(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相同期モーターに３相矩形波電圧を印加して駆動するモーター制御装置において、
前記同期モーターに流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された電流を前記モーターの回転に同期して回転するｄｑ軸座標系のｄｑ軸電流に座標変換する電流変換手段と、
ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流とのｑ軸電流偏差に基づいて前記矩形波電圧の位相を演算する位相演算手段と、
前記位相演算手段で演算された位相にしたがって直流電源から矩形波電圧を生成する電力変換手段とを備えることを特徴とするモーター制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモーター制御装置において、
前記位相演算手段は、前記ｑ軸電流偏差が０となるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行って矩形波電圧の位相を演算することを特徴とするモーター制御装置。
【請求項３】
請求項２に記載のモーター制御装置において、
前記モーターの回転速度を検出する速度検出手段と、
前記ｑ軸電流指令値、前記電力変換手段の直流電源電圧および前記モーター回転速度に基づいて前記矩形波電圧の位相を補償する位相補償手段とを備えることを特徴とするモーター制御装置。
【請求項４】
請求項１に記載のモーター制御装置において、
前記位相演算手段は、前記ｑ軸電流偏差が０となるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行ってｑ軸電圧指令値を演算し、前記ｑ軸電圧指令値と前記電力変換手段の直流電源電圧とに基づいて位相を演算することを特徴とするモーター制御装置。
【請求項５】
請求項４に記載のモーター制御装置において、
前記モーターの回転速度を検出する速度検出手段と、
前記ｑ軸電流指令値、前記電力変換手段の直流電源電圧および前記モーター回転速度に基づいて前記ｑ軸電圧指令値を補償する電圧補償手段とを備えることを特徴とするモーター制御装置。
【請求項６】
請求項１に記載のモーター制御装置において、
前記位相演算手段は、前記ｑ軸電流偏差が０となるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行ってｄ軸電流指令値を演算する手段と、前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流に基づいてｄ軸電圧指令値を演算する手段と、前記ｄ軸電圧指令値と前記電力変換手段の直流電源電圧とに基づいて前記矩形波電圧の位相を演算する手段とを備えることを特徴とするモーター制御装置。
【請求項７】
請求項６に記載のモーター制御装置において、
前記モーターの回転速度を検出する速度検出手段と、
前記ｑ軸電流指令値、前記電力変換手段の直流電源電圧および前記モーター回転速度に基づいて前記ｄ軸電流指令値を補償する電流補償手段とを備えることを特徴とするモーター制御装置。
【請求項８】
請求項６に記載のモーター制御装置において、
前記モーターの回転速度を検出する速度検出手段と、
