(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの高周波電源の出力をプラズマ生成室内の２つの平板電極に夫々供給してプラズマを発生させ、前記２つの高周波電源の出力位相を所定の位相だけずらすための位相調整回路を備えたプラズマ処理装置において、
前記位相調整回路は、
所定の間隔でパルス信号を出力する周波数設定回路と、
位相設定回路と、
前記プラズマ生成室内の前記各平板電極の各端子電圧を検出する第１及び第２の加工電圧検出回路と、
前記周波数設定回路の出力を入力とし、入力に応じた周波数ｆ0 で所定の波形の高周波信号を合成する第１の波形合成回路と、
前記周波数設定回路の出力を入力とし、前記第１の波形合成回路と同一波形でかつ前記第１の波形合成回路の出力信号の周波数ｆ0 よりも十分小さい周波数Δｆだけ異なる高周波信号を合成する第２の波形合成回路と、
前記第２の波形合成回路の出力と前記第１及び第２の加工電圧検出回路の各検出信号とを入力とし、周波数Δｆでかつ各加工電圧検出回路の検出信号の位相差に相当する時間差を出力する位相差検出回路と、
前記位相設定回路の設定値と前記位相差検出回路の出力との差信号によって定まる位相でかつ前記第１の波形合成回路と同一の周波数及び同一波形の高周波信号を出力する第３の波形合成回路と、
前記周波数設定回路、位相設定回路、第１及び第２の加工電圧検出回路、第１乃至第３の波形合成回路、位相差検出回路を統括する中央処理装置とを備え、
前記第１の波形合成回路の出力によって前記２つの高周波電源のうちの一方の出力電圧を決定し、前記第３の波形合成回路の出力によって前記高周波電源のうちの他方の出力電圧を決定するプラズマ処理装置。
【請求項２】
前記第１の波形合成回路は、
前記周波数設定回路の出力パルスを入力として加算するとともに加算結果をさらに加算する第１の加算器と、
前記第１の加算器の出力値に対応する波高値を記憶する波形記憶回路と、
前記波形記憶回路から波高値を読み出して出力値をアナログ値に変換するＤ／Ａ変換器とから成る請求項１に記載のプラズマ処理装置。
【請求項３】
前記第３の波形合成回路は、
前記周波数設定器の出力パルスを入力として加算するとともに加算結果をさらに加算する第１の加算器と、
前記第１の加算器の出力値と前記位相誤差信号とを加算する第２の加算器と、
前記第２の加算器の出力値に対応する波高値を記憶する波形記憶回路と、
前記波形記憶回路から読み出した出力値をアナログ値に変換するＤ／Ａ変換器とから成る請求項１又は請求項２に記載のプラズマ処理装置。
【請求項４】
前記位相差検出回路は、
前記第２の波形合成回路の出力信号Ｓ１と前記第１及び第２の加工電圧検出回路の出力信号Ｓ２及びＳ３を入力とし、Ｓ１×Ｓ２及びＳ１×Ｓ３を得る第１及び第２のアナログ乗算器と、
前記第１及び第２のアナログ乗算器の出力のうち前記周波数Δｆの成分のみを通過させる第１及び第２のローパスフィルタと、
前記第１及び第２のローパスフィルタの各出力を矩形波に変換する第１及び第２の波形整形回路とを備え、前記波形整形回路の各出力の立ち上がり又は立ち下がりの時間差に相当する電圧を得る請求項１乃至請求項３に記載のプラズマ処理装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、プラズマ処理を行う場合に、２つの高周波電源を用いて、夫々の電圧の位相を調整するプラズマ処理装置の位相調整回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
半導体ウエハ等を処理するために高周波電力を励起源としたプラズマを利用する装置において、プラズマの電子温度、密度、ポテンシャル等を制御するために２つ以上の励起用高周波電源を用いる場合がある。例えばプラズマ発生手段として一般的に用いられる平行平板型の電極を用いる装置において、２つの電極に印加する高周波電圧の位相を任意に調整する方法がある。
