(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の衛星特定コードとデータとを表す位相反転変調された搬送波信号を含む複数の衛星信号を、複数の衛星から受信する、衛星に基づいた無線航法に使用するＧＰＳ受信機であって、
アンテナを介して前記複数の衛星信号を受信して増幅する手段（１２）と、
前記複数の衛星特定コードのいずれかを発生するコード発生手段であって、該発生されたコードのコード遅延がサブチップ精度で制御できるようなコードを発生するコード発生手段（２０）と、
前記増幅した衛星信号に前記発生されたコードを乗じる（２２）とともに搬送波周波数の下方変換（１４、２６）を行ってディジタル信号を作るコード混合・下方変換（コードミキシング・ダウンコンバーティング）手段（１４、２２、２６）であって、前記ディジタル信号は、下方変換（ダウンコンバーティング）した搬送波周波数を持ち且つ前記発生されたコードを乗じたものであり、それにより前記発生されたコードのコード遅延が、そのコードと同じコードを有する衛星信号のコード遅延と同じになるか又はほぼ同じになるときに、前記同じコードを有する衛星信号から生じるディジタル信号の部分のバンド幅が逆拡散するようにする、コード混合・下方変換手段（１４、２２、２６）と、
コード遅延を含む衛星信号の信号パラメータを計算する手段（３２、３４、３６、３８、４０、４２、４４、４６、４８、５２、５４、５６、５８、６０）と、
前記複数の衛星信号の少なくとも４つからの信号パラメータを利用してアンテナの位置についての情報を与える手段（６２、６４）と、
を備えるＧＰＳ受信機において、同じコードを有する前記衛星信号のコード遅延を決定する方法において、
（１）複数の前記ディジタル信号であって、前記ディジタル信号の各々が前記コード発生手段から発生されたコードの異なるコード遅延にそれぞれが対応しているような複数の前記ディジタル信号を発生する段階（２０、２２、２４、２６、２８、３０）と、
（２）各ディジタル信号に対応する複数の相関値であって、各相関値が搬送波位相と搬送波周波数の両方の情報を利用して生成され且つそのディジタル信号のコード復調の程度を示すような複数の相関値を計算する段階（３２、３４、３６、３８、４０、４２、４４、４６、４８、５０、５２、５４）と、
（３）発生されたコードの最適コード遅延を前記複数の相関値から計算して前記衛星信号のコード遅延を与える段階（５６）とを備え、
前記複数の相関値を計算する段階が、
（ａ）前記ディジタル信号の少なくとも１つの複合周波数スペクトルを積分期間にわたって計算する段階（３２）と、
（ｂ）前記周波数スペクトルにおける最大ビンの位置を見出す段階（３６）と、
（ｃ）搬送波周波数と搬送波位相のオフセットを求める段階（３６、４６、４８）とを備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
複数の衛星特定コードとデータとを表す位相反転変調された搬送波信号を含む複数の衛星信号を、複数の衛星から受信する、衛星に基づいた無線航法に使用するＧＰＳ受信機であって、
アンテナを介して前記複数の衛星信号を受信して増幅する手段（１２）と、
前記複数の衛星特定コードのいずれかを発生するコード発生手段であって、該発生されたコードのコード遅延がサブチップ精度で制御できるようなコードを発生するコード発生手段（２０）と、
前記増幅した衛星信号に前記発生されたコードを乗じる（２２）とともに搬送波周波数の下方変換（１４、２６）を行ってディジタル信号を作るコード混合・下方変換（コードミキシング・ダウンコンバーティング）手段（１４、２２、２６）であって、前記ディジタル信号は、下方変換（ダウンコンバーティング）した搬送波周波数を持ち且つ前記発生されたコードを乗じたものであり、それにより前記発生されたコードのコード遅延が、そのコードと同じコードを有する衛星信号のコード遅延と同じになるか又はほぼ同じになるときに、前記同じコードを有する衛星信号から生じるディジタル信号の部分のバンド幅が逆拡散するようにする、コード混合・下方変換手段（１４、２２、２６）と、
コード遅延を含む衛星信号の信号パラメータを計算する手段（３２、３４、３６、３８、４０、４２、４４、４６、４８、５２、５４、５６、５８、６０）と、
前記複数の衛星信号の少なくとも４つからの信号パラメータを利用してアンテナの位置についての情報を与える手段（６２、６４）と、
を備えるＧＰＳ受信機において、同じコードを有する前記衛星信号のコード遅延を決定する方法において、
（１）複数の前記ディジタル信号であって、前記ディジタル信号の各々が前記コード発生手段から発生されたコードの異なるコード遅延にそれぞれが対応しているような複数の前記ディジタル信号を発生する段階（２０、２２、２４、２６、２８、３０）と、
（２）各ディジタル信号に対応する複数の相関値であって、各相関値が搬送波位相と搬送波周波数の両方の情報を利用して生成され且つそのディジタル信号のコード復調の程度を示すような複数の相関値を計算する段階（３２、３４、３６、３８、４０、４２、４４、４６、４８、５０、５２、５４）と、
（３）発生されたコードの最適コード遅延を前記複数の相関値から計算して前記衛星信号のコード遅延を与える段階（５６）とを備え、
前記複数の相関値を計算する段階が、
（ａ）前記ディジタル信号の少なくとも１つの複合周波数スペクトルを積分期間にわたって計算する段階（３２）と、
（ｂ）前記周波数スペクトルにおける最大ビンの位置を見出す段階（３６）と、
（ｃ）前記最大ビンの位置にしたがって時間領域において各ディジタル信号にさらに下方変換を実行して残存搬送波周波数を有するさらに下方変換した信号をつくる段階（３４）と
を備えることを特徴とする方法。
【請求項３】
前記複数の相関値を計算する段階が、前記ディジタル信号の前記少なくとも１つから何らかのデータ遷移があればそれを取り除く段階（４６）を含む請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記複数の相関値を計算する段階が、前記さらに下方変換した信号の前記少なくとも１つから何らかのデータ遷移があればそれを取り除く段階（４６）を含む請求項２に記載の方法。