前記ｑ軸電流指令値と前記モーター回転速度とに基づいて前記ｄ軸電圧指令値を補償する電圧補償手段とを備えることを特徴とするモーター制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流モーターの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流モーターにインバーターを用いて電圧を印加する場合に、正弦波ＰＷＭ電圧の代わりに１パルスの矩形波電圧を印加すると基本波電圧の波高値を高くすることができ、高回転速度領域におけるモーター出力を増加することができる。このような矩形波電圧駆動時には、モーターに印加する電圧の位相は制御できるが、印加電圧の振幅はインバーターの直流電源電圧（ＤＣリンク電圧）により定まり、モータートルクを正確に制御することができない。
【０００３】
このような矩形波電圧駆動時の問題を解決するために、トルク推定器を用いてモータートルクを推定し、トルク指令値と推定値との偏差に基づいて電圧位相を制御することによって、トルク指令値に応じたトルクが得られるようにしたモーター制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
この出願の発明に関連する先行技術文献としては次のものがある。
【特許文献１】
特開２０００−０５０６８９号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のモーター制御装置では、定常状態におけるモータートルクと電圧位相との関係に基づいて、モータートルクの指令値に推定値をフィードバックしてモータートルクを制御しているので、トルク制御における応答性を速くすることが難しい。また、トルク推定器では電力と機械出力と損失の関係からモータートルクを推定しているので、正確な推定値が得られずトルク制御精度を良くすることは困難である。
【０００６】
本発明は、同期モーターの矩形波電圧駆動時におけるトルク制御性能を改善したモーター制御装置を提供するものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、３相同期モーターに流れる電流をモーター回転に同期して回転するｄｑ軸座標系のｄｑ軸電流に座標変換し、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流とのｑ軸電流偏差に基づいて矩形波電圧の位相を演算し、この位相にしたがって直流電源から矩形波電圧を生成して３相同期モーターに印加して駆動する。
【０００８】
【発明の効果】
本発明によれば、矩形波電圧駆動時におけるトルク制御性能を向上させることができる。
【０００９】
【発明の実施の形態】
永久磁石同期モーターの回転に同期して回転するｄｑ軸座標系における回路方程式は、次式のように表すことができる。
【数１】
0003783695.tif 000002
数式１において、ｖdはｄ軸電圧、ｖqはｑ軸電圧、Ｌdはｄ軸インダクダンス、Ｌqはｑ軸インダクダンス、Ｒは電機子抵抗、ωeはモーターの電気的角速度、ｉdはモーターの界磁電流に相当するｄ軸電流、ｉqはモーターのトルク電流に相当するｑ軸電流、φは永久磁石による磁束鎖交数、ｐは微分演算子を表す。
【００１０】
モーターの負荷、すなわち電流がほぼ一定な定常状態を考えると、数式１を次のように近似することができる。
【数２】
0003783695.tif 000003
また、モーターが高速で回転しているときには、ｄｑ軸インダクダンスＬd、Ｌqとｄｑ軸電流ｉd、ｉqによる電圧に比べ、電機子抵抗Ｒとｄｑ軸電流ｉd、ｉqによる電圧の影響が小さくなるため、数式２をさらに次式のように近似することができる。
【数３】
0003783695.tif 000004
【００１１】
ここで、矩形波電圧位相δを用いてｖdとｖqを表すと次式の関係になり、これを図示すると図１に示す関係になる。
