(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号伝送路に送出された信号を受信する受信回路であって、
前記受信回路は、前記信号の電位を検出する信号電位検出手段と、
前記信号の論理を判定する信号論理判定手段と、
前記信号電位検出手段で検出された信号電位と前記信号論理判定手段で判定された結果とに基づき、前記信号論理判定手段の判定レベルを設定するための参照電位を生成する参照信号発生手段と、
を少なくとも具備することを特徴とする受信回路。
【請求項２】
前記信号論理判定手段は、前記受信した信号と前記参照電位とを比較して信号レベルを判定するための比較回路を具備することを特徴とする請求項１記載の受信回路。
【請求項３】
前記信号電位検出手段は、１ビットまたは数ビット前の時点の信号レベル及び論理判定値の時系列のデータ、又は、一定時点前から現時点までの信号レベルの平均値及び論理判定値の時系列のデータを記憶し、前記参照信号発生手段は、前記記憶したデータから現時点の信号レベルを予測し、現時点での最適な論理判定を行うための参照電位を生成するように構成したことを特徴とする請求項１又は２記載の受信回路。
【請求項４】
前記信号論理判定手段は、入力信号と前記参照電位とを比較する比較回路と、比較結果をラッチする第１のフリップフロップ回路とからなり、前記信号電位検出手段は、前記入力信号と任意の固定電位を比較する比較回路と、比較した結果をラッチする第２のフリップフロップ回路とからなり、前記参照信号発生手段は、前記第１及び第２のフリップフロップ回路の出力から得られる信号を重み付けし、前記参照電位を生成するＤ／Ａコンバ−タで構成したこと特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の受信回路。
【請求項５】
前記信号論理判定手段は、入力信号と前記参照電位とを比較する比較回路と、比較結果をラッチする第１のフリップフロップ回路と、この第１のフリップフロップ回路に縦列接続した複数のシフトレジスタとからなり、前記信号電位検出手段は、前記入力信号と任意の固定電位を比較する比較回路と、比較した結果をラッチする第２のフリップフロップ回路とからなり、前記参照信号発生手段は、前記シフトレジスタから出力される信号の時系列の論理判定出力と前記第２のフリップフロップ回路の出力から得られる信号を重み付けし、前記参照電位を生成するＤ／Ａコンバ−タで構成したことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の受信回路。
【請求項６】
前記信号論理判定手段は、入力信号と前記参照電位とを比較する比較回路と、比較結果をラッチするフリップフロップ回路とからなり、前記信号電位検出手段は、前記入力信号のレベルを検出するＡ／Ｄコンバ−タで構成し、前記参照信号発生手段は、前記検出した信号レベルの重み付けをし、前記参照電位を生成するＤ／Ａコンバ−タで構成したことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の受信回路。
【請求項７】
前記信号論理判定手段は、入力信号と前記参照電位とを比較する比較回路と、比較結果をラッチする第１のフリップフロップ回路とからなり、前記信号電位検出手段は、複数の異なる固定電位と、前記入力信号と前記それぞれの固定電位とを比較する複数の比較回路と、比較した結果をそれぞれラッチする複数の第２のフリップフロップ回路とからなり、前記参照信号発生手段は、前記第１のフリップフロップ回路及び複数の第２のフリップフロップ回路の出力から得られる信号を重み付けし、前記参照電位を生成するＤ／Ａコンバ−タで構成したことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の受信回路。
【請求項８】
前記信号論理判定手段の出力と信号電位検出手段の出力との重み付けにより生成される参照電圧レベルのステップ幅をフルスイングした時の受信信号振幅の中点付近を細かく設定し、最高値、最低値に向かって前記ステップ幅を広げるように設定したことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の受信回路。
【請求項９】
