(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のキャリア周波数に変調されたスペクトラム拡散信号を復調する受信機において、
受信信号をＡ／Ｄ変換器でサンプリングし、該サンプリングにより得られたデジタル値をデジタル処理することにより直交検波を行い、複数のチャネルのキャリア信号が多重化された信号を一括して複素狭帯域の多重信号に変換する検波手段と、
前記デジタル処理による直交検波により得られる信号のレートを、チップレートあるいはシンボルレート、または、チップレートあるいはシンボルレートの整数倍に変換するサンプリングレート変換手段を備える、該検波手段により得られた信号に対し、キャリア分離と、周波数シフトとを施すキャリア分離手段と、
該分離及び、周波数シフトにより得られた各チャネルのベースバンド信号に対して逆拡散、復調を行う逆拡散復調手段と、
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記キャリア分離手段は、所望のキャリアの信号の中心周波数を０Ｈｚに周波数シフトした後、該所望のキャリアの信号に対して前記サンプリングレート変換手段によりサンプリングレートの変換を行い、該サンプリングレート変換後の信号から該所望のキャリアの信号を分離することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記サンプリングレート変換手段の機能と前記キャリア分離機能とを、タップ係数の切り替え機能を持つ１つのデジタルフィルタにより実現することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項４】
複数のキャリア周波数に変調されたスペクトラム拡散信号を復調する受信方法において、
（ａ）受信信号をＡ／Ｄ変換器でサンプリングし、該サンプリングにより得られたデジタル値をデジタル処理することにより直交検波を行い、複数のチャネルのキャリア信号が多重化された信号を、一括して複素狭帯域の多重信号に変換するステップと、
（ｂ）前記デジタル処理による直交検波により得られる信号のレートを、チップレートあるいはシンボルレート、または、チップレートあるいはシンボルレートの整数倍に変換して、該ステップ（ａ）により得られた多重信号に対し、キャリア分離と、周波数シフトとを施すステップと、
（ｃ）該分離及び、周波数シフトにより得られた各チャネルのベースバンド信号に対して逆拡散、復調を行うステップと、
を備えることを特徴とする受信方法。
【請求項５】
前記ステップ（ｂ）は、所望のキャリアの信号の中心周波数を０Ｈｚに周波数シフトした後、該所望のキャリアの信号に対して前記サンプリングレート変換手段によりサンプリングレートの変換を行い、該サンプリングレート変換後の信号から該所望のキャリアの信号を分離することを特徴とする請求項４に記載の受信方法。
【請求項６】
前記サンプリングレート変換機能と前記キャリア分離機能とを、タップ係数の切り替え機能を持つ１つのデジタルフィルタにより実現することを特徴とする請求項４に記載の受信方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリアＣＤＭＡ信号の受信機及び受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
次世代の移動通信方式として、直接スペクトラム拡散変調（ＤＳ−ＳＳ）を用いた符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）方式の開発が行われている。ＣＤＭＡでは同一キャリア内の各ユーザの信号は異なる符号により拡散されて符号多重される。そして、該符号多重された複数のキャリア信号を周波数多重することにより、システムに与えられた周波数帯域を使用する。この場合、基地局受信装置は複数キャリアのＣＤＭＡ信号を復調する必要がある。
【０００３】
図１９は、従来のマルチキャリアＣＤＭＡ信号の受信機の構成を示す図である。
同図の構成は、１セクタ、かつ、１ブランチに対応する構成である。各キャリア信号はそれぞれの個別の受信器（ＲＸ）１９０（１９０−１、１９０−２、・・・、１９０−ｎ）で受信され、フィルタ処理、逆拡散、復調が行われる。セルラ方式の基地局の場合、システム容量を増加するためセクタ化が行われる。セクタとは、１つの基地局がカバーするセルを更に小さな領域に分割したものであって、セルが基地局を中心とする該円形領域であるとすると、例えば、基地局を中心に円形領域を扇形に区分けしたものである。各セクタに配置されるＲＸはそれぞれマルチキャリア信号を受信する。ＤＳ−ＳＳ受信機ではマルチパスを合成するＲＡＫＥ受信機が用いられる。ＣＤＭＡ方式基地局のＲＡＫＥ受信では、複数のセクタからの信号をＲＡＫＥ合成する事により、移動機がセクタ間を移動する場合に接続を保ったままセクタを切り替えるハンドオーバー機能を実現する。この場合、移動機がセクタ間を移動するトラフィックの変動に柔軟に対応するため、逆拡散、復調、ＲＡＫＥ合成を行う処理部はセクタに依存しない構成（セクタフリー）をとられる。セクタフリーとは、移動機がセクタ間を移動しても、、基地局が移動機の信号をセクタ間の移動を気にすることなく、移動機がセクタ内にいる場合と同様に処理ができるということである。
【０００４】
図１９の従来のマルチキャリアＣＤＭＡ信号の受信機の構成・動作を説明する。
同図において、アンテナ１９００から受信された信号は、各ＲＸ１９０１−１〜１９０１−ｎに入力される。そして、局部発振器１９０２−１〜１９０２−ｎから出力される周波数ｆ１〜ｆｎの周期波と乗算器１９０３−１〜１９０３−ｎにおいて乗算され、ＩＦ信号に変換される。そして、帯域制限フィルタ１９０４−１〜１９０４−ｎにより、帯域制限された後、直交検波器１９０５−１〜１９０５−ｎにおいて、直交検波され、Ｉ信号とＱ信号が生成される。アナログ信号であるＩ信号とＱ信号は、Ｉ信号用のＡ／Ｄ変換器１９０６ＡとＱ信号用のＡ／Ｄ変換器１９０６ＢからなるＡ／Ｄ変換器１９０６−１〜１９０６−ｎにおいて、デジタル信号に変換され、インタフェース１９０７を介してフィンガ１９０８−１〜１９０８−ｎに入力される。フィンガ１９０８−１〜１９０８−ｎでは、受信したデジタルのＩ信号及びＱ信号を逆拡散器１９０８Ａにより逆拡散し、復調器１９０８Ｂにより復調して合成部１９０９に出力する。合成部１９０９では、各フィンガ１９０８−１〜１９０８−ｎによって復調された信号をＲＡＫＥ合成し、後段の信号判定部（不図示）に送る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
（１）インタフェース信号線数に関する問題点
逆拡散、復調処理以降をデジタル処理で行う構成の場合、各ＲＸ１９０１の受信信号はＡ／Ｄ変換された後、デジタル信号として、インタフェース１９０７を介してベースバンド処理部１９１１に入力される。デジタルインタフェース１９０７でセクタフリー構成を実現するためには、全ての逆拡散器１９０８Ａ（フィンガ）が任意のセクタ、ブランチ（アンテナによるダイバーシチ受信を行うために設けられている複数の独立な受信系統）、キャリアからの信号を選択し、ＲＡＫＥ合成できる接続が必要となる。このため、ＲＦ部１９１０とベースバンド処理部１９１１のインタフェース１９０７には、以下の信号線数が必要となる。
