(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
相対向する辺を形成する一方の対をなす第１および第２の２個のスイッチング素子と相対向する辺を形成する他方の対をなす第３および第４の２組のスイッチング素子とによってブリッジ回路を形成し、前記ブリッジ回路の直流接続用端子に直流電源を接続するとともに、前記ブリッジ回路の交流接続用端子に出力変圧器の一次巻線を接続して、前記出力変圧器の二次巻線の出力を整流して直流を出力するか、前記整流した直流を導通方向が異なる２組のスイッチング素子を交互に導通・遮断を繰り返す極性切替回路によって所定の正・負比率の交流を出力するか、直流および交流を各出力端子から同時に出力するか、または予め定めた周期で切り替えて出力するアーク加工用電源装置において、
出力設定器の出力設定信号Ｓr と出力検出器の出力検出信号Ｓf とを入力とし両入力信号の差の比較信号ΔＳ＝Ｓr −Ｓfを出力する比較器と、
前記第１ないし第４のスイッチング素子からなるインバータ回路の動作周波数を決定する動作周波数基準信号を出力する基準信号発振器と、
前記動作周波数基準信号と前記比較信号ΔＳが加算された第２の入力信号との位相差に応じた位相差電圧信号を出力する位相比較器と、
前記第２の入力信号が前記位相差電圧信号であって、 前記位相差電圧信号と前記比較信号ΔＳとの和の加算信号Ｓ＝Ｓi ＋ΔＳによって前記インバータ回路の出力電圧に対応した周波数のインバータ出力対応周波数信号を出力する電圧制御発振器と、
前記動作周波数基準信号を反転して第１の極性反転信号を出力する第１の極性反転回路と、
前記インバータ出力対応周波数信号を反転して第２の極性反転信号を出力する第２の極性反転回路とを備えて、
前記動作周波数基準信号を前記第１のスイッチング素子の駆動信号とし、前記第２の極性反転信号を前記第２のスイッチング素子の駆動信号とし、前記インバータ出力対応周波数信号を前記第３のスイッチング素子の駆動信号とし、前記第１の極性反転信号を前記第４のスイッチング素子の駆動信号として前記第１および第２のスイッチング素子と前記第３および第４のスイッチング素子との導通期間を制御したアーク加工用電源装置。
【請求項２】
相対向する辺を形成する一方の対をなす第１および第２の２個のスイッチング素子と相対向する辺を形成する他方の対をなす第３および第４の２組のスイッチング素子とによってブリッジ回路を形成し、前記ブリッジ回路の直流接続用端子に直流電源を接続するとともに、前記ブリッジ回路の交流接続用端子に出力変圧器の一次巻線を接続して、前記出力変圧器の二次巻線の出力を整流して直流を出力するか、前記整流した直流を導通方向が異なる２組のスイッチング素子を交互に導通・遮断を繰り返す極性切替回路によって所定の正・負比率の交流を出力するか、直流および交流を各出力端子から同時に出力するか、または予め定めた周期で切り替えて出力するアーク加工用電源装置において、
出力設定器の出力設定信号Ｓr と出力検出器の出力検出信号Ｓf とを入力とし両入力信号の差の比較信号ΔＳ＝Ｓr −Ｓfを出力する比較器と、
前記第１ないし第４のスイッチング素子からなるインバータ回路の動作周波数を決定する動作周波数基準信号を出力する基準信号発振器と、
前記動作周波数基準信号と前記比較信号ΔＳが加算された第２の入力信号との位相差に応じた位相差電圧信号を出力する位相比較器と、
前記第２の入力信号が前記位相差電圧信号であって、 前記位相差電圧信号と前記比較信号ΔＳとの和の加算信号Ｓ＝Ｓi ＋ΔＳによって前記インバータ回路の出力電圧に対応した周波数のインバータ出力対応周波数信号を出力する電圧制御発振器と、
前記動作周波数基準信号を反転して第１の極性反転信号を出力する第１の極性反転回路と、
前記インバータ出力対応周波数信号を反転して第２の極性反転信号を出力する第２の極性反転回路と、
矩形波の信号を入力して一定時間だけ遅れて立上りかつ前記矩形波の信号の立下りと同時に立上り遅延信号を出力する遅延回路とを備えて、
