(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
リニアアンプと出力アンプとを含む正帰還ループを有するモータ駆動回路であって、
モータを定格速度で回転させる定常運転時において、
上記リニアアンプは、入力部にアッテネータが設けられ、上記モータが回転することによって生じた正弦波形状の誘起電圧が入力されることにより出力を行い、
上記出力アンプは、上記リニアアンプの出力に基づいて、上記誘起電圧に比例した正弦波形状の電圧が入力されることにより駆動電流を上記モータのモータコイルに流す
ことを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項２】
請求項１記載のモータ駆動回路において、
上記正帰還ループは、該正帰還ループの位相補償を行う位相補償手段を更に含んで成ることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項３】
請求項２記載のモータ駆動回路において、
上記位相補償手段はローパスフィルタも含んで成ることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれかに記載のモータ駆動回路において、
上記モータの定常運転時、上記リニアアンプの出力は上記出力アンプに入力されるように構成されていることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれかに記載のモータ駆動回路において、
上記出力アンプの通電量を制御する電流制御アンプを更に具備して成り、
上記モータの定常運転時、上記出力アンプの通電量は上記電流制御アンプによって制御されることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項６】
請求項２に記載のモータ駆動回路において、
上記モータコイルへの通電比を決定するマトリクス回路と、
上記位相補償手段の出力と上記マトリクス回路の出力とを選択的に上記出力アンプへ供給する切換回路と、
を更に具備して成ることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれかに記載のモータ駆動回路において、
上記モータの定常運転時、上記モータコイルに流れる上記駆動電流が小さく絞り込まれることにより、上記正帰還ループのループ利得が上記モータの起動時のループ利得よりも小さい状態で上記正帰還ループが形成されていることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれかに記載のモータ駆動回路において、
上記駆動電流の波形は台形状であることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項９】
請求項１乃至７のいずれかに記載のモータ駆動回路において、
上記駆動電流の立上りまたは立下りの波形は所定の傾きを有していることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項１０】
請求項１乃至９のいずれかに記載のモータ駆動回路において、
上記モータコイルは通電相ごとに設けられ、
上記モータコイルの各一端は、それぞれ、相ごとに飽和状態およびカットオフ状態のいずれかに２値制御されるトランジスタを介して接地基準電位に接続され、
上記モータコイルの各他端が互いに共通接続された中性点は、アクティブ状態でリニア動作するトランジスタを介して電源電位に接続されていることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項１１】
請求項１乃至１０のいずれかに記載のモータ駆動回路において、
上記モータの起動時、クロック信号に同期する同期運転で上記モータを駆動し、
上記モータの起動後、上記モータの回転数が定格回転数に達するまでの間、上記モータの上記モータコイルに発生する逆起電圧と上記モータコイルの中性点の電圧とのゼロクロス点を検出し、上記検出されたゼロクロス点に基づいて上記モータを駆動し、
上記モータの回転数が定格回転数となった後、上記モータコイルに発生する逆起電圧の位相情報および振幅情報を用いて上記モータコイルを駆動することを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項１２】
請求項１乃至８のいずれかに記載のモータ駆動回路において、  
上記モータコイルは第一のコイル、第二のコイル、及び第三のコイルで構成されており、
上記モータ駆動回路は第一の駆動と第二の駆動を行う事が可能に構成されており、
上記第一の駆動とは上記モータコイルの第一と第二のコイル間で、又は第一と第三のコイル間で、又は第二と第三のコイル間で通電を行うような駆動であり、
上記第二の駆動とは上記モータコイルの第一のコイルと上記モータコイルの中性点との間で、又は第二のコイルと上記モータコイルの中性点との間で、又は第三のコイルと上記モータコイルの中性点との間で通電を行うような駆動であり、
上記第二の駆動の際に上記第一、第二、及び第三のコイル各一端がそれぞれ、オン状態になる通電相のトランジスタによって接地基準電位に接続されることを特徴とするモータ駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、ＤＣ（直流）ブラシレスモータの駆動回路に関し、さらにはセンサレス多相ＤＣブラシレスモータの駆動回路に適用して有効な技術に関する。本発明は、たとえば、ハードディスク・ドライブ（以下、ＨＤＤとも言う）やフロッピィディスク・ドライブ（以下、ＦＤＤとも言う）に使用されるスピンドルモータの駆動回路に利用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
小型ワークステーションやパーソナルコンピュータなどのデータ処理装置の外部記憶装置として、ハードディスク・ドライブ（以下、ＨＤＤとも言う）やフロッピィディスク・ドライブ（以下、ＦＤＤとも言う）が使用されている。これらの外部記憶装置は、スピンドルモータによって回転された磁気ディスク（磁気メディアとも言う）のトラックにデータを磁気ヘッドで書き込んだり、あるいは磁気ディスクのトラックに書き込まれたデータを磁気ヘッドで読み出す様になっている。
【０００３】
データ処理装置の処理速度の向上とアプリケーションソフトの大規模化のため、磁気ディスク上でのデータ記録密度（面記録密度）の高密度化およびハードディスク・ドライブやフロッピィディスク・ドライブのデータ伝送速度の高速化が、年々進められている。
【０００４】
一方、データ処理装置の小型化や省電力化のため、ハードディスク・ドライブやフロッピィディスク・ドライブの装置自体の小型化、薄型化および省電力化も、年々進められている。
【０００５】
たとえば、ハードディスク・ドライブにおいて、それに内蔵される磁気ディスクの直径として、３．５インチ、２．５インチ、１．８インチの様に徐々に直径の小さな磁気ディスクが開発されている。また、ハードディスク・ドライブの装置自体の厚さも、ラップトップ型パーソナルコンピュータやノート型パーソナルコンピュータの小型化、薄型化の要求に対応して、１０mmの様に薄型化されている。
【０００６】
このような、ハードディスク・ドライブの装置自体の薄型化は、それに内蔵されるスピンドルモータの薄型化を進め、結果的に、スピンドルモータのロータの位置検出素子（ホール素子）をスピンドルモータから削除し、ロータの内部にモータコイルを組み込んだところのインハブ型センサレススピンドルモータが開発されるに至った。したがって、ロータの位置検出素子（ホール素子）の様なセンサを必要としないセンサレスブラシレスモータを高精度に回転制御するための駆動方式（センサレス駆動方式）を考慮する必要がある。
【０００７】
このようなセンサレス・ブラシレスＤＣ（直流）モータの駆動方法に関しては、「センサレス・ブラシレスＤＣモータの駆動技術」、東芝発行、東芝レビュー１９９０  ｖｏｌ．４５  Ｎｏ．９、７５６〜７５８頁、がある。
【０００８】
この文献によれば、センサレス３相ＤＣブラシレスモータを定格速度で回転させる定常運転において、各相のモータコイルのそれぞれに誘起される逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗのゼロクロス点をコンパレータで検出し、このゼロクロス点をタイミング基準にしてディジタル的な３相パルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を作成し、この３相パルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を駆動入力信号源とする３つの出力アンプによって、上記３つのモータコイルを通電駆動することが行なわれている。
【０００９】
また、３相ＤＣブラシレスモータの駆動方式としては、各相のモータコイルをそれぞれ両方向から通電駆動する全波駆動と、各相のモータコイルをそれぞれ片方向だけから通電駆動する半波駆動とがある。大きなトルクの必要なモータの起動時には、モータが全波駆動によって駆動される。一方、モータの回転数がある程度の回転数に達した後トルクがあまり必要でないので、モータの駆動方式が全波駆動から半波駆動に切り替えられて、モータが駆動される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した技術には、次のような問題のあることが本発明者らによってあきらかとされた。
【００１１】
すなわち、上述したＤＣブラシレスモータ駆動回路では、各相のモータコイルへの駆動電流が、ディジタル的なパルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１によって制御されるため、その駆動電流の立上り／立下り時の過渡現象によるスパイク性ノイズの発生が著しい。このノイズは、電圧ノイズ、音響ノイズ、電磁波ノイズの形で現れ、周囲に悪影響を及ぼす。
