(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス酸素計センサーであって、
第１既知波長の光を放射する第１光放射源(84、86)と、
前記第１光放射源によって放射される光を検知するための光検出器(88)と、
前記光検出器を遠隔酸素計へ接続するための送信手段(92)と、
前記第１既知波長を表す値を符号化した符号化情報を与える符号化手段と、
前記符号化情報を変調信号として前記送信手段に与えるための、前記送信手段に接続された手段と、
から成るパルス酸素計センサー。
【請求項２】
請求項１に記載のパルス酸素計センサーであって、前記光検出器はセンサー内の抵抗値を読み取るために電流を与える酸素計とコンパチブルであり、前記符号化手段は酸素計から受け取った電流に応答して前記第１既知波長に対応する抵抗値に対応する平均電圧を変調信号に持たせる、ところのパルス酸素計センサー。
【請求項３】
請求項１に記載のパルス酸素計センサーであって、センサーの読み取りを送信するための第１送信ライン(89)及び変調信号を送信するための第２送信ライン(92)を含む、ところのパルス酸素計センサー。
【請求項４】
請求項１に記載のパルス酸素計センサーであって、変調信号はデジタル符号、パルス幅変調信号、または周波数変調信号を生成する、ところのパルス酸素計センサー。
【請求項５】
請求項４に記載のパルス酸素計センサーであって、変調信号はパルス幅変調信号を生成し、センサーの第２の特徴を表すべくタイムスロット内に信号のパルスを配置するための手段を含む、ところのパルス酸素計センサー。
【請求項６】
請求項５に記載のパルス酸素計センサーであって、第２の特徴はセンサーからの信号を解析する際に使用する一連の係数である、ところのパルス酸素計センサー。
【請求項７】
請求項１に記載のパルス酸素計センサーであって、前記符号化手段は、センサーの特徴を複数のデジタルバイトで保存するためのメモリ(94)を含む、ところのパルス酸素計センサー。
【請求項８】
請求項１に記載のパルス酸素計センサーであって、
(a)第１既知波長に対応する複数のデジタルバイトを保存するためのメモリ(94)と、
(b)メモリに接続された入力及び送信手段に接続された出力を有し、複数のデジタルバイトの値に対応するパルス幅変調信号を生成する手段(96)と、
(c)信号生成手段(96)に接続された、クロック信号を生成するためのオシレータ(98)と、
(d)オシレータ及び信号生成手段用に遠隔酸素計からの電流により供給電圧を生成するための、送信手段に接続された電圧供給手段(100)と、
を含むパルス酸素計センサー。
【請求項９】
請求項１に記載のパルス酸素計センサーであって、第１及び第２変調値を有する変調信号として第１既知波長の符号化情報を与えるための、送信手段に接続された手段を含み、第１変調値は第１のタイプのパルス酸素計によって認識される第１の複数の値のひとつを有し、第２変調値は第１のタイプのパルス酸素計による第１変調値の認識に影響を及ぼさず、第２変調値は第２のタイプのパルス酸素計によって認識可能である、ところのパルス酸素計センサー。
【請求項１０】
請求項９に記載のパルス酸素計センサーであって、第１変調値はパルス幅変調値であり、第２変調値はタイムスロット内でのパルス幅変調信号の少なくともひとつのパルスの位置であり、タイムスロットの選択は値を伝達し、第１変調値は光検出器からの信号を解析する際に使用するための第１光放射手段に対応する係数の第１セットの選択を伝達し、第２変調値は係数の第１セットに対する修正を伝達する、ところのパルス酸素計センサー。
【請求項１１】
請求項１に記載のパルス酸素計センサーの作動方法であって、
第１光放射源から放射された第１既知波長の光を、光検出器により検知する工程と、
符号化手段により、前記第１既知波長の符号化情報を与える工程と、
送信手段に接続された手段により、前記符号化情報を変調信号として与える工程と、
送信手段により、前記変調信号を遠隔酸素計へ送信する工程と、
から成る方法。
【請求項１２】
