(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列に接続した正側および負側の各自己消弧形半導体スイッチ素子を含む多数の変換モジュールを備え、前記各変換モジュールの両端を直流端子に配線し、前記各変換モジュールの接続中点を各相の交流端子に配線し、直流・多相交流間の一方から他方へ電力を変換する半導体電力変換装置において、
１並列・複並列のいずれかの前記変換モジュールの両端に平滑コンデンサを接続したユニットを基本ユニットとし、前記基本ユニットを各相毎に複並列に接続し、
前記各相毎の複並列に接続された各基本ユニットの配線態様を、該基本ユニットと前記直流端子との間に該基本ユニットに固有の大きな配線浮遊インピーダンスが介在し、該基本ユニット内の平滑コンデンサと変換モジュールとの間に小さな配線浮遊インピーダンスが介在するように定めたことを特徴とする半導体電力変換装置。
【請求項２】
直列に接続した正側の複数の自己消弧形半導体スイッチ素子および負側の複数の自己消弧形半導体スイッチを含み、その正側の接続中点と負側の接続中点とを直列に接続する複数のクランプ用ダイオードを含む中性点クランプ形の複数の変換モジュール備え、
前記各変換モジュールの両端を直流端子に配線し、前記各クランプ用ダイオードの接続中点を中性点端子に配線し、前記各変換モジュール全体の接続中点を各相の交流端子に配線し、直流・複相交流間の一方から他方へ電力を変換する中性点クランプ形の半導体電力変換装置において、
１並列・複並列のいずれかの前記変換モジュールを含み、その両端に直列に接続された複数の平滑コンデンサを含み、該各平滑コンデンサの接続中点を該変換モジュールの中性点端子とするユニットを基本ユニットとし、前記基本ユニットを各相毎に複並列に接続し、
前記各相毎の複並列に接続された各基本ユニットの配線態様を、該基本ユニットと前記直流端子との間に該基本ユニットに固有の大きな配線浮遊インピーダンスが介在し、該基本ユニット内の平滑コンデンサと変換モジュールとの間に小さな配線浮遊インピーダンスが介在するように定めたことを特徴とする半導体電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または２において、各自己消弧形半導体スイッチ素子をＰＷＭ制御する半導体電力変換装置。
【請求項４】
請求項１または２において、直流端子を直流電源端子とし、直流から多相交流へ電力を変換し、各相の交流端子間に多相交流負荷を接続した半導体電力変換装置。
【請求項５】
請求項１または２において、各基本ユニットの配線態様を、該基本ユニット内の平滑コンデンサ・変換モジュールのうちの前者側寄りの位置に直流端子からの配線を接続した半導体電力変換装置。
【請求項６】
請求項１または２において、各基本ユニットの配線態様を、該基本ユニット内の平滑コンデンサと変換モジュールとの間に小さな配線浮遊インピーダンスが介在し、該変換モジュールと交流端子との間に該基本ユニットに固有の大きな配線浮遊インピーダンスが介在するように定めた半導体電力変換装置。
【請求項７】
請求項１または２において、各自己消弧形半導体スイッチ素子のゲート端子とそれを制御するゲート信号発生部とを結ぶ信号配線における該ゲート端子寄りの位置に、該ゲート端子に固有のゲート抵抗を挿置した半導体電力変換装置。
【請求項８】
請求項７において、各基本ユニット内において複並列の関係にある各自己消弧形半導体スイッチ素子のゲート端子相互間にゲート抵抗よりも抵抗値の小さなゲート感度補正抵抗を接続した半導体電力変換装置。
【請求項９】
請求項１又は２において、上記単位ユニットは、２レベル又は３レベル方式で駆動されるものとした半導体電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＩＧＢＴ・ＩＧＣＴ等の多数の自己消弧形半導体スイッチ素子を組み込み、直流・多相交流間の一方から他方へ電力を変換する半導体電力変換装置に関する。特にその自己消弧形半導体スイッチ素子を多並列（複並列と同義）に接続するタイプの大容量化方式に係る。
【０００２】
【従来の技術】
図１０はＩＧＢＴを自己消弧形半導体スイッチ素子１０とする従来のＰＷＭ制御形の電力変換装置である。１は２レベル３相形の変換主回路、２は直流電源である。９Ｕ・９Ｖ・９ＷはＵ・Ｖ・Ｗ相の主回路、１１は直流電源２に直結した１個の大容量平滑コンデンサである。各相主回路９Ｕ・９Ｖ・９Ｗは多並列形たとえば２並列形の素子構成である。ちなみに、Ｕ相主回路は２並列接続された正側のＩＧＢＴ１０ＵＰ１・１０ＵＰ２および２並列接続された負側のＩＧＢＴ１０ＵＮ１・１０ＵＮ２を含む。Ｖ相主回路９Ｖ・Ｗ相主回路９Ｗの構成も同様である。
ＩＧＢＴ１０単体の電流容量は１０００Ａクラスが現況最大であり、電力変換装置のさらなる大容量化のためには、図１０のようにそれを多並列に接続する必要がある。しかし、多並列を組むＩＧＢＴ１０相互のオン電圧・ゲート感度電圧にバラツキがあり、ターンオン・ターンオフ特性等がアンバランスとなる。このため各ＩＧＢＴ１０の電流バランス（ターンオン・ターンオフ過渡時の電流バランスおよびオン状態時の電流バランス）が崩れ、特定ＩＧＢＴ１０に均等負担の限度を越えた過大電流が流れ、ひどい場合は破壊する。
【０００３】
