(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続された整流器と、整流器の出力側に配置されて直流電圧を充電される平滑コンデンサと、直流電圧を高周波電圧に変換するように交互にオン・オフされるスイッチング素子の直列回路と、放電灯負荷とＬＣ共振回路を含みスイッチングによる高周波電流を供給される負荷回路と、スイッチング素子を自励駆動する手段と、電源投入後の所定時間は少なくとも一方のスイッチング素子の駆動信号をオン時間が短縮される方向へ制限することによりスイッチングの周波数を可変とし、予熱時の周波数から始動時の周波数を経て安定点灯時の周波数に徐々に周波数を低下させていく周波数可変手段と、始動時に負荷電圧を所定の電圧に抑制する出力抑制手段とを備え、前記スイッチング素子の直列回路に印加される直流電圧が交流電源のゼロクロス付近ではピーク付近よりも低くなっている放電灯点灯装置において、前記出力抑制手段は、交流電源電圧が一定値以上のときのみ負荷電圧を検出し、該検出電圧を用いて負荷電圧を所定の電圧に抑制することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
交流電源に接続された整流器と、整流器の出力側に配置されて直流電圧を充電される平滑コンデンサと、直流電圧を高周波電圧に変換するように交互にオン・オフされるスイッチング素子の直列回路と、放電灯負荷とＬＣ共振回路を含みスイッチングによる高周波電流を供給される負荷回路と、スイッチング素子を自励駆動する手段と、電源投入後の所定時間は少なくとも一方のスイッチング素子の駆動信号をオン時間が短縮される方向へ制限することによりスイッチングの周波数を可変とし、予熱時の周波数から始動時の周波数を経て安定点灯時の周波数に徐々に周波数を低下させていく周波数可変手段と、始動時に負荷電圧を所定の電圧に抑制する出力抑制手段とを備え、前記スイッチング素子の直列回路に印加される直流電圧が交流電源のゼロクロス付近ではピーク付近よりも低くなっている放電灯点灯装置において、前記出力抑制手段は、前記スイッチング素子の直列回路に印加される直流電圧が一定値以上のときのみ負荷電圧を検出し、該検出電圧を用いて負荷電圧を所定の電圧に抑制することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項３】
交流電源に接続された整流器と、整流器の出力側に配置されて直流電圧を充電される平滑コンデンサと、直流電圧を高周波電圧に変換するように交互にオン・オフされるスイッチング素子の直列回路と、放電灯負荷とＬＣ共振回路を含みスイッチングによる高周波電流を供給される負荷回路と、スイッチング素子を自励駆動する手段と、電源投入後の所定時間は少なくとも一方のスイッチング素子の駆動信号をオン時間が短縮される方向へ制限することによりスイッチングの周波数を可変とし、予熱時の周波数から始動時の周波数を経て安定点灯時の周波数に徐々に周波数を低下させていく周波数可変手段と、始動時に負荷電圧を所定の電圧に抑制する出力抑制手段とを備え、前記スイッチング素子の直列回路に印加される直流電圧が交流電源のゼロクロス付近ではピーク付近よりも低くなっている放電灯点灯装置において、前記出力抑制手段は、温度特性を有するインピーダンス素子を介して負荷電圧を検出し、該検出電圧を用いて負荷電圧を所定の電圧に抑制することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項４】
前記平滑コンデンサは、交流電源電圧のピーク付近において、一方のスイッチング素子がオンされたときに、インダクタンス要素と第１のダイオードを介して整流器の出力に接続されると共に、交流電源電圧のゼロクロス付近において、第２のダイオードを介して前記スイッチング素子の直列回路の両端間に接続されるように配置されていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
前記負荷回路は２次側に放電灯負荷を接続されたリーケージトランスを含み、このリーケージトランスの１次側巻線のインダクタンス成分を前記インダクタンス要素として用いたことを特徴とする請求項４に記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は商用電源を入力として放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来例の回路図を図９に示す。以下、その回路構成について説明する。交流電源Ｖｓと整流器ＤＢの間には、コンデンサＣ１とインダクタＬ１からなるノイズフィルタ回路が設けられている。整流器ＤＢの正出力端子には、ダイオードＤ６のアノードとコンデンサＣ３の一端が接続されている。