(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力データの誤り訂正符号化を行う誤り訂正符号化手段と、
前記誤り訂正符号化手段から出力されるデータを用いて変調を行い変調シンボルを生成する送信信号変調手段と、前記送信信号変調手段から出力される連続した変調シンボルを拡散率に等しい数だけ複製する変調シンボル複製手段と、拡散率に等しい長さの拡散符号系列を生成する第一の拡散符号生成手段と、前記変調シンボル複製手段を用いて複製される変調シンボルおよび前記第一の拡散符号生成手段にて生成された拡散符号を周波数方向に乗算し拡散する第一の乗算手段と、前記第一の乗算手段から出力された変調シンボルに一括マルチキャリア変調を行い、マルチキャリア変調信号を出力するマルチキャリア変調手段と、前記マルチキャリア変調手段の出力信号であるマルチキャリア変調信号を入力され、時系列方向の送信信号を生成する第一の並列直列変換手段と、を備えるマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置において、
前記誤り訂正符号化手段と前記送信信号変調回路との間に、
前記誤り訂正符号化手段から出力されるデータを、インタリーブサイズに等しいブロック長毎に順番を入れ替えるインタリーブ手段を備え、
前記第一の乗算手段と前記マルチキャリア変調手段との間に、
前記第一の乗算手段から出力される連続した変調シンボルを、符号多重数に等しい数だけ合成する送信シンボル合成手段と、
前記送信シンボル合成手段から出力される拡散率に等しい数の並列合成シンボルを、送信サブキャリア数に等しい数の並列合成サブキャリア信号に変換する第一の入出力信号幅変換手段と、
を備えることを特徴とする、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置。
【請求項２】
前記送信シンボル合成手段は、
符号多重化数に等しい連続した変調シンボルを各サブキャリア毎に直列並列変換する第一の直列並列変換手段と、
前記第一の直列並列変換手段により直列並列変換された変調シンボルを合成するシンボル合成手段と、
を有することを特徴とする、請求項１に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置。
【請求項３】
前記第一の入出力信号幅変換手段は、
拡散率に等しい数の並列合成シンボルを並列直列変換する第二の並列直列変換手段と、
前記第二の並列直列変換手段により並列直列変換されたシンボルを全送信サブキャリア数に等しい数に直列並列変換する第二の直列並列変換手段と、
を有することを特徴とする、請求項１に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置。
【請求項４】
請求項１に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置から送信される信号を受信し、サブキャリア数に等しい数の並列出力に変換する第三の直列並列変換手段と、前記第三の直列並列変換手段から出力されるマルチキャリア変調信号に対して一括マルチキャリア復調を行い、サブキャリア信号を出力するマルチキャリア復調手段と、請求項１に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置における第一の拡散符号生成手段が生成した拡散符号系列と等しい拡散符号系列を生成する第二の拡散符号生成手段と、前記マルチキャリア復調手段から出力された受信シンボルと前記第二の拡散符号生成手段により生成された拡散符号とを周波数方向に乗算し逆拡散する第二の乗算手段と、前記第二の乗算手段により出力された受信シンボルを、周波数方向に拡散率の間隔毎に拡散率に等しい数だけ合成して合成受信シンボルを出力する受信シンボル合成手段と、前記受信シンボル合成手段から並列に出力される受信シンボル列を復調する受信信号復調手段と、前記受信信号復調手段から出力されたデータ列の誤り訂正符号を復号化する誤り訂正復号化手段と、を備えるマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置において、
前記マルチキャリア復調手段と前記第二の乗算手段との間に、
前記マルチキャリア復調手段から出力されるサブキャリア数に等しい数の並列サブキャリア信号を、拡散率に等しい数の並列受信シンボルに変換する第二の入出力信号幅変換手段と、
前記第二の入出力信号幅変換手段から出力される受信シンボルを、符号多重数に等しい数だけ複製する受信シンボル複製手段と、
を備え、
前記受信信号復調手段と前記誤り訂正復号化手段との間に、
請求項１に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置が備えるインタリーブ手段が行う変換の逆変換を行うデインタリーブ手段を備えたことを特徴とする、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置。
【請求項５】
前記受信シンボル複製手段は、
入力された一つのサブキャリア信号を符号多重化数に等しい数だけ複製するシンボル複製手段と、
前記シンボル複製手段により複製されたサブキャリア信号を並列直列変換する第三の並列直列変換手段と、
を有することを特徴とする、請求項４に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置。
【請求項６】
前記第二の入出力信号幅変換手段は、
全受信サブキャリア数に等しい並列サブキャリア信号を並列直列変換する第四の並列直列変換手段と、
前記第四の並列直列変換手段により並列直列変換されたサブキャリア信号を、拡散率の数に等しい数の並列受信シンボルを直列並列変換する第四の直列並列変換手段と、
を有することを特徴とする、請求項４に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置。
【請求項７】
前記インタリーブ手段におけるインタリーブパラメータは、別途入力される制御信号に従って適応的に変化することを特徴とする、請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置。
【請求項８】
前記デインタリーブ手段におけるインタリーブパラメータは、別途入力される制御信号に従って適応的に変化することを特徴とする、請求項４〜請求項６のいずれか１項に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線通信システムにおいてマルチキャリア−ＣＤＭＡ（Ｍｕｌｔｉ  Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｔｉｏｎ  ＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）変調方式信号の送受信を行うマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置および受信装置に関し、特に、周波数選択性フェージングに起因して生じる近接する信号間での劣化を抑制する観点から、送受信データ列の順序入れ替え（インタリーブ）を施すマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置および受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
［マルチキャリア変調方式とインタリーブ］
マルチキャリア変調方式は複数のサブキャリアを用いて情報伝送する方式である。サブキャリアごとの入力データ信号はＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）や１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等に変調される。このようなマルチキャリア変調方式の中で、各サブキャリアの周波数が直交関係にある直交マルチキャリア変調方式は、直交周波数分割多重（０ＦＤＭ：０ｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調方式と呼ばれ、周波数利用効率が高く、マルチパス伝搬が問題となる無線通信システムで広く適用されている。
【０００３】
