(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１段目の周波数変換部と２段目の周波数変換部とを有する高周波受信用のＩＣの回路であって、１段目の周波数変換部はイメージリジェクシンミキサを形成し、２段目の周波数変換部はクアドラチャダウンコンバージョンミキサを形成し、１段目の周波数変換部の前段に設けられる複素フィルタをＩＣに内蔵する高周波ＩＣ回路。
【請求項２】
１段目の周波数変換部と２段目の周波数変換部とを有する高周波受信用のＩＣの回路であって、１段目の周波数変換部はイメージリジェクシンミキサを形成し、１段目の周波数変換部の前段に設けられる複素フィルタをＩＣに内蔵し、１段目の周波数変換部から同相成分のＩ信号または直交成分のＱ信号のみを出力し、２段目の周波数変換部はシングルミキサの構成にする高周波ＩＣ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、特に、数百ＭＨｚから数ＧＨｚの高周波信号をべ一スバンド信号と呼ばれる数ＭＨＺ程度の低周波信号に変換する高周波フロントエンドＩＣに好適な高周波ＩＣ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、２段の周波数変換により高周波信号をべ一スバンド信号にダウンコンバートする高周波ＩＣでは、急峻な選択特性を有する高次のバンドパスフィルタが外付けされていた。また、２段目の周波数変換部の後段に設けられるバンドパスフィルタまたはローパスフィルタも外付けされる場合が多い。
【０００３】
なお、特開平５−９０９９２号公報には、フィルタを用いた場合に生ずる雑音を抑制し、非線型歪を低減して送・受信特性を改善した無線通信機が開示されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の高周波フロントエンドＩＣにおいては、各周波数変換部の前後に設けられるフィルタが外付けされるから、機器組込み時に部品点数が多くなり、機器全体の小型・軽量化、低コスト化の妨げとなっていた。また、高周波ＩＣと外付けのフィルタとの間の信号授受で、外部の不要な信号を拾ったり、逆に不要な信号を輻射したりする問題があった。
【０００５】
１段目の周波数変換部と２段目の周波数変換部との間には、急峻な選択特性を有する高次のバンドパスフィルタを設ける必要があり、従来の回路方式では、ＩＣに内蔵することは困難で、かつ該当フィルタの部品コストも高かった。
【０００６】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、部品点数を削減して、小型・軽量化、低コスト化、実装の容易化を図るとともに、不要な信号の混入・輻射を抑えることができる高周波ＩＣ回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための請求項１記載の発明は、１段目の周波数変換部と２段目の周波数変換部とを有する高周波受信用のＩＣの回路であって、１段目の周波数変換部はイメージリジェクシンミキサを形成し、２段目の周波数変換部はクアドラチャダウンコンバージョンミキサを形成し、１段目の周波数変換部の前段に設けられるコンプレックスフィルタをＩＣに内蔵する。
【００１３】
請求項２記載の発明は、１段目の周波数変換部と２段目の周波数変換部とを有する高周波受信用のＩＣの回路であって、１段目の周波数変換部はイメージリジェクシンミキサを形成し、１段目の周波数変換部の前段に設けられる複素フィルタをＩＣに内蔵し、１段目の周波数変換部から同相成分のＩ信号または直交成分のＱ信号のみを出力し、２段目の周波数変換部はシングルミキサの構成にする。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明に係る実施形態について説明する前に、本発明に関連した参考例について説明する。図１は第１参考例の高周波ＩＣ回路の構成図、図２は図１の高周波ＩＣ内に設けられる複素フィルタの周波数特性図、図３は図１における２段目の周波数変換部および複素フィルタの入出力信号の説明図であり、これらの図を用いて以下に第１参考例を説明する。
