(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を直流電源に変換し直流電源の電圧を制御する直流電力変換器と、該直流電力変換器に接続され直流電源となる平滑コンデンサと、該平滑コンデンサに接続されロータを回転駆動するモータの回転制御を行うモータ用双方向電力変換器と、交流電源から前記直流電力変換器への電力の供給をオン・オフする給電スイッチと、前記直流電力変換器を制御し前記平滑コンデンサの充電電圧を制御する制御回路と、該制御回路に前記平滑コンデンサの充電電圧フィードバック信号を出力する平滑コンデンサ電圧センサを備えたモータの制御装置を有した遠心分離機において、前記平滑コンデンサの予め定められた所定の充電電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記制御回路を制御する制御手段と、前記平滑コンデンサ電圧センサの出力電圧を把握する手段と、前記平滑コンデンサの充電電圧に対する前記平滑コンデンサ電圧センサの出力電圧の特性を記憶する記憶手段を設け、前記制御手段はモータ停止時に前記制御回路を制御し前記平滑コンデンサの充電電圧を調整し、前記直流電圧検出手段により前記平滑コンデンサの所定の充電電圧を検出し、前記平滑コンデンサの充電電圧に対する前記平滑コンデンサ電圧センサの出力電圧の特性を前記記憶手段に記憶し、モータの運転時は前記記憶手段に記憶された前記平滑コンデンサの充電電圧に対する前記平滑コンデンサ電圧センサの出力電圧の特性を基に前記制御回路を制御し、前記平滑コンデンサの充電電圧をモータの運転状況に従い調整することを特徴としたモータの制御装置を有した遠心分離機。
【請求項２】
交流電源電力を直流電源電力に、又は直流電源電力を交流電源電力に変換する電源用双方向電力変換器と、交流電源から該電源用双方向電力変換器への電力の供給をオン・オフする給電スイッチと、該電源用双方向電力変換器の交流側に接続されるリアクトルと、前記電源用双方向電力変換器の直流側に接続される平滑コンデンサと、該平滑コンデンサに接続されロータを回転駆動するモータの回転制御を行うモータ用双方向電力変換器と、前記電源用双方向電力変換器を制御して前記平滑コンデンサの充電電圧を一定の電圧に保ち交流電源電流の高調波成分を抑制する力率改善制御回路と、該力率改善制御回路に交流電源の電源電圧フィードバック信号を出力する電源電圧センサと、前記力率改善制御回路に交流電源の電源電流フィードバック信号を出力する電源電流センサと、前記力率改善制御回路に前記平滑コンデンサの充電電圧フィードバック信号を出力する平滑コンデンサ電圧センサを備えたモータの制御装置を有した遠心分離機において、前記平滑コンデンサ電圧センサが出力する前記平滑コンデンサの充電電圧フィードバック信号の電圧を調整し前記平滑コンデンサの充電電圧を制御する直流電圧制御手段と、前記平滑コンデンサのあらかじめ定められた所定の充電電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記力率改善制御回路及び前記直流電圧制御手段を制御する制御手段と、前記平滑コンデンサ電圧センサの出力電圧を把握する手段と、前記平滑コンデンサの充電電圧に対する前記平滑コンデンサ電圧センサの出力電圧の特性を記憶する記憶手段を設け、前記制御手段はモータ停止時に前記力率改善制御回路及び前記直流電圧制御手段を制御し前記平滑コンデンサの充電電圧を調整し、前記直流電圧検出手段により前記平滑コンデンサの所定の充電電圧を検出し、前記平滑コンデンサの充電電圧に対する前記平滑コンデンサ電圧センサの出力電圧の特性を前記記憶手段に記憶し、モータの運転時は前記記憶手段に記憶された前記平滑コンデンサの充電電圧に対する前記平滑コンデンサ電圧センサの出力電圧の特性を基に前記直流電圧制御手段を制御し、前記平滑コンデンサの充電電圧をモータの運転状況に従い調整することを特徴としたモータの制御