その難点を改善する次の（１）（２）（３）の方策が知られている。（１）多数のＩＧＢＴの中からほぼ同等特性の各ＩＧＢＴ１０を選別して使用する。（２）「安川電機技報」第５１巻（１９９５年Ｎｏ４）第２８５〜２８６頁目に記載されているように、ＩＧＢＴ多並列を行わない各変換器を、リアクトルを介して多並列に接続し、各変換器電流がバランスするように各変換器のＰＷＭゲート信号を個別に制御する。（３）特開平５−８３９５４号公報に記載されているように、３並列の自己消弧形半導体スイッチ素子と３並列の平滑コンデンサとを併置し、各自己消弧形半導体スイッチ素子をすぐそばの平滑コンデンサに対して配線する。
上記（１）の選別方式の場合は、ＩＧＢＴを選別をしてもオン電圧で０．３Ｖ（約１０％）程度であり、ゲート感度電圧で０．３Ｖ（約５％）程度であり、その両者をうまく揃えることは非常に困難である。このため、各ＩＧＢＴの電流容量を有効に活用した経済的な多並列形大容量装置の実現は困難である。上記（２）の変換器多重接続方式の場合は、変換器レベルで多重化するための前記リアクトルの負担が重い。また、各変換器相互の電流バランスを制御し、かつ各変換器単独でも動作する特性を付与する必要があるため、制御回路上の負担が重い。上記（３）の多並列コンデンサ方式の場合は、各自己消弧形半導体スイッチ素子・平滑コンデンサ間の配線が均等になり、また該配線に付随する配線浮遊インピーダンスを小さくできるという利点があるが、各平滑コンデンサが直に並列に接続され、各平滑コンデンサの充電電圧が連動する仕組みであるために、各自己消弧形半導体スイッチ素子相互の電流バランスを確保し難い。
尚、他の従来例として特開平４−１２５０７２号がある。これは、多並列素子方式を扱っておらず、特に関連はない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
大容量の自己消弧形半導体スイッチ素子の多並列化においては、素子特性上のバラツキによる各素子電流のアンバランスを考慮し、素子容量をかなり割り引いた損な低レベルで利用しなければならない。その難点を緩和する努力もなされているが、前記のごとくなお不十分であり、さらなる改良工夫が望まれる。
本発明の目的は自己消弧形半導体スイッチ素子の電流容量を有効に利用した素子多並列化を、軽い経済的負担で実現することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、直列に接続した正側および負側の各自己消弧形半導体スイッチ素子を含む多数の変換モジュールを備え、前記各変換モジュールの両端を直流端子に配線し、前記各変換モジュールの接続中点を各相の交流端子に配線し、直流・多相交流間の一方から他方へ電力を変換する半導体電力変換装置を前提とする。３レベル形の変換装置である場合の正側自己消弧形半導体スイッチ素子および負側自己消弧形半導体スイッチ素子はそれぞれ複数となる。
【０００６】
本発明においては、１並列もしくは多並列の変換モジュールの両端に平滑コンデンサを接続したユニットを基本ユニットとする。基本ユニット中の変換モジュールの個数は１並列の場合は１であり、多並列の場合は２以上である。以上のような基本ユニットを各相毎に多並列接続する。この場合の多並列は１並列を含まず、２並列を含む。どの相も少なくとも２並列の基本ユニットを含む。多相交流が３相であり、その各相が２並列の基本ユニットを持ち、各基本ユニットが２並列の変換モジュールを持つのであれば、変換モジュールの総数は３×２×２＝１２の１２個となる。基本ユニットの総数は３×２の６個となる。平滑コンデンサの総数（３レベル形変換装置の場合は直列一対の平滑コンデンサ回路の回路数）も基本ユニットと同数の６個となる。
【０００７】
本発明においては、各基本ユニットの配線態様を次のように定める。すなわち、各基本ユニットと直流端子との間に該基本ユニットに固有の大きな配線浮遊インピーダンスが介在し、該基本ユニット内の平滑コンデンサと変換モジュールとの間に小さな配線浮遊インピーダンスが介在するように定める。配線に付随する配線浮遊インピーダンスの大きさは配線の長さに比例する。本発明における各基本ユニット・直流端子間の配線は長く、基本ユニット内の平滑コンデンサ・変換モジュール間の配線は短い。各平滑コンデンサの接続位置に注目すると、それを直流端子側寄りの位置には接続するのではなく、変換モジュール側寄りの位置に接続する。各基本ユニットはそこから直流端子に向かって延びる固有の配線を持ち、それに付随する固有の配線浮遊インピーダンスを持つ。その配線浮遊インピーダンスは隣の基本ユニットと共用のものであってはならない。
【０００８】
ある基本ユニットに属する平滑コンデンサと、該基本ユニットと多並列を組む別の基本ユニットに属する平滑コンデンサとの関係について考える。この一対の平滑コンデンサは動作上は同類のものである。しかし、配線上は疎遠な関係となる。両平滑コンデンサ間には各基本ユニットに固有な大きな配線浮遊インピーダンスが介在する。一方の平滑コンデンサの充電電圧に変動があっても、他方の平滑コンデンサの充電電圧はそれに追随しない。これは両平滑コンデンサ間の電荷融通を制限する仕組みであって、多並列を組む各基本ユニット相互間の電流バランスの確保に寄与する。
直流端子から交流端子に至るすべての配線に配線浮遊インピーダンスが付随する。変換モジュールはその配線の途中に介在する。そしてこの変換モジュールの近くに平滑コンデンサが配置され、その両者で基本ユニットを構成する。本発明における配線浮遊インピーダンスの配分は次のようなものである。直流端子と平滑コンデンサないしは基本ユニットとの間の配線浮遊インピーダンスは大きく、基本ユニット内の平滑コンデンサ・変換モジュール間の配線浮遊インピーダンスは小さく、変換モジュールと交流端子との間の配線浮遊インピーダンスは大きい。これらの各配線浮遊インピーダンスはそこに形成される基本ユニットに固有のものである。各基本ユニットは交流端子に至るに固有の配線を持ち、それに付随する固有の配線浮遊インピーダンスを持つ。その配線浮遊インピーダンスは他の基本ユニットのそれと共用のものであってはならない。各基本ユニットに固有の交流端子側に形成される配線浮遊インピーダンスは、特にターンオフ時における基本ユニット相互間の電流バランスの確保に寄与する。
