(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
搬送波形式のデータ伝送により送信された２次元データシンボルの復調回路であって、チューナと、該チューナに後置接続された直交復調器（１１，１２，１３）とを有し、
前記チューナは、２次元データシンボルを含む受信側入力信号の搬送周波数（ｆｍ）を第１の中間周波数（ｆ１）に変換するための第１の中間周波段（２）と、該第１の中間周波段（２）に後置接続された高調波フィルタ（４）と、該高調波フィルタに後置接続され、入力信号の搬送周波数を第２の中間周波数（ｆ２）に変換するための第２の中間周波段（３）とを有し、
前記第２の中間周波数（ｆ２）は前記第１の中間周波数（ｆ１）よりも低く、
前記直交復調器（１１，１２，１３）は、第２搬送波中間周波数（ｆ２）の入力信号をベースバンドに変換し、同相成分と直交成分との分離を実行し、かつ所定のサンプリング周波数（ｆａ）のＡ／Ｄ変換器（６）を有しており、
該Ａ／Ｄ変換器にはアンチエーリアスフィルタ（５）が前置接続されており、これにより障害となる信号スペクトル成分を有効信号から除去する形式の復調回路において、
第１と第２の中間周波数（ｆ１，ｆ２）、およびＡ／Ｄ変換器（６）のサンプリング周波数（ｆａ）との間には少なくとも近似的に次の関係が成立する：
ｆ２＝ｆ１／５  かつ  ｆａ＝４＊ｆ２
または
ｆ２＝ｆ１／５  かつ  ｆａ＝4/5＊ｆ１
ことを特徴とする復調回路。
【請求項２】
アンチエーリアスフィルタ（５）はローパスフィルタまたはバンドパスフィルタとして実現される、請求項１記載の回路。
【請求項３】
直交復調器（１１，１２，１３）は、Ａ／Ｄ変換器（６）に後置接続された、周波数ｆａ／４を除去するための除去装置を有する、請求項１または２記載の回路。
【請求項４】
前記除去装置は、ｆａ／４における周波数トラップを備えたミキサローパスフィルタ装置（７，８）を有する、請求項３記載の回路。
【請求項５】
前記除去装置は、ゼロ箇所を備えたミキサローパスフィルタ装置を有する、請求項３記載の回路。
【請求項６】
直交復調器（１，１２，１３）は、Ａ／Ｄ変換器（６）に後置接続されたミキサローパスフィルタ装置（７，８）を有し、
該ミキサローパスフィルタ装置は、後置されたサンプリングレート変換器（９，１０）のローパスフィルタと組み合わされている、請求項３記載の回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、搬送波形式のデータ伝送により送信された２次元データシンボルの復調回路であって、チューナと、該チューナに後置接続された直交復調器とを有し、前記チューナは、２次元データシンボルを含む受信側入力信号の搬送周波数を第１の中間周波数に変換するための第１の中間周波段と、該第１の中間周波段に後置接続された高調波フィルタと、該高調波フィルタに後置接続され、入力信号の搬送周波数を第２の中間周波数に変換するための第２の中間周波段とを有し、前記第２の中間周波数は前記第１の中間周波数よりも低く、前記直交復調器は、第２搬送波中間周波数の入力信号をベースバンドに変換し、同相成分と直交成分との分離を実行し、かつ所定のサンプリング周波数のＡ／Ｄ変換器を有しており、該Ａ／Ｄ変換器にはアンチエーリアスフィルタが前置接続されており、これにより障害となる信号スペクトル成分を有効信号から除去する形式の復調回路に関する。
【０００２】
本発明は、２次元データシンボルの復調に関連し、搬送形式のデータ伝送ないし搬送周波数（ＤＶＢ−Ｔ，ＤＶＢ−Ｓ，ＤＶＢ−Ｃ，ＤＡＢ，ＡＤＳＬ等）を基礎とするデータ伝送のための、現在のほとんど全ての方法に関連する。現在、デジタル信号処理を用いて復調を行うことは通常のことである。
【０００３】
図１は、搬送周波数ｆｍの搬送形式の信号を受信するためのチューナの通常の構造を示す。信号は例えばアンテナによって、またはケーブル端子を介してチューナに入力側１で供給される。チューナは２つの中間周波段２と３を有し、第１の中間周波段２では第１の中間周波数ｆ１に変換され、これにより第１の中間周波段の１つの後置接続された、急峻なエッジを有する高調波フィルタ４によって所望のチャネルを取り出すことができる。ここで隣接するチャネルは強力に抑圧される。フィルタ４に続く第２の中間周波段３で別の比較的に低い中間周波数ｆ２に変換される。これにより信号をＡ／Ｄ変換器によりデジタル化することができる。両方の中間周波数変換に対して、基本的にはそれぞれ２つの混合周波数を選択することができる。すなわち、和形成に基づく混合周波数：入力搬送周波数＋出力搬送周波数、および差形成に基づく混合周波数：入力搬送周波数−出力搬送周波数である。
