(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２つの制御可能な電圧源（４、６）を有する、準誘導性負荷（２）用の電流供給装置であって、
前記電圧源はそれぞれ１つの電圧調整ユニット（１２、１４）を有し、
該電圧調整ユニットは入力側で直流電圧源（１６、１８）と接続されており、かつ出力端子（８１、８２；１０１、１０２）から被制御出力電圧（ｕＡ１，ｕＡ２）が取り出され、
前記直流電圧源（１６、１８）は電位的に絶縁分離されており、
前記電圧調整ユニット（１２、１４）の出力端子（８１、１０１）は直列に接続されている電流供給装置において、
第１の制御可能電圧源（４）は基本負荷動作のため、基本出力電圧（ｕＡ１）を送出するように構成されており、
少なくとも第２の制御可能電圧源（６）はピーク負荷動作のため、基本出力電圧（ｕＡ１）を越えるピーク出力電圧（ｕＡ２）を送出するように構成されており、
電位的に絶縁分離された前記直流電圧源及び前記電圧調整ユニット（１２、１４）の前記出力端子（８１、１０１）の直列接続により、前記負荷（２）には前記電圧源（４、６）の個々の電圧の和に相応する最大電圧を印加可能であり、
少なくとも１つの電圧調整ユニット（１４）は変調器としての制御ユニット（２６）と接続されており、ピーク負荷動作用に設けられた電圧源（６）の前記変調器（２６）にはオフセット装置（３２）が前置接続されており、該オフセット装置は制御器出力信号（ｉＲ）に少なくとも１つの時間的に一定の信号（３４）を重畳することを特徴とする、準誘導性負荷用の電流供給装置。
【請求項２】
少なくとも第２の電圧源(６)により形成されるピーク出力電圧（ｕＡ２）がゼロであるべき場合、少なくとも第２の電圧調整ユニット（１４）は阻止されない電流通過状態に切り換えられる請求項１記載の電流供給装置。
【請求項３】
少なくとも１つの別の制御可能電流源がピーク負荷動作のために設けられており、
ピーク負荷動作用の少なくとも２つの電圧源はピーク負荷動作のため、ピーク出力電圧をずらして送出するように構成されている請求項１または２記載の電流供給装置。
【請求項４】
少なくとも１つの別の制御可能な電圧源がピーク負荷動作のために設けられており、
ピーク負荷動作用の少なくとも２つの電圧源はピーク負荷動作のため、実質的にピーク出力電圧を等分に送出するように構成されている請求項１または２記載の電流供給装置。
【請求項５】
ピーク負荷動作用の少なくとも２つの電圧源の電圧調整ユニットは、スイッチング動作でパルス幅変調を介してピーク出力電圧を制御し、
電圧調整ユニットは時間的にずれて切り替わる請求項４記載の電流供給装置。
【請求項６】
ピーク負荷動作用の少なくとも２つの電圧源の電圧調整ユニットは、スイッチング動作でパルス幅変調を介してピーク出力電圧を制御し、
電圧調整ユニットは同時に切り替わる請求項４記載の電流供給装置。
【請求項７】
少なくとも１つの電圧調整ユニット（１２、１４）は２つのブリッジ分岐路（４２、４４）を有し、
該ブリッジ分岐路は直流電圧源（１６、１８）に並列に接続されており、
各ブリッジ分岐路（４２、４４）は直列に接続された２つの調整素子（４６１、４７１；４６２、４７２）からなり、
出力端子（８１、８２；１０１、１０２）は、各分岐路（４２、４４）の調整素子（４６１、４７１、４６２、４７２）間に配置されている請求項１から６までのいずれか１項記載の電流供給装置。
【請求項８】
調整素子（４６１、４７１、４６２、４７２）はスイッチング動作用に構成されており、
当該調整素子によって出力電圧がパルス幅変調を介して制御される請求項７記載の電流供給装置。
【請求項９】
調整素子（４６１、４７１、４６２、４７２）は線形動作用に構成されている請求項７記載の電流供給装置。
【請求項１０】
各調整素子（４６１、４７１、４６２、４７２）は少なくとも１つのトランジスタを有する請求項７から９までのいずれか１項記載の電流供給装置。
【請求項１１】
各調整素子（４６１、４７１、４６２、４７２）は少なくとも１つのフリーホイールダイオード（４９１、４９２、４９３、４９４）を有する請求項７から１０までのいずれか１項記載の電流供給装置。
【請求項１２】
少なくとも１つの電圧調整ユニット（１４）の調整素子（４６１、４７１、４６２、４７２）はそれぞれ制御ユニットまたは変調器（２６）と接続されており、
