(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランシーバを校正して補償する方法であって、
ディジタル信号処理を使用して前記トランシーバ内のディジタル信号を処理するステップと、
メモリ装置から固定の校正値を読み出すステップであって、該固定の校正値は少なくとも１つの既知の入力を使用しておこなった前記トランシーバの評価をもとに予め定められているステップと、
前記ディジタル信号の値を変更するために前記ディジタル信号処理ルーチン内で前記校正値を使用するステップと、
前記変更されたディジタル信号を出力するステップと
ＤＡ変換器を使用して前記変更されたディジタル信号をアナログ信号に変換するステップであって、前記ＤＡ変換器は前記ディジタル信号処理によって使用された前記校正値によって前記アナログ信号に導入される量子化誤りを補償するため寸法決定されるステップと、
前記トランシーバのアナログ送信機部分に前記アナログ信号を印加するステップと、
空気インタフェースを通して前記アナログ信号を送信するステップと
を含む方法。
【請求項２】
トランシーバを校正して補償する方法であって、
空気インタフェースを経由してアナログ信号を受信するステップと、
前記トランシーバのアナログ受信部分を使用して前記アナログ信号を処理するステップと、
ＡＤ変換器を使用して前記処理されたアナログ信号をディジタル信号に変換するステップと、
メモリ装置から固定の校正値を読み出すステップであって、該固定の校正値は少なくとも１つの既知の入力を使用しておこなった前記トランシーバの評価をもとに予め定められているステップと、
前記ディジタル信号の値を変更するために前記ディジタル信号処理ルーチン内で前記校正値を使用するステップと、
を含み、
前記ＡＤ変換器は前記アナログ受信部分に関連した誤りによって前記ディジタル信号に導入される量子化誤りを補償するために寸法決定されることを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
背  景
本発明は、一般に無線通信システム、特に無線通信システムに使用されるトランシーバを校正する技術及び構成に関する。
公衆用の最初のセルラ移動無線システムは、音声又はその他のアナログ情報の伝達に使用されたアナログ・システムであった。これらのシステムは、アナログ変調無線信号を伝送することによって基地局と移動局との間にアナログ情報を伝送する多数の無線チャネルを含む。最近、ディジタル・システムが実行されているが、それは、例えば、ディジタル・システムが干渉を許容するそれらの大きな能力に基づいてシステム容量を増大することを前提にしているためである。例えば、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）無線通信システムでは各周波数が複数の時分割多重（time-multiplexed）チャネルを維持することができるに対して、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）では高レベルの自己干渉が許容可能である程度まで信号が符号化される。アナログ専用端末機器を有する大きな現存する顧客基盤のために、アナログ・チャネル及びディジタル・チャネルの両方を維持するジュアル・モード・システムが或る種の地域ではますます普及するようになりつつある。例えば、米国では、ＥＩＡ／ＴＩＡ  ＩＳ−５４Ｂ規格（publication）によって指定されたシステムは、ジュアル・モード・システムである。
似たようにして、ディジタル信号処理（digital signal processing: DSP）が種々の理由から無線通信工業にいっそう普及するようになってきた。例えば、アナログ回路と異なり、ディジタル回路の動作は、ディジタル信号の精確値に依存することがない。すなわち、２進の０と１は、かなり異なる電圧によって表すことができるから、このような電圧を保持する精度はさほど高い必要はない。その結果、ディジタル回路は、構成要素値の裕度に余り敏感でなくかつまた温度、エージング及びその他の外部パラメータに全く無関係である。それゆえ、ディジタル回路の精度は、遥かに信頼が置ける。
