(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の制御電圧範囲において発振周波数が連続的に可変の電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の信号を分周する可変分周器と、基準発振器と、前記基準発振器の信号を分周する基準分周器と、前記可変分周器からの信号と前記基準分周器からの信号との位相誤差を検出する位相比較器と、前記位相比較器で検出した位相誤差データに基づいて電流量を制御するためのチャージポンプと、前記チャージポンプによる電流量の制御により前記位相誤差に対応した制御電圧を生成し、前記電圧制御発振器の制御端子に供給する低域通過フィルタと、を具備した高周波発振器において、
選局操作に基づいて前記可変分周器の分周比を設定するときに、前記電圧制御発振器から出力される発振周波数が第１の周波数範囲では前記チャージポンプの電流値を第１の電流とし、前記基準分周器からの出力周波数を第１の周波数又は第１の周波数よりも高い第２の周波数に切り替えるとともに、前記電圧制御発振器から出力される発振周波数が前記第１の周波数範囲よりも高い第２の周波数範囲では、前記チャージポンプの電流を前記第１の電流よりも大きい第２の電流とし、前記基準分周器からの出力周波数を前記第１の周波数又は前記第２の周波数に切り替える制御手段を具備したことを特徴とする高周波発振器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＡＴＶ、衛星放送、地上波放送などにおけるデジタル変調された信号を受信するチューナに使用する高周波発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＡＴＶ、衛星放送、地上波放送では、従来のアナログ変調されたＮＴＳＣ等のテレビ信号に加え、ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭあるいはＯＦＤＭ、８ＶＳＢ等のデジタル変調されたされた信号による放送が行われようとしている。
【０００３】
ＣＡＴＶ放送の例では、デジタル変調された通常５０〜８５０ＭＨｚ程度の高周波信号（ＲＦ信号）をケーブルによって各家庭に配信し、このＲＦ信号をチューナに人力し、チューナによって１回ないし２回の周波数変換（周波数変換が１回の場合はシングルスーパーヘテロダイン方式、２回の場合はダブルスーパーヘテロダイン方式と言われる）によって中間周波数（以下、ＩＦという。ＩＦは日本では５７±３ＭＨｚ、米国では４４士３ＭＨｚである。）と呼ばれる周波数帯へ周波数変換した後、ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭあるいはＯＦＤＭ、８ＶＳＢ等のデジタル復調が行われる。
【０００４】
前述のデジタル変調された信号は位相情報を有しているため、位相情報の純度を劣化させると受信信号の復調品位を低下させることになる。
【０００５】
上記チューナにおいては、高周波信号を中間周波信号に周波数変換する際に局部発振器としての高周波発振器が必要であるが、この高周波発振器の位相雑音が大きい場合には、高周波発振器からの発振信号によって周波数変換されたＩＦ信号の位相純度が低下し、結果としてデジタル復調される信号品位が低下することになる。
【０００６】
高周波発振器は、一般に電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）をＰＬＬ（Phase Locked Loop）で制御されたＰＬＯ（Phase Locked Oscillator）として構成される。この高周波発振器の発振周波数は、前述の一回の周波数変換でＩＦに変換する場合では、入力信号よりＩＦ分だけ高い周波数とされ、概ね９０〜９１０ＭＨｚの発振周波数範囲を必要とする。通常電圧制御発振器に使用される可変容量ダイオードでは、制御電圧に対する容量変化比には制約があるため、連続した制御電圧範囲（０〜３０Ｖ）では、発振周波数範囲の上限と下限の比は１．５倍〜２．５倍程度である。このため、局部発振器である高周波発振器の発振周波数を、複数の周波数帯域に分割することで、全周波数帯域（９０〜９１０ＭＨｚ）をカバーしている。
