(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同心円若しくはスパイラル状のトラックがディスク半径方向に対して蛇行しているディスク状記録媒体を用いるディスク装置において、
前記トラックの蛇行に応じた正弦波状の蛇行信号の周波数帯域を通過帯域とする第１の帯域通過手段と、
前記トラックの蛇行に応じた正弦波状の蛇行信号の周波数帯域を通過帯域とすると共に前記第１の帯域通過手段の出力信号に対して９０度位相の異なる信号を出力する第２の帯域通過手段と、
前記第１の帯域通過手段の出力信号と第２の帯域通過手段の出力信号とから前記トラックの蛇行に応じた正弦波状の蛇行信号の位相を演算する位相演算手段と、
前記位相演算手段が演算した前記正弦波状の蛇行信号の位相に基づいて、当該位相に同期した位相同期ループを構成する位相同期手段とを有すること
を特徴とするディスク装置。
【請求項２】
前記位相同期ループ内から得られる周波数データから、前記蛇行信号の周波数変調データを復調する復調手段を備えること
を特徴とする請求項１記載のディスク装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交換型のディスク状記録媒体の記録及び／又は再生を行うディスク装置に関し、特に、記録時において、ディスク状記録媒体のトラック溝をトラックピッチに比べわずかに蛇行（ウォブル）させたトラックから当該ウォブル信号を再生するようなディスク装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、光ディスク記録再生装置では、目的のトラック中心に光ビームを追従させデータを記録再生するようになっている。記録可能な光ディスクには、トラック溝をトラックピッチに比べてわずかに蛇行するように形成されたものが存在する。このトラック溝の蛇行はウォブルと呼ばれており、そのウォブルの振幅はトラッキングに影響を及ぼさない振幅幅に設定され、また、当該ウォブルの周波数はトラッキングに影響を及ぼさないようにトラッキング制御帯域に比べて十分高く設定されている。
【０００３】
従って、光ビームは、このトラックのウォブルに追従せず、略々トラック中心をトレースできることになる。但し、当該光ビームがトラックをトレースすることにより得られる信号には、トラック溝のウォブルに起因する信号成分（ウォブル信号）が含まれる。
【０００４】
ウォブル信号は、光ピックアップに設けられている２分割光電変換素子（光電センサー）のうち、ディスク半径方向の内周側に対応して配置された光電変換素子から得られた信号とディスク外周側に対応して配置された光電変換素子から得られた信号との差分をとったプッシュプル信号を、バンドパスフィルタに通すことによって検出される。
【０００５】
光ディスク記録再生装置では、このバンドパスフィルタ出力信号に同期して発振するＰＬＬ回路（位相同期ループ）の出力信号によって、記録すべきトラックアドレスの検出及びスピンドルモータをＣＬＶ（線速度一定）制御するためのスピンドル制御信号を得るようになっている。
【０００６】
なお、上述したようなウォブル信号を得るためのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）の従来技術として、特許公報第２９２７３１５号には、当該ウォブル信号抽出用のバンドパスフィルタをデジタルバンドパスフィルタ構成とし、そのデジタルバンドパスフィルタのサンプリングクロックをＰＬＬ回路の発振周波数から得ることによって、ウォブル周波数の変化に対してデジタルバンドパスフィルタの中心周波数を可変にするものが記載されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述したようなウォブル信号抽出用のバンドパスフィルタをデジタルフィルタとする従来技術（特許公報第２９２７３１５号）によれば、バンドパスフィルタ出力信号が略々正弦波信号であるため、例えばゼロクロスコンパレータによって２値化する過程において、ウォブル信号の信号対雑音比が十分に取れない場合、当該ゼロクロス近辺におけるノイズの影響によって波形成形後のパルスエッジにジッタが生じ、最悪の場合、ＰＬＬが同期不能になる虞がある。
