(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源からの交流を可変電圧、可変周波数の交流に変換する変換装置であって、交流電源からの交流を直流に変換する順変換器と直流回路に接続された平滑コンデンサと該直流を交流に変換する逆変換器より構成される非回生型電力変換器を備え、機械系イナーシャ定数を用いて電動機の速度制御を行うドライブ装置の機械系イナーシャの演算方法において、
互いに異なる速度変化レートで複数回の加速を行い、各々のトルク比例信号の積分量と速度変化幅から前記機械系イナーシャを演算し、
前記加速を行う際、一回の加速を行った後、加速前の速度に戻し、その後、速度変化レートを変えて次の加速を行うことを特徴とするイナーシャ演算方法。
【請求項２】
交流電源からの交流を可変電圧、可変周波数の交流に変換する変換装置であって、交流電源からの交流を直流に変換する順変換器と直流回路に接続された平滑コンデンサと該直流を交流に変換する逆変換器より構成される非回生型電力変換器を備え、機械系イナーシャ定数を用いて電動機の速度制御を行うドライブ装置の機械系イナーシャの演算方法において、
互いに異なる速度変化レートで複数回の加速を行い、各々のトルク比例信号の積分量と速度変化幅から前記機械系イナーシャを演算し、
前記加速を行う際、一回の加速で前記トルク比例信号の積分を開始する速度をω１とし、該積分を終了する速度をω２とし、次の加速で前記トルク比例信号の積分を開始する速度をω３とし、該積分を終了する速度をω４とした場合、ω１とω３が等しく、かつ、ω２とω４が等しいことを特徴とするイナーシャ演算方法。
【請求項３】
交流電源からの交流を可変電圧、可変周波数の交流に変換する変換装置であって、交流電源からの交流を直流に変換する順変換器と直流回路に接続された平滑コンデンサと前記直流を交流に変換する逆変換器より構成される非回生型電力変換器と、機械系イナーシャ定数を用いて電動機の速度制御を行う速度制御手段により構成される電動機のドライブ装置において、
互いに異なる速度変化レートで複数回の加速を行う加速手段と、各々のトルク比例信号の積分量と速度変化幅から前記機械系イナーシャを演算するイナーシャ同定手段を設け、
前記加速を行う際、一回の加速を行った後、加速前の速度に戻し、その後、速度変化レートを変えて次の加速を行うことを特徴とする電動機のドライブ装置。
【請求項４】
交流電源からの交流を可変電圧、可変周波数の交流に変換する変換装置であって、交流電源からの交流を直流に変換する順変換器と直流回路に接続された平滑コンデンサと前記直流を交流に変換する逆変換器より構成される非回生型電力変換器と、機械系イナーシャ定数を用いて電動機の速度制御を行う速度制御手段により構成される電動機のドライブ装置において、
互いに異なる速度変化レートで複数回の加速を行う加速手段と、各々のトルク比例信号の積分量と速度変化幅から前記機械系イナーシャを演算するイナーシャ同定手段を設け、
前記加速を行う際、一回の加速で前記トルク比例信号の積分を開始する速度をω１とし、該積分を終了する速度をω２とし、次の加速で前記トルク比例信号の積分を開始する速度をω３とし、該積分を終了する速度をω４とした場合、ω１とω３が等しく、かつ、ω２とω４が等しいことを特徴とする電動機のドライブ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、イナーシャ演算方法及び電動機のドライブ装置に係り、特に、誘導電動機の速度制御を行う際の慣性モーメント（イナーシャ）の演算方法及び電動機のドライブ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電動機の速度制御を行う際、制御定数として機械系イナーシャが必要となる。イナーシャを測定する従来技術としては、特開昭６１−８８７８０号公報に記載されているように、同じ速度間（速度幅Δωr）を絶対値が同じ速度変化レートで加速と減速を行い、各々のトルク比例信号から加速トルクτacと減速トルクτdを演算し、加減速中の各々の積分量からイナーシャＪを演算する方法がある。詳細を以下に示す。
