(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１個の低域専用チャンネルとｎ個（ｎ＞１）の独立した複数のチャンネルから、ｍ（ｍ＜ｎ）個の特定チャンネルのディジタル音声信号の低域成分を抽出し、帯域制限の受けない（ｎ−ｍ）個のチャンネルの内いずれかのチャンネルに前記低域成分を分配する音響処理回路であって、
前記ｍ個の特定チャンネルのディジタル音声信号を入力し、遮断周波数ｆｃより高域成分を通過させるｍ個のハイパスフィルタと、
前記ｍ個の特定チャンネルのディジタル音声信号を入力し、乗算係数ａ（０＜ａ＜１）で乗算するｍ個の第１係数乗算器と、
前記低域専用チャンネルのディジタル音声信号を入力し、前記乗算係数ａで乗算する第２係数乗算器と、
前記ｍ個の第１係数乗算器の各出力と前記第２係数乗算器の出力とを加算して合成音声信号を生成する第１加算器と、
前記第１加算器の合成音声信号を入力し、前記遮断周波数ｆｃより低域成分を通過させるローパスフィルタと、
前記ｍ個のハイパスフィルタに接続されていない（ｎ−ｍ）個のチャンネルのディジタル音声信号をアナログ音声信号に変換する（ｎ−ｍ）個の第１Ｄ／Ａ変換器と、
前記ｍ個のハイパスフィルタの出力するディジタル音声信号をアナログ音声信号に変換するｍ個の第２Ｄ／Ａ変換器と、
前記ローパスフィルタの出力するディジタル音声信号をアナログ音声信号に変換する第３Ｄ／Ａ変換器と、
前記第３Ｄ／Ａ変換器のアナログ音声信号を乗算係数ｂで乗算する第３係数乗算器と、
前記第３係数乗算器の出力と前記第１Ｄ／Ａ変換器の出力とを加算する（ｎ−ｍ）個の第２加算器と、を具備することを特徴とする音響処理回路。
【請求項２】
１個の低域専用チャンネルとｎ個（ｎ＞１）の独立した複数のチャンネルから、任意のｍ（ｍ≦ｎ）個の特定チャンネルのディジタル音声信号の低域成分を抽出し、帯域制限を受けない（ｎ−ｍ）個のチャンネルの内いずれかのチャンネルに前記低域成分を分配する音響処理回路であって、
前記ｎ個のチャンネルのディジタル音声信号を入力し、遮断周波数ｆｃより高域成分を通過させるｎ個のハイパスフィルタと、
前記ハイパスフィルタの入力端の音声信号と出力端の音声信号とのいずれか一方を選択するｎ個の切換スイッチと、
前記ｎ個のチャンネルのディジタル音声信号を入力し、乗算係数ａi （０≦ａi ＜１、ｉは１〜ｎの序数）で乗算するｎ個の第１係数乗算器と、
前記低域専用チャンネルのディジタル音声信号を入力し、乗算係数ａL （０＜ａL ＜１）で乗算する第２係数乗算器と、
前記ｎ個の第１係数乗算器の各出力と前記第２係数乗算器の出力とを加算して合成音声信号を生成する第１加算器と、
前記第１加算器の合成音声信号を入力し、前記遮断周波数ｆｃより低域成分を通過させるローパスフィルタと、
前記切換スイッチから出力されるディジタル音声信号をアナログ音声信号に変換するｎ個の第１Ｄ／Ａ変換器と、
前記ローパスフィルタの出力するディジタル音声信号をアナログ音声信号に変換する第２Ｄ／Ａ変換器と、
前記第２Ｄ／Ａ変換器のアナログ音声信号を乗算係数ｂで乗算する第３係数乗算器と、
前記第２係数乗算器の出力と前記第１Ｄ／Ａ変換器の出力とを加算するか否かを選択するｎ個の選択スイッチと、
前記選択スイッチで加算と選択されたとき、前記第３係数乗算器の出力と前記第１Ｄ／Ａ変換器の出力とを加算するｎ個の第２加算器と、を具備することを特徴とする音響処理回路。
【請求項３】
同一チャンネルの前記ハイパスフィルタ、前記選択スイッチ、前記切換スイッチ、前記第２加算器を、夫々第ｉ（１≦ｉ≦ｎ）のハイパスフィルタ、第ｉの選択スイッチ、第ｉの切換スイッチ、第ｉの第２加算器とするとき、前記第ｉの切換スイッチが前記第ｉのハイパスフィルタの出力信号を入力していないとき、前記第ｉの選択スイッチが前記第３係数乗算器の出力を前記第ｉの第２加算器に与えるよう制御することを特徴とする請求項２記載の音響処理回路。
【請求項４】
前記第１の乗算係数ａi 及び第２係数乗算器の乗算係数ａL は、１／（ｍ＋１）であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載の音響処理回路。
【請求項５】
前記第３係数乗算器の乗算係数ｂは、ｍ＋１であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載の音響処理回路。
【請求項６】
前記第３係数乗算器の乗算係数ｂは、αを音響の空間的加算補正係数とすると、α（ｍ＋１）であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載の音響処理回路。
【請求項７】
１個の低域専用チャンネルとｎ個（ｎ＞１）の独立した複数のチャンネルから、ｍ（ｍ＜ｎ）個の特定チャンネルのディジタル音声信号の低域成分を抽出し、帯域制限を受けない（ｎ−ｍ）個のチャンネルの内いずれかのチャンネルに前記低域成分を分配する音響処理回路であって、
前記ｍ個の特定チャンネルのディジタル音声信号を入力し、遮断周波数ｆｃより高域成分を通過させるｍ個のハイパスフィルタと、
前記ｍ個の特定チャンネルのディジタル音声信号を入力し、乗算係数ａ（ａ＜１）で乗算するｍ個の第１係数乗算器と、
前記低域専用チャンネルのディジタル音声信号を入力し、前記乗算係数ａで乗算する第２係数乗算器と、
前記ｍ個の第１係数乗算器の各出力と前記第２係数乗算器の出力とを加算して合成音声信号を生成する第１加算器と、
前記第１加算器の合成音声信号を入力し、前記遮断周波数ｆｃより低域成分を通過させるローパスフィルタと、
前記ｍ個のハイパスフィルタに接続されていない（ｎ−ｍ）個のチャンネルのディジタル音声信号を乗算係数ｃで乗算する（ｎ−ｍ）個の第３係数乗算器と、前記ローパスフィルタの合成音声信号を入力し、乗算係数ｄで乗算する第４係数乗算器と、
前記第３係数乗算器の出力と前記第４係数乗算器の出力とを加算して見積合成音声信号を生成する（ｎ−ｍ）個の第２加算器と、
前記第２加算器の出力する複数の見積合成音声信号の内、最大レベルの見積合成音声信号を検出し、このレベル値に応じて振幅制御信号を生成するリミッタ設定回路と、
前記ローパスフィルタの合成音声信号を入力し、前記リミッタ設定回路の振幅制御信号に基づいて振幅制限を行うリミッタ回路と、
前記リミッタ回路のディジタル声信号を乗算係数ｂで乗算する第５係数乗算器と、
前記第５係数乗算器の出力と前記ｍ個のハイパスフィルタに接続されていない（ｎ−ｍ）個のチャンネルのディジタル音声号とを加算する（ｎ−ｍ）個の第３加算器と、を具備することを特徴とする音響処理回路。
【請求項８】
前記乗算係数ａ，ｂ，ｃ，ｄは、αを音響の空間的加算補正係数とすると、
ａ＝１／（ｍ＋１）、
ｂ＝α（ｍ＋１）、
ｃ＝１／（ｎ＋１）、
ｄ＝α（ｍ＋１）／（ｎ＋１）
であることを特徴とする請求項７記載の音響処理回路。
【請求項９】
１個の低域専用チャンネルとｎ個（ｎ＞１）の独立した複数のチャンネルから、任意のｍ（ｍ≦ｎ）個の特定チャンネルのディジタル音声信号の低域成分を抽出し、帯域制限を受けない（ｎ−ｍ）個のチャンネルの内いずれかのチャンネルに前記低域成分を分配する音響処理回路であって、
前記ｎ個のチャンネルのディジタル音声信号を入力し、遮断周波数ｆｃより高域成分を通過させるｎ個のハイパスフィルタと、
前記ハイパスフィルタから出力されるディジタル音声信号をアナログ音声信号に変換するｎ個の第１Ｄ／Ａ変換器と、
前記ｎ個のチャンネルのディジタル音声信号を入力し、乗算係数ａi （０≦ａi ＜１、ｉは１〜ｎの序数）で乗算するｎ個の第１係数乗算器と、
前記低域専用チャンネルのディジタル音声信号を入力し、乗算係数ａL （０＜ａL ＜１）で乗算する第２係数乗算器と、
前記ｎ個の第１係数乗算器の各出力と前記第２係数乗算器の出力とを加算して合成音声信号を生成する第１加算器と、
前記第１加算器の合成音声信号を入力し、前記遮断周波数ｆｃより低域成分を通過させるローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力するディジタル音声信号の最大レベルを検出し、その検出レベル値に応じて振幅制御信号を生成し、前記第１Ｄ／Ａ変換器から出力される特定チャンネルのアナログ音声信号に対して、Ｄ／Ａ変換された前記合成音声信号のレベルを前記振幅制御信号により制御して加算する低域合成信号挿入回路と、を具備することを特徴とする音響処理回路。
【請求項１０】
前記低域合成信号挿入回路は、
低域成分が抽出された前記合成音声信号を入力し、振幅制御信号に応じて出力合成音声信号の最大レベルを制限するリミッタ回路と、
前記リミッタ回路から出力されるディジタルの合成音声信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、
前記Ｄ／Ａ変換器の合成音声信号を入力し、乗算係数ｅで乗算する係数乗算器と、
前記係数乗算器の信号を入力し、特定チャンネルに与える合成音声信号の信号レベルを調整する信号レベル調整器と、
前記信号レベル調整器にレベル調整信号を与える共に、前記レベル調整信号のレベル値に応じて前記リミッタ回路に前記振幅制御信号を与える制御器と、を有するものであることを特徴とする請求項９記載の音響処理回路。
