(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
単一キャリアで変調された信号を複数の受信アンテナを用いて受信し、その受信した複数個の受信信号を選択又は合成するダイバーシティ受信装置において、
前記受信信号を一定値まで増幅するＡＧＣ増幅器を有した複数のブランチの出力を選択又は合成する信号合成部を具備するとともに、
ブランチ毎にＡＧＣ増幅器より前方に受信信号の周波数帯域外に参照信号を多重する参照信号多重手段と、
ブランチ毎に前記ＡＧＣ増幅器の後段に置かれて前記信号合成部の入力側における参照信号のレベルを検出する参照信号レベル検出手段と、
ブランチ毎に前記ＡＧＣ増幅器の後段に置かれて前記信号合成部の入力側における受信信号のレベルを検出する受信信号レベル検出手段と、
各ブランチの参照信号多重手段で受信信号に多重する際の参照信号のレベル情報、前記各ブランチの参照信号レベル検出手段で検出された参照信号のレベル情報および前記各ブランチの受信信号レベル検出手段で検出された受信信号のレベル情報を入力して前記信号合成部における合成係数を生成する合成係数生成手段と、
を備えたことを特徴とするダイバーシティ受信装置。
【請求項２】
特定キャリアにパイロットを分散的に挿入して送信する同期変調方式のＯＦＤＭ信号を複数の受信アンテナを用いて受信し、その受信した複数個の受信信号を選択又は合成するダイバーシティ受信装置において、
前記受信信号を一定値まで増幅するＡＧＣ増幅器を有した複数のブランチの出力のＯＦＤＭ信号を復調しキャリア毎に選択又は合成する信号合成部を具備するとともに、
ブランチ毎にＡＧＣ増幅器より前方に受信信号の周波数帯域外に参照信号を多重する参照信号多重手段と、
ブランチ毎に前記ＡＧＣ増幅器の後段に置かれて前記信号合成部の入力側における参照信号のレベルを検出する参照信号レベル検出手段と、
ブランチ毎に前記ＡＧＣ増幅器の後段に置かれて前記ＯＦＤＭ信号の復調により抽出された前記パイロットのデータを基に補間処理によりＯＦＤＭ復調信号の各キャリアのレベルと位相を推定するキャリア信号推定手段と、
各ブランチの参照信号多重手段で受信信号に多重する際の参照信号のレベル情報、前記各ブランチの参照信号レベル検出手段で検出された参照信号のレベル情報および前記各ブランチのキャリア信号推定手段で推定された各キャリアのレベル情報と位相情報を入力して前記信号合成部におけるキャリア毎の合成係数を生成する合成係数生成手段と、
を備えたことを特徴とするダイバーシティ受信装置。
【請求項３】
差動位相変調方式のＯＦＤＭ信号を複数の受信アンテナを用いて受信し、その受信した複数個の受信信号のキャリアを選択又は合成するダイバーシティ受信装置において、
前記受信信号を一定値まで増幅するＡＧＣ増幅器を有した複数のブランチの出力のＯＦＤＭ信号を差動復調しキャリア毎に選択又は合成する信号合成部を具備するとともに、
ブランチ毎にＡＧＣ増幅器より前方に受信信号の周波数帯域外に参照信号を多重する参照信号多重手段と、
ブランチ毎に前記ＡＧＣ増幅器の後段に置かれて前記信号合成部の入力側における参照信号のレベルを検出する参照信号レベル検出手段と、
ブランチ毎に前記ＡＧＣ増幅器の後段に置かれて前記ＯＦＤＭ信号の各キャリアについて現シンボルのデータと前シンボルの複素データの乗算値である差動復調データを検出する差動復調手段と、
各ブランチの参照信号多重手段で受信信号に多重する際の参照信号のレベル情報、前記各ブランチの参照信号レベル検出手段で検出された参照信号のレベル情報および前記各ブランチの差動復調手段で検出された各キャリアの差動復調データを入力して前記信号合成部におけるキャリア毎の合成係数を生成する合成係数生成手段と、
を備えたことを特徴とするダイバーシティ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ダイバーシティ受信装置に係り、詳しくは、各受信アンテナの受信信号に多重されたパイロット信号を参照することで各受信アンテナからの受信出力レベルを推定してより品質の良い受信信号を作り出すことのできるダイバーシティ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動通信のようにフェ−ジングが発生する伝送路では、受信信号レベルが減衰するところで受信信号品質が劣化するが、互いにほとんど相関のない複数個の受信信号を選択又は合成するダイバーシティ受信の技術を適用することでその影響を軽減することができるようになっている（受信レベルの低下を等価的に防ぐことが可能）。
【０００３】
このダイバーシティ受信では、独立した受信波（無相関）を得るために、空間ダイバーシティ、偏波ダイバーシティ、周波数ダイバーシティ、ルートダイバーシティ方式などが使用される。また、独立した出力をダイバーシティブランチと呼んでおり、これらのブランチを合成して受信レベルの落ち込みを防ぐ合成受信法として、▲１▼選択合成法：ＣＮＲ（キャリア電力対熱雑音電力比）が最大となるブランチを選択する方法、▲２▼等利得合成法：すべてのブランチの受信信号について等しい重み付けを行って加算する方法、▲３▼最大比合成法：各ブランチの受信信号について振幅レベルに比例し、雑音電力に逆比例する重み付けを行い、それらを加算することによって合成後のＣＮＲを最大にする方法が、知られている。
【０００４】
一般に、ダイバーシティ受信装置では、各アンテナから出力される受信信号を一定レベルまで増幅するＡＧＣ増幅器を備える受信部と、各受信部から出力された受信信号を選択又は合成する信号合成部とで構成され、信号合成部では、前述した合成受信法のいずれかが適用される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記ダイバーシティ受信装置の信号合成部が上述した合成受信法のいずれかを適用する場合、いずれの方法であっても各アンテナから出力される受信信号の信号レベルに関する情報が必要となる。例えば、最大比合成や等利得合成を行う場合は、合成比率を決定するために必要であり、また、選択合成を行う場合であれば、各受信部からの信号を評価、選択するために必要となってくる。ところが、従来のダイバーシティ受信装置では、受信部のＡＧＣ増幅器から出力された受信信号は常にレベルが一定であるため、ＡＧＣ増幅器で増幅する前、すなわち各アンテナから出力された受信信号のレベルが信号合成部側ではわからないという問題が生じていた。従来のダイバーシティ受信装置では、信号合成部と、受信部とが分離して設置されるケースが多く、そのため、受信信号の推定に用いられるＡＧＣ増幅器の増幅度の情報を受信部から信号合成部まで送るのにわざわざ受信信号を送る線とは別の線を設けて送らなければならず、複雑な装置が必要であった。
【０００６】
本発明は、上述の点に鑑みて成されたもので、その課題とするところは、装置の複雑化を招くことなく、各アンテナから出力される受信信号のレベルを推定して、より品質のよい受信信号を作り出すことのできるダイバーシティ受信装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明は、請求項１に記載されるように、単一キャリアで変調された信号を複数の受信アンテナを用いて受信し、その受信した複数個の受信信号を選択又は合成するダイバーシティ受信装置において、前記受信信号を一定値まで増幅するＡＧＣ増幅器を有した複数のブランチの出力を選択又は合成する信号合成部を具備するとともに、ブランチ毎にＡＧＣ増幅器より前方に受信信号の周波数帯域外に参照信号を多重する参照信号多重手段と、ブランチ毎に前記ＡＧＣ増幅器の後段に置かれて前記信号合成部の入力側における参照信号のレベルを検出する参照信号レベル検出手段と、ブランチ毎に前記ＡＧＣ増幅器の後段に置かれて前記信号合成部の入力側における受信信号のレベルを検出する受信信号レベル検出手段と、各ブランチの参照信号多重手段で受信信号に多重する際の参照信号のレベル情報、前記各ブランチの参照信号レベル検出手段で検出された参照信号のレベル情報および前記各ブランチの受信信号レベル検出手段で検出された受信信号のレベル情報を入力して前記信号合成部における合成係数を生成する合成係数生成手段とを備えて構成される。
【０００８】
このようなダイバーシティ受信装置によれば、各受信アンテナで受信した受信信号の帯域外に参照信号（以下、パイロット信号という）を多重し、その多重したパイロット信号のレベルを参照することで、各受信アンテナの出力端から信号合成を行う信号合成段の入力端までのレベル変化量を検出（ＡＧＣ増幅器の増幅度を推定）できるので、この検出結果と信号合成部の入力側における受信信号の検出レベルを基に各受信アンテナからの受信信号を最適な比率で合成したり、選択することが可能になる。また、本発明によれば、受信信号レベル推定用のパイロット信号を受信信号の帯域外に多重するだけなので、装置の複雑性を招くことなく最適なダイバーシティ受信装置の提供が可能である。
【００１４】
また、上記課題を解決するため、本発明は、請求項２に記載されるように、特定キャリアにパイロットを分散的に挿入して送信する同期変調方式のＯＦＤＭ信号を複数の受信アンテナを用いて受信し、その受信した複数個の受信信号を選択又は合成するダイバーシティ受信装置において、前記受信信号を一定値まで増幅するＡＧＣ増幅器を有した複数のブランチの出力のＯＦＤＭ信号を復調しキャリア毎に選択又は合成する信号合成部を具備するとともに、ブランチ毎にＡＧＣ増幅器より前方に受信信号の周波数帯域外に参照信号を多重する参照信号多重手段と、前記ＡＧＣ増幅器の後段に置かれてブランチ毎に前記信号合成部の入力側における参照信号のレベルを検出する参照信号レベル検出手段と、ブランチ毎に前記ＡＧＣ増幅器の後段に置かれて前記ＯＦＤＭ信号の復調により抽出された前記パイロットのデータを基に補間処理によりＯＦＤＭ復調信号の各キャリアのレベルと位相を推定するキャリア信号推定手段と、各ブランチの参照信号多重手段で受信信号に多重する際の参照信号のレベル情報、前記各ブランチの参照信号レベル検出手段で検出された参照信号のレベル情報および前記各ブランチのキャリア信号推定手段で推定された各キャリアのレベル情報と位相情報を入力して前記信号合成部におけるキャリア毎の合成係数を生成する合成係数生成手段とを備えて構成される。
【００１５】
