(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力光を分岐して第１光導波路および第２光導波路に送り、該第１、第２光導波路をそれぞれ伝搬した光を合波して出力する光路と、前記第１、第２光導波路に対してそれぞれ独立に電圧を印加する第１電極および第２電極と、を有するマッハツェンダ型光変調器について、前記第１、第２電極にそれぞれ印加する第１駆動信号および第２駆動信号を生成する光変調器の駆動回路であって、
正転側出力および反転側出力の各電圧振幅の和を前記マッハツェンダ型光変調器の光出力特性に応じた所定の電圧振幅に保持して差動動作する第１差動回路と、
前記第１差動回路の正転側出力端子に接続して差動動作し、前記第１駆動信号を生成する第２差動回路と、
前記第１差動回路の反転側出力端子に接続し、前記第２差動回路に対して排他的に差動動作し、前記第２駆動信号を生成する第３差動回路と、を備え、
前記第１差動回路の制御端子電圧と、前記第２、第３差動回路の双方の制御端子電圧とのいずれか一方が、前記マッハツェンダ型光変調器のαパラメータを可変に制御するためのαパラメータ制御信号に応じて制御されることを特徴とする光変調器の駆動回路。
【請求項２】
請求項１に記載の光変調器の駆動回路であって、
前記第２、第３差動回路からそれぞれ出力される信号をモニタする出力モニタ回路と、該出力モニタ回路のモニタ結果を基に検出した前記第１、第２駆動信号の電圧振幅の比率が一定となるように、前記αパラメータ制御信号に応じて制御される制御端子電圧をフィードバック制御するαパラメータ安定化回路と、を備えたことを特徴とする光変調器の駆動回路。
【請求項３】
請求項１に記載の光変調器の駆動回路であって、
前記第２、第３差動回路からそれぞれ出力される信号をモニタする出力モニタ回路と、該出力モニタ回路のモニタ結果を基に検出した前記第１、第２駆動信号のデューティ比が一定となるように、前記αパラメータ制御信号に応じて制御される制御端子電圧とは異なる他方の制御端子電圧をフィードバック制御するデューティ安定化回路とを備えたことを特徴とする光変調器の駆動回路。
【請求項４】
請求項１に記載の光変調器の駆動回路であって、
前記第２、第３差動回路からそれぞれ出力される信号をモニタする出力モニタ回路と、該出力モニタ回路のモニタ結果を基に検出した前記第１、第２駆動信号の電圧振幅の和が一定となるように、前記第１差動回路を流れる電流量をフィードバック制御する振幅安定化回路と、を備えたことを特徴とする光変調器の駆動回路。
【請求項５】
直流光を発生する光源と、該光源からの直流光を分岐して第１光導波路および第２光導波路に送り、該第１、第２光導波路をそれぞれ伝搬した光を合波して出力する光路、並びに、前記第１、第２光導波路に対してそれぞれ独立に電圧を印加する第１電極および第２電極を有するマッハツェンダ型光変調器と、前記第１、第２電極にそれぞれ印加する第１駆動信号および第２駆動信号を生成する駆動回路と、を備えた光送信装置であって、
前記駆動回路が、正転側出力および反転側出力の各電圧振幅の和を前記マッハツェンダ型光変調器の光出力特性に応じた所定の電圧振幅に保持して差動動作する第１差動回路と、
前記第１差動回路の正転側出力端子に接続して差動動作し、前記第１駆動信号を生成する第２差動回路と、
前記第１差動回路の反転側出力に接続し、前記第２差動回路に対して排他的に差動動作し、前記第２駆動信号を生成する第３差動回路と、を備え、
前記第１差動回路の制御端子電圧と、前記第２、第３差動回路の双方の制御端子電圧とのいずれか一方が、前記マッハツェンダ型光変調器のαパラメータを可変に制御するためのαパラメータ制御信号に応じて制御されることを特徴とする光送信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種の光通信システムに用いられる光変調器の駆動回路および光送信装置に関し、特に、マッハツェンダ型光変調器について発生するチャーピングを可変制御する駆動回路および該駆動回路を用いた光送信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年の光通信システムにおいては、光送信装置で発生するチャーピングを可変に制御する機能が望まれている。例えば、長距離光伝送を行う場合には、光信号が伝送路の波長分散の影響を受けて波形劣化が生じてしまうため、その伝送距離に応じて波長分散を補償するための分散補償ファイバを挿入し、分散値の最適化を行っている。しかし、このような光通信システムは、伝送距離の異なるシステムに適用するたびに、波長分散値が変化するため分散補償ファイバを交換する必要がある。そこで、上記のような分散補償ファイバに代わる技術として、送信光信号の１パルス内に光波長（周波数）変動を予め与えることにより伝送路の波長分散による伝送光波形劣化を防ぐプリチャーピング法が知られている。このプリチャーピング法については、送信光信号に与えるチャーピングを可変に制御する機能を備えた簡易な構成の光送信装置の要求がある。
【０００３】
光送信装置で光信号に付与されるチャーピングは、例えば光変調器等において本質的に生じる波長変動が利用される。この光変調器としては、例えば図９に示すような構成のマッハツェンダ型光変調器等が知られている。図９のマッハツェンダ型光変調器では、光送信装置内の光源から出射される直流光が入力されると、その入力光が２つの光導波路に分岐され、一方の光導波路上に設けられた電極に駆動回路からの駆動信号を印加することで、光導波路の屈折率が変化して、各光導波路の伝搬光を合波した光出力が駆動信号に従って強度変調される。
【０００４】
