(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相交流より可変電圧・可変周波数の多相交流を作り同期電動機を駆動する制御装置であって、自己消弧型半導体デバイスを用いて多相交流電源より直接可変電圧・可変周波数の多相交流に変換するサイクロコンバータを構成し、電源回路の最高電位、ならびに最低電位の相を選択し、電動機に結合するように上記半導体デバイスを制御する制御装置を設けた制御装置において、電源回路にリアクトルを、電動機各相線間にコンデンサを接続したことを特徴とする同期電動機の駆動制御装置。
【請求項２】
電源回路の最高電位、ならびに最低電位の相を選択する切り替え過程にて、最高電位と最低電位の中間電位の相を選択する選択回路を設けたことを特徴とする請求項１記載の同期電動機の駆動制御装置。
【請求項３】
電源電流の力率、電源電流の波形、ならびに電動機側コンデンサの端子電圧波形の制御装置を加えたことを特徴とする請求項１又は２記載の同期電動機の駆動制御装置。
【請求項４】
同期電動機の固定子に対する回転子の位置検出機能を持ち、その情報を用いて制御するよう構成したことを特徴とする請求項１、２又は３記載の同期電動機の駆動制御装置。
【請求項５】
同期電動機の出力トルクを推定演算して制御する演算装置を備えたことを特徴とする請求項１、２、３又は４記載の同期電動機の駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多相交流電源から直流ステージを介さずに直接可変電圧・可変周波数の多相交流に変換するサイクロコンバータを用い、特にサイクロコンバータとして自己消弧型デバイスを用いてパルス（ＰＷＭ）幅制御を行うマトリックスコンバータを使用した同期電動機の駆動制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
マトリックスコンバータによるＡＣドライブは１９８０年頃から数多くの研究がなされており、その主回路例を図４に示す。同図においてｅＵ、ｅＶ、ｅＷは３相交流電源、Ｌ、Ｃは高調波除去用のフィルタである。ＳＡＵ、ＳＡＶ、ＳＡＷ、ＳＢＵ、ＳＢＶ、ＳＢＷ、ＳＣＵ、ＳＣＶ、ＳＣＷは双方向に電流を流すことができ、また双方向の電圧阻止能力を持つ自己消弧型半導体スイッチングデバイスであり、現時点ではこの条件を満足する適当なデバイスが市販されていないため、具体的には図５に示すようなパワートランジスタ５１、５２とダイオード５３、５４を並列接続したものを直列にして使用している。ＩＭはマトリックスコンバータの負荷となり端子Ａ、Ｂ、Ｃを有する３相誘導電動機である。
【０００３】
マトリックスコンバータは直流段を必要とせず、大容量のリアクトルやコンデンサなどのエネルギー蓄積要素が不要のため、小型、軽量、安価にすることが可能である。また、従来の直流式、交流式サイクロコンバータに比べてＰＷＭ制御により入出力波形改善、入力力率の一括制御が可能であり、コンバータ―インバータシステムに比べてスイッチングデバイスの合計数は多いが、各素子の容量を低減できるなどの特徴がある。また、逆素子特性を有するＧＴＯサイリスタなどを用いれば電源と電動機の間に介入する素子が２個で済み、電力損失をさらに低減できるなど多くの特徴を有するものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来型マトリックスコンバータの電源側は電圧源であり負荷としては、図４に示したように誘導電動機のような等価的にインダクタンスＬと抵抗Ｒで表せる誘導性負荷である必要がある。そのため、逆起電力を持つ同期電動機的なものは、誘導性負荷と見なせず電流制御が困難となり、そのままの形では適用されていなかった。
【０００５】