信号線数＝セクタ数×ブランチ数×キャリア数×Ａ／Ｄビット数×２
なお、最後の項の“２”はＩ信号、Ｑ信号用の信号線の数を表す。
【０００６】
例えば、セクタ数６、ブランチ数２、キャリア数４、Ａ／Ｄビット数８とした場合、信号線数は７６８本が必要となる。Ｗ−ＣＤＭＡではＡ／Ｄ変換後に得られるデジタル信号の周波数が高い（例えば、数１０ＭＨｚ）ため、高速、大容量のバスインタフェース１９０７が必要となり、ハードウェア実現の大きな障害となっている。
（２）マルチチップレートへの対応における問題点
ＣＤＭＡ方式では、様々な伝送レートの情報信号を柔軟に収容する方法として、複数チップレートを用いるシステムが検討されている。この場合、各キャリア信号を個別のＲＸ１９０１で受信する方式では、各チップレート毎に専用のフィルタ１９０４、逆拡散器１９０８Ａ、及び復調器１９０８Ｂを設けることが必要となる。
【０００７】
本発明の課題は、マルチキャリアスペクトル拡散通信の受信機において、構成が簡単でハードウェア量の小さい回路構成及びマルチチップレートへの対応が容易な回路構成を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の受信機は、複数のキャリア周波数に変調されたスペクトラム拡散信号を復調する受信機において、複数のチャネルのキャリア信号が多重化された信号を一括して所定の周波数帯域の多重信号に変換する検波手段と、該検波手段により得られた信号に対し、キャリア分離と、周波数シフトとを施すキャリア分離手段と、該分離及び、周波数シフトにより得られた各チャネルのベースバンド信号に対して逆拡散、復調を行う逆拡散復調手段とを備えることを特徴とする。
【０００９】
本発明の受信方法は、複数のキャリア周波数に変調されたスペクトラム拡散信号を復調する受信方法において、（ａ）複数のチャネルのキャリア信号が多重化された信号を、一括して所定の周波数帯域の多重信号に変換するステップと、（ｂ）該ステップ（ａ）により得られた多重信号に対し、キャリア分離と、周波数シフトとを施すステップと、（ｃ）該分離及び、周波数シフトにより得られた各チャネルのベースバンド信号に対して逆拡散、復調を行うステップとを備えることを特徴とする。
【００１０】
本発明によれば、複数のキャリアにのせられた信号を一度に検波し、その後に各キャリアの信号を抽出するように構成したので、検波手段までのＲＦ帯域あるいはＩＦ帯域の信号の伝送速度に対応して動作する回路と、逆拡散復調手段以降のチップレートあるいはシンボルレートに対応して動作する回路とのインタフェース部における信号線の数を少なくすることができる。
【００１１】
また、複数のキャリアを一度に検波し、複数の逆拡散復調手段に該検波後の信号を分配することができるので、セクタフリーの受信機を容易に構成することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態においては、複数キャリアの信号を１つのＲＸで受信する。受信信号は直交検波器により複素狭帯域信号に変換され、その同相／直交成分が各々Ａ／Ｄ変換され、デジタルフィルタにより個別キャリアに分離される。そして、該分離後のそれぞれの信号に対して、逆拡散、復調を行う。
【００１３】
また、他の側面においては、受信信号はアンダーサンプリング技術により、一つのＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換と同時に直交検波される。このとき、サンプリング値は同相／直交成分に変換され、デジタルフィルタにより個別キャリアに分離される。そして、該分離後のそれぞれの信号に対して、逆拡散、復調を行う。この場合、復調するキャリアとチップレートは、受信フィルタ（キャリア分離フィルタ）として用いるデジタルフィルタのタップ係数と逆拡散器の積分時間で決定される。
【００１４】
本実施形態においては、インタフェースの信号線数がキャリア数に依存しなくなるため、以下のように削減される。
信号線数＝セクタ数×ブランチ数×Ａ／Ｄビット数×２
となる。
【００１５】
本実施形態の他の側面ではインタフェースが複素ベースバンドとならないため、信号線数は以下の通りとなる。
信号線数＝セクタ数×ブランチ数×Ａ／Ｄビット数
例えば、セクタ数６、ブランチ数２，キャリア数４、Ａ／Ｄビット数８の場合には、インタフェースの信号線は、前者の場合１９２本に、後者の場合９６本に削減される。
【００１６】
更に、本実施形態においては、ベースバンドのデジタル処理の切り替えにより、復調信号のチップレートを選択できるため、一つのハードウェアで複数のチップレートに柔軟に対応できる。
【００１７】
図１は、本発明の第１の実施形態を示すブロック図である。
同図の構成は、１つのセクタ、かつ、１つのブランチに対応する構成である。アンテナ１で受信された複数のキャリアが多重された信号は、ＲＸ２において受信され、直交検波器３に入力される。直交検波器３では、複数のキャリアが多重された信号を直交検波により複素狭帯域信号（Ｉ信号及びＱ信号）に変換する。次に、得られた同相、直交成分（Ｉ信号成分、Ｑ信号成分）はそれぞれＡ／Ｄ変換器４−１、４−２でＡ／Ｄ変換され、複素フィルタ６−１〜６−ｋへ入力される。複素フィルタ６−１〜６−ｋは複素数のタップ係数を持つＦＩＲ（Finite  Impulse  Response）フィルタで構成されており、正負の周波数に対して非対称なフィルタ特性を実現する。
【００１８】
複素フィルタ６−１〜６−ｋは受信したマルチキャリア信号から所望のキャリア信号を分離する。送受信の帯域制限においてロールオフ特性を満たす構成のシステムでは、キャリア分離フィルタは受信ルートロールオフフィルタの機能を兼ねるのが望ましい。分離されたシングルキャリア信号に対して、複素乗算部７−１〜７−ｋにおいて周波数シフトを施し、複素ベースバンド信号に変換する。すなわち、複素フィルタ６−１〜６−ｋで抽出された所望のキャリアの複素信号は、中心周波数が０Ｈｚとはなっていない。すなわち、ベースバンド信号となっていない。これを、複素乗算部７−１〜７−ｋで周波数変換し、中心周波数が０Ｈｚのベースバンド信号に変換するものである。得られた複素ベースバンド信号に、フィンガ８−１〜８−ｋの逆拡散部８ａにおいて適切なタイミングで当該拡散符号を乗算し、積分することにより逆拡散を行う。逆拡散により希望信号がシンボルとして抽出され、干渉信号は拡散率分の１に抑圧される。該逆拡散により得られた複素シンボルに対してフィンガ８−１〜８−ｋの復調部８ｂにおいて同期検波あるいは遅延検波などを行い、複数の復調部８ｂの検波出力を合成部９において合成する。以上のようにして、ＲＡＫＥ受信機を構成する。
【００１９】
合成部９における合成は、各フィンガ８−１〜８−ｋからの信号を、適当な重み付けをして加算することにより行う。例えば、最大比合成などを行う。重み付けの係数としては、フィンガ８−１〜８−ｋの出力の電力、信号対干渉雑音電力比（Ｓ／（Ｉ＋Ｎ））などを使う。
