(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一組のカソードを有する放電ランプであって、前記カソードの一方の放射性物質の消耗により前記ランプが寿命の終了に近づいたとき、ランプの電圧波形がＤＣ電圧成分を有することを特徴とする前記放電ランプに用いる安定器であって：
ＡＣ電源からＡＣ電力を受信するための、一組のＡＣ入力端子；
前記ＡＣ入力端子に結合したＤＣ電源手段；
前記ＤＣ電源手段に結合したインバーター手段；
前記インバーター手段の出力に結合し、近共振モード及び共振モード状態を有するタンク回路から成る負荷回路；
前記放電ランプに結合した入力を有し、全波ブリッジ整流器とＲＣ積分回路を含む前記ＤＣ電圧成分の増加を検出するための第１検出手段；及び、
前記第１検出手段の出力に結合し、少なくとも前記ＤＣ成分の前記増加に応答して前記インバーターを不能化するための不能化手段、
を備える放電ランプ用安定器。
【請求項２】
前記タンク回路が誘導タンク巻線を有する磁気手段を備え、前記安定器がさらに、前記タンク回路の、少なくとも前記共振モード状態を検出するために、前記磁気手段に結合した入力を有する第２検出手段を備え、前記不能化手段が前記共振モード状態に応答してインバーターを不能化する、請求項１に記載の放電ランプ用安定器。
【請求項３】
前記第２検出手段が、近共振モード状態を検出する、請求項２に記載の放電ランプ用安定器。
【請求項４】
前記インバーター不能化手段がオプティカルアイソレータを備える、請求項１に記載の放電ランプ用安定器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アーク放電ランプに関し、特定すると、蛍光ミニチュアランプおよびコンパクト蛍光ランプに関し、特に寿命時にランプが過熱するのを保護しかつ安定器を部品の故障から保護するための電子的安定器装備の保護回路に関する。
【０００２】
【従来技術】
蛍光ランプのような低圧アーク放電ランプは、技術的に周知であり、普通、タングステンワイヤ上にカソードの仕事関数を減じかつランプ効率を改善するためにアルカリ金属酸化物（すなわち、BaO, CaO, SrO)より成る電子放射性物質が被着されて成る１対のカソードを備える。カソードフィラメント上に電子放射性物質が被着された場合、カソードの降下電圧は普通約10ないし15ボルトである。しかしながら、ランプの有効寿命の終了時にカソードフィラメントの一方のフィラメント上の電子放射性物質が消耗してくると、カソード降下電圧は100 ボルトまたはそれ以上迅速に増加する。もしも外部回路がランプに供給される電力を制限しないと、ランプは、ランプカソード領域に滞留している追加の電力で動作し続けることがあり得る。例として、通常0.1 アンペアにて動作するランプは、通常の動作中各カソードにて１〜２ワットを消費するであろう。寿命の終了時には、消耗カソードは、カソード降下電圧の増加に起因して20ワット程度を消費しよう。この余分の電力は、ランプや取付け具の過剰の局部的過熱をもたらす恐れがある。
【０００３】
小直径（例えばＴ２すなわち1/4 インチ）の蛍光ランプは、普通、一般に非常に高い点火電圧を要し、1000ボルトを越えることがある開放回路電圧を有する安定器の使用を必要とする。このような電圧レベルは、消耗カソードを有し200 ボルトの寿命終了カソード降下電圧を有する場合、50ないし150 ボルトのアーク降下で導通ランプを持続するに十分である。この例では、ランプはほぼ規格電流で動作するであろう。何故ならば、過剰電圧は、安定器の出力インピーダンスで殆ど降下するであろうからである。これらの小直径Ｔ２ランプにおけるカソードは、大直径ランプにおけるよりも内部管壁にずっと近接して置かれるから、カソード領域のガラスを過熱するのにより少ない電力しか必要とされない。この種のＴ２直径ランプにおいては、局部的過熱を避けるため、カソード電力の増加を約４ワットに制限することが望ましかろう。
