(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧形ＰＷＭインバータの上下アーム短絡防止用に設けられるデッドタイム中の相電流ゼロクロス点を含むその前後における電流不連続現象の発生を防止するために、インバータの電圧指令値を補償するようにした電圧形ＰＷＭインバータの制御装置において、
インバータの各相から出力される電流検出値よりも進み位相の電流指令値を生成する手段と、
前記電流指令値と電流検出値との偏差を求める手段と、
前記デッドタイムと、キャリア周波数及びインバータの直流中間電圧とからゲインを演算する手段と、
前記電流指令値の振幅値が、インバータの各アームのスイッチング素子に逆並列接続された環流ダイオードの逆回復電荷及び前記デッドタイムによって決まる相電流の振幅値以下であるときに、前記偏差に前記ゲインを乗じて得た電圧補償量をインバータの元の電圧指令値に加算して電圧指令値を補償する手段と、
を備えたことを特徴とする電圧形ＰＷＭインバータの制御装置。
【請求項２】
電圧形ＰＷＭインバータの上下アーム短絡防止用に設けられるデッドタイム中の相電流ゼロクロス点を含むその前後における電流不連続現象の発生を防止するために、インバータの電圧指令値を補償するようにした電圧形ＰＷＭインバータの制御装置において、
２相変調が可能なインバータの各相から出力される電流検出値よりも進み位相の電流指令値を生成する手段と、
前記電流指令値と電流検出値との偏差を求める手段と、
前記デッドタイムと、キャリア周波数及びインバータの直流中間電圧とからゲインを演算する手段と、
ある相における前記電流指令値の振幅値が、インバータの各アームのスイッチング素子に逆並列接続された環流ダイオードの逆回復電荷及び前記デッドタイムによって決まる相電流の振幅値以下であるときに、前記偏差に前記ゲインを乗じて得た電圧補償量を二分して他の変調される２相に対する元の電圧指令値に加算することにより電圧指令値を補償する手段と、
を備えたことを特徴とする電圧形ＰＷＭインバータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電動機等を駆動するために可変電圧可変周波数の交流電圧を出力する電圧形ＰＷＭインバータの制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
可変電圧可変周波数の交流電圧により交流電動機を駆動する電圧形ＰＷＭインバータでは、インバータの上下アームの短絡防止用に設けられたデッドタイム期間中に、スイッチング素子に逆並列接続された環流ダイオードの不完全ターンオンに起因して相電流のゼロクロス点及びその近傍（以下、単にゼロクロス点近傍という）で出力電圧が不連続になり、これによって相電流も不連続になって（電流不連続現象または電流停滞現象という）波形に歪みを生じる場合がある。その結果、相電流のゼロクロス点近傍において、負荷である交流電動機のトルクが脈動したり、回転速度が変動する等の不都合を生じていた。
【０００３】
このため、従来では、（１）インバータの各相出力電圧を検出して電圧調節器によりインバータの出力電圧指令値を補償する、（２）インバータの各相出力電流を検出して電流調節器により出力電流指令値を補償する、といった方法が採られており、これらの補償動作（デッドタイム補償という）によって電流ゼロクロス点近傍におけるトルクの脈動や速度変動を抑制している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の方法のうち、（１）電圧調節器による補償では、出力電圧を検出するための高精度かつ高応答な電圧検出器が必要であり、この種の電圧検出器は概して高価であるため制御装置全体のコストが増加するという問題がある。
また、（２）電流調節器による補償では、電流指令値を作成するために電動機の電気定数を必要とするため、補償のための演算が複雑になるという問題がある。
なお、これらの問題点は、例えば「メーカにおける研究開発の現状（平成３年電気学会シンポジウム（Ｓ．９）誘導機速度センサレスベクトル制御適用の現状と課題）」における「３ 各速度推定方式の構成」でも指摘されている。
【０００５】
そこで本発明は、比較的低コストで、複雑な演算を要することなくデッドタイム補償を行って電流ゼロクロス点近傍におけるトルクの脈動や速度変動を抑制するようにした電圧形ＰＷＭインバータの制御装置を提供しようとするものである。
【０００６】
