(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより電力変換を行うＰＷＭ電力変換装置において、
前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２相変換し、更にベクトル変換して互いに同一周波数の第１、第２の交流波形信号と振幅信号とに分離演算し、前記交流波形信号の周波数を３倍にしてもとの交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成し、前記振幅信号に所定値を乗算した信号と前記３倍調波信号とを乗算して得た信号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電圧指令を生成することを特徴としたＰＷＭ電力変換装置の制御方法。
【請求項２】
信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより電力変換を行うＰＷＭ電力変換装置において、
前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２相変換し、更にベクトル変換して互いに同一周波数の第１、第２の交流波形信号と振幅信号とに分離演算し、前記交流波形信号の周波数を３倍にしてもとの交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成し、この３倍調波信号に所定値を乗算して得た信号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電圧指令を生成することを特徴としたＰＷＭ電力変換装置の制御方法。
【請求項３】
信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより電力変換を行うＰＷＭ電力変換装置において、
前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２相変換して交流電圧指令の周波数を基準とした第１、第２の回転座標軸成分と振幅信号とに分離演算し、前記回転座標軸成分を用いて交流電圧指令の３倍周波数を基準として交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成するとともに、前記振幅信号に所定値を乗算した信号と前記３倍調波信号とを乗算して得た信号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電圧指令を生成することを特徴としたＰＷＭ電力変換装置の制御方法。
【請求項４】
信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより電力変換を行うＰＷＭ電力変換装置において、
前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２相変換して交流電圧指令の周波数を基準とした第１、第２の回転座標軸成分と振幅信号とに分離演算し、前記回転座標軸成分を用いて交流電圧指令の３倍周波数を基準として交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成するとともに、この３倍調波信号に所定値を乗算して得た信号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電圧指令を生成することを特徴としたＰＷＭ電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、信号波と搬送波との比較によって制御されるＰＷＭ（パルス幅変調）電力変換装置の制御方法に関する。ここで、ＰＷＭ電力変換装置とは、信号波と搬送波との比較によって生成されるＰＷＭパルスにより半導体スイッチング素子をオン・オフ制御し、直流−交流変換、交流−直流変換等を行う半導体電力変換装置をいう。
【０００２】
【従来の技術】
図８は従来のＰＷＭ電力変換装置の制御ブロック図である。図において、ＰＷＭ電力変換装置３は、変圧器２を介した電力系統１との間で直流電力Ｐｄｃと交流電力Ｐａｃとを相互に変換するものであり、例えばＰＷＭインバータ等が該当する。
この電力変換装置３は、図９（ａ）のように、ＧＴＯサイリスタ等の自己消弧形半導体スイッチング素子（以下、単に半導体素子という）１１ａ〜１１ｆと、これらに逆並列接続されたダイオード１２ａ〜１２ｆと、直流入力端子間に接続されたコンデンサ１３とから構成されている。図９（ｂ）は電力変換装置３の１相分を取り出したもので、Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ半導体素子であり、図９（ａ）の１１ａ〜１１ｆに相当する。
【０００３】
