(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
回路上の所定部位に定電流を流す定電流回路であって、
入力トランジスタ（４）と出力トランジスタ（５）を有して構成されるカレントミラー回路（２）と、
前記出力トランジスタ（５）の前記所定部位側の出力端子の電位を一定に固定する電位固定手段（８）と、
前記固定された出力端子の電位と、前記所定部位の電位との電位差を吸収する第１トランジスタ（７）とを備え、
前記第１トランジスタ（７）はバイポーラトランジスタであり、このバイポーラトランジスタのコレクタ−エミッタ間によって前記電位差を吸収し、
前記電位固定手段は、バイポーラトランジスタである第２トランジスタ（８）で構成されており、前記第１トランジスタ（７）と前記出力トランジスタ（５）間の電位を第２トランジスタ（８）のベース−エミッタ間電圧に固定しており、
かつ、前記第２トランジスタ（８）のベース電流として流れた電流を、前記第１トランジスタ（７）のベース電流で補っていることを特徴とする定電流回路。
【請求項２】
前記第２トランジスタ（８）を駆動するための定電流を発生する定電流発生手段（６）を備え、前記定電流発生手段（６）が発生する電流の電流値を、前記第１トランジスタ（７）のコレクタ電流の電流値と略同等にしていることを特徴とする請求項１に記載の定電流回路。
【請求項３】
前記定電流発生手段（６）は、定電圧源（３１）と抵抗（３２）によって構成されていることを特徴とする請求項２に記載の定電流回路。
【請求項４】
回路上の所定部位に定電流を流す定電流回路であって、
互いのベースが接続された入力トランジスタ（４）と出力トランジスタ（５）を有して構成されるカレントミラー回路（２）と、
前記出力トランジスタ（４）のコレクタに対してベースが接続された第１バイポーラトランジスタ（８）と、
前記第１バイポーラトランジスタ（８）のベースに対してエミッタが接続されると共に、前記第１バイポーラトランジスタ（８）のコレクタに対してベースが接続された第２バイポーラトランジスタ（７）とを備えており、前記第１バイポーラトランジスタ（８）のベース−エミッタ間電圧で前記出力トランジスタ（４）のコレクタ電圧を固定すると共に、前記出力トランジスタ（４）のコレクタの電位と前記所定部位の電位との電位差を前記第２バイポーラトランジスタ（７）のコレクタ−エミッタ間で吸収して、前記部位に定電流を流すようになっていることを特徴とする定電流回路。
【請求項５】
前記部位には、抵抗（１０）を介して電源（９）が接続されており、
前記抵抗（１０）に定電流を流すことによって、前記部位の電圧を前記電源（９）の電圧よりも一定電圧降下させ、前記部位にて前記電源（９）の電圧よりも一定電圧降下した参照電圧が検出できるようになっていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１つに記載の定電流回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、カレントミラー回路を用いた定電流回路に関し、車両用エンジンのＥＣＵや車両用アンチスキッド制御装置のＥＣＵにおけるスロットル制御用コンパレータに適用して好適である。
【０００２】
【従来の技術】
従来、特開平１−２１６１６号公報に示されるようなカレントミラー回路を用いた定電流回路がある。この従来における定電流回路を図８に示し、定電流回路について説明する。
定電流回路は、定電流源１０１からの電流Ｉ１に基づいて、２つのＮＰＮ型のトランジスタ１０２、１０３からなるカレントミラー回路１０４にて電源１０５から流れる電流Ｉ２を定電流化することによって、抵抗１０６による電圧降下を定量的にし、電源電圧ＶＢ（電源１０５の電圧）に相応する参照電圧Ｖｒｅｆが検出できるようにしている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、上記従来における定電流回路に流れる電流Ｉ１、Ｉ２について検討する。定電流源１０１から電流Ｉ１をトランジスタ１０２のコレクタに入力すると、トランジスタ１０３には電流Ｉ２が流れる。
しかしながら、図８の電源電圧ＶＢ−電流Ｉ１、Ｉ２特性に示されるように、電源電圧ＶＢを変化させると、トランジスタ１０３のアーリー効果の影響によって電流Ｉ２が変化し、電源電圧ＶＢが大きくなるに従って電流Ｉ２が大きくなってしまう。具体的には、図８に示すように、電源電圧ＶＢが６Ｖから２０Ｖに増加すると電流Ｉ２は６５０μＡから８５０μＡに増加する。
