(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換器の直流端子間に直列に接続される一対の直流コンデンサの電圧差に基づいて両直流コンデンサの直列接続点に形成される中性点の電位が所定のリミット値を超えたかどうかを判定するリミット判定回路と、３相電圧指令のうち三角波キャリア信号の特定の位相点で最高となる相の電圧指令が正側の最高値になるようなオフセット値を３相総ての電圧指令に加算して３相の正側シフト電圧指令を出力する正側シフト回路と、３相電圧指令のうち三角波キャリア信号の特定の位相点で最低となる相の電圧指令が負側の最低値になるようなオフセット値を３相総ての電圧指令に加算して３相の負側シフト電圧指令を出力する負側シフト回路と、前記３相電圧指令、正側シフト電圧指令、および負側シフト電圧指令の各電圧指令に基づいてＰＷＭ制御を行ったと仮定した場合に発生する各中性点電流を前記３相電圧指令および３相交流電流から演算する中性点電流演算回路と、前記リミット判定回路および各中性点電流演算回路の出力信号を元に、前記中性点の電位がリミット値を超えてしまっている場合に、その中性点電位を前記所定のリミット値内に最も速く戻すことのできる中性点電流を発生する３相電圧指令を選択する電圧指令選択回路と、この電圧指令選択回路によって選択された３相電圧指令に従って３レベルＰＷＭ制御を行う３レベルＰＷＭ制御回路とを備えたことを特徴とする中性点クランプ式電力変換器の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の中性点クランプ式電力変換器の制御装置において、前記３レベルＰＷＭ制御回路とともに２レベルＰＷＭ制御回路を備え、中性点電位がリミット値を超えてしまっている場合に、前記３相電圧指令、正側シフト電圧指令および負側シフト電圧指令の各電圧指令のどれを用いても中性点電位をリミット値内に戻すことができない場合には、前記３レベルＰＷＭ制御回路に代えて２レベルＰＷＭ制御回路に切り換える手段を備えたことを特徴とする中性点クランプ式電力変換器の制御装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の中性点クランプ式電力変換器の制御装置において、前記中性点電流演算回路は各中性点電流を各３相電圧指令と３相交流電流指令から演算することを特徴とする中性点クランプ式電力変換器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、中性点クランプ式電力変換器の制御装置、特に中性点電位変動を抑制できる制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
中性点クランプ式電力変換器は公知である。図１４に公知の中性点クランプ式電力変換器の主回路構成例を示す。図１４において、中性点クランプ式電力変換器３は、ゲートターンオフサイリスタ等のスイッチング素子とそれら個々のスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードで構成されるアーム素子、並びに各相毎に一対のクランプダイオードを備えた中性点クランプ式３相ブリッジ回路として構成され、その直流端子は直流電力の授受を行うための直流端子Ｐ，Ｎに接続され、交流端子は交流電力の授受を行うための３相交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されている。直流端子Ｐ，Ｎ間には、端子間の直流電圧を正側直流電圧Ｖcpと負側直流電圧Ｖcnに分割するための直流コンデンサ１，２が直列に接続されている。両コンデンサ１，２の接続点が中性点Ｏを形成し、この中性点Ｏが中性点クランプ式電力変換器３の各相における正負一対のクランプダイオードの中間接続点に接続される。
【０００３】
