(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
帯域制限されたベースバンド信号に対し複数種の周波数の搬送波を用いてデジタル直交変調を行い、変調結果を合成したマルチキャリア変調信号をＤ／Ａ変換器を用いてアナログ変換して無線送信する送信機において、
前記Ｄ／Ａ変換器の前段に、前記マルチキャリア変調信号に対してフーリエ変換処理を行って前記マルチキャリア変調信号を複数の周波数成分信号に分離し、且つ周波数軸上のデータに変換する周波数軸変換手段と、
前記周波数成分信号を時間軸上のデータに変換する時間軸変換手段と、
前記周波数成分信号に対応した前記Ｄ／Ａ変換器の周波数特性の逆特性をそれぞれ記憶し、周波数成分信号毎に前記逆特性を与える周波数特性補償手段と、
前記逆特性が与えられた複数の周波数成分信号を合成し、合成結果を周波数特性補償済のマルチキャリア変調信号として出力する総和手段とを備えることを特徴とする送信機。
【請求項２】
帯域制限されたベースバンド信号に対し複数種の周波数の搬送波を用いてデジタル直交変調を行い、変調結果を合成したマルチキャリア変調信号をＤ／Ａ変換器を用いてアナログ変換し、増幅器を用いて増幅して無線送信する送信機において、
前記Ｄ／Ａ変換器及び前記増幅器の前段に、前記マルチキャリア変調信号に対してフーリエ変換処理を行って前記マルチキャリア変調信号を複数の周波数成分信号に分離し、且つ周波数軸上のデータに変換する周波数軸変換手段と、
前記周波数成分信号を時間軸上のデータに変換する時間軸変換手段と、
各搬送波によるベースバンド信号の変調結果に基づいてマルチキャリア変調信号の入力レベルを検出する入力レベル検出部と、
前記周波数成分信号に対応した前記Ｄ／Ａ変換器の周波数特性の逆特性と、前記周波数成分信号及びマルチキャリア変調信号の入力レベルに対応した増幅器の周波数特性の逆特性を記憶し、周波数成分信号毎に前記Ｄ／Ａ変換器の周波数特性の逆特性を与え、入力レベル検出部において検出された入力レベルに応じた前記増幅器の周波数特性の逆特性を周波数成分信号毎に与える周波数特性補償手段と、
前記逆特性が与えられた複数の周波数成分信号を合成し、合成結果を周波数特性補償済のマルチキャリア変調信号として出力する総和手段とを備えることを特徴とする送信機。
【請求項３】
周波数特性補償手段は、特定の入力レベルに対応した増幅器の周波数特性の逆特性を基準として他の入力レベルにおける増幅器の周波数特性の逆特性との差分を求め、前記差分を用いて逆特性を補正して周波数成分信号毎に与えることを特徴とする請求項２記載の送信機。
【請求項４】
周波数特性補償手段は、送信機において用いられるアナログ素子の周波数特性の逆特性を周波数成分信号に対応して記憶し、前記逆特性を周波数成分信号毎に与えることを特徴とする請求項１乃至３記載の送信機。
【請求項５】
請求項１乃至４記載の送信機を用いることを特徴とするＷ−ＣＤＭＡ基地局。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル直交変調を行う無線通信の送信機に係り、特にＤ／Ａ変換器及び増幅器において発生する周波数特性を補償する送信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル信号の無線通信を行う送信機において、送信対象であるベースバンド信号の変調方式として、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）が知られている。ＱＰＳＫ変調はベースバンド信号の位相を９０°ずらして同相成分、直交成分とに分け、各成分についてＰＳＫ変調を行うものであり、伝送特性が良好であるという特徴がある。ＱＰＳＫ変調はディジタル直交変調とも呼ばれており、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：符号分割多重通信）通信方式の送信機にも用いられている。
直交変調をディジタルで行うことにより、ＬＳＩ（Large Scale Integration）等の手段を用いることができ、これにより高精度の変調及び送信機の小型化を実現できる。
【０００３】
ディジタル直交変調方式を用いた従来の送信機について、図１０を用いて説明する。図１０は、ディジタル直交変調方式を用いた従来の送信機の構成ブロック図である。図１０は、ベースバンド信号を周波数の異なる４種類のキャリア（搬送波周波数）に割り当ててＱＰＳＫ変調を行い、無線送信を行う送信機である。
【０００４】
ディジタル信号であるベースバンド信号Ｆ１〜Ｆ４はそれぞれ、対応するＦＩＲ（Finite Impulse Response：有限長インパルス応答）フィルタ１００１〜１００４に入力され、帯域制限が行われる。
各ＦＩＲフィルタ１００１〜１００４において帯域制限処理の行われたベースバンド信号は、各ＦＩＲフィルタに対応する直交変調部１００９〜１０１２に出力される。直交変調部１００９〜１０１２には、正弦波発生器１００５〜１００８で生成される正弦波も入力され、この正弦波に基づいて、直交変調部１００９〜１０１２はベースバンド信号に対して直交変調を行い、同相成分及び直交成分のキャリア変調信号を生成する。
図１０において、正弦波発生器１００５〜１００８にはそれぞれ異なるＩＦ（Intermediate Frequency）の周波数データω１、ω２、ω３、ω４が入力されており、正弦波発生器１００５〜１００８は入力された周波数データに基づいて正弦波を生成する。すなわち各正弦波がキャリアに相当する。
【０００５】
直交変調部１００９〜１０１２で生成された各成分のキャリア変調信号は合成された後、加算器１０１３に出力される。加算器１０１３では、各直交変調部から出力されたキャリア変調信号を合成してマルチキャリア変調信号を生成し、Ｄ／Ａ変換器１０１４に出力する。
Ｄ／Ａ変換器１０１４は、マルチキャリア変調信号をアナログ信号に変換して出力する。出力されたアナログのマルチキャリア変調信号は、必要に応じて拡散変調が行われた後、無線送信される。
【０００６】
図１１は、図１０の無線送信機におけるマルチキャリア変調信号の理想のスペクトラム分布を示した図である。図１１は、周波数データとしてω１＝２．５ＭＨｚ、ω２＝７．５ＭＨｚ、ω３＝１２．５ＭＨｚ、ω４＝１７．５ＭＨｚとなる、各キャリアの周波数間隔が５ＭＨｚである場合のスペクトラム分布を表しており、横軸は周波数を、縦軸は電力値を表している。
図１１では、各周波数データに対応する周波数では電力値が最大となっている。図１１右側にも同様のスペクトルが表れているが、これはディジタル領域でのスペクトルによって発生するイメージ成分であり、マルチキャリア変調信号のアナログ化の過程で除去される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のディジタル直交変調送信機では、Ｄ／Ａ変換器及び増幅器において発生する周波数特性を容易に補償できないという問題点があった。
図１０において、Ｄ／Ａ変換器１０１４は消費電力を抑えるために、通常は動作可能な最低限の周波数にてアナログデータへの変換を行っている。送信時の帯域幅が狭い場合には、マルチキャリア変調信号は図１１に示すようにキャリア周波数において充分な電力値を得ることできるが、ＣＤＭＡのように帯域幅が広帯域となる場合には、アナログ変換に伴うアパーチャ効果が発生し、これによってマルチキャリア変調信号ではＤ／Ａ変換器の周波数特性（以下、ｆ特）に起因するレベル低下が発生する。
