(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入来信号が一連のフレームから構成され、各フレームが対応する未知のデータレートを有し、各フレームが複数のデータセグメントから構成され、各フレームにおけるデータを含んでいる前記データセグメントの数が前記対応する未知のデータレートに依存し、前記対応する未知のデータレートが、少なくとも最高データレートと最低データレートから構成されるデータレートの集合のうちの一つのレートである、可変レートデータを受信するシステムにおける入来信号の信号強度を決定する方法において、
前記データセグメントの第１のデータセグメントに対応する第１のエネルギ値を受信し、
前記データセグメントの前記第１のデータセグメントの位置が、前記最低データレートにおけるデータを含んでいるデータセグメントの位置に対応している場合に、前記信号強度の推定値を供給するように、前記第１のエネルギ値を前に累算された総計と合計するステップを含み、
前記一連のフレームはデータが常に送信される少なくとも１つのデータセグメントを有する、入来信号の信号強度を決定する方法。
【請求項２】
前記複数のデータセグメントのそれぞれが１組のチップから構成され、
前記データセグメントの前記第１のデータセグメント内の複数のチップに対応する１組のエネルギ値を受信し、
前記複数のチップに対応する前記１組のエネルギ値を加算して、前記第１のエネルギ値を生成するステップをさらに含む請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記合計するステップが、
前に記憶されているエネルギ値に対応する値をそれぞれ記憶している複数の記憶レジスタの１つである第１の記憶レジスタに前記第１のエネルギ値を記憶し、
前記複数の記憶レジスタに記憶されている最古記憶値を取り除き、
前記信号強度の前記推定値を生成するように、前記前に記憶されている各エネルギ値と前記第１のエネルギ値を互いに加算するステップをさらに含む請求項１記載の方法。
【請求項４】
前記合計するステップが、
前に記憶されているエネルギ値に対応する値をそれぞれ記憶している複数の記憶レジスタの１つである第１の記憶レジスタに前記第１のエネルギ値を記憶し、
前記複数の記憶レジスタのそれぞれに関係するスケーリング定数にしたがって、前に記憶されているエネルギ値をそれぞれスケーリングし、
前記信号強度の前記推定値を生成するように、前記スケーリングされた前に記憶されている各エネルギ値と前記第１のエネルギ値を互いに加算するステップをさらに含む請求項１記載の方法。
【請求項５】
前記第１のエネルギ値が、前記入来信号の単一の伝搬に割り当てられている復調素子から受け取られ、前記信号強度の前記推定値をしきい値と比較して、前記復調素子が前記単一の伝搬にロックされているか否かを決定する請求項１記載の方法。
【請求項６】
前記第１のエネルギ値が、前記入来信号の単一の伝搬にそれぞれ割り当てられている複数の復調素子の１つから受け取られ、
前記信号強度の前記推定値を結合しきい値信号と比較し、
前記比較ステップの結果に基づいて、前記複数の復調素子の前記１つからの出力データ信号と、前記複数の復調素子の第２のものに対応する出力データ信号との結合をイネーブルにし、前記結合が結果的な総計信号を生成するステップをさらに含む請求項１記載の方法。
【請求項７】
データを含んでいる前記データセグメントが、前記各フレーム内に疑似ランダム的に配置され、
前記入来信号を送信しているユニットの識別子に基づいて第１のフレームに対応するデータセグメントのアクティブセットを決定するステップをさらに含み、
前記データセグメントのアクティブセットは、前記入来信号が前記最低レートである場合にデータを含んでいるデータセグメントに対応している請求項１記載の方法。
【請求項８】
前記データを含んでいるデータセグメントが、前記各フレーム内で疑似ランダム的に配置され、
１日の内の時間に基づいて第１のフレームに対応するデータセグメントのデータのアクティブセットを決定するステップをさらに含み、
前記データセグメントのアクティブセットは、前記入来信号が前記最低レートである場合にデータを含んでいるデータセグメントに対応している請求項１記載の方法。
【請求項９】
前記データレートの集合はさらに中間的レートをさらに有し、
前記データを含んでいるデータセグメントが、前記各フレーム内で疑似ランダム的に配置され、
所定のフレーム内で、前記最低レートにおいてデータを含んでいるデータセグメントが、前記中間的なレートにおいてデータを含んでいるデータセグメントのサブセットとして配置され、前記中間的なレートにおいてデータを含んでいるデータセグメントが、前記最高レートにおいてデータを含んでいるデータセグメントのサブセットとして配置される請求項１記載の方法。
【請求項１０】
前記合計するステップが、
前記第１のエネルギ値を第１のエネルギ記憶レジスタに記憶し、前記第１のエネルギ記憶レジスタは、前に記憶されている各値が１つの記憶レジスタ分だけ移行され、最古記憶値が最終記憶レジスタから削除されるような、一連の先入れ先出し記憶レジスタの１つであり、
前記一連の先入れ先出し記憶レジスタのそれぞれ１つにおいて記憶されている値を互いに加算するステップを含む請求項１記載の方法。
【請求項１１】
前記第１のエネルギ値が、前記入来信号の単一の伝搬に割り当てられている復調素子から受け取られ、前記信号強度の前記推定値をしきい値と比較して、前記復調素子が前記入来信号の前記単一の伝搬にロックされているか否かを決定し、
前記復調素子が前記入来信号の新しい伝搬に割り当てられた時に前記一連の先入れ先出し記憶レジスタを初期化するステップをさらに含む請求項１０記載の方法。
【請求項１２】
前記一連の先入れ先出し記憶レジスタを初期化するステップが、ロック条件に対応する１組の値を前記一連の先入れ先出し記憶レジスタに記憶するステップを含む請求項１１記載の方法。
【請求項１３】
前記一連の先入れ先出し記憶レジスタを初期化するステップが、アンロック条件に対応する１組の値を前記一連の先入れ先出し記憶レジスタに記憶するステップを含む請求項１１記載の方法。
【請求項１４】
前記信号強度の前記推定値を第１のしきい値レベルと比較し、
前記信号強度の前記推定値が前記第１のしきい値レベルを越えた場合に、十分条件を示し、
前記十分条件の表示の後に、前記信号強度の前記推定値を前記第１のしきい値レベルより低い第２のしきい値レベルと比較し、
前記信号強度の前記推定値が前記第２のしきい値レベルより下に低下した場合に、前記十分条件を取り除くステップをさらに含む請求項１記載の方法。
【請求項１５】
前記第１のエネルギ値が、前記入来信号の単一の伝搬に割り当てられている復調素子から受け取られ、前記復調素子が時間追跡機能を備え、
前記十分条件を取り除く時に、前記時間追跡機能をディセーブルするステップをさらに含む請求項１４記載の方法。
【請求項１６】
前記第１のエネルギ値が、前記入来信号の単一の伝搬に割り当てられている復調素子から受け取られ、前記十分条件を除去することは、前記復調素子が前記入来信号の異なる伝搬への割り当てに対して利用可能であることの表示である請求項１４記載の方法。
【請求項１７】
未知のデータレートのデータ信号に対応する一連のシンボルエネルギを生成する出力を有する復調素子と、
前記復調素子の出力に結合された入力を有し、イネーブル入力を有し、前記イネーブル入力により受け取られた信号に応答して前記一連のシンボルエネルギの複数のものの合計を生成する出力を有する合計レジスタと、
前記データ信号におけるデータを含むデータセグメントの位置が、最低データレートにおける前記データ信号のデータを含むデータセグメントの位置に対応している場合に、前記データ信号の前記未知のデータレートと無関係に、データを含んでいるシンボルに対応する前記一連のシンボルエネルギのグループの表示を生成する、前記合計レジスタの前記イネーブル入力に結合された出力を持つアクティブグループクロックと、
前記合計レジスタの出力に結合された入力を有し、前記合計レジスタの前記出力における前記合計の前の値の表示をそれぞれ生成する複数の出力を有する先入れ先出し記憶レジスタと、
前記先入れ先出し記憶レジスタの前記複数の出力のそれぞれに結合された複数の入力を持ち、前記信号強度の表示を生成する出力を有する加算器とを具備し、
前記一連のシンボルエネルギのグループはデータが常に送信される少なくとも１つのデータセグメントを有する、信号強度推定値を供給する装置。
【請求項１８】
