(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スター結線の第１コイルと、
スター結線の第２コイルと、
この第１および第２コイルの中性点にそれぞれ接続され、一対の中性点間に電池を接続するための一対の電池用端子と、
前記第１コイルの端部に出力側が接続され、入力側の直流電力を多相交流に変換して第１コイルに供給する第１インバータと、
前記第２コイルの端部に出力側が接続され、入力側の直流電力を多相交流に変換して第２コイルに供給する第２インバータと、
この第１および第２インバータの共通接続された入力側に接続され、コンデンサに接続するための第２端子と、
を含み、
これらを１つの筐体内に収容し、電池の電力を第１および第２コイル、第１および第２インバータを介し前記コンデンサに輸送することが可能なインバータ一体型駆動装置。
【請求項２】
請求項１に記載の装置において、
前記第１コイルおよび第２コイルに近接して、１つのロータを配置し、前記第１および第２コイルによって、１つのロータを回転駆動するインバータ一体型駆動装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の装置において、
第１および第２のスター結線のコイルのうちの一方のコイルに供給する電流の最大振幅値を減少させ、その減少分に対応する電流を他方のコイルに供給する電流に加算するインバータ一体型駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータと、コイルを内蔵するとともに、昇圧機能を有するインバータ一体型駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、直流電力をインバータによって交流に変換し、交流モータを駆動するシステムが普及している。このシステムでは、インバータの制御によって、交流モータに対する電流供給を広範囲で容易に制御することができ、各種の用途で広く利用されている。例えば、電気自動車やハイブリッド自動車においては、搭載した電池からの直流電力をインバータにより所望の（出力トルク指令に応じた）交流電流に変換して駆動モータに供給している。なお、このシステムでは、回生電力を電池の充電に利用することもでき、非常に有利である。
【０００３】
ここで、インバータとモータの間には、大きな電流が流れる配線が必要であり、なるべく近くに配置することが求められる。特に、車両に搭載するモータの場合には、コンパクトにまとめられていることが要求される。
【０００４】
そこで、インバータとモータを１つの筐体に収容したインバータ一体型モータが従来から知られている。この構成によれば、配線の引き回しも容易となり、全体としてコンパクトに構成することができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、インバータには、電池からの直流電圧が供給され、インバータはこれを交流に変換する。車両用のモータでは、発進時などに大きなトルクを発生する必要があり、モータの出力が非常に大きくなる。このような場合、電池電圧が低いと、その出力を得るための電流値が非常に大きくなってしまい、エネルギーロスが大きくなる。そこで、電池電圧を十分高くしたい。電池容量を十分大きくすれば、電池電圧の変動を抑制することはできるが、電池容量を非常に大きくすることは困難であり、電池電圧が変動することは避けられない。
【０００６】
一方、電池電圧を比較的低電圧にしておき、昇圧コンバータを用いて、高電圧にするシステムも知られている。このシステムによれば、電池電圧を比較的低電圧にでき、インバータ入力電圧およびモータ入力電圧を高電圧に維持することができる。
【０００７】
しかし、昇圧コンバータは、スイッチングトランジスタの他にコイルを要する。そこで、このような昇圧コンバータをモータと一体化することは、かえって場所をとり、その設置が困難になるという問題があった。
【０００８】
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、昇圧機能を有しつつ、コンパクトに形成できるインバータ一体型駆動装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明では、スター結線のコイルと、このコイルの中性点に接続され、電池に接続するための電池用端子と、前記コイルの端部に出力側が接続され、入力側の直流電力を多相交流に変換してコイルに供給するインバータと、このインバータの入力側に接続され、インバータに直流電力を供給するコンデンサに接続するためのコンデンサ用端子と、を含み、これらを１つの筐体内に収容し、電池の電力をコイル、インバータを介し前記コンデンサに輸送することが可能である。
【００１０】
このように、コイルの中性点に電池を接続することで、電池の電力をコンデンサに輸送して昇圧することができる。そして、このような昇圧機能を有するにも拘わらず、別体の昇圧コンバータは不要であり、インバータ一体型駆動装置を得ることができる。
【００１１】
また、本発明は、スター結線の第１コイルと、スター結線の第２コイルと、この第１および第２コイルの中性点にそれぞれ接続され、一対の中性点間に電池を接続するための一対の電池用端子と、前記第１コイルの端部に出力側が接続され、入力側の直流電力を多相交流に変換して第１コイルに供給する第１インバータと、前記第２コイルの端部に出力側が接続され、入力側の直流電力を多相交流に変換して第２コイルに供給する第２インバータと、この第１および第２インバータの共通接続された入力側に接続され、コンデンサに接続するための第２端子と、を含み、これらを１つの筐体内に収容し、電池の電力を第１および第２コイル、第１および第２インバータを介し前記コンデンサに輸送することが可能であることを特徴とする。
【００１２】
このように、一対のスター結線コイルの中性点間に電池を接続する装置では、２つのスター結線コイルの中性点間の電位差が規定されるだけであって、それぞれのスター結線コイルの平均電位（中性点電位）自体は任意に設定することができる。そこで、コンデンサ電圧（インバータ入力電圧）について、幅広い制御を行うことができる。
【００１３】
また、前記第１コイルおよび第２コイルに近接して、１つのロータを配置し、前記第１および第２コイルによって、１つのロータを回転駆動することが好適である。
【００１４】
