(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
絶縁性部材と、
前記絶縁性部材に設けられた、曲部を有しかつ電磁気的に相互に結合した複数の導体線路とを備え、
前記導体線路のそれぞれ両端が開放端であり、該開放端を同一平面内で互いに異なる位置に配設し、前記導体線路の形状が切断部を有したほぼ環形状であること、
を特徴とする共振器。
【請求項２】
前記導体線路の切断部を、隣接する導体線路相互間で１８０度異なる位置に配設したことを特徴とする請求項１記載の共振器。
【請求項３】
前記導体線路の縁端部に、該縁端部に沿って少なくとも１本の間隙を設け、前記縁端部の導体パターン幅及び間隙幅をほぼ表皮深さ寸法に設定したことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の共振器。
【請求項４】
複数の線状導体を間隙を有して配設して前記導体線路を構成し、前記線状導体の導体パターン幅及び前記間隙の幅をほぼ表皮深さ寸法に設定したことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の共振器。
【請求項５】
前記導体線路を薄膜誘電体を介して積み重ね、最上層の前記導体線路を残して、残りの前記導体線路の膜厚及び前記薄膜誘電体の膜厚を表皮深さ以下の寸法に設定したことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の共振器。
【請求項６】
前記導体線路が全て同一形状パターンであることを特徴とする請求項５記載の共振器。
【請求項７】
同一平面内の隣接する前記導体線路の間の空隙に誘電体材料を充填したことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれかに記載の共振器。
【請求項８】
前記導体線路の少なくとも一つが超伝導体であることを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれかに記載の共振器。
【請求項９】
請求項１ないし請求項８記載の共振器の少なくともいずれか一つを備えたことを特徴とするフィルタ。
【請求項１０】
請求項９記載のフィルタを備えたことを特徴とするデュプレクサ。
【請求項１１】
請求項９記載のフィルタ又は請求項１０記載のデュプレクサの少なくともいずれか一つを備えたことを特徴とする通信機装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、共振器、フィルタ、デュプレクサ及び通信機装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
マイクロ波帯やミリ波帯で用いられる共振器としては、特開昭６２−１９３３０２号公報に記載のヘアピン共振器が知られている。このヘアピン共振器は曲部を有した線路を誘電体基板上に設けたものであり、直線状の線路を有した共振器と比較して小型化できるという特徴がある。さらに、小型化を図ることができる別の共振器として、特開平２−９６４０２号公報に記載の、スパイラル状の線路を誘電体基板上に設けた共振器が知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来の共振器は、一つの半波長線路にて一つの共振器を構成したものであった。従って、従来の共振器は、電気エネルギーが集中して蓄積される領域と磁気エネルギーが集中して蓄積される領域とが、それぞれ誘電体基板の特定の領域に分離されて偏在し、いわゆる集中定数素子として扱えた。具体的には、電気エネルギーが蓄積される領域は半波長線路の開放端部近傍であり、磁気エネルギーが蓄積される領域は半波長線路の中央部近傍である。
【０００４】
ここに、磁気エネルギーは、アンペールの法則により、電流が半波長線路内を流れることによって蓄積される。つまり、磁気エネルギーを蓄積する領域が特定の場所に集中するということは、電流がその場所に集中していることを意味する。ところが、マイクロ波帯やミリ波帯の高周波帯では、いわゆる縁端効果により、半波長線路の縁端部に電流が集中し、縁端部における導体損失が大きくなる。このため、電流が特定の場所に集中することは、縁端効果による導体損失を著しく大きくすることになる。
【０００５】
また、共振器を小型化する場合、誘電体基板のサイズを小さくすると共に、誘電体基板の誘電率も高くする必要がある。誘電体基板のサイズの縮小に伴って半波長線路の長さが短くなると、共振周波数が高くなる（例えば１０ＧＨｚ）ので、誘電体基板の誘電率を高くして共振周波数を下げて元の所望の共振周波数（例えば２ＧＨｚ）にしなければならないためである。ところが、実用上低損失な誘電体基板の誘電率にはいくらでも大きな値が使えないという限界があるため、共振器の小型化にも限界があった。
