(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
探知用電波である送信信号を送信し、物標からの反射信号を含む受信信号を受信する手段と、
前記送信信号と前記受信信号との周波数差の信号であるビート信号をサンプリングするとともに、ＡＤ変換して所定データ数のサンプリングデータ列を求めるサンプリングデータ列生成手段と、
該サンプリングデータ列のうち所定サンプリング区間の平均値を当該サンプリング区間のそれぞれのデータから減じて被周波数分析データを求める被周波数分析データ生成手段と、
前記被周波数分析データを離散フーリエ変換により周波数分析して、前記ビート信号の周波数成分を求め、該周波数成分から、前記送信信号を前記受信信号として反射する物標の探知を行う手段と、
を備えたレーダ。
【請求項２】
前記被周波数分析データ生成手段は、前記サンプリング区間の平均値を当該サンプリング区間のそれぞれのデータから減じ、さらに窓関数処理を施すことによって被周波数分析データを生成するものである、請求項１に記載のレーダ。
【請求項３】
前記探知用電波は、周波数が次第に上昇する上り変調区間と、周波数が次第に下降する下り変調区間とが時間的に三角波状に繰り返し変化する周波数変調波であり、前記上り変調区間の前記ビート信号と前記下り変調区間の前記ビート信号とに基づいて、物標の相対距離および相対速度を検出するようにした、請求項１または２に記載のレーダ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えばミリ波帯の電波を用いて、車両や人などを探知するレーダに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、自動車などの車両に搭載されるレーダとして、連続波レーダの送信信号を周波数変調し、送信と同時に目標からの反射信号を受信して、送信信号と受信信号とのビート信号により、距離および相対速度を測定するようにしたものがあった。このような変調連続波を用いたレーダにおいては、次のような問題があった。
【０００３】
すなわち、レーダから目標までの距離が近づく程、送信信号と受信信号の周波数差の信号であるビート信号の周波数が低くなるが、これが観測区間に２周期以下程度の低い周波数となれば、ＦＦＴの分解能以下になり、正確なピーク周波数が検出できず、距離の測定が困難になる。また、そのような至近距離からの反射信号によるビート信号の周波数成分は直流近傍のノイズの大きな領域に現れるので、受信系の雑音指数との関係で、近距離の探知性能が劣化する。これらの理由で、自ずとして探知範囲が狭くなってしまう。
【０００４】
上記の問題を解消しようとするものとして、▲１▼実開平５−５０３８３号公報および▲２▼特開平１１−１０９０２６号公報が開示されている。
上記▲１▼に示されているレーダは、ＦＦＴの分解能以下の至近距離に相当するビート信号を有効に利用しようとするものである。すなわち、ビート信号を周波数分析した周波数成分のうち、直流成分と、それに隣接する周波数成分のスペクトルレベルが、目標が存在しない場合の所定値よりも増加した時に、至近距離に目標が存在するものと判断する。
【０００５】
▲２▼に示されているレーダは、ミキサに入力すべきビート信号を生成する、受信信号と局部発振信号の何れか一方の周波数を中間周波数分だけオフセットさせるものである。
【０００６】
また、近距離探知性能の改善とは別の観点で、送受信機のオフセット電圧やＡ／Ｄ変換器のオフセット電圧の影響を取り除くことによって、誤検知を防止し、相対速度、相対距離の誤計算を防止するようにしたものとして、▲３▼特開平１０−２５３７５０号公報が開示されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、至近距離に目標が存在しなくても、ミキサの出力には直流成分が現れるため、また、ＦＦＴ演算するためのサンプル数だけ切り出す際に、信号周期とは非同期に切り出す結果、直流成分が現れるため、▲１▼のレーダにおいては、至近距離に目標が存在する場合と存在しない場合とで、ビート信号の直流成分およびそれに隣接する周波数成分のスペクトルレベルの変化は顕著には表れない。その結果、目標存在有無の判定するための閾値の設定が困難であった。
