(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅器と、
該増幅器の前段において、入力信号を該増幅器での増幅対象の主信号と歪み検出用の補助信号とに分配する第１分配回路と、
該補助信号と該増幅器の出力とに基づいて、該増幅器の出力に含まれる歪み成分を補償するための歪み補償信号を生成して該歪み補償信号を該増幅器へ入力する歪み補償信号生成回路と、
該増幅器に入力される前記歪み補償信号に対して、該第１分配回路により得られた該主信号を結合する主信号結合回路とをそなえて成ることを特徴とする、増幅装置。
【請求項２】
該第１分配回路が、該主信号結合回路の前段に設けられていることを特徴とする、請求項１記載の増幅装置。
【請求項３】
該第１分配回路が、該主信号結合回路と該増幅器との間に設けられていることを特徴とする、請求項１記載の増幅装置。
【請求項４】
該歪み補償信号生成回路が、
該増幅器の出力の一部を取り出す第２分配回路と、
該第２分配回路で取り出された該増幅器の出力の一部と該第１分配回路により得られた該補助信号とを逆相で合成することにより該歪み成分を検出する合成回路と、
該合成回路の出力を位相及び電力レベル調整して該歪み補償信号として出力する第１位相・電力レベル調整回路とをそなえて構成されていることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項に記載の増幅装置。
【請求項５】
該合成回路が、該第２分配回路で取り出された該増幅器の出力の一部と該第１分配回路により得られた該補助信号との差動増幅出力を合成するように構成されたことを特徴とする、請求項４記載の増幅装置。
【請求項６】
該歪み補償信号生成回路が、
該補助信号の一部を、該合成回路からの出力中における主信号成分をキャンセルするための信号として該合成回路の出力に結合する補助信号結合回路をそなえていることを特徴とする、請求項４記載の増幅装置。
【請求項７】
該歪み補償信号生成回路が、
該第２分配回路で取り出された該増幅器の出力の一部を、該合成回路からの出力中における主信号成分をキャンセルするための信号として該合成回路の出力に結合する増幅出力結合回路をそなえていることを特徴とする、請求項４記載の増幅装置。
【請求項８】
該第１分配回路の前段に、該主信号結合回路における主信号の減衰を補償するための主信号減衰補償増幅器が設けられていることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の増幅装置。
【請求項９】
該歪み補償信号生成回路が、
該歪み補償信号を増幅するための補助増幅器をそなえていることを特徴とする、請求項１〜８のいずれか１項に記載の増幅装置。
【請求項１０】
該歪み補償信号生成回路が、
帯域阻止中心周波数がそれぞれ該主信号の帯域から低帯域側及び高帯域側に離れた帯域阻止フィルターを直列に接続することによって、該主信号の帯域を通過帯域とするフィルター、または、低域通過フィルターと高域通過フィルターとを直列に接続することによって、該主信号の帯域を通過帯域とするフィルターをそなえていることを特徴とする、請求項１〜９のいずれか１項に記載の増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話などの通信端末などに用いて好適な増幅装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話などの移動通信端末では、信号を送信する際に電力増幅器によって、送信すべき信号の増幅を行なうが、その際に電力増幅器の出力において相互変調歪み成分が発生する。この相互変調歪み成分は送信された信号においてノイズとして現れるため、この相互変調歪み成分を除去すべく、従来から電力増幅器には歪みフィードバック型増幅器が用いられてきた。
【０００３】
図１８は、特開平５−１６７３５６号公報により提案されている従来の歪みフィードバック型増幅器の回路構成を示す図である。この図１８に示す歪みフィードバック型増幅器１００は、第１の分配回路１０１と、第１の位相・電力レベル調整回路１０２と、第１の増幅器（主増幅器）１０３と、第２の分配回路１０４と、第２の位相・電力レベル調整回路１０５と、第１の合成回路（結合回路）１０６と、第２の増幅器（補助増幅器）１０７と、バンドパスフィルター１０８ａと、第３の位相・電力レベル調整回路１０８ｂと、第２の合成回路１０９とをそなえて構成されている。
【０００４】
ここで、第1の分配回路１０１は、入力端子（ＩＮ）から入力された入力信号を分配することにより、入力主信号の一部を、後述する歪み検出用の補助信号として取り出すためのものであり、第１の位相・電力レベル調整回路１０２は、第１の分配回路１０１によって得られた補助信号の位相及び電力レベルをそれぞれ調整するためのものである。
【０００５】
さらに、主増幅器１０３は、第１の分配回路１０１からの送信すべき主信号を増幅するためのものであり、第２の分配回路１０４は、この主増幅器１０３の出力の一部を取り出すためのものである。
また、第２の位相・電力レベル調整回路１０５は、この第２の分配回路１０４で取り出された信号の位相および電力レベルをそれぞれ調整するためのものであり、第１の合成回路１０６は、第２の位相・電力レベル調整回路１０５からの信号（周波数スペクトラム１１４参照）と第１の位相・電力レベル調整回路１０２で位相・電力レベルを調整された補助信号（周波数スペクトラム１１５参照）とを結合（合成）することにより、主増幅器１０３の出力（周波数スペクトラム１１３参照）から主信号成分をキャンセルして、相互変調歪み成分（以下、単に「歪み成分」ともいう）を検出するためのものである。
【０００６】
このため、前述した第１の位相・電力レベル調整回路１０２および位相・電力レベル調整回路１０５は、それぞれ、第１の合成回路１０６において、増幅後の信号（周波数スペクトラム１１４参照）の主信号成分１３０と補助信号（周波数スペクトラム１１５参照）とが逆相で、且つ、同じ電力レベルで合成されるように、入力信号の位相回転量および減衰度をそれぞれ調整する。
【０００７】
また、補助増幅器１０７は、上記第１の合成回路１０６にて得られた歪み成分（周波数スペクトラム１１６参照）を増幅するためのものであり、第３の位相・電力レベル調整回路１０８ｂは、補助増幅器１０７の出力の位相および電力レベルをそれぞれ調整するためのものであり、バンドパスフィルター１０８ａは、第３の位相・電力レベル調整回路１０８ｂからの信号について、不要な帯域の成分を除去するためのものである。
【０００８】
なお、バンドパスフィルター１０８ａは、通過帯域の端から端の間で位相が３６０°回転するので、フィードバック信号（歪み補償信号）に対する位相誤差が増大しやすく、特に帯域が少しでも広くなると位相誤差がそれに応じて増大する。
さらに、第２の合成回路１０９は、第１の分配回路１０１からの主信号（周波数スペクトラム１１２参照）にバンドパスフィルター１０８ａからの歪み相殺信号（周波数スペクトラム１１７参照）を合成する（周波数スペクトラム１１８参照）ためのものである。
【０００９】
そのため、前述した第３の位相・電力レベル調整回路１０８ｂは、補助増幅器１０７で増幅された歪み成分（周波数スペクトラム１１６参照）が主増幅器１０３に入力される信号（周波数スペクトラム１１８参照）の主信号成分１３０と逆相で、且つ、主増幅器１０３の出力（周波数スペクトラム１１９参照）から歪み成分１３１がキャンセルされるように、補助増幅器１０７からの歪み成分の位相回転量および電力レベルをそれぞれ調整するようになっている。
【００１０】
つまり、第２の分配回路４，第２の位相・電力レベル調整回路１０５，第１の合成回路１０６，補助増幅器１０７，第３の位相・電力レベル調整回路１０８ｂ，バンドパスフィルター１０８ａは、主増幅器１０３の入出力系に対する帰還ループ（フィードバック系）１３５を構成している。
