(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送路を介して信号を送受信する送信装置及び受信装置を備える通信システムにおいて、
前記送信装置は、
送信二値信号をｎ（ｎは１を超える整数）値送信系列及び三値情報系列に変換する二値多値変換手段と、
前記三値情報系列を基に非二元誤り訂正符号より成る三値送信系列を生成する符号化手段と、
前記ｎ値送信系列及び前記三値送信系列を３ｎ値信号に変調して前記受信装置に送信する変調手段と、
を備え、
前記受信装置は、
前記送信装置からの３ｎ値の受信信号を復調してｎ値受信系列及び三値受信系列を得る復調手段と、
前記三値受信系列を非二元誤り訂正符号の復号方法により復号して三値復号系列を得る第１の復号化手段と、
前記第１の復号手段による前記三値受信系列の訂正内容に応じて前記ｎ値受信系列を訂正してｎ値復号系列を得る第２の復号化手段と、
前記ｎ値復号系列と前記三値復号系列より受信二値信号を得る多値二値変換手段と、
を備えることを特徴とする通信システム。
【請求項２】
請求項１に記載の通信システムにおいて、
前記変調手段は位相変調器であり、前記復調手段は位相復調器であることを特徴とする通信システム。
【請求項３】
請求項１に記載の通信システムにおいて、
前記第２の復号化手段は、前記三値受信系列のうちの２から０又は０から２に訂正されたシンボルに対応する前記ｎ値受信系列のシンボルの値を訂正することを特徴とする通信システム。
【請求項４】
送信二値信号をｎ（ｎは１を超える整数）値送信系列及び三値情報系列に変換する二値多値変換手段と、
前記三値情報系列を基に非二元誤り訂正符号より成る三値送信系列を生成する符号化手段と、
前記ｎ値送信系列及び前記三値送信系列を３ｎ値信号に変調して送信する変調手段と、
を備えることを特徴とする送信装置。
【請求項５】
請求項４に記載の送信装置において、
前記変調手段は位相変調器であることを特徴とする送信装置。
【請求項６】
３ｎ（ｎは１を超える整数）値の受信信号を復調してｎ値受信系列及び三値受信系列を得る復調手段と、
前記三値受信系列を非二元誤り訂正符号の復号方法により復号して三値復号系列を得る第１の復号化手段と、
前記第１の復号手段による前記三値受信系列の訂正内容に応じて前記ｎ値受信系列を訂正してｎ値復号系列を得る第２の復号化手段と、
前記ｎ値復号系列と前記三値復号系列より受信二値信号を得る多値二値変換手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項７】
請求項６に記載の受信装置において、
前記復調手段は位相復調器であることを特徴とする受信装置。
【請求項８】
請求項６に記載の受信装置において、
前記第２の復号化手段は、前記三値受信系列のうちの２から０又は０から２に訂正されたシンボルに対応する前記ｎ値受信系列のシンボルの値を訂正することを特徴とする受信装置。
【請求項９】
伝送路を介して信号を送受信する通信方法において、
送信装置が、送信二値信号をｎ（ｎは１を超える整数）値送信系列及び三値情報系列に変換するステップと、
前記送信装置が、前記三値情報系列を基に非二元誤り訂正符号より成る三値送信系列を生成するステップと、
前記送信装置が、前記ｎ値送信系列及び前記三値送信系列を３ｎ値信号に変調して受信装置に送信するステップと、
前記受信装置が、前記送信装置からの３ｎ値の受信信号を復調してｎ値受信系列及び三値受信系列を得るステップと、
前記受信装置が、前記三値受信系列を非二元誤り訂正符号の復号方法により復号して三値復号系列を得るステップと、
前記受信装置が、前記三値受信系列の訂正内容に応じて前記ｎ値受信系列を訂正してｎ値復号系列を得るステップと、
前記受信装置が、前記ｎ値復号系列と前記三値復号系列より受信二値信号を得るステップと、
を有することを特徴とする通信方法。
【請求項１０】
請求項９に記載の通信方法において、
前記変調は位相変調であり、前記復調は位相復調であることを特徴とする通信方法。
【請求項１１】
請求項９に記載の通信方法において、
前記ｎ値受信系列の訂正ステップでは、前記三値受信系列のうちの２から０又は０から２に訂正されたシンボルに対応する前記ｎ値受信系列のシンボルの値を訂正することを特徴とする通信方法。
【請求項１２】
送信二値信号をｎ（ｎは１を超える整数）値送信系列及び三値情報系列に変換するステップと、
前記三値情報系列を基に非二元誤り訂正符号より成る三値送信系列を生成するステップと、
前記ｎ値送信系列及び前記三値送信系列を３ｎ値信号に変調して送信するステップと、
を有することを特徴とする送信方法。
【請求項１３】
請求項１２に記載の送信方法において、
前記変調は位相変調であることを特徴とする送信方法。
