(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
その一方電極が放電管に流れる交流電流を受け、その他方電極が基準電位を受け、前記放電管に流れる交流電流を第１の交流電圧に変換する電流・電圧変換用インピーダンス素子と、
前記第１の交流電圧に基づいて前記放電管に流れる交流電流をほぼ一定に制御するための管電流制御手段とを備え、該管電流制御手段は、直列接続された定電流源およびダイオードの接続点の電圧と前記第１の交流電圧をベースに受け、前記第１の交流電圧を整流してエミッタから出力する理想ダイオードとして機能する第１のトランジスタを含み、
さらに、所定の充電電流により異常保護用コンデンサに電荷を蓄積し、前記異常保護用コンデンサの端子間電圧が一定値を越えたことに応じて異常発生と認識し、前記管電流制御手段による制御を停止させる保護回路手段と、
前記放電管の一方電極と前記電流・電圧変換用インピーダンス素子の一方電極との間に接続される電圧増幅用インピーダンス素子と、
前記放電管と前記電圧増幅用インピーダンス素子の接続点に発生する第２の交流電圧に応じて、前記放電管に交流電流が流れている間は前記保護回路手段が動作しないように、前記異常保護用コンデンサに電荷が蓄積されないようにするリセット手段とを備え、該リセット手段は、前記異常保護用コンデンサに並列接続され、そのベースが前記第２の交流電圧を受ける第２のトランジスタを含むことを特徴とする、放電管点灯用高圧電源装置の異常保護回路。
【請求項２】
さらに、起動後第１の時定数で定まる時間の間前記異常保護用コンデンサの電荷を放電させる時定数回路を備え、
前記保護回路手段は、前記第１の時定数よりも短い第２の時定数で前記異常保護用コンデンサを充電する充電手段を含み、
起動直後は前記時定数回路の第１の時定数で異常保護し、起動後一定時間経過後は前記第２の時定数で異常保護することを特徴とする、請求項１に記載の放電管点灯用高圧電源装置の異常保護回路。
【請求項３】
前記第２の時定数は１０ｍｓｅｃ以下に設定されることを特徴とする、請求項２に記載の放電管点灯用高圧電源装置の異常保護回路。
【請求項４】
さらに、調光信号に応じて前記管電流制御手段によって前記放電管の点灯デューティ比を変化させてバースト調光させる調光手段と、
前記調光手段によるバーストオフ期間の間は前記異常保護用コンデンサの端子間電圧をホールドするホールド手段とを備えることを特徴とする、請求項１から３までのいずれかに記載の放電管点灯用高圧電源装置の異常保護回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は放電管点灯用高圧電源装置の異常保護回路に関し、特に、情報携帯機器に用いられている液晶パネルのバックライト用インバータ電源のような放電管点灯用高圧電源装置の異常保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図７は従来の異常保護回路を用いた冷陰極管点灯用インバータの一例を示す回路図である。図７において、冷陰極管点灯用インバータは、インバータ部１０と異常保護回路２０とを含む。インバータ部１０は冷陰極管２を点灯するために、昇圧トランス１と管電流制御回路３と駆動回路４と電流・電圧変換器としての抵抗５と整流回路９とから構成されている。駆動回路４は入力電圧に応じて昇圧トランス１を駆動するための交流信号を生成して昇圧トランス１に与える。昇圧トランス１はその交流信号を昇圧し、冷陰極管２の一方の電極に与え、冷陰極管２を点灯させる。
【０００３】
冷陰極管２の他方の電極と接地間には抵抗５が接続され、この抵抗５に管電流が流れることによって電圧が発生し、その電圧がダイオード６と抵抗７とコンデンサ８とで構成される整流回路９によって整流され、整流電圧Ｖｒｃｔが管電流制御回路１３に与えられる。管電流制御回路３は整流電圧Ｖｒｃｔが一定の所望の値にほぼ一致するように駆動回路４を制御する。このように、インバータ部１０の各部の働きにより、管電流はほぼ一定に制御され、結果として冷陰極管２の明るさ（輝度）もほぼ一定に制御される。
【０００４】