このような構成により、従来の歪みフィードバック型増幅器１００では、まず、入力端子（ＩＮ）から入力された入力主信号（周波数スペクトラム１１１参照）は、第１の分配回路１０１により主信号（周波数スペクトラム１１２参照）と補助信号（周波数スペクトラム１１０参照）とに分配され、この補助信号は、第１の位相・電力レベル調整回路１０２によりその位相回転量および減衰度がそれぞれ調整される。
【００１１】
一方、主信号（周波数スペクトラム１１２参照）は、主増幅器１０３において増幅されるが、この増幅の際に主増幅器１０３の非線型特性により主増幅器１０３の出力（周波数スペクトラム１１３参照）には主信号成分１３０に対して歪み成分１３１が生じる。
そして、この主増幅器１０３の出力信号（周波数スペクトラム１１３参照）からその一部が第２の分配回路１０４において取り出され、第２の位相・電力レベル調整回路１０５において、その位相と電力レベルとがそれぞれ調整される。
【００１２】
これにより、第１の合成回路１０６において、第１の位相・電力レベル調整回路１０２を通過した補助信号（周波数スペクトラム１１５参照）と、主信号（周波数スペクトラム１１４参照）とが逆相で同じ電力レベルにて合成され、主信号成分１３０がキャンセルされて、歪み成分１３１（周波数スペクトラム１１６参照）のみが抽出される。
【００１３】
そして、この歪み成分１３１は、補助増幅器１０７において増幅され、さらに、第３の位相・電力レベル調整回路１０８ｂにより、位相回転量と減衰度とがそれぞれ調整された後、バンドパスフィルター１０８ａにおいて帰還ループ１３５の発振等によって発生する所望の帯域以外の成分が遮断されて歪み補償信号（周波数スペクトラム１１７参照）として、第２の結合回路１０９へ出力される。
【００１４】
これにより、第２の結合回路１０９にて、主信号（周波数スペクトラム１１２参照）に歪み補償信号（周波数スペクトラム１１７参照）が合成され、その信号（周波数スペクトラム１１８参照）が主増幅器１０３に入力される。
この結果、主増幅器１０３に入力された信号（周波数スペクトラム１１８参照）は、主増幅器１０３の非線形特性による影響が打ち消されて、相互変調歪み成分１３１が抑圧された信号（周波数スペクトラム１１９参照）として出力され、この信号が第２の分配回路１０４を介して、歪みフィードバック型増幅器１００の出力（周波数スペクトラム１２０参照）として、出力端子（ＯＵＴ）から出力される。
【００１５】
ここで、図１８に示す歪みフィードバック型増幅器１００の伝達関数を図１９に示す等価回路を用いて求めてみる。即ち、この図１９において、ｅiを入力端子から入力される入力主信号、Ｄを主増幅器１０３の出力に加わる相互変調歪み成分、Ａを主増幅器１０３の利得、Ｋを第１の合成回路１０６の結合度（減衰率）、Ｂを補助増幅器１０７の利得、Ｌを第２の合成回路１０９の結合度とすると、歪みフィードバック型電力増幅器１００の出力ｅoは次式（１）で表される。
【００１６】
ｅo＝Ａ・ｅio＋Ｄ              ・・・・（１）
ここで、この式（１）において、ｅioは、
ｅio＝ｅi＋（Ｃ＋ｅi＋Ｋ・ｅo）・Ｂ・Ｌ ・・・・（２）
と表せるので、
ｅo＝Ａ（１＋Ｂ・Ｃ・Ｌ）／（１−Ａ・Ｂ・Ｋ・Ｌ）・ｅi＋Ｄ／（１−Ａ・Ｂ・Ｋ・Ｌ）                  ・・・・（３）
となる。
【００１７】
ここで、前述したように、補助信号（図１８の周波数スペクトラム１１５参照）は、第２の位相・電力レベル調整回路１０５からの主信号（周波数スペクトラム１１４参照）中の主信号成分をキャンセルするよう調整されるので、Ａ・Ｋ＝−Ｃとおくことができる。従って、
ｅo＝Ａ・ｅi＋Ｄ／（１＋Ｂ・Ｃ・Ｌ）      ・・・・（４）
となる。
【００１８】
この式（４）において、第１項（Ａ・ｅi）は主信号の振幅成分、第２項〔Ｄ／（１＋Ｂ・Ｃ・Ｌ）〕は相互変調歪み成分を示しており、この式（４）から、図１８に示す歪みフィードバック型増幅器１００の相互変調歪み成分は、Ｂ，ＣおよびＬに依存し、歪み成分を十分に除去するためには、式（４）における第２項の分母、すなわち（１＋Ｂ・Ｃ・Ｌ）を十分に大きく取る必要があることがわかる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記の式（４）のＢ，ＣおよびＬのうち、Ｌは第２の合成回路１０９の結合度であり、また、Ｃも第１の合成回路１０６での結合度Ｋに依存するため限界があり、自由に充分、大きな値に設定する事ができない。
このため、相互変調歪み成分１３１を小さくするには、補助増幅器１０７の利得Ｂを十分に大きく取るしかない。ところが、補助増幅器１０７の利得Ｂを大きくとると回路全体の消費電力が大きくなるだけでなく、補助増幅器１０７自体もトランジスタの多段化等により、回路規模および部品点数が増大し、コストが高くなってしまう。また、位相回転による悪影響も増大するので、第３の位相・電力レベル調整回路１０８ｂにおける位相回転量および電力レベルの調整が困難となり、広帯域化に適さず、高速信号の歪み抑圧も出来なくなる。
【００２０】
本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、補助増幅器の利得が小さくても、極論すれば、フィードバック系に補助増幅器を用いなくても、増幅器の出力に生じる歪み成分を良好に補償することができる増幅装置を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
このため、本発明の増幅装置は、増幅器と、この増幅器の前段において、入力信号を増幅器での増幅対象の主信号と歪み検出用の補助信号とに分配する第１分配回路と、補助信号と増幅器の出力とに基づいて、増幅器の出力に含まれる歪み成分を補償するための歪み補償信号を生成して歪み補償信号を上記の増幅器へ入力する歪み補償信号生成回路と、増幅器に入力される前記歪み補償信号に対して、第１分配回路により得られた主信号を結合する主信号結合回路とをそなえたことを特徴としている。
【００２２】
このような構成により、本発明の増幅装置では、上記の歪み補償信号生成回路にて得られた歪み補償信号がそのまま増幅器に入力される一方、この歪み補償信号に対して、増幅すべき主信号が結合されるので、従来のように主信号に対して歪み補償信号を結合する場合に比して歪み補償信号の利得損失を最小限に抑制することができる。
これにより、歪み補償信号生成回路における歪み補償信号増幅用の増幅器（補助増幅器）が不要となるか、または、少なくともその増幅率を抑えることができ、従来に比して位相誤差が抑えられる。
【００２３】
ここで、前記第１分配回路を、前記主信号結合回路の前段に設ければ、主信号結合回路の前段で簡便に補助信号を得ることができ、主信号結合回路と増幅器との間に設ければ、本増幅装置の前段部で発生した外乱などによる影響を考慮した補助信号を得ることができことができる。
また、前記歪み補償信号生成回路は、上記の増幅器の出力の一部を取り出す第２分配回路と、この第２分配回路で取り出された増幅器の出力の一部と上記の第１分配回路により得られた補助信号とを逆相で合成することにより歪み成分を検出する合成回路と、合成回路の出力を位相及び電力レベル調整して上記歪み補償信号として出力する第１位相・電力レベル調整回路とをそなえて構成すれば、上記歪み補償信号を簡便に得ることができる。
【００２４】
また、前記合成回路は、前記第２分配回路で取り出された前記増幅器の出力の一部と前記第１分配回路により得られた前記補助信号との差動増幅出力を合成するように構成すれば、主増幅器出力の一部と補助信号との差動増幅出力を合成回路に入力して、合成回路はこれらの差動増幅出力を合成、且つ、増幅するので、合成回路，増幅器を個別に構成する必要がなく、簡素な構成で歪み成分の検出および増幅が行なえる。
【００２５】
さらに、前記歪み補償信号生成回路は、上記の補助信号の一部を、前記合成回路からの出力中における主信号成分をキャンセルするための信号として合成回路の出力に結合する補助信号結合回路をそなえれば、合成回路の出力に残った主信号成分を消去して、検出される歪み成分の精度を上げることができる。
