(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信システムにおいて雑音を抑圧する方法であって、前記通信システムはチャネルにおける情報のフレームを用いて情報転送を行い、前記チャネルにおける情報のフレームは前記チャネルの雑音推定値を与える雑音を有する、方法であって：
情報の現在のフレーム内のチャネル・エネルギを推定する段階；
前記チャネル・エネルギの推定値に基づいて情報の現在のフレーム内の全チャネル・エネルギを推定する段階；
前記チャネル・エネルギの推定値に基づいて情報の現在のフレームのスペクトル・パワーを推定する段階；
前記情報の現在のフレームのスペクトル・パワーの推定値に基づいて情報の複数の過去のフレームのスペクトル・パワーを推定する段階；
前記情報の現在のフレームのスペクトル推定値と前記情報の複数の過去のフレームのスペクトル・パワーの推定値との問の偏差を判定する段階；および
前記全チャネル・エネルギの推定値および前記の判定された偏差に基づいて前記チャネルの雑音推定値を更新する段階；
を備える方法。
【請求項２】
前記雑音推定値の更新に基づいて前記チャネルの利得を修正して、雑音が抑圧された信号を生成する段階をさらに含む請求項１記載の方法。
【請求項３】
情報の複数の過去のフレームのスペクトル・パワーを推定する前記段階はさらに、情報の過去のフレームの指数関数の加重に基づいて情報の複数の過去のフレームのスペクトル・パワーを推定する段階を含む請求項１記載の方法。
【請求項４】
前記情報の過去のフレームの指数関数の加重は、情報の現在のフレーム内の全チャネル・エネルギの推定値の関数である請求項３記載の方法。
【請求項５】
前記全チャネル・エネルギの推定値および前記の判定された偏差に基づいて前記チャネルの雑音推定値を更新する前記段階はさらに、前記全チャネル・エネルギの推定値と第１閾値との比較および前記の判定された偏差と第２閾値との比較に基づいて前記チャネルの雑音推定値を更新する段階を含む請求項１記載の方法。
【請求項６】
前記全チャネル・エネルギの推定値と第１閾値との比較および前記の判定された偏差と第２閾値との比較に基づいて前記チャネルの雑音推定値を更新する前記段階はさらに、前記全チャネル・エネルギの推定値が前記第１閾値よりも大きくかつ前記の判定された偏差が前記第２閾値よりも小さい場合に前記チャネルの雑音推定値を更新する段階を含む請求項５記載の方法。
【請求項７】
前記方法は、移動交換センタ（ＭＳＣ），中央基地局コントローラ（ＣＢＳＣ），基地トランシーバ局（ＢＴＳ）および移動局（ＭＳ）のうちのいずれかで行われる請求項１記載の方法。
【請求項８】
通信システムにおいて雑音を抑圧する装置であって、前記通信システムはチャネルにおける情報のフレームを用いて情報転送を行い、前記チャネルにおける情報のフレームは前記チャネルの雑音推定値を与える雑音を有する、装置であって：
情報の現在のフレーム内のチャネル・エネルギを推定する手段；
前記チャネル・エネルギの推定値に基づいて情報の現在のフレーム内の全チャネル・エネルギを推定する手段；
前記チャネル・エネルギの推定値に基づいて情報の現在のフレームのスペクトル・パワーを推定する手段；
前記現在のフレームのスペクトル・パワーの推定値に基づいて情報の複数の過去のフレームのスペクトル・パワーを推定する手段；
前記現在のフレームのスペクトルの推定値と前記複数の過去のフレームのスペクトル・パワーの推定値との間の偏差を判定する手段；および
前記全チャネル・エネルギの推定値および前記の判定された偏差に基づいて前記チャネルの雑音推定値を更新する手段；
を備える装置。
【請求項９】
前記雑音推定値の更新に基づいて前記チャネルの利得を修正して、雑音が抑圧された信号を生成する手段をさらに含む請求項８記載の装置。
【請求項１０】
前記装置は、前記雑音が抑圧された信号を入力として有するスピーチ・コーダに結合される請求項８記載の装置。
【請求項１１】
前記装置は、通信システムの移動交換センタ（ＭＳＣ），中央基地局コントローラ（ＣＢＳＣ），基地トランシーバ局（ＢＴＳ）および移動局（ＭＳ）のうちのいずれかにある請求項８記載の装置。
【請求項１２】
前記通信システムはさらに符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムを含む請求項１１記載の装置。
【請求項１３】
情報の複数の過去のフレームのスペクトル・パワーを推定する前記手段はさらに、情報の過去のフレームの指数関数の加重に基づいて複数の過去のフレームのスペクトル・パワーを推定する手段を含む請求項８記載の装置。
【請求項１４】
前記情報の過去のフレームの指数関数の加重は、情報の現在のフレーム内の全チャネル・エネルギの推定値の関数である請求項１３記載の装置。
【請求項１５】
前記全チャネル・エネルギの推定値および前記の判定された偏差に基づいて前記チャネルの雑音推定値を更新する前記手段はさらに、前記全チャネル・エネルギの推定値と第１閾値との比較および前記の判定された偏差と第２閾値との比較に基づいて前記チャネルの雑音推定値を更新する手段を含む請求項８記載の装置。
【請求項１６】
前記全チャネル・エネルギの推定値と第１閾値との比較および前記の判定された偏差と第２閾値との比較に基づいて前記チャネルの雑音推定値を更新する前記手段はさらに、前記全チャネル・エネルギの推定値が前記第１閾値よりも大きくかつ前記の判定された偏差が前記第２閾値よりも小さい場合に前記チャネルの雑音推定値を更新する手段を含む請求項１５記載の装置。
【請求項１７】
通信システムにおいてスピーチを符号化するスピーチ・コーダであって、前記通信システムはチャネルにおける情報のフレームを用いてスピーチ・サンプルを転送し、前記チャネルにおける情報のフレームは雑音を有し、前記スピーチ・コーダは前記スピーチ・サンプルを入力として有する、スピーチ・コーダであって：
スピーチ・サンプルの現在のフレームとスピーチ・サンプルの複数の過去のフレームの平均スペクトル・エネルギとの間のスペクトル・エネルギの偏差に基づいてスピーチ・サンプルのフレーム内の雑音を抑圧して、雑音が抑圧されたスピーチ・サンプルを生成する手段；および
前記通信システムによって転送するために、前記雑音が抑圧されたスピーチ・サンプルを符号化する手段；
を備えるスピーチ・コーダ。
【請求項１８】
前記スピーチ・コーダは、通信システムの移動交換センタ（ＭＳＣ），中央基地局コントローラ（ＣＢＳＣ），基地トランシーバ局（ＢＴＳ）および移動局（ＭＳ）のうちのいずれかにある請求項１７記載のスピーチ・コーダ。
【請求項１９】
前記通信システムはさらに符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムを含む請求項１８記載のスピーチ・コーダ。
【請求項２０】
スピーチ・サンプルのフレーム内の雑音を抑圧する前記手段はさらに：
チャネル・エネルギの推定値に基づいてスピーチ・サンプルの現在のフレーム内の全チャネル・エネルギを推定する手段；
前記チャネル・エネルギの推定値に基づいてスピーチ・サンプルの現在のフレームのスペクトル・パワーを推定する手段；
前記現在のフレームのスペクトル・パワーの推定値に基づいてスピーチ・サンプルの複数の過去のフレームのスペクトル・パワーを推定する手段；
