(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブラシレスモータにより操舵力をアシストする電動パワーステアリング装置において、
前記ブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記ブラシレスモータの電気角を検出する電気角検出手段と、
前記電流検出手段のヒステリシス分を補正信号により補正するヒステリシス補正手段を設け、
前記ヒステリシス補正手段によって前記電流検出手段のヒステリシス分を補正した信号により前記ブラシレスモータのフィードバック制御を行い、
前記補正信号は前記ブラシレスモータの回転数が増加するにつれて振幅が増加することを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【請求項２】
前記電流検出手段のヒステリシス分を補正するために用いる補正信号は、前記ブラシレスモータに流れる電流が電気角に対して正弦波的に変化するときに、電気角に対して余弦波的に変化する信号であることを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電動パワーステアリング装置に関し、特に、電流センサのヒステリシス分を補正してモータのフィードバック制御を行う電動パワーステアリング装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電動パワーステアリング装置は、ハンドル操舵トルクを検出する操舵トルク検出部および、車速を検出する車速検出部等の出力する信号に基づき、モータ制御部により、モータを駆動制御し操舵力の軽減を行っている。そのモータにブラシレスモータを用いた電動パワーステアリング装置は知られているところである。
【０００３】
ブラシレスモータを用いた電動パワーステアリング装置は、ブラシとコミテータ間の電圧降下によるモータ出力の低下や変動がないため、安定した操舵補助力が得られる。また、モータの慣性モーメントが、ブラシ付きモータと比較して小さいため、高速直進時やハンドルの切り返し時に良好な操舵フィーリングが得られる。
【０００４】
しかしながら、モータにブラシレスモータを用いた場合には、ブラシとコミテータに代わり、モータの回転角に応じてモータ電流の通電量を制御することが必要となるため、モータの回転角（電気角）を検出するモータ回転角検出部（電気角検出手段）および、モータ電流検出部（電流検出手段）を設け、モータ回転角検出部およびモータ電流検出部の出力信号に基づいて、ブラシレスモータをＰＷＭ駆動制御する。ここで電気角とは、ロータのマグネットの位置から得られる角度であり、ロータの周囲に回転方向に沿ってＮ極とＳ極が交互に配列されるように４対のマグネットがある場合には、ロータの機械角９０°すなわちロータの１／４回転が電気角３６０°に対応する。
【０００５】
図５は、ブラシレスモータの回転を制御するための従来のモータ制御部を示すブロック構成図である。ブラシレスモータ１０１には、ブラシレスモータ１０１の回転角を検出するためのレゾルバ１０２が取り付けられている。従来のモータ制御部１００は、界磁電流指令部１０３とトルク電流指令部１０４とを備えた目標電流設定部１０５と、ＰＩ設定部１０６，１０７と、ｄｑ−３相変換部１０８と、ＰＷＭ電圧発生部１０９と、インバータ回路１１０と、モータ電流検出部１１１，１１２と相電流Ａ／Ｄ変換部１１３と、３相−ｄｑ変換部１１４とＲＤ変換部１１５を備えている。
【０００６】
目標電流設定部１０５は、界磁電流指令部１０３とトルク電流指令部１０４を備え、図示しない操舵トルク検出部からの操舵トルク信号と図示しない車速検出部からの車速信号に基づいて、目標界磁電流Ｉｄｔｇと目標トルク電流Ｉｑｔｇを計算し出力する。目標界磁電流Ｉｄｔｇと目標トルク電流Ｉｑｔｇは、ブラシレスモータ１０１の回転子上の永久磁石が作り出す回転磁束と同期した回転座標系において、永久磁石と同一方向のｄ軸およびこれに直交したｑ軸にそれぞれ対応するもので、これらの目標界磁電流Ｉｄｔｇと目標トルク電流Ｉｑｔｇをそれぞれ「ｄ軸目標電流」および「ｑ軸目標電流」という。
