(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＲＦ周期を有するＰＲＦパルスの列を発生するＰＲＦ発振器と、
前記ＰＲＦ発振器に接続され、各ＰＲＦパルスから第１のインパルスを発生する第１のインパルス発生器と、
前記ＰＲＦ発振器に接続され、固定遅延を加える調整可能なレンジ遅延器と、
前記調整可能なレンジ遅延器に接続され、前記第１のインパルスから前記固定遅延だけ遅延させられた第２のインパルスを各ＰＲＦパルスから発生する第２のインパルス発生器と、
前記第１のインパルス発生器及び第２のインパルス発生器に接続されている加算回路と、
前記加算回路に接続され、各ＰＲＦパルスから一対のＲＦバーストを発生する単一トランジスタパルスＲＦ発振器とを備え、第１のバーストが前記第１のインパルスから発生され、前記固定遅延だけ前記第１のバーストから遅延させられている第２のバーストが前記第２のインパルスから発生され、
更に、前記パルスＲＦ発振器に接続され、前記第１のバーストを物体へ向けて送信し、前記物体から反射されたパルスを受信する単一送受信アンテナと、
前記パルスＲＦ発振器及び前記送受信アンテナに接続され、前記第１のバーストによって発生された反射パルスを前記第２のバーストに混合して、検波された信号を発生する単一ダイオード検波器とを備えるセンサ。
【請求項２】
前記単一ダイオード検波器は、複数のＰＲＦパルスによって発生された前記検波された信号の平均をとる信号平均化回路を更に備える請求項１に記載のセンサ。
【請求項３】
前記信号平均化回路はコンデンサを備える請求項２に記載のセンサ。
【請求項４】
前記コンデンサの値は数百から数千個までの検波された信号の平均をとる値を有する請求項３に記載のセンサ。
【請求項５】
前記第１のインパルス発生器と第２のインパルス発生器は、ドライバと、前記ドライバに接続されているパルス形成回路網をおのおの備える請求項１に記載のセンサ。
【請求項６】
前記固定遅延は選択されたレンジにおける物体までの往復時間に等しい請求項１に記載のセンサ。
【請求項７】
前記ＰＲＦ発振器の周波数は約１０ｋＨｚから約１０ＭＨｚである請求項１に記載のセンサ。
【請求項８】
前記固定遅延は前記ＰＲＦ周期の一部である請求項１に記載のセンサ。
【請求項９】
前記固定遅延は前記ＰＲＦ周期の約１０％である請求項８に記載のセンサ。
【請求項１０】
前記固定遅延は約４ｎｓから約２００ｎｓである請求項１に記載のセンサ。
【請求項１１】
前記ＰＲＦ発振器の前記単一トランジスタはＧａＡｓＦＥＴである請求項１に記載のセンサ。
【請求項１２】
前記単一ダイオード検波器は、ショットキーダイオードと、そのダイオードのカソードに接続されたコンデンサとを含み、そのダイオードのアノードは前記パルスＲＦ発振器及び送受信アンテナに接続されている請求項１に記載のセンサ。
【請求項１３】
前記単一ダイオード検波器に接続されたベースバンド増幅器を更に備える請求項１に記載のセンサ。
【請求項１４】
前記ベースバンド増幅器に接続されたしきい値検出器を更に備える請求項１３に記載のセンサ。
【請求項１５】
選択されたレンジにおいて動いている物体の存在を検出するセンサであって、
ＰＲＦ周期を有するＰＲＦパルスの列を発生するＰＲＦ発振器と、
前記ＰＲＦ発振器に接続され、各ＰＲＦパルスから第１のインパルスを発生する第１のインパルス発生器と、
前記ＰＲＦ発振器に接続され、前記選択されたレンジにおける前記物体までの往復時間に等しい固定遅延を発生する調整可能なレンジ遅延器と、
前記調整可能なレンジ遅延器に接続され、前記第１のインパルスから前記固定遅延だけ遅延させられた第２のインパルスを各ＰＲＦパルスから発生する第２のインパルス発生器と、
単一トランジスタで構成され、前記第１のインパルス発生器と第２のインパルス発生器に接続され、各ＰＲＦパルスから一対のＲＦバーストを発生するパルスＲＦ発振器とを備え、第１のバーストが前記第１のインパルスから発生され、前記固定遅延だけ前記第１のバースト波から遅延させられている第２のバーストが前記第２のインパルスから発生され、
更に、前記パルスＲＦ発振器に接続され、前記第１のバーストを前記物体へ向けて送信し、前記物体から反射されたパルスを受信する単一送受信アンテナと、
前記パルスＲＦ発振器と前記送受信アンテナとに接続されているアノードを有し、前記第１のバーストによって発生された反射パルスを前記第２のバーストに混合して、検波された信号を発生する単一ダイオードと、複数のＰＲＦパルスからの検波された複数の信号の平均をとって、平均ＤＣ検波器信号を発生する平均化回路とで構成された検波器と、
前記単一ダイオード検波器に接続され、前記平均ＤＣ検波器信号を増幅するベースバンド増幅器と、
前記ベースバンド増幅器に接続され、前記増幅された平均ＤＣ検波器信号があるしきい値レベルを超えた時に出力信号を発生するしきい値検波器とを備えるセンサ。
【請求項１６】
前記固定遅延は前記ＰＲＦ周期の一部である請求項１５に記載のセンサ。
【請求項１７】
前記固定遅延は前記ＰＲＦ周期の約１０％である請求項１６に記載のセンサ。
【請求項１８】
前記固定遅延は約４ｎｓから約２００ｎｓである請求項１５に記載のセンサ。
【請求項１９】
選択されたレンジにおいて動いている物体の存在を検出する方法であって、
ＰＲＦ周期を有するＰＲＦパルスの列を発生する段階と、
各ＰＲＦパルスから第１のインパルスを発生する段階と、
前記選択されたレンジに対応する固定遅延だけ前記第１のインパルスから遅延させられた第２のインパルスを各ＰＲＦパルスから発生する段階と、
単一トランジスタで構成されているパルスＲＦ発振器に前記第１のインパルスと第２のインパルスを入力して、各ＰＲＦパルスから一対のＲＦバーストを発生する段階とを備え、第１のバーストを前記第１のインパルスから発生し、前記固定遅延だけ前記第１のバーストから遅延させられている第２のバーストを前記第２のインパルスから発生し、
更に、アンテナから前記第１のバーストを物体へ向けて送信し、前記物体から反射されたパルスを同じアンテナで受信する段階と、