一方、異常保護回路２０は抵抗２１とトランジスタ２２とコンデンサ２３と定電流源２４とサイリスタ２５とから構成されており、リモート信号が抵抗２６を介して管電流制御回路３のＯＮ／ＯＦＦ端子に与えられるとともに、サイリスタ２５のアノードに与えられる。サイリスタ２５のカソードは接地される。整流回路９から出力された整流電圧Ｖｒｃｔは抵抗２１を介してトランジスタ２２のベースに与えられる。トランジスタ２２のエミッタは接地され、そのコレクタにはサイリスタ２５のゲート端子が接続されるとともに定電流源２４が接続される。トランジスタ２２のコレクタと接地間には異常保護用コンデンサ２３が接続されている。
【０００５】
次に、図７に示した冷陰極管点灯用インバータの動作について説明する。今、正常に冷陰極管２が点灯している場合には、管電流が抵抗５に流れることによって整流電圧Ｖｒｃｔが異常保護回路２０の抵抗２１を介してトランジスタ２２のベースに与えられるため、このトランジスタ２２が導通し、定電流源２４による異常保護用コンデンサ２３への充電電流がバイパスされ、異常保護用コンデンサ２３には電圧が蓄積されない。その結果、サイリスタ２５のゲート端子の電圧が上がらないため、サイリスタ２５はオフしたままであり、インバータ部１０のＯＮ／ＯＦＦ端子は「Ｈ」レベルのままでインバータ部１０が正常に動作を継続する。
【０００６】
しかし、たとえば冷陰極管２が接続されない場合あるいは冷陰極管２が異常をきたしているような場合には、抵抗５に管電流が流れないため、整流回路９の整流電圧Ｖｒｃｔが０となり、トランジスタ２２が非導通になる。すると、定電流源２４から異常保護用コンデンサ２３に充電電流が流れ、既充電電流の大きさと異常保護用コンデンサ２３の静電容量とで決まる時定数でサイリスタ２５のゲート電圧が上昇する。ゲート電圧が一定値を超えるとサイリスタ２５が導通し、インバータ部１０のＯＮ／ＯＦＦ端子が「Ｌ」レベルとなり、インバータ部１０が動作を停止する。つまり、冷陰極管２が接続されていないあるいは冷陰極管２が異常をきたしているという異常時に保護がかけられる回路構成となっている。
【０００７】
図８は従来の冷陰極管点灯用インバータの他の例を示す回路図である。
図８において、インバータ部３０は図７に示した昇圧トランス１と駆動回路４とを含むとともに、管電流制御回路３３を含む。この例では、管電流制御回路３３が冷陰極管２に対して交流結合されている点に特徴がある。冷陰極管２の他方の電極は抵抗３５を介して接地され、その接続点にはコンデンサ３４の一方端が接続され、コンデンサ３４の他方端は管電流制御回路３３の入力端子であるトランジスタ３８のベースに接続される。定電流源３６とダイオードとが直列接続され、その接続点の電圧がバイアス電圧Ｖｆとして抵抗３７を介して入力端子に与えられている。
【０００８】
このバイアス電圧Ｖｆはトランジスタ３８のベースエミッタ間電圧Ｖｂｅでキャンセルされる。このとき、ダイオード５１とトランジスタ３８とを同一チップ内に配置すれば、バイアス電圧Ｖｆの温度特性とベースエミッタ間電圧Ｖｂｅの温度特性を完全にキャンセルすることができる。つまり、コンデンサ３４と定電流源３６とダイオード５１と抵抗３７とトランジスタ３８により、バイアス電圧Ｖｆ分のない理想ダイオードを構成していると考えられる。このとき、管電流を電圧変換した電圧Ｖｆｂのピーク電圧とトランジスタ３８のエミッタ電圧である整流電圧Ｖｒｃｔのピーク電圧は一致することになる。
【０００９】
トランジスタ３８のエミッタと接地間には抵抗３９とコンデンサ４０とが並列接続され、整流電圧Ｖｒｃｔは比較器４１の比較入力端に与えられる。比較器４１の基準入力端には目標電圧Ｖｃｎｔが与えられており、整流電圧Ｖｒｃｔは比較器４１によって目標電圧Ｖｃｎｔと比較され、その出力は積分回路５１に与えられて積分され、ＯＮ−Ｄｕｔｙ変調回路４２に入力される。ＯＮ−Ｄｕｔｙ変調回路４２により、整流電圧Ｖｒｃｔの平均値と目標電圧Ｖｃｎｔの値が一致するように駆動回路４のＯＮ−Ｄｕｔｙが制御され、冷陰極管２の管電流、ひいては冷陰極管２の輝度が一定値に制御される。
【００１０】