ＤＳＰの普及が重要な影響を与えつつある無線通信工業の一部門は、無線トランシーバの設計である。トランシーバは、組み合わせられた送信機と受信機であって、空気インタフェースを通して、すなわち、セルラ・システム内の基地局と移動局との間で信号を送信しかつ受信する。送信され及び受信される信号はアナログ信号であるが、変調はアナログ型式又はディジタル型式のどちらかあってよく、信号によって搬送された情報はディジタル処理されることになる。それゆえ、トランシーバが増幅器及びフィルタ（及び或る場合にはシンセサイザ及び混合器）のようなアナログ部品を依然含むことがあっても、かつトランシーバによって処理される無線信号がアナログ変調又はディジタル変調を使用するかどうかにかかわらず、無線通信システムにおいてディジタル信号処理を使用するトランシーバを本明細書ではディジタル・トランシーバで表す。
図１に、従来のディジタル・トランシーバ１０を概略的に示す。この図で、受信アンテナ１２は、例えば、他の基地局及び他の移動局（図示されていない）から空気インタフェースを通して送信された信号を捕獲するために使用される。受信されたアナログ信号は、アナログ受信機１４に入力する。アナログ受信機１４は、例えば、受信フィルタ、ダウンカウンタ、及び増幅器を含むことができ、これらはアンテナ１２を経由して受信された信号を処理する。しかしながら、受信された信号の処理に関連した多くの機能は、いまは、下に説明するディジタル信号処理を使用して遂行されるので、これらの機能はブロック１４に含まれなくてよい。したがって、受信機１４のアナログ構成要素によって処理された後、出力信号はＡＤ変換器１６に供給され、このＡＤ変換器はアナログ信号をデイジタル信号に変換する。このことが、ディジタル計算部品１７を受信信号について動作させかつアナログ受信機１４によって遂行されなかった信号処理を完成させる。例えば、ディジタル計算部品１７を、受信された信号の復調及び復号を遂行するために使用することができる。
送信機側で、ディジタル計算部品１７は種々のＤＳＰルーチンを遂行し、これらのルーチンは送信用信号の準備、例えば、符号化及び変調のために使用される。次いで、ディジタル計算部品１７から出力された信号がＤＡ変換器１８に入力し、このＤＡ変換器はディジタル信号をアナログ信号に変換する。次いで、このアナログ信号をアナログ送信機１９が受け取り、この送信機は種々のアナログ構成要素を含み、これらは、例えば、この信号を送信アンテナ２０へ結合する前にこの信号をフィルタし、周波数上昇変換（frequency upconverting）し、かつ増幅することによって送信用信号処理を完成する。
ディジタル・トランシーバ１０内に使用されるアナログ構成要素の数が（すなわち、以前は追加アナログ構成要素によって遂行された信号処理タスクを遂行するＤＳＰルーチンの挿入によって）低減されたと云う事実にかかわらず、残りのアナログ部品（すなわち、図１にブロック１４及び１９によって表された部品）が上に説明した欠点（imperfection）を引き続き抱える。これらの欠点の結果、ブロック１４及び１９から出力される信号に利得誤り及びオフセット誤りが導入される。
いかにこのような誤りが導入されるか及びいかにこれらが従来の解決によって補償されるかを例示するために、アナログ受信機のモデルを更に詳細に調べよう。技術の熟練者が察知するように、ここに説明する信号は典型的に数学的に複素数である、すなわち、実部と虚部を備える。したがって、複素数学（例えば、複素共役化）が、これらの信号への動作を説明するために典型的に使用される。しかしながら、この説明を簡単化するために、信号動作の複素性質を本明細書に掲げる等式及び図面に明示的には示さない。
上述のように、アナログ受信機は、普通、いくつもの欠点を抱える。これらの欠点の或るものは、所望信号に導入されることがある利得誤り及びオフセット誤りのような信号誤りを生じる。図２は、いかにアナログ受信機がオフセット誤り及び利得誤りを所望信号Ｓwに導入するかをモデルする。この図で、受信された信号は、やはり、アンテナ１２によって捕獲される。図２のモデルでは、受信機１４が遂行する理想処理はブロック２２によって表され、このブロックは所望信号Ｓwを出力する、すなわち、ブロック２２は上に説明した欠点を全く持たない理想アナログ構成要素の効果を表す。信号処理ブロック２４及び２６は、受信機１４のアナログ構成要素に関連した欠点によって所望信号Ｓwに導入された合計オフセット誤り及び合計利得誤りを表す。特に、ブロック２４は所望信号へのオフセット誤りの導入を表し、及びブロック２６はアナログ構成要素によって導入される利得誤りの影響を表す。それで、導入された誤りを伴う出力信号を、誤り性信号Ｓoで表す。それゆえ、受信機が出力した誤り性信号Ｓoを次式によって表すことができる。