【０００６】
そこで、本発明の目的は、小型軽量化を図ると共に、優れた損失特性を有する共振器、フィルタ、デュプレクサ及び通信機装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段と作用】
以上の目的を達成するため、本発明に係る共振器は、
（ａ）絶縁性部材と、
（ｂ）前記絶縁性部材に設けられた、曲部を有しかつ電磁気的に相互に結合した複数の導体線路とを備え、
（ｃ）前記導体線路のそれぞれ両端が開放端であり、該開放端を同一平面内で互いに異なる位置に配設し、前記導体線路の形状が切断部を有したほぼ環形状であること、
を特徴とする。より具体的には、導体線路の切断部を、隣接する導体線路相互間で、例えば１８０度又は９０度異なる位置に配設する。
【０００８】
以上の構成により、電気エネルギーが蓄積される領域と磁気エネルギーが蓄積される領域とが絶縁性部材に分散され、電界、磁界分布の片寄りが少なくなる。従って、導体線路内を流れる電流の密度が一様化される。言い換えると、導体線路の長手方向の電流分布が正弦曲線からより均一で振幅の小さい形の曲線群に変形される。このように、電流分布が均一化するため、縁端効果及び表皮効果による導体損失が低減される。
【０００９】
また、本発明に係る共振器は、導体線路の縁端部に、該縁端部に沿って少なくとも１本の間隙を設け、前記縁端部の導体パターン幅及び間隙幅をほぼ電流の表皮深さ寸法に設定したことを特徴とする。あるいは、複数の線状導体を間隙を有して配設して導体線路を構成し、前記線状導体の導体パターン幅及び前記間隙の幅をほぼ表皮深さ寸法に設定したことを特徴とする。
【００１０】
以上の構成により、導体線路を流れる電流が、ほぼ表皮深さ寸法のパターン幅を有する導体に分流することになる。従って、縁端効果や表皮効果が緩和され、導体損失が更に低減される。
【００１１】
また、本発明に係る共振器は、導体線路を薄膜誘電体を介して積み重ね、最上層の前記導体線路を残して、残りの前記導体線路の膜厚及び前記薄膜誘電体の膜厚を表皮深さ以下の寸法に設定したことを特徴とする。ここに、導体線路は全て同一形状パターンであってもよい。
【００１２】
以上の構成により、電流は、積み重ねられた複数の導体線路に分流することになる。従って、導体線路の膜厚方向に対しても電流の縁端効果や表皮効果が緩和され、導体損失が更に低減される。
【００１３】
また、同一平面内の隣接する前記導体線路の間の空隙に誘電体材料を充填することにより、誘電体材料の誘電率に応じて導体線路の間隔寸法を変更でき、共振器の設計の自由度が大きくなる。
【００１４】
さらに、導体線路の各部において電流集中が緩和されるため、パターン幅の細い（断面積の小さい）導体線路であっても、電流密度を超伝導状態を保つために必要とされる臨界電流密度以下にできる。従って、超伝導体からなる導体線路は、超伝導状態を容易に保つことが可能となる。
【００１５】
さらに、本発明に係るフィルタやデュプレクサや通信機装置は、前述の特徴を有する共振器を備えることより、挿入損失が低減され、かつ、小型化が図れる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る共振器、フィルタ、デュプレクサ及び通信機装置の実施形態について添付図面を参照して説明する。
【００１７】
［原理、図１〜図５］
共振器を複数の導体線路にて構成することによって共振器の導体損失を低減させることができることを、図１及び図２を参照して説明する。図１及び図２は、それぞれ一つ及び二つの導体線路にて一つの共振器を構成した場合の、共振器の電磁界分布図である。
【００１８】
図１に示すように、導体線路１は、切断部Ｃを有した略環形状のものであり、その長さはλ／２（λ：共振器の共振周波数の波長）である。この導体線路１内を電流ｉが例えば矢印で示す方向に流れると、線路１の開放端部１ａ，１ｂの近傍には、電気エネルギーが集中して蓄積され、磁気エネルギーは少ししか蓄積されない。従って、開放端部１ａ，１ｂ間に最大電位差が得られる。一方、線路１内を電流ｉが流れることによって、アンペールの法則により磁界Ｈが線路１の周囲に発生し、線路１の中央部１ｃの近傍には、磁気エネルギーが集中して蓄積され、電気エネルギーは少ししか蓄積されない。従って、一つの導体線路１にて構成された共振器Ｒ１は、電気エネルギーが集中して蓄積される領域と磁気エネルギーが集中して蓄積される領域とが分離されて偏在し、いわゆる集中定数素子として扱われる。
【００１９】
この共振器Ｒ１は、導体線路１の長手方向の電流分布が正弦曲線であり、線路１の開放端部１ａ，１ｂでその振幅が最小（節）となり、中央部１ｃでその振幅が最大（腹）となる。つまり、中央部１ｃで電流密度が最大となり、縁端効果による導体損失が著しく大きくなる。なお、図１及び図２においては、電流ｉの矢印の長さで電流密度の疎密を表示している。すなわち、矢印が短ければ電流密度が低く、矢印が長ければ電流密度が高い。また、磁界ＨのＺ成分の方向記号の径の大きさで磁界強度の強弱を表示している。すなわち、方向記号の径が小さければ磁界強度が弱く、方向記号の径が大きければ磁界強度が強い。
