(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
相互に絶縁された交流電源を入力とする各パルス幅変調サイクロコンバータ装置の出力をｎ個（ｎは２以上）直列接続して構成した出力相を１以上備える直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置であって、
１つの出力相を構成する前記各交流電源のうち、少なくとも２以上の交流電源は相互に電気角位相差を有し、
前記相互に電気角位相差を有する交流電源を入力とするパルス幅変調サイクロコンバータ装置に対し、前記相互に電気角位相差を有する各交流電源の最大線間電圧の大小関係に基づいて互いに異なる電圧を出力させる直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置。
【請求項２】
前記相互に電気角位相差を有する交流電源を入力とするパルス幅変調サイクロコンバータ装置に対し、前記相互に電気角位相差を有する各交流電源の最大線間電圧に基づく大小関係を有した電圧を出力させることを特徴とする請求項１記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置。
【請求項３】
前記１つの出力相を構成する各パルス幅変調サイクロコンバータ装置に同位相の交流電圧を出力させることを特徴とする請求項１または請求項２のいずれか１項に記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置。
【請求項４】
相互に絶縁された交流電源を入力とする各パルス幅変調サイクロコンバータ装置の出力をｎ個（ｎは２以上）直列接続して構成した出力相を１以上備える直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置であって、
１つの出力相を構成する前記各交流電源のうち、少なくとも２以上の交流電源は相互に電気角位相差を有し、
前記相互に電気角位相差を有する各交流電源の最大線間電圧に基づいて、前記相互に電気角位相差を有する交流電源を入力とするパルス幅変調サイクロコンバータ装置に対し、互いに異なる電圧指令を出力する直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置。
【請求項５】
前記相互に電気角位相差を有する各交流電源の最大線間電圧の大小関係に基づいて、前記相互に電気角位相差を有する交流電源を入力とするパルス幅変調サイクロコンバータ装置に対し、互いに異なる電圧指令を出力することを特徴とする請求項４記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置。
【請求項６】
前記相互に電気角位相差を有する交流電源を入力とするパルス幅変調サイクロコンバータ装置に対し、前記相互に電気角位相差を有する各交流電源の最大線間電圧に基づく大小関係を有した電圧指令を出力することを特徴とする請求項４記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置。
【請求項７】
１つの出力相を構成する前記各交流電源の最大線間電圧の合計と各交流電源の最大線間電圧との比率に基づいて、１つの出力相を構成する各パルス幅変調サイクロコンバータ装置に対して電圧指令を出力することを特徴とする請求項４記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置。
【請求項８】
１つの出力相を構成する各パルス幅変調サイクロコンバータ装置に同位相の交流電圧指令を出力することを特徴とする請求項４ないし請求項７のいずれか１項に記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置。
【請求項９】
１つの出力相を構成する前記各交流電源は相互に６０度÷ｋ（１≦ｋ≦ｎ）の電気角位相差を有することを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置。
【請求項１０】
１つの出力相を構成する前記各交流電源につき、他の相も前記各交流電源と同位相の交流電源を備えていることを特徴とする請求項１ないし請求項９のいずれか１項に記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置。
【請求項１１】
相互に絶縁された交流電源を入力とする各パルス幅変調サイクロコンバータ装置の出力をｎ個（ｎは２以上）直列接続して構成した出力相を１以上備える直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、
１つの出力相を構成する前記各交流電源のうち、少なくとも２以上の交流電源は相互に電気角位相差を設定し、