前記信号レベル検出回路の出力の重み付けにより生成される参照電圧レベルのステップ幅ΔＶは、参照電圧の変化ステップ数をＭ、前記信号伝送路を集中定数回路で近似した場合の時定数をτ、デ−タ信号の符号長をＴ、フルスイングした時の受信信号振幅をＶｆｕｌｌｓｗとした時、各参照信号レベルｎ（１＜ｎ＜Ｍ−１）ごとのステップ幅をΔＶ＜Ｍｉｎ．［（Ｖｆｕｌｌｓｗ−ＶＴＨ（ｎ））（１−ｅｘｐ（−Ｔ／τ）），ＶＴＨ（ｎ）（１−ｅｘｐ（−Ｔ／τ））］を満たすように設定することを特徴とする請求項８記載の受信回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、信号伝送システムの受信回路及び当該伝送システムが適用される半導体装置に関し、特に、ＬＳＩチップ間の伝送や、モジュ−ル間、同一ＬＳＩチップ内の複数の素子や構成回路間での信号の伝送を行う信号伝送システムの受信回路、並びに、この信号伝送システムが適用される半導体装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ＬＳＩ間の信号伝送、例えば、ＤＲＡＭとプロセッサとの間の信号伝送や、１つの半導体集積回路における各構成回路間の信号伝送を高速に行うことが要求されている。この理由は、近年のＣＭＯＳＬＳＩの動作速度向上が著しく、クロック周波数が１ＧＨｚを超えるマイクロプロセッサが報告されるまでになっている一方で、これら高速ＬＳＩを使用する装置の処理速度は、装置筐体間、ボ−ド間、チップ間の伝送速度によって制限されるようになってきているためである。
【０００３】
例えば、ＰＣではＤＲＡＭからプロセッサへの信号処理速度を向上させるために並列に伝送するピンあたりの信号伝送速度をギガビット以上に向上させることが検討されている。このような高速信号をチップ外に送るためには、パッケ−ジやコネクタを含めた伝送路での減衰や反射により、送出された信号波形は理想的な状態から著しく劣化してしまうことに対しての対策が必要である。
【０００４】
図１４は、伝送路に送出された信号の受信端での波形を示した図である。送出された信号は、伝送線路における信号の多重反射、減衰等により、送信端における電位に到達するために一定の時間を必要とする。ここでは、伝送路を集中定数回路として近似しており、伝送される信号の符号長をＴ、伝送線路の時定数をτと仮定している。図の例では、伝送路の時定数に対して送出された信号の符号長Ｔが短い場合（Ｔ＜τ）で、デ−タの変化（タイムスロット”ｎ”）に対応して受信端の信号電圧が変化している途中の時間Ｔで新たにデ−タが変化（タイムスロット”ｎ＋１”）するようになっている。電位変化は、”ｎ＋１”時点での電位をＶ（ｎ＋１）、”ｎ”時点での電位をＶ（ｎ）とすると、Ｖ（ｎ＋１）＝Ｖ（ｎ）（１−ｅｘｐ（−Ｔ／τ））と表すことが出来るので、伝送路の時定数が送出された信号の符号長より長い場合には、過去の信号の論理状態の影響によって受信端での信号の変化量が大きく変わることがわかる。特に、送信信号が「０」または、「１」の状態が連続して続き、その後１ビットだけ逆の論理状態である場合には、受信端信号が十分識別回路の論理判定信号レベルまで達せず、識別回路が誤判定することがあり得る。
【０００５】
このような問題を回避するためには、単純には、高周波特性に優れる伝送媒体を用いる方法があるが、一般にこのような伝送媒体は、高コストであることに加え、結果的に大きな実装サイズを必要とし、システムのサイズを大きくしてしまう欠点がある。一方、受信回路での信号識別能力の向上の対策には、特開平１０−２７５０３８号公報に示されたものや、電子情報通信学会誌Ｃ−ＩＩ，ＶoＬ．Ｊ８２−Ｃ−ＩＩ，Ｎo．５， ｐｐ．２３９−２４６に示されているように、過去の信号状態をシフトレジスタ等を用いて記憶させ、その情報に重みづけして、参照信号のレベルを変化させる方法がある。この回路構成を図１５に示した。受信回路初段ラッチで判定された結果は、シフトレジスタに順次記憶されるので、当該レジスタの各ビット出力は過去の受信信号系列となる。図の例では、２ビットのシフトレジスタ２６を用いて信号の過去の情報を記憶させ、その情報を基に、重みづけ回路用Ｄ／Ａコンバ−タ２３により参照信号のレベルを変化させている。シフトレジスタの初段のラッチ回路は、後述する参照信号と比較する方式の差動回路で構成され、そのラッチ回路出力が受信回路の出力となる。この例の重みづけ回路は、複数の信号の平均値を出力する回路を用いている。
【０００６】
図１５の回路の動作を説明するにあたり、簡単のために、例えば、１ビット前の信号情報と２ビット前の信号情報に重みづけをしない場合を考える。今、２ビット前の信号も１ビット前の信号も「０」レベルであったとすると、重みづけ回路はロウレベルを参照電位として出力する。もし、２ビット前または１ビット前の信号情報のどちらかが「１」レベルで、どちらかが「０」レベルであったとすると、参照電位は中間電位となり、２ビット前及び１ビット前の信号情報が共に「１」レベルの場合は、参照電位はハイレベルとなる。
【０００７】