ところで、データの誤りには、誤りビットがランダムに発生するランダム誤りのほか、誤りビットが連続して発生するバースト誤りがある。このバースト誤りに対する、誤り訂正後のデータ列のビット誤り率を改善する手法として、データ列をある特定のブロックサイズに渡って順番を入れ替える操作（インタリーブ操作）が知られている（参考文献：ＩＥＥＥ８０２．１１ａ，“Ｈｉｇｈ  Ｓｐｅｅｄ  Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｌａｙｅｒ（ＰＨＹ）ｉｎ  ｔｈｅ  ５ＧＨｚ  ｂａｎｄ”，１９９９．）。
【０００４】
このインタリーブ操作は、周波数選択性フェージングのため互いに隣接したサブキャリアが同時に影響を受けやすく、バースト誤りが多＜発生しがちなマルチパス干渉下でのマルチキャリア変調方式において、特に有用である。
【０００５】
図１０にインタリーブ操作を含んだマルチキャリア変調方式用送信装置のブロック図を示す。マルチキャリア変調方式用送信装置は、入力データの誤り訂正符号化を行う誤り訂正符号化手段と、前記誤り訂正符号化手段から出力されるデータをインタリーブサイズに等しいブロック長毎に順番を入れかえるインタリーブ手段と、前記インタリーブ手段の出力データを用いて変調を行い、変調シンボルを生成する送信信号変調手段と、前記送信信号変調手段を用いて生成される連続した変調シンボルをサブキャリア信号として並列に出力する第五の直列並列変換手段と、
【０００６】
前記第五の直列並列変換手段により出力されるサブキャリア信号に対して一括マルチキャリア変調を行いマルチキャリア変調信号を出力するマルチキャリア変調手段と、前記マルチキャリア変調手段によりマルチキャリア変調信号を入力され、時系列方向の送信信号を生成する第五の並列直列変換手段とから構成される。ただし、ここではマルチキャリア変調手段として逆フーリエ変換を用いている。
【０００７】
図１１にデインタリーブ操作を含んだマルチキャリア変調方式用受信装置のブロック図を示す。マルチキャリア変調方式用受信装置は、前記マルチキャリア変調方式用送信装置から送信される信号を受信しサブキャリア数に等しい数の並列出力に変換する第六の直列並列変換手段と、前記第六の直列並列変換手段から出力されるマルチキャリア変調信号に対して一括マルチキャリア復調を行いサブキャリア信号を出力するマルチキャリア復調手段と、前記マルチキャリア復調手段により並列に出力されるサブキャリア信号を連続した受信シンボル列に変換する第六の並列直列変換手段と、
【０００８】
前記第六の並列直列変換手段により出力された受信シンボルを復調する受信信号復調手段と、図１０に記載のインタリーブ手段の逆操作を行うデインタリーブ手段と、前記デインタリーブ手段から出力されたデータ列の誤り訂正符号を復号化する誤り訂正復号化手段とから構成される。ただし、ここではマルチキャリア復調手段としてフーリエ変換を用いている。
【０００９】
マルチキャリア変調方式における通常のインタリーブ操作は、図１２において、
（インタリーブブロックサイズ）＝  Ｎsubcarrier  ×  Ｎbits/symbol
（インタリーブセグメント長）  ＝  Ｎsubcarrier／Ａ
（インタリーブ深さ）          ＝  Ｎbits/symbol  ×  Ａ
とした場合に相当する。ただしＡの値は、一般にはサブキャリア数の適当な約数である。
【００１０】
ここで無線ＬＡＮの国際規格として広く認知されているＩＥＥＥ８０２．１１ａにおいては（参考文献：ＩＥＥＥ８０２．１１ａ，“Ｈｉｇｈ  Ｓｐｅｅｄ  Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｌａｙｅｒ（ＰＨＹ）ｉｎ  ｔｈｅ  ５ＧＨｚ  ｂａｎｄ”，１９９９．）、Ａの値は３であり、かつ例えばサブキャリアの変調方式がＱＰＳＫ（１変調シンボルあたりデータビット数  Ｎbits/symbol＝２）であるときには、
0003745692.tif 000002
が規定されており、インタリーブ回路１２の前後においては、
（入力ビットデータ列Ｓ２）＝｛ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，．．．，ｂ１７，ｂ１８，ｂ１９，ｂ２０，．．．．，ｂ３３，ｂ３４，ｂ３５，ｂ３６，．．．，ｂ９６｝
（出力ビットデータ列Ｓ３）＝｛ｂ１，ｂ１７，ｂ３３，．．．，ｂ２，ｂ１８，ｂ３４，．．．．，ｂ３，ｂ１９，ｂ３５，．．．，ｂ４，ｂ２０，ｂ３６，．．．，ｂ９６｝
を得る。また、同様にデインタリーブ回路３２の前後においては、
（入力ビットデータ列Ｓ２１）＝｛ｂ１，ｂ１７，ｂ３３，．．．，ｂ２，ｂ１８，ｂ３４，．．．．，ｂ３，ｂ１９，ｂ３５，．．．，ｂ４，ｂ２０，ｂ３６，．．．，ｂ９６｝
（出力ビットデータ列Ｓ２２）＝｛ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，．．．，ｂ１７，ｂ１８，ｂ１９，ｂ２０，．．．．，ｂ３３，ｂ３４，ｂ３５，ｂ３６，．．．，ｂ９６｝
を得る。
【００１１】
このように伝送しようとするデータ列中の連続するビット列は、インタリーブ操作により実際の周波数軸上ではインタリーブセグメント長間隔で並ぶシンボルの中に含まれることになる。逆に、実際の伝搬環境下で周波数軸上に連続して配置されたサブキャリアに含まれるデータビットは、デインタリーブ及び復調後のデータ列上ではインタリーブ深さ間隔で並ぶことになる。
【００１２】
すなわち、マルチパス干渉に起因する周波数選択性フェージングにより発生する周波数軸上のバースト誤りは、デインタリーブ操作によってインタリーブブロックサイズ内で拡散されることとなり、バースト誤りに対して耐性の低い誤り訂正符号化方式を用いた場合でも、良好な誤り訂正特性を得ることができる。
【００１３】
以上説明したように、マルチキャリア変調方式においてインタリーブを行った場合は、サブキャリア信号帯域全体にわたってビットインタリーブ効果がある。したがって、サブキャリア数を増やして信号帯域を広帯域化した場合には、その効果はより顕著となる。
【００１４】
［マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式］
上記したように、マルチキャリア変調方式はマルチパス干渉の影響を受けにくく広帯域伝送に適した変調方式であるが、限られた割り当て周波数のもとで、異なる使用周波数（チャネル）の繰り返しにより近接する複数セル間での棲み分けを実現する場合には、１チャネルあたりの周波数占有帯域幅が小さくならざるを得ない。
【００１５】
広帯域伝送を保証するために占有帯域を広く確保しながら複数セル間の面的な展開をはかる場合には、近隣のセルで同一の周波数を繰り返し使用せざるを得なくなり、同一チャネル干渉が避けられなくなる。この場合、マルチキャリア変調方式の特性は大きく劣化する。
【００１６】
このため、利用周波数を同一の周波数帯域で共有しながら、符号分離により各利用者あるいは各セル間の分離を実現する変調方式としてマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式がある。これは複数のサブキャリアを用いて情報伝送するという点でマルチキャリア変調の一つの方式である。
【００１７】
上記マルチキャリア変調方式では一つのサブキャリアで一つの変調シンボル列の情報が伝送されるのに対し、このマルチキャリア−ＣＤＭＡ方式では複数のサブキャリアで一つあるいは複数の変調シンボル列の情報が共有され、各サブキャリアがこの一つあるいは複数の変調シンボルから合成されて生成される。以後、前者をマルチキャリア変調方式、後者をマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式と呼んで区別する。
【００１８】
マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式は、マルチキャリア変調信号を生成するマルチキャリア変調手段（一般には逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ））の入力前に、拡散符号による符号分割の手法を取り入れた変調方式である。マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式では、入力データ列にしたがって変調された変調シンボル列を、周波数軸方向へＮSF個のサブキャリアにわたり複製する。このＮSF個に複製されたサブキャリア信号に対し、周波数軸方向へ拡散符号を乗算する。この拡散されたサブキャリア信号に対して、マルチキャリア変調を施すことによりマルチキャリア変調信号を生成する。ここで、このＮSFの値を拡散率（ＳｐｒｅａｄｉｎｇＦａｃｔｏｒ）と呼ぶ。
【００１９】