請求項１１に記載の方法であって、センサーはセンサー内の抵抗値を読み取るために電流を与える酸素計とコンパチブルであり、酸素計から受け取った電流に応答して第１既知波長に対応する抵抗値に対応する平均電圧を変調信号に持たせる工程を含む方法。
【請求項１３】
請求項１１に記載の方法であって、変調信号は、デジタル符号、パルス幅変調信号、または周波数変調信号を生成する、ところの方法。
【請求項１４】
請求項１３に記載の方法であって、センサーの第２の特徴を表すべくタイムスロット内にパルス幅変調信号のパルスを配置する工程を含む方法。
【請求項１５】
請求項１１に記載の方法であって、
(a)第１既知波長に対応する複数のデジタルビットを保存する工程と、
(b)複数のデジタルビットの値に対応するパルス幅変調信号を生成する工程と、
(c)クロック信号を与えるために反復パルスパターンを生成する工程と、
(d)遠隔酸素計からの電流により供給電圧を生成する工程と、
を含む方法。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本願は、センサー特性に関する符号化キャリブレーション情報を含む医療センサーに関する。
背景技術
そのような符号化方法の例が米国特許第4,700,708号に記載されている。これは、一対の発光ダイオード(LEDs)を使って指に光をあて、血液内の酸素に吸収されなかった光を検知する検出器を有する光学酸素計プローブに関する。動作は発光ダイオードの波長を知ることによって決まる。実際に製造された発光ダイオードの波長は変化するため、少なくとも一つの発光ダイオードの実際の波長に対応する値を有する抵抗がセンサー内に配置される。装置が稼働すると、まず符号化抵抗に電流が供給され、抵抗の値すなわちプローブ内の発光ダイオードの波長の値を決定するべく電圧が測定される。この装置の欠点は、配線インピーダンス、ノイズ等に影響され得るアナログ振幅レベルに依存している点である。もう一つの欠点は、区別可能抵抗値の使用数がかなりのコストとエラー予算(error budget)により制限され、その結果その手段により運ばれるべき情報量が制限される点である。
発光ダイオード特性に関する符号化情報を保存する方法が米国特許第4,942,877号に記載されている。この特許は、デジタル情報を保存するのに、並列にまたはセンサープローブから遠隔酸素計に直列に与えられるEPROMを使用することを開示する。この装置は並列にデータを読むためにより多くの回路を必要とするか、抵抗を使用する装置のような単一振幅レベルではなく複数の連続ビットパターンを読み取ることが必要となる。さらに、抵抗を読むように設計された酸素計はEPROMメモリを有するプローブとコンパチブルでない。
センサー特性を符号化する他の実施例は他の分野に存在する。Camino Laboratories,Inc.に譲渡された米国特許第4,446,715号において、圧力トランスデューサの特性に関する符号化情報を与えるべく多くの抵抗が使用されている。米国特許第3,790,910号は、個々のトランスデューサの特性を保存するROMを有する圧力トランスデューサを開示する。米国特許第4,303,984号は、シフトレジスタを使って連続的に読まれるPROM内に保存されたデジタル特性情報を有するセンサーを開示する。
発明の開示
本願発明は、遠隔アナライザに符号化データを与えるべく変調信号(modulated signal)を使用する、医療センサー用の符号化機構を与える。例えば、変調信号は、パルス幅変調信号または周波数変調信号である。この信号は振幅に依存せず、大量のノイズ除去をもたらす。
好適実施例において、符号化は、クロックにより循環されるようにパルス幅変調出力を生成するシフトレジスタまたはカウンタに接続されたメモリ内に与えられる。発光ダイオードを使用するパルス酸素計に対し、符号は少なくとも一つの発光ダイオードの波長を指示する。使用されたメモリはカウンタ、シフトレジスタまたは他のデバイスの入力に接続されたヒュージブルリンクである。符号化情報はパルス幅変調信号のデューティサイクル内に与えられる。平坦化されたデューティサイクルが酸素計プローブの存在下で使用される抵抗に対し固定電圧レベルを一致させるように強いられる。このように、平均化されたパルス幅変調信号を読み取る現行の酸素計は抵抗を読みかつ同じ値を得ていると考えられる。したがって、プローブはフィールド内の酸素計とコンパチブルである。
