(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信系統からの入力信号が供給される被減算端子および送受アンテナ間の回り込みをキャンセルするための信号が供給される減算端子を有する減算器と、
受信信号を増幅して再送信するための増幅器の入力信号が分岐されて供給され、回り込み信号の複製を発生して前記減算器の減算端子に供給するトランスバーサルフィルタと、
前記増幅器の入力信号が分岐されて供給され、入力信号から前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を生成して前記トランスバーサルフィルタに供給することによって、前記トランスバーサルフィルタを制御する第１のフィルタ係数生成回路と、
前記減算器からの信号が入力され、マルチパスによる周波数特性の乱れを等化して前記増幅器、前記トランスバーサルフィルタおよび前記第１のフィルタ係数生成回路に供給するマルチパスキャンセル回路とを具え、
前記マルチパスキャンセル回路の信号通過周波数帯域を、送受アンテナ間を経由する回り込みループおよび回り込みキャンセラ内の前記トランスバーサルフィルタを経由するキャンセルループのいずれの信号通過帯域幅をも超えないように設定したことを特徴とする回り込みキャンセラ。
【請求項２】
請求項１記載の回り込みキャンセラにおいて、前記マルチパスキャンセル回路は、係数書き替えの可能な適応フィルタによって構成され、第２のフィルタ係数生成回路において検出した親局波のマルチパスによる周波数特性の乱れに基づいて前記適応フィルタの係数を書き替えることにより、マルチパスをキャンセルするようにしたことを特徴とする回り込みキャンセラ。
【請求項３】
請求項２記載の回り込みキャンセラにおいて、前記第２のフィルタ係数生成回路に前記第１のフィルタ係数生成回路を共用したことを特徴とする回り込みキャンセラ。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１項記載の回り込みキャンセラにおいて、前記第１のフィルタ係数生成回路は、ＩＳＤＢ−ＴまたはＤＶＢ−Ｔ方式における隣隣接するシンボルを抽出し、該抽出した隣隣接するシンボルをシンボル方向に内挿することで時間間隔が半減したＳＰ信号を得て、該得られたＳＰ信号からインパルス応答を求めるように構成されていることを特徴とする回り込みキャンセラ。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか１項記載の回り込みキャンセラを用いたＯＦＤＭ信号の中継局が複数段にわたって設置される多段中継方式において、それぞれの中継局においては、ＯＦＤＭ信号のシンボル番号を検出する回路と、中継段数に応じてどのタイミングで前記適応フィルタの係数更新を行うかを設定する係数更新タイミング設定回路とを具え、前記第２のフィルタ係数生成回路が、前段の中継局における係数更新のタイミングとは異なるタイミングで前記適応フィルタの係数を更新するようにしたことを特徴とする多段中継方式。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送における中継局（中継装置）に係り、特に、ＳＦＮ（Single Frequency Network：単一周波数ネットワーク）における放送波中継放送局の送受信アンテナ間での電波の回り込み（以下、単に回り込みと言う）を除去するための回り込みキャンセラ、およびその回り込みキャンセラを用いたＯＦＤＭ信号の中継局が複数段にわたって設置される多段中継方式にに関する。
【０００２】
【従来の技術】
これまで、本発明者らの回り込みキャンセラに関する発明には、以下の特許出願（出願順に、特願平１０−１６２１８９号、特願平１１−９８８２９号、特願平１１−１４７８８５号、特願平１１−１５３４３０号、特願平１１−１５６２３４号、特願平１１−２６６５６７号、特願平１１−３５３０９０号、および特願２０００−２１９２７７号）がある。
【０００３】
上記それぞれの特許出願について簡単に説明するならば、それぞれ以下の通りである。
１．「回り込みキャンセラ」（特願平１０−１６２１８９号）
ＢＳＴ（Band Segmented Transmission)−ＯＦＤＭ用の回り込みキャンセラの基本構成に関する発明
２．「ＯＦＤＭ復調装置」（特願平１１−９８８２９号）
ＯＦＤＭ復調時には、ＦＦＴ処理の前に用いる矩形窓のタイミング誤差により閉ループ伝達関数に誤差を生じるが、この誤差を補正する発明
