(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
サイクリックプレフィックスに起因して離散的多周波変調により生成された信号に発生する妨害の補償方法において、
前記サイクリックプレフィックスの期間では２線式線路の定常化過程は収まらず、
前記離散的多周波変調により生成された信号は複数の搬送波周波数を有しており、
各搬送波周波数は、周波数領域等化器（３０；．．．；３ｎ）により歪まされた信号ベクトル（ａ０，ｂ０ 〜ａｎ，ｂｎ）をもっていて、
複数の該信号ベクトル（ａ０，ｂ０ 〜ａｎ，ｂｎ）のうちの１つの信号ベクトルである基準信号ベクトル（ａ０，ｂ０）からエラー信号ベクトル（Δａ０，Δｂ０）を形成し、
該エラー信号ベクトルを前記複数の信号ベクトルにおける残りの信号ベクトル（ａｎ，ｂｎ）の各々に妨害補償のために加算し（１２，１３）、
前記基準信号ベクトル（ａ０，ｂ０）以外、前記複数の信号ベクトル（ａ１，ｂ１ 〜ａｎ，ｂｎ）における信号ベクトルの各々に対し、調整可能な係数のセット（Ｃａａｎ，Ｃｂａｎ，Ｃｂｂｎ，Ｃａｂｎ）を割り当て、該係数と前記エラー信号ベクトル（Δａ０，Δｂ０）を加算（１２，１３）の前に乗算することを特徴とする、
サイクリックプレフィックスに起因して離散的多周波変調により生成された信号に発生する妨害の補償方法。
【請求項２】
調整可能な係数（Ｃａａｎ，Ｃｂａｎ，Ｃｂｂｎ，Ｃａｂｎ）を、該調整可能な係数（Ｃａａｎ，Ｃｂａｎ，Ｃｂｂｎ，Ｃａｂｎ）の割り当てられる信号ベクトル（ａｎ，ｂｎ）を有する搬送波周波数の伝送条件に従い整合させる、請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記調整可能な係数（Ｃａａｎ，Ｃｂａｎ，Ｃｂｂｎ，Ｃａｂｎ）をエラー最小化のため反復的アルゴリズムにより調整する、請求項２記載の方法。
【請求項４】
前記調整可能な係数（Ｃａａｎ，Ｃｂａｎ，Ｃｂｂｎ，Ｃａｂｎ）を平均二乗誤差アルゴリズムにより調整する、請求項３記載の方法。
【請求項５】
基準信号ベクトル（ａ０，ｂ０）を値の離散した基準信号ベクトル（ａ０′，ｂ０′）にマッピングし、該値の離散した基準信号ベクトル（ａ０′，ｂ０′）をエラー信号ベクトル（Δａ０，Δｂ０）形成のため前記基準信号ベクトル（ａ０，ｂ０）から減算する（６，７）、請求項１から４のいずれか１項記載の方法。
【請求項６】
サイクリックプレフィックスに起因して離散的多周波変調により生成された信号に発生する妨害の補償回路において、
前記サイクリックプレフィックスの期間では２線式線路の定常化過程は収まらず、
前記離散的多周波変調により生成された信号は複数の搬送波周波数を有しており、
各搬送波周波数は、周波数領域等化器（３０；．．．；３ｎ）により歪まされた信号ベクトル（ａ０，ｂ０ 〜ａｎ，ｂｎ）をもっていて、
基準信号ベクトル（ａ０，ｂ０）が第１の判定器回路（４０）へ供給され、該判定器回路（４０）により基準信号ベクトル（ａ０，ｂ０）が値の離散した基準信号ベクトル（ａ０′，ｂ０′）にマッピングされ、
エラー信号ベクトル（Δａ０，Δｂ０）形成のため減算器回路（６，７）により、前記の基準信号ベクトル（ａ０，ｂ０）と値の離散した基準信号ベクトル（ａ０′，ｂ０′）が互いに減算され、
複数の加算器（１２，１３）へ前記エラー信号ベクトル（Δａ０，Δｂ０）が供給され、該複数の加算器（１２，１３）により前記エラー信号ベクトル（Δａ０，Δｂ０）が基準信号ベクトル（ａ０，ｂ０）以外の残りの各信号ベクトル（ａｎ，ｂｎ）に加算され、
前記複数の加算器（１２，１３）の各々の前段に乗算器回路（８，９，１０，１１）が接続されており、該乗算器回路により前記エラー信号ベクトル（ａ０，ｂ０）が調整可能な係数（Ｃａａｎ，Ｃｂａｎ，Ｃｂｂｎ，Ｃａｂｎ）と乗算されることを特徴とする、