前記電圧制御発振器と前記第１のスイッチング素子との間または前記第１の極性反転回路と前記第４のスイッチング素子との間および前記電圧制御発振器と前記第３のスイッチング素子との間または前記第２の極性反転回路と前記第２のスイッチング素子との間に直列に前記遅延回路を挿入して、
第１のスイッチング素子および第４のスイッチング素子の一方のスイッチング素子の駆動信号を一定時間だけ遅れて立上る前記立上り遅延信号とするとともに、第３のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のうちの前記一方のスイッチング素子の導通期間と同一方向に遅延する立上り遅延信号にして前記第１および第２のスイッチング素子と前記第３および第４のスイッチング素子との導通期間を制御したアーク加工用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直流電源をインバータ回路によって高周波交流に変換した後に再度整流して直流とする方式のアーク溶接、切断、プラズマアーク加工等に用いるアーク加工用電源装置の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、アーク加工用電源として直流電源をインバータ回路により数KHz ないし数１０KHz の高周波交流に変換した後に再度整流して直流出力を得る方式のものが小形、軽量化および高精度の出力制御を目的として製作されている。
【０００３】
図８は上記のようにした直流出力のアーク加工用電源装置の例を示す接続図である。同図において、１は交流電源であり、単相商用交流または３相商用交流の電源が用いられる。２は交流電源１からの電力を整流して直流に変換する一次整流回路であり、簡単な平滑回路を含むこともある。３ないし６はブリッジ接続されたスイッチング素子であり、後述するＰＷＭ制御回路１９からの駆動信号によって、ブリッジ回路の相対向する辺を構成するスイッチング素子３と６、またはスイッチング素子４と５がそれぞれ１対となり、これらの各対をなす２個のスイッチング素子が交互に導通と遮断とをくりかえして一次整流回路２の出力を高周波の交流に変換するインバータ回路を構成している。７ないし１０はスイッチング素子３ないし６にそれぞれ逆極性で並列に接続されたダイオードであり、スイッチング素子３ないし６に逆方向の電圧が印加されるのを防止するために設けられている。１１は出力変圧器であり、スイッチング素子３ないし６にて構成されるインバータ回路の出力電圧をアーク加工に適した電圧に変換する。１２は出力変圧器１１の出力を再度整流して直流とする二次整流回路、１３は二次整流回路１２と出力端子（ａ）との間に直列に接続された直流リアクトル、１４は出力端子（ａ）に接続されたアーク加工用電極、１５は出力端子（ｂ）に接続された被加工物である。１６は出力検出器、１７は出力設定器１８の出力信号Ｓr と出力検出器１６の出力信号Ｓf とを比較して差信号ΔＳ＝Ｓr −Ｓf を出力する比較器、１９は比較器１７の出力信号ΔＳに応じてデューティサイクルが決定されるＰＷＭ制御回路であり、スイッチング素子３、６およびスイッチング素子４、５を交互に所定の時間幅で導通させる駆動信号を出力する。
【０００４】
図８の従来装置においては、交流電源１からの電力は一次整流回路２にて整流・平滑されて直流となり、スイッチング素子３ないし６にて構成されるインバータ回路にて高周波交流に変換された後に出力変圧器１１にて所定の電圧となる。出力変圧器１１の出力電圧は二次整流回路１２にて再び直流に変換されて直流リアクトル１３を経て出力端子（ａ）（ｂ）からアーク加工用電極１４および被加工物１５に供給され、これによって両者間に加工用アークが発生する。この出力は出力検出器１６にて検出されて出力設定器１８の設定値と比較され、差信号ΔＳが演算される。ＰＷＭ制御回路１９はこの差信号ΔＳを入力として入力信号が減少する方向に出力パルスの導通時間率即ちデューティサイクルを調整してインバータ回路を駆動する。この結果、出力は設定値に対応した一定値に保たれる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来装置においては、出力設定器の設定値を変化させることによって出力電流または出力電圧を変化させるものであるが、その構造上出力設定値を小さくしてゆくときに小出力域において出力変化に跳躍点が生じ、スムーズに変化しない部分が現われる。