前記現在のフレームのスペクトルの推定値と前記複数の過去のフレームのスペクトル・パワーの推定値との間の偏差を判定する手段；
前記全チャネル・エネルギの推定値および前記の判定された偏差に基づいて前記チャネルの雑音推定値を更新する手段；および
前記雑音推定値の更新に基づいて前記チャネルの利得を修正して、雑音が抑圧されたスピーチ・サンプルを生成する手段；
を含む請求項１７記載のスピーチ・コーダ。
【請求項２１】
通信システムにおいてスピーチを符号化するスピーチ・コーダであって、前記通信システムはチャネルにおける情報のフレームを用いてスピーチ信号を転送し、前記チャネルにおける情報のフレームは雑音を有し、前記スピーチ・コーダはスピーチ信号を入力として有する、スピーチ・コーダであって：
前記スピーチ信号を含む現在のフレームとスピーチ信号を含む複数の過去のフレームの平均スペクトル・エネルギとの間のスペクトル・エネルギの偏差に基づいて前記スピーチ信号を含むフレーム内の雑音を抑圧して、雑音が抑圧されたスピーチ信号を生成する手段；および
前記通信システムによって転送するため、前記雑音が抑圧されたスピーチ信号を符号化する手段；
を備えるスピーチ・コーダ。
【請求項２２】
前記スピーチ・コーダは、通信システムの移動交換センタ（ＭＳＣ），中央基地局コントローラ（ＣＢＳＣ），基地トランシーバ局（ＢＴＳ）および移動局（ＭＳ）のうちのいずれかにある請求項２１記載のスピーチ・コーダ。
【請求項２３】
前記通信システムはさらに符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムを含む請求項２２記載のスピーチ・コーダ。
【請求項２４】
スピーチ信号を含むフレーム内の雑音を抑圧する前記手段はさらに：
チャネル・エネルギの推定値に基づいてスピーチ信号を含む現在のフレーム内の全チャネル・エネルギを推定する手段；
前記チャネル・エネルギの推定値に基づいてスピーチ信号を含む現在のフレームのスペクトル・パワーを推定する手段；
前記現在のフレームのスペクトル・パワーの推定値に基づいてスピーチ信号を含む複数の過去のフレームのスペクトル・パワーを推定する手段；
前記現在のフレームのスペクトルの推定値と前記複数の過去のフレームのスペクトル・パワーの推定値との間の偏差を判定する手段；
前記全チャネル・エネルギの推定値および前記の判定された偏差に基づいて前記チャネルの雑音推定値を更新する手段；および
前記雑音推定値の更新に基づいて前記チャネルの利得を修正して、雑音が抑圧されたスピーチ信号を生成する手段；
を含む請求項２１記載のスピーチ・コーダ。
【請求項２５】
前記スピーチ信号はアナログ・スピーチ信号またはデジタル・スピーチ信号のいずれかである請求項２４記載のスピーチ・コーダ。
【請求項２６】
チャネルにおける情報のフレームを用いて情報転送を行う通信システムであって、前記チャネルにおける情報のフレームはチャネル雑音推定値を与える雑音を有する、前記通信システムにおける方法において、
情報の現在のフレーム内のチャネル・エネルギを推定する段階と、
前記チャネル・エネルギの推定値に基づいて情報の現在のフレーム内の全チャネル・エネルギを推定する段階と、
前記チャネル・エネルギの推定値に基づいて情報の現在のフレームのスペクトル・パワーを推定する段階と、
情報の複数の過去のフレームのスペクトル・パワーを推定する段階と、
前記現在のフレームのスペクトル推定値と前記複数の過去のフレームのスペクトル・パワーの推定値との問の偏差を判定する段階と、
前記全チャネル・エネルギの推定値および前記の判定された偏差に基づいて前記チャネルの雑音推定値を更新する段階と
を備える方法。
【請求項２７】
チャネルにおける情報のフレームを用いて情報転送を行う通信システムであって、前記チャネルにおける情報のフレームはチャネル雑音推定値を与える雑音を有する、前記通信システムにおける方法において、
情報の現在のフレーム内のチャネル・エネルギを推定する段階と、
情報の複数の過去のフレームのスペクトルのパワーに基づいて長期のパワー・スペクトルを推定する段階と、
前記チャネル・エネルギと前記長期のパワー・スペクトルの推定値とに基づいて偏差を判定する段階と、
前記の判定された偏差に基づいて前記チャネルの雑音推定値を更新する段階とを備える方法。
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は、一般に、雑音抑圧(noise suppression)に関し、さらに詳しくは、通信システムにおける雑音抑圧に関する。
発明の背景
通信システムにおける雑音抑圧方法はよく知られている。雑音抑圧システムの目的は、ユーザの符号化スピーチ信号の全体的な品質が改善するように、スピーチ符号化中に暗雑音(background noise)の量を低減することである。スピーチ符号化を行う通信システムには、ボイス・メール・システム，セルラ無線電話システム，トランクド通信システム(trunked communication system)，エアライン通信システムなどが含まれるが、それらに限定されない。
セルラ無線電話システムにおいて行われる一つの雑音抑圧方法に、スペクトル・サブトラクション(spectral subtraction)がある。この方法では、音声入力は適切なスペクトル・ディバイダ(spectral divider)によって個別のスペクトル・バンド（チャネル）に分割され、個別のスペクトル・チャネルは各チャネルの雑音エネルギ成分に応じて減衰される。スペクトル・サブトラクション方法は、暗雑音(background noise)パワー・スペクトル密度の推定値を利用して、各チャネルにおけるスピーチの信号対雑音比（ＳＮＲ）を生成し、次にこのＳＮＲを入力として用いて、各個別チャネルの利得率(gain factor)を算出する。次に、この利得率は入力として用いられ、各個別スペクトル・チャネルのチャネル利得を修正する。次に、チャネルは再合成され、雑音抑圧された出力波形を生成する。アナログ・セルラ無線電話システムにおいて実施されるスペクトル・サブトラクション方法の例は、本出願の譲受人に譲渡された、Vilmurによる米国特許第４，８１１，４０４号においてみられる。
上記の米国特許において述べられるように、従来の雑音抑圧方法は、暗雑音レベルの急激で大きな増加が生じると欠点が生じる。従来技術におけるこれらの欠点を克服するため、上記のVilmurによる米国特許は、Ｍが５０〜３００と推奨されるものとして、暗雑音推定値を更新せずにＭ個のフレームが経過した場合に、音声メトリック和(voice metric sum)に関係なく、雑音推定値を強制的に更新する。Vilmurにおけるフレームは１０ミリ秒（ｍｓ）であり、Ｍは１００と仮定されるので、音声メトリック和、ＶＭＳＵＭ（すなわち、更新が必要かどうか）に関係なく、更新は少なくとも毎秒一回行われる。
音声メトリックに関係なく雑音推定値の更新を強制的に行うことの結果、余分な暗雑音が追加されていなくても、ユーザのスピーチ信号の減衰が生じることがある。その結果、エンド・ユーザによって知覚される音質が劣化する。さらに、ユーザのスピーチ信号以外の入力信号（例えば、「通話保留中の音楽(music-on-hold)」により、雑音推定値の強制更新が連続した期間で生じうるという点で問題が生じることがある。これは、暗雑音推定値の通常の更新を許す十分な休止(pause)なしに、音楽が数秒（あるいは数分）にも及ぶことがあるという事実に起因する。従って、従来技術では、暗雑音を非定常入力信号から区別する機構がないので、Ｍフレーム毎の強制更新を許していた。この不正な強制更新は、入力信号を減衰するだけでなく、スペクトル推定値が時変的な非定常入力に基づいて更新されるために著しい歪を生じさせる。
