(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転子内部に永久磁石を埋め込んだ構造の同期電動機であるＩＰＭモータのｄ軸電流及びｑ軸電流を速度制御器より出力されるトルク指令Ｔ* から演算したd 軸電流指令Ｉd*とｑ軸電流指令Ｉq*に従ってｄ軸電流とｑ軸電流を制御することによって前記ＩＰＭモータの速度とトルクを制御するＩＰＭモータの制御方法において、
前記ＤＣ電力変換器の出力電圧ＶdcがＤＣ電力変換器の出力電圧設定値Ｖdcr より高い場合は、前記速度制御器より出力されるトルク指令Ｔ* から演算したｄ軸電流指令Ｉd*に従ってｄ軸電流を制御し、前記出力電圧Ｖdcが前記出力電圧設定値Ｖdcr より低い場合は、１次電圧指令Ｖ1*をＶ1*＝（Ｖdc／Ｖdcr ）Ｖ1rとし、１次電圧信号Ｖ1FB をＶ1FB ＝（Ｖd*2 ＋Ｖq*2 ）1/2 とし、前記１次電圧指令Ｖ1*と前記１次電圧信号Ｖ1FB との偏差信号から得られたｄ軸電流指令補正信号Ｉdx* を前記速度制御器より出力されるトルク指令Ｔ* から演算したｄ軸電流指令Ｉd*に加算したｄ軸電流指令Ｉd1* に従ってｄ軸電流を制御することを特徴とするＩＰＭモータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、回転子に永久磁石を埋め込んだ構造（例えば、実開平４−２８７４５号公報、実開平３−９７３５４号公報参照）の同期電動機であるＩＰＭモータの速度とトルクの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２は、一般的なＩＰＭモータの駆動装置に示す構成ブロック図である。従来例は図２に示すように、負荷５０４に接続されたＩＰＭモータ５０２と、ＩＰＭモータ５０２の回転を検出する回転検出器５０３と、ＩＰＭモータ５０２の駆動を制御する駆動制御装置５００と、ＩＰＭモータ５０２と駆動制御装置５００とを接続するケーブル５０５と前記回転検出器５０３と前記駆動装置５００を接続する信号ケーブル５０７とから構成されており、駆動制御装置５００は、制御信号をＩＰＭモータ５０２を駆動するための電力に変換する電力変換部５０１と、ＩＰＭモータ５０２の電機子に流れる電流及び回転磁界を制御するｄｑ軸電流制御部５３１と、ＩＰＭモータ５０２の速度、トルク及び定出力特性等を制御するアプリケーション制御部５２１により構成されている。
上記のように構成された駆動装置においては、電力変換部５０１から出力された電力が電動機回路ケーブル５０５を介してＩＰＭモータ５０２に供給され、ＩＰＭモータ５０２において供給された電力が回転子のトルクに変換されてその回転トルクによって負荷５０４が駆動される。また、ＩＰＭモータ５０２の回転は、回転検出器５０３によって検出され、信号ケーブル５０７を介して駆動制御装置５００に入力される。
【０００３】
以下に、ＩＰＭモータの駆動方法について説明する。図３は、従来の制御ブロック図である。まず、ｄｑ軸電流制御部５３１においては、回転検出器５０３により検出されたＩＰＭモータ５０２の回転の信号が、ケーブル５０７を介して回転位置信号演算器５３６と速度検出信号演算器５３７へ入力され、入力された信号から回転位置演算器５３６により磁極の回転角度θが演算され、演算結果が座標変換器５３５及び座標変換器Ｂ５３２に出力される。
次に、座標変換器Ａ５３５においては、回転位置信号演算器５３６により出力された磁極の回転角度信号θが用いられて電流検出器５０６において検出されたＩＰＭモータ５０２に流れる３相の電流のうちｕ相とｖ相に流れる電流ｉu 、ｉv が２相ｄｑ軸座標の信号Ｉd 、Ｉq に変換される。