また、さらに、上記課題を解決するため、本発明は、請求項３に記載されるように、差動位相変調方式のＯＦＤＭ信号を複数の受信アンテナを用いて受信し、その受信した複数個の受信信号のキャリアを選択又は合成するダイバーシティ受信装置において、前記受信信号を一定値まで増幅するＡＧＣ増幅器を有した複数のブランチの出力のＯＦＤＭ信号を差動復調しキャリア毎に選択又は合成する信号合成部を具備するとともに、ブランチ毎にＡＧＣ増幅器より前方に受信信号の周波数帯域外に参照信号を多重する参照信号多重手段と、ブランチ毎に前記ＡＧＣ増幅器の後段に置かれて前記信号合成部の入力側における参照信号のレベルを検出する参照信号レベル検出手段と、ブランチ毎に前記ＡＧＣ増幅器の後段に置かれて前記ＯＦＤＭ信号の各キャリアについて現シンボルのデータと前シンボルの複素データの乗算値である差動復調データを検出する差動復調手段と、各ブランチの参照信号多重手段で受信信号に多重する際の参照信号のレベル情報、前記各ブランチの参照信号レベル検出手段で検出された参照信号のレベル情報および前記各ブランチの差動復調手段で検出された各キャリアの差動復調データを入力して前記信号合成部におけるキャリア毎の合成係数を生成する合成係数生成手段とを備えて構成される。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１７】
（本発明の実施の形態１）
（シングルキャリア方式ダイバーシティ受信装置の場合）
図１は、本発明の実施の一形態に係るシングルキャリア方式を用いる伝送装置のダイバーシティ受信装置（以下、シングルキャリア方式ダイバーシティ受信装置という）の構成例を示す図である。
【００１８】
このシングルキャリア方式ダイバーシティ受信装置は、送信側から送信された電波を受信する受信アンテナＡ１００１と、該受信アンテナＡ１００１で受信した受信信号を一定値まで増幅するＡＧＣ増幅器（増幅度を可変して出力する信号のレベルを一定に保つ増幅器）等を備えた受信部Ａ２００１と、受信信号を信号合成部４００まで伝送するケーブル３００１とで構成されるブランチを複数（ブランチ１〜ブランチＬ）有し、さらに、各ブランチ（ブランチ１〜ブランチＬ）から出力される信号を合成して出力する信号合成部４００を備えて構成される。
前述したように、ダイバーシティ受信における合成受信法には、選択・等利得・最大比という３種類の合成方法があり、いずれの合成方法とも、合成の際には各アンテナブランチ（ブランチ１〜ブランチＬ）から出力される受信信号の信号レベルに関する情報が必要となる。本発明のダイバーシティ受信装置では、受信部Ａ２００１は受信アンテナＡ１００１から出力された受信信号の帯域外に一定レベルのパイロット信号を多重し、ＡＧＣ増幅器により受信信号とパイロット信号を増幅して信号合成部４００に供給する。信号合成部４００は、ブランチ１からの受信信号のレベルとパイロット信号のレベルを観測・評価して該ブランチ１の受信アンテナから出力された受信信号のレベルを推定する。本発明では、上記のような受信信号レベルの推定が次段のブランチ（ブランチ２〜ブランチＬ）についても行われ、信号合成部４００では各ブランチごとの受信信号のレベルを推定した後、合成受信法に応じた合成係数を決定して信号合成を行う。
【００１９】
次に、本発明に係る受信信号レベルの推定原理について説明する。以下に示す記号の添え字ｌはｌ番目のブランチの数値であることを示している。ｌ番目のブランチにおいて、受信アンテナから出力される受信信号のレベルをＳｒ（ｌ）、そのデシベル値をＳｒ_ｄＢ（ｌ）〔ｄＢｍ〕、多重するパイロット信号のレベルをＰｍ（ｌ）、そのデシベル値をＰｍ_ｄＢ（ｌ）〔ｄＢｍ〕、ＡＧＣ増幅器の増幅度をＧ（ｌ）、そのデシベル値をＧｄＢ（ｌ）〔ｄＢｍ〕、ＡＧＣ増幅器の出力レベルをＥ、そのデシベル値をＥｄＢ〔ｄＢｍ〕、ケーブル伝送による損失をＬ（ｌ）、そのデシベル値をＬｄＢ（ｌ）〔ｄＢ〕、信号合成部の入力における受信信号のレベルをＳｃ（ｌ）、そのデシベル値をＳｃ_ｄＢ（ｌ）〔ｄＢｍ〕、信号合成部の入力におけるパイロット信号のレベルをＰｃ（ｌ）、そのデシベル値をＰｃ_ｄＢ（ｌ）〔ｄＢｍ〕とする。Ｓｃ_ｄＢ（ｌ）と、Ｐｃ_ｄＢ（ｌ）は次式で表せる。
【００２０】
【数１】
0003768439.tif 000002
【００２１】
【数２】
0003768439.tif 000003
パイロット信号の多重レベルＰｍ_ｄＢ（ｌ）が既知の場合、ＡＧＣ増幅器の増幅度ＧｄＢ（ｌ）とケーブル損失ＬｄＢ（ｌ）の差は（３）式で表される。
【００２２】
【数３】
0003768439.tif 000004
（３）式を（１）式に代入してＳｒ（ｌ）について解くと（４）式が得られる。
【００２３】
【数４】
0003768439.tif 000005
すなわち、信号合成部で観測した受信信号のレベルＳc（ｌ）および、パイロット信号のレベルＰｃ（ｌ）を用いることで、（４）式により受信信号のレベルＳｒ（ｌ）を求めることができる。次に、ＡＧＣ増幅器の増幅度Ｇ（ｌ）がアンテナから出力される受信信号のレベルＳｒ（ｌ）のみで制御される場合、（５）式が成立する。また、ＡＧＣ増幅器の増幅度Ｇ（ｌ）が、受信信号と、パイロット信号の和のレベルで制御される場合でも、多重するパイロット信号のレベルが受信信号のレベルＳｒ（ｌ）に比べ、十分に小さい場合には同様に（５）式が成立する。
【００２４】
【数５】
0003768439.tif 000006
上記のように、受信信号のレベルＳc（ｌ）および、パイロット信号のレベルＰｃ（ｌ）を参照することで、ダイバーシティ受信における合成受信の際に必要な受信信号のレベルＳｒ（ｌ）を得ることができる。すなわち、受信信号のレベルＳc（ｌ）および、パイロット信号のレベルＰｃ（ｌ）を用いることで選択合成・等利得合成・最大比合成の際に必要となる合成係数（＝重み付け係数）を決定することができるようになる。
【００２５】
次に、これら３つの合成受信法における合成係数の算出方法についてシングルキャリアを受信するシングルキャリア方式のダイバーシティ受信装置を例に説明する。
【００２６】
まず、選択合成の場合について説明する。
【００２７】
（選択合成の場合）
各ブランチのＣＮＲ（Carrier-to-noise ratio：搬送波対雑音比）は通常、
受信部のＬＮＡ（Low Noise Amplifier：低雑音増幅器）の熱雑音が支配的であり、
各ブランチのＣＮＲをγ（ｌ）とすると、各ブランチの受信部におけるＬＮＡのＮＦ（Noise Figure：雑音指数）が同じであれば、Ａを比例定数として、
【００２８】
【数６】
0003768439.tif 000007
が成立する。
【００２９】
選択合成は、各ブランチからの受信信号のうち、最もＣＮＲが高い信号を選択、出力する合成法である。従って、各ブランチからの信号の合成係数Ｗ（ｌ）は、下記に示す（７）式で表される。尚、合成後の出力信号のレベルは１に規格化されるものとし、Ｌはブランチ数を表す。
【００３０】
【数７】
0003768439.tif 000008
ここで、各ブランチにおける受信部のＬＮＡのＮＦが同じであり、（６）式の関係が成立すると仮定すれば、γ（ｌ）が最大であるという条件はＳｒ（ｌ）が最大であるという条件に置き換えることができ、結果として（８）式が得られる。
【００３１】
【数８】
0003768439.tif 000009
また、各ブランチの受信部におけるパイロットキャリアの多重レベルＰｍ（ｌ）が一定であればＳｒ（ｌ）の大小はＳｃ（ｌ）/Ｐｃ（ｌ）の大小で決定されるため、（８）式は下記の（９）式の置き換えることができる。
【００３２】
【数９】
0003768439.tif 000010
さらに、ＡＧＣ増幅器の出力は一定であるため、受信部から信号合成部までのケーブル損失が各ブランチで一定であれば、Ｓｃ（ｌ）は各ブランチで同じ値になる。従って、Ｓｒ（ｌ）の大小はＰｃ（ｌ）の大小で決定されるため、上記（９）式は、さらに簡略化でき、下記の（１０）式のように表される。ここで、多重されているパイロット信号のレベルが一番小さい信号をＰｎ（ｌ）とすると、
【００３３】
【数１０】
0003768439.tif 000011
このように、選択合成では、信号合成部に入力される各ブランチからの複数の信号のうち、多重されているパイロット信号のレベルが一番小さい信号を選択すればよいことになる。
【００３４】
次に、等利得合成の場合について説明する。
【００３５】
（等利得合成の場合）
等利得合成と最大比合成は、いずれも同相合成であるため、各ブランチからの信号を合成する場合、それぞれの信号の位相差を事前に補正して合わせる必要がある。この位相補正手段については、すでに多くの手段が知られているため、ここでは、説明を省略し、信号合成部の入力においては、各ブランチからの信号の位相は一致しているものと仮定してこれ以降説明を進める。等利得合成の場合は、受信アンテナ出力信号のレベルＳｒ（ｌ）の各ブランチ間での比率を保存して、そのまま合成する（前述のように位相差は補正する）。従って、下記（１１）式を用いて、信号合成部の入力信号のレベルを一旦、アンテナ出力信号レベルＳｒ（ｌ）に変換する。
【００３６】
【数１１】
0003768439.tif 000012
さらに、合成後の信号レベルを１に規格化するための係数を考慮し、以下の（１２）式を得る。
【００３７】
【数１２】
0003768439.tif 000013
また、各ブランチの受信部におけるパイロットキャリアの多重レベルＰｍ（ｌ）が一定の場合、上記（１２）式は以下の（１３）式のように簡略化できる。
【００３８】
【数１３】
0003768439.tif 000014
すなわち、合成器の入力における各ブランチからの信号の受信信号レベルＳｃ（ｌ）と、パイロット信号Ｐｒ（ｌ）を観測することで、各ブランチからの信号に対する重み付け係数Ｗ（ｌ）を求めることができ、等利得合成を実現できる。さらに、ＡＧＣ増幅器の出力は一定であるため、受信部から信号合成部までのケーブル損失が各ブランチで一定であれば、Ｓｃ（ｌ）は各ブランチで同じ値になり、その値をＳｃとすれば上記（１３）式は次の（１４）式のように変形される。
【００３９】
【数１４】
0003768439.tif 000015
次に、最大比合成の場合について説明する。
【００４０】
（最大比合成の場合）
最大比合成では、各ブランチからの信号に対して、それぞれの信号のＣＮＲに比例した重み付けをして合成を行い、合成後の信号のＣＮＲが最も大きくなるようにする。各ブランチからの信号のＣＮＲであるγ（ｌ）上記（６）式によって表される。ここでは、上記（６）式に上記（１１）式を代入して次の（１５）式を得る。
【００４１】
【数１５】
0003768439.tif 000016
