(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
広帯域ディジタルオーディオ信号を受信する入力端子と、
前記広帯域ディジタルオーディオ信号をＭ（１より大きな整数）個の狭帯域補助信号に分離する信号分離手段とを有し、
当該Ｍ個の補助信号の各々が、当該広帯域ディジタルオーディオ信号の周波数帯のＭ個の実質的に重なり合わないように調整された狭帯域の一つに対応した、当該広帯域ディジタルオーディオ信号を示す成分に相当し、
さらに、前記広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを示す情報を、前記Ｍ個の補助信号の各々に一つの信号ブロックであって、各信号ブロックはｑ1（１よりも大きな整数）個のサンプルの補助信号を有する、Ｍ個の時間的に等価な信号ブロックから毎回規定する演算手段と、
前記広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを示す情報に応じて、前記補助信号のサンプルを示すビットの数を示すビット配置情報を得るビット配置情報規定手段とを有する、広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを規定し、かつこのスペクトルに応じてビット配置情報を得る、適応ビット配置システムにおける機構において、
前記演算手段が、前記時間的に等価な信号ブロックの各々において、補助帯域における補助帯域信号の各信号ブロックについての変換係数を得るために時間−周波数変換を実施し、そこから補助帯域における信号スペクトルを示す情報を取り出すことと等価である時間−周波数変換に基づく信号処理を実施し、そして前記広帯域ディジタルオーディオ信号の前記信号スペクトルを示す情報を得るためにＭ個の補助帯域の信号スペクトルを示す情報を混合する変換手段を有することを特徴とする機構。
【請求項２】
請求項１に記載の機構において、
前記時間−周波数変換に基づく信号処理が、補助帯域における信号ブロック用のｎセットの変換係数を得るために各信号ブロックにおいて、信号ブロックのサンプル上でｎ回の時間−周波数変換を実施することと等価であることを特徴とする機構。
【請求項３】
請求項１または２に記載の機構において、
補助帯域における前記信号スペクトルを示す前記情報が、各電力値が当該補助帯域における複数の周波数のそれぞれに対応する、複数の電力値の形態であり、前記変換手段がさらに、各補助帯域について一つの前記電力値のセットであって、Ｍセットの前記電力値を混合し、前記広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを示す電力値の混合されたセットを得ることを特徴とする機構。
【請求項４】
請求項３に記載の機構において、
前記変換手段が、補助帯域の各信号ブロック上で、ｎ（１より大きな整数）セットの変換係数を得る目的で信号ブロックにおけるｐ1（１より大きな整数でｑ1よりも小さい）のサンプルでｎ回の時間−周波数変換を実施し、前記ｎセットの変換係数から、当該補助帯域におけるｐ2（１より大きな整数）の周波数にそれぞれ対応するｐ2の電力値を取り出すことと等価である時間−周波数変換に基づく信号処理を実施し、前記変換手段がさらに、前記広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを示すｐ3（１より大きな整数）の電力値の混合されたセットを得るために、ｐ2の電力値のＭセットを混合することを特徴とする機構。
【請求項５】
請求項４に記載の機構において、
ｎ＝ｑ1／ｐ1であることを特徴とする機構。
【請求項６】
請求項３または４に記載の機構において、
前記変換手段がさらに、補助帯域における最高位周波数成分に対応する電力値のセットのうちの電力値を、次に高い補助帯域における最低位周波数成分に対応する電力値のセットのうちの電力値と混合することを特徴とする機構。
【請求項７】
請求項４に従属する請求項６に記載の機構において、
ｐ3＝Ｍ(P2-1)+1であることを特徴とする機構。
【請求項８】
請求項６に記載の機構において、
ｑ1＝１２，ｐ1＝４であることを特徴とする機構。
【請求項９】
請求項１乃至８の何れか一項に記載の機構において、
時間−周波数変換が、離散フーリエ変換であることを特徴とする機構。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを規定し、かつこの信号スペクトルに応じてビット配置情報を得る機構に関する。
背景技術