次にアプリケーション制御部５２１において演算されたｄ軸電流指令Ｉd 、ｑ軸電流Ｉq*に対し、座標変換器Ａ５３５により出力されたｄ軸電流とｑ軸電流Ｉq を帰還することによって得られたｄ軸電流制御偏差信号ｄ軸電流制御器５３４に、ｑ軸電流制御偏差信号がｑ軸電流制御器５３３にそれぞれ入力される。
そして、速度検出信号演算器５３７において、回転検出器５０３からの信号から電動機回転速度ωr が求められる。
次に、電動機回転速度ωr 、ｄ軸電流指令Ｉd*及びｑ軸電流指Ｉq*がフィードフォワード補償器５３８に入力され、ｄｑ軸電流制御の外乱となっている誘起電圧を打ち消すための外乱補償信号が演算される。
次に、比例積分演算器を備えたｄ軸電流制御器５３４においてｄ軸電流制御の偏差信号が増幅された信号に外乱補償信号が加えられ、その信号がｄ軸電圧指令Ｖd*として座標変換器Ｂ５３２に入力される。
同様にして、比例積分演算器を備えたｑ軸電流制御器５３３においてｑ軸電流の偏差信号が増幅された信号外乱補償信号が加えられ、その信号がｑ軸電圧指令Ｖq*として座標変換器Ｂ５３２に入力される。
次に座標変換器Ｂ５３２において、ｄ軸電圧指令Ｖd*とｑ軸電圧指令Ｖq*のｄｑ軸の２相電圧指令がＶu*、Ｖv*、Ｖw*の３相の電圧指令に変換されＰＷＭ制御５１１に入力される。
次に、ＰＷＭ制御器５１１において、３相指令Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*に対応して電流変換器５０９が作動し、ＩＰＭモータ５０２により駆動制御に必要となる周波数で電圧が制御されＩＰＭモータ５０２の各相にｉu*、ｉv*、ｉw*の電流が流される。
【０００４】
以下に、アプリケーション制御部５２１の動作について説明する。
速度検出信号演算器５３７により演算、出力された電動機速度信号ωr が速度指令信号ωr*に対して帰還され、その偏差信号が比例積分を備えた速度制御器５２２に入力され、増幅されて得られた信号を電動機トルク指令Ｔ* としてｄｑ軸電流指令演算器５２３に出力される。ｄｑ軸電流指令演算器５２３は、前記電動機トルク指令Ｔ* から必要とする電動機トルクに対応するｄ軸電流指令Ｉd*とｑ軸電流指令Ｉq*を演算してｄｑ軸電流制御部５３１へ出力される（従来例１）。
また、従来例２として、バッテリを電源としてトルク指令値に応じて交流電源に変換し永久磁石型同期モータを駆動する駆動制御装置において、トルク指令値及びモータ出力状態のいずれか一方が所定量以上変化した場合に、バッテリ電圧が基準最低電圧であるとみなした上で、トルク指令値、モータ出力状態及び基準最低電圧に応じて、初期電流指令値を求め、求めた初期電流指令値に基づき駆動電流をベクトル制御する初期制御手段と、初期電流指令値によるモータ電流のベクトル制御の実行後検出したバッテリ電圧が安定したら、前記検出したバッテリ電圧に応じた最適な電流指令値を求め、求めた電流指令値に基づきモータ電流をベクトル制御する電流補正手段とを備えたものに特開平７−２４６０００がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来１のものにおいては以下に示す問題点があった。
電力変換部５０１に供給されるＡＣ電源５５０の電圧Ｖ1 が電動機５０２を安定に制御するのに必要とする最小電圧Ｖ1MINより高い場合は、５０１電力変換部より出力される電圧が電動機５０２が必要とする電圧を上まわっているためアプリケーション制御部５２１にて演算されたｄ軸電流指令Ｉd*及びｑ軸電流指令Ｉq*に従ったｄ軸電流とｑ軸電流を流すことができ電動機５０２を安定に制御することができる。
ところが、前記ＡＣ電源５００の電圧Ｖ1 が前記最小電圧Ｖ1MINより低くなった場合は、電力変換部５０１より電動機５０２に出力される電圧が不足するためにアプリケーション制御部５２１にて演算されたｄ軸電流指令Ｉd*及びｑ軸電流指令Ｉq*に従った電流を実際に供給できなくなる。ｄｑ軸電流制御部５３１は制御不能となり、電動機５０２の回転磁界と回転子の同期がはずれて運転不能となる。
