(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
速度検出手段を設けることなく、誘導電動機の周波数指令値に応じた交流電圧により当該誘導電動機を駆動制御する誘導電動機の制御装置において、前記誘導電動機の磁束軸と直交する電動機誘起電圧指令値と誘起電圧検出値とが等しくなるように制御する電圧調節手段と、該電圧調節手段の出力を前記誘導電動機の磁束軸と直交するｑ軸電流指令値とし、該ｑ軸電流指令値と交流電流検出値を座標変換して得られたｑ軸電流検出値とが等しくなるように制御する電流調節手段と、該電流調節手段の出力を周波数補正値として周波数指令値に加算して１次周波数指令値を算出し、該１次周波数指令値に周波数電圧変換Ｖ／Ｆ係数を乗算した乗算値に基づいてｑ軸電圧指令値を算出し、該ｑ軸電圧指令値に基づいて前記誘導電動機を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
【請求項２】
前記電圧調節手段に供給する誘起電圧検出値は、ｑ軸電圧検出値に基づいて演算する電動機誘起電圧検出値と１次電圧検出値に基づいて演算する電動機誘起電圧検出値とを電動機誘起電圧指令値の大きさに応じて選択されることを特徴とする請求項１記載の誘導電動機の制御装置。
【請求項３】
前記電圧調節手段に供給する誘起電圧検出値は、ｑ軸電圧検出値に基づいて演算する電動機誘起電圧検出値と１次電圧検出値に基づいて演算する電動機誘起電圧検出値とを周波数指令値の大きさに応じて選択されることを特徴とする請求項１記載の誘導電動機の制御装置。
【請求項４】
前記制御手段は、定常時の周波数電圧変換Ｖ／Ｆ係数を一次遅れ手段に供給して、起動時の突入電流を抑制する周波数電圧変換Ｖ／Ｆ係数を形成するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の誘導電動機の制御装置。
【請求項５】
前記制御手段は、１次周波数指令値を誘導電動機の磁束軸と平行なｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差に応じた周波数補正値で１次周波数指令値を補正した補正１次周波数指令値を形成し、誘導電動機の磁束軸と制御とのｄ軸のずれを補正する軸ずれ補正手段を有することを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載の誘導電動機の制御装置。
【請求項６】
前記軸ずれ補正手段は、誘導電動機の磁束軸と平行なｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差に応じた周波数補正値の極性を前記補正１次周波数指令値の極性に応じて切換えるように構成されていることを特徴とする請求項５記載の誘導電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、速度検出手段を設けることなく、誘導電動機の周波数指令値に応じた交流電圧により当該誘導電動機を駆動制御する誘導電動機の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の誘導電動機の制御装置としては、図１５に示すように、Ｖ／Ｆ一定制御を行って誘導電動機を可変速駆動する方式が提案されている。
この従来例は、Ｖ／Ｆ一定制御する誘導電動機の制御装置であって、３相交流電源１を整流して直流に変換する順変換器２と、この順変換器２の出力を平滑化する平滑コンデンサ３と、この平滑コンデンサで平滑化された直流を交流に変換して誘導電動機５に供給することにより誘導電動機５を可変速駆動する電圧形インバータ４と、この電圧形インバータ４を制御する制御回路６とで構成されている。ここで、制御回路６は、周波数指令値ω1 * に周波数電圧変換Ｖ／Ｆ係数を乗算して１次電圧指令値Ｖ1 * に変換する周波数電圧変換器７と、周波数指令値ω1 * を積分して位相角θに変換する積分器８と、１次電圧指令値Ｖ1 * と位相角θとに基づいて三相電圧指令値ＶU * 、ＶV * 及びＶW * に変換する座標変換器９と、この座標変換器９から出力される三相電圧指令値ＶU * 、ＶV * 及びＶW * を電圧形インバータ４のゲート信号に変換するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御器１０とで構成されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の誘導電動機の制御装置にあっては、速度検出手段を用いずに誘導電動機を可変速駆動するために、Ｖ／Ｆ一定制御を行うようにしているが、このＶ／Ｆ一定制御では、負荷状態及びモータ定数により制御系が不安定となることがあるという未解決の課題がある。また、センサレスベクトル制御によって速度検出手段を用いずに誘導電動機を可変速制御することも考えられているが、このセンサレスベクトル制御では多くのモータパラメータを必要とし制御回路構成が複雑となるという未解決の課題がある。
【０００４】
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、少ない電動機パラメータのみを用いて、誘導電動機を安定に可変速駆動することができる誘導電動機の制御装置を提供することを目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に係る誘導電動機の制御装置は、速度検出手段を設けることなく、誘導電動機の周波数指令値に応じた交流電圧により当該誘導電動機を駆動制御する誘導電動機の制御装置において、前記誘導電動機の磁束軸と直交する電動機誘起電圧指令値と誘起電圧検出値とが等しくなるように制御する電圧調節手段と、該電圧調節手段の出力を前記誘導電動機の磁束軸と直交するｑ軸電流指令値とし、該ｑ軸電流指令値と交流電流検出値を座標変換して得られたｑ軸電流検出値とが等しくなるように制御する電流調節手段と、該電流調節手段の出力を周波数補正値として周波数指令値に加算して１次周波数指令値を算出し、該１次周波数指令値に周波数電圧変換Ｖ／Ｆ係数を乗算した乗算値に基づいてｑ軸電圧指令値を算出し、該ｑ軸電圧指令値に基づいて前記誘導電動機を制御する制御手段とを備えたことを特徴としている。
【０００６】
この請求項１に係る発明では、ｑ軸電流指令値と交流電流検出値を座標変換して得られたｑ軸電流検出値とが等しくなるように制御する電流調節手段の出力を周波数補正値として、これを周波数指令値に加算して１次周波数を得、この一次周波数に周波数電圧変換Ｖ／Ｆ係数を乗算してｑ軸電圧指令値を算出するので、負荷変動時の２次磁束φ2dの変動を抑制することができる。