【００２０】
図２は、図１の複素フィルタ７（７−１〜７−ｋ）の構成例を示したブロック図である。
入力される複素受信信号は直交変調により得られた変調波の複素包絡線の実数成分であるＩ信号と虚数成分であるＱ信号とからなっており、複素信号とは該Ｉ信号と該Ｑ信号を合わせて呼ぶときの呼称である。従って、同図で複素数の値が入力される装置、あるいは伝送される信号線は、それぞれＩ信号用とＱ信号用とに分かれている。この場合、Ｉ信号とＱ信号をある複素係数と演算する場合には、Ｉ信号を実数成分、Ｑ信号を虚数成分と見なして、複素演算が成り立つように回路を構成する。複素信号とは以上のような意味を持つが、以下において、複素信号あるいは、複素係数などと表現する場合には、上記のような意味が常に含まれている。
【００２１】
複素受信信号は、まず乗算器１３−１に入力され、実数係数ｘ０と乗算され、加算器１４に入力される。同時に複素受信信号は、遅延器１０−１に入力され、該遅延器１０−１から所定時間分Δｔだけ遅延されて出力される。遅延器１０−１から出力された複素信号は、乗算器１３−２に入力され、乗算器１３−２において複素係数ｘ１・ｅｘｐ（ｊω０Δｔ）と乗算される。ここで、ω０は、抽出したい信号の中心周波数を角周波数で表したものであり、例えば、複素フィルタ７−１の場合は、ω０＝２πｆ１である。乗算器１３−２における乗算結果は、加算器１４に入力される。また、遅延器１０−１の出力は、遅延器１０−２に入力される。そして、遅延器１０−２から再び所定時間Δｔだけ遅延されて出力される。遅延器１０−２の出力は、乗算器１３−３に入力され、乗算器１３−３において複素係数ｘ２・ｅｘｐ（ｊω０・２Δｔ）と乗算される。この乗算結果は、加算器１４に入力される。更に、遅延器１０−２の出力は遅延器１０−３に入力され、遅延器１０−３において同様に遅延処理される。このような処理を任意のタップ数ｎだけ行って、乗算器１３−１〜１３−ｎの乗算結果を加算器１４で加算し、その加算結果を複素フィルタ７の出力とする。
【００２２】
なお、同図の複素フィルタ７において、ω０は抽出すべき信号の中心周波数を特定するものであるが、ｘ０〜ｘｎ−１は複素フィルタ７の透過特性を決定するものであり、ルートナイキストの係数である。
【００２３】
図３は、本発明の第２の実施形態を示すブロック図である。
なお、同図において、図１と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。
同図の構成は、１セクタ、かつ、１ブランチに対応する構成である。上記第１の実施形態との違いは、フィルタの構成方法にある。本実施形態では、複素キャリアが周波数多重された複素信号に対して、抽出したいキャリアをベースバンド（中心周波数を０Ｈｚ）に周波数シフトする。周波数シフトは、周波数シフト量に対応した位相回転を、サンプル周期毎に入力信号に複素乗算することにより実現する。次に、中心周波数が０Ｈｚに配置された複素信号に対してフィルタによりフィルタリング処理を施す。ここで該フィルタは実数タップのデジタルフィルタで構成され、正負の周波数に対して対称な特性を持つ。そして、該フィルタリング処理後のシングルキャリアのベースバンド信号を、逆拡散、検波、合成する。上記のようにしてＲＡＫＥ受信機を構成する。
【００２４】
図３を参照しながら、上記動作を詳細に説明する。まず、アンテナ１で受信された信号は、ＲＸ２で受信され、直交検波器３に入力される。直交検波器３によって生成されたＩ信号とＱ信号は、それぞれ、Ａ／Ｄ変換器４−１、４−２によってデジタル信号に変換され、複素信号としてインタフェース２２を介し複素乗算部２０−１〜２０−ｋに入力される。
【００２５】
複素乗算部２０−１〜２０−ｋでは、抽出すべき信号のキャリアの周波数ｆ1 〜ｆk と同じ周波数の周期波を用いて、入力された複素信号の周波数シフトを行う。複素乗算部２０−１〜２０−ｋにおいて周波数シフトされた複素信号は、フィルタ２１−１〜２１−ｋに入力され、フィルタ２１−１〜２１−ｋにより所望のキャリアにのせられた信号が抽出される。抽出されたキャリアの信号は、フィンガ８−１〜８−ｋに入力され、逆拡散及び復調が行われた後、合成部９において合成されてＲＡＫＥ受信される。
【００２６】
図４は、第２の実施形態における周波数シフトのための構成例と実数フィルタの構成例を示すブロック図である。
入力された複素受信信号は、乗算器２５において、抽出すべきキャリアの周波数に対応する角周波数ω０を有する周期波と乗算され、周波数シフトを受ける。周波数シフトを受けた後、複素受信信号は、カスケード接続された遅延器２６−１〜２６−（ｎ−１）によって遅延されながら乗算器２９−１〜２９−ｎに入力される。遅延器２６−１〜２６−（ｎ−１）によって、それぞれ、遅延させられた複素受信信号は、それぞれ、乗算器２９−２〜２９−ｎにおいて、ルートナイキストの係数ｘ１、ｘ２、・・・、ｘｎ−１と乗算される。また、乗算器２５から出力された複素受信信号は、乗算器２９−１においてルートナイキストの係数ｘ０と乗算される。第２の実施形態においては、乗算器２９−１〜２９−ｎに入力されるタップ係数（ルートナイキストの係数）ｘ０、ｘ１、ｘ２、・・・、っｘｎは実数であり、乗算器２９−１〜２９−ｎにおいては複素数と実数との乗算が行われる。これらの乗算結果は、加算器３０に入力され、フィルタ２１（２１−１〜２１−ｋ）の出力として出力される。これにより、抽出したいキャリアをもつ信号が抽出される。
【００２７】
図５は、図３の複素乗算部２０（２０−１〜２０−ｋ）に該当する周波数シフト器の構成例を示すブロック図である。
周波数シフトを施す複素受信信号をｖ（ｔ）、周波数シフト後の信号をｖ’（ｔ）、シフトする周波数をｆとすると、
ｖ’（ｔ）＝ｖ（ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πｆｔ）・・・・（１）
で表される。受信信号のサンプル周期をＴs とした場合、離散サンプル値に対する周波数シフトは次式で与えられる（ｉは自然数）。
【００２８】
ｖ’（ｉＴs ）＝ｖ（ｉＴs ）ｅｘｐ（ｊφi ）・・・（２）
ｅｘｐ（ｊφi ）＝ｅｘｐ（ｊφi-1 ）ｅｘｐ（ｊ２πｆＴs ）・・・（３）
ただし、ｅｘｐ（ｊφ0 ）＝１、すなわち、φ0 ＝０である。
【００２９】
式（２）の演算は、乗算器３１によって実行される。
式（３）で与えられる位相回転量ｅｘｐ（ｊφi ）を、図５に示す複素乗算器３２と遅延器３３のループ回路により生成し、乗算器３１に入力させる。ここで有限の精度で位相回転演算を繰り返すことによる誤差の増大を防ぐため、φi ＝２ｎπ（ｎは整数）になる周期で遅延器３３の値を初期化する。
【００３０】
例えば、信号の最初が入力された場合には、ｉ＝０であるから、
ｖ’（０）＝ｖ（０）ｅｘｐ（ｊφ0 ）＝ｖ（０）
次の信号が入力されるのは、サンプル周期Ｔs 後の信号であるので、
ｖ’（Ｔs ）＝ｖ（Ｔs ）ｅｘｐ（ｊφ1 ）
＝ｖ（Ｔs ）ｅｘｐ（ｊ（φ0 ＋２πｆＴs ））
＝ｖ（Ｔs ）ｅｘｐ（ｊ２πｆＴs ）
従って、上記式（２）、及び（３）は、以下のようになる。
【００３１】
