(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
放電灯を含んで構成される負荷回路と、直流電源を高周波電力に変換して前記負荷回路に供給するインバータ回路と、インバータ回路のスイッチング素子を自励で駆動する駆動回路と、前記インバータ回路を起動する起動回路とを備える放電灯点灯装置において、前記起動回路は前記スイッチング素子の制御端に直流電源より抵抗とコンデンサを介して起動信号を与える構成とし、該コンデンサの電荷を放電すると同時に該スイッチング素子を逆バイアスするように制御用スイッチング素子を有することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記インバータ回路は２つのスイッチング素子の直列接続を含んで構成されることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記制御用スイッチング素子がオフのとき、インバータ回路に起動信号を与えてインバータ回路を動作させ、制御用スイッチング素子がオンのとき、インバータ回路の動作を停止させるようにしたことを特徴とする請求項１又は２に記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
前記制御用スイッチング素子を間欠的にオン・オフ制御することによりインバータ回路を間欠的に発振動作させ、該制御用スイッチング素子のオン・オフ期間の比率を変化させることにより、インバータ回路の発振期間を変化させて放電灯の出力を制御することを特徴とする請求項３記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
前記制御用スイッチング素子のオン・オフ制御信号の周波数は、５０Ｈｚから５００Ｈｚの範囲に選定したことを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】
インバータ回路が発振動作するまで、制御用スイッチング素子をオン・オフ制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】
インバータ回路に直流電源を印加して制御用スイッチング素子をオンさせてインバータ回路を停止させた状態で、制御用スイッチング素子をオフさせて、放電灯を初始動させることを特徴とする請求項１又は２に記載の放電灯点灯装置。
【請求項８】
インバータ回路のスイッチング素子の制御端に接続されるコンデンサの容量は該スイッチング素子の入力容量より充分に大きいことを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項９】
インバータ回路のスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴで構成したことを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項１０】
自励で駆動する駆動回路は、負荷回路に接続された電流トランス又は負荷回路のインダクタンスの２次巻線からの帰還電流によりインバータ回路のスイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項１１】
前記放電灯は無電極放電灯としたことを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項１２】
制御用スイッチング素子が接続されている側のスイッチング素子の駆動回路と直列に別のインダクタとコンデンサの直列回路を接続したことを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項１３】
インバータ回路のスイッチング素子のゲート、ソース間に逆方向で直列接続された２個のツェナーダイオードを接続したことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自励式のインバータ回路により放電灯を高周波で点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図７に従来例の回路図を示す。図中、１は直流電源、２は自励式のインバータ回路、Ｌａは無電極放電灯、３は誘導コイル、４はインバータ回路の起動回路である。直流電源１は、商用交流電源ＡＣの交流電圧を整流器ＤＢにより整流し、コンデンサＣ1 で平滑するものであり、電源スイッチＳＷの投入によりコンデンサＣ1 の両端に直流電源電圧ＶC1が得られる。
【０００３】
