(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の入力信号のうちの１つを選択して出力する信号選択手段と、
この信号選択手段により選択された信号を所定の中心周波数にてフィルタリングするスイッチトキャパシタフィルタと、
前記信号選択手段により選択された信号が切り換えられるときに前記中心周波数を一時的に高める周波数可変手段と
を備えた信号処理回路において、
前記スイッチトキャパシタフィルタの出力側にカップリングコンデンサを介してフィルタ信号増幅回路を設け、このフィルタ信号増幅回路は、前記信号選択手段により信号が切り換えられるときに前記カップリングコンデンサの電荷を抜く充電回路を備えていることを特徴とする信号処理回路。
【請求項２】
前記周波数可変手段は、前記信号選択手段の出力信号が切り換えられるときに前記スイッチトキャパシタフィルタのサンプリングクロック周波数を一時的に高めることにより前記中心周波数を一時的に高めることを特徴とする請求項１に記載の信号処理回路。
【請求項３】
前記周波数可変手段は、前記信号選択手段の出力信号が切り換えられるときに前記スイッチトキャパシタフィルタを構成する２つのキャパシタのキャパシタ容量の比率を一時的に小さくすることにより前記中心周波数を一時的に高めることを特徴とする請求項１に記載の信号処理回路。
【請求項４】
前記信号選択手段と前記スイッチトキャパシタフィルタとの間にプレフィルタを設けたことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の信号処理回路。
【請求項５】
前記信号処理回路の後段に、前記スイッチトキャパシタフィルタでフィルタリングされたフィルタ信号のピーク値を保持するピークホールド回路を備え、このピークホールド回路のホールド用コンデンサに抵抗を接続してポストフィルタを構成したことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の信号処理回路。
【請求項６】
前記ピークホールド回路には、ボルテージホロワ回路を並列に設け、これらピークホールド回路の出力とボルテージホロワ回路の出力とを選択的に切り換えるスイッチ手段を設け、前記ピークホールド回路に切り換えたときの時定数が前記ボルテージホロワ回路に切り換えたときの時定数よりも大きくなるように構成したことを特徴とする請求項５に記載の信号処理回路。
【請求項７】
前記フィルタ信号増幅回路は、前記カップリングコンデンサを介して入力されるフィルタ信号の増幅率を切り換えるために、抵抗値の異なる複数のフィードバック抵抗を並列に設けると共に、各フィードバック抵抗にそれぞれアナログスイッチを直列に設けて、各アナログスイッチを選択的にオン・オフすることで増幅率を切り換えるようにしたものであって、
各フィードバック抵抗のアナログスイッチのオン抵抗の比が増幅率と同じ比になるように設定すると共に、前記フィルタ信号増幅回路の入力抵抗にも直列にダミーのアナログスイッチを設けたことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の信号処理回路。
【請求項８】
前記ピークホールド回路には、ピーク値をリセットするときに該ピークホールド回路をアナログスイッチの切換によりグランドレベルをボルテージホロワする回路に切り換えるリセット回路を設け、このリセット回路を通して前記ホールド用コンデンサを放電させることで、ピーク値をリセットするように構成したことを特徴とする請求項５又は６に記載の信号処理回路。
【請求項９】
請求項１乃至８のいずれかに記載の信号処理回路をコントロールレジスタを介してエンジン回転数又は前記入力信号を与える気筒の切換に応じてリアルタイムに信号処理特性を変更しながら制御できるように構成したことを特徴とするノック信号処理回路内蔵型マイクロコンピュータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、例えばエンジンのノック制御等に用いられる信号処理回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、自動車のエンジンのノック制御においては、エンジンのシリンダブロックに取り付けられたノックセンサの出力信号をフィルタ回路でフィルタリングして所定周波数帯域の振動成分を取り出し、その振動成分のピーク値をノック判定値と比較してノックの有無を判定するようになっている。この場合、Ｖ型エンジンや多気筒エンジンにおいては複数のノックセンサが設けられているので、各ノックセンサの出力信号（以下「センサ出力」という）をそれぞれフィルタリングする必要があるが、複数のセンサ出力をマルチプレクサ等で切り換えて１つのフィルタ回路で処理しようとすると、フィルタ回路には応答遅れがあるため、切り換えた後の信号に処理が追従するまでには、フィルタ定数に応じた時間が必要となる。このような事情から、１つのフィルタ回路では、高速処理を要求される複数のセンサ出力を短時間で連続的にフィルタリングすることは困難であると考えられていた。また、エンジンの気筒毎或は回転数等の動特性に応じて信号パワーのダイナミックレンジや周波数等が異なるため、１つの信号処理回路できめ細かい信号処理をすることは困難であった。このため、従来の信号処理回路は、複数のセンサ出力に対して別々にフィルタ回路を設けていたり、きめ細かな信号処理に対応していないものであった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来構成では、複数のセンサ出力に対して別々にフィルタ回路を設けた構成となり、更に、きめ細かな信号処理に対応すると信号処理回路の構成が複雑化し、特に、ＬＳＩに内蔵する場合には、チップの面積が増大してコストアップしてしまうという欠点があった。更に、エンジンの気筒，回転数に対応して、エンジンの気筒判別信号，基準角度等の信号に基づき、きめ細かな信号処理を行うためには、リアルタイムに信号処理回路をハンドリングしなければならないため、処理負荷が重いという問題があった。
【０００４】