【０００７】
すなわち、誘導電動機の定常状態の電流電圧方程式からｑ軸１次電圧Ｖｑは、１次抵抗をＲ1 、ｑ軸１次電流をＩｑ、１次周波数をω1 、漏れインダクタンスをＬσ、励磁インダクタンスをＬｍ、ｄ軸１次電流をＩｄとすると、下記（ａ）式で表される。
Ｖｑ＝Ｒ1 Ｉｑ＋ω1 （Ｌσ＋Ｌｍ）Ｉｄ        …………（ａ）
この（ａ）式の右辺第２項は誘導電動機の誘起電圧の項であり、Ｌσ≪Ｌｍであるため、電動機の１次周波数ω1 と滑り周波数ωS との関係がω1 ≫ωS であるとき、誘導電動機の誘起電圧は電動機の回転速度に比例する。そのため、誘導電動機の誘起電圧を制御する電圧調節手段の出力をｑ軸電流指令値とすることによって電動機の回転速度を略一定に制御することができる。
【０００８】
また、請求項２に係る誘導電動機の制御装置は、請求項１に係る発明において、前記電圧調節手段に供給する誘起電圧検出値は、ｑ軸電圧検出値に基づいて演算する電動機誘起電圧検出値と１次電圧検出値に基づいて演算する電動機誘起電圧検出値とを電動機誘起電圧指令値の大きさに応じて選択されることを特徴としている。
【０００９】
この請求項２に係る発明では、電動機の誘起電圧を検出するには、電圧形インバータと誘導電動機との間の相間電圧を電圧検出器で検出するが、この際に、高調波成分を除去するために１次遅れフィルタ処理を行うようにしている。この結果、電動機誘起電圧指令値が例えば所定未満であるときにはｑ軸検出電圧に基づいて電動機誘起電圧検出値を算出し、これを電圧調節手段に供給し、電動機誘起電圧指令値が所定値以上であるときには、制御手段で算出される１次周波数指令値が大きい値となってｑ軸電圧指令値も大きい値となるので、誘起電圧を検出する電圧検出器に設けた１次遅れフィルタの位相遅れによって誘導電動機の磁束軸に直交したｑ軸電圧を正確に検出することができなくなるため、例えばｑ軸検出電圧とｄ軸検出電圧とに基づいて算出する１次電圧検出値に基づいて電動機誘導電圧検出値を算出し、これを電圧調節手段に供給する。
【００１０】
さらに、請求項３に係る誘導電動機の制御装置は、請求項１に係る発明において、前記電圧調節手段に供給する誘起電圧検出値は、ｑ軸電圧検出値に基づいて演算する電動機誘起電圧検出値と１次電圧検出値に基づいて演算する電動機誘起電圧検出値とを周波数指令値の大きさに応じて選択されることを特徴としている。
【００１１】
この請求項３に係る発明では、電圧調節手段に供給される誘起電圧指令値は、周波数指令値に周波数電圧変換Ｖ／Ｆ係数を乗算することにより、電動機誘起電圧指令値を算出するので、周波数指令値が大きいときには誘起電圧指令値も大きくなることにより、周波数指令値が所定値未満であるときにはｑ軸電圧検出値に基づいて演算される電動機誘起電圧検出値を選択し、周波数指令値が所定値以上であるときにはｑ軸電圧検出値とｄ軸電圧検出値とに基づいて算出される１次電圧検出値に基づいて演算される電動機誘起電圧検出値を選択する。
【００１２】
さらにまた、請求項４に係る誘導電動機の制御装置は、請求項１乃至３の何れかの発明において、前記制御手段は、定常時の周波数電圧変換Ｖ／Ｆ係数を一次遅れ手段に供給して、起動時の突入電流を抑制する周波数電圧変換Ｖ／Ｆ係数を形成するように構成されていることを特徴としている。
この請求項４に係る発明では、定常状態の誘導電動機の誘起電圧は、前述した（ａ）式からω1 （Ｌσ＋Ｌｍ）Ｉｄで表すことができるので、Ｖ／Ｆ係数＝（Ｌσ＋Ｌｍ）Ｉｄ＝一定で制御することができるが、電動機の起動時に突入電流が大きくなる問題がある。これはＬσ≪Ｌｍであるため、Ｖ／Ｆ係数は電動機磁束と略一致するので、Ｖ／Ｆ係数を電動機磁束のように変化させる必要がある。このため、Ｖ／Ｆ係数を１次遅れ関数によって変化させることにより、電動機起動時の突入電流を抑制することができる。
【００１３】
なおさらに、請求項５に係る誘導電動機の制御装置は、請求項１乃至４の何れかの発明において、前記制御手段は、１次周波数指令値を誘導電動機の磁束軸と平行なｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差に応じた周波数補正値で１次周波数指令値を補正した補正１次周波数指令値を形成し、誘導電動機の磁束軸と制御とのｄ軸のずれを補正する軸ずれ補正手段を有することを特徴としている。
【００１４】
この請求項５に係る発明では、軸ずれ補正手段によって、制御のｄ軸方向の電流として検出されるｄ軸電流検出値とｄ軸電流指令値との偏差に基づいて１次周波数指令値を補正した補正１次周波数指令値を形成することにより、誘導電動機の磁束軸と制御のｄ軸とのずれを補正することができ、誘導電動機の磁束の変動、低下を抑制することができる。
【００１５】
また、請求項６に係る誘導電動機の制御装置は、請求項５に係る発明において、前記軸ずれ補正手段は、誘導電動機の磁束軸と平行なｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差に応じた周波数補正値の極性を前記補正１次周波数指令値の極性に応じて切換えるように構成されていることを特徴としている。
この請求項６に係る発明では、１次周波数指令値を補正する周波数補正値の極性を補正１次周波数指令値の極性が正極性であるときに負極性に、１次周波数指令値の極性が負極性であるときには正極性に切換えることにより、誘導電動機の回転方向にかかわらず誘導電動機を安定に可変速駆動することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態を図面を伴って説明する。
先ず、本発明の原理を説明する。
角周波数ω2 で回転している誘導電動機の定常状態の電流電圧方程式は下記（１）式で表すことができる。
【００１７】
【数１】
0003740949.tif 000002
【００１８】
ここで、Ｖｄは誘導電動機の磁束軸と直交するｄ軸１次電圧、Ｉｄはｄ軸１次電流、φ2dはｄ軸２次磁束、Ｖｑは誘導電動機の磁束軸と直交するｑ軸１次電圧、Ｉｑはｑ軸１次電流、φ2qはｑ軸２次磁束、Ｒ1 は１次抵抗、Ｒ2 は２次抵抗、Ｌσは漏れインダクタンス、Ｌｍは励磁インダクタンス、ω1 は１次周波数、ω2 は回転速度、ωS は滑り周波数（＝ω1 −ω2 ）である。
【００１９】
この（１）式において、電動機の磁束軸とｄ−ｑ座標のｄ軸が一致し、理想的なベクトル制御が行われているとすると、
φ2d＝一定、φ2q＝０    …………(2)
となる。
そして、上記（１）式は下記（３）〜（６）式で表すことができる。
【００２０】
Ｖｄ＝Ｒ1 Ｉｄ−ω1 ＬσＩｑ            …………(3)
Ｖｑ＝Ｒ1 Ｉｑ＋ω1 ＬσＩｄ＋ω1 φ2d  …………(4)
