(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のコンバータと、第２のコンバータと、制御回路とを含むスイッチング電源であって、
前記第１のコンバータは、交流電圧から変換された直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換して、負荷に直流出力電圧を供給し、
前記第２のコンバータは、蓄電素子から供給された直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換して、前記負荷に直流出力電圧を供給し、
前記制御回路は、前記交流電圧の停電または復電に応じて、前記第１のコンバータ及び前記第２のコンバータの間の切替を行ない、切替時に前記第１のコンバータ及び前記第２のコンバータが同時に動作する期間を設定するものであって、前記交流電圧の停電時には前記第１のコンバータを、そのスイッチングパルス幅が最大デューティに達するまで動作させ、前記交流電圧の復電時には前記第１のコンバータのスイッチングパルス幅が前記最大デューティよりも小さくなってから、前記第２のコンバータを停止させる、
スイッチング電源。
【請求項２】
請求項１に記載されたスイッチング電源であって、
前記第２のコンバータから出力される前記直流電圧は、第１のコンバータから出力される前記直流電圧よりも低く設定されている、スイッチング電源。
【請求項３】
請求項１または２の何れかに記載されたスイッチング電源であって、
前記制御は、タイマを有し、前記タイマが前記第１のコンバータ及び前記第２のコンバータを同時に動作させる期間を設定する、スイッチング電源。
【請求項４】
請求項１に記載されたスイッチング電源であって、
前記制御回路は、基準値に対する前記直流出力電圧の誤差を増幅して得られた電圧信号と、最大デューティを設定する電圧信号とを比較して、前記最大デューテイを判定する、スイッチング電源。
【請求項５】
請求項１、２、３又は４の何れかに記載されたスイッチング電源であって、
前記スイッチング出力を前記負荷側に伝送する変換トランスを含み、
前記変換トランスは、前記第１のコンバータ及び前記第２のコンバータにおいて共用されている、スイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源に関し、更に詳しくは、バッテリー等の蓄電素子によってバックアップする機能を有するスイッチング電源に係る。
【０００２】
【従来の技術】
この種のスイッチング電源としては、従来より種々のタイプのものが知られている。例えば、特開平９ー５６０８５号公報は、電力変換回路に備えられた変換トランスの二次側にバッテリーでなるバックアップ素子を有する充放電回路を接続しておき、変換トランスの二次巻線に生じる誘起電圧を利用してバックアップ素子を充電し、交流電源電圧の供給が停止したときは、バックアップ素子に蓄積されたエネルギを、変換トランスを介することなく、充電回路に備えられた第１のコンバータ回路によって変換し、変換された電力を負荷に供給する電源装置を開示している。
【０００３】
特開平８ー２７５５２１号公報は、電力変換回路を構成する変換トランスの二次巻線に定電流回路を接続し、定電流回路によりバッテリを充電し、停電時にはバッテリの充電電圧を、インバータに供給し、インバータから負荷に電力を供給する電源装置を開示している。
【０００４】
特開昭６４ー８８３６号公報は、交流電源を整流する整流回路の出力側に、蓄電池を接続し、停電時に蓄電池を電力供給源として用いる無停電電源装置を開示している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上述した先行技術文献に見られるように、従来のこの種のスイッチング電源は、交流電源電圧を入力として動作するメインのコンバータとは別に、バックアップバッテリの電力を変換するコンバータを備え、両コンバータの切替により、交流電源の停電に対応する構成である。切替に当たっては、メインのコンバータの動作を停止させ、それに代わって、それまで停止状態にあったバックアップ用コンバータの動作を開始させる。
【０００６】
