(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ガードインターバルを含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信機の時間窓設定方法において、受信復調したベースバンド信号の同相成分信号及び直交成分信号と、これらの信号をそれぞれ有効シンボル長だけ遅延させた信号との差をそれぞれ算出し、それぞれの２乗和をシンボル内、シンボル間で平均し、その結果の最小値となる期間を検出し、該最小値となる期間の中の最小値位置をタイミングとして上記ＯＦＤＭ信号の受信データ再生に必要なＦＦＴ演算の時間窓を制御することを特徴とするＦＦＴ時間窓設定方法。
【請求項２】
ガードインターバルを含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信機において、受信信号を直交復調してベースバンド信号の同相成分信号及び直交成分信号を出力する直交復調手段と、上記同相成分信号及び直交成分信号と、これらの信号をそれぞれ有効シンボル長だけ遅延させた信号との差をそれぞれ算出し、それぞれの２乗和をとる手段と、該２乗和をシンボル内、シンボル間で平均化する手段と、該平均化した結果の最小値となる期間を検出し、該最小値となる期間の中の最小値位置を検出し、該検出した最小値位置をタイミングとするタイミング信号を出力するタイミング検出手段と、上記タイミング信号に基づき上記ＯＦＤＭ信号の受信データ再生に必要なＦＦＴ演算の時間窓を制御する手段を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＯＦＤＭ伝送装置の復調機側におけるＦＦＴ演算処理を行なう時間窓のタイミング位置制御に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体向けディジタル音声放送や、地上系ディジタルテレビジョン放送への応用に適した変調方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特徴のある直交周波数分割多重変調方式（Orthogonal Frequency Division Multiplex：ＯＦＤＭ）が注目を浴びている。  このＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア変調方式の一種であって、互いに直交する複数本の搬送波にディジタル変調を施した伝送方式である。
ここで、図５に示す様に、送信されるＯＦＤＭ信号は、有効シンボル長(ＴG) の信号に、遅延波の影響を軽減するためのガードインターバル(Ｇ)が付加されたシンボル構成の信号である。  即ち、有効シンボル長(ＴG)の信号の後半Ｂ1部分を前半Ａ1部分の前にコピーし、ガードインターバル(Ｇ)として挿入したシンボル構成の信号が連続するものである。  ガードインターバルは、伝送路での遅延波に起因する受信側での符号間干渉の影響を少なくする目的で付加される。
このようなＯＦＤＭ信号を受信して、受信データを再生する場合、一般的に、図２に示す様な受信機構成となる。  なお、この構成、動作については、例えば次の文献に、詳細に開示されているため、ここでは簡単に説明する。
『ディジタル伝送』  ｐ１１７−ｐ１１９、１９９８年  オーム社発行
【０００３】
図２に示すような受信機において、変調されたＯＦＤＭ信号を受信し、これを帯域制限フィルタ１を通した後、Ａ／Ｄコンバータ２により、ディジタル信号に変換する。  ここで、変調されている受信信号の搬送波周波数に等しい正弦波を搬送波発生器８により発生させ、乗算器３により、この信号ｃｏｓωｔを掛け算する。  一方、搬送波発生器８から出力された信号を位相シフタ７によりπ／２シフトさせ、信号ｓｉｎωｔとして、乗算器４により掛け算を行なう。  そして、それぞれ、高調波成分を除去するローパスフィルタ５，６を通すことにより、復調されたベースバンドのＯＦＤＭ信号のＩ成分及びＱ成分が得られる。  なお、Ｉは同相成分を表わし、Ｑは直交成分を表わす、いわゆる複素信号として出力される。
そして、この出力をシリアル／パラレル変換器９により、パラレル信号に変換し、これをＦＦＴ(Fast Fourier Transform：フーリエ変換)演算器１０により、送信側で逆ＦＦＴ演算された信号をここで再生する。
そして、ＦＦＴ演算器１０の各周波数ごとの出力に対して、識別器１１によりデータの識別を行なった後、パラレル／シリアル変換器１２によって、シリアルデータとして出力する。  この出力される信号が、送信側から送信された信号を再生した信号となる。