また、第１および第２のスター結線のコイルのうちの一方のコイルに供給する電流の最大振幅値を減少させ、その減少分に対応する電流を他方のコイルに供給する電流に加算することが好適である。
【００１５】
この構成により、最大電流を低減することができ、インバータやコイルも小さくすることができ、好適な一体型駆動装置を得ることができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００１７】
図１は、本発明に係るインバータ一体型モータを含むシステム全体の回路構成を示す図である。この構成は、特願２００１−３３１１７５号において提案したものと同一である。
【００１８】
すなわち、図に示した動力出力装置２０は、Ｙ結線（スター結線）された二つの三相コイル２４，２６を有する２コイルモータ（以下、２Ｙモータという）２２と、二つの三相コイル２４，２６に各々接続され正極母線３４と負極母線３６を共用する二つのインバータ回路３０，３２と、正極母線３４と負極母線３６とに接続されたコンデンサ３８と、２Ｙモータ２２の二つの三相コイル２４，２６の中性点間に設けられた直流電源４０と、装置全体をコントロールする電子制御ユニット５０とを備える。
【００１９】
図２は、２Ｙモータ２２の二つの三相コイル２４，２６の関係を例示する説明図である。２Ｙモータ２２は、例えば外表面に永久磁石が貼り付けられたロータと、図２に例示するように二つの三相コイル２４，２６を回転方向に角度αだけずらして巻回されたステータとから構成されており、二つの三相コイル２４，２６が巻回されている点を除いて通常の発電可能な同期発電電動機と同様の構成をしている。三相コイル２４，２６は回転方向に角度αだけずれているから、２Ｙモータ２２は六相のモータと考えることもできる。こうした２Ｙモータ２２を駆動するには、インバータ回路３０により三相コイル２４に印加される三相交流に対してコイルずれ角αだけ位相差をもった三相交流が三相コイル２６に印加されるようインバータ回路３２を制御すればよい。なお、２Ｙモータ２２の回転軸は実施例の動力出力装置２０の出力軸となっており、この回転軸から動力が出力される。実施例の２Ｙモータ２２は前述したように発電電動機として構成されているから、２Ｙモータ２２の回転軸に動力を入力すれば、２Ｙモータ２２により発電できるようになっている。
【００２０】
インバータ回路３０，３２は、共に６個のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６と６個のダイオードＤ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６とにより構成されている。６個のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６は、それぞれ正極母線３４と負極母線３６とに対してソース側とシンク側となるよう２個ずつペアで配置され、その接続点に２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６（ＵＶＷ）の各々が接続されている。したがって、正極母線３４と負極母線３６とに電圧が作用している状態で対をなすトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６のオン時間の割合をコイルずれ角αの位相差をもって制御すれば、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６により回転磁界を形成し、２Ｙモータ２２を回転駆動することができる。
【００２１】
また、本実施形態において、２つの三相コイル２４，２６を別々に配置し、それぞれに対応するロータを設け、２つの全く別のモータとして構成してもよい。
【００２２】
電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、処理プログラムを記憶したＲＯＭ５４と、一時的にデータを記憶するＲＡＭ５６と、入出力ポート（図示せず）とを備える。この電子制御ユニット５０には、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕｖｗの各相に取り付けられた電流センサ６１〜６６からの各相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２や２Ｙモータ２２の中性点に取り付けられた電流センサ６７からの中性点電流Ｉｏ，２Ｙモータ２２の回転軸に取り付けられた回転角センサ６８からの２Ｙモータ２２の回転子の回転角θ，コンデンサ３８に取り付けられた電圧センサ７０からのコンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃ，２Ｙモータ２２の駆動に関する指令値などが入力ポートを介して入力されている。ここで、電流センサ６１〜６３および電流センサ６４〜６６のうちの各々いずれか一つは省略可能であり、いずれか一つを異常検出専用のセンサとして用いるものとしてもよい。また、電子制御ユニット５０からは、インバータ回路３０，３２のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６のスイッチング制御を行なうための制御信号などが出力ポートを介して出力されている。
【００２３】
「２ＹＤＣにおけるコンデンサ電圧制御」
上述のように、本実施形態では、２つの多相コイルの中性点間に直流電源を配置し、２つの多相コイルへの電力供給を制御するインバータ回路３０，３２のスイッチングを制御することで、２つのインバータ回路３０，３２の電源であるコンデンサ３８の電圧を制御した。
【００２４】
ここで、本実施形態の２ＹＤＣシステムをインバータの内部を省略して書き直すと図３のように表すことができる。
【００２５】
すなわち、コンデンサＣの一端は一定電圧の電源（例えば、アース）に接続されている。そして、このコンデンサＣの両端がインバータＩＮＶ１、インバータＩＮＶ２にそれぞれ接続されている。すなわち、コンデンサＣの出力が電源としてインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２に入力されている。
【００２６】