該変調器は制御器出力信号（ｉＲ）および周期的比較電圧（３６）に依存してパルス幅変調された制御信号を調整素子（４６１、４７１、４６２、４７２）に対して形成する請求項１から１１までのいずれか１項記載の電流供給装置。
【請求項１３】
制御ユニット（２４、２６）には制御器出力信号（ｉＲ）を適合するための増幅器（２８、３０）が配属されている請求項１または１２記載の電流供給装置。
【請求項１４】
増幅器（２８、３０）の増幅度は制御ユニット（２４、２６）の制御限界近傍で半分にされる請求項１３記載の電流供給装置。
【請求項１５】
少なくとも１つの直流電圧源（１６、１８）に並列に第１の放電装置（５０）が配置されている請求項１から１４までのいずれか１項記載の電流供給装置。
【請求項１６】
電圧源の出力端子（８１、８２、１０１、１０２）に並列に第２の放電装置（５２）が配置されている請求項１から１５までのいずれか１項記載の電流供給装置。
【請求項１７】
出力端子（８１と１０１）は核磁気共鳴画像装置のグラディエントコイル（２）と接続されている請求項１から１６までのいずれか１項記載の電流供給装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、少なくとも２つの制御可能な電圧源を有する、準誘導性負荷用の電流供給装置であって、前記電圧源はそれぞれ１つの電圧調整ユニットを有し、該電圧調整ユニットは入力側で直流電圧源と接続されており、かつ出力端子から被制御出力電圧が取り出され、前記直流電圧源は電位的に絶縁分離されており、前記電圧調整ユニットの出力端子は直列に接続されている電流供給装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
医用核磁気共鳴画像装置では、高速の二次元画像表示のために基本磁場に速いシーケンスで種々異なるグラディエント磁場を重畳することが必要である。例えばエコープラナーイメージング（ＥＰＩ）では、サンプルグラディエントの符号極性が交互に高速のシーケンスで変化される。
【０００３】
符号変化に必要な高速の電流変化を実現するための手段は、コンデンサおよびグラディエントコイルからなる共振回路をその共振周波数で、典型的にはｋＨｚ領域で駆動することである。このような装置では任意のパルス波形は得られず、サンプルグラディエントのパルス波形は正弦波だけが可能である。その際に得られるエコー信号は相応にサンプリングされ、ろ波されなければならない。付加的に、過渡特性は得られる結果を悪化させ得る。
【０００４】
磁気共鳴装置のグラデイエントコイル、すなわち準誘導性負荷に給電するための電流供給装置は、刊行物“Ａ  Ｇｅｎｅｒａｌ  Ｐｕｒｐｏｓｅ  Ｎｏｎ−Ｒｅｓｏｎａｎｔ  Ｇｒａｄｉｅｎｔ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｙｓｔｅｍ”，Ｏ．Ｍ．Ｍｕｅｌｌｅｒ，Ｐ．Ｂ．Ｒｏｅｍｅｒ，Ｊ．Ｎ．Ｐａｒｋ，Ｓ．Ｐ．Ｓｏｕｚａ著、Ｖｏｌ．１，Ｓｏｃｉｅｔｙ  ｏｆ  Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ  ｉｎ  Ｍｅｄｉｃｉｎｅ，Ｔｅｎｔｈ  Ａｎｕａｌ  ＳｃｉｅｎｔｉｆｉｃＭｅｅｔｉｎｇ  ａｎｄ  Ｅｘｈｉｂｉｔｉｏｎ，８月１０〜１６日、１９９１年から公知である。この電流供給装置は、グラディエント磁場の符号変化に必要な高速の電流変化を実現する。そのために線形グラディエント増幅器に並列に高電圧源が配置される。高電圧源は必要な場合にグラディエントコイルに接続される。これにより急峻な勾配を有するほぼ矩形の電流をグラディエントコイルに供給することができる。しかし電流上昇は実質的に不規則であり、コイルのオーム抵抗、インダクタンスおよび高電圧電源部の電圧に依存する。
【０００５】
冒頭に述べた形式の電流供給装置はドイツ特許公開公報第４０１７２０７号から公知である。この電流供給装置は放電加工、金属のカソードスパッタリングまたは材料加工のためのレーザ励起の分野で使用される。電圧調整ユニットとしてローセット調整器が使用される。これはそれぞれずらしてクロック制御される。これによる出力電圧の比較的に高い変動のため、平滑チョークのインダクタンスを通常の値に対して低減することができる。従って接続された負荷には急速に変化することのできる直流電流を給電することができる。しかしそこに記載された電流供給装置は１つの方向の直流電流しか送出することができない。