従来技術では、ＡＣ供給電源の電圧低下時にＩＰＭモータ５０２の制御が不安定とならないようにＩＰＭモータ５０２の定格電圧を予め余裕をもって低く設計していた。この結果、ＩＰＭモータ５０２の定格電流が大きくなり電力変換部５０１の容量が大きくなっていた。
従来例２においては、以下に示す問題点があった。トルク指令と回転数できまる出力して得る最低電圧に対する、ｄ軸、ｑ軸の最小の電流で負荷急変時の応答をさせているが、予想以上に負荷が変化した時には、前記ｄ軸、ｑ軸の最小の電流では応答できなかった。さらにトルク指令に基づくｄ軸電流指令とｑ軸電流指令を独立に変化させているので、トルク指令に対する実トルクの関係に直線性がなかった。
本発明は、上述したような従来の技術を有する問題点に鑑みてなされたものであって、電源の電圧低下により、電力変換器１０９の直流出力回路の電圧Ｖdcが低下してもＩＰＭモータ５０２が不足電圧状態となるのを防止し、安定に制御できるようにし、ＩＰＭモータ５０２の定格電圧を高く決定できるようにすることを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するため、本発明は回転子内部に永久磁石を埋め込んだ構造の同期電動機である。ＩＰＭモータのｄ軸電流及びｑ軸電流を速度制御器より出力されるトルク指令Ｔ* から演算したd 軸電流指令Ｉd*とｑ軸電流指令Ｉq*に従ってｄ軸電流とｑ軸電流を制御することによって前記ＩＰＭモータの速度とトルクを制御するＩＰＭモータの制御方法において、
前記ＤＣ電力変換器の出力電圧ＶdcがＤＣ電力変換器の出力電圧設定値Ｖdcr より高い場合は、前記速度制御器より出力されるトルク指令Ｔ* から演算したｄ軸電流指令Ｉd*に従ってｄ軸電流を制御し、前記出力電圧Ｖdcが前記出力電圧設定値Ｖdcr より低い場合は、１次電圧指令Ｖ1*をＶ1*＝（Ｖdc／Ｖdcr ）Ｖ1rとし、１次電圧信号Ｖ1FB をＶ1FB ＝（Ｖd*2 ＋Ｖq*2 ）1/2 とし、前記１次電圧指令Ｖ1*と前記１次電圧信号Ｖ1FB との偏差信号から得られたｄ軸電流指令補正信号Ｉdx* を前記速度制御器より出力されるトルク指令Ｔ* から演算したｄ軸電流指令Ｉd*に加算したｄ軸電流指令Ｉd1* に従ってｄ軸電流を制御するものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
まずＩＰＭモータの１次誘起電圧を低下させる制御の原理について説明する。
(1) 〜(2) 式はＩＰＭモータの運転状態をｄｑ座標系に示した公知の電圧方程式である。
Ｖd ＝（Ｒ＋Ｌd Ｓ）Ｉd −Ｐωr Ｌq Ｉq                     （１）
Ｖq ＝Ｐωr Ｌd Ｉd ＋（Ｒ＋Ｌq Ｓ）Ｉq ＋Ｐωr φ1         （２）
ここで、Ｖd はｄ軸電圧、Ｖq はｑ軸電圧、Ｒは１相分の巻線抵抗、Ｌd はｄ軸インダクタンス、Ｌq はｑ軸インダクタンス、ωr は回転子の回転角速度、Ｐは極対数、φ1 はＩＰＭモータ１次鎖交磁束の最大値、Ｓはラプラス演算子とする。
【０００８】
制御原理の説明をわかりやすくするため、定常状態の運転について考えることとし、(1) 式と(2) 式においてラプラス演算子が乗じられている項を無視する。又、１相分の巻線抵抗Ｒの影響を無視して(1) 式と(2) 式は(3) 式と(4) 式のように近似する。
Ｖd ＝−Ｐωr Ｌq Ｉq                                     （３）
Ｖq ＝Ｐωr Ｌd Ｉd ＋Ｐωr φ1                           （４）
