(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の直流成分を中心にレベルが上下に変動する入力信号の振幅に応じた電流信号を出力する電圧−電流変換回路であって、
上記入力信号の直流成分を抽出する直流成分抽出回路と、
上記抽出された直流成分を非反転入力端子に入力し、出力端子から上記直流成分に応じて電圧信号を出力する第１の差動増幅回路と、
反転入力端子が抵抗素子を介して、上記入力信号の入力端子に接続され、非反転入力端子に上記第１の差動増幅回路の出力信号が印加され、且つ出力端子が上記反転入力端子に接続されている第２の差動増幅回路と、
上記第１の差動増幅回路の出力信号を一方の入力端子に入力し、上記第２の差動増幅回路の出力信号を上記第１の差動増幅回路の反転入力端子とともに他方の入力端子に入力し、上記入力信号とその直流成分の差分に応じた電流信号を出力する第３の差動増幅回路と
を有する電圧−電流変換回路。
【請求項２】
上記直流成分抽出回路は、上記入力信号の周波数に応じて設定されたカットオフ周波数を持つローパスフィルタにより構成されている
請求項１記載の電圧−電流変換回路。
【請求項３】
上記ローパスフィルタは、上記入力信号の入力端子と共通電位間に直列に接続されている抵抗素子とキャパシタにより構成され、当該抵抗素子とキャパシタの接続点から上記入力信号の直流成分が出力される
請求項２記載の電圧−電流変換回路。
【請求項４】
上記キャパシタは、ＩＣチップの外部に接続されている
請求項３記載の電圧−電流変換回路。
【請求項５】
上記第２の差動増幅回路は、ベースが上記抵抗素子を介して、上記入力信号の入力端子に接続され、コレクタが当該第２の差動増幅回路の出力端子を形成する第１のトランジスタと、
ベースが上記第１の差動増幅回路の出力端子に接続されている第２のトランジスタと、
上記第１と第２のトランジスタのエミッタ同士の接続点に所定の電流を供給する第１の電流源と
を有する請求項１記載の電圧−電流変換回路。
【請求項６】
上記第１のトランジスタのベースとコレクタが接続されている
請求項５記載の電圧−電流変換回路。
【請求項７】
上記第１の電流源の電流は、可変である
請求項５記載の電圧−電流変換回路。
【請求項８】
上記第３の差動増幅回路は、ベースが上記第１の差動増幅回路の出力端子に接続されている第３のトランジスタと、
ベースが上記第２の差動増幅回路の出力端子に接続され、コレクタから上記電流信号が外部に供給される第４のトランジスタと、
上記第３と第４のトランジスタのエミッタ同士の接続点に所定の電流を供給する第２の電流源と
を有する請求項１記載の電圧−電流変換回路。
【請求項９】
上記第２の電流源の電流は、可変である
請求項８記載の電圧−電流変換回路。
【請求項１０】
上記第１の差動増幅回路は、ベースが上記第２の差動増幅回路の出力端子に接続され、コレクタが当該第１の差動増幅回路の出力端子を形成する第５のトランジスタと、
ベースに上記入力信号の直流成分が印加される第６のトランジスタと、
上記第５と第６のトランジスタのエミッタ同士の接続点に所定の電流を供給する第３の電流源と
を有する請求項５記載の電圧−電流変換回路。
【請求項１１】
上記第２の差動増幅回路は、ベースが上記抵抗素子を介して、上記入力信号の入力端子に接続され、コレクタが当該第２の差動増幅回路の出力端子を形成する第１のトランジスタと、
ベースが上記第１の差動増幅回路の出力端子に接続されている第２のトランジスタと、
上記第１と第２のトランジスタのエミッタ同士の接続点に所定の電流を供給する第１の電流源と
を有し、
上記第３の差動増幅回路は、ベースが上記第１の差動増幅回路の出力端子に接続されている第３のトランジスタと、
ベースが上記第２の差動増幅回路の出力端子に接続され、コレクタから上記電流信号が外部に供給される第４のトランジスタと、
上記第３と第４のトランジスタのエミッタ同士の接続点に所定の電流を供給する第２の電流源と
を有する請求項１記載の電圧−電流変換回路。
【請求項１２】