図１２は図１０の無線送信機におけるマルチキャリア変調信号の実際のスペクトラム分布を示した図である。図１２は、図１０の無線送信機におけるＤ／Ａ変換器の出力のスペクトラム分布を示しており、周波数データの条件は図１１と同一である。図１２より、変調波の周波数が高くなるにつれ、電力値が減衰していることが明らかである。
【０００８】
ここでアパーチャ効果について説明する。一般に有限の周波数帯域をもつアナログ信号は、その２倍以上の速度でサンプル化、すなわちデジタル化を行うようにすれば、全く情報量を失うことなく離散化できる。これは標本化定理と呼ばれ、デジタル信号処理ではよく知られている技術である。
したがってデジタル信号をアナログ信号に変換する場合には、サンプル化に要した速度（以下、サンプリング周波数）の１／２倍以下の周波数をもつ信号でなければ正確にアナログ信号の波形を再現できない。この限界の周波数をナイキスト周波数という。
【０００９】
しかし、実際にＤ／Ａ変換器から出力されるアナログ信号の波形は、サンプリング周波数によって分割された階段状の形状となる。これは次のサンプルデータが入力されるまで直前のサンプルデータの信号を保持して出力する零次ホールド特性に起因するものであるが、この特性により、ナイキスト周波数以下であるにもかかわらず、デジタル信号の周波数が高いほど振幅特性が減衰していき、実際のアナログ信号よりもレベルが低下する。この減衰効果をアパーチャ効果といい、図１２の現象の原因となっている。
【００１０】
また、送信機では無線送信による減衰を考慮して、増幅器を用いてマルチキャリア変調信号を増幅している。広帯域でマルチキャリア変調信号の電力増幅を行う場合には、増幅器におけるｆ特により、歪が発生する。
図１３は図１０の送信機で用いる増幅器のｆ特を示した図であり、周波数、信号の入力レベル（単位ｄＢｍ）及び出力レベル（単位ｄＢｍ）を軸としてこれらの関係を３次元グラフで示したものである。
【００１１】
増幅器は、入力レベルに応じた一定の利得分だけ増幅されるような線形増幅の特性となることが理想であるが、広帯域では図１３で示すように、入力レベルと出力レベルは非線形な特性、すなわちＡＭ−ＡＭ特性を示し、しかも周波数によって異なるＡＭ−ＡＭ特性となり、ｆ特が発生していることが分かる。このｆ特は、全ての増幅器において発生する。
【００１２】
上述したように、図１０の送信機では、送信信号が広帯域の場合にはＤ／Ａ変換器及び増幅器においてｆ特による歪が発生し、マルチキャリア変調信号の出力レベルが低下する問題があった。
問題の解決策として従来は、アンテナ等のアナログ回路にマルチキャリア変調信号を出力する場合に、Ｄ／Ａ変換器又は増幅器において歪が発生しないよう本来必要とされる信号のレベルを低下させて各装置における効率を低下させるようにしていたが、ｆ特による歪を充分に補償できるものとはなっていなかった。
【００１３】
また、アパーチャ効果を除去する方法としては、Ｄ／Ａ変換後のＬＰＦ（Low Pass Filter：低域通過フィルタ）の伝達関数にアパーチャ効果の逆特性を与える方法と、Ｄ／Ａ変換前の帯域制限フィルタ(ルートレイズドコサインフィルタ)にアパーチャ効果の逆特性をあらかじめ与える方法がある。しかし、前者では必ず誤差が存在し、精度が保証されず、後者では、複数搬送波信号が存在する場合、すなわちマルチキャリアでは、各搬送波の送信系にアパーチャイコライザフィルタ等を挿入することで対応できるが、回路規模が複雑かつ大規模になるという問題点があった。
【００１４】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、Ｄ／Ａ変換器及び増幅器におけるｆ特を補償する手段を設け、容易にＤ／Ａ変換器及び増幅器におけるｆ特を容易に補償できる送信機を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、帯域制限されたベースバンド信号に対し複数種の周波数の搬送波を用いてデジタル直交変調を行い、変調結果を合成したマルチキャリア変調信号をＤ／Ａ変換器を用いてアナログ変換して無線送信する送信機において、Ｄ／Ａ変換器の前段に、マルチキャリア変調信号に対してフーリエ変換処理を行ってマルチキャリア変調信号を複数の周波数成分信号に分離し、且つ周波数軸上のデータに変換する周波数軸変換手段と、周波数成分信号を時間軸上のデータに変換する時間軸変換手段と、周波数成分信号に対応したＤ／Ａ変換器の周波数特性の逆特性をそれぞれ記憶し、周波数成分信号毎に逆特性を与える周波数特性補償手段と、逆特性が与えられた複数の周波数成分信号を合成し、合成結果を周波数特性補償済のマルチキャリア変調信号として出力する総和手段とを備えるものであり、Ｄ／Ａ変換器において発生するｆ特を精度よく容易に補償でき、Ｄ／Ａ変換器の出力レベルを維持することができる。
【００１６】
また、帯域制限されたベースバンド信号に対し複数種の周波数の搬送波を用いてデジタル直交変調を行い、変調結果を合成したマルチキャリア変調信号をＤ／Ａ変換器を用いてアナログ変換し、増幅器を用いて増幅して無線送信する送信機において、Ｄ／Ａ変換器及び増幅器の前段に、マルチキャリア変調信号に対してフーリエ変換処理を行って前記マルチキャリア変調信号を複数の周波数成分信号に分離し、且つ周波数軸上のデータに変換する周波数軸変換手段と、周波数成分信号を時間軸上のデータに変換する時間軸変換手段と、各搬送波によるベースバンド信号の変調結果に基づいてマルチキャリア変調信号の入力レベルを検出する入力レベル検出部と、周波数成分信号に対応した前記Ｄ／Ａ変換器の周波数特性の逆特性と、周波数成分信号及びマルチキャリア変調信号の入力レベルに対応した増幅器の周波数特性の逆特性を記憶し、周波数成分信号毎にＤ／Ａ変換器の周波数特性の逆特性を与え、入力レベル検出部において検出された入力レベルに応じた増幅器の周波数特性の逆特性を周波数成分信号毎に与える周波数特性補償手段と、逆特性が与えられた複数の周波数成分信号を合成し、合成結果を周波数特性補償済のマルチキャリア変調信号として出力する総和手段とを備えるものであり、Ｄ／Ａ変換器において発生するｆ特及び増幅器において発生するｆ特に起因する歪を精度よく容易に補償でき、Ｄ／Ａ変換器及び増幅器の出力レベルを維持することができる。
【００１７】
また、本発明のおいて、周波数特性補償手段は、特定の入力レベルに対応した増幅器の周波数特性の逆特性を基準として他の入力レベルにおける増幅器の周波数特性の逆特性との差分を求め、差分を用いて逆特性を補正して周波数成分信号毎に与えるものであり、増幅器において発生するｆ特に起因する歪を精度よく補償することができる。
【００１８】
また、本発明において、周波数特性補償手段は、送信機において用いられるアナログ素子の周波数特性の逆特性を周波数成分信号に対応して記憶し、逆特性を周波数成分信号毎に与えるものであり、アナログ素子の種類によらず容易にｆ特を補償することができる。
【００１９】
また、本発明の送信機をＷ−ＣＤＭＡ基地局に用いるものであり、基地局のインフラ整備費を低減することができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
尚、以下で説明する機能実現手段は、当該機能を実現できる手段であれば、どのような回路又は装置であっても構わず、また機能の一部又は全部をソフトウェアで実現することも可能である。更に、機能実現手段を複数の回路によって実現してもよく、複数の機能実現手段を単一の回路で実現してもよい。