【００２０】
これに対して、次に、図２に示すように、二つの導体線路２，３にて構成した共振器Ｒ２について説明する。導体線路２，３はそれぞれ切断部Ｃを有した略環形状のものである。線路３は、線路２の内側に所定の間隔を有して並設されると共に、線路３の切断部Ｃが線路２の切断Ｃに対して１８０度異なる位置に配設されている。共振器Ｒ２が、共振しているとき、隣接する線路２，３内をそれぞれ流れる電流ｉの方向は、同一方向である。
【００２１】
線路２，３内をそれぞれ電流ｉが例えば矢印で示す方向に流れると、線路２，３の開放端部２ａ，２ｂ，３ａ，３ｂの近傍には電気エネルギーが集中して蓄積され、中央部２ｃ，３ｃ近傍には磁気エネルギーが集中して蓄積される。つまり、二つの導体線路２，３にて構成された共振器Ｒ２は、電気エネルギーが集中して蓄積される領域と磁気エネルギーが集中して蓄積される領域とが隣接配置され、分散されている。これにより、磁界分布の片寄りが少なくなり、線路２，３の実効インダクタンスを増大させ、共振器Ｒ２の無負荷Ｑを向上させることができる。
【００２２】
言い換えると、導体線路２，３は、それぞれ長手方向の電流分布が正弦曲線であり、開放端部２ａ，２ｂ，３ａ，３ｂでその振幅が最小（節）となり、中央部２ｃ，３ｃでその振幅が最大（腹）となる。ところが、線路２の開放端部２ａ，２ｂと線路３の中央部３ｃとが隣接配置されているため、両者間で相互誘導が生じる。同様に、線路２の中央部２ｃと線路３の開放端部３ａ，３ｂも隣接配置されているので、両者間で相互誘導が生じる。これにより、互いの電流分布が正弦曲線からより均一で振幅の小さい形の曲線に変形する。この結果、導体線路２，３内を流れる電流ｉの密度が一様化され、縁端効果及び表皮効果による導体損失を低減することができる。
【００２３】
次に、共振器を複数の導体線路にて構成することによって、共振器の共振周波数を低下させることができることを、平面回路シミュレーション解析に基づいて説明する。
【００２４】
図３の（Ａ）〜（Ｄ）はそれぞれ解析に用いた共振器Ｒ３〜Ｒ６を示す。図３（Ａ）に示した共振器Ｒ３は、切断部Ｃを有した略環形状の導体線路４を備えたものである。線路４のパターン幅は４００μｍに設定した。図３（Ｂ）に示した共振器Ｒ４は、切断部Ｃを有した略環形状の導体線路５，６を備えたものである。線路６は、線路５の内側に所定の間隔を有して並設されると共に、線路６の切断部Ｃを線路５の切断部Ｃに隣接して配設している。線路５，６のパターン幅は１９０μｍ、線路５，６の間隔は２０μｍに設定した。図３（Ｃ）に示した共振器Ｒ５は、切断部Ｃを有した略環形状の導体線路７，８を備えたものである。線路８は、線路７の内側に所定の間隔を有して並設されると共に、線路８の切断部Ｃを線路７の切断部Ｃに対して９０度異なる位置に配設している。線路７，８のパターン幅は１９０μｍ、線路７，８の間隔は２０μｍに設定した。図３（Ｄ）に示した共振器Ｒ６は、切断部Ｃを有した略環形状の導体線路９，１０を備えたものである。線路１０は、線路９の内側に所定の間隔を有して並設されると共に、線路１０の切断部Ｃを線路９の切断部Ｃに対して１８０度異なる位置に配設している。線路９，１０のパターン幅は１９０μｍ、線路９，１０の間隔は２０μｍに設定した。
【００２５】
図４は共振器Ｒ３〜Ｒ６のシミュレーション解析結果を示すグラフである。共振器Ｒ３の共振特性は点線で表示されている。共振器Ｒ３の共振周波数（基本モード）は３．３３ＧＨｚであり、基本モードより高い周波数をもつスプリアスモード（２次モード）が周波数６．６４ＧＨｚに発生している。共振器Ｒ４の共振特性は二点鎖線で表示されている。共振器Ｒ４の共振周波数（基本モード）は２．９５ＧＨｚであり、スプリアスモード（２次、３次及び４次モード）はそれぞれ周波数３．５２ＧＨｚ、４．７４ＧＨｚ及び６．９２ＧＨｚに発生している。共振器Ｒ４は、二つの導体線路５，６にて構成されることで、線路５，６間に発生する静電容量の影響により、共振周波数が共振器Ｒ３より低くなる。しかしながら、２次スプリアスモードが共振周波数（基本モード）に接近して発生し、フィルタとして使用しづらいという問題がある。
【００２６】
共振器Ｒ５の共振特性は一点鎖線で表示されている。共振器Ｒ５の共振周波数（基本モード）は２．２０ＧＨｚであり、スプリアスモード（２次及び３次）はそれぞれ周波数４．０６ＧＨｚ、５．６０ＧＨｚに発生している。共振器Ｒ５は、二つの導体線路７，８にて構成されると共に、相互の切断部Ｃが９０度異なる位置に配置されている。これにより、線路７，８間に発生する静電容量の影響に加え、相互誘導量が増加すると考えられ、共振器のサイズが同じであれば、共振周波数が共振器Ｒ３の２／３程度まで低くなる。しかも、２次及び３次スプリアスモードが高周波側に移動し、共振器Ｒ４と比較して共振周波数（基本モード）から離れるので、フィルタとしての使用に適している。
