(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
モデム装置であって、
単一もしくは複数のトーンであるタイミング信号が重畳されたパルス信号を受信する手段であって、該パルス信号が、各々のフレームが複数のサンプルを含む複数のフレームのシーケンスを表わし、および該タイミング信号が該サンプルの少なくとも１つに加えられているものである手段と、
受信された該重畳されたタイミング信号に応答して、該モデムのクロック周波数を電気通信網の網サンプリングクロックに同期させるための手段とを備えることを特徴とするモデム装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモデム装置において、
該複数のサンプルが、幾つかのユーザデータ担持サンプル及び少なくとも１つの非ユーザデータ担持サンプルを含み、及び
該タイミング信号が、該非ユーザデータ担持サンプルの周期的に交番する信号のレベルによって表されるものであり、ならびに該応答する手段が、該周期的に交番する信号のレベルから前記タイミング信号をとり出す手段を含むものであるモデム装置。
【請求項３】
請求項１に記載のモデム装置において、
該複数のサンプルが、幾つかのユーザデータ担持サンプル及び少なくとも１つの非ユーザデータ担持サンプルを含み、及び該タイミング信号が、ユーザデータ担持サンプルの少なくとも１つに加えられるものであるモデム装置。
【請求項４】
受信データ通信設備を、網クロックに同期させる方法であって、
送信データ通信設備からデータ信号を受信するステップであって、該データ信号が、各フレームが複数のサンプルを含む複数フレームのシーケンスを表わすものであるステップと、
該タイミング信号を該複数のサンプルのうちの少なくとも１つに加えることにより、該データ信号上にタイミング信号を重畳して、組み合わされた信号を提供するステップと、
該組み合わされた信号を、該受信データ通信設備に対して送信するステップとを含み、
該タイミング信号は、該網クロックのタイミングを表わす１つもしくは２つ以上のトーンであることを特徴とする方法。
【請求項５】
請求項４に記載の方法において、
該複数のサンプルが、幾つかのユーザデータ担持サンプル及び少なくとも１つの非ユーザデータ担持サンプルを含み、及び
該重畳するステップが、タイミング信号として該非ユーザデータ担持サンプルの１つに周期的に交番する信号のレベルを加えるステップを含む方法。
【請求項６】
請求項４に記載の方法において、
該複数のサンプルが、幾つかのユーザデータ担持サンプル及び少なくとも１つの非ユーザデータ担持サンプルを含み、及び
該重畳するステップが、該ユーザデータ担持サンプルの少なくとも１つに該タイミング信号を加えるステップを含む方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モデム等のデータ通信装置に関し、特に、網に同期するモデムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
非常に多くのユーザに対して、電話市内ループは、ユーザのデータ通信装置、即ちモデムと、及び公衆電話交換網（ＰＳＴＮ）の一部である市内電話交換局との間においていまだ主要な伝送媒体である。電話市内ループはアナログ伝送媒体であり、ここでは、モデム伝送信号は公称帯域幅３.５ｋＨｚで音声帯域に制限され、プロディジー（Prodigy）（登録商標）のようなデータ指向サービスの数や種類が増え、周知のインターネット経由での情報の簡単なアクセスが可能になったので、既成のモデムで現在得られるデータ通信速度以上のものを電話市内ループ上で得ることが、ユーザの願望となった。
【０００３】
アヤノグル（Ayanoglu）他の米国特許出願「遠隔の符復号器と同期する高速モデム（A High-Speed Modem Synchronized for a Remote Codec）」（１９９２年１０月２０日受理、第０７/９６３５３９号）、N.R.ダグデビレン(N.R. Dagdeviren)の「受信信号及び伝送信号が信号セットからなるモデム（A Modem with Received Signals and Transmitted Signals Comprising Signal Sets）」（１９９３年６月２１日受理、第０８/０８０１６１号）、及びアヤノグル他の「等化回路を配置した高速量子化レベルサンプリングモデム（High-Speed Quantization-Level-Sampling Modem with Equalization Arrangement）」（１９９４年１月３日受理、第０８/１７６７４２号）において、電話市内ループ上で相当にデータ通信速度を増している高速モデム技術が開示してある。具体的には、これらの特許出願には、モデムが、ＰＳＴＮのアナログからディジタル（Ａ／Ｄ）、及びディジタルからアナログ（Ｄ／Ａ）の変換器（即ち、量子化デバイス）と時間及び量子化レベルの両方で同期するような、高速モデム技術が記述してある。この同期は、量子化レベルのサブセットに信号アルファベットとして効果的に用いることができるようにし、それによっていかなる伝送データ信号上にもＰＳＴＮによって導入される量子化雑音を大いに減少させる。結果として、データ通信速度は大いに増加する。例えば、この同期によるアプローチは、ＰＳＴＮクロック速度でモデムが動作することを可能にし、電話市内ループにおいて帯域制限なしであるような仮定の下では、理論的には毎秒６４キロビット（ｋｂ／秒）のデータ速度が電話市内ループ上で達成できる。この高速モデム技術を使うモデムは、「量子化レベルサンプリング」（ＱＬＳ）モデムとしてここで参照し、ＱＬＳデータ通信システムで伝達する信号は、「パルス」信号としてここで参照する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、上述のＱＬＳモデムの変調がうまく動作するため、ＰＳＴＮにおいてＱＬＳモデム及び網サンプリングクロックの間に送信及び受信方向の両方に対してタイミング同期がされていなければならない。この同期は、ＰＳＴＮの中で位置するいかなる量子化デバイスのサンプリング時点をも網サンプリングクロックが制御するから必要である。例えば、ＱＬＳモデムからその市内電話交換局まで送信されるデータ符号は、Ａ／Ｄ変換器が各サンプルに読む瞬間ちょうどにその市内電話交換局のそのＡ／Ｄ変換器に届かなくてはならない。同様に、受信ＱＬＳモデムは、その市内電話交換局の網サンプリングクロックと同期する。残念ながら、タイミングジッタとして測定されるいかなるタイミングの狂いは、対応する受信データ信号に符号間干渉を導入してしまう。これらの高いデータ速度では、ＱＬＳデータ通信システムにおける最大許容タイミングジッタは典型的には非常に小さい。例えば、４２キロビット／秒（ｋｂ／秒）より大きいデータ伝送速度の最大許容タイミングジッタは、７０ナノ秒（ｎ秒）以下である。本発明の目的は、これらの問題を解決して、アナログ伝送媒体である電話市内ループで高速なモデムを提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