【００１７】
図１に示す高周波ＩＣ回路は、ＧＰＳアンテナ１と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２と、このバンドパスフィルタ２を介してＧＰＳアンテナ１と接続されるＧＰＳ信号用の高周波ＩＣ１０と、この高周波ＩＣ１０に外付けされるバンドパスフィルタ３とを備えている。
【００１８】
高周波ＩＣ１０は、バンドパスフィルタ２からの信号（ＧＰＳ信号）Ｓ２を増幅するローノイズアンプ１０１と、水晶発振器１０２と、周波数がｆLO1 の第１局部発振周波数信号Ｓ１０３を生成する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０３と、第１局部発振周波数信号Ｓ１０３を１／Ｎの周波数に分周して周波数がｆLO2 の第２局部発振周波数信号Ｓ１０４を得る分周器１０４と、第２局部発振周波数信号Ｓ１０４を１／Ｍの周波数に分周して信号Ｓ１０５を得る分周器１０５と、この分周器１０５からの信号Ｓ１０５と水晶発振器１０２の発振出力とを比較し、信号Ｓ１０５の周波数が水晶発振器１０２の発振出力の周波数に一致するように、電圧制御発振器１０３の出力制御を行う位相比較器１０６と、この位相比較器１０６と電圧制御発振器１０３との間に介設されるローパスフィルタ１０７と、第１局部発振周波数信号Ｓ１０３を入力して、ローノイズアンプ１０１で増幅された信号Ｓ２を周波数がｆIF1 の第１中間周波数（ＩＦ）信号Ｓ１０８にダウンコンバートして出力する１段目の周波数変換部１０８と、この周波数変換部１０８とバンドパスフィルタ３の入力との間に介設されるバッファアンプ１０９と、バンドパスフィルタ３の出力と分周器１０４の出力とに接続される複素フィルタ部１１０とを内蔵している。
【００１９】
複素フィルタ部１１０は、分周器１０４からの信号を入力して、バンドパスフィルタ３からの信号を周波数がｆIF2 の第２中間周波数信号Ｓ１１にダウンコンバートして出力する２段目の周波数変換部１１１，１１２と、これら周波数変換部１１１，１１２の出力に接続されるバンドパスフィルタ１１３と、このバンドパスフィルタ１１３を介して周波数変換部１１１，１１２の出力にそれぞれ接続されるバッファアンプ１１４，１１５と、これらバッファアンプ１１４，１１５の出力にそれぞれ接続されるＡ／Ｄ変換部１１６，１１７とにより構成されている。
【００２０】
上記構成の高周波ＩＣ回路についてさらに説明すると、ＧＰＳアンテナ１で受信されたＧＰＳ信号は、外付けのバンドパスフィルタ２を介して高周波ＩＣ１０に入力される。入力された信号Ｓ２は、ローノイズアンプ１０１で増幅されて、周波数変換部１０８に入力される。また、この周波数変換部１０８には、電圧制御発振器１０３からの第１局部発振周波数信号Ｓ１０３が入力される。そして、周波数変換部１０８において、信号Ｓ２が第１中間周波数信号Ｓ１０８にダウンコンバートされる。
【００２１】
第１中間周波数信号Ｓ１０８は、バッファアンプ１５を介して外付けのバンドパスフィルタ３に入力され、その出力信号は周波数変換部１１１，１１２に入力されて、第２中間周波数信号Ｓ１１にダウンコンバートされる。ここで、より具体的には、周波数変換部１１１，１１２は、９０度位相の異なる第２局部発振周波数信号Ｓ１０４を用いて、同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）の第２中間周波数信号を作成し、後段のフィルタでミラー周波数を抑圧できるようになっている。これら第２中間周波数信号は、バンドパスフィルタ１１３で不要成分が除去され、バッファアンプ１１４，１１５およびＡ／Ｄ変換部１１６，１１７を介して、同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）として高周波ＩＣ１０外に出力される。