さらに出力電圧が比較的に低い場合でも、すなわち準誘導性負荷において電流変化が小さい場合でも、電圧調整ユニットを僅かに制御すれば、直列に接続されたすべての被制御電圧源が作動されてしまう。このことは、短時間だけ高電圧が必要であるようなアプリケーションにおいて相応に高いスイッチング損失の原因となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、急峻で制御可能なパルス立上りを備えたパルス状の高出力電流を送出することのできる電流供給装置を提供することである。急峻な電流立上りとは準誘導性負荷の場合、電流供給装置が制御可能な高電圧を送出しなければならないことを意味する。その際短時間のピーク電圧が必要な場合は、電圧調整ユニットでのスイッチング損失も小さくなければならない。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題は本発明により、第１の制御可能電圧源は基本負荷動作のため、基本出力電圧を送出するように構成し、少なくとも第２の制御可能電圧源はピーク負荷動作のため、基本出力電圧を越えるピーク出力電圧を送出するように構成し、電位的に絶縁分離された直流電圧源及び電圧調整ユニットの出力端子の直列接続により、負荷には電圧源の個々の電圧の和に相応する最大電圧を印加可能であり、少なくとも１つの電圧調整ユニットは変調器としての制御ユニットと接続されており、ピーク負荷動作用に設けられた電圧源の変調器にはオフセット装置が前置接続されており、オフセット装置は制御器出力信号を少なくとも１つの時間的に一定の信号に重畳することにより解決される。
【０００８】
これによりピーク電圧が短時間しか必要でない場合でも電圧調整ユニットでの損失が小さく保持される。ピーク負荷に対する電圧源が必要ない場合は、負荷電流に起因する電圧調整ユニットの通過損失が例えばそこに配置されたダイオードおよび接続された調整素子で発生するだけである。
【０００９】
比較的に高い出力電圧を形成するために別の有利な実施例では、少なくとも１つの別の制御可能な電圧源がピーク負荷動作のために設けられる。その際ピーク負荷動作用の少なくとも２つの電圧源はピーク出力電圧をずらして送出するように構成される。ピーク出力電圧をずらして送出することにより、個々の電圧源での損失を小さく保持することができる。
【００１０】
別の有利な実施例では同様に、少なくとも１つの別の制御可能な電圧源がピーク負荷動作のために設けられる。その際ピーク負荷動作用の少なくとも２つの電圧源は実質的に等分にピーク出力電圧を送出するよう構成される。比較的にやや高い損失と引き替えに、この構成ではピーク負荷動作用の電圧源が良好に同期することが保証される。
【００１１】
有利にはピーク出力電圧を等分に送出するよう構成する場合、ピーク負荷動作用の少なくとも２つの電圧源の電圧調整ユニットがスイッチング動作でパルス幅変調によりピーク出力電圧を制御し、電圧調整ユニットは時間的にずれてスイッチングする。ピーク負荷動作用の電圧源の出力電圧をずらして送出しない場合、この電圧源は時間的にずれたスイッチング信号により制御され、これにより全出力電圧に対するスイッチング周波数が高められる。出力電圧の変動、例えば電流における変動は、電圧源のスイッチング過程が時間的に重なる場合よりも小さい。
【００１２】
電流パルスの急峻な正エッジおよび負エッジを形成するために、電圧調整ユニットは２つのブリッジ分岐路を有し、これらのブリッジ分岐路は直流電圧源に並列に接続されている。ここで各ブリッジ分岐路は直列に接続された２つの調整素子からなり、出力端子は各分岐路の調整素子の間に配置されている。
【００１３】
特に有利な実施例では、調整素子はスイッチング動作のために構成されており、調整素子により出力電圧はパルス幅変調を介して制御される。スイッチング動作によって、出力電圧の低損失制御が可能になる。スイッチング周波数が十分に高ければ、高い制御ダイナミックが保証され、出力電流の変動は無視できるほど小さくなる。
【００１４】
スイッチング電圧調整ユニットの別の有利な構成では、パルス幅変調に必要な変調器（この変調器はピーク負荷動作用の電圧源に配属されている）にオフセット装置が前置接続されている。オフセット装置は制御器出力信号を少なくとも時間的に一定の信号と重畳する。オフセット装置により、基本負荷動作用の電圧源が制御限界に達したときに初めてピーク負荷動作用の電圧源が変調されるようになる。