一方、抵抗３５によって管電流を電圧に変換した変換電圧Ｖｆｂは異常保護回路５０の比較器４３の比較入力端に入力され、比較器４３の基準入力端には基準電圧Ｖｕｄｒが与えられる。比較器４３の出力は抵抗４４を介してトランジスタ４５のベースに与えられ、トランジスタ４５のエミッタは接地され、コレクタはサイリスタ４８のゲート端子に接続される。また、トランジスタ４５のコレクタには定電流源４７が接続され、コレクタと接地間には異常保護用コンデンサ４６が接続される。比較器４３は変換電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｕｄｒを越えたときには、「Ｈ」レベル信号を出力してトランジスタ４５を導通させ、異常保護用コンデンサ４６に蓄積された電荷を放電させる。
【００１１】
もし、冷陰極管２が破損していたり、接続されていなかったりして管電流が流れない場合には、比較器４３の出力は「Ｌ」レベルになったままであり、異常保護用コンデンサ４６の両端電圧は定電流源４７と異常保護用コンデンサ４６の静電容量で定まる時定数で上昇する。異常保護用コンデンサ４６の端子電圧がサイリスタ４８のオン電圧に達すると、このサイリスタ４８が導通してインバータ部３０が動作を停止する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上述の図７に示した従来例の場合、管電流制御回路３が冷陰極管２の他方電極に対して直流結合されているため、管電流の精度はダイオード６のＶｆに依存する。Ｖｆは温度特性を持っているために、周囲温度が変化すると冷陰極管２の管電流値が変化してしまうという問題がある。
【００１３】
Ｖｆの温度特性は約２．５ｍＶ／℃であり、たとえば０℃〜６０℃を温度仕様範囲とするインバータの場合には、±２．５［ｍＶ／℃］×６０［℃］＝１５０ｍＶのＶｆ変化がある。このＶｆ変化の影響を小さくしようとすれば、検出抵抗５に発生する電圧を大きくすればよい。
【００１４】
たとえば、この温度変化による管電流変動を１％に抑えようとするならば、検出抵抗５に発生する電圧は約１５０ｍＶ÷１％＝１５Ｖ０ーp＝１０．６Ｖｒｍｓ以上である必要がある。
【００１５】
ここで、冷陰極管として２〜２．５インチ程度の液晶パネルを点灯させる冷陰極管を選んだ場合、その管電圧は２００Ｖｒｍｓ程度になる。つまり、検出抵抗５を挿入することによる電力損失は１０．６÷（２００＋１０．６）＝５％にも及ぶ。つまり、周囲温度変化に伴う管電流変化を抑制しようとすれば、電力損失が増えてしまうという問題がある。
【００１６】
一方、図８に示した従来例の場合、管電流制御回路３３が冷陰極管２の他方電極に対して交流結合されており、ダイオード５１の電圧Ｖｆとトランジスタ３８のベースエミッタ間電圧Ｖｂｅが互いにキャンセルされるために、管電流の周囲温度依存は原理的には発生しない。よって、検出抵抗３５をむやみに大きくする必要がなく、図７に示した例に比べて電力損失を小さく抑えることができる。
【００１７】
しかし、交流結合構成を用いて１チップＩＣ化した場合、トランジスタ３８のベース端子に負電圧が印加されることを嫌がり、Ｖｃｎｔ＜Ｖｆに選ばれることが多い。
【００１８】
図９は図８の抵抗３９とコンデンサ４０で決まる整流時定数が大きい場合と小さい場合の、変換電圧Ｖｆｂ，目標電圧Ｖｃｎｔ，整流電圧Ｖｒｃｔの波形概念図を示す。
【００１９】
目標電圧Ｖｃｎｔと整流電圧Ｖｒｃｔの平均値は同一になるように管電流が制御されているので、図９（ａ）に示す斜線部ＡとＢの面積は一致する。これによりわかるように、整流時定数が小さいときには変換電圧Ｖｆｂのピーク電圧は目標電圧Ｖｃｎｔよりも比較的大きくできるが、整流時定数をだんだん大きくしていくと、変換電圧Ｖｆｂのピーク電圧は目標電圧Ｖｃｎｔに収束していく様子がわかる。
【００２０】
整流時定数を小さくすると、抵抗３９とコンデンサ４０の定数ばらつき、つまり時定数ばらつきによって管電流のばらつきが大きくなる傾向になる。そのため、管電流精度の面からはできるだけ整流時定数は大きくすることが望ましい。よって、実設計においては変換電圧Ｖｆｂのピーク電圧≒Ｖｃｎｔに設定される場合が多い。
【００２１】
