(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した搬送波周波数の信号からフレーム同期信号を導出するための方法であって、
前記信号はフレーム構造内にデジタル情報を含み、各フレームの少なくとも１つのタイムスロット内に他のタイムスロットよりも低減された振幅を有している形式の、フレーム同期信号の導出のための方法において、
受信した信号を低い周波数領域に置き換え、
前記置き換えた信号にアナログ/デジタル変換を施し、
前記変換によって形成されたデジタル信号から短期出力信号と長期出力信号を形成し、
前記長期出力信号と短期出力信号を比較し、その際の当該比較のために短期出力信号と長期出力信号の間の差分を閾値回路に供給し、
前記閾値回路の出力信号を、差分における閾値を上回っている部分に対応させ、この場合当該閾値は、係数で重み付けした長期出力信号によって形成し、
前記閾値回路の出力信号を最大値検出器に供給し、
前記最大値検出器は、閾値回路の出力信号がそのつどの最大値に達した場合に、フレーム同期信号を送出するようにしたことを特徴とする、フレーム同期信号の導出のための方法。
【請求項２】
前記短期出力信号を比較の前に走査速度デシメーション処理を施してさらに平均化を行い、この場合のデシメーションレートは受信した信号のそのつどのモードに依存して設定可能であり、前記平均化はサンプリング値の一定の数に亘って行われる、請求項１記載のフレーム同期信号の導出のための方法。
【請求項３】
前記デジタル信号にＩ／Ｑ復調処理を施し、復調されたデジタル信号の同相分と直角分を長期出力信号と短期出力信号の形成に用いる、請求項１又は２記載のフレーム同期信号の導出のための方法。
【請求項４】
受信した搬送波周波数の信号からフレーム同期信号を導出するための方法であって、前記信号はフレーム構造内にデジタル情報を含み、各フレームの少なくとも１つのタイムスロット内に他のタイムスロットよりも低減された振幅を有している形式の、フレーム同期信号の導出のための方法を実施するための回路装置において、
受信部（２）において受信信号が中間周波数帯域に置換えられ、
引き続きアナログ／デジタル変換器（３）において前記信号がデジタル信号に変換されており、
さらにＩ／Ｑ復調器（４）を用いて同相分と直角分の成分信号（ｓｉ，ｓｑ）が前記デジタル信号から形成され、
前記同相分と直角分の成分信号（ｓｉ，ｓｑ）は、瞬時出力形成のための装置（５）に供給されており、
引き続き瞬時出力の平均化のための装置（８）においてサンプリング値の所定の数（Ｄ０）に亘る瞬時出力値の平均化によって短期出力信号（ｐ０）が形成され、
前記短期出力信号（ｐ０）の一部は長期出力検出装置（１１）に供給され、当該長期出力検出装置において、短期出力信号（ｐ０）が、当該短期出力信号（ｐ０）形成のための期間（Ｄ０）よりも実質的に長い期間（Ｄ１）に亘って平均化されて長期出力信号（ｐ１）が求められ、
前記短期出力信号（ｐ０）と長期出力信号（ｐ１）は、閾値回路（１３）に供給され、当該閾値回路（１３）では前記長期出力信号と短期出力信号が比較されており、この場合当該閾値回路（１３）の出力信号は差分における閾値を上回っている部分に相応し、さらに前記閾値は、係数を用いて重み付けされた長期出力信号から形成されており、
さらに前記閾値回路の出力信号は最大値検出器に供給されており、該最大値検出器では、前記閾値回路の出力信号がそのつどの最大値に達した場合にフレーム同期信号を送出するように構成されていることを特徴とする回路装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信した搬送波周波数の信号からフレーム同期信号を導出するための方法であって、前記信号はフレーム構造内にデジタル情報を含み、各フレームの少なくとも１つのタイムスロット内に他のタイムスロットよりも低減された振幅を有している形式のフレーム同期信号の導出のための方法及び回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＯＦＤＭ方式によるデジタル伝送方法においては、フレーム内で送信信号の分割が行われる。このフレームも符号（シンボル）から構築されている。受信機におけるフレーム同期のためには、いわゆる０符号が設けられる。この０符号は符号期間中に存在する送信出力がその他の符号期間よりも非常に弱いことからなる。この出力差に対する典型的な値は１６ｄＢである。この信号フォーマットは、例えばヨーロッパ遠距離通信基準Ｐｒ  ＥＴＳ  ３００  ４０１．ＤＡＢシステム明細書に記載されている。