【請求項５】
前記複数のディジタル信号が順次に発生される（２０）請求項１に記載の方法。
【請求項６】
複数の衛星特定コードとデータとを表す位相反転変調された搬送波信号を含む複数の衛星信号を、複数の衛星から受信する、衛星に基づいた無線航法に使用するＧＰＳ受信機であって、
アンテナを介して前記複数の衛星信号を受信して増幅する手段（１２）と、
前記複数の衛星特定コードのいずれかを発生するコード発生手段であって、該発生されたコードのコード遅延がサブチップ精度で制御できるようなコードを発生するコード発生手段（２０）と、
前記増幅した衛星信号に前記発生されたコードを乗じる（２２）とともに搬送波周波数の下方変換（１４、２６）を行ってディジタル信号を作るコード混合・下方変換（コードミキシング・ダウンコンバーティング）手段（１４、２２、２６）であって、前記ディジタル信号は、下方変換（ダウンコンバーティング）した搬送波周波数を持ち且つ前記発生されたコードを乗じたものであり、それにより前記発生されたコードのコード遅延が、そのコードと同じコードを有する衛星信号のコード遅延と同じになるか又はほぼ同じになるときに、前記同じコードを有する衛星信号から生じるディジタル信号の部分のバンド幅が逆拡散するようにする、コード混合・下方変換手段（１４、２２、２６）と、
コード遅延を含む衛星信号の信号パラメータを計算する手段（３２、３４、３６、３８、４０、４２、４４、４６、４８、５２、５４、５６、５８、６０）と、
前記複数の衛星信号の少なくとも４つからの信号パラメータを利用してアンテナの位置についての情報を与える手段（６２、６４）と、
を備えるＧＰＳ受信機において、同じコードを有する前記衛星信号のコード遅延を決定する方法において、
（１）複数の前記ディジタル信号であって、前記ディジタル信号の各々が前記コード発生手段から発生されたコードの異なるコード遅延にそれぞれが対応しているような複数の前記ディジタル信号を発生する段階（２０、２２、２４、２６、２８、３０）と、
（２）各ディジタル信号に対応する複数の相関値であって、各相関値が搬送波位相と搬送波周波数の両方の情報を利用して生成され且つそのディジタル信号のコード復調の程度を示すような複数の相関値を計算する段階（３２、３４、３６、３８、４０、４２、４４、４６、４８、５０、５２、５４）と、
（３）発生されたコードの最適コード遅延を前記複数の相関値から計算して前記衛星信号のコード遅延を与える段階（５６）とを備え、
前記複数の相関値を計算する段階が、
（ａ）前記ディジタル信号の少なくとも１つの複合周波数スペクトルを積分期間にわたって計算する段階（３２）と、
（ｂ）前記周波数スペクトルにおける最大ビンの位置を見出す段階（３６）と、
（ｃ）時間領域において各ディジタル信号にさらに下方変換を実行して零周波数と零位相とを有するさらに下方変換した信号をつくる段階（３４、５２）と
を備えることを特徴とする方法。
【請求項７】
零周波数と零位相への前記さらなる下方変換が２段階（３４、５２）で行われ、第１段階（３４）は前記最大周波数ビンの位置にしたがって残存搬送波周波数への下方変換を含み、そして前記複数の相関値を計算する段階がさらに、残存搬送波周波数を推定する段階（４６）を含む請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記複数の相関値を計算する段階は、さらに下方変換した信号の搬送波位相のオフセットを推定する段階（４８）を含む請求項７に記載の方法。
【請求項９】
ディジタル信号とさらに下方変換した信号とが同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）とを有する位相ベクトルにより表され、そして残存搬送波周波数はさらに下方変換した信号の位相ベクトルの回転速度を測定する（４６）ことにより推定される請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
位相ベクトルの回転速度は直線適合を使って測定される（４６）請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
零周波数と零位相とを有するさらに下方変換した信号をつくる段階が、測定された搬送波周波数（４６）と搬送波位相のオフセット（４８）にしたがって実数軸に対して位相ベクトルを回転させる段階（５２）を含み、そして複数の相関値を計算する段階は、
（１）データ遷移があればそれを検出し（４４）、そして取り除く（４６）段階と
（２）その回転された位相ベクトルの実数値を積分期間にわたって集計してその相関値を与える段階（５４）と
をディジタル信号毎に含んでいる請求項６に記載の方法。
【請求項１２】
前記コード混合・下方変換手段（１４、２２、２６）が、前記搬送波周波数の下方変換を２段階（１４、２６）で実行し、この２段階の後の段階（２６）は前記コード混合（２２）後に実施され、この後の段階（２６）で実施される下方変換の程度は前記求められた搬送波周波数もしくは最大ビンの値（３６）にしたがって調整される請求項１に記載の方法。
【請求項１３】
前記コード混合・下方変換手段（１４、２２、２６）がコンピュータのソフトウェアによるさらなる処理に適したサンプリングレートへ信号をダウンサンプリングする（２８）請求項１に記載の方法。
【請求項１４】
発生されたコードの最適コード遅延を前記複数の相関値から計算する段階（５６）が、前記複数の相関値を、それらの相関値と前記衛星信号のコード遅延との間の予測された関係と比較し、そして前記複数の相関値とその予測された関係との間が最も良く一致する衛星のコード遅延を求めることを含んでいる請求項１に記載の方法。
【請求項１５】
請求項１に記載の方法により作動するＧＰＳ受信機。
【請求項１６】
