(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のコンバータと、第２のコンバータと、制御回路とを含むスイッチング電源であって、
前記第１のコンバータは、交流電源より供給される交流電圧から変換された直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換して、負荷に直流出力電圧を供給し、
前記第２のコンバータは、前記交流電源の停電時に、蓄電素子から供給された直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換し、前記第１のコンバータに代わって前記負荷に直流出力電圧を供給し、
前記制御回路は、切替回路を有し、前記第１のコンバータ及び前記第２のコンバータにおいて共用され、
前記切替回路は、前記交流電源の停電時の最大デューティが復電時の最大デューティよりも大きくなるように、パルス幅変調信号から得られる最大デューティを切り替え、前記交流電源の停電時には、前記第２のコンバータに前記大きな最大デューティを供給し、復電時には、前記第１のコンバータに前記小さな最大デューティを供給し、
前記第１、第２のコンバータは、供給された前記大小２つの最大デューティで、それぞれ動作する
スイッチング電源。
【請求項２】
請求項１に記載されたスイッチング電源であって、
前記制御回路は、切替回路を含んでおり、
前記切替回路は、前記停電検出信号の状態に応じた切替動作により、前記第１のコンバータ及び前記第２のコンバータの間において、前記最大デューテイを切り替える
スイッチング電源。
【請求項３】
請求項１に記載されたスイッチング電源であって、
前記最大デューティ切替回路は、前記パルス幅変調信号よりも短いパルス幅の信号を生成し、
前記第１のコンバータは、この短いパルス幅の信号で動作し、
前記第２のコンバータは、前記パルス幅変調信号によって定まる最大デューティで動作する
スイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源に関し、更に詳しくは、バッテリー等の蓄電素子によってバックアップする機能を有するバックアップ型スイッチング電源に係る。
【０００２】
【従来の技術】
この種のスイッチング電源としては、従来より種々のタイプのものが知られている。例えば、特開平９ー５６０８５号公報は、電力変換回路に備えられた変換トランスの二次側にバッテリーでなるバックアップ素子を有する充放電回路を接続しておき、変換トランスの二次巻線に生じる誘起電圧を利用してバックアップ素子を充電し、交流電源電圧の供給が停止したときは、バックアップ素子に蓄積されたエネルギを、変換トランスを介することなく、充電回路に備えられた第１のコンバータ回路によって変換し、変換された電力を負荷に供給する電源装置を開示している。
【０００３】
特開平８ー２７５５２１号公報は、電力変換回路を構成する変換トランスの二次巻線に定電流回路を接続し、定電流回路によりバッテリを充電し、停電時にはバッテリの充電電圧を、インバータに供給し、インバータから負荷に電力を供給する電源装置を開示している。
【０００４】
特開昭６４ー８８３６号公報は、交流電源を整流する整流回路の出力側に、蓄電池を接続し、停電時に蓄電池を電力供給源として用いる無停電電源装置を開示している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、この種のスイッチング電源において、交流電源を入力とするメインのコンバータと、蓄電素子を電源とするバックアップ用のコンバータにおいて、別々の制御回路を有する場合、回路が重複し、回路構成の大型化及びコストアップを招くと共に、制御回路のそれぞれにおいて、直流出力電圧の安定化制御を行なう必要があるため、直流出力電圧の安定値に誤差を生じ易い。
【０００６】
このような問題点を解決するのに有効な手段は、メインのコンバータ及びバックアップ用コンバータの間で制御回路を共用し、両コンバータに対してパルス幅変調（以下ＰＷＭと称する）制御を与えて、直流出力電圧を安定化することである。
【０００７】