サイクリックプレフィックスに起因して離散的多周波変調により生成された信号に発生する妨害の補償回路装置。
【請求項７】
前記調整可能な係数（Ｃａａｎ，Ｃｂａｎ，Ｃｂｂｎ，Ｃａｂｎ）は調整量（１０２）によって調整可能である、請求項６記載の回路装置。
【請求項８】
前記調整量（１０２）のために２のべき乗が選ばれる、請求項７記載の回路装置。
【請求項９】
サイクリックプレフィックスに起因して離散的多周波変調により生成された信号に発生する妨害の補償方法において、
前記サイクリックプレフィックスの期間では２線式線路の定常化過程は収まらず、
前記離散的多周波変調により生成された信号は複数の搬送波周波数を有しており、
各搬送波周波数は、周波数領域等化器（３０；．．．；３ｎ）により歪まされた信号ベクトル（ａ０，ｂ０ 〜ａｎ，ｂｎ）をもっていて、
複数の信号ベクトル（ａ０，ｂ０ 〜ａｎ，ｂｎ）のうちの１つの信号ベクトルである基準チャネルの基準信号ベクトル（ａ０，ｂ０）からエラー信号ベクトル（（Δａ０，Δｂ０）を形成し、
前記基準チャネルのエラー信号ベクトル（Δａ０，Δｂ０）から、まずはじめに前記基準チャネルのエラー周波数特性のパラメータｃ１，ｃ２を計算し、
ついで前記基準チャネルのエラー信号ベクトル（Δａ０，Δｂ０）から、前記複数の信号ベクトルにおける残りの信号ベクトル（ａｎ，ｂｎ）の妨害を近似的に計算し、
チャネルごとの妨害の計算を、
【数１】
0003739655.tif 000009
に従い計算し、
各チャネルに対するパタメータＣ１，Ｃ２およびエラー周波数特性の計算後、周波数領域等化前に補正するときにはエラー信号ベクトルを１／ＦＥＱ＿ｍｏｄにより補正し、
周波数領域等化後に補正するときにはエラー信号ベクトルをＦＥＱ／ＦＥＱ＿ｍｏｄにより補正し、
ついで整合されたエラー信号ベクトルを、妨害補償のため加算回路（２０１，２０２）によりｎ番目のチャネルに加算することを特徴とする、
サイクリックプレフィックスに起因して離散的多周波変調により生成された信号に発生する妨害の補償方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、請求項１の上位概念に記載の離散的多周波変調により生成された信号における妨害の補償方法および請求項９記の上位概念に記載の方法、ならびに前記の方法を実施するための請求項６の上位概念に記載の回路装置に関する。
【０００２】
離散的多周波変調（Discrete Multiton Modulation ＤＭＴ、マルチトーン変調、マルチキャリア変調とも称する）は、直線的に歪んだチャネルを介してデータを伝送するのに殊に適した変調方法である。いわゆるシングルキャリア方式たとえばただ１つの搬送波周波数だけしかもたない振幅変調とは異なり、離散的多周波変調の場合には多数の搬送波周波数が使われる。個々の搬送波周波数の各々は直交振幅変調（ＱＡＭ）に従い振幅と位相について変調される。このようにすることで多数のＱＡＭ信号が得られる。その際、搬送波周波数ごとに所定数のビットを伝送することができる。離散的多周波変調はたとえばディジタル無線放送ＤＡＢ（Digital Audio Broadcast）のためにはＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）という名称で用いられ、電話回線を介したデータ伝送のためにはＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）という名称で用いられる。
【０００３】
