(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のコンバータと、第２のコンバータと、制御回路とを含むスイッチング電源であって、
前記第１のコンバータは、交流入力を第１の直流出力電圧に変換して出力する回路であって、前記第１の直流出力電圧が制御可能であり、
前記第２のコンバータは、前記第１のコンバータの後段に接続され、前記第１の直流出力電圧を第２の直流出力電圧に変換して出力する回路であって、前記第２の直流出力電圧が制御可能であり、出力安定化の応答時間が前記第１のコンバータの出力安定化の応答時間よりも短く、
前記制御回路は、前記第２のコンバータを制御すると共に、前記第２のコンバータに与えられる制御情報に対応して前記第１の直流出力電圧を変化させ得る
スイッチング電源。
【請求項２】
第１のコンバータと、第２のコンバータと、制御回路とを含むスイッチング電源であって、
前記第１のコンバータは、交流入力を第１の直流出力電圧に変換して出力する回路であって、前記第１の直流出力電圧が制御可能であり、
前記第２のコンバータは、前記第１のコンバータの後段に接続され、前記第１の直流出力電圧を第２の直流出力電圧に変換して出力する回路であって、前記第２の直流出力電圧が制御可能であり、出力安定化の応答時間が前記第１のコンバータの出力安定化の応答時間よりも短く、
前記制御回路は、前記第２の直流出力電圧を監視し、前記第１のコンバータに前記第２の直流出力電圧に対応した制御信号を供給し、前記第１の直流出力電圧を、前記第２の直流出力電圧に応じて変化させる
スイッチング電源。
【請求項３】
請求項１または２に記載されたスイッチング電源であって、
前記第２のコンバータは、前記第１の直流出力電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流に変換して前記第２の直流出力電圧を得る回路であって、前記第２の直流出力電圧がスイッチング動作周波数を制御することによって制御され、
前記制御回路は、前記第１のコンバータに前記スイッチング動作周波数に対応した制御信号を供給し、前記第１の直流出力電圧を、前記スイッチング動作周波数に応じて変化させる
スイッチング電源。
【請求項４】
請求項３に記載されたスイッチング電源であって、
前記第２のコンバータは、前記スイッチング出力を共振回路で共振させ、共振出力を直流に変換して出力する共振型コンバータである
スイッチング電源。
【請求項５】
請求項１または２に記載されたスイッチング電源であって、
前記第２のコンバータは、前記第１の直流出力電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流に変換して前記第２の直流出力電圧を得る回路であって、前記第２の直流出力電圧がパルス幅を制御することによって制御され、
前記制御回路は、前記第１のコンバータに前記パルス幅に対応した制御信号を供給し、前記第１の直流出力電圧を、前記パルス幅に応じて変化させる
スイッチング電源。
【請求項６】
請求項１または２に記載されたスイッチング電源であって、前記第１のコンバータは、昇降圧型コンバータでなるスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、２つのコンバータを縦続的に接続したスイッチング電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源において、負荷条件は例えば、無負荷、軽負荷、過負荷等のように変化する。また、出力可変型電源では、出力電圧が段階的に変化する。スイッチング電源は、これらの負荷条件及び出力条件の全てを満足するように設計する必要がある。ところが、無負荷、軽負荷及び過負荷等の非定常時の負荷条件を満たすように設計すると、定常時の動作条件が犠牲になり、最適動作を確保できなくなる。
【０００３】
