(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号入力（Ｉ１、Ｉ２）と、
信号出力（Ｏ１、Ｏ２）と、
半ブリッジ回路ごとに１つの導電制御入力（Ｃ１、Ｃ２）であって、少なくとも２つの導電制御入力（Ｃ１、Ｃ２）と
を有するタイプの、２つの前記半ブリッジ回路によって形成されるブリッジ回路（ＢＲ）をパルス幅変調（ＰＷＭ）手順によって駆動する方法であって、
前記制御入力（Ｃ１、Ｃ２）の一方（Ｃ１）に供給するための、可変デューティ・サイクルを有する第１の方形波信号を生成することと、
前記制御入力の他方（Ｃ２）に供給するための、前記第１の方形波信号に依存する第２のデューティサイクルを有する第２の方形波信号を生成することであって、
前記第１および第２の方形波は同じ周波数を有し、
前記ＰＷＭの信号は、前記方形波状制御信号およびそれぞれのエラー信号の信号処理によって生成される
第２の方形波信号を生成することと
を含み、
前記導電制御信号が、
ａ）出力（Ｏ１−Ｏ２）で供給された電流を検出するステップと、
ｂ）検出された電流（ＶＳ）と、出力（Ｏ１−Ｏ２）で必要とされる平均電流値に対応する基準信号（ＶＩ）との間の差の平均値に対応するエラー信号（ＶＥ）を生成するステップと、
ｃ）エラー信号（ＶＥ）と位相が互いに逆の２つの共振信号（ＴＲ１、ＴＲ２）のそれぞれとの間の、前記導電制御信号に対応する２つの論理差信号を生成するステップと
を通じて生成され、
負荷における電流の平均値と、負荷における電流の方向とを変更するために、前記第１の方形波状制御信号のデューティ・サイクルが第１の方向に変動するとともに、前記第２の方形波信号のデューティ・サイクルが逆の方向に変動し、
前記第１および第２の方形波信号の前記デューティ・サイクルの変動は、互いに対応する変動である
ブリッジ回路の駆動方法。
【請求項２】
前記第１および第２の方形波信号の前記デューティ・サイクルの前記対応する変動は、互いに線形に対応する変動である、請求項１に記載のブリッジ回路の駆動方法。
【請求項３】
ブリッジ回路の非導電条件が、前記第１および第２の方形波状制御信号が５０％デューティ・サイクルを有する条件に対応することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のブリッジ回路の駆動方法。
【請求項４】
デューティ・サイクルが、少なくともブリッジ（ＢＲ）によって前記出力（Ｏ１、Ｏ２）に供給される平均電流に対して変動することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のブリッジ回路の駆動方法。
【請求項５】
信号入力（Ｉ１、Ｉ２）と、
信号出力（Ｏ１、Ｏ２）と、
半ブリッジ回路ごとに１つの導電制御入力（Ｃ１、Ｃ２）であって、少なくとも２つの導電制御入力（Ｃ１、Ｃ２）と
を有するタイプの、２つの前記半ブリッジ回路によって形成されるブリッジ回路（ＢＲ）をパルス幅変調（ＰＷＭ）手順によって駆動する回路であって、
第１の方形波信号を生成するための、前記２つの制御入力の一方（Ｃ１）に結合された出力を有する、ほぼ方形の波の第１の生成装置（ＣＯ１）と、
第２の方形波信号であって、前記第１の方形波と同じ周波数を有する、第２の方形波信号を生成するための、前記２つの制御入力の他方（Ｃ２）に結合された出力を有するほぼ方形の波の第２の生成装置（ＣＯ２）と
を備え、
前記第１の方形波信号のデューティ・サイクルを第１の方向に変動させるとともに、前記第２の方形波信号のデューティ・サイクルを逆の方向に変動させるために、前記生成装置（ＣＯ１、ＣＯ２）の双方が、生成される波のデューティ・サイクルを制御する入力（ＩＰ１、ＩＮ２）をそれぞれ有し、それによって、負荷における電流の平均値および方向を変更し、
