(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれが差動増幅器を含み、互いに縦続接続された全域通過型の２つの移相回路を備え、
前記２つの移相回路の一方は、アンテナの１次コイルからなるインダクタと第１の抵抗とで構成される第１の直列回路と、前記１次コイルに磁気結合された２次コイルとを含み、
前記２つの移相回路の他方は、キャパシタと第２の抵抗とで構成される第２の直列回路を含み、
後段の前記移相回路の出力を前段の前記移相回路の入力側に帰還するとともに、前記２次コイルの両端から同調信号を取り出すことを特徴とする同調回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記２つの移相回路の少なくとも一方は、反転入力端子に第３の抵抗の一方端が接続され前記第３の抵抗を介して交流信号が入力される差動増幅器と、前記差動増幅器の出力端と前記差動増幅器の反転入力端子との間に接続された第４の抵抗とを含んで構成され、前記第１の直列回路内の前記インダクタと前記第１の抵抗との接続部、あるいは前記第２の直列回路内の前記キャパシタと前記第２の抵抗との接続部を前記差動増幅器の非反転入力端子に接続したことを特徴とする同調回路。
【請求項３】
請求項１において、
前記２つの移相回路の少なくとも一方は、反転入力端子に第３の抵抗の一方端が接続され前記第３の抵抗を介して交流信号が入力される差動増幅器と、前記差動増幅器の出力端子に接続された第１の分圧回路と、前記第１の分圧回路の出力端と前記差動増幅器の反転入力端子との間に接続された第４の抵抗とを含んで構成され、前記第１の直列回路内の前記インダクタと前記第１の抵抗との接続部、あるいは前記第２の直列回路内の前記キャパシタと前記第２の抵抗との接続部を前記差動増幅器の非反転入力端子に接続したことを特徴とする同調回路。
【請求項４】
請求項１において、
前記２つの移相回路の少なくとも一方は、反転入力端子に第３の抵抗の一方端が接続され前記第３の抵抗を介して交流信号が入力される差動増幅器と、前記差動増幅器の反転入力端子と出力端子との間に接続された第４の抵抗と、一方端が前記差動増幅器の反転入力端子に接続され他方端が接地された第５の抵抗とを含んで構成され、前記第１の直列回路内の前記インダクタと前記第１の抵抗との接続部、あるいは前記第２の直列回路内の前記キャパシタと前記第２の抵抗との接続部を前記差動増幅器の非反転入力端子に接続したことを特徴とする同調回路。
【請求項５】
請求項２〜４のいずれかにおいて、
入力される交流信号の位相を変えずに出力する非反転回路を備え、前記非反転回路は前記縦続接続された２つの移相回路によって形成される帰還ループの一部に挿入され、
前記縦続接続された２つの移相回路の全体により位相シフト量の合計が３６０°となる周波数近傍の信号を前記同調信号として前記２次コイルの両端から取り出すことを特徴とする同調回路。
【請求項６】
請求項２〜４のいずれかにおいて、
入力される交流信号の位相を反転して出力する位相反転回路を備え、前記位相反転回路は前記縦続接続された２つの移相回路によって形成される帰還ループの一部に挿入され、
前記縦続接続された２つの移相回路の全体により位相シフト量の合計が１８０°となる周波数近傍の信号を前記同調信号として前記２次コイルの両端から取り出すことを特徴とする同調回路。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれかにおいて、
前記第１および第２の直列回路の少なくとも一方の時定数を可変することにより、前記同調信号の同調周波数を変化させることを特徴とする同調回路。
【請求項８】
請求項７において、
前記第１および第２の抵抗の少なくとも一方の抵抗を可変することにより、前記時定数を可変することを特徴とする同調回路。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれかにおいて、
前記差動増幅器は演算増幅器であることを特徴とする同調回路。
【請求項１０】
請求項１〜９のいずれかにおいて、
前記１次および２次コイル以外の構成部品を半導体基板上に一体形成したことを特徴とする同調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ラジオ受信機等に用いられる同調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＭラジオ等の各種の受信機には種々の周波数の信号が入力されるが、これらの信号の中から所望の信号を選局して受信するには、入力回路にバンドパスフィルタの特性を持たせ、受信周波数に応じてバンドパスフィルタの中心周波数を変えればよい。