(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電圧と電源電流を負荷へ出力する電源の高調波遮断を行うためのハイブリッド能動／受動フィルタシステムにおいて、
（a）受動フィルタと、
（b）前記受動フィルタと直列に接続している能動フィルタインバータであって、前記直列に接続している能動フィルタと受動フィルタがフィルタ端子において前記負荷と並列に接続するようになっており、前記能動フィルタインバータが制御信号に応じて前記受動フィルタと直列にインバータ電圧信号を生成する前記能動フィルタインバータと、
（c）前記能動フィルタインバータを制御してインバータ電圧信号を生成するために前記能動フィルタインバータに印加される制御信号を生成するための能動フィルタ高調波制御装置手段であって、フィルタ端子電圧が、選択した主高調波周波数で前記電源電圧に追従し、前記選択した主高調波周波数で近似的にゼロになるまで前記電源電流を調整するようになっている前記能動フィルタ高調波制御装置手段と
を有することを特徴とする前記システム。
【請求項２】
記受動フィルタがインダクタとコンデンサを含み、前記選択した主高調波周波数に近似的に同調し、前記能動フィルタインバータが方形波インバータであることを特徴とする請求項１に記載のハイブリッドフィルタシステム。
【請求項３】
請求項１に記載のハイブリッドフィルタシステムにおいて、前記受動フィルタが、第一のコンデンサと第一のインダクタ並びに前記第一のコンデンサと前記第一のインダクタと並列に接続する第２のコンデンサと第２のインダクタとを含み、前記能動フィルタ高調波制御装置手段が、インバータ電圧信号を生成する前記能動フィルタインバータを制御するための制御信号を生成し、前記フィルタ端子電圧が複数の主高調波周波数で同時に前記電源電圧に追従して、前記複数の選択した主高調波周波数で近似的にゼロになるまで前記電源電流を調整するようになっていることを特徴とする前記システム。
【請求項４】
前記能動フィルタインバータがPWMインバータであることを特徴とする請求項３に記載のハイブリッドフィルタシステム。
【請求項５】
請求項１に記載のハイブリッドフィルタシステムにおいて、前記受動フィルタか力率補正コンデンサを含み、前記能動フィルタ高調波制御装置手段が、インバータ電圧信号を生成する前記能動フィルタインバータを制御するための制御信号を生成し、前記フィルタ端子電圧が複数の選択した主高調波周波数で同時に前記電源電圧に追従して、前記複数の選択した主高調波周波数でゼロまで前記電源電流を調整するようになっていることを特徴とする前記システム。
【請求項６】
前記能動フィルタインバータがPWMインバータであることを特徴とする請求項５に記載のハイブリッドフィルタシステム。
【請求項７】
電源電圧と電源電流を負荷へ出力する電源の高調波遮断を行うためのハイブリッド能動／受動フィルタシステムにおいて、
（a）受動フィルタと、
（b）前記受動フィルタと直列に接続している能動フィルタインバータであって、前記直列に接続している能動フィルタと受動フィルタがフィルタ端子において前記負荷と並列に接続するようになっており、前記能動フィルタインバータが制御信号に応じて前記受動フィルタと直列にインバータ電圧信号を生成する前記能動フィルタインバータと、
（c）前記能動フィルタインバータを制御してインバータ電圧信号を生成するために前記能動フィルタインバータに印加される制御信号を生成するための同期位相基準フレームベースの制御装置を含む能動フィルタ高調波制御装置手段であって、フィルタ端子電圧が、選択した主高調波周波数で前記電源電圧に追従し、前記選択した主高調波周波数で近似的にゼロになるまで前記電源電流を調整するようになっている前記能動フィルタ高調波制御装置手段と
を有することを特徴とする前記システム。
【請求項８】
請求項７に記載のハイブリッドフィルタシステムにおいて、前記同期位相基準フレームベースの能動フィルタ高調波制御装置手段が、前記選択した主高調波周波数で測定した三相電源電流信号を二相同期回転基準フレーム信号値へ変換するための三相から二相への変換手段と、前記二相信号から、前記選択した主高調波周波数で前記電源電流成分に対応するDC成分を抽出するための低域通過フィルタと、電源電流高調波誤差信号を形成するために前記濾波された二相信号を電源電流基準指令信号と比較するための手段と、前記電源電流高調波誤差信号から二相高調波インバータ電圧指令信号を取り出すための手段と、三相高調波インバータ電圧指令信号を形成するために、前記選択した主高調波周波数で前記二相同期回転基準フレームから前記三相基準フレームへ前記二相高調波インバータ電圧指令信号を変換するための二相から三相への変換手段とを含むことを特徴とする前記システム。
【請求項９】
前記電源電流基準指令信号がゼロに等しいことを特徴とする請求項８に記載のハイブリッドフィルタシステム。
【請求項１０】
前記電源電流高調波誤差信号から前記二相インバータ電圧指令信号を取り出すための前記手段が、比例積分調整装置を含むことを特徴とする請求項８に記載のハイブリッドフィルタシステム。
【請求項１１】
前記二相同期回転基準フレームにフィードフォワード指令信号を生成するためのフィードフォワード指令生成装置手段と、前記フィードフォワード指令信号を前記二相高調波インバータ電圧指令信号に付加するための手段とをさらに含むことを特徴とする請求項８に記載のハイブリッドフィルタシステム。
【請求項１２】
請求項11に記載のハイブリッドフィルタシステムにおいて、前記フィードフォワード指令生成装置手段が、測定した三相フィルタ電流信号と能動インピーダンス指令信号とから前記二相同期回転基準フレームに同調電圧指令信号を生成するための手段と、測定電源電圧信号から追従用電圧指令信号を生成するための手段と、前記フィードフォワード指令信号を形成するために前記同調電圧指令信号と追従用電圧指令信号とを結合するための手段とを含むことを特徴とする前記システム。
【請求項１３】
請求項８に記載のハイブリッドフィルタシステムにおいて、前記能動フィルタインバータがDCバスを含み、前記能動フィルタインバータを制御して、インバータ電圧信号を生成し、基本周波数で並びに前記選択した主高調波周波数でエネルギーを交換することによって前記DCバスの電力平衡を達成するために、前記能動フィルタインバータへ印加されるDCバス制御信号を生成するための同期位相基準フレームベースのDCバス制御装置手段をさらに含むことを特徴とする前記システム。
【請求項１４】
請求項13に記載のハイブリッドフィルタシステムにおいて、前記同期位相基準フレームベースのDCバス制御装置手段が、前記ハイブリッドフィルタの中を通る電流に対応して前記基本周波数で二相同期回転基準フレーム信号値へ測定した三相信号を変換するための三相から二相への変換手段と、前記二相信号から、前記基本周波数でハイブリッドフィルタ電流成分に対応するDC成分を抽出するための低域通過フィルタ手段と、DCバス電圧基準信号と測定したDCバス電圧との間の差分からDCバス電圧指令信号を生成するための手段と、二相DCバス制御インバータ電圧指令信号を形成するために前記濾波された二相信号を前記DCバス電圧指令信号と結合するための手段と、三相DCバス制御インバータ電圧指令信号を形成するために前記基本周波数で前記二相同期回転基準フレームから前記三相基準フレームへ前記二相DCバス制御インバータ電圧指令信号を変換するための二相から三相への変換手段とを含むことを特徴とする前記システム。
【請求項１５】
前記二相高調波インバータ電圧指令信号から前記DCバス電圧基準信号を生成するための手段をさらに含むことを特徴とする請求項14に記載のハイブリッドフィルタシステム。
【請求項１６】
請求項14に記載のハイブリッドフィルタシステムにおいて、前記選択した主高調波周波数で前記三相高調波インバータ電圧指令信号から三相三角搬送信号を生成するための手段と、前記能動フィルタインバータを制御するためのスイッチング制御信号を形成するために、前記三相DCバス制御インバータ電圧指令信号を前記基本周波数で前記三相三角搬送信号と結合するための手段とをさらに含むことを特徴とする前記システム。
【請求項１７】
請求項１に記載のハイブリッドフィルタシステムにおいて、前記受動フィルタがコンデンサを含み、更に、
（a）第２のコンデンサを含む第２の受動フィルタであって、前記受動フィルタと前記第２の受動フィルタの総静電容量が前記受動フィルタと前記第２の受動フィルタとの間で平等に配分されている第２の前記受動フィルタと、
（b）前記第２の受動フィルタと直列に接続している第２の能動フィルタインバータであって、前記直列に接続している第２の能動フィルタと受動フィルタとがフィルタ端子において前記負荷と並列に接続するようになっており、前記第２の能動フィルタインバータが制御信号に応じて前記第２の受動フィルタと直列に第２のインバータ電圧信号を生成するようになっている前記第２の能動フィルタインバータと、
（c）前記第２の能動フィルタインバータを制御して、インバータ電圧信号を生成するために前記第２の能動フィルタインバータに印加される制御信号を生成するための第２の能動フィルタ高調波制御装置手段であって、前記第２の選択した主高調波周波数で近似的にゼロになるまで前記電源電流を調整するために第２の選択した主高調波周波数で前記フィルタ端子電圧が前記電源電圧に追従するようになっている前記第２の能動フィルタ高調波制御装置手段とを含むことを特徴とする前記システム。
【請求項１８】
前記能動フィルタ高調波制御装置手段がデジタル信号プロセッサを含むことを特徴とする請求項１に記載のハイブリッドフィルタシステム。
【請求項１９】
電源電圧と電源電流を負荷へ出力する電源の高調波遮断を行うためのハイブリッド能動／受動フィルタシステムにおいて、
（a）受動フィルタと、
（b）前記受動フィルタと直列に接続しているDCバスを含む方形波能動フィルタインバータであって、前記直列に接続している能動フィルタと受動フィルタがフィルタ端子において前記負荷と並列に接続するようになっており、前記能動フィルタインバータが制御信号に応じて前記受動フィルタと直列にインバータ電圧信号を生成する前記方形波能動フィルタインバータと、
（c）前記能動フィルタインバータを制御してインバータ電圧信号を生成するために前記能動フィルタインバータに印加される制御信号を生成するための同期位相基準フレームベースの能動フィルタ高調波及びDCバス制御制御装置手段であって、前記フィルタ端子電圧が、選択した主高調波周波数で前記電源電圧に追従し、前記選択した主高調波周波数で近似的にゼロになるまで前記電源電流を調整し、基本周波数で並びに前記選択した主高調波周波数でエネルギーを交換することによって前記DCバスの電力平衡を達成するようになっている前記同期位相基準フレームベースの能動フィルタ高調波及びDCバス制御制御装置手段とを有することを特徴とする前記システム。
【請求項２０】
前記受動フィルタがインダクタとコンデンサを含み、前記選択した主高調波周波数に近似的に同調することを特徴とする請求項１に記載のハイブリッドフィルタシステム。
【請求項２１】
請求項19に記載のハイブリッドフィルタシステムにおいて、前記同期位相基準フレームベースの能動フィルタ制御装置手段が、前記選択した主高調波周波数で測定した三相電源電流信号を二相同期回転基準フレーム信号値へ変換するための三相から二相への変換手段と、前記二相信号から、前記選択した主高調波周波数で電源電流成分に対応するDC成分を抽出するための低域通過フィルタ手段と、電源電流高調波誤差信号を形成するために前記濾波した二相信号を電源電流基準指令信号と比較するための手段と、前記電源電流高調波誤差信号から二相高調波インバータ電圧指令信号を取り出すための手段と、三相高調波インバータ電圧指令信号を形成するために、前記選択した主高調波周波数で前記二相同期回転基準フレームから前記三相基準フレームへ前記二相高調波インバータ電圧指令信号を変換するための二相から三相への変換手段と、前記三相高調波インバータ電圧指令信号から三相三角搬送信号を生成するための手段と、前記ハイブリッドフィルタの中を通る電流に応じて前記基本周波数で二相同期回転基準フレームに測定した三相信号を変換するための三相から二相への変換手段と、前記二相信号から前記基本周波数でハイブリッドフィルタ電流成分に対応するDC成分を抽出するための低域通過フィルタ手段と、DCバス電圧基準信号と測定したDCバス電圧との間の差分からDCバス電圧指令信号を生成するための手段と、前記濾波した二相信号を前記DCバス電圧指令信号と結合し、二相DCバス制御インバータ電圧指令信号を形成するための手段と、三相DCバス制御インバータ電圧指令信号を形成するために、前記二相同期回転基準フレームから前記三相基準フレームへ前記基本周波数で前記二相DCバス制御インバータ電圧指令信号を変換するための、二相から三相への変換手段と、前記三相DCバス制御インバータ電圧指令信号を前記三相三角搬送信号と結合して前記能動フィルタインバータを制御するためのスイッチング制御信号を形成する手段とを含むことを特徴とする前記システム。
【請求項２２】
前記電源電流基準指令信号がゼロに等しいことを特徴とする請求項21に記載のハイブリッドフィルタシステム。
【請求項２３】
前記電源電流高調波誤差信号から前記二相インバータ電圧指令信号を取り出すための前記手段が、比例積分調整装置を含むことを特徴とする請求項21に記載のハイブリッドフィルタシステム。
【請求項２４】
前記二相高調波インバータ電圧指令信号から前記DCバス電圧基準信号を生成するための手段をさらに含むことを特徴とする請求項21に記載のハイブリッドフィルタシステム。
【請求項２５】
前記二相同期回転基準フレームにフィードフォワード指令信号を生成するためのフィードフォワード指令生成装置手段と、前記フィードフォワード指令信号を前記二相高調波インバータ電圧指令信号に付加するための手段とをさらに含むことを特徴とする請求項21に記載のハイブリッドフィルタシステム。
【請求項２６】
請求項25に記載のハイブリッドフィルタシステムにおいて、前記フィードフォワード指令生成装置手段が、測定した三相フィルタ電流信号と能動インピーダンス指令信号とから前記二相同期回転基準フレームに同調電圧指令信号を生成するための手段と、測定した電源電圧信号から追従用電圧指令信号を生成するための手段と、前記フィードフォワード指令信号を形成するために前記同調電圧指令信号と追従用電圧指令信号とを結合するための手段とを含むことを特徴とする前記システム。
【請求項２７】
前記同期位相基準フレームベースの制御装置手段がデジタル信号プロセッサを含むことを特徴とする請求項19に記載のハイブリッドフィルタシステム。
【請求項２８】
選択した主高調波周波数で非線形負荷と接続した電源に対して高調波補償を行う、DCバス制御を備えた能動フィルタシステムにおいて、
（a）制御信号に応じてインバータ電圧信号を生成する能動フィルタインバータであって、DCバスを備えた前記能動フィルタインバータと、
（b）前記能動フィルタインバータに印加され、前記能動フィルタインバータを制御してインバータ電圧信号を生成し、前記選択した主高調波周波数で高調波補償を行い、エネルギーを交換することによって基本周波数で並びに前記選択した主高調波周波数で前記DCバスの電力平衡を達成する制御信号を生成するための能動フィルタ高調波及びDCバス制御装置手段とを
有することを特徴とする前記システム。
【請求項２９】
請求項28に記載の能動フィルタシステムにおいて、前記能動フィルタインバータと直列に接続する受動フィルタをさらに含み、前記直列に接続している能動フィルタと受動フィルタとがフィルタ端子において前記負荷と並列に接続するようになっていて、前記能動フィルタ制御装置手段が、前記能動フィルタインバータに印加して、前記受動フィルタと直列にインバータ電圧信号を生成するように前記能動フィルタインバータを制御する制御信号を生成するための手段を含み、それによって負荷端子電圧が前記選択した主高調波周波数で電源電圧に追従して、前記選択した主高調波周波数で電源電流を近似的にゼロになるまで調整するようになっていることを特徴とする前記システム。