【０００３】
図１は、位相調整回路を用いたプラズマ処理装置のブロック図を示す。１は位相調整回路、２，３は高周波電源、４，５は自動整合器、６，７は加工電圧検出回路、８は平板電極、９は被加工物、１０はプラズマ生成室である。
【０００４】
位相調整回路１は、加工電圧検出回路６，７で検出した２つの高周波電圧を入力とし、この２つの電圧の位相差を測定し、この測定した位相差を予め定めた位相差になるように周波数が等しく位相差の異なる２つの高周波信号を出力する。高周波電源２，３は位相調整回路１の出力の高周波信号を入力とし、入力信号に対応した周波数と位相差の高周波電圧を出力する。自動整合器４，５は、高周波電源２，３で発生した電力を効率よくプラズマへ供給するために用いる。加工電圧検出回路６，７は２つの平板電極８に印加されている高周波電圧を取扱いやすい電圧レベルに変換する。平板電極８は、プラズマ生成室１０内に２枚を対向して設けており、下側の電極には被加工物９が載せてある。
【０００５】
プラズマを発生させるには、プラズマ生成室１０に供給するガス種、圧力等の条件を適切に調整しなければならない。また、自動整合器４，５を通過する間に変化する位相は、負荷のプラズマの状態により影響され一定しない。この位相を一致させるために位相調整回路１を用いて、入力した２つの高周波電圧を測定し、この位相差を予め定めた位相差になるように調整する。
【０００６】
図２は、図１のプラズマ処理装置に用いる従来の位相調整回路１の詳細を示したものである。図２において、２１は正弦波信号源、２２は分配器、２３，２４は増幅器、２５は可変遅延回路、２６，２７は比較器、２８は位相差検出器、２９は位相差設定器、３０は誤差増幅器、ａ，ｂは入力端子、ｃ，ｄは出力端子である。
【０００７】
位相調整回路１の入力信号は、図１に示す加工電圧検出回路６，７で検出した電圧であり夫々の入力端子ａ，ｂに入力する。この入力信号は、比較器２６，２７で方形波信号に変換して、一般にフェーズ・ロック・ループ（ＰＬＬ）回路等で用いる位相差検出器２８に入力する。
【０００８】
この位相差検出器２８は、入力した２つの方形波信号が両者同じハイレベルにある時間の長さを位相差とみなし、これに比例した電圧を出力するように動作する。位相差設定器２９で予め定めた位相差に対応する設定電圧と位相差検出器２８の出力電圧との誤差を増幅器３０で増幅して、後述する可変遅延回路２５に制御電圧として出力し、位相差を設定値に保つように制御する。
【０００９】
正弦波信号源２１は、基準となる正弦波の高周波信号を発信し、分配器２２で２つの信号に分けた後一方は増幅器２３で高周波電源２を駆動するのに都合のよい信号レベルに調整して出力端子ｃに出力する。分配器２２のもう一方の出力信号は制御電圧信号の大きさにより伝搬遅延時間が変えることができる可変遅延回路２５を介して増幅器２４で高周波電源３を駆動するのに都合がよいレベルに調整して出力端子ｄに出力する。可変遅延回路２５の伝搬遅延時間を変化しうる範囲を出力すべき信号の周期よりも大きくしておくことで、出力端子ｃ，ｄに出力される２つの高周波信号の位相差を任意に設定することができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
図３は、図２に示した従来技術の位相調整回路１の位相差と電圧との関係を示す図である。図３において、横軸は位相調整回路１で位相を調整する可変遅延回路２５の制御電圧であり、縦軸は可変遅延回路２５で制御した位相差を示す。同図において、位相を調整する電圧の範囲をｖｏ１［Ｖ］から電圧ｖｏ２［Ｖ］とし、夫々の電圧に対する位相差を０［ｒａｄ］から３π［ｒａｄ］とする。プラズマの変化とそれに伴う整合器の動作に応じて位相調整回路１で位相を調整する過程で、位相の変化方向がＰ１のように位相の制御範囲を越えた場合、電圧の設定可能範囲に戻すための制御を行なわなければならない。従って、本来の位相の変化方向と反対方向に強制的に１周期分すなわちＰ２まで戻さなければならない。この途上の過渡的な位相変化によってプラズマを安定に維持できなかった。
