(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信側出力段に高周波電力増幅モジュールを有し、前記高周波電力増幅モジュールに接続されるアンテナを有する無線通信装置であって、
前記高周波電力増幅モジュールは、
入力端子と、
出力端子と、
コントロール端子と、
第一電圧端子と、
第二電圧端子と、
第１端子および第２端子ならびに前記第１端子と第２端子間を流れる電流を制御するための制御端子とからなるトランジスタを複数並列に接続して構成される高出力増幅器と、
前記入力端子と前記各トランジスタの制御端子との間にそれぞれ配置され、前記入力端子に接続される第１容量およびこの第１容量に直列に接続され前記制御端子に接続される第１抵抗と、
前記コントロール端子と前記各トランジスタの制御端子との間にそれぞれ配置され、前記第１抵抗と前記第１容量間のノードに接続される第２抵抗とを有し、
前記出力端子は前記トランジスタの各第１端子に接続され、
前記第一電圧端子は前記各トランジスタの第１端子に接続され、
前記第二電圧端子は前記各トランジスタの第２端子に接続される高周波電力増幅モジュールとする無線通信装置。
【請求項２】
送信側出力段に高周波電力増幅モジュールを有し、前記高周波電力増幅モジュールに接続されるアンテナを有する無線通信装置であって、
前記高周波電力増幅モジュールは、
入力端子と、
出力端子と、
コントロール端子と、
第一電圧端子と、
第二電圧端子と、
第１端子および第２端子ならびに前記第１端子と第２端子間を流れる電流を制御するための制御端子とからなるトランジスタを複数並列に接続して構成される高出力増幅器と、
前記入力端子と前記各トランジスタの制御端子との間にそれぞれ配置され、前記入力端子に接続される第１容量およびこの第１容量に直列に接続され前記制御端子に接続される第１抵抗と、
前記第１抵抗に並列に接続される第２容量と、
前記コントロール端子と前記各トランジスタの制御端子との間にそれぞれ配置され、前記第１抵抗と前記第１容量間のノードに接続される第２抵抗とを有し、
前記出力端子は前記各トランジスタの第１端子に接続され、
前記第一電圧端子は前記各トランジスタの第１端子に接続され、
前記第二電圧端子は前記各トランジスタの第２端子に接続される高周波電力増幅モジュールとする無線通信装置。
【請求項３】
前記各トランジスタの動作時における直流の電圧降下が０．１５Ｖ程度以下であり、前記第１抵抗の抵抗値は１Ω程度以下であり、前記第２容量の容量値は５ｐＦ程度以下であることを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
【請求項４】
前記高周波電力増幅モジュールは前記高出力増幅器を順次複数従属接続する多段構成であり、
初段の高出力増幅器の各制御端子が前記入力端子に接続され、
終段の高出力増幅器の各第１端子が前記出力端子に接続され、
中段の高出力増幅器の各制御端子は前段の高出力増幅器の第１端子に接続され、各第１端子は後段の高出力増幅器の制御端子に接続され、
初段，中段または終段のうちの少なくとも一つの高出力増幅器に前記第１容量，前記第１抵抗および前記第２抵抗が組み込まれ、
各段の高出力増幅器のコントロール端子にはそれぞれ所定のコントロール電圧が印加されることを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項５】
前記高周波電力増幅モジュールは前記高出力増幅器を順次複数従属接続する多段構成であり、
初段の高出力増幅器の各制御端子が前記入力端子に接続され、
終段の高出力増幅器の各第１端子が前記出力端子に接続され、
中段の高出力増幅器の各制御端子は前段の高出力増幅器の第１端子に接続され、各第１端子は後段の高出力増幅器の制御端子に接続され、
初段，中段または終段のうちの少なくとも一つの高出力増幅器に前記第１容量，前記第１抵抗，前記第２抵抗および前記第２容量が組み込まれ、
各段の高出力増幅器のコントロール端子にはそれぞれ所定のコントロール電圧が印加されることを特徴とする請求項２または請求項３に記載の無線通信装置。
【請求項６】
前記コントロール端子と前記第２抵抗との間にはインダクタンスが接続されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の無線通信装置。
【請求項７】
前記第二電圧端子と前記第２端子との間にはインダクタンスが接続されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の無線通信装置。
【請求項８】
前記高出力増幅器を構成するトランジスタは単一の半導体基板にモノリシックに形成されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の無線通信装置。
【請求項９】
前記半導体基板にカレントミラー回路を構成するセンサートランジスタがモノリシックに形成されていることを特徴とする請求項８に記載の無線通信装置。
【請求項１０】
前記半導体基板にカレントミラー回路を構成するセンサーダイオードがモノリシックに形成されていることを特徴とする請求項８に記載の無線通信装置。
【請求項１１】
送信側出力段に高周波電力増幅モジュールを有し、前記高周波電力増幅モジュールに接続されるアンテナを有する無線通信装置であって、
前記高周波電力増幅モジュールは、
入力端子と、
出力端子と、
コントロール端子と、
第一電圧端子と、
第二電圧端子と、
第１端子および第２端子ならびに前記第１端子と第２端子間を流れる電流を制御するための制御端子とからなるトランジスタを複数並列に接続して構成される高出力増幅器と、
前記各トランジスタの制御端子に接続される第１抵抗と、前記各第１抵抗に直列に接続され前記入力端子に接続される単一の第２容量と、前記各第１抵抗に直列に接続され前記コントロール端子に接続される単一の第２抵抗とを有し、
前記出力端子は前記各トランジスタの第１端子に接続され、
前記第一電圧端子は前記各トランジスタの第１端子に接続され、
前記第二電圧端子は前記各トランジスタの第２端子に接続される高周波電力増幅モジュールとする無線通信装置。
【請求項１２】
前記高出力増幅器を構成する複数のトランジスタを一つ、もしくは複数のブロックからなるよう配置し、そのブロック毎に前記第１容量および第２抵抗を各々有することを特徴とする請求項１１に記載の無線通信装置。
【請求項１３】
前記各ブロック内のトランジスタ間の放熱熱抵抗の差が、前記高出力増幅器の放熱熱抵抗に比べて小さいことを特徴とする請求項１２に記載の無線通信装置。
【請求項１４】
前記各ブロック内のトランジスタ間の放熱熱抵抗の偏差に対する前記高出力増幅器の放熱熱抵抗の比が、ブロックごとに複数並列接続された前記第１抵抗の並列抵抗値に対する前記第２抵抗値と前記第１抵抗の並列抵抗値の和の比の１／２程度以下であることを特徴とする請求項１３に記載の無線通信装置。
【請求項１５】
入力端子と、
出力端子と、
バイアス端子と、
第１端子および第２端子ならびに前記第１端子と第２端子間を流れる電流を制御するための制御端子とからなるトランジスタを複数並列に接続して構成される高出力増幅器と、
前記入力端子と前記各トランジスタの制御端子との間にそれぞれ配置され、前記入力端子に接続される第１容量Ｃ2A〜Ｃ2Nおよびこの第１容量Ｃ2A〜Ｃ2Nに直列に接続され前記制御端子に接続される第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nと、
前記バイアス端子と前記各トランジスタの制御端子との間にそれぞれ配置され、前記第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nと前記第１容量Ｃ2A〜Ｃ2N間のノードに接続される第２抵抗Ｒ2A〜Ｒ2Nとを有し、
前記出力端子は前記トランジスタの各第１端子に接続される半導体装置。
【請求項１６】
前記第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nに並列に接続される第２容量Ｃ1A〜Ｃ1Nを有することを特徴とする請求項１５に記載の半導体装置。