インバータ回路２は、周知のハーフブリッジ式インバータ回路であり、直流電源１の出力電圧ＶC1を自励発振動作により高周波電力に変換して誘導コイル３に供給し、無電極放電灯Ｌａを高周波点灯させるものである。その回路構成について説明すると、パワーＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路がインバータ回路２の入力端間に接続されており、一方のスイッチング素子Ｑ1 の両端には、電流帰還用の電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 を介して、インダクタＬ1 とコンデンサＣ3 の直列共振回路が並列接続されている。共振用のコンデンサＣ3 の両端には、カップリングコンデンサＣ4 を介して誘導コイル３が接続されている。
【０００４】
駆動回路５は、電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 に流れる電流により２次巻線ｎ2 ，ｎ3 に発生する２次電圧を、抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 を介してスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の制御信号入力端間に印加してスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を自励駆動するものである。
【０００５】
起動回路４は、直流電源１の出力端に並列接続された抵抗Ｒ1 ，コンデンサＣ2 の直列回路と、抵抗Ｒ1 ，コンデンサＣ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ2 のゲート間に接続された電圧応答型のトリガ素子Ｑｔ（例えばダイアック）と、抵抗Ｒ1 ，コンデンサＣ2 の接続点にアノード、スイッチング素子Ｑ2 のドレインにカソードをそれぞれ接続されたダイオードＤ1 とから構成され、スイッチング素子Ｑ2 を起動させるための起動電力を直流電源１より得るものである。
【０００６】
次に、図７の回路の動作について簡単に説明する。電源スイッチＳＷをオンすると、コンデンサＣ1 の両端には交流電源ＡＣを整流平滑した直流電圧ＶC1が得られ、コンデンサＣ1 より抵抗Ｒ1 を介してコンデンサＣ2 が徐々に充電される。コンデンサＣ2 の両端電圧ＶC2がトリガ素子Ｑｔのブレークオーバー電圧に達すると、トリガ素子Ｑｔがオンし、スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間に直流電圧ＶC2が印加され、スイッチング素子Ｑ2 がオンする。スイッチング素子Ｑ2 がオンすると、直流電源１、コンデンサＣ3 、インダクタＬ1 、電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 、スイッチング素子Ｑ2 、直流電源１の閉ループで電流が流れ、電流トランスＣＴの２次巻線ｎ2 ，ｎ3 に２次電圧が発生し、抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 を介してスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のゲート・ソース間に２次電圧が印加される。その後、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は交互にオン・オフ動作して直流電圧ＶC1を高周波電圧に変換し、電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 、インダクタＬ1 、コンデンサＣ3 からなる共振回路Ｘ1 の共振作用により、コンデンサＣ3 の両端に昇圧された高周波電圧が発生する。この高周波電圧は、カップリングコンデンサＣ4 を介して直流成分を除去されて、誘導コイル３、無電極放電灯Ｌａに供給される。また、スイッチング素子Ｑ2 を高周波でオンさせることにより、コンデンサＣ2 に充電されていた電荷はダイオードＤ1 、スイッチング素子Ｑ2 を介して放電されて起動回路４は動作を停止する。
【０００７】
無電極放電灯Ｌａは、透明な球状のガラスバルブ、又は内面に蛍光体が塗布された球状のガラスバルブ内に不活性ガス、金属蒸気等の放電ガス（例えば、水銀蒸気及び希ガス）を封入している。インバータ回路２の動作周波数、つまり、無電極放電灯Ｌａの点灯周波数は、１ＭＨｚ〜２０ＭＨｚと高周波である。
【０００８】
スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間には、スイッチング素子Ｑ3 が並列接続されている。また、スイッチング素子Ｑ3 には、ダイオードＤ2 が逆並列接続されているが、このダイオードＤ2 は必ずしも必要は無い。スイッチング素子Ｑ3 のゲートには、調光信号Ｖｄｉｍが供給される。
【０００９】
この調光信号Ｖｄｉｍによる調光動作を図８を用いて説明する。図中、（ａ）は調光信号Ｖｄｉｍ、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ3 のオン・オフ動作を示す。スイッチング素子Ｑ3 は調光信号ＶｄｉｍがＬｏｗレベルのときオフ、Ｈｉｇｈレベルのときオンとなる。（ｃ）は無電極放電灯Ｌａの誘導コイル３に印加されるコイル電圧Ｖｃを示す。（ｄ）は起動回路４のコンデンサＣ2 の電圧ＶC2、（ｅ）は起動回路４からスイッチング素子Ｑ2 に起動信号として供給されるゲート電圧（自励発振動作によるゲート電圧は図示を省略している）を示す。