適応ビット配置システムにおいて、上述の機構は、広帯域ディジタルオーディオ信号を受信する入力端子と、前記広帯域ディジタルオーディオ信号をＭ（１より大きな整数）個の狭帯域補助信号に分離する信号分離手段とを有し、当該Ｍ個の補助信号の各々が、当該広帯域ディジタルオーディオ信号の周波数帯のＭ個の実質的に重なり合わないように調整された狭帯域の一つに対応した、当該広帯域ディジタルオーディオ信号を示す成分に相当し、さらに、前記広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルの情報を、前記Ｍ個の補助信号から毎回規定する演算手段と、前記広帯域ディジタルオーディオ信号を示す信号スペクトルの情報に応じて、前記補助信号のサンプルを示すビットの数を示すビット配置情報を供給するビット配置情報規定手段とを有する。ここで、Ｍは１よりも大きな整数である。このような機構は、文末の参考文献リストに、文献（Ｄ１），（Ｄ２）として挙げられたヨーロッパ特許公開EP-A-457.390，EP-A-457.391から既知である。より詳細には、各補助帯域の電力は、補助信号の時間的に等しい信号ブロックに存在するサンプル値を２乗し、時間的に等しい信号ブロック中の２乗されたサンプル値の加算することにより算出される。上述の文献の中の信号ブロックは、サンプル１２個分の長さである。
得られた電力には、マスクされた電力値を得る目的で、マトリクス多重化工程が実施される。これらマスクされた電力値は、Ｍ個の補助帯域信号の時間的に等しい信号ブロックの中のサンプル用のｂ1〜ｂMの必要ビットをもたらす。ビット配置工程において、これらの必要ビット値は、ビット配置情報値ｎ1〜ｎmとなる、サンプルに対するビットを配置するために使用される。値ｎmは、補助帯域中のサンプルの量子化を実施した後に示されるであろう補助帯域ｍの信号ブロック中における１２個のサンプルが表されるサンプルの数を示す。
広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルの情報を得るための他の既知の方法は、時間−周波数変換に基づく信号処理、具体的には、広帯域ディジタルオーディオ信号上でフーリエ変換を実施することである。この方法は、第９２回AES Convention in Vienna, March 1992の事前印刷no.3336の"The ISO/MPEG-audio codec : a generic standard for coding of high-quality digital audio", K, Brandenburg共著に記載されている（文献リスト中の文献（Ｄ７））。
発明の開示
本発明は、広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルの情報を規定する他の方法を提供することに向けられる。
本発明による機構は、演算手段が、前記広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルの情報を得るために、時間−周波数変換に基づく信号処理を、前記各補助信号について実施する変換手段を有することを特徴とする。
本発明は、以下のような認識に基づく。
文献（Ｄ１），（Ｄ２）に記載された信号処理は、広帯域デジタル信号の動作周波数帯の低周波領域中の信号スペクトルの評価用として特に望まれる精度の向上を明らかにした音響心理学試験の改善が開示されている。補助信号の離散フーリエ変換のような時間−周波数変換に基づく信号処理を実施することにより、変換が実施された補助信号においては、上述のような改善を実現することができる。とりわけ、結果として、周波数軸の大きな分解能が得られるからである。
さらに、離散フーリエ変換のような時間−周波数変換を実施することは、広帯域デジタル信号上で、文献（Ｄ１），（Ｄ２）に記述された処理に比べて、信号スペクトルに関するより良好な評価をもたらすであろう。具体的には、サンプリング周波数が４８kHzであると仮定すると、２４ｋＨｚまでの興味のある周波数帯において257個の周波数サンプルを得る目的で、512点のディジタルフーリエ変換が、広帯域ディジタルオーディオ信号上で実施できる。
しかしながら、高精度の多数の演算が、広帯域デジタル信号上でフーリエ変換を実現する目的で、実施されねばならない。この演算は、広帯域デジタル信号上のフーリエ変換演算を内蔵するＩＣが、複雑及び大型、そして高価であるというような回路をもたらす。
本発明に対応して、補助帯域信号上の時間−周波数変換に基づく信号処理を実施することは、補助帯域信号の帯域幅が狭く演算が少ない。フーリエ変換に基づく信号処理のような時間−周波数変換に基づく信号処理は、補助帯域信号のｐ個の点の離散フーリエ変換を実現する。ここでｐは、時間−周波数変換に基づく信号処理において実施されるべき演算を少なくするため、非常に小さな数である。結果として、本発明による機構は、回路を、より単純にそしてより安価に実現できる。
上述の文献を見ると、値ｑ1は、量子化が実施された信号ブロックの値（ｑ）である１２よりも大きな値が選択されるであろうことに注意されたい。詳細には、値ｑ1が１２よりも大きく設定される場合、値ｑ1の信号ブロックの最終１２番目の値は、量子化が実施されるであろう１２サンプルの信号ブロックであってもよい。