付加的に、本願発明によれば複数の種類の情報の符号化が可能である。例えば、一つの実施例でのデューティサイクルに加え、パルスは情報を指示する時間間隔内で異なるタイムスロット内に配置される。したがって、１セットの情報がパルスの位置により指示され、他の情報はパルスの存在する時間間隔を超える時間の断片により指示される。
本願発明の他の特徴は以下の詳細な説明及び図面により明らかとなる。
【図面の簡単な説明】
図１は、従来技術の抵抗符号化パルス酸素計のブロック図である。
図２は、本願発明によるセンサーのブロック図である。
図３は、本願発明によるパルス幅変調を表すタイミング図である。
図４は、本願発明によるタイムスロット符号化を表すタイミング図である。
図５は、本願発明による周波数変調を表す図である。
図６は、図２によるセンサーの実施例の詳細な回路図である。
図７は、図６の回路に対するコンクタオープンの出力ステージの図である。
図８A及び図８Bは異なる抵抗読み取り回路である。
図９は、パルス酸素計により計算された中間値Ｒと、該パルス酸素計が告げる酸素飽和値Ｓとの関係を示した曲線のセットである。
発明を実施するための最良の形態
1)従来技術の抵抗キャリブレーション操作
図１は、従来技術による酸素計プローブ1及び酸素計60を示す。このような酸素計はここに参考文献として組み込む米国特許第4,700,708号にさらに詳細に説明されている。酸素計60はマイクロプロセッサ61、リードオンリーメモリ62及びランダムアクセスメモリ63を含む。抵抗値及び対応する係数のテーブルは、酸素計60が組み立てられる際にROM62内に単純にプログラム可能である。
各プローブ1が製造されるとき、抵抗40用の値が発光ダイオード10及び20の一つまたは両方の波長に対応するよう選択される。プローブが酸素計60に接続され、抵抗40の値が酸素計60により読み取り可能となる。典型的に、この抵抗値は少なくとも一つの発光ダイオードの波長に対応し、それによって酸素計は該波長に対応するキャリブレーションカーブ用の係数を探すことが可能となる。(図９はこれらのカーブの例を示している。)電流源69からの電流Ｉは抵抗40を通過する。生成電圧がマルチプレクサ66の入力で検出され、マルチプレクサ66及びコンパレータ65を通じてマイクロプロセッサ61に与えられる。コンパレータ65の入力に存在するアナログ値はデジタル-アナログコンバータ70からの一連の異なるアナログ値と比較される。コンパレータ65の出力で一致が存在すると、マイクロプロセッサ61はDAC70へのいずれのデジタル入力が、この一致をもたらしたか、また抵抗40により生成されたアナログ電圧の値をデジタル的に符号化したかを認識する。
マイクロプロセッサ61は、抵抗40の抵抗値を計算しその後ROM62内のテーブルから発光ダイオード10及び20の波長に対するキャリブレーション曲線の係数を探すようプログラムされている。マイクロプロセッサ61はまた酸素飽和計算において該係数を使用するようプログラムされている。この手段により、各プローブ1に対しハンド酸素計60による再キャリブレーションが不要であるばかりか、発光ダイオード10及び20の波長が正確に規格化されている必要もない。
図１に略示されている回路の特定の機能及び設計は、該機能の一般的説明と組み合わされると明白になる。マイクロプロセッサ及びリードオンリーメモリは周知であり、当業者の能力の範囲内において、抵抗40の抵抗値を計算しそれによってROM62内の単純なルックアップテーブルから発光ダイオード10及び20の波長に対応する係数を得るべくマイクロプロセッサ61を設計しかつプログラムすることは可能である。
プローブ1はいくつかの酸素計とともに使用され、その操作方法は周知であって本願の教示するところではない。例として、ここに参考文献として組み込む米国特許第5,078,136号がある。基本的に、各心臓の鼓動ごとに、新鮮な動脈血液が動脈及び指などの毛細血管にポンピングされ、それによって検出器30により観測される光強度の周期的増減が生じる。脈打つ血液中のヘモグロビンの酸素飽和は、酸素計60により決定され得る。あらゆる既知の波長に対し、上記した多くの既知のキャリブレーション係数が存在する。これらの係数が与えられ、検出器30により受信された散光の強度が測定されると、酸素飽和が計算され表示される。