我々は、ＱＬＳモデムをＰＳＴＮの網サンプリングクロックに同期させるタイミングシステムを開示し、ここで特に、タイミング信号は、ＰＳＴＮから受信ＱＬＳモデムへと送信されるパルス信号上に重ね合わせられる（スーパーインポーズされる）。この受信タイミング信号に応答し、受信ＱＬＳモデムは網サンプリングクロックに同期する。
【０００６】
本発明の実施例では、パルス信号は、遠端ＱＬＳモデム又は網内の供給源により供給されるデータ担持サンプルと、少なくとも１つの非ユーザデータ担持（ＮＵＤＢ:non-user-data-bearing）サンプルとを含む。ここで、このＮＵＤＢサンプルのレベルは、周期的に交替、即ち変化する。受信ＱＬＳモデムは、網サンプリングクロックにＱＬＳモデムを同期させるために、この周期的に交替する信号レベルからタイミング情報を抽出する。さらに、受信ＱＬＳモデムは、抽出タイミング情報を用いて、受信ＱＬＳ信号のデータ担持サンプル上に対するＮＵＤＢサンプルのいかなるひずみ作用をも消去（キャンセル）する。
【０００７】
本発明により、我々は、ＰＳＴＮのＡ／Ｄ及びＤ／Ａ変換器両方が同じ網サンプリングクロックによって動作するので、下流側サンプリング周波数にＱＬＳモデムを同期することは、上流側サンプリング周波数にＱＬＳモデムを同期することに等しいことを認識した。この原理を利用すると、我々のタイミングシステムは、下流側パルス信号のみにタイミング情報の全てを入れ、受信ＱＬＳモデムは双方向の同期を得る。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の概念を記述する前に、ＱＬＳデータ通信システムの全体的な動作を背景情報を提供するために記述する。所望するなら、さらなる情報は、前述の米国特許出願から得られる。図１は、ＱＬＳモデム２０３、ＰＳＴＮ３０９及びＱＬＳモデム２０５を含むＱＬＳデータ通信システムのブロック図である。単純のため、ただＱＬＳモデム２０３からＱＬＳモデム２０５への伝送方向のみを図１で示し、下に述べる。ＱＬＳモデム２０５からＱＬＳモデム２０３への反対方向の伝送は、類似の方法で実現できる。発呼や呼接続等の既に存在するＱＬＳモデム２０５及びＱＬＳモデム２０３の間のデータ接続は、完了され、データがＱＬＳモデム２０５及びＱＬＳモデム２０３の間で伝達していることを想定できる。
【０００９】
ＰＳＴＮ網３０９が８０００サンプル／秒のサンプリング速度で動作し、電話市内ループ２１７及び２１９の応答を３００Ｈｚ〜３.３ｋＨｚの公称周波数範囲に制限する帯域制限フィルタを有するμ則（μ−ｌａｗ）符復号器３０１及び３１５を採用しているものと仮定する。従って、市内ループ２１７及び２１９は、６ｋＨｚの２方向帯域幅が得られると考えられる。μ則符復号器３０１及び３１５は、符号器-復号器であり、μ則符号化を利用し、アナログ信号からディジタル表現への変換及びその逆を行う。データ伝送は、網レベルＱＬＳモデム３０５（下に記述）を通ってＰＳＴＮ３０９に渡ってディジタル形式でされる。μ則符復号器３０１及び３１５がＡ則（Ａ−ｌａｗ）符号器-復号器に代わること以外は、類似する設定が、欧州の電話網で存在する。欧州のＡ則符号化は、完全に対応する米国のμ則に類似しているので、この特許で記述される全てのプロセスは両方にも同様に適用できる。
【００１０】
ＱＬＳモデムの基礎となる概念は、ＱＬＳモデムが時間及び量子化レベルの両方で、ＰＳＴＮのＡ／Ｄ及びＤ／Ａ変換器（即ち、量子化デバイス）に同期させられることただ１つである。この同期は、いかなる伝送データ信号上にでもＰＳＴＮによって導入される量子化雑音を大いに減少させ、結果として、大いにデータ通信速度を増加させる。
【００１１】
量子化レベルでの同期は、各ＱＬＳモデムでμ則量子化レベルそれ自身を信号アルファベットとして利用することによって達せられる。結果として、各データ符号は、２５５のμ則量子化レベル（サンプルレベル）のうちの１つと等しく、従って、約８ビットのユーザデータを表す。このようにして、伝送データ符号シーケンスは、明確にディジタル形式で網に渡って輸送される。
【００１２】
基本ナイキスト(Nyquist)理論から、Ｗ Ｈｚの２方向帯域幅のチャネルは、Ｗ符号／秒以下の速度で低ひずみ信号伝送を行う能力があることはわかっている。従って、得られる２方向市内ループ帯域幅が約６ｋＨｚであれば、最大符号速度は約６０００符号／秒である。μ則サンプルレベルが信号アルファベットとして用いられるので、この最大符号速度は同じく、６０００サンプル／秒とされる。
【００１３】
対照的に、ＰＳＴＮ３０９は、８０００サンプル／秒でサンプリングする能力があると想定される。結果として、ＰＳＴＮ３０９によって受信された８つのサンプルのうち高々６つは、任意に選択できる。換言すれば、モデムの出力が６０００サンプル／秒に帯域制限されているときに、毎秒独立な８０００サンプルを選択し、これらをモデムを通してを渡すことはできない。このため、この例では、これら６０００サンプル／秒のそれぞれが８ビットを表すので、４８ｋｂｐｓまでの伝送速度が、実際の帯域幅を考えたとしても、電話市内ループ上で実行可能である。
【００１４】