【００２２】
ところで、第１，第２局部発振周波数信号Ｓ１０３，Ｓ１０４は、フェーズロックッドループ（ＰＬＬ）により作成されている。すなわち、水晶発振器１０２の発振出力を位相比較器１０６に入力して、電圧制御発振器１０３の発振出力を分周器１０４，１０５でＮ×Ｍ分周した信号と比較し、その比較出力により電圧制御発振器１０３の発振周波数を制御するのである。これにより、電圧制御発振器１０３の第１局部発信周波数信号Ｓ１０３が分周器１０４で１／Ｎの周波数に分周されて第２局部発信周波数信号Ｓ１０４となり、これが分周器１０５で１／Ｍの周波数に分周されて、水晶発振器１０２の周波数と一致することになる。
【００２３】
次に、第１参考例の特徴について説明する。第１参考例では、図１に示すように、１段目の周波数変換部１０８と２段目の周波数変換部１１１，１１２との間に設けられるバンドパスフィルタ３は、高周波ＩＣ１０の外部に設けられ、２段目の周波数変換部１１１，１１２はクアドラチャダウンコンバージョンミキサを形成し、２段目の周波数変換部１１１，１１２の後段に設けられるバンドパスフィルタ１１３は、図２に示すような周波数特性を有する複素フィルタで構成され、高周波ＩＣ１０に内蔵される。
【００２４】
２段目の周波数変換部のミラー周波数は、クアドラチャダウンコンバージョンミキサと複素フィルタとにより、理想的には、図３に示すように、十分減衰されるので、第２局部発振周波数信号Ｓ１０４（周波数ｆLO2 ）の３次高調波により第２中間周波数信号Ｓ１１（周波数ｆIF2 ）にダウンコンバートされるような信号を減衰させるだけでよく、高周波ＩＣ１０外部のバンドパスフィルタ３は、従来のような急峻な選択性能を必要とせず、低コストのバンドパスフィルタを使用できる。ただし、図３（ａ）は２段目の周波数変換部の入力、（ｂ）はその出力、（ｃ）は複素フィルタの入力、（ｄ）はその出力を示す。
【００２５】
実際には、クアドラチャダウンコンバージョンミキサおよび複素フィルタを高周波ＩＣ１０に内蔵する場合、Ｉ信号を扱う回路とＱ信号を扱う回路のミスマッチにより、信号の振幅および位相にずれが生じ、第２中間周波数信号Ｓ１１（周波数ｆIF2 ）付近に不要な信号が発生する。外付けのバンドパスフィルタ３はＩＣ上に構成するバンドパスフィルタより高い選択性能をもつので、第２中間周波数信号Ｓ１１付近にダウンコンバートされる不要な信号をより減衰させることができ、２段目の周波数変換部以降の回路スペックが緩和され、ＩＣ化しやすくなる。
【００２６】
図４は第２参考例の高周波ＩＣ回路の構成図であり、この図を用いて以下に第２参考例を説明する。
【００２７】
図４に示す高周波ＩＣ回路は、第１参考例との相違点として、図１に示したバンドパスフィルタ３に代えて複素フィルタ部２３０を内蔵している以外は図１の高周波ＩＣ１０と同様に構成されている高周波ＩＣ２０を備えている。
【００２８】
複素フィルタ部２３０は、バッファアンプ１０９の出力段に設けられるクワドラチャジェネレータ２３１と、このクワドラチャジェネレータ２３１の出力と２段目の周波数変換部１１１，１１２の入力との間に介設されるバンドパスフィルタ２３２とにより構成されている。
【００２９】
この構成では、１段目の周波数変換部１０８でダウンコンバートされた第１中間周波数信号Ｓ１０８はバッファアンプ１０９を介してクワドラチャジェネレータ２３１に入力される。そして、このクワドラチャジェネレータ２３１は、バンドパスフィルタ２３２を介して２段目の周波数変換部１１１，１１２にＩ信号，Ｑ信号を出力する。
【００３０】
図５は第３参考例の高周波ＩＣ回路の構成図、図６は図５の周波数変換ブロックの動作説明図、図７は図５における高周波ＩＣに外付けされたバンドパスフィルタおよび高周波ＩＣ内の１段目の周波数変換部に関する入出力信号の説明図であり、これらの図を用いて以下に第３参考例を説明する。ただし、図７（ａ）は外付けバンドパスフィルタの入力、（ｂ）はその出力、（ｃ）は１段目の周波数変換部の入力、（ｄ）はその出力を示す。