電力変換装置３が有効電力を出力する場合、図１０（ａ）のように、前記変圧器２をリアクトルＸとして表すことができる。いま、図１０（ｂ）に示すごとく、電力変換装置３の出力電圧ベクトルＶｉｎｖの位相を系統電圧ベクトルＶｓに対して変えることで、両者の差電圧ベクトルＶｘがリアクトルＸに印加され、有効電流ｉが流れることになる。
【０００４】
電力変換装置３を制御するに当たっては、図８において出力電圧指令ｉ＊と出力電流ｉＳとの偏差を加算器６により求めて電流調節器７に入力し、その出力を電圧検出器５により検出した系統電圧ＶＳに加算器８にて加算することで、電力変換装置３に対する交流電圧指令Ｖ＊（信号波）を演算する。そして、図１１に示すように、交流電圧指令Ｖ＊と搬送波発生器１０により演算された三角波などの搬送波ＣＡとを比較器９により比較し、半導体素子Ｑ１，Ｑ２（１１ａ〜１１ｆ）に対するＰＷＭパルスを生成してスイッチングタイミングを決定する。
このような一連の制御方法が、一般的なＰＷＭ（Pulse Width  Modulation）制御方法である。
【０００５】
ＰＷＭ制御は、図９（ｂ）の電力変換装置３の１相分だけを考えると、正弦波変調の場合には、図１１に示したように正弦波の電圧指令Ｖ＊と搬送波ＣＡとの比較を行い、Ｖ＊＞ＣＡの場合は上アームの半導体素子Ｑ１をオンさせ、下アームの半導体素子Ｑ２をオフさせる。また、Ｖ＊＜ＣＡの場合は半導体素子Ｑ１をオフさせ、半導体素子Ｑ２をオンさせる制御である。
ここで、電力変換装置３の出力電圧Ｖｉｎｖは、コンデンサ１３の直流電圧をＥｄとすると、数式１のようになる。
【０００６】
【数１】
Ｖｉｎｖ＝｛（√３／２）×（１／√２）｝Ｅｄ×Ｖ＊
（Ｖｉｎｖ：線間電圧実効値）
【０００７】
数式１から、コンデンサ１３の電圧Ｅｄが一定の場合、電力変換装置３の出力電圧Ｖｉｎｖを大きくするためには、電圧指令Ｖ＊を大きくすれば良いことが分かる。しかし、電圧指令Ｖ＊は、以下のような理由によって所定の値よりも大きくすることができない。
【０００８】
すなわち、図１２（ａ）は半導体素子Ｑ１，Ｑ２を過電圧から保護するためにスナバ回路Ｓを付加した回路構成図であり、Ｃｓはスナバコンデンサである。例えば下アームの半導体素子Ｑ２に過電圧が印加されて充電されたスナバコンデンサＣＳの電荷は、半導体素子Ｑ２のオン時に図１２（ａ）の破線矢印の経路で放電する。図１２（ｂ）に示すように、このスナバコンデンサＣｓの放電時間ｔｃや半導体素子Ｑ１，Ｑ２の短絡を回避するためのオン遅延時間ｔｄを確保する必要があるので、搬送波ＣＡの周波数をｆｓとした場合、電圧指令Ｖ＊は数式２に示す最大値Ｖ＊ｍａｘを超えることができない。
【０００９】
【数２】
Ｖ＊ｍａｘ＝１−２×ｆｓ×（ｔｃ＋ｔｄ）
【００１０】
例えば、ｔｃ＝１００［μｓ］、ｔｄ＝［μｓ］、ｆｓ＝４５０［Ｈｚ］とするとすると、数式２からＶ＊ｍａｘ＝０．８６５となる。従って、数式１によれば、電力変換装置３の出力電圧の最大値（√２×Ｖｉｎｖ）は直流電圧Ｅｄの０．７４５倍（つまり、√２×Ｖｉｎｖ＝（√３／２）×Ｅｄ×０．８６５＝０．７４５×Ｅｄ）が限度となるため、直流電圧Ｅｄを十分に利用していないことにほかならない。
このように、直流電圧利用率が低い場合には電力変換装置３の出力電圧が低くなり、装置容量が小さくなるという問題を生じる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
従来、直流電圧利用率を上げる場合は、図１３に示すように、系統電圧Ｖｓを基準とした３倍調波発生器２３を電圧検出器５の二次側に接続し、この３倍調波発生器２３により演算した３倍調波Ｖ３ｆ（系統電圧Ｖｓと同位相）を加算器１４において電圧指令Ｖ＊に加算することにより、搬送波ＣＡと比較するべき電圧指令Ｖ＊＊を得ている。なお、図１３において、図８と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
【００１２】
上記３倍調波Ｖ３ｆの振幅をＶ＊ｍａｘに対して約１３％にすると、前出の例では、電圧指令Ｖ＊と３倍調波Ｖ３ｆとを加算したＶ＊＊（加算器１４の出力信号）の最大値は約０．７５５となる（０．８６５・sinθ＋０．８６５×０．１３・sin３θの最大値が約０．７５５となる）。
つまり、Ｖ＊ｍａｘの値を０．７５５にしても、（√３／２）×Ｅｄ×０．８６５という出力電圧Ｖｉｎｖの最大値（√２×Ｖｉｎｖ）が得られることになり、この場合の電圧利用率（直流電圧をどのくらい交流電圧に変換できるかを示す比率）は（√２×Ｖｉｎｖ）／Ｅｄ＝（√３／２）×０．８６５となる。
これに対し、３倍調波Ｖ３ｆを電圧指令Ｖ＊に加算しない時には、√２×Ｖｉｎｖ ＝（√３／２）×Ｅｄ×０．７５５となり、電圧利用率は（√２×Ｖｉｎｖ）／Ｅｄ＝（√３／２）×０．７５５となる。
従って、３倍調波Ｖ３ｆを電圧指令Ｖ＊に加算すれば、電圧利用率は約１４．６％（０．８６５／０．７５５≒１．１４６）上がることになる。このことから、３倍調波Ｖ３ｆを加算すれば、Ｖ＊ｍａｘを超えない範囲で直流電圧の利用率を上げることが可能である。
【００１３】