【数４】
ｖd＝−Ｖdq・sinδ
【数５】
ｖq＝Ｖdq・cosδ
数式４，５において、Ｖdqはｄｑ軸座標系における電圧ベクトルの大きさ（以下、単にｄｑ軸電圧と呼ぶ）であり、矩形波電圧駆動時にはインバーターの直流電源電圧（ＤＣリンク電圧）Ｖdcを用いて次式のように表せる。
【数６】
Ｖdq＝√（６）・Ｖdc／π
数式３と数式４から次式が誘導される。
【数７】
ｉq＝Ｖdq・sinδ／Ｌqωe
数式７から、高回転速度で定常状態においてはｑ軸電流ｉqは電圧位相δに対して正弦波状に変化することが理解される。また、δ＝−π／２〜π／２の範囲では、ｉqはδに対して単調増加であるから、δを操作することによってトルク分電流であるｑ軸電流を制御することができる。
【００１２】
そこで、以下では、数式７により説明したように、電圧位相δを操作してトルク分電流であるｑ軸電流ｉqを制御し、モータートルクを調節するようにした一実施の形態を説明する。
【００１３】
《発明の第１の実施の形態》
図２に第１の実施の形態の構成を示す。ｉq＊生成器１は、同期モーター８のトルク指令値Ｔe＊を入力し、トルク指令値Ｔe＊に応じたｑ軸電流指令値ｉq＊を生成する。このｉq＊生成器は、例えばトルクと速度を変数としたｉq＊のマップによって構成される。位相速度演算器１０は、レゾルバーなどの位置センサー９により検出したモーター８の機械的な回転角度に基づいてモーター８の電気的な回転速度ωeと電気的な回転角度θeを演算する。ｄｑ←３相変換器１１は、モーター８の電気的な回転角度θeを用いて電流センサー６、７により検出した３相交流電流ｉu、ｉvを次式により座標変換し、ｑ軸電流ｉqを求める。
【数８】
0003783695.tif 000005
なお、Ｗ相交流電流ｉwは、Ｕ、Ｖ相と同様に電流センサーにより検出してもよいが、３相交流の関係から次式により演算により求めることができる。
【数９】
ｉw＝−ｉu−ｉv
【００１４】
減算器２とＰＩ−ｑ軸電流制御器３は、ｑ軸電流ｉqのフィードバック制御を行う。まず、減算器９はｑ軸電流指令値ｉq＊とｑ軸電流ｉqとの偏差（ｉq＊−ｉq）を演算する。次に、ＰＩ−ｑ軸電流制御器３は、ｑ軸電流偏差（ｉq＊−ｉq）が０になるようにＰＩ制御（比例Ｐ・積分Ｉ制御）を行って矩形波電圧の位相δを求める。なお、ｑ軸電流制御器をＰＩＤ制御器とし、ｑ軸電流偏差にＰＩＤ制御を施して矩形波電圧位相δを演算してもよい。矩形波電圧駆動時には、モーター８に印加される矩形波電圧の位相δは図３に示す関係となる。なお、正弦波ＰＷＭ電圧駆動時には、モーター８に印加される正弦波ＰＷＭ電圧の位相δは図４に示す関係となる。
【００１５】
パルス生成器４は、矩形波電圧位相δとモーター８の電気的回転角度θeとに基づいてモーター８に印加する３相矩形波電圧指令を生成する。ここで、ｄ軸電流とｑ軸電流を独立に制御する通常のベクトル制御では、次式によりｄｑ軸電圧ｖd、ｖqから３相交流電圧ｖu、ｖv、ｖwへの座標変換が行われる。
【数１０】
0003783695.tif 000006
数式１０のｄｑ軸電圧ｖd、ｖqに、数式４、５に示すｖd、ｖqを代入すると次式が得られる。
【数１１】
0003783695.tif 000007
なお、数式１１は正弦波電圧を表しているが、矩形波電圧駆動時には正弦波の符号に応じた３相矩形波電圧が出力されることになる。
【００１６】
インバーター５は、パルス生成器４で生成された矩形波電圧指令にしたがってスイッチング素子を駆動し、直流電源（ＤＣリンク）から位相δの３相矩形波電圧を生成してモーター８に印加する。
【００１７】