前記第１のバーストによって発生された反射パルスを単一ダイオード検波器で前記第２のバーストに混合して、検波された信号を発生し、複数のＰＲＦパルスからの検波された複数の信号の平均をとって、平均ＤＣ検波器信号を発生する段階と、
前記平均ＤＣ検波器信号を増幅して、前記増幅された平均ＤＣ検波器信号があるしきい値レベルを超えた時に出力信号を発生する段階とを備える方法。
【請求項２０】
前記固定遅延を約４ｎｓから約２００ｎｓの範囲で調整可能に選択する請求項１９に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
関連出願
この出願は１９９４年９月６日に出願された米国特許出願第０８／３００，７６９号の一部継続出願（ＣＩＰ）である。
アメリカ合衆国政府は、ローレンス・リバモア国立研究所の運営のための合衆国エネルギー省とカリフォルニア大学との間の契約番号Ｗ−７４０５−ＥＮＧ−４８に従ってこの発明について権利を有する。
発明の背景
発明の分野
本発明は近接センサに関するものであり、更に詳しくいえば、フィールド外乱センサ技術に関するものである。
関連技術の説明
フィールド外乱センサは、自動車盗難警報器、家屋侵入安全センサ及びロボットセンサ、工業用計数及びプロセス制御器、自動扉開閉器、並びに障害物自動検出などの広範囲の応用を持つある種の動き検出器を提供する。
それらのセンサは基本的に電磁信号を送り、反射されたエネルギーをセンサフィールド内で検出することによって動作する。センサフィールド内の反射エネルギーはそのフィールド内に動きがない時に安定状態となる。電磁エネルギーを吸収または反射する物体がフィールド内に入ると、反射エネルギーの変化が検出される。マイクロ波周波数で動作するフィールド外乱センサは持続波（ＣＷ）によるドップラーマイクロ波センサとほぼ同一である。
既存の構成には、それの応用を制約するいくつかの大きな問題があった。特に、それらは、センサのフィールドに近い他の送信機機からの干渉によって生じるか、又は近距離におけるこの種のセンサの過敏性によってひき起こされる誤警報を発生し易いことであった。
従来技術のフィールド外乱センサは殆どの応用で比較的大電力のマイクロ波エネルギーに依存している。それらの大電力のマイクロ波の応用は通信規定によって比較的狭い帯域に限定されており、そのために、その帯域はかなり込み合っている。例えば、既存のフィールド外乱センサは、電子レンジ及びその他の大電力のマイクロ波装置と同一の周波数帯でしばしば動作することもよくある。そのためにセンサは、センサの受信機のレンジ内にある別の送信機によって生じる疑似値を感じてしまう。そのような用途に割当てられた周波数帯域は比較的狭いので、それらの目的のために使用できるチャネルの数は限られる。したがって、目的とする分野で使用できるセンサの数は限られる。
従来技術によるフィールド外乱センサは近い距離では超高感度でもある。したがって、約３．１ｍ（約１０フィート）で人の動きを検出するように調整されているセンサはアンテナの表面に昆虫が止まると誤警報を出してしまう。この問題が起きる理由は、Ｒを送信機から反射物体までの距離として、装置の感度が１／Ｒ2の関数として低下することにある。また、このセンサの過敏性により、センサに加えられる震動その他の機械的外乱によってセンサは誤警報を出してしまう。
したがって、従来技術の構成の誤警報問題を克服するフィールド外乱センサを得ることが望ましい。
発明の概要
本発明は、比較的小電力で動作し、動作範囲（operating range）が調整可能であり、近い距離で過敏でなく、多数のセンサを共同に配置でき、製作費が安い改良したフィールド外乱センサを提供するものである。
本発明は、電磁エネルギーの一連のバーストを送信する送信機を含むセンサとして特徴づけられる。一連のバーストはあるバースト繰返しレートを有し、各バーストはあるバースト幅を持ち、送信機周波数での多数の周期を有する。センサは送信機周波数で電磁エネルギーを受信する受信機を含む。受信機は、送信されたバーストを同じ送信されたバーストと混合して、中間周波数信号を生ずる混合器を含む。中間周波数は送信機の周波数又は振幅を中間周波数で変調することによって発生される。受信機に結合され、中間周波数信号に応答する回路が、センサフィールド内の外乱を指示する。混合器は送信されたバーストに送信されたバーストの反射を混合する。バースト幅はセンサの距離Ｒをバースト幅の約１／２であるように定める。
本発明の他の側面によれば、バーストレート変調回路が前記送信機に結合しており、バースト繰返しレートを変調する。その一つの側面では、このバースト繰返しレートは、バースト列中のバーストはバースト幅よりも大きいレンジにわたって変化する名目上のレートに関して発生時間を持つように、ランダムに又は疑似ランダムに変調される。
一つの装置では、送信機周波数はギガヘルツ（例えば、２ＧＨｚ）のオーダーであり、中間周波数はキロヘルツ（たとえば、１０ＫＨｚ）のオーダーである。バーストは送信機周波数で２〜４０のオーダーの多数の周期（サイクル）を持つことができる。これはそのバースト列に対して低いデューティサイクルを生ずる。このバースト列の発生時間をバースト幅より広く変調することによって任意の二つの送信機が他の送信機のバーストと同時に起こるバーストを発生し、位相関係において、ＩＦ受信機に過大な応答を引き起こす可能性を低くする。また、二つのセンサの中間周波数発振器が同時に過大な干渉を生ずる可能性が低いことによって、誤検出の確率が一層低くされる。従って、センサの固有のチャネル化が行われて、単一のフィールド内で多数のセンサの使用が可能になる。