図１４はもとの電圧指令Ｖ＊と３倍調波Ｖ３ｆ及びこれらの加算結果である電圧指令Ｖ＊＊の波形を示しており、もとの電圧指令Ｖ＊がＶ＊ｍａｘを超える場合でも、３倍調波Ｖ３ｆを加算すれば電圧指令Ｖ＊＊がＶ＊ｍａｘ以下になることがわかる。
【００１４】
しかし、この方法によると、電流調節器７の出力に応じて系統電圧ＶＳに対する電圧指令Ｖ＊の位相が変化し、この位相が大きくずれた時には、図１５に示すように３倍調波Ｖ３ｆと電圧指令Ｖ＊との位相が大きくずれてしまい、その結果、電圧指令Ｖ＊＊が電圧指令Ｖ＊よりも大きくなってＶ＊ｍａｘを超えることになり、直流電圧利用率の向上が達成できない場合があった。
そこで本発明は、もとの交流電圧指令に基づいて演算した同位相の３倍調波をもとの交流電圧指令に加算することにより、交流電圧指令の位相に関わらず、しかも制限値を超えない状態で直流電圧利用率を高めるようにしたＰＷＭ変換装置の制御方法を提供しようとするものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより電力変換を行うＰＷＭ電力変換装置において、
前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２相変換し、更にベクトル変換して互いに同一周波数の第１、第２の交流波形信号と振幅信号とに分離演算し、前記交流波形信号の周波数を３倍にしてもとの交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成し、前記振幅信号に所定値を乗算した信号と前記３倍調波信号とを乗算して得た信号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電圧指令を生成するものである。
【００１６】
請求項２記載の発明は、信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより電力変換を行うＰＷＭ電力変換装置において、
前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２相変換し、更にベクトル変換して互いに同一周波数の第１、第２の交流波形信号と振幅信号とに分離演算し、前記交流波形信号の周波数を３倍にしてもとの交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成し、この３倍調波信号に所定値を乗算して得た信号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電圧指令を生成するものである。
【００１７】
請求項３記載の発明は、信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより電力変換するＰＷＭ電力変換装置において、前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２相変換して交流電圧指令の周波数を基準とした第１、第２の回転座標軸成分と振幅信号とに分離演算し、前記回転座標軸成分を用いて交流電圧指令の３倍周波数を基準として交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成するとともに、前記振幅信号に所定値を乗算した信号と前記３倍調波信号とを乗算して得た信号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電圧指令を生成するものである。
【００１８】
請求項４記載の発明は、信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより電力変換を行うＰＷＭ電力変換装置において、前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２相変換して交流電圧指令の周波数を基準とした第１、第２の回転座標軸成分と振幅信号とに分離演算し、前記回転座標軸成分を用いて交流電圧指令の３倍周波数を基準として交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成するとともに、この３倍調波信号に所定値を乗算して得た信号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電圧指令を生成するものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は第１実施形態を示す制御ブロック図であり、ＰＷＭ変換装置３に与える３相各相の交流電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊は、３相２相変換回路１５により２相量Ｖα，Ｖβに変換される。ここで、交流電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊は、図８における加算器８の出力信号に相当する信号であり、数式３によって表されるものとする。なお、数式３においてＶｍは振幅、ωは角周波数、φは位相角である。