前記生成装置（ＣＯ１、ＣＯ２）のデューティ・サイクルを制御する入力（ＩＰ１、ＩＮ２）どうしが、結合され、生成される前記第１および第２の波のデューティ・サイクルが、互いに対応して変動するようにそれぞれの生成装置（ＣＯ１、ＣＯ２）に作用するブリッジ回路の駆動回路。
【請求項６】
ブリッジ回路（ＢＲ）の非導電条件が、５０％デューティ・サイクルを有する波を生成することによって得られることを特徴とする請求項５に記載のブリッジ回路の駆動回路。
【請求項７】
平均電流を検出するために前記信号出力（Ｏ１、Ｏ２）に結合された入力を有し、前記生成装置の少なくとも一方の制御入力（ＩＰ１、ＩＮ２）に結合された出力を有するフィードバック回路網を備えることを特徴とする請求項５または６に記載のブリッジ回路の駆動回路。
【請求項８】
ａ）前記信号出力（Ｏ１、Ｏ２）に供給された電流に関する検出回路（ＲＳ）と、
ｂ）低域タイプの伝達関数を有し、前記検出回路（ＲＳ）の出力に結合された第１の入力と、前記信号出力（Ｏ１、Ｏ２）での電流の所望の平均値に対応する基準信号（ＶＩ）を受け取る第２の入力とを有する第１の比較器（ＯＡ１、ＯＡ２、ＯＡ３）と、
ｃ）共に前記第１の比較器（ＯＡ１、ＯＡ２、ＯＡ３）の出力に結合された互いに異なるタイプの２つの入力（ＩＰ１、ＩＮ２）と、それぞれ、位相が互いに逆の２つの共振信号（ＴＲ１、ＴＲ２）を受け取る、互いに異なるタイプの他の２つの入力（ＩＮ１、ＩＰ２）とを有する第２の比較器（ＣＯ１）および第３の比較器（ＣＯ２）とを備えることを特徴とする請求項７に記載のブリッジ回路の駆動回路。
【請求項９】
ほぼ三角形の波の少なくとも１つの生成装置も備え、前記他の２つの入力（ＩＮ１、ＩＰ２）に結合された少なくとも１つの出力を有することを特徴とする請求項８に記載のブリッジ回路の駆動回路。
【請求項１０】
チップにおいて集積形で実現されることを特徴とする請求項５〜９のいずれかに記載のブリッジ回路の駆動回路。
【請求項１１】
少なくともヘッド（Ｈ）と、前記ヘッド（Ｈ）を位置決めする電磁アクチュエータ（ＶＣＭ）と、前記ディスクを回転させるモータ（ＳＭ）と、前記ヘッド（Ｈ）に接続された読取り・書込み制御システム（ＲＷＣＳ）と、前記アクチュエータ（ＶＣＭ）に接続された位置制御システム（ＰＣＳ）と、前記モータ（ＳＭ）に接続された回転制御システム（ＲＣＳ）とを備え、前記位置制御システム（ＰＣＳ）が、請求項５〜１０のいずれかに記載のブリッジ回路の駆動回路を備えることを特徴とするディスク・ドライブ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば、ディスクを回転させるモータ用のブリッジ回路の駆動方法、駆動回路に関し、特に、請求項１の前提部分に記載のブリッジをＰＷＭ手順によって駆動する方法と、請求項５の前提部分に記載の対応する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ブリッジ回路で構成される出力段を介して、パルス幅変調（ＰＷＭ）手順によって負荷を駆動することは、様々な電気システム、特に直流スピンドル・モータおよび直流音声コイル・モータ用にかなり広く実施されている。多くの場合、ブリッジ回路によって負荷に供給される電流の強度だけでなく方向も制御できると有用である。
【０００３】