【０００８】
また、バンドパスフィルタ出力に同期するＰＬＬ回路は、パルスのエッジ同士の位相ずれを検出するか、若しくは排他的論理和出力のＨ（ハイ）レベル時間とＬ（ロー）レベル時間が等しくなるように位相比較器が構成されているため、その位相比較の周期がウォブル周波数の周期でしか行えず、ＰＬＬが同期するまでの時間に限界がある。
【０００９】
本発明では、上述の課題に鑑みてなされたものであり、ウォブル信号の信号対雑音比が低い場合であってもＰＬＬの同期を取ることができ、また、位相比較の周期がウォブル周波数の周期に限定されず、ＰＬＬが同期するまでの時間を短縮する（高速化する）ことが可能なディスク装置の提供を目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の本発明に係るディスク装置は、上述の課題を解決するために、同心円若しくはスパイラル状のトラックがディスク半径方向に対して蛇行しているディスク状記録媒体を用いるディスク装置において、前記トラックの蛇行に応じた正弦波状の蛇行信号の周波数帯域を通過帯域とする第１の帯域通過手段と、前記トラックの蛇行に応じた正弦波状の蛇行信号の周波数帯域を通過帯域とすると共に前記第１の帯域通過手段の出力信号に対して９０度位相の異なる信号を出力する第２の帯域通過手段と、前記第１の帯域通過手段の出力信号と第２の帯域通過手段の出力信号とから前記トラックの蛇行に応じた正弦波状の蛇行信号の位相を演算する位相演算手段と、前記位相演算手段が演算した前記正弦波状の蛇行信号の位相に基づいて、当該位相に同期した位相同期ループを構成する位相同期手段とを有する。
【００１１】
請求項２に記載の本発明に係るディスク装置は、上述の課題を解決するために、前記位相同期ループ内から得られる周波数データから、前記蛇行信号の周波数変調データを復調する復調手段を備える。
【００１２】
すなわち、本発明に係るディスク装置は、第１の帯域通過手段（第１のバンドパスフィルタ）と、当該第１の帯域通過手段の出力信号に対して９０度位相のずれた信号を出力する第２の帯域通過手段（第２のバンドパスフィルタ）を設け、第１の帯域通過手段の出力を例えばＥと表し、第２の帯域通過手段の出力を例えばＦと表したとき、正弦波状の蛇行信号（正弦波状のウォブル信号）の位相量を例えばａｒｃｔａｎ（Ｅ／Ｆ）の演算により求め、その位相とＶＣＯ（電圧制御発振器）出力位相との位相比較を行う位相同期ループ（ＰＬＬ）を構成するようにしている。
【００１３】
これにより、ＰＬＬの位相比較を行う信号は２値化された信号ではなく、バンドパスフィルタ（帯域通過手段）の出力であるウォブル信号（正弦波状の蛇行信号）により行うため、位相比較を行う周期はウォブル周波数の周期より十分短く設定することができ、ＰＬＬの同期引き込みの高速化を図ることができる。また、正弦波状のウォブル信号の位相情報を、位相比較する全てのサンプリング時間において検出するため、ウォブル信号の信号対雑音比が低い状態においてもＰＬＬを同期させることができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明にかかるディスク装置の好ましい実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。まず、図１に、本発明実施の形態のディスク記録再生装置の構成（主にウォブル信号再生系）を示す。
【００１５】
この図１において、光ディスク１はスピンドルモータ２によって回転駆動される。光ディスク１表面のデータの読み書きは、光ピックアップ３によって行われ、光ピックアップ３は、図示していないピックアップ粗動モータによって目標とするトラック近傍に位置決めされている。