Ｓo（１＋Ｇａｉｎeps）（Ｓw＋Ｏｆｆｓｅｔeps）
ここに、
Ｓw＝所望信号
Ｓo＝誤り性信号
Ｏｆｆｓｅｔeps＝複素オフセット誤りの振幅
Ｇａｉｎeps＝複素利得誤りの振幅
従来の受信機では、誤りは、ポテンショメータ又は他の調節可能なアナログ構成要素を使用して、これらの誤りが生じる段で典型的に補償される。図３は、従来の校正の原理を示す。この図で、図２に関して先に説明した素子を表すのに使用したのと同じ参照符号を使用する。しかしながら、図３はまた、オフセット補償係数（offset compensation factor）Ｏｆｆｓｅｔk及び利得補償係数（comepensating gain factor）Ｇａｉｎkを含む。
可変アナログ構成要素をＯｆｆｓｅｔk＝Ｏｆｆｓｅｔeps及びＧａｉｎk＝（１＋Ｇａｉｎeps）-1を持つように調節することによって、等式Ｓout＝Ｓwを達成することになり、これによって受信機を校正することになる。次いで、信号Ｓoutを、更に処理のためにＡＤ変換器１６を通してディジタル計算部品１７に供給することになる。
上述のように、従来の校正技術は、アナログ構成要素の欠点によって導入された誤りを補償するために調節可能な構成要素を含むことに依存する。これらの調節可能構成要素は、Ｏｆｆｓｅｔk及びＧａｉｎkによってモデル化された調節を実現するために使用される。調節可能構成要素のこの使用を具体的に説明する従来の校正のより特殊な例を、ディジタル・トランシーバの送信機部分によっていまから説明する。アナログデータで搬送波を変調するアナログ変換器の１例は、図４のブロック図に示された従来の直角変調器である。直角変調器は、情報で無線搬送波を二回変調するために正弦波と余弦波の直角位相の利点を活かす。例えば、ディジタル情報データ流内の偶数ビットは余弦波で変調することができ、ディジタル情報データ流内の奇数ビットは正弦波で変調することができる。
図４で、アナログ直角変調器は、「同相」変調器すなわちＩ変調器４０、「直角位相」変調器すなわちＱ変調器４１、及び余弦搬送周波数信号及び正弦搬送波周波数信号を、それぞれ、供給する分相網４２を含む。理想的には、網４２によって供給された信号は、ｃｏｓ（ω）及びｓｉｎ（ω）であり、ここにωは搬送波信号の角周波数である。図４にまた示されて、Ｉ変調信号及びＱ変調信号を供給するＩ及びＱ変調発生器４３、Ｉ変調器４０の出力とＱ変調器４１の出力を加算する組合わせ網（combination network）４４、それぞれ、Ｉ信号及びＱ信号に対する搬送平衡（carrier balance）調節／直流オフセット調節用トリム・ポテンショメータ４５、４６がある。それぞれ、Ｉ信号とＱ信号を振幅整合させる追加トリム・ポテンショメータ４７、４８をまた図４に示す。分相網４２はまた、正弦搬送周波数信号と余弦搬送周波数信号との間の位相差を所望９０°に可能な限り近くすることを達成するために、対角矢印によって表示されたように調節可能であることがある。
図４のブロック図は、調節可能なアナログ構成要素がアナログ装置を校正するために従来どのように使用されていたかの実例を示す。しかしながら、これらの型式の従来の校正技術は、製造中のポテンショメータ、コンデンサ、及びインダクタの調節に依存する。技術の熟練者に認められるように、この校正プロセスは、費用がかさみかつ信頼性に欠ける。更に、これらの従来技術を使用して容易に補償することができない或る種の型式の誤り、例えば、帯域内フィルタ・リプル（in-band filter ripple）がある。帯域内フィルタ・リプルは、トランシーバの周波数範囲内の異なる周波数又はチャネルに同調するときの受信機の感度の変動を指す。このリプルは、強い帯域外信号を除去するために受信機内に使用される帯域制限フィルタの存在によって引き起こされる。残念ながら、帯域内リプルは、不正確信号強度測定を含む種々の困難を招くことがある。
要  約