上記課題を解決するため、本発明は、相電流が歪んでいるゼロクロス点近傍において、歪みを打ち消すような電圧補償量を生成し、この補償量を電圧指令値に加えることを基本とする。
すなわち、相電流がゼロクロス点近傍でゼロ付近に停滞するのを抑制するために、電圧形ＰＷＭインバータに発生させる電圧指令値を基準として相電流をベクトルに分解すると共に、この分解したベクトルより進み位相となる電流指令値を生成し、この電流指令値と相電流検出値とに基づいて電圧補償量を作成する。
【０００７】
デッドタイム中に相電流振幅値が小さくなると、相電流はゼロ付近で停滞し、出力電圧が不定となる区間が発生する。これは、デッドタイムにおける電圧は、相電流の極性とその大きさで決まるためである。以下にこの動作を説明する。
【０００８】
図３に、電圧形ＰＷＭインバータの主回路の一相（例えばＵ相）分を示す。
図３において、Ｅｄｃは直流電源、Ｔ１はＩＧＢＴ等のスイッチング素子Ｓ１とこれに逆並列された環流ダイオードＤＦとからなる上アーム、Ｔ４は同じくスイッチング素子Ｓ４と環流ダイオードＤＦとからなる下アーム、Ｐは正極端子、Ｎは負極端子、ＵはＵ相出力端子である。
【０００９】
また、図４に還流ダイオードＤＦの等価モデルを、図５に相電流ｉＵの動作モードを、図６に相電流ｉＵが大きい時のアーム電圧（端子Ｕ−Ｎ間の電圧）ＥＵＮの挙動を、図７に相電流ｉＵが小さい時のアーム電圧ＥＵＮの挙動をそれぞれ示す。
【００１０】
いま、図３に示す方向に相電流ｉＵが流れており、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は理想スイッチとし、還流ダイオードＤＦを図４に示す如く抵抗ＲＤとコンデンサＣｊとの並列回路によって表すものとする。なお、図５におけるＣｊ１，Ｃｊ４は図４のコンデンサＣｊに相当する。
【００１１】
スイッチング素子Ｓ１がオンからオフの状態へ、スイッチング素子Ｓ４がオフからオンの状態へ変化するときの相電流ｉＵの動作モードは、図５（ａ）→（ｂ）→（ｃ）のようになる。
この動作過程において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４が共にオフしている区間（図５（ｂ）及び図６の区間２に相当）のアーム電圧ＥＵＮは、還流ダイオードＤＦに流れている相電流の大きさで決まる。この相電流が大きいときは、還流ダイオードＤＦのｐｎ接合部に溜まっている電荷は急速放電するので還流ダイオードＤＦは急速に順回復し、アーム電圧の変化（ｄｖ／ｄｔ）は大きくなる。
このとき、図６に示すようにアーム電圧ＥＵＮはＰＷＭ信号とほぼ同様に変化するため、出力電圧誤差は小さい。
【００１２】
しかし、相電流が小さいときは、前述のｐｎ接合部の電荷の放電速度が遅くなり、アーム電圧の変化（ｄｖ／ｄｔ）は小さくなる。すなわち、図７に示すごとく、区間２においてアーム電圧ＥＵＮは（１）または（２）のような値をとり、ＰＷＭ信号と同様に変化しないため出力電圧誤差が大きくなる。
なお、アーム電圧ＥＵＮは相電流の大きさによって変化し、相電流が少ないときは（１）のようになり、相電流が増加するにつれて（１）→（２）→（３）と推移する。
【００１３】
つまり、区間２における電圧誤差は、相電流と還流ダイオードＤＦの逆回復電荷に依存する。また、これらの関係により、電圧誤差最大値εｖｍａｘは次の数式１によって表すことができる。ここで、ｔｄ：デッドタイム、ｆｃ：キャリア周波数、Ｅｄｃ：直流中間電圧である。
【００１４】
［数１］
εｖｍａｘ＝ｔｄ・ｆｃ・Ｅｄｃ
【００１５】
また、電圧誤差が発生（変化）する相電流ＩＤは、数式２によって表すことができる。ここで、Ｑｒｒ：還流ダイオードＤＦの逆回復電荷である。
【００１６】
［数２］
ＩＤ≦２・Ｑｒｒ／ｔｄ
【００１７】
本発明では、上記電圧誤差を補償することで電流歪みを抑制するために、デッドタイムｔｄに相当する区間２において新たな電流指令値を導入する。
請求項１記載の発明では、相検出電流値から電圧誤差が発生する電流振幅値以上の相電流を進み位相で流すように、新たな相電流指令値を生成する。そして、この電流指令値と電流検出値との偏差を求め、電流指令値の振幅値が前述の電圧誤差が発生する電流振幅値以下であるときに、上記偏差に最大誤差電圧を補償できるゲインを乗じた量を電圧補償量として、元の電圧指令値に加算することとした。
【００１８】
すなわち、請求項１記載の発明は、電圧形ＰＷＭインバータの上下アーム短絡防止用に設けられるデッドタイム中の相電流ゼロクロス点を含むその前後における電流不連続現象の発生を防止するために、インバータの電圧指令値を補償するようにした電圧形ＰＷＭインバータの制御装置において、