従って、通信システムで用いるためのより正確かつ確実な雑音抑圧システムが必要とされる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、通信システムで用いるためのスピーチ・コーダのブロック図を概略的に示す。
第２図は、本発明による雑音抑圧システムのブロック図を概略的に示す。
第３図は、本発明による雑音抑圧システムにおいて生じるフレームとフレームの重複を概略的に示す。
第４図は、本発明による雑音抑圧システムにおいて生じるプリエンファシスされたサンプルの台形ウィンドウ処理(trapezoidal windowing)を概略的に示す。
第５図は、第２図において示され、本発明による雑音抑圧システムにおいて用いられるスペクトル偏差(spectral deviation)推定器のブロック図を概略的に示す。
第６図は、第２図において示され、本発明による雑音抑圧において用いられる更新判定機(update decision determiner)において実行されるステップのフロー図を概略的に示す。
第７図は、本発明による雑音抑圧システムを有利に実施できる通信システムのブロック図を概略的に示す。
第８図は、従来技術によって実施される音声信号の雑音抑圧に関連する変数を概略的に示す。
第９図は、本発明による雑音抑圧システムによって実施される音声信号の雑音抑圧に関連する変数を概略的に示す。
第１０図は、従来技術によって実施される音楽信号の雑音抑圧に関連する変数を概略的に示す。
第１１図は、本発明による雑音抑圧システムによって実施される音楽信号の雑音抑圧に関連する変数を概略的に示す。
好適な実施例の詳細な説明
通信システムにおいて実施される雑音抑圧システムは、暗雑音レベルの急激な増加の場合に改善された更新判定を行う。雑音抑圧システムは、とりわけ、スペクトル・エネルギの偏差を連続的に監視し、かつ所定の閾値条件に基づいて更新を強制することにより、更新を行う。スペクトル・エネルギ偏差は、指数加重(exponential weighted)されたパワー・スペクトル成分の過去の値を有する要素を利用して判定される。指数加重とは、現入力エネルギの関数のことであり、入力信号エネルギが高ければ高いほど、指数ウィンドウ(exponential window)が長くなることを意味する。逆に、信号エネルギが低ければ低いほど、指数ウィンドウは短くなる。それにより、雑音抑圧システムは、連続的な非定常入力信号（例えば、「通話保留中の音楽」）の期間中に強制更新を禁止する。
一般には、スピーチ・コーダは、通信システムにおいて雑音抑圧システムを実施する。通信システムは、チャネルにおける情報のフレームを利用してスピーチ・サンプルを転送し、ここでチャネルにおける情報のフレームは雑音を含む。スピーチ・コーダは、入力としてスピーチ・サンプルを有し、スピーチ・サンプルの現フレームとスピーチ・サンプルの複数の過去のフレームの平均スペクトル・エネルギとの間のスペクトル・エネルギ偏差に基づいて、雑音を抑圧し、雑音抑圧されたスピーチ・サンプルを生成する手段は、スピーチ・サンプルのフレーム内の雑音を抑圧する。次に、雑音抑圧されたスピーチ・サンプルを符号化する手段は、通信システムによって転送するため雑音抑圧されたスピーチ・サンプルを符号化する。好適な実施例では、スピーチ・コーダは中央基地局コントローラ（ＣＢＳＣ：centralized base station controller）または通信システムの移動局（ＭＳ：mobile station）のいずれかにある。ただし、別の実施例では、スピーチ・コーダは移動交換センタ（ＭＳＣ：mobile switching center）または基地トランシーバ局（ＢＴＳ：base transceiver station）のいずれかにあってもよい。また、好適な実施例では、スピーチ・コーダは符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：code division multiple access）通信システムにおいて実施されるが、本発明によるスピーチ・コーダおよび雑音抑圧システムは多くの異なる種類の通信システムでも利用できることが当業者に理解される。
好適な実施例では、スピーチ・サンプルのフレームにおける雑音を抑圧する手段は、チャネル・エネルギの推定値に基づいてスピーチ・サンプルの現フレーム内の全チャネル・エネルギを推定する手段と、チャネル・エネルギの推定値に基づいてスピーチ・サンプルの現フレームのスペクトル・パワー(power of a spectra)を推定する手段とを含む。また、現フレームのスペクトル・パワーの推定値に基づいてスピーチ・サンプルの複数の過去のフレームのスペクトル・パワーを推定する手段も含まれる。また、現フレームのスペクトルの推定値と複数の過去のフレームのスペクトル・パワーの推定値との間の偏差を判定する手段と、全チャネル・エネルギの推定値および判定された偏差に基づいて、チャネルの雑音推定値を更新する手段とが含まれる。雑音推定値の更新に基づいて、チャネルの利得を修正する手段はチャネルの利得を修正し、雑音抑圧されたスピーチ・サンプルを生成する。
好適な実施例では、情報の複数の過去のフレームのスペクトル・パワーを推定する手段は、情報の過去のフレームの指数加重(exponential weighting)に基づいて複数の過去のフレームのスペクトル・パワーを推定する手段をさらに含んで構成され、ここで情報の過去のフレームの指数加重とは、情報の現フレーム内の全チャネル・エネルギの推定値の関数である。また、好適な実施例では、全チャネル・エネルギの推定値および判定された偏差に基づいてチャネルの雑音推定値を更新する手段は、全チャネル・エネルギの推定値と第１閾値との比較および判定された偏差と第２閾値との比較に基づいて、チャネルの雑音推定値を更新する手段をさらに含んで構成される。具体的には、全チャネル・エネルギの推定値と第１閾値との比較および判定された偏差と第２閾値との比較に基づいてチャネルの雑音推定値を更新する手段は、第２の所定の数の連続したフレームが第１閾値よりも小さいか等しい全チャネル・エネルギの推定値を有することなしに、全チャネル・エネルギの推定値が第１の所定の数のフレームについて第１閾値よりも大きく、かつ判定された偏差が第２閾値より小さい場合に、チャネルの雑音推定値を更新する手段をさらに含んで構成される。好適な実施例では、第１の所定の数のフレームは５０フレームであり、第２の所定の数の連続したフレームは６フレームである。