ＩＰＭモータのトルクＴとｄ軸電流Ｉd とｑ軸電流Ｉq に関する公知の数式を(5) 式と(6) 式に示す。
Ｔ＝Ｐm1〔φ1 −（Ｌq −Ｌd ）Ｉd 〕Ｉq                   （５）
ここで、ｍ1 はＩＰＭモータの相数とする。
ＩＰＭモータの１次電圧Ｖ1 をｄ軸電圧Ｖd とｑ軸電圧Ｖｑの公知の関係式を(6) 式に示す。
Ｖ1 ＝( Ｖd2＋Ｖ q2)1/2                                   （６）
(6) 式を(3),(4),(5) 式を用いて(7) 式のように変形する。
Ｖ1 ＝Ｐωr φ1 〔（１＋Ｌd Ｉd ／φ1 ）2 ＋（Ｌq ／( Ｐ2 ｍ12φ13) ）
・（Ｔ／( １−Ｉd ( Ｌq −Ｌd ) ／φ1 ））2 〕1/2             （７）
(7) 式の平方根内部の第１項は−φ1 ／Ｌd ≦Ｉd ＜０  でＩd を−φ1 ／Ｌd に近づけるほど小さくなる。
また、平方根内の第２項は、ＩＰＭモータのトルクＴが一定のときには、Ｉd を負の方向に大きくしていくと減少していく。
(7) 式は、ＩＰＭモータの１次誘起電圧は負のｄ軸電流Ｉd を流すことによって低下できることを示している。
次に電力変換部に供給するＡＣ電源の電圧Ｖ1 が低下した場合でもｄ軸電流とｑ軸電流を安定に制御可能にする方法について説明する。
【０００９】
電力変換部のＤＣ変換器の出力側のＤＣ電圧ＶdcがＩＰＭモータの１次側に定格電圧Ｖ1rを出力するために必要とするＤＣ電圧Ｖdcr より高い場合は、電力変換器はＩＰＭモータが必要とする電圧を出力することができるのでＩＰＭモータの１次誘起電圧を下げるためにｄ軸電流値を大きくする必要はない。
電力変換分に供給するＡＣ電源の電圧Ｖ1 が低下し、前記ＤＣ変換器の出力側のＤＣ電圧ＶdcがＶdcr 以下に低下した場合の制御方法について説明する。
電力変換部のＤＣ変換器の出力側に設けた電圧検出器により研修したＤＣ電圧Ｖdcとあらかじめ設定したＶdcr とＩＰＭモータの１次定格電圧Ｖ1rからＩＰＭモータの１次電圧指令Ｖ1*を演算する。
Ｖ1*＝（Ｖdc／Ｖdcr ）Ｖ1r                                （８）
ＩＰＭモータの１次電圧指令Ｖ1*に対してｄ軸電流制御部のｄ軸電圧指令Ｖd*とｑ軸電流制御部のｑ軸電圧指令Ｖq*から数式１９に従ってＩＰＭモータの１次電圧帰還信号Ｖ1FB を演算する。
Ｖ1FB ＝（Ｖd*2 ＋Ｖq*2 ）1/2                             （９）
前記のＩＰＭモータの１次電圧指令、Ｖ1*と前記ＩＰＭモータの１次電圧帰還信号Ｖ1FB との偏差の信号と比例積分演算器により増幅して得られたｄ軸電流指令補正信号Ｉdx* を前記速度制御器より出力されるトルク指令Ｔ* から演算したｄ軸電流指令Ｉd*に加算して補正し得られたｄ軸電流指令に従ってｄ軸電流制御を行うことにより、ＩＰＭモータの１次誘起電圧を低くすることによってｄ軸とｑ軸の電流を安定に制御可能とするものである。
【００１０】
以下に、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明のＩＰＭモータの制御装置の実施例の構成を示すブロックダイヤグラムである。速度検出信号演算器１３７において電動機速度指令ωr と電動機の回転検出器１０３により検出された信号から演算された電動機の回転速度信号ωr*との偏差の信号が比例積分が備えられた速度制御器１２２に入力されると、その偏差信号は、増幅され、電動機トルク指令Ｔ* として出力される。
ｄｑ軸電流指令演算器１２３においては、前記電動機トルク指令Ｔ* の関数としてｄ軸電流指令Ｉd*とｑ軸電流指令Ｉq*を演算される。