この時、ＮSF個のサブキャリアで一つの変調シンボル列の情報を共有しているため、拡散を行わないマルチキャリア変調方式に比べて伝送速度は１／ＮSFに低下している。しかし、互いに直交する拡散符号により生成されたマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調信号同士は、干渉なく共存することができる。あるいは、あらかじめ直交する拡散符号系列によって符号多重化を行った上でマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調信号を生成することも可能である。
【００２０】
このように、符号分離により全体の伝送容量を劣化させることなく通信が河能であるため、直交拡散符号を他利用者あるいは他セルに割り振ることによる棲み分け、あるいは自局内での符号多重による伝送速度の向上などが、同時に実現可能となる。
【００２１】
また、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式では、先に述べたようにサブキャリア単位での周波数方向へ拡散を行っているため、この拡散操作そのものがマルチパス干渉下での周波数選択性フェージングに対して有効な耐性を有する。これはマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式が元々その性質上有する特徴であり、周波数ダイバーシチ効果と呼ぶ。
【００２２】
図１３に代表的なマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置のブロック図を示す（参考文献：新他，“ブロードバンドパケット無線アクセスの検討”、電子情報通信学会信学技報，ＲＣＳ２０００−１３６，２０００−１０）。
【００２３】
マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置は、入力データの誤り訂正符号化を行う誤り訂正符号化手段と、前記誤り訂正符号化手段から出力されるデータを用いて変調を行い変調シンボルを生成する送信信号変調手段と、前記信号変調手段を用いて生成される連続した変調シンボルを、送信サブキャリァ数を拡散率で除算した数だけ並列に出力する第七の直列並列変換手段と、前記第七の直列並列変換手段から出力された変調シンボルを拡散率に等しい数だけ複製する変調シンボル複製手段と、拡散率に等しい長さの拡散符号系列を生成する第一の拡散符号生成手段と、
【００２４】
前記変調シンボル複製手段を用いて複製される変調シンボルと、前記第一の拡散符号生成手段にて生成された拡散符号とを、周波数方向に乗算し拡散する第一の乗算手段と、前記第一の乗算手段から出力された変調シンボルに一括マルチキャリア変調を行い、マルチキャリア変調信号を出力するマルチキャリア変調手段と、前記マルチキャリア変調手段によりマルチキャリア変調信号が入力され、時系列方向の送信信号を生成する第一の並列直列変換手段とから構成される。
【００２５】
図１４に代表的なマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置のブロック図を示す（参考文献：新他，“ブロードバンドパケット無線アクセスの検討”，電子通信情報学会信学技報，ＲＣＳ２０００−１３６，２０００−１０）。
【００２６】
マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置は、図１３に示したマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置により生成される信号を受信し、サブキャリア数に等しい数の並列出力に変換する第三の直列並列変換手段と、前記第三の直列並列変換手段から出力されるマルチキャリア変調信号に対して一括マルチキャリア復調を行い、サブキャリア信号を出力するマルチキャリア復調手段と、請求項１に記載の第一の拡散符号生成手段と等しい拡散符号系列を生成する第二の拡散符号生成手段と、
【００２７】
前記マルチキャリア復調手段から出力された受信シンボルと前記第二の拡散符号生成手段により生成された拡散符号とを周波数方向に乗算し逆拡散する第二の乗算手段と、前記第二の乗算手段により出力された受信シンボルを、周波数方向に拡散率の間隔毎に拡散率に等しい数だけ合成して合成受信シンボルを出力する受信シンボル合成手段と、
【００２８】
前記受信シンボル合成手段から並列に出力される受信シンボル列を連続した受信シンボル列に変換する第七の並列直列変換手段と、前記第七の並列直列変換手段により出力された受信シンボルを復調する受信信号復調手段と、前記受信信号復調手段から出力されたデータ列に、請求項１に記載された誤り訂正符号を復号化するような復号化法を施す誤り訂正復号化手段とから構成される。
【００２９】
ここで、前記マルチキャリア変調方式用送信装置及び受信装置と比較して、インタリーブ手段及びデインタリーブ手段が廃されている。これは、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式においては、拡散後拡散率に等しい数のサブキャリアにわたって信号を共有しているために、変調時には連続していた変調シンボルが、拡散後周波数軸上ではマルチキャリア変調方式の時の場合に比べて拡散率倍の間隔で配置されている。
【００３０】
そのために、マルチキャリア変調信号におけるシンボルの符号多重を考えない場合、とりわけサブキャリア数を拡散率で除算した時の数が小さい場合には、インタリーブブロックサイズそのものの大きさが小さくなり、拡散率の数のサブキャリアブロック毎のインタリーブを行うことの効果は小さくなってしまうからである。
【００３１】
一つの無線送受信装置と複数の無線送受信装置とがハブ状に接続関係を確立しているような状況において、前者装置を基地局または親機、後者装置を通信局または子機と定義する。基地局と一つの通信局との接続関係のみに注目した場合に、図１３及び図１４に示すマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置及び受信装置は、相互間通信における符号多重化を考慮していないため、伝送速度はマルチキャリア変調方式を用いた場合の１／ＮSFとなる。そこで、図１３及び図１４の従来装置を拡張し、一括マルチキャリア変調前及び一括マルチキャリア復調後に符号多重を行うことによって伝送速度を向上させたものが、図１５の送信装置及び図１６の受信装置である。
【００３２】
図１５に拡張された従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置のブロック図を示す。図１３に示すマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置との差異は、点線で示す拡張部分である。図１５に示した前記第三の乗算手段及び前記マルチキャリア変調手段との間に、符号多重化数に等しい連続した変調シンボルを各サブキャリア毎に直列並列変換する第八の直列並列変換手段と、前記第八の直列並列変換手段により出カされた拡散率に等しい数の送信変調シンボル信号を合成するシンボル合成手段とが挿入されている。
【００３３】
図１６に拡張された従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置のブロック図を示す。図１４に示すマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置との差異は、点線で示す拡張部分である。図１６に示した前記マルチキャリア復調手段及び第四の乗算手段との間に、入力受信シンボル信号に対し符号多重数に等しい数だけのシンボルを複製するシンボル複製手段と、複製された符号多重数に等しい数の受信シンボルを並列直列変換する第八の並列直列変換手段とが挿入されている。
【００３４】
この図１５のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置及び図１６のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置との構成によって、伝送データの符号多重化が可能となり、入力データ列の長さが等しい場合には伝搬空間中でのパケット長が短く出来るため、結果として符号多重数Ｎcode倍の伝送速度の向上が可能である。
【００３５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式には次のような問題があった。すなわち、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式における周波数ダイバーシチ効果は、拡散率に等しい数のサブキャリア間でのみ生じる効果であるため、サブキャリア数を増やして信号帯域を広帯域化しても、拡散率を変化させない限り、周波数ダイバーシチ効果そのものは変化しないという問題である。
