(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｎビットのデータに対応して、系列長の等しいＭ＝２n個の符号を割り当て、その符号の選択によって情報を伝達するＭ−ａｒｙ符号化スペクトル拡散復調器において、
前記Ｍ−ａｒｙスペクトル拡散信号が供給されるマッチドフィルタであって、Ｍ−ａｒｙ符号に対応するＭ個のマッチドフィルタと、
前記マッチドフィルタの出力信号である相関出力信号を検波し、検波相関出力信号を出力するＭ個の検波回路と、
前記Ｍ個の検波相関出力信号の比較を行い、スペクトル拡散復調する比較手段と、
を含むスペクトル拡散復調器において、
自己相関が高く、かつ、直交性を有する符号の性質を利用し、マッチドフィルタの相関出力信号を、複数個のブロックにブロック分けするブロック分け手段と、
前記各ブロック毎に相関出力の比較を行う比較手段であって、前記それぞれのブロックに含まれる前記相関出力信号の平均値に対する、そのブロックの相関出力値の比を前記各ブロック間で比較するブロック間比較手段と、
前記ブロック間比較手段における比較結果に基づき、最大の比を有する符号を選択された符号であると決定する符号決定手段と、
を含むことを特徴とするＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器。
【請求項２】
請求項１記載のＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器において、さらに、
前記各ブロック毎に相関出力の前記平均値に対する、そのブロックの相関出力値の比に基づき、前記相関出力の重み付けを行う重みづけ手段、
を含み、
前記ブロック間比較手段は、重みづけ手段により重みづけされた前記相関値を前記各ブロック間で比較することを特徴とするＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器。
【請求項３】
請求項１又は２記載のＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器において、
Ｍ−ａｒｙスペクトル拡散信号を受信するアンテナと、
前記アンテナが受信したＭ−ａｒｙスペクトル拡散信号を増幅する低雑音増幅器と、
前記増幅したＭ−ａｒｙスペクトル拡散信号を中間周波数に変換し、中間周波数に変換した前記Ｍ−ａｒｙスペクトル拡散信号を前記Ｍ個のマッチドフィルタに供給する中間周波数変換手段と、
を含むことを特徴とするＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器。
【請求項４】
利用可能な周波数周波数帯域における伝送レートを向上させるために、伝送対象である信号を、前記利用可能な周波数周波数帯域より広い周波数帯域に拡散し、帯域フィルタを用いて、所望の周波数帯域のみを抽出するスペクトル拡散方式において用いられるスペクトル拡散復調器において、
相関出力信号を、複数のブロックに分けるブロック分け手段、
を含み、選択されない符号を含む前記ブロックに対しては、そのブロックのチップ間干渉が生じている相関出力信号の平均値に対する最大相関値の比が低く設定され、一方、選択された符号を含む前記ブロックに対しては、そのブロックのチップ間干渉が生じている相関出力信号の平均値に対する最大相関値の比がさほど低く設定されないことを特徴とするＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＭ−ａｒｙを用いたスペクトル拡散通信の復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ｎビットのデータに対応して、系列長（符号長ともいう）の等しいＭ＝２n個の符号を割り当て、どの符号が選択されるかにより情報を伝達するＭ−ａｒｙ符号化スペクトル拡散（ＳＳ）通信方式は、同一周波数帯域において複数の符号を割り当てることができる。ここで、ｎは、正の整数である。そのため、符号数Ｍ＝２nにおいて、Ｍ≫２とすることによって、同一周波数特性帯域を持ちながらｎビットのデータを伝送でき、周波数効率が向上するという特徴を有している。
【０００３】
このＭ−ａｒｙスペクトル拡散通信方式に用いられる符号は、一般にアダマール行列から生成される直交符号が用いられる。ここで、直交符号に関し以下に簡単に説明する。
【０００４】