一方、ＡＧＣ増幅器やケーブル損失で生じる各ブランチのアンテナ出力端から信号合成部入力までのゲインの差を補正する係数をＤ（ｌ）とすれば、Ｂを比例定数として次の（１６）式で表される。
【００４２】
【数１６】
0003768439.tif 000017
結果として、最大比合成を行う場合の、信号合成部の入力における各ブランチからの信号に対する重み付け係数Ｗ（ｌ）は、Ｃを比例定数として次の（１７）式で表される。
【００４３】
【数１７】
0003768439.tif 000018
合成後の信号レベルを規格化するために次の（１８）式に示す条件を付加すると、Ａ×Ｂ×Ｃは一意的に決定され、上記（１７）式は以下の（１９）式に示すように書き換えられる。
【００４４】
【数１８】
0003768439.tif 000019
【００４５】
【数１９】
0003768439.tif 000020
ここで、各ブランチの受信部におけるパイロット信号の多重レベルＰｍ（ｌ）が一定の場合、上記（１９）式は簡略化され、次の（２０）式のように書き換えられる。
【００４６】
【数２０】
0003768439.tif 000021
さらに、ＡＧＣ増幅器の出力は一定であるため、受信部から信号合成部までのケーブル損失が各ブランチで一定であれば、Ｓｃ（ｌ）は各ブランチで同じ値になり、その値をＳｃとすれば上記（２０）式は次の（２１）式のように変形される。
【００４７】
【数２１】
0003768439.tif 000022
結果として、信号合成部の入力における各ブランチからの信号の受信信号のレベルＳｃ（ｌ）とパイロット信号レベルＰｃ（ｌ）を観測することで、最大比合成の場合の各ブランチからの信号に対する重み付け係数Ｗ（ｌ）を求めることが可能である。
【００４８】
以上説明してきたように、本発明によれば、選択・等利得・最大比のいずれの合成方法においても、観測したＳｃ（ｌ）、Ｐｃ（ｌ）より各ブランチの信号を合成する際に必要となる合成係数を求めることが可能である。すなわち、いずれの合成法も実現できる。
【００４９】
次に、本発明に係るシングルキャリア方式のダイバーシティ受信装置に設けられる受信部の構成例（その１）と動作について図２を参照しながら説明する。尚、該受信部は図１に示した受信部Ａ２００１〜受信部Ｌ２００Ｌのいずれも同一構成をとるので、ここでは、ブランチ１の受信部Ａ２００１を例にとり、説明する。
【００５０】
この受信部Ａ２００１は、図２において、ＢＰＦ２１と、ＲＦ増幅器２２（ＬＮＡ）と、分配器２３と、加算器２４と、パイロット信号発生器２５と、利得可変増幅器２６（以下、ＡＧＣ増幅器という）と、局部発信器２７と、乗算器２８と、ＢＰＦ２９と、ＩＦ増幅器２１０と、レベル検出器２１１と、制御電圧発生器２１２とから構成される。
【００５１】
（受信部の構成例（その１）における動作説明）
受信アンテナＡ１００１から出力された受信信号はＢＰＦ２１に入力され、雑音や干渉波など帯域外の不要な成分が除去されて希望波成分のみが抽出される。ＢＰＦ２１の出力信号は、ＲＦ増幅器２２によって一定利得分増幅される。通常、受信装置においては、最もレベルの低い信号を増幅する初段の増幅器の熱雑音が、受信装置における信号のＣ／Ｎを左右するため、ＲＦ増幅器２２には、ＮＦが小さい固定利得の低雑音増幅器が使用される。ＲＦ増幅器２２の出力信号は、分配器２３によって２分配され、その２分配された信号の一方を、加算器２４の被加算信号入力端子に供給する。パイロット信号発生器２５は一定レベルのパイロット信号を発生し、加算器２４の加算信号入力端子に供給する。パイロット信号の周波数は受信信号帯域外で、かつ受信信号周波数の近傍周波数とする。加算器２４は分配器から出力された受信信号にパイロット信号を付加して出力する。加算器２４の出力信号はＡＧＣ増幅器２６に入力され、一定レベルまで増幅される。ＡＧＣ増幅器２６の出力信号は周波数変換用の乗算器２８の被加算信号入力端子へと供給される。
【００５２】
一方、分配器２３で２分配された信号のもう一方は、レベル検出器２１１に入力される。レベル検出器２１１は、入力信号の平均電力または平均振幅に対応する電圧を発生し、入力信号のレベル情報として出力する。レベル検出器２１１の出力信号は制御電圧発生器２１２に入力されて、レベル検出器２１１より供給されたレベル情報をもとに、ＡＧＣ増幅器２６が出力する信号のレベルが、あらかじめ定めた一定値になるようにＡＧＣ増幅器２６の増幅利得を制御する利得制御信号を発生し、ＡＧＣ増幅器２６の利得制御入力端子に供給する。レベル検出器２１１に入力される信号のレベルと、ＡＧＣ増幅器２６の信号入力端子に供給される信号成分のレベル（加算器で加算されたパイロット信号の成分を除く）同一であるため、結果としてＡＧＣ増幅器２６が出力する信号のレベルは（加算器で加算されたパイロット信号の成分を除く）は一定となる。
【００５３】
ＡＧＣ増幅器２６から出力された信号は、乗算器２８の被乗算信号入力端子に供給され、局部発信器２７が出力するローカル信号と乗算され、受信信号と多重したパイロット信号の両方が同時にＩＦ周波数に周波数変換される。
【００５４】
ダイバーシティブランチの構成がスペースダイバーシティの場合、複数の受信アンテナを空間的に離して設置するため、受信部Ａ２００１から出力される受信信号を信号合成部４００までケーブルで伝送する必要があり、ケーブルでの損失を考慮して、ＲＦ帯の受信信号をケーブルの損失の少ないＩＦ帯に周波数変換するのが一般的である。
【００５５】
乗算器２８が出力するＩＦ帯の受信信号およびパイロット信号はＢＰＦ２９（ＬＰＦでもよい）によってイメージ成分が除去され、ケーブルでの損失を考慮してＩＦ増幅器２１０で所定のレベルまで増幅された後、伝送ケーブルにより信号合成部４００まで伝送される。上述した受信部Ａ２００１の構成はフィードフォーワード型のＡＧＣ増幅機能を実現している。
【００５６】
次に、本発明に係るシングルキャリア方式のダイバーシティ受信装置に設けられる受信部の構成例（その２）と動作について図３を参照しながら説明する。尚、上記図２と同じ機能を有する構成要素に対しては、同じ番号を付与している。
【００５７】
同図に示すように、この受信部Ａ２００１は、ＢＰＦ２１と、ＲＦ増幅器２２（ＬＮＡ）と、分配器２３と、加算器２４と、パイロット信号発生器２５と、ＡＧＣ増幅器２６と、局部発信器２７と、乗算器２８と、ＢＰＦ２９と、ＩＦ増幅器２１０と、レベル検出器２１１と、制御電圧発生器２１２と、ＢＰＦ２１３から構成される。
【００５８】
（受信部の構成例（その２）における動作説明）
受信アンテナＡ１００１から出力された受信信号は、ＢＰＦ２１によって雑音や干渉波など帯域外の不要な成分が除去され希望波成分のみが抽出された後、ＲＦ増幅器２２によって一定利得分増幅される。加算器２４はＲＦ増幅器２２の出力信号と、パイロット信号発生器２５が出力する一定振幅、一定周波数のパイロット信号を加算（多重）して出力する。次に、加算器２４の出力信号をＡＧＣ増幅器２６の信号入力端子に入力する。ＡＧＣ増幅器２６の出力信号は、分配器２３によって２分配され、その２分配された信号の一方がＢＰＦ２１３に入力される。ＢＰＦ２１３は、加算器２４で多重したパイロット信号成分を除去して受信信号成分のみとしてレベル検出器２１１に供給する。このパイロット信号成分の除去を担うＢＰＦ２１３はノッチフィルタあるいはＢＥＦ（バンドエリミネーションフィルタ）としてもよい。レベル検出器２１１は入力信号の平均電力または平均振幅に対応する電圧を発生し、レベル情報として制御電圧発生器２１２に供給する。制御電圧発生器２１２は、レベル検出器２１１からのレベル情報をもとに、ＡＧＣ増幅器２６の増幅利得を制御する利得制御信号を発生して、ＡＧＣ増幅器２６の利得制御入力端子に供給し、ＡＧＣ増幅器２６が出力する信号のレベル（パイロット信号成分を含まない）が一定になるようにフィードバックループを構成する。
【００５９】
一方、上記分配器２３で２分配された信号のもう一方は、周波数変換のために乗算器２８の被乗算信号入力端子に入力され、局部発信器２７が出力するローカル信号と乗算されて受信信号とパイロット信号がＩＦ帯に周波数変換される。乗算器２８が出力するＩＦ帯の受信信号およびパイロット信号はＢＰＦ２９（ＬＰＦでもよい）でイメージ成分が除去され、ＩＦ増幅器２１０で所定のレベルまで増幅された後、伝送ケーブルにより信号合成部４００まで伝送される。
【００６０】
次に、本発明に係るシングルキャリア方式のダイバーシティ受信装置に設けられる受信部の構成例（その３）と動作について図４を参照しながら説明する。尚、上記図２と同じ機能を有する構成要素に対しては、同じ番号を付与している。
【００６１】
同図に示すように、この受信部Ａ２００１は、ＢＰＦ２１と、ＲＦ増幅器（ＬＮＡ）２２と、分配器２３と、加算器２４と、パイロット信号発生器２５と、ＡＧＣ増幅器２６と、局部発信器２７と、乗算器２８と、ＢＰＦ２９と、ＩＦ増幅器２１０と、レベル検出器２１１と、制御電圧発生器２１２と、ＢＰＦ２１３とから構成される。
【００６２】
（受信部の構成例（その３）における動作説明）
受信アンテナＡ１００１から出力された受信信号は、ＢＰＦ２１によって雑音や干渉波など帯域外の不要な成分が除去され希望波成分のみが抽出された後、ＲＦ増幅器２２によって一定利得分増幅される。加算器２４はＲＦ増幅器２２の出力信号と、パイロット信号発生器２５が出力する一定振幅、一定周波数のパイロット信号を多重して出力する。次に、加算器２４の出力信号を分配器２３に入力して２分配する。この分配器２３で２分配された信号の一方をＡＧＣ増幅器２６の信号入力端子に供給し、他方をＢＰＦ２１３に入力する。ＢＰＦ２１３は、加算器２４で多重したパイロット信号成分を除去して受信信号成分のみを抽出してレベル検出器２１１に供給する。ＢＰＦ２１３は前述した図３の場合と同様にパイロット信号成分のみを除去を目的とし、ノッチフィルタあるいはＢＥＦ（バンドエリミネーションフィルタ）のいずれでもよい。レベル検出器２１１は入力信号の平均電力または平均振幅に対応する電圧を発生し、レベル情報として制御電圧発生器２１２に供給する。制御電圧発生器２１２は、レベル検出器２１１からのレベル情報をもとに、ＡＧＣ増幅器２６の増幅利得を制御する利得制御信号を発生して、ＡＧＣ増幅器２６の利得制御入力端子に供給し、ＡＧＣ増幅器２６が出力する信号のレベル（パイロット信号成分を含まない受信信号のみのレベル）が一定になるようにＡＧＣ増幅器２６の増幅利得を制御する。
【００６３】
