(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を整流器及び平滑コンデンサにより整流平滑して得られる直流電源と、直流電源に接続されてスイッチング素子を高周波でオン・オフして高周波電圧を出力するインバータ回路と、高周波出力電圧に接続されて放電灯を含んだインバータ負荷回路で構成された第１共振回路と、第１共振回路と並列に接続され放電灯フィラメント予熱巻線を含んだ第２共振回路とを備え、第１共振回路の共振周波数ｆ1 と第２共振回路の共振周波数ｆ2 の大小関係をｆ1 ＜ｆ2 として、共振周波数ｆ3 がｆ3 ＞ｆ1 である第３共振回路を第１及び第２共振回路と並列に接続し、放電灯点灯時に第１共振回路に流れる電流と略逆位相の第３共振回路に流れる電流との合成電流の位相を高周波出力電圧に対して同相又は略遅相となるようにした放電灯点灯装置であって、第２及び第３共振回路にそれぞれ共振電流を遮断するための第１及び第２のスイッチを接続し、予熱時・始動時には第１のスイッチはオン状態、第２のスイッチはオフ状態とし、点灯時には第１のスイッチはオフ状態、第２のスイッチはオン状態となるように設定したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
請求項１において、第２及び第３共振回路の各コンデンサを１つのコンデンサで兼用したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項３】
請求項２において、第２及び第３共振回路のスイッチを１つのスイッチで兼用したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項４】
前記インバータ回路は、前記整流器の出力から、インピーダンス素子、前記インバータ負荷回路の振動要素、及び前記スイッチング素子を介して交流電源から入力電流を通電する電流経路とを備えたことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
前記インバータ回路は、第１の動作周波数と第２の動作周波数を有すると共に、前記第１の動作周波数は予熱巻線を含む第２共振回路の共振周波数近傍で予熱を行う周波数、前記第２の動作周波数は第１共振回路の共振周波数近傍で点灯を行う周波数であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は放電灯を高周波で点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の放電灯点灯装置（特願昭６０−１３８６５５号）を図１５に示す。この放電灯点灯装置は、商用交流電源ＶｓをダイオードブリッジＤＢにより整流して成る直流電源４と、コンデンサＣ11，Ｃ12、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 よりなる他励式のインバータ回路５を含む高周波電源６の出力端、すなわちインバータ回路５の出力端ａ，ｂ間に、蛍光ランプなどの放電ランプＬＡ及びコンデンサＣ2 の並列回路とインダクタＬ1 との直列回路から成る点灯用共振回路１を直流カット用のコンデンサＣ3 を介して接続し、この点灯用共振回路１と並列に、コンデンサＣ4 とトランスＴ2 の１次巻線の直列回路を接続すると共にトランスＴ2 の２次巻線を放電ランプＬＡのフイラメントに接続して成る予熱用共振回路２を設けている。インバータ回路５のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 は、ドライブ回路７を介して発振回路８の出力により他励駆動されており、動作周波数は可変抵抗ＶＲにより調整される。
【０００３】
図１６は図１５の回路の各部の電圧変化をインバータ回路５の動作周波数を横軸にとって示したものである。ｆ0 はインダクタＬ1 とコンデンサＣ2 により決まる点灯用共振回路１の共振周波数で、ｆ0 ’はコンデンサＣ4 とトランスＴ2 の１次巻線のインダクタンスＬ2 とで決まる予熱用共振回路２の共振周波数で、それぞれ
ｆ0   ＝１／２π√（Ｌ1 ・Ｃ2 ）  〔Ｈｚ〕
ｆ0 ’＝１／２π√（Ｌ2 ・Ｃ4 ）  〔Ｈｚ〕
である。ｆ1 はインバータ回路５の最低動作周波数、ｆ2 はインバータ回路５の最高動作周波数であり、共振周波数ｆ0 ’はインバータ回路５の最高動作周波数ｆ2 より高い周波数に設定している。実線Ｘ1 は放電ランプＬＡの不点灯時のコンデンサＣ2 の両端電圧の変化を示し、破線Ｘ2 は放電ランプＬＡの点灯時のコンデンサＣ2 の両端電圧の変化を示し、一点鎖線Ｘ3 はトランスＴ2 の１次巻線の両端電圧の変化を示している。
【０００４】
以下、図１６を参照して動作説明を行うことにする。この放電灯点灯装置は、電源投入すると、発振回路８及びドライブ回路７によってトランジスタＱ1 、Ｑ2 が交互にオン・オフして、インバータ回路５の出力端ａ，ｂ間に矩形波の高周波電圧が生じる。この高周波電圧が点灯用共振回路１のインダクタＬ1 及びコンデンサＣ2 の直列回路による共振作用により昇圧されて放電ランプＬＡの両端間に印加され、放電ランプＬＡが点灯する。放電ランプＬＡへの点灯前の印加電圧は、インバータ回路５の動作周波数に応じて決まる図１６中の実線Ｘ1 上のいずれかの値となる。放電ランプＬＡが点灯すると、インダクタＬ1 及びコンデンサＣ2 による共振条件が崩れて、インダクタＬ1 によって決まるランプ電圧、すなわち動作周波数に応じて決まる図１６の破線Ｘ2 上のいずれかの電圧が放電ランプＬＡに加えられ、インダクタＬ1 で決まるランプ電流が流れることになる。この際、始動時の動作周波数はインダクタＬ1 、コンデンサＣ2 の共振周波数ｆ0 に近い周波数に選ばれる。
