(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を昇圧する昇圧手段を有し、前記昇圧手段により昇圧された電圧にてトランスの一次側に接続されたスイッチング回路を発振回路で駆動して前記トランスの二次側に高圧交流を発生させる高圧発生装置において、
前記昇圧された電圧を検出する第一の検出手段と、
前記トランスの二次側の高圧交流電圧を検出する第二の検出手段と、
第一の基準電圧又は前記第一の基準電圧よりも高い第二の基準電圧を切り替えて発生する基準電圧発生手段と、
を有し、
前記トランスの起動前である高圧交流の発生を停止しているとき、前記基準電圧発生手段は前記第一の基準電圧を発生し、前記昇圧手段は前記第一の検出手段の検出値と前記第一の基準電圧とを比較して昇圧後の電圧を制御し、
前記トランスの起動後である高圧交流を発生しているとき、前記基準電圧発生手段は前記第二の基準電圧を発生し、前記昇圧手段は前記第二の検出手段の検出値と前記第二の基準電圧とを比較して前記高圧交流電圧を制御することを特徴とする高圧発生装置。
【請求項２】
前記基準電圧発生手段は、前記トランスの起動前である高圧交流の発生を停止しているときは、前記昇圧された電圧が高圧交流電圧の目標値よりもわずかに低くなるような前記第一の基準電圧に切り替え、前記トランスの起動後である高圧交流を発生しているときは、高圧交流電圧が目標値になるような前記第二の基準電圧に切り替えることを特徴とする請求項１記載の高圧発生装置。
【請求項３】
前記昇圧手段はスイッチング素子及び前記スイッチング素子を制御するパルス幅変調回路を有し、前記パルス幅変調回路は、前記第一の検出手段の検出電圧と前記第二の検出手段の検出電圧の内高い方を前記基準電圧発生手段から発生する基準電圧と比較することを特徴とする請求項１記載の高圧発生装置。
【請求項４】
前記トランスの起動後である高圧交流を発生しているときは、前記第一の検出手段の検出値より前記第二の検出手段の検出値の方が高くなるように設定することを特徴とする請求項１記載の高圧発生装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、特に高圧交流を出力する高圧発生装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、高圧交流を発生する高圧交流ドライバとしては、例えば図４に示すようなものが提案されている。この装置は、ＰＷＭ回路１と発振回路２を有し、ＰＷＭ回路１によりトランスＴ２を制御して入力電圧Ｖｃｃを昇圧するとともに、発振回路２によりトランジスタＱ４〜Ｑ７からなるブリッジ回路を制御してトランスＴ１の二次側に高圧交流の出力Ｐ，Ｓを発生させるものである。
【０００３】
上記の装置において、出力Ｐ，Ｓは、昇圧後のＶｃの電圧でＶｐｐ（振幅）が決定され、トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７で構成されているブリッジ回路（フルブリッジやプッシュプル）のスイッチングのタイミングで周波数が決定される。したがって、出力Ｐ，ＳのＶｐｐを制御する場合は、Ｖｃの電圧レベルを変化させることになる。
【０００４】
またこの装置は、スイッチＱ２がオフ（ＯＦＦ），スイッチＱ３がオン（ＯＮ）されると、各々の回路１，２がそれぞれ動作し始める。ＰＷＭ回路１は、出力検出部の電圧Ｖｓと基準電圧Ｖｒを比較し、出力が所定の電圧になるようにパルスのデューティを変化させる。出力電圧はこの基準電圧Ｖｒで決まり、基準電圧Ｖｒは抵抗Ｒ１，Ｒ２の比で決まる。そして、入力電圧がトランスＴ２で昇圧され、Ｖｃの電圧が調節される。また発振回路２は、スイッチＱ３のオンと同時にトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７で構成された上記のブリッジ回路をスイッチングする。そして、トランスＴ１を介してＰ，Ｓが出力される。
【０００５】
また、従来図５に示すような構成のものも提案されている。この装置も図４の装置と同様Ｖｃの電圧を変化させているが、入力電圧Ｖｃｃ（例えば＋２４Ｖ）を昇圧する際、トランスを使用せずにインダクタＬ１を使用している。また、起動前は基準電圧ＶｒとＶｃの電圧を検出した電圧Ｖｄとを比較し、起動後は出力検出部の電圧Ｖｓと基準電圧Ｖｒを比較して制御を行うような構成となっている。
【０００６】
ＰＷＭ回路１は、二つの検出電圧Ｖｓ，Ｖｄの内高い電圧と基準電圧Ｖｒとを比較するような構成になっている。したがって、起動前はＶｓは０ＶなのでＶｄで制御し、起動後はＶｄよりＶｓの方が高い電圧になるように抵抗Ｒ３，Ｒ４の比を決めることで、上述のように起動前は基準電圧ＶｒとＶｃの電圧の検出電圧Ｖｄとを比較し、起動後は出力検出部の電圧Ｖｓと基準電圧Ｖｒとを比較して制御を行うことが可能となる。
