(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ行Ｍ列（但しＮ、Ｍは正の整数）のマトリックス状に結合された差動増幅器を具え、第１列から第Ｍ列は、それぞれ、初段からＭ段までの増幅段を構成しており、
さらに、１つの入力信号をＮ個の出力信号に分割する信号分波回路と、Ｎ個の入力信号を１つの出力信号に合成する信号合成回路と、最終の増幅段を構成する増幅器とを具えており、
前記初段の増幅段のＮ個の差動増幅器に、前記Ｎ個の出力信号がそれぞれ入力され、
前記Ｍ段のＮ個の差動増幅器からの出力信号を前記Ｎ個の入力信号とし、
前記１つの出力信号は、前記最終の増幅段を構成する増幅器への入力信号とし、
前記初段から最終段の増幅段は、共通の電源と基準電位点との間に並列に接続されていることを特徴とする半導体増幅回路。
【請求項２】
請求項１に記載の半導体増幅回路において、
前記初段からＭ段までの各段について、同一の段に含まれるＮ個の差動増幅器は、互いに構成が同一であるとし、
各段のＮ個の差動増幅器より出力されるＮ個の信号の電力が、前記初段からＭ段にかけて増加し、前記Ｍ段を構成するＮ個の差動増幅器から最大電力のＮ個の信号が出力されること
を特徴とする半導体増幅回路。
【請求項３】
請求項１または２に記載の半導体増幅回路において、
前記初段からＭ段までの各段を構成するそれぞれの差動増幅器より得られる信号の電力利得は同一であること
を特徴とする半導体増幅回路。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか一項に記載の半導体増幅回路において、
前記信号分波回路は、ウィルキンソン型の信号分波回路であり、
前記信号合成回路は、ウィルキンソン型の信号合成回路であり、
前記初段の増幅段のＮ個の差動増幅器は、前記信号分波回路から前記Ｎ個の出力信号がそれぞれ単相入力されて、増幅されたＮ個の相補型の信号を隣接する次段のＮ個の差動増幅器にそれぞれ出力し、
前記次段からＭ−１段までの各段のＮ個の差動増幅器は、それぞれの前段のＮ個の差動増幅器から、Ｎ個の相補型の信号が入力されて、増幅されたＮ個の相補型の信号を隣接するそれぞれの次段のＮ個の差動増幅器に出力し、
前記Ｍ段のＮ個の差動増幅器は、それぞれ増幅されたＮ個の単相信号を前記Ｎ個の入力信号として、前記信号合成回路に出力する
ことを特徴とする半導体増幅回路。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか一項に記載の半導体増幅回路において、前記基準電位点は接地であることを特徴とする半導体増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、特に高周波領域の半導体増幅回路に関するものである。
【０００２】
【従来技術】
従来の高出力増幅回路の一例を図４に示す。この増幅回路は１０ＧＨｚで動作し、５Ｗの信号を回路の外へ出力する構成となっている。また、初段から最終段までの各々の増幅器における電力利得は８ｄＢ程度である。
【０００３】
この増幅回路は、初段から第３段までは増幅器４０１〜４０５、最終段は増幅器５によって構成されている。増幅器４０１〜４０５、増幅器５は、各々、シングルエンド型のトランジスタ一段の増幅器である。
【０００４】
初段の増幅段を構成する増幅器４０１は、信号入力端子１に、ブロッキングコンデンサＣ１を介して接続されている。また、初段の増幅器４０１から最終段の増幅器５にかけても、同様にブロッキングコンデンサＣ２〜Ｃ４を介して、それぞれ接続されている。さらに最終段の増幅器５も、信号出力端子３に、ブロッキングコンデンサＣ５を介して接続されている。ここでこれらブロッキングコンデンサを用いるのは、信号の直流レベルを遮断するためである。
【０００５】
その他、図４に示す構成において、７ａ及び７ｂは、それぞれ電源４０７及び４０９の低周波電圧変動を抑制するためのバイパスコンデンサである。
【０００６】
ここで、この回路における信号の流れと動作を説明する。
【０００７】
