(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デューティサイクル内のオフ期間中光信号供給源から出力される光信号を変調するように構成された変調器と、ゲート制御期間のタイミングを制御してセンサシステムからの出力光パルスを検出し変調器による漏光に対し位相発生搬送波周波数を印加するオン時間およびオフ時間を有するゲート制御時間のタイミングを制御するクロック回路とを備え、変調器は位相発生搬送波周波数ｆｐｇｃでの漏光を変調しセンサアレイ内に入射している漏光から生じるセンサアレイから戻された信号の周波数がベースバンド周波数から変位されて漏光からのセンサアレイの出力信号への寄与が低減されるように構成され、センサアレイ内に配列される複数の干渉センサを含み、デューティサイクルで動作する光信号供給源からベースバンド周波数の範囲に対しパルス光信号を受信する時分割マルチプレックス処理センサシステム内の漏光によるノイズを抑制する装置。
【請求項２】
変調器が光信号供給源の内部の周波数変調器である請求項１記載の装置。
【請求項３】
変調器が光信号供給源に対し外部の位相変調器である請求項１記載の装置。
【請求項４】
漏光が周期的な偏位角を有する関数として表現され、変調発生器はゲート制御期間におけるオフ時間内の積分数のサイクルを含み、センサシステムから出力光パルスを検出するノイズ抑制信号を発生し、これにより関数としての偏位角が零となり漏光の強度が零となるように構成された請求項１記載の装置。
【請求項５】
変調器に接続される変調スイッチと、変調器に対し信号を与えるように構成される変調発生器と、変調器とセンサアレイとの間に接続される光スイッチとを備え、変調発生器及び変調器はクロック回路の制御下で動作するように構成され、クロック回路が変調器を光スイッチと同期させて両方の問合光パルスをセンサアレイに与え、ノイズ抑制信号を発生するように構成された請求項１記載の装置。
【請求項６】
変調発生器がゲート制御期間におけるオフ時間内の積分数のサイクルを含み、センサシステムからの出力光パルスを検出するノイズ抑制変調信号を発生する請求項５記載の装置。
【請求項７】
センサシステムが検出バンド幅を有する光検出器を含み、漏光の一部が変調され、センサアレイから光検出器へ戻された信号が検出バンド幅の外側にあるように構成された請求項５記載の装置。
【請求項８】
センサシステムは検出バンド幅を有する光検出器を含み、漏光の一部が変調され、センサアレイから光検出器へ戻された信号が検出バンド幅の外側にあるように構成された請求項１記載の装置。
【請求項９】
デューティサイクル内のオフ期間中光信号供給源から出力される光信号を変調するように構成される変調器を具備させる工程と、ゲート制御期間のタイミングを制御してセンサシステムからの出力光パルスを検出し変調器による漏光に対し位相発生搬送波周波数を印加するための時間のタイミングを制御するよう構成されるクロック回路を具備させる工程とを包有し、変調器は位相発生搬送波周波数ｆｐｇｃでの漏光を変調しセンサアレイ内に入射されている漏光から生じるセンサアレイから戻された信号の周波数がベースバンド周波数から変位されて漏光からのセンサアレイの出力信号への寄与が低減されるように構成し、センサアレイ内に配列される複数の干渉センサを含みデューティサイクルで動作する光信号供給源からパルス光信号を受信する時分割マルチプレックス処理センサシステム内の漏光によるノイズを抑制する方法。
【請求項１０】
ゲート制御期間におけるオフ時間内の積分数のサイクルを含むノイズ抑制変調信号を発生しセンサシステムから出力光パルスを検出する変調発生器を具備させる工程を包有する請求項９記載の方法。
【請求項１１】
変調スイッチを変調器と接続する工程と、信号を変調器に与えるよう構成される変調発生器を設ける工程と、クロック回路の制御下で動作する変調発生器及び変調スイッチを設ける工程と、変調器とセンサアレイとの間に光スイッチを設ける工程と、変調器と光スイッチとを同期化させ両方の問合光パルスをセンサアレイに与えノイズ抑制信号を発生するクロック回路を設ける工程とを包有する請求項９記載の方法。
