(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力電圧の大きさ、周波数及び位相を制御可能な半導体電力変換器を介して給電される永久磁石形同期電動機の制御装置であって、前記電動機の一次電流を永久磁石による磁束軸に平行なｄ軸電流とこれに直交するｑ軸電流とに分解し、これらのｄ軸電流及びｑ軸電流を独立して制御することにより前記電動機のトルク及び速度を制御する制御装置において、
前記ｑ軸電流が零付近で小さく、前記電動機の発生トルクが小さい領域であって、前記電動機または半導体電力変換器の定格電流を基準として予め設定された定数により決まる領域において、前記定格電流を基準として予め設定された定数に従って若干のｄ軸電流を流すようにｄ軸電流指令値を演算する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項２】
請求項１記載の永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の速度指令値と速度検出値との偏差が零になるように調節動作する速度調節器と、
この速度調節器の出力であるｑ軸電流指令値の大きさが零付近であるときにその大きさに応じてｄ軸電流指令値を演算するｄ軸電流指令値演算器と、
ｄ軸、ｑ軸の各電流指令値と各電流検出値との偏差が零になるように調節動作するｄ軸電流調節器、ｑ軸電流調節器と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、出力電圧の大きさ、周波数及び位相を制御可能なインバータ等の半導体電力変換器を用いて電動機のトルク制御、速度制御を行う永久磁石形同期電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図３は、この種の永久磁石形同期電動機の制御装置の従来技術を示している。図において、交流電源８から供給される交流電力はＰＷＭ制御されるインバータ９により所定の電圧、周波数の交流電力に変換され、永久磁石形同期電動機１１を所望のトルクで運転する。１２は電動機１１によって駆動される負荷であり、１３は電動機１１の回転速度及び回転子の磁極位置を検出するパルスエンコーダである。
【０００３】
上記同期電動機１１の制御装置において、速度設定器１は、電動機１１の速度設定値ωr#を速度指令演算回路２に送り、速度指令演算回路２では、予め設定された加速度に従い変化して最終的には入力された速度設定値ωr#に一致するような速度指令値ωr*を生成して出力する。
速度調節器３には、この速度指令値ωr*と速度検出演算器１５により演算された速度検出値ωrとの偏差が入力されており、調節動作によって前記偏差を零にするようなｑ軸電流指令値ｉq*を出力する。ここで、永久磁石形同期電動機１１の回転子永久磁石による磁束軸と平行な軸をｄ軸、磁束軸に直交する軸をｑ軸という。
【０００４】
位置検出演算器１４では、パルスエンコーダ１３の出力信号に基づき、例えば電動機１１のＵ相巻線と磁極位置とのなす角度θを演算する。座標変換器７は、電流センサ１０によって検出した電動機１１の一次電流ｉU，ｉWを前記角度θに基づき数式１，数式２によって座標変換することにより、電動機１１の一次電流をｑ軸電流検出値ｉq及びｄ軸電流検出値ｉdに分解する。なお、数式１及び数式２において、ｉVはｉU，ｉWから求められる。
【０００５】
【数１】
ｉd＝cosθ×ｉU＋cos(θ−１２０°)×ｉV＋cos(θ＋１２０°)×ｉW
【０００６】
【数２】
ｉq＝sinθ×ｉU＋sin(θ−１２０°)×ｉV＋sin(θ＋１２０°)×ｉW
【０００７】
ｑ軸電流調節器４にはｑ軸電流指令値ｉq*とｑ軸電流検出値ｉqとの偏差が入力されており、この偏差を零にするようなｑ軸電圧指令値ｖq*を生成して出力する。同様に、ｄ軸電流調節器５にはｄ軸電流指令値ｉd*とｄ軸電流検出値ｉdとの偏差が入力されており、この偏差を零にするようなｄ軸電圧指令値ｖd*を生成して出力する。
なお、図３では、電動機１１のトルク発生に寄与しないｄ軸電流（無効電流）を零として一次巻線の銅損を最小限にするべく、ｄ軸電流指令値ｉd*が零に設定されている。
【０００８】
座標変換器６は、ｑ軸電圧指令値ｖq*、ｄ軸電圧指令値ｖd*及び前記角度θに基づいて数式３〜数式５により座標変換を行い、３相電圧指令値ｖU*，ｖV*，ｖW*を生成する。