図１０は、上記のようなマッハツェンダ型光変調器の電極への印加電圧に対する光出力特性を示したものである。図１０に示すように、マッハツェンダ型光変調器の光出力特性は、電極への印加電圧に対して正弦曲線に従い変化し、光出力曲線の山から谷に対応した電圧振幅（以下、この電圧値をＶπとする）で高速変化する駆動信号を電極に印加することで、その駆動信号に従ってオン・オフする光信号が出力される。
【０００５】
上記のようなマッハツェンダ型光変調器を用いた変調方式で生じるチャーピングについては、図１０の光出力特性の左肩に対応する範囲（印加電圧の増加に伴って光出力パワーが単調増加する範囲）に動作点を設定した場合、発生するチャーピング量を表すαパラメータが＋ｋで固定となり、右肩に対応する範囲（印加電圧の増加に伴って光出力パワーが単調減少する範囲）に動作点を設定した場合には、αパラメータが−ｋで固定となる。このαパラメータを示すｋの値はマッハツェンダ型光変調器で決まる定数であるため、上記のような外部光変調方式では、αパラメータとして＋ｋまたは−ｋのいずれかの値しか選択できなかった。なお、マッハツェンダ型光変調器の動作点は、電極に供給するバイアス電圧ＶB（図９参照）をシフトさせることで調整される。
【０００６】
そこで、αパラメータを可変に設定できるようにした外部光変調方式として、例えば特開平５−２２４１６３号公報に記載された技術が公知である。この公知技術は、マッハツェンダ型光変調器の２本の光導波路の双方に設けた各電極に駆動信号をそれぞれ印加して光変調を行うようにしたものであって、駆動回路内の差動増幅器の正転側出力および反転側出力をマッハツェンダ型光変調器の各々の電極に導き、正転側出力または反転側出力のいずれかに減衰器を設けて駆動信号の電圧振幅を可変にすることでαパラメータの値を調整可能にしたものである。なお、このような光変調方式を採用したマッハツェンダ型光変調器を、以下では、デュアル駆動マッハツェンダ型光変調器と呼ぶことにする。
【０００７】
また、例えば特開平４−１４０１０号公報に記載された光変調器では、マッハツェンダ型光変調器の外部に位相変調器を追加して、マッハツェンダ型光変調器の駆動信号と同じ信号を位相変調器に入力し、その位相変調器の駆動振幅を振幅可変回路を用いて変化させることでαパラメータの値を調整可能にした技術が開示されている。
【０００８】
さらに、例えば特開平９−８０３６３号公報に記載された光変調器の制御装置では、マッハツェンダ型光変調器の動作点を安定させるためのバイアス補償回路について極性を切り替える機能を設けることで、光信号に付与されるチャーピング量の正負の切り替えを可能にした技術が開示されている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のようなデュアル駆動マッハツェンダ型光変調器は、αパラメータの値を変更する際の駆動回路の制御が複雑であるという欠点がある。すなわち、デュアル駆動マッハツェンダ型光変調器では、駆動回路の差動増幅器の出力振幅と減衰器の減衰量とを調整することによって、αパラメータを所要の値に設定することが可能である。しかし、前述の図１０に示したように、マッハツェンダ型光変調器に印加する駆動信号の電圧振幅は、マッハツェンダ型光変調器の光出力特性に応じた電圧値Ｖπに合わせる必要があるので、デュアル駆動マッハツェンダ型光変調器の場合には、差動増幅器の正転側出力および反転側出力の各電圧振幅の和の値がＶπとなるように制御しなければならない。具体的には、差動増幅器の出力振幅を調整すると同時に減衰器の減衰量を調整して、上記各電圧振幅の和の値をＶπに合わせるという複雑な制御が必要になってしまう。
【００１０】
加えて、デュアル駆動マッハツェンダ型光変調器の場合、各電極に印加される駆動信号の各々の位相が一致していないと波形劣化が生じることになるが、差動増幅器の一方の出力側に減衰器を入れることになるため、この減衰器で信号遅延が発生して、各駆動信号の位相差が一致しなくなってしまうという問題もある。これを解決するために、減衰器を入れない側に遅延回路を追加して各駆動信号の位相を合わせることも可能ではあるが、部品点数の増加や外乱による振幅や遅延の変動等を考えると現実的な解決方法では無い。
【００１１】
また、マッハツェンダ型光変調器の外部に位相変調器を追加してαパラメータを可変にする場合にも、駆動回路の構成が複雑になってしまうという欠点がある。すなわち、位相変調器の駆動信号について、その電圧振幅を調整する振幅可変回路の出力振幅には限度があるため、αパラメータを正負両側に設定して使用する場合には、駆動信号の極性を反転させるような機能が必要となる。加えて、マッハツェンダ型光変調器の光出力波形の立ち上がりと位相変調器の駆動信号波形の立ち上がりとの位相を合わせる必要があるため、マッハツェンダ型光変調器の駆動信号を所要の時間遅延させる遅延回路を設ける必要があるが、この遅延回路については、温度変化や電源変動などに対して位相差が変化しないような特性が必要となる。
【００１２】
さらに、バイアス補償回路に極性切り替え機能を設けてチャーピングの正負を切り替える場合についても、バイアス補償回路について符号反転回路を別途追加する必要があるため、駆動回路の構成が複雑になってしまうという欠点がある。本発明は上記の点に着目してなされたもので、光変調器のαパラメータを容易に可変制御できると共に、光変調を安定して行うことが可能な簡略な構成の駆動回路および光送信装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明による光変調器の駆動回路は、入力光を分岐して第１光導波路および第２光導波路に送り、該第１、第２光導波路をそれぞれ伝搬した光を合波して出力する光路と、前記第１、第２光導波路に対してそれぞれ独立に電圧を印加する第１電極および第２電極と、を有するマッハツェンダ型光変調器について、前記第１、第２電極にそれぞれ印加する第１駆動信号および第２駆動信号を生成する光変調器の駆動回路であって、正転側出力および反転側出力の各電圧振幅の和を前記マッハツェンダ型光変調器の光出力特性に応じた所定の電圧振幅に保持して差動動作する第１差動回路と、前記第１差動回路の正転側出力端子に接続して差動動作し、前記第１駆動信号を生成する第２差動回路と、前記第１差動回路の反転側出力端子に接続し、前記第２差動回路に対して排他的に差動動作し、前記第２駆動信号を生成する第３差動回路と、を備え、前記第１差動回路の制御端子電圧と、前記第２、第３差動回路の双方の制御端子電圧とのいずれか一方が、前記マッハツェンダ型光変調器のαパラメータを可変に制御するためのαパラメータ制御信号に応じて制御されるものである。