前記相互に電気角位相差を有する各交流電源の最大線間電圧に基づいて、前記相互に電気角位相差を有する交流電源を入力とするパルス幅変調サイクロコンバータ装置に対して互いに異なる電圧を出力させることを特徴とする直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法。
【請求項１２】
前記相互に電気角位相差を有する各交流電源の最大線間電圧の大小関係に基づいて、前記相互に電気角位相差を有する交流電源を入力とするパルス幅変調サイクロコンバータ装置に対して互いに異なる電圧を出力させることを特徴とする請求項１１記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法。
【請求項１３】
前記相互に電気角位相差を有する各交流電源を入力とするパルス幅変調サイクロコンバータ装置に対し、前記相互に電気角位相差を有する各交流電源の最大線間電圧に基づく大小関係を有した電圧を出力させることを特徴とする請求項１１記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法。
【請求項１４】
前記１つの出力相を構成する各パルス幅変調サイクロコンバータ装置に同位相の交流電圧を出力させることを特徴とする請求項１１ないし請求項１３のいずれか１項に記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法。
【請求項１５】
相互に絶縁された交流電源を入力とする各パルス幅変調サイクロコンバータ装置の出力をｎ個（ｎは２以上）直列接続して構成した出力相を１以上備える直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、
１つの出力相を構成する前記各交流電源のうち、少なくとも２以上の交流電源について相互に電気角位相差を設定し、
前記相互に電気角位相差を有する各交流電源の最大線間電圧に基づいて、前記相互に電気角位相差を有する交流電源を入力とするパルス幅変調サイクロコンバータ装置に対して互いに異なる電圧指令を出力し、
前記電圧指令に基づいて前記パルス幅変調サイクロコンバータ装置を運転することを特徴とする直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法。
【請求項１６】
前記相互に電気角位相差を有する各交流電源の最大線間電圧の大小関係に基づいて、前記相互に電気角位相差を有する交流電源を入力とするパルス幅変調サイクロコンバータ装置に対して互いに異なる電圧指令を出力することを特徴とする請求項１５記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法。
【請求項１７】
前記相互に電気角位相差を有する交流電源を入力とするパルス幅変調サイクロコンバータ装置に対して、前記相互に電気角位相差を有する各交流電源の最大線間電圧に基づく大小関係を有した電圧指令を出力することを特徴とする請求項１５記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法。
【請求項１８】
１つの出力相を構成する前記各交流電源の最大線間電圧の合計と各交流電源の最大線間電圧との比率に基づいて、１つの出力相を構成する各パルス幅変調サイクロコンバータ装置に電圧指令を出力することを特徴とする請求項１５記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法。
【請求項１９】
前記１つの出力相を構成する各パルス幅変調サイクロコンバータ装置に同位相の交流電圧指令を出力することを特徴とする請求項１５ないし請求項１８のいずれか１項に記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法。
【請求項２０】
１つの出力相を構成する前記各交流電源は相互に６０度÷ｋ（１≦ｋ≦ｎ）の電気角位相差を有するように設定したことを特徴とする請求項１１ないし請求項１９のいずれか１項に記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一定電圧一定周波数の交流電圧から任意の振幅および周波数の交流電圧に変換する電力変換装置に関し、特に多重パルス幅変調サイクロコンバータ（以下多重ＰＷＭサイクロコンバータと称する）装置およびその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＰＣＴ／ＪＰ９６／０２４９５に開示されている多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式の電力変換装置では、複数個の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータ（以下、３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータと称する）で１個のユニットが構成されている。この場合、入力電流を高調波を含まない正弦波に制御するためには、各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの入力電源電圧の振幅を同じに設定することが必要である。