この増幅回路において、まず、図４の信号入力端子１に入力した信号は、ブロッキングコンデンサＣ１を介して増幅器４０１に入力し、ここで増幅され、出力される。その後、ブロッキングコンデンサＣ２を介して増幅器４０３に入力する。そして、ここで増幅され、出力された信号は、ブロッキングコンデンサＣ３を介して増幅器４０５に入力する。増幅器４０５で増幅され出力された信号は、最終段の増幅段である増幅器５に、ブロッキングコンデンサＣ４を介して入力され、５Ｗ程度に増幅され、ブロッキングコンデンサＣ５を介して信号出力端子３より出力される。
【０００８】
ここで、図５を参照して、各増幅器の動作について説明する。図５は、増幅回路における場所を横軸にとり、それに対して、縦軸に信号電力レベル（Ｗ）をとったレベルダイアグラムである。このレベルダイアグラムは、各増幅器の電力利得能力及び電力獲得能力を表すものである。
【０００９】
この図５に示す構成によれば、まず、増幅回路における場所５０１、すなわち図４に示す構成における信号入力端子１に入った信号電力レベルが０．００３２Ｗの信号は、増幅回路における場所５０３即ち、図４に示す構成における増幅器４０１において０．０２０Ｗの信号出力レベルを得る。その後、増幅回路における場所５０５即ち図４に示す構成における増幅器４０３において、０．１２５Ｗに増幅される。続いて、この信号は増幅回路における場所５０７即ち図４に示す構成における増幅器４０５において、０．７９２Ｗに増幅される。そして最終段の増幅段である増幅器５、即ち増幅回路における場所５０９において、５Ｗ程度に増幅され、増幅回路における場所５１１即ち図４に示す構成における信号出力端子３より出力される。
【００１０】
つぎにこの回路において、各段の増幅段を構成する増幅器について説明する。
【００１１】
この回路において、最終段の増幅段では１０ＧＨｚで、５Ｗの信号を出力する。よって増幅器５には、準ミリ波帯で高出力を容易に得ることができるガリウム窒素（ＧａＮ）とアルミニウムガリウム窒素（ＡｌＧａＮ）からなるＨＥＭＴ素子を用いる。また、その電源の正側の端子電圧Ｖdd４０９は４０Ｖ程度で、負側はグラウンドに接地されている。
【００１２】
ところで、増幅器４０１〜４０５に搭載するトランジスタには、ノーマリオン型ガリウム砒素（ＧａＡｓ）電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を一個以上用い、そして、各増幅器の内部においてこれらのＧａＡｓＦＥＴを並列動作させるようにする。すなわち、各増幅器４０１〜４０５に搭載する各トランジスタは、フィンガー数が１以上の構成になっている。
【００１３】
更に、これら増幅器４０１〜４０５の正側の電源端子は並列に接続され、共通の電源４０７に接続されている。この増幅器４０１〜４０５の共通の電源電圧Ｖdd４０７は、＋１０Ｖ程度である。尚、増幅器４０１〜４０５の負側の電源端子はそれぞれグラウンドに接地されている。
【００１４】
初段から第３段の増幅段において、図５で説明したレベルダイアグラムからも明らかなように、信号の出力電力が第３段目に向かって大きくなる。さらに、先に述べたように各段における増幅段で８ｄＢの電力利得は保たれる。
【００１５】
このような条件を考慮すると、これらの増幅器４０１〜４０５のそれぞれに搭載するトランジスタは、増幅器４０５に向かって信号の出力電力が大きくなるような構成とする。
【００１６】
すなわち、一般に良く知られているように、フィンガー数は出力信号の電力に比例するため、これらの増幅器４０１〜４０５のそれぞれに搭載するトランジスタは、増幅器４０５に向かってフィンガー数が増加するように構成される。
【００１７】
ここで、特に、増幅器４０５を構成するＧａＡｓＦＥＴはつぎのようになっている。
【００１８】
すなわち、このトランジスタには、ゲート長０．５μｍ、フィンガー長１００μｍの、ノーマリオン型ガリウム砒素（ＧａＡｓ）電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を、１４本程度用いている。これら１４本のＧａＡｓＦＥＴは、並列動作するように、トランジスタに集積されている。よって、このトランジスタは、フィンガー数が１４で、全ゲート幅が１４００μｍ程度の構成である。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