また、復調されたベースバンドの信号Ｉ，Ｑは、タイミング位置検出器１３により、ＦＦＴを行なうタイミング位置が検出され、検出されたタイミング位置に基づくタイミング信号を、タイミング発生器１４から発生する。  そして、このタイミング信号により、シリアル／パラレル変換器９におけるシフト動作の基準となるクロック発生器１６から発生するクロックを、スイッチ１５で制御する。
ここで、このスイッチ１５の制御をするため、上記タイミング位置を検出すると、ＦＦＴの時間窓が適切な位置になる様、タイミング発生器１４からタイミング信号が出力される。
【０００４】
次に、このＦＦＴの時間窓の設定について、図５を用いて、詳細に説明する。ガードインターバル(Ｇ)の部分は、有効シンボル長(ＴG)の後半のＢ1と全く同じ信号であり、かつガードインターバル(Ｇ)と有効シンボル長(ＴG)の先頭のＡ1の信号とは、位相も連続しているようになっている。
そのため、伝送路で全く歪みを受けずに受信した受信信号の場合には、ＦＦＴ演算を行なって受信データを再生するときに、受信信号に対しＦＦＴ演算を行う時間窓は、ＦＦＴ時間窓(１)の位置からＦＦＴ時間窓(２)の範囲内のどの位置でＦＦＴ演算を行っても、その位置によって位相が異なるだけで、それを補正することにより、同じように、受信データを再生できる。
ところが、伝送路において、マルチパス等により遅延波が存在する場合には、ＦＦＴ演算を行なう時間窓の位置を変えなければならない。  それを、図６にて説明する。
ここで図６には、τ時間遅延した遅延波が存在する場合の図が示してある。このような場合、受信側で受信する受信信号は、主波と遅延波が合成された信号となる。
したがって、このような場合、遅延波の影響を受けることなくＦＦＴ演算処理を行う時間窓は、前後のシンボルの信号にまたがらない、ＦＦＴ時間窓(３)からＦＦＴ時間窓(４)の範囲内と狭められてしまう。  逆にいうと、この範囲内で、ＦＦＴ演算処理を実行すれば、遅延波の影響を全く受けずに、受信データを再生できる。
【０００５】
次に、従来、このＦＦＴ演算処理の時間窓をどのように位置検出して、ＦＦＴ演算を実行していたかについて説明する。
図２に示すタイミング位置検出器１３として、図３に示す構成のものがある。  これは、図５に示す受信信号のガードインターバル(Ｇ)の部分とこの受信信号を有効シンボル長(ＴG)の時間分だけ遅延させた信号のＢ1部分との相互相関をとることにより、ＦＦＴ演算の位置を検出していた。
即ち、ベースバンド信号Ｉ，Ｑと、これらの信号を遅延器１３０−１，１３０−２でそれぞれ有効シンボル長の時間分だけ遅延させた信号とを、相関器１３０−３，１３０−４にて、それぞれ相互相関を取る。
そして、これら相互相関値をスカラー量として処理するために、複素数である同相成分(相関器１３０−３の出力信号)を乗算器１３０−５にて２乗した信号と、直交成分(相関器１３０−４の出力信号)を乗算器１３０−６にて２乗した信号との和を、加算器１３０−７にて取り、最大値位置検出器１３０−８にて加算器１３０−７からの出力値の最大時点の位置を検出する。
【０００６】
相関器１３０−３，１３０−４は、例えば、図１６に示すような構成で、実現できる。  図１６は、その１実施例である。
入力ＩＮ１から相関器１３０−３(１３０−４)に入力された信号(Ｉ，Ｑ)は、複数段の遅延器１３０−３−１によって、デジタルの離散された信号の間隔Ｔｓ毎に、順次シフトされていく。  そして、各遅延器１３０−３−１毎に、乗算器１３０−３−２の入力へ出力される。  一方、入力ＩＮ１と同様に、入力ＩＮ２から入力された信号は、遅延器１３０−３−１と同様の各遅延器１３０−３−４により、順次シフトされ、その出力が先程の乗算器１３０−３−２のもう一方の入力に入力される。  それぞれの遅延器１３０−３−１，１３０−３−４毎に、各出力がそれぞれの乗算器１３０−３−２に入力され、その乗算出力は、加算器１３０−３−３にて、総和がなされる。
ここで、乗算器１３０−３−２の数は、ＯＦＤＭ信号のＢ1部分のデータの数と同一か、もしくはそれ以下である。
この相関器１３０−３，１３０−４は、一般的な相関をとる構成であり、入力ＩＮ１に入力される信号と入力ＩＮ２に入力される信号との相関が強いと出力の値として、大きな値が出力される。  相関がほとんどない場合には、出力の値は小さい。
【０００７】
次に、相関器１３０−３(１３０−４)の出力値と受信信号との関係を、図８を用いて説明する。