【００２１】
本発明の実施の形態に係る送信機は、マルチキャリア変調信号を周波数軸上のデータに変換した後、周波数成分に分離して時間軸上のデータに変換し、周波数成分毎にＤ／Ａ変換器において発生するｆ特を補償するｆ特補償手段を設けたものであり、これによりＤ／Ａ変換器において発生するｆ特を補償でき、Ｄ／Ａ変換器の出力レベルを維持することができる。
【００２２】
また、本発明の送信機において、ｆ特補償手段は周波数成分毎に増幅器において発生するｆ特に起因する歪を補償するものであり、これにより増幅器において発生するｆ特の歪を補償でき、増幅器の出力レベルを維持することができる。
【００２３】
尚、請求項における周波数変換手段は図の時間・周波数変換手段に相当し、総和手段は加算器１１６及び８１６に、周波数特性補償手段はｆ特補償手段に、入力レベル検出部は直交変調部８０９〜８１２、加算器８１９、二乗回路８２０及び遅延調整手段８２１にそれぞれ相当する。
【００２４】
本発明の実施の形態の送信機の構成について、図１を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る送信機の構成ブロック図である。
図１の送信機は、ベースバンド信号を周波数の異なる４種類のキャリアに割り当てて直交変調を行い、変調結果にフーリエ変換を行い周波数軸上のデータに変換した後、周波数成分に分離して時間軸上のデータに変換し、周波数成分毎にＤ／Ａ変換器において発生するｆ特の補償を行って無線送信を行うものである。
【００２５】
図１の送信機は、ＦＩＲフィルタ１０１〜１０４と、正弦波発生器１０５〜１０８と、直交変調器１０９〜１１２と、加算器１１３と、時間・周波数変換手段１１４と、時間軸変換手段１１５と、ｆ特補償手段１１６と、加算器１１７と、Ｄ／Ａ変換器１１８とで構成される。
【００２６】
ＦＩＲフィルタ１０１〜１０４は、割り当てるキャリアの種類数だけ設けられており、入力されたデジタルのベースバンド信号に帯域制限処理を行い、直交変調器１０９〜１１２にそれぞれ出力する。
ＦＩＲフィルタ１０１〜１０４は、用いる送信機の性能等によって種類を変えてもよい。例えば次世代の無線通信方式として用いられているＷ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access：広帯域符号分割多重通信）では、ロールオフ率０．２２、カットオフ０．５のパラメータを有するルートレイズドコサインフィルタ（ルートナイキストフィルタ）が使用されている。
【００２７】
正弦波発生器１０５〜１０８は、割り当てるキャリアの種類数だけ設けられており、それぞれに入力されるＩＦの周波数データω１、ω２、ω３、ω４に基づいて正弦波（キャリア）を直交変調器１０９〜１１２にそれぞれ出力する。正弦波発生器１０５〜１０８には、それぞれ基本周波数の１周期分のＳｉｎ波又はＣｏｓ波メモリが内蔵されており、基本周波数に対する周波数データの位相増加分を考慮した正弦波を、当該メモリを参照して生成し、出力する。
正弦波発生器１０５〜１０８には、例えばＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer：デジタル直接合成発振器）等を用いてもよい。
【００２８】
直交変調部１０９〜１１２は、ＦＩＲフィルタ毎に設けられており、ＦＩＲフィルタ１０１〜１０４から出力された帯域制限のされたベースバンド信号と、正弦波発生器１０５〜１０８から出力された正弦波との直交変調をそれぞれ行って同相成分及び直交成分のキャリア変調信号を、両成分のキャリア変調信号を合成して加算器１１３に出力する。
【００２９】
加算器１１３は、直交変調部１０９〜１１２から出力された変調結果を合成してマルチキャリア変調信号を生成し、時間・周波数変換手段１１４に出力する。
【００３０】
時間・周波数変換手段１１４は、入力されたマルチキャリア変調信号に対しフーリエ変換処理を行い、加算結果を時間軸上から周波数軸上のデータに変換して、周波数信号として時間軸変換手段１１５に出力する。
時間・周波数変換手段１１４では、フーリエ変換処理としてＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）によってフーリエ変換処理を実行している。
時間・周波数変換手段１１４において、ＦＦＴによるフーリエ変換処理であるならば、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform：離散フーリエ変換）やWavelet変換等、どの方法を用いてもよい。
【００３１】
時間軸変換手段１１５は、時間・周波数変換手段１１４から出力された周波数信号に対し、フーリエ級数展開を行って時間軸上の複数の周波数成分信号に分離し、ｆ特補償手段１１６に出力する。
【００３２】
ｆ特補償手段１１６は、時間軸変換手段１１５から出力された各周波数成分信号に対し、Ｄ／Ａ変換器１１８で発生するｆ特を補償し、加算器１１７に出力する。
【００３３】
加算器１１７は、ｆ特補償手段１１６から出力されたｆ特補償された各周波数成分を加算し、加算結果をＤ／Ａ変換器１１７に出力する。
【００３４】
Ｄ／Ａ変換器１１８は、加算器１１７から出力された加算結果をアナログ変換し、拡散変調部又は無線送信部（双方図示せず）に出力する。
【００３５】
次に、本発明の実施の形態に係る送信機の動作について図を用いて説明する。ディジタル信号であるベースバンド信号Ｆ１〜Ｆ４はそれぞれ、対応するＦＩＲフィルタ１０１〜１０４に入力され、帯域制限が行われる。
各ＦＩＲフィルタ１０１〜１０４において帯域制限処理の行われたベースバンド信号は、各ＦＩＲフィルタに対応する直交変調部１０９〜１１２に出力される。
【００３６】
また正弦波発生器１０５〜１０８には、周波数データω１、ω２、ω３、ω４がそれぞれ入力され、周波数データに対応した正弦波、すなわちキャリアを生成し、対応する直交変調器１０９〜１１２に出力する。
【００３７】
直交変調部１０９〜１１２には、ＦＩＲフィルタ１０１〜１０４から出力された帯域制限されたベースバンド信号と、正弦波発生器１０５〜１０８で生成される正弦波がそれぞれ入力される。直交変調部１０９〜１１２は入力された変調波に基づいてベースバンド信号に対してディジタル直交変調を行い、同相成分及び直交成分のキャリア変調信号を生成する。
【００３８】
ここでベースバンド信号をＩ＋ｊＱ（Ｉ、Ｑ：ベースバンド実数信号、ｊ：虚数演算子）と表すと、ディジタル直交変調後のキャリア変調信号はＩ＊ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｑ＊ｓｉｎ（ωｔ）（ω：変調波周波数）で表される。
生成されたキャリア変調信号は、各直交変調部１０９〜１１２において両成分が合成された後、加算器１１３に出力される。
各キャリア変調信号は、加算器１１３において合成されマルチキャリア変調信号となり、時間・周波数変換手段１１４に出力される。
【００３９】
ここで本発明の送信機におけるＤ／Ａ変換器でのｆ特の補償の原理について説明する。
Ｄ／Ａ変換器にて発生するｆ特は、Ｓｉｎｃ関数で表すことができる。Ｓｉｎｃ関数は、ｓｉｎ（ｘ）／ｘの形で表される関数であり、アナログ変換する際の１クロック時間幅、すなわちサンプリング周波数によって決定される。図３は、Ｓｉｎｃ関数の出力スペクトルを示したグラフ図であり、横軸は規格化周波数で、データの周波数をサンプリング周波数で割り算した値（単位：Ｈｚ）を、縦軸は電力値（単位：ｄＢ）を表している。Ｄ／Ａ変換器でアナログ変換を行うことにより、図３で示されるようなＳｉｎｃ関数が入力データに重畳されることになり、出力レベルの低下が発生する。
