(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を生成するためのＤＣ電源部と、前記直流電圧でモータを制御するアンプ部とを備えたモータドライバにおいて、
前記ＤＣ電源部と前記アンプ部との間に、前記モータの端子電圧に連動した直流電圧を前記アンプ部に供給するための可変電圧電源部を設けたことを特徴とするモータドライバ。
【請求項２】
請求項１記載のモータドライバにおいて、
前記可変電圧電源部は、前記モータの端子電圧と前記アンプ部の入力電圧の差を一定に保つように電圧制御を行うことを特徴とするモータドライバ。
【請求項３】
請求項２記載のモータドライバにおいて、
前記アンプ部は、複数の第１の素子による増幅回路と、前記モータの駆動電流を検出するための電流センサからの電流検出信号と前記モータの位置あるいは速度センサからの位置あるいは速度検出信号と速度指令値または電流指令値とを受けて演算を行い、該演算結果に基づいて前記増幅回路を制御するための制御演算部とを含み、
前記可変電圧電源部は、前記モータの端子電圧を、前記制御演算部からの前記速度指令値または速度検出信号と前記電流指令値または電流検出信号を用いて演算することで得るための電圧演算部を含むことを特徴とするモータドライバ。
【請求項４】
請求項３記載のモータドライバにおいて、
前記可変電圧電源部は、前記ＤＣ電源部からの電圧ラインに挿入接続された第２の素子と、前記電圧演算部で得られた前記モータの端子電圧に基づいて前記第２の素子の制御を行うための制御回路とを含むことを特徴とするモータドライバ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はモータドライバに関し、特にサーボモータに適したモータドライバに関する。
【０００２】
【従来の技術】
モータドライバは通常、図４に示すように、ＤＣ電源部４１とアンプ部４２を含んでいる。ＤＣ電源部４１は、図５に示すようなダイオードブリッジによる整流器４１−１と平滑用コンデンサ４１−２から成るものがある。あるいはまた、図６に示すように、図５の平滑用コンデンサ４１−２の後段に定電圧を得るための安定化電源装置４１−３を追加したものが使われている。
【０００３】
安定化電源装置４１−３は、直流電圧の正側の出力ラインに挿入接続されたトランジスタＴｒ４１、正負の出力ライン間に直列接続された抵抗Ｒ４１、Ｒ４２による分圧回路、基準電圧源Ｖ４１、比較アンプＡ４１とを有する。比較アンプＡ４１の一方の入力は抵抗Ｒ４１とＲ４２の接続点に接続され、他方の入力は基準電圧源Ｖ４１の正側に接続されている。
【０００４】
安定化電源装置４１−３を付加したＤＣ電源部４１の場合、アンプ部４２（図３）に供給される定電圧はモータＭの最大速度あるいは最大負荷時に必要とされる最大電圧となる。
【０００５】
一方、安定化電源装置を付加しない場合は、ＤＣ電源部４１への入力電圧Ｖｃの変動や、アンプ部４２で消費される電流の変化による整流後電圧ＶDCの変動を考慮した高めの電圧に設定する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、これらの場合次の問題がある。
【０００７】
１．アンプ部４２がリニア方式アンプを含む場合、モータＭの最大速度あるいは最大負荷時以外、特に低速あるいは低負荷での駆動時には整流後電圧ＶDCとモータＭの端子電圧ＶM との差が必要以上に大きくなり、アンプ部４２の電力損失が大きくなる。例えば、モータ停止時の押し当て動作時に特に大きな電力損失が生じる。これは、アンプ部４２の電力損失は以下の式で表されるからである。但し、ＩM はモータＭの駆動電流である。
【０００８】
アンプ部損失Ｗ＝（ＶDC−ＶM ）×ＩM 
２．アンプ部４２がＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式のアンプを含む場合では、アンプ部４２の入力電圧、つまり整流後電圧ＶDCと、出力電圧、つまりモータＭの端子電圧ＶM との差がアンプゲインの係数になる。このため、整流後電圧ＶDCと端子電圧ＶM との電圧差が最大でも安定動作するようにゲインを下げる必要があり、常に最適なゲインで動作させることができない。
【０００９】
更に、安定化電源装置を付加しないＤＣ電源部の場合は、以下の問題がある。
【００１０】
Ａ．モータの端子電圧と電源電圧の関係が変化し、モータ制御の精度が低下する。
【００１１】