前記信号パラメータは、前記衛星信号の前記少なくとも４つの間での擬似離差を含み、この擬似距離差は前記衛星信号の各々のコード遅延から計算する請求項１に記載の方法により作動するＧＰＳ受信機。
【請求項１７】
前記信号パラメータは、前記ディジタル信号から計算した搬送波位相のオフセットを含む請求項１に記載の方法により作動するＧＰＳ受信機。
【請求項１８】
前記信号パラメータは、前記ディジタル信号から計算した搬送波位相の加速度を含む請求項１に記載の方法により作動するＧＰＳ受信機。
【請求項１９】
前記信号パラメータは、前記ディジタル信号から計算した搬送波周波数を含む請求項１に記載の方法により作動するＧＰＳ受信機。
【請求項２０】
前記信号パラメータは、推定された残存搬送波周波数、前記第１段階（３４）におけるさらなる下方変換の程度、そして前記コード混合・下方変換手段（１４、２２、２６）により実施された下方変換の程度を集計する（６２）ことにより計算された搬送波周波数を含む請求項７に記載の方法により作動するＧＰＳ受信機。
【請求項２１】
前記信号パラメータは、位相ベクトルの回転速度の変化速度を測定することにより計算された搬送波位相加速度を含む請求項９に記載の方法により作動するＧＰＳ受信機。
【請求項２２】
前記信号パラメータを利用する手段が、前記パラメータを入力とするカルマン・フィルタ（６２）を含む請求項１に記載の方法により作動するＧＰＳ受信機。
【請求項２３】
前記信号パラメータを利用する手段が、前記パラメータを入力とするカルマン・フィルタ（６２）を含み、前記信号パラメータが
（１）搬送波位相のオフセット、
（２）搬送波位相の加速度、
（３）衛星信号のコード遅延から求めた衛星信号間の擬似距離差、そして
（４）搬送波周波数
を含む請求項６に記載の方法により作動するＧＰＳ受信機。
【請求項２４】
前記零周波数と零位相へのさらなる下方変換が２段階（３４、５２）で行われ、第１段階（３４）は残存搬送波周波数へ前記最大周波数ビンにしたがって下方変換することを含み、搬送波周波数は前記第１の段階におけるさらなる下方変換の程度と残存搬送波周波数とを使って計算する請求項２３に記載のＧＰＳ受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
本発明は、無線受信機に関し、詳しくは、ＮＡＶＳＴＡＲ広域位置測定システム（ＧＰＳ）で使用する広域位置測定システム用受信機に関する。
【０００２】
（背景技術）
ＮＡＶＳＴＡＲ広域位置測定システムは、広域衛星に基づく無線航法と時刻転送システムであり、アメリカ国防総省の衛星の集合体を使用している。この集合体は、地球上の所定の距離にある複数の軌道に位置する少なくとも２１個の衛星を有し、実質的に地球上のいずれの場所でも常に水平線上に少なくとも４個の衛星が存在するように構成されている。１つの衛星管制基地があり、この基地は、中でも、衛星内の高精度クロックを制御し、これらのクロックを同期させ、軌道、即ち衛星を確認し、ユーザに再送信するための軌道情報をこれらの衛星にアップロードする。
【０００３】
この集合体の各衛星は、２種類の独自の直接シーケンス拡散スペクトル・メッセージを、２つのＬバンド周波数のそれぞれと直交する位相で送信する。ここで説明する受信機は、Ｌ１（１５７５．４２ＭＨｚ）搬送波上のＣ／Ａ（粗／捕捉）コード・メッセージだけを処理するが、ここで論じる原理は、Ｌ１とＬ２上のＰ（精密）コード信号に対してもまた適用される。この直接シーケンス・コード信号は、１．０２３Ｍｃｈｉｐｓ／秒の周波数と１ＫＨｚのコード反復基準速度を有し、２進移送シフト・キー（ＢＰＳＫ）方式で搬送波を変調する。この拡散信号は、５０ｂｐｓのデータ信号によって更にＢＰＳＫ変調される。このデータは、受信機がこの受信機と衛星との間の距離を測定できる情報、即ち、宇宙船の軌道（位置推算表）の標準化と、高精度クロックを基準にした情報を計時を可能にするデータを有する。受信機のクロックは、常に衛星のクロックに対してオフセットを生じるので、これらの距離測定値は疑似距離として知られる。位置の解明を実行するには、４つの変数Ｘ、Ｙ、Ｚ及び局部クロックのオフセットを解明するため、４つの疑似距離の測定値が必要である。位置を解明する精度を更に高めるには、時刻（同じ衛星からの幾つかの測定値）、より広域の衛星の組み合わせ、またはより広範囲の位相と位相速度のような衛星信号の変数に対して、更に測定を行うことができる。
【０００４】
ＮＡＶＳＴＡＲ  ＧＰＳ衛星信号を使用する位置通報システムは、共願のオーストラリア特許出願番号第６３９９５／９０号に説明されている。
【０００５】
多くの要因が、本発明のＧＰＳ受信機に基本設計に影響を与えた。特定の顧客の要求に加えて、幾つかの設計上の要望が確認された。
【０００６】
先ず、受信機の設計は、多くの用途で十分使用できるように柔軟でなければならない。このことは、個々のモジュールが互換性を有するモジュラー設計を意味する。更に、ソフトウェアによって与えられるべき受信機の機能性の比率を、モジュラー形式で、好ましくは高度言語で書かれたソフトウェアによって最適化しなければならない。
【０００７】
第２に、受信機の設計は、種々の潜在的環境に適するものでなければならない。このことは、ハードウェアの設計に対して適切な余裕とパッケージを使用することを意味する。更に重要なのは、自動車が移動する場合の変動、または衛星信号の振動と間欠的ブロッキングのような種々の動的条件の下で動作する信号処理能力である。
【０００８】
第３に、高性能、低価格の受信機は、製造コストの切り下げを意味し、これは、ソフトウェアによって与えられる機能性を最大にすることまたは高密度の実装技術を使用することのいずれか、または両者によって、ハードウェアを小型化することにより実現できる。更に、受信機は、より複雑なＰコードとは異なるＣ／Ａコードを使用するように設計される。
【０００９】