一般に述べると、結果するＱＬＳモデム２０３からのアナログ信号は、「パルス信号」としてここで参照し、ここで、アナログサンプルは、フレームのシーケンスとしてＭ個の符号（即ちサンプル）の群で送られる。各フレームは、Ｎクロック周期からなり、ここで、各クロック周期は、ＰＳＴＮ３０９の網サンリングクロックＴSの周期に等しい。フレームの周期Ｔpは、従って、ＮＴSに等しい。パルス信号の各フレームでは、Ｍ個のサンプルの群は、「ユーザデータ担持」（ＵＤＢ）サンプルとし、 （Ｎ−Ｍ）サンプルの群は、「非ユーザデータ担持」（ＮＵＤＢ）サンプルとする。 この例では、Ｍ＝６のサンプルは、Ｎ＝８のクロック周期からなるフレームで送られる。ここで、８０００サンプル／秒に対しては、網サンプリングクロックＴの周期は、１２５μ秒に等しく、従って、Ｔp＝１ｍ秒である。従って、出力サンプルの８つのうち６つは、送信量子化レベルにされ、即ちＵＤＢサンプルであり、残っている２つのサンプルは、ＮＵＤＢサンプルである。ナイキスト理論の下では、ＮＵＤＢサンプルは、任意には選択できないので、ＱＬＳモデム２０３及び網レベルＱＬＳモデム３０５（下に記述する）によってゼロにセットされる。
【００１５】
ＱＬＳモデム２０３が市内ループ２１７上で６０００サンプル／秒のデータ速度を提供するために、設計上のさらなる考察をしなくてはならない。前述のアヤノグル他著の「等化回路を配置した高速量子化レベルサンプリングモデム（High-Speed Quantization-Level-Sampling Modem with Equalization Arrangement）」と題する米国特許出願で記述したように、もし信号ｈ（ｔ）が、２方向非消失スペクトル支持集合（two sided non-vanishing spectral support）を、少なくともＭ個のナイキスト周波数翻訳、｜ｆ｜≦  １／（２Ｔ）の全てのｆに対して、（ｆ＋（ｌ／Ｔ）），ｌ＝０，±１，±２，．．．、において有するなら、 送信器及び受信器フィルタを特定し、ＭユーザからのＭデータストリームのそれぞれが他のデータストリームからの干渉無しで回復させることは可能である。この状況を実現する送信器及び受信器フィルタのセットは、既知の一般化ゼロ強制（ＧＺＦ：generalized zero-forcing）判定基準を満たすとされる。前述のアヤノグル他の米国特許出願で指摘されるように、この分析は拡張でき、もし送信器フィルタのセット又は受信器フィルタのセットのいずれかが固定してあると、この固定されたセットが特定のスペクトル要求事項を満足するなら、他のセットを選択する柔軟性を有することになる。特に、もし固定フィルタセットの要素が純粋に遅延素子であり、いかなる遅延値の組が同一でなければ、これらのスペクトルの要求事項はほとんど常に満足し、ＧＺＦ判定基準を実現するように他のフィルタセットを選択することが可能である。この考えはＱＬＳモデムの設計の基礎を形成する。ここで、単一ユーザは、速度Ｍ／Ｔの符号シーケンスであるが、符号の間には非同一な時間間隔で送信する。
【００１６】
図１には、線２１７上にパルス信号を提供するＱＬＳモデム２０３の送信器部分の説明のブロック図を示す。ユーザデータ２２９は、もし量子化の使用において制約が課されないなら、約４８ｋｂｐｓの速度で送信ＱＬＳモデム２０３に与えられる。符号化器２３３は、６つの並列な１０００符号／秒のチャネル符号ストリーム２３５〜２４０へとユーザデータ２２９を符号化する。即ち、符号化器２３３は、実際にＭ＝６、１／Ｔ＝１ｋＨｚである速度Ｍ／Ｔのサンプルストリームを提供する。上述のように、符号化器２３３は、μ則量子化レベル自身を信号アルファベットとして利用する。送信器構成部分２２１は、６つの送信器フィルタ２５１〜２５６を含み、これらのフィルタ（又は送信器等化器）のそれぞれは、チャネル符号ストリームの１つとして動作する。送信器フィルタ出力２６１〜２６６は、送信器加算器２７０で加えられ、加算器出力信号２７２は、Ｄ／Ａ変換器２７９によってアナログ形式に変換され、ろ波される。このＤ／Ａ変換器２７９は、加入者回線（市内ループ）２１７を渡ってＰＳＴＮ３０９の市内電話交換局（図示せず）へと伝送するためのパルス信号を提供する。
【００１７】
ＰＳＴＮ３０９の電話交換局（図示せず）において、符復号器３０１は、８０００サンプル／秒の速度でパルス信号をろ波、サンプリングして、これらのサンプルの電圧をＤＳ０ディジタルシーケンスへと量子化、符号化する。これは、網レベルモデム３０５（下述する）を通って符復号器３１５へと渡し、ＰＳＴＮ３０９を通って輸送される。図２には、この変更したＤＳ０ディジタルシーケンスの説明が示してある。ＤＳ０の部分３０２は、フレーム３０３及びフレーム３０７にまたがる線２１７上のパルス信号のディジタル表現である。ＵＤＢサンプルは、ｄi（ｉ＝１から１２）によって表され、ＮＵＤＢサンプルはゼロにセットされる。
【００１８】
送信ＱＬＳモデム２０３からの信号伝送を完了するために、符復号器３１５は、受信ＱＬＳモデム２０５へと加入者回線２１９上で伝送される、別のパルス信号へとＤＳ０シーケンスを変換する。このパルス信号は、ＱＬＳモデム２０５の受信器構成部分２２３によって受信される。受信パルス信号は、８０００サンプル／秒の速度でサンプリングするＡ／Ｄ変換器２８１によってディジタル形式に変換される。結果するディジタル信号２８３は、６つの並列な受信器フィルタ２９１〜２９６により動作し続ける。ｋ番目の受信器フィルタ（又は受信器等化器）ＲＸk２９４は、１０００サンプル／秒の速度でディジタルサンプル４５４のストリームを作る。ここで、これらのサンプルは、ＱＬＳモデム２０３のｋ番目の送信器等化器Ｔｘk２５４への入力である対応する送信サンプルストリーム２３８の評価結果である。サンプルストリーム４５１〜４５６は、２５５の可能なμ則サンプルレベルの最近隣の１つに対応する８ビット語に各サンプルをマッピングするスライサ４６１〜４６６によって動作し続けられる。６つのスライサ出力符号ストリーム４７１〜４７６は、６つの１０００符号／秒のチャネル符号ストリームを４８ｋｂｐｓまでの速度で単一ユーザデータ出力ストリーム２３０の中へとマッピングする復号器４８０によって動作し続ける。
【００１９】
ＱＬＳデータ通信システムの動作を大まかに記述したが、網レベルＱＬＳモデム３０５をこれから記述する。網レベルＱＬＳモデム３０５は、ＰＳＴＮ３０９によって提供される高速データサービス提供の一部である、このような網レベルＱＬＳモデムのプールを象徴する。このプールは、例えば、この高速データサービスと関係づけられた所定の電話番号による方法のような、いかなる数の方法でもアクセスできる。１度このプールがアクセスされると、次のデータ接続は網レベルＱＬＳモデム３０５を通して交換される。後者は、前述のN.R.ダグデビレンの「受信信号及び伝送信号が信号セットからなるモデム（A Modem with Received Signals and Transmitted Signals Comprising Signal Sets）」と題する米国特許出願で記述されるように符号変換プロセスを導入する。この符号変換プロセスは、ＰＳＴＮ３０９の中で起こる混成漏えいを補償し、ＮＵＤＢサンプルがゼロにセットされることを保証する。この例のため、各網レベルＱＬＳモデムは、パルス信号のディジタル表現を単に受信し、送信すると想定できる。
