(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
リトレース期間中、リトレース共振回路を形成するようにリトレース容量に結合され、トレース期間において前記偏向巻線とトレース・キャパシタとを含む第１のトレース共振回路を形成するように前記トレース・キャパシタに結合される偏向巻線と、
前記偏向巻線に結合され、第１の偏向周波数に関連する周波数の同期信号である第１の信号に応答して、前記同期信号に同期した偏向電流を前記偏向巻線に生成する第１のスイッチング半導体と、
前記トレース期間中、第２のトレース共振回路中に結合される変調インダクタンスと、
第２の偏向周波数に関連する周波数の変調信号である第２の信号の信号源と、
前記第１と第２の信号に応答し、前記トレース期間の第１の部分の期間において第１のスイッチング状態をとり、前記トレース期間の第２の部分の期間において第２のスイッチング状態をとる第２のスイッチング半導体と、
を具え、
前記第１と第２の部分は前記第２の信号に従って変化し、前記第２のスイッチング半導体は、前記変調インダクタンスに結合されて、前記第２の信号に従って前記トレース・キャパシタに生じる電圧を変調する変調電流を前記変調インダクタンスと前記トレース・キャパシタとに発生して、ラスタ歪み補正が行われる、
ラスタ歪み補正付き偏向装置。
【請求項２】
リトレース期間中、リトレース共振回路を形成するようにリトレース容量に結合される偏向巻線と、
前記偏向巻線に結合され、第１の偏向周波数に関連する周波数の同期信号である第１の信号に応答して、前記同期信号に同期した偏向電流を前記偏向巻線に生成する第１のスイッチング半導体と、
インピーダンスと、
前記第１の信号に応答し、トレース期間の第１の部分の期間において第１のスイッチング状態をとり、前記トレース期間の第２の部分の期間において第２のスイッチング状態をとる第２のスイッチング半導体と、
を具え、
前記第２のスイッチング半導体は、前記インピーダンスと前記偏向巻線とに結合されて、前記トレース期間の前記第２の部分の期間において変調電流を前記インピーダンスに発生し、
さらに、第２の偏向周波数に関連する周波数の変調信号である第２の信号の信号源と、
前記第２のスイッチング半導体に結合され、前記変調信号である第２の信号と前記変調電流を表す帰還信号とに応答して、負帰還閉ループの形式で前記第２のスイッチング半導体を制御する変調器と、
を具える、ラスタ歪み補正付き偏向装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば内部ピンクッションまたは内部バレル・ラスタ歪み補正のようなラスタ歪み補正を行う陰極線管（ＣＲＴ）用の水平偏向回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
水平偏向回路は、一般的に、共振トレース（ｔｒａｃｅ：掃引）およびリトレース（ｒｅｔｒａｃｅ：帰線）原理を採用している。リトレースの期間において、水平偏向回路は、フライバック変成器の一次巻線からその偏向回路にエネルギを蓄積するように、高周波並列共振回路を形成する。そのリトレースによって偏向電流が高速に復帰する。
【０００３】
トレース期間において、偏向スイッチは、偏向巻線およびＳ字成形キャパシタによって形成されるトレース共振周波数の低周波トレース共振回路を形成する。その結果、１つのトレース期間において、エネルギがヨークからＳ字キャパシタに流れさらにヨークに戻る。その共振回路は偏向巻線を含んでおり、Ｓ字キャパシタは、偏向電流中にトレース共振周波数の正弦波（サイン）形状の成分（コンポーネント）を生成する。
【０００４】
Ｓ字キャパシタの値によって偏向電流のＳ字成形動作が決まる。従って、Ｓ字キャパシタは水平方向の線形性を改善するように選択される。Ｓ字キャパシタの両端間の電圧は余弦波（コサイン）形状である。その振幅はトレースの中心で最大になり、そのとき偏向電流は０（ゼロ）である。
【０００５】
内部ラスタ歪みの補正には、ラスタ表示の垂直軸に沿った、即ち、ラスタの頂部（トップ）から中心までおよび中心から底部（ボトム）までの、距離の関数の形式でＳ字成形の変調（調整）を行う必要がある。これは、水平周波数で変化するＳ字キャパシタの両端間の電圧の成分のピーク−ピーク振幅を変調する（変化させる）ことによって達成される。変調される電圧は、水平偏向巻線の両端間にも現れて、偏向電流の変調を生じさせる。１１０度より大きい偏向角度を有するＣＲＴでは、内部ピンクッション歪み補正または内部バレル歪み補正の何れかを行うために、ＣＲＴの電子ビームの垂直位置に応じてトレース共振周波数を変化させる必要がある。