ＡＧＣ増幅器２６の出力信号は、周波数変換のために乗算器の被乗算信号入力端子に入力され、局部発信器２７が出力するローカル信号と乗算されて受信信号とパイロット信号がＩＦ帯に周波数変換される。乗算器２８が出力するＩＦ帯の受信信号およびパイロット信号はＢＰＦ２９（ＬＰＦでもよい）によってイメージ成分が除去され、伝送ケーブルにより信号合成部４００まで伝送される。この構成例では、フィードフォーワード型のＡＧＣ機能が実現される。上述した図２〜図４の構成例のいずれにおいても、ＡＧＣ増幅器２６は、増幅回路そのものの増幅率を可変するように構成してもよいし、高利得の増幅器と可変アッテネータを組み合わせて実現してもよい。
【００６４】
次に、本発明に係るシングルキャリア方式のダイバーシティ受信装置に設けられる信号合成部４００の構成例（その１）と動作について図５を参照しながら説明する。
【００６５】
同図に示すように、この信号合成部４００は、位相調整部と、レベル検出部とがブランチ毎に備えられ（位相調整部Ａ４１１１〜位相調整部Ｌ４１１Ｌ、レベル検出部Ａ４１２１〜Ｌ４１２Ｌ）、さらに、受信信号の重み付け係数を決定する合成係数生成回路４１４と、レベル検出部Ａ４１２１〜Ｌ４１２Ｌから出力される受信信号と該合成係数生成回路４１４で決定された重み付け係数とを乗算する乗算器４１３１〜４１３Ｌと、該乗算器４１３１〜４１３Ｌからの出力信号を合成する合成器４１５とを備えて構成される。本信号合成部におけるブランチ１〜ブランチＬの受信信号の処理は同じなので、以降は、ブランチ１のみ説明する。
【００６６】
（信号合成部の構成例（その１）における動作説明）
受信アンテナＡ１００１より出力され、受信部Ａ２００１で増幅およびパイロット信号を付加されたブランチ１の受信信号は、ケーブルによって信号合成部４００まで伝送され、位相調整部Ａ４１１１でブランチ間の信号位相差の補正を受けた後、レベル検出部Ａ４１２１に入力される。レベル検出部Ａ４１２１に入力された位相補正済みの受信信号は分配器４１２１で３分配される。この分配器４１２１から出力される第１の分配信号は、パイロット信号抽出用ＢＰＦ４１２２に入力され、ＢＰＦのフィルタリングにより受信部Ａ２００１で付加されたパイロット信号成分のみが抽出される。このようにして抽出されたパイロット信号はレベル検出器４１２５に入力されてレベルが検出される。このレベル検出器４１２５から出力されるパイロット信号のレベル情報はＰｃ（１）として合成係数生成回路４１４に入力される。
【００６７】
分配器４１２１から出力される第２の分配信号は受信信号抽出用ＢＰＦ４１２３に入力され、パイロット信号を含まない受信信号のみが抽出される。受信信号用抽出用ＢＰＦ４１２３から出力された信号は、レベル検出器４１２４に入力されてレベルの検出が行われる。このレベル検出器４１２４から出力される受信信号のレベル情報は、Ｓｃ（１）として合成係数生成回路４１４に入力される。
【００６８】
分配器４１２１から出力される第３の分配信号はレベル検出部Ａ４１２１から出力され、乗算器４１３１で合成係数生成回路４１４から出力される合成係数信号と乗算されて合成器４１５に入力される。ブランチ２〜ブランチＬの受信信号は、ブランチ１の受信信号と同様に位相調整部Ｂ４１１２〜Ｌ４１１Ｌでブランチ間の位相差の補正を受けた後、レベル検出部Ｂ４１２２〜Ｌ４１２Ｌにおいてブランチ１の受信信号の処理と同様の処理がなされる。各レベル検出部Ａ４１２１〜Ｌ４１２Ｌで検出された各ブランチのパイロット信号のレベル情報Ｐｃ（ｌ）と各ブランチの受信信号のレベル情報Ｓｃ（ｌ）は、それぞれ合成係数生成回路４１４に入力される。
【００６９】
合成係数生成回路４１４は、入力したＰｃ（ｌ）とＳｃ（ｌ）からＷ（ｌ）を計算して出力し、乗算器４１３１〜４１３Ｌにおいて各レベル検出部４１２１〜４１２Ｌから出力される各ブランチの受信信号に重み付けを行い合成器４１５に入力する。合成器４１５は、入力された各ブランチの信号を加算合成する。上記合成係数生成回路４１４は、選択合成を行う場合は、（１０）式、等利得合成を行う場合は（１４）式、最大比合成を行う場合は（２１）式に示す演算を行って、合成係数Ｗ（ｌ）を求める。
【００７０】
次に、本発明に係るシングルキャリア方式のダイバーシティ受信装置に設けられる信号合成部の構成例（その２）と動作について図６を参照しながら説明する。前述の図５に示した第１の構成例との相違は、レベル検出部の内部構成のみである。従って、ここでは、レベル検出部についてのみ説明（レベル検出部Ａ４１２１を例にとり説明）する。
【００７１】
レベル検出部Ａ４１２１は、位相調整部Ａ４１１１によってブランチ間の信号位相差の補償を受けた受信信号を入力し、分配器４１２１で信号を２分配する。この分配器４１２１からの第１の分配出力は、パイロット信号抽出用ＢＰＦ４１２２に入力され、受信部Ａ２００１で多重されたパイロット信号成分のみが抽出される。このようにして抽出されたパイロット信号はレベル検出器４１２５に入力されてレベルの検出が行われる。このレベル検出器４１２５で検出されたパイロット信号のレベル情報は、レベル検出部４１２５から出力され、合成係数生成回路４１４にＰｃ（１）として入力される。
【００７２】
一方、分配器４１２１からの第２の分配出力は、受信信号抽出用ＢＰＦ４１２３に入力され、パイロット信号を含まない受信信号のみが抽出される。受信信号抽出用ＢＰＦ４１２３で抽出された受信信号は、さらに分配器４１２６に入力されて２分配される。この分配器４１２６で分配された第１の分配出力はレベル検出器４１２４に入力されてレベルの検出が行われる。このレベル検出器４１２４から出力される受信信号のレベル情報は、Ｓｃ（１）としてレベル検出器４１２４から出力され、合成係数生成回路４１４に入力される。
【００７３】
分配器４１２６からの第２の分配出力は、レベル検出部４１２１から出力された後、乗算器４１３１に入力され、合成係数生成回路４１４から出力される合成係数Ｗ（１）と乗算される。乗算器４１３１から出力される合成係数乗算後の受信信号は合成器４１５に入力され、同様の処理を受けた他のブランチからの受信信号と合成される。位相調整部Ｂ４１１２〜位相調整部Ｌ４１１Ｌは位相調整部Ａ４１１１と同様の処理を行う。レベル検出部Ｂ４１２２からレベル検出部Ｌ４１２Ｌはレベル検出部Ａ４１２１と同様の処理を行う。さらに、乗算器４１３２〜乗算器４１３Ｌは乗算器４１３１と同様の処理を行う。合成係数生成回路４１４は、選択合成を行う場合は、（１０）式、等利得合成を行う場合は（１４式）、最大比合成を行う場合は（２１）式に示す演算を行って、重み係数Ｗ（ｌ）を求めて、乗算器４１３１〜乗算器４１３Ｌにそれぞれ出力する。
【００７４】
上記実施形態によれば、各ブランチの受信部Ａ２００１〜Ｌ２００Ｌにおいて、受信信号の帯域外にパイロット信号を挿入し、信号合成部４００においてそのパイロット信号のレベルを参照することで各ブランチ１〜Ｌにおける受信アンテナＡ１００１〜Ｌ１００Ｌの出力端から信号合成部４００の入力端までの間のレベル変化量を検出し、その検出結果から各ブランチ１〜Ｌの受信アンテナ出力レベルを推定する。従って、信号合成部４００の入力信号レベルが受信信号のＣ／Ｎの比例しない場合であっても、該信号合成部４００において各ブランチ１〜Ｌからの受信信号を最適な合成比率で合成もしくは、選択することが可能となる。
【００７５】
（本発明の実施の形態２）
（ＯＦＤＭダイバーシティ受信装置の場合）
続いて、本発明を、変調方式にマルチキャリアのディジタル変調方式であるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）変調方式を用いる伝送装置のダイバーシティ受信装置に適用する場合について説明する。ＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信では、ＯＦＤＭ信号の各キャリアごとに選択・合成を行うことで、高いダイバーシティ利得が得られることが知られている。この場合、信号の合成はＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理後に行うのが一般的である。
【００７６】
図７は、本発明の実施の一形態に係るＯＦＤＭ変調方式を適用したダイバーシティ受信装置（以下、ＯＦＤＭダイバーシティ受信装置という）の構成例を示す図である。このＯＦＤＭダイバーシティ受信装置は、送信側から送信された電波を受信する受信アンテナＡ１１０１と、受信した受信信号を一定値まで増幅するＡＧＣ増幅器等を備えた受信部Ａ２１０１と、受信信号を伝送するケーブル３１０１とで構成されるブランチ１が複数（ブランチ１〜ブランチＬ）備えられ、さらに、ブランチ１〜Ｌから出力されるＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調部と、その復調されたＯＦＤＭ信号を合成する信号合成部とが一体化されたＯＦＤＭ復調・信号合成部５００とから構成される。同図に示す受信部Ａ２１０１〜Ｌ２１０Ｌの構成は前述の図２〜図４に示したシングルキャリア方式の場合と同一構成をとる。また、ＯＦＤＭ変調方式には、ＯＦＤＭ信号における各キャリアの位相・振幅のシンボル間差分で情報を伝送する差動変調方式と、各キャリアに多値ＱＡＭ方式（例：１６ＱＡＭ）を使用すると共に、周波数方向、シンボル方向の両方に一定間隔で、既知の振幅と位相を持つパイロットキャリア（このパイロットをスキャッタードパイロット（SP: Scattered pilot）という）を配置し、復調時の基準として使用する同期変調方式の２つの方式がある。従って、差動変調方式を適用したＯＦＤＭダイバーシティ受信装置と、同期変調方式を適用したＯＦＤＭダイバーシティ受信装置の信号合成部とでは構成が異なるため、別々に説明する。
【００７７】
まず、同期変調方式を適用したＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置（以下、同期変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置という）について説明する。
【００７８】