【００３１】
図５に示す高周波ＩＣ回路は、第１参考例との相違点として、図１に示したバンドパスフィルタ３に代えてローパスフィルタ３３０を内蔵し、周波数変換部１０８に代えて周波数変換ブロック３８０を内蔵している以外は図１の高周波ＩＣ１０と同様に構成されている高周波ＩＣ３０を備えている。
【００３２】
周波数変換ブロック３８０は、電圧制御発振器１０３からの第１局部発振周波数信号Ｓ１０３をＩ信号とＱ信号とに分けるクワドラチャジェネレータ３８１と、このクワドラチャジェネレータ３８１からＩ信号とＱ信号とを入力して、ローノイズアンプ１０１で増幅された信号Ｓ２を周波数ｆIF1 の信号にダウンコンバートして出力するクアドラチャダウンコンバージョンミキサ３８２，３８３と、これらのいずれかの出力（図では３８３の出力）の位相を９０度ずらすフェイズシフタ３８４と、このフェイズシフタ３８４を介してクアドラチャダウンコンバージョンミキサ３８２，３８３から得られる両信号を足し合わせて第１中間周波数信号Ｓ１０８を得る加算部３８５とにより構成されている。
【００３３】
上記構成の高周波ＩＣ回路についてさらに説明すると、１段目の周波数変換部はイメージリジェクションミキサで構成される。ローノイズアンプ１０１で増幅された信号Ｓ２は、図６に示すように、クアドラチャダウンコンバージョンミキサ３８２，３８３で周波数ｆIF1 の信号にダウンコンバートされる。このとき、クアドラチャダウンコンバージョンミキサ３８２，３８３には、クワドラチャジェネレータ３８１で分けられたＩ信号（周波数はｆLO1-I ）とＱ信号（周波数はｆLO1-Q ）とがそれぞれ入力されている。
【００３４】
クアドラチャダウンコンバージョンミキサ３８２，３８３でダウンコンバートされた両信号は、一方がフェイズシフタ３８４で９０度位相がずらされた上で、加算部３８５で足し合わされて第１中間周波数信号Ｓ１０８としてバッファアンプ１０９に出力される。これにより、ミラー周波数が除去される。ただし、図６は理想的なイメージリジェクションミキサの動作波形図となっている。
【００３５】
ここで、図７（ａ），（ｂ）に外付けのバンドパスフィルタ２の果たす機能を示す。バンドパスフィルタ２に求められる特性は、１段目の周波数変換部で生じるミラー周波数を抑圧することであり、理想的には、イメージリジェクションミキサでその機能を果たすことができる。このため、外づけのバンドパスフィルタ２に求められる周波数の選択特性は大幅に緩和される。
【００３６】
クアドラチャダウンコンバージョンミキサ３８２，３８３の入力は、ローノイズアンプ１０１により増幅された信号Ｓ２をＩ信号とＱ信号とに分け、第１局部発振周波数信号として電圧制御発振器１０３から出力された信号をそのまま使用しても効果は変わらない。
【００３７】
なお、第３実施形態では、高周波ＩＣ３０は、図１に示したバンドパスフィルタ３に代えてローパスフィルタ３３０を内蔵する構成になっているが、これに限らず、図８に示す高周波ＩＣ３０ａのように、バンドパスフィルタ３が外付けされる構成でもよく、あるいは図９に示す高周波ＩＣ３０ｂのように、ローパスフィルタ３３０に代えて、図４に示した複素フィルタ部２３０を内蔵する構成でもよい。
【００３８】
ここで、１段目の周波数変換部と２段目の周波数変換部との間のフィルタに求められる特性は、２段目の周波数変換部のミラー周波数を抑制することであるので、理想的には、２段目の周波数変換部で用いる第２局部発振周波数信号Ｓ１０４の３次高調波により、第２中間周波数信号Ｓ１１にダウンコンバートされるような信号を減衰させるだけでよく、図５の構成のように、低次のローパスフィルタを高周波ＩＣに内蔵することで実現できる。この場合、２段目の周波数変換部１１１，１１２のクアドラチャダウンコンバージョンミキサ、バンドパスフィルタ１１３の複素フィルタは、高精度に整合されている必要がある。
【００３９】