上記第２および第３の差動増幅回路を構成する上記第１、第２、第３および第４のトランジスタは、ほぼ同一の電気特性を有する
請求項１１記載の電圧−電流変換回路。
【請求項１３】
上記第３の差動増幅回路を構成する上記第３および第４のトランジスタのエミッタ同士の接続点に、上記第２の電流源の供給電流とを相殺する電流を供給し、上記電流信号の出力を抑制する電流源を有する
請求項１１記載の電圧−電流変換回路。
【請求項１４】
上記第３の差動増幅回路の電流信号に応じた振幅を持ち、且つ所定の直流成分を持つ電圧信号を発生する出力回路を
有する請求項１１記載の電圧−電流変換回路。
【請求項１５】
ベースが上記第３のトランジスタのベースに接続されている第７のトランジスタと、
ベースが上記第４のトランジスタのベースに接続され、コレクタから所定の電流信号が外部に供給される第８のトランジスタと、
上記第７と第８のトランジスタのエミッタ同士の接続点に所定の電流を供給する第４の電流源と
により構成されている第４の差動増幅回路
をさらに有する請求項１１記載の電圧−電流変換回路。
【請求項１６】
上記第７および第８のトランジスタは、上記第１、第２、第３および第４のトランジスタとほぼ同一の電気特性を有する
請求項１５記載の電圧−電流変換回路。
【請求項１７】
上記第４の差動増幅回路の上記電流信号に応じた振幅を持ち、且つ所定の直流成分を持つ第２の電圧信号を発生する第２の出力回路を
有する請求項１５記載の電圧−電流変換回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧−電流変換回路、特に入出信号のリニア特性がよく、低電圧でも動作可能な電圧−電流変換回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
音声信号対象とする増幅器、例えば、ステレオＩＣに内蔵する増幅器において、入力信号の直流成分（以下、オフセットともいう）を除去し、または他のレベルに変換するために、入力信号に応じた電流信号を発生する電圧−電流変換回路が必要である。図６は、一般的に使用されている電圧−電流変換回路の一例を示している。
【０００３】
図６に示すように、本例の電圧−電流変換回路は、抵抗素子Ｒ１とキャパシタＣ１で構成したローパスフィルタおよびトランジスタＱ１，Ｑ２，抵抗素子Ｒ２電流源ＩＳ１，ＩＳ２で構成した差動増幅回路により構成されている。
ローパスフィルタは、入力信号Ｖinの直流成分ＶDCを抽出して、トランジスタＱ２のベースに入力する。入力信号ＶinはトランジスタＱ１のベースに入力されているので、トランジスタＱ１とＱ２のエミッタ間に接続されている抵抗素子Ｒ２に、入力信号Ｖinとその直流成分ＶDCとの差分に応じた電流Δｉ1 が流れる。
【０００４】
差動増幅回路において、電流源ＩＳ１，ＩＳ２の電流値がともにｉ1 とすると、カレントミラー回路ＩＳＣ０１，ＩＳＣ０２に、電流（ｉ1 ＋Δｉ1 ）が流れ、カレントミラー回路ＩＳＣ１１，ＩＳＣ１２に、電流（ｉ1 −Δｉ1 ）が流れる。カレントミラー回路ＩＳＣ２１，ＩＳＣ２２に、同じく電流（ｉ1 −Δｉ1 ）が流れるので、回路の出力側に、２Δｉ1 の出力電流が得られる。上述したように、抵抗素子Ｒ２に流れる電流Δｉ1 が入力信号Ｖinとその直流成分ＶDCとの差分に比例する。即ち、入力信号Ｖinの直流成分ＶDCが除去された信号となる。
【０００５】
図６に示すように、電圧−電流変換回路の出力側に抵抗素子Ｒ３と電圧源ＶＳ１を直列接続して構成した回路により、次式に示す出力電圧Ｖout が獲得できる。
【０００６】
【数１】
Ｖout ＝２Δｉ1 ・ｒ３＋ｖ1                           …（１）
【０００７】
ここで、ｒ３は抵抗素子Ｒ３の抵抗値、ｖ1 は電圧源ＶＳ１の電圧値とする。このように、入力信号Ｖinが電圧ｖ1 をオフセットとする新しい電圧信号Ｖout に変換される。
【０００８】