【００１５】
別の有利な構成では、制御器出力信号を整合するため変調器にそれぞれ増幅器が配属される。これにより個々の電圧源の特性曲線から合成される電流供給装置の特性曲線を線形にすることができる。
【００１６】
非対称制御による直流電圧源の充電を回避するため、直流電圧源に並列に第１の放電装置が配置される。
【００１７】
同様に充電を回避し、同時に順方向電圧により惹起される、調整素子の制御の際の非線形特性を回避するため、第２の放電装置が設けられる。この構成には、電圧源が出力電圧を送出するとき、放電装置にだけ損失が発生するという利点がある。
【００１８】
電流供給装置は特に、核磁気共鳴画像装置においてグラディエント磁場を形成するために必要な電流をグラディエントコイルに送出するのに適する。
【００１９】
【実施例】
図１に示された回路図は、準誘導性負荷２に対する電流供給装置の構成を示す。この負荷には急峻な電流エッジを備えた高いパルス状電流ｉが流れなければならない。電流の振幅は２５０Ａの領域にある。一方、急速な電流変化に必要な電圧は２ｋＶまでのオーダでなければならない。このような要求が、画像装置が断層写真を短時間で作成すべき場合、核磁気共鳴画像装置に対するグラディエントコイルの電流供給装置に課せられる。その際さらに、負荷変動および電圧変動に依存しないようにするため、電流上昇と電流下降が制御されなければならないという付加的な要求がある。さらに制御はそれぞれの最終値への過渡現象なしで行われなければならない。
【００２０】
図１に示された電流供給装置は、被制御電圧源４と６の直列回路である。これらの電圧源はその出力端子８１と８２ないし１０１と１０２に出力電圧ｕA1ないしｕA2を出力する。これらの出力電圧が合計で負荷２の電圧ＵAを定める。
【００２１】
個々の電圧源４と６はそれぞれ電圧調整ユニット１２ないし１４と、これに接続された直流電圧源１６ないし１８を有する。直流電圧源１６、１８は電圧調整ユニット１２、１４に対する入力電圧を交流電圧から形成する。その際、直流電圧源１６、１８相互の電位的な絶縁分離は、絶縁トランス２０ないし２２により交流電圧側で行われる。
【００２２】
電圧調整ユニット１２と１４に対して必要な制御信号は制御ユニット２４ないし２６により相応に処理された制御器出力信号ｉRから形成される。そのために制御器出力信号ｉRは増幅器２８と３０を介して増幅される。これは後で図８から図１２に基づきさらに説明する。
【００２３】
被制御電圧源４は、一方では負荷２のオーム性電圧成分を送出するように、他方では緩慢の電流変化のための誘導性電圧成分を送出するように構成されている。このことは、電圧源４は基本出力電圧を送出するために基本負荷動作に対して構成されていることを意味する。これに対し、被制御電圧源６は基本出力電圧を上回るピーク出力電圧を送出するためにピーク負荷動作に対して構成されている。すなわち電圧源６は、電圧源４が電流変化に必要な電圧を単独では供給できないときに初めて作動される。
【００２４】
既に述べたピーク負荷動作を確実にするため、増幅器３０にはオフセット装置３２により処理された信号が供給される。このオフセット装置は制御器出力信号ｉRに一定の信号３４（ここでは直流電圧源により示されている）を付加する。これにより制御ユニット２６は、制御器出力信号ｉRが所定の値を上回るか、ないし下回るときに初めてゼロとは異なる出力電圧ｕA2を形成するための制御信号を送出する。出力電圧ｕA2がゼロであるべき場合、電圧調整ユニット１４は負荷電流ｉが妨げられずに通過するよう切り換えられている。
【００２５】
基本負荷動作のために構成された被制御電圧源４は、ここでは線形動作またはアナログ動作で動作する。すなわち、出力電圧ｕA1は理想例では、増幅器２８により処理された制御器出力電圧ｉRの線形関数である。従って制御ユニット２４は駆動回路として構成されており、この駆動回路は２つの制御信号を送出しなければならない。制御ユニット２４と電圧調整ユニット１２との間に破線で示された接続は、電圧調整ユニット１２がスイッチング動作に対して構成されている場合に付加的に設けなければならない。
【００２６】