【０００７】
一般には、高周波発振器の発振周波数を、概略９０〜２２５ＭＨｚ、２２５〜５００ＭＨｚ、５００〜９１０ＭＨｚの３つの周波数帯域（バンド）について、それぞれバンドで０〜３０Ｖの連続した制御電圧範囲でカバーしている。
【０００８】
換言すれば、チューナにおいては、通常、シングルスーパーヘテロダイン方式で３バンド切り替えを行う場合、混合器及び局部発振器からなる周波数変換手段は各バンドにつき１組、即ち３つの周波数変換手段を備えて構成されている。以降の説明においては、１つのバンドに対応した発振周波数範囲９０〜２２５ＭＨｚを０〜３０Ｖの制御電圧範囲で制御するチューナにおける高周波発振器の例についてのみ取り扱うが、他の発振周波数範囲においても同様である。
【０００９】
図５に従来の高周波発振器のブロック図を示す。
図５には、チューナ１０、高周波発振器２０、選局用マイコン３０、操作手段４０が示されている。
【００１０】
チューナ１０は、混合器（ＭＩＸ）１１と電圧制御発振器（ＶＣＯ）２１とで構成されている。混合器１１において、入力ＲＦ信号と電圧制御発振器（ＶＣＯ）２１からの発振信号とを混合し、ＩＦ信号に周波数変換して出力する。
【００１１】
高周波発振器２０は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２１と、分周比１／Ｎ（Ｎは選局チャンネルに応じて可変）の可変分周器２２と、デジタル型の位相比較器２３と、基準発振器（ＸＯ）２４と、分周比１／Ｒ（Ｒは選局チャンネルによらず固定）の基準分周器２５と、チャージポンプ２６と、アクティブ型の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２７と、選局操作に応じた分周比Ｎのデータを出力するデータインターフェース２９とで構成されている。
【００１２】
電圧制御発振器２１の発振信号は可変分周器２２で１／Ｎに分周された後、デジタル型の位相比較器２３の第１の入力端子に入力される。水晶発振器などによる基準発振器２４の発振信号は基準分周器２５で１／Ｒに分周された後（これを比較周波数と言う）、位相比較器２３の第２の入力端子に入力される。位相比較器２３は入力された２つの入力信号の位相を比較し、その誤差情報（２つの入力信号間の位相の進み，遅れ，或いは同位相かの情報）に応じて次段のチャージポンプ２６の動作状態を変化させ、これによってアクティブ型の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２７のコンデンサに対して充電，放電，或いは電圧ホールドを行う。低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２７は、そのコンデンサへの充電，放電，電圧ホールドによって電圧制御発振器２１への出力電圧が降下，上昇，安定保持される。つまり、低域通過フィルタ２７からは、前記位相誤差に応じた制御電圧が出力され、電圧制御発振器２１の制御端子２８に供給される。データインターフェース２９は、操作手段４０によって選択される選局チャンネルに応じて選局用マイコン３０から出力した分周比Ｎのデータを、可変分周器２２に供給するためのインターフェースである。
【００１３】
制御ループの自然周波数ｆn は、次式で与えられる。自然周波数とは、制御ループをループフィルタとループゲインによって振動を持続させたと仮定したときの振動周波数をいう。
【００１４】
【数１】
0003833824.tif 000002
ここで、Ｉcp：チャージポンプ電流［Ａ］
Ｇvco：電圧制御発振器の制御感度［Ｈｚ／Ｖ］
Ｎ：分周比（ｆvco／ｆcomp.）
Ｃ：低域通過フィルタのコンデンサの容量値［Ｆ］
ｆcomp.：比較周波数［Ｈｚ］
ｆvco：電圧制御発振器の発振周波数［Ｈｚ］
実際のＰＬＯにおいては、電圧制御発振器の制御感度（Ｇvco）と分周比（Ｎ）は、発振周波数によって異なる。
【００１５】