【００１１】
図４は、従来技術の位相差検出器２８が検出した電圧と位相差との関係を示す図である。図４において、横軸は位相差検出器２８に入力した２つの信号の位相差を示し、縦軸はその位相差に対応する位相差検出器２８の出力電圧を示す。同図に示すように、この出力電圧が位相差０［ｒａｄ］と２π［ｒａｄ］とで異なる電圧ｖｉ１［Ｖ］とｖｉ２［Ｖ］とをとるために、位相差が２π［ｒａｄ］毎に最大値ｖｉ２［Ｖ］から最小値ｖｉ１［Ｖ］に不連続に変化するので、これも位相制御を行なうにあたりプラズマを安定に維持できない要因であった。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、２つの高周波電源の出力をプラズマ生成室内の２つの平板電極に夫々供給してプラズマを発生させ、２つの高周波電源の出力位相を所定の位相だけずらすための位相調整回路からなるプラズマ処理装置において、所定の間隔でパルス信号を出力する周波数設定回路と、位相設定回路と、プラズマ生成室内の各平板電極の各端子電圧を検出する第１及び第２の加工電圧検出回路と、周波数設定回路の出力を入力とし、入力に応じた周波数ｆ0 で所定の波形の高周波信号を合成する第１の波形合成回路と、周波数設定回路の出力を入力とし、第１の波形合成回路と同一波形でかつ第１の波形合成回路の出力信号の周波数ｆ0 よりも十分小さい周波数Δｆだけ異なる高周波信号を合成する第２の波形合成回路と、第２の波形合成回路の出力と第１及び第２の加工電圧検出回路の各検出信号とを入力とし、周波数Δｆでかつ各加工電圧検出回路の検出信号の位相差に相当する電圧を出力する位相差検出回路と、位相設定回路の設定値と位相差検出回路の出力との差信号によって定まる位相でかつ第１の波形合成回路と同一の周波数及び同一波形の高周波信号を出力する第３の波形合成回路と、周波数設定回路、位相設定回路、第１及び第２の加工電圧検出回路、第１乃至第３の波形合成回路、位相差検出回路を統括する中央処理装置（ＣＰＵ）とを備え、第１の波形合成回路の出力によって２つの高周波電源のうちの一方の出力電圧を決定し、第３の波形合成回路の出力によって高周波電源のうちの他方の出力電圧を決定するプラズマ処理装置。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図５は、本発明の位相調整回路のブロック図を示す。図５において、４１はクロックパルス発振回路、４２は第１の波形合成回路、４３は第３の波形合成回路４４は第２の波形合成回路、４５は位相差検出回路、４６はデータバス、４７は中央処理装置（ＣＰＵ）、４８は位相差検出回路４５の出力である位相差を表示する表示手段、４９は出力周波数と所望の位相差とを入力する入力手段、ａ，ｂは位相差検出回路の入力端子、ｃ，ｄは波形合成回路の出力端子である。
【００１４】
図５において、発振回路４１で発振した基準クロックを、第１乃至第３の波形合成回路４２，４３，４４及び位相差検出回路４５に供給する。波形合成回路４２，４３，４４は入力した基準クロックのパルス波形を基に正弦波信号を発生させ出力する。４２及び４３は正弦波信号を位相調整回路１の出力信号として出力端子ｃ，ｄから出力する第１及び第３の波形合成回路である。また４４は、第１の波形合成回路４２及び第３の波形合成回路４３の出力信号の周波数よりΔｆだけ異なる周波数の正弦波信号Ｓ１を出力し、この正弦波信号を位相差検出回路４５の基準信号として入力する第２の波形合成回路である。
【００１５】