【請求項１２】
周期的偏位角を有する関数として漏光の強度を表現する工程と、ゲート制御期間におけるオフ時間内の積分数のサイクルを含むノイズ抑制変調信号を発生し、センサシステムからの出力光パルスを検出して関数としての偏位角を零とし漏光の強度を零にする変調発生器を設ける工程とを包有する請求項１１記載の方法。
【請求項１３】
検出バンド幅を有する光検出器を含むセンサシステムを設ける工程と、漏光を変調しセンサアレイから光検出器へ戻された信号の一部を検出バンド幅の外側に位置させる工程を包有する請求項１１記載の方法。
【請求項１４】
検出バンド幅を有する光検出器を含むセンサシステムを設ける工程と、センサアレイから光検出器へ戻される漏光の一部を検出バンド幅の外側に位置させる工程とを包有する請求項９記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
この発明は光ファイバセンサシステム、特に光ファイバ干渉センサから出力される信号を処理して物理的パラメータの変化を測定する技術思想に関する。
【０００２】
（背景技術）
時分割マルチプレックス処理されアレイがレーザ源から光ファイバ伝達ラインを経て一連の分離した光ファイバ干渉センサへパルス光を送信する。光ファイバネットワーク内の好適な遅延により、単一の入力光パルスが干渉センサ素子内において分割される。各素子の出力光パルス内には好適な音響情報がエンコード処理されて含まれる。出力光パルスは順次戻光ファイバ伝達ラインに重複されずに連結され、更に光ダイオード受信器及び信号処理電子回路へ移動する。従って１入力光パルスがセンサの数に等しい出力光パルス列に変換される。
【０００３】
出力パルス列の期間により入力パルスの反復速度が制御される。１出力パルス列が受信された後、直ちに第２の入力パルスから引き出される別のパルス列が来る。入力パルス列のデューティサイクルは低い。デューティサイクルは単に隣接する出力パルスの重複なくセンサの数分の１に近づくことができる。
【０００４】
入力光パルスの発生には内部発生法と外部発生法の２通りがある。内部パルス発生法ではレーザ源がオン・オフ動作され、一方外部パルス発生法では外部光スイッチにより一定出力のレーザ源のゲートがオン・オフされる。いずれの場合も理想的なスイッチングとは、オフ状態が無限のオン・オフ消弧比で実際にオフにされ不都合なバックグラウンド漏光が存在しない。
【０００５】
理想的ではないスイッチにおいては光ファイバの音響アレイを経て移動する漏光が電子的にゲート制御され検出されるに伴い、各出力光パルスに重畳される。多数のセンサを有する光ファイバシステムでは、極めて少量のバックグラウンド漏光によっても発生されたノイズが漏光のない場合と同じ出力光パルスにより何倍ものノイズを生じてしまう。特に多くの寄生干渉の戻りからの漏光の強度変動がレーザ位相ノイズにより発生される。センサの数がＮ個の場合、寄生干渉戻りの数はＮ＊（２Ｎ−１）に等しい。各戻りはそれと関連するノイズ電力を有している。光ノイズのこの成分は１００ＫＨｚ寄り低い周波数成分の大半を有する特性で主に１／ｆであり、この成分によって５０ｄＢ光スイッチでもシステム性能が大きく劣化される。
【０００６】
Ｎ個のセンサに対する寄生干渉戻り数は各種通路数に相応する。不整合長は各センサに対する不整合長と同様に短く、最遠のセンサを経る最長往復路に最大に近いセンサを経た最短往復路との間の差程度になる。主不整合長と呼ばれる各センサの不整合長は通常１メートルであり、最長の不整合長は１キロメータ以上となろう。隣接するセンサ間の往復距離に相当する第２の最短不整合長は通常２０メートル以上である。
【０００７】
（発明の開示）
本発明によれば、時分割マルチプレックス処理センサシステムの漏れ光によるノイズが抑制され、このシステムにはセンサアレイとして配列される複数の干渉センサが含まれ、センサはデューティサイクルで動作する光信号源から光パルス信号を受信する。光供給源から出力される信号はデューディサイクルのオフ期間中変調され、これにより漏光が変調されるが、センサ問合せ信号は変調されない。漏光は出力信号に対する不都合の周波数寄与がベースバンド周波数から変位されるように変調される。この周波数変位により受信した信号の不都合なノイズ電力が大幅に減少される。