装置を有した遠心分離機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、遠心分離用ロータを駆動するモータの制御装置特にインバータ制御装置において、いわゆるＤＣリンク電圧を測定する平滑コンデンサ電圧センサの校正に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の遠心機用モータの制御装置は特開平7−246351号公報に記載のように、交流側はリアクトルを介し交流電源に接続され直流側は平滑コンデンサに接続される電源用双方向電力変換器と、交流側はモータに接続され直流側は平滑用コンデンサに接続されるモータ用双方向電力変換器を設け、モータの力行・電源回生運転に際し、力率改善制御回路に電源電圧波形と平滑コンデンサ電圧と電源電流波形をフィードバックし、力率改善用ＩＣから出力されるＰＷＭ制御信号を基に、電源用双方向電力変換器のスイッチング素子をオン・オフさせ、遠心機用ロータを加速するためのモータ力行運転時は平滑コンデンサの充電電圧を電源電圧のピーク値よりも高い電圧に保つようにリアクトルと電源用双方向電力変換器を昇圧コンバータとして動作させ、ロータを減速させるためのモータの電力回生時に於いては平滑コンデンサの充電電圧は電源電圧のピーク値よりも高い電圧に調節しつつリアクトルと電源用双方向電力変換器を降圧コンバータとして動作させることにより、交流電源電流を力行、回生時とも高力率で高調波電流を低減させたものとしていた。
【０００３】
図３の力率改善用ＩＣのブロック機能図を用いて力率改善用ＩＣ１３の動作を説明すると、直流基準電圧４１と、平滑コンデンサ電圧センサ１１から出力される平滑コンデンサの充電電圧フィードバック信号Vinを抵抗器４０、４２とフィルタコンデンサ４３とオペアンプ４４により誤差増幅し電圧誤差増幅信号Vfbを得る。電圧誤差増幅信号Vfbは乗算器４５により電源電圧センサ９の信号出力である電源電圧フィードバック信号Vdetと乗算され、乗算器４５は交流電源電流の基準信号Iinを出力する。交流電源電流の基準信号Iinと電源電流センサ１０の信号出力である電源電流フィードバック信号Idetを抵抗器４６、４９コンデンサ４７、４８とオペアンプ５０により誤差増幅し電流誤差増幅信号Ifbを得る。Ifbが抵抗器５２、コンデンサ５３からなる発振器５１の鋸歯状波信号とＰＷＭ比較器５４により比較され、力率改善用ＩＣ１３のOut端子からＰＷＭ制御信号が出力される。すなわち、力率改善用ＩＣ１３はVinと直流基準電圧４１との誤差増幅作用によりVinと直流基準電圧４１とが同電圧になる状態で平滑コンデンサの充電電圧を電源電圧のピーク値よりも高い所定の電圧に保ち、またIinとIdetとの誤差増幅作用によりIinとVdetは比例しているため電源電流を電源電圧波形と相似になるようなＰＷＭ制御を行うようになっていた。
【０００４】
平滑コンデンサ電圧センサ１１は、例えばアナログフォトカプラ等の絶縁型の電圧信号伝達器により構成される。 上記した力率改善用ＩＣの平滑コンデンサの充電電圧を一定に保つ機能により平滑コンデンサの充電電圧は平滑コンデンサ電圧センサ１１の出力信号Vinと直流基準電圧４１とが同電圧になるように制御されるが、アナログフォトカプラは入力電圧に対する出力電圧の特性が個々にばらつき、平滑コンデンサの充電電圧に対するVinの大きさが個々の平滑コンデンサ電圧センサ１１により異なるのでモータ運転時の平滑コンデンサの充電電圧も遠心機の機体によりばらつく。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来の遠心分離機用モータの制御装置は、モータ整定運転及び低速回転領域での加速等のモータ負荷が小となりモータの印可電圧を低下させるため平滑コンデンサの充電電圧を低い電圧に調整する場合に、平滑コンデンサの充電電圧が遠心機機体固有のばらつきにより高くなるとモータ印可電圧が高くなりモータ巻線の磁気飽和による無効電力の増加のためモータ効率が低下し、一方、平滑コンデンサの充電電圧が低いとモータ印可電圧も低くなりモータトルクが不足するためモータ印可電圧の最適化が図れない問題があった。