第１図は、通信システムにおいて用いるためのスピーチ・コーダ１００のブロック図を概略的に示す。好適な実施例では、スピーチ・コーダ１００は、ＩＳ(Interim Standard)９５と整合性のある符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムにおける雑音を抑圧するのに適した可変レート・スピーチ・コーダ１００である。ＩＳ−９５に関する詳しい情報については、本明細書に参考として含まれるTIA/EIA/IS-95, Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System, July 1993を参照されたい。また、好適な実施例では、可変レート・スピーチ・コーダ１００は、ＩＳ−９５で許容される４つのビット・レートのうち３つ、すなわち、フル・レート（「レート１」−１７０ビット／フレーム），１／２レート（「レート２」−８０ビット／フレーム）および１／８レート（「レート１／８」−１６ビット／フレーム）をサポートする。当業者に理解されるように、以下で説明する実施例は一例に過ぎず、スピーチ・コーダ１００は多くの異なる種類の通信システムと整合性がある。
第１図を参照して、雑音抑圧されたスピーチ・サンプル１０２を符号化する手段１０２は、当技術分野で周知のＲＣＥＬＰ(Residual Code-Excited Linear Prediction)アルゴリズムに基づく。ＲＣＥＬＰアルゴリズムに関するさらに詳しい情報については、W.B.Kleijn, P. Kroon, D. Nahumiによる"The RCELP Speech-Coding Algorithm", European Transactions on Telecommunications, Vol. 5, Number 5. Sept/Oct 1994, pp573-582を参照されたい。可変レート動作のためおよびＣＤＭＡ環境における堅牢性のために適切に修正されたＲＣＥＬＰアルゴリズムに関するより詳しい情報については、D. Nahumi, W. B. Kleijnによる"An Improved 8 kb/s RCELP coder", Proc. ICASSP 1995.を参照されたい。ＲＣＥＬＰは、ＣＥＬＰ(Code-Excited Linear Prediction)を一般化したものである。ＣＥＬＰアルゴリズムに関するさらに詳しい情報については、B. S. Atal, M. R. Schroederによる"Stochastic coding of speech at very low bit rates", Proc Int. Conf. Comm., Amsterdam, 1984, pp 1610-1613を参照されたい。上記の引例のそれぞれは、本明細書に参考として含まれる。
上記の引例ではＣＥＬＰ／ＲＣＥＬＰアルゴリズムについて詳しい説明がなされているが、ＲＣＥＬＰアルゴリズムの動作についての簡単な説明は理解の助けになろう。ＣＥＬＰコーダとは異なり、ＲＣＥＬＰは元のユーザのスピーチ信号を厳密に一致させることを試みない。その代わり、ＲＣＥＬＰは、ユーザのスピーチ信号の簡略化されたピッチ輪郭(pitch contour)に一致する元の残留の「タイムワープされた(time-warped)」ものを一致させる。ユーザのスピーチ信号のピッチ輪郭は、各フレームで一度ピッチ遅延を推定し、フレーム対フレームからピッチを線形補間(linear interpolation)することによって得られる。この簡略ピッチ表現を利用する一つの利点は、従来の短節(fractional pitch)方法を利用する場合に比べて、確率的励起(stochastic excitation)およびチャネル障害保護(channel impairment protection)のために各フレームでより多くのビットが利用できることである。その結果、クリアなチャネル状態における知覚音質に影響を及ぼさずに、フレーム誤り性能が向上する。
第１図を参照して、スピーチ・コーダ１００への入力はスピーチ信号ベクトルs(n)１０３および外部レート・コマンド信号１０６である。スピーチ信号ベクトル１０３は、８０００サンプル／秒のレートでサンプリングし、生成されたスピーチ・サンプルを少なくとも１３ビットのダイナミック・レンジで線形（均等）量子化することによって、アナログ入力から生成できる。あるいは、スピーチ信号ベクトル１０３は、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７１１における表２(Table 2)に従って均等なパルス符号変調（ＰＣＭ）フォーマットに変換することによって、８ビットμロー(μlaw)入力から生成される。外部レート・コマンド信号１０６は、ブランク・パケットをあるいはレート１パケット以外のパケットを生成するようにコーダに指示する。外部レート・コマンド信号１０６が受信されると、この信号１０６はスピーチ・コーダ１００の内部レート選択機構に取って代わる。
入力スピーチ・ベクトル１０３は、好適な実施例では雑音抑圧システム１０９である、雑音を抑圧する手段１０１に与えられる。雑音抑圧システム１０９は、本発明に従って雑音抑圧を行う。次に、雑音抑圧されたスピーチ・ベクトルs'(n)１１２は、レート判定モジュール１１５およびモデル・パラメータ推定モジュール１１８に与えられる。レート判定モジュール１１５は、音声アクティビティ検出（ＶＡＤ：voice activity detection）アルゴリズムおよびレート選択論理を適用して、生成すべきパケットの種類（レート１／８，１／２または１）を判定する。モデル・パラメータ推定モジュール１１８は、線形予測符号化（ＬＰＣ：linear predictive coding）解析を実行して、モデル・パラメータ１２１を生成する。モデル・パラメータは、線形予測係数（ＬＰＣ）のセットと、最適ピッチ遅延(t)を含む。また、モデル・パラメータ推定モジュール１１８は、ＬＰＣをライン・スペクトル・ペア（ＬＳＰ：line spectral pairs）に変換し、長期および短期予測利得を計算する。
モデル・パラメータ１２１は、可変レート符号化モジュール１２４に入力され、このモジュール１２４は励起信号を特徴づけて、選択されたレートにふさわしい方法でモデル・パラメータを量子化する。レート情報は、可変レート符号化モジュール１２４に入力されるレート判定信号１３９から得られる。レート１／８が選択された場合、可変レート符号化モジュール１２４はスピーチ残留における周期性を特徴づけることを試みないが、そのエネルギ輪郭を単純に特徴づける。レート１／２およびレート１の場合、可変レート符号化モジュール１２４はＲＣＥＬＰアルゴリズムを適用して、元のユーザのスピーチ信号残留のタイムワープされたものを一致させる。符号化後、パケット・フォーマット化モジュール１３３は、可変レート符号化モジュール１２４において計算および／または量子化されたすべてのパラメータを受けて、選択されたレートに適したパケット１３６をフォーマット化する。次に、フォーマット化されたパケット１３６は、レート判定信号１３９と同様に、更なる処理のためマルチプレクス・サブレイヤに与えられる。スピーチ・コーダ１００の全体的な動作に関する詳細については、本明細書に参考として含まれるIS-127 document "EVRC Draft Standard (IS-127)", edit version 1, contribution number TR45.5.1.1/95.10.17.06, 17 October 1995を参照されたい。