【００２０】
図３には、網レベルＱＬＳモデムの実施例の説明が示してある。網レベルＱＬＳモデム３０５は、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）及び関連する回路とからなり、エコー消去及び符号変換の仕事を処理する。線３０４及び３０６は、既に、ディジタルＤＳ０形式であり、ろ波されていて、市内交換電話局のＡ／Ｄ変換器で量子化されていると想定できる。網レベルＱＬＳモデム３０５は、線３０４及び３０６経由でＱＬＳデータ接続へと結合する。特に、ディジタル信号３０１は、線３０２のエコーを評価するためにエコーキャンセラ７０によって使われる。 符号変換器６０は、線３０３上のデータ担持サンプルを受信配置から送信配置へと変換し、  これらを市内回線業者への線３０６へと送る。この記載のため、符号変換器６０及び６５によって行われる符号変換は重要ではない。
【００２１】
ＱＬＳ網レベルモデム３０５等のいかなる網ＱＬＳデータ通信装置のタイミングの回復は、いかなる網におけるデバイスも網の中で必ずクリアなタイミング信号を受信するので心配とはならない。しかしながら、上記の通り、上述のＱＬＳモデムの変調スキームがうまくいくために、ＱＬＳモデム及びＰＳＴＮの網サンプリングクロックの間の送信及び受信の両方の方向のタイミング同期がなければならない。この同期は、網サンプリングクロックがＰＳＴＮの中で位置するいかなる量子化デバイスのサンプリング時点においても制御するから、必要である。例えば、ＱＬＳモデムからその市内電話交換局まで送信されたデータ符号は、Ａ／Ｄ変換器が各サンプルを読む正確な瞬間において市内電話交換局のそのＡ／Ｄ変換器に到達しなくてはならない。同様に、受信ＱＬＳモデムは、その市内電話交換局の網サンプリングクロックに同期させられなくてはならない。残念ながら、タイミングのいかなる狂いは、タイミングジッタとして測定し、量子化デバイスが他のパルスのゼロの信号をもうサンプリングしていないので、対応する受信データ信号に符号間干渉を導入してしまう。これらの高いデータ速度において、ＱＬＳデータ通信システムでの最大許容タイミングジッタは非常に小さい。例えば、４２キロビット／秒（ｋｂ／ｓ）より大きいデータ伝送速度の最大許容タイミングジッタは、７０ｎ秒（ｎｓ）以下である。
【００２２】
前述のアヤノグル他著の「遠隔の符復号器に同期する高速モデム」と題する米国特許出願で記述されるように、多くの同期方法が提案されている。これら全ての技術は、ＱＬＳデータ接続の開始部分の間に訓練信号を等化する受信ＱＬＳモデムに一般に焦点を合わせている。この等化から、タイミング遅延は、既知の方法で調節できる。その後、従来の適応等化のアプローチがタイミングの保持に利用できる。ＱＬＳモデムでの同期が送信及び受信の両方の方向で必要とされるので、この等化は送信路及び受信路の両方で行われる。
【００２３】
上述の等化アプローチは、ＱＬＳモデムを網サンプルクロックに同期させることに用いられるので、我々は代替のタイミングシステムを提示する。本発明に従うと、タイミング信号は、ＰＳＴＮから受信ＱＬＳモデムまで送信されるパルス信号上に重ね合わせられる。この受信タイミング信号に応答して、受信ＱＬＳモデムは網サンプリングクロック周波数に同期する。
【００２４】
以下の記載では、いかなる内部の網タイミングジッタは、サンプル間の相違が激しくないように（例えば１０乃至２０ｎｓのオーダー）、非常に小さい高周波ジッタであるか、又はこのジッタは長期であって、位相同期ループ（ＰＬＬ）によってトラックでき、ＰＳＴＮ３０９から受信ＱＬＳモデムまでの路及びその帰路で蓄積されたラウンドクリップ遅れによって起こされる小さい劣化だけが起きることかのいずれかを厳密に想定する。
【００２５】
上述のように、パルス信号において、ＮＵＤＢサンプルは、電話市内ループ上で使用可能な帯域幅６ｋＨｚに対する６０００サンプル／ｓのナイキスト制限を破るので、任意のデータを輸送するのに使えない。特に、Ｍ＝６及びＮ＝８に対して、任意のデータを送信するのに２つのＮＵＤＢサンプルを用いようとすることは、いかなる線形受信等化器によっても和らげることができない符号間干渉の導入をもたらしてしまう。しかしながら我々は、受信器での緩和不能な干渉を誘発しないで受信モデムを網サンプリングクロックに同期させるために、非ゼロ級のＮＵＤＢサンプルが使えることを認識した。特に、我々が提案する方法は、純音（及び随伴する調波）を、網から受信ＱＬＳモデムへの下流側伝送ストリーム上へと重ね合わせる（ありのまま加算する）。この音は、情報を運搬するデータサンプルのいずれの数値をも変えないように、各フレームでの未使用サンプルの１つの操作によってのみ挿入される。
【００２６】
上の実施例を続けると、８のうちの６つの（6-out-of-8）パルス信号のスキーム（方法）を使うものとする。これにより、６つのサンプル（ＵＤＢサンプル）がデータを送り、２つの未使用の時間帯が続く。連続的であるとして記述したが、フレーム中のＮＵＤＢサンプル又はＵＤＢサンプルが連続的であることは要求されない。本発明の実施例では、通常ゼロに保たれる各８サンプルフレームの最後のサンプルは、代わりに連続するフレームで＋Ａ及び−Ａのレベルにセットされる。即ち、フレーム周期Ｔpで、パルス信号はデータ担持サンプルを含む。これは、遠端ＱＬＳモデムにより提供され、レベルが交替する少なくとも１つの非ユーザデータ担持（ＮＵＤＢ）サンプルによって提供される。このことは、図４に、フレーム１１及び１２によって示され、ここでは、受信ＱＬＳモデムに送信されるパルス信号に重ね合わせられるタイミングパターンを表す。一般に、全２重伝送では、Ａは、モデムにおける強い受信音、及び混成を通っての低い漏話との間の妥協で選択される。例えばＰＳＴＮ網３０４から受信ＱＬＳモデムへの、下流側方向では、Ａは、レベル６４、即ち最大４０１５.５のユニットのうちの２４７.５のユニットであるように選ばれる。これらのユニットは、図５に示される周知のμ則符号化に従う。