同期変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置では、送信側にて周波数方向に一定間隔で多重された既知の位相、振幅を持つパイロットキャリアが受信側で検出され、その検出された位相値、振幅値により、パイロットキャリア周波数における伝送路の周波数特性が推定される。この処理は、通常、受信側のＦＦＴ回路から出力される周波数軸上のキャリアデータに含まれているパイロットキャリアの複素振幅を、送信したパイロットキャリアの複素振幅で除算することにより得られる。このようにして得られる伝送路の周波数特性を表す複素データは、ＯＦＤＭ信号の各キャリアにおける伝送路特性が一定キャリア間隔で間引かれたデータであるため、適当な補完処理を行うことで、ＯＦＤＭ信号の各キャリアの周波数における伝送路特性を得ることができる。ここで、Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）は複素数であり、Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の絶対値を計算すれば周波数振幅特性が、偏角を計算すれば周波数位相特性が得られる。ここでは、ｌはブランチ番号、ｍはキャリア番号、ｎはシンボル番号を示す。以下の説明で用いられる他の記号についても同様とする。
【００７９】
同期変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置では、前述したシングルキャリア方式のダイバーシティ受信装置と場合と同様、３つの合成受信方法によるダイバーシティ受信が可能である。ここでは、まず、これら３つの合成受信において共通となる条件について説明する。
【００８０】
（各合成方法で共通な条件）
受信アンテナ出力におけるＯＦＤＭ信号の各キャリアの複素振幅をＳｒ（ｌ、ｍ、ｎ）、信号合成部入力における各キャリアの複素振幅をＳｃ（ｌ、ｍ、ｎ）とする。選択合成、等利得合成、最大値合成のいずれかの合成方法においても、各ブランチ間での位相差を補正して合成する必要がある。各キャリアのブランチ間での位相差を補正するには、各ブランチの各キャリアの周波数における伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の複素共役をとり、Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の絶対値で規格化することで得られる（１０１）式に示すような複素数を、受信信号をＦＦＴして得られる各キャリアの複素振幅に乗算し、Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）とは逆の位相回転を与えればよい。
【００８１】
【数２２】
0003768439.tif 000023
従って、合成係数Ｗ（ｌ、ｍ、ｎ）は、Ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）を実数として次式のように表される。
【００８２】
【数２３】
0003768439.tif 000024
まず、受信信号を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けない受信アンテナ出力または、ＬＮＡの出力において合成する場合を考える。受信アンテナ出力またはＬＮＡ出力信号をＳｒ（ｌ、ｍ、ｎ）、信号合成部における受信信号合成時の合成係数をＷｒ（ｌ、ｍ、ｎ）、信号合成部の出力信号をＳｏ（ｍ、ｎ）とすれば、以下の（１０３）式が成立する。
【００８３】
【数２４】
0003768439.tif 000025
一方、受信信号Ｓｒ（ｌ、ｍ、ｎ）は、送信信号Ｓ（ｍ、ｎ）が伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の影響を受けた結果であるから、次式（１０４）が成立する。
【００８４】
【数２５】
0003768439.tif 000026
上記（１０４）式を上記（１０３）式を代入すると、（１０５）式が得られる。
【００８５】
【数２６】
0003768439.tif 000027
続いて、上記（１０５）式に上記（１０２）式を代入すると、
【００８６】
【数２７】
0003768439.tif 000028
が得られる。
【００８７】
上記（１０６）式に対して、ダイバーシティ受信出力Ｓｏ（ｍ、ｎ）が送信信号にＳ（ｍ、ｎ）に等しいという（１０７）式の等化条件を適用することにより、次の（１０８）式が得られる。
【００８８】
【数２８】
0003768439.tif 000029
【００８９】
【数２９】
0003768439.tif 000030
上記（１０８）式より、Ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）を求め（１０２）式に代入することで合成係数Ｗｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を求めることができる。
【００９０】
続いて、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異なる信号合成部において受信信号を合成する場合を考える。信号合成部の入力における各ブランチからの受信信号をＦＦＴした結果の各ブランチ、各キャリアの複素振幅をＳｃ（ｌ、ｍ、ｎ）、信号合成部における受信信号合成時の合成係数をＷｃ（ｌ、ｍ、ｎ）、信号合成部で信号合成後の出力信号をＳｏ（ｍ、ｎ）とすると、以下の（１０９）式が成立する。
【００９１】
【数３０】
0003768439.tif 000031
また、ＯＦＤＭ信号の各キャリアに上記（１１）式を適用することで次の（１１０）式が得られる。
【００９２】
【数３１】
0003768439.tif 000032
上記（１１０）式を上記（１０９）式に代入すると、
【００９３】
【数３２】
0003768439.tif 000033
が得られる。
【００９４】
従って、上記（１１１）式よりＷｒは、
【００９５】
【数３３】
0003768439.tif 000034
となる。
【００９６】
上記（１１２）式をＷｃ（ｌ、ｍ、ｎ）について解くと次の（１１３）式が得られる。
【００９７】
【数３４】
0003768439.tif 000035
ここで、Ｗｒ（ｌ、ｍ、ｎ）は、通常、以下の（１１４）式に示すように伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の関数となっているため、上記（１１３）式は以下の（１１５）式のように書き換えることができる。
【００９８】
【数３５】
0003768439.tif 000036
【００９９】
【数３６】
0003768439.tif 000037
一方、Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）は、ＯＦＤＭ信号に含まれる既知の振幅と位相を有するパイロットキャリアの復調データを基に周波数軸および時間軸上で離散的に得られた特性を適当な補間処理を行って求めるため、各ブランチ間で利得が異なる合成部の入力において検出・生成した場合、ブランチ間での利得差の影響を受ける。信号合成部の入力において検出・生成したＨ（ｌ、ｍ、ｎ）をＨＤ（ｌ、ｍ、ｎ）とすればこのＨＤ（ｌ、ｍ、ｎ）、
【０１００】
【数３７】
0003768439.tif 000038
で表される。
【０１０１】
さらに、上記（１１６）式をＨ（ｌ、ｍ、ｎ）について解くと、
【０１０２】
【数３８】
0003768439.tif 000039
が得られる。
【０１０３】
従って、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異なる信号合成部において、受信信号を合成する場合の合成係数Ｗｃ（ｌ、ｍ、ｎ）を求めるには、まず、Ｗｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を求め、次いで（１１５）式を用いて、Ｗｃ（ｌ、ｍ、ｎ）に変換すると共に、（１１７）式を用いてＨ（ｌ、ｍ、ｎ）をＨＤ（ｌ、ｍ、ｎ）に変換すればよい。
【０１０４】
次に、同期変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置で適用可能な各合成受信法における合成係数の算出例について説明する。
【０１０５】
まず、合成受信法として選択合成法を適用した場合の合成係数の算出例について説明する。
【０１０６】
（選択合成の場合）
選択合成は、各キャリアについて最もＣＮＲが高い、すなわち最も振幅の大きいブランチからの信号を選択する方法である。受信信号をＦＦＴした結果の各キャリアの振幅は伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）で決定されるため、以下の（１１８）
式が成立する。
【０１０７】
【数３９】
0003768439.tif 000040
続いて、上記（１０１）式を上記（１０８）式に代入すると、
【０１０８】
【数４０】
0003768439.tif 000041
が得られる。
【０１０９】
上記（１１９）式を整理すると、
【０１１０】
【数４１】
0003768439.tif 000042
となる。さらに、上記（１２０）式をα（ｌ、ｍ、ｎ）について解くと、
【０１１１】
【数４２】
0003768439.tif 000043
が得られる。
【０１１２】
上記のようにして求められた上記（１０１）式、（１２０）式および（１１８）式を（１０２）式に代入すると、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けない場合の合成係数Ｗｒ（ｌ、ｍ、ｎ）が次式のように求まる。
【０１１３】
【数４３】
0003768439.tif 000044
次に、（１１５）式および（１１７）式を用いてＷｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の入力におけるＡＧＣ増幅器などによる各ブランチ間での利得差を本発明によるパイロット信号の挿入によって補償した、信号合成部での合成係数Ｗｃ（ｌ、ｍ、ｎ）に変換した結果を（１２３）式に示す。
【０１１４】
【数４４】
0003768439.tif 000045
次に、等利得合成の場合について説明する。
【０１１５】
（等利得合成の場合）
等利得合成は、各キャリアの各ブランチ間での位相差を補償した後、等利得合成する方法である。上記（１０２）式のＣ（ｌ、ｍ、ｎ）をブランチに依存しないα（ｍ、ｎ）と置換え、上記（１０１）式と共に上記（１０８）式に代入して次の（１２４）式を得る。
【０１１６】
【数４５】
0003768439.tif 000046
上記（１２４）式を整理すると、
【０１１７】
【数４６】
0003768439.tif 000047
が得られ、上記（１２５）式をα（ｍ、ｎ）について解くと、
【０１１８】
【数４７】
0003768439.tif 000048
が得られる。