【請求項３０】
前記能動フィルタ制御装置手段が同期位相基準フレームベースの制御装置を含むことを特徴とする請求項28に記載の能動フィルタシステム。
【請求項３１】
請求項30に記載の能動フィルタシステムにおいて、前記同期位相基準フレームベースの制御装置手段が、前記フィルタの中を通る電流に対応して前記基本周波数で二相同期回転基準フレーム信号値へ測定した三相信号を変換するための三相から二相への変換手段と、前記二相信号から、前記基本周波数でフィルタ電流成分に対応するDC成分を抽出するための低域通過フィルタ手段と、DCバス電圧基準信号と測定したDCバス電圧との間の差分からDCバス電圧指令信号を生成するための手段と、二相DCバス制御インバータ電圧指令信号を形成するために前記濾波した二相信号を前記DCバス電圧指令信号と結合するための手段と、三相DCバス制御インバータ電圧指令信号を形成するために前記基本周波数で前記二相同期回転基準フレームから前記三相基準フレームへ前記二相DCバス制御インバータ電圧指令信号を変換するための二相から三相への変換手段とを含むことを特徴とする前記システム。
【請求項３２】
請求項31に記載の能動フィルタシステムにおいて、前記能動フィルタインバータを制御するための三相高調波インバータ電圧指令信号を前記選択した主高調波周波数で生成し、前記選択した主高調波周波数で高調波補償を行うための第２の同期位相基準フレームベースの制御装置手段と、前記選択した主高調波周波数で前記三相高調波インバータ電圧指令信号から三相三角搬送信号を生成するための手段と、前記能動フィルタインバータを制御するためのスイッチング信号制御信号を形成するために、前記三相DCバス制御インバータ電圧指令信号を前記三相三角搬送信号と結合するための手段とをさらに含むことを特徴とする前記システム。
【請求項３３】
前記能動フィルタ高調波とDCバス制御装置手段とがデジタル信号プロセッサを含むことを特徴とする請求項28に記載の能動フィルタシステム。
【請求項３４】
電源電圧と電源電流を負荷へ与える電源の高調波遮断を行うための方法であって、
（a）前記負荷と並列に受動フィルタを接続し、
（b）負荷端子電圧が、選択した主高調波周波数で前記電源電圧に追従し前記選択した主高調波周波数で前記電源電流を近似的にゼロになるまで調整するように、前記受動フィルタと直列に電圧信号を生成する
ステップを有することを特徴とする前記方法。
【請求項３５】
前記受動フィルタが前記選択した主高調波周波数に近似的に同調することを特徴とする請求項34に記載の方法。
【請求項３６】
前記受動フィルタと直列に電圧信号を生成する前記ステップが、前記受動フィルタと直列に能動フィルタインバータを接続し、前記能動フィルタインバータを制御して前記電圧信号を生成するステップを含むことを特徴とする請求項34に記載の方法。
【請求項３７】
前記能動フィルタインバータが方形波インバータであることを特徴とする請求項36に記載の方法。
【請求項３８】
請求項36に記載の方法において、前記能動フィルタインバータを制御する前記ステップが、
（a）前記選択した主高調波周波数で測定した三相電源電流信号を二相同期回転基準フレーム信号値へ変換し、
（b）前記二相信号から、前記選択した主高調波周波数で前記電源電流成分に対応するDC成分を抽出し、
（c）前記抽出した電源電流成分を前記選択した主高調波周波数で電源電流基準指令信号と比較し、電源電流高調波誤差信号を形成し、
（d）前記電源電流高調波誤差信号から二相高調波インバータ電圧指令信号を取り出し、
（e）前記二相同期回転基準フレームから前記三相基準フレームへ前記二相高調波インバータ電圧指令信号を変換して三相高調波インバータ電圧指令信号を形成する
ステップを含むことを特徴とする前記方法。
【請求項３９】
前記電源電流基準指令信号がゼロに等しいことを特徴とする請求項３８に記載の方法。
【請求項４０】
前記二相同期回転基準フレームにフィードフォワード指令信号を生成し、前記フィードフォワード指令信号を前記二相高調波インバータ電圧指令信号に付加するステップをさらに含むことを特徴とする請求項38に記載の方法。
【請求項４１】
請求項40に記載の方法において、フィードフォワード指令信号を生成するステップが、測定した三相フィルタ電流信号と能動インピーダンス指令信号とから前記二相同期回転基準フレームに同調電圧指令信号を生成し、測定した電源電圧信号から追従用電圧指令信号を生成し、前記フィードフォワード指令信号を形成するために前記同調電圧指令信号と追従用電圧指令信号とを結合するステップを含むことを特徴とする前記方法。
【請求項４２】
前記能動フィルタインバータがDCバスを含み、前記能動フィルタインバータを制御して、インバータ電圧信号を生成し、基本周波数で並びに前記選択した主高調波周波数でエネルギーを交換することによって前記DCバスの電力平衡を達成するステップをさらに含むことを特徴とする請求項38に記載の方法。
【請求項４３】
請求項42に記載の方法において、前記能動フィルタインバータを制御する前記ステップが、
（a）前記フィルタの中を通る電流に対応して前記基本周波数で二相同期回転基準フレーム信号値へ測定した三相信号を変換し、
（b）前記二相信号から、前記基本周波数でフィルタ電流成分に対応するDC成分を抽出し、
（c）DCバス電圧基準信号と測定したDCバス電圧との間の差分からDCバス電圧指令信号を生成し、
（d）前記抽出したフィルタ電流成分を前記基本周波数で前記DCバス電圧指令信号と結合し、二相DCバス制御インバータ電圧指令信号を形成し、
（e）三相DCバス制御インバータ電圧指令信号を形成するために前記基本周波数で前記二相同期回転基準フレームから前記三相基準フレームへ前記二相DCバス制御インバータ電圧指令信号を変換する
追加ステップを含むことを特徴とする前記方法。
【請求項４４】
前記二相高調波インバータ電圧指令信号から前記DCバス電圧基準信号を生成するステップをさらに含むことを特徴とする請求項43に記載の方法。
【請求項４５】
請求項43に記載の方法において、
（a）前記三相高調波インバータ電圧指令信号から三相三角搬送信号を生成し、
（b）前記三相DCバス制御インバータ電圧指令信号を前記三相三角搬送信号と結合して前記能動フィルタインバータを制御するためのスイッチング制御信号を形成する
ステップをさらに含むことを特徴とする前記方法。
【請求項４６】
請求項34に記載の方法において、前記受動フィルタが第一のコンデンサと第一のインダクタを含み、前記第一のコンデンサと前記第一のインダクタと並列の第２のコンデンサと第２のインダクタを含む第２の受動フィルタを接続し、複数の選択した主高調波周波数で同時に前記負荷端子電圧が前記電源電圧に追従して前記２つの主高調波周波数で前記電源電流を近似的にゼロになるまで調整するように、前記並列接続している受動フィルタと直列に電圧信号を生成するステップをさらに有することを特徴とする前記方法。
【請求項４７】
請求項34に記載の方法において、前記受動フィルタが、力率補正コンデンサを含み、前記負荷端子電圧が複数の選択した主高調波周波数で同時に前記電源電圧に追従して前記複数の選択した主高調波周波数で前記電源電流を近似的にゼロになるまで調整するように、前記受動フィルタと直列に電圧信号を生成するステップをさらに有することを特徴とする前記方法。
【請求項４８】
請求項８に記載のハイブリッドフィルタシステムにおいて、前記能動フィルタ高調波制御装置手段が前記能動フィルタインバータを制御して、選択した高調波規格によって許容された最大量の高調波電流未満の量まで前記選択した主高調波周波数で前記電源電流を調整するように、前記電源電流基準指令信号が選択されることを特徴とする前記システム。
【請求項４９】
前記選択された高調波規格がIEEE519であることを特徴とする請求項48に記載のハイブリッドフィルタシステム。
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は一般に、端子電圧と電源電流高調波歪とを低減するための電力調整装置並びに方法に関し、特に、大きな非線形負荷の高調波補償と、電源電圧高調波歪が存在する中での高調波遮断用インバータを用いるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステム、並びにフィルタインバータを制御してインバータDCバス制御を達成するための方法に関する。
本発明の背景
DC電源、調整可能速度ドライブ(ASD)及び無停電電源(UPS)において使用される三相ダイオードやサイリスタブリッジインバータのようなある種の電力エレクトロニクス負荷の激増のために、電力設備は現在岐路に立っている。これらの非線形負荷によって、電力装置の中へ高調波電流を注入することによって引き起こされるような、電力信号の中に過渡と周波数とを生成する高調波歪が電源ラインに生じる。そのため、電力設備は、高変圧器とライン損失とを実質的に含む高調波に関連する問題にしばしば遭遇する。これらの非線形負荷によって電力装置中に注入される高調波電流は、高調波に関連する諸問題を引き起こし、変圧器のような配電系統設備のディレーティングが必要となる場合がある。高調波電流はまた、高調波負荷間のあるいは電力系統システムと負荷との間の重大な高調波相互作用と共振問題を結果として生み出す。高調波電流はまた、システムの安定性と安全な運転の余地とを低減させる。高調波に関連する諸問題を軽減するために、IEEE519のような勧告された高調波規格が実施され、高調波公害を制限して送電網設備の電力特性の低下を防ぎ始めている。IEEE519とは共通接続のカスタマーユーティリティポイント(PCC)仕様である。
受動コンデンサとインダクタから成る受動フィルタは、生成された高調波歪を吸収するために伝統的に大きな産業設備の負荷によって使用されてきた。受動フィルタは、この負荷すなわち高調波のソースで高調波濾波を行って電力線の高調波電流を低減することができおよび／または受動フィルタを配電変電所で設置し、電力装置変電所負荷全体の高調波濾波と無効電力補償の双方を行うことができる。配電変電所での設置は、一点設置という利点を持っているが、より高い電圧歪を結果として引き起こす。低コストと高い効率のためには受動フィルタの方が有利である。しかし、受動フィルタにはいくつかの欠点がある。受動フィルタは、それぞれ電源と負荷による、望ましくない直列共振と並列共振の影響を非常に受けやすい。受動フィルタはまた負荷とラインスイッチング過渡の影響も受けやすい。非常に著しく、受動フィルタはL-C構成要素の許容誤差と電力系統システムのインピーダンス変分に対して敏感である。受動フィルタを形成するL-C構成要素は通常＋／−10%のL-C構成要素の許容誤差を持っているため、受動フィルタは通常不正確な同調を行い、これが高調波吸収としての受動フィルタの目的を失敗させることになる。電源システムのインピーダンスはまた、受動フィルタの補償特性に大きな影響を与える。丈夫な(stiff)通常電源と接続した産業設備の非線形負荷のための、感度の良い同調と高いＱファクタを持ち、かなりの割合の負荷高調波電流を吸収する受動フィルタを設計することは特に困難である。
丈夫な通常電源は低い電源インダクタンスによって特徴づけられ、負荷による高調波電流のかなりの部分を吸収するためには電源より低いインピーダンスを持つ受動フィルタが要求される。それゆえ、受動フィルタの有効性は電源システムについては小さくなる。同調した受動フィルタはまた、周りを取り巻く高調波負荷および／または電源電圧歪のために影響を受けて過負荷になりやすい。従って、受動フィルタは、意図的に同調を中止して周りを取り巻く高調波負荷、電源電圧歪及び共振問題に因って過負荷になることを避けることがよくある。有効な受動フィルタ設計が広範囲のシステム研究と技術的努力を必要とすることは明らかである。これらの努力は通常高電圧送信システムのためにのみ正当化される。そのために詳細なシステム研究が常に行われているが、そのエンジニアリングコストはシステムの総コストから見るとほんの僅かのコストにすぎない。
能動フィルタの発達によって、受動フィルタの欠点が軽減された。能動フィルタは、直列又は並列に電源ラインと接続するインバータを通常用いて、高調波濾波機能を行う。能動フィルタの最適解はアプリケーションと電力系統インターフェース特性であり、それゆえその設計にはシステムアプローチが必要とされる。例えば、並列能動フィルタは、通常大きなkVA定格と高帯域幅を持つインバータを必要とし、それゆえこのフィルタは大きな定格要件に因る1MVAより大きい非線形負荷に対する費用効果のある高調波濾波解を構成するものではない。
受動フィルタと組み合わせて、又は電源と負荷との間で並列又は直列に接続している能動フィルタのような能動フィルタのみを用いて高調波濾波を遂行してもよい。能動フィルタと受動フィルタの双方を用いる高調波濾波解は、ハイブリッド能動フィルタ解として知られている。ハイブリッド能動フィルタは有効に能動フィルタと受動フィルタの双方の欠点のみを軽減し、いくつかの追加的付加価値特性の可能性をあたえる。これらの特性はその実際的な実行可能性を増大する。ハイブリッド能動フィルタの付加価値特性には線間電圧調整、無効電力補償並びに高調波遮断が含まれる。高調波補償の他に、または同時に高調波補償と共に、ハイブリッド能動フィルタを用いてこれらの機能のいずれかを行ってもよい。
特に大規模な産業顧客のための電力設備によるIEEE519のような高調波規格の実施の増大が費用効果のあるハイブリッド能動フィルタが必要となっている原因である。その結果、受動フィルタと組み合わせて、小さな定格能動フィルタ（負荷電力5%未満の定格）を用いる実行可能で費用効果のあるハイブリッド能動フィルタトポロジーが発達してきた。フィルタの能動部分を負荷と直列又は並列に接続して、あるいは受動フィルタと能動フィルタとを一緒に直列に接続して、負荷と並列に接続している能動フィルタと受動フィルタを直列に組み合わせて、ハイブリッドフィルタの受動部分を負荷と並列に接続するようにハイブリッド能動フィルタを接続してもよい。ハイブリッド能動フィルタは受動フィルタの補償特性を改善し、能動フィルタ定格の低減を可能にする。しかし、ハイブリッドフィルタには通常能動フィルタが含まれ、このフィルタは高スイッチング周波数PWMインバータを用いて実行されて高調波補償あるいは高調波遮断のいずれかが達成される。このようなインバータを用いるフィルタは、高調波数インバータに関連する大きなスイッチング損失に起因する中電力非線形負荷に限定される。さらに、高電力と高スイッチング周波数インバータとを構成することは困難である。このようなインバータを実装して使用する装置は高価になる。
ハイブリッド能動／受動フィルタシステムで使用される能動フィルタインバータにはDCバスが含まれ、このバスの両端でDC電圧が維持される。インバータスイッチング装置を制御して、能動フィルタ高調波遮断／補償機能の双方を行い、DCバス電圧を維持してもよい。並列能動フィルタシステムや、ハイブリッド直列能動フィルタシステムのような他のハイブリッド能動フィルタシステムにおいて、インバータを制御して、能動フィルタインバータの両端で基本周波数電圧と同期位相基本周波数電流を生成するか、この能動フィルタインバータの中を通る基本周波数電流と同期位相能動フィルタインバータによる基本周波数電圧出力を生成するかのいずれかによって、DCバス電圧は維持される。これによって必要とされる有効電力が与えられインバータの損失が補償される。それゆえ、並列能動フィルタと他のハイブリッド能動フィルタシステムでは、有効電力潮流は基本周波数においてのみ生じる。
