(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナインピーダンスを含む回路定数を測定するための交流ブリッジと、搬送波を所定周波数で振幅変調して得られる交流信号を前記回路定数の測定用信号として前記交流ブリッジに供給する信号発生手段と、前記測定用信号を前記交流ブリッジに供給することによって検出された不平衡信号を前記搬送波に基づいて直交検波し、前記直交検波して得られた２つの信号の各々から前記振幅変調の周波数の近傍に含まれる信号成分を抽出してＩ軸信号およびＱ軸信号を生成するＲＦ直交検波手段と、前記Ｉ軸信号および前記Ｑ軸信号の各々を前記振幅変調の周波数を有する信号に基づいて直交検波し、前記振幅変調の周波数を有する信号に基づく直交検波によって得られた各信号中の直流成分を検出し、検出された直流成分の各信号を二乗加算するＡＦ直交検波手段と、を備えたことを特徴とするインピーダンス測定装置。
【請求項２】
前記インピーダンス測定装置は、さらに、前記交流ブリッジから前記信号発生手段に出力される妨害波を減衰するための手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のインピーダンス測定装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アンテナピンピーダンスや回路定数等のインピーダンス測定装置に関し、特に、雑音が強い環境下でのアンテナインピーダンス又は回路定数の測定を高精度に行うためのインピーダンス測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、アンテナインピーダンスを測定するためのインピーダンス測定装置としては、図７に示すブロック構成の装置が知られている。図７に示すインピーダンス測定装置７００は、ブリッジ部７１０、信号発生部７２０、および検波部７３０によって構成される。ここで、アンテナインピーダンスを測定する対象のアンテナ８００はブリッジ部７１０に接続され、信号発生部７２０が発生した測定信号はブリッジ部７１０に供給され、ブリッジ部７１０から出力された不平衡信号は検波部７３０によって検波される。
【０００３】
図８、９は、アンテナ８００と信号発生部７２０がブリッジ部７１０に接続された状態の等価回路の例を示す図である。ブリッジ部７１０に含まれるインピーダンス７１１−７１３は、それぞれ抵抗、コンデンサ、コイルによって構成され、アンテナインピーダンス８０１と受信信号源８０２とによって等価的に表されるアンテナ８００と平衡をとるためのインピーダンスである。
【０００４】
検波部７３０は、ブリッジの不平衡の程度に応じた交流信号を出力する端子（以下、出力端子という。）７１５に接続され、出力端子７１５から出力された交流信号を検波し、不平衡の程度に応じた直流の検波信号を生成する。
そして、従来のインピーダンス測定装置７００では、妨害波として強い電界を有する電波が測定対象のアンテナに到来する場合は、アンテナインピーダンスの測定ができないことやインピーダンス測定装置７００が焼損してしまうことが知られていた。
【０００５】
そして、かかる妨害波に対して高精度に測定するために、信号発生部が発生する測定信号を振幅変調または搬送波抑圧変調して入力し、出力端子からの交流信号を検波する方法が検討され、強電界を有する電波が到来することによるインピーダンス測定装置の破損を防止するために、分圧回路を用いる方法が検討されてきた。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のインピーダンス測定装置の信号発生部が発生する測定信号を振幅変調または搬送波抑圧変調する構成のインピーダンス測定装置では、外来妨害波に同様の変調成分が含まれる場合はアンテナインピーダンスを高精度に測定できないという問題があった。
また、従来のインピーダンス測定装置のアンテナ接続部に分圧回路を設ける構成のインピーダンス測定装置では、分圧回路が浮遊容量やその他のインピーダンス成分を含むため、アンテナインピーダンスを高精度に測定できないという問題があった。
【０００７】