コンデンサＣ３の他端はリーケージトランスＴ２と駆動トランスＴ３の各１次巻線を介してスイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点に接続されている。ダイオードＤ６の両端には、コンデンサＣ６が並列接続されている。ダイオードＤ６のカソードと、整流器ＤＢの負出力端子の間には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路と谷埋め電源回路（平滑コンデンサＣ１１、ダイオードＤ８、Ｄ９、コンデンサＣ１２）が並列に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は寄生の逆並列ダイオードを内蔵したＭＯＳＦＥＴよりなり、そのゲート・ソース間には、駆動トランスＴ３の２次巻線がそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して接続されると共に、過電圧防止用のツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２の逆直列回路と、ＺＤ３、ＺＤ４の逆直列回路がそれぞれ並列接続されている。
【０００３】
リーケージトランスＴ２の２次巻線出力には放電灯（ＬＡＭＰ）が接続されており、放電灯のフィラメントの非電源側端子間には共振用コンデンサＣ８が並列接続されている。リーケージトランスＴ２の２次側に設けられた巻線Ｗ３は、一端がグランドラインに接続され、他端は抵抗Ｒ４１を介してコンデンサＣ４１と抵抗Ｒ４２の並列回路に接続されている。スイッチング素子Ｑ２のゲートには起動回路が接続されると共に、オン幅を可変とするためのトランジスタＱ３１が並列接続されている。トランジスタＱ３１のベース・エミッタ間にはコンデンサＣ３２が接続され、また、コレクタ・ベース間には抵抗Ｒ３１とコンデンサＣ３１の直列回路が接続されている。コンデンサＣ３１には抵抗Ｒ４３とトランジスタＱ４１の直列回路が並列接続されている。トランジスタＱ４１はコンデンサＣ４１の電圧上昇によりツェナーダイオードＺＤ４１がオンしたときに、コンデンサＣ３１の電荷を抵抗Ｒ４３を介して放電させるように接続されている。抵抗Ｒ３１、コンデンサＣ３１、Ｃ３２、トランジスタＱ３１は予熱スイープ回路を構成しており、抵抗Ｒ４１、Ｒ４２、Ｒ４３、ツェナーダイオードＺＤ４１、コンデンサＣ４１、トランジスタＱ４１は始動クランプ回路を構成している。
【０００４】
以下、この従来例の動作について説明する。インバータ回路は自励駆動式であり、駆動トランスＴ３の２次側で発生した信号をスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に供給し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互にオン・オフさせるものである。以下に一連の動作を説明する。
【０００５】
まず、電源投入されると、起動回路からスイッチング素子Ｑ２に駆動信号が入力され、スイッチング素子Ｑ２はオンし、直流阻止コンデンサＣ３、リーケージトランスＴ２の１次巻線Ｗ１、駆動トランスＴ３、スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れる。このときスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続された駆動トランスＴ３の２次巻線に電圧が生じ、スイッチング素子Ｑ２をオンし続けようとする。なお、この電圧はツェナーダイオードＺＤ４により制限される。リーケージトランスＴ２のリーケージインダクタンスとコンデンサＣ８は共振回路を構成しており、その共振電流が反転すると、駆動トランスＴ３の極性が反転し、スイッチング素子Ｑ２はオフし、スイッチング素子Ｑ１がオンする。その後、共振作用によりスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は交互にオン・オフし、自励発振動作を行う。発振が開始されると、起動回路は停止する。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ２がオン（スイッチング素子Ｑ１がオフ）のときには、コンデンサＣ１２からコンデンサＣ６→コンデンサＣ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、ランプ、コンデンサＣ８）→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れ、コンデンサＣ６の電圧と整流器ＤＢの出力電圧との和がコンデンサＣ１２の電圧と釣り合うと、入力側よりコンデンサＣ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、ランプ、コンデンサＣ８）→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れ、また同時に入力電流が流れ込むこととなる。