位相差検出回路４５は、入力端子ａ，ｂから与えられる各平板電極の端子電圧の検出信号Ｓ２，Ｓ３と第２の波形合成回路４４から出力された正弦波信号Ｓ１とを入力として、この２つの信号の周波数の差Δｆを周波数とする低周波信号に変換した後に、位相差に起因する時間差を基準クロックの周期でカウントした値から位相差検出信号を得る。ＣＰＵ４７は、データバス４６を介して、周波数Δｆの位相差検出信号と位相差設定信号とから位相誤差信号を得て、第３の波形合成回路４３に設定する位相を決定する。
【００１６】
図６は、図５で用いる本発明のプラズマ処理装置の第３の波形合成回路４３の構成図を示す。この回路は一般にダイレクト・ディジタル・シンセサイズ（ＤＤＳ）と呼ばれているものである。同図において、４１はクロックパルス発振回路、５０，５１は第１及び第２の加算器、５２は波形記憶回路、５３はＤ／Ａ変換器、５４は周波数設定回路、例えば、入力手段４９で入力した周波数ｆ0 に相当する値を設定する周波数設定レジスタ、５５は位相設定回路、例えば、入力手段４９で入力した位相差と位相差検出回路４５で検出した位相差との差に相当する位相誤差に対応した値が設定される位相シフト設定レジスタである。
【００１７】
第１の加算器５０は、第１の加算器５０の出力結果と周波数設定レジスタ５４に設定した値とを入力し、発振回路４１が発する基準クロックと同期してその周期毎に加算した値を出力する。また、加算器５０，５１のビット数は実際の使用にあたり必要となる周波数設定の精度を考慮してその値を決定すればよい。
【００１８】
第２の加算器５１は、第１の加算器５０の出力値と位相シフト設定レジスタ５５に設定した値とを入力し加算する。第２の加算器５１の加算結果をアドレスとして波形記憶回路５２に予め記憶している波高値を読み出しＤ／Ａ変換器５３に出力する。Ｄ／Ａ変換器５３の出力は図示しないローパスフィルタ及び増幅器を介して基準クロック及びその高調波を除去し、適当なレベルに調整した後出力端子ｄに出力する。
【００１９】
第１及び第２の波形合成回路４２，４４は、図６に示した第３の波形合成回路４３の構成から位相シフト設定レジスタ５５及び第２の加算器５１を除いたものである。また、第２の波形合成回路４４の周波数設定レジスタには、第１及び第３の波形合成回路４２，４３の周波数ｆ0 よりΔｆ（Δｆ＜＜ｆ0 ）だけ異なる周波数（ｆ0 ＋Δｆ又はｆ0 −Δｆ）を設定する。
【００２０】
ここで第３の波形合成回路４３の動作について説明する。例えば、図６において第１及び第２加算器は８ビット、波形記憶回路５２は表１に示すように、各位相の値に対応する波高値が符号１ビットを含む全１２ビットで表されたテ−ブルとする。
【００２１】
【表１】
【００２２】
また、発振回路４１のクロックパルスの周波数をｆ1 ＝８０［ＭＨｚ］とすると、１周期が８ビット（＝２５６）の波形になる。第１の波形合成回路４２を周波数ｆ2 ＝１０［ＭＨｚ］に制御させる場合、周波数設定レジスタ５４には、ｆ1 ＝８０［ＭＨｚ］の１周期８ビット（＝２５６）に対するｆ2 ＝１０［ＭＨｚ］の割合をＦＲとするとＦＲ＝（ｆ2 ／ｆ1 ）×２８ ＝（１０／８０）×２５６＝３２を入力手段４９で入力すればよい。また、位相差Δθ＝９０°にするときを考える。位相θ＝３６０°が８ビット（＝２５６）に対する位相差Δθ＝９０°の割合ＦＨは、ＦＨ＝（Δθ／θ）×２８ ＝（９０°／３６０°）×２５６＝６４を入力手段４９で位相シフト設定レジスタ５５に設定すればよい。
【００２３】
次に発振回路４１の第ｉ番目クロックパルス毎の第１の加算器５０、第２の加算器５１、周波数設定レジスタ５４、位相シフト設定レジスタ５５及び波形記憶回路５２の出力値を夫々ＡＤ１（ｉ），ＡＤ２（ｉ），ＦＲ，ＦＨ，ＭＣ（ｉ）とすると、発振回路４１のクロックパルスがｉ＝ｍのときの第１の加算器５０及び第２の加算器５１の夫々の出力値ＡＤ１（ｍ）及びＡＤ２（ｍ）は次式のように表される。
【００２４】
ＡＤ１（ｍ）＝ＡＤ１（ｍ−１）＋ＦＲ … （１）
ＡＤ２（ｍ）＝ＡＤ１（ｍ−１）＋ＦＨ … （２）
【００２５】
