(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅変調発振器（１１）と、振動ミラーコイル励振回路（３１）と、振動ミラーコイル（４）と、電圧サンプラ（５１）と、パルス立上り時点決定回路（７）と、ピークホルダ（８）と、パルス立下り時点決定回路（９）とを含有し、
上記パルス幅変調発振器（１１）は、自励発振時には、パルス繰返し周波数が回動形振動ミラーの機械的共振周波数（Ｆ）よりも若干低く、デューティ率が４分の１よりも小なる発振パルス列（ｂ１）を出力するように、他励発振時には、パルス繰返し周波数が同振動ミラーの機械的共振周波数（Ｆ）に追従し、デューティ率が自励発振時のそれよりも更に小なる発振パルス列（ｂ１）を出力することが出来るように、構成され、
上記振動ミラーコイル励振回路（３１）は、上記振動ミラーの回動角（θ）が逆方向の最大点に到達した直後に、上記振動ミラーコイル（４）の第１の入力端子（Ａ４）に対して、上記発振パルス列（ｂ１）に基づいて正極性の励振パルスを印加するように構成され、
上記振動ミラーコイル（４）は、上記第１の入力端子（Ａ４）に対して正極性の励振パルスが印加された時、上記振動ミラーに対して同パルスの持続時間に比例した正方向の角運動量を与えるように構成され、
上記電圧サンプラ（５１）は、上記励振パルスの非印加時に、上記振動ミラーの自由振動に起因する逆起電圧の負極性の半波の絶対値を、上記振動ミラーコイル（４）の第１の入力端子（Ａ４）において検出するように構成され、
上記パルス立上り時点決定回路（７）は、上記電圧サンプラ（５１）の出力レベルがピークからゼロに到達した時点を検出して、休止中のパルス幅変調発振器（１１）の次なる発振パルスの立上り時点を決定し、同発振器（１１）の第１の変調信号入力端子（ａ１）に対して、同発振パルスを立ち上がらせるための負極性の変調電圧（ｑ）を印加するように、構成され、
上記ピークホルダ（８）は、毎周期、上記電圧サンプラ（５１）の出力電圧におけるピーク値（ｐｍ）を検出し、且つ保持するように、構成され、
上記パルス立下り時点決定回路（９）は、上記パルス幅変調発振器（１１）からの発振パルス持続信号と上記ピークホルダ（８）からのピーク値（ｐｍ）とを受けて、上記振動ミラーの所望の振幅に対応する目標値（ｖｒ）と上記ピーク値（ｐｍ）との電圧差に比例する発振パルス持続時間、従って又発振パルス立下り時点を決定し、同発振器（１１）の第２の変調信号入力端子（ａ２）に対して、持続中の発振パルスを立ち下がらせるための、正極性の変調電圧（ｒ）を印加するように、構成されている、
振動ミラー形走査装置用駆動回路。
【請求項２】
パルス幅変調発振器（１２）と、パルス列変換回路（２）と、振動ミラーコイル励振回路（３２）と、振動ミラーコイル（４）と、電圧サンプラ（５２）と、パルス立上り時点決定回路（７）と、ピークホルダ（８）と、パルス立下り時点決定回路（９）とを含有し、
上記パルス幅変調発振器（１２）は、自励発振時には、パルス繰返し周波数が回動形振動ミラーの機械的共振周波数（Ｆ）の２倍の周波数（２Ｆ）よりも若干低く、デューティ率が２分の１よりも小なる発振パルス列（ｂ２）を出力するように、他励発振時には、パルス繰返し周波数が同振動ミラーの機械的共振周波数（Ｆ）の２倍の周波数（２Ｆ）に追従し、デューティ率が自励発振時のそれよりも更に小なる発振パルス列（ｂ２）を出力することが出来るように、構成され、
上記パルス列変換回路（２）は、上記発振パルス列（ｂ２）を受けて、第１の変換パルス列（ｄ）、第２の変換パルス列（ｅ）、第３の変換パルス列（ｆ）、第４の変換パルス列（ｇ）、第５の変換パルス列（ｈ）、第６の変換パルス列（ｉ）及び第７の変換パルス列（ｊ）を出力するように構成され、
上記第１〜第６の変換パルス列の周期は、定常状態においては、上記発振パルス列（ｂ２）の周期（Ｔ／２，Ｔ＝１／Ｆ）の２倍（Ｔ）であり、
上記第１の変換パルス列（ｄ）の各週期は、励振期間と非励振期間とから成り、上記励振期間の始点は前の半週期の始点にあり、そのデューティ率は４分の１よりも小であり、
上記第４の変換パルス列（ｇ）の各週期は、接地期間と非接地期間とから成り、上記接地期間の始点は前の半週期の始点にあり、そのデューティ率は２分の１であり、
上記第３の変換パルス列（ｆ）の各週期は、励振期間と非励振期間とから成り、上記励振期間の始点は後の半週期の始点にあり、そのデューティ率は４分の１よりも小であり、
上記第２の変換パルス列（ｅ）の各週期は、接地期間と非接地期間とから成り、上記接地期間の始点は後の半週期の始点にあり、そのデューティ率は２分の１であり、
上記第５の変換パルス列（ｈ）の各週期は、サンプリング許容期間とサンプリング非許容期間とから成り、上記サンプリング許容期間は、上記第１の変換パルス列（ｄ）の励振期間の終了と共に開始し、前の半週期の終了と共に終了し、
上記第６の変換パルス列（ｉ）の各週期は、サンプリング許容期間とサンプリング非許容期間とから成り、上記サンプリング許容期間は、上記第３の変換パルス列（ｆ）の励振期間の終了と共に開始し、後の半週期の終了と共に終了し、
上記第７の変換パルス列（ｊ）の各週期は、上記パルス立下り時点決定回路（９）に対する動作許容期間と動作非許容期間とから成り、上記動作許容期間は、上記発振パルス列（ｂ２）の持続期間と同一であり、
上記振動ミラーコイル励振回路（３２）は、上記振動ミラーの回動角（θ）が逆方向の最大点に到達した直後に、上記振動ミラーコイル（４）の第１の入力端子（Ａ４）に対して上記第１の変換パルス列（ｄ）に基づいて正極性の励振パルスを印加すると共に、同ミラーコイル（４）の第２の入力端子（Ｃ４）に対して上記第４の変換パルス列（ｇ）に基づいて接地電位を供給するように、又、上記振動ミラーの回動角（θ）が正方向の最大点に到達した直後に、上記振動ミラーコイル（４）の第２の入力端子（Ｃ４）に対して上記第３の変換パルス列（ｆ）に基づいて正極性の励振パルスを印加し、同ミラーコイル（４）の第１の入力端子（Ａ４）に対して上記第２の変換パルス列（ｅ）に基づいて接地電位を供給するように、構成され、
上記振動ミラーコイル（４）は、上記第１の入力端子（Ａ４）に対して正極性の励振パルスが印加された時、同パルスの持続時間に比例した正方向の角運動量を上記振動ミラーに対して与えるように、又、上記第２の入力端子（Ｃ４）に対して正極性の励振パルスが印加された時、同パルスの持続時間に比例した負方向の角運動量を上記振動ミラーに対して与えるように、構成され、
上記電圧サンプラ（５２）は、上記第５の変換パルス列（ｈ）の各サンプリング許容期間中に、上記振動ミラーの自由振動に起因する逆起電圧の正極性の半波の絶対値を上記振動ミラーコイル（４）の第１の入力端子（Ａ４）において検出し、上記第６の変換パルス列（ｈ）の各サンプリング許容期間中に上記逆起電圧の負極性の半波の絶対値を、同第２の入力端子（Ｃ４）において検出し、且つそれらを時間軸上で合成するように、構成され、
上記パルス立上り時点決定回路（７）は、上記電圧サンプラ（５２）の出力レベルがピークからゼロに到達した時点を検出し、休止中のパルス幅変調発振器（１２）の次なる発振パルスの立上り時点を決定し、同発振器（１２）の第１の変調信号入力端子（ａ１）に対して、同発振パルスを立ち上がらせるための負極性の変調電圧を印加するように、構成され、
上記ピークホルダ（８）は、上記電圧サンプラ（５２）の半周期毎に、その出力のピーク値（ｐｍ）を検出し、且つ保持するように構成され、
上記パルス立下り時点決定回路（９）は、上記パルス列変換回路（２）からの動作許容信号と上記ピークホルダ（８）からのピーク値（ｐｍ）とを受けて、上記振動ミラーの所望の振幅に対応する目標値（ｖｍ）と上記ピーク値（ｐｍ）との電圧差に比例する発振パルス持続時間、従って又発振パルス立下り時点を決定し、同発振器（１２）の第２の変調信号入力端子（ａ２）に対して、持続中の発振パルスを立ち下がらせるための、正極性の変調電圧（ｒ）を印加するように、構成されている、
振動ミラー形走査装置用駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この出願の発明は、光学的情報読取装置に使用される振動ミラー形走査装置を駆動するための、振動ミラー形走査装置用駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光学的情報読取装置に使用される回動形ミラーは、非振動ミラーと振動ミラーとに大別される。ここに、非振動ミラーとは、光学的情報の読取り動作中、回動−停止−回動−停止を繰返すタイプのミラーのことであり、振動ミラーとは、同読取り動作中、停止することなく連続的に振動し続けるミラーのことである。
光学的情報読取装置に使用される振動ミラーは、固有の機械的共振周波数を有する。かかる振動ミラーの駆動方法は、非同期式と同期式とに大別される。ここに、非同期式駆動方法とは、振動ミラー走査装置に印加（供給）すべき電圧（電流）の周波数を、振動ミラーの機械的共振周波数から大きく離調させて置く（離隔させて置く）方法のことであり、同期式駆動方法とは、振動ミラー走査装置に印加すべき電圧の周波数及び位相を振動ミラーの機械的周波数及び位相にそれぞれ合致させる方法のことである。
後者の駆動方法においては、印加電圧として、正弦波電圧乃至鋸歯状波電圧等を用いるアナログ式が提案されている。