【０００６】
図９はこの現象を説明するための線図であり、同図（ａ）、（ｃ）および（ｅ）はＰＷＭ制御回路１９からの出力信号を示し、同図（ｂ）、（ｄ）および（ｆ）はこれによって導通するスイッチング素子を流れる電流の時間的変化の様子を示す。
【０００７】
図９に示すように、スイッチング素子は駆動信号が供給されると導通遅延時間ｔd の後に電流が流れ始め次第に増加して上昇時間ｔr の後に最大電流に達する。次に駆動信号が遮断されると蓄積時間ｔstg の後に電流が減少を始め、さらに下降時間ｔf の後に完全遮断となる。これらの遅れ時間ｔd 、ｔr 、ｔstg 、ｔf はスイッチング素子に対する駆動信号の波形を工夫することによりある程度は改善することができるが完全には零にはできない。このために出力電流設定器１８の設定値が大きく駆動信号の幅が図９（ａ）に示すようにこれらの遅れ時間に較べて広いときはあまり影響しないが、出力電流設定器の設定値を小さくしていったときに図９（ｃ）に示すように駆動信号の幅がこれらの遅れ時間の幅に近くなると無視できなくなる。
【０００８】
即ち、この駆動信号の幅が図９（ｃ）のような（ｔd ＋ｔr ）よりも若干大となるときには同図（ｄ）に示すようにスイッチング素子の導通期間が（ｔr ＋ｔstg ＋ｔf ）であるが図９（ｅ）に示すように駆動信号の幅が（ｔd ＋ｔr ）よりも狭くなると図９（ｆ）に示すように零へと急変することになる。
図１０に出力設定の最小値近辺における設定値と出力との関係を示す。同図に示すように出力設定値が零から（ｔd ＋ｔr ）までは出力も零であり、（ｔd ＋ｔr ）を越えると急に（ｔr ＋ｔstg ＋ｔf ）に相当する出力となる。
【０００９】
ここで、インバータ回路の出力波形の半周期を考えてみると、この半周期の長さはインバータ回路の動作周波数が１０KHz のときには５０μｓ、２０KHz では２５μｓ、４０KHz では１２．５μｓである。これに対して、スイッチング素子としてスイッチング用パワートランジスタを用いるときには、例えば定格容量が３００Ａ、１２００Ｖのもので遮断時にベース電流を逆方向に流して高速化を図ったとしても
ｔd ＋ｔr ＝３μｓ、ｔstg ＝１５μｓ、ｔf ＝３μｓ程度の値となっており、ｔr を無視してもｔstg ＋ｔf ＝１８μｓとなる。
【００１０】
したがって、このようなパワートランジスタを用いるときはインバータ回路の周波数が１０KHz であっても１８／５０＝０．３６、即ち最大出力の３６％が最小出力となり、それよりも出力電流を低下させようとすると図１０に示すように出力は急速に零となってしまう。このために出力調整範囲は１００％〜３６％の範囲となり、ほとんど実用にならない範囲となる。
【００１１】
この出力調整範囲は、蓄積時間ｔstg の短いものを採用すれば広くすることが可能であるが、一般に電流容量の大きな素子ほどこのｔstg は長くなる傾向にある。このためにｔstg の短い小容量の素子を並列にして使用することが必要となるが、並列接続のための多くの製作工数が必要となるばかりでなく、素子の合計価格も合計容量と同容量の１個の素子を使用するときに比べて高くなり、また装置も大型化してしまうことになる。
【００１２】
さらに、インバータ回路の動作周波数が人間の可聴周波数内（２０KHz 以下）であるとインバータ回路の動作音が強烈な雑音となって作業環境を悪化させることから、インバータ回路の動作周波数は２０KHz 以上、望ましくは４０KHz 程度にまで高くすることが要求されている。このためにインバータ回路に用いるスイッチング素子としては蓄積時間ｔstg が数桁小さいＭＯＳ・ＦＥＴの比較的小容量のものを複数個並列に接続して用いなければならず、高価な高速ＭＯＳ・ＦＥＴが必要となるばかりでなく、並列接続のために大形化がさけられないものであった。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記従来装置の課題を解決するために、インバータ回路を構成する４個のスイッチング素子のうち相対向する辺を構成して各１対となって駆動されるスイッチング素子の片方を他方に対して出力設定値に対応した位相差を持って導通させるようにして、インバータ回路の出力を出力変圧器にて取り出し、スイッチング素子そのものは一定のデューティサイクルと周波数で動作させたまま、位相差を変化させることによって出力を零から１００％まで跳躍点なく連続的に変化させ得るようにしたアーク加工用電源装置を提案したものである。