このように、図４を参照して説明した従来の回路は、シングルチップの半導体で構成されている増幅器４０１〜４０５、増幅器５を用いている。これら増幅器に用いられる各半導体素子の電子の最大速度を引き出すための、それぞれの電界強度は異なる。
【００２０】
また、１つの電源で増幅器４０１〜４０５及び増幅器５を駆動しようとすると、４０１〜４０５のような構成の増幅器においては、電源電流が一定とならず、安定した電圧の供給が困難となってしまう。よって、増幅器４０１〜４０５と増幅器５で、異なる電源電圧を用意しなければならない。
【００２１】
また、一般に、ＧａＡｓＦＥＴはフィンガー数の増大とともに、その並列動作のために、出力インピーダンスは減少する。よって、増幅器４０５の構成においては、フィンガー数１４のＧａＡｓＦＥＴを用いているため、その出力インピーダンスは数Ωと低い値となっている。このため、増幅器５の入力と接続するには、数十Ωのインピーダンス整合を行わなければならない。
【００２２】
そして、増幅器４０５は、上記のように、微細なトランジスタ１４本を集積した構成となっている。このように細いゲートが何本も入ったＦＥＴを製作するのは、歩溜まりが悪くコストが嵩むという問題点がある。
【００２３】
この発明の半導体増幅回路は、以上のような問題点を鑑みてなされたものであり、従ってこの発明の目的は、各段における増幅器を一電源にて駆動する高周波半導体増幅回路を提供することにある。
【００２４】
また、この発明の他の目的は、コストを抑え、回路内のインピーダンス整合を行いやすくする高周波半導体増幅回路を提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
この目的の達成を図るため、この発明の半導体増幅回路は、下記の構成上の特徴を有している。
【００２６】
すなわちこの半導体増幅回路は、Ｎ行Ｍ列（但し、Ｎ、Ｍは正の整数）のマトリックス状に結合された差動増幅器を具え、第１列から第Ｍ列は、それぞれ、初段からＭ段までの増幅段を構成している。
【００２７】
さらに、この半導体増幅回路は、１つの入力信号をＮ個の出力信号に分割する信号分波回路と、Ｎ個の入力信号を１つの出力信号に合成する信号合成回路と、最終の増幅段を構成する増幅器とを具えている。
【００２８】
そして、初段の増幅段のＮ個の差動増幅器に、信号分波回路によって分割されたＮ個の出力信号がそれぞれ入力され、Ｍ段のＮ個の差動増幅器からの出力信号を信号合成回路のＮ個の入力信号とし、及び信号合成回路からの１つの出力信号は、最終の増幅段を構成する増幅器への入力信号とする。
【００２９】
さらに、初段から最終段の増幅段は、共通の電源と基準電位点との間に並列に接続されている。
【００３０】
またこの半導体増幅回路において、初段からＭ段までの各段について、同一の段に含まれるＮ個の差動増幅器は互いに構成が同一である。
【００３１】
そして、各段のＮ個の差動増幅器より出力されるＮ個の信号の電力は、初段からＭ段にかけて増加し、Ｍ段を構成するＮ個の差動増幅器から最大電力のＮ個の信号が出力される。なおこの際、初段からＭ段までの各段を構成する差動増幅器より得られる信号の電力利得は同一であることが好ましい。
【００３２】
ここで、差動増幅器は、入力２相の信号の位相、すなわち第１及び第２入力信号間の位相が１８０°ずれている（このような関係にある第１及び第２入力信号を総称して、相補型の信号という。これと比較して、入力が一相の一つの信号を単相信号という。）ために、電源から当該差動増幅器に流れる電源電流は、時間的に比較的安定している。このため、この発明においては、各段に含まれるＮ個の差動増幅器の電源を直列に接続し、そして初段から最終段の増幅段は、共通の電源と基準電位点との間にその電源を並列に接続することができる。
【００３３】
したがって、この発明によれば、最終段の増幅器の電源電圧と、それより前段の差動増幅器の電源電圧とで、異なる電圧をわざわざ用意しなくても、１つの電源電圧で、初段から最終段までの複数個の増幅器を共通に動作できる。
【００３４】