【００１４】
かかる構成では、第１差動回路の正転側出力および反転側出力をさらに第２差動回路および第３差動回路に導いて第１、第２駆動信号を生成することで、各々の電圧振幅の比率がαパラメータ制御信号に応じて制御されるようになり、それら第１、第２駆動信号がマッハツェンダ型光変調器の第１、第２電極にそれぞれ印加されることで、マッハツェンダ型光変調器で発生するチャーピング量を表すαパラメータが可変に制御されるようになる。これにより、αパラメータ制御信号による駆動回路の簡略な制御によって、マッハツェンダ型光変調器のαパラメータを所要の値に設定することが可能になる。
【００１５】
また、上記光変調器の駆動回路については、前記第２、第３差動回路からそれぞれ出力される信号をモニタする出力モニタ回路と、該出力モニタ回路のモニタ結果を基に検出した前記第１、第２駆動信号の電圧振幅の比率が一定となるように、前記αパラメータ制御信号に応じて制御される制御端子電圧をフィードバック制御するαパラメータ安定化回路と、を備えるようにしてもよい。
【００１６】
かかる構成では、αパラメータ安定化回路によって、出力モニタ回路のモニタ結果を基に第１、第２駆動信号の電圧振幅の比率を一定にするフィードバック制御が行われるようになるため、温度変化や電源変動等の外乱に対しても、マッハツェンダ型光変調器のαパラメータが安定したものになる。
また、上記光変調器の駆動回路については、前記第２、第３差動回路からそれぞれ出力される信号をモニタする出力モニタ回路と、該出力モニタ回路のモニタ結果を基に検出した前記第１、第２駆動信号のデューティ比が一定となるように、前記αパラメータ制御信号に応じて制御される制御端子電圧とは異なる他方の制御端子電圧をフィードバック制御するデューティ安定化回路とを備えるようにしてもよい。
【００１７】
かかる構成では、デューティ安定化回路によって、出力モニタ回路のモニタ結果を基に第１、第２駆動信号のデューティ比を一定にするフィードバック制御が行われるようになるため、温度変化や電源変動等の外乱に対しても、マッハツェンダ型光変調器が安定したデューティ比で駆動されるようになる。
また、上記光変調器の駆動回路については、前記第２、第３差動回路からそれぞれ出力される信号をモニタする出力モニタ回路と、該出力モニタ回路のモニタ結果を基に検出した前記第１、第２駆動信号の電圧振幅の和が一定となるように、前記第１差動回路を流れる電流量をフィードバック制御する振幅安定化回路と、を備えるようにしてもよい。
【００１８】
かかる構成では、振幅安定化回路によって、出力モニタ回路のモニタ結果を基に第１、第２駆動信号の電圧振幅の和を一定にするフィードバック制御が行われるようになるため、温度変化や電源変動等の外乱に対しても、マッハツェンダ型光変調器の光出力が安定したものになる。
本発明による光送信装置は、直流光を発生する光源と、該光源からの直流光を分岐して第１光導波路および第２光導波路に送り、該第１、第２光導波路をそれぞれ伝搬した光を合波して出力する光路、並びに、前記第１、第２光導波路に対してそれぞれ独立に電圧を印加する第１電極および第２電極を有するマッハツェンダ型光変調器と、前記第１、第２電極にそれぞれ印加する第１駆動信号および第２駆動信号を生成する駆動回路と、を備えた光送信装置であって、前記駆動回路が、正転側出力および反転側出力の各電圧振幅の和を前記マッハツェンダ型光変調器の光出力特性に応じた所定の電圧振幅に保持して差動動作する第１差動回路と、前記第１差動回路の正転側出力端子に接続して差動動作し、前記第１駆動信号を生成する第２差動回路と、前記第１差動回路の反転側出力に接続し、前記第２差動回路に対して排他的に差動動作し、前記第２駆動信号を生成する第３差動回路と、を備え、前記第１差動回路の制御端子電圧と、前記第２、第３差動回路の双方の制御端子電圧とのいずれか一方が、前記マッハツェンダ型光変調器のαパラメータを可変に制御するためのαパラメータ制御信号に応じて制御されるものである。
【００１９】
かかる構成の光送信装置では、光源からの直流光が、駆動回路から供給される第１、第２駆動信号によって駆動されるマッハツェンダ型光変調器により外部変調されて出力される。駆動回路では、第１差動回路の正転側出力および反転側出力をさらに第２、差動回路および第３差動回路に導いて第１、第２駆動信号を生成することで、各々の電圧振幅の比率がαパラメータ制御信号に応じて制御されるため、マッハツェンダ型光変調器で発生するチャーピング量を表すαパラメータが可変に制御されるようになる。これにより、αパラメータ制御信号による駆動回路の簡略な制御によって、マッハツェンダ型光変調器のαパラメータを所要の値に設定することが可能になる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の実施形態にかかる光送信装置の機能構成を示すブロック図である。
図１において、本光送信装置は、半導体レーザ等からなる光源１と、該光源１からの直流光を外部変調するマッハツェンダ型光変調器２およびそれを駆動する駆動回路３とを備えて構成される。
【００２１】
