(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
単一ステージの電圧制御リング発振器であって、
入力として電圧を受信して、該入力電圧に比例する大きさを持つ出力電流を発生するトランスアドミッタンス回路と、
制限増幅器を含み、入力として該トランスアドミッタンス回路の該出力電流を受信して、該入力電流に比例する大きさを持つ出力電圧を発生するトランスインピーダンス回路とを含み、該トランスインピーダンス回路の出力は、該トランスアドミッタンス回路の入力に接続されている発振器。
【請求項２】
請求項１に記載の発振器において、該制限増幅器は、あらかじめ定められた発振周波数でピークの利得を持つように構成される発振器。
【請求項３】
請求項１に記載の発振器において、該制限増幅器が、電圧によって制御される電流源を含み、該電流源によって生じる電流の大きさを変化させることにより発振周波数を調節することが可能である発振器。
【請求項４】
請求項１に記載の発振器において、該トランスアドミッタンス回路の出力とトランスコンダクタンス回路の入力との間に接続されると共に、ある長さを有する伝送線をさらに含み、該伝送線の長さにより発振周波数を決定する発振器。
【請求項５】
請求項１に記載の発振器において、要求される動作周波数において該トランスアドミッタンス回路と該トランスインピーダンス回路とを対にして整合させる発振器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】
本発明は、リング発信回路に関する。
【０００２】
【従来技術】
電子回路の種類のうち多くのものは、内部のクロック信号を生成することを要求される。図１に示されているように、上記の信号を生成する単純な回路としては、在来型のリング発振器がある。上記の回路１０は、直列接続の複数のインバータ１２ａ，１２ｂと、最後のインバータ１２ｂの出力を最初のインバータ１２ａの入力に接続する交差接続の帰還経路１４とを含む。上記の回路が発振するためには、ループの全体にわたる利得が、１よりも大きいことが必要となる。加えて、全体にわたる位相シフトが、１８０度でなければならず、従って、この位相シフトのために要求される２つの極を生じさせるのに少なくとも２つのステージを必要とする。在来型のリング発振器の発振周波数は、各ステージ間の遅延に関係しており、その遅延は、使用されているインバータ回路の種類のみならず回路内に存在する寄生の容量Ｃpの大きさに帰する。各ステージがτの遅延を生じる場合には、半周期に要する時間に相当するループ遅延は、２τとなる。従って、２ステージの回路が動作する際の公称の周波数は、図１に示されているように１／４τとなる。
【０００３】
【解決しようとする課題】
しかしながら、構造を容易にすることに起因して、リング発振器は、未解決の技術的な限界と関連して、高い周波数領域においてはとりわけ有効であるというわけではない。例えば、ある特定に技術に関しては、ラッチ回路は、４０ＧＨｚでクロック信号を発生することが可能である。かかる技術的な方法においては、２ステージのリング発振器は、各ステージのスイッチングの遅延に起因して、２０ＧＨｚよりも大きい周波数の出力信号を生成するのは通常不可能である。負荷抵抗を小さくすることにより、在来型のリング発振器で使用されるインバータの遅延を減少させることが可能である。上記の解決手段は、リング発振器の動作周波数を増加させるが、同時に、その動作周波数における小信号利得をも減少させる。従って、上記の発振器は、一般的に、その出力で小さな電力しか供給しないため、受容しかねるノイズの影響を受けることとなる。
【０００４】
高周波領域での使用に耐え得る代替的な発振器は、ＬＣ共振回路を使用している。ＬＣ発振器の広い多様性は、当業者にとっては周知である。この種の回路についての欠点は、集積回路上で大きな範囲を占めてしまうということである。その他の欠点としては、調節可能な範囲が非常に限られていることと、製造の際に高い精度を要し、全コストがかさむこととがあげられる。
【０００５】
従って、要求される発振周波数において在来型のリング発振回路よりも大きな利得を有すると共に、小さなループ遅延を有し、なお且つ発振周波数を増加させた修正されたリング発振器の構造を提案することは好ましいことである。
【０００６】
【解決手段】