【０００６】
本発明の特徴を実施する際に、調整可能なラスタ補正は、トレース期間の一部の期間において、インダクタ−キャパシタ（ＬＣ）回路網を、制御可能なスイッチング・トランジスタを介してＳ字キャパシタに結合させることによって達成される。そのＬＣ回路網は、第２のトレース共振回路を形成する。第２のトレース共振回路における電流波形は、制御可能なスイッチング・トランジスタの導通時間に等しい周期（期間）を有する正弦波に近似している。制御可能なスイッチング・トランジスタの導通時間を制御することによって、ＬＣ回路網における電流の周波数および振幅が選択される。その結果得られる偏向電流波形は、ＬＣ回路網における制御される近似的に正弦波形の電流と、Ｓ字キャパシタにおける電流との総和である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ピンクッションまたはバレル・ラスタ歪み補正のようなラスタ歪み補正を行う水平偏向回路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の特徴の実施形態である偏向装置には、リトレース期間においてリトレース共振回路を形成するようにリトレース容量（キャパシタ）に結合され、且つトレース期間において偏向巻線およびトレース・キャパシタを含む第１のトレース共振回路を形成するようにトレース・キャパシタに結合される偏向巻線が含まれている。第１のスイッチング半導体は、第１の偏向周波数に関連する周波数の同期信号である第１の信号に応答し、偏向巻線に結合されて、偏向巻線中に同期信号に同期した偏向電流を生成する。変調インダクタンスは、トレース期間において第２のトレース共振回路中に結合される。第２の偏向周波数に関連する周波数の変調信号である第２の信号の信号源（ソース）が設けられている。第２のスイッチング半導体は、第１と第２の信号に応動し、トレース期間の第１の部分の期間において第１のスイッチング状態となり、トレース期間の第２の部分の期間において第２のスイッチング状態となる。その第１と第２の部分は第２の信号に従って変化する。第２のスイッチング半導体は、変調インダクタンスに結合されて、第２の信号に従ってトレース・キャパシタ中に生じた電圧を変調する変調電流を、変調インダクタンスおよびトレース・キャパシタに生成して、ラスタ歪み補正が行われるようにする。
特許請求の範囲と実施例との対応関係を実施例で使われている参照符号を用いて示すと以下の通りである。
（請求項１）  リトレース期間中、リトレース共振回路を形成するようにリトレース容量（Ｃ１ａ）に結合され、トレース期間において前記偏向巻線とトレース・キャパシタ（Ｃｓ）とを含む第１のトレース共振回路を形成するように前記トレース・キャパシタに結合される偏向巻線（Ｌｙ）と、
前記偏向巻線に結合され、第１の偏向周波数（ＨＯＲＩＺＯＮＴＡＬ）に関連する周波数の同期信号である第１の信号（５０）に応答して、前記同期信号に同期した偏向電流（ＩＬｙ）を前記偏向巻線に生成する第１のスイッチング半導体（Ｑ１）と、
前記トレース期間中、第２のトレース共振回路（Ｌｘ，Ｃｘ）中に結合される変調インダクタンス（Ｌｘ）と、
第２の偏向周波数（ＶＥＲＴＩＣＡＬ）に関連する周波数の変調信号である第２の信号（ＩＰｃｏｒ）の信号源と、
前記第１と第２の信号に応答し、前記トレース期間の第１の部分の期間（図３Ａ−３ＣにおけるＴ１およびＴ２の外側のトレースの部分）において第１のスイッチング状態（ＯＦＦ）をとり、前記トレース期間の第２の部分の期間（Ｔ１およびＴ２）において第２のスイッチング状態（ＯＮ）をとる第２のスイッチング半導体（Ｑ２）と、
を具え、
前記第１と第２の部分は前記第２の信号に従って変化し、前記第２のスイッチング半導体は、前記変調インダクタンスに結合されて、前記第２の信号に従って前記トレース・キャパシタに生じる電圧（ＶＣｓ）を変調する変調電流（Ｉｘ）を前記変調インダクタンスと前記トレース・キャパシタとに発生して、ラスタ歪み補正が行われる、
ラスタ歪み補正付き偏向装置。
（請求項２）  リトレース期間中、リトレース共振回路を形成するようにリトレース容量（Ｃ１ａ）に結合される偏向巻線（Ｌｙ）と、