Ｂ．ドライバの電力損失が増えるため発熱が大きくなり、放熱手段を備えるために装置が大型化する。
【００１２】
そこで、本発明の課題は、アンプ部での電力損失が小さく、常に最適なアンプゲインで動作させることができるモータドライバを提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明は、直流電圧を生成するためのＤＣ電源部と、前記直流電圧でモータを制御するアンプ部とを備えたモータドライバにおいて、前記ＤＣ電源部と前記アンプ部との間に、前記モータの端子電圧に連動した直流電圧を前記アンプ部に供給するための可変電圧電源部を設けたことを特徴とする。
【００１４】
本モータドライバにおいては、前記可変電圧電源部は、前記モータの端子電圧と前記アンプ部の入力電圧の差を一定に保つように電圧制御を行う。
【００１５】
本モータドライバにおいてはまた、前記アンプ部は、複数の第１の素子による増幅回路と、前記モータの駆動電流を検出するための電流センサからの電流検出信号と前記モータの位置あるいは速度センサからの位置あるいは速度検出信号と速度指令値または電流指令値とを受けて演算を行い、該演算結果に基づいて前記増幅回路を制御するための制御演算部とを含み、前記可変電圧電源部は、前記モータの端子電圧を、前記制御演算部からの前記速度指令値または速度検出信号と前記電流指令値または電流検出信号を用いて演算することで得るための電圧演算部を含む。
【００１６】
本モータドライバにおいては更に、前記可変電圧電源部は、前記ＤＣ電源部からの電圧ラインに挿入接続された第２の素子と、前記電圧演算部で得られた前記モータの端子電圧に基づいて前記第２の素子の制御を行うための制御回路とを含む。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１〜図３を参照して、本発明の実施の形態について説明する。図１において、本発明によるモータドライバは、ダイオードブリッジによる整流器１１−１と平滑用コンデンサ１１−２を備えて直流電圧を生成するためのＤＣ電源部１１と、直流電圧でサーボモータＭを制御するためのアンプ部１２、ＤＣ電源部１１とアンプ部１２との間に設けられて、サーボモータＭの端子電圧に連動した直流電圧をアンプ部１２に供給するための可変電圧電源部１３とから成る。
【００１８】
特に、本形態によるモータドライバは、可変電圧電源部１３が、サーボモータＭの端子電圧とアンプ部１２の入力電圧の差を一定に保つように電圧制御を行う。言い換えれば、アンプ部１２の出力電圧に合わせてアンプ部１２の入力電圧を可変制御するようにしている。
【００１９】
アンプ部１２は増幅回路１２−１を含む。増幅回路には例えばＰＷＭ方式のＰＷＭ回路が使用されるが、これに限られるものではなく、例えばリニア方式でも良い。ＰＷＭ方式の場合、アンプ部１２は更に、複数の第１のスイッチング素子によるスイッチング回路１２−２と、サーボモータＭの駆動電流を検出するための電流センサ１４からの電流検出信号とサーボモータＭの位置あるいは速度センサ１５からの位置あるいは速度検出信号と速度指令値あるいは電流指令値とを受けて演算を行い、この演算結果に基づいて増幅回路１２−１を制御することによりスイッチング回路１２−２を制御するサーボ制御演算部１２−３とを備える。
【００２０】
一方、可変電圧電源部１３は、上記の電圧制御を実現するために、サーボモータＭの端子電圧を、サーボ制御演算部１２−３からの速度指令値または速度検出信号と電流指令値または電流検出信号を用いて演算することで得るためのモータ端子電圧演算部１３−１を含む。可変電圧電源部１３は更に、ＤＣ電源部１１からの電圧ラインに挿入接続された第２のスイッチング素子Ｔｒ１３と、モータ端子電圧演算部１３−１で得られたサーボモータＭの端子電圧に基づいて第２のスイッチング素子Ｔｒ１３のスイッチング制御を行うための制御回路とを含む。
【００２１】
制御回路は、第２のスイッチング素子Ｔｒ１３の出力側の正負の電圧ラインに接続された抵抗Ｒ１３、Ｒ１４による分圧回路と、比較アンプ１３−２と、増幅回路１３−３とを含む。この増幅回路にも前に述べたＰＷＭ方式のＰＷＭ回路を使用することができる。比較アンプ１３−２は、モータ端子電圧演算部１３−１で得られたサーボモータＭの端子電圧に加算器１３−４により一定の値を加算した電圧を基準入力として受け、抵抗Ｒ１３とＲ１４との接続点の電圧を比較入力として受ける。そして、この比較結果に基づいて増幅回路１３−３を制御することで第２のスイッチング素子Ｔｒ１３をオン、オフ制御する。その結果、サーボモータＭの端子電圧に応じてこの端子電圧とアンプ部１２の入力電圧の差が一定になるようにアンプ部１２への入力電圧が制御される。