例えば、力率改善の目的から、主コンバータ（第２のコンバータ）の前段に、アクティブフィルタ等の力率改善回路（第１のコンバータ）を接続し、力率改善回路によって交流入力を直流電圧に変換し、変換された直流電圧を主コンバータに供給し、主コンバータから負荷に安定化された直流電圧を供給する従来のスイッチング電源において、力率改善回路（第１のコンバータ）及び主コンバータ（第２のコンバータ）を制御する場合、従来は、これらの回路が異なる機能を有することを前提にし、互いに独立の制御系を構成し、個別に制御していた。このため、第２のコンバータの負荷条件に対応して制御される制御量、例えばスイッチング動作周波数またはパルス幅を、第１のコンバータの制御に反映させて、系全体としての最適動作のための制御系を構成することができなかった。
【０００４】
特開平８ー２９４２８２号公報は、第１のコンバータ及び第２のコンバータを備えるスイッチング電源において、第１のコンバータに入力される入力電圧によって第２のコンバータの出力電圧を変化させる技術を開示しているが、第２のコンバータの負荷条件及び出力可変型スイッチング電源における出力条件を第１のコンバータの制御に反映させる手段は開示していない。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、多様な条件下で最適動作を確保し得る高効率のスイッチング電源を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するため、本発明に係るスイッチング電源は、第１のコンバータと、第２のコンバータと、制御回路とを含む。前記第１のコンバータは、交流入力を第１の直流出力電圧に変換して出力する回路であって、前記第１の直流出力電圧が制御可能である。
【０００７】
前記第２のコンバータは、前記第１のコンバータの後段に接続され、前記第１の直流出力電圧を第２の直流出力電圧に変換して出力する回路であって、前記第２の直流出力電圧が制御可能である。
【０００８】
前記制御回路は、前記第２のコンバータを制御すると共に、前記第２のコンバータに与えられる制御情報に対応して前記第１の直流出力電圧を変化させ得る。
【０００９】
本発明に係るスイッチング電源において、第１のコンバータは交流入力を第１の直流出力電圧に変換して出力し、第２のコンバータは前記第１のコンバータの後段に接続され、第１の直流出力電圧を第２の直流出力電圧に変換して出力するから、例えば商用交流電源から供給された交流入力を、第１のコンバータによって第１の直流出力電圧に変換し、第１の直流出力電圧を、第２のコンバータによって、負荷に要求される第２の直流出力電圧に変換して出力するスイッチング電源が得られる。
【００１０】
第２のコンバータにおいて、第２の直流出力電圧は制御可能であり、制御回路は第２のコンバータを制御する。この場合の制御には、第２の直流出力電圧の安定化制御や、過電流保護制御等が含まれる。制御回路に対しては、電圧情報や電流情報が与えられ、制御回路はそれらの情報に基づいて、第２のコンバータに制御情報を与え、必要な制御動作を行なう。
【００１１】
第１のコンバータにおいて、第１の直流出力電圧が制御可能であり、制御回路は、第１のコンバータを、第２のコンバータに与えられる種々の制御情報に応じて制御して第１の直流出力電圧を変化させる。ここで、第２のコンバータに与えられる制御情報には、無負荷、軽負荷、過負荷等の負荷条件に関する情報が含まれ、また、出力可変型スイッチング電源では、出力電圧がある電圧から他の電圧に可変される旨の情報等が含まれる。
【００１２】
従って、第２のコンバータの動作状態に応じて第１のコンバータを制御し、それによって第１のコンバータから出力される第１の直流出力電圧を制御することができる。この場合、第１のコンバータの制御に当たって、第２のコンバータに供給される第１の直流出力電圧を、第２のコンバータの動作にとって好ましい方向に制御することが可能であり、それによって、系全体として、最適動作を確保し、効率を向上させることができる。
【００１３】