【００３６】
そこで、本発明は、かかる事情に鑑み、特に拡散率ＮSFよりもマルチキャリア変調信号サブキャリア数Ｎsubcarrierが大きくなる場合に、あるいは１変調シンボルあたり変調多値数Ｎ＿ｂｉｔｓ／ｓｙｍｂｏ１が大きくなる場合に、マルチキャリア変調方式におけるビットインタリーブの仕組みを応用することによって、より信頼性の高いマルチキャリア−ＣＤＭＡ通信を提供することを目的とする。
【００３７】
また、従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調用送信装置（受信装置）では、直並列変換後の変調シンボル複製から拡散（フーリエ変換後の逆拡散から変調シンボル合成）に至るまでの部分の処理が（Ｎsubcarrier）／（ＮSF）個並列に付加され、回路構成が複雑かつ大規模になっているという問題があった（ここで、Ｎsubcarrierは全信号帯域のサブキャリア数である）。この場合、回路規模を小さくして等価な操作を直列的に処理する構成も不可能ではないが、この構成では、装置内での処理が複雑になるために処理遅延が大きくなってしまう。
【００３８】
そこで、本発明は、かかる事情に鑑み、変調前（復調後）のインタリーブ回路（デインタリーブ回路）でのビットインタリーブ操作を工夫することにより処理の並列度を下げて回路規模を小さくできるとともに、従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置及び受信装置ににはない良好なビットインタリーブ効果を発揮することによって、より信頼性の高いマルチキャリア−ＣＤＭＡ通信を提供することをも目的とする。
【００３９】
さらに従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ送信装置及び受信装置ではインタリーブ回路が存在しないために、インタリーブパラメータを適応的に変化させて特性を向上させる仕組みが存在しないという問題もあった。
【００４０】
そこで、本発明は、かかる事情に鑑み、誤り訂正符号化手段（誤り訂正復号化手段）及び送信信号変調手段（受信信号復調手段）との間にインタリーブ回路を備えてそのインタリーブパラメータを柔軟かつ適応的に変化させることで、より信頼性の高いマルチキャリア−ＣＤＭＡ通信を提供することを目的とする。
【００４１】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上記課題は、前記特許請求の範囲に記載の手段により、解決される。すなわち、請求項１に記載の発明は、入力データの誤り訂正符号化を行う誤り訂正符号化手段と、前記誤り訂正符号化手段から出力されるデータを用いて変調を行い変調シンボルを生成する送信信号変調手段と、前記送信信号変調手段から出力される連続した変調シンボルを拡散率に等しい数だけ複製する変調シンボル複製手段と、拡散率に等しい長さの拡散符号系列を生成する第一の拡散符号生成手段と、
【００４２】
前記変調シンボル複製手段を用いて複製される変調シンボルおよび前記第一の拡散符号生成手段にて生成された拡散符号を周波数方向に乗算し拡散する第一の乗算手段と、前記第一の乗算手段から出力された変調シンボルに一括マルチキャリア変調を行い、マルチキャリア変調信号を出力するマルチキャリア変調手段と、前記マルチキャリア変調手段の出力信号であるマルチキャリア変調信号を入力され、時系列方向の送信信号を生成する第一の並列直列変換手段と、を備えるマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置において、
【００４３】
前記誤り訂正符号化手段と前記送信信号変調回路との間に、前記誤り訂正符号化手段から出力されるデータを、インタリーブサイズに等しいブロック長毎に順番を入れ替えるインタリーブ手段を備え、前記第一の乗算手段と前記マルチキャリア変調手段との間に、前記第一の乗算手段から出力される連続した変調シンボルを、符号多重数に等しい数だけ合成する送信シンボル合成手段と、前記送信シンボル合成手段から出力される拡散率に等しい数の並列合成シンボルを、送信サブキャリア数に等しい数の並列合成サブキャリア信号に変換する第一の入出力信号幅変換手段と、を備えることを特徴とする、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置である。
【００４４】
請求項１に記載の発明は、周波数すなわちサブキャリア方向に送信シンボルを複製する手段及び周波数方向に拡散符号を乗算し拡散する手段を備えているため、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調信号を生成することが可能である。
【００４５】
請求項１に記載の発明は、互いに直交する拡散符号系列を用いて個々の送信変調シンボルを符号多重する手段をマルチキャリア変調手段の前に備えているため、同一パケット内で多重化されたマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調信号を一括生成することが可能である。
【００４６】
したがって、請求項１に記載の発明によれば、送信シンボル合成手段を備えているため、符号多重数を動的に変化させることができ、また、変調シンボル複製手段から送信シンボル合成手段に至るまでの部分の並列構成が廃されているため、拡散率を柔軟かつ容易に変化させることができる。
【００４７】
よって、請求項１に記載の発明によれば、通信時の伝搬環境や、他ユーザ及び他セルからの符号分離を考慮して、拡散率や符号多重数を動的に変化させることができる。
【００４８】
請求項２に記載の発明は、前記送信シンボル合成手段は、符号多重化数に等しい連続した変調シンボルを各サブキャリア毎に直列並列変換する第一の直列並列変換手段と、前記第一の直列並列変換手段により直列並列変換された変調シンボルを合成するシンボル合成手段と、を有することを特徴とする、請求項１に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置である。
【００４９】
ここで、送信シンボル合成手段に入力されるシンボル列は、あらかじめ、請求項１に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置におけるインタリーブ手段によって順番を入れ替えられたデータに基づき変調されたシンボル列である。
【００５０】
一般に、このシンボル列中にある連続する符号多重数Ｎcode個のシンボルを合成した合成シンボルがマルチパス干渉による周波数選択性フェージングによって信号劣化を受けるため、連続した送信変調シンボル信号が劣化を受ける。しかし請求項２に記載の発明によれば、デインタリーブ後の復調データ中の誤りは、あらかじめ行われたビットインタリーブの効果により、連続しないようになっている。
【００５１】
請求項３に記載の発明は、前記第一の入出力信号幅変換手段は、拡散率に等しい数の並列合成シンボルを並列直列変換する第二の並列直列変換手段と、前記第二の並列直列変換手段により並列直列変換されたシンボルを全送信サブキャリア数に等しい数に直列並列変換する第二の直列並列変換手段と、を有することを特徴とする、請求項１記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置である。
【００５２】
請求項３に記載の発明において、第一の入出力信号幅変換手段は、拡散率ＮSF個の並列入力と全信号サブキャリア数Ｎsubcarrier個の並列出力を備え、拡散率ＮSF個分のサブキャリアの信号帯域幅を有する信号を、全信号サブキャリア数Ｎsubcarrier個分のサブキャリアの信号帯域幅を有する信号に変換できる。ただし、一般的には拡散率ＮSFの値は全信号サブキャリア数Ｎsubcarrierの約数になるよう設定される。
【００５３】
図１７は、上記請求項１〜請求項３までのいずれか１項に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置の動作を示すブロック図である。この図から、本マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置は、図１１に示す従来のマルチキャリア変調方式用送信装置を拡張したものであることがわかる。
【００５４】