相関器１３０−３(１３０−４)において、受信信号と、該受信信号を有効シンボル長(ＴG)の時間だけ遅延させた遅延出力信号との相互相関をとると、相関値が最大となるのは、有効シンボル長の後半のＢ1部分と遅延出力信号のガードインターバルのＢ1部分とが一致するような時間関係になる。  受信信号と遅延出力信号との相互相関値は図８に示すように、Ｂ1の中央部分で最も大きな値となる。
そして、その最大値の位置から、ＦＦＴ演算の時間窓の位置を決める。  通常は、伝送路に遅延波と先行波の両方が存在する場合を想定して、図８に示す様に、ガードインターバルを含めた送信シンボル長の中央になるように制御する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、例えば、遅延波だけが存在する場合には、ガードインターバル長の時間だけ遅延した遅延波も、ＦＦＴ演算の時間窓の位置を最も後ろに、つまり、図５のＦＦＴ時間窓(２)の位置にすれば、遅延波の影響を受けずに受信データが再生できる。  また、先行波だけが存在する場合も、図５のＦＦＴ演算の時間窓の位置をＦＦＴ時間窓(１)のような位置にすれば、ガードインターバル長の時間だけ先行した先行波も、同様に先行波の影響を受けずに受信データが再生できるのである。
しかし、伝送路に遅延波も先行波も存在する可能性があると、従来の方式だと遅延波や先行波の大きさ等、それらの関係が検出できず、上記に示したように、ＦＦＴ演算の時間窓の位置を送信シンボル長の中央にするしかなかった。
そのため、ガードインターバル長の１／２以上の時間間隔の遅延波や先行波が発生した場合、直前もしくは直後のシンボルの信号が含まれてしまうため、その信号をＦＦＴ演算処理すると、符号間干渉が発生して、受信データが正しく再生できなくなることがあった。
本発明では、これらの不具合点をなくして、ガードインターバルの長さまでの遅延波や先行波が存在しても、伝送路の状態に合わせて、適切にＦＦＴ時間窓の設定を行ない、符号間干渉を発生させず、受信データの再生を正しく行なうことを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するため、ガードインターバルを含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信機において、受信復調したベースバンド信号と該ベースバンド信号を有効シンボル長だけ遅延させた信号との差を算出し、該差算出結果の最小値となるタイミングを検出し、該タイミングに基づき上記ＯＦＤＭ信号の受信データ再生に必要なＦＦＴ演算の時間窓を制御するようにしたものである。
また、ガードインターバルを含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信機において、受信復調したベースバンド信号の同相成分信号及び直交成分信号と、これらの信号をそれぞれ有効シンボル長だけ遅延させた信号との差をそれぞれ算出し、それぞれの２乗和の最小値となるタイミングを検出し、該タイミングに基づき上記ＯＦＤＭ信号の受信データ再生に必要なＦＦＴ演算の時間窓を制御するようにしたものである。
また、受信復調したベースバンド信号の同相成分信号及び直交成分信号と、これらの信号をそれぞれ有効シンボル長だけ遅延させた信号との差をそれぞれ算出し、それぞれの２乗和をシンボル内で平均し、その結果の最小値となるタイミングを検出し、該タイミングに基づき上記ＯＦＤＭ信号の受信データ再生に必要なＦＦＴ演算の時間窓を制御するようにしたものである。
また、受信復調したベースバンド信号の同相成分信号及び直交成分信号と、これらの信号をそれぞれ有効シンボル長だけ遅延させた信号との差をそれぞれ算出し、それぞれの２乗和をシンボル間でそれぞれ平均し、その結果の最小値となるタイミングを検出し、該タイミングに基づき上記ＯＦＤＭ信号の受信データ再生に必要なＦＦＴ演算の時間窓を制御するようにしたものである。
また、受信復調したベースバンド信号の同相成分信号及び直交成分信号と、これらの信号をそれぞれ有効シンボル長だけ遅延させた信号との差をそれぞれ算出し、それぞれの２乗和をシンボル内で平均し、さらにシンボル間でそれぞれ平均した結果の最小値となるタイミングを検出し、該タイミングに基づき上記ＯＦＤＭ信号の受信データ再生に必要なＦＦＴ演算の時間窓を制御するようにしたものである。