３．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１４７８８５号）
複素除算による正規化手段を付加し、周波数同期回路への要求条件を緩和する発明
４．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５３４３０号）
推定した回り込み波のインパルス応答において非線形処理を施し、閉ループ伝達関数を周波数軸上で外挿する発明
５．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５６２３４号）
ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭなどの差動変調方式において、位相の逓倍により閉ループ伝達関数を求める発明
【０００４】
６．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−２６６５６７号）
ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broardcasting-Terrestrial)方式において、セグメント間で変調方式が異なる場合の閉ループ伝達関数の推定方法に関する発明
７．「回り込みキャンセラ」（特願２０００−１５６５４９号）
トランスバーサルフィルのタップ係数を計算するにあたり、計算による遅延時間の問題から回り込みの変動追従特性が低下する。この問題に対して、過去のタップ係数から線形予測を行い、現在のタップ係数を推定することで、回り込みの変動追従特性を向上させる発明
８．「回り込みキャンセラ」（特願２０００−２１９２７７号）
回り込みキャンセラを構成する減算器の出力に狭帯域ＢＰＦを挿入することで、ＯＦＤＭ信号帯域外の雑音の上昇を防ぐとともに、親局波に含まれるマルチパスについても、これを同時にキャンセルする発明
【０００５】
図９は、上述の特願２０００−２１９２７７号の図１に記載されている回り込みキャンセラの一構成例を示しているが、これについて簡単に説明するならば、減算器２の出力側に狭帯域ＢＰＦ５を接続し、その出力をトランスバーサルフィルタ３に入力する。また、トランスバーサルフィルタ３のタップ係数の制御は、フィルタ係数生成回路４で発生させた係数を用いて行うようにしている。
【０００６】
また、特願２０００−２１９２７７号の図７乃至１０には、上記狭帯域ＢＰＦ５に縦続して親局波のマルチパスによる周波数特性の乱れの補償するためのマルチパスキャンセル回路を配置した実施形態が記載されている。このマルチパスキャンセル回路は、減算器とトランスバーサルフィルタ（回り込み波打ち消し用のものではない）とで構成され、さらに、このトランスバーサルフィルタのタップ係数制御用のフィルタ係数生成回路を専用のものとして、もしくは回り込み波の打ち消し用トランスバーサルフィルタのものと共用で具えている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記の特願２０００−２１９２７７号の出願明細書に記載の回り込みキャンセラにおいては、親局波のマルチパスによる周波数特性の乱れの補償用のトランスバーサルフィルタと、回り込み波の打ち消し用のトランスバーサルフィルタ３（本願図面の図９参照）に加えて狭帯域ＢＰＦ５（本願図面の図９参照）を使用しており、これがため装置の規模が増大するという問題があった。
【０００８】
また、  地上デジタルテレビ放送の放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）やＤＶＢ−Ｔ（Digital Video  Broadcasting - Terrestrial ）方式用の回り込みキャンセラでは、ＯＦＤＭ信号の１シンボル内に１２キャリアごとに挿入されているＳＰ（Scattered Pilot ）信号を使用して総合伝達関数の算出を行っている（今村ほか、「地上デジタル放送ＳＦＮにおける放送波中継用回り込みキャンセラの検討」映像情報メディア学会誌、Vol.54，No.11, pp.1568-1575, 2000 を参照されたい）。
【０００９】
ここで、離散的に挿入されているＳＰ信号は、シンボル方向に１２キャリアおきに配置されているので、観測可能な回り込みやマルチパスの最大遅延時間は、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル長の１／１２に制限され、その結果、遅延時間が有効シンボル長の１／１２を超える回り込み波やマルチパス波に対しては、回り込みキャンセラが対応できないという問題があった。