又、当該振動ミラーの回動位置及び角速度を直接的に検出する為のセンサを導入し、同センサの検出出力を利用して、当該振動ミラーの走査装置に対して印加すべき駆動電圧の周波数を、振動ミラーの機械的共振周波数に自動的に追従せしめることが提案されている。
【０００３】
【従来の技術の問題点】
然しながら、この出願の発明者の研究によれば、上記従来の駆動方法には、下記の様な欠点乃至問題点の存在することが明らかになった。
第一に、振動ミラーの回動位置及び角速度を直接検出する為のセンサを導入すると、製品コストが増大する。
第二に、上記センサの検出出力を利用して、駆動電圧の周波数を、振動ミラーの固有共振周波数に自動的に追従せしめようとすると、上記センサを組込んだ後に、改めて回路全体の調整が必要となる。
第三に、上記アナログ式の駆動方法（駆動電圧として、例えば正弦波電圧乃至鋸歯状波電圧を用いる駆動方法）では、電流乃至電力の消費が少なくなく、為に使用電池の長寿命化が困難である。
第四に、駆動電圧として、正弦波電圧乃至鋸歯状波電圧を用いるときは、動作電圧の範囲を極限まで広くすることが困難である。
【０００４】
【発明の目的】
それ故、この出願の発明の第一の目的は、振動ミラー（ＶＭ）を共振モードで動作せしめることが出来、しかも同振動ミラー（ＶＭ）の回動位置及び角速度を直接検出する為のセンサを必要としない、振動ミラー形走査装置用駆動回路を提供することにある。
この出願の発明の第二の目的は、振動ミラー（ＶＭ）を共振モードで動作せしめると共に、同振動ミラー（ＶＭ）の回動位置及び角速度を直接検出するセンサを使用すること無しに、駆動電圧の周波数及び位相を、同振動ミラー（ＶＭ）の機械的共振周波数及び位相に自動的に追従せしめることが出来る、調整不要の、振動ミラー形走査装置用駆動回路を提供することにある。
この出願の発明の第三の目的は、パルス電圧で振動ミラーコイルを励振すると共に、当該パルス電圧を同振動ミラー（ＶＭ）の機械的振動に自動的に同期させることより、消費電流及び消費電力を最小化し、以って使用電池の長寿命化を実現することが出来る、振動ミラー形走査装置用駆動回路を提供することにある。
この出願の発明の第四の目的は、パルス電圧で振動ミラーコイルを励振することによって、動作電圧の範囲を極限まで拡大することが出来る、振動ミラー形走査装置用駆動回路を提供することにある。
【０００５】
【目的を達成するための手段】
前記の課題を解決し、前記の目的を達成する為に、
この出願の発明の第１の実施の形態の振動ミラー形走査装置用駆動回路は、
パルス幅変調発振器１１と、振動ミラーコイル励振回路３と、振動ミラーコイル４と、電圧サンプラ５１と、パルス立上り時点決定回路７と、ピークホルダ８と、パルス立下り時点決定回路９とを含有し、
パルス幅変調発振器１１は、自励発振時には、回動形振動ミラー（ＶＭ）の機械的共振周波数Ｆよりも若干低いパルス繰返し周波数の発振パルス列ｂ１を出力するように、他励発振時には、同振動ミラー（ＶＭ）の機械的共振周波数Ｆに追従するパルス繰返し周波数の発振パルス列ｂ１を出力することが出来るように、構成され、
振動ミラーコイル励振回路３１は、振動ミラー（ＶＭ）の回動角θが逆方向の最大点に到達した直後に、振動ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ４に対して、発振パルス列ｂ１に基づいて正極性の励振パルスを印加するように構成され、
振動ミラーコイル４は、第１の入力端子Ａ４に対して正極性の励振パルスが印加された時、同パルスの持続時間に比例した正方向の角運動量を振動ミラー（ＶＭ）に対してを与えるように構成され、
電圧サンプラ５１は、励振パルスの非印加時に、振動ミラー（ＶＭ）の自由振動に起因する逆起電圧の負極性の半波の絶対値を、振動ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ４において検出するように構成され、
パルス立上り時点決定回路７は、電圧サンプラ５１の出力レベルがピークからゼロに到達した時点を検出して、休止中のパルス幅変調発振器１１の次なる発振パルスの立上り時点を決定し、同発振器１１の第１の変調信号入力端子（ａ１）に対して、同発振パルスを立ち上がらせるための負極性の変調電圧（ｑ）を印加するように、構成され、
ピークホルダ８は、毎周期、上記サンプラ５１の出力電圧におけるピーク値（ｐｍ）を検出し、且つ保持するように、構成され、
パルス立下り時点決定回路９は、パルス幅変調発振器１１からの発振パルス持続信号（ｊ）とピークホルダ８からのピーク値ｐｍとを受けて、振動ミラー（ＶＭ）の所望の振幅に対応する目標値ｖｒと上記ピーク値ｐｍとの電圧差に比例する発振パルス持続時間、従って又発振パルス立下り時点を決定し、同発振器１１の第２の変調信号入力端子ａ２に対して、持続中の発振パルスを立ち下がらせるための、正極性の変調電圧ｒを印加するように、構成されている。
【０００６】
この出願の発明の第１の実施の形態の振動ミラー形走査装置用駆動回路によれば、パルス幅変調発振器１１は、定常状態では、振動ミラー（ＶＭ）の機械的共振周波数Ｆに追従するパルス繰返し周波数の発振パルスを出力する。
振動ミラー（ＶＭ）は、回動角θが逆方向の最大点に到達した直後に、振動ミラーコイル４によって、正方向の角運動量が与えられ、その後は固有の機械的共振周波数Ｆで、自由振動を続行する（図２参照）。
振動ミラー（ＶＭ）の自由振動による逆起電圧は、同ミラー（ＶＭ）の回動角θが正方向の最大点θａ、及び逆方向の最大点−θａに到達した時点で、瞬間的にゼロとなる。パルス立上り時点決定回路７は、振動ミラー（ＶＭ）の回動角θが逆方向の最大点−θａに到達した時点（従って電圧サンプラ５１の出力レベルがゼロに到達した時点）で、パルス幅変調発振器１１の第１の変調信号入力端子ａ１に対して負極性の変調電圧ｑを印加して、発振パルスを立ち上がらせる。
かくして、パルス幅変調発振器１１のパルス繰返し周波数は、振動ミラー（ＶＭ）の機械的共振周波数Ｆに自動的に追従することとなる。
【０００７】
振動ミラー（ＶＭ）の振幅（回動範囲）θａは、自由振動時には、角速度θ′の最大値θ′ｍａｘ（θ＝０において現れる。）に比例する。振動ミラー（ＶＭ）の角速度θ′が最大値θ′ｍａｘに達すると、逆起電圧もピークに達する。逆起電圧のピーク値は、電圧サンプラ５１を経てピークホルダ８から出力される。パルス立下り時点決定回路９は、発振パルスの立上り時点に対して、所望の振幅と実際の振幅θａとの振幅差（所望の振幅に対応する目標値（電圧）ｖｍとピークホルダ８から出力されたピーク電圧ｐｍとの電圧差）に略比例するパルス持続時間を加算して、同発振パルスの立下り時点を決定し、同発振器１１の第２の変調信号入力端子ａ２に対して、正極性の変調電圧ｒを印加して、持続中の発振パルスを立ち下がらせる。
即ち、振動ミラー（ＶＭ）の実際の振幅θａが所望の振幅よりも小さければ小さい程、励振パルスの持続時間を延長して、より大きな角運動量を、従って又より大きな運動エネルギを、振動ミラー（ＶＭ）に与えるのである。
かくして、発振パルスの持続時間、従って又励振パルスの持続時間は、パルス立下り時点決定回路９によって自動的に調整され、その結果、振動ミラー（ＶＭ）の回動範囲（振幅）も、自動的に調整されることとなる。
【０００８】
この出願の発明の第２の実施の形態の振動ミラー形走査装置用駆動回路は、
パルス幅変調発振器１２と、パルス列変換回路２と、振動ミラーコイル励振回路３２と、振動ミラーコイル４と、電圧サンプラ５２と、パルス立上り時点決定回路７と、ピークホルダ８と、パルス立下り時点決定回路９とを含有し、
上記パルス幅変調発振器１２は、自励発振時には、パルス繰返し周波数が回動形振動ミラーの機械的共振周波数Ｆの２倍の周波数２Ｆよりも若干低く、デューティ率が２分の１よりも小なる発振パルス列ｂ２を出力するように、他励発振時には、パルス繰返し周波数が同振動ミラーの機械的共振周波数Ｆの２倍の周波数２Ｆに追従し、デューティ率が自励発振時のそれよりも更に小なる発振パルス列ｂ２を出力することが出来るように、構成され、
上記パルス列変換回路２は、上記発振パルス列ｂ２を受けて、第１の変換パルス列ｄ、第２の変換パルス列ｅ、第３の変換パルス列ｆ、第４の変換パルス列ｇ、第５の変換パルス列ｈ、第６の変換パルス列ｉ及び第７の変換パルス列ｊを出力するように構成され、
上記第１〜第６の変換パルス列の周期は、定常状態においては、上記発振パルス列ｂ２の周期（Ｔ／２，Ｔ＝１／Ｆ）の２倍（Ｔ）であり、
上記第１の変換パルス列ｄの各週期は、励振期間と非励振期間とから成り、上記励振期間の始点は前の半週期の始点にあり、そのデューティ率は４分の１よりも小であり、
上記第４の変換パルス列ｇの各週期は、接地期間と非接地期間とから成り、上記接地期間の始点は前の半週期の始点にあり、そのデューティ率は２分の１であり、
上記第３の変換パルス列ｆの各週期は、励振期間と非励振期間とから成り、上記励振期間の始点は後の半週期の始点にあり、そのデューティ率は４分の１よりも小であり、
上記第２の変換パルス列ｅの各週期は、接地期間と非接地期間とから成り、上記接地期間の始点は後の半週期の始点にあり、そのデューティ率は２分の１であり、
