(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ミクサの出力に接続されたフィルタを含む受信機であって、前記ミクサはＲＦ信号およびローカル発振器（ＬＯ）信号を受信し、前記ＬＯ信号は電圧制御発振器（ＶＣＯ）から与えられ、前記受信機はノイズ抑制回路構成をさらに含み、前記ノイズ抑制回路構成は、
前記フィルタから出力された信号から歪みを推定して、前記ＶＣＯの電圧制御入力にエラー信号を与えるための歪み検出回路を備え、前記歪み検出回路からのエラー信号は、前記フィルタから出力された信号における第１のグループのディジタル値から決定された第１の周波数シフトエラーと、前記第１の周波数シフトエラーに対して負の値を有する第２の周波数シフトエラー信号とを含み、前記第２の周波数シフトエラー信号は、前記フィルタから出力された信号における第２のグループのディジタル値から決定され、
前記第１の周波数シフトエラーは、前記フィルタの出力から回復した第１のグループのディジタル値に関する偏移エラーであり、
前記第２の周波数シフトエラーは、前記フィルタの出力から回復した第２のグループのディジタル値に関する偏移エラーであり、
前記エラー信号は、前記第１の周波数シフトエラーと前記第２の周波数シフトエラーとの平均が等しくなるように前記フィルタに入力される信号の中心周波数を調整するための信号である、受信機。
【請求項２】
前記歪み検出回路からエラー信号を受取り、前記エラー信号を積分して、前記ＶＣＯの電圧制御入力に信号を与えるための発振器調整回路をさらに含む、請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記発振器調整回路が無限インパルス応答フィルタである、請求項２に記載の受信機。
【請求項４】
低電力が用いられるときを示す休眠モード信号をさらに与え、前記発振器調整手段は前記休眠モード信号を受信し、前記休眠モード信号が不能化されたときに、前記休眠モード信号の受信時の前記ＶＣＯの電圧制御入力の状態を維持する、請求項２に記載の受信機。
【請求項５】
ミクサの出力に接続されたフィルタを含む受信機であって、前記ミクサはＲＦ信号およびローカル発振器（ＬＯ）信号を受信し、前記ＬＯ信号は電圧制御発振器（ＶＣＯ）から与えられ、前記受信機はノイズ抑制回路構成をさらに含み、前記ノイズ抑制回路構成は、
前記フィルタから出力された信号から歪みを推定して、前記ＶＣＯの電圧制御入力にエラー信号を与えるための歪み検出回路と、
前記フィルタから出力された信号を前記歪み検出回路に結合するための周波数補正回路とを備え、
前記歪み検出回路は、前記フィルタの出力から回復した第１のグループのディジタル値に関する偏移エラーから第１の周波数シフトエラーを決定し、かつ、前記フィルタの出力から回復した第２のグループのディジタル値に関する偏移エラーから第２の周波数シフトエラーを決定するように構成され、
前記周波数補正回路は、前記歪み検出回路からの前記第１の周波数シフトエラーと前記第２の周波数シフトエラーとの平均を等しくするためのエラー信号をさらに受信して、前記周波数補正回路が、前記ＶＣＯによって生じた、前記フィルタから出力された信号における周波数シフトを除去できるようにする、受信機。
【請求項６】
前記第１のグループのディジタル値がディジタル１であり、前記第２のグループ値がディジタル０である、請求項１に記載の受信機。
【請求項７】
前記歪み検出回路が、
前記フィルタから出力された信号を受信する入力を有するディジタル信号検出回路を含み、前記ディジタル信号検出回路は、前記フィルタから出力された信号から受信された信号から、前記第１のグループのディジタル値としてディジタル１を、かつ前記第２のグループのディジタル値としてディジタル０を決定し、前記ディジタル信号検出回路は、前記フィルタから出力された信号におけるディジタル１の場所を示す第１の出力と、前記フィルタから出力された信号におけるディジタル０の場所を示す第２の出力とを与え、さらに前記歪み検出回路は、
前記フィルタから出力された信号を受信する第１の入力と、周波数基準の出力に結合された第２の入力とを有する周波数弁別器を含み、前記周波数弁別器は、前記フィルタから出力された信号の周波数と、前記周波数基準から出力された信号の周波数とを比較し、前記周波数弁別器は、前記比較に基づいて出力を与え、さらに前記歪み検出回路は、
前記周波数弁別器の出力に結合された第１の入力と、前記データ検出回路の第１の出力に接続された制御入力とを有する第１のサンプラを含み、前記第１のサンプラは、前記周波数弁別器からの信号に直接的に比例するディジタル１に関する、時間的サンプリングされた出力を与える出力を有し、さらに前記歪み検出回路は、
前記第１のサンプラの出力に接続された入力と、出力とを有する第１の比較回路を含み、前記第１の比較回路は、前記第１のサンプラから受信されたディジタル１と、前記ディジタル１に関する名目値との間の周波数シフト差を示す信号をその出力に与え、さらに前記歪み検出回路は、