本発明はこのような事情を考慮してなされたものであり、従ってその目的は、１つのスイッチトキャパシタフィルタによって複数の入力信号を短時間で連続的にフィルタリングすることができて、回路構成を簡単化することができ、ＬＳＩに内蔵する場合でもチップの面積の増大を抑えることができて、低コスト化を実現することができる信号処理回路を提供し、また、エンジンの動特性に応じたリアルタイムな信号処理特性の変更及び制御が可能なノック信号処理回路内蔵型マイクロコンピュータを提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の請求項１の信号処理回路は、複数の入力信号のうちの１つを選択して出力する信号選択手段と、この信号選択手段により選択された信号を所定の中心周波数にてフィルタリングするスイッチトキャパシタフィルタと、前記信号選択手段の出力信号が切り換えられるときに前記中心周波数を一時的に高める周波数可変手段とを備え、前記スイッチトキャパシタフィルタの出力側にカップリングコンデンサを介してフィルタ信号増幅回路を設け、このフィルタ信号増幅回路は、前記信号選択手段により信号が切り換えられるときに前記カップリングコンデンサの電荷を抜く充電回路を備えた構成としている。
【０００７】
前記請求項１の構成において、請求項２のように、前記周波数可変手段は、前記信号選択手段により信号が切り換えられるときに前記スイッチトキャパシタフィルタのサンプリングクロック周波数を一時的に変更することにより前記中心周波数を一時的に高めるようにしても良い。
【０００８】
或は、請求項３のように、前記周波数可変手段は、前記信号選択手段により信号が切り換えられるときに前記スイッチトキャパシタフィルタを構成する２つのキャパシタのキャパシタ容量の比率を一時的に変更することにより前記中心周波数を一時的に高めるようにしても良い。
【００１０】
また、請求項４のように、前記信号選択手段と前記スイッチトキャパシタフィルタとの間にプレフィルタを設けた構成とすることが好ましい。
【００１１】
一方、請求項５のように、信号処理回路の後段に、スイッチトキャパシタフィルタでフィルタリングされたフィルタ信号のピーク値を保持するピークホールド回路を備え、このピークホールド回路のホールド用コンデンサに抵抗を接続してポストフィルタを構成しても良い。
【００１２】
更に、請求項６のように、前記ピークホールド回路にボルテージホロワ回路を並列に設け、これらピークホールド回路の出力とボルテージホロワ回路の出力とを選択的に切り換えるスイッチ手段を設け、ピークホールド回路に切り換えたときの時定数がボルテージホロワ回路に切り換えたときの時定数よりも大きくなるように構成しても良い。
【００１３】
また、請求項７のように、前記フィルタ信号増幅回路は、前記カップリングコンデンサを介して入力されるフィルタ信号の増幅率を切り換えるために、抵抗値の異なる複数のフィードバック抵抗を並列に設けると共に、各フィードバック抵抗にそれぞれアナログスイッチを直列に設けて、各アナログスイッチを選択的にオン・オフすることにより増幅率を切り換えるようにしたものであって、各フィードバック抵抗のアナログスイッチのオン抵抗の比が増幅率と同じ比になるように設定すると共に、前記フィルタ信号増幅回路の入力抵抗にも直列にダミーのアナログスイッチを設けた構成としても良い。
【００１７】
また、請求項８のように、前記ピークホールド回路には、ピーク値をリセットするときに該ピークホールド回路をアナログスイッチの切換によりグランドレベルをボルテージホロワする回路に切り換えるリセット回路を設け、このリセット回路を通して前記ホールド用コンデンサを放電させることで、ピーク値をリセットするように構成しても良い。
【００１８】
また、請求項９のように、前記信号処理回路をコントロールレジスタを介してエンジン回転数又は前記入力信号を与える気筒の切換に応じてリアルタイムに信号処理特性を変更しながら制御できるように構成したノック信号処理回路内蔵型マイクロコンピュータとして構成しても良い。
【００１９】
【作用】
本発明によれば、複数の入力信号のうちの１つを信号選択手段により選択して出力し、その信号をスイッチトキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）により所定の中心周波数にてフィルタリングするものであるが、この際、請求項１では、信号選択手段の出力信号が切り換えられるときに、周波数可変手段により中心周波数を一時的に高める。これにより、信号切換時にスイッチトキャパシタフィルタの応答性を速めて前回の信号を短時間で収束させた後、中心周波数をフィルタリングのための周波数に戻して次の信号をフィルタリングする。このような動作を繰り返すことにより、１つのスイッチトキャパシタフィルタによって複数の入力信号を短時間で連続的にフィルタリングすることが可能となる。
【００２２】
中心周波数を一時的に高めるための具体的方法として、請求項２では、信号選択手段の出力信号が切り換えられるときにスイッチトキャパシタフィルタのサンプリングクロック周波数を一時的に高めることにより中心周波数を一時的に高める。サンプリングクロック周波数を高めると、中心周波数が高くなることは後述する（４）式から明らかである。
【００２３】
また、請求項３では、信号選択手段の出力信号が切り換えられるときにスイッチトキャパシタフィルタを構成する２つのキャパシタのキャパシタ容量の比率を一時的に小さくする。これにより、信号切換時に、後述する（４），（５）式で定義される中心周波数を一時的に高くして、フィルタの応答性を速め、前回の信号を短時間で収束させる。この場合、信号切換時にキャパシタ比を小さくすると同時に、請求項１と同じく、サンプリングクロック周波数を一時的に高めるようにしても良いことは言うまでもない。
【００２４】
更に、請求項１では、スイッチトキャパシタフィルタの出力側にカップリングコンデンサを介してフィルタ信号増幅回路を設けているが、これは、スイッチトキャパシタフィルタの出力信号（フィルタ信号）から直流成分をカップリングコンデンサにより除去して増幅するためである。しかし、異なる直流成分を含む交流信号を切り換えながら１つの処理回路で信号処理を行う場合、信号切換時の直流成分の変動を吸収するために、カップリングコンデンサを充電する必要があり、この充電時間中は正確な信号処理を行うことができない。従って、連続的な信号処理を可能にするには、カップリングコンデンサの充電時間をできるだけ短くする必要がある。
