(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ラインドライバにおいて、このラインドライバが、
入力信号を受けるラインドライバ入力端子と、
負荷を接続するためのラインドライバ出力端子と、
電流利得ｎを有する電流ミラーであって、この電流ミラーは、電圧電源端子と基準ノードとの間に挿入された主電流通路を有する第１トランジスタと、電圧電源端子とラインドライバ出力端子との間に挿入された第２トランジスタとを有しており、第１トランジスタと第２トランジスタとのそれぞれの制御電極はほぼ同じ制御電圧を受けるように接続されている、当該電流ミラーと、
基準ノードに結合され、負荷の特性抵抗のほぼｎ倍に等しい抵抗値を有する基準抵抗と、
ラインドライバ入力端子及び基準ノードに結合された差動入力端子と、第１トランジスタ及び第２トランジスタのそれぞれの制御電極に結合された出力端子とを有する第１演算相互コンダクタンス増幅器と、
ラインドライバ入力端子及びラインドライバ出力端子に結合された差動入力端子と、第１演算相互コンダクタンス増幅器の出力端子に結合された出力端子とを有する第２演算相互コンダクタンス増幅器と
を有することを特徴とするラインドライバ。
【請求項２】
請求の範囲１に記載のラインドライバにおいて、このラインドライバが更に、ラインドライバ入力端子とラインドライバ出力端子との間の低周波電圧差に応答して基準抵抗の抵抗値を調整する調整手段を有していることを特徴とするラインドライバ。
【請求項３】
請求の範囲２に記載のラインドライバにおいて、前記調整手段は、基準ノードに結合された可変抵抗と、ラインドライバ入力端子及びラインドライバ出力端子に結合された差動入力端子及び前記可変抵抗の抵抗値制御端子に結合された出力端子を有する差動増幅器とを具えていることを特徴とするラインドライバ。
【請求項４】
請求の範囲１に記載のラインドライバにおいて、このラインドライバが更に、基準ノードとラインドライバ出力端子との間の低周波電圧差に応答して基準抵抗の抵抗値を調整する調整手段を有していることを特徴とするラインドライバ。
【請求項５】
請求の範囲４に記載のラインドライバにおいて、前記調整手段は、基準ノードに結合された可変抵抗と、この基準ノード及びラインドライバ出力端子に結合された差動入力端子及び前記可変抵抗の抵抗値制御端子に結合された出力端子を有する差動増幅器とを具えていることを特徴とするラインドライバ。
【請求項６】
請求の範囲１〜５のいずれか一項に記載のラインドライバにおいて、このラインドライバが更に、ラインドライバ入力端子とラインドライバ出力端子との間の低周波電圧差に応答して電流ミラーの電流利得ｎを調整する手段を有していることを特徴とするラインドライバ。
【請求項７】
請求の範囲１〜５のいずれか一項に記載のラインドライバにおいて、このラインドライバが更に、基準ノードとラインドライバ出力端子との間の低周波電圧差に応答して電流ミラーの電流利得ｎを調整する手段を有していることを特徴とするラインドライバ。
【請求項８】
請求の範囲１〜７のいずれか一項に記載のラインドライバにおいて、このラインドライバが更に、基準ノードに結合されて第１バイアス電流を生じる第１バイアス電流源と、ラインドライバ出力端子に結合されて第１バイアス電流の値のほぼｎ倍に等しい値の第２バイアス電流を生じる第２バイアス電流源とを有していることを特徴とするラインドライバ。
【発明の詳細な説明】