【請求項１７】
前記端子と、
出力端子と、
バイアス端子と、
第１端子および第２端子ならびに前記第１端子と第２端子間を流れる電流を制御するための制御端子とからなるトランジスタを複数並列に接続して構成される高出力増幅器と、
前記入力端子と前記各トランジスタの制御端子との間にそれぞれ配置され、前記入力端子に接続される単一の第１容量Ｃ２およびこの第１容量Ｃ２に直列に接続され前記制御端子に接続される第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nと、
前記バイアス端子と前記各トランジスタの制御端子との間にそれぞれ配置され、前記第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nと前記第１容量Ｃ２間のノードに接続される単一の第２抵抗Ｒ２とを有し、
前記出力端子は前記トランジスタの各第１端子に接続される半導体装置。
【請求項１８】
前記第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nに並列に接続される第２容量Ｃ1A〜Ｃ1Nを有することを特徴とする請求項１７に記載の半導体装置。
【請求項１９】
前記各トランジスタの動作時における直流の電圧降下が０．１５Ｖ程度以下であり、前記第１抵抗の抵抗値は１Ω程度以下であり、前記第２容量の容量値は５ｐＦ程度以下であることを特徴とする請求項１５または請求項１７に記載の半導体装置。
【請求項２０】
前記半導体装置を構成する半導体基板にカレントミラー回路を構成するセンサー回路がモノリシックに形成されていることを特徴とする請求項１５または請求項１６に記載の半導体装置。
【請求項２１】
前記高出力増幅器を構成する複数のトランジスタを一つ、もしくは複数のブロックからなるよう配置し、そのブロック毎に前記第１容量および第２抵抗を各々有することを特徴とする請求項１５または請求項１６に記載の半導体装置。
【請求項２２】
前記各ブロック内のトランジスタ間の放熱熱抵抗の差が、前記高出力増幅器の放熱熱抵抗に比べて小さいことを特徴とする請求項２１に記載の半導体装置。
【請求項２３】
前記各ブロック内のトランジスタ間の放熱熱抵抗の偏差に対する前記高出力増幅器の放熱熱抵抗の比が、ブロックごとに複数並列接続された前記第１抵抗の並列抵抗値に対する前記第２抵抗値と前記第１抵抗の並列抵抗値の和の比の１／２程度以下であることを特徴とする請求項２１に記載の半導体装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は携帯電話機等の無線通信装置及びその無線通信装置に組み込まれる半導体装置に係わり、特に、トランジスタを複数並列に接続した高出力増幅器を、一個用いる単段構成または高出力増幅器を複数順次従属に接続した多段構成の高周波電力増幅モジュールを送信側出力段に有し、前記高周波電力増幅モジュールに接続されるアンテナを有する無線通信装置に関し、熱暴走防止・効率向上・発振防止技術に適用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
自動車電話，携帯電話機等の移動体通信機（無線通信装置）においては、その送信側出力段に高周波電力増幅モジュール（高周波電力増幅回路）が組み込まれている。この高周波電力増幅モジュールの出力（送信パワー）はバイアス制御回路（ＡＰＣ：Automatic Power Control 回路）によって自動制御される構成になっている。
【０００３】
一般に、携帯電話機では使用環境に合わせて基地局から送信されるパワーレベル指示信号によって周囲環境に適用するように出力を変えて通話を行い、他の携帯電話機との間で混信を生じさせないシステムが構築されている。携帯電話機では、前記パワーレベル指示信号を受けてバイアス制御回路から所定の信号（コントロール信号）を高周波電力増幅モジュールの増幅器に出力し、これによって無線通信装置の出力調整が行われる。
【０００４】
高周波電力増幅モジュールは半導体増幅素子（トランジスタ）を、一個用いる単段構成またはトランジスタを複数順次従属に接続した多段構成となっている。トランジスタとしては、バイポーラトランジスタ，ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field-Effect-Transistor),ＧａＡｓ−ＭＥＳ（Metal-Semiconductor)ＦＥＴ，ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor)，ＨＢＴ（Heterojunction Bipolar transistor)等が用いられている。
【０００５】
米国特許第5,629,648号公報には、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ高出力増幅回路について開示されている。この文献には、並列に接続された複数のトランジスタにおいて、各トランジスタ毎にベースに直流バイアスを供給する抵抗と交流信号を供給する容量を設け、直流を供給する抵抗の電圧降下によって熱暴走を抑制することを特徴とする高出力バイポーラトランジスタ回路が記載されている。
【０００６】
一方、特開平7-7014号公報（米国特許第5,321,279号公報）には、装置が信頼性をもって動作させるため、エミッタ・フィンガー（エミッタ端子）,ベース・フィンガー（ベース端子）,コレクタ・フィンガー（コレクタ端子）を有するマルチフィンガー構造のＳｉバイポーラ・トランジスタにおいて、ベース・フィンガーにバラスト・インピーダンスを接続して熱的暴走（電流ホッピング：ホットスポット）を抑止する電力用ＨＢＴが開示されている。すなわち、各ベース・フィンガーにバラスト・インピーダンス（抵抗器）を設けることによって、電流集中起因のホットスポットの抑制を図っている。
【０００７】
また、この文献には、トランジスタの最小利得損失を確実にするために、前記バラスト・インピーダンス（抵抗器）に並列に容量（バイパス・コンデンサ）が接続されている。また、前記電力用ＨＢＴは、大電力用増幅器とすることができ、セルラ方式電話に用いることができる旨記載されている。
【０００８】
他方、特開平7-94975号公報には、ＭＯＳＦＥＴを初段，中段，終段と従属接続させた３段構成の高周波ＨＩＣモジュール（高周波電力増幅モジュール）が開示されている。この高周波ＨＩＣモジュールは、「第１のバイアス回路は、複数段のＭＯＳＦＥＴのうちの所定のＭＯＳＦＥＴのゲートを出力コントロール電圧に基づいてバイアスする構成にし、前記所定のＭＯＳＦＥＴ以外の残りのＭＯＳＦＥＴのゲートを固定電源に基づいてバイアスする第２のバイアス回路と、前記固定電源と前記第２のバイアス回路との経路を前記出力コントロール電圧に応じてスイッチングするスイッチ手段とを設けたもの」である。これにより、出力の制御性を高め、かつ効率の向上を図っている。また、各バイアス回路はいずれも３個の抵抗と一つのキャパシタで構成されている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ＨＢＴは高速化，低消費電力化等優れた特性を有することから、携帯電話機等の無線通信装置に組み込まれる高周波電力増幅モジュールの半導体増幅素子として使用されつつある。
【００１０】
本発明者はＨＢＴを用いた携帯電話機用パワーアンプモジュール（高周波電力増幅モジュール）の開発中、ＨＢＴ素子の熱暴走と発振現象の双方を抑制しつつ効率を向上させる手段を検討した。従来知られている回路を採用する無線通信装置では以下の問題が発生することを確認した。
【００１１】