インバータの各相から出力される電流検出値よりも進み位相の電流指令値を生成する手段と、
前記電流指令値と電流検出値との偏差を求める手段と、
前記デッドタイムと、キャリア周波数及びインバータの直流中間電圧とからゲインを演算する手段と、
前記電流指令値の振幅値が、インバータの各アームのスイッチング素子に逆並列接続された環流ダイオードの逆回復電荷及び前記デッドタイムによって決まる相電流の振幅値以下であるときに、前記偏差に前記ゲインを乗じて得た電圧補償量をインバータの元の電圧指令値に加算して電圧指令値を補償する手段と、
を備えたものである。
【００１９】
また、請求項２記載の発明は、２相変調が可能なインバータの各相から出力される電流検出値よりも進み位相の電流指令値を生成する手段と、
前記電流指令値と電流検出値との偏差を求める手段と、
前記デッドタイムと、キャリア周波数及びインバータの直流中間電圧とからゲインを演算する手段と、
ある相における前記電流指令値の振幅値が、インバータの各アームのスイッチング素子に逆並列接続された環流ダイオードの逆回復電荷及び前記デッドタイムによって決まる相電流の振幅値以下であるときに、前記偏差に前記ゲインを乗じて得た電圧補償量を二分して他の変調される２相に対する元の電圧指令値に加算することにより電圧指令値を補償する手段と、
を備えたものである。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示すブロック図であり、請求項１に記載した発明の実施形態に相当する。
図１において、周波数指令値ω１＊は電圧振幅値演算器１１及び位相角演算器１２に入力され、それぞれ振幅指令値｜Ｖ｜＊と位相角指令値θ＊に変換される。これらの振幅指令値｜Ｖ｜＊及び位相角指令値θ＊は座標変換器１３に入力され、ＰＷＭインバータ２２が出力するべき三相の電圧指令値として加算器２１に入力されている。
【００２１】
ＰＷＭインバータ２２により駆動される交流電動機３０の各相電流は電流検出器２３により検出され、これらの電流は、位相角指令値θ＊が入力される座標変換器１５により、電圧指令値ベクトルと同相な成分とこれに直交する成分とに分解される。
【００２２】
一方、位相角演算器１２から出力された位相角指令値θ＊には、加算器１６により進み角指令値△θ＊が加算され、その加算結果は座標変換器１４に入力されている。
この座標変換器１４は、前段の座標変換器１５から出力される検出電流ベクトルの位相角を更に△θ＊分だけ進ませて各相の電流指令値ベクトルを得るためのものであり、座標変換器１４から出力された電流指令値ベクトルは電流振幅検出器１７に入力されている。
【００２３】
電流振幅検出器１７は、上記電流指令値ベクトルから各相の電流振幅値を検出し、検出した電流振幅値が電圧誤差を発生させる値であると判断したとき（前述の数式２が成立する程度に相電流振幅値が小さいとき）はその出力を「１」とし、電圧誤差を発生しない値であると判断したときはその出力を「０」とするように動作する。
【００２４】
座標変換器１４から出力された各相の電流指令値と電流検出器２３による各相の検出電流とは図示の符号で加算器１８に入力され、両電流の偏差が算出されて乗算器１９に入力されている。また、インバータ２２の直流中間電圧Ｅｄｃ、キャリア周波数ｆｃ及びデッドタイムｔｄがゲイン演算器２４に入力されており、前述した数式１の演算により電圧誤差最大値εｖｍａｘがゲインとして求められている。
【００２５】
このゲインεｖｍａｘと加算器１８から出力される偏差とは乗算器１９により乗算され、前記偏差に応じた電圧補償量が求められる。そして、この電圧補償量は、電圧誤差発生と判断された場合（電流振幅検出器１７の出力が「１」の時）に乗算器２０を介して加算器２１に入力され、元の電圧指令値に加算される。
【００２６】
このため、デッドタイム中に相電流振幅値が小さくなって電流停滞現象が生じるおそれがある場合でも、この相電流振幅値及び環流ダイオードの逆回復電荷に起因する電圧誤差をなくすような補償量を加算器１８、ゲイン演算器２４及び乗算器１９，２０により発生させて元の電圧指令値を補償することで、電流停滞現象に伴う交流電動機３０のトルクの脈動や回転速度の変動を防止することができる。
【００２７】
次に、本発明の第２実施形態を図２に沿って説明する。図２において、図１と同一の構成要素には同一の番号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