本発明は、ラインドライバ、特に適応出力インピーダンスを有するラインドライバに関するものである。このようなラインドライバは、国際特許公開公報ＷＯ９５／０２９３１から既知である。ラインドライバは、伝送線路のインピーダンスに適合した出力インピーダンスを有するように設計された電子緩衝増幅器である。伝送線路は電気信号を伝送するのに広く用いられている。線路反射を最少にするには、伝送線路の電源及び負荷のインピーダンスを伝送線路の特性インピーダンスに等しくする必要がある。ビデオ分野での標準値は７５オームである。７５オームの伝送線路を駆動するように設計した緩衝増幅器は、線路反射を最少にするために７５オームの出力インピーダンスを有する必要がある。緩衝増幅器は、７５オームの負荷抵抗、すなわち整合伝送線路のインピーダンスを見る。
図１はこのような緩衝増幅器を構成する第１の既知の手段を示す。緩衝増幅器は、低インピーダンスの電圧源ＶＳに、伝送線路ＴＬの特性インピーダンスに等しい値を有する直列抵抗Ｒｓを与え、ラインドライバの正しい出力インピーダンスを構成するようにしている。この種類のラインドライバはしばしば、出力電圧をデジタル入力信号によって制御するデジタル-アナログ変換器（ＤＡＣ）に用いられている。この第１の既知の手段の構成には、電圧源ＶＳが所望の出力電圧の２倍を発生する必要があるという欠点がある。これにより、得られる電源電圧は、信号レベルが変化しないまま降下するという、例えば３Ｖの電源電圧でわずか１．５Ｖppしか得られないという問題を生じる。
図２は第２の既知の手段を示す。この場合、直列抵抗を有する電圧源の代わりに並列抵抗Ｒｓを有する電流源ＣＳが用いられている。この構成では、電圧の損失はないが、電流源により生ぜしめられる電流の半分が並列抵抗Ｒｓ内で消費される。この技術は、出力電流をデジタル的に制御するＤＡＣにしばしば用いられている。
これら双方の既知の解決手段は、電圧又は電流が浪費されるために優れていないこと明らかである。従って、伝送線路のインピーダンスに整合し、出力電圧の２倍又は出力電流の２倍を必要としない特定の出力インピーダンスを有するラインドライバが望ましいことが分かる。
本発明の目的は、直列抵抗手段に固有の電圧損失又は並列抵抗手段に固有の電流損失のない特定の出力インピーダンスを有するラインドライバを提供せんとするにある。
本発明によれば、
入力信号を受けるラインドライバ入力端子と、
負荷を接続するためのラインドライバ出力端子と、
電流利得ｎを有する電流ミラーであって、この電流ミラーは、電圧電源端子と基準ノードとの間に挿入された主電流通路を有する第１トランジスタと、電圧電源端子とラインドライバ出力端子との間に挿入された第２トランジスタとを有しており、第１トランジスタと第２トランジスタとのそれぞれの制御電極はほぼ同じ制御電圧を受けるように接続されている、当該電流ミラーと、
基準ノードに結合され、負荷の特性抵抗のほぼｎ倍に等しい抵抗値を有する基準抵抗と、
ラインドライバ入力端子及び基準ノードに結合された差動入力端子と、第１トランジスタ及び第２トランジスタのそれぞれの制御電極に結合された出力端子とを有する第１演算相互コンダクタンス増幅器と、
ラインドライバ入力端子及びラインドライバ出力端子に結合された差動入力端子と、第１演算相互コンダクタンス増幅器の出力端子に結合された出力端子とを有する第２演算相互コンダクタンス増幅器と
を有することを特徴とするラインドライバを提供する。
第１演算相互コンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）の利得のために、基準抵抗における電圧は入力電圧にほぼ等しくなる。入力信号は基準抵抗を流れる電流に変換される。負荷には、ｎ倍に増幅された電流が流れる。基準抵抗の抵抗値は負荷の抵抗値のｎ倍である為、負荷の両端間の電圧は入力電圧に等しくなる。従って、信号電圧は浪費されない。電源電圧は低くでき、第２トランジスタの両端間に適切な電圧降下をもたらす必要があるだけである。更に、第１トランジスタ及び基準抵抗を流れる比較的小さい電流を除いて、いかなる信号電流も殆ど浪費されない。電流ミラーの電流利得ｎを充分高くする、例えばｎ＝１０〜ｎ＝４０にすることにより、電流の浪費を無視しうる。