図１６は、伝送媒体を時定数τの集中定数で近似し、デ−タ周期ＴがＴ＝０．５τの場合の、受信端での信号波形と、この回路の論理判定用参照電圧、及び送信端での論理値と本回路で判定した論理値を示した図である。受信端における信号波形がかなり劣化しているが、論理判定用参照信号が、過去のデ−タ系列の平均値に設定される結果、論理判定に最適な電位となるので、信号を誤判定なく受信できていることがわかる。尚、図中には、参照電圧が一定の場合の論理判定結果も示した。タイムチャ−ト下部の白抜き文字は、誤判定を表している。
【０００８】
この回路の例では、参照信号のレベル変化が信号振幅の１／４であったが、伝送媒体の周波数特性が悪い場合には、さらに細かく信号レベルを調整する必要がある。信号レベルを細かく調整するには、レベルシフトレジスタ回路の段数を増やし、各ビットの出力を重み付け回路に入力すればよい。例えば、３ビットのシフトレジスタを用いた場合には参照電位レベルを５水準にすることが出来る。
【０００９】
一方、この方式で、シフトレジスタの段数を大きくし、参照信号レベルをさらに細かく制御する時には、一度でも誤判定が発生すると、シフトレジスタの段数に相当するクロック周期分もの時間に、その影響が及んでしまう欠点がある。
【００１０】
この問題を回避するために、前述した文献（特開平１０−２７５０３８号公報や、電子情報通信学会誌Ｃ−ＩＩ，ＶoＬ． J８２−Ｃ−ＩＩ，Ｎo．５，ｐｐ．２３９−２４６）では、図１７に示した構成を提案している。この回路は、二つのＲＺ信号により、１ビット前の信号レベルをアナログ的に容量に記憶させ、現時点での信号レベルとの引き算により過去の信号の影響を除去し、同時に論理判定をも行うものである。以下、この回路の動作を図１７を用いて行う。クロック信号φ１がハイレベルの場合、”ｎ−１”のタイミングにおける受信回路の入力電圧Ｖｎ−１と参照電位ＶＴＴを容量Ｃ１、Ｃ２で受け取り、このときに同時にインバ−タの入出力を短絡し、ａｕｔｏ−ｚｅｒｏを行う（図１７（ａ））。入出力を短絡した場合のインバ−タ出力電位は、このインバ−タの論理しきい値となる。次に、φ２がハイレベルとなった場合、”ｎ”のタイミングにおける受信回路の入力電圧ＶｎをＣ１とＣ２の容量を介してサンプリングする（図１７（ｂ））。このときに容量Ｃ１とＣ２の比をＣ１／（Ｃ１＋Ｃ２）＝ｅｘｐ（−Ｔ／τ）となるように設定すれば、Ｃ１とＣ２の並列容量に現れる電圧は過去の信号の影響（符号間干渉）に相当する値となる。この容量が受信回路インバ−タの前に直列に挿入されているので、自動的に引き算がなされる結果、わずかな信号電位の変化であっても正確に論理判定が可能となる。
【００１１】
図１８は、伝送媒体を時定数τの集中定数で近似し、デ−タ周期ＴがＴ＝０．５τの場合の、受信端での信号波形と、本回路の論理判定用参照電圧、及び送信端での論理値と本回路で判定した論理値を示した図である。受信端における信号波形がかなり劣化しているが、論理判定用参照信号が１ビット前の信号と現時点の信号電位の中点に設定される結果、常に信号を誤判定なく受信できていることがわかる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
前述した容量に記憶させた電位レベルにより、最適な参照電位発生を行わせる方式は、高速なＲＺ信号が必要であるので、ＲＺ信号発生回路がＬＳＩ全体の速度を決定することになる。従って、シフトレジスタ構成の受信回路に比較して、基本素子の高い高周波特性が要求される。さらに、ＬＳＩ上に形成された容量値のばらつきは、論理判定用参照電位に直接影響を及ぼすので、この容量の精密な制御も必要となる。
【００１３】
本発明は、かかる課題を解決するためになされたもので、その目的は、１〜２ビット程度の少ない過去のデ−タ系列を用い、単純なクロック信号で最適な参照電位が発生可能である新規な受信回路を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記した目的を達成するため、基本的には、以下に記載されたような技術構成を採用するものである。
【００１５】
即ち、本発明に係わる受信回路の第１態様は、
信号伝送路に送出された信号を受信する受信回路であって、
前記受信回路は、前記信号の電位を検出する信号電位検出手段と、
前記信号の論理を判定する信号論理判定手段と、
前記信号電位検出手段で検出された信号電位と前記信号論理判定手段で判定された結果とに基づき、前記信号論理判定手段の判定レベルを設定するための参照電位を生成する参照信号発生手段と、
を少なくとも具備することを特徴とするものであり、
叉、第２態様は、