図１８はマルチフィンガー構造のＨＢＴを一つ用いた単段増幅器（高周波電力増幅モジュール）を組み込んだ無線通信装置の一部の模式的回路図であり、前記米国特許第5,629,648号公報の回路構成（従来例１）を採用した回路である。なお、ここで、以下の説明の便宜上、それぞれ一つのエミッタ端子（エミッタ・フィンガー），ベース端子（ベース・フィンガー），コレクタ端子（コレクタ・フィンガー）で構成される部分をトランジスタ（単位セル）と呼称し、これら複数のトランジスタを並列に接続したトランジスタ群をマルチフィンガー構造トランジスタ、またはマルチフィンガートランジスタと呼称する。したがって、前記ＨＢＴは一つのマルチフィンガートランジスタとなる。
【００１２】
高周波電力増幅モジュール１は、外部端子として、入力端子（ＲＦin），出力端子（ＲＦout），コレクタ端子ともなる第一電圧端子（Ｖcc），エミッタ端子ともなる第二電圧端子（グランド：ＧＮＤ），ベース端子ともなるバイアス端子（コントロール端子：Ｖapc）を有している。出力端子（ＲＦout）には図示しないフィルター等を介してアンテナ２が接続される。
【００１３】
ＨＢＴはマルチフィンガートランジスタとなり、Ｎ個のトランジスタを並列に接続した構造となっている。トランジスタＱ1A〜Ｑ1Nは、それぞれエミッタ端子５，ベース端子６，コレクタ端子７によって構成されている。
【００１４】
この回路は入力端子とコントロール端子を分離した構造になっていて、各トランジスタＱ1A〜Ｑ1Nのベース端子６と入力端子との間に接合容量Ｃ2A〜Ｃ2Nを挿入接続し、各トランジスタＱ1A〜Ｑ1Nのベース端子６とコントロール端子との間にはバラスト抵抗Ｒ2A〜Ｒ2Nを挿入接続した構造になっている。
【００１５】
また、第一電圧端子（Ｖcc）と各コレクタ端子７は単一のインダクタＬc に接続され、各エミッタ端子５はグランド（ＧＮＤ）に接続されている。高周波電力増幅モジュール１にはアンテナ２とのインピーダンス整合をとるために整合回路９が出力側に設けられている。
【００１６】
この無線通信装置では、交流信号が容量のみを介して供給される構成になっていることから、無線通信装置の効率を６０％程度（高周波電力増幅モジュールの効率では７０％程度に相当）と高める場合、信号経路に損失分がないため、素子の安定性が悪くなるとともに、発振現象が起きやすくなり、安定した通信ができなくなるおそれがある。すなわち、高周波において外部回路を見込むインピーダンスは小さく、安定化係数Ｋは著しく小さくなり、トランジスタは不安定になる。
【００１７】
図６は安定化係数Ｋとコレクタ電流との相関を示すグラフである。同グラフにおいて従来例１が安定化係数値を示す曲線であり、安定化係数Ｋはコレクタ電流が０．０１Ａで約０．１５程度であり、コレクタ電流値が増大することによりさらに安定化係数Ｋは小さくなる。
【００１８】
図７は入力パワー（ｄＢｍ）と電力付加効率（％）の関係を示したグラフである。同グラフでは従来例１が付加効率を示す曲線であり、その最大値は、入力パワーの大なる点、即ち約２５ｄＢｍで最大値６８．５％程度に達する。
【００１９】
図１９および図２０はマルチフィンガー構造のＨＢＴを一つ用いた単段増幅器（高周波電力増幅モジュール）を組み込んだ無線通信装置の一部の模式的回路図であり、前記特開平7-7014号公報に記載された回路構成をそれぞれ採用した回路である。図１９の回路構成では、単純に各トランジスタＱ1A〜Ｑ1Nのベース端子６とコントロール端子（Ｖapc）との間にバラスト抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nを挿入した構造であるが、バラスト抵抗として熱暴走防止に充分な値を用いると高周波信号が減衰し、増幅特性が著しく損なわれるおそれがある。
【００２０】
図２０の回路は、高周波信号の減衰を防ぐために、抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nと並列にバイパス容量Ｃ1A〜Ｃ1Nを挿入した回路（従来例２）であるが、性能の劣化を小さくするためにはバイパス容量の値を大きくする（たとえば、５０ｐＦ程度）必要があり、ＨＢＴを組み込む半導体チップの面積が大きくなる嫌いがあるとともに、一枚の半導体基板（ウエハ）からの半導体チップ取得数の低下により半導体チップ（半導体素子、即ち、半導体装置）の製造コストが増大する。また、高周波において外部回路を見込むインピーダンスが小さくなるため、安定化係数Ｋが減少し、回路が発振し易くなることが判明した。安定化係数Ｋは図６のグラフに示すように、従来例１の場合よりは良好であるが、発振が起き難い安定化係数１に程遠く、コレクタ電流が０．０１〜１Ａの間では安定化係数Ｋは０．５程度から０．７５程度である。
上記抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nに並列接続される容量Ｃ1A〜Ｃ1Nは、高周波利得を大きくするためのものであるが、その利得増大効果を狙って容量値を大きくすると発振しやすくなる。また、逆に、容量値を小さくすると高周波利得の効果が低下し、最適設計が困難になる。
【００２１】
本発明の目的は、無線通信装置の高効率域においても発振現象が起き難い無線通信装置及びその無線通信装置に組み込まれる半導体装置（半導体素子）を提供することにある。
【００２２】
本発明の他の目的は、熱暴走が抑止でき効率が高くかつ発振現象が起き難い無線通信装置及びその無線通信装置に組み込まれる半導体装置（半導体素子）を提供することにある。
【００２３】
本発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
【００２５】
（１）マルチフィンガー構造のヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）を一個用いる単段増幅器またはＨＢＴを複数順次従属接続した多段増幅器を内蔵した高周波電力増幅モジュールを、送信側出力段に有し、前記高周波電力増幅モジュールに接続されるアンテナを有する無線通信装置において、
前記高周波電力増幅モジュールの入力端子とＨＢＴの各制御端子との間に直列に挿入配置される第１容量および第１抵抗と、
高周波電力増幅モジュールのコントロール端子とＨＢＴの各制御端子との間にそれぞれ挿入配置され、前記第１抵抗と前記第１容量間のノードに接続される第２抵抗とを有する。
無線通信装置に組み込まれる半導体装置（半導体素子）は、入力端子と、出力端子と、バイアス端子と、第１端子および第２端子ならびに前記第１端子と第２端子間を流れる電流を制御するための制御端子とからなるトランジスタを複数並列に接続して構成される高出力増幅器と、前記入力端子と前記各トランジスタの制御端子との間にそれぞれ配置され、前記入力端子に接続される第１容量Ｃ2A〜Ｃ2Nおよびこの第１容量Ｃ2A〜Ｃ2Nに直列に接続され前記制御端子に接続される第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nと、前記バイアス端子と前記各トランジスタの制御端子との間にそれぞれ配置され、前記第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nと前記第１容量Ｃ2A〜Ｃ2N間のノードに接続される第２抵抗Ｒ2A〜Ｒ2Nとを有し、前記出力端子は前記トランジスタの各第１端子に接続される構成になっている。
【００２６】
（２）前記手段（１）の構成において、前記第１抵抗に並列に接続される第２容量を有する。このような無線通信装置に組み込まれる半導体装置は、前記（１）の構成において、前記第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nに並列に接続される第２容量Ｃ1A〜Ｃ1Nを有する構成になっている。
【００２７】
（３）前記手段（１）または（２）において、ベース端子および／またはエミッタ端子にインダクタを挿入接続する。
【００２８】
（４）マルチフィンガー構造のヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）を一個用いる単段増幅器またはＨＢＴを複数順次従属接続した多段増幅器を内蔵した高周波電力増幅モジュールを、送信側出力段に有し、前記高周波電力増幅モジュールに接続されるアンテナを有する無線通信装置において、