【００１４】
【作用】
本発明の装置においては、導通位相が異なるブリッジ回路の相対向する辺を構成する２個のスイッチング素子が共に導通状態にあるときのみ出力が二次整流回路に現われるので、インバータ回路の動作周期をスイッチング素子の各動作遅れ時間の和に等しい長さ近くまで短かく設定しても出力を１００％から０％まで連続的に調整可能となる。このために比較的遅いスイッチング素子を用いても高い周波数で動作させることが可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施の形態の例を示す接続図である。同図において、２１は基準信号発振器であり、導通時間率（ＯＮデューティ）が約５０％の矩形波を出力し、スイッチング素子３ないし６からなるインバータ回路の動作周波数を決定する。２２は位相比較器であり２つの入力信号の位相差に応じた電圧信号を出力する公知の乗算器形、ディジィタル形、位相周波数比較器などの位相比較器が用いられる。２３はローパスフィルタであり、位相比較器２２の出力のうち高周波成分を除去する。２４は加算器、２５は電圧制御発振器、２６，２７は入力信号のローレベルをハイレベルにまたハイレベルをローレベルにそれぞれ反転する極性反転回路、２８ないし３１は入力信号を必要に応じて増幅して各スイッチング素子を駆動する増幅器である。その他は図９に示した従来装置と同機能のものに同符号を付してある。
【００１６】
基準信号発振器２１の出力は直接増幅器２８に入力されてブリッジ回路の相対向する辺を構成する一方の対となるスイッチング素子３と６とのうち一方の素子３を駆動し、同時に極性反転回路２６にて極性反転されて増幅器２９に入力されてブリッジ回路の相対向する辺を構成する他方の対となるスイッチング素子４と５とのうちの一方の素子４を駆動する。さらに基準信号発振器２１の出力はまた電圧制御発振器２５の出力信号と位相比較器２２にて比較されて両入力信号の位相差に相当する電圧が演算される。この位相比較器２２の出力はローパスフィルタ２３にて高周波成分が除去されて加算器２４の一方の入力となる。一方、出力設定器１８の設定値Ｓr は出力検出器１６の出力信号Ｓf と比較器１７にて比較されて差信号ΔＳ＝Ｓr −Ｓf となり、加算器２４の他方の入力となる。加算器２４において、ローパスフィルタ２３の出力と比較器１７の出力とが加算されて電圧制御発振器２５に入力され、電圧制御発振器２５は入力電圧に対応した周波数でかつＯＮデューティが約５０％の矩形波状のパルス信号を出力する。この電圧制御発振器２５の出力信号は直接増幅器３１に入力されてスイッチング素子４に対向する辺をなす他方のスイッチング素子５を駆動すると同時に極性反転回路２７にて極性が反転された後に増幅器３０に入力されてスイッチング素子３に対向する辺をなす他方のスイッチング素子６を駆動する。また電圧制御発振器２５の出力は位相比較器２２にフィードバックされる。
【００１７】
上記において、出力検出器１６、比較器１７、出力設定器１８、基準信号発振器２１、位相比較器２２、ローパスフイルタ２３、加算器２４、電圧制御発振器２５、極性反転回路２６および２７は位相制御回路を構成している。
【００１８】
