(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源電圧を整流し平滑にして直流電圧に変換させることにより、直流主電源を供給するための電源供給手段と、
入力されるスイッチング周波数により交互にスイッチングされる上、下スイッチング素子を通じて前記電源供給手段の直流電圧を高周波交流電圧に変換し、共振電圧と共振電流を制御するためのインバータ回路と、
入力される周波数に従い前記インバータの上、下スイッチング素子にスイッチング周波数を供給する際に、周波数の間にデッド・タイムを発生させて供給することにより、ショートスルー現象を防止することができるようにするデッド・タイム発生およびゲート駆動手段と、
前記交流電源電圧の入力電流を検出して平滑にし、前記平滑になった信号と第１基準電圧との差に対応する第１制御信号を生成して入力電流を制御する入力電流制御手段と、
前記インバータの共振電流を検出して平滑にし、前記平滑になった信号と第２基準電圧との差に対応する第２制御信号を生成して共振電流を制限するようにする共振電流制限手段と、
前記検出された共振電流の位相と前記デッド・タイム発生およびゲート駆動手段から出力されるスイッチング周波数の位相との差に対応する第３制御信号を生成して位相差を補償するようにする位相差補償手段と、
前記第１制御信号、前記第２制御信号及び前記第３制御信号を受信して、前記制御信号のうちの一つ以上の制御信号に応じて出力周波数を調整し、これを前記デッド・タイム発生およびゲート駆動手段に出力して、出力周波数が高周波である場合共振電流を小さくし、低周波である場合共振電流を大きくすることができるようにする電圧制御発振手段と、を含んでなることを特徴とする共振型コンバータ制御システム。
【請求項２】
前記共振電流制御手段は、前記平滑になった信号が前記第２基準電圧以上である場合にのみ動作するように前記第２制御信号を生成することを特徴とする、請求項１に記載の共振型コンバータ制御システム。
【請求項３】
前記位相差補償手段は、前記検出された電流の位相と前記デッド・タイム発生及び前記ゲート駆動手段から出力されるスイッチング周波数の位相差に対応する位相差電圧が、第３基準電圧以上である場合にのみ動作するように前記第３制御信号を生成することを特徴とする、請求項１又は２に記載の共振型コンバータ制御システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は共振型コンバータ制御システムに係り、より詳しくは、回路の構成を簡単にして全システムの信頼性を向上することができるように設計された共振型コンバータ制御システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
以下、添付図面を参照して従来の共振型コンバータ制御システムについて説明する。
図４は従来の共振型コンバータ制御システムの詳細回路図である。図４に示すように、従来の共振型コンバータ制御システムの構成は、以下に詳述するが、その概略構成は、主電源回路１０と、インバータ回路２０と、デッド・タイム発生およびゲート駆動回路３０と、共振電圧検出回路４０と、位相比較回路５０と、入力電流検出回路６０と、共振電流制御回路７０と、位相設定回路８０と、位相差制御回路９０と、低域通過フィルタ１００と、電圧制御発振器１１０と、発振周波数制御回路１２０とからなっている。
【０００３】
主電源回路１０は、整流器１１と平滑キャパシタ１２とで構成されており、交流電源電圧１を直流電圧に変換させて直流主電源を供給するための回路である。
また、インバータ回路２０は、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ）スイッチング素子２１、２２、ファースト・リカバリ・ダイオード(Fast Recovery Diode) ２３、２４、共振インダクタ２５および共振キャパシタ２６、２７で構成されており、入力されるスイッチング周波数によりスイッチングされるＩＧＢＴスイッチング素子２１、２２を通じて主電源回路１０の直流電圧をさらに高周波交流電圧に変換し、調整された共振電圧と共振流を発生させるための回路である。
【０００４】
デッド・タイム発生およびゲート駆動回路３０は、デッド・タイムを発生させ、インバータ回路２０を駆動するためのスイッチング周波数を供給するためのものである。
共振電圧検出回路４０は、共振電圧を検出するための高耐圧のキャパシタ４１とフォトカップラ４２とを含んで構成されており、インバータ回路２０の共振キャパシタ２７から発生される共振電圧の位相を検出するための回路である。