第４に、Ｃ／Ａコードを使用しても、差動モードで使用した場合には、Ｐコード受信機とほぼ同程度に受信機を正確にすることができる。このことは、受信機に対する疑似距離のエラー補正をシステム的に行うため、正確に位置決めしたベース基地を必要とする。この受信機は、正確な解明に必要とされる分解能と精度で疑似距離（及び他のパラメータ）を測定しなければならず、従って、この測定誤差と分解能は、除去されるシステム上のエラーよりもはるかに小さくなければならない。
【００１０】
第５に、可搬性と便宜性のために、受信機は重量と体積が最小になるよう設計しなければならない。更に、多くの提案されている用途は遠隔地で携帯してバッテリー電源で使用することであるので、電力消費を最小にしなければならない。ここで、再び高密度実装技術が重要になる。
【００１１】
周知のクローズド・ループ型のＧＰＳ受信機は２種類のループを使用する。即ち、これらは、コードの遅延積算（疑似距離）を取り出すコード・ロック・ループとデータを取り出す位相ロック・ループ（一般的にはＣｏｓｔａｓループ）の２つである。Ｃｏｓｔａｓループは、位相と位相速度のような搬送波のパラメータの実行中の測定を行うためにまた使用できる。コード・ロック・ループでは、衛星コードの複製を使用して受信した信号を逆拡散させ、データで変調された搬送波の複製を使用してこの逆拡散させた信号をコピーレントに復調する。この複製を受信した信号と整合させるために、初期と後期の各チャンネルに結果的に生じたエネルギーを平衡させる。Ｃｏｓｔａｓループでは、このデータはコヒーレント復調によって復調する。
【００１２】
この位相ロックのアプローチは、最適性に近似させるだけである。他の問題は、信号対雑音比（ＳＮＲ）が低い状況、例えば、大きい雑音、振動、または電波妨害が存在するような状況で、ロックが失われたり周期が飛びやすいことである。コード・ロック・ループはまた性能の劣化を受けるが、これは受信機の性能全体に対しては重要でない。この問題は、動的な条件では当然である。しかし、高精度の探査を行うようなそれほど動的でない条件下でさえ、周期が飛ぶ可能性は重大であるが、その理由は、関連する測定に時間がかかるからである。
【００１３】
他の種類のＧＰＳ受信機は、信号パラメータのオープン・ループ推定子を使用する。特に、一般的な相関受信機を使用して、信号パラメータの推定子が最も近似するようにできる。推定値は、位置の解明を行うために処理した信号パラメータを選択することによって得られる。
【００１４】
オープン・ループ設計による動的性能は、クローズド・ループの設計による動的性能よりも優れているが、その理由は、前者は、同期の飛びや搬送波のロックが失われるような現象を受けないからである。このことから、オープン・ループ受信機の設計者は、変化する用途上の要求を満足するため、パラメータを変更する自由度が大きい。更に、オープン・ループの設計は、よりコスト効率よく実行できるが、その理由は、基本処理がモジュール性であることと、許容できる処理の遅延という点で設計者に対する制約が少ないからである。
【００１５】
高度に動的な広域位置測定システムの受信機は、Ｗ.Ｊ.ハードによる米国特許番号第４，５７８，６７８号に述べられている。ハードの受信機とは異なり、本発明の受信機は位相を同期して（コヒーレント的に）動作する。この結果、ＳＮＲを大きく改善することができる。更に、位相同期のアプローチがなければ、搬送波の位相パラメータを測定することができない。これによって、使用するパラメータの数を増加することが可能になり、これは精度の大幅な向上につながる。ハードはＰコードを使用したが、本発明の受信機はＣ／Ａコードを使用し、これはハードウェアと処理ソフトウェアを大幅に簡素化することにつながる。ハードの設計は、用途によって特定のハードウェアと処理ソフトウェアに依存している。処理はソフトウェアで実行されるので、本発明の受信機は、受信機のソフトウェアのアルゴリズムを単純に変更することによって、多くの異なった用途に供する柔軟性がより高い。ハードに対する他の利点は、局部コード発生器の周波数に対してプロセッサが有する制御であり、このことによって、信号パラメータによって構成される測定値の最適化が可能になる。
【００１６】
本発明によるＧＰＳ受信機は、コードの遅延、搬送波の周波数、搬送波の位相、搬送波の位相の加速度、データの値とデータの遅延の推定値を作成する。この受信機は、オープン・ループ相関技術を使用して、これらの推定値を作る。複数の最適パラメータの推定値を使用することによって、この受信機の精度は高い。受信機が本来オープン・ループであることによって、この受信機は大きい振動または非常に動的な環境に比較的強く、信号が間欠的にブロックされても、高い信頼性で動作することができる。更に、信号処理の大部分はソフトウェアで実行されるので、受信機は低価格で多用途である。
【００１７】
（発明の開示）
従って、本発明は、衛星に基づいたＮＡＶＳＴＡＲ広域無線航法及び時刻転送システムで使用するＧＰＳ受信機によって構成され、ここで、複数の衛星のそれぞれからの送信は、コードとデータで変調した搬送波によって構成されるＣ／Ａコード信号を有し、上記の受信機は、少なくとも４個の衛星から送信されるＣ／Ａコード信号を受信する手段と、コードの遅延、搬送波の周波数、搬送波の位相、搬送波の位相可速度、データの値及びデータの遅延を含む複数の信号パラメータの位相同期推定のための信号パラメータのオープン・ループ推定子を有する信号を処理する手段によって構成される。
【００１８】
本発明の原理を組み込んだこの受信機は、種々の環境条件や動的条件を有する多数の種種の用途に対して設計することができる。本発明をより詳細に示すため、添付の図面を参照して発明の１実施例を説明する。
【００１９】
（発明を実施するための最良の形態）