すなわち、本マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置は、従来のマルチキャリア変調方式送信装置構成の前半部分、後半部分を用いて構成することができるため、マルチキャリア変調方式に関する既存技術の転用、応用等が容易であるという利点を有する。
【００５５】
また、本マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置は、図１３（あるいは図１５）に示す従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置と比較して、従来のマルチキャリア変調方式信号を送信することが実装上容易かつ自然である。
【００５６】
また、本マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置は、従来装置と比較して並列度が小さい。したがって、本マルチキャリア変調方式用送信装置によれば、回路規模を小さくできるため、装置の低廉化及び低消費電力化を図ることができる。
【００５７】
請求項４に記載の発明は、請求項１に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置から送信される信号を受信し、サブキャリア数に等しい数の並列出力に変換する第三の直列並列変換手段と、前記第三の直列並列変換手段から出力されるマルチキャリア変調信号に対して一括マルチキャリア復調を行い、サブキャリア信号を出力するマルチキャリア復調手段と、請求項１に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置における第一の拡散符号生成手段が生成した拡散符号系列と等しい拡散符号系列を生成する第二の拡散符号生成手段と、
【００５８】
前記マルチキャリア復調手段から出力された受信シンボルと前記第二の拡散符号生成手段により生成された拡散符号とを周波数方向に乗算し逆拡散する第二の乗算手段と、前記第二の乗算手段により出力された受信シンボルを、周波数方向に拡散率の間隔毎に拡散率に等しい数だけ合成して合成受信シンボルを出力する受信シンボル合成手段と、前記受信シンボル合成手段から並列に出力される受信シンボル列を復調する受信信号復調手段と、前記受信信号復調手段から出力されたデータ列の誤り訂正符号を復号化する誤り訂正復号化手段と、を備えるマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置において、
【００５９】
前記マルチキャリア復調手段と前記第二の乗算手段との間に、前記マルチキャリア復調手段から出力されるサブキャリア数に等しい数の並列サブキャリア信号を、拡散率に等しい数の並列受信シンボルに変換する第二の入出力信号幅変換手段と、前記第二の入出力信号幅変換手段から出力される受信シンボルを、符号多重数に等しい数だけ複製する受信シンボル複製手段と、を備え、
【００６０】
前記受信信号復調手段と前記誤り訂正復号化手段との間に、請求項１に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置が備えるインタリーブ手段が行う変換の逆変換を行うデインタリーブ手段を備えたことを特徴とする、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置である。
【００６１】
請求項４に記載の発明は、周波数方向すなわちサブキャリア方向に送信時と同じ拡散符号を乗算し逆拡散する手段、及び逆拡散後の受信シンボルを合成する手段を備えるため、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調信号を復調することが可能である。
【００６２】
請求項４に記載の発明は、受信変調シンボルを送信時に符号多重された数だけ複製し、送信された時の拡散符号の組み合せから得られる受信シンボルの全てを合成する手段をマルチキャリア復調手段の後に備えている。したがって、同一パケット内で多重化されたマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調信号を一括復調することが可能である。
【００６３】
したがって、請求項４に記載の発明によれば、受信シンボル複製手段を備えているため、符号多重数を動的に変化させることができ、また、受信シンボル複製手段から受信シンボル合成手段に至るまでの部分の並列構成が廃されているため、送信信号の拡散率にあわせて、拡散率を柔軟かつ容易に変化させることができる。
【００６４】
よって、請求項４に記載の発明によれば、通信時の伝搬環境や、他ユーザ及び他セルからの符号分離を考慮して拡散率や符号多重数を動的に変化させた場合に、柔軟に信号を受信することが可能である。
【００６５】
請求項５に記載の発明は、前記受信シンボル複製手段は、入力された一つのサブキャリア信号を符号多重化数に等しい数だけ複製するシンボル複製手段と、
前記シンボル複製手段により複製されたサブキャリア信号を並列直列変換する第三の並列直列変換手段と、を有することを特徴とする、請求項４に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置である。
【００６６】
マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式では、拡散率ＮSF個のサブキャリアにわたってシンボル情報が共有される。さらに本発明の構成では、符号多重数Ｎcode個の変調シンボルが合成されている。すなわち、請求項５に記載のマルチキャリア変調方式用受信装置における受信シンボル複製手段に入力されるシンボル列には、一つの受信シンボルあたり符号多重数Ｎcode個の変調シンボル情報が重ね合わされている。
【００６７】
この受信シンボルに、送信時の多重符号を周波数軸方向に乗算して逐次取り出し、拡散率ＮSF個のサブキャリアにわたって合成してそれぞれの復調のためのシンボルを得ることができる。このように、
符号に対応する情報を逐次取り出して乗算するための受信シンボル複製手段が、請求項５に示す発明の構成によって提供される。
【００６８】
請求項６に記載の発明は、前記第二の入出力信号幅変換手段は、全受信サブキャリア数に等しい並列サブキャリア信号を並列直列変換する第四の並列直列変換手段と、前記第四の並列直列変換手段により並列直列変換されたサブキャリア信号を、拡散率の数に等しい数の並列受信シンボルを直列並列変換する第四の直列並列変換手段と、を有することを特徴とする、請求項４に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置である。
【００６９】
請求項６に記載の発明における、第二の入出力信号幅変換手段は、全信号サブキャリア数Ｎ−ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ個の並列入力と拡散率ＮSF個の並列出力を備えるため、全信号サブキャリア数Ｎsubcarrier個分のサブキャリアの信号帯域幅を有する信号を、拡散率ＮSF個分のサブキャリアの信号帯域幅を有する信号に変換できる。
【００７０】
図１８は、請求項４〜請求項６までのいずれか１項に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置の動作を示すブロック図である。この図から、本発明に係るマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置は、図１１に示す従来のマルチキャリア変調方式用受信装置を拡張したものだということがわかる。
【００７１】
すなわち、本マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置は、マルチキャリア変調方式受信装置構成の前半部分および後半部分を用いて構成することができるため、マルチキャリア変調方式に関する既存技術の転用、応用等が容易であるという利点を有する。
【００７２】
また、本マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置は、図１４（あるいは図１６）に示す従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置と比較して、従来のマルチキャリア変調方式信号受信することが実装上容易かつ自然である。
【００７３】
また、本マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置は、従来装置と比べて並列度が小さい。したがって、本マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置によれば、回路規模を小さくすることができるため、装置の低廉化及び低消費電力化をはかることができる。