そこで、同期電動機を駆動する電力変換器としては、いわゆるブラシレスＤＣサーボモータ駆動で用いられる方式のように、交流を直流に変換し、得たる直流を自己消弧型半導体デバイスを用いてＰＷＭ制御するインバータにて可変電圧、可変周波数の多相交流を作り付勢する方式が一般的に用いられるが、一旦平滑な直流を作る必要があるため、直流段に大きな平滑コンデンサを要し、この直流電源が電圧源となるため同様に逆起電力を持ち電圧源と見なされる同期電動機を駆動するときは、本質的に電流調整が困難となり、特に大出力の電動機の場合は電動機巻線に直列リアクトルを設置する必要があった。また、電力回生ブレーキを利用した場合は、交流ー直流変換器にも自己消弧型半導体デバイスを用いたＰＷＭ制御コンバータを用いる必要があるが、電圧源である交流電源と電圧源である直流電源間の変換であるため電流を制御するには交流電源に直列リアクトルを設置する必要がある。また、全体としてＡＣ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＡＣインバータを要し、個々の制御が必要となり、電源側、電動機側の双方にリアクトルを設置するなど、回路構成の複雑さがあった。
【０００６】
本発明は、このような同期電動機の制御に関わる多くの課題を解決し、しかも、前述のマトリックスコンバータが有する数多くの特徴を合わせ持つ同期電動機の駆動制御装置を提供せんとするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するために、請求項１に記載の如く、多相交流より可変電圧・可変周波数の多相交流を作り同期電動機を駆動する制御装置において、自己消弧型半導体デバイスを用いて多相交流電源より直接可変電圧・可変周波数の多相交流に変換するサイクロコンバータを構成し、電源回路にリアクトルを、電動機各相線間にコンデンサを接続し、電源回路の最高電位、ならびに最低電位の相を選択し、電動機に結合するように上記半導体デバイスを制御するように制御装置を構成する。
また、請求項２に記載の如く、電源回路の最高電位、ならびに最低電位の相を選択する切り替え過程にて、最高電位と最低電位の中間電位の相を選択する選択回路を設ける。
また、請求項３に記載の如く、電源電流の力率、電源電流の波形、ならびに電動機側コンデンサの端子電圧波形を制御する機能を有する制御装置を加える。
また、請求項４に記載の如く、同期電動機の固定子に対する回転子の位置検出機能を持ち、その情報を用いて制御するよう構成する。
さらに、請求項５に示す如く、同期電動機の出力トルクを推定演算して制御する演算装置を備える。
以下、その詳細について説明する。
【０００８】
【発明の実施の形態】
請求項１について説明する。図１は本発明によるマトリックスコンバータ主回路の１実施例を示すもので、図４と同一記号のものは同一のものを示し、ＬＳは電源電流波形改善のために挿入したリアクトル、ＣＬは電動機側電圧波形改善のために挿入したコンデンサ、ＳＭは同期電動機、ＰＳは同期電動機ＳＭの回転子位置検出のための位置検出器である。スイッチングデバイスＳＡＵ〜ＳＣＷの基本的な点弧方法は、後述する従来の図６に示した制御方式「１」や図７の制御方式「２」と同様である。
本発明により、マトリックスコンバータを用いて同期電動機を制御することにより、前述の多くの課題が解決できた。また、同期電動機としては、界磁巻線を持つ通常の構造のものは勿論、近年注目されている回転子内部に永久磁石を埋め込んだ内部磁石型（ｉｎｔｅｒｉｏｒ  ｐｅｒｍａｎｅｎｔ  ｍａｇｎｅｔ）モータ等に応用して効果がある。
【０００９】
次に、請求項２について説明する。スイッチングデバイスＳＡＵ〜ＳＣＷの点弧方法については、例えば電気学会論文誌Ｖｏｌ．１１６―Ｄ，ＮＯ．４（平成８年４月）に詳述されているので、簡単に説明する。各スイッチングデバイスは出力線間電圧指令ＶＳＸ＊（注：Ｘ＝Ａ、Ｂ、Ｃ）と３相交流電源ｅＵ、ｅＶ、ｅＷの位相によりＰＷＭ制御されるが、その制御方式「１」の波形を図６に示す。電源電圧の最大値ｅｍａｘ（同図の場合はｅＵ）と最小値ｅｍｉｎ（同図の場合はｅＶ）との差ｅｍａｘ―ｅｍｉｎで振幅変調されたキャリア周波数の三角波（同図の波線）とＶＳＸ＊とを比較することによりＰＷＭ信号Ｓ＊を得る。
なお、この場合のＶＳＸ＊は３相出力相電圧指令ＶＡ＊、ＶＢ＊、ＶＣ＊の内の一番低い電圧を基準とした出力線間電圧指令である。この制御方式では、最小電源電圧ｅｍｉｎが基準電圧として常に出力相電圧指令が一番低い相に接続される。また出力の残りの二相はＳ＊によって電源電圧の最大値ｅｍａｘと最小値ｅｍｉｎとの間でＰＷＭ制御される。この制御方式では３相電源の内常時２相のみに電流が流れ、入力電源電流波形及び入力力率が悪い。
【００１０】