【００１０】
一方、ＩＳＤＢ−ＴやＤＶＢ−Ｔ用の伝送路特性を算出する手法として、４シンボル分のＳＰ信号を使ってシンボル方向に内挿する手法が報告されている（林ほか、「ＯＦＤＭ復調における適応等化方式の検討」映像情報学会技術報告、Vol.22，No.53, pp.55-60, Oct.1996 を参照されたい）。
【００１１】
しかし、この手法を回り込みキャンセラの閉ループ伝達関数の算出に用いると、有効シンボル長の１／３までの遅延時間のインパルス応答が求められるが、ＯＦＤＭ信号を４シンボル蓄積する必要があるため処理が複雑化するとともにキャンセル動作の速度が低下するという問題が生じた。
【００１２】
また、別の問題として、この種類の回り込みキャンセラを具えた中継局の構成は、図１０（ａ）によって示されるから、これら中継局を複数用い、ＳＦＮにおいて多段中継を実施する場合には、図１０（ｂ）に示すように、回り込みキヤンセラが従属接続されることになる。この場合、トランスバーサルフィルタ３（いずれも本願図面の図９参照）などの適応フィルタの係数更新タイミングが、各中継局において時間軸上で一致すると、係数更新によるひずみが多段中継により特定の時刻に蓄積するという問題もあった。
【００１３】
本発明の目的は、従来の回り込みキャンセラが、親局波のマルチパスによる周波数特性の乱れの補償と、回り込み波の打ち消しの両方にそれぞれトランスバーサルフィルタを使用していたのに加えて狭帯域ＢＰＦを使用していたため、装置規模が増大するという問題があったのを解消し、また、遅延時間が有効シンボル長の１／１２を超える回り込み波やマルチパス波に対しても対応することができるようにした新規な回り込みキャンセラを提供するとともに、ＳＦＮにおいて多段中継を実施する場合においても、係数更新によるひずみが特定の時刻に蓄積しないようにした多段中継方式を提供することにある。
【００１４】
上記目的を達成するために、本発明回り込みキャンセラは、受信系統からの入力信号が供給される被減算端子および送受アンテナ間の回り込みをキャンセルするための信号が供給される減算端子を有する減算器と、受信信号を増幅して再送信するための増幅器の入力信号が分岐されて供給され、回り込み信号の複製を発生して前記減算器の減算端子に供給するトランスバーサルフィルタと、前記増幅器の入力信号が分岐されて供給され、入力信号から前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を生成して前記トランスバーサルフィルタに供給することによって、前記トランスバーサルフィルタを制御する第１のフィルタ係数生成回路と、前記減算器からの信号が入力され、マルチパスによる周波数特性の乱れを等化して前記増幅器、前記トランスバーサルフィルタおよび前記第１のフィルタ係数生成回路に供給するマルチパスキャンセル回路とを具え、前記マルチパスキャンセル回路の信号通過周波数帯域を、送受アンテナ間を経由する回り込みループおよび回り込みキャンセラ内の前記トランスバーサルフィルタを経由するキャンセルループのいずれの信号通過帯域幅をも超えないように設定したことを特徴とするものである。
【００１５】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記マルチパスキャンセル回路が、係数書き替えの可能な適応フィルタによって構成され、第２のフィルタ係数生成回路において検出した親局波のマルチパスによる周波数特性の乱れに基づいて前記適応フィルタの係数を書き替えることにより、マルチパスをキャンセルするようにしたことを特徴とするものである。
【００１６】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記第２のフィルタ係数生成回路に前記第１のフィルタ係数生成回路を共用したことを特徴とするものである。
【００１７】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記第１のフィルタ係数生成回路が、ＩＳＤＢ−ＴまたはＤＶＢ−Ｔ方式における隣隣接するシンボルを抽出し、該抽出した隣隣接するシンボルをシンボル方向に内挿することで時間間隔が半減したＳＰ信号を得て、該得られたＳＰ信号からインパルス応答を求めるように構成されていることを特徴とするものである。