本発明において、制御回路は、第２の直流出力電圧を監視し、第１のコンバータに第２の直流出力電圧に対応した制御信号を供給し、第１の直流出力電圧を、第２の直流出力電圧に応じて変化させる。この構成によれば、出力可変型スイッチング電源への適用において、第２のコンバータにおける動作周波数及びパルス幅の変動領域を縮小することができる。例えば、共振を利用した可変型スイッチング電源において、第２の直流出力電圧を、可変範囲のうち、高い電圧値に設定し、その電圧となるように安定化制御を行なう場合、第２の直流出力電圧が高いことに合わせて、第１の直流出力電圧も高くすることにより、両者の電圧差を小さくし、第２の直流出力電圧を設定する第２のコンバータの動作周波数の変動幅を小さくすることができる。第２の直流出力電圧を、可変範囲のうち、低い電圧値に設定した場合は、第１の直流出力電圧の電圧値も低くし、第２のコンバータの動作周波数の変動幅を小さくすることができる。
【００１４】
また、パルス幅制御による可変型スイッチング電源において、第２の直流出力電圧を、可変範囲のうち、高い電圧値に設定し、その電圧となるように安定化制御を行なう場合、第２の直流出力電圧が高いことに合わせて、第１の直流出力電圧も高くすることにより、両者の電圧差を小さくし、第２の直流出力電圧を設定する第２のコンバータのパルス幅の変動を小さくすることができる。第２の直流出力電圧を、可変範囲のうち、低い電圧値に設定した場合は、第１の直流出力電圧の電圧値も低くし、第２のコンバータのパルス幅の変動を小さくすることができる。
【００１５】
本発明の他の目的、構成及び利点については、実施例である添付図面を参照して、更に詳しく説明する。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係るスイッチング電源のブロック図である。図示するように、本発明に係るスイッチング電源は、第１のコンバータ１と、第２のコンバータ２と、制御回路３とを含む。第１のコンバータ１は、交流入力Ｖinを第１の直流出力電圧Ｖ１に変換して出力する。第１のコンバータ１において、第１の直流出力電圧Ｖ１は制御可能である。このような第１のコンバータ１の代表例は力率改善のためのアクティブフィルタまたは昇降圧コンバータ等である。
【００１７】
第２のコンバータ２は、第１のコンバータ１の後段に接続され、第１の直流出力電圧Ｖ１を第２の直流出力電圧Ｖ２に変換して出力する。第２のコンバータ２において、第２の直流出力電圧Ｖ２は制御可能である。第２のコンバータ２は負荷４に電力を供給するものであり、主コンバータとしての役割を担っている。第２のコンバータ２は、パルス幅変調型コンバータのほか、共振型コンバータや周波数変調型コンバータ等によっても構成され得る。
【００１８】
制御回路３は、第１の制御回路３１と、第２の制御回路３２とを含んでいる。第２の制御回路３２は、第２のコンバータ２を制御する。この場合の制御には、第２の直流出力電圧Ｖ２の安定化制御や、過電流保護制御等が含まれる。第２の制御回路３２に対しては、電圧情報や電流情報が与えられ、第２の制御回路３２はそれらの情報に基づいて、第２のコンバータ２に制御情報を与え、必要な制御動作を行なう。
【００１９】
第１の制御回路３１には、第１のコンバータ１の出力電圧及び電流の情報に加え、第２のコンバータ２に与えられる制御情報（信号）Ｓ１が与えられる。第１の制御回路３１は、第２の制御回路３２から供給される制御情報（信号）Ｓ１に基づき、第１の直流出力電圧Ｖ１を制御情報（信号）Ｓ１に応じて変化させる。
【００２０】
図示された制御回路３は、第２の直流出力電圧Ｖ２を第２の制御回路３２によって安定化制御し、その制御情報（信号）Ｓ１を第１のコンバータ１の第１の制御回路３１に供給する。第１の制御回路３１は第１の直流出力電圧Ｖ１が一定となるように安定化制御を、第１のコンバータ１に与える。その際、安定化電圧の設定値は制御情報Ｓ１によって変化する。
【００２１】