【０００３】
０符号の時間的位置と受信機における同期信号の導出は、従来の包絡線検出器によってアナログ面で行われる。この場合不正確さはアナログ回路ではよくあるように取り除かれず、補償調整が必要となる。
【０００４】
さらにデジタルフレーム同期方法がヨーロッパ特許第４４０５７５２号明細書から公知である。この方法ではデジタル回路の利点が活用される。しかしながら係数の切換可能なフィルタが含まれている。この種のマッチングフィルタは、公知文献“Couch, Leon W: Digital and analog communication system, 4th ed.,New York, Macmillan Publishing Company, 1993, S.547-558, ISBN 0-02-325281-2”で説明されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、高精度な要求を充たすことのできるような０符号の位置検出が行われ、実現コストが従来の方法よりも僅かで済むような、受信した搬送波周波数の信号からフレーム同期信号を導出するための方法を提供することである。
【０００６】
上記課題は本発明により、受信した信号を低い周波数領域に置き換え、前記置き換えた信号にアナログ/デジタル変換を施し、前記変換によって形成されたデジタル信号から短期出力信号と長期出力信号を形成し、前記長期出力信号と短期出力信号を比較し、その際の当該比較のために短期出力信号と長期出力信号の間の差分を閾値回路に供給し、前記閾値回路の出力信号を、差分における閾値を上回っている部分に対応させ、この場合当該閾値は、係数で重み付けした長期出力信号によって形成し、前記閾値回路の出力信号を最大値検出器に供給し、前記最大値検出器は、閾値回路の出力信号がそのつどの最大値に達した場合に、フレーム同期信号を送出するようにして解決される。
【０００７】
本発明の方法によれば、フレーム同期信号の導出が僅かな実現コストで高精度に行われることが保証される。受信した信号は本発明による方法の枠内では中間周波数か又はベース帯域に置換され得る。
【０００８】
例えばＤＡＢ（デジタルオーディオブロードキャスティング）等の種々のモードでの信号の場合には有利には、次のようにして実現コストの低減が図られる。すなわち、短期出力信号を比較の前に走査速度デシメーション処理を施し、引き続き平均化を行い、この場合のデシメーションレートは受信した信号のそのつどのモードに依存して設定され、前記平均化はサンプリング値の一定の数に亘って行われるようにして低減が図られる。
【０００９】
受信した信号をアナログ/デジタル変換によって中間周波数帯に置換する際には有利には、デジタル信号にＩ／Ｑ復調処理が施され、復調されたデジタル信号の同相分と直角分が長期出力信号と短期出力信号の形成に用いられる。本発明によれば前記２つの成分のうちの１つの成分のみを用いることも可能である。
【００１０】
０符号の確実な検出を、受信信号の振幅が大きく変動している場合にも可能にするために本発明の別の有利な実施例によれば、比較のために短期出力信号と長期出力信号の間の差分を閾値回路に供給し、該閾値回路の出力信号を、差分における閾値を上回っている部分に対応させ、前記閾値は、係数で重み付けされた長期出力信号によって形成されており、前記閾値回路の出力信号を最大値検出器に供給し、該最大値検出器は、閾値回路の出力信号がそのつどの１つの最大値に達した場合に、フレーム同期信号が送出する。
【００１１】
本発明の方法を実施するための有利な回路装置によれば、プロセッサが設けられており、該プロセッサにおいて信号の処理が前記方法の個々のステップに対応して行われる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
次に本発明の実施例を図面に基づき詳細に説明する。
【００１３】
本実施例並びにこれの部分回路は、ブロック回路図で示される。しかしながらこれらのブロック回路は、個々のブロックに相応する回路を用いた本発明の実施に対する限定を意味するものではない。それどころか本発明は、特に有利には高集積回路を用いて実現可能である。この場合ブロック回路図に示されている処理ステップを適切なプログラミングのもとで実施するデジタル信号プロセッサが用いられる。