また、前記歪み補償信号生成回路は、上記の第２分配回路で取り出された増幅器の出力の一部を、前記合成回路からの出力中における主信号成分をキャンセルするための信号として合成回路の出力に結合する増幅出力結合回路をそなえていてもよく、このようにしても、合成回路の出力に残った主信号成分を消去して、検出される歪み成分の精度を上げることができる。
【００２６】
そして、上記の第２分配回路と合成回路との間、又は、上記の第１分配回路と合成回路との間、もしくは、その両方に、上記の補助信号と第２分配回路により得られた増幅器の出力の一部とが逆相で同じ電力レベルの信号となるよう位相及び電力レベル調整を施す第２位相・電力レベル調整回路を設ければ、簡便に補助信号と増幅器の出力の一部とを合成回路にて逆相で、しかも同じ電力レベルで合成することができる。
【００２７】
そして、前記第１分配回路の前段に主信号減衰補償増幅器を設ければ、この主信号減衰補償増幅器が前記主信号結合回路において前記主信号を前記歪み補償信号に結合する際に生じる主信号の減衰分を補償するので、主信号の利得を十分に大きくとることができる利点がある。
さらに、前記歪み補償信号生成回路は、上記の歪み補償信号を増幅するための補助増幅器をそなえていてもよく、このようにすれば、歪み補償信号に必要な利得を最小限の利得を持つ増幅器で確保することができる。
【００２８】
また、前記歪み補償信号生成回路は、帯域阻止中心周波数がそれぞれ上記主信号の帯域から低帯域側及び高帯域側に離れた帯域阻止フィルターを直列に接続することにより主信号の帯域を通過帯域とするフィルター、または、低域通過フィルターと高域通過フィルターとを直列に接続することにより主信号の帯域を通過帯域とするフィルターをそなえてもよく、このようにすれば、主信号の通過帯域での不要な位相回転を防止しながら、歪み補償信号に不要な成分を除去することができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
（ａ）第１実施形態の説明
図１は、本発明の第１実施形態に係るフィードバック型増幅装置（以下、単に増幅装置という）の構成を示すブロック図で、この図１に示す増幅装置３０は、第１分配回路１と、主信号結合回路２と、増幅器（主増幅器）３と、歪み相殺信号生成回路１０と、増幅器（主信号減衰補償増幅器）１２とをそなえて構成されている。
【００３０】
なお、この図１中の符号５０〜６０は、それぞれ、信号の周波数スペクトラムを表しており、以下、その信号の周波数スペクトラム参照する場合には、信号（５０）〜信号（６０）というように表記することがある。
ここで、第１分配回路１は、主信号減衰補償増幅器１２からの信号（周波数スペクトラム５０参照）を、主増幅器３での増幅対象の主信号（５２）と、主増幅器３の出力に発生する主信号成分２１に対する相互変調歪み成分２２を検出するための補助信号（５１）とに分配するものである。
【００３１】
また、歪み補償信号生成回路１０は、第１分配回路１から取り出された補助信号（５１）と主増幅器３の出力（５３）とに基づいて、主増幅器３の非線型特性によって主増幅器３の出力（５３）に発生する相互変調歪み成分（以下、単に「歪み成分」ということもある）２２を補償するための歪み補償信号（５７）を生成して主増幅器３へ入力するためのものであり、主信号結合回路２は、歪み補償信号生成回路１０で得られた歪み補償信号（５７）に第１分配回路１からの主信号（５２）を結合し（周波数スペクトラム５８参照）、主増幅器３に入力するためのものである。
【００３２】
このため、本歪み補償信号生成回路１０は、例えば、第２分配回路４，主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５，補助電力用位相・電力レベル調整回路６，合成回路７，補助増幅器８，第１位相・電力レベル調整回路（歪み補償信号用位相・電力レベル調整回路）９，フィルター１６をそなえて構成されている。
ここで、この第２分配回路４は、主増幅器３の出力の一部（５４）を取り出すためのものであり、また、合成回路７は、第２分配回路４で取り出され、主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５で位相及び電力レベルが調整された主増幅器３の出力の一部（５４）と第１分配回路１により得られた補助信号（５５）とを逆相で合成することにより歪み成分２２を検出するためのものであって、例えば、方向性結合器などによって構成されることでその機能が発揮されるようになっている。
【００３３】
また、主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路（第２位相・電力レベル調整回路）５は、第２分配回路４と合成回路７との間、補助信号用位相・電力レベル調整回路（第２位相・電力レベル調整回路）６は、第１分配回路１と合成回路７との間にそれぞれ設けられ、補助信号（５５）と第２分配回路４により得られた主増幅器３の出力の一部（２４）とが逆相で同じ電力レベルの信号となるよう位相及び電力レベル調整を施すためのものである。
【００３４】
すなわち、主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５および補助信号用位相・電力レベル調整回路６が、それぞれ第２分配回路４からの信号の主信号成分２１と補助信号（５３）とが、逆相で同じ電力レベルになるように位相および電力レベルの調整を施し、その結果、合成回路７の出力（５６）中の主信号成分２１が相殺（キャンセル）されるようになっている。
【００３５】
ここで、この主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５と補助信号用位相・電力レベル調整回路６とは、合成回路７において主信号成分２１がキャンセルされればよいので、必ずしも両方ともそなえる必要はなくいずれか一方のみにそなえられていてもよい。
また、主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５と補助信号用位相・電力レベル調整回路６を両方とも有する場合は、いずれか一方で位相調整のみを行ない、他方で電力レベル調整のみを行なうようにしてもよい。
【００３６】
さらに、補助増幅器８は、合成回路７で得られた歪み成分２２を増幅するためもの、すなわち、良好に歪み補償を行なう上で十分な利得の歪み補償信号（５７）を得るために、合成回路７で得た歪み成分を増幅するものであるが、本実施形態では、後述するように、主増幅器３に直接入力される歪み補償信号（５７）に、主信号結合回路２からの主信号（５２）を結合するため、歪み補償信号（５７）自体には結合損失が生じず、従来よりも大幅に利得の小さい補助増幅器８で必要な利得を得ることができる。
【００３７】
これにより、補助増幅器８の利得が小さくなり、それに伴い位相回転も小さくなるので、帰還ループ（フィードバック系）１１の位相回転を従来に比して小さく抑えることができ、広帯域化に対応することができることとなる。
また、第１位相・電力レベル調整回路９は、合成回路７の出力（補助増幅器８で増幅された合成回路７の出力；歪み成分）を主増幅器３の出力（５３）に生じている歪み成分２２と逆相で同じレベルの信号とするように位相及び電力レベル調整して歪み補償信号（５７）として出力するためのものである。
【００３８】
そして、フィルター１６は、第１位相・電力レベル調整回路９からの信号について、不要な帯域の周波数成分を除去して、歪み補償信号（５７）として出力するためのものである。
このフィルター１６は、例えば、主信号の中心周波数と離れた周波数を阻止するような１つの帯域通過フィルターで構成してもよいが、通過帯域の端と端で位相が３６０°回転してしまうので、広帯域化および通過帯域の中心部における微調整が必要となる。
【００３９】