【０００６】
本発明の目的は、上記問題を解消し、遠心機の運転時の平滑コンデンサの充電電圧の遠心機機体でのばらつきを排除し、モータの運転状態に従いモータ印可電圧の最適化を図るモータの制御装置を有する遠心分離機を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、交流電源を直流電源に変換し直流電源の電圧を制御する直流電力変換器と、直流電力変換器に接続され直流電源となる平滑コンデンサと、平滑コンデンサに接続されロータを回転駆動するモータの回転制御を行うモータ用双方向電力変換器と、交流電源から前記直流電力変換器への電力の供給をオン・オフする給電スイッチと、直流電力変換器を制御し平滑コンデンサの充電電圧を制御する制御回路と、制御回路に前記平滑コンデンサの充電電圧フィードバック信号を出力する平滑コンデンサ電圧センサと、平滑コンデンサの予め定められた所定の充電電圧を検出する直流電圧検出手段と、制御回路を制御する制御手段と、平滑コンデンサ電圧センサの出力電圧を把握する手段と、平滑コンデンサの充電電圧に対する平滑コンデンサ電圧センサの出力電圧の特性を記憶する記憶手段を設け、制御手段はモータ停止時に前記制御回路を制御し平滑コンデンサの充電電圧を調整し、直流電圧検出手段により平滑コンデンサの所定の充電電圧を検出し、平滑コンデンサの充電電圧に対する平滑コンデンサ電圧センサの出力電圧の特性を前記記憶手段に記憶し、モータの運転時は記憶手段に記憶された平滑コンデンサの充電電圧に対する平滑コンデンサ電圧センサの出力電圧の特性を基に制御回路を制御し、平滑コンデンサの充電電圧をモータの運転状況に従い調整することにより達成される。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の具体的実施例を以下図面に基づき詳細に説明する。図１は本発明の具体的実施例となる遠心機用モータの制御装置のブロック回路図であり、１は交流側をリアクトル２と給電スイッチ７を介して交流電源８に接続し直流側を平滑コンデンサ４に接続する環流整流回路に該環流整流回路を構成する夫々の整流素子に逆方向並列にＩＧＢＴ、ＦＥＴ等のスイッチング素子を接続した直流電力変換器となる電源用双方向電力変換器であり、３はロータ５を加速するための誘導モータ等のモータ６が力行運転する場合は平滑コンデンサ４の直流電源電力を交流電源電力に変換しモータ６を駆動し、ロータ５の減速によるモータ６が回生運転する場合は、回転するロータ５の力学的エネルギを帰還させるため、モータ６の交流電源電力を直流電源電力に変換し平滑コンデンサ４に回生電力を充電するモータ用双方向電力変換器（以下インバータと称す）である。１２は電源用双方向電力変換器１を制御し平滑コンデンサ４の充電電圧を制御する制御回路となる力率改善制御回路であり、力率改善制御回路１２の信号出力はフォトカプラ２１を駆動し電源用双方向電力変換器１のスイッチング素子１ｕ、１ｖ、１ｘ、１ｙをオン・オフする。力率改善制御回路１２の動作により電源用双方向電力変換器１は、モータ６が力行運転する場合はリアクトル２と協同して交流電源８の電圧波形に相似な電源電流が流れるよう昇圧コンバータとして動作し平滑コンデンサ４を電源電圧より高い電圧に充電する順方向運転を行い、一方、モータ６が回生運転する場合はリアクトル２と協同して電圧波形に相似な電源電流が流れるよう降圧コンバータとして逆方向運転を行い、平滑コンデンサ４の充電電圧が電源電圧より高い電圧で保持するように動作する。