【００４０】
Ｄ／Ａ変換器に入力される入力データをＳ（ω）（ω：正弦波周波数）とすると、Ｄ／Ａ変換後の出力スペクトルは、Ｓ（ω）Ｈ（ω）と表せる。ここでＨ（ω）は、Ｄ／Ａ変換器にて発生するｆ特を表す関数であり、Ｓｉｎｃ関数の伝達関数である。Ｄ／Ａ変換器におけるアナログ変換前に、入力データＳ（ω）にあらかじめＨ（ω）の逆関数１／Ｈ（ω）を与え、Ｓ（ω）／Ｈ（ω）とすることによって、Ｄ／Ａ変換器におけるｆ特を補償できる。
【００４１】
図１の送信機においてＨ（ω）に関する演算を行うためには、マルチキャリア変調信号を周波数軸上のデータに変換することが必要である。このため図１の送信機は、時間・周波数変換手段１１４においてマルチキャリア変調信号をフーリエ変換によって周波数軸上のデータに変換して複数の周波数成分信号に分離し、後述する時間軸変換手段１１５において、各周波数成分信号に指数信号を乗算して時間軸上のデータに変換し、後述するｆ特補償手段１１６において、各周波数成分に対しｆ特の補償を行う。
【００４２】
図１において、時間・周波数変換手段１１４では、入力されたマルチキャリア変調信号に対して高速フーリエ変換処理を行い、マルチキャリア変調信号を周波数軸上の複数の周波数成分信号に分離して時間軸変換手段１１５に出力する。
マルチキャリア変調信号をｇ（ｔ）と表すと、周波数ωにおける周波数成分信号Ｇ（ω）は（１）式で表せる。
【００４３】
【数１】
0003837058.tif 000002
【００４４】
（１）式の右辺が時間・周波数変換手段１１４にて行われるフーリエ変換処理に相当する。
フーリエ変換処理を行うことにより、マルチキャリア変調信号に含まれる各周波数のスペクトルを求めることができる。すなわち周波数成分信号とはマルチキャリア変調信号に含まれる各周波数成分の分布を示したものであり、時間・周波数変換手段１１４では、分離する対象の周波数成分毎に（１）式で示される演算処理を行って、各周波数成分信号を生成、出力している。
【００４５】
分離される周波数成分の周波数は、分離する周波数成分の数、すなわちＦＦＴポイント数によって一意に決定される。またＦＦＴポイントは、補償するｆ特の周波数範囲とサンプリング周波数とで算出される。
【００４６】
例えばＷ−ＣＤＭＡにおける４キャリアによる多重通信を想定すると、Ｗ−ＣＤＭＡでのキャリア間隔は５ＭＨｚと規定されているため、２０ＭＨｚ帯域を補償の範囲として考慮しなければならない。この２０ＭＨｚ帯域幅内にて、約５００ＫＨｚ単位でｆ特を補正するとした場合、サンプリングレートが１２２．８８ＭＨｚ（３．８４ＭＨｚの３２倍サンプリング）であれば、１２２．８８ＭＨｚ／４８０ＫＨｚ＝２５６となり、ＦＦＴポイントは２５６となる。ここで３．８４ＭＨｚはＷ−ＣＤＭＡの帯域幅であり、４８０ＫＨｚは、５００ＫＨｚに最も近い、３．８４ＭＨｚの分周周波数である。
Ｗ−ＣＤＭＡの場合では、２５６ポイントのＦＦＴを行って２５６個の周波数成分に分離し、各周波数成分に対してｆ特の逆特性を与えることによって補償が可能となる。
【００４７】
時間軸変換手段１１５は、入力された周波数成分信号に対し指数信号を乗算して時間軸上のデータに変換し、ｆ特補償手段１１６に出力する。
時間軸変換手段１１５では、周波数成分信号毎に対応する指数信号との乗算が行われる。ここで指数信号とは、時間・周波数変換手段１１４における周波数変換を行ったときの共役複素の単位周波数信号のことである。
仮に周波数ω０における周波数成分信号をａとすると、対応する指数信号はｅｊω０ｔと表せるため、乗算式はａ＊ｅｊω０ｔとなる。時間軸変換手段１１５では、各周波数成分信号について同様の計算を行うため、元のマルチキャリア変調信号ｇ（ｔ）は（２）式の通りに示される。
【００４８】
【数２】
0003837058.tif 000003
【００４９】
（２）式において、ｅｊωｎｔは周波数ωｎの指数信号であり、ｎは分解する周波数の個数、ａ、ｂ、ｃ、…、ｚは各周波数成分信号を表している。（２）式は、マルチキャリア変調信号ｇ（ｔ）をフーリエ級数展開したものに他ならない。
図５は、時間軸変換手段１１５における各周波数成分信号の様子を表した図である。図５では簡便化のため、全部で５つの周波数成分に分離されるものとして説明しており、Ｆ１〜Ｆ５はその分離される周波数を示している。
図５において、時間・周波数変換手段１１４はＦＦＴを用いているため、各周波数成分の周波数差は２倍となっている。また最低周波数（図５ではＦ１）の１周期時間がフーリエ変換が行われる周期となっており、したがって、フーリエ変換が行われる度に、周波数成分ａ〜ｚには振幅に変化が現れている。
【００５０】
ここで時間軸変換手段１１５における乗算処理操作を詳細に説明する。周波数ωにおける指数信号ｅｊωｔは（３）式で表せる。
【００５１】
【数３】
0003837058.tif 000004
【００５２】
また、周波数成分信号は複素信号であるため、Ｉ＋ｊＱの形で表せる。よって周波数成分信号と指数信号の乗算、すなわち（２）式の右辺における各項は（４）式で表せる。
【００５３】
【数４】
0003837058.tif 000005
【００５４】
よって時間軸変換手段１１５では、一つの周波数成分に対する乗算を行うにあたり、４つの乗算器及び２つの加算器が必要となる。
【００５５】
周波数成分の周波数については、あらかじめ時間・周波数変換手段１１４及び時間軸変換手段１１５において設定しておくことが望ましい
尚、図１の送信機において、時間・周波数変換手段１１４及び時間軸変換手段１１５は、マルチキャリア変調信号から直接時間軸上の周波数成分信号を得られるような構成に置き換えてもよい。
【００５６】
図１において、時間軸上のデータに変換された周波数成分信号は、ｆ特補償手段１１６においてＤ／Ａ変換器１１８で発生するｆ特の補償が行われる。
既述したように、Ｄ／Ａ変換器で発生するｆ特はＳｉｎｃ関数で表すことができ、アナログ変換の際にＳｉｎｃ関数が入力データに重畳されることになり、歪が発生する。したがってＤ／Ａ変換器におけるｆ特の補償を行うためには、Ｄ／Ａ変換器のアナログ変換の前に入力データに対しＳｉｎｃ関数の伝達関数の逆数を時間軸変換したものを乗算する必要がある。
【００５７】
図４は、Ｓｉｎｃ関数の逆関数の出力スペクトルを示したグラフ図である。図４の座標軸は、図３のそれと同一である。ｆ特補償手段１１６は図４のＳｉｎｃ関数の逆特性に基づいて、各周波数成分信号に対して、周波数に応じたｆ得の逆特性値を乗算することで補償を行う。
尚、図４に示すＳｉｎｃ関数の逆関数は、規格化周波数が１になると発散するため、例えば本発明では規格化周波数が０．５となる周波数成分までにｆ特の補償を行うようにしている。
【００５８】
以下、ｆ特補償手段１１６の構成及び動作について図２を用いて説明する。図２は、ｆ特補償手段１１６の構成ブロック図である。ｆ特補償手段１１６は、複素乗算ブロック２０１及びＤＰＲＡＭ２０２とから構成されている。複素乗算ブロック２０１には、周波数成分信号毎に乗算器が設けられている。
【００５９】
ＤＰＲＡＭ（Dual Port Random Access Memory）２０２にはｆ特補正テーブルが格納されている。ｆ特補正テーブルには各周波数成分に対応したＤ／Ａ変換器１１８のｆ特の逆特性値を時間軸に変換したデータ（以下、ｆ特補償データ）が成分別に記憶されており、複素乗算ブロック２０１中の対応する乗算器に出力する。
