(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信側では、所定の基本周波数に対して異なる整数の倍数である互いに異なる周波数の多数のキャリアのうち、隣接する４つのキャリアの周波数間隔以上の周波数間隔にある複数のキャリアを、送信すべき一のチャンネルのディジタル情報信号で分散して変調した後多重して得たマルチキャリア信号を送信し、受信側では受信した上記のマルチキャリア信号から前記複数のキャリアの変調波を別々に周波数選択した後、別々に周波数変換して互いに異なる周波数の中間周波信号とし、これら複数の中間周波信号を加算合成して前記一のチャンネルの多重化信号を生成し、この多重化信号を離散フーリエ変換演算した後復号器で復号することを特徴とするマルチキャリア送受信方法。
【請求項２】
所定の基本周波数に対して異なる整数の倍数である互いに異なる周波数の複数のキャリアのうち、隣接するＮ本（Ｎは４以上の自然数）おきのキャリアを、送信すべき一のチャンネルのディジタル情報信号の値に基づき、別々に位相及び振幅を共通なシンボル間隔に同期させてディジタル変調した後多重して得たマルチキャリア信号を受信する受信手段と、
前記受信手段からのマルチキャリア信号を、伝送周波数帯域を連続又は非連続のＭ個（ただし、Ｍは４以上Ｎ以下の自然数）に分割したときの各分割周波数帯域毎に周波数選択するＭ個の周波数選択手段と、
前記Ｍ個の周波数選択手段からそれぞれ取り出されたＭ個の周波数成分信号のそれぞれについて局部発振周波数を用いて周波数変換を行うと共に、一の周波数変換後の周波数成分の前記変調されたキャリアが存在しない空いている周波数範囲に他の（Ｍ−１）の周波数変換後の周波数成分が位置するように前記局部発振周波数を設定して周波数変換する周波数変換手段と、
前記周波数変換手段から並列に出力されたＭ個の出力信号を加算合成して一の多重信号を生成する加算合成手段と、
前記加算合成手段の出力信号から同期信号を作成する同期信号生成手段と、
前記加算合成手段の出力信号をディジタル信号に変換後、前記同期信号に基づいて離散フーリエ変換する演算手段と、
前記演算手段の出力信号を復号して前記伝送すべきディジタル情報信号を得る復号手段と
を有することを特徴とするマルチキャリア受信装置。
【請求項３】
前記Ｍは偶数であり、前記周波数選択手段は、前記Ｍ個の周波数選択手段からそれぞれ取り出されたＭ個の周波数成分信号のうち、低い方から順に奇数番目同士の隣接する２つの周波数成分信号を、それらの中間の周波数の第１の局部発振周波数でそれぞれ周波数変換し、かつ、偶数番目同士の隣接する２つの周波数成分信号を、それらの中間の周波数の第２の局部発振周波数でそれぞれ周波数変換することを特徴とする請求項２記載のマルチキャリア受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はマルチキャリア送受信方法及び受信装置に係り、特に各々直交振幅変調（ＱＡＭ）あるいは、直交位相変調（ＱＰＳＫ）された、互いに周波数の異なる複数のキャリアからなる信号を送受信するマルチキャリア送受信方法及び受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、複数のキャリア周波数（搬送波周波数）を用い、異なる情報を送受信する方法は種々知られており、アナログ信号の分野では例えばＣＡＴＶ等の放送分野で実施されている。この放送分野では、各々異なる番組情報で異なるチャンネル用のキャリア周波数をそれぞれ変調した後、これらを多重して送受信するものである。
【０００３】
このアナログ信号の送受信ではそれぞれのキャリアによりそれぞれの情報が伝送されるため、受信機は復調すべきキャリア周波数の信号のみを選択受信して復調する。一方、ディジタル信号の分野では例えば単一のキャリアを用いるＱＡＭディジタル変調方式、あるいはＱＰＳＫ変調方式により、比較的大きな情報量のディジタル信号を伝送できる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、複数のアナログ信号情報で複数のキャリア周波数を変調した後多重して送受信する方法では、信号の正確な分割、合成が難しく、大きな情報量を伝送することは困難である。また、単一キャリアによるＱＡＭ変調方式やＱＰＳＫ変調方式でディジタル信号を送受信する従来方法では、周波数帯域を増加させることで大きな情報量を伝送できるが、伝送帯域に制限がある伝送路に適用するときには、所定量のディジタル信号しか伝送できない。
【０００５】
また、従来、多値ＱＡＭの手法を用いて所定帯域幅における伝送レートを高速化できるが、その場合は送信電力を増大させる必要がある。しかし、送信電力を増大させると、他の無線装置に大きな干渉を与えてしまう。
【０００６】
本発明は以上の点に鑑みなされたもので、周波数帯域と送信電力が制限されている環境下において、複数のキャリア周波数を用いて比較的高い伝送レートでディジタル信号を送受信し得るマルチキャリア送受信方法及び受信装置を提供することを目的とする。
【０００７】
また、本発明の他の目的は、微弱電波を用いて希望する伝送レートでディジタル信号を送受信し得るマルチキャリア送受信方法及び受信装置を提供することにある。
【０００８】