入来信号が一連のフレームから構成され、各フレームが対応する未知のデータレートを有し、各フレームが複数のデータセグメントから構成され、各フレームにおけるデータを含んでいる前記データセグメントの数が前記対応する未知のデータレートに依存し、前記対応する未知のデータレートが、少なくとも最高データレートと最低データレートから構成されるデータレートの集合のうちの一つのレートである、可変レートデータを受信するシステムにおける入来信号の信号強度を決定する装置において、
前記データセグメントの第１のデータセグメントに対応する第１のエネルギ値を受信する手段と、
前記データセグメントの前記第１のデータセグメントの位置が、前記最低データレートにおけるデータを含んでいるデータセグメントの位置に対応している場合に、前記信号強度の推定値を供給するように、前記第１のエネルギ値を前に累算された総計と合計する手段を具備し、
前記一連のフレームはデータが常に送信される少なくとも１つのデータセグメントを有する、入来信号の信号強度を決定する装置。
【請求項１９】
前記複数のデータセグメントのそれぞれが１組のチップから構成され、
前記データセグメントの前記第１のデータセグメント内の複数のチップに対応する１組のエネルギ値を受信する手段と、
前記複数のチップに対応する前記１組のエネルギ値を加算して、前記第１のエネルギ値を生成する手段とをさらに具備する請求項１８記載の入来信号の信号強度を決定する装置。
【請求項２０】
前記合計する手段が、
前に記憶されているエネルギ値に対応する値をそれぞれ記憶している複数の記憶レジスタの１つである第１の記憶レジスタに前記第１のエネルギ値を記憶する手段と、
前記複数の記憶レジスタに記憶されている最古記憶値を取り除く手段と、
前記信号強度の前記推定値を生成するように、前記前に記憶されている各エネルギ値と前記第１のエネルギ値を互いに加算する手段とをさらに備えている請求項１８記載の入来信号の信号強度を決定する装置。
【請求項２１】
前記合計する手段が、
前に記憶されているエネルギ値に対応する値をそれぞれ記憶している複数の記憶レジスタの１つである第１の記憶レジスタに前記第１のエネルギ値を記憶する手段と、
前記複数の記憶レジスタのそれぞれに関係するスケーリング定数にしたがって、前に記憶されているエネルギ値をそれぞれスケーリングする手段と、
前記信号強度の前記推定値を生成するように、前記スケーリングされた前に記憶されている各エネルギ値と前記第１のエネルギ値を互いに加算する手段をさらに備えている請求項１８記載の入来信号の信号強度を決定する装置。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
I.発明の分野
本発明は可変データレート通信システムに関し、特に信号強度を検出するために共通のフレーミング情報を利用する方法に関する。
II．関連技術
スペクトラム拡散の電話機やパーソナル通信システム（ＰＣＳ）では、非常に多くの加入者ユニットが“セルサイト”や“基地局”を通じて通信を行う。データフレームを加入者ユニットに送信する基地局により使用される通信パスは、“フォワードリンク”と呼ばれている。逆に“リバースリンク”は、データフレームを基地局に送り返すために加入者により使用される通信パスに関係している。
スペクトラム拡散通信システムにおけるシステム容量は、システム送信周波数内に存在する干渉の総量により制限される。同じ周波数で送信する場合、１人のユーザに向けられた信号は他のユーザにより送信された信号と干渉を引き起こすかもしれない。信号が連続的に送信される場合に干渉は最高となる。このように結果として生じる干渉はシステムの全体的な能力を制限する。
システム干渉は、共通の周波数に対して加入者ユニットが同時にデータを送信する確率を少なくすることにより減少させることができる。この減少は、所定の時間フレーム内でデータをバーストで送信するか、データバーストをランダムに分布させることにより達成することができる。ＣＤＭＡのようなスペクトラム拡散デジタル通信システムは、フルレートより少ないデータを生成することができる可変レートボコーダを使用することがある。フルレートより少ないデータは、データバーストランダム化装置のような装置を使用してフレーム内で疑似ランダム的に分布させる。例示的なデータバーストランダム化装置におけるさらなる情報は、1994年２月14日に出願され、本発明の譲受人に譲受され、ここに参照として組込まれている“データバーストランダム化装置”と題する米国特許出願第08/194,823号に見出だすことができる。このようにフレームに全体わたってデータを疑似ランダムに分布させると、同期化されているフレーミングを持つ多くのユーザによる同時データ送信の確率が減少する。
１つのスペクトラム拡散通信システム設計において、加入者ユニットまたは他の送信機は、ユーザの音声アクティビティに応じて、例えば“フルレート”と、フルレートの半分、４分の１、８分の１におけるようなより低いレートにおける連続データのような、”４つのレートの内の１つでデータフレームを符号化する。フルレートより少ないそれぞれのレートは、対応するより高いレートよりもフレーム当たりより少ない対応する時間量を送信する。ハーフデータレートは、時間の半分を送り、４分の１データレートは時間の４分の１を送り、８分の１データレートは時間の８分の１を送る。
例示的な可変レートスペクトラム拡散システムでは、データは、電力制御グループにグループ化されるデータシンボルの集まりにより表される。各フレーム内の電力制御グループの位置は疑似ランダム的に決定される。加入者ユニットはフレームを基地局や他の受信機に送信する。疑似ランダムデータフレーミングの例示的な方法におけるさらなる詳細は、先に参照した米国特許出願第08/194,823号、および、ＴＩＡ／ＥＩＡ暫定標準規格“デュアルモード広帯域スペクトラム拡散セルラシステム用移動体基地局互換性標準規格”、ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５、1993年７月、電気通信工業協会、ワシントンD.Cに見出だすことができる。
データフレームを受信している基地局は、加入者ユニットがフレームを符号化したデータレートの事前情報を持っていない。例示的なスペクトラム拡散システムでは、基地局は20ミリ秒（ms）毎に加入者ユニットからデータのフレームを受信する。可変レート符号化により、基地局に受信される現在のフレームが、以前に受信されたデータフレーム以外の異なったデータレートで符号化されていることもある。入ってくる信号を適切に処理するために基地局は、信号に含まれているエネルギの量を決定しなければならない。送信されたデータレートが与えられた場合、可変レートデータを受信している基地局は、データフレーム中の電力制御グループの位置を容易に計算することができ、この情報から、正確な信号強度測定を行う。しかしながら基地局は、信号強度を測定する必要がある時に加入者ユニットによりどのデータレートが選択されたか分からず、このような計算をすくことができない。したがって、レートとは無関係な方法で相対信号強度を決定する何らかの方法をなし得なければならない。本発明はレートとは無関係な方法で信号強度を決定する方法を提供する。
可変データレート通信システムにおいて共通のフレーミング情報を利用することによりデータレートとは独立して信号強度を決定することが本発明の目的である。
可変レート通信システムにおいて信号強度測定値を使用して、信号が音声とデータのトラフィック通信に対して十分であることを示すことが本発明の他の目的である。本発明は信号強度を測定して、信号を通信に使用することができる時にロック表示を提供する。
レーキ受信機設計において信号強度測定値を使用して、信号の組合せが適切か否かを決定することが本発明のさらに別の目的である。
発明の要約
本発明は、レートとは無関係な方法で、可変レート通信システムにおける信号強度を決定する。放射器の好ましい実施形態では、データは電力制御グループと呼ばれるシンボルにグループ化される。電力制御グループは、疑似ランダム分布方法を利用してデータフレーム内のさまざまな位置で送信される。
アクティブ電力制御グループとして表された電力制御グループのサブセットを利用することにより、信号強度測定値の精度はかなり改善される。アクティブ電力制御グループは、電力制御グループが常に送信される時間区間を規定する。アクティブ電力制御グループのみの信号エネルギを使用している受信機は、正確な信号強度測定をすることができる。
ＣＤＭＡを使用している好ましい実施形態では、アクティブ電力制御グループには、最低のデータレートの間に送信されたすべての電力制御グループが含まれている。電力制御グループを含んでいる時間区間は、最低のデータレートを表しており、すべてのより高いデータレートにおける電力制御グループも含んでいる。好ましい実施形態における最低のデータレートはフル送信レートの８分の１である。