１０は交流電源８を流れる交流電源電流を力率改善制御回路１２にフィードバックするためのホールカレントセンサ等による電源電流センサ（以下Ｉセンサと称す）であり、９は絶縁トランス等により構成される電源電圧センサ（以下Ｖセンサと称す）であり、その信号出力である交流電源８の電源電圧フィードバック信号Vdetは力率改善制御回路１２内の力率改善用ＩＣ１３に入力される。１８は力率改善制御回路１２を制御する制御手段となるＣＰＵであり、 ２３は力率改善制御回路１２内で平滑コンデンサ電圧センサ１１（以下ＣＶセンサと称す）が出力する平滑コンデンサの充電電圧フィードバック信号の電圧を調整し平滑コンデンサの充電電圧を制御する例えばデジタル値を入力することでデジタル値に応じた分圧抵抗値の設定が行える、アナログ・デバイセズ（株）製AD8402のようなデジタルポテンショメータであり、２４は平滑コンデンサ電圧センサ１１の出力電圧を把握する手段となるＣＰＵ１８内蔵のＡ／Ｄ変換器である。ＣＶセンサ１１の信号出力はデジタルポテンショメータ２３とＡ／Ｄ変換器２４に入力され、ＣＰＵ１８はデジタルポテンショメータ２３の分圧抵抗比を設定するデジタル値をＰ１ポートから出力し、デジタルポテンショメータ２３はＣＶセンサ１１の信号出力を該デジタル値の入力に応じ分圧することで力率改善用ＩＣ１３への平滑コンデンサ電圧フィードバック信号の電圧を変更し平滑コンデンサ４の充電電圧を制御する。２２は平滑コンデンサのあ���かじめ定められた所定の充電電圧を検出する直流電圧検出手段であり、その出力信号はＣＰＵ１８のＰ４ポートに入力される。２５は平滑コンデンサ４の充電電圧に対するＣＶセンサ１１の出力電圧の特性を記憶する記憶手段となるＥ2ＰＲＯＭ又はフラッシュメモリ等のＢＵＳを介しデータ書き換え可能な不揮発性メモリである。１７はアナログスイッチであり、上記した電源用双方向電力変換器１の順方向運転、逆方向運転が力率改善用ＩＣの同一の制御作用により行えるよう、Ｉセンサ１０の信号出力は、力率改善用ＩＣ１３へ入力される電源電流フィードバック信号Idetとして減衰器１６により信号の大きさの切換選択ができ、デジタルポテンショメータ２３の信号出力は、力率改善用ＩＣ１３へ入力される平滑コンデンサ電圧フィードバック信号Vinとして差動増幅器１５により基準電圧からの引算信号との切換選択が可能となるように設けてあり、ＣＰＵ１８のＰ２ポート出力により切換が行われる。１４は交流電源８の正・負のサイクル状態を検出し論理信号を出力する電源の正・負サイクル検出器であり、１９はＣＰＵ１８のＰ３ポート出力により電源正・負サイクル検出器１４の論理信号出力を基に電源用双方向電力変換器１のスイッチング素子１ｕ、１ｖ、１ｘ、１ｙのオン・オフパターンを切り換えるパターン切換器である。力率改善用ＩＣ１３はVdet信号、Vin信号、Idet信号がフィードバックされＰＷＭ制御信号を出力し、該ＰＷＭ制御信号は前記パターン切換器１９に入力され、パターン切換器１９は電源正・負サイクル及び順方向運転、逆方向運転時の前記スイッチング素子１ｕ、１ｖ、１ｘ、１ｙのオン・オフパターン信号を出力し、ゲートドライバ２０により該オン・オフパターン信号は増幅され力率改善制御回路１２の出力として電源用双方向電力変換器１の制御信号が出力される。
【０００９】
次に、上記した実施例の動作について、図２から図８を参照して説明する。なお図２から図８に於いては、図１と同一の機能の部分には同一の番号が付してある。図２は直流電圧検出手段２２の構成を示すブロック図である。図２に於いて、２６ｂは平滑コンデンサ４の陰極ライン、２６ａは同じく陽極ラインであり、ライン２６ａと２６ｂでいわゆるＤＣリンク電圧を形成し、３１は例えばナショナル・セミコンダクタ製パワーシャント型基準電圧ＬＭ４０４０等による高精度の基準電圧であり、抵抗３０を介し強電系電圧源２９に接続され平滑コンデンサ４の陰極ライン２６ｂを基準とした所定の電圧を出力するものである。基準電圧３１は抵抗３３を介しオペアンプ３４のプラス端子に入力され、オペアンプ３４のマイナス端子には抵抗３２を介し平滑コンデンサ４の充電電圧を抵抗２７、２８で分圧した電圧が入力される。