図２（ａ）は１個の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの３相入力電源相電圧ｅr ，ｅs およびｅt の波形を示している。同図（ｂ）は（ａ）の最大入力電源相電圧ｅmax および図の負方向の最大相電圧値を最小入力電源相電圧と定義したときの最小電源相電圧ｅmin を示している。同図（ｃ）は（ｂ）の最大入力電源相電圧ｅmax と最小入力電源相電圧ｅmin の差Δｅの変化を示している。ここでΔｅは変動するので、Δｅの最大値をｍａｘ（Δｅ）とし、Δｅの最小値をｍｉｎ（Δｅ）とする。このとき、入力電源電圧の位相に関係なく、出力できる電圧値はｍｉｎ（Δｅ）以下である。すなわち、１個の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータにおける出力電圧指令の最大値はｍｉｎ（Δｅ）である。このｍｉｎ（Δｅ）は入力電源線間電圧の最大値すなわちｍａｘ（Δｅ）の０．８６６倍である。よって、１個の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの入力電源線間電圧の最大値に対するその３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータが出力できる最大電圧の比（以下入出力電圧比と称する）は０．８６６である。
【０００３】
従来の多重ＰＷＭサイクロコンバータの制御方法では、１個のユニットの３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの瞬時出力電圧指令値は全部同じである。すなわち、各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１〜ｎの出力電圧指令値をＶi*とし、３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１〜ｎで構成するユニットの総出力電圧指令値をＶ*とすれば、
Ｖi*＝（Ｖ* ／ｎ），ｉ＝１，２，・・・，ｎとなる。
前述したように、
Ｖi* ＜ｍｉｎ（Δｅi ）＝ｍｉｎ（Δｅ）
となる。よって、
Ｖ* ＝Ｖ1*＋Ｖ2*＋・・・＋Ｖn*＜ｎ×ｍｉｎ（Δｅ）
＝０．８６６×ｎ×ｍａｘ（Δｅ）
となる。よって、ユニットの総出力電圧指令の最大値（以下ｍａｘ（Ｖ* ）と称する）はｍａｘ（Δｅ）の０．８６６×ｎ倍であって、
ｍａｘ（Ｖ* ）＝ｎ×ｍｉｎ（Δｅ）＝０．８６６×ｎ×ｍａｘ（Δｅ）となる。すなわち、１個の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの入力電源線間電圧の最大値のｎ倍に対するそのｎ個の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータが構成しているユニットが出力できる最大総電圧の比（以下総入出力電圧比と称する）は０．８６６である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の制御方法では、多重３相ＰＷＭサイクロコンバータの総入出力電圧比が０．８６６であって、多重３相ＰＷＭインバータの総入出力電圧比０．９５４９に比べて低く、同じ規模のスイッチで構成した場合、システム容量が低いという欠点がある。
本発明の目的は、多重ＰＷＭサイクロコンバータの総入出力電圧比を増大させ、システムを小型化した電力変換装置を実現する多重ＰＷＭサイクロコンバータの制御方法および装置を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明の多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法は、
一定電圧一定周波数の交流電圧から任意の振幅および周波数の交流電圧に変換する電力変換装置の制御方法であって、
ｍを相数とすると１組の１次巻線とｍ×ｎ（ｍ＝１，２，３，・・・，ｎ＝２，３，４，・・・）組の２次巻線を持った１個の３相トランスと、前記２次巻線とそれぞれ接続するｍ×ｎ個の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータとを備え、
前記３相トランスの前記１次巻線は外部の交流電源と接続し、前記２次巻線は前記３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータを含めてｎ組を１ユニットとするｍユニットに編成され、各ユニット内の前記２次巻線のｊ組目とｊ＋１組目の間の電気角をθj とし、θj （ｊ＝１，２，・・・，ｎ−１）を所要の角度とし、かつ前記ｍユニットの同順位の２次巻線が互いに対応して、かつ各ユニットにおいて前記３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータを含めたｎ個のグループを構成するように接続され、