この主題に関する論文の一覧が、ＳＧＳ−ＴＨＯＭＳＯＮ  ＭＩＣＲＯＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳの目録”Ｄｅｓｉｇｎｅｒｓ’  Ｇｕｉｄｅ  ｔｏ  Ｐｏｗｅｒ  Ｐｒｏｄｕｃｔｓ”１９９２年６月号の”ＤＣ  ａｎｄ  Ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ  Ｍｏｔｏｒｓ”と題する章に記載されている。
【０００４】
ブリッジ回路の概略図を図１に示す。このブリッジ回路は、信号入力用の２つの端子Ｉ１およびＩ２と、信号出力用の２つの端子０１および０２と、制御入力用の端子Ｃ１およびＣ２とを有し、主導電経路、すなわちドレイン−ソースがブリッジ回路の分岐を構成する４つのｎチャネルＭＯＳトランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４を備える。トランジスタＴ１の制御端子は直接、端子Ｃ１に接続され、トランジスタＴ２の制御端子は、インバータＰ１を通して端子Ｃ１に接続され、トランジスタＴ３の制御端子は直接、端子Ｃ２に接続され、トランジスタＴ４の制御端子は、インバータＰ２を通して端子Ｃ２に接続され、端子０１と０２との間に負荷ＬＤが配置される。負荷ＬＤは、モータ記号で表されているが、ブリッジ回路の一部ではない。
【０００５】
通常、図２に示すように、端子Ｉ１には電位基準ＶＤＤが結合され、端子Ｉ２は接地電位基準ＧＮＤに結合される。
【０００６】
端子Ｃ１での電位が高い場合、トランジスタＴ１はオンであり、トランジスタＴ２はオフである。端子Ｃ１での電位が低い場合、トランジスタＴ１はオフであり、トランジスタＴ２はオンである。このことはすべて、端子Ｃ２ならびにトランジスタＴ３およびＴ４に同様に当てはまる。
【０００７】
端子Ｃ１およびＣ２に導電制御信号を適切に印加することによって、ブリッジ回路の出力０１−０２に接続された負荷内を流れる平均電流が所望の値をとるデューティ・サイクルを有するほぼ方形の波形を有する電圧信号を出力０１−０２で得ることができる。
【０００８】
ブリッジ回路の制御入力Ｃ１およびＣ２をドライブする簡単な既知の方法は、一定の値を有する第１の電圧導電制御信号を一方の入力、たとえばＣ１へ送り、ほぼ方形の波からなる第２の電圧導電制御信号を他方の入力、たとえばＣ２へ送ることである。この第２の信号のデューティ・サイクルを制御することによって、出力０１−０２のデューティ・サイクル、したがって負荷ＬＤ中の平均電流の強度が制御される。強度は同じであるが方向が逆である平均電流を得たいときは、第１の信号を入力Ｃ２へ送り、第２の信号を入力Ｃ１へ送れば十分である。
【０００９】
前述の目録の２３１ページに示された図に対応する図２には、図１に示したブリッジ回路ＢＲと同様であり、基準ＶＤＤに接続された入力端子Ｉ１と基準ＧＮＤに結合された入力端子Ｉ２とを有するブリッジ回路と、駆動回路との組合せが示されており、駆動回路は、固定周波数およびデューティ・サイクルを有する方形波を一方の出力で生成するように設計された発振器ＯＳ０と、（電流モジュールのみを検出するために）端子２と基準ＧＮＤとの間に接続された抵抗器ＲＳと、抵抗器ＲＳに接続された非反転入力と出力０１−０２での所望の電流に対応する基準信号ＶＲを受け取る反転入力とを有する比較器ＣＯ０と、発振器ＯＳ０の出力に接続されたセット端子Ｓと比較器ＣＯ０の出力に接続されたリセット端子Ｒとを有するＳＲ型のフリップフロップＦＦと、共に、フリップフロップＦＦの状態出力Ｑに接続された第１の入力と、それぞれ、一方が他方の逆である２つの論理信号Ｌ１およびＬ２を受け取る第２の入力とを有する、２つのＡＮＤ論理ゲートＧ１およびＧ２とを備える。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