図７は、これらの点を改良する制御方式「２」の波形を示すもので、図は入力力率を１に制御した場合である。この制御方式はある相が基準電圧に接続されている間、他の２相が最大値ｅｍａｘと最小値ｅｍｉｎ間のみでＰＷＭ制御されるのではなく、ｅｍａｘからｅｍｉｎに、あるいはその逆に切り替える際、ある期間電源電圧の中間電圧ｅｍｉｄ（図７の場合ｅＷ）に接続するようにしたもので、これにより電源電流が３相に分配され電流波形の改善が可能となる。また、中間電圧ｅｍｉｄに接続されている期間を調整することにより入力力率の制御が可能となる。具体的な期間の選択方法については、前記の文献に詳述されている。この制御方式では、電源の中間電圧ｅｍｉｄの極性によって基準電圧が変わり、ｅｍｉｄ＞０の区間Ｘでは最小電源電圧ｅｍｉｎが基準電圧として出力電圧指令値の一番低い相に接続され、区間Ｙでは最大電源電圧ｅｍａｘが基準となり出力電圧指令値の一番高い相に接続される。
【００１１】
次に、請求項３について説明する。図１では電源側リアクトルＬＳにより、ＰＷＭ制御などにより発生する高調波の低減を計り電源電流波形の改善を行っている。これにより電源側を電流源と見なせるようにしている。電動機側コンデンサＣＬは電動機端子電圧波形の改善のためであり、同時に電動機巻線のインピーダンスに関せずマトリックスコンバータ側より電動機側を見た時に電圧源と見なせるようにしている。これによりマトリックスコンバータは電流源と見なせる直流電源と電圧源と見なせる電動機間の電力変換器となり、通流する電流の制御が可能となる。
【００１２】
通常スイッチングデバイスＳＡＵ〜ＳＣＷには自己消弧型半導体スイッチングデバイスを使いゲート制御により消弧を行うが、負荷が同期電動機の場合は従来の直流式、交流式サイクロコンバータと同様に、同期電動機の誘起電圧を利用した負荷転流が可能となる。図２はこの様子を示すもので、ｅＡ、ｅＢ、ｅＣは同期電動機ＳＭの誘起相電圧、ｉＡ、ｉＢはそれぞれＡ相、Ｂ相の相電流である。今時刻ｔ１まではスイッチングデバイスＳＡＵが点弧しており、出力電流ｉＡが図１の図示方向に電源のＵ相から流れ込んでいるとする。時刻ｔ１において負荷のＡ相電流を切りＢ相電流を流す要求があったとすると、スイッチングデバイスＳＢＵを点弧させる。図２に示すように時刻ｔ１においてはｅＡ＞ｅＢであるから、同期電動機ＳＭのＡ相―ＳＡＵ―ＳＢＵ―ＳＭのＢ相のループでＳＡＵに逆バイアスがかかり、ＳＡＵは自己消弧型ではないデバイスであっても消弧動作を始める。その後負荷側のインダクタンス成分の作用により時刻ｔ２までは出力電流ｉＡ、ｉＢの双方が同時に流れる。ｔ２−ｔ１を角度で表したｕを転流重なり角という。時刻ｔ２においてｉＢ＝０となり完全に切り替え、すなわち負荷転流を完了する。時刻ｔ３でｅＡ＝ｅＢとなるが、出力電流位相はｔ３−ｔ１だけ進みとなり、ｔ３−ｔ１を角度で表したβを転流進み角という。時刻ｔ４では同様にＢ相からＣ相への転流が行われる。
【００１３】
負荷転流を正常に行うためにはβ＞０の条件が必要であり、任意の時点での転流は行えない。従って負荷転流のみでＰＷＭ制御を行うことはできないが、デバイスのスイッチング損失はゲート制御の場合と比べて僅少となる。ゲート制御による消弧を行う場合でも、負荷転流を併用できればスイッチング損失を減らすことができる。
【００１４】
次に、請求項４について説明する。同期電動機ＳＭの誘起相電圧ｅＡ、ｅＢ、ｅＣは回転子位置に同期しており、図１の位置検出器ＰＳによりその位相を知ることができる。位置検出器ＰＳとしては、ホール素子や近接スイッチと回転子軸端に取り付けた遮蔽板を利用した機械式のものが使われるが、同期電動機の電流、電圧波形などを検出して演算により回転子位置を推定する手法を利用することも勿論可能である。
【００１５】
図６は、出力電圧指令値ＶＳＸ＊により出力線間電圧の電圧制御を行った例であるが、ほぼ同様の手段にて電流制御を行うことができ、この様子を図３に示す。図６と同一記号のものは同一のものを示し、ＩＳＸ＊（Ｓ＝Ａ、Ｂ、ＣまたはＵ、Ｖ、Ｗ）は入力または出力電流指令値、ｉＳＸはＩＳＸ＊に対応する実電流瞬時値である。
いま、ＩＳＸ＊＝ＩＢＸ＊としてＢ相出力電流ｉＢを制御する場合を考える。
基準電圧の取り方は図６と同様であり、ＩＢＸ＊がｉＢより大きい区間ではｅｍａｘ側に、図３の場合はｅｕ側、すなわち図１のスイッチングデバイスＳＢＵを点弧し、ＩＢＸ＊がｉＢより小さい区間ではｅｍｉｎ側に、すなわちスイッチングデバイスＳＢＶを点弧することにより、実電流ｉＢを指令値ＩＢＸ＊にほぼ等しくなるように制御することができる。