本発明による機構においては、演算手段が、毎回、Ｍ個の時間的に等価な信号ブロックから、ｑ1（１よりも大きな整数である）個のサンプルの補助信号を有する、一つの信号ブロックを規定し、前記広帯域ディジタルオーディオ信号の前記信号スペクトルの前記情報を規定する機構であって、前記変換手段が、前記時間的に等価な信号ブロックの各々において、前記広帯域ディジタルオーディオ信号の前記信号スペクトルを示す前記情報を得るために、前記時間−周波数変換に基づく信号処理を実施することを特徴とする。
この実施例においては、時間−周波数変換に基づく信号処理が、広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルの情報を正確に得る目的で、補助帯域信号のｑ1個のサンプルの信号ブロック上で正確に実施される。補助帯域信号中のｑ1個のサンプルの連続する信号ブロックが、ｑ1がｑよりも大きい場合には重なり合うことは明らかである。ここでｑは、量子化が実施される補助信号中の連続する信号ブロックの数である。
本発明による機構はさらに、変換手段が、前記時間的に等価な信号ブロックの各々において、補助帯域における補助帯域信号の各信号ブロックについての変換係数を得るために時間−周波数変換を実施し、そこから補助帯域における信号スペクトルを示す情報を取り出すことと等価である時間−周波数変換に基づく信号処理を実施し、そして前記広帯域ディジタルオーディオ信号の前記信号スペクトルを示す情報を得るためにＭ個の補助帯域の信号スペクトルを示す情報を混合することに適応されることを特徴とする。
この実施例の場合、時間−周波数変換に基づく信号処理が、信号ブロックのｑ1個のサンプル上で実施される或る時間−周波数変換と等しく実施される。
本発明による機構の他の実施例は、変換手段が、補助帯域における信号ブロック用のｎセットの変換係数を得るために各信号ブロックにおいて、信号ブロックのサンプル上でｎ回の時間−周波数変換を実施し、そこから補助帯域における信号スペクトルを示す情報を取り出すことと等価である時間−周波数変換に基づく信号処理を実施し、そして前記広帯域ディジタルオーディオ信号の前記信号スペクトルを示す情報を得るためにＭ個の補助帯域の信号スペクトルを示す情報を混合することを特徴とする。
この実施例においては、時間−周波数変換に基づく信号処理が、信号ブロック上で実施されるｎ個の時間−周波数変換と等しく実施される。詳細には、ｑ1よりも小さいであろう変換で使用されるサンプル数について、広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルの情報を得るため、非常に簡単な演算が望まれる。
実施される時間−周波数変換は、望ましくは離散フーリエ変換である。しかしながら、他の変換として離散コサイン変換（DCT）も可能である。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の機構の実施例を示す図である。
第２図は第１図に示した機構の補助帯域分離器により発生される補助帯域信号を示す図である。
第３ａ図は第１図に示した機構の必要ビット規定手段の実施例を示す図である。
第３ｂ図は必要ビット規定手段の更なる改良例を示す図である。
第４図は補助帯域における電力値を示す図である。
第５図は種々の補助帯域信号用の信号スペクトルを示す図である。
第６図は得られた信号スペクトルを示す図である。
第７図は信号処理に基づくフーリエ変換を実施する演算ユニットの実施例を示す図である。
発明を実施するための最良の形態
第１図は本発明の機構の実施例を示す図である。この機構の入力端子１には、広帯域ディジタル信号が供給される。この状況において、およそ２０kHzの帯域を持つオーディオ信号であると考えることができる。この音響信号は、ステレオオーディオ信号でもよい。この場合、ステレオオーディオ信号の２つの信号部分（左または右信号部分）の一方についてのみ、さらに説明する。他方については、同様の処理が適用される。
入力端子１には、例えば、４８kHzのサンプリング周波数を持つオーディオ信号の左信号部分の１６ビットのサンプルが供給される。オーディオ信号は、補助帯域分離器２に供給される。この補助帯域分離器２は、Ｍ個のフィルタ、例えば、ローパスフィルタLP、M-2個のバンドパスフィルタBP、そしてハイパスフィルタHPによりＭ個以上の補助帯域に分離する。Ｍは、例えば３２である。Ｍ個の補助帯域信号のサンプル周波数は、参照番号９のブロックにおいて下げられる。この得られた信号は、出力3.1，3.2，...3.Mに供給される。出力3.1には、最下位の補助帯域SB1の信号が供給される。出力3.2には、最下位の次の補助帯域SB2の信号が供給される。出力3.Mには、最上位の補助帯域SBmの信号が供給される。出力3.1〜3.Mにおける信号は、１６ビットまたはそれ以上（例えば２４ビット）で表される連続的なサンプルを形成する。提案した模範的な実施例において、補助帯域SB1〜SBMは、全て等しい幅である。