ところが、それまで停止状態にあったバックアップ用コンバータが、負荷に対して、それまで供給されていた電圧を供給できる動作状態まで立ち上がるには、ある立ち上がり時間が必要である。このバックアップ用コンバータの立ち上がり特性のために、切替時に、負荷に供給される直流電圧が低下してしまう。
【０００７】
本発明の課題は、メインのコンバータと、コンバータとの間の切替時に負荷に供給される直流出力電圧が低下しないスイッチング電源を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上述した課題解決のため、本発明に係るスイッチング電源は、第１のコンバータと、第２のコンバータと、制御回路とを含む。
【０００９】
前記第１のコンバータは、交流電圧から変換された直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換して、負荷に直流出力電圧を供給する。
【００１０】
前記第２のコンバータは、蓄電素子から供給された直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換して、負荷に直流出力電圧を供給する。
【００１１】
前記制御回路は、前記交流電圧の停電または復電に応じて、前記第１のコンバータ及び前記第２のコンバータの間の切替を行ない、切替時に前記第１のコンバータ及び前記第２のコンバータが同時に動作する期間を設定する。
【００１２】
第１のコンバータは、交流電圧から変換された直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換して、負荷のための直流出力電圧を供給するから、交流電圧が正常に供給されている間は、第１のコンバータから負荷に対して、直流出力電圧を供給することができる。
【００１３】
交流電源が停電したときは、第１のコンバータから第２のコンバータへの切替を行なう。これにより、第１のコンバータに代わって、第２のコンバータが動作を開始する。第２のコンバータは、蓄電素子から供給された直流をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換して、負荷に直流出力電圧を供給する。これにより、第１のコンバータに代わって、負荷に直流出力電圧を供給することができる。
【００１４】
第１のコンバータから第２のコンバータへの切替に当たって、制御回路は、第１のコンバータ及び第２のコンバータが同時に動作する期間を設定する。従って、第１のコンバータが動作している間に第２のコンバータが動作を開始する。第１のコンバータが動作を停止した時点では、第２のコンバータを、負荷に所定の直流電圧が供給できる状態まで、立ち上がらせることができる。このため、第２のコンバータの立ち上がり特性に起因する直流出力電圧の低下を回避することができる。
【００１５】
交流電源が復電したときは、第２のコンバータから、第１のコンバータへの切替が行なわれる。この場合も、制御回路は、第１のコンバータ及び第２のコンバータが同時に動作する期間を設定する。従って、第２のコンバータが動作している間に第１のコンバータが動作を開始し、第２のコンバータが動作を停止した時点では、第１のコンバータを、負荷に所定の直流電圧が供給できる状態まで、立ち上がらせることができる。このため、第１のコンバータの立ち上がり特性に起因する直流出力電圧の低下を回避することができる。
【００１６】
第２のコンバータから出力される直流電圧は、第１のコンバータから出力される直流電圧よりも低く設定されていることが望ましい。この構成は、交流電源の停電または復電に伴う切替時に、直流出力電圧に過渡的な落ち込みが発生するのを阻止する手段として、きわめて有効である。
【００１７】
第１のコンバータと、第２のコンバータとを同時に動作させる期間を設定する手段として、制御回路はそのような期間を設定するタイマを有することができる。
【００１８】
別の同時動作期間設定手段として、前記制御回路は、前記交流電圧の停電時には前記第１のコンバータをそのスイッチングパルス幅が最大デューティに達するまで動作させ、復電時には前記第１のコンバータのスイッチングパルス幅が前記最大デューティよりも小さくなってから、前記第２のコンバータを停止させる機能を有することもできる。
【００１９】
この場合、最大デューティを判定する手段として、前記制御回路は、基準値に対する前記直流出力電圧の誤差を増幅して得られた電圧信号と、最大デューティを設定する電圧信号とを比較して、最大デューテイを判定する機能を有することができる。