【００１２】
そこで、本発明者らは、そのスパイク性ノイズを低減させるため、モータコイルへの駆動電流の立上り／立下り速度を遅らせるスルーレート制御を行なうことを検討した。
【００１３】
しかし、このスルーレート制御を行なうと、回路が複雑化するとともに、そのスルーレート制御にともなって生じる通電相の切り替え遅れによってモータの駆動効率が低下する、という問題を生じることがあきらかになった。
【００１４】
また、ブラシレスモータの半波駆動においては、各相のモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの中性点Ｎが電源電位Ｖｃｃにプルアップされた状態で、各相のモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗが半波駆動される。そのため、非通電相の駆動トランジスタには、その中性点Ｎの電圧（Ｖｃｃ−Ｖｓａｔ：ＶｓａｔはトランジスＭｃの飽和電圧）とモータコイル（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）に生じる逆起電圧Ｅｍとの加算電圧Ｖｒ（Ｖｒ＝Ｅｍ／２＋Ｖｃｃ−Ｖｓａｔ）が印加されてしまう。
【００１５】
この結果、３つのモータコイルを相別に通電駆動する３つの駆動トランジスタにはそれぞれ、上記電圧Ｖｒ（Ｖｒ＝Ｅｍ／２＋Ｖｃｃ−Ｖｓａｔ）に十分に耐えられるだけの耐圧が必要となり、この耐圧を得るために、高耐圧のトランジスタを形成可能な製造プロセスが必要となる。その結果、上記駆動トランジスタが形成される半導体チップ上において大きな素子形成面積が必要になってしまう。
【００１６】
また、モータの回転を制御するためのパワー制御は、３つのモータコイルを相別に駆動する３つの駆動トランジスタの通電電流によって行なっている。このため、各駆動トランジスタをそれぞれアクティブ状態でリニア動作させなければならず、そのための回路構成が複雑になる。
【００１７】
本発明の目的は、回路構成を複雑化することなく、モータの駆動特性を確保しながら、センサレスのＤＣ（直流）ブラシレスモータの定常運転時に発生するスパイク性ノイズを低減させることが可能な技術を提供することにある。
【００１８】
本発明の他の目的は、回路構成を複雑化することなく、ＤＣ（直流）ブラシレスモータの半波駆動を行なうことにある。
【００１９】
本発明のさらに他の目的は、センサレスのＤＣ（直流）ブラシレスモータの全波駆動および半波駆動を行ない、かつ、半波駆動において駆動トランジスタに必要な耐圧を低くさせることが可能な技術を提供することにある。
【００２０】
本発明の前記ならびにそのほかの目的と特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
【００２２】
すなわち、ＤＣブラシレスモータを定格速度で回転させる定常運転時に、そのモータコイルからリニア検出される逆起電圧（誘起電圧）の位相情報および振幅情報がそのまま使用され、その逆起電圧は上記モータの駆動トランジスタの駆動入力信号源として使用される。すなわち、定常運転時において、モータコイルから検出される逆起電圧が、直接的に、駆動トランジスタの制御入力端子に印加される。
【００２３】
一方、ブラシレスモータの半波駆動においては、通電相ごとに設けられたモータコイルの各一端のそれぞれは、相ごとにオンまたはオフに２値的に制御される駆動トランジスタを介して接地基準電位（第１電源電圧）に接続される。そして、上記モータコイルの各他端を互いに共通接続した中性点は、アクティブ状態でリニア動作する制御トランジスタを介して、電源電位（第２電源電圧）に接続される。
【００２４】
【作用】
上述した手段によれば、モータの駆動特性の低下原因となるスルーレート制御に依存することなく、モータコイルへの駆動電流の過渡現象を緩和させることができる。すなわち、モータコイルからリニア検出される逆起電圧（誘起電圧）は正弦波状となっており、その位相情報および振幅情報を用いてモータコイルへの駆動電流が駆動トランジスタによって形成される。その結果、駆動トランジスタの制御入力に印加される逆起電圧（誘起電圧）は正弦波状となっているので、駆動トランジスタによって形成される駆動電流の立上りおよび立下りは、ディジタル的に切り替わるのではなく、リニア的な所定の傾きを有することになる。言い替えるならば、駆動トランジスタによって形成される駆動電流の波形は、台形状にされる。
【００２５】
したがって、駆動電流の立上りおよび立下りがリニア的な所定の傾きを有しているので、ブラシレスモータの定常運転時において、相切り替えに伴うスパイク性ノイズの発生が抑制される。これにより、回路構成を複雑化することなく、モータの駆動特性を確保しながら、ＤＣブラシレスモータの定常運転時に発生するスパイク性ノイズを低減させる、という目的が達成される。
【００２６】
さらに、各モータコイルの各一端のそれぞれはオン状態になる通電相の駆動トランジスタによってほぼ確実に接地基準電位に接続されることにより、非通電相の駆動トランジスタに印加される逆起電圧に電源電位がそのまま加算されるのを回避させることができる。
【００２７】
また、各相のモータコイルを相別に通電駆動する駆動トランジスタはオンまたはオフに２値制御されれば良いので、それらの駆動トランジスタをアクティブ状態でリニア動作させる場合に比べて、回路構成を大幅に簡略化させることができる。これにより、回路構成を複雑化することなく、ブラシレスモータの半波駆動を行なうトランジスタの必要耐圧を低くする、という目的が達成される。
【００２８】
【実施例】
以下、本発明の好適な実施例を図面を参照しながら説明する。
なお、図において、同一符号は同一あるいは相当部分を示すものとする。
図１は、本発明の技術が適用されたＤＣ（直流）ブラシレスモータ駆動回路１の一実施例の回路ブロック図を示している。
【００２９】
本実施例のブラシレスモータ駆動回路１は、単結晶シリコンのような四角形の１つの半導体基板ＩＣ上に、周知の半導体集積回路製造技術によって形成される。なお、同図において、上記ブラシレスモータ駆動回路１を示している四角形の線上に記載された複数の丸印は、上記ブラシレスモータ駆動回路１の外部端子を示している。
【００３０】
点線で囲まれたモータＭは、ロータの位置検出器としてのホール素子（ホールセンサー）の省略されたセンサレス型３相ＤＣブラシレスモータを示している。上記モータＭは３つのモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有し、各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの  片側  一端は共通接続されて中性点とされる。一方、各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの他端および上記中性点は、ブラシレスモータ駆動回路１の外部端子Ｕ，Ｖ，Ｗにそれぞれ結合される。モータＭにおいて、モータＭのロータが回転される時、上記モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに誘起される逆起電圧はＥｕ，Ｅｖ，Ｅｗとして示される。
【００３１】
モータ駆動回路１は、上記モータコイルに誘起される逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを相ごとに分離して検出するリニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗを含み、各リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗのそれぞれの入力端子（＋、−）はアッテネッタ（抵抗減衰器）ＡＴＴを介して、外部端子Ｕ， Ｖ， Ｗ， Ｎに結合される。各リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗのそれぞれの入力端子（−）は、外部端子 Ｎに結合される。一方、リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕの入力端子（＋）は、アッテネッタ（抵抗減衰器）ＡＴＴの抵抗素子Ｒ１とＲ２との共通接続点に結合される。抵抗素子Ｒ１の他端は外部端子Ｕに結合され、抵抗素子Ｒ２の他端は外部端子Ｎに結合される。同様に、リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｖの入力端子（＋）は、アッテネッタ（抵抗減衰器）ＡＴＴの抵抗素子Ｒ３とＲ４との共通接続点に結合される。抵抗素子Ｒ３の他端は外部端子Ｖに結合され、抵抗素子Ｒ４の他端は外部端子Ｎに結合される。リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｗの入力端子（＋）は、アッテネッタ（抵抗減衰器）ＡＴＴの抵抗素子Ｒ５とＲ６との共通接続点に結合される。抵抗素子Ｒ５の他端は外部端子Ｗに結合され、抵抗素子Ｒ６の他端は外部端子Ｎに結合される。
【００３２】
ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗのそれぞれは、上記リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗのよって検出された逆起電圧を受けるように、上記リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗの出力端子に結合される。ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗは、上記リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗ、出力アンプ５ｖ、５ｕ、５ｗおよびモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗから構成される帰還ループの位相補償を行なうために設けられる。ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗは、位相補償手段とみなされる。