前記３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータは、前記３相トランスの前記２次巻線と接続する３相交流端子と、外部に接続する単相交流端子とを有し、
同一の前記ユニット内の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの単相交流端子は直列に接続され、前記ユニットの一方の端子は、ｍ組の前記ユニット間で接続され、他の一方のｍ個の端子は駆動対象である外部のｍ個の入力端子に接続されている多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法において、
同じユニットでは、ｎ個の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの単相交流端子に出力される交流出力電圧が、同位相になり、ｍ組のユニット間では基本波電圧位相の電気角が互いに任意の角度異なる位相となるように制御し、
１組の前記ユニットでは、ｍ組の前記ユニット間の接続の中心から第ｉ段目（ｉ＝１，２，・・・，ｎ）の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの最大入力電源相電圧と最小入力電源相電圧の瞬時値の差をΔｅi とし、（Δｅ1 ＋Δｅ2 ＋・・・＋Δｅn ）／ｎをΔｅとし、前記ユニットの出力電圧指令値をＶ* とし、前記ユニットの第ｉ段目（ｉ＝１，２，・・・，ｎ）の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの出力電圧指令値をＶi*とした時、出力電圧指令Ｖi*を
Ｖi*＝（Ｖ* ／ｎ）×（Δｅi ／Δｅ）
と計算し出力する。
【０００６】
本発明の多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置は、
ｍを相数とすると１組の１次巻線とｍ×ｎ（ｍ＝１，２，３，・・・，ｎ＝２，３，４，・・・）組の２次巻線を持った１個の３相トランスと、前記２次巻線とそれぞれ接続するｍ×ｎ個の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータとを備え、
前記３相トランスの前記１次巻線は外部の交流電源と接続し、前記２次巻線は前記３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータを含めてｎ組を１ユニットとするｍユニットに編成され、各ユニット内の前記２次巻線のｊ組目とｊ＋１組目の間の電気角をθj とし、θj （ｊ＝１，２，・・・，ｎ−１）を所要の角度とし、かつ前記ｍユニットの同順位の２次巻線が互いに対応して、かつ各ユニットにおいて前記３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータを含めたｎ個のグループを構成するように接続され、
前記３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータは、前記３相トランスの前記２次巻線と接続する３相交流端子と、外部に接続する単相交流端子とを有し、
同一の前記ユニット内の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの単相交流端子は直列に接続され、前記ユニットの一方の端子は、ｍ組の前記ユニット間で接続され、他の一方のｍ個の端子は駆動対象である外部のｍ個の入力端子に接続され、
同じ前記ユニットでは、ｎ個の前記３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの前記単相交流端子に出力される交流出力電圧が、同位相になり、ｍ組の前記ユニット間では基本波電圧位相の電気角が互いに任意な角度異なる位相となるように制御され、１組の前記ユニットでは、ｍ組の前記ユニット間の接続の中心から第ｉ段目（ｉ＝１，２，・・・，ｎ）の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの最大入力電源相電圧と最小入力電源相電圧の瞬時値の差をΔｅi とし、（Δｅ1 ＋Δｅ2 ＋・・・＋Δｅn ）／ｎをΔｅとし、前記ユニットの出力電圧指令値をＶ* とし、このユニットの第ｉ段目（ｉ＝１，２，・・・，ｎ）の３相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの出力電圧指令値をＶi*とした時、出力電圧指令Ｖi*を
Ｖi*＝（Ｖ* ／ｎ）×（Δｅi ／Δｅ）