図４は、従来技術によってイナーシャＪの演算を行う場合のモータトルクτm、負荷トルクτL、加速トルクτacを示した図である。図４において、モータ機械角速度をωと略記すると、Ｊとトルクの関係は式（１）のようになる。
【数１】
0003731060.tif 000002
加減速による速度差Δωは加速、減速時で共に等しい。式（１）の両辺を積分し、加減速時のトルクからＪを求めると、式（２）のようになる。
【数２】
0003731060.tif 000003
加減速時のＪ演算値の平均からＪを求め直すと、式（３）のようになる。
【数３】
0003731060.tif 000004
ここで、同じ速度間を同じ時間で加速、減速を行うことから、加減速期間中の負荷トルクτLの積分値は等しくなる。
【数４】
0003731060.tif 000005
よって式（３）、式（４）から、Ｊはτmのみから式（５）のように求まる。
【数５】
0003731060.tif 000006
τｍは、検出トルク電流ＩqFBを用いて例えば式（６）のように演算することができる。
【数６】
0003731060.tif 000007
ただし、Ｐ、Ｍ、Ｌ2、Ｉd*はそれぞれモータの極数、相互インダクタンス、相互インダクタンスと２次側漏れインダクタンスの和、励磁電流指令を表す。以上より、式（５）、式（６）からＪを演算する。
この方法では、負荷トルクτLをうち消すことで、負荷トルクの形に依らず、イナーシャＪを演算することができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特開昭６１−８８７８０号公報に記載の方法では、以下に示すように、減速時に回生状態になる恐れがある。このため、例えばインバータ中の平滑コンデンサが過充電され、コンデンサにダメージを与える。
図４において、減速終了時（ｔ＝ｔa4）にモータトルクτmが最も低くなるが、その際、トルク電流Ｉqも最小となる。負荷トルクτLが速度ωの２乗に比例する（２乗負荷）と考えた場合、Ｉqは式（１）、式（６）から式（７）のようになる。尚、モータ速度をω、モータ定格速度をω0、速度変化レート（加速レート、減速レート）をｄω／ｄｔ、モータ極数をｐ、モータ相互インダクタンスをＭ、モータ２次漏れインダクタンスとＭとの和をＬ2、励磁電流指令をＩd*、機械系イナーシャをＪ、モータ定格トルク電流をＩq0とする。
【数７】
0003731060.tif 000008
よって、減速時は減速レートｄω／ｄｔが負であるため、Ｉq最小値（式（７））が負になり、回生状態になる場合がある。式（７）からＩqが負となり、回生状態となる条件は、ω（負荷トルク）が小さい領域で減速し、その際の減速レート｜ｄω／ｄｔ｜が大きい場合となる。よって減速時に回生を起こさないためには、減速レート（＝加速レート）を下げることが必須となる。しかし、その場合では、加減速トルクが誤差となるモータ及び負荷トルク成分に比べ十分大きくならず、イナーシャ同定精度が悪くなることが考えられる。
【０００４】
本発明の課題は、回生を起こさず、従来と比べても簡単な構成によってイナーシャを演算し、電動機をドライブするに好適なイナーシャ演算方法及び電動機のドライブ装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、交流電源からの交流を可変電圧、可変周波数の交流に変換する変換装置であって、交流電源からの交流を直流に変換する順変換器と直流回路に接続された平滑コンデンサと該直流を交流に変換する逆変換器より構成される非回生型電力変換器を備え、機械系イナーシャ定数を用いて電動機の速度制御を行うドライブ装置の機械系イナーシャの演算方法において、互いに異なる速度変化レートで複数回の加速を行い、各々のトルク比例信号の積分量と速度変化幅から機械系イナーシャを演算し、
前記加速を行う際、一回の加速を行った後、加速前の速度に戻し、その後、速度変化レートを変えて次の加速を行う。
または、前記加速を行う際、一回の加速で前記トルク比例信号の積分を開始する速度をω１とし、該積分を終了する速度をω２とし、次の加速で前記トルク比例信号の積分を開始する速度をω３とし、該積分を終了する速度をω４とした場合、ω１とω３が等しく、かつ、ω２とω４が等しいこと。