ハイブリッド能動フィルタシステムにおける能動フィルタインバータの制御は同期位相基準フレーム(SRF)ベースの制御装置を使用して達成されることが多い。SRFベースの制御装置は、測定した電圧または電流を入力として三相a-b-c基準フレームで受信し、この三相量を同期回転する二相d-q基準フレームへ変換する。インバータ制御信号は最初二相同期位相基準フレームでこの測定量から生成され、次いで再び三相基準フレームへ変換され印加されてインバータを制御する。
三相基準フレームから同期回転する二相基準フレームへの変換は、図１に例示されている。例証する目的のために、三相量は三相電流ia、ib、icであってもよい。三相電流ia、ib、icの、同期回転する二相電流ieqとiedへの変換は、２段階処理である。最初、三相電流は、三相システムに関して定常な二相ds-qs基準フレームへ変換される。この三相から二相への定常変換は、図１に示すように、一定の係数を持つ線形式の集合と同値である。二相定常電流isqとisdは、互いに90°位相を異にしているベクトルである。この三相から定常二相への相数変換は、次式を実行する従来の三相から二相への相数変換装置20によって達成してもよい。
0003822910.tif 000002
ここでk1は√(2/3)に等しい定数である。三相から二相への同期位相基準フレーム変換の第２のステップは、定常二相基準フレーム量dsとqsの、同期回転基準フレーム量deとqeへの変換である。この定常状態から回転状態への変換21は、定常基準フレーム値dsとqsに単位ベクトルcosΘとsinΘを掛けることによって達成される。単位ベクトルcosΘとsinΘは位相ロックループから得られる。定常状態から回転状態への二相基準フレームからの変換は次式を実行することによって達成される。
0003822910.tif 000003
この回転変換は、d-q量をベクトルとして結合することができるので“ベクトル回転”と称されることが多い。次いでこの変換は他方に関する一つのベクトルの回転となる。図１にはベクトル回転式が含まれている。
同期回転する二相de-qe基準フレームから三相a-b-c基準フレームへの変換は図２に例示されている。回転状態から静止状態への変換28は、最初に、回転する二相量（例えば電圧VdeとVqe）を次式を用いて定常二相値へ変換する。
0003822910.tif 000004
ここでcosΘとsinΘはPLLから導き出される。この結果得られる定常二相値VsdとVsqは、次いで式(4)を用いて二相から三相への相数変換29によって三相電圧量へ変換される。
0003822910.tif 000005
二相から三相への相数変換を表すベクトル回転式は図２にも表されている。
本発明者は、“Po-Tai Cheng, Subhashish Bhattacharya, Deepak M. Divan, “Hybrid Solution for Improving Passive Filter Performance in High Power Applications”, conference Proceedings of 11th Annual Applied Power Electronics Conference and Exposition 1996, APEC ’96, IEEE, (1996.03.03), p.911-917, INSPEC accession number: 5274420”において、ハイブリッド能動／受動フィルタシステムの一例を開示した。
この論文はその要約書に部分に記載されるように、IEEE519勧告高調波規格を満足する20MVAまでの大きな非線形負荷の高調波補償を意図する並列ハイブリッド能動フィルタ用の新たな制御手法を提供する。この制御手法は、動的に変化するインダクタンスを合成するという考えに基づいており、動的フィルタリングへの応用に使用される。同期基準フレームに基づく制御装置は、動的に変化する負または正のインダクタンスを、動的フィルタインバータ電圧命令を発生することにより、実現する。この制御装置ベースの並列ハイブリッド能動フィルタシステムは、主高調波周波数で複数の能動インダクタンスを選択的に合成することができるが、他の全ての周波数で正の受動フィルタインピーダンスに影響を及ぼさない。周囲を取り巻く高調波負荷のもとでの受動フィルタ過負荷、および／または電源電圧歪を防ぐために、制御装置を電流制限機能を与えるように使用することができる。
しかしながら、主高調波周波数電源電流をゼロに調整することは、何ら開示していない。
発明の概要
本発明は、高電力非線形負荷に対する電源ライン高調波電流の低減を行うためのハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムを提供するものである。本発明のハイブリッドフィルタシステムは好適には小定格方形波インバータを用いて能動フィルタを実装することが望ましい。従って、本発明は１〜50MW以上の範囲の高電力負荷に応用することができる。本発明のハイブリッドフィルタシステムは、IEEE519のような高調波規格に従うような高電力装置において高調波を低減することができる。本発明によるハイブリッドフィルタシステムは一般的なものであり、（６パルス整流器負荷に対する）基本第５次及び第７次高調波又は（12パルス整流器負荷に対する）基本第11次及び第13次高調波のような選択した主高調波周波数のための電源電圧高調波歪が存在する中で高調波遮断を達成するものである。本発明は、丈夫な給電系統と接続した非線形負荷の高調波遮断／補償に特に適している。この高調波遮断／補償については、感度の良い同調と高品質ファクタを備えた受動フィルタを設計することが困難である。このような場合、本発明で用いる能動フィルタは、電源側の電圧高調波のバランスを取り、能動的に高調波電流を受動フィルタの中へ舵取りし通常ラインから出すことにより受動フィルタを同調する。本発明のハイブリッドフィルタシステムは、周りを取り巻く高調波負荷条件を含む、電源、受動フィルタあるいは負荷条件の下で高調波遮断を達成する。本発明のフィルタシステムを拡張して、HVDCへ応用し主AC側の線路高調波電流の高調波遮断を行うこともできる。
本発明によるハイブリッド能動／受動フィルタシステムでは、能動フィルタは受動フィルタと直列に接続される。この能動フィルタは好適には、方形波インバータを用いて実装することが望ましい。受動フィルタは、選択した主高調波周波数（第５次や第７次高調波など）に近似的に同調するインダクタとコンデンサ構成要素を用いて実装する。直列接続の能動フィルタと受動フィルタは非線形負荷と並列に接続される。高調波遮断／補償が必要な各主高調波周波数用として能動／受動フィルタの別の直列結合を用いてもよい。好適には、２つの並列接続のハイブリッドフィルタブランチの受動フィルタの静電容量を受動フィルタ間でほぼ等しく配分し、この２つのフィルタブランチ間に基本無効フィルタ電流を平等に配分することによって受動フィルタと能動フィルタ定格の間の循環電流を最小化することが望ましい。あるいは、別の受動フィルタと、あるいは力率補正コンデンサ受動フィルタと直列に接続する単一能動フィルタインバータを用いて、多数の高調波周波数での高調波遮断／補償を達成することもできる。このような代替トポロジーでは、多数の選択した主高調波周波数で同時に高調波遮断／補償を行うように制御するPWMインバータを用いる能動フィルタを実装する。
本発明によれば、この能動フィルタインバータは好適には、電源電圧高調波が存在する中で選択された主（第５次と第７次などの）高調波負荷電流のための高調波遮断を達成する同期位相基準フレーム(SRF)ベースの制御装置を用いて制御することが望ましい。このSRFベースの制御装置は、フィルタ端子電圧あるいは負荷電圧が電源電圧高調波に追従するように能動フィルタインバータを制御してインバータ電圧を生成することによって、電源電流高調波を主高調波周波数でゼロまで調整することによって高調波遮断という目的が達成される。高調波遮断という目的はこれによって、いずれの電源、受動フィルタあるいは負荷条件の下でも成し遂げられる。電源電圧高調波が存在しない場合には、本発明のSRFベースの制御装置は、能動フィルタインバータを制御して、ハイブリッドフィルタシステムの受動フィルタを有効に同調し、選択した主高調波周波数で必要な高調波補償を行う。この同調はまた、SRFベースの制御装置が主高調波周波数電源電流をゼロまで調整することによっても達成される。これは、主高調波負荷電圧をゼロまで調整することによって受動フィルタを同調するという同じ目的を生む結果を達成する、以前知られていた方形波インバータを用いるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムと対照される。
本発明のSRFベースの制御装置は測定したソース電流を用いて、高調波インバータ電圧指令信号が生成され、この指令信号によって、能動フィルタインバータが制御され、電源電圧高調波に追従するインバータ電圧が生成され、それによって主電源電流高調波がゼロまで調整される。本発明のハイブリッドフィルタシステムのダイナミック性能を改善するために、フィードバック指令信号に加えてフィードフォワード指令信号をSRFベースの制御装置で有効に利用してもよい。
本発明によれば、能動フィルタ方形波インバータを制御してインバータDCバスの電力平衡を達成することが望ましい。基本周波数及び選択した主高調波周波数（第５次高調波能動フィルタ用第５次高調波など）でエネルギーを交換することによって電力平衡が達成される。以前知られていた、基本周波数のみで有効電力潮流が生じる並列能動フィルタシステムや他のハイブリッド能動フィルタシステムとは異なり、本発明によるハイブリッド並列能動フィルタシステムでは、主高調波周波数での電流の相互作用（積）と、能動フィルタインバータによって生成される主高調波周波数での電圧とに起因する有効電力潮流が存在する。本発明では、能動フィルタインバータによって高調波電圧が生成され、電源と負荷との間の高調波遮断が達成される。これによって有効電力潮流がインバータ中へ選択した主高調波周波数で生じ、インバータDCバスコンデンサが充電／放電を行う。インバータ中へのこの有効電力潮流は、フィルタでの高調波電圧と電流の積のために能動的に制御することができず、それゆえ同じ他の周波数での電力による平衡を必要とする。本発明によれば、DCバスのバランスをとるこの機能は基本周波数で達成される。能動フィルタインバータが制御され、フィルタ中の基本周波数電流と同期位相基本周波数電圧が生成され、有効電力平衡が達成されて、インバータの損失が補償される。基本電圧は能動フィルタインバータが生成する高調波周波数電圧に依存していないので、このシステムの高調波遮断機能はインバータ出力中の基本電圧の付加によって影響を受けることはない。このDCバスの制御方法によって、ハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムで能動フィルタインバータを給電するためのエネルギー貯蔵装置や追加電源が不要になる。
SRFベースの制御装置を用いてDCバス制御インバータ電圧指令信号を生成することにより、DCバスの電力平衡を達成するための能動フィルタインバータの制御を好適に行うことが望ましい。このDCバス制御インバータ電圧指令信号を高調波インバータ電圧指令信号と組み合わせて、能動フィルタインバータを制御し、高調波遮断とDCバス制御機能を同時に実行する。このインバータは、（選択した主高調波周波数での）生成された高調波と（基本周波数での）DCバス制御インバータ電圧指令とによって直接制御されるので、方形波インバータを含む、低帯域幅（従って高性能）インバータを使用することができる。これによって、本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムの実際的な実行可能性とコスト効果が、特に高電力に応用された場合増大する。
本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムの詳細なシミュレーションによって、線間電圧高調波と不正確に同調した受動フィルタを含む広範囲の実際に遭遇する電力装置条件に対する有効性を説明する。方形波能動フィルタインバータの使用によって、高電力装置への動作の拡張が可能となる。負荷kVAのほぼ1.5%の能動フィルタ定格によって１〜50MW以上の電力レベルでのIEEE519互換システムの実現が可能になる。ハイブリッド能動／受動フィルタ中の能動フィルタインバータによって、不正確に同調された受動フィルタの動的補償と、選択した主高調波周波数での高調波遮断の双方が行われる。本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムは、同調した受動フィルタの設計上の特有の問題を提起する丈夫な給電系統と接続した負荷の高調波補償に特に応用可能である。本発明のハイブリッドフィルタシステムにおいて使用される小定格能動フィルタは、受動フィルタの感度の良い同調が丈夫な給電系統の有効な高調波補償を行うことを可能にするものである。
本発明のさらなる目的、特性並びに利点は、添付図面と関連して行う以下の詳細な説明から明らかとなるであろう。
【図面の簡単な説明】
図１は、同期位相基準フレームベースの制御装置で使用するような、三相から同期回転する二相への基準フレーム変換と、それに対応する数学モデルとを例示する。
図２は、同期位相基準フレームベースの制御装置で使用するような、同期回転する二相から三相への基準フレームへの変換と、それに対応数学モデルとを例示する。
図３は、本発明による並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムの回路図である。
図４は、多数の異なる主高調波周波数で同時に高調波遮断を行うための単一インバータと直列に接続する２つの受動フィルタを用いる、本発明による代替並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムトポロジーの回路図である。
図５は、代替並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムトポロジーを表す制御装置のブロック図であり、多数の異なる主高調波周波数で同時に高調波遮断を行うために単一能動フィルタインバータが使用される。
図６は、本発明による他の代替並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムトポロジーの回路図であり、多数の主高調波周波数で同時に高調波遮断を行うための、直列にインバータとつながる力率補正コンデンサ受動フィルタが用いられている。
図７は、本発明による並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムのブロック図であり、この能動フィルタインバータ制御システムの主要機能構成要素が示されている。
図８は、本発明のハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムのための同期位相基準フレームベースの制御装置のブロック図である。
図９は、本発明の能動フィルタインバータのための制御装置で用いることのできる三相から二相への基準フレーム変換装置の回路図である。
図10は、本発明の能動フィルタインバータのための制御装置で用いることのできる位相ロックループの回路図である。
図11は、本発明の能動フィルタインバータのための制御装置で用いることのできるスイッチ型コンデンサローパスフィルタの回路図である。
図12は、本発明の能動フィルタインバータのための制御装置で用いることのできる、二相から三相への同期位相基準フレーム変換装置の回路図である。
図13は、図８の能動フィルタ制御装置のためにフィードフォワード指令信号を導き出すために使用されるような、本発明による並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムの第５次高調波等価回路の回路図である。