【０００８】
（発明を実施するための最良の形態）
ここに時分割マルチプレックス処理センサアレイのノイズを抑制する装置及び方法が開示される。本発明を完全に説明するために具体的な実施形態が開示される。一方本発明はこれらの特定の形態に束縛されることなく実施することも可能であることは明らかであろう。周知の構成部品は、本発明を不必要に不明確にしないようにブロック図で示されている。
【０００９】
図１は偏光ダイバーシティ検出器１４に対し出力を与えるよう構成される光ファイバセンサアレイ１２に対し光信号を与えるように構成されたノイズ抑制システム１０を示している。光ファイバセンサアレイ１２は好ましくはラダーアレイ状に配列された複数の干渉センサ１２Ａ，１２Ｂを含む。不整合光ファイバ干渉計は光ファイバ音響アレイに対する検出素子として使用される。干渉センサ１２Ａ，１２Ｂ等は好ましくは、マッハ・ツェンダー干渉計あるいはマイケルソン干渉計のいずれかが用いられ得、その構成自体は当業者には周知である。
【００１０】
ノイズ抑制システム１０には光位相変調器１６に対しコヒレントな光信号を与える光信号源１５が含まれる。位相変調光信号は光位相変調器１６から光スイッチ１８へ出力される。光スイッチ１８はタイミング発生器２０の制御下で動作し、光信号を光ファイバセンサアレイ１２へ与える。タイミング発生器２０はクロック信号および同期信号を変調発生器２２に与える。変調スイッチ２４は変調発生器２２と光位相変調器との間に接続される。
【００１１】
図２は本発明で使用可能な変調システムを示す。光検出器１４は干渉計アレイの光出力を示す電気信号を前置増幅器３２に対し与える。前置増幅器３２は光検出器１４の出力を増幅し、増幅した光検出器１４の出力を積分器３４に対し与える。サンプル・保持回路３６は積分器３４の出力を受信する。
【００１２】
電圧増幅器３８が光位相変調器１６およびランプ発生器４０に対し電圧を与える。ランプ発生器４０から出力されるランプ信号はタイミング発生器４２に対し与えられる。タイミング発生器４２は次に光ゲート３０に対しタイミング信号を与え、光ゲート３０自体はレーザ１５と光位相変調器１６との間に配置されている。タイミング発生器４２はまた積分器３４に対し積分器制御信号を与え、サンプル・保持制御信号をサンプル・保持回路３６に対し与える。
【００１３】
サンプル・保持回路３６の出力は次にアナログ・ディジタルコンバータ４４に入力され、コンバータ４４自体は積分された干渉計の出力信号をディジタル化する。このディジタル化信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３は次にディジタル信号プロセッサ４６に入力される。
【００１４】
光ファイバ干渉計は干渉計の出力部において測定された信号を発生する２通路間の時間と共に変化する位相遅延を測定する。位相遅延は以下のように表される。
Ｓ（φ）＝Ａ＋Ｂ  ｃｏｓ  φ．                            （１）
式（１）内には考慮すべき３要素、平均信号Ａ、干渉信号振幅Ｂ及び所望の干渉計位相シフトΦが存在する。この３要素のすべては時間と共に変化する。
【００１５】
周知のプラクティスによれば、位相シフトの抽出は位相発生搬送波により可能である。レーザ源からの光は搬送波に印加し、搬送波のある周波数での正弦波的に変化する位相はレーザ源の内部周波数変調あるいは外部位相変調器による位相変調により発生される。干渉計の出力の検出は搬送波周波数の各種の高調波で行われる。フィルター干渉計信号と搬送波周波数の高調波での好適な規準信号との混合及びこれに続くフィルタリング動作により、ベースバンドで２出力が発生される。この２出力は以下のように示される。
Ｑ（φ）＝Ｑ０  ｓｉｎ  φ                                （２）
および
Ｉ（φ）＝Ｉ０  ｃｏｓ  φ．                              （３）
【００１６】