【００１０】
図８の時刻ｔ1 でスイッチング素子Ｑ3 がオフすると、抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ2 を介してコンデンサＣ2 が充電される。コンデンサＣ2 の電圧ＶC2がトリガ素子Ｑｔのブレークオーバー電圧に達すると、時刻ｔ2 において、コンデンサＣ2 、トリガ素子Ｑｔ、スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間を介してコンデンサＣ2 の電荷が放電し、スイッチング素子Ｑ2 がオンし、一定時間後、スイッチング素子Ｑ2 はオフする。時刻ｔ2 の後、インバータ回路２が動作し、時刻ｔ3 （調光信号ＶｄｉｍがＨｉｇｈレベルとなり、インバータ回路２が発振停止する時刻）まで無電極放電灯Ｌａは点灯する。
【００１１】
なお、時刻ｔ2 でコイル電圧Ｖｃが印加されても、すぐには点灯せず、一定時間（＝ｔ2 ’−ｔ2 、点弧始動時間とも言う）の経過後に安定点灯する。また、上記では、動作説明の簡略化のため、時刻ｔ1 より起動回路４のコンデンサＣ2 の充電が開始するとして説明したが、コンデンサＣ2 の充電と調光信号Ｖｄｉｍとは同期しているものではなく、コンデンサＣ2 の充電開始は調光信号Ｖｄｉｍとは非同期となっている。ただし、例えば、図９に示すように、コンデンサＣ2 に並列にスイッチング素子Ｑ4 を接続し、このスイッチング素子Ｑ4 を調光信号Ｖｄｉｍで制御することによって同期をもたせることも可能である。図８の動作は、図９のスイッチング素子Ｑ4 がある場合の波形を示している。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上述の従来例において、調光信号ＶｄｉｍがＨｉｇｈレベルとなる期間を大きくするほど、インバータ回路２が発振停止となり、ランプＬａが消灯する期間の割合が大きくなり、出力は小さくなる。つまり、深い調光が得られる。しかしながら、起動回路４が動作する期間（ｔ2 −ｔ1 ）の割合が大きいと、深い調光が得られないという問題が発生する。
【００１３】
すなわち、調光信号Ｖｄｉｍの各サイクルで調光信号ＶｄｉｍがＬｏｗレベルとなった後に、起動回路４が動作してインバータ回路２が起動するが、図８に示すように、起動回路４によるパルス発生のためには、時間ｔ0 ＝（ｔ2 −ｔ1 ）が必要となる。これは、図７に示すダイアックのような電圧応答型のトリガ素子Ｑｔを使用する場合、コンデンサＣ2 の電圧ＶC2がトリガ素子Ｑｔのブレークオーバー電圧に達するまでに所定の時間が必要となるためである。
【００１４】
この点を詳しく説明すると、図７に示すような自励式インバータ回路において、間欠的に発振と発振停止を繰り返して調光する場合において、図７に示すような最も一般的な起動回路４を用いる場合には、起動パルス発生までの期間（ｔ2 −ｔ1 ）が長く、この起動パルス発生までの期間（ｔ2 −ｔ1 ）と、誘導コイル３に電圧を印加してから安定点灯するまでの期間（ｔ2 ’−ｔ2 ）は、発光に寄与しない期間であり、これらの期間が長くなるほど、深い調光ができない。
【００１５】
一方、調光信号Ｖｄｉｍの周波数は、約５０Ｈｚ〜５００Ｈｚ程度に選定される。調光信号の周波数の下限は、間欠発振したときのフリッカーにより制約され、調光信号の周波数の上限は上記のように、誘導コイル３に電圧が印加されてから無電極放電灯Ｌａが安定点灯するまでの時間（図８の期間ｔ2 ’−ｔ2 ）及びインバータ回路２が各サイクル毎に起動するまでの時間（図８の期間ｔ0 ＝ｔ2 −ｔ1 ）が調光信号Ｖｄｉｍの一周期の間で無視できなくなることにより制約される。図８の期間ｔ2 ’−ｔ2 は、ランプＬａの組成や構造、誘導コイル３の印加電圧等によって変化するが、約１ｍｓｅｃ以下である。このことからも、調光信号Ｖｄｉｍの周波数の最大値を約５００Ｈｚとすることが妥当である。
【００１６】
図７の回路設計では、定格出力（調光信号Ｖｄｉｍが常に“Ｌｏｗ”レベルで調光しない場合）を１００％としたとき、調光は３０％までが下限となっていた。図７の回路の具体的な設計値から起動パルス発生までの具体的な時間を算出すると、Ｒ1 ＝１．２ＭΩ、Ｃ2 ＝４７００ｐＦ、トリガ素子Ｑｔのブレークダウン電圧ＶB ＝３０Ｖ、直流平滑電圧をＶC1＝１６０Ｖとすると、直流平滑電圧ＶC1がインバータ回路２に印加され、トリガ素子Ｑｔがブレークオーバーして、スイッチング素子Ｑ2 がオンするまでの時間は、
ＶB ＝ＶC1｛１−ｅｘｐ（−ｔ0 ／Ｃ2 ・Ｒ1 ）｝  …▲１▼