ＡＤＳＬの場合にはＤＭＴ変調された信号を用いることで、交換局からアナログ接続された加入者へ電話回線を介してデータが伝送される。その際、ＥＴＳＩ規格およびＡＮＳＩ規格によれば、各搬送波周波数は約４ｋＨｚの帯域幅をもち最大で１５ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚまで伝送されるように定められている。この場合、ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚの実際の数値を搬送波周波数ごとに異ならせることができ、このためデータレートと送信スペクトルを伝送チャネルに整合させることができる。
【０００４】
ＤＭＴ伝送システムは、伝送すべきシリアルディジタルデータ信号のビットをブロックにまとめる符号化器を有している。１つのブロックにおけるそれぞれ所定数のビットに対し１つの複素数が割り当てられる。１つの複素数により離散的多周波変調における１つの搬送波周波数ｆｉ＝ｉ／Ｔ（ただしｉ＝１，２，．．．，Ｎ／２）が表現され、ここですべての搬送波周波数ｆｉは等間隔で配分されている。なお、Ｔは１つのブロックの期間である。逆フーリエ変換により、信号ベクトルで表された搬送波周波数が時間領域に変換され、それによって送信すべきＤＭＴ信号におけるＮ個のサンプリング値がじかに表される。逆高速フーリエ変換（IFFT = Inverse Fast Fourier Transformation）を適用できるようにする目的で、Ｎについて２のべき乗が選ばれる。
【０００５】
逆高速フーリエ変換後、サイクリックプレフィクス（Cyclic-Prefix）が実行され、これによればサンプリング値における最後のＭ（Ｍ＜Ｎ）がもう一度、ブロックの先頭につけられる。これにより、伝送チャネルにより生じる定常化過程がＭ個のサンプリング値のあとに期間Ｔ・Ｍ／Ｎに応じて収まったとき、受信機に対し周期的な信号であると思わせる。受信機における等化のための手間はサイクリックプレフィクスにより著しく低減される。その理由は、受信機での復調後、伝送チャネルの直線的な歪みを取り除くために伝送チャネルの逆伝達関数により乗算を行えばよいからである。このためには各搬送波周波数ごとに、１つの複素数乗算または４つの実数乗算を必要とする。
【０００６】
ＡＤＳＬの場合、伝送チャネルは２線式線路（銅の２重心線）である。２線式線路であると、定常化過程のために１つのブロックの長さのわりには長い時間がかかる。他方、サイクリックプレフィクスにより必要とされる付加的な伝送容量は、できるかぎり小さく抑えるようにしたい。
【０００７】
ブロック長がＮ＝５１２の場合、ＡＤＳＬではＭ＝３２というサイクリックプレフィクスが定められている。しかしＭ＝３２個の値の後であっても、２線式線路の定常化過程は収まらない。これにより受信機において、周波数領域等化器によっても取り除くことのできない妨害が発生する。このような妨害は、受信機において特別な信号処理措置を施すことによって低減することができる。
【０００８】
そのため、復調器の前段に時間領域等化器（TDEQ = Time Domain Equalizer）が接続されている。この時間領域等化器は、係数の調整可能なディジタルトランスバーサルフィルタとして構成されている。時間領域等化器の役割は、伝送チャネルにおける定常化過程を短縮することである。このため、ディジタルトランスバーサルフィルタのインパルス応答値の個数を、サイクリックプレフィクスのＭ個のサンプリング値よりもできるかぎり小さくしなければならない。このような時間領域等化器の設計については、Al-Dhahir, N., Cioffi, J.M. による "Optimum Finite-Length Equalization for Multicarrier Transceivers", IEEE Trans.on Comm., Vol. 44, No.1, 1. 1996 に示されている。しかしながら欠点となるのは、時間領域等化器として使われるディジタルトランスバーサルフィルタのもつ多数の係数（２０〜４０の係数）に起因して、このような等化器のための回路はかなり余計に複雑になることである。さらにこの種の時間領域等化器の別の欠点は計算が非常に煩雑になることであり、この計算は２０〜４０の係数のフィルタ長であると１秒間に約５千万〜１億もの乗算となり、それに応じて回路も複雑になってしまう。しかもディジタルトランスバーサルフィルタの整合のため、各係数を調整しなければならない。