そこで、このような問題を避けるために、フィルター１６は、帯域阻止フィルター１７ａ，１７ｂとを直列に接続したり、また、低域通過フィルター１７ｃと高域通過フィルター１７ｄとを直列に接続して構成してもよい。
ここで、図１６（ａ），図１６（ｂ）は、それぞれフィルター１６を帯域阻止フィルター１７ａと１７ｂとを直列に接続して構成した場合の、フィルター１６の周波数特性例を示す図であって、これらの図１６（ａ），図１６（ｂ）中において、矢印Ａは低帯域側の帯域阻止フィルター１７ａの帯域阻止中心周波数、矢印Ｂは高帯域側の帯域阻止フィルターの１７ｂの帯域阻止中心周波数をそれぞれ示している。
【００４０】
つまり、主信号（歪み補償信号）の通過帯域から低帯域側に離れた上記矢印Ａに示す周波数成分を阻止する帯域阻止フィルター１７ａと、逆に、通過帯域から高帯域側に離れた上記矢印Ｂに示す周波数成分を阻止する帯域阻止フィルター１７ｂとを直列に接続することにより、上記通過帯域を有するフィルター１６が構成される。
このような構成をとることで、通過帯域の位相変化をゆるやかにすることができる。
一方、図１７（ａ），図１７（ｂ）は、それぞれフィルター１６を低域通過フィルター１７ｃと高域通過フィルター１７ｄとを直列に接続して構成した場合の、フィルター１６の周波数特性例を示す図であって、これらの図１７（ａ），図１７（ｂ）において、矢印Ａは低域通過フィルター１７ｃの周波数特性例、矢印Ｂは高域通過フィルターの１７ｄの周波数特性例をそれぞれ示している。
【００４１】
つまり、この場合のフィルター１６は、低域通過フィルター１７ｃによって主信号の帯域を含んだ低帯域側の周波数成分が通過し、高域通過フィルター１７ｄによって主信号の帯域を含んだ高帯域側の周波数成分が通過する。換言すれば、低域通過フィルター１７ｃによって主信号の高帯域側の周波数成分を阻止し、高域通過フィルター１７ｄによって主信号の低帯域側の周波数成分を阻止することで、主信号の帯域を通過帯域とする。
【００４２】
なお、以上の図１に示す第２分配回路４，主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５，合成回路７，補助増幅器８，第１位相・電力レベル調整回路９，フィルター１６は、主増幅器３の入出力系に対する帰還ループ（フィードバック系）１１を構成している。
また、以上の主信号減衰補償増幅器１２は、主信号結合回路２において、主信号（５０）が第１位相・電力レベル調整回路９からの歪み補償信号（５７）に結合される際に、主信号結合回路２の結合度（減衰率）に相当する利得を補償することができる。
【００４３】
以下、上述のごとく構成された本発明の第１実施形態に係る増幅装置３０の動作について説明する。
まず、入力端子（ＩＮ）から主信号減衰補償増幅器１２を介して、入力された入力主信号は、第１分配回路１において、主増幅器３側への主信号（５０）と補助信号用位相・電力レベル調整回路６側への補助信号（５１）とに分配される。
【００４４】
そして、主信号（５０）は、主信号結合回路２を介して主増幅器３に入力されて（周波数スペクトラム５２参照）、主増幅器３で増幅されて（周波数スペクトラム５３参照）、出力端子（ＯＵＴ）から出力される。
そして、この主増幅器３の出力（５３）には、例えば、図３に示すように主信号成分２１に対して、主増幅器３の持つ非線型特性によって生じた相互変調歪み成分２２が生じている。
【００４５】
そして、この主増幅器出力（５３）は、第２分配回路４においてその一部が取り出されて、その取り出された信号は、主増幅器出力位相・電力レベル調整回路５において、その位相および電力レベルが調整される（周波数スペクトラム５４参照）。
一方、第１分配回路で取り出された補助信号（５１）は、補助信号用位相・電力レベル調整回路６において、その位相および電力レベルが、主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５からの信号（５４）と逆相で同じ電力レベルになるようにそれぞれ調整される（周波数スペクトラム５５参照）。
【００４６】
これにより、合成回路７において、これらの主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５からの信号（５４）と補助信号用位相・電力レベル調整回路６からの補助信号（５５）とが合成されることで、主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５からの信号（５４）の主信号成分２１が、補助電力用位相・電力レベル調整回路６からの補助信号（５５）によってキャンセルされて、歪み成分２２のみが抽出される（周波数スペクトラム５６参照）。
【００４７】
そして、上述のごとく抽出された歪み成分２２は、補助増幅器８で増幅された後、第１位相・電力レベル調整回路９に入力され、主信号（５２）と逆相になるように位相が調整されるとともに、また、主増幅器３の出力（５３）に生じている歪み成分２２がキャンセルされるようにその電力レベルが調整され、さらに、フィルター１６において不要な帯域の成分が除去されて、歪み補償信号（５７）として出力される。
【００４８】
そして、主信号結合回路２において、この歪み補償信号（５７）に主信号（周波数スペクトラム５２参照）が結合され、歪み補償信号（５７）を合成した主信号（５８）として主増幅器３に入力され、主増幅器３において増幅される（周波数スペクトラム５９参照）。
この結果、主増幅器３の出力に生じていた歪み成分２２はキャンセルされて（周波数スペクトラム５９参照）、主信号成分２１のみが増幅出力（６０）として、第２分配回路４を介して出力端子（ＯＵＴ）から出力される。
【００４９】
ここで、図１に示す増幅装置３０の伝達関数を図２に示す等価回路を用いて求めてみる。即ち、この図２において、ｅiを入力端子から入力される入力主信号、Ｄを主増幅器３の出力に加わる相互変調歪み成分、Ａを主増幅器３の利得、Ｌを主信号結合回路２の結合度（減衰率）、Ｂを補助増幅器８の利得、Ｘを主信号減衰補償増幅器１２の利得とすると、図１に示す増幅装置３０出力ｅoは次式（５）で表される。
【００５０】
ｅo＝Ａ・ｅio＋Ｄ              ・・・・（５）
ここで、この式（５）において、ｅioは、
ｅio＝Ｘ・Ｌ・ｅi＋（Ｘ・Ｃ・ｅi＋Ｋ・ｅo）・Ｂ  ・・・・（６）
と表せるので、
ｅo＝Ａ・Ｘ・（Ｌ＋Ｂ・Ｃ）／（１−Ａ・Ｂ・Ｋ）・ｅi＋Ｄ／（１−Ａ・Ｂ・Ｋ）                  ・・・・（７）
となる。
【００５１】
ここで、補助信号（５５）は、主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５からの信号５４中の主信号成分を打ち消すよう調整されるようになっているので、
Ｌ・Ａ・Ｋ＝−Ｃ                          ・・・・（８）
である。
【００５２】
また、主信号減衰補償用増幅器１２は、主信号結合回路２の減衰率を補償する分の利得を有しているため、Ｘ・Ｌ＝１と表すことができる。従って、上記の式（８）は、
ＡＫ＝−Ｘ／Ｃ                      ・・・・（８'）
で表せるので、
ｅo＝Ａ・ｅi＋Ｄ／（１＋Ｂ・Ｃ・Ｘ）      ・・・・（９）
となる。
【００５３】
この式（９）において、第１項（Ａ・ｅi）は主信号の振幅成分、第２項〔Ｄ／（１＋Ｂ・Ｃ・Ｌ）〕は相互変調歪み成分を示しているが、この式（９）の第２項〔Ｄ／（１＋Ｂ・Ｃ・Ｘ）〕と図１８に示す従来の歪みフィードバック型増幅器１００の出力を表す式（４）の第２項〔Ｄ／（１＋Ｂ・Ｃ・Ｌ）〕を比較すると、Ｌ＜１、Ｘ≧１であるので、本増幅装置３０は、図１８に示す従来の歪みフィードバック型増幅器１００に比して、同じ利得を持つ補助増幅器８を用いても歪み成分が小さくなることが分かる。
【００５４】
換言すれば、従来と同程度の歪み成分の抑圧度を得るのに、本増幅装置３０では、従来よりも利得の小さい補助増幅器８で済み、フィードバック系１３５の位相回転を小さく抑えることができる。