【請求項１１】
前記低域合成信号挿入回路は、
低域成分が抽出された前記合成音声信号を入力し、振幅制御信号に応じて出力合成音声信号の最大レベルを制限するリミッタ回路と、
前記リミッタ回路の信号を入力し、乗算係数ｅで乗算する係数乗算器と、
前記係数乗算器から出力されるディジタルの合成音声信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、
前記Ｄ／Ａ変換器の信号を入力し、特定チャンネルに与える合成音声信号の信号レベルを調整する信号レベル調整器と、
前記信号レベル調整器にレベル調整信号を与える共に、前記レベル調整信号のレベル値に応じて前記リミッタ回路に前記振幅制御信号を与える制御器と、を有するものであることを特徴とする請求項８記載の音響処理回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチチャンネルの音声信号の低域成分を処理する音響処理回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年の音声圧縮技術の進歩及び信号処理の高速化により、従来の２チャンネルのステレオ信号よりもチャンネル数の多いマルチチャンネルの音声信号の記録再生が、民生機器レベルで実用化されてきている。例えば、ドルビー研究所が開発したＡＣ−３方式（以下、ディスクリート・ディジタル・マルチチャンネル方式という）や、ＭＰＥＧ２などが代表的なものである。ディスクリート・ディジタル・マルチチャンネル方式で音声を記録した光ディスクが発売されている。またディスクリート・ディジタル・マルチチャンネル方式で記録された信号を通常の音声信号に戻すためのデコーダも発売されている。さらに１９９６年の年末には、ディスクリート・ディジタル・マルチチャンネル方式を音声記録のフォーマットの一つとして採用したディジタル・ビデオ・ディスクのソフトウェア及びハードウェアが発売されようとしている。
【０００３】
これらのマルチチャンネルの音声記録方式の特徴は、第一に、各チャンネルの音声信号を、各チャンネル間の相関が全くない完全に独立した音声として記録できることである。第二に、各チャンネルの音声信号は、夫々低域からサンプリング周波数で制限される高域まで、広い周波数帯域の信号を記録できることである。例えばディスクリート・ディジタル・マルチチャンネル方式では、２０Ｈｚから２０ｋＨｚの帯域を持つ独立したチャンネルが５つと、１２０Ｈｚまでの帯域を持つ低域専用チャンネルを１つ持っている。
【０００４】
従来、民生分野では、このようなマルチチャンネルの音声を、一旦２チャンネルのステレオ信号にエンコードして記録し、その音声を再生する際には、ステレオ信号をマルチチャンネル信号にデコードするという方法が主流であった。例えば、ドルビー・サラウンド方式などがこの方法に当たる。現在マルチチャンネルの映画音声の記録には、この方式が最も多く用いられている。
【０００５】
この方式の最大の特徴は、２チャンネルのステレオ信号と完全に互換のある形式でマルチチャンネルの音声を記録再生できることである。しかしこの方式では、マルチチャンネルの各チャンネルが、記録媒体に記録されたステレオ信号の和や差などの信号処理で取り出すために、各チャンネルの独立性は失われる。このため、再生されるマルチチャンネルの音声信号は、エンコード前の独立した音声信号とは全く別の信号となってしまう。
【０００６】
このような欠点を少しでも解消するため、ドルビー・プロロジック回路と呼ばれるアクティブマトリクス回路が開発されている。この回路は、ステレオ信号から和や差の信号処理で取り出したマルチチャンネル音声のうち、あるチャンネルの信号成分が支配的な場合は、それ以外のチャンネルのレベルを下げ、支配的なチャンネルのみを再生することで、各チャンネルの独立性を保とうというものである。しかしながら、この回路はある１つのチャンネルのみが支配的な場合には有効であるが、全てのチャンネルがそれぞれほぼ均等なレベルの信号を持つ場合には、その効果はほとんど発揮されない。
【０００７】
新しいディスクリート・ディジタル・マルチチャンネル方式などのマルチチャンネル方式では、従来の２チャンネルのステレオ信号に記録する方式のような各チャンネルの独立性の問題が完全に解決されている。この新しいマルチチャンネル方式は、主に映画音声の記録再生に使用されるが、各チャンネルの独立性が確保できるため、せりふの明瞭性、音の方向感や移動感、広がり感等が向上し、臨場感ある音響再生が楽しめるようになった。
【０００８】
ところで、これらのマルチチャンネルの音声を再生する場合、使用するスピーカは低域から高域まで広い周波数帯域をカバーできるものをが望ましい。例えば、前記のアクティブマトリックス方式の場合、入力されたステレオ信号から左、中央、右、後方の４チャンネルの音声信号がデコードされる。このうち、後方の音声信号に関してはその周波数帯域は約１００Ｈｚから７ｋＨｚまでであり、左、中央、右の３つのチャンネルの信号については２０Ｈｚから２０ｋＨｚまでの広い帯域を持っている。
【０００９】
従って、少なくとも左、中央、右の３つのチャンネルについては、２０Ｈｚから２０ｋＨｚまでの周波数帯域をカバーできる同じスピーカを使用することが望ましい。また前記のディスクリート・ディジタル・マルチチャンネル方式では、左、中央、右、左後方、右後方の５チャンネルの信号は２０Ｈｚから２０ｋＨｚの周波数帯域を持つため、全てのチャンネルのスピーカについて２０Ｈｚから２０ｋＨｚまでの周波数帯域を持つことが望ましい。
【００１０】
しかしながら一般に、家庭にこのような再生システムを導入する場合、左右のスピーカは再生帯域の広い大きなスピーカを設置できても、中央は映像を表示するディスプレイがあるため、大きなスピーカを設置できない。また、後方のスピーカに関しても、設置上の制約から、小さなスピーカを使用する場合が多い。このような小さなスピーカは、一般に大きなスピーカに比べて低域の再生能力が劣る。
【００１１】
このように、スピーカの低域の再生能力が高いスピーカと低いスピーカが混在するシステムで、マルチチャンネルの音声をそのまま再生すると、低域と高域の音量バランスが崩れると共に、低域再生能力が低いチャンネルに音声が集中する場合に、低域の音量が不足する。特に音が移動したりする場合に違和感を生ずる。
【００１２】
このような不具合を解決するため、例えばアクティブマトリックス回路を搭載した機器では、中央チャンネルの低域成分を左右チャンネルに分配する音響処理回路が設けられたものがある。
【００１３】
図７はアクティブマトリックスによる音響処理回路の一例を示すものである。２チャンネルの音声信号がアクティブマトリックス回路５１に入力されると、アクティブマトリックス回路５１は入力音声信号を左（Ｌｃｈ）、中央（Ｃｃｈ）、右（Ｒｃｈ）、後方（Ｓｃｈ）の４チャンネルの信号にデコードする。デコードされた中央チャンネルの信号は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）５２によって高域のみが取り出され、中央チャンネルの音声信号として出力される。
【００１４】
一方、中央チャンネルの信号はローパスフィルタ（ＬＰＦ）５３にも入力される。ＬＰＦ５３はＨＰＦ５２のカットオフ周波数とほぼ同様のカットオフ周波数に設定され、中央チャンネルの低域のみを抜き出す。ここでの出力は、係数乗算器５４により約−３ｄＢ減衰させられ、左右チャンネルの加算器５５Ｌ、５５Ｒに与えられる。加算器５５Ｌは左チャンネルの音声信号に中央チャンネルの低域成分を加算し、加算器５５Ｒは右チャンネルの音声信号に中央チャンネルの低域成分を加算する。このように低域成分が２つの加算器５５Ｌ、５５Ｒによって左右チャンネルに分配される。尚、ここではＨＰＦ５２及びＬＰＦ５３のカットオフ周波数は、共に約１００Ｈｚに設定されている。
【００１５】
このような音響処理回路により、中央チャンネルの低域信号が左右のスピーカから再生されるため、中央チャンネルのスピーカの低域再生能力が低い場合でも低域成分の不足を避けることができる。また、左右チャンネルに分配された低域成分は約１００Ｈｚ以下の信号であり、この帯域の信号は音源の位置が特定されにくいため、音源が左右に分散していても音源方向に関して特に違和感を感じることがない。
【００１６】
また、アクティブマトリクス回路５１では、例えば左チャンネルに大きな音声がある場合には中央チャンネル、右チャンネルはほとんど音声が出なくなり、逆に中央チャンネルに大きな音声がある場合には左右チャンネルはほとんど音声が出なくなる。このため、中央チャンネルの低域成分を左右チャンネルに分配する加算器５５Ｌ、５５Ｒ以降の回路において、音声信号に対して余分な振幅マージンを設けなくても信号のオーバーフローを起こすことがない。
【００１７】
従って、このような音響処理回路をディジタル回路で構成しても、中央チャンネルの低域成分を左右チャンネルに分配する加算部において、余分な振幅マージンを必要としないので、振幅マージンを稼ぐことによる信号の下位ビットの脱落を起こすことがない。即ち音質の悪化を伴なわずに音響処理回路をディジタル回路に置き換えることができる。
【００１８】