マイクロプロセッサ61は、発光ダイオード制御回路67を通じて発光ダイオード10及び20を操作する。発光ダイオード10及び20からの光は、増幅及びフィルタ回路68を通ってマルチプレクサ66へ流れる電流を検出器30内に生成する。コンパレータ65及びデジタル-アナログコンバータ70は、デジタル信号をマイクロプロセッサ61に与えるアナログ-デジタルコンバータ手段として動作可能であり、それによってマイクロプロセッサ61は酸素飽和及び／またはパルス比を決定可能となる。結果はディスプレイ64に表示される。
2)本願発明の変調符号化
図２は本発明の一つの実施例に従う新規なメモリ読み出し回路82を有するセンサー80を示す。これ以外に、センサー及びメモリ読み出し回路は分離可能である。該メモリ読み出し回路はセンサーヘッド内にあるASIC内に、センサーコネクタ内に、患者モジュール内に、または酸素計計器箱内に存在する。センサーは、それぞれライン85及び87により遠隔酸素計に接続される２つの発光ダイオード84及び86を含む。光検出器88は患者の組織に吸収されなかった光を検出し、ライン89を通じて遠隔酸素計に信号を与える。また接地線90及びキャリブレーションライン92（従来技術のキャリブレーション抵抗に接続するのに使用されるラインに対応する）が示される。この実施例において、トリガー可能なパルスパターンジェネレータ96（シフトレジスタまたはカウンタ）に接続されたメモリ94が与えられる。またクロック98も含まれる。
動作中、図２の回路に電圧ジェネレータ100から電圧ＶDDが与えられると、クロックはメモリ94により与えられた初期入力を有するシフトレジスタまたはカウンタ96を循環し始める。この初期入力はカウンタを決定し、それによって直列出力ライン92に与えられるデューティサイクルを決定する。該デューティサイクルは少なくとも一つの発光ダイオードの値を指示する。組立の際、メモリは使用される発光ダイオードの値に対応するようプログラムされる。このデューティサイクルは連続して生成されることができるが、短時間のみ酸素計からの質問信号に応答して生成されることもできる。該質問信号はクロックまたはカウンタに印加されるイネーブル信号である。
図３は、時間間隔Ｔのパルス幅変調信号を有する出力信号を示したものである。信号はP時間の間ハイ(High)である。従って、信号のデューティサイクルはP/Tである。該デューティサイクルは少なくとも一つの発光ダイオードの波長に対応するよう作られる。例えば、1％〜100％の範囲のデューティサイクルは、発光ダイオードの波長における相対的増分に対応する。
図２の電圧ジェネレータ100はライン92を通じて酸素計から与えられる電流による電力を受け取る。一方、酸素計による発光ダイオードのパルス化は、ライン92を通じてパルス変調信号を酸素計モニターに送り返すための電力をもたらす。これ以外に、バッテリーを使用するかまたは独立のメモリ読み出し回路モジュールが独自の電源に接続されることも可能である。独立メモリ読み出し回路モジュール内部に電源、シフトレジスタ及びクロックエレメントを配置することにより、センサーは比較的廉価で使い捨て可能に作成され得る。替わって、メモリ読み出し回路82全体を非常に低価格にさせるASIC設計が生成され得る。この場合、たとえセンサーが使い捨て設計されたとしても、各センサー組立体の一部として回路82を含むのが経済的である。