インバータＩＮＶ１は、３相の出力Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を有し、ここにモータコイルＭ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相のコイルがそれぞれ接続されている。また、インバータＩＮＶ２は、３相の出力Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を有し、ここにモータコイルＭ２のＵ，Ｖ，Ｗの３相のコイルがそれぞれ接続されている。
【００２７】
ここで、モータコイルＭ１、Ｍ２は、別々に示しているが、上述のように１つのモータのコイルであり、通常の場合モータに所定角度だけ異なるように配置され、その所定角度だけ異なる位相の電流が供給される。これによって、両モータコイルＭ１，Ｍ２に供給する電流の両方がモータ駆動電流として機能する。
【００２８】
モータコイルＭ１、Ｍ２の各相モータコイルは中性点で共通接続されており、モータコイルＭ１、Ｍ２の中性点同士がバッテリＢを介し接続されている。この例では、モータコイルＭ１の中性点にバッテリＢの正極が接続され、モータコイルＭ２の中性点にバッテリＢの負極が接続されている。
【００２９】
なお、図示は省略したが、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２は、それぞれ第１電源ｐと第２電源ｍ間（図示の例では第１電源ｐがアース）に配置された２つのスイッチングトランジスタの直列接続からなるアームを３つ有しており、これらアームの中点が各相コイル端に接続されている。
【００３０】
従って、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２内のスイッチングトランジスタのオンオフを制御することによって、コンデンサＣから所望の電流をモータコイルＭ１、Ｍ２に供給し、これらを駆動することができる。さらに、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２における上側トランジスタのオン期間と、下側トランジスタのオン期間の長さに差を付けることによって、モータコイルＭ１、Ｍ２における中性点から出入りするモータ駆動用の相電流以外の電流（零相電流）が制御される。
【００３１】
ここで、本実施形態では、１つのコンデンサＣの両端電圧（出力電圧）Ｖｃを電源としてインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２が駆動される。そして、バッテリＢの両端電圧（出力電圧）Ｅは基本的に変動しない。そこで、零相電流を制御することで、モータコイルＭ１、Ｍ２の中点電位をバッテリＢの電圧分だけの差を維持しつつ、任意に設定することができる。
【００３２】
なお、図３に示すように、第１電源ｐの電圧はＶｐ、第２電源ｍの電圧はＶｍ、コンデンサＣの出力電流はｉｃ、コンデンサＣの両端電圧はＶｃ（＝｜Ｖｍ−Ｖｐ｜）、インバータＩＮＶ１の第１電源ｐからの電流はｉｐ１、インバータＩＮＶ１の第２電源ｍからの電流はｉｍ１、インバータＩＮＶ２の第１電源ｐからの電流はｉｐ２、インバータＩＮＶ２の第２電源ｍからの電流はｉｍ２である。また、モータコイルＭ１について、ｕ相電流ｉｕ１，ｖ相電流ｉｖ１、ｗ相電流ｉｗ１、ｕ相端電圧Ｖｕ１、ｖ相端電圧Ｖｖ１、ｗ相端電圧Ｖｗ１、モータコイルＭ２について、ｕ相電流ｉｕ２、ｖ相電流ｉｖ２、ｗ相電流ｉｗ２、ｕ相端電圧Ｖｕ２，ｖ相端電圧Ｖｖ２、ｗ相端電圧Ｖｗ２である。モータコイルＭ１の中性点電圧はＶｚ１、モータコイルＭ２の中性点電圧はＶｚ２、バッテリＢ電圧はＥ、零相電流はｉｅである。
【００３３】
特に、本システムでは、モータコイルＭ１、Ｍ２の中性点電位Ｖｚ１，Ｖｚ２と、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の電源電圧、すなわちコンデンサＣの出力電圧Ｖｃの関係は、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２における上側トランジスタと、下側トランジスタのオン期間の比で定まり、２つのモータコイルＭ１、Ｍ２の中性点間の電位差は、バッテリＢ電圧Ｅ（＝｜Ｖｚ１−Ｖｚ２｜）である。従って、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の上側トランジスタと、下側トランジスタのオン期間の比（変調率）によって、コンデンサＣの両端電圧が決定されることになる。
【００３４】
また、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２は、内部のスイッチングトランジスタをＰＷＭ制御することによって、モータコイルＭ１、Ｍ２の中性点電位Ｖｚ１，Ｖｚ２を制御する。ここで、上側トランジスタのオン期間と下側トランジスタのオン期間の比（変調率）は、図４（ａ）、４（ｂ）に示すように、三角波である搬送波の一周期に対する電圧指令値の振幅の割合である。すなわち、電圧指令値を高くすると、それだけ三角波が指令値を上回る期間が少なくなる。そして、三角波が指令値を上回る期間を各相の上側トランジスタのオン期間、下側トランジスタのオフ期間とすることで、上下トランジスタのオン期間の比（すなわち変調率）が決定される。図４（ａ）には、インバータＩＮＶ１の変調率ｄ１が示されており、図４（ｂ）には、インバータＩＮＶ２の変調率ｄ２が示されている。
【００３５】
このように、変調率によって、中性点電位が決定され、この中性点電位とコンデンサ電圧の比は、変調率で決定される。さらに、２つの中性点電位の電位差は、バッテリＢの電圧Ｅである。従って、変調率と、コンデンサ電圧Ｖｃの間には、次の関係がある。
【００３６】
Ｖｃ＝Ｅ／（ｄ１−ｄ２）
そこで、両インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の変調率を制御することで、コンデンサ電圧Ｖｃを決定することができる。
【００３７】
なお、上述の例では、インバータの搬送波周期Ｔｓに対し、デッドタイムをおかずにスイッチングトランジスタをオンオフした。すなわち、デューティー比５０％の場合には、上下トランジスタとも５０％の期間オンするようにした。しかし、スイッチング期間における貫通電流を完全になくすために、上下トランジスタを両方ともオフするデッドタイムＴｄを設ける場合も多い。この場合には、上述の式は、次のように書き換えて適用される。
【００３８】
Ｖｃ＝Ｅ／｛（ｄ１−Ｔｄ／Ｔｓ）−（ｄ２＋Ｔｄ／Ｔｓ）｝
このように、デッドタイムを設ける場合においても、変調率ｄ１，ｄ２を制御することでコンデンサ電圧Ｖｃを決定することができる。
