(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
加熱手段と共振装置とにより共振回路を構成し、この共振回路に直列に接続されたスイッチング素子を切り換えることにより、電源回路からの入力電圧を前記共振回路に断続的に供給するとともに、前記スイッチング素子にゲート信号を供給する駆動信号発生手段と、この駆動信号発生手段を制御して前記スイッチング素子へのゲート信号のパルス幅を可変し、前記加熱手段の入力電力を段階的に制御する電力制御手段とを備えた誘導加熱装置において、
前記スイッチング素子の両端間電圧を監視する電圧監視手段を備え、
前記電源回路は、商用電源からの交流電圧を整流平滑して、前記入力電圧を前記共振回路に供給するものであり、
前記駆動信号発生手段は、基準周波数で発振するクロックと、このクロックをカウントソースとして動作しカウンタ値を演算して計時を行う計時手段と、この計時手段の計時開始時における前記カウンタ値を設定するカウンタ値設定手段とを備え、前記カウンタ値がゼロになると内部割込み要求を行うと共に、前記カウンタ値設定手段から設定値をリロードして当該設定値を前記カウンタ値として再び計時を開始し、前記カウンタ値に基づいて前記ゲート信号を生成する一方、前記スイッチング素子の両端間電圧が所定レベル以下のときに、前記内部割込み要求を行った回数が所定回数になったら前記商用電源のゼロクロスのタイミングであると判断するものであり、
前記電力制御手段は、それぞれ異なるパルス幅を有する複数種類の前記ゲート信号を前記商用電源のゼロクロスに対応して一定時間毎に繰り返し切り換えて前記スイッチング素子に出力するように、前記駆動信号発生手段を制御するものであることを特徴とする誘導加熱装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル制御により加熱コイルの入力電力を制御する誘導加熱装置に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
従来、この種の例えば炊飯器や保温釜などに適用される誘導加熱装置は、加熱手段たる加熱コイルと、共振装置たる共振コンデンサとにより共振回路を構成するとともに、この共振回路にスイッチング素子を接続したＩＨ（誘導加熱）発振回路を、例えば整流平滑回路などにより構成されるＡＣ−ＤＣ変換用のＩＨ電源回路の出力側に接続している。そして、デジタル式の駆動信号発生手段から、前記スイッチング素子にパルス状のゲート信号を供給すると、スイッチング素子がオン・オフして切り換わるのに伴ない、電源回路からの直流出力電圧が断続的に共振回路に供給され、加熱コイルに高周波電流が供給される。このとき、スイッチング素子のオン時間を駆動信号発生手段からのゲート信号により可変することで、例えば炊飯や保温の各行程に応じて、加熱コイルの入力電力を制御するようになっている。
【０００３】
上記のいわゆるデジタル制御で加熱コイルの入力電力を制御する誘導加熱装置の場合、加熱コイルの入力電力がクロック周波数に依存し、所望の分解能を得ることができないという問題がある。例えば、前記スイッチング素子のオン時間が12μｓで発振しているときには、加熱コイルの入力電力が500Ｗで、スイッチング素子のオン時間が22μｓで発振しているときには、加熱コイルの入力電力が1300ＷとなるようなＩＨ発振回路が有るとする。これに対して、デジタル式の駆動信号発生回路が、８ＭＨｚのクロック周波数（周期：0.125μｓ）で動作する場合、スイッチング素子のオン時間は１段階増減する毎に、0.125μｓ刻みで変化する。したがって、このときの加熱コイルの入力電力は、次の数式１に示すように、１段階につき10Ｗずつ変化する。
【０００４】
【数１】
0003837732.tif 000002
こうした誘導加熱装置では、加熱コイルの入力電力制御の精度を確保するために、例えば１段階につき５Ｗの分解能にまで高めようとすると、駆動信号発生回路のクロック周波数も２倍にしなければならず、デジタル回路部分からの高周波ノイズの発生を増強してしまう弊害があった。
【０００５】