前記増幅器の１段を構成するＨＢＴの複数の端子（フィンガー）間の熱抵抗の差が、そのフィンガーの平均的な熱抵抗と比較して十分小さくなるように熱設計されており、
前記高周波電力増幅モジュールの入力端子とＨＢＴの各制御端子との間に直列に挿入配置される第１抵抗と、
前記高周波電力増幅モジュールの入力端子と複数の前記第１抵抗を接続したノードとの間に接続される第１容量と、
高周波電力増幅モジュールのコントロール端子と前記第１抵抗と前記第１容量間のノードにそれぞれ接続される第２抵抗とを有する。
【００２９】
前記（１）の手段によれば、（ａ）第２抵抗はＨＢＴチップの温度上昇によるベース電流増加に伴ってベース電圧降下を引き起こすことから、各トランジスタの電流増加が抑制され熱暴走が抑制される。したがって、半導体装置（半導体素子）においても同様の効果を奏することになる。
【００３０】
（ｂ）また、第１抵抗は高周波的な損失となって利得の過度な増大を防ぐことで各トランジスタを安定化し、発振を防止する。したがって、半導体装置においても同様の効果を奏することになる。
【００３１】
（ｃ）第１抵抗，第２抵抗および第１容量の挿入接続により、高効率な無線通信装置を提供することができる。たとえば、高周波電力増幅モジュールにおいて、ＨＢＴを用い、トランジスタの数を１００個程度とし、エミッタ寸法を２μｍ×２０μｍ程度とすると出力４Ｗ程度を得ることができる。このとき、電流増幅率を８０程度とすると第１容量は０．１５ｐＦ程度、第１抵抗は１００オーム程度、第２抵抗は１キロオーム程度で効率７０％程度を達成できる（図７および図８参照）。この高効率動作時において、第１抵抗に流れる直流電流は約０．２乃至０．５ｍＡであり、第１抵抗における電圧降下は２０乃至５０ｍＶと充分小さく損失は小さい。図９より、第１抵抗の値を２．５倍、すなわち２５０Ω（１００本並列のときに２．５Ω）程度までは効率の変化は少なく、このときの第１抵抗での電圧降下は５０乃至２５ｍＶと充分小さい。これは、無線通信装置の効率では６０％程度となり、高効率の無線通信装置を達成できることになる。
【００３２】
（ｄ）温度変動，電源変動による増幅器の暴走や発振が起き難くなり、無線信号の送信が妨げられることもなく安定した通信が行えるようになる。
【００３３】
（ｅ）第１抵抗に容量を並列接続することによって高周波利得を大きくすることができるが、容量値を大きくすると発振が起きる。本発明では、第１抵抗に容量を接続しない構造であることから、ベースバラスト抵抗の発振を抑止することができる。したがって、半導体装置においても同様の効果を奏することになる。
【００３４】
前記（２）の手段によれば、（ａ）第１抵抗と第２抵抗を直列に接続してベース端子に接続し、前記第１抵抗に並列に第２容量を接続する構成にすることにより、第１抵抗の抵抗値を低くできる。この結果、この第１抵抗に並列に接続されるバイパス容量（第２容量）も低くできる。従来、たとえば容量が５０ｐＦ程度であったものが、その１／１０程度の５ｐＦ程度にすることができ、容量によるチップ面積の低減を図ることができる。したがって、半導体増幅素子（半導体素子：半導体チップ）のコスト低減が達成できる。
【００３５】
（ｂ）第１抵抗，第２抵抗，第１容量，第２容量を組み合わせた回路構成によるため、半導体チップにおける回路設計の自由度が大きくなる。一方、第１抵抗、第２抵抗、第１容量、第２容量を配置する必要があるためチップ上の素子配置は制限される。
【００３６】
また、第１抵抗による高周波信号の減衰を第２容量を介してバイパスすることで低減し、増幅器の効率を上昇させる。たとえば、図７において従来例１と同程度の効率を得ることができる。
【００３７】
前記（２）の手段による場合でも、増幅器の利得に飽和が生じる条件、すなわち図７に示すように入力パワーの大なる点、この場合たとえば２５ｄＢｍで第２容量を設けない場合と比較して効率には殆ど差がない。これは、第１抵抗における高周波信号の損失を第２容量がバイパスするために生じる利得の上昇とそれに伴う効率の向上が、増幅器の利得飽和の効果により打ち消されるためである。
【００３８】
したがって、使用時に増幅器の利得に飽和が生じる場合には、素子配置の複雑化によるチップ設計の困難さと素子数の増大に伴うチップ面積の増大を考慮して、（２）の手段によらない、すなわち図１に示す構成が望ましく、増幅器の利得に飽和が生じない場合に（２）の手段により高い効率を得ることができる。
【００３９】
前記（３）の手段によれば、インダクタの挿入接続により、負帰還をかけることができ回路が安定化する。
【００４０】
前記（４）の手段によれば、（ａ）第２抵抗はマルチフィンガーＨＢＴ全体の温度上昇によるベース電流増加に伴ってベース電圧降下を引き起こすことから、マルチフィンガーＨＢＴ全体の電流増加が抑制され熱暴走が抑制される。
【００４１】
（ｂ）また、第１抵抗は高周波的な損失となって利得の過度な増大を防ぐことで各トランジスタを安定化し、発振を防止する。
【００４２】
（ｃ）また、第１抵抗は各ＨＢＴフィンガー（単位トランジスタ）の温度上昇差によるベース電流増加の差に伴って、フィンガーごとに異なるベース電圧降下を引き起こすことから、コレクタ電流の差を減少させ、１フィンガーに電流が集中することを抑制し、各フィンガーを均一に動作させる。
【００４３】
（ｄ）第１抵抗，第２抵抗および第１容量の挿入接続により、高効率、且つ小形な無線通信装置を提供することができる。たとえば、高周波電力増幅モジュールにおいて、ＨＢＴを用い、トランジスタの数を１００個程度とし、エミッタ寸法を２μｍ×２０μｍ程度とすると出力４Ｗ程度を得ることができる。このとき、電流増幅率を８０程度とすると第１容量は０．１５ｐＦ程度、第１抵抗は１００オーム程度、第２抵抗は１キロオーム程度で効率７０％程度を達成できる（図７および図８参照）。この高効率動作時において、第１抵抗に流れる直流電流は約０．２乃至０．５ｍＡであり、第１抵抗における電圧降下は２０乃至５０ｍＶと充分小さく損失は小さい。図９より、第１抵抗の値を２．５倍、すなわち２５０Ω（１００本並列のときに２．５Ω）程度までは効率の変化は少なく、このときの第１抵抗での電圧降下は５０乃至２５ｍＶと充分小さい。これは、無線通信装置の効率では６０％程度となり、高効率の無線通信装置を達成できることになる。
【００４４】
（e）素子の配置において各ＨＢＴごとに配置する必要があるのは第１抵抗だけであり、第２抵抗、第１容量は互いに熱抵抗の差が小さくなるように配置された複数のＨＢＴからなるブロック毎に設ければよいことから、素子配置の自由度が増大する。また、抵抗・容量素子の総数が減ることにより素子間の分離領域の面積が低減される。このことより面積を縮小した低コストなチップ（半導体装置）を設計することが容易になる。
【００４５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、発明の実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
【００４６】
（実施形態１）
図１乃至図９は本発明の一実施形態（実施形態１）である無線通信装置及び半導体装置（半導体素子）に係わる図である。本実施形態１ではヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）を半導体増幅素子として用いる半導体素子（半導体チップ）例について説明する。
【００４７】
図１はＨＢＴを一つ組み込んだ単段増幅器（高周波電力増幅モジュール１）を送信側出力段に有し、前記高周波電力増幅モジュール１に図示しないフィルター等を介してアンテナ２を接続した無線通信装置の一部の模式的回路図である。また、図２は携帯電話機等の無線通信装置の配線基板１０にパッケージされた高周波電力増幅モジュール１が実装された状態を示す模式図である。高周波電力増幅モジュール１の下面にはそれぞれ外部端子（電極）が設けられ、これらの電極は配線基板１０に設けられた所定の配線１１に接合材を介して機械的電気的に接続されている。そして、高周波電力増幅モジュール１の出力端子に電気的に繋がる配線１１には導線１２を介してアンテナ２が接続されている。
【００４８】