システムの動作は、スタートアップ時のリセットか、復調素子が新しい入力信号に割り当てられている時に始まる。リセット後信号エネルギレベルは、アクティブ電力制御グループに対応する時間区間中に集められる。信号のエネルギレベルがより高くなると信号がより強くなる。エネルギレベルは１つ以上のメモリ素子に記憶され、平均信号強度測定値を得るために時間に対して合計される。一般的に、エージングを呼ばれるプロセスを通して、最古の測定値を含んでいるメモリ記憶素子がクリアされ、新しいエネルギ測定値に対して再使用される。
エネルギ測定値は合計され、ヒステリシスを生成するように構成されているいくつかのしきい値レベルと比較される。第１の予め定められたしきい値レベルは、さらなる信号処理が起こる前に信号が持っているべきエネルギレベルを表している。合計されたエネルギレベルが第１の予め定められたしきい値と一致するかこれを越える場合に、信号処理が生じる。エネルギしきい値が第１のしきい値レベルより下に落ちるが、第２のしきい値レベルより上のままである場合には、処理は継続する。信号エネルギが第２の予め定められたしきい値レベルより下に落ちた場合のみ、特定の信号処理方法に対して信号強度が不十分であると考えられ、さらなる信号処理は終了する。
しきい値レベルは、使用されるべき信号処理技術に基づいて決定することができる。信号処理要求がロック表示を必要とする場合に、１対のロックしきい値が設定される。ロック表示は、受信機により受信された信号が信号を復調して信頼性あるデータを生成するのに十分な強さを持っていることを示すために使用することができる。このしきい値対は、ダイバーシティ組合せ技術を可能とするためにも使用することができる。受信機、特にレーキ受信機設計を利用している受信機は、同じ信号のマルチパスバージョンを並列に復調することができる。同じ信号のいくつかのバージョンを組合せることは、加入者ユニットから送信された元の信号を再生成する方法である。任意の信号処理技術に対する正確なしきい値レベルは、システムの動作パラメータに基づいて所要の結果を達成できるように設定される。
本発明は可変レート通信システムにおいて上記方法を使用して、所定信号の強度が通信のために受入れ可能か否かを決定する。最低のデータレートで検出された信号エネルギがある予め定められたしきい値エネルギと一致する場合には、信号がロックされ、データ組合せ表示が設定される。
【図面の簡単な説明】
本発明の特徴、目的および効果は、同じ参照文字が全体を通して対応している図面を考慮に入れると、以下に記載する詳細な説明からさらに明らかになることであろう。
図１は、可変データレートスペクトラム拡散通信トランシーバの例示的な加入者ユニット送信部を図示しているブロック図である。
図２は、多数の独立した復調素子を含んでいる例示的な基地局受信機を図示しているブロック図である。
図３は、例示的な基地局受信機復調素子内の例示的なロック検出装置の位置を図示している詳細なブロック図である。
図４は、本発明の原理にしたがって動作する例示的なロック検出装置の図である。
図５は、異なるデータレートで送信あれ、図２の受信機により受信される場合に、データの所定のフレームがどのようにフォーマットされるかを図示しているものである。
好ましい実施形態の詳細な説明
通信システムにおける信頼性ある送信リンクを維持するために、正確な信号強度の測定が通常必要である。強い信号と相対的に弱い信号がそれぞれ所定の送信パスに沿って同様な干渉に出会う場合、一般的により強い信号が、より良い通信品質となるより高い信号対ノイズ比（ＳＮＲ）をもたらす。信号の小さなエネルギレベル変化を測定することができる通信システムは、これら強い信号と弱い信号を正確に区別する。
可変データレート通信システムでは、加入者ユニットにより送信される信号には、疑似ランダム的に分布されたデータが含まれている。信号強度における変動としてデータ変化が表れることから、この分布方法は正確な信号強度測定を困難にする。適切な信号にロックすることができるシステムが、適切な信号強度測定をすることが理想的である。本発明は、データ送信レートとは無関係に信号強度の測定が可能である、可変データレートシステムに対するロック検出装置および方法を提供する。
アクティブ電力制御グループは、データ送信レートとは関係なく信号情報を含んでおり、そしてアクティブ電力制御グループは、データフレーム内の電力制御グループのサブセットとなっている。好ましい実施形態では、データフレームは16の電力制御グループを持っており、この内少なくとも２つがアクティブ電力制御グループとして分類されている。図５は、可能なデータレートのそれぞれにおける送信のためにフォーマットされた例示的なデータフレームを図示している。図５に見られるように、各レートにおける電力制御グループは黒くされている。後に説明する疑似ランダムプロセスは、送信のために各フレーム内における電力制御グループの“配置”を制御する。このプロセスを調べると、少なくとも２つの電力制御グループであるアクティブ電力制御グループが各フレームで送信されている。これらのアクティブ電力制御グループは、フレームのためのデータレートに関わらず、フレーム中の同じ位置に現れている。好ましい実施形態では、アクティブ電力制御グループは８分の１すなわち最低のデータレートで送信されている。図５では、２つのアクティブ電力制御グループすなわち電力制御グループ2,9が、サンプルの８分の１レートフレーム506において、２つの黒くされた区間により示されている。後続するフレームにおけるアクティブ電力制御グループの位置は変化する。アクティブ電力制御グループの位置は、送信ユニットにおいて第８のレートフレームの位置が決定されるのと同じ方法で、受信ユニットにおいて決定される。アクティブ電力制御グループの位置は、送信ユニットまたは受信ユニットの識別子、通話割当番号、送信の１日の内の時間、送信ユニットまたは受信ユニットにより使用されるＰＮコードのような１以上のパラメータに基づいてもよい。
各アクティブ電力制御グループにより示されるエネルギレベルを累算すると、信頼性ある信号強度測定値に対する基礎が提供される。この方法は、実際のデータを含んでいるが、所定のフレーム内に送信された電力制御グループのすべては含んでいないアクティブ電力制御グループに信号の測定を制限することから、この方法は以前のロック検出方法に対して改善された方法である。潜在的には、いくつかのグループがノイズを含んでおり、したがって測定値を不正確なものにしている。
他の重要な観点は、累算された信号エネルギレベルを測定するために、複数のしきい値レベルを使用することである。信号が受信される時、それらのそれぞれ累算されたエネルギは、単一のエネルギしきい値レベルではなく複数のしきい値レベルに対して比較される。複数のしきい値レベルを使用すると信号検出が改善され、送信信号における位置付けられたエネルギレベルの変動により生じる誤った信号検出誤差を減少させることができる。例示的な実施形態は信号の決定をする際に２つのしきい値レベルを使用するが、さらに要求が厳しい通信環境においては、複数のしきい値レベルを使用するさらに複雑な方法を使用してもよい。例えば、上側のしきい値レベルは、エネルギレベルが通信のために十分であることを示すために使用することができる。下側のしきい値レベルは、エネルギレベルが通信のために十分ではないことを示すために使用することができる。信号が上側のしきい値レベルを越えた場合、後続するわずかな変動が信号を同じ上側しきい値リミットより下に低下させたとしても、信号は通信に対して有効なものであると見なされる。一旦信号が上側しきい値リミットを越えると、信号が下側しきい値リミットより上のままである限り、信号が通信に対して有効であると見なされたままである。
本発明の理解を助けるために、加入者ユニットにより符号化され送信されるデータの簡単な説明を行う。図１は、可変データレートトランシーバにおける送信部100の例示的な実施形態を図示している。ＣＤＭＡセルラや、パーソナル通信ネットワーク（ＰＣＮ）可変レート通信システムのような、例示的な通信システムにおいて、“フォワードリンク”は、基地局から加入者ユニットへの送信パスを意味している。逆に“リバースリンク”は、加入者ユニットから基地局への送信パスを意味している。一般的に、加入者ユニットから送られた信号は、アクセスチャネルまたはトラフィックチャネルのいずれかで伝わる。アクセスチャネルは、通話の始まり、ページ対する応答、登録のような短い信号通信メッセージに対して使用される。トラフィックチャネルは、（１）１次トラフィック、一般的にユーザのスピーチデータ、（２）２次トラフィック、一般的にユーザの非スピーチデータ、（３）コマンドや制御信号のような信号送信トラフィック、（４）１次トラフィックと２次トラフィックの組合せ、または（５）１次トラフィックと信号送信トラフィックの組合せを通信するために使用される。