更に、本発明の他の目的は、伝送に使用する複数のキャリア周波数を簡単な構成で送受信し得るマルチキャリア送受信方法及び受信装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明のマルチキャリア送受信方法は、送信側では、所定の基本周波数に対して異なる整数の倍数である互いに異なる周波数の多数のキャリアのうち、隣接する４つのキャリアの周波数間隔以上の周波数間隔にある複数のキャリアを、送信すべき一のチャンネルのディジタル情報信号で分散して変調した後多重して得たマルチキャリア信号を送信し、受信側では受信した上記のマルチキャリア信号から複数のキャリアの変調波を別々に周波数選択した後、別々に周波数変換して互いに異なる周波数の中間周波信号とし、これら複数の中間周波信号を加算合成して一のチャンネルの多重化信号を生成し、この多重化信号を離散フーリエ変換演算した後復号器で復号する。
【００１１】
本発明方法では、一のチャンネルの伝送すべきディジタル情報信号を、同期された複数のキャリアを分散して変調するようにしているため（すなわち、例えば１６ＱＡＭ変調の場合は、４ビットで表わされるＩＱ平面上の１６点の情報を、１６のキャリアで表現するようにしているため）、単位帯域当たりの送受信電力を小さく保ちつつ、必要な大きな伝送レートでディジタル情報信号を送信できる。
【００１４】
また、上記の目的を達成するため、本発明のマルチキャリア受信装置は、所定の基本周波数に対して異なる整数の倍数である互いに異なる周波数の複数のキャリアのうち、隣接するＮ本（Ｎは４以上の自然数）おきのキャリアを、送信すべき一のチャンネルのディジタル情報信号の値に基づき、別々に位相及び振幅を共通なシンボル間隔に同期させてディジタル変調した後多重して得たマルチキャリア信号を受信する受信手段と、受信手段からのマルチキャリア信号を、伝送周波数帯域を連続又は非連続のＭ個（ただし、Ｍは４以上Ｎ以下の自然数）に分割したときの各分割周波数帯域毎に周波数選択するＭ個の周波数選択手段と、Ｍ個の周波数選択手段からそれぞれ取り出されたＭ個の周波数成分信号のそれぞれについて局部発振周波数を用いて周波数変換を行うと共に、一の周波数変換後の周波数成分の変調されたキャリアが存在しない空いている周波数範囲に他の（Ｍ−１）の周波数変換後の周波数成分が位置するように局部発振周波数を設定して周波数変換する周波数変換手段と、周波数変換手段から並列に出力されたＭ個の出力信号を加算合成して一の多重信号を生成する加算合成手段と、加算合成手段の出力信号から同期信号を作成する同期信号生成手段と、加算合成手段の出力信号をディジタル信号に変換後、同期信号に基づいて離散フーリエ変換する演算手段と、演算手段の出力信号を復号して伝送すべきディジタル情報信号を得る復号手段とを有する構成としたものである。
【００１５】
この発明では、複数のキャリアに分散してディジタル変調されたマルチキャリア信号を、Ｍ個の分割周波数帯域（サブ帯域）毎に周波数選択し、その周波数選択した信号について周波数変換する際に、それらの周波数変換後のＭ個の周波数信号が互いの空いている周波数位置に配置（挿入）されるように局部発振周波数を設定し、その周波数変換後の信号を多重するようにしているため、周波数インターリーブ関係にある一の多重信号に対して離散フーリエ変換と復号ができる。
【００１６】
また、本発明は、周波数変換手段から出力されたＭ個の出力信号のそれぞれに対して、有効変調周波数帯域のみを通過させ不要周波数成分を除去して加算合成手段へ出力する櫛歯型フィルタ特性のＭ個の櫛歯フィルタを有することが、信号対雑音比向上にとって望ましい。
【００１７】
また、本発明は、周波数選択手段を、他の無線局から受信される入力信号帯域が不連続帯域内に位置するように、伝送周波数帯域を非連続のＭ個（ただし、Ｍは４以上Ｎ以下の自然数）に分割して各分割周波数帯域毎に周波数選択することが、他の無線局からの干渉を軽減できる点で望ましい。
【００１８】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。図１は本発明になるマルチキャリア送受信方法及び受信装置の一実施の形態のブロック図を示す。同図において、マルチキャリア送受信システムは、マルチキャリア送信装置１０とマルチキャリア受信装置２０とから構成されている。マルチキャリア送信装置１０は、第１の実施の形態では表１に示す仕様でマルチキャリア信号を送信する。
【００１９】
【表１】
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表１から分かるように、マルチキャリア送信装置１０が送信するマルチキャリア信号は、１００ｋＨｚの周波数帯域幅のＱＡＭ変調されたキャリアが、７００ｋＨｚ間隔で１２８波並べられている（周波数分割多重されている）。ＱＡＭ変調波は１００ｋＨｚの周波数帯域で２００ｋｂｐｓを伝送できるため、この実施の形態のようにＱＡＭ変調波を１２８波用いた場合は、２５．６Ｍｂｐｓの信号を伝送できる。ただし、実際には同期用等に用いる信号が必要であるので、これらの信号を除いて２４．５Ｍｂｐｓ（エラー訂正用信号を含む）のディジタル信号を伝送することとする。
【００２０】