【０００７】
ｄ軸目標電流Ｉｄｔｇとｑ軸目標電流Ｉｑｔｇは偏差演算部１１６，１１７において、ｄ軸目標電流Ｉｄｔｇとｑ軸目標電流Ｉｑｔｇからｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄａｃｔ，Ｉｑａｃｔをそれぞれ減算することにより偏差ＤＩｄ，ＤＩｑを計算して、ＰＩ設定部１０６，１０７に出力する。
【０００８】
ＰＩ設定部１０６，１０７は偏差ＤＩｄ，ＤＩｑを用いた演算の実行により、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄａｃｔ，Ｉｑａｃｔがｄ軸目標電流およびｑ軸目標電流に追従するようにｄ軸およびｑ軸の目標電圧Ｖｄ，Ｖｑをそれぞれ計算する。ｄ軸およびｑ軸の目標電圧Ｖｄ，Ｖｑは、ｄｑ−３相変換部１０８に出力される。
【０００９】
ｄｑ−３相変換部１０８は、ｄ軸およびｑ軸の目標電圧Ｖｄ，Ｖｑを３相目標電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換して、３相目標電圧Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをＰＷＭ電圧発生部１０９に出力する。
【００１０】
ＰＷＭ電圧発生部１０９は、３相目標電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対応したＰＷＭ制御電圧信号ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬを生成してインバータ回路１１０に出力する。インバータ回路１１０は、ＰＷＭ制御電圧信号ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬに対応した３相の交流駆動電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを発生し、これらを３相の駆動電流路１１８，１１９，１２０を介してブラシレスモータ１０１にそれぞれ供給する。３相の交流駆動電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗはそれぞれブラシレスモータをＰＷＭ駆動するための正弦波電流である。
【００１１】
３相の駆動電流路１１８，１１９，１２０のうちの２つにはモータ電流検出部１１１，１１２が設けられ、各モータ電流検出部１１１，１１２は、ブラシレスモータ１０１に対し供給される３相の交流駆動電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうちの２つの交流駆動電流Ｉｕ，Ｉｗを検出して相電流Ａ／Ｄ変換部１１３に出力する。この相電流Ａ／Ｄ変換部１１３では、モータ電流検出部１１１，１１２で検出された２つの交流駆動電流Ｉｕ，Ｉｗに対するアナログ信号を２つの交流駆動電流Ｉｕ，Ｉｗに対するデジタル信号Ｉｕａｄ，Ｉｗａｄに変換して、３相−ｄｑ変換部１１４に出力する。この３相−ｄｑ変換部１１４では、交流駆動電流Ｉｕ，Ｉｗに対するデジタル信号Ｉｕａｄ，Ｉｗａｄに基づいて残りの交流駆動電流Ｉｖに対応するデジタル信号Ｉｖａｄも計算される。３相−ｄｑ変換部１１４は、これらの３相の交流駆動電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに対するデジタル信号Ｉｕａｄ，Ｉｖａｄ，Ｉｗａｄを２相のｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄａｃｔ，Ｉｑａｃｔに変換する。
【００１２】
レゾルバ１０２からの信号は、ＲＤ（レゾルバデジタル）変換部１１５に連続的に供給されている。ＲＤ変換部１１５は、ブラシレスモータ１０１における回転子の固定子に対する角度（モータ回転角または電気角）θを計算して、計算された角度θをｄｑ−３相変換部１０８と３相−ｄｑ変換部１１４に供給する。上記のレゾルバ１０２とＲＤ変換部１１５によってモータ回転角検出部（電気角検出手段）が形成される。
【００１３】