前記偏向巻線に結合され、第１の偏向周波数（ＨＯＲＩＺＯＮＴＡＬ）に関連する周波数の同期信号である第１の信号（５０）に応答して、前記同期信号に同期した偏向電流（ｉＬｙ）を前記偏向巻線に生成する第１のスイッチング半導体（Ｑ１）と、
インピーダンス（Ｌｘ，Ｌｙ）と、
前記第１の信号に応答し、トレース期間の第１の部分（図３Ａ−３ＣにおけるＴ１およびＴ２の外側）の期間において第１のスイッチング状態（ＯＦＦ）をとり、前記トレース期間の第２の部分（Ｔ１およびＴ２）の期間において第２のスイッチング状態（ＯＮ）をとる第２のスイッチング半導体（Ｑ２）と、
を具え、
前記第２のスイッチング半導体は、前記インピーダンスと前記偏向巻線とに結合されて、前記トレース期間の前記第２の部分の期間において変調電流（Ｉｘ）を前記インピーダンスに発生し、
さらに、第２の偏向周波数（ＶＥＲＴＩＣＡＬ）に関連する周波数の変調信号である第２の信号（ＩＰｃｏｒ）の信号源と、
前記第２のスイッチング半導体に結合され、前記変調信号である第２の信号と前記変調電流を表す帰還信号（Ｆｂ）とに応答して、負帰還閉ループの形式で前記第２のスイッチング半導体を制御する変調器（６０）と、
を具える、ラスタ歪み補正付き偏向装置。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の特徴の実施形態である、偏向回路１００の簡単化される概略図を示している。偏向回路１００は、例えば３１．５ＫＨｚのような水平周波数で動作する。偏向回路１００は、直流（ＤＣ）供給電圧（Ｂ＋）の定電圧源に結合される一次巻線を含んでいる。通常のフライバック変成器Ｔの巻線Ｗ１は、水平出力またはスイッチング・トランジスタＱ１のコレクタ端子５１にも結合される。トランジスタＱ１のベースは、約５０％のデューティ・サイクルを有する水平駆動（ドライブ）信号５０によって制御される。トランジスタＱ１のエミッタ電圧は、共通の導体電位または接地電位になっている。第１のリトレース・キャパシタＣｂは、トランジスタＱ１のコレクタ端子５１に結合される。端子５１は、第２のリトレース・キャパシタＣ１ａにも結合される。
【００１０】
キャパシタＣ１ａの端子５２は、直列結合の第３のリトレース・キャパシタＣ１ｂを介して接地点に結合される。ダンパ・ダイオードＤ１ａはキャパシタＣ１ａに並列に結合される。ダンパ・ダイオードＤ１ｂはキャパシタＣ１ｂに並列に結合される。端子５２は、東西または左右（Ｅ−Ｗ）変調インダクタＬｅｗに結合される。インダクタＬｅｗは端子５３を有し、端子５３は、東西または左右（Ｅ−Ｗ）変調トランジスタＱｅｗのコレクタとフィルタ・キャパシタＣｅｗとに結合されていて、外部ピンクッション歪み補正を行う通常のダイオード変調器を形成する。
【００１１】
トランジスタＱｅｗは、東西または左右（Ｅ−Ｗ）ラスタ歪み補正を行う周期Ｖを有する垂直周波数パラボラ（放物線）変調信号ＥＷ−ＤＲＩＶＥによって通常の形態で制御される。Ｖという用語は、例えば２０ミリ秒（ｍｓ）のようなテレビジョン標準における垂直周期（期間）を表す。帰還（フィードバック）抵抗Ｒｅｗは、トランジスタＱｅｗのコレクタとベースの間に結合されていて、Ａ級動作が得られる。従って、垂直周波数パラボラ変調電圧Ｖｍは、通常の形態で、インダクタＬｅｗの端子５３に生じる。偏向巻線Ｌｙは端子５１と端子５４の間に結合される。通常のＳ字成形キャパシタＣｓは、端子５２と５４の間に結合される。
【００１２】
水平トレースの第１の半部すなわち前半の期間において、ダイオードＤ１ａおよびＤ１ｂが導通状態となり、通常の形態で磁気エネルギが巻線Ｗ１に蓄積される。また、偏向電流ＩＬｙはダイオードＤ１ａおよびＤ１ｂ中を流れる。水平トレースの第２の半部すなわち後半の期間において、トランジスタＱ１が導通状態となり、偏向電流ＩＬｙがトランジスタＱ１中を流れる。トレースの終了点において、通常の形態で、トランジスタＱ１はターンオフ（消勢）され、キャパシタＣ１ａにリトレース・パルス電圧Ｖ１ａが発生し、キャパシタＣ１ｂにリトレース・パルス電圧Ｖ１ｂが発生する。
【００１３】