【００１８】
また、本発明多段中継方式は、本発明回り込みキャンセラを用いたＯＦＤＭ信号の中継局が複数段にわたって設置される多段中継方式において、それぞれの中継局においては、ＯＦＤＭ信号のシンボル番号を検出する回路と、中継段数に応じてどのタイミングで前記適応フィルタの係数更新を行うかを設定する係数更新タイミング設定回路とを具え、前記第２のフィルタ係数生成回路が、前段の中継局における係数更新のタイミングとは異なるタイミングで前記適応フィルタの係数を更新するようにしたことを特徴とするものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。
図１は、本発明回り込みキャンセラの第１の実施形態を示す図である。
図１（図２、図６および図８も同じ）に示される各回路要素には、それらが、図９（特願２０００−２１９２７７号に記載の回り込みキャンセラ）において使用されているものと同一である場合には、同一の符号を付して説明する。
図１において、１は受信アンテナ、２は減算器、３はトランスバーサルフィルタ、４はフィルタ係数生成回路、６は増幅器、７は送信アンテナ、および８はマルチパスキャンセル回路である。
【００２０】
本実施形態は、マルチパスキャンセル回路８の出力端に設けた観測点Ｐの信号を使用して、トランスバーサルフィルタ３とマルチパスキャンセル回路８の両方のフィルタの特性を制御する係数生成回路４を設けた構成となっている。ここで、親局波のマルチパスによる周波数特性の乱れは係数書き替えの可能な適応フィルタによって構成したマルチパスキャンセル回路８で補償し、回り込み波の打ち消しはトランスバーサルフィルタ３の出力信号を減算器２で入力ＯＦＤＭ信号から差し引くことで行っている。
【００２１】
動作につき説明する。
以下に、係数生成回路４における係数演算方法について、数式を用いて説明する。なお、この説明は、図１だけでなく、図２、図６および図８のいずれの実施形態においても共通する。
まず、観測点ＰにおけるＯＦＤＭ信号を有効シンボル長分だけ抜き出してフーリエ変換した信号ベクトルの各成分を
【外１】
0003842680.tif 000002
で表すものとする。ここで、
【外２】
0003842680.tif 000003
は、
【数１】
0003842680.tif 000004
の範囲の整数でＯＦＤＭのキャリア番号を表している。また、
【数２】
0003842680.tif 000005
はＯＦＤＭ信号の総キャリア数（ここでは、奇数に限定）を表している。また、ｎは整数で、トランスバーサルフィルタ３の係数更新時刻の番号を表す。ここで取り扱う信号は特にことわらない限り、複素数の信号である。
【００２２】
次に、パイロット信号
【外３】
0003842680.tif 000006
との除算を時刻ｎ毎に〔数２〕個の各成分について行って、閉ループ伝達関数
【外４】
0003842680.tif 000007
を求める。
【数３】
0003842680.tif 000008
ただし、ＩＳＤＢ−Ｔなどの地上デジタル放送方式におけるパイロット信号（ＳＰ：Scattered Pilot ）信号は、キャリア方向およびシンボル方向に間欠的に挿入されているため、ＳＰ信号が無い成分については直線内挿をはじめとする内挿処理を行う。また、ＳＰ信号が挿入されない差動変調方式については、上述の「回り込みキヤンセラ」（特願平１１−１５６２３４号）を参照されたい。
【００２３】
次に、閉ループ伝達関数〔外４〕から、キャンセル残差
【外５】
0003842680.tif 000009
を求める。
【数４】
0003842680.tif 000010
【００２４】
ただし、
【外６】
0003842680.tif 000011
は、〔外５〕において次式の演算を行って求める。
【数５】
0003842680.tif 000012
【００２５】
次に、ベクトルの成分〔外５〕からなるキャンセル残差ベクトル
【外７】
0003842680.tif 000013
に対してＩＦＦＴ（ Inverse Fast Fourier Transform ）を施し、インパルス応答ベクトル
【外８】
0003842680.tif 000014
に変換する。
【数６】
0003842680.tif 000015
ただし、ＩＦＦＴを用いるためには、ベクトル〔外７〕の次元を総キャリア数〔数２〕よりも大きい２のべき乗の数字の次元のベクトルに変換する必要がある。この場合、ＯＦＤＭのキャリア以外の位置には、零ベクトルを挿入する。