前記周波数弁別器の出力に結合された第１の入力と、前記データ検出回路の第２の出力に接続された制御入力とを有する第２のサンプラを含み、前記第２のサンプラは、前記周波数弁別器からの信号に直接的に比例するディジタル０に関する、時間サンプリングされた出力を与える出力を有し、さらに前記歪み検出回路は、
前記第２のサンプラの出力に接続された入力と、出力とを有する第２の比較回路を含み、前記第２の比較回路は、前記第２のサンプラから受信されたディジタル０と、前記ディジタル０に関する名目値との間の周波数シフト差を示す信号をその入力に与え、さらに前記歪み検出回路は、
第１の入力と第２の入力とを有する加算器を含み、前記第１の入力は前記第１の比較回路の出力に結合され、前記第２の入力は前記第２の比較回路の出力に結合されて、前記第１の入力において受信されたディジタル１の信号に対して負の値を有するディジタル０の信号を受信し、さらに前記加算器は、その第１の入力がその第２の入力に加算されたものからなる信号を与える、請求項１に記載の受信機。
【請求項８】
前記歪み検出回路が、前記第１の比較回路の出力を前記加算器の前記第１の入力に結合する出力経路への第１の入力と、第１の制御信号を受信するよう接続された第２の入力とを有する第１の乗算器と、
前記第２の比較回路の出力を前記加算器の前記第２の入力に結合する出力経路への第１の入力と、前記第１の制御信号を反転したものを受取るよう接続された第２の入力とを有する第２の乗算器とをさらに含む、請求項７に記載の受信機。
【請求項９】
前記歪み検出回路が、
前記第１の比較回路の出力を前記第１の乗算器の入力に結合する出力経路への入力を有する第１の絶対値回路をさらに含み、前記第１の絶対値回路は、その入力において受信された信号の絶対値をその出力に与え、さらに前記歪み検出回路は、
前記第２の比較回路の出力を前記第２の乗算器の入力に結合する出力経路への入力を有する第２の絶対値回路を含み、前記第２の絶対値回路は、その入力において受信された信号の絶対値をその出力に与える、請求項８に記載の受信機。
【請求項１０】
前記第１の制御信号が、前記データ検出回路の前記第２の出力と組合せられた、前記データ検出回路の前記第１の出力である、請求項８に記載の受信機。
【請求項１１】
前記フィルタから出力された信号がリミタおよびサンプラによって前記歪み検出回路に与えられ、前記フィルタの出力からの信号のゼロクロス間での中心合わせを行なうようサンプリング時間が選択される、請求項１に記載の受信機。
【請求項１２】
前記フィルタから出力された信号が、同相および象限復調器によって前記歪み検出回路に結合され、前記復調器は、アナログディジタル変換器に直列接続されたローパスフィルタと直列に接続される、請求項１に記載の受信機。
【請求項１３】
ミクサの出力に接続されたフィルタを含む受信機であって、前記ミクサはＲＦ信号とローカル発振器（ＬＯ）信号とを受信し、前記ＬＯ信号は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）から与えられ、前記受信機は、低電力が用いられるときを示す休眠モード信号をさらに与え、前記受信機ノイズ抑制回路構成をはさらに含み、前記ノイズ抑制回路構成は、
前記フィルタから出力された信号から歪みを推定して、前記ＶＣＯの電圧制御入力にエラー信号を与えるための歪み検出回路と、
前記歪み検出回路からのエラー信号と休眠モード信号とを受信する発振器調整回路とを備え、前記発振器調整回路は、エラー信号を積分して、前記ＶＣＯの電圧制御入力に信号を与え、前記発振器調整回路は、前記休眠モード信号が不能化された後に、前記休眠モード信号の受信時の電圧制御入力状態をさらに維持する、受信機。
【請求項１４】
ノイズ抑制回路構成を有する受信機であって、
データ入力、電圧制御入力および出力を有する電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、
前記ＶＣＯ出力に接続された第１の入力、前記受信機の入力を形成する第２の入力および出力を有するミクサと、
前記ミクサの出力に接続された入力および出力を有するフィルタと、
前記フィルタの出力からの信号を受信するよう結合された入力および出力を有する歪み検出回路とを備え、前記歪み検出回路は、前記フィルタから出力された信号におけるディジタル１の値から決定された第１の周波数シフトエラーと、前記第１の周波数シフトエラーに対して負の値を有し、かつ前記フィルタから出力された信号におけるディジタル０の値から決定された第２の周波数シフトエラー信号とを含むエラー信号を与え、前記エラー信号は、前記歪み検出回路の出力に与えられ、
前記第１の周波数シフトエラーは、前記フィルタの出力から回復したディジタル１の値に関する偏移エラーであり、
前記第２の周波数シフトエラーは、前記フィルタの出力から回復したディジタル０の値に関する偏移エラーであり、
前記エラー信号は、前記第１の周波数シフトエラーと前記第２の周波数シフトエラーとの平均が等しくなるように前記フィルタに入力される信号の中心周波数を調整するための信号であり、さらに前記受信機は、
前記歪み検出回路の出力に接続されて前記エラー信号を受信する入力と、前記ＶＣＯの電圧制御入力に接続された出力とを有する無限インパルス応答フィルタと、