しかしながら、これらは不可欠ではない。文献（Ｄ３）において、Krasnerは、帯域幅を、個々の周波数領域における人間の聴覚システムの臨界帯域の帯域幅に実質的に対応する複数の補助帯域に細分割することを提案している。
補助帯域分離器２の動作は、既に広範にわたって説明されたため更には説明しない。この動作を目的として、必要に応じてこの出願に含まれることが推測される文献（Ｄ４），（Ｄ５）を参照されたい。
信号ブロック１０において、各時間における補助帯域信号中の連続する信号ブロックのうちの信号ブロックを形成する補助帯域信号中のｑ個のサンプルは、最初に正規化される。この正規化は、信号ブロックにおいて最大の絶対値を持つサンプルの振幅を表すスケールファクタ値(scale factor value)SFmにより、ｑ個のサンプルの振幅を除算することにより達成される。補助帯域SBmの信号ブロックにおいて最大振幅を持つサンプルの振幅は、スケールファクタSFmを生成する（文献（Ｄ６）参照）。次いで、振幅範囲−１〜＋１に位置される振幅を持つｑ個の正規化サンプルの時間が等価な信号ブロックは、量子化器Ｑ1〜ＱMに供給される。従来技術の文献からは、既知のDCC（ディジタルコンパクトカセット）システム用に、ｑが１２に等しいということが明らかである。他の用途、例えば放送用途については、ｑは３６に設定される。
量子化器Ｑmにおいて、補助帯域信号SBmの信号ブロックのｑ個のサンプルが、１６よりも少ないビット数ｎmを持つ量子化サンプルに量子化される。文献（Ｄ６）において、この量子化が詳しく記述されている。具体的には、第２４、２５、２６図とその対応する説明である。
補助帯域SB1〜SBMの量子化サンプルは、出力4.1〜4.Mに提供される。
出力3.1〜3.Mはさらに、必要ビット規定手段６の入力5.1〜5.Mに個別に結合される。必要ビット規定手段６は、補助帯域SB1〜SBMの左補助帯域信号部分のｑ1個のサンプル信号ブロック用に必要ビットｂmを規定する。この必要ビットｂmは、量子化されるであろう補助帯域信号のｑサンプル信号のｑ個のサンプルのビット数に対して関連性を生じる相対的な数である。
必要ビット規定手段６により供給される必要ビットｂ1〜ｂMは、ビット配置手段７に供給される。ビット配置手段７は、必要ビットｂ1〜ｂMに基づいて量子化されるべき補助帯域信号SB1〜SBMの対応信号ブロックのｑ個のサンプルを持つ実数のビットｎ1〜ｎMを規定する。数値ｎ1〜ｎMに対応する制御信号は、配線8.1〜8.Mを介して対応する量子化器Ｑ1〜ＱMに供給される。この結果、量子化器は、対応するビット数のサンプルの量子化を実現する。
文献リストの文献（Ｄ１），（Ｄ２）は、従来の機構における前述の必要ビット規定手段６及びビット配置手段７について詳しく記述している。
補助帯域信号の信号ブロックにおける量子化されたサンプルは、端子4.1〜4.Mに供給される。数値ｎ1〜ｎMから形成されるビット配置情報は、端子12.1〜12.Mに供給される。同様に、スケールファクタSF1〜SFMから形成されるスケールファクタ情報が、端子11.1〜11.Mに供給される。端子4.1〜4.M，11.1〜11.M，12.1〜12.Mに存在する信号成分は、この信号成分の送信を可能にするため、さらに演算される。この内容については、文献（Ｄ６）を参照する。
上述のように、必要ビット規定手段６に供給されるｑ1個のサンプルの信号ブロックは、量子化が実施されるｑ個のサンプルの信号ブロックと同様であってもよい。この場合、ｑはｑ1に等しくなる。しかしながら、ｑよりも大きなｑ1も同様に可能である。この場合、量子化手段Ｑmにおける量子化に使用されるｑ個のサンプルの信号ブロックは、必要ビット規定手段６において使用されるｑ1個のサンプルの信号ブロックの一部を形成する。より具体的には、ｑ個のサンプルの信号ブロックは、ｑ1個のサンプルの信号ブロックにおける後半のｑ個のサンプルであってもよい。この状況において、補助帯域信号におけるｑ1個のサンプルの連続的な信号ブロックは、時間的に重なり合うであろう。
第２図は、補助帯域分離器２により発生されかつ、それぞれ出力3.1〜3.Mに供給される補助帯域信号SB1〜SBMを示す図である。補助帯域信号は、ｑ1個のサンプルＳ1〜Ｓq1の連続的な信号ブロックに分割される。必要ビット規定手段６における演算は、ｑ1個のサンプルの時間的長さが等しい信号ブロックにおいて毎回実施される。このブロックは、第２図における垂直方向の破断線の間に含まれる信号ブロックである。この状態において、ｑ1はｑに等しいものと仮定する。