【００１６】
また、光ピックアップ３内の対物レンズは、光ビームが光ディスク１上の記録再生面に焦点を結ぶように、図示していないディスク回転軸方向に移動可能なフォーカスアクチュエータによって位置決めされている。また、光ピックアップ３内の対物レンズは、光ビームが光ディスク１上の同心円状もしくはスパイラル状の記録再生トラックに追従するように、図示していないディスク半径方向に移動可能なトラッキングアクチュエータによって位置決めされている。
【００１７】
光ピックアップ３に設けられている２分割光電センサーのうち、ディスク半径方向の内周側に対応して配置される光電センサーの出力信号（以下、内周側光電センサー信号Ａとする）と、ディスク半径方向の外周側に対応して配置される光電センサーの出力信号（以下、外周側光電センサー信号Ｂとする）は、それぞれ各々の光電センサーへの入射光量に比例した電流信号を出力する。内周側光電センサー信号Ａは電流電圧変換回路６に入力し、外周側光電センサー信号Ｂは電流電圧変換回路７に供給される。
【００１８】
電流電圧変換回路６及び７は、それぞれ供給された電流信号である光電センサー信号を、電圧信号に変換する。これら電流電圧変換回路６及び７の出力信号は、プッシュプル信号生成回路８に供給される。
【００１９】
プッシュプル信号生成回路は、内周側光電センサー信号Ａを電流電圧変換して得られた電圧信号と、外周側光電センサー信号Ｂを電流電圧変換して得られた電圧信号との差信号であるプッシュプル信号Ｃを生成する。当該プッシュプル信号Ｃは、Ａ−Ｄ（アナログ−デジタル）変換器１０に供給する。
【００２０】
Ａ−Ｄ変換器１０は、入力したプッシュプル信号Ｃをデジタル信号（以下、プッシュプルデジタルデータＤとする）に変換する。このＡ−Ｄ変換器１０から出力されたプッシュプルデジタルデータＤは、第１のバンドパスフィルタ１２と第２のバンドパスフィルタ１３に供給される。
【００２１】
第１のバンドパスフィルタ１２は、プッシュプル信号中に含まれているウォブル信号のウォブル周波数を中心周波数とするデジタルバンドパスフィルタからなり、プッシュプル信号ＣをＡ−Ｄ変換したプッシュプルデジタルデータＤからウォブル信号成分を抜き出し、第１のバンドパスフィルタ出力信号Ｅとして出力する。
【００２２】
第２のバンドパスフィルタ１３は、プッシュプル信号中に含まれるウォブル信号のウォブル周波数を中心周波数とするデジタルバンドパスフィルタからなり、プッシュプル信号ＣをＡ−Ｄ変換したプッシュプルデジタルデータＤからウォブル信号成分を抜き出すと同時に、そのウォブル信号成分を、第１のバンドパスフィルタ出力信号Ｅに対して９０度位相が進んだ第２のバンドパスフィルタ出力信号Ｆとして出力する。なお、このように９０度位相ずれを生じさせるようなフィルタとしては、ヒルベルトフィルタ又は移相フィルタ等が知られている。これら第１のバンドパスフィルタ出力信号Ｅと第２のバンドパスフィルタ出力信号Ｆは、位相演算器１６に供給される。
【００２３】
当該位相演算器１６について図２を使用して以下に説明する。なお、第１のバンドパスフィルタ出力信号Ｅに対し、第２のバンドパスフィルタ出力信号Ｆは９０度位相進みの信号であるから、第１のバンドパスフィルタ出力信号Ｅをｓｉｎ信号とした場合、第２のバンドパスフィルタ出力信号Ｆはｃｏｓ信号と考えることができる。
【００２４】
図２において、ｓｉｎ信号（第１のバンドパスフィルタ出力信号Ｅ）とｃｏｓ信号（第２のバンドパスフィルタ出力信号Ｆ）は絶対値演算器２４に供給される。
【００２５】
絶対値演算器２４は、ｓｉｎ信号（Ｅ）の絶対値信号Ｍとｃｏｓ信号（Ｆ）の絶対値信号Ｎを演算により求め、また、ｓｉｎ信号（Ｅ）とｃｏｓ信号（Ｆ）の大小関係から図３に示すような一周期を４つの領域（ｅ０〜ｅ３）に分ける領域判別を行い、その領域判別信号Ｐを以下のように出力する。