図６に示す電圧−電流変換回路により、入力信号に含まれている直流成分を除去でき、さらにオフセットを所望のレベルに変換することが容易に実現できる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来の電圧−電流変換回路において、入力信号Ｖinのダイナミックレンジは、抵抗素子Ｒ２および電流源ＩＳ１，ＩＳ２の値により決まる。ここで、抵抗素子Ｒ２の抵抗値をｒ2 とすると、入力信号Ｖinのダイナミックレンジは、通常（ｒ2 ・ｉ1 ）以上に設定する必要がある。実際には、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ抵抗素子ｒe が現れるので、設計時は、必要信号の２倍以上のマージンをとっているため、電流源ＩＳ１，ＩＳ２の電流値が大きくなる。また、差動増幅回路を構成するトランジスタのエミッタ抵抗の影響で、入力振幅と出力振幅の関係が非線型となり、歪みが大きくなるという不利益がある。
【００１０】
また、図６に示す従来の電圧−電流変換回路において、電流源の折り返しを用いて直流成分ＶDCの除去、即ち、オフセットキャンセルを行っていたため、低電源電圧または、ｐｎｐトランジスタの低アーリー電圧のプロセスを使用すると、出力の負荷抵抗で信号成分が揺れる度に、ｐｎｐトランジスタからなるカレントミラー回路のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが変動し、信号の歪みが大きくなるという不利益がある。
【００１１】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、入出力信号の振幅のリニア特性を保持でき、信号歪みの発生を抑制しながら、低電源電圧で動作できる電圧−電流変換回路を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の電圧−電流変換回路は、所定の直流成分を中心にレベルが上下に変動する入力信号の振幅に応じた電流信号を出力する電圧−電流変換回路であって、上記入力信号の直流成分を抽出する直流成分抽出回路と、上記抽出された直流成分を非反転入力端子に入力し、出力端子から上記直流成分に応じて電圧信号を出力する第１の差動増幅回路と、反転入力端子が抵抗素子を介して、上記入力信号の入力端子に接続され、非反転入力端子に上記第１の差動増幅回路の出力信号が印加され、且つ出力端子が上記反転入力端子に接続されている第２の差動増幅回路と、上記第１の差動増幅回路の出力信号を一方の入力端子に入力し、上記第２の差動増幅回路の出力信号を上記第１の差動増幅回路の反転入力端子とともに他方の入力端子に入力し、上記入力信号とその直流成分の差分に応じた電流信号を出力する第３の差動増幅回路とを有する。
【００１３】
また、本発明では、好適には上記直流成分抽出回路は、上記入力信号の周波数に応じて設定されたカットオフ周波数を持つローパスフィルタにより構成されている。
【００１４】
また、本発明では、好適には上記第２の差動増幅回路は、ベースが上記抵抗素子を介して、上記入力信号の入力端子に接続され、コレクタが当該第２の差動増幅回路の出力端子を形成する第１のトランジスタと、ベースが上記第１の差動増幅回路の出力端子に接続されている第２のトランジスタと、上記第１と第２のトランジスタのエミッタ同士の接続点に所定の電流を供給する第１の電流源とを有し、上記第３の差動増幅回路は、ベースが上記第１の差動増幅回路の出力端子に接続されている第３のトランジスタと、ベースが上記第２の差動増幅回路の出力端子に接続され、コレクタから上記電流信号が外部に供給される第４のトランジスタと、上記第３と第４のトランジスタのエミッタ同士の接続点に所定の電流を供給する第２の電流源とを有し、さらに上記第１の差動増幅回路は、ベースが上記第２の差動増幅回路の出力端子に接続され、コレクタが当該第１の差動増幅回路の出力端子を形成する第５のトランジスタと、ベースに上記入力信号の直流成分が印加される第６のトランジスタと、上記第５と第６のトランジスタのエミッタ同士の接続点に所定の電流を供給する第３の電流源とを有する。
