(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
エンジンで駆動される３相発電機と、この発電機の３相巻線出力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出力するサイクロコンバータを構成する１組の可変制御ブリッジ回路とを備え、この互いに逆並列接続された可変制御ブリッジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎に交互に切り換え動作させて単相の交流電流を出力する電源装置において、
この電源装置が出力した前記単相交流の実効値電圧を検出する実効値電圧検出手段と、
この電源装置が出力した前記単相交流の電圧波形を検出する電圧波形検出手段と、
この電源装置が出力すべき基準実効値電圧を出力する基準実効値電圧出力手段と、
この電源装置が出力すべき基準の電圧波形を出力する基準電圧波形出力手段と、
前記実効値電圧検出手段により検出された単相交流の実効値電圧が前記基準実効値電圧出力手段により出力された基準実効値電圧に近づくように、前記１組の可変制御ブリッジ回路を交互に切り換え動作させるとともに、前記電圧波形検出手段により検出された単相交流の電圧波形が前記基準電圧波形出力手段により出力された基準の電圧波形に近づくように、前記１組の可変制御ブリッジ回路を交互に切り換え動作させることにより、前記エンジンの回転変動に起因する前記単相交流の電圧変動を抑制する制御手段と
を有することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記実効値電圧検出手段は、この電源装置が出力した前記単相交流の電圧波形の所定周期の実効値電圧を検出することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記３相発電機は永久磁石回転子を有する磁石発電機であることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用周波数等の単相交流電源として使用される電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、非常用電源や屋外作業、レジャー等に使用される電源装置として、たとえば小型エンジンと同期発電機とを組み合わせたものが多く使用されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来のエンジン発電機では、出力周波数がエンジン回転数に依存するので、たとえば２極機の場合には５０Ｈｚ（または６０Ｈｚ）の交流出力を得るためにエンジン回転数を３０００ｒｐｍ（または３６００ｒｐｍ）に保持することが必要であり、エンジン回転数が比較的低くて運転効率があまりよくなく、しかも発電機を大きくせざるを得ないため、全体重量も大変大きくなってしまうという問題があった。
【０００４】
これに対して近年では、エンジン回転数が比較的高い回転数のところで運転して発電機から高出力の交流電力を得、この交流電力を一旦直流に変換した後に、インバータ装置によって商用周波数の交流に変換して出力する、いわゆるインバータ式発電機も普及し始めている（この関連出願として、たとえば、本出願人による特公平７−６７２２９号公報や特開平４−３５５６７２号公報記載のものがある）。
【０００５】
しかし、上記インバータ式発電機においては、交流電力を一旦直流に変換するための直流変換部と、この直流電力を再び所定周波数の交流に変換するための交流変換部との２つの電力変換部が必要になること、さらには直流電力を一旦蓄えておく回路部が必要になることから、高価な電力用回路部品を多数使わざるを得ず、これにより、発電機の更なる小型軽量化は困難であるとともに製造コストが高くなるという問題があった。
【０００６】
この問題を解決するために、前記発電機から得られた高出力の交流電力（この交流電力を発生させる交流電流の周波数は、エンジン回転数が比較的高い回転数のところで発電機が運転されているので、商用周波数より高い）を、直流電力に変換せずに、そのまま商用周波数の交流に変換する、いわゆるサイクロコンバータ式発電機も製品化されている。
【０００７】
ところで、かかる従来のサイクロコンバータ式発電機では、上述のように、発電機からの交流電力を直流電力に変換することなくそのまま所定周波数（商用周波数）の交流出力に変換するので、出力容量が比較的小さい発電機を使用した場合に避けられない大きな入力電圧変動、具体的には、無負荷状態と負荷状態とを切り換えたときに生ずる大きな入力電圧変動に応じて発生する出力電圧変動を迅速に減衰させるためには、すなわち出力電圧変動率を小さくするためには、非常に大きなフィードバックゲインを必要としていた。
【０００８】
したがって、上記従来のサイクロコンバータ式発電機に通常の制御方法、具体的には、単に出力電圧波形をフィードバックすることで、出力電圧変動率を抑制しようとする制御方法を適用した場合には、非常に大きなフィードバックゲインが必要となるために、安定した制御が難しいという問題があった。