【００２７】
共振器Ｒ６の共振特性は実線で表示されている。共振器Ｒ６の共振周波数（基本モード）は２．１５ＧＨｚであり、スプリアスモード（２次及び３次）はそれぞれ４．８６ＧＨｚ、６．１８ＧＨｚに発生している。共振器Ｒ６は、二つの導体線路９，１０にて構成されると共に、相互の切断部Ｃが１８０度異なる位置に配置されている。これにより、線路９，１０間に発生する静電容量の影響に加え、相互誘導量が増加すると考えられ、共振周波数が共振器Ｒ３の２／３程度まで低くなる。しかも、２次及び３次スプリアスモードが共振器Ｒ５より更に高周波側に移動し、共振周波数（基本モード）から離れるので、フィルタとしての使用に適している。この結果、共振器を複数の導体線路にて構成することで、絶縁性基板の誘電率をアップさせなくても、絶縁性基板のサイズを小さくして共振器を小型化できる。
【００２８】
さらに、図５の（Ａ）及び（Ｂ）に示すように、共振器を三つ及び四つの導体線路にて構成した場合の、共振器の共振周波数について平面回路シミュレーション解析に基づいて説明する。
【００２９】
図５（Ａ）に示した共振器Ｒ７は、切断部Ｃを有した略環形状の導体線路１１〜１３を備えたものである。線路１１〜１３は所定の間隔を有して並設されると共に、隣接する線路１１〜１３の切断部Ｃが相互に１８０度異なる位置に配設されている。線路１１〜１３のパターン幅は１２０μｍ、線路１１〜１３の間隔は２０μｍに設定した。以上の構成からなる共振器Ｒ７をシミュレーションした結果、共振周波数（基本モード）は１．７８ＧＨｚであった。
【００３０】
図５（Ｂ）に示した共振器Ｒ８は、切断部Ｃを有した略環形状の導体線路１４〜１７を備えたものである。線路１４〜１７は所定の間隔を有して並設されると共に、隣接する線路１４〜１７の切断部Ｃが相互に１８０度異なる位置に配設されている。線路１４〜１７のパターン幅は８５μｍ、線路１４〜１７の間隔は２０μｍに設定した。以上の構成からなる共振器Ｒ８をシミュレーションした結果、共振周波数（基本モード）は１．５７ＧＨｚであった。
【００３１】
この結果、共振器を構成する導体線路の数を増加させることにより、共振器の共振周波数が低減され、共振器の小型化（小面積化）を更に図ることができることがわかる。
【００３２】
［第１実施形態、図６〜図１８］
図６に示すように、共振器Ｒ９は、絶縁性基板２１と、この絶縁性基板２１の上面に設けた二つの導体線路２２，２３と、絶縁性基板２１の下面及び外周端部に設けたグランド導体２５と、絶縁性基板２１の端部に設けた入力端子２８及び出力端子２９とで構成されている。絶縁性基板２１の材料としては、誘電体や絶縁体等が用いられる。
【００３３】
導体線路２２，２３は、それぞれ３箇所に直角に折れ曲がった曲部を有し、その両端部２２ａ，２２ｂ，２３ａ，２３ｂは開放端とされている。線路２２の開放端２２ａ，２２ｂは近接され、開放端２２ａと２２ｂの間に線路２３の中央部２３ｃが配置されている。同様に、線路２３の開放端２３ａ，２３ｂは近接され、開放端２３ａと２３ｂの間に線路２２の中央部２２ｃが配置されている。開放端２２ａと２２ｂは、開放端２３ａと２３ｂに対して１８０度異なる位置に配設されている。さらに、線路２２，２３は所定の間隙Ｄを有して並設されている。こうして、線路２２，２３は絶縁性基板２１の上面で相互誘導及び容量結合している。入力端子２８及び出力端子２９は、それぞれ所定の間隙を有して線路２２，２３の開放端２２ａ，２３ｂに近接し、開放端２２ａ，２３ｂに容量結合している。
【００３４】
これら導体線路２２，２３、グランド導体２５及び入出力端子２８，２９は、絶縁性基板２１の表面にＡｇ，Ａｇ−Ｐｄ，Ｃｕ等の導電性材料を印刷やスパッタリング、蒸着等の手法により膜状に形成した後、周知のフォトリソグラフィの技術（レジスト膜塗布、露光、レジスト膜現像、導電性材料エッチング、レジスト膜剥離）等を用いて形成される。
【００３５】
入力端子２８から高周波信号が供給され、共振器Ｒ９が共振しているとき、隣接する線路２２，２３内をそれぞれ流れる電流の方向は同一方向である。線路２２，２３内をそれぞれ電流が流れると、線路２２，２３の開放端部２２ａ，２２ｂ，２３ａ，２３ｂの近傍には電気エネルギーが集中して蓄積され、中央部２２ｃ，２３ｃ近傍には磁気エネルギーが集中して蓄積される。つまり、二つの導体線路２２，２３にて構成された共振器Ｒ９は、電気エネルギーが集中して蓄積される領域と磁気エネルギーが集中して蓄積される領域とが隣接配置され、分散されている。これにより、磁界分布の片寄りが少なくなり、線路２２，２３の実効インダクタンスを増大させ、共振器Ｒ９の無負荷Ｑを向上させることができる。