その結果、ガードインターバルの長さの遅延波が存在する場合には、ＦＦＴ演算の時間窓の位置が図５に示すＦＦＴ時間窓(２)の位置に設定され、ガードインターバルの長さの先行波が存在する場合も、ＦＦＴ演算の時間窓の位置が、ＦＦＴ時間窓(１)の位置に設定されるようになり、伝送路に遅延波や先行波があっても、それに合わせてＦＦＴ演算処理の時間窓の位置を制御するので、ＦＦＴ時間窓の位置が適切な位置になり、符号間干渉がほとんどない状態で正しく受信データの再生ができるようになる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
まず、図１に、本発明によるタイミング位置検出器１３Ａの一実施例の構成を示し、以下、ＯＦＤＭ伝送装置の復調機の全体構成を示す図２のタイミング位置検出器１３に、本発明のタイミング位置検出器１３Ａを用いたものとして、詳細に説明する。
図２において、受信復調されたＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算処理を行なうためのシリアル／パラレル変換器９に入力すると共に、タイミング位置検出器１３Ａへも入力する。  このタイミング位置検出器１３Ａは、ＦＦＴ演算処理を行なう時間窓の最適位置を検出する。
図１において、復調されたベースバンド信号の同相成分Ｉは、加算器１３−３に入力される。  また、同相成分Ｉは、遅延器１３−１にも入力され、ここで、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル長(ＴG)と等しい時間分だけ信号が遅延されて出力される。  この出力は、加算器１３−３のもう一方に入力されて差が取られる。
つまり、有効シンボル長の時間だけ遅延されると、入力信号が有効シンボル長の後半のＢ1のとき、遅延器１３−１の出力は、ガードインターバルのＢ1を出力している。  伝送路に遅延波や先行波、さらには雑音もないとすると、これらの二つの信号は全く同じ信号であるから、二つの信号の差は、０となる。
従って、このＢ1部分が入力している期間、加算器１３−３出力は０となる。それ以外の期間では、差をとる信号がそれぞれ全く異なるので、加算器１３−３の出力はランダムな値が出力される。
直交成分Ｑにおいても、同相成分Ｉと同様に、加算器１３−４にて入力信号と遅延器１３−２の出力との差を取る。
ここで、同相成分と直交成分とで表わされた複素数型の信号は、２次元で表現されているので、これを簡単に処理をするために、それぞれの加算器１３−３，１３−４の出力を、それぞれ乗算器１３−５，１３−６にて２乗し、加算器１３−７にてその和を取る。  そうすると、１次元としての値(スカラー量)となる。そして、最小値位置検出器１３−８にて、この加算器１３−７の出力値の最小値の位置を検出する。
【００１１】
次に、伝送路にτ1時間遅延した遅延波が存在する場合の受信信号と、ＦＦＴ演算処理の時間窓の関係を図８に示し、本発明のタイミング位置検出の動作を、更に詳細に説明する。受信信号としては、図８に示す主波とτ1遅延した遅延波との合成波が受信される。
また、遅延器により、有効シンボル長(ＴG)の時間だけ遅延させ、その遅延した信号も、主波と遅延波との合成された信号が遅延したものである。ここで、受信信号と遅延出力信号との差を取り、それぞれの主波と遅延波の成分で見てみると、主波においては、受信信号と遅延出力信号との差は、ａ期間、ｂ期間ともに全く同じ信号(Ｂ1)なので、差の出力は０である。  これに対し、遅延波を見てみると、ｂ期間においては、やはり同じＢ1信号なので、差の出力は０である。  ところが、ａ期間においては、図８に示す様に、Ａ1信号とＢ0信号との差を取ることになる。  Ａ1信号とＢ0信号は全く無関係な信号であるので、その差は０とはならず、つまりランダムな値となる。  一般的に主波よりも遅延波の方がレベルが小さいので、ａ期間では小さなランダムな値、つまり０ではない値が差信号として出力される。
前述のように、最小値位置検出器１３−８にて、この差の出力から、最小値の位置を検出するので、ｂ期間が最小の区間となる。  そして、この位置に合せてＦＦＴ演算処理の時間窓を設定するので、図８に示すようになる。
従来方式では、前述のように、ガードインターバルを含めた送信シンボル長の中央の位置に設定されるので，図８の従来例のＦＦＴ演算時間窓のような位置になる。
本発明のＦＦＴ時間窓の位置にあると、受信信号の主波、遅延波ともに、前後のシンボルの信号を含まない、即ち、Ａ1信号およびＢ1信号しか含まれない信号をＦＦＴ演算処理をするので、符号間干渉はない。  ところが、従来例のＦＦＴ時間窓の位置にあると、受信信号の遅延波のＢ0信号を含んだ信号をＦＦＴ演算処理することになってしまい、符号間干渉の影響を受けることになる。  そのため、正しく受信データが再生できなくなる。
【００１２】