そこで、本発明は上記問題点に鑑み、クロックの周波数を上げなくても、加熱手段の入力電力を増減する際の分解能を高めることができる誘導加熱装置を提供することをその目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１記載の誘導加熱装置は、前記目的を達成するために、加熱手段と共振装置とにより共振回路を構成し、この共振回路に直列に接続されたスイッチング素子を切り換えることにより、電源回路からの入力電圧を前記共振回路に断続的に供給するとともに、前記スイッチング素子にゲート信号を供給する駆動信号発生手段と、この駆動信号発生手段を制御して前記スイッチング素子へのゲート信号のパルス幅を可変し、前記加熱手段の入力電力を段階的に制御する電力制御手段とを備えた誘導加熱装置において、前記スイッチング素子の両端間電圧を監視する電圧監視手段を備え、前記電源回路は、商用電源からの交流電圧を整流平滑して、前記入力電圧を前記共振回路に供給するものであり、前記駆動信号発生手段は、基準周波数で発振するクロックと、このクロックをカウントソースとして動作しカウンタ値を演算して計時を行う計時手段と、この計時手段の計時開始時における前記カウンタ値を設定するカウンタ値設定手段とを備え、前記カウンタ値がゼロになると内部割込み要求を行うと共に、前記カウンタ値設定手段から設定値をリロードして当該設定値を前記カウンタ値として再び計時を開始し、前記カウンタ値に基づいて前記ゲート信号を生成する一方、前記スイッチング素子の両端間電圧が所定レベル以下のときに、前記内部割込み要求を行った回数が所定回数になったら前記商用電源のゼロクロスのタイミングであると判断するものであり、前記電力制御手段は、それぞれ異なるパルス幅を有する複数種類の前記ゲート信号を前記商用電源のゼロクロスに対応して一定時間毎に繰り返し切り換えて前記スイッチング素子に出力するように、前記駆動信号発生手段を制御するものであることを特徴とする。
【０００７】
上記請求項１の構成によれば、駆動信号発生手段に内蔵するクロックの周波数を上げなくても、駆動信号発生手段がクロックに応じて生成した複数種類のゲート信号を、電力制御手段により一定時間毎に繰り返し切り換えて、スイッチング素子に供給することができるので、単独のゲート信号をそのままスイッチング素子に供給した場合に比べて、加熱手段の入力電力を増減する際の分解能を高めることができる。また、クロックの周波数を上げなくてもよいので、高周波ノイズが増えないという利点もある。さらに、商用電源のゼロクロスを検出するために専用の特別な回路を設けなくても、スイッチング素子の両端間電圧を監視して、これをソフトウェア上で内部処理するだけで、商用電源のゼロクロスのタイミングを正確に検出することが可能となり、駆動信号の切り換えが、商用電源の交流電圧に対応した加熱手段のゼロクロス付近で行なわれるので、電流の急激な変化がなく、ノイズの発生を抑制できる。
【０００８】
【発明の実施形態】
以下、本発明における炊飯器に組み込まれた１石式の誘導加熱装置を添付図面に基づき説明する。全体の回路図を示す図１において、１は例えばＡＣ１００Ｖの商用電源、２はこの商用電源１のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路で、ゼロクロス検出回路２は商用電源１の交流電圧がゼロになる毎にゼロクロス検出信号を出力する。３は、商用電源１からの交流電圧を直流電圧に変換する電源回路たるＩＨ電源回路である。ＩＨ電源回路３は、商用電源１からの交流電圧を全波整流する整流ダイオード４と、この整流ダイオード４からの整流出力を平滑化するフィルター用コイル５およびコンデンサ６とにより構成される。具体的には、整流ダイオード４の出力両端間に、フィルター用コイル５とコンデンサ６の直列回路を接続し、コンデンサ６の両端間より商用電源１の交流電圧に応じた直流入力電圧を、後段のＩＨ発振回路７に供給する。なお、前記ゼロクロス検出回路２は、後述するトリガ回路22があれば専用に設ける必要はない。
【０００９】
ＩＨ発振回路７は、負荷である加熱手段としての加熱コイル11に所定の高周波電流を供給するためのものであり、加熱コイル11および共振装置たる共振コンデンサ12を並列接続した共振回路13と、スイッチングトランジスタ14とからなる直列回路を、ＩＨ電源回路３の出力両端間に接続して構成される。そして、スイッチング素子たるスイッチングトランジスタ14をオン・オフして切り換えることにより、ＩＨ電源回路３からの直流出力電圧を断続的に共振回路13に供給するようになっている。なお、15はスイッチングトランジスタ14のエミッタ・コレクタ間に接続されるフライホイールダイオードであり、これは加熱コイル11の慣性によりスイッチングトランジスタ14のエミッタからコレクタに逆方向の電流が発生したときに導通して、スイッチングトランジスタ14に逆電圧が加わることを保護するためものである。