トランシーバを校正する従来の方法及びシステムのこれら及び他の欠点及び限界は、本発明によって克服される。本発明の模範的実施例によれば、ディジタル・トランシーバ内、すなわち、アナログ受信機部分内及びアナログ送信機部分内のアナログ構成要素によって導入された誤りがディジタル計算部品内で補償される。すなわち、受信される（又は送信しようとする）信号のディジタル信号処理ルーチンによる処理中、ディジタル・トランシーバのアナログ構成要素によって導入された又は導入されるであろう誤りをオフセットするために補償係数を計算に挿入することができる。
本発明の１態様によれば、誤りをアナログ区域とディジタル区域との間に適性に転送するように、ディジタル・トランシーバ内に使用されるＡＤ変換器及びＤＡ変換器の範囲が選択される。このことが、ディジタル補償を精確に施させる。
本発明の他の態様によれば、アナログ構成要素によって導入された誤りを補償するように信号値を調節するために使用される校正値を決定する種々の技術が説明される。次いで、これらの校正値をトランシーバのメモリに記憶し、かつディジタル信号処理ルーチン内に使用するために検索することができる。
【図面の簡単な説明】
本発明の上述の及び他の目的、特徴、及び利点は、添付図面と関連して次の詳細な説明を読むならば容易により深く理解される。これらの図面において、
図１は従来のトランシーバの部分を全体的に示すブロック図である。
図２はアナログ受信機によって導入された誤りをモデル化するブロック図である。
図３は図２のアナログ受信機に対する従来の校正技術をモデル化するブロック図である。
図４は調節可能構成要素を使用するアナログ送信機の従来の校正を示す概略回路図である。
図５は本発明の実施例による受信機内の校正をモデル化するブロック図である。
図６は本発明の実施例による送信機内の校正をモデル化するブロック図である。
図７は本発明による校正技術を実施することができるディジタル信号処理機能を示すブロック図である。
図８（ａ）は本発明によりトランシーバを校正する模範的な方法を示す流れ図である。
図８（ｂ）は本発明によりトランシーバを校正する他の模範的な方法を示す流れ図である。
図９は帯域内フィルタ・リプル及びこれを補償するための本発明による技術を示すグラフである。
詳細な説明
技術の熟練者が察知するように、アナログ無線構成要素によってディジタル計算部品に導入された誤りを補償することに関して本明細書に開示された本発明の構想は、これらの構想がディジタル・トランシーバの受信機部分及び送信機部分の両方に応用可能であると云う意味において相反的（reciprocal）である。したがって、下の本文の種々の部分は、個々に、受信機部分及び送信機部分の文脈内で異なる例を提供するが、云うまでもなく、各例の技術を本明細書に明示的に説明されていない他の部分にまた応用することができる。
本発明の模範的実施例によれば、トランシーバの受信機部分内で、未校正信号がＡＤ変換器を通して供給され、その上で、アナログ受信機によって導入された誤りがディジタル計算部品によって補償される。図５は、この構想をブロック図によって示す。
図５で、記号Ｓoutは、アナログ信号Ｓoutのディジタル表示である。前掲の図のように、図５は上に説明したいくつかの素子を含み、これらの説明をここでは繰り返さない。ＡＤ変換器５０は未校正ディジタル信号Ｓeを供給し、この信号はディジタル計算部品５１に供給される。ＡＤ変換器５０は、下に説明する理由からＡＤ変換器１６とは範囲が異なってよい。ディジタル計算部品５１内で、補償係数が未校正信号Ｓeに印加される。明確に云えば、利得補償係数Ｇａｉｎk及びオフセット補償係数Ｏｆｆｓｅｔkが、それぞれ、ブロック５２及び５４でこの未校正信号に印加される。これらの係数の値を、メモリ装置５５、例えば、不揮発性フラッシュ・メモリから検索することができる。それゆえ、ディジタル出力信号ＳoutをＳout＝（Ｓw＋Ｏｆｆｓｅｔeps）（１＋Ｇａｉｎeps）（Ｇａｉｎk）−Ｏｆｆｓｅｔkから計算することができる。Ｏｆｆｓｅｔk＝Ｏｆｆｓｅｔeps及びＧａｉｎk＝（１＋Ｇａｉｎeps）-1のようにＯｆｆｓｅｔｋ及びＧａｉｎkの値を選択することによって、Ｓout＝Ｓwを達成することになり、これはよってディジタル・トランシーバの受信機部分を校正することになる。これらの等式を維持するＯｆｆｓｅｔk及びＧａｉｎkの適当な値を決定し、記憶し、かつ検索する模範的校正技術を下に説明する。