第２ＯＴＡはラインドライバ出力端子におけるいかなる不所望な反射電圧をも検出し、これらの反射電圧を電流に変換し、この電流が第２ＯＴＡの出力端子から第１ＯＴＡの出力端子に流れる。この第１ＯＴＡの出力端子に流れる電流が第１ＯＴＡの差動入力端子に、反射電圧に対し振幅が同じで正負符号が逆の差電圧を発生させる。この逆符号の反射電圧が入力電圧に加わり、従って、反射電圧を相殺させ、ラインドライバが、負荷インピーダンスに等しい出力インピーダンスを有する電源のようにふるまう。
ラインドライバが更に、基準ノードに結合されて第１バイアス電流を生じる第１バイアス電流源と、ラインドライバ出力端子に結合されて第１バイアス電流の値のほぼｎ倍に等しい値の第２バイアス電流を生じる第２バイアス電流源とを有している例では、ラインドライバの直線性を高めることができる。
基準抵抗の抵抗値の精度は、ある集積化の目的では不充分となるおそれがある。この精度の欠乏が問題となる場合には、ラインドライバが更に、基準ノードに結合されて第１バイアス電流を生じる第１バイアス電流源と、ラインドライバ出力端子に結合されて第１バイアス電流の値のほぼｎ倍に等しい値の第２バイアス電流を生じる第２バイアス電流源とを有するか、或いはラインドライバ入力端子とラインドライバ出力端子との間の低周波電圧差に応答して電流ミラーの電流利得ｎを調整する手段を有するようにすることができる。基準抵抗の抵抗値又は電流ミラーの電流利得を調整するには、ラインドライバ入力端子とラインドライバ出力端子との間の電圧差の代わりに、基準ノードとラインドライバ出力端子との間の電圧差を用いることができる。
本発明の上述した及びその他の特徴を、添付図面を参照して詳細に例示説明する。図中、
図１は、電圧源及び直列抵抗を有する通常のラインドライバの回路線図を示し、
図２は、電流源及び並列抵抗を有する通常のラインドライバの回路線図を示し、
図３は、本発明によるラインドライバの第１実施例の回路線図を示し、
図４は、本発明によるラインドライバの第２実施例の回路線図を示し、
図５は、本発明によるラインドライバの第３実施例の回路線図を示し、
図６は、図５の第３実施例の変形例の回路線図の一部を示す。
これらの図においては、対応する素子に同じ符号を付してある。
図３は、本発明によるラインドライバの一実施例の回路線図を示す。このラインドライバは、入力信号Ｖinを受けるラインドライバ入力端子２を有する。この入力信号Ｖinは、適切な直流バイアスが与えられたビデオ信号、オーディオ信号、電話信号、デジタルデータ信号等とすることができる。ラインドライバは更に、伝送線路ＴＬを介して負荷６を接続するラインドライバ出力端子４を有する。しかし、伝送線路は任意的なものであって、所望に応じて省略することができる。負荷６の抵抗値ＲＬは伝送線路ＴＬの特性インピーダンス、例えば７５オームに等しい。伝送線路の分野で既知のように、ラインドライバ出力端子４で見たインピーダンスは伝送線路ＴＬの特性インピーダンスＲＬに等しい。ラインドライバは更に、基準抵抗１０が接続されている基準ノーど８を有する。基準抵抗１０は負荷６の抵抗値ＲＬのｎ倍に等しい抵抗値Ｒ１、すなわちＲ１＝ｎ・ＲＬ（ここに、ｎは正の数である）を有する。