【００１０】
21は、炊飯器に内蔵されるマイクロコンピュータ（図示せず）の内部に構成され、前記スイッチングトランジスタ14のゲートすなわちエミッタに、パルス状のゲート信号を供給する駆動信号発生手段に相当する駆動信号発生回路である。また22は、スイッチングトランジスタ14の両端（コレクタ・エミッタ）間の電圧を監視し、この監視電圧が所定レベルを越えたら、駆動信号発生回路21にトリガ信号を出力する電圧監視手段たるトリガ回路である。トリガ回路22は、スイッチングトランジスタ14のコレクタ・エミッタ間に電圧検出用の抵抗23，24を接続し、この抵抗23，24の接続点を比較器25の非反転入力端子に接続する一方、例えばＤＣ５Ｖの動作電圧Ｖｃを抵抗26，27で分圧して得た基準電圧を、比較器25の反転入力端子に印加する。そして、抵抗23，24の接続点の電圧が基準電圧を越えたら、抵抗28を介して動作電圧Ｖｃラインに接続した比較器25の出力端子がＨレベルになり、これがトリガ信号として駆動信号発生回路21に出力される構成となっている。駆動信号発生回路21は、このトリガ回路22からのトリガ信号と、電力制御手段31からのデータバス信号とに基づき、複数種類の駆動信号を一定時間毎に繰り返し切換えながら、この駆動信号をゲート信号としてスイッチングトランジスタ14に供給する。
【００１１】
電力制御手段31は、ＩＨ電源回路３から加熱コイル11に供給される入力電圧や入力電流に基づき、駆動信号発生回路21から供給するゲート信号を可変して、加熱コイル11の入力電力を制御するものである。すなわち、電力制御手段31には加熱コイル11への入力電圧を検出する入力電圧検出手段たる入力電圧検出回路32と、加熱コイル11への入力電流を検出する入力電流検出手段たる入力電流検出回路33が、各々帰還回路として接続される。入力電圧検出回路32は、整流ダイオード４の出力両端間に電圧検出用の抵抗34，35を接続し、抵抗34，35の接続点にダイオード36のアノードを接続し、ダイオード36のカソードを電力制御手段31の入力側に接続するとともに、このダイオード36のカソードと接地ラインとの間に、抵抗37とコンデンサ38の並列回路を接続して構成される。また、入力電流検出回路33は、フィルター用コイル５と加熱コイル11との接続点に一端を接続したコンデンサ41と、このコンデンサ41の他端と整流ダイオード４の出力側一端である接地ライン間に接続され、コンデンサ41の充放電電流を検出する抵抗42，43と、抵抗42，43の接続点に抵抗44を介してアノードを接続し、カソードを電力制御手段31の入力側に接続したダイオード45と、ダイオード45のカソードと接地ラインとの間に接続される抵抗46とコンデンサ47の並列回路とにより構成される。そして、本実施例では、これらの入力電圧検出回路32および入力電流検出回路33からの各帰還信号により、電力制御手段31と駆動信号発生回路21が加熱コイル11の入力電力を制御するようになっている。
【００１２】
図２は、駆動信号発生回路21の内部構成を示すブロック図である。同図において、駆動信号発生回路21には、例えば８ＭＨｚの基準周波数で発振する基準信号生成手段たるクロック51と、このクロック51をカウントソースとして動作し、内蔵するカウンタ値を１ずつ減算して計時を行なう（ダウンカウンタ）計時手段たるタイマ52と、電力制御手段31からのデータバス信号に基づいて、タイマ52の計時開始時におけるカウンタ値を設定するリロードレジスタ53と、電力制御手段31からのデータバス信号に基づき内部に格納されるレジスタ値とタイマ52のカウンタ値とを比較し、双方の値が一致したら、後段のフリップフロップ54にリセット信号を出力するコンペアレジスタ55と、スイッチングトランジスタ14に対するゲート信号の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミングを設定するフリップフロップ54とを備えている。そして、前記タイマ52は内蔵するカウンタ値がゼロすなわちアンダーフローすると内部でタイマ（アンダーフロー）割込要求を行なうとともに、予めセットしてあるリロードレジスタ53からレジスタ値をリロードしてこれをカウンタ値とし、再びダウンカウントを開始する。