次に図１の位相制御回路の動作について説明する。図１において、電圧制御発振器２５の発振周波数ｆo が基準信号発信器２１の出力信号と比較されて両信号の位相の差に応じた電圧が位相比較器２２とローパスフイルタ２３とによって算出される。いま仮に電圧制御発信器２５がある周波数で発信していたとしてこの発信周波数ｆo が基準信号発信器２１の出力信号ｆref よりも低いかまたは位相が遅れていたときは、この差に相当するだけローパスフイルタ２３の出力信号Ｓi が増加する。この信号Ｓi は誤差信号ΔＳと加算器２４で加算されて和の信号ΔＳ＋Ｓi となりこの信号の増加分に相当するだけ電圧制御発信器２５の発信周波数が高くなる。この高くなった電圧制御発信器２５の出力信号が基準信号発信器２１の発信周波数よりもまだ低いか位相が遅れているときは、同様の経過により電圧制御発信器２５の発信周波数をより高くするように動作を続ける。一方、逆に電圧制御発信器２５の発信周波数が基準信号発信器２１の発信周波数よりも高いかまたは位相が進んでいるときは、その差が位相差検出器２２にて算出されて、その差に相当する電圧がローパスフイルタ２３を介して信号Ｓi となり、加算器２４にて誤差信号ΔＳと加算される結果、電圧制御発信器２５に入力される信号ΔＳ＋Ｓi は低くなり、電圧制御発信器２５の発信周波数はその分だけ低下する。このようにして、電圧制御発信器２５の出力信号が基準信号発信器２１の出力信号ｆo に対してΔＳだけ変化した位相となった時に安定し、２３の出力はその時点の出力状態に落ち着くことになる。
【００１９】
上記の結果、電圧制御発振器２５は基準信号発振器２１の出力周波数と同一の周波数でかつ差信号ΔＳに相当する分だけ位相がずれた信号を出力することになり、この差信号ΔＳは基準信号発振器２１の出力信号Ｓr と出力検出器１６の出力信号Ｓf との差であるから、結局この信号と基準信号発振器２１の出力信号とによって増幅器２８ないし３１を介してスイッチング素子３ないし６を駆動すると出力変圧器１１には出力設定器２１の設定値Ｓr に対応した出力が現われることになる。
【００２０】
図２は図１の装置の動作を説明するための線図である。同図において（ａ）は基準信号発振器２１の出力、（ｂ）はこれを極性反転回路２６によって反転した出力、（ｃ）は電圧制御発振器２５の出力信号、（ｄ）はこれを極性反転回路２７によって反転した出力、（ｅ）は増幅器２８の出力、（ｆ）は増幅器２９の出力、（ｇ）は増幅器３０の出力、（ｈ）は増幅器３１の出力、（ｉ）は出力変圧器１１の出力をそれぞれ時間の経過とともに示したものである。
【００２１】
図１および図２に示すように、スイッチング素子駆動信号Ｐ1 ，Ｐ2 とＰ3 ，Ｐ4 とは出力設定器１８の設定値Ｓr に対応した位相Φだけずれた信号となる。この信号Ｐ1 ないしＰ4 にて導通期間が制御されるブリッジ接続されたスイッチング素子３ないし６はブリッジ回路を構成する相対向する辺を構成する各１対のスイッチング素子３と６または４と５とがそれぞれ共に導通している期間のみ出力変圧器に電力が供給されて、２次整流回路１２に出力が現われ、これが整流されて直流リアクトル１３にて平滑されて出力端子（ａ）、（ｂ）間に現われることになる。また図１の装置の場合、２次整流回路１２がブリッジ接続されたダイオードからなる両波整流回路であるのでこのブリッジ接続されたダイオードがフライホイールダイオードを兼ねて、リアクトル１３とともに断続する出力変圧器の出力を平滑する役割を果している。
【００２２】
また上記から判るようにインバータ回路を構成するスイッチング素子３ないし６それぞれのＯＮデューティと総合出力とは無関係であり、総合出力はブリッジ回路の相対向する辺を構成するスイッチング素子の導通する位相差のみによって決定される。それ故、各スイッチング素子のＯＮデューティは常に最大となるように基準信号発振器２１の出力波形もＯＮデューティを約５０％にしてある。このためにスイッチング素子３と６および４と６に供給する駆動信号も単に極性反転回路２６，２７によって極性反転させるだけでよいので、従来のような２相分離回路が不要となり、回路が簡単となる。この結果、総合出力として最大出力を指定したときには各スイッチング素子に実際に電流が流れる期間も５０％（即ち、導通期間の全域に等しい期間）に達し、スイッチング素子の電流容量を有効に利用できる。
【００２３】