より、ｔ0 ≒１．１７ｍｓｅｃとなる。一方、調光信号Ｖｄｉｍの周波数を１２０〔Ｈｚ〕とした場合、一周期は８．３３ｍｓｅｃとなる。上記時間ｔ0 が一周期に占める割合は、１．１７ｍｓｅｃ／８．３３ｍｓｅｃ≒１４％となる。また、誘導コイル３に電圧が印加されてランプＬａが安定点灯するまでの時間（図８のｔ2 ’−ｔ2 ）も考慮すると、調光信号Ｖｄｉｍのオフデューティは、約２０％〜２５％（調光レベルもほぼ比例して、約２０％〜２５％）が限界であることが判明した。
【００１７】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、自励式インバータ回路により放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置において、起動回路を改良することにより、インバータ回路が動作を開始するまでの時間を短縮することにある。また、本発明のさらなる目的は、例えばデューティ可変の調光信号を用いて自励式インバータ回路を調光信号の各サイクル毎に起動して間欠発振させて出力を制御する場合に、インバータ回路の発振期間を短くして、深い調光制御を可能とすることにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、放電灯Ｌａを含んで構成される負荷回路と、直流電源１を高周波電力に変換して前記負荷回路に供給するインバータ回路２と、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を自励で駆動する駆動回路５と、前記インバータ回路２を起動する起動回路４とを備える放電灯点灯装置において、前記起動回路４は前記スイッチング素子Ｑ2 の制御端に直流電源１より抵抗Ｒ1 とコンデンサＣ2 を介して起動信号を与える構成とし、該コンデンサＣ2 の電荷を放電すると同時に該スイッチング素子Ｑ2 を逆バイアスするように制御用スイッチング素子Ｑ3 を有することを特徴とするものである。
【００１９】
なお、従来例並びに以下に述べる本発明の実施例の説明では、無電極放電灯の点灯装置について述べているが、本発明は無電極放電灯に限定されるものではない。
【００２０】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
本発明の第１実施例の回路図を図１に示す。図７に示した従来例と異なる点は、起動回路４の構成と調光制御用スイッチング素子Ｑ3 の接続箇所である。起動回路４は、直流電源１の出力端間に接続された抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の直列回路と、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ2 のゲート間に接続されたコンデンサＣ2 で構成されており、調光制御用スイッチング素子Ｑ3 は、上記抵抗Ｒ1 とコンデンサＣ2 の接続点と直流電源１の負電極間に接続されている。電流トランスＣＴの２次巻線ｎ3 の一端と直流電源１の負電極の間にはインダクタＬ3 、コンデンサＣ7 の直列回路７が接続されている。スイッチング素子Ｑ1 （Ｑ2 ）のゲート・ソース間には、逆方向で直列接続されたツェナーダイオードＺＤ1 ，ＺＤ2 （ＺＤ3 ，ＺＤ4 ）が接続されている。その他の図７に示した従来例と同一の構成には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【００２１】
次に、本実施例の動作を説明する。電源スイッチＳＷがオンすると、直流電源１、抵抗Ｒ1 （抵抗Ｒ2 は必ずしも必要でない）、コンデンサＣ2 、抵抗Ｒ4 を介してスイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間に直流電圧が印加され、スイッチング素子Ｑ2 がオンする。スイッチング素子Ｑ2 がオンすると、直流電源１、コンデンサＣ3 、Ｃ4 、誘導コイル３、インダクタＬ1 、電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 、スイッチング素子Ｑ2 、直流電源１の閉ループで電流が流れる。これにより、電流トランスＣＴの２次巻線ｎ2 ，ｎ3 に２次電圧が発生し、抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 （抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 は必ずしも必要でない）を介してスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のゲート・ソース間に２次電圧が印加され、その２次電圧の極性反転によりスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互にオン・オフされる。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互にオン・オフされることにより、直流電源１の出力電圧ＶC1を高周波電力に変換し、電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 、インダクタＬ1 、コンデンサＣ3 からなる共振回路Ｘ1 の共振作用で振幅を増大させ、カップリングコンデンサＣ4 で重畳された直流成分を除去して、交流の高周波電力を誘導コイル３を介して無電極放電灯Ｌａに供給する。