１．直交符号について
２値直交符号はアダマール行列（Hadamard Matrix）から作ることができる。アダマール行列とは＋１と−１を要素とするｎ行×ｎ列の直交行列（Orthogonal Matrix）を言い、直交行列とは行ベクトルが互いに直交する行列を言う。
【０００５】
ｎ×ｎのアダマール行列（Ｈn）を
【数１】
0003808612.tif 000002
と置いたとき、行列の各要素ｈijは＋１もしくは−１で、かつ任意の異なるｉ、ｊ（ｌ≦ｉ≦ｎ、１≦ｊ≦ｎ）に対して、直交性
【数２】
0003808612.tif 000003
を満たす。
【０００６】
ここで、各行ベクトルより導き出せるｎ個の符号語を直交符号（Orthogonal Code）と呼ぶ。
【０００７】
２．アダマール行列の性質
一般に、アダマール行列（Ｈ行列）から次の操作によって得られる行列は再びＨ行列となる。このことが『宮川  洋、岩垂好裕、今井秀樹、「符号理論」、昭晃堂（１９７３）（以下、文献１と呼ぶ）』の４５２ページなどに記載されている。
【０００８】
(i)任意の２つの行の交換。
【０００９】
(ii)任意の２つの列の交換。
【００１０】
(iii)任意の行の全ての要素に−１を掛ける。
【００１１】
(iv)任意の列の全ての要素に−１を掛ける。
【００１２】
このアダマール行列の性質を利用して、後述するように自己相関特性の良好な直交系列を作成できる。
【００１３】
３．アダマール行列の構成法
アダマール行列の構成法は種々あるが、一般的にクロネッカ積による構成法がよく知られている。
【００１４】
３．１  クロネッカ積による構成法
ｍ次正方行列Ａ＝［ａij］とｎ次正方行列Ｂ＝［ｂij］のクロネッカ積（Kronecker Product）は、次のように定義される。
【００１５】
【数３】
0003808612.tif 000004
Ａ×Ｂはｍｎ次の正方行列となる。簡単な例として、以下の通りとなる。
【００１６】
【数４】
0003808612.tif 000005
このクロネッカ積に関する、以下の定理が証明されている。
【００１７】
定理  ｍ次のＨ行列Ｈmとｎ次のＨ行列Ｈnのクロネッカ積Ｈm×Ｈnは、ｍｎ次のＨ行列となる。
【００１８】
この構成法により、容易にｎk次のＨ行列が生成できる。
【００１９】
３．２  従来のＭ−ａｒｙスペクトル拡散通信方式に用いられる符号の例
拡散符号長１６の場合を例として説明する。すなわち、１６種類の符号の１つを選択することにより１シンボル時間（符号１周期）当たり４ビットのデータが伝送でき、ＢＰＳＫ等２値変調した場合と同一周波数帯域を用いて、４倍のデータ転送速度が得られる場合について説明する。
【００２０】
まず、２次のＨ行列、
【数５】
0003808612.tif 000006
をもとにして、１６次のアダマール行列Ｈ16＝［ｈij］を生成した例を以下に示す。
【００２１】
【数６】
0003808612.tif 000007
直交性を検証するために、次式で定義される［ｃij］行列を求める。
【００２２】
【数７】
0003808612.tif 000008
すると行列［ｃij］は、次の通りとなり、［ｈij］は明らかに直交している。
【００２３】
【数８】
0003808612.tif 000009
このようなアダマール行列から生成される直交系列を用いたＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器の１例の構成図が図２に示されている。アンテナ１０から受信されたＭ−ａｒｙスペクトル拡散信号は、ＬＮＡ（低雑音増幅器）１２によって増幅される。増幅された後ミキサ１４において中間周波数に変換される。そして、Ｍ−ａｒｙ符号に対応するＭ個の弾性表面波（ＳＡＷ）素子等を用いたマッチドフィルタ１６に供給される。このＭ個のマッチドフィルタ１６の相関出力は検波回路にて検波され、比較回路２０において相関出力の比較が行われる。この比較の結果、最も相関性の高い符号を見つけることによって、送信された符号を推定し、スペクトル拡散復調が行われる。
【００２４】
ここで、注目すべき点は、マッチドフィルタ１６が次式で与えられる時間に沿った移動相関Ｑi（ｔ）をとることである。従って、符号が直交符号であっても、その直交性の現れるのは式９においてｔ＝１６ｍ＋１（ｍ：整数）の時に限られる。
【００２５】
【数９】
0003808612.tif 000010