図２の回路は、前述の原則に従って動作する。実際、信号Ｌ１およびＬ２のうちの一方は必然的に低論理値を有し、したがって、その信号が接続されたＡＮＤ論理ゲートの出力は、出力Ｑの論理値にはかかわらずに低論理値を有する。動作条件では、信号ＶＲの値に関連付けられた一定の周波数および一定の平均デューティ・サイクルを有する方形波が出力Ｑに存在する。これは一定周波数動作である。図２の回路では、発振器ＯＳ０およびフリップフロップＦＦではなく、比較器ＣＯ０の出力によって始動される準安定回路を使用して、同様な効果が得られる。しかし、動作条件では、準安定回路の出力で一定の平均周波数および一定の平均デューティ・サイクルを有する方形波が得られる。これは、一定オフ・タイム（Ｔｏｆｆ）動作である。
【００１１】
そのような回路は、制御可能な電流に対するより低い固有限界を示す。実際、出力Ｑでの波のデューティ・サイクルは連続的に零まで低下することはできない。この方形波のデューティ・サイクルを非常に低い値に制御することができる場合でも、ブリッジＢＲは非常に短いパルスに適切に応答することはできない。したがって、負の値と正の値の両方を備える間隔で負荷ＬＤ中の電流を調整したい場合、調整の直線性は電流値が零の付近で回復不能に損なわれ、信号Ｌ１およびＬ２を生成する適切な回路も必要になる。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明の目的は、ＰＷＭ手順によってブリッジ回路を駆動する方法と、その結果として動作し従来技術の欠点を解消できるようにする回路を提供することである。
この目的は、請求項１に記載した機能を有する方法と、請求項５に記載した特徴を有する回路によって達成される。本発明の他の有利な態様は、従属請求項に記載されている。  本発明は、前述の方法および回路を有利に適用することができ、請求項１１に記載した特徴を有するディスク・ドライブにも関する。
一定の値を有する導電制御信号を２つのブリッジ回路制御入力のうちの一方に供給し、ほぼ方形の波からなる信号を他方の制御入力に供給するのではなく、方形波からなる２つの信号を両方の制御入力に供給する場合、ヌル電流値はもはや固有の不連続性を構成せず、任意の値、場合によっては零に近い値でも比較的容易に制御することができる。
その場合、可変調整を行いたい場合には、両方の方形波のデューティ・サイクルをヌル電流条件に関して５０％に設定し、最良の動作一様性および対称性が得られるように両方の方形波のデューティ・サイクルを互いに逆の方向へ同じ法則に従って変動させると特に有利である。
【００１３】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
本発明を既知のタイプのブリッジ回路を示す図１を用いて説明する。本発明を実施するために使用できる多数の他のタイプのブリッジ回路が市販されている。たとえば、ＳＧＳ−ＴＨＯＭＳＯＮ  ＭＩＣＲＯＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳの集積回路Ｌ２９８Ｎは、バイポーラ・トランジスタからなる二重ブリッジ回路を備え、これに対して、前述の会社の集積回路Ｌ６２０１、Ｌ６２０２、Ｌ６２０３は、ＭＯＳトランジスタからなるブリッジ回路を備え、一連の追加サービス回路も備える。
【００１４】
ほぼ方形の２つの波からなる２つの導電制御信号を２つの端子Ｃ１およびＣ２へ送る場合、第１の半ブリッジ回路を構成するトランジスタＴ１、Ｔ２と第２の半ブリッジ回路を構成するトランジスタＴ３、Ｔ４は共に、交互に始動され停止される。本明細書では、方形波によって、２つのレベルしか安定に有することができず、必ずしも周期的ではない信号が意味されるに過ぎない。