マッハツェンダ型光変調器２は、例えば、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ3）基板２０にチタン（Ｔｉ）を拡散することで、分岐および結合するパターンの光路２１を形成し、分岐された各光導波路２１Ａ，２１Ｂにそれぞれ電界を印加するための電極２２Ａ，２２Ｂを形成する。そして、駆動回路３から出力される駆動信号をコンデンサ２３Ａ，２３Ｂを介して各電極２２Ａ，２２Ｂの一端ＴA，ＴBにそれぞれ印加し、電極２２Ａの他端をバイアスティ２４のコンデンサを介して例えば５０Ωの終端器２５Ａにより終端すると共に、電極２２Ｂの他端を例えば５０Ωの終端器２５Ｂにより終端する。これにより、光導波路に伝搬される光と同一方向に駆動信号による電界が伝搬する進行波型の構成が形成される。
【００２２】
駆動回路３は、マッハツェンダ型光変調器２の各電極２２Ａ，２２Ｂに印加する駆動信号を、３つの差動回路３０，３１Ａ，３１Ｂの組み合わせにより生成する。差動回路３０（第１差動回路）は、データ入力端子、デューティ制御端子および振幅制御端子にそれぞれ入力される各信号に従って出力レベルが変化し、正転側出力端子が差動回路３１Ａ（第２差動回路）の入力端子に接続され、反転側出力端子が差動回路３１Ｂ（第３差動回路）の入力端子に接続される。各差動回路３１Ａ，３１Ｂは、αパラメータ制御回路３２からの制御信号に従って排他的に動作し、差動回路３１Ａの出力信号がコンデンサ２３Ａを介してマッハツェンダ型光変調器２の電極２２Ａに与えられ、差動回路３１Ｂの出力信号がコンデンサ２３Ｂを介して電極２２Ｂに与えられる。
【００２３】
また、駆動回路３は、各差動回路３１Ａ，３１Ｂの出力信号を出力モニタ回路３３Ａ，３３Ｂでそれぞれモニタし、各々のモニタ結果を比較回路３４に送り、その比較結果を用いてαパラメータ安定化回路３５により各差動回路３１Ａ，３１Ｂのフィードバック制御を行うことで、αパラメータの安定化を図る機能を有する。さらに、駆動回路３は、比較回路３４の比較結果を基にデューティ安定化回路３６により差動回路３０のフィードバック制御を行うことで、駆動信号のデューティ比の安定化を図る機能を有する。加えて、駆動回路３は、各出力モニタ回路３３Ａ，３３Ｂのモニタ結果を加算回路３７で加算し、その加算結果を用いて振幅安定化回路３８により差動回路３０のフィードバック制御を行うことで、駆動信号の振幅の安定化を図る機能を有する。なお、各機能についての具体的な説明は後述する。
【００２４】
また、駆動回路３は、低周波発振器３９で発生する低周波信号を駆動信号に重畳し、マッハツェンダ型光変調器３から出力され光カプラ４０で分岐された光信号に含まれる低周波信号成分を動作点制御回路４１で同期検波してバイアス電圧ＶBを制御することにより、マッハツェンダ型光変調器３の動作点の安定化を図る機能も備えている。なお、このような動作点の安定化に関する制御技術については、例えば特許２６４２４９９号公報等に開示されているためここでの説明を省略する。
【００２５】
ここで、上記のような駆動回路３の具体的な回路構成を、機能ブロックごとに一例を挙げて詳しく説明することにする。
図２は、３つの差動回路３０，３１Ａ，３１Ｂにより駆動信号を生成する基本的な機能ブロックと、αパラメータの安定化を図るためのフィードバック制御を行う機能ブロックとを組み合わせた具体的な回路構成の一例を示す図である。
【００２６】
図２の一例では、差動回路３０を構成する一対のトランジスＴＲ１，ＴＲ２の各ベース端子に、アンプＡＭＰ１の正転側出力信号および反転側出力信号がそれぞれ入力される。このアンプＡＭＰ１には、データ入力端子に入力されるデータ信号が非反転入力端子に印加され、デューティ制御端子に入力されるデューティ制御信号が反転入力端子に印加されている。また、トランジスタＴＲ１，ＴＲ２は、各エミッタ端子が互いに接続され、その共通接続点には差動回路３０を流れる電流を制御するトランジスタＴＲ７が接続されている。トランジスタＴＲ１のコレクタ端子は、差動回路３１Ａを構成する一対のトランジスタＴＲ３，ＴＲ４の各エミッタ端子に接続され、また、トランジスタＴＲ２のコレクタ端子は、差動回路３１Ｂを構成する一対のトランジスタＴＲ５，ＴＲ６の各エミッタ端子に接続されている。
【００２７】
差動回路３１ＡのトランジスタＴＲ３および差動回路３１ＢのトランジスタＴＲ６の各ベース端子には、αパラメータ制御回路３２を構成するオペアンプＯＰ２から出力されるαパラメータ制御信号がそれぞれ印加される。一方、差動回路３１ＡのトランジスタＴＲ４および差動回路３１ＢのトランジスタＴＲ５の各ベース端子には、電源Ｅ１で発生するリファレンス電圧ｒｅｆ１がそれぞれ印加される。これにより差動回路３１Ａ，３１Ｂは、αパラメータ制御信号に従って排他的に動作する。
【００２８】
各トランジスタＴＲ３，ＴＲ５のコレクタ端子には、電源Ｅ３で発生する電源電圧ＶCCが抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して印加され、各トランジスタＴＲ４，ＴＲ６のコレクタ端子には、電源電圧ＶCCがインダクタンスＬ１，Ｌ２を介して印加されている。また、各トランジスタＴＲ４，ＴＲ６のコレクタ端子は、コンデンサ２３Ａ，２３Ｂを介してマッハツェンダ型光変調器２の各電極２２Ａ，２２Ｂの一端ＴA，ＴBに接続される。さらに、ここでは、トランジスタＴＲ３，ＴＲ５の各コレクタ端子が、平均値検出回路ＡＤ１，ＡＤ２の各入力端子に接続されている。この平均値検出回路ＡＤ１，ＡＤ２は、出力モニタ回路３３Ａ，３３Ｂとして機能する。
【００２９】
トランジスタＴＲ７は、振幅制御端子に入力される振幅制御信号および電源Ｅ２の出力電圧がベース端子に印加され、電源電圧ＶEEがエミッタ端子に印加される。このトランジスタＴＲ７は、３つの差動回路３０，３１Ａ，３１Ｂの組み合わせにより構成される回路ブロックの電流源として機能することになる。