ＤＰＲＡＭ２０２は、温度特性の変化や経年劣化によるデータの変化等、必要のある場合にはｆ特補正テーブルの更新を逐次行う。
【００６０】
次に動作であるが、時間軸変換手段１１５から出力された各周波数成分信号は、ｆ特補償手段１１６において、複素乗算ブロック２０１中の対応する乗算器に入力される。また複素乗算ブロック２０１中の乗算器には、ＤＰＲＡＭ２０２のｆ特補正テーブルから、周波数成分に対応した同相成分及び直交成分のｆ特補償データも入力される。
複素乗算ブロック２０１の各乗算器では、周波数成分信号及びｆ特補償データとの乗算が行われる。周波数成分信号は複素信号であるため、各乗算器は成分別に乗算を行い、乗算結果を加算器１１７に出力する。
【００６１】
図６は、図１の送信機におけるｆ特補償手段１１６によるｆ特補償後のマルチキャリア変調信号のスペクトラム分布を示した図である。図６で用いたマルチキャリア変調信号は、図１１と同一の変調条件のものを用いている。図６のスペクトラム分布は、図１１に示す理想のスペクトラム分布と同様、各キャリアの周波数範囲内の周波数では最大の電力値となっていることが分かる。
【００６２】
ｆ特補償手段１１６では、周波数成分信号毎に、周波数成分に対応したｆ特補償データを格納し、乗算しているため、マルチキャリア変調信号に対して直に行うよりも容易にＤ／Ａ変換器にて発生するｆ特の補償を行うことができる。
図２のｆ特補償手段１１６の構成ブロック図は、最も簡単な構成例を示したものであり、例えば複素乗算ブロック２０１の乗算器は時分割で乗算を行い回路規模を縮小してもよく、またＤＰＲＡＭ２０２を複数のメモリで構成して処理時間を短縮するようにしてもよい。
【００６３】
図１において、ｆ特補償手段１１６から出力された補償済みの周波数成分信号は、加算器１１７に入力されて加算される。加算器１１７の加算結果はＤ／Ａ変換器１１８に出力され、アナログ変換が行われる。
加算器１１７から出力された加算結果は、ｆ特の歪補償を行ったマルチキャリア変調信号であるため、Ｄ／Ａ変換器１１８においてアナログ信号に変換されても、周波数に依存したレベルの変動が発生しない。
【００６４】
図７は、図１の送信機におけるマルチキャリア変調信号のＤ／Ａ変換後の出力スペクトラム分布を示した図である。図７の周波数データの条件は図６と同一である。図７より、図１の送信機では、各キャリアの周波数範囲内、すなわち補償周波数範囲内の周波数であれば電力値の減衰は発生せず、レベルの変動が発生しないことが明らかである。
また、図１の出力スペクトラム分布は、図１２に示す従来の送信機におけるマルチキャリア変調信号の出力スペクトラム分布と比較すると、１７．５ＭＨｚ近傍で２ｄＢ程度の出力差がある。この差は無線通信システムとしては信号品質上大きな影響を与えるものである。
【００６５】
図１の送信機によれば、Ｄ／Ａ変換器１１８におけるアナログ変換前に、マルチキャリア変調信号を周波数成分に分離して、分離した各周波数成分に対してＤ／Ａ変換器１１８において発生するｆ特の補償を行うｆ特補償手段１１６を設けたことで、アナログ変換に伴うｆ特を補償することができ、マルチキャリア変調信号のレベルの変動を防止でき、送信機の出力レベルを維持できる効果がある。
特にマルチキャリア変調信号を周波数成分に分離し、各周波数成分に対応したｆ特の逆関数を各周波数成分に乗算することで歪補償を行っており、複数の周波数が合成されたマルチキャリア変調信号に歪補償を直接行うよりも、容易にｆ特の逆関数が求まる上に乗算を行えるため、容易にｆ特補償を行える効果がある。
【００６６】
また、図１の送信機によれば、Ｄ／Ａ変換前のデジタルデータに対してｆ特の補償を行う手段を設けており、従来Ｄ／Ａ変換器のアナログ変換後にアナログ部品を用いてｆ特補償を行っていた場合と比較して、送信器全体の回路規模を低減でき、高精度でのｆ特の補償を行える効果がある。
【００６７】
次に、本発明の実施の形態の他の送信機の構成について、図８を用いて説明する。図８は、本発明の実施の形態に係る他の送信機の構成ブロック図である。
図８の送信機は、図１の送信機の機能の他に、ベースバンド信号を周波数の異なる４種類のキャリアに割り当てて直交変調を行い、各変調結果から包絡線を取得して信号レベルを測定し、信号レベルに応じて増幅器において発生するｆ特の歪補償を行って無線送信を行うものである。
【００６８】
図８の送信機は、ＦＩＲフィルタ８０１〜８０４と、正弦波発生器８０５〜８０８と、直交変調器８０９〜８１２と、加算器８１３と、時間・周波数変換手段８１４と、時間軸変換手段８１５と、ｆ特補償手段８１６と、加算器８１７と、Ｄ／Ａ変換器８１８と、加算器８１９と、複素加算器８２０と、遅延調整手段８２１と、増幅器８２２とで構成される。
【００６９】
図８の送信器を構成する各部のうち、ＦＩＲフィルタ８０１〜８０４と、正弦波発生器８０５〜８０８と、加算器８１３と、時間・周波数変換手段８１４と、時間軸変換手段８１５と、加算器８１７と、Ｄ／Ａ変換器８１８については、図１の送信機の対応する部分と同一であるので、これらの部分の構成の説明は省略する。
【００７０】
直交変調部８０９〜８１２は、ＦＩＲフィルタ毎に設けられており、ＦＩＲフィルタ８０１〜８０４から出力された帯域制限のかかったベースバンド信号と、正弦波発生器８０５〜８０８から出力された正弦波との直交変調をそれぞれ行って同相成分及び直交成分のキャリア変調信号を、両成分のキャリア変調信号を合成して加算器８１３に出力する。
さらに直交変調部８０９〜８１２は、入力されたベースバンド信号と、変調波の指数信号との乗算を行い、乗算結果を加算機８１９に出力する。
【００７１】
加算器８１９は、複素加算器であり、直交変調部８０９〜８１２から出力された複素信号である乗算結果に対し、成分毎に加算を行い、加算結果を二乗回路８２０に出力する。
【００７２】
二乗回路８２０は、加算器８１９から出力された加算結果に対し、各成分の実数部分を二乗して加算する演算を行うことで包絡線のレベル値を検出し、演算結果を遅延調整手段８２１に出力する。
【００７３】
遅延調整手段８２１は、二乗回路８２０から出力された包絡線のレベル値を一定時間遅延させてｆ特補償手段８１６に出力する。
【００７４】
ｆ特補償手段８１６は、時間軸変換手段８１５から出力された各周波数成分信号に対し、Ｄ／Ａ変換器８１８で発生するｆ特による歪を補償し、加算器８１７に出力する。
さらにｆ特補償手段８１６は、各周波数成分信号に対し、遅延調整手段８２１から出力された包絡線の信号レベル値に応じて、増幅器８２２で発生するｆ特による歪を補償し、加算器８１７に出力する
【００７５】
増幅器８２２は、Ｄ／Ａ変換器８１８でアナログ変換されたマルチキャリア変調信号を増幅し、拡散変調部又は無線送信部（双方図示せず）に出力する。
【００７６】
次に、本発明の実施の形態に係る他の送信機における増幅器８２２によるｆ特の歪補償動作について説明する。
図８において、直交変調部８０９〜８１２には、ＦＩＲフィルタ８０１〜８０４から出力された帯域制限されたベースバンド信号と、正弦波発生器８０５〜８０８で生成される変調波がそれぞれ入力される。
直交変調部８０９〜８１２は入力された変調波に基づいてベースバンド信号に対してディジタル直交変調を行い、同相成分及び直交成分のキャリア変調信号を生成する他に、ベースバンド信号と変調波の指数信号との乗算を行う。乗算は図１の送信機の時間軸変換手段１１５で行われる（４）式の形で表される。
【００７７】