【００２５】
そこで、請求項１では、信号切換時に、フィルタ信号増幅回路に設けられた充電回路によりカップリングコンデンサを急速に充電する。これにより、信号切換後に直ちにカップリングコンデンサの充電が完了し、連続的な信号処理が可能となる。
【００２６】
ところで、スイッチトキャパシタフィルタ等のデジタルフィルタは、サンプリング動作をするため、サンプリングクロック周波数付近の信号が入力されると、サンプリング動作により生じた側波帯が原信号のスペクトルと重なって折り返ってくる折り返し雑音が発生する。この折り返し雑音を除去するには、スイッチトキャパシタフィルタの入力側及び出力側にそれぞれプレフィルタ，ポストフィルタ（いずれもローパスフィルタ）が必要となる。
【００２７】
ここで、プレフィルタは、信号選択手段の前段に設けても良いが、この場合には、複数の入力信号の各々についてプレフィルタを設けなければならず、回路構成が複雑化してしまう。
【００２８】
この点、請求項４のように、信号選択手段とスイッチトキャパシタフィルタとの間にプレフィルタを設ければ、プレフィルタが１個で済み、プレフィルタの回路構成が簡単である。
【００２９】
一方、ポストフィルタとしてそれ専用のローパスフィルタを追加することも考えられるが、請求項５のように、信号処理回路の後段に、スイッチトキャパシタフィルタでフィルタリングされたフィルタ信号のピーク値を保持するピークホールド回路を備えている場合には、このピークホールド回路のホールド用コンデンサに抵抗を接続してポストフィルタを構成しても良い。このポストフィルタの時定数を信号周波数と折り返し雑音周波数との間の適当な時間に設定すれば、信号のピークホールドとしての機能とポストフィルタとしての機能を１つの回路で実現することができる。
【００３０】
また、請求項６では、ピークホールド回路にボルテージホロワ回路を並列に設け、これらピークホールド回路の出力とボルテージホロワ回路の出力とをスイッチ手段により選択的に切り換えて取り出す。ボルテージホロワ回路は、入力信号をバッファリングするだけであるので、このボルテージホロワ回路の出力信号によって信号の周波数特性や歪み率等の動的特性を検査したり、フェイル判定を行うことができる。しかも、ピークホールド回路に切り換えたときの時定数がボルテージホロワ回路に切り換えたときの時定数よりも大きくなるので、ピークホールド時に高周波ノイズをホールドしないようにして、精度の高いピーク値の検出を可能にすると共に、ボルテージホロワ回路側に切り換えたときには、時定数を小さくして、交流信号の歪みを抑え、精度の高いディジタル積分も可能となる。
【００３１】
また、請求項７では、フィルタ信号増幅回路のフィードバック抵抗を複数並列に設け、各フィードバック抵抗に直列に設けられたアナログスイッチを選択的にオン・オフすることにより増幅率を切り換える。この場合、フィードバック抵抗とアナログスイッチのオン抵抗とが直列になるため、アナログスイッチのオン抵抗の影響を何等かの方法で排除しないと、増幅率に誤差が生じてしまう。そこで、請求項７では、各アナログスイッチのオン抵抗の比が増幅率（フィードバック抵抗）と同じ比になるように設定すると共に、フィルタ信号増幅回路の入力抵抗にも直列にダミーのアナログスイッチを設けている。これにより、アナログスイッチのオン抵抗の影響を排除して、増幅率に誤差が生じないようにしている。
【００３６】
更に、請求項８では、ピークホールド回路にホールドされたピーク値をリセットするときには、ピークホールド回路に設けられたリセット回路のアナログスイッチの切換によりグランドレベルをボルテージホロワする回路に切り換える。これにより、リセット回路を通してホールド用コンデンサが短時間で放電して、ピーク値が素早くリセットされる。
【００３７】
また、請求項９では、前記信号処理回路をコントロールレジスタを介してエンジン回転数又は前記入力信号を与える気筒の切換に応じてリアルタイムに信号処理特性を変更しながら制御できるノック信号処理回路を内蔵したマイクロコンピュータとなっている。この場合、エンジン回転数又は前記入力信号を与える気筒の切換に応じてマイクロコンピュータとコントロールレジスタとの間でリアルタイムにデータをやり取りすることで、スイッチトキャパシタフィルタ等の信号処理特性をリアルタイムで制御でき、きめ細かな信号処理が可能となる。
【００３８】
【実施例】
以下、本発明をノック制御回路に適用した第１実施例を図１乃至図７に基づいて説明する。まず、図１に基づいて回路全体の概略構成を説明する。２つのノックセンサ１１，１２の出力信号（以下「センサ出力」という）を処理する信号処理回路１３は１つのＬＳＩ１４に集積されている。この信号処理回路１３の前段には、２つのマルチプレクサ１５，１６（ＭＰＸ０，ＭＰＸ１）が設けられている。１番目のマルチプレクサ１５（ＭＰＸ０）は、アジャスト用の信号選択手段であり、ＬＳＩ１４の３つの入力端子A/D IN0 〜A/D IN2 を通して入力される３種類のアジャスト用の信号のうちから１つをスイッチング素子１７（図２参照）のオン・オフにより選択して、信号処理回路１３の最終段に設けられた８ビットのＡ／Ｄ変換器１８に直接入力するものである。
【００３９】
２番目のマルチプレクサ１６（ＭＰＸ１）は、ＬＳＩ１４の入力端子A/D IN3 ，A/D IN4 を通して２つのセンサ出力を入力する２つのチャンネルの他に、信号処理回路１３の基準電圧ＡＶref-（例えば２．５Ｖ）を入力するチャンネルを備えた信号選択手段であり、これら２つのセンサ出力と基準電圧ＡＶref-のうちから１つをスイッチング素子２４（図２参照）のオン・オフにより選択するものである。ノック制御時には、２つのセンサ出力は、点火される気筒の判別結果に応じてマルチプレクサ１６で一つに選択される。このマルチプレクサ１６で選択された信号は、後段の処理回路にセンサ受回路のインピーダンスの影響を与えないようにするために、バッファアンプ１９でバッファリングされた上で、ＬＳＩ１４の出力端子SIG OUT から外部に出力される。
【００４０】