次に、τ2時間ずれた先行波が存在する場合の受信信号と、ＦＦＴ演算処理の時間窓の関係を図９に示し、本発明のタイミング位置検出の動作を、更に詳細に説明する。
この場合、ｃ期間では、受信信号及び遅延出力信号の主波、先行波はそれぞれ同じＢ1信号なので、差の出力の値は０となる。  これに対して、ｄ期間では、受信信号および遅延出力信号の主波については、Ｂ1信号で同じ信号であるが、先行波をみると、受信信号の先行波はＢ2信号なのに対して、遅延出力信号の先行波はＡ1信号である。  つまり、それぞれ全く無関係の信号なので、差の出力の値は、ランダムな値となる。  ここで、一般的に、主波よりも先行波の方がレベルが小さいので、ｄ期間では小さなランダムな値、つまり０ではない値が差信号として出力される。
この先行波がある場合には、ｃ期間が最も小さな値となり、これを最小値位置検出器１３−８にて検出して、ＦＦＴ演算の時間窓を設定する。  この場合は、図９に示すような位置に設定されるので、本発明のＦＦＴ時間窓の位置では、やはりＡ1信号とＢ1信号しかＦＦＴ演算処理に入力されず、符号間干渉はない。
従来例のＦＦＴ時間窓の位置では、Ａ1信号、Ｂ1信号の他に先行波のＢ2信号が含まれてしまうので、符号間干渉の影響を受けることになる。  そのため、やはり正しく受信データが再生できなくなる。
つまり、本発明のタイミング位置検出方式によれば、受信信号の遅延波や先行波の状態に左右されず、常に、ＦＦＴ演算処理の時間窓の位置を適切に設定することができる。  そのため、遅延波や先行波が原因となって発生する符号間干渉の影響を受けることなく、受信データを再生することができる。
【００１３】
次に、本発明の最小値位置検出器１３−８の一実施例を図４に示し説明する。最小値位置検出器１３−８に入力された信号は、比較器１３−８−２でレジスタ１３−８−１の出力と比較される。  レジスタ１３−８−１には、初期値として入力信号のレベルよりも大きな値が設定されている。  この様な状態で、入力信号が比較器１３−８−２に入力されると、入力信号の方が小さいことが分かる。比較器１３−８−２は、レジスタ１３−８−１から出力される値よりも入力信号の値の方が小さければ出力をＯＮとし、スイッチ１３−８−３を閉じると同時にレジスタ１３−８−５を制御して、カウンタ１３−８−４の出力値を格納する。スイッチ１３−８−３がＯＮとなると、この時の入力信号の値がレジスタ１３−８−１に格納される。  そして次からはこの値と入力信号の値とが比較される。そして、入力信号の方が小さければ、レジスタ１３−８−１の内容をその小さい値に更新していくので、最終的には最小値がレジスタ１３−８−１に格納されることになる。  また、レジスタ１３−８−５には、最小値をレジスタ１３−８−１に格納したときのカウンタ１３−８−４の値が格納されているので、この値により、最小値が存在した位置を検出することができるのである。
タイミング位置検出器１３Ａは、図１に示す構成の他に、図１０に示すような構成のタイミング位置検出器１３Ｂでも実現可能である。
この構成は、入力信号Ｉ、Ｑが入力され、加算器１３−７で加算されるまでは図１の構成と同じである。  加算器１３−７の出力は、シンボル内平均化器１３−９で、平均化された信号となる。  つまり、加算器１３−７の出力は、伝送路の雑音などを含んでおり、それがリップルとなって表れる。  これを滑らかにするために、シンボル内平均化器１３−９を用いる。  シンボル内平均化器１３−９は、図１１に示すような構成で実現できる。
【００１４】
加算器１３−７の出力は、遅延器１３−９−１により、データ毎にＴS間隔で順次シフトされる。  それぞれの遅延器１３−９−１の出力を加算器１３−９−２により、総和をし、乗算器１３−９−３で、係数１／４と乗算して、４サンプル分のデータを平均する。
ここで、必ずしも遅延器１３−９−１は３個である必要はなく、必要な平均化により、数を減らしても増やしてもよい。  また、平均ではなく、必要な周波数特性を持たせたローパスフィルタにして、滑らかな信号としてもよい。
さらに、タイミング位置検出器１３Ａは、図１に示す構成の他に、図１２に示すような構成のタイミング位置検出器１３Ｃでも実現可能である。
この構成も、入力信号Ｉ、Ｑが入力され、加算器１３−７で加算されるまでは図１の構成と同じである。  加算器１３−７の出力は、シンボル間平均化器１３−１０で、平均化された信号となる。  つまり、加算器１３−７出力は、伝送路の雑音などを含んでおり、それがリップルとなって表れる。  これを滑らかにするために、シンボル間での平均化をする。  このシンボル間平均化器１３−１０は、図１３に示すような構成で実現できる。