前記歪み検出回路の入力に前記フィルタの出力を結合する周波数補正回路とを備え、前記周波数補正回路はさらに、前記歪み検出回路の出力を受信し、かつ前記ＶＣＯの制御入力によって生じたフィルタ出力からの信号における周波数シフトを除去する、受信機。
【請求項１５】
前記受信機が、低電力が用いられるときを示す休眠モード信号を与え、
前記無限インパルス応答フィルタは、前記休眠モード信号を受信し、かつ前記休眠モード信号が不能化された後に、前記休眠モード信号の受信時の前記歪み検出回路の出力に基づいて、その出力における信号状態を維持する、請求項１４に記載の受信機。
【請求項１６】
請求項１４に記載のノイズ抑制回路構成を有する受信機であって、前記歪み検出回路が、
前記周波数補正回路の出力に結合された入力を有するディジタル信号検出回路を含み、前記ディジタル信号検出回路は、前記周波数補正回路の出力から受信された信号からディジタル１およびディジタル０を決定し、前記ディジタル信号検出回路は、前記周波数補正回路から出力された信号におけるディジタル１の場所を示す第１の出力と、前記周波数補正回路から出力された信号におけるディジタル０の場所を示す第２の出力とを有し、さらに前記歪み検出回路は、
前記周波数補正回路の出力に結合された第１の入力と、周波数基準の出力に結合された第２の入力とを有する周波数弁別器を含み、前記周波数弁別器は、前記周波数基準の出力からの信号の出力と、前記ＶＣＯから出力された信号の周波数とを比較し、前記周波数弁別器は、前記比較に基づいて出力を与え、さらに前記歪み検出回路は、
前記周波数弁別器の出力に結合された第１の入力と、前記データ検出回路の第１の出力に接続された制御入力とを有する第１のサンプラを含み、前記第１のサンプラは、前記周波数弁別器からの信号に直接的に比例するディジタル１に関する、時間サンプリングされた出力を与える出力を有し、さらに前記歪み検出回路は、
前記第１のサンプラの出力に接続された入力と、出力とを有する第１の比較回路を含み、前記第１の比較回路は、前記第１のサンプラから受信されたディジタル１と前記ディジタル１に関する名目値との間の周波数シフト差を示す信号をその出力に与え、さらに前記歪み検出回路は、
前記第１の比較回路の出力に接続された入力と、出力とを有する第１の絶対値回路を含み、前記第１の絶対値回路は、その入力において受信された信号の絶対値をその出力に与え、さらに前記歪み検出回路は、
前記第１の絶対値回路の出力に接続された第１の入力と、出力と、第１の制御信号を受信するよう接続された第２の入力とを有する第１の乗算器と、
前記周波数弁別器の出力に結合された第１の入力と、前記データ検出回路の第２の出力に接続された制御入力とを有する第２のサンプラとを含み、前記第２のサンプラは、前記周波数弁別器からの信号に直接的に比例するディジタル０に関する、時間サンプリングされた出力を与える出力を有し、さらに前記歪み検出回路は、
前記第２のサンプラの出力に接続された入力と、出力とを有する第２の比較回路を含み、前記第２の比較回路は、前記第２のサンプラから受信されたディジタル０と、前記ディジタル０に関する名目値との間の周波数シフト差を示す信号をその入力に与え、さらに前記歪み検出回路は、
前記第２の比較回路の出力に接続された入力と、出力とを有する第２の絶対値回路を含み、前記第２の絶対値回路は、その入力において受信された信号の絶対値をその出力に与え、さらに前記歪み検出回路は、
前記第２の絶対値回路の出力に接続された第１の入力と、出力と、前記第１の制御信号のを反転したものを受信するよう接続された第２の入力とを有する第２の乗算器と、
前記第１の乗算器の出力に接続された第１の入力と、前記第２の乗算器の出力に接続された第２の入力と、前記ＶＣＯの入力に接続された出力とを有する加算器とを含む、受信機。
【請求項１７】
受信機におけるノイズを低減するための方法であって、
ＲＦ信号を受信するステップと、
前記ＲＦ信号からＩＦ信号を発生するステップと、
前記ＩＦ信号をフィルタリングするステップと、
前記ＩＦ信号における歪みを推定するステップと、
前記歪み推定値をフィードバックして、前記フィルタリングされたＩＦ信号からのノイズおよび帯域外信号を抑制するようにするステップと、
休眠モード信号が不能化された後に、前記休眠モード信号の受信時の前記歪み推定値の状態を維持するステップとを含む、方法。
【請求項１８】
受信機におけるノイズを低減するための方法であって、
ＲＦ信号を受信するステップと、
前記ＲＦ信号からＩＦ信号を発生するステップと、
前記ＩＦ信号をフィルタリングするステップと、
前記ＩＦ信号における歪みを推定するステップとを含み、前記ＩＦ信号における歪みを推定するステップは、
前記フィルタリングされたＩＦ信号における第１のグループのディジタル値から決定された第１の周波数シフトエラーを含む第１のエラー信号を発生するステップと、
前記第１の周波数シフトエラーに対して負の値を有し、前記フィルタリングされたＩＦ信号における第２のグループのディジタル値から決定された第２の周波数シフトエラー信号を含む第２のエラー信号を発生するステップと、