【００２０】
本発明は、更に、この種のスイッチング電源の小型化、特に、複数出力を有する場合に、その小型化にきわめて有効な具体的手段を開示する。
【００２１】
本発明の他の目的、構成及び利点については、添付図面を参照し、更に詳しく説明する。図面は単に実施例を示すものに過ぎない。
【００２２】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係るスイッチング電源の電気回路図である。図示するように、本発明に係るスイッチング電源は、第１のコンバータ１と、第２のコンバータ２と、制御回路３１、３２とを含む。
【００２３】
第１のコンバータ１は、交流電圧から変換された直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧Ｖ２１に変換して、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖｏを供給する。第１のコンバータ１の出力は出力端子７１、７２に接続されている。第１のコンバータ１の入力側には、入力回路４が備えられている。入力回路４は、交流電源ｅから供給される交流電圧Ｅｉｎを整流平滑して、第１のコンバータ１に対して、直流電圧Ｖ１１を供給する。
【００２４】
第２のコンバータ２は、蓄電素子２０から供給された直流電圧Ｖ１２をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧Ｖ２２に変換して、負荷Ｌのための直流出力電圧Ｖｏを供給する。そして、第１のコンバータ１に対する交流電圧Ｅｉｎの供給が停止したとき、第１のコンバータ１に代わって、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖｏを供給する。蓄電素子２０はバッテリまたは電気二重層コンデンサ等でなる。第２のコンバータ２の出力は出力端子７１、７２に接続されている。
【００２５】
制御回路３１、３２は、切換回路５から制御信号Ｓ３、Ｓ４に供給を受ける。切換回路５は停電検出機能を有しており、交流電圧Ｅｉｎに応じて、制御回路３１、３２に制御信号Ｓ３、Ｓ４を供給して、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２の動作の切替を行ない、切替時に第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２が同時に動作する期間を設定する。図示では、制御回路３１、３２は独立したブロックとして表現されているが、１ブロックとして統合されていてもよい。制御信号Ｓ１、Ｓ２は、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２のパルス幅変調（以下ＰＷＭと称する）制御信号である。切換回路５は、制御回路３１、３２と一体化されていてもよい。
【００２６】
次に、図２のタイムチャートを参照して、図１に示されたスイッチング電源の動作を説明する。
【００２７】
交流電源ｅから、交流電圧Ｅｉｎが正常に供給されている間（図２（ａ）参照）は、第１のコンバータ１は、交流電圧Ｅｉｎから変換された直流電圧Ｖ１１（図２（ｂ）参照）をスイッチング（図２（ｃ）参照）し、スイッチング出力を直流電圧Ｖ２１に変換して、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖｏを供給する。図２（ｃ）において、論理値１は第１のコンバータ１が動作している状態に対応し、論理値０は第１のコンバータ１が動作を停止している状態に対応する。
【００２８】
次に、ｔ０時に交流電源ｅが停電したときは、切換回路５は、直流電圧Ｖ１１に応じて、制御回路３１、３２に制御信号Ｓ３、Ｓ４を供給する。そして、制御回路３１、３２から第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２に供給される制御信号Ｓ１、Ｓ２によって、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２の切替を行なう。これにより、第１のコンバータ１に代わって、第２のコンバータ２が動作を開始する。第２のコンバータ２は、蓄電素子２０から供給された直流電圧Ｖ１２をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧Ｖ２２に変換して、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖｏを供給する。