【請求項１４】
３ｎ（ｎは１を超える整数）値の受信信号を復調してｎ値受信系列及び三値受信系列を得るステップと、
前記三値受信系列を非二元誤り訂正符号の復号方法により復号して三値復号系列を得るステップと、
前記三値受信系列の訂正内容に応じて前記ｎ値受信系列を訂正してｎ値復号系列を得るステップと、
前記ｎ値復号系列と前記三値復号系列より受信二値信号を得るステップと、
を有することを特徴とする受信方法。
【請求項１５】
請求項１４に記載の受信方法において、
前記復調は位相復調であることを特徴とする受信方法。
【請求項１６】
請求項１４に記載の受信方法において、
前記ｎ値受信系列の訂正ステップでは、前記三値受信系列のうちの２から０又は０から２に訂正されたシンボルに対応する前記ｎ値受信系列のシンボルの値を訂正することを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送路を介して信号を送受信する通信システム及び通信方法に関し、特に、多値変調方式を用いた通信システム及び通信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
多値変調方式は、特にデジタルマイクロ波通信等で用いられ、従来は多値変調においては４ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、・・・等の２nＱＡＭが用いられてきた。
【０００３】
このような、デジタルマイクロ波通信等では、一般的に回路の簡便さから４ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、・・・等用いられてきたが、近年の集積回路技術の進歩により回路の複雑さによる実現の困難さは軽減されつつある。更に、周波数の有効利用、送信電力の有効利用に対する要求が強くなりつつある。
【０００４】
この要請に応えるために、多値数を必ずしも２nとしない多値変調方式の構成法が提案されている。例えば、特開平０４−１９６９４５号公報の「多値変復調通信方法及びそのシステム」、特願２００１−２４６８９１の「多値変復調装置と多値変復調通信システムおよびその変復調プログラムならびに変復調方法」（本願出願時未公開）、特願２００１−２４６８９０の「多値変復調装置と多値変復調通信システムおよびその変復調プログラムならびに変復調方法」（本願出願時未公開）等がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記の提案は多値変調の構成法についてのものであり、多値の誤り訂正方式についてのものではない。伝送路でのエラー発生を考えると、情報系列を符号化して送信系列にして、伝送路でエラーが加わった受信系列を復号して復号系列を得ることが必須となるので、多値変調方式に対応した誤り訂正方式が必要となる。
【０００６】
図１４の構成は、当業者にとって一般的と考えられる六値変調方式に対応した訂正方式である。図１４を参照すると、従来例による送信装置９０１は、二元誤り訂正符号化回路９０２、二値六値変換回路９０３及び六相位相変調器９０４を備え、従来例による受信装置９２１は、六相位相復調器９２２、六値二値変換回路９２３及び二元誤り訂正復号化回路９２４を備える。従来例による送信装置９０１及び受信装置９２１においては、非二元誤り訂正符号に基づく非二元誤り訂正方式を採用しておらず、送信装置９０１において、二値六値変換器９０３の前に二値信号に基づいて誤り訂正符号を生成する二元誤り訂正符号化回路９０２を置き、受信装置９２１において、六値二値変換器９２３の後に二値信号に基づいて誤り訂正を行う二元誤り訂正復号化回路９２４を置いている。
【０００７】
しかし、図１４の構成では、多値伝送に即した効率的な誤り訂正方式が実現できていない。すなわち、同一の符号長を得るための冗長度が、非二元誤り訂正符号を適用する場合に比べて大きくなっている。
【０００８】
本発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、多相位相変調信号を伝送すると共に多相位相変調信号に適した効率的な誤り訂正方式を含む通信システム及びその方法を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の観点によれば、伝送路を介して信号を送受信する送信装置及び受信装置を備える通信システムにおいて、前記送信装置は、送信二値信号をｎ（ｎは１を超える整数）値送信系列及び三値情報系列に変換する二値多値変換手段と、前記三値情報系列を基に非二元誤り訂正符号より成る三値送信系列を生成する符号化手段と、前記ｎ値送信系列及び前記三値送信系列を３ｎ値信号に変調して前記受信装置に送信する変調手段と、を備え、前記受信装置は、前記送信装置からの３ｎ値の受信信号を復調してｎ値受信系列及び三値受信系列を得る復調手段と、前記三値受信系列を非二元誤り訂正符号の復号方法により復号して三値復号系列を得る第１の復号化手段と、前記第１の復号手段による前記三値受信系列の訂正内容に応じて前記ｎ値受信系列を訂正してｎ値復号系列を得る第２の復号化手段と、前記ｎ値復号系列と前記三値復号系列より受信二値信号を得る多値二値変換手段と、を備えることを特徴とする通信システムが提供される。