ところが、メインのコンバータに供給される直流電圧は、交流電源の交流電圧を変換して得られたものであり、一般には、バックアップ用コンバータに供給される蓄電素子の直流電圧よりも高い。このため、メインのコンバータ及びバックアップ用コンバータの間で制御回路を共用し、両コンバータに対してＰＷＭ制御を加え、それによって、負荷に同一値の安定した直流出力電圧を供給する場合、交流電源を電源として動作するメインのコンバータでは、最大デューティが小さくてよいのに対し、蓄電素子を電源として動作するバックアップ用コンバータでは、メインのコンバータよりも大きな最大デユーティを設定する必要がある。
【０００８】
しかしながら、メインのコンバータを動作させる場合と、バックアップ用コンバータを動作させる場合とで、最大デューティを切り替える従来技術は知られていない。
【０００９】
本発明の課題は、小型で、コストダウンに有効であり、しかも直流出力電圧を一定に保ち得るバックアップ型スイッチング電源を提供することである。
【００１０】
本発明のもう一つの課題は、メインのコンバータを動作させる場合と、バックアップ用コンバータを動作させる場合とで、最大デューティを切り替え得る高効率のバックアップ型スイッチング電源を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上述した課題解決のため、本発明に係るスイッチング電源は、第１のコンバータと、第２のコンバータと、制御回路とを含む。
【００１２】
前記第１のコンバータは、交流電源より供給される交流電圧から変換された直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換して、負荷に直流出力電圧を供給する。
【００１３】
前記第２のコンバータは、前記交流電源の停電時に、蓄電素子から供給された直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換し、前記第１のコンバータに代わって前記負荷に直流出力電圧を供給する。
【００１４】
前記制御回路は、前記第１のコンバータ及び前記第２のコンバータにおいて共用され、前記第１のコンバータ及び前記第２のコンバータにＰＷＭ信号を与え、前記交流電源の停電または復電に応じて、最大デューティを切り替える。
【００１５】
第１のコンバータは、交流電圧から変換された直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換して、負荷のための直流出力電圧を供給するから、交流電圧が正常に供給されている間は、第１のコンバータから負荷に対して、直流出力電圧を供給することができる。
【００１６】
交流電源が停電したときは、第１のコンバータから第２のコンバータへの切替を行なう。これにより、第１のコンバータに代わって、第２のコンバータが動作を開始する。第２のコンバータは、蓄電素子から供給された直流をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換して、負荷に直流出力電圧を供給する。
【００１７】
制御回路は、第１のコンバータ及び第２のコンバータにおいて共用され、第１のコンバータ及び第２のコンバータにＰＷＭ制御を与える。かかる構成によれば、回路の重複、回路構成の大型化及びコストアップを回避できる。また、１つの制御回路により、第１のコンバータ及び第２のコンバータにおける直流出力電圧の安定化制御を行なうことができるので、第１のコンバータ及び第２のコンバータの切替によって、直流出力電圧の安定値に誤差を生じることもない。
【００１８】
制御回路は、交流電源の停電または復電に応じて、最大デューティを切り替える。交流電源が停電した場合は、前述したように、第２のコンバータにより、負荷に直流出力電圧を供給する。第２のコンバータにおいて、電源となる蓄電素子の直流電圧値は、第１のコンバータに供給される直流電圧値よりも低いから、最大デューティが大きくなるように切り替えられる。
【００１９】