インバーターを矩形波電圧制御で動作させる場合には、正弦波ＰＷＭ電圧制御で動作させる場合よりも２７．３％高い基本波電圧をモーターに印加することができる。また、正弦波に３次高調波を重畳して電圧の利用率を向上させる方法が知られているが、矩形波電圧制御で動作させる場合はこの方法よりも１０．３％も高い基本波電圧をモーターに印加することができる。
【００１８】
このように、第１の実施の形態によれば、ｑ軸電流指令値ｉq＊にｑ軸電流ｉqをフィードバックし、ｑ軸電流偏差（ｉq＊−ｉq）が０になるようにＰＩ（またはＰＩＤ）制御を行って矩形波電圧位相δを求め、位相δの３相矩形波電圧をモーターに印加するようにしたので、モーターの正弦波ＰＷＭ電圧駆動に比べて高い基本波電圧を利用することができ、モーターの高速度領域における出力が増加する。また、トルク電流であるｑ軸電流を精度よく制御することができ、同期モーターの矩形波電圧駆動時におけるトルク制御精度を改善することができる。
【００１９】
上述した第１の実施の形態において、電流センサー６，７が電流検出手段を、位置センサー９、位相速度演算器１０およびｄｑ←３相変換器１１が電流変換手段を、減算器２およびＰＩ−ｑ軸電流制御器３が位相演算手段を、パルス生成器４およびインバーター５が電力変換手段をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【００２０】
《発明の第２の実施の形態》
第１の実施の形態では、ｑ軸電流指令値ｉq＊に対してｑ軸電流ｉqをフィードバックし、その偏差（ｉq＊−ｉq）にＰＩ（またはＰＩＤ）制御を施す例を示したが、制御周期が長くなるとＰＩ（またはＰＩＤ）制御ゲイン（比例Ｐゲイン、積分Ｉゲイン、微分Ｄゲイン）を高く設定することが難しくなるため、ｑ軸電流制御の応答性が低下する。そこで、この第２の実施の形態では、上述した第１の実施の形態にフィードフォワード補償器を加え、ｑ軸電流制御の応答性を改善する。
【００２１】
図５に第２の実施の形態の構成を示す。なお、図２に示す第１の実施の形態の機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して説明を省略する。フィードフォワードδ補償器１０１は、モーター８の電気的角速度ωe、ｄｑ軸電圧Ｖdqおよびｑ軸電流指令値ｉq＊に基づいて、ＰＩ−ｑ軸電流制御器３の矩形波電圧位相δoを補償するための補償分δ’を求める。加算器１０２は、ＰＩ−ｑ軸電流制御器３の矩形波電圧位相δoとδ補償器１０１の矩形波電圧位相補償分δ’とを加算して矩形波電圧位相δを求める。なお、δ補償器１０１および加算器１０２以外の構成は図２に示す第１の実施の形態の構成と同様である。
【００２２】
δ補償器１０１の構成についてさらに詳しく説明する。数式７に示す矩形波電圧位相δ、ｄｑ軸電圧Ｖdq、モーター８の電気的角速度ωeおよびｑ軸電流ｉqの関係において、sinδ≒δと近似し、ｑ軸電流指令値ｉq＊、モーター８の電気的角速度ωeおよびｄｑ軸電圧Ｖdqから、矩形波電圧位相の補償分δ’を次式により求める。
【数１２】
δ’＝Ｌqωe・ｉq＊／Ｖdq
なお、ｄｑ軸電圧Ｖdqはインバーター５の直流電源電圧（ＤＣリンク電圧）Ｖdcから上記数式６を用いて求められる。
【００２３】
減算器２およびＰＩ−ｑ軸電流制御器３は、上述したようにｑ軸電流偏差（ｉq＊−ｉq）が０になるようにＰＩ（またはＰＩＤ）制御を行って矩形波電圧位相δoを求める。加算器１０２は、ＰＩ−ｑ軸電流制御器３の矩形波電圧位相δoとδ補償器１０１の補償分δ’とを加算して矩形波電圧位相δを求める。以下、第１の実施の形態と同様に、パルス生成器４で矩形波電圧位相δとモーター８の電気的回転角度θeとに基づいてモーター８に印加する３相矩形波電圧指令を生成し、インバーター５により位相δの３相矩形波電圧をモーター８に印加して駆動する。