【００２７】
この重ね合わせられたパターン「・・・−Ａ０００００００Ａ０００００００−Ａ・・・」は、個別音の集団を作るが、帯域内音（≦４ｋＨｚ）は、５００、１５００、２５００、及び３５００Ｈｚである。この例では、１５００Ｈｚ音がタイミング参照として用いられる。他の音は余分であるが、ただ１つの音だけを作るのに、６つのＵＤＢサンプルに信号を加えることを必要とする。これはすることはできるが、２つの理由により望ましくない。即ち、第１に、下流側信号サンプルは、離散値のアルファベットから選択されるので（μ則レベル）、完ぺきな音を作ることは不可能であり、第２に、データ担持サンプルがタイミング情報とダイナミックレンジを「共有する」ことを必要とすることは、実際のデータに用いることができるダイナミックレンジを実効的に減らすことである。
【００２８】
実際は、より一般的な周期パターン「・・・−Ａ０００００００Ｂ０００００００ −Ａ・・・」もまた使える。この例に対して、１０００Ｈｚの倍数の音もまた、もしＡ≠Ｂであるなら、作られる  。
【００２９】
下流側伝送は、電話交換局のＤ／Ａ変換器によって完全に刻時されるので、４つの重ね合わせられた帯域内音は、網デバイスの周波数によって正確に決められた周波数を有して受信ＱＬＳモデムに到着する。受信ＱＬＳモデムは、この周期的に交替する信号レベルからタイミング情報を抽出して、網サンプリングクロックにＱＬＳモデムの同期させ、かつ、受信ＱＬＳ信号のデータ担持サンプル上のＮＵＤＢサンプルのいかなるひずみ作用をキャンセルする。
【００３０】
この例では、タイミング信号は、網レベルＱＬＳモデムによって送信パルス信号に重ね合わせられると想定できる。図６は、本発明の原理を具体化する網レベルＱＬＳモデムのブロック図である。図６の網レベルＱＬＳモデム４０５は、図１及び図３の網レベルＱＬＳモデム３０５を置き換わる。網レベルＱＬＳモデム４０５は、タイミング手続き８０、８５、９０、及び９５の付加以外は、網レベルＱＬＳモデム３０５に類似している。図３のように、線３０４及び３０６は、市内交換電話局とディジタルＤＳ０情報を交換し合うと考えられる。エコーキャンセラ７０及び７５は、混成を横断するエコーに対して相対的な免疫を与え、符号変換器６０及び６５は、受信配置及び送信配置との間をとりなす。 さらに、プロセス９０及び９５は、符号間干渉及び近混成エコーの集合によって起こされたＮＵＤＢサンプルのエネルギーを完全にゼロにする。プロセス８０及び８５は、信号３０４及び３０６が市内交換電話局に送り返される前に、完全にゼロにされたばかりのＮＵＤＢサンプルに挿入されるタイミングサンプルを生成する。
【００３１】
図７は、本発明のＱＬＳモデムの一部のブロック図である。単純化のため、ＱＬＳモデム５０５の受信器部分だけが記述される。上述のように、網レベルＱＬＳモデム４０５は、タイミング音（±Ａ）で交互に挟まれたデータストリーム（ｄi）を、データ構成［．．．ｄ1ｄ2ｄ3ｄ4ｄ5ｄ6 ０ Ａ ｄ7ｄ8ｄ9ｄ10ｄ11ｄ12 ０ −Ａ．．．］のように送る。このデータストリームは、符復号器フィルタ、電話市内ループ、そして受信フィルタを通る。このデータストリームの縦続は、素子５００によって表されるように、チャネル応答関数Ｃ（ω）によって表され、線５０１経由で受信ＱＬＳモデム５０５において到来する。ここで、Ａ／Ｄ変換器５７５により、ディジタル形式に変換される。
【００３２】
受信信号は、ＱＬＳモデム５０５の音キャンセラ５８０に課される。このＱＬＳモデム５０５は、タイミング応答フィルタ５６５及び加算器５１０を含む。タイミング応答フィルタ５６５は、受信タイミング信号それ自身にサンプリングされた評価を表す信号を提供する。タイミング信号へのチャネル応答の評価は、下述する開始位相で決められるＣ^2によってここで表す。加算器５１０は、受信パルス信号からタイミング応答フィルタ５６５の出力信号を引き、これにより、受信パルス信号からタイミング信号を除去又は消去する。結果的に、線５１１経由で加算器５１０によって供給された信号は、理想的に、データのみの信号になる。このデータのみの信号は、線５４６に供給されるデータ信号の回復のため、エコーキャンセラ５６０、等化器５５０及びスライサ５４５に課される。
【００３３】
回復データ信号はまた、データキャンセラ５８５に課される。このデータキャンセラ５８５は、再フレーム素子５７０、チャネルモデルフィルタ５３０、遅延素子５２０及び加算器５２５を含む。データ信号は、回復した後、再フレーム素子５７０によって、８つのブロック（６つのデータ符号、２つのゼロと続く）へと再フレーム化され、チャネルモデルフィルタ５３０を通って戻される。このチャネルモデルフィルタ５３０は、データ信号にチャネル応答の評価を提供する。この評価はここで、下述する開始段階で決められるＣ^（ω）で表す。最後に、加算器５２５は、遅延素子５２０（下述する）によって供給される原始到来信号の遅延されたバージョンから、チャネルモデルフィルタ５３０の出力信号を引き、これにより、データ信号を消去し、線５２６経由でタイミング信号の評価を提供する。タイミング回復は、位相同期ループ（ＰＬＬ）５３５によって行われる。これは、受信１５００Ｈｚ音にロックし、タイミング参照５５５を制御して、線５５６にこの音を作ったものと同じ８０００Ｈｚサンプルクロックを表す参照タイミング信号Ｔ^Sを提供する。特に、タイミング参照５５５は、線５５６上に参照タイミング信号Ｔ^Sを提供し、また、線５５４上に供給されるＴ^Sから１５００Ｈｚ信号を得る。ＰＬＬ５３５は、受信１５００Ｈｚ音にタイミング参照５５５によって生成された１５００Ｈｚ信号を比較し、タイミング参照５５５を調節して、２つの１５００Ｈｚ信号を同期させる。これにより、Ｔ^Sを網クロックに同期させている。実験では、帯域幅０.１ＨｚのＰＬＬを用いた。さらに、参照タイミング信号T^Sは次に、再フレーム素子５７０のようにタイミングパターンを再生する変換器５４０に課される。このタイミングパターンは、タイミング応答フィルタ５６５に線５４１経由で課される。この再生タイミングパターンに応答して、タイミング応答フィルタ５６５は、上述のタイミング信号にチャネル応答の評価を提供する。
【００３４】