出力Ｑ（Φ）及びＩ（Φ）は干渉位相シフトΦを求積要素及び同相要素で表現したものである。比Ｑ／Ｉのアークアタンジェントを求めると、所望の位相シフトが得られる。
【００１７】
各干渉計シフトの発生は以下に説明する復調法での中心の事項である。干渉計位相Φの取得は簡単な算術操作に変換される。特に高調波基準信号と干渉計出力との混合及びそれに続く位相発生搬送波に対し要求されるすべてのフィルタリング動作が除去される。一般にディジタル信号処理はノイズ、バンド幅及びダイナミックレンジ性能に対し与える利点のアナログ信号処理に対し好ましい。変化する干渉計位相Φにより発生される強度信号はサンプリングされ復調電子回路処理の他の部分へ送られる。
【００１８】
干渉計位相シフトΦはレーザ源の光周波数の関数である。この位相シフトは次のように表現される。
φ＝２πｆ０τ．                                          （４）
干渉計の光路不整合のため、光周波数はｆ。であり、時間遅延はτである。
【００１９】
干渉計を経て伝播する光の光周波数をある分散レベルから他の分散レベルへ変更するには２通りの方法がある。第１の方法はレーザ空洞長さをステップ状に変更することあるいはレーザモードホッピングによりレーザ源周波数をステップ状に変更する。第２の方法は変調器で時間に対し線形位相ランプを発生することにより外部位相変調器の出力部における光周波数をステップ状に変調する。
【００２０】
線形電圧ランプにより発生される位相変調器内の光位相シフトは以下のように表現される。
0003842551.tif 000002
光位相シフトを印加した電圧と関連付けする比例定数Ｋはニオブ酸リチウム導波管位相変調器に対し電圧当たり約１ラジアンの代表的値を有する。位相シフトΘ／２πの時間導関数は位相変調器により光に与えられる周波数シフトβである。静的位相オフセットはΘ０である。位相変調器に入る光は光周波数ｆ０を有し、出光はｆ０＋βを有する。線形電圧ランプの期間はｔ０である。
【００２１】
干渉計位相シフトΦは位相変調器の線形電圧ランプにより変更され、これにより位相シフトαが誘導される。次に位相シフトは以下のように表現される。
φ＋α＝２π（ｆ０＋β）τ．                              （６）
位相シフトαはまたレーザ源周波数をステップ状に変更することにより発生可能である。
【００２２】
３個の異る干渉計位相シフトが順次発生される。位相シフトに相当する測定された信号は：
Ｓ１（φ−α）＝Ａ＋Ｂ  ｃｏｓ（φ−α）・                （７）
Ｓ２（φ）＝Ａ＋Ｂ  ｃｏｓ（φ）                          （８）
Ｓ３（φ＋α）＝Ａ＋Ｂ  ｃｏｓ（φ＋α）・                （９）
【００２３】
信号Ｓ１、Ｓ３は外部位相変調器の等しく反対の線形位相ランプにより発生され、信号Ｓ２は休止状態にある位相変調器で発生される。また信号Ｓ１、Ｓ３はレーザ源周波数の等しく反対のステップ状変化により発生され、信号Ｓ２は周波数のステップ状の変化なく発生される。
【００２４】
３順次信号の好適な和及び差を用いて、干渉計位相シフトΦを用いる求積項及び同相項が発生される。これらは以下のように表現される。
0003842551.tif 000003
求積要素と同相要素との比は以下のように表現される。
0003842551.tif 000004
９０度の位相シフトαにより以下の結果が得られる。
0003842551.tif 000005
【００２５】
位相シフトαは３レベルアルゴリズムを良好に実行するために９０度である必要はない。式（９）及び式（１０）の場合、２Ｑ０及び２Ｉ０のピーク・ピーク振幅は干渉計位相Φが多くのサイクルにわたるに十分な時間の間Ｑ及びＩを観察することにより決定可能である。Ｑ及びＩの両方に対しＢに比例するピーク・ピーク振幅は極めて迅速に変化するが、Ｉ０に対するＱ０の比は時間と共に極めて緩徐に変化する。位相角Φに対し解くと、次の結果が得られる。
0003842551.tif 000006
0003842551.tif 000007
【００２６】