【０００７】
このように制御することによって、Ｖｃを所定の電圧に近い値に予めしておき、起動後所定の出力電圧に早く到達するようにしている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような高圧発生装置にあっては、例えば図４のような装置の場合、起動前のＶｃの電圧はＶｃｃと等しいので、Ｖｃの目標値がＶｃｃに近い値である時は起動後早く目標値に達するが、ＶｃｃとＶｃの目標値の差が大きい時は立ち上がりに時間がかかってしまう。
【０００９】
また、図５のような装置の場合、起動後は検出部のＶｓの電圧によって制御しなければならないが、部品のばらつき等を考慮するとＶｃとＶｓの電圧が常に同じ値になるようにすることは非常に困難であり、起動後もＶｄの電圧がＶｓより高くなってしまうと、出力を検出して制御することができなくなってしまう。そのため、起動後はＶｓの電圧によって制御が可能となるように抵抗Ｒ３，Ｒ４の比を決めると、起動前のＶｃの電圧は目標値よりも若干高くせざるを得なくなり、これによって起動時にオーバーシュートが発生してしまう。
【００１０】
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、起動時の立ち上がりを早くし、かつオーバーシュートの発生も防ぐことが可能な高圧発生装置を提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る高圧発生装置は、次のように構成したものである。
【００１２】
（１）入力電圧を昇圧する昇圧手段を有し、前記昇圧手段により昇圧された電圧にてトランスの一次側に接続されたスイッチング回路を発振回路で駆動して前記トランスの二次側に高圧交流を発生させる高圧発生装置において、前記昇圧された電圧を検出する第一の検出手段と、前記トランスの二次側の高圧交流電圧を検出する第二の検出手段と、第一の基準電圧又は前記第一の基準電圧よりも高い第二の基準電圧を切り替えて発生する基準電圧発生手段とを有し、前記トランスの起動前である高圧交流の発生を停止しているとき、前記基準電圧発生手段は前記第一の基準電圧を発生し、前記昇圧手段は前記第一の検出手段の検出値と前記第一の基準電圧とを比較して昇圧後の電圧を制御し、前記トランスの起動後である高圧交流を発生しているとき、前記基準電圧発生手段は前記第二の基準電圧を発生し、前記昇圧手段は前記第二の検出手段の検出値と前記第二の基準電圧とを比較して前記高圧交流電圧を制御することを特徴とする高圧発生装置。
（２）前記基準電圧発生手段は、前記トランスの起動前である高圧交流の発生を停止しているときは、前記昇圧された電圧が高圧交流電圧の目標値よりもわずかに低くなるような前記第一の基準電圧に切り替え、前記トランスの起動後である高圧交流を発生しているときは、高圧交流電圧が目標値になるような前記第二の基準電圧に切り替えることを特徴とする前記（１）記載の高圧発生装置。
（３）前記昇圧手段はスイッチング素子及び前記スイッチング素子を制御するパルス幅変調回路を有し、前記パルス幅変調回路は、前記第一の検出手段の検出電圧と前記第二の検出手段の検出電圧の内高い方を前記基準電圧発生手段から発生する基準電圧と比較することを特徴とする前記（１）記載の高圧発生装置。
（４）前記トランスの起動後である高圧交流を発生しているときは、前記第一の検出手段の検出値より前記第二の検出手段の検出値の方が高くなるように設定することを特徴とする前記（１）記載の高圧発生装置。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る高圧交流ドライバを実施例により説明する。
【００１８】
〔実施例１〕
図１は本発明の実施例１による高圧交流発生装置の回路構成図である。以下、図１を参照してこの回路の構成と動作について説明する。
【００１９】
図１において、１はＰＷＭ回路、２は発振回路、Ｑ１はＰＷＭ回路１によって発生されたパルスによりスイッチングするＦＥＴ（スイッチング素子）、Ｑ２は基準電圧Ｖｒを起動前後で切り替えるためのトランジスタを用いたスイッチ（切替手段）、Ｑ３は発振回路２を動作、停止させるためのスイッチで、発振回路２はスイッチＱ３がオンの時動作、オフの時停止するようになっている。Ｑ４〜Ｑ７はフルブリッジ回路３を構成しているトランジスタ、Ｌ１はインダクタ、Ｔ１は出力側のトランス、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５は基準電圧Ｖｒを決める抵抗、Ｒ３，Ｒ４は電圧ＶｄとＶｃの比を決めるための抵抗である。