交流電源が復電した場合は、第１のコンバータにより、負荷に直流出力電圧を供給する。第１のコンバータに供給される直流電圧は、蓄電素子の直流電圧よりも高いから、負荷に同一値の安定化された直流出力電圧を供給するのに、第２のコンバータの場合よりも、最大デューティは小さくてよい。従って、交流電源が復電した場合は、第１のコンバータの最大デューテイが大きくなるようなデューテイ切替が行なわれる。これにより、高効率のバックアップ型スイッチング電源が得られる。
【００２０】
制御回路は、具体的な一例として、ＰＷＭ制御部と、切替回路とを含むことがある。切替回路はＰＷＭ制御部の後段に接続され、第１のコンバータ及び第２のコンバータに対し選択的にパルスを出力する。
【００２１】
より具体的には、停電検出信号によって制御回路の最大デューテイを変更すると同時に、切替回路によって出力パルスを選択的にスイッチング素子に供給する。
【００２２】
別の具体例として、微分回路によりＰＷＭ制御部から供給されるＰＷＭ信号よりも短いパルスを生成し、第１のコンバータはこの生成されたパルスを最大デューテイとして動作させる。第２のコンバータはＰＷＭ信号によって定まる最大デューティで動作させる。
【００２３】
本発明の他の目的、構成及び利点については、添付図面を参照し、更に詳しく説明する。図面は単に実施例を示すものに過ぎない。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係るスイッチング電源の電気回路図である。図示するように、本発明に係るスイッチング電源は、第１のコンバータ１と、第２のコンバータ２と、制御回路３とを含む。
【００２５】
第１のコンバータ１は、交流電圧Ｅｉｎから変換された直流電圧Ｖ１１をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧Ｖ２１に変換して、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖ０を供給する。第１のコンバータ１の出力は出力端子７１、７２に接続されている。第１のコンバータ１の入力側には、入力回路４が備えられている。入力回路４は、交流電源ｅから入力端子６１、６２に供給される交流電圧Ｅｉｎを整流平滑して、第１のコンバータ１に対して、直流電圧Ｖ１１を供給する。
【００２６】
第２のコンバータ２は、蓄電素子２０から供給された直流電圧Ｖ１２をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧Ｖ２２に変換して、負荷Ｌのための直流出力電圧Ｖ０を供給する。そして、第１のコンバータ１に対する交流電圧Ｅｉｎの供給が停止したとき、第１のコンバータ１に代わって、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖ０を供給する。蓄電素子２０はバッテリまたは電気二重層コンデンサ等でなる。第２のコンバータ２の出力は出力端子７１、７２に接続されている。
【００２７】
制御回路３は、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２において共用され、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２に制御信号Ｓ１、Ｓ２を供給して、ＰＷＭ制御を与える。また、制御回路３は交流電源ｅの停電または復電に応じて、最大デューティを切り替える。交流電源ｅの停電または復電は、停電検出回路５によって検出される。停電検出回路５は、制御回路３に対して、停電または復電の情報を含む信号Ｓ３を供給する。停電検出回路５は、制御回路３と一体化されていてもよい。
【００２８】
交流電源ｅが正常に供給されている場合、第１のコンバータ１は、交流電圧Ｅｉｎから変換された直流電圧Ｖｉｎをスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧Ｖ２１に変換して、負荷Ｌのための直流出力電圧Ｖ０を供給する。従って、交流電圧Ｅｉｎが正常に供給されている間は、第１のコンバータ１から負荷Ｌに対して、直流出力電圧Ｖ０を供給することができる。このとき、停電検出回路５から制御回路３に対して、論理値１の信号Ｓ３が供給されているものとする。
【００２９】