【００１５】
さらに、本発明では、好適には上記第２および第３の差動増幅回路を構成する上記第１、第２、第３および第４のトランジスタは、ほぼ同一の電気特性を有する。
【００１６】
本発明によれば、直流成分抽出回路により入力信号の直流成分が抽出され、それに応じた電圧信号が第１の差動増幅回路により発生される。当該電圧信号が第２の差動増幅回路に帰還され、さらに当該第２の差動増幅回路により、入力信号とその直流成分との差分信号に応じた信号が発生され、第３の差動増幅回路により、上記差分信号に応じた電流信号が出力される。このように、入力信号の直流成分がキャンセルされ、入力信号の振幅のみに依存する電流信号を発生することができる。
【００１７】
また、第１の差動増幅回路の出力信号が第２の差動増幅回路の入力側に帰還することにより、電圧−電流変換回路の入力インピーダンスのリニア特性がよく、信号の歪みを最小限に抑制することができる。さらに、入力信号のダイナミックレンジのマージンが広く、低電源電圧化および低消費電力化を実現できる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
第１実施形態
図１は本発明に係る電圧−電流変換回路の第１の実施形態を示す回路図である。
図示のように、本実施形態の電圧−電流変換回路は、抵抗素子Ｒ１とキャパシタＣ１で構成したローパスフィルタ、トランジスタＱ１，Ｑ２、電流源ＩＳ１およびカレントミラー回路ＩＳＣ１で構成した差動増幅回路ＡＭＰ１、トランジスタＱ３，Ｑ４、電流源ＩＳ２およびカレントミラー回路ＩＳＣ２で構成した差動増幅回路ＡＭＰ２、トランジスタＱ５，Ｑ６、電流源ＩＳ３およびカレントミラー回路ＩＳＣ３で構成した差動増幅回路ＡＭＰ３、さらに差動増幅回路ＡＭＰ４により構成されている。
【００１９】
図１に示す電圧−電流変換回路において、差動増幅回路ＡＭＰ１〜ＡＭＰ４は、ＩＣの内部に形成されている。本実施形態の電圧−電流変換回路は、音声信号を増幅するために用いられるので、ローパスフィルタのカットオフ周波数ｆC が低く、それを構成するキャパシタＣ１は、他の回路素子と同じ基板上に形成することができず、端子ＴC を介してＩＣチップの外部に設けられている。
【００２０】
入力信号Ｖinは、抵抗素子Ｒ２を介して、トランジスタＱ１のベースに印加され、トランジスタＱ１のベースとコレクタが接続されている。即ち、トランジスタＱ１はダイオード接続となる。トランジスタＱ１とＱ２のエミッタ同士が接続され、接続点が電流源ＩＳ１に接続されている。カレントミラー回路ＩＳＣ１は、トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ側に接続され、これらのトランジスタのダイナミック負荷を構成している。
【００２１】
差動増幅回路ＡＭＰ２において、トランジスタＱ３のベースは、トランジスタＱ２のベースに接続され、トランジスタＱ４のベースは、トランジスタＱ１のベースに接続されている。さらに、トランジスタＱ３とＱ４のエミッタ同士が接続され、接続点が電流源ＩＳ２に接続されている。トランジスタＱ３とＱ４のコレクタがそれぞれダイナミック負荷を構成するカレントミラー回路ＩＳＣ２に接続されている。
【００２２】
差動増幅回路ＡＭＰ３において、トランジスタＱ５のベースは、トランジスタＱ４のベースに接続され、トランジスタＱ６のベースは、ローパスフィルタを構成する抵抗素子Ｒ１とキャパシタＣ１との接続点、即ち、端子ＴC に接続されている。トランジスタＱ５とＱ６のエミッタ同士が接続され、接続点が電流源ＩＳ３に接続されている。トランジスタＱ５とＱ６のコレクタがそれぞれダイナミック負荷を構成するカレントミラー回路ＩＳＣ３に接続されている。
【００２３】
差動増幅回路ＡＭＰ４の反転入力端子（−）は差動増幅回路ＡＭＰ２のトランジスタＱ４のコレクタに接続され、入力端子（＋）は抵抗素子Ｒ４の一方の端子に接続され、抵抗素子Ｒ４の他方の端子が電圧源ＶＳ１に接続されている。