【０００９】
この問題に対して、所定周期に亘る出力電圧の実効値を検出し、この実効値電圧に基づいてフィードバック制御することで、フィードバックゲインの値を減少させて、より安定したフィードバック制御を行うことができるように、上記従来のサイクロコンバータ式発電機を改良することも考えられる。
【００１０】
しかし、このように改良したサイクロコンバータ式発電機は、上記無負荷状態と負荷状態とを切り換えたときに生ずる大きな入力電圧変動に応じて発生する出力電圧に対して十分追従することができるものの、変動エンジン回転数が比較的高い回転数のところで運転して発電機から得られた高出力かつ高周波数の交流電力を、そのまま所定周波数（商用周波数）の交流出力に変換するようにしている以上、エンジンの回転変動に起因する入力電圧変動に応じて発生する出力電圧変動に対しては十分追従することができない。これは、上記所定周期をたとえ１周期に限定したとしても、１周期間の出力電圧の実効値を検出するために要する時間が、エンジン回転変動に起因する入力電圧変動が発生する時間に比べて、かなり長いからである。具体的には、４サイクルの単気筒エンジンを３６００ｒｐｍで回転させて発電機を駆動し、定格負荷を接続した場合、エンジンの爆発行程時における回転変動は約±１５０ｒｐｍであり、その回転変動が生ずる時間は約５ｍｓｅｃであるのに対して、サイクロコンバータ式発電機の交流出力の周波数を商用周波数、すなわち５０Ｈｚとすると、１周期間の出力電圧の実効値を検出するために要する時間は２０ｍｓｅｃである。このように、意味のあるフィードバック制御を行うためのファクタを検出したときには、その被制御対象である回転変動は終了しているため、この回転変動に起因する入力電圧変動に応じて発生する出力電圧変動に対しては、１周期間の出力電圧の実効値を検出する方法では十分に追従することができないこととなる。
【００１１】
本発明は、上記問題に鑑みてなされたもので、フィードバックゲインの値を減少させて、より安定したフィードバック制御を行うことができるとともに、エンジンの回転変動に起因する入力電圧変動に応じて発生する出力電圧変動に対しても十分追従することができる電源装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、エンジンで駆動される３相発電機と、この発電機の３相巻線出力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出力するサイクロコンバータを構成する１組の可変制御ブリッジ回路とを備え、この互いに逆並列接続された可変制御ブリッジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎に交互に切り換え動作させて単相の交流電流を出力する電源装置において、この電源装置が出力した前記単相交流の実効値電圧を検出する実効値電圧検出手段と、この電源装置が出力した前記単相交流の電圧波形を検出する電圧波形検出手段と、この電源装置が出力すべき基準実効値電圧を出力する基準実効値電圧出力手段と、この電源装置が出力すべき基準の電圧波形を出力する基準電圧波形出力手段と、前記実効値電圧検出手段により検出された単相交流の実効値電圧が前記基準実効値電圧出力手段により出力された基準実効値電圧に近づくように、前記１組の可変制御ブリッジ回路を交互に切り換え動作させるとともに、前記電圧波形検出手段により検出された単相交流の電圧波形が前記基準電圧波形出力手段により出力された基準の電圧波形に近づくように、前記１組の可変制御ブリッジ回路を交互に切り換え動作させることにより、前記エンジンの回転変動に起因する前記単相交流の電圧変動を抑制する制御手段とを有することを特徴とする。
【００１３】
また、好ましくは、前記実効値電圧検出手段は、この電源装置が出力した前記単相交流の電圧波形の所定周期の実効値電圧を検出することを特徴とする。
【００１４】
さらに、好ましくは、前記３相発電機は永久磁石回転子を有する磁石発電機であることを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００１６】
図１は、本発明の実施の一形態に係る電源装置の概略構成を示すブロック図である。
【００１７】
図１において、１および２はそれぞれ交流発電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、１は３相主出力巻線（以下、「３相メインコイル」という）であり、２は３相副出力巻線（以下、「３相サブコイル」という）である。
【００１８】
図２は、上記交流発電機の断面図であり、同図において、３相メインコイル１は、領域Ａ１内の２１極のコイルで構成され、３相サブコイル２は、領域Ａ２内の３極のコイルで構成されている。そして、回転子Ｒには、８対の永久磁石の磁極が形成されており、内燃エンジン（図示せず）によって回転駆動されるように構成されている。なお、回転子Ｒは、エンジンのフライホイールを兼用している。