【０００８】
また、▲２▼のレーダにおいては、ビート信号の周波数を中間周波数分だけ周波数オフセットさせるための回路を設けなくてはならず、また、そのオフセット分だけ広い周波数範囲に亘って周波数分析を行わなければならないので、サンプリング周波数を高めなければならず、その分、高速な処理能力が要求される。
【０００９】
▲３▼のレーダは、送受信機の回路上生じるオフセット電圧やＡ／Ｄ変換器の回路上生じるオフセット電圧を算出するために、送信を停止状態にして、送信信号と受信信号とのビート信号の平均値をオフセット成分として求め、そのオフセット分をＡ／Ｄ変換値に対して定常的に補償するようにしている。
【００１０】
ところが、このような送受信機の回路上生じるオフセット電圧やＡ／Ｄ変換器の回路上生じるオフセット電圧を定常的に補償しても、ＦＦＴにより周波数分析すべきサンプリングデータを必要なサンプリング区間に切り出す際に、ビート信号の周期とは非同期に切り出す結果、いわゆるトランケーションによりＦＦＴの結果に直流成分が現れる。また、レーダを構成する回路内における信号の反射などにより、ＦＦＴの１レンジビン分（周波数分解能）に満たない、すなわちＦＦＴの対象とするサンプリング区間で１周期に満たない場合にも同様の理由により直流成分が現れる。
【００１１】
したがって、送受信機の回路上生じるオフセット電圧やＡ／Ｄ変換器の回路上生じるオフセット電圧の補償だけでは、ＦＦＴの結果から直流成分を取り除くことはできない。
【００１２】
上述の問題は、ＦＭＣＷ方式のような変調連続波を用いたレーダに限らず、例えばパルスドップラーレーダやＦＳＫレーダのように、ドップラーシフト周波数を検出するレーダにおいては、低速度域の速度測定について同様に生じる。
【００１３】
この発明の目的は、ＦＭＣＷ方式のような変調連続波レーダにおける、近距離の物標探知を行う場合、またはパルスドップラーレーダやＦＳＫレーダのように、ドップラーシフト周波数を検出するレーダにおける、低速度域の探知を行う場合でも、全体の構成が複雑化せずに、物標の探知を容易に行えるようにしたレーダを提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
この発明は、探知用電波である送信信号を送信し、物標からの反射信号を含む受信信号を受信する手段と、
前記送信信号と前記受信信号との周波数差の信号であるビート信号をサンプリングするとともに、ＡＤ変換して所定データ数のサンプリングデータ列を求めるサンプリングデータ列生成手段と、
該サンプリングデータ列のうち周波数分析すべきサンプリング区間の平均値を当該サンプリング区間のそれぞれのデータから減じて被周波数分析データを求める被周波数分析データ生成手段と、
前記被周波数分析データを離散フーリエ変換により周波数分析して、前記ビート信号の周波数成分を求め、該周波数成分から、前記送信信号を前記受信信号として反射する物標の探知を行う手段と、
を備えたことを特徴とする。
【００１５】
この構成により、例えばＦＦＴにより周波数分析した際に、分析結果に直流成分が発生しないため、直流成分近傍の低周波域のピークの有無を確実に捉えられるようにする。
【００１６】
また、この発明は、前記被周波数分析データ生成手段が、前記サンプリングデータ列の平均値を当該サンプリングデータ列のそれぞれのデータから減じ、さらに窓関数処理を施すことによって被周波数分析データを生成するものとする。すなわち、窓関数処理を施すまでに直流成分を除去しておく。これにより、直流成分近傍に窓関数処理によるスペクトルの広がりが生じるのを防止し、直流成分近傍の低周波域のピークの有無を確実に捉えられるようにする。
【００１７】
また、この発明は、前記探知用電波を、周波数が次第に上昇する上り変調区間と、周波数が次第に下降する下り変調区間とが時間的に三角波状に繰り返し変化する周波数変調波とし、前記上り変調区間の前記ビート信号と前記下り変調区間の前記ビート信号とに基づいて、物標の相対距離および相対速度を検出することを特徴とする。