【００２０】
【数３】
0003812406.tif 000002
【００２１】
３相２相変換回路１５では、数式４の演算により、数式５に示す２相量Ｖα，Ｖβを得る。
【００２２】
【数４】
0003812406.tif 000003
【００２３】
【数５】
0003812406.tif 000004
【００２４】
２相量Ｖα，Ｖβはベクトル変換回路１６に入力され、数式６の演算により、数式７に示す余弦波Ｖ１Ｃ及び正弦波Ｖ１Ｓと、電圧指令の振幅Ｖｍを出力する。
【００２５】
【数６】
0003812406.tif 000005
【００２６】
【数７】
0003812406.tif 000006
【００２７】
ベクトル変換回路１６から出力された余弦波Ｖ１Ｃは３倍調波発生器１７ａに入力される。この３倍調波発生器１７ａでは、３倍角の公式に基づく数式８の演算、具体的には、数式９の演算を行ってＶ１Ｃの周波数を３倍にした３倍調波Ｖ３ｆ’を出力する。
【００２８】
【数８】
Ｖ３ｆ’＝４×Ｖ１Ｃ３−３×Ｖ１Ｃ
【００２９】
【数９】
0003812406.tif 000007
【００３０】
一方、振幅Ｖｍに所定値のゲイン２２（例えば−０．１３）を乗算し、その結果と数式９の３倍調波Ｖ３ｆ’とを乗算器１８により乗算して、数式１０に示す３倍調波Ｖ３ｆを得る。
この３倍調波Ｖ３ｆは、加算器１４ａ，１４ｂ，１４ｃにおいてもとの電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊と加算されることにより、最終的な３相各相の電圧指令Ｖａ＊＊，Ｖｂ＊＊，Ｖｃ＊＊が出力され、これらの電圧指令が信号波として搬送波と比較されてＰＷＭパルスが生成されることになる。
【００３１】
【数１０】
Ｖ３ｆ＝−０．１３・Ｖｍ・ｃｏｓ｛３（ωｔ−φ）｝
【００３２】
図２は、この実施形態における電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊、２相量Ｖα，Ｖβ、余弦波Ｖ１Ｃ、正弦波Ｖ１Ｓ、振幅Ｖｍ、３倍調波Ｖ３ｆ，Ｖ３ｆ’、最終的な電圧指令Ｖａ＊＊，Ｖｂ＊＊，Ｖｃ＊＊の波形を示している。
この図から明らかなように、本実施形態によれば、３倍調波Ｖ３ｆはもとの電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊に対して常に同位相となる。すなわち、３倍調波Ｖ３ｆのゼロクロス点は電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊のゼロクロス点と一致している。このように、交流電圧指令を振幅Ｖｍと交流波形（余弦波Ｖ１Ｃ及び正弦波Ｖ１Ｓ）とに分離演算するとともに、振幅Ｖｍに所定値を乗算した値と交流波形（余弦波Ｖ１Ｃ）の周波数を３倍にした３倍調波Ｖ３ｆ’とを乗算して交流電圧指令と同位相の３倍調波Ｖ３ｆとを得ることができ、この３倍調波Ｖ３ｆを各相の電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊にそれぞれ加算すれば、もとの電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊以下であって制限値Ｖ＊ｍａｘを超えない電圧指令Ｖａ＊＊，Ｖｂ＊＊，Ｖｃ＊＊を得ることができる。
このため、電圧指令の位相に関わらず、制限値Ｖ＊ｍａｘを超えない範囲で電力変換装置３の出力電圧を大きくし、直流電圧利用率を上げることができる。
【００３３】
図３は、この実施形態において、もとの電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊の振幅に応じて３倍調波Ｖ３ｆの振幅が変化する様子を示している。このことは、前述の数式１０や、図１において、振幅Ｖｍにゲイン２２を乗じた値を乗算器１８により３倍調波Ｖ３ｆに乗じていることからも理解される。なお、この図３は、次の第２実施形態の説明においても比較参照する。
【００３４】
次に、本発明の第２実施形態を説明する。
図４は本実施形態の制御ブロック図であり、図１と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。この実施形態では、３倍調波発生器１７ａから出力される３倍調波Ｖ３ｆ’に所定値のゲイン１９（例えば−０．１３）が乗算されて電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊の大きさに依存しない振幅一定の３倍調波Ｖ３ｆが出力される。この３倍調波Ｖ３ｆは前述した数式１０の右辺におけるＶｍを除去した（１とした）値である。
【００３５】