本発明の他の側面によれば、送信機周波数を中間周波数において第１の周波数と第２の周波数との間で変化することによって送信機周波数が変調される。第１の周波数でのバースト終了時のパルスの位相が、第２の周波数でのバースト終了時のパルスの位相とは、１サイクルより小さい値、好適な実施形態では、約１／２周期だけ異なるように、第１の周波数と第２の周波数とが関係付けられている。前記混合器により生成された中間周波信号は、第１の周波数と第２の周波数とにおける反射の相対的な振幅を表している。それらの相対的振幅は、受信機における第１の周波数でのバーストの開始時と終了時のパルス間の位相差と、受信機における第２の周波数でのバーストの開始時と終了時のパルスの間の位相の差との関数であって、かつ反射の振幅による関数である。短いレンジにおける位相差は最大レンジでの位相の差より非常に小さいために、近いレンジにおける装置の感度は、センサ最大レンジでの感度に比較して低下している。
従って、送信機は典型的には２．０又は６．５ＧＨｚに中心を合わせて、最大検出レンジで２方向の進行時間に時間的に等しいバースト幅を持つＲＦバーストを送信するようにできる。送信されるバーストは受信混合器のために使用される（いわゆるホモダイン動作）ので、送信機が送信を停止した後で反射信号が戻ってこなければ混合動作は行われない。このようにして、送信機のバースト幅制御器によって与えられた幅により最大検出レンジが制御される。好適な装置ではバースト繰返しレートはノイズ変調されて、他のセンサとのコヒーレントな衝突を阻止し、またＲＦ干渉によるビート周波数を阻止する。これは、大量の受信バーストを低域フィルタで積分することによって容易化される。典型的には、バースト繰返しレートは１メガヘルツのオーダーであり、低域フィルタは約１０，０００個のバーストを積分するために１０ミリ秒の応答を有し、チャネル化を容易にしている。
受信混合器は、低ノイズ動作のために、バイポーラトランジスタ増幅器を後段に有する単一ダイオード回路とすることができる。好適な応用においてはセンサのデューティサイクルが低いために、受信機はサンプル・ホールド回路として機能して、検出された信号を一つのバースト繰返し周期から次のバースト繰返し周期に引き伸ばす。
低デューティサイクル動作のために全ＲＦ放射レベルを、連邦通信委員会（ＦＣＣ）、パート１５規則（part 15 regulations）の下における動作が可能なレベルまで下げることができ、その結果、広いスペクトル使用領域を開放で、隙間の無い周波数調整の必要性を排除できる。低デューティサイクル動作の他の側面は電力消費量が少ないことである。バースト幅が１０ナノ秒であるとすると、繰返し周期は１０マイクロ秒で、送信電流は１０００分の１に減少し、電池で長年の連続動作が可能になる。
他の新規な特徴は、送信用発振器の周波数変調であり、これは、例えば、１０ＫＨｚの中間周波数で送信周波数を周期的にシフトしている。これによって混合器の出力端子には中間周波数で矩形波が現われる。受信機の混合器に結合されている中間周波増幅器は、バースト繰返しレートすなわちＤＣの周波数を通すことができず、放射された周波数で変化する平均受信エコーの変化に応答する。近くからの反射に対してホモダイン動作に一致させるので、周波数変調によって引き起こされる効果は、反射信号上には殆ど無く、また、増幅される中間周波信号も殆どない。最大レンジに近いレンジでの遠い反射の場合、周波数変調は、二つの周波数で受信したエコー中に、すなわち、バースト幅内に含まれているＲＦ周期総数中に、完全な１／２サイクルの最大のシフトが行われるように設定される。したがって、最大レンジにおける目標体は、変調の第１の周波数と第２の周波数との間で１８０度の全てにわたる位相反転を持ったドップラー応答を生じる。中間周波増幅器は変調レートで変化し、かつ位相反転の大きさに対応する振幅を有する信号を通すので、零レンジでは感度は無く、最大レンジで最高感度を持ち、レンジの増大による感度低下を補償する。
第２のレンジ決定モードは２つの無線周波バーストを送信する。この場合に、バーストの間の時間間隔が２で除した最大距離を定める。送信された第１のバーストは目標体まで伝播し、ある時間が経過した後でエコーがセンサに戻る。センサは同じ時間の経過した後で第２のＲＦバーストを発生し、第２のパルスとエコーパルスとの間で混合動作が起きる。これでレンジでゲート制御された検出法となる。第２のＲＦバーストの後で到達するエコーは検出器において混合されず、したがって、センサはそれらの外側にあるエコーには応答しない。このモードはレンジ設定とは独立に、とくに長い検出レンジに設定された時に、一定の放射される電力レベルを維持する。これは、ＦＣＣ及びその他の取締当局の長い検出レンジを要する応用についての放射制限に適合するための重要な要因である。これと比較して、以前のモードで放射されたパルスの幅はレンジと平均放射電力を定める（平均放射電力は距離に正比例する）。
したがって、レンジでゲート制御され、多数のセンサを１つのフィールド内に設けることができ、先行技術の近接レンジでの過敏性を克服した、改良したフィールド外乱センサが得られる。さらに、この装置は製造が簡単で、電池による長年の動作が可能であるほど小電力で動作する。
本発明の他の側面及び利点は図面と、下記の詳細な説明及び請求の範囲を検討することによって理解することができる。
【図面の簡単な説明】
図１は本発明に係る、レンジゲーテッド（range-gated：レンジをケート制御した）フィールド外乱センサのブロック図である。
図２は本発明に係る周波数変調の特徴を示すタイミング図である。
図３は本発明に係る混合とレンジのゲート制御との動作を示すタイミング図である。
図４は本発明に係るセンサの性能を示すグラフである。
図５は本発明に係るセンサの一実施形態の回路図である。
図６は本発明に係るセンサの他の実施形態の回路図である。
図７は図６の回路に使用する電池電源の回路図である。
図８は二つの送信機周波数における図６の部品値の表である。
図９は本発明に係るセンサの他の実施形態のブロック図である。
図１０Ａ及び図１０Ｂは図９の実施形態からの放射されたパルス及び関連するスペクトラムを示す。
図１１は図９の実施形態の回路図である。
詳細な説明
本発明の実施形態についての詳細な説明を以下に図面を参照して行う。