【００３３】
ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗの出力信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２は、切換回路３内のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の第１入力端子（１i）にぞれぞれ供給される。一方、切換回路３内のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の第２入力端子（２i）には、上記モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗへの通電比を決定するマトリクス回路４の出力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１がぞれぞれ供給される。したがって、切換回路３内のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３は、モード制御信号ＭＣの電気的信号レベルの状態に応答し、ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗの出力信号Ｕ２， Ｖ２， Ｗ２とマトリクス回路（ＭTＲ）４の出力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１とのいずれか一方の出力信号（Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２またはＵ１，Ｖ１，Ｗ１）を、選択的にスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の出力端子（o）に供給するように、制御される。
【００３４】
出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗは、上記モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗへの通電駆動を行なう。出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの入力端子は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の出力端子（o）にそれぞれ結合され、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の出力端子（o）から選択的に供給されるロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗの出力信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２あるいはマトリクス回路４の出力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を受けるようにされる。出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗは、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の出力端子（o）から選択的に供給されるロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗの出力信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２あるいはマトリクス回路４の出力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に応答し、上記モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに選択的に供給すべき駆動電流を形成し、外部端子Ｕ， Ｖ， Ｗに出力する。
【００３５】
電流検出用の抵抗素子Ｒnfは、上記モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流された駆動電流を電圧値に変換するためのであり、その一端は外部端子Ｒに結合され、その他端は０ボルトのような回路の接地基準電位（第１電源電圧）に結合される。電流制御アンプ（ＡＭＰ４）６は、外部端子Ｒに結合された第１入力（−）と外部端子ＶＣＴＬに結合された第２入力（＋）とを有する。電流制御アンプ（ＡＭＰ４）６は、抵抗素子Ｒnfによって変換された電圧値と外部端子ＶＣＴＬに供給された速度制御信号Ｖctlの電圧値との電位差に基づいて、上記出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの通電量を制御するための電流制御信号Ｉctlを上記出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに出力する。
【００３６】
モータ起動用クロック発生器（ＯＳＣ）７１は、モータＭを停止状態から起動する時に用いられるクロック信号ＣＬＫを出力するために設けられる。すなわち、モータＭは、停止状態から起動される時に、クロック信号ＣＬＫに同期して駆動されるところの同期運転によって回転される。
【００３７】
７２は相選択スイッチ、７３は電圧比較器（ＣＭＰ１）、７４はゼロクロス検出器（ＺＥＤ）、７５はコミュテーションシーケンサ（ＣＯＭＳ）、８は電圧比較器（ＣＭＰ２）であり、以下で詳細に説明される。
【００３８】
切換回路３はバイポーラトランジスタ（あるいはＭＯＳＦＥＴ）などから構成されたアナログスイッチ（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３）を用いて構成され、第１と第２の２つの被選択ポート（１i、２i）のいずれか一方を切換選択して出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの入力に接続する。この切換回路３内のアナログスイッチ（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３）の切換制御は、ヒステリシス特性をもつ電圧比較器（ＣＭＰ２）８の出力信号とされるモード制御信号ＭＣによって行なわれる。電圧比較器（ＣＭＰ２）８は、基準電圧値Ｖｒが供給される外部端子Ｖrefに結合された第１入力（−）と外部のマイクロコンピュータから速度制御信号Ｖctlが供給されるところの外部端子ＶＣＴＬに結合された第２入力（＋）とを有する。
【００３９】
すなわち、電圧比較器（ＣＭＰ２）８は、速度制御信号Ｖｃｔｌの電圧値が所定の基準電圧値Ｖｒの電圧値以下の場合、モータＭが定格速度で回転している定常運転時の場合、第１の被選択ポート（１i）に与えられる信号（Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２）が出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの入力に供給されるように、たとえばローレベルのモード制御信号ＭＣを切換回路３に供給する。一方、電圧比較器（ＣＭＰ２）８は、速度制御信号Ｖｃｔｌの電圧値が上記基準電圧値Ｖｒの電圧値以上の場合、たとえば、モータＭの起動から定格速度で回転するまでの同期運転および逆起検出運転の場合、第２の被選択ポート（２i）に与えられるマトリクス回路４の出力信号（Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１）が出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの入力に供給されるように、たとえばハイレベルのモード制御信号ＭＣを切換回路３に供給する。
【００４０】
電流制御アンプ（ＡＭＰ４）６は、出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗによるモータコイルへの通電量を、上記速度制御信号Ｖctlに応じて可変制御する。すなわち、電流制御アンプ（ＡＭＰ４）６は、抵抗Ｒnfによって検出される出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗのコイル駆動電流の値が上記速度制御信号Ｖctlによって設定される電流の値となるように、上記出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの駆動電流の出力レベル（電流利得）を調整するための電流制御信号Ｉctlを上記出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに出力する。すなわち、電流制御アンプ（ＡＭＰ４）６は、負帰還制御を行う。
【００４１】
相選択スイッチ７２、電圧比較器７３、およびゼロクロス検出器７４は、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに誘起される逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗのゼロクロス点を、相ごとに分離して検出するために設けられる逆起電圧検出回路とみなされる。
【００４２】
コミュテーションシーケンサ７５は、モータ起動用のクロック信号ＣＬＫによって与えられるタイミング基準、または相ごとに検出される逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗのゼロクロス点をタイミング基準にして、マトリックス回路（ＭＴＲ）４の各入力に対して、タイミング信号とされる出力信号ＴＵ１，ＴＶ１，ＴＷ１を出力する。マトリックス回路（ＭＴＲ）４は、コミュテーションシーケンサ７５の出力信号ＴＵ１，ＴＶ１，ＴＷ１に基づいて、上記モータＭの駆動入力信号源となるディジタル的な３相パルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を作成する。この３相パルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１は上記選択回路３の第２の被選択ポート（２i）に与えられるようになっている。