フォトカプラ３５は強電系と制御系との絶縁を図るために設けてあり、フォトカプラ３５の発光ダイオードのアノード端子は抵抗３５を介し強電系電圧源２９に接続され、カソード端子はオペアンプ３４の出力端子に接続されており、フォトカプラ３５のトランジスタのエミッタ端子は制御系電源グランド３７に接続されコレクタ端子は抵抗３９を介し制御系電圧源３８に接続されている。抵抗２７、２８による平滑コンデンサ４の充電電圧を分圧した電圧が基準電圧３１より高くなるとオペアンプ３４の出力はＬＯＷレベルとなり、フォトカプラ３５の発光ダイオードに強電系電圧源２９より抵抗３５を介し電流が流れ、フォトカプラ３５のトランジスタがオンし直流電圧検出手段２２の出力であるフォトカプラ３５のトランジスタのコレクタ端子がＬＯＷレベルになる。従って、平滑コンデンサ４の充電電圧の抵抗２７、２８による分圧と基準電圧３１が同電圧となる平滑コンデンサ４の充電電圧を検出電圧とし、直流電圧検出手段２２は平滑コンデンサ４の充電電圧が検出電圧未満であればＨＩ論理を、検出電圧以上であればＬＯＷ論理をＣＰＵ１８のＰ４ポートに出力する。
【００１０】
本実施例では、インバータ３のスイッチング素子３ｕ、３ｖ、３ｗ、３ｘ、３ｙ、３ｚの制御用電源を図４のブロック回路図に示すような回路で構成しており、下アーム素子３ｘ、３ｙ、３ｚのスイッチング動作により下アーム素子のそれぞれにに対応する上アーム素子３ｕ、３ｖ、３ｗの電源をダイオード６１、６２、６３と電解コンデンサ６４、６５、６６によるチャージポンプ回路を構成し、例えば、下アーム素子３ｘがオンすることにより強電系電圧源２９からダイオード６１、電解コンデンサ６４、下アーム素子３ｘのルートを通してコンデンサ６４が充電され、下アーム素子３ｘのオフに従いコンデンサ６４の陰極側は強電系電圧源２９と基準電位を異にするフローティング状態となる。また、全ての下アーム素子３ｕ、３ｖ、３ｗのオフ時に平滑コンデンサ４の充電電圧が強電系電圧源２９の電圧より低い場合は、強電系電圧源２９からダイオード６１、電解コンデンサ６４、ブリッジ端子Ｕ、環流ダイオード６７、ライン２６a、平滑コンデンサ４、ライン２６ｂのルートをを通して平滑コンデンサ４を充電するため、給電スイッチ７がオフでインバータ３が動作していないモータ停止時の平滑コンデンサ４の充電電圧は強電系電圧源２９の電圧とほぼ等しくなる。
【００１１】
図５は本実施例に於ける電源用双方向電力変換器１の昇圧コンバータ動作時のデジタルポテンショメータ２３の分圧抵抗比デジタル値（以下Wpdataと称す）に対する平滑コンデンサ４の充電電圧（以下DCVと称す）の変化の様子を示したものである。平滑コンデンサ４の充電電圧DCVはＣＶセンサ１１の減衰率をα、力率改善用ＩＣ１３内の直流基準電圧４１をVref、Wpdataの上限値をWpmax、 WpdataがWpmaxである時のDCVをVLとすると、概略、以下の式で表され、
DCV＝（Vref ×Wpmax）÷（α×Wpdata）＋VL      （１）
図５の実線に示したようにWpdataとDCVの間には反比例の関係がある。V1は直流電圧検出手段２２の平滑コンデンサ４の充電電圧の検出電圧であり、Wp1は平滑コンデンサ４の充電電圧が直流電圧検出手段２２の検出電圧V1となる時のデジタルポテンショメータ２３の分圧抵抗比デジタル値である。
【００１２】
図６は平滑コンデンサ４の充電電圧に対するＣＰＵ１８内蔵Ａ／Ｄ変換器２４のＡ／Ｄ変換値（以下DCVADと称す）の様子を示した図である。 図６に於いて、AD0はモータの停止時に給電スイッチ７がオフで平滑コンデンサ４の充電電圧が強電系電圧源２９の電圧と同等である時のＡ／Ｄ変換値DCVADであり、AD1は平滑コンデンサ４の充電電圧が上記直流電圧検出手段２２の検出電圧Ｖ１となる時のＡ／Ｄ変換値DCVADであり、一点破線はAD0とAD 1の補問により求まる平滑コンデンサ４の充電電圧DCVに対するＡ／Ｄ変換器２４のＡ／Ｄ変換値DCVADの特性であり、 d(DCVAD)／d(DCV) は平滑コンデンサ４の充電電圧DCVに対するＡ／Ｄ変換器２４のＡ／Ｄ変換値DCVADの傾きであり、 AD2は平滑コンデンサ４の充電電圧が０Ｖの時のＡ／Ｄ変換値のオフセットである。VTはモータの運転状態で決まるモータ印可電圧をインバータ３が出力するための平滑コンデンサ４の制御電圧であり、ADTは平滑コンデンサ４の制御電圧VTでのＡ／Ｄ変換値DCVADである。ADTはd(DCVAD)／d(DCV)、VT、AD2を用い下式より求まる。