以上のことから、変換電圧Ｖｆｂのピーク電圧＜バイアス電圧Ｖｆとなってしまい、図８に示した従来例のようにトランジスタ４５に直接変換電圧Ｖｆｂを与えても、トランジスタ４５がオンしない。そのため、高価な比較器４３を一旦挿入しなければならないという問題がある。
【００２２】
冷陰極管２は点灯遅れが発生する場合があるため、起動後すぐには管電流が流れなくても、１〜数秒間は継続して電圧を出力することが求められる。このため、図７および図８に示したいずれの従来例の場合にも、定電流源と、異常保護用コンデンサ容量で決まる時定数は１〜数秒の時定数に設定することになる。
【００２３】
一方、インバータの異常モードとしては、高圧配線の部分断線によるアーク放電発生という故障がある。アーク放電の場合、秒オーダよりも短い間隔で放電管電流が流れたり流れなかったりするため、従来の保護回路では停止動作することができず、異常発熱により最悪の場合には回路損傷に至る場合があった。
【００２４】
それゆえに、この発明の主たる目的は、管電流精度の温度依存性がなく、電力損失が小さく、かつ低価格の放電管点灯用高圧電源装置の異常保護回路を提供することである。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
この発明は、その一方電極が放電管に流れる交流電流を受け、その他方電極が基準電位を受け、放電管に流れる交流電流を第１の交流電圧に変換する電流・電圧変換用インピーダンス素子と、第１の交流電圧に基づいて放電管に流れる交流電流をほぼ一定に制御するための管電流制御手段とを備え、該管電流制御手段は、直列接続された定電流源およびダイオードの接続点の電圧と第１の交流電圧をベースに受け、第１の交流電圧を整流してエミッタから出力する理想ダイオードとして機能する第１のトランジスタを含み、さらに、所定の充電電流により異常保護用コンデンサに電荷を蓄積し、異常保護用コンデンサの端子間電圧が一定値を越えたことに応じて異常発生と認識し、管電流制御手段による制御を停止させる保護回路手段と、放電管の一方電極と電流・電圧変換用インピーダンス素子の一方電極との間に接続される電圧増幅用インピーダンス素子と、放電管と電圧増幅用インピーダンス素子の接続点に発生する第２の交流電圧に応じて、放電管に交流電流が流れている間は保護回路手段が動作しないように、異常保護用コンデンサに電荷が蓄積されないようにするリセット手段とを備え、該リセット手段は、異常保護用コンデンサに並列接続され、そのベースが第２の交流電圧を受ける第２のトランジスタを含むことを特徴とする。
【００２６】
したがって、理想ダイオードを含む管電流制御手段を用いるので、管電流精度の温度依存性がなくなり、電流・電圧変換用インピーダンス素子による電力損失も小さくできる。また、放電管と電流・電圧変換用インピーダンス素子との間に電圧増幅用インピーダンス素子を挿入し、放電管と電圧増幅用インピーダンス素子の接続点に発生する第２の交流電圧をリセット手段に含まれる第２のトランジスタのベースに直接与えるので、高価な比較器が不要となり、安価な異常保護回路を実現できる。
【００２７】
好ましくは、さらに、起動後第１の時定数で定まる時間の間異常保護用コンデンサの電荷を放電させる時定数回路を備え、保護回路手段は、第１の時定数よりも短い第２の時定数で異常保護用コンデンサを充電する充電手段を含み、起動直後は時定数回路の第１の時定数で異常保護し、起動後一定時間経過後は第２の時定数で異常保護する。
【００２８】
これにより、起動直後の放電管の点灯遅れの期間には電圧を継続して出力でき、高圧配線の断線のような不良に対しても保護をかけることができる。
【００２９】
第２の時定数は１０ｍｓｅｃ以下に設定される。
その結果、高圧配線の部分的な断線についても有効な保護を実現できる。
【００３０】
さらに、調光信号に応じて管電流制御手段によって放電管の点灯デューティ比を変化させてバースト調光させる調光手段と、調光手段によるバーストオフ期間の間は異常保護用コンデンサの端子間電圧をホールドするホールド手段とを備える。
【００３１】
これにより、良好なバースト調光および保護動作を実現する。