【０００５】
放電ランプＬＡの点灯後、インバータ回路５の可変抵抗ＶＲを調整して動作周波数をｆ1 〜ｆ2 の範囲で変化させると、インダクタＬ1 のインピーダンスが変化し、これによってコンデンサＣ2 の両端電圧（図１６の破線Ｘ2 ）、すなわちランプ電圧が変化し、放電ランプＬＡが調光されることになる。
【０００６】
一方、図１５のａ’，ｂ点間の電圧としては、放電ランプＬＡの点灯、不点灯にかかわらず、矩形波の一定電圧が現われており、放電ランプＬＡが点灯してもコンデンサＣ4 とトランスＴ2 の１次巻線のインダクタンスＬ2 とによる共振条件は維持され、トランスＴ2 の１次巻線の両端電圧は、放電ランプＬＡの点灯、不点灯にかかわらず、インバータ回路５の動作周波数の変化に応じて、図１６の一点鎖線Ｘ3 のように変化する。そして、このトランスＴ2 によって常時予熱される放電ランプＬＡのフィラメントの予熱電圧は、周波数ｆ1 〜ｆ2 の範囲では動作周波数が高くなるにつれて高くなる。したがって、動作周波数をｆ1 からｆ2 に徐々に高めて行くにつれてランプ電圧が低下し、逆に予熱電圧は上昇して予熱電流が増加することになる。
【０００７】
以上から、この従来例は放電ランプＬＡの予熱を予熱用共振回路２で行うようにし、かつ、この予熱用共振回路２の共振周波数をインバータ回路５の最高動作周波数より高い値に設定したため、定格点灯時には動作周波数が予熱用共振回路２の共振周波数から遠ざかることになって予熱電流を減少させることができる。この結果、定格点灯時の予熱電流を少なくして電力ロスを低減できる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本従来例において、定格点灯時、つまりインバータ回路５の動作周波数がｆ１近傍で放電ランプを点灯している場合について考えてみる。インバータ回路５の出力端ａ，ｂ間に出力される矩形波の高周波電圧を受けてインダクタＬ1 、放電ランプＬＡ及びコンデンサＣ2 で構成される点灯用共振回路１に流れる電流をＩ1 とし、また、コンデンサＣ4 、トランスＴ2 で構成される予熱用共振回路２に流れる電流をＩ2 とすると、点灯用共振回路１に流れる電流Ｉ1 は図１６の破線Ｘ2 と同傾向の周波数特性をとり、動作周波数ｆ1 で点灯させる場合には放電ランプＬＡに流れるランプ電流も含んだ大きな電流を流すことになる。また、この点灯用共振回路１に流れる電流Ｉ1 はインバータ回路５から出力される矩形波電圧よりも遅れ位相の電流であり、矩形波電源に対して力率は１とならず、放電ランプＬＡに流れるランプ電流よりも大きな電流を流さなければならない。
【０００９】
一方、予熱用共振回路２に流れる電流Ｉ2 は図１６の１点鎖線Ｘ3 と同傾向の周波数特性をとり、動作周波数ｆ1 で点灯させる場合には、トランスＴ2 の１次巻線の両端電圧が低くなり、したがって、予熱用共振回路２に流れる電流Ｉ2 も点灯用共振回路１に流れる電流Ｉ1 に比べて極めて小さくなる。また、予熱用共振回路２に流れる電流Ｉ2 はインバータ回路５から出力される矩形波電圧よりも進み位相の電流である。以上の説明から言えることは以下のことである。
【００１０】
まず、点灯用共振回路１に流れる電流Ｉ1 と予熱用共振回路２に流れる電流Ｉ2 の合成電流Ｉ0 がスイッチング素子であるトランジスタＱ1 ，Ｑ2 、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 に流れるが、その合成電流Ｉ0 は電流Ｉ1 が支配的であるため、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 には大きな電流を流すことになり、スイッチング損失も大きいという問題があり、電流定格の大きい素子を使わねばならず、コストが高くなる。また、点灯用共振回路１に流れる電流Ｉ1 は矩形波電圧よりも遅れ位相、予熱用共振回路２に流れる電流Ｉ2 は略進み位相であるため、本来であれば、電流の位相差によるキャンセル効果により、合成電流Ｉ0 は低減されるが、本従来例では電流Ｉ2 は電流Ｉ1 に比べて極めて小さいことが考えられるため、その効果は期待できない。
【００１１】
次に、予熱電流に注目すると、動作周波数ｆ1 で点灯している場合、確かに予熱電流は小さいものの、全くゼロという訳ではないため、常時予熱電流による電力ロスが多少とも存在することは確かであり、回路効率も悪くなる。
【００１２】