送信部100は、１次トラフィックが存在するモードで機能している場合に、送信媒体に対して、スピーチおよび／または背景ノイズのような音響信号をデジタル信号として通信する。音響信号のデジタル通信を促進するために、これらの信号はよく知られた技術を使用してサンプルされデジタル化される。例えば図１において、音はマイクロフォン102によりアナログ信号に変換され、アナログ信号はコーディク104によりデジタル信号に変換される。一般的にコーデック104は、標準的な８ビット／μlawフォーマットを使用してアナログデジタル変換プロセスを実行する。他の実施形態では、アナログ信号は均一パルスコード変調（ＰＣＭ）フォーマットで直接デジタル形態に変換してもよい。例示的な実施形態では、コーデック104は８kHzのサンプリングを使用し、64kbpsのデータレートを実現するようにサンプリングレートにおいて８ビットサンプルの出力を提供する。
８ビットサンプルは、コーデック104から可変レートボコーダ106に出力され、可変レートボコーダ106においてμlaw／均一コード変換プロセスが実行される。可変レートボコーダ106において、入力データサンプルは、予め定められた数のサンプルを有するフレームに構成される。可変レートボコーダ106の好ましい実施形態では、各フレームは160サンプルのオーダすなわち８kHzのサンプリングレートの約20msのスピーチを含んでいる。特定の通信システム設計に対して所望される場合に、他のサンプリングレートおよびフレームサイズを使用することができることは当業者により理解されることである。サンプルされたスピーチの各フレームは、可変レートボコーダ106により可変レート符号化される。ボコーダデータパケットは、付加的なフォーマットのためにマイクロプロセッサ108と関連回路に出力される。
マイクロプロセッサ108は、スピーチが符号化されたレートの表示とともに20ms毎にデータパケットを受け取る。マイクロプロセッサ108は、存在する場合には、２次トラフィックデータレートの入力も受け取る。マイクロプロセッサ108は、送信のために内部的に信号送信データ（すなわちコマンド）を発生させる。一般的にマイクロプロセッサ108は、プログラム命令メモリ内に含まれているプログラム命令と、データメモリ、適切なインターフェイスおよび技術的に知られているような関連回路を含んでいる。データはフレーム毎に、マイクロプロセッサ108からＣＲＣ＆テールビット発生器112に出力される。ＣＲＣ＆テールビット発生器112は、あるデータレートのデータに対して１組のチェックビットを計算し、また各フレームに対して１組のテールビットを発生させる。
図１において、チェックビットとテールビットを持つデータのフレームは、畳み込み符号化器114に出力される。例示的な実施形態において、畳み込み符号化器114は、レート１／３、束縛長ｋ＝９畳み込みコードを使用して、入力データを符号化することが好ましい。例えば、畳み込み符号化器114は、g0＝557（８進法）、g1＝663（８進法）およびg2＝771（８進法）の発生器関数で構成されている。技術的によく知られているように、畳み込み符号化は、直列的に時間シフトされた遅延データシーケンスの選択されたタップのモジュロ２加算を含んでいる。データシーケンス遅延の長さはｋ−１に等しく、ここでｋはコード束縛長である。好ましい実施形態ではレート１／３コードが使用されるので、符号化器に入力される各データビットに対して、３つのコードシンボル、すなわちコードシンボル(c0),(c1),(c2)が発生される。コードシンボル(c0),(c1),(c2)はそれぞれ発生器関数g0,g1,g2により発生される。コードシンボルは、畳み込み符号化器114からインターリーブ装置116に出力される。出力されたコードシンボルは、コードシンボル(c0)が最初で、コードシンボル(c1)が２番目で、コードシンボル(c2)が最後の順番でインターリーブ装置116に供給される。テールビットは、次のフレームの準備のために畳み込み符号化器114をリセットしてすべてゼロ状態にするために、各フレームの最後で使用することができる。
畳み込み符号化器114から出力されたシンボルは、ブロックインターリーブ装置116に供給され、このインターリーブ装置116はマイクロプロセッサ118の制御の下、コードシンボルを繰り返しそしてインターリーブする。一般的に、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）に記憶されているコードシンボルは、コードシンボルの繰り返しがデータ送信レートで変化する方法で配置される。送信データレートがフルレートである場合には、インターリーブ装置は100％のデューティサイクルで動作し、ブロックインターリーブ装置116からのコードシンボルは繰り返されない。ハーフレートでは、インターリーブ装置は50％のデューティサイクルで動作し、各コードシンボルは１回繰り返される（すなわち、各シンボルは２回生じる）。４分の１のレートでは、インターリーブ装置は25％のデューティサイクルで動作し、各コードシンボルは３回繰り返される（すなわち、各シンボルは４回生じる）。８分の１のデータレートでは、インターリーブ装置は12.5％のデューティサイクルで動作し、各コードシンボルは７回繰り返される（すなわち、各シンボルは８回生じる）。すべてのデータレートに対して、コードの繰り返しは、ブロックインターリーブ装置116から出力されるようなデータに対して、１秒当たり28,800コードシンボルの一定のコードシンボルレートになる。最終的には以下に説明するように、各コードシンボルのただ１回だけの発生が実際にリバースリンクで送信される。この例では、インターリーブ装置116は技術的によく知られた方法で構成されているブロックインターリーブ装置であり、20msの時間周期間隔に対してコードシンボルの出力を提供する。
再度図１を参照すると、インターリーブされたコードシンボルが、１秒当たり28.8キロシンボル（ksps）のシンボルレートに対応しているフレームで、ブロックインターリーブ装置116から64-ary直交変調器118に出力されている。一般的にリバースリンクスペクトラム拡散通信チャネルに対する変調は、M-ary直交信号送信を使用する。例えば64-ary直交信号送信を使用する場合、ブロックインターリーブ装置116から供給される６コードシンボル毎に、変調器118により選択され出力される64の可能性ある変調シンボルの１つとなる。一般的に、ウォルシュ関数に対応しているそれぞれの64-ary変調シンボルは、64チップを含んでいる。ウォルシュ関数とM-ary直交信号送信の使用におけるさらに詳細な情報は、1992年４月７日に発行され、本発明の譲受人に譲渡され、参照のためにここに組込まれている、“ＣＤＭＡセルラ電話システムにおいて信号波形を発生させるためのシステムおよび方法”と題する米国特許第5,103,459号を参照されたい。例示のために64-ary変調方式が使用されているが、より高いまたはより低いM-ary変調方式も使用することができる。
各シンボルは、変調器118からモジュロ２加算器の１つの入力である疑似ランダム（ＰＮ）変調器124内の排他的論理和ゲートに出力される。シンボルは変調器118から4.8kspsレートで出力され、この4.8kspsレートは１秒当たり307.2キロチップ（kcps）のウォルシュチップレートに対応している。排他的論理和ゲートに対する他の入力は、マスクされた疑似ランダムノイズ（ＰＮ）コードを発生させる長コード発生器120から提供される。長コード発生器120から提供される長コードシーケンスは、変調器118のウォルシュチップレートの４倍のチップレート、なすわち１秒当たり1.2288メガチップ（Mcps）のＰＮチップレートである。ＰＮ変調器124内の排他的論理和ゲートは２つの入力信号を結合させて、1.2288Mcpsのチップレートでデータの中間的な出力を供給する。
長コードシーケンスは、長さ２42−１チップのシーケンスの時間シフトであり、以下の多項式を使用して技術的に知られている線形発生器により発生される。
0003833711.tif 000002