φ2d＝ＬｍＩｄ                          …………(5)
Ｉｑ＝φ2dωS ／Ｒ2                     …………(6)
さらに（４）式は、（５）式を代入することにより、
Ｖｑ＝Ｒ1 Ｉｑ＋ω1 （Ｌσ＋Ｌｍ）Ｉｄ  …………(7)
と表すことができる。
【００２１】
上記（３）式及び（７）式において、低周波領域ではω1 ×Ｌσは十分に小さく、高周波領域では１次電圧Ｖ1 の大半をω1 （Ｌσ＋Ｌｍ）Ｉｄが占め、Ｖｑ≫Ｖｄとなるため、（３）式の右辺第２項は無視することができ、全周波数領域において次式で近似する。
Ｖｄ＝Ｒ1 Ｉｄ      …………(8)
上記（３）式及び（７）式を満足する電圧、周波数によって誘導電動機を駆動することによって、２次磁束φ2dを一定に制御することができる。Ｖ／Ｆ一定制御では、負荷変動時に上記式を満足しなくなり、２次磁束φ2dが一定ではなくなり、制御系の不安定、出力電流の振動等が起こることが知られている。
【００２２】
このため、本発明では、誘導電動機の磁束軸と直交するｑ軸電流指令値と、ｑ軸電流検出値との偏差に応じて１次周波数及びｑ軸電圧を制御することによって、負荷変動時の２次磁束φ2dの変動を抑制することができる。
すなわち、前記（７）式において、右辺第２項は誘導電動機の誘起電圧の項である。Ｌσ≪Ｌｍであるため、誘導電動機の１次周波数ω1 と滑り周波数ωS との関係がω1 ≫ωS であるとき、誘導電動機の誘起電圧は電動機の回転速度に比例する。そのため、誘導電動機の誘起電圧を制御する後述する電圧調節器の出力を前記ｑ軸電流指令値とすることによって、誘起電動機の回転速度を略一定に制御することができる。
【００２３】
次に、本発明の請求項１に係る発明に対応する第１の実施形態を図１を伴って説明する。
この第１の実施形態では、図１に示すように、前述した従来例と同様に、三相交流電源１から出力される交流を順変換器２で直流に変換し、これを平滑コンデンサ３で平滑化して電圧形インバータ４に供給し、この電圧形インバータ４から出力される三相交流によって誘導電動機５を可変速駆動する。
【００２４】
そして、電圧形インバータ４を駆動制御する制御回路６は、周波数指令値ω* が入力され、これに周波数電圧変換Ｖ／Ｆ係数を乗算して電動機誘起電圧指令値Ｖ* に変換する周波数電圧変換器１１を有している。この周波数電圧変換器１１では、誘導電動機５の漏れインダクタンスＬσと励磁インダクタンスＬｍとを加算した１次インダクタンスＬ1 とｄ軸電流指令値Ｉｄ* とを乗算してＶ／Ｆ係数（＝Ｌ1 ・Ｉｄ* ）を算出する。
【００２５】
また、制御回路６は、電圧形インバータ４から出力される三相交流のうちＵ相及びＶ相間の相間電圧ＶUVを検出する１次遅れフィルタを設けた電圧検出器１２及びＶ相及びＷ相間の相間電圧ＶVWを検出する１次遅れフィルタを設けた電圧検出器１３を有し、これら電圧検出器１２及び１３から出力される相間電圧ＶUV及びＶVWが座標変換器１４に供給されて誘導電動機５の磁束軸と直交したｑ軸電圧検出値Ｖｑに変換する。
【００２６】
さらに、制御回路６は、Ｕ相及びＷ相の電流を検出する電流検出器１２及び１３を有し、すると共に、電流検出器１２及び１３の電流検出値ＩU 及びＩW を座標変換器１７に供給して誘導電動機５の磁束軸と直交したｑ軸電流検出値Ｉｑに変換する。
そして、座標変換器１７から出力されるｑ軸電流検出値ＩｑをＲ1 補正器１８に供給して、誘導電動機５の一次抵抗Ｒ1 を乗算して補正値Ｒ1 Ｉｑを算出し、これを座標変化器１４から出力されるｑ軸電圧検出値Ｖｑが入力された減算器１９に供給することにより、この減算器１９でｑ軸電圧検出値Ｖｑから補正値Ｒ1 Ｉｑを減算して誘導電動機誘起電圧検出値Ｖを算出する。
【００２７】
一方、周波数電圧変換器１１から出力される電動機誘起電圧指令値Ｖ* と減算器１９から出力される電動機誘起電圧検出値Ｖとが減算器２０に供給されて、電動機誘起電圧指令値Ｖ* から電動機誘起電圧検出値Ｖを減算して偏差ΔＶを算出し、この偏差ＶE を電圧調節手段としての電圧調節器２１に供給して、偏差ΔＶに応じたｑ軸電流指令値Ｉｑ* に変換する。
【００２８】
そして、電圧調節器２１から出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ* と座標変換器１７から出力されるｑ軸電流検出値Ｉｑとが減算器２２に供給され、この減算器２２からｑ軸電流指令値Ｉｑ* からｑ軸電流検出値Ｉｑを減算した偏差ΔＩｑが出力され、これが電流調節手段としての電流調節器２３に供給されて、偏差ΔＩｑに応じた周波数補正値ω11が出力される。
【００２９】
また、周波数指令値ω* と電流調節器２３から出力される周波数補正値ω11とが加算器２４に供給され、この加算器２４から両者を加算した１次周波数ω1 が出力され、これが周波数電圧変換器１１と同様の構成を有し１次周波数ω1 にＶ／Ｆ係数（＝Ｌ1 ・Ｉｄ* ）を乗算して誘起電圧指令値Ｖｑ1 * を算出する周波数電圧変換器２５に供給し、この周波数電圧変換器２５から出力される誘起電圧指令値Ｖｑ1 * と電圧調節器２１から出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ* をＲ1 補正器２６に供給して算出される補正値Ｒ1 Ｉｑ* とを加算器２７に供給して加算することにより、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ* を算出し、これを座標変換器２８に供給する。
【００３０】
この座標変換器２８には、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* がＲ1 補正器２９に供給されて一次抵抗Ｒ1 が乗算されることにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ* が算出され、このｄ軸電圧指令値Ｖｄ* が入力されると共に、加算器２４から出力される１次周波数ω1 が積分器３０で積分されて位相角θに変換され、この位相角θが入力され、ｄ−ｑ軸座標系の電圧指令値から３相交流電圧指令値ＶU * 、ＶV * 及びＶW * に変換し、これがパルス幅変調制御器３１に供給されてパルス幅変調することにより、電圧形インバータ４のゲート信号を形成し、これが電圧形インバータ４に供給される。
【００３１】
ここで、加算器２４、周波数電圧変換器２５、Ｒ1 補正器２６、加算器２７、座標変換器２８、Ｒ1 補正器２９、積分器３０及びパルス幅変調制御器３１で制御手段を構成している。
次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