上記第５の変換パルス列ｈの各週期は、サンプリング許容期間とサンプリング非許容期間とから成り、上記サンプリング許容期間は、上記第１の変換パルス列ｄの励振期間の終了と共に開始し、前の半週期の終了と共に終了し、
上記第６の変換パルス列ｉの各週期は、サンプリング許容期間とサンプリング非許容期間とから成り、上記サンプリング許容期間は、上記第３の変換パルス列ｆの励振期間の終了と共に開始し、後の半週期の終了と共に終了し、
上記第７の変換パルス列ｊの各週期は、上記パルス立下り時点決定回路９に対する動作許容期間と動作非許容期間とから成り、上記動作許容期間は、上記発振パルス列ｂ２の持続期間と同一であり、
上記振動ミラーコイル励振回路３２は、上記振動ミラーの回動角θが逆方向の最大点に到達した直後に、上記振動ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ４に対して上記第１の変換パルス列ｄに基づいて正極性の励振パルスを印加すると共に、同ミラーコイル４の第２の入力端子Ｃ４に対して上記第４の変換パルス列ｇに基づいて接地電位を供給するように、又、上記振動ミラーの回動角θが正方向の最大点に到達した直後に、上記振動ミラーコイル４の第２の入力端子Ｃ４に対して上記第３の変換パルス列ｆに基づいて正極性の励振パルスを印加し、同ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ４に対して上記第２の変換パルス列ｅに基づいて接地電位を供給するように、構成され、
上記振動ミラーコイル４は、上記第１の入力端子Ａ４に対して正極性の励振パルスが印加された時、同パルスの持続時間に比例した正方向の角運動量を上記振動ミラーに対して与えるように、又、上記第２の入力端子Ｃ４に対して正極性の励振パルスが印加された時、同パルスの持続時間に比例した負方向の角運動量を上記振動ミラーに対して与えるように、構成され、
上記電圧サンプラ５２は、上記第５のパルス列ｈの各サンプリング許容期間中に上記振動ミラーの自由振動に起因する逆起電圧の正極性の半波の絶対値を上記振動ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ４において検出し、上記第６のパルス列ｈの各サンプリング許容期間中に上記逆起電圧の負極性の半波の絶対値を、同第２の入力端子Ｃ４において検出し、且つそれらを時間軸上で合成するように、構成され、
上記パルス立上り時点決定回路７は、上記電圧サンプラ５２の出力レベルがピークからゼロに到達した時点を検出し、休止中のパルス幅変調発振器１２の次なる発振パルスの立上り時点を決定し、同発振器１２の第１の変調信号入力端子ａ１に対して、同発振パルスを立ち上がらせるための、負極性の変調電圧ｑを印加するように、構成され、
上記ピークホルダ８は、上記電圧サンプラ５２の半周期毎に、その出力のピーク値ｐｍを検出し且つ保持するように構成され、
上記パルス立下り時点決定回路９は、上記パルス列変換回路２からの動作許容信号（ｊ）と上記ピークホルダ８からのピーク値ｐｍとを受けて、上記振動ミラー（ＶＭ）の所望の振幅に対応する目標値ｖｍと上記ピーク値ｐｍとの電圧差に比例する発振パルス持続時間、従って又、発振パルス立下り時点を決定し、同発振器１２の第２の変調信号入力端子ａ２に対して、持続中の上記発振パルスを立ち下がらせるための、正極性の変調電圧ｒを印加するように、構成されている。
【０００９】
この出願の発明の第２の実施の形態の振動ミラー形走査装置用駆動回路によれば、パルス幅変調発振器１２は、定常状態では、振動ミラー（ＶＭ）の機械的共振周波数Ｆの２倍の周波数２Ｆに追従するパルス繰返し周波数の発振パルスを出力する。
振動ミラー（ＶＭ）は、回動角θが逆方向の最大点−θａに到達した直後に、振動ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ４に対して印加された正極性の励振パルスによって、正方向の角運動量が与えられ、又、回動角θが正方向の最大点θａに到達した直後に、振動ミラーコイル４の第２の入力端子Ｃ４に印加される正極性の励振パルスによって、逆方向の角運動量が与えられ、固有の機械的共振周波数Ｆで、自由振動を続行する（図５参照）。
振動ミラー（ＶＭ）の自由振動による逆起電圧は、同ミラー（ＶＭ）の回動角θが正方向の最大点θａに到達した時点で、又、逆方向の最大点−θａに到達した時点で、瞬間的にゼロとなる。
パルス立上り時点決定回路７は、電圧サンプラ５２の出力レベル（絶対値）がゼロになった時点（振動ミラー（ＶＭ）の回動角θが逆方向の最大点−θａ又は正方向の最大点θａに到達した時点）で、パルス幅変調発振器１２の第１の変調信号入力端子ａ１に対して負極性の変調電圧ｑを印加して、次なる発振パルスを立ち上がらせる。
かくして、パルス幅変調発振器１２のパルス繰返し周波数は、振動ミラー（ＶＭ）の機械的共振周波数Ｆの２倍の周波数２Ｆに自動的に追従することとなる。
【００１０】
振動ミラー（ＶＭ）の振幅（回動範囲）θａは、自由振動時には、角速度θ′の最大値θ′ｍａｘ（θ＝０において現れる。）に比例する。振動ミラー（ＶＭ）の角速度θ′が最大値θ′ｍａｘに達すると、逆起電圧もピークに達する。逆起電圧のピーク値は、電圧サンプラ５２を経てピークホルダ８から出力される。
パルス立下り時点決定回路９は、パルス幅変調発振器１２の発振パルスの立上り時点に対して、所望の振幅と実際の振幅θａとの振幅差（所望の振幅に対応する目標値ｖｍ（電圧）と、ピークホルダ８から出力されるピーク電圧ｐｍとの、電圧差）に略比例するパルス持続時間を加算して、持続中の発振パルスの立下り時点を決定し、同発振器１２の第２の変調信号入力端子ａ２に対して、正極性の変調電圧ｒを印加して、持続中の発振パルスを立ち下がらせる。
即ち、振動ミラー（ＶＭ）の実際の振幅θａが所望の振幅よりも小さければ小さい程、励振パルスの持続時間を延長して、より大きな角運動量を、従って又、より大きな運動エネルギを、振動ミラー（ＶＭ）に与えるのである。
かくして、発振パルスの持続時間、従って、又励振パルスの持続時間は、パルス立下り時点決定回路９によって自動的に調整され、その結果、振動ミラー（ＶＭ）の回動範囲（振幅）も、自動的に調整されることとなる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
この出願の発明の第１の実施の形態による振動ミラー形走査装置用駆動回路の構成について説明する。
同第１の実施の形態は、回動共振形の振動ミラー（ＶＭ）を内包する振動ミラー形走査装置（例えば特開平７−２６１１０９号公報参照）を前提する。
回動共振形の振動ミラー（ＶＭ）は、例えば、振動ミラーコイルを流れる駆動電流によって回転力を受ける。他方で、機械的バネ力若しくは磁気バネ力によって復元力を受ける。
回動共振形の振動ミラー（ＶＭ）は、一度角運動量が与えられると、機械的共振周波数Ｆの自由振動が発生し、回動角θが、周期Ｔ（＝１／Ｆ）で、図２の第１段に図示した様に、正弦波状に変化する。そして、その際、振動ミラーコイルの端子間には、電磁誘導によって、図２の最下段に図示した通り、正弦波状に変化する逆起電圧が出現する。
図１は、この出願の発明の第１の実施の形態を説明するためのブロック図である。同図において、１１はパルス幅変調発振器、３１は振動ミラーコイル励振回路、４は振動ミラーコイル（ＶＭコイル）、５１は電圧サンプラ、６はリニヤ増幅器、７はパルス立上り時点決定回路、８はピークホルダ、９はパルス立下り時点決定回路である。
【００１２】
先ず、上記諸要素１１〜９の構成及び動作について説明する。
パルス幅変調発振器１１は、第１の変調信号入力端子ａ１、及び第２の変調信号入力端子ａ２、並びに１個の出力端子ｂを有する。変調信号が印加されない場合には、自励式パルス発振器として動作する。
パルス幅変調発振器１１の自励発振時のパルス繰返し周波数は、第１の実施の形態では、振動ミラー（ＶＭ）の機械的共振周波数Ｆよりも若干低くしておく。
第１の実施の形態が前提する振動ミラー（ＶＭ）の共振周波数は５０Ｈｚであるから、パルス幅変調発振器１１の自励発振時のパルス繰返し周波数は、４０Ｈｚ程度にしておく。この周波数については、格別の精度は必要でない。
パルス幅変調発振器１１の発振パルス列ｂ１の波形は、図２の第３段に図示した励振パルスの電圧波形と同様である。
第１の変調信号入力端子ａ１に負極性の変調電圧ｑが印加された時は、発振パルスが立ち上がるように、第２の変調信号入力端子ａ２に正極性の変調電圧ｒが印加された時は、発振パルスが立ち下がるように、構成される。
この様なパルス幅変調発振器１１は、例えば、シュミットトリガインバータと、帰還回路と、時定数回路とを組合せることによって、実現される。（詳しくは後述する。）
【００１３】
振動ミラーコイル励振回路３１は、振動ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ４に対して、励振パルス電圧を印加する。振動ミラーコイル４を流れるパルス電流は、振動ミラー（ＶＭ）に対して、印加時間に比例した角運動量を与える。
励振パルス電圧の印加開始のタイミングは、図２の第１〜第３段に図示した様に、振動ミラーの回動角θが最大点に到達した直後を選択する。励振パルス電圧の印加極性、或は振動ミラーコイル４の接続極性は、励振パルス電圧に基づくトルクが復元力として作用する方向を選択する。