【００１５】
負荷ＬＤでは、電流は、トランジスタＴ１、Ｔ４またはＴ２、Ｔ３が同時に導電状態である場合にしか流れることはできない。したがって、２つの方形波がほぼ同じである場合、負荷ＬＤでは電流がほとんど流れない。２つの方形波において、一方がハイ・レベルであり他方がロー・レベルである時間間隔がある場合、このような差間隔中には電流が流れる。
【００１６】
実際には、前述のことが厳密に当てはまるのは抵抗負荷の場合だけである。直流モータなどの誘導負荷では、インダクタ中の累積流を可能にする必要がある。具体的には、差間隔中に、端子Ｉ１と端子Ｉ２との間に存在する電圧が負荷ＬＤに印加され、したがって、負荷ＬＤに存在する電流は指数関数的に増大する。残りの時間、いわゆる「再循環」フェーズ中には、負荷ＬＤはそれ自体上の短絡で閉鎖され、したがって負荷中の電流は指数関数的に低減する。一般に、充電に関する時間定数と放電に関する時間定数は異なり、動作条件に応じて変動する。
【００１７】
抵抗のタイプにはかかわらずに、２つの方形波の周波数および位相が十分に長い間一定のままである場合、負荷ＬＤ内を流れる電流の平均値は、定格動作値に固定される。この値は差間隔の継続時間に依存する。
【００１８】
したがって、この継続時間の短縮に対する固有の限界がないことは明確である。というのは、この限界は、２つの方形波の立上りおよび立下りの相互の位置に関連しているからである。
【００１９】
２つの波が同じ周波数を有する場合、負荷中の電流の平均値はデューティ・サイクルの値に依存する。デューティ・サイクルを少なくとも１つの方形波だけ変化させる場合、平均定格動作電流が変化する。
【００２０】
両方の方形波のデューティ・サイクルを互いに逆の方向へ変化させる場合、電流を変化させる効果はより大きくなる。両方の方形波に同じ変更法則を使用する場合、効果は２倍になり、また、両方の方形波のデューティ・サイクルをヌル電流条件に関して５０％に設定した場合、ブリッジ回路の最良の動作一様性および対称性が得られる。制御に関しては、線形制御が得られるようにこの法則が線形のものであると有利である。
【００２１】
出力でフィードバック型の電流制御を行いたい場合、特に負荷が誘導性のものである場合には、負荷に供給される平均電流に対してデューティ・サイクルを変化させなければならない。
【００２２】
この場合、導電制御信号は下記のステップによって有利に生成することができる。
ａ）出力０１−０２に供給された電流の検出
ｂ）検出された電流と、出力０１−０２で必要とされる平均電流値に対応する基準信号との間の差の平均値に対応するエラー信号の生成
ｃ）エラー信号と位相が互いに逆の２つの共振信号のそれぞれとの間の、論理タイプの２つの差信号の生成
【００２３】
この２つの差信号は、導電制御信号に対応し、すなわち、そのまま使用することも、あるいは必要に応じて、振幅、レベルなどを調整することによって使用することもできる。
【００２４】
この方法では、ステップｂ）では、まず差が見つかり、次いで平均値が求められる場合でも、あるいはその逆でも、変わりはない。
共振信号はたとえば、正弦波でも、あるいは線形制御を得るために三角波でもよい。本発明の方法では、信号の共振周波数および振幅は、共に、徐々にかつ同様に変化するかぎり、経時的に一定である必要はない。
【００２５】
この方法は非常に簡単であり、その結果、後述の回路で実施することができる。
【００２６】