図６は、モータ電流検出部１１１，１１２に用いられる電流センサの構造を示す模式図である。電流センサ２００は、孔２０１とギャップ２０２を有するＣ型形状の磁性体２０３と、ギャップ２０２内に設置されたホール素子２０４とホール素子２０４からのホール電圧を検出するための電極２０５，２０６とその検出されたホール電圧を増幅する増幅器２０７とホール素子に直流電流を流すための直流電源２０８から成っている。
【００１４】
この電流センサ２００を用いて電流路２０９に流れる電流を測定するためには、次のようにして行われる。電流センサ２００は、孔２０１に電流路２０９を通すようにして設置される。電流路２０９に電流が流れると電流路２０９の周りにその電流に比例した大きさの磁界が発生する。その磁界により、磁性体２０３は磁化し、それにより、磁性体２０３のギャップ２０２に磁束が発生する。その磁束により、ギャップ２０２内に設置した直流電源２０８により直流電流を流したホール素子２０４には電極２０５と電極２０６の間にホール電圧が発生する。そのホール電圧を増幅器２０７により増幅して測定する。このようにして、電流路２０９に流れる電流を検出するわけである。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、電流センサ２００に用いられる磁性体２０３は、ヒステリシス特性を持っているため、電流センサ２００からの出力がヒステリシス特性の影響を受けるという問題点がある。図７は、電流センサ２００に用いられる磁性体２０３の代表的な磁化特性を示す図である。横軸は、磁性体２０３に加える磁界Ｈを表し、縦軸は、磁性体２０３のギャップ２０２に発生する磁束密度Ｂを示す。磁性体２０３が磁化していない状態で磁界Ｈがゼロのときには、ギャップ２０２に発生する磁束密度Ｂはゼロであるが、その状態から磁界Ｈの大きさを増加していくと曲線ａに従って磁束密度Ｂは増加する。さらに、磁界Ｈを増加させると磁化が飽和する（点ｂ）。その後、磁界Ｈの大きさを減少すると曲線ｃに沿って磁束密度Ｂは変化し、さらに、磁界Ｈの大きさを減少させ、逆の方向に磁界Ｈの大きさを増加すると磁化が飽和し、それに従って、磁束密度も飽和する（点ｄ）。次に、その状態から、正方向に磁界Ｈを増加すると曲線ｅに従って磁束密度Ｂは変化する。その後は、磁界Ｈの変化に伴って、磁束密度Ｂは、曲線ｃ、点ｄ、曲線ｅ、点ｂに沿って変化する。このように、磁界Ｈの大きさを増加するときと減少するときとでは、ギャップ２０２に生じする磁束密度Ｂも異なる変化をする。
【００１６】
一方、ギャップ２０２に設置されたホール素子２０４は、上記のようにヒステリシス特性を持つ磁性体２０３から生じる磁束密度Ｂにより、ホール電圧が発生するため、このホール素子２０４により検出する検出値も磁性体２０３のヒステリシス特性の影響を受ける。図８は、電流路２０９に実際に流れる電流ＩＲに対する電流センサで測定される検出値ＩＭの変化を示したグラフである。グラフは、モータの回転が０ｒｐｍと２０００ｒｐｍのときを示す。０ｒｐｍのとき、すなわち、モータが回転していないときは、縦軸との切片の値ＩＭＣ０と電流ＩＲの最大値ＩＲＭとの割合が１．８％であり、２０００ｒｐｍのときは、縦軸との切片の値ＩＭＣ２と電流ＩＲの最大値ＩＲＭとの割合が４．５％であり、モータの回転数でヒステリシス特性が異なっている。図８においては、モータの回転数での違いを分かりやすくするために、ヒステリシスの大きさを実際より大きく描いてある。
【００１７】
このように、電流センサ２００の出力にヒステリシス特性が現れてしまうため、ブラシレスモータ１０１に流れる正確な電流を検出することができず、その検出値をフィードバック制御に用いるため、正確なブラシレスモータの制御ができず、操舵フィーリングを良好なものにすることができないという問題点がある。
【００１８】
本発明の目的は、上記問題を解決するため、電流センサの有するヒステリシス特性の影響を取り除き、正確なブラシレスモータの制御を行うことができ、良好な操舵フィーリングが得られる電動パワーステアリング装置を提供することである。
【００１９】
【課題を解決するための手段および作用】
本発明に係る電動パワーステアリング装置は、上記の目的を達成するために、次のように構成される。