ところが、受信周波数に応じてバンドパスフィルタの中心周波数を安定した同調特性を維持しながら変えることが難しいことから、バンドパスフィルタの中心周波数を常に等しくするとともに、受信周波数をバンドパスフィルタの中心周波数に変換して所望の信号のみを取り出すスーパーヘテロダイン方式の受信機が汎用されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来の受信機においては、入力回路をバーアンテナとバリコンによるＬＣ共振回路によって形成するのが一般的であり、バリコンが不可欠の構成要素であった。また、スーパーヘテロダイン方式の受信機は、選択度を向上させるために、この入力回路による同調周波数と局部発振回路の発振周波数とを連動させる同調機構を備えており、この同調機構の連動を２連バリコンによって行っていた。上述したバリコンや２連バリコンは受信周波数に応じて所定の静電容量を有するように作られていて大きさが決まっていることから、同調機構全体の小型化や集積化が難しかった。また、上述した２連バリコンは、構造上静電容量の可変幅や静電容量そのものの値が小さいため、これと組み合わせるバーアンテナのインダクタンスを大きくする必要があった。
【０００４】
また、スーパーヘテロダイン方式の受信機の局部発振回路や中間周波増幅回路には従来から局部発振トランスや中間周波トランスが使用されており（最近では中間周波増幅をセラミックフィルタを用いて行うものもある）、これらのトランスは外付け部品であって、この点からも同調機構全体の集積化が難しかった。
【０００５】
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的はバリコンが不要であって集積化に適した同調回路を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
発明の一実施の形態を示す図１に対応づけて本発明を説明すると、本発明は、アンテナの１次コイルからなるインダクタと第１の抵抗とで構成される第１の直列回路を有する移相回路と、キャパシタおよび第２の抵抗からなる第２の直列回路を有する移相回路とを縦続接続し、１次コイルに磁気結合された２次コイルの両端から同調信号を取り出す。
【０００７】
１次および２次コイルは、例えば受信機のバーアンテナ内部のコイルを用いて構成され、１次コイルに磁気結合された２次コイルから同調信号を取り出すため、同調信号のノイズを低減できるとともに、直流分をカットするためのキャパシタが不要となり、製造コストを低減できる。
【０００８】
請求項２に記載の同調回路内の少なくとも一方の移相回路は、第３および第４の抵抗が反転入力端子に接続され、直列回路が非反転入力端子に接続された差動増幅器を備えるため、移相回路に入力された信号の位相は周波数に応じた量だけシフトして出力される。
【０００９】
請求項３に記載の同調回路内の少なくとも一方の移相回路は、差動増幅器の出力端子に第１の分圧回路を接続し、この第１の分圧回路を介して差動増幅器の出力を入力側に帰還させるため、第３および第４の抵抗の抵抗比を１に設定しても、利得を稼ぐことができる。
【００１０】
請求項４に記載の同調回路内の少なくとも一方の移相回路は、一方端が差動増幅器の反転入力端子に接続され他方端が接地された第３の抵抗を設けるため、第１および第２の抵抗の抵抗比を１以外にしても、同調出力の振幅変動を抑制できる。また、移相回路内に分圧回路を設ける必要もなくなる。
【００１１】
請求項５に記載の同調回路は、縦続接続された２つの移相回路によって形成される閉ループの一部に非反転回路を挿入するため、移相回路を通過することによって損失が生じても非反転回路で利得を稼ぐことができる。
【００１２】
請求項６に記載の同調回路は、縦続接続された２つの移相回路によって形成される閉ループの一部に位相反転回路を挿入するため、移相回路を通過することによって損失が生じても位相反転回路で利得を稼ぐことができる。
【００１３】
請求項７および８に記載の同調回路は、移相回路内の直列回路の時定数を変更すると位相シフト量が変化することに着目し、この時定数を変えることで同調周波数を変更する。
【００１４】
請求項１０に記載の同調回路は、例えば受信機のバーアンテナに含まれる１次および２次コイル以外の構成部品を半導体基板上に一体形成するため、小型化が図れる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の同調増幅器の一実施形態について、図面を参照しながら具体的に説明する。
【００１６】
〔第１の実施形態〕
図１は、同調回路の第１の実施形態の詳細構成を示す回路図である。図１に示す同調回路は、所定の周波数において合計で３６０°の位相シフトを行う２つの移相回路１０Ｌおよび３０Ｃと、移相回路３０Ｃの出力を移相回路１０Ｌの入力側に帰還させる帰還抵抗７０と、帰還抵抗７０を介して帰還させた信号の一部を分岐するために設けられた可変抵抗７４とを含んで構成されている。
【００１７】