基準ノード８と正の電源端子１２との間に第１のＰＭＯＳトランジスタＭ１の主電流通路が挿入されており、ラインドライバ出力端子４と正の電源端子１２との間には第２のＰＭＯＳトランジスタＭ２が挿入されている。これらトランジスタＭ１及びＭ２の制御電極すなわちゲートは相互接続されており、同じ制御電圧を受ける。従って、これらトランジスタＭ１及びＭ２は、電流ミラー又は電流増幅器を構成する、すなわち第１トランジスタＭ１を流れる電流と第２トランジスタＭ２を流れる電流との比（電流利得）が一定となる。設計を適切にすることにより、例えば第１及び第２トランジスタＭ１及びＭ２の大きさを１：ｎとすることにより、電流比を、基準抵抗１０及び負荷６の抵抗値に関して前述したのと同じ数に固定させることができる。電流利得ｎに対する代表的な値は１０〜４０の範囲である。
第１演算相互コンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）は、基準ノード８に結合された非反転入力端子１４とラインドライバ入力端子２に結合された反転入力端子１６とを有する。第１ＯＴＡ  Ａ１の出力端子１８は、トランジスタＭ１及びＭ２の相互接続制御電極を駆動する。第１ＯＴＡ  Ａ１は相互コンダクタンスgmを有しており、このことは、出力端子１８に供給される電流が非反転入力端子１４と反転入力端子１６との間の電圧差のgm倍に等しいということを意味する。第１ＯＴＡ  Ａ１及びトランジスタＭ１のシステムにおける利得が適切であるものとすると、基準ノード８における信号電圧はラインドライバ入力端子２における入力電圧Ｖinにほぼ等しくなる。従って、この入力電圧Ｖinにより電流i１＝Ｖin／Ｒ１を基準抵抗１０に流す。Ｒ１＝ｎ・ＲＬである為、この電流は、i1＝Ｖin／（ｎ・ＲＬ）にも等しい。電流増幅率ｎのために、トランジスタＭ２を流れる電流i2は、トランジスタＭ１を流れる電流のｎ倍、すなわちi2＝ｎ・i1＝Ｖin／ＲＬとなる。このことは、ラインドライバドライバ出力端子４における出力電圧ＶoutもＶinに等しいことを意味する。ラインドライバ入力端子２における入力電圧Ｖinとラインドライバ出力端子４における出力電圧Ｖoutとの間で信号電圧は消費されない。正の電源端子１２における正の電源電圧は、適正な電圧降下をトランジスタＭ１及びＭ２の両端間に生じめるのに充分高くする必要がある。７５オームの負荷を１．５Ｖppで駆動するには３Ｖ程度の低い電源電圧で充分である。
第２トランジスタＭ２の出力インピーダンスは高く、整合伝送線路ＴＬの特性インピーダンスＲＬと整合しなくなるおそれがある。ラインドライバ出力端子４に正しい出力インピーダンスＲＬをうるために、第２ＯＴＡ  Ａ２を加える。この第２ＯＴＡ  Ａ２は第１ＯＴＡ  Ａ１と等しくするのが好ましく、同じ相互コンダクタンスgmを有するようにするのが好ましい。第２ＯＴＡ  Ａ２は、ラインドライバ入力端子２に結合された反転入力端子２０と、ラインドライバ出力端子４に結合された非反転入力端子２２とを有している。第２ＯＴＡ  Ａ２の出力端子２４は第１ＯＴＡ  Ａ１の出力端子１８に結合されている。
ラインドライバ出力端子４に反射が生じない場合、すなわちＶout＝Ｖinである場合には、第２ＯＴＡ  Ａ２に対する差入力電圧は零であり、この第２ＯＴＡＡ２は何の効果も及ぼさない。しかし、反射がある場合、この第２ＯＴＡ  Ａ２が作用を及ぼす。反射電圧がｄＶoutに等しいものとすると、出力電圧はＶout＋ｄＶoutとなり、第２ＯＴＡ  Ａ２は，その入力端子２０及び２２において差電圧ｄＶoutを受ける。この電圧差に応答して、第２ＯＴＡ  Ａ２が出力電流gm・ｄＶoutを生じ、この出力電流が第１ＯＴＡ  Ａ１の出力端子１８にのみ流れうる。この第１ＯＴＡ  Ａ１を回る帰還の為に、出力端子１８に与えられた電流が，第１ＯＴＡ  Ａ１の入力端子１４及び１６に差電圧−ｄＶoutを生じる。従って、基準抵抗１０の両端間の電圧は，Ｖin−ｄＶoutとなり、この基準抵抗を流れる結果電流i1が利得ｎを以てラインドライバ出力端子４に複写される。出力電流i2は（ｎ・ｄＶout）／（ｎ・ＲＬ）を以て減少する。従って、ラインドライバの出力インピーダンスは特性インピーダンスＲＬに等しくなる。