【０００４】
過剰負荷電力に起因する回路の破損を防止するためにインバータ形式の安定器に過剰電圧保護または過剰電流保護を提供するため、種々の企画がなされた。例えば1993年11月16日付にてSun 等に発行された米国特許第5,262,699 号は、共振モードまたは開放回路（すなわち無負荷）状態から生ずる電流の比較的大きな増加を検出するための手段を有するインバータ型安定器について記述している。インバータは、ランプが取り除かれるときまたはランプが点火しない場合その動作を不能化される。ランプ電極の１または複数のものの放射性物質の消耗は、ランプが点火するのを阻止するが、この消耗はこのような開放回路状態を引き起こす。
【０００５】
1985年３月５日付けにてNilssen に発行された米国特許第4,503,363 号は、安定器の出力間の電圧を感知するサブアセンブリを有する。インバータ型安定器について記述している。サブアセンブリの入力に、そのソケットの一つからのランプの除去、あるいはランプが点火しないことから生ずる開放回路条件が検出されると、インバータは動作を不能化される。
【０００６】
米国特許第5,262,699 号および米国特許第4,503,363 号の特許の不能化回路は、電流または電圧の比較的大きな増加の検出の際インバータを不能化するのに有効かもしれないが、これらの回路は、カソード降下電圧の比較的小さな増加に応答するに有効でない。
【０００７】
「Dulux DE」コンパクト型蛍光ランプ動作用の、OSRAM  GmbH により製造された「quicktronic」 インバータ安定器は、ランプからのＲＦフィードバックで高められる電源電圧を感知することによって安定器入力電力の増加を監視する。ランプ電流は、感知範囲にわたり安定器において幾分一定であるから、実際にはランプ電圧が感知される。±２ワットの許容誤差で約６ないし10ワットの入力電力の増加が、インバータを不能化するのに必要とされる。上述の電圧感知の不利益に起因して、この解決法は、ランプ非スタートまたは開放回路負荷条件のような非常に大きな電圧増加を感知するのに最も適している。さらに、この解決法は、回路要素許容誤差の緻密な制御を必要とするが、これは費用を増し、負荷の変幻性を減ずる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
それゆえ、本発明の目的は、従来技術の不都合を回避することである。
【０００９】
本発明の他の目的は、寿命の終了時に、カソード電力の比較的小さな増加から生ずるランプ電圧の小さな増加に続いて、寿命の終了時にランプおよび回路部品を保護するインバータ不能化回路を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
これらの目的は、本発明の一側面によれば、１対のカソード電極を有し、このカソードの一方上の放射性物質の消耗で寿命の終了に近づくとき、ＤＣ電圧成分を有するランプ電圧波形により特徴づけられる放電ランプに対して安定器を提供することによって遂行される。安定器は、ＡＣ電源からＡＣ信号を受信するように適合された１対のＡＣ入力端子と、このＡＣ入力端子に接続されたＤＣ電源回路を含む。インバータがＤＣ電源に結合される。負荷は、近共振モード条件および共振モード条件を有するタンク回路を含む負荷が、インバータの出力に接続される。第１の検出器が、ＤＣ電圧成分の増加を検出するため、放電ランプに結合するように適合された入力を有している。不能化回路が、第１検出器の出力に接続されており、少なくともＤＣ成分の増加に応答してインバータを不能化する。
【００１１】
本発明の他の教示に従うと、タンク回路は、誘導タンク巻線を有する磁気部品を備える。好ましくは、安定器はさらに、磁気部品に結合された入力を有し、少なくともタンク回路の共振モード条件を検出するための第２の検出器を備える。好ましい実施例において、第２検出器は、近共振モードを検出するように適合されている。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明のこれらおよびその他の目的および利点は、添付の図面を参照して行った以下の説明から容易に明らかとなろう。