【００２２】
また、調光制御用スイッチング素子Ｑ3 を常時オフすると、抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ2 、抵抗Ｒ4 、スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間を介して、コンデンサＣ2 には直流電圧が充電されるので、起動回路４の動作は停止する。ここでもし、１回目の起動回路４の動作でインバータ回路２が動作しない場合は、調光信号ＶｄｉｍにＨｉｇｈレベルの信号を与えて、調光制御用スイッチング素子Ｑ3 をオンさせ、コンデンサＣ2 の電荷を放出させれば良い。
【００２３】
図２は本実施例の動作説明図である。図中、（ａ）は調光信号Ｖｄｉｍ、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ3 のオン・オフ動作を示す。スイッチング素子Ｑ3 は調光信号ＶｄｉｍがＬｏｗレベルのときオフ、Ｈｉｇｈレベルのときオンとなる。（ｃ）は無電極放電灯Ｌａの誘導コイル３に印加されるコイル電圧Ｖｃを示す。（ｄ）は起動回路４のコンデンサＣ2 の電圧ＶC2、（ｅ）は起動回路４のコンデンサＣ2 の電流ＩC2、（ｆ）は起動回路４からスイッチング素子Ｑ2 に起動信号として供給されるゲート電圧（自励発振動作によるゲート電圧は図示を省略している）を示す。
【００２４】
時刻ｔ1 で調光信号ＶｄｉｍがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルになり、調光制御用スイッチング素子Ｑ3 がオフすると、抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ2 、抵抗Ｒ4 を介して、スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間にパルス状の駆動信号（電流ＩC2）が供給されて、スイッチング素子Ｑ2 がオンして、インバータ回路２が発振する。調光制御用スイッチング素子Ｑ3 がオフして、インバータ回路２が発振するまでの期間、図２の（ｔ2 −ｔ1 ）あるいは（ｔ5 −ｔ4 ）が小さくなると、調光信号Ｖｄｉｍのオン・デューティ比を大きくでき、より深く調光できる。つまり、光出力の下限を小さくできる。
【００２５】
図３は調光信号Ｖｄｉｍのオン・デューティ比を大きくして、より深く調光した場合の動作説明図である。この図３を見れば、（ｔ2 −ｔ1 ）あるいは（ｔ5 −ｔ4 ）の期間が小さくなるほど、より深く調光できることが分かる。図中の期間（ｔ2 ’−ｔ2 ）は、既に述べたように、誘導コイル３に電圧が印加されてから無電極放電灯Ｌａが安定点灯するまでの期間（点弧始動期間と呼ばれる）であり、発光に寄与しない。期間（ｔ2 ’−ｔ2 ）を短くすると、より深く調光できるが、この期間は無電極放電灯Ｌａのガス組成、構造、誘導コイル３の電圧によって決定され、短くすることは困難である。前述したように、この期間は約１ｍｓｅｃとなる。
【００２６】
また、調光制御用スイッチング素子Ｑ3 がオンすると、コンデンサＣ2 の電荷が抵抗Ｒ4 を介してスイッチング素子Ｑ2 のソース・ゲート間に逆電圧として印加され、スイッチング素子Ｑ2 は逆バイアスされた状態となるので、インバータ回路２の停止動作は確実なものとなる。そして、コンデンサＣ2 の電荷が放出されることにより、次に調光制御用スイッチング素子Ｑ3 がオフしたときに、スイッチング素子Ｑ2 の起動信号が供給できるのである。
【００２７】
ここで、インダクタＬ3 、コンデンサＣ7 の直列回路７が無い場合において、スイッチング素子Ｑ3 がオンすると、２次巻線ｎ3 にコンデンサＣ2 の電圧が印加されるため、電流トランスＣＴが飽和しやすく、また、電流トランスＣＴが飽和しないとしても、２次巻線ｎ2 に正の電圧（スイッチング素子Ｑ1 を順バイアス）が誘起され、スイッチング素子Ｑ1 が不要にオンしてしまい、インバータ回路が不安定な動作となる。あるいは、抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ2 、抵抗Ｒ4 、スイッチング素子Ｑ2 のゲート、ソース間を介してスイッチング素子Ｑ2 に起動信号を与えると同時に直流電源１の正極、抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ2 、２次巻線ｎ3 、直流電源１の負極を介してもパルス状の電流が流れる。この電流によって、電流トランスＣＴが飽和しやすくなる。インダクタＬ3 、コンデンサＣ7 がある場合、コンデンサＣ7 の作用により上記の現象が改善される。また、コンデンサＣ7 を挿入した場合、位相の調節などのため、適切なインダクタＬ3 を挿入する必要がある。