図２は、図１に示した前段の移相回路１０Ｌの構成を抜き出して示したものである。同図に示す前段の移相回路１０Ｌは、差動増幅器の一種であるオペアンプ１２と、抵抗１６およびインダクタ１７ＡからなるＬＲ回路と、仮想的な入力端２２とオペアンプ１２の反転入力端子との間に挿入された抵抗１８と、オペアンプ１２の出力端子に接続され分圧回路を構成する抵抗２１および２３と、この分圧回路とオペアンプ１２の反転入力端子との間に挿入された抵抗２０とを含んで構成されている。
【００１８】
このような構成を有する移相回路１０Ｌにおいて、抵抗１８と抵抗２０の抵抗値は同じに設定されている。また、インダクタ１７Ａは受信機のバーアンテナ１７の１次コイルを用いて構成され、この１次コイルには２次コイル１７Ｂが磁気結合されており、この２次コイル１７Ｂの両端から同調回路の出力、すなわち同調信号が取り出される。
【００１９】
図３は移相回路の動作を説明するための図である。放送波等がバーアンテナ１７に到達すると、インダクタ１７Ａの両端には所定の交流電圧が発生する。図３（Ａ）はインダクタ１７Ａの両端に発生した交流電圧を電圧源を用いて表した等価回路である。図３（Ａ）に図示された位置に電圧源が接続されていると、インダクタ１７Ａおよび抵抗１６とアース間に形成される閉ループに電流が流れ、抵抗１６の両端には電圧ＶR1が現れる。
【００２０】
また、図３（Ａ）に示した電圧源は、上述した閉ループに沿って接続位置を変更することができ、例えば図３（Ｂ）では、入力端とアース間に電圧源を接続した例を示している。
【００２１】
このように、バーアンテナ１７に放送波等の電波が到達すると、インダクタ１７Ａと抵抗１６のそれぞれに所定の電圧が発生し、図２に示す仮想的な入力端２２には、それぞれの両端電圧ＶR1、ＶL1を加算した電圧が現れる。別の見方をすれば、移相回路１０Ｌの入力端２２に電圧源から仮想的な入力電圧Ｅi が印加されたことにより、インダクタ１７Ａと抵抗１６のそれぞれの両端に所定の電圧が現れると考えることができる。
【００２２】
また、オペアンプ１２の２入力間には電位差が生じないので、反転入力端子の電位とインダクタ１７Ａおよび抵抗１６の接続点の電位とは等しくなる。したがって、抵抗１８の両端には、インダクタ１７Ａの両端に現れる電圧ＶL1と同じ電圧ＶL1が現れる。
【００２３】
２つの抵抗１８、２０には同じ電流Ｉが流れ、しかも、上述したように抵抗１８と抵抗２０の各抵抗値は等しいので、抵抗２０の両端にも電圧ＶL1が現れる。これら２つの抵抗１８、２０の各両端に現れる電圧ＶL1はベクトル的に同方向を向いており、オペアンプ１２の反転入力端子（電圧ＶR1）を基準にして考えると、抵抗１８の両端電圧ＶL1をベクトル的に加算したものが仮想的な入力電圧Ｅi に、抵抗２０の両端電圧ＶL1をベクトル的に減算したものが抵抗２１と抵抗２３の接続点の電圧（分圧出力）Ｅo ′になる。
【００２４】
また、移相回路１０Ｌの出力端２４からは、上述した抵抗２１と抵抗２３からなる分圧回路を介さずに、オペアンプ１２の出力端子に現れる電圧がそのまま出力電圧Ｅo として取り出される。
【００２５】
図４は、前段の移相回路１０Ｌの入出力電圧とインダクタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル図である。
【００２６】
同図に示すように、電圧Ｅi とＥo ′の大きさと位相の関係は、電圧Ｅi およびＥo ′を斜辺とし、電圧ＶL1の２倍を底辺とする二等辺三角形で表すことができ、分圧出力Ｅo ′の振幅は周波数に関係なく仮想的な入力電圧の振幅と同じであって、移相回路１０Ｌによる位相シフト量は図４に示すφ1 で表されることがわかる。
【００２７】
また、この位相シフト量φ1 は、インダクタ１７Ａの両端に発生する電圧の周波数ωが０から∞まで変化するに従って０°から９０°まで変化する。そして、移相回路１０Ｌ全体のシフト量φ1 はその２倍であり、上述した周波数ωに応じて０°から１８０°まで変化する。
【００２８】
また、移相回路１０Ｌの出力端２４はオペアンプ１２の出力端子に接続されているため、抵抗２１の抵抗値をＲ21、抵抗２３の抵抗値をＲ23とすると、出力電圧Ｅo と上述した分圧出力Ｅo ′との間には、抵抗２０の抵抗値に対してＲ21、Ｒ23が十分小さいときはＥo ＝（１＋Ｒ21／Ｒ23）Ｅo ′の関係がある。したがって、Ｒ21およびＲ23の値を調整することにより１より大きなゲインが得られ、しかも図４に示すように周波数が変化しても出力電圧Ｅo の振幅が一定であり、位相のみを所定量シフトすることができる。
【００２９】
同様に、図５は図１に示した後段の移相回路３０Ｃの構成を抜き出して示したものである。同図に示す後段の移相回路３０Ｃは、差動増幅器の一種であるオペアンプ３２と、入力端４２に入力された信号の位相を所定量シフトさせてオペアンプ３２の非反転入力端子に入力するキャパシタ３４および可変抵抗３６と、入力端４２とオペアンプ３２の反転入力端子との間に挿入された抵抗３８と、オペアンプ３２の出力端子に接続されて分圧回路を構成する抵抗４１および４３と、この分圧回路とオペアンプ３２の反転入力端子との間に挿入された抵抗４０とを含んで構成されている。