【００３６】
言い換えると、導体線路２２，２３は、それぞれ長手方向の電流分布が正弦曲線であり、開放端部２２ａ，２２ｂ，２３ａ，２３ｂでその振幅が最小（節）となり、中央部２２ｃ，２３ｃでその振幅が最大（腹）となる。ところが、線路２２の開放端部２２ａ，２２ｂと線路２３の中央部２３ｃとが隣接配置されているため、両者間で相互誘導が生じる。同様に、線路２２の中央部２２ｃと線路２３の開放端部２３ａ，２３ｂとも隣接配置されているので、両者間で相互誘導が生じる。これにより、互いの電流分布が正弦曲線からより均一で振幅の小さい形の曲線に変形する。この結果、導体線路２２，２３内を流れる電流の密度が一様化され、縁端効果及び表皮効果による導体損失を低減することができる。
【００３７】
さらに、共振器Ｒ９を二つの導体線路２２，２３にて構成することによって、従来の共振器と比較して共振周波数を低下させることができる。この結果、絶縁性基板２１の誘電率をアップさせなくても、絶縁性基板２１のサイズを小さくして共振器Ｒ９を小型化できる。
【００３８】
また、導体線路２２，２３は、通常、それぞれ図７（Ａ）に示すように、一つの導体パターンである。ところで、マイクロ波帯やミリ波帯の高周波帯で用いられる共振器Ｒ９の場合、図７（Ａ）に示したような導体パターンの導体線路２２，２３では、縁端効果により、縁端部に電流が集中する傾向にある。そこで、図７（Ｂ）に示すように、縁端部での電流集中を緩和させるために、線路２２，２３のそれぞれの両縁端部に、該縁端部に沿って２本の間隙３１を設け、縁端部の導体パターン幅及び間隙幅をほぼ電流の表皮深さ寸法に設定するようにしてもよい。これにより、導体線路２２，２３の縁端部に細い導体パターンが構成され、細い導体パターンと主たる導体パターンに電流が分流することになる。この結果、電流の縁端効果や表皮効果が緩和され、導体損失を更に低減することができる。
【００３９】
さらに、図７（Ｂ）では、線路２２，２３の縁端部に設けた間隙３１と、線路２２と２３の間隙Ｄとに誘電体材料３３を充填して線路２２，２３間の結合容量を大きくしている。これにより、誘電体材料３３の誘電率に応じて線路２２と２３の間隙Ｄの寸法を変更でき、共振器Ｒ９の設計の自由度が大きくなる。
【００４０】
また、共振器Ｒ９は、前記二つの導体線路２２，２３にて構成されるものの他に、図８〜図１８にそれぞれ示した導体線路にて構成されるものであってもよい。図８は、四つの導体線路４１〜４４にて構成されたものである。線路４１〜４４の切断部Ｃは、隣接する線路４１〜４４相互間で９０度異なる位置に配設されている。図９及び図１０は、それぞれ四角形の角部に切断部Ｃを有する略環形状の導体線路４５〜４８、４９〜５２にて構成されたものである。図９では、切断部Ｃが、隣接する線路４５〜４８相互間で９０度異なる位置に配設されている。図１０では、切断部Ｃが、隣接する線路４９〜５２相互間で１８０度異なる位置に配設されている。
【００４１】
図１１は、導体線路５３〜５６にて構成されたものである。導体線路５３〜５６の間隙には誘電体材料３３が充填されている。図１２及び図１３は、それぞれ二つのスパイラル状の導体線路５７，５８、導体線路５９，６０にて構成されたものである。線路５７と５８の間隙並びに線路５９と６０の間隙には誘電体材料３３が充填されている。図１４は、二つのコ字形の導体線路６１，６２にて構成されたものである。図１５は、図１４に示した線路６１，６２の内側に、さらに導体線路６３を配置したものである。線路６１〜６３の相互の間隙には誘電体材料３３が充填されている。図１６は、四つの略円環形状の導体線路６４〜６７にて構成されたものである。線路６４〜６７の切断部Ｃは、隣接する線路６４〜６７相互間で１８０度異なる位置に配設されている。図１７は、導体線路６８〜７１のそれぞれの中央部のパターン幅を、開放端部のパターン幅より広くすることにより、電流密度が最大となる中央部のパターン断面積を大きくして、さらに導体損失を低減させている。
【００４２】
図１８は、一定のパターン幅Ｗを有する１０本の略環形状の導体線路７２〜８１を一定の間隙幅Ｄ１を保って、点線８２で囲んだ領域に並設したものである。線路７２〜８１の切断部Ｃは、隣接する線路７２〜８１相互間で１８０度異なる位置に配設されている。線路７２〜８１のパターン幅Ｗ及び間隙幅Ｄ１は、表皮深さ寸法程度に設定されている。これにより、線路７２〜８１に電流が分流し、電流の縁端効果や表皮効果が緩和され、導体損失を更に低減することができる。
【００４３】
［第２実施形態、図１９〜図２６］
第２実施形態は、絶縁性基板上に導体線路と誘電体とを積み重ねた構造の共振器について説明する。
【００４４】