信号パラメータの推定を容易にし、システム上のエラーを除去するため、パラメータの内の３つは直接推定しないが、選択した衛星の間の差異として推定する。４つの疑似距離に対する４つの推定値を作成するのではなく、最短の疑似距離を名目上の値ゼロに割り当て、従って、このゼロ値を超える値を他の疑似距離に割り当てる。このことは位置の解明にエラーを生じないと分かっているが、その理由は、解明に必要な変数の１つがクロックのオフセットであるからである。事実上、この推定方法によって、クロックのオフセットの値を最短の疑似距離の値に設定することができる。各チャンネルに共通のエラーがこのアプローチによって除去されるだけでなく、疑似距離を表すのに必要なビット数が１／４以上減少し、これによって、差動的位置測定を使用している場合、ベース基地に送る必要のあるメッセージのサイズを減少させることができる。位相、位相速度（周波数）及び位相の加速度のパラメータについて、また差異を推定する。これによって、基準発振器の位相の変動に起因するエラーのような異なった衛星からの推定値に共通するエラーが除去される。
【００２０】
ハードウェア
図１Ａ〜図１Ｄは、本実施例の受信機のアーキテクチャを示す。これらの機能ブロックは、ハードウェァ（１０、１２、１４、１６、２０、２２、２４、２６、２８、３０）とディジタル信号プロセッサによって実行されるソフトウェア（３２、３４、３６、３８、４０、４２、４４、４６、４８、５０、５２、５４、５６、５８、６０、６２、６４）に分割される。ハードウェアは、増幅（１０、１２）、下方変換（１４、２６）、フィルタ（１２、２８、３０）の機能を実行し、これらは全てハードウェア内で実行される「通常」の機能である。この下方変換は「疑似信号段」であり、即ち、搬送波が（搬送波の周波数と信号の帯域幅に対して）直流より若干高い周波数に下方変換される。このオフセットによって、自己検出成分と局部発振器のフィード・スルー成分を２８及び３０において濾波することが可能になる。このオフセットは信号の帯域幅と比較して非常に小さいので、同相の直交成分を発生する必要がある。
【００２１】
本実施例では、コードの発生と混合は、２０と２２においてメイン・プロセッサの制御下でハードウェアによって実行される。２６において、限界を明確に設定した「複合」局部発振器を使用して更に下方変換をまた実行する。この局部発振器の周波数は、プロセッサから制御され、ドリフトと予想できるドップラー・シフトを可能にし、これによって、この受信機が取り扱うことのできる搬送波の周波数の有効範囲を拡大することができる。混合は、受信した信号を１６において限界を明確に設定して、即ち、もし正なら２進数の「１」で、またもし負なら「０」によって表し、２２においてデジタル的に２進法によって実行される。１６において限界を明確に設定する結果、ＳＮＲの損失を生じるが、ハードウェア内で可能なこの単純化は不利を補って余りある。
【００２２】
２２においてコードを混合する結果、これらのコードが「完全に」一致しない限り、信号の帯域幅はコードの周波数のおよそ２倍、即ち２ＭＨｚになる。この信号は２４において５ＭＨｚでサンプリングされ、次に、２８において低域濾波器で濾波されて９７６５Ｈｚにダウンサンプリングされ、この周波数は、ソフトウェアを使用して処理を行うのに十分な低さである。この２８で示すフィルタ／ダウンサンプラは、多数の入力サンプルを積分（計数）して１つの出力サンプルを与える積分とダンプとして実現される。積分とダンプ・フィルタは、ｓｉｎｃ-機能周波数応答を有し、この周波数応答はサンプリング周波数で最初のゼロを有する。これは、ナイキスト周波数より高い周波数に多くの通過帯域幅が存在することを意味する。従って、この領域に於ける信号と雑音の周波数成分は、エイリアジング（折り返し）に起因する雑音として通過する。この問題は、もし同じ出力サンプル化速度に対して、２倍の入力サンプルを積分すると、簡単に解決できる。これは、与えられた出力サンプルが、先行する２つの積分とダンプの合計であることを意味する。この第２の合計は、反エイリアジング・フィルタ３０として知られ、ハードウェアで実行される。
【００２３】
メイン・プロセッサ
この点に至るまで、受信機の機能ブロックは連続的に動作しているか、または、もしサンプリングされたなら、各サンプルは時刻による受信機の位置に関して特別の意味を持たないかのいずれかである。メイン・プロセッサでは、全てのアルゴリズムは「積分期間」として知られる２５ｍｓの時間単位の前後を基本としている。図１Ａ〜図１Ｄに示すように、あるアルゴリズムは、各積分期間で実行され、他のアルゴリズムは３乃至５４積分期間毎に１回実行される。
【００２４】
また、メイン・プロセッサのアルゴリズムの幾つかは、受信機の捕捉状態、即ち、衛星が捕捉されているかどうかに従って実行される。入力した信号は、３２において、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用することによって、周波数領域に変換する。ＦＦＴ内の各ビンは、３６において大きさをチェックする。もしいずれのビンもしきい値を超えないなら、衛星の信号は捕捉されなかったと見なされ、メイン・プロセッサは、次の積分期間を待機する。もししきい値を超えるなら、最大値が発生するこのビンは、３４においてゼロＨｚのビンに下方変換され、狭帯域の無限インパルス応答（ＩＩＲ）低域フィルタ３８をこの時間領域に適用する。この段階の信号は、５０Ｈｚデータによって拡散された搬送波である。
【００２５】
４０においてこの信号の折り返しのない位相を求め、４２において積分期間にわたって微分する。これによって、４４においてデータ・ビットの遷移値（１８０°の位相の遷移値）を検出することが可能になる。遷移値のストリングのロケーションが決まると、６０においてデータを復号することができる。この動作によって繰り返されるフレーム情報を探し、この情報を入手すると、極性のあいまいさが除去され、残りのデータを復号することができる。この復号の目的は、データの遷移値の送信時間を設定し、位置推算データを取り出すことであり、このデータは高精度で衛星の軌道を示す。
【００２６】