図14は、受動フィルタのインピーダンス特性を選択して、異なる主高調波周波数で高調波遮断を行うための並列能動／受動フィルタブランチ間の総循環電流を最小化し、総能動フィルタインバータ定格を最小化する際に用いられる、受動フィルタインピーダンス対静電容量分布係数を示すグラフである。
図15は、DCバス制御要素を含む、本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムを表す同期位相基準フレームベースの制御装置のブロック図である。
図16は、図15の能動フィルタ制御装置用のフィードフォワード指令信号を取り出すために使用される、本発明による並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムの第５次高調波等価回路の回路図である。
図17は、本発明による、DCバス制御を備えた能動フィルタインバータ制御装置によって制御される能動フィルタインバータによって生み出される能動フィルタインバータ電圧成分の概略図である。
図18は、本発明による並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムのシミュレーションモデルの回路図である。
図19(a)と19(b)は、それぞれ、時間領域と周波数領域におけるシミュレーションによる電圧と電流波形を例示するグラフを示し、このグラフは不正確に同調された受動フィルタと、電源電圧高調波歪条件の下での図15の能動フィルタ制御装置とを用いる図18のシミュレーションモデルの動作を表す。
図20は、本発明による、DCバス制御を備えた能動フィルタインバータ制御装置によって制御される能動フィルタインバータによって生み出された能動フィルタインバータ電力潮流の概略図である。
図21は、本発明による並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムのブロック図であり、能動フィルタインバータ制御システムの主要機能構成要素はデジタルプロセッサを用いて実行される。
発明の詳細な説明
線路高調波電流の遮断によって２つの主高調波周波数で線路電力高調波の低減を行う、本発明による２つのハイブリッド並列能動／受動フィルタシステム32と34を用いる電力装置30の単一直線図が図３に例示されている。図３は、本発明のハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムを通常用いる三相電力装置30の単相の構成要素を例示するものである。典型的な電力装置30には三相電力線37によって非線形負荷38へ接続する三相電源36が含まれる。電源36によって与えられる電源電圧Ｖには電源電圧高調波歪が含まれていてもよい。通常、第５次及び第７次の高調波が電源電圧と電流の総高調波歪を支配する。通常、480Vの電源電圧レベルでの測定された電源電圧高調波歪は、変圧器の他の負荷や非線形性から生じる高調波電流のためにPCCで1%〜3%の範囲にある。IEEE519は最大許容（総）電圧歪を5%に制限しており、個々の高調波はPCCで3%を超えない。電源側は、電源36が電力線37と接続している共通接続ポイント(PCC)変圧器のリークインダクタンスを主として表す値Lsで示すインダクタンス40によって特徴づけられる。
高電力への応用でよく起こる典型的な非線形負荷38には、６パルスサイリスタや直流側インダクタ44を備えたダイオードブリッジ整流器フロントエンド42が含まれる。このような非線形負荷38によって第５次及び第７次の主高調波が電力線37上にかかる。サイリスタ整流器フロントエンドは通常無効電力補償を必要とする。負荷の無効電力需要を与えるように受動フィルタを設計するので、ハイブリッド能動フィルタはそのような応用に適している。第５次及び第７次の主高調波周波数のためのハイブリッドフィルタ32と34が図３に例示されている。６パルス整流器負荷の高調波補償にとってこれは適切であり、この代表的な応用例を詳細な説明の残りを通じて用いることにする。しかし、本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムを用いて単一主高調波周波数や他の組み合わせの主高調波周波数をフィルターしてもよいということを理解すべきである。12パルス整流器負荷に対しては第11次と第13次の高調波が支配する。従って、12パルス整流器負荷に対して、第11次と第13次の主高調波周波数をフィルターするために制御されるハイブリッドフィルタが適切なものになる。他の非線形及び混合された線形／非線形負荷38は電源36と接続してもよい。本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムを設計し、制御し、それによって能動的に同調して、ハイブリッドフィルタが用いられる特定の電源36と負荷38のために要求される、主高調波周波数の任意の組み合わせに対する高調波補償と遮断を行ってもよい。
各ハイブリッド並列能動／受動フィルタ32と34には、能動フィルタインバータ54又は56にそれぞれ直列に接続する受動フィルタ50又は52が含まれる。直列に接続している能動／受動フィルタ32と34は負荷38と並列に接続するようになっている。各受動フィルタ50又は52には、容量素子58又は60と、インダクタ62又は64とが、それぞれ含まれる。本発明の典型的な三相の応用例では、受動フィルタ50と52は電力装置30の各位相に対する別のコンデンサ／インダクタの対と共に実装されるということを理解すべきである。コンデンサ58又は60並びにインダクタ62又は64によって形成される共振回路は、高調波補償と遮断を必要とする選択した主高調波周波数に近似的に同調する。従って、図３に示す代表的なトポロジーでは、コンデンサ58と誘導子62は好適には第５次高調波周波数に近似的に同調し、コンデンサ60と誘導子64は第７次高調波周波数に近似的に同調することが望ましい。しかし、前に述べたように、L-C構成要素許容誤差のために受動フィルタ50と52の正確な同調は簡単には達成されない。さらに、高調波電流を吸収するフィルタ50と52の性能は、これらのフィルタがその一部である電力装置30の総インピーダンスの変分（ソースインダクタンス40の変分を含む）によって影響を受けることになる。電源36の総インピーダンスが選択した主高調波周波数で受動フィルタ50又は52のインピーダンスより低下すれば、より多くの高調波電流が受動フィルタの中へよりも電源36の中へ引き込まれることになる。そのため、能動フィルタインバータ54と56を用いてハイブリッドフィルタ32と34の能動同調が行われ、いずれの電源、受動フィルタ、あるいは負荷条件に対しても選択した主高調波周波数で高調波補償と遮断が達成される。
能動フィルタインバータ54と56は好適には方形波インバータとして実装することが望ましい。任意の従来の方形波インバータトポロジーを用いてもよい。また、PWMインバータのような他のインバータトポロジーを用いてもよい。しかし、PWMインバータの高いスイッチング周波数から結果として生じる大きなスイッチング損失のためにその応用は通常、0.5〜5MWの範囲の中電力非線形負荷38を持つ電力装置に限定される。方形波インバータとして実装する能動フィルタを使用することによって1〜50MW以上の範囲の大きな定格の産業用装置の負荷の高調波補償が可能となる。
能動フィルタインバータ54と56は三相インバータで、各インバータの位相が、ハイブリッドフィルタの各位相の受動フィルタ部分を形成するコンデンサ／誘導子対の一つと直列に接続している。能動フィルタインバータ54と56は受動フィルタ50と52と直接直列に接続してもよい。あるいは、従来の結合変圧器（図18参照）を使用して受動フィルタ50と52と直列に接続する方が望ましい場合もある。能動フィルタインバータ54と56を受動フィルタ50と52と接続するために直接接続を使うか結合変圧器を使うかは、要件を満たす定格を持つ能動フィルタインバータスイッチング装置、DCバスコンデンサ、及び用いるべき結合変圧器間のコスト最適化によって決まる。このコスト最適化はインバータと変圧器に対するメーカーのコスト構造に従って行うことができる。本明細書で説明するハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムトポロジーに対して、DCバス静電容量要件（従ってDCバス電圧リップル）を低減するために変圧器結合が通常必要となる。これはPWMインバータの電流または電圧定格をマッチさせるだけのために変圧器を印加する他の能動濾波システムとは異なる。
本発明のハイブリッド並列能動／受動フィルタシステム32と34によって主高調波周波数で線路高調波が低減されIEEE519のような高調波規格が満たされる。ハイブリッド能動／受動フィルタ32と34と並列に接続するオプションの完全受動広域フィルタブランチ66を使用して、電力線37からより高次の負荷電流高調波を濾波してもよい。受動広域フィルタ66には、三相電力装置電力線37の各位相と接続したコンデンサ68、インダクタ70、抵抗器72の素子が含まれる。
図３に例示した代表的な回路トポロジーで、分離能動フィルタインバータ54と56を用いて各主高調波周波数が濾波される。本発明による代替ハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムトポロジー80が図４に例示されている。この代替トポロジーシステム80では、単一の能動フィルタインバータ82が２つの受動フィルタ50と52に直列に接続している。２つの受動フィルタ50と52を２つの別の主高調波周波数に近似的に同調してもよい。あるいは、受動フィルタ50と52を他の周波数、例えば基本周波数での反共振に同調してもよい。本発明による単一の能動フィルタインバータ82を制御して、多数の主高調波周波数で同時に電圧信号を生成し、多数の主高調波周波数で高調波補償と遮断とを同時に行う。この代替ハイブリッドフィルタシステムトポロジー80で、能動フィルタインバータ82は好適にはPWMインバータとして実装することが望ましい。
代替トポロジーシステム80の能動フィルタインバータ82のための代表的な制御システムが図５に例示されている。能動フィルタインバータ82を制御して、一つ以上の主高調波周波数で同時に高調波補償と遮断とを行うために、以下に説明するようにそれぞれ個々の主高調波周波数についてインバータ制御信号が生成され、各主高調波周波数に対するこの制御信号は能動フィルタインバータ82を制御するために送られる前に一緒に加えられる。従って、例えば、高調波制御装置90は、高調波遮断のために第５次高調波周波数で高調波インバータ電圧指令信号を出力する。第５次高調波制御装置90は、能動フィルタインバータを制御する制御信号を生成する装置であるが、この装置は以下にもっと詳細に説明するように実装することができる。第５次高調波制御装置90には、第５次高調波インバータ電圧指令信号を生成するためのフィードバック92とフィードフォワード94構成要素を含めてもよい。同様に、フィードバック98とフィードフォワード100構成要素を含むことができる第７次高調波制御装置96は第７次高調波周波数で高周波インバータ電圧指令信号を出力する。フィードバック104とフィードフォワード106構成要素とを備えた追加の高調波制御装置102を使用して、他の選択した主高調波周波数でも同様に高調波インバータ電圧指令信号を出力してもよい。多数の主高調波周波数でのインバータ電圧指令信号は、サミング・ジャンクション108で結合され、能動フィルタインバータ82を制御するインバータスイッチング信号を生成するために変調器110へ出力される。DCバス制御インバータ電圧指令信号をサミング・ジャンクション108で高調波インバータ電圧指令信号と結合してもよい。以下にもっと詳細に説明するように、DCバス制御インバータ電圧指令信号は基本周波数でDCバス制御装置120によって生成され設計されて、能動フィルタインバータ82を制御し、インバータDCバスの補償を行う。
本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムのための他の代替トポロジー140が図６に例示されている。この代替実施例140では、受動フィルタは費用効果のある電力補正コンデンサ142を用いて実装される。出力インダクタンスを含む能動フィルタインバータ82を制御し、一つ以上の選択した主高調波周波数でインバータ電圧信号を生成し、選択した主高調波周波数で力率補正コンデンサ受動フィルタ142と組み合わせて高調波補償と遮断とを行う。各主高調波周波数について高調波インバータ電圧指令を独立に生成し、次いで能動フィルタインバータ82を制御するためにインバータ電圧指令を印加する前に各主高調波周波数についてインバータ電圧指令を一緒に加えることによって、能動フィルタインバータ82を制御して一つ以上の主高調波周波数で同時に高調波遮断と補償を行ってもよい（図５に関する上記の議論を参照）。多数の主高調波周波数で同時に補償と遮断を制御するために、能動フィルタインバータ82は好適にはPWMインバータとして実装することが望ましい。
本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムは制御され、電源電圧高調波歪が存在する中で入力AC電線37において主高調波周波数電流が最小化される。これは、主高調波周波数における電源電流isがゼロになるように能動フィルタインバータ電圧の位相並びに振幅を調整することによって達成される。この制御戦略は自動的に到来AC電源中に存在する電圧高調波に追従する。能動フィルタインバータ用制御装置は、好適にはこの制御戦略を実行して不正確に同調した受動フィルタ素子を用いて高調波遮断と補償を達成できるものが望ましい。能動フィルタ制御装置も好適には方形波能動フィルタインバータを制御して必要なDCバス調整を行うことができるものであることが望ましい。本発明によるDCバス調整を行うための能動フィルタインバータ制御装置については後にもっと詳細に説明する。
図７の概略ブロック図は本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステム32を例示するものであり、制御信号をハイブリッドフィルタ32の能動フィルタインバータ54へ出力し、本発明による能動フィルタインバータ54を制御しそれによって電源電圧高調波歪が存在する入力AC電力線37中の主周波数高調波電流を最小化するための能動フィルタ制御装置150の機能素子を備えている。能動フィルタ高調波制御装置152によって、能動フィルタインバータ54へ出力され選択した主高調波周波数でインバータ電圧信号を生成し、高調波遮断と補償機能を果たす高調波インバータ制御信号が生成される。高調波制御装置152は、好適には同期位相基準フレーム(SRF)ベースの制御装置として実装することが望ましい。測定した三相信号値を二相同期回転基準フレーム信号値に変換し、これらの二相基準フレーム信号値を操作して二相インバータ電圧指令信号を生成し、この二相インバータ電圧指令信号を三相インバータ電圧指令信号へ変換し、この三相インバータを出力して能動フィルタインバータ54を制御することによって、SRFベースの制御装置は作動する。本発明によれば、高調波インバータ電圧指令信号を生成するために使用する測定した三相値は三相電源電流isである。電流変圧器などのような従来の方法でこの電源電流isを測定してもよい。この測定した三相電流値は、濾波の対象となる選択した主高調波周波数で同期回転する二相基準フレーム信号値に変換される。従来の方法でこの変換を行ってもよい。前に説明したように、三相から二相への相数変換は主高調波nで位相角信号値Θnから計算したcosΘnとsinΘn信号値を必要とする。例えば、Θn信号値を生み出すために測定したフィルタ端子電圧Vloadに対する位相ロックループ(PLL)154と、位相ロックアングルΘnからcosΘnとsinΘn信号値を出力するための参照用テーブル156とを用いる従来の方法で、これらの信号値を生成してもよい。負荷電圧(Vload)でもあるフィルタ端子電圧を従来の方法で測定してもよい。二相高調波インバータ電圧指令信号を三相高調波インバータ電圧指令信号へ変換する際に、PLL154と参照用テーブル156も使用される。より高速な応答を行うために、高調波制御装置152には以下にもっと詳細に説明するフィードフォワード指令計算機を含めてもよい。フィードフォワード指令計算機は、二相同期回転基準フレームにおいてフィードフォワード指令を生成するものである。用いられるこの特別のフィードフォワード指令生成装置（この開示文書で詳細に２つのオプションを説明する）に依るが、フィードフォワード指令生成装置は、測定した三相負荷電流iload、電源電圧Vsおよび／またはフィルタ電流if（選択した主高調波周波数で二相同期回転基準フレーム信号値に変換した値）を必要とする場合がある。これらの電流と電圧は従来の方法で測定してもよい。測定された電流と電圧の三相から二相への相数変換は、PLL154と参照用テーブル156によって与えられる主高調波nでsinΘnとcosΘn値を用いて従来の方法で行ってもよい。