これは、歪み補償信号（５７）に増幅すべき主信号（５２）が結合されるので、従来のように主信号に歪み補償信号を結合する場合に比して歪み補償信号（周波数スペクトラム５７参照）の利得損失を最小限に抑制することができるためである。
【００５５】
なお、上述した例では、主信号減衰補償増幅器１２は、その利得Ｘが１／Ｌである増幅器で構成しているが、これは、図１８示す増幅器１００と比較するためにこのような利得のものを用いているのであり、もともと、増幅装置３０の前段部に設けてある増幅器（図示省略）に、この減衰分も併せて増幅するようにしても構わず、また、主信号減衰補償増幅器１２には自由度があり、主信号減衰補償増幅器１２の増幅率を高めることにより、入力主信号の位相回転が大きくなっても、歪み補償には悪影響を与えない。
【００５６】
以上のように、本第１実施形態に係る増幅装置３０によれば、歪み補償信号（５７）に主信号（５２）を結合するので、歪み補償信号（５７）は、主信号結合回路２による減衰影響を受けずに、そのまま主増幅器３に入力される。
従って、従来のように主信号（５２）に歪み補償信号（５７）を結合する場合に比して、歪み補償信号（５７）の利得損失を最小限に抑制することができ、利得の小さい補助増幅器８でも十分に良好な歪み補償が行なえるとともに、補助増幅器８自体の消費電力の削減や、回路規模の縮小、部品点数の削減などを図ることができて、ひいては、本増幅装置３０の消費電力やコストの削減を図ることができる。
【００５７】
なお、上記の構成において、歪み補償信号（５７）の利得が十分に確保される場合には、上記の補助増幅器８は、図５に示すように省略してもよい。
つまり、合成回路７で得られた歪み成分５６を、増幅することなく、直接、第１位相・電力レベル調整回路に入力するようにしてもよい。
このようにすれば、補助増幅装置８が不要な分、更に、消費電力の削減、回路規模の削減、部品点数の削減ならびにコストの低減を図ることができるとともに、主増幅器３の出力から主増幅器３の入力への帰還ループ１１内に能動素子がなくなるので、帰還ループ１１内の発振による歪み成分の補償に対する影響を抑えることができ、より良好に歪み補償を行なうことができる。
【００５８】
（ａ１）第１実施形態の第１変形例の説明
ところで、図１に示す合成回路７の入力側には、例えば、図６に示すような差動増幅器４０を設けてもよい。
この差動増幅器４０は、同一特性の２つのトランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２を対称にして、ドレイン（コレクタ）側に出力抵抗ＲL1，ＲL2をそなえ，ソース（エミッタ）側に定電流源Ｉをそなえ、入力“１”に第２分配回路４（図１参照）からの信号が、入力“２“には、補助信号が入力され、入力”１“および入力”２“間の差動増幅出力が合成回路７に入力される。
【００５９】
その結果、合成回路７の出力には、第２分配回路４からの信号と補助信号との差動増幅出力を合成して得られた出力が現れるので、出力における主信号成分はキャンセルされ、歪み成分のみが出力される。
このようにして、第２分配回路４からの信号と補助信号の差動増幅出力を合成、且つ、増幅するので、主増幅器出力の一部と補助信号との差動増幅出力を合成回路に入力して、合成回路はこれらの差動増幅出力を合成、且つ、増幅するので、合成回路，増幅器を個別に構成しなくとも、合成と増幅を同時に行なうことができるので、簡便な構成で歪み補償を行なうことができるようになる。
【００６０】
（ａ２）第１実施形態の第２変形例の説明
図７は、本発明の第１実施形態の第２変形例に係る増幅装置の構成を示すブロック図あるが、この図７に示す増幅装置３０は、図１に示す第１実施形態に係る増幅装置３０に比して、帰還ループ１１内に増幅出力結合回路１３が設けられている点が異なる。
【００６１】
この増幅出力結合回路１３は、第２分配回路４で取り出された主増幅器３の出力の一部を合成回路７の出力に結合するためのものであって、例えば、増幅出力分配回路１３ａ，増幅出力位相・電力レベル調整回路１３ｂ，増幅出力結合回路１３ｃをそなえて構成されている。
ここで、増幅出力分配回路１３ａは、主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５からの信号の一部を取り出すためのものであり、増幅出力位相・電力レベル調整回路１３ｂは、増幅出力分配回路１３ａで取り出された信号の位相および電力レベルの調整を行なうものであり、増幅出力結合回路１３ｃは、増幅出力位相・電力レベル調整回路１３ｂからの信号を合成回路７の出力に結合するためのものである。
【００６２】
このような構成により、本第２変形例の増幅装置３０では、主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５からの信号の一部が分配回路１３ａにおいて取り出され、増幅出力位相・電力レベル調整回路１３ｂにおいて、この取り出された信号の一部が合成回路７からの出力中にキャンセルされずに残った主信号成分と逆相で、同じ電力レベルになるように調整される。
【００６３】
そして、増幅出力結合回路１３ｃにおいて、位相・電力レベル調整回路１３ｂからの信号が合成回路７の出力に結合されると、例えば、図４に示すように合成回路７の出力中にキャンセルしきれずに残った主信号成分２１があっても、増幅出力結合回路１３ｃにおいて、位相・電力レベル調整回路１３ｂからの信号が合成回路７の出力に結合されることで、主信号成分２１は再キャンセルされる。
【００６４】
このように、本第１実施形態の第２変形例における増幅装置３０によれば、図１により前述した増幅装置３０と同様の効果が得られるとともに、増幅出力結合回路１３において、合成回路７の出力と主増幅器出力用位相・電力調整回路５からの主信号の一部とが合成されることにより、合成回路７の出力中にキャンセルしきれずに残った主信号成分２１を再キャンセルするので、検出される歪み成分２２の精度を上げることができ、精度の高い歪み補償信号が得られて、より良好に主増幅器３の出力の歪み成分２２を補償することができる。
【００６５】
（ａ３）第１実施形態の第３変形例の説明
図８は、本発明の第１実施形態の第３変形例に係る増幅装置の構成を示すブロック図で、この図８に示す増幅装置３０は、図１に示す第１実施形態に係る増幅装置３０に比して、補助信号結合回路１４をそなえて構成されている点が異なる。
【００６６】
この補助信号結合回路１４は、補助信号位相・電力レベル調整回路６からの補助信号の一部を取り出して、合成回路７からの歪み成分に結合するためのものであって、例えば、補助信号分配回路１４ａ，補助信号位相・電力レベル調整回路１４ｂ，補助信号結合回路１４ｃをそなえて構成されている。
ここで、補助信号分配回路１４ａは、補助信号用位相・電力レベル調整回路６からの補助信号の一部を取り出すためのものであり、補助信号位相調整回路１４ｂは、補助信号分配回路１４ａからの信号の位相および電力レベルの調整を行なうためのものであり、補助信号結合回路１４ｃは、補助信号位相調整回路１４ｂからの信号を合成回路７の出力に結合するためのものである。
【００６７】
このような構成により、本第３変形例の増幅装置３０では、補助信号用位相・電力レベル調整回路５からの信号（周波数スペクトラム５５；図１参照）の一部が補助信号分配回路１４ａにおいて取り出され、この取り出された信号の一部が補助信号位相調整回路１４ｂにて、合成回路７からの出力中にキャンセルされずに残った主信号成分２１（図４参照）と逆相で、同じ電力レベルになるように調整される。
【００６８】
そして、補助信号位相・電力レベル調整回路１４ｂからの信号が、結合回路１４ｃにおいて、合成回路７の出力に結合されると、合成回路７の出力中に残った主信号成分２１が再キャンセルされる。