【００２０】
第１の電動パワーステアリング装置（請求項１に対応）は、ブラシレスモータにより操舵力をアシストする電動パワーステアリング装置において、ブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出手段と、ブラシレスモータの電気角を検出する電気角検出手段と、電流検出手段のヒステリシス分を補正信号により補正するヒステリシス補正手段を設け、ヒステリシス補正手段によって電流検出手段のヒステリシス分を補正した信号によりブラシレスモータのフィードバック制御を行い、補正信号は前記ブラシレスモータの回転数が増加するにつれて振幅が増加することで特徴づけられる。
【００２１】
第１の電動パワーステアリング装置によれば、ブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出手段と、ブラシレスモータの電気角を検出する電気角検出手段と、電流検出手段のヒステリシス分を補正した信号を出力するヒステリシス補正手段を設け、ヒステリシス補正手段によって電流検出手段の出力信号を電気角検出手段の出力信号を利用して電流検出手段のヒステリシス分を補正した信号によりブラシレスモータのフィードバック制御を行うため、ブラシレスモータに流れる正確な電流をフィードバック制御に用いることができるので、ブラシレスモータの制御を正確に行うことができ、それにより、操舵フィーリングも良好なものにすることができる。
また、補正信号はブラシレスモータの回転数が増加するにつれて振幅が増加するため、ブラシレスモータの種々の回転に応じて電流検出手段の検出電流の補正を正確に行うことができる。
【００２２】
第２の電動パワーステアリング装置（請求項２に対応）は、上記の構成において、好ましくは電流検出手段のヒステリシス分を補正するために用いる補正信号は、ブラシレスモータに流れる電流が電気角に対して正弦波的に変化するときに、電気角に対して余弦波的に変化する信号であることで特徴づけられる。
【００２３】
第２の電動パワーステアリング装置によれば、電流検出手段のヒステリシス分を補正するために用いる補正信号は、ブラシレスモータに流れる電流が電気角に対して正弦波的に変化するときに、電気角に対して余弦波的に変化する信号であるため、電流検出手段により検出した検出電流を正確に補正することができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施形態を添付図面に基づいて説明する。
【００２７】
図１は電動パワーステアリング装置１０の全体構成を示す。電動パワーステアリング装置１０は例えば乗用車両に装備される。電動パワーステアリング装置１０は、ステアリングホイール１１に連結されるステアリング軸１２等に対して補助用の操舵力（操舵トルク）を与えるように構成されている。ステアリング軸１２の上端はステアリングホイール１１に連結され、下端にはピニオンギヤ１３が取り付けられている。ピニオンギヤ１３に対して、これに噛み合うラックギヤ１４ａを設けたラック軸１４が配置されている。ピニオンギヤ１３とラックギヤ１４ａによってラック・ピニオン機構１５が形成される。ラック軸１４の両端にはタイロッド１６が設けられ、各タイロッド１６の外側端には前輪１７が取り付けられる。上記ステアリング軸１２に対し動力伝達機構１８を介してブラスレスモータ１９が設けられている。ブラシレスモータ１９は、操舵トルクを補助する回転力（トルク）を出力し、この回転力を、動力伝達機構１８を経由して、ステアリング軸１２に与える。またステアリング軸１２には操舵トルク検出部２０が設けられている。操舵トルク検出部２０は、運転者がステアリングホイール１１を操作することによって生じる操舵トルクをステアリング軸１２に加えたとき、ステアリング軸１２に加わる当該操舵トルクを検出する。また２１は車両の車速を検出する車速検出部であり、２２はコンピュータで構成される制御装置である。制御装置２２は、操舵トルク検出部２０から出力される操舵トルク信号Ｔと車速検出部２１から出力される車速信号Ｖを取り入れ、操舵トルクに係る情報と車速に係る情報に基づいて、ブラシレスモータ１９の回転動作を制御する駆動制御信号ＳＧ１を出力する。またブラシモータ１９には、レゾルバ等によって構成されるモータ回転角検出部２３が付設されている。モータ回転角検出部２３の回転角信号ＳＧ２は制御装置２２にフィードバックされている。上記のラック・ピニオン機構１５等は図１中で図示しないギヤボックス２４に収納されている。