この技術の利点の１つとして、音の周期性によるタイミング応答フィルタ５６５の単純な性質がある。即ち、タップの数は、フレームの中のサンプルの数のちょうど２倍である。この例では、８の中の６のパルス信号スキームが使われるので、タイミング応答フィルタ５６５は１６タップの長さだけあればよい。さらに、最後の８タップは、最初の８タップに、単純な関係、Ｃ^2（ｉ）＝−Ｃ^2（ｉ−８）（ここで、８≦ｉ≦１５）によって関連づけられるので、メモリの８つの位置だけを、タイミング応答フィルタ５６５で記憶する必要がある。
【００３５】
例えば、＋Ａのシーケンスは、Ｔ＝１６ＴSにて配置される。音の周波数スペクトルが、
【数１】
0003795125.tif 000002
（ここで、ｆ0＝１／Ｔである）で表せることは、基本的な性質である。この状況では、ｆ0＝５００Ｈｚである。−Ａのパルスに対して、類似の表現があり、Ｔ／２で置き換えている。特に、
【数２】
0003795125.tif 000003
である。数式（１）及び（２）を加えることにより、
【数３】
0003795125.tif 000004
を得る。（ここで、奇数（odd）のｍに対して和が求められる。）従って、数式（３）から、生成タイミング信号（tones(t)とする）の時間変域式は、
【数４】
0003795125.tif 000005
である。
【００３６】
上述のチャネル応答関数Ｃ2（ω）によって表されるように線形チャネルを通りすぎた後、ＱＬＳモデムは、
【数５】
0003795125.tif 000006
と等しい音信号（received tones(t)）を受信する。ここで、ａm及びφmは、周波数ｍｆ0のＣ2（ω）の減衰及び位相ずれ構成部分を表す。おそらく、ｍ＞７に対して、ａmは、チャネル及びフィルタ減衰のために無視できる。
【００３７】
数式（５）に戻って、周波数ｍｆ0の個々の成分の音のそれぞれは、Ｔの約数である周期を有し、各音はＴ／２の時間の置き換えの符号を変える。それ故、
【数６】
0003795125.tif 000007
【数７】
0003795125.tif 000008
である。
【００３８】
従って、帯域外音を無視できると想定すると、帯域内音は、値が音信号の１６ＴSの間隔を置かれた値である、刻時された１６タップ遅延線の出力を減算することによって、キャンセルされる。これは図７の音キャンセラ５８０の機能である。下述するように、これらの値を、データが送られていない時に、初期訓練ステップの間に覚える。さらに、数式（７）から、８つの連続値だけを覚える必要がある。他の８つはこれらの逆の符号の値である。
【００３９】
上述により、それを想定した。対応するチャネル応答関数Ｃ^2及びＣ^（ω）は、それぞれタイミング応答フィルタ５６５及びチャネルモデルフィルタ５３０によって使われ、開始（訓練）段階で決められる。開始段階の説明が図８で示される。データ速度折衝等の訓練段階の他の要素は図示していない。
【００４０】
図８のステップ６０５では、網レベルＱＬＳモデム４０５は、図４に示すようにただタイミング信号だけをＱＬＳモデム５０５に送信する。この参照クロックから、ＱＬＳモデム５０５は、ステップ６１０で線５４１上にタイミング信号を生成する。特に、遅延素子５２０は、Ｎタップの大きな遅延をもたらし、等化器５５０による伝搬遅延を表す。Ｎの値は、等化器の半分の長さであるべきである。等化器は、１００タップ程度であり得るので、Ｎは５０タップの遅延に等しくする。データ信号は、現在送信されていないので、加算器５２５は、直接ＰＬＬ５３５に遅延素子５２０からの出力信号を提供する。このＰＬＬ５３５は、１５００Ｈｚ音にロックし、８０００ＨｚのサンプリングクロックＴSの評価を得る。この評価は、タイミング応答フィルタ５６５に課される。
【００４１】
ＰＬＬ５３５がロックし、ＴSが評価された後、ステップ６１５では、ＱＬＳモデム５０５は、タイミング信号を考慮してチャネル応答を評価する。即ち、ＱＬＳモデム５０５はＣ^2を決める。このステップでは、タイミング応答フィルタ５６５は、Ｔ^S秒ごとにサンプリングし、ただのタイミング信号だけである受信信号を平均化して、タイミング信号への１６サンプルのチャネル応答を正確に覚える。（前に述べたように、ただ１６タップだけがチャネル応答をタイミング信号にするために必要とされる。）これらの学習したサンプルは次に、タイミング応答フィルタ５６５の１６タップとして、タイミング応答フィルタ５６５のメモリ（図示せず）に記憶される。
【００４２】
ステップ６１５の後に、網レベルＱＬＳモデム４０５は、ステップ６２０でタイミング信号をオフにし、ステップ６２５で所定の訓練信号を送信し始める。この訓練信号は、２進数であってもよい所定の疑似ランダムシーケンスａkである。これは、速度１／ＴSで、全ての時間帯を使って網レベルＱＬＳモデム４０５から送られる。ステップ６３０では、チャネル評価Ｃ^（ω）は、ＱＬＳモデム５０５によって形成される。（Ｃ（ω）を実際には知らないので、これは、帯域幅全体に渡るチャネル応答の近似であるＣ^（ω）で評価される。）受信訓練信号は、遅延素子５２０によって遅延され、加算器５２５に課される。さらに、プロセッサ５９０は、再フォーマッタ５７０経由でチャネルモデル５３０に同じシーケンスａkのＮで遅延されたバージョンを課する。チャネルモデル５３０は、チャネル及びチャネルモデル出力の間の誤りを適応的にゼロに調節する適応フィルタである。この誤り信号は加算器出力５２６によって供給される。ステップ６３０は、ＰＬＬ５３５がドリフトし始めないように、十分に速く行われる。即ち、ＰＬＬ５３５は、このステップの間に自由に動く。結果として生じるＣ^（ω）はチャネル遅延を含む。
【００４３】
チャネルモデル適応が完了すると、網レベルＱＬＳモデム４０５は、ステップ６３５で疑似ランダムデータ信号をオフにし、ＱＬＳモデム５０５のＰＬＬ５３５を再度ロックするために、ステップ６４０でタイミング信号上に戻す。さらに、評価されたチャネルモデルＣ^（ω）は、ステップ６３５で速く等化器５５０に訓練するため、ＱＬＳモデム５０５によってオフラインで用いる。より多くの情報には、前述のアヤノグル他著の「等化配置の高速量子化レベルサンプリングモデム」と題する米国特許出願を参照するとよい。代りに、等化器５５０は、別の訓練信号から直接訓練できるが、実時間の遅さ及びわずかな瞬間のタイミング調整誤りから起こる不可避な雑音は、望ましい選択肢とはしない。
【００４４】