ここで、Ｑtは時間に沿った移動相関を表し、ｈkは１６種のＭ−ａｒｙ符号列の１つをあらわす。また、ｑ´（ｔ）は１６種類のＭ−ａｒｙ符号列より１符号列を順次選択する信号列を表す。
【００２６】
そこで、従来この種の装置においては、直交した相関出力の得られる時間を求めるため、前記アダマール系列の性質を利用して自己相関特性の良好な符号にアダマール系列を変換していた。以下、直交符号の自己相関特性について示し、自己相関特性の良好な符号の生成について説明する。
【００２７】
４．直交符号の自己相関特性について
複数符号のうちいずれの符号が選択されたか検出するためには、マッチドフィルタが用いられる場合が多い。マッチドフィルタは、その入力信号と各符号との相互相関を求める。そして、一致する符号についてのみ、マッチドフィルタの出力である相関が１となり、不一致の符号との相関は０となる。
【００２８】
ところが、この相関出力は符号１周期の間で１回のみ出力される。従って、相関出力によりデータ復調する場合、このタイミングを求めることは重要なことである。しかし、式（６）のアダマール行列により生成される直交符号は必ずしも自己相関が良くなく、例えば１列目の自己相関は常に１で、他の符号が直交するタイミングを見いだすことができない。
【００２９】
そこで、本願発明者は、式（６）のアダマール行列より与えられる直交符号それぞれを巡回した場合の自己相関特性を調べてみた。以下、その結果を説明する。今、ｈ´ijをｈijの列方向の巡回系列とし、それぞれの符号の自己相関ｓitを次式で定義する。
【００３０】
【数１０】
0003808612.tif 000011
自己相関ｓitにより得られる行列は［１６・ｓit］は次のようになり、自己相関特性は明らかに良くない。
【００３１】
【数１１】
0003808612.tif 000012
５．多相周期系列の自己相関特性
２値周期系列では、自己相関ｓkの良好な系列はほとんど存在しないことが知られている。すなわち、
【数１２】
0003808612.tif 000013
となるような系列はほとんど存在しないのである。これに対し、多相周期系列は式（１２）を満たすような構成法が２、３知られている。このような構成法は、例えば文献１の４８３ページに記載されている。ここに記載されている構成法の１つに周期がｑ2となるｑ相系列がある。この構成法は文献１の４８４ページに記載されている。なお、ここで、ｑは２以上の任意の整数である。
【００３２】
まず、ωを、
【数１３】
0003808612.tif 000014
として、次のｑ次正方行列を第１行から順に読んでいくと、上記周期がｑ2となるｑ相系列となる。
【００３３】
【数１４】
0003808612.tif 000015
ｑ＝４とすると、式（１４）により与えられる４次正方行列は、
【数１５】
0003808612.tif 000016
となり、周期ｑ2＝１６の系列の１周期［ｐ（ｋ）］は次のようになる。
【００３４】
【数１６】
0003808612.tif 000017
この系列の巡回系列をｐ´（ｎ）とする。すなわち、
【数１７】
0003808612.tif 000018
としたとき、自己相関ｓ（ｔ）とし、
【数１８】
0003808612.tif 000019
で表したとき、自己相関より得られる行列［１６・ｓ（ｔ）］は次のようになる。ここで＊は複素共役を表す。
【００３５】
【数１９】
0003808612.tif 000020
この式（１９）の内容から明らかなように、良好な自己相関特性が実現されている。
【００３６】
６．複素直交系列
上述したアダマール行列の各要素に｛＋１，＋ｉ，−１，−ｉ｝を乗じることによって得られる｛＋１，＋ｉ，−１，−ｉ｝を要素とするｎ×ｎの行列cＨn、
【数２０】
0003808612.tif 000021
において、直交性
【数２１】
0003808612.tif 000022
が満たされれば、次の性質が得られる。ここで、＊は複素共役を表す。
【００３７】
６．１  複素直交行列の性質
｛＋１，＋ｉ，−１，−ｉ｝を要素とするｎ×ｎの複素直交行列cＨnにおいて、次の変換を行っても、その結果は直交行列となる。
【００３８】
(i)  任意の２つの行の交換。
【００３９】
(ii)  任意の２つの列の交換。
【００４０】
(iii)  任意の行の全ての要素に＋ｉを掛ける。
【００４１】
(iv)  任意の列の全ての要素に＋ｉを掛ける。