ＰＮ変調器124内の中間的な出力は、１対のモジュロ２加算器（例えば、排他的論理和ゲート）に対する１つの入力としてそれぞれ供給される。ゲート対のそれぞれに対する他の入力は、変調信号をカバーするために使用される第２および第３のＰＮシーケンスである。第２および第３のＰＮシーケンスすなわち“短コード”は、短コード発生器121内に含まれている個々のＩおよびＱチャネルＰＮ発生器によって供給される。データは、実際の送信前に第２および第３のＰＮシーケンスを使用してＯＱＰＳＫ拡散される。リバースリンクトラフィックチャネルにおけるＯＱＰＳＫ拡散は、フォワードチャネルＩおよびＱパイロットＰＮコードと同じＩおよびＱのＰＮコードを使用する。短コード発生器121により発生されるＩおよびＱのＰＮコードは長さ２15であり、加入者ユニットにより感知されるようなフォワードリンクチャネルに関してゼロ時間オフセットコードであることが好ましい。さらに理解するために、フォワードリンクチャネルにおいて、パイロット信号が各基地局に対して発生される。各基地局パイロットチャネル信号は、先程言及したようにＩおよびＱのＰＮコードにより拡散される。すべての基地局のＩおよびＱのＰＮコードは基地局間で同じであるが、基地局送信間における区別を提供するために、コードはコードシーケンスのシフトによりオフセットされる。ＩおよびＱの短コードに対する発生関数は以下の通りである。
ＰI（ｘ）＝ｘ15＋ｘ13＋ｘ9＋ｘ8＋ｘ7＋ｘ5＋１              （５）
ＰQ（ｘ）＝ｘ15＋ｘ12＋ｘ11＋ｘ10＋ｘ6＋ｘ5＋ｘ4＋ｘ3＋１  （６）
短コード発生器121は、式（５）および（６）にしたがった出力シーケンスを供給するために、技術的によく知られているように構成することができる。このようなコード発生器の例は、1993年７月13日に発行され、本発明の譲受人に譲渡され、参照のためにここに組込まれている、“高速オフセット調整を有する２の累乗長疑似ノイズシーケンス発生器”と題する米国特許第5,228,054号に開示されている。
ＩおよびＱの波形は、それぞれ１対のモジュロ２加算器（例えば、排他的論理和ゲート）から出力され、それぞれ１対の有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ122に対する入力として供給される。ＦＩＲフィルタ122はデジタルフィルタであり、結果として得られるＩおよびＱの波形を帯域幅制限する。ＦＩＲデジタルフィルタ122は、結果として得られるスペクトラムが所定のスペクトラムマスク内に含まれるようにＩおよびＱの波形を成形する。ＦＩＲフィルタ122はよく知られたデジタルフィルタ技術にしたがって構成することができ、所要の周波数応答を提供することが好ましい。
ＰＮ拡散関数により発生されるＦＩＲフィルタ122に対する２進の′０′および′１′入力は、それぞれ＋１と−１にマッピングされる。デジタルフィルタのサンプリング周波数は4.9152MHz＝4×1.2288MHzである。ＩおよびＱのデジタル波形と同期した付加的な２進の′０′と′１′の入力シーケンスはＦＩＲフィルタ122に供給される。この特定のシーケンスはマスキングシーケンスと呼ばれ、データバーストランダム化装置により発生される出力である。マスキングシーケンスはＩおよびＱの２進波形を乗算して、ＦＩＲフィルタ122に対する３進（−１，０，＋１）入力を生成する。
前に論じたように、リバースリンクトラフィックチャネル上で送信するためのデータレートは可変であり（9.6,4,8,2.4または1.2kbps）、フレーム毎に変化する。リバースリンクトラフィックチャネルに対してフレームは固定された20ms長であることから、フレーム当たりの情報ビットの数は、9.6,4,8,2.4または1.2kbpsのデータレートにおける送信に対して、それぞれ192,96,48または24である。前に説明したように、情報はレート１／３畳み込み符号化器を使用して符号化され、その後コードシンボルが9.6,4,8,2.4または1.2kbpsのデータレートに対してそれぞれ１，２，４，８の係数で繰り返される。したがって結果として得られた繰り返しコードシンボルレートは、１秒当たり28,800シンボル（sps）に固定される。この28.8kspsストリームは前に説明したようにインターリーブされる。
送信前にリバースリンクチャネル信号は、選択されたシンボルが削除され、残りのシンボルが送信されるようにゲートされる。データレートが変化すると、送信ゲートのデューティサイクルも変化する。送信データレートがフルレート（9.6kbps）の場合には、送信ゲートはすべてのシンボルが送られるようにする。しかしながら、送信データレートがハーフレート（4.8kbps）の場合には、送信ゲートはシンボルの半分だけが送信されるようにする。４分の１レート（2.4kbps）では、送信機ゲートはシンボルの４分の１が送られるようにする。同様に８分の１レート（1.2kbps）では、ゲートはシンボルの８分の１が同じゲート処理プロセスを通して送られるようにする。
ゲート処理プロセスは、各フレームを電力制御グループと呼ばれる、予め定められた数の等しい長さの期間に分割することにより動作する。各電力制御グループには、６ウォルシュシンボルの形態で12ビットまたは36データシンボルが含まれており、各ウォルシュシンボルは64ウォルシュチップから構成されている。ある電力制御グループはゲートオンされる（すなわち送信される）一方、他のグループはゲートオフされる（すなわち送信されない）。ゲートオンとゲートオフのグループの決定は、データバーストランダム化装置論理回路110により制御される。リバースリンクチャネル上の実際のトラフィック負荷が平均化され、異なる加入者ユニットが電力制御グループを異なってランダム化して、時間領域においてシステムのエネルギを疑似ランダム的に拡散するように、ゲートオン電力制御グループはフレーム内のそれらの位置で疑似ランダム化される。さらに、ゲートオン電力制御グループは、繰り返しプロセスに対して入力される各コードシンボルが１度だけ送信されるようなものである。ゲートオフ期間の間は、加入者ユニットはエネルギを送信せず、同じリバースリンクチャネル周波数上で動作している他の加入者ユニットに対する干渉を減少させ、加入者ユニットエネルギを節約して使用する。
送信ゲート処理プロセスは、加入者ユニットがシステムにアクセスしようとしていたり、他の非トラフィックメッセージを送信している時のようなある送信に対してはディセーブルされる。このような例では、加入者ユニットは、送信に対して１度コードシンボルを繰り返して（各シンボルは２度生じる）4.8kspsデータレートにおいてメッセージを送信してもよい。
データバーストランダム化装置機能の実現において、データバーストランダム化装置論理回路110は０と１のマスキングストリームを発生させ、このマスキングストリームは、コードの繰り返しにより発生される冗長データを疑似ランダム的にマスクアウトする。マスキングストリームパターンは、データレートによって、また長コード発生器120により発生される長コードシーケンスから取られる14ビットのブロックによって決定される。マスクビットはデータフローと同期化され、ＦＩＲフィルタ122の動作を通してこれらのビットによりデータが選択的にマスクされる。データバーストランダム化装置論理回路110内で、長コード発生器120から出力された1.2288MHz長コードシーケンスが14ビットシフトレジスタに入力され、1.2288MHzのレートでシフトされる。このシフトレジスタの内容は、各リバースリンクトラフィックチャネルフレーム境界の正確に１電力制御グループ前に14ビットラッチにロードされる。論理回路110はマイクロプロセッサ108から入力されるレートとともにこのデータを使用して、予め定められたアルゴリズムにしたがって特定の電力制御グループを決定する。この特定の電力制御グループでは、データは送信のためにＦＩＲフィルタ122を通ることが許される。したがって論理回路110は、データがフィルタアウトされるべきか（′０′）または通されるべきか（′１′）に基づいて、全電力制御グループの各電力制御グループに対して、′１′または′０′を出力する。データバーストランダム化装置機能におけるさらに詳細な説明は、先に言及したＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５標準規格において、また本発明の譲受人に譲渡され、ここに参照として組込まれ、“データバーストランダム化装置”と題する留保中の米国特許出願第08/194,823号において開示されている。
図１では、ＦＩＲフィルタ122から出力されたＩチャネルデータは、デジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換器とアンチエーリアシングフィルタ回路126に直接供給される。しかしながら、ＱチャネルデータはＦＩＲフィルタ122から（示されていない）遅延素子に対して出力され、この遅延素子はＱチャネルデータに半ＰＮチップ時間遅延（406.9nsec）を付加する。その後Ｑチャネルデータは遅延素子からデジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換器とアンチエーリアシングフィルタ回路126に対して出力される。アンチエーリアシングフィルタ回路126は、デジタルデータをアナログ形態に変換し、アナログ信号をフィルタする。アンチエーリアシングフィルタ回路126から出力された信号は、オフセット直交位相シフト変調（ＯＱＰＳＫ）変調器128に供給され、ここで信号が変調されてＲＦ送信機132に出力される。ＲＦ送信機132は、送信のために信号を増幅し、フィルタし、周波数アップコンバートする。ＲＦ送信機132は論理回路110からも信号130を受け取って、送信されるべきフレームの部分の間に送信機をターンオンし、他の時間において送信機をターンオフする。ＲＦ信号は、基地局に対する通信のために、送信機132からアンテナ134に対して出力される。