また、ＦＲ＝３２，ＦＨ＝６４を設定し、クロックパルス毎の第１の加算器５０の出力値ＡＤ１（ｉ）、第２の加算器５１の出力値ＡＤ２（ｉ）、波形記憶回路５２の出力値ＭＣ（ｉ）をクロックパルスｉ＝１０までを上記の（１），（２）式により演算すると表２の通りとなる。但し、ＡＤ１（８），ＡＤ２（７）においては各加算器が８ビットであるために２５６＝０となる。
【００２６】
【表２】
【００２７】
波形記憶回路５２は、表２に示されるように出力値すなわち位相の値に相当する波高値ＭＣ（ｉ）を出力する。ここで第２の加算器５１の出力値ＡＤ２（１），ＡＤ２（２），…，ＡＤ２（８）に相当する波高値は、ＭＣ（１）＝１８００，ＭＣ（２）＝１３００，ＭＣ（３）＝０，ＭＣ（４）＝−１３００，ＭＣ（５）＝−１８００，ＭＣ（６）＝−１３００，ＭＣ（７）＝０，ＭＣ（８）＝１３００で示される。Ｄ／Ａ変換器５３は、これらの波高値を入力としてＤ／Ａ変換を行い図７に実線で示したような波形を出力する。Ｄ／Ａ変換器５３の出力は、図示しないローパスフィルタ及び増幅器を介して基準クロック及びその高調波を除去し、適当なレベルに調整した後出力端子ｄに出力する。
【００２８】
また第１の波形合成回路４２及び第２の波形合成回路４４は、前述のように第３の波形合成回路４３から第２の加算器５１及び位相シフト設定レジスタ５５を除いたものに相当するから、その出力は表２のＡＤ（ｉ）の出力に応じて波形記憶回路５２に記憶された波形を読み出すことになるので、図７に破線で示したように変化することになる。したがって、第１の波形合成回路４２の出力は第３の波形合成回路４３の出力に対して位相シフト設定レジスタ５５の設定値に応じて９０°位相差が生じた波形となる。なお、上記においては発振器４１のクロックパルスの周波数ｆ1 と周波数設定レジスタ５４の設定周波数ｆ2 との比をｆ2 ／ｆ1 ＝１／８としたが、この比を大きくすれば、よりなめらかな出力波形が得られる。
【００２９】
図８は、本発明の位相差検出回路４５の構成図を示す。同図において、６１，６２は第１及び第２のアナログ乗算器、６３，６４は第１及び第２のローパスフィルタ、６５，６６は第１及び第２の波形整形回路、６７，６８は第１及び第２の記憶レジスタ、６９はカウンタ、ｅは第２の波形合成回路４４の出力値を入力する入力端子である。
【００３０】
入力端子ａ，ｂに入力した検出信号Ｓ２，Ｓ３は、夫々アナログ乗算器６１，６２にて、入力端子ｅに入力した第２の波形合成回路４４の出力信号Ｓ１と４象現乗算されてＳ１×Ｓ２、Ｓ１×Ｓ３になる。入力端子ｅに入力した第２の波形合成回路４４の出力信号Ｓ１の周波数は、入力端子ａ，ｂの検出信号Ｓ２，Ｓ３の周波数ｆ0 よりΔｆだけ異なるように設定されているため乗算器６１，６２の出力信号には、Δｆを周波数とする信号成分が重畳されており、適当な特性を有するローパスフィルタ６３，６４を通過させることによってΔｆを周波数とする信号のみを得る。
【００３１】
この結果、ローパスフィルタ６３，６４の出力信号はその位相差が、入力端子ａ，ｂに入力される信号の位相差と等しく、周波数だけが位相差の検出に適する低い周波数Δｆに変換されている。このΔｆの周波数の信号は波形整形回路６５，６６に入力して方形波信号に変換される。
【００３２】
カウンタ６９は、発振回路４１で発振した基準クロックでカウントし、カウント値を出力する。記憶レジスタ６７，６８は、カウント値を入力しレジスタのゲートに波形整形回路６５，６６の夫々の出力信号を入力し、その各出力信号の立ち上がりエッジに同期して記憶内容が更新するように構成されている。ＣＰＵ４７は、記憶レジスタ６７，６８が更新する前後の値を計算して周波数Δｆの信号の周期を得て、記憶レジスタ６７，６８から読み出した値の差を演算し、位相差に起因する時間差を基準クロックの周期で計測した値を得る。これらの周期及び時間差より位相差を求める。
【００３３】