また、交流電源からの交流を可変電圧、可変周波数の交流に変換する変換装置であって、交流電源からの交流を直流に変換する順変換器と直流回路に接続された平滑コンデンサと前記直流を交流に変換する逆変換器より構成される非回生型電力変換器と、機械系イナーシャ定数を用いて電動機の速度制御を行う速度制御手段により構成される電動機のドライブ装置において、互いに異なる速度変化レートで複数回の加速を行う加速手段と、各々のトルク比例信号の積分量と速度変化幅から機械系イナーシャを演算するイナーシャ同定手段を設け、
前記加速を行う際、一回の加速を行った後、加速前の速度に戻し、その後、速度変化レートを変えて次の加速を行う。
または、前記加速を行う際、一回の加速で前記トルク比例信号の積分を開始する速度をω１とし、該積分を終了する速度をω２とし、次の加速で前記トルク比例信号の積分を開始する速度をω３とし、該積分を終了する速度をω４とした場合、ω１とω３が等しく、かつ、ω２とω４が等しいこと。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態によるイナーシャ演算方法を示すフローチャート図である。図２は、本実施形態のイナーシャＪの演算を行う場合のモータトルクτm、負荷トルクτL、加速トルクτacを示す。
本実施形態においては、異なる２種類の加速レートで同じ速度差Δωでの加速を２回行い、各モータトルクτmの積分値からＪを同定する。
以下に詳細を示す。まず、モータを所定の速度ω1で回転させる。その後、時間ｔ1からｔ2までのΔｔ12（＝Ｔ0／ｎ1、Ｔ0とｎ1は任意）（速度ω1からω2まで）秒間、加速レート（ω2−ω1）／Δｔ12によって１回目の加速を行う。この間、モータトルクτmを式（６）より演算し、時間積分する。Δｔ12経過した後、積分結果を記憶する。次に、モータ速度をω3にする。本実施形態ではω3＝ω1（１回目の加速時の速度に戻す。）とする。その後、時間ｔ3からｔ4までのΔｔ34（＝Ｔ0／ｎ2、Ｔ0とｎ2は任意）（速度ω3からω4まで）秒間、加速レート（ω4−ω3）／Δｔ34によって２回目の加速を行う。この時、積分開始速度と、積分終了速度は各々１回目の加速と同じであるが、加速レートは変える（ω3＝ω1、ω4＝ω2、Δｔ12≠Δｔ34）。加速中、モータトルクτmを式（６）より演算し、時間積分を行い、Δｔ34経過した後、積分結果を記憶する。最後に、１回目と２回目の積分結果を用い、イナーシャＪを演算する。
以下に詳細を説明する。モータトルクτmは式（１）から式（８）のように表せる。
【数８】
0003731060.tif 000009
この時、ｔ1＝０として両辺を積分する。
【数９】
0003731060.tif 000010
ここで、１回目と２回目の加速が同じ速度間（ω1→ω2）で行われ、τLがωの関数ｆ（ω）のみで表せると考えると、式（９）のτLの項は、以下に示すように、ｎ（加速レート）のみに依存する定数となる。尚、Ｉq*はトルク電流指令、ｆ（ω）＝０〜１（１；定格速度時）である。
【数１０】
0003731060.tif 000011
【数１１】
0003731060.tif 000012
また、式（９）のτacの項も、速度変化分（Δω）が一定であれば、定数×Ｊで表せられる。
【数１２】
0003731060.tif 000013
よって、２種類の加速レート（ｎ＝ｎ1、ｎ2）に対し、加速前後の速度（ω1、ω2）が同一であれば、式（９）、式（１１）、式（１２）から、
【数１３】
0003731060.tif 000014
となる。
式（１３）からＣ0について解くと、
【数１４】
0003731060.tif 000015
となる。式（１３）、式（１４）からＪを求めると、以下のようになる。
【数１５】
0003731060.tif 000016
以上、式（６）、式（１５）からＪを演算する。
【０００７】
図３は、本発明の第２の実施形態による電動機のドライブ装置のブロック図を示す。図３においては、電源１からの三相交流電圧をコンバータ２で直流電圧に変換し、直流電圧を平滑する平滑コンデンサ３を設け、インバータ４により直流電圧を任意の周波数の三相交流電圧に変換し、誘導電動機６に入力する。ここで、コンバータ２、平滑コンデンサ３及びインバータ４は非回生型電力変換器を構成する。電圧指令値演算部１０では、電流検出部５によって検出した電流を用い、例えば速度センサレスベクトル制御法に基づいて二相電圧指令Ｖｄ*、Ｖｑ*を演算する。この後、周波数指令値ω1*を位相演算部９で積分することによって得られた位相θを用い、二相／三相変換部１１で三相交流電圧指令値を演算し、インバータ部への入力とする。