【００４２】
(v)  任意の行の全ての要素に−１を掛ける。
【００４３】
(vi)  任意の列の全ての要素に−１を掛ける。
【００４４】
(vii)  任意の行の全ての要素に−ｉを掛ける。
【００４５】
(viii)  任意の列の全ての要素に−ｉを掛ける。
【００４６】
７．自己相関の良好な直交行列の作成
上述した複素直交行列の性質を用いて、自己相関の良好な直交符号を作成する方法を説明する。ここで、符号長は実際の場合を想定して１６とする。
【００４７】
１６次のアダマール行列として式（６）を用いる。この各要素ｈijに対して各列の全ての要素に式（１６）より得られた自己相関特性の良好な４相周期系列の要素の同列の要素ｐ（ｊ）を掛けることにより得られる行列も上述した「２．複素直交行列の性質」において説明した各性質によって、直交行列となる。すなわち、
【数２２】
0003808612.tif 000023
であり、与えられたｈijを要素とする行列cＨ16は直交行列である。
【００４８】
具体的に式（６）のアダマール行列［ｈij］と良好な自己相関特性を持つ４相複素系列［ｐ（ｊ）］から得られる複素直交系列cＨ16を表すと以下のようになる。
【００４９】
【数２３】
0003808612.tif 000024
この直交性を検証するために、次式で定義される行列［cｃij］を求める。
【００５０】
【数２４】
0003808612.tif 000025
すると行列［cｃij］は次の通りとなり、上記cＨ16は直交行列であることが確かめられた。
【００５１】
【数２５】
0003808612.tif 000026
８．４相直交符号の自己相関特性について
この４相直交符号を用いることにより、各符号を巡回して使用した場合の自己相関cｓitを次式で与えた時の［１６・cｓit］を求める。
【００５２】
【数２６】
0003808612.tif 000027
ここで、cｈ´ijは、cｈijの列方向の巡回系列であり、＊は複素共役を表す。
【００５３】
自己相関cｓitにより得られる行列［１６・ｓit］  は次式で表される。この次式を、上記式（１１）と比較すると、式（１１）の場合に比べて良好な自己相関特性を持っていることが理解されよう。
【００５４】
【数２７】
0003808612.tif 000028
従って、このような直交符号を用いることにより、データ伝送前にプリアンブルとして同一符号を連続して送信することによりデータ判定点の同期を容易にすることができる。
【００５５】
９．符号変化に伴って
これまで述べたように、Ｍ−ａｒｙ符号化通信方法において、４相１６次の複素直交符号を用いることにより、式（２７）に示されるように同一符号のみ選択される場合の自己相関特性が良好なことが、本願発明者の調査によって判明した。しかし、データ伝送の場合、同一符号のみ選択されるわけではない。
【００５６】
そこで、本願発明者は、次に選択符号が異なる場合の、それぞれの符号に対する相互相関特性を調べた。上記式（２６）で示される相関において、cｈ´ijとして、非巡回、すなわち異なった符号を選択した場合の相関特性の１例を行列［１６・cｓit］を用いて示す。
【００５７】
【数２８】
0003808612.tif 000029
ここで、選択符号が第１行目から第２行目に変化した場合の例を示している。従って、１行目の１列目の要素、および２行目の１７列目の要素が１６となり、１列目及び１７列目の他の要素はすべて０である。
【００５８】
このＭ−ａｒｙスペクトル拡散通信において、一般的に使用されるＩＳＭバンド等におけるスペクトル拡散通信等を考慮した場合、利用可能な周波数帯域幅での伝送レートを高めるため、利用可能な周波数帯域と比較して、かなり広い周波数帯域に拡散し、帯域フィルタを用いて仕様帯域幅のみを利用する場合が多い。このような場合、符号の伝送速度と比較して狭い帯域幅となるため、符号の単位をチップと呼ぶことにした時、データの場合のビット間干渉と同様にチップ間干渉が生じ、データ判定点の前後チップの相関結果がデータ判定点に重畳される。従って、式（２８）の例で示したように、データ判定点の前後の相互相関値が大きいため、データ判定に劣化が生じる場合があった。
【００５９】
【発明が解決しようとする課題】