最後に、ステップ６４５で定常状態動作が始まる。音キャンセルが導入され、等化器５５０はオンラインにされ、それらの出力データ評価はチャネルモデル５３０を通ってデータバックグラウンドを減算する。ここで、比較的クリーンな（高い信号対雑音比（ＳＮＲ））タイミング信号を最終的なロックのために、ＰＬＬ５３５へと供給する。
【００４５】
上記のセットアップ段階では、全体的なチャネル応答Ｃ^（ω）及びタイミング信号へのチャネル応答Ｃ^2は、変化しないと想定され、又は、もし変化するなら、それらはそれぞれ非常にゆっくりと変化する。もしデータ通信の間であるなら、誤り率は所定の限界を越えて増加する。これらのチャネル応答を新たに評価するために再訓練される。
【００４６】
本発明に従って、我々は、ＰＳＴＮでのＡ／Ｄ及びＤ／Ａ両方の変換器が同じ網サンプリングクロックから動作するので、下流側サンプリング周波数にＱＬＳモデムを同期させることは、上流側サンプリング周波数にＱＬＳモデムを同期させることに等しいことを認識した。即ち、送信ＱＬＳモデムによって「見られた」網のＡ／Ｄ変換器が同じ網クロックを使うので、送信ＱＬＳモデムは、同様に、網Ａ／Ｄサンプリング周波数を知っている。網及び送信ＱＬＳモデムの間のいかなる固定した相対的な位相ずれをも、上流側方向でそれをチャネル特性の一部として包含することによって考えられる。実例として、網レベルＱＬＳモデムは、最初に上述の開始段階で「チャネルを覚える」。この開始段階で、網レベルＱＬＳモデムは、疑似ランダムデータシーケンスを受信し、これは、ＱＬＳモデムによって供給され、チャネル応答を計算する。このチャネル応答は、いかなる時間遅れをも含む。網レベルＱＬＳモデムは次に、計算されたチャネル応答をＱＬＳモデムに送り返す。この原理を利用して、我々のタイミングシステムは、もっぱら下流側のパルス信号のみにタイミング情報の全てを投入し、ＱＬＳモデムの受信部分は双方の方向に対して同期を得る。
【００４７】
上流側方向の半２重伝送に対してさえ、タイミング信号がＱＬＳモデムに下流側に送られる。しかしながら、ＰＳＴＮの電話交換局の混成のために、このタイミング信号は上流側方向のアナログ部分に漏話を起こす。即ち、このタイミング信号のエコーが上流側伝送に現われる。このエコーは、全２重伝送で遭遇する混成によって誘発されたよくある漏話のように扱える。例えば、このエコーは上述の網レベルＱＬＳモデムのエコーキャンセラで排除できる。しかしながら、このタイミング信号のエコーを上流側伝送の間に送信ＱＬＳモデムにおいて適当なアナログサンプルを加えることによって消去できることを認識した。他の方法として、送信ＱＬＳモデムは網の混成によって起こる送信タイミング信号のエコーを消去するために、ここで付加アナログ信号を加える。このことは、エコー信号の対応する増加には関係なく、送信タイミング信号がパワーを増加することを許す。これは、エコーがその後に付加アナログ信号の伝送によって消去されることによる。タイミング信号の送信パワーが高ければ高いほど、受信ＱＬＳモデムトラックする能力は良くなる。
【００４８】
図９には、ＰＳＴＮから受信ＱＬＳモデムまでのタイミング信号の伝送によって生成するエコー信号を消去する方法の説明を示す。この方法は、ステップ８０５、８１０及び８１５の付加以外は、図８と同じである。ステップ８０５では、網レベルＱＬＳモデム４０５は、セットアップ段階の間のタイミング信号からＱＬＳモデム５０５への伝送の結果として受信するエコー信号の量を測定する。この測定は、いろんな方法でも行える。例えば、データ信号が送信されていないので、上流側方向でのフレームでのいかなるサンプルも、理想的にはゼロである。従って、いかなる測定信号レベルも送信タイミング信号のエコーに等しい。セットアップ段階での後半では、ステップ８１５で、測定エコー信号の逆（符号）の値がＱＬＳモデム５０５に送信される。ＱＬＳモデム８１５は次にステップ８２０で、この逆の値に等しい付加アナログ信号を、いずれの送信パルス信号にも加える。結果として本発明に従って、続く、ＰＳＴＮの混成による送信信号へのエコー信号の加算は、エコー信号の消去をもたらす。
【００４９】
図１０には、ＱＬＳモデム５０５の送信器の一部が示してある。これは、プロセッサ９０５の付加以外は、図１の送信器２２１に類似している。この図１０では、加算器２７０による送信パルス信号への加算のため、逆の値のアナログ信号を生成する。この逆の値のアナログ信号は、全てのフレームのサンプルに渡って加えられる。結果的に、ここでの内在するデータ信号のダイナミックレンジは相応して減らされる。
【００５０】
概念少なくとも１つの交替するＮＵＤＢサンプルの使用を通してパルス信号上にタイミング信号を重ね合わせる方法により、本発明を記述したが、いかなるタイミング信号もまた、少なくとも１つのＵＤＢサンプルに重ね合わせられる。この場合、タイミング信号は網レベルデバイスから生成されなくてもよい。実際、タイミング信号の供給源はどこでもよい。例えば、送信ＱＬＳモデムをする。しかしながら、前述のように、ＵＤＢサンプルの使用は、このＵＤＢサンプルが内在するデータ信号及びタイミング信号の付加を表すので、内在するデータ信号のダイナミックレンジを制限する。さらに、もし対応する市内電話交換局の中に位置する量子化デバイスがあまりにも低品質であれば、タイミング信号のいくらかはデータと解釈され、又はデータ信号のいくらかはタイミング信号と解釈される。同様に、ＮＵＤＢ及びＵＤＢのサンプルの組合せは、タイミング信号を輸送できる。
【００５１】
本発明は、位相同期ループ等の離散的な機能のブロックで作られているが、これらはいずれも単独又は複数で、ディジタル信号プロセッサ等のより適当なプログラムドプロセッサによって機能させることができる。さらに、パルス信号が、各フレームで８つのサンプルのうち６つ（８つの中の６つスキーム）のＵＤＢサンプルを有しているものとして述べたが、他の組合せは可能である。例えば、各フレームでの５つのサンプルのうち４つのＵＤＢサンプル、各フレームでの７つのサンプルのうち６つのＵＤＢサンプル等が考えられる。パルス信号の形式を変えることは、生成された対応する音を変えることになる。例えば、５つの中の４つスキーム、又は７つの中の６つスキームでは、基本周波数f0はそれぞれ、８０００/１０＝８００Ｈｚ、及び８０００/１４＝５７１.４２８６Ｈｚになる。これら後者のサンプルの場合には、これらの周波数の両方は、４０００Ｈｚで奇数の倍数を有し、この周波数成分のキャンセルは難しくなる。しかしながら、４０００Ｈｚでのチャネル減衰は、この周波数成分を抑圧するために効果的になる。