また、電流検出部５によって検出した電流は、位相θを用いて検出電流座標変換部７により検出励磁電流ＩdFBと検出トルク電流ＩqFBに変換される。
次に、Ｊ同定部２０について説明する。速度指令値ωr*を増加させてモータを加速している間、トルク演算部２１では式（６）に従ってモータトルクτmを演算し、これをトルク積分部２２で積分する。これらは２回の加速中にそれぞれ行う。２回の加速を行った後、式（１５）に従い、Δω演算部２３による速度変化幅Δωを用いてＪ演算部２４によりイナーシャＪを演算する。
例えばこれらはオフラインで行うこととし、一度Ｊを演算した後はその値を固定し、以降の運転中はこのＪ値を用いてすべり速度演算部８ですべり補正値ωｓを演算し、これを速度指令値ωr*に加えた周波数指令値ω1*を用いて電動機の速度制御を行う。
【０００８】
次に、本発明の第３の実施形態としては、運転に支障をきたさず流すことが可能なトルク電流上限値をＩq(limit)とした場合、加速レートｄω／ｄｔ（式（７）を参照）を式（１６）のように設定する。
Ｉqが式（７）に従って流れる場合、本実施形態によりＩqはＩq(limit)を超えない（過電流にならない）という効果がある。
【数１６】
0003731060.tif 000017
【０００９】
また、本発明の第４の実施形態としては、加速、積分を終了する終速度ωf（式（７）のωを参照）を式（１７）のように設定する。
Ｉqが式（７）に従って流れる場合、本実施形態によりＩqはＩq(limit)を超えない（過電流にならない）という効果がある。
【数１７】
0003731060.tif 000018
【００１０】
また、本発明の第５の実施形態としては、加速を２回より多く行い、各々２回ずつの結果からＪを求め、その平均をとる。これにより、さらにＪ同定精度が向上する効果が得られる。
【００１１】
以上、本発明の実施形態として、本発明を非回生型電力変換器に適用する場合について説明したが、本発明は、回生型電力変換器にも適用可能である。
また、電力変換器が受電３ｋＶ以上、容量１００ｋＶＡ以上であり、複数の単位セルインバータによって形成される高圧多重インバータは、非回生型電力変換器から構成されるので、本発明をこのような高圧多重インバータに適用した場合、特に有効である。
【００１２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、従来方法に比し、モータ加速期間のみにおいて機械系イナーシャＪを演算するので、回生を起さずにイナーシャＪの同定を行うことができる。
また、本発明は、互いに異なる速度変化レートで複数回の加速を行い、機械系イナーシャＪを演算するので、従来方法で必要とされる減速時のデータを必要とせず、そのため、回生動作が不能なインバータにも適用することができ、また、特に、回生動作が不能なインバータを備える電動機のドライブ装置の構成を簡単化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態によるイナーシャ演算方法を示すフローチャート図
【図２】本発明のイナーシャＪの演算を行う場合のモータトルク、負荷トルク、加速トルクを示した図
【図３】本発明の第２の実施形態による電動機のドライブ装置のブロック図
【図４】従来技術においてイナーシャＪの演算を行う場合のモータトルク、負荷トルク、加速トルクを示した図
【符号の説明】
１…電源、２…コンバータ、３…平滑コンデンサ、４…インバータ、５…電流検出部、６…誘導電動機、７…検出電流座標変換部、８…すべり速度演算部、９…位相演算部、１０…電圧指令演算部、１１…二相／三相変換部、２０…Ｊ同定部、２１…トルク演算部、２２…トルク積分部、２３…Δω演算部、２４…Ｊ演算部
【図１】
0003731060.tif 000019
【図２】
0003731060.tif 000020
【図３】
0003731060.tif 000021
【図４】
0003731060.tif 000022