ｖ’（ｉＴs ）＝ｖ（ｉＴs ）ｅｘｐ（ｊ２πｆ（ｉＴs ））
これは、式（１）を離散化したものである。
図６は、本発明の第３の実施形態を示すブロック図である。
【００３２】
なお、同図において、図３と同じ構成要素には同じ参照符号を付している。また、同図の構成は、１セクタ、１ブランチ単位の構成を示している。
本実施形態においては、キャリア分離フィルタの出力をセレクタを介して逆拡散復調器（フィンガ）に分配する。セレクタは各フィンガが任意のセクタ、任意のブランチ、任意のキャリアの信号を逆拡散復調できるように、フィルタ出力とフィンガ入力をスイッチングする。一般的に１系統のフィルタ出力は複数のフィンガに分配される。
【００３３】
上記動作を、図６を参照しながら説明すると、まず、アンテナ１で受信された受信信号は、ＲＦ２において受信され、直交検波器３において、直交検波され、Ｉ信号とＱ信号が生成される。該Ｉ信号及びＱ信号は、それぞれＡ／Ｄ変換器４−１、４−２において、デジタル信号に変換され、複数設けられている複素フィルタ３５−１〜３５−ｋに入力され、複素フィルタ３５−１〜３５−ｋにおいて、所望のキャリアの信号が抽出される。該抽出された各キャリアの信号は、それぞれ、複素演算部３６−１〜３６−ｋにおいて、周波数シフトが施され、ベースバンド信号に変換される。このようにしてベースバンド信号に変換された各キャリアの受信信号は、複素演算部３６−１〜３６−ｋからセレクタ３７に入力される。セレクタ３７は、各チャネル（キャリア）の信号を各フィンガ８−１〜８−ｋに割り振り、それぞれに逆拡散及び復調処理を行わせる。そして、合成部９で各フィンガ８−１〜８−ｋから出力される信号を合成してＲＡＫＥ受信を行う。
【００３４】
同図の場合には、１つのセクタの１つのブランチの信号をセレクタ３７でフィンガ８−１〜８−ｋに振り分けるようにしているが、複数のセクタの複数のブランチに対応するセレクタを設け、各セクタの各ブランチ毎に設けられた図６に示す構成のＲＡＫＥ受信機の周波数シフト後の各チャネルの信号を、該セレクタにより、適宜フィンガに振り分けるようにすることにより、移動機がセクタ間を移動しようとしている場合などにおいて、２つのセクタからの信号を１つの合成部９に入力させてＲＡＫＥ受信することにより、セクタフリーの受信機を構成することができる。セレクタ３７の動作については後述する。
【００３５】
図７は、本発明の第４の実施形態を示すブロック図である。
なお、同図において図６と同じ構成要素には同じ参照符号を付している。
本実施形態においては、各セクタ、各ブランチからの受信信号は、セレクタを介してキャリア分離用複素フィルタ、または周波数シフタ（複素乗算部）の入力に接続される。一つのキャリア分離フィルタの出力は一つのフィンガに固定的に接続される。セレクタは各フィンガが任意のセクタ、任意のブランチの信号を逆拡散復調できるように、各Ａ／Ｄ変換器出力と各複素フィルタ入力、または各Ａ／Ｄ変換器出力と周波数シフタ入力の接続をスイッチングする。
【００３６】
すなわち、本実施形態においては、任意のセクタの任意のブランチからの受信信号をＲＡＫＥ受信可能である。図７において、アンテナ１−１はセクタ＃１、ブランチ＃１に対応し、アンテナ１−２はセクタ＃１、ブランチ＃２に対応し、アンテナ１−ｎｍはセクタ＃ｎ、ブランチ＃ｍに対応する。また、同図には示していないが、各セクタ＃１〜＃ｎの各ブランチ＃１〜＃ｍ毎に、個別に、アンテナが設けられている。これらのアンテナ１−１〜１−ｎｍで受信された信号は、ＲＸ２−１〜２−ｎｍにおいて受信され、直交検波器３−１〜３−ｎｍでそれぞれの信号のＩ信号とＱ信号が生成される。これらの各ブランチからのＩ信号とＱ信号は、Ａ／Ｄ変換器４０−１〜４０−ｎｍにおいてデジタル信号に変換され、セレクタ４１に入力される。セレクタ４１には、各セクタのＲＡＫＥ受信部４２（４２−１〜４２−ｎ）が接続される。ＲＡＫＥ受信部はセクタ＃１用からセクタ＃ｎ用までのｎ個のＲＡＫＥ受信部４２−１〜４２−ｎのそれぞれの構成は基本的に皆同じである。ただし、周波数シフトする場合に使用する周期波の周波数や逆拡散符号はそれぞれ適切なものが使用される。
【００３７】
セレクタ４１は、入力されたＩ信号及びＱ信号からなる複素受信信号を、それぞれのセクタ毎にＲＡＫＥ受信部４２に出力する。このとき、どのブランチからの複素狭帯域信号を採用するかは、不図示の干渉電力測定装置等から得られる受信信号の品質情報に基づいて決定する。ＲＡＫＥ受信部４２には、あるブランチからの受信信号が入力されるが、この受信信号は複数のキャリアに乗せられてきた信号が多重されたものである。従って、ＲＡＫＥ受信する際は、この多重信号からそれぞれの希望するキャリアに対応する信号を抽出して逆拡散する必要がある。
【００３８】
各ＲＡＫＥ受信部４２において、まず、複素フィルタ３５−１〜３５−ｋが第１の実施形態で説明したように、各キャリアの信号を抽出する。ただし、この場合、キャリアの中心周波数が０Ｈｚにシフトされていないので、狭帯域信号となった後にも、中心周波数のずれが生じている。複素フィルタ３５−１〜３５−ｋで抽出された各キャリアに対応する信号は、複素乗算部３６−１〜３６−ｋにおいて、周波数シフトされ、中心周波数のずれが補正されて、本来のベースバンド信号に変換される。このようにして抽出された各キャリアの信号はフィンガ８−１〜８−ｋで逆拡散・復調され、合成部９で合成されてＲＡＫＥ受信される。
【００３９】
なお、同図においては、ＲＡＫＥ受信部４２は、各セクタ毎に設けられているが、移動機がセクタ間をハンドオーバーする場合などは、セクタ＃１用のＲＡＫＥ受信部４２−１にセクタ＃１からの信号とセクタ＃２からの信号を入力させて、ＲＡＫＥ受信を行うことにより、セクタフリーの受信を行うことができる。
【００４０】
図８は、本発明の第５の実施形態を示すブロック図である。
なお、同図においては、図６と同じ構成要素には同じ参照符号を付している。
本実施形態においては、キャリア分離フィルタの出力をセレクタを介して逆拡散復調器（フィンガ）に分配する。セレクタは各フィンガが任意のセクタ、任意のブランチ、任意のキャリアの信号を逆拡散復調できるように、フィルタ出力とフィンガ入力をスイッチング接続する。一般的に１系統のフィルタ出力は複数のフィンガに分配される。
【００４１】
図８において、アンテナ１で受信された信号は、複数のキャリアを含んだものである。この複数のキャリアを含んだ信号をＲＸ２で受信し、直交検波器３で直交検波し、該直交検波により得られたＩ信号、Ｑ信号を、それぞれ、Ａ／Ｄ変換器４−１、４−２でデジタル信号に変換する。デジタル信号に変換された該Ｉ信号と該Ｑ信号は１組で１つの複素信号とみなされ処理される。該デジタル化された複素信号は、複素乗算部３６−１〜３６−ｋに入力される。複素乗算部３６−１〜３６−ｋは、抽出すべき複素信号の周波数に対応する周期波を複素信号に乗算し、周波数シフトを行う。これにより、直交検波器３において複数のキャリアを一度に検波した結果得られた信号に含まれている、希望しないキャリアの周波数成分を取り除いて、中心周波数が０Ｈｚのベースバンド信号に変換される。この受信信号は、フィルタ４５−１〜４５−ｋに入力される。フィルタ４５−１〜４５−ｋは、中心周波数を０Ｈｚとするベースバンド信号を抽出できるようになっていれば良く、複素フィルタのようにフィルタ自身にキャリア分離機能を設ける必要はない。