本発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、妨害波として強い電界を有する電波が測定対象に到来する環境下でも、希望する周波数でアンテナインピーダンス又は回路定数を高精度に測定することが可能なインピーダンス測定装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
以上の点を考慮して、請求項１に係る発明は、アンテナインピーダンスを含む回路定数を測定するための交流ブリッジと、搬送波を所定周波数で振幅変調して得られる交流信号を前記回路定数の測定用信号として前記交流ブリッジに供給する信号発生手段と、前記測定用信号を前記交流ブリッジに供給することによって検出された不平衡信号を前記搬送波に基づいて直交検波し、前記直交検波して得られた２つの信号の各々から前記振幅変調の周波数の近傍に含まれる信号成分を抽出してＩ軸信号およびＱ軸信号を生成するＲＦ直交検波手段と、前記Ｉ軸信号および前記Ｑ軸信号の各々を前記振幅変調の周波数を有する信号に基づいて直交検波し、前記振幅変調の周波数を有する信号に基づく直交検波によって得られた各信号中の直流成分を検出し、検出された直流成分の各信号を二乗加算するＡＦ直交検波手段とを備えた構成を有している。
【００１１】
この構成により、ＲＦ直交検波部およびＡＦ直交検波部を設けてキャリヤ成分と変調成分とを分けて直交検波して合成信号を生成しているため、測定信号とその変調成分が妨害波とその変調成分に埋もれている場合でもアンテナインピーダンスを高精度に測定することが可能なインピーダンス測定装置を実現できる。
【００１２】
また、請求項２に係る発明は、請求項１において、前記インピーダンス測定装置は、さらに、前記交流ブリッジから前記信号発生手段に出力される妨害波を減衰するための手段を備えた構成を有している。
【００１３】
この構成により、交流ブリッジから信号発生手段に出力される妨害波を減衰するための手段を設けたため、ブリッジ部から信号発生部に向けて出力される交流信号中の妨害波に起因する信号成分を削減し、強電界の妨害波中下でも高精度なアンテナインピーダンス等の測定が可能なインピーダンス測定装置を実現できる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明する。
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置のブロック構成を示す図である。図１において、インピーダンス測定装置１００は、ブリッジ部１１０、信号発生部１２０、およびＲＦ直交検波部１３０によって構成される。測定対象であるアンテナその他の回路素子（以下、アンテナ等という。）２００は、ブリッジ部１１０に接続される。
【００１５】
ブリッジ部１１０は、測定端子にアンテナ等２００が接続され、後述する信号発生部１２０から測定用交流信号が供給されることによって、アンテナ等２００のアンテナインピーダンスその他の定数（以下、アンテナインピーダンス等という。）を測定するための公知の交流ブリッジである。ブリッジ部１１０は、ブリッジの不平衡の程度に応じた交流信号（以下、不平衡信号という。）ｅをＲＦ直交検波部１３０に出力する。ブリッジ部１１０は、公知のシェーリングブリッジまたは電力通過型ブリッジ等を用いることができる。
【００１６】
信号発生部１２０は、上記ブリッジ部１１０に供給するアンテナインピーダンス等の測定用交流信号および後述のＲＦ直交検波部１３０に供給するためのＩ軸基準信号ｃを発生し、それぞれに出力する手段である。なお、アンテナ等２００に到来する妨害波ａ、信号発生部１２０が発生する測定用信号である交流信号ｂ、およびＩ軸基準信号ｃは、それぞれ、単一周波数の信号とし、以下の式（１）、（２）、および（３）によって表す。
【数１】
0003833565.tif 000002
ここで、Ａ、Ｂ、およびＣは、それぞれ妨害波ａ、交流信号ｂ、およびＩ軸基準信号ｃの角周波数である。
【００１７】
ＲＦ直交検波部１３０は、さらに第１の掛算器１３１、第２の掛算器１３２、９０度移相器１３３、第１の低域通過フィルタ（Low Pass Filter、以下、ＬＰＦという。）１３４、第２のＬＰＦ１３５、第１の二乗器１３６、第２の二乗器１３７、合成器１３８、および帯域通過フィルタ（Band Pass Filter、以下、ＢＰＦという。）１３９によって構成される。