制御回路６に周波数指令値ω* を入力すると、これが周波数電圧変換器１１に供給されて、この周波数電圧変換器１１で、周波数指令値ω* を、これに漏れインダクタンスＬσと励磁インダクタンスＬｍとを加算した１次インダクタンスＬ1 に誘導電動機の磁束軸と直交する制御のｄ軸に対するｄ軸電流指令値Ｉｄ* を乗算した値Ｌ1 ・Ｉｄ* で算出される周波数変換Ｖ／Ｆ係数を乗算することにより、誘導電動機誘起電圧指令値Ｖ* に変換する。
【００３２】
一方、誘導電動機５の相間電圧ＶUV及びＶVWを電圧検出器１２及び１３で検出し、これら相間電圧ＶUV及びＶVWを座標変換器１４に供給して誘導電動機の磁束軸と直交するｑ軸電圧検出値Ｖｑに変換すると共に、電圧形インバータ４のＵ相電流ＩU 及びＷ相電流ＩW を電流検出器１５及び１６で検出し、これらを座標変換器１７に供給することにより、ｑ軸電流検出値Ｉｑに変換する。そして、ｑ軸電流検出値ＩｑをＲ1 補正器１８に供給して１次抵抗Ｒ1 を乗算してｑ軸電圧補正値Ｒ1 Ｉｑを算出し、これを減算器１９に供給することにより、ｑ軸電圧検出値Ｖｑから減算して誘導電動機５の誘起電圧検出値Ｖを算出し、これを減算器２０に供給し、この減算器２０で周波数電圧変換器１１から出力される誘導電動機の誘起電圧指令値Ｖ* から減算して誘起電圧偏差ΔＶを算出する。
【００３３】
この誘起電圧偏差ΔＶを電圧調節器２１に供給することにより、ｑ軸電流指令値Ｉｑ* に変換し、減算器２２でｑ軸電流指令値Ｉｑ* からｑ軸電流検出値Ｉｑを減算してｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出し、これを電流調節器２３に供給することにより、周波数補正値ω11に変換し、これを加算器２４に供給することにより、周波数指令値ω* に周波数補正値ω11を加算することにより、１次周波数ω1 を算出し、この１次周波数ω1 を周波数電圧変換器２５に供給することにより、１次周波数ω1 とＬ1 Ｉｄ* でなるＶ／Ｆ係数を乗算してｑ軸電圧指令値Ｖｑ1 * （＝ω1 Ｌ1 Ｉｄ）に変換する。
【００３４】
一方、電圧調節器２１で算出したｑ軸電流指令値Ｉｑ* がＲ1 補正器２６に供給され、このＲ1 補正器２６でｑ軸電流指令値Ｉｑ* に１次抵抗Ｒ1 を乗算した値Ｒ1 Ｉｑ* を算出し、この乗算値Ｒ1 Ｉｑ* と周波数電圧変換器２５で算出したｑ軸電圧指令値Ｖｑ1 * とを加算器２７に供給することにより、両者を加算して前記（７）式で表されるｑ軸電圧指令値Ｖｑ* を算出する。
【００３５】
一方、制御回路６に入力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ* がＲ1 補正器２９に供給されて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* に１次抵抗Ｒ1 を乗算して前記（８）式で表されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ* を算出する。
そして、加算器２４で算出された１次周波数ω1 を積分器３０に供給することにより、位相角θに変換し、この位相角θとｑ軸電圧指令値Ｖｑ* 及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ* とを座標変換器２８に供給して、ｄ−ｑ軸座標系の電圧指令値から３相交流電圧指令値ＶU * 、ＶV * 及びＶW * に変換し、これをパルス幅変調制御器３１に供給することにより、電圧型インバータ４のゲート制御信号を形成し、これを電圧型インバータ４に出力することにより、電圧形インバータ４から三相交流を誘導電動機５に出力して、誘導電動機５を回転駆動する。
【００３６】
ここで、周波数指令値ω* の値を変更することにより、誘導電動機５の回転速度を可変制御することができる。
このように、上記第１の実施形態によると、前述したように、誘導電動機の磁束軸と直交するｑ軸電流指令値Ｉｑ* とｑ軸電流検出値Ｉｑとのｑ軸電流偏差ΔＩｑを減算器２２で算出し、このｑ軸電流偏差ΔＩｑに応じて１次周波数ω1 及びｑ軸電圧を制御することにより負荷変動時の２次磁束φ2dの変動を抑制することができる。すなわち、前記（７）式における右辺第２項のω1 （Ｌσ＋Ｌｍ）Ｉｄが誘導電動機の誘起電圧に対応し、Ｌσ≪Ｌｍであるため、誘導電動機の１次周波数ω1 と滑り周波数ωS の関係がω1 ≫ωS であるときに、誘導電動機の誘起電圧は誘導電動機の回転速度に比例することになる。このため、誘導電動機の誘起電圧を制御する電圧調節器２１の出力を前記ｑ軸電流指令値とすることによって、しかも、電動機パラメータとしては１次インダクタンスＬ1 と１次抵抗Ｒ1 との２つのパラメータで済み、制御回路６の構成を簡略化することができる。
【００３７】
次に、本発明の第２の実施形態を図２を伴って説明する。
この第２の実施形態では、電圧形インバータ４の出力電圧が矩形波状の波形であるため、このインバータ出力電圧を検出する電圧検出器１２及び１３で１次遅れフィルタによって高調波成分を除去することにより、基本波電圧を検出するため、１次周波数ω1 の高い領域で１次遅れフィルタの位相遅れに起因するｑ軸電圧検出値Ｖｑに誤差を生じることを抑制するようにしたものである。
【００３８】
すなわち、第２の実施形態では、図２に示すように、上述した第１の実施形態における図１の構成において、座標変換器１４から出力されるｑ軸電圧検出値Ｖｑとｄ軸電圧検出値Ｖｄとに基づいて１次電圧検出値Ｖ1 を算出する演算器４１が設けられていると共に、座標変換器１４から出力されるｑ軸電圧検出値Ｖｑと演算器４１から出力される１次電圧検出値Ｖ1 とがこれらを入力される誘起電圧指令値Ｖ* に基づいて切換える切換器４２が設けられていることを除いては前述した第１の実施形態と同様の構成を有し、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
【００３９】
ここで、演算器４１は、入力されるｑ軸電圧検出値Ｖｑ及びｄ軸電圧検出値Ｖｄをもとに下記（９）式の演算を行って１次電圧検出値Ｖ1 を算出する。
Ｖ1 ＝√（Ｖｑ2 ＋Ｖｄ2 ）      …………(9)
また、切換器４２は、ｑ軸電圧検出値Ｖｑが一端に入力される常閉接点ｔｑと、１次電圧検出値Ｖ1 が一端に入力される常開接点ｔｖとを有し、これら常閉接点ｔｑ及び常開接点ｔｖの他端が互いに接続されて減算器１９に接続されていると共に、入力される誘起電圧指令値Ｖ* を基準電圧Ｖref と比較して、Ｖ* ＜Ｖref であるときに常閉接点ｔｑをオン状態に、常開接点ｔｖをオフ状態に夫々制御し、Ｖ* ≧Ｖref であるときに常閉接点ｔｑをオフ状態に、常閉接点ｔｖをオン状態に夫々制御する比較制御部ＣＣを備えている。