また、トリガ回路22からのトリガ信号の立ち下がりエッジが、タイマ52に入力されたときも、同様にリロードを行なって再びダウンカウントを開始するとともに、この場合は外部割込み要求が発生する。そして、フリップフロップ54は、前記タイマ52から発生するタイマ割込要求すなわち内部割込み要求と外部割込み要求とにより、データ入力端子Ｄを利用してゲート信号をＨレベルにする一方、タイマ52のカウンタ値とコンペアレジスタ55のレジスタ値が一致したときに、リセット入力端子Ｒを利用してゲート信号をＬレベルにするように構成している。
【００１３】
次に、図３および図４の各波形図を参照しながら、上記構成につきその作用を説明する。なお、図３の各波形は、スイッチングトランジスタ14のコレクタ電流Ｉｃ，スイッチングトランジスタ14のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖce，トリガ回路22からのトリガ信号，スイッチングトランジスタ14へのゲート信号を、上段より各々示している。また、図４の上段にある階段状の波形は、タイマ52のカウンタ値を示しており、また下段の波形は、スイッチングトランジスタ14へのゲート信号およびトリガ回路22からのトリガ信号を各々示している。
【００１４】
商用電源１からの交流電圧をＩＨ電源回路３に供給すると、ＩＨ電源回路３はこの交流電圧を整流ダイオード４で整流した後、フィルタ用コイル５およびコンデンサ６にて平滑し、ＩＨ発振回路７に直流入力電圧を供給する。一方、炊飯などにおいて鍋（図示せず）内の被調理物を加熱コイル11にて電磁誘導加熱する場合は、駆動信号発生回路21からパルス状のゲート信号がスイッチングトランジスタ14のゲートに供給され、加熱コイル11と共振コンデンサ12とからなる共振回路13に、前記直流入力電圧が断続的に供給される。
【００１５】
商用電源１の交流電圧がゼロクロス付近にない場合は、図３のグラフに示すように、ゲート信号がＨレベルになってスイッチングトランジスタ14がオンすると、加熱コイル11に順方向の電流が流れて、スイッチングトランジスタ14のコレクタ電流Ｉｃが漸増する。このとき、スイッチングトランジスタ14のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖceはゼロなので、トリガ回路22からのトリガ信号はＬレベルで出力されない。一方、ゲート信号がＬレベルになって、スイッチングトランジスタ14がオフすると同時に、スイッチングトランジスタ14のコレクタ電流Ｉｃはゼロになる一方、スイッチングトランジスタ14のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖceは、加熱コイル11のインピーダンスに応じて変化する。また、このコレクタ・エミッタ間電圧Ｖceの変化に伴ない、トリガ回路22はＨレベルのトリガ信号を駆動信号発生回路21に出力するが、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖceが所定のレベル以下になると、トリガ信号は再びＬレベルになり、駆動信号発生回路21からのゲート信号がＨレベルになる。
【００１６】
駆動信号発生回路21の内部は前述したように、タイマ52がリロードレジスタ53からレジスタ値をリロードすると、ダウンカウントを開始するとともに、スイッチングトランジスタ14へのゲート信号がＨレベルになる。そして、タイマ52のカウンタ値とコンペアレジスタ55のレジスタ値が一致すると、前記ゲート信号はＬレベルになる。タイマ52のダウンカウントはその後も継続するが、商用電源１の交流電圧がゼロクロス付近にある場合は、トリガ回路22からのトリガ信号が出力されないため、タイマ52がアンダーフローした時点でタイマ割込要求が発生し、リロードレジスタ53からレジスタ値をリロードして、再びダウンカウントを開始するとともに、ゲート信号がＨレベルになる。すなわち、トリガ回路22からトリガ信号が出力されない場合は、（リロードレジスタ53のレジスタ値＋１）×（クロック51の周期）をゲート信号の一周期とし、（（リロードレジスタ53のレジスタ値＋１）―コンペアレジスタ55のレジスタ値）×（クロック51の周期）をゲート信号のＨレベルのパルス幅とした発振を行なう。これにより、商用電源１のゼロクロス付近通過後も、インバータ発振が停止することがなくなる。