パルス幅変調に加え、他の実施例では、情報が時間間隔内のパルスの位置によって符号化される。図４は、１０個のタイムスロットを有し、そのうちスロット2、3及び8においてパルスが発生している例を示している。パルスの位置は、信号のデューティサイクルから運ばれる情報とは違ったある情報を指示する。図４の例では、30％のデューティサイクルを有する。ひとつの例において、デューティサイクルは発光ダイオードの波長を指示し、一方タイムスロット内のパルス位置はフィンガーセンサー、ノーズブリッジセンサーなどの使用センサーのブランドまたはタイプを指示する。他の例において、第２タイプの情報は第２発光ダイオードの波長であり得る。従来の単一抵抗において、該抵抗は２つの発光ダイオードの結合波長値または一つの発光ダイオードの波長値のいずれかを運ばなければならなかった。センサーについてのより多くの情報が酸素計に知らされるため、本願発明により与えられる付加的情報は酸素計により決定されるキャリブレーション係数の精度を改善する。
もし、２つの波長のみの発光ダイオードを有する通常のセンサーに加え異なる波長の３つ以上の発光ダイオードを組み込む特別のセンサーが導入されれば、デジタル符号の付加的情報運搬能力の使用可能な他の例が生まれる。発光ダイオードの数はデジタル符号により指示され、その結果装置は発光ダイオードを作動するための及び検出器により検出された光パルスを判断するための適正な戦略を選択することができる。
図５は変調情報を送信するための他の方法を示す。周波数ジェネレータが発光ダイオードの波長またはセンサー内のトランスデューサの他の特性に関する周波数とともに使用される。図５は、一つの符号値を指示する高周波波長の第１部50及び異なる符号値を指示する低周波の第２部52を示す。このような信号は、例えば電流-周波数コンバータにより生成される。コンバータの入力に与えられる電流は、メモリまたは電流源の値を変化させるのに使用される抵抗により制御され得る。
図６はセンサー回路の一部の実施例の回路図を示したものである。このブロック図は、注文仕様積分回路(ASIC)設計を示す。この回路は、４つのカウンタ110、112、114及び116を使用する。入力ラインAからHは外部メモリからパラメータ入力ラインに接続されたパッドへ結合され、またはヒュージブルリンク若しくは他の符号化装置が入力ラインに接続され得る。カウンタ110及び114は第１カウントを与えるべく直列に結合される。カウンタ110及び114の初期設定カウントからカウンタ限界(255)まで進むのに要する時間が出力118のパルスのハイの部分を画成する。カウンタ110及び114の開始カウンタは入力A〜Hにより画成され、それは個々のセンサー内に配置された発光ダイオードの波長に従ってプログラム可能である。カウンタ112及び116は接地された入力と直列に接続されている。１番目の２つのカウンタ110及び114がフルカウントに達したときと、２番目の２つのカウンタ112及び116がフルカウントに達したときとの間の時間数がライン118の出力パルスのロー部分を画成する。
カウンタ110及び114の第１セットがそれぞれの最高カウントに達したとき、カウンタ114の実行信号が遅延回路120を通じてフリップフロップ122のK入力へ送信される。遅延は、クロックが最初にフリップフロップ122に到着することを保証するべく与えられる。これによりQ出力がローとなり、NANDゲート124を通じて出力ライン118に送信される。これはパルス幅出力のハイ部分の端を画成する。次の時間間隔までカウンタ110及び114のカウントを使用不能とするべく、ロー出力もまたディレイライン126を通じてこれらのカウンタの並列のイネーブル入力(P)へのフィードバックとして与えられる。
カウンタ112及び116は他のカウンタと同時にカウントを開始するが、それらは０からフルカウントまでカウントする。フルカウントが達成されると、カウンタ116の実行出力がディレイライン128を通じてフリップフロップ122のJ入力に与えられる。これにより、Q出力はハイとなり、ライン118のパルス幅出力のロー間隔の端を画成する。この出力はまた、インバータ130を通じてすべてのカウンタのロード入力(L)へのフィードバックとして与えられる。これは、サイクルを再開するようすべてのカウンタに初期カウントを再ロードする。カウンタの最初のセットがカウント最高値に達すると、これは再びデューティサイクルのハイ部分の端を画成する。
カウンタはクロックを振動回路132から受信する。最終的な出力信号のハイ及びロー部分はクロック周波数により等しく影響され、したがってクロック周波数内の変化は情報を符号化するデューティサイクルに影響を与えないため、正確なクロックは必要ない。これにより回路は比較的廉価に作成可能である。