【００１４】
図１による実施例では、符号１の個所から受信信号が供給され、受信部（チューナー）２に達する。この受信部２では信号が中間周波数帯域に置き換えられる。それによって形成されるアナログ信号は、アナログ／デジタル変換器３を用いてデジタル信号に変換される。引き続きデジタルＩ／Ｑ復調が実施される。これによりデジタル同相分ｓｉとデジタル直角分ｓｑが生じる。これらの成分信号ｓｉとｓｑは、さらなる処理のため、特に復調のために出力側６,７から取り出し可能である。これに対しては本発明を用いて導出される同期信号が必要とされる。
【００１５】
成分信号ｓｉとｓｑ（これらはいわゆる複号ベース帯域を形成する）は、瞬時出力形成部５に供給される。この瞬時出力形成は、例えばテーブル、乗算器又は直角分の絶対形成によって行われ得る。符号８におけるサンプリング値の所定の数Ｄ０に亘る瞬時出力値の平均化によって短期出力信号ｐ０が形成される。
【００１６】
ＤＡＢシステムに存在するパラメータに対しては、ＤＡＢシステム特有のモードＩ，ＩＩ，ＩＩＩ  １２８，３２，１６に対する所定の数Ｄ０である。この場合２.０４８ＭＨｚの複号ベース帯域の走査速度が前提とされる。平均化により短期出力信号ｐ０は低い周波数領域を有する。そのため符号９において係数Ｄ０だけデシメーションされ得る。それにより以下の回路は値Ｄ０だけ低減された走査速度で動作される。同じ情報内容のために、デシメーション回路９の出力信号は図１から図４においても符号ｐ０が付される。この信号は、デジタルフィルタ１０と長期出力検出用回路１１に供給される。前述したＤ０の値（１２８,３２,１６）は、３つの伝送モードにおける０符号の長さと同じものである。それにより値Ｄ０だけ走査速度を低減された信号ｐ０の後続処理が伝送モードに依存することなく行われる。そのため以下に記載する数値Ｄ２は全ての伝送モードに対して一定である。
【００１７】
デジタルフィルタ１０は、マッチングフィルの方式に従って、検出すべき０符号に適合する。理想的な特性は、このデジタルフィルタがＤＡＢシステムの場合にＤ２＝２１のサンプリング値に亘って平均化を行う場合に得られる。この場合信号サンプリング値の有効な平均化が正確に０符号をスイープする。一般的なケースでは以下の式が当てはまる。
【００１８】
Ｄ２＝[Ｔ０Ｆｃ／Ｄ１]
この場合前記Ｔ０は０符号の持続時間、Ｆｃは複号ベース帯域中の信号の走査速度である。デジタルフィルタに適する回路については以下で図３と関連して記載する。
【００１９】
回路１１は、非常に長い期間、例えばＤ１＝５１２のサンプリング値に亘って信号ｐ０を用いて該信号の長期出力を求める。デジタルフィルタ１０と回路１１の出力信号ｐ２ないしｐ１の差分形成によって、符号１２の個所では差分信号ｐが形成される。この信号は閾値回路１３に供給される。閾値ＴＨは、符号１４の個所で係数αＴで重み付けされた、回路１１の出力側からの長期出力信号に相応する。有利には閾値αＴのレベルは長期出力信号の３／４のレベルで形成される。
【００２０】
閾値回路１３の出力信号は、既に０符号の位置に対する大まかな尺度となる。しかしながらそれと共に生ぜしめられたウインド信号の幅は、受信信号のレベルに依存し、そのため一般的には０符号の幅とは異なる。それ故図１に示された実施例では最大値検出器１５が設けられる。この最大値検出器１５には閾値ＴＨを上回った場合に差分信号が供給される。これにより０符号の微細な位置付けが可能となる。それによって形成される同期信号は出力側１６から取り出される。
【００２１】
図２に示されている、図１における平均化部８とデシメーション部９のブロック回路図では、符号２１の個所に供給される瞬時出力信号が再帰フィルタを介して案内される。このフィルタは加算器２２とサンプリング周期分の遅延部２３からなる。さらに符号２４ではそのつどのＤ０のサンプリング値のうちの１つだけが転送される。これは非再帰フィルタに供給される。このフィルタは、減算器２５と低減された走査速度のサンプリング周期分だけの遅延部２６からなる。引き続き信号は符号２７の個所で係数α０で重み付けされ、出力側２８からデジタルフィルタ１０と回路１１（図１）に供給される。この係数α０は、伝送モードに依存しており、モードＩの場合は０.２５、モードＩＩ及びＩＩＩの場合は１である。
【００２２】