本発明の特徴の実施形態である、能動的に制御されるトレース共振回路１０１は、端子５２と５４の間にＳ字キャパシタＣｓに並列に結合される。トレース共振回路１０１は、インダクタＬｘ、キャパシタＣｘおよび制御可能な（可制御）スイッチング回路構成３００の直列回路構成を含んでいる。パルス幅変調器（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ：ＰＷＭ）６０は、制御可能なスイッチング回路構成３００の制御端子６６に、位相変調される信号６０ａを生成する。信号６０ａは、入力信号ＩＰｃｏｒと、電流センサ６２によって生成される帰還信号Ｆｂとの間の差に従って、制御可能なスイッチング回路構成３００におけるスイッチング・タイミングを制御する。信号ＩＰｃｏｒは、例えば内部ピンクッション歪みを補正するための垂直周波数補正波形である。信号Ｆｂは、制御されるトレース共振回路１０１における電流Ｉｘの振幅を表し、回路６３において入力信号ＩＰｃｏｒから減算されて、ＰＷＭ６０を制御する差信号６３が生成される。別のタイミング信号６０ｂが、同期のためにＰＷＭ６０に結合される。フィードバック信号Ｆｂは、大きな補正が必要なときの動作の線形性を改善する。
【００１４】
能動的に制御されるトレース共振回路１０１の第１の回路構成および動作モードにおいて、図１のキャパシタＣｘの選択される値は３３０ｎＦであり、インダクタＬｘの選択される値は１５０μＨであり、キャパシタＣｚの選択される値は６８０ｐＦであり、抵抗Ｒｚの選択される値は８２０Ωである。制御可能なスイッチング回路構成３００はトランジスタＱ２を含んでいる。トランジスタＱ２は、金属−酸化物−半導体（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ：ＭＯＳ）トランジスタであり、そのソース電流導通端子６４は電流センサ６２の低インピーダンス・パス（ｐａｔｈ：経路）を介してキャパシタＣｓの端子５４に結合される。スイッチング・トランジスタＱ２のドレイン電流導通端子６５は、インダクタＬｘおよびキャパシタＣｘを介してキャパシタＣｓの端子５２に結合される。キャパシタＣｚは、抵抗Ｒｚに直列に結合されて直列回路構成が形成され、この直列回路構成は、スイッチングに関連する過渡的現象を除去するためにスイッチング・トランジスタＱ２の端子６４と６５の間に結合される。キャパシタＣｚと抵抗Ｒｚが必要な理由は、おそらく、ＭＯＳトランジスタＱ２を含んでいるウエハに形成され且つトランジスタＱ２と一緒に製造される内部ダイオードＤＱ２における残りの反転回復（ｒｅｃｏｖｅｒｙ：復帰）時間のためであろう。電流センサ６２の代わりに、トランジスタＱ２の両端間に結合される電圧センサ（図示せず）が用いられてもよい。
【００１５】
図３ａ、図３ｂ、および図３ｃは、電流Ｉｘが垂直周波数で変調されるときの図１の回路の第１の動作モードを説明するのに役立つ波形を示している。図１、図３ａ、図３ｂ、および図３ｃにおける同様の参照記号および番号は同様の要素または機能を示している。周期Ｔｈを有する図３ｃの偏向電流ＩＬｙは、トレース部分ＩＬｙｔおよびリトレース部分ＩＬｙｒを含んでいる。図１のスイッチング・トランジスタＱ２は、図３ｃの期間Ｔ１の期間において導通状態である。期間Ｔ１は、図３ｃのトレース部分ＩＬｙｔの期間に生じて、図３ｃのトレース部分ＩＬｙｔの中心時間Ｔｔｃで終了する。期間Ｔ１において、図１の共振回路１０１は、図１のキャパシタＣｓにおける図３ａ（３ｂ）の電圧ＶＣｓによって付勢され（が印加され）、図１の共振回路１０１に図３ａの電流Ｉｘの負の部分を生成する。
【００１６】
図３ａのその直ぐ後の期間Ｔ２は、中心時間Ｔｔｃについて期間Ｔ１に対称（シンメトリ）に生じる。図３ａの直ぐ後の期間Ｔ２において、電流Ｉｘの正の部分が生じて、図１の順方向に導通する内部反転ダイオードＤＱ２中を流れる。ダイオードＤＱ２は、トランジスタＱ２と同じトランジスタ・パッケージに含まれている。合計の期間Ｔ１＋Ｔ２において、図３ａの電流Ｉｘは、図３ｃの電流ＩＬｙの各水平サイクルにおいて、中心時間Ｔｔｃにゼロ（０）交差点を有する近似的に正弦波の電流波形を有する。
【００１７】
図１のパルス幅変調される信号６０ａは、図１の信号ＩＰｃｏｒに従って、垂直周波数のパラボラ波の形態で、図３ａの電流Ｉｘの期間Ｔ１および期間Ｔ２の長さを変化させる。それによって、トランジスタＱ２における合計の導通時間は垂直周波数のパラボラ波の形態で変化する。その結果、垂直周波数のパラボラ波の形態の電流Ｉｘの振幅と共振周波数とが得られる。従って、偏向電流ＩＬｙは、図３ａの合計の期間Ｔ１＋Ｔ２において変調される。利点として、リトレース時間変調（変動）が生じず、ここでクロストーク（ｃｒｏｓｓｔａｌｋ）と称せられるようなピーク−ピーク振幅に対する電流ＩＬｙの影響も最小限になる。その理由は電流Ｉｘがリトレースの期間において０（ゼロ）だからである。クロストークがないことによる利点は、内部および外部ピンクッションの補正パラメータを互いに独立に（無関係に）調整できることである。
【００１８】
図６は、図１のＰＷＭ６０の詳細な概略図を示している。図６、図１、図３ａ、図３ｂ、および図３ｃにおける同様の記号および番号は、同様の要素または機能を示している。また、図１のダイオードＤＱ２の反転回復時間が長いので、トランジスタＱ２のパッケージの外部にある図６の高速反転ダイオードＤＱ２ｂは、図１のダイオードＤＱ２の機能を実現するように、トランジスタＱ２に結合される。図６の第２のダイオードＤＱ２ａはトランジスタＱ２に直列に結合される。ダイオードＤＱ２ａは、図１の内部ダイオードＤＱ２の影響
（効果）を無くす。従って、図６のダイオードＤＱ２ｂは、ダイオードＤＱ２ａとトランジスタＱ２の直列回路構成に並列に結合される。
【００１９】
信号ＩＰｃｏｒは、垂直同期信号（図示せず）に同期した垂直周波数の東西（左右）パラボラ信号である。水平リトレース信号６０ｂは、通常の形態で、フライバック変成器の二次巻線（図示せず）から導出されるピーク−ピーク約２００Ｖの正の水平リトレース・パルスである。電流センサ６２の電流変成器Ｔ３は、電流Ｉｘを導通させる一次巻線Ｔ３ａを含んでいる。二次巻線Ｔ３ｂはブリッジ整流器ＤＦｂに結合される。ブリッジ整流器ＤＦｂは、回路１０１における電流Ｉｘの振幅に比例した電圧ＶＣＦｂをキャパシタＣＦｂに生成するようにフィルタ・キャパシタＣＦｂに結合される。電流変成器Ｔ３は、１００に等しい高い変成（変換）比Ｔ３ｂ／Ｔ３ａを有する。電流変成器Ｔ３は、ブリッジ整流器ＤＦｂを介して結合されるインピーダンスを、一次側Ｔ３ａにおいて無視できる小さな値に変換する。それによって、共振回路１０１は、ブリッジ整流器ＤＦｂを介して負荷を加えることによる影響を受けない、という利点がある。
【００２０】
電圧ＶＣＦｂは、抵抗Ｒｐｉ１を介して演算増幅器ＯＰａの反転入力端子、ピン６に結合される。演算増幅器ＯＰａの反転入力端子、ピン６における直流（ＤＣ）電圧成分は、演算増幅器ＯＰａの反転入力端子、ピン６に結合されるポテンショメータ抵抗ＩＰＩＮにより調整される。ＰＷＭ６０の演算増幅器ＯＰａは、東西（左右）パラボラ信号ＩＰｃｏｒと全波整流される帰還電圧ＶＣＦｂの間の差を増幅することによって、帰還補償される制御信号ＶＯＰａを供給する。演算増幅器ＯＰａの高いゲイン（利得）および低域濾波特性が、積分キャパシタＣｐｉおよび抵抗Ｒｐｉ２の並列回路構成により形成され、安定動作において閉小さいループ誤差が生じる。
【００２１】
鋸歯状波（のこぎり波）発生器１０３が、ランプ波発生キャパシタＣ１２に結合されるランプ波発生抵抗Ｒ８によって形成される。スイッチング・トランジスタＱ６は、コレクタ抵抗Ｒ７を介してキャパシタＣ１２に結合されて入力リトレース信号６０ｂのリトレース・パルスが発生する度にキャパシタＣ１２を放電させる。信号６０ｂは、結合キャパシタＣ１１とキャパシタＣ１０を含んだ容量性分圧器を介してトランジスタＱ６のベースに結合される。キャパシタＣ１０およびクランプ・ダイオードＤ１１は、トランジスタＱ６のベース−エミッタ接合の両端間に結合される。トランジスタＱ６は、導通状態のダイオードＤ１１によって、水平リトレースの第２の半部（後半）の期間において強制的に非導通状態にされる。キャパシタＣ１０は、ダイオードＤ１ａおよびＤ１ｂにおけるターンオン過渡現象に起因してトレースの第１の部分（前半）の期間にトランジスタＱ６に生じるリンギングを防止する。そうしないと、リンギングは、トランジスタＱ６を不適正にトリガしてしまうことがある。
【００２２】
リトレース信号６０ｂは、増幅器ＯＰｂの反転入力端子に水平鋸歯状電圧ＶＳＷを発生させる。その結果、パルス幅変調される電流ｉＰＷが発光ダイオード（ＬＥＤ）ＯＰＴＯＡに生成される。ＬＥＤ  ＯＰＴＯＡは、カソード（陰極）端子、ピン３を有し、そのカソード端子は、増幅器ＯＰｂの開放（オープン）コレクタ出力端子、ピン７に結合される。
【００２３】