このＬＳＩ１４の出力端子SIG OUT には、抵抗２０とコンデンサ２１との直列回路により構成されたプレフィルタ２２（ローパスフィルタ）が接続され、このプレフィルタ２２を通過した信号が入力端子SIG INからＬＳＩ１４内部のスイッチトキャパシタフィルタ（以下「ＳＣＦ」と略称する）２３に入力される。このＳＣＦ２３はサンプリング動作を行うため、サンプリングクロック周波数付近の信号が入力されると、サンプリング動作により生じた側波帯が原信号のスペクトルと重なって折り返ってくる折り返し雑音が発生する。この折り返し雑音を除去するために、ＳＣＦ２３の前段にプレフィルタ２２（ローパスフィルタ）が必要となる。この実施例のように、ノック検出を行う場合には、プレフィルタ２２のカットオフ周波数が１００ｋＨｚ程度となり、プレフィルタ２２をモノリシック化することが困難であるため、ＬＳＩ１４に対してプレフィルタ２２を外付けするものである。
【００４１】
上記ＳＣＦ２３は、図３に示すように、オペアンプ２６と２つのスイッチトキャパシタ積分器２７，２８により構成されている。オペアンプ２６の反転入力端子（−）には、ＬＳＩ１４の入力端子SIG INから入力された信号が与えられ、オペアンプ２６の非反転入力端子（＋）には、基準電圧ＡＶref-が与えられる。このオペアンプ２６の出力側に設けられた２つのスイッチトキャパシタ積分器２７，２８は、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ−ＭＯＳアナログスイッチ等のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，オペアンプ２９により構成され、サンプリングクロックに同期させてスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を交互にオン・オフさせることにより、入力信号をフィルタリングするものである。この場合、サンプリングクロックは、図１に示すように、ＬＳＩ１４に内蔵されたマイクロコンピュータ３０の発振器３１で発生したクロックを周波数可変手段である発振分周器３２で分周したものである。
【００４２】
上記オペアンプ２６，２９，２９の出力端子は、それぞれＬＳＩ１４の出力端子HP OUT，BP OUT，LP OUTに接続され、ＳＣＦ２３でフィルタリングされた信号（フィルタ信号）がバンドパスフィルタの出力端子BP OUTから出力される。ＬＳＩ１４の端子SIG IN，HP OUT，BP OUT，LP OUTには、それぞれフィルタ定数設定用の外部抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４が外付けされている。
【００４３】
このＳＣＦ２３では、バンドパスフィルタの中心周波数ｆ0 ，ＱとゲインＨは外部抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、サンプリングクロック周波数ｆclk とキャパシタ比Ｃ２／Ｃ１により下記の（１）〜（３）式により求められる。ここで、キャパシタ比Ｃ２／Ｃ１は、ＳＣＦ２３を構成する２つのキャパシタＣ２，Ｃ１（図３参照）のキャパシタ容量の比率である。
【００４４】
【数１】
0003799618.tif 000002
ノッキングによる振動周波数（センサ出力周波数）は、理論的に基本周波数とその逓倍の周波数成分を持ち、基本周波数はエンジン機種で決まることが判っている。この性質を利用し、バンドパスフィルタの中心周波数ｆ0 は、エンジン機種毎に外部抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４によって基本周波数に調整し、サンプリングクロック周波数ｆclk を発振分周器３２により逓倍に変化させることで、逓倍の周波数成分に合わせることができる。また、これらの周波数における振動の大きさ（センサ出力の振幅）は点火される気筒により異なることから、点火気筒毎に、最もセンサ出力の振幅の大きい周波数にバンドパスフィルタの中心周波数ｆ0 をサンプリングクロック周波数ｆclk の切換により調整してフィルタリングすることで、Ｓ／Ｎ比の良い信号処理が可能となる。
【００４５】
ところで、例えば１番目のセンサ出力のピーク値を検出した後に２番目のセンサ出力に切り換えてそのピーク値を検出する場合、図６（ａ）に示すようにＳＣＦ２３の応答が遅いと、２番目のセンサ出力のピーク値を検出するタイミングになっても、１番目のセンサ出力が残ってしまい、２番目のセンサ出力のピーク値を正確に検出することができない。
【００４６】
そこで、この実施例では、センサ出力を切り換えるときに、サンプリングクロック周波数ｆclk を最大にする（又は大きくする）ことによって中心周波数ｆ0 を一時的に高めて、ＳＣＦ２３の応答性を速める。これにより、図６（ｂ）に示すように、前回の信号を短時間で収束させた後、サンプリングクロック周波数  ｆclk をフィルタリングのための周波数に戻して次の信号をフィルタリングする。このような動作を繰り返すことにより、１つのＳＣＦ２３によって複数の入力信号を短時間で連続的にフィルタリングすることが可能となる。
【００４７】
つまり、センサを切り換えたとき、２番目のセンサの本当の信号にフィルタ出力が追従するまでに何周期かかるか（応答性）はフィルタのＱによって決まる。そこで、この実施例では、センサを切り換えるときのＡ［図６（ｂ）参照］の期間にフィルタの中心周波数ｆ0 を高くすることで、一周期の時間が短くなるため、ＳＣＦ２３の応答性を速くすることができる。
【００４８】
このＳＣＦ２３の出力端子BP OUTから出力されるフィルタ信号は、外付けされたカップリングコンデンサ３５を介してＬＳＩ１４内の信号増幅回路３６（ＧＡＩＮ）に入力される。この信号増幅回路３６は、特許請求の範囲でいうフィルタ信号増幅回路に相当し、図４に示すように、オペアンプ３７のフィードバック抵抗として抵抗値の異なる複数のフィードバック抵抗Ｒ１〜Ｒ６を並列に設け、各フィードバック抵抗Ｒ１〜Ｒ６にそれぞれＣ−ＭＯＣアナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６を直列に設けて、各アナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６を選択的にオン・オフすることにより増幅率を切り換えるようにしたものである。
【００４９】