次に、交流電源ｅが停電したときは、停電検出回路５から、例えば論理値０の信号Ｓ３が、制御回路３に供給される。制御回路３は、論理値０の信号Ｓ３の供給を受けたとき、第１のコンバータ１から第２のコンバータ２への切替を行なう。これにより、第１のコンバータ１に代わって、第２のコンバータ２が動作を開始する。第２のコンバータ２は、蓄電素子２０から供給された直流電圧Ｖ１２をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧Ｖ２２に変換して、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖ０を供給する。
【００３０】
制御回路３は、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２において共用され、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２にＰＷＭ制御を与える。かかる構成によれば、回路の重複、回路構成の大型化及びコストアップを回避できる。また、１つの制御回路３により、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２における直流出力電圧Ｖ０の安定化制御を行なうことができるので、直流出力電圧Ｖ０の安定値（目標値）に誤差を生じることもない。
【００３１】
制御回路３は、交流電源ｅの停電または復電に応じて、最大デューティを切り替える。交流電源ｅが停電した場合は、前述したように、第２のコンバータ２により、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖ０を供給する。第２のコンバータ２において、電源となる蓄電素子２０の直流電圧Ｖ１２の値は、第１のコンバータ１に供給される直流電圧Ｖ１１よりも低いから、最大デューティが大きくなるように切り替えられる。
【００３２】
交流電源ｅが正常に供給されている場合または停電から復電した場合は、第１のコンバータ１により、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖ０を供給する。第１のコンバータ１に供給される直流電圧Ｖ１１の値は、蓄電素子２０の直流電圧Ｖ１２の値よりも高いから、負荷Ｌに同一値の直流出力電圧Ｖ０を供給するのに、第２のコンバータ２の場合よりも、最大デューティは小さくてよい。従って、交流電源ｅが復電した場合は、最大デューテイが小さくなるようなデューテイ切替が行なわれる。これにより、高効率のバックアップ型スイッチング電源が得られる。
【００３３】
第１のコンバータ１の最大デューテイ及び第２のコンバータの最大デューテイは、第１のコンバータ１に供給される直流電圧Ｖ１１と、第２のコンバータ２に含まれる蓄電素子２０の端子電圧Ｖ１２の値を勘案して定める。
【００３４】
図２は本発明に係るスイッチング電源の更に具体的な実施例を示す図である。図において、図１に図示された構成部分と同一の構成部分には、同一の参照符号を付してある。
【００３５】
入力回路４は、ダイオードブリッジ等でなる整流回路４１と平滑コンデンサ４２とを備えている。
【００３６】
第１のコンバータ１は、電力変換回路１１と、出力回路１２とを含む。電力変換回路１１は、変換トランス１３と、スイッチ素子１４と含んでいる。変換トランス１３は、第１の巻線１３１及び第２の巻線１３２を含み、第１の巻線１３１は入力回路４から直流電圧Ｖ１１の供給を受ける。
【００３７】
スイッチ素子１４は、第１の巻線１３１を通して供給される直流電圧Ｖ１１をスイッチングする。スイッチ素子１４は代表的には電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成されるが、バイポーラトランジスタ等、他の三端子スイッチ素子であってもよい。スイッチ素子１４の主電極回路は、変換トランス１３の第１の巻線１３１に直列に接続されている。
【００３８】
出力回路１２は、第２の巻線１３２に接続され、第２の巻線１３２に現れるスイッチ出力を直流電圧Ｖ２１に変換して、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖ０を供給する。図示された出力回路１２は、いわゆるフォワード第１のコンバータ回路を構成しており、スイッチ素子１４がオンしているときに導通するダイオード１２１と、スイッチ素子１４がオフしている期間に、チョークコイル１２３に蓄積されたエネルギを放出するダイオード１２２とでなる整流回路と、出力平滑用コンデンサ１２４とを備える。但し、このような回路構成に限定するものではないことはいうまでもない。