図１９に示すように、絶縁性基板１０１の上面にコ字形状の導体線路１０２を設け、下面及び外周端部にグランド導体１０６を設け、端部に入力端子１０８及び出力端子１０９を設ける。線路１０２の両端部１０２ａ，１０２ｂは開放端とされ、それぞれ所定の間隙を有して入力端子１０８及び出力端子１０９に近接し、容量結合している。さらに、図２０及び図２１に示すように、線路１０２の上に誘電体１０４を介して、線路１０２と同形の導体線路１０３を、線路１０２に対して１８０度回転した状態で積層する。
【００４５】
線路１０２の開放端部１０２ａと１０２ｂの間には、線路１０３の中央部１０３Ｃが配置されている。同様に、線路１０３の開放端部１０３ａと１０３ｂの間には、線路１０２の中央部１０２ｃが配置されている。開放端部１０２ａと１０２ｂは、開放端部１０３ａと１０３ｂに対して１８０度異なる位置に配設されている。
【００４６】
こうして、得られた共振器Ｒ１０の線路１０２，１０３は、誘電体１０４を介してその膜厚方向に相互誘導及び容量結合している。入力端子１０８から高周波信号が供給され、共振器Ｒ１０が共振しているとき、隣接する線路１０２，１０３内をそれぞれ流れる電流の方向は同一方向である。線路１０２内を電流が流れると、線路１０２の開放端部１０２ａ，１０２ｂの近傍及び開放端部１０２ａ，１０２ｂで挟まれた部分には、電気エネルギーが集中して蓄積され、中央部１０２ｃ近傍には磁気エネルギーが集中して蓄積される。同様に、線路１０３内を電流が流れると、線路１０３の開放端部１０３ａ，１０３ｂの近傍及び開放端部１０３ａと１０３ｂで挟まれた部分には、電気エネルギーが集中して蓄積され、中央部１０３ｃ近傍には磁気エネルギーが集中して蓄積される。つまり、二つの導体線路１０２、１０３にて構成された共振器１０は、電気エネルギーが集中して蓄積される領域と磁気エネルギーが集中される領域とが隣接配置され、分散されている。これにより、磁界分布の片寄りが少なくなる。
【００４７】
言い換えると、導体線路１０２，１０３は、それぞれ長手方向の電流分布が正弦曲線であり、開放端部１０２ａ，１０２ｂ，１０３ａ，１０３ｂでその振幅が最小（節）となり、中央部１０２ｃ，１０３ｃでその振幅が最大（腹）となる。ところが、線路１０２の開放端部１０２ａ，１０２ｂと線路１０３の中央部１０３ｃとが隣接配置されているため、両者間で相互誘導が生じる。同様に、線路１０２の中央部１０２ｃと線路１０３の開放端部１０３ａ，１０３ｂも隣接配置されているので、両者間で相互誘導が生じる。これにより、互いの電流分布が正弦曲線からより均一で振幅の小さい形の曲線に変形する。この結果、導体線路１０２，１０３内を流れる電流の密度が一様化され、縁端効果及び表皮効果による導体損失を低減することができる。
【００４８】
さらに、共振器Ｒ１０を二つの導体線路１０２，１０３にて構成することによって、従来の共振器と比較して共振周波数を低下させることができる。この結果、絶縁性基板１０１の誘電率をアップさせなくても、絶縁性基板１０１のサイズを小さくして共振器Ｒ１０を小型化できる。
【００４９】
また、図２２に示すように、導体線路１０２，１０３のそれぞれの両縁端部に、該縁端部に沿って３本の間隙１１１を設け、縁端部の導体パターン幅及び間隙幅を表皮深さ以下の寸法に設定するようにしてもよい。これにより、線路１０２，１０３の縁端部に細い導体パターンが構成され、細い導体パターンと主たる導体パターンに電流が分流することになる。この結果、電流の縁端効果や表皮効果が緩和され、導体損失を更に低減することができる。
【００５０】
さらに、共振器Ｒ１０は、前記二つの導体線路１０２，１０３にて構成されるものの他に、図２３〜図２６に示された導体線路にて構成されるものであってもよい。図２３は、導体線路１１２ａ，１１２ｂ及び導体線路１１３ａ，１１３ｂを、それぞれ誘電体１０４を介して交互に積み重ね、多層構造（図２３の場合は４層構造）の線路１０２，１０３としたものである。このとき、最上層の線路１１３ｂ以外の線路１１２ａ，１１２ｂ，１１３ａの膜厚ｔ１と誘電体１０４の膜厚ｔ２を表皮深さ以下の寸法に設定する。こうして、線路１０２，１０３を多層化することにより、電流は線路１１２ａ，１１２ｂ及び線路１１３ａ，１１３ｂに分流することになる。従って、線路１０２，１０３の膜厚方向に対しても電流の縁端効果や表皮効果が緩和され、導体損失を更に低減することができる。
【００５１】
図２４は、切断部Ｃを有した四角形の略環状導体線路１１５（（Ａ）参照）の上に、誘電体を介して線路１１５と同形の導体線路１１６（（Ｂ）及び（Ｃ）参照）を積層して構成したものである。図２４（Ｂ）は、切断部Ｃが、隣接する線路１１５，１１６相互間で９０度異なる位置に配設されている場合である。図２４（Ｃ）は、切断部Ｃが、隣接する線路１１５，１１６相互間で１８０度異なる位置に配設されている場合である。なお、図２４において、導体線路１１５，１１６の切断部Ｃは四角形の角部に形成されていてもよいし、また、導体線路１１５，１１６の形状は切断部Ｃを有した略円形の環であってもよい。