【００４０】
この第２の実施形態では、周波数指令値ω* が小さい領域で、周波数電圧変換器１１で算出される誘起電圧指令値Ｖ* が基準電圧Ｖref 未満である状態では、電圧検出器１２及び１３に含まれる高調波成分を除去する１次遅れフィルタに位相遅れが相間電圧ＶUV及びＶVWに影響を与えることがないので、比較制御部ＣＣで常閉接点ｔｑがオン状態に、常開接点ｔｖがオフ状態に夫々制御されることにより、座標変換器１４で変換されたｑ軸電圧検出値Ｖｑが選択されて、これが減算器１９に出力され、この減算器１９でｑ軸電圧検出値Ｖｑから補正値Ｒ1 Ｉｑを減算して誘起電圧検出値Ｖを算出し、これを減算器２０に供給することにより、前述した第１の実施形態と同様に電圧形インバータ４を制御して、負荷変動時の２次磁束φ2dの変動を抑制しながら誘導電動機５を安定して可変速駆動することができる。
【００４１】
この状態から誘導電動機５の回転速度を上昇させるために、周波数指令値ω* を増加させて、周波数電圧変換器１１から出力される誘起電圧指令値Ｖ* が基準電圧Ｖref 以上となると、比較制御部ＣＣで常閉接点ｔｑがオフ状態に、常開接点ｔｖがオン状態に制御されることにより、ｑ軸電圧検出値Ｖｑに代えて、演算器４１で算出される１次電圧検出値Ｖ1 が選択され、これが減算器１９に供給されることにより、この減算器で１次電圧検出値Ｖ1 から補正値Ｒ1 Ｉｑを減算して誘起電圧検出値Ｖを算出し、これが減算器２０に供給されて電圧指令値Ｖ* との電圧偏差ΔＶが算出される。
【００４２】
このように、上記第２の実施形態によると、演算器４１で前記（９）式の演算を行うことにより、周波数指令値ω* が大きな値となって、加算器２７で算出されるｑ軸電圧指令値Ｖｑ* がｄ軸電流指令値Ｉｄ* に１次抵抗Ｒ1 を乗算して算出されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ* より遥かに大きくなって、Ｖｑ* ≫Ｖｄ* となる電圧形インバータ４におけるの出力電圧の高い領域では、演算器４１で算出される１次電圧検出値Ｖ1 ＝√（Ｖｑ2 ＋Ｖｄ2 ）≒Ｖｑとなり、１次電圧検出値Ｖ1 がｑ軸電圧検出値Ｖｑを表すことになり、電圧検出器１２及び１３での１次遅れフィルタによる位相遅れによる電圧検出誤差を抑制することができ、誘導電動機５の可変速制御を安定して行うことができる。
【００４３】
なお、上記第２の実施形態においては、切換器４２でｑ軸電圧検出値Ｖｑ及び１次電圧検出値Ｖ1 の何れかを選択してから減算器１９に供給して、誘起電圧検出値Ｖを算出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、切換器４２の前段側即ち常閉接点ｔｑ及び常開接点ｔｖの上流側に夫々減算器１９を介挿することにより、誘起電圧検出値を演算してから切換器４２で選択するようにしもよい。
【００４４】
次に、本発明の第３の実施形態を図３を伴って説明する。
この第３の実施形態は、上述した第２の実施形態では誘起電圧指令値Ｖ* の大きさに応じてｑ軸電圧検出値Ｖｑと１次電圧検出値Ｖ1 とを切換える場合について説明したが、これに代えて、周波数指令値ω* の大きさに応じてｑ軸電圧検出値Ｖｑと１次電圧検出値Ｖ1 とを切換えるようにしたものである。
【００４５】
すなわち、第３の実施形態では、上述した第２の実施形態における図２の構成において、切換器４２に誘起電圧指令値Ｖ* が入力されているのに代えて、周波数指令値ω* が入力され、切換器４２の比較制御部ＣＣで周波数指令値ω* を基準周波数ωref と比較し、ω* ＜ωref であるときに常閉接点ｔｑをオン状態に、常開接点ｔｖをオフ状態に夫々制御し、ω* ≧ωref であるときに常閉接点ｔｑをオフ状態に、常開接点ｔｖをオン状態に夫々制御するように構成されていることを除いては、前記図２と同様の構成を有し、図２との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
【００４６】
この第３の実施形態によっても、誘起電圧指令値Ｖ* が周波数指令値ω* を周波数電圧変換器１１でＶ／Ｆ係数を乗算して算出されるので、周波数指令値ω* と誘起電圧指令値Ｖ* とは比例関係にあるため、前述した第２の実施形態と同様に、電圧検出器１２及び１３での１次遅れフィルタの位相遅れの影響によるｑ軸電圧検出値の検出誤差を抑制することができる。
【００４７】
この第３の実施形態においても、減算器１９を切換器４２の常閉接点ｔｑ及び常開接点ｔｖの上流側に設けて、誘起電圧検出値Ｖを算出してから切換器４２で切換えるようにしてもよい。
次に、本発明の第４の実施形態を図４及び図５を伴って説明する。
この第４の実施形態は、誘導電動機の起動時に突入電流が大きくなることを防止するようにしたものである。
【００４８】
すなわち、第４の実施形態では、図４に示すように、前述した第１の実施形態における図１の構成において、周波数電圧変換器１１及び２５を図５に示す構成の周波数電圧変換器１１′及び２５′に置換したことを除いては図１と同様の構成を有し、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
【００４９】
ここで、周波数電圧変換器１１′及び２５′の夫々は、図５に示すように、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* と１次インダクタンスＬ１とを乗算した乗算値でなるＶ／Ｆ係数Ｉｄ* Ｌ1 が入力される１次遅れ回路５１と、この１次遅れ回路５１の出力と周波数指令値ω* とが入力された乗算器５２とを備えており、乗算器５２から電圧指令値Ｖ* を出力するように構成されている。１次遅れ回路５１の伝達関数は、１／（１＋ｓＴ）に設定され、この時定数Ｔとして誘導電動機５の２次時定数に設定されている。
【００５０】
この第２の実施形態によると、誘導電動機５の起動時に、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* と１次インダクタンスＬ１とを乗算したＶ／Ｆ係数Ｉｄ* Ｌ1 がステップ状に変化したときに、これが１次遅れ回路５１に供給されるので、この１次遅れ回路５１の出力は誘導電動機の磁束変化と同様に変化することにより、Ｖ／Ｆ係数を誘導電動機の磁束変化と同様に変化させることができ、突入電流の発生を抑制することができる。
【００５１】
次に、本発明の第５の実施形態を図６及び図７について説明する。
この第５の実施形態では、誘導電動機の磁束軸と制御のｄ軸とのずれを補正して誘導電動機の磁束の変動、低下を抑制するようにしたものである。