図１は、１サイクルにわたる時間の関数として取られたランプ電圧のプロットで、一つのランプカソードが消耗するにつれてのランプ電圧波形へのＤＣ成分の導入を示している。50ボルトのRMS ランプ電圧を有する波形１Ａにより指示されるような普通動作アーク放電ランプにおいて、各カソードのカソード降下電圧は等しい。この例において、ランプを駆動する電流波形はゼロ軸線に関して対称であるから、ランプ電圧はＡＣ電圧を含み、ＤＣ成分を含まない。ランプが寿命の終了に近づき、電極フィラメントの１フィラメント上の電子放射性物質が消耗すると、ランプは部分的に整流するらしく、ＤＣ成分が、波形１Ｂおよび１Ｃに指示されるように総ランプ電圧に加わる。カソード降下電圧の増加に起因して、消耗したカソードにより消費される電力は増加し、もしも制限されないと、ランプおよび取付け具の過度の局部的過熱をもたらすことがある。
【００１３】
反対のカソード上の放射性物質の消耗もやはり、（反対極性の）ＤＣ成分の追加により指示されるであろうが、ランプ電圧波形の第２の半分にピーク電圧の負の増加が現れる。
【００１４】
Ｔ２（すなわち1/4 インチ）直径ランプにおいて、如何なる過度の局部的過熱をも避けるためには、カソード電力の増加を最大約４ワットに制限することが望ましかろう。より大きな直径のランプの場合、カソード電力の許容できる増加は、相応に調節できる。本例において、カソード降下電力の４ワットの増加は、０ボルトないし約５２ボルトの全ＤＣランプ電圧の変化に対応する。本発明では、ＡＣ成分に拘りなくランプ電圧波形のＤＣ成分を感知することによって、各ランプ電極の状態を監視する。
【００１５】
図２は、放電ランプＤＳ１に対する安定器の好ましい実施例の概略図である。ランプＤＳ１は、フィラメント状カソードＥ１，Ｅ２のような１対の対抗するカソードを有する低圧蛍光ランプのようなアーク放電ランプである。各フィラメント状カソードは、製造中ある量の放射性物質で被覆される。負荷回路１０の一部を形成するランプＤＳ１は、ＤＣ／ＡＣコンバータとして動作する発振器またはインバータ１２により点火され、給電される。インバータ１２は、ＡＣ電源に結合されたＤＣ電源１６から濾波されたＤＣ電力を受け取る。インバータ１２の導通は、始動回路１４により開始される。安定器は、力率を修正するための回路網１８または等価物を含んでよい。カソードの過度の過熱を防ぐため、回路２０は、ランプの有効寿命の終了に近づきつつあり整流を開始しつつあるランプの検出の際、インバータを一時的に不能化する。回路２４は、ＡＣ出力電圧を監視し、共振モード状態または近共振モード状態により引き起こされたＡＣ負荷電圧の異常な増加を検出する。例えば、完全に作動しないランプ（無ランプ電流）やランプが取り除かれていることにより引き起こされる共振モード状態の検出の際、インバータは一時的に不能化される。回路２４はまた、近共振モードを生じさせＡＣ負荷電流を漸次増大させるような漏洩ランプを感知する。
【００１６】
図２において、１対の入力端子ＩＮ１，ＩＮ２は、108 ないし132 ボルト、60HzのようなＡＣ電源に接続される。フューズＦ１およびバリスタＲＶ１が、電流およびライン電圧トランジェント保護をそれぞれ提供するため、入力端子ＩＮ１，ＩＮ２間に直列に接続されている。熱ブレーカＦ２により熱的な保護が行われる。インダクタＬ１と、共通モードチョークＬ４と、１対のコンデンサＣ１６およびＣ１７より成る磁気干渉フィルタが、入力端子ＩＮ１，ＩＮ２およびＤＣ電源回路１６の入力と直列に接続されている。
【００１７】