図６の波形合成回路及び図８の位相差検出回路を用いた図５の装置の動作を説明する。図５乃至図８の装置において、検出信号Ｓ２及びＳ３は、入力手段４９にて設定された周波数ｆ0 に対してわずかに異なる周波数（ｆ0 ＋Δｆ又はｆ0 −Δｆ）である第２の波形合成回路４４の出力信号Ｓ１と共に位相差検出回路４５に入力される。位相差検出回路４５において両検出信号Ｓ２とＳ３との位相の差に対応した信号が演算され、この位相差検出信号はＣＰＵ４７にて入力手段４９で設定された位相差設定信号と比較されて差が位相誤差信号となる。この信号が零となるように演算された値が第３の波形合成回路４３の位相シフト設定レジスタ５５に格納される。一方、入力手段４９にて設定された周波数設定信号は第１及び第３の波形合成回路４２，４３の周波数設定レジスタ５４に夫々格納される。
【００３４】
この結果、第１の波形合成回路４２は設定された周波数ｆ0 の正弦波信号を出力し、第３の波形合成回路４３は設定された周波数ｆ0 でかつ電極に印加される電圧が設定された位相差となるように位相が定められた正弦波信号を出力することになる。
【００３５】
【発明の効果】
本発明は出力信号の位相差の設定及び入力信号の位相差の検出が全てデジタル値で直接扱うことができる構成にしたことにより、従来技術のように位相差をアナログ値で扱う場合のように、位相差検出器の出力が２πの周期で繰り返されるときの不連続性を解消し、また、可変遅延回路で位相の変化方向が位相の制御範囲を越えた場合に、位相の変化方向と反対方向に強制的に１周期分戻すこともなくなるのでプラズマを安定に維持することができ、したがって、出力信号の位相差を常に連続的に安定して制御することができると同時に幅広い周波数に対応することができる。
【００３６】
また、位相調整回路に入力した高周波成分を位相差検出回路で入力端子に入力した検出信号ｆ0 とこれよりわずかにΔｆだけ異なる周波数（ｆ0 ＋Δｆ又はｆ0 −Δｆ）の信号とを掛け合わせて、ローパスフィルタを通過させることによって高周波成分を除去し、Δｆの低い周波数とする信号のみを演算する構成としたので、位相差の検出精度が飛躍的に向上すると共に高調波による影響もなくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  プラズマ処理装置のブロック図を示す。
【図２】  従来技術の位相調整回路を示す。
【図３】  従来技術の位相調整回路の位相差と電圧との関係を示す図である。
【図４】  従来技術の位相差検出器の電圧と位相差との関係を示す図である。
【図５】  本発明の位相調整回路のブロック図を示す。
【図６】  本発明の装置の波形合成回路の構成図を示す。
【図７】  本発明の装置の波形合成回路の出力波形を示す。
【図８】  本発明の装置の位相差検出回路の構成図を示す。
【符号の説明】
１ 位相調整回路
２，３ 高周波電源
４，５ 自動整合器
６，７ 加工電圧検出回路
８ 平板電極
９ 被加工物
１０ プラズマ生成室
４１ クロックパルス発振回路
４２ 第１の波形合成回路
４３ 第３の波形合成回路
４４ 第２の波形合成回路
４５ 位相差検出回路
４６ データバス
４７ 中央処理装置（ＣＰＵ）
４８ 表示手段
４９ 入力手段
５０ 第１の加算器
５１ 第２の加算器
５２ 波形記憶回路
５３ Ｄ／Ａ変換器
５４ 周波数設定レジスタ
５５ 位相シフト設定レジスタ
６１ 第１のアナログ乗算器
６２ 第２のアナログ乗算器
６３ 第１のローパスフィルタ
６４ 第２のローパスフィルタ
６５ 第１の波形整形回路
６６ 第２の波形整形回路
６７ 第１の記憶レジスタ
６８ 第２の記憶レジスタ
６９ カウンタ
ａ，ｂ，ｅ 入力端子
ｃ，ｄ 出力端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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