【０００４】
図２は、デジタル直交復調器の構造を示す。デジタル直交復調器の役目は、図１のチューナにより受信された、搬送周波数ｆ２の入力信号をベースバンドに変換し、その際に信号を同相成分と直交成分とに分離することである。通常その際に、まずアナログ・アンチエーリアスフィルタ５によって障害となる全てのスペクトル成分が抑圧される。この抑圧されたスペクトル成分はサンプリングにより有効バンドに畳み込むことができる。安価な一般消費機器に対し、例えば娯楽機器の分野でチューナの第２中間周波段３に使用されるようなミキサ構成素子はその出力信号に障害となる成分を含んでおり、この成分がアンチ・エーリアスフィルタ５に対する回路コストを大きく上昇させる。ここでもっとも強力に障害となる成分は、発振器信号と周波数ｆ１−ｆ２またはｆ１＋ｆ２とのクロストークによって発生する。
【０００５】
フィルタ５には直交復調器で、所定のサンプリング周波数ｆａにより駆動されるＡ／Ｄ変換器６続き、このＡ／Ｄ変換器には並列に接続された２つのミキサローパスフィルタ７，８、および同様に並列に接続され、周波数ｆａ’により駆動されるサンプリングレート変換器９，１０が続く。Ａ／Ｄ変換器６と２つのミキサローパスフィルタ７，８との間には乗算段１２，１３が接続されている。これら乗算段は、周波数ｆ２により動作するＤＴＯ（デジタル時間発振器）回路１１により制御される。
【０００６】
Ａ／Ｄ変換器６でのサンプリングの後、素子１１，１２，１３からなる直交ミキサによって入力信号は同相成分と直交成分の２つに分割される。これらの成分はそれぞれミキサローパスフィルタ７，８の一方に供給される。デジタルミキサローパスフィルタ７，８は、混合の際に発生する、和周波数の信号を抑圧する。同期動作する２つのサンプリングレート変換器９，１０により仮想サンプリング周波数ｆａ’が再計算される。この仮想サンプリング周波数は受信信号に含まれるサンプリングレートｆａと同期している。
【０００７】
図３Ａから３Ｄ、および図４Ａから４Ｄは、図１ないし図２によるチューナおよび直交復調器を含む回路の種々異なる点における信号スペクトルを概略的に示す。図３Ａは、第２中間周波段３の入力側における、混合周波数ｆ１−ｆ２を備えたスペクトルを示す。図３Ｂは、混合周波数ｆ１−ｆ２による混合後の出力スペクトルを示す。図３Ｃは、発振器とクロストークした際のミキサの出力スペクトルを示し、ここでは和項が抑圧されることを前提としている。図３Ｄは、周波数ｆａでのサンプリング後のスペクトルを示す。図３Ａから３Ｄは図４Ａから４Ｄとは、単に混合周波数が異なる点でのみ相違する。したがって簡単にするため以降、図３Ａから３Ｄだけを詳細に説明する。
【０００８】
図３Ａは、第２中間周波段３の入力側における信号のスペクトルと発振器周波数の位置を示す。図３Ｂは、混合後のスペクトルを示す。アンチエーリアスフィルタ５のフィルタ機能は図３Ｂに破線で示されている。和項２（ｆ１−ｆ２）（図４Ｂでは２（ｆ１＋ｆ２））をアンチエーリアスフィルタ５によって抑圧しなければならない。前に述べたクロストークの結果、周波数ｆ１−ｆ２（図４Ｂの場合は、ｆ１＋ｆ２）のスペクトルラインが発生すれば、アンチエーリアスフィルタ５はこのスペクトルラインも同様に抑圧しなければならない。このことは回路コストの大きな上昇につながる。このスペクトルライン抑圧が行われなければ、これらの成分は図３Ｄないし図４Ｄに示すように、サンプリングの際に有効バンドに畳み込まれ、受信品質が格段に劣化する。
【０００９】
以下の問題が、前に説明した回路の動作時に発生する。
【００１０】
１．中間周波段２，３の周波数ｆ１とｆ２，および直交復調器のサンプリング周波数ｆａを次のように選択しなければならない。すなわち、障害となるスペクトルラインがサンプリング後に有効バンドに存在せず、これによりデジタルフィルタを用いて無害化できるように選択しなければならない。ここで周波数の選択は、周波数ｆ１が多数の適用事例で固定的に設定されているため制限される。
【００１１】
２．両方の混合周波数ｆ１−ｆ２とｆ１＋ｆ２とを、１つの同じ回路で処理しなければならない。
【００１２】
３．ミキサ・ローパスフィルタ７，８への要求を最小にしなければならない。すなわち通過領域と阻止領域との間の移行領域をできるだけ大きくしなければならない。
