(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変電圧可変周波数の交流出力を発生する電圧形ＰＷＭインバータと、このインバータの出力周波数を指令する周波数設定器と、この周波数設定器の指令値に基づいてＰＷＭ電圧指令値を演算するＰＷＭ電圧指令演算器、このＰＷＭ電圧指令演算器と、このＰＷＭ電圧指令演算器の指令値に基づいてＰＷＭ演算を行い、前記インバータへのデッドタイムを付加した駆動信号を生成するＰＷＭパルス演算器とから構成された電圧形ＰＷＭインバータにおいて、
前記インバータの出力電流を所定の反転レベルと比較して出力電流の零クロス点でその大きさに応じた時間幅のパルス電圧を発生する比較器と、前記インバータの出力電流と前記周波数設定器から指令される周波数指令値とに基づいてデッドタイム補償量を演算する補償量演算器と、この補償量演算器の出力と前記比較器の出力とを乗算する乗算器と、この乗算器の出力を積分して補償量信号を生成する積分器とによりデッドタイム補償手段を構成し、このデッドタイム補償手段で生成された補償量信号をＰＷＭ電圧指令演算器の指令値に加算してデッドタイムの補償を行うことを特徴とする電圧形ＰＷＭインバータのデッドタイム補償装置。
【請求項２】
前記インバータの内部での演算により推定出力電流を導出し、この推定出力電流をインバータの出力電流として前記デッドタイム補償手段に与えることを特徴とする請求項１に記載の電圧形ＰＷＭインバータのデッドタイム補償装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電圧形ＰＷＭインバータの逆変換回路を構成する上下アームの短絡を防止するためのインタロックとして短絡防止時間（デッドタイム）が挿入されるが、これに起因した該インバータのＰＷＭ電圧指令と出力電圧との間の誤差電圧により生ずる該インバータの出力電流のリプルを抑制するための電圧形ＰＷＭインバータのデッドタイム補償装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電圧形ＰＷＭインバータの逆変換回路を構成する上下アームの短絡を防止するためのインタロックとして、該逆変換回路を形成するスイッチング素子のターンオフ時間も包含した短絡防止時間（デッドタイム）が挿入されるが、これに起因した該インバータのＰＷＭ電圧指令と出力電圧との間の誤差電圧を補償するためには、該ＰＷＭ電圧指令に加算される方形波状の補償電圧の極性を、該インバータの出力電流が零クロス点を通過する時点に同期して変更する方法が一般に行われている。
【０００３】
また前記補償電圧の振幅は、前記逆変換回路の入力直流電圧とデッドタイムとＰＷＭ周波数との積に基づいた値になることが知られている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上述の従来の電圧形ＰＷＭインバータのデッドタイム補償方法によると、該インバータの出力電流の零クロス点でステップ状に補償電圧の極性を変更しているため、該零クロス点近傍での出力電流のリプルが増大し、このリプルの増大に伴って前記零クロス点が変動して前記出力電流のリプルを更に増大させるという悪循環を招き、特に、前記インバータの負荷が電動機のときで、この電動機が低速運転される用途において、該リプルに起因する回転むらが大きくなるという問題があった。
【０００５】
従来の上記問題点の解決策として、デッドタイムを短くするためにより高速の前記スイッチング素子を使用し、さらに余りＰＷＭ周波数を高くしない方法があるが、この方法では前記インバータ全体の価格を上昇させる、前記電動機の回転速度制御範囲に制約を生じる、前記電動機の電磁騒音を大きくするなどの新たな問題点が発生する。
【０００６】
また、上述の補償電圧をＰＷＭ電圧指令に加算する方法に代えて、フィードバックループを設けて制御応答を早くする補償方法もあるが、回路構成が簡単なＶ／Ｆ方式（オープンループ方式）の汎用ＰＷＭインバータでは、回路構成を複雑することなどからこの方法の導入は困難である。
【０００７】
この発明の目的は、上記問題点を解決する電圧形ＰＷＭインバータのデッドタイム補償装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この第１の発明は、可変電圧可変周波数の交流出力を発生する電圧形ＰＷＭインバータと、このインバータの出力周波数を指令する周波数設定器と、この周波数設定器の指令値に基づいてＰＷＭ電圧指令値を演算するＰＷＭ電圧指令演算器、このＰＷＭ電圧指令演算器と、このＰＷＭ電圧指令演算器の指令値に基づいてＰＷＭ演算を行い、前記インバータへのデッドタイムを付加した駆動信号を生成するＰＷＭパルス演算器とから構成された電圧形ＰＷＭインバータにおいて、