この実施例では、オペアンプ３７の入力抵抗Ｒinの抵抗値をＲとし、フィードバック抵抗Ｒ１〜Ｒ６の抵抗値をそれぞれＲ，２Ｒ，４Ｒ，８Ｒ，１６Ｒ，３２Ｒに設定することによって、増幅率を１倍，２倍，４倍，８倍，１６倍，３２倍に切り換えることができるようになっている。センサ出力の大きさ（振幅）は、エンジン回転数や気筒により数ｍＶから数百ｍＶのレンジで変化することから、センサ出力の大きさに応じて各アナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６を選択的にオン・オフして最適の増幅率を選択することで、ダイナミックレンジを広くとることができる。
【００５０】
この構成では、フィードバック抵抗Ｒ１〜Ｒ６とアナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６のオン抵抗とが直列になるため、アナログスイッチのオン抵抗ＡＳ１〜ＡＳ６の影響を何等かの方法で排除しないと、増幅率に誤差が生じてしまう。
【００５１】
そこで、この実施例では、各アナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６のオン抵抗の比が増幅率（フィードバック抵抗Ｒ１〜Ｒ６）とは同じ比になるように設定している。つまり、ＡＳ１＝Ｒon／３２，ＡＳ２＝Ｒon／１６，ＡＳ３＝Ｒon／８，ＡＳ４＝Ｒon／４，ＡＳ５＝Ｒon／２，ＡＳ６＝Ｒonと設定している。更に、入力抵抗Ｒinにも直列にダミーのアナログスイッチＡＳinを設け、このアナログスイッチＡＳinのオン抵抗をＲon／３２に設定している。ダミーのアナログスイッチＡＳinは常にオン状態に保たれる。
【００５２】
このように設定すると増幅率は次のように求められる。
【００５３】
▲１▼１段目のアナログスイッチＡＳ１をオンした場合
増幅率＝（Ｒ＋Ｒon／３２）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝１［倍］
▲２▼２段目のアナログスイッチＡＳ２をオンした場合
増幅率＝（２Ｒ＋Ｒon／１６）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝２［倍］
▲３▼３段目のアナログスイッチＡＳ３をオンした場合
増幅率＝（４Ｒ＋Ｒon／８）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝４［倍］
▲４▼４段目のアナログスイッチＡＳ４をオンした場合
増幅率＝（８Ｒ＋Ｒon／４）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝８［倍］
▲５▼５段目のアナログスイッチＡＳ５をオンした場合
増幅率＝（１６Ｒ＋Ｒon／２）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝１６［倍］
▲６▼６段目のアナログスイッチＡＳ６をオンした場合
増幅率＝（３２Ｒ＋Ｒon）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝３２［倍］
以上の結果から明らかなように、この実施例の信号増幅回路３６は、アナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６のオン抵抗の影響が排除され、増幅率に誤差が生じないようになっている。
【００５４】
この実施例では、各アナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６をオペアンプ３７の仮想接地点側（反転入力端子側）に設けることで、各アナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６には常に同一の電位が加わるようにし、各アナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６のオン抵抗の電圧特性の影響も排除するようにしている。
【００５５】
更に、この実施例では、エンジンの気筒毎或は回転数等の動特性に応じて各アナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６のオン・オフを制御して増幅率を自動的に切り換える。これにより、エンジンの気筒毎或は回転数等の動特性に応じて入力信号のダイナミックレンジが変化するという事情があっても、、信号増幅回路３６の出力信号のダイナミックレンジを適正なものとすることができて、きめ細かな信号処理が可能となる。
【００５６】
ところで、ＳＣＦ２３と信号増幅回路３６との間に介在されたカップリングコンデンサ３５は、その両端の電位が通常はＳＣＦ２３の仮想接地点の電位と信号増幅回路３６の仮想接地点の電位となって平衡している。しかし、ＳＣＦ２３の中心周波数ｆ0 を切り換えると、ＳＣＦ２３の仮想接地点の電位が変動するため、一旦平衡が崩れる。このため、中心周波数ｆ0 の切換時には、カップリングコンデンサ３５の信号増幅回路３６側の電位を元の電位まで充電する必要があるが、この充電を信号増幅回路３６の入力抵抗Ｒinを通して行うと、この入力抵抗Ｒinとカップリングコンデンサ３５の容量とによって決まる時定数をもって充電しなければならず、この充電中は正確な信号処理ができない。従って、連続的な信号処理を可能にするには、カップリングコンデンサ３５の充電時間をできるだけ短くする必要がある。
【００５７】
そこで、この実施例では、オペアンプ３７の仮想接地点（反転入力端子）と出力及び入力を短絡するためのアナログスイッチ４０，４１を設けて充電回路４２を構成し、ＳＣＦ２３の中心周波数ｆ0 の切換時に、これらのアナログスイッチ４０，４１をオンすることで、時定数を大幅に短くしてカップリングコンデンサ３５に急速充電することができるようになっている。このため、ＳＣＦ２３の中心周波数ｆ0 の切換後に直ちにカップリングコンデンサ３５の充電が完了し、連続的な信号処理が可能となる。
【００５８】
一方、信号増幅回路３６（ＧＡＩＮ）の出力側には、図５に示すように、ピークホールド回路４５（Ｐ／Ｈ）とサンプルホールド用のボルテージホロワ回路４６（Ｓ／Ｈ）が並列に設けられ、両回路４５，４６の出力側にはスイッチ手段であるアナログスイッチ５４が設けられている。ピークホールド回路４５には、ホールド用コンデンサ４７が外付けされ、信号増幅回路３６の出力信号とホールド用コンデンサ４７の充電電圧とをオペアンプ４８に入力して、前者が後者よりも高いときに、Ｐ−ＭＯＳ型のトランジスタ４９をオンさせてホールド用コンデンサ４７に充電する動作を繰り返すことによって、ホールド用コンデンサ４７にピーク値を保持させるようになっている。