【０００９】
各自己消弧形半導体スイッチ素子はたとえばＰＷＭ制御されるが、そのためのゲート信号発生部と自己消弧形半導体スイッチ素子との間に挿入されるゲート抵抗は自己消弧形半導体スイッチ素子寄りの位置に配置する。これはゲート抵抗を基本ユニット内に置いてノイズの影響を受け難くするためである。また、各基本ユニット内において各自己消弧形半導体スイッチ素子が多並列接続される場合は、その各自己消弧形半導体スイッチ素子相互のゲート端子間にゲート抵抗よりも抵抗値の小さなゲート感度補正抵抗を接続する。これにより、スイッチング過渡時の電流アンバランスを補正する。
【００１０】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態を図１〜４を使って説明する。図１は本発明に係る半導体電力変換装置のブロック図である。図中の１は自己消弧形半導体スイッチ素子としてＩＧＢＴを使った２レベル形の３相の変換主回路、２は直流電源、３は三相交流負荷となる三相誘導電動機である。２ＰＴ・２ＮＴは直流端子、３ＵＴ・３ＶＴ・３ＷＴは各相の交流端子である。４はＰＷＭベクトル演算制御部、５は速度検出器、６は電流検出器である。７Ｕ・７Ｖ・７ＷはＵ相・Ｖ相・Ｗ相の各主回路であり、これら全体で変換主回路１を構成する。図１における主回路７Ｕ・７Ｖ・７Ｗの図形はシンボル化されたものであり、その内部の具体的回路構成は後に例示する図３のようなものである。１０１はＰＷＭゲート信号発生部、１０２は三相交流電流制御およびｄ軸・ｑ軸電流制御演算部、１０３は磁束制御および速度制御演算部、１０４はすべり周波数演算部、１０５は一次周波数演算部、１０６は速度制御指令部である。
【００１１】
図２（ａ）〜（ｃ）は図１の２レベル形３相の電力変換主回路１のスイッチング動作ないしはインバータ動作等示す動作概念図である。図２（ａ）に示すように、ＩＧＢＴのオンオフデユテイを正弦波で適宜に変調すると、直流から多相交流への電力変換がなされ、可変電圧・可変周波数の交流出力が得られる。ＩＧＢＴを主体とする主回路７Ｕ・７Ｖ・７Ｗの基本動作は、図２（ｂ）のような回路切替えであり、それに応じて直流電源電圧Ｅについての＋Ｅ／２または−Ｅ／２の２レベルの電圧が出力する。出力電圧（ｅｕ）は図２（ｃ）のようなＰＷＭ波形となるが、そこに正弦波状の基本波成分を含む。
【００１２】
図１に戻り、ＰＷＭベクトル演算制御部４について説明する。演算部１０３は励磁電流指令となるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を演算（磁束制御演算）し、かつトルク電流指令となるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を演算（速度制御演算）する。これらの演算は速度検出値ωｒと速度制御指令値ωｒ＊とが等しくなるようになされる。演算部１０２は電流検出器６からの電流検出値を参照して、ｄ軸およびｑ軸の電流が指令値Ｉｄ＊およびＩｑ＊と等しくなり、かつ３相交流電流が正弦波となるような正弦波変調指令を演算し、それをＰＷＭゲート信号発生器１０１に与える。演算部１０４は前記指令値Ｉｄ＊およびＩｑ＊を参照してすべりｆを演算する。演算部１０５は速度検出値ωｒとすべリｆを加算して一次周波数指令値ω１＊を求める。演算部１０２はこの一次周波数指令値ω１＊を対応する３相交流変換のベクトル演算に使用する。信号発生部１０１は演算部１０２からの正弦波変調指令信号に従ったパルス幅変調（ＰＷＭ）用のゲートパルスを発生する。
【００１３】
図３は図１におけるＵ相主回路７Ｕの実施形態を示す。他のＶ相主回路７Ｖ、Ｗ相主回路７Ｗの構成もＵ相主回路７Ｕと同様であるため、ここではＵ相主回路７Ｕを例にとり、詳しく説明する。本明細書における上位の部品符号たとえば１０は１０に添字を付加した各部品符号１０ＵＰ１・１０ＵＮ２等の総称である。添字のＵはＵ相を意味し、ＰあるいはＮは極性を意味し、１または２等は部品番号を意味する。中位の部品符号たとえば１０ＵＰは１０ＵＰ１・１０ＵＰ２等の総称である。自己消弧形半導体スイッチ素子１０の主体はＩＧＢＴである。自己消弧形半導体スイッチ素子１０は逆並列に接続されるフリーホイールダイオードを包含する逆導通特性のスイッチ素子である。Ｕ相主回路７Ｕは都合４個のスイッチ素子１０Ｕ（１０ＵＰ１・１０ＵＮ１・１０ＵＰ２・１０ＵＮ２）を含む。各スイッチ素子１０Ｕは直列に接続された正側スイッチ１０ＵＰおよび負側スイッチ素子１０ＵＮを含む変換モジュールを形成する。変換モジュール（１０ＵＰ・１０ＵＮ）における正側スイッチ素子１０ＵＰは直流電源２の正側直流端子２ＰＴに対応し、負側スイッチ素子１０ＵＮは負側直流端子２ＮＴに対応し、それらの接続中点（１０ＵＰ・１０ＵＮ間）はＵ相の交流端子３ＵＴに対応する。交流端子３ＵＴは正側スイッチ素子１０ＵＰがオンの場合は正極性となり、負側スイッチ素子１０ＵＮがオンの場合は負極性となり、交互に極性を変える。
【００１４】