【００１９】
図１に戻り、３相メインコイル１の３つの出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、サイクロコンバータ（Cycloconverter）ＣＣの入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されている。
【００２０】
図３は、図１のサイクロコンバータＣＣ部分のみを取り出した電気回路図であり、同図に示すように、サイクロコンバータＣＣは、１２個のサイリスタＳＣＲｋ±（ｋ＝１，…，６）により構成されている。１２個のサイリスタＳＣＲｋ±のうち６個のサイリスタＳＣＲｋ＋で構成されるブリッジ回路（以下、「正コンバータ」という）ＢＣ１は、主として正の電流を出力し、残りの６個のサイリスタＳＣＲｋ−で構成されるブリッジ回路（以下、「負コンバータ」という）ＢＣ２は、主として負の電流を出力する。
【００２１】
前述のように、２４極（このうち３極は、サイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートを制御する同期信号を生成するために用いられる）の３相発電機の３相交流出力がサイクロコンバータＣＣに入力された場合には、クランク軸１回転につき８サイクルの交流が得られる。そして、エンジン回転数の範囲を、たとえば１２００ｒｐｍ〜４５００ｒｐｍ（すなわち、２０Ｈｚ〜７５Ｈｚ）に設定した場合には、上記３相交流出力の周波数は、エンジン回転数の８倍の１６０Ｈｚ〜６００Ｈｚになる。
【００２２】
図１に戻り、３相メインコイル１の３つの出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれ正および負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続され、サイクロコンバータＣＣの出力側は、その出力電流の高調波成分を除去するためのＬＣフィルタ３に接続され、ＬＣフィルタ３の出力側は、この出力である高調波成分が除去された電流に応じた電圧を検出するための出力電圧検出回路５に接続されている。そして、出力電圧検出回路５の負側入力端は、本制御系のグランドＧＮＤに接続され、出力電圧検出回路５の正側および負側の両入力端から単相出力を得るように構成されている。
【００２３】
出力電圧検出回路５の出力側は、この出力電圧の一周期の実効値電圧を演算して出力する一周期の実効値電圧演算回路８に接続され、一周期の実効値電圧演算回路８の出力側は、比較器９の負側入力端子に接続されている。比較器９の正側入力端子には、本電源装置の基準実効値電圧を出力する基準実効値電圧出力回路１０が接続され、比較器９の出力側には、この比較結果に応じた制御関数（たとえば比例関数等）を演算して出力する制御関数演算回路１１が接続されている。
【００２４】
そして、制御関数演算回路１１の出力側は、目標波出力回路１４から出力される目標波の振幅を制御する振幅制御回路１２の入力側に接続され、振幅制御回路１２のもう一方の入力側には、基準正弦波出力回路１３から出力される、たとえば商用周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波と、出力電圧検出回路５によって検出された出力電圧との差分（または差分に応じた値）を出力する比較器２０の出力側が接続されている。振幅制御回路１２は、制御関数演算回路１１から出力された制御関数および比較器２０から出力された差分に応じて、目標波の振幅を制御するための振幅制御信号を出力する。
【００２５】
振幅制御回路１２の出力側は、この出力信号（振幅制御信号）に応じて目標波を出力する目標波出力回路１４に接続され、目標波出力回路１４の出力側は、サイクロコンバータＣＣを構成するサイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートの導通角を制御する導通角制御部１５および比較器１６の正側入力端子に接続されている。
【００２６】
導通角制御部１５は、正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋のゲート（以下、「正ゲート」という）の導通角を制御する正ゲート制御部１５ａと、負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲート（以下、「負ゲート」という）の導通角を制御する負ゲート制御部１５ｂとにより構成されている。
【００２７】
各ゲート制御部１５ａ，１５ｂは、それぞれ６個の比較器（図示せず）を有し、各比較器は上記目標波と後述する同期信号（基準ノコギリ波）とを比較し、両者が一致した時点で当該ゲートを点弧する。
【００２８】
比較器１６の負側入力端子には、前記出力電圧検出回路５の出力側が接続され、比較器１６の出力側は、正ゲート制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５ｂに接続されている。比較器１６は、出力電圧検出回路５から出力される電圧と上記目標波とを比較し、その比較結果に応じて高（Ｈ）レベル信号または低（Ｌ）レベル信号を出力する。
