(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ビーム電流負荷により悪影響を受けがちなアノード電圧を作る高電圧パルス（Ｖ２）を発生するために結合された、スイッチされた出力回路及びフライバックトランス（ＦＢＴ）を有する高電圧システムにおいて；
インダクタ（Ｌ１）及び抵抗を有するインピーダンス網を有し、前記フライバックトランスに結合され、フライバックパルスに応答してビーム電流の負荷がかけられている前記高電圧パルスの形と大きさを追跡するサンプルパルス（Ｖ４）を発生する手段（Ｗ３，Ｌ１，Ｒ２）と；
前記アノード電圧を追跡する前記サンプルパルスに応答して補正電圧（Ｖ５）を発生する手段（Ｒ３，Ｃ３，Ｄ１）とを有することを特徴とする高電圧システム。
【請求項２】
前記補正電圧発生手段は整流器（Ｄ１）を有することを特徴とする請求項１記載の回路。
【請求項３】
前記補正電圧発生手段は前記整流器の出力に結合したフィルタ（Ｌ１，Ｒ２）を更に有することを特徴とする請求項２記載の回路。
【請求項４】
前記直列インピーダンス網を前記高電圧巻線に交流結合する手段（Ｃ２）を更に有することを特徴とする請求項１記載の回路。
【請求項５】
前記補正電圧発生手段に応答してインピーダンスを変換し、前記ラスタ補正手段に接続する手段（Ｑ１）を更に有することを特徴とする請求項１記載の回路。
【請求項６】
前記変換手段はトランジスタを有することを特徴とする請求項５記載の回路。
【請求項７】
前記変換手段は、前記補正電圧発生手段の電圧変動による温度変動を補償することを特徴とする請求項５記載の回路。
【請求項８】
ビーム電流負荷により悪影響を受けがちなアノード電圧を作る高電圧パルＳ（Ｖ２）を発生するために結合された、水平出力回路と、１次巻線（Ｗ１）、高電圧巻線（Ｗ２）及び低電圧巻線（Ｗ３）を有するフライバックトランス（ＦＢＴ）とを有する高電圧システムにおいて：
前記低電圧巻線に結合したインピーダンスを有し、前記高電圧パルスに形が対応し大きさが比例するサンプルパルス（Ｖ４）を発生するための手段（Ｌ１，Ｒ２）と；
前記インピーダンスを前記高電圧巻線に交流結合する手段（Ｃ２）と；
前記アノード電圧を追跡する前記サンプルパルスに応答して整流電圧を発生する手段（Ｄ１）と；
前記整流電圧を前記高電圧巻線に直流結合する手段（Ｒ３）と；
前記整流電圧に応答してラスタひずみを補正する手段（Ｅ−Ｗ）とを有することを特徴とする高電圧システム。
【請求項９】
前記交流結合手段はキャパシタ（Ｃ２）を有することを特徴とする請求項８記載の回路。
【請求項１０】
前記整流電圧発生手段は整流器（Ｄ１）とフィルタ（Ｌ１，Ｒ２）を有することを特徴とする請求項８記載の回路。
【請求項１１】
前記直流結合手段は抵抗（Ｒ３）を有することを特徴とする請求項８記載の回路。
【請求項１２】
アノード電圧を発生する、低ビーム電流レベルと高ビーム電流レベルの間の範囲に亘って起こるビーム電流負荷変動に関して非線形に変化する高電圧パルス（Ｖ２）を発生するために結合された、スイッチされた出力回路及びパルストランス（ＦＢＴ）を有する高電圧システムにおいて；
前記パルストランスに結合され、そのパルスに応答して、ビーム電流負荷の変動に関して対応する非線形的に変化し、前記変化する高電圧パルスを追跡するサンプルパルス（Ｖ４）を発生する手段（Ｗ３，Ｌ１，Ｒ２）と；
非線形に変わるサンプルパルスに応答して、ビーム電流レベルの前記範囲に亘って前記非線形に変化する高電圧パルスを追跡する補正電圧（Ｖ５）を発生する手段（Ｒ３，Ｃ３，Ｄ１）とを有することを特徴とする高電圧システム。
【請求項１３】
前記補正電圧発生手段は前記ビーム電流により前記サンプルパルス発生手段に負荷をかけるための手段（Ｒ３）を更に有することを特徴とする請求項１２記載の回路。
【請求項１４】
前記負荷をかけるための手段は、前記パルストランス（ＦＢＴ）の高電圧巻線（Ｗ２）の下端に結合された抵抗（Ｒ３）であることを特徴とする請求項１３記載の回路。