【０００４】
このように、電流Ｉ２が変化すると、抵抗１０６による電圧降下が定量的にならず、電源電圧ＶＢに相応する参照電圧Ｖｒｅｆが変化してしまう。
本発明は上記問題に鑑みたもので、電源電圧に相応する参照電圧を正確に検出できるようにするために、電源から流れる電流を一定にできる定電流回路を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、以下の技術的手段を採用する。
請求項１に記載の発明においては、入力トランジスタ（４）と出力トランジスタ（５）を有して構成されるカレントミラー回路（２）と、出力トランジスタ（５）の所定部位側の出力端子の電位を一定に固定する電位固定手段（８）と、固定された出力端子の電位と、所定部位の電位との電位差を吸収する第１トランジスタ（７）とを備えたことを特徴としている。
【０００６】
このように、出力トランジスタ（５）の所定部位側の出力端子の電圧を電位固定手段（８）によって一定に固定し、さらにこの固定された電位と所定部位の電位との電位差を第１トランジスタ（７）によって吸収することにより、所定部位に流れる電流を一定にすることができる。
なお、第１トランジスタにはバイポーラトランジスタを適用することができ、このバイポーラトランジスタのコレクタ−エミッタ間によって上記電位差を吸収することができる。すなわち、バイポーラトランジスタの活性領域では、コレクタ−エミッタ間における電圧の電圧の大小に関わらず、一定の電流を流す。これにより、上記電位差を吸収することができる。
【０００７】
また、電位固定手段としてバイポーラトランジスタである第２トランジスタ（８）を適用することができる。すなわち、上記出力トランジスタ（５）の所定部位側の出力端子の電位を、第２トランジスタ（８）のベース−エミッタ間電圧に固定することができる。そして、さらに、第２トランジスタ（８）のベース電流として流れた電流を、第１のトランジスタ（７）のベース電流で補うようにすることを特徴としている。
【０００８】
所定部位に流れる電流の一部は、第１トランジスタ（８）のベース電流となるため、所定部位に流れる電流と出力トランジスタ（５）を流れる電流に誤差が生じる。このため、第２トランジスタ（８）のベース電流を出力トランジスタ（５）に流れる電流に加算することによって上記誤差を少なくすることができる。
請求項２に記載の発明においては、第２トランジスタ（８）を駆動するための定電流を発生する定電流発生手段（６）を備え、この定電流発生手段（６）が発生する電流の電流値を、第１トランジスタ（７）のコレクタ電流の電流値と略同等にしていることを特徴としている。
【０００９】
このように、定電流発生手段（６）における電流値を所定電源（９）から流れる電流の電流値と略同等にすれば、第２トランジスタ（８）のベース電流と第１トランジスタ（７）のベース電流のそれぞれの電流値が一致するため、上記誤差を最小にすることができる。
請求項３に記載の発明においては、定電流源（６）は、定電圧源（３１）と抵抗（３２）によって構成されていることを特徴としている。
【００１０】
定電圧源（３１）から流れる電流を抵抗（３２）によって定電流化し、この定電流化された電流によって定電流源（６）を構成すれば、定電流源（６）を簡単な回路構成にすることができる。これにより、定電流回路全体の回路構成を簡略化することができる。なお、定電流回路として、具体的には請求項４に示すような構成を採用することができる。
【００１１】
請求項５に記載の発明においては、所定部位には、抵抗（１０）を介して電源（９）が接続されており、抵抗（１０）に定電流を流すことによって部位の電圧を電源（９）の電圧よりも一定電圧降下させ、所定部位にて電源（９）の電圧よりも一定電圧降下した参照電圧が検出できるようになっていることを特徴としている。
【００１２】
このように、所定の電源（９）の電源電圧に相応する参照電圧を検出する回路では、所定電源（９）の電源電圧を抵抗（１０）で電圧降下させた電圧を参照電圧として用いるが、このような回路に定電流回路を適用した場合、電源（９）から流れる電流が定電流化されているため、抵抗（１０）における電圧降下量が一定になり、電源（９）の電源電圧に相応する参照電圧が正確に検出することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
図１は、本発明を適用した定電流回路の一実施形態を示す図である。以下、図１に基づいて定電流回路の構成について説明する。