ピーク負荷動作のために設けられた電圧源６は第１の変形実施例ではスイッチング動作に対して構成されている。出力電圧ｕＡ２はパルス幅変調によって、直流電圧源１８により形成された直流電圧から形成される。従って制御ユニット２６は変調器として構成されており、この変調器は周期的三角信号３６を処理された制御器出力信号ｉＲと比較することにより、電圧調整ユニットに配置された調整素子の投入接続時間を決定する。破線で示した接続は周期的三角信号３６を制御ユニット２４に供給するためのもので、電圧源４が同様にスイッチング動作に対して構成されており、パルス幅変調を介して出力電圧ｕＡ１を形成する場合に設けることができる。制御ユニット２６と調整ユニット１４との間、並びに制御ユニット２６と周期的三角信号３６との間の破線で示した接続は、電圧源６が第２の変形実施例において線形動作で動作する場合は省略される。この場合、制御ユニット２６は駆動回路として構成され、この駆動回路は２つの制御信号を送出すればよいだけである。
【００２７】
通常の場合、電子回路はただ１つの基準電位に関連するので、少なくとも電圧調整ユニット１４には制御信号が電位的に絶縁されて供給されなければならない。電位的な絶縁分離はホトカプラ、光導波路、パルストランスまたは絶縁増幅器を介して行うことができる。
【００２８】
電流上昇および電流下降を備えた出力電流ｉは制御可能である。電流実際値ｉistは、抵抗３７における電流ｉによる電圧降下から形成することができる。電圧降下は差動増幅器３８により電流実際値ｉistに処理される。電流実際値ｉistおよび電流目標値ｉsollは制御器３９に供給される。制御器は入力量ｉistおよびｉsollから制御器出力信号ｉRを形成する。
【００２９】
ピーク出力電圧を等分に送出し、スイッチング動作する複数の電圧源６が直列に接続されている場合、電圧源４または６の制御は一方では同時に、他方では時間的にずらして行うことができる。電圧源を同時に制御する場合、良好な同期が得られ、その際すべての調整ユニット２６に対して１つの変調器が必要なだけである。時間的にずらして制御する場合、各電圧源６に対して１つの変調器が必要である。しかしその際の全出力電圧ｕAの変動は低減される。
【００３０】
図２はスイッチング動作する被制御電圧源の構成を示す。直流電圧源１８は図１に既に示したように、後置接続されたブリッジ整流器４０を備えた絶縁トランス２２を有する。ブリッジ整流器は充電コンデンサ４１で動作する。
【００３１】
電圧調整ユニット１４は２つの並列接続されたブリッジ分岐路４２と４４を有する。ブリッジ分岐路はそれぞれ直列に接続された２つの調整素子４６１、４７１と４６２、４７２を有する。調整素子４６１，４６２，４７１，４７２としてここでは並列に接続されたＭＯＳ電界効果トランジスタまたは絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が使用される。これらの制御端子４８１，４８２，４８３，４８４にはそれぞれ制御信号Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３，Ｕ４が供給され、この制御信号により調整素子４６１、４６２と４７１、４７２の導通遮断状態を制御することができる。調整素子４６１，４６２，４７１，４７２に並列にフリーホイールダイオード４９１，４９２，４９３，４９４が接続されている。出力端子１０１と１０２はそれぞれ、分岐路４２および４４の調整素子４６１，４７１と４６２，４７２との間に配置されている。パルス幅変調を介して出力電圧ｕA2の高さが定められ、その際スイッチング周期は所要の制御ダイナミックが達成され得るように選択される。
【００３２】
第１の放電装置５０が直流電圧源１８に並列に、第２の放電装置５２が出力端子１０１、１０２に並列に配置されている。放電装置の機能は後でさらに詳細に説明する。
【００３３】
図３に示された被制御電圧源は線形動作する。線形動作する電圧源は、基本負荷に対する電圧源４としても、ピーク負荷に対する電圧源６としても使用することができる。以下の説明では、ピーク負荷に対する電圧源６としての使用について述べる。直流電圧源１８の直流電圧形成は、図２に基づいて既に説明したように行われる。ここでも同様に電圧調整ユニット１４は並列に接続された２つのブリッジ分岐路４２と４４を有し、分岐路はそれぞれ直列に接続された２つの調整素子４６１，４７１および４６２，４７２を有する。調整素子はここではバイポーラトランジスタとして示されている。ブリッジ上側の調整素子４６１と４６２はＮＰＮトランジスタにより、ブリッジ下側の調整素子４７１と４７２はＰＮＰトランジスタにより実現される。これにより分岐路４２ないし４４の調整素子４６１、４７１と４６２、４７２の制御をそれぞれ制御信号Ｕ５，Ｕ６により行うことができる。これらの制御信号は端子４８５および４８６を介して供給される。