【００３９】
第２のコンバータ２は、電力変換回路２１と、出力回路２２とを含む。電力変換回路２１は、変換トランス２３と、スイッチ素子２４と含んでいる。変換トランス２３は、第１の巻線２３１及び第２の巻線２３２を含み、第１の巻線２３１は蓄電素子２０から直流電圧Ｖ１２の供給を受ける。
【００４０】
スイッチ素子２４は、第１の巻線２３１を通して供給される直流電圧Ｖ１２をスイッチングする。スイッチ素子２４は代表的には電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成されるが、バイポーラトランジスタ等、他の三端子スイッチ素子であってもよい。スイッチ素子２４の主電極回路は、変換トランス２３の第１の巻線２３１に直列に接続されている。
【００４１】
出力回路２２は、第２の巻線２３２に接続され、第２の巻線２３２に現れるスイッチ出力を直流電圧Ｖ２１に変換して、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖ０を供給する。図示された出力回路２２は、フォワード第１のコンバータ回路を構成しており、スイッチ素子２４がオンしているときに導通するダイオード２２１と、スイッチ素子２４がオフしている期間に、チョークコイル２２３に蓄積されたエネルギを放出するダイオード２２２とでなる整流回路とを備える。但し、このような回路構成に限定するものではないことはいうまでもない。
【００４２】
交流電源ｅから交流電圧Ｅｉｎが正常に供給されている場合、停電検出回路５から制御回路３に供給される信号Ｓ３は論理値１であり、第１のコンバータ１が動作する。入力回路４から変換トランス１３の第１の巻線１３１を通して供給される直流電圧Ｖ１１は、スイッチ素子１４でスイッチングされる。変換トランス１３の第２の巻線１３２には出力回路１２が接続されているので、第２の巻線１３２に現れたスイッチ出力は、出力回路１２によって、直流電圧Ｖ２１に変換される。この直流電圧Ｖ２１が、直流出力電圧Ｖ０として、負荷Ｌに供給され、負荷電流Ｉ０１が流れる。
【００４３】
次に、交流電源ｅが停電したときは、停電検出回路５から制御回路３に供給される信号Ｓ３は、論理値０になる。制御回路３は、直流電圧Ｖ１１に応じて、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２の切替を行なう。これにより、第１のコンバータ１に代わって、第２のコンバータ２が動作を開始する。第２のコンバータ２において、蓄電素子２０から変換トランス２３の第１の巻線２３１を通して供給される直流電圧Ｖ１２は、スイッチ素子２４でスイッチングされる。変換トランス２３の第２の巻線２３２には出力回路２２が接続されているので、第２の巻線２３２に現れたスイッチ出力は、出力回路２２によって、直流電圧Ｖ２２に変換される。この直流電圧Ｖ２２が、直流出力電圧Ｖ０として、負荷Ｌに供給され、負荷電流Ｉ０２が流れる。
【００４４】
第２のコンバータ２から出力される直流電圧Ｖ２２は、第１のコンバータ１から出力される直流電圧Ｖ２１よりも低く設定されている。この構成によれば、交流電圧Ｅｉｎの停電時に、平滑コンデンサ４２の蓄積電荷を利用して、第１のコンバータ１により、負荷Ｌへ電流Ｉ０１を供給し続けることができる。そして、平滑コンデンサ４２の端子電圧で与えられる直流電圧Ｖ１１が低下するに従い、第１のコンバータ１から負荷Ｌへの電流Ｉ０１の供給が次第に低下して行く。
【００４５】
一方、これとは逆に、第２のコンバータ２から負荷Ｌへ供給される電流Ｉ０２が次第に増加して行き、最終的には第２のコンバータ２が負荷Ｌへの電力供給の全てを負担することになる。
【００４６】