【００２６】
（１）ｓｉｎ≧０かつｃｏｓ≧０ならば、領域判別信号Ｐ＝ｅ３を出力
（２）ｓｉｎ≧０かつｃｏｓ＜０ならば、領域判別信号Ｐ＝ｅ２を出力
（３）ｓｉｎ＜０かつｃｏｓ＜０ならば、領域判別信号Ｐ＝ｅ０を出力
（４）ｓｉｎ＜０かつｃｏｓ≧０ならば、領域判別信号Ｐ＝ｅ１を出力
この領域判別信号Ｐは、オフセット加減算器３２に供給される。また、ｓｉｎ信号（Ｅ）の絶対値信号Ｍとｃｏｓ信号（Ｆ）の絶対値信号Ｎは、除算演算器２８に供給される。
【００２７】
除算演算器２８は、ｓｉｎ信号（Ｅ）の絶対値信号Ｍとｃｏｓ信号（Ｆ）の絶対値信号Ｎとから、ｓｉｎ／ｃｏｓであるｔａｎ信号Ｏを演算する。ｔａｎ信号Ｏは、逆ｔａｎテーブル参照器３０に供給される。
【００２８】
逆ｔａｎテーブル参照器３０は、ｔａｎ信号Ｏより、図４に示すような０[rad]からπ／２[rad]までを出力とする逆ｔａｎ関数データから、ａｒｃｔａｎ信号Ｑを求めて出力する。ａｒｃｔａｎ信号Ｑは、オフセット加減算器３２に供給される。
【００２９】
オフセット加減算器３２は、絶対値演算器２４からの領域判別信号Ｐにより、ａｒｃｔａｎ信号Ｑに対して以下のオフセット量を加減算し、ウォブル信号の位相を０[rad]から２π[rad]で表した入力位相データＧを出力する。
【００３０】
（１）領域判別信号Ｐ＝ｅ３ならば、入力位相データＧ＝ａｒｃｔａｎを出力
（２）領域判別信号Ｐ＝ｅ２ならば、入力位相データＧ＝π−ａｒｃｔａｎを出力
（３）領域判別信号Ｐ＝ｅ０ならば、入力位相データＧ＝π＋ａｒｃｔａｎを出力
（４）領域判別信号Ｐ＝ｅ１ならば、入力位相データＧ＝２π−ａｒｃｔａｎを出力
このように、位相演算器１６では、上述したようにウォブル信号のｓｉｎ成分とｃｏｓ成分から位相を演算するため、ウォブル信号の振幅変動を受けることなく、正確な位相検出が可能である。また、逆ｔａｎテーブル参照器３０は、領域判別信号Ｐにより０[rad]からπ／２[rad]までのテーブルで済むため、参照テーブルの規模を小さくすることができる。なお、図４の関数は出力値が０[rad]近辺においては入力値に対して大きく変化するが、π／２[rad]近辺においては入力値に対してほとんど変化がないため、出力分解能が一定になるように参照テーブルを構成するのが望ましい。
【００３１】
上述した位相演算器１６の出力データである入力位相データＧと、後述するデジタルＶＣＯ（電圧制御発振器）２３の出力データであるＶＣＯ位相データＪは、位相比較演算器１９に供給される。
【００３２】
位相比較演算器１９は、入力位相データＧとデジタルＶＣＯ位相データＪの位相差を演算し、その位相誤差データＨを出力する。位相誤差データＨは、ループフィルタ演算器２１に供給される。
【００３３】
当該ループフィルタ演算器２１は、図５に示すように構成されている。この図５に示すループフィルタ演算器２１において、位相誤差データＨは加算器４１と係数乗算器４２に供給される。
【００３４】
加算器４１の出力データは、係数乗算器４４と遅延器４３に供給される。遅延器４３は、加算器４１の出力データを１サンプル遅延して加算器４１にフィードバックする。従って、加算器４１は、供給された位相誤差データＨと、遅延器４３により１サンプル遅延した加算器４１の出力データとの加算（積算）を行う。
【００３５】
係数乗算器４４では、加算器４１の出力データに係数ｋｉを乗算する。その乗算結果のデータは加算器４５に供給される。また、係数乗算器４２では、位相誤差データＨに係数ｋｐを乗算する。その乗算結果のデータは、加算器４５に供給される。
【００３６】
加算器４５は、係数乗算器４４にて係数ｋｉの乗算がなされたデータと、係数乗算器４２にて係数ｋｐの乗算がなされたデータとを加算する。この加算器４５の出力データは、後段のデジタルＶＣＯ演算器２３のＶＣＯ操作量Ｉとして出力される。
【００３７】