【００１７】
一方、商用電源１の交流電圧がゼロクロス付近にない場合は、トリガ回路22からトリガ信号が出力されるため、このトリガ信号の立ち下がりエッジによってタイマ52の外部割込み要求が発生し、同様にリロードレジスタ53からレジスタ値をリロードして、再びダウンカウントを開始するとともに、ゲート信号がＨレベルになる。このトリガ信号が駆動信号発生回路21に出力されない場合と、出力された場合の各状態が、図４に示されている。加熱コイル11に対する入力電圧の調整は、電力制御手段31がデータバス信号を通じてリロードレジスタ53やコンペアレジスタ55の各レジスタ値を書き換え、ゲート信号のＨレベルのパルス幅を調整することにより、行なうことができるようになっている。
【００１８】
図５〜図７は、炊飯制御時において加熱コイル11の入力電力を５Ｗずつ可変するための具体例を示す各フローチャートである。図５は、加熱コイル11の入力電力を1000Ｗにする場合のフローチャートであって、電力制御手段31は駆動信号発生回路21に内蔵するリロードレジスタ53のレジスタ値を「799」に設定すなわちセットするとともに（ステップＳ１）、コンペアレジスタ55のレジスタ値を「654」にセットする（ステップＳ２）。クロック51は前述のように８ＭＨｚ（一周期：0．125μsec）で発振しているので、加熱コイル11の駆動信号となるスイッチングトランジスタ14のゲート信号は、100μsecの固定した自励発振周期を有するとともに、ゲート信号のＨレベルのパルス幅は18.25μsecとなる。
【００１９】
次に、加熱コイル11の入力電力を1010Ｗにする場合は、図６のフローチャートに示すように、駆動信号発生回路21に内蔵するリロードレジスタ53のレジスタ値を、前記ステップＳ１と同じく「799」にセットする一方（ステップＳ１１）、コンペアレジスタ55のレジスタ値を「653」にセットする（ステップＳ１２）。この場合は、ゲート信号の自励発振周期は固定した100μsecとなるが、ゲート信号のＨレベルのパルス幅は、コンペアレジスタ55のレジスタ値が１低くなった分だけ広がって18.375μsecとなる。この0.125μsecの時間差が、加熱コイル11の10Ｗ分に相当する入力電力の差となって現われる。
【００２０】
図７は、加熱コイル11の入力電力を中間の1005Ｗにする場合のフローチャートである。ステップＳ２１において、駆動信号発生回路21に内蔵するリロードレジスタ53のレジスタ値を「799」にセットするのは前述と同じであるが、ステップＳ２２において、コンペアレジスタ55のレジスタ値を「654」にセットした後、例えば500ｍsecの一定時間が経過したら（ステップＳ２３）、コンペアレジスタ55のレジスタ値が「653」であるか否かを判定する（ステップＳ２４）。ここでは、コンペアレジスタ55のレジスタ値が「653」になっていないので、ステップＳ２４の手順に移行し、コンペアレジスタ55のレジスタ値を「653」に切り換える。次に500ｍsecの一定時間が経過したら（ステップＳ２３）、再びステップＳ２４において、コンペアレジスタ55のレジスタ値が「653」であるか否かを判定する。今度はコンペアレジスタ55のレジスタ値が「653」になっているので、ステップＳ２２の手順に移行し、コンペアレジスタ55のレジスタ値を「654」に切替える。このように、加熱コイル11の入力電力が1000Ｗあるいは1010Ｗになる手順を一定時間毎に切り換えると、単位時間（この場合は、1000ｍsec）内における加熱コイル11の平均入力電力を、その中間の1005Ｗにすることが可能となる。
【００２１】
以上のように、本実施例では、加熱手段である加熱コイル11と共振装置である共振コンデンサ12とにより共振回路13を構成し、スイッチング素子であるスイッチングトランジスタ14をオン・オフして切り換えることにより、電源回路たるＩＨ電源回路３からの入力電圧を共振回路13に供給するとともに、スイッチングトランジスタ14にゲート信号を供給する駆動信号発生手段としての駆動信号発生回路21と、駆動信号発生回路21に内蔵するクロック51に応じて、スイッチングトランジスタ14へのゲート信号を可変し、加熱コイル11の入力電力を段階的（実施例では10Ｗ毎）に制御する電力制御手段31とを備えた誘導加熱装置において、電力制御手段31は、駆動信号発生回路21が内蔵するクロック51に応じて生成した駆動信号を一定時間毎に繰り返し切り換えてスイッチングトランジスタ14に出力するように、駆動信号発生回路21を制御している。