上述のように、第１のコンバータ１に供給される直流電圧Ｖ１１の値は、蓄電素子２０の直流電圧Ｖ１２の値よりも高いから、負荷Ｌに同一値の直流出力電圧Ｖ０を供給するのに、第２のコンバータ２の場合よりも、最大デューティは小さくてよい。従って、交流電源ｅが復電した場合は、第２のコンバータ２が動作する停電の場合よりも、最大デューテイが大きくなるようなデューテイ切替が行なわれる。第１のコンバータ１はこのようにして縮小された最大デューテイ内で動作する。これにより、高効率のバックアップ型スイッチング電源が得られる。
【００４７】
図３は本発明に係るスイッチング電源の別の実施例を示す電気回路図である。図において、図１及び図２と同一の構成部分には、同一の参照符号を付してある。この実施例では、第１のコンバータ１を構成する変換トランス１３及び出力回路１２が、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２によって共用されている。変換トランス１３は第３の巻線１３３を有する。
【００４８】
第２のコンバータ２は、切替回路２５と、第３の巻線１３３と、蓄電素子２０とを含んでいる。切替回路２５は、第２のコンバータ２が充電回路ＣＨとなり、または放電回路ＤＨとなるような切替を行なう。第２のコンバータ２は、充電回路ＣＨに切り替えられたときは、第３の巻線１３３から供給される電力によって蓄電素子２０を充電する。放電回路ＤＨに切り替えられたときは、蓄電素子２０から供給されるエネルギをスイッチングして第３の巻線１３３に供給する。
【００４９】
図示された切替回路２５は、ダイオード２６と三端子素子でなるスイッチ素子２４との並列回路で構成されており、ダイオード２６は、充電回路ＣＨを構成し、スイッチ素子２４が放電回路ＤＨを構成する。より具体的には、ダイオード２６は、メインのスイッチ素子１４がオンになったときに、図示極性（図中黒丸表示）の第３の巻線１３３に現れる誘起電圧に対して、順方向となるように方向付けられている。
【００５０】
また、スイッチ素子２４は、三端子素子で構成され、主電極回路が第３の巻線１３３及び蓄電素子２０を含む放電回路ＤＨに対して直列に入るように接続されている。スイッチ素子２４に適した三端子素子はＦＥＴである。スイッチ素子２４がＦＥＴでなる場合、ＦＥＴのソース．ドレイン間ダイオードをダイオード２６として利用できるので、切替回路２５の回路構成を、より簡素化できる。
【００５１】
第１のコンバータ１が動作しているときは、第２のコンバータ２は、切替回路２５により、充電回路ＣＨとなるように切り替えられる。充電回路ＣＨに切り替えられたときは、変換トランス１３の第３の巻線１３３から供給される電力によって蓄電素子２０が充電される。従って、電力変換回路１１のスイッチング動作によって、変換トランス１３の第３の巻線１３３に誘起する電圧により、蓄電素子２０が充電される。実施例に示す回路構成においては、ダイオード２６は、メインのスイッチ素子１４がオンになったときに、図示極性（図中黒丸表示）の第３の巻線１３３に現れる誘起電圧に対して、順方向となるように方向付けられているから、ダイオード２６を通した蓄電素子２０に対する充電は、メインのスイッチ素子１４のオン期間に行なわれる。
【００５２】
次に、交流電源ｅの停電時には、停電検出回路５から制御回路３に供給される論理値０の信号Ｓ３により、第２のコンバータ２が放電回路ＤＨに切り替えられる。放電モードに切り替えられると、蓄電素子２０が電力供給源となる。第２のコンバータ２は、蓄電素子２０から供給されるエネルギをスイッチングして第３の巻線１３３に供給する。第３の巻線１３３は、変換トランス１３の巻線であり、変換トランス１３の第２の巻線１３２と誘導結合されているから、蓄電素子２０から供給されるエネルギをスイッチングして得られた電流によって、第３の巻線１３３の巻線が励磁された場合、そのエネルギは第３の巻線１３３から第２の巻線１３２に伝送される。変換トランス１３の第２の巻線１３２には出力回路１２が接続されているから、第２の巻線１３２に現れる第２のコンバータ２のスイッチング出力が出力回路１２によって直流電圧Ｖ２１に変換され、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖ０が供給される。
【００５３】
