(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のコンステレーションに基き変調された信号を送受する、少なくとも一つの送信器および少なくとも一つの受信器を備えており、
前記受信器は、前記信号のサンプル（ｘｎ）を受信し、このサンプルについての決定（ｄｎ）をするように適合されており、
前記受信器は、調整誤差（εｎ）により調整されるフェイズロックドループを持つ同期形タイミング復旧装置をさらに有するディジタル通信システムであって、
前記調整誤差は、それぞれが第１及び第２の重みを持つ第１の誤差（ｅｎ）及び第２の誤差の関数である擬似誤差に基づいて構成され、
前記第１の誤差は、前記受信されたサンプルと、前記第１のコンステレーションにおける前記サンプルに対してなされた決定との間の距離の関数であり、
前記第２の誤差は、前記受信されたサンプルと、前記第１のコンステレーションよりもポイント数の少ない第２のコンステレーションにおける前記サンプルに対してなされた決定との間の距離の関数であり、
前記第２の誤差に割り当てられる前記第２の重みは、前記第１の誤差に比例するものである、ことを特徴とするディジタル通信システム。
【請求項２】
前記擬似誤差は、前記第１の誤差が所定のスレッシュホールドよりも低い場合には、この第１の誤差により構成され、前記第１の誤差が前記ステッシュホールド以上の場合には前記第２の誤差により構成されるものである、ことを特徴とする請求項１記載のディジタル通信システム。
【請求項３】
前記擬似誤差は、前記第１の誤差が所定のスレッシュホールドよりも低い場合には、この第１の誤差の符号に等しいものであり、前記第１の誤差が前記スレッシュホールド以上の場合には前記第２の誤差の符号に等しいものである、ことを特徴とする請求項２に記載のディジタル通信システム。
【請求項４】
前記受信器は、
前記受信されたサンプルの座標を前記第１のコンステレーションの境界と比較する比較手段と、
同期検出手段と、
前記調整誤差の座標を記憶する記憶手段と、
この記憶された座標に基き前記調整誤差を演算する演算手段と、
前記受信器が同期化されていない場合、前記受信されたサンプルに対応する座標が前記第１のコンステレーションの境界の外側に位置しているときのみ前記調整誤差の座標を記憶する前記記憶手段のチェックを行うチェック手段と、を含んでいることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のディジタル通信システム。
【請求項５】
第１のコンステレーションに基づいて変調された信号のサンプル（ｘｎ）を受信し、前記サンプルについての決定を行い、調整誤差（εｎ）により調整されるフェーズロックドループを有する同期形タイミング復旧装置を備えるディジタル変調用受信器であって、
前記調整誤差は、それぞれが第１及び第２の重みを持つ第１の誤差（ｅｎ）及び第２の誤差の関数である擬似誤差に基づいて構成され、
前記第１の誤差は、前記受信されたサンプルと、前記第１のコンステレーションにおける前記サンプルに対してなされた決定との間の距離の関数であり、
前記第２の誤差は、前記受信されたサンプルと、前記第１のコンステレーションよりもポイント数の少ない第２のコンステレーションにおける前記サンプルに対してなされた決定との間の距離の関数であり、
前記第２の誤差に割り当てられる前記第２の重みは、前記第１の誤差に比例するものである、ことを特徴とするディジタル通信システム。
【請求項６】
前記擬似誤差は、前記第１の誤差が所定のスレッシュホールドよりも低い場合には、この第１の誤差により構成され、前記第１の誤差が前記ステッシュホールド以上の場合には前記第２の誤差により構成されるものである、ことを特徴とする請求項５記載のディジタル変調用受信器。
【請求項７】
前記擬似誤差は、前記第１の誤差が所定のスレッシュホールドよりも低い場合には、この第１の誤差の符号に等しいものであり、前記第１の誤差が前記スレッシュホールド以上の場合には前記第２の誤差の符号に等しいものである、ことを特徴とする請求項６に記載のディジタル変調用受信器。
【請求項８】
前記受信されたサンプルの座標をコンステレーションの境界と比較する比較手段と、
同期検出手段と、
前記調整誤差の座標を記憶する記憶手段と、