【００２４】
このように、第２の実施の形態によれば、ｑ軸電流指令値ｉq＊にｑ軸電流ｉqをフィードバックし、ｑ軸電流偏差（ｉq＊−ｉq）が０になるようにＰＩ（またはＰＩＤ）制御を行って矩形波電圧位相δoを求めるとともに、フィードフォワードδ補償器１０１によりｑ軸電流指令値ｉq＊、モーター８の電気的角速度ωeおよびｄｑ軸電圧Ｖdqに基づいて矩形波電圧位相の補償分δ’を求め、矩形波電圧位相δoに補償分δ’を加算して矩形波電圧位相δを求める。そして、位相δの３相矩形波電圧を生成してモーター８に印加するようにしたので、上述した第１の実施の形態の効果に加え、制御周期が長くなってもｑ軸電流制御の応答性を向上させることができる。
【００２５】
上述した第２の実施の形態において、電流センサー６，７が電流検出手段を、位置センサー９、位相速度演算器１０およびｄｑ←３相変換器１１が電流変換手段を、減算器２およびＰＩ−ｑ軸電流制御器３が位相演算手段を、パルス生成器４およびインバーター５が電力変換手段を、位置センサー９および位相速度演算器１０が速度検出手段を、δ補償器１０１および加算器１０２が位相補償手段をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【００２６】
《発明の第３の実施の形態》
図６に第３の実施の形態の構成を示す。なお、図２および図５に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して説明を省略する。
【００２７】
この第３の実施の形態では、ＰＩ−ｑ軸電流制御器２０１によりｑ軸電流偏差（ｉq＊−ｉq）が０になるようにＰＩ（またはＰＩＤ）制御を行ってｑ軸電圧ｖqoを求めるとともに、フィードフォワードｖq補償器２０２によりｑ軸電流指令値ｉq＊、モーター８の電気的角速度ωeおよびｄｑ軸電圧Ｖdqに基づいてｑ軸電圧補償分ｖq’を求め、ｑ軸電圧ｖqoに補償分ｖq’を加算したｑ軸電圧ｖqとｄｑ軸電圧Ｖdqから矩形波電圧位相δを演算する。
【００２８】
ＰＩ−ｑ軸電流制御器２０１は、減算器２により求めたｑ軸電流指令値ｉq＊とｑ軸電流ｉqとの偏差（ｉq＊−ｉq）にＰＩ（またはＰＩＤ）制御を施し、ｑ軸電流偏差（ｉq＊−ｉq）が０になるようなｑ軸電圧指令値ｖq＊0を求める。フィードフォワードｖq補償器２０２は、ｑ軸電流指令値ｉq＊、モーター８の電気的角速度ωeおよびｄｑ軸電圧Ｖdqに基づいて、ＰＩ−ｑ軸電流制御器２０１のｑ軸電圧指令値ｖq＊0を補償するための補償分ｖq＊1を求める。
【００２９】
ｖq補償器２０２の構成についてさらに詳しく説明する。図１に示すｄ軸電圧ｖd、ｑ軸電圧ｖqおよびｄｑ軸電圧Ｖdqの関係と数式３から次式が導かれる。
【数１３】
ｖq＝√（Ｖdq２−Ｌq２ｉq＊２ωe２）
ｖq補償器２０２は、数式１３により求めたｑ軸電圧ｖqをｑ軸電圧指令値補償分ｖq＊1として出力する。
【００３０】
加算器２０３は、ＰＩ−ｑ軸電流制御器２０１のｑ軸電圧指令値ｖq＊0とｖq補償器２０２のｑ軸電圧指令値補償分ｖq＊1とを加算してｑ軸電圧指令値ｖq＊を求める。電圧位相演算器２０４は、図１に示す関係からｑ軸電圧指令値ｖq＊とｄｑ軸電圧Ｖdqに基づいて矩形波電圧位相δを次式により求める。
【数１４】
δ＝cos−１（ｖq＊／Ｖdq）
以下、第１の実施の形態と同様に、パルス生成器４で矩形波電圧位相δとモーター８の電気的回転角度θeとに基づいてモーター８に印加する３相矩形波電圧指令を生成し、インバーター５により位相δの３相矩形波電圧をモーター８に印加して駆動する。