本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、スイッチング素子に流れる電流を低減して電流定格の小さいスイッチング素子の使用を可能とし、結果としてコストを下げるとともに、常時予熱電流を全く無くして回路効率を向上させた放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図５に示すように、交流電源Ｖｓを整流器ＤＢ及び平滑コンデンサＣ1 により整流平滑して得られる直流電源と、直流電源に接続されてスイッチング素子を高周波でオン・オフして高周波電圧を出力するインバータ回路ＩＮＶと、高周波出力電圧に接続されて放電灯ＬＡを含んだインバータ負荷回路で構成された第１共振回路１と、第１共振回路と並列に接続され放電灯フィラメント予熱巻線を含んだ第２共振回路２とを備え、第１共振回路１の共振周波数ｆ1 と第２共振回路２の共振周波数ｆ2 の大小関係をｆ1 ＜ｆ2 として、共振周波数ｆ3 がｆ3 ＞ｆ1 である第３共振回路を第１及び第２共振回路と並列に接続し、放電灯点灯時に第１共振回路に流れる電流と略逆位相の第３共振回路に流れる電流との合成電流の位相を高周波出力電圧に対して同相又は略遅相となるようにした放電灯点灯装置であって、第２及び第３共振回路２，３にそれぞれ共振電流を遮断するための第１及び第２のスイッチＳＷ２，ＳＷ３を接続し、予熱時・始動時には第１のスイッチＳＷ２はオン状態、第２のスイッチＳＷ３はオフ状態とし、点灯時には第１のスイッチＳＷ２はオフ状態、第２のスイッチＳＷ３はオン状態となるように設定したことを特徴とするものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の原理を説明するためのブロック回路図である。図中、Ｖｓは交流電源、ＤＢは全波整流器、Ｃ1 は平滑コンデンサ、ＩＮＶはインバータ回路、Ｖは矩形波高周波電源、ＬＡは放電ランプ、Ｉ0 はインバータ回路電流、Ｉ1 は点灯用共振回路１に流れる電流、Ｉ2 は予熱用共振回路２に流れる電流、Ｉｌａはランプ電流である。交流電源Ｖｓを整流器ＤＢ及び平滑コンデンサＣ1 により整流平滑して得られる直流電源をインバータ回路ＩＮＶを介して矩形波の高周波電源Ｖに変換し出力する。その矩形波高周波電源Ｖは、放電ランプＬＡを含む点灯用共振回路１と、予熱用共振回路２との並列回路に印加され、インバータ回路ＩＮＶからこれらの回路にインバータ回路電流Ｉ0 が供給される。点灯用共振回路１に流れる電流Ｉ1 は矩形波の高周波電源Ｖに対して遅れた位相の電流であり、力率は１とならないため、放電ランプＬＡの点灯時に、点灯用共振回路１に流れる電流Ｉ1 はランプ電流Ｉｌａよりも大きな電流となっている。一方、予熱用共振回路２に流れる電流Ｉ2 は、点灯用共振回路１に流れる電流Ｉ1 とほぼ逆位相の電流となるようにする。これによって、点灯用共振回路１に流れる電流Ｉ1 と予熱用共振回路２に流れる電流Ｉ2 の合成電流であるインバータ回路電流Ｉ0 は点灯用共振回路１に流れる電流Ｉ1 よりも小さくなり、また、点灯用共振回路１に流れるＩ1 に比べて力率が高くなる。したがって、インバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子に流れる電流が小さくなり、スイッチングロスも小さくなるので、電流定格の小さい素子を使用することができ、コストが安くなる。各部の波形を図２に示す。
【００１５】
ところで、インバータ回路電流Ｉ0 が最も小さく、また、力率も１あるいは１に限りなく近づけるためにはどうすれば良いか、ということについて考えてみると、インバータ回路電流Ｉ0 を矩形波の高周波電源Ｖに対して同相又は略同相となるようにすることである。ただし、インバータ回路電流Ｉ0 は矩形波の高周波電源Ｖに対して進相であってはならない。それは、インバータ回路電流Ｉ0 が進相の場合、インバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子に過大な電流ストレスを与えるためである。
【００１６】
以上により、矩形波の高周波電源Ｖに対して遅相の電流Ｉ1 と、進相の電流Ｉ2 の合成電流Ｉ0 が同相又は略遅相となるような条件により、矩形波の高周波電源Ｖに対するインバータ回路電流Ｉ0 の力率が１又は１に近づき、結果として、インバータ回路電流Ｉ0 が低減されてインバータ回路のスイッチング素子に流れる電流が小さくなり、スイッチングロスも小さくなるという効果がある。
【００１７】
最後に、放電ランプＬＡが予熱から点灯するまでの過程を図３を参照して説明する。これは一例である。図３は図１の回路の各部の電流変化をインバータ回路ＩＮＶの動作周波数を横軸にとって示したものである。図中、Ｉ1 ’は放電ランプＬＡ点灯前の点灯用共振回路１に流れる電流特性、Ｉ1 は放電ランプＬＡ点灯後の点灯用共振回路１に流れる電流特性、Ｉ2 は予熱用共振回路２に流れる電流特性、ｆ1 は点灯用共振回路１の共振周波数、ｆ2 は予熱用共振回路２の共振周波数である。
【００１８】
まず、予熱用共振回路２の共振周波数ｆ2 の近傍にインバータ回路ＩＮＶの第１動作周波数ｆａを設定し、予熱を行う。この時点では、放電ランプＬＡが点灯していないため、インバータ回路電流Ｉ0 は、放電ランプＬＡ点灯前の点灯用共振回路１に流れる電流Ｉ1 ’と予熱用共振回路２に流れる電流Ｉ2 の合成電流である。インバータ回路電流Ｉ0 が矩形波の高周波電源Ｖに対して進み位相になることは前記より好ましくないため、電流Ｉ1 ’とＩ2 の関係は少なくともｆａからｆｂにおいてＩ1 ’≧Ｉ2 である。
【００１９】