前記インバータの出力電流を所定の反転レベルと比較して出力電流の零クロス点でその大きさに応じた時間幅のパルス電圧を発生する比較器と、前記インバータの出力電流と前記周波数設定器から指令される周波数指令値とに基づいてデッドタイム補償量を演算する補償量演算器と、この補償量演算器の出力と前記比較器の出力とを乗算する乗算器と、この乗算器の出力を積分して補償量信号を生成する積分器とによりデッドタイム補償手段を構成し、このデッドタイム補償手段で生成された補償量信号をＰＷＭ電圧指令演算器の指令値に加算してデッドタイムの補償を行うことを特徴とする。
【０００９】
第２の発明は、第１の発明において、前記インバータの内部での演算により推定出力電流を導出し、この推定出力電流をインバータの出力電流として前記デッドタイム補償手段に与えることを特徴とする。
【００１０】
この発明によれば、電圧形ＰＷＭインバータの出力電流または推定出力電流が零クロス点を通過するのに伴って行われる補償電圧の極性変更を、該零クロス点以前の変更開始時点より所定の勾配で行うことで、ショクレスに極性変更が行え、前記出力電流の該零クロス点近傍のリプルを減少させることができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
図１は、この発明の第１の実施例を示す電圧形ＰＷＭインバータの回路図であり、１は整流電源などからなる直流電源、２は図示の如くトランジスタとダイオードの逆並列回路をブリッジ接続してなる３相の逆変換回路、３〜５は逆変換回路２の出力電流を検出するＣＴ、６は負荷としての電動機、１１はこの電圧形ＰＷＭインバータの出力周波数を指令する周波数設定器、１２は周波数設定器１１の指令値に基づいた振幅の３相のＰＷＭ電圧指令を演算するＰＷＭ電圧指令演算器、１３〜１５は前記３相のＰＷＭ電圧指令それぞれに後述のそれぞれの補償電圧を加算し、この加算値を新たなＰＷＭ電圧指令として出力する加算演算器、１６はこの新たなＰＷＭ電圧指令に基づくＰＷＭ（パルス幅変調）演算を行ない、更に前記デッドタイムを付加した逆変換回路２への駆動信号を生成するＰＷＭパルス演算器である。
【００１２】
上述の補償電圧を生成する回路として各相毎に、比較器（符号２１，３１，４１）と、補償量演算器（符号２２，３２，４２）と、乗算器（符号２３，３３，４３）と、積分器（符号２４，３４，４４）とを備えている。
【００１３】
図２は、前記補償電圧を説明するためのいずれか１相分の動作波形図であり、（イ）はＣＴ３〜５のいずれかが検出したこの電圧形ＰＷＭインバータのリプル成分を省略した出力電流波形を示し、（ロ）は前記比較器の出力波形を示し、（ハ）は前記積分器の出力すなわち補償電圧波形を示す。
【００１４】
図２において、（イ）に示す反転レベルより出力電流の瞬時値の絶対値が小さいときには、（ロ）に示す如く出力電流の零クロス点の通過方向により、例えば、図示の極性にパルス状の出力電圧が前記比較器で生成される。すなわち、出力電流が大きいとき（図２（イ）の太実線）には、前記パルス状出力電圧のパルス幅が短く、出力電流が小さいとき（図２（イ）の細実線）には、前記パルス状出力電圧のパルス幅が長くなるが、それぞれの振幅は一定である。なお、図示の例では太実線に対して細実線の振幅を約半分にしている。従って、前記パルス状出力電圧のパルス幅は、零クロス点近傍では出力電流が直性状に変化すると見なせるので、ほぼ１：２の関係になる。
【００１５】
また、図示しないが周波数設定器１１の設定値が半分になれば、前記比較器が出力するパルス状出力電圧のパルス幅は、零クロス点近傍では出力電流が直性状に変化すると見なせるので、変更前の約２倍となる。
【００１６】
さらに、前記補償電圧の振幅（図示のＡ）は、先述の従来の補償方法と同じく、逆変換回路２の入力直流電圧（直流電源１の電圧＝ほぼ一定値）とデッドタイム（通常は固定値）とＰＷＭ周波数（通常は固定値）との積に基づいた値にする必要がある。
【００１７】