【００２９】
第１のコンバータ１から第２のコンバータ２への切替に当たって、制御回路３１、３２は、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２が同時に動作する期間を設定する。図２において、ｔ０時からｔ１時までの期間△Ｔ１が、この同時に動作する期間である。従って、第１のコンバータ１が動作している間に第２のコンバータ２が動作を開始（図２（ｃ）及び（ｅ）参照）する。これにより、第１のコンバータ１が動作を停止するｔ１時までに、第２のコンバータ２を、負荷Ｌに所定の直流電圧が供給できる状態まで、立ち上がらせることができる（図２（ｅ）参照）。このため、第２のコンバータ２の立ち上がり特性に起因する直流出力電圧Ｖ２１の低下を回避することができる。これを仮に、第１のコンバータ１と第２のコンバータ２とを、ｔ１時に同時に切り替えた（図２（ｅ）の点線表示参照）とすれば、直流出力電圧Ｖ２１に過渡的な落ち込みＶｄ１が生じる（図２（ｇ）参照）。
【００３０】
次に、交流電源ｅがｔ２時に復電したときは、第２のコンバータ２から、第１のコンバータ１への切替が行なわれる。この場合も、制御回路３１、３２は、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２が同時に動作する期間を設定する。図２において、ｔ３時からｔ４時までの期間△Ｔ２が、この同時動作期間に相当する。従って、第２のコンバータ２が動作している間に第１のコンバータ１が動作を開始し、第２のコンバータ２が動作を停止するｔ４時では、第１のコンバータ１を、負荷Ｌに所定の直流出力電圧Ｖ２１が供給できる状態まで、立ち上がらせることができる。
【００３１】
図３は本発明に係るスイッチング電源の更に具体的な実施例を示す図である。図において、図１に図示された構成部分と同一の構成部分には、同一の参照符号を付してある。
【００３２】
入力回路４は、交流入力端子６１、６２に供給される交流電圧Ｅｉｎを直流電圧Ｖ１１に変換して出力する。図示された入力回路４はダイオードブリッジ等でなる整流回路４１と平滑コンデンサ４２とを備えている。
【００３３】
第１のコンバータ１は、電力変換回路１１と、出力回路１２とを含む。電力変換回路１１は、変換トランス１３と、スイッチ素子１４と含んでいる。変換トランス１３は、第１の巻線１３１及び第２の巻線１３２を含み、第１の巻線１３１は入力回路４から直流電圧Ｖ１１の供給を受ける。
【００３４】
スイッチ素子１４は、第１の巻線１３１を通して供給される直流電圧Ｖ１１をスイッチングする。スイッチ素子１４は代表的には電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成されるが、バイポーラトランジスタ等、他の三端子スイッチ素子であってもよい。スイッチ素子１４の主電極回路は、変換トランス１３の第１の巻線１３１に直列に接続されている。
【００３５】
出力回路１２は、第２の巻線１３２に接続され、第２の巻線１３２に現れるスイッチ出力を直流電圧Ｖ２１に変換して、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖｏを供給する。図示された出力回路１２は、いわゆるフォワード第１のコンバータ回路を構成しており、スイッチ素子１４がオンしているときに導通するダイオード１２１と、スイッチ素子１４がオフしている期間に、チョークコイル１２３に蓄積されたエネルギを放出するダイオード１２２とでなる整流回路と、出力平滑用コンデンサ１２４とを備える。但し、このような回路構成に限定するものではないことはいうまでもない。
【００３６】
第２のコンバータ２は、電力変換回路２１と、出力回路２２とを含む。電力変換回路２１は、変換トランス２３と、スイッチ素子２４と含んでいる。変換トランス２３は、第１の巻線２３１及び第２の巻線２３２を含み、第１の巻線２３１は蓄電素子２０から直流電圧Ｖ１２の供給を受ける。
【００３７】