この記憶された座標に基き前記調整誤差を演算する演算手段と、
前記受信器が同期化されていない場合、前記受信されたサンプルに対応する座標が前記第１のコンステレーションの境界の外側に位置しているときのみ前記調整誤差の座標を記憶する前記記憶手段のチェックを行うチェック手段と、を含んでいることを特徴とするディジタル変調用受信器。
【請求項９】
請求項５乃至７のいずれかに記載のディジタル変調用受信器において用いられるタイミング復旧装置（４０）。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、少なくとも、第１のコンステレーションに基き変調された信号を伝送するための送信機と受信器とを含んでいるディジタル通信システムに関するものであり、この受信器は、前記信号のサンプルを入力し且つこのサンプルについての決定を生成するものであって、さらに調整誤差により調整されるフェイズロックループ回路を含む同期型のタイミング復旧装置を含んでいるものである。
【０００２】
本発明は、また、ディジタル変調用受信器に関するものであって、第１のコンステレーションに基き変調された信号のサンプルを入力し且つこのサンプルについての決定を生成するものであって、調整誤差により調整されるフェイズロックループ回路を含む同期型のタイミング復旧装置を含んでいるものに関するものである。
【０００３】
本発明は、同期通信の分野において非常に重要な応用を見い出せるものである。実際、この送信器及び受信器のクロックは、受信信号のサンプリングを即時に最適化できるよう同期化される。
【０００４】
【従来の技術】
ａ（ｎＴ）は速度Ｔで送信器により送信された符号であり、ｘ（ｎＴ＋τ）はτのオフセットを伴う受信器によりサンプル化された信号であり、そしてｈは伝送チャンネル全体の転送関数であり、送信符号及び受信符号は次のような方式で表現されるものであると、それぞれ仮定する。
【０００５】
【数１】
0003778994.tif 000002
望ましいデータａ（ｎＴ）ｈ（τ）に加え、オフセットτの関数である符号間干渉項が現れる。これから受信符号にもたらされる誤差はオフセットτの修正のために使用されることになる。
【０００６】
それ故、１９７６年５月発行のＩＥＥＥ（米国電気電子学会）の通信に関する会報第２４巻第５号の「ディジタルデータ同期受信器におけるタイミング復旧」と題されたミューラー及びミューラーの論文は、チャンネル応答ｈから派生する関数ｆによりフェイズロックループ回路を調整し、これにより応答が安定状態になるように、つまりτがｆ（τ）＝０を満足するように調和させることを推奨している。実際問題として、このチャンネル応答ｈは手に入れることができない。そして、そのように、この関数の予測値は、受信器により受信されたサンプルから引き出されたものが用いられている。使用される予測値は、例えば、次のような表現で与えられる。
【０００７】
【数２】
0003778994.tif 000003
ここで、Ｒｅ（）は、かっこ内に組み込まれた数の実数部分を示している。ｄｎは、ｎ番目に受信されたサンプルｘｎについてなされた決定である。ｅｎ（＝ｘｎ−ｄｎ）は、サンプルｘｎに対応する誤差である。そして、ｅｎ＊は、ｅｎの共役数である。この予測値は、実際、チャンネル応答を安定状態に調和させるように導く。それは、
Ｒｅ［ｈ（Ｔ＋τ）−ｈ（−Ｔ＋τ）］＝０
だからである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
この予測値εｎは、サンプルｘｎ-1に生じた誤差ｅｎ-1の関数である。種々の状態にある変調用受信器タイミング復旧装置のフェイズロックループの調整誤差としてこの予測値を使用することは、不十分な結果しかもたらさない。実際、コンステレーションの状態数が増加した場合、使用されるコンステレーションの２点間距離が小さくなるので、誤った決定及び誤った誤差の予測値を有する可能性はより大きくなる。本発明は、このような欠点を克服することを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