【００１８】
９０度移相器１３３は、信号発生部１２０によって出力されるＩ軸基準信号ｃを入力とし、入力されたＩ軸基準信号ｃの位相を９０°移相してＱ軸基準信号ｄを生成し、第２の掛算器１３２に出力する手段である。ここで、Ｑ軸基準信号ｄを以下の式（４）によって表す。
【数２】
0003833565.tif 000003
【００１９】
第１の掛算器１３１は、ブリッジ部１１０によって出力された不平衡信号ｅとＩ軸基準信号ｃとを入力とし、入力された不平衡信号ｅとＩ軸基準信号ｃとの積をとり、その結果を第１のＬＰＦ１３４に出力する手段である。
第２の掛算器１３２は、ブリッジ部１１０によって出力された不平衡信号ｅとＱ軸基準信号ｄとを入力とし、入力された不平衡信号ｅとＱ軸基準信号ｄとの積をとり、その結果を第２のＬＰＦ１３５に出力する手段である。
【００２０】
ブリッジ部１１０によって出力された不平衡信号ｅを以下の式（５）で表すと、第１の掛算器１３１及び第２の掛算器１３２から出力される信号は、角周波数Ａ−Ｃ、Ｂ−Ｃ、Ａ＋Ｃ、およびＢ＋Ｃを有する信号成分によって構成される。
【数３】
0003833565.tif 000004
ここで、ｍ、ｎは、それぞれ不平衡信号ｅを構成する妨害波ａ成分と交流信号ｂ成分の振幅である。
【００２１】
第１のＬＰＦ１３４は、第１の掛算器１３１によって出力された信号を入力とし、入力された信号のうち、角周波数（Ａ−Ｃ）を有する信号成分と角周波数（Ｂ−Ｃ）を有する信号成分とからなる信号成分ｆを抽出し、第１の二乗器１３６に出力する手段である。
第２のＬＰＦ１３５は、第２の掛算器１３２によって出力された信号を入力とし、入力された信号のうち、角周波数（Ａ−Ｃ）を有する信号成分と角周波数（Ｂ−Ｃ）を有する信号成分とからなる信号成分ｇを抽出し、第２の二乗器１３７に出力する手段である。
【００２２】
第１のＬＰＦ１３４からの出力（以下、Ｉ軸検波出力という。）ｆ及び第２のＬＰＦ１３５からの出力（以下、Ｑ軸検波出力という。）ｇは、それぞれ以下の式（６）および（７）によって表される。
【数４】
0003833565.tif 000005
【００２３】
第１の二乗器１３６は、第１のＬＰＦ１３４によって出力されたＩ軸検波出力ｆを入力とし、入力されたＩ軸検波出力ｆを二乗してＩ軸二乗出力ｈを生成し、合成器１３８に出力する手段である。
第２の二乗器１３７は、第２のＬＰＦ１３５によって出力されたＱ軸検波出力ｇを入力とし、入力されたＱ軸検波出力ｇを二乗してＱ軸二乗出力ｉを生成し、合成器１３８に出力する手段である。
【００２４】
Ｉ軸二乗出力ｈとＱ軸二乗出力ｉは、それぞれ以下の式（８）および（９）によって表される。
【数５】
0003833565.tif 000006
【００２５】
合成器１３８は、第１の二乗器１３６によって出力されたＩ軸二乗出力ｈと第２の二乗器１３７によって出力されたＱ軸二乗出力ｉとを入力とし、入力されたＩ軸二乗出力ｈとＱ軸二乗出力ｉとを加算して合成信号ｊを生成し、合成信号ｊを帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１３９に出力する手段である。合成信号ｊは、以下の式（１０）によって表される。
【数６】
0003833565.tif 000007
【００２６】
ＢＰＦ１３９は、合成器１３８によって出力される合成信号ｊを入力とし、入力された合成信号ｊのうちのビート成分｛ｍ・ｎｃｏｓ（Ａ−Ｂ）／２｝を検出する。したがって、このビート成分が零になるようにブリッジの調整を行えばよい。
本発明の第１の実施の形態におけるアンテナインピーダンスの計測は、要約すると以下のようになる。
【００２７】
１）妨害波のない周波数帯域においては、従来のインピーダンス測定装置でアンテナインピーダンス測定が可能である。
２）妨害波の周波数付近においては、アンテナインピーダンスを正確に測定するために本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置を用いる。
【００２８】
ＢＰＦ１３９は、例えば百ヘルツのものを使用する。これは、百ヘルツに限らず、なるべく低ければよく、装置が用意できるものでなければならない。測定用信号の周波数（Ｂ）を高い方から、妨害波に近づけてゆけばある周波数（妨害波の周波数＋１００Ｈｚ）で、ＢＰＦ１３９の出力にビート成分が現れる。この状態で、ブリッジを調整し、ビート成分Ｂが零になるようにすれば、その測定周波数でアンテナインピーダンスが求まることになる。