【００２６】
ＯＦＤＭ信号帯域外の雑音上昇を防ぎ、回り込みのＤ／Ｕが負の条件にも対応するようにするため、ベクトル〔外８〕の各成分
【外９】
0003842680.tif 000016
について非線形処理を行う。非線形処理後のインパルス応答ベクトルの成分を
【外１０】
0003842680.tif 000017
とすれば、
【数７】
0003842680.tif 000018
ここで、
【外１１】
0003842680.tif 000019
は、種々の誤差を考慮して決められる定数である。
【００２７】
いま、回り込み除去用のトランスバーサルフィルタ３（図１参照）として有限長のＦＩＲ（ Finite Impulse Respons ）フィルタ（以下、ＦＩＲ−Ａと記す）を使用することとし、そののタップ長を
【外１２】
0003842680.tif 000020
とする。
【００２８】
マルチパスキャンセル回路８（図１参照）としてもＦＩＲフィルタ（以下、ＦＩＲ−Ｂと記す）を用いることとし、そのタップ長を
【外１３】
0003842680.tif 000021
タップ（奇数）とする。また、その中心タップを
【外１４】
0003842680.tif 000022
タップに設定する。この場合は、ＦＩＲ−Ａ（トランスバーサルフィルタ３）のタップ係数（回り込み波除去用係数）
【外１５】
0003842680.tif 000023
は次式で更新することができる。ここに、
【外１６】
0003842680.tif 000024
は更新係数（実数）である。
【００２９】
【数８】
0003842680.tif 000025
以上が、回り込み波の除去に関する説明である。
【００３０】
次に、親局波のマルチパスによる周波数特性乱れの補償について説明する。
マルチパスキャンセル回路８（図１参照）としてもＦＩＲフィルタを用いているため、上述の（１），( ３）式を用いてＦＩＲ−Ｂに与える周波数特性
【外１７】
0003842680.tif 000026
を求める。
【数９】
0003842680.tif 000027
【００３１】
次に、ベクトルの要素〔外１７〕からなるマルチパスキャンセルのための逆特性ベクトル
【外１８】
0003842680.tif 000028
に対してＩＦＦＴを施し、マルチパスキャンセルのためのインパルス応答ベクトル
【外１９】
0003842680.tif 000029
に変換する。
【数１０】
0003842680.tif 000030
ただし、ＩＦＦＴを用いるためには、〔外１８〕の次元を総キャリア数〔数２〕よりも大きい2 のべき乗の数字の次元のベクトルに変換する必要がある。
【００３２】
この場合、ＯＦＤＭのキャリア以外の位置には、零ベクトルを挿入する。この零ベクトルの挿入により、ＦＩＲ−Ｂに対し、バンドパスフィルタの特性を与えることになる。ベクトル〔外１９〕の各成分を
【外２０】
0003842680.tif 000031
とすれば、ＦＩＲ−Ｂ（マルチパスキャンセル回路８）のタップ係数
【外２１】
0003842680.tif 000032
は次式で更新することができる。ただし、
【外２２】
0003842680.tif 000033
は更新係数（実数）である。
【数１１】
0003842680.tif 000034
【００３３】
ここに、（１１）式の
【外２３】
0003842680.tif 000035
は、ＦＩＲ−Ｂの係数を有限長のタップに制限するための矩形窓関数である。〔外２３〕として、ハミング窓やカイザー窓などの適当な窓関数を採用することで、マルチパスキャンセル回路８の通過持性を調整することができる。
【００３４】
以上が、図１、図２、図６および図８に示す各実施形態における回り込みキヤンセラのフィルタ係数生成回路４（図６の場合、フィルタ係数生成回路４−１，４−２）の係数演算手法である。
また、図２に示す実施形態（第２の実施形態）は、観測点Ｐの位置が増幅器６の出力側になったことだけが、図１の場合と異なっている。
【００３５】
次に、本発明のもう１つの解決すべき課題である、遅延時間が有効シンボル長の１／１２を超える回り込み波やマルチパス波に対しては、従来の回り込みキャンセラでは対応できなかったのを解決した部分について説明する。
本発明では、図１また２に示すトランスバーサルフィルタ３やマルチパスキャンセル回路を制御するための係数生成回路４のみが従来と異なるので、この部分についてのみ説明する。
【００３６】
