(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
フィルタの特性周波数を目標周波数に調整するためのフィルタ自動調整回路であって、
前記フィルタの本来の回路構成を、当該フィルタの調整時に、前記本来の回路構成と同じ特性周波数を持ち、かつ前記フィルタのノイズを減少させることで前記本来の回路構成に比べて改善された信号対雑音比を持つ調整専用の回路構成に変更するための回路構成変更手段と、
前記フィルタと同一集積回路内に配置され、前記調整専用の回路構成を持つフィルタにインパルス信号、パルス信号又はステップ信号をテスト信号として入力した時に当該フィルタの出力に現れる振動波形の周期を計測し、当該周期計測の結果から当該フィルタの特性周波数を検出し、かつ前記目標周波数からのずれを補正するように当該フィルタに調整信号を与えるための特性調整回路と、
前記特性調整回路を起動するための調整命令を発行した後、前記フィルタの特性周波数と前記目標周波数との差が許容範囲内に入った時の前記調整信号を記憶し、前記フィルタの使用時には、当該フィルタの本来の回路構成に戻し、前記特性調整回路の動作を停止させ、かつ前記記憶した調整信号をもって前記フィルタの特性を制御するためのコントローラとを備えたことを特徴とするフィルタ自動調整回路。
【請求項２】
請求項１記載のフィルタ自動調整回路において、
前記フィルタは、複数のトランスコンダクタンスアンプと複数のキャパシタとを有するｇｍ−Ｃフィルタであることを特徴とするフィルタ自動調整回路。
【請求項３】
請求項１記載のフィルタ自動調整回路において、
前記回路構成変更手段は、前記フィルタの調整時に当該フィルタに接続された可変電流源の電流を増大させることで前記フィルタの信号対雑音比を改善する手段を備えたことを特徴とするフィルタ自動調整回路。
【請求項４】
請求項１記載のフィルタ自動調整回路において、
前記回路構成変更手段は、前記フィルタの調整時に当該フィルタの特性周波数と同じ周波数で当該フィルタを発振させるための手段を備えたことを特徴とするフィルタ自動調整回路。
【請求項５】
請求項１記載のフィルタ自動調整回路において、
前記コントローラは、複数回の試行に係る複数の前記調整信号を平均化して記憶し、当該平均化した調整信号をもって前記フィルタの特性を制御するように構成されたことを特徴とするフィルタ自動調整回路。
【請求項６】
請求項１記載のフィルタ自動調整回路において、
前記特性調整回路は、
基準信号として与えられたクロック信号を分周するための分周器と、
前記分周されたクロック信号から前記テスト信号を発生するためのテスト信号発生器と、
前記テスト信号に応答して前記フィルタの出力に現れる振動波形の周期を、前記クロック信号を用いて計測するためのカウンタと、
前記カウンタによる計測結果から前記フィルタの特性周波数を検出するための周波数検出器と、
前記検出された特性周波数と前記目標周波数との差に応じて前記調整信号を変化させるためのアップダウンカウンタとを備えたことを特徴とするフィルタ自動調整回路。
【請求項７】
請求項６記載のフィルタ自動調整回路において、
前記特性調整回路又は前記コントローラからデジタル形式の調整信号を受け取り、当該調整信号に応じたアナログ制御信号を前記フィルタに与えるためのデジタル・アナログコンバータを更に備えたことを特徴とするフィルタ自動調整回路。
【請求項８】
請求項６記載のフィルタ自動調整回路において、
前記基準信号を発生するための位相同期ループ回路を更に備えたことを特徴とするフィルタ自動調整回路。
【請求項９】
請求項６記載のフィルタ自動調整回路において、
前記アップダウンカウンタは、前記検出された特性周波数と前記目標周波数との差が大きいほど前記調整信号を大きく変化させるように構成されたことを特徴とするフィルタ自動調整回路。
【請求項１０】
請求項６記載のフィルタ自動調整回路において、
前記アップダウンカウンタの変化量は、前記検出された特性周波数が前記目標周波数に近づいた時点で減少するように構成されたことを特徴とするフィルタ自動調整回路。
【請求項１１】