これに対して、図８，図９の構成のように、１段目の周波数変換部と２段目の周波数変換部との間のフィルタを、外付けのバンドパスフィルタ３または内蔵の複素・バンドパスフィルタで実現すれば、クアドラチャダウンコンバージョンミキサ、複素フィルタのスペックは緩和されるので、ＩＣ化をしやすくなる。
【００４０】
図１０は本発明に係る第１実施形態の高周波ＩＣ回路の構成図であり、この図を用いて以下に第１実施形態を説明する。
【００４１】
図１０に示す高周波ＩＣ回路は、第１参考例との相違点として、図１における周波数変換部１０８、バッファアンプ１０９およびバンドパスフィルタ３に代えて、それぞれ周波数変換ブロック４８０、バッファアンプ１０９ａ，１０９ｂおよびバンドパスフィルタ４３０を内蔵している以外は図１の高周波ＩＣ１０と同様に構成されている高周波ＩＣ４０を備えている。
【００４２】
周波数変換ブロック４８０は、ローノイズアンプ１０１からの信号を入力してＩ信号とＱ信号とに分けて出力するクワドラチャジェネレータ４８１と、この出力に接続されるバンドパスフィルタ４８２と、電圧制御発振器１０３からの第１局部発振周波数信号Ｓ１０３をＩ信号とＱ信号とに分けるクワドラチャジェネレータ４８３と、このクワドラチャジェネレータ４８３からのＩ信号とＱ信号とを入力して、バンドパスフィルタ４８２からの信号を周波数ｆIF1 の信号（第１中間周波数信号）にダウンコンバートして４つの信号を得るミキサ４８４，４８５，４８７，４８８と、これらミキサからの４つの信号をたすきがけに足し合わす加算部４８６，４８９とにより構成されている。そして、加算部４８６，４８９の出力は、バッファアンプ１０９ａ，１０９ｂをそれぞれ介し、さらにバンドパスフィルタ４３０を経由した上で複素フィルタ部１１０に接続されている。
【００４３】
つまり、１段目の周波数変換部として、イメージリジェクションミキサ（例えばダブルクワドラチャ方式のもの）が使用され、その前段に、高周波ＩＣに内蔵される複素バンドパスフィルタ部（クワドラチャジェネレータ４８１，バンドパスフィルタ４８２）が配置されている。
【００４４】
この構成では、ＧＰＳアンテナ１で受信されたＧＰＳ信号は、高周波ＩＣ４０に入力され、ローノイズアンプ１０１で増幅される。増幅されたＧＰＳ信号は、クワドラチャジェネレータ４８１でＩ信号とＱ信号とに分けられて、バンドパスフィルタ（複素バンドパスフィルタ）４８２に入力される。このバンドパスフィルタ４８２から出力されたＩ信号とＱ信号は、クワドラチャジェネレータ３８３からのＩ信号とＱ信号とを局部発振周波数信号として、ミキサ４８４，４８５，４８７，４８８で周波数ｆIF1 の信号にダウンコンバートされる。そして、得られた４つの信号が加算部４８６，４８９でたすきがけに足し合わされて、ミラー周波数が除去される。
【００４５】
このように、バンドパスフィルタ４８２により、周波数がｆLo1 の第１局部発振周波数信号Ｓ１０３の高調波で周波数がｆIF1 の第１中間周波数信号にダウンコンバートされるような信号など、ｆIF1 付近にダウンコンバートされる不要な信号を抑圧することにより、従来必要であったＧＰＳアンテナ１と高周波ＩＣ４０との間に配置された外付けのバンドパスフィルタ２が不要になる。
【００４６】
図１１は本発明に係る第２実施形態の高周波ＩＣ回路の構成図であり、この図を用いて以下に第２実施形態を説明する。
【００４７】
図１１に示す高周波ＩＣ回路は、第１参考例との相違点として、図１における周波数変換部１０８および複素フィルタ部１１０に代えて、それぞれ周波数変換ブロック５８０およびシングルミキサ部５１０を内蔵している以外は図１の高周波ＩＣ１０と同様に構成されている高周波ＩＣ５０を備えている。
【００４８】