リバースリンクチャネル上で送信されるデータは、送信前に、符号化され、インテーリーブされ、M-ary直交変調により変調され、ダイレクトシーケンスＰＮ拡散される。表Ｉは、リバースリンクトラフィックチャネル上のデータ値、シンボルおよび送信レート間の関係をさらに規定している。アクセスチャネルとリバースリンクトラフィックチャネルの両者に対して、フレームが固定された20ms長であることから、フレーム当たりの情報ビットの数は、9.6,4,8,2.4または1.2kbpsのデータレートにおける送信に対してそれぞれ192,96,48または24である。
0003833711.tif 000003
本発明をさらに理解するために、本発明に先だって信号受信および処理を説明する。図２は、加入者ユニットから送信される信号が基地局によりどのように受信され処理されるかを図示している。図３は、受信された信号が復調ユニット204によってどのように処理され、受信された信号が最終的にエネルギ累算器およびロック検出器344に到着する詳細を図示している。
典型的な基地局受信機は少なくとも１つの復調素子を持っており、この復調素子は復調ユニット中の少なくとも１つのロック検出装置を利用して信号検出を助ける。同様に多数の独立した復調素子を含む基地局は、複数のこのような検出器を利用する。図２は、複数の復調素子を持つ基地局の実施形態を図示している。図２は３つにセクタ分けされた基地局を表わしており、各アンテナ222A-222Cは１つのセクタに対するアンテナである。各アンテナ222A'-222C'はアアンテナ222A-222Cの１つに対応しており、同じ番号が付されたアンテナに対応しているセクタに対するダイバーシティアンテナである。各アンテナ222A-222Cは、アンテナ222A'-222C'の内の対応しているアンテナと同じカバー領域をカバーする。典型的な基地局では、アンテナ222A-222Cはオーバラップしているカバー領域を持ち、このカバー領域は基地局を３つのセクタにさらに分け、この３つのセクタでは、各アンテナは基地局の総計のカバー領域の３分の１以上をカバーしている。したがって単一の加入者ユニットからの信号は、一度に１つより多いアンテナにおいて存在するかもしれない。セクタの数および各セクタに割り当てられるアンテナの数は変化してもよい。このタイプの変更は、本発明の一般的な原理に影響を与えない。
アンテナ222A,222B,222C,222A',222B',222C'は、受信された信号をＲＦ処理およびデジタル変換回路224A,224B,224C,224A',224B',224C'にそれぞれ供給する。ＲＦ処理およびデジタル変換回路224A,224B,224C,224A',224B',224C'は、ＲＦ信号を処理してその信号をデジタルデータに変換する。ＲＦ処理およびデジタル変換回路224A,224B,224C,224A',224B',224C'はデジタルデータをフィルタして、結果として得られたデジタルデータをインターフェイスポート226に供給する。インターフェイスポート226は、制御装置200の制御の下、相互接続212を通して６つの入来信号パスの任意のものを検索素子または復調素子の任意のものに接続することができる。
検索および復調素子はまた、相互接続212を通して制御装置200により制御される。検索素子202A-202Nは、システム制御装置200により制御されるような特定の加入者ユニット情報信号の検索において時間領域のウィンドウを頻繁にスキャンする。検索素子202A-202Nは、生じたマルチパスの検索において信号の公称到着について１組の時間オフセットもスキャンする。
検索素子202A-202Nは、メモリ218に記憶させるために、受信されたデータを制御装置200に送る。検索素子202A-202Nはデータを標準バスを通して送っても、また検索素子202A-202Nは（示されていない）直接的なメモリアクセスによりデータをメモリ218に送ってもよい。制御装置200はメモリ218に記憶されているデータを使用して、復調素子202A-202Nを単一の加入者ユニットからの複数の情報信号の１つに割り当てる。
早い検索プロセスを提供するために、１つより多い検索素子を使用して完全な検索を行う。各検索素子202A-202Nは、１組の時間オフセットを検索するために制御装置200によって割り当てられる。各検索素子202A-202Nは、実行した検索の結果を供給して制御装置200に戻す。制御装置200は割り当て方法において使用するためにこれらの結果を表にする。
復調素子204A-204Nは、シンボル結合器208において結合されるデータシンボルを生成するように受信された信号を復調する。（示されていない）シンボル結合器208の出力は、ビタビ復号化に適する総軟判定データである。シンボル結合器208は、ちょうど１つのセクタからの信号を結合して出力を生成することがでるか、インターフェイスポート226により選択されるような複数のセクタからのシンボルを結合することができる。シンボル結合器208が、１つより多いセクタを通して通信している加入者ユニットからの信号を結合している時、この状態はより軟いハンドオフと呼ばれる。基地局はシンボル結合器208の出力をセルラシステム制御装置に送り、ここで共通の加入者ユニットからのシンボルが他の基地局からの信号とも結合され、単一の出力が生成される。このプロセスは軟いハンドオフと呼ばれる。復調素子204A-204Nは、いくつかの出力制御信号を相互接続212を通して制御装置200に供給し、この出力制御信号はロックまたはアンロック表示のような割り当てプロセスにおいて使用される。
各復調素子204A-204Nは、他のものに対して構造が非常に似ている。図３は、図２の復調素子204をさらに詳細に図示している。図３において、デジタル化された入力信号は、同相（Ｉ）および直交位相（Ｑ）の信号サンプルを持つオフセット直交位相シフト変調（ＯＱＰＳＫ）信号であるとして仮定されている。ＩおよびＱの信号サンプルはそれぞれ複数のビット値であり、デシメータおよび逆拡散装置330に入力される。一般的にＩおよびＱの信号サンプルはオーバサンプリングされ、入力はチップレートよりも高いデータレートで受信される。デシメータおよび逆拡散装置330では、データは、オーバサンプリングされたデータレートからＰＮチップレートにデシメートされる。その後データは、加入者ユニットにおいてこの信号を変調するために使用したのと同じ３つのＰＮシーケンスを使用して、デシメータおよび逆拡散装置330により逆拡散される。
デシメータおよび逆拡散装置330は、逆拡散されたＩおよびＱ信号成分を累算器308に出力する。累算器338は、ウォルシュチップ期間に対して逆拡散されたＩおよびＱ信号成分を累算して、累算されたＩおよびＱチップデータを生成する。その後累算されたＩおよびＱチップデータは、高速アダマール変換器（ＦＨＴ）および選択装置340により処理される。ＦＨＴおよび選択装置340のＦＨＴの部分は、累算されたＩおよびＱチップデータを可能性があるすべてのウォルシュシーケンスと相関させる。その後ＩおよびＱの各相関結果は、それぞれ対応するウォルシュシンボルの振幅を推定するために使用される。ＩおよびＱの相関結果のそれぞれからの振幅推定値は相互に比較される。最大のエネルギを持つＩおよびＱの相関結果に対応するウォルシュシンボルが、復調されたウォルシュシンボルとしてＦＨＴおよび選択装置340の選択装置部分により選択される。復調されたウォルシュシンボルは、そのウォルシュシンボルの対応する推定振幅とともに出力される。
異なる復調素子に割り当てられた信号パスの異なる到着時間のために、復調素子204はシンボルのデスキュー処理を実行する。時間デスキュー装置342は、各復調素子が他の復調素子に関して同期化シンボルデータを提供するように、出力を遅延させる。
エネルギ累算器およびロック検出器344は、一連の連続的なウォルシュシンボルエネルギを合計する。結果として得られた合計は、復調素子204の割り当てに使用するために、信号強度364として制御装置200（図２）に出力される。結果として得られた合計はまたしきい値と比較され、ロック状態またはアンロック状態を示し、そして信号の結合状態を示す。