前記信号論理判定手段は、前記受信した信号と前記参照電位とを比較して信号レベルを判定するための比較回路を具備することを特徴とするものであり、
叉、第３態様は、
前記信号電位検出手段は、１ビットまたは数ビット前の時点の信号レベル及び論理判定値の時系列のデータ、又は、一定時点前から現時点までの信号レベルの平均値及び論理判定値の時系列のデータを記憶し、前記参照信号発生手段は、前記記憶したデータから現時点の信号レベルを予測し、現時点での最適な論理判定を行うための参照電位を生成するように構成したことを特徴とするものであり、
叉、第４態様は、
前記信号論理判定手段は、入力信号と前記参照電位とを比較する比較回路と、比較結果をラッチする第１のフリップフロップ回路とからなり、前記信号電位検出手段は、前記入力信号と任意の固定電位を比較する比較回路と、比較した結果をラッチする第２のフリップフロップ回路とからなり、前記参照信号発生手段は、前記第１及び第２のフリップフロップ回路の出力から得られる信号を重み付けし、前記参照電位を生成するＤ／Ａコンバ−タで構成したこと特徴とするものであり、
叉、第５態様は、
前記信号論理判定手段は、入力信号と前記参照電位とを比較する比較回路と、比較結果をラッチする第１のフリップフロップ回路と、この第１のフリップフロップ回路に縦列接続した複数のシフトレジスタとからなり、前記信号電位検出手段は、前記入力信号と任意の固定電位を比較する比較回路と、比較した結果をラッチする第２のフリップフロップ回路とからなり、前記参照信号発生手段は、前記シフトレジスタから出力される信号の時系列の論理判定出力と前記第２のフリップフロップ回路の出力から得られる信号を重み付けし、前記参照電位を生成するＤ／Ａコンバ−タで構成したことを特徴とするものであり、
叉、第６態様は、
前記信号論理判定手段は、入力信号と前記参照電位とを比較する比較回路と、比較結果をラッチするフリップフロップ回路とからなり、前記信号電位検出手段は、前記入力信号のレベルを検出するＡ／Ｄコンバ−タで構成し、前記参照信号発生手段は、前記検出した信号レベルの重み付けをし、前記参照電位を生成するＤ／Ａコンバ−タで構成したことを特徴とするものであり、
叉、第７態様は、
前記信号論理判定手段は、入力信号と前記参照電位とを比較する比較回路と、比較結果をラッチする第１のフリップフロップ回路とからなり、前記信号電位検出手段は、複数の異なる固定電位と、前記入力信号と前記それぞれの固定電位とを比較する複数の比較回路と、比較した結果をそれぞれラッチする複数の第２のフリップフロップ回路とからなり、前記参照信号発生手段は、前記第１のフリップフロップ回路及び複数の第２のフリップフロップ回路の出力から得られる信号を重み付けし、前記参照電位を生成するＤ／Ａコンバ−タで構成したことを特徴とするものであり、
叉、第８態様は、
前記信号論理判定手段の出力と信号電位検出手段の出力との重み付けにより生成される参照電圧レベルのステップ幅をフルスイングした時の受信信号振幅の中点付近を細かく設定し、最高値、最低値に向かって前記ステップ幅を広げるように設定したことを特徴とするものであり、
叉、第９態様は、
前記信号レベル検出回路の出力の重み付けにより生成される参照電圧レベルのステップ幅ΔＶは、参照電圧の変化ステップ数をＭ、前記信号伝送路を集中定数回路で近似した場合の時定数をτ、デ−タ信号の符号長をＴ、フルスイングした時の受信信号振幅をＶｆｕｌｌｓｗとした時、各参照信号レベルｎ（１＜ｎ＜Ｍ−１）ごとのステップ幅をΔＶ＜Ｍｉｎ．［（Ｖｆｕｌｌｓｗ−ＶＴＨ（ｎ））（１−ｅｘｐ（−Ｔ／τ）），ＶＴＨ（ｎ）（１−ｅｘｐ（−Ｔ／τ））］を満たすように設定することを特徴とするものである。
【００１６】
【作用】
以下に、本発明の作用を述べる。
【００１７】
まず、第１の態様の発明による受信回路においては、１ビット前の信号電位である「Ｌ」又は「Ｈ」レベルの信号を信号電位検出回路が保持しており、参照信号発生回路は、この信号を受けて参照信号電位を低いレベルに設定する動作をおこなう。従って、受信端で信号波形が劣化し、信号電位が受信端でその最終電位まで達していなくとも、本方式の受信回路では確実に信号の論理判定回路を行うことが可能となる。
【００１８】
次に、第２の態様の発明による受信回路においては、信号の判定及び保持を行う論理判定回路の初段に、入力レベルと参照信号を比較して信号レベルを判定する回路を持たせることで、受信端に接続される回路数を低減できる。この結果、デ−タ信号のバッファ回路に対する負荷を軽減できる。
【００１９】