図２は本発明の一実施の形態で伝送する信号の並びを示す。同図（Ａ）はマルチキャリア送信装置１０が発生可能である信号の周波数分布、同図（Ｂ）は、実際に送信される信号の周波数分布を示す。すなわち、マルチキャリア送信装置１０は、図２（Ａ）に示すように、１００ｋＨｚ間隔の複数のキャリアがＱＡＭ変調された、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）波を発生できるが、実際には図２（Ａ）の点線のキャリアはあらかじめゼロとされ、図２（Ａ）及び（Ｂ）に実線で示すように、７本おきに間引かれたキャリアが発生され、ＱＡＭ変調されて伝送される。
【００２１】
７本のキャリア毎に６本のキャリアを間引き、キャリアを７００ｋＨｚ間隔とする理由は、微弱通信での電波法で定められた１ＭＨｚの周波数範囲で測定したときの送信電力の制限条件を満足するためである（間引かないと、この制限条件以上の送信電力値となってしまう）。
【００２２】
マルチキャリア送信装置１０で発生される変調信号は、共通のシンボル期間を有しており、ＯＦＤＭ信号として復号動作を行うマルチキャリア受信装置２０内のＦＦＴ演算回路２５はそのシンボル周波数を用いて復号動作を行う。前述したように、この実施の形態では、キャリアは７本おきにしか存在しないため、ＦＦＴ復号した後の復調出力も、それに対応した復調出力端子にしか復号信号は出力されない。このようにして伝送される信号の受信は、通常のＯＦＤＭ信号波を受信する技術を用いて行うことができる。
【００２３】
次に、マルチキャリア送信装置１０とマルチキャリア受信装置２０の構成及び動作について説明する。図１に示すように、マルチキャリア送信装置１０は、インタフェース回路１１、多周波数発振器１２、制御回路１３、加算器１４、ＤＡ変換器１５及び送信アンテナ１７に接続された周波数変換器１６から構成されている。また、マルチキャリア受信装置２０は、受信アンテナ２１に接続された周波数変換部２２、同期回路２３、ＡＤ変換器２４、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算回路２５、復号器２６及びインタフェース回路２７から構成されている。
【００２４】
送信すべきディジタルデータは、インタフェース回路１１に供給され、ここでシンボル期間毎に伝送できる量のデータが取り込まれて伝送すべきキャリアの割り付けが行われ、それぞれのデータが割り付けられたキャリアを発振出力する多周波数発振器１２の入力として与えられる。
【００２５】
多周波数発振器１２は入力されるデータに対応したディジタル変調波信号を出力する。制御回路１３は多周波数発振器１２のうちどの発振出力を生じさせるかを、入力される信号内容に応じて制御する。ここで、上記のディジタル変調波信号が１６ＱＡＭ信号である場合、ＩＱ平面上の１６点の情報を伝送する。ＩＱ平面上の１６点は、それに対応する振幅と位相値による１６種類の発振信号を表現することができる。
【００２６】
この場合、４ビットのディジタルデータはそれらに対応する１６種類のキャリア（発振周波数信号）により伝送することができる。すなわち、１６ＱＡＭ変調波を、１６個のキャリアに分散して伝送する。また、各ＱＡＭの信号は、同一のシンボル期間は同一のデータで変調され、各キャリアの周波数間隔はシンボル周波数の整数倍となるように設定されている。
【００２７】
このようにして、多周波数発振器１２は、それぞれ送信されるキャリア数に対して、その多値化の状態で必要とする発振信号の種類の信号情報を有しており、キャリアの数だけの発振信号を同時に発生する。加算器１４は多周波数発振器１２からの複数の発振信号を加算して一つの信号とし、これをＤＡ変換器１５に供給する。ＤＡ変換器１５によりディジタル・アナログ変換して得られたアナログ信号は周波数変換器１６に供給されて、送信周波数帯に周波数変換された後、図示しない増幅回路で所定の電力値に増幅されて送信アンテナ１７より空中に放射される。
【００２８】
次に、マルチキャリア受信装置２０について説明する。受信アンテナ２１で受信された信号は、必要に応じて図示しない増幅回路により高周波増幅された後周波数変換部２２に供給されて、中間周波数に変換される。この周波数変換部２２から出力された中間周波信号は、ＡＤ変換器２４に供給される一方、同期回路２３に供給され、ＡＤ変換器２４及びＦＦＴ演算回路２５を駆動する同期信号を作成する。
【００２９】
ＡＤ変換器２４により同期回路２３からの同期信号に基づきアナログ・ディジタル変換されて得られたディジタル中間周波信号は、ＦＦＴ演算回路２５に供給され、ここで同期回路２３からの同期信号に基づき、複素フーリエ変換されて実数−虚数複素平面内の信号として取り出される。ここで、受信信号がＱＡＭ信号である場合、各ＱＡＭの信号は、同一のシンボル期間は同一のデータで変調され、各キャリア（発振周波数信号）の周波数間隔はシンボル周波数の整数倍となるように設定されているため、上記のＦＦＴ演算回路２５により、直交周波数分割多重信号（ＯＦＤＭ信号）と同様にして復号できる。
【００３０】
ＦＦＴ演算回路２５の出力信号は、復号器２６に供給されてその信号の振幅と位相値よりディジタル信号が求められる。この復号器２６により復号されたディジタル信号は、インタフェース回路２７を介してインタフェース回路１１に入力されたのと同じ順序で出力される。