４４において検出したこれらの遷移値に基づいて、４６において、信号を、検出したデータの複製との乗算によって逆拡散させる。最適な検出法は、検出された遷移値の前後でこれらの逆拡散操作の幾つかを実行し、データの遅延パラメータに対する相関関数のピークをピックアップすることによって保証することができる。名目上搬送波だけを残して、データに対して信号が逆拡散されたなら、４８において位相をもう一度測定する。この位相の関数に対して直線適合が行われる。これによって、４６において、積分期間に渡る位相速度の最小二乗推定値を生み出す。次に、直線適合によって得られた線を実数軸に変換したこの変換を使用して、５２においてこの信号の位相を回転させる。５４におけるこの回転させた信号の実数値の合計は、事実上この信号の位相同期相関である。各積分期間にこれらの相関値の１つが作られる。この相関値上のしきい値の組は、衛星が捕捉されていないこともまた示す。
【００２７】
疑似距離を測定するために、コード遅延の推定を行わなければならない。この受信機では、疑似距離は直接測定されないが、衛星の間の差異として測定される。１つの衛星に値ゼロを割り当て、他の衛星には、この疑似距離と問題になっている疑似距離との間の差異を割り当てる。差異を測定することによって、高分解能クロックが不要であるという点で受信機は簡素化され、ベース基地との通信も簡素化される。
【００２８】
コードの遅延値は、連続する３つの積分期間に対する３つの異なった「位相」にコード発生器２０を設定することによって、推定される。これらの３つの位相は、チップの一部を初期に、チップの一部を後期にして、「ロック」（即ち、局部コードと衛星コードを整合させて）する。これらの３つのコードの位相から、相関関数を再構成することができる。相関関数を再構成し、ピークをピックアップする最適な方法は、５４において３点でサンプリングして測定された相関関数を５６において予想相関関数と相関させることであり、これは優先的に測定することができる。この二重相関法を使用することによって、原疑似距離の推定値を発生する。この第２相関を使用することは、測定に貢献する３つの積分時間によって構成される用途を最適化するのに必要である。３つの相関サンプル値の各々は、１積分期間だけの間信号を観察することによって５４において発生されるが、全体の測定時間は３積分期間になる。サンプル上の雑音は、サンプル値の間で関連がない。従って、このサンプリングした相関曲線は半最適である。この相関曲線を予想される相関関数と相関させることによって、相関信号対雑音比が最大になり、これによって、この処理の最適性を回復し、これらのサンプル値の補間を可能にする。
【００２９】
疑似距離の差異、位相の差異、周波数の差異及び位相の加速度の差異を正確に測定する要求を満足するため、積分期間よりはるかに長い期間（この長さは信号検出要件によって設定される）にわたって信号を観察しなければならない。言い換えれば、より正確な推定値を発生するために、何等かの最適な方法でこれらの原推定値を結合しなければならない。これらの推定値を結合するために選択した方法は、カルマン・フィルタ６２を使用することである。このフィルタ６２への入力は、疑似距離、周波数及び位相の差異の推定値とベース基地からの疑似距離の補正値である。このフィルタ６２は、受信機の位置、衛星と受信機の動き、及び受信機の発振器のドリフトのモデルを作る。これらのモデルと入力から、このフィルタは、ベース基地に送信するための平滑ではあるが未補正の疑似距離を発生するだけではなく、ユーザに対して受信機の位置の推定値を発生する。これらの推定値は、６４において、幾何学的な変換を必要とする標準化した基準システムでユーザに提供される。
【００３０】
相関
最も近似した（ＭＬ）推定子は、相関検出器である。問題の信号パラメータは、コードの値、信号遅延（コード遅延とデータ遅延を使用して測定した）、搬送波の周波数、搬送波の位相、とデータ値である。受信機は、最適な位置の解明を得るために、６次元相関を効果的に実行し、そのピークをピックアップして全てのパラメータの最適な推定値を求めなければならない。
【００３１】
この推定のプロセスに現れる他の２つのパラメータは、局部発振器のドリフトとコード発生器の周波数である。発振器のドリフトは重要であるが、その理由は、受信機内で作られた全ての時間の測定値は１つの発振器を基準にして作られるからであり、この発振器は局部発振器とサンプリング・クロックに使用する。カルマン・フィルタ６２の出力を使用して、発振器の周波数の推定値を発生し、これを使用してコード発生器２０の周波数の設定を補正することができる。コード発生器２０の周波数を補正することによって、衛星コードを精密に追跡し、相関形状と相関値を最適化し、ＳＮＲを最大にすることができる。これは独立したパラメータとしては推定しない（即ち、補正した周波数に対して相関は実行しない）が、その理由は、既に推定されている衛星信号搬送波の周波数と正比例しているからである。
【００３２】
コードの値
コードの値の選択は、単に受信機の各チャンネルに対して使用しようとする衛星コードの選択を必要とする。各衛星は１０２３チップのエポック長のコードを有し、衛星は１ＫＨｚのエポック速度でこのコードを繰り返す。受信機では、２０おいて、各衛星チャンネルは、データを受信しようとする衛星のコードの複製を発生する。２２において、この局部的に発生されたコードに、受信した衛星の信号を乗じる。もしコードが一致するように局部コードが遅延したなら、受信した信号は２ＭＨｚ拡散スペクトル帯域幅から１００ＭＨｚデータ帯域幅に逆拡散される。
【００３３】
データ値の推定
データ値は、データの遷移値を探索することによって求める。データの正しい極性は、６０においてデータ復号アルゴリズムで設定する。信号処理の目的で、このデータ値は、実際のデータの反転または非反転の値として推定され、後段で「１」または「０」であると判定される。４２において、データで変調した搬送波の位相を濾波し、フィルタを遷移値と一致させることによって、時間的に遷移値を設定する。４２において一致したフィルタの出力のピークがデータ遷移の領域で発生する。濾波の一致は遷移値を設定する最適の方法であり、少数のサンプル内で正確である。コードのエポックを使用して、遷移値を明白に設定し、一致したフィルタからの最初の推定値を与えることができる。一致したフィルタは、少数のサンプル内で（即ち、数百マイクロ秒内で）遷移値を設定し、データの遷移値は常にコード・エポックの遷移値と対応し、これは１ｍｓ毎に発生し、もし積分期間内のコード・エポックの境界の位置が既知なら、遷移値を明白に設定することが可能である。これが、この受信機で使用する方法である。