【００１０】
上記の通信システムにおいて、前記変調手段は位相変調器であってもよく、前記復調手段は位相復調器であってもよい。
【００１１】
上記の通信システムにおいて、前記第２の復号化手段は、前記三値受信系列のうちの２から０又は０から２に訂正されたシンボルに対応する前記ｎ値受信系列のシンボルの値を訂正してもよい。
【００１２】
本発明の第２の観点によれば、送信二値信号をｎ（ｎは１を超える整数）値送信系列及び三値情報系列に変換する二値多値変換手段と、前記三値情報系列を基に非二元誤り訂正符号より成る三値送信系列を生成する符号化手段と、前記ｎ値送信系列及び前記三値送信系列を３ｎ値信号に変調して送信する変調手段と、を備えることを特徴とする送信装置が提供される。
【００１３】
上記の送信装置において、前記変調手段は位相変調器であってもよい。
【００１４】
本発明の第３の観点によれば、３ｎ（ｎは１を超える整数）値の受信信号を復調してｎ値受信系列及び三値受信系列を得る復調手段と、前記三値受信系列を非二元誤り訂正符号の復号方法により復号して三値復号系列を得る第１の復号化手段と、前記第１の復号手段による前記三値受信系列の訂正内容に応じて前記ｎ値受信系列を訂正してｎ値復号系列を得る第２の復号化手段と、前記ｎ値復号系列と前記三値復号系列より受信二値信号を得る多値二値変換手段と、を備えることを特徴とする受信装置が提供される。
【００１５】
上記の受信装置において、前記復調手段は位相復調器であってもよい。
【００１６】
上記の受信装置において、前記第２の復号化手段は、前記三値受信系列のうちの２から０又は０から２に訂正されたシンボルに対応する前記ｎ値受信系列のシンボルの値を訂正してもよい。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について詳細に説明する。
【００１８】
図１に本発明の実施形態による通信システムの構成を示す。図１を参照すると、送信装置１０１においては、送信二値信号１３１は二値六値変換器１０２に供給される。二値六値変換器１０２は、二値の入力信号を六値の信号に変換する。六値の信号は三値の下位信号と二値の上位信号より構成され、三値の下位信号は三値情報系列１３２として三元誤り訂正符号化回路１０３に供給され、二値の上位信号は二値送信系列１３３として遅延回路１０４に供給される。三元誤り訂正符号化回路１０３は、三値情報系列１３２を基に三元誤り訂正符号に基づく三元誤り訂正符号化を行い、三値送信系列１３４を生成する。三値送信系列１３４は、六相位相変調器１０５に供給される。一方、二値送信系列１３３は遅延回路１０４で三値送信系列１３２が三元誤り訂正符号化回路１０３で遅延される時間と同じ時間遅延され、遅延された二値送信系列１３５は、六相位相変調器１０５に供給される。六相位相変調器１０５は、三値送信系列１３４と二値送信系列１３５を合わせた六値送信系列を六相位相変調して、変調信号１３６を伝送路を介して受信装置１２１に送信する。
【００１９】
受信装置１２１においては、六相位相復調器１２２は、伝送路を介して送信装置１０１から受信した信号１３６を六相位相復調して、三値受信系列１３７と二値受信系列１３８を出力する。三値受信系列１３７は、三元誤り訂正復号化回路１２３に供給される。三元誤り訂正復号回路１２３は、三元誤り訂正符号化回路１０３に対応し、三値受信系列１３７の誤りを訂正して三値復号系列１４１を生成する。三値復号系列１４１は、六値二値変換回路１２６に供給される。一方、二値受信系列１３８は遅延回路１２４で三値受信系列１３７が三元誤り訂正復号化回路１２３で遅延される時間と同じ時間遅延され、遅延された二値受信系列１４０は、上位桁訂正回路１２５に供給される。上位桁訂正回路１２５は、三元誤り訂正復号化回路１２３から供給される三値受信系列１３９−１と三値復号系列１３９−２に基づいて、遅延された二値受信系列１４０の誤りを訂正して二値復号系列１４２を生成する。二値復号系列１４２は、六値二値変換回路１２６に供給される。六値二値変換回路１２４は、入力した三値復号系列１４１と二値復号系列１４２を受信二値信号１４３に変換し、出力する。
【００２０】