図３に示すように、１並列の変換モジュール（１０ＵＰ１・１０ＵＮ１）の両端に平滑用コンデンサ１１Ｕ１を接続したユニットを作り、それを基本ユニット７Ｕ１とする。同様に、１並列の別の変換モジュール（１０ＵＰ２・１０ＵＮ２）の両端に別の平滑用コンデンサ１１Ｕ２を接続したユニットを作り、それを別の基本ユニット７Ｕ２とする。基本ユニット７Ｕ１と基本ユニット７Ｕ２とを並列に接続し、Ｕ相主回路７Ｕとする。本明細書における１並列の用語は並列要素が１個であることを意味する。ちなみに４並列・３並列・２並列の順列のその次にくるのが１並列である。
【００１５】
図３では１並列の変換モジュール（１０ＵＰ・１０ＵＮ）の両端に平滑コンデンサ１１Ｕを接続したユニットを基本ユニットとする。その代わりに、多並列の変換モジュールの両端に平滑コンデンサを接続したユニットを基本ユニットとしてもよい。この点については図５を用いて改めて説明する。本明細書における多並列の用語は１並列を含まず、２並列を含む。図３では基本ユニットを２並列（７Ｕ１・７Ｕ２）に接続し、Ｕ相主回路７Ｕを構成する。この点は例示的であり、要は基本ユニットを多並列に接続する形態のＵ相主回路７Ｕであればよい。以上の説明から分かるように、本発明においては１並列・多並列のいずれかの変換モジュールの両端に平滑コンデンサを接続したユニットを基本ユニットとし、基本ユニットを各相毎に多並列に接続する。
【００１６】
図３におけるＵ相主回路７Ｕに属する平滑コンデンサ１１Ｕ１・１１Ｕ２の数等について説明する。平滑コンデンサ１１Ｕ１・１１Ｕ２の数は基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２の数に等しく、図３のそれは２個である。３相の各相分を通算すると、２×３＝６の６個となる。平滑コンデンサ１１は直流電源２にまとめて１個接続（直結）するのではなく、変換主回路１における各基本ユニット単位に等分に分散して配置する。その一つ一つの平滑コンデンサ１１Ｕ１・１１Ｕ２等は相対的に低容量（図３のそれはまとめて１個の場合の平滑コンデンサの容量に比して、たとえば１／６倍の容量）であって、その充電電圧は変化し易く、またたとえば平滑コンデンサ１１Ｕ１電圧は高く１１Ｕ２電圧は低い（その逆もある）というような個別の変化を生じ得る。なお、直流電源２に直結される適当容量の図外の平滑コンデンサを残しておき、残りの分の容量を６分割し、それらを基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２等に付属する平滑コンデンサ１１Ｕ１・１１Ｕ２等としても良い。
【００１７】
図３における１２ＵＰ・１２ＵＮはＰＷＭゲート信号発生部１０１（１０１ＵＰはＵ相正側スイッチ１０ＵＰ用ゲート信号発生部、１０１ＵＮはＵ相負側スイッチ１０ＵＮ用ゲート信号発生部）からのゲート信号に応答して各スイッチ１０ＵＰ・１０ＵＮのゲート電流を決めるゲート抵抗であり、ノイズの影響を防止するために該当基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２内の各スイッチ１０ＵＰ・１０ＵＮ側寄りにに配置する。
【００１８】
図３における各基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２の配線態様について説明する。直流端子２ＰＴ・２ＮＴから交流端子３ＵＴに至るすべての配線に配線の長さに比例する配線浮遊インピーダンスが付随する。各変換モジュール（１０ＵＰ・１０ＵＮ）はそうした配線の途中に介在する。各変換モジュール（１０ＵＰ・１０ＵＮ）の近くにそれぞれの平滑コンデンサ１１Ｕが配置され、その両者でそれぞれの基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２を構成する。本発明における配線浮遊インピーダンスの配分は次のようなものである。直流端子２ＰＴ・２ＮＴと平滑コンデンサ１１Ｕないしは基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２との間の配線浮遊インピーダンス１３Ｕは大きく、基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２内の平滑コンデンサ１１Ｕ・変換モジュール（１０ＵＰ・１０ＵＮ）間の配線浮遊インピーダンス１４Ｕは小さく、変換モジュール（１０ＵＰ・１０ＵＮ）と交流端子３ＵＴとの間の配線浮遊インピーダンス１５Ｕは大きい。
【００１９】
これらの各配線浮遊インピーダンス１３Ｕ・１４Ｕ・１５Ｕはそこに形成される基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２に固有のものである。各基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２は直流端子２ＰＴ・２ＮＴおよび交流端子３ＵＴに至るに固有の配線を持ち、それに付随する固有の配線浮遊インピーダンス１３Ｕ・１４Ｕ・１５Ｕを持つ。それらの配線浮遊インピーダンス１３Ｕ・１４Ｕ・１５Ｕは他の基本ユニットのそれと共用のものであってはならない。ちなみに、配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ１は基本ユニット７Ｕ１に固有のものであり、別の基本ユニット７Ｕ２の配線浮遊インピーダンスとしては作用しない。配線浮遊インピーダンス１３Ｕの出力端を平滑コンデンサ１１Ｕ・スイッチ素子１０Ｕのいずれに接続しても構わないが、図３では前者の平滑コンデンサ１１Ｕ側に接続する。その方がスイッチ素子１０Ｕのターンオフ時に、配線浮遊インピーダンス１３Ｕに蓄積されている電磁エネルギを平滑コンデンサ１１Ｕへ吸収するという動作がよりスムーズに進行し、スイッチ素子１０Ｕの電流遮断能力上の負担が軽くなるためである。