【００１８】
この構成により、いわゆるＦＭＣＷ方式で、至近距離の物標までの距離および相対速度を検出可能とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
第１の実施形態に係るレーダの構成を図１〜図５を参照して説明する。
図１はレーダの全体の構成を示すブロック図である。ここでＶＣＯ１は、ＤＡコンバータ１４より出力される制御電圧に応じて発振周波数を変化させる。アイソレータ２は、ＶＣＯ１からの発振信号をカプラ３側へ伝送し、ＶＣＯ１へ反射信号が入射するのを阻止する。カプラ３は、アイソレータ２を経由した信号をサーキュレータ４側へ伝送するとともに、所定の分配比で送信信号の一部をローカル信号Ｌｏとしてミキサ６へ与える。サーキュレータ４は、送信信号をアンテナ５側へ伝送し、また、アンテナ５からの受信信号をミキサ６へ与える。アンテナ５は、ＶＣＯ１のＦＭ変調された連続波の送信信号を送信し、同方向からの反射信号を受信する。また、そのビームの方向を探知角度範囲に亘って周期的に変化させる。
【００２０】
ミキサー６は、カプラ３からのローカル信号Ｌｏとサーキュレータ４からの受信信号とをミキシングして中間周波信号ＩＦを出力する。ＩＦ増幅回路７は、その中間周波信号を、距離に応じた所定の増幅度で増幅する。ＡＤコンバータ８は、その電圧信号をサンプリングデータ列に変換する。ＤＣ除去部９はＡＤコンバータ８により求められたサンプリングデータ列のうち、後段のＦＦＴの処理対象となる所定のサンプリング区間の平均値を求める。この平均値は、ＦＦＴにより求められる直流成分に等しいので、すべてのサンプリング区間のそれぞれのデータからその平均値を減じる演算処理を行うことにより、ＦＦＴ演算処理の前に直流成分の除去を行う。
【００２１】
ここで、サンプリング区間のデータをｆ(i) 、サンプリング区間のデータ数をｎで表せば、直流成分除去後のサンプリング区間内の時刻ｔのデータｆ(t) は次のように表せる。
【００２２】
ｆ(t) ＝ｆ(i) −Σｆ(i) ／ｎ    (i=1,2,3,...,n)
ここで、総和演算子Σはｉ＝１〜ｎについて作用する。
【００２３】
ＦＦＴ演算部１１は、直流成分の除去された上記サンプリング区間のデータについて周波数成分を分析する。ピーク検出部１２は、予め定めた閾値を超えるレベルの周波数成分につき、その極大位置を検出する。
【００２４】
送信波変調部１６は、ＤＡコンバータ１４に対して変調信号のデジタルデータを順次出力する。これにより、ＶＣＯ１の発振周波数を三角波状に連続してＦＭ変調させる。また、距離・速度算出部１３は、後述するように、送信信号の周波数が次第に上昇する上り変調区間におけるビート信号（以下「アップビート信号」という。）の周波数と、送信信号の周波数が次第に下降する下り変調区間におけるビート信号（以下「ダウンビート信号」という。）の周波数とに基づいて、アンテナから物標までの距離および相対速度を算出し、これらをホスト装置へ出力する。
【００２５】
また、ＤＣ除去部９、ＦＦＴ演算部１１、ピーク検出部１２、距離・速度算出部１３は、ＤＳＰ（ディジタル信号処理回路）等の演算素子１７に組み込まれている。すなわち、それらの演算はＤＳＰの演算処理によって行われる。もちろん、これらの信号処理は、ＤＳＰで行わずに、専用の集積回路を用いて行うように構成してもよい。
【００２６】
図２は、物標までの距離と相対速度に起因する、送信信号と受信信号の周波数変化のずれの例を示している。送信信号の周波数上昇時における送信信号と受信信号との周波数差がアップビートの周波数ｆBUであり、送信信号の周波数下降時における送信信号と受信信号との周波数差がダウンビートの周波数ｆBDである。この送信信号と受信信号の三角波の時間軸上のずれ（時間差）が、アンテナから物標までの電波の往復時間に相当する。また、送信信号と受信信号の周波数軸上のずれがドップラシフト量であり、これはアンテナに対する物標の相対速度に起因して生じる。この時間差とドップラシフト量によってアップビートｆBUとダウンビートｆBDの値が変化する。逆に、このアップビートとダウンビートの周波数を検出することによって、レーダから物標までの距離およびレーダに対する物標の相対速度を算出する。