図４は図３のラインドライバの変形例を示す。基準ノード８には第１バイアス電流源２６が接続されており、この電流源により、バイアス電流Ｉdcを第１トランジスタＭ１に流す。同様に、ラインドライバ出力端子４に第２バイアス電流源２８が接続されており、この電流源により、バイアス電流ｎ・Ｉdcを第２トランジスタＭ２に流す。これら２つの電流源２６及び２８により、電力の消費をわずかに増すだけでラインドライバの直線性を高める。
図５は、基準抵抗を、この基準抵抗の抵抗値を変える抵抗値制御端子３０を有する電気的に可変の抵抗ＲＶとした実施例を示す。抵抗値制御端子３０は差動増幅器Ａ３の出力端３２により駆動され、この差動増幅器の一方の入力端、例えば非反転入力端３４は入力電圧Ｖinを受けるように接続され、他方の入力端、例えば反転入力端３６は出力電圧Ｖoutを受けるように接続されている。増幅器Ａ３は小さな帯域幅を有し、可変抵抗ＲＶの直流抵抗値Ｒ１を所望値ｎ・ＲＬに調整するようにするのが好ましい。この調整は、基準抵抗１０の精度が処理の変動の為に問題となるか、異なる抵抗を有する負荷が接続されている場合に有効となる。増幅器Ａ３の非反転入力端３４はラインドライバ入力端子２に接続する代わりに、図５に破線で示すように基準ノード８における電圧を受けるように接続することもできる。
基準抵抗１０の抵抗値を調整する代わりに、電流ミラーＭ１／Ｍ２の電流利得を調整することにより、電流利得ｎを調整することができる。図６は可変電流利得ｎを形成する可能な解決策を示す。トランジスタＭ１のソースに直列に可変抵抗ＲＶ２が接続されている。この可変抵抗ＲＶ２の制御端子４０は，差動増幅器Ａ３の出力端３２に接続されている。差動増幅器Ａ３の入力端子３４及び３６は図５に示すように接続されている。この場合も、基準ノード８への他の接続を破線で示している。対称性を得るために、トランジスタＭ２のソースに直列に他の抵抗４２を接続することができる。
本発明は図示の実施例に限定されるものではない。ユニポーラＭＯＳトランジスタの代わりにバイポーラトランジスタを用いることができる。この場合、ユニポーラトランジスタのゲート、ソース及びドレインの代わりにバイポーラトランジスタのベース、エミッタ及びコレクタとする。
電流ミラー構造はより一層複雑なものとすることができる。トランジスタＭ１及びＭ２のソースと直列に抵抗を挿入したり、トランジスタＭ１及びＭ２のドレインと直列にカスコードトランジスタを挿入したり、そのほかのことをしたりすることができる。原理的には、この目的のために、電流利得ｎを有するいかなる構造の電流ミラーをも用いることができるも、複雑な構造の電流ミラーでは、適切に動作させるのに、より多くの電源電圧を必要とすることに注意すべきである。
一般的に、第１トランジスタＭ１と、第１ＯＴＡ  Ａ１と、入力電圧Ｖinを、第１トランジスタＭ１を流れる第１電流i1に変換する基準抵抗１０とを有するラインドライバを開示する。第２電流ｉ2＝ｎ・i1は、第１トランジスタＭ１とで１：ｎ電流ミラーを構成する第２トランジスタＭ２を流れる。電流i2は伝送線路ＴＬを経て負荷６に流れる。しかし、伝送線路ＴＬは任意的なものである。負荷６のインピーダンスは伝送線路ＴＬの特性インピーダンスＲＬに等しい。従って、ラインドライバより見たインピーダンスはＲＬに等しい。第２ＯＴＡ  Ａ２は、電流ミラーＭ１，Ｍ２の出力インピーダンスとラインドライバより見たインピーダンスとの間の不整合により生じる出力信号Ｖout中の反射信号ｄＶを相殺する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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