【００３２】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の一実施形態の放電管点灯用高圧電源装置の回路図である。図１において、この実施形態では、昇圧トランスとして圧電セラミックトランス１０１が用いられる。圧電トランス１０１の１次側電極は駆動回路１０４によって駆動され、圧電トランス１０１の昇圧作用により２次側電極には高圧電圧が発生する。この高圧電圧が冷陰極管１０２の一方の電極に与えられて点灯する。冷陰極管１０２の他方の電極は電圧増幅用インピーダンス素子である抵抗１０５と電流・電圧変換器である抵抗１０６を介して接地側に接続される。抵抗１０５と１０６の接続点の変換電圧Ｖｆｂは図８と同様にして、コンデンサ１０７と定電流源１０８とダイオード１０９と抵抗１１０とトランジスタ１１１とからなる理想ダイオードと、抵抗１１２およびコンデンサ１１３からなる整流時定数回路により整流されて整流電圧Ｖｒｃｔになる。この整流電圧Ｖｒｃｔは比較器１１４の比較入力端に与えられ、その基準入力端には目標電圧Ｖｃｎｔが与えられる。比較器１１４は目標電圧Ｖｃｎｔと整流電圧Ｖｒｃｔを比較し、その比較結果を積分回路１２４を介してＶＣＯ（電圧制御発振器）１１５に与える。ＶＣＯ１１５の出力はＦＥＴ１１６とコイル１１７とで構成された駆動回路１０４に入力される。
【００３３】
また、電圧増幅用インピーダンス素子である抵抗１０５に発生する電圧は抵抗１１８を介してトランジスタ１１９のベースに与えられ、トランジスタ１１９のコレクタはサイリスタ１２２のゲート端子に接続されるとともに、定電流源１２０に接続される。さらに、トランジスタ１１９のコレクタと接地間には異常保護用コンデンサ１２１が接続される。ＶＣＯ１１５のＯＮ／ＯＦＦ端子には、抵抗１２３を介してリモート信号が入力されており、このＯＮ／ＯＦＦ端子と接地間にはサイリスタ１２２が接続される。抵抗１１８とトランジスタ１１９と定電流源１２０と異常保護用コンデンサ１２１とサイリスタ１２２とによって異常保護回路１３０が構成されている。
【００３４】
図２は図１に示した駆動回路各部の電圧波形を示す。
次に、図２を参照して図１に示した放電管点灯用高圧電源装置の動作について説明する。ＶＣＯ１１５から図２に示すように、デューティ比５０％のＦＥＴゲート電圧ＶｇがＦＥＴ１１６のゲートに与えられると、ゲート電圧Ｖｇが「Ｈ」レベルの期間に入力電圧に基づく電流エネルギがコイル１１７に蓄積される。ゲート電圧Ｖｇが「Ｌ」レベルになるとＦＥＴ１１６がオフし、コイル１１７に蓄えられたエネルギが圧電トランス１０１の入力容量に流れ込む。このとき圧電トランス１０１の入力容量に合せてコイル１１７のインダクタンス値を選定しておけば、図２に示すように圧電トランス１０１への入力電圧Ｖｐｔは半波正弦波状に形成でき、０ボルトスイッチングによりスイッチングロスを小さくできる。このような駆動構成は、準Ｅ級駆動と呼ばれ、圧電トランス１０１の駆動においては最も一般的に用いられている駆動方式である。
【００３５】
また、圧電トランス１０１の周波数−昇圧比特性は図３に示すようになり、共振周波数ｆ０よりも高周波側で使用する方法が一般的にとられている。
【００３６】
図１に示した実施形態の場合、制御安定状態では整流電圧Ｖｒｃｔ＝目標電圧Ｖｃｎｔになるように制御されている。今、何らかの外乱（たとえば入力電圧の増加）により管電流が増加した場合を考える。管電流の増加に伴い、変換電圧Ｖｆｂと整流電圧Ｖｒｃｔが増加し、ＶＣＯ１１５への入力電圧が低下する。ここで、ＶＣＯ１１５は入力電圧が低いと周波数が高くなり、入力電圧が高ければ周波数が低くなるように設計されているものとすると、駆動回路１０４へ出力される駆動周波数が高くなることになる。よって、図３の周波数特性により、圧電トランス１０１の昇圧比が低下し、管電流が減少する。つまり、初期の外乱を制御する方向に制御がかかることになる。逆に、管電流が低下した場合には、駆動周波数が下がってやはり管電流の低下を抑制するように制御される。
【００３７】
図１に示した実施の形態では、交流結合の管電流制御回路３３を使用しているため、変換電圧Ｖｆｂのピーク電圧≒Ｖｆ≒０．７Ｖ０-p程度になっている。ここで、電圧増幅用インピーダンスである抵抗１０５が挿入されている点がこの発明の特徴である。