上記説明から明らかなように、図３に示した実施例では、第２のコンバータ２は、その大部分を、本来、スイッチング電源に備えられるべき各構成部分、すなわち、変換トランス１３及び出力回路１２を、第１のコンバータ１との間で共用して、蓄電素子２０のエネルギを負荷Ｌに供給するようになっているから、部品点数を減少させ、小型化を達成することができる。
【００５４】
しかも、第２のコンバータ２によるバックアップ動作は、切替回路２５を構成するスイッチ素子２４及びメインのスイッチ素子１４の選択によって、容易に実現することができる。
【００５５】
図３に示した実施例においても、交流電源ｅが復電して定常動作に入った場合は、第２のコンバータ２が動作する停電の場合よりも、最大デューテイが小さくなるようなデューテイ切替が行なわれ、第１のコンバータ１を、このようにして縮小された最大デューテイ内で動作させる。これにより、高効率のバックアップ型スイッチング電源が得られる。
【００５６】
図４は制御回路に含まれるスイッチング素子切替のための回路を抜き出して示す図である。制御回路３は、ＰＷＭ制御部３０と、切替回路３１とを含んでいる。切替回路３１は、ＰＷＭ制御部３０の後段に接続され、第１のコンバータ１を構成するスイッチ素子１４及び第２のコンバータ２を構成するスイッチ素子２４に対し、停電検出回路５（図１〜図３参照）から供給される停電検出信号Ｓ３によって基づいて、選択的にパルスを供給する。
【００５７】
図示された切替回路３１は、２入力アンドゲート３１１、３１２と、インバータ３１３とを有している。ＰＷＭ制御部３０から出力されるＰＷＭ信号Ｓ０はアンドゲート３１１、３１２の入力端子の一方に並列に供給される。停電検出信号Ｓ３は、アンドゲート３１１に対しては、入力端子の他方にそのまま供給され、アンドゲート３１２に対しては、インバータ３１３で反転させた上で、入力端子の他方に供給されている。アンドゲート３１１から出力される論理積の制御信号Ｓ１は第１のコンバータ１を構成するスイッチ素子１４に供給される。アンドゲート３１２から出力される論理積の制御信号Ｓ２は第２のコンバータ２を構成するスイッチ素子２４に供給される。
【００５８】
交流電源ｅが復電して定常動作を行なっている場合、停電検出信号Ｓ３が論理値１（高レベル）であるとすると、アンドゲート３１１の入力論理が整い、アンドゲート３１１からスイッチ素子１４に、ＰＷＭ信号が供給される。このＰＷＭ信号の最大デューティは、予め、ＰＷＭ制御部３０で設定されており、スイッチ素子１４はこの最大デューティで、スイッチング動作をする。
【００５９】
アンドゲート３１２では、インバータ３１３から供給される信号が論理値０であるので、入力論理が整わず、制御信号Ｓ２は論理値０である。
【００６０】
次に、交流電源ｅが停電した場合、停電検出信号Ｓ３が論理値０（低レベル）になる。停電検出信号Ｓ３が論理値０なると、アンドゲート３１２の入力論理が整い、アンドゲート３１２からスイッチ素子２４に、ＰＷＭ信号が供給される。このＰＷＭ信号の最大デューティは、予め、ＰＷＭ制御部３０で停電時の最大デューティに設定されており、スイッチ素子２４はこの最大デューティで、スイッチング動作をする。アンドゲート３１１では、停電検出信号Ｓ３が論理値０であるので、入力論理が整わず、制御信号Ｓ１は論理値０である。
【００６１】
停電検出信号Ｓ３は、ＰＷＭ制御部３０にも供給されており、ＰＷＭ制御部３０では、停電時は論理値０の停電検出信号Ｓ３に合わせて、ＰＷＭ信号の最大デューテイを拡大し、復電時は、論理値１の停電検出信号Ｓ３に合わせて、ＰＷＭ信号の最大デューテイを縮小するようなデューテイ切替を行なう。これにより、スイッチ素子１４を縮小された最大デューテイでスイッチングさせ、スイッチ素子２４を拡大された最大デューテイでスイッチングさせることができる。
【００６２】
図５は制御回路に含まれるデューテイ切替の別の回路例を抜き出して示す図である。最大デューティ切替回路３２は、コンデンサ３２１及び抵抗３２２で構成される微分回路と、アンドゲート３２５とを有する。微分回路３２１、３２２はＰＷＭ制御部３０から供給されるＰＷＭ信号を微分する。アンドゲート３２５の入力端子の一方には、ＰＷＭ信号Ｓ０が供給され、入力端子の他方には微分回路３２１、３２２の微分出力が供給されている、アンドゲート３２５から出力される信号は、アンドゲート３１１の入力端子の一方に供給される。アンドゲート３１１の入力端子の他方には停電検出信号Ｓ３が供給されている。参照符号３２３は抵抗、３２４はダイオードを示す。