【００２８】
次に、スイッチング素子Ｑ2 （Ｑ1 ）のゲート・ソース間に接続されているツェナーダイオードＺＤ3 ，ＺＤ4 （ＺＤ1 ，ＺＤ2 ）は、スイッチング素子Ｑ2 （Ｑ1 ）のゲート・ソース間の保護回路として動作すると同時に、ツェナーダイオードＺＤ3 ，ＺＤ4 については次のような作用もある。すなわち、スイッチング素子Ｑ3 がオンすると、コンデンサＣ2 の電圧はツェナーダイオードＺＤ3 ，ＺＤ4 の両端及びコンデンサＣ7 、インダクタＬ3 、２次巻線ｎ3 の両端に印加される。コンデンサＣ2 の電圧はツェナーダイオードＺＤ4 のツェナー電圧によってクランプされる。したがって、スイッチング素子Ｑ3 がオンすることにより、コンデンサＣ2 の電圧はツェナーダイオードＺＤ4 のツェナー電圧まで放電する。（スイッチング素子Ｑ3 がオフしているときのコンデンサＣ2 の電圧とツェナーダイオードＺＤ4 のツェナー電圧の差分の電圧によってコンデンサＣ7 が充電される。）スイッチング素子Ｑ3 がオフして、抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ2 、抵抗Ｒ4 、スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間を介して印加されるスイッチング素子Ｑ2 の起動信号はツェナーダイオードＺＤ4 のツェナー電圧によって調整される。
【００２９】
なお、本発明においては、このインダクタＬ3 、コンデンサＣ7 は必ずしも必要でなく、省略しても良い。また、ツェナーダイオードＺＤ1 ，ＺＤ2 およびＺＤ3 ，ＺＤ4 も必ずしも必要でなく、省略しても良い。これらのインダクタＬ3 、コンデンサＣ7 、ツェナーダイオードＺＤ1 ，ＺＤ2 およびＺＤ3 ，ＺＤ4 は本発明の基本要件ではなく、よりよい設計とするために必要とするものである。
【００３０】
次に、具体的な設計値の一例を述べる。Ｒ1 ＝３３０ＫΩ、Ｒ2 ＝２２ＫΩ、Ｃ2 ＝約数１０ｎＦ、Ｒ3 ，Ｒ4 ＝数Ω（ただし、Ｒ3 ，Ｒ4 は無くても良い。）とする。インバータ回路２の主スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 はＩＲ社のＭＯＳＦＥＴ（ＩＲＦ７１０）であり、その入力容量（ゲート・ソース間容量）Ｃｉｓｓは約１７０ｐＦである。ここで、Ｃ2 ＝３０ｎＦとＣｉｓｓ＝１７０ｐＦの直列合成容量Ｃは１６９ｐＦとなり、コンデンサＣ2 は殆ど無視できる。スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間に印加される電圧は、従来例の▲１▼式と同様に、
【００３１】
【数１】
0003758342.tif 000002
で示される。ＶC1＝１６０Ｖとし、スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間に印加される電圧ＶGSをスイッチング素子Ｑ2 がオンするためのしきい値電圧（＝４Ｖ）とすると、スイッチング素子Ｑ2 がオンするまでの時間は、上式より約２μｓｅｃ（１．７８μｓｅｃ）となり、従来例（１．１７ｍｓｅｃ）に比べて短い時間でインバータ回路２の動作が開始する。
【００３２】
（実施例２）
図４は本発明の第２実施例の回路図である。インバータ回路２は、直流電源１の出力端間に接続されたスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路を含んで構成されており、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点にはインダクタＬ1 の一端が接続され、インダクタＬ1 の他端はコンデンサＣ3 の一端に接続されると共に、コンデンサＣ4 と抵抗Ｒ5 の並列回路を介して誘導コイル３の一端に接続されている。誘導コイル３の両端にはコンデンサＣ5 が並列接続されており、誘導コイル３の他端は直流電源１の負電極に接続されている。また、コンデンサＣ3 の他端は、電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 を介して直流電源１の負電極に接続されている。電流トランスＣＴの一方の２次巻線ｎ2 は抵抗Ｒ3 を介してスイッチング素子Ｑ1 のゲート・ソース間に並列接続されている。また、電流トランスＣＴの他方の２次巻線ｎ3 は、スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間に並列接続されている。電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 に流れる電流により、２次巻線ｎ2 ，ｎ3 に発生する２次電圧をスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のゲート・ソース間にそれぞれ印加して、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を駆動するものである。スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間に接続されているインダクタＬ2 、コンデンサＣ6 からなる共振回路Ｘ2 は、スイッチング素子Ｑ2 のゲート電圧を助長するためのものであり、省略しても良い。