次に、放電ランプＬＡを点灯させるために、インバータ回路ＩＮＶの第２動作周波数ｆｂを点灯用共振回路１の共振周波数ｆ1 の近傍に設定する。放電ランプＬＡが点灯すると、点灯用共振回路１の共振条件が崩れて、点灯用共振回路１に流れる電流はＩ1 の曲線に乗り、インバータ回路電流Ｉ0 はＩ1 とＩ2 の合成電流になる。
【００２０】
点灯中のインバータ回路電流Ｉ0 が矩形波の高周波電源Ｖに対して同相又は略遅相となるためには、例えば点灯用共振回路１に流れる電流Ｉ1 と予熱用共振回路２に流れる電流Ｉ2 が略同等であることが望ましく、インバータ回路ＩＮＶの第２動作周波数ｆｂにおいて、Ｉ1 ≒Ｉ2 であれば良いということが言える。以上のような過程、条件で予熱、始動、点灯を行うことにより、前記のようなインバータ回路電流Ｉ0 の低減が可能となる。
【００２１】
なお、図３において、予熱用共振回路２の共振系が有限のピーク値を持つ理由としては、放電灯のフィラメントが抵抗値を持つために、無負荷共振（純粋なＬＣ共振）ではなくなるからであり、この特性もインバータ回路の動作周波数を広範囲に設定することを可能にする有効な特性である。つまり、無負荷共振系ならば、共振周波数近傍において過大な電流が流れることになる。このことは、インバータ回路の動作周波数の範囲も制限してしまう可能性がある。
【００２２】
図５は本発明の第２の実施の形態を示す原理説明図である。回路構成は図１の回路に新たに第３共振回路３を点灯用共振回路１及び予熱用共振回路２に対して並列に接続し、また、予熱用共振回路２、第３共振回路３にそれぞれスイッチＳＷ２、ＳＷ３を接続したものである。本実施形態の特徴の１つは共振周波数ｆ3 （＞ｆ1 ）の第３共振回路２を、点灯用共振回路１（共振周波数ｆ1 ）、及び予熱用共振回路２（共振周波数ｆ2 ）に対して並列に接続し、点灯時において点灯用共振回路１に流れる電流Ｉ1 と第３共振回路３に流れる電流Ｉ3 との合成電流Ｉ0 の位相を、高周波の矩形波電圧Ｖに対して同相又は略遅相となるようにしたことである。
【００２３】
つまり、点灯用共振回路１に流れるＩ1 は図１の回路と同様に、高周波の矩形波電圧Ｖに対して遅れ位相の電流であるために、力率は１とはならず、負荷ＬＡに流れる電流Ｉｌａよりも大きな電流であるのに対し、第３共振回路３に流れる電流Ｉ３を高周波の矩形波電圧Ｖに対して進み位相の電流とし、かつ、例えば、Ｉ1 ≒Ｉ3 と設定することで、電流Ｉ1 とＩ3 の合成電流Ｉ0 は、点灯用共振回路Ｉ1 よりも小さくなり、また、力率も高くなる。各部波形を図６に示す。
【００２４】
これにより、インバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子に流れる電流が小さくなり、スイッチングロスも小さくなるので、電流定格の小さい素子を使用することができ、小型化が可能となると共に、コストも安くなる。また、本実施形態のもう一つの特徴は、予熱用共振回路２、第３共振回路３にそれぞれスイッチＳＷ２、ＳＷ３を接続し、予熱時、始動時にはスイッチＳＷ２はオン、スイッチＳＷ３はオフ状態とし、また、点灯時にはスイッチＳＷ２はオフ、スイッチＳＷ３はオン状態としたことである。この特徴の意味するところは、予熱から点灯へ移行する際のスイッチング素子への過大ストレスの防止と、点灯時に負荷ＬＡ（放電ランプ）のフィラメントに流れる常時予熱電流を遮断したことによる電力ロスの低減にある。詳細を以下に示す。
【００２５】
図７を参照して放電ランプＬＡが予熱から点灯するまでの過程を一例として説明する。まず、予熱用共振回路２の共振周波数ｆ2 近傍にインバータの第１動作周波数ｆａを設定し、予熱を行う。この予熱時においては、予熱用共振回路２から放電ランプＬＡのフィラメントに予熱電流を供給する必要があるため、スイッチＳＷ２はオン状態にしなければならない。一方、合成電流Ｉ0 は高周波の矩形波電圧Ｖに対して遅れ位相の電流でなければならないため、動作周波数ｆａで過大な電流が流れることになる第３共振回路３は、スイッチＳＷ３をオフ状態とすることにより、第３共振回路３に電流Ｉ3 を流さないようにすべきである。
【００２６】
よって、予熱時の合成電流Ｉ0 は放電ランプＬＡ点灯前の点灯用共振回路１に流れる電流Ｉ1 ’と予熱用共振回路２に流れる電流Ｉ2 の合成であり、Ｉ1 ’＞Ｉ2 に設定しなければならない。次に、放電ランプＬＡを点灯させるために、インバータの第２動作周波数ｆｂを点灯用共振回路１の共振周波数ｆ1 近傍に設定する。
【００２７】
動作周波数をｆａからｆｂまで連続して移行させるようなインバータ回路ＩＮＶの場合を考えてみると、移行の途中で第３共振回路３の共振周波数ｆ3 を通過することになる（始動時）。この場合、第３共振回路３の電流Ｉ3 は過大な電流となるため、インバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子の過大なストレスを防ぐためにも、始動時にはスイッチＳＷ３はオフ状態にするべきである。そして、放電ランプＬＡを点灯すると、点灯用共振回路１の共振条件が崩れて、点灯用共振回路１に流れる電流はＩ1 ’からＩ1 の曲線に移行する。この点灯時には、合成電流Ｉ0 を高周波の矩形波電圧Ｖに対して同相又は略遅相とするために、スイッチＳＷ３をオン状態として進相電流Ｉ3 を流し、遅相電流Ｉ1 とで合成電流Ｉ0 となるようにする。
【００２８】