第３ａ図は、本発明による機構の更なる概要説明を示す図である。この機構は、第１図のブロック６に含まれる。本発明によると、ブロック６は、Ｍ個の補助帯域信号から、端子１に供給される広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを直接示す情報を毎回規定する演算ユニット２０を有する。演算ユニット２０は、Ｍ個の補助帯域信号を受信する目的で、ブロック６のＭ個の入力5.1〜5.Mに結合されたＭ個の入力を有する。広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを直接示す情報が、21.1，21.2，21.3，...等で示された多数の出力への出力を実現する。これら出力は、更なる演算ユニット３２の対応する入力に結合される。ユニット２０の出力で実現可能な情報は、Ｍ個の値Ｖ1〜ＶMから形成できる。値Ｖmは、補助帯域ｍにおける補助帯域信号SBmの信号部分または信号ブロックの信号電力またはエネルギである。得られた電力Ｖmは、更なる演算ユニット３２に供給される。このユニットは、必要ビットｂ1〜ｂMを得る目的で、文献（Ｄ1），（Ｄ2）において説明された様なマトリクス操作を実施する。
しかしながら、上述のＭ個の電力値より大きな電力値を持つことは可能である。この場合、電力値における他の操作は、必要ビットｂm用のＭ個の値を得るための更なる演算ユニットにおいて実施されねばならない。
演算ユニット２０は、補助帯域信号の各々について離散フーリエ変換に基づく信号処理を実施することに適応される。
第１の実施例において、上記フーリエ変換に基づく信号処理は、補助帯域信号の各々において、より具体的には、補助帯域信号の対応時間が等しい信号ブロックのそれぞれにおいて、これら補助帯域信号の個々のフーリエ変換係数のセットを得るために離散フーリエ変換(DFT)を実施し、補助帯域における信号スペクトルを示す情報を取り出すことと等価であり、そして広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを示す情報を得るために前記補助帯域における信号スペクトルを示す情報のセットを混合する。補助帯域における信号スペクトルを示す情報は、当該補助帯域における複数の周波数のそれぞれに対応する電力値のセットの形にできる。次に、電力値のＭ個のセットは、広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを示す電力値の混合セットを得るために混合される。
以後説明される第２の実施例において、上記フーリエ変換に基づく信号処理は、高速フーリエ変換の様な離散フーリエ変換を、補助帯域信号の時間的に等しい信号ブロックの個々において、ｎ回実施することと等価である。同一の信号ブロックにおいて実施される連続的なフーリエ変換のためには、２つの連続的なフーリエ変換が実施される補助帯域信号の信号ブロックにおける信号位置が時間的に一部が重なり合うかもしれないと言うことができる。信号ブロックにおいて実施される各フーリエ変換は、補助帯域における信号スペクトルを表す電力値のセットを取り出すことが可能なフーリエ係数のセットをもたらす。この結果、このような電力値のｎ個のセットが、各補助帯域について得られる。この電力値のｎセットは、各補助帯域について一つの電力値セットを得るために混合される。次に、混合された電力値セットのＭ個のセットは、広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを表す電力値セットを得るために混合される。
フーリエ変換に基づく信号処理が、フーリエ変換係数の獲得とそこからの電力値の取り出しを目的として、信号位置においてフーリエ変換を実施することと“等化である”という言及は、フーリエ変換の実施、フーリエ変換係数の獲得、そして電力値の取り出しという連続的な工程を実際には実施する必要が無いことを意味する。実施される実際の信号演算は、これらの工程に基づくということである。言い換えれば、実施される信号演算は、全ての工程が連続的に実施される演算に基づくが、ここでは、信号処理が、その結果としての演算しか含まず、この結果、この演算に基づく分離工程は、実施される信号処理においては、これ以上は見られない。この内容は、第２の実施例についてさらに説明することにより明らかにされるであろう。
第２の実施例は、第３ｂ図のブロック図により実現できる。第３ｂ図は、出力26.1，26.2，26.3，...において電力値のＭ個のセット（各補助帯域について一つのセット）を生成する変換ユニット２２を有する演算ユニット２０を示す図である。これらＭセットの電力値は、広帯域ディジタルオーディオ信号の信号スペクトルを表す電力値の混合されたセットを得る目的で、Ｍセットの電力値を混合するための混合ユニット２４に供給される。
この第２の実施例において、変換ユニット２２において実施される信号演算は、信号ブロックのｑ（１２）個のサンプルにおいてｎ（３）回のDFTを実施することに等しい。より具体的には、１２サンプルのうちの４個のみを使用して実施される。ここで、フーリエ変換係数Ｙ（Ｋ）は、以下の数式から得ることができる。
0003830106.tif 000002
または、Ｙ［０］＝ｘ［０］＋ｘ［１］＋ｘ［２］＋ｘ［３］
Ｙ［１］＝ｘ［０］−ｊｘ［１］−ｘ［２］＋ｊｘ［３］
Ｙ［２］＝ｘ［０］−ｘ［１］＋ｘ［２］−ｘ［３］
Ｙ［３］＝ｘ［０］＋ｊｘ［１］−ｘ［２］−ｊｘ［３］