請求項６記載のフィルタ自動調整回路において、
前記フィルタは、各々前記調整信号に応じて特性周波数を可変制御できるマスターフィルタとスレーブフィルタとを有し、
前記マスターフィルタに前記基準信号より分周された第２の基準信号が与えられてプリ調整された後、前記テスト信号を用いた前記スレーブフィルタの調整が行われるように構成されたことを特徴とするフィルタ自動調整回路。
【請求項１２】
請求項１〜１１のいずれか１項に記載のフィルタ自動調整回路を受信部に有することを特徴とする携帯電話システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、フィルタの特性周波数を目標周波数に調整するためのフィルタ自動調整回路に関し、特に当該回路の低消費電力化及び高精度化に関するものである。ここに特性周波数とは、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）にあっては中心周波数を、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）又はローパスフィルタ（ＬＰＦ）にあっては遮断周波数をそれぞれ意味する。
【０００２】
【従来の技術】
通信用の集積回路では、ｇｍ−Ｃフィルタがしばしば使用される。これは、周波数特性を電圧又は電流で可変制御できるように、トランジスタの相互コンダクタンス（ｇｍ；トランスコンダクタンスともいう。）とキャパシタ（Ｃ）とを利用したフィルタであって、特開平７−２９７６７７号公報、特開２０００−１０１３９２号公報等にその構成例が示されている。
【０００３】
従来、通信機器の受信部に使用するフィルタ自動調整回路において、受信ごとにフィルタ調整を行うために電力消費が多くなり、特に携帯電話システムでは待ち受け時間の長時間化が難しく、調整動作時の低消費電力化が課題であった。また、携帯電話システムでは、中心周波数に対して５％程度の帯域幅をもつ狭帯域ＢＰＦが必要とされ、その中心周波数を短時間にかつ高精度（０．２〜０．３％程度）に調整することが必要とされている。
【０００４】
特開昭６３−１６７５１１号公報（特公平７−１２０９２３号公報）には、ｇｍ−Ｃフィルタの１つであるバイクォッド（biquad）フィルタのディップ周波数を調整するためのフィルタ自動調整回路が開示されている。この調整回路は、テレビジョン受像器における音声多重復調用集積回路に内蔵され、一定周波数の正弦波信号を被調整フィルタに入力し、デジタル・アナログコンバータ（ＤＡＣ）の出力をマイクロコンピュータにより制御することで徐々にフィルタ特性を変化させ、フィルタ出力のレベル検波出力が所定の基準レベルを横切るときの２つのＤＡＣ入力値の平均値を最適な調整値とし、この調整値を不揮発性メモリに記憶させるというものである。
【０００５】
特開平５−１１４８３６号公報には、ｇｍ−Ｃフィルタの特性周波数及びクオリティファクタ（Ｑファクタ：当該フィルタの周波数選択度を表す。）を調整するためのフィルタ自動調整回路が開示されている。この調整回路は、正弦波信号に代えてインパルス信号、パルス信号又はステップ信号を被調整フィルタに入力し、当該フィルタの出力に現れる振動波形をアナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ）でデジタル化してマイクロコンピュータに取り込み、当該振動波形にラプラス変換処理を施すことにより被調整フィルタの特性周波数及びＱファクタを当該マイクロコンピュータが算出するというものである。このようにして被調整フィルタの特性を検出した後、目標特性からのずれを補正するように特性周波数用ＤＡＣ及びＱファクタ用ＤＡＣの各々の調整値を決定し、これらの調整値を不揮発性メモリに記憶させる。そして、フィルタの使用時には、不揮発性メモリに記憶された調整値をもってフィルタ特性を制御するようになっている。
【０００６】