【０００９】
【数３】
ｖU*＝cosθ×ｖd*＋sinθ×ｖq*
【００１０】
【数４】
ｖV*＝cos(θ−１２０°)×ｖd*＋sin(θ−１２０°)×ｖq*
【００１１】
【数５】
ｖW*＝cos(θ＋１２０°)×ｖd*＋sin(θ＋１２０°)×ｖq*
【００１２】
これらの３相電圧指令値ｖU*，ｖV*，ｖW*はインバータ９に加えられ、交流電源８から入力された交流電力が所定の電圧及び周波数を有する交流電力に変換されて電動機１１に供給されることになる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
次に、図４は、上述した構成の永久磁石形同期電動機の制御システム全体をカウンタウェイト付きの昇降装置に適用した場合の構成図である。
図４において、永久磁石形同期電動機１１は減速機２０を介して負荷１２としての巻上機２１を駆動する。この巻上機２１には、カウンタウェイト２３と荷重２２とが繋がっており、電動機１１により巻上機２１を駆動することで荷重２２の上昇、下降運転を行っている。
なお、１３は前記同様にパルスエンコーダ、３０はインバータ９を含む制御装置全体を示している。
【００１４】
図４の構成において、減速機２０及び巻上機２１の効率を何れも１．０と考えると、荷重２２を一定速度で昇降運転する場合の、永久磁石形同期電動機１１の出力トルクτ〔Ｎ・ｍ〕（＝〔ｍ2・ｋｇ・ｓｅｃ-2〕）は、数式６によって表される。
【００１５】
【数６】
τ＝（ｍ１−ｍ２）×（Ｖ・ｇ／２πｎ）
【００１６】
上記数式６において、
ｍ１：荷重２２の質量〔ｋｇ〕，
ｍ２：カウンタウェイト２３の質量〔ｋｇ〕，
Ｖ：荷重２２の昇降速度〔ｍ／ｍｉｎ〕，
ｇ：重力加速度（＝９．８〔ｍ／ｓｅｃ2〕），
ｎ：永久磁石形同期電動機１１の回転速度〔ｒｐｍ〕
である。
【００１７】
数式６から、荷重２２とカウンタウェイト２３の質量とが同一である場合（ｍ１＝ｍ２）に、永久磁石形同期電動機１１の出力トルクτが零になることがわかる。
実際には、巻上機２１及び減速機２０の効率は１．０未満であることから、機械効率や電動機１１のロスも含めたうえで出力トルクが零になる荷重質量が決まる。
一方、永久磁石形同期電動機１１の出力トルクτは数式７によって表されることが知られている。
【００１８】
【数７】
τ＝Ｐ×φ×ｉq
【００１９】
ここで、Ｐは電動機の極対数、φは永久磁石形同期電動機１１の内部磁束（電機子巻線鎖交磁束数）、ｉqはｑ軸電流である。
内部磁束φは永久磁石によって決まる一定値であるため、電動機１１の出力トルクτはｑ軸電流ｉqに比例する。このため、トルク零制御を行うためには、ｑ軸電流ｉqを零に制御しなければならない。すなわち、ｉd*＝０であるため、電動機の一次電流を零に制御しなければならない。
ここで、電動機の一次電流を零に制御する場合には、ノイズ等の影響によって電流極性の切り替わる周期が非常に早くなるので、電流制御系の応答が十分に早くないと電流歪みが大きくなるという問題があり、これに対処するために電流制御系の応答が十分に早い制御装置を構成することは、装置自体の大幅なコストアップを招く。
【００２０】
一方において、電流センサ１０にはオフセットやノイズ等の不安定要素が存在するため、電動機の一次電流を完全に零とすることはできない。このためｉd*＝０の場合はｑ軸電流ｉqを完全に零とすることができず、トルク零制御を安定して行うことができないという問題があった。
そこで本発明は、巻き上げ機等に適用される永久磁石形同期電動機の制御装置において、電動機の一次電流が零でない場合でもｑ軸電流を零とし、トルク零制御を安定して実現可能とした永久磁石形同期電動機の制御装置を提供しようとするものである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、出力電圧の大きさ、周波数及び位相を制御可能な半導体電力変換器を介して給電される永久磁石形同期電動機の制御装置であって、前記電動機の一次電流を永久磁石による磁束軸に平行なｄ軸電流とこれに直交するｑ軸電流とに分解し、これらのｄ軸電流及びｑ軸電流を独立して制御することにより前記電動機のトルク及び速度を制御する制御装置において、