図６に電圧制御発振器の制御感度（Ｇvco）の特性例を示す。電圧制御発振器の発振周波数ｆvcoが９０〜２２５ＭＨｚの範囲では、ｆvco＝９０ＭＨｚのとき電圧制御発振器の制御感度が最大でＧvco＝２４ＭＨｚ／Ｖ、ｆvco＝２２５ＭＨｚのとき電圧制御発振器の制御感度が最小でＧvco＝４ＭＨｚ／Ｖであった。
【００１６】
図７に比較周波数ｆcomp.＝６２．５ｋＨｚの場合の分周比の逆数（１／Ｎ）を示す。電圧制御発振器の発振周波数ｆvcoが９０〜２２５ＭＨｚの範囲では、ｆvco＝９０ＭＨｚのとき１／Ｎ＝６．９Ｅ−４で最大、ｆvco＝２２５ＭＨｚのとき１／Ｎ＝２．８Ｅ−４で最小であった。
【００１７】
上記の例において、チャージポンプ電流Ｉcp＝０．２５ｍＡ、低域通過フィルタのコンデンサの容量値Ｃ＝２７ｎＦとした場合の自然周波数ｆn は（１）式より、ｆvco＝９０ＭＨｚでは２ｋＨｚ，ｆvco＝２２５ＭＨｚでは０．５ｋＨｚである。この結果は、発振周波数範囲の下限と上限とで、自然周波数ｆn の比が４倍になることを示している。この比は、２つの定数、チャージポンプ電流Ｉcpの電流値、低域通過フィルタのコンデンサの容量値Ｃの各設定値に関わらず一定であることは（１）式から明らかである。
【００１８】
ところで、上記従来の技術によると、電圧制御発振器の発振周波数ｆvcoによって制御ループの自然周波数ｆn が大きく（４倍程度）変化するため、必要とされる全周波数範囲にわたって低位相雑音を達成することが困難であった。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
上記の如く、従来技術によると、電圧制御発振器の発振周波数によって制御ループの自然周波数が大きく（４倍程度）変化するため、必要とされる全周波数範囲にわたって低位相雑音化を図ることが困難であった。
【００２０】
そこで、本発明は、上記の問題に鑑みてなされたものであり、電圧制御発振器の発振周波数を変えても、電圧制御発振器の発振周波数の差によって生じる制御ループの自然周波数の変化を小さく抑えることができ、必要とされる全周波数範囲にわたって位相雑音を低減化することができる高周波発振器を提供することを目的とするものである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、所定の制御電圧範囲において発振周波数が連続的に可変の電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の信号を分周する可変分周器と、基準発振器と、前記基準発振器の信号を分周する基準分周器と、前記可変分周器からの信号と前記基準分周器からの信号との位相誤差を検出する位相比較器と、前記位相比較器で検出した位相誤差データに基づいて電流量を制御するためのチャージポンプと、前記チャージポンプによる電流量の制御により前記位相誤差に対応した制御電圧を生成し、前記電圧制御発振器の制御端子に供給する低域通過フィルタと、を具備した高周波発振器において、選局操作に基づいて前記可変分周器の分周比を設定するときに、前記電圧制御発振器から出力される発振周波数が第１の周波数範囲では前記チャージポンプの電流値を第１の電流とし、前記基準分周器からの出力周波数を第１の周波数又は第１の周波数よりも高い第２の周波数に切り替えるとともに、前記電圧制御発振器から出力される発振周波数が前記第１の周波数範囲よりも高い第２の周波数範囲では、前記チャージポンプの電流を前記第１の電流よりも大きい第２の電流とし、前記基準分周器からの出力周波数を前記第１の周波数又は前記第２の周波数に切り替える制御手段を具備したものである。
【００２８】
【発明の実施の形態】
発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明に係わる高周波発振器を示すブロック図である。図５と同一機能を有する部分には同一符号を付して説明する。
【００２９】
図１には、チューナ１０、高周波発振器２０、制御手段としての選局用マイコン３０、操作手段４０が示されている。
【００３０】
チューナ１０は、混合器（ＭＩＸ）１１と電圧制御発振器（ＶＣＯ）２１とで構成されている。混合器１１において、入力ＲＦ信号と電圧制御発振器２１からの発振信号とを混合し、ＩＦ信号に周波数変換して出力する。