スイッチ素子２４は、第１の巻線２３１を通して供給される直流電圧Ｖ１２をスイッチングする。スイッチ素子２４は代表的には電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成されるが、バイポーラトランジスタ等、他の三端子スイッチ素子であってもよい。スイッチ素子２４の主電極回路は、変換トランス２３の第１の巻線２３１に直列に接続されている。
【００３８】
出力回路２２は、第２の巻線２３２に接続され、第２の巻線２３２に現れるスイッチ出力を直流電圧Ｖ２１に変換して、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖｏを供給する。図示された出力回路２２は、フォワード第１のコンバータ回路を構成しており、スイッチ素子２４がオンしているときに導通するダイオード２２１と、スイッチ素子２４がオフしている期間に、チョークコイル２２３に蓄積されたエネルギを放出するダイオード２２２とでなる整流回路とを備える。但し、このような回路構成に限定するものではないことはいうまでもない。
【００３９】
次に、再び図２のタイムチャートを参照して、図３に示されたスイッチング電源の動作を説明する。
【００４０】
交流電源ｅから、交流電圧Ｅｉｎが正常に供給されている間（図２（ａ）参照）は、入力回路４により、交流電圧Ｅｉｎを直流電圧Ｖ１１に変換する（図２（ｂ）参照）。入力回路４から変換トランス１３の第１の巻線１３１を通して供給される直流電圧Ｖ１１は、スイッチ素子１４でスイッチングされる（図２（ｃ）参照）。変換トランス１３の第２の巻線１３２には出力回路１２が接続されているので、第２の巻線１３２に現れたスイッチ出力は、出力回路１２によって、直流電圧Ｖ２１に変換される。この直流電圧Ｖ２１が、直流出力電圧Ｖｏとして、負荷Ｌに供給され（図２（ｇ）参照）、負荷電流Ｉｏ１が流れる（図２（ｄ）参照）。
【００４１】
次に、ｔ０時に交流電源ｅが停電したときは、制御回路３１、３２は、直流電圧Ｖ１１に応じて、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２の切替を行なう。これにより、第１のコンバータ１に代わって、第２のコンバータ２が動作を開始する。第２のコンバータ２において、蓄電素子２０から変換トランス２３の第１の巻線２３１を通して供給される直流電圧Ｖ１２は、スイッチ素子２４でスイッチングされる。変換トランス２３の第２の巻線２３２には出力回路２２が接続されているので、第２の巻線２３２に現れたスイッチ出力は、出力回路２２によって、直流電圧Ｖ２２に変換される。この直流電圧Ｖ２２が、直流出力電圧Ｖｏとして、負荷Ｌに供給され（図２（ｇ）参照）、負荷電流Ｉｏ２が流れる（図２（ｆ）参照）。
【００４２】
第１のコンバータ１から第２のコンバータ２への切替に当たって、制御回路３１、３２は、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２が同時に動作する期間を設定する。この点については、図１及び図２を参照して既に説明した通りである。
【００４３】
即ち、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２は、ｔ０時からｔ１時までの期間△Ｔ１に同時に動作する。このため、第２のコンバータ２の立ち上がり特性に起因する直流出力電圧Ｖ０の低下を回避することができる。
【００４４】
また、交流電源ｅがｔ２時に復電したときは、ｔ３時からｔ４時までの期間△Ｔ２において、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２が同時に動作する。
【００４５】
第２のコンバータ２から出力される直流電圧Ｖ２２は、第１のコンバータ１から出力される直流電圧Ｖ２１よりも低く設定されていることが望ましい。この構成によれば、交流電圧Ｅｉｎの停電時に、平滑コンデンサ４２の蓄積電荷を利用して、第１のコンバータ１により、負荷Ｌへ電流Ｉｏ１を供給し続けることができる。そして、平滑コンデンサ４２の端子電圧で与えられる直流電圧Ｖ１１が低下する（図２（ｂ）参照）に従い、第１のコンバータ１から負荷Ｌへの電流Ｉｏ１の供給が次第に低下して行く（図２（ｄ）参照）。
【００４６】