定電流回路は、定電流源１、カレントミラー回路２及びアーリー効果キャンセル回路３を備えている。
【００１７】
カレントミラー回路２は、互いのベースが接続されたた２つのＮＰＮ型のトランジスタ４、５によって構成されており、定電流源１からの電流Ｉ１に基づいて、トランジスタ５にコレクタ電流Ｉ２を流すものである。
アーリー効果キャンセル回路３は、定電流源６と２つのＮＰＮ型のトランジスタ（バイポーラトランジスタ）７、８から構成されており、コレクタ電流Ｉ２を定電流化するためにアーリー効果を打ち消すものである。このアーリー効果キャンセル回路３によって電源９から流れる電流（トランジスタ７のコレクタ電流Ｉ３）を定電流化し、抵抗１０における電圧降下を一定にすることで、抵抗１０とトランジスタ７間における所定部位で電源電圧ＶＢに相応する参照電圧Ｖｒｅｆが検出できるようになっている。つまり、電源電圧ＶＢに対して例えば５Ｖ低い電圧を参照電圧Ｖｒｅｆとして検出したい場合には、電源９から流れる電流を定電流化することによって抵抗１０によって５Ｖ分の電圧降下が生じるようにしている。
【００１８】
上記構成を有する定電流回路の作動について説明する。
アーリー効果キャンセル回路におけるトランジスタ７は、定電流源６から流れるベース電流に基づいてコレクタ電流Ｉ３を流す。これにより、トランジスタ８にベース電流が流れ、トランジスタ８が駆動する。このとき、トランジスタ８のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥは一定電圧であるため、トランジスタ７のエミッタとトランジスタ５のコレクタの接続点における電位は電圧ＶＢＥで電圧固定される。すなわち、トランジスタ８はトランジスタ５のコレクタ電位をクランプする役割を果たしている。
【００１９】
また、定電流回路において、トランジスタ７は電源９における電源電圧ＶＢとトランジスタ５のコレクタ電圧の差分を吸収するバッファとしての役割を果たしている。すなわち、抵抗１０に定電流を流すためには、参照電圧Ｖｒｅｆを検出する端子の電位と電圧固定されたトランジスタ５のコレクタ電位との間で電位差ＶＡが発生するため、この電位差ＶＡをトランジスタ７で吸収するようになっている。
【００２０】
具体的には、トランジスタ７のコレクタ−エミッタ間電圧は電源電圧ＶＢの変動と共に変化するが、活性領域においてはトランジスタ７はコレクタエミッタ間電圧に関わらず一定の電流しか流さないため、このトランジスタ７によって上記電位差ＶＡを吸収することができる。
そして、このようにトランジスタ５のコレクタ電位が定電圧化され、さらにトランジスタ７によって電位差ＶＡを吸収することにより、抵抗１０を流れる電流が定電流化されるため、図２の電源電圧ＶＢ−電流Ｉ１、Ｉ２の相関図に示すように、電源電圧ＶＢが変化してもトランジスタ５のコレクタ電流Ｉ２は変化しない。
【００２１】
これにより、電源電圧ＶＢが変化しても抵抗１０からの電圧降下が一定になるため、電源電圧ＶＢが変化してもその変化した電源電圧ＶＢに相応する参照電圧Ｖｒｅｆを検出することができる。
また、トランジスタ５のコレクタ電流Ｉ２は一定となるため、仮にトランジスタ７がないとトランジスタ８のベース電流が過大となってトランジスタ８が破損する可能性があるが、トランジスタ７をバッファとして設けることによってトランジスタ８が破損することを防止することもできる。
【００２２】
さらに、トランジスタ７を仮に設けなかった場合には、電源９から流れる電流の一部がトランジスタ８のベース電流として吸収されるために電源９から流れる電流とトランジスタ５のコレクタ電流Ｉ２が同等にならないが、トランジスタ７を設けることによってトランジスタ７のベース電流ＩＢ１をトランジスタ５のコレクタ電流に加算し、トランジスタ８のベース電流ＩＢ２の差分を吸収している。
【００２３】
具体的に、トランジスタ７とトランジスタ８に流れる電流の関係を説明する。
トランジスタ７におけるベース、コレクタ、エミッタに流れる電流を考えると、Ｉ３＋ＩＢ１＝Ｉ２＋ＩＢ２であるため、Ｉ３＝Ｉ２＋ＩＢ２−ＩＢ１の関係が表される。
また、電流増幅率ｈｆｅから、ＩＢ１＝Ｉ３／ｈｆｅの関係と、ＩＢ２＝（Ｉ４−ＩＢ１）／ｈｆｅの関係が表される。このため、Ｉ３＝Ｉ２＋（Ｉ４−ＩＢ１）／ｈｆｅ−Ｉ３／ｈｆｅ2 ＝Ｉ２＋Ｉ４／ｈｆｅ−Ｉ３／ｈｆｅ−Ｉ３／ｈｆｅ2 の関係が得られる。
【００２４】
このとき、Ｉ３／ｈｆｅ2 は十分小さいため、Ｉ４＝Ｉ３とすれば、Ｉ２＝Ｉ３の関係となり、コレクタ電流Ｉ２とコレクタ電流Ｉ３の誤差が最小になる。このように、トランジスタ７をバッファとして備えることによって、トランジスタ８のベース電流ＩＢ２の差分をトランジスタ７のベース電流ＩＢ１によって吸収することができる。