【００２０】
以上の各配線浮遊インピーダンス１３Ｕ・１４Ｕ・１５Ｕ相互間の等号関係および不等号関係は次のようなものとなる。
１３ＵＰ１≒１３ＵＰ２      １３ＵＮ１≒１３ＵＮ２
１３ＵＰ１≒１３ＵＮ１      １３ＵＰ２≒１３ＵＮ２
１４ＵＰ１≒１４ＵＰ２      １４ＵＮ１≒１４ＵＮ２
１４ＵＰ１≒１４ＵＮ１      １４ＵＰ２≒１４ＵＮ２
１５Ｕ１  ≒  １５Ｕ２
１３ＵＰ１＞１４ＵＰ１      １３ＵＰ２＞１４ＵＰ２
１３ＵＮ１＞１４ＵＮ１      １３ＵＮ２＞１４ＵＮ２
１５Ｕ１  ＞１４ＵＰ１      １５Ｕ１  ＞１４ＵＮ１
１５Ｕ２  ＞１４ＵＰ２      １５Ｕ２  ＞１４ＵＮ２
以上の各配線浮遊インピーダンスは、自配線の自己インダクタンスおよび他配線との関係で現れる相互インダクタンスを含む。また１３Ｕは２ｍＨ程度、１４Ｕは５０〜１００ｎＨ程度、１５Ｕは？？ｍＨ程度である。これらの数値はそのインダクタンス成分のみを表す実用上の例示である。
【００２１】
図４にスイッチ素子１０ＵＰ１・１０ＵＰ２に流れるオン・オフ時を含めた電流等のチャートを示す。図４（Ａ）はスイッチ素子１０ＵＰ１・１０ＵＰ２に供給されるＵＰゲート信号である。Ｕ相正極側用のＵＰゲート信号は同じでも、それを受けるスイッチ素子（ＩＧＢＴ）１０ＵＰ１・１０ＵＰ２のゲート感度電圧ＶG1・ＶG2にバラツキ（ここではＶG1＜ＶG2とする）があると、スイッチ素子１０ＵＰ１・１０ＵＰ２のオン・オフタイミングに図４（Ｂ）・（Ｃ）のような不一致を生ずる。一方のスイッチ素子１０ＵＰ１電流は、図４（Ｄ）のようになり、ｔ１で上昇を始め、ｔ４で減少を始める。もう一方のスイッチ素子１０ＵＰ２電流は、図４（Ｅ）のようになり、ｔ２で上昇を始め、ｔ３で減少を始める。時間の経過はｔ１＜ｔ２＜ｔ３＜ｔ４である。
【００２２】
図４のターンオン時の動作について説明する。早いタイミングｔ１で基本ユニット７Ｕ１に属するスイッチ素子１０ＵＰ１電流がまず立ち上がる。この電流は基本ユニット７Ｕ１に属する平滑コンデンサ１１Ｕ１から小さな配線浮遊インピーダンス１４ＵＰ１を介してスイッチ素子１０ＵＰ１に供給される放電電流であるので、その１１Ｕ１電圧が図４（Ｆ）のように一時的に低下し、電圧凹部Ｆ１を形成する。この影響でスイッチ１０ＵＰ１電流の上昇率は低下する。一方、平滑コンデンサ１１Ｕ１電圧が低下すると、直流電源２電圧との差分が大きな配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ１に印加するようになり、直流電源２より配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ１を介して電流が供給され始める。その影響で平滑コンデンサ１１Ｕ１電圧上の電圧凹部Ｆ１は解消する。一方、この間に別の基本ユニット７Ｕ２に属するスイッチ素子ッ１０ＵＰ２がオンとなるタイミングｔ２を迎える。基本ユニット７Ｕ２の動作経過も基本ユニット７Ｕ１のそれとほぼ同様であり、基本ユニット７Ｕ２に属する平滑コンデンサ１１Ｕ２電圧上に図４（Ｇ）に示す電圧凹部Ｇ１を形成する。
【００２３】
図４における電圧凹部Ｆ１・電圧凹部Ｇ１について考える。平滑コンデンサ１１Ｕ１と平滑コンデンサ１１Ｕ２との間には大きな配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ１・１３ＵＰ２が介在する。このため、１１Ｕ１電圧と１１Ｕ２電圧とは連動しない非連動形の仕組みになっている。前者に電圧凹部Ｆ１が生じてもそれは後者には反映しない。遅いタイミングｔ２でターンオンするスイッチ素子１０ＵＰ２には平滑コンデンサ１１Ｕ２電圧が印加するが、１１Ｕ２電圧上に仮に電圧凹部Ｆ１と連動する同様タイミングの電圧凹部があると、それは１０ＵＰ２電流の立上がりを鈍らせるような作用する。このように遅いタイミングｔ２で発現する１０ＵＰ２電流の立上がりを鈍らせると、１０ＵＰ１電流・１０ＵＰ２電流のオン時の乖離は拡大する。本発明の前記非連動形の仕組みはこの乖離を緩和し、１０ＵＰ１電流・１０ＵＰ２電流をバランスさせるように作用する。
【００２４】
図４の定常時の動作について説明する。ターンオン後における定常時の１０ＵＰ１電流のレベルはＩ１２であり、１０ＵＰ１電流のレベルはＩ２２である。スイッチ素子１０ＵＰ１・１０ＵＰ２のオン電圧の差分は定常電流Ｉ１２・Ｉ２２のアンバランス要因となるが、これらの電流は配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ１・１４ＵＰ１・１５Ｕ１または１３ＵＰ２・１４ＵＰ２・１５Ｕ２を介して供給されるため、これらの配線浮遊インピーダンスの特に抵抗成分を均等させるように配線することにより、定常時電流Ｉ１２・Ｉ２２をほぼバランスさせることができる。ここで、１１Ｕ１電圧と１１Ｕ２電圧とを連動させない非連動形の仕組みについて再び考える。仮に、平滑コンデンサ１１Ｕ１・１１Ｕ２が完全並列の関係にあるのであれば、配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ１・１３ＵＰ２は添字の１または２で区別する固有の属性を失うため、定常電流Ｉ１２・Ｉ２２配分とは無関係となる。したがって、配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ１・１３ＵＰ２を電流アンバランスの緩和に有用できなくなる。