【００１３】
４．種々異なる信号バンド幅を、周波数ｆ１，ｆ２およびｆａの変化なしで処理しなければならない。図３と図４には、それぞれ最大のバンド幅が実線により、比較的小さいバンド幅が破線により示されている。
【００１４】
この問題を解決するために、ＤＶＢ−Ｔ受信器の場合に対して、外部ＶＣＸＯを使用して、データレートと同期したサンプリング周波数を準備することが提案された。しかしこの手段は、前記の問題を一部でしか解決しない。
【００１５】
発振器クロストークに関しては、アンチエーリアスフィルタ５が全ての負荷を負うことになる。中間周波数ｆ２を巧妙に選択することにより、ミキサローパスフィルタ７ないし８に対する回路コストを低減することができる。しかしこの最適化はそれぞれのシンボルレートに対してだけ実行することができる。
【００１６】
第２のレートに対しては、サンプリングレートも周波数ｆ２も切り換えなければならない。このことはサンプリングレート当たりに２つの発振水晶子を必要とする。
【００１７】
サンプリング周波数を任意の選択することができ、算術的方法により送信器のサンプリングレートに同期されたサンプリングレートのデータ流を形成する解決手段がすでに存在する（サンプリングレート変換、仮想サンプリング）。ここではとりわけ、アナログ入力信号中の障害成分がアナログ・アンチエーリアルフィルタによってＡ／Ｄ変換器の前に完全に抑圧されることが前提である。
【００１８】
このようなアナログフィルタには、とりわけこれをＣＭＯＳ−ＩＣに集積すべき場合には、大きな製造公差が伴う。とりわけ急峻なフィルタエッジと、周波数通りの深い伝送ゼロ位置（いわゆるトラップ）は高い実現コストを要求し、これは集積化を非常に困難にする。ここで問題となるのは、調整、ノイズおよび非線形の歪みである。
【００１９】
理論的には可能であるが、ただ１つの中間周波段に基づくチューナは適切なＡ／Ｄ変換器が欠けているためこれまで実現されていない。しかし中間周波段を２つ有する従来のチューナと比較して非常に簡素化されているので基本的には、この種の簡単な回路に対して大きな需要が存在する。ただし、同相成分によるＡ／Ｄ変換器の出力側でのこれまで予期されたような復調の妨害を甘受しなければならないようなことがあってはならない。
【００２０】
したがって本発明の課題は、請求項１の上位概念に述べた形式の復調回路を次のように構成することである。すなわち、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数がシンボルレートに依存しないで選択可能であり、チューナの出力信号にある障害となるスペクトル成分がサンプリングにより有効バンドに畳み込まれないことが保証されるように構成することである。このようにして簡単な手段によりデジタル直交復調器において、同相成分がＡ／Ｄ変換器の出力側で復調を妨害しないことを保証する。
【００２１】
この課題は、請求項１に記載の復調回路によって解決される。
【００２２】
本発明の有利な改善形態は従属請求項に記載されている。
【００２３】
前記の問題は本発明により、エレガントに、すなわち驚くほど簡単に中間周波数とサンプリング周波数の適切な設定により克服される。
【００２４】
言い替えれば、本発明は次のような数学的関係の知識に基づくものである。すなわち、デジタル直交復調器のサンプリング周波数とチューナの中間周波数とを、発振器クロストークのサンプリングによりチューナの第２段に発生し得るＡ−リアス成分をデータ信号のシンボルレートに依存しないで所定の周波数位置へもたらすためにはどのように選択しなければならないかを表す数学的関係の知識に基づくのである。この所定の周波数位置は、障害信号がデジタル直交復調器において簡単な手段により抑圧できることを保証しなければならない。Ａ／Ｄ変換器の出力側における同相成分はここでは自動的に無害化される。
【００２５】
最後に述べた作用は、チューナのただ１つの中間周波数によりデジタルサンプリングする受信器コンセプトでも有効である。
【００２６】
以下本発明の復調回路を、図面に基づいて詳細に説明する。
【００２７】
図１は、搬送波形式のデータ伝送により送信された２次元データシンボルを復調するための公知の回路の、２つの中間周波段を有するチューナの実施例のブロック回路図である。
【００２８】
図２は、図１のチューナを備えた、搬送波形式のデータ伝送により送信された２次元データシンボルを復調するための回路のデジタル直交復調器の実施例のブロック回路図である。