電動機１次電圧指令演算器１２４においては、電圧検出器１１０により検出した電力変換部１０１のＤＣ変換器１０８の出力電圧Ｖdcから次にように電動機１次電圧指令Ｖ1*が演算される。
【００１１】
電動機の定格電圧Ｖ1rを印加するために必要とするＤＣ電力変換器１０８の出力電圧をＶdcr とするとき
Ｖdc≧Ｖdcr の場合は、電動機１次電圧指令器１２４は１次電圧指令Ｖ1*＝Ｖ1rを出力する。
Ｖdc＜Ｖdcr の場合は、電動機１次電圧指令器１２４は１次電圧指令Ｖ1*＝（Ｖdc／Ｖdcr ）Ｖ1rを出力する。
電動機１次電圧制御器１２５においては、電動機１次電圧を電動機１次電圧帰還信号演算器１２６によって電動機ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*とから(9) 式に基づいて演算が行われ、得られた１次電圧帰還信号Ｖ1FB と比例積分器１２７により１次電圧指令値Ｖ1*との偏差の信号を比例積分増幅器１２７により増幅されて得られた信号が信号制限器１２８に入力される。
信号制限器１２８においては、比例積分増幅器１２６の出力信号が正であれば０が出力され、負であれば比例積分増幅器１２６の出力信号がそのままｄ軸電流指令補正信号Ｉｄx*として出力される。
前記ｄｑ軸電流指令演算器１２３より出力された前記ｄ軸電流指令Ｉd1* に前記電動機１次電圧制御器に１２５より出力されたｄ軸電流指令補正信号Ｉdx* を加算することによってｄ軸電流指令Ｉd*が演算される。以上のように演算されるたｄ軸電流指令とｑ軸電流指令Ｉq*にしたがってｄ軸とｑ軸の電流が制御される。
前記手段にって、ＩＰＭモータの駆動制御装置の電力変換部に給電するＡＣ電源電圧が低下した場合においても電力変換部のＤＣ変換器の出力側のＤＣ電圧の低下に対応させてｄ軸電流を流すことによってＩＰＭモータの１次誘起電圧を引き下げてＩＰＭモータに印加される電圧の不足状態を回避でき、ＩＰＭモータのｄｑ軸電池電流制御が安定に制御される。
【００１２】
【発明の効果】
本発明は、以上説明したように構成されているので以下に記載するような効果を奏する。
電動機が定格電圧付近で運転されているときに、駆動制御装置の電力変換部に供給される交流電源電圧が低下した場合でも、本発明の制御方法によって電動機の誘起電圧を下げて電動機に印加する電圧が不足状態になるのを防ぎｄｑ軸電流を安定に制御可能として、電力変換部の定格電圧を高くできる。
さらにトルク指令に対する実トルクの直線性を交流電源電圧の低下や負荷急変に対してもきっちりと維持して応答できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＩＰＭモータの制御装置の実施例の構成を示すブロックダイヤグラムである。
【図２】一般的なＩＰＭモータの駆動装置を示す構成ブロック図である。
【図３】従来の制御ブロック図である。
【符号の説明】
１００  ＡＣ電源
１０１  電力変換部
１０２  ＩＰＭモータ
１０３  回転検出器
１０４  負荷
１０５  電動機回路ケーブル
１０６  電流検出器
１０９  電力変換器
１１１  ＰＷＭ制御器
１０７  信号ケーブル
１２１  アプリケーション制御部
１２２  速度制御器
１２３  ｄｑ軸電流指令演算器
１２４  電動機１次電圧指令器
１２５  電動機１次電圧制御器
１２６  電動機１次電圧帰還信号演算器
１２７  比例積分増幅器
１２８  信号制限器
１３１  ｄｑ軸電流制御部
１３２  座標変換器Ｂ
１３３  ｑ軸電流制御器
１３４  ｄ軸電流制御器
１３５  座標変換器Ａ
１３６  回転位置信号演算器
１３７  速度検出信号演算器
１３８  フィードフォワード補償器
【図１】
0003738865.tif 000002
【図２】
0003738865.tif 000003
【図３】
0003738865.tif 000004