さらに、この発明の半導体増幅回路によれば、信号分波回路によって分波されたＮ個の出力信号は、初段の増幅段のＮ個の差動増幅器に入力され、各段の差動増幅器によって増幅され、Ｍ段の増幅段のＮ個の差動増幅器より出力し、信号合成回路において合成される。このように、この発明の半導体増幅回路は、初段からＭ段までのそれぞれの段において、Ｎ個の差動増幅器を並列動作するしくみとなっている。このため、個々の差動増幅器から出力する信号の電力レベルは、従来の半導体増幅回路と比較して、並列動作させる差動増幅器の個数分だけ、小さくすることができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下、図を参照してこの発明の実施の形態における半導体増幅回路の構成、及び動作について併せて説明する。なお、説明に用いる各図はこの発明を理解できる程度に概略的に示してあるにすぎず、従ってこの発明が図示例のみに限定されるものではないことは理解されたい。
【００３６】
この発明の半導体増幅回路は、Ｎ行Ｍ列（但しＮ、Ｍは正の整数）のマトリックス状に結合された差動増幅器を具えている。ここでは、その実施の形態を示す一例として、Ｎ＝４及びＭ＝３の場合について説明する。
【００３７】
（１）この発明の実施の形態における、半導体増幅回路の構成
図１は、この発明の実施の形態の構成を示す半導体増幅回路である。この実施の形態における半導体増幅回路は、４行３列のマトリックス状に結合された差動増幅器を具えている。
【００３８】
図１に示す構成によれば、第１列〜第３列において、第１列は差動増幅器１１〜１７、第２列は差動増幅器２１〜２７、第３列は差動増幅器３１〜３７により構成されている。差動増幅器１１〜１７を囲った点線枠４０、同様に差動増幅器２１〜２７を囲った点線枠４２、３１〜３７を囲った点線枠４４は、それぞれ、初段〜第３段までの増幅段を示す。
【００３９】
初段４０〜第３段４４までのそれぞれの段に含まれる４個の差動増幅器１１〜１７、２１〜２７、３１〜３７は、隣接するそれぞれの次段の差動増幅器へ、ブロッキングコンデンサＣを介して接続されている。尚、これらブロッキングコンデンサは、図１に示す構成において、容量の相違及び配置個所に係わらず、代表としてＣの記号で示してある。
【００４０】
さらにこの増幅回路は、信号分波回路５１と、信号合成回路５３と、最終の増幅段を構成する増幅器５とを具えている。信号分波回路５１は、信号入力端子１に接続されていて、この信号入力端子１からの１つの入力信号を４個の出力信号に分割する。また、信号合成回路５３は、４個の入力信号を１つの出力信号に合成する。
【００４１】
尚、増幅器５は、図１に示す構成において点線枠４６で囲まれているが、この点線枠４６は、増幅器５が最終の増幅段であることを示している。
【００４２】
そして、初段の増幅段４０の４個の差動増幅器１１〜１７に、信号分波回路５１において分割された４個の出力信号がブロッキングコンデンサＣを介して、それぞれ入力される。また、第３段４４の４個の差動増幅器３１〜３７からの出力信号は、ブロッキングコンデンサＣを介して信号合成回路５３へ４個の入力信号として、それぞれ入力される。信号合成回路５３からの１つの出力信号は、最終の増幅段４６を構成する増幅器５への入力信号とする。
【００４３】
なお、この増幅回路において、初段から最終段の増幅段４０〜４６は、共通の電源１９と基準電位点ＧＲＤとの間に並列に接続されている。ここで、基準電位点ＧＲＤは好ましくは接地とする。
【００４４】
この実施の形態では、信号分波回路５１はウィルキンソン型信号分波回路、信号合成回路５３は、ウィルキンソン型信号合成回路を用いるのが好ましい。
【００４５】
また、初段４０から第３段４４までの各段に含まれる４個の差動増幅器１１〜１７、２１〜２７、３１〜３７について、同一の段に含まれる差動増幅器は、互いに同一構成である。そして、これら差動増幅器の内部の回路には、ノーマリオン型ガリウム砒素（ＧａＡｓ）電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いるのが望ましい。
【００４６】
ここで、初段４０から第３段４４までの各段の４個の差動増幅器より出力される４個の信号の電力が、初段４０から第３段４４にかけて増加し、第３段４４より最大電力の４個の信号が出力されるよう、これら各段の差動増幅器は構成されている。