一方、これとは逆に、第２のコンバータ２から負荷Ｌへ供給される電流Ｉｏ２が次第に増加（図２（ｆ）参照）して行き、最終的には第２のコンバータ２が負荷Ｌへの電力供給の全てを負担することになる。この時点ｔ１で第１のコンバータ１を停止させる。従って、切替時に、直流出力電圧Ｖｏに過渡的な落ち込みＶｄ１（図２（ｇ）参照）を、平滑コンデンサ４２の蓄積電荷を利用して確実に阻止することができる。
【００４７】
復電時には、上述した動作と逆の動作により、第２の第２のコンバータ２から第１の第１のコンバータ１への切替が行なわれる。
【００４８】
第１のコンバータ１と、第２のコンバータ２とを同時に動作させる期間を設定する手段として、制御回路３１、３２または切替回路５はそのような期間を設定するタイマを有することができる。
【００４９】
別の同時動作期間設定手段として、制御回路３１、３２は、交流電圧Ｅｉｎの停電時には、第１のコンバータ１をそのスイッチングパルス幅が最大デューティに達するまで動作させ、復電時には第１のコンバータ１のスイッチングパルス幅が最大デューティよりも小さくなってから、第２のコンバータ２を停止させる機能を有することもできる。
【００５０】
スイッチング電源の分野では、直流出力電圧Ｖｏの安定化のために、制御回路３１、３２により、スイッチ素子１４、２４にＰＷＭ制御を加えるのが普通である。スイッチング電源におけるＰＷＭ制御は、直流出力電圧Ｖｏが低下した場合に、スイッチ素子１４、２４のオン期間（以下デューティと称する）を広げ、直流出力電圧Ｖｏが上昇した場合はデューティが小さくなるような制御方式である。この場合、スイッチング電源の適正動作及び保護のために、最大デューティが設定され、スイッチ素子１４、２４は最大デューティの範囲内で動作する。最大デューティは第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２の出力安定化のための極限動作状態に対応する。
【００５１】
本発明の好ましい態様においては、交流電圧Ｅｉｎの停電時には、制御回路３１は、第１のコンバータ１をそのスイッチングパルス幅が最大デューティに達するまで動作させる。このことは、停電時には、第１のコンバータ１を、その出力安定化能力を極限まで発揮させた後に、第２のコンバータ２に切り替えることを意味する。
【００５２】
復電時には、第１のコンバータ１のスイッチングパルス幅が最大デューティよりも小さくなってから、第２のコンバータ２を停止させる機能を有することもできる。このことは、第１のコンバータ１が出力安定化動作可能領域に入った後に、第２のコンバータ２から第１のコンバータ１への切替を行なうことを意味する。これを仮に、第２のコンバータ２から出力される直流電圧Ｖ２２が第１のコンバータ１から出力される直流電圧Ｖ２１よりも高い値に設定された場合は、交流電源ｅが復電したにもかかわらず、第２のコンバータ２が依然として動作を継続する結果を招く。
【００５３】
この場合、最大デューティを判定する手段として、制御回路３１、３２は、基準値に対する直流出力電圧Ｖｏの誤差を増幅して得られた電圧信号と、最大デューティを設定する電圧信号とを比較して、最大デューテイを判定する機能を有することができる。
【００５４】
図４はその具体的な実施例を示している。図４に図示された制御回路３１は、誤差増幅器３０１と、基準電圧源３０２と、比較器３０３と、最大デューティ設定電圧源３０４と、三角波発振器３０５と、比較器３０６を含んでいる。
【００５５】
誤差増幅器３０１は、基準電圧源３０２から供給される基準電圧源Ｖｒ１に対する直流出力電圧Ｖｏの誤差を増幅し、その誤差増幅信号Ｓ５を比較器３０３に供給する。
【００５６】
比較器３０３は、誤差増幅器３０１から供給される誤差増幅信号Ｓ５と、三角波発振器３０５から供給される三角波とを比較し、直流出力電圧Ｖｏを安定化するようなＰＷＭ信号を、スイッチ素子１４に供給する。比較器３０３には最大デューティ設定電圧源３０４から基準電圧Ｖｒ２が供給されている。この基準電圧Ｖｒ２と三角波発振器３０５から供給される三角波とを比較して得られたパルス幅が最大デューティを定める。
【００５７】
比較器３０６は、誤差増幅器３０１から供給される誤差増幅信号Ｓ５と、最大デューティ設定電圧源３０４から供給される基準電圧Ｖｒ２とを比較し、誤差増幅信号Ｓ５が最大デューティに到達したか、または、最大デューティより小さいかを判定する。
【００５８】