【請求項１５】
前記補正電圧に応答してラスタひずみを補正する手段（Ｅ−Ｗ）を更に有することを特徴とする請求項１２記載の回路。
【請求項１６】
前記ラスタ補正手段はＥ−Ｗ補正回路を有することを特徴とする請求項１５記載の回路。
【請求項１７】
前記ラスタ補正手段は高電圧調整器を有することを特徴とする請求項１５記載の回路。
【請求項１８】
前記ラスタ補正手段は高電圧調整器とＥ−Ｗ補正回路とを有することを特徴とする請求項１５記載の回路。
【請求項１９】
前記ラスタひずみはラスタブリージングであることを特徴とする請求項１５記載の回路。
【請求項２０】
前記サンプルパルス発生手段はインダクタ（Ｌ１）を有することを特徴とする請求項１２記載の回路。
【請求項２１】
前記サンプルパルス発生手段は低電圧パルス信号源（Ｗ３）及びキャパシタ（Ｃ２）を有することを特徴とする請求項１２記載の回路。
【請求項２２】
前記補正電圧に応答してビーム電流を制限する手段を更に有することを特徴とする請求項１２記載の回路。
【請求項２３】
ビーム電流負荷により悪影響を受けがちなアノード電圧を作る高電圧パルス（Ｖ２）を発生するために結合された、水平出力回路と１次巻線（Ｗ１）、高電圧巻線（Ｗ２）及び低電圧パルス源（Ｗ３）を有するフライバックトランス（ＦＢＴ）とを有する高電圧システムにおいて；
前記低電圧パルス源に結合したインピーダンスを有し、前記高電圧パルスに形が対応し大きさが比例するサンプルパルス（Ｖ４）を発生するための手段（Ｌ１，Ｒ２）と；
前記インピーダンスを前記高電圧巻線に交流結合する手段（Ｃ２）と；
前記アノード電圧を追跡する前記サンプルパルスに応答して整流電圧を発生する手段（Ｄ１）と；
前記整流電圧を前記高電圧巻線に直流結合する手段（Ｒ３）と；
前記整流電圧に応答してラスタひずみを補正する手段（Ｅ−Ｗ）とを有することを特徴とする高電圧システム。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
１．発明の分野
本発明は、陰極線管を用いたカラーテレビジョン受信機、ディスプレイモニタ、プロジェクタのための高電圧システムに関し、特に、陰極線管のアノード電圧を間接的に追跡する高電圧システムに関する。
２．従来技術
アノード（ｕｌｔｏｒ）電圧の変動は、偏向回路の性能に悪影響を及ぼす。アノード電圧の高電圧発生器は、受像管が引くビーム電流が増加するにつれて、アノード電圧が減少する内部インピーダンスを示す。ラスタブリージングは、カラーテレビジョン受信機、ディスプレイモニタ、プロジェクタで使用される陰極線管のアノード電圧変動により引き起こされる偏向ひずみの１つの形である。ラスタブリージングは、アノード電圧が変動するのに応じて、ラスタの水平幅の縮小及び拡張を引き起こす。他には、ビーム電流が高い時に、ピーク輝度の減少とフォーカスずれといった性能劣化が現れる。
水平偏向回路の一部のフライバックトランスでアノード電圧又は高電圧を発生することは通常行われている。電源電圧＋Ｂは調整され、ライン周波数と帰線時間は一定であるので、１次巻線と帰線キャパシタに亘っての帰線パルス電圧の振幅は一定である。帰線パルス電圧は電圧源とみなすことができる。偏向回路と１次巻線で帰線期間に大きなエネルギーが循環するからである。
高電圧の発生と整流は、分割配置されたダイオードによりしばしば行われる。２次高圧巻線は、巻線の幾つかの部分に分割される。高電圧ダイオードは、分割された巻線間および、高電圧巻線の上方端子とフライバックトランスの高電圧端子の間に接続される。帰線電圧は、フライバックトランスの巻線比により、例えば３０ｋＶピークの非常に高い２次帰線パルス電圧を得るために変換される。高電圧整流器は電圧のピーク間に動作し、受像管のアクアダグで形成されたキャパシタをアノード電圧まで充電する。アクアダグのキャパシタンスは、典型的には１５００ｐＦから２５００ｐＦであり、受像管の大きさと形に依存する。アノード電圧は、受像管のビーム電流により負荷がかけられる。平均ビーム電流は典型的には０から２ｍＡの間で、ピークは２０ｍＡである。