復調素子204に割り当てられた信号パスの到着時間は、加入者ユニットの移動や加入者ユニット周囲の変化により、経時的に変化するかもしれない。したがって基地局の復調素子204は時間追跡回路を組込んでいる。デシメータおよび逆拡散装置330は、時間追跡プロセスにおいて使用されるべき、逆拡散されたＩおよびＱ信号成分の早いバージョンおよび遅いバージョンを出力する。累算器332はウォルシュチップ期間に対して、早いおよび遅い、逆拡散されたＩおよびＱ信号成分を累算し、累算された、早いおよび遅い、ＩおよびＱのチップデータを生成する。早いおよび遅いメトリック発生器334は、累算された、早いおよび遅い、ＩおよびＱのチップデータを、復調されたウォルシュシンボルに対応するウォルシュシーケンスによって乗算し、結果を累算して早いおよび遅い、ＩおよびＱのウォルシュシンボルを生成する。早いウォルシュシンボルの振幅は、早いＩおよびＱのウォルシュシンボルに基づいて見出だされ、遅いウォルシュシンボルの振幅は、遅いＩおよびＱのウォルシュシンボルに基づいて見出だされる。早いシンボルの振幅は、遅いシンボルの振幅から減算されて、誤差メトリックが生成される。誤差メトリックは、時間追跡回路336に出力される。時間追跡回路336は誤差メトリックを使用して、デシメータおよび逆拡散装置330における逆拡散動作が前に進んでいるのか、後ろに送れているのか、あるいは時間通りであるのかを決定する。時間追跡回路336はまた、制御装置200（図２）に対して出力するために、復調素子の絶対復調パス時間を追跡する。
検索素子202A-202Nは、図２において、検索素子が時間追跡およびロック検出を持っていないことを除いて復調素子と類似している。検索プロセスはチャネルコヒーレンスに対して早くなされ、単一の検索を実行するのに使用される時間の間には時間ドリフトが無視できることから、検索素子202A-202Nにおいて時間追跡は必要とされない。同様な理由から、この発明では、検索素子202A-202Nにはロック検出装置も必要とされない。
本発明の目的は、加入者ユニットにより送信され、ロック検出のために基地局により受信される可変レートのデータを含む信号の強度を決定する信頼性ある方法を提供することである。加入者ユニットにより選択されるデータレートに基づいて、電力制御グループに含まれているシンボルは、リバースリンク送信フレーム内の決定論的な疑似ランダム位置で送信される。図２および図３の復調素子204内に含まれている本発明のロック検出器は、受信信号の信号強度を示す。
エネルギ累算器およびロック検出器344により行われる信号強度の測定は、いくつかの理由から重要である。信号強度測定のこの方法の主な利点は、復調されたような信号の強度を迅速かつ信頼性を持って推定できることである。本発明は、地上チャネルの早いフェーディング特性により発生されるような早く変化する信号強度に対して即時応答を生成する。さらに正確な信号強度の測定は、入来信号のデータレートの測定がなされた後に行われることに留意しなければならない。しかしながら一般的にレートの決定プロセスには、遅延をもたらすビタビ復号化のステップが含まれている。本発明では、入来信号が、他の復調素子からの出力と結合させて、後続するビタビ復号化をするのに足りる十分な強度であるか否かを決定するために、信号強度の表示を使用することができる。低い信号強度の期間の間に時間追跡を一時的にディスエーブルするために信号強度を使用することができる。復調素子を新しい時間オフセットに再割り当てすべきであることを示す表示として信号強度を使用することができる。
本発明の例示的な構成は図４に図示されている。復調器エネルギ432は、レートとは無関係な方法で、信号強度が受信機によって使用されるのに十分であるか否かを決定するために使用される。信号強度が予め定められたロックしきい値レベルと等しいかこれを越えている場合には、受信信号は通信に対して十分であると考えられ、ロック表示信号422が適切にセットされる。復調素子は入来信号にロックされたと考えられる。
上記と類似する方法を使用すると、ダイバーシティ結合技術とともに使用するために信号強度が十分である場合に、結合表示信号が供給される。一旦検出信号エネルギレベルが予め定められた結合しきい値レベルに達すると、受信された信号強度は結合するのに十分であると考えられ、結合表示信号424が適切にセットされる。
最初に、電力制御グループクロック428は、固定長フレーム内のどの時間に電力制御グループが存在するかを示す信号を供給する。先に留意したように、例示的なフレームは20msの時間期間を占有し、１組の1.25msの16電力制御グループにさらに分けられる。電力制御グループクロック信号は、すべてのフレーム内の16電力制御グループのそれぞれの始まりを示す。
データ送信がフルレートより少ない時に加入者ユニットにおいて生じる信号ゲート処理プロセスにより、いくつかの電力制御グループはデータを含まない。アクティブ電力制御グループは、すべてのデータ送信レートにおけるデータを含んでいる、電力制御グループの最小サブセットである。アクティブ電力制御グループクロック信号は、データレートとは無関係に、ゲートオンされた電力制御グループの位置および周波数の表示を提供する。
基地局の受信機は、信号を拡散するために加入者ユニットにおいて使用されたのと同じ長ＰＮコードを逆拡散処理に対して使用する。長ＰＮコードは、さまざまなレートにおいてフレーム内に電力制御グループを位置付けるために、加入者ユニットにおいても使用される。同様に、長いＰＮコードは、基地局においてアクティブ電力制御グループを識別するために使用される。完全な同期化が決定されるまで、アクティブ電力制御グループは、信号の同期化が達成されたことの表示として使用することができる。
例示的な実施形態は、通信システムにおいて最も低いレートを使用して、どの時間の部分区間がアクティブ電力制御グループを構成しているかを決定する。最低のデータレートにおけるアクティブ電力制御グループは、より高いすべてのレートにおけるデータを含んでいる電力制御グループのサブセットである。したがってアクティブ電力制御グループ上のみのロック表示に基づくと、正確な信号強度の測定が確実となる。図５の例示的な８分の１レートフレーム506は、データを含んでいる２つの電力制御グループがアクティブ電力制御グループ2,9として考えられることを示している。これらの２つの電力制御グループは、４分の１レートのフレーム504ハーフレートのフレーム502またはフルレートのフレーム500で送信されており、これらの同じ電力制御グループがいまだデータを含んでいることから、アクティブ電力制御グループとして考えられる。この例では、８分の１レートフレーム506としてすべてのフレームに対して信号強度をサンプリングすると、実際のデータレートに関わらず、確実に正確な強度測定が行われる。本発明の教示は、システム中の最低データレート以外の他の基準に基づいて他のアクティブ電力制御グループを選択することも企図している。
図４では、復調素子204（図２および図３）から出力されるウォルシュシンボルエネルギレベル値は、復調器エネルギ信号432として累算器401の１入力に供給される。累算器401の他の入力はシンボルクロック信号403である。シンボルクロック信号430に応答して、累算器401は、１つの電力制御グループに対応している６つの入力ウォルシュチップエネルギレベル値を合計する。合計された値は、シフトレジスタ446とデジタル加算器すなわち合計装置438とから構成されているフィルタに対して出力される。累算器401は、次の電力制御グループに対応しているウォルシュチップエネルギレベル値の次の組の合計のために、リセットまたはクリアされる。
アクティブ電力制御グループクロック426と電力制御グループクロック428は、“アンド”ゲート400の入力に結合される。アクティブ電力制御グループクロック426と電力制御グループクロック428の両者は、それぞれアクティブ電力制御グループが受信されている時に信号表示を供給する。電力制御グループクロック426は、アンドゲート400に対する最初のクロック信号と、累算器401のリセット入力に対する遅延されたクロック信号とを供給するように、２位相クロックとして実現することができる。