上記説明したように、ｎビットのデータに対応して、系列長の等しいＭ＝２n個の符号を割り当て、どの符号が選択されるかにより情報を伝達するＭ−ａｒｙ符号化スペクトル拡散（ＳＳ）復調器において、アンテナより受信されたＭ−ａｒｙスペクトル拡散信号は、まずＬＮＡ（低雑音増幅器）により増幅される。そして、ミキサにて中間周波数に変換される。次に、Ｍ−ａｒｙ符号に対応するＭ個の弾性表面波（ＳＡＷ）素子等を用いたマッチドフィルタに供給され、このマッチドフィルタの相関出力は、所定の検波回路によって検波される。検波結果は比較回路において比較される。この比較は、相関出力の比較である。比較の結果、最も相関性の高い符号を見つけることによって、送信された符号を推定することができる。このようにして符号を復調することがスペクトル拡散復調である。
【００６０】
この復調を容易にするために、Ｍ−ａｒｙ符号としてアダマール行列などから生成する直交符号を用いることが多い。さて、複数符号のうちいずれの符号が選択されたか検出するためマッチドフィルタを用いる場合が多い。しかし、このようにマッチドフィルタを用いる場合には、入力信号と各符号との相互相関において、この相関出力における直交性は符号１周期の間で１回のみである。従って、マッチドフィルタの相関出力によってデータ復調をする場合には、このタイミングを求めることが重要である。したがって、それぞれの符号列の自己相関特性が良好でなければならない。すなわち、アダマール行列の性質と同様な性質を、複素行列の性質に拡張して、周期がｑ2となるｑ相系列をアダマール行列の各列に掛け合わせた行列から生成される符号は、直交性を有すると同時に、自己相関の良好な符号となることを上で説明した。
【００６１】
しかし、このＭ−ａｒｙスペクトル拡散通信においては、一般的に使用されるＩＳＭバンドなどにおけるスペクトル拡散通信などを考慮した場合、利用可能な周波数帯域幅での伝送レートを高めるため、利用可能な周波数帯域と比較して、かなり広い周波数帯域に拡散し、帯域フィルタを用いて仕様帯域幅のみを利用する場合が多い。したがって、この場合には、符号の伝送速度と比較して狭い帯域幅が利用されるため、チップ間干渉が生じる。すなわち、データ判定点の前後チップの相関結果が、そのデータ判定点に重畳されるのである。従って、上記式２８の例から明らかなように、データ判定点の前後の相互相関値が大きいことから、データ判定に劣化が生じるという問題点があった。
【００６２】
本発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、その目的は、データ判定に劣化が生じにくいＭ−ａｒｙを用いたスペクトル拡散通信復調器を提供することである。
【００６３】
【課題を解決するための手段】
本発明において、ｎビットのデータに対応して、系列長の等しいＭ＝２n個の符号を割り当て、どの符号が選択されるかにより情報を伝達するＭ−ａｒｙ符号化スペクトル拡散（ＳＳ）復調器において、アンテナより受信されたＭ−ａｒｙスペクトル拡散信号は、まずＬＮＡ（低雑音増幅器）により増幅される。増幅後、この信号はミキサにて中間周波数に変換される。さらに、この信号はＭ−ａｒｙ符号に対応するＭ個の弾性表面波（ＳＡＷ）素子等を用いたマッチドフィルタに供給され、このマッチドフィルタの相関出力は検波回路にて検波される。検波結果は、比較回路において比較される。この比較はマッチドフィルタの相関出力の比較である。
【００６４】
本発明においては、スペクトル拡散復調をする際に、自己相関がよく、直交性を有する符号の性質を利用して、マッチドフィルタの相関出力をいくつかのブロックに分けている。そして、それぞれのブロックに含まれる相関出力の平均値を求める。そして、この平均値に対する、そのブロックの相関出力値の比をブロック間で比較をするのである。比較の結果、最大の比を持つような符号が、選択された符号と決定するのである。本発明は、このような手法を採用したＭ−ａｒｙ符号化スペクトル拡散復調器である。
【００６５】
このような手段を用いることにより、選択されない符号を含むブロックにおいては、そのブロックのチップ間干渉を含む相関出力の平均値に対する最大相関値の比を低くすることができ、選択された符号の推定を容易にする。換言すれば、選択された符号を含むブロックのチップ間干渉を含む相関出力の平均値に対する最大相関値（選択符号）の比を低くなってはいないのである。
【００６６】