高周波電力増幅モジュール１は、外部端子として、入力端子（ＲＦin），出力端子（ＲＦout ），第一電圧端子（Ｖcc：コレクタ端子），第二電圧端子（ＧＮＤ：エミッタ端子），バイアス端子としてのコントロール端子（Ｖapc：ベース端子）を有している。出力端子には図示しないがフィルター等を介してアンテナ２が接続される。
【００４９】
高周波電力増幅モジュール１の増幅器は、半導体チップ（半導体素子）に組み込まれたヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）で構成されている。このＨＢＴはマルチフィンガートランジスタとなり、Ｎ個のトランジスタを並列に接続した構造となり、高出力増幅器を構成している。トランジスタＱ1A〜Ｑ1Nは、それぞれエミッタ端子５，ベース端子６，コレクタ端子７によって構成されている。各端子（フィンガー）は一本に束ねられ、それぞれベース端子，エミッタ端子，コレクタ端子となる。コレクタ端子は整合回路９を介して出力端子（ＲＦout）に接続される。また、コレクタ電極はインダクタＬcを介して第一電圧端子（Ｖcc：コレクタ端子）に接続されている。インダクタＬbによって高周波（ＲＦ）信号の漏れが抑止され、電源電位が安定する。
【００５０】
本実施形態１の回路は入力端子とバイアス端子（コントロール端子）を分離した構造になっていて、各トランジスタＱ1A〜Ｑ1Nのベース端子６と入力端子との間に接合容量として第１容量Ｃ2A〜Ｃ2Nと、バラスト抵抗として第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nが直列に挿入接続される構造になっている。また、前記第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nと第１容量Ｃ2A〜Ｃ2Nとの間のノードとバイアス端子（コントロール端子）との間には電圧降下を起こさせる第２抵抗Ｒ2A〜Ｒ2Nが挿入接続されている。
【００５１】
第２抵抗Ｒ2A〜Ｒ2Nは第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nよりも抵抗値が大きくなっている。これは、半導体チップの温度が上昇してＨＢＴに流れる電流が増大した場合、電圧降下を起こさせることによってＨＢＴの熱暴走を抑制するためである。この熱暴走を抑止させるため、たとえば、第２抵抗Ｒ2A〜Ｒ2Nは第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nよりも抵抗値が１０倍程度大きくなる。第２抵抗Ｒ2A〜Ｒ2Nを挿入接続することによって第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nは小さくすることができる。
【００５２】
マルチフィンガー構造のＨＢＴは、たとえば、ＩｎＧａＰをエミッタとし、ＧａＡｓをベースおよびコレクタとするＨＢＴとなっている。
【００５３】
図３はＨＢＴを含む増幅器を構成する半導体素子（半導体チップ）の一部を示す模式的平面図であり、図１の回路に相当する。また、図４は図３のＡ−Ａ′線に沿う断面図であり、図５は図３のＢ−Ｂ′線に沿う断面図である。
【００５４】
図３に示すように、図の中央には横に並んで複数の第１容量Ｃ2A〜Ｃ2N（単に容量Ｃ２とも称す）が配置されている。第１容量Ｃ2A〜Ｃ2Nの一方の電極（容量体下層配線金属１６）は入力端子（ＲＦin）に接続されている。他方の容量電極（配線金属１５）はトランジスタの第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1N（単に抵抗体Ｒ１とも称す）の一端に接続されている。容量体下層配線金属１６と配線金属１５との交差領域に容量絶縁膜１４が介在配置されて容量Ｃ２（図５参照）が形成されている。抵抗体Ｒ１の他端は他の独立した配線金属１５に接続されるとともに、この配線金属１５はトランジスタＱ1A〜Ｑ1Nのベース端子６（図５では４１で示す部分）に接続されている。
【００５５】
トランジスタＱ1A〜Ｑ1Nの各コレクタ端子７（図５では４０で示す部分）は他の独立した配線金属１５に接続されている。この配線金属１５は出力端子（ＲＦout）に接続されている。また、エミッタ端子５（図５では４２で示す部分）は他の独立した配線金属１５（接地線）接続されている。この接地線は、ビアホールに充填された導体１９と、その下に設けられる導体からなるエッチングストッパ２１を介して半導体チップ（半導体素子：半導体増幅素子）の裏面（下面）に設けられる裏面電極２２（ＧＮＤ）に電気的に接続されている（図４参照）。
【００５６】
一方、前記容量Ｃ２の他方の電極（配線金属１５）は第２抵抗Ｒ2A〜Ｒ2N（単に抵抗体Ｒ２とも称す）の一端に接続されている。抵抗体Ｒ２の他端には他の独立した配線金属１５が接続されている。この配線金属１５はバイアス端子（コントロール端子：ベース端子）に接続されている。このような構造によって図１の増幅回路が構成されることになる。
【００５７】
つぎに、図４および図５を参照しながら、ＨＢＴ，容量Ｃ２，抵抗体Ｒ１および抵抗体Ｒ２との断面構造関係について説明する。これら容量Ｃ２，抵抗体Ｒ１および抵抗体Ｒ２を組み込んだ半導体増幅素子は、半絶縁性ＧａＡｓ基板３０上にモノリシックに形成されている。なお、各部の寸法等については本発明において特に必要でないものについては省略する。
【００５８】
半絶縁性ＧａＡｓ基板３０上には、ｎ+型ＧａＡｓサブコレクタ層３１が設けられているとともに、このｎ+型ＧａＡｓサブコレクタ層３１上にｎ型ＧａＡｓコレクタ層３２が設けられている。また、前記ｎ型ＧａＡｓコレクタ層３２は選択的に途中深さまでエッチング除去され一部に突出したメサ部を有している。前記メサ部から外れた薄いｎ型ＧａＡｓコレクタ層３２が形成されている領域において、部分的にｎ型ＧａＡｓコレクタ層３２がエッチング除去され、この除去部分にはコレクタ電極４０が設けられている。
【００５９】
前記メサ部上にはｐ+型ＧａＡｓベース層３３，ｎ型ＩｎＧａＰエミッタ層３４，ｎ+型ＧａＡｓキャップ層３５が順次重なるように設けられている。ｐ+型ＧａＡｓベース層３３とｎ型ＩｎＧａＰエミッタ層３４は略同じ大きさで一致して重なっているが、ｎ+型ＧａＡｓキャップ層３５はメサ部分の中央に細長矩形状に形成されている。
【００６０】
前記ｎ+型ＧａＡｓキャップ層３５から外れたメサ領域において、選択的にｎ型ＩｎＧａＰエミッタ層３４およびｎ+型ＧａＡｓキャップ層３５がエッチング除去されてコンタクト穴が設けられ、このコンタクト穴部分にはベース電極４１が設けられている。
【００６１】
また、前記半絶縁性ＧａＡｓ基板３０の上面は表面を保護する絶縁膜４５で覆われるが、この絶縁膜４５の中層部分には、図５に示すように、抵抗体Ｒ１，抵抗体Ｒ２，容量Ｃ２が形成されている。容量絶縁膜１４としてＳｉＯ2とＳｉＮの積層膜を用いると漏れ電流の少ない容量を形成できる。また、その他の材料としてチタン酸ストロンチウム（ＳＴＯ），チタン酸バリウムストロンチウム（ＢＳＴ）等の高誘電体、あるいは酸化タンタル（Ｔａ2Ｏ5）等を用いることで容量Ｃ２の面積を縮小でき、チップ面積を縮小できる。抵抗体材料としてＷＮ，ＷＳｉＮ，ＴｉＮ，ＴａＮ等の高融点金属の窒化物を用いると、信頼性に優れた抵抗が形成できる。また、ＮｉＣｒ合金等も抵抗体に適用できる。
【００６２】
また、前記絶縁膜４５は部分的にエッチング除去されてコンタクト穴が設けられ、ＨＢＴの各電極，抵抗体Ｒ１・Ｒ２の電極および容量Ｃ２の電極にパターニングされて形成される配線金属１５が電気的に接触する。前記最上層の絶縁膜が形成される前、前記ｎ+型ＧａＡｓキャップ層３５上にはエミッタ電極４２（図では２層になっている）が形成される。そして、コンタクト穴形成後の配線金属１５の形成によって、各配線金属１５はエミッタ電極４２，ベース電極４１，コレクタ電極４０に接続されるとともに、各容量や抵抗体の各電極に接続され、図１に示す回路が構成されるようになる。
【００６３】