また、第３の態様の発明による受信回路においては、信号伝送路に送出された信号の１ビットまたは数ビット前の時点の信号レベル及び論理判定値、または一定時点前から現時点までの信号レベルの平均値及び論理判定値の時系列から現時点の信号レベルを予測し、現時点での最適な論理判定レベルを生成する回路を具備することで、受信端で信号の論理を確実に得ることが可能となる。
【００２０】
また、第４の態様の発明では、論理判定と信号電位判定を１ビット前のデ−タから、各々フリップフロップ１つで行わせることが可能で、最小限の回路で論理判定用参照電位を制御している。この結果、確実な論理判定を小型で低消費電力な回路で実現することが出来る。
【００２１】
次に、第５の態様の発明では、論理判定のためにフリップフロップを縦列接続したシフトレジスタにより、過去のデ−タ系列を記憶し、そのデ−タを利用して、論理判定のレベルを精密に制御することが可能で、結果的に高周波特性の悪い伝送媒体でも確実な伝送が可能となる。
【００２２】
また、第６の態様の発明では、信号電位の検出にＡ／Ｄコンバ−タを用いており、このビット数を増やすことで、より精密な論理判定レベルの制御が可能となる。結果的に、さらに周波数特性の悪い伝送媒体を用いなければならない場合があっても、Ａ／Ｄコンバ−タ及びＤ／Ａコンバ−タのビット数と動作速度が当該システムに適している限り応用可能である。
【００２３】
さらに、第７の態様の発明では、第６の態様の発明で用いたＡ／Ｄコンバ−タの代わりにフリップフロップを用いており、Ａ／Ｄコンバ−タ以外の手段でも、同様の効果が期待できる。信号電位検出用の各々のフリップフロップの参照信号には、検出したい電位を少しづつ変化させて入力する結果、Ａ／Ｄコンバ−タ同様の出力が得られる。
【００２４】
又、第８の態様の発明では、論理判定用レベルの各々の電位差をフルスイング時の信号振幅の中点付近を細分化することで、不要に判定レベルを細かく設定する必要がなくなるので、結果的に回路の小型低消費電力化が図れるとともに、分割が少ないことにより、過去のデ−タ系列を多く必要とせず、レ−テンシの低減も可能となる。
【００２５】
更に、第９の態様の発明では、論理判定用レベルＶＴＨ（ｎ）の各々の電位差をフルスイング時の信号振幅をＶｆｕｌｌｓｗ、デ−タ周期（符号長）Ｔ、伝送媒体の時定数をτとして、ΔＶ＜Ｍｉｎ．［（Ｖｆｕｌｌｓｗ−ＶＴＨ（ｎ））（１−ｅｘｐ（−Ｔ／τ）），ＶＴＨ（ｎ）（１−ｅｘｐ（−Ｔ／τ））］を満足するように設定することで、不要に判定レベルを細かく設定する必要がなくなるので、結果的に回路の小型低消費電力化が図れるとともに、分割が少ないことにより、過去のデ−タ系列を多く必要とせず、レ−テンシの低減も可能となる。
【００２６】
【実施例】
以下に、図面を参照して、本発明に係る信号伝送システムの受信回路の具体例を示す。
【００２７】
図１は、本発明の第１の実施例を示す図である。図１において、１０１は信号電位検出回路、１０２は信号論理判定回路、１０３は参照信号発生回路である。信号電位検出回路１０１は、あらかじめ設定された１つまたは複数の固定電位に対して受信した信号レベルの高低を判定出力する。
【００２８】
信号論理判定回路１０２は、参照信号に対して受信した信号レベルの高低を判定出力する。参照信号発生回路１０３は、信号電位検出回路１０１及び信号論理判定回路１０２の出力から、次に入力される信号の論理判定に最適な参照信号電位を予測し、参照信号１１を発生させる機能を有する。この時、送信端で「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化する信号が伝送路に送信され、伝送路の周波数帯域が送信されたデ−タ速度に比較して低い場合を考えると、受信端電位は十分高くならないが、本発明の受信回路では、１ビット前の信号電位である「Ｌ」レベルの信号を信号電位検出回路１０１が保持しており、参照信号発生回路１０３は、この信号を受けて参照信号電位を低いレベルに設定する動作をおこなう。従って、受信端で信号波形が劣化していても、本方式の受信回路では確実に信号の論理判定回路を行うことが可能となる。
【００２９】
図２は、本発明の第２の実施例を示す図である。図２において、２１は論理判定用フリップフロップ回路で、入力段は差動回路で構成されている。また、この差動回路の論理判定の基準となる参照信号１１は、参照信号発生用Ｄ／Ａコンバ−タ２３の出力から得ている。２２は信号電位検出用フリップフロップ回路で、差動回路を初段に用いており、その参照電位は、あらかじめフルスイングした場合の信号振幅の中点電位に設定しておく。かかる構成において、各々論理判定時点におけ定入力信号のレベルと参照信号の関係を述べることにする。この構成では、論理判定回路の２出力状態（ハイレベル、ロウレベル）と、信号電位検出回路の２出力状態（ハイレベル、ロウレベル）とから、本来のフルスイングした信号振幅を４分割した状態まで判定可能である（以下、信号レベルを図３に従ってＨレベル、ＨＭレベル、ＬＭレベル、Ｌレベルと記述する）。この時、生成できる参照電位レベルは、以下の３レベルとなる。すなわち、（１）信号電位検出回路出力及び論理判定回路出力が共にハイレベルである場合、（２）信号電位検出回路または論理判定回路出力のどちらかがハイレベルで、他方がロウレベルの場合、（３）信号電位検出回路及び論理判定回路の出力が共にロウレベルの場合である（以下、図に従って、参照電位レベルをＲＨレベル、ＲＭレベル、ＲＬレベルと記述する）。