図１４における中性点クランプ式電力変換器３自体の構成と動作態様は良く知られているので、ここではその詳細説明を省略する。中性点クランプ式電力変換器は、直流端子を直流電源に接続し、交流端子に接続された負荷に交流電力を供給する中性点クランプ式インバータとして用いられる場合と、交流端子を交流電源に接続し、直流端子に接続された負荷に直流電力を供給する中性点クランプ式コンバータとして用いられる場合とがある。しかし、両者は呼び方が異なるだけで、その構成や動作は共通であり、解決しようとする課題も共通しているため、本発明では両者を区別せずに中性点クランプ式電力変換器として扱う。また、図１４の２組の直流コンデンサ１，２の接続点である直流中性点Ｏも直流端子として引き出し、２分割された直流電源あるいは直流負荷に接続する場合もあるが、そのような構成のものも本発明の対象として含むものとする。
【０００４】
中性点クランプ式電力変換器の解決すべき技術課題の一つに、直流中性点電位変動の抑制技術がある。中性点クランプ式電力変換器では、図１４において、直流中性点Ｏを流れる中性点電流Ｉoは交流側周波数の３倍の周波数で正負に変動するという原理的な性質を持っている。この中性点電流Ｉoは直流コンデンサ１，２に分流し、一方の電圧を増加させ、他方の電圧を減少させる作用を及ぼす。すなわち、中性点電流Ｉoは両コンデンサの電圧をアンバランスにするように作用し、中性点電位は交流側周波数の３倍の周波数で変動することになる。中性点電位変動は正負コンデンサ電圧のアンバランスとして構成部品の耐圧上の問題となるだけでなく、交流側電圧波形へも影響を及ぼし、交流側電流の波形歪みの原因ともなる。
【０００５】
中性点電位変動を抑制する方法として、正負コンデンサ電圧の差を検出してフィードバック補正を行う方式が知られている。図１５は、フィードバック補正による中性点電位変動抑制制御を実施する装置の構成例（例えば、嶋村他「ＮＰＣインバータの直流入力コンデンサ電圧の平衡化制御」電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−９１−３７、平成３年）を示すものである。
【０００６】
図１５の装置は、図１４の装置と同様の主回路構成の電力変換器３に中性点電位を抑制するための制御回路部を付加したものである。正側直流コンデンサ電圧Ｖcpおよび負側直流コンデンサ電圧Ｖcnをそれぞれ電圧検出器１０，１１によって検出し、検出された直流コンデンサ電圧Ｖcp，Ｖcnの差すなわち差電圧ΔＶpn＝Ｖcp−Ｖcnを減算器１２によって演算し、その差電圧を、増幅器１３を介して乗算器１５の第１の入力端子に入力する。他方、極性選択器１４により、３相電圧指令Ｖu＊，Ｖv＊，Ｖw＊、および電流検出器２０，２１，２２によって検出された３相の変換器交流電流Ｉu，Ｉv，Ｉwに基づいて、電力変換器３の電力の流れの方向すなわち潮流方向を判断して、例えば電力が直流側から交流側へと流れているときは＋１の、その逆の場合は−１の極性信号Ｓpが求められ、乗算器１５の第２の入力端子に入力される。
【０００７】
乗算器１５は、増幅器１３からの差電圧ΔＶpn相当の信号に極性信号Ｓpの値を乗じて中性点電位変動を抑制するための補正量Ｖcmp＝ΔＶpn・Ｓpを生成する。この補正量Ｖcmpは３相の電圧指令Ｖu＊，Ｖv＊，Ｖw＊に加算器１６，１７，１８を介して加算され、補正された３相の電圧指令Ｖuc＊，Ｖvc＊，Ｖwc＊が生成され、３レベルＰＷＭ制御回路１９に送出される。３レベルＰＷＭ制御回路１９は入力された電圧指令Ｖuc＊，Ｖvc＊，Ｖwc＊に基づき公知のやり方に従ってパルス幅変調制御を行い中性点クランプ式電力変換器３のスイッチング素子をオンオフ制御する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