また、この例では中央チャンネルの低域成分を左右チャンネルに分配するだけの簡単な回路であり、アナログ回路で構成しても比較的簡単に構成できる。尚、アクティブマトリックス回路に関する技術については、ＪＡＳジャーナル（１９８９年５月、第２２頁〜第２６頁）などの文献において、詳しく解説されている。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、複数チャンネルを完全に独立した音声信号として記録できる前述した新しいマルチチャンネル記録再生方式では、若干事情が異なってくる。
【００２０】
まず第一に、各チャンネルの信号は互いに独立した信号であるため、あるチャンネルの低域成分を他のチャンネルに分配する場合、その加算部以降の回路においては加算された信号成分の数だけ振幅が増加する。このため、回路に余分に振幅マージンを設ける必要がでてくる。例えば、あるチャンネルの低域成分を別の１つのチャンネルに分配する場合、双方のチャンネルが同相同レベルで最大振幅の低域信号であったとすると、加算部以降の回路においては約６ｄＢの余分な振幅マージンが必要となる。このような余分な振幅マージンがないと、加算部以降の回路において約６ｄＢ分の信号のオーバーフローを起こしてしまう。
【００２１】
第二に、全てのチャンネルが低い周波数から高い周波数まで広い周波数帯域の信号を持てるため、低域成分の分配の対象となるチャンネル数が増えることになる。従って、加算した振幅の値がかなり高いレベルの信号になる可能性がある。例えば、ディスクリート・ディジタル・マルチチャンネル方式の機器において、６チャンネル全ての低域成分を加算した場合、その加算信号は元の信号と比較して最大６倍の振幅となる。例えば各チャンネルの元の信号が２Ｖｒｍｓの最大値を持つ場合には、加算後は最大１２Ｖｒｍｓに達してしまう。
【００２２】
第三に、どのチャンネルの低域成分をどのチャンネルに分配するか、といった低域成分の分配のための回路が複雑になってしまう。
【００２３】
このように、あるチャンネルの低域成分を他のチャンネルに分配する音響処理回路において、その回路をディジタル回路で構成すると、低域成分の分配のための回路を比較的簡単な構成で実現でき、またその制御も容易になるという長所が期待できる。しかしその反面、低域成分の分配を受けたチャンネルには大きな振幅マージンが必要となる。そこでこの振幅マージンを補償しようとすると、音響処理回路においてディジタル音声信号の上位ビットを優先させる関係で、ディジタル音声信号の下位ビットが切り捨てられる可能性が生じる。このことが生じた場合は、音質悪化につながってしまう。
【００２４】
また、このような機能を有する音響処理回路をアナログ回路で構成すると、低域の分配を受けるチャンネルの振幅マージンを確保することは比較的容易となる。しかし、低域成分の分配のための回路構成が複雑になり、その制御方法も難しくなる。
【００２５】
また、この音響処理回路の後段には増幅器などが接続されることになるが、従来の増幅器は余分な振幅マージンを持たないものも多くあり、この音響処理回路でオーバーフローを起こさなくても、後段の機器でオーバーフローを起こしてしまうことがある。
【００２６】
また、後段の機器でのオーバーフローを避けるためには、音声信号が通過する回路にはリミッタ回路を設けることが有効になる。このリミッタ回路をアナログ回路で構成すると、新たに回路を追加することになるので、回路のコストアップになる。またリミッタ回路に入力される信号の振幅マージンを大きくとっておく必要があるため、アナログ部の構成上の負担が大きくなる。
【００２７】
また、近年のディジタル・プロセッサの処理能力の向上から、ディジタル部の処理余裕を利用してリミッタ回路を構成できる割合が大きくなりつつある。この場合はコストアップなしに回路を構成できるが、アナログ部に信号レベル調整器があると、リミッタ回路で最大振幅がある一定レベル以下に制限され、更に信号レベル調整器によって信号レベルが調整されるため、信号レベル調整器の取り得る最大振幅は、その調整レベルに依存して変化してしまうことになる。
【００２８】
例えば、信号レベル調整器の減衰レベルが０ｄＢのときに併せてリミッタ回路の制限レベル決めると、信号レベル調整器の減衰レベルを−１０ｄＢに設定したときには、信号レベル調整器の取り得る最大レベルは信号レベル調整器の減衰レベルが０ｄＢの時に比べて−１０ｄＢ低くなってしまう。従ってリミッタ回路での減衰レベルが大きければ、信号レベル調整器の出力は不必要に振幅が制限されてしまうことになる。
【００２９】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたものであって、上記のような新しいマルチチャンネルの記録再生方式が登場してきたことにより、新たに生じる低域成分の分配上の諸問題点を解決する音響処理回路を実現することを目的する。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
以上のような課題を解決するため、本願の請求項１記載の発明は、１個の低域専用チャンネルとｎ個（ｎ＞１）の独立した複数のチャンネルから、ｍ（ｍ＜ｎ）個の特定チャンネルのディジタル音声信号の低域成分を抽出し、帯域制限の受けない（ｎ−ｍ）個のチャンネルの内いずれかのチャンネルに前記低域成分を分配する音響処理回路であって、前記ｍ個の特定チャンネルのディジタル音声信号を入力し、遮断周波数ｆｃより高域成分を通過させるｍ個のハイパスフィルタと、前記ｍ個の特定チャンネルのディジタル音声信号を入力し、乗算係数ａ（０＜ａ＜１）で乗算するｍ個の第１係数乗算器と、前記低域専用チャンネルのディジタル音声信号を入力し、前記乗算係数ａで乗算する第２係数乗算器と、前記ｍ個の第１係数乗算器の各出力と前記第２係数乗算器の出力とを加算して合成音声信号を生成する第１加算器と、前記第１加算器の合成音声信号を入力し、前記遮断周波数ｆｃより低域成分を通過させるローパスフィルタと、前記ｍ個のハイパスフィルタに接続されていない（ｎ−ｍ）個のチャンネルのディジタル音声信号をアナログ音声信号に変換する（ｎ−ｍ）個の第１Ｄ／Ａ変換器と、前記ｍ個のハイパスフィルタの出力するディジタル音声信号をアナログ音声信号に変換するｍ個の第２Ｄ／Ａ変換器と、前記ローパスフィルタの出力するディジタル音声信号をアナログ音声信号に変換する第３Ｄ／Ａ変換器と、前記第３Ｄ／Ａ変換器のアナログ音声信号を乗算係数ｂで乗算する第３係数乗算器と、前記第３係数乗算器の出力と前記第１Ｄ／Ａ変換器の出力とを加算する（ｎ−ｍ）個の第２加算器と、を具備することを特徴とするものである。
【００３１】
また本願の請求項２記載の発明は、１個の低域専用チャンネルとｎ個（ｎ＞１）の独立した複数のチャンネルから、任意のｍ（ｍ≦ｎ）個の特定チャンネルのディジタル音声信号の低域成分を抽出し、帯域制限を受けない（ｎ−ｍ）個のチャンネルの内いずれかのチャンネルに前記低域成分を分配する音響処理回路であって、前記ｎ個のチャンネルのディジタル音声信号を入力し、遮断周波数ｆｃより高域成分を通過させるｎ個のハイパスフィルタと、前記ハイパスフィルタの入力端の音声信号と出力端の音声信号とのいずれか一方を選択するｎ個の切換スイッチと、前記ｎ個のチャンネルのディジタル音声信号を入力し、乗算係数ａi （０≦ａi ＜１、ｉは１〜ｎの序数）で乗算するｎ個の第１係数乗算器と、前記低域専用チャンネルのディジタル音声信号を入力し、乗算係数ａL （０＜ａL ＜１）で乗算する第２係数乗算器と、前記ｎ個の第１係数乗算器の各出力と前記第２係数乗算器の出力とを加算して合成音声信号を生成する第１加算器と、前記第１加算器の合成音声信号を入力し、前記遮断周波数ｆｃより低域成分を通過させるローパスフィルタと、前記切換スイッチから出力されるディジタル音声信号をアナログ音声信号に変換するｎ個の第１Ｄ／Ａ変換器と、前記ローパスフィルタの出力するディジタル音声信号をアナログ音声信号に変換する第２Ｄ／Ａ変換器と、前記第２Ｄ／Ａ変換器のアナログ音声信号を乗算係数ｂで乗算する第３係数乗算器と、前記第２係数乗算器の出力と前記第１Ｄ／Ａ変換器の出力とを加算するか否かを選択するｎ個の選択スイッチと、前記選択スイッチで加算と選択されたとき、前記第３係数乗算器の出力と前記第１Ｄ／Ａ変換器の出力とを加算するｎ個の第２加算器と、を具備することを特徴とするものである。
【００３２】
また本願の請求項３記載の発明は、同一チャンネルの前記ハイパスフィルタ、前記選択スイッチ、前記切換スイッチ、前記第２加算器を、夫々第ｉ（１≦ｉ≦ｎ）のハイパスフィルタ、第ｉの選択スイッチ、第ｉの切換スイッチ、第ｉの第２加算器とするとき、前記第ｉの切換スイッチが前記第ｉのハイパスフィルタの出力信号を入力していないとき、前記第ｉの選択スイッチが前記第３係数乗算器の出力を前記第ｉの第２加算器に与えるよう制御することを特徴とするものである。
【００３３】
また本願の請求項４記載の発明では、前記第１の乗算係数ａi 及び第２係数乗算器の乗算係数ａL は、１／（ｍ＋１）であることを特徴とするものである。
【００３４】
また本願の請求項５記載の発明では、前記第３係数乗算器の乗算係数ｂは、ｍ＋１であることを特徴とするものである。
【００３５】