すなわち、第５の実施形態では、図６に示すように、前述した第４の実施形態における図４の構成において、ｄ軸指令値Ｉｄ* と座標変換器１７から出力されるｄ軸電流検出値Ｉｄとが軸ずれ調節器６１に供給し、この軸ずれ調節器６１で周波数補正値ω12を算出し、この周波数補正値ω12と１次周波数指令値ω1 とを加算器６２で加算して補正１次周波数補正値ω1Cを算出し、これを積分器３０に供給するようにしたことを除いては図４と同様の構成を有し、図４との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
【００５２】
ここで、軸ずれ調節器６１は、図７に示すように、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* とｄ軸電流検出値Ｉｄとを減算器６３に供給して、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* からｄ軸電流検出値Ｉｄを減算してｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出し、このｄ軸電流偏差ΔＩｄをゲイン調節器６４に供給して、正の比例制御ゲインＫを乗算し、これを符号反転器６５で符号反転して周波数補正値ω12を形成し、この周波数補正値ω12を加算器６２に供給するように構成されている。
【００５３】
この第５の実施形態の動作原理を図８〜図１０を伴って説明する。
Ｖ／Ｆ一定制御で誘導電動機を可変速駆動したとき、負荷電流及び電動機パラメータによって制御系が不安定となることが知られている。これは電動機パラメータのずれやインバータ出力電圧の指令値と実際値とのずれによって、誘導電動機の磁束軸と制御のｄ軸とがずれ、誘導電動機の磁束の変動及び低下によって発生する。
【００５４】
すなわち、図８は、正転・駆動状態で誘導電動機の磁束軸ｄｍと制御のｄ軸とが一致しているときのベクトル図であり、前記（７）式及び（８）式をベクトル図に示したものである。この場合、誘導電動機の磁束軸ｑｍと制御のｑ軸も一致しており、図中、Ｅは誘導電動機の誘起電圧を示している。
これに対して、誘導電動機の磁束軸と制御のｄ軸との間にずれを生じた場合には、図９（ａ）及び（ｂ）に示すように、誘導電動機の誘起電圧Ｅとインバータの出力１次電圧の大きさがそのままで、電動機の磁束軸ｄｍが制御のｄ軸に対して正転方向に夫々Δθ及び−Δθだけずれる。
【００５５】
一方、正転・回生状態では、誘導電動機の磁束軸と制御のｄ軸との間にずれを生じた場合には、図１０（ａ）及び（ｂ）に示すように、電動機の磁束軸ｄｍが制御のｄ軸に対して正転方向にΔθ及び−Δθだけずれる。
そして、図９（ａ）に示すように、誘導電動機の磁束軸ｄｍが制御のｄ軸に対して正転方向にΔθずれているときには、図８に示すように誘導電動機の磁束軸ｄｍと制御のｄ軸が一致しているときに対して、１次抵抗電圧降下分Ｒ1 Ｉ1 ＝Ｖ1 −Ｅのｄｍ軸方向の大きさは大きくなる。ここで、漏れインダクタンスＬσを無視すると、ｄｍ軸方向の電流を増加させる方向に作用することになる。また、制御のｄ軸電流検出値Ｉｄも、誘導電動機の磁束軸ｄｍと制御のｄ軸が一致しているときに対して、大きな検出値となる。誘導電動機の磁束軸ｄｍと制御のｄ軸が一致し、安定に制御できているときには、ｄ軸電流検出値は、ｄ軸電流指令値と一致し、誘導電動機の磁束軸ｄｍが制御のｄ軸に対して正転方向にΔθずれているときには、制御のｄ軸電流検出値Ｉｄは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* より大きくなる。
【００５６】
これに対して、図９（ｂ）に示すように、誘導電動機の磁束軸ｄｍが制御のｄ軸に対して、正転方向と逆にΔθずれているときには、誘導電動機の磁束軸ｄｍと制御のｄ軸とが一致しているときに対して、１次抵抗電圧降下分Ｒ1 Ｉ1 ＝Ｖ1 −Ｅのｄｍ軸方向の大きさは小さくなる。ここで、漏れインダクタンスＬσを無視すると、ｄｍ軸方向の電流を減少させる方向に作用することになる。また、制御のｄ軸電流検出値Ｉｄも、誘導電動機の磁束軸と制御のｄ軸とが一致しているときに対して、小さな検出値となり、制御のｄ軸電流検出値Ｉｄは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* より小さくなる。
【００５７】
これらの関係は、駆動・回生に無関係であり、制御のｄ軸方向の電流として検出されるｄ軸電流検出値とｄ軸電流指令値との偏差によって、１次周波数を補正することによって、誘導電動機の磁束軸ｄｍと制御のｄ軸とのずれを補正することができ、誘導電動機の磁束の変動、低下を抑制することができる。
したがって、第５の実施形態によれば、誘導電動機５の磁束軸と制御のｄ軸との間にずれを生じていないときには、前述した図８で説明したように、ｄ軸電流検出値Ｉｄはｄ軸電流指令値Ｉｄ* と一致することから、軸ずれ調節器６１における減算器６３で算出されるｄ軸電流偏差ΔＩｄが“０”となり、周波数補正値ω12が“０”となることにより、補正１次周波数ω1Cは１次周波数ω1 と一致することになり、前述した第４の実施形態と同様に誘導電動機の起動時に生じる突入電流を抑制すると共に、負荷変動時の２次磁束φ2dの変動を抑制しながら誘導電動機５を安定して可変速駆動することができる。
【００５８】
この状態で、例えば誘導電動機５が正転・駆動されている状態で、誘導電動機の磁束軸ｄｍが制御のｄ軸に対して正転方向にΔθだけずれると、前述した図９（ａ）に示すように、制御のｄ軸のｄ軸電流検出値Ｉｄはｄ軸電流指令値Ｉｄ* より大きくなる。このため、軸ずれ調節器６１における減算器６３で算出されるｄ軸電流偏差ΔＩｄが負の値となり、これに比例制御ゲインＫを乗算した値ＫΔＩｄが符号反転器６５で符号反転されて正の周波数補正値ω12となり、これが加算器６２に供給されるので、１次周波数ω1 に周波数補正値ω12が加算された補正１次周波数ω1Cが算出され、これが積分器３０に供給されることにより、この積分器３０で算出される位相角θの変化率が増加され、これによって誘導電動機５の磁束軸と制御のｄ軸とのずれを抑制することができ、誘導電動機の磁束の変動、低下を抑制することができる。
【００５９】
同様に、誘導電動機５が正転・駆動されている状態で、上記とは逆に制御のｄ軸のｄ軸電流検出値Ｉｄが誘導電動機の磁束軸ｄｍが制御のｄ軸に対して正転方向に−Δθだけずれると、前述した図９（ｂ）に示すように、制御のｄ軸のｄ軸電流検出値Ｉｄはｄ軸電流指令値Ｉｄ* より小さくなるため、上記とは逆に周波数補正値ω12が負の値となり、補正１次周波数ω1Cが１次周波数ω1 より小さい値となることにより、積分器３０で算出される位相角θの変化率が減少し、これによって誘導電動機５の磁束軸と制御のｄ軸とのずれを抑制することができ、誘導電動機の磁束の変動、低下を抑制することができる。