本発明による方法を実施する駆動回路を図３に示す。この図は、駆動回路に接続されたブリッジ回路ＢＲも示す。このブリッジ回路は、図１に示したブリッジ回路と同様な既知のタイプのものでよい。下記では、ブリッジ回路ＢＲの語が使用され、ブリッジ回路ＢＲは、その出力０１−０２で負荷ＬＤに結合される。
【００２７】
回路ＢＲの端子Ｉ１は直接、電力基準ＶＤＤに接続され、端子Ｉ２は直接、接地基準ＧＮＤに接続される。
【００２８】
駆動回路は、端子Ｃ１に結合された出力を有する第１の比較器ＣＯ１（図３）に対応するほぼ方形の波の第１の生成装置と、端子Ｃ２に結合された出力を有する第２の比較器ＣＯ２（図３）に対応するほぼ方形の波の第２の生成装置とを備える。このように、ブリッジ回路ＢＲの導電制御信号は２つの方形波からなる。
【００２９】
比較器ＣＯ１は、非反転入力ＩＰ１と反転入力ＩＮ１とを有する。比較器ＣＯ２は、非反転入力ＩＰ２と反転入力ＩＮ２とを有する。
【００３０】
負荷ＬＤに直列に、出力０１−０２に供給される電流のモジュールおよび方向の検出回路として働く抵抗器ＲＳが配置される。ブリッジ回路の負荷における、電流のモジュール及び方向を検出する他の方法がある。直列抵抗器を選んだのは、それが簡単だからである。
【００３１】
抵抗器ＲＳを横切って生成される電圧ＶＳは、抵抗器Ｒ１１を通して抵抗器ＲＳの一方の端子に接続された反転入力と、抵抗器Ｒ１２を通して抵抗器ＲＳの他方の端子に接続された非反転入力と、抵抗器Ｒ１３を通した反転入力上のフィードバック出力とを有する演算増幅器ＯＡ１からなる差分増幅器へ送られる。また、非反転端子は、抵抗器Ｒ１４を通して電位基準ＶＭに接続される。この電位は、電力基準ＶＤＤの電位の２分の１である。
【００３２】
駆動回路には、出力０１−０２での電流の所望の平均値に対応する基準信号ＶＩが供給される。信号ＶＩは、抵抗器Ｒ２１の第１の端子にに接続された反転入力と、抵抗器Ｒ２２の第１の端子に接続された非反転入力と、抵抗器Ｒ２３を通した反転入力上のフィードバック出力とを有する演算増幅器ＯＡ２からなる差分増幅器へ送られ、電圧信号ＶＩは抵抗器Ｒ２１およびＲ２２の第２の端子に印加される。また、非反転端子は、抵抗器Ｒ２４を通して電位基準ＶＭに接続される。
【００３３】
演算増幅器ＯＡ１およびＯＡ２の出力はそれぞれ、抵抗器ＲＡおよび抵抗器ＲＢを通して演算増幅器ＯＡ３の反転入力に接続される。この増幅器は、基準ＶＭに接続された非反転入力を有し、かつこの増幅器は、出力と反転入力との間に接続され、抵抗器ＲＰと直列接続された抵抗器ＲＺおよびキャパシタＣＺとの間の並列接続からなるフィードバック回路網によってフィードバックされる。
【００３４】
演算増幅器ＯＡ１、ＯＡ２、ＯＡ３およびそれらに接続されたダイポール全体が、供給された電流と所望の電流との間の差の平均値に対応するエラー信号ＶＥを生成するように設計された比較器を構成する。この比較器は、主として増幅器ＯＡ３によって導入される極のために、低域伝達関数を有する。
【００３５】
増幅器ＯＡ３の出力は、それぞれ比較器ＣＯ１および比較器ＣＯ２の入力ＩＰ１および入力ＩＮ２に接続される。入力ＩＮ１およびＩＰ２はそれぞれ、位相が互いに逆の２つの共振信号ＴＲ１およびＴＲ２を受け取る。具体的には、これらの共振信号は、電位基準ＧＮＤに対応する最小値と、電位基準ＶＤＤに対応する最大値とを有し、したがって電位基準ＶＭの値に等しい平均値を有するほぼ一定の周波数を有する三角波である。
【００３６】
駆動回路の電圧信号は、一定の等しいオフセットＶＤＤ／２を有する。これは、ブリッジ回路および駆動回路が同じ正電位専用電源から電力を供給されることに関連している。オフセットを回避するために複数の電源を有することができる。
【００３７】