【００２８】
上記において電動パワーステアリング装置１０は、通常のステアリング系の装置構成に対し、操舵トルク検出部２０、車速検出部２１、制御装置２２、ブラシレスモータ１９、動力伝達機構１８を付加することによって構成されている。
【００２９】
上記構成において、運転者がステアリングホイール１１を操作して自動車の走行運転中に走行方向の操舵を行うとき、ステアリング軸１２に加えられた操舵トルクに基づく回転力はラック・ピニオン機構１５を介してラック軸１４の軸方向の直線運動に変換され、さらにタイロッド１６を介して前輪１７の走行方向を変化させようとする。このときにおいて、同時に、ステアリング軸１２に付設された操舵トルク検出部２０は、ステアリングホイール１１での運転者による操舵に応じた操舵トルクを検出して電気的な操舵トルク信号Ｔに変換し、この操舵トルク信号Ｔを制御装置２２へ出力する。また車速検出部２１は、車両の車速を検出して車速信号Ｖに変換し、この車速信号Ｖを制御装置２２へ出力する。制御装置２２は、操舵トルク信号Ｔおよび車速信号Ｖに基づいてブラシレスモータ１９を駆動するためのモータ電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を発生させる。ブラシレスモータ１９は３相ブラシレスモータであり、そのモータ電流はＵ相とＶ相とＷ相から成る３相交流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗである。上記の駆動制御信号ＳＧ１は３相交流であるモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗである。なお、交流とは電気角に対して交流であるとの意味である。かかるモータ電流によって駆動されるブラシレスモータ１９は、動力伝達機構１８を介して補助操舵力をステアリング軸１２に作用させる。以上のごとくブラシレスモータ１９を駆動することにより、ステアリングホイール１１に加えられる運転者による操舵力が軽減される。
【００３０】
図２は、本発明に係る電動パワーステアリング装置で用いられるブラシレスモータの回転を制御するためのモータ制御部２２ａを示すブロック構成図である。ブラシレスモータ１９を制御する本発明に係るモータ制御部２２は、図５で示した従来のモータ制御部１００におけるものと同様の界磁電流指令部２５とトルク電流指令部２６を備えた目標電流設定部２７と、ＰＩ設定部２８，２９と、ｄｑ−３相変換部３０と、ＰＷＭ電圧発生部３１と、インバータ回路３２と、モータ電流検出部３３，３４と相電流Ａ／Ｄ変換部３５と、３相−ｄｑ変換部３６とＲＤ変換部３７に加えて、ヒステリシス補正部３８が設けられている。
【００３１】
目標電流設定部２７は、界磁電流指令部２５とトルク電流指令部２６を備え、操舵トルク検出部２０からの操舵トルク信号Ｔと車速検出部２１からの車速信号Ｖに基づいて、目標界磁電流Ｉｄｔｇと目標トルク電流Ｉｑｔｇを計算し出力する。目標界磁電流Ｉｄｔｇと目標トルク電流Ｉｑｔｇは、ブラシレスモータ１９の回転子上の永久磁石が作り出す回転磁束と同期した回転座標系において、永久磁石と同一方向のｄ軸およびこれに直交したｑ軸にそれぞれ対応するもので、これらの目標界磁電流Ｉｄｔｇと目標トルク電流Ｉｑｔｇをそれぞれ「ｄ軸目標電流」および「ｑ軸目標電流」という。
【００３２】
ｄ軸目標電流Ｉｄｔｇとｑ軸目標電流Ｉｑｔｇは偏差演算部３９，４０において、ｄ軸目標電流Ｉｄｔｇとｑ軸目標電流Ｉｑｔｇからｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄａｃｔ，Ｉｑａｃｔをそれぞれ減算することにより偏差ＤＩｄ，ＤＩｑを計算して、ＰＩ設定部２８，２９に出力する。
【００３３】