従って、前記比較器の出力のパルス状電圧が零になった時点で前記積分器の出力電圧が前記Ａになるように、前記出力電流の振幅と周波数設定器１１の指令値とＰＷＭパルス演算器１６での演算の際のＰＷＭ周波数との積に基づく値を演算する前記補償量演算器と前記乗算器とにより、前記積分器へのパルス状電圧の振幅を補正をするので、図２（ハ）に示す如き太実線，細実線の勾配を持って、前記補償電圧の極性を変更することができる。すなわち、図２の例では出力周波数が一定で、単に出力電流の振幅が変わった場合であるから、その勾配も約１：２の関係になることを示している。
【００１８】
図３は、この発明の第２の実施例を示す電圧形ＰＷＭインバータの回路図であり、図１に示した第１の実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付している。
【００１９】
すなわち、図１に示した回路と異なる点は、通常はほぼ平衡しているＣＴ３〜５の出力により、３相一括した振幅を求める振幅演算器１７と、補償量演算器２２，３２，４２に代えて、振幅演算器１７の出力と周波数設定器１１の指令値とに基づく演算を行う補償量演算器２５，３５，４５を備えていることであり、従って、各積分器（２４，３４，４４）の出力の補償電圧は図２（ハ）に示した波形図と同様である。
【００２０】
図４は、この発明の第３の実施例を示す電圧形ＰＷＭインバータの回路図であり、図１に示した第１の実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付している。
【００２１】
すなわち、図１に示した回路と異なる点は、通常はほぼ平衡しているＣＴ３〜５いずれかの出力により、いずれかの相の図２（ハ）に示す如き補償電圧を求め、他の相は移相器３６，４６により電気角±１２０°移相して当該する補償電圧を生成している。
【００２２】
図５は、この発明の第４の実施例を示す電圧形ＰＷＭインバータの回路図であり、図３に示した第２の実施例回路および図４に示した第３の実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付している。
【００２３】
すなわち、図３，図４に示した回路と異なる点は、ＣＴ３〜５いずれかの出力に後述の正弦波発生器１９の位相を同期させるための同期信号回路１８を備え、この正弦波発生器１９では、直流電源１から逆変換回路２への電流を検出するＤＣＣＴ７の検出値と周波数設定器１１の指令値とから推定出力電流を演算している。すなわち、直流電源１の電圧が一定であれば、ＤＣＣＴ７の検出値からこのインバータの出力電流を推定できることに着目した回路構成である。
【００２４】
なお上述の実施例回路において、ＰＷＭ電圧指令演算器１２で電動機６のベクトル制御を行う場合にも、この発明の制御方法は実施できる。
【００２５】
【発明の効果】
この発明によれば、電圧形ＰＷＭインバータの出力電流または推定出力電流が零クロス点を通過するのに伴って行われる補償電圧の極性変更を、該インバータの内部演算により得られる前記零クロス点以前の変更開始時点より演算された勾配で行うことで、ショクレスに極性変更が行え、前記出力電流の大小に無関係に前記零クロス点近傍のリプルを減少させることができる。
【００２６】
例えば、７．５ｋＷの誘導電動機をこの電圧形ＰＷＭインバータで駆動した場合、該インバータのＰＷＭ周波数が７．５ｋＨｚ、出力周波数が０．５Ｈｚでは５ｒｐｍ程度の回転むら（従来例では２０ｒｐｍ）となる実験結果が得られた。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の第１の実施例を示す電圧形ＰＷＭインバータの回路図
【図２】  図１の動作を説明する波形図
【図３】  この発明の第２の実施例を示す電圧形ＰＷＭインバータの回路図
【図４】  この発明の第３の実施例を示す電圧形ＰＷＭインバータの回路図
【図５】  この発明の第４の実施例を示す電圧形ＰＷＭインバータの回路図
【符号の説明】
１…直流電源、２…逆変換回路、３〜５…ＣＴ、６…電動機、７…ＤＣＣＴ、１１…周波数設定器、１２…ＰＷＭ電圧指令演算器、１３〜１５…加算演算器、１６…ＰＷＭパルス演算器、１７…振幅演算器、１８…同期信号回路、１９…正弦波発生器、２１，３１，４１…比較器、２２，２５，３２，３５，４２，４５…補償量演算器、２３，３３，４３…乗算器、２４，３４，４４…積分器、３６，４６…移相器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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