サンプルｘ［０］〜ｘ［３］は、信号ブロックにおいて実施される３つのフーリエ変換の第１の変換では、サンプルｓ1〜ｓ4の各々に等しい。サンプルｘ［０］〜ｘ［３］は、信号ブロックにおいて実施される３つのフーリエ変換の第２の変換では、サンプルｓ5〜ｓ8の各々に等しい。サンプルｘ［０］〜ｘ［３］は、信号ブロックにおいて実施される３つのフーリエ変換の第３の変換では、サンプルｓ9〜ｓ12の各々に等しい。フーリエ変換は、以下のようなマトリクスで示すことができる。
0003830106.tif 000003
４つのフーリエ変換係数Ｙ［０］〜Ｙ［３］は、関連する補助帯域における３つの周波数成分をもたらす。即ち、補助帯域の低域周波数を示す周波数成分である周波数ｆ＝０のＹ［０］、補助帯域の高域周波数を示す周波数成分であるｆ＝ｆs／２のＹ［２］、そして補助帯域の丁度半分の周波数を示す周波数ｆ＝ｆs／４のＹ［１］，Ｙ［３］をもたらす。これらの成分は、第４図に示されている。
シーケンス番号ｍの補助帯域の周波数ｆ＝０における電力Ｐ(0,m)は、Ｙ［０］の２乗に等しい。即ち、
P(0,m)=｜Y[0]｜2=(x[0]+x[1]+x[2]+x[3])2
シーケンス番号ｍの補助帯域のｆ＝ｆs／４における電力Ｐ（１，ｍ）は、Ｙ［１］にその複素共役値を乗算したもの及びＹ［３］にその複素共役値を乗算したものの和に等しい。即ち、
P(1,m)=｜Y[1]｜2+｜Y[3]｜2=2{(x[0]-x[2])2+(x[1]-x[3])2}
シーケンス番号ｍの補助帯域の周波数ｆ＝ｆs／２における電力Ｐ（２，ｍ）は、Ｙ［２］の２乗に等しい。即ち、
P(2,m)=｜Y[2]｜2=(x[0]-x[1]+x[2]-x[3])2
このようにして、フーリエ変換を実施し、初めにフーリエ係数を得て、次いで電力を計算する代わりに、上述の演算が各補助帯域について３回、即ち、信号ブロックの最初の４サンプル、この信号ブロックの第２の４サンプル、そしてこの信号ブロックの第３の４サンプルに実施される。この結果、電力Ｐ（０，ｍ），Ｐ（１，ｍ），Ｐ（２，ｍ）が３セット得られる。これら３つの値Ｐ（０，ｍ）は、更なる演算で使用される電力Ｐ（０，ｍ）を得る目的で加算される。これら３つの値Ｐ（１，ｍ）は、更なる演算で使用される電力Ｐ（１，ｍ）を得る目的で加算される。これら３つの値Ｐ（２，ｍ）は、更なる演算で使用される電力Ｐ（２，ｍ）を得る目的で加算される。他の組合せとして、電力Ｐ（０，ｍ），Ｐ（１，ｍ），Ｐ（２，ｍ）の各々についての３つの値に対する重み付けを実現できる。このようにして各補助帯域について得られた３つの電力値は、変換ユニット２２の出力26.1，26.2，26.3，...に供給される。
第４図の補助帯域が最低域の補助帯域であると、この帯域は、シーケンス番号ｍ＝１の補助帯域で、値ｆs／２は750Hzに等しい。これは、広帯域ディジタルオーディオ信号が、ナイキストサンプリング定理により、４８kHzのサンプリング周波数に到る、２４kHzの周波数を持つことができることが理由である。Ｍが３２であると、帯域幅が750Hz（24000/32）の補助帯域をもたらす。この補助帯域の電力Ｐ（０，１）は、即ち０Hzの周波数における広帯域ディジタルオーディオ信号の実電力に関し、該補助帯域の電力Ｐ（１，１）は、即ち375Hz（750/2）の周波数における広帯域ディジタルオーディオ信号の実電力に関し、該補助帯域の電力Ｐ（２，１）は、750Hzの周波数における広帯域ディジタルオーディオ信号の実電力に関する。
第４図の補助帯域が、次に高い（第２の）補助帯域（ｍ＝２）である場合、周波数ｆs／４は、750〜1500Hzの補助帯域の中心周波数、即ち1125Hzに対応する。ダウンサンプラ（downsampler）９におけるダウンサンプリングを含む、分離ユニット２における信号分離の特定の方法の結果として、750〜1500Hzの補助帯域は、０〜750Hzの間の周波数帯にミックスダウンされるだけでなく、補助帯域の中心周波数について鏡映される。したがって、上述のようにして得られた電力Ｐ（０，２）は、1500Hzの周波数における広帯域ディジタルオーディオ信号の電力に関連性を持ち、電力Ｐ（１，２）は、1125Hzの周波数における広帯域ディジタルオーディオ信号の実電力に関連し、電力Ｐ（２，２）は、ｆ＝750Hzにおける広帯域ディジタルオーディオ信号の電力と関連性を持つ。
異なる方法で信号分離が実施されると、スペクトルの鏡映は生じないという点に注意されたい。
第４図の補助帯域が第３の補助帯域（ｍ＝３）である場合、この補助帯域は、1500〜2250Hzの間に位置する。この補助帯域に関する電力Ｐ（０，３）は、周波数1500Hzの広帯域ディジタルオーディオ信号の実電力に関連し、電力Ｐ（１，３）は、周波数1875Hzにおける広帯域ディジタルオーディオ信号の実電力に関連し、電力Ｐ（２，３）は、周波数2250Hzの広帯域ディジタルオーディオ信号の実電力に関連する。