【００３１】
次に、周波数変換部２２の構成及び動作について更に詳細に説明する。図３は周波数変換部２２の第１の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付してある。この実施の形態では、設定される２２５ＭＨｚから３１５ＭＨｚまでの信号伝送帯域を、図４に示すように、第１サブ帯域４１、第２サブ帯域４２、第３サブ帯域４３及び第４サブ帯域４４の４つに分割して受信動作を行う。
【００３２】
次に、図３のブロック図の動作について説明する。図３において、受信アンテナ２１で受信された信号は、高周波増幅回路２８（図１では図示省略）により高周波増幅された後、帯域増幅器３１1、３１2、３１3及び３１4にそれぞれ供給され、ここで、第１サブ帯域４１、第２サブ帯域４２、第３サブ帯域４３及び第４サブ帯域４４の各周波数成分が周波数選択される。
【００３３】
ここで、高周波増幅器２８の周波数特性は図５（Ａ）に示す如く、前記第１サブ帯域４１〜第４サブ帯域４４を帯域増幅する特性である。この高周波増幅器２８より出力された受信マルチキャリア信号は、帯域増幅器３１1により図５（Ｂ）に示す如き第１サブ帯域４１の周波数成分信号ａが周波数選択及び増幅され、帯域増幅器３１3により図５（Ｃ）に示す如き第３サブ帯域４３の周波数成分信号ｂが周波数選択及び増幅される。また、帯域増幅器３１2、３１4は、受信信号から第２サブ帯域４２、第４サブ帯域４４の周波数成分信号を周波数選択及び増幅する。
【００３４】
周波数変換器３２1は図５（Ｄ）に示すように、第１サブ帯域４１の周波数成分信号ａと局部発振器３３ａよりの第１の局部発振周波数ｆLとの周波数変換を行い、両信号の差の周波数成分信号を出力する。また、これと同時に、周波数変換器３２3は図５（Ｅ）に示すように、第３サブ帯域４３の周波数成分信号ｂと局部発振器３３ｂよりの第１の局部発振周波数ｆLとの周波数変換を行い、両信号の差の周波数成分信号を出力する。第１の局部発振周波数ｆLは、図５（Ｄ）及び（Ｅ）に示すように、第１サブ帯域４１と第３サブ帯域４３の中間の周波数に設定されている。
【００３５】
周波数変換器３２1の出力信号は、櫛歯フィルタ特性を有する櫛歯フィルタ３４1に供給されて不要周波数成分が除去されて図５（Ｆ）に示す信号ｃとされる。また、周波数変換器３２3の出力信号は、櫛歯フィルタ特性を有する櫛歯フィルタ３４3に供給されて不要周波数成分が除去されて図５（Ｇ）に示す信号ｄとされる。ここで、信号ｃの中心周波数は、第１サブ帯域の周波数成分信号ａの中心周波数をｆ１とすると、（ｆL−ｆ１）であり、信号ｄの中心周波数は、第３サブ帯域の周波数成分信号ｂの中心周波数をｆ３とすると、（ｆ３−ｆL）であり、これらの周波数は異なる値に、かつ、互いに一部の帯域が共用するように設定される。
【００３６】
また、上記の信号ａ及びｂは、１００ｋＨｚの周波数帯域の信号で変調された複数の変調波が７００ｋＨｚ間隔で配置された構成であるから、上記の信号ｃ及びｄも同様の周波数分布構成である。すなわち、信号ｃ及びｄは、それぞれ７００ｋＨｚの周波数範囲のうち、情報信号が伝送されるのは１００ｋＨｚの周波数範囲であり、残りの６００ｋＨｚの周波数範囲は、空きの状態となっている。そこで、信号ｃの上記の空きの状態となっている６００ｋＨｚの周波数範囲に、信号ｄの周波数帯域１００ｋＨｚの変調波が配置されるように、第１の局部発振周波数ｆLが設定されている。
【００３７】
よって、上記の信号ｃ及びｄを加算合成した信号の周波数スペクトラムは、図５（Ｈ）に示すように、実線で示す信号ｃを構成する１００ｋＨｚ帯域幅の変調波と、点線で示す信号ｄを構成する１００ｋＨｚ帯域幅の変調波とが周波数インターリーブ関係にある。
【００３８】
同様に、周波数変換器３２2及び３２4により、帯域増幅器３１2、３１4よりの第２サブ帯域４２の周波数成分信号と第４サブ帯域４４の周波数成分信号と局部発振器３３ｂよりの第２の局部発振周波数との差の周波数変換が行われ、櫛歯フィルタ３４2、３４4により不要周波数成分が除去されることにより、櫛歯フィルタ３４2から第２サブ帯域４２の周波数成分信号と第２の局部発振周波数の差の周波数成分信号が取り出され、櫛歯フィルタ３４4から第４サブ帯域４４の周波数成分信号と第２の局部発振周波数の差の周波数成分信号が取り出される。このとき、第２の局部発振周波数は、櫛歯フィルタ３４2及び３４4の各出力信号周波数が互いに異なり、かつ、櫛歯フィルタ３４1及び３４3の出力信号ｃ及びｄとも異なる周波数になるように設定されている。
【００３９】
これにより、櫛歯フィルタ３４1〜３４4の各出力信号は、それぞれ同じ７００ｋＨｚの周波数範囲において、他の３つの信号の空きの状態となっている６００ｋＨｚの周波数範囲に、周波数帯域１００ｋＨｚの変調波が配置される。これにより、櫛歯フィルタ３４1〜３４4の各出力信号が、加算合成回路３５で加算合成されることにより、４つの出力信号が周波数インターリーブされた（帯域共用多重化された）１つの多重信号とされる。この帯域共用多重信号は、ＡＤ変換器２４に供給されてディジタル多重信号に変換されて、図１のＦＦＴ演算回路２５に供給された後、前述したようにして復号される。
【００４０】