すなわち、この図５に示すループフィルタ演算器２１では、係数乗算器４２によって位相誤差データＨに係数ｋｐを乗算して得た比例操作量と、位相誤差データＨを加算器４１及び遅延器４３により積算した積算値に、係数乗算器４４で係数ｋｉを乗算した積分操作量とを、加算器４５で加算することにより、ＶＣＯ操作量Ｉを求めている。
【００３８】
次に、デジタルＶＣＯ演算器２３は、図６に示すように構成されている。この図６に示すデジタルＶＣＯ演算器２３において、ループフィルタ演算器２１から供給されたＶＣＯ操作量Ｉは、加算器５１に供給される。
【００３９】
加算器５１には、予め設定されたＶＣＯの自走周波数データＲも供給されており、当該加算器５１は、ＶＣＯの自走周波数データＲにＶＣＯ操作量Ｉを加算処理する周波数演算を行う。この周波数演算により得られるデータは、現在の発振周波数データＫであり、当該発振周波数データＫは、図１に示す周波数弁別器３５及び加算器５２に供給される。
【００４０】
加算器５２の出力データは、ｍｏｄ（２π）演算器５４と遅延器５３に供給される。遅延器５３は、加算器５２の出力データを１サンプル遅延して加算器５２にフィードバックする。加算器５２は、供給された発振周波数データ３４と、遅延器５３により１サンプル遅延した加算器５２の出力データとを加算（積算）処理する。
【００４１】
ｍｏｄ（２π）演算では、加算器５２の出力データに対してｍｏｄ（２π）演算を行い、その演算結果をデジタルＶＣＯ位相データＪとして、図１の位相比較演算器１９に供給する。
【００４２】
すなわち、デジタルＶＣＯ演算器２３では、加算器５１で自走周波数データＲにＶＣＯ操作量Ｉを加算して発振周波数データを生成し、更に、この発振周波数データＫを加算器５２及び遅延器５３で積算することにより位相データを生成するが、位相データは（２π）[rad]で繰り返しとなるため、当該デジタルＶＣＯ演算器２３では、さらにｍｏｄ（２π）演算器５４にてｍｏｄ（２π）演算を行い、その演算結果のデータを、デジタルＶＣＯ位相データＪとして位相比較演算器１９に供給する。
【００４３】
デジタルＶＣＯ演算器２３は、このような位相同期ループにより、ウォブル信号に同期して動作することになる。また、ウォブル信号が例えばトラックのアドレス情報に応じて周波数変調されているような光ディスクにおいては、デジタルＶＣＯ演算器２３が出力する発振周波数データＫを周波数弁別器３５に供給し、当該周波数弁別器３５にてその周波数変調されたデータを復調することにより、その復調データＬからトラックのアドレス情報を得ることができる。
【００４４】
以上の説明から明らかなように、本実施の形態の光ディスク記録再生装置は、第１のバンドパスフィルタ出力信号Ｅと、第１のバンドパスフィルタ出力信号Ｅに対して９０度位相のずれた第２のバンドパスフィルタ出力信号Ｆとを生成し、これら第１，第２のバンドパスフィルタ出力信号Ｅ，Ｆを用いてａｒｃｔａｎ（Ｅ／Ｆ）の演算を行うことによりウォブル信号の位相量（Ｇ＝ａｒｃｔａｎ（Ｅ／Ｆ））を求め、その位相とＶＣＯ出力位相（Ｊ）との位相比較を行うＰＬＬを構成している。
【００４５】
すなわち、ＰＬＬの位相比較を行う信号として、２値化された信号でなく、バンドパスフィルタにより抽出した正弦波状のウォブル信号を用いるようにしている。このため、位相比較を行う周期はウォブル周波数の周期より十分短く設定することができ、ＰＬＬの同期引き込みの高速化を図ることができる。
【００４６】
また、正弦波状のウォブル信号の位相情報を、位相比較する全てのサンプリング時間において検出するようにしているため、ウォブル信号の信号対雑音比が低い状態であっても、ＰＬＬを同期させることができる。
【００４７】
最後に、本発明は一例として説明した上述の実施の形態に限定されることはなく、例えば、記録トラックがウォブルされているディスク状記録媒体であれば、上述した光ディスクに限らず、他のディスクであっても適用可能である等のように、上述の実施の形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることは勿論である。