【００３９】
さらに、図５には、さらに他の変形例を示してる。この例では、モータコイルとして、Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３の３つを有している。そして、モータコイルＭ１，Ｍ２の中性点間がバッテリＢ１で接続され、モータコイルＭ２，Ｍ３の中性点間がバッテリＢ２で接続されている。また、モータコイルＭ１には、インバータＩＮＶ１の出力が接続され、モータコイルＭ２には、インバータＩＮＶ２の出力が接続され、モータコイルＭ３には、インバータＩＮＶ３の出力が接続されている。そして、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３の入力には、コンデンサＣの両端が接続されている。
【００４０】
このようなシステムにおいて、コンデンサＣの出力電圧をＶｃ、バッテリＢ１の出力電圧をＥ１、バッテリＢ２の出力電圧をＥ２、インバータＩＮＶ１の変調率をｄ１、インバータＩＮＶ２の変調率をｄ２、インバータＩＮＶ３の変調率をｄ３とすると、これらには次の関係がある。
【００４１】
Ｖｃ＝Ｅ１／（ｄ１−ｄ２）＝Ｅ２／（ｄ２−ｄ３）
従って、この式を満足するようにして変調率ｄ１，ｄ２，ｄ３を制御することで、所望のコンデンサ電圧Ｖｃを得ることができる。また、Ｅ１／（ｄ１−ｄ２）と、Ｅ２／（ｄ２−ｄ３）の値を異ならせることで、バッテリＢ１，Ｂ２間における電荷を輸送することができる。
【００４２】
なお、モータコイルＭ１，Ｍ２，Ｍ３の３つとしたが、４以上としても同様の制御を行うことができる。また、複数のモータコイルは、１つの電動機を構成しても、複数の電動機を構成してもよい。
【００４３】
「振幅最大値の抑制」
次に、本システムにおける電流振幅最大値の抑制について説明する。これは、２つのモータコイルＭ１，Ｍ２への電流の分配を変更することで達成する。
【００４４】
「実施形態の効果」
実施形態に係る制御の具体例を説明する前に、モータ出力と相電流との関係をシミュレーションで示し、本発明の電流低減効果を示す。
【００４５】
このシミュレーションは以下の手順で行った。最初に、１つの相（ここでは、ｕ相）の相電流ｉｕ１を、一回転での平均値（直流成分）ｉｄｃとそれ以外の成分（交流成分）ｉａｃとに分ける。さらに、交流成分ｉａｃについては、その振幅Ｉａｃで規格化した関数ｇ（θ）を導入する。
【００４６】
すなわち、
【数１】
0003851208.tif 000002
とする。
【００４７】
つづいて、本システムの電池電圧Ｅとコンデンサ電圧Ｖｃの関係から電圧Ｖｗを定義する。これは、相電流の振幅Ｉａｃは、コンデンサ電圧Ｖｃから電池電圧Ｅを減算した電圧が最大値になるからである。また、同時に各コイルに印加される電圧ｖｖは上述の電流ｉａｃと一定の位相差（力率ｃｏｓφ）で推移すると仮定する。
【００４８】
すなわち、
【数２】
Ｖｗ＝Ｖｃ−Ｅ              （６）
ｖｖ＝Ｖｗｇ（θ＋φ）        （７）
とする。
【００４９】
また、モータ出力Ｗｏと各コイルがする仕事との関係は、コイルが６本あるので、次式のように整理できる。
【００５０】
【数３】
0003851208.tif 000003
また、モータ出力は損失が十分に小さいとしてＷｏ＝ｉｅＥと近似できる。この関係より次式を得る。
【００５１】
【数４】
ｉｅ＝Ｗｏ／Ｅ              （１３）
以上より、各相コイルを流れる電流は式（１２）、（１３）で求められるＩａｃ，ｉｅを利用し次式で求められる。ただし、ｉｅのリップル分は考慮していない。
【００５２】
【数５】
0003851208.tif 000004
次に、解析に用いる条件を示す。電池電圧Ｅ＝４２Ｖ  または１０５Ｖ、コンデンサ電圧Ｖｃ＝２１０Ｖ（昇圧率Ｖｃ／Ｅ＝５，または２）、力率ｃｏｓθ＝０．８で、モータ出力Ｗｏに対する交流電流振幅の大きさの最大値の通電方法による違いを示す。
【００５３】
この結果を、図６〜図８に示す。これらの図は、昇圧率の違いによる相電流最大値の違いを示しており、横軸がモータ出力、縦軸が相電流最大値（ｉｍａｘ）、実線が相電流最大値、波線が相電流最大値のうちの直流成分（ｉｅ／３）を示している。
【００５４】
図６は従来の通電時の相電流最大値、図７は零相リップル非許容条件での最大抑制通電時の相電流最大値、図８は零相リップル許容条件での最大抑制通電方法（４．２．２  節）時の、相電流最大値を示している。
【００５５】
これらの図より以下のことがわかる。
【００５６】
・いずれの場合にも、相電流の大きさは昇圧率により大きく変化し、昇圧率が高いほうが相電流に占める直流成分の比率が大きい。
【００５７】
・また、通電法の違いによる相電流の大きさの抑制効果が確認できる。
【００５８】
・Ｗｏ＝４０ｋＷ、昇圧比５倍で相電圧の最大値（交流成分、直流成分）を比較すると、図６の従来通電では、最大値４７７Ａ（１５９，３１７Ａ）、図７では、４５４Ａ（１３６，３１７Ａ）、図８では、４０２Ａ（８５，３１７Ａ）である。
【００５９】
「本発明の基本となる従来の通電方法の説明」
図６に示す２ＹＤＣ可変型インバータの従来の通電方法について、説明する。図３に示す２ＹＤＣ可変型インバータに、通常流される相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２は、零相電流をｉｅ、交流電流振幅をＡ、ロータ回転数、回転角をそれぞれω，θ（θ＝ωｔ）とすれば、次式で表される。
【００６０】
【数６】
0003851208.tif 000005
ここで、Ａ＝１（Ａ），ｉｅ＝３（Ａ）とすると、式（１５）〜（２０）は、図９の関係が有る。ただし、図９は上段から、ｉｕ１，ｉｕ２各々の電流が１段目、ｉｕ１とｉｕとの電流の和が２段目、相電流をｄｑ軸変換した後のｄ軸電流ｉｄ１，ｉｄ２が３段目、ｑ軸電流ｉｑ１，ｉｑ２が４段目、最終段が零相電流ｉｅの３分の１（１相分）を示してある。
【００６１】
ここで、リラクタンストルクを考えなければｉｑ１＋ｉｑ２がモータトルクに寄与する電流成分（今回のケースでは、磁石位置を解析に入れていないので、ｉｕ１＋ｉｕ２がモータトルクに寄与する電流成分ともいえる）、ｉｅが電池とコンデンサ間を流れる電流である。そして、この時の相電流の大きさの最大値は２．００（Ａ）である。図９の関係のうち、モータ駆動トルクを発生するための電流と電池・コンデンサ間の電流の条件は、式（２１）で書くことができる。