【００３４】
定電流源５４はダイオード５６と関連して、制御信号を送出する駆動増幅器の過負荷を阻止する。その際定電流源５４から送出可能な電流は、トランジスタ４６１，４６２，４７１，４７２の制御のために、最大負荷電流ｉの場合でもなお十分な余裕があるように選択されなければならない。ダイオード５８は駆動増幅器の電圧を制限し、ダイオード５６と共働してトランジスタ４６１，４６２，４４７１，４７２の飽和を回避する。個々のトランジスタ４６１，４６２および４７１，４７２はダーリントン回路または複数の個別トランジスタの並列回路により置換することができることを述べておく。
【００３５】
以下、図４に示されたパルス状負荷電流ｉの例で、電流供給装置の機能を説明する。被制御電圧源４は基本負荷動作で動作する。一方、被制御電圧源６はピーク負荷動作で動作する。負荷２はオーム性損失を有するインダクタンスである。図５には、図４の電流ｉに所属する出力電圧ｕAが示されている。この出力電圧ｕAは、制御器出力電圧ｉRと負荷２での電圧ｕAとが相互に比例すると仮定すれば、制御器出力電圧ｉRに相当する。
【００３６】
図４には、徐々に急峻になる電流エッジを有する３つの正の電流パルス６０、６２、６４と負の電流パルス６６が示されている。図５の出力電圧ｕAでは、第１の電圧源４から送出された出力電圧ｕA1は右上から左下へのハッチングにより示され、電圧源６から送出された出力電圧ｕA2は左上から右下へのハッチングにより示されている。出力電圧ｕA1とｕA2の合計が負荷２での電圧ｕAとなる。
【００３７】
図６は例として、スイッチング動作する図２の電圧源６が所定の負荷の際に図４に示された電流パルスを送出すべきである場合において、この電圧源６の制御端子４８１，４８２，４８３，４８４での制御信号Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３，Ｕ４を示す。
【００３８】
図７は例として、線形動作する図３の電圧源６が所定の負荷の際に図４に示された電流パルスを送出すべき場合において、この電圧源６の制御端子４８５と４８６での制御信号Ｕ５、Ｕ６を示す。
【００３９】
第１の電流パルス６０の急峻度は、電圧源４の出力電圧ｕＡ１が電流パルス６０を形成するのに十分であるように小さい。その際、電圧源６は導通に切り換えられる。このことは図２の電圧源６の場合、例えば調整素子４６１、４６２が制御端子４８１、４８２を介して投入接続され、一方調整素子４７１、４７２は制御端子４８３、４８４を介して遮断されることを意味する。図３の電圧源６の場合、例えば調整素子４６１、４６２が導通制御され、一方調整素子４７１、４７２は遮断される。そのために制御端子４８５ないし４８６での制御電圧Ｕ５とＵ６は負である。この場合振幅は、ダイオード４９１、４９２での負荷電流による電圧降下によっても調整素子４７１、４７２が導通しないように高くなければならない。
【００４０】
従って図２および図３の電圧源６の場合、電流は端子１０１から端子１０２へダイオード４９１と調整素子４６２を介して流れることができ、また電流は端子１０２から端子１０１へダイオード４９２と調整素子４６１を介して流れることができる。半導体で発生する損失電力は、負荷電流を導通するダイオード、例えばダイオード４９１または４９２と、負荷電流を導通する被制御調整素子、例えば調整素子４６２または４６１の順損失から生じる。もちろん出力電圧ゼロを形成するため、調整素子４７１と４７２を導通に制御し、調整素子４６１と４６２を遮断することもできることを述べておく。図２および図３の回路は上に述べた例と同じように機能する。これについてはさらに説明する。
【００４１】
第２の電流パルス６２では電流エッジがさらに急峻になっている。そのため２つの電圧源４と６を電流形成のために作動しなければならない。電圧源４は完全に制御され、付加的に電圧源６の制御も行われる。図２の電圧源６は、パルス幅変調の形で調整素子４６１と４７１が交互に投入−遮断接続される場合、正の出力電圧ｕA2を送出する。ここで出力電圧ｕA2の平均値は、図５および図６に示すように調整素子４７１の投入接続持続時間が増大すると共に増大する。調整素子４６２がさらに投入接続され、調整素子４７２がさらに遮断される。図３の電圧源６は、図７に示すように制御電圧Ｕ６がそのまま負の際に制御電圧Ｕ５が増加して正となるとき、増大する正の出力電圧ｕA2を送出する。