また本願の請求項６記載の発明では、前記第３係数乗算器の乗算係数ｂは、αを音響の空間的加算補正係数とすると、α（ｍ＋１）であることを特徴とするものである。
【００３６】
また本願の請求項７記載の発明は、１個の低域専用チャンネルとｎ個（ｎ＞１）の独立した複数のチャンネルから、ｍ（ｍ＜ｎ）個の特定チャンネルのディジタル音声信号の低域成分を抽出し、帯域制限を受けない（ｎ−ｍ）個のチャンネルの内いずれかのチャンネルに前記低域成分を分配する音響処理回路であって、前記ｍ個の特定チャンネルのディジタル音声信号を入力し、遮断周波数ｆｃより高域成分を通過させるｍ個のハイパスフィルタと、前記ｍ個の特定チャンネルのディジタル音声信号を入力し、乗算係数ａ（ａ＜１）で乗算するｍ個の第１係数乗算器と、前記低域専用チャンネルのディジタル音声信号を入力し、前記乗算係数ａで乗算する第２係数乗算器と、前記ｍ個の第１係数乗算器の各出力と前記第２係数乗算器の出力とを加算して合成音声信号を生成する第１加算器と、前記第１加算器の合成音声信号を入力し、前記遮断周波数ｆｃより低域成分を通過させるローパスフィルタと、前記ｍ個のハイパスフィルタに接続されていない（ｎ−ｍ）個のチャンネルのディジタル音声信号を乗算係数ｃで乗算する（ｎ−ｍ）個の第３係数乗算器と、前記ローパスフィルタの合成音声信号を入力し、乗算係数ｄで乗算する第４係数乗算器と、前記第３係数乗算器の出力と前記第４係数乗算器の出力とを加算して見積合成音声信号を生成する（ｎ−ｍ）個の第２加算器と、前記第２加算器の出力する複数の見積合成音声信号の内、最大レベルの見積合成音声信号を検出し、このレベル値に応じて振幅制御信号を生成するリミッタ設定回路と、前記ローパスフィルタの合成音声信号を入力し、前記リミッタ設定回路の振幅制御信号に基づいて振幅制限を行うリミッタ回路と、前記リミッタ回路のディジタル声信号を乗算係数ｂで乗算する第５係数乗算器と、前記第５係数乗算器の出力と前記ｍ個のハイパスフィルタに接続されていない（ｎ−ｍ）個のチャンネルのディジタル音声号とを加算する（ｎ−ｍ）個の第３加算器と、を具備することを特徴とするものである。
【００３７】
また本願の請求項８記載の発明では、前記乗算係数ａ，ｂ，ｃ，ｄは、αを音響の空間的加算補正係数とすると、
ａ＝１／（ｍ＋１）、
ｂ＝α（ｍ＋１）、
ｃ＝１／（ｎ＋１）、
ｄ＝α（ｍ＋１）／（ｎ＋１）
であることを特徴とするものである。
【００３８】
また本願の請求項９記載の発明は、１個の低域専用チャンネルとｎ個（ｎ＞１）の独立した複数のチャンネルから、任意のｍ（ｍ≦ｎ）個の特定チャンネルのディジタル音声信号の低域成分を抽出し、帯域制限を受けない（ｎ−ｍ）個のチャンネルの内いずれかのチャンネルに前記低域成分を分配する音響処理回路であって、前記ｎ個のチャンネルのディジタル音声信号を入力し、遮断周波数ｆｃより高域成分を通過させるｎ個のハイパスフィルタと、前記ハイパスフィルタから出力されるディジタル音声信号をアナログ音声信号に変換するｎ個の第１Ｄ／Ａ変換器と、前記ｎ個のチャンネルのディジタル音声信号を入力し、乗算係数ａi （０≦ａi ＜１、ｉは１〜ｎの序数）で乗算するｎ個の第１係数乗算器と、前記低域専用チャンネルのディジタル音声信号を入力し、乗算係数ａL （０＜ａL ＜１）で乗算する第２係数乗算器と、前記ｎ個の第１係数乗算器の各出力と前記第２係数乗算器の出力とを加算して合成音声信号を生成する第１加算器と、前記第１加算器の合成音声信号を入力し、前記遮断周波数ｆｃより低域成分を通過させるローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力するディジタル音声信号の最大レベルを検出し、その検出レベル値に応じて振幅制御信号を生成し、前記第１Ｄ／Ａ変換器から出力される特定チャンネルのアナログ音声信号に対して、Ｄ／Ａ変換された前記合成音声信号のレベルを前記振幅制御信号により制御して加算する低域合成信号挿入回路と、を具備することを特徴とするものである。
【００３９】
また本願の請求項１０記載の発明では、前記低域合成信号挿入回路は、低域成分が抽出された前記合成音声信号を入力し、振幅制御信号に応じて出力合成音声信号の最大レベルを制限するリミッタ回路と、前記リミッタ回路から出力されるディジタルの合成音声信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器の合成音声信号を入力し、乗算係数ｅで乗算する係数乗算器と、前記係数乗算器の信号を入力し、特定チャンネルに与える合成音声信号の信号レベルを調整する信号レベル調整器と、前記信号レベル調整器にレベル調整信号を与える共に、前記レベル調整信号のレベル値に応じて前記リミッタ回路に前記振幅制御信号を与える制御器と、を有することを特徴とするものである。
【００４０】
また本願の請求項１１記載の発明では、前記低域合成信号挿入回路は、低域成分が抽出された前記合成音声信号を入力し、振幅制御信号に応じて出力合成音声信号の最大レベルを制限するリミッタ回路と、前記リミッタ回路の信号を入力し、乗算係数ｅで乗算する係数乗算器と、前記係数乗算器から出力されるディジタルの合成音声信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器の信号を入力し、特定チャンネルに与える合成音声信号の信号レベルを調整する信号レベル調整器と、前記信号レベル調整器にレベル調整信号を与える共に、前記レベル調整信号のレベル値に応じて前記リミッタ回路に前記振幅制御信号を与える制御器と、を有することを特徴とするものである。
【００４１】
請求項１〜６記載の構成によれば、入力されたマルチチャンネルの音声信号に対し、ディジタル部で低域成分の抜き出しが行われ、アナログ部で抜き出した低域成分の分配が行われる。
【００４２】
請求項７、８記載の構成によれば、入力されたマルチチャンネルの音声信号から抜き出された低域成分は、低域成分の分配を受けるチャンネルへ分配される前に、リミッタ回路にて各チャンネルと低域成分との和が最も大きい和信号レベルから決定された制限レベルに制限される。
【００４３】
請求項９〜１１記載の構成によれば、信号レベル調整器のいかなる減衰レベルにおいても、信号レベル調整器の取り得る出力信号の最大値が一定となるようリミッタ回路の制限レベルを、信号レベル調整器の減衰レベルに連動して変化させる。こうして制御器は、信号レベル調整器の取り得る出力信号の最大値を一定に保つ。
【００４４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態における音響処理回路について図面を参照しながら説明する。以下の説明では現在実用化されているマルチチャンネルの音声記録再生方式の一つであるディスクリート・ディジタル・マルチチャンネル方式のデコーダから出力されるマルチチャンネルの音声信号に対応する音響処理回路として説明する。
【００４５】
ディスクリート・ディジタル・マルチチャンネル方式では、マルチチャンネルの音声信号として、左チャンネル（以下、Ｌｃｈという）、中央チャンネル（以下、Ｃｃｈという）、右チャンネル（以下、Ｒｃｈという）、左後方チャンネル（以下、ＬＳｃｈという）、右後方チャンネル( 以下、ＲＳｃｈという）、そして低周波チャンネル（以下、ＬＦＥという）の６つのチャンネルを持っている。ＬＦＥチャンネルの周波数帯域は約１２０Ｈｚ以下の低域であるが、その他の５つのチャンネルは２０Ｈｚから約２０ｋＨｚまでの周波数帯域を持っている。
【００４６】
（実施の形態１−１）
図１は、本発明の第１の実施の形態（請求項１に対応）における音響処理回路の構成図である。この実施の形態では、ｎ個（ここではｎ＝５）の独立したチャンネルと１個の低域専用チャンネルを有し、ＬｃｈとＲｃｈの各出力部には低域再生能力の高いスピーカが接続され、ｍ個（ここではｍ＝３）の独立したチャンネルであるＣｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈの各出力部には低域再生能力の低いスピーカが接続されることを想定している。従って本実施の形態の音響処理回路は、Ｃｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈの低域成分、及びＬＦＥの低音をＬｃｈ、Ｒｃｈに配分することをその機能とする。
【００４７】
図１において、Ｌｃｈ、Ｒｃｈのディジタルの音声信号は夫々第１ディジタル・アナログ変換器（以下、Ｄ／Ａ変換器という）５Ｌ、５Ｒに入力され、アナログの音声信号に変換されるように構成されている。またＣｃｈ、ＬＳｃｈ、及びＲＳｃｈのディジタルの音声信号は夫々ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１Ｃ、１ＬＳ、１ＲＳに入力され、低域成分が除去された後、高域成分の音声信号が第２Ｄ／Ａ変換器５Ｃ、５ＬＳ、５ＲＳに入力され、アナログの音声信号に変換されるように構成されている。ＨＰＦ１Ｃ、１ＬＳ、１ＲＳのカットオフ周波数ｆｃは１００Ｈｚである。
【００４８】