【００４３】
相選択スイッチ７２、電圧比較器７３、ゼロクロス検出器７４およびコミュテーションシーケンサ７５は、以下のように動作する。
【００４４】
モータＭの起動時、発振回路ＯＳＣから供給されるクロック信号ＣＬＫを用いて、コミュテーションシーケンサ７５が動作され、モータＭの同期運転が行われる。コミュテーションシーケンサ７５は、同期運転において、モータＭに正方向の回転を生じさせるように、クロック信号ＣＬＫに同期して、モータＭのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの通電相を順次相切り替えるためのタイミング信号ＴＵ１，ＴＶ１，ＴＷ１を発生する。
【００４５】
一方、モータＭが同期回転し始めて、モータＭのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗが発生したところで、モータＭの運転が、同期運転から、モータＭのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各相の逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，ＥｗとモータＭの中性点（外部端子Ｎ）の電位とのゼロクロス点を捕えて相切り替えを行う逆起検出運転に切り替えられる。
【００４６】
逆起検出運転において、モータＭの回転によって発生する各相の逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，ＥｗとモータＭの中性点の電位とのゼロクロス点に同期して相切り替えが行われる。モータＭは、回転トルクを維持しながら正転方向に回転される。モータＭのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各相の逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの検出は、検出相切り替えスイッチとされる相選択スイッチ７２、電圧比較器７３、ゼロクロス検出器７４によって行われる。
【００４７】
相選択スイッチ７２は、外部端子Ｕ，Ｖ，Ｗのそれぞれに電気的に結合された一端と、共通接続された他端とを有する３つのスイッチ回路から構成され、３つのスイッチ回路の共通接続された他端は電圧比較器７３の第１入力（＋）に結合される。電圧比較器７３の第２入力（−）は、外部端子Ｎに電気的に結合される。電圧比較器７３の比較出力は、ゼロクロス検出器７４に供給され、ゼロクロス検出器７４によって検出された各相の逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，ＥｗとモータＭの中性点の電位とのゼロクロス点に関する情報がコミュテーションシーケンサ７５に供給される。したがって、コミュテーションシーケンサ７５は、ゼロクロス点に関する情報に基づいて、マトリックス回路（ＭＴＲ）４の各入力に対して、タイミング信号とされる出力信号ＴＵ１，ＴＶ１，ＴＷ１を出力する。マトリックス回路（ＭＴＲ）４は、コミュテーションシーケンサ７５の出力信号ＴＵ１，ＴＶ１，ＴＷ１に基づいて、上記モータＭの駆動入力信号源となるディジタル的な３相パルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を作成する。
【００４８】
逆起検出運転において、逆起電圧は非通電相に発生したものだけしか検出できないため、コミュテーションシーケンサ７５は相選択スイッチ７２に対して相選択信号Ｌselを発生し、随時非通電相の逆起電圧のみが検出されるように相選択スイッチ７２を制御する。また、通電相の切り替え直後は、モータＭのキックバックによって誤検出の可能性があるので、コミュテーションシーケンサ７５はマスク信号ＭＡＳＫをゼロククロス検出器７４に出力し、通電相の切り替え直後におけるゼロクロス検出器７４のゼロクロス点の検出が禁止されるようになっている。なお、ゼロクロス検出器７４の出力信号は、外部端子ＰＨＡＳＥにも供給され、モータ駆動回路１の外部に結合されるマイクロコンピュータに対して、モータＭの速度信号として速度制御などに利用される。
【００４９】
一方、コミュテーションシーケンサ７５は、ゼロクロス検出回路７４にゼロクロス検出方向指定信号ＤＩＲを出力する。このゼロクロス検出方向指定信号ＤＩＲは、モータＭの中性点Ｎの電位と各検出相の逆起電圧（Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ）とのゼロクロス点の方向を指定するため信号である。すなわち、モータＭの中性点Ｎの電位と各検出相の逆起電圧（Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ）とのゼロクロス点のゼロクロスタイミングの方向は、１）逆起電圧（Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ）が中性点Ｎの電位以下の電位から中性点Ｎの電位以上の電位に変化する場合、２）逆起電圧（Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ）が中性点Ｎの電位以上の電位から中性点Ｎの電位以下の電位に変化する場合の２通りの場合がある。したがって、検出しようとするゼロクロス点の方向が、上記１）の場合か上記２）の場合なのかを信号ＤＩＲによって指定することによって、所望のゼロクロスタイミングが、誤りなく検出されることになる。
【００５０】
一方、モータＭが定格速度（定格回転）で回転させられる定常運転の時、リニアアンプ１ｕ，１ｖ，１ｗおよびロー・パス・フィルタ２ｕ，２ｖ，２ｗは、逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの正弦波形をそのまま残した３相の正弦波信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を上記選択回路３の第１の被選択ポート（１i）を介して、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの入力に与えられるようになっている。
【００５１】
すなわち、モータＭを定格速度（定格回転）で回転させる定常運転時に、そのモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗからリニア検出される逆起電圧（誘起電圧）の位相情報および振幅情報がそのまま使用され、その逆起電圧は上記モータＭの駆動入力信号源として使用される。定常運転時において、モータコイルから検出される逆起電圧が、直接的に、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トランジスタの制御入力端子に印加される。
【００５２】
モータコイルからリニア検出される逆起電圧（誘起電圧）は正弦波状となっており、その位相情報および振幅情報を用いてモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗへの駆動電流が出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トランジスタによって形成される。その結果、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トランジスタの制御入力に印加される逆起電圧（誘起電圧）は正弦波状となっているので、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トランジスタによって形成される駆動電流の立上りおよび立下りは、ディジタル的に切り替わるのではなく、リニア的な所定の傾きを有することになる。言い替えるならば、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トランジスタによって形成される駆動電流の波形は、台形状にされる。したがって、駆動電流の立上りおよび立下りがリニア的な所定の傾きを有しているので、ブラシレスモータＭの定常運転時において、相切り替えに伴うスパイク性ノイズの発生が抑制される。
【００５３】
図２は、リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗとロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗの具体的な回路図を示している。
【００５４】
リニアアンプＡＭＰは、入力端子（＋）にベース電極が結合されたｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ１００と入力端子（−）にベース電極が結合されたｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ１０１とを有する。トランジスタＱ１００とＱ１０１のそれぞれのエミッタ電極は、エミッタ抵抗素子Ｒe１とＲe２に結合される。エミッタ抵抗素子Ｒe１とＲe２の共通接続点は、定電流源Ｉcsを介して回路の電源電圧（第２電源電圧）Ｖccが供給されるノードに結合される。
【００５５】