フライバックトランスと特に分割巻線は、分割巻線にリンギングを引き起こす高調波同調を得るために構成される。奇数高調波に同調することは、高電圧パルスの波形を更に矩形にする。その結果、ダイオードの導通時間が上昇し、かわりに、高電圧信号源インピーダンスが低下する。高電圧信号源インピーダンスは、０から０．５ｍＡの間の低ビーム電流では強い非線形性を示す。その結果、高電圧の差分減少は、高ビーム電流の場合よりも、低ビーム電流の場合の方が大きい。偏向感度は、アノード電圧の関数であり、従って、高電圧に依存する。非線形高電圧信号源インピーダンスは、ラスタサイズのように、ディスプレイの性能の好ましくない変動を発生する。
ブリーダ抵抗で電圧をサンプリングすることにより高電圧発生器からセンス電圧を得る方法が知られている。センス電圧は、Ｅ−Ｗ（Ｅａｓｔ−Ｗｅｓｔ）補正回路を経由してラスタブリージングを補正するために、高電圧制御回路に供給され又は、ビーム電流を制限するために（ＡＢＬ）使用される。しかし、センス電圧変動はビーム電流に比例するが、高電圧には比例しない。これにより、高電圧の非線形性は線形なＥ−Ｗ補正回路又は高電圧制御回路では考慮されないので、ラスタブリージング補正が十分にできない。これにより、高電圧調整又は、Ｅ−Ｗ補正は不正確な結果となる。フォーカスの負荷とＧ２電極は、ビーム電流に依存するからである。ブリーダ抵抗を使用するもう一つの不利な点は、受像管に損害を与える可能性があり、ブリーダ抵抗と高電圧回路の間の接続が不充分となることである。第２の独立のブリーダ抵抗を特に、高電圧をサンプルするために使用することができる。しかし、この方法は、高価であり、電力を消費しすぎる。
米国特許４，８２７，１９４は、アノード端子の負荷に従って、変わる振幅を持つサンプル電圧パルスの振幅変動を検出するための包絡線検出回路の配置を開示する。包絡線検出器は、アノード電圧変動に追従するサイズ制御信号を作る。サイズ制御信号は、その後、ラスタサイズを調整する様に走査電流を変調する変調手段と結合する。
高電圧対ビーム電流の関係は非線形な関係を示す。例えば、低ビーム電流では、高電圧信号源インピーダンスは、強い非線形性を示す。また、出願人による図３に示すように、低ビーム電流における高電圧の差分減少は、高ビーム電流においてよりも大きい。出願人によるサンプルパルス発生手段は、ビーム電流負荷の変動に関して、対応する非線形な様に変わるサンプルパルスを発生し、サンプルパルスは、変化する高電圧パルスを追跡する。その後、非線形に変わるサンプルパルスに応答するもう１つの手段は、補正電圧を発生する。このように、更に独立請求項として挙げられるラスタ補正手段に供給されるうる補正電圧は、非線形な関係を考慮する。
ビーム電流負荷は低ビーム電流レベルから高ビーム電流レベルに亘って変わり得るが、米国特許４，８２７，１９４には、高電圧パルスはビーム電流負荷に関して非線形に変わるという認識は無い。それゆえ、この参照文献は、非線形に変わる高電圧について述べてはいない。
発明の概要
高電圧のサンプリングは、適切な補正のためには必要である。正確な高電圧調整とラスタ補正のためには、高電圧について同様な負荷条件の下で高電圧をサンプリングすることが望ましい。消費電力の要求を増加させないで経済的な方法で高電圧をサンプルすることも望ましい。
発明の配置に従って高電圧は、アノード電圧の同様なビーム電流負荷条件の下に、正確に複製される。スイッチされた出力回路とフライバックトランスは、高電圧パルスを発生するために結合される。高電圧パルスは、ビーム電流負荷により、逆に影響される。高電圧パルスの形と大きさを追跡するサンプルパルスが発生される。補正パルスがサンプルパルスに応答して発生され、補正電圧は、アノード電圧を追跡する。補正電圧は、ラスタひずみを補正するために使用される。