平均値検出回路ＡＤ１は、差動回路３１Ａの反転側出力電圧をモニタして、その平均値をオペアンプＯＰ３の反転入力端子に出力する。また、平均値検出回路ＡＤ２は、差動回路３１Ｂの反転側出力電圧をモニタして、その平均値を抵抗Ｒ７を介してオペアンプＯＰ３の非反転入力端子に出力する。オペアンプＯＰ３は、非反転入力端子と出力端子の間が抵抗Ｒ６により接続されていて、各平均値検出回路ＡＤ１，ＡＤ２から伝えられる平均値の差を演算し、その演算結果を抵抗Ｒ５を介してオペアンプＯＰ２の非反転入力端子に出力する。オペアンプＯＰ２は、非反転入力端子と出力端子の間が抵抗Ｒ４により接続され、αパラメータ可変端子に入力されるαパラメータ設定信号が反転入力端子に与えられていて、各差動回路３１Ａ，３１Ｂの排他的な動作を制御するαパラメータ制御信号を生成して出力する。
【００３０】
ここで、図２の回路構成における動作について説明する。
上記のような回路構成では、所要のビットレートのデータ信号およびデューティ制御信号がアンプＡＭＰ１に入力されると、デューティ制御信号をリファレンスとしデータ信号に従ってハイレベルとローレベルに変化する出力信号がアンプＡＭＰ１で生成される。そして、アンプＡＭＰ１の正転側出力信号により差動回路３０のトランジスタＴＲ１がスイッチング動作し、反転側出力信号により差動回路３０のトランジスタＴＲ２がスイッチング動作する。例えば、アンプＡＭＰ１の正転側出力信号がハイレベルになると、差動回路３０のトランジスタＴＲ１がオン、トランジスタＴＲ２がオフとなってトランジスタＴＲ１側に電流が流れるようになる。この差動回路３０を流れる電流は、トランジスタＴＲ７によって制御される。ここでは、振幅制御端子に入力される振幅制御信号に応じて、駆動信号の電圧振幅がマッハツェンダ型光変調器２の光出力特性に対応した振幅値Ｖπとなるように、差動回路３０を流れる電流量が制御されている。
【００３１】
この差動回路３０の正転側出力端子（トランジスタＴＲ１のコレクタ端子）および反転側出力端子（トランジスタＴＲ２のコレクタ端子）には、さらに、差動回路３１Ａおよび３１Ｂがそれぞれ接続されていて、各差動回路３１Ａ，３１ＢがオペアンプＯＰ２から出力されるαパラメータ制御信号に従って排他的にスイッチ動作することで、マッハツェンダ型光変調器３のαパラメータを可変に制御することが可能な１組の駆動信号が生成される。ここでは、差動回路３１Ａの正転側（トランジスタＴＲ４側）出力をａ、反転側（トランジスタＴＲ３側）出力を／ａとし、差動回路３１Ｂの正転側（トランジスタＴＲ６側）出力をｂ、反転側（トランジスタＴＲ５側）出力を／ｂとして、各差動回路３１Ａ，３１Ｂの正転側出力ａ，ｂが駆動信号として各電極２２Ａ，２２Ｂの一端ＴA，ＴBに供給されるものとする。
【００３２】
ここで、各電極２２Ａ，２２Ｂに与えられる駆動信号ａ，ｂとαパラメータの関係を具体的に説明する。
図３は、オペアンプＯＰ２から出力されるαパラメータ制御信号の電圧レベルに対するαパラメータの関係を示す図である。また、図４は、αパラメータに対する各駆動信号ａ，ｂの電圧振幅の関係を示す図である。なお、ここでは説明を分かりやすくするために、各図の関係について具体的な数値例を挙げると共に、各々の関係（傾斜）を１次で表すようにした。実際には、回路構成等に応じて電圧値は変化し、傾斜も１次とは限らない。
【００３３】
例えば、電源Ｅ１で発生するリファレンス電圧ｒｅｆ１が−１Ｖに設定されていて、オペアンプＯＰ２から出力されるαパラメータ制御信号の電圧レベルがリファレンス電圧ｒｅｆ１と同一の−１Ｖである場合には、各駆動信号ａ，ｂの電圧振幅は同一となる。この場合、図３に示すようにαパラメータは０となり、また、図４に示すように各駆動信号ａ，ｂの電圧振幅Ｖａ，Ｖｂは、Ｖａ＋Ｖｂ＝Ｖπ，Ｖａ＝Ｖｂ＝１／２Ｖπとなる。
【００３４】
一方、αパラメータ制御信号の電圧レベルがリファレンス電圧ｒｅｆ１よりも高い場合には、駆動信号ａの電圧振幅が増加し、駆動信号ｂの電圧振幅が減少する。この場合、図３に示すようにαパラメータがプラス方向に増加し、また、図４に示すように各駆動信号ａ，ｂの電圧振幅Ｖａ，Ｖｂは、Ｖａ＜Ｖｂ（ただしＶａ＋Ｖｂ＝Ｖπ）となる。
【００３５】
逆に、αパラメータ制御信号の電圧レベルがリファレンス電圧ｒｅｆ１よりも低い場合には、駆動信号ａの電圧振幅が減少し、駆動信号ｂの電圧振幅が増加する。この場合、図３に示すようにαパラメータがマイナス方向に減少し、また、図４に示すように各駆動信号ａ，ｂの電圧振幅Ｖａ，Ｖｂは、Ｖａ＞Ｖｂ（ただしＶａ＋Ｖｂ＝Ｖπ）となる。
【００３６】
このように、リファレンス電圧ｒｅｆ１に対するαパラメータ制御信号の電圧レベルを調整することによって、各駆動信号ａ，ｂの電圧振幅Ｖａ，Ｖｂが、Ｖａ＋Ｖｂ＝Ｖπの関係を保持しながら変化し、すなわち、各々の電圧振幅Ｖａ，Ｖｂの比率が自動的に変化するようになる。従って、外部からαパラメータ可変端子に与える信号レベルを変化させてオペアンプＯＰ２の出力電圧レベルを調整するという簡単な方法で、マッハツェンダ型光変調器２のαパラメータを所要の値に可変制御することが可能になる。
【００３７】
上記のようにして所要の値に設定したαパラメータの安定化を図るためには、各差動回路３１Ａ，３１Ｂの出力をモニタし、そのモニタ結果を用いてαパラメータ制御信号の電圧レベルをフィードバック制御することが有効である。ここでは、例えば、各差動回路３１Ａ，３１Ｂの反転側出力／ａ，／ｂを平均値検出回路ＡＤ１，ＡＤ２でそれぞれモニタして平均値電圧を検出し、オペアンプＯＰ３で各平均値電圧の差を求めてオペアンプＯＰ２フィードバックして、各平均値電圧の差が一定になるようにαパラメータ制御信号の電圧レベルを制御するようにしている。
