(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力として用いられる出力ＰＭＯＳ−ＦＥＴとグランドとの間に接続された２つの抵抗の中間電圧を基準電圧と比較する比較増幅部を有し、入力電源または出力をその電源とするアンプ回路からなり、前記出力ＰＭＯＳ−ＦＥＴを制御することにより所望の出力電圧を得るシリーズレギュレータ電源回路において、
前記アンプ回路の出力段を、フィルタを備えた定電流源と増幅用トランジスタとから構成し、前記フィルタを備えた定電流源により入力電源に含まれる高周波リップル成分をアンプ回路の出力に通過させることを特徴とするシリーズレギュレータ電源回路。
【請求項２】
前記定電流源の一方を前記電源に接続し、グランドに接続された前記増幅用トランジスタの定電流負荷として用いることを特徴とする請求項１に記載のシリーズレギュレータ電源回路。
【請求項３】
前記定電流源を、ドレインに基準電流源が接続される第１のＰＭＯＳ−ＦＥＴと、この第１ＰＭＯＳ−ＦＥＴのドレインとゲートとの接続点に接続されるローパスフィルタと、このローパスフィルタの出力に接続される第２のＰＭＯＳ−ＦＥＴとから構成し、前記第１，第２の各ＰＭＯＳ−ＦＥＴのソースを電源にそれぞれ接続したことを特徴とする請求項２に記載のシリーズレギュレータ電源回路。
【請求項４】
前記ローパスフィルタを抵抗とコンデンサとから構成することを特徴とする請求項３に記載のシリーズレギュレータ電源回路。
【請求項５】
前記ローパスフィルタを構成する抵抗をＭＯＳ−ＦＥＴのＭＯＳ抵抗を含むアクティブ抵抗とすることを特徴とする請求項４に記載のシリーズレギュレータ電源回路。
【請求項６】
前記定電流源と並列に、基準電流源に比例した電流を流す定電流バイアス回路を接続し、その電流の総和を前記増幅用トランジスタのバイアス電流とすることを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載のシリーズレギュレータ電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、シリーズレギュレータ電源回路、特に小型化，低電圧化された電子機器および半導体集積回路に電源を供給するシリーズレギュレータ電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の回路として、出願人は図８に示すもの（特願平１１−０９２６７７号：以下提案済み回路ともいう）を提案している。１はアンプ回路、２は基準電圧回路、４は出力コンデンサを示す。
これは、出力電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧し、その電圧と基準電圧とをＭ１〜Ｍ１５のＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：Ｍ３，Ｍ４，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１０はＮ−ｃｈａｎｎｅｌ、それ以外はＰ−ｃｈａｎｎｅｌ）から構成される演算増幅器で比較し、出力トランジスタ（ＰＭＯＳ−ＦＥＴ）Ｍ０を制御することにより所望の出力電圧を得るものである。この演算増幅器のＭ１〜Ｍ８のＭＯＳ−ＦＥＴにより差動段が、Ｍ９〜Ｍ１２のＭＯＳ−ＦＥＴにより増幅段が、そしてＭ１３〜Ｍ１５のＭＯＳ−ＦＥＴによりバッファ出力段がそれぞれ構成されている。
【０００３】
上記差動段は、Ｍ５〜Ｍ８の高出力抵抗のカレントミラー回路により、入力電源ＶＩＮに含まれるリップルの影響を受けないため、差動段出力には電源からの直接的なリップル成分は発生しない。また、次段の増幅段は、カスコード増幅器とすることで、Ｍ９，Ｍ１０の増幅部の出力抵抗よりも定電流負荷であるＭ１１の出力抵抗の方が小さくなり、入力電源のリップル成分を増幅段の出力に畳み込むことができる。最後のバッファ出力段をソースフォロワ回路とすることにより、アンプ回路１の最大出力電圧を、入力電圧からＭ０のスレッショルド電圧である０．３Ｖ差し引いた値以上にすることを可能とし、増幅段からのリップル成分をゲイン１でそのまま出力して出力抵抗を低くするようにしている。