図１５の装置によって中性点電位変動を抑制し得ることは確かであるが、中性点電位変動を完全にゼロにするためには、理論上、増幅器１３のゲインを無限大にする必要があり、現実的には不可能である。有限のゲインとした場合には、中性点電位変動は運転力率等の電力変換器の運転状態によってその大きさが変化することになるが、総ての運転状態で中性点電位変動を許容値以下に抑制するためには、ゲインを大きくするか、直流コンデンサ１，２のキャパシタンスを大きくしておく必要がある。しかし、ゲインを大きくすると制御上の安定性を損なう虞があるだけでなく、補正量が過大となり、補正後の３相電圧指令Ｖuc＊，Ｖvc＊，Ｖwc＊が可制御範囲を超えてしまうこともあり得る。他方、直流コンデンサ１，２のキャパシタンスを大きくすることは、電力変換装置としてコストアップにつながる。
【０００９】
そこで本発明は、総ての運転状態において中性点電位変動をある設定された値以下に抑制し得る、中性点クランプ式電力変換器の制御装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１に係る発明の中性点クランプ式電力変換器の制御装置は、電力変換器の直流端子間に直列に接続される一対の直流コンデンサの電圧差に基づいて両直流コンデンサの直列接続点に形成される中性点の電位が所定のリミット値を超えたかどうかを判定するリミット判定回路と、３相電圧指令のうち三角波キャリア信号の特定の位相点で最高となる相の電圧指令が正側の最高値になるようなオフセット値を３相総ての電圧指令に加算して３相の正側シフト電圧指令を出力する正側シフト回路と、３相電圧指令のうち三角波キャリア信号の特定の位相点で最低となる相の電圧指令が負側の最低値になるようなオフセット値を３相総ての電圧指令に加算して３相の負側シフト電圧指令を出力する負側シフト回路と、３相電圧指令、正側シフト電圧指令、および負側シフト電圧指令の各電圧指令に基づいてＰＷＭ制御を行ったと仮定した場合に発生する各中性点電流を３相電圧指令および３相交流電流から演算する中性点電流演算回路と、リミット判定回路および各中性点電流演算回路の出力信号を元に、中性点の電位がリミット値を超えてしまっている場合に、その中性点電位を所定のリミット値内に最も速く戻すことのできる中性点電流を発生する３相電圧指令を選択する電圧指令選択回路と、この電圧指令選択回路によって選択された３相電圧指令に従って３レベルＰＷＭ制御を行う３レベルＰＷＭ制御回路とを備えたことを特徴とする。この発明によれば、中性点の電位変動を設定されたリミット値以内に抑制することが可能となる。
【００１１】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載の中性点クランプ式電力変換器の制御装置において、３レベルＰＷＭ制御回路とともに２レベルＰＷＭ制御回路を備え、中性点電位がリミット値を超えてしまっている場合に、３相電圧指令、正側シフト電圧指令および負側シフト電圧指令の各電圧指令のどれを用いても中性点電位をリミット値内に戻すことができない場合には、３レベルＰＷＭ制御回路に代えて２レベルＰＷＭ制御回路に切り換える手段を備えたことを特徴とする。２レベルＰＷＭ制御では中性点電流が発生しないため、この発明によれば、中性点電位はそのままの状態に保たれ、結果として設定されたリミット値近傍に保持することができる。
【００１２】
さらに、請求項３に係る発明は、請求項１または請求項２に記載の中性点クランプ式電力変換器の制御装置において、中性点電流演算回路は各中性点電流を各３相電圧指令と３相交流電流指令から演算することを特徴とする。この発明によれば、交流電流指令を用いて中性点電流を演算することにより、電流検出器を備える必要がなくなる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。本発明の実施の形態を示す図面において、図１５のものと同一の構成要素には同一の符号を付してその個々の説明は省略する。