一方、ランプＬＡが一旦点灯すると、フィラメントへの予熱電流は必要ないどころか、予熱電流の存在は電力ロスとして回路効率を悪くする。そこで、点灯後にはスイッチＳＷ２をオフ状態として、予熱用共振回路２に流れる電流Ｉ2 を遮断して常時予熱電流を流さないようにするべきである。
【００２９】
以上をまとめると、予熱時、始動時には少なくともスイッチＳＷ２をオン状態として予熱を行い、一方、スイッチＳＷ３はオフ状態として第３共振回路３の電流Ｉ3 を流さない方が望ましい。また、点灯時には少なくともスイッチＳＷ３をオン状態として点灯用共振回路１に流れる電流Ｉ1 と第３共振回路３に流れる電流Ｉ3 の合成電流Ｉ0 を高周波の矩形波電圧Ｖに対して同相又は略遅相の電流とし、一方、スイッチＳＷ２はオフ状態として、予熱用共振回路２の電流Ｉ2 を流さないようにして、フィラメントに供給される予熱電流を遮断することが望ましい。これにより、点灯時にスイッチング素子に流れる電流を低減して電流定格の小さいスイッチング素子の使用を可能とし、結果としてコストを下げるとともに、常時予熱電流を削除して回路効率を向上することができる。
【００３０】
【実施例】
図４は本発明の第１の実施例の回路図である。本実施例はハーフブリッジインバータであり、Ｖは矩形波電圧、１はインバータ負荷回路（点灯用共振回路）、２は予熱用共振回路である。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にはバイポーラトランジスタを用いており、それぞれにダイオードＤ1 ，Ｄ2 が逆並列接続されている。交流電源ＶｓをダイオードブリッジＤＢにより全波整流し、コンデンサＣ1 により平滑して得た直流電圧Ｖｄｃを受けて、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が高周波でオン・オフすることにより、インバータ出力Ｖには高周波の矩形波電圧が発生する。高周波の矩形波電圧Ｖに接続されたインバータ負荷回路１には高周波電流Ｉ1 が流れる。インバータ負荷回路１に流れる高周波電流Ｉ1 は、高周波の矩形波電圧Ｖに対して遅れ位相になっており、負荷ＬＡに供給される電流より大きい。また、予熱用共振回路２をインバータ負荷回路１に並列に接続する。予熱用共振回路２は予熱トランスＴ2 、コンデンサＣ4 、そして予熱トランスＴ2 の２次側にコンデンサＣ5 ，Ｃ6 を介して負荷ＬＡのフィラメント抵抗を接続した構成となっており、その共振周波数は矩形波電圧Ｖの周波数より高く設定しておく。
【００３１】
すると、予熱用共振回路２に流れる電流Ｉ2 は高周波の矩形波電圧Ｖに対して進み位相の電流となる。ここで、予熱用共振回路２に流れる電流Ｉ2 を、例えばＩ2 ≒Ｉ1 とすることにより、合成電流Ｉ0 が高周波の矩形波電圧Ｖに対して同相又は略遅相の電流で且つ最小となるようにする。これにより、合成電流Ｉ0 は図２のような台形波に近く力率の高い電流となる。したがって、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に流れる電流の実効値がインバータ負荷回路１に流れる高周波電流Ｉ1 に比べて小さくなり、さらに、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン時、オフ時の電流値も低くなって、スイッチングロスも小さくなる。よって、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 には電流定格の小さな素子を使用することができ、小型化、低コスト化が図れる。
【００３２】
図８は本発明の第２の実施例の回路図である。この回路は図４の回路図において、予熱用共振回路２にスイッチＳＷ２を直列接続するとともに、第３共振回路３として、インダクタＬ3 、コンデンサＣ5 、スイッチＳＷ３から成る直列回路を、点灯用共振回路１、予熱用共振回路２と並列に接続したものである。
【００３３】
インバータの動作は第１の実施例と同じである。予熱時及び始動時にはスイッチＳＷ２をオンとする。これにより、予熱用共振回路２に電流Ｉ2 が流れ、予熱トランスＴ2 の２次側巻線から放電ランプＬＡのフィラメントへ予熱電流を供給する。また、スイッチＳＷ３はオフ状態として電流Ｉ3 は流さないようにする。次に、点灯時にはスイッチＳＷ３をオン状態とすることで、高周波の矩形波電圧Ｖに対して進相の電流Ｉ3 が流れ、点灯用共振回路１に流れる略遅相の電流Ｉ1 との合成電流Ｉ0 を高周波の矩形波電圧Ｖに対して同相又は略遅相の電流とし、点灯用共振回路１に流れる電流Ｉ1 よりも力率の高い電流が流れる。この合成電流Ｉ0 はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に流れるスイッチング電流であり、上記効果からスイッチングロスが低減され、電流定格の小さい素子が使用できる。また、スイッチＳＷ２をオフ状態とすれば、予熱トランスＴ2 の２次巻線からの予熱電流供給が遮断され、常時予熱電流による電力ロスを解消することができ、回路効率も向上させることができる。なお、本実施例ではスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 としてＭＯＳＦＥＴを用い、Ｄ1 ，Ｄ2 は内蔵ダイオードを利用することで省略している。