【０００７】
スイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）のときは、回生電流モードとなり、リーケージトランスＴ２から回生電流が駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ１２→整流器ＤＢ→コンデンサＣ３の経路で流れる。この時も入力電流が流れることとなる。
【０００８】
スイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）で回生電流が流れ終わると、コンデンサＣ３よりコンデンサＣ６→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＴ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、ランプ、コンデンサＣ８）の経路で共振電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオン時にコンデンサＣ６に蓄えられた電荷を放出し、コンデンサＣ６の電荷が０になると、コンデンサＣ３よりダイオードＤ６→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＴ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、ランプ、コンデンサＣ８）の経路で共振電流が流れる。
【０００９】
スイッチング素子Ｑ２がオン（スイッチング素子Ｑ１がオフ）のときは、回生電流モードとなり、リーケージトランスＴ２からコンデンサＣ３→ダイオードＤ６→コンデンサＣ１２→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→駆動トランスＴ３の経路で回生電流が流れる。
【００１０】
これらの一連の動作を繰り返すことにより、負荷に高周波電力を供給する。また同時に、上記動作モードの一部において、交流電源Ｖｓからの入力電圧に比例した入力電流を流すことにより、この電流をフィルタ回路（コンデンサＣ１とインダクタＬ１）にて波形整形して、正弦波状の入力電流を得ることができる。よって、入力力率の改善と、入力電流歪みの改善を可能としている。
【００１１】
また、谷埋め電源回路では、スイッチング素子Ｑ２のオン時には、電源より、コンデンサＣ１１→ダイオードＤ８→リーケージトランスＴ２→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れて、コンデンサＣ１１が充電され、整流器ＤＢの出力のピーク値より低い電圧で平滑される。また、整流出力電圧がコンデンサＣ１１の電圧より低くなる期間では、コンデンサＣ１１よりダイオードＤ９を介してインバータ回路に電力供給を行う。
【００１２】
発振開始直後には予熱スイープ回路のコンデンサＣ３１には充電はなく、コンデンサＣ３１の電位は低いので、抵抗Ｒ３１とコンデンサＣ３２から構成される積分回路にはツェナーダイオードＺＤ４で制限されたゲート電圧が印加され、コンデンサＣ３２が充電される。コンデンサＣ３２の充電電圧がトランジスタＱ３１のべース・エミッタ間の閾値電圧を超えると、トランジスタＱ３１はオンし、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間を短絡してスイッチング素子Ｑ２をオフさせる。そのため、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が制限され、インバータの動作周波数が高い状態で放電灯の予熱動作を行う。なお、図示を省略しているが、トランジスタＱ３１がオンして、スイッチング素子Ｑ２がオフしたときに、コンデンサＣ３２の電荷をリセットする手段が別途設けられている。
【００１３】
コンデンサＣ３１にはコンデンサＣ３２を充電しただけの電流が流れており、時間とともに充電電圧が上昇して行く。すると、抵抗Ｒ３１とコンデンサＣ３２からなる積分回路に与えられる電圧は等価的にツェナーダイオードＺＤ４のツェナー電圧からコンデンサＣ３１の充電電圧を差し引いただけの電圧となり、コンデンサＣ３２がトランジスタＱ３１のべース・エミッタ間の閾値電圧まで充電されるまでの時間が遅くなって行くので、スイッチング素子Ｑ２のオンしている時間も長くなり、インバータの動作周波数が共振回路の無負荷共振周波数に近づき、ランプに印加される発振電圧は高くなってゆき、やがてランプは放電を開始し、点灯状態へ移行する。以上が予熱スイープ回路の動作である。
【００１４】