【００５９】
ピークホールド回路４５のトランジスタ４９とホールド用コンデンサ４７との間には、抵抗５０とアナログスイッチ５１が直列に設けられ、上記抵抗５０とホールド用コンデンサ４７とで時定数を持たせることによって、高周波ノイズをホールドしないようにすると共に、ＳＣＦ２３のポストフィルタ５２（ローパスフィルタ）としても機能させるようにしている。このポストフィルタ５２の時定数を信号周波数と折り返し雑音周波数との間の適当な時間に設定すれば、信号のピークホールドとしての機能とポストフィルタとしての機能を１つの回路で実現することができる。
【００６０】
また、このピークホールド回路４５には、後述するＡ／Ｄ変換終了後に、ホールド用コンデンサ４７に保持されたピーク値を各アナログスイッチ８１〜８６のオン・オフの切換によりリセットするためのリセット回路９０が設けられている。この場合、ピークホールド時には、各アナログスイッチ８１〜８６は図５に示す状態に維持され、ホールド用コンデンサ４７にピーク値を保持させ、このピーク値をリセットするときには、各アナログスイッチ８１〜８６のオン・オフを切り換えてピークホールド回路４５自体をグランドレベルをボルテージホロワする回路に切り換え、リセット回路９０を通してホールド用コンデンサ４７を放電させることで、ピーク値をリセットするものである。これにより、ピーク値のリセットを素早く行うことができる。
【００６１】
一方、ボルテージホロワ回路４６は、オペアンプ５３によって信号増幅回路３６の出力信号をバッファリングするだけの回路である。従って、このボルテージホロワ回路４６の出力信号によって信号の周波数特性や歪み率等の動的特性を検査したり、フェイル判定を行うことができる。
【００６２】
ノック制御時には、ホールド用コンデンサ４７に保持された信号ピーク値を８ビットのＡ／Ｄ変換器１８（コンパレータ）でディジタル値化し、この値をＬＳＩ１４に内蔵されたマイクロコンピュータ３０で統計処理することでノックの有無を判定する。
【００６３】
一方、ノックセンサ１１，１２の断線等のフェイル検出を行うときには、ボルテージホロワ回路４６の出力側のアナログスイッチ５４をオンして、ボルテージホロワ回路４６でバッファリングされた交流信号をＡ／Ｄ変換器１８に出力し、このＡ／Ｄ変換器１８で所定の比較値と比較した結果でディジタル的に積分を行い、所定時間内の積分値によってフェイルの有無を検出する。また、回路検査時にも、このボルテージホロワ回路４６に切り換えることによって、信号増幅回路３６の検査やオペアンプ５３の交流特性の検査が行えるため、検査時間の短縮，検査品質の向上が可能となる。
【００６４】
このボルテージホロワ回路４６は時定数が大きくなると、信号が歪むため、ボルテージホロワ回路４６に切り換えたときには、ボルテージホロワ回路４６の出力側が抵抗を介さずにアナログスイッチ５４を介してホールド用コンデンサ４７に接続され、アナログスイッチ５４のオン抵抗とホールド用コンデンサ４７との時定数でＳＣＦ２３のポストフィルタ（ローパスフィルタ）として機能するようになっている。
【００６５】
この場合、信号の周波数ｆと、ピークホールド回路４５のローパスフィルタとしてのカットオフ周波数ｆc （Ｐ／Ｈ）と、ボルテージホロワ回路４６のローパスフィルタとしてのカットオフ周波数ｆc （Ｓ／Ｈ）と、ＳＣＦ２３のサンプリングクロック周波数ｆclk との大小関係は次のようになる。
【００６６】
ｆc （Ｐ／Ｈ）＜ｆ（信号）＜ｆc （Ｓ／Ｈ）＜ｆclk
また、ピークホールド回路４５でのピーク値の検出とボルテージホロワ回路４６でのフェイル検出とは、図７に示すようなタイミングで切り換えられる。
【００６７】
図１に示すように、プレフィルタ２２，外部抵抗Ｒ１〜Ｒ４，カップリングコンデンサ３５及びホールド用コンデンサ４７を除く全ての信号処理回路１３がマイクロコンピュータ３０と共に１つのＬＳＩ１４に集積され、マイクロコンピュータ３０の制御信号がデータバス６１を介してコントロールレジスタ６２に与えられ、このコントロールレジスタ６２によって信号処理回路１３の動作，信号処理特性がリアルタイムに制御される。マイクロコンピュータ３０は、エンジンの気筒判別信号，基準角度信号を解読し、エンジンの気筒や回転数に応じて、マルチプレクサ１５，１６では、ノックセンサ信号，基準電圧ＡＶref-，アジャスト信号の選択を行い、ＳＣＦ２３では、サンプリングクロック周波数やキャパシタ比を変化させて中心周波数を設定し、信号増幅回路３６では、増幅率や急速充電の選択を行い、ピークホールド回路４５では、ピークホールドとボルテージホロワの選択を行い、Ａ／Ｄ変換器１８では、Ａ／Ｄ変換スタートやエンド、ディジタル積分のコンパレータ変換スタートやエンド等をリアルタイムに制御し、きめ細かな信号処理を実現している。また、ＬＳＩ１４は、Ｉ／Ｏポート６３を介して外部のマイクロコンピュータ等との間で信号を送受信できるようにもなっている。
【００６８】
ところで、信号処理回路１３は、オペアンプを用いて構成されているが、このオペアンプは実際にはオフセット電圧を有している。本構成の場合、センサ出力を最終的にピーク値として検出するため、カップリングコンデンサ３５以降の信号増幅回路３６とピークホールド回路４５のオペアンプのオフセット電圧がピーク値に含まれてしまう。
【００６９】
そこで、センサ出力のピーク値を検出しない時間に、マルチプレクサ１６で基準電圧ＡＶref-を選択し、センサ出力の含まれない基準電圧ＡＶref-のみをＳＣＦ２３，信号増幅回路３６，ピークホールド回路４５で処理して、そのピーク値をＡ／Ｄ変換器１８でディジタル化し、その値をマイクロコンピュータ３０のメモリに記憶させておく。このピーク値は、センサ出力が０のときのピーク値で、その中にはオフセット電圧も含まれる。従って、センサ出力を選択したときのピーク値のＡ／Ｄ変換値から、先に求めておいた基準電圧ＡＶref-を選択したときのピーク値のＡ／Ｄ変換値を差し引く処理をマイクロコンピュータ３０に行わせることによって、正確なセンサ出力のピーク値を検出するようにしている。