振動ミラーコイル励振回路３１は、増幅及びバッファ作用を有する。この回路３をスイッチング素子、例えばＣ−ＭＯＳ・ＦＥＴを用いて構成するときは、動作電圧範囲を最大限まで拡大することが出来る。
振動ミラーコイル４は、第１の入力端子Ａ４に対して正極性の励振パルスが印加され、第２の入力端子Ｃ４に対して接地電位が供給されている時、振動ミラー（ＶＭ）に対して、同パルスの持続時間に比例した正方向の角運動量を与えるように、構成される。
【００１４】
電圧サンプラ５１は、励振パルスの非印加時において、振動ミラー（ＶＭ）の自由振動に起因する逆起電圧（電磁誘導電圧）を振動ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ４において、検出する。
かかる機能は、パルス幅変調発振器１１の発振パルス列ｂ１によって制御される禁止ゲートによって実現される。或いは、ダイオードによっても、実現される（この場合、ダイオードの極性と入力端子とは、励振パルス電圧を検出しないように選択される）。
【００１５】
リニヤ増幅器６の主な役割は、電圧サンプラ５１の出力（振動ミラーコイル４中に誘起された逆起電圧に比例する。）を、後段の諸回路で処理可能な振幅とするために、増幅することにある。
第２の役割は、電圧サンプラ５１の出力における、有害なノイズ成分を除去することにある。即ち、ノイズフィルタとしても機能することにある。
第３の役割は、増幅率を可変とすることによって、振動ミラー（ＶＭ）の走査振幅を調整することにある。
【００１６】
パルス立上り時点決定回路７は、ゼロ電圧検出回路を包含する。この回路は、電圧サンプラ５１の出力電圧（即ち振動ミラー（ＶＭ）による逆起電圧の絶対値）ｋが、ピークからゼロになったことを検出する（図２参照）。かかる機能は、比較回路を使用することによって、実現される。
しかして、パルス立上り時点決定回路７は、ゼロ電圧を検出するや否や、パルス幅変調発振器１１の第１の変調信号入力端子ａ１に対して、負極性の変調電圧ｑを印加して、同発振器１１の出力電圧をゼロレベル又は低レベル（以下単に「ゼロレベル」という。）から高レベルへと反転させる。即ち、同発振器１１の発振パルス列ｂ１中の各個のパルスの立上り時点を決定する。
【００１７】
ピークホルダ８は、電圧サンプラ５１の各周期毎に、増幅器６の出力電圧ｍのピーク値を検出し且つ保持する。そして、次の励振パルスの立下り時点で、一旦ゼロレベルに復帰する。
パルス立下り時点決定回路９は、振動ミラー（ＶＭ）の所望の振幅に対応する目標値（電圧）ｖｍとピークホルダ８から出力されたピーク電圧ｐｍとの間の電圧差を、時間差（持続時間）に変換する機能を有する。かかる機能は、時定数回路と比較回路とを用いて実現される。（詳細は後述する。）
故に、パルス立下り時点決定回路９は、パルス幅変調発振器１１の発振パルスの立上り時点を始点とし、これに時間差（持続時間）を加えて、立下り時点を決定する。そして、同発振器１１の第２の変調信号入力端子ａ２に対して、同発振パルスを立ち下がらせるための、正極性の変調電圧ｒを印加する。（詳細は後述する。）
【００１８】
次に、第１の実施の形態の全体的動作について説明する。
パルス幅変調発振器１１は、電源が投入されると、本来のパルス繰返し周波数で発振を開始し、最初の発振パルスを出力する。
振動ミラーコイル励振回路３１は、パルス幅変調発振器１１から受け取った最初の発振パルスに基づいて、最初の励振パルス電圧を、振動ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ４に印加する。
電源投入前例えば原点（θ＝０）にあった振動ミラー（ＶＭ）は、振動ミラーコイル４に流れる最初の励振パルス電流によって、正方向の角運動量が与えられる（回動角θの正・逆方向の決め方については図２参照）。振動ミラー（ＶＭ）の角速度θ′が連続的に増大し、励振パルスの終了時点で極大となる。
振動ミラー（ＶＭ）は、最初の励振パルスの終了時点で、振動モードが強制振動から自由振動に移行し、復元ばねのバネ力によって減速されながら、正方向の回動を続ける。
【００１９】
最初の励振パルス電流によって振動ミラー（ＶＭ）に与えられた運動エネルギが全部復元ばね中の機械的歪みエネルギ又は磁気的ポテンシャルエネルギに変換され尽くした時点で、振動ミラー（ＶＭ）の角速度θ′は瞬間的にゼロ（静止状態）となり、その回動角θは極大値となる。
振動ミラー（ＶＭ）は、その回動角θが極大値に達した時点で復元ばねの復元力によってその回動方向が反転せしめられ、加速されながら逆方向の回動を続ける。そして、原点（θ＝０）を通過して、逆方向の極大値に達する。この間、振動ミラー（ＶＭ）の角速度θ′は、原点（θ＝０）を通過する時点で極大となり、その後は連続的に減速され、遂にはゼロとなる。
従って、振動ミラー（ＶＭ）の自由振動によって振動ミラーコイル４中に誘起される逆起電圧は、励振パルスが終了した時点で正の極大、回動角θが正方向の極大値に達した時点でゼロ、回動角θが原点（θ＝０）を通過する時点で負極性の極大、回動角θが逆方向の極大点に達した時点で再びゼロとなる。
【００２０】
説明の便のため、電圧サンプラ５１は、振動ミラー（ＶＭ）の自由振動によって振動ミラーコイル４中に誘起された逆起電圧の第３番目の負極性の半波（絶対値）をその第１の入力端子Ａ４からサンプル（抽出）することが出来たものと仮定する。リニヤ増幅器６は、サンプルされた電圧を（線形）増幅する。
パルス立上り時点決定回路７は、リニヤ増幅器６の出力（絶対値）がピークからゼロに達したこと（即ち振動ミラー（ＶＭ）の回動角θが極大値に到達したこと）を検出し、直ちにパルス幅変調発振器１１の第１の変調信号入力端子ａ１に対して、最初の負極性の変調電圧ｑを印加する。
第３番目の発振パルスを出力した後、休止（ゼロ出力）状態にあったパルス幅変調発振器１１は、最初の負極性の変調電圧ｑを受け取るや否や、その出力状態を反転させ、高電圧を出力する。即ち、第４番目の発振パルスが立ち上がる。
第４番目の発振パルスは、そのまま振動ミラーコイル励振回路３１に、又、反転されてパルス立下り時点決定回路９等に送り込まれる。
一方、リニヤ増幅器６からその出力電圧（絶対値）ｍを受け取ったピークホルダ８は、同電圧ｍについて検出したピーク電圧ｐｍをそのまま保持している。
そこで、パルス立下り時点決定回路９は、ピークホルダ８からピーク電圧ｐｍを受け取り、パルス幅変調発振器１１から第４番目の発振パルスに対応する動作許容信号（ｊ）を受け取って、同発振器１１の第４番目の（持続中の）発振パルスの持続時間、従って又、発振パルス立下り時点を決定し、同発振器１１の第２の変調信号入力端子ａ２に対して、正極性の変調電圧ｒを印加する。
同時に、ピークホルダ８のピーク電圧保持状態を瞬時的に解除する。
【００２１】
この間、第４回目の高出力状態にあったパルス幅変調発振器１１は、正極性の変調電圧ｒを受け取るや否や、それ自身の出力状態を反転させて、ゼロ電圧を出力する。即ち、第４番目の出力パルスが立ち下がり、休止状態となる。
第４番目の発振パルスを受け取った振動ミラーコイル励振回路３１は、振動ミラーコイル４に対して第４番目の励振パルス電圧を印加する。
第４番目の励振パルス電流によって同電流の持続時間に比例した角運動量を与えられた振動ミラー（ＶＭ）は、第４回目の振動サイクルに入る。振動ミラー（ＶＭ）の振幅（回動角極大値）は、１パルスの印加で所望の値に達することはないが、数パルスの後には、達することとなる。又、パルス幅変調発信器１１は、ピーク電圧の検出がなされる迄は、それ自身の周波数で発振するが、検出がなされた後は、機械的振動周波数Ｆに追従することとなる。
かくして、振動ミラー（ＶＭ）によって反射されたレーザビームは、所望の周期で、且つ所望の回動範囲（振幅）に亙って、正常に走査されることとなる。
【００２２】
この出願の発明の第２の実施の形態による振動ミラー形走査装置用駆動回路について説明する。
同第２の実施の形態も、回動共振形振動ミラー（ＶＭ）を内包する振動ミラー形走査装置（特公平７−２６１１０９号公報参照）を前提する。回動共振形振動ミラー（ＶＭ）の諸特性は、第１の実施の形態に関連して説明した所と同様である（図５参照）。
図３は、同第２の実施の形態の概要を示すブロック図である。
同図において、１２はパルス幅変調発振器、２はパルス列変換回路、３２は振動ミラーコイル励振回路、４は振動ミラーコイル、５２は電圧サンプラ、６は増幅器、７はパルス立上り時点決定回路、８はピークホルダ、９はパルス立下り時点決定回路である。
【００２３】
先ず、上記諸要素１２〜９の機能乃至動作について説明する。
図４は、第２の実施の形態の諸要素の入出力波形を示すタイミングチャートであって、同図（ａ）は、自励発振時（スタート時）の回路各部の入出力波形、同図（ｂ）は、他励発振時（同期時）の回路各部の入出力波形を示すものである。
パルス幅変調発振器１２は、自励発振時には、回動形振動ミラー（ＶＭ）の機械的共振周波数Ｆの２倍の周波数２Ｆよりも若干低いパルス繰返し周波数のパルス列ｂ２を出力するように、他励発振時には、同振動ミラー（ＶＭ）の機械的共振周波数Ｆの２倍の周波数２Ｆに追従するパルス繰返し周波数の発振パルス列ｂ２を出力することが出来るように、構成される（図４（ａ）の波形ｂ、及び同図（ｂ）の波形ｂ参照）。