【００１４】
＜第１の実施の形態＞
図１は本発明による中性点クランプ式電力変換器の制御装置の第１の実施の形態を示すブロック図である。図１の装置には、図１５の装置に備えられていた増幅器１３、極性選択器１４、乗算器１５、および加算器１６，１７，１８が省略され、新たにリミット判定回路２３、正側シフト回路２４、負側シフト回路２５、中性点電流演算回路２６，２７，２８、および電圧指令選択回路２９を備えている。
【００１５】
電圧検出器１０，１１で検出された正負の直流電圧Ｖcp，Ｖcnに基づいて減算器１２により差電圧ΔＶpn＝Ｖcp−Ｖcnを求め、その差電圧を中性点電位としてリミット判定回路２３に入力する。リミット判定回路２３では差電圧ΔＶpnが、予め設定されたリミット値±Ｖnplimの範囲を超えているかどうかの判定を行い、超えている場合、その差電圧ΔＶpnをリミット信号Ｓlimとして出力する。すなわち、
ΔＶpn＜−Ｖnplim のとき、Ｓlim＝ΔＶpn＜０
−Ｖnplim≦ΔＶpn≦＋Ｖnplim のとき、Ｓlim＝０
ΔＶpn＞＋Ｖnplim のとき、Ｓlim＝ΔＶpn＞０
である。
【００１６】
正側シフト回路２４では、各パルス期間において、３相電圧指令Ｖu＊，Ｖv＊，Ｖw＊のうちで最高値となる相、例えば図２に示す例ではＵ相電圧指令Ｖu＊が正側の最高値になるようなオフセット値ΔＶp＊（図２参照）を３相総ての電圧指令に加算して、図５に示す３相正側シフト電圧指令Ｖpu＊，Ｖpv＊，Ｖpw＊を出力する。同様にして負側シフト回路２５では、３相の電圧指令のうちで最低値となる相、図２に示す例ではＷ相電圧指令Ｖw＊が負側の最低値になるようなオフセット値ΔＶn＊を３相総ての電圧指令に加算して、図７に示すような３相の負側シフト電圧指令Ｖnu＊，Ｖnv＊，Ｖnw＊を出力する。
【００１７】
図２は、元の３相電圧指令Ｖu＊，Ｖv＊，Ｖw＊を用いて３レベルＰＷＭ制御を行う場合の三角波キャリア信号Ｒ１，Ｒ２と３相電圧指令Ｖu＊，Ｖv＊，Ｖw＊の関係を示したものである。ここでは各電圧指令の谷および山のタイミングが同期した正および負の２つの三角波キャリア信号Ｒ１，Ｒ２を用いて、三角波キャリア信号の谷および山のタイミングで３相電圧指令をサンプルホールドし、三角波キャリア信号の半周期毎に３相電圧指令Ｖu＊，Ｖv＊，Ｖw＊に従って３レベルＰＷＭ制御を行う。
【００１８】
図３は図２の半周期間に発生する中性点電流を各相の出力電圧レベルが異なる４つの期間▲１▼〜▲４▼毎に示したものである。なお、ここでは期間▲１▼〜▲４▼の時間をそれぞれｔ１〜ｔ４と定義している。図３から３相電圧指令Ｖu＊，Ｖv＊，Ｖw＊のうち出力電圧レベルがゼロ、つまり中性点Ｏに接続される相がある場合にのみ中性点電流が生じ、その大きさは中性点Ｏに接続される相の電流の合計値（ベクトル和）となることが分かる。
【００１９】
図４は空間ベクトル上における出力電圧ベクトルＵ，Ｖ，Ｗと期間▲１▼〜▲４▼の対応関係を表したものである。図３および図４から、期間▲１▼と▲４▼は空間ベクトル上での電圧ベクトルとしては同じであり、中性点電流の極性のみが逆になっていることが分かる。
【００２０】
図５は正側シフト回路２４が出力する３相正側シフト電圧指令Ｖpu＊，Ｖpv＊，Ｖpw＊を３相電圧指令として３レベルＰＷＭ制御を行う場合の、三角波キャリア信号Ｒ１，Ｒ２と３相電圧指令Ｖpu＊，Ｖpv＊，Ｖpw＊を示したものである。図６は図５に対応する各期間毎に発生する中性点電流を示したものである。
【００２１】
図７は負側シフト回路２５が発生する３相負側シフト電圧指令Ｖnu＊，Ｖnv＊，Ｖnw＊を３相電圧指令として３レベルＰＷＭ制御を行う場合の、三角波キャリア信号Ｒ１，Ｒ２と３相電圧指令Ｖnu＊，Ｖnv＊，Ｖnw＊の関係を示し、図８は図７に対応する各期間毎に発生する中性点電流を示している。
【００２２】