第４図の補助帯域が第４の補助帯域（ｍ＝４）である場合、この補助帯域は、2250〜3000Hzの間に位置する。第２の補助帯域について述べられたことが、第４及び他の全ての偶数番号の補助帯域について有効である。即ち、ミキシングダウン（mixing down）はまた、補助帯域における中心周波数において鏡映をもたらす。この補助帯域用の電力Ｐ（０，４）は、即ち周波数3000Hzにおける広帯域ディジタルオーディオ信号の実電力に関連し、該補助帯域用の電力Ｐ（１，４）は、即ち周波数2250Hzにおける広帯域ディジタルオーディオ信号の実電力に関連し、電力Ｐ（２，４）は、即ち周波数2625Hzにおける広帯域ディジタルオーディオ信号の実電力に関連する。
上述の説明は、連続する補助帯域について続けることができる。
第５図は、種々の補助帯域についての結果を、変換ユニット２２の出力に存在する周波数の関数として示した図である。電力スペクトルの上位は、１から始まる奇数のシーケンス番号を持つ補助帯域の電力スペクトルである。電力スペクトルの下位は、偶数のシーケンス番号を持つ補助帯域の電力スペクトルである。
第５図の電力が得られると、信号混合ユニット２４は、第５図の電力から、２つの電力値を利用できる周波数、つまり、750Hzの倍数である全ての周波数については、同一の周波数値の電力を加算することにより広帯域ディジタルオーディオ信号のスペクトルを得る。さらに、ｆ＝０Hzにおける電力ついての正確な値を得る目的で、値Ｐ（０，１）は、２逓倍されねばならない。
この結果、６５（32×2＋1）個の電力値Ｐjが、総周波数帯域０〜２４kHzについて、出力30.1，30.2，30.3，...に存在する。なお、ｊは１〜６５である。電力に関するこれら６５個の値は、ブロック３２において、直接的に必要ビットｂ1〜ｂMを得るために使用できる。
必要ビットを得る他の方法は、以下のものである。文献（Ｄ２）からは、必要ビットｂ1〜ｂMを得るために必要とされる連続的なマトリクス操作用の電力値としての、Ｖｍ用の３２個の値のみが既知である。次いで、必要ビットｂ1〜ｂMを得るために既知のマトリクス操作を使用することは、文献（Ｄ２）に記述された既知の必要ビット演算方法において、値Ｖｍとして使用可能な３２個のみの電力値に、第６図の６５個の電力値Ｐjを変換することが必要とされる。
他の解決策では、６５個の電力値から６５個の必要ビットを得るために、６５×６５のマトリクスを使用可能で、そして、補助帯域に存在する必要ビットの最大または最小の必要ビットの両者を、ビット配置工程における補助帯域用の必要ビットとして得ることが可能である。
第７図は、上述の信号処理を実施するための演算ユニット２０の実施例を示す図である。この演算ユニット２０は、第３ｂ図に示した変換ユニット２２と信号混合ユニット２４とを有する。変換ユニット２２は、メモリ50.1〜50.qを有する。図には、メモリ50.m-1，50.m，50.m+1のみが示されている。これらのメモリは、ｘ［０］〜ｘ［３］で示された４つの連続的な値を格納するため、４つの格納場所を有する。
メモリ50.1〜50.Mは、補助帯域信号を受信するビット規定ユニット６の入力5.1〜5.Mに結合された入力を持つ。第７図には、入力5.m-1，5.m，5.m+1のみが示されている。メモリ50.m-1は、補助帯域信号SBm-1の４つのサンプル値を格納する。前述のように、これら４つのサンプル値は、補助帯域信号ＳＢmの信号ブロックのサンプル値Ｓ1〜Ｓ4またはサンプル値Ｓ5〜Ｓ8またはサンプル値Ｓ9〜Ｓ12である。メモリ50.mは、格納する。補助帯域信号ＳＢmの４つのサンプル値の各々を格納する。メモリ50.mに格納された４つのサンプル値は、メモリ50.m-1に格納されたサンプルと時間的に等しい。メモリ50.m+1は、補助帯域信号ＳＢm+1の４つのサンプル値の各々を格納する。メモリ50.m+1に格納された４つのサンプル値は、メモリ50.m-1及び50.mに格納された４つのサンプル値と時間的に等しい。
メモリ50.mの４つの出力は、３つの演算ブロック52.1，52.2，52.3の対応する入力に結合される。（メモリ50.mにおける格納位置の各々は、一つの出力に結合される。）演算手段52.1は、先に示した式に対応する４つのサンプル値ｘ［０］〜ｘ［３］に基づく電力Ｐ（０，ｍ）の演算に適用される。演算ブロック52.2は、先に示した式に対応する４つのサンプル値ｘ［０］〜ｘ［３］に基づく電力Ｐ（１，ｍ）の演算に適用される。演算ブロック52.3は、先に示した式に対応する４つのサンプル値ｘ［０］〜ｘ［３］に基づく電力Ｐ（２，ｍ）の演算に適用される。
同一の演算ブロックは、他のメモリ50.1〜50.m-1，50.m+1〜50.Mの各々に適応される。第７図は、メモリ50.m+1に格納されたサンプル値ｘ［０］〜ｘ［３］から電力Ｐ（２，m+1）を演算する演算ブロック５３と、メモリ50.m-1に格納されたサンプル値ｘ［０］〜ｘ［３］から電力Ｐ（０，m-1）を演算する演算ブロック５４を示す。演算ブロックの出力は、加算ユニット56.1，56.2，56.3の様な加算ユニットの第１入力に結合される。加算ユニットの出力は、メモリ58.1，58.2，58.3の様なメモリの入力に結合される。これらメモリの出力は、加算ユニットの第２入力に結合される。
