、共振部３と負荷部４の共振の鋭さが鈍ってくるから、インバータ部２の発振周波数ｆを第１の周波数ｆ1 から第２の周波数ｆ2 を経て第３の周波数ｆ3 まで低下させる際に、インバータ部２のスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 にストレスがかかる（進相電流が流れる）ことを防止できるという利点もある。
【００２８】
なお、本参考例では負荷部４の放電灯Ｌａ1…の灯数を４つとしたがこれに限定する主旨ではなく、図８に示すように灯数を５つとしたり、あるいは６つ以上若しくは１つであっても同様の効果が得られる。
（参考例２）
本発明の他の参考例は、放電灯Ｌａ1…の始動時において、インバータ部２の発振周波数ｆを第１の周波数ｆ1よりも低く且つ無負荷共振周波数ｆ0よりも高い第２の周波数ｆ2まで低下させた後さらに無負荷共振周波数ｆ0よりも低い第３の周波数ｆ3に瞬時に低下させるように制御部５を構成した点に特徴があり、制御部５を除いた基本的な回路構成は参考例１と共通であるから、共通する部分については一部図示及び説明を省略する。
【００２９】
図９及び図１０は、本参考例における制御部５のうちでインバータ部２のスイッチング素子Ｑ2，Ｑ3を直接スイッチング制御するスイッチング制御回路ＩＣ3を除いた構成を示す具体回路図である。
図１０に示すように、本参考例においては参考例１におけるタイマ回路１０と同じ回路構成を有する第１のタイマ回路１０1と、第１のタイマ回路１０1の出力信号Ｓｔ1がハイレベルからローレベルに変化した時点から所定時間Ｔ1が経過した後に出力信号Ｓｔ2がハイレベルからローレベルに変化する第２のタイマ回路１０2とを備えている。第２のタイマ回路１０2はコンパレータＩＣ6、並びに抵抗Ｒ14とコンデンサＣ16から成る時定数回路などを備えた第１のタイマ回路１０1と共通の回路構成を有するとともに、第１のタイマ回路１０1の出力信号Ｓｔ1がハイレベルの時にオン、ローレベルの時にオフとなるトランジスタＱ11がコンデンサＣ16に並列接続されて構成されている。
【００３０】
つまり、第１のタイマ回路１０1 の出力信号Ｓｔ1 がハイレベルのときには、トランジスタＱ11がオンであるために第２のタイマ回路１０2 のコンデンサＣ16は充電されず、第１のタイマ回路１０1 の出力信号Ｓｔ1 がローレベルとなってトランジスタＱ11がオフになってからコンデンサＣ16の充電が開始される。而して、この第２のタイマ回路１０2 は、図１１に示すように、制御電源Ｖccを分圧抵抗Ｒ15，Ｒ16で分圧して得られる基準電圧Ｖｒ2 と、時定数回路の出力電圧（コンデンサＣ16の両端電圧）Ｖｃ2 とをコンパレータＩＣ6 にて比較し、制御電源Ｖccの供給が開始されてから上記出力電圧Ｖｃ2 が基準電圧Ｖｒ2 を越えるまでの所定時間Ｔ0 ＋Ｔ1 だけハイとなり、出力電圧Ｖｃ2 が基準電圧Ｖｒ2 を越えるとローとなる信号Ｓｔ2 を出力する。
【００３１】
一方、第２のタイマ回路１０2 の出力信号Ｓｔ2 は、トランジスタＱ10のベースに入力されており、ハイレベルのときにトランジスタＱ10をオンとし、ローレベルのときにオフとする。このトランジスタＱ10はエミッタが接地されるとともに、信号発生回路ＩＣ4 のＲｔ端子に接続されている抵抗Ｒ9 に直列接続された抵抗Ｒ13の非接地側の一端にコクレタが接続されている。
【００３２】
次に放電灯Ｌａ1…を始動する際の全体的な動作を図１１を参照して説明する。ここで、時刻ｔ＝ｔ0で交流電源ＡＣからの電源供給を開始した後、第１のタイマ回路１０1による所定時間Ｔ0が経過するまでは第１の周波数ｆ1でインバータ部２を発振させるとともに、所定時間Ｔ0の経過後インバータ部２の発振周波数ｆを第１の周波数ｆ1から徐々に低下させる動作までは参考例１と共通である。
【００３３】
時刻ｔ＝ｔ1 で所定時間Ｔ0 が経過して第１のタイマ回路１０1 の出力信号Ｓｔ1 がハイレベルからローレベルに変化すると、第２のタイマ回路１０2 のコンデンサＣ16の充電が開始される。しかしながら、時刻ｔ＝ｔ2 で所定時間Ｔ1 が経過してコンデンサＣ16の両端電圧Ｖｃ2 が基準電圧Ｖｒ2 を越えるまでは、第２のタイマ回路１０2 の出力信号Ｓｔ2 がハイレベルのままであるためにインバータ部２の発振周波数ｆは徐々に低下し続ける。そして、時刻ｔ＝ｔ2 で所定時間Ｔ1 が経過しコンデンサＣ16の両端電圧Ｖｃ2 が基準電圧Ｖｒ2 を越えれば、第２のタイマ回路１０2 の出力信号Ｓｔ2 がローレベルに変化することからトランジスタＱ10がオフとなる。トランジスタＱ10がオフになると、抵抗Ｒ9 に接続された抵抗Ｒ13の抵抗値の影響でＲｔ端子から流れ出る電流量が一気に減少し、インバータ部２の発振周波数ｆも第２の周波数ｆ2 から第３の周波数ｆ3 まで瞬時に低下させることができる。