【００２４】
図１に示す回路において、抵抗素子Ｒ２は入力抵抗素子であり、抵抗素子Ｒ３は出力抵抗素子である。また、電圧源ＶＳ１は、出力電圧Ｖout のオフセットを与えるために設けられている。
【００２５】
図２は、図１に示す回路の入力信号Ｖinおよび出力信号Ｖout の波形を示す波形図である。図２（ａ）に示すように、入力信号Ｖinには直流成分ＶDCが含まれており、当該直流成分ＶDCと所望のバイアス電圧Ｖ１との間に、オフセットが存在する。本実施形態の電圧−電流変換回路により、入力信号Ｖinの直流成分ＶDCが除去される。同図（ｂ）に示すように、電圧源ＶＳ１により出力信号Ｖout に所望のオフセット電圧Ｖ１が設定される。これにより、出力信号Ｖout がセンターバイアス状態となる。
【００２６】
以下、図１を参照しつつ、本実施形態の電圧−電流変換回路の動作について説明する。
入力信号ＶinのレベルがΔＶinだけ変化したとき、抵抗素子Ｒ２に生じた電流をｉinとすると、トランジスタＱ１のコレクタ電流ｉc1は（ｉin＋ｉcs1 ）となる。即ち、（ｉc2＝ｉcs1 ＝ｉc1−ｉin）である。ここで、ｉcs1 は、カレントミラー回路ＩＳＣ１の電流値とする。さらに、電流源ＩＳ１の電流値をｉ1 とすると、次の式が得られる。
【００２７】
【数２】
ｉ1 ＝ｉc1＋ｉc2＝２ｉc1−ｉin
ｉc1＝（ｉ1 ＋ｉin）／２                              …（２）
【００２８】
また、トランジスタＱ２のコレクタ電流ｉc2は次式により求まる。
【００２９】
【数３】
ｉc2＝ｉ1 −ｉc1＝（ｉ1 −ｉin）／２                  …（３）
【００３０】
ここで、トランジスタＱ１およびＱ２の飽和電圧をそれぞれｉs1，ｉs2とすると、トランジスタＱ１とＱ２のベース・エミッタ間電圧Ｖbe1 ，Ｖbe2 はそれぞれＶt ｌｎ（ｉc1／ｉs1）およびＶt ｌｎ（ｉc2／ｉs2）で表されるので、次式が得られる。
【００３１】
【数４】
0003809716.tif 000002
…（４）
【００３２】
また、カレントミラー回路ＩＳＣ２の電流値をｉcs2 とし、出力電流をｉout とすると、トランジスタＱ４のコレクタ電流ｉc4は（ｉout ＋ｉcs2 ）となる。即ち、（ｉc3＝ｉcs2 ＝ｉc4−ｉout ）である。電流源ＩＳ２の電流値をｉ2 とすると、次の式が得られる。
【００３３】
【数５】
ｉ2 ＝ｉc3＋ｉc4＝２ｉc4−ｉout 
ｉc4＝（ｉ2 ＋ｉout ）／２                            …（５）
【００３４】
さらに、トランジスタＱ３のコレクタ電流ｉc3は、次式により求まる。
【００３５】
【数６】
ｉc3＝ｉ2 −ｉc4＝（ｉ2 −ｉout ）／２                …（６）
【００３６】
ここで、トランジスタＱ３およびＱ４の飽和電圧をそれぞれｉs3，ｉs4とすると、トランジスタＱ３とＱ４のベース・エミッタ間電圧Ｖbe3 ，Ｖbe4 はそれぞれＶt ｌｎ（ｉc3／ｉs3）およびＶt ｌｎ（ｉc4／ｉs4）で表されるので、次式が得られる。
【００３７】
【数７】
0003809716.tif 000003
…（７）
【００３８】
図示のように、トランジスタＱ１のベース電圧をＶ１とし、トランジスタＱ２またはトランジスタＱ３のベース電圧をＶ２とすると、次式が得られる。
【００３９】
【数８】
Ｖ１−Ｖbe1 ＝Ｖ２−Ｖbe2 
Ｖ１−Ｖ２＝Ｖbe1 −Ｖbe2                             …（８）
【００４０】
【数９】
Ｖ２−Ｖbe3 ＝Ｖ１−Ｖbe4 
Ｖ１−Ｖ２＝Ｖbe4 −Ｖbe3                             …（９）
【００４１】
ここで、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３およびＱ４は、同一の電気特性を有するものを用いているとすると、これらのトランジスタの飽和電流ｉs1，ｉs2，ｉs3，ｉs4は同一の値である。