【０００４】
バッファ出力段の出力抵抗、すなわち演算増幅器の出力抵抗を低くするのは、出力トランジスタＭ０のゲート容量で生じるポール（極点）の影響を小さくして、閉ループの安定性を確保するためである。演算増幅器の出力に電源のリップル成分を出力させることにより、出力トランジスタＭ０において、電源であるソースのリップル成分とゲートのリップル成分が同じとなり、ゲート・ソース間電圧はリップルの影響を受けなくなり常に一定となる。これにより、出力負荷電流にはリップル成分が発生せず、その結果、レギュレータ出力にもリップルは生じず、リップル除去率を上げることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
図８の提案済み回路では、電源に含まれる低い周波数のリップル成分を演算増幅器から同位相または逆位相で出力させ、出力トランジスタＭ０のゲート・ソース間電圧はそのリップルの影響を受けず略一定に保たれ、リップルのない一定の出力負荷電流が流れるため、シリーズレギュレータ出力にリップル成分が出ず、リップル除去率が向上する。
ところで、演算増幅器の出力の交流成分ｖ0 は、次の（１）式のように表わされる。なお、ω1 は増幅段の出力抵抗と内部の容量による角周波数、ｖrip は電源のリップル成分である。
ｖ0 ＝ｖrip ／｛１＋ｊ（ω／ω1 ）｝                        …（１）
【０００６】
上記（１）式からも分かるように、高い周波数のリップル成分は演算増幅器を構成しているＭＯＳ−ＦＥＴの内部抵抗や補償用のコンデンサや寄生コンデンサで生じるフィルタ成分で減衰してしまい、リップル成分が演算増幅器から出力されないため、出力トランジスタＭ０のゲート・ソース間電圧はリップルの変動と追従し、その変動した電圧に比例した出力負荷電流が流れるため、最終的にはシリーズレギュレータの出力に電源のリップル成分が出ることになり、リップル除去率が悪化することになる。つまり、出力トランジスタＭ０のゲート・ソース間電圧の交流成分ｖgs0 は、次の（２）式のように表わされる。
0003750787.tif 000002
このようなことは、演算増幅器などの通常のアンプ回路を用いても、リップルの大きさ（振幅）の違いはあるが周波数特性としては同様な現象が生じるという問題を有することになる。
したがって、この発明の課題は、高い周波数域におけるリップル除去率を悪化させないようにすることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題の解決を図るため、請求項１の発明では、出力として用いられる出力ＰＭＯＳ−ＦＥＴとグランドとの間に接続された２つの抵抗の中間電圧を基準電圧と比較する比較増幅部を有し、入力電源または出力をその電源とするアンプ回路からなり、前記出力ＰＭＯＳ−ＦＥＴを制御することにより所望の出力電圧を得るシリーズレギュレータ電源回路において、
前記アンプ回路の出力段を、フィルタを備えた定電流源と増幅用トランジスタとから構成し、前記フィルタを備えた定電流源により入力電源に含まれる高周波リップル成分をアンプ回路の出力に通過させることを特徴とする。この請求項１の発明においては、前記定電流源の一方を前記電源に接続し、グランドに接続された前記増幅用トランジスタの定電流負荷として用いることができる（請求項２の発明）。
【０００８】
上記請求項２の発明においては、前記定電流源を、ドレインに基準電流源が接続される第１のＰＭＯＳ−ＦＥＴと、この第１ＰＭＯＳ−ＦＥＴのドレインとゲートとの接続点に接続されるローパスフィルタと、このローパスフィルタの出力に接続される第２のＰＭＯＳ−ＦＥＴとから構成し、前記第１，第２の各ＰＭＯＳ−ＦＥＴのソースを電源にそれぞれ接続することができ（請求項３の発明）、この請求項３の発明においては、前記ローパスフィルタを抵抗とコンデンサとから構成することができ（請求項４の発明）、この請求項４の発明においては、前記ローパスフィルタを構成する抵抗をＭＯＳ−ＦＥＴのＭＯＳ抵抗を含むアクティブ抵抗とすることができる（請求項５の発明）。