ＰＩ設定部２８，２９は偏差ＤＩｄ，ＤＩｑを用いた演算の実行により、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄａｃｔ，Ｉｑａｃｔがｄ軸目標電流およびｑ軸目標電流に追従するようにｄ軸およびｑ軸の目標電圧Ｖｄ，Ｖｑをそれぞれ計算する。ｄ軸およびｑ軸の目標電圧Ｖｄ，Ｖｑは、ｄｑ−３相変換部３０に出力される。
【００３４】
ｄｑ−３相変換部３０は、ｄ軸およびｑ軸の目標電圧Ｖｄ，Ｖｑを３相目標電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換して、３相目標電圧Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをＰＷＭ電圧発生部３１に出力する。
【００３５】
ＰＷＭ電圧発生部３１は、３相目標電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対応したＰＷＭ制御電圧信号ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬを生成してインバータ回路３２に出力する。インバータ回路３２は、ＰＷＭ制御電圧信号ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬに対応してＦＥＴをスイッチングすることにより３相の交流駆動電流（モータ電流）Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを発生させる。
【００３６】
３相の駆動電流路４１，４２，４３のうちの２つにはモータ電流検出部３３，３４が設けられ、各モータ電流検出部３３，３４は、ブラシレスモータ１９に対し供給される３相の交流駆動電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうちの２つの交流駆動電流Ｉｕ，Ｉｗを検出して相電流Ａ／Ｄ変換部３５に出力する。この相電流Ａ／Ｄ変換部３５では、モータ電流検出部３３，３４で検出された２つの交流駆動電流Ｉｕ，Ｉｗに対するアナログ信号を２つの駆動電流Ｉｕ，Ｉｗに対するデジタル信号Ｉｕａｄ，Ｉｗａｄに変換して、ヒステリシス補正部３８に出力する。
【００３７】
ヒステリシス補正部３８はモータ電流検出部３３，３４の出力信号をレゾルバ４４とＲＤ変換部３７によって形成されるモータ回転角検出部２３の出力信号を利用してモータ電流検出部３３，３４における電流センサのヒステリシス分を補正した信号を出力することによりブラシレスモータのフィードバック制御を行うために設けられた装置である。ヒステリシス補正部３８は、入力されたデジタル信号Ｉｕａｄ，Ｉｗａｄをモータ回転角検出部２３からの出力信号に基づいて後に詳細に説明する補正を行い、補正後信号Ｉｕ（ｒｅａｌ），Ｉｗ（ｒｅａｌ）を３相−ｄｑ変換部３６に出力する。
【００３８】
この３相−ｄｑ変換部３６では、交流駆動電流Ｉｕ，Ｉｗに対する補正後信号Ｉｕ（ｒｅａｌ），Ｉｗ（ｒｅａｌ）に基づいて残りの交流駆動電流Ｉｖに対応する補正後信号Ｉｖ（ｒｅａｌ）も計算される。３相−ｄｑ変換部３６は、これらの３相の交流駆動電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに対する補正後信号Ｉｕ（ｒｅａｌ），Ｉｖ（ｒｅａｌ），Ｉｗ（ｒｅａｌ）を２相のｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄａｃｔ，Ｉｑａｃｔに変換する。なお、Ｉｕ，Ｉｗだけではなく、Ｉｖも検出することによりＩｖ（ｒｅａｌ）を求めることができるのはいうまでもない。
【００３９】
レゾルバ４４からの信号は、ＲＤ（レゾルバデジタル）変換部３７に連続的に供給されている。ＲＤ変換部３７は、ブラシレスモータ１９における回転子の固定子に対する角度（電気角）θを計算して、計算された角度（電気角）θをヒステリシス補正部３８とｄｑ−３相変換部３０と３相−ｄｑ変換部３６に供給する。
【００４０】