それ故、本発明による通信システムであって前半のパラグラフに記載されているものは、前記調整誤差が擬似誤差に基き形成されていることを特徴としている。この擬似誤差は、第１及び第２の重み付けをそれぞれ有する第１及び第２の誤差の関数である。この第１の誤差は、受信サンプルと前記第１のコンステレーションにおけるサンプルについての決定との間の距離の関数である。第２の誤差は、前記サンプルと第２の簡単化されたコンステレーションにおけるこれらサンプルについての決定との間の距離の関数である。そして、第２の誤差に割り当てられる重み付けは、第１の誤差に比例するものである。
【００１０】
このように、第１の誤差は、それがある値以下にとどまっている限りは、優位な位置を占めている。つまり、信頼できるとは考えられているものの、上記の値を超えると、より近くなって優位な位置を占めるのは第２の誤差になる。そして、このことは、タイミング復旧装置に対して、より大きなロバスト性を保証することになる。実際に、サンプル器で行われた訂正の振幅が高くなればなるほど、望ましいサンプリング時へ向けての収束は速くなるであろう。誤差がある値を超えた場合に高い振幅の訂正を使用することには、このような利点がある。
【００１１】
特に簡単化して利用される実施形態においては、擬似誤差は、次のようなものから形成される。つまり、第１の誤差が与えられたスレッシュホールドよりも低い場合には、この第１の誤差である。そして、上記以外の場合には、第２の誤差である。
【００１２】
本発明による通信システムの別の実施形態においては、受信器は次の要素を含んでいる。すなわち、受信サンプルの座標を前記コンステレーションの境界と比較する比較手段と、同期検出手段と、前記調整誤差の座標を格納する格納手段と、この格納された座標に基いて前記調整誤差を演算する演算手段と、前記受信器が同期化されておらず、受信サンプルに対応する座標が第１のコンステレーションの境界の外側に位置している場合のみ前記調整誤差の座標を格納する格納手段のチェックを行うチェック手段と、を含んでいる。
【００１３】
受信器が同期化されていない場合に用いられる第１の実施形態においては、誤差の兆候が確実になっている点の座標のみが用いられる。この動作モードは特にロバストであり、送信器の送信開始の際に迅速なタイミングで「ロックイン」することを可能にする。一方で、この動作モードは非常にノイジーとなる。何故なら、この動作モードでは数点しか利用できないために、受信器が送信器と同期化した瞬間以降に受信した全ての点を利用できるようにする第２の動作モードに切り替える必要があるからである。本発明のこれら及び他の態様は、以下に記載された実施形態を参照することにより明らかとなるであろう。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１によれば、本発明による通信システムは、第１のクロックＨ１のタイミングで動作する送信器１と、無線チャンネルによる信号を発信する第２のクロックＨ２のタイミングで動作する受信器２とを含んでいる。
【００１５】
図２によれば、受信器２は、２つのミキサ３，４を含んでいる。これらのミキサは、一方で、第１の入力端子１１，１２上に、受信器２により受信された信号を入力する。そして、他方で、第２の入力端子５，６上に、９０°位相シフタ１３からの方形信号を入力する。９０°位相シフタ１３自体は、ローカル発振器１４からの正弦波信号を入力している。ミキサ３，４の出力側は、ローパスフィルタ１５，１６の入力側にそれぞれ接続されている。これらのフィルタ１５，１６の出力側は、アナログ・ディジタル変換器１７，１８にそれぞれ接続されている。これらのアナログ・ディジタル変換器は、タイミング復旧装置４０により生成されるクロック信号Ｈによって制御される。変換器１７は、サンプルｘｎの実数要素ｘ′ｎを第１の誤差演算装置１９に出力する。そして、変換器１８は、サンプルｘｎの虚数要素ｘ″ｎを第２の誤差演算装置２０に出力する。
【００１６】
【数３】
0003778994.tif 000004
この位相比較器２１は、また、同期検出器２２からのデータＳも入力している。この位相比較器２１は、ループフィルタ２３に出力される調整誤差εｎを生成する。このループフィルタ２３は電圧制御発振器２４を制御し、電圧制御発振器２４の出力はアナログ・ディジタル変換器１７，１８を制御する。
【００１７】