【００４２】
式（８）および式（９）により、次式が得られる。
【００４３】
【数１０】
Ｖbe1 −Ｖbe2 ＝Ｖbe4 −Ｖbe3                       …（１０）
【００４４】
式（４）および（７）を式（１０）に代入すると、次式が得られる。
【００４５】
【数１１】
（ｉ1 ＋ｉin）／（ｉ1 −ｉin）＝
（ｉ2 ＋ｉout ）／（ｉ2 −ｉout ）
ｉout ＝ｉin・ｉ2 ／ｉ1                             …（１１）
【００４６】
ここで、（ｉ1 ＝ｉ2 ）、即ち、電流源ＩＳ１とＩＳ２の電流値が等しいとすると、（ｉout ＝ｉin）となる。
差動増幅回路ＡＭＰ４において、出力抵抗素子Ｒ３の抵抗値をｒ３とすると、（Ｖout ＝ｉout ・ｒ３）となる。
【００４７】
さらに、入力抵抗素子Ｒ２と出力抵抗素子Ｒ３の抵抗値が同じであるとすると、入力信号Ｖinの変化量ΔＶinに応じて、出力信号Ｖout に生じた変化量ΔＶout はΔＶinと等しい。即ち、（ΔＶout ＝ΔＶin）である。
【００４８】
上述のように、入力信号Ｖinが図２（ａ）に示すように、直流成分ＶDCを持った信号として入力されると、抵抗素子Ｒ１とキャパシタＣ１で構成されたローパスフィルタにより直流成分ＶDCが抽出される。抽出した直流成分ＶDCは差動増幅回路ＡＭＰ３に入力され、それに応じた電圧Ｖ２が差動増幅回路ＡＭＰ１，ＡＭＰ２のトランジスタＱ２，Ｑ３のベースにそれぞれ印加される。即ち、直流成分ＶDCに応じて発生した電圧Ｖ２が差動増幅回路ＡＭＰ１のマイナス入力側に帰還されることにより、差動増幅回路ＡＭＰ３のトランジスタＱ５とＱ６のベースがイマジナリーショートされ、電圧Ｖ１と直流成分ＶDCが等しくなる。これによって、出力電流ｉout に入力信号Ｖinの直流成分ＶDCを含まず、純粋に交流成分のみが転送される。
【００４９】
また、差動増幅回路ＡＭＰ３で差動増幅回路ＡＭＰ１のマイナス側に直流成分ＶDCを帰還させて、それを抑えることにより、差動増幅回路ＡＭＰ１において、ダイオード接続となるトランジスタＱ１のエミッタ抵抗ｒe が入力インピーダンスに現れることなく、入力端子からみた入力インピーダンスは、純粋に入力抵抗Ｒ２のみとなるため、回路のリニア特性がよく、信号の歪みを低減することができる。
【００５０】
以上説明したように、本実施形態によれば、抵抗素子Ｒ１とキャパシタＣ１で構成したローパスフィルタにより、入力信号Ｖinの直流成分ＶDCを抽出し、差動増幅回路ＡＭＰ３に入力し、それに応じた電圧Ｖ２を差動増幅回路ＡＭＰ３により発生し、差動増幅回路ＡＭＰ１のマイナス入力側に帰還することで、差動増幅回路ＡＭＰ１のトランジスタＱ１のベースは直流成分ＶDCと同電位に保持する。また、トランジスタＱ１のベースに、入力抵抗素子Ｒ２を介して入力信号Ｖinを印加するので、入力信号Ｖinとその直流成分ＶDCとの差分信号が生成され、差動増幅回路ＡＭＰ２により、当該差分信号に応じた出力電流ｉout を発生するので、電流ｉout は直流成分ＶDCを含まず、入力信号の振幅のみに依存する。
これによって、回路のリニア特性が改善され、信号の歪みが低減することができ、且つ直流成分を抽出するローパスフィルタの抵抗素子を大きくすることができるため、ＩＣチップの外部に接続されるキャパシタの容量を小さくで済み、外付け部品のコスト削減を実現可能である。また、オフセットをキャンセルするため電流源を折り返し使用することなく、低電源電圧動作を実現可能である。
【００５１】
第２実施形態
図３は本発明に係る電圧−電流変換回路の第２の実施形態を示す回路図である。
図示のように、本実施形態の電圧−電流変換回路は、図１に示す本発明の第１の実施形態に較べて、差動増幅回路ＡＭＰ１の構成が異なり、それ以外の部分はすべて同じである。図３では、図１と同じ回路素子および同じ構成を有する回路部分は、同じ符号を付して表記する。
【００５２】