トランジスタＱ１００とＱ１０１のコレクタ電極は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ１０２とＱ１０３のコレクタ電極にそれぞれ結合される。トランジスタＱ１０２のベース電極は、トランジスタＱ１０２のコレクタ電極に結合されて、ダイオード接続される。トランジスタＱ１０２のベース電極は、トランジスタＱ１０３のベース電極にも結合されており、トランジスタＱ１０２とＱ１０３のエミッタ電極は回路の接地基準電位（第１電源電圧）ＧＮＤに結合される。したがって、トランジスタＱ１０２とＱ１０３は、トランジスタＱ１００とＱ１０１の負荷回路を構成するところのカレントミラー回路とされる。
【００５６】
トランジスタＱ１０１のコレクタ電極は、たとえば、抵抗素子Ｒ１００および容量素子Ｃ１００からなるロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）を介して、切換回路３の各スイッチＳＷの第１入力（１i）に結合される。また、トランジスタＱ１０１のコレクタ電極は、負荷抵抗素子Ｒ１０１を介して接地基準電位に結合される。したがって、リニアアンプＡＭＰは入力端子（＋）と入力端子（−）とに供給される電圧信号に基づいて正弦波状の逆起電圧を出力し、その正弦波信号はロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）を介して切換回路３の第１入力（１i）に供給されることになる。
【００５７】
図３は、モータ駆動回路１の出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの具体的回路図を示している。なお、図３は当業者にとってその動作が容易に理解されるので、詳細な説明はされないが、以下に簡単に説明される。
【００５８】
出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗにおいて、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ２４とＱ２８のペア、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ３４とＱ３８のペア、およびｎｐｎバイポーラトランジスタＱ４４とＱ４８のペアはそれぞれ、各相のモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを駆動するプッシュプル方式の出力段を形成する。この場合、Ｑ２４，Ｑ３４，Ｑ４４は電流ソース側の出力駆動トランジスタ、Ｑ２８，Ｑ３８，Ｑ４８は電流シンク側の出力駆動トランジスタとされる。ｐｎｐバイポーラトランジスタＱ２３，３３，４３は、出力駆動トランジスタＱ２４，Ｑ３４，Ｑ４４のベース電流を形成するために設けられる。一方、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ２６とＱ２７のペア、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ３６とＱ３７のペア、およびｎｐｎバイポーラトランジスタＱ４６とＱ４７のペアはそれぞれ、出力駆動トランジスタＱ２８，Ｑ３８，Ｑ４８のベース電流を形成するために設けられる。
【００５９】
ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ４１はエミッタ共通の３差動アンプを形成し、最も高い電位がベースに入力されたトランジスタだけが択一的に導通して、他のトランジスタは遮断する。導通したトランジスタは、そのコレクタ側につながる電流ソース側の出力トランジスタを導通させる。なお、トランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ４１の各ベース電極（制御入力端子）は、切換回路３内のＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の出力端子（o）に結合されることになる。
【００６０】
また、ｐｎｐバイポーラトランジスタＱ２５，３５，４５もエミッタ共通の３差動アンプを形成し、最も低い電位がベースに入力されたトランジスタだけが択一的に導通して、他のトランジスタは遮断する。導通したトランジスタは、そのコレクタ側につながる電流シンク側のトランジスタを導通させる。なお、ｐｎｐバイポーラトランジスタＱ２２，３２，４２のトランジスタは、ｐｎｐバイポーラトランジスタＱ２５，３５，４５の電流源として利用される。
【００６１】
モータコイルの駆動パワーの制御は、電流シンク側の出力トランジスタＱ２８，Ｑ３８，Ｑ４８の共通エミッタと接地基準電位ＧＮＤの間に直列に介在させられた電流センス抵抗Ｒnfによって検出される駆動電流をモニターしながら行なわれる。図１において説明されたように、電流センス抵抗Ｒnfによって検出される駆動電流にもとずいて、電流制御アンプ６は、電流制御信号ＩctlをトランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ３２の共通エミッタに供給するようになっている。
【００６２】
トランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ３２が、切換回路３内のＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の出力端子（o）から供給される３相信号Ｕｘ，Ｖｘ，Ｗｘにしたがって交代に１つずつ導通し、これにより、電流ソース側の出力トランジスタＱ２４，Ｑ３４，Ｑ４４も通電相に応じて１つずつ交代に導通させられるようになる。これとともに、３差動アンプを形成するトランジスタＱ２５，３５，４５のうち、ベース入力電位が最も低くなったトランジスタが導通し、この導通したトランジスタにつながる電流シンク側の出力トランジスタが導通させられることにより、モータＭが全波駆動される。
【００６３】
次に、回路動作が説明される。
図４は、モータの起動時におけるモータ起動用のクロックＣＬＫとマトリクス回路４の出力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１との波形を示している。
【００６４】
モータＭの起動時、モータＭは、先に述べられたように、クロックＣＬＫに基づいて同期運転される。図４に示すように、モータ起動用のクロックＣＬＫに基づいて作成される３相ディジタルパルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１が、マトリクス回路４から切換回路３を介して出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに駆動入力信号源として与えられる。
【００６５】
図５は、モータＭが起動されて定格速度に達するまでの間のモータＭの逆起電圧とマトリクス回路４信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１との波形を示している。
モータＭが起動されて定格速度に達するまでの間、モータＭは、先に述べられたように、逆起電圧検出運転される。図５に示すように、相ごとに検出される逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗのゼロクロス点に基づいて作成される３相ディジタルパルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１が、マトリクス回路４から切換回路３を介して出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに駆動入力信号源として与えられる。
【００６６】
図６は、モータが定格速度（定格回転）に達した場合の、逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗとロー・パス・フィルタ２ｕ，２ｖ，２ｗの出力およびモータコイルの駆動電流の波形を示している。
モータが定格速度に達すると、モータＭは、先に述べられたように、モータコイルに発生する逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの位相情報および振幅情報をそのまま利用して駆動される。本明細書では、このような運転方法が、ソフトスイッチング運転と呼ばれることもある。
【００６７】
モータＭが定格速度に達すると、図６に示すように、各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに発生する逆起電圧がリニアアンプ１ｕ，１ｖ，１ｗによって検出される。リニアアンプ１ｕ，１ｖ，１ｗによって検出された各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの逆起電圧は、さらに、ロー・パス・フィルタ２ｕ，２ｖ，２ｗを通過した後、３相正弦波信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２として、切換回路３を介して出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに駆動入力信号源として与えられるようになる。
【００６８】
このとき、モータコイルＬｕ（Ｌｖ，Ｌｗ）、リニアアンプ１ｕ（１ｖ，１ｗ）、ロー・パス・フィルタ２ｕ（２ｖ，２ｗ）と出力アンプ５ｕ（５ｖ，５ｗ）とによって形成される経路は、一種の正帰還ループとみなすことができるので、安定性に注意することが必要である。しかし、いったん定格速度に達したモータＭの駆動電流は、電流制御アンプ８の出力信号とされる電流制御信号Ｉctlによって小さく絞り込まれるため、その正帰還のループ利得は小さくなる。したがって、正帰還ループは形成されるものの、その正帰還による動作の不安定化は回避することができる。
【００６９】