【００３１】
このように、第３の実施の形態によれば、ｑ軸電流偏差（ｉq＊−ｉq）にＰＩ（またはＰＩＤ）制御を施してｑ軸電圧指令値ｖq＊0を求めるとともに、フィードフォワードｖq補償器２０２によりｑ軸電流指令値ｉq＊、モーター８の電気的角速度ωeおよびｄｑ軸電圧Ｖdqに基づいてｑ軸電圧指令値補償分ｖq＊1を求め、ｑ軸電圧指令値ｖq＊0に補償分ｖq＊1を加算してｑ軸電圧指令値ｖq＊を求める。そして、ｑ軸電圧指令値ｖq＊とｄｑ軸電圧Ｖdqにより矩形波電圧位相δを求め、位相δの３相矩形波電圧をモーター８に印加するようにしたので、上述した第１および第２の実施の形態と同様な効果が得られる上に、ｑ軸電圧指令値ｖq＊0の補償分ｖq＊1をフィードフォワード制御により求めるているので、モーター８の回転速度やｑ軸電流指令値ｉq＊の変化に対してのｑ軸電流の応答性を向上させることができる。
【００３２】
また、第３の実施の形態によれば、ｑ軸電圧ｖqとインバーター５の直流電源電圧（ＤＣリンク電圧）Ｖdcから得られるＶdqに基づいて矩形波電圧位相δを求めるので、インバーター５の直流電源電圧（ＤＣリンク電圧）Ｖdcが変動するような場合にも、ｑ軸電流ｉqを応答性よく制御することができ、トルク制御の応答性が改善される。
【００３３】
さらに、第３の実施の形態では、ＰＩ−ｑ軸電流制御器２０１を、通常のベクトル制御と同様な構成の制御器により構成できるので、通常のベクトル制御を用いたモーター制御装置からの変更、改良が容易である。
【００３４】
第３の実施の形態において、電流センサー６，７が電流検出手段を、位置センサー９、位相速度演算器１０およびｄｑ←３相変換器１１が電流変換手段を、減算器２、ＰＩ−ｑ軸電流制御器２０１および電圧位相演算器２０４が位相演算手段を、パルス生成器４およびインバーター５が電力変換手段を、位置センサー９および位相速度演算器１０が速度検出手段を、ｖq補償器２０２および加算器２０３が位相補償手段をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【００３５】
《発明の第４の実施の形態》
上述したように、永久磁石同期モーターのｄｑ軸座標系における回路方程式（数式１）を、高回転速度で且つ定常状態に限定して近似すれば数式３が得られる。数式３を展開すると次式が得られる。
【数１５】
ｖd＝−Ｌqωe・ｉq
【数１６】
ｖq＝Ｌdωe・ｉd＋ωeφ
つまり、数式１５から明らかなように、高回転速度時で且つ定常状態においてはｄ軸電圧ｖdによりモーターのトルク電流であるｑ軸電流ｉqを制御することができる。
【００３６】
一方、数式１６から明らかなように、高回転速度時で且つ定常状態においてはｄ軸電流ｉdを小さくすればｑ軸電圧ｖqを小さくすることができる。図１に示すｄ軸電圧ｖdとｑ軸電圧ｖqとの関係から明らかなように、ｑ軸電圧ｖqを小さくすれば逆にｄ軸電圧ｖdを大きくすることができ、数式１５の関係からｄ軸電圧ｖdを大きくすることはトルク電流であるｑ軸電流ｉqを大きくすることになる。つまり、ｄ軸電流ｉdを小さくすることによってトルク分電流であるｑ軸電流ｉqを大きくすることができ、これによりトルク制御精度の改善を図ることができる。
【００３７】
第４の実施の形態ではこの関係を利用し、ｑ軸電流フィードバック制御系においてｑ軸電流偏差（ｉq＊−ｉq）に負の制御ゲインを設定したＰＩ（またはＰＩＤ）制御を施してｄ軸電流指令値ｉd＊を求め、次にｄ軸フィードバック制御系においてｄ軸電流偏差（ｉd＊−ｉd）にＰＩ（またはＰＩＤ）制御を施してｄ軸電圧指令値ｖd＊を求め、さらにｄ軸電圧指令値ｖd＊とｄｑ軸電圧Ｖdqから矩形波電圧位相δを求める。