【００７４】
請求項７に記載の発明は、前記インタリーブ手段におけるインタリーブパラメータは、別途入力される制御信号に従って適応的に変化することを特徴とする、請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置である。
【００７５】
請求項８に記載の発明は、前記デインタリーブ手段におけるインタリーブパラメータは、別途入力される制御信号に従って適応的に変化することを特徴とする、請求項４〜請求項６のいずれか１項に記載のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置である。
【００７６】
請求項７に記載の発明によれば、伝搬路上のマルチパス干渉による周波数選択性フェージングに対し有効なインタリーブを実施することができる。請求項８に記載の発明によれば、伝搬路上のマルチパス干渉による周波数選択性フェージングに対し有効なデインタリーブ手段を実現することができる。
【００７７】
従来のマルチキャリア変調方式では、同一パケット内でのフェージング状態の時間的変化が小さいことから、インタリーブブロックサイズは、１シンボル区間に含まれるデータ長から決定される。
【００７８】
これと同様に、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式においても１シンボル区間に含まれるデータ長によりインタリーブサイズを決めることが望ましいが、この場合インタリーブサイズは拡散率ＮSF及び符号多重数Ｎcodeのパラメータを含む。
【００７９】
よって、インタリーブブロックサイズ、インタリーブセグメント長、及びインタリーブ深さのパラメータは、拡散率ＮSF及び符号多重数Ｎcodeの数にあわせて動的かつ適応的に変化させることが有効である。
【００８０】
すなわち、マルチキャリア変調方式におけるインタリーブパラメータが、
（インタリーブブロックサイズ）＝Ｎsubcarrier  ×  Ｎbits/symbol
（インタリーブセグメント長）  ＝Ｎsubcarrier／Ａ
（インタリーブ深さ）          ＝Ｎbits/symbol  ×  Ａ
であるのに対し、マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式におけるインタリーブパラメータを、
（インタリーブブロツクサイズ）＝Ｎsubcarrier×Ｎbits/symbol×Ｎcode×ＮSF
（インタリーブセグメント長）  ＝Ｎsubcarrier／ＮSF
（インタリーブ深さ）          ＝Ｎbits/symbol×Ｎcodeとする。ただし、
Ｎsubcarrier  ：全マルチキャリア信号サブキャリア数
Ｎbits/symbol：１変調シンボルあたり情報ビット数
Ｎcode              ：符号多重数
ＮSF                  ：拡散率
Ａ                        ：Ｎsubcarrierの適当な約数（適正値はフェージングの状態により決まる）
であり、これらの情報がインタリーブ手段及びデインタリーブ手段への制御入力となる。
【００８１】
ただし、本発明の構成において前記マルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式インタリーブパラメータ定義に従った時、全信号サブキャリア数に比べて拡散率が小さい場合には、逆にビットインタリーブの効果が小さくなってしまう。例えば最も極端な場合、ＮSF＝１かつＮcode＝１のときのマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式信号は、マルチキャリア変調方式信号に等しくなるが、前記マルチキャリア変調方式インタリーブパラメータ定義に従うと、これはＡ＝１の時に相当する。
【００８２】
しかしこれは一般にはフェージングの状態により決まる適正値とは考えにくいため、例えば、
（インタリーブブロックサイズ）＝Ｎsubcarrier×Ｎbits/symbol×Ｎcode／ＮSF
とし、ＮSF≧Ａの時には、
（インタリーブセグメント長）  ＝Ｎsubcarrier／ＮSF
（インタリーブ深さ）          ＝Ｎbits/symbol×Ｎcode
ＮSF＜Ａの時には、
（インタリーブセグメント長）  ＝Ｎsubcarrier／Ａ
（インタリーブ深さ）          ＝Ｎbits/symbol×Ａ×Ｎcode／ＮSF
のように定義すると更に有効であると考えられる。
【００８３】
これに対して、図１５に示されている拡張された従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式送信装置によってマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調信号を生成した場合には、インタリーブ過程を経ずに連続したデータ列をもとに変調シンボルが生成される。サブキャリア数Ｎsubcarrierが拡散率ＮSFよりも大きい場合には、第三の直列並列変換回路によって連続するシンボルは周波数方向に直列並列変換されるため、傾向として本発明の構成とほぼ同様のフェージングの影響を受ける。
【００８４】
しかし１シンボルあたりのデータビット数  Ｎbits/symbolが２よりも大きい多値変調を行った場合には、図１５に示す方式の場合シンボルを構成するデータビットそのものは連続しているために、本発明による構成に比べると通信品質は劣化し、この劣化の程度は多値化数が大きくなるほど顕著になる。また、全信号サブキャリア数に比べて拡散率が小さい場合には、先述のように通信品質が劣化する。
【００８５】
しかも、従来の従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式送信装置はインタリーブ回路を持たないために、先に例で示したように、拡散率ＮSF、符号多重数Ｎcode、フェージングの状態により決まる定数Ａ等の値に基づいて柔軟かつ適応的にインタリーブパラメータ変化させるのと同等の特性改善効果を得るのは困難である。
【００８６】
【発明の実施の形態】
［請求項１に記載の発明の実施の形態］
請求項１に記載の発明によるマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置の実施の形態を図１に示す。図１０、図１３、図１５、及び図１７の対応する部分とは同じ参照番号を付してある。
【００８７】
送信データＳｌは誤り訂正符号化器１１に入力され、誤り訂正用の冗長性を付せられ符号化後の送信データＳ２として出力される。符号化後送信データＳ２はインタリーブ回路１２に入力され、インタリーブサイズ、インタリーブセグメント長、インタリーブ深さ等のパラメータに従い、データの順番を入れ替えられる。
【００８８】
インタリーブ後送信データＳ３は送信信号変調器１３に入力され、１変調シンボルあたりデータビット（例えばＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）であれば２ビット、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）であれば４ビット）毎に変調器の変調方式に従ってシンボルが生成され、変調シンボル列Ｓ４が出力される。
【００８９】
送信シンボル列Ｓ４は、変調シンボル複製回路１４に入力され、拡散率ＮSFに等しい数の変調シンボル列に複製され、シンボル列Ｓ５として並列に出力される。すなわち、シンボル列Ｓ４及び拡散率ＮSFにわたって並列に出力される各々のシンボル列Ｓ５は等しいシンボル列となる。拡散符号生成回路１５では、拡散率ＮSFに等しい数の並列信号出力Ｓ６が得られ、これが周波数軸上での拡散符号となる。
【００９０】
このように、送信信号複製回路１４と拡散符号生成回路１５とは、いずれも拡散率ＮSFに等しい並列出力を有し、対応する出力要素同士が乗算回路１６にて乗算され、シンボル（列）Ｓ７が出力される。すなわち、あるタイミングでのシンボル出力Ｓ５，１＝｛（ｍ５＿１，１），（ｍ５＿２，１），（ｍ５＿３，１），．．．，（ｍ５＿ＮSF，１）｝および拡散符号出力Ｓ６，１｛（ｍ６＿１，１），（ｍ６＿２，１），（ｍ６＿３，１），．．．，（ｍ６＿ＮSF，１）｝との間で、それぞれの対応する要素同士の乗算により、シンボル出力Ｓ７，１＝｛（ｍ５＿１，１）＊（ｍ６＿１，１），（ｍ５＿２，１）＊（ｍ６＿２，１），（ｍ５＿３，１）＊（ｍ６＿３，１），．．．，（ｍ５＿ＮSF，１）＊（ｍ６＿ＮSF，１）｝を得ることになる。