【００２９】
比較器１６からＨレベル信号が出力されると、正ゲート制御部１５ａが作動する一方、負ゲート制御部１５ｂは停止し、Ｌレベル信号が出力されると、これとは逆に、正ゲート制御部１５ａが停止する一方、負ゲート制御部１５ｂは作動するように構成されている。
【００３０】
前記３相サブコイル２の出力側は、同期信号形成回路１８に接続されている。
【００３１】
図４は、同期信号形成回路１８の一例を示す電気回路図であり、同図に示すように、同期信号形成回路１８は、６個のフォトカプラＰＣｋ（ｋ＝１，…，６）と６個のダイオードＤｋ（ｋ＝１，…，６）とにより構成されている。
【００３２】
３相サブコイル２から得られる３相電流（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各電流）は、フォトカプラＰＣｋの各１次側発光ダイオード（ＬＥＤ）とダイオードＤｋとにより構成されるブリッジ型の３相全波整流回路ＦＲに供給される。この３相全波整流回路ＦＲによって全波整流された３相電流は、一次側ＬＥＤにより光に変換され、この光出力は、フォトカプラＰＣｋの各２次側光センサ（図示せず）により電流に変換される。すなわち、３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された３相電流に応じた電流が２次側光センサにより取り出される。そして、この取り出された電流は、後述するように、各サイリスタＳＣＲｋ±のゲートの導通角を制御する同期信号（たとえばノコギリ波）を生成するために用いられる。
【００３３】
図５は、図３または４のＵ相、Ｖ相およびＷ相間に印加される電圧の推移、およびフォトカプラＰＣｋがオンするタイミングを示す図である。
【００３４】
各線間電圧（Ｕ−Ｖ，Ｕ−Ｗ，Ｖ−Ｗ，Ｖ−Ｕ，Ｗ−Ｕ，Ｗ−Ｖ）が、図５のように変化したときに、３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された出力波形は、メインコイルから得られる各線間電圧波形の周期の１／６となる。たとえば、位相角が６０°〜１２０°であるとき、すなわちＵ−Ｖ間電圧が他の線間電圧に比べて最も高いとき、フォトカプラＰＣ１およびＰＣ５はペアでオン（他のフォトカプラはオフ）されるため、３相全波整流回路ＦＲからは、Ｕ−Ｖ間電圧に応じた電圧が出力される。すなわち、３相全波整流回路ＦＲからは、各線間電圧の最大値に応じた電圧が出力されるので、この電圧の周期は６０°となり、メインコイルの電圧の周期３６０°に対して、１／６となる。
【００３５】
また、図５には、サイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートを点弧（turn on）させるタイミングも示され、同図には、各ゲートの導通角を１２０°〜０°の範囲で点弧させるときのタイミングが示されている。
【００３６】
このタイミングに従って、サイクロコンバータＣＣから電流を出力するときには、正コンバータＢＣ１の各ゲートを点弧する一方、サイクロコンバータＣＣへ電流を吸収（供給）するときには、負コンバータＢＣ２の各ゲートを点弧する。
【００３７】
なお、点弧は、同図に示す範囲に亘って継続して行う必要はなく、同図の斜線で示すパルスをゲートに印加しても、同様の動作が得られる。
【００３８】
図６は、導通角α＝１２０°，６０°で正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ±を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される波形を示す図である。
【００３９】
同図において、（ａ）は、導通角α＝１２０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される波形を示し、（ｂ）は、導通角α＝１２０°で負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される波形を示し、（ｃ）は、導通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される波形を示し、（ｄ）は、導通角α＝６０°で負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される波形を示している。
【００４０】
たとえば、導通角α＝１２０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したときに、サイクロコンバータＣＣから出力される波形は、図６（ａ）に示すように、全波整流波形となる。また、導通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したときに、サイクロコンバータＣＣから出力される波形は、図６（ｃ）に示すように、多量の高調波成分を含む波形となるが、サイクロコンバータＣＣの出力側にハイカットフィルタを接続すると、この高調波成分は除去されて、その平均電圧が出力される。前述のように、入力発電機を２４極の３相発電機とし、エンジン回転数を３６００ｒｐｍとすると、高調波の基本波の周波数は、次のようになる。