【００２５】
図４のターンオフ時の動作について説明する。一方のスイッチ素子１０ＵＰ２は早いタイミングｔ３でターンオフを開始し、そこから１０ＵＰ２電流の減少が始まる。もう一方のスイッチ素子１０ＵＰ１は遅いタイミングｔ４でターンオフを開始し、そこから１０ＵＰ１電流の減少が始まる。ここで、ｔ３〜ｔ４期間における１０ＵＰ２電流の減少分（ロ）がまだオン状態にある１０ＵＰ１電流の増加分（ハ）に転化しないかどうかが問題となる。Ｕ相の交流端子３ＵＴに流れ込む出力電流は１０ＵＰ１と１０ＵＰ２の和であり、それは急には変わらない。図４（Ｄ）の増加分（ハ）は減少分（ロ）に見合うように便宜的に書き足したものであるが、このような電流足し増しの可能性があると、１０ＵＰ１電流ないしは１０ＵＰ２電流を、足し増し分を予め見込んだ低い定格レベルに設定する必要が生じ、大容量化の妨げとなる。ところが、本発明の場合は基本ユニット７Ｕ２に固有の大きな配線浮遊インピーダンス１５Ｕ２の作用で、Ｔ１０ＵＰ１電流の急増が抑制される。ｔ３〜ｔ４期間には配線浮遊インピーダンス１５Ｕ２、特にそのインダクタンス成分の影響で、その両端に１０ＵＰ２電流の減少を妨げる極性の電圧が誘起する。この極性の配線浮遊インピーダンス１５Ｕ２電圧は変換モジュール（１０ＵＰ２・１０ＵＮ２）の接続中点の電位を下げるように作用し、変換モジュール（１０ＵＰ１・１０ＵＮ１）の接続中点の電位を上げるように作用する。前者の作用はスイッチ素子１０ＵＮ２（フライホイールダイオードが付属する逆導通特性の素子）に逆導通電流を形成させる作用であり、後者の作用はスイッチ素子１０ＵＰ１の電流増加を抑制する作用である。このため、１０ＵＰ２電流の減少分（ロ）のほとんどはスイッチ素子１０ＵＮ２の逆導通電流に転化し、１０ＵＰ１電流に足される（ハ）のような増加分はほとんどなくなる。
【００２６】
図４のターンオフ時の動作について補足して説明する。スイッチ素子１０ＵＰのターンオフ時にはそれと直列の関係にある配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ・１４ＵＰ（特にそれらのインダクタンス成分）に蓄積されている電磁エネルギがどこかに吸収される。大きな配線浮遊インピーダンス１３ＵＰに蓄積されている大きな電磁エネルギは平滑コンデンサ１１Ｕへ吸収される。小さな配線浮遊インピーダンス１４ＵＰに蓄積されている小さな電磁エネルギはスイッチ素子１０ＵＰないしはそれに付加される図外のスナバ回路に吸収される。後者はスイッチ素子１０ＵＰの電流遮断能力上の負担となる。前記のごとく、電流バランスの是正に配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ・１４ＵＰの両方が関与する。しかし、電流遮断能力上の負担となるのはそのうちの後者の分だけであり、前者に蓄積されている大きな電磁エネルギを吸収する負担は免除される。
【００２７】
図４の電圧凸部Ｆ２・Ｇ２について説明する。スイッチ素子１０ＵＰ２がｔ３でターンオフを開始すると、大きな配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ２に蓄積されている大きな電磁エネルギが平滑コンデンサ１１Ｕ２に流れ込み、１１Ｕ２電圧に電圧凸部Ｇ２を形成する。本発明は１１Ｕ２電圧上の電圧凸部Ｇ２の影響が別の平滑用コンデンサ１１Ｕ１側の１１Ｕ１電圧に反映しない非連動形の仕組みとなっている。仮に、１１Ｕ１電圧上に電圧凸部Ｇ２に対応する電圧凸部が形成されると、始点をｔ３とする該電圧凸部の影響で、まだオン状態にあるスイッチ素子１０ＵＰ１の１０ＵＰ１電流が増加するという弊害を招く。本発明による非連動形の仕組みはかかる増加を抑制して電流をバランスさせるように作用する。電圧凸部Ｆ２はスイッチ素子１０ＵＰ１のターンオフにともなって平滑コンデンサ１１Ｕ１の１１Ｕ１電圧上に形成される局部上昇であり、その始点はｔ４となる。
【００２８】
図５を利用して本発明の他の実施形態について説明する。この図５に前記図１〜３中の部品符号をなるべくそのまま転用し、重複する説明の一部を適宜に割愛する。この点は後の図６以下の説明においてもほぼ同様である。図５の回路においては同様な構成の一対の基本ユニット２０Ｕ１・２０Ｕ２を用い、それらを２並列接続したものをＵ相主回路７Ｕとする。以下、基本ユニット２０Ｕ１を例にとって説明する。基本ユニット２０Ｕ１は変換モジュール（１０ＵＰ１・１０ＵＮ１）と変換モジュール（１０ＵＰ２・１０ＵＮ２）とを多並列（２並列）に接続し、それらの両端に平滑コンデンサ１１Ｕ１を接続したものである。前記図３では１並列の変換モジュール（１０ＵＰ・１０ＵＮ）に対して平滑コンデンサ１１Ｕを接続したが、図５はその１並列の点を多並列に変更したものである。図５における多並列は２並列であるが、その点をさらに改めてたとえば３並列とすることも可能である。
【００２９】