アンドゲート400に対する両入力が示された時、累算器401中のエネルギ値は、シフトレジスタ446に出力される。例示的なシフトレジスタ446はアンドゲート400に結合されこれに応答し、複数の直列に接続されたレジスタ段402-416から構成されている。これらのレジスタ段402-416は、多数のアクティブ電力制御グループの合計されたエネルギレベルを記憶する。アンドゲート400に応答して、シフトレジスタ446は、レジスタ段402において新しいエネルギ測定値を受け入れ、前のエネルギ情報をレジスタ段402から後続するレジスタ段404にシフトさせる。後続するレジスタ段404-414も、アンドゲート400に応答して、それらの現在のエネルギ測定値をそれぞれに後続するレジスタ段406-416にシフトさせる。この方法は、シフトレジスタ446にロードされるエネルギサンプルを集める先入れ先出し（ＦＩＦＯ）方法であり、この例では、シフトレジスタ446は８つのレジスタ段を備えている。シフトレジスタのタイプにおける多くの変形や、より多いまたはより少ない段のシフトレジスタを使用してもよい。さらに、このようなレジスタ段間で値をシフトさせるための多くの方法を特定の適用に基づいて使用してもよく、これは本発明の教示の範囲内のことであると考えられる。
レジスタプリセット信号448は、１組の予め定められた値をレジスタにロードするために、シフトレジスタ446内に配置されているレジスタ素子402-416に結合されている。理解されるように、このレジスタにロードされる値は、結合表示またはロック表示を最初にイネーブルまたはディセーブルするために使用してもよい。
シフトレジスタ446内の各レジスタ段402-416のエネルギレベルは、合計装置438の入力にそれぞれ結合される。合計装置438は、各レジスタ段402-416により供給される個々のエネルギレベル値を取り入れ、エネルギ値シフトレジスタ446中のエネルギレベルの合計を表わしている合計されたエネルギレベル値440を供給する。シフトレジスタ446と合計装置438はＦＩＲ（有限インパルス応答）タイプのフィルタ機能を実行することは明らかである。さらに、オプション的な組のエネルギ重み付け素子402'-416'は、合計されたエネルギレベル値440に対して各レジスタ素子によりなされる個々のエネルギレベル寄与を修正するために使用することができる。復調素子により受信された信号の強度は、合計ユニット401の出力により示される総エネルギに関係している。レジスタ段402-416に存在する集合的なエネルギレベルがより高くなると、通信のために、復調された信号を使用できる傾向がさらに高くなる。
合計されたエネルギレベル440は、１対の比較器418，420のそれぞれ１つに対する１つの入力として各々に供給される。比較器418に対する他の入力は、ロックしきい値信号434と非ロックしきい値信号436である。合計されたエネルギレベル400、ロックしきい値信号434、および非ロックしきい値信号436の値に依存して、ロック表示信号422が供給される。第２の比較器も同様に動作する。比較器420に対する付加的な入力は、結合しきい値信号442と非結合しきい値信号444である。合計されたエネルギレベル440、結合しきい値信号442、および非結合しきい値信号444の値に依存して、結合表示信号424が供給される。
ロック検出方法の動作はシステムのリセットにより開始され、一般的にシステムのスタートアップか、対応する復調素子が新しい信号に割り当てられる時のいずれかである。いずれの場合においても、それぞれの新しい信号は一意的な時間オフセットを占有する。新しい信号が割り当てられた場合、現在のデータがレジスタ段402-416から取り除かれ、シフトレジスタ446には予め定められた初期データが予めロードされる。その後シフトレジスタ段は、受信されている復調器信号エネルギの評価を始める準備ができる。例示的な実施形態では、実際のエネルギレベルがシフトレジスタ446にシフトされた後にだけロック検出器がロック表示を供給するように、初期データセットがロードされる。フィルタを初期化するために使用される値は、既知のシステム要求に基づいてシステム設計者により選択される。システムオペレータは、検出器が最初に信号にロックすべきであり、したがって、信号がロックされているように最初に示す値をシフトレジスタ446に予めロードさせることを決定してもよい。
前に言及したように、シフトレジスタ446は８つのエネルギ値を記憶し、ＦＩＦＯデータ記憶ストラテジィを使用して、アクティブ電力制御グループクロック期間毎に新しいエネルギ値にシフトさせる。例示的な実施形態では、エネルギ合計装置438は８つの最新アクティブ電力制御グループに記憶されているエネルギ値を合計して、総エネルギ測定値を供給する。１つの構成において、エネルギ合計装置438は、ロック検出器シフトレジスタの各レジスタ段からの寄与を等しく重み付し、結果として得られた累算エネルギ信号440をロック比較器418と結合比較器420の両方に供給する。
合計装置438の他の構成は、時間シフトレジスタ446が電力制御グループエネルギを保持していた相対的な長さに応じて、それぞれの電力制御グループからのエネルギ寄与を変化させる。時間の関数としてエネルギ寄与を変化させることはエージングと呼ばれている。一般的に、新しい電力制御グループを受け取ったフィルタ素子は、他の任意のフィルタ素子よりもさらに正確に現在の信号強度の状態を表わす。例えば、レジスタ段402に関係するエネルギ重み付け素子402'は、レジスタ段402が後続するレジスタ段404-416よりもエネルギ合計に対してより大きなパーセンテージの寄与を行うように設定してもよい。エネルギ重み付け素子404'-416'は、レジスタ段402に比例してレジスタ段404-416が合計装置438に対してより少ないエネルギ値の寄与を行うように設定してもよい。一般的に、フィルタ素子の数が増加するか、または信号検出の制御がさらに必要な場合に、エネルギ重み付け素子402'-416'のさまざまな組合せを使用して、フィルタを微調整してもよい。さらにフィルタ機能は、技術的によく知られているように、ＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタを利用して実行してもよい。
先のいずれの構成においても、しきい値レベルのヒステリシスが合計装置438により供給されるような合計エネルギと比較され、ロック表示信号または結合表示がなされるべきか否かの決定がなされる。エネルギレベルのヒステリシスは、復調素子により受信されたエネルギにおける過渡的な変動によるロック表示の変動を減少させる。例えば、累算エネルギ信号440がロックしきい値信号434の値と一致するかこれを越えると、ロック表示422が供給される。一旦ロック表示422が供給されると、ロック表示信号422をディセーブルするためには、累算エネルギ信号440の値の後続した低下が、非ロックしきい値レベル436より下に行かなければならない。累算エネルギ信号440が非ロックしきい値信号436より下に低下すると、もはや信号強度は通信に対して十分であるとは考えられず、ロック表示信号422はもはや供給されない。実際のロック表示レベルは、経時的に集められた経験的なデータにしたがって較正してもよい。
しきい値レベルの同様なヒステリシスを累算エネルギ信号440と比較して、いつダイバーシティ結合表示信号424がなされるべきかを決定することができる。例えば、累算エネルギ信号440がしきい値信号442と一致するかこれを越えた場合、結合表示信号424が供給される。結合表示信号424は、全体的な信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を向上させるために、特定の復調素子により受信されている現在の信号を、他の復調素子により提供された同じ信号の他のマルチパスバージョンと結合させてもよいことを示す証拠である。結合表示信号424がもはや供給されなくなる前に、累算エネルギ信号440は、後続して非結合しきい値レベル444より下に低下しなければならない。例示的な実施形態では、結合しきい値信号442は、非結合しきい値よりも大きい。累算エネルギ信号440が第２の結合しきい値信号444より下に低下した時は、信号強度がマルチパスダイバーシティ結合技術に対してもはや十分とは考えられないことを示し、結合表示信号424はもはや供給されない。実際の結合表示レベルは、経時的に集められた経験的なデータにしたがって較正してもよい。
好ましい実施形態の先の説明は、この技術分野の当業者が本発明を製造または使用できるように提供されたものである。これらの実施形態に対するさまざまな修正は、当業者に容易に明らかになるであろう。ここに規定されている一般的な原理は、発明的な能力を使用せずに他の実施形態に対して適用することができる。したがって、本発明はここに示されている実施形態に限定されることを意図しているものではなく、ここに開示されている原理および新規な特徴と両立する最も広い範囲にしたがうことを意図していものである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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