【００７０】
また、図１に示すように、Ａ／Ｄ変換器１８は、２つのアナログスイッチ６５，６６を切り換えることによって、ピークホールド回路４５（ボルテージホロワ回路４６）の出力とマルチプレクサ１５の出力とを選択的に切り換えて入力できるようになっている。Ａ／Ｄ変換器１８を検査する場合やエンジン機種等のアジャスト用の他の情報をマイクロコンピュータ３０に読み込ませる場合には、アナログスイッチ６５をオンしてマルチプレクサ１５からＡ／Ｄ変換器１８に信号を直接入力する。
【００７１】
つまり、Ａ／Ｄ変換器１８は、信号処理回路１３の最終段に設けられているため、Ａ／Ｄ変換器１８に信号を直接入力できるマルチプレクサ１５がないと、Ａ／Ｄ変換器１８を検査するのに、その前段の他の回路を動作させる必要があり、Ａ／Ｄ変換器１８の詳細な検査は困難である。
【００７２】
この点、この実施例では、Ａ／Ｄ変換器１８に検査信号を直接入力できるマルチプレクサ１５を設けているので、Ａ／Ｄ変換器１８の検査では、マルチプレクサ１５からＡ／Ｄ変換器１８に検査信号を直接入力することによって、他の信号処理回路を動作させることなく、単独に検査することができ、検査時間の短縮，検査品質の向上を図ることができる。しかも、このマルチプレクサ１５を介してエンジン機種等のアジャスト用の他の情報もＡ／Ｄ変換器１８を介してマイクロコンピュータ３０で読み取ることができ、その情報に応じて制御内容を自動調整することも可能である。
【００７３】
以上説明した第１実施例では、センサ出力の切換時に、サンプリングクロック周波数ｆclk を最大にする（又は大きくする）ことによって、ＳＣＦ２３の中心周波数ｆ0 を一時的に高めてＳＣＦ２３の応答性を速めるようにしたが、前述した（１）式から明らかなように、ＳＣＦ２３のキャパシタ比Ｃ２／Ｃ１を小さくすることによっても、中心周波数ｆ0 を高めることができる。このキャパシタ比Ｃ２／Ｃ１の切換とサンプリングクロック周波数ｆclk の切換とを組み合わせれば、中心周波数ｆ0 の調整を更に細かく行うことができるが、いずれか一方の切換のみによって中心周波数ｆ0 を調整するようにしても良い。
【００７４】
キャパシタ比Ｃ２／Ｃ１を切り換える場合には、図８に示す本発明の第２実施例のようにＳＣＦ７０を構成すれば良い。このＳＣＦ７０は、各スイッチトキャパシタ積分器２７のオペアンプ２９のフィードバック回路に、２つのキャパシタＣ2a，Ｃ2bを並列に設け、一方のキャパシタＣ2aにはアナログスイッチ等のスイッチング素子７１を直列に設けると共に、このスイッチング素子７１のオフ時に一方のキャパシタＣ2aの電位を基準電圧ＡＶref-に固定するためのアナログスイッチ等のスイッチング素子７２を設けている。
【００７５】
この場合、通常は、図８に示すように、一方のスイッチング素子７１がオンして他方のスイッチング素子７２がオフした状態に保持される。この状態では、キャパシタ比が（Ｃ2a＋Ｃ2b）／Ｃ１となり、ＳＣＦ７０の中心周波数ｆ0 は次の（４）式で求められる。
【００７６】
【数２】
0003799618.tif 000003
これに対し、センサ出力の切換時には、一方のスイッチング素子７１がオフして他方のスイッチング素子７２がオンした状態に切り換えられ、一方のキャパシタＣ2aの電位が基準電圧ＡＶref-に固定される。この状態では、キャパシタ比がＣ2b／Ｃ１となって小さくなり、ＳＣＦ７０の中心周波数ｆ0 は次の（５）式で求められる。
【００７７】
【数３】
0003799618.tif 000004
これら（４），（５）式から明らかなように、キャパシタ比を小さくすることによっても中心周波数ｆ0 を高めることができる。このキャパシタ比の切換と同時にサンプリングクロック周波数ｆclk を大きくしても良いことは前述した通りである。
【００７８】
ところで、ピークホールド回路４５で検出したピーク値は、Ａ／Ｄ変換器１８でＡ／Ｄ変換されると、リセットされて次の期間のピークホールドを開始するという動作を繰り返す。従って、ピーク値のリセット時期が遅れてＡ／Ｄ変換終了からピークホールド開始までの時間が長くかかると、信号処理能力が低下する。ちなみに、前述した第１実施例では、マイクロコンピュータ３０がＡ／Ｄ変換終了を監視し、Ａ／Ｄ変換終了を確認した後にコントロールレジスタ６２にピーク値リセットデータを出力し、このデータをコントロールレジスタ６２でデコードしてピークホールド回路４５のリセット回路９０に切り換えるという処理を行うので、これらの処理のためにピーク値のリセット時期が若干遅れる。
【００７９】
この問題を解決するには、図９及び図１０に示す本発明の第３実施例のように構成すれば良い。即ち、Ａ／Ｄ変換器１８からピークホールド回路４５のリセット回路９０の各アナログスイッチ８１〜８６（図５参照）にピークホールド制御信号を与えるように構成する。このピークホールド制御信号は、Ａ／Ｄ変換器１８がピーク値のＡ／Ｄ変換を終了すると同時にピークホールド回路４５のリセット回路９０に出力され、直ちにピーク値のリセット（ホールド用コンデンサ４７の放電）が行われる。ピーク値のリセットに必要な所定時間（リセット期間）が経過すると、ピークホールド制御信号が解除されて、直ちにピークホールドが再開される（図１０参照）。
【００８０】
この構成によれば、マイクロコンピュータ３０やコントロールレジスタ６２の処理を必要としないので、Ａ／Ｄ変換，ピーク値のリセット及びピークホールド開始という一連の処理を時間遅れなく連続して行うことができて、信号処理能力を更に向上することができる。
【００８１】
尚、本発明の信号処理回路は、ノック制御システムに限られず、複数の交流信号を切り換えながらフィルタリングする種々の信号処理回路に適用して実施できる。また、入力信号の数も２つに限定されず、３つ以上であっても良いことは言うまでもない。