本発明に係るスイッチング電源において、第１のコンバータ１は交流入力Ｖinを、第１の直流出力電圧Ｖ１に変換して出力し、第２のコンバータ２は第１のコンバータ１の後段に接続され、第１の直流出力電圧Ｖ１を第２の直流出力電圧Ｖ２に変換して出力するから、例えば商用交流電源５から供給された交流入力Ｖinを、第１のコンバータ１によって第１の直流出力電圧Ｖ１に変換し、第１の直流出力電圧Ｖ１を、第２のコンバータ２によって、負荷４に要求される第２の直流出力電圧Ｖ２に変換して出力するスイッチング電源が得られる。
【００２２】
第１の制御回路３１は第１のコンバータ１に対して、その出力電圧である第１の直流出力電圧Ｖ１が設定値と等しくなるような安定化制御を与える。また、第２の制御回路３２は第２のコンバータ２に対して、その出力電圧である第２の直流出力電圧Ｖ２を安定化する制御を与える。第１のコンバータ１の出力電圧設定値は固定ではなく、第２のコンバータ２を安定化するための制御情報（信号）Ｓ１によって変化するが、定常時には制御信号Ｓ１が変化しないので、出力電圧設定値は変化しない。いま、スイッチング電源の負荷４が、軽負荷または無負荷になった場合を考えると、第２の制御回路３２は第２のコンバータ２から出力される第２の直流出力電圧Ｖ２の上昇を抑えて安定化するような制御情報（信号）Ｓ１を、第２のコンバータ２に与え、第２の直流出力電圧Ｖ２を安定化する。これと同時に、制御情報（信号）Ｓ１は第１の制御回路３１にも与えられ、第１のコンバータ１の出力電圧設定値を下げる。すなわち、第１のコンバータ１から出力される第１の直流出力電圧Ｖ１（第２のコンバータ２の入力電圧）が低下し、第２のコンバータ２から出力される第２の直流出力電圧Ｖ２の上昇を抑える動作をする。これにより、制御情報（信号）Ｓ１の変化幅が圧縮され、定常動作からの変化幅が小さくなり、最適動作状態を維持できる。
【００２３】
第１のコンバータ１は、前述したように、アクティブフィルタ、昇降圧型コンバータ等の力率改善回路によって構成できる。図２は第１のコンバータ１を昇降圧型コンバータによって構成した場合の回路図を示している。このような昇降圧型コンバータは、特開平８ー７０５７３号公報に開示されている。図において、第１のコンバータ１は、整流ダイオード１０、入力端１１、１２、トランス１３、第１のスイッチング素子１４、第２のスイッチング素子１５、第１のダイオード１６、第２のダイオード１７、及び、コンデンサ１８を含んでいる。入力端１１、１２には、交流電源５から交流入力Ｖinが供給される。
【００２４】
トランス１３、第１のスイッチング素子１４、第１のダイオード１６、及び、コンデンサ１８は第１のエネルギー伝送回路を構成している。トランス１３は、入力巻線１３１と、出力巻線１３２とを有している。黒丸印は巻始めを示している。第１のスイッチング素子１４は、ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、サイリスタ、トライアックまたはＩＧＢＴ等の３端子素子、或いはその他の制御極付半導体素子で構成され、その主電極回路が入力巻線１３１に直列接続され、直列回路に流れる電流をスイッチングする。
【００２５】
第１のダイオード１６は、出力巻線１３２に直列接続され、その直列回路が出力端に接続されている。第１のダイオード１６の極性は、第１のスイッチング素子１４のオフ時に出力巻線１３２に発生する電圧（フライバック電圧）に対して順方向となるように方向付けられている。出力巻線１３２には、第１のスイッチング素子１４のオフ時に、図示極性のフライバック電圧ＶＦ２が発生する。第１のダイオード１６は、フライバック電圧ＶＦ２に対して順方向となる。
【００２６】
第２のダイオード１７、トランス１３の出力巻線１３２、第２のスイッチング素子１５、及び、コンデンサ１８は第２のエネルギー伝送回路を構成している。第２のダイオード１７は、一端が第１のダイオード１６の一端と同極の関係で接続されている。第２のスイッチング素子１５は、ＦＥＴ等の３端子素子であり、その主電極回路が入力端１１、１２の側からみて、出力巻線１３２、第２のダイオード１７及びコンデンサ１８と共に、直列回路を構成している。実施例では、第２のダイオード１７のアノードが入力端１１に接続され、カソードが出力巻線１３２及び第１のダイオード１６のカソードに接続されている。第１のダイオード１６のアノードは、出力端に接続されている。第２のスイッチング素子１５は、主電極の一方（ソース）が、第１のスイッチング素子１４の主電極の一方（ソース）に接続され、主電極の他方（ドレイン）が第１のダイオード１６のアノードに接続されている。コンデンサ１８は、出力端に並列に接続されている。