【００４２】
フィルタ４５−１〜４５−ｋの出力は、セレクタ３７に入力され、セレクタ３７によりフィンガ８−１〜８−ｋに分配される。なお、同図では、１セクタ、１ブランチ分の構成のみを示しているが、同様の構成のＲＡＫＥ受信機は、全セクタの全ブランチに対して設けられる。このような、全セクタの全ブランチのＲＡＫＥ受信機のセレクタ３７のフィルタ４５−１〜４５−ｋの出力をセレクタ３７に入力させる構成にすることにより、セレクタ３７を介して任意のセクタの任意のブランチの信号を任意のフィンガに入力することができるので、セクタフリーの構成を実現することができる。
【００４３】
図９は、本発明の第６の実施形態を示すブロック図である。
なお、同図において、図７、図８と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。
【００４４】
本実施形態においては、各セクタ、各ブランチからの受信信号は、セレクタを介して周波数シフタの入力に接続される。一つのキャリア分離フィルタの出力は一つのフィンガに固定的に接続される。セレクタは各フィンガが任意のセクタ、任意のブランチの信号を逆拡散復調できるように、Ａ／Ｄ変換器出力と複素フィルタ入力、またはＡ／Ｄ変換器出力と周波数シフタ入力をスイッチング接続する。
【００４５】
アンテナ１−１〜１−ｎｍにおいて受信された信号は、それぞれ、ＲＸ２−１〜２−ｎｍで受信され、直交検波器３−１〜３−ｎｍで直交検波される。該直交検波により得られた、アナログのＩ信号及びＱ信号は、Ａ／Ｄ変換器４０−１〜４０−ｎｍでデジタル信号に変換され、複素信号としてセレクタ４１に入力される。セレクタ４１は、不図示のシステムが提供する移動機の位置情報などを元に、受信複素信号をＲＡＫＥ受信部４７に出力する。なお、同図では、便宜上、セクタ毎にＲＡＫＥ受信部４７が１つづつ設けられるように示しているが、必ずしもセクタ毎に設けられる必要はなく、１つの移動機からの信号が１つのＲＡＫＥ受信部においてＲＡＫＥ受信できるように受信複素信号を切り替えるようにすれば、該ＲＡＫＥ受信部の任意のフィンガに受信複素信号を入力することができる。
【００４６】
セレクタ４１から出力された受信複素信号は、複素乗算部３６−１〜３６−ｋに入力され、周波数シフトされる。周波数シフトされることによって、希望受信複素信号は中心周波数が０Ｈｚのベースバンド信号にシフトされる。このように周波数シフトされた希望受信複素信号をフィルタ４５−１〜４５−ｋで信号抽出し、フィンガ８−１〜８−ｋに入力させて逆拡散復調を行う。そして、フィンガ８−１〜８−ｋの出力を合成部９で合成して、ＲＡＫＥ受信を行う。
【００４７】
図１０は、本発明の第７の実施形態を示すブロック図である。
なお、同図において、図９と同じ構成要素には同じ参照符号を付している。
本実施形態においては、各フィンガの入力信号として復調するパスの逆拡散タイミングのサンプル値のみを供給する。このためフィンガに接続されているキャリア分離フィルタは、チップレートのオーバサンプル倍のタップから、必要なサンプルタイミングに対応したタップのみを演算する構成となり、回路規模が削減される。また、フィルタ演算をＤＳＰ（Digital  Signal  Processor）などにより処理する場合には、演算量を削減することができる。
【００４８】
アンテナ１−１〜１−ｎｍで受信された信号は、ＲＸ２−１〜２−ｎｍにより受信され、直交検波器３−１〜３−ｎｍで直交検波される。該直交検波によって生成されたＩ信号とＱ信号は、Ａ／Ｄ変換器４０−１〜４０−ｎｍによってデジタル信号に変換される。デジタル信号に変換されたＩ信号とＱ信号は、セレクタ４１に入力され、適切なＲＡＫＥ受信部に入力される。ＲＡＫＥ受信部では、入力された複素信号を複素乗算器３６−１〜３６−ｋで周波数シフトし、中心周波数が０Ｈｚの狭帯域信号に変換する。そして、該狭帯域に変換された信号は、タップ間引きフィルタ５０−１〜５０−ｋに入力される。タップ間引きフィルタ５０−１〜５０−ｋは、通常のＦＩＲフィルタから複数のタップを取り除いた構成をしている。そして、タップ間引きフィルタ５０−１〜５０−ｋから出力される信号はフィンガ８−１〜８−ｋに入力され、逆拡散復調される。ここで、上記したように、タップ間引きフィルタ５０−１〜５０−ｋから出力される信号は、タップが間引きされているので、フィルタの特性は変わらないものの、離散化の割合が小さくなっている。しかし、この離散化の低減結果が逆拡散タイミングに合致していれば問題は生じない。
【００４９】
なお、図６〜図１０の各実施形態におけるセレクタは以下の動作により、所望の逆拡散タイミングの受信信号をＲＡＫＥ合成を行う各フィンガ入力へ接続する。
【００５０】
（１）サーチャ（不図示）を用いて、各セクタ、各ブランチの希望受信信号に対する伝送路の遅延プロファイルを求める。遅延プロファイルはチップレートのｍ倍のオーバサンプル信号として得る。
【００５１】
（２）得られた遅延プロファイルから、帯域制限フィルタによって生じる電力の時間方向への広がりを考慮して、各パス（フェージングを生じさせるマルチパスのそれぞれのパス）から来た信号を分離する。具体的には、例えば、検出するパスの前後±ｋサンプルはマスクするなどの処理を行う。
【００５２】
（３）ＲＡＫＥ合成するフィンガ数に相当する数のパスを、電力の大きい順、あるいはＳ／Ｎの高い順に検出する。
（４）検出されたパスが含まれているセクタ、ブランチからの受信信号を、セレクタにより各フィンガ入力へ接続する。
【００５３】
（５）（タップ間引き）フィルタの演算タイミング、逆拡散タイミングを、各パスのタイミングに従って制御して、所望の逆拡散信号を得る。
（６）手順（１）〜（５）をパス更新周期毎に繰り返す。
【００５４】
図１１は、図１０のタップ間引きフィルタ５０（５０−１〜５０−ｋ）の構成例を示すブロック図である。
タップ間引きフィルタ５０は、複数の遅延器５０１（５０１−１〜５０１−Ｎ）（同図中、「Ｔ」が書き込まれた四角で示されている；ここで、「Ｔ」は遅延時間を示している）と、所定の遅延器５０１−４、５０１−８、・・・、５０１−Ｎの出力を取り出し、乗算器５０３（５０４−０、５０４−４、５０４−８、・・・、５０４−Ｎ）において、入力ｘ（ｔ）、遅延器５０１−４、・・・、５０１−Ｎの出力とタップ係数ｈ（０）、・・・、ｈ（Ｎ）を乗算させるためのタップと、それらの乗算結果を加算する加算器５０５とからなっている。加算器５０５の加算結果は出力ｙ（ｔ）として出力される。同図では、４個の遅延器毎にタップを設けている。最初のタップは遅延なしで乗算器５０３−０に入力ｘ（ｔ）を入力し、該入力ｘ（ｔ）とタップ係数ｈ（０）との乗算を行うように設けられている。遅延器の遅延時間Ｔは通常Ａ／Ｄ変換器４０−１〜４０−ｎｍのサンプリング周期である。従って、タップを間引きすることは、Ａ／Ｄ変換器４０−１〜４０−ｎｍのサンプリングレートを下げることに対応する。タップ係数ｈ（０）〜ｈ（Ｎ）を、間引きしない場合のタップ係数の内、対応する係数値（４個飛びのタップ係数）に設定すれば、フィルタの特性は、間引きしないものと同じものが得られる。ただし、周波数の折り返しを防ぐため、フィルタ入力信号の帯域は４分の１（同図の場合）に制限される。後段の各パスの逆拡散処理においては、サンプリングレートより遅い速度で処理しており、該逆拡散処理においては、全てのサンプリング値が必要でないので、各フィンガ８−１〜８−ｋに接続されている間引きフィルタは、必要なサンプリングタイミングに対応した他のみを演算すれば良いので、その回路規模が削減される。