このように、アナログ・ディジタル変換器１７，１８、誤差演算装置１９，２０、位相比較器２１、ループフィルタ２３、及び電圧制御発振器２４によって構成されるフェイズロックループ回路ＰＬＬは、送信器１及び受信器２のクロック間のオフセットτを修正するため、調整誤差εｎにより調整される。
【００１８】
用いられる調整誤差εｎは次のように表される。すなわち、
【００１９】
【数４】
0003778994.tif 000005
この式のＥ（）は、かっこ内に記されたものの数学的予想値を示している。
【００２０】
【数５】
0003778994.tif 000006
図３は、これらのコンステレーションを示したものである。この例では、図示を簡単化しており、第１のコンステレーションと呼んでいる信号変調用のコンステレーションは、１６値ＱＡＭコンステレーションである。簡単化された方のコンステレーションは、その選択が第１のコンステレーションの選択とは別個に行われるものであり、４つの座標点（α，α）、（α，−α）、（−α，α）、及び（−α，−α）のコンステレーションである。なぜなら、ｘｎは複雑な調整誤差であり、４つの異なる値：１＋ｊ，１−ｊ，−１＋ｊ，−１−ｊをとると仮定できるからである。第１のコンステレーションが１６値ＱＡＭコンステレーションである場合、αの値は２. ５に等しい。
【００２１】
【数６】
0003778994.tif 000007
これまで説明してきた実施形態は、簡単化された４つの点のコンステレーションに関するものであり、これは簡単であるという利点を提供する。しかし、他のタイプの簡単化されたコンステレーションもまた使用可能であることは明らかである。
【００２２】
本発明は、１９８４年８月発行のＩＥＥＥの通信会報第第３２巻第５号に「ブラインド・イコライザ」と題され、擬似誤差の利用について記載がなされているアルバート、ベンベニストの論文を利用している。しかしながら、そこで用いられている擬似誤差は、本発明の技術すなわち同等化とは異なるものである。
【００２３】
本発明は、上記の方法を改善したもの、特に、実行する動作数を低減したものによっても構成される。
【００２４】
それ故、本発明の他の実施形態においては、用いられる擬似誤差は次のように定義される。
【００２５】
【数７】
0003778994.tif 000008
図４は、１６値ＱＡＭコンステレーションの各点で１/ ２を中心とした辺を有する正方形群を示したものである。サンプルｘｎがこの正方形の内側に位置する場合は、誤差の実数部分及び虚数部分であるｅ′ｎ及びｅ″ｎは１/ ２よりも小さくなり、
【００２６】
【数８】
0003778994.tif 000009
このような変更は、図５の曲線Ａ及びＢが示すように、位相比較器の特性を改善する。これらの曲線は、Ｘ軸上がサンプリング遅れｔｎを示し、Ｙ軸上が位相比較器の出力すなわち対応する調整誤差εｎの値を示している。曲線Ａは、本発明の技術の状態に対応しており、曲線Ｂは、本発明の２番目の実施形態に対応している。無視できない遅れがある場合に、ローカルクロックに対して行う修正は、曲線Ｂによればより高いものとなる。したがって、より速い収束性を得ることが可能になる。
【００２７】
しかしながら、得られた結果は、ある場合においては充分なものではないかもしれない。それゆえ、本発明の３番目の実施形態においては、受信器のクロックがまだ送信器のクロックに同期していない間に、固定位相と呼ばれる第１の位相を開始することにより充分なものとすることができる。この第１の位相に対応するのは、第１の動作モードである。それから、一度受信器が同期化されると、第２の動作モードが進行する。この第２の動作モードには上述した実施形態の１つが対応する。第１の実施形態においては、誤差があることが確実な受信点の座標のみ、すなわち、コンステレーションの外側に位置している座標のみが、調整誤差εｎの数値として用いられる。
【００２８】
図６は、この実施形態における位相比較器２１の構成図である。これには、信号の実数部分及び虚数部分を処理するための２つの同一の従属回路Ａ，Ｂがそれぞれ含まれている。この図では、信号の実数部分を処理する側に対応する従属回路Ａのみが詳細に示されている。これには、調整誤差εｎの実数部分を演算する回路２１１、及びメモリ２１３をチェックする回路２１２が含まれている。この位相比較器は、更に、得られた実数及び虚数部分の結果を合計する回路２１４を含んでいる。そして、この合計回路の出力は、ディジタル・アナログ変換器２３３に送出される。変換器２３３は、その結果として調整誤差εｎをループフィルタ２３に対して出力する。