次に、妨害周波数より低い周波数（妨害波の周波数−１００）でも同様にビート成分が発生する。この周波数でも、ブリッジを調整してビート成分を零にすることにより、アンテナインピーダンスが求まる。
【００２９】
以上説明したように、本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置は、ＲＦ直交検波部を設けてキャリヤ成分を直交検波して二乗し、それらを加算して妨害波と測定信号のビート成分を検出しているため、妨害波が変調されている場合でもアンテナインピーダンスを高精度に測定することが可能なインピーダンス測定装置を実現できる。
【００３０】
図３は、本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置のブロック構成を示す図である。図３において、インピーダンス測定装置３００は、ブリッジ部１１０、信号発生部３２０、ＲＦ直交検波部３３０、およびＡＦ直交検波部３４０によって構成される。測定対象であるアンテナその他の回路素子（以下、アンテナ等という。）２００は、ブリッジ部１１０に接続される。
【００３１】
本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置１００は、妨害波が変調されている場合は、変調状態に応じた出力変動の軽減を図る必要があった。本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置３００は、妨害波の変調状態に依存せずにアンテナインピーダンス等を測定できる構成の装置に関するものである。以下に説明する。なお、本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置３００を構成する構成手段のうち、上記本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置１００における構成手段と同様の処理を行うものには同一の引用番号を付し、その説明を省略する。
【００３２】
信号発生部３２０は、上記ブリッジ部１１０に供給するアンテナインピーダンス等の測定用の交流変調信号、後述のＲＦ直交検波部３３０に供給するための第１のＩ軸基準信号ｑ、および後述のＡＦ直交検波部３４０に供給するための第２のＩ軸基準信号ｒを発生し、それぞれに出力する手段である。ここで、交流変調信号は、振幅変調または搬送波抑圧振幅変調された信号である。また、アンテナ等２００に到来する妨害波ａ、信号発生部３２０が発生する測定用信号である交流変調信号ｂ、第１のＩ軸基準信号ｑ、および第２のＩ軸基準信号ｒを、それぞれ、以下の式（１１）、（１２）、（１３）、および（１４）によって表す。
【００３３】
【数７】
0003833565.tif 000008
ここで、Ａ、Ｂは、それぞれ妨害波ａの角周波数、交流変調信号ｂの角周波数であり、Ｃ、Ｄは、それぞれ妨害波ａの変調角周波数、交流変調信号ｂの変調角周波数であり、Ｍ１およびＭ２は変調度であり、θ２、θ４は、それぞれ妨害波ａの位相、交流変調信号ｂの位相であり、θ１、θ３は、それぞれ妨害波ａの変調波の位相、交流変調信号ｂの変調波の位相である。
【００３４】
ブリッジ部１１０は、妨害波ａおよび交流変調信号ｂが入力されて、以下の式（１５）に示す不平衡信号ｃを第１の掛算器１３１および第２の掛算器１３２に出力する。
【数８】
0003833565.tif 000009
ここで、ｍ、ｎは、それぞれ不平衡信号ｃを構成する妨害波ａ成分と交流変調信号ｂ成分の振幅である。
【００３５】
ＲＦ直交検波部３３０は、さらに第１の掛算器１３１、第２の掛算器１３２、９０度移相器１３３、第１のＢＰＦ３３４、および第２のＢＰＦ３３５によって構成される。
第１の掛算器１３１は、入力された不平衡信号ｃとＩ軸基準信号ｑとの積をとり、その結果を第１のＢＰＦ３３４に出力する手段である。ここで、不平衡信号ｃとＩ軸基準信号ｑとの積をとって得られる結果ｄｄは、以下の式（１６）によって表される。
【００３６】
【数９】
0003833565.tif 000010