前記歪み推定値をフィードバックして、前記フィルタリングされたＩＦ信号からのノイズおよび帯域外信号を抑制するようにするステップとを含み、
前記第１の周波数シフトエラーは、前記フィルタリングされたＩＦ信号における第１のグループのディジタル値に関する偏移エラーであり、
前記第２の周波数シフトエラーは、前記フィルタリングされたＩＦ信号における第２のグループのディジタル値に関する偏移エラーであり、
前記歪み推定値は、前記第１の周波数シフトエラーと前記第２の周波数シフトエラーとの平均が等しくなるように前記フィルタに入力される信号の中心周波数を調整するための値である、方法。
【請求項１９】
前記第１のグループのディジタル値がディジタル１であり、前記第２のグループのディジタル値がディジタル０である、請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
前記歪み推定値が、無限インパルス応答フィルタを介してＶＣＯの電圧制御入力にフィードバックされる、請求項１８に記載の方法。
【請求項２１】
受信機におけるノイズを低減するための方法であって、
ＲＦ信号を受信するステップと、
前記ＲＦ信号からＩＦ信号を発生するステップと、
前記ＩＦ信号をフィルタリングするステップと、
前記ＩＦ信号における歪みを推定するステップと、
前記歪み推定値をフィードバックして、前記フィルタリングされたＩＦ信号からのノイズおよび帯域外信号を抑制するようにするステップと、
前記フィードバックされた歪み推定値によって生じた、前記フィルタリングされたＩＦ信号からの周波数シフトを除去するステップと、
前記ＩＦ信号におけるディジタル１に関する偏移エラーから第１の周波数エラーを決定し、かつ、前記ＩＦ信号におけるディジタル０に関する偏移エラーから第２の周波数エラーを決定することによって歪みを推定するステップと、
前記第１の周波数シフトエラーと前記第２の周波数シフトエラーとの平均が等しくなるように歪み推定値をフィードバックするステップとを含む、方法。
【請求項２２】
前記第１のエラー信号を発生するステップが、
前記フィルタリングされたＩＦ信号におけるディジタル１を分離するステップと、
前記分離されたディジタル１と、前記ディジタル１に関する名目値とを比較して、１の周波数シフト差信号を与えるステップと、
前記１の周波数シフト差信号の絶対値をとり、前記第１のエラー信号を与えるステップとを含み、
前記第２のエラー信号を発生するステップは、
前記フィルタリングされたＩＦ信号におけるディジタル０を分離するステップと、
前記分離されたディジタル０と前記ディジタル０に関する名目値とを比較して、０の周波数シフト差信号を与えるステップと、
前記０の周波数シフト差信号の絶対値をとり、前記第２のエラー信号を与えるステップとを含む、請求項１９に記載の方法。
【請求項２３】
前記歪み推定値をフィードバックするステップが、
インバータを介して、加算器の第１の入力に前記第１のエラー信号を与えるステップと、
前記加算器の第２の入力に前記第２のエラー信号を与えるステップと、
無限インパルス応答フィルタを介して、前記加算器の出力をＶＣＯの電圧入力に与えるステップとを含む、請求項２２に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
発明者
ジム  ペトラノビッチ（Jim Petranovich）
ジョー  リポウスキー（Joe Lipowski）
発明の背景
１．発明の分野
この発明は、無線受信機からの出力において、ノイズを抑制し帯域外信号を除去する、無線受信機設計に関する。特に、この発明は、狭帯域幅にわたるノイズ抑制および帯域外信号の除去を改善する無線受信機における帯域フィルタに入力された信号の中心周波数を自動的に整列させるための方法および装置に関する。
２．関連技術の説明
一般に、通信システムは、特定の周波数でそれから信号がブロードキャストされるブロードキャストステーションと、ブロードキャストされた信号を受信するよう同調できる１つまたはそれ以上の受信機とを含む。ブロードキャストされた信号は、受信機における信号の受信を妨げるさまざまなノイズおよび浮遊信号を捕獲することが多い。このため受信機は典型的に、ブロードキャストされた信号におけるノイズおよび帯域外信号を受信時に低減するフィルタを備えた構成となっている。
セルラーシステムおよびページングシステムでは、受信された信号をフィルタリングしてノイズを低減しかつ帯域外信号を除去することが特に重要である。このようなフィルタリングにより信号の受信が改善し、さらに、たとえば、セルラー電話のユーザによる明瞭な会話が可能になる。
フィルタの性能は受信機の性能に決定的に重要である。しかしながら、オンチャネル性能およびオフチャネル除去に関して、フィルタのコストと受信機の性能との間にはトレードオフが存在する。一般に、オンチャネル受信機の性能とオフチャネル除去とを最大にするということは高価なフィルタの使用を意味し、これは受信機を購入する消費者のコストが高くなることを意味する。