【００５２】
また、図２５及び図２６に示した共振器Ｒ１１は、図６に示した共振器Ｒ９において、導体線路１２２ａ，１２２ｂ及び導体線路１２３ａ，１２３ｂを、それぞれ誘電体１２４を介して積み重ね、多層構造（図２６の場合は２層構造）の線路２２，２３としたものである。線路１２２ａ，１２２ｂは相互に同一形状パターンであり、線路１２３ａ，１２３ｂも相互に同一形状パターンである。このとき、最上層の線路１２２ｂ，１２３ｂ以外の線路１２２ａ，１２３ａの膜厚ｔ１と誘電体１２４の膜厚ｔ２を表皮深さ以下の寸法に設定する。こうして、導体線路２２，２３を多層化することにより、電流は、線路１２２ａ，１２２ｂ及び線路１２３ａ，１２３ｂに分流することになる。従って、線路２２，２３の膜厚方向に対しても電流の縁端効果や表皮効果が緩和され、導体損失を更に低減することができる。
【００５３】
［第３実施形態、図２７及び図２８］
第３実施形態は、本発明に係るフィルタの一実施形態を示すもので、３段バンドパスフィルタを例にして説明する。
【００５４】
図２７及び図２８に示すように、バンドパスフィルタ１３１は、絶縁性基板１３２の上面に、図５（Ｂ）に示した共振器Ｒ８を３個並設する。さらに、絶縁性基板１３２の左側端部に入力端子１３５を設け、この入力端子１３５を基板１３２の左側に配設された共振器Ｒ８の導体線路１４の開放端部に近接させ、容量結合させる。同様に、基板１３２の右側端部に出力端子１３６を設け、この出力端子１３６を基板１３２の右側に配設された共振器Ｒ８の導体線路１４の開放端部に近接させ、容量結合させる。絶縁性基板１３２は、遮蔽ケース１３７内に収容されている。こうして得られたバンドパスフィルタ１３１は、挿入損失が少なくかつ小型化をすることができる。
【００５５】
［第４実施形態、図２９］
第４実施形態は、本発明に係るデュプレクサ（アンテナ共用器）の一実施形態を示すものである。図２９に示すように、デュプレクサ１４１は、送信端子Ｔｘとアンテナ端子ＡＮＴの間に送信フィルタ１４２が電気的に接続し、受信端子Ｒｘとアンテナ端子ＡＮＴの間に受信フィルタ１４３が電気的に接続している。ここに、送信フィルタ１４２や受信フィルタ１４３として、前記第３実施形態のフィルタ１３１を使用することができる。このフィルタ１３１を実装することにより、挿入損失が少なくかつ小型化を図ることができるデュプレクサ１４１を実現することができる。
【００５６】
［第５実施形態、図３０］
第５実施形態は、本発明に係る通信機装置の一実施形態を示すもので、携帯電話を例にして説明する。
【００５７】
図３０は携帯電話１５０のＲＦ送受信部分の電気回路ブロック図である。図３０において、１５１はアンテナ素子、１５２はアンテナ共用器、１５３は受信回路、１５４は送信回路である。ここに、アンテナ共用器１５２として、前記第４実施形態のデュプレクサ１４１を使用することができる。このデュプレクサ１４１を実装することにより、ＲＦ送受信部分の挿入損失が低減され、携帯電話１５０の雑音特性や伝送速度等の通信品質を向上させることができる。
【００５８】
［他の実施形態］
なお、本発明に係る共振器、フィルタ、デュプレクサ及び通信機装置は前記実施形態に限定するものではなく、その要旨の範囲内で種々に変更することができる。
【００５９】
前記実施形態では、切断部Ｃを、隣接する導体線路相互間で９０度あるいは１８０度異なる位置に配設しているが、必ずしもこれに限るものではなく、切断部Ｃは任意の角度の異なる位置に配設することができる。
【００６０】
さらに、導体線路の少なくとも一つを超伝導体で構成してもよい。本発明においては、線路の各部において電流集中が緩和されるので、パターン幅の細い（断面積の小さい）線路であっても、電流密度を超伝導状態を保つために必要とされる臨界電流密度以下にでき、超伝導体からなる導体線路を超伝導状態に容易に保つことができる。超伝導体には、イットリウム系やビスマス系等の高温超伝導体を用いるのが好ましい。
【００６１】
また、本発明に係る導体線路は、マイクロストリップラインの他に、周知のコプレーナガイド、スロットガイド、平面誘電体線路（特開平８−２６５００７号公報参照）、サスペンデッドストリップ、フィンライン、ストリップライン、非対称ストリップライン、トリプレートライン、並行ストリップライン等を含むものである。
【００６２】
【発明の効果】