【００３４】
図９は本発明の第３の実施例の回路図である。本実施例は図８の変形である。図８においては、予熱用共振回路２に設けたスイッチＳＷ２を共振要素である予熱トランスＴ2 、コンデンサＣ4 と直列に接続、つまり、予熱トランスＴ2 の１次側に接続していたが、本実施例では、そのスイッチＳＷ２を予熱トランスＴ2 の２次側の各巻線にそれぞれスイッチＳＷ21，ＳＷ22として設けたものである。
【００３５】
本実施例においても、インバータの動作は第１の実施例と同じである。また、予熱時、始動時と点灯時の予熱用共振回路２及び第３共振回路３中の各スイッチの動作は、第２の実施例と同じである。これにより、第２の実施例よりも部品点数は多くなるものの、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチングロス低減と、点灯時の常時予熱電流による電力ロス解消という効果は、第２の実施例と同じである。なお、本実施例では、点灯時に点灯用共振回路１、予熱用共振回路２、第３共振回路３に電流が流れるため、これらの合成電流が高周波の矩形波電圧Ｖに対して同相か略遅相になるようにする必要がある。
【００３６】
図１０は本発明の第４の実施例の回路図である。本実施例は図８の変形である。図８においては、予熱用共振回路２と第３共振回路３とがそれぞれ別個の回路として共振要素のインダクタンス要素とコンデンサで構成されているが、本実施例では、共振要素のコンデンサを１つにまとめて兼用したものである。つまり、予熱用共振回路２は予熱トランスＴ2 とコンデンサＣ4 で構成し、スイッチＳＷ２は予熱時、始動時に少なくともオン状態であり、第３共振回路３はインダクタＬ3 とコンデンサＣ4 で構成し、スイッチＳＷ３は点灯時に少なくともオン状態である。ただし、スイッチＳＷ２とＳＷ３が同時にオン状態であることは好ましくない。それはスイッチＳＷ２とＳＷ３が同時オン状態の場合、予熱トランスＴ2 とインダクタＬ3 の並列接続となり、それらの合成のインダクタンスとして共振系が崩れるためである。
【００３７】
本実施例においても、インバータの動作は第１の実施例と同じである。また、効果は第２の実施例と同じであるが、第２の実施例に比べて、コンデンサが１つ減り、回路の小型化が図れる。
【００３８】
図１１は本発明の第５の実施例の回路図である。本実施例は図１０の変形である。図１０では、予熱用共振回路２と第３共振回路３とでコンデンサＣ4 を兼用化したものであったが、本実施例では、さらに両回路のスイッチＳＷ２とＳＷ３を１つにまとめ、予熱トランスＴ2 と直列に接続して兼用化したものである。このスイッチＳＷ２の動作は予熱時、始動時にはオン状態であり、点灯時にはオフ状態とする。
【００３９】
まず、予熱時、始動時にはスイッチＳＷ２をオン状態とすることで、この回路の共振周波数ｆ2 は、
ｆ2 ＝１／２π√（Ｃ4 ・Ｔ2 ・Ｌ3 ／（Ｔ2 ＋Ｌ3 ））  〔Ｈｚ〕
となる。このときは、予熱トランスＴ2 の２次側に放電ランプＬＡのフィラメント抵抗があるために、共振点（ｆ2 ）では、有限の電流がコンデンサＣ4 に流れ、また、予熱トランスＴ2 の２次巻線を通じて予熱電流がフィラメントに供給される。
【００４０】
次に、点灯時には、スイッチＳＷ２をオフ状態とすることで、予熱トランスＴ2 は開放状態となり、この回路の共振周波数ｆ3 は、
ｆ3 ＝１／２π（Ｌ3 ・Ｃ4 ）  〔Ｈｚ〕
となる。このとき、回路は第３共振回路として動作する。また、予熱トランスＴ2 は開放のため、常時予熱電流は流れない。
【００４１】
本実施例においても、インバータの動作は第１の実施例と同じである。また、効果は第２の実施例と同じであるが、第２の実施例に比べて、コンデンサとスイッチが１つずつ減り、回路の小型化が図れる。
【００４２】
図１２は本発明の第６の実施例の回路図である。本実施例は図１０の変形である。本実施例は、第５の実施例と同様に、スイッチを１つにまとめて兼用化したものであるが、第５の実施例５と異なるところは、予熱トランスＴ2 、インダクタＬ3 、コンデンサＣ4 を直列接続し、スイッチＳＷ３をインダクタＬ3 と並列に接続したことである。このスイッチＳＷ３の動作は、予熱時、始動時にはオン状態、点灯時にはオフ状態である。まず、予熱時、始動時にはスイッチＳＷ３をオン状態とすることで、インダクタＬ3 は短絡され、この回路の共振周波数ｆ2 は、
ｆ2 ＝１／２π（Ｔ2 ・Ｃ4 ）  〔Ｈｚ〕
となる。このとき、予熱トランスＴ2 の２次巻線から予熱電流が供給される。
【００４３】
次に、点灯時にはスイッチＳＷ３をオフ状態とすることで、この回路の共振周波数ｆ3 は、
ｆ3 ＝１／２π（（Ｔ2 ＋Ｌ3 ）・Ｃ4 ）  〔Ｈｚ〕
となり、第３共振回路として機能する。ただし、本実施例では点灯時でも予熱トランスＴ2 には共振電圧が印加され、常時予熱電流が流れる。しかし、その共振電圧は予熱トランスＴ2 とインダクタＬ3 とで分圧されるため、例えば、Ｔ2 ＜Ｌ3 のように設計すれば、予熱トランスＴ2 の２次側の電圧も小さくなり、常時予熱電流は少なくすることができる。本実施例においても、インバータの動作は第１の実施例と同じである。また、効果は、スイッチング素子のスイッチングロスの低減と、点灯時の常時予熱電流の低減による電力ロスの低減である。