能動フィルタインバータ54は、DCバス160の両端の電圧から選択した主高調波周波数でインバータ電圧信号を合成する。能動フィルタインバータ54を制御して、DCバスコンデンサ160の両端の所望のDCバス電圧レベルを維持することにより、インバータDCバス160の電力平衡を達成し、インバータ54の損失を補償するために用いられるDCバス制御インバータ電圧指令信号がDCバス制御装置158によって生成される。以下にもっと詳細に説明するように、基本周波数と主高調波周波数でエネルギーを交換することによってDCバス160の電力平衡は達成される。DCバス制御装置158は好適にはSRFベースの制御装置として実装されることが望ましく、また、以下にもっと詳細に説明するように、選択された構成要素を高調波制御装置152と共有してもよい。DCバス制御装置158は、DCバス基準電圧信号Vdc*（高調波制御装置152によってつくられた信号から便宜的に生成したものであってもよい）や、DCバスコンデンサ160の両端で測定した電圧Vdc、並びに測定した三相フィルタ電流値ifに基づいて三相DCバス制御インバータ電圧指令信号を生成する。これらのフィルタ電流値ifは例えば電流変圧器などを用いる従来の方法で測定してもよい。DCバス制御装置158は、測定した三相フィルタ電流値ifを基本周波数で二相同期回転基準フレーム信号値に変換することを必要とする。前に説明したように、基本周波数で位相角Θを生成するためのフィルタ端子電圧Vloadに対するPLL162と必要とされるcosΘとsinΘ信号値をDCバス制御装置158へ出力するための参照用テーブル164とを用いる従来の方法でこれを達成してもよい。同様にして、PLL162と参照用テーブル164とによって出力した信号を用いて、二相DCバス制御インバータ電圧指令信号は三相DCバス制御インバータ電圧指令信号へ変換される。
高調波制御装置152によって生成した高調波能動フィルタインバータ電圧指令信号は、能動フィルタインバータ54を制御するために印加する前に中継部166でDCバス制御装置158からのDCバス制御インバータ電圧指令信号と結合される。中継部166において、PWM変調（以下にもっと詳細に説明する）が生じ、その中で能動フィルタインバータのためのスイッチング信号がこの結合した高調波とDCバス制御インバータ電圧指令信号から生成される。それによって能動フィルタインバータ54が同時に制御され、選択した主高調波周波数で高調波遮断／補償の両機能が行われ、また、DCバス制御と電力平衡とが行われる。図７だけが、単一主高調波周波数を濾波するための単一の本発明による並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムを例示することに留意されたい。分離した高調波制御装置152とDCバス制御装置158が、選択した主高調波周波数を濾波するために使用される各分離能動フィルタインバータのために使用される。図４と図６を参照して説明した代替ハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムトポロジー80と140における様に、一つ以上の主高調波周波数の高調波遮断と補償を同時に行うために単一の能動フィルタインバータ82を使用しなければならない場合には、図５に例示されているように能動フィルタインバータ82を制御するために制御信号を印加する前に、多数の高調波制御装置152からの能動フィルタインバータ制御信号を結合してもよい。
本発明で用いる代表的なSRFベースの高調波制御装置152を図8を参照してもっと詳細に説明する。この代表的な制御装置は、能動フィルタインバータ54を制御して、第５次高調波周波数で高調波補償／遮断を行うための制御信号を出力する。他の主高調波周波数のための制御装置も同様に実装される。フィードバック制御は、電流変圧器又は他の従来の電流測定装置を用いて測定した三相電源電流isa、isb、iscに基づく。この測定した電源電流信号値は、三相から二相への同期位相基準フレーム変換装置170へ印加される。図１に関連して前に説明したように、三相から二相への相数変換装置170を従来の方法で実装して三相電源電流信号値isa、isb、iscを二相同期回転電源電流信号値iqeとideへ選択した主高調波周波数（すなわちこの場合第５次高調波周波数）で変換してもよい。従って、三相から二相への同期位相基準フレーム変換170ではsinΘ5とcosΘ5信号値が用いられるが、これらの信号値は測定した端子電圧Vloadに対するPLL154と参照用テーブル156とによって生成され、三相から二相への相数変換が行われる。
三相から二相への同期位相基準フレーム変換170を実行するための代表的な回路が図９に例示されている。増幅器回路171を使用して三相信号から二相への定常ds-qs基準フレームの初期変換が行われる。この回路は三相基準電流ia、ib、ic間の関係を利用するものである。ic＝−ia−ibであるので、相数変換を行うためには２つだけの被測定相電流iaとibを必要とする。従って、第一の増幅器回路172はiaからiqsを生成する。同様に、第２の増幅器回路173は、測定した三相電流信号iaとibに基づいて定常二相基準フレームに信号idSを生成する。増幅器回路172と173によって、式１によって定義したような適当な定数を掛けたiaとibを組み合わせることによって定常二相基準フレームにidsとiqsが生成される。これら２つの増幅器回路172と173は全く同一のものであるが、増幅器回路172中の抵抗器174と、増幅器回路173中の抵抗器175と176とはiaとib間の所望の比率を持つマルチプライヤを与えiqsとidsを形成するために選ばれた抵抗値を持っていることに留意されたい。各増幅器回路172と173における抵抗器177と178、及び背面結合ツェナーダイオード179と180はそれぞれiqsとids量のスケールを低減するための分圧器と減圧器を与えるものである。
sinΘnとcosΘn単位ベクトルの乗算は、AD2S100又はAD2S105のような集積回路ACベクトルプロセッサー・チップ181を用いて、図９に示すSRF変換回路170で達成される。定常位相基準フレーム信号iqsとidsは、それぞれsinΘとcosΘの入力時にベクトル・プロセッサ181へ入力される。回転二相基準フレーム信号値iqeとideはベクトル・プロセッサ181から出力される。定常二相基準フレーム信号値iqsとidsとが回転して二相基準フレーム信号値iqeとideを形成する量は位相角Θを表すデジタル信号によって決定され、この量は、ベクトル・プロセッサ181の入力端子につながるライン182に印加される。ライン182は、式２によって要求されるn番目の高調波周波数でcosΘnとsinΘn値に対応するベクトル・プロセッサ181内の参照用テーブルへの入力端子である。従って、図７の参照用テーブル機能156はベクトル・プロセッサ181で実行される。他の回路を用いて、三相から定常二相への基準フレーム変換を行い、定常から同期回転二相量への変換を達成してもよい。例えば、マイクロプロセッサやデジタル信号プロセッサ(DSP)を使用する三相から二相への相数変換170のデジタル実施例を用いてもよい。
定常から回転への二相変換は好適には測定されたフィルタ端子電圧Vloadに対する位相ロックループ(PLL)154から導き出されるcosΘnとsinΘn値に基づくことが望ましい。図９に示す三相から二相へのSRF変換回路170について対応するPLL154が図10に例示されている。任意の一つの位相に対するニュートラルフィルタ端子電圧Vload（Vfで示される場合もある）へつながるラインは集積回路183の入力端子へ印加される。回路183のクロック信号出力は、直列に接続している10進カウンタ184と２進カウンタ185、並びに２進カウンタ186中のカウントを増分する。２進カウンタ186の出力はΘnに対応するアドレス信号である。
但しこの場合、n＝5（第５次高調波）である。これらの信号はインバータ187によって逆変換されライン182に印加される。このラインで信号は所望のsinΘnとcosΘn値を含む内部参照用テーブル用アドレスとして図９のベクトル・プロセッサ181のようなベクトル・プロセッサ回路によって使用される。この場合、第５次高調波は基本周波数に関して負すなわち逆方向の回転を持っているのでインバータ187が使われる。２進カウンタ185の出力はVfの基本周波数（例えば60Hz）における信号パルスである。この信号は入力として集積回路183へ戻される。集積回路183によってそのクロックレート出力が調整され、Vf入力信号でカウンタ185から位相ロック中へ受信される信号がもたらされる。マイクロプロセッサまたはデジタル信号プロセッサ(DSP)においてデジタルで実行されるPLLを含む他のPLL回路も使用することができる。注目すべき点は、この応用例で三相から二相への相数変換またはPLLの使用が必要とされる場合にはどこにでも、代表的な三相から二相への相数変換といま説明したPLL回路をわずかに変更して使用できるということである。
選択した主高調波周波数で三相電源電流信号値isa、isb、iscを二相同期回転ソース電流信号値iqeとideに変換する際、測定した電源電流信号値の主高調波周波数成分は二相ソース電流信号値ideとiqeのDC成分へ変換される。従って、電源電流isの主高調波電流成分に対応する信号iqfeとidfeは、二相電源電流信号値iqeとideの低域通過濾波によって位相遅れなしに簡単に抽出することができる。二相電源電流信号iqeとideからDC主高調波成分を抽出するために使われる低域通過フィルタ188と190は、好適には最大限に平坦なバターワースローパスフィルタによって実現されることが望ましい。適当なカットオフ周波数（例えば10Hz）を持つ第６次スイッチ型コンデンサローパスフィルタのような、他の従来型の低域通過フィルタの設計を利用してもよい。位相遅れを導入せずに低域通過フィルタを用いて測定した電流や電圧信号から主高調波成分を抽出する能力はSRFベースの制御装置の著しい利点である。ほとんどの他の制御装置は高調波と基本周波数の双方でかなりの位相シフトを導入している。
低域通過フィルタ288と190は、図11に例示したタイプのスイッチ型コンデンサ低域通過フィルタ191を用いて実装してもよい。スイッチ式コンデンサ低域通過フィルタ191では、集積回路スイッチ192が切り替わり入力信号からDC成分が抽出される。増幅器回路193は出力バッファを低域通過フィルタ191に出力する。言うまでもなく、アナログサーレンキー型アプローチを用いるLPFやデジタル信号プロセッサ(DSP)に実装されているデジタルLPFのような他の低域通過フィルタ設計を用いることもできる。注目すべき点は、この仕様でLPFの使用が必要とされる場合にはどこにでも、いま説明したスイッチ式コンデンサLPFを使用できるということである。
測定した電源電流の主高調波成分に対応する濾波された信号値は、中継部194と196で、それぞれ電源電流基準指令信号値iqe*とide*と比較され、電源電流高調波誤差信号が出力される。この目的は電源電流の主高調波成分をゼロまで追いやることであるので、主高調波電源電流基準指令信号値iqe*とide*は双方ともゼロにセットすることが望ましい。選択した主高調波周波数での測定した電源電流と選択した主高調波周波数での所望の電源電流との間の差分を表す電源電流高調波誤差信号は、比例積分(PI)調整装置200と202に印加される。PI調整装置200と202は従来の方法で実装してもよい。PI調整装置200と202の出力は、二相同期回路基準フレームにおける高調波インバータ電圧指令信号iqe*とide*である。この二相高調波インバータ電圧指令信号をサミング・ジャンクション210と212でフィードフォワード指令計算機240からのフィードフォワード電圧指令信号と結合してもよい。フィードフォワード指令計算機240について以下にもっと詳細に説明する。二相高調波インバータ電圧指令信号は、二相から三相への同期位相フレーム変換214によって二相同期回転基準フレームから三相インバータ電圧指令信号Vinva*、Vinvb*、Vinvc*へ変換される。二相から三相への同期位相フレーム変換装置214は図２に関連して先に説明した二相から三相への相数変換を行う従来の方法で実装してもよい。この二相から三相への基準フレーム変換は主高調波周波数で達成され、従って、この場合sinΘ5とcosΘ5信号値を必要とするが、このsinΘ5とcosΘ5信号値はフィルタ端子電圧Vloadに対するPLL154と参照用テーブル156とによって出力されるものであってもよい。
代表的な二相から三相への相数変換回路214の回路図が図12に例示されている。反転増幅器215がk＝−1（この場合Vdc値を表す）の乗算を実行する。これは第５次高調波のような負数列については適当である。集積回路ベクトルプロセッサー・チップ216は二相回転から二相定常への変換を行う。Θnに対応するPLL154からライン182でアドレス信号によってアドレスされた内部参照用テーブルによって回路216で、式３によって要求されるような、必要なsinΘnとcosΘnの乗算が実行される。定常二相基準フレームにおける電圧値を表すベクトル・プロセッサ216の出力値は増幅器回路217に印加され、この増幅器回路は式４が要求する定数を定常二相基準フレーム信号値に乗算して二相信号値を三相信号値へ変換する。デジタル信号プロセッサ回路を含む他のアナログ回路又はデジタル回路を使用して二相から三相への相数変換214を実行してもよい。注目すべき点は、この仕様で二相から三相への相数変換が必要とされる場合にはどこにでも、この代表的な二相から三相への相数変換回路をわずかに変更して使用できるということである。
三相高調波インバータ電圧指令信号Vinva*、Vinvb*、Vinvc*は変調器218へ出力される。変調器218は、インバータ電圧指令信号から能動フィルタインバータ54中のスイッチング装置に対してインバータスイッチング信号Sa、Sb、Scを生成する。従って、例えば、方形波能動フィルタインバータ54のインバータスイッチに対して方形波インバータゲート信号を生成する方形波又はスイッチング角計算機として変調器218を実装してもよい。インバータスイッチング信号を生成するための代表的な構造と方法をインバータ54のDCバス制御に関連して以下にもっと詳細に説明する。この結果得られる、インバータ54によって生成される三相インバータ電圧信号Va、Vb、Vcは、フィルタ端子電圧あるいは負荷電圧Vloadに、選択した主高調波周波数で電源電圧Vsに追従させ、近似的にゼロになるまで選択した主高調波周波数で電源電流が調整される。