【００４８】
【発明の効果】
請求項１記載の本発明に係るディスク装置は、第１の帯域通過手段と第２の帯域通過手段によりトラックの蛇行に応じた正弦波状の蛇行信号とその９０度位相の異なる信号とを生成し、それら第１，第２の帯域通過手段の出力信号から正弦波状の蛇行信号の位相を演算し、その正弦波状の蛇行信号の位相に基づいて当該位相に同期した位相同期ループを構成することにより、ウォブル信号の信号対雑音比が低い場合であってもＰＬＬの同期を図ることができ、また、位相比較の周期がウォブル周波数の周期に限定されず、ＰＬＬが同期するまでの時間を短縮化（高速化）することができる。
【００４９】
請求項２記載の本発明に係るディスク装置は、位相同期ループ内から得られる周波数データから、蛇行信号の周波数変調データを復調することにより、例えば蛇行信号としてトラックのアドレス情報が記録されている場合に、その復調データからトラックのアドレス情報を得ることができる。
【００５０】
すなわち、本発明によれば、ＰＬＬ（位相同期ループ）の位相比較は帯域通過手段（バンドパスフィルタ）により抽出した正弦波状の蛇行信号（正弦波状のウォブル信号）を用いて行われるため、位相比較を行う周期はウォブル周波数の周期より十分短く設定することができ、従って、ＰＬＬの同期引き込みを高速で行うことができる。
【００５１】
また、本発明は、正弦波状のウォブル信号の位相情報を、位相比較する全てのサンプリング時間において検出するため、ウォブル信号の信号対雑音比が低い状態においてもＰＬＬを同期させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るディスク装置の実施の形態となる光ディスク記録再生装置の概略構成（主にウォブル信号再生系）を示すブロック図である。
【図２】前記実施の形態の光ディスク記録再生装置に設けられている位相演算器の具体的構成例を示すブロック図である。
【図３】前記実施の形態の光ディスク記録再生装置に設けられている位相演算器の絶対値演算器の動作説明に用いる波形図である。
【図４】前記実施の形態の光ディスク記録再生装置に設けられている位相演算器の逆ｔａｎテーブル参照器の動作説明に用いる図である。
【図５】前記実施の形態の光ディスク記録再生装置に設けられているループフィルタ演算器の具体的構成例を示すブロック図である。
【図６】前記実施の形態の光ディスク記録再生装置に設けられているデジタルＶＣＯ演算器の具体的構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１…光ディスク、２…スピンドルモータ、３…光ピックアップ、６，７…電流電圧変換回路、８…プッシュプル信号生成回路、１０…Ａ−Ｄ変換器、１２…第１のバンドパスフィルタ、１３…第２のバンドパスフィルタ、１６…位相演算器、１９…位相比較演算器、２１…ループフィルタ演算器、２３…デジタルＶＣＯ演算器、２４…絶対値演算器、２８…除算演算器、３０…逆ｔａｎテーブル参照器、３２…オフセット加減算器、３５…周波数弁別器、Ａ…内周側光電センサー信号、Ｂ…外周側光電センサー信号、Ｃ…プッシュプル信号、Ｄ…プッシュプルデジタルデータ、Ｅ…第１のバンドパスフィルタ出力信号、Ｆ…第２のバンドパスフィルタ出力信号、Ｇ…入力位相データ、Ｈ…位相誤差データ、Ｉ…ＶＣＯ操作量、Ｊ…デジタルＶＣＯ位相データ、Ｋ…発振周波数データ、Ｌ…復調データ、Ｍ…ｓｉｎ信号の絶対値信号、Ｎ…ｃｏｓ信号の絶対値信号、Ｏ…ｔａｎ信号、Ｐ…領域判別信号、Ｑ…ａｒｃｔａｎ信号、Ｒ…ＶＣＯの自走周波数データ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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