アルゴリズムの性能は信号Ｓ１、Ｓ３の反対位相シフトに対し振幅がどのくらい等しいか否かに左右される。信号Ｓ１、Ｓ３に対する位相シフトが時間にわたりドリフトし互いに大きさが追従すると、性能は劣化されない。
【００２７】
周知の例では干渉計位相シフトは検出する測定された信号の少なくとも２倍の搬送波周波数で正弦波的に変調され、サンプリングは搬送波周波数の少なくとも第２の高調波を十分にサンプリングが出来る程度に早くする必要がある。サンプリング理論、少なくとも１０サンプリング理論によれば、検出する最高音響周波数の期間中少なくとも１０サンプル、好ましくはより多くのサンプルが要求される。
【００２８】
本発明では、干渉計位相Φを測定するために干渉計出力の３サンプルが要求される。従って検出する最高周波数の期間にわたり最小６個の干渉計サンプルが要求される。一般にある測定バンド幅を有するセンサを造るためには干渉計出力のサンプル数がより少なくて済む。これによりサンプルがより広い「タイムスロット」により運ばれ、より多くのセンサ信号がファイバに時分割マルチプレックス処理されて、あるセンサバンド幅あるいはノイズレベルが得られる。
【００２９】
周知の例では正弦波的位相発生搬送波の変調期間中均等離間された時間で干渉計出力がサンプリングされる。これによりある干渉計出力の隣接サンプルが離散タイムスロットにより分離されることが求められる。複数のセンサの信号がマルチプレックス処理されると、サンプルは変調期間中インターリーブされる。これらのサンプルの到着時間に関する公差は各サンプルにおけるセンサ間の遷移時間の変化を示す必要がある。
【００３０】
３個の必要な光周波数は直ちに連続してセンサへ送られ、近接するタイムスロットでセンサからの３サンプルの戻りが可能となる。これら３サンプル間の時間遅延はセンサ構造に左右され、アレイのセンサ間の遷移時間には左右されない。従って戻った信号のタイミングはアレイ構成内の不均一性に対しそれほど敏感ではない。センサ離間の公差が緩いので、センサアレイは容易に組立られる。
【００３１】
変調発生器２２は第１のチャンネル２６を介し変調スイッチ２４へノイズ抑制変調を与え、第２のチャンネル２８を介し変調スイッチ２４へ信号変調を与える。変調スイッチ２４はまたタイミング発生器２０から変調スイッチ制御信号を受信する。変調スイッチ制御信号により変調スイッチ２４が作動されて、ノイズ抑制変調あるいは信号変調のいずれかが選択される。またタイミング発生器２０はクロック信号を受信器に与え、センサ信号を復活する。
【００３２】
本発明によるノイズ抑制システム１０はベースバンドを零にする技術を用いてシステム内のノイズを抑制する。光ファイバセンサアレイ１２へ入力される光パルス列は極めて低いデューティサイクルを有している。通常、光パルスは全時間の約１％に等しい時間オンになる。全時間の約９９％の時間のオフ時間中、漏光が発生されアレイ１２内に放射される。オフ時間中漏光を好適に変調すると、光ファイバアレイシステム内の受信光ノイズに対する漏光の寄与が大幅に減少される。これは好適な方法で検出されるときの極めて低いノイズ信号を発生するいくつかの変調周波数及び光ダイオード及び関連する前置増幅器の検出バンド幅を超える他の高い変調周波数へ、ベースバンドからのノイズの大半を変位することにより達成される。
【００３３】
漏光は寄生干渉計戻りのすべてに対する和である特性ノイズ電力分光濃度で直流量として処理可能である。漏光の光位相の変調により搬送波周波数の高調波に対するベースバンドからノイズ電力の一部が除去される。変調後の単一干渉計戻りのノイズ寄与は以下のように表される。
0003842551.tif 000008
ここにｆｐｇｃは位相発生周波数であり、Ｊｎ（β）は周知のベッセル関数である。式（１８）は以下の条件を用いて簡略化できる。
0003842551.tif 000009
従って全ノイズ電力に対するベースバンド高調波のノイズ電力の比は以下のように表される。
0003842551.tif 000010
【００３４】