この音響処理回路には、Ｃｃｈ、ＬＳｃｈ、及びＲＳｃｈの音声信号の内低域成分を合成する低域成分合成回路３が設けられている。図１において低域成分合成回路３は、Ｃｃｈ，ＬＳｃｈ，ＲＳｃｈの音声信号を夫々入力する第１係数乗算器２Ｃ、２ＬＳ、２ＲＳ、及びＬＥＦの音声信号を入力する第２係数乗算器２ＬＦと、これらの第１及び第２係数乗算器の出力信号を加算する第１加算器３Ａと、第１加算器３Ａの出力信号の中から低域成分を通過させるローパスフィルタ（ＬＰＦ）４とから構成されている。
【００４９】
低域成分合成回路３から出力されたディジタルの音声信号は、第３Ｄ／Ａ変換器５ＬＦでアナログの音声信号に変換され、第３係数乗算器６で一定の乗算係数を乗じた後、第２加算器７Ｌ、７Ｒに与えられる。第２加算器７Ｌは第１Ｄ／Ａ変換器５Ｌの出力と第３係数乗算器６の出力とを加算するアナログの加算器である。同様に、第２加算器７Ｒは第１Ｄ／Ａ変換器５Ｒの出力と第３係数乗算器６の出力とを加算するアナログの加算器である。
【００５０】
第１係数乗算器２Ｃ、２ＬＳ、２ＲＳ、及び第１係数乗算器２ＬＦの乗算係数ａは例えば１／４とし、第３係数乗算器６の乗算係数ｂは４又は４αとする。αの値はアクティブマトリックス回路の場合は約０．７に設定されるが、本実施の形態におけるαの値は、分配されるチャンネル数又は対象とする再生装置や周波数帯域によって大きく左右されるので、実際の再生実験を行って値を決めるのがよい。
【００５１】
各係数乗算器の乗算係数は、一般的には以下のように設定される。即ち、第１加算器３Ａは４つのチャンネルの信号を加算するので、第１加算器３Ａでのオーバーフローを防ぐため、第１係数乗算器２Ｃ、２ＬＳ、２ＲＳ、及び第２係数乗算器２ＬＦの乗算係数ａは、夫々の信号レベルが１／４以下になるような値に設定される。また第３係数乗算器６の乗算係数ｂは、第１係数乗算器２Ｃ、２ＬＳ、２ＲＳ、第２係数乗算器２ＬＦで下げた信号レベルを、元のレベルに戻すための値が設定される。但し、第３係数乗算器６の乗算係数ｂは、抜き出した低域成分をＬｃｈとＲｃｈの２つのチャンネルに分配するため、スピーカから音として出力されたあとの音響的加算効果を考慮して、補正係数αで補正するものとする。
【００５２】
以上のように構成された音響処理回路の動作について説明する。図１において、Ｃｃｈ、ＬＳｃｈ及びＲＳｃｈの入力音声信号は、ＨＰＦ１Ｃ、１ＬＳ、１ＲＳによって夫々低域成分が抜き出され、各ＨＰＦから高域成分の音声信号が出力される。一方、低域成分を含むＣｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈの音声信号は、夫々第１係数乗算器２Ｃ、２ＬＳ、２ＲＳに入力され、振幅が１／４倍に減衰される。また１２０Ｈｚ以下の低域成分からなるＬＦＥの音声信号も第２係数乗算器２ＬＦに入力され、振幅が１／４倍に減衰される。
【００５３】
第１加算器３Ａは１／４倍に減衰されたＣｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈ、及びＬＦＥの音声信号を加算し、合成音声信号を生成する。仮にこの４つのチャンネルの音声信号が同相で最大振幅となっても、合成音声信号の振幅はディジタル回路系の入力範囲内に抑えられることになる。この合成音声信号はＬＰＦ４に入力され、１００Ｈｚ以下の低域成分のみが抽出される。
【００５４】
低域の合成音声信号は第３Ｄ／Ａ変換器５ＬＦによりアナログの合成音声信号に変換され、第３係数乗算器６により４α倍に増幅される。これより後段の回路はアナログ回路で構成されているので、音声信号のレベルに対するマージンは十分確保されている。例えば信号の最大レベルが２Ｖｒｍｓであっても、アナログ回路の電源電圧はこれより十分大きく、２Ｖｒｍｓ以上の信号が入力されても飽和しないように設計されている。更にＣｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈ、及びＬＦＥの計４チャンネルの音声信号が低域成分で同時に同相で最大振幅になる確率は低いといえる。低音に対する視聴者の定位感は乏しいので、例えば音源の制作上、重低音又は低音の発生時には、全てのチャンネルにこのような低音を挿入するより、ＬＥＦに低音を挿入したり、ＬＥＦと前方のチャンネルのいずれか１つに低音を挿入する場合が多いからである。
【００５５】
さてＬｃｈのディジタルの音声信号は第１Ｄ／Ａ変換器５Ｌでアナログの音声信号に変換され、第２加算器７Ｌで低域合成音声信号と加算される。またＲｈのディジタルの音声信号は第１Ｄ／Ａ変換器５Ｒでアナログの音声信号に変換され、第２加算器７Ｒで低域合成音声信号と加算される。映像と音声を再生する一般のＡＶ機器では、少なくとも前方に再生周波数帯域の広いスピーカが設けられているので、これらのスピーカを介して他のチャンネルに付加された低音の音声が視聴者に対して前方から出力されることとなる。
【００５６】
一方、Ｃｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈのディジタルの音声信号は、ＨＰＦ１Ｃ、１ＬＳ、１ＲＳで夫々低域成分が除去され、第２Ｄ／Ａ変換器５Ｃ、５ＬＳ、５Ｒに入力されてアナログの音声信号に変換される。そしてこれらの中高音の音声信号は、Ｃｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈの各スピーカからサラウンド音として再生される。中高音に対する視聴者の定位感は高いので、前方及び後方の各スピーカから定位感に優れた中高音の音声が提供される。また中高音を主として持つ音像が空間を移動するとき、その移動方向がリアルに再現される。特に音像の移動の際に、各スピーカから再生される中高音の音圧がスピーカ毎で異なるという違和感も生じない。
【００５７】
以上のように本実施の形態の音響処理回路によれば、各スピーカから再生される低域と高域の音量のバランスについて、特にＣｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈのスピーカの低域再生の能力が不足しても正しく保つことができる。
【００５８】
また第２加算器７Ｌ、７Ｒでの信号のオーバーフローを防ぐため、Ｌｃｈ、Ｒｃｈの振幅マージンを大きくとる必要があるが、アナログ回路において振幅マージンを大きくとることは、回路の電源電圧の余裕を大きくとることで比較的容易に実現できる。即ちディジタル回路で振幅マージンをとるために下位ビットの切り捨てをすることがあるが、本実施の形態では振幅の増加に伴う音質の悪化は生じない。
【００５９】
（実施の形態１−２）
次に本発明の請求項２を具体化した第１の実施の形態における音響処理回路の他の構成例について説明する。図１に示した構成の音響処理回路では、ディジタル部の回路は比較的単純であり、アナログ回路で構成しても比較的容易である。このような音響処理回路においては、ユーザーの持っているスピーカの構成に応じ、どの入力チャンネルの低音をどの出力チャンネルに配分するかといった設定をきめ細かく行うことはできない。
【００６０】
図２は、このようなユーザーの要望に応えるように構成した音響処理回路のブロック図である。この音響処理回路は図１の構成に加え、Ｌｃｈ、ＲｃｈにもＨＰＦを加えると共に、各ＨＰＦを使用するか否かを自由に設定できるよう切換スイッチを設けている。
【００６１】
互いに独立したｎ（ここではｎ＝５）チャンネル、即ちＬｃｈ、Ｒｃｈ、Ｃｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈのディジタルの音声信号は夫々ＨＰＦ８Ｌ、８Ｒ、８Ｃ、８ＬＳ、８ＲＳに入力され、必要に応じて低域成分が遮断されるよう構成されている。また、Ｌｃｈ、Ｒｃｈ、Ｃｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈの音声信号に対してＨＰＦ８Ｌ〜８ＲＳにより低域成分が夫々遮断された音声信号か、低域成分が遮断されない音声信号かを選択するためのｎ個の切換スイッチ９Ｌ、９Ｒ、９Ｃ、９ＬＳ、９ＲＳが夫々設けられている。これらの切換スイッチ９Ｌ、９Ｒ、９Ｃ、９ＬＳ、９ＲＳの切換出力は夫々第１Ｄ／Ａ変換器１３Ｌ、１３Ｒ、１３Ｃ、１３ＬＳ、１３ＲＳに与えられる。
【００６２】
この音響処理回路には、Ｌｃｈ、Ｒｃｈ、Ｃｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈの音声信号のうち低域成分を合成する低域成分合成回路１１が設けられている。この低域成分合成回路１１は、Ｌｃｈ、Ｒｃｈ、Ｃｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈの音声信号を夫々入力する第１係数乗算器１０Ｌ、１０Ｒ、１０Ｃ、１０ＬＳ、１０ＲＳ、及びＬＥＦの音声信号を入力する第２係数乗算器１０ＬＦと、これらの係数乗算器１０Ｌ〜１０ＬＦの出力信号を加算する第１加算器１１Ａと、第１加算器１１Ａの出力信号の中から低域成分を通過させるＬＰＦ１２とを含んで構成されている。そしてＬＰＦ１２の出力は第２Ｄ／Ａ変換器１３ＬＦに与えられる。
【００６３】