メモリ５９，58.1の出力は、加算ユニットと６２の対応する入力にさらに結合され、メモリ58.3，６０の出力は、加算ユニット６３の対応する入力に結合される。時間的に同一である信号ブロックの信号演算は、以下のようなものである。メモリ58.1，58.2，58.3，59，60は、内容がゼロになるように初期化される。Ｍ個の補助帯域信号の時間的に等しい全ての信号ブロックの最初の４つのサンプル値ｓ1〜ｓ4は、メモリ50.1〜50.Mに格納される。補助帯域信号SBmのような補助帯域信号の４つのサンプルの各々について、３つの電力値Ｐ(0,m)，Ｐ(1,m)，Ｐ(2,m)が、演算ブロック52.1，52.1，52.3において演算される。これら３つの電力値は、加算器56.1，56.2，56.3に供給される。メモリ58.1，58.2，58.3の内容がゼロの場合は、値ゼロが加算器の第２入力に供給される。次いで、電力値が、メモリ58.1，58.2，58.3に格納される。
次に、時間的に等しい全ての信号ブロックの４つのサンプル値ｓ5〜ｓ8の第２セットが、メモリ50.1〜50.Mに格納される。再び、補助帯域信号ＳＢmについての電力値Ｐ(0,m)，Ｐ(1,m)，Ｐ(2,m)が演算され、そして対応する加算器56.1，56.2，56.3に供給される。ここで演算された電力値は、メモリ58.1，58.2，58.3に格納された電力値に加算され、そして加算結果が再び当該メモリに格納される。
次に、時間的に等しい全ての信号ブロックの４つのサンプル値Ｓ9〜Ｓ12の第３セットが、メモリ50.1〜50.Mに格納される。再び、補助帯域信号ＳＢmについての電力値Ｐ(0,m)，Ｐ(1,m)，Ｐ(2,m)が演算され、そして対応する加算器56.1，56.2，56.3に加算され、さらに加算結果が当該メモリに再び格納される。
メモリ58.2に格納された電力値は、図示のように電力値Ｐ2mである。さらに、メモリ５９，58.1に格納された電力値Ｐ(0,m-1)，Ｐ(2,m+1)は、図示のような電力値Ｐ2m-1を得るために、加算ユニット６２に共に格納される。同様の方法で、メモリ58.3，６０に格納された電力値Ｐ(2,m)，Ｐ(2,m+1)の各々も、図示のように、電力値Ｐ2m+1を得るために加算ユニット６３に共に加算される。
信号混合ユニット２４は即ち、次の低域補助帯域において最も高い周波数の電力値に対する補助帯域中の最も低い周波数の電力値を毎回加算するために、第７図に示された加算ユニット６２，６３のような多数の加算ユニットを有する。
最も低い電力成分Ｐ0を得る目的で、第７図に見られるような付加的な乗算器６５が必要とされることが、以後の説明から明らかになるであろう。乗算器６５は、メモリ６４の出力に結合された入力を有する。メモリ６４には、電力値Ｐ(0,1)が格納される。乗算器６５は、電力値Ｐ0を得るために電力Ｐ(0,1)を２で乗算する。
さらに、望ましくは、ハミング窓空け（Hamming windowing）のような窓空けが、演算に基づく時間−周波数変換を事前に実施するための信号上で実施される。同様に、従来の既知である別名の補正方法が、電力Ｐ1が４よりも大きい場合に、望ましくは実施される。
参考文献リスト
（Ｄ１）ヨーロッパ特許公開公報ＥＰ−Ａ４５７．３９０
（Ｄ２）ヨーロッパ特許公開公報ＥＰ−Ａ４５７．３９１
（Ｄ３）IEEE ICASSP 80, vOL. 1, 327-331, aPRIL 9-11-1980
M.A. Krasner "The critical band coder... Digital encoding of speech signals based on perceptual requirements of the auditory system".
（Ｄ４）ヨーロッパ特許公開公報ＥＰ−Ａ２８９．０８０
（Ｄ５）ヨーロッパ特許公開公報ＥＰ−Ａ４００．７５５
（Ｄ６）ヨーロッパ特許公開公報ＥＰ−Ａ４０２．９７３
（Ｄ７）'The ISO/MPEG-audio codec: a generic standard for coding of high-quality digital audio', by K. Brandenburg et al, preprint no. 336 of the 92nd AES Convention in Vienna, March 1992
【図１】
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【図２】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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