図３は、本発明回り込みキャンセラを構成するための係数生成回路４（図１，２参照）の一実施形態を示す図である。
図３において、１１はＦＦＴ回路、１２はＳＰ信号抽出回路、１３は隣隣接シンボル間の内挿回路−II、１４はＳＰ信号発生回路、１５は隣隣接シンボル間の内挿回路−Ｉ、１６は複素除算回路、１７はキャンセル残差計算回路、１８はＩＦＦＴ回路、および１９は逐次係数更新回路である。
【００３７】
動作につき説明する。
まず、ＳＰ信号の抽出について説明する。
図３において、観測点Ｐから供給されたＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ回路１１においてＦＦＴされ、ＳＰ信号を抽出するＳＰ信号抽出回路１２に供給される。
ＯＦＤＭ信号の総キャリア数をＫとし、ここで、Ｋは奇数とする。また、ＯＦＤＭ信号の任意のキャリア番号をｋとすると、ｋの範囲は
０≦ｋ≦Ｋ−１
となる。
また、ＯＦＤＭ信号の任意のシンボル番号（時刻）をｉとする。
【００３８】
図４は、周波数領域におけるＳＰ信号のフォーマットを示している。
このフォーマットは、ｐを任意の正の整数、ｋｐをＳＰキャリアの位置とすると、ＳＰキャリアの位置は次式で定義され、ここに、ｋ＝ｋｐの条件を満たすｋｐの値がＳＰキャリアのキャリア番号である。
ｋｐ＝３×（ｉｍｏｄ４）＋１２ｐ        （１２）
ここで、（ｉｍｏｄ４）は、シンボル番号ｉを４で除算した余りを示している。図３中のＳＰ信号抽出回路１２においては、ｋ＝ｋｐの条件を満たすＳＰキャリア（ＳＰ信号）を抽出するようにしている。
【００３９】
図５は、隣隣接する（間１つおいて隣接するの意味）２シンボルを抽出することにより、ＳＰ信号の内挿が行えることを示している。まず、ＯＦＤＭ信号から隣隣接する２シンボルを抽出する。次に、抽出した２シンボルをシンボル方向に内挿して１シンボルにまとめると、６キャリアごとにＳＰ信号が配置された信号が得られる。
【００４０】
以下に、この手法を本発明回り込みキャンセラに適用した場合について、数式を用いて詳細に説明する。
シンボル番号ｉにおける真のＳＰ信号を
【外２４】
0003842680.tif 000036
で表すものとする。ここで、〔外２４〕は複素数である。真のＳＰ信号の値は、ＩＳＤＢ−ＴやＤＶＢ−Ｔ等の規格によって決められている値であるので、本発明では、その規格化された真のＳＰ信号の値を図３に示すＳＰ信号発生回路１４中のメモリ素子に予め記憶しておき、シンボル番号ｉとキャリア番号ｋの値に応じて順次読み出して隣接シンボル間の内挿回路−Ｉ１５に供給する。
【００４１】
ここで、シンボル番号ｉ−２におけるＳＰ信号は、シンボル番号ｉにおけるＳＰ信号を基準に考えると、
【外２５】
0003842680.tif 000037
で表される。
図３に示す隣隣接シンボル間の内挿回路−Ｉ１５において、これら２シンボル（シンボル番号ｉ−２とシンボル番号ｉ）を使った内挿が行われる。内挿後のＳＰ信号（複素数）を
【外２６】
0003842680.tif 000038
で表すものとすると、内挿処理は次式で表される。
【数１２】
0003842680.tif 000039
ここで、
【外２７】
0003842680.tif 000040
は転置ベクトルを表している。このように、隣隣接する２シンボルを用いてＳＰ信号を内挿することで、１２キャリアごとに挿入されているＳＰ信号から６キャリアごとに挿入されているＳＰ信号になる。つまり、時間間隔が半減される。
【００４２】
ここで、ベクトル〔外２６〕の要素の数をＮｓｐ（ｉ）と定義しておく。Ｎｓｐ（ｉ）は、シンボル番号ｉのＳＰキャリアの数とシンボル番号ｉ−２におけるＳＰキャリアの数の和である。
【００４３】
次に、図３に示す隣隣接シンボル間の内挿回路−II１３の動作について説明する。
シンボル番号ｉにおける観測点ＰのＯＦＤＭ信号は、前述したように、ＦＦＴ回路１１およびＳＰ信号抽出回路１２において、それぞれＦＦＴおよびＳＰ信号抽出が行われた後、隣隣接シンボル間の内挿回路−II１３に供給され、隣隣接するシンボル間で内挿が行われる。内挿出力信号を
【外２８】
0003842680.tif 000041
で表すものとすると、内挿処理は次式で表される。
【数１３】
0003842680.tif 000042
【００４４】
以上により得られたベクトル〔外２６〕とベクトル〔外２８〕を複素除算回路１６に供給して要素ごとに複素除算を行い、総合伝達関数
【外２９】
0003842680.tif 000043