【００３８】
たとえば、抵抗１０５と１０６の抵抗値を一致させておくと、抵抗１０５と冷陰極管１０２との接続点には２×Ｖｆｐ≒１．４Ｖ０-pの電圧が発生するため、抵抗１１８を介してトランジスタ１１９を接続すれば、トランジスタ１１９を十分ＯＮ／ＯＦＦできる。つまり、従来例の図８に示したような高価な比較器４３を使用しないでも安価なトランジスタ１石で保護回路を達成できるという利点がある。
【００３９】
また、抵抗１０５の端子電圧は１．４Ｖ０-pであり、管電圧２００Ｖｒｍｓの冷陰極管に適用した場合でも、その電力損失は１．４Ｖ０-p÷（２００Ｖｒｍｓ×１．４１４＋１．４Ｖ０-p）＝０．５％と従来例の図７に比較して電力損失を大幅に改善できる。
【００４０】
図４はこの発明の他の実施形態の放電管点灯用高圧電源装置の回路図である。図４において、圧電トランス２０１の１次側電極は駆動回路２０４により駆動され、圧電トランス２０１の昇圧作用により２次側電極には高圧電圧が発生する。この高圧電圧により冷陰極管２０２が点灯し、その管電流は電圧増幅用インピーダンス素子である抵抗２１１と電流・電圧変換器である抵抗２１２を介して接地側に流れる。抵抗２１１と２１２との接続点から得られる変換電圧Ｖｆｂは図１と同様にして、コンデンサ２１３と定電流源２１４とダイオード２１５と抵抗２１６とトランジスタ２１７とからなる理想ダイオードと、抵抗２１８とコンデンサ２１９とからなる整流時定数回路により整流されて整流電圧Ｖｒｃｔとなる。この整流電圧Ｖｒｃｔは比較器２２０の比較入力端に与えられ、基準入力端には目標電圧Ｖｃｎｔが与えられる。比較器２２０は目標電圧Ｖｃｎｔと整流電圧Ｖｒｃｔを比較し、その比較結果は積分器２２１を介してＶＣＯ２２２に与えられる。
【００４１】
バースト信号生成回路２２４は、外部から与えられる調光信号に応じてバースト信号を発生する。このバースト信号生成回路２２４から出力されたバースト信号はＡＮＤゲート２２３の一方入力端に与えられる。ＡＮＤゲート２２３はバースト信号とＶＣＯ２２２の出力との論理積をとり、ＦＥＴ２３７とコイル２３８とからなる駆動回路２０４に与える。
【００４２】
抵抗２１１と接地間とに発生する電圧は抵抗２２５を介してトランジスタ２２６のベースに与えられる。トランジスタ２２６のコレクタにはサイリスタ２３２のゲート端子が接続されるとともに、定電流回路２２８の出力が接続される。さらに、トランジスタ２２６のコレクタと接地間には異常保護用コンデンサ２２７が接続される。
【００４３】
リモート信号は抵抗２３３を介して管電流制御回路２０３のＯＮ／ＯＦＦ端子に与えられ、そのＯＮ／ＯＦＦ端子と接地間にはサイリスタ２３２が接続される。さらに、リモート信号はコンデンサ２３１を介してトランジスタ２２９のベースに与えられ、トランジスタ２２９のベースと接地間には抵抗２３０が接続される。トランジスタ２２９のエミッタは接地され、コレクタは異常保護用コンデンサ２２７に接続される。圧電トランス２０１の出力電圧は抵抗２３４と２３５とによって分圧され、その分圧電圧は比較器２３６の比較入力端に与えられ、比較器２３６の基準入力端には基準電圧Ｖｏｐｎが与えられる。比較器２３６の出力はＶＣＯ２２２に与えられる。
【００４４】
また、バースト信号生成回路２２４の出力信号は積分回路２２１にサンプルホールド信号として与えられるとともに、定電流回路２２８に接続され、定電流回路２２８の出力のＯＮ／ＯＦＦが制御される。
【００４５】
図４に示した放電管点灯用高圧電源装置における正常動作時の管電流一定制御機能については図１と同じであるため、その詳細な説明は省略する。
【００４６】
ここで、バースト調光について説明する。バースト調光はＰＷＭ調光，デューティ調光とも呼ばれる場合があるが、目に見えない程度の速い周波数（具体的には１５０〜数百Ｈｚ程度）で放電管を点灯／消灯し、その点灯デューティ比を変化させることで放電管の輝度を調整する方法である。つまり、点灯デューティ比を小さくすれば、見かけ上は放電管は一様に暗くなったように見える。
【００４７】