【００４７】
すなわち、これら各段に含まれる差動増幅器の内部の回路に用いるトランジスタのフィンガー数を、初段４０から第３段４４にかけて、増大するように構成する。先に述べたように、増幅器より出力される信号の電力は、その増幅器を構成するトランジスタのフィンガー数によるからである。
【００４８】
よって、第３段４４の差動増幅器３１〜３７の内部の回路に用いられるトランジスタのフィンガー数は、前段までの差動増幅器と比較して最大となる。この差動増幅器３１〜３７は、具体的には、ゲート長０．５μｍ、フィンガー長１００μｍのノーマリオン型ガリウム砒素（ＧａＡｓ）電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を、５本並列動作するように集積した構成のＦＥＴを用いるのが最適である。即ち、このＦＥＴはフィンガー数が５で、全ゲート幅５００μｍの構成となっている。このとき、初段４０及び第２段４２の差動増幅器に用いられるトランジスタは、フィンガー数が５以下の構成となる。
【００４９】
なお、好ましくは、各段において得られる電力利得が等しい構成とする。
【００５０】
ところで、最終の増幅段４６を構成する増幅器５は、具体的に、ガリウム窒素（ＧａＮ）とアルミニウムガリウム窒素（ＡｌＧａＮ）からなるＨＥＭＴ素子であることが望ましい。
【００５１】
このとき、差動増幅器１１〜１７、２１〜２７、３１〜３７内の回路は、１０Ｖで動作する構成となっている。共通の電源１９の電圧Ｖddは、設計に応じた任意好適な定電位点とすることができるが、最終段の増幅段を構成する増幅器５にＧａＮとＡｌＧａＮからなるＨＥＭＴ素子を用いることから、好ましくは４０Ｖとする。さらに、好ましくは電源における低周波電圧変動を抑制するために、バイパスコンデンサ７ｃを使用する。
【００５２】
これら各部の回路５１、５３、増幅器５、差動増幅器１１〜１７、２１〜２７、３１〜３７、及びコンデンサの、それぞれ自体は、従来既知の構成のものを用いている。ウィルキンソン型の信号分波回路５１、及びウィルキンソン型の信号合成回路５３は、一般に、電源側の信号電力を、反射なしに、負荷側の複数の線路に分割して送り込めることをそれぞれ特徴としていて、その回路定数は５０Ωである。さらに、ウィルキンソン型の信号合成回路５３は、高周波の電気信号の電力をインピーダンス整合を損ねず、しかも、信号の電力損失を抑えて、合成することができる特徴を有している。
【００５３】
このように、この実施の形態においては、４行３列のマトリックス状に結合された差動増幅器１１〜１７、２１〜２７、３１〜３７を具え、第１列から第３列のそれぞれの列に含まれる差動増幅器は、それぞれ、初段から第３段までの増幅段４０、４２、４４を構成している。差動増幅器は、第１および第２の入力信号すなわち、入力２相の信号の位相が１８０°ずれているために、電源から当該の差動増幅器に流れる電源電流は、時間的に比較的安定している。このため、各段に含まれる４個の差動増幅器の電源を直列に接続し、そして初段から最終段の増幅段は、共通の電源と基準電位点との間にその電源を並列に接続することができる。したがって、この発明の実施の形態の構成によれば、最終段の増幅器の電源電圧と、それより前段の差動増幅器の電源電圧とで、異なる電圧をわざわざ用意しなくても、１つの電源電圧で、初段から最終段までの複数個の増幅器を共通に動作できる。
【００５４】
（２）この発明の実施の形態における半導体増幅回路の動作
つぎに、上述した図１の構成の半導体増幅回路における、信号の流れについて説明する。ここで、先に述べたように図１の半導体増幅回路は、この発明の実施の形態を示す一例にすぎない。よって、これから述べる説明も、この発明の実施の形態を示すただの一例にすぎず、この発明の動作を限定するものではないことを、先ず理解されたい。
【００５５】
ところで、上述した半導体増幅回路の構成の説明の項、（１）で説明したように、図１において、ウィルキンソン型の信号分波回路５１は、信号入力端子１に接続されている。一方、最終段の増幅段を構成する増幅器５は、信号出力端子３にブロッキングコンデンサＣを介して接続されている。
【００５６】