【００２７】
第１のダイオード１６、コンデンサ１８及び出力巻線１３２は、エネルギー放出回路を構成し、第１のエネルギー伝送回路及び第２のエネルギー伝送回路のエネルギー伝送過程を通してトランス１３に蓄積されたエネルギーを放出する。
【００２８】
第１の制御回路３１は、第１のスイッチング素子１４及び第２のスイッチング素子１５に制御情報（信号）Ｓ３１、Ｓ３２を与えて、そのオン時間及びオンのタイミングを制御する。これにより、第１の直流出力電圧Ｖ１の安定化及び力率改善を行なうことが可能になる。
【００２９】
第１のスイッチング素子１４及び第２のスイッチング素子１５のオン時間及びオンのタイミングを制御することにより、入力電圧がある限り、入力側から出力側へのエネルギー伝送を連続的に行なわせることができる。このため、全波整流出力等の連続的な入力電圧を供給して、入力電流を連続的に流すことができる。これは力率改善の基礎を与える。コンデンサ１９は第１のスイッチング素子１４及び第２のスイッチング素子１５のスイッチング動作に伴って発生するスイッチングノイズを吸収するノイズフィルタである。平滑用コンデンサではないことに注意すべきである。
【００３０】
次に、第２のコンバータ２としては、第２の直流出力電圧Ｖ２を、スイッチング動作周波数を変えることによって制御するタイプのコンバータを用いることができる。この場合、第２の制御回路３２から、第１のコンバータ１に備えられた第１の制御回路３１に制御情報（信号）Ｓ１を供給し、第１の制御回路３１から第１のコンバータ１にスイッチング動作周波数に対応した制御信号を供給し、第１の直流出力電圧Ｖ１を、スイッチング動作周波数に応じて変化させる。このようなコンバータの代表的な例は、共振型コンバータである。
【００３１】
共振型コンバータは、高効率、低雑音が達成できる可能性があるスイッチング電源として注目されている。共振型コンバータは、直流電源をスイッチング回路によってスイッチングし、スイッチング出力を共振回路で共振させ、共振出力を出力整流平滑回路を用いて、直流に変換して出力する。共振回路方式としては、直列共振、並列共振、直並列共振または複共振等、種々の回路方式が知られている。
【００３２】
共振型コンバータにおいて、出力の安定化は、スイッチング周波数を制御することによって行なう。例えば、共振回路の共振周波数ｆｏよりも高い周波数領域で動作する共振型コンバータの場合、出力電圧が基準値よりも高い方向に移行しようとする場合は、スイッチング周波数が高くなる方向に、また、出力電圧が低下する方向に移行しようとする場合はスイッチング周波数が低くなる方向に制御する。
【００３３】
図３は共振型コンバータとして構成された第２のコンバータの電気回路図である。図示された第２のコンバータ２は、スイッチング回路２１と、共振回路２２と、トランス２３と、出力整流平滑回路２４とを有する。
【００３４】
スイッチング回路２１は、入力された第１の直流出力電圧Ｖ１をスイッチングする。スイッチング回路２１は、第１のスイッチング素子２１１及び第２のスイッチング素子２１２を有する。第１のスイッチング素子２１１及び第２のスイッチング素子２１２は、ＦＥＴ等でなり、その主回路が互いに直列に接続され、その両端に第１の直流出力電圧Ｖ１が供給される。
【００３５】
トランス２３は、少なくとも、一次巻線７と、二次巻線８とを含んでいる。実施例は、出力整流平滑回路２４を両波整流回路方式とした場合に適した二次巻線構造を示し、二次巻線８は、第１の巻線８１と、第２の巻線８２の二つの巻線を備え、第１の巻線８１及び第２の巻線８２は、それぞれの一端が互いに接続されている。
【００３６】