前に説明したように、図８に例示したトポロジーと同様のSRFベースの制御装置トポロジーを用いて能動フィルタインバータ56（図３参照）を制御し、第７次高調波のような他の主高調波周波数で高調波遮断と補償を行ってもよい。このような制御装置では、同期位相基準フレームが他の主高調波周波数で回転することになる。例えば、第７次高調波周波数では、同期位相基準フレームは基本周波数の７倍で回転する。従って、sinΘ7とcosΘ7値を用いて三相から二相への、また、二相から三相への同期位相フレーム変換を行うことによってSRF変換は達成される。測定したソース電流の主高調波成分を位相遅れなしに抽出できるSRFベースの制御装置152のヘテロダイン特性によって、ゼロ定常偏差でPIベースの調整装置200と202を有効に使用することが可能となる。制御装置152は選択した主高調波周波数での高調波遮断を保証し、全ての主高調波周波数負荷電流高調波を対応する受動フィルタ中へ抑え込む。注目すべき点は、アナログハードウェア、アナログとデジタルハードウェアの組み合わせを用いて、あるいはデジタル信号プロセッサ(DSP)又は同様のデジタルプログラム可能装置によって制御装置トポロジー152を実施できるということである。
次にフィードフォワード指令計算機240の動作を説明する。フィードフォワード指令計算機240によって、二相同期回転基準フレームでフィードフォワード指令信号が出力され、これらの指令信号はPI調整装置200と202によって生成された二相高調波インバータ電圧指令信号（フィードバック制御信号である）と結合される。フィードフォワード指令信号の効果は、より有効に能動フィルタインバータ54を制御して、電源ライン37にかかる高調波歪により高速に応答し、それによって高調波歪をより有効に低減することである。注目すべき点は、フィードフォワード指令計算機240は高調波制御装置152のオプションの特性であり、ハイブリッド並列能動／受動フィルタシステム32の高電力への応用例を含む全ての応用例において必ずしも必要なものではないということである。さらに注目すべきことは、様々な方法と構造を用いてフィードフォワード指令信号を生成することもできるという点である。このようなオプションの一つを以下直ちに詳細に説明し、図15の能動フィルタインバータ制御装置に関連してもう一つのフィードフォワード指令生成装置トポロジーをその後詳細に説明する。
図13を参照するとフィードフォワード指令計算機240の動作を最もよく説明できる。本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムがSRFベースの制御装置152によって制御され、選択した主高調波周波数で高調波遮断が達成されることを思い出していただきたい。図13は、このような高調波遮断条件の下で図３に例示した電力装置30の第５次高調波等価回路を例示するものである。高調波遮断の下で、第５次高調波電源電流はis5＝０である。第５次高調波受動フィルタ50の第５次高調波電流(if5.5th)と、第７次高調波受動フィルタの第５次高調波電流(if7.5th)とは、第５次高調波能動フィルタ方形波インバータ54によって生成されるインバータ電圧Vinv5と、第５次高調波負荷電流iload.5thという観点から次式によって表すことができる。
0003822910.tif 000006
0003822910.tif 000007
ここで、Zf5.5thとZf7.5thとはそれぞれ第５次高調波受動フィルタ50と第７次高調波受動フィルタ52に対する、第５次高調波周波数での受動フィルタインピーダンスである。
従って、
0003822910.tif 000008
0003822910.tif 000009
ここでω5は−5ωe（基本周波数の５倍）であり、r5とr7はそれぞれ第５次及び第７次の高調波受動フィルタ50と52の抵抗であり、Lf5とLf7はそれぞれ、第５次及び第７次の高調波受動フィルタ50と52のインダクタンス62と64であり、Cf5とCf7はそれぞれ第５次及び第７次の高調波受動フィルタ50と52の静電容量58と60である。
本発明による電源電流isでの第５次高調波周波数での高調波遮断はインバータ電圧vinv5を制御して、第５次高調波周波数vload.5thでのフィルタ端子電圧が第５次高調波周波数vs.5thでの電源電圧に追従するようにすることによって達成される。従って、
0003822910.tif 000010
0003822910.tif 000011
第７次高調波周波数能動フィルタインバータ56に対するインバータ電圧を同様に決定することができる。
0003822910.tif 000012
式10と式11で導き出された能動フィルタインバータ電圧vinv5とvinv7は選択された周波数で高調波遮断を達成する実行可能性を示している。vinv5とvinv7の解はフィードフォワード指令信号として有効に利用され、二相高調波インバータ電圧指令信号と結合して本発明のハイブリッドフィルタシステムのダイナミック性能の改善が行われる。注目すべき点は、電力装置30の単純化された等価回路（図13）においてインバータ電圧振幅と位相に対する一点解が存在するということである。もっと複雑なシステムについてはもっと精巧な最適の検索アルゴリズムを用いてもよい。
図８に例示した、第５次高調波能動フィルタインバータ制御装置152に対して、フィードフォワード指令計算機240は式10を実行し、二相同期回転基準フレーム中にフィードフォワード指令信号としてvinv5を生成する。式10を調べると、フィードフォワード指令vinv5を生成するために電源電圧vs.5thの第５次高調波成分と、負荷電流iload.5thの第５次高調波成分とが必要であることが明らかである。第５次高調波周波数での三相から二相への同期位相フレーム変換を用いてこれらの高調波周波数成分信号値を導き出してもよい。従って、測定した三相電源電圧値vsa、vsb、vscを三相から二相への同期位相フレーム変換装置242へ出力することができ、この変換装置242がcosΘ5とsinΘ5信号値とを用いて第５次高調波周波数で二相同期回転基準フレーム信号値へ三相電源電圧値を変換する。これによって電源電圧の第５次高調波成分は、二相同期回転基準フレームでDC信号値に変換され、これらのDC信号値は順に位相遅れなしに低域通過フィルタ244と246によって抽出される。あるいは、測定電源電圧に対して高速フーリエ変換を行うことによって電源電圧の第５次高調波成分を得ることもできる。測定した三相負荷電流値iloada、iloadb、iloadcは、三相から二相への同期位相フレーム変換装置248へ出力され、この変換装置によって三相負荷電流信号は、cosΘ5とsinΘ5値とを用いて第５次高調波周波数で二相同期回転基準フレーム信号値へ変換される。同期位相基準フレーム変換248は二相同期回転基準フレームで負荷電流の第５次高調波成分をDC信号へ変換する。このDC成分は、位相遅れなしに低域通過フィルタ250と252によって抽出される。低域通過フィルタ244と246並びに250と252から出力されたDC信号はフィードフォワード指令計算機240へ出力される。このフィードフォワード指令計算機240は、電源電圧と負荷電流高調波成分信号値とを用いて式10に従って、フィードフォワード指令電圧信号vinv5を生成する。注目すべき点は、電力装置30の単純化された等価回路（図13）において、インバータ振幅と位相に対する一点解が存在するということである。もっと複雑なシステムに対しては、より精巧な最適の検索アルゴリズムが必要となるかもしれない。そのような場合には、結果として得られる第５次高調波能動フィルタインバータ電圧vinv5に対するより精巧な解に基づいて、フィードフォワード指令計算機240によってフィードフォワードインバータ電圧指令信号が生成されるであろう。デジタルプロセッサを用いるアナログ回路構成で、あるいはアナログ回路構成とデジタル回路構成とを組み合わせてこのフィードフォワード指令計算機を実装してもよい。
一つ以上の主高調波周波数濾波を行うための分離したハイブリッド能動フィルタブランチを含むハイブリッド並列能動／受動フィルタシステム設計する際に重要なことは循環電流が受動フィルタに負荷をかけすぎないことを保証することである。図３に例示したハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムの応用例では、循環電流は第５次及び第７次の受動フィルタ50と52間の高調波電流を参照する。高調波遮断が第５次及び第７次の高調波周波数で達成されると、式５と式６の中に式10を代入することによって第５次及び第７次の高調波受動フィルタ50と52中の第５次高調波電流を導き出すことができる。
0003822910.tif 000013
0003822910.tif 000014
同様に、第７次と第５次高調波受動フィルタ52と50の中の第７次高調波電流は以下のように導き出すことができる。
0003822910.tif 000015
0003822910.tif 000016
受動フィルタブランチ50と52の間の循環第５次及び第７次の高調波電流は、vs.5thとvs.7thによって示される電源電圧高調波が存在する下での高調波遮断の結果として、vs.5th/zf7.5thとvs.7th/zf5.7thとしてそれぞれ明瞭に特定することができる。
第５次及び第７次の受動フィルタ50と52の設計において、総静電容量は負荷38の基本無効電力要件によって制約される。第５次及び第７次の受動フィルタブランチ50と52との間で異なる比率で静電容量を配分することによって、総循環電流と能動フィルタ定格を最小化する目的でブランチのインピーダンス特性を制御することができる。第５次高調波受動フィルタ50の第７次高調波周波数インピーダンス(zf5.7th)と第７次高調波受動フィルタ52の第５次高調波周波数インピーダンス(zf5.5th)対第５次高調波受動フィルタ50と第７次高調波受動フィルタ52間の異なる静電容量配分比率が図14に例示されている。循環電流を最小化するために、第５次高調波受動フィルタは第７次高調波周波数でハイインピーダンスを示すべきであり、その逆もまた同様である。能動フィルタ定格を最小化するためには基本無効フィルタ電流を平等に配分しなければならない。それゆえ、最適の方法は、図14に例示されているように受動フィルタ間で静電容量を平等に配分することである。従って、第５次高調波受動フィルタ50の静電容量58は、C5＝a×Ctotalとなり、第７次高調波受動フィルタ52の静電容量60は、C7=(1-a)×Ctotalとなる。第５次及び第７次の高調波受動フィルタ50と52のインダクタンス62と64(Lf5とLf7)は受動フィルタ50と52をそれぞれ第５次及び第７次の高調波周波数で同調するように適宜設計される。本システムの推奨実施例では、能動フィルタインバータ定格を最小化するためにa＝0.6で静電容量は平等に配分される。この設計アプローチはまた受動フィルタブランチ50と52との間での無効電力補償を平等に配分するものである。
本発明による高調波遮断を達成するための方形波能動フィルタインバータの制御は、インバータ電圧信号合成の元になるインバータDCバス電圧が維持されることを必要とする。PWMインバータに対しては一定のDCバス電圧を維持しなければならない。方形波インバータに対してはDCバスを制御して必要なインバータ出力電圧を出力しなければならない。これは、入力整流器電圧電源を用いてDCバス電圧を供給する従来の方法で達成してもよい。しかし、本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムの推奨実施例において、DCバスの電力平衡を達成するDCバス制御方式が用いられる。本発明によれば、基本周波数で、また、濾波されている主高調波周波数（第５次高調波能動フィルタ54に対する第５次高調波など）でエネルギーを交換することによってDCバスの電力平衡は達成される。このDCバス制御方式は、並列能動フィルタや、ハイブリッド直列能動フィルタシステムのような他のハイブリッド能動フィルタシステムで使われる以前知られていたDCバス制御方式とは異なるものである。従来のシステムでは、能動フィルタインバータの両端の基本電圧と同相の基本電流を生成するか、能動フィルタインバータ中を流れる基本電流と同相の能動フィルタインバータによって出力される基本電圧を生成するかのいずれかによってDCバス電圧を維持し、必要な有効電力が供給されてインバータの損失が補償された。それ故、これらの今まで知られていたシステムトポロジーでは、有効電力潮流は基本周波数においてのみ発生する。しかし本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムでは、主高調波周波数電流と能動フィルタによって生成される高調波周波数電圧信号の相互作用（積）に起因する有効電力潮流が生じることが望ましい。
次にDCバスの電力平衡を達成するためのDCバス制御を第５次高調波周波数で動作する能動フィルタインバータ54を参照しながら説明する。高調波補償と遮断を必要とする他の主高調波周波数で動作する能動フィルタインバータに対して全く同様の制御方式を用いることができることを理解すべきである。
本発明によれば、前に説明したように、能動フィルタインバータ54は、電源36と負荷38との間で高調波遮断を達成するように高調波電圧信号を生成する。これによって主高調波周波数でインバータの中へ有効電力潮流が起こされ、インバータはDCバスコンデンサ160両端のインバータDCバス電圧を充電・放電する。フィルタブランチ中の主高調波周波数電圧と電流の積に起因する、インバータ54の中へ起こされたこの有効電力潮流は、能動的に制御することができず、それ故他の何らかの周波数での有効電力による平衡を必要とする。この有効電力平衡を他の選択した主高調波周波数で達成することはできない。その理由は、他の高調波周波数でインバータを制御して電力平衡を行おうと試みる一方で同時に他の主高調波周波数で高調波遮断の本来の機能を達成しようとする試みると結果として衝突が生じるからである。他の高調波周波数で試みる有効電力平衡を行った結果電源電流高調波も生じる。それ故、DCバスを平衡する機能は好適には基本周波数のみで達成することが望ましい。
本発明によれば、能動フィルタインバータ54を制御して、基本周波数電流と同相の基本周波数電圧がフィルタ32中に生成され、有効電力平衡が達成され、インバータの損失が補償される。ハイブリッドフィルタシステム32の高調波遮断機能は、インバータ出力の基本電圧を付加することによって影響を受けることはない。なぜなら、生成される基本周波数電圧信号は、能動フィルタインバータ54によって生成される高調波周波数電圧信号に依存していないからである。本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムの動作に対するこの制御方式は、そのようなシステムにおけるインバータDCバスをサポートするエネルギー貯蔵装置や追加電源を不要にするものである。この点が、DCバス用のDCエネルギー貯蔵装置や追加電源を必要とし、電源電圧歪が存在して高調波遮断を達成ことができない従前のハイブリッド並列能動フィルタシステムに対する、本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムの要となる利点である。受動フィルタコンデンサ58の両端の基本電圧と比較すると注入される電圧が非常に小さいので、電源ライン37上への基本電圧信号の注入はこのシステムの無効電力補償に対して何ら重要な影響を与えない。