このように、この実施の形態によれば、ＱＡＭ変調された情報信号が複数のキャリアで送信され、この送信マルチキャリア信号が受信され、一つの周波数インターリーブされた多重信号に変換した後復号するようにしているため、送信電波のエネルギー集中を無くし、所定の伝送帯域内での電力エネルギーを小さく設定できるため、微弱電波（例えば、１ＭＨｚ帯域幅で測定した時に０．０４７μＷ以下）で大きな情報量の信号を伝送できる。
【００４１】
また、この実施の形態では、変調開始から終了がシンボル区間（基本間隔）で同期された７本おきのキャリア（７００ｋＨｚ間隔のキャリア）に間引いて伝送するので、７本のキャリアのうちのどの１本を伝送するかにより７つの状態がある。すなわち、この実施の形態では、７つのチャンネルが設定可能であり、また、各チャンネルあたりの電力を小さく保ちつつ、必要とする大きな伝送レートのディジタル信号を伝送することができる。
【００４２】
更に、各ＱＡＭ変調されたキャリアは、同一のシンボル期間は同一のデータで変調され、各キャリアの周波数間隔もシンボル周波数の整数倍となるように設定されているため、これらのＱＡＭ信号はＦＦＴ演算回路２５を用いてＯＦＤＭ信号と同様の手法により復号することができる。すなわち、伝送に使用するキャリア数は多いが、ハードウェアとしては比較的小さな回路規模で復号できる。
【００４３】
また、微弱電波であるので、受信範囲を少し外れると、その受信信号レベルは雑音レベルとなり、従って、少し離れた場所で共通の周波数を用いて運用できる。一例として、東京都内の面積を２０００ｋｍ2とすると、１００ｍ離れてノイズレベルとなるこの実施の形態のシステムでは、２００ｍ間隔で送信機を設置することが可能であるから、最大３５万チャンネル（すなわち、各７チャンネルの送信機を５万台）を用意できる。１チャンネル当たりの同期信号等を除いた情報信号の伝送に寄与するＱＡＭキャリアは１２０本からなっているものとし、またキャリア１本はＩＳＤＮの伝送容量（１４４ｋｂｐｓ）と同じ容量が可能であるので、計算上では都内に最大４２００万のＩＳＤＮ無線チャンネルが設置可能ということになる。
【００４４】
なお、以上の実施の形態では、７００ｋＨｚおきに有効キャリアを立てるように説明したが、６００ｋＨｚおき、あるいは８００ｋＨｚおきに有効キャリアを立ててもよく、またそれらを混在させてもよい。また、サブ帯域は４分割、６分割、８分割というように、任意に分割して、周波数変換後に加算合成をするようにしてもよい。
【００４５】
次に、マルチキャリア受信装置の第２の実施の形態について説明する。図６は図１のマルチキャリア受信装置２０内の周波数変換部２２の第２の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図３と同一構成部分には同一符号を付してある。前記したマルチキャリア送信機１０から送信されたマルチキャリア信号は、図６の受信アンテナ２１で受信され、高周波増幅器２８により所定の伝送周波数帯域２２５ＭＨｚ〜３１５ＭＨｚの周波数成分信号が帯域増幅された後、全部でｒ個の帯域フィルタ（ＢＰＦ）５１0〜５１r-1に並列に供給される。なお、ＢＰＦ５１0〜５１r-1は帯域増幅器でもよい。
【００４６】
上記のマルチキャリア信号は、図２において、実線及び点線でそれぞれ示した１００ｋＨｚ間隔のキャリアを、周波数の低い方から順にｆ０、ｆ１、ｆ２、．．．、ｆｐとすると、実線で示したｆ０及びｐが７の倍数である７００ｋＨｚ間隔の周波数ｆ０、ｆ７、ｆ１４、．．．が有効キャリアとして情報信号の伝送に用いられ、その他のキャリア周波数はレベルの無い信号とされる。
【００４７】
ＢＰＦ５１0〜５１r-1は、所定の伝送周波数帯域２２５ＭＨｚ〜３１５ＭＨｚを、図７に示すように、第０サブ帯域６１0〜第ｒ−１サブ帯域６１r-1までｒ分割する互いに異なる通過周波数帯域を有している。すなわち、例えば、ＢＰＦ５１0は、第０サブ帯域６１0の通過周波数帯域を、また、ＢＰＦ５１r-1は、第ｒ−１サブ帯域６１r-1の通過周波数帯域に設定されている。
【００４８】
ここで、第０サブ帯域６１0〜第ｒ−１サブ帯域６１r-1のうち、それぞれのサブ帯域で伝送する有効キャリア数をｑ個とすると、任意の第ｋサブ帯域（ｋ＝０，１，２，．．．，ｒ−１）で扱われる、そのサブ帯域内でｓ番目（ｓ＝０，１，２，．．．ｑ−１）の有効キャリアの周波数番号は、｛（ｋ×ｑ＋ｓ）×７｝で与えられる。従って、第０サブ帯域６１0には周波数番号の０から｛（ｑ−１）×７｝の有効キャリアが、同様に第ｒ−１サブ帯域６１r-1には周波数番号の｛（ｒ−１）×ｑ×７｝から｛（ｒ×ｑ−１）×７｝の有効キャリアが伝送される。
【００４９】
再び図６に戻って説明するに、ＢＰＦ５１0〜５１r-1から取り出された、第０サブ帯域６１0〜第ｒ−１サブ帯域６１r-1の各信号は、周波数変換器５２0〜５２r-1に供給され、それぞれ図示しない局部発振器からの第０〜第ｒ−１の局部発振周波数と周波数変換された後、低域フィルタ（ＬＰＦ）５３0〜５３r-1に供給されて不要周波数成分が除去されて、中間周波信号とされる。
【００５０】
ここで、第０サブ帯域６１0で伝送される信号の中間周波信号は、７おきの周波数番号０から｛（ｑ−１）×７｝の有効キャリアを周波数変換した有効周波数成分からなり、それらの有効周波数成分と次の有効周波数成分との間に、１００ｋＨｚ間隔で６つの周波数番号の空き周波数が存在するので、その空き周波数に他のサブ帯域６１1〜６１r-1（ただし、この場合ｒ−１＝６）の中間周波信号の有効周波数を挿入する。