交流電圧Ｅｉｎの停電時には、制御回路３１は、第１のコンバータ１をそのスイッチングパルス幅が最大デューティに達するまで動作させるから、誤差増幅信号Ｓ５が最大デューティに到達したかどうかを検出する。そして最大デューティに到達したと判定されたときに、制御回路３１により第１のコンバータ１の動作を停止させる。
【００５９】
図５は本発明に係るスイッチング電源の別の実施例を示す電気回路図である。図において、図１及び図３と同一の構成部分には、同一の参照符号を付してある。この実施例では、第１のコンバータ１を構成する変換トランス１３及び出力回路１２が、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２によって共用されている。変換トランス１３は第３の巻線１３３を有する。
【００６０】
第２のコンバータ２は、切替回路２５と、第３の巻線１３３と、蓄電素子２０とを含んでいる。切替回路２５は、第２のコンバータ２が充電回路ＣＨとなり、または放電回路ＤＨとなるような切替を行なう。第２のコンバータ２は、充電回路ＣＨに切り替えられたときは、第３の巻線１３３から供給される電力によって蓄電素子２０を充電する。放電回路ＤＨに切り替えられたときは、蓄電素子２０から供給されるエネルギをスイッチングして第３の巻線１３３に供給する。
【００６１】
図示された切替回路２５は、ダイオード２６と三端子素子でなるスイッチ素子２４との並列回路で構成されており、ダイオード２６は、充電回路ＣＨを構成し、スイッチ素子２４が放電回路ＤＨを構成する。より具体的には、ダイオード２６は、メインのスイッチ素子１４がオンになったときに、図示極性（図中黒丸表示）の第３の巻線１３３に現れる誘起電圧に対して、順方向となるように方向付けられている。
【００６２】
また、スイッチ素子２４は、三端子素子で構成され、主電極回路が第３の巻線１３３及び蓄電素子２０を含む放電回路ＤＨに対して直列に入るように接続されている。スイッチ素子２４に適した三端子素子はＦＥＴである。スイッチ素子２４がＦＥＴでなる場合、ＦＥＴのソース．ドレイン間ダイオードをダイオード２６として利用できるので、切替回路２５の回路構成を、より簡素化できる。蓄電素子２０は、代表的には、二次電池であるバッテリで構成される。または、コンデンサで構成してもよい。
【００６３】
第１のコンバータ１が動作しているときは、第２のコンバータ２は、切替回路２５により、充電回路ＣＨとなるように切り替えられる。充電回路ＣＨに切り替えられたときは、変換トランス１３の第３の巻線１３３から供給される電力によって蓄電素子２０が充電される。従って、電力変換回路１１のスイッチング動作によって、変換トランス１３の第３の巻線１３３に誘起する電圧により、蓄電素子２０が充電される。実施例に示す回路構成においては、ダイオード２６は、メインのスイッチ素子１４がオンになったときに、図示極性（図中黒丸表示）の第３の巻線１３３に現れる誘起電圧に対して、順方向となるように方向付けられているから、ダイオード２６を通した蓄電素子２０に対する充電は、メインのスイッチ素子１４のオン期間に行なわれる。
【００６４】
次に、交流電源ｅの停電時には、第２のコンバータ２が放電回路ＤＨに切り替えられる。放電モードに切り替えられると、蓄電素子２０が電力供給源となる。第２のコンバータ２は、蓄電素子２０から供給されるエネルギをスイッチングして第３の巻線１３３に供給する。第３の巻線１３３は、変換トランス１３の巻線であり、変換トランス１３の第２の巻線１３２と誘導結合されているから、蓄電素子２０から供給されるエネルギをスイッチングして得られた電流によって、第３の巻線１３３の巻線が励磁された場合、そのエネルギは第３の巻線１３３から第２の巻線１３２に伝送される。変換トランス１３の第２の巻線１３２には出力回路１２が接続されているから、第２の巻線１３２に現れる第２のコンバータ２のスイッチング出力が出力回路１２によって直流電圧Ｖ２１に変換され、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖｏが供給される。
【００６５】
上記説明から明らかなように、図５に示した実施例では、第２のコンバータ２は、その大部分を、本来、スイッチング電源に備えられるべき各構成部分、すなわち、変換トランス１３及び出力回路１２を、第１のコンバータ１との間で共用して、蓄電素子２０のエネルギを負荷Ｌに供給するようになっているから、部品点数を減少させ、小型化を達成することができる。