第２の実施の形態が前提する振動ミラー（ＶＭ）の共振周波数は５０Ｈｚであるから、パルス幅変調発振器１２の自励発振時のパルス繰返し周波数は、８０Ｈｚ程度にしておく。この周波数については、格別の精度は必要でない。
パルス幅変調発振器１２のその余の事項は、パルス幅変調発振器１１と同様である。（内部構成については後述する。）
【００２４】
パルス列変換回路２は、発振パルス列ｂ２を受けて、第１の変換パルス列ｄ、第２の変換パルス列ｅ、第３の変換パルス列ｆ、第４の変換パルス列ｇ、第５の変換パルス列ｈ、第６の変換パルス列ｉ及び第７の変換パルス列ｊを出力するように構成される（図４（ａ）の波形ｄ〜ｉ参照。波形ｊについては後述する）。
第１〜第６の変換パルス列の周期は、定常状態においては、発振パルス列ｂ２の周期（Ｔ／２，Ｔ＝１／Ｆ）の２倍（Ｔ）である。
第１の変換パルス列ｄの各週期は、励振期間と非励振期間とから成り、励振期間の始点は、図４（ｂ）の如く、前の半週期の始点にあり、そのデューティ率は４分の１よりも小である。
第４の変換パルス列ｇの各週期は、接地期間と非接地期間とから成り、接地期間の始点は、図４（ｂ）の如く、前の半週期の始点にあり、そのデューティ率は２分の１である。
第３の変換パルス列ｆの各週期は、励振期間と非励振期間とから成り、励振期間の始点は、図４（ｂ）の如く、後の半週期の始点にあり、そのデューティ率は４分の１よりも小である。第３の変換パルス列ｆは、例えば、第１の変換パルス列ｄの位相を１／２周期（Ｔ／２＝１／２Ｆ）分遅らせたものに相当する（図４のｆ及びｄ参照）。
【００２５】
第２の変換パルス列ｅの各週期は、接地期間と非接地期間とから成り、接地期間の始点は、後の半週期の始点にあり、そのデューティ率は２分の１である。
この変換パルス列ｅは、例えば、第４の変換パルス列ｇの位相を、１／２周期（Ｔ／２＝１／２Ｆ）分遅らせたものに相当する（図４のｇ及びｅ参照）。
第５の変換パルス列ｈの各週期は、サンプリング許容期間とサンプリング非許容期間とから成り、同サンプリング許容期間は、第１の変換パルス列ｄの励振期間の終了と共に開始し、前の半週期の終了と共に終了する。
第６の変換パルス列ｉの各週期は、サンプリング許容期間とサンプリング非許容期間とから成り、同サンプリング許容期間は、第３の変換パルス列ｆの励振期間の終了と共に開始し、後の半週期の終了と共に終了する。
第６の変換パルス列ｉは、第５の変換パルス列ｈの位相を１／２周期（Ｔ／２＝１／２Ｆ）分遅らせたものに相当する（図４（ａ）のｉ及びｈ参照）。
第７の変換パルス列ｊの各週期は、パルス立下り時点決定回路９に対する動作許容期間と動作非許容期間とから成り、動作許容期間は、発振パルス列ｂ２の持続期間と同一である。
【００２６】
振動ミラーコイル励振回路３２は、振動ミラー（ＶＭ）の回動角θが逆方向の最大点−θａに到達した直後に、振動ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ４に対して、第１の変換パルス列ｄに基づいて正極性の励振パルス電圧を印加すると共に、同ミラーコイル４の第２の入力端子Ｃ４に対して、第４の変換パルス列ｇに基づいて接地電位を供給するように、構成される。又、振動ミラー（ＶＭ）の回動角θが正方向の最大点θａに到達した直後に、振動ミラーコイル４の第２の入力端子Ｃ４に対して、第３の変換パルス列ｆに基づいて正極性の励振パルスを印加すると共に、同ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ４に対して、第２の変換パルス列（ｅ）に基づいて接地電位を供給するように、構成される。
振動ミラーコイル４は、第１の入力端子Ａ４に対して正極性の励振パルスが印加された時、同パルスの持続時間に比例した正方向の角運動量を振動ミラー（ＶＭ）に対して与えるように、又、第２の入力端子Ｃ４に対して正極性の励振パルスが印加された時、同パルスの持続時間に比例した逆方向の角運動量を同振動ミラー（ＶＭ）に対して与えるように、構成される。
【００２７】
電圧サンプラ５は、第５のパルス列ｈの各サンプリング許容期間中に、振動ミラー（ＶＭ）の自由振動に起因する逆起電圧の正極性の半波（絶対値）を振動ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ４において検出し、第６のパルス列ｈの各サンプリング許容期間中に、逆起電圧の負極性の半波（絶対値）を、同第２の入力端子Ｃ４において検出し、それらを時間軸上で合成するように構成される。
因みに、振動ミラー（ＶＭ）の自由振動に起因する振動ミラーコイル４上の逆起電圧を第１の入力端子Ａ４において検出する場合は、励振パルスが印加されていないこと、そして第２の入力端子Ｃ４に接地電位が供給されていることの２条件が充足されなければならない。前者の条件を充足させるためには、励振パルス電圧のデューティ率は４分の１よりも小でなければならず、後者の条件を充足させるためには、第４の変換パルスｇのデューティ率は丁度２分の１でなければならない。
第２の実施の形態において使用されるリニヤ増幅器６、パルス立上り時点決定回路７、ピークホルダ８、及びパルス立下り時点決定回路９は、第１の実施の形態において使用されるものと同様である。
【００２８】
次に、第２の実施の形態の全体的動作について説明する。
パルス幅変調発振器１２は、電源が投入されると、本来のパルス繰返し周波数で自励発振を開始し、最初の発振パルスを出力する。
パルス列変換回路２は、最初の発振パルスを、最初の第１の変換パルスｄ及び第４の変換パルスｇ等々に変換する。
振動ミラーコイル励振回路３２は、パルス列変換回路２から受け取った最初の第１の変換パルス（ｄ）及び第４の変換パルス（ｇ）に基づいて、最初の励振パルス電圧を、振動ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ４に印加する。
それまで原点（θ＝０）にあった振動ミラー（ＶＭ）は、振動ミラーコイル４中に流れる最初の励振パルス電流によって正方向の角運動量が与えられる（回動角θの正・逆方向の決め方については図５参照）。振動ミラー（ＶＭ）の角速度θ′が連続的に増大し、最初の励振パルスが終了した時点で極大となる。
振動ミラー（ＶＭ）は、最初の励振パルスが終了した時点で、振動モードが強制振動から自由振動に移行し、復元ばねのバネ力によって減速されながら正方向の回動を続ける。
【００２９】
最初の励振パルス電流によって振動ミラー（ＶＭ）に与えられた運動エネルギが全部復元ばね中の機械的歪みエネルギ（若しくは磁気的ポテンシャルエネルギ）に変換され尽くした時点で、振動ミラー（ＶＭ）の角速度θ′は瞬間的にゼロ（静止状態）となり、その回動角θは極大値となる。
振動ミラー（ＶＭ）は、その回動角θが極大値に達した時点で、復元ばねの復元力によってその回動方向が反転せしめられ、加速されながら逆方向の回動を続ける。そして、原点（θ＝０）を通過して、逆方向の極大値に達する。この間、振動ミラー（ＶＭ）の角速度θ′は、原点（θ＝０）を通過する時点で極大となり、その後は連続的に減速され、遂にはゼロとなる。
従って、振動ミラー（ＶＭ）の自由振動によって振動ミラーコイル４中に誘起される逆起電圧は、最初の励振パルスが終了した時点で正の極大、回動角θが正方向の極大値に達した時点でゼロ、回動角θが原点（θ＝０）を通過する時点で負極性の極大、回動角θが逆方向の極大点に達した時点で再びゼロとなる。
【００３０】
説明の便のため、電圧サンプラ５２は、振動ミラー（ＶＭ）の自由振動によって振動ミラーコイル４中に誘起された逆起電圧の第２番目の正極性の半波（絶対値）を第１の入力端子Ａ４からサンプル（抽出）することが出来たものと仮定する。リニヤ増幅器６は、電圧サンプラ５２からサンプル電圧ｋを受け取って、（線形）増幅する。
パルス立上り時点決定回路７は、リニヤ増幅器６の出力（絶対値）がピークからゼロに達したこと（即ち振動ミラー（ＶＭ）の回動角θが正方向の極大値に達したこと）を検出し、直ちにパルス幅変調発振器１２の第１の変調信号入力端子ａ１に対して、最初の負極性の変調電圧を印加する。
第３番目の発振パルスを出力した後休止（ゼロ出力）状態にあったパルス幅変調発振器１２は、最初の負極性の変調電圧を受け取るや否や、自己の出力状態を反転させ、高電圧を出力する。即ち、第４番目の発振パルスが立ち上がる。
第４番目の発振パルスを受け取ったパルス列変換回路２は、第４番目の第１〜第４の変換パルスｄ〜ｇを振動ミラーコイル励振回路３２に、同第５〜第６の変換パルスｈ〜ｉを電圧サンプラ５２に、同第７の変換パルスｊを、パルス立上り時点決定回路７及びパルス立下り時点決定回路９に与える。
【００３１】
一方、リニヤ増幅器６から出力電圧（絶対値）ｍを受け取ったピークホルダ８は、同電圧ｍにおけるピーク値ｐｍを検出し、そのまま保持している。
そこで、パルス立下り時点決定回路９は、ピークホルダ８からピーク電圧ｐｍを受け取り、パルス列変換回路２から第４番目の発振パルスに対応する動作許容信号（ｊ）を受け取って、同発振器１２の第４番目の（持続中の）発振パルスの持続時間、従って又、発振パルス立下り時点を決定し、同発振器１２の第２の変調信号入力端子ａ２に対して、正極性の変調電圧を印加する。
同時に、ピークホルダ８のピーク電圧保持状態をリセットさせる。