【００３０】
このような構成を有する移相回路３０Ｃにおいて、抵抗３８と抵抗４０の抵抗値は同じに設定されている。
【００３１】
図５に示した入力端４２に所定の交流信号が入力されると、オペアンプ３２の非反転入力端子には、可変抵抗３６の両端に現れる電圧ＶR2が印加される。また、オペアンプ３２の２入力間には電位差が生じないので、反転入力端子の電位とキャパシタ３４および可変抵抗３６の接続点の電位とは等しくなる。したがって、抵抗３８の両端には、キャパシタ３４の両端に現れる電圧ＶC1と同じ電圧ＶC1が現れる。
【００３２】
ここで、２つの抵抗３８、４０には同じ電流Ｉが流れ、しかも、上述したように抵抗３８と抵抗４０の各抵抗値が等しいので、抵抗４０の両端にも電圧ＶC1が現れる。これら２つの抵抗３８、４０の各両端に現れる電圧ＶC1はベクトル的に同方向を向いており、オペアンプ３２の反転入力端子（電圧ＶR2）を基準にして考えると、抵抗３８の両端電圧ＶC1をベクトル的に加算したものが入力電圧Ｅi に、抵抗４０の両端電圧C1をベクトル的に減算したものが抵抗４１と抵抗４３の接続点の電圧（分圧出力）Ｅo ′になる。
【００３３】
また、移相回路３０Ｃの出力端４４からは、上述した抵抗４１と抵抗４３からなる分圧回路を介さずに、オペアンプ３２の出力端子に現れる電圧がそのまま出力電圧Ｅo として取り出される。
【００３４】
図６は、後段の移相回路３０Ｌの入出力電圧とキャパシタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル図である。
【００３５】
同図に示すように、電圧Ｅi とＥo ′の大きさと位相の関係は、入力電圧Ｅi および分圧出力Ｅo ′を斜辺とし、電圧ＶC1の２倍を底辺とする二等辺三角形で表すことができ、分圧出力Ｅo ′の振幅は周波数に関係なく入力信号の振幅と同じであって、位相シフト量は図６に示すφ2 で表されることがわかる。また、この位相シフト量φ2 は、周波数ωが０から∞まで変化するに従って９０°から０°まで変化する。そして、移相回路３０Ｃ全体のシフト量φ2 はその２倍であり、周波数に応じて１８０°から０°まで変化する。
【００３６】
また、移相回路３０Ｃの出力端４４はオペアンプ３２の出力端子に接続されているため、抵抗４１の抵抗値をＲ41、抵抗４３の抵抗値をＲ43とすると、出力電圧Ｅo と上述した分圧出力Ｅo ′との間には、抵抗４０の抵抗値に対してＲ41、Ｒ43が十分小さいときはＥo ＝（１＋Ｒ41／Ｒ43）Ｅo ′の関係がある。したがって、Ｒ41およびＲ43の値を調整することにより１より大きなゲインが得られ、しかも図６に示すように周波数が変化しても出力電圧Ｅo の振幅が一定であり、位相のみを所定量シフトすることができる。
【００３７】
このようにして、２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃのそれぞれにおいて位相が所定量シフトされる。しかも、図４および図６に示すように、所定の周波数において２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃの全体により位相シフト量の合計が３６０°となって同調動作が行われ、図１に示す２次コイル１７Ｂからは、バーアンテナ１７に到達した電波の中から同調周波数に一致した成分のみが選択的に抽出されて出力される。
【００３８】
図７は、図１に示した同調回路に対応した等価回路を示す図であり、図３（Ｂ）と同様にバーアンテナ１７で受信した電波により発生される電圧を等価的に電圧源７６に置き換え、しかもその接続位置をずらしたものである。
【００３９】
２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃにおける所定の周波数における位相シフト量の合計が３６０°となり、このとき２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃおよび帰還抵抗７０により形成される帰還ループのループゲインを１以下に設定することにより、上述した所定の周波数成分の信号のみを通過させる同調動作が行われる。
【００４０】
図８は、上述した構成を有する２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃの全体を伝達関数Ｋ1 を有する回路に置き換えたシステム図であり、伝達関数Ｋ1 を有する回路と並列に抵抗Ｒ0 を有する帰還抵抗７０が、直列に抵抗７４（抵抗７４の抵抗値を抵抗７０の抵抗値Ｒ0 のｎ倍とする）が接続されている。
【００４１】