【００２９】
図３Ａから図３Ｄは、中間周波数およびサンプリング周波数が従来のように選択された図１ないし図２のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点における信号スペクトルの第１の周波数振幅線図である。
【００３０】
図４Ａから図４Ｄは、中間周波数およびサンプリング周波数が従来のように、しかし図３Ａから図３Ｄとは異なって選択された図１ないし図２のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点における信号スペクトルの第２の周波数振幅線図である。
【００３１】
図５Ａから図５Ｃは、第１の中間周波数とサンプリング周波数とが本発明により設定された図１ないし図２のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点における第３の周波数振幅線図である。
【００３２】
図６Ａから図６Ｃは、第２の中間周波数とサンプリング周波数とが本発明により設定された図１ないし図２のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点における信号の第４の周波数振幅線図である。
【００３３】
図７Ａと図７Ｂは、第３の中間周波およびサンプリング周波数が本発明により設定された図１ないし図２のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点における信号スペクトルの第５の周波数振幅線図である。
【００３４】
図８Ａから図８Ｃは、中間周波数およびサンプリング周波数が本発明により設定された図１２ないし図１３のただ１つの中間周波段ないし直交復調器の種々異なる測定点における信号スペクトルの第６の周波数振幅線図であり、図８Ａは中間周波段の後のスペクトルを示し、図８Ｂはｆａ＜ｆ１によるダイレクトサンプリング後のスペクトルを示し、図８Ｃは直交混合後のスペクトルを示し、図８Ｄはサンプリングレート変換（ｆａ’＜ｆａ／２）後のスペクトルを示す。
【００３５】
図９Ａと図９Ｂは、中間周波数およびサンプリング周波数が本発明により設定された図１２ないし図１３のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点における信号スペクトルの周波数振幅線図であり、図９Ａはｆａ＝4/5＊ｆ１ないしｆａ＝6/5＊ｆａによるダイレクトサンプリング後のスペクトルを示し、図９Ｂは直交混合後のスペクトルを示す。
【００３６】
図１０は、図２ないし図１３のデジタル直交復調器における本発明によるミキサローパスフィルタの有利な実施例を示す。
【００３７】
図１１は、図２ないし図１３のデジタル直交復調器における本発明によるローパストラップの有利な実施例を示す。
【００３８】
図１２は、搬送波形式のデータ伝送により送信された２次元データシンボルを復調するための回路のただ１つの中間周波段を有するチューナの実施例のブロック回路図である。
【００３９】
図１３は、図１２のチューナを含む、搬送波形式のデータ伝送により送信された２次元データシンボルをただ１つの中間周波数によるダイレクトサンプリングにより復調するための回路のデジタル直交復調器の実施例のブロック回路図である。
【００４０】
請求項１の上位概念に記載され、図１と図２に示された形式の回路の場合、冒頭に述べた問題が周波数ｆ１，ｆ２およびｆａの適切な選択により次のように解消される。
【００４１】
ｆ２＝ｆ１／５
ｆａ＝４＊ｆ２  ないし  ｆａ＝4/5＊ｆ１
ここでｆ１は第１中間周波段２の中間周波数、ｆ２は第２中間周波段３の中間周波数、そしてｆａはＡ／Ｄ変換器６のサンプリング周波数である。
【００４２】
チューナの中間周波数と、デジタル直交復調器のＡ／Ｄ変換器６のサンプリング周波数とをこのように選択することにより、周波数ｆ１−ｆ２ないしｆ１＋ｆ２において特別に不快な障害成分（これは発振器と第２中間周波段３とのクロストークによって生じる）がミキサローパスフィルタ７，８の移行領域の中央へ畳み込まれ、ないしシフトされる。
【００４３】
図５と図６はこのことを詳細に示す。図５Ａは、発振器のクロストークによるｆ１−ｆ２＝４＊ｆ２（ｆ２＝ｆ１／５）との混合後のスペクトルを示す。図５Ｂは、ｆａ＝４＊ｆ２によるサンプリング後のスペクトルを示し、図５Ｃは、ｆ２による直交混合後のスペクトルを示す。図６Ａは、発振器のクロストークによるｆ１＋ｆ２＝６＊ｆ２（ｆ２＝ｆ１／５）との混合後のスペクトルを示す。図６Ｂは、ｆａ＝４＊ｆ２によるサンプリング後のスペクトルを示し、図６Ｃは、ｆ２による直交混合後のスペクトルを示す。