【００３７】
第１のＢＰＦ３３４は、第１の掛算器１３１によって出力された上記の式（１６）で表される信号を入力とし、入力された信号のうち、以下の式（１７）で表す信号成分ｄを抽出し、後述する第１の掛算器３４１および第２の掛算器３４２に出力する手段である。ここで、角周波数ＡとＢとは同程度でなければ公知のフィルタを用いる等の方法で妨害波ａと交流変調信号ｂを分離でき、測定上の問題とならないため、角周波数ＡとＢとは同程度であるとする。
【数１０】
0003833565.tif 000011
【００３８】
第２の掛算器１３２は、入力された不平衡信号ｃと９０度移相器１３３によって出力されたＱ軸基準信号との積をとり、その結果を第２のＢＰＦ３３５に出力する手段である。ここで、Ｑ軸基準信号は、言うまでもなく９０度移相器１３３に入力されたＩ軸基準信号の位相を９０°移相して得られたものである。不平衡信号ｃとＱ軸基準信号との積をとって得られる結果ｅｅは、以下の式（１８）によって表される。
【００３９】
【数１１】
0003833565.tif 000012
【００４０】
第２のＢＰＦ３３５は、第２の掛算器１３２によって出力された上記の式（１８）で表される信号を入力とし、入力された信号のうち、以下の式（１９）で表す信号成分ｅを抽出し、後述する第３の掛算器３５１および第４の掛算器３５２に出力する手段である。
【数１２】
0003833565.tif 000013
【００４１】
ＡＦ直交検波部３４０は、さらに第１の掛算器３４１、第２の掛算器３４２、第１の９０度移相器３４３、第１のＬＰＦ３４４、第２のＬＰＦ３４５、第１の二乗器３４６、第２の二乗器３４７、第１の合成器３４８、第３の掛算器３５１、第４の掛算器３５２、第２の９０度移相器３５３、第３のＬＰＦ３５４、第４のＬＰＦ３５５、第３の二乗器３５６、第４の二乗器３５７、第２の合成器３５８、第３の合成器３６９によって構成される。
【００４２】
第１の掛算器３４１は、第１のＢＰＦ３３４によって出力された信号成分ｄと信号発生部３２０によって出力された第２のＩ軸基準信号ｒとを入力とし、入力された信号成分ｄと第２のＩ軸基準信号ｒとの積をとり、積をとって得られた信号ｇを第１のＬＰＦ３４４に出力する手段である。ここで、第１のＢＰＦ３３４によって出力された信号成分ｄと信号発生部３２０によって出力された第２のＩ軸基準信号ｒとの積をとって得られる結果ｇは、以下の式（２０）によって表される。
【００４３】
【数１３】
0003833565.tif 000014
【００４４】
第１のＬＰＦ３４４は、第１の掛算器３４１によって出力された信号を入力とし、入力された信号のうち、直流成分を抽出し、第１の二乗器３４６に出力する手段である。第１のＬＰＦ３４４は、積分回路等によって構成することができる。ここで、第１のＬＰＦ３４４によって出力される信号は、上記の式（２０）における最後の項によって表される直流となる。
【００４５】
第１の二乗器３４６は、第１のＬＰＦ３４４によって出力された信号を入力とし、二乗して第１の合成器３４８に出力する手段である。第１の二乗器３４６によって出力される信号は、以下の式（２１）によって表される。
【数１４】
0003833565.tif 000015
【００４６】
第１の９０度移相器３４３は、信号発生部３２０によって出力される第２のＩ軸基準信号ｒを入力とし、入力された第２のＩ軸基準信号ｒの位相を９０°移相して第２のＱ軸基準信号を生成し、第２の掛算器３４２に出力する手段である。
【００４７】
第２の掛算器３４２は、第１のＢＰＦ３３４によって出力された信号成分ｄと第２の９０度移相器３４３によって出力された第２のＱ軸基準信号とを入力とし、入力された信号成分ｄと第２のＱ軸基準信号との積をとり、積をとって得られた信号ｆを第２のＬＰＦ３４５に出力する手段である。ここで、第１のＢＰＦ３３４によって出力された信号成分ｄと第１の９０度移相器３４３によって出力された第２のＱ軸基準信号との積をとって得られる結果ｆは、以下の式（２２）によって表される。
【００４８】
【数１５】
0003833565.tif 000016
【００４９】