注意するのは、ブロック２４、２６における誤りの導入とブロック５２、５４における誤りの補償との間で、ブロック５０におけるＡＤ変換である中間プロセスが行われることである。ＡＤ変換は、アナログ信号サンプルを複数の量子化レベルの１つに割り当てることによって遂行される。例えば、８ビットＡＤ変換器は、２8＝２５６の異なる量子化レベルを有する。無限の数の実際アナログ振幅値が存在するから、この変換プロセスは、量子化誤りとして知られた誤りを導入し、量子化誤りは量子化間隔の寸法の±１／２なる最大値を有する。このことは本発明の文脈上重要である、なぜならば、補償をＡＤ変換器の下流で遂行するから所望信号Ｓwに追加された誤りが信号Ｓo内の固有の量子化誤りに影響することになる。この状況を図３の従来の解決のそれと比較されたい。従来の解決では、アナログ電子回路によって導入れた誤りは、ＡＤ変換器の上流の点で補償されるから、変換によって導入された量子化誤りに影響することはない。
したがって、本発明に従って設計されたシステムは、ＡＤ変換器５０にとっての適当な範囲を、当然この要因を計算に入れて決定する。それゆえ、本発明の他の態様によれば、ＡＤ変換器５０の範囲は、欠陷誤りを伴うアナログ受信機のモデルを使用して、寸法決定される。例えば、もしアナログ受信機１４によって導入された誤りが５〜２５％の程度にあるならば、ＡＤ変換き５０を、所望レベルの性能を提供するために従来のシステム内の相当するＡＤ変換器１６より、１ビット大きいように、例えば、８ビットの代わりに９ビットであるように選択することができる。しかしながら、技術の熟練者が認めるように、もしこれらの誤りがかなり大きいならば、信号を特性付けるためにより多くのビットが必要であるかもしれない。
上述のように、この技術は相反的であり、かつディジタル・トランシーバ１０の送信機側に応用することがまたできる。これを図６のブロック図に示す。この図で、ディジタル計算部品５１はまたプロセッサ６１を含み、このプロセッサは送信用信号を発生する。技術の熟練者が察知するように、プロセッサ６１を、例えば、スイッチング装置（図示されていない）に接続することができ、スイッチング装置は送信される情報を本発明によるディジタル・トランシーバが設置されている基地局へ無線チャネルを通して転送する。プロセッサ６１は、送信されるデータへ種々のディジタル信号処理ルーチン、例えば、符号化及び変調を遂行する。次いで、利得補償値がプロセッサ６１から出力された信号にブロック６２で印加されかつオフセット補償値がこの信号にブロック６３で印加される。これらの補償値をメモリ５５から検索することができる。次いで、ディジタル計算部品５１の出力がＤＡ変換器６４に印加される。先に説明したように、送信される信号にディジタル計算部品５１内で印加された補償値が図１の従来のシステム内で未補償信号が生じたであろうより大きな量子化誤りを生じることがないように、ＤＡ変換器６４を本発明の態様に従って寸法決定することができる。次いで、アナログ信号がアナログ送信機部分１９に印加され、ここでアナログ構成要素（例えば、電力増幅器、フィルタ等）が生じた利得誤り及びオフセット誤りが送信される信号にブロック６６によってモデル化されたように影響する。最後に、これらの信号は、空気インタースを通して送信されるために送信アンテナ２０へ結合される。
本発明による補償技術の概観を説明したので、模範的実施を図７に関していまから説明する。まず信号をＩ成分とＱ成分に分離することによって信号の周波数変調を遂行する模範的システムのブロック図を図７に示す。この図で、入ディジタル信号サンプル流が接続点７３に供給され、この接続点はこれらのサンプルを余弦成分発生器７４及び正弦成分発生器７５へ送出する。余弦成分発生器７４及び正弦成分発生器７５を、例えば、ＤＳＰルーチンとして実施することができ、このルーチンはルック・アップ・テーブル（図示されていない）にアクセスする。余弦値及び正弦値を発生する模範的技術の更に詳細に興味を持つ読者は、トーマス・オィーストマン