特開２０００−５９１６２号公報に開示されたフィルタ自動調整回路は、インパルス信号又はステップ信号を被調整フィルタに入力し、当該フィルタの出力に現れる振動波形の周期を計測し、この計測結果から当該フィルタの特性周波数を検出し、目標周波数からのずれを補正するように当該フィルタの特性を制御するというものである。ただし、電源電圧変動や温度変動が生じる度にフィルタ調整が実行されるようになっている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
特開昭６３−１６７５１１号公報（特公平７−１２０９２３号公報）の従来技術は、ＤＡＣ入力値を少しずつ変化させて最適な調整値を探すものであったので、フィルタ調整に長い時間を要する。特に携帯電話システムへの応用では受信の度にフィルタ調整がなされることとなるため、調整に多くの電力を消費することになる。また、高精度のアナログレベル検波器はその実現が難しく、携帯電話システムで要求される０．２〜０．３％程度という高い周波数調整精度の実現は困難であった。
【０００８】
特開平５−１１４８３６号公報の従来技術は、被調整フィルタの特性周波数及びＱファクタを算出するためのラプラス変換処理をマイクロコンピュータが実行するものであったので、当該マイクロコンピュータに過大な負担がかかる。
【０００９】
特開２０００−５９１６２号公報の従来技術は、電源電圧変動や温度変動が生じる度にフィルタ調整を実行するものであったので、フィルタ特性の調整のための消費電力が大きくなる。しかも、フィルタ出力に現れる振動波形にノイズが重畳すると、周期計測結果に大きな誤差が生じ、高精度の特性周波数調整が実現不可能になる。
【００１０】
本発明の目的は、携帯電話システムの受信部等に使用されるフィルタの調整に適した、ノイズに強く、高精度かつ低消費電力化の可能なフィルタ自動調整回路を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、インパルス信号、パルス信号又はステップ信号を利用して被調整フィルタの特性周波数を検出・調整し、その調整結果をメモリに記憶して再利用することとしたものである。しかも、フィルタ調整時に限って、当該フィルタの回路構成を調整に適した高いＳＮ比（信号対雑音比：signal-to-noise ratio）を持つ回路構成に変更することとした。
【００１２】
具体的に説明すると、本発明のフィルタ自動調整回路は、フィルタの特性周波数を目標周波数に調整するための回路であって、前記フィルタの本来の回路構成を、当該フィルタの調整時に、前記本来の回路構成と同じ特性周波数を持ち、かつ前記フィルタのノイズを減少させることで前記本来の回路構成に比べて改善されたＳＮ比を持つ調整専用の回路構成に変更するための回路構成変更手段と、前記フィルタと同一集積回路内に配置され、前記調整専用の回路構成を持つフィルタにインパルス信号、パルス信号又はステップ信号をテスト信号として入力した時に当該フィルタの出力に現れる振動波形の周期を計測し、当該周期計測の結果から当該フィルタの特性周波数を検出し、かつ前記目標周波数からのずれを補正するように当該フィルタに調整信号を与えるための特性調整回路と、当該特性調整回路を起動するための調整命令を発行した後、前記フィルタの特性周波数と前記目標周波数との差が許容範囲内に入った時の前記調整信号を記憶し、前記フィルタの使用時には、当該フィルタの本来の回路構成に戻し、前記特性調整回路の動作を停止させ、かつ前記記憶した調整信号をもって前記フィルタの特性を制御するためのコントローラとを備えた構成を採用したものである。
【００１３】
前記回路構成変更手段は、前記フィルタの調整時に当該フィルタに接続された可変電流源の電流を増大させることで前記フィルタのＳＮ比を改善する手段、あるいは、前記フィルタの調整時に当該フィルタの特性周波数と同じ周波数で当該フィルタを発振させるための手段を備える。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明に係るフィルタ自動調整回路の構成例を示している。図１において、１０は通信機器の受信部を表しており、狭帯域ＢＰＦであるｇｍ−Ｃフィルタ１１を備えている。図１中の不揮発性メモリ付きマイクロコンピュータ２０、特性調整回路３０、ＤＡＣ４０及び位相同期ループ（ＰＬＬ）回路５０は、ｇｍ−Ｃフィルタ１１の中心周波数ｆ0を目標周波数ｆ0tに調整するためのフィルタ自動調整回路を構成している。後述するようにｇｍ−Ｃフィルタ１１自身も、その中心周波数調整時に、本来の回路構成と同じ中心周波数ｆ0を持ち、かつ改善されたＳＮ比を持つ調整専用の回路構成に、その回路構成を変更し得るように構成されている。