始めに、この発明の実施の形態における半導体増幅回路の外から、信号入力端子１に信号が入力されると、この入力信号は、ウィルキンソン型の信号分波回路５１において、等しいパワー（電力）に４分割され出力される。
【００５７】
続いて、この４個の出力信号は、初段の増幅段４０の４個の差動増幅器１１〜１７に、それぞれブロッキングコンデンサＣを介して単相入力される。つぎに、これらの信号は、差動増幅器１１〜１７において増幅され、この増幅段４０からの４個の相補型の信号として出力され、隣接する次段４２の４個の差動増幅器２１〜２７に、ブロッキングコンデンサＣを介して、それぞれ入力されて、増幅される。その後、これらの信号は、増幅段４２から同様にしてブロッキングコンデンサＣを介して、隣接する次段４４の４個の差動増幅器３１〜３７に入力されて、増幅され、その後出力される。このとき増幅段４４から出力される信号は、４個の単相信号であり、ブロッキングコンデンサＣを介して、４個の入力信号として、ウィルキンソン型の信号合成回路５３に入力される。
【００５８】
その後、ウィルキンソン型の信号合成回路５３において、これら４個の入力信号は１つの出力信号に合成される。さらに、この１つの出力信号は、最終の増幅段４６を構成する増幅器５へ入力されて、増幅される。その後ブロッキングコンデンサＣを介して、信号出力端子３より、半導体増幅回路の外へ出力される。
【００５９】
続いてレベルダイアグラムを用いて、上記のように動作する各増幅器の電力利得能力及び電力獲得能力を図２に示す。図２は、図５と同様に、横軸は図１中の増幅回路における場所を示し、縦軸は信号電力レベル（Ｗ）を示している。よって図２中、横軸について、グラフの始点２０１及び終点２１１はそれぞれ信号入力端子１及び信号出力端子３を示す。同様に横軸について、ｘは、ウィルキンソン型の信号分波回路５１、ｙはウィルキンソン型の信号合成回路５３を示し、２０３〜２０７は、差動増幅器１１〜１７、２１〜２７、３１〜３７をそれぞれ示し、２０９は増幅器５を示している。
【００６０】
尚、図４及び図５を参照して説明した従来例の構成及び動作と比較するために、図２は、１０ＧＨｚで図１の回路を動作し、５Ｗの信号を得ることを想定して、計算し、作成したものである。さらに、増幅段４２、４４に含まれる各差動増幅器２１〜２７、３１〜３７の各々の電力利得能力は、従来と同様の８ｄＢであることを前提とする。但し初段の増幅段４０に含まれる差動増幅器１１〜１７については、上記に述べたように単相信号が入力するため、４ｄＢの電力利得能力であるとする。
【００６１】
図１中、各差動増幅器は、４行３列のマトリックス状に結合されている。これより先の説明においては、理解を分かりやすくするため、前記のような構成中、初段４０から第３段４４にかけて１つの行に含まれる１７〜３７の各差動増幅器の動作に注目する。そして、最終段の増幅段４６を構成する増幅器５より５Ｗの出力を得ることを鑑み、差動増幅器３７から１７、そして信号入力端子１へ、信号の流れを逆に辿って説明を行う。
【００６２】
図２に示す構成において、増幅回路における場所２０７即ち差動増幅器３７では、０．０３９６Ｗの入力を０．２５Ｗまで増幅する。しかし、その増幅回路における場所ｙ、即ち信号合成回路５３の電力合成損が１ｄＢ程度あるため、差動増幅器３１〜３７の４台の０．２５Ｗの出力を合成しても、１．０Ｗとならない。この結果、増幅回路における場所２０９即ち増幅器５に、信号合成回路５３より０．８Ｗの信号が供給される。
【００６３】
同様に、増幅回路における場所２０５即ち差動増幅器２７には０．００６３Ｗの信号入力を加えてやれば、０．０３９６Ｗの信号を出力する。増幅回路における場所２０３すなわち差動増幅器１７において、０．００６３Ｗの出力を得るには、０．００２５Ｗ以上の入力があればよい。このため、信号入力端子１の入力レベルは、増幅回路における場所ｘ、即ち信号分波回路５１の電力分配損（１ｄＢ程度）を考慮して、０．０１２５Ｗ程度とすればよい。
【００６４】
このように、この発明の実施の形態によれば、信号分波回路によって分波された４個の出力信号は、初段の増幅段の４個の差動増幅器に入力され、各段の差動増幅器によって増幅され、第３段の増幅段の４個の差動増幅器より出力し、信号合成回路において合成される。すなわち、この発明の実施の形態における半導体増幅回路は、初段から第３段までのそれぞれの段において、４個の差動増幅器を並列動作するしくみとなっている。