この間、第４番目の高出力状態にあったパルス幅変調発振器１２は、パルス立下り時点決定回路８から正極性の変調電圧を受け取るや否や、その出力状態を反転させ、ゼロ電圧を出力する。即ち、第４番目の出力パルスが立ち下がる。
パルス列変換回路２から第４番目の第２の変換パルスｅ及び第３の変換パルスｆを与えられた振動ミラーコイル励振回路３２は、振動ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ４に対して接地電位を供給すると共に、第２の入力端子Ｃ４に対して正極性のパルス電圧を印加する。振動ミラーコイル４には、第１番目とは反対の極性の励振パルス電流が流れる。
【００３２】
第４番目の励振パルス電流によって同電流の持続時間に比例した負方向の角運動量を与えられた振動ミラー（ＶＭ）は、負方向の回動を続ける。そして、原点（θ＝０）を通過して、負方向の極大点に達する。振動ミラー（ＶＭ）の角速度θ′は、回動の途中、原点を通過する時点で、極大となる。
電圧サンプラ５２は、振動ミラー（ＶＭ）の自由振動によって振動ミラーコイル４中に誘起された逆起電圧の第２番目の負極性の半波（絶対値）を第２の入力端子Ｃ４からサンプル（抽出）する。
逆起電圧の第２番目の負極性の半波（絶対値）のサンプル後における、リニヤ増幅器６、パルス立上り時点決定回路７、ピークホルダ８、並びにパルス立下り時点決定回路９は、第２番目の正極性の半波（絶対値）のサンプル後におけるそれらの動作と同様である。
【００３３】
パルス幅変調発振器１２は、パルス立上り時点決定回路７から第２番目の負極性の変調電圧を、続いてパルス立下り時点決定回路９から第２番目の正極性の変調電圧を受け取って、第３番目の発振パルスを出力する。
かくして、振動ミラー形走査装置用駆動回路全体の動作サイクルは、第１回目が終了し、第２回目に移行する。
第１回目の動作サイクルでは、励振パルスの間隔は振動ミラー（ＶＭ）の機械的振動周期Ｔより大、回動角θの極大値（即ち過渡状態の振幅）は定常状態の最大値より小ではあるが、それらは励振パルスが回を重ねるに連れてそれぞれ減少又は増大するから、例えば数パルス後には略定常状態に達する。
かくして、振動ミラー（ＶＭ）によって反射されたレーザビームは、所望の周期で、且つ所望の回動範囲（振幅）に亙って、正常に走査されることとなる。
【００３４】
〔パルス幅変調発振器１〕、
この出願の発明の各実施の形態に使用されるパルス幅変調発振器１の内部構成の一例について説明する。
図６の（ａ）は、パルス幅変調発振器１の内部構成の一例を示す図である。
同図において、ＳＴはシュミットトリガインバータ、ａ及びｂはその入力点及び出力点、Ｒ１及びＲ１１は抵抗、Ｄ１はダイオード、Ｃ１はコンデンサである。
ダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１１並びに抵抗Ｒ１は、帰還回路を構成する。
コンデンサＣ１の充電時の時定数は、抵抗Ｒ１及びＲ１１並びにコンデンサＣ１の各大きさによって決定され、放電時の時定数は、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１の各大きさによって決定される。
この出願の発明の各実施の形態においては、放電時の時定数を、充電時の時定数よりも遥かに大きくするために、Ｒ１≫Ｒ１１とする。
そして、ａ１は第１の変調信号入力端子、ａ２は第２の変調信号入力端子である。（第１の入力端子ａ１と入力点ａとの間、及び第２の入力端子ａ２と入力点ａとの間にはそれぞれ、ダイオードが接続されている。しかし、前段の出力インピーダンスが高いときは、それらのダイオードを省略することが出来る。そのときは、端子ａ１、ａ２及び点ａの区別立ては不必要となる。）
【００３５】
パルス幅変調発振器１の自励発振時の発振動作について説明する。
図６の（ｂ）及び（Ｃ）の実線部分は、パルス幅変調発振器１の自励発振時の動作説明図である。
同図において、高入力電圧ＶＨは第１のヒステリシス電圧、低入力電圧ＶＬは第２のヒステリシス電圧である。第１のヒステリシス電圧ＶＨは、例えば電源電圧ＶＣＣの約２／３程度、第２のヒステリシス電圧ＶＬは、例えば電源電圧ＶＣＣの約１／３程度である。
シュミットトリガインバータＳＴの電源（図示しない）投入前（ｔ＜０）のコンデンサＣ１の端子電圧、即ち入力点ａの電圧は、当然ゼロである。
その状態で、シュミットトリガインバータＳＴに電源を投入すると、出力点ｂの電圧が高レベルＶＥとなる。高レベルＶＥは、電源電圧ＶＣＣから若干降下した程度の値である。
出力点ｂの電圧が高レベルＶＥになると、同点ｂから、帰還回路のダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１１並びに抵抗Ｒ１を通して、コンデンサＣ１に電流が流入し、その端子電圧、即ち入力点ａの電圧が急速に上昇する。そして、図６（ｂ）の実線の如く、高入力レベルＶＨ、即ち第１のヒステリシス電圧ＶＨに達する。
【００３６】
入力点ａの電圧が第１のヒステリシス電圧ＶＨを超えると、シュミットトリガインバータＳＴの電圧が、同図（ｃ）の如く、反転して、ゼロレベルＶ０となる（この明細書では、特段の必要がない限り、ゼロレベルと低レベルを区別せず、一括して「ゼロレベル」という）。
出力点ａの電圧が反転してゼロレベルになると、コンデンサＣ１内の電荷が抵抗素子Ｒ１を通してゆっくりと放電される。そして、図６（ｂ）の如く、第２のヒステリシス電圧ＶＬに達する。
入力点ａの電圧が第２のヒステリシス電圧ＶＬを下回ると、シュミットトリガインバータＳＴの出力電圧が、同図（ｃ）の実線の如く、再び反転して、高レベルＶＨとなる。そして、コンデンサＣ１への充電が開始される。
以下同様にして、シュミットトリガインバータＳＴの反転動作が繰り返され、出力点ｂから発振パルス列ｂが出力される。
発振パルス列ｂのデューティ率は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ１１との比（Ｒ１／Ｒ１１）によってほぼ決定される。
【００３７】
次に、パルス幅変調発振器１の他励発振時の発振動作について説明する。
入力点ａの電圧は、変調信号の入力がなければ図６（ｂ）の実線の如く、時点１から時点４に亙って、電圧ＶＨから電圧ＶＬまで、ゆっくりと降下する筈である。しかし、時点２において、第１の変調信号入力端子ａ１に、負極性の変調電圧が印加されると、入力点ａの電圧は、急激に降下して第２のヒステリシス電圧ＶＬとなる。
すると、シュミットトリガインバータＳＴの出力電圧が反転して、図６（ｃ）の点線の如く、高レベルＶＥになる。
出力点ｂの電圧が高レベルＶＥになると、同点ｂから、帰還回路の抵抗Ｒ１及びＲ１１を通して、コンデンサＣ１に電荷が流入し、その端子電圧、即ち入力点ａの電圧が、図６（ｂ）の点線の如く、急速に上昇を開始する。即ち、入力点ａの端子電圧は、第２のヒステリシス電圧ＶＬから第１のヒステリシス電圧ＶＨに向かって略直線的に上昇し、もしも変調信号の入力がなければ、同図（ｂ）の時点３以後においても、略直線的上昇を続けるところである。しかし、同図（ｂ）の時点３において、第２の変調信号入力端子ａ２に、正極性の変調電圧が印加されると、入力点ａの電圧が急激に増加して、第１のヒステリシス電圧ＶＨに到達する。
【００３８】
入力点ａの電圧が第１のヒステリシス電圧ＶＨを超えると、シュミットトリガインバータＳＴの出力電圧が、同図（ｃ）の点線の如く、再び反転して、ゼロレベルＶ０となる。
出力点ｂの電圧が反転してゼロレベルＶ０になると、コンデンサＣ１内の電荷が抵抗Ｒ１を通して、ゆっくりと放電され、入力点ａの電圧が、図６（ｂ）の点線の如く、ゆっくりと降下する。
そして、時点６において、第１の変調信号入力端子ａ１に、負極性の変調電圧が印加されると、入力点ａの電圧が急激に降下し、第２のヒステリシス電圧ＶＬとなる。すると、出力点ｂの電圧が再び反転して、図６（ｃ）の点線の如く、高レベルＶＥとなる。
以下同様にして、シュミットトリガインバータＳＴの反転動作が繰り返され、出力点ｂから発振パルス列ｂが出力される。この時の発振パルス列ｂのパルス繰返し周波数は、第１の変調信号入力端子ａ１に印加される変調電圧ｎのパルス繰返し周波数によって規定される。
【００３９】
〔パルス列変換回路２〕、
この出願の発明の第２の実施の形態に使用されるパルス列変換回路２の内部構成の一例について説明する。
図７は、パルス列変換回路２の内部構成の一例を示す図である。
同図において、２ＦＦはＤフリップフロップ、２Ｉはインバータ、Ｎ１、Ｎ３、Ｎ５、Ｎ６はいずれもナンド回路、ＶＣＣは電源である。
Ｄフリップフロップ２ＦＦのＤ端子には、−Ｑ端子の出力電圧が帰還・印加されている。
従って、Ｄフリップフロップ２ＦＦは、発振パルス列ｂを分周して、Ｑ端子からパルス列ｃを出力し、−Ｑ端子からその反転パルス列−ｃを出力する。パルス列ｃの波形は、図４の波形ｃの通りであり、そのパルス繰返し周波数は、発振パルス列ｂのパルス繰返し周波数の２分の１である。
パルス列変換回路２は、発振パルス列ｂを受けて、第１の変換パルス列ｄ、第２の変換パルス列ｅ、第３の変換パルス列ｆ、第４の変換パルス列ｇ、第５の変換パルス列ｈ、第６の変換パルス列ｉ、及び第７の変換パルス列ｊを出力する。第１〜第４の変換パルス列ｄ〜ｉの波形は、図４の波形ｄ〜ｉの通りである。第１〜第４の変換パルス列ｄ〜ｉのパルス繰返し周波数は、発振パルス列ｂのパルス繰返し周波数の２分の１である。