第１Ｄ／Ａ変換器１３Ｌ、１３Ｒ、１３Ｃ、１３ＬＳ、１３ＲＳは、切換スイッチ９Ｌ、９Ｒ、９Ｃ、９ＬＳ、９ＲＳで周波数帯域が選択されたディジタルの音声信号をアナログの音声信号に変換する変換器であり、夫々の出力は第２加算器１５Ｌ、１５Ｒ、１５Ｃ、１５ＬＳ、１５ＲＳに与えられる。第２Ｄ／Ａ変換器１３ＬＦは、ＬＰＦ１２から出力されたディジタルの低域合成音声信号をアナログの音声信号に変換する変換器であり、その出力は第３係数乗算器１４とスイッチ１７に与えられる。
【００６４】
ＨＰＦ８Ｌ、８Ｒ、８Ｃ、８ＬＳ、８ＲＳとＬＰＦ１２のカットオフ周波数ｆｃは図１に示すＨＰＦとＬＰＦのカットオフ周波数と同一である。また第１係数乗算器１０Ｌ、１０Ｒ、１０Ｃ、１０ＬＳ、１０ＲＳの乗算係数をａ1 、ａ2 、・・ａn とすると、これらの乗算係数の値は０以上１以下の値であり、０以外の場合は同一値に設定される。また第２係数乗算器１０ＬＦの乗算係数をａL （０＜ａL ＜１）とする。この値も０以外のａi と同一値とする。
【００６５】
動作させない第１係数乗算器の乗算係数の値を０とし、実際に動作させる第１係数乗算器の数をｍとすると、０でない乗算係数ａi （ｉは１〜ｎの整数）は１／（ｍ＋１）とし、第３係数乗算器１４の乗算係数は（ｍ＋１）αとする。第３係数乗算器１４で増幅された低域合成音声信号は、選択スイッチ１６Ｌ、１６Ｒ、１６Ｃ、１６ＬＳ、１６ＲＳｃの入力端に与えられる。
【００６６】
選択スイッチ１６Ｌ、１６Ｒ、１６Ｃ、１６ＬＳ、１６ＲＳは、第３係数乗算器１４を介して出力された低域合成音声信号を、どのチャンネルに与えるかを選択するスイッチであり、各出力端は夫々第２加算器１５Ｌ、１５Ｒ、１５Ｃ、１５ＬＳ、１５ＲＳに接続されている。またスイッチ１７は第２Ｄ／Ａ変換器１３ＬＦから出力された低域合成音声信号をＳＷｃｈに出力するか否かを選択するスイッチである。
【００６７】
このように第１加算器１１Ａでは、全てのチャンネルの信号を加算できる構成とし、どのチャンネルを第１加算器１１Ａに入力するかは、第１係数乗算器１０Ｌ、１０Ｒ、１０Ｃ、１０ＬＳ、１０ＲＳ、及び第２係数乗算器１０ＬＦのうち、どれを実際に動作させるかを、乗算係数ａi の値を０又は０より大きな値に選ぶことにより選択できるようにしている。また、選択スイッチ１６Ｌ、１６Ｒ、１６Ｃ、１６ＬＳ、１６ＲＳにより、抜き出された低域の音声信号の配分先を自由に設定できるようしている。
【００６８】
このように構成された音響処理回路によれば、低域成分を抜き出すチャンネルが設定されれば、切換スイッチ９Ｌ、９Ｒ、９Ｃ、９ＬＳ、９ＲＳのうち特定のものをＨＰＦ側に接続する。そして低域成分を抜き出すチャンネルに接続されている第１係数乗算器１０Ｌ、１０Ｒ、１０Ｃ、１０ＬＳ、１０ＲＳのいずれかの乗算係数ａi の値を０でない値に設定する。こうすると所望のチャンネルの音声信号の低域成分のみを抜き出すことができる。このように抜き出した低域成分は、分配するチャンネルに接続された選択スイッチ１６Ｌ、１６Ｒ、１６Ｃ、１６ＬＳ、１６ＲＳのいずれかをＨＰＦ側に接続状態にすることにより、特定のスピーカに分配することができる。
【００６９】
このようにユーザーの持っているスピーカ構成に応じ、きめ細かく低域成分の分配を行うことができる。しかしこれをアナログ回路で構成すると、更に回路規模か大きくなり、そのきめ細かい制御も難しくなる。しかし、本実施の形態では、複雑な制御の必要な回路部分のほとんどがディジタル部で構成されており、その制御はアナログ部で全ての回路を構成する場合に比べて遥かに容易となる。Ｄ／Ａ変換器以後のアナログ部では、どのチャンネルに低域成分を配分するかだけを制御すればよく、これは比較的容易に実現できる。
【００７０】
（実施の形態２）
次に本発明の第２の実施の形態（請求項７に対応）における音響処理回路について説明する。図３は第２の実施の形態の音響処理回路の構成図である。本実施の形態では、図１に示す音響処理回路の場合と同じく、ｎ個の独立チャンネルと１個の低域専用チャンネルが存在し、ｎ個からｍ個の独立チャンネルの低域成分を抽出して、ｎ−ｍ個の独立チャンネルの回路系に低域成分を付加するものとする。
【００７１】
具体的にはＬｃｈとＲｃｈには低域再生能力の高いスピーカが接続され、Ｃｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈには低域再生能力の低いスピーカが接続されることを想定している。従って本実施の形態は、Ｃｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈの低域成分及びＬＦＥの音声信号を、Ｌｃｈ、Ｒｃｈに配分することをその機能とする。
【００７２】
図３において、Ｃｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈのディジタルの音声信号は、カットオフ周波数ｆｃが約１００ＨｚのＨＰＦ１８Ｃ、１８ＬＳ、１８ＲＳに夫々与えられる構成となっている。また、Ｃｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈの音声信号は、低域成分合成回路２０の一部を構成する第１係数乗算器１９Ｃ、１９ＬＳ、１９ＲＳにも与えられ、乗算係数ａ（０＜ａ＜１）で乗算された後、第１加算器２０Ａに入力されるよう構成されている。また、ＬＦＥのディジタルの音声信号も第２係数乗算器１９ＬＦで乗算係数ａで乗算されて第１加算器２０Ａに入力される。定数ａの値は第１加算器２０Ａの入力端に接続される係数乗算器の数（ｍ＋１）の逆数に等しいものとする。第１加算器２０Ａは減衰されたＣｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈ、ＬＦＥの音声信号を加算する。
【００７３】
第１加算器２０Ａから出力された合成音声信号は、ＬＰＦ２１にて低域成分のみが抜き出される。ＬＰＦ２１から出力された低域合成音声信号はリミッタ回路２４と第４係数乗算器２８に与えられる。またＬｃｈ、Ｒｃｈのディジタルの音声信号は夫々第３係数乗算器２７Ｌ、２７Ｒに与えられる。入力チャンネルの総数がｎ＋１＝６であるので、第３係数乗算器２７Ｌ、２７Ｒの乗算係数ｃを夫々１／６とし、第４係数乗算器２８の乗算係数ｄを４α／６とする。
【００７４】
第２加算器２５Ｌは第４係数乗算器２８の出力と第３係数乗算器２７Ｌの出力とを加算する回路で、第２加算器２５Ｒは第４係数乗算器２８の出力と第３係数乗算器２７Ｒの出力とを加算する回路である。第２加算器２５Ｌと第２加算器２５Ｒでの加算結果はリミッタ設定回路２６に与えられる。リミッタ設定回路２６は入力された２つの加算結果を見積合成信号とし、２つの見積合成信号の少なくともいずれか一方が規定レベルを越えるとき、リミッタ回路２４の制限レベルを決定し、入力信号を減衰させる振幅制御信号をリミッタ回路２４に与える回路である。
【００７５】
第５係数乗算器２３はリミッタ回路２４の出力するディジタルの低域合成音声信号を乗算係数ｂで増幅する回路である。ここでは乗算係数ｂは１／ａに等しく、４とする。これは第１係数乗算器１９Ｃ、１９ＬＳ、１９ＲＳ、１９ＬＦの乗算係数ａと逆数の関係にある。即ち第５係数乗算器２３は、第１係数乗算器１９Ｃ、１９ＬＳ、１９ＲＳ、及び第２係数乗算器１９ＬＦで減衰した信号を元のレベルに戻すために増幅する。第５係数乗算器２３から出力された低域合成音声信号は、第３加算器２２Ｌ、２２Ｒによって夫々Ｌｃｈ、Ｒｃｈに配分される。
【００７６】
第１加算器２０Ａでは４つのチャンネルの信号が加算される際にオーバーフローが生じる恐れがある。このために第１係数乗算器１９Ｃ、１９ＬＳ、１９ＲＳ、及び第２係数乗算器１９ＬＦでは、夫々の信号レベルが１／４以下になるような乗算係数ａを設定するのである。また、これらの係数乗算器で下げた信号レベルを、元のレベルに戻すため、第５係数乗算器２３は入力信号を増幅する。但し、本実施の形態では、抜き出した低域成分をＬｃｈとＲｃｈの２つのチャンネルに分配し、スピーカから音として出力されたあとの音響的加算効果を考慮して、第５係数乗算器２３は厳密には入力信号を４×α倍に増幅する。この補正係数αの値については、図１に示す実施の形態の場合と同様である。
【００７７】
また、第３係数乗算器２７Ｌ、２７Ｒは入力信号を１／６に減衰させ、第４係数乗算器２８は入力信号を（４×α）／６に減衰させる。ＬＰＦ２１の最大出力レベルをＬＦとし、Ｌｃｈの最大信号レベルをＬ、Ｒｃｈの最大信号レベルをＲとするとき、リミッタ設定回路２６への入力値が（４α／６ＬＦ＋１／６Ｌ）、又は（４α／６ＬＦ＋１／６Ｒ）を越えないとき、リミッタ設定回路２６は信号レベルを制限しないような振幅制御信号をリミッタ回路２４に出力する。またリミッタ設定回路２６への入力される見積合成信号の値が（４α／６ＬＦ＋１／６Ｌ）、又は（４α／６ＬＦ＋１／６Ｒ）を越えるとき、リミッタ設定回路２６はディジタル回路系のＭＳＢを越えないような値に信号レベルを制限する振幅制御信号をリミッタ回路２４に出力する。
【００７８】
このような制御をすると、第３加算器２２Ｌ、２２Ｒでの加算結果がディジタル回路系でオーバーフローを起こすことない信号レベルとなる。こうしてリミッタ設定回路２６では、入力された音声信号のうちの最大の信号よりリミッタ回路２４の制限レベルを決定する。
【００７９】