本実施形態では、差動増幅回路ＡＭＰ１において、トランジスタＱ１とＱ２のエミッタ同士の接続点に、可変電流源ＩＳＶ１が接続されている。可変電流源ＩＳＶ１の供給電流を制御することにより、出力信号Ｖout のレベルを調整することができる。
【００５３】
上述した式（１１）により、電流源ＩＳ１またはＩＳ２の何れかの電流値ｉ1 またはｉ2 を制御することで、出力信号Ｖout の変化量ΔＶout を調整できる。このため、図３に示すように、入力信号Ｖinの変化量ΔＶinが一定で、即ち、ｉinが一定の場合に、可変電流源ＩＳＶ１の電流を大きく設定すれば、出力信号Ｖout の変化量ΔＶout が小さくなり、逆に変換電流源ＩＳＶ１の電流を小さく設定すれば、出力信号の変化量ΔＶout が大きくなる。
【００５４】
このように、差動増幅回路ＡＭＰ１に供給する電流値を制御することにより、出力信号のレベルを制御でき、例えば、音量を調整する電子ボリュームを実現可能である。
【００５５】
以上説明したように、本実施形態によれば、差動増幅回路ＡＭＰ１に可変電流源ＩＳＶ１により駆動電流を供給し、当該可変電流源をＩＳＶ１の電流を制御することにより、出力信号の振幅を制御することができ、電子ボリュームを実現できる。
なお、出力信号の振幅制御は、差動増幅回路ＡＭＰ１の駆動電流源に限らず、差動増幅回路ＡＭＰ２の駆動電流源の電流を制御することによっても実現できる。
【００５６】
第３実施形態
図４は本発明に係る電圧−電流変換回路の第３の実施形態を示す回路図である。
図示のように、本実施形態では上述した第２の実施形態に較べて、差動増幅回路ＡＭＰ２にトランジスタＱ７が新たに設けられている。
トランジスタＱ７のコレクタが電源電圧ＶCCに接続され、ベースが可変電圧源ＶＳ２に接続され、エミッタがトランジスタＱ３とＱ４のエミッタ同士の接続点に接続されている。
【００５７】
図４に示す構成を有する電圧−電流変換回路において、差動増幅回路ＡＭＰ１の可変電流源ＩＳＶ１の電流を制御することにより、出力信号Ｖout の振幅を制御することができる。即ち、出力信号のボリューム調整ができる。さらに、可変電圧源ＶＳ２の電圧値ｖ３を制御することにより、出力信号Ｖout の振幅を０に保持する、いわゆるミュート（Ｍｕｔｅ）機能を実現できる。
【００５８】
差動増幅回路ＡＭＰ２において、トランジスタＱ３のベース電圧はＶ２である。なお、前述したように、電圧Ｖ２は入力信号Ｖinの直流成分ＶDCと等しくなる。可変電圧源ＶＳ２の電圧値Ｖ３を調整し、Ｖ２より高く設定すると、トランジスタＱ７がオン状態となり、トランジスタＱ７のエミッタに、電流源ＩＳ２の電流値ｉ2 と同じ電流ｉ7 が流れる。このため、出力電流ｉout が０となる。これに応じて差動増幅回路ＡＭＰ４の出力信号Ｖout の振幅も０に保持される。
【００５９】
以上説明したように、本実施形態によれば、差動増幅回路ＡＭＰ２にトランジスタＱ７を設けて、当該トランジスタＱ７のエミッタをトランジスタＱ３とＱ４のエミッタ同士に接続し、トランジスタＱ７のベースに印加される電圧Ｖ３のレベルを制御し、トランジスタＱ７のオン／オフ状態を制御することによって、ミュート機能を実現できる。
なお、可変電圧源ＶＳ２の代わりに入力信号Ｖinの直流成分ＶDCより電圧値が高い電圧Ｖ３を供給する固定電圧源を設けて、トランジスタＱ７のベースと当該固定電圧源との間に、スイッチを設けて、スイッチのオン／オフ状態を制御することによって、同じくミュート機能を実現できることはいうまでもない。
【００６０】
第４実施形態
図５は本発明に係る電圧−電流変換回路の第４の実施形態を示す回路図である。
図示のように、本実施形態の電圧−電流変換回路は、図１に示す第１の実施形態に較べて、差動増幅回路ＡＭＰ５と差動増幅回路ＡＭＰ６が新たに設けられている。
【００６１】