前述の回路は、出力でフィードバック型の電流制御を行う。したがって、調整ループを確立することが必須である。このために、増幅器ＯＡ３のフィードバック回路網は、零を導入し、電動機の負荷によって導入される極の効果をなくする。
【００３８】
平均供給電流が平均所望電流に対応し、かつヌルである場合、増幅器ＯＡ３の出力での電圧ＶＥはＶＤＤ／２である。この場合の、比較器ＣＯ１の入力での信号ＴＲ１およびＶＥの動作、比較器ＣＯ２の入力での信号ＴＲ２およびＶＥの動作、端子Ｃ１、Ｏ１、Ｃ２、Ｏ２での電圧の動作、負荷の電流Ｉ−ＬＤの動作を図４（Ａ）に示す。両方の方形波のデューティ・サイクルが５０％であることに留意されたい。
【００３９】
平均供給電流が、平均所望電流に対応し、かつ正であり、すなわち、端子Ｏ１から出力される場合、増幅器ＯＡ３の出力での電圧ＶＥはＶＤＤ／２よりも大きい。この場合の、比較器ＣＯ１の入力での信号ＴＲ１およびＶＥの動作、比較器ＣＯ２の入力での信号ＴＲ２およびＶＥの動作、端子Ｃ１、Ｏ１、Ｃ２、Ｏ２での電圧の動作、負荷の電流Ｉ−ＬＤの動作を図４（Ｂ）に示す。端末Ｃ１およびＯ１での方形波のデューティ・サイクルが、たとえば１５％よりも５０％多く、これに対して、端末Ｃ２およびＯ２での方形波のデューティ・サイクルがその量、すなわちこの例では１５％よりも５０％少ないことに留意されたい。
【００４０】
平均供給電流が平均所望電流に対応し、かつ負であり、すなわち端子Ｏ１に入力される場合、増幅器ＯＡ３の出力での電圧ＶＥはＶＤＤ／２よりも低く、状況は前述の状況とは逆になる。
【００４１】
デューティ・サイクルの変動の直線性は、信号ＴＲ１およびＴＲ２に三角波を使用することに決定したためのものである。逆方向の変動は、比較器ＣＯ１の端子と比較器ＣＯ２の端子を交換したためと、信号ＴＲ１およびＴＲ２の位相が互いに逆であるためのものである。信号ＶＩがヌルであるとき、基準ＶＭによって与えられるオフセットＶＤＤ／２は５０％のデューティ・サイクルを伴う。この信号の小さな正または負の変動には、２つの方形波のデューティ・サイクルの小さな変動と、真に最適な直線性および低ひずみを有する負荷電流の小さな変動が対応する。
【００４２】
特に図４から、電流Ｉ−ＬＤの周波数がチョッピング周波数、すなわちブリッジ回路トランジスタのスイッチング周波数の２倍であることに留意されたい。そのため、従来技術の回路に関しては、波の振幅が小さくなり、あるいは振幅が等しい場合には、より低いチョッピング周波数を選択することができ、その結果スイッチング損失が低減する。
【００４３】
図３の回路では、信号ＴＲ１およびＴＲ２を、駆動回路への入力に供給されるものとして表した。駆動回路に、それらの信号を生成するように設計された回路を含めることが可能である。この回路のトポロジを適切に選択することによって、単一の三角波生成装置および小型の追加回路を用いて両方の信号を生成することができ、これは、２つの信号の周波数および位相が密に結合される利点を有する。
【００４４】
前述のような駆動回路は、チップで集積するのに適している。
【００４５】
そのようなチップでは、必要に応じて、たとえば、ブリッジ回路を集積することも、あるいは補助機能用の追加回路を集積することも、あるいは場合によっては、ＳＧＳ−ＴＨＯＭＳＯＮ  ＭＩＣＲＯＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳの集積回路Ｌ６５１５と同様に直流電動機の制御回路全体を集積することも可能である。
【００４６】
前述のように、この駆動回路は、ディスク・ドライブで使用するのに非常に適している。ディスク・ドライブの非常に一般的なブロック図を図５に示す。
【００４７】