【００３８】
具体的に、例えばαパラメータが０になるように設定して安定化を図る場合には、前述の図４に示したように駆動信号ａ，ｂの各電圧振幅がＶａ＝Ｖｂ＝１／２・Ｖπ［Ｖｐｐ］となるので、各差動回路３１Ａ，３１Ｂの反転側出力／ａ，／ｂについての平均値電圧が共にＶCC−１／４・Ｖπ［Ｖ］で一定となるようにαパラメータ制御信号の電圧レベルをフィードバック制御すればよい。
【００３９】
また、例えばαパラメータが−ｋになるように設定して安定化を図る場合には、前述の図４に示したように駆動信号ａの電圧振幅がＶａ＝Ｖπ［Ｖｐｐ］で、駆動信号ｂの電圧振幅がＶｂ＝０［Ｖｐｐ］となるので、差動回路３１Ａの反転側出力／ａについての平均値電圧がＶCC［Ｖ］、差動回路３１Ｂの反転側出力／ｂについての平均値電圧がＶCC−１／２・Ｖπ［Ｖ］で一定となるようにαパラメータ制御信号の電圧レベルをフィードバック制御すればよい。
【００４０】
さらに、例えばαパラメータが＋ｋになるように設定して安定化を図る場合には、前述の図４に示したように駆動信号ａの電圧振幅がＶａ＝０［Ｖｐｐ］で、駆動信号ｂの電圧振幅がＶｂ＝Ｖπ［Ｖｐｐ］となるので、差動回路３１Ａの反転側出力／ａについての平均値電圧がＶCC−１／２・Ｖπ［Ｖ］、差動回路３１Ｂの反転側出力／ｂについての平均値電圧がＶCC［Ｖ］で一定となるようにαパラメータ制御信号の電圧レベルをフィードバック制御すればよい。
【００４１】
加えて、例えばαパラメータが−１／２・ｋになるように設定して安定化を図る場合には、前述の図４に示したように駆動信号ａの電圧振幅がＶａ＝３／４・Ｖπ［Ｖｐｐ］で、駆動信号ｂの電圧振幅がＶｂ＝１／４・Ｖπ［Ｖｐｐ］となるので、差動回路３１Ａの反転側出力／ａについての平均値電圧がＶCC−１／８・Ｖπ［Ｖ］、差動回路３１Ｂの反転側出力／ｂについての平均値電圧がＶCC−３／８・Ｖπ［Ｖ］で一定となるようにαパラメータ制御信号の電圧レベルをフィードバック制御すればよい。
【００４２】
次に、設定したデューティ比の安定化を図るためのフィードバック制御を行う機能ブロックについて説明する。
図５は、前述した駆動信号を生成する基本的な機能ブロックと、デューティ比の安定化のための機能ブロックとを組み合わせた具体的な回路構成の一例を示す図である。なお、前述の図２に示した回路構成と同じ部分には同一の符号が付してあり、以下同様とする。
【００４３】
図５の回路構成例は、前述の図２に示した回路構成について、αパラメータの安定化のための機能ブロックに代えてデューティ比の安定化のための機能ブロックを設けたものであって、具体的には、差動回路３１Ａの正転側出力ａをモニタするための平均値検出回路ＡＤ３と、差動回路３１Ｂの反転側出力／ｂをモニタするための平均値検出回路ＡＤ４と、各平均値検出回路ＡＤ３，ＡＤ４からの平均値電圧の差を求めるオペアンプＯＰ４とを設けたものである。
【００４４】
平均値検出回路ＡＤ３は、差動回路３１ＡのトランジスタＴＲ４側に設けた抵抗Ｒ９とインダクタンスＬ１の間の電圧をモニタしてその平均値を検出し、その検出結果をオペアンプＯＰ４の反転入力端子に出力する。なお、Ｒ８は、抵抗Ｒ９に対応させてトランジスタＴＲ３側に設けた抵抗である。また、平均値検出回路ＡＤ４は、差動回路３１ＢのトランジスタＴＲ５側に設けた抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ２の間の電圧をモニタしてその平均値を検出し、その検出結果を抵抗Ｒ１２を介してオペアンプＯＰ４の非反転入力端子に出力する。なお、Ｒ１１は、抵抗Ｒ１０に対応させてトランジスタＴＲ６側に設けた抵抗である。オペアンプＯＰ４は、非反転入力端子と出力端子の間が抵抗Ｒ１３により接続されていて、各平均値検出回路ＡＤ３，ＡＤ４から伝えられる平均値電圧の差を演算し、その演算結果をアンプＡＭＰ１の反転入力端子に出力する。
【００４５】
デューティ制御端子に与えられる信号に応じて設定されるデューティ比を安定化させるには、基本的に、各駆動信号ａ，ｂのデューティ比をモニタし、その結果をアンプＡＭＰ１にフィードバックして差動回路３０の動作を制御すればよい。差動回路３１Ａの正転側出力ａと反転側出力／ａの各デューティ比は同一であり、また、差動回路３１Ｂの正転側出力ｂと反転側出力／ｂの各デューティ比も同一であるので、例えば、各反転側出力／ａ，／ｂのデューティ比をモニタすることで各駆動信号ａ，ｂのデューティ比を検出することが可能である。しかし、前述したようにαパラメータを可変にするために各駆動信号ａ，ｂの電圧振幅が自動的に制御されるため、デューティ比の設定が一定であっても電圧振幅の変化に伴って各駆動信号ａ，ｂ（または各反転側出力／ａ，／ｂ）の平均値が変化しデューティ比が変動したかの区別がつかない。そこで、ここではαパラメータの設定が変化しても電圧振幅が同じになる、差動回路３１Ａの正転側出力ａと差動回路３１Ｂの反転側出力／ｂの各デューティ比をモニタして、デューティ安定化のためのフィードバック制御を行うようにする。なお、本発明はこれに以外にも、差動回路３１Ａの反転側出力／ａと差動回路３１Ｂの正転側出力ｂの各デューティ比をモニタしてフィードバック制御を行うことも可能である。
【００４６】
具体的には、例えば、正転側出力ａのデューティ比が上昇すると、反転側出力／ｂのデューティ比は下降する。この場合、平均値検出回路ＡＤ３で検出される正転側出力ａの平均値電圧はデューティ比の上昇に伴って高くなり、平均値検出回路ＡＤ４で検出される反転側出力／ｂの平均値電圧はデューティ比の下降に伴って低くなる。従って、各平均値検出回路ＡＤ３，ＡＤ４で検出される平均値電圧の差をオペアンプＯＰ４で演算し、その演算結果をアンプＡＭＰ１にフィードバックして、前記平均値電圧の差が一定になるようにアンプＡＭＰ１のリファレンス電圧を制御することで、デューティ比の安定化を図ることが可能になる。なお、デューティ比の設定を変更する場合には、デューティ制御端子に与える信号のレベルを調整するか、または、抵抗Ｒ１３の抵抗値を変えるようにすればよい。