図９は、図８に示すシステムをミラーの定理によって変換したシステム図であり、変換後のシステム全体の伝達関数Ａは、
Ａ＝Ｖo ／Ｖi ＝Ｋ1 ／｛ｎ（１−Ｋ1 ）＋１｝            ・・・(1)
で表すことができる。
【００４２】
ところで、前段の移相回路１０Ｌの伝達関数Ｋ2 は、インダクタ１７Ａと抵抗１６からなるＬＲ回路の時定数をＴ1 （インダクタ１７ＡのインダクタンスをＬ、抵抗１６の抵抗値をＲとするとＴ1 ＝Ｌ／Ｒ）とすると、
Ｋ2 ＝ａ1 （１−Ｔ1 ｓ）／（１＋Ｔ1 ｓ）                ・・・(2)
となる。ここで、ｓ＝ｊωであり、ａ1 は移相回路１０Ｌのゲインであってａ1 ＝（１＋Ｒ21／Ｒ23）＞１である。
【００４３】
また、後段の移相回路３０Ｃの伝達関数Ｋ3 は、キャパシタ３４と可変抵抗３６からなるＣＲ回路の時定数をＴ2 （キャパシタ３４の静電容量をＣ、可変抵抗３６の抵抗値をＲとするとＴ2 ＝ＣＲ）とすると、
Ｋ3 ＝−ａ2 （１−Ｔ2 ｓ）／（１＋Ｔ2 ｓ）              ・・・(3)
となる。ここで、ａ2 は移相回路３０Ｃのゲインであってａ2 ＝（１＋Ｒ41／Ｒ43）＞１である。
【００４４】
式を簡略化するためにａ1 ＝１およびａ2 ＝１とすると、２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃを縦続接続した場合の全体の伝達関数Ｋ1 は、
Ｋ1 ＝−｛１＋（Ｔｓ）2 −２Ｔｓ｝／｛１＋（Ｔｓ）2 ＋２Ｔｓ｝・・・(4)
となる。なお、上述した（４）式においては、計算を簡単なものとするために、各移相回路の時定数Ｔ1 、Ｔ2 をともにＴとした。この（４）式を上述した（１）式に代入すると、
0003766469.tif 000002
となる。
【００４５】
この（５）式によれば、ω＝０（直流の領域）のときにＡ＝−１／（２ｎ＋１）となって、最大減衰量を与えることがわかる。また、ω＝∞のときにもＡ＝−１／（２ｎ＋１）となって、最大減衰量を与えることがわかる。さらに、ω＝１／Ｔの同調点（一般には各移相回路の時定数が異なるので、ω＝１／√（Ｔ1 ・Ｔ2 ）の同調点）においてはＡ＝１であって帰還抵抗７０と入力抵抗７４の抵抗比ｎに無関係であって、図１０に示すように、同調帯域幅（すなわちＱ）と最大減衰量が任意に設定可能なバンドパスフィルタとして動作することがわかる。
【００４６】
次に、本実施形態の同調回路をＡＭ受信機に適用した場合について説明する。図１１に示すＡＭ受信機は、図１に示した同調回路１、ＡＭ検波回路２、低周波増幅回路３およびスピーカ４を含んで構成され、ＡＭ検波回路２には同調回路１内の２次コイル１７Ｂから出力される同調信号が入力される。
【００４７】
図１１に示すＡＭ受信機において、同調回路１に含まれるバーアンテナ１７によりＡＭ波が受信されると、インダクタ１７Ａの両端にはＡＭ波に含まれる各種周波数の交流電圧が発生する。この各種周波数の交流信号の中で、２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃを合わせた位相シフト量の合計が３６０°以外の成分は同調回路１の閉ループを介して帰還されることにより減衰し、その結果位相シフト量の合計が３６０°となる周波数成分のみが選択されて、２次コイル１７Ｂから同調信号として出力される。この同調信号は、ＡＭ検波回路２でＡＭ検波されて音声信号に変換された後、低周波増幅回路３で増幅されてスピーカ４から出力される。
【００４８】
以上に説明したように、第１の実施形態の同調回路１は、前段の移相回路１０Ｌ内のインダクタ１７Ａをバーアンテナ１７の１次コイルにより構成したため、バーアンテナ１７で受信した放送波等の各種の受信信号を直接同調回路１に取り込むことができ、従来不可欠であったバリコンが不要となる。このため、バーアンテナ１７を除く同調回路１全体を半導体基板上に形成することができ、小型化およびコストの低減が図れる。
【００４９】
また、１次コイルと磁気結合された２次コイル１７Ｂから同調信号を取り出すため、直流成分をカットすることができ、次段の回路との接続が容易となる。なお、実際に図１に示す同調回路１を組み立てて出力波形を測定したところ、閉ループの一部から同調信号を直接取り出す場合に比べてノイズを低減することができた。
【００５０】
また、例えば従来のＡＭ受信機のようにＬＣ共振回路によって同調を行う場合には、使用するバリコンの静電容量や可変範囲の制約から、バーアンテナ１７のインダクタンスを十分に大きくする必要があった。これに対し、本実施形態の同調回路１では、インダクタ１７Ａを抵抗１６と組み合わせているため、インダクタ１７Ａのインダクタンスをある程度自由に設定することができる。したがって、バーアンテナ１７のインダクタンスを従来より小さくすることができ、受信機全体を小型化できる。
【００５１】