このように、本発明の第１実施形態の第３変形例においても、図１により前述した増幅装置３０と同様の効果が得られるとともに、補助信号結合回路１４において、合成回路７の出力に残った主信号成分２１と補助信号の一部が合成されるので、前述した第２変形例と同様に、合成回路７からの出力中にキャンセルしきれずに残った主信号成分２１を再キャンセルして、検出される歪み成分２２の精度を上げることができる。その結果、精度の高い歪み補償信号が得られ、より良好に主増幅器出力の歪み成分２２を補償することができる。
【００６９】
（ａ４）第１実施形態の第４変形例の説明
図９は本発明の第１実施形態の第４変形例にかかる増幅装置の構成を示すブロック図あるが、この図９に示す増幅装置３０は、図１に示す本発明の第１実施形態にかかる増幅装置３０に比して、補助増幅器８と主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５と第１位相・電力レベル調整回路９とが省略され、第３位相・電力レベル調整回路１５をそなえて構成されている点が異なっている。
【００７０】
ここで、この第３位相・電力レベル調整回路１５は、主信号結合回路２からの主信号の位相および電力レベルを調整するためのものである。
つまり、図１に示す第１実施形態の増幅装置３０において、主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５，第１位相・電力レベル調整回路９および補助信号用位相・電力レベル調整回路６においてそれぞれ行なっていた位相および電力レベルの調整を、本変形例では、第３位相・電力レベル調整回路１５と補助信号用位相・電力レベル調整回路６とで調整できるようになっている。
【００７１】
上述のごとく構成された本第４変形例の増幅装置３０では、第２分配回路４において取り出された主増幅器３の出力の一部は、その位相および電力レベルの調整をされることなく、直接合成回路７に入力され、また、第１分配回路１からの補助信号は、補助信号用位相・電力レベル調整回路６において、第２分配回路４からの信号と逆相で同じ電力レベルになるように調整され、合成回路７に入力される。
【００７２】
そして、合成回路７において、第２分配回路４からの信号と、補助信号用位相・電力レベル調整回路６からの補助信号が合成されて、歪み成分が検出された後、この歪み成分は、位相および電力レベルが調整されずに、直接、主信号結合回路２において主信号が結合され、主増幅器３に入力される。
つまり、合成回路７で得られた歪み成分の位相および電力レベルを調整せず、前述した第３位相・電力レベル調整回路１５において、合成回路７で検出された歪み成分と逆相で、且つ、主増幅器３の出力から歪み成分がキャンセルされるように、主信号の位相および電力レベルがそれぞれ調整され、主信号結合回路２において歪み成分に主信号が結合される。
【００７３】
このように、本第１実施形態の第４変形例に係る増幅装置３０によれば、図１により前述した増幅装置３０で得られる効果に加えて、合成回路７で検出された歪み成分に、直接、主信号が結合されるので、帰還ループ１１における位相・電力レベルの調整回路が少なくなり、さらに消費電力の削減、回路規模の縮小ならびに部品点数の削減およびコストの低減が行なえる。
【００７４】
（ｂ）本発明の第２実施形態の説明
図１０は、本発明の第２実施形態に係る増幅装置の構成を示すブロックであるが、この図１０に示す増幅装置３０は、図１に示す本発明の第１実施形態の増幅装置３０に比して、第１分配回路１が、主信号結合回路２と主増幅器３との間に設けている点が異なり、この場合、帰還ループ１１は、第２分配回路４，主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５，補助信号用位相・電力レベル調整回路６，合成回路７，補助増幅器８，第１位相・電力レベル調整回路９で構成されており、第１分配回路１の前段側に歪み補償信号が帰還される。
【００７５】
これにより、入力端子（ＩＮ）からの力主信号は、主信号結合回路２を介して、第１分配回路１において、主増幅器３側への主信号と補助信号用位相・電力レベル調整回路６側への補助信号とに分配される。
そして、主信号は、主増幅器３で増幅された後、第２分配回路４においてその一部が取り出されて、その取り出された信号は、主増幅器出力位相・電力レベル調整回路５において、その位相および電力レベルがそれぞれ調整される。
【００７６】
一方、第１分配回路１で取り出された補助信号は、補助信号用位相・電力レベル調整回路６において、その位相および電力レベルが、主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５からの信号と逆相で同じ電力レベルになるようにそれぞれ調整される。
これにより、合成回路７において、これらの主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５からの信号と補助信号用位相・電力レベル調整回路６からの補助信号とが合成されることで、主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５からの信号の主信号成分２１が、補助電力用位相・電力レベル調整回路６からの補助信号によってキャンセルされて、歪み成分のみが抽出される。
【００７７】
そして、上述のごとく抽出された歪み成分は、補助増幅器８で増幅された後、第１位相・電力レベル調整回路９に入力され、主信号減衰補償増幅器１２からの主信号と逆相になるように位相が調整されるとともに、また、主増幅器３の出力に生じている歪み成分がキャンセルされるようにその電力レベルが調整されて、歪み補償信号として出力される。
【００７８】
そして、主信号結合回路２において、この歪み補償信号に主信号が結合され、歪み補償信号を合成した主信号として、主信号結合回路２を介して主増幅器３に入力され、第１分配回路１で主信号と補助信号とに分配され、この第１分配回路１からの主信号が主増幅器３において増幅される。
この結果、主増幅器３の出力に生じていた歪み成分はキャンセルされて、主信号成分のみが増幅出力として、第２分配回路４を介して出力端子（ＯＵＴ）から出力される。
【００７９】
このように、本増幅装置３０によれば、第１実施形態に係る増幅装置３０で得られる効果に加えて、第１分配回路１が主信号結合回路２と主増幅器８との間に設けられているので、増幅装置３０の前段部で発生した外乱などによる影響を考慮した補助信号を得ることができ、より良好に歪み成分の補償を行なえる。
さらに、帰還ループ１１を通じて発振が起こることがあるが、この発振成分は、第１分配回路１と第２分配回路４により抽出されキャンセルすることができる。
【００８０】
また、主信号結合回路２が、第１分配回路１より、入力側に近く配置されているため、主信号結合回路２の減衰率を変化させることで、主信号および補助信号の利得を調整できるので、容易に増幅装置３０全体の利得を調整できることができる。
なお、上記の補助増幅器８についても、歪み補償信号の利得が十分に確保されている場合には、図１１に示すように省略することができる。
【００８１】
つまり、図１１に示す増幅装置３０の歪み補償信号生成回路１０は、補助増幅器をそなえておらず、合成回路７で得られた歪み成分を増幅することなく、直接、第１位相・電力レベル調整回路に入力するようにしてもよい。
このようにすれば、補助増幅装置８が不要な分、更に、消費電力の削減、回路規模の削減、部品点数の削減ならびにコストの低減を図ることができるとともに、主増幅器３の出力から主増幅器３の入力への帰還ループ１１内に能動素子がなくなるので、帰還ループ１１内の発振による歪み成分の補償に対する影響を抑えることができ、より良好に歪み補償を行なうことができる。
【００８２】
ところで、図１０に示す合成回路７の入力側についても、図６により前述した差動増幅器４０を設けてもよい。
このようにして、“入力１”に第２分配回路４（図１０参照）からの信号が、“入力２”には、補助信号が入力され、“入力１”および“入力２”間の差が増幅されて、出力電圧として現れるので、主信号成分はキャンセルされ、歪み成分のみが出力される。