増幅器ＯＰｂの開放コレクタ出力端子７が高インピーダンス状態であるとき、ＬＥＤ  ＯＰＴＯＡにおける電流ｉＰＷは０（ゼロ）である。その結果、光結合される増幅器ＯＰＴＯＢの開放コレクタ出力、ピン６は高インピーダンス状態となる。プルアップ抵抗Ｒ４は、光結合増幅器ＯＰＴＯＢの開放コレクタ出力、ピン６と、トランジスタＱ５のベースとに結合される。従って、ＬＥＤ  ＯＰＴＯＡがターンオフされるとき、トランジスタＱ５がターンオンされる。トランジスタＱ５のコレクタは、ダイオードＤ６と抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ２のゲート端子６６に結合される。トランジスタＱ５がターンオンされるとき、トランジスタＱ５はトランジスタＱ２をターンオフさせる。また、トランジスタＱ５のコレクタは、プルアップ抵抗Ｒ３と、トランジスタＱ３のベースとに結合される。トランジスタＱ３のエミッタは、ダイオードＤ６のアノード（陽極）に結合され、一方、ダイオードＤ６のカソードは、トランジスタＱ３のベースと、トランジスタＱ４のコレクタとに結合される。一方、増幅器ＯＰｂの開放コレクタ出力、端子７が低インピーダンス状態であるとき、電流ｉＰＷがＬＥＤ  ＯＰＴＯＡ中を流れる。従って、トランジスタＱ５はターンオフされ、プルアップ抵抗Ｒ３を介してトランジスタＱ３がターンオンする。従って、抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ２がターンオンする。
【００２４】
図３ａの水平期間Ｔｈの各期間Ｔ１において、図６のトランジスタＱ２は、電子ビームの位置が垂直方向に変化するに従って図３ａのｔ１ａからｔ１ｂの範囲で変化する瞬間にターンオンされる。期間Ｔ２において対称的動作が行われる。図６のトランジスタＱ２は、好ましくは、並列ダイオードＤＱ２ｂが導通を停止する前にリトレース期間においてターンオフされるべきである。
【００２５】
抵抗Ｒ３と、トランジスタＱ３のコレクタと、抵抗Ｒ４と、光結合増幅器ＯＰＴＯＢとに結合される供給電圧ＶＦＳが、電荷蓄積キャパシタＣ８に生じる。電圧ＶＦＳはキャパシタＣｓの端子５４を基準とする。供給電圧ＶＦＳは、キャパシタＣ９を介して整流ダイオードＤ８に容量結合されるＳ字成形キャパシタＣｓに発生する電圧ＶＣＳの交流（ＡＣ）電圧成分から生成される。整流器Ｄ８と整流器Ｄ９は、半波整流器として動作し、キャパシタＣ８に電荷を蓄積して供給電圧ＶＦＳを発生させる。キャパシタＣ７に並列に結合されるツェナ・ダイオードＤ１０は、抵抗Ｒ５を介して電圧ＶＦＳに結合され、光結合器（フォトカプラ）増幅器ＯＰＴＯＢを５Ｖ供給電圧Ｖ５Ｖで付勢する。
【００２６】
トレースの第２の半部（後半）とリトレースの第１の半部（前半）の期間において、保護トランジスタＱ４が、キャパシタＣ６とキャパシタＣ５によって形成される容量性分圧器を介してターンオンされる。従って、トランジスタＱ５はトランジスタＱ２から分離（ｄｅｃｏｕｐｌｅ：減結合）され、トランジスタＱ２はターンオフ状態に維持される。
【００２７】
ダイオードＤ１２、ダイオードＤ１３、ダイオードＤ１４は、キャパシタＣ１３に保護電圧Ｖ１３を発生する。キャパシタＣ１３は、リトレースの第１の半部（前半）の期間にダイオードＤ１４を介して充電される。リトレースの第２の半部（後半）の期間において、キャパシタＣ１３は、ダイオードＤ１２およびＤ１３を介して放電される。ダイオードＤ１２が導通する限り、ＬＥＤ  ＯＰＴＯＡにおける電流ｉＰＷは０（ゼロ）である。従って、光結合器増幅器ＯＰＴＯＢの出力端子、ピン６は高インピーダンスを形成し、トランジスタＱ５はトランジスタＱ２をターンオフ状態に保つ。
【００２８】
演算増幅器ＯＰａの反転入力端子、ピン６に結合される可変抵抗ＩＰＩＮを調整することによって、インダクタＬｘおよびキャパシタＣｘを介する電流Ｉｘの平均値が変化する。それによって、静的なまたは変調されない線形性補正が得られる。その代替構成として、線形性は、周波数−電圧変換器６００の出力信号６００ａによって調整できる。信号６００ａは、水平周波数信号５０の周波数の関数の形式で変化する。周波数−電圧変換器６００は、可変抵抗ＩＰＩＮの機能と同等の機能を実行するマイクロプロセッサ（図示せず）によって制御されるディジタル−アナログ変換器出力信号によって実現される。例えば、相異なる選択される水平偏向周波数における線形性を維持するために、インダクタＬｘおよびキャパシタＣｘを介した電流Ｉｘの平均値は、周波数−電圧変換器６００を用いて変えることができる。それによって、相異なる選択される水平周波数でキャパシタＣｓの異なる値を選択する従来技術のスイッチング構成が回避されるという利点が得られる。
【００２９】