ＤＣ電源回路１６は、従来設計より成り、ブリッジ整流器Ｄ１、コンデンサＣ８および抵抗Ｒ１３より成る。ＤＣ電源回路１６の出力は端子+VCCとして図２に示されている。ブリッジ整流器Ｄ１の出力は、インダクタＬ２、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ５、Ｃ６、Ｃ１０およびＣ１１およびダイオードＤ６，Ｄ７およびＤ１８より成る力率修正回路網１８に接続され得る。
【００１８】
（主動作部品として）MOSFETＱ１およびＱ２または適当なバイポーラトランジスタ（図示せず）のような１対の直列結合半導体スイッチを含むインバータ１２が、ＤＣ電源回路１６のＤＣ出力端子+VCCと接地に並列に接続されている。MOSFETＱ１およびＱ２に対するベース駆動およびスイッチング制御は、変圧器Ｔ１の二次巻線Ｗ２およびＷ３により提供される。変圧器Ｔ１のインダクタンスは、MOSFETＱ１およびＱ２のスイッチング周波数に影響を及ぼす。普通、インバータ１２のトランジスタスイッチング周波数は、約30Khz ないし70Khz である。
【００１９】
インバータ始動回路１４は、抵抗Ｒ１５およびコンデンサＣ７の直列配列を含む。抵抗１５とコンデンサＣ７間の結合点は、双方向性スレッショルド素子Ｄ４（すなわちダイアック）の一端に接続される。スレッショルド素子Ｄ４の他端は、MOSFETＱ２のゲートないし入力端子に接続される。通常のランプ動作中、インバータ始動回路１４は、始動コンデンサＣ７の両端の電圧をスレッショルド素子Ｄ４のスレッショルド電圧より低いレベルに維持することによって、ダイオード整流器Ｄ５に起因して不作動とされる。
【００２０】
１対のゼナーダイオードＤ１４およびＤ１５が、MOSFETＱ１およびＱ２のゲートをそれぞれ過電圧から保護している。トランジスタＱ３、ダイオードＤ１７および抵抗Ｒ１８より成る回路が、MOSFETＱ１をターンオフを改善する。トランジスタＱ４、ダイオードＤ１６および抵抗Ｒ１９より成る同様の回路が、MOSFETＱ２のターンオフを改善する。抵抗Ｒ６およびＲ２２およびコンデンサＣ４より成る位相シフト回路網がMOSFETＱ１に接続される。同様に、MOSFETＱ２の入力は、抵抗Ｒ７およびＲ２３およびコンデンサＣ３より成る位相シフト回路網に接続される。
【００２１】
負荷回路１０は、変圧器Ｔ１の一次巻線Ｗ１およびコンデンサＣ５およびＣ６を備える。一次巻線Ｗ１は、ランプに対する主安定化要素を構成する。コンデンサＣ５の他端子は、ランプＤＳ１の端子ＬＭＰ２に接続される。コンデンサＣ５およびＣ６の放電により引き起こされる初始動中のピークランプ電流を有効に制限するために、インダクタＬ３がランプＤＳ１と直列に接続される。コンデンサＣ１２は、あらゆるＤＣ成分を阻止する。
【００２２】
放電ランプＤＳ１の電極Ｅ１、Ｅ２は、恒久的態様で、あるいはランプの交換を容易にするために適当なソケットにより、安定器に接続し得る。図２は、各カソードからのリード線が短絡されて示されそれぞれの端子ＬＭＰ１，ＬＭＰ２に接続される瞬間始動放電ランプを図示しているが、他の結合配置も可能である。
【００２３】
図２に示される実施例において、ランプＤＳ１の両端のＤＣ電圧を検出するための回路２０は、抵抗Ｒ１、Ｒ２０、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４およびＲ５と、ランプＤＳ１と並列に接続された抵抗２０と並列のコンデンサＣ１４とより成るＲＣ積分回路を含む。このＲＣ積分回路網とＤ２のスイッチング電流は、感知されるＤＣ電圧の作動レベルを設定するために電圧分割を可能にする。コンデンサＣ１４の一端は、直列接続されたスレッショルド素子Ｄ２と抵抗Ｒ１２に接続される。抵抗Ｒ１７の一端は、ダイオードＤ１０、Ｄ１１、Ｄ１２およびＤ１３より成る全波ブリッジ整流回路網に接続される。
【００２４】
消耗したカソードの電力増加は、ＤＣ電圧感知回路２０により測定されるランプ両端のＤＣ電圧の大きさに正比例する。ＤＣ電圧のいずれかの極性が一部全波ブリッジ整流回路に起因して感知および不能化回路により監視されるから、いずれかのカソードの故障は、インバータを不能化する。ランプＤＳ１（したがってコンデンサ１４）両端のＤＣ電圧の極性は、放射性物質が欠乏したカソードに依存する。