本従来例では、予熱スイープ回路のコンデンサＣ３１の両端に、抵抗Ｒ４３とトランジスタＱ４１の直列回路を並列接続し、リーケージトランスＴ２の２次側巻線Ｗ２に密に結合された３次巻線Ｗ３を設け、ランプに印加される発振電圧を検出している。そして抵抗Ｒ４１とＲ４２によって分圧された検出電圧がツェナーダイオードＺＤ４１とトランジスタＱ４１のべース・エミッタ間の閾値電圧によって決まる所定の電圧値を超えたとき、ツェナーダイオードＺＤ４１はオンし、トランジスタＱ４１をオンさせる。すると、コンデンサＣ３１の電圧は抵抗Ｒ４３、トランジスタＱ４１の経路で一定電圧値に保つように放電され、スイッチング素子Ｑ２がオンしてからトランジスタＱ３１がオンするまでの時間は一定となる。このため、インバータの発振周波数のスイープが停止し、ランプ両端に印加される電圧は一定値に保持され、制限される。その結果、過大な共振電圧や共振電流が回路に発生するのを回避できる。以上が始動クランプ回路の動作である。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
従来例で示した予熱スイープ回路と始動クランプ回路を用いた場合、スイッチング素子Ｑ２のオン時間を制限した状態でランプが点灯する。このスイッチング素子Ｑ２はダイオードＤ６、コンデンサＣ１１、ダイオードＤ８、リーケージトランスＴ２の１次側巻線Ｗ１からなる降圧チョッパ回路のスイッチング素子と兼用しているため、スイッチング素子Ｑ２のオン時間を制限した状態では、平滑コンデンサＣ１１の充電があまり行われない。このため、交流電源Ｖｓの瞬時電圧の低い期間ではインバータ回路の電源が不足気味となり、ランプが一時的に交流電源Ｖｓの２倍の周期で点滅する状態が起こり、ランプ両端には再点弧電圧が発生する。この再点弧電圧は、ランプの管壁温度に反比例し、ランプが低温時には始動クランプ回路の保持電圧を超える高い電圧が発生する。その結果、低温でランプが点灯した直後、高い再点弧電圧により始動クランプ回路が動作し、予熱スイープ回路のスイープを保持させた状態に陥り、定格点灯状態へ移行しない場合が生じる問題がある。
【００１６】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、その目的とするところは、ランプ始動時に印加される発振電圧の制御に必要な信号を、ランプ点灯直後の再点弧電圧による不安定な二次電圧から検出するのではなく、安定した検出電圧により制御を行い、ランプを確実に定格点灯状態に至らせる放電灯点灯装置を提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源Ｖｓに接続された整流器ＤＢと、整流器ＤＢの出力側に配置されて直流電圧を充電される平滑コンデンサＣ１１と、直流電圧を高周波電圧に変換するように交互にオン・オフされるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、放電灯負荷とＬＣ共振回路を含みスイッチングによる高周波電流を供給される負荷回路と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を自励駆動する手段（駆動トランスＴ３）と、電源投入後の所定時間は少なくとも一方のスイッチング素子Ｑ２の駆動信号をオン時間が短縮される方向へ制限することによりスイッチングの周波数を可変とし、予熱時の周波数から始動時の周波数を経て安定点灯時の周波数に徐々に周波数を低下させていく周波数可変手段（予熱スイープ回路）と、始動時に負荷電圧を所定の電圧に抑制する出力抑制手段（始動クランプ回路）とを備え、前記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に印加される直流電圧が交流電源Ｖｓのゼロクロス付近ではピーク付近よりも低くなっている放電灯点灯装置において、前記出力抑制手段は、交流電源電圧が一定値以上のときのみ負荷電圧を検出し、該検出電圧を用いて負荷電圧を所定の電圧に抑制するものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本発明の実施形態１の回路図を図１に示す。本実施形態では、図９に示した従来例の回路と比べると、整流後の入力電圧を分圧する抵抗Ｒ４３，４４と、その分圧された電圧信号を整形するトランジスタＱ４２，Ｑ４３、コンデンサＣ４２、バイアス抵抗Ｒ４５からなる選択回路が追加されている。この選択回路の動作を説明する。電源電圧Ｖｓが低いとき、抵抗Ｒ４３とＲ４４の接続点に現れる電圧はトランジスタＱ４３のべース・エミッタ閾値電圧を超えられず、トランジスタＱ４３はオンしない。したがって、バイアス抵抗Ｒ４５によってトランジスタＱ４２はオンし続け、始動クランプ回路の検出電圧をＬｏｗレベルとして始動クランプ回路の動作を無効とする。電源電圧Ｖｓが高いときには、抵抗Ｒ４３とＲ４４の接続点に現れる電圧がトランジスタＱ４３のべース・エミッタ閾値電圧を超えると、トランジスタＱ４３のコレクタ電流が流れ、トランジスタＱ４２のべース電圧をＬｏｗレベルとしてそれまでオンしていたトランジスタＱ４２をオフさせる。すると、始動クランプ回路へ入力される検出電圧が回復し、始動クランプ回路は動作を再開する。