【０００５】
位相比較回路５０は、共振電圧検出回路４０の出力信号の位相とデッド・タイム発生およびゲート駆動部３０から出力されるスイッチング周波数の位相とを比較して位相差を出力する。
入力電流検出回路６０は、コンバータＣＴ２を通じて交流電源電圧１の入力電圧を検出し、検出した電流を平滑にして出力する。
共振電流制御回路７０は、コンバータＣＴ１を通じてインバータ回路２０の共振インダクタ２５に流れる共振電流を検出し、検出した共振電流が一定の範囲以上に流れないように制御するための回路である。
【０００６】
位相差設定回路８０は、入力電流検出回路６０の出力信号と共振電流制御回路７０の出力信号を通じて、設定された共振電圧とスイッチング周波数の位相差に該当する基準電圧を発生させるための回路である。
位相差制御回路９０は、共振電圧とスイッチング周波数の位相差が設定された値以下である場合に動作し、設定された位相差に該当する基準電圧を発生させる。
【０００７】
低域通過フイルタ１１０は、位相差設定回路８０または位相差制御回路９０から出力される基準電圧信号と位相比較回路５０から出力される位相差信号とを入力され、入力された二つの信号を比較し、フィルタリングする。
電圧制御発振器１１０は、低域通過フィルタ１００の出力信号に応じてスイッチング周波数を調整することにより、共振電流を制御する。
発振周波数制御回路１２０は、共振電圧とスイッチング周波数の位相差が設定された値以上であるとき動作し、位相差を設定された値以上に続けて保持し得るようにするための回路である。
上述したように構成されている従来の共振型コンバータ制御システムは、負荷変動に従うスイッチング周波数の補正を通じてインバータ回路２０の共振電流を制御することができるように設計されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、インバータ回路２０内の共振電圧を検出するため、上述した構成からみられるように、高耐圧のキャパシタ４１、フォトカップラ４２のような特殊の素子が必要となり、スイッチング周波数の補正のため共振電圧検出回路４０、入力電流検出回路６０および共振電流制御回路７０などが必要となり、回路の構成が複雑になるという課題がある。
【０００９】
したがって、本発明は上述した従来の課題を解決するためになされたもので、その目的は、共振電圧検出回路をなくし、共振電圧とスイッチング周波数信号の位相差が常に一定の位相差以上に保持され得るように位相差補償手段を用いることにより、回路の構成を簡単にし、全システムの信頼性を向上させることができるように設計された共振型コンバータ制御システムを提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明の共振型コンバータ制御システムは、
交流電源電圧を整流し平滑にして直流電圧に変換させることにより、直流主電源を供給するための電源供給手段と、入力されるスイッチング周波数により交互にスイッチングされる上、下スイッチング素子を通じて前記電源供給手段の直流電圧を高周波交流電圧に変換し、共振電圧と共振電流を制御するためのインバータ回路と、入力される周波数に従い前記インバータの上、下スイッチング素子にスイッチング周波数を供給する際に、周波数の間にデッド・タイムを発生させて供給することにより、ショートスルー現象を防止することができるようにするデッド・タイム発生およびゲート駆動手段と、前記交流電源電圧の入力電流を検出して平滑にし、前記平滑になった信号と一定の電圧との偏差を増幅することにより、入力電流を制御するための信号を発生させる入力電流制御手段と、前記インバータの共振電流を検出して平滑にし、前記平滑になった信号と一定の電圧との偏差を増幅し、平滑になった信号が一定の電圧以上である場合にのみ動作することにより、共振電流を制限するようにする共振電流制限手段と、前記検出された共振電流の位相と前記デッド・タイム発生およびゲート駆動手段から出力されるスイッチング周波数の位相を比較し、出力される位相差電圧が一定の電圧以上である場合にのみ動作することにより、位相差を補償できるようにする位相差補償手段と、前記入力電流制御手段または共振電流制限手段または位相差補償手段の出力信号に応じて出力周波数を調整し、これを前記デッド・タイム発生およびゲート駆動手段に出力することにより、出力周波数が高周波である場合共振電流を小さくし、低周波である場合共振電流を大きくすることができるようにする電圧制御発振手段とからなる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好ましい実施の形態を添付図面に基づいて詳細に説明する。