【００３１】
高周波発振器２０は、電圧制御発振器２１と、分周比１／Ｎ（Ｎはデータインターフェース２９からの選局チャンネルに応じたデータにて可変制御される）の可変分周器２２と、デジタル型の位相比較器２３と、基準発振器（ＸＯ）２４と、分周比１／Ｒ（Ｒはデータインターフェース２９からのデータにて可変制御可能である）の基準分周器２５Ａと、データインターフェース２９からのデータにてチャージポンプ電流が可変制御可能なチャージポンプ２６Ａと、アクティブ型の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２７と、選局操作に応じた分周比Ｎのデータと分周比Ｒまたはチャージポンプ電流値のデータを出力するデータインターフェース２９とで構成されている。
【００３２】
電圧制御発振器２１の発振信号は操作手段４０による選局操作に基づいて可変分周器２２で１／Ｎに分周された後、デジタル型の位相比較器２３の第１の入力端子に入力される。水晶発振器などによる基準発振器２４の発振信号は基準分周器２５Ａで１／Ｒに分周された後（これを比較周波数と言う）、位相比較器２３の第２の入力端子に入力される。位相比較器２３は入力された２つの入力信号の位相を比較し、その誤差情報（２つの入力信号間の位相の進み，遅れ，或いは同位相かの情報）に応じて次段のチャージポンプ２６Ａの動作状態を変化させ、これによってアクティブ型の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２７のコンデンサに対して充電，放電，或いは電圧ホールドを行う。低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２７は、そのコンデンサへの充電，放電，電圧ホールドによって電圧制御発振器２１への出力電圧が降下，上昇，安定保持される。つまり、低域通過フィルタ２７からは、前記位相誤差に応じた制御電圧が出力され、電圧制御発振器２１の制御端子２８にフィードバックされる。これにより、電圧制御発振器２１の発振周波数ｆvcoは、比較周波数ｆcomp.のＮ倍にロックすることが可能である。データインターフェース２９は、操作手段４０によって選択される選局チャンネルに応じて選局用マイコン３０から出力した分周比Ｎのデータと、分周比Ｒのデータおよび／またはチャージポンプ電流のデータをそれぞれ、可変分周器２２と基準分周器２５Ａおよび／またはチャージポンプ２６Ａに供給するためのインターフェースである。
【００３３】
本実施の形態において、図５の従来例と異なる点は、基準分周器２５Ａが複数の分周比を設定可能な構成になっていることと、また、チャージポンプ２６Ａは複数のチャージポンプ電流値を設定可能な構成になっていることである。
【００３４】
以上の構成において、制御ループの自然周波数ｆn は、図５の場合と同様、前述の（１）式で与えられる。
【００３５】
図２に、本発明の第１の実施の形態の説明図を示す。図２は（１）式で自然周波数ｆn を計算した結果を示している。図２においては従来例と同一の、電圧制御発振器２１を使用しているため、図６に示した電圧制御発振器の制御感度（Ｇvco）の特性をそのまま使用した。また、低域通過フィルタ２７のコンデンサの容量値Ｃは、Ｃ＝２７ｎＦとした。
【００３６】
図２(a) は、チャージポンプ電流Ｉcp＝０．２５ｍＡに設定したときに、比較周波数ｆcomp.を６２．５ｋＨｚに設定した場合と１２５ｋＨｚに設定した場合の自然周波数ｆn をプロットしたものである。横軸に発振周波数ｆvco（ＭＨｚ）を、縦軸に自然周波数ｆn（Ｈｚ）をとっている。比較周波数ｆcomp.＝６２．５ｋＨｚのとき、自然周波数ｆn の最大値は２０００Ｈｚ，最小値は５００Ｈｚでその比は４倍であった。また比較周波数ｆcomp.＝１２５ｋＨｚのとき、自然周波数ｆn の最大値は２８００Ｈｚ，最小値は７００Ｈｚでその比は４倍であった。従来例で述べたようにｆcomp.＝６２．５ｋＨｚの場合と１２５ｋＨｚの場合のいずれも、発振周波数範囲の上限と下限とで、自然周波数ｆn の比が４倍になることを示している。
【００３７】