【００４１】
６０Ｈｚ（＝３６００ｒｐｍ）×８倍波×３相×２（全波）＝２．８８ｋＨｚそして、正コンバータＢＣ１の導通角αを０°〜１２０°の範囲で変化させることにより、サイクロコンバータＣＣは、平均電圧が０Ｖ〜全波整流電圧の範囲内の任意の正の電圧を出力することができる。また、負コンバータＢＣ２の導通角αも、同様に変化させることで、サイクロコンバータＣＣは、平均電圧が０Ｖ〜−全波整流電圧の範囲内の任意の負電圧を出力することができる。
【００４２】
次に、導通角αの制御方法を説明する。
【００４３】
図７は、導通角αを制御するために生成された基準ノコギリ波を示す図であり、同図の基準ノコギリ波は、前記図４のフォトカプラＰＣｋの２次側光センサで検出された電流に基づいて生成される。
【００４４】
正コンバータＢＣ１のサイリスタＳＣＲ１＋に対応する基準ノコギリ波は、導通角αが１２０°〜−６０°の範囲で、α＝０°のときに０Ｖになるノコギリ波が対応する。そして、６０°ずつ位相差を有するノコギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１＋，６＋，２＋，４＋，３＋，５＋の順に各サイリスタＳＣＲｋ＋に対応する。
【００４５】
一方、負コンバータＢＣ２のサイリスタＳＣＲ１−に対しては、上記サイリスタＳＣＲ１＋と上下対称で位相が１８０°ずれたノコギリ波を生成する。そして、正コンバータＢＣ１と同様に、６０°ずつ位相差を有するノコギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１−，６−，２−，４−，３−，５−の順に各サイリスタＳＣＲｋ−に対応する。
【００４６】
このように、基準波形は、正および負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ±に対応した１２個のノコギリ波によって構成される。これらのノコギリ波は、目標波形ｒと１２系統の比較器（図示せず）により、それぞれ比較され、その交点が各サイリスタＳＣＲｋ±の導通角となる。
【００４７】
そして、目標波として正弦波を採り、導通角αを正弦波状に変化させることにより、サイクロコンバータＣＣから、正弦波出力を得ることができる。
【００４８】
図７では、導通角αの制御範囲を、図５で説明した１２０°〜０°から１２０°〜−６０°に拡大している。以下、導通角αの制御範囲を拡大した理由を説明する。
【００４９】
導通角αが１２０°〜０°の範囲で制御される場合に、サイクロコンバータＣＣの出力端子に容量性の負荷が接続され、負荷側に正の電位があるときに、出力電圧を下げるという制御を行うと、各サイリスタＳＣＲｋ±の導通角と出力電圧との関係に不連続点が発生し、出力電圧を安定に維持できないことがあった。すなわち、負荷側に正の電位があるときに出力電圧を下げるには、負荷の正電荷を吸収する必要があり、このとき、導通角αは１２０°〜０°の範囲に限定されているため、正コンバータＢＣ１では負荷の正電荷を吸収できず、したがって負コンバータＢＣ２で吸収しなければならなかった。そして、負コンバータＢＣ２によってこの正電荷を吸収した場合には、前述のように、負コンバータＢＣ２からの出力電流は−全波整流電圧〜０Ｖであるため、負荷の正電位は０Ｖまで急激に下がることになり、出力電圧に不連続点が発生する。このとき、導通角を１２０°〜−６０°に拡大すれば、負コンバータＢＣ２で正の電圧まで負荷の電荷を吸収することができるため、出力電圧に不連続点が発生せず、制御の安定性を保つことができる。
【００５０】
しかし、このように導通角を負側まで拡大すると、図８に示すように、正および負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の出力範囲がオーバーラップするため、目標波ｒと当該ノコギリ波との交点がＴＯ１およびＴＯ２の２点となり、正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２のいずれを選択し、これに対応するサイリスタＳＣＲｋ±のゲートを点弧すればよいか判断できなかった。このため、本実施の形態では、上述のように、比較器１６の比較結果に応じて正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２のうちいずれか一方を選択している。
【００５１】