【００５２】
最後に、本発明は、２つのユーザのＱＬＳモデムの間の接続の例を用いて記述したが、これは必要ではない。例えば、データ接続の１つの端点は、ディジタル対アナログであるデータサーバーアプリケーションであってもよい。このデータサーバーアプリケーションは、ディジタル設備や網レベルＱＬＳモデムによってユーザのＱＬＳ互換データ通信装置と通信する。
【００５３】
【発明の効果】
以上のように、本発明のモデム装置及びその同期方法により、公衆電話交換網（ＰＳＴＮ）からＱＬＳモデムまで送信される下流側パルス信号にタイミング情報を入れる量子化レベルサンプリング（ＱＬＳ）モデムのタイミングを回復することができ、このタイミング情報に応答して、ＱＬＳモデムはＰＳＴＮの網サンプリングクロックに同期する。特に、パルス信号は、遠端ＱＬＳモデムにより供給されたデータ担持サンプル（ＵＤＢ）と、及びレベルが周期的に交替する少なくとも１つの非ユーザデータ担持（ＮＵＤＢ）サンプルを含む。ＱＬＳモデムは、網サンプリングクロックにＱＬＳモデムを同期させるために、この周期的に交替する信号レベルからタイミング情報を抽出する。このようにして、アナログ伝送媒体である電話市内ループで高速なモデムが提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】量子化レベルサンプリング（ＱＬＳ）データ通信システムの部分のブロック図である。
【図２】ＱＬＳモデムからのパルス信号のＤＳ０表現の説明図である。
【図３】網レベルＱＬＳモデムのブロック図である。
【図４】ＱＬＳデータ通信システムで用いる本発明のタイミングパターンの説明図である。
【図５】代表的なμ則符号化表である。
【図６】本発明の網レベルＱＬＳモデムの部分のブロック図である。
【図７】本発明のＱＬＳモデムの部分のブロック図である。
【図８】本発明の開始段階の説明の流れ図である。
【図９】タイミング信号のエコー信号を消去する方法の説明の流れ図である。
【図１０】図９の方法で用いるＱＬＳモデムの送信器の部分のブロック図である。
【符号の説明】
６０  符号変換
６５  符号変換
７０、７５、８０  エコーキャンセラ
８５  タイミングサンプル生成
９０、９５  ＮＵＤＢサンプルをゼロにする
２０３  ＱＬＳモデム
２１７、２１９  市内ループ
２２１  送信器構成部分
２２３  受信器構成部分
２２９  ユーザ１データ入力
２３０  ユーザ２データ出力
２３３  符号化器
２３５、２３６、２３８、２４０  チャネル符号ストリーム
２５１、２５２、２５４、２５６  送信器フィルタ
２６１、２６２、２６４、２６６  送信器フィルタ出力
２７０  送信器加算器
２７２  加算器出力信号
２７９  Ｄ／Ａ変換器
２８１  Ａ／Ｄ変換器
２８３  変換器出力ディジタル信号
２９１、２９２、２９４、２９６  受信器フィルタ
３０１  符復号器１
３０２（図２）  ＤＳ０の部分
３０２（図３）、３０３、３０４、３０６  線
３０３、３０７  フレーム
３０５  網レベルＱＬＳモデム
３０９  ディジタル電話網（ＰＳＴＮ）
３１５  符復号器２
４０５  網レベルＱＬＳモデム
４５１、４５２、４５４、４５６  サンプルストリーム
４６１、４６２、４６４、４６６  スライサ
４７１、４７２、４７３、４７６  スライサ出力符号ストリーム
４８０  復号器
４９９  ｄi及びタイミング信号
５００  Ｃ（ω）
５０１、５１１、５２６、５４１、５４６、５５４（図７）、５５６  線
５０５  ＱＬＳモデム
５１０、５２５  加算器
５２０  遅延素子
５３０  チャネルモデルフィルタ
５３３  符号化器
５３５  ＰＬＬ
５４０  変換器
５４５  スライサ
５５０  等化器
５５５  タイミング参照
５６０  エコーキャンセラ
５６５  タイミング応答フィルタ
５７０  再フレーム
５８０  音キャンセラ
５８５  データキャンセラ
５９０  プロセッサ
６０５  網レベルＱＬＳモデムがタイミング信号のみを送信
６１０  受信ＱＬＳモデムが受信タイミング信号から参照タイミング信号を生成する
６１５  受信ＱＬＳモデムがタイミング信号からチャネル応答を評価
６２０  網レベルＱＬＳモデムがタイミング信号をオフにする
６２５  網レベルＱＬＳモデムが所定の疑似ランダムデータ信号をオンにする
６３０  受信ＱＬＳモデムが疑似ランダムデータ信号からチャネル応答を評価
６３５  網レベルＱＬＳモデムが所定の疑似ランダムデータ信号をオフにする
６４０  網レベルＱＬＳモデムがタイミング信号をオンにする
６４５  定常状態動作が開始する
６０５  網レベルＱＬＳモデムがタイミング信号のみを送信
６１０  受信ＱＬＳモデムが受信タイミング信号から参照タイミング信号を生成する
６１５  受信ＱＬＳモデムがタイミング信号からチャネル応答を評価
６２０  網レベルＱＬＳモデムがタイミング信号をオフにする
６２５  網レベルＱＬＳモデムが所定の疑似ランダムデータ信号をオンにする
６３０  受信ＱＬＳモデムが疑似ランダムデータ信号からチャネル応答を評価
６３５  網レベルＱＬＳモデムが所定の疑似ランダムデータ信号をオフにする
８０５  網レベルＱＬＳモデムが送信タイミング信号により起こるエコーの量を測定する
８１０  網レベルＱＬＳモデムがＱＬＳモデムへ測定タイミング信号エコーの逆の値を送信
６４０  網レベルＱＬＳモデムがタイミング信号をオンにする
６４５  定常状態動作が開始する
８１５  ＱＬＳモデムが等化の前に付加アナログ信号を送信パルス信号に加える。ここで、この付加アナログ信号のレベルは、網レベルＡ／Ｄ変換の前に正確にキャンセルされるように、ステップ８１０で受信した値と等しくされる
９０５  プロセッサ
【図１】
0003795125.tif 000009
【図２】
0003795125.tif 000010
【図３】
0003795125.tif 000011
【図４】
0003795125.tif 000012
【図５】
0003795125.tif 000013
【図６】
0003795125.tif 000014
【図７】
0003795125.tif 000015
【図８】
0003795125.tif 000016
【図９】
0003795125.tif 000017
【図１０】
0003795125.tif 000018