さらに、上記請求項１〜５のいずれかの発明においては、前記定電流源と並列に、基準電流源に比例した電流を流す定電流バイアス回路を接続し、その電流の総和を前記増幅用トランジスタのバイアス電流とすることができる（請求項６の発明）。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態としての基本的な回路構成を示す。１はアンプ回路（演算増幅器）、２は基準電圧回路、３はフィルタ付き定電流源を持つ出力段、４は出力コンデンサ、５は入力電源ＶＩＮまたはシリーズレギュレータ出力ＶＯＵＴが入力されるアンプ回路電源端子である。
前述のように、演算増幅器などの一般のアンプ回路では、電源のリップル成分ｖrip とアンプ回路の出力におけるリップル成分ｖ0 との関係は、上記（１）式のようになる。したがって、角周波数ω1 より低い周波数では一定のリップル成分がアンプ回路より出力されるが、ω1 より高い周波数ではリップル成分が減衰して出力される。この様子を図２に示す。
【００１０】
ところで、図１では出力段の定電流源に、電源の高い周波数を通過させるためのフィルタ付きのバイアス回路３を用いることにより、高い周波数の電源リップルをアンプ回路の出力に畳み込むようにしている。このバイアス回路３を付加することにより、次の（３），（４）式で示すような電流成分ｉo1，ｉo2が発生する。電流ｉo1は出力段３のリップル電圧ｖrip に対する電流成分であり、電流ｉo2はリップル電圧ｖrip に対するバイアス回路の電流成分である。また、バイアス回路のフィルタ特性である−３ｄＢ角周波数を、ω2 とする。
ｉo1∝ｖrip ／｛１＋ｊ（ω／ω1 ）｝                        …（３）
ｉo2∝ｖrip ・ｊ（ω／ω2 ）／｛１＋ｊ（ω／ω2 ）｝        …（４）
【００１１】
電流ｉo1，ｉo2を合成したときに、周波数の依存性を持たないように、角周波数ω2 や出力段内部のトランジスタのパラメータを決定する。この段の定電流源で生じるリップル電圧は図２の一点破線１２となり、これと点線１１とを合成した実線１３が出力段のリップル出力、すなわち、アンプ回路のリップル出力となる。なお、点線１１は従来のアンプ回路のリップル出力周波数特性を示す。
以上より、出力ＰＭＯＳトランジスタＭ０のゲート・ソース間電圧の交流成分ｖgsは、出力段のリップル成分をｖ0 とすると、
ｖgs＝−（ｖrip −Ｋ・ｖ0 ）＝０                            …（５）
となり、電源リップルの影響を受けない。なお、Ｋは一定の定数である。
【００１２】
図３はこの発明の第２の実施の形態を示す回路図である。６は比較増幅段、７は定電流源、８は増幅用トランジスタで、その他は図１と同様である。
同図からも明らかなように、前段には差動増幅器などを含む比較増幅段６を有し、出力段には比較増幅段６の出力に接続される増幅用トランジスタ８の一方をグランドに接続し、フィルタを含む定電流源７の一方を電源５に、その他方を増幅用トランジスタ８に接続することにより、高い周波数の電源リップルをアンプ回路１の出力に畳み込むものである。
【００１３】
図４はこの発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
これは、図３の定電流源７を具体化したもので、ＰＭＯＳ−ＦＥＴであるＭ１４，Ｍ１５とローパスフィルタ９よりなる定電流負荷とする。ローパスフィルタ９の−３ｄＢ周波数をω2 とすると、Ｍ１４の出力電流ｉ14は次の（３）式のようになる。ｇm14 はＭ１４のトランス（伝達）コンダクタンスである。
ｉ14＝ｇm14 ・ｖrip ・ｊ（ω／ω2 ）／｛１＋ｊ（ω／ω2 ）｝
ｇm14 ＝｛２μ0 ＣOX（Ｗ／Ｌ）14・Ｉ14｝1/2                 …（６）
なお、μ0 ，ＣOXは半導体プロセスから決まるパラメータであり、Ｗ，ＬはＰＭＯＳ−ＦＥＴのチャンネル幅，チャンネル長を示す。また、Ｉ14はＭ１４の直流バイアス電流である。
【００１４】
図５はこの発明の第４の実施の形態を示す回路図である。