例えば、第３加算器２２Ｌ、２２Ｒ以降の回路が第３加算器２２Ｌ、２２Ｒより前の回路に対して余分な振幅マージンを持っていない場合を考える。リミッタ回路２４が信号レベルを制限していないときの第３加算器２２Ｌ又は２２Ｒの出力をＡＤＤとすると、ＡＤＤの信号レベルの１／６の信号がリミッタ設定回路２６に入力されている。従って、リミッタ設定回路２６がこの信号を監視することにより、第３加算器２２Ｌ、２２Ｒの出力がオーバーフローするか否かを判定できる。
【００８０】
このリミッタ設定回路２６へ入力される信号のうち、最大の信号について監視し、リミッタ設定回路２６は第３加算器２２Ｌ、２２Ｒの出力がオーバーフローを起こすと判断した場合は、第３加算器２２Ｌ、２２Ｒへ入力する低域成分をリミッタ回路２４にて制限する。
【００８１】
このように、第３加算器２２Ｌ、２２Ｒの出力に相当する信号を監視してリミッタ回路２４の制限レベルを設定するようにしている。低域成分の分配を受けるチャンネルの信号レベルが低く、第３加算器２２Ｌ、２２Ｒにおいてオーバーフローが起こらない場合には、リミッタ回路２４は分配する低域成分のレベルを制限しないように制御する。このため再生される音声信号全体の低域成分の音量は正しく保たれる。また、低域成分の分配を受けるチャンネルの信号レベルが高く、低域成分の分配を受けた場合にオーバーフローを起こしてしまうような場合には、リミッタ回路２４において低域成分が制限され、第３加算器２２Ｌ、２２Ｒにおけるオーバーフローを避けることができる。
【００８２】
本実施の形態の音響処理回路では、例えば第１の実施の形態の音響処理回路のように、第３加算器２２Ｌ、２２Ｒ以降の回路が第３加算器２２Ｌ、２２Ｒより前の回路に対して余分な振幅マージンを持っていない場合に備えてリミッタ設定回路を設けることにより、第３加算器２２Ｌ、２２Ｒ以降に余分な振幅マージンが不要になる。こうすると全ての回路をディジタル回路で構成しても、第３加算器２２Ｌ、２２Ｒにてオーバーフローを起こさなくなる。従って余分な振幅マージンを確保することによる下位ビット切り捨てによる音質悪化を防ぐことができる。
【００８３】
また、この音響処理回路の後段に接続する増幅器などの機器に、余分な振幅マージンがない場合なども、後段の機器の振幅マージンにあわせてリミッタ設定回路２６を構成すればよい。こうすると後段の機器での信号のオーバーフローを避けることができる。
【００８４】
なお、この音響処理回路は、第１の実施の形態のものと同様に低域成分に分配するための第３加算器２２Ｌ、２２Ｒのみをアナログ回路で構成し、その他の回路をディジタル回路で構成しても良い。また、全ての回路をアナログ回路、もしくはディジタル回路で構成することもでき、上記した実施の形態に限定されるものではない。
【００８５】
尚、独立チャンネルの数をｎとし、ｎ−ｍの独立チャンネル対して低域成分を付与する場合は、各係数乗算器の乗算係数ａ，ｂ，ｃ，ｄは、以下のような値に設定する。αは音響の空間的加算補正係数とする。
ａ＝１／（ｍ＋１）、
ｂ＝α（ｍ＋１）、
ｃ＝１／（ｎ＋１）、
ｄ＝α（ｍ＋１）／（ｎ＋１）
【００８６】
（実施の形態３−１）
次に本発明の第３の実施の形態（請求項９、１０に対応）における音響処理回路について説明する。図４は音響処理回路に用いられる低域合成信号挿入回路の構成を示すブロック図である。図４に示す低域合成信号挿入回路は前述した低域成分合成回路の後段に設けられるもので、ここではＣｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈのディジタルの音声信号を直接に帯域制限する回路系の図示は省略している。
【００８７】
本図において、入力されたディジタルの音声信号は、リミッタ回路２９に入力される。リミッタ回路２９は制御器３２の出力する振幅制御信号に基づいて入力信号の上限レベルを制限するよう入力信号を減衰させる回路である。リミッタ回路２９の出力信号は、Ｄ／Ａ変換器３０にてアナログの音声信号に変換される。信号レベル調整器３１は入力されたアナログの音声信号を制御器３２から出力されたレベル調整信号で減衰させる回路である。一般のＡＶ機器では音量ボタンの機能に相当する。
【００８８】
制御器３２は、信号レベル調整器３１のいかなる減衰レベルにおいても信号レベル調整器３１の取り得る出力信号の最大値が一定となるよう、リミッタ回路２９の制限レベルを、信号レベル調整器３１の減衰レベルに連動して設定する回路である。
【００８９】
例えば、信号レベル調整器３１の減衰レベルを０ｄＢに設定したとき、信号レベル調整器３１から出力されるアナログの音声信号の最大レベルをある値Ａボルト以下にするため、リミッタ回路２９はその制限レベルを、入力される信号の最大値より−６ｄＢの値に設定している。この状態で信号レベル調整器３１の減衰レベルを−３ｄＢに設定すると、リミッタ回路２９に最大レベルの音声信号が入力された場合、信号レベル調整器３１から出力されるアナログ信号の最大レベルはＡボルトより３ｄＢ低いレベル（−９ｄＢ）になってしまう。
【００９０】
ここで、制御器３２は、信号レベル調整器３１の減衰レベルを３ｄＢ下げた分、リミッタ回路２９の制限レベルを−６ｄＢから−３ｄＢになるよう３ｄＢ上げて設定し直す。この働きにより、信号レベル調整器３１から出力されるアナログ信号の最大レベルはＡボルトとなり、信号レベル調整器３１の減衰レベルを変更する前のレベルが保たれる。従って最大レベル以内の音声信号が低域成分信号挿入回路に入力される限り、音響処理回路の使用者は信号レベル調整器３１を操作することにより低音の加算割合を任意に制御することができる。
【００９１】
図４のリミッタ回路２９と信号レベル調整器３１を含む本実施の形態における音響処理回路全体の構成図を図５に示す。Ｌｃｈ、Ｒｃｈ、Ｃｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈ、ＬＦＥの６つのチャンネルのディジタルの音声信号に対して、これまでの実施の形態と同様にして低域成分の分配のための回路が設けられている。しかしこれまでの実施の形態と異なり、出力部には低域再生専用のチャンネル（以下、ＳＷｃｈという）が設けられている。
【００９２】
図５において、Ｌｃｈ、Ｒｃｈ、Ｃｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈの５つのチャンネルのディジタルの音声信号は、ＨＰＦ３３Ｌ、３３Ｒ、３３Ｃ、３３ＬＳ、３３ＲＳに夫々入力され、低域成分が遮断される。そして中域及び高域の成分の音声信号は第１Ｄ／Ａ変換器３８Ｌ、３８Ｒ、３８Ｃ、３８ＬＳ、３８ＲＳに与えられ、アナログの音声信号に変換される。これら各チャンネルのアナログの音声信号は低域合成信号挿入回路４０の一部を構成する信号レベル調整器３９を通って外部に出力される。
【００９３】
また、Ｌｃｈ、Ｒｃｈ、Ｃｃｈ、ＬＳｃｈ、ＲＳｃｈ、ＬＥＦの６つのチャンネルの音声信号は、夫々第１係数乗算器３４Ｌ、３４Ｒ、３４Ｃ、３４ＬＳ、３４ＲＳ、及び第２係数乗算器３４ＬＥＦに入力され、乗算係数１／６で減衰される。減衰された６チャンネルの音声信号は第１加算器３５にて加算される。
【００９４】
第１加算器３５の出力はＬＰＦ３６に与えられ、低域成分のみが抜き出される。この音声信号は低域合成信号挿入回路４０に入力される。低域合成信号挿入回路４０はリミッタ回路３７、第２Ｄ／Ａ変換器３８ＬＦ、第３係数乗算器４１、信号レベル調整器３９、制御器４０Ｃにより構成される。ＬＰＦ３６の出力される低域合成音声信号はリミッタ回路３７（２９）に入力されると、リミッタ回路３７は入力信号が最大レベルを超えていれば、上限を制限したデジィタルの音声信号に変換する。この信号は第２Ｄ／Ａ変換器３８ＬＦ（３０）に入力され、アナログの音声信号に変換される。この音声信号は乗算係数ｅが６の第３係数乗算器４１で増幅され、信号レベル調整器３９（３１）に入力される。制御器４０Ｃ（３２）がリモートコントローラで構成されている場合は、人の操作に基づいて信号レベル調整器３９の減衰レベルを設定する。尚、図５のリミッタ回路３７、第２Ｄ／Ａ変換器３８ＬＦ、信号レベル調整器３９、制御器４０Ｃは、図４に示すものと夫々同一であり、それらの機能説明を省略する。
【００９５】
図５から判るように、ＳＷｃｈには６つの音声信号が合計されて出力されるため、入力信号として全てのチャンネルにＬＰＦ３６の通過域において、同位相で最大振幅の信号が入力された場合には、信号レベル調整器３９の減衰レベルが０ｄＢであれば、そのＳＷｃｈの出力信号の振幅は入力信号の６倍に達する。例えば、入力信号の振幅が２Ｖｒｍｓであるとすると、ＳＷｃｈの出力信号の振幅は１２Ｖｒｍｓというレベルになる。
【００９６】
このように、他のチャンネルに比べＳＷｃｈの振幅は最大６倍に達する可能性があるが、この出力をそのまま後段に送ると、後段の機器にてオーバーフローを起こし、クリップ音などの異常音を発生する可能性が高い。従って、このような異常音を避けるため、後段の機器がオーバーフローを起こさないレベルに振幅を制限する必要がある。
【００９７】