上記の３倍調波Ｖ３ｆは、図１と同様に加算器１４ａ，１４ｂ，１４ｃにおいて各相の電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊にそれぞれ加算されることで、もとの電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊以下であって制限値Ｖ＊ｍａｘを超えない電圧指令Ｖａ＊＊，Ｖｂ＊＊，Ｖｃ＊＊が得られる。
本実施形態においても、電圧指令の位相に関わらず制限値Ｖ＊ｍａｘを超えない範囲で電力変換装置３の出力電圧を大きくし、直流電圧利用率を上げることができる。
【００３６】
第１実施形態では、前述の図３のように３倍調波Ｖ３ｆの振幅は電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊の振幅に応じて変化することになるが、この第２実施形態では、図５に示すように電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊の振幅に関わらず３倍調波Ｖ３ｆの振幅が一定となる。
この実施形態によれば、第１実施形態に比べて乗算器１８が不要になり、回路構成が簡略化されるという利点がある。
【００３７】
次に、本発明の第３実施形態を図６に従って説明する。なお、図１，図４と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
図６において、各相の電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊は３相２相変換回路１５に入力され、２相量Ｖα，Ｖβに変換される。ここで、電圧指令Ｖａ＊,Ｖｂ＊,Ｖｃ＊は前記数式３によって表されるものとし、３相２相変換回路１５から出力される２相量Ｖα，Ｖβは数式５のとおりである。
【００３８】
３０は電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊と同じ周波数を持つ正弦波ｓｉｎωｔ及び余弦波ｃｏｓωｔを出力する正弦波・余弦波発生器であり、前記正弦波ｓｉｎωｔ及び余弦波ｃｏｓωｔは回転座標軸変換回路２０に入力される。
回転座標軸変換回路２０では、数式１１により、２相量Ｖα，Ｖβから正弦波ｓｉｎωｔ及び余弦波ｃｏｓωｔ（電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊）の周波数を基準とした回転座標軸成分Ｖｄ，Ｖｑを演算する。すなわち、数式１１を演算し、加法定理を適用して数式１２を得る。こうして求められた回転座標軸成分Ｖｄ，Ｖｑは、フィルタ回路２４ｄ，２４ｑによって電圧指令に含まれる高調波成分や逆相成分が除去される。
【００３９】
【数１１】
0003812406.tif 000008
【００４０】
【数１２】
0003812406.tif 000009
【００４１】
回転座標軸成分Ｖｄ，Ｖｑはベクトル変換回路１６に入力され、数式１３の演算により余弦波Ｖ１ＣＡ及び正弦波Ｖ１ＳＡが求められる。また、ベクトル変換回路１６は電圧指令の振幅Ｖｍを出力する。
【００４２】
【数１３】
0003812406.tif 000010
【００４３】
３倍調波発生器１７ｂでは、３倍角の公式に従って数式１４の演算を行い、Ｖ１ＣＡ，Ｖ１ＳＡの周波数を３倍にしたＶ２ＣＡ，Ｖ２ＳＡを求めて静止座標変換回路２１に出力する。
【００４４】
【数１４】
0003812406.tif 000011
【００４５】
３１は電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊の３倍周波数を持つ正弦波ｓｉｎ３ωｔ及び余弦波ｃｏｓ３ωｔを出力する正弦波・余弦波発生器であり、これらの正弦波ｓｉｎ３ωｔ及び余弦波ｃｏｓ３ωｔは前記Ｖ２ＣＡ，Ｖ２ＳＡとともに静止座標変換回路２１に入力される。
静止座標変換回路２１では、数式１５、詳しくは数式１６の演算を行い、加法定理を適用して各相電圧指令の３倍周波数を持つ３倍調波Ｖ３ｆｄ及びＶ３ｆｑを出力する。
【００４６】
【数１５】
0003812406.tif 000012
【００４７】
【数１６】
0003812406.tif 000013
【００４８】
一方、振幅Ｖｍに所定値のゲイン２２（例えば−０．１３）を乗算し、その結果と前記３倍調波Ｖ３ｆｄとを乗算器１８により乗算して、数式１０と同様に数式１７に示す３倍調波Ｖ３ｆを得る。
この３倍調波Ｖ３ｆは、加算器１４ａ，１４ｂ，１４ｃにおいてもとの電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊と加算されることにより、最終的な３相各相の電圧指令Ｖａ＊＊，Ｖｂ＊＊，Ｖｃ＊＊となり、搬送波との比較に用いられる。
【００４９】
【数１７】
Ｖ３ｆ＝−０．１３・Ｖｍ・ｃｏｓ｛３（ωｔ−φ）｝
【００５０】