【００１５】
特性調整回路３０は、分周器３１、テスト信号発生器３２、カウンタ３３、周波数検出器３４及びアップダウンカウンタ３５を備えており、ｇｍ−Ｃフィルタ１１の中心周波数ｆ0の目標周波数ｆ0tからのずれを高精度で補正するものである。まず、分周器３１は、基準信号としてＰＬＬ回路５０から与えられたクロック信号（周波数ｆclk：例えば８８．２ＭＨｚ）を分周するための回路ブロックである。テスト信号発生器３２は、マイクロコンピュータ２０が発行した調整命令により起動されて、分周されたクロック信号からテスト信号を発生し、これをｇｍ−Ｃフィルタ１１に与える。このテスト信号は、ｇｍ−Ｃフィルタ１１の中心周波数ｆ0の成分を含んだ信号であればよく、インパルス信号、パルス信号又はステップ信号である。特にインパルス信号は、全ての周波数の正弦波成分を含んでいるので好適である。これに応答してｇｍ−Ｃフィルタ１１の出力には、周波数ｆ0の振動波形が現れる。カウンタ３３は、基準信号としてＰＬＬ回路５０から与えられたクロック信号を用いて、ｇｍ−Ｃフィルタ１１の出力に現れる振動波形の周期を計測するための回路ブロックである。周波数検出器３４は、カウンタ３３による計測結果からｇｍ−Ｃフィルタ１１の中心周波数ｆ0を検出し、この中心周波数ｆ0と目標周波数ｆ0tとの差、すなわち周波数誤差Δｆをアップダウンカウンタ３５に伝える。アップダウンカウンタ３５は、後述のとおり、周波数誤差Δｆに応じてデジタル出力値を変化させる。
【００１６】
ＤＡＣ４０は、アップダウンカウンタ３５の出力値を調整信号として受け取り、該調整信号に応じたアナログ制御出力（電圧又は電流）をｇｍ−Ｃフィルタ１１に与えることにより、当該ｇｍ−Ｃフィルタ１１の中心周波数ｆ0を調整する。
【００１７】
ＰＬＬ回路５０は、特性調整回路３０に与える高精度の基準信号を発生するように、温度補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ）５１、位相比較器（ＰＤ）５２、チャージポンプ（ＣＰ）５３、ＬＰＦ５４、電圧制御発振器（ＶＣＯ）５５及び分周器（１／Ｎ）５６によって構成されている。ＶＣＯ５５の発振周波数は、例えば７０５．６ＭＨｚである。８８．２ＭＨｚ以外の任意周波数をもつ基準信号を発生できるように、分周器５６にプログラマブルカウンタを用いることも可能である。
【００１８】
不揮発性メモリ付きマイクロコンピュータ２０は、テスト信号発生器３２を起動するための調整命令を発行した後、ｇｍ−Ｃフィルタ１１の中心周波数ｆ0と目標周波数ｆ0tとの差が許容範囲内に入った時のアップダウンカウンタ３５の出力値すなわちＤＡＣ入力値を記憶し、ｇｍ−Ｃフィルタ１１を含む受信部１０の使用時には、特性調整回路３０の動作を停止させ、かつ当該記憶値をＤＡＣ４０に与える機能を有する。これにより、特性調整回路３０の消費電力を削減することができる。また、複数回の試行に係る複数のＤＡＣ入力値を平均化して不揮発性メモリ付きマイクロコンピュータ２０に記憶させるようにすれば、周期計測結果の量子化誤差が緩和されて統計的な分散が減少するので、調整精度が向上する。
【００１９】
さて、上記ｇｍ−Ｃフィルタ１１が２次のＢＰＦであるものとするとき、その伝達関数Ｈ（ｓ）は、角周波数をω、当該フィルタの中心角周波数をω0、ＱファクタをＱ、ｊ＝√（−１）、ｓ＝ｊωとすると、
Ｈ（ｓ）＝（ω0×ｓ／Ｑ）／（ｓ2＋ω0×ｓ／Ｑ＋ω02）        …（１）
のように表される。このフィルタのラプラス逆変換された時間軸応答は、時間をｔとすると、
0003756786.tif 000002
となる。Ｋ1、Ｋ2は定数である。ここで、Ｑファクタが非常に大きいものとすると、
Ｋ1×ｅｘｐ（ｊω0ｔ）＋Ｋ2×ｅｘｐ（−ｊω0ｔ）            …（３）