受信機におけるオンチャネル性能およびオフチャネル除去を最大にするために、製造者はフィルタの帯域幅を所望の入力信号の帯域幅と整合させる必要がある。フィルタの帯域幅を所望の信号の帯域幅と整合させるかまたは密に相関させなければ、結果として信号の劣化および／または歪みが生ずる。たとえば、フィルタの帯域幅が所望の入力信号の帯域幅よりも高ければ、ノイズおよび帯域外信号は所望の入力信号を劣化させるよう作用する。同様に、フィルタの帯域幅が所望の入力信号の帯域幅よりも低ければ、所望の入力信号には歪みが生じる。
図１は、典型的な先行技術の受信機設計を示す概略図である。この設計は、ミクサ１０４と、固定発振器１０２と、帯域フィルタ１０６とを含む。この設計では、受信された無線周波数（ＲＦ）信号は、ミクサ１０４および固定ローカル発振器（ＬＯ）１０２を用いて、中間周波数（ＩＦ）信号に逓降変換される。ミクサ１０４から出力されたＩＦ信号は、帯域フィルタ１０６によって処理される。典型的な帯域フィルタはさまざまな中心周波数を有する。一般に、低コストのフィルタは高価なフィルタよりも中心周波数のばらつきが大きい。典型的に、低コストのフィルタには、セラミックフィルタまたは水晶フィルタが含まれる。
受信信号の帯域幅がＩＦ信号の帯域幅に比べて非常に狭い場合には、かなりのノイズおよび帯域外信号が発生する。たとえば、低コストのフィルタの中心周波数は、各方向に、２ｋＨｚから４ｋＨｚも異なり得る。４５５ｋＨｚのＩＦ信号および８ｋＨｚの帯域幅を有する受信信号の中心周波数は、帯域フィルタによって、１方向に４ｋＨｚもオフセットされる場合がある。このような状況では、所望の受信信号の半分がフィルタによって除去され得る。
従来の試みは、さまざまな中心周波数を有するフィルタによって生じたノイズおよび帯域外信号の抑制を可能にするために有用である。広帯域幅ＦＭに対して機能する１つの方法は、周波数圧縮フィードバック（ＦＣＦ）技術を用いて周波数圧縮ＦＭ受信機を製造することである。ＦＣＦ技術に関しては、図１の固定発振器１０２が電圧制御発振器と置換され、帯域フィルタ１０６の出力が周波数弁別器を介してＶＣＯにフィードバックされる。ＦＣＦ技術を用いると、受信されたＲＦ信号の周波数と、発振器１０２によって発生したＬＯ信号の周波数とが周波数弁別器において比較される。その後、周波数弁別器からの、結果として生じたフィードバック信号は、ノイズおよび帯域外信号を低減するよう比較的狭い帯域フィルタ１０６を用いながら、ＬＯ信号が、受信されたＲＦ信号をより密接に追跡できるようにする。
他の変調タイプに関しては、ノイズおよび帯域外信号のさらなる抑制を可能にするよう、特定的なフィルタ要件が与えられている。より広い帯域幅の低コストのフィルタを用いるという１つの試みが試されている。しかしながら、この試みにはノイズおよび帯域外信号が増加するという問題がある。試された別の試みは、個々のフィルタの各々を注意深く選択して、許容できる周波数エラーを保証するという特性を持たせることである。しかしながら、ここでもまた、このような選択によりフィルタのコストが増加するという問題がある。また、このような選択は、中心周波数および帯域幅が温度の関数としてフィルタごとに異なることが多いため、困難である。温度は理論的には調整できるが、付加的な設計および温度調整に必要なコンポーネントにより、受信機設計の費用が増加する。
したがって、低コストの帯域フィルタを用い、なおかつ狭帯域幅にわたってノイズを低減して帯域外信号を除去する、改良した受信機設計を提供することが望ましいであろう。また、低コストの帯域フィルタを用いる受信機において、ノイズを低減しかつ帯域外信号を除去するための方法を提供することが望ましいであろう。
発明の概要
この発明は、無線通信受信機における上述の問題を解決する。上述のとおり、従来の無線受信機には、狭帯域幅にわたって、許容可能なノイズレベルを確保し、帯域外信号を制限するために、比較的高価格の帯域フィルタが設けられる必要がある。この発明は、比較的簡単でありかつ低価格の回路構成を設けることにより、狭帯域幅にわたって、受信された信号におけるノイズ抑制および帯域外信号の除去をもたらしつつ、従来の受信機設計において低コストの帯域フィルタが用いられるようにする。この発明はさらに、電池式デバイスの動作速度を向上するという利点を提供する。
この発明の動作は、本質的に、帯域フィルタから出力されたＩＦ信号のディジタルデータから回復した周波数偏移エラーによって生じた歪みを推定することによって行なわれる。その後、推定された歪みはフィードバックされて受信機へのＲＦ入力信号の中心周波数を変更し、フィルタの中心周波数の不整合を補償するようにする。本質的に、この発明を組込む受信機は、受信された信号の帯域幅を帯域フィルタの帯域幅と自動的に整合させるよう作用する。
電池式受信機による動作では、受信機によって典型的に休眠ノードがもたらされ、コンポーネントは電池電力を節約するよう動力を下げられる。この発明では、休眠モード時に、休眠モードが適用される度に歪み推定値が認識される。その後、休眠モードが不能化されたときに動力が上げられると、認識された歪み推定値がフィードバックされて、最大の歪み除去状態への迅速な回復を可能にする。