第２のＬＰＦ３４５は、第２の掛算器３４２によって出力された信号を入力とし、入力された信号のうち、直流成分を抽出し、第２の二乗器３４７に出力する手段である。第２のＬＰＦ３４５は、積分回路等によって構成することができる。ここで、第２のＬＰＦ３４５によって出力される信号は、上記の式（２２）における最後の項によって表される直流となる。
【００５０】
第２の二乗器３４７は、第２のＬＰＦ３４５によって出力された信号を入力とし、二乗して第１の合成器３４８に出力する手段である。第２の二乗器３４７によって出力される信号は、以下の式（２３）によって表される。
【数１６】
0003833565.tif 000017
【００５１】
第１の合成器３４８は、第１の二乗器３４６によって出力されたＩ軸二乗出力ｉと第２の二乗器３４７によって出力されたＱ軸二乗出力ｈとを入力とし、入力されたＩ軸二乗出力ｉとＱ軸二乗出力ｈとを加算して合成信号ｊを生成し、合成信号ｊを第３の合成器３６９に出力する手段である。ここで、第１の合成器３４８によって出力される合成信号ｊは、以下の式（２４）によって表される。
【数１７】
0003833565.tif 000018
【００５２】
第３の掛算器３５１は、第２のＢＰＦ３３５によって出力された信号成分ｅと信号発生部３２０によって出力された第２のＩ軸基準信号ｒとを入力とし、入力された信号成分ｅと第２のＩ軸基準信号ｒとの積をとり、積をとって得られた信号ｌを第３のＬＰＦ３５４に出力する手段である。ここで、第２のＢＰＦ３３５によって出力された信号成分ｅと信号発生部３２０によって出力された第２のＩ軸基準信号ｒとの積をとって得られる結果ｌは、以下の式（２５）によって表される。
【００５３】
【数１８】
0003833565.tif 000019
【００５４】
第３のＬＰＦ３５４は、第３の掛算器３５１によって出力された信号を入力とし、入力された信号のうち、直流成分を抽出し、第３の二乗器３５６に出力する手段である。第３のＬＰＦ３５４は、積分回路等によって構成することができる。ここで、第３のＬＰＦ３５４によって出力される信号は、上記の式（２５）における最後の項によって表される直流となる。
【００５５】
第３の二乗器３５６は、第３のＬＰＦ３５４によって出力された信号を入力とし、二乗して第２の合成器３５８に出力する手段である。第３の二乗器３５６によって出力される信号は、以下の式（２６）によって表される。
【数１９】
0003833565.tif 000020
【００５６】
第２の９０度移相器３５３は、信号発生部３２０によって出力される第２のＩ軸基準信号ｒを入力とし、入力された第２のＩ軸基準信号ｒの位相を９０°移相して第３のＱ軸基準信号を生成し、第４の掛算器３５２に出力する手段である。
【００５７】
第４の掛算器３５２は、第２のＢＰＦ３３５によって出力された信号成分ｅと第２の９０度移相器３５３によって出力された第３のＱ軸基準信号とを入力とし、入力された信号成分ｅと第３のＱ軸基準信号との積をとり、積をとって得られた信号ｋを第４のＬＰＦ３５５に出力する手段である。ここで、第２のＢＰＦ３３５によって出力された信号成分ｅと第２の９０度移相器３５３によって出力された第３のＱ軸基準信号との積をとって得られる結果ｋは、以下の式（２７）によって表される。
【００５８】
【数２０】
0003833565.tif 000021
【００５９】
第４のＬＰＦ３５５は、第４の掛算器３５２によって出力された信号を入力とし、入力された信号のうち、直流成分を抽出し、第４の二乗器３５７に出力する手段である。第４のＬＰＦ３５５は、積分回路等によって構成することができる。ここで、第４のＬＰＦ３５５によって出力される信号は、上記の式（２７）における最後の項によって表される直流となる。
【００６０】
第４の二乗器３５７は、第４のＬＰＦ３５５によって出力された信号を入力とし、二乗して第２の合成器３５８に出力する手段である。第４の二乗器３５７によって出力される信号は、以下の式（２８）によって表される。
【数２１】
0003833565.tif 000022
【００６１】
第２の合成器３５８は、第３の二乗器３５６によって出力されたＩ軸二乗出力ｌｌと第４の二乗器３５７によって出力されたＱ軸二乗出力ｋｋとを入力とし、入力されたＩ軸二乗出力ｌｌとＱ軸二乗出力ｋｋとを加算して合成信号ｏを生成し、合成信号ｏを第３の合成器３６９に出力する手段である。ここで、第２の合成器３５８によって出力される合成信号ｏは、以下の式（２９）によって表される。