図１に戻り、同期信号形成回路１８の出力側は、正ゲート制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５ｂに接続されている。ここで、同期信号形成回路１８と各ゲート制御部１５ａおよび１５ｂとを接続する各接続ラインは、それぞれ６本の信号線で構成され、その各信号線は、それぞれ前記ゲート制御部１５ａおよび１５ｂの各比較器に接続され、各比較器には、図７で説明したタイミングのノコギリ波が供給される。
【００５２】
正ゲート制御部１５ａの６個の比較器の出力側は、それぞれ正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋のゲートに接続され、負ゲート制御部１５ｂの６個の比較器の出力側は、それぞれ負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲートに接続されている。
【００５３】
なお、本実施の形態では、同期信号形成回路１８は、３相サブコイル２からの３相出力に応じて同期信号（基準ノコギリ波）を形成するように構成したが、これに限らず、３相サブコイル２に代えて単相サブコイルを用い、この単相出力に応じて同期信号を形成するようにしてもよい。
【００５４】
以下、以上のように構成された電源装置の動作を説明する。
【００５５】
前記回転子Ｒがエンジンにより回転駆動されると、３相メインコイル１の各相間には、前述したように電圧が印加される。そして、導通角制御部１５によりサイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートが点弧されると、これに応じてサイクロコンバータＣＣから電流が出力され、この電流はフィルタ３によりその高調波成分が除去され、出力電圧検出回路５により電圧が検出される。このようにして検出された各電圧は、一周期の実効値電圧演算回路８により、その一周期の実効値電圧が演算されて出力される。
【００５６】
この一周期の実効値電圧は、比較器９により、基準実効値電圧出力回路１０から出力された基準実効値電圧と比較され、その比較結果に応じて制御関数演算回路１１により制御関数（比例関数）が演算されて出力される。具体的には、制御関数演算回路１１は、比較器９からの出力値が増大するに従って、すなわち基準電圧出力回路１０からの基準電圧出力と一周期の実効値電圧演算回路８からの一周期の実効値電圧との差が増大するに従って、比例係数が増大するような比例関数を演算して出力する。
【００５７】
比較器２０は、基準正弦波出力回路１３から出力された基準正弦波と、出力電圧検出回路５によって検出された出力電圧との差分を、振幅制御回路１２に出力する。
【００５８】
この差分および上記演算され出力された制御関数に応じて、振幅制御回路１２は、目標波出力回路１４が出力すべき目標波（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波の振幅）の振幅を制御するための制御信号を生成し、目標波出力回路１４は、この制御信号に応じて目標波を出力する。
【００５９】
目標波出力回路１４から出力された目標波は、比較器１６により、出力電圧検出回路５から出力された検出電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より高い場合には、比較器１６からＨレベル信号が出力されて、正ゲート制御部１５ａが作動するように選択される一方、目標波の電圧が検出電圧より低い場合には、比較器１６からＬレベル信号が出力されて、負ゲート制御部１５ｂが作動するように選択される。
【００６０】
正ゲート制御部１５ａまたは負ゲート制御部１５ｂのうち、選択されたゲート制御部の各比較器において、目標波出力回路１４からの目標波と同期信号形成回路１８からのノコギリ波とが比較され、両者が一致した時点で、当該サイリスタＳＣＲｋ±のゲートに対して、所定幅を有するワンショットパルスが出力され、導通角制御がなされる。
【００６１】
図９は、本実施の形態の電源装置が実行する制御処理を視覚的に理解するための図であり、（ａ）は、何らかの事情で出力電圧が１００Ｖから９０Ｖに低下したときに、一周期の実効値電圧演算回路８により演算されて出力された一周期の実効値電圧の推移を示し、（ｂ）は、（ａ）の一周期の実効値電圧の推移に、基準正弦波出力回路１３により出力される基準正弦波の推移を追加したものを示し、（ｃ）は、（ｂ）の状況で、波形フィードバック（図１のブロック５，１３および２０を主として用いて行われるフィードバック制御処理）および実効値フィードバック（図１のブロック８〜１１を主として用いて行われるフィードバック制御処理）をそれぞれ別々に行った場合に、振幅制御回路１２に入力される各電圧波形を示している。
【００６２】
同図（ａ）に示すように、時刻０の時点で、出力電圧が１００Ｖから９０Ｖに低下すると、一周期の実効値電圧は、一周期（２０ｍｓｅｃ）遅れて低下電圧に追従する。すなわち、フィードバック制御を開始する時間が一周期遅れることになり、したがって、エンジンの回転変動や変化の速い負荷変動による出力電圧の変動に対して、実効値フィードバックはあまり有効でないことが分かる（同図（ｃ）も参照）。
【００６３】