これは、ヘッドＨと、ヘッドＨを位置決めする電磁アクチュエータＶＣＭ、通常は音声コイル・モータと、ディスクＤＳＫを回転させるモータＳＭと、ヘッドＨに接続された読取り・書込み制御システムＲＷＣＳと、アクチュエータＶＣＭに接続された位置制御システムＰＣＳと、モータＳＭに接続された回転制御システムＲＣＳとを備える。
【００４８】
多くの場合、このようなディスク・ドライブは、いくつかのディスクを備え、したがって、機械的に相互接続されたいくつかのヘッドを備える。
【００４９】
この種のディスク・ドライブは通常、フロッピィ・ディスクとハード・ディスクの両方のためにパーソナル・コンピュータで使用される。このようなディスク・ドライブでは一般に、コンピュータ・バスにカードを接続する必要がある。ドライブ、特にドライブに含まれるＲＣＳ制御システム、ＰＣＳ制御システム、ＲＷＣＳ制御システムと、カードとの間で、書き込むべきデータ、読み取られたデータ、位置決めコマンド、モータ始動コマンド、モータ停止コマンドなどを含む電気信号ＣＮＴＲが連続的に交換される。
【００５０】
本発明による駆動回路は、ブリッジ回路と組み合わせてヘッド位置制御システムＰＣＳに適用することができる。アクチュエータＶＣＭは実際には並進モータであり、移動はこのモータ内を循環する平均電流に依存する。良好な直線性を有する本発明の駆動回路を通じてこの電流を制御することによって、正確な位置決めを行うことが可能である。
【００５１】
モータＳＭに関しては、一般に、異なる方法および駆動回路を必要とする少なくとも３本の巻き線を含むブラシなし直流モータを使用することが好ましい。しかし、共通の直流スピンドル・モータを使用する場合は、場合によっては回転制御システムＲＣＳにも本発明による駆動回路を適用することができる。
【００５２】
以上のように、信号入力Ｉ１、Ｉ２と、信号出力Ｏ１、Ｏ２と、少なくとも２つの導電制御信号Ｃ１、Ｃ２とを有するタイプのブリッジ回路ＢＲをＰＷＭ手順によって駆動する本発明の回路は、２つの制御入力のうちの一方に結合された出力を有するほぼ方形の波の第１の生成装置ＣＯ１と、２つの制御入力のうちの他方に結合された出力を有するほぼ方形の波の第２の生成装置ＣＯ２とを備えるため、ブリッジが２つの方形波によって駆動されるので、出力Ｏ１、Ｏ２での電流のヌル値はもはや固有の不連続性を構成せず、任意の値、場合によっては零に近い値を比較的容易に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に使用することができる既知のブリッジ回路を示す図である。
【図２】既知のタイプの駆動回路を示す図である。
【図３】既知のタイプのブリッジ回路と組み合わされる本発明による駆動回路を示す図である。
【図４】２つの異なる動作条件のうちの一方で図３の駆動回路に存在する電流信号および電流信号に関する２つのタイム・チャート群のうちの一方を示す図である。
【図５】本発明によるディスク・ドライブのブロック図である。
【符号の説明】
Ｉ  信号入力、Ｏ  信号出力、Ｃ  制御入力、Ｔ  トランジスタ、ＢＲ  ブリッジ回路、ＰＷＭ  パルス幅変調、ＶＩ  基準信号、ＶＥ  エラー信号、ＴＲ  共振信号、ＣＯ  生成装置、ＲＳ  検出回路、ＯＡ  比較器、Ｈ  ヘッド、ＶＣＭ  電磁アクチュエータ、ＳＭ  モータ、ＲＷＣＳ  読取り・書込み制御システム、ＰＣＳ  位置制御システム、ＲＣＳ  回転制御システム。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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