となり、中心角周波数ω0の振動波形がフィルタ出力に現れる。つまり、ｇｍ−Ｃフィルタ１１の中心周波数ｆ0の成分を含んだテスト信号を当該ｇｍ−Ｃフィルタ１１に与えれば、これに応答して当該ｇｍ−Ｃフィルタ１１の出力に周波数ｆ0の振動波形が現れることとなる。
【００２０】
ここで、ｇｍ−Ｃフィルタ１１に与えられるテスト信号は、当該ｇｍ−Ｃフィルタ１１の中心周波数ｆ0の半分より低い繰り返し周波数をもつ信号であることが好ましい。カウンタ３３による最低限１周期の時間計測が保証されるからである。中心周波数ｆ0に係るＭ周期分のカウント値をＮCとすると、
ｆ0＝ｆclk×Ｍ／ＮC                                         …（４）
の関係がある。したがって、中心周波数ｆ0の高精度検出のためには、基準信号としてＰＬＬ回路５０からカウンタ３３に与えられるクロック信号の周波数ｆclkを大きく、かつ計測周期の数Ｍを大きくすればよい。
【００２１】
図２は、図１中のアップダウンカウンタ３５の動作を説明するための図である。検出された中心周波数ｆ0と目標周波数ｆ0tとの差、すなわちｇｍ−Ｃフィルタ１１の周波数誤差Δｆを横軸（対数目盛）に、アップダウンカウンタ３５の出力値変化ΔＮを縦軸にとってある。Δｆaは量子化された周波数誤差である。アップダウンカウンタ３５は、図２中に実線（特性Ａ）で示すとおり、周波数誤差Δｆが大きいほど出力値を大きく変化させる。これにより、中心周波数調整を高速化することができ、消費電力が低減される。しかも、アップダウンカウンタ３５は、図２中に破線（特性Ｂ）で示すとおり、検出された中心周波数ｆ0が目標周波数ｆ0tに近づいた時点で出力値の制御感度を落とすように構成されている。これにより、ノイズによる制御の乱れを低減でき、中心周波数調整を安定化することができる。なお、アップダウンカウンタ３５の入力ビットは、ｎを整数とするとき、各々に±２k（ｋは０からｎ−１までの整数）の重み付けをした２ｎビットでもよいし、アップ／ダウンの２ビットでもよい。
【００２２】
図３は、図１中のｇｍ−Ｃフィルタ１１の第１の構成例を示している。図３のｇｍ−Ｃフィルタ１１は、４個のトランスコンダクタンスアンプ（ｇｍアンプ）１１０，１１１，１１２，１１３と、２個のキャパシタ１１９，１２０とを有する２次のＢＰＦである。ｇｍアンプ１１０，１１１，１１２，１１３は各々トランスコンダクタンスｇｍ１，ｇｍ２，ｇｍ３，ｇｍ４を持ち、キャパシタ１１９，１２０は各々キャパシタンスＣ1，Ｃ2を持つものとする。Ｖｉｎはフィルタ入力電圧、Ｖｏはキャパシタ１１９の両端に現れるフィルタ出力電圧である。実際はＤＡＣ４０のアナログ制御出力に応じてフィルタ特性を可変制御できるように４個のｇｍアンプ１１０〜１１３にそれぞれ可変電流源が接続されているのであるが、このうち初段ｇｍアンプ１１０に接続された電流源（Ｉ01）１２４のみが図示されている。この初段ｇｍアンプ１１０は、ｇｍ−Ｃフィルタ１１のゲインを決めるアンプであって、スイッチ（Ｓ1）１２３を介してフィルタ調整専用の電流源（Ｉ02）１２５が更に接続されている。図３のｇｍ−Ｃフィルタ１１の伝達関数Ｈ（ｓ）、ゲインＧ、中心角周波数ω0、Ｑファクタはそれぞれ、
Ｈ（ｓ）＝（ｓ・ｇｍ１／Ｃ1）
／｛（ｓ2＋ｓ・ｇｍ２／Ｃ1＋ｇｍ３・ｇｍ４／（Ｃ1・Ｃ2）｝  …（５）
Ｇ＝ｇｍ１／ｇｍ２                                          …（６）
ω0＝２πｆ0＝√｛ｇｍ３・ｇｍ４／（Ｃ1・Ｃ2）｝            …（７）
Ｑ＝√（ｇｍ３・ｇｍ４・Ｃ1／Ｃ2）／ｇｍ２                  …（８）
である。
【００２３】
図４は、図３中の初段ｇｍアンプ１１０の内部構成例を示している。初段ｇｍアンプ１１０は、２個のバイポーラトランジスタ１４０，１４１と、２個の電流源１４２，１４３とで構成されている。Ｖｃｃは電源である。両バイポーラトランジスタ１４０，１４１は、キャパシタ１１９及び電流源１４２，１４３とともに積分器を構成している。図３中の他のｇｍアンプ１１１，１１２，１１３の内部構成も図４の初段ｇｍアンプ１１０と同様である。なお、バイポーラトランジスタ１４０，１４１に代えてＭＯＳＦＥＴを採用することも可能である。