【００４０】
ナンド回路Ｎ１は、パルス列ｃと、パルス列ｂとを受けて、第１のパルス列ｄを出力する。即ち、ｄ＝¬（ｃ・ｂ）。但し、記号¬は、否定を表す。
従って、パルス列ｄのパルス繰返し周波数は、パルス列ｂのパルス繰返し周波数の２分の１である。（以下同様である）。
−Ｑ端子からの反転パルス列−ｃは、結節点２を経て、第２の変換パルス列ｅとなる。即ち、ｅ＝¬ｃ。
ナンド回路Ｎ３は、−Ｑ端子からの反転パルス列−ｃと、パルス列ｂとを受けて、第３の変換パルス列ｆを出力する。即ち、ｆ＝¬（¬ｃ・ｂ）。
Ｑ端子からのパルス列ｃは、結節点１を経て、第４の変換パルス列ｇとなる。即ち、ｇ＝ｃ。
ナンド回路Ｎ５とインバータＩ５との直列回路は、パルス列ｃと、発振パルス列ｂの反転パルス列−ｂとを受けて、第５の変換パルス列ｈを出力する。即ち、ｈ＝¬¬（ｃ・−ｂ）。
ナンド回路Ｎ６とインバータＩ６との直列回路は、−Ｑ端子からの反転パルス列−ｃと、インバータ２Ｉからの発振パルス列ｂの反転パルス列−ｂとを受けて、第６の変換パルス列ｉを出力する。即ち、ｉ＝¬¬（−ｃ・−ｂ）。
【００４１】
第１〜第４の変換パルス列ｄ〜ｇにおいて、本質的なものは、電圧の反転時点である。同パルス列ｄ〜ｇの各電圧極性は、次段の振動ミラー励振回路３の特性如何によっては、図４の極性とは反対の極性が選択されなければならない。
同様にして、変換パルス列ｈ〜ｉ、及びｊの各電圧極性も、これを利用する電圧サンプラ５及びパルス立上り変換回路７の特性如何によっては、図４の極性とは反対の極性が選択されなければならない。
第１〜第４の変換パルス列ｄ〜ｇについての正逆極性の組合せは、２の４乗、即ち１６通りある。
１６通りの組合せは、図７のパルス列変換回路２の出力側に、１〜４個の新たなインバータを組合せることによっても実現出来るが、新たなインバータの使用を１個だけに制限しても、実現することが出来る。
【００４２】
図７のパルス列変換回路２の第１〜第４の出力パルス列をｄ，ｅ，ｆ，ｇ、それらの組合せを（ｄ，ｅ，ｆ，ｇ）とし、ｄ，ｅ，ｆ，ｇの各反転出力をそれぞれ、−ｄ，−ｅ，−ｆ，−ｇとする。
第２の組合せ（−ｄ，−ｅ，−ｆ，−ｇ）は、図７に示す結節点１をＱ端子から−Ｑ端子に、同結節点２を−Ｑ端子からＱ端子に、接続替えすることによって実現される。
第３の組合せ（ｄ，−ｅ，−ｆ，ｇ）は、結節点２を−Ｑ端子からＱ端子（乃至結節点１）に接続替えすることによって、実現され、
第４の組合せ（−ｄ，ｅ，ｆ，−ｇ）は、結節点１をＱ端子から−Ｑ端子（乃至結節点２）に接続替えすることによって、実現される。
第５の組合せ（−ｄ，ｅ，−ｆ，ｇ）は、結節点３の直後にあるインバータＩを、結節点３の直前に接続替えすることによって、実現される。
【００４３】
第６の組合せ（ｄ，−ｅ，ｆ，−ｇ）は、第２の組合せにおける接続替えと、第５の組合せにおける接続替えとを、同時に行うことによって、実現され、
第７の組合せ（−ｄ，−ｅ，ｆ，−ｇ）は、第３の組合せにおける接続替えと、第５の組合せにおける接続替えとを、同時に行うことによって、実現され、
第８の組合せ（ｄ，ｅ，−ｆ，−ｇ）は、第４の組合せにおける接続替えと、第５の組合せにおける接続替えとを、同時に行うことによって、実現される。
第９の組合せ（−ｄ，ｅ，ｆ，ｇ）、第１０の組合せ（ｄ，−ｅ，ｆ，ｇ）、第１１の組合せ（ｄ，ｅ，−ｆ，ｇ）及び第１２の組合せ（ｄ，ｅ，ｆ，−ｇ）は、上記第１の組合せ（ｄ，ｅ，ｆ，ｇ）における、ｄ，ｅ，ｆ，ｇの何れか一つを、１個のインバータを用いて反転させることによって、実現される。
第１３〜１６の組合せは、上記第２の組合せ（−ｄ，−ｅ，−ｆ，−ｇ）における、−ｄ，−ｅ，−ｆ，−ｇの何れか一つを、同じく１個のインバータを用いて反転させることによって、実現される。
【００４４】
〔振動ミラーコイル励振回路３〕、
この出願の発明の第２の実施の形態に使用される振動ミラーコイル励振回路３の内部構成の一例について説明する。
図８は、振動ミラーコイル励振回路３の内部構成の一例を示す図である。
同図において、Ｆ１〜Ｆ４は何れもＭＯＳ・ＦＥＴであって、Ｆ１及びＦ３はｐチャネルのデプリケーション形、Ｆ２及びＦ４はｎチャネルのデプリケーション形である。
ｐチャネルのデプリケーション形ＭＯＳ・ＦＥＴ・Ｆ１及びＦ３のソース及びベースは、電源ＶＣＣに接続され、ｎチャネルのデプリケーション形ＭＯＳ・ＦＥＴ・Ｆ２及びＦ４のソース及びベースは、接地電位ＧＮＤに接続される。
即ち、ホイートストンブリッジの上部頂点には電源ＶＣＣが接続され、下部頂点には接地電位ＧＮＤが接続され、同ブリッジの各辺にはそれぞれＭＯＳ・ＦＥＴ・Ｆ１〜Ｆ４が接続される。そして、左右の頂点は、振動ミラーコイル４の第１及び第２の入力端子Ａ４及びＣ４に接続される。
【００４５】
ｐチャネルのＭＯＳ・ＦＥＴ・Ｆ１及びＦ３は、ベースに印加されたゲート電圧が正のゲート閾（しきい）値電圧ＶＴ以下の時オンとなり、同ゲート電圧が負極性の大きな値になった時はソースＳからドレーンＤに大きな飽和電流が流れるが、同ゲート電圧がゲート閾値電圧ＶＴ以上の正極性の電圧になった時は、ソース・ドレーン間に電流は流れない。
ｎチャネルのＭＯＳ・ＦＥＴ・Ｆ２及びＦ４は、ベースに印加されたゲート電圧が負のゲート閾値電圧ＶＴ以上の時オンとなり、同ゲート電圧が正極性の大きな値になった時はドレーンＤからソースＳに大きな飽和電流が流れるが、同ゲート電圧がゲート閾値電圧ＶＴ以上の正極性の電圧になった時は、ソース・ドレーン間に電流は流れない。
【００４６】
従って、図８の振動ミラー励振回路３に印加された変換パルスｄ、ｅ、ｆ、ｇの電圧極性の組合せが図４の如く（Ｏ，Ｏ，Ｈ，Ｈ）の期間中、点Ａ、Ｂの電圧極性の組合せは（Ｈ，Ｏ）であり、
同変換パルスｄ〜ｇの電圧極性の組合せが図４の如く（Ｈ，Ｏ，Ｈ，Ｈ）の期間中、点Ａ、Ｂの電圧極性の組合せは（＊，０）であり、
同変換パルスｄ〜ｇの電圧極性の組合せが図４の如く（Ｈ，Ｈ，Ｏ，Ｏ）の期間中、点Ａ、Ｂの電圧極性の組合せは（Ｏ，Ｈ）であり、
同変換パルスｄ〜ｇの電圧極性の組合せが図４の如く（Ｈ，Ｈ，Ｈ，Ｏ）の期間中、点Ａ、Ｂの電圧極性の組合せは（０，＊）である。
ここに記号＊は、次段の振動ミラーコイル４中の逆起電力の有無に依存することを示す。
なお、図８の振動ミラー励振回路３に使用したＭＯＳ・ＦＥＴ・Ｆ１は、ゲート入力電圧ｄが負極性の時に導通する形式のスイッチング素子であるが、この素子Ｆ１を、第１の変換パルス列ｄの代りにその反転パルス列−ｄが入力されることを条件として、入力電圧が正極性の時に導通する形式のスイッチング素子（例えばｎチャネルのエンハンスメント形ＭＯＳ・ＦＥＴ）で、置換することが出来る。同様に、ＭＯＳ・ＦＥＴ・Ｆ２、Ｆ３及びＦ４もそれぞれ、入力電圧の極性がそれらとは反転関係にある時に導通する形式のスイッチング素子で、置換することが出来る。
置換の組合せは、２の４乗、即ち１６通りある。
【００４７】
〔電圧サンプラ５２〕、
この出願の発明の第２の実施の形態に使用される電圧サンプラ５２の内部構成の一例について説明する。
図９は、電圧サンプラ５２の内部構成の一例を示す図である。
同図において、５Ｓ１は第１のアナログスイッチ（伝送ゲート）、５Ｓ２は第２のアナログスイッチ（伝送ゲート）である。これらのアナログスイッチは、制御端子Ｃに正極性の制御電圧が印加されている間、入出力端子ＡＢ間が導通状態となる形式のものである。
第１のアナログスイッチ５Ｓ１は、制御端子Ｃに印加された第５の変換パルス列ｈのオン期間（即ち励振パルスの非印加期間）に、振動ミラーコイル４の第１の入力端子Ａ４に現れた逆起電圧（アナログ電圧）を検出することが出来る。又、第２のアナログスイッチ５Ｓ２は、制御端子Ｃに印加された第６の変換パルス列ｉのオン期間（即ち励振パルスの非印加期間）に、振動ミラーコイル４の第２の入力端子Ｃ４に現れた逆起電圧（アナログ電圧）を、検出することが出来る。
アナログスイッチ５Ｓ１及び５Ｓ２によって検出された各起電圧は、同スイッチ５Ｓ１及び５Ｓ２の出力側で合成される。
スイッチ５Ｓ１が、負極性の制御電圧印加時に導通する形式のものである場合は、同スイッチ５Ｓ１の制御端子Ｃに印加される変換パルス列は、第５の変換パルス列ｈの反転パルス列−ｈでなければならない。このことは、スイッチ５Ｓ２についても同様である。
【００４８】
〔パルス立上り時点決定回路７〕、
この出願の発明の各実施の形態に使用されるパルス立上り時点決定回路７の内部構成の一例について説明する。
図１０は、パルス立上り時点決定回路７の内部構成の一例を示す図である。
同図において、７ＣＯは比較器、Ｒ７１、Ｒ７２、Ｒ７３及びＲ７４は何れも抵抗素子である。これらの諸素子は、共同してゼロ検出器を構成する。
そして、７ＦＦはＤフリップフロップである。
スタート時点では、結節点１には、基準電圧Ｖｒによって、微小電圧（Ｒ７２／Ｒ７１）Ｖｒが与えられ、比較器７ＣＯの＋端子には、略この電圧が、与えられている。各抵抗素子の値が、Ｒ７２≫Ｒ７１、Ｒ７２≒Ｒ７３、Ｒ７２≫Ｒ７３、Ｒ７４≫Ｒ７１、Ｒ７４≫Ｒ７３となるように、選択されているからである。従って、比較器７ＣＯの出力電圧は、高レベル（電源電圧ＶＣＣの程度）となる（図４の（ｂ）参照）。