バースト信号生成回路２２４は外部から与えられる調光信号に応じて、点灯デューティ比を変化させる機能を有する。すなわち、バースト信号生成回路２２４の出力が「Ｌ」レベルのときには、ＡＮＤゲート２２３が閉じられ、ＶＣＯ２２２の出力が駆動回路２０４に与えられなくなるため、バーストオフ、つまり放電管が消灯する。一方、バースト信号生成回路２２４の出力が「Ｈ」レベルのときには、ＶＣＯ２２２の出力はＡＮＤゲート２２３を介して駆動回路２０４に与えられるので、バーストオン、つまり放電管が点灯する。これにより、放電管輝度を所望の明るさに調整できるようになる。
【００４８】
バーストＯＦＦ期間には電極管２０２に流れる管電流が０になるので、管電流制御回路２０３は駆動周波数を低周波側に掃引してしまう。そうすると、次にバーストＯＮとなった瞬間、駆動周波数が低すぎて圧電トランス昇圧比が過剰になり、過大な管電流が流れてしまい、所望のバースト調光ができないという不具合が生じる。このため、一般的にはバーストＯＦＦ期間には積分回路２２１の出力をサンプルホールドし、バーストＯＮからＯＦＦに切換わる直前に積分回路２２１の出力電圧をバーストＯＦＦ期間中保持することで、所望のバースト調光が実現できるようにする技術が用いられている。
【００４９】
また、冷陰極管２０２が接続されていない、あるいは点灯遅れした場合には、圧電トランス２０１の負荷インピーダンスが大きくなり、非常に大きな出力電圧が発生し、絶縁破壊あるいは圧電トランス２０１が破断する不具合の生じるおそれがある。そこで、圧電トランス２０１の出力電圧を抵抗２３４と２３５で分圧し、その電圧が基準電圧Ｖｏｐｎを越えたことを比較器２３６が判別すると、比較器２３６はＶＣＯ２２２の周波数を高周波側に掃引制御させる。この場合、Ｖｏｐｎで決まる一定開放電圧が出力されるように制御を行なってもよく、あるいはＶＣＯ２２２を一旦最高周波数にリセットし、最高周波数から再度低周波側に掃引することにより、圧電トランス２０１の出力電圧を鋸歯状に制御してもよい。
【００５０】
異常保護回路２０５の抵抗２２５と定電流源２２８と異常保護用コンデンサ２２７とサイリスタ２３２で構成される保護回路の動作については、図１と同じである。ここで、定電流源２２８とコンデンサ２２７で決まる時定数を時定数２と称する。
【００５１】
一方、コンデンサ２３１と抵抗２３０とで決まる時定数も設けられており、これを時定数１とする。ここで、時定数１を数秒，時定数２を数ｍｅｃに設定しておく。
【００５２】
圧電トランス２０１や高圧巻線トランスでは、高圧配線の断線不良が発生する場合がある。高圧配線が完全に断線した場合には、冷陰極管２０２の管電流が継続的に０になるため、図１に示す回路でも一定時間経過後にはインバータ回路の動作が停止する。しかし、高圧配線の部分断線のような場合には、管電流が流れたり流れなかったりするため、図１に示した回路では、動作停止することができず、やがて回路が損傷するに至る可能性がある。
【００５３】
図５は部分断線を模擬した場合の管電流波形の一例を示し、図６はその拡大図を示す。
【００５４】
図５および図６から明らかなように、部分断線が生じた場合には、放電アークが継続している間は管電流が流れ、放電アークの熱により線が焼けたりなどして状態が変化すると電流が流れなくなる。電流が流れなくなると圧電トランス２０１の電圧が上昇して再度放電アークが発生して管電流が流れる、という状態を繰返している様子がわかる。
【００５５】
本願発明者らはさまざまな部分断線の模擬試験を実施した結果、管電流が流れない期間は１ｍｓｅｃ〜１００ｍｓｅｃ程度にばらついており、１０ｍｓｅｃの期間に電流が流れない場合を異常と判断すれば、ほとんどの部分断線を検出・動作停止できることを経験的に導き出した。
【００５６】
しかしながら、先に述べたように、起動直後は冷陰極管２０２の点灯遅れといった現象が見られるため、１０ｍｓｅｃ以下の期間中に電流が流れなければ停止する回路を付加すると、高圧配線の断線がないにもかかわらず、保護動作して、回路が起動しないという不具合が生じる。そこで、図４に示した回路では、コンデンサ２３１と抵抗２３０で決まる時定数１で起動直後から一定期間（数秒程度）は異常保護用コンデンサ２２７に電荷が蓄積されないようにトランジスタ２２９を導通させ、時定数１の期間経過した後は時定数２で決まる期間中に管電流が流れなければ動作停止することができるため、起動しないという不具合を回避したままで高圧配線の部分断線時にも動作停止ができるようになる。