【００３８】
図７に第４の実施の形態の構成を示す。なお、図２、図５および図６に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。ＰＩ−ｑ軸電流制御器３０１は、ｑ軸電流偏差（ｉq＊−ｉq）にＰＩ（またはＰＩＤ）制御を施して得られた出力にゲイン「−１」を乗じてｄ軸電流指令値ｉd＊0を求める。
【００３９】
また、ｑ軸電流のフィードバック制御のみではｄ軸電流指令値ｉd＊0に遅れが生じるため、この遅れを補償するためにフィードフォワード補償器であるｉd＊補償器３０２を設ける。ｉd＊補償器３０２は、ｑ軸電流指令値ｉq＊、モーター８の電気的回転速度ωeおよびｄｑ軸電圧Ｖdqに基づいてｄ軸電流指令値ｉd＊0の補償分ｉd＊1を求める。図１に示すｄ軸電圧ｖd、ｑ軸電圧ｖqおよびｄｑ軸電圧Ｖdqの関係と数式３から次式が導かれる。
【数１７】
ｉd＝１／Ｌd｛−φ＋√（Ｖdq２／ωe２−Ｌq２ｉq２）｝
ｉd＊補償器３０２は、数式１７のｑ軸電流ｉqにその指令値ｉq＊を代入し、演算結果のｄ軸電流ｉdをｄ軸電流指令値補償分ｉd＊1として出力する。
【００４０】
加算器３０３は、ＰＩ−ｑ軸電流制御器３０１のｄ軸電流指令値ｉd＊0とｉd＊補償器３０２のｄ軸電流指令値補償分ｉd＊1とを加算してｄ軸電流指令値ｉd＊を求める。
【００４１】
減算器３０４とＰＩ−ｄ軸電流制御器３０５は、ｄ軸電流ｉdのフィードバック制御を行う。なお、ｄ軸電流ｉdは、ｑ軸電流ｉqとともにｄｑ←３相変換器１１によってモーター８の電気的な回転角度θeおよび電流センサー６，７により検出した３相交流電流ｉu、ｉvを数式８により座標変換して求められる。まず、減算器３０４はｄ軸電流指令値ｉd＊とｄ軸電流ｉdとの偏差（ｉd＊−ｉd）を演算する。次に、ＰＩ−ｄ軸電流制御器３０５は、ｄ軸電流偏差（ｉd＊−ｉd）が０になるようにＰＩ（またはＰＩＤ）制御を行ってｄ軸電圧指令値ｖd＊0を求める。
【００４２】
ｄ軸電流制御ではｑ軸電流によって発生する電圧が外乱項として働くため、この外乱電圧を補償するために非干渉制御器３０６を設ける。非干渉制御器３０６は、ｑ軸電流指令値ｉq＊とモーター８の電気的角速度ωeに基づいて数式１５によりｄ軸電圧ｖdを求め、ｄ軸電圧指令値ｖd＊0の補償分ｖd＊1として出力する。加算器３０８は、ＰＩ−ｄ軸電流制御器３０５のｄ軸電圧指令値ｖd＊0と非干渉制御器３０６のｄ軸電圧補償分ｖd＊1を加算してｄ軸電圧指令値ｖd＊を求める。
【００４３】
電圧位相演算器３０７は、図１に示す関係からｄ軸電圧指令値ｖd＊とｄｑ軸電圧Ｖdqに基づいて矩形波電圧位相δを次式により求める。
【数１８】
δ＝sin−１（−ｖd＊／Ｖdq）
以下、第１の実施の形態と同様に、パルス生成器４で矩形波電圧位相δとモーター８の電気的回転角度θeとに基づいてモーター８に印加する３相矩形波電圧指令を生成し、インバーター５により位相δの３相矩形波電圧をモーター８に印加して駆動する。
【００４４】
この第４の実施の形態によれば、矩形波電圧の位相δを制御することによってｑ軸電流ｉqをその指令値ｉq＊に追従させることができ、モータートルクを精度よく制御することができるとともに、モータートルクの応答性を向上させることができる。
【００４５】