又、Ｄフリップフロップ７ＦＦの−Ｑ端子の出力電圧は、スタート時点では、高レベルとなるように、設定されている。
【００４９】
振動ミラーの自由振動による逆起電圧が検出され、増幅器６の出力電圧ｍが、比較器７ＣＯの−端子に与えられると、その出力電圧ｎは、反転してゼロレベルとなる。続いて、増幅器６の出力電圧ｍが、増大し、極大値に達し、反転後減少を開始するが、比較器７ＣＯの出力電圧ｎは、変化しない。
増幅器６の出力電圧ｍが、ゼロレベルに降下すると、比較器７ＣＯの出力電圧ｎは、反転して、高レベルとなる。
すると、Ｄフリップフロップ７ＦＦの状態が反転して、−Ｑ端子の出力電圧が負極性となる。そして、次段のパルス幅変調発振器１の第１の変調入力端子ａ１に対して、負電圧を印加する。
パルス幅変調発振器１の出力電圧が、ゼロレベルから高レベルに反転した後、高レベルからゼロレベルに反転し、従って、信号列変換回路２の第７の変換パルス列ｊが高レベルとなると、Ｄフリップフロップ７ＦＦの状態が反転して、出力端子−Ｑの出力電圧が高レベルとなる。
以下、同様にして、−Ｑ端子の出力電圧が高レベルからゼロレベルへ、そしてゼロレベルから高レベルからへ、という反転動作を繰り返す。
【００５０】
〔ピークホルダ８〕、
この出願の発明の各実施の形態に使用されるピークホルダ８の内部構成の一例について説明する。
図１１は、ピークホルダ８及びパルス立下り時点決定回路９並びに帰還回路１０の内部構成の一例を示す図である。
図１１の右半部において、８ＤＡは差動増幅器、Ｄ８１はダイオード、Ｒ８１は抵抗素子、Ｃ８はコンデンサ、Ｌ８は帰還ループ、８Ｓはアナログスイッチ、Ｒ８２は接地抵抗、Ｄ８２は定電圧ダイオードである。
アナログスイッチ８Ｓは、制御入力端子Ｃにゼロ電位乃至正電位が供給されている間、入出力端子ＡＢ間が不導通状態、同制御入力端子Ｃに負極性の制御電圧が印加されている間、同出力端子ＡＢ間が導通状態となる。
抵抗素子Ｒ８２は、アナログスイッチ８Ｓの制御入力端子Ｃに常時ゼロ電位を供給するためのもの、ダイオードＤ８２は、パルス電圧の大きさを一定にするためのものである。
上記の差動増幅器８ＤＡ、ダイオードＤ８１、抵抗素子Ｒ８１、コンデンサＣ８、帰還ループＬ８及びアナログスイッチ８Ｓ、抵抗素子Ｒ８２、及びダイオードＤ８２は、共同して、ピークホルダ８を構成する。
【００５１】
増幅器６の出力電圧ｍが差動増幅器８ＤＡの＋端子に印加されると、ダイオードＤ８１と抵抗Ｒ８１を介して充電電流が流れ、コンデンサＣ８が充電される。そして、＋端子への印加電圧と−端子への帰還電圧との間の電圧差が正である間は、その電圧差に比例した充電電流が、ダイオードＤ８１と抵抗Ｒ８１を介して、コンデンサＣ８に流入し、その端子電圧ｐを上昇させ続ける。
かくして、コンデンサＣ８の端子電圧ｐ、即ち、ピークホルダ８の出力電圧ｐは、図４（ｂ）の波形ｐの如く、増幅器６の出力電圧ｍにおけるピーク値ｐｍを保持することとなる。
ピークホルダ８の保持電圧は、アナログスイッチ８Ｓの制御入力端子Ｃに負極性のパルス電圧が印加された時、ピーク値ｐｍからゼロレベルに復帰せしめられる。
なお、図１１のアナログスイッチ８Ｓの代りに、制御入力端子Ｃに正極性の制御電圧が印加された時に導通状態となるような制御特性のアナログスイッチを、使用することが出来る。
【００５２】
〔パルス立下り時点決定回路９〕、
この出願の発明の各実施の形態に使用されるパルス立下り時点決定回路９の内部構成の一例について説明する。
図１１の左半部において、９Ｓはアナログスイッチ、９ＣＯは比較器、９１はインバータ、Ｃ９はコンデンサ、Ｒ９１、Ｒ９２及びＲ９３は抵抗素子である。
パルス幅変調発振器１の出力電圧が低レベル、従って、パルス列変換回路２からの第７の変換パルス列ｊが高レベルの時は、アナログスイッチ９Ｓが導通状態にあるから、コンデンサＣ９は、基準電圧Ｖｒによって充電され、その端子電圧ｑは、定常状態においては、Ｖｒ・Ｒ９１／（Ｒ９１＋Ｒ９２）（以下「目標値ｖｍ」という。）となる。
【００５３】
パルス幅変調発振器１の出力電圧が低レベルから高レベルに、従ってパルス列変換回路２の第７の変換パルス列が高レベルから低レベルに反転すると、アナログスイッチ９Ｓが不導通状態となるから、コンデンサＣ９が放電を開始し、その端子電圧ｑが急速に降下する。コンデンサＣ９の端子電圧ｑが降下して、ピークホルダ８からのピーク電圧ｐｍを下回ると、比較器９ＣＯの出力が反転して、ゼロレベルとなり、インバータ９Ｉの出力が高レベルとなる。
コンデンサＣ９が放電を開始してから比較器９ＣＯの出力が反転するまでの時間間隔は、目標値ｖｍとピーク値ｐｍとの間の電圧差（ｖｍ−ｐｍ）に略比例する。従って、振動ミラー（ＶＭ）の所望の振幅と、実際の振幅（測定時の振幅）との振幅差に比例することとなる。
【００５４】
かくして、パルス立下り時点決定回路９は、比較器９ＣＯの出力が反転した時点で、次段のパルス幅変調発振器１の第２の変調信号入力端子ａ２に正極性の変調電圧ｒを印加して、同発振器１の発振パルスを立ち下げる。
同時に、帰還回路１０を介して、前段のピークホルダ８のアナログスイッチ８Ｓの制御入力端子Ｃに、負極性のパルス電圧を印加する。すると、同スイッチ８Ｓの入出力端子ＡＢ間が導通状態となるから、これを介してコンデンサＣ８の電化が放電され、その端子電圧ｑは、短時間ゼロレベルになる。
上記の帰還回路１０は、直列接続されたインバータ１０Ｉ及び結合コンデンサＣ１０から成る。
なお、前段のピークホルダ８におけるアナログスイッチ８Ｓとして、制御入力端子Ｃに正極性の制御電圧が印加された時に導通状態となるような制御特性のアナログスイッチが使用されている場合には、帰還回路１０のインバータ１０Ｉを省略することが出来る。その場合は、定電圧ダイオードＤ８２の極性を反転させなければならない。
【００５５】
【発明の効果】
この出願の発明は、以上のように構成したから、下記の通り、顕著な効果を奏することができる。
（ａ）振動ミラー（ＶＭ）を共振モードで動作せしめることが出来、しかも振動ミラー（ＶＭ）の回動角（位置）及び角速度を直接検出する為のセンサを必要としない、振動ミラー形走査装置用駆動回路を提供することが出来る。  （ｂ）振動ミラー（ＶＭ）を共振モードで動作せしめると共に、同振動ミラー（ＶＭ）の回動角（位置）及び角速度を直接検出するセンサを使用すること無しに、駆動電圧の周波数及び位相を、振動ミラー（ＶＭ）の機械的共振周波数及び位相に自動的に追従させることが出来る、調整不要の、振動ミラー形走査装置用駆動回路を提供することが出来る。
（ｃ）パルス電圧（電流）で振動ミラーコイルを駆動すると共に、当該パルス電圧（電流）を振動ミラー（ＶＭ）の機械的振動に自動的に同期させることより、消費電流及び消費電力を最小化し、以って使用電池の長寿命化を実現することが出来る、振動ミラー形走査装置用駆動回路を提供することが出来る。
（ｄ）パルス電圧（電流）で振動ミラーコイルを励振することによって、動作電圧の範囲を極限まで拡大することが出来る、振動ミラー形走査装置用駆動回路を提供することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】この出願の発明の第１の実施の形態による振動ミラー形走査装置用駆動回路の全体構成を示すブロック図である。
【図２】第１の実施の形態における振動ミラーの動作説明図である。
【図３】この出願の発明の第２の実施の形態による振動ミラー形走査装置用駆動回路の全体構成を示すブロック図である。
【図４】第２の実施の形態の諸要素の入出力波形を示す図である。
【図５】第２の実施の形態における振動ミラーの動作説明図である。
【図６】各実施の形態に使用されるパルス幅変調発振器の内部構成を示す図である。
【図７】第２の実施の形態に使用されるパルス列変換回路の内部構成を示す図である。
【図８】同振動ミラーコイル励振回路の内部構成を示す図である。
【図９】同電圧サンプラの内部構成を示す図である。
【図１０】各実施の形態に使用されるパルス立上り時点決定回路の内部構成を示す図である。
【図１１】同ピークホルダ及びパルス立下り時点決定回路並びに帰還回路の各内部構成を示す図である。
【符号の説明】
１１パルス幅変調発振器
１２パルス幅変調発振器
２  パルス信号列変換回路
３  振動ミラーコイル励振回路
４  振動ミラーコイル（ＶＭコイル）
５  電圧サンプラ
６  増幅器
７  パルス立上り時点決定回路
８  ピークホルダ
９  パルス立下り時点決定回路
１０  帰還回路
ＳＴ  シュミットトリガインバータ
２ＦＦ  Ｄフリップフロップ
Ｆ１  ＭＯＳ・ＦＥＴ（例えばｐチャネルのデプリケーション形）
Ｆ２  ＭＯＳ・ＦＥＴ（例えばｎチャネルのデプリケーション形）
Ｆ３  ＭＯＳ・ＦＥＴ（例えばｐチャネルのデプリケーション形）
Ｆ４  ＭＯＳ・ＦＥＴ（例えばｎチャネルのデプリケーション形）
５Ｓ１  第１のアナログスイッチ
５Ｓ２  第２のアナログスイッチ
７ＣＯ  比較器
７ＦＦ  Ｄフリップフロップ
８ＤＡ  差動増幅器
８Ｓ  アナログスイッチ
９Ｓ  アナログスイッチ
９ＣＯ  比較回路
【図１】
0003806826.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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