【００４４】
第１の場合には、ｆ１−ｆ２＝４＊ｆ２＝ｆａが成り立つ。すなわち障害成分はサンプリングの際にｆ＝０に畳み込まれる。第２の場合には、ｆ１＋ｆ２＝６＊ｆ２＝ｆａ＋（２＊ｆ２）が成り立つ。すなわち障害成分はｆ＝２＊ｆ２＝ｆａ／２に畳み込まれる。したがって障害成分は、直交混合後に正確にサンプリング周波数の１／４になり、例えば特性１＋ｚ-2を有する非常に簡単なフィルタにより抑圧することができる。図１１は、所属の回路を示す。
【００４５】
図７（うち図７Ａは、和項が抑圧されることを前提とした、ｆ２による直交混合後のスペクトルを示し、図７Ｂは、サンプリングレート変換（ｆａ’＜ｆａ／２）後のスペクトルを示す）は、前もってフィルタリングを施さずにサンプリングレート変換した際に、成分が有効バンドに畳み込まれることを示す。なぜなら所属の十進法ローパスフィルタは、反復スペクトルをサンプリングレートｆａの倍数の場合に抑圧するように選定されているからである。成分はｆ２＝ｆａ／４の場合には、ほとんど減衰されない。ミキサローパスフィルタ７，８は、適用に応じてＦＩＲフィルタまたはＩＩＲフィルタとして構成することができる。このミキサローパスフィルタは、周波数トラップにより生じる、通過領域における減衰を補償するように選定しなければならない。このことはコストを掛けずに、ないしは非常に僅かなコストで可能である（図１３参照）。フィルタ次数を２だけ増やすことによりゼロ位置をローパスフィルタ回路に組み込むこと（図１１）、またはミキサローパスフィルタをサンプリングレート変換器のローパスフィルタと組み合わせることができる。後者の変形実施例は、ＤＶＢ−Ｔ用の上に述べたプロセッサに対して選択された。冒頭に述べた問題１と２はこれにより克服される。
【００４６】
周波数を前記のように選択することにより、デジタル直交ミキサの出力側には、有効信号と不所望の混合積とが均等に分散されているスペクトルが発生する。２つのスペクトル成分は同じ幅を有し、この成分間の間隔は最大の大きさである。冒頭に述べた問題３はこれにより克服される。
【００４７】
回路ブロックのサンプリング周波数はミキサローパスフィルタ７，８の出力側までシンボルレートに適合する必要がないから、前記の全ての特性はシンボルレートに依存しない。冒頭に述べた問題４はこれにより解決される。
【００４８】
Ａ／Ｄ変換器の出力信号に含まれる同相成分は、中間周波数の不利な選択、およびサンプリングレート変換後のサンプリング周波数の不利な選択により、有効バンドに畳み込まれることがある（図７参照）。すなわちこれを付加的にろ波しなければならない。
【００４９】
本発明による選定では、同相成分が直交混合により、上に述べた障害信号の存在する（ｆ２＝ｆａ／４）のと同じ箇所にシフトされる。すなわち同相成分により惹起されるスペクトルラインは付加コストを掛けずに同様に処理される。
【００５０】
将来はＡ／Ｄ変換器技術の進歩と共に、チューナでのただ１つの中間周波数によるダイレクトサンプリングを用いた受信器コンセプトも可能となるであろう。これに適したチューナおよび直交復調器が図１２と図１３に示されている。ここで図２のチューナと図２の直交復調器に相応する回路構成部分には同じ参照番号が付してある。したがって同じ回路構成部分の説明は省略する。図１２ではＡＧＣ回路がチューナの出力側に使用され、アンチエーリアス素子５は図１３ではローパスフィルタの代わりのバンドバスフィルタであり、図１２の中間周波段は混合周波数ｆｍ±ｆ１を使用し、ミキサローパスフィルタ７，８は図１０に相応してｆａ／４でのトラップにより構成されている。この技術により、２つの中間周波段を有するチューナの発振器クロストークの問題がなくなる。しかし同相成分の障害となる作用を阻止する必要性は依然として存在する（図８参照）。本発明を基礎として、ｆａ＝4/5＊ｆ１またはｆａ＝6/5＊ｆ１の選択により、同相成分が再びｆａ/４にシフトされ、そこで変形されたミキサローパスフィルタにより抑圧されることが示された（図９参照）。ｆａ＝4/5＊ｆａの選択によりさらに、図１と図２のデジタル復調回路全体を変更せずに引き継ぐことができ、単にアンチエーリアスローパスフィルタをアンチエーリアスバンドパスフィルタにより置換すれば良いだけである（図１３参照）。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は、搬送波形式のデータ伝送により送信された２次元データシンボルを復調するための公知の回路の、２つの中間周波段を有するチューナの実施例のブロック回路図である。