さらに、本発明の実施例では、誘導性負荷とされるモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動において、高周波数領域における正帰還ループのループ利得（ゲイン）の上昇を抑えるために、ロー・パス・フィルタ２ｕ，２ｖ，２ｗが上記正帰還ループ内に挿入される。さらに、正帰還ループ全体の利得調整のために、アッテネッタＡＴＴが正帰還ループ内に挿入される。したがって、アッテネッタＡＴＴの挿入、ロー・パス・フィルタ２ｕ，２ｖ，２ｗによる位相補償、および電流制御アンプ８による出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの通電量の制御によって、上記正帰還ループのループ利得（ゲイン）は確実に低下させられる。
【００７０】
これにより、モータ駆動回路１のソフトスイッチング運転に基づき正帰還ループが形成されたとしても、モータ駆動回路１の動作の不安定化は確実に抑制される。言い替えるならば、上記ソフトスイッチング運転においては、基本的に正帰還ループが構成されることになるので、位相補償用にロー・パス・フィルタ２ｕ，２ｖ，２ｗが用いられている。また、モータＭの駆動電流が増加すると、各相の出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに利得が高くなり、正帰還ループが不安定となる。そこで、モータＭが定格回転数に達してモータＭの駆動電流が絞られたところでのみ、モータ駆動回路１がソフトスイッチング運転に切り替えられる。
【００７１】
図６に示すように、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動電流波形は、そのピークがつぶれた波形となるが、スパイク性ノイズの発生が問題となる駆動電流の立上り／立下り付近で駆動電流の波形は滑らかに保たれている。
【００７２】
すなわち、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トランジスタの制御入力に印加される逆起電圧（誘起電圧）は正弦波状となっているので、出力アンプ５ｕ、５、ｖ５ｗの駆動トランジスタによって形成される駆動電流の立上りおよび立下りは、ディジタル的に切り替わるのではなく、リニア的な所定の傾きを有することになる。言い替えるならば、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トランジスタによって形成される駆動電流の波形は、台形状にされる。
【００７３】
したがって、駆動電流の立上りおよび立下りがリニア的な所定の傾きを有しているので、ブラシレスモータＭの定常運転時において、相切り替えに伴うスパイク性ノイズの発生が抑制される。駆動電流の立上りおよび立下りがリニア的な所定の傾きを有している理由は、図３に示された出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの具体的回路図において、駆動トランジスタＱ２１、Ｑ３１、Ｑ４１、Ｑ２５、Ｑ３５、Ｑ４５のベース電極（制御入力）に正弦波状の入力信号を印加したことを考えれば、容易に理解されるであろう。
【００７４】
図７は、モータＭの回転数とモータ駆動回路１の動作モードとの関係を示している。
同図に示される区間Ａは、モータＭが起動されたときを示しており、モータ駆動回路１は同期運転によって、モータＭを駆動する。このとき、モード制御信号ＭＣはローレベルとされ、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動電流値は大きいので、センス抵抗Ｒnfによって検出されるセンス電圧は大きな値となっている。
【００７５】
同図に示される区間Ｂは、モータＭが起動され定格速度に至るまでの期間を示しており、モータ駆動回路１は逆起検出運転によって、モータＭを駆動する。このとき、モード制御信号ＭＣはローレベルとされ、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動電流値は大きいので、センス抵抗Ｒnfによって検出されるセンス電圧は大きな値となっている。
【００７６】
同図に示される区間Ｃは、モータＭが定格速度に達した期間を示しており、モータ駆動回路１はソフトスイッチング運転によって、モータＭを駆動する。このとき、モード制御信号ＭＣはハイレベルとされ、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動電流値は、小さくされている。したがって、センス抵抗Ｒnfによって検出されるセンス電圧は、モータＭが定格速度で運転されているので、小さな値となっている。
【００７７】
図８は、図１に示されたモータ駆動回路１を利用した磁気記憶装置、たとえば、ハードディスクドライブ（ＨＤＤ）装置のシステムブロック図を示している。なお、同図において、スピンドルモータ制御部は、モータ駆動回路１に対応するので、その参照番号を６０１として示しており、以下スピンドルモータ制御部６０１はモータ駆動回路１と同一とみなされる。
【００７８】
ハードディスクドライブ（ＨＤＤ）装置は、図１のモータＭに相当するスピンドルモータ２２と、上記スピンドルモータ２２によって回転駆動されている磁気ディスク２００の所望トラックに対して情報（データ）の読み出しあるいは情報に書き込みを行う磁気ヘッド３００と、読み出しデータあるいは書き込みデータに所定の処理を行う信号処理糸４００と、ハードディスクドライブ（ＨＤＤ）装置の外部に対して読み出しデータあるいは書き込みデータのやり取りを行うインターフェイス系５００と、上記モータ２２および磁気ヘッド３００を駆動する機構駆動系６００とを含む。そして、上記機構駆動系６００の中にスピンドルモータ制御部６０１が組み込まれ、スピンドルモータ制御部６０１が上記モータ２２の速度制御および起動制御を担っている。
【００７９】
信号処理糸４００は、磁気ヘッド３００に結合されたリードアンプおよびライトアンプ４０１と、データ再生回路４０２と、エンコーダ／デコーダ４０３などを含む。インターフェイス系５００は、ファイルデータプロセッサ５０１、ＳＣＳＩ（small compｕter system interface）コントローラ５０２と、ＣＰＵ（マイクロコンピュータ、中央処理装置）５０３を含む。機構駆動系６００は、上記スピンドルモータ制御部６０１に加えて、磁気ヘッド３００を駆動するボイスコイルモータドライバ６０２を有する。
【００８０】
上記スピンドルモータ制御部６０１は、図１に示されるゼロクロス検出器７４の出力信号を外部端子ＰＨＡＳＥからマイクロコンピュータ５０３に対して供給するようにされ、マイクロコンピュータ５０３はゼロクロス検出器７４の出力信号をモータＭ（スピンドルモータ２２）の速度信号として速度制御などに利用する。マイクロコンピュータ５０３は、ゼロクロス検出器７４の出力信号を受け、それに基づいて、図１に示される速度制御信号Ｖｃｔｌをスピンドルモータ制御部６０１の外部端子ＶＣＴＬに供給する。このようにして、モータＭ（スピンドルモータ２２）の速度がスピンドルモータ制御部６０１によって制御されることになる。
【００８１】
以上のように、定常運転時のモータ駆動電流は、少なくともその相切り替えが正弦波状に行なわれて、スパイク性ノイズの原因となる急激なコイル駆動電流の切り替わりが回避される。
これにより、モータ駆動特性の低下原因となるスルーレート制御に依存することなく、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗへの駆動電流の過渡現象を緩和させることができる。したがって、回路構成を複雑化することなく、モータの駆動特性を確保しながら、ＤＣブラシレスモータの定常運転時に発生するスパイク性ノイズを低減させることが可能になる。
【００８２】
以上、本発明者によってなされた発明を実施例にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
たとえば、切換回路３の制御は、モータの逆起電圧などに基づいて検出される回転速度によって行なわせるようにしてもよい。
【００８３】
以上の説明では主として、本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である３相ＤＣブラシレスモータ駆動回路に適用した場合について説明したが、それに限定されるものではなく、あらゆる種類の多相モータの駆動回路に適用できる。
【００８４】
以下、本発明の他の実施例を図面を参照しながら説明する。
図９は、本発明の技術が適用されたブラシレスモータの半波駆動回路の一実施例を示したものであって、Ｍは３相ＤＣブラシレスモータ、Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗはモータコイル、Ｅｍ（ＥＵ，Ｅｖ，Ｅｗ）は上記モータコイルに生じる逆起電圧、Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗは出力アンプ５に含まれ、上記モータコイルの各一端をそれぞれ接地基準電位ＧＮＤに接続するパワー電界効果トランジスタ（駆動トランジスタ）、Ｍｃは上記モータコイルの各他端を互いに共通接続した中性点Ｎを電源電位Ｖｃｃに接続するパワー電界効果トランジスタ、１４は上記中性点Ｎに接続されたトランジスタＭｃをアクティブ状態でリニア動作させるアンプ、２１はパワー制御回路（速度制御回路）である。
【００８５】
次に、動作について説明する。
モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各一端に接続されたトランジスタＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗは、マトリックス回路４から入力される多相信号Ｕｘ，Ｖｘ，Ｗｘによってオン／オフ制御される。これにより、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各一端は、上記多相信号Ｕｘ，Ｖｘ，Ｗｘにしたがって交代に接地基準電位ＧＮＤに接続されて通電駆動される。この場合、各トランジスタＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗはそれぞれ、飽和状態でのオンまたはカットオフ状態でのオフのいずれかに２値制御され、アクティブ状態でのリニア動作は行なわない。