これに対して、同図（ｂ）に示すように、基準正弦波は出力電圧の低下に影響を受けないので、同図（ｃ）に示すように、波形フィードバックでは、基準正弦波と出力電圧との差がほぼリアルタイムにフィードバックされるため、エンジンの回転変動や変化の速い負荷変動による出力電圧の変動に対して、極めて有効である。
【００６４】
一方、出力電圧の変動が遅いものまで、波形フィードバックを適用しようとすると、非常に大きなフィードバックゲインが必要となって、制御の安定性が損なわれる。このため、出力電圧の変動が遅いものに対しては、実効値フィードバックを適用し、フィードバックゲインを抑えることで、制御の安定性を保つようにしている。
【００６５】
このように、本実施の形態では、出力電圧の変動に対して、実効値フィードバックと波形フィードバックとを併用するようにしたので、フィードバックゲインの値を減少させて、より安定したフィードバック制御を行うことができるとともに、エンジンの回転変動に起因する入力電圧変動に応じて発生する出力電圧変動に対しても十分追従することができる。
【００６６】
また、３相発電機の出力周波数の大小に拘わらず、この出力周波数をサイクロコンバータＣＣにより所定周波数に変換するようにしたので、すなわち前述したインバータ式発電機と同様に、エンジン等の駆動源の回転数に出力周波数が依存しないようにしたので、比較的高い回転数で大きな出力を取り出すことができ、発電機の小型軽量化を図ることが可能となる。
【００６７】
また、高い周波数の発電機出力を単相商用周波数等の所定の低い交流周波数出力に直接変換して出力することができるので、電力用回路部品を大幅に削減することができ、これにより、製造コストを大幅に低減させることができる。
【００６８】
さらに、発電機として多極の磁石発電機を用いた場合、無負荷時と負荷時でサイクロコンバータへの入力電圧変動が大きいため、出力電圧変動の抑制効果が大きく、また、同期信号の取り出しが簡単になる。
【００６９】
また、発電機の回転子Ｒをエンジンのフライホイールと兼用したので、電源装置全体が一層小型コンパクトになる。
【００７０】
なお、本実施の形態では、一周期の実効値電圧を算出するようにしたが、一周期に限定したのは、出力電圧の変動に対してできるだけ迅速に追従するように構成したからであり、これとは逆に、迅速な追従性よりも制御のさらなる安定性を求めるのであれば、複数周期に亘って実効値電圧を算出するようにしてもよい。
【００７１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、実効値電圧検出手段により検出された単相交流の実効値電圧が基準実効値電圧出力手段により出力された基準実効値電圧に近づくように、１組の可変制御ブリッジ回路が交互に切り換え動作されるとともに、電圧波形検出手段により検出された単相交流の電圧波形が基準電圧波形出力手段により出力された基準の電圧波形に近づくように、前記１組の可変制御ブリッジ回路が交互に切り換え動作されるので、フィードバックゲインの値を減少させて、より安定したフィードバック制御を行うことができるとともに、エンジンの回転変動に起因する入力電圧変動に応じて発生する出力電圧変動に対しても十分追従することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態に係る電源装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図１の交流発電機の断面図である。
【図３】図１のサイクロコンバータ部分のみを取り出した電気回路図である。
【図４】同期信号形成回路１８の一例を示す電気回路図である。
【図５】図６または７のＵ相、Ｖ相およびＷ相間に印加される電圧の推移、フォトカプラがオンするタイミング、およびサイリスタの各ゲートを点弧させるタイミングを示す図である。
【図６】導通角α＝１２０°，６０°で正または負コンバータの各サイリスタを点弧したときにサイクロコンバータから出力される波形を示す図である。
【図７】導通角を制御するために生成された基準ノコギリ波を示す図である。
【図８】導通角を１２０°〜−６０°にしたときに生ずる問題を説明するための図である。
【図９】図１の電源装置が実行する制御処理を視覚的に理解するための図である。
【符号の説明】
１  ３相メインコイル（３相出力巻線）
５  出力電圧検出回路（電圧波形検出手段）
８  一周期の実効値電圧演算回路（実効値電圧検出手段）
１０  基準実効値電圧出力回路（基準実効値電圧出力手段）
１３  基準正弦波出力回路（基準電圧波形出力手段）
１４  目標波出力回路（制御手段）
１５  導通角制御部（制御手段）
１６  比較器（制御手段）
ＢＣ１  正コンバータ（可変制御ブリッジ）
ＢＣ２  負コンバータ（可変制御ブリッジ）
ＣＣ  サイクロコンバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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