【００９１】
シンボル列Ｓ７は、送信シンボル合成回路１７に入力され、符号多重数Ｎcode個毎に合成されて合成シンボル列Ｓ８として出力される。合成シンボル列Ｓ８は拡散率ＮSF個の並列入力として入力信号幅変換回路１８に入力され、信号線数が変換されてマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調信号の全サブキャリア数Ｎsubcarrier個の並列出力を有する合成サブキャリア信号列Ｓ９に変換される。
【００９２】
周波数領域の合成サブキャリア信号Ｓ９は、逆フーリエ変換回路１９に入力され、マルチキャリアー括変調が行われて時間領域の送信信号Ｓ１０が出力される。この時間領域の送信信号Ｓ１０が、並列直列変換回路２０にて並列直列変換され、時系列に従った送信信号Ｓ１１が出力される。一般に、マルチキャリア変調の際にはガードインターパルが付加されるが、図中も含めてここではその手続きを省略してある。
［請求項２に記載の発明の実施の形態］
図１に示す請求項１に記載の発明に係るマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置の実施の形態における、請求項２の発明に係るサブキャリア信号合成手段の実施の形態を図２に示す。図１の対応する部分とは同じ参照番号を付してある。
【００９３】
シンボル列Ｓ７は、送信シンボル合成回路１７に入力され、Ｎcode個毎に合成されて合成シンボル列Ｓ８として出力される。ここでの送信シンボル合成回路１７の働きは、入力シンボル列Ｓ７中の連続するしｃｏｄｅ個のシンボルに直列並列変換過程２１を施し、得られたシンボルＳ１２をシンボル含成過程２２により複素平面上で合成（和算）することにより合成シンボルＳ８を得ることに相当する。このときの合成シンボル列Ｓ８の長さは、入力シンボル列Ｓ７の長さの１／Ｎcode倍になる。
［請求項３に記載の発明の実施の形態］
図１に示す請求項１に記載の発明に係るマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置の実施の形態における、請求項３に記載の発明に係る第一の入出力信号幅変換手段の実施の形態を図３に示す。図１の対応する部分とは同じ参照番号を付してある。
【００９４】
合成シンボルＳ８は、拡散率ＮSF個の並列入力として入力信号幅変換回路１８に入力され、信号線数が変換されてマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調信号の全サブキャリア数Ｎsubcarrier個の並列出力を有する合成サブキャリア信号列Ｓ９に変換される。ここでの入出力信号幅変換回路１８の働きは、拡散率ＮSF個の並列入力よりなる合成シンボル列Ｓ８に一旦並列直列変換過程２３を施し、得られた合成シンボル列Ｓ１３に再び直列並列変換過程２４を施して全サブキャリア数Ｎsubcarrier個の並列出力よりなる合成サブキャリア信号列Ｓ９に変換することに相当する。このときの合成サブキャリア信号列Ｓ９の長さは、合成シンボル列Ｓ８の長さと比べてしＮSF／Ｎsubcarrier倍になる。
［請求項４に記載の発明の実施の形態］
請求項４に記載の発明に係るマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置の実施の形態を図４に示す。図１１、図１４、図１６、及び図１８の対応する部分とは同じ参照番号を付してある。
【００９５】
受信信号列Ｓ１４は、直列並列変換回路２５に入力され、時間領域の並列受信信号列Ｓ１５に変換される。時間領域の並列信号列Ｓ１５は、フーリエ変換回路２６に入力され、マルチキャリア一括復調が行われて周波数領域の受信サブキャリア信号Ｓ１６に変換される。受信サブキャリア信号列Ｓ１６は、全サブキャリアＮsubcarrierの並列信号であるが、これを入力信号として入出力信号幅変換回路２７へ入力し、信号線数が変換されて拡散率ＮSF個の並列信号出力から受信シンボルＳ１７が出力される。
【００９６】
受信シンボルＳ１７は、受信シンボル複製回路１８に入力され、１つの受信シンボル入力に対して符号多重数Ｎcode個の連続するシンボル列が複製され、受信シンボル列Ｓ１８として出力される。拡散符号生成回路１５では、拡散率ＮSFに等しい数の並列信号出力Ｓ６が得られ、これが周波数軸上での拡散符号に相当する。請求項１に記載の送信装置同様、拡散率数ＮSF個分の受信シンボル入力Ｓ１８及び拡散符号生成回路１５からの拡散符号入力Ｓ６との対応する出力要素同士が乗算回路１６にて乗算され、逆拡散後のシンボル（列）Ｓ１９が出力される。
【００９７】
すなわちあるタイミングでの受信シンボル入力Ｓ１８，１＝｛ｍ１８＿１，１），（ｍ１８＿２，１），（ｍ１８＿３，１），．．．，（ｍ１８＿ＮSF，１）｝および拡散符号入力Ｓ６，１＝｛（ｍ６＿１，１），（ｍ６＿２，１），（ｍ６＿３，１），．．．，（ｍ６＿ＮSF，１）｝との間で、それぞれの対応する要素同士の乗算により、逆拡散シンボル出力Ｓ１９，１＝｛（ｍ１８＿１，１）＊（ｍ６＿１，１），（ｍ８＿２，１）＊（ｍ６＿２，１），（ｍ１８＿３，１）＊（ｍ１８＿３，１），．．．，（ｍ１８＿ＮSF，１）＊（ｍ６＿ＮSF，１）｝を得ることになる。
【００９８】
逆拡散シンボルＳ１９は、そのままではまだ復調することが出来ない。そこでＮSF個分の並列逆拡散シンボルＳ１９を受信シンボル合成回路３０に入力することにより、合成受信シンボルＳ２０が出力される。これは拡散率ＮSFにわたって並列に入力された受信シンボルＳ１９を複素平面状で合成（和算）することにより、合成受信シンボルＳ２０を得ることに相当する。
【００９９】
この合成受信シンボルＳ２０が受信信号復調器３１に入力され、受信復調データＳ２１を得る。受信復調データＳ２１はデインタリーブ回路３２に入力され、インタリーブサイズ、インタリーブセグメント長、インタリーブ深さ等のパラメータに従い、データの順番を入れ替えられる。デインタリーブ後受信復調データＳ２２は、誤り訂正復号化器３３に入力され、冗長性が除かれた後受信データとしてＳ２３が出力される。請求項１に記載の送信装置の実施の形態同様、マルチキャリア変調におけるガードインターバルカ除去等については、図中も含めてここではその手続きを省略してある。
［請求項５に記載の発明の実施の形態］
図４に示す請求項４に記載の発明に係るマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置の実施の形態における、請求項５に記載の発明に係る受信信号複製手段の実施の形態を図５に示す。図２の対応する部分とは同じ参照番号を付してある。
【０１００】
受信シンボルＳ１７は、受信シンボル複製回路１８に入力され、１つの受信シンボル入力に対して符号多重数Ｎcode個の連続するシンボル列が複製され、受信シンボル列Ｓ１８として出力される。ここでの受信シンボル複製回路２８の働きは、入力シンボル１つに対しシンボル複製過程３４を施し、出力された符号多重数Ｎcode個の複製された並列シンボルＳ２４をさらに並列直列変換過程３５によって連続したＮcode個受信シンボル列Ｓ１８を得ることに相当する。このときの受信シンボル列Ｓ１８の長さは、入力シンボル列Ｓ１７の長さのＮcode倍になる。
［請求項６に記載の発明の実施の形態］
図４に示す請求項４に記載の発明に係るマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置の実施の形態における、請求項６に記載の発明に係る第二の入出力信号幅変換手段の実施の形態を図６に示す。図２の対応する部分とは同じ参照番号を付してある。
【０１０１】
受信サブキャリア信号列Ｓ１６は、全サブキャリア数Ｎsubcarrier個の並列入力として入力信号幅変換回路１８に入力され、信号線数変換されて拡散率ＮSF個の並列出力を有する受信シンボノル列Ｓ９に変換される。ここでの入出力信号幅変換回路２７の働きは、全サプキャリア数Ｎsubcarrier個の並列入力よりなる受信サブキャリア信号列Ｓ１６に一旦並列直列変換過程３６を施し、得られた受信シンボノル列Ｓ２５に再び直列並列変換過程３７を施して、拡散率ＮSF個の並列出力よりなる受信シンボル列Ｓ１７に変換することに相当する。このときの受信シンボル列Ｓ１７の長さは、受信サブキャリア信号列Ｓ１６の長さと比べてＮsubcarrier／ＮSFになる。
【０１０２】
［請求項７または請求項８に記載の発明の実施の形態］