次に、三元誤り訂正符号について説明する。まず、三元誤り訂正符号の一例として、三元ＢＣＨ(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem)符号の符号パラメータについて説明する。三元ＢＣＨ符号は、係数を０、１、２の三元とする以下のｐ次の生成多項式ｐ（ｘ）を元に形成される。
【００２１】
【数１】
0003785638.tif 000002
符号長ｎは、プラス１及びマイナス１（これは、ガロア体ＧＦ（３）では２に相当する。）の両方向の訂正を行う場合には、（３p−１）／２となる。一般に、符号長をｎとすると、情報長ｋはｔ重誤り訂正の場合にはｋ＝ｎ―ｔ・ｐ、冗長度は（ｎ−ｋ）／ｎとなる。
【００２２】
一重誤り訂正三元ＢＣＨ符号の場合には、例えば、生成多項式は、以下の三次の生成多項式となる。
【００２３】
【数２】
0003785638.tif 000003
双方向の誤り訂正を考慮すると、例えば、符号長１３、情報長１０となり、検査行列はＨは、以下のようになる。
【００２４】
【数３】
0003785638.tif 000004
尚、非二元のＢＣＨ符号、Reed-Solomon符号等の誤り訂正符号については、Arnold M. Michelson、 Allen H. Levesque著、「ERROR-CONTROL TECHNIQUES FOR DIGITAL COMMUNICATION」、 john Wiley & Sons、 1985 の第六章「Nonbinary BCH Codes and Reed-Solomon Codes」に詳しく述べられている。また、非二元ＢＣＨ符号のパラメータに関しては、宮川洋、岩垂好裕、今井秀樹、「符号理論」、昭晃堂、昭和４８年の付録ＩＩ「Ｇ（ｐ）（ｐ：素数）の上の既約多項式表」に示されている。
【００２５】
二値六値変換回路１０２の具体的な構成例について説明する。六値信号の情報長をｋとすると、三値情報系列と二値情報系列（二値送信系列と同一である。）を合わせた六値情報系列のとりうる値の数は、６kとなる。２進数でこの数を表すと２lとなる。従って、ｌ≦ｋ×ｌｏｇ2６＝２．５８５ｋを満たすできるだけ大きな値のビット数ｌの二値信号をアドレスとして入力し、各アドレスに対応する六元のシンボル列である情報系列を出力するＲＯＭを用いれば、二値六値変換回路１０２を実現することができる。ＲＯＭの入出力信号を図２に示す。なお、各シンボルのとりうる値は、（上位桁（二進数）、下位桁（三進数））であらわすと、
（０、０）、（０、１）、（０、２）、（１、０）、（１、１）及び（１、２）
の６種類ある。ＲＯＭは二値回路であるので、図２に示すように、各シンボルの上位桁は１ビットで表され、下位桁は２ビットで表される。上位桁は遅延回路１０４に供給され、下位桁は三元誤り訂正符号化回路１０３に供給される。
【００２６】
三元誤り訂正符号化回路１０３の具体的な構成について説明する。三元誤り訂正符号化回路１０３は、よく知られている図３に示す構成を有する。ここで、加算器、乗算器は、それぞれ、ガロア体ＧＦ（３）上の加算、乗算を行う。ガロア体ＧＦ（３）上での加算、乗算の規則は下表に示す通りである。
【００２７】
【表１】
0003785638.tif 000005
六相位相変調器１０５の具体的な構成について説明する。六相位相変調器１０５は、シンボル値から位相平面上の情報点へマッピングを行えばよい。このマッピングを図４に示す。なお、図４においては、シンボルの値を上記のように（上位桁（二進数）、下位桁（三進数））で表現した。従って、六相位相変調器１０５は、例えば、図５に示すような構成をとる。
【００２８】
六相位相復調器１２２の具体的な構成について説明する。六相位相復調器１２２は、位相平面上の情報点からシンボル値へのマッピングを行えばよい。従って、六相位相復調器１２２は、例えば、図６に示すような構成をとる。
【００２９】
三元誤り訂正復号化回路１２３の具体的な構成について説明する。三元誤り訂正復号化回路１２３は、例えば、図７に示すような構成をとる。
【００３０】
図７を参照すると、三元誤り訂正復号回路１２３は、シンドローム計算部１２３−１、エラー位置計算部１２３−２、エラー値計算部１２３−３、エラーパターン生成部１２３−４、遅延回路１２３−５及びエラーパターン減算部１２３−６を備える。
【００３１】