を、次式から要素ごとに求める。
【数１４】
0003842680.tif 000044
【００４５】
求めた総合伝達関数〔外２９〕をキャンセル残差計算回路１７に供給してキャンセル残差ベクトルを求める。
以下に、キャンセル残差計算回路１７内で行われる処理を、（１６）式乃至（２０）式を用いて説明する。
まず、表記の都合上、総合伝達関数〔外２９〕を要素とする総合伝達関数ベクトル
【外３０】
0003842680.tif 000045
を表す式として、次式を定義する。
【数１５】
0003842680.tif 000046
【００４６】
次に、総合伝達関数ベクトル〔外３０〕の基本波成分
【外３１】
0003842680.tif 000047
を求めるため、次式に示すように、総合伝達関数ベクトル〔外３０〕と単位ベクトル
【外３２】
0003842680.tif 000048
との内積を計算し、その計算した内積をさきに定義したベクトルの要素数をＮｓｐ（ｉ）で除算する。
【数１６】
0003842680.tif 000049
ここで、単位ベクトル〔外３２〕は、
【数１７】
0003842680.tif 000050
である。
【００４７】
次に、要素ごとに演算を行い、キャンセル残差
【外３３】
0003842680.tif 000051
を次式から求める。
【数１８】
0003842680.tif 000052
ここで、表記の都合上、キャンセル残差〔外３３〕を要素とするキャンセル残差ベクトル
【外３４】
0003842680.tif 000053
を次式から求める。
【数１９】
0003842680.tif 000054
【００４８】
以上により求められたキャンセル残差ベクトル〔外３４〕を図３に示すＩＦＦＴ回路１８に供給してＩＦＦＴし、インパルス応答ベクトル
【外３５】
0003842680.tif 000055
を次式から求める。
【数２０】
0003842680.tif 000056
【００４９】
求めたインパルス応答ベクトル〔外３５〕を図３に示す逐次係数更新回路１９を介してトランスバーサルフィルタ３やマルチパスキャンセル回路８（図１，２参照）に供給し、トランスバーサルフィルタやマルチパスキャンセル回路の係数更新を逐次的に行う。逐次係数更新回路１９の動作については、本願人の出願に係る公開特許公報、特開2001-237749 号（従来技術に記載の、特願2000-156549 号に対応する）に詳細に説明されているので、ここでは、その説明を省略する。
【００５０】
図６は、親局波のマルチパスによる周波数特性の乱れの補償と、回り込み波の打ち消しの両方を行うようにした本発明回り込みキャンセラの第３の実施形態を示している。
本実施形態においては、マルチパスキャンセル回路８とトランスバーサルフィルタ３とで観測点が異なる（前者では観測点Ｂ、後者では観測点Ａ）ため、それぞれフィルタ係数生成回路４−１および４−２において各観測点の信号を独立にＦＦＴし、ＦＩＲ−Ｂ（マルチパスキャンセル回路８）とＦＩＲ−Ａ（トランスバーサルフィルタ３）をそれぞれ独立に係数の制御を行うようにしている。
【００５１】
また、図８の場合は、本発明回り込みキヤンセラを以下に説明する本発明による多段中継方式に使用するのに適するような構成にしたものであって、基本的には、図１の場合と変わらない。
【００５２】
次に、本発明多段中継方式を、図７（ａ）乃至（ｅ）を用いて説明する。
地上デジタルテレビ放送の放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ方式やＤＶＢ−Ｔ方式は、ＯＦＤＭ方式を採用している。送出されるＯＦＤＭシンボルは、シンボル番号に基づいて順次送出されている。この様子が図７（ａ）に示されている。図中、ｉはシンボル番号を表し、時間軸上でＯＦＤＭシンボルが順次送出されている。
【００５３】
本発明者らの発明に係る特願２０００−２１９２７７号「回り込みキャンセラ」では、ＯＦＤＭ信号をもとにトランスバーサルフィルタの係数を逐次書き換えていくことにより、回り込みのキャンセルを行っている。この係数書き換えのタイミングはシンボル区間の先頭で行うのが一般的である。
【００５４】
図１０に示すように多段中継の場合、複数の回り込みキヤンセラが従属接続されることになり、もし、これら回り込みキヤンセラの係数書き換えのタイミングが各中継局間で一致すると、係数書き換えによるひずみが時間軸上の特定に位置に集中し、中継特性に劣化を生じる。
【００５５】