【００４４】
図１３は本発明の第７の実施例の回路図である。本実施例は図１２の変形である。図１２では、予熱用共振回路２と第３共振回路３の合併回路において、予熱トランスＴ2 とインダクタＬ3 が別々に存在していたが、本実施例では、予熱トランスＴ2 とインダクタＬ3 を１つにまとめ、予熱トランスＴ2 をリーケージトランス化したものである。予熱トランスＴ2 の構成は、１次側に１次巻線ｎ1 を巻き、一方、２次側には図１５のような巻方向で２次巻線ｎ2 を巻いて、巻線ｎ1 ，ｎ2 の片方の端子同士を接続する。また、２次巻線ｎ2 と並列にスイッチＳＷ２を接続する。その他、予熱トランスＴ2 の２次側には予熱巻線としてｎ3 ，ｎ4 を巻いている。
【００４５】
ここで、スイッチＳＷ２がオン状態のときの予熱トランスＴ2 のインダクタンスをＴ21、オフ状態のときをＴ20とする（Ｔ21＜Ｔ20）。スイッチＳＷ２の動作は予熱時、始動時がオン状態、点灯時がオフ状態である。
【００４６】
まず、予熱時、始動時はスイッチＳＷ２がオンなので、この回路の共振周波数ｆ2 は、
ｆ2 ＝１／２π（Ｔ21・Ｃ4 ）    〔Ｈｚ〕
となり、予熱用共振回路として機能する。
【００４７】
次に、点灯時はスイッチＳＷ２をオフとすることで、共振周波数ｆ3 は
ｆ3 ＝１／２π（Ｔ20・Ｃ4 ）    〔Ｈｚ〕
となり、第３共振回路として機能する。
【００４８】
本実施例では、点灯時でも予熱トランスＴ2 に共振電圧が印加されるため、常時予熱電流が流れる。本実施例においても、インバータの動作は第１の実施例と同じである。また、効果は、スイッチング素子のスイッチングロスの低減と、予熱から点灯へ移行する際のスイッチング電流の過電流防止である。
【００４９】
図１４は本発明の第８実施例の回路図である。図において、Ｖｓは商用電源、ＤＢはダイオードブリッジ、ＬＡは放電ランプ、Ｔ1 はリーケージトランス、Ｔ2 は予熱トランス、Ｎ1 ，ｎ1 は１次巻線、Ｎ2 ，ｎ2 ，ｎ3 は２次巻線、Ｌ4 はチョッパーチョークコイル、Ｌ3 はインダクタ、Ｃ1 〜Ｃ9 はコンデンサ、Ｄ3 〜Ｄ6 はダイオード、ＳＷ２はスイッチ、Ｑ1 ，Ｑ2 はスイッチング素子である。
【００５０】
以下、本実施例の回路構成について説明する。本実施例では、商用電源ＶｓをダイオードブリッジＤＢに接続し、ダイオードブリッジＤＢにより商用電源Ｖｓを全波整流している。ダイオードブリッジＤＢの出力端には、コンデンサＣ8 とダイオードＤ6 ，Ｄ5 が直列接続されている。ダイオードＤ6 の両端間には、コンデンサＣ9 が並列接続されている。コンデンサＣ8 の両端間には、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点との間にコンデンサＣ3 とリーケージトランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 との直列回路が接続されている。さらに、リーケージトランスＴ1 の２次巻線Ｎ2 には負荷回路として、コンデンサＣ2 と放電ランプＬＡの並列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は高周波で交互にオン・オフ動作する。ここに、リーケージトランスＴ1 、コンデンサＣ2 、放電ランプＬＡで点灯用共振回路１が構成される。
【００５１】
また、コンデンサＣ8 の両端間にはチョッパーチョークコイルＬ4 と、コンデンサＣ1 と、逆方向に挿入されたダイオードＤ4 との直列回路が接続され、コンデンサＣ1 とダイオードＤ4 の接続点とスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点との間にダイオードＤ3 が順方向に挿入されている。ここに、スイッチング素子Ｑ2 とダイオードＤ3 ，Ｄ4 とコンデンサＣ1 、チョッパーチョークコイルＬ4 によって降圧チョッパー回路が構成されている。
【００５２】
また、コンデンサＣ3 とリーケージトランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 との接続点と、ダイオードＤ6 とＤ4 との接続点との間に、予熱トランスＴ2 の１次巻線ｎ1 とスイッチＳＷ２の直列回路と、インダクタＬ3 の並列回路にコンデンサＣ4 を直列接続した回路が接続されている。予熱トランスＴ2 の２次巻線ｎ2 及びｎ3 はそれぞれコンデンサＣ5 ，Ｃ6 を介して放電ランプＬＡのフィラメントに接続される。ここに、予熱トランスＴ2 、スイッチＳＷ２、コンデンサＣ4 により予熱用共振回路２が構成される。この予熱用共振回路２は、第３共振回路３としても兼用される。
【００５３】
次に、基本動作について説明する。この放電灯点灯装置は、インバータ回路と降圧チョッパー回路とに分けることができる。まず、インバータ回路の動作について説明する。スイッチング素子Ｑ1 がオン、スイッチング素子Ｑ2 がオフのとき、コンデンサＣ8 、スイッチング素子Ｑ1 、コンデンサＣ3 、リーケージトランスＴ1 （の１次巻線Ｎ1 ）、コンデンサＣ9 、Ｃ8 の経路で電流が流れる。この動作により、コンデンサＣ9 が充電される。また、入力側よりダイオードブリッジＤＢ、スイッチング素子Ｑ1 、コンデンサＣ3 、リーケージトランスＴ1 （の１次巻線Ｎ1 ）、ダイオードＤ5 、ダイオードブリッジＤＢの経路で電流が流れる。この電流が流れる条件は、コンデンサＣ8 の両端電圧とコンデンサＣ9 の両端電圧の和の方がダイオードブリッジＤＢの両端電圧より低くなったときである。