【００２４】
スイッチ１２３は、フィルタ調整時に限って閉じられる。両トランジスタ１４０，１４１の共通エミッタ電流は、スイッチ１２３が開いた状態ではＩ01であり、スイッチ１２３が閉じた状態ではＩ01＋Ｉ02である。ここで、温度をＴ、ボルツマン定数をｋ、電子の電荷をｑとすると、両トランジスタ１４０，１４１の各々のしきい値電圧Ｖｔは、
Ｖｔ＝ｋＴ／ｑ                                              …（９）
であり、フィルタ非調整時には、
ｇｍ１＝Ｉ01／Ｖｔ                                        …（１０）
であり、フィルタ調整時には、
ｇｍ１＝（Ｉ01＋Ｉ02）／Ｖｔ                              …（１１）
である。つまり、フィルタ調整時にはｇｍ１が大きくなり、式（６）からｇｍ−Ｃフィルタ１１のゲインが増大することが判る。ただし、式（７）及び式（８）から判るように、ｇｍ１が大きくなってもｇｍ−Ｃフィルタ１１の中心角周波数及びＱファクタは変化しない。
【００２５】
ところで、図４での主要なノイズ源として、両トランジスタ１４０，１４１が発生するショットノイズが考えられる。両トランジスタ１４０，１４１の共通エミッタ電流をＩ0（Ｉ01又はＩ01＋Ｉ02）、帯域幅をΔＦとすると、ショットノイズＩｎは、
Ｉｎ2＝２ｑＩ0ΔＦ                                        …（１２）
のように表され、初段ｇｍアンプ１１０の入力換算ノイズＶｎは、
0003756786.tif 000003
である。つまり、フィルタ調整時に電流Ｉ0が大きくなることにより入力換算ノイズは減少し、ｇｍ−Ｃフィルタ１１のＳＮ比が改善される。
【００２６】
以上のとおり、図３のｇｍ−Ｃフィルタ１１を採用すれば、その特性調整時にスイッチ１２３を閉じることで当該フィルタのゲインを増大させることにより、本来の回路構成と同じ中心周波数ｆ0を持ち、かつ改善されたＳＮ比を持つ調整専用のフィルタ構成を実現することができる。したがって、ノイズに強くかつ高精度のフィルタ調整を達成することが可能となる。スイッチ１２３のオン・オフ制御は、マイクロコンピュータ２０の調整命令により起動されるテスト信号発生器３２又はマイクロコンピュータ２０自身が司る。ｇｍ−Ｃフィルタ１１を含む受信部１０の使用時にはスイッチ１２３が開かれて当該フィルタ本来の回路構成に戻される結果、ｇｍ−Ｃフィルタ１１自身の消費電力も削減される。
【００２７】
図５は、図１中のｇｍ−Ｃフィルタ１１の第２の構成例を示している。図５のｇｍ−Ｃフィルタ１１は、図３の構成に加えて５個のｇｍアンプ１１４，１１５，１１６，１１７，１１８と、２個のキャパシタ１２１，１２２とを有する４次のＢＰＦである。ｇｍアンプ１１４，１１５，１１６，１１７，１１８は各々トランスコンダクタンスｇｍ５，ｇｍ６，ｇｍ７，ｇｍ８，ｇｍ９を持ち、キャパシタ１２１，１２２は各々キャパシタンスＣ3，Ｃ4を持つものとする。Ｖｉｎはフィルタ入力電圧、Ｖｏはキャパシタ１２２の両端に現れるフィルタ出力電圧である。実際はＤＡＣ４０のアナログ制御出力に応じてフィルタ特性を可変制御できるように５個のｇｍアンプ１１４〜１１８にそれぞれ可変電流源が接続されているのであるが、このうちゲイン調整用のｇｍアンプ１１４に接続された電流源（Ｉ03）１２７のみが図示されている。ただし、この電流源１２７は、フィルタ調整時に限って開かれるスイッチ（Ｓ2）１２６を介して、当該ｇｍアンプ１１４に接続されている。
【００２８】