図３によるデジタルフィルタでは入力側３１に供給される信号ｐ０がまず次のようなフィルタを介して供給される。すなわち減算器３２とサンプリング周期Ｄ２分の遅延部３３からなるフィルタを介して供給される。このフィルタには、加算器３４とサンプリング周期分の遅延部３５からなる再帰フィルタが接続されている。最終的には係数α２＝４／Ｄ２での重み付けが符号３６の個所で行われる。出力側３７から取り出される信号は減算器１２（図１）に供給される。
【００２３】
図４には長期出力信号検出用回路１１（図１）の詳細が示されている。信号ｐ０は入力側４１に供給され、この信号は、加算器４２とサンプリング周期分の遅延部４３からなる再帰フィルタを介してデシメーション回路４４まで転送される。このデシメーション回路４４ではそれぞれ各Ｄ１番目のサンプリング値のみが転送される。非再帰フィルタ４５,４６の後では符号４７の個所において係数Ｄ１分のサンプリング値の引き上げが、入力値の繰り返しによって行われる。それに続いて符号４８の個所では、信号が符号４９の個所から回路１１を離れる前に、係数α１での信号の重み付けが行われる。この場合の有利な選定値は、Ｄ１＝５１２でα１＝４／Ｄ１である。
【００２４】
係数α１とα２は、信号ｐ１及びｐ２の補償調整（基準化）に用いられる。このことは必要である。なぜなら２つの分岐においては種々異なる数値（Ｄ１、Ｄ２）に亘って累積が行われるからである。
【００２５】
図５に示されている、図１での最大値検出器１５は、２つのデジタル差分器５１,５２；５３,５４からなる。これらの差分器にはそれぞれ１つの閾値ブロック５５,５６が接続されている。閾値ブロック５５は、極性検出器として使用される。第２の閾値ブロック５６は、−２の入力信号の下で１つの閾値を有している。入力側５７には閾値回路１３（図１）の出力信号が供給される。出力側５８からは次のような信号が取り出される。すなわち０符号の終端と、第１の有効符号の開始を表す信号が取り出される。受信機においてはシステム特性によって０符号の期間が周知なので、０符号の位置は終了通知によって正確に検出される。
【００２６】
図６は、例えば移動無線チャネル等で予測される受信信号の振幅が示されている。この図からは受信信号の振幅が非常に大きく変動しているのがわかる。規則的な間隔で０符号が生じている。この０符号は本発明による方法によって識別されそこから同期信号が導出される。振幅単位は任意に選択される。この図では受信信号の振幅変動が非常に大きいことが示されているのみである。
【００２７】
図７には閾値ＴＨと差分信号ｐの経過が示されている。そのつどの閾値ＴＨを上回っている信号ｐの成分から最大値検出器１５（図１）において最大値が検出される。この時点でフレーム同期信号が形成される。図７中には時間単位として再びサンプリング周期が用いられ、振幅単位として任意の単位が用いられている。この任意の単位はデジタル信号処理のもとでの数値に応じて選択される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例のブロック回路図である。
【図２】平均化とデシメーション処理の組み合わせに対して用いられる実施例の部分を示した図である。
【図３】図２による実施例に適したデジタルフィルタを示した図である。
【図４】長期出力値を検出するための回路を示した図である。
【図５】実施例中に含まれている最大値検出器の１つの実施例を示した図である。
【図６】受信した信号の振幅経過を示した図である。
【図７】図１による実施例で生じた信号の経過を示した図である。
【符号の説明】
１      入力側
２      受信部
３      Ａ／Ｄ変換器
４      Ｉ／Ｑ復調部
５      瞬時出力形成部
６,７   出力側
８      平均化部
９      デシメーション部
１０    デジタルフィルタ
１１    長期出力信号検出回路
１２    減算器
１３    閾値回路
１５    最大値検出器
【図１】
0003811222.tif 000002
【図２】
0003811222.tif 000003
【図３】
0003811222.tif 000004
【図４】
0003811222.tif 000005
【図５】
0003811222.tif 000006
【図６】
0003811222.tif 000007
【図７】
0003811222.tif 000008