【００８３】
その結果、合成回路７の出力には、第２分配回路４からの信号と補助信号との差動増幅出力を合成して得られた出力が現れるので、出力における主信号成分はキャンセルされ、歪み成分のみが出力される。
このようにして、第２分配回路４からの信号と補助信号の差動増幅出力を合成、且つ、増幅するので、主増幅器出力の一部と補助信号との差動増幅出力を合成回路に入力して、合成回路はこれらの差動増幅出力を合成、且つ、増幅するので、合成回路，増幅器を個別に構成しなくとも、合成と増幅を同時に行なうことができるので、簡便な構成で歪み補償を行なうことができるようになる。
【００８４】
また、図１０に示す第２実施形態の増幅装置３０には、例えば図１２に示すように、前述したものと同様の主信号結合回路１３を設けてもよい。
このようにすれば、この場合も、主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５からの信号の一部が増幅出力分配回路１３ａにおいて取り出され、増幅出力位相・電力レベル調整回路１３ｂにてこの取り出された信号の一部が合成回路７からの出力中にキャンセルされずに残った主信号成分２１と逆相で、同じ電力レベルになるように調整される。
【００８５】
そして、増幅出力結合回路１３ｃにおいて、位相・電力レベル調整回路１３ｂからの信号が合成回路７の出力に結合されると、合成回路７の出力中に残った主信号成分は再キャンセルされ、合成回路７の出力は歪み成分のみを含む信号として、補助増幅器８に入力される。
このように、この場合も、図１０で前述した増幅装置３０と同様の効果に加えて、増幅出力結合回路１３において、合成回路７の出力と主増幅器出力用位相・電力調整回路５からの信号の一部とが合成されることにより、合成回路７の出力中にキャンセルしきれずに残った主信号成分を再キャンセルするので、検出される歪み成分の精度を上げることができ、精度の高い歪み補償信号が得られて、より良好に主増幅器３の出力の歪み成分を補償することができる。
【００８６】
さらに、図１０に示す増幅装置３０には、例えば、図１３に示すように、図８より前述した補助信号結合回路１４を設けて（図１３参照）構成することもできる。
このようにすれば、この場合も、補助信号用位相・電力レベル調整回路５からの信号（周波数スペクトラム５５；図１参照）の一部が補助信号分配回路１４ａにおいて取り出され、この取り出された信号の一部が補助信号位相調整回路１４ｂにて、合成回路７からの出力中にキャンセルされずに残った主信号成分２１（図４参照）と逆相で、同じ電力レベルになるように調整される。
【００８７】
そして、補助信号位相・電力レベル調整回路１４ｂからの信号が、結合回路１４ｃにおいて、合成回路７の出力に結合されると、合成回路７の出力中に残った主信号成分２１が再キャンセルされる。
このようにすれば、この場合も、補助信号結合回路１４において、合成回路７の出力に残った主信号成分と補助信号の一部が合成されるので、前述した第２変形例と同様に、合成回路７からの出力中にキャンセルしきれずに残った主信号成分を再キャンセルして、検出される歪み成分の精度を上げることができる。その結果、精度の高い歪み補償信号が得られ、より良好に主増幅器出力の歪み成分を補償することができる。
【００８８】
また、図１０に示す増幅装置３０は、例えば、図１４に示すように主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路５と第１位相・電力レベル調整回路９とを省略し、図９で前述した第３位相・電力レベル調整回路１５をそなえて構成してもよい。
このようにすれば、この場合も、第２分配回路４において取り出された主増幅器３の出力の一部は、その位相および電力レベルの調整をされることなく、直接合成回路７に入力され、また、第１分配回路１からの補助信号は、補助信号用位相・電力レベル調整回路６において、第２分配回路４からの信号と逆相で同じ電力レベルになるように調整され、合成回路７に入力される。
【００８９】
そして、合成回路７において、第２分配回路４からの信号と、補助信号用位相・電力レベル調整回路６からの補助信号が合成されて、歪み成分が検出された後、この歪み成分は、位相および電力レベルが調整されずに、直接、主信号結合回路２において主信号が結合され、主増幅器３に入力される。
つまり、合成回路７で得られた歪み成分の位相および電力レベルを調整せず、前述した第３位相・電力レベル調整回路１５において、合成回路７で検出された歪み成分と逆相で、且つ、主増幅器３の出力から歪み成分がキャンセルされるように、主信号の位相および電力レベルがそれぞれ調整され、主信号結合回路２において歪み成分に主信号が結合される。
【００９０】
このようにして、この場合も図１０で前述した増幅装置３０と同様の効果が得られる他、第３位相・電力レベル調整回路１５と補助信号用位相・電力レベル調整回路６とで、位相および電力レベルを調整するので、帰還ループ１１内の位相・電力レベル調整回路が不要となり、さらに消費電力の削減、回路規模の縮小ならびに部品点数の削減およびコストの低減が行なえる。
【００９１】
（ｃ）その他
上述した各実施形態および各変形例において、増幅装置３０の出力が良好に補償されるように各部の信号を制御するための方法の一例としては次のような方法がある。
即ち、図１に示す主信号結合回路２の出力部分において、例えば、図１５（ａ）に示すような一波のＣＷ（Continuous Wave）信号を入力し、出力端子において、図１５（ｂ）に示すように出力をモニタしながら、各位相・電力レベル調整回路の位相および電力レベルを調整すると、出力端子での出力信号がゼロ（もしくはゼロに最も近い値）が発生する。
【００９２】
このように出力端子からの出力がゼロに最も近くなる状態が、増幅装置３０において歪み成分を効率的に補償できるような制御状態であり、この状態に基づいて、増幅装置３０の各種制御値を設定することで、良好な歪み補償を行なうことが可能であり、これにより、逆位相での主信号のキャンセルがレベル調整のみで可能となる。
【００９３】
また、上述した各実施形態および各変形例は、図５〜１４で上述した増幅装置３０に、例えば、図１（図１６，図１７）で上述したフィルター１６をそなえて構成したり、図７で上述した増幅装置３０に図８で上述した補助信号結合回路１４をそなえて構成したり、図９で上述した増幅装置３０に図７で上述した増幅出力結合回路１３と補助信号結合回路１４の両方、あるいはそのいずれか一方をそなえて構成したり、種々組み合わせて構成してもよい。
【００９４】
そして、本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
【００９５】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明の増幅装置によれば、歪み補償信号生成回路にて得られた歪み補償信号がそのまま増幅器に入力される一方、この歪み補償信号に増幅すべき主信号が結合されるので、従来のように主信号に歪み補償信号を結合する場合に比して歪み補償信号の利得損失を最小限に抑制することができるので、歪み補償信号生成回路に補助増幅器を設けなくとも、良好に歪み成分を補償できる利点がある。
【００９６】
また、補助増幅器が不要であるので、増幅装置の消費電力の削減、回路規模の縮小および部品点数の削減を図れ、その結果コストの削減を行なえる利点がある。
また、本発明の増幅装置によれば、前記第１分配回路を、前記主信号結合回路の前段に設ければ、主信号結合回路の前段で簡便に補助信号を得ることができ、歪み補償信号に主信号を結合するので、歪み補償信号を主信号と比較して相対的に大きい値を得ることができ、増幅器で発生する歪み成分の除去をより効果的に行なうことができる利点がある。
【００９７】