【００３４】
本参考例によれば、参考例１の効果に加えて、インバータ部２の発振周波数ｆを第１の周波数ｆ1から第２の周波数ｆ2まで徐々に低下させる過程で放電灯Ｌａ1〜Ｌａ4を始動した後、無負荷共振周波数ｆ0よりも低く安定点灯時に必要な電力供給が可能な第３の周波数ｆ3まで瞬時に低下させるように制御部５を構成したため、インバータ部２の発振周波数ｆが無負荷共振周波数ｆ0と略一致することを回避でき、万が一にも何らかの異常で複数の放電灯Ｌａ1…の中に始動していない放電灯があったとしてもインバータ部２のスイッチング素子Ｑ2，Ｑ3に過大な電流が流れることを防止でき、信頼性の向上が図れるという利点がある。
【００３５】
（実施形態１）
本発明の第１の実施形態は、放電灯Ｌａ1…の始動時において、インバータ部２の発振周波数ｆを第１の周波数ｆ1よりも低く且つ無負荷共振周波数ｆ0よりも高い第２の周波数ｆ2まで低下させる際に発振周波数ｆを変調するように制御部５を構成した点に特徴があり、基本的な回路構成は参考例２と共通であるから、共通する部分については一部図示及び説明を省略する。
【００３６】
図１２及び図１３は本実施形態の一部省略した具体回路図である。本実施形態では、参考例２と同じく第１及び第２のタイマ回路１０1，１０2（図示せず）を備えるとともに、信号発生回路ＩＣ4のＲｔ端子から流れ出る電流量を短い周期で増減させることによってインバータ部２の発振周波数ｆを変調する変調回路部１２を備えている。
【００３７】
変調回路部１２は、トランジスタＱ7や抵抗Ｒ9などに対して並列にＲｔ端子に接続された抵抗Ｒ22とトランジスタＱ12の直列回路と、エミッタが接地されるとともにトランジスタＱ12のベースにコレクタが接続されたトランジスタＱ13と、出力端がトランジスタＱ13のベースに接続されたオアゲートＩＣ7と、オアゲートＩＣ7の一方の入力端に出力端が接続されたインバータＩＣ8と、電源部１の整流器６の出力端に接続された分圧抵抗Ｒ19，Ｒ20と、一方の分圧抵抗Ｒ20に並列接続されたコンデンサＣ21とを備え、分圧抵抗Ｒ19，Ｒ20の接続点を抵抗Ｒ21を介してトランジスタＱ12のベースに接続するとともに、オアゲートＩＣ7の他方の入力端に第１のタイマ回路１０1の出力信号Ｓｔ1が入力され、且つインバータＩＣ8の入力端に第２のタイマ回路１０2の出力信号Ｓｔ2が入力されて構成されている。
トランジスタＱ13は、第１のタイマ回路１０1の出力信号Ｓｔ1がハイレベルのとき、あるいは第２のタイマ回路１０2の出力信号Ｓｔ2がローレベルのときにオンとなり、第１のタイマ回路１０1の出力信号Ｓｔ1がローレベル且つ第２のタイマ回路１０2の出力信号Ｓｔ2がハイレベルのときにオフとなる。また、トランジスタＱ13がオンするとトランジスタＱ12はオフとなり、変調回路部１２はＲｔ端子から流れ出る電流に何ら影響を与えないから、この場合には参考例２と全く同じ動作を行なう。
【００３８】
一方、トランジスタＱ13がオフすると、トランジスタＱ12は分圧抵抗Ｒ20の両端に生じる電圧に応じてオン、オフする。この分圧抵抗Ｒ20の両端に生じる電圧は、整流器６から出力される脈流電圧のピーク値付近でハイレベル、谷部付近でローレベルとなり、ハイレベルのときにトランジスタＱ12がオン、ローレベルのときにトランジスタＱ12がオフとなる。而して、トランジスタＱ12がオンしたときには、トランジスタＱ12のコレクタに接続された抵抗Ｒ22の影響でＲｔ端子から流れ出る電流量が増加してインバータ部２の発振周波数ｆが上昇し、反対にトランジスタＱ12がオフしたときには、抵抗Ｒ22の影響が無くなってＲｔ端子から流れ出る電流量が減少するからインバータ部２の発振周波数ｆは再び低下に転じる。
【００３９】
つまり、図１４に示すように予熱終了後にインバータ部２の発振周波数ｆが第１の周波数ｆ1から第２の周波数ｆ2に低下する過程において、変調回路部１２により交流電源ＡＣの電源周波数に応じてインバータ部２の発振周波数ｆが変調されて、上記脈流電圧のピーク値付近で一旦発振周波数ｆが上昇するとともに谷部付近で再び低下するということを第２の周波数ｆ2に達するまで繰り返すものである。なお、第２のタイマ回路１０2の出力信号Ｓｔ2がローレベルになって発振周波数ｆが第２の周波数ｆ2に達すれば、参考例２と同様に発振周波数ｆは第２の周波数ｆ2から第３の周波数ｆ3へ瞬時に低下するように制御される。