第２の回路構成および動作モードにおいて、図１のキャパシタＣｘの選択される値は４７０ｎＦであり、インダクタＬｘの選択される値は３００μＨであり、キャパシタＣｚの選択される値は４７０ｐＦであり、抵抗Ｒｚの選択される値は１，５００Ωである。図１の制御可能なスイッチング回路構成３００にスイッチング・トランジスタＱ２を含ませる代わりに、それが図７のトランジスタＱ２′で置換される。トランジスタＱ２′はＭＯＳトランジスタである。トランジスタＱ２′の電流導通用のソース電極は図１の端子６５に結合される。図７のトランジスタＱ２′の電流導通用のドレイン電極は図１の端子６４に結合される。図７のトランジスタＱ２′のゲート電極は図１の端子６６に結合される。図２ａ、図２ｂ、および図２ｃは、電流Ｉｘが垂直周波数で変調されるときの図１の回路の第２の動作モードを説明するのに役立つ波形を示しており、その波形は第２の動作モードに関連する前述の要素（成分）の値を有する。図７、図１、図２ａ、図２ｂ、図２ｃ、図３ａ、図３ｂ、および図３ｃにおける同様の参照記号および番号は、同様の要素または機能を示している。
【００３０】
図２ｃの偏向電流ＩＬｙは、トレース部分ＩＬｙとリトレース部分ＩＬｙｒとを有する。図７のスイッチング・トランジスタＱ２′は、図２ａの期間Ｔ１′において導通状態にある。期間Ｔ１′は、図２ｃのトレース部分ＩＬｙの期間に開始して、図２ｃのリトレース部分ＩＬｙｒの中心時間Ｔｒｃで終了する。
【００３１】
図２ａの期間Ｔ１′において、図１の共振回路１０１は、キャパシタＣｓにおける電圧ＶＣｓによって付勢され、図１の回路１０１において図２ａの電流Ｉｘの正の部分を生成する。中心時間Ｔｒｃについて期間Ｔ１′と対称な形態で生じる図２ａの後続の期間Ｔ２′において、図２ａの電流Ｉｘの負の部分は、トランジスタＱ２′の同じパッケージに含まれている内部反転ダイオードＤＱ２′を介して生成される。図２ａの電流Ｉｘは、図２ｃの電流ＩＬｙの各サイクルにおいて中心時間Ｔｒｃにゼロ（０）交差点を有する近似的に正弦波の電流波形である。
【００３２】
図１の信号６０ａは、図１の信号ＩＰｃｏｒに従って、垂直周波数のパラボラ波の形態で図２ａの期間Ｔ１′の長さを変化させる。それによって、トランジスタＱ２′の合計の導通時間は、垂直周波数でパラボラ波の形態で変化する。その結果、図１の電流Ｉｘの振幅と回路１０１の共振周波数は、垂直周波数のパラボラ波の形態で変化する。従って、偏向電流ＩＬｙは、図２ｃの組み合わされる期間Ｔ１′＋Ｔ２′において変調される。
【００３３】
不所望なリトレース時間変動を生じさせる、外部ピンクッション歪み補正信号Ｅ／Ｗ（東西、左右）駆動のクロストークの影響は、リトレースの期間における図２ａの電流Ｉｘの大きさによって決まる。電流Ｉｘの大きさは、リトレースの期間は小さい。従って、外部ピンクッション・クロストークは、小さな値を超えないという利点が得られる。
【００３４】
第３の回路構成および動作モードにおいて、図１のキャパシタＣｘの選択される値は４７０ｎＦであり、インダクタＬｘの選択される値は１３０μＨであり、キャパシタＣｚの選択される値は６８０ｐＦであり、抵抗Ｒｚの選択される値は８２０Ωである。図１の制御可能なスイッチング回路構成３００に制御可能なスイッチング・トランジスタＱ２を含ませる代わりに、互いに直列に結合される図４のＭＯＳトランジスタＱ２ａおよびＭＯＳトランジスタＱ２ｂでそれが置換される。トランジスタＱ２ａの電流導通用のドレイン電極は、接続端子６７を介して、トランジスタＱ２ｂの電流導通用のドレイン電極に結合される。トランジスタＱ２ａの電流導通用のソース電極は、図１の端子６４に結合される。図４のトランジスタＱ２ｂの電流導通用のソース電極は、図１のトランジスタＱ２の電流導通用のドレイン電極の代わりに、端子６５に結合される。図４のトランジスタＱ２ａおよびＱ２ｂの各々のゲート電極は、図１の端子６６に結合される。
【００３５】
図５ａ、図５ｂ、および図５ｃは、例えば電流Ｉｘが一定の周波数で変調される、図１の回路１００の第３の動作モードを説明するのに役立つ波形を示しており、その波形は第３の動作モードに関連する前述の要素（成分）の値を有する。図１、図２ａ、図２ｂ、図２ｃ、図３ａ、図３ｂ、図３ｃ、図４、図５ａ、図５ｂ、および図５ｃにおける同様の参照記号および番号は、同様の要素または機能を示している。
【００３６】