また、同調回路１の後段の移相回路３０Ｃに含まれる可変抵抗３６の抵抗値を可変することにより、閉ループを一巡したときに移相量の合計が３６０°となる周波数を変えることができる。したがって、同調回路１の同調周波数を任意に変えることができ、必ずしも従来のようにスーパーヘテロダイン方式を用いなくとも受信機を構成することができる。このため、スーパーヘテロダイン方式の受信機では不可欠であった中間周波トランスや局部発振トランス等が不要となり、バーアンテナ１７やスピーカ４等を除く受信機のほとんどを半導体基板上に一体形成することができる。
【００５２】
また、前段の移相回路１０Ｌの入力側に接続された可変抵抗７４の抵抗値を変えることにより同調帯域幅、すなわちバンドパスフィルタのＱを可変することができる。これにより、同調回路１を含む受信機において、混信が生じる場合には可変抵抗７４の抵抗値を調整することにより同調帯域幅を狭くして混信を防ぎ、反対に混信が少ない場合においては可変抵抗７４の抵抗値を調整することにより同調帯域幅を広げて受信信号を忠実に再現するといった制御が可能となる。
【００５３】
なお、図１１では、図１に示した同調回路をＡＭ受信機に適用した例を説明したが、ＦＭ受信機に適用することも可能である。その場合には、図１１に示すＡＭ検波回路をＦＭ検波回路に置き換えればよい。
【００５４】
〔第２の実施形態〕
図１２は同調回路の第２の実施形態の構成を示す回路図であり、図１に示した同調回路１の前段および後段の移相回路１０Ｌ、３０Ｃをそれぞれ移相回路３０Ｌ、１０Ｃに置き換えた構成を有している。
【００５５】
図１２に示した同調回路１Ａの前段の移相回路３０Ｌは、図５に示した移相回路３０Ｃ内のキャパシタ３４と可変抵抗３６からなるＣＲ回路を、抵抗３５とインダクタ３７ＡからなるＬＲ回路に置き換えたものである。このインダクタ３７Ａはバーアンテナ３７の１次コイルを用いて構成され、この１次コイルには２次コイル３７Ｂが磁気結合されている。なお、移相回路３０Ｌの仮想的な入力電圧と出力電圧の関係は移相回路３０Ｃの入出力電圧間の関係と同じである。
【００５６】
同様に、図１２に示した後段の移相回路１０Ｃは、図２に示した移相回路１０Ｌ内のインダクタ１７Ａと抵抗１６からなるＬＲ回路を、可変抵抗１５とキャパシタ１４からなるＣＲ回路に置き換えたものである。この移相回路１０Ｃの入出力電圧の関係は移相回路１０Ｌの仮想的な入力電圧と出力電圧の関係と同じである。
【００５７】
このように、同調回路１Ａ内の移相回路３０Ｌ、１０Ｃは、図１に示した同調回路１内の２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃと等価であり、前段の移相回路３０Ｌ内にバーアンテナ３７の１次コイルにより構成したインダクタ３７Ａを含み、１次コイルと磁気結合された２次コイル３７Ｂから同調信号を取り出すことも同じであるから、図１に示した同調回路１と同様の効果が得られる。
【００５８】
〔第３の実施形態〕
図１３は同調回路の第３の実施形態の構成を示す回路図である。同図に示す同調回路１Ｂに含まれる前段の移相回路１１０Ｌは、内部に分圧回路を含んでいない代わりに、抵抗１８′の抵抗値よりも抵抗２０′の抵抗値を大きく設定することにより、移相回路１１０Ｌの利得を１より大きくしており、伝達関数および位相シフト量は移相回路１０Ｌと基本的に同じである。
【００５９】
同様に、後段の移相回路１３０Ｃは、内部に分圧回路を含んでいない代わりに、抵抗３８′の抵抗値よりも抵抗４０′の抵抗値を大きく設定することにより、移相回路１３０Ｃの利得を１より大きくしており、伝達関数および位相シフト量は移相回路３０Ｃと基本的に同じである。
【００６０】
抵抗１９および抵抗３９は、移相回路１１０Ｌおよび１３０Ｃの利得の変動を抑えるために設けられており、抵抗１９および３９の抵抗値Ｒは、（６）式に従って設定するのが望ましい。ただし、（６）式では、抵抗１８′あるいは抵抗３８′の抵抗値をｒ、抵抗２０′あるいは抵抗４０′の抵抗値をｍｒとしている。
【００６１】
Ｒ＝ｍｒ／（ｍ−１）                                    ・・・(6)
なお、図１３に示した同調回路１Ｂは、２つの移相回路１１０Ｌ、１３０Ｃのそれぞれに抵抗１９あるいは３９を接続することにより、同調周波数を可変したときの振幅変動を防止したが、上述した抵抗１９、３９を取り除いて同調回路を構成することもできる。あるいは、抵抗１９あるいは３９の一方のみを取り除いて同調回路を構成してもよい。
【００６２】
〔第４の実施形態〕
図１４は同調回路の第４の実施形態の構成を示す回路図である。同図に示す同調回路１Ｃの前段の移相回路１３０Ｌは、図１３に示した後段の移相回路１３０Ｃ内のキャパシタ３４および可変抵抗３６を、抵抗３５およびインダクタ３７Ａに置き換えた構成を有する。インダクタ３７Ａは、図１２と同様にバーアンテナ３７の１次コイルにより構成されている。