次に、本発明において従来のモータ制御部１００に新たに加えられたヒステリシス補正部３８について説明する。図３は、Ｕ相モータ電流の電気角に対する理想的な変化（曲線Ｃ１）と、実際の図６で示した電流センサ２００を用いたときの電気角に対する電流検出値（曲線Ｃ２）と電流センサのヒステリシス特性による電流検出値への影響分（曲線Ｃ３）を示したグラフである。
【００４１】
モータ電流の電気角に対する理想的な変化（曲線Ｃ１）は、３６０°の電気角を一周期とする正弦波的な変化であり、それに対して、電流センサのヒステリシス特性による電流検出値への影響分は図３の曲線Ｃ３で示すように、３６０°の電気角を一周期とする余弦波的な変化である。また、この電流センサのヒステリシス特性の影響分の余弦波の振幅は、モータの回転数に対して、増大することを実験的に見出した。
【００４２】
そこで、測定された電流検出値Ｉｕａｄ，Ｉｗａｄを電気角θを用いた次の式により、それぞれ補正することにより、実際に流れている電流Ｉｕ（ｒｅａｌ），Ｉｗ（ｒｅａｌ）を求めることができる。
【００４３】
【数１】
0003771509.tif 000002
【００４４】
【数２】
0003771509.tif 000003
【００４５】
式（１）、（２）において、Ｉｑは次のように表される。
【００４６】
【数３】
0003771509.tif 000004
【００４７】
また、式（１）、（２）において、αは、Ｎをモータ回転数としたときに次のように表されることが実験的に求められた。
【００４８】
【数４】
0003771509.tif 000005
【００４９】
上記の式（１）〜（４）を用いて、ヒステリシス補正部３８においては、モータ電流検出部３３，３４のヒステリシス分を補正するために用いる補正信号として、ブラシレスモータに流れる電流が電気角θに対して正弦波的に変化するときに、式（１）の右辺第２項と式（２）の右辺第２項で示される電気角θに対して余弦波的に変化する信号を用いて電流検出値Ｉｕａｄ，Ｉｗａｄを補正する。
【００５０】
また、式（４）で示すように補正信号はブラシレスモータの回転数Ｎが増加するにつれて振幅が増加するような信号を用いる。ここで、回転数Ｎは、ＲＤ変換部３７から出力される電気角θに基づいて得られる。なお、式（４）は、実験的に求められるものであり、用いる電流センサによって係数は異なってくるものである。
【００５１】
図４は、ヒステリシス補正部３８での処理フローチャートである。まず、相電流Ａ／Ｄ変換部３５からデジタル信号Ｉｕａｄ，Ｉｗａｄが入力され（ステップＳ１０）、ＲＤ変換部３７から電気角θが入力される（ステップＳ１１）。次に、入力されたデジタル信号Ｉｕａｄ，Ｉｗａｄと電気角θから式（３）に基づいて電流値Ｉｑを計算する（ステップＳ１２）。また、入力された電気角θに基づいて回転数Ｎを求める（ステップＳ１３）。求められた回転数Ｎから式（４）に基づいて係数αを計算する（ステップＳ１４）。入力されたデジタル信号Ｉｕａｄ，Ｉｗａｄと電気角θと計算された電流値Ｉｑと係数αから式（１）、式（２）に基づいて実際に流れている電流Ｉｕ（ｒｅａｌ），Ｉｗ（ｒｅａｌ）を計算し（ステップＳ１５）、出力する（ステップＳ１６）。モータ制御部２２が動作している間、これらのステップを繰り返し実行する。
【００５２】
次にこのヒステリシス補正部を加えたモータ制御部の作用について説明する。モータ電流検出部３３，３４の電流センサにより検出される３相の交流駆動電流Ｉｕ，Ｉｗに対するアナログ信号は、相電流Ａ／Ｄ変換部において、デジタル信号Ｉｕａｄ，Ｉｗａｄに変換され、出力される。このときのデジタル信号には、電流センサでのヒステリシス分を含んだ信号となっている。
【００５３】
ヒステリシス補正部３８において、図４で示したフローチャートに従った処理により、デジタル信号Ｉｕａｄ，Ｉｗａｄは、ＲＤ変換部３７から入力されたモータ回転角（電気角）θに基づいて、式（１）、（２）、（３）、（４）に従って、補正され、図３の曲線Ｃ１で示した変化をする補正後信号Ｉｕ（ｒｅａｌ）、同様にＩｗ（ｒｅａｌ）を出力する。それらの信号は、３相−ｄｑ変換部３６に入力され、２相のｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄａｃｔ，Ｉｑａｃｔに変換され、フィードバック制御に用いられる。