【００１３】
ADT＝ d(DCVAD)／d(DCV)×VT＋AD2        （２）
なお、ＣＶセンサ１１の平滑コンデンサ４の充電電圧に対する出力電圧特性が遠心機機体により異なるため、上記のAD0、AD1及び DCVに対するDCVADの特性、VTに対するADTの値も機体により異なるものとなる。
【００１４】
図７は本実施例におけるＣＰＵ１８がモータ停止時に力率改善制御回路１２及びデジタルポテンショメータ２３を制御して平滑コンデンサ４の充電電圧DCVを調整し、平滑コンデンサの所定の充電電圧を直流電圧検出手段２２により検出し、平滑コンデンサ４の充電電圧に対するＣＶセンサ１１の出力電圧の特性を記憶手段２５に記憶する処理のフローチャート図を示したものであり、 ＣＰＵ１８内蔵のＲＯＭにあらかじめ定められた処理手順が記憶されてある。図７に於いて処理１０１はＰ０ポートにより給電スイッチ７をオフする処理であり、処理１０２は平滑コンデンサ４の電圧が強電系電圧源２９の電圧と同等になるように所定の時間インバータ３を例えば直流制動で駆動し平滑コンデンサ４を放電する処理であり、処理１０３に進みインバータ３の動作を止めて平滑コンデンサ４の充電電圧が強電系電圧源２９の電圧と同等である状態でのＣＶセンサ１１の出力電圧のＡ／Ｄ値AD0をサンプリングする。処理１０４はＰ０ポートにより給電スイッチ７をオンし平滑コンデンサ４を交流電源８のピーク電圧まで充電する処理であり、処理１０５はＰ１ポートよりデジタルポテンショメータ２３に分圧抵抗比デジタル値の上限値Wpmaxを出力する処理であり、処理１０６に進みＰ２、Ｐ３ポート出力により力行動作の力率改善制御を開始し、平滑コンデンサ４の充電電圧は図４に示したVLとなる。処理１０６は平滑コンデンサ４の充電電圧を高めるためのデジタルポテンショメータ２３の分圧抵抗比デジタル値Wpdataの−１減算処理であり、処理１０７は分圧抵抗比デジタル値WpdataをＰ１ポートよりデジタルポテンショメータ２３に出力することで平滑コンデンサ４の充電電圧を変更する処理であり、判断１０８に進みＰ４ポートの入力により平滑コンデンサ４の充電電圧DCVが直流電圧検出手段２２の検出電圧V1未満であり直流電圧検出手段２２の出力がＨＩ論理であれば処理１０６以降を繰り返し、DCVがV1以上となり直流電圧検出手段２２の出力がＬＯＷ論理であれば処理１０９に進みDCVがV1以上となった状態での平滑コンデンサ電圧センサ１１の出力電圧のＡ／Ｄ値AD1をサンプリングする。処理１１０は平滑コンデンサ電圧センサ１１の出力電圧のＡ／Ｄ値AD0とAD1の補問により平滑コンデンサ電圧センサ１１の入出力特性となる平滑コンデンサ４の充電電圧DCVに対するＡ／Ｄ変換器２４のＡ／Ｄ変換値DCVADの傾きd(DCVAD)／d(DCV)と平滑コンデンサ４の充電電圧が０Ｖの時のＡ／Ｄ変換値のオフセットAD2を計算する処理であり、処理１１１に進み上記のd(DCVAD)／d(DCV)と AD2を記憶手段２５に書き込む処理を実行する。
【００１５】