図５の抵抗２１Ｕ（２１ＵＰ１・２１ＵＮ１・２１ＵＰ２・２１ＵＮ２）について説明する。ここでは、２１ＵＰ１を例にとって説明するが、残りの２１ＵＮ１・２１ＵＰ２・２１ＵＮ２も同様である。抵抗２１ＵＰ１はゲート感度補正抵抗である。ゲート感度補正抵抗２１ＵＰ１の役割は多並列を組むスイッチ素子１０ＵＰ１・１０ＵＰ２間のゲート感度電圧上のバラツキの補正である。ゲート感度補正抵抗２１ＵＰ１はスイッチ素子１０ＵＰ１・１０ＵＰ２のゲート端子相互間に接続される。ゲート抵抗１２ＵＰ１・１２ＵＰ２との関連ではその出力側に接続される。ゲート感度補正抵抗２１ＵＰ１はゲート抵抗１２ＵＰ１・１２ＵＰ２よりも抵抗値が小さい抵抗である。以下の説明においては、スイッチ素子１０ＵＰ１のゲート感度電圧がスイッチ素子１０ＵＰ２のそれよりも高いものとする。スイッチ素子１０ＵＰ１はゲート感度電圧が高いため先にターンオフを開始する。これにともない、スイッチ素子１０ＵＰ１のゲート端子電圧が低下する。この影響は抵抗値の低いゲート感度補正抵抗２１ＵＰ１を介して繋がるスイッチ素子１０ＵＰ２のゲート端子へも及び、該ゲート端子電圧も低下する。このため、ゲート感度電圧が低いスイッチ素子１０ＵＰ２もそのゲート感度電圧以下のレベルとなり、速やかにターンオフを開始する。以上の結果、ターンオフタイミング上のアンバランスが緩和され、そのアンバランスに起因する電流偏りも僅少となる。同一基本ユニット２０Ｕ１内で２並列の関係をとるスイッチ素子１０ＵＰ１・１０ＵＰ２相互のオン電圧バラツキについては、配線浮遊インピーダンス１３ＵＰ等によるアンバランス緩和の作用は効かないが、前記のようにしてゲート感度電圧上のバラツキは補正できる。このため、オン電圧特性だけを揃えるスイッチ素子選別でこと足りるので、実施が容易となる。
【００３０】
図５回路の特長は基本ユニット２０Ｕ内部でも多並列化を図り、それを基本ユニット２０Ｕ相互間の多並列化に合算することである。このため、より大規模な多並列化に好適である。図５はスイッチ素子１０ＵＰ１・１０ＵＰ２を含む２並列変換モジュールの構造であるが、それにもう一個を足して３並列変換モジュール形の構造とすることも可能である。その場合はゲート感度補正抵抗２１ＵＰ１同様のものを都合３個用意し、それらを３個のゲート端子相互間にスター形にあるいはデルタ形に結線する。
【００３１】
図６は同様な基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２・７Ｕ３を３並列に接続する３並列基本ユニット構造としたものでる。各基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２・７Ｕ３のそれぞれに平滑コンデンサ１１Ｕ１・１１Ｕ２・１１Ｕ３が付属し、それら全体でＵ相主回路７Ｕを形成する。３相全体の平滑コンデンサ１１の数は３×３となり、９個となる。各基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２・７Ｕ３内部の変換モジュール（１０ＵＰ・１０ＹＮ）は１並列構成である。前記図３は２並列形の基本ユニット７Ｕ１・７Ｕ２構造である。図６はそれにもう１個の基本ユニット７Ｕ３を足し増した３並列構造とすることにより、大容量化の規模拡大を図ったものである。
【００３２】
図７〜図９を用いて本発明を３レベル形の半導体電力変換装置に適用する実施形態について説明する。８は自己消弧形半導体スイッチ素子１０としてＩＧＢＴを用いた３レベル形の中性点クランプ形の変換主回路であり、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相の各主回路８Ｕ・８Ｖ・８Ｗを含む。各主回路８Ｕ・８Ｖ・８Ｗは中性点クランプ形の変換モジュールを主体とするが、図７のそれはシンボル的表示であり、実際の内部構成は図９のようなものである。２Ｐは正側直流電源、２Ｎは負側直流電源、３は負荷となる三相誘導電動機である。
【００３３】
図８（ａ）〜（ｃ）は各主回路８Ｕ・８Ｖ・８Ｗのスイッチング動作ないしはインバータ動作等を概念的に表示する説明図である。たとえば主回路８Ｕに属する各スイッチ素子（ＩＧＢＴ）Ｐ・ＰＣ・ＮＣ・Ｎを図８（ａ）の黒点（オン）および白点（オフ）で示すパターン推移にて制御する。図８（ｂ）に示すように、ＰおよびＰＣがオン状態であると出力はＰ側電位（＋６００Ｖ）となり、ＰＣおよびＮＣがオン状態であるとＣ側電位（０Ｖ）となり、ＮＣおよびＮがオン状態であるとＮ側電位（−６００Ｖ）となる。かくして３レベル形の出力電圧が形成されるが、前記オン期間の時間幅を変調基本波に応じて制御（ＰＷＭ制御）すると、図８（ｃ）のような近似正弦波状のＰＷＭ形線間電圧波形となる。
【００３４】
図９は図７におけるＵ相主回路８Ｕの実施形態を示す。他のＶ相主回路８Ｖ・Ｗ相主回路８Ｗの構成もＵ相主回路８Ｕと同様であるため、ここではＵ相主回路８Ｕを例にとり、詳しく説明する。Ｕ相主回路８Ｕは直列に接続した正側の複数の自己消弧形半導体スイッチ素子１０ＵＰ・１０ＵＰＣおよび負側の複数の自己消弧形半導体スイッチ１０ＵＮＣ・１０ＵＮを含む。その正側の接続中点（１０ＵＰ・１０ＵＰＣ間）と負側の接続中点（１０ＵＮＣ・１０ＵＮ間）とを直列に接続する複数のクランプ用ダイオード３１ＵＰ・３１ＵＮを含む。以上の各素子１０ＵＰ・１０ＵＰＣ・１０ＵＮＣ・１０ＵＮ・３１ＵＰ・３１ＵＮで中性点クランプ形の変換モジュールを構成する。変換モジュールの両端を直流端子２ＰＴ・２ＮＴに配線し、各クランプ用ダイオード３１ＵＰ・３１ＵＮの接続中点を中性点端子（１１ＵＰ・１１ＵＮ間）に配線し、変換モジュール全体の接続中点（１０ＵＰＣ・１０ＵＮＣ間）を各相の交流端子３ＵＴに配線する。各クランプ用ダイオード３１ＵＰ・３１ＵＮの接続中点は適宜の箇所に接続されるが、本明細書においてはその接続対象箇所を中性点端子と定義する。以上のような１並列・多並列（図９では１並列）のいずれかの変換モジュールを含み、その両端に直列に接続された複数の平滑コンデンサ１１ＵＰ・１１ＵＮを含み、各平滑コンデンサ１１ＵＰ・１１ＵＮの接続中点を変換モジュールの前記中性点端子とするユニットを基本ユニットとする。８Ｕ１は基本ユニットであり、８Ｕ２も基本ユニットである。かかる基本ユニット８Ｕ１・８Ｕ２を多並列（図９では２並列）に接続する。その多並列回路にてＵ相主回路８Ｕを構成する。各基本ユニット８Ｕ１・８Ｕ２には直列一対の平滑コンデンサ１１ＵＰ・１１ＵＮが付属するが、その接続中点を前記定義の中性点端子として利用する。