【０１１９】
さらに、上記（１０１）式と上記（１２６）式を上記（１０２）式に代入して、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けない場合の合成係数Ｗｒ（ｌ、ｍ、ｎ）が以下のように求める。
【０１２０】
【数４８】
0003768439.tif 000049
また、上記（１１５）式と上記（１１７）式を用いてＷｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の入力におけるＡＧＣ増幅器などによる各ブランチ間での利得差を、本発明によるパイロット信号の挿入によって補償した場合の合成係数Ｗｃ（ｌ、ｍ、ｎ）に変換した結果を次の（１２８）式に示す。
【０１２１】
【数４９】
0003768439.tif 000050
次に、最大比合成の場合について説明する。
【０１２２】
（最大比合成の場合）
最大比合成は、各キャリアの振幅に比例した重み付けをして合成する方法である。上記（１０２）式のＣ（ｌ、ｍ、ｎ）が、伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の絶対値、すなわち受信される各ブランチ、各キャリアの振幅の絶対値とブランチに依存しない値α（ｍ、ｎ）との積で表せると仮定し、次式（１２９）を得る。
【０１２３】
【数５０】
0003768439.tif 000051
上記（１２９）式を上記（１０１）式と共に上記（１０８）式に代入して、以下の（１３０）式を得る。
【０１２４】
【数５１】
0003768439.tif 000052
上記（１３０）式を整理すると、
【０１２５】
【数５２】
0003768439.tif 000053
が得られ、さらに上記（１３１）式をα（ｍ、ｎ）について解くと、
【０１２６】
【数５３】
0003768439.tif 000054
が得られる。
【０１２７】
さらに、上記（１０１）式と上記（１３２）式を上記（１０２）式に代入して、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けない場合の合成係数Ｗｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を以下のように求める。
【０１２８】
【数５４】
0003768439.tif 000055
また、上記（１１５）式と上記（１１７）式を用いてＷｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の入力におけるＡＧＣ増幅器などによる各ブランチ間での利得差を、本発明によるパイロット信号の挿入によって補償した場合の合成係数Ｗｃ（ｌ、ｍ、ｎ）に変換した結果を次の（１３４）式に示す。
【０１２９】
【数５５】
0003768439.tif 000056
次に、同期式変調方式ＯＦＤＭ信号用ダイバーシティ受信装置の装置構成例について図８を参照しながら説明する。尚、図７に示した受信部Ａ２１０１〜Ｌ２１０Ｌの構成は前述した図２〜図３のシングルキャリア方式と同一構成をとるので説明を省略する。従って、ここでは、ＯＦＤＭ復調・信号合成部５００について説明する。
【０１３０】
ＯＦＤＭ復調・信号合成部５００には、ブランチ１〜Ｌから出力されたＯＦＤＭ信号を受信して復調処理を行うＯＦＤＭ復調部Ａ５０１１〜Ｌ５０１Ｌがブランチ毎に備えられ、そのブランチ毎に備えられたＯＦＤＭ復調部Ａ５０１１〜Ｌ５０１Ｌから出力される信号を合成する信号合成回路５２０と、信号合成回路５２０から出力された信号の判定を行う判定・識別回路５３０とから構成される。ＯＦＤＭ復調部Ａ５０１１〜Ｌ５０１Ｌは同一構成をとるので、以下、ブランチ１からの受信信号を受信するＯＦＤＭ復調部Ａ５０１１を例にとり説明する。
【０１３１】
同図に示すように、ＯＦＤＭ復調部Ａ５０１１は、ＢＰＦ５１０１、乗算器５１０２、局部発信器５１０３、ＢＰＦ５１０４、ＡＧＣ増幅器５１０５、Ａ/Ｄ変換器５１０６、固定パターン発生器５１０７、固定パターン発生器５１０８、乗算器５１０９、乗算器５１１０、ＬＰＦ５１１１、ＬＰＦ５１１２、４：１間引き回路５１１３、４：１間引き回路５１１４、周波数位相誤差検出回路５１１５、複素位相回転器５１１６、有効シンボル期間抽出回路５１１７、ＦＦＴ回路５１１８、パイロット信号電力検出回路５１１９、フレーム同期検出回路５１２０、ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路５１２１とから構成される。
【０１３２】
続いて、本構成における動作説明を行う。
【０１３３】
受信アンテナＡ１１０１より出力される受信信号は、受信部Ａ２１０１において増幅され、パイロット信号が付加された後に周波数変換され第１のＩＦ信号となる。受信部Ａ２１０１より出力される第１のＩＦ信号はケーブル３１０１によってＯＦＤＭ復調・信号合成部５００まで伝送され、図８に示す各ブランチ１〜Ｌに対応するＯＦＤＭ復調部Ａ５０１１〜Ｌ５０１Ｌに入力される。ＯＦＤＭ復調部Ａ５０１１〜Ｌ５０１Ｌの構成は同一構成をとるので、ここでは、ＯＦＤＭ復調部Ａ５０１１を例にとり動作説明する。
【０１３４】
ＯＦＤＭ復調部Ａ５０１１に入力されたブランチ１の受信信号（第１のＩＦ信号）は、ＢＰＦ５１０１で不要な信号成分が除去された後、乗算器５１０２の被乗算信号入力端子に入力される。次に、局部発信器５１０３から出力されたローカル信号が乗算器５１０２の乗算信号入力端子に入力され、受信信号を第２のＩＦ信号に変換する。第２のＩＦ信号の中心周波数は、Ａ/Ｄ変換器５１０６のサンプリング周波数（ＦＦＴクロック周波数の４倍）の１/４とする。乗算器５１０２から出力された第２のＩＦ信号はＢＰＦ５１０４によってイメージ成分が除去された後、ＡＧＣ増幅器５１０５でＡ/Ｄ変換器５１０６のダイナミックレンジを有効に利用して量子化誤差を最小にすると共に、信号のクリップが生じないように最適なレベルに振幅調整を行ってＡ/Ｄ変換器５１０６に入力される。このＡ/Ｄ変換器５１０６でディジタル信号に変換されたＩＦ信号は２分配され、それぞれＩ軸信号、Ｑ軸信号として乗算器５１０９、５１１０の被乗算信号入力端子に入力される。乗算器５１０９に入力されたＩ軸信号は、固定パターン発生器５１０７から出力される{１，０，−１，０}の繰り返し信号と乗算された後ベースバンド信号となる。
【０１３５】
このようにして乗算器５１０９でベースバンド帯に周波数変換され出力されたＩ軸信号はＬＰＦ５１１１でイメージ成分が除去され、さらに、４：１間引き回路５１１３で間引き処理が行われ、サンプリング周波数が１/４に変換される。
【０１３６】
一方、乗算器５１１０に入力されたＱ軸信号は、固定パターン発生器５１０８から出力される{０，−１，０，１}の繰り返し信号と乗算されてベースバンド信号に変換される。ベースバンド帯に周波数変換され出力されたＱ軸信号はＬＰＦ５１１２でイメージ成分が除去され、さらに、４：１間引き回路５１１４で間引き処理が行われ、サンプリング周波数が１/４に変換される。４：１間引き回路５１１３から出力されるＩ軸信号と、４：１間引き回路５１１４から出力されるＱ軸信号は、それぞれ２分配され、複素位相回転器５１１６と周波数位相誤差検出回路５１１５に入力される。周波数位相誤差検出回路５１１５では、検出した周波数位相誤差を補正するための複素再生キャリア信号（検出した誤差周波数をキャリア周波数とし、検出した誤差位相を信号位相とするキャリア信号をいう）を生成・出力し、複素位相回転器５１１６に供給する。複素位相回転器５１１６は、周波数位相誤差検出器５１１５より供給された再生キャリア信号によって４：１間引き回路５１１３から供給されたＩ軸信号と、４：１間引き回路５１１４から供給されたＱ軸信号の周波数位相誤差を補正し出力し、有効シンボル期間抽出回路５１１７に供給する。有効シンボル期間抽出回路５１１７では、供給されたＩ軸信号、Ｑ軸信号に含まれるガードインターバルを除去して有効シンボル期間のみを取り出し、ＦＦＴ回路５１１８に供給する。ＦＦＴ回路５１１８は、供給された時間軸上のＩ軸、Ｑ軸信号（キャリアデータ）を周波数軸上のＩ軸、Ｑ軸信号に変換し出力する。このようにして、ＦＦＴ回路５１１８から出力された周波数軸上のＩ軸、Ｑ軸信号は、それぞれ４分配され、信号合成回路５２０、フレーム同期検出回路５１２０、パイロット信号電力検出回路５１１９およびＳＰ抽出・伝送路特性推定回路５１２１に供給される。フレーム同期検出回路５１２０に入力された周波数軸上のＩ、Ｑ軸信号によりフレーム同期（例えば、伝送信号が地上ディジタル放送のＩＳＤＢ−Ｔ（integrated services digital broadcasting-terrestrial）信号の場合は、１フレーム、２０４シンボルで構成されている）を検出すると共に、現シンボルが、ＳＰのシーケンス（例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ信号では４シーケンス）の何シンボル目であるかを示す情報を生成し、ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路５１２１に供給する。ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路５１２１は、ＦＦＴ回路５１１８から供給される周波数軸上のＩ、Ｑ軸信号（キャリアデータ）と、フレーム同期検出回路５１２０から供給されるＳＰのシーケンス情報をもとに、ＳＰデータを抽出、補間して伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）を生成し、信号合成回路５２０に供給する。パイロット信号電力検出回路５１１９は受信部Ａ２１０１（図７参照）で信号の帯域外に重畳されたパイロット信号の電力を検出し、パイロット信号の振幅Ｐｃ（ｌ）に変換して信号合成回路５２０に供給する。ここで、受信部Ａ２１０１で重畳するパイロット信号の周波数は、一般的にＦＦＴのクロック周波数に同期していないので、ＦＦＴ回路５１１８から出力されるデータは、図１０に示すように、帯域外の複数の周波数サンプル点に分散して現れる。そこで、以下の（１３５）式に示すように、パイロット信号の周波数に相当��るＦＦＴの周波数サンプル点の近傍領域の信号電力和を求め、さらに平方根を計算することで信号レベルに変換する。
【０１３７】
【数５６】
0003768439.tif 000057
ここで、ｍ１、ｍ２はパイロット信号の周波数に相当するＦＦＴデータのキャリア番号をｍｐとして次の（１３６）式、（１３７）式で表される。