【００８６】
一方、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの中性点Ｎに接続されたトランジスタＭｃは、パワー制御回路２１からアンプ１４を介して入力される制御信号によりアクティブ状態でリニア動作させられ、電源電位Ｖｃｃから上記中性点Ｎに供給される駆動電流Ｉｃを可変制御する。
【００８７】
以上のようにして、ブラシレスモータＭは、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各一端に接続されたトランジスタＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗのオン／オフ動作によって半波駆動されるとともに、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの中性点Ｎに接続されたトランジスタＭｃがアクティブ状態でリニア動作させられることによって、上記モータＭの回転を制御するためのパワー制御が行なわれる。
【００８８】
このとき、カットオフ状態になった非通電相のトランジスタには、通電相のモータコイルと非通電相のモータコイルにそれぞれ生じる２つの逆起電圧の和が印加される。たとえば、トランジスタＭｕがオン状態で、トランジスタＭｗ，Ｍｖがカットオフ状態となった場合、トランジスタＭｗには、モータコイルＬｕに生じる逆起電圧ＥｕとモータコイルＬｗに生じる逆起電圧Ｅｗとが加算されて印加される。
【００８９】
ところが、この２つの逆起電圧ＥｕとＥｗは互いに相を違えて発生する電圧であり、たとえば３相の場合は１２０度の位相差がある。このため、その２つの逆起電圧ＥｕとＥｗを加算した電圧（Ｅｕ＋Ｅｗ）の最大ピークは、ＥｕとＥｗのそれぞれの最大ピークを単純加算した場合よりも大幅に低くなる。
【００９０】
しかも、一方の逆起電圧Ｅｕを発生するモータコイルＬｕの一端が、飽和状態でオンする通電相のトランジスタＭｕによってほぼ確実に接地基準電位ＧＮＤに接続されるため、図１０に示すように、非通電相のトランジスタＭｗに印加される電圧Ｖｒは、上記加算電圧（Ｅｕ＋Ｅｗ）にトランジスタＭｕの飽和電圧Ｖｓａｔを加算しただけの電圧にすることができる。他の非通電相のトランジスタＭｖについても同様である。
【００９１】
このように、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各一端がそれぞれ、オン状態となる通電相のトランジスタ（Ｍｕ）によってほぼ確実に接地基準電位に接続されることにより、非通電相のトランジスタ（Ｍｖ，Ｍｗ）に印加される逆起電圧に電源電位Ｖｃｃがそのまま加算されるのが回避される。
【００９２】
また、各相のモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを相別に通電駆動するトランジスタＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗはオンまたはオフに２値制御されれば良いので、アクティブ状態でリニア動作させる場合に比べて、回路構成を大幅に簡略化させることができる。
これにより、回路構成を複雑化することなく、ブラシレスモータＭの半波駆動を行なうトランジスタＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗの必要耐圧を低くすることができる。
【００９３】
図１１は、本発明の思想を適用した出力アンプ５をバイポーラ・トランジスタを使って構成した場合の具体的な回路図を示す。
同図に示す出力アンプ５の回路は、３相ＤＣブラシレスモータＭを全波駆動と半波駆動に切り替えて使用できるようにした出力アンプであって、ｐｎｐとｎｐｎの２種類のバイポーラ・トランジスタＱ１１〜Ｑ４８によって構成されている。出力アンプ５は、モータＭのコイルＬｕを駆動するための出力段５ｕと、モータＭのコイルＬｖを駆動するための出力段５ｖと、モータＭのコイルＬｗを駆動するための出力段５ｗとを含む。さらに、モータＭを全波駆動と半波駆動に切り替えて使用できるように、出力アンプ５の動作を制御する制御回路５５が設けられる。
【００９４】
まず、ｎｐｎバイポーラ・トランジスタＱ２４とＱ２８のペア、ｎｐｎバイポーラ・トランジスタＱ３４とＱ３８のペア、およびｎｐｎバイポーラ・トランジスタＱ４４とＱ４８のペアはそれぞれ、各相のモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを駆動するプッシュプル方式の出力段を形成する。この場合、トランジスタＱ２４，Ｑ３４，Ｑ４４は電流ソース側の出力駆動トランジスタ、トランジスタＱ２８，Ｑ３８，Ｑ４８は電流シンク側の出力駆動トランジスタとなる。ｐｎｐバイポーラトランジスタＱ２３，３３，４３は、出力駆動トランジスタＱ２４，Ｑ３４，Ｑ４４のベース電流を形成するために設けられる。
【００９５】
一方、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ２６とＱ２７のペア、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ３６とＱ３７のペア、およびｎｐｎバイポーラトランジスタＱ４６とＱ４７のペアはそれぞれ、出力駆動トランジスタＱ２８，Ｑ３８，Ｑ４８のベース電流を形成するために設けられる。ｎｐｎバイポーラ・トランジスタＱ２４とＱ２８のペア、Ｑ３４とＱ３８のペア、およびＱ４４とＱ４８のペアにおいて、電流シンク側の出力トランジスタの駆動能力が電流ソース側の出力トランジスタの駆動能力より大きくなるように、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ３６とＱ３７のペア、およびｎｐｎバイポーラトランジスタＱ４６とＱ４７のペアのカレントミラー比が選択される。
【００９６】
ｎｐｎバイポーラ・トランジスタＱ１１，Ｑ２１，Ｑ３１，Ｑ４１はエミッタ共通の４差動アンプを形成し、最も高い電位がベースに入力されたｎｐｎバイポーラ・トランジスタだけが択一的に導通して、他のトランジスタは遮断する。導通したトランジスタは、そのコレクタ側につながる電流ソース側の出力トランジスタを導通させる。
【００９７】
また、ｐｎｐバイポーラ・トランジスタＱ２５，３５，４５もエミッタ共通の３差動アンプを形成し、最も低い電位がベースに入力されたｐｎｐバイポーラ・トランジスタだけが択一的に導通して、他のトランジスタは遮断する。導通したトランジスタは、そのコレクタ側につながる電流シンク側のトランジスタを導通させる。
【００９８】
ここで、Ｑ１１のベース入力（制御入力）をＱ２１，Ｑ３１，Ｑ４１のベース入力（制御入力）に対して常に最高電位になるように、駆動方式切り換え指定信号とされる切り換え信号Dselの電位を設定すると、ｐｎｐバイポーラ・トランジスタＱ１２、Ｑ１３およびｎｐｎバイポーラトランジスタＱ１４が導通状態になるとともに、電流ソース側の出力トランジスタＱ２４，Ｑ３４，Ｑ４４が遮断状態になり、電流シンク側のＱ２８，Ｑ３８，Ｑ４８だけがそれぞれの通電相にてオン動作することにより、モータＭが半波駆動される。Ｑ１２は、半波駆動時において、トランジスタＱ２５，Ｑ３５，Ｑ４５の電流源として動作する。すなわち、半波駆動において、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ４１およびｐｎｐバイポーラ・トランジスタＱ２２、Ｑ３２、Ｑ４２は動作状態にされないからである。
【００９９】
このとき、導通状態のトランジスタＱ１４はアクティブ状態でリニア動作し、中性点Ｎへの通電量によってモータＭの駆動パワーを制御する。なお、この駆動パワー制御は、電流シンク側の出力トランジスタＱ２８，Ｑ３８，Ｑ４８の共通エミッタと接地基準電位ＧＮＤの間に直列に介在させられた電流センス抵抗Ｒｓによって検出される駆動電流をモニターしながら行なわれる。
【０１００】
一方、トランジスタＱ１１のベース入力をトランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ４１のベース入力に対して常に最低電位になるように切り換え信号Dselの電位を設定すると、トランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３およびＱ１４が非導通状態にされ、トランジスタＱ１１以外のトランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ３２が多相信号Ｕｘ，Ｖｘ，Ｗｘにしたがって交代に１つずつ導通し、これにより、電流ソース側の出力トランジスタＱ２４，Ｑ３４，Ｑ４４も通電相に応じて１つずつ交代に導通させられるようになる。ｐｎｐバイポーラ・トランジスタＱ２２、Ｑ３２、Ｑ４２は、このとき、トランジスタＱ２５，Ｑ３５，Ｑ４５の電流源として動作する。
【０１０１】
これとともに、３差動アンプを形成するトランジスタＱ２５，３５，４５のうち、ベース入力電位が最も低くなったトランジスタが導通し、この導通したトランジスタにつながる電流シンク側の出力トランジスタが導通させられることにより、モータＭが全波駆動される。
【０１０２】
図１２は、全波駆動時のモータコイルに流れる電流の順番を示し、図１３は、半波駆動時のモータコイルに流れる電流の順番を示している。モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗが全波駆動方式で駆動される時、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗには、図１２に丸付き数字１，２，３，４，５，６で示される様な順番に、図１２に示される様な方向へ駆動電流が流されることになる。一方、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗが半波駆動方式で駆動される時、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗには、図１３に丸付き数字１，２，３で示される様な順番に、図１３に示される様な方向へ、中性点Ｎから駆動電流が流されることになる。