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他に発行されかつ１９９４年１１月２４日に出願された「ディジタル信号処理を使用して信号成分を決定する方法及び装置（Method and Apparatus for Determining Signal Components Using Digital Signal Processing）」と題する米国特許出願第              号を参考とすることができる。この開示は、言及することによってその内容が本明細書に組み入れられている。次いで、余弦成分情報及び正弦成分情報がこれらの成分値を相当するアナログ信号に変換するために、それぞれ、ディジタル・アナログ（ＤＡ）変換器７６及び７７に供給される。次いで、変調器７８内でこれらのアナログ信号で搬送波を変調し、この変調器の出力が送信のために無線部品７９に供給される。
ルックアップ・テーブルに記憶された値を、アナログ送信機部分１９に対して決定されたＯｆｆｓｅｔk及びＧａｉｎkの値に基づいて調節することができる。この補償は、余弦発生器７４及び正弦発生器７５への利得／オフセット入力矢印によって表示される。このようにして、補償を、信号変調を遂行するＤＳＰルーチンの部品としてディジタル計算部品６０内で施すことができる。
同じようにして、アナログ受信機部分１４によって導入された誤りの補償を、ディジタル計算部品５１によって遂行されるＤＳＰルーチン内の信号を復調するために使用されたサンプルの大きさを調節することによって達成することができる。しかしながら、技術の熟練者が察知するように、この補償をまた、ディジタル・トランシーバのディジタル計算部品（例えば、ＤＳＰルーチン）によって遂行された計算に使用された他の値を調節することによって遂行することができる。
ディジタル計算部品５１を校正モードに設定することができ、その上で、パラメータＧａｉｎk及びＯｆｆｓｅｔkを校正ルーチンを使用して決定することができる。第１の模範的校正ルーチンは、図８（ａ）の流れ図で説明される。例えば、これらのパラメータがステップ８０でＧａｉｎk＝１及びＯｆｆｓｅｔk＝０のように初期的に設定されると想定しよう。次いで、等式Ｓout＝（Ｓw＋Ｏｆｆｓｅｔeps）（１＋Ｇａｉｎeps）を使用しかつトランシーバへの２つの異なる信号入力に対するＳoutを測定することによって、それぞれ、ステップ８１及び８２でＯｆｆｓｅｔk及びＧａｉｎepsに対して値を計算することができる。校正のために、ＳoutをＳwに等しく設定するべきであり、このことは、Ｏｆｆｓｅｔk及びＧａｉｎkを、それぞれ、Ｏｆｆｓｅｔeps及びＧａｉｎepsに等しく設定できることを意味する。それゆえ、計算されたこれらの校正値をステップ８３でディジタル・トランシーバのディジタル計算部品５１内のメモリ５５に記憶する。
注意するのは、この説明に使用されたＯｆｆｓｅｔk及びＧａｉｎkの初期値は模範的校正ルーチンの説明を簡単化するために選択されたことである。実際に実施するに当たって、他の初期値を選択してよい。例えば、Ｏｆｆｓｅｔk及びＧａｉｎkに対する初期値を使用された受信機の型式に関連した典型的値に設定することができる。受信機が非校正モードで動作しているとき、ＳoutとＳwとの間の等式を達成するためにＯｆｆｓｅｔk及びＧａｉｎkの校正された値をメモリ５５から検索することができる。この検索を、例えば、トランシーバの初期化において遂行することができる。
図８（ｂ）の流れ図は、ディジタル・トランシーバのアナログ部分を校正する他の模範的技術を示す。特に、オフセット誤り及び利得誤りを図８（ｂ）に示したステップを遂行することによって補償することができる。まず、ステップ８４で、特定チャネル周波数で送信された信号を、指標ｉ＝１…ｎを付けられた複数ｎの異なる信号強度の各々で受信機に入力させることができる。次いで、これらの異なる信号強度の各々に対するＡＤ変換器の出力を、ステップ８５によって表したように、公称利得値及び公称オフセット値を決定するために使用することができる。これらの値を、例えば、下に掲げるような線形回帰（linear regression）を使用して計算することができ、ここにａ（ｉ）は各入力ｉに対する変換器出力を表し、かつｄ（ｉ）は各入力ｉの信号強度を表す。