と計算し出力される。
【０００７】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明の多重ＰＷＭサイクロコンバータ装置の第１実施例（以下例１と称する）の構成図、図２（ａ）は３相／単相サイクロコンバータの入力電源相電圧の波形図、同図（ｂ）は（ａ）の最大入力電源相電圧と最小入力電源相電圧の波形図、同図（ｃ）は（ｂ）の最大入力電源相電圧と最小入力電源相電圧の差Δｅの変化を示す図、図３は例１における１ユニットの各信号の波形図である。
図１の多重ＰＷＭサイクロコンバータ装置は３相トランス２０と３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１、２、・・・、１２とからなり、交流入力電源１３に接続されて交流電動機１５を駆動するように構成されている。
【０００８】
一般には多重ＰＷＭサイクロコンバータ装置は３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータをｍ×ｎ個の組み合わせた構成となるが、図１ではｍ＝３，ｎ＝４の例を示している。例１で１２個の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１、２、・・・、１２の交流端子ｒ，ｓ，ｔはそれぞれ３相トランス２０の１２組の２次巻線２１、２２、２３、・・・、３２に接続されている。３相トランス２０は１組の１次巻線１４と１２組の２次巻線２１、２２、・・・、３２を持ち、１次巻線１４は交流電源１３に接続される。
ｎ個（例１では４個）の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータを１ユニットとして全体を３ユニットで構成する（例１では１〜４をユニット１７と、５〜８をユニット１８と、９〜１２をユニット１９とする）。各ユニット内のそれぞれの単相交流端子ａ，ｂは直列に接続され、両端のａ，ｂ何れかの端子（図１ではｂ）は３組のユニット間でスター接続され、他の３個の端子（図１ではａ）は駆動対象である交流電動機１５の３個の入力端子（ｃ）に接続される。以上の組み合わせにより、３相入力、３相出力の多重ＰＷＭサイクロコンバータ方式の電力変換装置が構成されている。
【０００９】
同一ユニット内のｎ個の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ（例１では１〜４、５〜８、９〜１２）の単相交流端子ａ，ｂに出力される交流出力の基本波電圧が同位相になるように制御され、３組のユニット間は基本波電圧位相の電気角がお互いに１２０°位相の異なる交流出力電圧を発生するように制御される。
各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１、２、・・・、１２はそれぞれ単相負荷となるので、電源側の負荷バランスを図るため、３相トランス２０の２次巻線は３組のユニットのそれぞれの１〜ｎ番目の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ同順位のものを１グループにとしたｎグループに分け（例１では２１、２５、２９と２２、２６、３０と２３、２７、３１と２４、２８、３２の４グループ）各グループ内の誘起電圧位相が等しくなるように同一条件で、かつ各グループ間の位相差θj （ｊ＝１，２，・・・，ｎ−１）が６０°÷ｋ（１＜ｋ≦ｎ）あるいは０°となるように巻線を施す（例１ではｋ＝ｎ＝４，θ1 ＝θ2 ＝θ3 ＝１５°である）。例１では３相トランス２０の１次巻線１４はデルタ接続に、第１のグループの２次巻線２４、２８、３２はデルタ接続で１次巻線１４に対し電気角が同じであり、第２のグループの２次巻線２３、２７、３１は千鳥接続で１次巻線１４に対し電気角１５°遅れに、第３のグループの２次巻線２２、２６、３０はスター接続で１次巻線１４に対し電気角３０°遅れに、第４のグループの２次巻線２１、２５、２９は千鳥接続で１次巻線１４に対し電気角４５°遅れに巻線されている。
【００１０】
例１では各ユニット１７、１８、１９の出力電圧指令をそれぞれＶ*U、Ｖ*V、Ｖ*Wとする。Ｖ*U、Ｖ*V、Ｖ*Wは３相対称正弦波である。各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１、２、・・・、１２の出力電圧指令をそれぞれＶ１* 、Ｖ２* 、Ｖ３* 、Ｖ４* 、Ｖ５* 、Ｖ６* 、Ｖ７* 、Ｖ８* 、Ｖ９* 、Ｖ１０* 、Ｖ１１* 、Ｖ１２* とする。各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１、２、・・・、１２の最大入力電源相電圧と最小入力電源相電圧の瞬時値の差をそれぞれΔｅ1 ，Δｅ2 ，Δｅ3 ，Δｅ4 ，Δｅ5 ，Δｅ6 ，Δｅ7 ，Δｅ8 ，Δｅ9 ，Δｅ10，Δｅ11，Δｅ12とする。また、各ユニット１７、１８、１９内の各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅの平均値をそれぞれΔｅ17、Δｅ18、Δｅ19として