図６と図８の比較から、正側シフト電圧指令Ｖpu＊，Ｖpv＊，Ｖpw＊と負側シフト電圧指令Ｖnu＊，Ｖnv＊，Ｖnw＊のいずれかを用いることにより、期間▲１▼と▲４▼で決まる電圧ベクトルのどちらか一方を選択的に出力できることが分かる。これは空間ベクトル上の電圧ベクトルとしての能力を変えることなく、中性点電流の極性を選択できることを意味する。したがって、中性点電位変動の状態に応じて正側シフト電圧指令か負側シフト電圧指令を適切に選択することにより、中性点電位変動を抑制することが可能となる。
【００２３】
中性点電流演算回路２６は、電流検出器２０，２１，２２によって検出された３相交流電流Ｉu，Ｉv，Ｉw、および絶対値として１に正規化された３相電圧指令Ｖu＊，Ｖv＊，Ｖw＊から、中性点電流Ｉoを、
Ｉo＝−｜Ｖu＊｜Ｉu−｜Ｖv＊｜Ｉv−｜Ｖw＊｜Ｉw
なる式に従って演算する。
【００２４】
同様に中性点電流演算回路２７は、３相交流電流Ｉu，Ｉv，Ｉw、および絶対値として１に正規化された３相正側シフト電圧指令Ｖpu＊，Ｖpv＊，Ｖpw＊から、中性点電流Ｉoを、
Ｉo＝−｜Ｖpu＊｜Ｉu−｜Ｖpv＊｜Ｉv−｜Ｖpw＊｜Ｉw
なる式に従って演算する。
【００２５】
さらに中性点電流演算回路２８は、３相交流電流Ｉu，Ｉv，Ｉw、および絶対値として１に正規化された３相負側シフト電圧指令Ｖnu＊，Ｖnv＊，Ｖnw＊から、中性点電流Ｉoを、
Ｉo＝−｜Ｖnu＊｜Ｉu−｜Ｖnv＊｜Ｉv−｜Ｖnw＊｜Ｉw
なる式に従って演算する。
【００２６】
これらの式から求められる中性点電流Ｉoは、三角波キャリア信号半周期間に発生する中性点電流の平均値となる。演算された各中性点電流Ｉoとリミット判定回路２３が出力するリミット信号Ｓlimを元に、電圧指令選択回路２９は中性点電位を最も速くリミット値内に戻すことのできる３相電圧指令を選択する。３レベルＰＷＭ制御回路１９は、選択された３相電圧指令に従って中性点クランプ式電力変換器３の３レベルＰＷＭ制御を行う。
【００２７】
本実施の形態によれば、中性点クランプ式電力変換器の中性点電位変動を設定値以下に抑えることが可能となる。
【００２８】
＜第２の実施の形態＞
図９は本発明による中性点クランプ式電力変換器の制御装置の第２の実施の形態を示すブロック図である。図１に示した第１の実施の形態との違いは、電圧指令選択回路２９の出力側に、３レベルＰＷＭ制御回路１９と２レベルＰＷＭ制御回路３０を併設するとともに、両ＰＷＭ制御回路１９，３０の出力側に電圧指令選択回路２９からの信号Ｓpwmに従っていずれか一方に切り換えるＰＷＭ制御切換回路３１を設けた点にある。２レベルＰＷＭ制御回路３０は、元の３相電圧指令Ｖu＊，Ｖv＊，Ｖw＊に従って、図１０に示す２レベルＰＷＭ制御を行う。電圧指令選択回路２９により３種の３相電圧指令のうちのいずれを用いても、中性点電位をリミット値内に戻すことができないと判断された場合には、電圧指令選択回路２９から切換信号Ｓpwmを出力し、その切換信号ＳpwmによりＰＷＭ制御切換回路３１は中性点クランプ式電力変換器３に与えるスイッチング信号を、３レベルＰＷＭ制御回路１９の出力から２レベルＰＷＭ制御回路３０の出力に切り換える。図２の３レベルＰＷＭ制御の場合とは、三角波キャリア信号が正負別々ではなく、図１０に示すように正から負まで変化する単一のキャリア信号Ｒ０に変更されている点が異なる。
【００２９】
図１１は、図１０に対応する各期間毎に発生する中性点電流を示したものである。図１１から、全期間とも中性点電流は発生しないことが分かる。図１２は空間ベクトル上における出力電圧ベクトルＵ，Ｖ，Ｗと各期間の対応を表したものである。図４の３レベルＰＷＭ制御の場合と比較すると、図１２では中性点Ｏと外側の正６角形の頂点からなる大三角形を用いてＰＷＭ制御を行っており、大三角形の辺の中点に対応する電圧ベクトルを用いていないことが分かる。結果として、図１１に示すように中性点電流は発生しない。したがって、中性点電位変動がリミット値を超えた場合に、３種類の３相電圧指令のうちのいずれを用いても中性点電位変動が改善されない場合には、２レベルＰＷＭ制御回路３０に切り換えることにより、中性点電位変動をそれ以上悪化させずにリミット値近傍に保つことができる。