共振回路２２は、共振用コンデンサ２２１と、共振用インダクタ２２２とを有する。共振用コンデンサ２２１及び共振用インダクタ２２２は、スイッチング回路２１とトランス２３の一次巻線７とを含む回路ループ内に接続されている。実施例では、共振用コンデンサ２２１は、共振用インダクタ２２２の一端と、第１のスイッチング素子２１１及び第２のスイッチング素子２１２の接続点との間に接続され、共振用インダクタ２２２の他端はトランス２３の一次巻線の一端に接続されている。従って、共振回路２２は共振用コンデンサ２２１及び共振用インダクタ２２２による直列共振回路を構成している。
【００３７】
出力整流平滑回路２４は、トランス２３の二次巻線８に接続され、二次巻線８に生じる誘起電圧を直流に変換して出力する。図示された出力整流平滑回路２４は、出力平滑コンデンサ２４１を有するコンデンサインプット型であるが、出力チョークコイルを備えたチョークインプット型であってもよい。整流回路は第１のダイオード２４２と、第２のダイオード２４３とを有する。第１のダイオード２４２のアノードは第１の巻線８１の他端に接続され、第２のダイオード２４３のアノードは第２の巻線の他端に接続されている。第１のダイオード２４２及び第２のダイオード２４３のカソードは互いに接続され、出力平滑コンデンサ２４１の一端に接続されている。
【００３８】
第２の制御回路３２は、出力整流平滑回路２４から出力される第２の直流出力電圧Ｖ２が一定となるようにスイッチング回路２１を制御する。第２の制御回路３２は、また、２つのスイッチング素子２１１、２１２に制御信号Ｓ１１、Ｓ１２を与え、スイッチング素子２１１、２１２を、共振回路２２の共振周波数ｆｏよりも高い周波数領域で動作させる（図４参照）。この制御動作は第２の制御回路３２によって実行される。第２の制御回路３２は、例えば、電圧によって周波数が制御される電圧制御発振器（ＶＣＯ）によって構成される。
【００３９】
上記構成の共振型コンバータにおいて、直列に接続された２つのスイッチング素子２１１、２１２を交互に動作させることにより、第１のコンバータ１から入力された第１の直流出力電圧Ｖ１をスイッチングし、そのスイッチング出力を共振回路２２及びトランス２３の一次巻線７に供給する。
【００４０】
２つのスイッチング素子２１１、２１２の接続点と、２つのスイッチング素子２１１、２１２によって構成される直列回路の一端との間には、共振回路２２を構成する共振用コンデンサ２２１及び共振用インダクタ２２２と、トランス２３の一次巻線７とを直列に接続した直列回路の両端が接続されているから、２つのスイッチング素子２１１、２１２の交互動作により、共振回路２２及びトランス２３の一次巻線７に、共振回路２２の共振周波数ｆｏに対応した疑似正弦波電流Ｉｒが流れる。このとき、一次巻線７と結合する二次巻線８に誘起電圧が発生する。この誘起電圧はトランス２３の二次巻線８に接続された出力整流平滑回路２４により第２の直流出力電圧Ｖ２に変換され、負荷４（図１参照）に供給される。
【００４１】
図４は第２の制御回路３２の基本的な動作特性を示す図である。第２の制御回路３２は、定常時は、スイッチング素子２１１、２１２に制御信号Ｓ１１、Ｓ１２を与え、スイッチング素子２１１、２１２を、共振回路２２の共振周波数ｆｏよりも高い周波数領域で動作させる。
【００４２】
負荷４が増加し、第２の直流出力電圧Ｖ２が低下した場合には、動作周波数ｆを、周波数ｆ１からそれより低い周波数ｆ２に変更し、第２の直流出力電圧Ｖ２を上昇させる方向に制御し、第２の直流出力電圧Ｖ２を安定化する。負荷４が軽くなったり、あるいは第２の直流出力電圧Ｖ２が高くなった場合には、動作周波数ｆを、周波数ｆ２からそれより周波数の高い周波数ｆ１に変更し、第２の直流出力電圧Ｖ２を安定化する。
【００４３】
共振型コンバータでなる第２のコンバータ２において、第１のコンバータ１を考慮した場合、第１のコンバータ１は、交流入力Ｖinが変動しても、第１の制御回路３１によって、第１の直流出力電圧Ｖ１が指令値にほぼ等しくなるような電圧安定化制御を行なうから、第２のコンバータ２は、交流入力Ｖinの変動に対しては、スイッチング動作周波数ｆを変化させる必要はない。