また、ｑ軸電流ｉqに対するｄ軸電流ｉdの変化量と、ｄ軸電流ｉdに対するｑ軸電流ｉqの変化量を比較すると、後者の方が小さくなる。このことから、検出電流にノイズが含まれる場合や電流リップルがある場合に、ｄ軸電流ｉdをフィードバック制御することによって定常時のｑ軸電流ｉqを安定に精度よく保つことができる。一方で、ｄ軸電流ｉdの変化に対してのｑ軸電流ｉqの変化量が小さいため、ｑ軸電流ｉqの応答を速くする場合には上述したｉd＊補償器３０２や非干渉制御器３０６が必要になる。
【００４６】
また、第４の実施の形態で用いたＰＩ−ｄ軸電流制御器３０５や非干渉制御器３０６は、通常のベクトル制御に用いられる制御器と同様なものを用いることができるため、通常のベクトル制御を用いたモーター制御装置から第４の実施の形態の矩形波電圧駆動への変更、改良は容易である。
【００４７】
図８は、上述した第４の実施の形態によるトルク応答のシミュレーション結果を示す。このシミュレーション結果から明らかなように、モータートルクにトルクリップルが含まれているが、モータートルクがその指令値に精度よく追従していることがわかる。
【００４８】
第４の実施の形態において、電流センサー６，７が電流検出手段を、位置センサー９、位相速度演算器１０およびｄｑ←３相変換器１１が電流変換手段を、減算器２、ＰＩ−ｑ軸電流制御器３０１、減算器３０４、ＰＩ−ｄ軸電流制御器３０５および電圧位相演算器３０７が位相演算手段を、パルス生成器４およびインバーター５が電力変換手段を、位置センサー９および位相速度演算器１０が速度検出手段を、ｉd＊補償器３０２および加算器３０３が電流補償手段を、非干渉制御器３０６および加算器３０８が電圧補償手段をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【００４９】
なお、上述した一実施の形態では、ｄｑ軸座標系におけるモーターの回路方程式を高回転速度でかつ定常状態に限定して近似し、近似式（数式３）に基づいて矩形波電圧駆動を行う例を示した。モーターを上述した矩形波電圧のみにより駆動してもよいが、低回転速度時には従来の正弦波ＰＷＭ電圧駆動に切り換えてモーターを駆動制御するのが望ましい。正弦波ＰＷＭ電圧駆動制御と、正弦波ＰＷＭ電圧駆動と矩形波電圧駆動との切り換え制御についてはすでにいろいろな方法が提案されているので、それらの制御方法によるものとする。
【図面の簡単な説明】
【図１】  ｄｑ軸電圧ｖd、ｖqと矩形波電圧位相δとの関係を示す図である。
【図２】  第１の実施の形態の構成を示す図である。
【図３】  Ｕ相矩形波電圧波形を示す図である。
【図４】  Ｕ相正弦波ＰＷＭ電圧波形を示す図である。
【図５】  第２の実施の形態の構成を示す図である。
【図６】  第３の実施の形態の構成を示す図である。
【図７】  第４の実施の形態の構成を示す図である。
【図８】  第４の実施の形態によるトルク応答のシミュレーション結果を示す図である。
【符号の説明】
１  ｉq＊生成器
２  減算器
３  ＰＩ−ｑ軸電流制御器
４  パルス生成器
５  インバーター
６、７  電流センサー
８  ３相同期モーター
９  位置センサー
１０  位相速度演算器
１１  ｄｑ←３相変換器
１０１  δ補償器
１０２  加算器
２０１  ＰＩ−ｑ軸電流制御器
２０２  ｖq補償器
２０３  加算器
２０４  電圧位相演算器
３０１  ＰＩ−ｑ軸電流制御器
３０２  ｉd＊補償器
３０３  加算器
３０４  減算器
３０５  ＰＩ−ｄ軸電流制御器
３０６  非干渉制御器
３０７  電圧位相演算器
３０８  加算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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