また、図１に示した実施の形態の例において、出力検出器として出力電流を検出してこれを設定値と比較するときは、出力電流を設定値に保つ定電流特性のアーク加工用電源装置が得られ、また出力検出器として出力電圧を検出するものを用いてこれを設定値と比較すれば、出力電圧を設定値に保つ定電圧特性のアーク加工用電源装置が得られる。さらには出力電流、出力電圧ともに検出してそれぞれ設定値と比較し、両方の差信号に所定の係数を乗じて加算した信号によってスイッチング素子を導通する位相差を制御するときは所定の出力電圧・電流特性を有するアーク加工用電源装置が得られる。
【００２４】
図３は本発明の別の実施の形態の例を示す接続図である。同図の実施例においては図１に示した実施例に加えて、直流リアクトルと出力端子との間に出力極性を切りかえるためのブリッジ接続されたスイッチング素子からなる極性切替回路３２および極性切替制御回路３３を設けたものである。ここで極性切替回路３２は極性切替制御回路３３が信号Ｐ5 のみを出力するときはスイッチング素子３２ａ、３２ｂのみが導通し、出力端子（ａ）側が正の極性の直流出力となり、信号Ｐ6 のみを出力するときはスイッチング素子３２ｃ、３２ｄのみが導通して、出力端子（ｂ）側が正の極性の直流出力となる。さらに信号Ｐ5 とＰ6 とを所定のくりかえし周期とデューティサイクルとによって交互に出力するときはスイッチング素子３２ａ、３２ｂまたはスイッチング素子３２ｃ、３２ｄが交互に導通・遮断をくりかえし、所定の正・負比率の交流出力が得られることになる。この場合、直流出力、交流出力にかかわらず、導通期間の一部にスイッチング素子が不完全飽和となる期間を設ければ、その期間を低電流または低電圧出力期間とし、完全飽和期間を高電流または高電圧出力期間としたパルス波形を得ることができる。
【００２５】
図４は図３に示した装置の変形例に相当する実施の形態の例であり、出力変圧器１１ａとしてセンタータップ付の２次巻線を用意し、このセンタータップを出力端子（ｂ）に接続してある。３４は二次整流回路であり、直列接続された出力変圧器の両端にそれぞれ正・負両出力を得るためのセンタータップ式両波整流回路である。３５は直流リアクトルであり、２つの巻線３５ａ、３５ｂが共通の鉄心に巻かれており、かつ両巻線は図中に・印で示すようにそれぞれに流れる２次整流回路３４の出力電流によって共有する鉄心に同一方向の磁束を生ずる極性にその巻方向が定められている。３６は極性切替回路であり、互いに逆方向に電流を流す極性に定められたスイッチング素子３６ａと３６ｂとからなる。３７は極性切替制御回路であり、図３に示した実施例の極性切替制御回路３３と同機能のものである。
【００２６】
図４の装置においては、出力変圧器１１ａの出力は二次整流回路３４にて両波整流されてかつ正・負両極性の直流出力となってリアクトル巻線３５ａ、３５ｂを経て極性切替回路３６のスイッチング素子３６ａ、３６ｂに供給される。いま極性切替回路３６のスイッチング素子３６ａが導通していると出力端子（ａ）側、即ち電極１４が正となる極性の出力が発生し、電流はリアクトル３５の巻線３５ａ、極性切替回路３６のスイッチング素子３６ａ、出力端子（ａ）、電極１４、加工アーク、被加工物１５、出力端子（ｂ）、出力変圧器１１ａの２次巻線のセンタータップの経路を流れる。次にスイッチング素子３６ａが遮断すると同時にスイッチング素子３６ｂを導通させると、それまでリアクトル巻線３５ａに流れていた電流は急減しようとするが電磁誘導により共通鉄心に巻かれているリアクトル巻線３５ｂはこの電流の急減を防げる方向の電圧を図中に矢印で示す極性に発生する。この誘起電圧の極性は新たに導通し始めるスイッチング素子３６ｂの導通によって流れ始める電流の極性と同じ極性である。このために、スイッチング素子３６ａを遮断し同時にスイッチング素子３６ｂを導通させると、回路にはこの切替の直前に流れていた電流と同じ値の電流が先とは逆の極性の被加工物１５から電極１４に向う方向に流れ始める。この結果電極１４から被加工物１５に向って流れていた電流は急峻にその極性が反転して被加工物１５から電極１４に向って流れることになる。スイッチング素子３６ｂが導通している状態から遮断し、スイッチング素子３６ａが導通するときも同様に出力電流はその絶対値が同じで極性のみ反転した電流に急峻に変化することになる。この結果、出力電流の極性反転に際してアークが一旦消滅した後の再点弧が容易となり、交流アーク加工が安定に継続できるものである。