βを有するベッセル関数係数の二乗により、搬送波周波数の各種の高調波に対し疑似される（ａｌｉａｓｅｄ）ノイズ電力の相対量が決定される。搬送波周波数がノイズバンド幅より相当に高いと仮定する。この結果搬送波周波数を中心とするサイドバンドのノイズとバンド幅のノイズとが無視し得る程度重複される。位相発生搬送波は      により与えられるベースバンドでの少量のノイズ電力を最小にし得る。
【００３５】
位相発生搬送波偏位角βの元は光ファイバ干渉計戻りの２光路の不整合である。平均電力項及び干渉項を有する干渉計戻りの出力は以下のように表される。
0003842551.tif 000011
ここに、Γ２−Γ１は２光路の位相遅延不整合である。
【００３６】
２光路の位相遅延不整合Γ２−Γ１は以下のように表現される。
0003842551.tif 000012
【００３７】
環境位相シフトはΦ、印加位相シフトはΘであり、位相発生搬送波周波数はｆｐｇｃであり、干渉計の２光路間の時間遅延はτである。干渉項は位相遅延不整合のコサインにより表される。
0003842551.tif 000013
【００３８】
干渉項は環境位相シフトΦのサイン、コサイン及び偏位角βのベッセル関数係数を含んでいる。式（２０）及び（２４）を参照するに、ベースバンドでの少量のノイズ電力は以下のように表される。
0003842551.tif 000014
【００３９】
ベッセル関数の偏位角は周期的である。時間遅延が搬送波周波数に対するものの積分倍数倍である場合、偏位角は零であり、ノイズ電力はサイドバンド内に疑似されない。他の時間遅延に対しては、ベースバンドでのノイズ抑制量は印加位相シフトΘのサイズにより決定される。
【００４０】
６０ラディアンのΘ及び１０メガヘルツのｆｐｇｃに対する、０〜１００ナノ秒
0003842551.tif 000015
では、１００％のノイズ電力がベースバンド内にあり、外ではベースバンド内の
0003842551.tif 000016
の平均値は１．３８％であり、これは平均ベースバンドノイズ抑制が１９ｄＢであることを示している。Θを減少すると、ベースバンドノイズ抑制が減少され、Θを増加すると、ベースバンドノイズ抑制が増加される。
【００４１】
0003842551.tif 000017
トルに相当するラッダーアレイ内の隣接するセンサ間の代表的時間遅延であるも
0003842551.tif 000018
さく、大半の場合１％より十分に小さい。すべてのセンサに対する主な長さ不整合が１メートルに中心にされ、これにより平均時間遅延が５ナノ秒であるものと
0003842551.tif 000019
共に、すべての寄生干渉計戻りに対する平均ベースバンドノイズ抑制が２０ｄＢであることを示している。
【００４２】
外部ニオブ酸リチウム位相変調器はボルト当たり１ラディアンの代表的位相シフトを発生する。従って図３に示す結果を得るためには、６０ラディアンの印加位相シフトに相当する６０ボルトの零・ピーク電圧が必要となる。２０ｄＢ以上のベースバンドノイズ抑制は印加位相シフトをより小さくすることにより得ることができる。これは漏光に対し２分離周波数での２位相発生搬送波を与えることにより行われる。この場合、ベースバンド内の少量のノイズ電力は以下のように表現される。
0003842551.tif 000020
【００４３】
ベースバンド内のノイズ電力は１あるいは２の位相発生搬送波に対する２項の積である。２位相発生搬送波周波数の比が１／４または２／３のような小さな整
0003842551.tif 000021
ズ電力に対し他の寄与が存在する。この寄与は通常全体の１０％より小さい。
【００４４】
共に１０ラディアンに設定されるΘ１、Θ２、１０メガヘルツで設定されるｆ１ｐｇｃ、及び５０メガヘルツでのｆ２ｐｇｃに対する、０〜１００ナノ秒のτの関数と
0003842551.tif 000022
イズ電力の１００％はベースバンド内にあり、外ではベースバンド内のノイズ電力の大半は抑制された。すべての時間遅延に対する平均電力は０．９８％であり、２０ｄＢの平均ベースバンドノイズ抑制を示している。Θ１またはΘ２、あるいは両方を減少すると、ベースバンドノイズ抑制が減少され、Θ１若しくはΘ２、あるいは両方を増加すると、ベースバンドノイズ抑制が増加される。
【００４５】