Δｅ17＝（Δｅ1 ＋Δｅ2 ＋Δｅ3 ＋Δｅ4 ）／４
Ｖ１* ＝（Ｖ*U／４）×（Δｅ1 ／Δｅ17）
Ｖ２* ＝（Ｖ*U／４）×（Δｅ2 ／Δｅ17）
Ｖ３* ＝（Ｖ*U／４）×（Δｅ3 ／Δｅ17）
Ｖ４* ＝（Ｖ*U／４）×（Δｅ4 ／Δｅ17）
Δｅ18＝（Δｅ5 ＋Δｅ6 ＋Δｅ7 ＋Δｅ8 ）／４
Ｖ５* ＝（Ｖ*V／４）×（Δｅ5 ／Δｅ18）
Ｖ６* （Ｖ*V／４）×（Δｅ6 ／Δｅ18）
Ｖ７* （Ｖ*V／４）×（Δｅ7 ／Δｅ18）
Ｖ８* （Ｖ*V／４）×（Δｅ8 ／Δｅ18）
Δｅ19＝（Δｅ9 ＋Δｅ10＋Δｅ11＋Δｅ12）／４
Ｖ９* ＝（Ｖ*w／４）×（Δｅ9 ／Δｅ19）
Ｖ１０* ＝（Ｖ*w／４）×（Δｅ10／Δｅ19）
Ｖ１１* ＝（Ｖ*w／４）×（Δｅ11／Δｅ19）
Ｖ１２* ＝（Ｖ*w／４）×（Δｅ12／Δｅ19）
とする。
【００１１】
図３に例として例１の場合のユニット１７のΔｅ1 ，Δｅ2 ，Δｅ3 ，Δｅ4 ，Δｅ17およびＶ１* 、Ｖ２* 、Ｖ３* 、Ｖ４* 、Ｖ*U／４を示す。ここでＶ*U／４はユニット１７の各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧指令の平均値である。この多重ＰＷＭサイクロコンバータ装置の制御方法では１個のユニットの各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅの瞬時値によって各の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧指令の瞬時値を決め、すなわち、Δｅが大きい３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧指令を大きくする。逆に、Δｅが小さいの方の指令を小さくする。
そのようにすると、
Ｖi*≦Δｅi ，ｉ＝１，２，３，４
Ｖ* U ＝Ｖ1*＋Ｖ2 * ＋Ｖ3*＋Ｖ4*≦Δｅ1 ＋Δｅ2 ＋Δｅ3 ＋Δｅ4 ＝４×（Δｅ1 ＋Δｅ2 ＋Δｅ3 ＋Δｅ4 ）／４＝４×Δｅ17
となる。上式より、１個のユニットの総出力電圧の指令値が各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅの平均値（以下Δｅと称する）のｎ倍を超えられないこととなる。すなわち、ｍａｘ（Ｖ* ）はΔｅの最小値（以下ｍｉｎ（Δｅ）と称す）のｎ（例１ではｎ＝４）倍と等しく、
ｍａｘ（Ｖ* ）＝ｎ×ｍｉｎ（Δｅ）＝ｐ×ｎ×ｍａｘ（Δｅ）
となる。なお、ｐ［＝ｍｉｎ（Δｅ）／ｍａｘ（Δｅ）］は１個のユニットの各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅの平均値の最小値と１個の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅの最大値との比である。上式より、ｐは総入出力電圧比と等しい。例１では、総入出力電圧比はΔｅ17の最小値とΔｅ1 （あるいはΔｅ2 、Δｅ3 、Δｅ4 ）の最大値の比（０．９５）となる。
【００１２】
また１個のユニットでは、各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧指令の波形は総出力電圧指令の波形（例１は正弦波）と異るが、同ユニットの各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ出力電圧指令の平均値の波形は総出力電圧の波形と同じである。
図４は本発明の多重ＰＷＭサイクロコンバータ装置の第２実施例（以下例２と称する）の構成図、図５は例２における１ユニットの各信号の波形図である。
例２の多重ＰＷＭサイクロコンバータ装置は、図１の例１の３相トランス２０を３相トランス４０に、例１の３相トランス２０の１次巻線１４を３相トランス４０の１次巻線１６に、例１の３相トランス２０の２次巻線２１〜３２を３相トランス４０の２次巻線４１〜５２に変更したもので、駆動対象１５と３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１〜１２と交流電源１３は図１と同じである。
【００１３】
例２と例１の異るところは３相トランス４０の２次巻線の構成である。例２の場合には、３相トランス４０の２次巻線は３組のユニットのそれぞれの１〜ｎ番目の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ同順位のものを１グループにとしたｎグループに分け（例２では４１、４５、４９と４２、４６、５０と４３、４７、５１と４４、４８、５２の４グループ）、またｎ個のグループをｋセットに分け（１≦ｋ≦ｎ）、各セット内の誘超電圧位相が等しくなるように同一条件で、かつ各セット間では６０°÷ｋの位相差となるように巻線を施す。（例２ではｎ＝４，ｋ＝２，θ1 ＝０°，θ2 ＝３０°，θ3 ＝０°である）。