【００４４】
これに対して、スイッチング電源の負荷４が軽負荷または無負荷になった場合には、図５に示すように、第２の制御回路３２はスイッチング動作周波数を上昇させ、軽負荷または無負荷による第２の直流出力電圧Ｖ２の上昇を抑えて安定化するような制御情報（信号）Ｓ１を、第２のコンバータ２に与える。この制御情報（信号）は、第１の制御回路３１にも与えられる。すると、第１の制御回路３１は、第１のコンバータ１から出力される第１の直流出力電圧Ｖ１を下げる方向に、第１のコンバータ１を制御する。
【００４５】
共振型コンバータでなる第２のコンバータ２は、図６に示すように、入力電圧が低くなると、スイッチング動作周波数が低くなる方向に動作する。このため、負荷４が軽負荷または無負荷になった場合、第２のコンバータ２において変化させなければならないスイッチング動作周波数範囲が小さくて済むようになり、第２のコンバータ２における制御負担が軽減される。負荷４が重くなった場合は、逆の動作になり、やはり、第２のコンバータ２において変化させなければならないスイッチング動作周波数範囲が小さくて済み、第２のコンバータ２における制御負担が軽減される。従って、最適動作を確保し、効率を向上させることができる。
【００４６】
過電流保護動作の場合は、第２の直流出力電圧Ｖ２を垂下させる動作特性となるため、第２のコンバータ２のスイッチング動作周波数を上昇させる方向になる。このスイッチング動作周波数を上昇させる制御情報（信号）Ｓ１により、第１の制御回路３１は、第１のコンバータ１から出力される第１の直流出力電圧Ｖ１を低下させる方向に、第１のコンバータ１を制御する。このため、過電流保護動作の場合も、第２のコンバータ２のスイッチング動作周波数の変動幅を小さく抑えることができる。
【００４７】
ここで、第１のコンバータの応答速度が第２のコンバータ２よりも早いと、負荷４の変動に対して、第２のコンバータ２よりも早く、第１のコンバータ１が応答してしまい、入力高調波電流を充分に抑制することができなくなる。従って、第１のコンバータ１の応答速度を第２のコンバータ２の応答速度よりも遅くしておくことが望ましい。
【００４８】
以上、昇圧型コンバータと、周波数変調型コンバータの代表例である共振型コンバータとを例にとって、本発明の内容を具体的に説明したが、本発明はパルス幅変調型コンバータ等についても適用が可能である。また、当業者であれば、発明の基本的技術思想及び教示に基づいて、種々の変形を行なうことができることは自明である。
【００４９】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、第１のコンバータと第２のコンバータとを縦続的に接続したスイッチング電源において、多様な条件下で最適動作を確保し得る高効率のスイッチング電源を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るスイッチング電源のブロック図である。
【図２】本発明に係るスイッチング電源おける第１のコンバータを昇降圧型コンバータによって構成した場合の回路図を示している。
【図３】本発明に係るスイッチング電源おける第２のコンバータを共振型コンバータによって構成した場合の回路図を示している。
【図４】本発明に係るスイッチング電源の制御動作を説明する図である。
【図５】共振型コンバータの負荷率ー動作周波数特性を示す図である。
【図６】共振型コンバータの入力電圧ー動作周波数特性を示す図である。
【符号の説明】
１                    第１のコンバータ
２                    第２のコンバータ
３                    制御回路
３１                  第１の制御回路
３２                  第２の制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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