上述したように、Ｍ−ａｒｙスペクトル拡散通信が、ＩＳＭバンド等におけるスペクトル拡散通信等の場合に、利用可能な周波数帯域幅での伝送レートを高めるため、利用可能な周波数帯域と比較して、かなり広い周波数帯域に拡散し、帯域フィルタを用いて仕様帯域幅のみを利用する場合がある。このような場合は、符号の伝送速度と比較して狭い帯域幅となるため、チップ間干渉が生じ、データ判定点の前後チップの相関結果がデータ判定点に重畳される。従って、上述した数式２８の例から明らかなように、データ判定点の前後の相互相関値が大きく、データ判定に劣化が生じるという問題点がある。本発明は、このような問題点をマッチドフィルタの相関出力に対して、適当なブロック分けを行うことにより、解消したのである。
【００６７】
具体的には、本発明は、以下のような手段を講じている。
【００６８】
第１の本発明は、ｎビットのデータに対応して、系列長の等しいＭ＝２n個の符号を割り当て、その符号の選択によって情報を伝達するＭ−ａｒｙ符号化スペクトル拡散復調器において、以下の手段を含むことを特徴とする。
【００６９】
すなわち、前記Ｍ−ａｒｙスペクトル拡散信号が供給されるマッチドフィルタであって、Ｍ−ａｒｙ符号に対応するＭ個のマッチドフィルタと、前記マッチドフィルタの出力信号である相関出力信号を検波し、検波相関出力信号を出力するＭ個の検波回路と、前記Ｍ個の検波相関出力信号の比較を行い、スペクトル拡散復調する比較手段と、を含むスペクトル拡散復調器において、自己相関が高く、かつ、直交性を有する符号の性質を利用し、マッチドフィルタの相関出力信号を、複数個のブロックにブロック分けするブロック分け手段と、前記各ブロック毎に相関出力の比較を行う比較手段であって、前記それぞれのブロックに含まれる前記相関出力信号の平均値に対する、そのブロックの相関出力値の比を前記各ブロック間で比較するブロック間比較手段と、前記ブロック間比較手段における比較結果に基づき、最大の比を有する符号を選択された符号であると決定する符号決定手段と、を含むことを特徴とするＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器である。
【００７０】
第２の本発明は、上記発明に加え、前記各ブロック毎に相関出力の前記平均値に対する、そのブロックの相関出力値の比に基づき、前記相関出力の重み付けを行う重みづけ手段、を含み、前記ブロック間比較手段は、重みづけ手段により重みづけされた前記相関値を前記各ブロック間で比較することを特徴とするＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器である。
【００７１】
また、第３の本発明は、Ｍ−ａｒｙスペクトル拡散信号を受信するアンテナと、前記アンテナが受信したＭ−ａｒｙスペクトル拡散信号を増幅する低雑音増幅器と、前記増幅したＭ−ａｒｙスペクトル拡散信号を中間周波数に変換し、中間周波数に変換した前記Ｍ−ａｒｙスペクトル拡散信号を前記Ｍ個のマッチドフィルタに供給する中間周波数変換手段と、を含むことを特徴とするＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器である。
【００７２】
本発明においても、従来の技術と同様に低雑音増幅器（ＬＮＡ）や、中間周波数変換手段（ミキサ）を採用することができる。これは、図１に示す実施の形態にも明確に示されている。
【００７３】
また、第４の本発明は、利用可能な周波数周波数帯域における伝送レートを向上させるために、伝送対象である信号を、前記利用可能な周波数周波数帯域より広い周波数帯域に拡散し、帯域フィルタを用いて、所望の周波数帯域のみを抽出するスペクトル拡散方式において用いられるスペクトル拡散復調器において、相関出力信号を、複数のブロックに分けるブロック分け手段、を含み、選択されない符号を含む前記ブロックに対しては、そのブロックのチップ間干渉が生じている相関出力信号の平均値に対する最大相関値の比が低く設定され、一方、選択された符号を含む前記ブロックに対しては、そのブロックのチップ間干渉が生じている相関出力信号の平均値に対する最大相関値の比がさほど低く設定されないことを特徴とするＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器である。
【００７４】
【発明の実施の形態】
本発明の好ましい実施の形態を図により説明する。図１には、本実施の形態にかかるＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器の構成ブロック図が示されている。