【０００９】
したがって本発明の課題は、離散的多周波変調により生成された信号における妨害の補償方法およびこの方法を実施するための回路装置において、時間領域等化器よりも回路技術的に僅かな手間やコストしかかからず、かつ簡単で高速なアルゴリズムとして、もしくは簡単な回路として構成できるようにすることである。
【００１０】
この課題は、請求項１の特徴部分に記載の構成を備えた離散的多周波変調により生成された信号における妨害の補償方法、または請求項９の特徴部分に記載の構成を備えた方法、ならびに前記方法を実施するための請求項６の特徴部分に記載の構成を備えた回路装置により解決される。
【００１１】
本発明は、離散的多周波変調により生成された信号における妨害の補償方法に関する。この場合、離散的多周波変調により生成された信号は多数の搬送波周波数を有しており、各搬送波周波数は信号ベクトルを有している。複数の信号ベクトルのうちの１つの信号ベクトルである基準信号ベクトルから、エラー信号ベクトルが形成される。妨害補償のためこのエラー信号ベクトルは、前記の複数の信号ベクトルにおける残りの信号ベクトルの各々に加算される。基準信号ベクトル以外、前記の複数の信号ベクトルにおける信号ベクトルの各々に調整可能な係数のセットが割り当てられ、加算の前にこれとエラー信号ベクトルとが乗算される。有利にはこの方法の簡単なステップにおいてエラー信号が計算され、別の簡単なステップにおいて残りの搬送波周波数に加算される。個々の搬送波周波数相互間の妨害に依存性があることから、１つの搬送波周波数からエラー信号を計算すれば十分である。この方法は、時間領域等化とは異なりアルゴリズムとして非常に簡単に実施可能である。
【００１２】
調整可能な係数は殊に有利には、調整可能な係数に割り当てられた信号ベクトルを有する搬送波周波数の伝送条件に従って整合される。有利には係数をこのように整合することにより、信号ベクトル中に含まれている可能性のある妨害をいっそう良好に抑圧できるようになる。
【００１３】
１つの有利な実施形態によれば、調整可能な係数はエラー最小化のため反復的アルゴリズムにより調整される。
【００１４】
殊に有利な実施形態によれば、調整可能な係数は平均二乗誤差アルゴリズムによって調整される。
【００１５】
基準信号ベクトルは有利には値の離散的な基準信号ベクトルにマッピングされ、エラー信号ベクトル形成のためこの値の離散的な基準信号ベクトルが基準信号ベクトルから減算される。
【００１６】
さらに本発明は、離散的多周波変調により生成された信号における妨害の補償回路装置に関する。この場合、離散的多周波変調により生成された信号は周波数領域において複数の搬送波周波数を有しており、その際、各搬送波周波数は１つの信号ベクトルを有している。基準信号ベクトルは第１の判定器回路へ供給され、この判定器回路により基準信号ベクトルが値の離散した基準信号ベクトルにマッピングされる。エラー信号ベクトルを形成するため減算器回路により、基準信号ベクトルと値の離散した基準信号ベクトルが互いに減算される。そしてエラー信号ベクトルは複数の加算器へ供給され、それらの加算器によりエラー信号ベクトルが基準信号ベクトル以外の残りの各信号ベクトルに加算される。複数の加算器の各々の前段には乗算器回路が接続されており、それらの乗算器回路によって最初のエラー信号ベクトルと調整可能な係数とが乗算される。