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次いで、公称利得値Ｋ及び公称オフセット値Ｏを等式Ｓcorrected＝Ｋ*Ｓ＋Ｏに従ってステップ８６で補償値に変換することができる。この文脈における回帰技術の使用は技術上周知であり、興味のある読者はハイネ（Hine）及びモントゴメリー（Montgomery）著「エンジニアリング及びマネージメント科学における確率及び統計（Probability and Statistics in Engineering and Management Science）」の、例えば、３５９〜３６６頁、及びリチャードＣ・ドルフ（Richard C.Dorf）によって編集された「電気工学ハンドブック（The Electrical Engineering Handbook）」の２５１１〜２５１２頁を参照されたい。これらの開示は、言及することによってそれらの内容が本明細書に組み入れられている。この値を、例えば、（上に説明した）ルックアップ・テーブル内の余弦値及び正弦値を調節するために使用することができ、そうすることによって、ディジタル計算部品５１内の復調信号処理によって決定されたＩ成分及びＱ成分をアナログ受信機部分１４に導入された誤りを反映するように調節する。アナログ欠点を補償するために公称値Ｋ及びＯを使用する他の技術は、技術の熟練者に明らかである。
上述のように、或る種の誤りは、周波数の関数として値を変化することがある。例えば、本実施例によれば、帯域内フィルタ・リプル誤りを、トランシーバがそれで動作する特定チャネル周波数に関連した追加オフセット補償を施すことによって別個に補償することができる。しかしながら、帯域内フィルタ・リプルに由来するＲＳＳＩ誤りは、全てのチャネルについて測定されないで、トランシーバに関連した全ての帯域内チャネルに対してＲＳＳＩ補償を可能とする１組のチャネルについてのみ測定される。測定されたチャネルから、補間を使用して残りのチャネルを補償することができる。その組内の測定されるチャネルの数を、充分な精度が達成されるように選択するべきである。この模範的実施例では、８チャネルを測定のために選択する。これを図９に示したグラフによって眼に見えるようにすることができる。この図で、帯域内フィルタ・リプルに由来する測定された信号強度の変動を補償することが望まれる。帯域内フィルタ・リプルがないならば、帯域内測定値は線ＲＳＳＩに精密に従うであろう。しかしながら、この図に見られるように、実際の測定された信号強度は、帯域内周波数ｆ１からｆ２内でこの線の上下双方へ変動する。したがって、８つの異なる周波数を測定しかつ測定されたＲＳＳＩと理想的ＲＳＳＩとの間の差を決定する。例えば、図８（ｂ）の流れ図のステップ８７で、ＡＤ変換器の出力をやはり測定することができるが、しかしこのときは単一信号強度に対して複数の、例えば、８つの異なるチャネル周波数で測定できる。次いで、オフセットを、ＡＤ変換器の各出力毎に計算する。特に、これは、次の等式を使用して遂行される。
オフセット（チャネル）＝（入力信号強度／Ｋ）−変換器出力（チャネル）
次いで、ステップ８８で、各チャネル毎のオフセット値をメモリ５５に記憶する。この追加オフセット補償値を、Ｓcorrected＝Ｋnominal＊Ｓ＋Ｏnominal＋Ｏchannelを計算することによって上に説明した補償を改善するために使用することができる。Ｏchannelは、トランシーバがそれで動作しているチャネルに周波数で最も接近している測定されたオフセット（チャネル）を使用するか又は現在チャネルが間に存在する２つのオフセット（チャネル）を補間するかのどちらかによって決定される値であってよい。
上述の模範的実施例は、本発明の限定ではなく、そのあらゆる態様における例証であることを意図している。それゆえ、本発明は、技術の熟練者によって本明細書に含まれた説明から導出することができる詳細な実施に多くの変形実施例を生じる能力がある。したがって、このような変形実施例及び修正実施例は、次の請求の範囲によって明確にされる本発明の範囲と精神に含まれると考える。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８ａ】
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【図８ｂ】
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【図９】
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