【００５５】
図１２は、本発明の第８の実施形態を示すブロック図である。
なお、同図において、図１と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。
同図の構成は、１セクタ、１ブランチに対応する構成であり、複数のセクタ及び複数のブランチをカバーしようとする場合には、同図の構成をセクタ数×ブランチ数だけ設ける。
【００５６】
アンテナ１で受信された受信信号はＲＸ２で受信され、デジタル直交検波器５５によって、直接ＩＦ帯域のデジタル信号のＩ信号とＱ信号に変換される。デジタル直交検波器５５は、受信信号をＩＦ周波数に変換後、Ａ／Ｄ変換器（不図示）でサンプリングされる。このとき、下式（４）の条件を満たすようにＩＦ周波数ｆIFとサンプリング周波数ｆsampleを選ぶことにより、直交復調を行う。
【００５７】
ｆsample＝４ｆIF／（４ｍ＋１）・・・（４）
ここで、ｍは、１以上の整数である。
この条件で得られるサンプル値は同相成分をｖI、直交成分をｖQ として、例えば、ｖI 、ｖQ 、−ｖI 、−ｖQ の順番に従って出力される。よって、出力のサンプル系列を偶数サンプル、奇数サンプルに分け、それぞれに対して交互に符号反転を施すことにより、直交復調結果であるｖI 、ｖQ を得ることができる。本デジタル直交検波器５５をキャリア分離用フィルタ５７あるいは周波数シフタ５６の前に配置する（図１２では、後者の配置構成を示している）。本構成により、上記第１〜第７の実施形態のように、直交検波後の複素ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を別々にＡ／Ｄ変換してベースバンド処理部に接続する方法に比較して、インタフェースに必要な信号線数を半分に削減できる。ただし、本構成の場合、インタフェースの信号速度は２倍になる。
【００５８】
デジタル直交検波器５５の出力は、周波数シフタ（複素乗算部）５６において周波数シフトされ、所望の信号の中心周波数が０Ｈｚに変換される。その後、フィルタ５７を通過して、所望のキャリアにのせられてきた信号のみが抽出され、各フィンガ８−１〜８−ｋに入力される。フィンガ８−１〜８−ｋは、同じ該希望キャリアに乗せられてきた、拡散タイミングの異なる信号をそれぞれ逆拡散復調し、合成部９に入力する。合成部９では、各フィンガ８−１〜８−ｋからの信号を合成し、ＲＡＫＥ受信を行う。
【００５９】
図１３は、図１２の実施形態におけるデジタル直交検波器５５の構成例を示すブロック図である。
アンテナ１で受信された信号は、ＲＸ２で受信され、デジタル直交検波器５５に入力される。該デジタル直交検波器５５においては、入力された信号をまず、式（４）で決定されるようなサンプリング周波数ｆsampleでサンプリングし、その離散値をＡ／Ｄ変換器６０によりデジタル信号に変換する。そして、Ａ／Ｄ変換器６０から、所定のサンプリングレートで、逐次出力されるデジタル信号はセレクタ６１により、偶数番目がＩ信号として、奇数番目がＱ信号として、それぞれ符号変換器６２−１、６２−２に切り替え出力される。符号変換器６２−１は、入力されるサンプル値の同相成分ｖI 、−ｖI の内、−ｖI については、符号を反転させて出力する。ｖI については、そのまま出力する。一方、符号変換器６２−２は、入力されるサンプル値の直交成分ｖQ 、−ｖQ の内、−ｖQ については符号を反転させて出力する。ｖQ については、そのまま出力する。式（４）によれば、ＲＸ２からのＩＦ帯域の信号のサンプリング周波数は、ＩＦ信号の周波数の５分の４あるいは、９分の４等に設定される。このように、サンプリング周波数を設定した場合、最初のサンプリングポイント（０番目のポイント）をＩＦ信号の周期との開始と一致させると、最初のサンプリング値はＩ信号となる。次のサンプリングポイント（１番目のポイント）は、ＩＦ信号の１周期の例えば、４分の５の周期のポイントとなるので、ＩＦ信号の第２周期の９０°の位相の信号をサンプリングすることになる。従って、１番目のポイントのサンプリング値はＱ信号となる。このようにして、ｎ番目のサンプリングされるサンプリング値は、ＩＦ信号の位相が（ｎ＋１）π／２の値となる。ただし、０番目のサンプリングの位相を０とする。また、ｎは０及び自然数である。そして、ＩＦ信号のキャリアが正から負の値に変化した後にサンプリングした値は、それぞれ、マイナスのＩ信号（−ｖI ）あるいはＱ信号（−ｖQ ）となる。ＩＦ周波数はベースバンド信号の周波数よりも高いので、ベースバンド信号の帯域をサンプルするために必要なＩ信号とＱ信号をサンプリングできるように、式（４）を用いて、サンプリングレートを適切に決定する。
【００６０】
このようにして、抽出されたベースバンドのＩ信号とＱ信号は、それぞれ、符号変換器６２−１、６２−２に入力され、符号変換器６２−１、６２−２において符号が適切に変換された後、出力される。
【００６１】
図１４は、本発明の第９の実施形態を示すブロック図である。
なお、同図において、図１２と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。
第８の実施形態のデジタル直交検波器５５の出力は、サンプリングレート変換器７０に入力される。デジタル信号の情報速度をｍ／ｎ倍に変換するサンプリングレート変換器７０は、入力サンプル値の間にｍ−１個の“０”を挿入するインターポレータ、該インタポレータの出力からエイリアスを除去するフィルタ、該フィルタ出力のサンプル列からｎ個おきに必要なサンプルタイミングの値を取り出すデシメータで構成される。ｍ／ｎ倍のサンプリングレート変換器７０は、デジタル直交検波器５５の同相、直交出力として得られるサンプル速度ｆsample／２のデジタル信号を、チップレートあるいはチップレートの整数倍のサンプル速度に変換する。そして、サンプリングレート変換器７０により得られたチップレートあるいはチップレートの整数倍の信号を、第１の実施形態のチャネル分離複素フィルタ６、あるいは第２の実施形態の周波数シフト部である複素乗算部２０へ入力させる。
【００６２】