本実施形態１のＨＢＴはトランジスタＱ1A〜Ｑ1Nの数は、たとえば１００個（Ｎ＝１００）になっている。そして、たとえば、エミッタ寸法は２μｍ×２０μｍ程度となり、電流増幅率は８０程度となり、第１容量Ｃ2A〜Ｃ2Nは０．１５ｐＦ程度、第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nは１００オーム程度、第２抵抗Ｒ2A〜Ｒ2Nは１キロオーム程度となっている。この構成では、高周波電力増幅モジュール１の出力は４Ｗ程度になる。この場合、高周波電力増幅モジュール１の効率は７０％程度になり、結果として無線通信装置の効率は６０％程度と高効率のものになる。
【００６４】
すなわち、図６は本実施形態１（本発明）と従来例１および従来例２の回路によるコレクタ電流に対する安定化係数の推移を示すグラフであり、図７は本発明と従来例１の回路による入力パワーおよびコレクタ電流に対する付加効率（ＰＡＥ：Power Added Efficiency）との相関を示すグラフであり、図８は従来例１および従来例２の回路による入力パワー（Ｐin）およびコレクタ電流と付加効率との相関を示すグラフであり、図９は本実施形態１の回路による、第１抵抗および第２抵抗の総和抵抗（Ｒtotal）の違いにおける、第１抵抗Ｒ１および安定化係数Ｋと付加効率との相関を示すグラフである。これらのデータは高周波電力増幅モジュールの効率が７０％程度と高く、無線通信装置では６０％程度となる回路での比較である。
【００６５】
図６のグラフに示すように従来例１の安定化係数Ｋは０．５にも満たず低く発振現象が発生し易くなる。また、抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nに容量Ｃ1A〜Ｃ1Nを並列に接続する従来例２でもコレクタ電流が０．０１Ａ〜０．０４Ａ程度では安定化係数Ｋは０．５程度であり、コレクタ電流が１．５Ａ程度でもせいぜい安定化係数Ｋが０．９にも満たない状態であり、発振のおそれがある。
【００６６】
また、従来例２の回路構成では、抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nに並列に接続する容量Ｃ1A〜Ｃ1Nは５０ｐＦ程度と大きくなり、容量Ｃ1A〜Ｃ1Nを形成する面積が大きくなるため、ＨＢＴ，抵抗や容量をも組み込んだ半導体チップ（半導体装置）が大きくなる。
【００６７】
図８のグラフは従来例１の回路の場合と、従来例２において容量Ｃ1A〜Ｃ1Nを２５ｐＦとした回路の場合と、５０ｐＦとした場合との付加効率の比較である。容量Ｃ1A〜Ｃ1Nを２５ｐＦとした場合には、付加効率は低くなり、使用に耐えなくなることが分かる。
【００６８】
図７は本実施形態１（本発明）の回路の場合と、従来例１の回路の場合における付加効率を示す曲線である。入力パワーが２３ｄＢｍ以下の状態では本発明の回路に比較して従来例１の回路の場合が付加効率（ＰＡＥ）が幾分よいが、入力パワーが２５ｄＢｍ程度の状態では、本発明の回路の場合でも従来例１の回路の場合と同様に７０％程度と付加効率が高く遜色がないことが分かる。入力パワーを２５ｄＢｍとすれば出力パワーを３５ｄＢｍにすることができる。
【００６９】
図９は本実施形態１の回路において、第１抵抗を１００個並列接続した抵抗値をＲ１とし、第１抵抗と第２抵抗の直列を１００個接続した抵抗値をＲtotalとしたとき、そして、前記Ｒtotalを７Ω，１０Ω，１３Ω，１６Ω，２０Ωとした場合における、抵抗体Ｒ1を０．５Ω〜３Ωに変化させた場合の付加効率（ＰＡＥ）を示すグラフである。
【００７０】
発振現象を起こさせないためには安定化係数Ｋを１以上にする必要がある。安定化係数Ｋを１とする場合では、Ｒtotalが７Ω，１０Ω，１３Ω，１６Ω，２０Ωとなる状態でも付加効率を６４％程度と高くすることができる。安定化係数Ｋが２の状態でも、Ｒtotalを１６Ωより小さくする場合では、付加効率を６３％程度と高く保つことができる。
【００７１】
本実施形態１の無線通信装置は本実施形態１による半導体装置（半導体素子）の組み込みによって以下の効果を有する。
【００７２】
（１）第２抵抗はＨＢＴチップ（半導体装置）の温度上昇によるベース電流増加に伴ってベース電圧降下を引き起こすことから、各トランジスタの電流増加が抑制され熱暴走が抑制される。
【００７３】
（２）また、第１抵抗は高周波的な損失となって利得の過度な増大を防ぐことで各トランジスタを安定化し、発振を防止することができる。
【００７４】
（３）第１抵抗，第２抵抗および第１容量の挿入接続により、高効率な無線通信装置を提供することができる。たとえば、高周波電力増幅モジュールにおいて、ＨＢＴを用い、トランジスタの数を１００個程度とし、エミッタ寸法を２μｍ×２０μｍ程度とすると出力４Ｗ程度を得ることができる。このとき、電流増幅率を８０程度とすると第１容量は０．１５ｐＦ程度、第１抵抗は１００オーム程度、第２抵抗は１キロオーム程度で効率７０％程度を達成できる。これは、無線通信装置の効率では６０％程度となり、高効率の無線通信装置を達成できることになる。
【００７５】
（４）温度変動，電源変動による増幅器の暴走や発振が起き難くなり、無線信号の送信が妨げられることもなく安定した通信が行えるようになる。
【００７６】
（実施形態２）
図１０及び図１１は本発明の他の実施形態（実施形態２）である無線通信装置に係わる図であり、図１０は多段構成の高周波電力増幅モジュール等を示すブロック図、図１１は高周波電力増幅モジュールの各電子部品のレイアウトを示す模式的平面図である。
【００７７】
本実施形態２では、ＨＢＴ，抵抗，容量を含む増幅器（半導体増幅素子）ａｍｐを順次従属接続した３段増幅器（多段増幅器）に本発明を適用した例について説明する。この多段増幅器は無線通信装置の送信側出力段に組み込まれる。
【００７８】
無線通信装置は、図１０に示すように、入力端子（ＲＦin）と出力端子（ＲＦout）間にインピーダンス整合回路ＭＮ１，ａｍｐ１（初段増幅器），インピーダンス整合回路ＭＮ２，ａｍｐ２（中段増幅器），インピーダンス整合回路ＭＮ３，ａｍｐ３（終段増幅器），インピーダンス整合回路ＭＮ４を直列に挿入接続する構成になっている。各高出力増幅器（ａｍｐ１〜ａｍｐ３）のコントロール端子（ベース端子：bias1,bias2,bias3）には、ベースバイアス回路５０の出力信号であるバイアス端子（コントロール電圧：Ｖapc１，Ｖapc２，Ｖapc３）が入力されて増幅率が制御されることになる。各高出力増幅器（ａｍｐ１〜ａｍｐ３）は実施形態１による回路構成となっている。
【００７９】
図１１は高周波電力増幅モジュール１における各電子部品のレイアウトである。半導体チップ（半導体素子）としてはベースバイアス回路５０を構成するbias circuit，ａｍｐ１，ａｍｐ２，ａｍｐ３がある。半導体チップの各電極と所定の配線は導電性のワイヤ５１で接続されている。チップ容量およびチップインダクタの電極は所定の配線に図示しない半田等によって電気的に接続されている。
【００８０】
なお、ａｍｐ１，ａｍｐ２，ａｍｐ３においては、トランジスタとこのトランジスタに接続される第１抵抗，第２抵抗，第１容量を模式的に図示してある。
【００８１】
本実施形態１ではベースバイアス回路５０は特に明示しないが、たとえば各段の高出力増幅器を一定のコントロール電圧（Ｖapc）で制御するものとする。ベースバイアス回路５０によっては、各段の高出力増幅器をそれぞれ所定のコントロール電圧で制御することも可能であり、その例としては後述する。
【００８２】
本実施形態２の多段増幅器構成の高周波電力増幅モジュール１を組み込んだ無線通信装置は、前記実施形態１の場合と同様の効果を有するが、３段増幅構成にすることによって、利得の増大、バイアス制御回路による出力制御性の増大、出力の線形化等が図れ、通信性能の高い無線通信装置を提供することができる。
【００８３】
（実施形態３）