したがって、上述のとおり、回路により受信機は、高価な帯域フィルタまたは受信信号の帯域幅と注意深く整合された帯域フィルタを含む受信機を模倣する。受信信号の帯域幅と密に整列または整合した帯域フィルタを設けることにより、狭帯域幅の範囲にわたってノイズが抑制され、帯域外信号が除去される。さらに、休眠モードから迅速に回復するような構成であるため、この発明は電池式デバイスにおける有用性が高い。
したがってこの発明は、受信機設計において高コストの帯域フィルタの使用に対する代替を提供する。この発明は低コストのセラミック、水晶および表面音波（ＳＡＷ）帯域フィルタに適用されるが、実際は、この発明に従う受信機の製造においていかなる帯域フィルタが用いられてもよい。この発明の装置および方法を用いると、ノイズレベルおよび帯域外信号が制限されることがユーザには保証されるであろう。
この発明の受信機は、入力信号の中心周波数を帯域フィルタと自動的に整列させて、帯域フィルタによって出力されたノイズおよび帯域外信号を低減するようにする回路構成を含む。この発明はさらに、休眠モードから迅速に回復できるようにする回路構成を含んでもよい。
特にこの発明の好ましい実施例では、電圧制御発振器（ＶＣＯ）を用いて入力信号がＩＦ信号に逓降変換される。ＩＦ信号は低コストの帯域フィルタに出力される。帯域フィルタの出力は、直列接続された周波数補正回路および歪み検出回路に入力される。
歪み検出回路は、受信機に入力された信号におけるディジタルデータから回復した周波数偏移エラーによって生じた歪みを推定する。推定された歪みはディジタルデータの符号の関数である。１つの実施例において、歪み検出回路は、周波数補正回路によって出力された信号のディジタル１のエラーから決定された正の周波数シフトエラーと、周波数補正回路から出力された信号のディジタル０から決定された負の周波数シフトエラー信号とを含むエラー信号を与える。
好ましくは、歪み検出回路は、歪み検出回路の出力信号を積分する無限インパルス応答フィルタに結合される。無限インパルス応答フィルタの出力は、ＶＣＯおよび周波数補正回路の電圧制御入力に電圧制御信号を与える。ＶＣＯは帯域フィルタの入力信号の周波数を自動的に中心合わせして、ノイズおよび帯域外信号を抑制する。無限インパルス応答フィルタからの電圧制御信号は周波数補正回路を能動化して、逓降変換後にＶＣＯによってもたらされるエラー補正周波数シフトを除去する。
無限インパルス応答フィルタはディジタルコンポーネントであるため、電池式デバイスの動作を向上する構成にすることができる。電池式デバイスでは、受信機入力信号が受信されていないときに、コンポーネントの動力を下げて電池電力を節約できるようにするために休眠モードが適用される。受信機入力信号が受信されたときに休眠モードが不能化された後、動力が上がると、インパルス応答フィルタのディジタル出力状態が認識されて、受信機が最大歪み除去の状態に迅速に戻ることができるようになる。
【図面の簡単な説明】
この発明は、添付の図面を参照してさらに詳細に説明され、図面において、
図１は、帯域フィルタを有する先行技術の受信機設計を示す回路図であり、
図２は、この発明の好ましい実施例の回路構成に関する概略ブロック図であり、
図３は、図２に概略的に示された歪み検出回路の好ましい実施例を示す回路図であり、
図４は、発明の別の実施例の回路構成に関する概略ブロック図である。
詳細な説明
この発明に従った好ましい回路設計を示す概略ブロック図が図２に与えられる。示されるように、回路では、受信機によってＲＦ信号が受信される。ＲＦ信号は、ミクサ２０２を用いてＩＦ信号に逓降変換される。同時に、ミクサ２０２は、ＶＣＯ２０４などの可変変換周波数信号エレメントからローカル発振器（ＬＯ）信号を受信する。ミクサ２０２から帯域フィルタ２０６にＩＦ信号が出力される。帯域フィルタ２０６はＩＦ信号からのノイズおよび帯域外信号を抑制する。帯域フィルタ２０６の機能および動作は、図１の帯域フィルタ１０６のものに類似する。
帯域フィルタ２０６の出力は周波数補正回路２０８に入力される。周波数補正回路２０８は、以下に説明されるエラー電圧制御調整によってＶＣＯ２０４に導入される周波数オフセットを除去する。周波数補正回路２０８を実現するためにはさまざまな回路が用いられ得るが、好ましい実施例では、簡単なアナログまたはディジタルサーボループを用いて周波数補正回路２０８が実現される。
認められるであろうが、周波数補正回路２０８からの出力は正弦であろう。このような正弦出力はディジタル信号に変換されてサンプリングされる。ディジタル信号への変換およびサンプリングは、１つの実施例において、リミタおよびサンプラ回路２１０を用いて行なわれる。リミタおよびサンプラ回路２１０におけるサンプリングはさまざまな技術を用いて行なわれ得るが、好ましい実施例では、サンプリングは最適なサンプリング時間をもたらすよう設計された態様で行なわれる。好ましい実施例において、最適なサンプリング時間は、周波数補正回路２０８によって出力された信号のゼロクロス間での中心合わせによって達成される。