図２(b) は、本発明の第１の実施の形態の動作を示す図である。横軸に発振周波数ｆvco（ＭＨｚ）を、縦軸に自然周波数ｆn（Ｈｚ）をとっている。図２(b) では、発振周波数範囲９０〜２０５ＭＨｚでは比較周波数ｆcomp.を６２．５ｋＨｚに設定し、発振周波数範囲２０５〜２２５ＭＨｚでは比較周波数ｆcomp.を１２５ｋＨｚに設定した場合の自然周波数ｆn を実線で示した。なお、図２(b) 中の点線は比較用に図２(a) の計算結果を示したものである。図２(b) の実線の結果によれば、自然周波数ｆn の最大値は２０００Ｈｚ，最小値は７００Ｈｚでその比は３倍弱になり、従来比で４分の３以下に改善された。尚、この実施の形態では比較周波数ｆcomp.を切り替えるポイントを２０５ＭＨｚとした場合を示しているが、本実施の形態のようにチャージポンプ電流Ｉcpを一定とし比較周波数ｆcomp.を切り替える場合に比較周波数ｆcomp.を切り替えるポイントは発振周波数範囲１６５〜２１８ＭＨｚであれば同等の効果が得られる。
【００３８】
図３に、本発明の第２の実施の形態の説明図を示す。図３は（１）式で自然周波数ｆn を計算した結果を示している。図３においては従来例と同一の電圧制御発振器２１を使用しているため、図６に示した電圧制御発振器の制御感度（Ｇvco）の特性をそのまま使用した。また、低域通過フィルタ２７のコンデンサの容量値Ｃは、Ｃ＝２７ｎＦとした。
【００３９】
図３(a) は、比較周波数ｆcomp.＝６２．５ｋＨｚに設定したときに、チャージポンプ電流Ｉcpを０．２５ｍＡに設定したの場合と１ｍＡに設定した場合の自然周波数ｆn をプロットしたものである。横軸に発振周波数ｆvco（ＭＨｚ）を、縦軸に自然周波数ｆn（Ｈｚ）をとっている。Ｉcp＝０．２５ｍＡのとき、自然周波数ｆn の最大値は２０００Ｈｚ，最小値は５００Ｈｚでその比は４倍であった。またＩcp＝１ｍＡのとき、自然周波数ｆn の最大値は４０００Ｈｚ，最小値は１０００Ｈｚでその比は４倍であった。従来例で述べたようにＩcp＝０．２５ｍＡの場合と１ｍＡの場合のいずれも、発振周波数範囲の上限と下限とで、自然周波数ｆn の比が４倍になることを示している。
【００４０】
図３(b) は、本発明の第２の実施の形態の動作を示す図である。横軸に発振周波数ｆvco（ＭＨｚ）を、縦軸に自然周波数ｆn（Ｈｚ）をとっている。発振周波数範囲９０〜２０５ＭＨｚではチャージボンプ電流をＩcp＝０．２５ｍＡに設定し、発振周波数範囲２０５〜２２５ＭＨｚではチャージポンプ電流をＩcp＝１ｍＡに設定した場合の自然周波数ｆn を実線で示した。なお、図３(b) 中の点線は比較用に図３(a) の計算結果を示したものである。図３(b) の実線の結果によれば、自然周波数ｆn の最大値は２０００Ｈｚ，最小値は１０００Ｈｚでその比は２倍になり、従来比で２分の１に改善された。
【００４１】
図４に、本発明の第３の実施の形態の説明図を示す。図４は（１）式で自然周波数ｆn を計算した結果を示している。図４においても従来例と同一の電圧制御発振器２１を使用しているため、図６に示した電圧制御発振器の制御感度（Ｇvco）の特性をそのまま使用した。また、低域通過フィルタ２７のコンデンサの容量値Ｃは、Ｃ＝２７ｎＦとした。
【００４２】
図４(a) は、比較周波数ｆcomp.＝６２．５ｋＨｚおよび１２５ｋＨｚに設定したそれぞれの場合に、チャージポンプ電流Ｉcpを０．２５ｍＡに設定した場合と１ｍＡに設定した場合の自然周波数ｆn をプロットしたものである。横軸に発振周波数ｆvco（ＭＨｚ）を、縦軸に自然周波数ｆn（Ｈｚ）をとっている。いずれの設定の場合も、発振周波数範囲の上限と下限とで、自然周波数ｆn の比が４倍になることを示している。
【００４３】