【００１５】
加算器１３−７の出力は、シリアル／パラレル変換器１３−１０−１により、それぞれのデータ毎にパラレルの信号に変換される。  そして、それをシンボル間周期で平均化をシンボル間平均フィルタ１３−１０−２にて平均化する。
シンボル間平均フィルタ１３−１０−２は、図１４に示すような構成で実現できる。
シリアル／パラレル変換器１３−１０−１の出力は、それぞれのシンボル間平均フィルタ１３−１０−２内で、各遅延器１３−１０−２−１により間隔ＴBで各々シフトされていく。  それぞれの遅延器１３−１０−２−１の出力を加算器１３−１０−２−２にて総和をとり、乗算器１３−１０−２−３にて１／５にして、シンボル毎のデータを平均化する。
このフィルタも、シンボル内平均化器１３−９と同様に、遅延器１３−１０−２−１は必ずしも４個である必要はなく、それよりも少なく、あるいは多い構成でもよい。  また、平均するのではなく、必要な周波数特性を持たせたローパスフィルタにして滑らかな信号としてもよい。
【００１６】
また、タイミング位置検出器１３Ａは、図１に示す構成の他に、図１５に示すような構成でも実現可能である。
この構成も、入力信号Ｉ、Ｑが入力され、加算器１３−７で加算されるまでは図１の構成と同じである。  加算器１３−７の出力は、上記シンボル内平均化器１３−９で平均化され、その出力をシンボル間平均化器１３−１０で更に平均化して、データを平均化するものである。
【００１７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、従来、伝送路の遅延波や先行波により発生していた符号間干渉をなくすことができ、送信側で送られたデータを受信側にて、誤りなく再生することができる。  また、本発明は、従来使用されていた構成よりも、より簡単な構成で実現でき、小型化・廉価化も図ることができる。
また、伝送路の遅延波、もしくは先行波の遅延時間やレベルが変化した場合にも、本発明の方式により、常に適切なＦＦＴ時間窓が設定でき、アダプティブに伝送路に対して適切に対応していくことが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】    本発明のタイミング位置検出器の一実施例を示すブロック図
【図２】    ＯＦＤＭ伝送装置の復調機の全体構成を示すブロック図
【図３】    従来のタイミング位置検出器のブロック図
【図４】    本発明の最小値位置検出器の一実施例を示すブロック図
【図５】    ＯＦＤＭ信号の説明をするための模式図
【図６】    遅延波の存在するＯＦＤＭ信号とＦＦＴ時間窓との関係を示すタイムチャート
【図７】    従来のＯＦＤＭ信号とＦＦＴ時間窓との関係を示すタイムチャート
【図８】    本発明における受信信号とＦＦＴ時間窓との関係を示すタイムチャート
【図９】    本発明における受信信号とＦＦＴ時間窓との関係を示すタイムチャート
【図１０】    本発明のタイミング位置検出器の他の実施例を示すブロック図
【図１１】    本発明のシンボル内平均化器の一実施例を示すブロック図
【図１２】    本発明のタイミング位置検出器の他の実施例を示すブロック図
【図１３】    本発明のシンボル間平均化器の一実施例を示すブロック図
【図１４】    本発明の平均化フィルタの一実施例を示すブロック図
【図１５】    本発明のタイミング位置検出器の他の実施例を示すブロック図
【図１６】    従来の相関器の一例を示すブロック図
【図１】
0003768131.tif 000002
【図２】
0003768131.tif 000003
【図３】
0003768131.tif 000004
【図５】
0003768131.tif 000005
【図６】
0003768131.tif 000006
【図７】
0003768131.tif 000007
【図８】
0003768131.tif 000008
【図９】
0003768131.tif 000009
【図１０】
0003768131.tif 000010
【図１１】
0003768131.tif 000011
【図１２】
0003768131.tif 000012
【図１３】
0003768131.tif 000013
【図１４】
0003768131.tif 000014
【図１５】
0003768131.tif 000015
【図１６】
0003768131.tif 000016
【図４】
0003768131.tif 000017