【００２７】
図４は、レーダと物標との位置関係の例を示している。ここでは、至近距離に歩行者が存在し、それより離れた２ヶ所に２台の車が存在している。
【００２８】
図３は上記直流成分の除去による効果について示している。（Ａ），（Ｂ）において、図における上側は時間波形、下側はその周波数スペクトルを表している。また、（Ａ）は直流成分除去前の状態、（Ｂ）は直流成分除去後の状態を示している。この例では、（Ａ），（Ｂ）の何れの場合にも、周波数スペクトルのａ，ｂ，ｃで示す部分でレベルが閾値を超えている。ａ部分は図４における歩行者、ｂ，ｃ部分は図４における２台の車に相当する。しかし、ａで示す直流成分またはその近傍の周波数成分は、至近距離に存在する物標に起因するものであるのか、回路構成上または信号処理上重畳された成分であるのかの判定が困難である。そのため、従来は、直流成分近傍についてはピーク検出を正しく行うことができないものとして、所定周波数より低周波数域についてはピーク検出を行っていない。
【００２９】
これに対し、（Ｂ）に示すように、直流成分を除去した結果をＦＦＴ処理した場合には、周波数スペクトルの直流成分（破線）が表れないので、ａで示す部分のピークの検出が容易となって、至近距離の物標の有無検知が可能となる。
【００３０】
図５は、図１に示したＤＳＰなどの演算素子１７によって距離および速度の測定を行う処理手順を示すフローチャートである。
まず、上り変調区間内の所定サンプリング区間のデータを取り込む（ｎ１）。続いて、取り込んだデータの平均値を算出し、その平均値をサンプリング区間の各データから減じる（ｎ２→ｎ３）。その後、上記平均値を減じたサンプリング区間の各データをＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理することによって、アップビート信号の周波数成分を求める（ｎ４）。
【００３１】
次に、下り変調区間内の所定サンプリング区間のデータを取り込む（ｎ５）。続いて、取り込んだデータの平均値を算出し、その平均値をサンプリング区間の各データから減じる（ｎ６→ｎ７）。その後、上記平均値を減じたサンプリング区間の各データをＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理することによって、ダウンビート信号の周波数成分を求める（ｎ８）。
【００３２】
その後、アップビート信号の周波数成分のうちレベルが突出する位置の周波数（以下「ピーク周波数」という。）と、ダウンビート信号の周波数成分のうちピーク周波数をそれぞれ検出し、ペアリングを行う（ｎ９）。すなわち、アップビート信号の周波数成分に現れたピーク周波数と、ダウンビート信号の周波数成分に現れたピーク周波数とについて、同じ物標に起因して生じたピーク周波数同士の組み合わせを判定する。
【００３３】
その後、ペアとなるアップビート信号のピーク周波数とダウンビート信号のピーク周波数との和に基づき、レーダから物標までの距離を算出する（ｎ１０）。また、アップビート信号のピーク周波数とダウンビート信号のピーク周波数との差に基づき、レーダに対する物標の相対速度を算出する（ｎ１１）。
【００３４】
次に、第２の実施形態に係るレーダの構成をブロック図として図６に示す。図６において、窓関数処理部１５は、ＤＣ除去部９により直流成分が除去されたデータについて、所定形状の窓関数を用いてデータの切り出しを行う。この窓関数による切り出しによって、時間波形を有限のサンプリング区間に切り出してＦＦＴ演算する際に生じるトランケーションによる誤差を抑える。例えばハニング窓・ハミング窓・ブラックマン＝ハリス窓等の窓関数処理を行う。その他の構成は図１に示したものと同様である。
【００３５】
このように窓関数処理を施すことにより、その窓関数の形によってメインローブの広がりとサイドローブの広がりおよび減衰量が様々に変化するが，直流成分を除去した結果に対して窓関数処理を施すことにより、直流成分の影響を受けずに、高い周波数分解能を維持することができる。
【００３６】