【００１７】
調整可能な係数は有利には調整量により調整可能である。そしてこの調整量について殊に有利には２のべき乗が選ばれ、それによって調整可能な係数の調整を簡単なシフトレジスタによって実行できるようになる。
【００１８】
さらに本発明が係わる離散的多周波変調により生成された信号における妨害の補償方法によれば、エラー信号ベクトルから複数の信号ベクトルにおける残りの信号ベクトルの妨害を近似的に計算し、妨害補償のため計算された妨害が複数の信号ベクトルにおける個々の信号ベクトルから減算される。この場合、有利には係数の適応調整は不要である。したがって適応中の収束の問題も発生する可能性がない。
【００１９】
図面を参照する以下の実施例の説明には、本発明のさらに別の利点、特徴ならびに適用事例が示されている。
【００２０】
図１には、離散的多周波変調により生成された信号における妨害を補償するための回路装置に関する第１の実施例が示されている。
【００２１】
図２には、エラー信号の重み付け係数を形成するための回路装置の１つの実施例が示されている。
【００２２】
図３には、判定器入力側におけるＳＮ比のダイアグラムが示されている。
【００２３】
図４には、離散的多周波変調により生成された信号における妨害を補償するための回路装置に関する第２の実施例が示されている。
【００２４】
図１には、離散的多周波変調により生成された信号における妨害を補償するための回路装置が描かれている。この場合、シリアル／パラレル変換器１が離散的多周波変調により生成された信号ＩＮのディジタルサンプリング値を受け取る。シリアル／パラレル変換器１は、供給されたディジタルサンプリング値からブロックを形成する。この場合、１つのブロックはＮ個のパラレルな多数の信号を有しており、それらは復調器２へ送られる。ここでＮは２のべき乗とする。
【００２５】
復調器２は高速フーリエ変換器であり、これは時間領域におけるＮ個のパラレルな多数の供給された信号を周波数領域におけるｎ個の多数の搬送波周波数ｆ０〜ｆｎへ変換する。なお、離散的多周波変調では各搬送波周波数は直交振幅変調（ＱＡＭ）によって変調される。各搬送波周波数は信号ベクトル２０ａ，２０ｂ〜２ｎａ，２ｎｂを有している。
【００２６】
たとえばＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）の場合、それぞれ４．３１２５ｋＨｚの周波数帯域をもつ２５６個の搬送波周波数のうち搬送波周波数７〜２５０が、３０．１８７５ｋＨｚ〜１０７８．１２５ｋＨｚの周波数スペクトルに従い信号伝送に利用される。
【００２７】
各信号ベクトルは２つの要素をもち、それらは複素数の実数部と虚数部を成している。複素数の大きさと位相は、ＱＡＭ変調された信号の載せられた搬送波周波数（周波数チャネル、チャネル）に対応する。
【００２８】
多数の信号ベクトルつまりは搬送周波数に従い、信号ベクトル２０ａ，２０ｂ〜２ｎａ，２ｎｂの等化のためｎ個の周波数領域等化器３０，．．．，３ｎ（FDEQ = Frequency Division Equalizer）が設けられている。周波数領域等化器は信号ベクトルのチャネル等化のために用いられる。このため各周波数領域等化器を、搬送波周波数に固有の伝送チャネル伝送特性に整合させることができる。各周波数領域等化器３０，．．．，３ｎの出力側には、等化された信号ベクトルａ０，ｂ０ ないしａｎ，ｂｎ がそれぞれ生じる。
【００２９】