【００２２】
以上の構成による本発明のモータドライバは以下の特徴点を持つ。
【００２３】
１．サーボモータＭの速度とサーボモータＭの駆動電流ＩM で決まる最適な電圧をアンプ部１２に与えるための可変電圧電源部１３を有している。
【００２４】
２．アンプ部１２の入力電圧ＶDCはサーボモータＭの端子電圧に一定の電圧を加算した値としている。
【００２５】
３．サーボモータＭの端子電圧は次のいずれかの方法で決定している。
▲１▼サーボモータＭに対する「位置あるいは速度指令値又は位置あるいは速度検出信号」と「電流指令値又は電流検出信号」より計算する。
▲２▼モータ端子電圧を測定する。
【００２６】
４．可変電圧電源部１３にスイッチング方式の電圧制御を採用している。
【００２７】
ここで、サーボモータＭの制御の模式図は図２のように表される。アンプ部１２は等価的に「制御部」として表され、サーボモータＭの端子電圧ＶM は下式で表される。
【００２８】
ＶM ＝ＩM ×Ｒ＋（ｄ／ｄｔ）・ＩM ×Ｌ＋Ｎ×ＫE 
但し、ＩM はサーボモータ駆動電流、Ｒは電機子抵抗、Ｌは電機子インダクタンス、Ｎは回転速度、ＫE は誘起電圧定数である。このような演算がモータ端子電圧演算部１３−１で行われると考えてよい。
【００２９】
以上の性質より「電圧制御なし」、「定電圧制御」（図５あるいは図６によるＤＣ電源部による）、「電圧可変制御」（本発明による）の各電源方式でサーボモータ動作時の速度、トルク（サーボモータ駆動電流）、電圧、アンプ損失を表したのが図３の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）である。
【００３０】
アナログ方式アンプ部での制御部損失の大小関係は、図３（ｄ）に示すように、「制御なし＞定電圧制御＞電圧可変制御」となる。これは、以下の理由による。
【００３１】
一般に、ＰＷＭ方式アンプ部では、ゲインが「ＶDC−ＶM 」に比例する。モータ制御のゲインは高ければ高いほど「よい位置決め精度」、「よい追従特性」、「動作時間の短縮」になるが、高過ぎると発振などを起こし不安定になる。どのような状態でも安定な動作を得ようとすると、「ＶDC−ＶM 」が最大の時でも安定動作をするような設定が必要となる。これに対し、本発明による電圧可変制御方式では「ＶDC−ＶM 」が一定であるので、図３（ｅ）に示すようにゲインも一定であり、アンプ損失がもっとも低い良い特性を示す。
【００３２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明ではアンプ部へ入力される電源電圧を可変制御することによりモータの位置・速度制御精度を向上させることができ、また電源電圧を可変とすることでモータドライバ全体での電力損失をリニア方式アンプの場合でもＰＷＭ方式のモータドライバ並に減少させ、電力損失による発熱を放熱する放熱部を簡略化することによるモータドライバの小型化のほか、省エネルギー化を実現できる。更には、常に最適なアンプゲインでの動作が実現される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるモータドライバの実施の形態を示したブロック図である。
【図２】図１に示されたサーボモータの制御の模式図である。
【図３】モータドライバにおける「電圧制御なし」、「定電圧制御」、「電圧可変制御」の各電源方式によるサーボモータ動作時の速度、トルク（サーボモータ駆動電流）、電圧、アンプ損失、アンプゲインを表した特性図である。
【図４】一般的なモータドライバの概略構成を示した図である。
【図５】図４に示されたＤＣ電源部の一例を示した図である。
【図６】図４に示されたＤＣ電源部の他の例を示した図である。
【符号の説明】
１１、４１    ＤＣ電源部
１２、４２    アンプ部
１２−１、１３−３    増幅回路
１３    可変電圧電源部
１３−２    比較アンプ
１４    電流センサ
１５    位置あるいは速度センサ
【図１】
0003860466.tif 000002
【図２】
0003860466.tif 000003
【図３】
0003860466.tif 000004
【図４】
0003860466.tif 000005
【図５】
0003860466.tif 000006
【図６】
0003860466.tif 000007