図４(b) は、本発明の第３の実施の形態の動作を示す図である。横軸に発振周波数ｆvco（ＭＨｚ）を、縦軸に自然周波数ｆn（Ｈｚ）をとっている。図４(b) では、発振周波数ｆvcoにより、上記図４(a) に示した４通りの設定値のいずれかに設定した場合の自然周波数ｆn を実線で示した。具体的には、発振周波数範囲９０〜１５０ＭＨｚではチャージポンプ電流をＩcp＝０．２５ｍＡ、比較周波数ｆcomp.＝６２．５ｋＨｚに設定し、発振周波数範囲１５０〜２００ＭＨｚではチャージポンプ電流をＩcp＝０．２５ｍＡ、比較周波数ｆcomp.＝１２５ｋＨｚに設定し、発振周波数範囲２００〜２１８ＭＨｚではチャージポンプ電流をＩcp＝１ｍＡ、比較周波数ｆcomp.＝６２．５ｋＨｚに設定し、発振周波数範囲２１８〜２２５ＭＨｚではチャージポンプ電流をＩcp＝１ｍＡ、比較周波数ｆcomp.＝１２５ｋＨｚに設定した場合の自然周波数ｆn を実線で示した。なお、図４(b) 中の点線は比較用に図４(a) の計算結果を示したものである。図４(b) の実線の結果によれば、自然周波数ｆn の最大値は２１００Ｈｚ，最小値は１５００Ｈｚでその比は約１．４倍になり、従来比で約３分の１に改善された。
【００４４】
なお、図４(b) の実施の形態は次のように表現することもできる。すなわち、制御手段である選局用マイコン３０は、選局操作に基づいて可変分周器２２の分周比を設定するときに、電圧制御発振器２１から出力される発振周波数が第１の周波数範囲（９０〜２００ＭＨz）ではチャージポンプ２６Ａの電流値を第１の電流（０．２５ｍＡ）とし、基準分周器２５Ａからの出力周波数を第１の周波数（６２．５ｋＨz ）又は第１の周波数よりも高い第２の周波数（１２５ｋＨz ）に切り替えるとともに、電圧制御発振器２１から出力される発振周波数が前記第１の周波数範囲よりも高い第２の周波数範囲（２００〜２２５ＭＨz）では、チャージポンプ２６Ａの電流を前記第１の電流（０．２５ｍＡ）よりも大きい第２の電流（１．００ｍＡ）とし、基準分周器２５Ａからの出力周波数を前記第１の周波数（６２．５ｋＨz ）又は前記第２の周波数（１２５ｋＨz ）に切り替える制御を行うものである。
【００４５】
以上の実施の形態においては、設定値が最も多い図４(b) の実施の形態において設定値は４通りの場合を示したが、比較周波数（基準分周器２５Ａからの出力周波数）やチャージポンプ電流値の切り替えにより、設定値が３通りの場合も可能である。すなわち、制御手段である選局用マイコン３０は、選局操作に基づいて可変分周器２２の分周比を設定するときに、電圧制御発振器２１から出力可能な発振周波数範囲において所定の上側周波数範囲を設定する場合と下側周波数範囲を設定する場合と上側，下側の中間の周波数範囲を設定する場合とで、基準分周器２５Ａの分周比を異なった値に設定すると共にチャージポンプ２６Ａの電流値を異なった値に設定することも可能である。
【００４６】
またさらに、比較周波数やチャージポンプ電流値を、図４(b) の場合よりもさらに多段階（４段階以上）に切り替えることによりさらに自然周波数ｆn の変化を低減することも可能である。
【００４７】
【発明の効果】
以上述べた本発明によれば、電圧制御発振器の発振周波数の差によって生じる制御ループの自然周波数の変化を小さく抑えることができるため、必要とされる全周波数範囲にわたって位相雑音を低減した高周波発振器を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る高周波発振器を示すブロック図。
【図２】本発明の第１の実施の形態を示す説明図。
【図３】本発明の第２の実施の形態を示す説明図。
【図４】本発明の第３の実施の形態を示す説明図。
【図５】従来の高周波発振器を示すブロック図。
【図６】電圧制御発振器の制御感度の（Ｇvco）の特性例を示す図。
【図７】可変分周器の分周比の逆数（ｌ／Ｎ）の特性例を示す図。
【符号の説明】
２１…電圧制御発振器
２２…可変分周器
２３…位相比較器
２４…基準発振器
２５Ａ…基準分周器
２６Ａ…チャージポンプ
２７…低域通過フィルタ
２８…制御御端子
２９…データインターフェース
３０…選局用マイコン（制御手段）
【図１】
0003833824.tif 000003
【図２】
0003833824.tif 000004
【図３】
0003833824.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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