直交変調部８０９〜８１２で行われた乗算結果は、加算器８１９に出力され、複素加算が行われる。すなわち加算器８１９は、入力された乗算結果の同相成分、直交成分の実数部分の総和をそれぞれ算出する。
加算器８１９の複素加算結果は、二乗回路８２０に出力される。二乗回路８２０では、複素加算結果の各成分を二乗して加算する演算が行われる。すなわち複素加算結果がＩ＋ｊＱであれば、二乗回路８２０では、Ｉ２＋Ｑ２なる演算が行われる。
【００７８】
従来の技術で述べたように、増幅器は高効率で使用する場合にｆ特による歪が顕著に現れる。また図１３のグラフ図で示すように、増幅器のｆ特は入力レベルに応じて変動する。したがって増幅器で発生するｆ特の歪を精度よく補償するには、増幅器への信号の入力レベル、すなわち包絡線レベルを検出する必要がある。
図８の送信機では、加算器８１９及び二乗回路８２０によって、増幅器８２２に入力されるマルチキャリア変調信号の包絡線レベルを検出することができる。図８の二乗回路における演算は、複素加算結果に対して真値で行ってもよく、あるいは対数値で行ってもよい。
【００７９】
二乗回路８２０で算出された包絡線レベル値は、遅延調整手段８２１に出力され、一定時間遅延された後、ｆ特補償手段８１６に出力される。
図８の送信機において、時間・周波数変換手段８１４でマルチキャリア変調信号に対してフーリエ変換処理が行われるにあたり、遅延時間が発生する。遅延調整手段８２１において包絡線レベル値を遅延させることにより、時間・周波数変換手段８１４で発生する遅延時間に一致させ、各周波数成分信号と包絡線レベル値のｆ特補償手段８１６への入力タイミングを同期させるよう調整することができる。
ＦＦＴではポイント数にも依存するが、３００〜４００クロック時間程度の遅延が発生し、ｆ特補償処理に影響を与えるため、遅延調整手段８２１にはあらかじめ時間・周波数変換手段８１４で発生する遅延時間を与えておくことが望ましい。
【００８０】
遅延調整手段８２１における遅延後、包絡線レベル値はｆ特補償手段８１６に入力される。以下、ｆ特補償手段８１６の構成及び動作について図９を用いて説明する。
図９は、ｆ特補償手段８１６の構成ブロック図である。ｆ特補償手段８１６は、複素乗算ブロック９０１及び９０４と、ＤＰＲＡＭ９０２及び９０３から構成されている。複素乗算ブロック９０１はＤＰＲＡＭ９０２に、複素乗算ブロック９０４はＤＰＲＡＭ９０３に対応して設けられている。
【００８１】
複素乗算ブロック９０１及び９０４には、周波数成分信号毎に乗算器が設けられている。
ＤＰＲＡＭ９０２にはｆ特補正テーブルが格納されている。ｆ特補正テーブルには各周波数成分に対応したＤ／Ａ変換器８１５のｆ特補償データが成分別に記憶されており、複素乗算ブロック２０１中の対応する乗算器に出力する。ｆ特補償データは、図４のＳｉｎｃ関数の逆特性に基づいて決定される。
【００８２】
ＤＰＲＡＭ９０３には包絡線レベル値に対応して複数のＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルが格納されている。各ＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルには増幅器８２２における入力レベルと出力レベルの非線型特性であるＡＭ−ＡＭ特性と、入力レベルと出力位相の非線型特性であるＡＭ−ＰＭ特性の逆特性値を時間軸に変換したデータ（以下、歪補償データ）が成分別に記憶されており、複素乗算ブロック９０４中の対応する乗算器に出力される。
またＤＰＲＡＭ９０３には包絡線レベル値が入力され、包絡線レベル値に応じてＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルを変更し、歪補償データを読み出して出力することができる。
ＤＰＲＡＭ９０２及び９０３は、経年劣化によるデータの変化等、必要のある場合にはｆ特補正テーブル又はＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルの更新を逐次行う。
【００８３】
次に動作であるが、時間軸変換手段８１５から出力された各周波数成分信号は、ｆ特補償手段８１６において、複素乗算ブロック９０１中の対応する乗算器に入力される。また複素乗算ブロック９０１中の乗算器には、ＤＰＲＡＭ９０２の包絡線レベル値に対応したｆ特補正テーブルから、周波数成分に対応した同相成分及び直交成分のｆ特補償データも入力される。
【００８４】
複素乗算ブロック９０１の各乗算器では、周波数成分信号及びｆ特補償データとの乗算が行われ、Ｄ／Ａ変換器８１８のｆ特補償が行われる。周波数成分信号は複素信号であるため、各乗算器は成分別に乗算を行い、乗算結果を複素乗算ブロック９０４に出力する。
複素乗算ブロック９０１及びＤＰＲＡＭ９０２によるｆ特補償の動作については、図１の送信機の対応する構成部分と同一であるため、説明は省略する。
【００８５】
複素乗算ブロック９０４の各乗算器では、各周波数成分信号のｆ特補償結果と、ＤＰＲＡＭ９０３の包絡線レベル値に対応したＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルから出力された、周波数成分に対応した同相成分及び直交成分の歪補償データとの乗算が行われ、増幅器８２２におけるｆ特に起因した歪補償が行われる。乗算結果は加算器８１７に出力される。
【００８６】
図１３のグラフ図で示すように、増幅器の入力レベルと出力レベルの非線型特性は、周波数によって異なる特性を示しており、グラフは円弧状の波形を示すものとなる。ｆ特補償手段８１６では、ＤＰＲＡＭ９０３及び複素乗算ブロック９０４によって、このｆ特による歪を補償して、円弧状のグラフをフラットな形状となるようにし、入力レベルと出力レベルとの関係が線形性となることを目的としている。
【００８７】
図９のｆ特補償手段８１６では、このｆ特を補償するために、ＤＰＲＡＭ９０３において円弧状のグラフの逆特性である歪補償データを格納している。また、増幅器のｆ特は入力レベル、すなわち包絡線のレベルに応じて変化するため、ＤＰＲＡＭ９０３では入力レベルをいくつかに分類しておき、分類した入力レベルに対応したＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルを複数用意している。包絡線レベル値が入力されると、そのレベル値に対応したＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルから歪補償データを読み出して複素乗算ブロック９０１に出力することで、入力レベルに応じた歪補償データを出力する。
上記操作によってｆ特補償手段８１６は、増幅器のｆ特による歪を補償し、図１３の円弧状のグラフをフラットな形状に近づけることができる。また入力レベルに応じて歪補償を行う、プリディストーションを実現することができる。
【００８８】
ｆ特補償手段８１６におけるＤＰＲＡＭ９０３のＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルの変更方法として、例えば時間・周波数変換手段８１４におけるＦＦＴポイント数を参照し、ＦＦＴポイント数と同一のサンプル時間の間での一番大きな包絡線レベル値に応じてＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルを変更するようにしてもよい。Ｗ−ＣＤＭＡでは、ＦＦＴポイント数は２５６となるため、２５６サンプル時間中の最大包絡線レベル値に応じてＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルを変更することになる。