シンドローム計算部１２３−１は、三値受信系列１３７を基にしてシンドロームを計算する。エラー位置計算部１２３−２は、シンドロームを基にエラー位置多項式(error locator polynomial)を生成し、そのエラー位置多項式を解くことによりエラー位置を算出する。エラー値計算部１２３−３は、シンドロームとエラー位置を入力し、例えば、誤り評価多項式(error evaluator polynomial)及び誤り位置多項式の導関数よりエラー値を算出する。エラーパターン生成部１２３−４は、エラー位置とエラー値よりエラーパターンを生成する。遅延回路１２３−５は、三元受信信号系列を所定時間遅延させる。エラーパターン減算部１２３−６は、遅延された三元受信信号系列からエラーパターンを減算して、三値復号系列１４１を出力する。なお、三値受信系列１３９−１と三値復号系列１３９−２は、上位桁訂正回路１２５の供給される。
【００３２】
上位桁訂正回路１２５について説明する。値が１又は−１のエラーが発生する確率は値が２のエラーが発生する確率よりも遙かに高いことを考慮すると、エラーが発生した場合には、エラー値は常に１又は−１であると仮定すると最も良い誤り訂正結果が得られる。上桁訂正回路１２５は、この仮定の下で図４の位相平面に基づいて以下のように受信シンボルの下位桁の訂正内容に応じて上位桁を訂正する。
（１）受信シンボルが（０、０）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３による下位桁の訂正がないときには、エラーが発生していないと推定して、上位桁も訂正しない。この結果、復号シンボルは（０、０）となる。
（２）受信シンボルが（０、０）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３により受信シンボルの下位桁が０から１に訂正された場合には、値が−１のエラーが発生していると推定して上位桁を訂正しない。この結果、復号シンボルは（０、１）となる。
（３）受信シンボルが（０、０）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３により受信シンボルの下位桁が０から２に訂正された場合には、値が１のエラーが発生していると推定して上位桁を０から１に訂正する。すなわち、図８を参照すると、下位桁を０から２に訂正して、上位桁を訂正しないと、２つ値が異なるシンボルに移動してしまうが、下位桁を０から２に訂正して、上位桁を０から１に訂正することにより、１つだけ値が異なるシンボルに移動する。この結果、復号シンボルは（１、２）となる。
（４）受信シンボルが（０、１）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３による下位桁の訂正がないときには、エラーが発生していないと推定して、上位桁も訂正しない。この結果、復号シンボルは（０、１）となる。
（５）受信シンボルが（０、１）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３により受信シンボルの下位桁が１から０に訂正された場合には、値が１のエラーが発生していると推定して上位桁を訂正しない。この結果、復号シンボルは（０、０）となる。
（６）受信シンボルが（０、１）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３により受信シンボルの下位桁が１から２に訂正された場合には、値が−１のエラーが発生していると推定して上位桁を訂正しない。この結果、復号シンボルは（０、２）となる。
（７）受信シンボルが（０、２）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３による下位桁の訂正がないときには、エラーが発生していないと推定して、上位桁も訂正しない。この結果、復号シンボルは（０、２）となる。
（８）受信シンボルが（０、２）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３により受信シンボルの下位桁が２から０に訂正された場合には、値が−１のエラーが発生していると推定して上位桁を０から１に訂正する。この結果、復号シンボルは（１、０）となる。
（９）受信シンボルが（０、２）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３により受信シンボルの下位桁が２から１に訂正された場合には、値が１のエラーが発生していると推定して上位桁を訂正しない。この結果、復号シンボルは（０、１）となる。
（１０）受信シンボルが（１、０）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３による下位桁の訂正がないときには、エラーが発生していないと推定して、上位桁も訂正しない。この結果、復号シンボルは（１、０）となる。
（１１）受信シンボルが（１、０）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３により受信シンボルの下位桁が０から１に訂正された場合には、値が−１のエラーが発生していると推定して上位桁を訂正しない。この結果、復号シンボルは（１、１）となる。