【００６０】
さらに、誘導電動機５が正転・回生状態であるときにも、前述した図１０（ａ）及び（ｂ）に示すように、誘導電動機５の磁束軸ｄｍが制御のｄ軸に対して正転方向にΔθずれたときにはｄ軸電流検出値Ｉｄがｄ軸電流指令値Ｉｄ* に対して大きくなり、逆転方向にΔθずれたときにはｄ軸電流検出値Ｉｄがｄ軸電流指令値Ｉｄ* に対して小さくなるため、上記した正転・駆動状態と同様の補正によって誘導電動機５の磁束軸と制御のｄ軸とのずれを抑制することができ、誘導電動機の磁束の変動、低下を抑制することができる。
【００６１】
次に、本発明の第６の実施形態を図１１及び図１２を伴って説明する。
この第６の実施形態では、誘導電動機を逆転させて、駆動又は回生制御する場合には、前述した正転状態とは誘導電動機の磁束軸のずれに対するｄ軸電流検出値の変化が逆となることから回転方向の変化にかかわらず誘導電動機の磁束軸のずれを抑制するようにしたものである。
【００６２】
すなわち、第６の実施形態では、図１１に示すように、上述した第５の実施形態における図６の構成において、軸ずれ調節器６１が補正１次周波数ω1Cが入力された軸ずれ調節器６１′に変更されていることを除いては、図６と同様の構成を有し、図６との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
【００６３】
ここで、軸ずれ調節器６１′は、図１２に示すように、前述した第５の実施形態における図７の軸ずれ調節器の構成において、符号反転回路６５が省略され、これに代えてゲイン調節器６４の出力側に乗算器６６が設けられ、この乗算器６６に補正１次周波数ω1Cが正であるか否かを判定し、正であるときには「−１」を出力し、負であるときには「＋１」を出力する極性調節器６７の出力が供給されていることを除いては図７と同様の構成を有し、図７との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
【００６４】
この第６の実施形態の動作原理を図１３及び図１４を伴って説明する。
誘導電動機を逆転・駆動状態として、誘導電動機の磁束軸ｄｍが制御のｄ軸に対して正転方向にΔθ及び−Δθずれている場合を図１３（ａ）及び（ｂ）に示し、逆転・回生状態で、誘導電動機の磁束軸ｄｍが制御のｄ軸に対して正転方向にΔθ及び−Δθずれている場合を図１４（ａ）及び（ｂ）に示す。
【００６５】
この逆転・駆動状態でも、図１３（ａ）に示すように、誘導電動機の磁束軸ｄｍが制御のｄ軸に対して正転方向にΔθずれているときには、誘導電動機の磁束軸ｄｍと制御のｄ軸とが一致しているときに対して、１次抵抗電圧降下分Ｒ1 Ｉ1 ＝Ｖ1 −Ｅのｄｍ軸方向の大きさは小さくなる。ここで、漏れインダクタンスＬσを無視すると、ｄｍ軸方向の電流を減少させる方向に作用することになり、制御のｄ軸電流検出値Ｉｄは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* より小さくなる。
【００６６】
これに対して、図１３（ｂ）に示すように、誘導電動機の磁束軸が制御のｄ軸に対して正転方向と逆にΔθずれているときには、誘導電動機の磁束軸ｄｍと制御のｄ軸が一致しているときに対して、１次抵抗電圧降下分Ｒ1 Ｉ1 ＝Ｖ1 −Ｅのｄｍ軸方向の大きさは大きくなる。また、制御のｄ軸電流検出値Ｉｄは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* より大きくなる。
【００６７】
同様に、逆転・回生状態では、図１４（ａ）に示すように、誘導電動機の磁束軸ｄｍが制御のｄ軸に対して正転方向にΔθずれているときには、誘導電動機の磁束軸ｄｍと制御のｄ軸とが一致しているときに対して、１次抵抗電圧降下分Ｒ1 Ｉ1 ＝Ｖ1 −Ｅのｄｍ軸方向の大きさは小さくなる。ここで、漏れインダクタンスＬσを無視すると、ｄｍ軸方向の電流を減少させる方向に作用することになり、制御のｄ軸電流検出値Ｉｄは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* より小さくなる。
【００６８】
これに対して、図１４（ｂ）に示すように、誘導電動機の磁束軸が制御のｄ軸に対して正転方向と逆にΔθずれているときには、誘導電動機の磁束軸ｄｍと制御のｄ軸が一致しているときに対して、１次抵抗電圧降下分Ｒ1 Ｉ1 ＝Ｖ1 −Ｅのｄｍ軸方向の大きさは大きくなる。また、制御のｄ軸電流検出値Ｉｄは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* より大きくなる。
【００６９】
したがって、誘導電動機を逆転させたときには、前述した図９及び図１０の正転させた場合に対して軸のずれ方向とｄ軸電流への影響が逆になることがわかる。したがって、１次周波数補正値の極性を誘導電動機の１次周波数の極性に応じて切換えることにより、誘導電動機の回転方向にかかわらず誘導電動機を安定に可変速駆動することができる。
【００７０】
したがって、第６の実施形態では、位相角θを決定する補正１次周波数ω1Cの極性に応じて誘導電動機５の回転方向を判断し、補正１次周波数ω1Cの極性が正であるときには、誘導電動機５が正転しているものと判断して、極性調節器６７から「−１」を乗算器６６に出力することにより、１次周波数補正値ω13を負極性として前述した第５の実施形態と同様に、正転方向に駆動又は回生制御されている誘導電動機５の磁束軸と制御のｄ軸のずれを抑制して、誘導電動機の磁束の変動、低下を抑制することができる。
【００７１】
また、補正１次周波数ω1Cの極性が負であるときには、誘導電動機５が逆転しているものと判断して、極性調節器６７から「＋１」を乗算器６６に出力することにより、１次周波数補正値ω13を正極性として、逆転方向に駆動又は回生制御されている誘導電動機５の磁束軸と制御のｄ軸のずれを抑制して、誘導電動機の磁束の変動、低下を抑制することができ、誘導電動機５の回転方向にかかわらず、誘導電動機５の磁束軸と制御のｄ軸のずれを抑制して、誘導電動機の磁束の変動、低下を抑制することができる。
【００７２】
したがって、１次周波数補正値ω13の極性を誘導電動機の補正１次周波数ω1Cの極性に応じて切換えることにより、誘導電動機の回転方向にかかわらず誘導電動機を安定に可変速駆動することができる。