周波数変換ブロック５８０は、ローノイズアンプ１０１からの信号を入力してＩ信号とＱ信号とに分けて出力するクワドラチャジェネレータ４８１と、この出力に接続されるバンドパスフィルタ４８２と、電圧制御発振器１０３からの第１局部発振周波数信号Ｓ１０３を入力して、バンドパスフィルタ４８２からの信号を周波数ｆIF1 の信号にダウンコンバートするミキサ５８３，５８４と、これらのいずれかの出力（図では５８４の出力）の位相を９０度ずらすフェイズシフタ５８５と、このフェイズシフタ５８５を介してミキサ５８３，５８４から得られる両信号を足し合わせて第１中間周波数信号を得る加算部５８６とにより構成されている。そして、加算部５８６の出力はバッファアンプ１０９の入力に接続されている。
【００４９】
シングルミキサ部５１０は、バンドパスフィルタ３の出力と接続されるシングルミキサ５１１と、この出力に接続されるバンドパスフィルタ５１２と、この出力に接続されるバッファアンプ５１３と、この出力に接続されるＡ／Ｄ変換部５１４とにより構成されている。
【００５０】
つまり、１段目の周波数変換部は、図５の構成と同様、イメージリジェクシンミキサ（５８３，５８４，５８５，５８６）で形成され、この前段に、高周波ＩＣ５０に内蔵された複素バンドパスフィルタ部（４８１，４８２）が配置されている。１段目の周波数変換部からはＩ信号またはＱ信号のみが出力され、バッファアンプ１０９およびバンドパスフィルタ３を介して２段目の周波数変換部としてのシングルミキサ５１１に入力される。この構成では、１段目の周波数変換部の前に外付けされるバンドパスフィルタ２が不要となる上、高周波ＩＣ５０の内部構成を簡略することができる。
【００５１】
なお、第２実施形態では、図１１の例に示したように、１段目の周波数変換部と２段目の周波数変換部との間に設けられるフィルタは、外付けのバンドパスフィルタ３になっているが、上記各実施形態で説明したように、外付けのバンドパスフィルタに限るものではなく、内蔵のフィルタでも構わない。
【００５２】
また、上記各実施形態における複素フィルタ部１１０に代えて、例えば図１２に示すリアルバンドパスフィルタ部６１０を使用する構成でもよい。リアルバンドパスフィルタ部６１０は、複素フィルタ部１１０のバンドパスフィルタ１１３に代えて、図１３に示す周波数特性を有する一対のリアルバンドパスフィルタ６１３ａ，６１３ｂを備えているとともに、Ａ／Ｄ変換部１１６，１１７の出力に負の周波数を除去するためのデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）６１８を備えている以外は複素フィルタ部１１０と同様に構成されている。このリアルバンドパスフィルタ部６１０は、複素フィルタ部１１０と同様に高周波ＩＣに内蔵される。リアルバンドパスフィルタ６１３ａ，６１３ｂの出力は、それぞれバッファアンプ１１４，１１５を介してＡ／Ｄ変換部１１６，１１７に入力し、Ａ／Ｄ変換された後にデジタルシグナルプロセッサ６１８で負の周波数が除去される。ここで、負の周波数とは三角関数を複素関数で表現した場合に負の領域に現われる成分のことである。
【００５３】
あるいは、複素フィルタ部１１０に代えて、例えば図１４に示すリアルローパスフィルタ部７１０を使用する構成でもよい。リアルローパスフィルタ部７１０は、複素フィルタ部１１０のバンドパスフィルタ１１３に代えて、一対のリアルローパスフィルタ７１３ａ，７１３ｂを備えているとともに、Ａ／Ｄ変換部１１６，１１７の出力に負の周波数およびＤＣを除去するためのデジタルシグナルプロセッサ７１８を備えている以外は複素フィルタ部１１０と同様に構成されている。リアルローパスフィルタ７１３ａ，７１３ｂの出力は、それぞれバッファアンプ１１４，１１５を介してＡ／Ｄ変換部１１６，１１７に入力し、Ａ／Ｄ変換された後にデジタルシグナルプロセッサ７１８で負の周波数およびＤＣ（０）付近が除去される。
【００５４】
【発明の効果】