（１２）受信シンボルが（１、０）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３により受信シンボルの下位桁が０から２に訂正された場合には、値が１のエラーが発生していると推定して上位桁を１から０に訂正する。この結果、復号シンボルは（０、２）となる。
（１３）受信シンボルが（１、１）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３による下位桁の訂正がないときには、エラーが発生していないと推定して、上位桁も訂正しない。この結果、復号シンボルは（１、１）となる。
（１４）受信シンボルが（１、１）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３により受信シンボルの下位桁が１から０に訂正された場合には、値が１のエラーが発生していると推定して上位桁を訂正しない。この結果、復号シンボルは（１、０）となる。
（１５）受信シンボルが（１、１）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３により受信シンボルの下位桁が１から２に訂正された場合には、値が−１のエラーが発生していると推定して上位桁を訂正しない。この結果、復号シンボルは（１、２）となる。
（１６）受信シンボルが（１、２）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３による下位桁の訂正がないときには、エラーが発生していないと推定して、上位桁も訂正しない。この結果、復号シンボルは（１、２）となる。
（１７）受信シンボルが（１、２）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３により受信シンボルの下位桁が２から０に訂正された場合には、値が−１のエラーが発生していると推定して上位桁を１から０に訂正する。この結果、復号シンボルは（０、０）となる。
（１８）受信シンボルが（１、２）であり、三値誤り訂正復号化回路１２３により受信シンボルの下位桁が２から１に訂正された場合には、値が１のエラーが発生していると推定して上位桁を訂正しない。この結果、復号シンボルは（１、１）となる。
【００３３】
上記の訂正内容をまとめると、下表のようになる。
【００３４】
【表２】
0003785638.tif 000006
この表から明らかなように、上位桁訂正回路１２５は、下位桁訂正回路１２８によりある受信シンボルの下位が２から０へ、又は０から２へ訂正された場合には、その受信シンボルの上位を反転し、それ以外の場合には、その受信シンボルの上位桁を反転しない。
【００３５】
六値二値変換回路１２６の具体的な構成について説明する。六値信号の情報長をｋとすると、三値復号系列と二値復号系列を合わせた六値復号系列のとりうる値の数は、６kとなる。２進数でこの数を表すと２lとなる。従って、ｋ個のシンボルより成る六値復号系列をアドレスとして入力し、ｌ≦ｋ×ｌｏｇ2６＝２．５８５ｋビットを満たすできるだけ大きな値のビット数ｌの二値信号をデータとして出力するＲＯＭを用いれば、六値二値変換回路１２６を実現することができる。ＲＯＭの入出力信号を図９に示す。
【００３６】
[実施例］
式（２）を生成多項式とした場合の３元誤り訂正符号化回路１０３は、図１０（ａ）に示すようになる。また、図１０（ａ）の回路は、図１０（ｂ）に示すタイミングで動作する。
【００３７】
また、符号長＝１３、情報長１０の３元ＢＣＨ符号の場合には、式（３）に示す検査行列を用いて、３元誤り訂正復号化回路１２３を構成することができる。この場合の３元誤り訂正復号化回路１２３の構成を図１１に示す。
【００３８】
図１１を参照すると、３元誤り訂正復号回路１２３は、行列演算部１２３−１１、エラーパターン生成部１２３−１２及びエラーパターン減算部１２３−１３を備える。
【００３９】
行列演算部１２３−１１は、受信系列をベクトルｙ＝｛ｙ１、ｙ２、・・・、ｙ１３｝とすると、シンドロームｓ＝｛ｓ１、ｓ２、ｓ３｝を、ｓ＝ｙＨTの演算により求める。
【００４０】
エラーパターン生成部１２３−１２は、下表に従って、シンドロームの値から（誤り位置、誤り値）の組を求める。従って、エラーパターン生成部１２３−１２は下表のマッピングを行うＲＯＭによって構成することができる。
【００４１】
【表３】
0003785638.tif 000007
［他の実施の形態］
上記の実施形態では、上位桁が二値であり、下位桁が三値である六値信号を六相位相変調する場合について説明したが、上位桁の値の数が異なっていても良い。