【００３０】
最初に、図３に従い信号検出回路及び論理判定回路の出力が共にハイレベルの場合に関して述べる。この場合には、各々の回路の出力がとりうる状態は、論理判定用参照信号がＲＨレベルの場合かＲＭレベルかによって、信号電位ととりうる状態は異なり、各々Ｈレベル及びＨＭレベルの２状態となる。
【００３１】
まず、現在の信号電位がＨレベルの場合に、次の時間ステップで信号の論理がとりうる状態を考えてみる。次の時間ステップの信号論理が「１」の場合、信号の電位は現在の電位より上昇するので、論理判定用参照信号は、最高位である現在のまま（ＲＨレベル）で良い。また、次の時間ステップの信号論理が「０」である場合には正確な論理判定のためには、論理判定参照信号電位は信号電位より高電位である必要があるので（逆にいえば信号電位の変化量は、論理判定用参照電位の刻み幅より大きくなるように最初に設定しておく）、最高位である現在のままで良い。
【００３２】
一方、論理判定用参照信号がＲＭレベルで、信号電位がハイレベルの場合には、信号電位はＲＭレベル以上にあることが確定している。もし電位がＲＨレベル以上であるなら、論理判定用参照信号をＲＨレベルに変更しなければならないし、ＲＭレベル以上でＲＨレベル以下であっても、次の時間ステップで信号論理が「１」であると、信号電位が論理レベルの刻みを越えて上昇するように論理判定用参照信号レベルの刻みを設定するので、この場合も論理判定用参照信号レベルをＲＨレベルにしなければならない。一方、信号電位がＲＭレベル以上でＲＨレベル以下であって、次の時間ステップで信号論理が「０」である場合を想定した場合には、論理判定用参照信号レベルをＲＨに設定しておけば、信号電位より、必ず判定レベルが高電位となるので、誤判定することはない。
【００３３】
以上まとめると、信号電位検出回路及び論理判定回路の出力が共にハイレベルの場合には、次の時間ステップの論理判定用に参照電位をＲＨレベルにすれば良いことになる。
【００３４】
次に、図４に従い信号電位検出回路がハイレベルを出力し、論理判定回路がロウレベルを出力した場合を考える。この場合には、論理判定用参照電位はＲＨレベルで、信号電位はＨＭレベルのみしかとりえない。この状態で、次の時間ステップで信号論理が「０」となる場合を考えると、信号電位は、ＲＭレベルを越えて低下するので、参照電位をＲＭレベルに変更しなければならない。一方、次の時間ステップで信号論理が「１」の場合には、信号電位は上昇するが、論理判定用参照信号レベルをＲＭレベルにしておけば信号電位より論理判定用参照信号レベルが必ず高電位となるので誤判定することはない。
【００３５】
信号電位検出回路がロウレベルを、論理判定回路がハイレベルを出力した場合には、図５に示したように、論理判定用参照信号電位はＲＬレベルで信号電位はＬＭレベルのみしかとりえない。この状態で、次の時間ステップで信号論理が「１」となる場合を考えると、信号電位はＲＭレベルを越えて上昇するので、次の時間ステップの論理判定用参照信号電位をＲＭレベルに設定しなければならない。一方、次の時間ステップで信号論理が「０」の場合には、信号電位は低下するが、論理判定用参照信号の電位をＲＭレベルにしておけば、信号電位より論理判定用参照信号は必ず高電位となるので、誤判定することはない。まとめると、信号電位検出回路または、論理判定回路のどちらか一方の出力がロウレベルで、他方がハイレベルの場合には、次の時間ステップの論理判定用参照信号レベルをＲＭレベルに設定すべきである。
【００３６】