【図２】  図２は、図１のチューナを備えた、搬送波形式のデータ伝送により送信された２次元データシンボルを復調するための回路のデジタル直交復調器の実施例のブロック回路図である。
【図３】  図３Ａから図３Ｄは、中間周波数およびサンプリング周波数が従来のように選択された図１ないし図２のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点における信号スペクトルの第１の周波数振幅線図である。
【図４】  図４Ａから図４Ｄは、中間周波数およびサンプリング周波数が従来のように、しかし図３Ａから図３Ｄとは異なって選択された図１ないし図２のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点における信号スペクトルの第２の周波数振幅線図である。
【図５】  図５Ａから図５Ｃは、第１の中間周波数とサンプリング周波数とが本発明により設定された図１ないし図２のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点における第３の周波数振幅線図である。
【図６】  図６Ａから図６Ｃは、第２の中間周波数とサンプリング周波数とが本発明により設定された図１ないし図２のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点における信号の第４の周波数振幅線図である。
【図７】  図７Ａと図７Ｂは、第３の中間周波およびサンプリング周波数が本発明により設定された図１ないし図２のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点における信号スペクトルの第５の周波数振幅線図である。
【図８】  図８Ａから図８Ｃは、中間周波数およびサンプリング周波数が本発明により設定された図１２ないし図１３のただ１つの中間周波段ないし直交復調器の種々異なる測定点における信号スペクトルの第６の周波数振幅線図であり、図８Ａは中間周波段の後のスペクトルを示し、図８Ｂはｆａ＜ｆ１によるダイレクトサンプリング後のスペクトルを示し、図８Ｃは直交混合後のスペクトルを示し、図８Ｄはサンプリングレート変換（ｆａ’＜ｆａ／２）後のスペクトルを示す。
【図９】  図９Ａと図９Ｂは、中間周波数およびサンプリング周波数が本発明により設定された図１２ないし図１３のチューナないし直交復調器の種々異なる測定点における信号スペクトルの周波数振幅線図であり、図９Ａはｆａ＝4/5＊ｆ１ないしｆａ＝6/5＊ｆａによるダイレクトサンプリング後のスペクトルを示し、図９Ｂは直交混合後のスペクトルを示す。
【図１０】  図１０は、図２ないし図１３のデジタル直交復調器における本発明によるミキサローパスフィルタの有利な実施例を示す。
【図１１】  図１１は、図２ないし図１３のデジタル直交復調器における本発明によるローパストラップの有利な実施例を示す。
【図１２】  図１２は、搬送波形式のデータ伝送により送信された２次元データシンボルを復調するための回路のただ１つの中間周波段を有するチューナの実施例のブロック回路図である。
【図１３】  図１３は、図１２のチューナを含む、搬送波形式のデータ伝送により送信された２次元データシンボルをただ１つの中間周波数によるダイレクトサンプリングにより復調するための回路のデジタル直交復調器の実施例のブロック回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図３Ｄ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図４Ｄ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図８Ｃ】
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【図８Ｄ】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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