図５のｇｍ−Ｃフィルタ１１においてｇｍアンプ１１４と電流源１２７とを繋ぐスイッチ１２６が開くと、ｇｍアンプ１１５の入力へのフィルタ出力電圧Ｖｏのフィードバック経路が絶たれるため、４次ＢＰＦが２個の２次ＢＰＦの縦続接続に切り替えられる。ここで、初段の２次ＢＰＦは４個のｇｍアンプ１１０〜１１３と、２個のキャパシタ１１９，１２０とにより、２段目のＢＰＦは４個のｇｍアンプ１１５〜１１８と、２個のキャパシタ１２１，１２２とによりそれぞれ構成される。そして、この切り替えにより、当該ｇｍ−Ｃフィルタ１１の中心周波数は変化しないが、Ｑファクタは１／（√２−１）倍、つまり約２．４倍に増大する。この結果、３ｄＢダウンの帯域幅が約２．４分の１に狭められるので、帯域内ノイズが減ることになる。しかも、Ｑファクタの増大によりフィルタ出力の振動周波数が安定するため、フィルタ調整精度を高めることが可能となる。
【００２９】
図６は、図１中のｇｍ−Ｃフィルタ１１の第３の構成例を示している。図６のｇｍ−Ｃフィルタ１１は、図３の構成に加えてｇｍアンプ１２８と、スイッチ（Ｓ3）１２９と、電流源（Ｉ04）１３０とを有する２次のＢＰＦである。ｇｍアンプ１２８はトランスコンダクタンスｇｍ１０を持つものとする。スイッチ１２９はフィルタ調整時に限って閉じられる。
【００３０】
スイッチ１２９が閉じた状態の図６のｇｍ−Ｃフィルタ１１の伝達関数Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝（ｓ・ｇｍ１／Ｃ1）
／｛（ｓ2＋ｓ・（ｇｍ２−ｇｍ１０）／Ｃ1
＋ｇｍ３・ｇｍ４／（Ｃ1・Ｃ2）｝                          …（１４）
である。したがって、
ｇｍ１０＞ｇｍ２                                          …（１５）
を満たすｇｍ１０を選ぶと、ｇｍアンプ１２８が負性抵抗として機能することとなって、フィルタ本来の中心周波数ｆ0と同じ周波数で発振するＶＣＯが得られる。したがって、式（４）中の計測周期数Ｍを大きくとれ、ノイズの影響が緩和されて調整精度が向上する。
【００３１】
図７は、図１中のｇｍ−Ｃフィルタ１１の第４の構成例を示している。図７のｇｍ−Ｃフィルタ１１は、図５の構成に加えて２個のｇｍアンプ１２８，１３１と、２個のスイッチ（Ｓ3，Ｓ4）１２９，１３２と、２個の電流源（Ｉ04，Ｉ05）１３０，１３３とを有する４次のＢＰＦである。ｇｍアンプ１２８，１３１は各々トランスコンダクタンスｇｍ１０，ｇｍ１１を持つものとする。スイッチ１２９，１３２はフィルタ調整時に限って閉じられる。
【００３２】
スイッチ１２９，１３２が閉じた状態では、
ｇｍ１０＞ｇｍ２  かつ  ｇｍ１１＞ｇｍ９                  …（１６）
を満たすｇｍ１０及びｇｍ１１を選ぶと、ｇｍアンプ１２８、１３１がそれぞれ負性抵抗として機能することとなって、フィルタ本来の中心周波数ｆ0と同じ周波数で発振するＶＣＯが得られる。したがって、式（４）中の計測周期数Ｍを大きくとれ、ノイズの影響が緩和されて調整精度が向上する。
【００３３】
図８は、本発明に係るフィルタ自動調整回路の他の構成例を示している。図８によれば、ｇｍ−Ｃフィルタ１１は、各々ＤＡＣ４０の制御出力に応じて中心周波数を可変制御できるマスターフィルタ１１ａとスレーブフィルタ１１ｂとを有し、その回路構成を調整時に限って高ＳＮ比構成に変更し得るものである。マスターフィルタ１１ａはスレーブフィルタ１１ｂに対していわゆるリファレンスフィルタとして機能し、基準信号より分周器３１で分周された第２の基準信号がマスターフィルタ１１ａに与えられてプリ調整された後、テスト信号発生器３２で発生したテスト信号を用いたスレーブフィルタ１１ｂの調整が行われるようになっている。これにより、高精度の中心周波数調整を達成できる。
【００３４】
図９は、本発明に係るフィルタ自動調整回路を用いた携帯電話システムのブロック図である。図９中の集積回路６０は、周波数変換復調部６１と、シンセサイザＰＬＬ６２と、変調部６３とを１チップ化したものであって、被調整フィルタであるｇｍ−Ｃフィルタとその自動調整回路とが周波数変換復調部６１の中にある。
【００３５】