例２では３相トランス４０の１次巻線１６はデルタ接続に、第１のグループの２次巻線４４、４８、５２と第２のグループの２次巻線４３、４７、５１はデルタ接続で１次巻線１６に対し電気角が同じであり、第３のグループの２次巻線４２、４６、５０と第４のグループの２次巻線４１、４５、４９はスター接続で１次巻線１６に対し電気角３０°遅れに巻線されている。
【００１４】
例２では、各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの制御方法すなわち各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧指令の計算は例１と同じである。
図５に例として例２の場合のユニット１７のΔｅ1 、Δｅ2 、Δｅ3 、Δｅ4 Δｅ17およびＶ１* 、Ｖ２* 、Ｖ３* 、Ｖ４* 、Ｖ*U／４を示す。この場合には、Δｅ1 ＝Δｅ2 、Δｅ3 ＝Δｅ4 、Ｖ１* ＝Ｖ２* 、Ｖ３* ＝Ｖ４* となり、総入出力電圧比はΔｅ17の最小値とΔｅ1 （あるいはΔｅ2 、Δｅ3 、Δｅ4 ）の最大値の比（０．９３３）となる。
例１のｎ（ｎ＝４）と例２のｎ（ｎ＝４）が同じであるが、総入出力電圧比は例１の場合０．９５で、例２の場合０．９３３である。しかし、例２の場合には３相トランスの１次巻線の電流波形の高次高調波は例１の場合より小さい。
【００１５】
例１、例２の実施例において説明したように、本発明の多重ＰＷＭサイクロコンバータ装置において、総入出力電圧比は１個のユニットの各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅの平均値（Δｅ）の最小値と１個の３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅの最大値の比ｐとなる。図６にｋ＝２，３，４，８の場合の１個のユニットの各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅの平均値（Δｅ）が太い実線で示されている。
また、ｋに対応する総入出力電圧比の値を表１に示す。
【００１６】
【表１】
0003856053.tif 000002
この表にみるように、ｎ，ｋが無限大の場合には、総入出力電圧比は０．９５４９となって、多重ＰＷＭインバータの総入出力電圧比と同じ値となる。ｋ＝４の場合は多重ＰＷＭインバータの総入出力電圧比とほぼ同じである。また、ｋ＝２の場合でも、総入出力電圧比が０．９３３となり、総入出力電圧比の増加が実現されている。
【００１７】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧の位相を制御し、また、１個のユニットの３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧指令の瞬時値を、最大入力電源相電圧と最小入力電源相電圧の瞬時値の差Δｅが大きいときは大きく、逆にΔｅが小さいときは小さく計算して出力することにより、多重ＰＷＭインバータに匹敵する総入出力電圧比が実現するという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の多重ＰＷＭサイクロコンバータ装置の第１実施例の構成図である。
【図２】（ａ）は３相／単相サイクロコンバータの入力電源相電圧の波形図、（ｂ）は（ａ）の最大入力電源相電圧と最小入力電源相電圧の波形図、（ｃ）は（ｂ）の最大入力電源相電圧と最小入力電源相電圧の差Δｅの変化を示す図である。
【図３】図１における１ユニットの各信号の波形図である。
【図４】本発明の多重ＰＷＭサイクロコンバータ装置の第２実施例の構成図である。
【図５】図４における１ユニットの各信号の波形図である。
【図６】図１および図４における１個のユニット内の各３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータのΔｅの平均値を示す図である。
【符号の説明】
１、２、・・・、１２    ３相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ
１３    交流電源
１４、１６    １次巻線
１５    交流電動機
１７、１８、１９    ユニット
２０、４０    ３相トランス
２１、２２、・・・３２、４１、４２、・・・、５２    ２次巻線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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