本発明多段中継方式は、係数書き換えのタイミングを１段目の中継局、２段目の中継局というように中継局ごとに時間軸上でずらすことにより、係数書き換えによるひずみが時間軸上の特定に位置に集中しないようにし、もって中継特性の劣化を防止したものである。
【００５６】
本発明多段中継方式の一実施形態としては、図７（ｂ）から（ｅ）に示すように、中継されるＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングに同期して、従属接続となる回り込みキヤンセラの係数更新タイミングを時間軸上で順次変えるようにしている。すなわち、中継段数に従って順次、係数更新タイミングを1 シンボルずつずらしていくようにしている。しかし、これは、係数更新タイミングを1 シンボルずつずらことが必要なのではなく、例えば、係数更新タイミングの順番を入れ替えるなどして、係数更新タイミングが一致しないようにさえすれば、本発明による効果が得られることは言うまでもない。
【００５７】
図８は、本発明多段中継方式を実施するために、シンボル番号検出部９と係数更新タイミング設定部１０を具え、シンボル番号検出と係数更新タイミングの設定を可能とした回り込みキヤンセラの一構成例である。係数更新タイミング設定部１０では、中継段数に応じてどのタイミングで係数更新を行うかを設定することができる。
【００５８】
本発明回り込みキヤンセラによれば、狭帯域ＢＰＦを不要とし、これにより回り込みキヤンセラの回路規模を削減することができる。
【００５９】
また、本発明回り込みキヤンセラによれば、総合伝達関数の算出を行うのに使用するＳＰ信号を、隣隣接するシンボルをシンボル方向に内挿することで６キャリアごとのＳＰ信号とし、その結果、有効シンボル長の１／６までの回り込み波やマルチパス波に対しても対応することができる（従来は、有効シンボル長の１／１２までであった）。
【００６０】
また、本発明多段中継方式によれば、回り込みキヤンセラが多段接続となる多段中継時において、各段の回り込みキヤンセラの係数更新時の劣化が特定の時間に集中することを回避でき、伝送時のバーストエラーの発生を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明回り込みキヤンセラの第１の実施形態を示す図である。
【図２】  本発明回り込みキヤンセラの第２の実施形態を示す図である。
【図３】  本発明回り込みキャンセラを構成するための係数生成回路の一実施形態を示す図である。
【図４】  周波数領域におけるＳＰ信号のフォーマットを示している。
【図５】  隣隣接する２シンボルを抽出することにより、ＳＰ信号の内挿が行えることを示している。
【図６】  本発明回り込みキヤンセラの第３の実施形態を示す図である。
【図７】  本発明多段中継方式を説明する図である。
【図８】  本発明多段中継方式を実施するために、シンボル番号検出部と係数更新タイミング設定部を具え、シンボル番号検出と係数更新タイミングの設定を可能とした回り込みキヤンセラの一構成例を示す図である。
【図９】  特願２０００−２１９２７７号の添付図面に記載されている回り込みキャンセラの一構成例を示す図である。
【図１０】  ＳＦＮにおいて多段中継を実施する場合を示す図である。
【符号の説明】
１  受信アンテナ
２  減算器
３  トランスバーサルフィルタ
４，４−１，４−２  フィルタ係数生成回路
５  狭帯域ＢＰＦ
６  増幅器
７  送信アンテナ
８  マルチパスキャンセル回路
９  シンボル番号検出回路
１０  係数更新タイミング設定回路
１１  ＦＦＴ回路
１２  ＳＰ信号抽出回路
１３  隣隣接シンボル間の内挿回路−II
１４  ＳＰ信号発生回路
１５  隣隣接シンボル間の内挿回路−Ｉ
１６  複素除算回路
１７  キャンセル残差計算回路
１８  ＩＦＦＴ回路
１９  逐次係数更新回路
【図１】
0003842680.tif 000057
【図２】
0003842680.tif 000058
【図３】
0003842680.tif 000059
【図４】
0003842680.tif 000060
【図５】
0003842680.tif 000061
【図６】
0003842680.tif 000062
【図７】
0003842680.tif 000063
【図８】
0003842680.tif 000064
【図９】
0003842680.tif 000065
【図１０】
0003842680.tif 000066