例えば、図５の音響処理回路において、入力音声信号の最大振幅が２Ｖｒｍｓであり、ＳＷｃｈの出力音声信号の最大振幅も２Ｖｒｍｓで制限して出力する場合を考える。入力信号として全てのチャンネルに同位相且つ最大振幅である２Ｖｒｍｓの音声信号が入力された場合、リミッタ回路３７の制限レベルが十分大きく、信号レベル調整器３９の減衰レベルが０ｄＢであれば、ＳＷｃｈの出力の振幅は２Ｖｒｍｓの６倍の１２Ｖｒｍｓに達する。このため出力音声信号を２Ｖｒｍｓに制限するためには、約１６ｄＢ減衰させる必要がある。
【００９８】
従って制御器４０Ｃは、信号レベル調整器３９の減衰レベルが０ｄＢの場合にはリミッタ回路３７の制限レベルを、最大振幅レベルから−１６ｄＢに設定する。ところが、信号レベル調整器３９の減衰レベルが−ｘｄＢに設定されているとすると、ＳＷｃｈの最大振幅は１２Ｖｒｍｓより−ｘｄＢ低い振幅になるため、２Ｖｒｍｓに制限するための減衰量は（１６−ｘ）ｄＢとなる。（１６−ｘ）が０より大きい場合には、制御器４０はリミッタ回路３７の制限レベルを最大振幅レベルから−（１６−ｘ）ｄＢに設定する。（１６−ｘ）が０より小さい場合には、制御器４０Ｃはリミッタ回路３７の制限レベルを最大振幅レベルに設定、すなわちリミッタとして働かないよう設定にする。
【００９９】
このように、制御器４０Ｃは信号レベル調整器３９の減衰レベルに応じてリミッタ回路３７の制限レベルを設定するので、ＳＷｃｈの出力信号の取り得る最大振幅レベルを信号レベル調整器３９の減衰レベルの設定値に関わりなく一定に保つことができる。従って、信号レベル調整器３９の減衰レベルが大きいときに、不必要に出力レベルを制限してしまうことがない。
【０１００】
（実施の形態３−２）
次に本発明の第３の実施の形態における音響処理回路の他の構成例について説明する。図５に示した構成の音響処理回路では、ディジタル部での低域のオーバーフローを避けるため、第１係数乗算器３４Ｌ、３４Ｒ、３４Ｃ、３４ＬＳ、３４ＲＳ、及び第２係数乗算器３４ＬＥＦにて、オーバーフローを起こさないレベルにまで入力信号を減衰させる。そしてこれらの減衰した分をアナログ部の第３係数乗算器４１にて元のレベルに戻しすようにしている。このとき、第１Ｄ／Ａ変換器３８Ｌ〜３８ＲＳのＳ／Ｎ値が悪いと、アナログ部の第３係数乗算器４１にてノイズが増幅されるため、更にＳ／Ｎ値が悪くなる場合がある。この音声信号を他のチャンネルに分配するときは、分配されるチャンネルの元の信号が支配的に存在するため、このＳ／Ｎ値の多少悪い音声信号を分配しても、分配されるチャンネルのＳ／Ｎ値をそれほど悪化させることにはならない。しかしこの低域の音声信号を分配せず、図５のように単独の信号としてＳＷｃｈから出力する際には多少問題になる場合がある。
【０１０１】
これに対処するため、図５に示す構成に代えて、図６に示す構成の音響処理回路に変更しても良い。本図に示すようにこの音響処理回路は、第３係数乗算器４２を第２Ｄ／Ａ変換器３８ＬＦの前段に設けたことが特徴である。その他の構成は図５と同一であり、他の回路部に対しては同一の符号を付け、構成と動作説明は省略する。
【０１０２】
ここで、図５の音響処理回路では、第１係数乗算器３４Ｌ、３４Ｒ、３４Ｃ、３４ＬＳ、３４ＲＳ、及び第２係数乗算器３４ＬＦで夫々減衰させた各チャンネルの音声信号をアナログ部の第３係数乗算器４１で元のレベルに戻している。しかし、図６の音響処理回路では、第１係数乗算器３４Ｌ、３４Ｒ、３４Ｃ、３４ＬＳ、３４ＲＳ、及び第２係数乗算器３４ＬＦで夫々減衰させた音声信号をディジタル部の第３係数乗算器４２にて元のレベルに戻している。
【０１０３】
このような構成によれば、一旦第１係数乗算器３４Ｌ〜３４ＲＳ及び第２係数乗算器３４ＬＦにて減衰させて抜き出した低域信号を、第２Ｄ／Ａ変換器３８ＬＦの前で元の信号レベルに戻すので、第２Ｄ／Ａ変換器３８ＬＦには十分なビット数の信号が供給され、アナログ変換後のＳ／Ｎ値を稼ぐことができる。但し、第３係数乗算器４２にて低域合成音声信号を元のレベルに戻す際、ディジタル部でのオーバーフローを起こさないようリミッタ回路３７の制限レベルを設定する必要がある。例えば、図６の構成の場合、第３係数乗算器４２は信号を６倍に増幅するよう乗算係数を設定する。そしてリミッタ回路３７は、この回路に入力される音声信号の振幅を１／６以下に制限するよう設定する。
【０１０４】
なお、図４の音響処理回路は、図５及び図６の音響処理回路のように、ＳＷｃｈの音声出力を制限する場合だけでなく、例えば図１の音響処理回路のように低域成分を他のチャンネルに分配するような構成においても有効であり、上記した実施の形態に限定されるものではない。
【０１０５】
また、本発明の各実施の形態においては、すべてディスクリート・ディジタル・マルチチャンネル方式に対応する音響処理回路として説明したが、ディスクリート・ディジタル・マルチチャンネル方式に限らず、ＭＰＥＧなど、他のマルチチャンネルの音声記録再生方式にも同様に適用可能である。
【０１０６】
【発明の効果】
請求項１〜６記載の音響処理回路によれば、マルチチャンネル音声信号の低域成分分配のための複雑な回路のほとんどを、構成と制御の容易なディジタル回路で実現できる。また低域成分の分配を受けるチャンネルに低域成分を加算する処理を、振幅マージンの確保が容易なアナログ回路で実現できる。このため、ハードウエアの構成と制御が容易となり、音質振幅マージンの確保時の良好な音質を兼ね備えることが可能となる。
【０１０７】
請求項７、８記載の音響処理回路によれば、マルチチャンネル音声信号の低域成分分配時において、分配を受けるチャンネルの振幅マージンを越えないよう、分配する低域成分の供給量をリミッタ回路にてコントロールするため、分配を受けた後の振幅マージンを十分確保できないような場合にも、オーバーフローによるクリップ音などの異常音を避けることができ、回路設計の自由度を増すことが可能となる。
【０１０８】
請求項９〜１１記載の音響処理回路によれば、アナログ部の信号レベル調整器の減衰レベルに応じて、ディジタル部のリミッタ回路の制限レベルを設定するので、信号レベル調整器の出力信号の最大振幅レベルを信号レベル調整器の減衰レベルの設定値に関わりなく一定に保つことが可能となる。また、リミッタ回路を構成と制御が容易なディジタル部で構成でき、かつ、プロセッサの処理余裕を活用することが出来るので、部品追加などのコストアップなく回路を構成することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態における音響処理回路の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態における音響処理回路の他の構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態における音響処理回路の構成例を示すブロック図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態における音響処理回路の要部の構成例を示すブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態における音響処理回路の構成例を示すブロック図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態における音響処理回路の他の構成例を示すブロック図である。
【図７】ドルビー・プロロジック回路を含む従来の音響処理回路の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１Ｃ，１ＬＳ，１ＲＳ，８Ｌ，８Ｒ，８Ｃ，８ＬＳ，８ＲＳ，１８Ｃ，１８ＬＳ，１８ＲＳ，３３Ｌ，３３Ｒ，３３Ｃ，３３ＬＳ，３３ＲＳ  ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）
２Ｃ，２ＬＳ，２ＲＳ，２ＬＦ，１０Ｌ，１０Ｒ，１０Ｃ，１０ＬＳ，１０ＲＳ，１０ＬＦ，１９Ｃ，１９ＬＳ，１９ＲＳ，１９ＬＦ，２３，２８，２７Ｌ，２７Ｒ，３４Ｌ，３４Ｒ，３４Ｃ，３４ＬＳ，３４ＲＳ，３４ＬＦ，４１，４２係数乗算器
３Ａ，７Ｌ，７Ｒ，１１Ａ，１５Ｌ，１５Ｒ，１５Ｃ，１５ＬＳ，１５ＲＳ，２０Ａ，２２Ｌ，２２Ｒ，２５Ｌ，２５Ｒ，３５  加算器
４，１２，２１，３６  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
５Ｌ，５Ｒ，５Ｃ，５ＬＳ，５ＲＳ，５ＬＦ，１３Ｌ，１３Ｒ，１３Ｃ，１３ＬＳ，１３ＲＳ，１３ＬＦ，３８Ｌ，３８Ｒ，３８Ｃ，３８ＬＳ，３８ＲＳ，３８ＬＦ，  ディジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）
９Ｌ，９Ｒ，９Ｃ，９ＬＳ，９ＲＳ  切換スイッチ
１１、２０  低域成分合成回路
１６Ｌ，１６Ｒ，１６Ｃ，１６ＬＳ，１６ＲＳ  選択スイッチ
１７  スイッチ
２４，２９，３７  リミッタ回路
２６  リミッタ設定回路
３１，３９  信号レベル調整器
３２，４０Ｃ  制御器
４０  低域合成信号挿入回路
【図１】
0003788537.tif 000002
【図２】
0003788537.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
0003788537.tif 000006
【図６】
0003788537.tif 000007
【図７】
0003788537.tif 000008