【００３３】
本実施例では、起動回路４として、トランジスタＱ5 ，Ｑ6 、抵抗Ｒ1 よりなる定電流回路（以下、カレントミラー回路と呼ぶ）６を有し、スイッチング素子Ｑ1 を起動させるための起動電源をカレントミラー回路６より得るものである。
【００３４】
図４の構成は負荷回路と直流電源１の低電位側とを同電位にすることができ、図１の構成に比べてインバータ回路２により発生するノイズを低減することができる。負荷回路を低電位側に接続することに伴い、インバータ回路２の起動回路４は、高電位側のスイッチング素子Ｑ1 を起動するようにしたものである。
【００３５】
次に、本実施例の動作を説明する。電源スイッチＳＷがオンすると、直流電源１のコンデンサＣ1 に直流電圧ＶC1が発生し、起動回路４が動作してスイッチング素子Ｑ1 をオンさせる。すなわち、カレントミラー回路６、コンデンサＣ2 、スイッチング素子Ｑ1 のゲート・ソース間を介してスイッチング素子Ｑ1 のゲート電圧を印加する。スイッチング素子Ｑ1 がオンすると、インダクタＬ1 、コンデンサＣ3 を介して電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 に電流が流れるので、電流トランスＣＴの２次巻線ｎ2 ，ｎ3 に２次電圧が発生し、共振回路Ｘ2 の自己誘導により、その２次電圧を共振動作させて、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオン・オフすることができる。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互にオン・オフすることにより直流電圧ＶC1を高周波電力に変換し、共振回路Ｘ1 、コンデンサＣ4 、抵抗Ｒ5 を介して誘導コイル３に数ＭＨｚから数百ＭＨｚの高周波電流を流すことにより、誘導コイル３に高周波電磁界を発生させ、無電極放電灯Ｌａに高周波電力を供給し、無電極放電灯Ｌａ内に高周波プラズマ電流を発生させて紫外線もしくは可視光を発生させる。
【００３６】
また、調光制御用スイッチング素子Ｑ3 を調光信号Ｖｄｉｍによりオン・オフ制御することによって、調光制御が可能となる。スイッチング素子Ｑ3 がオフすると、カレントミラー回路６、コンデンサＣ2 、スイッチング素子Ｑ1 のゲート・ソース間に電圧が印加されて、インバータ回路２は発振動作する。スイッチング素子Ｑ3 がオンすると、コンデンサＣ2 の電圧をスイッチング素子Ｑ1 のゲート・ソース間に逆バイアスすることにより、スイッチング素子Ｑ1 を確実にオフし、インバータ回路２を発振停止させる。以下、スイッチング素子Ｑ3 を間欠的にオン・オフすることにより、調光制御を行うことができる。
【００３７】
（実施例３）
図５は本発明の第３実施例の回路図である。本実施例では、直流電源１の出力端間にスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路とコンデンサＣ4 ，Ｃ8 の直列回路を並列に接続し、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とコンデンサＣ4 ，Ｃ8 の接続点間にコンデンサＣ3 、誘導コイル３、無電極放電灯Ｌａ、インダクタＬ1 、電流トランスＣＴを接続したハーフブリッジインバータ回路を構成している。図示された回路では、電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 を共振用インダクタＬ1 の両端に接続しているが、共振用インダクタＬ1 に２次巻線を設けて、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をオン・オフ制御しても良い。
【００３８】
起動回路４の構成は、図１に示した第１実施例と同じであり、直流電源１の出力端間に接続された抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の直列回路と、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ2 のゲート間に接続されたコンデンサＣ2 で構成されており、調光制御用スイッチング素子Ｑ3 は、上記抵抗Ｒ1 とコンデンサＣ2 の接続点と直流電源１の負電極間に接続されている。なお、図５においては、図１のツェナーダイオードＺＤ1 〜ＺＤ4 を省略しているが、これらを設けても良い。