【００１９】
この選択回路の動作により、始動クランプ回路は電源電圧が高いときのみ動作するように制御され、従来例の回路で問題とされているランプ点灯直後の再点弧電圧の発生する電源電圧の低いところでの始動クランプ回路の動作のみを無効とすることができる。したがって、この選択回路により始動クランプ回路の検出電圧は、安定化された検出電圧となる。この安定した検出電圧により制御を行うことで、ランプを確実に定格点灯状態に至らせることができる。
【００２０】
（実施形態２）
本発明の実施形態２の回路図を図２に示す。本実施形態は、前述の実施形態１の選択回路に入力される電源電圧の分圧信号をインバータの電源電圧に置き換えた例である。ランプを始動させるときにはインバータの電源電圧はランプ電圧に比例して上昇することは先に述べたが、インバータの電源電圧が上昇したときのみ始動クランプ回路の検出電圧を有効とすることで、ランプ点灯直後の再点弧電圧の検出を無視することができる。これにより、安定した検出電圧により制御を行うことができ、ランプを確実に定格点灯状態に至らせることができる。
【００２１】
（実施形態３）
本発明の実施形態３の回路図を図３に示す。本実施形態では、図９に示した従来例の回路の検出回路部において、分圧比を決定する抵抗Ｒ４１を負の温度特性を持つ抵抗（ＮＴＣ）Ｘ４１で置き換えた点が異なっている。この検出回路の分圧器にＮＴＣを用いることで、低温時にはランプ点灯直後の再点弧電圧より大きめの始動電圧を与えるように設計することができ、ランプ点灯直後の始動クランプ回路の誤作動を回避できる。したがって、ランプが定格点灯状態へ移行しない問題を回避でき、ランプを確実に定格点灯状態に至らせる放電灯点灯装置を提供できる。
【００２２】
（比較例１）
本発明に対する比較例１の回路図を図４に示す。本例の基本的な回路構成及び動作については、図９に示した従来例と同じであるが、リーケージトランスＴ２の２次側巻線Ｗ２に密に結合された３次巻線Ｗ３からの検出電圧をローパスフィルタＦ１で処理した後に始動クランプ回路に入力する構成となっている点が異なる。なお、ローパスフィルタＦ１の遮断周波数ｆｃは電源周波数をｆｓとすると、ｆｓ×２程度に設定している。
【００２３】
本例では、ランプ点灯直後に発生するスパイク状の急峻な高電圧の再点弧電圧信号をローパスフィルタＦ１にて除去し、ランプ電圧検出を安定化させた例である。すなわち、始動電圧制御に必要な発振電圧検出信号を減衰させないような遮断周波数ｆｃを選択し、ランプ点灯直後の再点弧電圧信号を減衰させるローパスフィルタＦ１を構成する。これにより、リーケージトランスＴ２の２次電圧を安定化して検出することができるから、ランプを確実に定格点灯状態に至らせることができる。
【００２４】
ローパスフィルタＦ１の具体的な回路構成については、例えば、図９の従来例に示したようなコンデンサＣ４１と抵抗Ｒ４１、Ｒ４２よりなる時定数回路を用いても構わないが、本例では、ローパスフィルタの遮断周波数ｆｃを電源周波数ｆｓの２倍程度に設定しているので、ランプ点灯直後に発生するスパイク状の急峻な高電圧の再点弧電圧信号を除去できるものである。
【００２５】
（比較例２）
本発明に対する比較例２の回路図を図５に示す。本例は、リーケージトランスＴ２の１次巻線Ｗ１に密に結合されている巻線Ｗ４の電圧を始動クランプ回路の検出電圧入力に用いる例である。巻線Ｗ４はリーケージトランスＴ２の１次巻線Ｗ１に密に結合されているので、巻線Ｗ４に現れる電圧は、リーケージトランスＴ２の１次巻線Ｗ１の電圧に比例している。そして、ランプが点灯していない無負荷共振時には、２次巻線Ｗ２の電圧に比例して、１次巻線Ｗ１にも高い電圧が発生するが、問題とされているランプ点灯直後の交流電源Ｖｓの低いときに再点弧電圧が発生する場合は、リーケージトランスＴ２の１次巻線Ｗ１の電圧はインバータ電源電圧に比例した平滑電圧となっているため、ランプ再点弧電圧による急峻な電圧は現れない。これは、再点弧電圧による急峻な電圧は、平滑コンデンサＣ１１やコンデンサＣ１２によって平滑されることによる。したがって、リーケージトランスＴ２の１次巻線Ｗ１の電圧に比例した電圧を有する巻線Ｗ４の安定した電圧を始動クランプ回路の入力に用いることで、ランプの点灯を確実に定格点灯に至らせる放電灯点灯装置を提供することができる。
【００２６】
（比較例３）