【００２２】
このようにすれば、駆動信号発生回路21に内蔵するクロック51の周波数を上げなくても、駆動信号発生回路21がクロック51に応じて生成した複数種類の駆動信号を、電力制御手段31により一定時間毎に繰り返し切り換えて、スイッチングトランジスタ14にゲート信号を供給することが可能となる。よって、単独の駆動信号をそのままスイッチングトランジスタ14にゲート信号として供給した場合に比べて、加熱コイル11の入力電力を増減する際の分解能を高めることができる。また、クロック51の周波数を上げなくてもよいので、高周波ノイズが増えないという利点もある。
【００２３】
また、このような構成において、加熱コイル11への入力電圧を検出する入力電圧検出回路32と、加熱コイル11への入力電流を検出する入力電流検出回路33とを備え、入力電圧検出回路32または入力電流検出回路33からの帰還信号により、加熱コイル11の入力電力を制御する電力制御手段31を備えた誘導加熱装置では、駆動信号発生回路21がゲート信号をスイッチングトランジスタ14に供給する際に、前記駆動信号を切り換える周期を、入力電圧検出回路または入力電流検出回路からの帰還信号のサンプリング時間の所定時間すなわち半分以下に設定するように、電力制御手段31を構成するのが好ましい。
【００２４】
つまり、加熱コイル11の入力電力を、入力電圧検出回路32や入力電流検出回路33からの帰還信号を用いて制御する場合は、この帰還信号のサンプリング時間内で平均化できる速度で、駆動信号の切り換えを行なうようにする。例えば、上記実施例において、入力電圧検出回路32と入力電流検出回路33が帰還信号として出力する入力電圧信号と入力電流信号を、１ｍsec毎に40回サンプリングを行ない、それぞれの信号の平均値から、現在の加熱コイル11の入力電力を算出する電力制御回路31を備えた構成では、帰還信号のサンプリング時間は40ｍsecとなる。このような場合、駆動信号の切り換え周期を40ｍsec以下にしないと、帰還信号から算出した加熱コイル11の入力電力と、実際の入力電力が一致しなくなり、大きな誤差を生じることになる。逆に、駆動信号の切り換え周期を帰還信号のサンプリング時間の所定時間すなわち半分以下に設定すれば、帰還信号から算出した加熱コイル11の入力電力と実際の入力電力との誤差が小さくなる。
【００２５】
また、ＩＨ電源回路３が商用電源１からの交流電圧を整流平滑して、前記入力電圧を共振回路13に供給するものでは、商用電源１ゼロクロスのタイミングに対応して前記駆動信号を切り換えるように、電力制御手段31を構成するのが好ましい。具体的には、本実施例のように、交流電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路２を設け、このゼロクロス検出回路２からのゼロクロス信号により駆動信号を切り換えたり、あるいは、前記タイマ52のタイマ割込み要求の発生により、交流電圧のゼロクロスを間接的に検出して駆動信号を切り換える。これにより、電流の急激な変化を避けて、ノイズの発生を抑制することができる。
【００２６】
図８は、商用電源１のゼロクロスに対応して、駆動信号を切り換えた場合の加熱コイル11の電流波形を示すものであるが、第１のレベルＬ１では、加熱コイル11の入力電力が1000Ｗとなり、第２のレベルＬ２では、加熱コイル11の入力電力が1010Ｗとなって、加熱コイル11の平均入力電力は1005Ｗとなる。この場合、第１のレベルと第２のレベルとの切り換えが、商用電源の交流電圧に対応した加熱コイル11の電流波形のゼロクロス付近で行なわれるので、電流の急激な変化がなく、ノイズの発生を抑制できる。
【００２７】