図１に示す請求項１に記載の発明に係るマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置における、請求項７に記載の発明に係るインタリーブ手段の実施の形態を図７（ａ）に示す。また、図４に示す請求項４に記載の発明に係るマルチキャリアーＣＤＭＡ変調方式用受信装置における、請求項８に記載の発明に係るデインタリーブ手段の実施の形態を図７（ｂ）に示す。図１、図４、図１０、図１１、図１３、及び図１４とは同じ参照番号を付してある。
【０１０３】
インタリーブ回路１２では、入力データ信号Ｓ２に対し、別途入力される制御入力Ｓ２６に従ってインタリーブパラメータを決定し、出力データ信号Ｓ３を出力する。
【０１０４】
デインタリーブ回路３２では、入力データ信号Ｓ２１に対し、別途入力される制御入力Ｓ２６に従ってインタリーブパラメータを決定し、出力データ信号Ｓ２２を出力する。
【０１０５】
ここで決定されるインタリーブパラメータはインタリーブブロックサイズ、インタリーブセグメント長、インタリーブ深さである。また、制御入力Ｓ２６は、マルチキャリア−ＣＤＭＡ信号全サブキャリア数Ｎsubcarrier、１変調シンボあたり情報ビット数Ｎbits/symbol、符号多重数Ｎcode等の情報量を含む。
【０１０６】
［実施例］
［請求項７または請求項８に記載の発明の実施例］
図７に示す請求項７に記載の発明に係るインタリーブ手段及び請求項８に記載の発明に係るデインタリーブ手段の実施の形態において、具体的にサブキャリア数Ｎ＿ｓｕｂｃａｒｒｉｅ＝２５６、拡散率ＮSF＝３２、符号多重数Ｎcode＝２４とした場合のインタリーブ操作を実施例を図９に示す。
【０１０７】
ここで、
0003745692.tif 000003
であるから、インタリーブ回路１２の前後において、
（入力ビットデータ列Ｓ２）＝ｌｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，．．．，ｂ９，ｂ１０，ｂ１１，ｂ１２，．．．．，ｂ１７，ｂ１８，ｂ１９，ｂ２０，．．，ｂ２５，ｂ２６，ｂ２７，ｂ２８，．，ｂ３８４｝
（出力ビットデータ列Ｓ３）＝｛ｂｌ，ｂ９，ｂ１７，ｂ２５，．．．，ｂ２，ｂｌＯ，ｂ１８，ｂ２６，．．．．，ｂ３，ｂ１ｌ，ｂ１９，ｂ２７，。．，ｂ４，ｂ１２，ｂ２０，ｂ２８，．ｂ３８４｝
を得る。また、出インタリーブ回路３２の前後において、
（入力ビットデータ列Ｓ２１）＝｛ｂｌ，ｂ９，ｂ１７，ｂ２５，．．．，ｂ２，ｂＯ，ｂ１８，ｂ２６，＿．，ｂ３，ｂ１ｌ，ｂ１９，ｂ２７，．，ｂ４，ｂ１２，ｂ２０，ｂ２８，．，ｂ３８４｝
（出力ビットデータ列Ｓ２２）＝｛ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，．．．，ｂ９，ｂ１０，ｂ１１，ｂ１２，＿．，ｂ１７，ｂ１８，ｂ１９，ｂ２０，．．，ｂ２５，ｂ２６，ｂ２７，ｂ２８，．．，ｂ３８４｝
を得る。
［計算機シミュレーションによる比較］
図１に示す請求項１に記載の発明におけるマルテキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置の実施の形態及び図４に示す請求項４に記載の発明におけるマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置の実施の形態（ａ）及び、図１５に示す従来のマルチキャリア変調方式用−ＣＤＭＡ送信装置を拡張した実施の形態及び図１６に示す従来のマルチキャリア変調方式用−ＣＤＭＡ受信装置を拡張した実施の形態（ｂ）との間で、１ビットあたり雑音電力密度（Ｅｂ／Ｎ０）とパケット誤り率との関係を比較したものを図９に示す。ただし、サブキャリア数Ｎ＿ｓｕｂｃａｒｒｉｅ＝２５６、拡散率ＮSF＝３２、符号多重数Ｎcode＝２４とし、変調方式は１６ＱＡＭ（Ｎbits/symbol＝４）、信号合成には０ＲＣ（０ｒｔｈｏｇｏｎａｌｉｔｙ  Ｒｅｍａｉｎｉｎｇ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）を用いた。
【０１０８】
本発明の構成においてインタリーブを用いた場合（ａ）には、従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置及び受信装置を拡張することにより、パケット伝送速度の高速化をはかった場合（ｂ）に比べて、良好な特性が得られている。
【０１０９】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明に係るビットインタリーブ機能を有するマルチキャリア−ＣＤＭＡ送信装置及び受信装置を用いることにより、マルチキャリア−ＣＤＭＡが本来もっている周波数ダイバーシチ効果より大きな、送信データ列のビットインタリーブ効果をあげることができる。よって従来考えられてきたマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式送受信装置では、伝搬環境が劣悪であるためにディジタルパケット無線通信が不可能であったような場合においても、本発明によれば、パケット誤り率の向上により通信が可能となる。
【０１１０】
特に、本発明によれば、拡散率よりもマルチキャリア変調信号サブキャリア数が大きくなる場合に、あるいは変調シンボルの多値化数が大きくなる場合に、マルチキャリア変調方式におけるビットインタリーブの仕組みを応用するため、より信頼性の高いマルチキャリア−ＣＤＭＡ通信を実現することができる。
【０１１１】
更に、本発明においては、変調前（復調後）のインタリーブ回路（デインタリーブ回路）でのビットインタリーブ操作を工夫している。したがって、本発明によれば、処理の並列度を下げて回路規模を小さくできるとともに、従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置及び受信装置にはない良好なビットインタリーブ効果を得ることができるため、より信頼性の高いマルチキャリア−ＣＤＭＡ通信を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１に記載の発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】請求項２に記載の発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図３】請求項３に記載の発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図４】請求項４に記載の発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図５】請求項５に記載の発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図６】請求項６に記載の発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図７】請求項７および請求項８に記載の発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図８】請求項７および請求項８に記載の発明の実施例を示す図である
【図９】計算機シミュレーションによる特性比較を示す図である。
【図１０】マルチキャリア変調方式用送信装置におけるインタリーブ操作を説明するブロック図である。
【図１１】マルチキャリア変調方式用受信装置におけるデインタリーブ操作を説明するブロック図である。
【図１２】マルチキャリア変調方式におけるインタリーブ操作を示す図である。
【図１３】従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置の実施の形態を示すブロック図である。
【図１４】従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置の実施の形態を示すブロック図である。
【図１５】拡張された従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用送信装置の実施の形態を示すブロック図である。
【図１６】拡張された従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式用受信装置の実施の形態を示すブロック図である。
【図１７】従来のマルチキャリア変調方式用送信装置から本発明の実施の形態への拡張を示すブロック図である。
【図１８】従来のマルチキャリア変調方式用受信装置から本発明の実施の形態への拡張を示すブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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