本発明に対する比較例３の回路図を図６に示す。本例では、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電圧を始動クランプ回路の検出電圧入力に用いる例である。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に現れる電圧は、先の比較例２と同様に、ランプの点灯していない無負荷時は、ピーク電圧値がランプ電圧に比例した電圧で、ランプ点灯直後は、インバータの電源電圧に比例する。したがって、このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電圧を始動クランプ回路の検出電圧入力に用いることにより、ランプ電圧に比例した安定した電圧を始動クランプ回路に入力することができ、ランプを確実に定格点灯状態に至らせることができる。また、本例では検出巻線も必要としないため、安価に構成できるという利点がある。
【００２７】
（比較例４）
本発明に対する比較例４の回路図を図７に示す。本例は、インバータの電源電圧を始動クランプ回路の検出電圧入力に用いる例である。インバータの電源電圧は、先の比較例２と同様に、ランプの点灯していない無負荷時は、ピーク電圧値がランプ電圧に比例して上昇するが、ランプ点灯後はランプに発生する再点弧電圧の急峻な電圧変化に無関係な電圧を有している。したがって、ランプ電圧に比例した安定した電圧を始動クランプ回路の入力に用いることで、ランプを確実に定格点灯状態に至らせることができる。また、本例も検出巻線を必要としないため、安価に構成できるという利点がある。
【００２８】
（比較例５）
本発明に対する比較例５の回路図を図８に示す。本例は、比較例１の回路において、降圧チョッパ回路の構成を、平滑コンデンサＣ１１、インダクタＬ１１、ダイオードＤ８、スイッチング素子Ｑ２からなる回路に置き換えた例である。このように、リーケージトランスＴ２と降圧チョッパ回路のチョークインダクタを兼用しない点が比較例１とは異なるが、本例においても、ローパスフィルタＦ１を介してクランプ回路へ検出電圧を入力することで、安定な検出電圧を得て、ランプを確実に定格点灯状態に至らせることができる。
【００２９】
【発明の効果】
本発明によれば、交流電源に接続された整流器と、整流器の出力側に配置されて直流電圧を充電される平滑コンデンサと、直流電圧を高周波電圧に変換するように交互にオン・オフされるスイッチング素子の直列回路と、放電灯負荷とＬＣ共振回路を含みスイッチングによる高周波電流を供給される負荷回路と、スイッチング素子を自励駆動する手段と、電源投入後の所定時間は少なくとも一方のスイッチング素子の駆動信号をオン時間が短縮される方向へ制限することによりスイッチングの周波数を可変とし、予熱時の周波数から始動時の周波数を経て安定点灯時の周波数に徐々に周波数を低下させていく周波数可変手段と、始動時に負荷電圧を所定の電圧に抑制する出力抑制手段とを備え、前記スイッチング素子の直列回路に印加される直流電圧が交流電源のゼロクロス付近ではピーク付近よりも低くなっている放電灯点灯装置において、前記出力抑制手段は、交流電源電圧またはスイッチング素子の直列回路に印加される直流電圧が一定値以上のときのみ負荷電圧を検出するか、あるいは、温度特性を有するインピーダンス素子を介して負荷電圧を検出することで安定した検出電圧により負荷電圧を所定の電圧に抑制するものであるから、低温での始動により交流電源の瞬時電圧が低い期間にランプ電圧にピーク状の再点弧電圧が発生しても、ランプ電圧を安定して検出し、ランプを確実に定格点灯状態に至らせることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施形態１の回路図である。
【図２】  本発明の実施形態２の回路図である。
【図３】  本発明の実施形態３の回路図である。
【図４】  本発明に対する比較例１の回路図である。
【図５】  本発明に対する比較例２の回路図である。
【図６】  本発明に対する比較例３の回路図である。
【図７】  本発明に対する比較例４の回路図である。
【図８】  本発明に対する比較例５の回路図である。
【図９】  従来例の回路図である。
【符号の説明】
Ｑ１    スイッチング素子
Ｑ２    スイッチング素子
ＤＢ    整流器
Ｔ２    リーケージトランス
Ｔ３    駆動トランス
Ｃ８    共振コンデンサ
Ｃ１１  平滑コンデンサ
【図１】
0003835105.tif 000002
【図２】
0003835105.tif 000003
【図３】
0003835105.tif 000004
【図４】
0003835105.tif 000005
【図５】
0003835105.tif 000006
【図６】
0003835105.tif 000007
【図７】
0003835105.tif 000008
【図８】
0003835105.tif 000009
【図９】
0003835105.tif 000010