請求項１記載の発明は、１段目の周波数変換部と２段目の周波数変換部とを有する高周波受信用のＩＣの回路であって、１段目の周波数変換部はイメージリジェクシンミキサを形成し、２段目の周波数変換部はクアドラチャダウンコンバージョンミキサを形成するので、イメージリジェクシンミキサにより、１段目の周波数変換部において、イメージ周波数が第１中間周波数信号付近にダウンコンバートされてくることを抑圧し、同一の通信性能を実現するのに必要な、外付けのバンドパスフィルタのスペックが緩和される。あるいは、バンドパスフィルタが不要になる。つまり、２つの周波数変換部の前後に配置されるフィルタのうちのいつくかを外づけ部品とする必要がなく、ＩＣに内蔵でき、かつＩＣ化しやすくなるほか、部品点数を削減して、小型・軽量化・組立ての容易化を実現でき、不要な信号の混入・輻射を抑えることができるという効果がある。また、１段目の周波数変換部の前段に設けられる複素フィルタをＩＣに内蔵するので、１段目の周波数変換部の前段に設けられる、ＩＣ外部のバンドパスフィルタを不要にできる。
【００６０】
請求項２記載の発明は、１段目の周波数変換部と２段目の周波数変換部とを有する高周波受信用のＩＣの回路であって、１段目の周波数変換部はイメージリジェクシンミキサを形成し、１段目の周波数変換部の前段に設けられる複素フィルタをＩＣに内蔵し、１段目の周波数変換部から同相成分のＩ信号または直交成分のＱ信号のみを出力し、２段目の周波数変換部はシングルミキサの構成にするので、１段目の周波数変換部の前段に設けられる外付けフィルタを不要とし、ＩＣの内部回路の構成を簡略化することができる。つまり、ＩＣ化しやすくなるほか、部品点数を削減して、小型・軽量化・組立ての容易化を実現でき、不要な信号の混入・輻射を抑えることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に関連した第１参考例の高周波ＩＣ回路の構成図である。
【図２】  図１の高周波ＩＣ内に設けられる複素フィルタの周波数特性図である。
【図３】  図１における２段目の周波数変換部および複素フィルタの入出力信号の説明図である。
【図４】  本発明に関連した第２参考例の高周波ＩＣ回路の構成図である。
【図５】  本発明に関連した第３参考例の高周波ＩＣ回路の構成図である。
【図６】  図５の周波数変換ブロックの動作説明図である。
【図７】  図５における高周波ＩＣに外付けされたバンドパスフィルタおよび高周波ＩＣ内の１段目の周波数変換部に関する入出力信号の説明図である。
【図８】  図５の周波数変換ブロックを用いた場合の別の構成例を示す図である。
【図９】  図５の周波数変換ブロックを用いた場合の別の構成例を示す図である。
【図１０】  本発明に係る第１実施形態の高周波ＩＣ回路の構成図である。
【図１１】  本発明に係る第１実施形態の高周波ＩＣ回路の構成図である。
【図１２】  複素フィルタ部に代えてリアルバンドパスフィルタ部を使用した場合の構成例を示す図である。
【図１３】  図１２のリアルバンドパスフィルタの周波数特性図である。
【図１４】  複素フィルタ部に代えてリアルローパスフィルタ部を使用した場合の構成例を示す図である。
【符号の説明】
１  ＧＰＳアンテナ
２  バンドパスフィルタ
３  バンドパスフィルタ
１０，２０，３０，３０ａ，３０ｂ，４０，５０  高周波ＩＣ
１０１  ローノイズアンプ
１０２  水晶発振器
１０３  電圧制御発振器
１０４  分周器
１０５  分周器
１０６  位相比較器
１０７  ローパスフィルタ
１０８  周波数変換部
１０９，１０９ａ，１０９ｂ  バッファアンプ
１１０  複素フィルタ部
５１０  シングルミキサ部
６１０  リアルバンドパスフィルタ部
７１０  リアルローパスフィルタ部
１１１，１１２  周波数変換部
１１３  バンドパスフィルタ
１１４，１１５  バッファアンプ
１１６，１１７  Ａ／Ｄ変換部
２３０  複素フィルタ部２３０
３３０  ローパスフィルタ
４３０  バンドパスフィルタ
３８０，４８０，５８０  周波数変換ブロック
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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