最後に、信号電位検出回路出力及び論理判定回路が共にロウレベルを出力した場合に関して述べる。図６に示したように、この場合には、各々の回路の出力がとりうる状態は、論理判定用参照信号がＲＭレベルの場合かＲＬレベルかによって、信号電位のとりうる状態は異なり、各々ＬＭレベルまたはＬレベルと、Ｌレベルの２状態となる。まず現在の論理判定用参照信号がＲＭレベルで判定結果がロウレベルの場合、信号電位のとりうる状態はＬＭレベルまたはＬレベルが考えられる。判定用参照信号レベルがＲＭレベルで信号電位がＬＭレベルの場合に、次の時間ステップで信号の論理がとりうる状態を考えてみる。この状態で、次の時間ステップで信号論理が「０」となる場合を考えると、信号電位はＲＬレベルを越えて低下するので、次の時間ステップの論理判定用参照信号電位をＲＬレベルに設定しなければならない。一方、次の時間ステップで信号論理が「１」の場合には、信号電位は上昇するが、論理判定用参照信号の電位をＲＬレベルにしておけば、信号電位より論理判定用参照信号は必ず低電位となるので、誤判定することはない。論理判定用参照信号レベルがＲＭレベルで信号電位がＬレベルの場合は、判定用参照信号電位をＲＬレベルに変更しなければならない。
【００３７】
一方、論理判定用参照信号がＲＬレベルで判定がロウレベルの場合には、信号電位はＲＬレベル以下にあることが確定している。もし電位がＲＬレベル以下であるなら、論理判定用参照信号をＲＬレベルに設定しなければならない。まとめると、論理判定回路及び信号電位検出回路が共にロウレベルを出力する場合には、次のステップでの論理判定のために論理判定用参照信号レベルをＲＬレベルにしなければならない。
【００３８】
図７には、参照信号発生用Ｄ／Ａコンバ−タ回路の一例を示した。この回路は、２入力ソ−スフォロア型回路で構成している。この回路では、入力ＦＥＴ２０１、２０２のソ−ス電極を接続し、抵抗素子２０６を負荷としている。いま、２つの入力電位を各々ＶＩＮ１、ＶＩＮ２、出力電位をＶ０、ＦＥＴのゲ−ト幅をＷ、トランスコンダクタンスパラメ−タをＫ、しきい値電圧をＶｔとし、ＦＥＴのドレイン電流が簡単のためにゲ−ト・ソ−ス間電圧に比例すると仮定すると、この回路の出力は、抵抗値をＲとして、
Ｖ０＝｛（ＶＩＮ１＋ＶＩＮ２）／２−Ｖｔ｝／（１＋１／２ＷＫＲ）｝
と求められる。従って、この回路は二つの入力電圧の平均値を出力することがわかる。また、出力電位が、各入力電位に応じて所望の値となるようにするには、素子パラメ−タを最適化すればよいこともわかる。
【００３９】
図８は、伝送媒体を時定数τの集中定数で近似し、デ−タ周期ＴがＴ＝０．５τの場合の、受信端での信号波形と、本発明の第２の実施例の論理判定用参照電圧、及び送信端での論理値と本発明の第２の実施例による受信回路で判定した論理値を示した図である。受信端における信号波形がかなり劣化しているが、論理判定用参照信号が最適な電位に変化する結果、信号を誤判定なく受信できていることがわかる。
【００４０】
図９は、本発明の第３の実施例を示す図である。図９において、２６は論理判定用２ビットのシフトレジスタ回路で、入力段に差動回路を用いたフリップフロップの縦列接続で構成されている。
【００４１】
また、このフリップフロップ初段の論理判定の基準となる参照信号は、参照信号発生用Ｄ／Ａコンバ−タ２３の出力から得ている。２２は信号電位検出用フリップフロップ回路で、差動回路を初段に用いており、その参照電位は、あらかじめフルスイングした場合の信号振幅の中点電位に設定しておく。かかる構成において、各々論理判定時点におけ定入力信号のレベルと参照信号の関係を述べることにする。
【００４２】
この構成では、論理判定用シフトレジスタ回路の２ビット出力の出力状態（ハイレベル、ロウレベル）と、信号電位検出回路の２出力状態（ハイレベル、ロウレベル）とから、本来のフルスイングした信号振幅を７分割した状態まで判定可能である。この時、生成できる参照電位レベルは、以下の６レベルとなる。すなわち、（１）信号電位検出回路の出力がハイレベルで、論理判定用シフトレジスタ回路の２ビット出力が共にハイレベルの場合、どちらか一方のみがハイレベルの場合、共にロウレベルである場合の３状態、（２）信号電位検出回路がロウレベルで、論理判定用シフトレジスタの２ビット出力が共にハイレベルの場合、どちらか一方のみがハイレベルの場合、共にロウレベルの場合の３状態である。本発明の第２の実施例の場合に比較して論理判定レベルを細分化できるゆえに、高周波特性の悪い伝送媒体にも適用できる。
【００４３】
図１０は本発明の第４の実施例を示す図である。図１０においては、２１は論理判定用フリップフロップ回路、２４は、信号電位検出用Ａ／Ｄコンバ−タ、２３は参照信号発生用Ｄ／Ａコンバ−タである。
【００４４】
電位検出を精密に行うには、Ａ／Ｄ及びＤ／Ａコンバ−タのビット数を増やす必要がある。図１１は、伝送媒体を時定数τの集中定数で近似し、デ−タ周期ＴがＴ＝０．５τの場合の、受信端での信号波形と、本発明の第４の実施例の回路の論理判定用参照電圧、及び送信端での論理値と本回路で判定した論理値を示した図である。尚、Ａ／Ｄ及びＤ／Ａコンバ−タは、信号振幅を４分割出来る程度のビット数を想定している。受信端における信号波形がかなり劣化した場合でも、１ビット前のデ−タ電位を参照電位として用いているので、信号を誤判定なく受信できていることがわかる。尚、図中には、参照電圧が一定の場合の論理判定結果も示した。タイムチャ−ト下部の白抜き文字は、誤判定を表している。