発明の他の面に従って、補正電圧の追加の負荷を避けるために、高電圧システムは、更に、インピーダンス変換手段を有する。インピーダンス変換手段は、ラスタ補正手段を駆動するのに採用され得る。これは、温度変化による電圧変化の補正を行う。
発明の詳細な記載
図１は従来の高電圧発生器と、高電圧システムを示す図である。
図２は図１の回路の動作を説明するのに有益な波形を示す図である。
図３は図１の回路の高電圧対ビーム電流及び、信号源インピーダンス対ビーム電流を示す図である。
図４は本発明の実施例の高電圧発生器と高電圧システムを示す図である。
図５Ａから５Ｃは図４の回路の動作を説明するのに有益な波形を示す図である。
図６Ａから６Ｃは図４の回路の動作を説明するのに有益な波形を示す図である。
図７Ａと７Ｂは図４の回路の動作を説明するのに有益な波形を示す図である。
図８は本発明の他の実施例の高電圧発生器と高電圧システムを示す図である。
図１はアノード電圧又は高電圧発生に一般的に使用される水平偏向回路の一部のフライバックトランスを示した図である。１次巻線Ｗ１と帰線キャパシタＣ１における帰線パルス電圧振幅Ｖ１は一定である。電源電圧は＋Ｂに調整され、ライン周波数ｆＨと帰線時間ｔｒは一定であるためである。偏向回路と巻線Ｗ１で、帰線期間ｔｒ間に、循環するエネルギーの総計は高いので、電圧Ｖ１は、高電圧発生のための電圧源である。
ダイオード分割配置は、高電圧発生及び整流にしばしば使用される。２次側高電圧巻線は、図１に巻線Ｗ２ａ、Ｗ２ｂ、Ｗ２ｃとして示すように幾つかの部分に分割される。高電圧ダイオードは、巻線部分の間に接続され、そして、巻線Ｗ２ｃの上方端子とフライバックトランスの高電圧端子の間に接続される。１０００Ｖピークの帰線パルス電圧Ｖ１は、巻線Ｗ１とＷ２の間の３０である巻線比Ｎにより変換され、２次帰線パルス電圧３０ｋＶを得る。高電圧整流器は、電圧ピークの間に動作し、受像管のアクアダグにより形成されたキャパシタに３０ｋＶのアノード電圧を充電する。アクアダグのキャパシタンスは、１５００ｐＦから２５００ｐＦであり、受像管の大きさと形式に依存する。アノード電圧は、受像管のビーム電流により負荷がかけられる。平均ビーム電流は、典型的には０から２ｍＡの間であり、ピーク電流は２０ｍＡまでである。
フライバックトランスと、特に巻線Ｗ２ａ、Ｗ２ｂ、Ｗ２ｃは、帰線パルス電圧Ｖ１の基本周波数の３次、５次、７次高調波に対する高調波同調を得るために構成される。奇数高調波への同調は、更に矩形な波形の高電圧パルスを発生する。矩形波の電圧パルスは、ダイオードの導通時間を増加させ、それゆえ、高電圧信号源インピーダンスを減少させる。図２は７次高調波の優位性を持つ波形を示した図である。
図３は、図１の回路の高電圧とビーム電流の関係及び、信号源インピーダンスとビーム電流の関係を示した図である。高電圧信号源インピーダンスは、０から０．５ｍＡの低ビーム電流において強い非線形性を示す。図３はまた、高電圧の差分減少は、高ビーム電流の場合よりも、低ビーム電流の場合の方が大きいことを示す。
図１を再び参照すると、高電圧巻線Ｗ２ａの下側は、積分キャパシタＣ２と電流源抵抗Ｒ１に接続されている。高電圧充電電流は電流源抵抗Ｒ１を介して電圧降下に変換される。電圧は、ビーム電流の制限（ＡＢＬ）とＥ−Ｗ補正回路を介してラスタブリージングの補正に使用される。
図４は本発明による高電圧システムを示す。フライバックトランスの１次側は、図１の回路と同様である。図２の波形と、図３の高電圧（ＨＶ）とインピーダンスの特性は図４の回路でも適用可能である。波形の上に示したＨＶ帰線パルス電圧Ｖ２は、フライバックトランスの上面近くに容量プルーブを置いて測定した。
ヒータ巻線Ｗ３は、ＨＶ複製回路の電圧源として使用される。コイルＬ１とダンピング抵抗Ｒ２は１次巻線とＨＶ巻線Ｗ２の間の変換された漏洩インダクタンスを表す。連続電流遮断キャパシタＣ２は、コイルＬ１を高電圧巻線Ｗ２の下側に接続する。巻線Ｗ２ａ、Ｗ２ｂ、Ｗ２ｃのリンギング電流とＨＶ充電電流よりなる交流電流ｉ１は、コイルＬ１とヒータ巻線Ｗ３の電圧を変調し、ＨＶ等価帰線パルス電圧Ｖ４を形成する。