図９の携帯電話システムでは、アンテナ７０で受信されたＲＦ信号が共用器７２を経て受信アンプ７１へ導かれ、ＢＰＦにより受信信号を選択・増幅する。その受信信号をシンセサイザＰＬＬ６２からの信号でチャンネル選択し、第１及び第２ＩＦ（４００ｋＨｚ）に変換増幅され、復調された音声信号を出力する。この音声信号は音声信号処理部７４で復号化され、スピーカ７７から音として取り出される。またデータ信号はデータ処理部７５で復号化され、制御部７６により表示部８１に表示される。一方、マイク７８から取り込まれた音声信号は、キーマトリックス８０から入力されたデータ信号をデータ処理部７５で符号化した信号とともに、符号化され、変調部６３に加えられる。この信号は、シンセサイザＰＬＬ６２からの信号でＲＦ信号に変調される。この変調信号は送信アンプ７３にて送信出力に必要なレベルまで電力増幅され、共用器７２を通してアンテナ７０から出力される。なお、ＩＤ−ＲＯＭ７９は端末のＩＤ番号を記憶するものである。
【００３６】
携帯電話システムにおける各チャンネルの帯域幅は±１０ｋＨｚ程度（中心周波数に対して５％程度）に選ばれており、隣接チャンネル（５０ｋＨｚ離調信号）の妨害を防ぐため、狭帯域のＢＰＦが周波数変換復調部６１で使用される。このような携帯電話システムの受信部に上記本発明に係るフィルタ自動調整回路を採用することで、高精度の中心周波数調整と、待ち受け時間の長時間化を達成できる。
【００３７】
なお、以上の説明では被調整フィルタをｇｍ−Ｃフィルタとしたが、中心周波数を電圧又は電流で可変制御できる電子フィルタであればよい。また、本発明はＢＰＦに限らず、ＨＰＦ又はＬＰＦにも適用可能である。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明してきたとおり、本発明によれば、被調整フィルタの回路構成を調整時に限って高ＳＮ比構成に変更し、インパルス信号、パルス信号又はステップ信号を利用して当該フィルタの特性周波数を検出・調整し、その調整結果をメモリに記憶して再利用することとしたので、携帯電話システムの受信部等に使用されるフィルタの調整に適した、ノイズに強く、高精度かつ低消費電力化の可能なフィルタ自動調整回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るフィルタ自動調整回路の構成例を示すブロック図である。
【図２】図１中のアップダウンカウンタの動作を説明するための図である。
【図３】図１中のｇｍ−Ｃフィルタの第１の構成例を示すブロック図である。
【図４】図３中の初段トランスコンダクタンスアンプの内部構成例を示す回路図である。
【図５】図１中のｇｍ−Ｃフィルタの第２の構成例を示すブロック図である。
【図６】図１中のｇｍ−Ｃフィルタの第３の構成例を示すブロック図である。
【図７】図１中のｇｍ−Ｃフィルタの第４の構成例を示すブロック図である。
【図８】本発明に係るフィルタ自動調整回路の他の構成例を示すブロック図である。
【図９】本発明に係るフィルタ自動調整回路を用いた携帯電話システムのブロック図である。
【符号の説明】
１０  受信部
１１  ｇｍ−Ｃフィルタ
１１ａ  マスターフィルタ
１１ｂ  スレーブフィルタ
２０  不揮発性メモリ付きマイクロコンピュータ（コントローラ）
３０  特性調整回路
３１  分周器
３２  テスト信号発生器
３３  カウンタ
３４  周波数検出器
３５  アップダウンカウンタ
４０  デジタル・アナログコンバータ（ＤＡＣ）
５０  位相同期ループ（ＰＬＬ）回路
６０  集積回路
６１  周波数変換復調部
６２  シンセサイザＰＬＬ
６３  変調部
１１０〜１１８  トランスコンダクタンスアンプ（ｇｍアンプ）
１１９，１２０，１２１，１２２  キャパシタ
１２３，１２６，１２９，１３２  スイッチ（回路構成変更手段）
１２４，１２５，１２７，１３０，１３３  電流源（回路構成変更手段）
１２８，１３１  トランスコンダクタンスアンプ（回路構成変更手段）
１４０，１４１  トランジスタ
１４２，１４３  電流源
Δｆ  ｇｍ−Ｃフィルタの周波数誤差
ΔＮ  アップダウンカウンタの出力値変化
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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