【００７５】
この図に示すように、従来の技術と同様に、アンテナ１０において受信したＭ−ａｒｙスペクトル拡散信号は、ＬＮＡ１２（低雑音増幅器）により増幅された後、ミキサ１４において中間周波数に変換される。中間周波数に変換されたＭ−ａｒｙスペクトル拡散信号は、Ｍ−ａｒｙ符号に対応するＭ個の弾性表面波（ＳＡＷ）素子等を用いたマッチドフィルタ１６に入力され、このマッチドフィルタ１６の相関出力は、検波回路にて検波される。尚、本実施の形態においては検波回路はマッチドフィルタ１６に含まれている。
【００７６】
この複数の検波された相関出力は複数のブロックに分けられ、それぞれのブロックごとにチップ間干渉を含む相関出力が平均化回路３０において、平均化されて平均値を求める。例えば図１に示された例においては、マッチドフィルタ１６が８個ずつの２ブロックに分けられている。したがって、各ブロック毎にブロック平均化回路３０が設けられている。
【００７７】
本実施の形態においては、さらに、各ブロック毎に重みづけ回路３２が設けられている。重みづけ回路３２は、それぞれ対応するブロックの相関出力と、上記平均値との比を求め、次に、各相関出力に対して平均値に対応する値で重み付けを行う。この平均値との比に応じた重み付けを各相関出力に対して行った後、この重み付けされた相関出力の比較を比較回路３４が行う。比較回路３４は、図１に示すように１個のＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器に対して、１個設けられている。この比較回路３４は、相関出力の比較を行って、最も相関性の高い符号を見つける。これによって送信された符号を推定し、スペクトル拡散復調が行われる。
【００７８】
さて、Ｍ−ａｒｙ符号の一例として式（２３）の複素直交行列より生成される複素直交符号を用いた場合について、本実施の形態にかかるＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器の動作を説明する。
【００７９】
まず、符号選択がデータに即して順次行われた場合、例えば式（２３）の１行目の符号から２行目の符号に、選択される符号が変化した際の各マッチドフィルタ１６の相関特性は式（２８）に示されるようになる。
【００８０】
尚、本実施の形態においては、利用可能な周波数帯域幅での伝送レートを高め、利用可能な周波数帯域と比較して、かなり広い周波数帯域に拡散し、帯域フィルタを用いて仕様帯域幅のみを利用するようなケースを想定している。このようなケースにおいては、符号の伝送速度と比較して狭い帯域幅となるため、チップ間干渉が生じ、データ判定点の前後チップの相関結果がデータ判定点に重畳されるが、その影響は直交する前後１チップの影響が最も大きい。
【００８１】
そこで、式（２８）に示されているような場合、１７列目が直交する時刻であるが、その前後１チップ、すなわち、１６列目および１８列目に着目する。１６列目および１８列目の下半分の行、すなわち９行目から１６行目の間に着目すれば１０行目、１４行目の様子７、１０、１１等の相関値が１７列目の前後に存在し、チップ間干渉のある場合、１７列目の２行目の相関値に近い値となり雑音存在下においては復調データに誤りを生じやすい。しかし、１６列目および１８列目の上側の８行分の相関値は最大２程度で、チップ間干渉が生じたとしても２列目の相関結果の劣化は生じないことが予測される。
【００８２】
さて、１行目の符号から２行目の符号に変化した場合であるが、１６×１６の全ての場合について調べても、上下８行ずつにブロック分け（２ブロックにブロック分け（図１参照））した場合、選択符号に対応する側の前後１列の値は０もしくは２程度で、たとえチップ間干渉を生じても相関出力の劣化は少ない。また、選択符号を含まないブロック側では前後の１列に１０を越す相関値が現れ、チップ間干渉が生じた場合、このブロックのチップ間干渉を含む相関出力の平均値に対する各相関値の値の比は、選択符号の含まれるブロックの比と比較してかなり小さな値となる。
【００８３】
そこで、選択されたＭ−ａｒｙ符号を推定する際、本実施の形態においては相関出力を２つにブロック分けし、それぞれのチップ間干渉を含む相関出力をブロックごとの相関出力の平均値に対応する値で重み付けることにより、チップ間干渉を低減できる。本実施の形態はこの点に着目し、マッチドフィルタ１６の相関出力を２つのブロックに分割し、重み付けを行ったものである。