図５は異なったビーム電流において、ＨＶ等価帰線パルス電圧Ｖ４の無負荷電圧波形を示す。また、交流電圧ｉ１及び、ＨＶ帰線パルスＶ２も示す。無負荷ＨＶ等価帰線パルス電圧Ｖ４は、ヒータ巻線Ｗ３の点線側に、Ｄ１のアノードを直接接続することにより測定される。無負荷ＨＶ等価帰線パルス電圧Ｖ４の同調は、ＨＶ帰線パルス電圧Ｖ２と類似している。低ビーム電流において、形は、図２で示した形と等価である。高ビーム電流において、３次と５次の高調波部分は帰線期間の中心で目に見える。高ビーム電流における変調は、ビーム電流が遮断される水平及び垂直の受像管のブランキング期間により生じる。
ＨＶ等価帰線パルス電圧Ｖ４は、ダイオードＤ１により整流される。充電キャパシタＣ３は、ＨＶ複製回路のアクアダグキャパシタを表す。電流ｉ３は、アクアダグキャパシタを放電するビーム電流に等しい。図４で分かるように、等価回路は高電圧回路と直列に接続されている。交流回路は、電流遮断キャパシタＣ２と抵抗Ｒ３による直流回路（ＡＢＬ負荷は無視できるほど小さいとする）により完成する。電流遮断キャパシタＣ２は、高電圧巻線Ｗ２及びヒータ巻線Ｗ３と結合する。ヒータ巻線Ｗ３とコイルＬ１の電圧の合計が、変換されたＨＶ帰線パルス電圧Ｖ２と等しくなるように、大振幅のリンギング電流ｉ１はＬ１を通して電圧を変調する。抵抗Ｒ３は、高電圧発生器（高電圧巻線と整流器）と低電圧発生器（ヒータ巻線Ｗ３、コイルＬ１、ダイオードＤ１、及び充電キャパシタＣ３）の間の直流経路を閉じる。電流ｉ３の直流成分である負荷電流は、グランドからヒータ巻線Ｗ３、コイルＬ１、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ３巻線Ｗ２ａ、Ｗ２ｂ及びＷ２ｃと受像管のアノード−カソード間経路（図示していない）を通して流れる。電流ｉ３は、ビーム電流と等しく、それゆえ、キャパシタＣ３はアクアダグキャパシタと等しい負荷である。
ＨＶ複製回路は、モデル化された高電圧パルスサンプルから得られ、整流され実際のビーム電流により負荷がかけられる補正電圧Ｖ５を発生する。ＨＶ等価帰線パルス電圧Ｖ４を形成し、電流ｉ３により負荷がかけられる２つのステップは、高電圧と補正電圧Ｖ５の間を非常に良く追跡する。１１０°ＳＥＬＥＣＯカラーテレビジョンシャーシ上で、型式１１８２．０８５７のＥＬＤＯＲフライバックトランスを使用し、ここで述べた本発明の構成に従った高電圧システムを組み込んだ試験を行った結果、追跡誤差は、１００万分の２（２  ｐｅｒ  ｍｉｌ．）よりも小さかった。
図４は、補正電圧Ｖ５がＥ−Ｗ補正回路の入力として働くことを示す。ラスタブリージング補正は、Ｅ−Ｗ補正回路をＨＶ複製回路に結合させることにより行われる。Ｅ−Ｗ補正回路の優位な例の動作は、Ｈａｆｅｒｌの米国特許５，３９９，９４５に更に詳細に記述されている。
ラスタブリージング補正のためのＥ−Ｗラスタ補正回路を駆動するため又は、高電圧発生器を制御するために、インピーダンス変換するエミッタフォロワＱ１を採用することにより、補正電圧Ｖ５の追加の負荷を避けることができる。エミッタフォロワＱ１のエミッタベースダイオードは、ダイオードＤ１の温度対前方電圧変動を補償する。
図６は、異なったビーム電流において、ＨＶ帰線パルス電圧Ｖ２、ＨＶ等価帰線パルス電圧Ｖ４、及び、電流ｉ２を示す。ＨＶ等価帰線パルスＶ４は、ダイオードＤ１により負荷がかけられる。コイルＬ１とダンピング抵抗Ｒ２により形成された直列インピーダンスは、ＨＶ等価帰線パルス電圧Ｖ４の振幅制限を引き起こす。振幅制限以外は、ＨＶ等価帰線パルス電圧Ｖ４の形は、ＨＶ帰線パルス電圧Ｖ２と等価である。ＨＶ等価帰線パルス電圧Ｖ４の振幅は、電流ｉ２の導通時間の間、増加する。ＨＶ帰線パルス電圧Ｖ２の形は、同様な増加を示す。これは、ＨＶ等価帰線パルス電圧Ｖ４に対しては、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーにより、そして、ＨＶ帰線パルス電圧Ｖ２に対しては、フライバックトランスの漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギーにより起こる。