なお、上記第５及び第６の実施形態においては、前述した第４の実施形態の構成に軸ずれ調節器６１，６１′を設けた場合について説明したが、これに限定されるものではなく、前述した第１〜第３の実施形態に軸ずれ調節器６１，６１′を付加するようにしてもよい。
【００７３】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１に係る発明によれば、ｑ軸電流指令値と交流電流検出値を座標変換した得られたｑ軸電流検出値とが等しくなるように制御する電流調節手段の出力を周波数補正値として、これを周波数指令値に加算して１次周波数を得、この一次周波数に周波数電圧変換Ｖ／Ｆ係数を乗算した乗算値に基づいてｑ軸電圧指令値を算出するので、負荷変動時の２次磁束φ2dの変動を抑制することができ、負荷変動にかかわらず誘導電動機の回転速度を略一定に制御することができると共に、電動機パラメータとしてＶ／Ｆ係数を構成する１次インダクタンスとｑ軸電圧指令値を算出するために使用する１次抵抗との２つのパラメータで済み、制御回路を簡略化することができるという効果が得られる。
【００７４】
また、請求項２に係る発明によれば、電圧形インバータの出力波形が矩形波状であることにより、電圧形インバータの出力電圧を検出する電圧検出手段に設けた高調波を除去する１次遅れフィルタによる位相遅れが誘導電動機の誘起電圧指令値が大きくなることにより増大して、電圧検出値に誤差を生じることから、位相遅れによる電圧検出値の誤差が少ないときにはｑ軸電圧検出値に基づく誘起電圧検出値を選択し、位相遅れによる電圧検出値の誤差が多いときには１次電圧検出値に基づく誘起電圧検出値を選択することにより、１次遅れフィルタによる位相遅れにかかわらず正確な誘起電圧検出値を得ることができるという効果が得られる。
【００７５】
さらに、請求項３に係る発明によれば、電圧調節手段に供給される誘起電圧指令値は、周波数指令値に周波数電圧変換Ｖ／Ｆ係数を乗算することにより、電動機誘起電圧指令値を算出するので、周波数指令値が大きいときには誘起電圧指令値も大きくなることにより、周波数指令値に基づいてｑ軸電圧検出値に基づく誘起電圧検出値と１次電圧検出値に基づく誘起電圧検出値とを切換えることにより、前記請求項２と同様に１次遅れフィルタによる位相遅れにかかわらず正確な誘起電圧検出値を得ることができるという効果が得られる。
【００７６】
さらにまた、請求項４に係る発明によれば、Ｖ／Ｆ係数を１次遅れ関数によって変化させることにより、誘導電動機の起動時における突入電流を抑制することができるとうい効果が得られる。
なおさらに、請求項５に係る発明によれば、軸ずれ補正手段によって、制御のｄ軸方向の電流として検出されるｄ軸電流検出値とｄ軸電流指令値との偏差に基づいて１次周波数指令値を補正することにより、誘導電動機の磁束軸と制御のｄ軸とのずれを補正することができ、誘導電動機の磁束の変動、低下を抑制することができるという効果が得られる。
【００７７】
また、請求項６に係る発明によれば、軸ずれ補正手段で、誘導電動機の磁束軸と平行なｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差に応じた周波数補正値の極性を前記１次周波数指令値の極性に応じて切換えることにより、誘導電動機の回転方向にかかわらず、誘導電動機の磁束軸と制御のｄ軸とのずれを補正することができ、誘導電動機の磁束の変動、低下を抑制することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すブロック線図である。
【図２】本発明の第２の実施形態を示すブロック線図である。
【図３】本発明の第３の実施形態を示すブロック線図である。
【図４】本発明の第４の実施形態を示すブロック線図である。
【図５】第４の実施形態における周波数電圧変換器の具体例を示すブロック線図である。
【図６】本発明の第５の実施形態を示すブロック線図である。
【図７】第５の実施形態における軸ずれ調節器の具体例を示すブロック線図である。
【図８】第５の実施形態の動作原理の説明に供する正転・駆動状態で、誘導電動機の磁束軸と制御のｄ軸とが一致している場合のベクトル図である。
【図９】第５の実施形態の動作原理の説明に供する正転・駆動状態で、誘導電動機の磁束軸と制御のｄ軸がずれている場合のベクトル図である。
【図１０】第５の実施形態の動作原理の説明に供する正転・回生状態で、誘導電動機の磁束軸と制御のｄ軸がずれている場合のベクトル図である。
【図１１】本発明の第６の実施形態を示すブロック線図である。
【図１２】第６の実施形態における軸ずれ調節器の具体例を示すブロック線図である。
【図１３】第６の実施形態の動作原理の説明に供する逆転・駆動状態で、誘導電動機の磁束軸と制御のｄ軸がずれている場合のベクトル図である。
【図１４】第６の実施形態の動作原理の説明に供する逆転・回生状態で、誘導電動機の磁束軸と制御のｄ軸がずれている場合のベクトル図である。
【図１５】従来例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  三相交流電源
２  順変換器
３  平滑コンデンサ
４  電圧形インバータ
５  誘導電動機
６  制御回路
１１  周波数電圧変換器
１２，１３  電圧検出器
１４  座標変換器
１５，１６  電流検出器
１７  座標変換器
１９，２０  減算器
２１  電圧調節器
２２  減算器
２３  電流調節器
２４  加算器
２５  周波数電圧変換器
２７  加算器
２８  座標変換器
３０  積分器
３１  パルス幅変調制御器
４１  演算器
４２  切換器
１１′，２５′  周波数電圧変換器
５１  １次遅れ回路
６１  軸ずれ調節器
６２  加算器
６３  減算器
６４  ゲイン設定器
６５  符号反転器
６６  乗算器
６７  極性反転器
【図１】
0003740949.tif 000003
【図２】
0003740949.tif 000004
【図３】
0003740949.tif 000005
【図４】
0003740949.tif 000006
【図５】
0003740949.tif 000007
【図６】
0003740949.tif 000008
【図７】
0003740949.tif 000009
【図８】
0003740949.tif 000010
【図９】
0003740949.tif 000011
【図１０】
0003740949.tif 000012
【図１１】
0003740949.tif 000013
【図１２】
0003740949.tif 000014
【図１３】
0003740949.tif 000015
【図１４】
0003740949.tif 000016
【図１５】
0003740949.tif 000017