第２図は、本発明による改善された雑音抑圧システム１０９のブロック図を概略的に示す。好適な実施例では、雑音抑圧システム１０９は、スピーチ・コーダ１００のモデル・パラメータ推定モジュール１１８およびレート判定モジュール１１５に与えられる信号品質を改善するために用いられる。ただし、雑音抑圧システム１０９の動作は、特定の通信システムにおいて設計エンジニアが実施したい任意の種類のスピーチ・コーダと動作できるという点で汎用性がある。本出願の第２図に図示するいくつかのブロックは、Vilmurによる米国特許第４，８１１，４０４号の第１図に図示した対応するブロックと同様な動作を有する。そのため、本発明の譲受人に譲渡されたVilmurによる米国特許第４，８１１，４０４号は本明細書に参考として含まれる。
雑音抑圧システム１０９は、広域通過フィルタ（ＨＰＦ：high pass filter）２００および残りの雑音抑圧回路によって構成される。ＨＰＦ２００の出力shp(n)は、残りの雑音抑圧回路への入力として用いられる。スピーチ・コーダのフレーム・サイズは（ＩＳ−９５によって定義されるように）２０ｍｓであるが、残りの雑音抑圧回路へのフレーム・サイズは１０ｍｓである。従って、好適な異実施例では、本発明により雑音抑圧を実行するステップは２０ｍｓスピーチ・フレーム毎に２回実行される。
本発明による雑音抑圧を開始するため、入力信号s(n)は高域通過フィルタ（ＨＰＦ）２００によって高域通過濾波され、信号shp(n)となる。ＨＰＦ２００は、当技術分野で周知の、カットオフ周波数１２０Ｈｚを有する４次Chebyshev type IIである。ＨＰＦ２００の伝達関数は次式のように定義される：
0003842821.tif 000002
ここで、分子および分母係数は次のように定義される：
0003842821.tif 000003
当業者に理解されるように、任意の数の高域通過フィルタ構成を採用できる。
次に、プリエンファシス・ブロック２０３において、信号shp(n)は、平滑化台形ウィンドウ(smoothed trapezoid window)を利用してウィンドウ処理され、このウィンドウでは入力フレーム（フレーム「m」）の最初のＤサンプルd(m)は、直前のフレーム（フレーム「m-1」）の最後のＤサンプルから重複される。この重複については、第３図で最もよく分かる。別段規定のない限り、すべての変数は初期値０、例えば、d(m)=0;m≦0を有する。これは次のように表すことができる：
0003842821.tif 000004
ここでmは現フレームであり、nはバッファへのサンプル・インデクス{d(m)}であり、L=80はフレーム長であり、D=24はサンプルにおける重複（または遅延）である。入力バッファの残りのサンプルは次式に従ってプリエンファシスされる：
0003842821.tif 000005
ここでξp=-0.8はプリエンファシス係数(preemphasis factor)である。この結果、入力バッファはL+D=104個のサンプルを収容し、ここで最初のＤサンプルは直前のフレームからのプリエンファシスされた重複であり、次のＬサンプルは現フレームからの入力である。
次に、第２図のウィンドウ処理ブロック２０４において、平滑化台形ウィンドウ４００（第４図）はサンプルに適用され、離散的フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）入力信号g(n)を形成する。好適な実施例では、g(n)は次のように定義される：
0003842821.tif 000006
ここで、M=128はＤＦＴシーケンス長であり、他のすべての項はすでに定義済みである。
第２図のチャネル・ディバイダ２０６において、g(n)の周波数領域への変換は、次式によって定義される離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いて実行される：
0003842821.tif 000007
ここでejωは、瞬時ラジアル位置ωを有する単位振幅複素フェーザ(unit amplitude complex phasor)である。これは変則的な定義であるが、複素高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の効率を利用するものである。2/M倍率は、Ｍポイント・リアル・シーケンスを前処理して、M/2ポイント複素ＦＦＴを利用して実行されるM/2ポイント複素シーケンスを形成することによって得られる。好適な実施例では、信号G(k)は６５本の固有のチャネルからなる。この方法についての詳細は、ProakisおよびManolakisによるIntroduction to Digital Signal Processing, 2nd Edition, New York, Macmillan, 1988, pp. 721-722にみることができる。
次に、信号G(k)はチャネル・エネルギ推定器２０９に入力され、ここで現フレームmのチャネル・エネルギ推定値Ech(m)は次式を用いて判定される：
0003842821.tif 000008
ここで、Emin=0.0625は最小許容チャネル・エネルギであり、αch(m)はチャネル・エネルギ平滑化率（以下で定義する）であり、Nc=16は合成したチャネルの数であり、fL(i)およびfH(i)はそれぞれ低および高チャネル合成テーブルfL,fHのi番目の要素である。好適な実施例において、fLおよびfHは次のように定義される：
0003842821.tif 000009
チャネル・エネルギ平滑化率αch(m)は次のように定義できる：
0003842821.tif 000010
これは、αch(m)は最初のフレーム(m=1)で値０をとり、以降のすべてのフレームで値０．４５をとることを意味する。これにより、チャネル・エネルギ推定値を最初のフレームの濾波していないチャネル・エネルギに初期化できる。さらに、チャネル雑音エネルギ推定値（以下で定義する）は、最初のフレームのチャネル・エネルギに初期化しなければならない。すなわち：
0003842821.tif 000011
ここで、Einit=16は最小許容チャネル雑音初期化エネルギである。
次に、量子化チャネルの信号対雑音比（ＳＮＲ）指数を推定するため、現フレームのチャネル・エネルギ推定値Ech(m)が用いられる。この推定は、第２図のチャネルＳＮＲ推定器２１８において行われ、次のように求められる：
0003842821.tif 000012
ここで、En(m)は現チャネル・ノイズ・エネルギ推定値（以下で定義する）であり、{σq}の値は０と９８を含めたその間に制限される。
チャネルＳＮＲ推定値{σq}を利用して、音声メトリックの和は次式を用いて音声メトリック計算機２１５で求められる：
0003842821.tif 000013
ここで、V(k)は９０要素の音声メトリック・テーブルVのk番目の値であり、次のように定義される：
0003842821.tif 000014
また、現フレームのチャネル・エネルギ推定値Ech(m)は、スペクトル偏差ΔE(m)を推定するスペクトル偏差推定器２１０への入力としても用いられる。第５図を参照して、チャネル・エネルギ推定値Ech(m)は対数パワー・スペクトル推定器５００に入力され、ここで対数パワー・スペクトルは次のように推定される：
0003842821.tif 000015