【数２２】
0003833565.tif 000023
【００６２】
なお、第１の合成器３４８と第２の合成器３５８は、増幅器を含むことによって、第１のＬＰＦ３４４、第２のＬＰＦ３４５、第３のＬＰＦ３５４、第４のＬＰＦ３５５、第１の二乗器３４６、第２の二乗器３４７、第３の二乗器３５６、および第４の二乗器３５７における処理によって低下したダイナミックレンジを上げることも可能である。
【００６３】
第３の合成器３６９は、第１の合成器３４８によって出力された合成信号ｊと第２の合成器３５８によって出力された合成信号ｏとを入力とし、入力された合成信号ｊと合成信号ｏとを加算して合成信号ｐを生成し、合成信号ｐを外部の装置に出力する手段である。ここで、第３の合成器３６９によって出力される合成信号ｐは、以下の式（３０）によって表される。
【数２３】
0003833565.tif 000024
【００６４】
以上のことから、アンテナインピーダンス等の測定において、第３の合成器３６９の出力が交流変調信号成分のみに依存しているため、ブリッジ部１１０によって平衡状態が得られたことは、合成信号ｐの振幅が０になったことによって認識することができる。したがって、合成信号ｐの振幅が０になったときのブリッジ部１１０の回路定数を用いて公知の方法でアンテナインピーダンス等を測定できる。
【００６５】
m＝１、n＝１、Ｃ＜Ｄ、Ｍ１＝０．５、Ｍ２＝０．５とした場合の上記の各信号を図４および５に示す。図４はブリッジの平衡状態が得られていない場合の各信号をグラフにしたものであり、図５はブリッジの平衡状態が得られた場合の各信号をグラフにしたものである。m＝１、n＝１、Ｃ＜Ｄ、Ｍ１＝０．５、Ｍ２＝０．５の条件で平衡状態が得られたとき、出力ｐは振幅０の直流信号となっている。
【００６６】
本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置３００は、ＲＦ直交検波部３３０のＩ軸に認識信号が出力される位相関係の例であるが、ブリッジ部により測定信号の位相が変動した場合Ｑ軸にも認識信号が現れ、結果、h，i，ｌｌ，ｋｋにも直流電圧が出力される。ブリッジでは、この変調信号電力に応じた出力が最小となるよう調整することで、アンテナインピーダンスを測定できる。
【００６７】
以上説明したように、本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置は、ＲＦ直交検波部およびＡＦ直交検波部を設けてキャリヤ成分と変調成分とを分けて直交検波して合成信号を生成しているため、測定信号とその変調成分が妨害波とその変調成分に埋もれている場合でもアンテナインピーダンスを高精度に測定することが可能なインピーダンス測定装置を実現できる。
【００６８】
図６は、本発明の第３の実施の形態に係るインピーダンス測定装置のブロック構成を示す図である。図６において、インピーダンス測定装置６００は、ブリッジ部１１０、信号発生部６２０、検波部６３０、リジェクタ回路６４０、インピーダンス変換器６５０、および減衰器６６０によって構成される。測定対象であるアンテナその他の回路素子（以下、アンテナ等という。）２００は、ブリッジ部１１０に接続される。
【００６９】
ここで、信号発生部６２０は本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置１００における信号発生部１２０によって構成され、検波部６３０は本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置１００におけるＲＦ直交検波部１３０によって構成されるのでもよい。また、信号発生部６２０は本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置３００における信号発生部３２０によって構成され、検波部６３０は本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置３００におけるＲＦ直交検波部３３０とＡＦ直交検波部３４０によって構成されるのでもよい。
【００７０】