先に述べたとおり、周波数補正回路２０８からの正弦出力はリミタおよびサンプラ回路２１０によってディジタル信号に変換される。好ましい実施例において、リミタおよびサンプラ回路２１０は、ディジタル変換を可能にしかつリミタを含むことにより最適なサンプリング時間を達成するよう構成される。リミタおよびサンプラ回路２１０におけるリミタの実現に関して、当業者にはさまざまな設計が明らかであろう。上述のとおり、リミタは好ましくは、信号のゼロクロスを決定しかつ正弦信号をディジタル信号に変換するよう作用する。好ましい実施例において、これらの作用は、ゼロクロス検出器およびＤ型フリップフロップを形成する比較器を含むことにより、リミタにおいて行なわれる。
リミタおよびサンプラ回路２１０の出力は歪み検出回路２１２に入力される。歪み検出回路２１２は、受信信号から回復したディジタルデータの分析に基づいて、入来信号における歪みの度合を推定する。入力信号がガウスフィルタリングによる最小シフトキーイング（ＭＳＫ）を用いて変調される場合には、歪みはディジタルデータの符号の関数として推定することができる。ＭＳＫ変調が好ましいが、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）変調を用いてもよく、歪みはデータの符号の関数としても推定できる。図２に示される実施例では、歪み検出回路２１２は、帯域フィルタ２０６の出力から回復した偏移エラーから歪みを推定する。歪み検出回路２１２は、帯域フィルタの出力信号から識別されたディジタル１から決定した正の周波数シフトエラーと、帯域フィルタの出力から識別されたディジタル０から決定された負の周波数シフトエラー値とを含む信号を与える。
歪み検出回路２１２から出力された信号は発振器調整回路２１４によってアナログ信号に変換され、ＶＣＯ２０４および周波数補正回路２０８に電圧調整信号を与える。発振器調整回路２１４の一例は無限インパルス応答フィルタである。無限インパルス応答フィルタは、電圧調整信号としての、歪み検出回路２１２からの出力信号を時間的に積分するよう機能する。
ディジタルデバイスを用いると電池式デバイスにおいて受信機の動作が改善するため、発振器調整回路２１４はディジタルデバイスであることが特に望ましい。電池式デバイスでは、ある期間に受信機入力信号が受信されていないときに、休眠モード信号を受信すると休眠モードになるディジタルコンポーネントが用いられ得る。受信機入力信号が後に変化すると、休眠モード信号が不能化し、その後、動力が下げられていたディジタルコンポーネントは短期間かけて再び動力を上げる。休眠モードは携帯用小型無線呼出機などの電池式デバイスに有用である。なぜなら、コンポーネントの動力が連続して上げられていない限り、電池が常に消耗されることはないからである。
発振器調整回路２１４が休眠モード信号に応答するならば、休眠モード信号が不能化されたときに動力が上がると、休眠モード信号の受信時のその電圧制御出力信号の状態が認識され得る。休眠モード信号の受信により発振器調整回路２１４の電圧調整出力が認識されていれば、動力が上がると受信機は最大歪み除去の状況に迅速に戻り得る。前の状態を認識していなければ、休眠モードによって動力が上げられる際に、最大歪み除去の状態に発振器調整回路が戻る回復時間が実質的に増加する。ディジタルコンポーネントである発振器調整回路２１４の一例は、前述の無限インパルス応答フィルタである。
図３は、図２に概略的に示される歪み検出回路２１２の好ましい設計を示す回路図である。歪み検出回路２１２はデータ検出回路３０２を含み、このデータ検出回路３０２は、サンプラおよびリミタ回路２１０からの出力を受信する。データ検出回路３０２は入来信号における論理０および１を識別する。データ検出回路３０２は、論理１が検出されたときを示す１のクロック出力３０３と、論理０が検出されたときを示す０のクロック出力３０５とを与える。
歪み検出回路２１２は周波数弁別器３０６をさらに含み、この周波数弁別器３０６は、サンプラおよびリミタ回路２１０からの出力を受信する。周波数弁別器３０６は、内部基準信号の周波数と周波数補正回路からのＲＦ信号の周波数とを比較する。周波数弁別器３０６の出力はサンプラ３１０および３２０に与えられ、サンプラが、データ検出回路によって決定された特定的な時刻におけるサンプリング値を表わすディジタル出力ワードを与えることができるようにする。
図３に示されるように、１のクロック出力３０３はサンプラ３１０に出力されて、ディジタル１の受信時に周波数弁別器３０６の出力のサンプリングを可能にする。０のクロック出力３０５はサンプラ３２０に出力されて、ディジタル０の受信時に周波数弁別器３０６の出力のサンプリングを可能にする。
サンプラ３１０の出力は、比較回路３１２において、１に関する名目値と比較され、１の周波数シフトエラー値（「１のエラー値」）を与えるようにする。比較回路３１２からの１のエラー値の絶対値は、絶対値回路３１４によって与えられる。同様に、サンプラ３２０の出力は、比較回路３２２において、０に関する名目値と比較され、０の周波数シフトエラー値（「０のエラー値」）を与えるようにする。比較回路３２２からの０のエラー値の絶対値は、絶対値回路３２４によって与えられる。