クロック周波数に対する同様の免除が、図４の波形に従ってデジタル情報が通信される際に達成される。酸素計は繰り返しパターンを検出することによって実際のクロックレートを計算するようプログラムされ得る。一方、クロック周波数は、各許可符号の列が標準シリーズのON/OFFパルスで始まり、その結果計器がクロック周波数を認識できることを要求することによって検出される。
他のピン及び回路は基本的に試験用である。図の左側のCD＿N、EN及びZA信号は、右側のJ、K及びCKI信号と同様に試験入力である。PROCMON回路はASICを試験する際に使用されるプロセスモニター回路である。
出力ライン118はパルス幅変調出力を与えるべくNANDゲート124により駆動される。もしこれが図１の酸素計の入力ライン41のような現酸素計入力に接続されれば、このラインに電流を供給する回路69とつながる。回路を逆方向にコンパチブルにするひとつの方法は、図７に示されるような出力ドライバー119用のオープンコレクタ出力を使用することである。図７に示されるように、ドライバ119の出力はトランジスタ140のベースに結合し、トランジスタ140のコレクタは図１の入力41に結合される出力ライン118と接続される。トランジスタ140がライン118がローであるためオフの状態では非常に高抵抗を示して、酸素計から与えられる電流は行き場がない。ライン118がハイになると、短絡して電流はグランドへ流れる。酸素計モニターにより検出される効果電圧または平均電圧は、図１の酸素計モニター60の回路によりライン41に与えられた最高電圧のデューティサイクル倍である。
図６に示されるように独立スイッチS1が使用される。スイッチは２つの抵抗値RA及びRBの間を交互につなぐ。例えば、スイッチS1は一対の電界効果トランジスタ(FET)として実行可能である。ひとつのFETがドライバ119からのハイレベル信号に応答すると、他のFETはローレベル信号に応答する。これらもまた、ドライバ119の出力の一部として実行される。そのような回路は、以下の理由により無限または０インピーダンスが酸素計内の読み出し回路にとって不所望であるところの利点を有する。
図８A及び８Bは通常Rcalとして知られるキャリブレーション指示抵抗40の値を読むために酸素計モニターで使用される２つの代替回路である。図８Aは図１で示されるものと同じタイプの回路を表している。電流源69は既知の電流を抵抗40を通じて送り、生成電圧は電圧に比例するデジタル値を生成するアナログ-デジタルコンバータに電圧を与えるマルチプレクサに送られる。デジタル値は抵抗40の値を決定するべくマイクロプロセッサ61により判断される。この方法の欠点は、抵抗40の読み取りのためのエラー予算（エラー用のマージン）の一部が電流Ｉの値のエラー及び生成電圧を読み取る際のエラーにより消費されるという点である。
図８Bはエラー予算に対するこれらの寄与を除去するための方法を示す。リファレンス電圧Vrefが、標準インピーダンスZstdと測定されるべきRcal抵抗40の直列結合に対して印加される。図８BでVcalとして示されるRcalをまたぐ生成電圧はマルチプレクサに送られ、そこからアナログ-デジタルコンバータに送られる。いくつかの周知手段のひとつによって、マイクロプロセッサ61はVcal対Vrefの比に関する情報を獲得する。そのような手段のひとつがアナログ-デジタルコンバータのレファレンス入力へVrefを印加し、その結果Vrefはアナログ-デジタルコンバータにより使用されるレファレンス電圧になる。ADCの出力は自動的にVcal対Vrefの比を表す。一方、アナログ-デジタルコンバータは、レファレンスとして第３電圧を使用してVcal及びVrefの値を別々に測定し、２つの読み取り結果がマイクロプロセッサ61に与えられる。該マイクロプロセッサ61はその後デジタル割り算により比を決定する。