また、特に本実施例では、商用電源１のゼロクロスを検出するために、専用の特別な回路（ゼロクロス検出回路２）を設けることなく、駆動信号発生回路21の2つの割込み要求を利用して行なうことが可能である。図９は、商用電源１のゼロクロス付近におけるスイッチングトランジスタ14のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖceの波形と、タイマ52の外部割込み要求および、タイマ（アンダーフロー）割込み要求の有無を示したものである。このゼロクロス付近では、スイッチングトランジスタ14がオンしても、スイッチングトランジスタ14のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖceは低く、コレクタ電流Ｉｃも殆ど流れないので、トリガ回路22からのトリガ信号も発生しない。実験によれば、上述の回路構成において、300μsec程度の間は共振回路13の共振が停止する。よって、タイマ51がＴ１＝100μsecでアンダーフローするようなレジスタ値をリロードレジスタ53にセットした場合は、図９に示すように３回のタイマ割込み要求が発生する。
【００２８】
このタイマ割込み要求の発生を利用して、商用電源１のゼロクロスのタイミングを検出する手順を図10に示す。駆動信号発生回路21は、タイマ割り込み処理の回数を計時するカウンタ手段（図示せず）を備えている。商用電源１からの交流電圧がゼロクロス付近にない場合は、トリガ回路22からのトリガ信号による外部割込み処理（図10の右側のフローチャート）が行なわれる。すなわち、ステップＳ４１において、カウンタ手段の回数カウンタはゼロにクリアされる。
【００２９】
一方、商用電源１からの交流電圧がゼロクロス付近にある場合は、トリガ回路22からトリガ信号が出力されず、タイマ割込み処理（図10の左側のフローチャート）が行なわれる。すなわち、ステップＳ５１において、カウンタ手段の回数カウンタを１増加させ、次のステップＳ５２で、回数カウンタの値が２になったか否かを判定する。仮に、回数カウンタの値が２であれば、ゼロクロスのタイミングであると判断して、次のステップＳ５３において、コンペアレジスタ55の値を書き換える。逆に、回数カウンタの値が例えば１や３以降の場合には、ステップ５３の手順は行なわず、次の割込み要求を待機する。
【００３０】
以上のように、ここでは、スイッチングトランジスタ14の両端間電圧を監視する電圧監視手段たるトリガ回路22を備え、スイッチングトランジスタ14の両端間電圧が所定レベル以下のときに、計時手段であるタイマ52から内部割込み要求たるタイマ割込み要求を行なうことで、商用電源１のゼロクロスのタイミングを検出するように構成している。したがって、商用電源１のゼロクロスを検出するために専用の特別な回路を設けなくても、スイッチングトランジスタの両端間電圧を監視して、これをソフトウェア上で内部処理するだけで、商用電源１のゼロクロスのタイミングを正確に検出することが可能となる。
【００３１】
本実施例における誘導加熱装置を調理器などの火力制御に用いた場合の例を図11に示す。この図11は、炊飯器の各行程における鍋内の被調理物の温度変化と、鍋を電磁誘導加熱する加熱コイル11の入力電力を表わしている。
【００３２】
炊飯を開始すると、鍋内の米の吸水を促進するひたし行程が行なわれる。このひたし炊き行程は、加熱コイル11の入力電力を比較的小さくして、鍋内の水温を所定温度に保持する。このひたし炊き行程の後、鍋内の水を沸騰させるとともに、この沸騰を所定時間継続させる沸騰行程に移行する。鍋内が沸騰すると、加熱コイル11の入力電力すなわち鍋の火力を落とし、その後鍋内の水がなくなる状態（ドライアップ）を検出すると、むらし行程に移行する。このドライアップの検出時には、沸騰後に一旦落とした鍋の火力を、再度少しずつ増加させて、鍋の温度が水の影響を受けずに上昇し始める時点を検出する炊き上げ行程が行なわれる。炊き上げ行程において、鍋の火力を少しずつ増加させる時に、加熱コイル11の分解能が高い方が、なめらかに変化させることが可能になる。
【００３３】
また、前述の誘導加熱装置において、帰還信号に基づき加熱コイル11の入力電力を一定に保つ場合も、この加熱コイル11の入力電力の分解能が高い方が有効である。例えば、加熱コイル11の入力電力が1000Ｗで鍋を加熱しているときに、商用電源１の交流電圧が低下し、入力電力が995Ｗに低下した場合でも、火力を一段階上げて（ゲート信号のＨレベルの幅を一段階増加させる）、1000Ｗに回復することができるが、従来例では、入力電力が990Ｗに低下しなければ、その後1000Ｗに回復することができない。よって、商用電源１の交流電圧が多少変動しても、常に同一の火力を鍋に供給でき、鍋内のご飯の炊きあがりを一定にすることが可能となる。
【００３４】