図７は、窓関数を施した後にＤＣ除去を行った場合と、窓関数を施す前にＤＣ除去を行った場合とについて、スペクトルの変化を示している。
【００３７】
窓関数処理を施した後に直流成分を除去することにすれば、すなわち直流成分を除去することなく窓関数を施せば、図７の（Ａ）に示すように、直流成分近傍のスペクトルが広がり、そのピーク位置の検出および物標有無の判定が困難となる。これに対し、窓関数を施す前にＤＣ除去を行えば、（Ｂ）に示すように、直流成分近傍のスペクトルが広がることなく、直流成分付近のピーク位置の検出および物標有無の判定が容易となる。
【００３８】
なお、このように、周期波形を有限の時間幅で切り出すことにより、上記トランケーションによるスペクトルの広がりが生じるので、閾値を超える範囲について、強度が極大値をとる周波数位置をピーク周波数として求める。
【００３９】
なお、以上に示した各実施形態では、ＦＭＣＷ方式のレーダについて示したが、パルスドップラーレーダやＦＳＫレーダのように、ドップラーシフト周波数を検出するレーダにおいても、ビート信号の周波数分析を行う部分に同様に適用できる。
【００４０】
また、以上に示した実施形態においては、周波数分析のために、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いたが、周波数分析手法としてＦＦＴに限られるものではない。周波数分析すべきサンプリングデータを必要なサンプリング区間に切り出す際に、いわゆるトランケーションにより、周波数分析の結果に直流成分が現れる離散フーリエ変換であれば、同様に適用できる。
【００４１】
【発明の効果】
この発明によれば、サンプリングデータ列のうち周波数分析すべきサンプリング区間の平均値を当該サンプリング区間のそれぞれのデータから減じて被周波数分析データを求める被周波数分析データ生成手段を設け、直流成分除去後の信号を周波数分析するようにしたので、ＦＦＴなどにより離散周波数分析した際に、分析結果に直流成分が発生しない。そのため、直流成分近傍の低周波域のピークの有無を確実に捉えられるようになる。その結果、ＦＭＣＷ方式のような変調連続波レーダにおける、近距離の物標探知を行う場合、またはパルスドップラーレーダやＦＳＫレーダのように、ドップラーシフト周波数を検出するレーダにおける、低速度域の探知を行う場合でも、全体の構成が複雑化せずに、物標の探知を容易に行えるようになる。
【００４２】
また、この発明によれば、窓関数処理を施すまでに直流成分を除去することにより、直流成分近傍に窓関数処理によるスペクトルの広がりが生じるのが防止でき、直流成分近傍の低周波域のピークの有無が確実に捉えられるようになる。
【００４３】
また、この発明によれば、前記探知用電波を、周波数が次第に上昇する上り変調区間と、周波数が次第に下降する下り変調区間とが時間的に三角波状に繰り返し変化する周波数変調波とし、上り変調区間のビート信号と下り変調区間のビート信号とに基づいて、アンテナから物標までの距離および相対速度の検出が同時に可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態に係るレーダの構成を示すブロック図
【図２】レーダから物標までの距離およびレーダに対する物標の相対速度により変化する送信信号と受信信号の周波数変化の例を示す図
【図３】中間周波信号とその周波数スペクトルとを示す図
【図４】レーダと物標との位置関係の例を示す図
【図５】距離および相対速度の検知のための処理手順を示すフローチャート
【図６】第２の実施形態に係るレーダの構成を示すブロック図
【図７】同レーダにおける周波数スペクトルの例を示す図
【符号の説明】
１７−演算素子
ＡＤＣ−ＡＤコンバータ
ＤＡＣ−ＤＡコンバータ
ＶＣＯ−電圧制御発振器
【図１】
0003788322.tif 000002
【図２】
0003788322.tif 000003
【図３】
0003788322.tif 000004
【図４】
0003788322.tif 000005
【図５】
0003788322.tif 000006
【図６】
0003788322.tif 000007
【図７】
0003788322.tif 000008