第３の動作モードにおいて、図４のスイッチング・トランジスタＱ２ａと、トランジスタＱ２ｂの順方向にバイアスされる組み込み（ｂｕｉｌｔ‐ｉｎ）ダイオードＤＱ２ｄとは、図５ａの期間Ｔ１″とその直後の期間Ｔ２″において直列に結合されて導通する。期間Ｔ１″とその直後の期間Ｔ２″は、図５ｃのトレース部分ＩＬｙの期間において生じる。期間Ｔ２″は図５ｃのトレース部分ＩＬｙの中心時間Ｔｔｃの前に終了する。図４のスイッチング・トランジスタＱ２ｂと、トランジスタＱ２ａの順方向にバイアスされる組み込みダイオードＤＱ２ｃとは、図５ａの期間Ｔ３″と直後の期間Ｔ４″において直列に結合されて導通する。期間Ｔ３″と直後の期間Ｔ４″も、図５ｃのトレース部分ＩＬｙの期間において生じる。期間Ｔ３″は、図５ｃのトレース部分ＩＬｙの中心時間Ｔｔｃの後で開始し、期間Ｔ２″とＴ３″の間に発生する期間Ｔ５″においては図４のトランジスタＱ２ａもトランジスタＱ２ｂも導通しない。期間Ｔ４″は、図５ｃのトレース部分ＩＬｙｔの終了前に終了する。
【００３７】
図５ａの期間Ｔ１″とＴ２″において、図１の共振回路１０１は、キャパシタＣｓにおける電圧ＶＣｓによって付勢される。従って、図１の回路１０１において、図５ａの電流Ｉｘの負の部分が生成される。電流Ｉｘの負の部分は、図５ａの期間Ｔ１″とＴ２″において、正弦波が１８０度と３６０度の間で変化する形態で変化する。同様に、中心時間Ｔｔｃについて期間Ｔ１″とＴ２″にそれぞれ対称な形態で発生する図５ａの期間Ｔ３″とＴ４″において、図５ａの電流Ｉｘの正の部分が生成される。電流Ｉｘの正の部分は、図５ａの期間Ｔ３″とＴ４″において、正弦波が０度と１８０度の間で変化する形態で変化する。中心時間Ｔｔｃについて対称な形態で発生する期間Ｔ５″において、図４のトランジスタＱ２ａとＱ２ｂの双方はターンオフされ、図５ｃの電流Ｉｘは０（ゼロ）になる。
【００３８】
図５ｂには、駆動信号６０ａ″の波形が示される。図４のトランジスタＱ２ａは、図５ｂの信号６０ａ″が低レベル（Ｌ）状態のとき、順方向に導通状態となる。一方、図４のトランジスタＱ２ｂは、図５ｂの信号６０″が高レベル（Ｈ）状態のとき、順方向に導通状態となる。この駆動方法によって、最小限の外部ピンクッション・クロストークが生じ、リトレース時間変調は生じない。その理由は、図５ａの電流Ｉｘがリトレース期間に０（ゼロ）となるからである。
【００３９】
図１の電流Ｉｘの垂直周波数変調を得るために、対称な回路制御を用いて、図図５ａ、図５ｂ、および図５ｃに示されていない変調される補正を行う必要がある。変調補正には、垂直周波数の可変量による図５ｂの駆動信号６０ａ″の遷移端縁６０ａ″（Ａ）の位相シフトが必要となる。また、駆動信号６０ａ″の遷移端縁６０ａ″（Ｂ）の位相シフトは、同じ可変量だけ行われるが、逆方向に中心時間Ｔｔｃについて対称な形態で行われる。
【００４０】
ＣＲＴのスクリーン上の空間的幾何学的形状誤差分布に応じて、第１、第２、および第３の動作モードを別々に実現しまたは組み合わせることができる。第１の動作モードは、水平トレースの中心において最高のＳ字成形変調を行う。第２の動作モードは、水平トレースの境界において最高のＳ字成形変調を行う。第３の動作モードは、水平トレースの第１の４分の１（１／４）の部分と第３の４分の１（１／４）の部分において最高のＳ字成形変調を行う。各動作モードは、ＣＲＴのスクリーンの垂直方向の変調を用いることができるので、これらの動作モードはＣＲＴ適用例の様々な解決法を提供する。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明の特徴の実施形態である、偏向回路の簡単化される概略図を示している。
【図２】図２ａ、図２ｂ、および図２ｃは、図１の回路の動作モードを説明するのに役立つ波形を示している。
【図３】図３ａ、図３ｂ、および図３ｃは、図１の回路の追加的な動作モードを説明するのに役立つ波形を示している。
【図４】図４は、図１のスイッチング回路構成の代替構成を示している。
【図５】図５ａ、図５ｂ、および図５ｃは、代替的スイッチング回路構成を有する図１の回路の別の動作モードを説明するのに役立つ波形を示している。
【図６】図６は、図１の回路の詳細な概略図を示している。
【図７】図７は、図２ａ、図２ｂ、および図２ｃに関連する図１のスイッチング回路構成の代替構成を示している。
【符号の説明】
１００  水平偏向回路
１０１  トレース共振回路
３００  制御可能なスイッチング回路構成
６０  ＰＷＭ
６２  電流センサ
６３  加算回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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