【００８２】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明の請求項１の信号処理回路では、信号選択手段の出力信号が切り換えられるときに、中心周波数を一時的に高めるようにしたので、信号切換時にスイッチトキャパシタフィルタの応答性を速めることができて、１つのスイッチトキャパシタフィルタによって複数の入力信号を短時間で連続的にフィルタリングすることができる。これにより、回路構成を簡単化することができ、ＬＳＩに内蔵する場合でもチップの面積の増大を抑えることができ、低コスト化を実現することができる。しかも、信号切換時に、フィルタ信号増幅回路に設けられた充電回路によりカップリングコンデンサを急速に充電するようにしたので、信号切換後に直ちにカップリングコンデンサの充電を完了させることができて、カップリングコンデンサの充電時間による信号処理能力の低下を抑えることができる。
【００８４】
また、請求項２では、信号切換時にスイッチトキャパシタフィルタのサンプリングクロック周波数を一時的に高め、請求項３では、信号切換時にスイッチトキャパシタフィルタを構成する２つのキャパシタのキャパシタ容量の比率を一時的に小さくするようにしたので、請求項１の場合と同じく、信号切換時にスイッチトキャパシタフィルタの応答性を速めることができて、１つのスイッチトキャパシタフィルタによって複数の入力信号を短時間で連続的にフィルタリングすることができる。
【００８６】
また、請求項４では、信号選択手段とスイッチトキャパシタフィルタとの間にプレフィルタを設けたので、信号選択手段の前段にプレフィルタを設ける場合とは異なり、プレフィルタが１個で済み、プレフィルタの回路構成を簡単化することができる。
【００８７】
更に、請求項５では、信号処理回路の後段に設けられたピークホールド回路のホールド用コンデンサを用いてポストフィルタを構成しているので、ポストフィルタの回路構成も簡単化することができる。
【００８８】
また、請求項６では、ピークホールド回路にボルテージホロワ回路を並列に設け、これらピークホールド回路の出力とボルテージホロワ回路の出力とをスイッチ手段により選択的に切り換えて取り出すようにしたので、ボルテージホロワ回路を利用して、信号の周波数特性や歪み率等の動的特性を検査したり、フェイル判定を行うことができる。しかも、ピークホールド回路に切り換えたときの時定数がボルテージホロワ回路に切り換えたときの時定数よりも大きくなるので、ピークホールド時に高周波ノイズをホールドしないようにして、精度の高いピーク値の検出を可能にすると共に、ボルテージホロワ回路側に切り換えたときには、時定数を小さくして、交流信号の歪みを抑え、精度の高いディジタル積分も可能となる。
【００８９】
また、請求項７では、フィルタ信号増幅回路のフィードバック抵抗を複数並列に設け、各フィードバック抵抗に直列に設けられたアナログスイッチを選択的にオン・オフすることにより増幅率を切り換えるように構成し、各アナログスイッチのオン抵抗の比が増幅率（フィードバック抵抗）と同じ比になるように設定すると共に、フィルタ信号増幅回路の入力抵抗にも直列にダミーのアナログスイッチを設けているので、アナログスイッチのオン抵抗の影響を排除して、増幅率に誤差が生じないようにすることができる。
【００９３】
また、請求項８では、ピークホールド回路にホールドされたピーク値をリセットするときには、ピークホールド回路に設けられたリセット回路のアナログスイッチの切換によりグランドレベルをボルテージホロワする回路に切り換えるようにしたので、リセット回路を通してホールド用コンデンサを短時間で放電させることができて、ピーク値のリセットを素早く行うことができる。
【００９４】
更に、請求項９では、信号処理回路をコントロールレジスタを介してエンジン回転数又は前記入力信号を与える気筒の切換に応じてリアルタイムに信号処理特性を変更しながら制御できるノック信号処理回路を内蔵したマイクロコンピュータとして構成したので、エンジン回転数又は前記入力信号を与える気筒の切換に応じてマイクロコンピュータとコントロールレジスタとの間でリアルタイムにデータをやり取りすることで、スイッチトキャパシタフィルタ等の信号処理特性をリアルタイムで制御でき、きめ細かな信号処理が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を示す信号処理回路全体のブロック図である。
【図２】マルチプレクサの回路図である。
【図３】ＳＣＦ（スイッチトキャパシタフィルタ）の回路図である。
【図４】信号増幅回路の回路図である。
【図５】ピークホールド回路の回路図である。
【図６】（ａ）は従来のＳＣＦ（スイッチトキャパシタフィルタ）の応答性を示す図、
（ｂ）は第１実施例のＳＣＦの応答性を示す図である。
【図７】ピークホールド回路によるピーク値検出とボルテージホロワ回路によるフェイル検出との切換タイミングを示すタイミングチャートである。
【図８】本発明の第２実施例を示すＳＣＦ（スイッチトキャパシタフィルタ）の回路図である。
【図９】本発明の第３実施例を示す要部のブロック図である。
【図１０】ピークホールドとリセットの関係を説明する図である。
【符号の説明】
１１，１２…ノックセンサ、１３…信号処理回路、１４…ＬＳＩ、１５…マルチプレクサ（アジャスト用の信号選択手段）、１６…マルチプレクサ（信号選択手段）、１８…Ａ／Ｄ変換器、２２…プレフィルタ、２３…ＳＣＦ（スイッチトキャパシタフィルタ）、３０…マイクロコンピュータ、３２…発振分周器（周波数可変手段）、３５…カップリングコンデンサ、３６…信号増幅回路（フィルタ信号増幅回路）、４０，４１…アナログスイッチ、４２…充電回路、４５…ピークホールド回路、４６…サンプルホールド用のボルテージホロワ回路、４７…ホールド用コンデンサ、５０…抵抗、５２…ポストフィルタ、５４…アナログスイッチ（スイッチ手段）、７０…ＳＣＦ（スイッチトキャパシタフィルタ）、７１，７２…スイッチング素子、８１〜８６…アナログスイッチ、９０…リセット回路。
【図１】
0003799618.tif 000005
【図２】
0003799618.tif 000006
【図３】
0003799618.tif 000007
【図４】
0003799618.tif 000008
【図５】
0003799618.tif 000009
【図６】
0003799618.tif 000010
【図７】
0003799618.tif 000011
【図８】
0003799618.tif 000012
【図９】
0003799618.tif 000013
【図１０】
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