【００６５】
このため、従来の半導体増幅回路と比較して、個々の差動増幅器から出力する信号の電力レベルは、並列動作させる差動増幅器の個数分だけ、小さくすることができる。この結果、従来と比較してフィンガー数を小さくしたトランジスタを、差動増幅器内の回路に用いることができるため、各差動増幅器の製造コストを抑えることができる。よって、この発明においては、従来の半導体増幅回路の構成と比較して、回路全体のコストを低くすることができる。
【００６６】
また、一般に、ＧａＡｓＦＥＴはフィンガー数の増大とともに、その並列動作のために、出力インピーダンスは減少する。しかし、この発明は、特に第３段の差動増幅器内の回路に、先に述べたような構成のトランジスタを用いることができるため、これら差動増幅器における入出力インピーダンスもあまり下がらない。よって、この発明における半導体増幅回路においては、従来の半導体増幅回路の構成と比較して、回路内のインピーダンス整合もとりやすい。
【００６７】
（３）差動増幅器の回路の構成と動作の参考例
ここで、図１を参照して説明した半導体増幅回路で用いられる差動増幅器内の回路の構成と、その動作の一例を、参考例として紹介する（図１は、（１）の項で説明したように構成され、（２）の項で説明したように動作する。）。
【００６８】
図３は、本発明における差動増幅器１１〜３７の回路を示したものである。この回路は、ＧａＡｓＦＥＴ３０５、３０７、３１３、３１５、３２１、３２３、３２９〜３３７と、抵抗３０９および３１１、ダイオードで構成されるレベルシフタ３１７および３１９からなる。
【００６９】
また、３４３は、電源安定化のためのバイパスコンデンサであり、ＦＥＴ３２９〜３３７は定電流回路を形成している。
【００７０】
図１中、差動増幅器１１、２１、３１において、３４１に当たるそれぞれの正側の電源端子は、隣接する差動増幅器１３、２３、３３のそれぞれの負側の電源端子３３９に、接続されている。差動増幅器１３、２３、３３および１５、２５、３５についても同様である。
【００７１】
一方、差動増幅器１３、２３、３３において、３３９に当たるそれぞれの負側の電源端子は、隣接する差動増幅器１１、２１、３１のそれぞれの正側の電源端子３４１に、接続されている。差動増幅器１５、２５、３５および１７、２７、３７についても同様である。
【００７２】
また、図１において、差動増幅器１１、２１、３１の負側の電源端子３３９は接地され、差動増幅器１７、２７、３７の正側の端子３４１は、増幅器５の正側の電源端子と並列に接続されて、電源１９に接続される。
【００７３】
次に、この差動増幅器における信号の流れについて説明する。図３において、この差動増幅回路の入力端子を３０１及び３０３とする。始めに３０１及び３０３に入力された相補型の信号は、続いて、ＦＥＴ３０５、３０７のゲートに入力される。
【００７４】
続いて、抵抗３０９および３１１の電圧の変化として出力された信号は、ＦＥＴ３１３および３１５のゲートに入力される。ＦＥＴ３１３および３１５のソースは、レベルシフタ３１７および３１９に接続されており、レベルシフタ３１７および３１９でシフトされた相補型の信号は、それぞれＦＥＴ３２１および３２３のゲート端子に入力されて、それぞれのソース端子３２５及び３２７に出力される。
【００７５】
なお、図１及び図３において、差動増幅器１１〜１７の信号入力は単相であり、入力端子３０１に入力される。一方、ＦＥＴ３０７のゲート、すなわち差動増幅器の信号入力端子３０３には入力が無く、接地されている。
【００７６】
また、図１、及び図３において、信号合成回路５３への信号入力は各差動増幅器からの単相信号であるため、差動増幅器３１〜３７においては、ソース出力端子３２５からの出力信号が信号合成回路５３に入力され、図３におけるＦＥＴ３２３のソース出力端子３２７からの出力信号は使用していない。
【００７７】
なお、この差動増幅器内の回路の構成例において、３０５、３０７以外のＧａＡｓＦＥＴの構成は、スィッチングＦＥＴの大きさによって、フィンガー数が換えられる。
【００７８】