【００５１】
すなわち、第１サブ帯域６１1の中間周波信号の有効周波数を第０サブ帯域６１0の中間周波信号の第１の空き周波数位置（７おきの周波数番号１から｛（ｑ−１）×７＋１｝の有効キャリア）に配置し、第２サブ帯域６１2の中間周波信号の有効周波数を第０サブ帯域６１0の中間周波信号の第２の空き周波数位置（７おきの周波数番号２から｛（ｑ−１）×７＋２｝の有効キャリア）に配置するというように、順次空き周波数位置に他のサブ帯域６１1〜６１r-1（ただし、この場合ｒ−１＝６）の中間周波信号の有効周波数を挿入する。これにより、７つ（ｒ−１＝６）のサブ帯域６１0〜６１6で伝送される信号はあたかも空きの無い一つの帯域共用多重化信号としてその後の処理を行うことができる。
【００５２】
サブ帯域の信号を所定中間周波数の中間周波信号に変換するためには、周波数変換器５２0〜５２r-1でサブ帯域の信号と中間周波数の差の局部発振周波数を発生させ、混合して中間周波信号の出力を得る。この実施の形態では、各サブ帯域の中間周波信号毎に差の周波数関係を異ならしめておく。すなわち、ＬＰＦ５３1の第１サブ帯域６１1の出力中間周波信号は、ＬＰＦ５３0の第０サブ帯域６１0の出力信号に対して、全体を１００ｋＨｚ高くさせた出力信号を得るため、１００ｋＨｚ差の高い局部発振周波数を用いて周波数変換を行う。同様にして、第ｒ−１サブ帯域６１r-1の出力中間周波信号は、ＬＰＦ５３0の第０サブ帯域６１0の出力信号に対して、全体を（ｒ−１）×１００ｋＨｚ高くさせた出力信号を得るため、（ｒ−１）×１００ｋＨｚ差の高い局部発振周波数を用いて周波数変換を行う。
【００５３】
このようにして得られた、サブ帯域６１0〜６１r-1（ここでは、ｒ−１＝６）の各出力中間周波信号は、それぞれ対応して設けられた図６のＡＤ変換器５４0〜５４r-1によりディジタル信号に変換され、更に櫛歯フィルタ特性を有するフィルタ５５0〜５５r-1で必要周波数成分のみが通過された後、共通の加算合成回路５６に供給されて加算合成されることにより、１００ｋＨｚおきに情報信号でＱＡＭ変調された有効キャリアのみが配置された信号とされる。
【００５４】
この加算合成信号は、図１の同期回路２３に供給されて作成された同期信号と共に共通のＦＦＴ演算回路２５に供給されて複素フーリエ変換され、実数−複素平面内の信号とされて復号器２６により、その信号の振幅と位相差によりディジタル信号が復号される。
【００５５】
この実施の形態も図３に示した周波数変換部２２を有する第１の実施の形態のマルチキャリア受信装置２０と同様の効果を有する。なお、サブ帯域は連続的に分割する必要はなく、互いのサブ帯域幅は必ずしも同一とする必要はない。その場合は、合成された中間周波数の有効スペクトラムが断続となるが、それを踏まえた復号をすればよい。更に、伝送帯域中に、他の無線局から受信される微弱電波よりも強い入力信号があるときには、それを外したサブ帯域分割とすることにより、他の無線局からの干渉を軽減することができる。この場合、同周波数近傍では微弱電波の送信も行わないようにする。
【００５６】
次に、本発明のマルチキャリア送信装置の一実施の形態の詳細構成について説明する。マルチキャリア送信装置１０は、図１に示した構成であり、また、以上の実施の形態では複数のキャリアをＱＡＭ変調した構成のマルチキャリア信号を送信するように説明したが、この実施の形態では例えば４相のＱＰＳＫ変調されたマルチキャリア信号を表２の仕様で送信する。
【００５７】
【表２】
0003799808.tif 000003
ＱＰＳＫ変調波は、１００ｋＨｚの周波数帯域で１００ｋｂｐｓを伝送できるため、１２８波を用いて１２．８Ｍｂｐｓの信号を伝送できる。実際には、同期用等に用いる信号を除いて、１２Ｍｂｐｓ（エラー訂正用信号を含む）のディジタル信号を伝送する。
【００５８】
この場合、図１の多周波数発振器１２はディジタル変調方式が４相のＱＰＳＫである場合、多周波数発振器１２は位相が９０°ずつ異なる４つの発振信号を出力する。制御回路１３は入力される信号内容により、どの位相の発振信号を生じさせるかの位相制御を司る。また、制御回路１３は、キャリア間隔を７００ｋＨｚ間隔とした場合、そのキャリアの周波数値の指定も行う。このようにして、多周波数発振器１２は、それぞれの送信されるキャリア数に対して、その多値化の状態で必要とする発振信号の種類の信号情報を有しており、キャリアの数だけの信号を同時に発生する。
【００５９】
図８は上記の多周数波発振器１２及び制御回路１３の詳細ブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付してある。図８において、ｎ個のリード・オンリ・メモリ（ＲＯＭ）型発振器７１１〜７１ｎが多周波数発振器１２を構成しており、読み出し制御器７２１〜７２ｎと基準位相発生器７３とが制御回路１３を構成している。
【００６０】
基準位相発生器７３は、入力される信号内容により、ＲＯＭ型発振器７１１〜７１ｎに対して、入力信号に対応する発振信号を出力させる。例えば、ディジタルデータと発振周波数の位相関係は、２進数で示されるデータが”００”のときは０°、”０１”のときは９０°、”１０”のときは１８０°、”１１”のときは２７０°というように指定する。