【０１３８】
【数５７】
0003768439.tif 000058
【０１３９】
【数５８】
0003768439.tif 000059
ここで、Δｍは正の整数で、受信部で付加するパイロット信号の周波数安定度に応じて、パイロット信号の全エネルギーを加算するように選択すればよい。
【０１４０】
一方、信号合成回路５２０から、受信部Ａ２１０１までＦＦＴクロックないしは、それに周波数同期した基準信号を受信部に供給することにより、受信部Ａ２１０１で付加するパイロット信号の周波数をＦＦＴクロックに同期させることが可能であり、その場合、付図１１に示すように、パイロット信号の周波数に相当するＦＦＴの周波数サンプル点の複素データの絶対値を計算して求めることで、Ｐｃ（ｌ）を得ることが可能である。
【０１４１】
続いて、信号合成回路５２０は、各ブランチのＦＦＴ回路が出力する周波数軸上のＩ軸、Ｑ軸信号Ｓｃ（ｌ、ｍ、ｎ）、ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路の出力する伝送路特性信号Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）およびパイロット信号電力検出回路がパイロット信号レベル情報Ｐｃ（ｌ）を入力し、合成法に応じて上記（１２３）式、上記（１２８）式、上記（１３４）式のいずれかの演算を行って合成係数を生成し、各ブランチの信号を合成して出力する。合成回路５２０にて合成された信号は、判定・識別回路５３０に入力され、位相点の判定・識別が行われた後、データが復調される。
【０１４２】
次に、差動変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置について説明する。
【０１４３】
ここでは、一例として、各キャリアの変調にＤＱＰＳＫやＤ８ＰＳＫのような差動位相変調を使用する場合について説明する。差動位相変調方式のＯＦＤＭ信号では、同期変調方式のＯＦＤＭ信号の場合と異なり、復調の基準となるパイロットは使用しない。まず、差動位相変調波の復調の原理について説明する。
【０１４４】
（差動位相変調波の復調原理）
送信信号をＳ（ｍ、ｎ）とし、伝送路の周波数特性をＨ（ｌ、ｍ、ｎ）とすれば、各ブランチにおける受信信号Ｓｒ（ｌ、ｍ、ｎ）は次の（２０１）式で表される。
【０１４５】
【数５９】
0003768439.tif 000060
ここで、ｌはブランチ番号、ｍはキャリア番号、ｎはシンボル番号を示している。差動位相変調波を復調する場合、前シンボルの複素共役を現シンボルに乗算し、その結果の位相値を判定する方法が一般的に行われている。従って、前シンボルの複素共役との積Ｄｒ（ｌ、ｍ、ｎ）は、
【０１４６】
【数６０】
0003768439.tif 000061
となる。
【０１４７】
上記（２０２）式に上記（２０１）式を代入すると、
【０１４８】
【数６１】
0003768439.tif 000062
が得られる。
【０１４９】
一方、送信信号Ｓ（ｍ、ｎ）は次の（２０４）式で表すことができる。
【０１５０】
【数６２】
0003768439.tif 000063
ここで、次の（２０５）式に示すように、伝送路特性の１シンボル時間における変化が無視できる程小さいとすれば、上記（２０３）式は次の（２０６）式のように書き換えることができる。
【０１５１】
【数６３】
0003768439.tif 000064
【０１５２】
【数６４】
0003768439.tif 000065
また、差動位相変調では、送信する各キャリアの絶対値は常に一定であり、よって次式（２０７）が成立する。
【０１５３】
【数６５】
0003768439.tif 000066
続いて、上記（２０６）式に上記（２０７）式を代入すると、
【０１５４】
【数６６】
0003768439.tif 000067
が得られる。
【０１５５】
さらに、上記（２０８）式を次の（２０９）式のように置くと、Ａ（ｌ、ｍ、ｎ）は、次の（２１０）式で表される。
【０１５６】
【数６７】
0003768439.tif 000068
【０１５７】
【数６８】
0003768439.tif 000069
ここで、（２１１）式に示すように、前シンボルとの位相差をΔφ（ｍ、ｎ）と書き換えると、上記（２０９）式は以下の（２１２）式で表される。ダイバーシティ受信を行わない場合は、Ｄｒ（ｌ、ｍ、ｎ）のＩ軸成分、Ｑ軸成分の逆正接演算からΔφ（ｍ、ｎ）を求め、判定することで、データを復調することができる。
【０１５８】
【数６９】
0003768439.tif 000070
【０１５９】
【数７０】
0003768439.tif 000071
本例に示す差動変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置では、前述した同期変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置の場合と同様、３つの合成受信方法によるダイバーシティ受信が可能である。ここでは、まず、これら３つの合成受信において共通となる条件について説明する。
【０１６０】
（各合成方法で共通な条件）
差動変調信号のダイバーシティ受信では、各ブランチごとに差動復調した後にダイバーシティ合成を行うのが一般的である。この場合、差動復調処理によって各ブランチ間の位相差が除去されるために、合成時の重み付け係数は同期変調方式の場合と異なり実数となる。また、差動復調後の信号の位相のみを検出、判定するため、差動復調後の信号の絶対値は、同期変調方式のように規格化する必要はない。
【０１６１】
まず、受信信号を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けない受信アンテナ出力または、ＬＮＡの出力において合成する場合を考える。受信アンテナ出力またはＬＮＡ出力信号をＳｒ（ｌ、ｍ、ｎ）、差動復調後の信号をＤｒ（ｌ、ｍ、ｎ）、
信号合成部における受信信号合成時の合成係数をＷｒ（ｌ、ｍ、ｎ）、信号合成部の出力信号をＤｏ（ｍ、ｎ）とすれば、以下の（２１３）式が成立する。
【０１６２】
【数７１】
0003768439.tif 000072
次に、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異なる信号合成部において受信信号を合成する場合を考える。信号合成部の入力における各ブランチからの信号をＦＦＴした結果の、各ブランチ、各キャリアの複素振幅をＳｃ（ｌ、ｍ、ｎ）、さらに、各ブランチ、各キャリアごとに前シンボルの複素共役を乗じて差動復調した後の信号をＤｃ（ｌ、ｍ、ｎ）とすれば、上記（２０２）式から、上記（１１０）式と同様にして次式（２１４）が成立する。
【０１６３】
【数７２】
0003768439.tif 000073
上記（２１４）式に、上記（２０２）式を代入すると、
【０１６４】
【数７３】
0003768439.tif 000074
が得られる。
【０１６５】
ここで、上記（２１５）式をＤｒ（ｌ、ｍ、ｎ）について解くと、
【０１６６】
【数７４】
0003768439.tif 000075
が得られる。さらに、上記（２１３）式に上記（２１６）式を代入すると、
【０１６７】
【数７５】
0003768439.tif 000076
が得られる。
【０１６８】
次に、信号合成部での合成係数をＷｃ（ｌ、ｍ、ｎ）とすると、
【０１６９】
【数７６】
0003768439.tif 000077
が成立する。従って、上記（２１７）式と、上記（２１８）式よりＷｃ（ｌ、ｍ、ｎ）は、次式（２１９）で表される。
【０１７０】
【数７７】
0003768439.tif 000078
上述したように、合成係数Ｗｃ（ｌ、ｍ、ｎ）は、まず、受信信号を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けない受信アンテナ出力または、ＬＮＡの出力において合成する場合の合成係数Ｗｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を計算し、その後上記（２１９）式を用いて変換することで、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異なる信号合成部において、受信信号を合成する場合の合成係数Ｗｃ（ｌ、ｍ、ｎ）を求めることができる。
【０１７１】
次に、差動変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置で適用可能な各合成受信法における合成係数の算出例について説明する。
【０１７２】
まず、合成受信法として選択合成法を適用した場合の合成係数の算出例について説明する。
【０１７３】
（選択合成の場合）
まず、受信信号が受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失やＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けないときの受信アンテナ出力または、ＬＮＡの出力において合成する場合を考える。選択合成は、各キャリア毎に最もＣＮＲが高い、すなわち最も振幅の大きいブランチからの信号を選択して出力する方法である。差動変調方式の場合は、差動復調後の信号の絶対値が最も大きいブランチからの信号を選択すればよいので、次式（２２０）が成立する。
【０１７４】
【数７８】
0003768439.tif 000079
次に、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異なる信号合成部において受信信号を合成する場合について考える。選択合成の場合は、上記（２１９）式を上記（２２０）式に適用するのではなく、差動復調後の信号の絶対値の各ブランチ間の比較において、ブランチ間での利得差を考慮する必要があることから、次式（２２１）のように表される。
【０１７５】
【数７９】
0003768439.tif 000080
次に、等利得合成の場合について説明する。
【０１７６】
（等利得合成の場合）
等利得合成は各キャリア毎に、各ブランチに対して等利得で合成する方法である。差動変調信号のダイバーシティ合成では、差動復調後の信号Ｄｒ（ｌ、ｍ、ｎ）に重み付けして合成する。Ｄｒ（ｌ、ｍ、ｎ）は、上記（２１２）式で表されるが、検出される位相差分量Δφ（ｍ、ｎ）は、熱雑音や伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の時間変化の影響により、ブランチによって異なる値となるため上記（２１２）式を次式のように書換える。