図１２は本発明の他の実施形態（実施形態３）である無線通信装置の一部を示す回路図である。本実施形態３は実施形態１の増幅器の回路構成において、ベース端子と第２抵抗群との間にインダクタＬbを、また、エミッタとＧＮＤ間にインダクタＬeを挿入接続した構造になっている。インダクタＬbを挿入接続することによって、ベース電源回路を見込むインピーダンスが増加し、ベース電源回路への高周波（ＲＦ）信号の漏れを抑止でき、漏れによる損失を減らすことができるため高効率化が達成できる。また、インダクタＬeを挿入接続することによって、負帰還が掛かり回路が安定化する。インダクタＬbとインダクタＬeの効果は各々独立であるため、インダクタＬbのみ、あるいはインダクタＬeのみを設けた場合にも各々上記のような効果が生じるのは言うまでもない。
【００８４】
（実施形態４）
図１３は本発明の他の実施形態（実施形態４）である無線通信装置の一部を示す回路図である。本実施形態４は実施形態１の回路構成において、バラスト抵抗である第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nに並列に高周波成分信号を通すバイパス用の容量、すなわち第２容量Ｃ1A〜Ｃ1Nを接続した構造になっている。本実施形態４では、第２抵抗Ｒ2A〜Ｒ2Nをベース端子とベース端子６との間に設けることによって、第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nを小さくできるため、バイパス容量である第２容量Ｃ1A〜Ｃ1Nの容量値も小さくできる。たとえば、第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nは１００Ω程度とすることができるため、第２容量Ｃ1A〜Ｃ1Nの容量値を５ｐＦ程度と小さくできる。従来、たとえば容量が５０ｐＦ程度であったものが、その１／１０程度の５ｐＦ程度にすることができ、容量によるチップ面積の低減を図ることができる。この結果、容量を形成する面積が小さくなり、半導体チップの寸法が小さくなるとともに、一枚の半導体基板（ウエハ）から取得する半導体チップの取得数も多くなり半導体増幅素子の製造コストの低減が達成できる。
【００８５】
また、第１抵抗，第２抵抗，第１容量，第２容量を組み合わせた回路構成によるため、半導体増幅素子や高周波電力増幅モジュールの設計の自由度が大きくなる。
【００８６】
また、インダクタＬbは、ベース電源回路を見込むインピーダンスを増加させ、ベース電源回路への高周波（ＲＦ）信号の漏れを抑止し、漏れによる損失を減らすため高効率化が達成できる。インダクタＬeは負帰還を掛け回路を安定化させる。したがってこの回路では高効率化と安定化が達成できることになる。
【００８７】
インダクタＬbとインダクタＬeの効果は各々独立であるため、インダクタＬbのみ、あるいはインダクタＬeのみを設けた場合にも各々上記のような効果が生じるのは言うまでもない。また、これらインダクタンスの代わりに基板上に伝送線路等を形成して各端子から見込んだインピーダンスが適当な値になるように設計すれば必ずしもインダクタンス素子を用いずとも良いのは勿論のことである。
【００８８】
（実施形態５）
図１４乃至図１６は本発明の他の実施形態（実施形態５）である無線通信装置に係わる図であり、図１４は単段増幅構成の無線通信装置の一部を示す回路図、図１５は高周波電力増幅モジュールに組み込まれるバイアス制御回路図、図１６は高周波電力増幅モジュールの各電子部品のレイアウトを示す模式的平面図である。
【００８９】
本実施形態５は、図１４に示すように、増幅器本体トランジスタ５５が形成される同一の半絶縁性半導体基板にカレントミラー用ダイオード（センサーダイオード）５６をモノリシックに集積化した構成になっている。本体トランジスタ５５は、前記実施形態１と同様の回路構成であり、入力端子（ＲＦin）とベース端子６との間に第１容量Ｃ2A〜Ｃ2Nと第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nを直列に接続するとともに、第１容量Ｃ2A〜Ｃ2Nと第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nとの間のノードとコントロール端子（Ｖapc）との間に第２抵抗Ｒ2A〜Ｒ2Nを挿入接続する構造になっている。
【００９０】
センサーダイオード５６は、ダイオード接続のトランジスタＱsからなっている。このトランジスタＱsはＨＢＴからなっている。ダイオード接続とするためにトランジスタＱsのベースとコレクタとの間に抵抗Ｒs1と抵抗Ｒs2を直列に挿入接続してある。トランジスタＱsのコレクタ端子がＶdになり、エミッタ端子がＧＮＤになる。
【００９１】
カレントミラー用ダイオード５６を同一の半絶縁性半導体基板に有することにより、半絶縁性半導体基板が温度上昇をし、本体トランジスタ５５の電流量が増大すると、これに対応してカレントミラー用ダイオード５６の電流量も増大することから、カレントミラー用ダイオード５６に流れる電流を一定に制御することにより、温度が変動しても本体トランジスタ５５に流れる電流を一定に制御できるためバイアス制御性が向上する。すなわち、センサーダイオードは増幅トランジスタと同一チップ上にあり、増幅トランジスタと同様の温度変動を受ける。トランジスタのベース・エミッタ間、及び、ダイオードの電流電圧特性は強い温度依存性を有するが、温度が同じであれば同様の電流電圧特性を示す。したがって、センサーダイオードにある一定の電流Ｉdを流し、そこに生じた電圧と同じ電圧でトランジスタのベースを駆動することにより、温度変化にかかわらずトランジスタに流れる電流を一定の値（Ｉdのセンサーダイオードと本体トランジスタのベース・エミッタの接合面積比倍）に制御することができる。なお、センサーダイオードに代えてセンサートランジスタとしても前記同様な効果を得ることができる。
【００９２】
図１０において、ベースバイアス回路５０を図１５に示すように実施形態２の場合とは異なり、初段のａｍｐ１はコントロールイン（control in）を抵抗Ｒc1・Ｒc2の分圧によって生成するバイアス（Ｖapc1）でコントロールし、中段および終段のａｍｐ２・３はコントロールインをトランジスタＱb1・Ｑb2によるエミッタフォロワを介して生成するバイアス（Ｖapc2，Ｖapc3）でコントロールする。トランジスタＱb1に接続されるトランジスタＱs2はａｍｐ２の本体トランジスタ５５とモノリシックに形成されるカレントミラー用ダイオード５６であり、トランジスタＱb2に接続されるトランジスタＱs3はａｍｐ３の本体トランジスタ５５とモノリシックに形成されるカレントミラー用ダイオード５６である。これらトランジスタＱs2・Ｑs3はコントロールインをトランジスタＱb1・Ｑb2によるエミッタフォロワを介して生成する際、参照電圧として用いられる。
【００９３】
なお、インダクタＬb1〜Ｌb3は各コントロール端子（Ｖapc1,Ｖapc2,Ｖapc3）からの高周波信号成分の洩れを抑止するために設けられている。
【００９４】
このベースバイアス回路５０では、コントロール端子Ｖapc1には抵抗の分圧によるコントロール電圧が入力され、コントロール端子Ｖapc2にはトランジスタＱb1の増幅率によって増幅されたコントロール電流が入力され、コントロール端子Ｖapc3にはトランジスタＱb2の増幅率によって増幅されたコントロール電流が入力されるようになっている。
【００９５】
図１６は本実施形態５による高周波電力増幅モジュール１における各電子部品のレイアウトである。半導体チップとしてはベースバイアス回路５０を構成するbias circuit，ａｍｐ１，ａｍｐ２，ａｍｐ３がある。半導体チップの各電極と所定の配線は導電性のワイヤ５１で接続されている。チップ容量およびチップインダクタの電極は所定の配線に図示しない半田等によって電気的に接続されている。
【００９６】
なお、ａｍｐ１，ａｍｐ２，ａｍｐ３においては、トランジスタとこのトランジスタに接続される第１抵抗，第２抵抗，第１容量を模式的に図示してある。また、ａｍｐ２，ａｍｐ３においては、符号は付けないがカレントミラー用ダイオードを明示してある。図１６のカレントミラー用ダイオード５６には抵抗Ｒs1・Ｒs2は省略してある。
【００９７】
（実施形態６）