【００６３】
また、図１４に示す後段の移相回路１１０Ｃは、図１３に示した前段の移相回路１１０Ｌ内のインダクタ１７Ａおよび抵抗１６を、可変抵抗１５およびキャパシタ１４に置き換えた構成を有する。
【００６４】
〔第５の実施形態〕
図１に示した同調回路１では、２つの移相回路１０Ｌと３０Ｃを合わせた位相シフト量を３６０°としているが、縦続接続された移相回路１０Ｌと３０Ｃに、位相をシフトさせない非反転回路を接続して同調回路を構成してもよい。
【００６５】
図１５は、２つの移相回路の前段に非反転回路１５０を接続した同調回路１Ｄの構成を示す回路図である。同図に示す同調回路１Ｄ内部の移相回路２１０Ｌ、２３０Ｃは、オペアンプ１２あるいは３２の出力端子に分圧回路が接続されていない点を除いて図１に示した各移相回路１０Ｌ、３０Ｃと同じ構成を有しており、伝達関数および位相シフト量も移相回路１０Ｌ、３０Ｃと同じである。ただし、（２）式においてａ1 ＝１、（３）式においてａ2 ＝１となる。また、非反転回路１５０は、２つの抵抗５４、５６の抵抗比によって定まる所定の利得を有する。
【００６６】
２つの移相回路２１０Ｌ、２３０Ｃは利得がともに１となる。したがって、図１５に示す同調回路１Ｄでは、各移相回路で利得を稼ぐ代わりに、上述した非反転回路１５０の利得を１より大きな値に設定することにより、閉ループで生じる損失を補って、所定の同調動作を行わせている。
【００６７】
〔第６の実施形態〕
図１６は同調回路の第６の実施形態を示す回路図である。同図に示す同調回路１Ｅは、図１５に示した後段の移相回路２３０Ｃの代わりに移相回路２１０Ｃを接続し、非反転回路１５０の代わりに位相反転回路１８０を接続したものである。移相回路２１０Ｃは、図１５に示した移相回路２１０Ｌ内のインダクタ１７Ａおよび抵抗１６を可変抵抗１５およびキャパシタ１４に置き換えたものである。また、位相反転回路１８０は、２つの抵抗８４、８６の抵抗比によって定まる所定の増幅度を有しており、抵抗８４の抵抗値より抵抗８６の抵抗値を大きくすることにより１より大きな利得が得られる。
【００６８】
所定の周波数において、２つの移相回路２１０Ｌ、２１０Ｃによって位相が１８０°シフトされ、しかも位相反転回路１８０によって位相が反転されるため、全体として、位相が一巡して位相シフト量が３６０°となって所定の同調動作が行われる。
【００６９】
〔第７の実施形態〕
図１６に示した同調回路１Ｅは、２つの移相回路２１０Ｌ、２１０Ｃを縦続接続する例を示したが、図１７に示すように２つの移相回路２３０Ｌ、２３０Ｃを縦続接続した場合も同調動作を行わせることができる。図１７に示す同調回路１Ｆの前段の移相回路２３０Ｌは、図１５に示した移相回路２３０Ｃ内のキャパシタ３４および可変抵抗３６をインダクタ３７Ａおよび抵抗３５に置き換えたものである。
【００７０】
〔その他の実施形態〕
本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。
【００７１】
例えば、上述した各種の同調回路においては、バーアンテナ１７の１次コイルにより構成されたインダクタを前段の移相回路内に設けているが、前段と後段の移相回路の配置を入れ換えて、後段の移相回路内にインダクタを設けてもよい。
【００７２】
また、上述した各種の同調回路においては、ＬＲ回路を内部に含む移相回路とＣＲ回路を内部に含む移相回路を縦続接続する例を説明したが、ＬＲ回路を内部に含む２つの移相回路を縦続接続してもよい。
【００７３】
また、上述した各種の同調回路においては、一方の移相回路のみに可変抵抗を設けているが、両方の移相回路内に可変抵抗を設けてもよく、例えば図１に示した抵抗１６を可変抵抗に置き換えてもよい。両方の移相回路内に可変抵抗を設けると、２つの移相回路による位相シフト量の合計を大きくできるため、同調回路全体の同調周波数の可変範囲を広げることができる。
【００７４】
また、上述した各種の同調回路において、後段の移相回路の出力側に分圧回路を接続し、この分圧回路の分圧出力を前段の移相回路の入力側に帰還させてもよい。
【００７５】
また、上述した実施形態においては、オペアンプを用いた移相回路１１０Ｃ等によって同調回路１〜１Ｅを構成することにより高い安定度を実現することができるが、本実施形態の移相回路１１０Ｃ等のような使い方をする場合にはオフセット電圧や電圧利得はそれほど高性能なものが要求されないため所定の増幅度を有する差動増幅器を各移相回路内のオペアンプの代わりに使用するようにしてもよい。
【００７６】