この方法によれば、ＤＰＲＡＭ９０３のＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルは多数必要となるが、精度のよいｆ特補償を行うことができる。
【００８９】
また、包絡線レベルが最大となるような領域においては、ｆ特補償を行わないようにすると出力レベルの特性が向上するという事実が確認されている。この事実に基づいて、包絡線レベル値が瞬間的に大きい場合には、ＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルの参照を行わず、ｆ特補償を行わないようにすることで、増幅器８２２における出力レベルを向上することができる。
【００９０】
またｆ特補償手段８１６において、アルゴリズムを用いて包絡線レベル値に応じたｆ特補正テーブルを更新する方法を採用してもよい。
このようなアルゴリズムの一例として、摂動法が知られている。摂動法では、ＤＰＲＡＭ９０３において、まず複数あるＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブル中から入力レベルに応じて一つを選択してｆ特補償を行う。次に図１３で示す円弧状のグラフをより急峻にするようなＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルを選択して、新たにｆ特補償を行う。
このｆ特補償の結果、出力レベルの特性が悪化したならば、次は逆に円弧状のグラフをなめらかにするようなＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルを選択して、新たにｆ特補償を行う。この結果、出力レベルの特性が良好になった場合には、このＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルを当該入力レベルにおける基準テーブルに設定し直す。
摂動法では上記操作を繰り返し行い、最適なテーブルを検索、設定する。
【００９１】
図９のｆ特補償手段８１６において、マルチキャリア変調信号の周波数成分信号に対するｆ特補償を向上できるものであれば、ＤＰＲＡＭ９０３のＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルの変更方法は他の変更方法を用いてもよい。
【００９２】
図９のｆ特補償手段８１６では、ＤＰＲＡＭ９０２及び９０３を一つにまとめて、時分割で交互にｆ特補償データ又は歪補償データを出力するようにしてもよい。
またｆ特補償手段８１６では、例えば複素乗算ブロック９０１及び９０４中の乗算器は時分割で乗算を行い回路規模を縮小してもよく、またＤＰＲＡＭ９０２又は９０３を複数のメモリで構成して処理時間を短縮するようにしてもよい。
【００９３】
図８において、ｆ特補償手段８１６から出力されたＤ／Ａ変換器８１８及び増幅器８２２におけるｆ特の補償済みの周波数成分信号は、加算器８１７に入力されて加算される。加算器８１７の加算結果はＤ／Ａ変換器８１８に出力され、アナログ変換が行われ、増幅器８２２において増幅される。
加算器８１７から出力された加算結果は、ｆ特の補償を行ったマルチキャリア変調信号であるため、Ｄ／Ａ変換器８１８におけるアナログ信号変換にも、増幅器８２２における増幅に対しても、周波数に依存したレベルの変動が発生しない。
【００９４】
図８の送信機によれば、図１の送信機の効果に加え、ｆ特補償手段８１６において、増幅器８２２における増幅前に、マルチキャリア変調信号を周波数成分に分離して、分離した各周波数成分に対して増幅器８２２において発生するｆ特に起因する歪補償を行うことで、増幅に伴うｆ特の歪を補償することができ、マルチキャリア変調信号のレベルの変動を防止でき、送信機の出力レベルを一層維持できる効果がある。
【００９５】
電力増幅器において考慮すべき問題は、ｆ特の存在そのものよりも、ｆ特が入力レベルに応じて変化することである。
一例として、ＢＰＦ（Band Pass Filter:帯域通過フィルタ）を取り上げる。ＢＰＦでは、通過帯域と非通過帯域の両方にｆ特が生じるが、通過帯域幅を適正に取れば、出力信号にｆ特に起因する歪が生じないことが確認されている。つまり、ｆ特の存在、すなわちＢＰＦの伝達関数自体は問題ではなく、信号レベルに応じて、言わば、ＢＰＦの伝達関数が変化することが問題である。
【００９６】
電力増幅器においても同様のことが言え、必ずしもｆ特が全周波数に渡って同一値となるよう、すなわち図１３のグラフを強制的にフラットにする必要はない。以下に述べるｆ特補償方法は、既述した方法とは異なり、ある入力レベルに相当するｆ特補償を全ての入力レベルに対して適用するものであり、この方法によれば、電力増幅器におけるＡＭ−ＡＭ、ＡＭ−ＰＭのｆ特に起因する歪は発生しなくなる。
【００９７】
図８の送信機に上述した補償方法を適用する場合、ｆ特補償手段８１６ではＤＰＲＡＭ９０３において、基準となるＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルと他のＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルにおける、同一の周波数の歪補償データとの差分値を求め、求めた差分値を新たなテーブルに格納する。
以後、包絡線レベル値に応じてＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルが決定されると、ＤＰＲＡＭ９０３では、他に基準のｆ特補正テーブルとの差分が格納されたテーブルを参照し、決定されたＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルのｆ特補償データに対応する差分値を加えて補正した上で、ｆ特の歪補償を行う。
【００９８】
上述したｆ特補償方法によれば、ＤＰＲＡＭ９０３において、基準となるＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルと他のＡＭ−ＡＭ・ＡＭ−ＰＭ補正テーブルにおける、同一の周波数の歪補償データとの差分値を求め、ｆ特の歪補償を行う際に、選択されるテーブルのｆ特補償データに差分値を加えて補正してｆ特の歪補償を行うことにより、基準のｆ特の歪補償を全ての入力レベルに対して行うことができ、増幅器８２２におけるｆ特に起因する歪の発生を防ぐことができる。
【００９９】
図１３のグラフ図を用いて説明すると、上述したｆ特補償方法を実施することによって、入力レベルに応じて変化する円弧状の波形が、基準の入力レベル時の円弧に統一される。したがってマルチキャリア変調信号の入力レベルによらず、増幅器８２２におけるｆ特をある入力レベルのｆ特に統一できるため、マルチキャリア変調信号のレベルの変動を防止でき、送信機の出力レベルを維持できる効果がある。
【０１００】
ミキサ、ＢＰＦ、ＬＰＦや増幅器等のアナログ素子におけるｆ特は、入力信号の周波数や入力レベルの他に、時間変動、個体ばらつき又は熱変動等の事象が要因となる場合があり、常に一定とはならず、むしろ予測が不可能であることが多い。一方、アナログ素子の特性は、周波数軸上での乗算演算にて表現することができる。
このため、本発明の送信機において、事前に各アナログ素子における上記事象の伝達関数を得ておき、その逆特性を求めて、ｆ特補償手段のＤＰＲＡＭに格納しておくことで、アナログ素子の上記事象が要因となるｆ特を補償できる。