0003842551.tif 000023
る。上述のように１１８ナノ秒がラダーアレイ内の隣接するセンサ間の代用的時間遅延であるものとする。図に示される１１８ナノ秒の倍数のすべてで、少量のベースバンドノイズは１％台である。同じことが個々のセンサからの主な５ナノ秒時間遅延に対しても当てはまる。図５及び図６の両方のグラフは約２０ｄＢのすべての寄生干渉計戻りに対する平均ベースバンドノイズの拒絶を示す。
【００４６】
１０ラディアンのΘ１及びΘ２は外部ニオブ酸リチウム変調器に対する１０ボルトの代表的な零・ピーク電圧に相当する。２０ｄＢベースバンドノイズ抑制に対し小さな電圧が望まれる場合、それぞれ特性周波数を有する縦列の３以上の位相発生搬送波が使用可能である。低い電圧と追加された実行の複雑さとの間の妥協が必要となる。
【００４７】
上記の重畳された各干渉計からの出力光パルスが電子的にゲート制御され検出される。ゲート制御時間は高周波数のマスタクロック回路であるタイミング発生器１８により制御される。ゲート制御によるオン時間中、光ダイオードにより検出された光は積分回数のクロックサイクルに等しい正確な時間区間に対し積分される。漏光は搬送波周波数ｆｐｇｃで変調され、搬送波周波数での振幅変調成分及びその高調波としてゲート制御による出力パルス上に現れる。
【００４８】
搬送波周波数はまた、ゲート制御によるオン時間中積分数の搬送波周波数サイクルが存在するように、マスタクロック回路に対しキードクランプされる。周波数ｆｐｇｃでの振幅変調された漏光の積分数のサイクルに対する積分により、零出力となる。搬送波周波数の高調波振幅変調された漏光の成分に対しても同じ零出力が得られる。２以上の搬送波周波数の場合ゲート制御によるオン時間中各搬送波周波数の積分数のサイクルが存在する必要がある。積分数のサイクルはまた個々の搬送波周波数の高調波の和及び異る組合せにより形成されるすべての異る周波数に当てはめる。積分数のサイクルに対する積分のための零処理に加えて、更に検出器の前置増幅器内でのフィルタリング作用及び高周波数のロールオフのため、検出された漏光が減少される。
【００４９】
１００ナノ秒のゲート制御によるオン時間が１０メガヘルツ搬送波周波数と連係する１期間に等しいものとする。これはまた５０メガヘルツクロックに対し５のような積分数のサイクルの高周波数クロックの対し設定される。ゲート制御によるオン時間と連係される期間及び位相発生搬送波は本例での場合のように等しくする必要はない。
【００５０】
積分またはゲート制御による時間でのジッタにより、一次高調波に対するノイズ抑制の効率を決定する小さな残留出力が発生される。一次高調波を中心とするノイズ信号は狭いバンドを有する。ベースバンドノイズの周波数成分の大半は１００ＫＨｚより小さく、１００ＫＨｚ台の等価ノイズバンド幅が与えらえる。搬送波周波数が１０ＭＨｚの場合、信号の分数バンド幅は１％である。すべて同じ偏位角が２次及びそれより高い次数の高調波に当て嵌まる。
【００５１】
最悪の場合でもシステムは１０メガヘルツで変調された信号の１サイクルの１０１％にわたり１０１ナノ秒の間積分処理を行うことができる。最初の１００ナノ秒により零出力が発生される。残留出力は最期の１ナノ秒の積分により発生される。振幅がｔ＝１００．５ナノ秒で最大であるとき、残留出力は最大にされる。
【００５２】
１０メガヘルツでの信号の効率的検出は同期検出を意味する。概念的にはこれは負の半サイクルが反転される整流に匹敵する。次に積分は５０ナノ秒の２個の正の半サイクルに対し行われる。１個の５０ナノ秒半サイクルの中心部に対する１ナノ秒により表される面積と２個の半サイクルにより表される面積との比により、中心が１０メガヘルツのノイズ抑制量が推測される。最悪の場合でも値は０．０１５が与えられ、１００ナノ秒積分時間の１ナノ秒誤差に対し１８ｄＢのノイズ抑制が得られる。
【００５３】
平均で１ナノ秒より大幅に小さい積分時間及びジッタ振幅を長くすると、搬送波周波数及びその高調波でのノイズ抑制効率が増加される。位相発生搬送波が２以上ある場合すべて同じ偏位角が適用される。ノイズ抑制の効率は平均ジッタ時間振幅と積分時間との比により２０ｄＢ台あるいはそれ以上である。全体としてベースバンド内及びベースバンド外の全ノイズに対し２０ｄＢのノイズ抑制数字は納得できる数字と考えられる。