【００３９】
（実施例４）
図６は本発明の第４実施例の回路図である。本実施例のインバータ回路２は、一石式インバータ回路であり、直流電源１の出力端間に、インダクタＬ1 とコンデンサＣ3 の直列共振回路を接続し、コンデンサＣ3 の両端にスイッチング素子Ｑ1 を並列接続している。インダクタＬ1 とスイッチング素子Ｑ1 の接続点には、電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 を介してインダクタＬ3 の一端が接続されており、インダクタＬ3 の他端はカップリングコンデンサＣ41，Ｃ42を介して誘導コイル３の一端に接続されている。誘導コイル３の両端には、コンデンサＣ51，Ｃ52の直列回路が並列接続されている。誘導コイル３の他端は直流電源１の負電極に接続されている。電流トランスＣＴの２次巻線ｎ2 はスイッチング素子Ｑ1 のゲート・ソース間に接続されており、負荷電流を帰還することにより自励発振動作を可能としている。
【００４０】
起動回路４の構成は、図１又は図５の各実施例で説明したものと同じである。電源スイッチＳＷをオンして直流電圧ＶC1をインバータ回路２に供給し、且つ、制御用スイッチング素子Ｑ3 をオンさせて、インバータ回路２を停止させている状態において、スイッチング素子Ｑ3 をオンからオフにすると、インバータ回路２が起動し、無電極放電灯Ｌａは点灯するが、従来例に比べてインバータ回路２の起動が早いので、放電灯Ｌａの点灯が早い。したがって、スイッチング素子Ｑ3 によって歯切れの良い、早い点滅が可能となる。なお、図６においては、図１のインダクタＬ3 、コンデンサＣ7 の直列回路７およびツェナーダイオードを省略しているが、これらを設けても良い。
【００４１】
なお、上記各実施例において、調光信号Ｖｄｉｍは、本点灯装置の外部より供給する構成としているが、点灯装置内に発振回路を設けて、この発振信号を制御して調光制御する構成としても良い。
【００４２】
また、電源スイッチＳＷをオンして電源電圧を投入して、初めの起動パルスによってインバータ回路２が発振動作しない場合、スイッチング素子Ｑ3 をインバータ回路２が動作開始するまで、オン・オフさせる構成としても良い。この場合において、インバータ回路２の発振動作を検出して、スイッチング素子Ｑ3 を制御する回路構成は容易であるので、説明は省略する。
【００４３】
【発明の効果】
本発明によれば、自励駆動されるインバータ回路により放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置において、インバータ回路のスイッチング素子の制御端に直流電源より抵抗とコンデンサを介して起動信号を与える構成の起動回路を設けたので、電源を供給してインバータ回路が動作するまでの時間を短くでき、放電灯を早く点灯することが可能な放電灯点灯装置を提供できる。また、前記起動回路のコンデンサの電荷を放電すると同時に該スイッチング素子を逆バイアスするように制御用スイッチング素子を有するので、デューティ比を可変とされた調光用の制御信号の各サイクル毎に起動回路が動作して自励式インバータ回路を間欠発振せしめて出力を制御する場合に、起動回路によるインバータ回路の動作開始が速いことにより、インバータ回路の発振期間を短くすることが可能となり、放電灯の光出力を小さくして、深い調光制御が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の動作説明のための波形図である。
【図３】本発明の第１実施例の深い調光時の動作説明のための波形図である。
【図４】本発明の第２実施例の回路図である。
【図５】本発明の第３実施例の回路図である。
【図６】本発明の第４実施例の回路図である。
【図７】従来例の回路図である。
【図８】従来例の動作説明のための波形図である。
【図９】従来例の一変形例の回路図である。
【符号の説明】
１      直流電源
２      インバータ回路
３      誘導コイル
４      起動回路
５      駆動回路
Ｌａ    無電極放電灯
Ｑ1 ，Ｑ2     スイッチング素子
Ｑ3     調光制御用スイッチング素子
Ｒ1     抵抗
Ｃ2     コンデンサ
【図１】
0003758342.tif 000003
【図２】
0003758342.tif 000004
【図３】
0003758342.tif 000005
【図４】
0003758342.tif 000006
【図５】
0003758342.tif 000007
【図６】
0003758342.tif 000008
【図７】
0003758342.tif 000009
【図８】
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【図９】
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