【００２７】
なお、上記説明においては電極と被加工物のみを対象として出力するアーク加工用電源装置に本発明を適用する場合についてのみ説明したが、出力電圧の一部をパイロットアーク用電極に導いて加工用アークの起動に先立ち電極との間にパイロットアークを発生させ、このパイロットアークを被加工物に移行させて加工を行うプラズマアーク加工用電源にも本発明が適用できるのはもちろんである。
【００２８】
図５は、プラズマアーク加工用電源装置に本発明を適用したときの実施の形態の例を示す接続図である。同図において３９はパイロットアーク電流制限用抵抗器であり、二次整流回路１２の正出力端子とパイロットアーク出力用端子（ｃ）との間に接続されている。３８はパイロットアーク用電極であり、加工用電極１４の周囲にプラズマ生成ガスを供給し、先端の狭い開口部からアークによってプラズマ化されたガスを高速で噴出させるためのノズルを共用しているので一般にノズル電極と呼ばれている。その他の構成要素は図１に示した装置と同機能のものに同符号を付してあるので説明は省略する。
【００２９】
図５の装置において、図示を省略した高周波点弧手段により加工用電極１４とパイロットアーク用電極（ノズル電極）３８との間に抵抗器３９によって制限された小電流のアーク（パイロットアーク）を点弧し、同時にノズル内にプラズマ生成ガスを供給すると、このプラズマ生成ガスがパイロットアークによって電離してイオン化され、このイオン化されたガスが加工用電極１４とノズル電極３８とを被加工物１５に接近させることによって被加工物に接触すると加工用電極１４と被加工物１５との間の絶縁が低下するためにアークが発生する。このアークは出力電流設定器１８にて設定された値にまで増加し、プラズマアーク加工が行なわれる。
【００３０】
上記各実施例においては、各スイッチング素子３ないし６には各増幅器２８ないし３１が入力信号を全く遅れなく伝達するものとして説明した。しかし、通常スイッチング素子は導通遅れ時間よりも遮断遅れ時間の方が長い。このために、例えばスイッチング素子３に対する導通駆動信号を遮断すると同時にスイッチング素子４に導通駆動信号を与えると、遮断遅れ時間が長い分だけ両スイッチング素子が共に導通する期間が発生する可能性があり、もしこのような事態が発生すると直流電源の出力がこれらによって完全短絡されることになり、スイッチング素子が破壊されるのみならず、直流電源にも大きな負担をかけて、障害発生の原因となる。これを防止するためには、直流電源２とブリッジ回路との間に直流リアクトルを追加挿入することにより短絡電流を抑制する方法を採用するか、またはスイッチング素子の遮断遅れ時間だけ次のスイッチング素子に対する導通駆動信号の立上りを遅らせる方法を採用すればよい。このうち、直流リアクトルを挿入する方法は例をあげるまでもなく、容易に理解できるので説明を省略し、駆動信号の立上りを遅らせるものについて説明する。
【００３１】
図６は、増幅器２８ないし３１の入力側または出力側に直列に入れて、伝達する信号の立上り時間のみを遅らせる遅延回路の例を示す接続図である。同図においてＡは入力端子、Ｄは出力端子であり、Ｒ１は抵抗器、Ｃ１はコンデンサ、ＮＡＮＤ１，ＮＡＮＤ２はそれぞれＮＡＮＤゲートである。同図の遅延回路の動作を図７の線図と共に説明する。図７において（Ａ）は図６の入力端子（Ａ）の信号変化を示し、（Ｂ）は図６の（Ｂ）点の、（Ｃ）は（Ｃ）点の、（Ｄ）は出力信号のそれぞれ変化を示す。
【００３２】