【００６２】
【数７】
0003851208.tif 000006
さらに、式（２２）、（２３）を導入することにより、式（２１）は以下のようにも書きかえられる。なお、式（２４）において、ｉｄ，ｉｑは、ｄｑ軸で表される電流成分で、ここではコンスタントとなる。
【００６３】
【数８】
0003851208.tif 000007
モータのコイル間に位相差がある場合（あるスター結線のコイル位置と、他のスター結線のコイル位置とが角度ξでずれている場合）には、通電される電流は式（２５）〜（３０）の様に書きかえられ、式（２４）は式（３１）となる。
【００６４】
【数９】
0003851208.tif 000008
Ａ＝１（Ａ）、ｉｅ＝３（Ａ）、ξ＝３０°とすると、式（２５）〜（３０）は、図１０の関係が有る。このように、コイルの位相差を考慮した場合にも図９と同様の関係があることが分かる。
【００６５】
「実施形態の２ＹＤＣ可変型インバータの説明」
図７の実施形態では、零相電流におけるリップルの発生を許容せずに相電流の最大値を抑制する。
【００６６】
すなわち、本実施形態では、図３の２ＹＤＣ可変型インバータにおいて、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１に対し所定の関数を加算することで、最大振幅を抑制する。そして、加算した関数を相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２から減算することで、モータの出力トルクを変動させることなく、電流の最大振幅を抑制する。また、本実施形態では、零相電流のリップルを許容しない。
【００６７】
モータ出力トルクおよび零相電流の大きさを変えずに、電流振幅を減少させるためには、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２は、式（２１）の関係を満足する必要がある。すなわち、次式（３２）を満足する必要がある。この式は、各スター結線の対応する相の電流の和が正弦波であり、かつ各スター結線内の各相の電流の総和が零相電流の値、若しくは零相電流の値の符号を変えたものに等しいことを意味している。
【００６８】
【数１０】
0003851208.tif 000009
ここで式（３２）の左辺の行列のランクが４だから、２つのフリーパラメータｆｕ（θ），ｆｖ（θ）を導入し、式（３２）を満足するように、以下のような十分条件に書きかえることができる。
【００６９】
【数１１】
0003851208.tif 000010
ここで、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）が、設計に利用できるパラメータ（自由度は２）である。
【００７０】
従って、式（３３）〜（４２）を満たすｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）（自由度は２）を与えることで、出力トルクおよび零相電流を変動させることなく、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を変動させることができる。そして、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の最大振幅を減少するように選択することで、所期の目的を達成することができる。
【００７１】
図８の実施形態では、条件を緩和し、零相電流におけるリップルの発生を許容して、相電流の最大値を抑制する。この場合には、式（３９）の条件をはずすことができる。従って、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を選択する場合の自由度が広がる。そして、相電流の最大値をより小さくすることが可能となる。
【００７２】
また、上述の説明では、２つのモータコイルＭ１，Ｍ２間に位相差がないことを前提とした。実際には、コイル間に位相差を持たせて配置する場合も多い。この場合には、コイル電流に対応した位相差を持たせることで、位相差を持たせたことの影響を排除する。
【００７３】
このような各スター結線のコイル間に位相差ξを持つ場合には、式（３１）が、式（２１）に変わる条件となる。すなわち、モータ発生トルクや零相電流の大きさを変えずに電流振幅を減少するためには、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２が、式（４３）を満足する必要がある。この式は、各スター結線の対応するｄｑ軸電流の和が一定であり、かつ各スター結線内の各相の電流の総和が零相電流の値、若しくは零相電流の値の符号を変えたものに等しいことを意味している。
【００７４】
【数１２】
0003851208.tif 000011
ここで、式（４３）を満たす解の１つとして、前述の場合と同様に以下の結果が導かれる。
【００７５】
【数１３】
0003851208.tif 000012
ここで、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ），ｈｕ（θ），ｈｖ（θ），ｈｗ（θ）が、設計に利用できるパラメータである。さらに、ξ＝０°の時、式（３３）、（４２）の関数は、式（４４）、（５９）を満たす。
【００７６】
そして、式（４４）〜（５９）を満たすｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ），ｈｕ（θ），ｈｖ（θ），ｈｗ（θ）を与えることで、出力トルクおよび零相電流を変動させることなく、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を変動させることができる。さらに、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ），ｈｕ（θ），ｈｖ（θ），ｈｗ（θ）を相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の最大値を抑制できる形にすることで、所期の目的を達成することができる。
【００７７】
また、条件を緩和し、零相電流にリップル電流を許せば、式（５０）、（５１）の条件に代り、ｆｕ＋ｆｖ＋ｆｗ＋ｈｕ＋ｈｖ＋ｈｗ＝０が条件となる。
【００７８】
「零相電流にリップルを許さない場合の具体例」