【００６６】
しかも、第２のコンバータ２によるバックアップ動作は、切替回路２５を構成するスイッチ素子２４及びメインのスイッチ素子１４の選択によって、容易に実現することができる。
【００６７】
図５に示した実施例の場合も、切換回路５は、交流電圧Ｅｉｎに応じて、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２の動作の切替を行ない、切替時に第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２が同時に動作する期間を設定する。
【００６８】
図６は本発明に係るスイッチング電源の別の実施例を示す電気回路図である。この実施例は、図５に示されたスイッチング電源を、多出力タイプのスイッチング電源に本発明を適用した例を示している。第２の巻線１３２は複数ｎ個備えられ、第２の巻線１３２のそれぞれに、出力回路９１〜９ｎが個別的に備えられている。図示された多出力タイプスイッチング電源において、蓄電素子２０に対する充電は、図５の実施例の場合と全く同様に行なわれる。
【００６９】
次に、切替回路２５により、第２のコンバータ２が放電回路ＤＨに切り替えられたときは、第２のコンバータ２は、蓄電素子２０から供給されるエネルギをスイッチングして第３の巻線１３３に供給する。第３の巻線１３３は、変換トランス１３の第２の巻線１３２と誘導結合されているから、蓄電素子２０から供給されるエネルギをスイッチングして得られた電流によって、第３の巻線１３３の巻線が励磁された場合、そのエネルギは第３の巻線１３３から、ｎ個備えられた第２の巻線１３２のそれぞれに伝送される。ｎ個の第２の巻線１３２のそれぞれには、それと同数ｎの出力回路９１〜９ｎが接続されているから、ｎ個の第２の巻線１３２のそれぞれに現れる第２のコンバータ２のスイッチング出力が、出力回路９１〜９ｎによって、それぞれ直流出力電圧Ｖｏ１〜Ｖｏｎに変換され、負荷Ｌに供給される。
【００７０】
上記説明から明らかであるように、多出力タイプのスイッチング電源においても、一個の第２のコンバータ２を備えるだけでよい。このため、多出力とした場合にも、部品点数を増大させる必要のない小型のバックアップ型スイッチング電源が得られる。図６に示した実施例の場合も、切換回路５は、交流電圧Ｅｉｎに応じて、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２の動作の切替を行ない、切替時に第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２が同時に動作する期間を設定する。
【００７１】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、メインの第１のコンバータと、第２のコンバータとの間の切替時に負荷に供給される直流出力電圧が低下しないスイッチング電源を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るスイッチング電源の実施例を示すブロック図である。
【図２】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明するタイムチャートである。
【図３】本発明に係るスイッチング電源の実施例を示す電気回路図である。
【図４】本発明に係るスイッチング電源に用いられる制御回路の電気回路図である。
【図５】本発明に係るスイッチング電源の別の実施例を示す電気回路図である。
【図６】本発明に係るスイッチング電源の更に別の実施例を示す電気回路図である。
【符号の説明】
１            第１のコンバータ
２            第１のコンバータ
２０          蓄電素子
３１、３２      制御回路
４            入力回路
５            切換回路
【図１】
0003759296.tif 000002
【図２】
0003759296.tif 000003
【図３】
0003759296.tif 000004
【図４】
0003759296.tif 000005
【図５】
0003759296.tif 000006
【図６】
0003759296.tif 000007