図１４において、アンテナ１で受信された信号はＲＸ２によって受信されＩＦ信号に変換される。そして、デジタル直交検波器５５によって直交検波される。デジタル直交検波器５５から出力される複素信号のレートは、デジタル直交検波器５５のＡ／Ｄ変換器６０のサンプリングレートｆsampleの１／２となっている。しかし、後段のフィンガ８−１〜８−ｋは、チップレートやシンボルレートに基づいて処理を行う。上記サンプリングレートｆsampleの１／２がチップレートやシンボルレートの整数倍となっていれば問題はないが、一般には、整数倍にはなっていない。従って、インタフェースの前段側と後段側、それぞれので動作タイミングの基になるレートが異なるため、装置全体の製造を困難にしている。そこで、本実施形態では、サンプリングレート変換器７０を設け、サンプリングレート変換器７０により、デジタル直交検波器５５においてサンプリングされたデジタルＩ、Ｑ信号のサンプリングレートを変換し、それらのサンプリングレートがチップレートやシンボルレートの整数倍となるように変換する。そして、該サンプリングレート変換後、複素乗算部５６で所望のキャリアの信号をベースバンドに変換し、キャリア分離フィルタ５７で、複素乗算部５６によりベースバンドに変換された所望のキャリアの信号のみを抽出して、該抽出信号を各フィンガ８−１〜８−ｋに入力させる。各フィンガ８−１〜８−ｋにおける逆拡散や復調の処理は、チップレートあるいはシンボルレートを基に行われるが、サンプリングレート変換部７０において、サンプリングレートを変換したことにより、フィンガ８−１〜８−ｋに入力されるＩ信号、Ｑ信号のそれぞれのサンプリングレートがチップレートあるいはシンボルレートの整数倍となっているので、フィンガ８−１〜８−ｋを容易に構成することができる。そして、フィンガ８−１〜８−ｋから出力された信号は、合成部９で、ＲＡＫＥ合成されて後段の信号判定部（不図示）に送られる。
【００６３】
図１５は、サンプリングレート変換器７０の構成を示すブロック図である。
同図（ａ）は、サンプリングレート変換器７０の原理構成図である。まず、インタポレータ７５にサンプリングレートｆｓの信号が入力されると、そのサンプル周期間に信号値“０”の信号を所定数埋め込み、該入力信号の見かけ上のサンプリングレートをｍ倍にする。次に、フィルタ７６で、見かけ上、ｍ倍のサンプリングレートになった信号のスペクトルから、エイリアスを含む、メインローブ以外のスペクトル成分を除去する。これにより、最初信号値“０”であった、上記新たに、サンプル周期間に挿入されたサンプリングポイントの信号値は、入力された信号の該サンプリングポイントにおける信号値を内挿したものとなる。そして、フィルタ７６を通過した後の信号は、デシメータ７７において、所望の間隔でサンプリング値が取得され、サンプリングレートがｎ分の１にされる。このようにして、サンプリングレート変換器７０から出力される信号のサンプリングレートはｍ／ｎ・ｆｓとなる。
【００６４】
同図（ｂ）は、サンプリングレート変換器７０の具体的な構成例を示すブロック図である。
サンプリングレートの変換にはＦＩＲフィルタを使用する。
【００６５】
サンプリングレート変換を行うＦＩＲフィルタの入出力関係式は次式（５）で与えられる。
【００６６】
【数１】
0003764827.tif 000002
【００６７】
（ｎ）m ＝ｎ  modulo  ｍ
[ ａ] ：ａを越えない最大の整数
ここで、ｉは時刻、ｘ（ｉ）はフィルタ入力の離散時間信号、ｙ（ｉ）はフィルタ出力の離散時間信号、ｈ（ｋ）はｍ倍オーバサンプル、タップ長Ｎtap で設計したエイリアス除去フィルタのインパルスレスポンスである。
【００６８】
例としてｍ＝４、ｎ＝３、Ｎtap ＝８の場合について、同図（ｂ）の構成におけるタップ係数ｈ（ｋ）の切り替え制御を以下に示す。タップ係数はｈ（−１６）〜ｈ（１５）の３２個（ｍ×Ｎtap 個）を式（５）の規則に従って切り替えることにより得られる。
0003764827.tif 000003
ここで、タップ係数ｈ（ｋ）の具体的数値は、通常のローパスフィルタなどにＦＩＲフィルタを使用する場合のタップ係数を用いる。ただし、この場合、上記したように、タップ係数ｈ（ｋ）を全てのタップに与えるのではなく、これらのタップ係数を、時刻毎に、順次切り替えて使用することにより、サンプリングレート変換機能が得られる。
【００６９】
図１６は、本発明の第１０の実施形態を示すブロック図である。
なお、同図において、図１４と同じ構成要素には同じ参照符号を付している。
本実施形態においては、図１４の受信機とは異なり、サンプリングレート変換器７０を、周波数シフト部（複素乗算部）５６とチャネル（キャリア分離）フィルタ５７の間に配置する。これにより周波数シフト部５６の位相回転をＩＦ周波数ｆIFの整数倍のサンプル間隔で演算できる。これにより、周波数シフト部５６の乗算係数ｅｘｐ（ｊφi ）（ｉ＝０〜Ｎ−１）をテーブル化して実装する場合に、φN ＝２ｎπを与えるＮを小さくできるため、上記乗算係数ｅｘｐ（ｊφi ）を格納するテーブルを、小さなテーブルで実現することが可能となる。すなわち、デジタル直交検波器出力信号のサンプリングレートがＩＦ周波数と対応しているので、ＩＦ周波数の周期と一致するような位相が乗算係数で得られやすくなるのである。そして、小さなＮで乗算係数をリセットすることが可能となれば、テーブルに記憶しておくべき乗算係数ｅｘｐ（ｊφi ）の数も少なくなる。この乗算係数の与え方は、図５で説明した通りである。
【００７０】
図１６において、アンテナ１で受信された信号は、ＲＸ２でＩＦ信号に変換され、デジタル直交検波器５５によって検波される。このとき、デジタル直交検波器５５から出力される複素（Ｉ、Ｑ）信号はデジタル直交検波器５５のサンプリングレートｆsampleの１／２となっている。これに複素乗算部（周波数シフト部）５６で、所定の周波数の周期波を乗算し、所望のキャリアにのせて伝送されてきたベースバンド信号の中心周波数を０Ｈｚとなるように、周波数シフトする。次に、サンプリングレート変換器７０でサンプリングレートの変換を行い、キャリア分離フィルタ５７で所望のキャリアの信号のみを抽出し、フィンガ８−１〜８−ｋに入力する。フィンガ８−１〜８−ｋによって逆拡散復調された信号は、合成部９でＲＡＫＥ合成され、後段の信号判定部（不図示）に送られる。
【００７１】
図１７は、本発明の第１１の実施形態を示すブロック図である。
なお、同図において、図１６と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。本実施形態においては、サンプリングレート変換器とそれに接続されるキャリア分離フィルタを共用化する。図１５（ｂ）に示すとおり、サンプリングレート変換器はタップ係数を所定の規則に従って切り替えるＦＩＲフィルタとして実現できる。このフィルタはインターポレーションによって生じるエイリアスを除去する特性を持つ。一方、キャリア分離フィルタは隣接するキャリア信号を除去すると共に、通常はルートロールオフ特性などの受信フィルタとしての機能をもつ。本実施形態では、上記のサンプリングレート変換器としてのフィルタ、エイリアス除去フィルタ、及びキャリア分離フィルタを、一つのデジタルフィルタで実現する。この共用化において、通常はキャリア分離フィルタの方がエイリアス除去フィルタより狭い帯域特性を要求されるため、サンプリングレート変換に伴うエイリアスの除去はキャリア分離フィルタの特性で兼用する。具体的にはキャリア分離フィルタを、図１５（ｂ）に示すようなタップ係数切り替え型のフィルタで構成する。
【００７２】