本発明によって設計される単一ステージ電圧制御リング発振器は、トランスインピーダンス電流−電圧（ＴＩＳ）回路に接続されているトランスアドミッタンス（ＴＡＳ）電圧−電流回路を含む。一対の伝送線によりＴＡＳ回路をＴＩＳ回路に接続してもよく、要求される（公称の）発振周波数に応じて伝送線の長さを選択することが可能である。ＴＩＳ回路の電圧出力は、ＴＩＳ回路の入力に接続される。加えて、好適には、回路素子を対にして整合させることによって、ＴＡＳ回路の寄生の出力容量をＴＩＳ回路の入力インピーダンスで相殺して、発振周波数における利得を増加させる。好適には、ＴＩＳ回路は、調節可能な電流源を含み、電流源を調節して発振周波数を変化させることが可能である。ＴＡＳ回路もまた、調節可能な素子を備えることが可能である。接続されたＴＡＳ／ＴＩＳ回路は、２つ以上の極を持ち、それによって十分な位相シフトを生じて発振を促すように構成される。
【０００７】
ある特定の実施形態においては、制限増幅器は、ＴＩＳ回路に使用される。在来型の制限するための増幅器は、比較的広帯域の応答特性を有し、その利得が特定の周波数でピークをもたないように構成されるが、在来型の制限増幅器とは異なり、利得が、要求される発振周波数でピークを持つ狭帯域の応答特性を有するように、制限増幅器の素子を選択することが可能である。
【０００８】
好都合なことに、本発明によるＴＡＳ／ＴＩＳリング発振回路は、在来型のマルチステージリング発振器の設計により実現することが可能なものよりもより高い発振周波数とより高い電力とを供給する。加えて、寸法の相対的な小型化と電圧制御リング発振器の設計上の簡素化とを犠牲にせずに、発振周波数及び電力の増加を達成することが可能である。回路は、受動インダクタンス又は可変容量ダイオードを使用せずに高い発振周波数を実現することが可能であり、従って、高周波ＬＣ発振器により利用可能な調節可能な範囲よりもより広い調節可能な範囲を有する。
【０００９】
【実施の形態】
本発明の上記の及びその他の特徴は、本発明の例示的な実施例に関する以下の詳細な記載と図面とにより容易に明らかとなるであろう。
【００１０】
図２は、本発明によるリング発振器２０のブロック線図である。発振器２０は、トランスインピーダンス（“ＴＩＳ”）回路２４の入力２５に接続されている出力２３を備えるトランスアドミッタンス（“ＴＡＳ”）電圧‐電流回路２２を含む。ＴＩＳ回路２４は、反転電流−電圧増幅器２６と帰還インピーダンス２8とを含む。ＴＩＳ回路２４の出力３０は、ＴＡＳ回路の入力３２に接続されている。回路２０内に存在する寄生の容量Ｃpも図２に示されている。好適な実施例においては、ＴＡＳ回路２２とＴＩＳ回路２４とを対にして整合させ、それによってＴＡＳ回路２２の出力容量をＴＩＳ回路２４の入力インピーダンスで相殺する。この構成は、２つの回路間の接続におけるエネルギー損失の値を減少させ、それによってループ利得を増加させ、従って回路の動作を改善する。回路を対にして整合させる様々な方法は、当業者にとって周知であり、従って、ここでは詳細に検討する必要はない。
【００１１】
本発明の好適な実施例においては、ＴＩＳ回路２４は、修正された制限増幅器の設計を含んでいる。在来型の制限増幅器の動的な応答特性は、発振を生じさせる利得のピークを減少させ又は除去するように意図的に構成されているので、それらの増幅器は、一般的に、リング発振器を構成する際の用途に適しているとは考えられていない。特に、在来型の制限増幅器においては、広い周波数帯域で比較的一定の値を維持すると共に、特定の周波数でスパイクしない利得を増幅器が有するように、素子の値を選択する。対照的に、本発明によれば、本発明に使用される修正された制限増幅器の利得が、重要度の高い周波数、例えば、４０ＧＨｚでピークを持つように、増幅器の特定の素子の値を選択する。好適には、素子の値を選択することにより、要求される発振周波数での狭帯域の応答特性を得ることが可能である。
【００１２】
好都合なことに、本発明によるＴＡＳ／ＴＩＳリング発振回路は、在来型のマルチステージリング発振器の設計により実現可能なものよりもより高い発振周波数とより大きな出力電力とを有する。加えて、特にＴＡＳ回路２２とＴＩＳ回路２４とを対にして整合させる場合には、本発明の発振回路２０のループ遅延は、同等の素子を使用する在来型のリング発振器の遅延よりも小さくなり、従って、発振周波数を増加させる。
【００１３】