【００２５】
回路２０の出力は、オプティカルアイソレータＴＲ１の入力にてＬＥＤに接続される。抵抗Ｒ１１およびコンデンサＣ１３より成るスナバ回路網が、オプティカルアイソレータＴＲ１の出力トライアックを分路している。オプティカルアイソレータＴＲ１のトライアックの導通は、MOSFETＱ１からのゲート駆動電流を抵抗Ｒ１２およびダイオードＤ９を介して接地に分路する。この結果、インバータ１２は一時的に不能化される。
【００２６】
図２において、回路２４は、コンデンサＣ５、Ｃ６、Ｃ１０と巻線Ｗ１のインダクタンスの共振状態を感知する。回路２４は、変圧器Ｔ１第３の二次巻線すなわち感知巻線Ｗ４に接続される。感知巻線Ｗ４間のＡＣ電圧は、ランプＤＳ１間のＡＣ電圧に比例する。図示のように、感知巻線Ｗ４の一端は、ダイオードＤ８を介してコンデンサＣ９に接続される。しかして、このコンデンサＣ９は放電抵抗Ｒ９により分路されている。コンデンサＣ９の正端子は、ダイアックＤ３および抵抗Ｒ１０を介してオプティカルアイソレータＴＲ１のＬＥＤ入力に結合される。
【００２７】
半導体スイッチは、インバータ駆動変圧器以外の手段で駆動してもよい。例えば、半導体スイッチは、制御論理回路により直接駆動してよい。この場合、インバータ駆動変圧器は、単一の感知巻線を有するインダクタのような他の磁気部品により代えられる。
【００２８】
安定器の動作は、以下に詳細に論述する。
端子ＩＮ１およびＩＮ２が適当なＡＣ電源に接続されると、ＤＣ電源回路１６は、ＡＣ信号を整流、濾波し、コンデンサＣ８の両端にＤＣ電圧を発生する。同時に、インバータ始動回路１４内の始動コンデンサＣ７は、抵抗１５を介して、スレッショルド素子Ｄ４のスレッショルド電圧に実質的に等しい電圧に放電し始める。スレッショルド電圧（例えば３２ボルト）に達すると、スレッショルド素子はブレークダウンし、パルスをMOSFETＱ２のゲートまたは入力に供給する。この結果、ＤＣ電源回路からの電流がコンデンサＣ１０、Ｃ５およびＣ６、変圧器Ｔ１の一次巻線、そしてMOSFETＱ２を通って流れる。ランプは始動中本質的に開放回路であるから、この時点にランプに電流は流れない。一次巻線Ｗ１を流れるこの初電流により、巻線Ｗ３間に電圧が生じ、そしてその極性は、抵抗Ｒ７おおおＲ２３およびコンデンサＣ３より成る位相シフト回路を介してMOSFETＱ２のターンオンを強制する。巻線Ｗ３間の電圧は、ＬＣタンク回路により決定される周波数にてリングする。この電圧がMOSFETＱ２のスレッショルド以下に落ちると、Ｑ２はターンオフし、MOSFETＱ１は、巻線Ｗ２とＷ３が一つの変圧器内にあって反対極性をもつということに起因してターンオンし始める。このプロセスは反復され、コンデンサＣ５と一次巻線Ｗ１により形成される直列共振回路の結果として、高電圧がコンデンサＣ５（従ってランプＤＳ１）の両端間に生ずる。コンデンサＣ５間に生ずる高電圧は、ランプＤＳ１を点弧するに十分である。
【００２９】
カソードフィラメントの一方上の放射性物質が使い尽くされるランプの有効寿命の終了時に、ランプは部分的に整流し、ＤＣ電圧成分が回路２０のコンデンサＣ１４の両端間に生ずる。コンデンサＣ１４間に生ずる電圧が素子Ｄ２のスレッショルド電圧を越すと、コンデンサ１４は、抵抗Ｒ１７、ダイオードＤ１３およびＤ１１（またはコンデンサＣ１４の極性に依存してダイオードＤ１０およびＤ１２）およびオプティカルアイソレータＴＲ１のＬＥＤ中に放電する。
【００３０】