図１は、レンジ感度を補償した本発明のレンジ・ゲーゲート制御（ゲーテッド）形のフィールド外乱センサのブロック図である。この基本的な装置はゲート制御ＲＦ発振器１０を含む。この発振器は送信アンテナ１１を駆動する。ゲート制御ＲＦ発振器１０は、バースト幅変調器１２によって決定されるバースト幅を持つ一連のバーストを発生する。バースト幅変調器１２は線１３を介してゲート制御ＲＦ発振器１０に接続されている。バースト幅変調器１２は入力制御１４に応答してバースト幅を定めて装置のレンジを選択する。バーストの繰返しレートはクロック１５によって決定される。クロック１５はバースト幅変調器を駆動する。クロック１５は、ノイズなどのランダム源１６によって位相変調される。ノイズは増幅されて変調信号を発生でき、又はバースト繰返しレート発振器に固有のものとすることができる。同様に、疑似ランダム変調も採用できる。
ゲート制御ＲＦ発振器１０は、線１８を介してこのゲート制御ＲＦ発振器１０に接続されている中間周波数源１７によって周波数変調される。
送信されたバースト１９は目標体２０から反射され、そのエコーが受信アンテナ２１によって検出される。受信アンテナ２１はＲＦ混合器２２を駆動する。その混合器には、線３４で概略示すように、送信信号も加えられる。ＲＦ混合器２２の出力端子が中間周波増幅器２３に結合されている。その中間周波増幅器はＦＭ中間周波数源１７の周波数に同調されている。中間周波増幅器２３の出力が同期検波器２４に送出され、この同期検波器２４の出力が低域フィルタ２５及びベースバンド増幅器２６を通じて、全体が参照符号２７で示される、しきい値検出回路に供給される。しきい値検出回路は第１の比較器２８を含む。その比較器の負入力端子に正のしきい値２９が印加され、正入力端子にベースバンド増幅器２６の出力が印加される。また、しきい値検出回路は第２の比較機３０を含む。第２の比較器の負入力端子にベースバンド増幅器２６の出力が印加され、正入力端子に負のしきい値３１が印加される。ベースバンド増幅器２６の出力端子の振幅がしきい値を超えると、警報信号が線３２を介して、警報音発生器３３又はその他の応答装置などに供給されて警報回路を駆動する。警報音発生器３３は、例えば、広範囲の応答装置を駆動するスイッチで置き換えることができる。
また、図１に示すようなしきい値検出／警報回路を駆動するよりも、ベースバンド増幅器の出力をデジタル化して処理し、動きの速度、寸法などの、受信信号中に示されている外乱の特性を決定できる。
１つの設計された装置では、ゲート制御ＲＦ発振器は約２ギガヘルツのバーストを発生する。ＦＭ発振器１７は約１０ＫＨｚで動作し、発振器１０の出力周波数を、たとえば、２．００ＧＨｚと２．１０ＧＨｚの間で変調する。この実施形態で発振器１５によって定められるバースト繰り返し周波数は約２ＭＨｚである。ノイズ源１６はバースト繰り返し周波数発振器１５の位相を、バースト幅より十分大きい等価なレンジにわたって変調することが好ましい。
バースト幅が装置のレンジを決める。その理由は、混合器２２におけるＲＦ混合がバーストの送信中にのみ起きるためである。上記２ＧＨｚの装置では、バースト幅をゲート制御ＲＦ発振器１０の２ないし４０サイクルのオーダー程度にして、送信機のデューティサイクルを低くし、したがって、電力消費量を小さくできる。２ＧＨｚの送信機周波数、及び約３０．５ｃｍ（約１２インチ）のレンジでは、バースト幅は約４サイクル、すなわち、約２ナノ秒にすべきである。
図２はバースト列中のバーストのある特性を示す。図１に示すように、ＲＦ発振器は約１０ＫＨｚの矩形波で周波数変調される。したがって、バーストは第１の低い周波数ｆLと、第２の高い周波数ｆHで発生される。そうすると、４サイクルの後などの、近距離では、近いレンジにおける二つの周波数の間の位相の差（ΔΦN）は非常に僅かである。しかし、バーストが終わると、バーストの終りにおける２つの周波数の間の位相の差（ΔΦF）は約１８０度である。したがって、周波数ｆHにおけるバーストの先頭６０は、約０度の相対的な位相推移に対する所定のバースト幅に対して後尾６１とほぼ同相である。これに対して、周波数ｆLのバーストの先頭６２は、同じバースト幅における約１８０度の相対的な位相シフトのために、後尾６３に対して約１８０度位相がずれる。これは、１８０度の相対的位相シフト差に基づく最大レンジで、目標体から受信したエコーの中間周波数で１８０度全部の位相反転が行われる。
本発明の好適な実施形態に係るセンサは、３６０度未満の位相シフト差を有し、最良の結果を得るには、最大センサレンジにおいて２つのＲＦ周波数間で約１８０度未満である。
本発明に係るセンサは１サイクルより大きい相対的な位相シフト差でも動作する。しかし、相対的な位相シフト差が１８０度より大きいと、装置の感度は低下する。また、仮に特定のレンジでの相対的な位相シフト差が零になると、センサフィールド内に盲点が生ずることがある。したがって、バースト幅が調整可能である好適な装置では、最大レンジで相対的な位相シフト差が約１８０度であるように周波数変調が設定されるから、バースト幅を狭くすることによって距離が調整されると、相対的な位相シフト差は１８０度より小さい。非常に短いレンジで動作するためには、相対的な位相シフト差は僅かである。この特別の関係は、与えられた設計に対してフィールドの特性に依存して選択され、その中でセンサが効果的に配置され、構成要素がセンサを構成するために使用される。
したがって、たとえば、所定のバースト幅に対しては、送信される周波数ｆLにおいてＮサイクルが存在することがある。この実施形態では、送信される周波数ｆHでは、より高い周波数に対するバースト幅中にＮ＋１／２サイクルが存在することがある。もちろん、バースト中のサイクルの絶対数はバーストを発生するために用いられている回路に依存して変化する。しかし、送信機周波数を制御することによって位相関係を強めることができる。
図３は受信サイクルの混合機能を示す。したがって、図３では、波形５０は送信されるバーストを示す。波形５１は受信反射波を示す。波形５２は混合が行われている期間を示す。すなわち、点５３における、反射信号の受信の開始から、点５４における送信される信号の終りまで混合は起きる。