本発明による、能動フィルタインバータ54を制御しインバータDCバスの電力平衡を達成するためのSRFベースの制御装置150が図15に例示されている。SRFベースの制御装置150には、DCバス制御のみならず、主高調波周波数で高調波遮断と補償を行うための能動フィルタインバータ54を制御する高調波制御装置152とDCバス制御装置158の構成要素が含まれる。高調波補償と遮断を行うための能動フィルタインバータ54の制御が、高調波SRF制御装置構成要素152によって行われるが、この構成要素には前に説明したように、フィードバック制御が含まれ、また、オプションとして、フィードフォワード制御構成要素が含まれる。このフィードバック制御要素の動作については図８に関連してすでに説明した。前に説明したように、三相電源電流isa-cが測定され、三相から二相への同位相フレーム変換170によって第５次高調波周波数で二相同期回転基準フレーム信号に変換される。この変換は、低域通過フィルタ188と190が抽出するDC信号値へ電源電流の第５次高調波成分を変換するものである。第５次高調波電流成分に対応する、フィルターしたDC信号値iqeとideとの間の差分194と196をとることによって生成される電源電流高調波誤差信号と、ゼロにセットされる基準値iqe*とide*とは、PI調整装置200と202に印加される。PI調整装置200と202は、二相同期回転基準フレームで高調波インバータ電圧指令信号Vqe*とVde*を生成する。
高調波インバータ電圧指令信号は、高調波遮断を達成するために生成する能動フィルタインバータ電圧信号に対応する。二相高調波インバータ電圧指令信号は、（第５次）主高調波周波数での三相から二相への同位相フレーム変換214による三相基準フレームの中で三相インバータ電圧指令信号V5tha*、V5thb*、V5thc*に変換される。３位相搬送波形、tri5tha、tri5thb、tri5thcは、三相三角搬送波波形生成装置400による三相高調波インバータ電圧指令信号から生成してもよい。３位相搬送波形tri5tha-cは、互いから120°だけ移相し、180°位相を異にした第５次高調波インバータ電圧指令信号に同調した三角波形である。
サミング・ジャンクション210と212で二相高調波インバータ電圧指令信号とフィードフォワード指令信号を結合してもよい。前に説明したように、フィードフォワード指令信号の使用は高調波制御装置152の性能を高めるオプションの特性である。注目すべき点は、図８と関連して前に説明したフィードフォワード指令信号生成装置を、本発明による図15のDCバス制御を含めてSRF制御装置とともに適切に使用できないということである。しかし、図15の制御装置を参照して説明するフィードフォワード指令信号生成装置402は、図８に関連して説明した制御装置構造は使用できるが、説明のこのタイプのDCバス制御装置158を使用することはできない。
図15に例示したフィードフォワード指令信号生成装置402の動作は図16を参照して最もうまく説明することができる。この装置は図３のハイブリッド並列能動／受動フィルタを応用した第５次高調波周波数の等価回路である。図22の第５次高調波周波数のこの等価回路を参照すると、もし高調波遮断が達成されればis.5th＝０となり、第５次高調波フィルタ電流を次のように表すことができる。
0003822910.tif 000017
ここでZf5.5thとZf7.5thは、それぞれ、前に式７と式８で定義したような、第５次高調波受動フィルタ50と第７次高調波受動フィルタ52の第５次高調波周波数における受動フィルタインピーダンスである。典型的な60Hzシステムに対して、ω5＝−300×2π（すなわちω5＝5ωe、ここでωeは基本周波数を表す）であることに留意されたい。整流器負荷38によって生成される第５次高調波電流は負の数列で表されるので負の値が用いられる。Vinv5.5thとVinv7.5thは、第５次及び第７次の高調波能動フィルタインバータ54と56の第５次高調波電圧成分を表す。電源電圧高調波Vs.5が高調波遮断の条件下でフィルタ電流高調波if5．5thに影響を及ぼさないということを式16は示している。電源と負荷の間の高調波遮断を達成することができれば受動フィルタ構成要素の電流定格は電源電圧高調波に依存しなくなるであろう。
高調波電流が電源36の中へ流れ込むのを防ぐために、負荷端子での第５次高調波電圧Vload.5thは電源高調波電圧Vs.5thに追従しなければならない。従って、
0003822910.tif 000018
0003822910.tif 000019
式16〜18に基づいて、高調波遮断を達成するために必要なインバータ電圧が導きだされる。
0003822910.tif 000020
式19は、本発明のハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムで高調波遮断が達成される実行可能性を示す。第５次高調波周波数Vinv7.5thでの第７次高調波能動フィルタインバータ電圧は第５次高調波受動フィルタインピーダンスZf5.5thが小さければ、高調波遮断に対して重要な影響を与えないということも式19は示している。
フィードフォワード制御を用いてインバータ全体の制御を２つの点で改善することができる。フィードフォワード制御を用いて、電源電圧高調波の追従を改善して高調波遮断を達成するのみならず受動フィルタ50の不正確な同調を修正することができる。
フィードフォワード制御装置の第一の構成要素は受動フィルタ50の同調を行う。式19は、受動フィルタ(Zf5.5th＝０)の同調が一方のフィルタブランチの能動フィルタインバータ56の側波帯電圧Vinv7.5thを遮断することを示している。
同調電圧指令信号vtuning.5は、好適には能動フィルタインバータ54の制御に基づいて、選択した主高調波周波数で能動インピーダンスを出力し受動フィルタ素子の不正確な同調を補償することが望ましい。そのような制御システムで、能動インピーダンス指令が生成され、この指令を用いて能動フィルタインバータを制御し、並列接続している受動フィルタのインピーダンスを選択した高調波周波数で同調するための制御信号が生成される。本発明によれば、能動インピーダンス指令は、選択した主高調波周波数で同調電圧指令信号vtuning.5thを生成するために使用される。本発明によれば、能動インダクタンス指令Lcmd5と能動抵抗指令rcmd5は、選択した主高調波周波数で負荷端子電圧成分vload.5とフィルタ電流成分if5.5とから計算される。これらの高調波電圧と電流成分信号は、三相負荷電圧の測定値と、前に本明細書で説明した方法で選択した主高調波周波数で二相同期回転基準フレーム信号値へ変換されるフィルタ電流とから得られる。従って：
0003822910.tif 000021
0003822910.tif 000022
能動フィルタインバータ54と56が始動する前に能動インピーダンス指令Lcmd5とrcmd5を計算することに留意されたい。
能動インピーダンス指令が与えられると、第５次高調波周波数に受動フィルタ50を同調するために能動フィルタインバータ54によって合成する必要がある所望の同調電圧を次のように計算することができる。
0003822910.tif 000023
式22は、図15に例示したフィードフォワード指令生成装置回路402によって実行される。測定した三相フィルタ電流if5a-cは、フィルタ端子電圧と参照用テーブル156に対してPLL154によって出力されるsinΘ5とcosΘ5信号値を用いて、三相から二相への同期位相フレーム変換404によって第５次高調波周波数で二相同期回転基準フレーム値if5qeとif5deに変換される。測定フィルタ電流の第５次高調波成分は、三相から二相への変換404によってDC信号値に変換された成分であるが、前に説明したようにこの成分は低域通過フィルタ406と408によって時間遅延なしに抽出される。中継部410と412のフィルタ電流の抽出された第５次高調波成分を能動抵抗指令rcmd5にまず単純に掛けることによって式22は実行される。能動インダクタンス指令信号Lcmd5（基本周波数５ωeの５倍）を、中継部414と416の測定フィルタ電流の第５次高調波成分とまず掛けることによって、式22が要求する微分は達成される。次いでこの微分は、二相d-q信号量を交換し(418)、その結果に定数K(420)又は−(422)を掛けることによって有効に達成される。定数Kは正の数列に対しては1、負の数列に対しては−1となる。第５次高調波周波数は負の数列であるのでこの場合K=−1となる。K値と−K値との乗算と結合した二相d-q値の交換は二相信号量の90°位相シフトに影響を与え、それによって、周波数5cの乗算と結合したフィルタ電流第５次高調波成分の必要な微分に影響を与えることは明らかである。
フィルタ電流の有効に微分された第５次高調波成分を掛けた能動インダクタンス指令は、サミング・ジャンクション424と426でフィルタ電流の第５次高調波成分を掛けた能動抵抗指令と結合し、式22で定義されたような同調電圧指令信号vtuning.5thを生み出す。同調電圧指令信号vtuning.5を合成するために説明した構造によって次式が実行されることは明らかである。
0003822910.tif 000024
能動フィルタインバータ54を介して同調電圧vtuning.5thを注入することにより受動フィルタ50のどのような不正確な同調でも修正される。従って、第７次高調波能動フィルタインバータ56の第５次高調波側波帯電圧vinv7.5thは第５次高調波周波数の高調波遮断に影響を与えない。
フィードフォワード制御装置402の第２の構成要素によって電源電圧高調波の改善された追従が行われる。vload.5＝vs.5の場合には電源中の第５次高調波電流を除去することができる。追従用電圧指令信号Vtracking.5thを第５次高調波周波数vs.5thにおける電源電圧に等しく設定し、所望の高調波遮断を達成することができる。電源電圧高調波vs.5は急激には変化しないので、デジタル信号プロセッサ(DSP)を用いてPCC変圧器端子において測定した電圧に対して高速フーリエ変換(FFT)解析を行うことによって電源電圧高調波vs.5を得ることができる。あるいは、第５次高調波周波数で測定した三相電源電圧を二相同期回転基準フレーム信号に変換することによって、電源電圧の第５次高調波成分を得、それによって電源電圧の第５次高調波成分をDC値へ変換し、次いで低域通過濾波を行って電源電圧の第５次高調波成分を抽出することもできる。
同調電圧指令信号vtuning.5thと追従用電圧指令信号vtracking.5thとがサミング・ジャンクション428と430において一緒に加えられ、高調波制御装置152に対してフィードフォワード指令信号vfeedforward.5thが形成される。フィードフォワード指令信号はサミング・ジャンクション210と212においてフィードバック制御信号と結合し二相インバータ電圧指令信号vqe*とvde*を形成する。
DCバス電圧基準信号Vde*は、二相同期回転基準フレームの高調波インバータ電圧指令信号Vqe*とVde*から導き出される。DCバス電圧基準信号Vdc*は必要とされる第５次高調波電圧振幅から導き出される。従ってDCバス電圧基準信号Vdc*は、二相高調波インバータ電圧指令信号Vqe*とVde*の振幅を計算することによって導き出される。インバータ電圧指令信号Vqe*とVde*は452と454で平方され、この平方された信号は456において総計され、458においてこの総計の平方根が採られる。平方機能452と454、総計機能456、並びに平方根機能458は、平方機能と平方根機能を行う市販の集積回路構成要素の使用を含むアナログ回路構成またはデジタル回路構成を用いる従来の方法で実行してもよい。その結果は、460においてスケーリング因子定数Kを掛けてDCバス電圧基準信号Vdcを導き出すことができる二相高調波インバータ電圧指令信号の振幅となる。
DCバス電圧基準信号Vdc*は、サミング・ジャンクション462で実際のDCバス電圧に対応する測定信号値と比較される。この測定したDCバス電圧信号は、DCバスコンデンサ160の両端で電圧を測定し、測定した電圧信号から不要なノイズを除去する低域通過フィルタ464を用いてこの測定信号をフィルターして従来の方法で得ることもできる。DCバス電圧指令Vdc*と測定したDCバス電圧との間の差分（DCバス電圧誤差）はDCバス制御装置PI調整装置466へ出力される。DCバス制御装置PI調整装置466の出力はDCバス電圧指令信号である。中継部468と470でDCバス電圧指令信号は、ハイブリッドフィルタ32の電流の基本周波数成分に対応する信号と掛けられる。
この場合、フィルタ電流の基本周波数成分は、第５次高調波ハイブリッドフィルタ32の中を流れる測定した三相フィルタ電流if5a、if5b、if5cから導き出される。例えば電流変圧器を用いる従来の方法で三相フィルタ電流を測定してもよい。三相測定フィルタ電流信号は、測定したフィルタ端子電圧に対してPLL162が出力できるsinΘ1とcosΘ1値と参照用テーブル164とを用いて、三相から二相への同位相フレーム変換472によって二相同期回転基準フレーム信号へ基本周波数で変換される。基本周波数でのこの三相から二相への同期位相基準フレーム変換は、三相フィルタ電流の基本周波数成分をDC値へ変換する。このDC値は、位相遅れなしに低域通過フィルタ474と476によって抽出される。
測定フィルタ電流の基本周波数成分に対応するローパスフィルタ474と475の出力に、ノード468と470でDCバス制御装置PI調整装置466の出力（DCバス電圧指令信号）を掛け、二相同期回転基準フレームにDCバス制御インバータ電圧指令信号が生成される。これらの二相電圧指令信号は、sinΘ1とcosΘ1の信号値と参照用テーブル164とを用いる二相から三相への同期位相フレーム変換477により基本周波数で、三相DCバス制御インバータ電圧指令信号Vfunda*、Vfundb*、Vfundc*へ変換される。これらの信号値は測定した受動フィルタ端子電圧に対してPLL162で出力することもできる。
インバータゲーティングすなわちスイッチング信号sa、sb、scは、低周波数(60Hzなど)DCバス制御インバータ電圧指令信号Vfunda*、Vfundb*、Vfundc*の結合から導き出される。この指令信号は基本周波数でDCバス制御装置158によって生成され、主高調波周波数(300Hzなど)で３位相搬送波形を有し、この搬送波形は、高調波制御装置152によって出力される三相高調波インバータ電圧指令信号に基づいて三角搬送波生成装置400によって生成される。DCバス制御インバータ電圧指令信号は、サミング・ジャンクション478、480、482で三角搬送波波形と結合され、そこで、これらの搬送波波形はDCバス制御インバータ電圧指令信号から引かれる。この搬送信号は、高調波インバータ電圧指令信号と同調されるが、比較部478、480、482のマイナス記号を60HzDCバス制御インバータ電圧指令信号と適合させるためにこの電圧指令信号と180°位相を異にしていることに留意されたい。比較部478、480、482の結果は、方形波スイッチング信号sa-cを生成する閾値スイッチング装置484、486、488へ出力される。従ってスイッチング信号生成処理は、三相基本周波数基準値(v*funda-c)と三相高調波周波数キャリヤ(tri5tha-c)に関係するPWM処理となる。
スイッチング信号sa-cは三相能動フィルタインバータ54へ出力され、インバータ54を制御し、三相インバータ電圧信号Va-cを受動フィルタ50と直列に生成する。インバータ54によって出力された三相電圧信号sa-cは、フィルタ端子電圧すなわち負荷電圧Vloadが主高調波周波数で電源電圧高調波に追従し、選択した主高調波周波数（この場合第５次高調波）での電源36と負荷38との間の高調波遮断を達成するような値である。同時に、この制御方式は、基本周波数と主高調波周波数でエネルギーを交換することによって、インバータDCバス160の有効電力平衡とインバータ損失の補償とを達成するものである。