検出回路２４は、例えば、ランプが点灯していないか（すなわちランプ電流なし）、ランプが回路から除去されているか、またはランプが漏洩しているかどうかを検出する。この条件下で、安定器は、コンデンサＣ５、Ｃ６およびＣ１０、および巻線Ｗ１のインダクタンスと直列共振モードで、または近直列共振状態で動作する。直列共振回路の性質により、これらの共振素子の結合インピーダンスは０となり、回路内の唯一の認め得るインピーダンスは、巻線Ｗ１の巻線抵抗と、MOSFETＱ１およびＱ２のドレイン−ソース間抵抗である。上述の状況において、ランプ電圧とタンク回路のＱは増加する。したがって、コンデンサＣ９両端間に発生する電圧は、素子Ｄ３のスレッショルド電圧を越し、抵抗Ｒ１０およびオプティカルアイソレータＴＲ１のＬＥＤを介して放電する。
【００３１】
オプティカルアイソレータのＬＥＤは、感知回路２０または２４のいずれかの結果として導通すると、オプティカルアイソレータＴＲ１はトリガされて出力のトライアックを分路し、MOSFETＱ１のゲートを接地に接続する。MOSFETＱ１のゲートに限定された電圧しか得られないから、ゲートドライブ電圧はＱ１をターンオンするには不十分であり、インバータの動作の中断を引き起こす。安定器が遮断すると、コンデンサＣ１９およびＣ９に信号は供給されず、これらのコンデンサはそれぞれ抵抗Ｒ２０およびＲ９を介して放電する。ＴＲ１のトライアックアックは、分路状態に留まりＱ１をオフ偏倚に維持し、安定器は遮断状態にある。
【００３２】
安定器に対する電力が切断された後、コンデンサＣ８両端の電圧は放電抵抗Ｒ１３を介して放電し始める。ＴＲ１の出力トライアックの保持電流レベルが維持されないほど十分にコンデンサＣ８両端の電圧が降下せしめられた後、回路はリセットされ、MOSFETＱ１およびＱ２の導通は、安定器に電力を再接続することによって再スタートされる。
【００３３】
共振モード状態または近共振モード状態の検出の選択は、抵抗Ｒ８およびＲ９の適正な選択により決定される。もしも回路２４が近共振モード状態を感知するように調節されると、共振モード状態も自動的に感知されるであろう。しかしながら、反対はつねに真ではない。
【００３４】
例えば非ラッチオプティカルアイソレータを用いて、あるいはＳＣＲオプティカルアイソレータを使用して回路２０および２４を変更することは十分に本発明の技術思想内にある。前者の場合、遮断回路をリセットするために安定器への電力を切断することは必要としないであろうし、後者の場合、オプティカルアイソレータは２つの別個の入力を有してもよい。さらに、唯一のランプが図示されているが、任意の適当数のランプを含むことも本発明の技術思想内にある。
【００３５】
【実施例】
特定の実施例として、下記の部品が図２に例示されるような本発明の実施例に適当である。しかし、これらは限定として解釈されるべきものではない。
【００３６】
【表１】
0003845462.tif 000002
【表２】
0003845462.tif 000003
【００３７】
以上、ランプと回路部品の保護を提供する１対のインバータ不能化回路について図示、説明した。この不能化回路は、回路部品許容値の綿密な調整を必要としない。
【００３８】
以上本発明を好ましい実施例について説明したが、当技術に精通したものであれば、本発明の技術思想から逸脱することなく種々の変化変更をなし得ることは明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】一つのランプカソードの消耗するときのランプ電圧波形へのＤＣ成分の導入を示す時間の関数としてのランプ電圧のプロットを示す。
【図２】本発明に従うアーク放電ランプ用の安定器の１具体例の概略線図である。
【符号の説明】
１０  負荷回路
１２  インバータ
１４  インバータ始動回路
１６  ＤＣ電源回路
１８  力率修正回路網
２０  ＤＣ電圧検出回路
２４  回路（共振状態感知）
Ｃ１〜１７  コンデンサ
Ｒ１〜２０  抵抗
Ｄ１〜Ｄ１５  ダイオード
ＤＳ１  蛍光ミニチュアランプ
Ｌ１〜Ｌ３  インダクタ
Ｌ４  チョーク
Ｑ１〜Ｑ４  トランジスタ
Ｔ１  変圧器
【図１】
0003845462.tif 000004
【図２】
0003845462.tif 000005