波形５２には、低い周波数ｆL及びより高い周波数ｆHにおける受信した周波数の大きさも示されている。この振幅の差ΔＡは、送信されたバーストと受信された反射との間の位相差で反映される外乱が起きる距離と、外乱の大きさとの関数である。実際の装置では、中間周波信号は、多数の混合された信号パルスを積分することと、中間周波数におけるｆH値とｆL値との間で発振することを基にしている。したがって、非常に近接したレンジでは、外乱の所定振幅に対する周波数変調に起因する振幅差が、より長いレンジでの混合信号の振幅差よりも小さい。
図４はセンサに設定したレンジに対するセンサ性能を示すものであって、感度が近接レンジでも大きく上昇しないことを示す。したがって、図４では、たとえば、ベースバンド増幅器２６の出力でサンプリングされた中間周波数応答が示されている。レンジが約３０．１ｃｍ（約１２インチ）に設定されていると、この信号は手を差し延べて送信機に接触し、その後で手を引っ込めることによって発生されたものである。これからわかるように、点７０における近接レンジでは、信号の振幅は点７１における約１５．２ｃｍ（約６インチ）での振幅より大幅に大きくはない。図４は、距離の外側では、中間周波数はほとんど発生されないことも示す。
図５は図４のグラフの発生に用いた本発明のセンサの電気回路図である。送信機は、送信機周波数で発振するためにバイアスされている無線周波トランジスタ１００によって駆動される。トランジスタ１００のコレクタはアンテナ１０１に結合され、かつインダクタンス１０２（単に物理的レイアウトで固有のものである）を介して回路点１０３をバイアスする。バイアス回路点１０３はコンデンサ１０４を介して接地され、インバータ１０６及びインバータ１０７で構成されているＦＭ発振器に抵抗１０５を介して結合されている。インバータ１０６はＦＭ発振器の出力を駆動し、またフィードバック経路のコンデンサ１０８を介してインバータ１０７の入力端子に接続される。また、インバータ１０７の出力端子は抵抗１０９を介してそれの入力端子に結合されている。
また、回路点１０３は抵抗１１０を介してコンデンサ１１１の一端に接続され、このコンデンサの他端が接地されている。ダイオード１１２のカソードはコンデンサ１１１に接続され、また、そのアノードはダイオード１１３のカソードに接続されている。このダイオード１１３のアノードは＋５ボルト電源に接続されている。また、ダイオード１１２のアノード及びダイオード１１３のカソードはコンデンサ１１４を介してインバータ１１５の出力端子に接続されている。このインバータ１１５の入力端子は、約２ＭＨｚに設定されたバースト繰返し周波数発振器に接続されており、この発振器はインバータ１１６及びインバータ１１７からなっている。インバー１１６の出力端子はインバータ１１５の入力端子に接続され、またコンデンサ１１８を介してインバータ１１７の入力端子に接続されている。同様に、インバータ１１７の出力端子は抵抗１１９を介してその入力端子に接続されている。
抵抗１２１と直列のポテンショメータ１２０で構成されている可変抵抗と、並列抵抗１２２とがインバータ１１７の出力端子からインバータ１２３の入力端子へ接続されている。また、インバータ１２３の入力端子がコンデンサ１２４を介して接地されている。インバータ１２３の出力端子が抵抗１９９を介して発振トランジスタ１００のエミッタに接続されている。また、コンデンサ１２５はトランジスタ１００のエミッタに接続されている。このトランジスタ１００のエミッタがコンデンサ１２３を介して接地されている。
トランジスタ１００のベースは、インダクタ１２６を介して、インバータ１１６によってバースト繰返しレート周波数で駆動される。
動作時には、トランジスタ１００の発振周波数が回路点１０３におけるバイアスによって変化させられる。このバイアスは、インバータ１０７と１０６によって構成されている発振器によって７ＫＨｚの発振周波数で変調される。トランジスタ１００は、ベース・エミッタ電圧がそれのしきい値より上である時に発振する。これは、抵抗１２０〜１２２及びコンデンサ１２４で構成されているＲＣ回路網によって誘導される遅延によって決定される短いバースト長の間、インバータ１１６の立上がり区間で生じる。このため、インバータ１２３の出力が立上がると、トランジスタ１００のベースとエミッタとの間の電圧の差がしきい値より降下して、発振を停止する。従って、インバータ１１６の出力の立上がり縁部で、短いバーストがアンテナ１０１によって放射される。このアンテナは調整ポテンショメータ１２０によって調整できるバースト長を持っている。したがって、この回路は送信機回路に対してバースト長が設定される。バースト幅の不要な変動は、インバータ１１６及び１２３が共通のモノリシック積分によって整合がとれている時に、最小になる。２ＭＨｚのバースト繰返しレート及び７ＫＨｚの周波数変調レートを用いているので、ＩＦサイクル毎に６５００個のバーストがでる。
受信機は受信アンテナ１５０を含む。この受信アンテナは回路点１５１に結合されている。回路点１５１に一端が結合されたインダクタ１５２の他端は接地されている。また、回路点１５１にはショットキーダイオード１５３のカソードが接続されている。ダイオード１５３のアノードがコンデンサ１５４を介して接地され、さらに、抵抗１５５を介して＋５ボルト電源に接続され、かつ抵抗１５５を介して増幅器として接続されている中間周波トランジスタ１５７に結合されている。したがって、トランジスタ１５７のベースは抵抗１５８を介してそれのコレクタに接続されている。また、そのコレクタは抵抗１５９を介して＋５ボルト電源に接続されている。このトランジスタ１５７のエミッタは接地されている。このトランジスタ１５７のコレクタは、コンデンサ１６０を介して、抵抗１６２によって帰還接続されているインバータ１６１で構成されている中間周波増幅器に接続されている。インバータ１６１の出力端子は、トランジスタ１６３で構成されているサンプル・ホールド回路に接続されている。