図１は本発明の実施の形態にしたがう共振型コンバータ制御システムの詳細回路図である。
図１に示すように、本発明の実施の形態に従う共振型コンバータ制御システムは、以下のように構成されている。
【００１２】
電源供給手段としての主電源部２００は、交流電源１の電圧を整流し、平滑にして直流電圧に変換させることにより、直流主電源を供給するようにしている。
インバータ回路２１０は、後述するデッド・タイム(Dead Time) 発生およびゲート駆動回路２２０から入力されるスイッチング周波数により交互にスイッチングされる上、下ＩＧＢＴスイッチング素子２１１、２１２を通じて主電源部２００の直流電圧を高周波交流電圧に変換し、キャパシタ２１６の共振電圧とインダクタ２１５の共振電流とを制御するためのものであり、上、下ＩＧＢＴスイッチング素子２１１、２１２の各コレクタとエミッタ間にファースト・リカバリ・ダイオード２１３，２１４がそれぞれ接続されている。
【００１３】
デッド・タイム発生およびゲート駆動手段として、デッド・タイム発生およびゲート駆動回路２２０が設けられており、この回路は入力される周波数に従いインバータ回路２１０の上、下ＩＧＢＴスイッチング素子２１１、２１２にスイッチング周波数を供給する際に、周波数の間にデッド・タイムを発生させて供給することにより、ショート・スルー(Short Through) 現象を防止することができるようにする。
入力電流制御手段としての入力電流制御回路２３０は、交流電源１の電圧の入力電流を検出して平滑にし、平滑になった信号と一定の電圧Ｖ２との偏差を増幅することにより、入力電流を制御するための信号を発生させる。
【００１４】
共振電流制限手段としての共振電流制限回路２４０は、インバータ回路２１０の共振電流を検出して平滑にし、平滑になった信号と一定の電圧Ｖ４との偏差を増幅し、平滑になった信号が一定の電圧Ｖ４以上である場合にのみ動作することにより、共振電流を制限するようにしている。
位相差補償手段としての位相差補償回路２５０は、検出された共振電流の位相とデッド・タイム発生およびゲート駆動回路２２０から出力されるスイッチング周波数の位相とを比較し、出力される位相差電圧が一定の電圧Ｖ１０以上である場合にのみ動作することにより、位相差を補償できるようにする。
【００１５】
電流制御発振手段としての電流制御発振回路２６０は、前記入力電流制御回路２３０または共振電流制限回路２４０または位相差補償回路２５０の出力信号に応じて出力周波数を調整し、これをデッド・タイム発生およびゲート駆動回路２２０に出力することにより、出力周波数が高周波である場合共振電流を小さくし、低周波である場合共振電流を大きくすることができるようにするものである。
【００１６】
さらに、デッド・タイム発生およびゲート駆動回路２２０は、Ｄフリップ・フロップ２２１と、時間遅延回路２２２，２２３と、ＡＮＤゲート２２４，２２５と、ＥＩＧＤ(Electrically Insulated Gate Driver : 電気的絶縁ガート・ドライバ）２２６，２２７から構成されている。
Ｄフリップ・フロップ２２１は、入力される周波数信号をクロック入力ｃｌｋに受け、自ずから出力信号Ｑをデータ入力Ｄに受け、継続的に信号を出力するものであり、時間遅延回路２２２，２２３は、前記Ｄフリップ・フロップ２２１の出力信号Ｑと反転された信号Ｑをそれぞれ時間遅延させるためのものである。
【００１７】
ＡＮＤゲート２２４，２２５は、Ｄフリップ・フロップ２２１の出力信号Ｑと反転された信号Ｑとをそれぞれ時間遅延回路２２２，２２３の出力信号と論理積をとってデッド・タイムを発生させる。
ＥＩＧＤ２２６，２２７は、ＡＮＤゲート２２４、２２５の出力信号がそれぞれ入力され、インバータ回路２１０のＩＧＢＴスイッチング素子２１１、２１２を交互に駆動させるためのスイッチング周波数を発生するものである。
【００１８】
また、入力電流制御回路２３０は、交流電源１の入力電流を検出するためのコンバータＣＴ２を有しており、このコンバータＣＴ２を通じて検出された入力電流を整流器２３１で整流し平滑している。
さらに、この入力電流制御回路２３０は、整流器２３１の出力電圧が常に０［Ｖ］以上になるように電圧Ｖｃｃを分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して一定の電圧Ｖ１を前記整流器２３１に供給するとともに、ソフト・スタート回路２３２により０［Ｖ］の電圧から漸増する電圧を差動増幅器２３３に供給し、システムの起動の際インバータ回路２１０の共振電流値を小さくした後、漸次大きくなるように調整することにより、ソフト・スターティングが可能であるようにしている。