【０１０３】
図１４は、図１１に示された出力アンプを、図１に適用する場合の構成を示す回路図をである。図１４に示された出力アンプ５、および制御回路５５の回路構成および回路動作自体は、図１１に示されたそれと変わりが無いので、その説明は省略される。
【０１０４】
図１１と異なるところは、図１１のマトリックス回路４が、図１４においては、図１に示された切換回路３に変更されているところである。したがって、トランジスタＱ２１とＱ２５の各ベース（制御入力）電極、トランジスタＱ３１とＱ３５の各ベース（制御入力）電極、トランジスタＱ４１とＱ４５の各ベース（制御入力）電極は、図１４において、切換回路３内のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の各出力端子（o）に、それぞれ結合される。
【０１０５】
この場合、トランジスタＱ１１のベースに入力される切り換え信号Ｄselは、図８のＣＰＵ５０３からモータ駆動回路（図１における参照番号１で示される）の外部端子に供給されることになる。図８のＣＰＵ５０３は、図７に示される区間Ｂの途中、すなわち、モータＭの回転数がある程度定格回転数Ｎｏに近づいたところで、モータＭの駆動方式を全波駆動方式から半波駆動方式へ切り換えるために、切り換え信号Ｄselをモータ駆動回路（図１における参照番号１で示される）の外部端子に供給することになる。
【０１０６】
したがって、モータ駆動回路は、モータＭの起動時、同期運転によってモータＭを駆動する。その後、モータＭが同期回転し始めて、モータＭのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗが発生したところで、モータ駆動回路の運転は、同期運転から、モータＭのコイルＬｕ， Ｌｖ， Ｌｗの各相の逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，ＥｗとモータＭの中性点（外部端子Ｎ）の電位とのゼロクロス点を捕えて相切り替えを行う逆起検出運転に切り替えられる。そして、図８のＣＰＵ５０３は、モータの回転数がある程度定格回転数Ｎｏに近づいたことを、モータ駆動回路から供給される速度信号Ｐ１（図１参照）に基づいて認識し、図７に示される区間Ｂの途中でモータ駆動回路の駆動方式を全波駆動方式から半波駆動方式に変更するため、切り換え信号Ｄselをモータ駆動回路（図１における参照番号１で示される）の外部端子に供給する。
【０１０７】
そして、モータＭの回転数が定格回転数Ｎｏに達した時、すなわち、図７に示される区間Ｃにおいて、そのモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗからリニア検出される逆起電圧（誘起電圧）の位相情報および振幅情報がそのまま使用されてモータＭが駆動されるところのソフトスイッチング運転に、モータ駆動回路（図１における参照番号１で示される）の動作モードが切り換えられる。すなわち、切換回路３は、モード切り換え信号ＭＣに応答して、出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの駆動入力信号源として、マトリックス回路４の出力Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に代わりに、リニアアンプ（１ｕ，１ｖ，１ｗ）およびロー・パス・フィルタ（２ｕ，２ｖ，２ｗ）の出力信号とされる３相正弦波信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を、出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに駆動入力信号源として選択する。したがって、上記ソフトスイッチング運転において、モータＭは半波駆動方式で駆動されていることになる。
【０１０８】
したがって、大きなトルクの必要なモータの起動直後には、モータＭが全波駆動方式によって駆動される。一方、モータＭの回転数がある程度の回転数に達した後、モータＭの駆動方式が全波駆動方式から半波駆動方式に切り替えられて、モータＭの回転速度が加速される。モータＭの回転数が定格回転数に達した時、定常運転時に発生するスパイク性ノイズを低減させるため、モータＭはソフトスイッチング運転によって、半波駆動方式で駆動される。
【０１０９】
図１５は、モータＭを、ソフトスイッチング運転時において、半波駆動方式で駆動した場合のタイミング波形図を示している。このタイミング波形図は、図６と比較してわかるように、各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動電流は、各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに発生する逆起電圧の低レベル期間にのみ、各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに供給されていることがわかる。
【０１１０】
以上のようにして、全波駆動と半波駆動が容易に切り替え行なわれるとともに、半波駆動の際には、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各一端がそれぞれ、オン状態になる通電相のトランジスタによって確実に接地基準電位ＧＮＤに接続されることにより、非通電相のトランジスタに印加される逆起電圧に電源電位がそのまま加算されるのを回避させることができる。
【０１１１】
以上、本発明者によってなされた発明を実施例にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【０１１２】
以上の説明では主として、本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である３相ＤＣブラシレスモータの半波駆動回路に適用した場合について説明したが、それに限定されるものではなく、あらゆる種類の多相モータの半波駆動回路にも適用できる。
【０１１３】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの効果を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
【０１１４】
すなわち、回路構成を複雑化することなく、モータの駆動特性を確保しながら、ＤＣブラシレスモータの定常運転時に発生するスパイク性ノイズを低減させることができる、という効果が得られる。
【０１１５】
また、回路構成を複雑化することなく、ブラシレスモータの半波駆動を行なうトランジスタの必要耐圧を低くすることができる、という効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の技術が適用されたＤＣブラシレスモータ駆動回路の回路図を示す。
【図２】図１に示されるリニアアンプおよびロー・パス・フィルタの回路図の一例を示す。
【図３】図１に示される出力アンプの具体的回路図の一例を示す。
【図４】同期運転時の動作波形のチャート図を示す。
【図５】逆起検出運転時の動作波形のチャート図を示す。
【図６】ソフトスイッチング運転時の動作波形のチャート図を示す。
【図７】モータの回転数とモータの運転方式との関係を示している。
【図８】図１のモータ駆動回路を用いた記憶ドライブ装置のシステムブロック図を示す。
【図９】本発明の技術が適用されたブラシレスモータの半波駆動回路の概略構成を示す回路図である。
【図１０】図９に示した回路の概略動作を示す波形チャート図である。
【図１１】本発明の他の実施例を示す出力アンプの回路図である。
【図１２】全波駆動方式におけるコイル駆動電流の駆動順序および電流方向を説明する図を示している。
【図１３】半波駆動方式におけるコイル駆動電流の駆動順序および電流方向を説明する図を示している。
【図１４】図１１に示された出力アンプ回路を図１の出力アンプに適用した場合の回路図を示す。
【図１５】モータＭを、ソフトスイッチング運転時において、半波駆動方式で駆動した場合のタイミング波形図を示している。
【符号の説明】
Ｍ  センサレス３相ＤＣブラシレスモータ
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ  モータコイル
Ｎ  中性点
１ｕ，１ｖ，１ｗ  リニアアンプ
２ｕ，２ｖ，２ｗ  ロー・パス・フィルタ
３  切換回路
４  マトリクス回路
５ｕ，５ｖ，５ｗ  出力アンプ
Ｒｓ  電流検出用シャント抵抗
６  電流制御アンプ
７１  モータ起動用クロック発生器
７２  相選択スイッチ
７３  電圧比較器
７４  ゼロクロス検出器
７５  コミュテーションシーケンサ
８  電圧比較器
Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ  逆起電圧
Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１  ３相パルス信号
Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２  ３相正弦波信号
ＣＬＫ  起動用クロック
Ｅｍ    逆起電圧の振幅
Ｖｃｃ  電源電位
ＧＮＤ  接地基準電位
Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗ  トランジスタ
Ｍｃ  トランジスタ
１４  アンプ
２１  パワー制御回路（速度制御回路）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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