図８は本実施例に於けるＣＰＵ１８がモータ運転時の平滑コンデンサ４の充電電圧をモータの運転状態に従い調整する処理のフローチャート図を示したものであり、ＣＰＵ１８内蔵のＲＯＭにあらかじめ定められた処理手順が記憶されてある。図８に於いて処理２０１は記憶手段２５に記憶されたＣＶセンサ１１の入出力特性となる平滑コンデンサ４の充電電圧DCVに対するＡ／Ｄ変換器２４のＡ／Ｄ変換値DCVADの傾きd(DCVAD)／d(DCV)と平滑コンデンサ４の充電電圧が０Ｖの時のＡ／Ｄ変換値のオフセットAD2を読み出す処理であり、処理２０２に進み平滑コンデンサ４の充電電圧が制御電圧VTとなる時の目標Ａ／Ｄ変換値ADTを上記の（２）式より求める処理を行い、処理２０３に進みＰ０ポートにより給電スイッチ７をオンし平滑コンデンサ４を交流電源８のピーク電圧まで充電し、処理２０４に進み力率改善制御を開始する。処理２０５は平滑コンデンサ４の充電電圧DCVに対するＡ／Ｄ変換値DCVADをサンプリングし、判断２０６に進みＡ／Ｄ変換値の調整許容誤差をXとしDCVADがADT＋X以下であれば判断２０８に進み、 DCVADがADT＋Xを超えていれば処理２０７に進み、処理２０７で平滑コンデンサ４の充電電圧を低下させるためデジタルポテンショメータ２３の分圧抵抗比デジタル値Wpdataの＋１加算処理を行い処理２１０に進む。判断２０８はDCVADがADT−X以上であればDCVADが目標のADTの調整許容誤差以内となり平滑コンデンサ４の充電電圧DCVの制御電圧VTへの電圧調整が完了し処理を終え、DCVADがADT−X未満であれば処理２０９に進み、処理２０９で平滑コンデンサ４の充電電圧を高めるためデジタルポテンショメータ２３の分圧抵抗比デジタル値Wpdataの−１減算処理を行い、処理２１０に進み分圧抵抗比デジタル値WpdataをＰ１ポートよりデジタルポテンショメータ２３に出力することで平滑コンデンサ４の充電電圧を変更する処理を行い、DCVADが目標のADTの調整許容誤差以内となるまで処理２０５以降を繰り返す。
【００１６】
従って、ＣＰＵ１８は、モータ停止時にデジタルポテンショメータ２３を制御して平滑コンデンサ４の充電電圧DCVを直流電圧検出手段２２の検出電圧であるV1に調整し、平滑コンデンサ４の充電電圧に対するＣＶセンサ１１の出力電圧の特性となる平滑コンデンサ４の充電電圧DCVに対するＡ／Ｄ変換値DCVADの傾きd(DCVAD)／d(DCV)と平滑コンデンサ４の充電電圧が０Ｖの時のＡ／Ｄ変換値のオフセットAD2を記憶手段２５に記憶することで遠心機機体固有のＣＶセンサ１１の入出力特性を把握し、モータ運転時は記憶手段２５に記憶されたd(DCVAD)／d(DCV)とAD2を読み出しこれを基に平滑コンデンサ４の充電電圧がモータの運転状態であらかじめ決められた所定の制御電圧になるようにデジタルポテンショメータ２３を制御するので、モータの運転状態に従い遠心機の機体によらず平滑コンデンサ４の充電電圧を所定の電圧に調整しモータ印可電圧の最適化を図ることができる。
【００１７】
なお、遠心分離機の機体固有のＣＶセンサ１１の入出力特性を把握するための平滑コンデンサ４の充電電圧の直流電圧検出手段２２の検出電圧の調整及び平滑コンデンサ４の充電電圧に対するＣＶセンサ１１の出力電圧の特性の記憶はモータ停止時に行うと説明したが、モータを運転する前の例えば工場出荷時に一度だけ行い、モータを運転する直前に記憶手段２５より平滑コンデンサ４の充電電圧DCVに対するＡ／Ｄ変換値DCVADの傾きd(DCVAD)／d(DCV)とオフセットAD2を読み出し、モータの運転時にモータの運転状況に従いデジタルポテンショメータ２３を制御して平滑コンデンサ４の充電電圧を調整することによっても本発明の目的は達成できる。
【００１８】
また、本実施例では記憶手段２５に記憶するＣＶセンサ１１の入出力特性は上記のAD0とAD1の補問により求めた傾きd(DCVAD)／d(DCV)とオフセットAD2であったが、モータ停止時にAD0、AD1を記憶し、モータ運転時に平滑コンデンサ４の充電電圧が制御電圧VTとなる時の目標Ａ／Ｄ変換値ADTをAD0、AD1の補問より求めても良い。
【００１９】