【００８４】
上述したように、このＭ−ａｒｙスペクトル拡散通信が、一般的に使用されるＩＳＭバンドなどにおけるスペクトル拡散通信等の場合には、利用可能な周波数帯域幅での伝送レートを高めるため、利用可能な周波数帯域と比較して、かなり広い周波数帯域に拡散し、帯域フィルタを用いて仕様帯域幅のみを利用するような場合、符号の伝送速度と比較して狭い帯域幅となるため、チップ間干渉が生じ、データ判定点の前後チップの相関結果がデータ判定点に重畳される。
【００８５】
本実施の形態によれば、上記式（２８）の例に示されているように、データ判定点の前後の相互相関値が大きいことから、データ判定に劣化が生じるという従来解決できなかった問題点を解決可能である。
【００８６】
【発明の効果】
従来は、このＭ−ａｒｙスペクトル拡散通信が、一般的に使用されるＩＳＭバンド等におけるスペクトル拡散通信等の場合、利用可能な周波数帯域幅での伝送レートを高めるため、利用可能な周波数帯域と比較して、かなり広い周波数帯域に拡散し、帯域フィルタを用いて仕様帯域幅のみを利用する場合が多く、このような場合、符号の伝送速度と比較して狭い帯域幅となるため、符号の単位をチップと呼ぶことにしたとき、データの場合のビット間干渉と同様にチップ間干渉が生じ、データ判定点の前後チップの相関結果がデータ判定点に重畳される。
【００８７】
従って、たとえは上記式（２８）に示されているように、データ判定点の前後の相互相関値が大きいために、データ判定に劣化が生じるという従来解決できなかった問題点を、本発明においては、相関出力に対して適当なブロック分けを行うことにより解決したものである。
【００８８】
各ブロックにおいては、そのブロックに含む相関出力の平均値と、各相関値との比に基づいて、各相関出力の重みづけが行われる。
【００８９】
そして、選択されない符号を含むブロック（選択された符号を含まないブロック）においては、そのブロックのチップ間干渉を含む相関出力の平均値に対する最大相関値の比が低く設定される。
【００９０】
一方、選択された符号（復調すべき符号）を含むブロックのチップ間干渉を含む相関出力の平均値に対する最大相関値（選択符号）の比は、あまり低くならない。したがって、このようなブロック毎の重み付けによれば、選択された符号の推定を容易にし、Ｍ−ａｒｙスペクトル拡散復調器の信号帯域より狭いフィルタを用いてチップ間干渉が生じたとしても、その特性の劣化を緩和できる特徴を有している。
【００９１】
具体的には、第１の本発明によれば、相関出力を各ブロック毎に分けて、各ブロックの平均値と比較しているため、チップ間干渉による影響を抑止することができるＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器が得られる。
【００９２】
第２の本発明によれば、相関出力の対し、平均値との比に基づいた重み付けを施しているため、チップ間干渉による影響を一層抑止することができるＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器が得られる。
【００９３】
第３の本発明によれば、従来の技術と同様のマッチドフィルタ等を利用することができるＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器が得られる。
【００９４】
第４の本発明によれば、利用可能な周波数周波数帯域における伝送レートを向上させるために、伝送対象である信号を、前記利用可能な周波数周波数帯域より広い周波数帯域に拡散し、帯域フィルタを用いて、所望の周波数帯域のみを抽出するスペクトル拡散方式においても、上記第１の本発明と同様の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本実施の形態にかかるＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器の構成ブロック図である。
【図２】  従来の技術にかかるＭ−ａｒｙスペクトル拡散復調器の構成ブロック図である。
【符号の説明】
１０  アンテナ、１２  ＬＮＡ、１４  ミキサ、１６  マッチドフィルタ、２０  比較回路、３０  平均化回路、３２  重みづけ回路、３４  比較回路。
【図１】
0003808612.tif 000030
【図２】
0003808612.tif 000031