各周波数領域等化器３０，．．．，３ｎの後段にはそれぞれ判定器回路４０ないし４ｎが接続されている。判定器回路は、ＱＡＭ変調された搬送波周波数の複数の信号状態空間のうちどの信号状態空間を供給された信号ベクトルに割り当てるのかを判定する。この場合、１つの信号状態は値の離散した１つの信号ベクトルに対応し、このベクトルは値の離散した振幅と値の離散した位相を有する。ある信号ベクトルを値の離散した１つの信号ベクトルに具体的に割り当てるために重要であるのは、伝送によってもできるかぎり少ししか妨害を受けない信号ベクトルである。
【００３０】
各判定器回路４０，．．．，４ｎの後段にはそれぞれデコーダ回路５０ないし５ｎが接続されている。デコーダ回路は供給された値の離散した信号ベクトルから、その信号ベクトル中に含まれているバイナリ信号ＯＵＴ０〜ＯＵＴｎをデコーディングする。
【００３１】
任意の信号ベクトルａ０，ｂ０ は基準信号ベクトルとして利用される。基準信号ベクトルは第１の判定器回路４０により、値の離散した基準信号ベクトルａ０′，ｂ０′へ変換される。基準信号ベクトルは、他のすべての信号ベクトルを補正するために使用される。これは個々の信号ベクトル相互間の依存性に基づき行うことができる。
【００３２】
基準信号ベクトルからエラー信号ベクトルが生成され、これは他のすべての信号ベクトルの補正に利用される。この目的で、基準信号ベクトルの実数部ａ０ と虚数部ａ０′が第１の減算器回路６へ供給され、互いに減算される。第１の減算器回路６の出力側に複素数の実数部Δａ０ が生じ、これはエラー信号ベクトルΔａ０，Δｂ０ 中に含まれているエラー信号を表す。基準信号ベクトルの虚数部ｂ０ と値の離散した虚数部ｂ０ ′は、実数部に応じて第２の減算器回路７へ供給される。第２の減算器回路７の出力側には複素数の虚数部Δｂ０ が生じ、これはエラー信号ベクトルΔａ０，Δｂ０ 中に含まれているエラー信号を表す。
【００３３】
基準信号ベクトルの要素からエラー信号ベクトルの要素を形成する式は以下の通りである：
【００３４】
【数１】
0003739655.tif 000002
【００３５】
エラー信号ベクトルΔａ０，Δｂ０ は補正すべき信号ベクトルに整合され、補正すべきチャネルに対応する信号ベクトルに加算されて補正が行われる。
【００３６】
以下では、信号ベクトルａｎ，ｂｎ に対応するある任意のチャネルの実例に基づきこの方法について説明する。この方法によれば基準信号ベクトルを有するチャネル以外、各チャネルが補正される。
【００３７】
エラー信号ベクトルの実数部Δａ０ は、第１の乗算器回路８およびそれと並行して第２の乗算器回路へ供給される。第１の乗算器回路８は、エラー信号ベクトルの実数部Δａ０ を第１の係数Ｃａａｎ と乗算する。また、第２の乗算器回路１１は、エラー信号ベクトルの実数部Δａ０ を第２の係数Ｃａｂｎ と乗算する。
【００３８】
エラー信号ベクトルの実数部Δｂ０ は、第３の乗算器回路９およびそれと並行して第４の乗算器回路１０へ供給される。第３の乗算器回路９は、エラー信号ベクトルの実数部Δｂ０ を第３の係数Ｃｂｂｎ と乗算する。さらに第４の乗算器回路１０は、エラー信号ベクトルの虚数部Δｂ０ を第４の係数Ｃｂｂｎ と乗算する。
【００３９】
第１の乗算器回路８および第３の乗算器回路９の出力信号は、第１の加算器回路１２へ供給される。周波数領域等化器３ｎの出力側に生じる信号ベクトルの実数部ａｎ も、第１の乗算器回路１２へ供給される。第１の乗算器回路は、供給された３つの信号を信号ベクトルのエラー補正された実数部ａｎ＊ に加算する。
【００４０】
第２の乗算器回路および第４の乗算器回路の出力信号は、第２の加算器回路１３へ供給される。さらに第２の加算器回路１３へ、第２の周波数領域等化器３ｎの出力側に生じる信号ベクトルの虚数部ｂｎ が供給される。３つの供給された信号を加算する第２の加算器回路１３の出力側には、信号ベクトルのエラー補正された虚数部ｂｎ＊ が生じる。
【００４１】
先に挙げた方法は次式で表すことができる：
【００４２】
【数２】