【００４７】
次に、設定した駆動振幅の安定化を図るためのフィードバック制御を行う機能ブロックについて説明する。
図６は、前述した駆動信号を生成する基本的な機能ブロックと、駆動振幅の安定化のための機能ブロックとを組み合わせた具体的な回路構成の一例を示す図である。
【００４８】
図６の回路構成例は、前述の図２に示した回路構成について、αパラメータの安定化のための機能ブロックに代えて駆動振幅の安定化のための機能ブロックを設けたものであって、具体的には、オペアンプＯＰ５および抵抗Ｒ１４，Ｒ１５を設けたものである。
オペアンプＯＰ５は、各差動回路３１Ａ，３１Ｂを流れる電流の合計をモニタして、その結果を電流源として機能するトランジスタＴＲ７の制御端子にフィードバックするためのものであり、具体的には、差動回路３１Ａ，３１Ｂの各出力端子（抵抗Ｒ１，Ｒ２およびインダクタンスＬ１，Ｌ２の各々の一端）をＯＲ接続し、負荷抵抗Ｒ１４に発生する電圧が一定となるようにトランジスタＴＲ７のベース電圧をフィードバック制御する信号を生成する。ここでは、ＯＲ接続部分が図１の加算回路３７に相当し、オペアンプＯＰ５および抵抗Ｒ１４，Ｒ１５が振幅安定化回路３８に相当することになる。
【００４９】
上記のような回路構成によれば、差動回路３０を流れる電流が一定に制御されるようになるため、各駆動信号ａ，ｂの電圧振幅の和が、前述の図１０に示したようなマッハツェンダ型光変調器３の光出力特性に対応した振幅値Ｖπで常に一定になるように制御することが可能になる。
上記の説明では、駆動回路３の具体的な回路構成を機能ブロックごとに分けて説明してきたが、本実施形態の駆動回路３は各機能ブロックをすべて組み合わせて構成されるものである。図７には、すべての機能ブロックを組み合わせた場合の具体的な回路図を示しておく。なお、本発明による駆動回路は、３つの差動回路３０，３１Ａ，３１Ｂの組み合わせて構成した駆動信号を生成する基本的な機能ブロックについて、αパラメータ安定化のための機能ブロック、デューティ安定化のための機能ブロックおよび振幅安定化の機能ブロックの少なくとも１つを選択的に組み合わせて構成してもよい。
【００５０】
また、上述した実施形態では、差動回路３０の動作をデータ信号およびデューティ制御信号に従って制御し、差動回路３１Ａ，３１Ｂの排他的な動作をαパラメータ制御信号に従って制御するようなしたが、本発明はこれに限らず、例えば図８の機能構成図に示すように、αパラメータ制御回路３２から出力されるαパラメータ制御信号を差動回路３０の制御端子に与えてその動作を制御し、データ信号およびデューティ制御信号を差動回路３１Ａ，３１Ｂの制御端子に与えて各々の動作を制御するような応用も可能である。この場合には、差動回路３０から出力される正転側および反転側の各電圧振幅がαパラメータの設定に応じて変化し、それら正転側出力および反転側出力が差動回路３１Ａ，３１Ｂに送られ、データ信号に従って所要のデューティ比で変調されて、上述した実施形態の場合と同様の各駆動信号ａ，ｂが生成されるようになる。
【００５１】
さらに、上述した実施形態では、光源１からの直流光を１段構成のマッハツェンダ型光変調器を用いて外部変調するようにしたが、本発明はこれに限らず、例えば、マッハツェンダ型光変調器を２段に接続し、前段側をデータ信号に従って駆動してＮＲＺ形式の光信号を生成し、後段側をクロック信号に従って駆動してＮＲＺ形式からＲＺ形式への変換を行うような方式の外部変調器についても応用できる。このような２段構成の変調方式の場合には、クロック信号に従って駆動するマッハツェンダ型光変調器の駆動回路について、上述の実施形態に示したような回路構成を適用することにより同様の作用効果を得ることが可能になる。
【００５２】
（付記１）  入力光を分岐して第１光導波路および第２光導波路に送り、該第１、第２光導波路をそれぞれ伝搬した光を合波して出力する光路と、前記第１、第２光導波路に対してそれぞれ独立に電圧を印加する第１電極および第２電極と、を有するマッハツェンダ型光変調器について、前記第１、第２電極にそれぞれ印加する第１駆動信号および第２駆動信号を生成する光変調器の駆動回路であって、
正転側出力および反転側出力の各電圧振幅の和を前記マッハツェンダ型光変調器の光出力特性に応じた所定の電圧振幅に保持して差動動作する第１差動回路と、
前記第１差動回路の正転側出力端子に接続して差動動作し、前記第１駆動信号を生成する第２差動回路と、
前記第１差動回路の反転側出力端子に接続し、前記第２差動回路に対して排他的に差動動作し、前記第２駆動信号を生成する第３差動回路と、を備え、
前記第１差動回路の制御端子電圧と、前記第２、第３差動回路の双方の制御端子電圧とのいずれか一方が、前記マッハツェンダ型光変調器のαパラメータを可変に制御するためのαパラメータ制御信号に応じて制御されることを特徴とする光変調器の駆動回路。
【００５３】
（付記２）  付記１に記載の光変調器の駆動回路であって、
前記第２、第３差動回路からそれぞれ出力される信号をモニタする出力モニタ回路と、該出力モニタ回路のモニタ結果を基に検出した前記第１、第２駆動信号の電圧振幅の比率が一定となるように、前記αパラメータ制御信号に応じて制御される制御端子電圧をフィードバック制御するαパラメータ安定化回路と、を備えたことを特徴とする光変調器の駆動回路。
【００５４】
（付記３）  付記１に記載の光変調器の駆動回路であって、