【００６３】
第１のコンバータ１を構成するスイッチ素子１４は、微分回路３２１、３２２から出力される微分信号と、ＰＷＭ信号Ｓ０との論理積によって定まる最大デューテイで動作する。第２のコンバータ２を構成するスイッチ素子２４は、ＰＷＭ信号Ｓ０によって定まる最大デューティで動作する。
【００６４】
図６は図５に示したデューテイ切替の回路動作を説明するタイムチャートである。まず、交流電源ｅが復電して定常動作を行なっている場合、停電検出信号Ｓ３は論理値１である。この状態で、ＰＷＭ信号Ｓ０が最大デューテイになったとすると（図６（ａ）参照）、最大デューテイを有するＰＷＭ信号Ｓ０がアンドゲート３１１の入力端子の一方に供給される。ＰＷＭ信号Ｓ０の最大デューティは、予め、ＰＷＭ制御部３０で設定されている。
【００６５】
最大デューテイのＰＷＭ信号Ｓ０は微分回路３２１、３２２に供給され、微分される（図６（ｂ）参照）。この微分信号はアンドゲート３２５の入力端子の他方に供給される。従って、最大デューテイのオン幅を持つＰＷＭ信号Ｓ０は、微分信号により、オン幅の狭い制御信号Ｓ１（図６（ｃ）参照）にパルス幅が変調される。第１のコンバータ１を構成するスイッチ素子１４は、アンドゲート３１１を介して、この縮小されたオン幅によって定まる最大デューテイで動作する。アンドゲート３１２では、インバータ３１３から供給される信号が論理値０であるので、入力論理が整わず、制御信号Ｓ２は論理値０である。
【００６６】
交流電源ｅが停電した場合は、停電検出信号Ｓ３が論理値０になる。停電検出信号Ｓ３が論理値０なると、アンドゲート３１２の入力論理が整い、アンドゲート３１２からスイッチ素子２４に、最大デューテイのＰＷＭ信号Ｓ０に対応する制御信号Ｓ２（図６（ｄ）参照）が供給される。スイッチ素子２４はこの最大デューティで、スイッチング動作をする。アンドゲート３１１では、停電検出信号Ｓ３が論理値０であるので、入力論理が整わず、その出力である制御信号Ｓ１は論理値０となる。
【００６７】
以上、図面を参照して、本発明の内容を具体的に説明したが、当業者であれば、本発明の基本的技術思想、教示等に基づき、種々の変更、変形が可能であることは自明である。
【００６８】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、次のような効果を得ることができる。
（ａ）小型で、コストダウンに有効であり、しかも直流出力電圧を一定に保ち得るバックアップ型スイッチング電源を提供することができる。
（ｂ）メインのコンバータを動作させる場合と、バックアップ用コンバータを動作させる場合とで、最大デューティを切り替え得る高効率のバックアップ型スイッチング電源を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るスイッチング電源の実施例を示すブロック図である。
【図２】本発明に係るスイッチング電源の別の実施例を示す電気回路図である。
【図３】本発明に係るスイッチング電源の更に別の実施例を示す電気回路図である。
【図４】本発明に係るスイッチング電源に用いられるデューテイ切替の回路の電気回路図である。
【図５】本発明に係るスイッチング電源に用いられるデューテイ切替の回路の別の例を示す電気回路図である。
【図６】図５に示したデューテイ切替の回路動作を説明するタイムチャートである。
【符号の説明】
１            第１のコンバータ
２            第１のコンバータ
２０            蓄電素子
３            制御回路
４            入力回路
５            停電検出回路
【図１】
0003763501.tif 000002
【図２】
0003763501.tif 000003
【図３】
0003763501.tif 000004
【図４】
0003763501.tif 000005
【図５】
0003763501.tif 000006
【図６】
0003763501.tif 000007