【００３０】
＜第３の実施の形態＞
図１３は、本発明による中性点クランプ式電力変換器の制御装置における第３の実施の形態を示すブロック図である。この実施の形態は、図１に示す第１の実施の形態とは、中性点電流演算回路２６，２７，２８の演算に用いる３相交流電流Ｉu，Ｉv，Ｉwの代わりに、図示していない変換器制御装置内で求められる３相交流電流指令Ｉu＊，Ｉv＊，Ｉw＊を用いている点が異なる。中性点クランプ式電力変換器では電流制御を行うのが一般的であり、その場合、３相交流電流Ｉu，Ｉv，Ｉwは３相交流電流指令Ｉu＊，Ｉv＊，Ｉw＊に追従するように制御される。したがって、本実施の形態に従って３相交流電流Ｉu，Ｉv，Ｉwの代わりに３相交流電流指令Ｉu＊，Ｉv＊，Ｉw＊を用いても本発明の目的が十分に達成されることは明らかである。なお、図９に示した第２の実施の形態においても３相交流電流指令Ｉu＊，Ｉv＊，Ｉw＊を用いて中性点電流の演算を行うことができる。
【００３１】
【発明の効果】
本発明によれば、中性点電位変動が、設定されたリミット値を超えた場合に、中性点電位変動をそれ以上悪化させないように電力変換器を制御するので、電力変換器の運転状態にかかわらず中性点電位変動をある設定された値以下に抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による中性点クランプ式電力変換器の制御装置の第１の実施の形態を示すブロック図。
【図２】３相電圧指令を用いて３レベルＰＷＭ制御を行う場合の三角波キャリア信号と電圧指令発生の関係を示す説明図。
【図３】図２の各期間に対応する中性点電流を示す図表。
【図４】図２の各期間に対応する空間ベクトル上の出力電圧ベクトルを示すベクトル図。
【図５】３相正側シフト電圧指令を用いて３レベルＰＷＭ制御を行う場合の三角波キャリア信号と電圧指令の関係を示す説明図。
【図６】図５の各期間に対応する中性点電流を示す図表。
【図７】３相負側シフト電圧指令を用いて３レベルＰＷＭ制御を行う場合の三角波キャリア信号と電圧指令の関係を示す説明図。
【図８】図７の各期間に対応する中性点電流を示す図表。
【図９】本発明による中性点クランプ式電力変換器の制御装置の第２の実施の形態を示すブロック図。
【図１０】３相電圧指令を用いて２レベルＰＷＭ制御を行う場合の三角波キャリア信号と電圧指令の関係を示す説明図。
【図１１】図１０の各期間に対応する中性点電流を示す図表。
【図１２】図１０の各期間に対応する空間ベクトル上の出力電圧ベクトルを示すベクトル図。
【図１３】本発明による中性点クランプ式電力変換器の制御装置の第３の実施の形態を示すブロック図。
【図１４】本発明が対象とする公知の中性点クランプ式電力変換器の主回路構成を示す結線図。
【図１５】従来の中性点クランプ式電力変換器の制御装置の一構成例を示すブロック図。
【符号の説明】
１，２  直流コンデンサ
３  中性点クランプ式電力変換器
１０，１１  電圧検出器
１２  減算器
１３  増幅器
１４  極性選択器
１５  乗算器
１６，１７，１８  加算器
１９  ３レベルＰＷＭ制御回路
２０，２１，２２  電流検出器
２３  リミット判定回路
２４  正側シフト回路
２５  負側シフト回路
２６，２７，２８  中性点電流演算回路
２９  電圧指令選択回路
３０  ２レベルＰＷＭ制御回路
３１  ＰＷＭ制御切換回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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