【００４２】
例えば、図１２に示すように、上位桁を四値、下位桁を三値としてもよい。この場合、受信シンボル、訂正後下位桁及び復号シンボルの関係は下表に示すようになる。
【００４３】
【表４】
0003785638.tif 000008
【００４４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、六相位相変調において、三元誤り訂正符号を適用しているので、二元誤り訂正符号を適用した場合には得られなかった特徴が得られる。つまり、図１３に二元、三元、五元のＢＣＨ符号の符号長と冗長度をプロットした図を参照すると、非二元誤り訂正符号の方がほぼ同等の冗長度に於いて符号長が短いことが分かる。同等の冗長度で符号長が短いと言うことは、同等の冗長度において非二元誤り訂正符号の方が二元誤り訂正符号を適用した場合に比べ、訂正能力に優れていることとなる。一般に、一重誤り訂正においては、シンボルの誤り率ｐの時、誤り訂正後のシンボルの誤り率は、符号長の逆数に対して誤り率が十分に小さい時、ほぼ（３／２）×（ｎ−１）×ｐ2となる。従って、符号長が短いほど誤り率で優れている事となる。
【００４５】
また、六相位相変調に関しては、十のマイナス六乗の誤り率を実現する所要Ｃ／Ｎで、ＱＰＳＫ、６ＰＳＫ、８ＰＳＫで夫々、１３．７ｄＢ、１６．７ｄＢ、１９．０ｄＢとなる。また、所要帯域は、ＱＰＳＫ、６ＰＳＫ、８ＰＳＫで夫々、相対値で、１．０、０．８、０．６６である。従来、ＱＰＳＫより周波数利用効率の良い変調方式として８ＰＳＫが用いられてきたが、所要周波数帯域を、１から．０．６６まで効率化していたが、所要Ｃ／Ｎは５．３（＝１９．０−１３．７）ｄＢだけ余分に必要としていた。しかし、六相位相変調の技術を適用する事により、所要周波数帯域を、１．０から．０．８まで効率化出来て、所要Ｃ／Ｎは３．０（＝１６．７−１３．７）ｄＢだけ余分に必要とするだけで実現できる。本発明の技術を適用することにより、更に、２〜３ｄＢの符号化利得が得られるので、ＱＰＳＫに比べて、１ｄＢ弱の所要Ｃ／Ｎの増加で周波数帯域を約２０％効率化することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態による通信システムの構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態による図１に示す二値六値変換回路の構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態による図１に示す三元誤り訂正符号化回路の構成例を示すブロック図である。
【図４】六相位相値変調のシンボル値から位相平面上の情報点へのマッピングを示す位相平面図である。
【図５】本発明の実施形態による図１に示す六相位相変調器の構成例を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施形態による図１に示す六相位相復調器の構成例を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施形態による図１に示す三元誤り訂正復号化回路の構成例を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施形態によるシンボル誤り訂正方法を説明するための位相平面図である。
【図９】本発明の実施形態による図１に示す六値二値変換回路の構成例を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施例による図１に示す三元誤り訂正符号化回路の構成例を示すブロック図である。
【図１１】本発明の実施例による図１に示す三元誤り訂正復号化回路の構成例を示すブロック図である。
【図１２】本発明の他の実施の形態による位相変調方式を説明するための位相平面図である。
【図１３】本発明の効果を説明するためのグラフであって、各ＢＣＨ符号における符号長と冗長度の関係を示すものである。
【図１４】従来例による通信システムの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０１  送信装置
１０２  二値六値変換回路
１０３  三元誤り訂正符号化回路
１０４  遅延回路
１０５  六相位相変調器
１２１  受信装置
１２２  六相位相復調器
１２３  三元誤り訂正復号化回路
１２４  遅延回路
１２５  上位桁訂正回路
１２６  六値二値変換回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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