【００１９】
加えて、入力電流制御回路２３０における差動増幅器２３３は、整流器２３１の出力電圧を反転（−）入力端子に受け、ソフト−スタート回路２３２の出力電圧Ｖ２を非反転（＋）入力端子に受け、入力された二つの信号の偏差を増幅して電圧制御発振器２６０に出力することにより、入力電流を制御可能にしている。
ソフト−スタート回路２３２の構成は、電圧Ｖｃｃを分圧するよう直列に接続された分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４と、抵抗Ｒ４の両端に印加される電圧を充電および放電するキャパシタＣと、キャパシタＣと並列に接続されており、最初の動作の際、オン状態からオフ状態に転換されることにより、０［Ｖ］の電圧から漸増する電圧Ｖ２が差動増幅器２３３に供給可能にするノーマル・オン・スイッチＮＯＳとからなる。
【００２０】
共振電流制限回路２４０は、インバータ回路２１０の共振電流を検出するためのコンバータＣＴ１と、コンバータＣＴ１を通じて検出された共振電流を整流し、平滑にするための整流器２４１と、電圧Ｖｃｃを分圧して一定の電圧Ｖ４を設定するための分圧抵抗Ｒ５、Ｒ６と、整流器２４１の出力電圧を反転（−）入力端子に受け、抵抗Ｒ６の両端に印加される電圧Ｖ４を非反転（＋）入力端子に受け、入力された二つの信号の偏差を増幅し、整流器２４１の出力電圧が分圧抵抗Ｒ５、Ｒ６の接続点に印加される電圧Ｖ４以上である場合にのみ、電圧制御発振器２６０に信号を出力することにより、インバータ回路２１０の共振電流を制限するようにする差動増幅器２４２とからなる。
【００２１】
位相差補償回路２５０の構成は、電圧Ｖｃｃを分圧して一定の電圧Ｖ５を設定するための分圧抵抗Ｒ７、Ｒ８と、インバータ回路２１０の共振電流を検出する検出抵抗Ｒ９と、抵抗Ｒ８両端に印加される電圧Ｖ５を反転（−）入力端子に受け、検出抵抗Ｒ９の両端に印加される電圧を非反転（＋）入力端子に受け、入力された二つの信号を比較して比較結果信号を出力する比較器２５１とを有している。
また、この位相差補償回路２５０には、比較器２５１から出力される共振電流Ｖ６の位相とデッド・タイム発生およびゲート駆動回路２２０から出力されるスイッチング周波数Ｖ７の位相とを比較し、位相差信号Ｖ８を出力するＥＸ−ＮＯＲゲート２５２と、共振電流（または共振周波数）とスイッチング周波数の位相差を常に一定値以上に保持し得るよう位相差を設定するための位相差設定回路２５３とが設けられている。
【００２２】
さらに、位相差補償回路２５０は、ＥＸ−ＮＯＲゲート２５２の出力信号を反転（−）入力端子に受け、位相差設定回路２５３の出力信号を非反転（＋）入力端子に受け、入力された二つの信号の偏差を増幅してＥＸ−ＮＯＲゲート２５２の出力信号が位相差設定回路２５３の出力信号以上である場合にのみ電圧制御発振器２６０に信号を出力することにより、位相差を補償可能にする差動増幅器２５４を有している。
【００２３】
位相差設定回路２５３は、電圧Ｖｃｃを分圧して一定の電圧Ｖ１０を設定するための分圧抵抗Ｒ１０、Ｒ１１からなる。
共振電流制限回路２４０は、位相差補償回路２５０の出力端子と電圧制御発振器２６０の入力端子の間にはそれぞれダイオードＤ１、Ｄ２が接続されていて、出力信号が「ロー」であるときにのみ、出力信号を電圧制御発振記２６０に入力し得るように設計されている。
【００２４】
次に、上述の本発明の実施の形態にしたがう共振型コンバータ制御システムの動作について説明する。
まず、入力電流制御回路２３０において、コンバータＣＴ２を通じて検出された入力電流は整流されて平滑になる。平滑になった電圧レベルがソフト・スタート回路２３２の出力電圧Ｖ２より低いと、差動増幅器２３３の出力が高くなり、電圧制御発振器２６０の出力は低周波になり、共振電流値は大きくなる。
逆に、平滑になった電圧レベルがソフト・スタート回路２３２の出力電圧Ｖ２より高いと、差動増幅器２３３の出力が低くなり、電圧制御発振器２６０の出力は高周波になり共振電流値は小さくなる。
【００２５】
より詳しく説明すると、平滑になった電圧レベルは分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２による電圧Ｖ１により常に０［Ｖ］以上になる。しかしながら、ソフト・スタート回路２３２にあるノーマル・オン・スイッチＮＯＳにより電圧Ｖ２は０［Ｖ］になるので、最初の差動増幅器２３３の出力は低くなる。
これによって、電圧制御発振器２６０の出力が高周波となることにより、共振電流値が小さくなることになる。
【００２６】