【００５４】
次に、スイッチング素子Ｑ1 がオフ、スイッチング素子Ｑ2 がオンのとき、コンデンサＣ9 、リーケージトランスＴ1 （の１次巻線Ｎ1 ）、コンデンサＣ3 、スイッチング素子Ｑ2 、コンデンサＣ9 の経路で電流が流れる。この動作により、コンデンサＣ9 は放電し、放電し終わると、次に、ダイオードＤ6 を通して電流が流れ、ダイオードＤ6 、リーケージトランスＴ1 （の１次巻線Ｎ1 ）、コンデンサＣ3 、スイッチング素子Ｑ2 、ダイオードＤ6 のループで電流が流れる。このように動作させることにより、リーケージトランスＴ1 の１次側の両端には高周波電圧が発生し、放電灯ＬＡが点灯する。
【００５５】
次に、降圧チョッパー回路の動作について説明する。スイッチング素子Ｑ2 がオンのときには、ダイオードブリッジＤＢ、チョッパーチョークコイルＬ4 、コンデンサＣ1 、ダイオードＤ3 、スイッチング素子Ｑ2 、ダイオードＤ6 （クランプ動作時）、ダイオードＤ5 、ダイオードブリッジＤＢの経路で電流が流れる。この動作により、コンデンサＣ1 は充電される。また、コンデンサＣ9 の放電時には、コンデンサＣ8 、チョッパーチョークコイルＬ4 、コンデンサＣ1 、ダイオードＤ3 、スイッチング素子Ｑ2 、コンデンサＣ8 の経路で電流が流れる。この動作により、コンデンサＣ1 はコンデンサＣ8 より充電される。
【００５６】
次に、スイッチング素子Ｑ2 がオフのときには、チョッパーチョークコイルＬ4 、コンデンサＣ1 、ダイオードＤ3 、スイッチング素子Ｑ1 の逆方向ダイオード、チョッパーチョークコイルＬ4 の経路でチョッパーチョークコイルＬ4 のエネルギーが回生電流として放出される。以上の動作により、コンデンサＣ1 の両端には降圧チョッパー動作による電圧が発生する。
【００５７】
本実施例において、予熱用共振回路２の構成は、第５の実施例（図１１）と同じであり、したがって、効果も第５の実施例と同様である。また、図１４において、インバータの電源は、電解コンデンサ１つから成る完全平滑回路であっても良い。また、負荷としてもリーケージトランスを用いる必要は無い。
【００５８】
【発明の効果】
本発明は、点灯用共振回路と並列に予熱用共振回路及び第３共振回路を設け、位相の異なる電流同士による合成電流の低減効果により、スイッチング素子のスイッチングロスを低減し、電流定格の小さいスイッチング素子を使用可能とすることで、小型化と低コスト化が図れる。また、予熱用共振回路と第３共振回路にスイッチを設けることにより、常時予熱電流の遮断又は低減による回路効率の向上と、予熱から点灯への移行時の過電流防止によりインバータ制御回路の設計を容易化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す原理説明のための回路図である。
【図２】図１の回路の各部の動作波形を示す波形図である。
【図３】図１の回路の共振作用を説明するための周波数特性図である。
【図４】本発明の第１の実施例の回路図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態を示す原理説明のための回路図である。
【図６】図５の回路の各部の動作波形を示す波形図である。
【図７】図５の回路の共振作用を説明するための周波数特性図である。
【図８】本発明の第２の実施例の回路図である。
【図９】本発明の第３の実施例の回路図である。
【図１０】本発明の第４の実施例の回路図である。
【図１１】本発明の第５の実施例の回路図である。
【図１２】本発明の第６の実施例の回路図である。
【図１３】本発明の第７の実施例の回路図である。
【図１４】本発明の第８の実施例の回路図である。
【図１５】従来例の回路図である。
【図１６】図１５の回路の共振作用を説明するための周波数特性図である。
【符号の説明】
１    点灯用共振回路
２    予熱用共振回路
３    第３共振回路
ＬＡ    放電ランプ
ＩＮＶ    インバータ回路
【図１】
0003758276.tif 000002
【図２】
0003758276.tif 000003
【図３】
0003758276.tif 000004
【図４】
0003758276.tif 000005
【図５】
0003758276.tif 000006
【図６】
0003758276.tif 000007
【図７】
0003758276.tif 000008
【図８】
0003758276.tif 000009
【図９】
0003758276.tif 000010
【図１０】
0003758276.tif 000011
【図１１】
0003758276.tif 000012
【図１２】
0003758276.tif 000013
【図１３】
0003758276.tif 000014
【図１４】
0003758276.tif 000015
【図１５】
0003758276.tif 000016
【図１６】
0003758276.tif 000017