【００５７】
しかしながら、時定数２を小さくしていき、バーストＯＦＦ期間よりも小さくしてしまうと、バーストＯＦＦ期間に保護動作が働いてしまうという不具合が生じる。その対策として、バーストＯＦＦ期間には定電流源２２８の出力を停止させる。これにより、バーストＯＦＦ期間に異常保護用コンデンサ２２７の電圧が上昇することがないため、バースト調光時に保護がかかる不具合を防止できる。
【００５８】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【００５９】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、放電管と電流・電圧変換用インピーダンス素子との間に電圧増幅用インピーダンス素子を挿入し、放電管と電圧増幅用インピーダンス素子の接続点に発生する第２の交流電圧をリセット手段に含まれる第２のトランジスタのベースに直接与えるので、高価な比較器が不要となり、安価な異常保護回路を実現できる。また、理想ダイオードを含む管電流制御手段を用いるので、管電流精度の温度依存性がなくなり、電流・電圧変換用インピーダンス素子による電力損失も小さくすることができる。
【００６０】
また、回路保護までの時定数を２種類持つことにより、起動直後は遅い時定数で回路保護がかかり、起動後一定時間が経過した後は速い時定数で回路保護をかけることができる。これにより、起動直後の冷陰極管の点灯遅れの期間には電圧を継続して出力できかつ高圧配線の断線といった不良に対しても保護をかけることができるようになる。このため、実使用時に衝撃が加わって高圧配線が断線に至る可能性の高い情報携帯機器用の液晶バックライトインバータに適用すると効果的になる。
【００６１】
特に、時定数２のように速い時定数についてはたとえば１０ｍｓｅｃ以下に設定することにより、高圧配線の部分的な断線についても有効な保護が実現できる。
【００６２】
さらに、バーストＯＦＦの期間には、定電流による充電を停止して異常保護用コンデンサの両端電圧をホールドすることで、時定数２を速く設定した場合でも良好なバースト調光および保護動作を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の一実施形態の放電管点灯用高圧電源装置の回路図である。
【図２】  図１に示した駆動回路の動作波形図である。
【図３】  図１に示した圧電トランスの周波数−昇圧比特性を説明するための図である。
【図４】  この発明の他の実施形態の放電管点灯用高圧電源装置の回路図である。
【図５】  部分断線時の管電流波形の一例を示す図である。
【図６】  図５に示した管電流波形を拡大して示す図である。
【図７】  従来の放電管点灯用高圧電源装置の回路図である。
【図８】  従来の放電管点灯用高圧電源装置の他の例を示す回路図である。
【図９】  交流結合入力の各波形を示す図である。
【符号の説明】
１０１，２０１  圧電トランス、１０２，２０２  冷陰極管、１０３，２０３管電流制御回路、１０４，２０４  駆動回路、１０５，１０６，１１０，１１２、１１８，１２３，２１１，２１２，２１６，２１８，２２５，２３０，２３３〜２３５  抵抗、１０７，１１３，１２１，２１３，２１９，２２７，２３１コンデンサ、１０８，１２０，２１４，２２８  定電流源、１０９，２１５  ダイオード、１１１，１１９，２１７，２２６，２２９  トランジスタ、１１４，２２０，２３６  比較器、１１５，２２２  ＶＣＯ、１１６，２３７  ＦＥＴ、１１７，２３８  コイル、１２２，２３２  サイリスタ、１２４，２２１  積分回路、１３０，２０５  異常保護回路、２２４  バースト信号生成回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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