また、現フレームのチャネル・エネルギ推定値Ech(m)は、全チャネル・エネルギ推定器５０３にも入力され、次式により現フレームmの全チャネル・エネルギ推定値Etot(m)を判定する：
0003842821.tif 000016
次に、次式を用いて、指数ウィンドウ処理係数判定機５０６において、指数ウィンドウ処理係数(exponential windowing factor)α(m)（全チャネル・エネルギEtot(m)の関数として）が求められる：
0003842821.tif 000017
これは次式によってαHとαLとの間で制限される：
0003842821.tif 000018
ここで、EHおよびELは、制限αL≦α(m)≦αHを有するα(m)に変換されるEtot(m)の線形補間のエネルギ端点である。これらの定数の値は、EH=50，EL=30，αH=0.99，αL=0.50と定義される。このとき、例えば、４０ｄＢの相対的なエネルギを有する信号は、上記の式を利用して、指数ウィンドウ処理係数α(m)=0.745を用いる。
次に、スペクトル偏差(spectral deviation)ΔE(m)は、スペクトル偏差推定器５０９において推定される。スペクトル偏差ΔE(m)とは、現パワー・スペクトルと平均した長期パワー・スペクトル推定値との間の差である：
0003842821.tif 000019
ここで、
0003842821.tif 000020
は平均した長期パワー・スペクトル推定値であり、次式を用いて長期スペクトル・エネルギ推定値５１２において求められる：
0003842821.tif 000021
ここで、すべての変数は定義済みである。
0003842821.tif 000022
の初期値は、フレーム１の推定された対数パワー・スペクトルと定義される：
0003842821.tif 000023
この時点で、音声メトリックv(m)の和，現フレームの全チャネル・エネルギ推定値Etot(m)およびスペクトル偏差ΔE(m)は、更新判定器(update decision determiner)２１２に入力され、本発明による雑音抑圧を行う。以下の疑似コード(pseudo-code)に示し、また第６図のフロー図に図示する判定論理は、雑音推定更新判定を最終的にどのように行うかについて示す。プロセスはステップ６００から開始し、ステップ６０３に進み、ここで更新フラグ(update_flag)はクリアされる。次に、ステップ６０４において、Vilmurの更新論理(VMSUM only)は、音声メトリックv(m)の和が更新閾値(UPDATE_THLD)よりも小さいかどうかを調べることによって実施される。音声メトリックの和が更新閾値よりも小さい場合、更新カウンタ(update_cnt)はステップ６０５でクリアされ、更新フラグはステップ６０６でセットされる。ステップ６０３〜６０６の疑似コードは次の通りである：
0003842821.tif 000024
ステップ６０４において音声メトリックの和が更新閾値よりも大きい場合、本発明による雑音抑圧が行われる。最初に、ステップ６０７において、現フレームmの全チャネル・エネルギ推定値Etot(m)はｄＢ単位の雑音フロア(NOISE_FLOOR_DB)と比較され、スペクトル偏差ΔE(m)は偏差閾値(DEV_THLD)と比較される。全チャネル・エネルギ推定値が雑音フロアよりも大きく、かつスペクトル偏差が偏差閾値よりも小さい場合、更新カウンタはステップ６０８でインクリメントされる。更新カウンタがインクリメントされた後、更新カウンタが更新カウンタ閾値(UPDATE_CNT_THLD)よりも大きいかまたは等しいかどうかについてステップ６０９で判定される。ステップ６０９における判定結果が真の場合、更新フラグはステップ６０６でセットされる。ステップ６０７〜６０９および６０６の疑似コードは次の通りである：
0003842821.tif 000025
第６図からわかるように、ステップ６０７およびステップ６０９における判定のいずれかが偽の場合、あるいは更新フラグがステップ６０６でセットされた場合、更新カウンタの長期的な「クリーピング(creeping)」を防ぐための論理が実行される。このヒステリシス論理は、最小のスペクトル偏差が長期的に蓄積して、無効な強制更新を生じるのを防ぐために実行される。このプロセスはステップ６１０から開始し、ここで更新カウンタが最後の６つのフレーム(HYSTER_CNT_THLD)の最後の更新カウンタ(last_update_cut)に等しいかどうかについて判定される。好適な実施例では、６つのフレームが閾値として用いられるが、任意の数のフレームを利用できる。ステップ６１０の判定が真の場合、更新カウンタはステップ６１１でクリアされ、プロセスはステップ６１２で次のフレームに進む。ステップ６１０における判定が偽の場合、プロセスはステップ６１２において直接次のフレームに進む。ステップ６１０〜６１２の疑似コードは次の通りである：
0003842821.tif 000026
好適な実施例では、前回使用した定数は次の通りである：
0003842821.tif 000027
あるフレームについて更新フラグがステップ６０６でセットされる度に、次のフレームのチャネル雑音推定値は本発明に従って更新される。チャネル雑音推定値は、次式を用いて平滑化フィルタ２２４において更新される：
0003842821.tif 000028
ここで、Emin=0.0625は最小許容チャネル・エネルギであり、αn=0.9は平滑化フィルタ２２４に局所的に格納されたチャネル雑音平滑化係数(smoothing factor)である。更新されたチャネル雑音推定値はエネルギ推定値格納装置２２５に格納され、エネルギ推定値格納装置２２５の出力は更新されたチャネル雑音推定値En(m)である。更新されたチャネル雑音推定値En(m)は、上記のようにチャネルＳＮＲ推定器２１８への入力として用いられ、また以下で説明するように利得計算機２３３への入力としても用いられる。
次に、雑音抑圧システム１０９は、チャネルＳＮＲ修正を行うべきかどうかを判定する。この判定は、指数閾値を超えるチャネルＳＮＲ指数値を有するチャネルの数を計数するチャネルＳＮＲ修正器において行われる。修正プロセス中に、チャネルＳＮＲ修正器２２７はＳＮＲ指数がセットバック閾値(SETBACK_THLD)よりも小さい特定のチャネルのＳＮＲを低減し、あるいは音声メトリックの和がメトリック閾値(METRIC_THLD)よりも小さい場合に、すべてのチャネルのＳＮＲを低減する。チャネルＳＮＲ修正器２２７において行われるチャネルＳＮＲ修正プロセスの疑似コードは次の通りである：
0003842821.tif 000029
この時点で、チャネルＳＮＲ指数{σq'}は、ＳＮＲ閾値ブロック２３０におけるＳＮＲ閾値に制限される。定数σthは、ＳＮＲ閾値ブロック２３０に局所的に格納される。ＳＮＲ閾値ブロック２３０において実行されるプロセスの疑似コードは次の通りである：
0003842821.tif 000030
好適な実施例では、前回の定数および閾値は次のように与えられる：
0003842821.tif 000031
この時点で、制限されたＳＮＲ指数{σq"}は利得計算機２３３に入力され、ここでチャネル利得が判定される。まず第１に、総合利得率(overall gain factor)は次式を用いて判定される：
0003842821.tif 000032