コイル間位相差ξ＝０°で、上述の条件を満足する通電方法は、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を式（６０）〜（６２）のように設定することにより得られる。なお、式のｇ１は、式（４０）〜（４２）の条件を満たすために入れた定数で、この場合はｇ１＝０．８６７である。
【００７９】
【数１４】
0003851208.tif 000013
Ａ＝１（Ａ），ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、ｆｕ（θ）の波形をｉｕ１と比較し、図１１、図１２に示す。図１１は、ｆｕ（θ）の図とｉｕ１の図の縦軸のスケールをあわせたもの、図１２は、ｆｕ（θ）の波形を見やすくするために拡大したものである。図より、ｆｕ（θ）の波形は正弦波のピーク部分を６０度幅で切り出し、それを正側負側正側の順にならべ、負側の大きさを正側の２倍に設定した波形となっている。すなわち、ｉｕ１の最大ピークのところを最も抑制する波形となっている。
【００８０】
従って、このような形のｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）をサインカーブに加算することによって相電流を最大電流を抑制することができ、かつこれに基づく出力トルクの変化はない。さらに、この例では、零相電流を発生しないという条件も満たしている。
【００８１】
さらに、式（６０）〜（６２）の条件を用いた結果を図１３に示す。図より、以下のことがわかる。
【００８２】
・零相電流
零相電流はｉｅ＝３（Ａ）であり、リップル成分は含まれない。
【００８３】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図９と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【００８４】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、１．８６６（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．８６６Ａ、直流による成分が１Ａである。
【００８５】
このように、式（６０）〜（６２）に示すｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を利用することによって、零相電流、モータ出力トルクに影響を与えることなく、相電流の最大値を抑制することができる。
【００８６】
また、ξ＝０°で、零相電流にリップルを許さない場合の他の例として、３倍の高調波で交流振幅を変調する場合を示す。
【００８７】
すなわち、Ａ＝１（Ａ），ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、ｆｕ（θ）の波形をｉｕ１と比較し、図１４に示す。この波形は、元々の交流波形の振幅を３倍の周波数を持つ正弦波で、次式のように変調した波形になっている。
【００８８】
【数１５】
0003851208.tif 000014
さらに、式（６３）と（６４）はつぎのように整理できる。
【００８９】
【数１６】
0003851208.tif 000015
ここで、ｆｕ（θ）＝αｓｉｎ（３θ）Ａｓｉｎ（θ）とおけば、式（３３）〜（４２）の条件を満足する。すなわち、ｆｕ（θ）＝αｓｉｎ（３θ）Ａｓｉｎ（θ）に設定することで、下記のような結果が得られる。
【００９０】
図１４は、このｆｕ（θ）を示したものである。さらに、このｆｕ（θ）を用いた結果を図１５に示す。図より、以下のことがわかる。
【００９１】
・零相電流
零相電流は平均値はｉｅ＝３（Ａ）である。その大きさは、加えたｆｕ（θ）の３倍の振幅である。
【００９２】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図９と同等であり、意図どおりのトルクを発生している。
【００９３】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は１．８７２（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．８７２Ａ、直流による成分が１Ａである。
【００９４】
次に、各スター結線間のコイル位置に位相差が３０°ずれた場合（ξ＝３０°）の結果を図１６に示す。この図より、以下のことがわかる。
【００９５】
・零相電流
零相電流は、ｉｅ＝３（Ａ）であり、リップル成分は含まれない。
【００９６】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｄとｉｑ）は図９と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【００９７】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、１．８６６（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．８６６Ａ、直流による成分が１Ａである。
【００９８】
・相電流の波形
ここで用いた指令値は、電流の大きさを抑制するために、急峻に変化する波形である。しかし、実際の場合には、これをフィルタリングし高周波成分を除くことにより実現する。ただし、その場合は若干電流の抑制効果は悪くなる。
【００９９】
「零相電流にリップルを許す場合の具体例」
ξ＝０°で、零相電流リップルを許す条件で、相電流の大きさを抑制できる通電方法の１つは、ｆｕ（θ）、ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を式（６７）〜（６９）のように流すことである。なお、式のｇ２は、式（４０）〜（４２）の条件を満たすために入れた定数で、この場合はｇ２＝−０．６３７である。
【０１００】
【数１７】
0003851208.tif 000016
Ａ＝１（Ａ）、ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、ｆｕ（θ）の波形をｉｕ１と比較し、図１７に示す。さらに、式（６７）〜（６９）の条件を用いた結果を図１８に示す。図より、以下のことがわかる。
【０１０１】
・零相電流
零相電流の平均値はｉｅ＝３（Ａ）であるが、リップル成分が含まれその大きさは０．４６Ａである。