【００５４】
ノイズ抑制法の実行は簡単である。全時間の約９９％であるオフ時間中、１以上の位相発生搬送波により漏光が変調される。これはレーザ源の内部周波数変調あるいは位相変調器の外部位相変調により行うことができる。
【００５５】
高周波数マスタークロック回路２０はエンコード処理された情報を含む出力光パルスを音響センサから検出する際の積分あるいはゲート制御による期間のタイミング合わせのために使用される。高周波数マスタークロック回路２０はまた、１あるいはそれ以上の位相発生搬送波の好適なタイミング合わせに使用される。
【００５６】
光信号源１５は光ファイバセンサアレイ１２内の干渉計センサから信号を得るに必要な光電力を与える。光信号源１５からの光は使用するレーザ源変調方式に応じて光位相変調器により変調される。光スイッチは短い時間期間の間変調された光信号を通過させて、アレイ間合光パルスを与える。
【００５７】
タイミング発生器は（１％台の）低いデューティサイクルゲートを与え、光スイッチをオンする。これによりセンサアレイ間合に対し低いデューティサイクル光パルスが送り出される。タイミング発生器はまた、使用するレーザ源信号変調方式に従って干渉計信号回復に必要な他の信号を与える。タイミング発生器はすべての必要なクロック信号及び同期信号を変調発生器に与える。
【００５８】
タイミング発生器２０はまた位相変調器１６を光スイッチ１８と同期させ、好適な信号変調が光スイッチ１８を通過するに伴い光信号上に存在する。光位相変調器１６の制御パルスにより光スイッチ１８の制御パルスが進められて、光位相変調器１６から光スイッチ１８への伝播遅延が補償される。
【００５９】
変調発生器２２は２種類の信号を発生する必要がある。使用するレーザ源変調方式に従って、第１の信号は光パルスの問合のために使用される。第２の信号は零抑制方式を実施するために使用される。上述したようにノイズ抑制変調信号は受信器での信号回復のために使用されるサンプル期間内の１あるいはそれ以上の周波数の積分数のサイクルを含む。この信号は安定した正弦波を発生する従来の方法で発生される。例えばクロック信号から動作している直接ディジタル合成器はクロック信号に同期され受信器サンプル期間内の積分数の期間を有している１あるいはそれ以上の正弦波を発生する。
【００６０】
本発明の方法及び使用法を説明するため、本発明の実施形態を説明した。実際上実施形態の変更が本発明の範囲及び精神内で可能である。説明した実施形態はすべての点で単に一例の例示でありそれに制限されるものではないものと考えられる。従って本発明は上述に制限されるものではなく添付の請求項により定義される。請求項内の等価物に含まれる実施形態のすべての変更形態が本発明に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明に係るノイズ抑制システムを含む時分割マルチプレックス処理光ファイバセンサアレイに対し使用可能な３レベル変調技術を示すブロック図である。
【図２】  図１の光ファイバセンサアレイに対し使用可能な３レベル変調技術を示すブロック図である。
【図３】  期間１００ｎｓの時間関数として単相発生搬送波に対する時分割マルチプレックス処理センサシステムのノイズ電力を示すグラフである。
【図４】  期間１１８０ｎｓの時間関数として単相発生搬送波に対する時分割マルチプレックス処理センサシステムのノイズ電力を示すグラフである。
【図５】  期間１００ｎｓの時間関数として２相発生搬送波に対する時分割マルチプレックス処理センサシステムのノイズ電力を示すグラフである。
【図６】  期間１１８０ｎｓの時間関数として２相発生搬送波に対する時分割マルチプレックス処理センサシステムのノイズ電力を示すグラフである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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