前記ｑ軸電流が零付近で小さく、前記電動機の発生トルクが小さい領域であって、前記電動機または半導体電力変換器の定格電流を基準として予め設定された定数により決まる領域において、前記定格電流を基準として予め設定された定数に従って若干のｄ軸電流を流すようにｄ軸電流指令値を演算する手段を備えたものである。
【００２２】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記電動機の速度指令値と速度検出値との偏差が零になるように調節動作する速度調節器と、この速度調節器の出力であるｑ軸電流指令値の大きさが零付近であるときにその大きさに応じてｄ軸電流指令値を演算するｄ軸電流指令値演算器と、ｄ軸、ｑ軸の各電流指令値と各電流検出値との偏差が零になるように調節動作するｄ軸電流調節器、ｑ軸電流調節器とを備えたものである。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、請求項１に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図であり、図３と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。以下では、図３と異なる部分を中心に説明する。
すなわち、図１の実施形態では、速度調節器３から出力されるｑ軸電流指令値ｉq*がｄ軸電流指令値演算器１６に入力されており、この演算器１６によりｉq*の大きさに応じて演算されたｄ軸電流指令値ｉd*が、ｄ軸電流調節器５の入力側においてｄ軸電流検出値ｉdとの偏差算出に用いられている。その他の構成は図３と同一である。
【００２５】
この実施形態では、ｄ軸電流指令値演算器１６が図２に示すような関数演算を実行する。図２において、±ｉ1，±ｉ2，ｉkは例えば電動機１１の定格電流を基準として（その数％程度の値に）予め設定された定数であり、ｄ軸電流指令値演算器１６は、ｑ軸電流指令値ｉq*が−ｉ2〜＋ｉ2のように零付近で比較的小さく、電動機１１の発生トルクが小さい領域では、ｄ軸電流ｉdを最大でｉkまで流すようにｄ軸電流指令値ｉd*を生成する。
【００２６】
ここで、ｄ軸電流ｉdは、電動機１１の内部磁束φに平行な無効電流成分である。つまり、本実施形態は、ｑ軸電流が小さく電動機の発生トルクが小さい領域では、積極的にｄ軸に無効電流を流すこととした。
これにより、例えば電流センサ１０による検出電流ｉU，ｉWにノイズが含まれており、その影響がｄ軸電流検出値ｉdにも現れていると仮定すると、従来のようにｄ軸電流指令値ｉd*を固定的に零とする場合に比べて、ｑ軸電流指令値ｉq*の大きさに応じた若干のｄ軸電流ｉdを流すようにすることにより、上記ノイズの影響が少なくなり、電流制御の安定性を向上させることができる。
【００２７】
なお、本発明はその原理上、永久磁石回転子の突極性、非突極性を問わずに各種の永久磁石形同期電動機に適用することができる。
【００２８】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、永久磁石形同期電動機の一次電流を分解して得たｑ軸電流が零付近である領域において、ｑ軸電流の大きさに応じてｄ軸電流を意図的に流すことにより、電流センサのオフセットやノイズの影響をなくして同期電動機の安定した電流制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】図１におけるｄ軸電流指令値演算器の作用を説明する図である。
【図３】従来技術を示す制御ブロック図である。
【図４】図３の制御システムをカウンタウェイト付きの昇降装置に適用した場合の構成図である。
【符号の説明】
１  速度設定器
２  速度指令演算回路
３  速度調節器
４  ｑ軸電流調節器
５  ｄ軸電流調節器
６，７  座標変換器
８  交流電源
９  インバータ
１０  電流センサ
１１  永久磁石形同期電動機
１２  負荷
１３  パルスエンコーダ
１４  位置検出演算器
１５  速度検出演算器
１６  ｄ軸電流指令値演算器
【図１】
0003783757.tif 000002
【図２】
0003783757.tif 000003
【図３】
0003783757.tif 000004
【図４】
0003783757.tif 000005