図15に例示した制御システムトポロジーでは、インバータ54が、高調波制御装置152とDCバス制御装置158の素子によって生成される電圧指令信号によって直接制御されることに注意されたい。このトポロジーは、高帯域幅電流調整能動フィルタインバータを実行するための通常の制御方法とは対照的である。通常の制御方法では、高調波とDCバス電圧指令が変調器へ出力され、高周波数インバータスイッチング信号が生成されて必要な能動フィルタインバータ出力電圧が合成される。本発明のこのトポロジーは、方形波インバータを含む、低帯域幅（従って高効率）のインバータを使用することができるので、本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムの重要な利点である。このトポロジーによって、特に高電力への応用のための、本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムの実際的な実行可能性とコスト効果とが高まる。
図17は、図15に例示した高調波及びDCバス制御システムによって制御される能動フィルタインバータ54によって生み出される電圧成分の概略図である。能動フィルタインバータ54Vinv5の総電圧には、第５次高調波成分Vinv5.5th、DCバス補償を行うための基本成分Vdc-control.fundamental並びに側波帯成分Vsidebandが含まれる。インバータ電圧Vinv5.5thの第５次高調波成分には、フィードバック制御信号Vfeedback.5thとフィードフォワード制御信号Vfeedforward.5thとに応じて生成される高調波電圧成分が含まれる。第５次高調波周波数電圧のフィードフォワード成分には同調用電圧成分Vtuning.5thと追従用電圧成分Vtracking.5thとが含まれる。前に説明したように、同調用電圧Vtuning.5thは、受動フィルタ成分58と62の不正確な同調を修正するものである。従って、結合したVtuning.5th、C5、L5によって、第５次高調波受動フィルタ50Zf5.5thの第５次高調波インピーダンスはほぼゼロになる。これによって、式19に示すように、第７次高調波能動フィルタインバータ56のスイッチング側波帯が第５次高調波周波数で高調波遮断に影響を与えることが阻止される。追従用電圧Vtracking.5thが制御され、第５次電源電圧高調波Vs.5thに追従し、高調波遮断が達成される。Vtuning.5thとVtracking.5thは、第５次高調波インバータ電圧のフィードフォワード指令電圧成分Vfeedforward.5thを形成するものである。第５次高調波インバータ電圧のフィードバック電圧成分Vfeedback.5thは、前に説明した電源電流の第５次高調波成分に対するPI閉ループ制御によって生成される。この一次フィードバック制御によってシステムはパラメータ変分に対してより頑丈になる。フィードフォワード電圧成分Vfeedforward.5thとフィードバック電圧成分Vfeedback.5thとによって、能動フィルタインバータ54の第５次高調波電圧総出力Vinv5.5thが形成される。インバータ第５次高調波電圧出力Vinv5.5thと第５次高調波フィルタ電流if5.5thによって第５次高調波周波数で有効電力潮流がつくられる。能動フィルタDCバス制御装置158はインバータ54を制御し、基本周波数Vdc-control.fundamentalで電圧を生成し、基本周波数で電力潮流を形成し、第５次高調波周波数でこの電力潮流のバランスをとる。従って、能動フィルタインバータの直流側にエネルギー貯蔵装置を必要としない。
Vsidebandは、前に説明したように基本基準値と第５次高調波三角搬送波の変調処理によって生成される。第５次高調波能動フィルタインバータ54の出力は、第７次高調波側波帯を含み、第７次高調波能動フィルタインバータ56の出力は、第５次高調波側波帯を含む。従ってVsidebandは変調処理の副作用であり、本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムによって行われる高調波遮断に対して重大な影響は何も与えず、Vsidebandに関連する電力潮流は他の電圧成分と比較すると小さい。
図18に例示したモデル回路トポロジーは、図15の結合した高調波とDCバス制御装置の動作を検証するためにシミュレートされたものである。図18の回路トポロジーは、図３の並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムの応用例と同様のものであり、本発明に準拠した、第５次及び第７次の高調波周波数で高調波補償と遮断を行うための分離したハイブリッド並列能動／受動フィルタ32と34を有している。このシミュレートされた回路トポロジーにおいて、第５次高調波と第７次高調波能動フィルタインバータ54と56とは、変圧器500と502によって接続することにより、20:1の一次から二次への巻数比をそれぞれ持つ第５次及び第７次の高調波受動フィルタ50と52と直列に接続しているということに留意されたい。電圧電源36は、3%の第５次及び第７次の高調波歪をもつ480ボルト(ラインからラインのRMS)電圧源としてシミュレートされた。負荷38は、23%の第5次高調波歪、8%の第７次高調波歪、及びより高次の高調波歪については26.0%のTHDを持つ、300kVA、370Amp(RMS)負荷としてシミュレートされた。第５次及び第７次の高調波受動フィルタ50と52の双方の容量成分及び成分は、4.6と6.4で、それぞれ同調した結果＋10%だけ不正確に同調した。このシミュレートした回路の短絡比(SCR)は19.9である。IEEE519規格は、電源電流のTHDが5%未満であることを必要とし、第５次及び第７次の高調波に対しては4%という限界値がある。
図19(a)と図19(b)は、3%の第５次及び第７次の電源電圧高調波と不正確に同調した受動フィルタを持つ図18のシミュレートされた回路の動作についての時間領域波形と周波数領域スペクトルをそれぞれ例示するものである。能動フィルタインバータ54と56が始動される前の波形とスペクトルは、図19(a)と図19(b)の左側に表され、能動フィルタインバータ54と56が始動された後の状態を表す波形とスペクトルはこれらの図の右側に示されている。能動フィルタインバータ54と56の始動前、電源電流isは、電源電圧高調波歪(波形510、スペクトル512)に起因する大きな歪(THD＝17.60)を示す。能動フィルタインバータ54と56が始動後、電源電流歪は低減(THD＝4.77%)し、能動フィルタ54と56が第５次及び第７次の高調波成分を電源電流から低減させるにつれて(波形514、スペクトル516)、電源電流歪は一層折曲した状態になる。電源電流isには、第５次及び第７次の高調波能動フィルタ54と56によって除去されない、より高次の高調波が依然として含まれていることに留意されたい。しかし、ハイブリッド能動／受動フィルタシステム32と34の受動フィルタ50と52はこれらのより高次の高調波のかなりの部分を吸収する。能動フィルタインバータ54と56が始動後、第５次及び第７次の高調波成分が著しく低減していることが、電源電流の周波数スペクトル512と516によって示されている。能動フィルタインバータ54と56が始動後、主高調波成分が、破線519で例示されているようにIEEE519の限界値の範囲内で著しく低減している。
もう一方のより高次の高調波成分もこのフィルタシステムの受動部分によってIEEE519の限界値未満に低減していることに留意されたい。Vloadの第５次及び第７次の高調波成分が電源電圧高調波(V5.5th＝V5.7th＝11.8V)に等しいので能動フィルタインバータ54と56が始動後高調波遮断が達成されることを負荷電圧のスペクトル520は示している。
前に説明したようにこれらの波形は両方ともそのDCバス電圧を制御するための少量の60Hz成分を含むという点を除いて、インバータ出力電圧波形Vinv5とVinv7は6ステップ波形と非常に似ている(波形521と522)。第５次及び第７次の高調波能動フィルタインバータ54と56に対するDCバス電圧Vdc5とVdc7がそれぞれ波形524と526に例示されている。第５次及び第７次の高調波能動フィルタインバータ54と56に対するDCバス電圧指令Vdc5*とVdc7*がそれぞれ破線528と530によって例示されている。前に説明したようにフィルタ電流の基本成分からエネルギーを抽出することにより、本発明によるDCバス電圧524と526の制御が達成される。能動フィルタインバータ54と56を時刻t＝0.5秒で始動すると、シミュレーションの結果として、実際のDCバス電圧524と526が5%の誤差の範囲内でそれぞれのそのDCバス電圧基準値528と530に追従することが示される。
本発明の第５次高調波ハイブリッド並列能動／受動フィルタ32を表すシミュレートした電力潮流の概略図が図20に描かれている。図示のように、本発明によるDCバス制御装置は基本周波数Pinv5.fundで他の有効電力潮流を導入することによって選択した主高調波周波数Pinv5.5thで有効電力潮流のバランスがとられ、そのためインバータ動作中にDCバスコンデンサ160が充電されないすなわち放電が行われることになる。第５次高調波周波数Pinv5.5th＝−805.8Wでのインバータ電力潮流は、能動フィルタインバータ54の第５次高調波出力電圧と第５次高調波フィルタ電流によって引き起こされる。第５次高調波周波数でのこの電力潮流は、能動フィルタインバータ54の基本出力電圧によって導入されるもう一つの電力潮流Pinv5.fund＝799.4Wによって大体バランスがとられる。側波帯電力Pinv.sidebandもこの電力平衡に少し役立ち、側波帯電力は負荷と能動フィルタインバータスイッチング側波帯電圧からのより高次の高調波電流によって引き起こされる。高次の電流高調波とインバータスイッチング側波帯電圧はどちらも小さいので、側波帯電力は選択された主高調波と基本周波数で交換されるインバータ電力と比較すると比較的小さい。能動フィルタインバータ54の中へ入り込む総電力潮流はゼロとなり、そのためDCバスコンデンサ160は充電されない、すなわち放電することになる。
前述のシミュレーションの結果、不正確に同調した受動フィルタをもつインバータの動作の下で、及び3%の第５次及び第７次の電源電圧高調波の下で、第５次及び第７次の高調波能動フィルタインバータ54と56に対して、それぞれ1.77%と1.35%の能動フィルタインバータ定格が明らかになる。ハイブリッド並列能動／受動フィルタインバータシステムの動作を行うための負荷kVAの1.01%と0.25%のインバータ定格が、不正確に同調した受動フィルタ条件の下で但し電源電圧高調波無しで達成される。この能動フィルタインバータ定格は電源電圧高調波によって影響を受ける。なぜなら、能動フィルタインバータ54と56は制御され、選択した主高調波周波数で負荷電圧を操作し、対応する選択した主高調波周波数で電源電圧に追従し、高調波遮断を達成するからである。受動フィルタがもっと良好に同調されれば、能動フィルタインバータ54と56の定格はさらにもっと低くなるであろう。この小さなインバータ定格は、方形波能動フィルタインバータ54と56の使用と組み合わされて、本発明による並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムを高電力非線形負荷への応用例として実行可能なものにする。例えば、50MW非線形負荷に対して、それぞれ、＋10%の不正確に同調された受動フィルタ構成要素と3%の第５次及び第７次の電源電圧高調波動作条件に基づいて、第５次及び第７次の高調波周波数能動フィルタインバータ54と56を実行するためには、900kVAと700kVAの方形波インバータが必要とされる。
アナログ構成要素、デジタル構成要素、あるいはそれらの組み合わせを用いて図8と図15に概要が例示されているSRFベースの高調波152とDCバス158制御装置を実装してもよいことを理解すべきである。図21は、本発明による並列ハイブリッド能動フィルタシステム32のブロック図であり、デジタル信号プロセッサ600又は同様のプログラム可能デジタル装置を用いて高調波とDCバス制御装置機能が実行される。フィルタ端子電圧Vload、電源電流is、負荷電流Vload、フィルタ電流if、測定したDCバス電圧Vdcのような測定されたシステムパラメータは、インタフェース装置602を通じてDSP600へ出力される。装置602は例えばDSP600で使えるように、測定したアナログ信号をデジタル信号へ変換する装置である。このDSPは、ソフトウェアプログラム604を用いて能動フィルタインバータ54を制御し、前に説明したような本発明の高調波遮断とDCバス制御機能とを行うインバータ制御信号が生成される。通常ゲート信号生成装置606を用いて、DSP600によって生成される低電圧制御信号からインバータスイッチング装置用スイッチング信号を生成してもよい。DSPソフトウェアプログラム604は、例えば、三相から二相への同期位相フレーム変換608、位相ロックループ610、ローパスフィルタ612、PI調整614、フィードフォワード指令生成616、二相から三相への変換618、三角搬送波生成620、DCバス制御622などを含む、前に説明した高調波とDCバス制御装置機能を実行する。
本発明は、本明細書に例示され説明されている特定の実施例や応用例に限定されるものではなく、以下の請求の範囲の範囲内に入るこれら諸例の変更された形の全てを包含するものであることを理解されたい。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図６】
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【図５】
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【図７】
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【図８】
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【図９（ａ）】
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【図９（ｂ）】
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【図１０（ａ）】
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【図１０（ｂ）】
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【図１１】
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【図１２（ａ）】
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【図１２（ｂ）】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５（ａ）】
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【図１５（ｂ）】
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【図１５（ｃ）】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９（ａ）】
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【図１９（ｂ）】
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【図２０】
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【図２１】
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