これは、定電流源７のローパスフィルタを抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ１０で構成したもので、このフィルタの−３ｄＢ周波数ω2 は、
ω2 ＝１／（Ｒ１０・Ｃ１０）
となる。Ｍ１３からＭ１５のＰＭＯＳ−ＦＥＴとＲ１０，Ｃ１０からなる出力段の出力ｖ0 をｖ0 ＝ｖrip とするための条件は次のようになる。
Ｒ１０・Ｃ１０＝１／２・１／ω1                             …（７）
ｇm13 ＝ｇm14                                               …（８）
【００１５】
図６はこの発明の第５の実施の形態を示す回路図である。
これは、図５の抵抗Ｒ１０をＰＭＯＳ−ＦＥＴであるＭ１６のＭＯＳ抵抗で置き換えたもので、ＰＭＯＳ−ＦＥＴのＭ１７，Ｍ１８はＭ１６のバイアス回路となる。増幅段の角周波数ω1 が低い場合、Ｒ１０，Ｃ１０の時定数を大きくしなければならず、集積回路に組み込むコンデンサの容量はおおよそ数１０ｐＦと限られるため、抵抗Ｒ１０を大きくしなければならない。抵抗の占める面積は抵抗値によって大きくなるため、ＭＯＳ抵抗に置き換えることで、より小さい面積で高い抵抗値を実現できるようにしている。
【００１６】
図７はこの発明の第６の実施の形態を示す回路図である。
これは、図３〜図６の出力段の定電流源７と並列に、ＰＭＯＳ−ＦＥＴのＭ１９，Ｍ２０からなる定電流バイアス回路１０を設けた構成となっている。このように構成されたアンプ回路の出力ｖ0 が、ｖ0 ＝ｖrip となるための条件は次のようになる。なお、Ｉ14，Ｉ19はＰＭＯＳ−ＦＥＴのＭ１４，Ｍ１９のバイアス電流を示す。
Ｒ１０・Ｃ１０＝１／２・１／ω1                             …（７）
（Ｗ／Ｌ）14／（Ｗ／Ｌ）13＝（Ｉ14＋Ｉ19）／Ｉ14            …（９）
【００１７】
【発明の効果】
この発明によれば、低い周波数から高い周波数までの電源リップルのリップル除去率を高めたシリーズレギュレータ電源回路を実現し、デジタルシステムや無線システムに使われる電池やスイッチング電源など、高い周波数のリップルを含んだ電圧源を入力源とするシステムにおける安定化電源として効果を発揮することができる。
特に、高い周波数におけるリップル除去率を、出力段のフィルタ特性により変えることができるので、所望のリップル除去率の周波数特性を得るための設計が容易となる。
また、図５から図７の例に示すように、出力段をすべてＰＭＯＳ−ＦＥＴで構成することにより、半導体プロセスのばらつきによる回路特性のばらつきを最小限にすることが可能となる利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路構成図である。
【図２】この発明の原理説明図である。
【図３】この発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図４】この発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図５】この発明の第４の実施の形態を示す回路図である。
【図６】この発明の第５の実施の形態を示す回路図である。
【図７】この発明の第６の実施の形態を示す回路図である。
【図８】提案済回路を示す回路構成図である。
【符号の説明】
１…アンプ回路（演算増幅器）、２…基準電圧回路、３…出力段、４…出力コンデンサ、５…電源端子、６…比較増幅段、７…フィルタ付き定電流源、８…増幅用トランジスタ、９…ローパスフィルタ、１０…定電流バイアス回路、１１…従来のアンプ回路のリップル出力周波数特性、１２…出力段のフィルタ付き定電流源バイアス回路のリップル出力周波数特性、１３…この発明に用いたアンプ回路のリップル出力周波数特性。
【図１】
0003750787.tif 000003
【図２】
0003750787.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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