以上のように、この実施の形態においては、最終的に出力端子より、１０ＧＨｚで５Ｗの信号を得る場合について述べた。一方、この実施の形態における半導体増幅回路の構成例では、２ＧＨｚ以上の高周波数で駆動し、２０Ｗ以上の出力信号を得ることができる。
【００７９】
また、この実施の形態では、ウィルキンソン型信号分波回路において、信号が等しいパワー（電力）に４分割されて、出力される。しかし、この発明の半導体増幅回路においては、マトリックス状に結合されたＮ行Ｍ列の差動増幅器へ、１〜Ｎ個の任意の数の信号を信号分波回路より、分配することができる。
【００８０】
【発明の効果】
この発明の半導体増幅回路によれば、Ｎ行Ｍ列のマトリックス状に結合された差動増幅器を具え、第１列から第Ｍ列は、それぞれ、初段からＭ段までの増幅段を構成している。そして、各段に含まれるＮ個の差動増幅器の電源を直列に接続し、初段から最終段の増幅段は、共通の電源と基準電位点との間にその電源を並列に接続する。したがってこの発明によれば、回路中に含まれる複数個の増幅器を、１電源で動作することが可能である。
【００８１】
さらに、この発明の半導体増幅回路によれば、信号分波回路によって分波されたＮ個の出力信号は、初段の増幅段のＮ個の差動増幅器に入力され、各段の差動増幅器によって増幅され、Ｍ段の増幅段のＮ個の差動増幅器より出力し、信号合成回路において合成される。このように、この発明の半導体増幅回路は、初段からＭ段までのそれぞれの段において、Ｎ個の差動増幅器を並列動作するしくみとなっている。このため、個々の差動増幅器から出力する信号の電力レベルは、従来の半導体増幅回路と比較して、並列動作させる差動増幅器の個数分だけ、小さくすることができる。
【００８２】
よって、この発明においては、従来と比較してフィンガー数を小さくしたトランジスタを用いることができるため、その製造コストを抑えることができる。そして、従来の半導体増幅回路の構成と比較して、回路全体のコストを低くすることができる。
【００８３】
また、このような構成のトランジスタを用いると、入出力インピーダンスもあまり下がらず、この発明の半導体増幅回路においては、回路内のインピーダンス整合もとりやすい。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態の構成例を説明するための図である。
【図２】この発明の実施の形態における動作を説明するための、レベルダイアグラムである。
【図３】この発明の実施の形態において用いる差動増幅器の参考例を示すための図である。
【図４】従来の高出力増幅回路の構成を説明するための図である。
【図５】従来の高出力増幅回路の動作を説明するための、レベルダイアグラムである。
【符号の説明】
１：信号入力端子
３：信号出力端子
５：ＨＥＭＴ素子を用いた増幅器
７ａ，７ｂ，７ｃ：バイパスコンデンサ
１１〜１７，２１〜２７，３１〜３７：差動増幅器
１９：電源
Ｃ：ブロッキングコンデンサ
ＧＲＤ：基準電位点
４０〜４６：初段〜最終段の増幅段
５１：ウィルキンソン型信号分波回路
５３：ウィルキンソン型信号合成回路
２０１：信号入力端子１
２０３：差動増幅器１１〜１７
２０５：差動増幅器２１〜２７
２０７：差動増幅器３１〜３７
２０９：増幅器５
２１１：信号出力端子３
ｘ：ウィルキンソン型信号分波回路５１
ｙ：ウィルキンソン型信号合成回路５３
３０１，３０３：信号入力端子
３０５，３０７，３１３，３１５，３２１，３２３，３２９〜３３７：ＧａＡｓＦＥＴ
３０９，３１１：抵抗
３１７，３１９：レベルシフタ
３２５，３２７：ソース出力端子
３３９：電源端子（負側）
３４１：電源端子（正側）
３４３：バイパスコンデンサ
４０１〜４０５：ＧａＡｓＦＥＴを用いた増幅器
４０７：増幅器４０１〜４０５の電源
４０９：増幅器５の電源
Ｃ１〜Ｃ５：ブロッキングコンデンサ
５０１：信号入力端子１
５０３：増幅器４０１
５０５：増幅器４０３
５０７：増幅器４０５
５０９：増幅器５
５１１：信号出力端子３
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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