また、本発明の増幅装置によれば、前記第１分配回路を、主信号結合回路と増幅器との間に設ければ、増幅装置の前段部で発生した外乱などによる影響を考慮した補助信号を得ることができので、より良好に歪み成分の補償を行なえ、また、主信号結合回路が第１分配回路よりも入力側に近く配置されているので、容易に増幅装置全体の利得を調整することができる利点がある。
【００９８】
また、本発明の増幅装置によれば、前記歪み補償信号生成回路は、上記の増幅器の出力の一部を取り出す第２分配回路と、この第２分配回路で取り出された増幅器の出力の一部と上記の第１分配回路により得られた補助信号とを逆相で合成することにより歪み成分を検出する合成回路と、合成回路の出力を位相及び電力レベル調整して前記歪み補償信号として出力する第１位相・電力レベル調整回路とをそなえて構成すれば、上記歪み補償信号を簡便に得ることができるので、簡素な構成で歪み成分の補償を良好に行なえる利点がある。
【００９９】
そして、本発明の増幅装置によれば、前記合成回路は、差動増幅器を用いて構成すれば、主増幅器出力の一部と補助信号との差動増幅出力を合成回路に入力して、合成回路はこれらの差動増幅出力を合成、且つ、増幅するので、合成と増幅を同時に行なうことができ、簡素な構成で歪み成分の検出および増幅が行なえ、その結果、簡便な構成で歪み成分の補償を行なえる利点がある。
【０１００】
さらに、本発明の増幅装置によれば、歪み補償信号生成回路は、補助信号の一部を、前記合成回路からの出力中における主信号成分をキャンセルするための信号として合成回路の出力に結合する補助信号結合回路をそなえれば、合成回路の出力に残った主信号成分を消去して、検出される歪み成分の精度を上げることができるので、精度の高い歪み補償信号が得られ、より良好に歪み成分を補償することができる利点がある。
【０１０１】
また、本発明の増幅装置によれば、歪み補償信号生成回路は、上記の第２分配回路で取り出された増幅器の出力の一部を、前記合成回路からの出力中における主信号成分をキャンセルするための信号として合成回路の出力に結合する増幅出力結合回路をそなえていてもよく、このようにしても、合成回路の出力に残った主信号成分を消去して、検出される歪み成分の精度をあげることができるので、精度の高い歪み補償信号が得られ、より良好に歪み成分を補償することができる利点がある。
【０１０２】
また、本発明の増幅装置によれば、前記第１分配回路の前段に主信号減衰補償増幅器を設ければ、この主信号減衰補償増幅器が前記主信号結合回路において前記主信号を前記歪み補償信号に結合する際に生じる主信号の減衰分を補償するので、これらの歪み補償信号および主信号の利得を十分に大きくとることができ、歪み補償を良好に行ない、且つ、増幅装置の出力の利得を十分に大きくできる利点がある。
【０１０３】
そして、本発明の増幅装置によれば、前記歪み補償信号生成回路は、上記の歪み補償信号を増幅するための補助増幅器をそなえていてもよく、このようにすれば、歪み補償信号に必要な利得を最小限の利得を持つ増幅器で確保することができるので、消費電力の小さい増幅器でも精度の高い歪み補償信号を得ることができ、より良好な歪み補償が行なえる利点がある。
【０１０４】
また、本発明の増幅装置によれば、前記歪み補償信号生成回路は、帯域阻止フィルタ、もしくは、高域通過フィルタ及び低域通過フィルタの組み合わせにより、帯域通過フィルタを用いずに、所要の帯域のみを通過させるフィルタをそなえるので、通過帯域での信号の位相回転を抑制することができ、これにより、精度の高い歪み補償信号が得られ、より良好な歪み補償が行なえる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係るフィードバック型増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す増幅装置の伝達関数を求めるための等価回路図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係る増幅装置における主増幅器出力の周波数スペクトラムの一例を示す図である。
【図４】本発明の第１実施形態に係る増幅装置における歪み成分の周波数スペクトラムの一例を示す図である。
【図５】本発明の第１実施形態に係る増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第１実施形態の第１変形例に係る増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第１実施形態の第２変形例に係る増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第１実施形態の第３変形例に係る増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第１実施形態の第４変形例に係る増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２実施形態に係る増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第２実施形態に係る増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第２実施形態に係る増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明の第２実施形態に係る増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】本発明の第２実施形態に係る増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図１５】本発明の増幅装置における位相および電力レベルの調整法を説明するための図であって、（ａ）は入力する１波のＣＷ信号例を示す図、（ｂ）は調整後の出力信号例を示す図である。
【図１６】（ａ），（ｂ）はそれぞれ、図１に示すフィルターの周波数特性例を示す図である。
【図１７】（ａ），（ｂ）はそれぞれ、図１に示すフィルターの他の周波数特性例を示す図である。
【図１８】従来の歪みフィードバック型増幅器の回路構成を示す図である。
【図１９】図１８に示す増幅器の伝達関数を求めるための等価回路を示す図である。
【符号の説明】
１  第１分配回路
２  主信号結合回路
３  増幅器（主増幅器）
４  第２分配回路
５  主増幅器出力用位相・電力レベル調整回路
６  補助信号用位相・電力レベル調整回路
７  合成回路
８  補助増幅器
９  第１位相・電力レベル調整回路
１０  歪み補償信号生成回路
１１，１３５  帰還ループ
１２  主信号減衰補償用増幅器
１３  増幅出力結合回路
１３ａ  増幅出力分配回路
１３ｂ  増幅出力位相・電力レベル調整回路
１３ｃ  増幅出力結合回路
１４  補助信号結合回路
１４ａ  補助信号分配回路
１４ｂ  補助信号位相・電力レベル調整回路
１４ｃ  補助信号結合回路
１５  第３位相・電力レベル調整回路
１６  フィルター
１７ａ，１７ｂ  帯域阻止フィルター
１７ｃ  低域通過フィルター
１７ｄ  高域通過フィルター
２１，１３０  主信号成分
２２，１３１  歪み成分
３０  増幅装置
４０  差動増幅器
５０〜６０，１１０〜１２０  周波数スペクトラム
ＦＥＴ１，ＦＥＴ２  トランジスタ
ＲL1，ＲL2  出力抵抗
１００  歪みフィードバック型増幅器
１０１  第１の分配回路
１０２  第１の位相・電力レベル調整回路
１０３  第１の増幅器
１０４  第２の分配回路
１０５  第２の位相・電力レベル調整回路
１０６  第１の合成回路
１０７  第２の増幅器
１０８ａ  バンドパスフィルター
１０８ｂ  第３の位相・電力レベル調整回路
１０９  第２の合成回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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