ここで、γmin=-13は最小総合利得であり、Efloor=1は雑音フロア・エネルギであり、En(m)は前回のフレーム中に計算された推定済み雑音スペクトルである。好適な実施例では、定数γminおよびEfloorは、利得計算機２３３に局所的に格納される。次に、チャネル利得（ｄＢ単位）は次式を用いて判定される：
0003842821.tif 000033
ここで、μg=0.39は利得スロープである（これも利得計算機２３３に局所的に格納される）。次に、線形チャネル利得は次式を用いて変換される：
0003842821.tif 000034
この時点で、上で判定されたチャネル利得は次の条件で変換済み入力信号(transformed input signal)G(k)に適用され、チャネル利得修正器２３９から出力信号H(k)を生成する：
0003842821.tif 000035
上式のotherwise条件は、kの周期が0≦k≦M/2であると仮定する。さらに、H(k)は偶数対称(even symmetric)であり、そのため次の条件が課せられると仮定する：
0003842821.tif 000036
次に、信号H(k)は、逆ＤＦＴを用いてチャネル合成器２４２において時間領域に変換される（戻される）：
0003842821.tif 000037
また、周波数領域濾波プロセスが行われ、次の条件でオーバラップおよび加算(overlap-and-add)を適用することにより出力信号h'(n)を生成する：
0003842821.tif 000038
信号デエンファシスはデエンファシス・ブロック２４５によって信号h'(n)に適用され、本発明により雑音抑圧された信号s'(n)を生成する：
0003842821.tif 000039
ここで、ξd=0.8はデエンファシス・ブロック２４５内に局所的に格納されたデエンファシス係数である。
第７図は、本発明により雑音抑圧システムを有利に実施できる通信システム７００のブロック図を概略的に示す。好適な実施例では、通信システムは符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）セルラ無線電話システムである。ただし、当業者に理解されるように、本発明による雑音抑圧システムは、本システムから恩恵を受ける任意の通信システムにおいて実施できる。このようなシステムには、ボイス・メール・システム，セルラ無線電話システム，トランクド通信システム，エアライン通信システムなどがあるが、それらに限定されない。注意すべき重要な点は、本発明による雑音抑圧システムは、スピーチ符号化を含まない通信システム、例えば、アナログ・セルラ無線電話システムにおいて有利に実施できることである。
第７図を参照して、便宜上、頭文字が用いられる。第７図で用いられる頭文字の定義のリストを以下に示す：
ＢＴＳ  基地トランシーバ局(Base Transceiver Station)
ＣＢＳＣ中央基地局コントローラ(Centralized Base Station Controller)
ＥＣ    エコー・キャンセラ(Echo Canceller)
ＶＬＲ  ビジタ位置レジスタ(Visitor Location Register)
ＨＬＲ  ホーム位置レジスタ(Home Location Register)
ＩＳＤＮ(Integrated Services Digital Network)
ＭＳ    移動局(Mobile Station)
ＭＳＣ  移動交換センタ(Mobile Switching Center)
ＭＭ    移動マネージャ(Mobility Manager)
ＯＭＣＲオペレーション管理センタ−無線(Operations and Maintenance Center-Radio)
ＯＭＣＳオペレーション管理センタ−交換(Operations and Maintenance Center-Switch)
ＰＳＴＮ公衆電話交換網(Public Switched Telephone Network)
ＴＣ    トランスコーダ(Transcoder)
第７図でわかるように、ＢＴＳ７０１〜７０３はＣＢＳＣ７０４に結合される。各ＢＴＳ７０１〜７０３はＭＳ７０５〜７０６に対して無線周波数（ＲＦ）通信を行う。好適な実施例では、ＲＦ通信をサポートするためＢＴＳ７０１〜７０３およびＭＳ７０５〜７０６において構成される送信機／受信機（トランシーバ）ハードウェアは、米国電気通信工業界（ＴＩＡ：Telecommunication Industry Associasion）から入手可能な文書TIA/EIA/IS-95, Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System, July 1993において定義される。ＣＢＳＣ７０４は、とりわけ、ＴＣ７１０を介した呼処理およびＭＭ７０９を介した移動管理(mobility management)を担当する。好適な実施例では、第２図のスピーチ・コーダ１００の機能はＴＣ７０４にある。ＣＢＳＣ７０４の他のタスクには、機能制御(feature control)および送信／ネットワーク・インタフェースが含まれる。ＣＢＳＣ７０４の機能に関するさらに詳しい情報については、本出願の譲受人に譲渡され、本明細書に参考として含まれるBachらによる米国特許出願第０７／９９７，９９７号を参照されたい。
また、第７図には、ＣＢＳＣ７０４のＭＭ７０９に結合されたＯＭＣＲ７１２も図示される。ＯＭＣＲ７１２は、通信システム７００の無線部分（ＣＢＳＣ７０４およびＢＴＳ７０１〜７０３の組み合わせ）の動作および一般的な管理を担当する。ＣＢＳＣ７０４は、ＰＳＴＮ７２０／ＩＳＤＮ７２２とＣＢＳＣ７０４との間の交換機能を行うＭＳＣ７１５に結合される。ＯＭＳＣ７２４は、通信システム７００の交換部分（ＭＳＣ７１５）の動作および一般的な管理を担当する。ＨＬＲ７１６およびＶＬＲ７１７は、主に課金目的のために用いられるユーザ情報を通信システム７００に与える。ＥＣ７１１，７１９は、通信システム７００を介して転送されるスピーチ信号の品質を改善するために構成される。
ＣＢＳＣ７０４，ＭＳＣ７１５，ＨＬＲ７１６およびＶＬＲ７１７の機能は、第７図において分散して示されるが、機能を単一の要素に集中できることが当業者に理解される。また、異なる構成では、ＴＣ７１０をＭＳＣ７１５またはＢＴＳ７０１〜７０３のいずれかに同様に配置できる。雑音抑圧システム１０９の機能は汎用的なので、本発明では、一つの要素（例えば、ＭＳＣ７１５）において本発明による雑音抑圧を行い、一方、別の要素（例えば、ＣＢＳＣ７０４）においてスピーチ符号化機能を行うことが想定される。この実施例では、雑音抑圧された信号s'(n)（または雑音抑圧された信号s'(n)を表すデータ）は、リンク７２６を介してＭＳＣ７１５からＣＢＳＣ７０４に転送される。
好適な実施例では、ＴＣ７１０は第２図に示す雑音抑圧システム１０９を利用して本発明による雑音抑圧を行う。ＭＳＣ７１５をＣＢＳＣ７０４と結合するリンク７２６は、当技術分野で周知のＴ１／Ｅ１リンクである。ＣＢＳＣにＴＣ７１０を配置することにより、入力信号（Ｔ１／Ｅ１リンク７２６からの入力）がＴＣ７１０によって圧縮されるため、リンク予算の４：１の改善が実現される。圧縮された信号は、特定のＭＳ７０５〜７０６への送信のため特定のＢＴＳ７０１〜７０３に転送される。注意すべき重要な点は、特定のＢＴＳ７０１〜７０３に転送される圧縮信号は、送信される前にＢＴＳ７０１〜７０３においてさらに処理されることである。別の言い方をすると、ＭＳ７０５〜７０６に送信される最終的な信号は、ＴＣ７１０から出る圧縮信号と形式は異なるが、実質は同じである。いずれにせよ、ＴＣ７１０から出る圧縮信号は、雑音抑圧システム１０９（第２図に図示）を用いて本発明による雑音圧縮が施される。