【００２０】
ここで、上記ＦＥＴＱ１及びこれを制御するＰＷＭ（パルス幅変調）回路１とインダクタＬ１で入力電圧Ｖｃｃの昇圧手段が構成されており、その昇圧後の電圧の検出手段としてダイオードＤ１とコンデンサＣ１で整流、平滑された電圧Ｖｃを分圧する抵抗Ｒ３，Ｒ４が設けられている。またフルブリッジ回路３はトランスＴ１の一次側巻線ＮＰ１に接続され、該トランスＴ１の二次側には巻線ＮＳ１，ＮＳ２，ＮＳ３が設けられている。そして、出力電圧の検出手段としてトランスＴ１の二次側の巻線ＮＳ３に発生した交流を整流、平滑するダイオードＤ２及びコンデンサＣ２が設けられている。
【００２１】
また、Ｖｃｃは入力電圧、Ｖｒは基準電圧、Ｖｃは昇圧後の電圧、ＶｄはＶｃの電圧を検出するための分圧された電圧、Ｖｓは出力検出部の電圧、Ｓ，Ｐは高圧交流の出力を示している。
【００２２】
上記のように構成された回路において、起動前、スイッチＱ３はオフしており、発振回路２は停止している。この時、スイッチＱ２はオンしており、基準電圧Ｖｒは抵抗Ｒ１とＲ２の比で決定される。ＰＷＭ回路１は、検出電圧ＶｓとＶｄの内高い方と基準電圧Ｖｒとを比較して制御するようになっており、起動前はＶｓは０ＶなのでＶｄによって制御される。
【００２３】
そして、スイッチＱ３がオンすると発振回路２が起動し、同時にスイッチＱ２はオフする。したがって、起動後の基準電圧Ｖｒは抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５で決定されるため、基準電圧Ｖｒは起動前より高くなり、Ｖｃの電圧を上げる方向になる。この起動後は検出部の電圧ＶｓがＶｄより高くなり、Ｖｓによって制御されることになる。
【００２４】
図２は上記構成の回路の各部の電圧を示す波形図である。本実施例における起動前後のＶｓ，Ｖｄは図２の（ａ）、Ｖｃは図２の（ｂ）、出力は図２の（ｃ）のようになる。この装置では、図２の（ｃ）に示すように立ち上がりも早く、オーバーシュートもなく起動することができる。
【００２５】
すなわち、昇圧後の電圧Ｖｃと出力電圧Ｖｓの両方を検出し、起動前には目標値に近くかつ目標値よりも若干低い値になるように、また起動後は所定の出力電圧になるように、基準電圧Ｖｒを決定する抵抗の比を起動前後でスイッチＱ２によって切り替えるようにすることで、起動後早く目標値に達し、かつオーバーシュートも発生させずに立ち上げることが可能となる。
【００２６】
〔実施例２〕
図３は本発明の実施例２を示す回路構成図である。この例では、図１と異なりトランスＴ２を用いて入力電圧Ｖｃｃを昇圧している。このような場合でも、昇圧後の電圧Ｖｃの検出電圧Ｖｄと出力の検出電圧Ｖｓの内高い方の電圧と基準電圧Ｖｒとを比較し、基準電圧ＶｒをスイッチＱ２により起動前後で切り替えて制御することによって、上述の実施例１と同様の作用効果が得られる。
【００２７】
なお、この場合、図１の抵抗Ｒ３に代えてツェナーダイオードＺＤ１を接続している。
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、トランスの起動前後で基準電圧を切り替えるとともに、昇圧後の電圧と出力電圧の両方を検出し、その検出結果に応じて基準電圧と比較する対象をも切り替えることによって、起動後、早く目標値まで達し、かつオーバーシュートの発生も防ぐことができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施例１を示す回路構成図
【図２】  図１の回路の各部の電圧を示す波形図
【図３】  本発明の実施例２を示す回路構成図
【図４】  従来例を示す回路構成図
【図５】  他の従来例を示す回路構成図
【符号の説明】
１  ＰＷＭ回路（昇圧手段）
２  発振回路
３  フルブリッジ回路
Ｔ１  トランス
Ｔ２  トランス（昇圧手段）
Ｌ１  インダクタ（昇圧手段）
Ｑ１  ＦＥＴ（スイッチング素子）
Ｑ２  スイッチ（切替手段）
Ｑ３  スイッチ
Ｑ４  トランジスタ
Ｑ５  トランジスタ
Ｑ６  トランジスタ
Ｑ７  トランジスタ
Ｒ１  抵抗
Ｒ２  抵抗
Ｒ３  抵抗
Ｒ４  抵抗
Ｒ５  抵抗
ＺＤ１  ツェナーダイオード
Ｄ１  ダイオード
Ｄ２  ダイオード
Ｃ１  コンデンサ
Ｃ２  コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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