トランジスタ１６３のベースは抵抗１６４を介してＦＭ発振器中のインバータ１０７の出力端子に接続されている。トランジスタ１６３のコレクタはコンデンサ１６５の一端に接続されている。コンデンサ１６５の他端は接地されている。また、トランジスタ１６３のコレクタは、ベースバンド増幅器として接続されているインバータ１６８の入力端子にコンデンサ１６６と抵抗１６７を介して接続されている。抵抗１６９とコンデンサ１７０は並列接続され、かつインバータ１６８に帰還接続されている。インバータ１６８の出力端子は、並列の抵抗１７３とコンデンサ１７４によって帰還接続されている増幅器として接続されているインバータ１７２の入力端子に、抵抗１７１を介して接続されている。インバータ１７２の出力端子はコンデンサ１７５と抵抗１７６を介してインバータ１７７の入力端子に接続されている。抵抗１７８はインバータ１７７に帰還接続されている。インバータ１７７の出力はしきい値検出回路を駆動する。しきい値検出回路の入力端子は回路点１９８である。第１の抵抗１７９が回路点１９８とインバータ１８０の入力端子との間に接続されている。また、抵抗１８１がインバータ１８０の入力端子と＋５ボルト電源との間に接続されている。第２の抵抗１８２が回路点１７８とインバータ１８３との間に接続されている。また、抵抗１８４がインバータ１８３の入力端子とアースとの間に接続されている。インバータ１８０の出力端子は、ダイオード１８５を介して、回路点１８６に接続されている。インバータ１８３の出力端子はインバータ１８７とダイオード１８８を介して回路点１８６に接続されている。回路点１８６は、抵抗１８９とコンデンサ１９０とで構成されているＲＣ回路網を介してトランジスタ１９１のゲートに接続されている。また、抵抗１９２がトランジスタ１９１のゲートとアースとの間に接続されている。トランジスタ１９１のソースは接地され、トランジスタ１９１のドレインは抵抗１９３を介して警報音発生器１９４に接続されている。警報音発生器は抵抗１９５によってバイアスされ、コンデンサ１９６によってバイパスされている。
したがって、動作時には、送信された信号は送信機と受信機との近接によって受信アンテナに結合される。反射された信号は受信アンテナによって受信され、ダイオード１５３において混合される。混合された信号の各サイクルはダイオード１５３によって標本化され、コンデンサ１５４を標本化された信号の大きさまで充電する。コンデンサ１５４の電圧の大きさは上記のように中間周波数で変化する。この中間周波信号は、トランジスタ１５７とインバータ１６１で構成されている増幅器を介してサンプル・ホールド回路に結合されている。このサンプル・ホールド回路はトランジスタ１６３によって駆動される。トランジスタ１６３は送信機の変調周波数に同期させられて、混合された信号の平均的な大きさを標本化して、それを保持する。その平均的な大きさは増幅されてからピーク検出回路に供給される。ピーク検出回路でトリップ値をセットすることによって、センサの感度を選択できる。
好適な装置では、送信アンテナ１０１と受信アンテナ１５０は、２ＧＨｚの送信機周波数に対して双極子として配置されている約３．８ｃｍ（１．５インチ）の長さの線で構成され、送信された信号が混合動作のために十分な大きさで受信アンテナに結合されるように配置される。
バースト繰り返し周波数発生器が、図５に示されている実施形態に対して選択されたインバータに固有のノイズによって変調されるために、追加の変調回路は不要である。
図示の部品の値で、この回路はおよそ０から約３．７ｍ（約１２フィート）まで調整することができる。前記ＲＦ発振器の変調度は最大レンジで約１８０度の位相反転を得るように設定される。
図６は本発明のレンジ・ゲート制御形の近接センサの他の実施形態を示す。この実施形態では、ＲＦ発振器はトランジスタ２００によって駆動される。このトランジスタ２００のベースはインダクタ２５４を介して接地される。トランジスタ２００のエミッタはコンデンサ２０１を介して接地され、かつ抵抗２０２を介して回路点２０３に接続されている。回路点２０３は抵抗２０４を介して接地され、コンデンサ２０５を介して２ＭＨｚのバースト繰返しレート発振器に接続されている。この発振器は直列接続されているインバータ２０６とインバータ２０７を含む。インバータ２０６の出力端子はコンデンサ２０５に接続され、かつコンデンサ２０８を介してインバータ２０７の入力端子に接続されている。また、インバータ２０７の出力端子は抵抗２０９を介してそれの入力端子に接続されている。
トランジスタ２００のコレクタはインダクタ２５５を介して回路点２１０における信号によって変調される。回路点２１０はコンデンサ２１１を介して接地され、かつ抵抗２１２を介して＋５ボルト電源に接続されている。また、回路点２１０は抵抗２１３を介して変調発振器の出力端子に接続されている。インバータ２１４の出力端子はコンデンサ２１６を介してインバータ２１５の入力端子に接続されている。また、インバータ２１５の出力端子は抵抗２１７を介してその入力端子に接続されている。
受信機は発振器２００によって駆動されるアンテナ２１８を共用する。したがって、受信機はショットキーダイオード２１９を有する。このショットキーダイオードのアノードはアンテナ２１８に接続されている。このダイオード２１９のカソードは回路点２２０に接続されている。回路点２２０はコンデンサ２２１を介して接地されると共に、抵抗２２２を介して接地されている。また回路点２２０はコンデンサ２２３と抵抗２２４を介して、インバータ２２５で構成されている増幅器に接続されている。そのインバータは抵抗２２６によって帰還接続されている。インバータ２２５の出力端子は抵抗２２７を介してインバータ２２８の入力端子に接続されている。インバータ２２８の出力はダイオード２２９を介して回路点２３０に供給される。抵抗２３１が回路点２３０からインバータ２２８の入力端子に接続されている。また、回路点２３０はコンデンサ２３２を介して接地されている。回路点２３０はコンデンサ２３３と抵抗２３４を介してインバータ２３５の入力端子に接続されている。