【０１０１】
例えば熱変動に起因するｆ特の補償を行う場合には、外部回路として熱検出手段を図１又は図８の送信機に設け、熱検出結果によって、ｆ特補償手段のＤＰＲＡＭはテーブルを切り替える構成としてもよい。例えばｆ特補償手段のＤＰＲＡＭには、アナログ素子の温度に関する伝達関数の逆特性を温度毎にテーブルに格納しておき、ＤＰＲＡＭは熱検出手段から当該アナログ素子の温度を検知すると、該当する温度のテーブルから逆特性を読み出し、周波数成分信号に対してｆ特の補償を行う。該当する温度のテーブルがない場合には、近傍の温度のテーブルを用いて線形補間することで逆特性を求める。
【０１０２】
このような構成とすることで、複雑な変動を見せるｆ特に対応してｆ特補償を行うことができ、アナログ素子の種類によらずｆ特補償の精度を向上できる効果がある。
また、アナログ素子の伝達関数の逆特性を求めてｆ特補償手段のＤＰＲＡＭに格納することで、アナログ素子の固体ばらつきに寄らず同一の送信機でｆ特補償を実現できるため、送信機の量産コストを低減できる効果がある。
【０１０３】
また既述したＷ−ＣＤＭＡは次世代の移動通信方式であり世界標準規格であるため、送信機についても量産個数が多い。したがって、本発明の送信機をＷ−ＣＤＭＡに適用することにより、ｆ特補償が簡易となり、結果として基地局単価を低減できるため、ユーザが分担して負担するインフラ整備費を低減できるセルラー電話網を構築できる効果がある。
【０１０４】
本発明の送信機では、全てのｆ特補償をＩＦ帯にて実施する事を前提として説明を行っているが、直交変調器が実数出力を行うのではなく複素出力を行うものであり、Ｄ／Ａ変換を行う前に変換手段を用いて実数領域への変換を行うような構成にしてもよい。
【０１０５】
【発明の効果】
本発明によれば、帯域制限されたベースバンド信号に対し複数種の周波数の搬送波を用いてデジタル直交変調を行い、変調結果を合成したマルチキャリア変調信号をＤ／Ａ変換器を用いてアナログ変換して無線送信する送信機において、Ｄ／Ａ変換器の前段に、マルチキャリア変調信号に対してフーリエ変換処理を行ってマルチキャリア変調信号を複数の周波数成分信号に分離し、且つ周波数軸上のデータに変換する周波数軸変換手段と、周波数成分信号を時間軸上のデータに変換する時間軸変換手段と、周波数成分信号に対応したＤ／Ａ変換器の周波数特性の逆特性をそれぞれ記憶し、周波数成分信号毎に逆特性を与える周波数特性補償手段と、逆特性が与えられた複数の周波数成分信号を合成し、合成結果を周波数特性補償済のマルチキャリア変調信号として出力する総和手段とを備えることにより、Ｄ／Ａ変換器において発生するｆ特を精度よく容易に補償でき、Ｄ／Ａ変換器の出力レベルを維持することができる効果がある。
【０１０６】
また、本発明によれば、帯域制限されたベースバンド信号に対し複数種の周波数の搬送波を用いてデジタル直交変調を行い、変調結果を合成したマルチキャリア変調信号をＤ／Ａ変換器を用いてアナログ変換し、増幅器を用いて増幅して無線送信する送信機において、Ｄ／Ａ変換器及び増幅器の前段に、マルチキャリア変調信号に対してフーリエ変換処理を行って前記マルチキャリア変調信号を複数の周波数成分信号に分離し、且つ周波数軸上のデータに変換する周波数軸変換手段と、周波数成分信号を時間軸上のデータに変換する時間軸変換手段と、各搬送波によるベースバンド信号の変調結果に基づいてマルチキャリア変調信号の入力レベルを検出する入力レベル検出部と、周波数成分信号に対応した前記Ｄ／Ａ変換器の周波数特性の逆特性と、周波数成分信号及びマルチキャリア変調信号の入力レベルに対応した増幅器の周波数特性の逆特性を記憶し、周波数成分信号毎にＤ／Ａ変換器の周波数特性の逆特性を与え、入力レベル検出部において検出された入力レベルに応じた増幅器の周波数特性の逆特性を周波数成分信号毎に与える周波数特性補償手段と、逆特性が与えられた複数の周波数成分信号を合成し、合成結果を周波数特性補償済のマルチキャリア変調信号として出力する総和手段とを備えることにより、Ｄ／Ａ変換器において発生するｆ特及び増幅器において発生するｆ特に起因する歪を精度よく容易に補償でき、Ｄ／Ａ変換器及び増幅器の出力レベルを維持することができる効果がある。
【０１０７】
また、本発明によれば、周波数特性補償手段は、特定の入力レベルに対応した増幅器の周波数特性の逆特性を基準として他の入力レベルにおける増幅器の周波数特性の逆特性との差分を求め、差分を用いて逆特性を補正して周波数成分信号毎に与えることにより、増幅器において発生するｆ特に起因する歪を精度よく補償することができる効果がある。
【０１０８】
また、本発明によれば、周波数特性補償手段は、送信機において用いられるアナログ素子の周波数特性の逆特性を周波数成分信号に対応して記憶し、逆特性を周波数成分信号毎に与えるものであり、アナログ素子の種類によらず容易にｆ特を補償することにより、アナログ素子の種類によらず容易にｆ特を補償することができる効果がある。
【０１０９】
また、本発明の送信機をＷ−ＣＤＭＡ基地局に用いることにより、基地局のインフラ整備費を低減することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る送信機の構成ブロック図である。
【図２】図１の送信機におけるｆ特補償手段１１６の構成ブロック図である。
【図３】Ｓｉｎｃ関数の出力スペクトルを示したグラフ図である。
【図４】Ｓｉｎｃ関数の逆関数の出力スペクトルを示したグラフ図である。
【図５】図１の送信機における時間軸変換手段１１５における各周波数成分信号の様子を表した図である。
【図６】図１の送信機におけるｆ特補償手段１１６による補償後のマルチキャリア変調信号のスペクトラム分布を示した図である。
【図７】図１の送信機におけるマルチキャリア変調信号のＤ／Ａ変換後の出力スペクトラム分布を示した図である。
【図８】本発明の実施の形態に係る他の送信機の構成ブロック図である。
【図９】図８の送信機におけるｆ特補償手段８１６の構成ブロック図である。
【図１０】ディジタル直交変調方式を用いた従来の送信機の構成ブロック図である。
【図１１】図１０の送信機におけるマルチキャリア変調信号の理想のスペクトラム分布を示した図である。
【図１２】図１０の送信機におけるマルチキャリア変調信号の実際のスペクトラム分布を示した図である。
【図１３】図１０の送信機で用いる増幅器のｆ特を示した図である
【符号の説明】
１０１，１０２，１０３，１０４，８０１，８０２，８０３，８０４，１００１，１００２，１００３，１００４…ＦＩＲフィルタ、  １０５，１０６，１０７，１０８，８０５，８０６，８０７，８０８，１００５，１００６，１００７，１００８…正弦波発生器、  １０９，１１０，１１１，１１２，８０９，８１０，８１１，８１２，１００９，１０１０，１０１１，１０１２…直交変調部、１１３，１１７，８１３，８１７，８１９，１０１３…加算器、  １１４，８１４…時間・周波数変換手段、  １１５，８１５…時間軸変換手段、  １１６，８１６…ｆ特補償手段、  １１８，８１８，１０１４…Ｄ／Ａ変換器、  ２０１，９０１，９０４…複素乗算ブロック、  ２０２，９０２，９０３…ＤＰＲＡＭ、  ８２０…二乗回路、  ８２１…遅延調整手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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