【０１０２】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図９と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【０１０３】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、１．６３（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．６３Ａ、直流による成分が１Ａである。
【０１０４】
次に、ξ＝０°で、零相電流にリップルを許す場合のその他の方法の一例として、６倍の高調波を加える場合を示す。Ａ＝１（Ａ）、ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、ｆｕ（θ）の波形をｉｕ１と比較し、図１９に示す。なお高調波の振幅は、相電流が最小になるように最適化した値を用いている。
【０１０５】
さらに、このｆｕ（θ）を用いた結果を図２０に示す。図より、以下のことがわかる。
【０１０６】
・零相電流
零相電流は平均値はｉｅ＝３（Ａ）であるが、リップル成分が含まれる。その大きさは、加えたｆｕ（θ）の３倍の振幅である。
【０１０７】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図９と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【０１０８】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は１．９６（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．９６Ａ、直流による成分が１Ａである。
【０１０９】
このように、上記実施形態にによれば、トルクの増減を伴うことなく、相電流の最大電流値を抑制することができ、モータとしての機能を損なうことなく、デバイスの電流容量を下げられるので，同等性能を保ちつつ、システムの低コスト化を実現できる。トルクリップルを抑制することで、モータの機能を十分なものにできる。
【０１１０】
また、電流抑制には、高周波成分が電流に重畳する必要がある。このため、高周波域まで電流を制御することが必要になる。しかし、回転数により制御を切り替えることにより、より効果的な制御が可能になる。
【０１１１】
すなわち、電流値が大きい低回転域で振幅最大値抑制を行うため、元々の制御周波数帯域が低いので，高調波を重畳しても制御が極端に難しくはならない。一方、高回転域では従来法を用いるため前述の高周波重畳時の制御問題は発生しない。さらに、中回転領域において、零相電流のリップルを抑制することで、適切な制御が行える。
【０１１２】
このような制御の切り替えにより、電流抑制による制御上の問題を回避しつつ，電流抑制を実現できる。
【０１１３】
「一体型駆動装置」
上述のように、本実施形態によれば、２つの三相コイル２４、２６を有し、これによって１つのモータを構成するシステムが示されている。そして、このようなモータをインバータと一体形成することが好適である。
【０１１４】
図２１には、全体的な構成が示されている。筐体１００内の一方側には、インバータ１１０が配置される。例えば、このインバータ１１０は、２つのインバータ回路３０、３２を含んでおり、１つの基板１１２上に形成される。インバータ１１０は、複数パワートランジスタなどの素子１１４から構成され、このインバータ１１０と、ステータ（ステータコイル）１５０が配線１１６で接続されている。なお、図においては、配線１１６を１つだけ示したが、インバータ１１０の出力端のそれぞれがステータ１５０の各入力端に接続されている。また、仕切り１２０と基板１１２の間には、内部に冷却水路を含む冷却板１１８が配置されており、これによって素子１１４を冷却している。
【０１１５】
筐体１００の仕切り１２０には、その中心部に軸受け（ベアリング）１２２が設けられ、ここにシャフト１３０が軸支される。筐体１００のインバータ１１０の反対側には、シャフト１３０が貫通される位置に軸受け（ベアリング）１２４が設けられ、この軸受け１２４を介し、シャフト１３０が筐体１００から突出されている。
【０１１６】
シャフト１３０の筐体内の中間部には、ロータ１４０が配置され、このロータ１４０を取り囲むように、ステータ１５０が配置されている。このロータ１４０とステータ１５０は、図２１の右図に示すように、円筒形のロータ１４０を同心状に中空円筒状のステータ１５０が取り囲む形になっている。
【０１１７】
この例では、ステータ１５０は、周方向に４つの部分ステータｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４に分割されており、４極対（ポール）のモータである。そして、この部分ステータｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４は、それぞれが三相コイル２４、２６を含んでいる。従って、部分ステータｐ１において、２つの三相コイル２４、２６が設けられている。そして、部分ステータは４つあるため、２つの三相コイル２４、２６は、各相のコイルがそれぞれ直列接続され、全体として６相のコイルとなっている。
【０１１８】
そして、この２つの三相コイル２４、２６の６つのコイル端部にインバータ回路３０、３２の出力端がそれぞれ接続される。この接続は、筐体１００内で行われる。一方、直流電源４０は、外付けであり、筐体１００に設けられた一対の電池用端子（それぞれが三相コイル２４、２６の中性点に接続されている）に接続される。
【０１１９】
また、この例では、コンデンサ３８も外付けで形成されている。そこで、インバータ回路３０、３２の正極母線３４と、負極母線３６に接続される一対の端子が筐体１００に設けられ、ここに外付けのコンデンサ３８が接続される。なお、コンデンサ３８を、筐体１００内に収容することも好適である。これによって、外部配線をさらに減少することができる。
【０１２０】
また、すべての部分ステータｐ１〜ｐ４に、それぞれ三相コイル２４、２６の両方を配置する必要はない。例えば、部分ステータｐ１、ｐ３に三相コイル２４を配置し、部分ステータｐ２、ｐ４に三相コイル２６を配置してもよい。この場合、部分ステータｐ１、ｐ３の各相コイルがそれぞれ直列接続され、部分ステータＰ２、ｐ４の各相コイルがそれぞれ直列接続される。
【０１２１】