以上の説明で明らかなように、本発明によれば、絶縁性部材と、それぞれ両端が開放端の複数の導体線路とで共振器を構成し、各導体線路の開放端を互いに異なる位置に配設したので、電気エネルギーが蓄積される領域と磁気エネルギーが蓄積される領域とが絶縁性部材に分散され、磁界分布の片寄りが少なくなる。従って、導体線路内を流れる電流の密度が一様化され、縁端効果及び表皮効果による導体損失を低減することができる。さらに、共振器を複数の導体線路にて構成することで、共振器の共振周波数を低下させることができ、絶縁性部材の誘電率をアップさせなくても、絶縁性部材のサイズを小さくして共振器の小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る共振器の原理を説明するための電流と磁界分布図。
【図２】本発明に係る共振器の原理を説明するための電流と磁界分布図。
【図３】本発明に係る共振器の原理を説明するためのもので、（Ａ），（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）はそれぞれ異なる導体線路を備えた共振器の平面図。
【図４】図３に示した各共振器の共振周波数特性を示すグラフ。
【図５】本発明に係る共振器の原理を説明するためのもので、（Ａ），（Ｂ）はさらに別の導体線路を備えた共振器の平面図。
【図６】本発明に係る共振器の第１実施形態を示す斜視図。
【図７】（Ａ）は図６に示した共振器の導体線路の拡大縦断面図、（Ｂ）は別の導体線路の拡大縦断面図。
【図８】図６に示した共振器のさらに別の導体線路の平面図。
【図９】図６に示した共振器のさらに別の導体線路の平面図。
【図１０】図６に示した共振器のさらに別の導体線路の平面図。
【図１１】図６に示した共振器のさらに別の導体線路の平面図。
【図１２】図６に示した共振器のさらに別の導体線路の平面図。
【図１３】図６に示した共振器のさらに別の導体線路の平面図。
【図１４】図６に示した共振器のさらに別の導体線路の平面図。
【図１５】図６に示した共振器のさらに別の導体線路の平面図。
【図１６】図６に示した共振器のさらに別の導体線路の平面図。
【図１７】図６に示した共振器のさらに別の導体線路の平面図。
【図１８】図６に示した共振器のさらに別の導体線路の平面図。
【図１９】本発明に係る共振器の第２実施形態を示す斜視図。
【図２０】図１９に続く製造手順を示す斜視図。
【図２１】図２０に示した共振器の導体線路の拡大縦断面図。
【図２２】図２０に示した共振器の別の導体線路の拡大縦断面図。
【図２３】図２０に示した共振器のさらに別の導体線路の拡大縦断面図。
【図２４】図２０に示した共振器のさらに別の導体線路の平面図。
【図２５】本発明に係る共振器のさらに別の実施形態を示す斜視図。
【図２６】図２５に示した共振器の導体線路の拡大縦断面図。
【図２７】本発明に係るフィルタの一実施形態を示す内部平面図。
【図２８】図２７に示したフィルタの縦断面図。
【図２９】本発明に係るデュプレクサの一実施形態を示す電気回路ブロック図。
【図３０】本発明に係る通信器装置の一実施形態を示す電気回路ブロック図。
【符号の説明】
２，３…導体線路
２ａ，２ｂ，３ａ，３ｂ…開放端部
７〜１４…導体線路
２１…絶縁性基板
２２，２３…導体線路
２２ａ，２２ｂ，２３ａ，２３ｂ…開放端部
２５…グランド導体
２８…入力端子
２９…出力端子
３１…間隙
３３…誘電体材料
４１〜８１…導体線路
１０１…絶縁性基板
１０２，１０３…導体線路
１０２ａ，１０２ｂ，１０３ａ，１０３ｂ…開放端部
１０４…誘電体
１０６…グランド導体
１０８…入力端子
１０９…出力端子
１１１…間隙
１１２ａ，１１２ｂ，１１３ａ，１１３ｂ…導体線路
１１５，１１６…導体線路
１２２ａ，１２２ｂ，１２３ａ，１２３ｂ…導体線路
３３…誘電体材料
１３１…フィルタ
１３２…絶縁性基板
１３５…入力端子
１３６…出力端子
１３７…遮蔽ケース
１４１…デュプレクサ
１４２…送信フィルタ
１４３…受信フィルタ
１５０…携帯電話
１５１…アンテナ素子
１５２…アンテナ共用器
１５３…受信回路
１５４…送信回路
Ｒ２，Ｒ５〜Ｒ１１…共振器
Ｃ…切断部
Ｄ…間隙
Ｗ…パターン幅
Ｄ１…間隙幅
ｔ１…導体線路の膜厚
ｔ２…誘電体の膜厚
ＡＮＴ…アンテナ端子
Ｔｘ…送信端子
Ｒｘ…受信端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
0003788051.tif 000014
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
0003788051.tif 000019
【図１９】
0003788051.tif 000020
【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
0003788051.tif 000028
【図２８】
0003788051.tif 000029
【図２９】
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【図３０】
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