【００４２】
パルス頭部（パルス６２の水平な頭の部分）では、オーム性損失をカバーするため電圧源４だけが変調される。電圧源６は再び導通に切り換えられる。電流パルス６２の終了時には、所要の負の電圧により電圧源４は完全に制御され、この場合も電圧源６の付加的制御が行われる。図２の電圧源は、パルス幅変調の形で調整素子４６２と４７２が交互に投入および遮断接続される場合、負の出力電圧ｕA2を送出する。その際出力電圧ｕA2の平均値は、図６および図６に示すように調整素子４７２の投入接続持続時間が増大すると共に負になる。その際調整素子４６１が投入接続され、調整素子４７１が遮断される。
【００４３】
図３の電圧源６は、図７に示すように制御電圧Ｕ５が負である場合において制御電圧Ｕ６が増加して正になると、負の方向に増大する出力電圧ｕA2を形成する。
【００４４】
電流パルス６４では、電圧源４に加えて電圧源６もほぼ完全に制御される。パルス６４の電流形成の際に、負荷２での電圧反転が必要である。そのために電圧源４は完全に、電圧源６はほぼ完全に変調される。パルス６４の電流減少は常に、負の電流パルス６６の電流形成に先行して行われる。その際、パルス６６のパルス頭部に対する電圧は被制御電圧４の負電圧によって専ら形成することができる。
【００４５】
基本負荷動作に対して設けられた電圧源２の電圧が、小さなランプ勾配を有する電流パルスの形成、並びにオーム性電圧降下をカバーするのに十分であるという基本が明らかである。急峻な電流エッジに対して比較的に高い電圧が必要になって初めて、電圧源６が付加接続される。その際電圧源４は完全に制御される。電圧源６は電圧需要が高いときだけ変調される。
【００４６】
図２の電圧源６がスイッチング動作する場合、変調を電流方向および電流高さの基準だけ拡張することができる。すなわち、変調は図示のように電流が小さい場合だけ行われる。端子１０１から電圧源６への、および端子１０２から電圧源６への電流が比較的大きい場合、基本的に電流を通さない調整素子４６１と４７２は遮断される。反対方向の電流が大きい場合、上に述べたように、基本的に電流を通さない調整素子４６２と４７１が遮断される。
【００４７】
さらに図３の電圧源６では電流減少の際、フリーホイールダイオード４９１〜４９４を介したネルギー回復が次の場合に生じる。すなわち、図３の電圧源６が線形動作し、完全に制御され、制御電圧Ｕ５またはＵ６の一方が負であり、他方が正であり、かつ直流電圧源１８の電圧よりも大きい場合に生じる。図３の電圧源６においてエネルギー回復が可能なこの状況は、電圧源６が線形動作する場合、放電装置５０と５２を正当化する。
【００４８】
直列に接続された電圧調整ユニット１２、１４のスイッチング時間および安全時間が種々異なり、また制御信号も種々異なるため、さらに上昇電流ランプおよび下降電流ランプの急峻度が種々異なるため、電圧調整ユニット１２、１４と接続された直流電圧源１６と１８が充電されることがあり得る。この非対称性に起因する電圧源４と６の充電は、最も簡単な場合図２および図３に示された第１の放電装置５０により阻止される。放電装置５０はここでは抵抗からなる。この抵抗は充電コンデンサ４１に並列に接続されており、その大きさは電流経過の非対称性および負荷回路のオーム性損失に依存する。損失が小さければ、必要な場合だけ作用する放電装置５０でよい。この放電装置は遠隔投入接続可能であるか、または直流電圧源１６または１８の電圧に依存して動作する。放電装置５０としてのＤＣ−ＤＣコンバータにより、エネルギーは損失熱へ変化しなくなる。ＤＣ−ＤＣコンバータは充電エネルギーを他方の直流電圧源１６または１８に分散する。
【００４９】
第２の放電装置５２はここでは同様に抵抗からなる。この抵抗は出力端子１０に並列に接続されている。放電装置５２には、電圧源４または６に出力電圧ｕA1またはｕA2が印加された場合だけ損失電力が発生するという利点がある。付加的に第２の放電装置５２は有利な作用を有する。すなわち、順方向電圧により惹起される非線形性が導通制御の際に回避されるである。ＲＣ素子を放電装置５２として図２の電圧源６と組み合わせて使用すれば、スイッチング過程による損失電力が発生することとなる。しかし図３の電圧源６と関連して使用すれば、出力電圧ｕA2の変化による損失電力だけが発生することとなる。
【００５０】