【００４５】
図１２は、本発明の第５の実施例を示した図である。信号電位の検出に複数のフリップフロップ（２２及び２５）を用いている。各々のフリップフロップの初段ラッチ回路の参照信号を検出したい電位として少しずつ変えておけば、Ａ／Ｄコンバ−タと同様の効果が期待できる。
【００４６】
図１３は、本発明の第６の実施例を説明するための図である。この例では、フルスイングした場合の信号振幅をＶｆｕｌｌｓｗとし、論理判定のために判定レベルを５水準用意した場合を想定している。論理判定の段階で誤判定が発生するのは、信号の電位の変化幅が、各々の論理レベル電位差より小さい場合である。各々の論理レベルでもっとも最悪の場合は、図１３（ａ）及び図１３（ｂ）に示したように、判定レベルの近傍から電位が変化し始める場合である。この時の信号電位の変化量は、集中定数回路の仮定で計算することが出来る。例えば、図１３（ａ）場合では、信号は判定レベルＶＴＨ（５）から変化を始めるので、その変化量はδ＝ＶＴＨ（５）｛１−e−Ｔ／τ｝となる。従って、論理判定用レベルの電圧刻みはこの変化量より小さく設定しなければならない。一方、図１３（ｂ）に示したように電位変化が逆の場合、例えば判定レベルＶＴＨ（３）から変化する信号を考えた場合、その変化量はδ＝{Ｖｆｕｌｌｓｗ−ＶＴＨ（３）}e−Ｔ／τとなる。以上より、論理判定用レベルの電圧刻みは、この二つの方向に対応できるように、ΔＶ＜Ｍｉｎ．［（Ｖｆｕｌｌｓｗ−ＶＴＨ（ｎ））（１−ｅｘｐ（−Ｔ／τ）），ＶＴＨ（ｎ）（１−ｅｘｐ（−Ｔ／τ））］と設定する必要がある。尚、各参照信号レベルｎ（１＜ｎ＜Ｍ−１）（Ｍは、参照電圧の変化ステップ数）である。このように設定することにより、不要に判定レベルを細かく設定する必要がなくなるので、結果的に回路の小型低消費電力化が図れるとともに、分割が少ないことにより、過去のデ−タ系列を多く必要とせず、レ−テンシの低減も可能となる。
【００４７】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、信号伝送伝送路に送出された、１ビットまたは数ビット前の時点の信号レベル及び論理判定値、または一定時点前から現時点までの信号レベルの平均値及び論理判定値の時系列から現時点の信号レベルを予測し、現時点での最適な論理判定レベルを生成する回路を具備しており、その結果として、信号の正確な判定に必要とする過去のデ−タ系列が最小限ですむので、レ−テンシの少ない低消費電力なシステムが構築できる。しかも、高価で実装サイズの大きな伝送媒体を不要とするので、システムのコストダウンに大きな効果も期待できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の別の実施例を示す図である。
【図３】図２の回路の動作原理を説明する図である。
【図４】図２の回路の動作原理を説明する図である。
【図５】図２の回路の動作原理を説明する図である。
【図６】図２の回路の動作原理を説明する図である。
【図７】本発明で用いているＤ／Ａコンバ−タの一例を示す回路図である。
【図８】図２の回路の動作を示すタイムチャ−ト図である。
【図９】本発明の他の実施例を示す回路図である。
【図１０】本発明のさらに他の実施例を示す回路図である。
【図１１】図１０の回路の動作を示すタイムチャ−ト図である。
【図１２】本発明の他の実施例を示す図である。
【図１３】本発明の他の実施例を説明する図である。
【図１４】伝送線路による波形劣化を説明する図である。
【図１５】従来の回路を示す図である。
【図１６】図１５の回路の動作を説明するタイムチャ−ト図である。
【図１７】従来の回路を示す図である。
【図１８】図１７の回路の動作を説明するタイムチャ−ト図である。
【符号の説明】
１：入力端子、２：出力端子
１１：参照電位
１２、１３：制御端子
２３：Ａ／Ｄコンバ−タ
２４：Ｄ／Ａコンバ−タ
２５：フリップフロップ
２６：シフトレジスタ
１０１：信号電位検出回路
１０２：信号論理判定回路
１０３；参照信号発生回路
２００：電源端子
２０１、２０２：ＦＥＴ
２０３、２０４：入力端子
２０５：出力端子
２０６：抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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