【００１６】
電源と同期電動機を逆に考えて同期電動機の誘起電圧を電源、ｅＵ、ｅＶ、ｅＷ側を負荷と考えれば、同様に出力電流と同様に入力電流を制御することができる。但し、任意の入力電流を流すためには、例えば回生方向の電流を流すためには、同期電動機の誘起電圧がある程度以上高くなければならないなどの一部制約はある。
ＩＳＸ＊を誘起電圧と同相の正弦波として出力電流制御を行えば、マトリックスコンバータシステムを同期電動機側から見て良質の電圧源とする事ができる。ＩＳＸ＊を電源電圧と同相の正弦波として入力電流制御を行えば、電源電流はほぼ力率１の正弦波となり、マトリックスコンバータシステムを電源側から見て良質の負荷とすることができる。また、中間電圧ｅｍｉｄを用いる図７の制御方式（２）を用いても、ほぼ同様の手段にてより良質の入出力電流の制御を行うことができる。
【００１７】
次に、請求項５について説明する。同期電動機のトルクτは（１）式で求めることができる。
【００１８】
【数１】
0003758059.tif 000002
【００１９】
ここで、ｐ：極対数  φｍａｇ：界磁による鎖交磁束  ｉｄ：ｄ軸電流
ｉｑ：ｑ軸電流  Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス  Ｌｑ：ｑ軸インダクタンスである。通常ｉｄ＝０とすれば効率最大となるため、ｉｑによりトルクτを制御する。マトリックスコンバータの出力電流ｉＡ、ｉＢ、ｉＣすなわち同期電動機ＳＭの相電流とｉｄ、ｉｑとは次の関係がある。
【００２０】
【数２】
0003758059.tif 000003
【００２１】
（２）、（３）式とｉｄ＝０の条件から所定のｉｑとする出力電流ｉＡ、ｉＢ、
ｉＣが一義的に定まり、これにより同期電動機ＳＭのトルクτを制御することができる。
【００２２】
【発明の効果】
本発明によれば、直流段を用いることなく直接可変電圧・可変周波数の多相交流を出力するマトリックスコンバータの電源側にリアクトルを、電動機側にコンデンサを設置して、電源側を電流源と見なせるようにして、同期電動機駆動時も各部電流を調整可能とし、直流段を要せず交流電源より直接可変周波数可変電圧の交流を作り、電源力率電源電流波形をも一括して制御可能とすることができる。電源側リアクトルはマトリックスコンバータを構成する半導体デバイスのスイッチングによる高周波成分を除去するフィルタを兼ねることになり、高精度・広範囲・高速の同期電動機駆動装置を提供でき、産業上の効果は極めて大である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による同期電動機の駆動制御装置である。
【図２】負荷転流動作を示す図である。
【図３】電流制御動作を示す図である。
【図４】従来のマトリックスコンバータを示す図である。
【図５】スイッチングデバイスの構成を示す図である。
【図６】制御方式（１）を示す図である。
【図７】制御方式（２）を示す図である。
【符号の説明】
ｅＵ、ｅＶ、ｅＷ        ：電源電圧
ＬＳ、Ｌ                ：リアクトル
ＣＬ、Ｃ                ：コンデンサ
ＳＡＵ、ＳＡＶ、ＳＡＷ
ＳＢＵ、ＳＢＶ、ＳＢＷ
ＳＣＵ、ＳＣＶ、ＳＣＷ  ：自己消弧型半導体スイッチングデバ            イス
ＳＭ                    ：同期電動機
ＩＭ                    ：誘導電動機
ＰＳ                    ：位置検出器
ｉＡ、ｉＢ、ｉＣ        ：出力電流
β                      ：転流進み角
ｕ                      ：転流重なり角
【図１】
0003758059.tif 000004
【図２】
0003758059.tif 000005
【図３】
0003758059.tif 000006
【図４】
0003758059.tif 000007
【図５】
0003758059.tif 000008
【図６】
0003758059.tif 000009
【図７】
0003758059.tif 000010