次に、ノーマル・オン・スイッチＮＯＳがオンされ、電圧Ｖ２がキャパシタＣと抵抗Ｒ４との時定数(Time Constant) により徐々に増加することにより、差動増幅器２３３の出力は漸次高くなり、電圧制御発振器２６０の出力周波数は漸次低くなり、正常の動作スイッチング周波数となる。
共振電流制限回路２４０においては、コンバータＣＴ１を通じて検出された共振電流が整流されて平滑になる。平滑になった電圧レベルが分圧抵抗Ｒ５、Ｒ６による電圧Ｖ４より高いと、差動増幅器２４２の出力が低くなり出力信号は電圧制御発振器２６０に入力される。
これによって、電圧制御発振器２６０の出力は高周波になり、共振電流値は小さくなることになる。
【００２７】
逆に、平滑になった電圧レベルが分圧抵抗Ｒ５、Ｒ６による電圧Ｖ４より低いと、差動増幅器２４２の出力が高くなり、ダイオードＤ１が逆方向バイアスとなるので、差動増幅器２４２の出力信号は電圧制御発振器２６０に入力されない。
【００２８】
次に、位相差補償回路２５０においては、コンバータＣＴ１を通じて検出された共振電流の位相とデッド・タイム発生およびゲート駆動回路２２０から出力されるスイッチング周波数の位相を、位相比較回路として用いられるＥＸ−ＮＯＲゲート２５２で比較することになる。
図３に示すように、ＥＸ−ＮＯＲゲート２５２の出力電圧Ｖ８が位相差設定回路２５３を通じて設定された一定の電圧Ｖ１０より大きい場合、差動増幅器２５４の出力が「ロー」になり電圧制御発振器２６０の入力は「ロー」になり、電圧制御発振器２６０の出力周波数は高周波となる。
【００２９】
これによって、スイッチング周波数の位相が共振周波数の位相よりさらに多く遅延されることになる。
つまり、スイッチング周波数と共振周波数との位相差が位相差設定回路２５３を通じて設定された位相差以下となると、位相差補償回路２５０が動作してスイッチング周波数の位相を遅延させることになる。
【００３０】
しかしながら、図３に示すように、スイッチング周波数と共振周波数との位相差が位相差設定回路２５３を通じて設定された位相差以上になると、差動増幅器２５４の出力が「ハイ」になり、ダイオードＤ２が逆方向バイアスとなるので、位相差補償回路２５０は動作しない。
【００３１】
もし、前述のように動作する位相差補償回路２５０がないと、スイッチング周波数が共振周波数以下となる場合、インバータ回路２１０のＩＧＢＴスイッチング素子２１１、２１２に逆並列に接続されているファースト・リカバリ・ダイオード２１３、２１４の逆回復の特性によるショート・サーキット(Short Circuit：短絡) 現象が発生して大きい電力損失が発生する。前述のような共振型コンバータ制御システムは主に誘導加熱クッカー(Induction Heating Cooker)や誘導加熱電気釜用として用いられる。
【００３２】
【発明の効果】
以上のように，本発明の共振型コンバータ制御システムによれば、従来の共振電圧検出回路をなくし、共振電圧とスイッチング周波数信号の位相差を常に一定の位相差以上に保持し得るように位相差補償回路を用いることにより、回路の構成が簡単でかつ全システムの信頼性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の共振型コンバータ制御システムの実施の形態の詳細回路図。
【図２】本発明の実施の形態における位相差補償回路が動作する場合のスイッチング周波数と共振周波数の波形図。
【図３】本発明の実施の形態における位相差補償回路が動作しない場合のスイッチング周波数と共振周波数の波形図。
【図４】従来の共振型コンバータ制御システムの詳細回路図。
【符号の説明】
１    交流電源
２００    主電源部
２１０    インバータ回路
２１１，２１２    上、下ＩＧＢＴスイッチング素子
２１５    インダクタ
２１６    キャパシタ
２２０    デッド・タイム発生およびゲート駆動回路
２２１    Ｄフリップ・フロップ
２２２，２２３    時間遅延回路
２２４，２２５    ＡＮＤゲート
２３０    入力電流制御回路
２３１，２４１    整流器
２３２    ソフト・スタート回路
２３３，２４２，２５４    差動増幅器
２４０    共振電流制限回路
２５０    位相差補償回路
２５１    比較器
２５２    ＥＸ−ＮＯＲゲート
２５３    位相差設定回路
２６０    電圧制御発振器
【図１】
0003747105.tif 000002
【図２】
0003747105.tif 000003
【図３】
0003747105.tif 000004
【図４】
0003747105.tif 000005