この構成であっても、三相コイル２４、２６の端部は６つであり、三相コイル２４の３つの端部にインバータ回路３０の３つの出力端が接続され、三相コイル２６の３つの出力端にインバータ回路３２の３つの出力端が接続される。
【０１２２】
さらに、図２２には、他の例が示されている。この例では、三相コイル（ステータコイル）２４、２６をロータ１４０のシャフト１３０方向において、分割して形成されている。図において、左側が三相コイル２４、右側が三相コイル２６である。４極対のモータであれば、各三相コイル２４、２６共、４つの部分ステータに分割され、各部分ステータの各相のコイルが直列接続される。従って、３相のコイルがシャフト１３０の長さ方向に２つ配置されることになる。この構成においても、三相コイル２４、２６のコイル端は３つずつであり、インバータ回路３０、３２との接続に変更はない。
【０１２３】
なお、上述の例では、４極対のモータについて説明したが、２極対以上であれば、何極対でもよい。
【０１２４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、コイルの中性点に電池を接続することで、電池の電力をコンデンサに輸送して昇圧することができる。そして、このような昇圧機能を有するにも拘わらず、別体の昇圧コンバータは不要であり、インバータ一体型駆動装置を得ることができる。
【０１２５】
また、本発明よれば、一対のスター結線コイルの中性点間に電池を接続する装置では、２つのスター結線コイルの中性点間の電位差が規定されるだけであって、それぞれのスター結線コイルの平均電位（中性点電位）自体は任意に設定することができる。そこで、コンデンサ電圧（インバータ入力電圧）について、幅広い制御を行うことができる。
【０１２６】
また、第１および第２のスター結線のコイルのうちの一方のコイルに供給する電流の最大振幅値を減少させ、その減少分に対応する電流を他方のコイルに供給する電流に加算することで、最大電流を低減することができ、インバータやコイルも小さくすることができ、好適な一体型駆動装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施例である動力出力装置２０の構成の概略を示す構成図である。
【図２】  ２Ｙモータ２２の三相コイル２４と三相コイル２６との関係を説明する説明図である。
【図３】  ２ＹＤＣの装置構成を示す図である。
【図４】  電圧指令値と、インバータ搬送波の関係を示す図である。
【図５】  モータコイルを３つとした例を示す図である。
【図６】  従来の通電方法における電流最大振幅値を示す図である。
【図７】  零相リップル非許容時における電流低減の場合の電流最大振幅値を示す図である。
【図８】  零相リップル許容時における電流低減の場合の電流最大振幅値を示す図である。
【図９】  従来の相電流と零相電流などを示す図である。
【図１０】  従来の相電流と零相電流など（コイル間位相差作がある場合）を示す図である。
【図１１】  リップル電流を抑制する場合における相電流と関数ｆを示す図である。
【図１２】  図１１の拡大図である。
【図１３】  リップル電流を抑制する場合における相電流などを示す図である。
【図１４】  ３倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流およびその振幅最大値を示す図である。
【図１５】  ３倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流などを示す図である。
【図１６】  リップルを抑制する場合（位相差あり）における相電流などを示す図である。
【図１７】  リップル電流を許容する場合における相電流および関数ｆを示す図である。
【図１８】  リップル電流を許容する場合における相電流などを示す図である。
【図１９】  ６倍の高調波で変調する場合における相電流およびその振幅最大値を示す図である。
【図２０】  ６倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流などを示す図である。
【図２１】  一体型駆動装置の概略図である。
【図２２】  一体型駆動装置の他の例を示す概略図である。
【符号の説明】
２０  動力出力装置、２２  ２Ｙモータ、２４，２６  三相コイル、３０，３２  インバータ回路、３４  正極母線、３６  負極母線、３８  コンデンサ、４０  直流電源、５０  電子制御ユニット、５２  ＣＰＵ、５４  ＲＯＭ、５６  ＲＡＭ、６１〜６７  電流センサ、６８  回転角センサ、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６  トランジスタ、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６  ダイオード、Ｂバッテリ、Ｃ  コンデンサ、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２  インバータ、Ｍ１，Ｍ２  モータコイル。
【図１】
0003851208.tif 000017
【図２】
0003851208.tif 000018
【図３】
0003851208.tif 000019
【図４】
0003851208.tif 000020
【図５】
0003851208.tif 000021
【図６】
0003851208.tif 000022
【図７】
0003851208.tif 000023
【図８】
0003851208.tif 000024
【図９】
0003851208.tif 000025
【図１０】
0003851208.tif 000026
【図１１】
0003851208.tif 000027
【図１２】
0003851208.tif 000028
【図１３】
0003851208.tif 000029
【図１４】
0003851208.tif 000030
【図１５】
0003851208.tif 000031
【図１６】
0003851208.tif 000032
【図１７】
0003851208.tif 000033
【図１８】
0003851208.tif 000034
【図１９】
0003851208.tif 000035
【図２０】
0003851208.tif 000036
【図２１】
0003851208.tif 000037
【図２２】
0003851208.tif 000038