乗算器３１６は、絶対値回路３１４からの１の周波数シフトエラー値を受信するための第１の入力３０７と、制御信号３１１を受信するための第２の入力３０９とを有する。同様に、乗算器３２６は、絶対値回路３２４からの０の周波数シフトエラー値を受信するための第１の入力３１３と、インバータ３３０から制御信号３１１を反転したものを受信するための第２の入力３１５とを有する。制御信号３１１は好ましくは電圧基準によって与えられる。しかしながら、制御信号３１１には他のソースが用いられてもよい。たとえば、制御信号３１１として、データ検出回路３０２の、１のクロック出力３０３と０のクロック出力３０５とを組合せたものを用いてもよい。乗算器３１６および３２６の出力は加算器３４０によって加算され、歪み検出回路２１２のエラー信号出力を与える。
したがって、加算器３４０のエラー信号出力は、（図２の）フィルタ２０６によって出力された信号において識別された、それぞれディジタル１および／または０に関する周波数シフトエラーの大きさを示す、正および／または負の値を含む。加算器３４０の出力は発振器調整回路２１４に結合される。発振器調整回路は加算器３４０からの出力を積分し、積分された出力をＶＣＯ２０４および周波数補正回路２０８にフィードバックする。フィードバック信号は、フィルタ２０６に入力された信号の中心周波数を調整し、それによりフィルタ出力における１および０に関する平均歪みが等しくなるようにする。この態様で、受信信号の帯域幅は帯域フィルタ２０６の帯域幅と「整合」される。前述のとおり、このような「整合」により、ノイズが抑制され帯域外信号が除去される。
前述のとおり、歪みの推定は、それぞれディジタル１および０に関する周波数シフトエラーの大きさの正の値および負の値を用いることにより、図３の歪み検出回路２１２において行なわれる。しかしながら、認識されるであろうが、回復したディジタルデータを用いて歪みを推定するための他の手段を用いることもできる。たとえば、周波数シフトエラーに関する符号値は逆にすることができ、すなわち、負の値および正の値がそれぞれ、ディジタル１およびディジタル０に関する周波数シフトエラーの大きさに対応してもよい。また、０および１の特定的な組合せに関する周波数シフトエラーの大きさに対応する負の値を、０および１の他の組合せに対応する正の値に対立するものとして用いてもよい。
したがって、図３は歪み検出回路２１２に関する特定的なコンポーネントを示すが、この発明による他の実現例も可能であり、考えられることが理解されるであろう。もちろん、この発明に従ってさまざまな類似および等価回路を設計して用いることができる。しかしながら、さらに、いくつかのソフトウェアおよび／またはプログラム可能な実施例も考えられる。たとえば、歪み検出回路２１２の代わりにディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）またはマイクロプロセッサを用い、図３に示した回路構成または等価回路に類似した機能をもたらすようプログラミングしてもよい。
図２に示されるように、帯域フィルタ２０６からの出力はリミタおよびサンプラ回路２１０を用いてベースバンド信号に変換され、ディジタル化される。しかしながら、帯域幅フィルタ２０６の出力をベースバンド信号に変換し、かつ信号をディジタル化するためにはさまざまな他の方法が用いられてもよいことが理解されるであろう。
たとえば、図４は、この発明に従った別の回路設計の概略ブロック図である。図４の回路は同相（Ｉ）および象限（Ｑ）復調を可能にする。図４に示される設計では、（図２の）リミタおよびサンプラ回路２１０はＩ／Ｑ復調器４０２と、ローパスフィルタ４０４と、アナログディジタル（Ａ／Ｄ）変換器４０６とで置換されている。図４の実施例では、帯域フィルタ２０６からの出力は、Ｉ／Ｑ復調器４０２によってベースバンド信号に変換される。Ｉ／Ｑ復調器は、同相（Ｉ）および象限（Ｑ）復調を用いて帯域フィルタ２０６の出力をベースバンド信号に変換する。ベースバンド信号はＩ／Ｑ復調器４０２からローパスフィルタ４０４に出力される。ローパスフィルタ４０４はＡ／Ｄ変換器４０６への出力であり、このＡ／Ｄ変換器４０６はベースバンド信号をディジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器４０６からのディジタル出力は歪み検出装置２１２への出力である。図４に示される残りのコンポーネントは図２に示されるものに類似しており、類似した参照番号を用いて識別され、かつ図２を参照して先に説明したように動作する。
以上に説明し、添付の図面に示した上記の実施例は、この発明の範囲および精神内で変更してもよいことを理解されたい。この発明の範囲内で多くの実施例が可能であるため、この発明は、例示的な発明の、特定的な実施例に限定されないことを理解されたい。したがって、発明の範囲は添付の請求の範囲およびそのすべての均等に鑑みて解されるべきである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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