図２の説明において、メモリ読み出し回路82の機能により、メモリ94内に保存されたパターンに従って、Rcal読み出しライン41上の電圧レベルがハイ及びロー状態の間を交替する。図６はこの交替を達成するためのメモリ読み出し回路82内に組み込まれる出力回路を略示する。スイッチング機器S1（例えば、２つのFETを使用して実行され得る）は抵抗値RA及びRBの間でライン41を交互に切り替える。これらの抵抗値のいずれかが０（すなわち短絡）またはオープン回路（すなわち、抵抗値準無限大）となるよう選択される。
図６の出力回路が図８Aの読み出し回路とともに使用される際に、電流源69により生成される準無限大抵抗をまたぐ電圧は画成できないため、抵抗RA及びRBは有限または０（すなわち、非オープン回路）に限定される。読み出し回路が図８Bに示される形状であるとき、有限値へのこの限定は不要である。
Rcalの特性値をシミュレーションするために、いかにメモリ読み出し回路82の出力のデューティサイクルが選択されるかを考察する。fAはスイッチが抵抗RAに接続されている読み出しの完全１サイクル間のほんの少しの時間として定義され、fBはスイッチが抵抗RBに接続されているほんの少しの時間として定義される。fA+fB=1になるよう設計される。図８Aの電流源読み出しの場合を考える。ソース69からの電流Iが図６の回路に印加されると、ライン41に現れる平均電圧はI(fARA+fBRB)である。例えば、RB=0なら、fA=RS/RAを選択することにより選択抵抗RSがシミュレーションされる。特別の例として、もしシミュレーションされるべき抵抗値が6.04K＿、RA=10.0K＿、及びRB=0であれば、fAの適正値は0.604である。
製造過程でのRA値の通常の統計的変化の効果を除去するために、積fARAが所望の値を有するように特定値fAを選択する代わりに製造時のfAを選択することによってシミュレーションすることが所望される。こうして、２つの異なって製造されたデバイスは、それらが異なるfA値を有するとしても同一の効果的抵抗をシミュレーションする。
次に、図８Bの読み取り回路が使用される際のfA及びfBの適正値の選択を考える。もし、Zstdが値Rstdを有する純粋な抵抗を有するなら、ライン41に印加される平均電圧は、以下の式で与えられる。
Vmean=Vref{fA[RA/(RA+Rstd)]+fB[RB(RB+Rstd)]}
シミュレーション回路は、Vmeanの値が比率計的に読み取られる限りVrefの統計的変化がRcal（またはシミュレーションされたRcal値）の読み取りエラー予算に影響を与えないという、図８Bの読み取り回路の設計に固有の効果を維持する。
図８Bの回路が採用されるとき、Rcalの特定値をシミュレーションするためのfAの選択のひとつの例として、RB=0と設計した場合を考える。特定の抵抗値Rsをシミュレーションするために、以下の関係が必要である。
Rs/(Rs+Rstd)=fA[RA/(RA+Rstd)]
すなわち、fA=(Rs/RA)(RA+Rstd)/(Rs+Rstd)
例えば、もしRstd=RA=RA=10.0K＿でありシミュレーションされるべきRs値が6.04K＿ならば、fA=0.753である。もしRA=10.0K＿でありRstd=7.5K＿ならば異なる値fA=0.781を要求する。異なる設計のジェネレータ内で出くわすような複数の異なるRstd値に対し所定のRcal値を適正にシミュレーションするメモリ読み出し回路82が製造される。この目的を達成するために、Rstd値に依存するfAの異なる値を生成する。回路82は以下の工程と同等な方法によりRstd値を決定するべくプログラムされた状態マシーンまたはプロセッサを含む。
1.印加電圧Vrefのオープン回路値を観測する工程と、
2.出力ラインが有限または０の抵抗RKを通じて接地される際、流れる電流Ｉを観測する工程と、
3.Rstd=Vref/I−RKを計算する工程。
図８Aの電流源読み出しの場合と同様に、RA及びRB値の統計的変化を補正するために製造時のfA値を確立することは可能である。
供給電圧VDDが、酸素計により図１の出力ライン41に与えられた電流から図６の回路に与えられる。これがライン41が抵抗150を通じて出力118に接続されているところの図６において示されている。ダイオード152及びキャパシタ154が、抵抗値を読むべく酸素計により生成された電流から供給電圧VDDを与えるため付加される。抵抗150は電流を制限するために与えられる。