【００３５】
図９の各基本ユニット８Ｕ１・８Ｕ２の配線態様は次のようなものである。直流端子２ＰＴ・２ＮＴから交流端子３ＵＴに至るすべての配線に配線の長さに比例する配線浮遊インピーダンスが付随する。各変換モジュールはそうした配線の途中に介在する。各変換モジュールの近くにそれぞれの平滑コンデンサ１１ＵＰ・１１ＵＮが配置され、その両者でそれぞれの基本ユニット８Ｕ１・８Ｕ２を構成する。したがって、配線浮遊インピーダンスの配分は次のようなものとなる。直流端子２ＰＴ・２ＮＴと平滑コンデンサ平滑コンデンサ１１ＵＰ・１１ＵＮとの間の配線浮遊インピーダンス１３Ｕは大きく、基本ユニット８Ｕ１・８Ｕ２内の平滑コンデンサ１１ＵＰ・１１ＵＮと変換モジュールとの間の配線浮遊インピーダンス１４Ｕは小さく、変換モジュールと交流端子３ＵＴとの間の配線浮遊インピーダンス１５Ｕは大きい。これらの各配線浮遊インピーダンス１３Ｕ・１４Ｕ・１５Ｕはそこに形成される基本ユニット８Ｕ１・８Ｕ２に固有のものである。各基本ユニット８Ｕ１・８Ｕ２は直流端子２ＰＴ・２ＮＴおよび交流端子３ＵＴに至るに固有の配線を持ち、それに付随する固有の配線浮遊インピーダンス１３Ｕ・１４Ｕ・１５Ｕを持つ。それらの配線浮遊インピーダンス１３Ｕ・１４Ｕ・１５Ｕは他の基本ユニットのそれと共用のものであってはならない。
【００３６】
図９の２ＣＴは直流電源２Ｐ・２Ｕ間に形成される中点端子である。中点端子と前記定義の中性点端子との間に各基本ユニット８Ｕ１・８Ｕ２に固有の配線が施される。その配線にも配線浮遊インピーダンス３２Ｕが付随する。配線浮遊インピーダンス３２Ｕの役割は配線浮遊インピーダンス１３Ｕのそれと同じである。図９では直列一対の直流電源２Ｐ・２Ｎを用いるが、それに代えて単一形の直流電源とすることも可能であり、その場合は配線浮遊インピーダンス３２Ｕの箇所の配線を省略する。本発明を以上のような３レベル形に適用した場合は、歪みの少ない正弦波出力波形が得られるという３レベル形の利点を持った大容量装置が得られる。本発明は２レベル形はもとより３レベル形にも適用可能であり、２レベル形で指摘した各実施形態ないしは各説明事項は３レベル形にも当てはまる。たとえば、図７〜・図９の３レベル形電力変換装置の各基本ユニット８Ｕ１・８Ｕ２等は１並列変換モジュール形であるが、それを図５のような多並列変換モジュール形に変更することが可能である。
【００３７】
以上の各実施形態においては自己消弧形半導体スイッチ素子をＩＧＢＴとしたが、それに代えてトランジスタ・ＧＴＯ・ＳＩＴ・ＩＧＣＴ等ととする半導体電力変換装置であっても同効である。また、図１のような直流電源２出力を多相交流電力に変えて多相交流負荷３へ与える直流・交流変換形の実施形態について説明したが、その逆変換に相当する交流・直流変換形装置とすることも可能である。
【００３８】
【発明の効果】
本発明は１並列または多並列の変換モジュールの両端に平滑コンデンサを接続したユニットを基本ユニットとし、このような基本ユニットを各相毎に多並列に接続したものである。また、各基本ユニット内に小さな配線浮遊インピーダンスが介在し、各基本ユニットと直流端子との間にそれぞれの基本ユニットに固有の大きな配線浮遊インピーダンスが介在するように配線したものである。
これによれば各平滑コンデンサの充電電圧が独立して変化しその変化の影響が他の平滑コンデンサに及ばないという非連動形の仕組みとなるために、多並列化を組む各変換モジュールの電流がバランスし、変換モジュールないしはその自己消弧形半導体スイッチ素子の電流容量を有効に活かした多並列形大容量変換装置が実現する。
また、多並列を組む個々の基本ユニットに固有の配線浮遊インピーダンスを直流端子等との間に形成してそれを有用する方式としたので、経済的に有利な多並列形装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明にかかる２レベル形半導体電力変換装置の全体ブロック図である。
【図２】２レベルＰＷＭ電力変換の説明図である。
【図３】図１のＵ相主回路を示す詳細回路図である。
【図４】図１の回路の動作を示す波形図である。
【図５】Ｕ相主回路の他の実施の形態を示す詳細回路図である。
【図６】Ｕ相主回路の別の実施形態を示す詳細回路図である。
【図７】本発明にかかる３レベル形半導体電力変換装置の全体ブロック図である。
【図８】３レベルＰＷＭ電力変換の説明図である。
【図９】図７のＵ相主回路を示す詳細回路図である。
【図１０】従来の半導体電力変換装置を示す全体ブロック図である。
【符号の説明】
１  変換主回路
２  直流電源
２ＰＴ・２ＮＴ  直流端子
３  三相誘導電動機
３ＵＴ・３ＶＴ・３ＷＴ  交流端子
４  制御装置
５  速度検出器
７Ｕ・７Ｖ・７Ｗ  各相主回路
７Ｕ１・７Ｕ２・７Ｕ３  基本ユニット
８Ｕ１・８Ｕ２  基本ユニット
１０  自己消弧形半導体スイッチ素子
１１  平滑コンデンサ
１２  ゲート抵抗
１３・１４・１５  配線浮遊インピーダンス
２１  ゲート感度補正抵抗
３１  クランプ用ダイオード
１０１  ゲート信号発生部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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