【００５４】
このようにヒステリシス補正部３８を設け、検出信号Ｉｕａｄ，Ｉｗａｄを補正することにより、電流検出手段のヒステリシス分を電気角検出手段の出力信号を利用して補正した信号によりブラシレスモータのフィードバック制御を行うため、ブラシレスモータに流れる正確な電流をフィードバック制御に用いることができるので、ブラシレスモータの制御を正確に行うことができ、それにより、操舵フィーリングも良好なものにすることができる。
【００５５】
【発明の効果】
以上の説明で明らかなように本発明によれば、次の効果を奏する。
【００５６】
ブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出手段と、ブラシレスモータの電気角を検出する電気角検出手段と、電流検出手段のヒステリシス分を補正した信号を出力するヒステリシス補正手段を設け、ヒステリシス補正手段によって電流検出手段の出力信号を電気角検出手段の出力信号を利用して電流検出手段のヒステリシス分を補正した信号によりブラシレスモータのフィードバック制御を行うため、ブラシレスモータに流れる正確な電流をフィードバック制御に用いることができるので、ブラシレスモータの制御を正確に行うことができ、それにより、操舵フィーリングも良好なものにすることができる。
【００５７】
電流検出手段のヒステリシス分を補正するために用いる補正信号は、ブラシレスモータに流れる電流が電気角に対して正弦波的に変化するときに、電気角に対して余弦波的に変化する信号であるため、電流検出手段により検出した検出電流を正確に補正することができる。
【００５８】
補正信号はブラシレスモータの回転数が増加するにつれて振幅が増加するため、ブラシレスモータの種々の回転に応じて電流検出手段の検出電流の補正を正確に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】電動パワーステアリング装置の全体構成図である。
【図２】本発明に係る電動パワーステアリング装置で用いられるブラシレスモータの回転を制御するためのモータ制御部を示すブロック構成図である。
【図３】モータ電流の電気角に対する理想的な変化と、電流センサを用いたときの電気角に対する電流検出値と電流センサのヒステリシス特性による電流検出値への影響分を示したグラフである。
【図４】ヒステリシス補正部での処理フローチャートである。
【図５】ブラシレスモータの回転を制御するための従来のモータ制御部を示すブロック構成図である。
【図６】モータ電流検出部に用いられる電流センサの構造を示す模式図である。
【図７】電流センサに用いられる磁性体の代表的な磁化特性を示す図である。
【図８】電流路に実際に流れる電流に対する電流センサで測定される電流値の変化を示したグラフである。
【符号の説明】
１０          電動パワーステアリング装置
１１          ステアリングホイール
１２          ステアリング軸
１８          動力伝達機構
１９          ブラシレスモータ
２０          操舵トルク検出部
２２          制御装置
２２ａ        モータ制御部
２３          モータ回転角検出部
２５          界磁電流指令部
２６          トルク電流指令部
２７          目標電流設定部
２８，２９    ＰＩ設定部
３０          ｄｑ−３相変換部
３１          ＰＷＭ電圧発生部
３２          インバータ回路
３３，３４    モータ電流検出部
３５          相電流Ａ／Ｄ変換部
３６          ３相−ｄｑ変換部
３７          ＲＤ変換部
３８          ヒステリシス補正部
３９，４０    偏差演算部
４１，４２，４３    駆動電流路
４４          レゾルバ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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