図１８は、オペアンプの構成の中で移相回路の動作に必要な部分を抽出した回路図であり、全体が所定の増幅度を有する差動増幅器として動作する。同図に示す差動増幅器は、ＦＥＴにより構成された差動入力段１００と、この差動入力段１００に定電流を与える定電流回路１０２と、定電流回路１０２に所定のバイアス電圧を与えるバイアス回路１０４と、差動入力段１００に接続された出力アンプ１０６とによって構成されている。同図に示すように、実際のオペアンプに含まれている電圧利得を稼ぐための多段増幅回路を省略して、差動増幅器の構成を簡略化し、広帯域化を図ることができる。このように、回路の簡略化を行うことにより、動作周波数の上限を高くすることができるため、その分この差動増幅器を用いて構成した同調回路１等の同調周波数の上限を高くすることができる。
【００７７】
なお、上述した各種の同調回路内の可変抵抗（例えば図１の可変抵抗３６）は、例えばＦＥＴによって構成できる。この場合、１個のＦＥＴによって可変抵抗を構成してもよいが、ｐチャネルのＦＥＴとｎチャネルのＦＥＴとを並列接続して１つの可変抵抗を構成してもよい。このように、２つのＦＥＴを組み合わせて可変抵抗を構成することにより、ＦＥＴの非線形領域の改善を行うことができるため、同調出力の歪みを少なくすることができる。
【００７８】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によれば、バンドパスフィルタとして動作する同調回路内のインダクタをバーアンテナ等の１次コイルを用いて構成しているため、放送波等の各種の受信信号を直接同調回路に取り込むことができ、従来は不可欠であったバリコンが不要となる。このため、インダクタを除く同調回路全体を半導体基板上に形成することができ、集積化に適した同調回路が得られる。
【００７９】
また、少なくとも一方の移相回路に含まれる可変抵抗の抵抗値を可変することにより、同調回路の閉ループを一巡したときの位相シフト量の合計が３６０°となる周波数を変えることができるため、同調周波数を任意に変更でき、必ずしも従来のようにスーパーヘテロダイン方式を用いなくても受信機を構成することができる。このため、スーパーヘテロダイン方式の受信機では不可欠であった中間周波トランスや局部発振回路が不要となり、同調機構全体、さらには受信機のほとんどを半導体基板上に一体形成することができる。
【００８０】
また、前段の移相回路の入力側に接続された抵抗あるいは帰還抵抗の少なくとも一方の抵抗値を変えることにより、同調帯域幅すなわちバンドパスフィルタのＱを可変することができるため、例えば本発明の同調回路を用いた受信機において、混信が生じる場合には同調帯域幅を狭くして混信を防ぎ、反対に混信が少ない場合には同調帯域幅を広げて受信信号を忠実に再現するといったことが可能であり、混信状態に応じて最適な受信機を設計できる。
【００８１】
また、バーアンテナ等の２次コイルから同調信号を出力しているため、同調信号に含まれる直流成分を除去することができ、次段の回路との接続が容易になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】同調回路の第１の実施形態の詳細構成を示す回路図である。
【図２】図１に示した前段の移相回路の構成を抜き出して示した回路図である。
【図３】移相回路の動作を説明するための図である。
【図４】前段の移相回路の入出力電圧とインダクタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル図である。
【図５】図１に示した後段の移相回路の構成を抜き出して示した回路図である。
【図６】後段の移相回路の入出力電圧とキャパシタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル図である。
【図７】図１に示した同調回路に対応した等価回路を示す図である。
【図８】２つの移相回路の全体を伝津関数Ｋ1 を有する回路に置き換えたシステム図である。
【図９】図８に示すシステムをミラーの定理によって変換したシステム図である。
【図１０】図１に示した同調回路の同調特性を示す図である。
【図１１】ＡＭ受信機の構成を示すブロック図である。
【図１２】同調回路の第２の実施形態の構成を示す回路図である。
【図１３】同調回路の第３の実施形態の構成を示す回路図である。
【図１４】同調回路の第４の実施形態の構成を示す回路図である。
【図１５】２つの移相回路の前段に非反転回路を接続した同調回路の構成を示す回路図である。
【図１６】同調回路の第６の実施形態を示す回路図である。
【図１７】同調回路の第７の実施形態を示す回路図である。
【図１８】オペアンプの構成の中で移相回路の動作に必要な部分を抽出した回路図である。
【符号の説明】
１  同調回路
１０Ｌ、３０Ｃ  移相回路
１２、３２  オペアンプ
１７  バーアンテナ１７
１７Ａ  １次コイル
１７Ｂ  ２次コイル
７０  帰還抵抗
７４  可変抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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