本実施例においては、直流電力変換器として電源用双方向電力変換器１を、直流電力変換器を制御し平滑コンデンサの充電電圧を制御する制御回路は力率改善制御回路１２を用いた例を挙げ説明したが、平滑コンデンサ４の充電電圧を位相制御により変更するサイリスタ、トライアック等の自己消孤機能の持つデバイスにより構成される直流電力変換器とその制御回路を用いた場合に於いても同様の効果を得ることができる。
【００２０】
また、本実施例のように直流電力変換器として電源用双方向電力変換器１を、直流電力変換器を制御し平滑コンデンサの充電電圧を制御する制御回路として力率改善制御回路１２を用いることにより交流電源電流の高調波成分を抑制し電源力率を向上させる機能を持つ装置では、個々のＣＶセンサ１１の入出力特性のばらつきにより平滑コンデンサ４の充電電圧が電源電圧のピーク値に対し十分高くない場合に、モータの力行、回生運転時とも電源用双方向電力変換器の昇圧、降圧コンバータ動作による電源電流の高力率化動作が電源電圧のピーク近傍で行われず、電源電圧のピーク近傍で電源電流が歪み交流電源電流の力率が低下する欠点があったが、本実施例に於けるＣＶセンサ１１の入出力特性の把握及び本特性を基にした平滑コンデンサの充電電圧の調整を行うと、モータの力行・回生運転時とも遠心機の機体によらず平滑コンデンサ４の充電電圧を電源電圧のピーク値より十分高い電圧に保つことができるため、電源電流の力率を一定の高い値とすることが可能となる。
【００２１】
【発明の効果】
本発明によれば、遠心機機体固有の平滑コンデンサ電圧センサの入出力特性の把握することで遠心分離機の運転時の平滑コンデンサの充電電圧の製品ばらつきを排除し、モータの運転状態に従いモータ印可電圧の最適化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明になる遠心分離機用モータの制御装置の具体的実施例を示すブロック回路図である。
【図２】  図１の詳細な実施例を示すブロック回路図である。
【図３】  力率改善用ＩＣ１３のブロック機能図である。
【図４】  図１の詳細な実施例を示すブロック回路図である。
【図５】  電源用双方向電力変換器の昇圧コンバータ動作時のデジタルポテンショメータの分圧抵抗比デジタル値に対する平滑コンデンサ４の充電電圧の変化の様子を示した図である。
【図６】  平滑コンデンサの充電電圧に対するＣＰＵ内蔵Ａ／Ｄ変換器のＡ／Ｄ変換値の様子を示した図である。
【図７】  ＣＰＵがモータ停止時に力率改善制御回路及びデジタルポテンショメータを制御して平滑コンデンサの充電電圧を調整し、平滑コンデンサの所定の充電電圧を直流電圧検出手段により検出し、平滑コンデンサの充電電圧に対する平滑コンデンサ電圧センサの出力電圧の特性を記憶手段に記憶する処理のフローチャートを示した図である。
【図８】   ＣＰＵがモータ運転時の平滑コンデンサの充電電圧をモータの運転状態に        従い調整する処理のフローチャートを示した図である。
【符号の説明】
１は直流電力変換器、３はモータ用双方向電力変換器、４は平滑コンデンサ、７は給電スイッチ、１１は平滑コンデンサ４の充電電圧をフィードバックする平滑コンデンサ電圧センサ、１２は平滑コンデンサの充電電圧を制御する制御回路、１８はＣＰＵ、２２は平滑コンデンサのあらかじめ定められた所定の充電電圧を検出する直流電圧検出手段、２３はデジタルポテンショメータ、２４は平滑コンデンサ電圧センサの出力電圧を把握する手段、２５は平滑コンデンサの充電電圧に対する平滑コンデンサ電圧センサの出力電圧の特性を記憶する記憶手段である。
【図１】
0003785875.tif 000002
【図２】
0003785875.tif 000003
【図３】
0003785875.tif 000004
【図４】
0003785875.tif 000005
【図５】
0003785875.tif 000006
【図６】
0003785875.tif 000007
【図７】
0003785875.tif 000008
【図８】
0003785875.tif 000009