図１７において、アンテナ１で受信された信号はＲＸ２でＩＦ信号に変換され、デジタル直交検波器５５で、直交検波された後、複素乗算部５６で周波数シフトを受ける。そして、サンプリングレート変換＆キャリア分離フィルタ８５でサンプリングレートの変換と、キャリア分離が行われた後、フィンガ８−１〜８−ｋで逆拡散・復調され、合成部９でＲＡＫＥ合成されて、後段の信号判定部（不図示）に送られる。
【００７３】
本実施形態のサンプリングレート変換＆キャリア分離フィルタ８５の構成は図１５（ｂ）のサンプリングレート変換器と同様であり、タップ制御方法は図１５（ｂ）の説明で述べた方法と同様である。サンプリングレート変換＆キャリア分離フィルタ８５と図１６のサンプリングレート変換器７０との相違点は、タップ係数ｈ（ｋ）とタップ数Ｎtap のパラメータの違いである。
【００７４】
すなわち、図１６のサンプリングレート変換器７０は、
フィルタタップ係数は、サンプリングレート変換時のインターポレーション処理で生じるエイリアスを除去する帯域特性を持つ、ローパスフィルタの伝達関数Ｈ2 （ω）で決定される。タップ数はＮtap2で構成される。
【００７５】
これに対し、図１７のサンプリングレート変換＆キャリア分離フィルタ８５のフィルタタップ係数は、サンプリングレート変換のエイリアス除去よりも、より狭帯域な特性を要求されるキャリア分離フィルタの伝達関数Ｈ1 （ω）で決定される。タップ数はＮtap1（一般的にＮtap1＞Ｎtap2）で構成される。
【００７６】
図１８は、図１６のサンプリングレート変換器７０の伝達関数と図１７のサンプリングレート変換＆キャリア分離フィルタ８５の伝達関数の一例を示す図である。同図において、実線がＨ1 （ω）、破線がＨ2 （ω）である。
【００７７】
同図はＨ1 （ω）の受信ルートロールオフ特性、Ｈ2 （ω）は８倍オーバサンプルで生じたエイリアスを除去するための、カットオフ周波数ｆ＝２のローパスフィルタ特性を示す。横軸の周波数はチップレートで正規化して表している。同図に示すように、Ｈ1 （ω）の方が、Ｈ2 （ω）よりも伝達特性の幅が小さいため、サンプリングレート変換器のエイリアス除去機能をキャリア分離フィルタの機能で代用することが可能である。従って、図１７のサンプリングレート変換＆キャリア分離フィルタ８５の伝達関数は、図１６のキャリア分離フィルタ５７と同じになるように設定し、かつ、図１５で説明したような方法で、タップ係数の切り替えを行うようにすれば、サンプリングレート変換機能とキャリア分離機能の両方を１つのＦＩＲフィルタで実現することが可能となる。
【００７８】
以上述べたように、本発明の実施形態によれば、セルラＣＤＭＡ基地局の受信装置において、ＲＦ部とベースバンド処理部を接続するインタフェースの信号線数を削減することができる。また、複数キャリアを受信するセクタフリー構成のＣＤＭＡ基地局の実現を容易にする。
【００７９】
更に、上記インタフェースの信号線がキャリア数に依存しないため、同一インタフェースを用いてベースバンド処理部をモジュール化することが可能となる。これにより基地局に収容するチャネル数を段階的に増大する構成を実現できる。
【００８０】
また、更に、複数のチップレートを収容するＣＤＭＡシステムにおいて、ベースバンド処理の切り替えによりチップレートの変更が可能となる。これによりマルチチップレートに柔軟に対応可能な構成を実現できる。
【００８１】
また、更に、デジタル直交検波により、高精度、高安定、無調整でバラツキのない直交復調特性を実現する。そして、サンプリングレート変換器との併用により、チップレートに依存せずに、所望のチップレートを選択できるため、装置設計の自由度が高い構成が可能となる。
【００８２】
【発明の効果】
本発明によれば、ＣＤＭＡ信号の受信機において、ＲＦ帯域の信号のレートで動作する回路とベースバンド帯域の信号のレートで動作する回路を接続するインタフェースの信号線を削減することができる。また、該受信機において、セクタフリー構成を容易に実現可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】複素フィルタの構成例を示したブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図４】第２の実施形態における周波数シフトのための構成例と実数フィルタの構成例を示すブロック図である。
【図５】周波数シフト器の構成例を示すブロック図である。
【図６】本発明の第３の実施形態を示すブロック図である。
【図７】本発明の第４の実施形態を示すブロック図である。
【図８】本発明の第５の実施形態を示すブロック図である。
【図９】本発明の第６の実施形態を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第７の実施形態を示すブロック図である。
【図１１】タップ間引きフィルタの構成例を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第８の実施形態を示すブロック図である。
【図１３】図１２の実施形態におけるデジタル直交検波器の構成を示すブロック図である。
【図１４】本発明の第９の実施形態を示すブロック図である。
【図１５】サンプリングレート変換器の構成を示すブロック図である。
【図１６】本発明の第１０の実施形態を示すブロック図である。
【図１７】本発明の第１１の実施形態を示すブロック図である。
【図１８】図１６のサンプリングレート変換器の伝達関数と図１７のサンプリングレート変換＆キャリア分離フィルタの伝達関数の例を示す図である。
【図１９】従来のマルチキャリアＣＤＭＡ信号の受信機の構成を示す図である。
【符号の説明】
１      アンテナ
２      ＲＸ（受信器）
３      直交検波器
４−１、４−２、４０−１〜４０−ｎｍ、６０      Ａ／Ｄ変換器
５      インタフェース
６−１〜６−ｋ、３５−１〜３５−ｋ      複素フィルタ
７−１〜７−ｋ、２０−１〜２０−ｋ、３６−１〜３６−ｋ、５６      複素乗算部
８−１〜８−ｋ      フィンガ
９      合成部
１０、２６      遅延器
１３−１〜１３−ｎ、２５、２９−１〜２９−ｎ      乗算器
１４、３０      加算器
２１−１〜２１−ｋ、４５−１〜４５−ｋ、５７      （キャリア分離）フィルタ
３１、３２      乗算器
３３      遅延器
３７、４１、６１      セレクタ
４２−１〜４２−ｎ、４７      ＲＡＫＥ受信部
５０−１〜５０−ｋ      タップ間引きフィルタ
５５      デジタル直交検波器
６２−１、６２−２      符号変換器
７０      サンプリングレート変換器
７５      インターポレータ
７６      フィルタ
７７      デシメータ
８５      サンプリングレート変換＆キャリア分離フィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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