ＭＳ７０５〜７０６がＢＴＳ７０１〜７０３によって送信された信号を受信すると、ＭＳ７０６〜７０６はＢＴＳ７０１〜７０３において行われたすべての処理およびＴＣ７１０によって行われたスピーチ符号化を実質的に「元に戻す(undo)」（一般には、これを「復号する(decode)」という）。ＭＳ７０５〜７０６が信号をＢＴＳ７０１〜７０３に返送すると、ＭＳ７０６〜７０６は同様にスピーチ符号化を行う。従って、第１図のスピーチ・コーダ１００は、ＭＳ７０５〜７０６にも配置され、そのため本発明による雑音抑圧はＭＳ７０５〜７０６によっても行われる。雑音抑圧が施された信号がＭＳ７０５〜７０６（ＭＳも信号の更なる処理を行い、信号の実質ではないが形式を変更する）によってＢＴＳ７０１〜７０３に送信されると、ＢＴＳ７０１〜７０３は信号に施された処理を「元に戻し」、その信号をスピーチ復号のためＴＣ７１０に転送する。ＴＣ７１０によるスピーチ復号の後、信号はＴ１／Ｅ１リンク７２６を介してエンド・ユーザに転送される。エンド・ユーザおよびＭＳ７０５〜７０６のユーザの双方が本発明による雑音抑圧が施された信号を実質的に受信するので、各ユーザはスピーチ・コーダ１００の雑音抑圧システム１０９によって提供される効果を実現できる。
第８図は、従来技術によって実施される音声信号の雑音抑圧に関連する変数を概略的に示し、第９図は、本発明による雑音抑圧システムによって実施される音声信号の雑音抑圧に関連する変数を概略的に示す。ここで、各プロットは、横軸上に示すように、フレーム数ｍの関数としての異なる状態変数の値を示す。第８図および第９図における第１プロット（プロット１）は、全チャネル・エネルギEtot(m)を示し、次に音声メトリック和v(m)，更新カウンタ(update_cntまたはVilmurにおけるTIMER)，更新フラグ(update_flag)，チャネル雑音推定値の和(ΣEn(m,i))および被推定信号減衰10log10(Einput/Eoutput)を示し、ここで入力はshp(n)であり、出力はs'(n)である。
第８図および第９図を参照して、暗雑音の増加はプロット１においてフレーム６００の直前に見ることができる。フレーム６００の前では、入力は「クリーンな」（暗雑音の低い）音声信号８０１である。暗雑音８０３の急激な増加が生じると、プロット２に示す音声メトリック和v(m)は正比例的に増加し、従来の雑音抑圧方法は劣っている。この状態から回復する能力をプロット３に示し、ここで更新カウンタ(update_cut)は、更新が行われていない限り増加が許される。この例は、更新カウンタがフレーム９００付近でアクティブ・スピーチ中に（Vilmurの）更新閾値３００(UPDATE_CNT_THLD)に達することを示す。フレーム９００付近で、更新フラグ(update_flag)はプロット４に示すようにセットされ、その結果、プロット５に示すようにアクティブ・スピーチ信号を利用して暗雑音推定値更新が行われる。これは、プロット６に示すようにアクティブ・スピーチの減衰として見ることができる。注意すべき重要な点は、雑音推定値の更新はスピーチ信号中に行われ（プロット１のフレーム９００がスピーチ中にある）、更新が必要ないときにスピーチ信号を「強制する(bludgeoning）」効果があることである。また、更新カウント閾値は通常スピーチ中に終了する危険があるので、このような更新を防ぐためには比較的高い閾値（３００）が必要になる。
第９図を参照して、更新カウンタは暗雑音増加中であるが、スピーチ信号が開始する前にのみインクリメントされる。そのため、更新閾値は値５０まで低下でき、しかも確実な更新を維持できる。ここで、更新カウンタはフレーム６５０までに更新カウンタ閾値５０(UPDATE_CNT_THLD)に達し、それによりフレーム８００においてスピーチ信号が戻る前に、雑音抑圧システム１０９が新たな雑音状態に収束するための十分な時間が与えられる。この時間中に、減衰は非スピーチ・フレーム中にのみ生じ、そのためスピーチ信号の「強制(bludgeoning)」は生じないことがわかる。その結果、エンド・ユーザによって聞こえるスピーチ信号は改善される。
改善されたスピーチ信号は、更新判定が現フレーム・エネルギと過去のフレーム・エネルギの平均との間のスペクトル偏差に基づいて行われるのであって、通常の音声メトリック更新がない場合にタイマを単純に終了させるのではないということに起因する。後者の場合(Vilmurなど)、システムは雑音の急激な増加をスピーチ信号自体とみなし、そのため暗雑音レベルの増加を真のスピーチ信号から区別できない。一方、スペクトル偏差を利用することにより、暗雑音は真のスピーチ信号から区別でき、そのため改善された更新判定が可能になる。
第１０図は、従来技術によって実施される音楽信号の雑音抑圧に関連する変数を概略的に示し、第１１図は、本発明による雑音抑圧システムによって実施される音楽信号の雑音抑圧に関連する変数を概略的に示す。この例に限り、第１０図および第１１図におけるフレーム６００までの信号は第８図および第９図に示した同じクリーンな信号８００である。第１０図を参照して、従来の方法は第８図に示した暗雑音の例とほぼ同じように挙動する。フレーム６００において、音楽信号８０５はプロット２に示すようにほぼ連続的な音声メトリック和v(m)を生成し、これは最終的にフレーム９００において（プロット３に示すように）更新カウンタによってオーバライドされる。音楽信号８０５の特性が経時的に変化すると、プロット６に示す減衰は低減されるが、フレーム１８００に示すように、更新カウンタは音声メトリックを連続的にオーバライドする。これとは対照的に、第１１図で最もよく分かるように、更新カウンタ（プロット３に示す）は閾値(UPDATE_CNT_THD)５０には決して達せず、そのため更新は生じない。更新が生じないという事実は、第１１図のプロット６を参照することによって最もよくわかり、ここで音楽信号８０５の減衰は常に０ｄＢである（すなわち、減衰は生じない）。従って、従来技術によって雑音抑圧された音楽を聞くユーザは音楽レベルの望ましくない変化が聞こえるが、本発明により雑音抑圧された音楽を聴くユーザは所望の一定レベルの音楽を聴くことができる。
本発明について特定の実施例を参照して具体的に図説してきたが、発明の精神および範囲から逸脱せずに、形式および詳細のさまざまな変更が可能なことが当業者に理解される。すべての手段および段階の対応する構造，材料，行為および同等、ならびに以下の請求の範囲における機能要素は、具体的に請求される他の請求要素と組み合わせて機能を実行するための構造，材料または行為を含むものとする。
【図１】
0003842821.tif 000040
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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