本実施形態によれば、３倍調波Ｖ３ｆはもとの電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊に対して常に同位相となる。このように、交流の電圧指令を振幅Ｖｍと電圧指令の周波数を基準とした回転座標軸成分Ｖ１ＣＡ，Ｖ１ＳＡとに分離演算し、振幅Ｖｍに所定値を乗算した値と電圧指令の３倍周波数を基準として演算した３倍調波Ｖ３ｆｄとを乗算して電圧指令と同位相の３倍調波Ｖ３ｆを得ることができ、この３倍調波Ｖ３ｆを各相の電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊にそれぞれ加算すれば、もとの電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊以下であって制限値Ｖ＊ｍａｘを超えない電圧指令Ｖａ＊＊，Ｖｂ＊＊，Ｖｃ＊＊を得ることができる。
従って本実施形態でも、電圧指令の位相に関わらず、制限値Ｖ＊ｍａｘを超えない範囲で電力変換装置３の出力電圧を大きくし、直流電圧利用率を上げることができる。
【００５１】
最後に、本発明の第４実施形態を図７に従って説明する。この実施形態において、３相２相変換回路１５から静止座標変換回路２１までの動作は第３実施形態と同様である。
この実施形態では、静止座標変換回路２１から出力される３倍調波Ｖ３ｆｄに所定値のゲイン１９（例えば−０．１３）が乗算される。これにより、第３実施形態と異なって電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊の大きさに依存しない振幅一定の３倍調波Ｖ３ｆが出力される。この３倍調波Ｖ３ｆは数式１７の右辺におけるＶｍを除去した（１とした）値である。
【００５２】
上記３倍調波Ｖ３ｆは、加算器１４ａ，１４ｂ，１４ｃにおいて各相の電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊にそれぞれ加算され、もとの電圧指令Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊以下であって制限値Ｖ＊ｍａｘを超えない電圧指令Ｖａ＊＊，Ｖｂ＊＊，Ｖｃ＊＊が得られる。
これにより、本実施形態でも電圧指令の位相に関わらず制限値Ｖ＊ｍａｘを超えない範囲で電力変換装置３の出力電圧を大きくし、直流電圧利用率を上げることができる。
この実施形態によれば、第２実施形態と同様に図６における乗算器１８が不要になるので、回路構成が簡略化される。
【００５３】
なお、上記各実施形態では各相の電圧指令の分離演算により得た余弦波を利用して３倍調波を作成しているが、正弦波を用いて３倍調波を作成することも可能である。
【００５４】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、もとの電圧指令に基づいてこれと同位相の３倍調波を生成し、この３倍調波をもとの電圧指令に加算して最終的な電圧指令を得るようにしたので、系統電圧に対して電圧指令の位相が変化した場合にも、常に適切な３倍調波を得ることができ、電圧指令の制限値を超えない範囲で電力変換値の直流電圧利用率を上げることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】第１実施形態の動作を示す電圧波形図である。
【図３】第１実施形態において、電圧指令の大きさが異なる場合の電圧波形図である。
【図４】本発明の第２実施形態を示す制御ブロック図である。
【図５】第２実施形態において、電圧指令の大きさが異なる場合の電圧波形図である。
【図６】本発明の第３実施形態を示す制御ブロック図である。
【図７】本発明の第４実施形態を示す制御ブロック図である。
【図８】従来技術を示す制御ブロック図である。
【図９】電力変換装置の主回路構成図である。
【図１０】電力変換装置の動作説明図である。
【図１１】電力変換装置のＰＷＭ制御原理を説明する波形図である。
【図１２】電力変換装置におけるスナバ回路と放電時間及びオン遅延時間の説明図である。
【図１３】直流電圧利用率を上げるための従来技術を示す制御ブロック図である。
【図１４】電圧指令等の波形図である。
【図１５】発明の解決課題を説明するための電圧指令等の波形図である。
【符号の説明】
１・・・電力系統
２・・・変圧器
３・・・ＰＷＭ電力変換装置
４・・・電流検出器
５・・・電圧検出器
６・・・減算器
７・・・電流調節器
８・・・加算器
９・・・比較器
１０・・・搬送波発生器
１１ａ〜１１ｆ・・・自己消弧形半導体スイッチング素子
１２ａ〜１２ｆ・・・ダイオード
１３・・・コンデンサ
１４ａ，１４ｂ，１４ｃ・・・加算器
１５・・・３相２相変換回路
１６・・・ベクトル変換回路
１７ａ，１７ｂ，２３・・・３倍調波発生器
１８・・・乗算器
１９，２２・・・ゲイン
２０・・・回転座標変換回路
２１・・・静止座標変換回路
２４ｄ，２４ｑ・・・フィルタ回路
３０，３１・・・正弦波・余弦波発生器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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