図５の波形と比較することにより、導通時間と電流ｉ２の形は電流ｉ１の充電部分と略同一であることがわかる。交流電流ｉ１は、２つの電流部分からなる。第１の電流部分は、図５ａに示されるゼロビーム電流の場合のリンギング電流である。第２の部分は、充電電流である。両方の電流部分を含む交流電流ｉ１は、図５ｂ及び図５ｃに示される。ゼロビーム電流において、回路はブリーダ抵抗を流れる０．０５ｍＡの電流により負荷がかけられている。
図７は、ＨＶ複製回路の電圧源として働くヒータ巻線Ｗ３の帰線電圧又は低電圧Ｖ３を示す。電流ｉ２及びＨＶ帰線パルス電圧Ｖ２も示す。Ｖ３の形はビーム電流が増加しても変わらない。図７は、低電圧Ｖ３はＨＶ帰線パルス電圧Ｖ２の形を追跡しないことを示す。従って、低電圧Ｖ３は、ＨＶ等価帰線パルス電圧Ｖ４の形を追跡しない。Ｖ２とＶ４の形は等しいからである。図５に示すように、無負荷のＨＶ等価帰線パルス電圧Ｖ４のピーク電圧は、Ｖ３のピーク電圧よりも高い。リンギング電流ｉ１により発生されたコイルＬ１に蓄積されたエネルギーによるためである。それゆえ、低電圧Ｖ３は、ＨＶ等価帰線パルス電圧Ｖ４の大きさを追跡しない。
高電圧帰線パルスの同調は、巻線Ｗ１とＷ２の間の漏洩インダクタンス、及び、巻線間のキャパシタンスの結果である。測定されたフライバックトランスの漏洩インダクタンス（Ｗ１短絡回路及び３３０ｋΩを介して０．３ｍＡで前向きに分極されたＷ２）は５０ｍＨである。
等価回路及び高電圧回路は、ビーム電流により負荷がかけられる。従って、漏洩インダクタンスは、コイルＬ１の値を得るために、巻線Ｗ２とヒータ巻線Ｗ３の巻線比により変換される。コイルＬ１のこの値は、２倍されねばならない。電流ｉ１のリンギング部分によりＬ１に蓄積されたエネルギーは充電電流ｉ２と電流ｉ１の充電部分により負荷がかけられるからである。
それゆえ、Ｌ１の計算は以下のようになる。
Ｌ１＝２Ｘ２０ｍＨ／１５００＝６７μＨ
ダンピング抵抗Ｒ２は、Ｌ１のリンギング電圧を制限し、精密な同調を追跡するために働く。抵抗Ｒ３は、ＡＢＬ電圧を得るための電流電圧変換器として動作する。Ｒ３はまた、電流遮断キャパシタＣ２を充電キャパシタＣ３と分離する。
充電キャパシタＣ３は最も良くブリージング補正できるように選択される。充電キャパシタＣ３の値は、一般的には、補正電圧Ｖ５の速い応答時間を得るために、変換されたアクアダグキャパシタンスよりも小さい。
図８は、本発明の他の実施例の高電圧システムを示した図である。図８は、高電圧調整器の入力として働く補正電圧Ｖ５を示す。高電圧回路は図４の回路と類似している。図２、３、５、６及び７の波形は、図８に適用できる。高電圧調整器の優位な例の動作は、Ｈａｆｅｒ１の米国特許５，２６６，８７１に更に詳細に記載されている。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図５ｃ】
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【図６ａ】
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【図６ｂ】
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【図６ｃ】
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【図７ａ】
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【図７ｂ】
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【図８】
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