【００４０】
本実施形態によれば、参考例１又は参考例２のようにインバータ部２の発振周波数ｆを第１の周波数ｆ1から第２の周波数ｆ2まで単調に低下させるよりも、複数の放電灯Ｌａ1…の始動タイミングをさらにずらすことが可能となる。このため、放電灯Ｌａ1…の始動時と安定点灯時とにおいて必要となる電力の差をさらに小さくすることができ、電源部１やインバータ部２、特に昇圧チョッパ回路部７にかかるストレスを低減し、インダクタンスＬ4の小型化が図れるという利点がある。
【００４１】
（実施形態２）
上記実施形態１においては、整流器６の脈流出力のピーク値付近で発振周波数ｆが上昇するとともに、脈流出力の谷部付近で再び低下するようにインバータ部２の発振周波数ｆを変調している。
しかしながら、インバータ部２の発振周波数ｆを第１の周波数ｆ1から第２の周波数ｆ2へ低下させる過程においては、発振周波数ｆが低くなるほどインバータ部２の出力が放電灯Ｌａ1…の始動に必要な電力に近づく。
【００４２】
そこで、本実施形態においては整流器６の脈流出力のピーク値付近で発振周波数ｆが低下するような変調を行い、放電灯Ｌａ1 …が交流電源ＡＣの電源電圧のピーク値付近で放電を開始（始動）するようにしている。具体的には、図１２における抵抗Ｒ21と、図１３における変調回路部１２のトランジスタＱ12のベースとの間に、図１５に示す信号反転回路１３を設けている。この信号反転回路１３は、抵抗Ｒ23とトランジスタＱ14とで構成され、トランジスタＱ14のベースに抵抗Ｒ21が接続されるとともに、トランジスタＱ14のコレクタがトランジスタＱ12のベースに接続されている。すなわち、整流器６の脈流出力のピーク値付近でトランジスタＱ14がオンとなるから、信号反転回路１３の出力はローレベルとなり、変調回路部１２のトランジスタＱ12はオフとなる。反対に脈流出力の谷部付近でトランジスタＱ14がオフとなり、信号反転回路１３の出力がハイレベルとなってトランジスタＱ12はオンとなる。
【００４３】
従って、実施形態１とは逆に脈流電圧のピーク値付近で発振周波数ｆが一旦低下するとともに、谷部付近で再び上昇することとなる。
上述のように整流器６の脈流出力のピーク値付近で発振周波数ｆが低下するような変調を行なえば、放電灯Ｌａ1…が交流電源ＡＣの電源電圧のピーク値付近で放電を開始（始動）するようにでき、実施形態１よりもさらに電源部１、特にコンデンサＣ2に充電された電荷がインバータ部２へ一気に引き抜かれるというようなことがなくなり、昇圧チョッパ回路部７にかかるストレスをさらに確実に軽減することができる。
【００４４】
ところで、図１６あるいは図１７に示すように、放電灯Ｌａ1 …と照明器具を構成する金属板１４との距離が、各放電灯Ｌａ1 …ごとに異なるようにすれば、金属板１４の個々の放電灯Ｌａ1 …に対する近接導体の効果に違いが生じることになる。その結果、各放電灯Ｌａ1 …の始動電圧にも差が生じ、複数の放電灯Ｌａ1 …の始動タイミングをさらにずらすことができるようになる。
【００４５】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源から直流電源を作成する電源部と、電源部の直流出力を高周波の交流出力に変換する他励式のインバータ部と、インバータ部の出力端に接続される複数の放電灯及び各放電灯のフィラメントの非電源側に接続される予熱用のコンデンサを有する負荷部と、予熱用のコンデンサとともに共振回路を構成する複数の共振部と、放電灯の始動前に所定の予熱時間だけ共振部と負荷部の無負荷共振周波数よりも高い第１の周波数でインバータ部を発振させた後、少なくとも第１の周波数よりも低く且つ無負荷共振周波数よりも高い第２の周波数までインバータ部の発振周波数を略連続的に低下させるように制御する制御部とを備え、該制御部は、インバータ部の発振周波数を第２の周波数まで低下させた後さらに無負荷共振周波数よりも低い第３の周波数に瞬時に低下させる制御と、電源部において交流電源の交流電源電圧を全波整流して得られる脈流電圧に応じて放電灯の始動前に所定の予熱時間だけ第１の周波数でインバータ部を動作させた後、脈流電圧のピーク値付近で一旦発振周波数を上昇するとともに谷部付近で再び低下するということを第２の周波数に達するまで繰り返すようにインバータ部の発振周波数を変調し且つ略連続的に低下させる制御とを行うので、インバータ部を第１の周波数で発振させることで各放電灯のフィラメントを予熱した後、インバータ部の発振周波数を第２の周波数まで経時的に滑らかに低下させることにより、インバータ部の発振周波数を無負荷共振周波数まで低下させずに放電灯を始動することができて電源部やインバータ部などに過大なストレスがかかることを防止でき、特に放電灯が複数ある場合には、各放電灯の性能ばらつき等により個々の始動電圧が異なっていることから、インバータ部の発振周波数を経時的に滑らかに低下させることで複数の放電灯の始動のタイミングをずらすことができ、その結果、負荷部に同時に供給すべき電力が少なくなり、始動時と安定点灯時とで負荷部で必要となる電力の差を小さくできるとともに、電源部やインバータ部などにかかるストレスを低減することができ、しかも、インバータ部の発振周波数を第３の周波数とすることで始動した放電灯を安定点灯（定常点灯）させることができるとともに、仮に何らかの故障があって始動しない放電灯がある場合であっても、インバータ部の発振周波数が無負荷共振周波数となることを回避でき、インバータ部に過大なストレスがかかることを防止できるという効果がある。さらに、各放電灯の性能ばらつき等により個々の始動電圧が異なっていることから、インバータ部の発振周波数を変調し且つ略連続的に低下させることで複数の放電灯の始動のタイミングをずらすことができる。その結果、負荷部に同時に供給すべき電力が少なくなり、始動時と安定点灯時とで負荷部で必要となる電力の差を小さくできるとともに、電源部やインバータ部などにかかるストレスを低減することができ、しかも、放電灯は交流電源電圧のピーク値付近で始動するため、電源部にかかる負担を軽減することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の参考例１を示すブロック図である。
【図２】  同上の要部を示す具体回路図である。
【図３】  同上の要部を示す具体回路図である。
【図４】  同上の要部を示す具体回路図である。
【図５】  同上の要部を示す具体回路図である。
【図６】  同上の動作を説明するための説明図である。
【図７】  同上の動作を説明するための波形図である。
【図８】  同上の要部を示す具体回路図である。
【図９】  本発明の参考例２の要部を示す具体回路図である。
【図１０】  同上の要部を示す具体回路図である。
【図１１】  同上の動作を説明するための説明図である。
【図１２】  本発明の実施形態１の要部を示す具体回路図である。
【図１３】  同上の要部を示す具体回路図である。
【図１４】  同上の動作を説明するための説明図である。
【図１５】  本発明の実施形態２の要部を示す具体回路図である。
【図１６】  同上における構造を示し、（ａ）は平面図、（ｂ）は側面断面図である。
【図１７】  同上における他の構造を示す側面断面図である。
【図１８】  従来例を示すブロック図である。
【図１９】  同上の動作を説明するための波形図である。
【図２０】  同上の動作を説明するための説明図である。
【図２１】  他の従来の示す具体回路図である。
【図２２】  同上の動作を説明するための波形図である。
【符号の説明】
１  電源部
２  インバータ部
３  共振部
４  負荷部
５  制御部
【図１】
0003755202.tif 000002
【図２】
0003755202.tif 000003
【図３】
0003755202.tif 000004
【図４】
0003755202.tif 000005
【図５】
0003755202.tif 000006
【図６】
0003755202.tif 000007
【図７】
0003755202.tif 000008
【図８】
0003755202.tif 000009
【図９】
0003755202.tif 000010
【図１０】
0003755202.tif 000011
【図１１】
0003755202.tif 000012
【図１２】
0003755202.tif 000013
【図１３】
0003755202.tif 000014
【図１４】
0003755202.tif 000015
【図１５】
0003755202.tif 000016
【図１６】
0003755202.tif 000017
【図１７】
0003755202.tif 000018
【図１８】
0003755202.tif 000019
【図１９】
0003755202.tif 000020
【図２０】
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【図２１】
0003755202.tif 000022
【図２２】
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