回路点２３０における電圧は，ＩＦ増幅器２２５によって供給されたＩＦ信号のピークが検出された値である。抵抗２３６がインバータ２３５の出力端子からそれの入力端子まで帰還接続されている。また、インバータ２３５の出力端子が抵抗２３７を介してインバータ２３８の入力端子に接続されている。インバータ２３８の出力端子は並列結合されている抵抗２３９とコンデンサ２４０を介して帰還接続されている。インバータ２３８の出力端子はコンデンサ２４１と抵抗２４２を介してインバータ２４３の入力端子に接続されている。インバータ２４３は抵抗２４４とコンデンサ２４５を介して帰還接続されている。インバータ２４３の出力端子はコンデンサ２４６と抵抗２４７を介して回路点２４８に接続されている。回路点２４８は抵抗２４９を介して接地もされる。インバータ２４３の出力端子は抵抗２５０を介してインバータ２５１の入力端子に接続されている。インバータ２５１の入力端子は抵抗２５２を介して＋５ボルト電源に接続されている。インバータ２５１の出力は、フィールド内の外乱の検出を指示する線２５３における信号である。また、回路点２４８は所望の警報回路を駆動するために使用できる。
図６の回路は図７に示す電源などの電源によって駆動される。したがって、９ボルト電池２７５が電源スイッチ２７６を介して変換回路に接続されている。変換回路は、スイッチ２７６とアースとの間に介挿されたコンデンサ２７７及び約＋５ボルトの出力２７９を持つ電圧変換回路２７８を有する。また、出力２７９はコンデンサ２８０を介して接地接続されている。＋５ボルト電源は図６に示す回路を駆動するために用いられる。
送信機の周波数は特定の構成の必要に合わせて調整できる。中心周波数が２ＧＨｚの場合には、記号をつけている部品の値を図８に示す。また、中心周波数が６．５ＧＨｚの場合には、図８に示す値を使用できる。
図５と図６に示す回路設計図は当業者が容易に入手できる在庫部品で構成される。それらの部品の値を図に示す。それらの回路は特定用途集積回路（ＡＳＩＣｓ）又は特定の設計者の需要に適合する部品の他の組合わせで提供できることが分かるであろう。
ここで説明している実施形態は中間周波数で周波数変調されるＲＦ送信機を有する。代わりの装置は振幅変調されるＲＦ送信機、又は発振器の変調分野で知られている技術を用いる他の方法によって変調される送信機を有することができる。例えば、ＲＦ発振器は二重バーストモードで動作させることができる。その二重バーストモードでは、第１のバーストが送信され、それに続いて一定の間隔をおいて第２のバーストが送信される。第１のバーストは、バースト間間隔によって決定される特定のレンジにおいてのみ第２のバーストに混合される。これによってより長いレンジに対する平均電力が節約され、しかもより近いレンジにおける外乱が測定されることを阻止する。他の包絡線成形技術を種々の効果のために採用できる。
図９を参照して、パルス繰返しレート周波数すなわちＰＲＦ発振器８０が方形波を第１の経路８２中のドライバ８１に供給する。ＰＲＦ発振器８０からの方形波は第２の経路８５中のドライバ８４まで遅延器８３を通って供給されもする。遅延器８３は調整可能なレンジ遅延器であって、レンジ調整器８６によってレンジをセットする。２つのドライバ８１、８４がそれぞれのパルス形成回路網（ＰＦＮｓ）に接続されている。パルス形成回路網は方形波をインパルスに変更する。したがって、ＰＲＦ発振器８０からのパルスは、ＰＦＮ８７からのインパルスより遅延されているインパルスをＰＦＮ８８から発生する。ＰＦＮ８７、８８によって供給されるインパルスは加算回路８９で加え合わされ、パルス状ＲＦ発振器９０に供給される。したがって、ＰＦＮ８７または８８においてインパルスが発生される度にＲＦ発振器９０への入力が常に存在する。各インパルスに応答して、ＲＦ発振器９０はＲＦエネルギーの短いバースト（パルス）を発生する。それらのバーストは１つの送受信アンテナ９１に供給される。送信されたＲＦパルスはアンテナ９１から物体９２へ向かって伝播させられ、物体から反射されたパルス（エコー）はアンテナ９１によって受信される。
ダイオード検波器９３がアンテナ９１に接続されて、反射された第１のパルス（バースト）と発生された第２のパルス（バースト）との間で混合動作を行う。発生された第２のパルスはある遅れの後で生ずるために、同じ遅れの後でアンテナ９１に到達した第１の放射されたパルスのエコーと混合する。この混合動作によって、反射している目標体９２が動くまで、検波された信号をＰＲＦ発振器８０の多数のサイクルにわたって平均した結果として、定常ＤＣレベルをダイオード検波器９３に生ずる。遅延時間を２で除したものに対応するレンジにおいて、動いている目標体９２が、レンジ遅延器８３とＲＦパルス幅によって決定されるレンジ内に存在する限り、ドップラー信号をダイオード検波器９３に発生する。このレンジの外側にある目標体は、第２のＲＦパルスと混合すべき時間内に戻るエコーは発生しない。したがって、このレーダーはレンジによってゲート制御される。
レンジが不明確であることに起因する干渉を解消するために、レンジ遅延はＰＲＦ発振器の周期の約１０％を超えないことが好ましい。ＰＲＦ発振器８０は２ＭＨｚ（周期が５００ｎｓ）で典型的に動作するが、広い周波数範囲、たとえば、１０ｋＨｚ〜１０ＭＨｚ、にわたって動作できる。レンジは典型的には約０．６１〜３１ｍ（約２〜１００フィート）である。これは４〜２００ｎｓの遅延を要する。したがって、ＰＲＦ周期がはるかに長いために、各ＰＲＦサイクルによって発生された２つのＲＦバーストは他のサイクルからのバーストを妨害しない。
ダイオード検波器９３からのドップラー出力はベースバンド増幅器９４によって増幅される。この増幅器の典型的な利得は約６０ｄＢで、帯域幅が約０．５乃至１００Ｈｚである。ベースバンド増幅器９４はしきい値比較器９５に接続されているために、感度調整器９６によって定められるレベルより上のドップラー信号はどれでも検波され、警報器出力をトリガする、一般にスイッチを閉じるために用いられる。