【００２５】
（第２実施形態）
図３に、第２実施形態における定電流回路を示す。この定電流回路は、第１実施形態に示すアーリー効果キャンセル回路３における定電流源を電源２１（例えば、５Ｖ電源）によって構成したものである。なお、第１実施形態と同様の部分については同様の符号を付して説明は省略する。
【００２６】
具体的には、図３に示すように、アーリー効果キャンセル回路３は、電源電圧ＶＣを有する電源２１、電源電圧ＶＣによって電流を流すトランジスタ２２、２３及びトランジスタ２４を備えている。
トランジスタ２４は、トランジスタ４のベースと接続されていて、定電流源１から流れる電流Ｉ１によってトランジスタ４が駆動されると、コレクタ電流を流す。そして、トランジスタ２４が電流を流すようになると、それに伴ってトランジスタ２２、２３も電流を流す。
【００２７】
そして、トランジスタ２３のエミッタ電流が定電流Ｉ４となって、トランジスタ７、８は第１実施形態と同様の作動を行う。これにより、トランジスタ５のコレクタ電圧はトランジスタ８のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥにクランプされ、コレクタ電流Ｉ２は定電流化される。従って、電源電圧ＶＢが変化しても抵抗１０からの電圧降下が一定になるため、電源電圧ＶＢが変化してもその変化した電源電圧ＶＢに相応する参照電圧Ｖｒｅｆを検出することができる。
【００２８】
また、図３における定電流回路の具体的使用例を図４に示す。図４に示すように、この回路は、コンパレータ２５の非反転入力端子に参照電圧Ｖｒｅｆが入力されるようになっており、反転入力端子に入力される外部電圧がこの参照電圧Ｖｒｅｆと比較できるようになっている。
そして、上述したように、参照電圧Ｖｒｅｆを決定する抵抗１０に流れる電流Ｉ３が電源電圧特性を持たないため、電源電圧ＶＢが変化してもその変化した電源電圧ＶＢに相応する参照電圧Ｖｒｅｆを検出することができ、高精度なコンパレータ動作が可能である。なお、コンパレータ２５の反転入力端子に入力される外部電圧も参照電圧Ｖｒｅｆと同様に電源電圧ＶＢを基準とすることで高精度な検出を行うことができる。
【００２９】
また、この回路では、電源９によって図３に示した定電圧源となる電源２１の役割も果たすようになっている。このため、アーリー効果によってトランジスタ２４のコレクタ電流Ｉ５が電源電圧特性を持つが、この電源電圧特性はトランジスタ２３のベース電流として影響する程度（具体的には、電流Ｉ４への影響はＩ４／ｈｆｅ程度）であるため、アーリー効果による影響は問題ない。
【００３０】
（第３実施形態）
図５に、第３実施形態における定電流回路を示す。この定電流回路は、第１実施形態に示すアーリー効果キャンセル回路３における定電流源を電源３１（例えば、５Ｖ電源）及び抵抗３２によって構成したものである。なお、第１実施形態と同様の部分については同様の符号を付して説明は省略する。
【００３１】
具体的には、図３に示すように、アーリー効果キャンセル回路は、電源電圧ＶＣを有する電源３１、電源電圧ＶＣによって電流を流す抵抗３２を備えている。
抵抗３２によって電源３１から流れる電流値を一定にすることによって図１に示す定電流源６を形成している。このように、構成の簡単である抵抗３２で電源３１から流れる電流を定電流化することによって定電流源を形成すれば、簡単な回路構成によって定電流回路を構成することができる。
【００３２】
また、図５における定電流回路の具体的使用例を図６に示す。この回路は、負荷４１を駆動する回路において、負荷４１が短絡した場合等に過電流が発生したときに、この過電流を検出して、制御回路４２によってパワーＭＯＳトランジスタ４３をオフする過電圧保護回路である。
具体的には、パワーＭＯＳトランジスタ４３のドレイン端子の電圧ＶＩＮ２をコンパレータ１００の反転入力端子に入力し、パワーＭＯＳトランジスタ４３のソース端子電圧を抵抗１０によって電圧降下させた電圧ＶＩＮ１をコンパレータ１００の非反転入力端子に入力することによって、コンパレータ１００は電圧ＶＩＮ１、及び電圧ＶＩＮ２を比較し、その結果を制御回路４２に出力する。
【００３３】
まず、過電流が発生していないときには、パワーＭＯＳトランジスタ４３のソース−ドレイン間にオン抵抗によるオフセット電圧が発生するため、ドレイン端子電圧はソース端子電圧に比して低くなるが、抵抗１０による電圧降下によって電圧ＶＩＮ１よりも電圧ＶＩＮ２の方が高くなる。