パルス幅（または周波数変調用の周波数）の符号化用のメモリがさまざまな方法で与えられる。データラインに接続されたプログラム可能リンクが製造過程において各発光ダイオードがセンサー内に配置される際にプログラムされる。代わりに、メモリチップが発光ダイオードの値に対応するようプログラム可能である。代わりに、発光ダイオードの測定波長に最も近い符号を有するメモリを選択するアセンブラとともに、20個のプログラム済みメモリチップが有用である。
本願に従って作られたセンサーのひとつの長所は、新しい計器と組み合わせて使用されるとき新しい能力を提供しながら、それらが古い世代の計器に対しバックコンパチブルであることである。例えば、米国特許第4,700,708号に従って製造された酸素計は、ROM内に係数が保存されている可能曲線の中から特定のキャリブレーション曲線が選択できるように酸素計に値を指示する図１の抵抗40のような識別抵抗を認識するよう設計される。
例えば、図９は酸素計により与えられる、酸素飽和の中間計算値Ｒと最終値Ｓとの関係を示す曲線群を示す。識別抵抗の値に従って、５本の可能曲線中３番目が選択され、それは特定値R0から飽和値S0を計算するのに使用される。図示の容易のため曲線は５本しか記載されていないが、好適には２１本の曲線が所望される。図９に示される点線6は仮想新設計センサー用のキャリブレーション曲線である。古いセンサーは21本の曲線を使用するが、例えば曲線6は新センサー用の100本以上の正確な曲線の1本であり得る。曲線6は標準曲線の1〜5のいずれとも正確には一致しない。このセンサーに対しそのデューティサイクルが抵抗番号3をシミュレーションするようデジタルパターンを選択する（その結果、現酸素計が最も一致する曲線3を当該センサーに割り当てる）ことは可能である。多くの異なるデジタル符号が有用であり、それらすべては同一の割合のオン時間を有し、曲線6とは実質的に独立の多くの種類の標準曲線の中から選択された適正に設計された新計器に連結するべく使用される。例えば、これは図４で説明されたパルス配置法を使って実行可能である。
ROM内に保存された標準曲線に対し数値補正タームを通信するべく有用な交替符号を使用することも可能である。例えば、曲線6は係数a、b、cによる曲線3の修正として以下のように表される。
S(R)=S3(R)+a+bR+cR2
この補正とともに、図９に示すように、入力値R0は古い酸素計に対し近似飽和値S0を計算し、新しい酸素計に対しより正確な値S1を与えることができる。
説明されたようなエクストラ・コーディング・ディメンジョンを使用する他の方法はセンサーの製造者を識別する。センサーの製造者を識別するためのデジタル符号が所望の平均デューティサイクルを有する多くの異なる可能符号の中から選択され、多くの代替方法で採用される。例えば、製造者は同一製造者によって製造されたセンサーに対応する符号を認識するまで動作しないように計器を設計することができる。これは、ある特性を有するセンサーのみを使用することを保証し、またはセンサーの質の制御、患者の安全、及び実行能率を保証するのに有効な手段である。
当業者に自明なように、本願発明は発明の思想または本質的特徴から離れることなく他の実施例において実行され得る。例えば、パルス幅変調の代わりに周波数変調が使用され得る。これは電流-周波数コンバータまたはオシレータにより実行可能である。他に、抵抗値が符号化メモリ情報を与えるのに使用され得る。したがって、本願の好適実施例の開示は請求の範囲に記載された発明の態様を限定するものではない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図７】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図９】
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【図６】
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