【００６１】
この実施の形態の仕様は表２に示した通りであるが、１つのＱＰＳＫキャリアの周波数帯域幅は１００ｋＨｚであり、これをＯＦＤＭ発振器で図２（Ａ）に示したようなキャリアのＯＦＤＭ信号を発生する時は、１００ｋＨｚのシンボル周波数で行う。すなわち、シンボル期間は１０μｓである。１００ｋＨｚ間隔の変調波は２２５ＭＨｚ〜３１５ＭＨｚの９０ＭＨｚ幅の伝送周波数帯域に９００波並べられるが、ＯＦＤＭの手法により得る場合は、１０μｓの間に１サイクルから９００サイクル存在する信号が発生される。
【００６２】
ｎ個（ｎは９００以下の自然数）のＲＯＭ型発振器７１1〜７１nは、上記の１０μｓ期間に必要とされる発振信号のデータを持つ。この実施の形態では、１サイクルから９００サイクルまでの発振出力信号データが必要である。９００サイクルのデータを表現するには、その２倍の１８００点以上のサンプリング点が必要であるが、ＲＯＭ型発振器７１1〜７１nは１８００以上で２のべき乗に当たる２０４８のサンプリング点によるデータを予め記憶しているものとする。
【００６３】
次に、この実施の形態の動作について説明する。図８において、インタフェース回路１１を通して入力された送信すべきディジタルデータは、読み出し制御器７２１〜７２ｎにそれぞれ供給される。また、基準位相発生器７３から出力された基準位相信号は、読み出し制御器７２1〜７２nにそれぞれ供給される。読み出し制御器７２１〜７２ｎは上記の基準位相信号に同期して、予め定められたサイクルの順番で、１対１に対応して設けられているＲＯＭ型発振器７１１〜７１ｎから入力２ビットデータに応じたサンプル点からのタイミングで正弦波データを読み出す。
【００６４】
第１サイクル目の信号には、正弦波１サイクルを２０４８に分割した１サンプル毎の全サンプルのデータを持つことになる。同様にして、第ｎサイクル目までの正弦波の振幅データを２０４８のサンプル点に関して持たせる。ここで、入力されるデータとＲＯＭ型発振器７１1〜７１nの読み出され方は、２進数で示されるデータが”００”のときは０番目のサンプル点から、”０１”のときは第５１２番目の、”１０”のときは１０２４番目の、”１１”のときは１５３６番目のサンプル点からと指定される。そのときに読み出されるデータ値は位相で０°、９０°、１８０°、２７０°というように変調を受けるため、出力信号はＱＰＳＫ変調波となる。この動作は第１サイクルから第ｎサイクルまで行われる。
【００６５】
これらのディジタル的に得られた出力信号は、ＲＯＭ型発振器７１１〜７１ｎから加算器１４に供給され、ここで加算合成される。これにより、加算器１４の出力ディジタル信号は、９０ＭＨｚ幅の伝送周波数帯域にｎ個のＱＰＳＫ変調されている有効キャリアが周波数分割された多重信号であり、ＩＦＦＴ演算により発生されたＯＦＤＭ信号と等価である。
【００６６】
しかし、現時点では高速なＩＦＦＴ素子が入手困難な状況にあるため、数μｓでＩＦＦＴ演算により上記のＯＦＤＭ信号を発生することは極めて困難である。これに対し、この実施の形態では、予め計算された多数のディジタル正弦波信号データをＲＯＭ型発振器７１１〜７１ｎから、必要な位相変調を行いながら信号を読み出す構成であるため、現存する素子で容易に数μｓでｎ個のＱＰＳＫ変調されている有効キャリアが周波数分割された多重信号を発生することができる。
【００６７】
加算器１４からディジタル的に発生されて出力された信号は、ＤＡ変換器１５によりアナログ信号に変換された後、図１の周波数変換器１６により伝送すべき周波数帯に周波数変換された後、所定の電力値に増幅され、送信アンテナ１７より空中に放射される。
【００６８】
なお、ここでは２０４８サンプル点の振幅情報をＲＯＭ型発振器７１１〜７１ｎに記録しておき読み出すように説明したが、第１０２４サンプル点以降の信号データは第０点以降の信号データの位相を反転したものであるので、ディジタル位相反転処理機能（サインビットを反転させる）を持たせることにより、ＲＯＭ型発振器７１１〜７１ｎの全体の容量を半分にすることができる。
【００６９】
更に、第２４２点から第１０２３点までのディジタル振幅データは、第２４１点から第０点までの逆方向に読んだデータと同一であり、ＲＯＭ型発振器７１１〜７１ｎの読み出し方向を操作することにより、更にＲＯＭ型発振器７１１〜７１ｎの容量を半分とすることができる。これらのＲＯＭ型発振器７１１〜７１ｎの容量大きさと、読み出し、信号処理の複雑さは相反する関係にあり、実際のハードウェアの構成は両者を勘案したものとなる。
【００７０】
また、上記の説明では、ＱＰＳＫ変調について説明したが、図８の構成を前述の１６ＱＡＭに適用することも可能である。１６ＱＡＭは、ＩＱ平面上の１６点の情報を伝送する。ＩＱ平面上の１６点は、それに対応する振幅と位相値による１６種類の発振信号で表現することができ、４ビットのディジタルデータはそれらに対応する１６種類の発振信号により伝送することができるため、これも同様にして１個のＲＯＭ型発振器と、読み出し開始位置の制御による位相変調、所定の減衰量を与えるディジタル乗算器により構成できる。ディジタル乗算器を簡単な演算手法（ビットシフト、加算回路）で実現する方法もあるが既存の技術であるのでここでは触れない。