アンテナ端子に現れるＲＦパルスの例を図１０Ａに示す。それらのパルスは幅が約４ナノ秒の６．５ＧＨｚバーストであって、約１１ナノ秒だけ分離されている。その分離時間は往復進行の約１．７ｍ（約５．５フィート）に対応する。参考のために、放射スペクトラムを図１０Ｂに示す。これはＦＣＣによって規定されている５．５〜７．２ＧＨｚ低電力装置（ＬＰＤ）帯内に含まれることが分かる。図１０Ａ及び図１０Ｂのデータは利得が１４ｄＢでるアンテナで０．３メートルのレンジにおいて取ったものである。
図１１は図９のレーダーの実施形態の回路図である。ＰＲＦ発振器８０は一対のインバータ３０１、３０２で構成されている。第１のドライバ８１はインバータ３０３によって構成され、第２のドライバ８４はインバータ３０４によって構成されている。レンジ遅延器８３は可変抵抗Ｒxによって調整される。ＣＭＯＳインバータ３０３、３０４からの負のシフトが、２２ピコファラッドのコンデンサＣ１と２７０オームの抵抗Ｒ１とで構成されているＰＦＮｓ８７、８８によって、幅が数ナノ秒の負スパイクに微分される。それらのスパイクは回路点３０５において加算ダイオードＤ１とＤ２（加算回路８９）によって組合わされ、その後で、トランジスタＱ１で構成されているＲＦ発振器９０を動作状態にバイアスする。トランジスタＱ１はＧａＡｓＦＥＴであることが好ましい。Ｑ１はＲＦバーストをアンテナに供給する。このアンテナは、Ｄ１とＤ２のアノードにおける加算パルスに良く似ている幅と間隔を持つ。検波器９３のショットキーダイオードＤ６がＲＦバーストのピークを検波し、それのカソードに接続されている０．０１マイクロファラッドのコンデンサＣ２（信号平均化回路）の端子間に定常ＤＣ電圧を生ずる。この定常ＤＣ電圧はＰＲＦ発振器からの多数のパルス、例えば、数百から数千のパルスにわたる平均を表す。第２のパルスによって定められているレンジに対応する領域を目標体が動くと、ダイオードのカソード電圧が、振幅がマイクロボルトからミリボルトまでのオーダーで、周波数が目標体によって発生されたドップラーシフトによって定められる周波数、動いている人の場合には典型的には０．５乃至１００Ｈｚで変化する。この技術で周知のように、この交流信号は演算増幅器によって増幅され、しきい値検出器によってレベルが検出されて警報スイッチを閉じる。
第２のＲＦバーストの時間的な場所を、米国特許第５，３０１，０７０号に記述されているように、多重レンジセル動作のために２つまたは複数の時間スロットの間で時間的にあちこち移動させることができる。その米国特許はこれを参照することによってここに含まれる。
本発明のレンジゲート制御フィールド外乱センサは、米国特許出願第０８／２８７，７４６号に記述されているように、器官運動モニタ、たとえば、呼吸と心臓の拍動との少なくとも一方、などの医学応用のために使用できる。その米国特許出願はこれを参照することによってここに含まれる。
このレーダーの実施形態は、パルスを送信して、受信混合器パルスを発生するために１個のトランジスタを用い、多数のサイクルにわたって平均信号を発生するために１つの送受信アンテナと、このアンテナに接続されている簡単な検波器ダイオードと、このダイオードに接続されている平均化回路とを用いる点で、他のレンジゲート制御レーダー（空港レーダーに似ている）とは異なる。このレンジ決定の実施形態は２つの無線周波バーストを送信し、バーストの間の時間間隔は最大レンジを定める。混合器への遅延させられたパルスは、目標体まで伝播させられて反射パルスを発生する第１のＲＦパルスを発生するＲＦトランジスタと同じＲＦトランジスタによって発生される。前記反射パルスは遅延させられたパルスに混合器において組合わされる。この構成は、１個のトランジスタと、１つのアンテナと、１個のダイオードだけを使用するために、効率的で、低コストである。
結論
したがって、本発明は正確にレンジがゲート制御され、同種の隣接するセンサからの干渉又は他のノイズ源からの影響を受けず、近接レンジにおける過敏性に対する補償機能を備えたフィールド外乱センサが提供される。更に、この回路は消費電力が非常に少なくて長期間の電池動作を可能にする。従って、例として、近接検出自動車警報器、家庭用安全装置、キー無し入力装置、バックアップ警報レーダー、等を含めた、マイクロ波を基にする近接センサのために広範囲な新しい応用が得られる。
この装置では最大検知レンジを制御するようにレンジがゲート制御され、約１５．２ｃｍ（６インチ）ないし約３．７ｍ（１２フィート）の現在の実施形態に対して典型的なレンジ調整により誤警報を減少する。バースト繰り返し周波数はノイズによって符号化されて多数のセンサを同じ場所に配置できるようにする。受信機は非常に高感度であって、送信電力を減少できる。したがって、電子レンジなどの他の大電力マイクロ波機器が多数使用しているＩＳＭ帯内で動作する必要はない。この結果として、動作電流が小さくて電池で長年動作させることが可能であり、かつ製作コストが非常に低い。製作コストが低い理由は、一部は送信電力が少なくて、通信規則に適合するために複雑な回路の使用を避けることである。更に、この装置はレンジの感度が補償されて、先行技術の装置の１／Ｒ2特性を排除している。そうすると、この装置は近いレンジでは過敏ではなく、零から最大レンジまでかなり一定の感度を維持する。
第２のレンジ決定モード、すなわち、パルス同期フィールド外乱センサは二つの無線周波数のバーストを送信する。それらのバーストの間の間隔は２で除した最大レンジを定める。
本発明の好適な実施形態についての前記説明は提示及び説明のために行ったものである。本発明を開示した態様のみに包含したり、限定することを意図するものではない。明らかに、当業者には多くの改変が明らかであろう。本発明の範囲は下記の請求の範囲及びそれらの請求の範囲と均等なものによって定めることを意図するものである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【図１１】
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