前記第２、第３差動回路からそれぞれ出力される信号をモニタする出力モニタ回路と、該出力モニタ回路のモニタ結果を基に検出した前記第１、第２駆動信号のデューティ比が一定となるように、前記αパラメータ制御信号に応じて制御される制御端子電圧とは異なる他方の制御端子電圧をフィードバック制御するデューティ安定化回路とを備えたことを特徴とする光変調器の駆動回路。
【００５５】
（付記４）  付記１に記載の光変調器の駆動回路であって、
前記第２、第３差動回路からそれぞれ出力される信号をモニタする出力モニタ回路と、該出力モニタ回路のモニタ結果を基に検出した前記第１、第２駆動信号の電圧振幅の和が一定となるように、前記第１差動回路を流れる電流量をフィードバック制御する振幅安定化回路と、を備えたことを特徴とする光変調器の駆動回路。
【００５６】
（付記５）付記１に記載の光変調器の駆動回路であって、前記マッハツェンダ型光変調器が、データ信号に従って変調された駆動信号により駆動される第１マッハツェンダ型光変調部と、クロック信号に従って変調された駆動信号により駆動される第２マッハツェンダ型光変調部と、を有し、該第１、第２マッハツェンダ型光変調部を直列に接続した複数段構成であるとき、前記第２マッハツェンダ型光変調部の前記第１、第２電極に対して、前記第２、第３差動回路で生成された第１、第２駆動信号が印加されることを特徴とする光変調器の駆動回路。
【００５７】
（付記６）  直流光を発生する光源と、該光源からの直流光を分岐して第１光導波路および第２光導波路に送り、該第１、第２光導波路をそれぞれ伝搬した光を合波して出力する光路、並びに、前記第１、第２光導波路に対してそれぞれ独立に電圧を印加する第１電極および第２電極を有するマッハツェンダ型光変調器と、前記第１、第２電極にそれぞれ印加する第１駆動信号および第２駆動信号を生成する駆動回路と、を備えた光送信装置であって、
前記駆動回路が、正転側出力および反転側出力の各電圧振幅の和を前記マッハツェンダ型光変調器の光出力特性に応じた所定の電圧振幅に保持して差動動作する第１差動回路と、
前記第１差動回路の正転側出力端子に接続して差動動作し、前記第１駆動信号を生成する第２差動回路と、
前記第１差動回路の反転側出力端子に接続し、前記第２差動回路に対して排他的に差動動作し、前記第２駆動信号を生成する第３差動回路と、を備え、
前記第１差動回路の制御端子電圧と、前記第２、第３差動回路の双方の制御端子電圧とのいずれか一方が、前記マッハツェンダ型光変調器のαパラメータを可変に制御するためのαパラメータ制御信号に応じて制御されることを特徴とする光送信装置。
【００５８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明による光変調器の駆動回路および光送信装置は、第１〜３差動回路を組み合わせた回路構成により、電圧振幅の比率がαパラメータ制御信号に応じて制御された第１、第２駆動信号を生成してマッハツェンダ型光変調器の第１、第２電極に印加するようにしたことで、αパラメータ制御信号による駆動回路の簡略な制御によって、マッハツェンダ型光変調器のαパラメータを可変に制御することが可能になる。
【００５９】
また、出力モニタ回路のモニタ結果を基にフィードバック制御を行う、αパラメータ安定化回路やデューティ安定化回路、振幅安定化回路を設ければ、温度変化や電源変動等の外乱に対してもマッハツェンダ型光変調器を安定して駆動できるため、品質の高い変調光を発生することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態にかかる光送信装置の機能構成を示すブロック図である。
【図２】同上実施形態について、３つの差動回路により駆動信号を生成する基本的な機能ブロックと、αパラメータ安定化のフィードバック制御を行う機能ブロックとを組み合わせた具体的な回路構成の一例を示す図である。
【図３】同上実施形態について、αパラメータ制御信号の電圧レベルに対するαパラメータの関係を示す図である。
【図４】同上実施形態について、αパラメータに対する各駆動信号の電圧振幅の関係を示す図である。
【図５】同上実施形態について、駆動信号を生成する基本的な機能ブロックと、デューティ比の安定化のための機能ブロックとを組み合わせた具体的な回路構成の一例を示す図である。
【図６】同上実施形態について、駆動信号を生成する基本的な機能ブロックと、駆動振幅の安定化のための機能ブロックとを組み合わせた具体的な回路構成の一例を示す図である。
【図７】同上実施形態について、すべての機能ブロックを組み合わせた場合の具体的な回路図である。
【図８】同上実施形態に関連する応用例についての機能構成を示すブロック図である。
【図９】一般的なマッハツェンダ型光変調器の構成を示す図である。
【図１０】一般的なマッハツェンダ型光変調器の電極への印加電圧に対する光出力特性を示す図である。
【符号の説明】
１    光源
２    マッハツェンダ型光変調器
３    駆動回路
２１    光路
２１Ａ，２１Ｂ    光導波路
２２Ａ，２２Ｂ    電極
３０，３１Ａ，３１Ｂ    差動回路
３２    αパラメータ制御回路
３３Ａ，３３Ｂ    出力モニタ回路
３４    比較回路
３５    αパラメータ安定化回路
３６    デューティ安定化回路
３７    加算回路
３８    振幅安定化回路
【図１】
0003790108.tif 000002
【図２】
0003790108.tif 000003
【図３】
0003790108.tif 000004
【図４】
0003790108.tif 000005
【図５】
0003790108.tif 000006
【図６】
0003790108.tif 000007
【図７】
0003790108.tif 000008
【図８】
0003790108.tif 000009
【図９】
0003790108.tif 000010
【図１０】
0003790108.tif 000011