【００３４】
データの遷移値が設定して復号すると、このデータ内の情報は、５６及び５８において他の測定値に貢献する。このデータ内のタイミング情報を使用して、一週間の時刻を設定し、受信機が疑似距離の測定に使用する端部の送信時刻を計算するのを可能にする。位置推算表のデータを使用して、衛星の位置を正確に割り出し、送信時刻を与える。
【００３５】
位相、位相速度（周波数）と位相加速度の推定
各衛星チャンネルの周波数の推定値は、信号を同期させて検出するために使用した１４、２６及び３４における下方変換値の全てを単純に合計したものである。名目上、このような下方変換値が４つ存在し、１つはアナログ・ハードウェア内（ＬＯによって）の１４に、１つはデジタル・ハードウェア内の２６に、及び２つはメイン・プロセッサ内（１つはＩＩＲフィルタ３８の前の３４に、１つは５２において位相の回転によって、両者とも時間領域で）にある。これらの変換値の各々は、名目上、以前の変換値よりも小さい。また、測定したそれぞれの値は、ＬＯ周波数に比例している。これは、ハードウェアとプロセッサ内で実行された下方変換の周波数は全てサンプリング周波数によるものであるからであり、このサンプリング周波数はＬＯとして同じ供給源から取り出される。言い換えれば、ＬＯのドリフトによって、この測定に乗算エラーが生じる。しかし、周波数の差異を推定することによって、第１ＬＯ周波数のオフセットは除去され、ドリフトはソフトウェアで実行される下方変換を増加させるだけである。
【００３６】
周波数の推定値による最適性は、３４及び５２における最後の２つの下方変換値だけに関連し、１４及び２６における最初の２つは、事実上「定数」である。ＦＦＴは周波数に相関し、従って、ＦＦＴによってメイン・プロセッサ内で第１下方変換に対して周波数を推定すると、ＭＬ推定値が与えられる。４０、４６及び４８おける位相の処理は、周波数と位相の推定値に対する平均化を使用し、これは複雑なＦＦＴ推定値の最適な補間となることを示すことができる。
【００３７】
もし積分期間の境界で位相が測定されたなら、その測定値もまた最適である。第１ＬＯによる位相の貢献は、位相の差異を使用することによって除去される。２６におけるデジタル・ハードウェア内の下方変換と３４におけるＦＦＴ下方変換は、いずれも積分期間の境界で信号をゼロ位相にするのに貢献する。これは、１つの積分期間内に積分した数の周期を有し、ゼロに初期化されているこれらの下方変換「発振器」によるものである。このことは、位相の推定値が位相の処理期間中に推定した平均値であるのを意味する。位相の不明確さを除去するために、この位相の推定値は、２に関連して「折り返しがない」ものでなくてはならない。
【００３８】
位相の加速度は最適ではないが、その理由は、これが入手できる情報を全て使用しないからである。これは、初期と後期の積分期間だけを使用し、一般的にこれらの積分期間は両方とも時間を厳守したものよりＳＮＲが低い。
【００３９】
遅延の推定（疑似距離）
遅延の推定値は、他の推定値よりも複雑であるが、受信機の位置の決定の最も基本となる。前に説明したように、疑似距離の差異だけを推定する。この推定は、コードの遅延（これは不明確さが１ｍｓであるが、コードが既知なので容易に推定することができる）とデータの遅延（これには不明確さがないが、既知ではない）の両方からの入力を必要とする。５６及び５８において、各チャンネルで発生するデータの遷移を使用して疑似距離の測定値に時刻をタッグ付けする。これは、データ値の推定で説明したように、１つのサンプル内にデータの遷移を設定する。データ遷移は、コードのエポック遷移と常に一致する。サンプル間での補間は、５６において、積分期間の開始と終了時にコードの「位相」を、サブチップ精度でサンプリングすることによって可能になる。局部コード周波数を推定できる程度に受信したコードの周波数を「ロック」すると、５６において、遷移が発生するサンプルの間の点を補間できる。もし、局部コードが受信したコードと完全に（遅延が）一致し、システム内に雑音が存在しないなら、この補間した疑似距離の測定値は完全に正しい。
【００４０】
しかし、コードのロックを保持することと、システムの雑音にも拘らず正確な推定を行なうことの両方のための要求は、更に２つの処理ステップを取ることを必要とする。これらステップの第１は、５６において遅延パラメータに対する相関ピークをピックアップすることを含み、第２のステップは、５６において精度に対する要求が満足されることを保証する観察期間にわたって取られた一連の測定値を組み合わせることを含む。
【００４１】
上述の方法を使用して作成した疑似距離の測定値は、「原疑似距離」と呼ばれてきた。これらの推定値は最適ではないが、その理由は、これらの推定値と遅延パラメータ内の相関の間に関係が存在しないからである。このことは、連続する３つの積分期間内のこのような３個の推定値を作り、それぞれの推定値をコードの異なった「位相」に対して作ることによって処理する。積分の１つは、コードの位相の「最適な推定値」に設定（即ち、「ロックされた」と推定できるぐらい近似させて）したコードによって行う。他の２つは、チップの初期の点の部分とチップの後期の部分で行われ、図２に示すような組の測定値が与えられる。相関の正確なピークを発見し従って「最良」の推定値で行った疑似距離測定を補正するために、これら３つの点を使用して相関関数の形状を再構成しなければならない。再構成の最適な方法は、５６において、これら３つの点を予想される相関の形状（図２に示される）と相関させることである。この疑似距離の推定値は、「補間した疑似距離」と呼ばれ、最適の推定値であるが、その理由は、推定の作成に相関を使用している（２つの推定値-相関の形状の推定値と相関のピークの推定値-を作成しているので、事実上、２回）からである。しかし、各推定値が最適であるにもかかわらず、これらは尚十分正確ではない。これらの補間した疑似距離の幾つか（通常少なくとも１８）をカルマン・フィルタ６２に供給することによって、疑似距離と位置の最終的な推定値を作成する。カルマン・フィルタ６２に入力された位相と周波数の推定値は、疑似距離の推定値の向上に貢献する。