0003739655.tif 000003
【００４３】
信号ベクトルにおいてエラー補正された実数部ａｎ＊ とエラー補正された虚数部ｂｎ＊ は第２の判定器回路４ｎへ供給され、この第２の判定器回路はエラー補正された実数部ａｎ＊ とエラー補正された虚数部ｂｎ＊ を、値の離散した信号ベクトルａｎ＊′，ｂｎ＊′における値の離散した実数部ａｎ＊′もしくは値の離散した虚数部ｂｎ＊′に変換する。
【００４４】
値の離散した信号ベクトルａｎ＊′，ｂｎ＊′は第２のデコーダ回路５ｎへ供給される。第２のデコーダ回路５ｎは、供給された信号ベクトルから信号をデコーディングする。
【００４５】
この方法によれば基準信号ベクトル以外、各信号ベクトルについてエラー信号ベクトルが補正すべきチャネルに応じて重み付けされ、チャネルを表す信号ベクトルに加算される。
【００４６】
エラー信号ベクトルを重み付けるための重み付け係数Ｃａａｎ，Ｃｂａｎ，Ｃａｂｎ，Ｃｂｂｎ は、たとえば平均二乗誤差アルゴリズム（ＭＳＥアルゴリズム）などエラー最小化のための反復的アルゴリズムによって段階的に調整することができる（ここでｋは離散的な時点を表す）：
【００４７】
【数３】
0003739655.tif 000004
【００４８】
式（１）に従い重み付け係数重み付け係数Ｃａａｎ，Ｃｂａｎ，Ｃａｂｎ，Ｃｂｂｎ を計算するために、基準信号ベクトルのエラー信号ベクトルΔａ０，Δｂ０ も補正すべきｎ番目のチャネルのエラー信号ベクトルΔａｎ，Δｂｎ  も必要とされる。この場合、補正すべきｎ番目のチャネルのエラー信号ベクトルΔａｎ，Δｂｎ  は、基準チャネルのエラー信号ベクトルに従い形成される。
【００４９】
ある信号ベクトルを下方の周波数領域においてのみ妨害除去しようとする場合には、対称的な重み付け係数Ｃａａｎ，Ｃｂａｎ，Ｃａｂｎ，Ｃｂｂｎ を用いた簡単なアルゴリズムで十分である。これはたとえば、復調器２およびシリアル／パラレル変換器１の前段に接続された時間領域等化器を使用した場合に該当する可能性がある。この場合、時間領域等化器に対する要求は、妨害補償のない時間領域等化器に対する要求よりも僅かである。この事例では重み付け係数Ｃａａｎ，Ｃｂａｎ，Ｃａｂｎ，Ｃｂｂｎ は以下のように計算される：
【００５０】
【数４】
0003739655.tif 000005
【００５１】
有利には重み付け係数の対称性により、重み付け係数を記憶するために必要とされるメモリスペースが小さくなる。
【００５２】
この場合、調整のためのアルゴリズムは以下の通りである：
【００５３】
【数５】
0003739655.tif 000006
【００５４】
図２に描かれている回路装置は、式（１）に相応するＭＳＥアルゴリズムに従い重み付け係数Ｃａａｎ，Ｃｂａｎ，Ｃａｂｎ，Ｃｂｂｎ を計算する。
【００５５】
これらの回路装置の各々は第１の乗算器１００を有しており、これは基準チャネルにおけるエラー信号ベクトルの実数部Δａ０ もしくは虚数部Δｂ０ を、補正すべきチャネルから形成されたエラー信号ベクトルの実数部Δａｎ もしくは虚数部Δｂｎ と乗算する。
【００５６】
第１の乗算器１００に後置接続された第２の乗算器１０１は、第１の乗算器１００の結果を回路ブロック１０２において形成される調整量ｇと乗算する。
【００５７】
調整量ｇは、乗算を簡単にするため２のべき乗２-μが選ばれる。これにより第２の乗算器１０１のために簡単なシフトレジスタを用いることができる。
【００５８】
さらに別の単純化は、エラー信号ベクトルの実数部Δａｉ と虚数部Δｂｉ のために単に極性符号だけを使用することにより達成される（これは式（２ｂ）による簡単化されたアルゴリズムについてもあてはまる）。したがって第１の乗算器１００が１ｂｉｔ演算に低減される。
【００５９】