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形が可能である。例えば、本実施例では駆動信号を切換える際のデューティーを50％として、分解能を２倍にしたものを説明したが、デューティーを可変させることにより、分解能を３倍以上にすることも可能である。また、スイッチング素子は実施例におけるスイッチングトランジスタに限らず、例えばＭＯＳ型ＦＥＴなどを用いてもよい。
【００３５】
【発明の効果】
本発明の請求項１記載の誘導加熱装置は、加熱手段と共振装置とにより共振回路を構成し、この共振回路に直列に接続されたスイッチング素子を切り換えることにより、電源回路からの入力電圧を前記共振回路に断続的に供給するとともに、前記スイッチング素子にゲート信号を供給する駆動信号発生手段と、この駆動信号発生手段を制御して前記スイッチング素子へのゲート信号のパルス幅を可変し、前記加熱手段の入力電力を段階的に制御する電力制御手段とを備えた誘導加熱装置において、前記スイッチング素子の両端間電圧を監視する電圧監視手段を備え、前記電源回路は、商用電源からの交流電圧を整流平滑して、前記入力電圧を前記共振回路に供給するものであり、前記駆動信号発生手段は、基準周波数で発振するクロックと、このクロックをカウントソースとして動作しカウンタ値を演算して計時を行う計時手段と、この計時手段の計時開始時における前記カウンタ値を設定するカウンタ値設定手段とを備え、前記カウンタ値がゼロになると内部割込み要求を行うと共に、前記カウンタ値設定手段から設定値をリロードして当該設定値を前記カウンタ値として再び計時を開始し、前記カウンタ値に基づいて前記ゲート信号を生成する一方、前記スイッチング素子の両端間電圧が所定レベル以下のときに、前記内部割込み要求を行った回数が所定回数になったら前記商用電源のゼロクロスのタイミングであると判断するものであり、前記電力制御手段は、それぞれ異なるパルス幅を有する複数種類の前記ゲート信号を前記商用電源のゼロクロスに対応して一定時間毎に繰り返し切り換えて前記スイッチング素子に出力するように、前記駆動信号発生手段を制御するものであることを特徴とし、クロックの周波数を上げなくても、加熱手段の入力電力を増減する際の分解能を高めることができる。また、高周波ノイズの増加を防止できる。さらに、商用電源のゼロクロスを検出するために専用の特別な回路を設けなくても、商用電源のゼロクロスのタイミングを正確に検出することが可能となり、電流の急激な変化に伴うノイズの発生を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施例を示す炊飯器に適用した誘導加熱装置の回路図である。
【図２】  同上駆動信号発生回路の内部構成を示すブロック図である。
【図３】  同上各部の動作を示す波形図である。
【図４】  同上駆動信号発生回路の動作を示す各部の波形図である。
【図５】  同上加熱コイルの入力電力を1000Ｗにする場合の手順を示すフローチャートである。
【図６】  同上加熱コイルの入力電力を1010Ｗにする場合の手順を示すフローチャートである。
【図７】  同上加熱コイルの入力電力を1005Ｗにする場合の手順を示すフローチャートである。
【図８】  同上加熱コイルの入力電流を示す波形図である。
【図９】  同上商用電源のゼロクロス付近の各部の動作を示す波形図である。
【図１０】  同上割り込み処理を行なう際の手順を示すフローチャートである。
【図１１】  同上誘導加熱装置を炊飯器に適用した場合の鍋の温度変化と加熱コイルの入力電力を示すグラフである。
【符号の説明】
１商用電源
３  ＩＨ電源回路（電源回路）
11  加熱コイル（加熱手段）
12  共振コンデンサ（共振装置）
13  共振回路
14  スイッチングトランジスタ（スイッチング素子）
21  駆動信号発生手段
22  トリガ回路（電圧監視手段）
31  電力制御手段
32  入力電圧検出回路（入力電圧検出手段）
33  入力電流検出回路（入力電流検出手段）
51  クロック
52  タイマ（計時手段）
53  リロードレジスタ（カウンタ値設定手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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