電圧調整ユニット１４のスイッチング動作では、制御信号の安全時間のため、スイッチとして構成された調整素子が投入接続されるべき時間が短縮され、遮断されるべき時間が延長される。スイッチング動作する調整ユニット１２、１４では電流形成と電流減少の際の電流経路が異なるため、電圧源６のヒステリシス特性が得られる。電圧調整ユニット１２、１４によりスイッチング動作する電圧源４と６が専ら直列に接続されていれば、電流源が全体としてヒステリシス特性を有するため、制御に対して付加的要求が課せられない。しかし電圧調整ユニット１２が線形動作し、電圧調整ユニット１４がスイッチング動作する場合、制御回路の安定化のため付加的手段が必要である。この問題を図８に基づき以下説明する。図８から図１２に示された特性曲線では、基本負荷に対する被制御電圧源４が線形動作し、ピーク負荷に対する被制御電圧源６がスイッチング動作することが前提である。図８では、特性曲線の上部にヒステリシス形状が示されている。ここでは電流形成に対しては特性曲線の分岐７２が、電流減少に対しては分岐７２が重要である。特性曲線の水平部分７４は制御ギャップないし安全時間による電流減少の際に生じる。電流減少の際には、領域７６での対向電圧により両方の電圧調整ユニット１２と１４が制御される。ここでは両方の電圧源４と６の直列回路の増幅度が二重になり、このことにより制御回路ではこの領域での制御の際に制御発振が生じ得る。比較的に高いオフセット信号３４により電圧源６の制御特性曲線を、増幅度の上昇が発生しないようにシフトすることができる。しかしこれにより大きな制御ギャップ７４が発生する。これは図９に示されている。
【００５１】
この制御ギャップ７４は、以下図１０から図１２に基づいて説明する特性曲線の整合により回避することができる。図１０は、基本負荷電圧源４の特性曲線を示す。ここで、二重増幅度が発生し得る重なり領域７８では特性曲線の増幅度が半分である。同様に図１１に示した電圧源６の特性曲線でも、開始重なり領域７８で増幅度が半分である。オフセット装置３２の相応の調整により、２つの特性曲線が次のように相互にシフトされる。すなわち、重なり領域７８全体で増幅度が少なくとも通常作用する増幅度の半分であるようにし、しかしこの増幅度が通常の増幅度よりも大きくならないようにシフトするのである。個々の特性曲線の和としての全体特性曲線が図１２に示されている。これにより二重増幅度と増幅度ゼロの不利な影響（これは図９の特性曲線に発生している）が補償される。
【００５２】
【発明の効果】
本発明により、急峻で制御可能なパルス立上りを備えたパルス状の高出力電流を送出することのできる電流供給装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】基本負荷に対する被制御電圧源とピーク負荷に対する被制御電圧源の直列回路を有する電流供給装置のブロック回路図である。
【図２】スイッチング動作用の被制御電圧源のブロック回路図である。
【図３】線形動作用の被制御電圧源のブロック回路図である。
【図４】パルス状出力電流の波形図である。
【図５】図４のパルス電流における電流供給装置の出力電圧の波形図である。
【図６】図２の電圧源に対する制御信号の例を示す波形図である。
【図７】図３の電圧源に対する制御信号の例を示す波形図である。
【図８】基本負荷用電圧源が線形動作し、ピーク負荷用電圧源がスイッチング動作する場合の電流供給装置の特性曲線図である。
【図９】異なるオフセット信号により部分的に線形化された特性曲線図である。
【図１０】上部制御領域において増幅度が半分にされた、線形動作する基本負荷用電圧源の特性曲線図である。
【図１１】下部制御領域において増幅度が半分にされた、スイッチング動作するピーク負荷用電圧源の特性曲線図である。
【図１２】図８と図９の特性曲線の和からなる電流供給装置の特性曲線図である。
【符号の説明】
２  負荷
４、６  被制御電圧源
１２、１４  電圧調整ユニット
１６、１８  直流電圧源
２０、２２  絶縁トランス
２４、２６  制御ユニット
２８、３０  増幅器
３２  オフセット装置
４０  ブリッジ整流器
５０、５２  放電装置
４６１、４６２、４７１、４７２  調整素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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