【００４２】
カルマン・フィルタ
カルマン・フィルタ６２の機能は、反復性の最小二乗法で観察値を処理することによって、直線動的システムの「状態」を追跡することである。このシステムの状態は、システム変数のベクトルによって説明され、これらの変数は既知の直線方程式の組によって互いに関連させなければならない。一般的に、状態ベクトルは１つ以上の導関数の組によって構成され、従って、これらのベクトルに関連する方程式は、システムの動力学を示す微分方程式である。観察値は、観察可能な値を測定することによって行われ、これらの観察可能な値は、状態変数の既知の直線関数でなければならない。
【００４３】
図３は、カルマン・フィルタ６２の動作を示す。観察ベクトルＹは、３つの疑似距離の差異と３つの位相の差異によって構成される。状態ベクトルはＸであり、３つの座標軸に於ける受信機の位置、速度と加速度、及び局部クロックのオフセットの変化速度によって構成される。「ハット（hats）」は、推定値、即ち推算を示す。
【００４４】
遷移マトリックスφを
0003783022.tif 000002
に乗じ、次の時間間隔に対する状態ベクトルの推定値を得る。このループは、状態遷移ループとして知られる。Ｎ回遷移するたびに、観察が行われ、
0003783022.tif 000003
に対して補正が行われる。従って、観察値の間に、遷移マトリックスは受信機の予想できる動的挙動のモデルを作る。
【００４５】
予想された観察ベクトル
0003783022.tif 000004
を観察ベクトルＹと比較し、その結果得られた予測エラー・ベクトルを処理することによって補正値が作られる。後者には、いわゆるカルマ−・ゲイン・マトリックスＫを乗じる。後者は、状態共分散マトリックスＰ、観察エラー共分散マトリックスＲ、システム雑音の共分散マトリックスＱ、及び観察マトリックスＭを含む確率的モデル技術によって計算する。この観察マトリックスは、測定ベクトルを状態ベクトルと関連づける。
【００４６】
モデル（例えば、φ、Ｑ、及びＭ）を形成するマトリックス上に記述子が存在するが、このことは、これらのマトリックスは時間の不変量であるので、定期的に更新しなければならないことを示している。これらのマトリックスは、衛星と受信機の位置によって決まる。更に、ＱとＲは、フィルタ６２が受信機の動的挙動の変化に適応するのを可能にする種々の方法によって観察値から推定することができる。フィルタ６２を適応できる他の方法は、当該予想エラーの推定値の軌跡に関するスカラー係数を乗じることによる方法である。詳しくは、スカラー係数は、１＋αであり、ここでαはマトリックス
0003783022.tif 000005
のサブ軌跡と直線的に関連する。
【００４７】
カルマン・フィルタ６２に関連する観察は、疑似距離補間アルゴリズムからの入力と周波数と位相推定子からの入力によって行われる。所定数の観察が行われた後、位置の推定値は予想された状態ベクトルから、直接ユーザに出力できる。同様に、微分演算を行ってベース基地に送信しようとする疑似距離の差異の推定値は、予想された観察ベクトルから直接取り出すことができる。疑似距離補正値がベース基地から入手可能である場合、図３に示すように、フィルタ６２に供給することによってこれらの値を使用してより正確な位置を発生することができる。
【００４８】
位置測定のアルゴリズム
この受信機で使用する位置測定のアルゴリズムは、カルマン・フィルタ６２内で実行される。
【００４９】
本発明は、ここで説明した実施例に限定されないことを強調する。多くの変更と変形を、説明した広範な概念の範囲内で行うことができる。受信機の設計は幾つかの方法によって向上させることができる。
【００５０】
ここで説明した包括的な概念は、「多重チャンネル」受信機として知られる、４つ以上のチャンネルを有する受信機に関するものである。
【００５１】
殆ど努力を加えることなく、本概念は、３チャンネルの船舶用受信機または１チャンネル多重受信機のような用途に容易に適用することができる。１チャンネル受信機の場合、重要な相違点は、差異ではなく、疑似距離、位相等の絶対測定値を必要とされる点である。他の変更と変形を行って、特定の用途と特別の環境条件に対応することを意図する。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１Ａ〜図１Ｄの配置を示す構成図である。
【図１Ａ】本発明による１つの受信機の機能ブロック図の一部である。
【図１Ｂ】本発明による１つの受信機の機能ブロック図の一部である。
【図１Ｃ】本発明による１つの受信機の機能ブロック図の一部である。
【図１Ｄ】本発明による１つの受信機の機能ブロック図の一部である。
【図２】相関図上の原疑似距離を示す。
【図３】カルマン・フィルタのブロック図である。
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図１Ｃ】
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【図１Ｄ】
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【図２】
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【図３】
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