このため、電流ＩＩＮ２によってトランジスタ４６はオンし、トランジスタ４７〜４９はオンしない。従って、トランジスタ５０がオンし、コンパレータ１００は制御回路４２へローレベル信号を出力する。
【００３４】
また、過電流が発生したときには、パワーＭＯＳトランジスタ４３に流れる電流が極めて大きいためにパワーＭＯＳトランジスタ４３のオン抵抗によるオフセット電圧の方が抵抗１０による電圧降下より大きくなり、電圧ＶＩＮ１の方が電圧ＶＩＮ２よりも高くなる。
このため、電流ＩＩＮ２によってトランジスタ４７〜４９がオンし、トランジスタ４６はオフする。従って、トランジスタ５０がオフし、コンパレータ１００は制御回路４２にハイレベル信号を出力する。なお、抵抗５１は制御回路４２にハイレベル信号となる電流を出力するためのものである。
【００３５】
このように構成された回路において、抵抗１０を流れる電流ＩＩＮ１が電源電圧ＶＢの変動によって変化してしまうと、電圧ＶＩＮ１と電圧ＶＩＮ２の比較が正確にできなくなってしまうため、トランジスタ４６、４７のベース−コレクタ間に図５に示す定電流回路を備えることによって、電流ＩＩＮ１の変動を防止している。
【００３６】
このように、定電流回路を過電圧保護回路の過電圧検出用のコンパレータ１００に設けることもできる。
なお、図６の定電流回路においては、図５に示す電源３１が発生する電源電圧ＶＣが端子６１に印加されるようになっており、この端子６１の印加電圧によりトランジスタ８に流れる電流を抵抗３２で定電流化すると共に、端子６１の印加電圧によってトランジスタ４を駆動し、このトランジスタ４に流れる電流を抵抗６２で定電流化することによって図４に示す定電流源１の役割を果たすようにしている。
【００３７】
このように、単一の電源電圧ＶＣに基づいて、トランジスタ８及びトランジスタ４の駆動電圧としてもよく、さらに抵抗３２、６２によって電源電圧ＶＣによって流れる電流を定電流化することによって簡単な回路構成で定電流回路を構成することができる。
また、抵抗１０から定電流Ｉ１を引く定電流源（第１の定電流回路）は、図７に示す回路構成となっている。
【００３８】
定電圧源ＶＣの電圧は抵抗６３ａ、６３ｂからなる分圧回路６３で分圧され、分圧された電圧がトランジスタ５２のベースに入力される。そして、トランジスタ５２のコレクタと抵抗５３の接続点の電位がトランジスタ５４に入力されるため、このトランジスタ５４のエミッタに接続された抵抗５６に分圧回路６３の分圧点電位が生ずる。
【００３９】
この分圧点電位を抵抗５６の抵抗値で割った値の電流がトランジスタ５５に流れ、カレントミラー接続されているトランジスタ５７にその電流の所定倍の電流が流れるようになる。そして、トランジスタ４、５により定電流Ｉ１が形成される。
このように、定電流Ｉ１を引く定電流源においてもアーリー効果キャンセル回路を構成するトランジスタ７、８が接続されている。
【００４０】
（他の実施形態）
第１〜第３実施形態においては、カレントミラー回路やアーリー効果キャンセル回路を構成するのにＮＰＮ型のトランジスタを用いたが、それぞれＰＮＰ型のトランジスタのみを用いてカレントミラー回路やアーリー効果キャンセル回路を構成してもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態における定電流回路の回路構成を示す図である。
【図２】図１に定電流回路における電源電圧ＶＢ−電流Ｉ２特性を示す図である。
【図３】第２実施形態における定電流回路の回路構成を示す図である。
【図４】図３に示す定電流回路の具体的適用例を示す図である。
【図５】第３実施形態における定電流回路の回路構成を示す図である。
【図６】図５に示す定電流回路の具体的適用例を示す図である。
【図７】図６に示す定電流源の具体的な回路構成を示す図である。
【図８】従来における定電流回路の回路構成を示す図である。
【図９】図８における電源電圧ＶＢ−電流Ｉ２特性を示す図である。
【符号の説明】
１…定電流源、２…カレントミラー回路、３…アーリー効果キャンセル回路、７…バッファ用のトランジスタ、８…電圧固定用のトランジスタ、９…電源、
１０…抵抗、２１…電源、２２、２３、２４…トランジスタ、３１…電源、
３２…抵抗。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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