好適には、ＴＡＳ回路２２とＴＩＳ回路２４とのうちの少なくとも１つが、発振周波数を変化させるように調節することが可能である調節可能な回路素子を含む。好適には、発振器の動作範囲内で周波数と共に減少する利得を有する出力緩衝増幅器 (示されていない) を発振器２０に接続してもよい。上記の減少する利得を有する緩衝増幅器は、発振器２０の出力電力が発振周波数と共に増加する特性を補償し、回路の利用可能な調節範囲にわたって比較的一定の出力電力をもたらす。
【００１４】
図３は、図２に示されているリング発振器２０の好適な実施形態の概略図である。ＴＡＳ回路２２は、共通の電流源Ｉｃｏｎｔ２に接続されているエミッタを有する一対のトランジスタＱ１とＱ２とを含む。トランジスタＱ１とＱ２のベースは、ＴＡＳ回路２２の非反転入力３２ａと反転入力３２ｂとして使用される。図示されているように、ＴＡＳ回路２２の非反転出力２３ａと反転出力２３ｂは、ＴＩＳ回路２４の非反転入力２５ａと反転入力２５ｂに接続されている。電流源Ｉｃｏｎｔ２は、好適には、在来型の電流ミラーであり、制御信号に依存する電流の大きさを安定させる。ＴＡＳ回路２２の出力２３ｂ，２３ｂとＴＩＳ回路２４の入力２５ａ，２５ｂとの間に伝送線Ｔ１とＴ２とを挿入することが可能である。伝送線Ｔ１とＴ２の長さを適切に選択することにより、回路２０の公称の発振周波数の範囲を調節することが可能である。
【００１５】
ＴＩＳの制限増幅器回路２４は、上記で検討されたように、トランジスタＱ４及びＱ３をそれぞれ駆動させる入力２５ａ及び２５ｂと、エミッタフォロワの構成に配列されているトランジスタＱ６とＱ８とにより提供される非反転出力３０ａと、トランジスタＱ５とＱ７とにより提供される反転出力３０ｂとを備える差動電流増幅器の形態を取る。トランジスタＱ８及びＱ７のエミッタは、電流源Ｉa及びＩbにそれぞれ接続され、これらの電流源は、適切な大きさの抵抗器であってもよい。トランジスタＱ３及びＱ４のエミッタは、接続され、さらに電流源Ｉｃｏｎｔ１に接続される。電流源Ｉｃｏｎｔ１は、好適には、在来型の電流ミラーであり、制御信号に依存すると共に、電流Ｉa及びＩbよりも大きい電流の大きさを安定させる。出力３０ａ，３０ｂは、ＴＡＳ回路２２の入力３２ｂ，３２ａに交差接続される。
【００１６】
ＴＩＳのステージの周波数応答は、Ｑ３，Ｑ４及びＲLによって構成される差動増幅器の全体に渡る利得と、増幅器の帯域幅と、帰還抵抗ＲFとに依存する。増幅器の利得は、ＲLと電流Ｉｃｏｎｔ１の振幅とを選ぶことにより決定される。増幅器の帯域幅は、トランジスタＱ３乃至Ｑ８の寸法とＲLの大きさとに依存する。素子の値の大きさは、重要度の高い周波数で利得のピークを持つように選択される。ＲFに対するＲLの比を増加させるにつれて、ピーク値は、高くなる。利得Ａを増加させるにつれて、ピーク値は、増加する。一般的に、精密な伝達関数とピークの周波数は、上記のパラメータ全ての間の相互作用と、特定のトランジスタの構成と、未解決の技術的課題とに依存する。適切な設計パラメータを選択して、期待するピーク値の効果を得るために、様々な技術が利用可能であり、これらの技術は、当業者にとって周知となるであろう。高い動作速度を得るためには、所定の技術の応用と同程度に小さくトランジスタを製造する必要がある。回路のある特定の実施形態においては、Ｉｃｏｎｔ１は、概ね８mAの電流を供給し、Ｉｃｏｎｔ２は、概ね４mAの電流を供給し、ＩaとＩbは、共に、概ね３mAであり、抵抗器は、全て、概ね１００Ωである。ＴＩＳ増幅器の直流電流Ｉｃｏｎｔ１を変化させることにより、発振周波数についての電圧制御を実現することが可能である。また、ＴＡＳ回路の電流Ｉｃｏｎｔ２を付加的な制御手段として使用して、発振周波数を調節することも可能である。
【００１７】
本発明は、専ら、好適な実施例と関連して示され、説明されてきたが、当業者であれば、本発明の意図及び範囲から逸脱することなく形態及び細部の種々の改変を行うことが可能であるということを認識するであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】在来型のリング発振回路を表す図である。
【図２】本発明によるリング発振回路を表す図である。
【図３】図２のリング発振器の実施形態の１つを表す図である。
【図１】
0003756393.tif 000002
【図２】
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【図３】
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