なお、本発明の第３の実施の形態に係るインピーダンス測定装置６００を構成する構成手段のうち、上記本発明の第１、第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置１００、３００における構成手段と同様の処理を行うものには同一の引用番号を付し、その説明を省略する。
【００７１】
リジェクタ回路６４０は、ブリッジ部１１０から信号発生部６２０に向けて出力される交流信号中の妨害波に起因する信号成分を除去し、信号発生部６２０によって出力される測定用信号成分をブリッジ部１１０に通す手段である。
インピーダンス変換器６５０は、ブリッジ部１１０側から信号発生部６２０側を見たときに、妨害波の周波数において信号発生部６２０側のインピーダンスを下げ、信号発生部６２０側に印加される電圧を減少させるための手段である。
減衰器６６０は、ブリッジ部１１０側から信号発生部６２０側に向けて出力される電圧を減衰する手段である。
【００７２】
以上説明したように、本発明の第３の実施の形態に係るインピーダンス測定装置は、リジェクタ回路、インピーダンス変換器、および減衰器を設けたため、ブリッジ部から信号発生部に向けて出力される交流信号中の妨害波に起因する信号成分を削減し、強電界の妨害波中下でも高精度なアンテナインピーダンス等の測定が可能なインピーダンス測定装置を実現できる。
【００７３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、妨害波として強い電界を有する電波が測定対象に到来する環境下でも、希望する周波数でアンテナインピーダンス又は回路定数を高精度に測定することが可能なインピーダンス測定装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置のブロック構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置の各構成部から出力される信号の一例を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置のブロック構成を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置の各構成部から出力される信号の一例を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置の各構成部から出力される信号の一例を示す図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置のブロック構成を示す図である。
【図７】従来のインピーダンス測定装置のブロック構成を示す図である。
【図８】従来のインピーダンス測定装置における測定原理を説明するための図である。
【図９】従来のインピーダンス測定装置における測定原理を説明するための図である。
【符号の説明】
１００、３００、６００、７００  インピーダンス測定装置
１１０、７１０  ブリッジ部
１２０、３２０、６２０、７２０  信号発生部
１３０、３３０、６３０、７３０  ＲＦ直交検波部
１３１  第１の掛算器
１３２  第２の掛算器
１３３  ９０度移相器
１３４  第１のＬＰＦ
１３５  第２のＬＰＦ
１３６  第１の二乗器
１３７  第２の二乗器
１３８  合成器
１３９  第３のＬＰＦ
２００、８００  アンテナ等
３３４  第１のＢＰＦ
３３５  第２のＢＰＦ
３４０  ＡＦ直交検波部
３４１  第１の掛算器
３４２  第２の掛算器
３４３  第１の９０度移相器
３４４  第１のＬＰＦ
３４５  第２のＬＰＦ
３４６  第１の二乗器
３４７  第２の二乗器
３４８  第１の合成器
３５１  第３の掛算器
３５２  第４の掛算器
３５３  第２の９０度移相器
３５４  第３のＬＰＦ
３５５  第４のＬＰＦ
３５６  第３の二乗器
３５７  第４の二乗器
３５８  第２の合成器
３６９  第３の合成器
６４０  リジェクタ回路
６５０  インピーダンス変換器
６６０  減衰器
７１１、７１２、７１３  インピーダンス
７１５  出力端子
８０１  アンテナインピーダンス
８０２  受信信号源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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