図６および図７において、矩形状の入力信号が立上ると、ＮＡＮＤゲートＮＡＮＤ１の一方の入力端子の信号レベルは直ちに立ちあがるが他方の入力端子の信号レベルは抵抗器Ｒ１およびコンデンサＣ１によって定まる時定数に従って図７（Ｂ）のように上昇してゆく。この（Ｂ）点の信号レベルがＮＡＮＤゲートＮＡＮＤ１のしきい値に達するまではＮＡＮＤゲートＮＡＮＤ１の出力はハイレベルのままであり、これを入力とするＮＡＮＤゲートＮＡＮＤ２の出力はローレベルを保っている。コンデンサＣ１の充電が進行して（Ｂ）点の信号レベルがＮＡＮＤゲートＮＡＮＤ１のしきい値を超えるとＮＡＮＤゲートＮＡＮＤ１の出力は反転してローレベルとなり、これに伴ってＮＡＮＤゲートＮＡＮＤ２の出力はハイレベルとなる。一方、入力端子の信号レベルが立下ったときはＮＡＮＤゲートＮＡＮＤ１の一方の入力信号が直ちに立下るので（Ｂ）点のレベルにかかわらずＮＡＮＤゲートＮＡＮＤ１の出力は直ちにハイレベルとなり、出力端子Ｄの出力レベルも直ちにローレベルとなる。この結果、入力信号の立上りから抵抗器Ｒ１とコンデンサＣ１とによって定まる一定時間だけ遅れて立上りかつ入力信号の立下りと同時に立下る出力信号が得られる。この立上り遅れ時間を各実施例に示したスイッチング素子３ないし６の遮断遅れ時間と導通遅れ時間の差の時間より若干長く設定しておけば、スイッチング素子３と４またはスイッチング素子５と６とが同時に導通してしまうことが防止できる。
【００３３】
【発明の効果】
上記の通り、本発明のアーク加工用電源装置は、ブリッジ接続された４個のスイッチング素子のうち対をなす２個の各スイッチング素子をお互いに出力設定値に対応した位相差をもってＯＮ−ＯＦＦ制御することによって出力調整を実現するものであり、スイッチング素子の導通遮断遅れ時間に無関係に出力が決定されるので、比較的動作速度の遅い大容量のスイッチング素子を用いても出力調整の範囲を０〜１００％まで連続的に変化させることが可能となる。しかも各スイッチング素子のＯＮデューティは常に一定の約５０％であるのでスイッチング素子の電流容量を最大限に利用できるものである。さらにまた動作速度の遅いスイッチング素子は大容量のものでも安価であるので多数を並列運転する必要がなく、安価でかつ小形の装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】    本発明の装置の実施の形態の例を示す接続図である。
【図２】図１の装置の動作を説明するための線図である。
【図３】    本発明の装置の別の実施の形態の例を示す接続図である。
【図４】本発明の装置の別の実施の形態の例を示す接続図である。
【図５】本発明の装置の別の実施の形態の例を示す接続図である。
【図６】    本発明の装置に用いるスイッチング素子駆動パルスの立上り遅延回路の例を示す接続図である。
【図７】図６の遅延回路の動作を説明するための線図である。
【図８】    従来の装置の例を示す接続図である。
【図９】図８の従来装置における現象を説明するための線図である。
【図１０】図８の従来装置の出力設定を０から１００％の間で変化させたときの設定値と出力との関係を示す線図である。
【符号の説明】
１    交流電源
２    一次整流回路
３    スイッチング素子
４    スイッチング素子
５    スイッチング素子
６    スイッチング素子
７ないし１０    ダイオード
３２ｅないし３２ｈ    ダイオード
１１、１１ａ    出力変圧器
１２、３４    二次整流回路
１３、３５    直流リアクトル
１４    加工用電極
１５    被加工物
１６    出力検出器
１７    比較器
１８    出力設定器
１９    ＰＷＭ制御回路
２０    インバータ制御回路
２１    基準信号発振器
２２    位相比較器
２３    ローパスフィルタ
２４    加算器
２５    電圧制御発振器
２６、２７    極性反転回路
２８ないし３１    増幅器
３２、３６    極性切替回路
３２ａないし３２ｄ      極性切替用スイッチング素子
３６ａ、３６ｂ    極性切替用スイッチング素子
３３、３７    極性切替制御回路
３８    パイロットアーク用電極（ノズル電極）
３９    電流制限用抵抗器
ＮＡＮＤ１、ＮＡＮＤ２    ＮＡＮＤゲート
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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