【０１７７】
【数８０】
0003768439.tif 000081
ここで、Ｄｒ（ｌ、ｍ、ｎ）の絶対値Ａ（ｌ、ｍ、ｎ）は、上記（２１０）式に示すように、受信した信号の各キャリアの振幅の２乗値となっているため、合成係数Ｗｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を次式（２２３）のように設定する。
【０１７８】
【数８１】
0003768439.tif 000082
次に、上記（２２３）式を上記（２１３）式に代入し、整理すると、
【０１７９】
【数８２】
0003768439.tif 000083
が得られる。
【０１８０】
上記（２２４）式は、各ブランチでの差動復調信号の絶対値を規格化し、さらに、差動復調前の各キャリアの振幅絶対値で重み付けをして、ブランチ間で合成することを意味しており、等利得合成の場合、重み付け係数Ｗｒ（ｌ、ｍ、ｎ）は上記（２２３）式でよいことが判る。
【０１８１】
次に、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異なる信号合成部において受信信号を合成する場合の合成係数Ｗｃ（ｌ、ｍ、ｎ）について考える。まず、上記（２１９）式に上記（２２３）式を代入すると、
【０１８２】
【数８３】
0003768439.tif 000084
が得られる。
【０１８３】
次に、上記（２１５）式を上記（２２５）式に代入してＤｒ（ｌ、ｍ、ｎ）をＤｃ（ｌ、ｍ、ｎ）に書き換えることで、次式（２２６）が得られる。
【０１８４】
【数８４】
0003768439.tif 000085
次に、自乗合成の場合について説明する。
【０１８５】
（自乗合成の場合）
まず、受信信号を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けない受信アンテナ出力または、ＬＮＡの出力において合成する場合を考える。すでに述べたように、差動復調後の各キャリアの複素振幅Ｄｒ（ｌ、ｍ、ｎ）の絶対値Ａ（ｌ、ｍ、ｎ）は、上記（２１０）式に示すように、受信信号の各キャリアの絶対値の２乗値となっているため、そのまま合成することで自乗合成となる。すなわち、次式（２２７）が成立する。
【０１８６】
【数８５】
0003768439.tif 000086
次に、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異なる信号合成部において受信信号を合成する場合の合成係数Ｗｃ（ｌ、ｍ、ｎ）を考える。
上記（２１９）式に上記（２２７）式を代入すると、
【０１８７】
【数８６】
0003768439.tif 000087
が得られる。尚、差動変調方式のダイバーシティ受信の自乗合成は、厳密な意味でＣ/Ｎ最大のいわゆる最大比合成とは一致しない。
【０１８８】
次に、差動変調方式ＯＦＤＭ信号用ダイバーシティ受信装置の装置構成例について説明する。尚、受信部の構成は前述したように図２〜図３に示したシングルキャリア方式と同一構成をとるので説明を省略する。また、ＯＦＤＭ復調・信号合成部の構成は、前述の同期変調方式ＯＦＤＭ信号用ダイバーシティ受信装置と基本的には同一構成であるが、ＯＦＤＭ復調部内のＦＦＴ回路以降の構成が異なる。同期変調方式ＯＦＤＭ信号用ダイバーシティ受信装置のＯＦＤＭ復調部には、同期検波を行うためのフレーム同期検出回路、ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路が備えられるが、差動変調方式ＯＦＤＭ信号用ダイバーシティ受信装置のＯＦＤＭ復調部には、それらは具備されず変わりに差動復調処理を行う差動復調回路５１２２が備えられる。
【０１８９】
従って、ここでは、ＦＦＴ回路以降の異なる部分について説明する。
【０１９０】
図９において、ＦＦＴ回路５１１８から出力された周波数軸上のＩ軸、Ｑ軸信号は、それぞれ２分配され、差動復調回路５１２２およびパイロット信号電力検出回路５１１９に供給される。尚、パイロット信号電力検出回路５１１９の動作は、同期変調方式ＯＦＤＭ信号用ダイバーシティ受信装置のＯＦＤＭ復調・信号合成部の場合と同じなので説明を省略する。差動復調回路５１２２に入力された周波数軸上のＩ軸、Ｑ軸信号は、前シンボルの複素共役データと乗算され、差動復調後の信号Ｄｃ（ｌ、ｍ、ｎ）として信号合成回路５２０に供給される。信号合成回路５２０は、入力された各ブランチからの差動復調信号Ｄｃ（ｌ、ｍ、ｎ）とパイロット信号電力検出回路５１１９からのパイロット信号レベル情報Ｐｃ（ｌ）をもとに、それぞれの合成法に応じて上記（２２１）式、上記（２２６）式、上記（２２８）式のいずれか演算を行って合成係数を生成し、各ブランチの信号を合成して出力する。この合成した信号は、判定・識別回路５３０に入力され、その入力された信号から位相の判定・識別がなされてデータが復調される。
【０１９１】
上記実施形態によれば、各ブランチの受信部Ａ２１０１〜Ｌ２１０Ｌにおいて、受信信号の帯域外にパイロット信号を挿入し、ＯＦＤＭ復調・信号合成部５００においてそのパイロット信号のレベルを参照することで各ブランチ１〜Ｌにおける受信アンテナＡ１１０１〜Ｌ１１０Ｌの出力端からＯＦＤＭ復調・信号合成部５００の入力端までの間のレベル変化量を検出し、その検出結果から各ブランチ１〜Ｌの受信アンテナ出力レベルを推定する。従って、ＯＦＤＭ復調・信号合成部５００の入力信号レベルが受信信号のＣ／Ｎの比例しない場合であっても、該ＯＦＤＭ復調・信号合成部５００において各ブランチ１〜Ｌからの受信信号を最適な合成比率で合成もしくは、選択することが可能となる。
【０１９２】
上記例において、受信部Ａ２００１、２１０１〜Ｌ２００Ｌ、２１０Ｌのパイロット信号多重機能が参照信号多重手段に、信号合成部４００のレベル検出部Ａ４１２１〜レベル検出部Ｌ４１２Ｌの機能が受信信号レベル検出手段、参照信号レベル検出手段に対応し、合成係数生成回路４１４〜合成器４１５の機能が合成係数生成手段に対応し、ＯＦＤＭ復調・信号合成部５００のＯＦＤＭ復調部Ａ５０１１〜Ｌ５０１Ｌのパイロット信号電力検出回路５１１９が参照信号レベル検出手段に、ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路５１２１がキャリア信号推定手段に、差動復調回路５１２２が差動復調手段に対応し、同部５００の信号合成回路５２０が合成係数生成手段に対応する。
【０１９３】
【発明の効果】
以上、説明したように、請求項１乃至３記載の本願発明によれば、各受信アンテナで受信した受信信号の帯域外に参照信号（以下、パイロット信号という）を多重し、その多重したパイロット信号のレベルを参照することで、各受信アンテナの出力端から信号合成を行う信号合成段の入力端までのレベル変化量を検出できるので、この検出結果と信号合成部の入力側における受信信号の検出レベル、あるいは受信信号の各キャリアのレベルと位相、または、受信信号の各キャリアのシンボル間の差動復調データを基に各受信アンテナからの受信信号を最適な比率で合成したり、選択することが可能になる。また、本発明によれば、受信信号レベル推定用のパイロット信号を受信信号の帯域外に多重するだけなので、装置の複雑性を招くことなく最適なダイバーシティ受信装置の提供が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すシングルキャリア方式ダイバーシティ受信装置の構成図である。
【図２】受信部の構成の例を示す図（その１）である。
【図３】受信部の構成の例を示す図（その２）である。
【図４】受信部の構成の例を示す図（その３）である。
【図５】信号合成部の構成の例を示す図（その１）である。
【図６】信号合成部の構成の例を示す図（その２）である。
【図７】本発明の第２の実施形態を示すＯＦＤＭダイバーシティ受信装置の構成図である。
【図８】ＯＦＤＭ復調・信号合成部の構成の例を示す図（同期変調ＯＦＤＭ信号用）である。
【図９】ＯＦＤＭ復調・信号合成部の構成の例を示す図（差動変調ＯＦＤＭ信号用）である。
【図１０】パイロットキャリア周波数がＯＦＤＭ信号と非同期の場合を示す説明図である。
【図１１】パイロットキャリア周波数がＯＦＤＭ信号と同期している場合を示す説明図である。
【符号の説明】
２１、２９、２１３、５１０１、５１０４  バンドパスフィルター（ＢＰＦ）
２２  ＲＦ増幅器（ＬＮＡ）
２３、４１２１、４１２６  分配器
２４  加算器
２５  パイロット信号発生器
２６、５１０５  利得可変増幅器（ＡＧＣ増幅器）
２７  局部発信器
２８、４１３１、４１３２、４１３Ｌ、５１０２、５１０９、５１１０乗算器
１００１、１１０１  受信アンテナＡ
１００２、１１０２  受信アンテナＢ
１００Ｌ、１１０Ｌ  受信アンテナＬ
２００１、２１０１  受信部Ａ
２００２、２１０２  受信部Ｂ
２００Ｌ、２１０Ｌ  受信部Ｌ
２１０  ＩＦ増幅器
２１１  レベル検出器
２１２  制御電圧発生器
３００１、３００２、３００Ｌ、３１０１、３１０２、３１０Ｌ  ケーブル
４００  信号合成部
４１１１  位相調整部Ａ
４１１２  位相調整部Ｂ
４１１Ｌ  位相調整部Ｌ
４１２１  レベル検出部Ａ
４１２２  レベル検出部Ｂ
４１２Ｌ  レベル検出部Ｌ
４１４  合成係数生成回路
４１５  合成器
４１２２  パイロット信号抽出用ＢＰＦ
４１２３  受信信号抽出用ＢＰＦ
４１２４、４１２５  レベル検出器
５００  ＯＦＤＭ復調・信号合成部
５０１１  ＯＦＤＭ復調部Ａ
５０１２  ＯＦＤＭ復調部Ｂ
５０１Ｌ  ＯＦＤＭ復調部Ｌ
５１０３  局部発信器
５１０６  Ａ／Ｄ変換器
５１０７、５１０８  固定パターン発生器
５１１１、５１１２  ＬＰＦ
５１１３、５１１４  ４：１間引き回路
５１１５  周波数位相誤差検出回路
５１１６  複素位相回転器
５１１７  有効シンボル期間抽出回路
５１１８  ＦＦＴ回路
５１１９  パイロット信号電力検出回路
５１２０  フレーム同期検出回路
５１２１  ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路
５２０  信号合成回路
５３０  判定・識別回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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