図１７は本発明の他の実施形態（実施形態６）である無線通信装置の一部を示す回路図である。本実施形態６は実施形態１の回路構成において、互いに熱抵抗の差が小さくなるように配置されたいくつか（図１７の場合にはすべて）のトランジスタのバラスト抵抗兼回路安定化抵抗である第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nを、ベース端子６に接続される側の反対側で１つのノードに接続し、そのノードとバイアス供給端子の間に単一の抵抗として第２抵抗Ｒ２を挿入接続し、前記ノードと入力端子との間に単一の接合容量として第１容量Ｃ２が挿入接続される構造になっている。
【００９８】
本実施形態６では、（ａ）Ｒ２はマルチフィンガーＨＢＴ全体の温度上昇によるベース電流増加に伴ってベース電圧降下を引き起こすことから、マルチフィンガーＨＢＴ全体の電流増加が抑制され熱暴走が抑制される。
【００９９】
（ｂ）また、第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nは高周波的な損失となって利得の過度な増大を防ぐことで各トランジスタを安定化し、発振を防止する。
【０１００】
（ｃ）また、第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nは各ＨＢＴフィンガーの温度上昇差によるベース電流増加の差に伴って、フィンガーごとに異なるベース電圧降下を引き起こすことから、コレクタ電流の差を減少させ、１フィンガーに電流が集中することを抑制し、各フィンガーを均一に動作させる。
【０１０１】
（ｄ）素子の配置において各ＨＢＴごとに配置する必要があるのは第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nだけであり、Ｒ２，Ｃ２は互いに熱抵抗の差が小さくなるように配置された複数のＨＢＴからなるブロック毎に設ければよいことから、素子配置の自由度が増大し、また、抵抗・容量素子の総数が減ることにより素子間の分離領域の面積が低減される。また、Ｒ２，Ｃ２は複数のＨＢＴからなるブロック毎に設ければよいことから、面積を小さくできるばかりでなく、容量を外付けにできる自由度がある。
【０１０２】
本実施形態において「互いの熱抵抗差が小さくなるように配置された」とは、素子間の熱抵抗がおおむね素子全体の熱抵抗の１／５程度以下であることを目安とし、その場合Ｒ１をＮ本並列接続した場合の抵抗とＲ２との比は、素子間の熱抵抗差と上記素子全体の熱抵抗との比の約２倍程度であれば熱的安定性が得られることが実験的に示された。たとえば素子全体の熱抵抗が２０℃／Ｗであり、素子間の熱抵抗差が２℃／Ｗであれば第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nの並列抵抗〜２オーム、Ｒ２＝８オーム程度で熱的安定性が得られた。トランジスタ数を１００としたとき、Ｒ1A＝Ｒ1N＝２００Ωであり、Ｒ２＝８Ωを１個だけ配置した場合と、実施形態１のごとくＲ2A＝Ｒ2N＝８００Ωを１００個配置した場合と比較すると前者は後者の６０％まで素子面積を削減できた。
【０１０３】
本実施例においては、第１抵抗Ｒ1A〜Ｒ1Nが入力端子との間で一つのノードに接続されるため、Ｒ２及びＣ２をトランジスタと集積化する必要はなく、トランジスタチップの外部の基板上にＲ２及びＣ１素子をおくことが可能である。この場合、トランジスタチップ面積の大幅な縮小が可能となり、実施形態１の場合の４０％までチップ面積を削減できた。
【０１０４】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。たとえば、実施形態では増幅器に用いる半導体増幅素子はＨＢＴとしたが、シリコンによるバイポーラトランジスタでも同様に適用でき同様の効果を奏することができる。本発明は少なくとも高周波の増幅技術には適用できる。
【０１０５】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
【０１０６】
（１）熱暴走が抑止でき効率が高くかつ発振現象が起き難い無線通信装置を提供することができる。
【０１０７】
（２）使用する容量の容量値を小さくできることから、半導体チップ（半導体装置）の小型化や製造コストの低減を図ることができる。
【０１０８】
（３）ベース端子やエミッタ端子部分にインダクタを挿入接続することによって無線通信装置の安定性や効率向上を図ることができる。
【０１０９】
（４）カレントミラー構成の採用により、バイアス制御性を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態（実施形態１）である無線通信装置の一部を示す回路図である。
【図２】本実施形態１の無線通信装置の一部を示す模式的斜視図である。
【図３】本実施形態１の無線通信装置に組み込まれるマルチフィンガー構造のＨＢＴや第１容量，第１抵抗，第２抵抗等を含む増幅器が形成された半導体チップ（半導体装置）の一部を示す模式的平面図である。
【図４】図３のＡ−Ａ′線に沿う断面図である。
【図５】図３のＢ−Ｂ′線に沿う断面図である。
【図６】コレクタ電流と安定化係数Ｋとの相関を示すグラフである。
【図７】入力パワー及びコレクタ電流と付加効率との相関を示すグラフである。
【図８】入力パワー（Ｐin）およびコレクタ電流と負荷効率（ＰＡＥ）との相関を示すグラフである。
【図９】第１抵抗および第２抵抗の総和抵抗（Ｒtotal）の違いにおける、第１抵抗Ｒ１および安定化係数Ｋと負荷効率（ＰＡＥ）との相関を示すグラフである。
【図１０】本発明の他の実施形態（実施形態２）である無線通信装置における多段構成の高周波電力増幅モジュール等を示すブロック図である。
【図１１】本実施形態２による高周波電力増幅モジュールの各電子部品のレイアウトを示す模式的平面図である。
【図１２】本発明の他の実施形態（実施形態３）である無線通信装置の一部を示す回路図である。
【図１３】本発明の他の実施形態（実施形態４）である無線通信装置の一部を示す回路図である。
【図１４】本発明の他の実施形態（実施形態５）である無線通信装置の一部を示す回路図である。
【図１５】本実施形態５の無線通信装置に組み込まれ高周波電力増幅モジュールのバイアス制御回路図である。
【図１６】本実施形態５の高周波電力増幅モジュールの各電子部品のレイアウトを示す模式的平面図である。
【図１７】本発明の他の実施形態（実施形態６）である無線通信装置の一部を示す回路図である。
【図１８】従来の回路を採用した無線通信装置の一部を示す回路図である。
【図１９】従来の回路を採用した無線通信装置の一部を示す回路図である。
【図２０】従来の回路を採用した無線通信装置の一部を示す回路図である。
【符号の説明】
１…高周波電力増幅モジュール、２…アンテナ、５…エミッタ端子、６…ベース端子、７…コレクタ端子、９…整合回路、１０…配線基板、１１…配線、１２…導線、１４…容量絶縁膜、１５…配線金属、１６…容量体下層配線金属、１９…導体、２０…配線、２１…エッチングストッパ、２２…裏面電極、３０…半絶縁性ＧａＡｓ基板、３１…ｎ+型ＧａＡｓサブコレクタ層、３２…ｎ型ＧａＡｓコレクタ層、３３…ｐ+型ＧａＡｓベース層、３４…ｎ型ＩｎＧａＰエミッタ層、３５…ｎ+型ＧａＡｓキャップ層、４０…コレクタ電極、４１…ベース電極、４２…エミッタ電極、４５…絶縁膜、５０…ベースバイアス回路、５１…ワイヤ、５５…本体トランジスタ、５６…カレントミラー用ダイオード（センサーダイオード）、５７…カレントミラー用トランジスタ（センサートランジス）、Ｃ2A〜Ｃ2N…第１容量、Ｃ1A〜Ｃ1N…第２容量、ＧＮＤ…第二電圧端子（エミッタ端子）、Ｒ1A〜Ｒ1N…第１抵抗、Ｒ2A〜Ｒ2N…第２抵抗、ＲＦin…入力端子、ＲＦout…出力端子、Ｖapc…コントロール端子（ベース端子）、Ｖcc…第一電圧端子（コレクタ端子）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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