【００７１】
次に、受信機の動作について説明する。図９は本発明になるマルチキャリア受信装置の要部である周波数変換部２２の第３の実施の形態のブロック図を示す。基本的な受信動作は第１及び第２の実施の形態と同様である。図９において、受信アンテナ２１で受信された信号は、高周波増幅回路２８（図１では図示省略）により高周波増幅された後、帯域増幅器８１1〜８１nにそれぞれ供給され、ここで、各有効キャリアが周波数選択及び増幅された後、周波数変換器８３1〜８３nに供給され、局部発振器よりの局部発振周波数と周波数変換されて差の周波数に変換される。
【００７２】
周波数変換器８２1〜８２nの出力信号は、櫛歯フィルタ特性を有する櫛歯フィルタ８４1〜８４nに供給されて不要周波数成分が除去された後、加算合成回路８５に供給され、加算された後、図１のＡＤ変換器２４及び同期回路２３に出力される。以後、図１と共に説明したと同様の受信動作が行われる。
【００７３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、一のチャンネルの伝送すべきディジタル情報信号を、同期された複数のキャリアを分散して変調することで、単位帯域当たりの送受信電力を小さく保ちつつ、必要な大きな伝送レートでディジタル情報信号を送信するようにしたため、微弱無線電波の制限された規定を順守しつつ、希望する大きな伝送レートでディジタル情報信号を所定の距離伝送できると共に、他の無線装置に与える干渉を小さくできる。
【００７４】
また、本発明によれば、逆離散フーリエ変換のような多段のバタフライ演算をするために、データ入力時点から信号出力時点までに時間のかかるＯＦＤＭ信号生成手段を用いることなく、ディスクリートのハードウェア回路である複数の記憶型発振器からシンボル期間において複数サイクル分の発振信号を並列出力させて、それらを加算合成してＯＦＤＭ信号と等価な信号を生成するようにしたため、比較的簡単な既存の半導体素子を用いて同期された高速伝送レートのマルチキャリア信号を送信できる。
【００７５】
更に、本発明によれば、複数のキャリアに分散してディジタル変調されたマルチキャリア信号を、Ｍ個の分割周波数帯域（サブ帯域）毎に周波数選択し、その周波数選択した信号について周波数変換する際に、それらの周波数変換後のＭ個の周波数信号が互いの空いている周波数位置に配置（挿入）されるように局部発振周波数を設定し、その周波数変換後の信号を多重することにより、周波数インターリーブ関係にある一の多重信号に対して離散フーリエ変換と復号するようにしたため、伝送に使用するキャリア数が多くても、ハードウェアとしては比較的小さな回路規模で、効率的にディジタル情報信号の復号ができる。
【００７６】
また、本発明によれば、複数のキャリアの発生はディジタル的に構成する複数の発振回路を用いるが、その出力発振信号を加算して得たマルチキャリア信号は１つのアナログ信号として扱うことができ、複数の帯域のキャリアを共通のハードウェアで復調することもでき、この面でも、工業的な利点が大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明になるマルチキャリア送受信方法並びにそれに用いる送信装置及び受信装置の一実施の形態のブロック図である。
【図２】本発明の一例のキャリアの並びを示す図である。
【図３】本発明受信装置の周波数変換部の第１の実施の形態のブロック図である。
【図４】図３の受信装置のサブ帯域分割の説明図である。
【図５】図３の動作説明用の各部の周波数スペクトラム図である。
【図６】本発明受信装置の周波数変換部の第２の実施の形態のブロック図である。
【図７】図６の受信装置のサブ帯域分割の説明図である。
【図８】本発明送信装置の要部の一実施の形態のブロック図である。
【図９】本発明受信装置の第３の実施の形態のブロック図である。
【符号の説明】
１０  マルチキャリア送信装置
１１、２７  インタフェース回路
１２  多周波数発振器
１３  制御回路
１４  加算器
１５  ＤＡ変換器
１６、３２1〜３２4、５２0〜５２r-1  周波数変換器
１７  送信アンテナ
２０  マルチキャリア受信装置
２１  受信アンテナ
２２  周波数変換部
２３  同期回路
２４、５４0〜５４r-1  ＡＤ変換器
２５  ＦＦＴ演算回路
２６  復号器
２８  高周波増幅器
３１1〜３１4  帯域増幅器
３４1〜３４4  櫛歯フィルタ
４１〜４４、６１0〜６１r-1  サブ帯域
５１0〜５１r-1  帯域フィルタ（ＢＰＦ）
５６  加算合成回路
７１1〜７１n  ＲＯＭ型発振器
７２1〜７２n  読み出し制御器
７３  基準位相発生器
【図１】
0003799808.tif 000004
【図２】
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【図４】
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【図３】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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