差動増幅回路ＡＭＰ５は、トランジスタＱ８，Ｑ９、電流源ＩＳ４およびカレントミラー回路ＩＳＣ４により構成されている。図示のように、差動増幅回路ＡＭＰ５は、差動増幅回路ＡＭＰ２と並列に設けられている。即ち、トランジスタＱ８のベースは、トランジスタＱ３のベースに接続され、トランジスタＱ９のベースは、トランジスタＱ４のベースに接続されている。トランジスタＱ８とＱ９のエミッタ同士が接続され、接続点が電流源ＩＳ４に接続されている。さらにトランジスタＱ８とＱ９のコレクタがダイナミック負荷を構成するカレントミラー回路ＩＳＣ４に接続されている。
【００６２】
差動増幅回路ＡＭＰ６の反転入力端子（−）は差動増幅回路ＡＭＰ５のトランジスタＱ９のコレクタに接続され、入力端子（＋）は抵抗素子Ｒ６の一方の端子に接続され、抵抗素子Ｒ６の他方の端子が電圧源ＶＳ３に接続されている。
【００６３】
ここで、例えば、差動増幅回路ＡＭＰ５を構成するトランジスタＱ８およびＱ９は、他の差動増幅回路ＡＭＰ１，ＡＭＰ２を構成するトランジスタＱ１〜Ｑ４と同一の電気特性を有する場合に、差動増幅回路ＡＭＰ５により、出力電流ｉout2が得られる。なお、（ｉout2＝ｉout1）となる。
【００６４】
このため、例えば、電圧源ＶＳ３の電圧値を電圧源ＶＳ１と異なるように設定することにより、出力信号Ｖout1と異なるオフセットを持つ出力信号Ｖout2を獲得できる。このように、一つの入力信号Ｖinから、複数の出力電圧を得ることができる。必要に応じて、これらの複数の出力信号のオフセットがそれぞれ異なる値に設定可能である。
【００６５】
以上説明したように、本実施形態によれば、差動増幅回路ＡＭＰ２と並列に差動増幅回路ＡＭＰ５を設けて、さらにその出力側に差動増幅回路ＡＭＰ６を設けることによって、入力信号Ｖinに応じて複数の出力電流を発生することができ、これらの出力電流に応じて、オフセットの異なる複数の出力電圧を発生できる。
【００６６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の電圧−電流変換回路によれば、入力信号の直流成分を抽出し、差動増幅回路に供給することで、当該直流成分に応じた電圧を発生し、他の差動増幅回路の反転入力側に帰還することにより、入力信号の直流成分をキャンセルすることができる。また、入力信号の直流成分を抽出するローパスフィルタの抵抗素子を大きく設定できるので、キャパシタの容量を小さくでき、外付け部品のコスト削減を実現できる利点がある。
さらに、入力信号の直流成分に応じて電圧を直流成分をキャンセルする差動増幅回路の反転入力側に帰還することによって、回路の入力インピーダンスのリニア特性がよく、信号歪みの低減を実現できる。また、本発明によれば、低電圧、低消費電力の電圧−電流変換回路を実現可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る電圧−電流変換回路の第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】第１の実施形態の入出力信号の波形を示す波形図である。
【図３】本発明に係る電圧−電流変換回路の第２の実施形態を示す回路図である。
【図４】本発明に係る電圧−電流変換回路の第３の実施形態を示す回路図である。
【図５】本発明に係る電圧−電流変換回路の第４の実施形態を示す回路図である。
【図６】従来の電圧−電流変換回路の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
ＡＭＰ１，ＡＭＰ２，ＡＭＰ３，ＡＭＰ４，ＡＭＰ５，ＡＭＰ６…差動増幅回路、ＩＳ１，ＩＳ２，ＩＳ３，ＩＳ４…電流源、ＶＳ１，ＶＳ２，ＶＳ３…電圧源、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６…抵抗素子、Ｃ１…キャパシタ、ＩＳＣ１，ＩＳＣ２，ＩＳＣ３，ＩＳＣ４…カレントミラー回路、ＴC …キャパシタ接続端子、ＶCC…電源電圧、ＧＮＤ…接地電位。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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