この実施形態は、ＰＷＭインバータ２６の変調方式として３相変調以外に２相変調を選択可能となっており、インバータ２６の直流中間電圧Ｅｄｃが除算器２５に入力され、その出力であるＥｄｃ／２が前記同様にゲイン演算器２４に入力されている。他の構成は図１と同様である。
ここで、３相／２相変調を選択可能にしたＰＷＭインバータの制御装置は、例えば本出願人による特願２００１−４６２８０の図４に開示されている。
【００２８】
図２には示されていないが、ＰＷＭインバータ２６は、加算器２１の出力が加えられる３相／２相変調選択器を備えており、３相変調時には加算器２１から出力される電圧指令値を用いてインバータの３相すべてのスイッチング素子に対するＰＷＭ信号を作成し、２相変調時には１相の出力電圧を固定し、他の２相のみを変調する。
【００２９】
ここで、２相変調（２アーム変調）とは、電圧利用率の改善を目的として、一周期のうち特定区間はある１相の上下アームのスイッチング素子を全オンまたは全オフとして当該相の電圧を固定し、他の２相のみを変調する変調方式であり、変調される２相の電圧波形を歪ませてその線間電圧が所望の波形（例えば正弦波）になるようにし、かつ、線間電圧のピーク値を直流電源電圧まで高めるようにしたものである（社団法人電気学会発行「半導体電力変換回路」の第６章「自励式インバータ」における「６．三相ＰＷＭインバータの電圧利用率改善」並びに「表６．３．１」の「２アーム変調」の項を参照）。
また、通常の三相変調時には各相の電圧指令とキャリアとの比較によりＰＷＭパルスを生成してスイッチング素子を駆動する。
【００３０】
図２の構成において、ゲイン演算器２４は電流のゼロクロス点を含むデッドタイムｔｄ中にゲイン（電圧誤差最大値εｖｍａｘ）を出力し、このゲインは乗算器１９に入力されて前記同様に電圧補償量が求められる。そして、この電圧補償量は、電圧誤差発生と判断された場合（電流振幅検出器１７の出力が「１」の時）に乗算器２０を介して加算器２１に入力され、元の電圧指令値に加算される。
【００３１】
ＰＷＭインバータ２６では、二相変調を行うに当たり、例えばＵ相の電圧を固定して他のＶ相、Ｗ相の二相を変調するときには、Ｕ相の電圧指令値に加算されるべき電圧補償量をＶ相、Ｗ相に二分して各相の電圧指令値に重畳するようになっており、このため、これらのＶ相、Ｗ相に対する電圧補償量は数式１の１／２で良い。従って、ゲイン演算器２４に入力される直流中間電圧Ｅｄｃを除算器２５により１／２としてこのゲインにより電圧補償量を求めるようにしている。
この実施形態によれば、２相変調方式の電圧形ＰＷＭインバータに対しても、電流停滞現象に伴う交流電動機３０のトルクの脈動や回転速度の変動を防止することができる。
【００３２】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、インバータの相電流検出値よりも進み位相の電流指令値を生成し、その振幅値が環流ダイオードの逆回復電荷及びデッドタイムによって決まる相電流の振幅値以下であるときに、デッドタイムとキャリア周波数及び直流中間電圧とから求めたゲインを電流指令値と電流検出値との偏差に乗じて電圧補償量を求め、この補償量を元の電圧指令値に加算するものである。
【００３３】
このため、比較的高価な電圧検出器を用いず、しかも補償のための演算が簡単で済む低コストな制御装置を提供できると共に、電流ゼロクロス点近傍におけるトルクの脈動や速度変動を抑制して電動機に安定したトルクを発生させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図３】電圧形ＰＷＭインバータ主回路の一相分を示す回路図である。
【図４】図３における還流ダイオードの等価モデルを示す図である。
【図５】図３における相電流の動作モードの説明図である。
【図６】デッドタイム前後のアーム電圧の挙動を示す図である。
【図７】デッドタイム前後のアーム電圧の挙動を示す図である。
【符号の説明】
１１  電圧振幅値演算器
１２  位相角演算器
１３〜１５  座標変換器
１６，１８，２１  加算器
１７  電流振幅検出器
１９，２０  乗算器
２２，２６  電圧形ＰＷＭインバータ
２３  電流検出器
２４  ゲイン演算器
２５  除算器
３０  交流電動機
【図１】
0003788346.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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