第２の乗算器１０１の出力信号は比較器１０３の負の入力側へ供給され、その出力側は遅延素子１０４を介して正の入力側にフィードバックされている。
【００６０】
図３には、各判定器回路４０，．．．，４ｎの入力側における妨害を補償する種々の方法に関してＳＮ比（ＳＮＲ＝ Signal-To-Noise-Ratio）が示されている。時間領域等化器と妨害抑圧がないと、−４０〜−２０ｄＢのＳＮＲは約１．１ＭＨｚまでの周波数領域に及ぶ。本発明による妨害補償方法（＝妨害抑圧装置）によれば−７０〜約−４５ｄＢのＳＮＲとなり、このことは平均して２５〜３０ｄＢの改善に相応する。３２個の係数をもち復調器２の前段に接続されている時間領域等化器によれば、−７０〜約−５０ｄＢのＳＮＲとなる。
【００６１】
図４には、離散的多周波変調により生成された信号における妨害の補償回路装置に関する第２の実施例が示されている。この場合、第１の実施例の素子と同じすべての素子には、やはり同じ参照符号が付されている。以下では、第１の実施例と第２の実施例との相違点についてのみ説明する。
【００６２】
基準信号ベクトルのエラー信号ベクトルΔａ０，Δｂ０ が装置２００へ供給され、この装置によってエラー信号ベクトルが補正すべきチャネルに整合される。
【００６３】
この目的でまずはじめにエラー信号ベクトルからエラー周波数特性のパラメータが計算され、これは次に別のチャネルの補正に用いられる。
【００６４】
この回路装置を２次の系であるとみなすと、周波数領域等化器後のチャネルごとの妨害もしくはエラーの周波数特性は次式により計算される：
【００６５】
【数６】
0003739655.tif 000007
【００６６】
この場合、パラメータｃ１ およびｃ２ は基準チャネル（たとえば０番目のチャネル）から上述の式に従い計算することができる：
【００６７】
【数７】
0003739655.tif 000008
【００６８】
この式は複素数であるため、２つの未知のパラメータｃ１ およびｃ２ を計算するために２つの式すなわち実数の式と虚数の式が生じる。これにより、他のチャネルについてエラー周波数特性を分析的に計算することができ、個々のチャネルの補正に利用することができる。この方法において有利であるのは、伝送中に係数の整合が不要なことである。この場合、ただ１度だけ基準チャネルからパラメータｃ１およびｃ２を計算すればよく、これによって別のチャネルの周波数特性を計算することができる。このため適合時間が節約されることから収束の問題も発生しない。
【００６９】
各チャネルにおけるパラメータｃ１ とｃ２ ならびにエラー周波数特性の計算後、周波数領域等化器前に補正されるときには１／ＦＥＱ＿ｍｏｄにより修正され、、周波数領域等化器後に補正されるときにはＦＥＱ／ＦＥＱ＿ｍｏｄにより修正される。
【００７０】
ついでそのように整合されたエラー信号ベクトルは、妨害補償のため加算器回路２０１，２０２によりｎ番目のチャネルに加算される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  離散的多周波変調により生成された信号における妨害を補償するための回路装置に関する第１の実施例を示す図である。
【図２】  エラー信号の重み付け係数を形成するための回路装置の１つの実施例を示す図である。
【図３】  判定器入力側におけるＳＮ比のダイアグラムを示す図である。
【図４】  離散的多周波変調により生成された信号における妨害を補償するための回路装置に関する第２の実施例を示す図である。
【図１】
0003739655.tif 000010
【図２】
0003739655.tif 000011
【図３】
0003739655.tif 000012
【図４】
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