【００２９】
演算回路２１１は、一方の入力端子に、第１の遅延要素２１５に対して出力される
【００３０】
【数９】
0003778994.tif 000010
他方の入力端子に、第２の遅延要素２１６及び加算器２１７に出力される決定数ｄ′ｎの実数部分を入力する。第１の遅延要素２１５は、その出力端子上に、乗算回路２１８に出力される
【００３１】
【数１０】
0003778994.tif 000011
第２の遅延要素２１６は、第３の遅延要素２１９の入力端子に出力される遅延決定数ｄ′ｎ-1を生成する。この第３の遅延要素は、加算回路２１７に対して遅延決定数ｄ′ｎ-2を出力する。加算回路２１７は、乗算回路２１８に合計値（ｄ′ｎ−ｄ′ｎ-2）を出力する。そして、最終的に、乗算回路２１８は調整誤差εｎの実数部分すなわち、
【００３２】
【数１１】
0003778994.tif 000012
をメモリ２１３に対して出力する。
【００３３】
メモリ２１３の入力端子に出力された内容を記憶するか否かは、チェック回路２１２により与えられる指示によって決まる。このチェック回路２１２は、その入力端子上に、誤差演算装置１９によって与えられる記憶指令ｚ′ｎと、同期検出器２２によって与えられる同期指令Ｓとを入力する。チェック回路２１２は次の場合にメモリ２１３に対して記憶信号を送る。それは、信号Ｓが非同期を示している場合であって、且つ信号ｚ′ｎが演算回路２１１によって生成された内容を記憶すべきであることを示している場合、つまり、受信サンプルの実数部分が、コンステレーションの点の絶対値の実数部分よりも大きな場合である。
【００３４】
メモリ２１３は加算回路２１４に最も近い記憶値を出力する。この加算回路２１４は、また、従属回路Ｂのメモリの最も近い記憶値を入力する。
【００３５】
図６で説明した実施形態において、同期検出器２２は、例えば、次のように表される誤差の平均値を演算する第１の回路２３０を含んでいる。
【００３６】
【数１２】
0003778994.tif 000013
この演算回路２３０の出力はディジタル・アナログ変換器２３１の入力側に与えられる。変換器２３１の出力側はローパスフィルタ２３２の入力側に接続されている。得られた結果は比較器２３４の入力側に出力される。この比較器の出力はチェック回路２１２に与えられるデータＳを形成する。
【００３７】
この実施形態において得られた結果は図５の曲線Ｃによって示される。ローカルクロックによって行われた修正は、曲線Ａ，Ｂにより得られる修正よりもかなり高くなっている。
【００３８】
言うまでもなく、これまでに説明してきた実施形態に種々の変形を加えること、特に、本発明の範囲を逸脱することなく、同等の技術手段に置き換えることは可能である。さらに、既述したコンステレーションとは異なるコンステレーションも使用できるであろうし、擬似誤差の表現についても他の簡単化が可能であろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による通信システムの構成図。
【図２】図１の通信システムにおける受信器の構成図。
【図３】第１の１６値コンステレーションの説明図。
【図４】第２の簡単化された４値コンステレーションの説明図。
【図５】技術の状態により得られた結果及び本発明の種々の実施形態により得られた結果を１２８値ＱＡＭコンステレーションと比較する曲線を示した特性図。
【図６】本発明によるシステムの位相比較器の構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１  送信器
２  受信器
３，４  ミキサ
１３  ９０°位相シフタ
１４  ローカル発振器
１５，１６  ローパスフィルタ
１７，１８  アナログ・ディジタル変換器
１９  第１の誤差演算装置
２０  第２の誤差演算装置
２１  位相比較器
２２  同期検出器
２３  ループフィルタ
２４  電圧制御発振器
４０  タイミング復旧装置
２１３  記憶手段
２１４  演算手段
２２０  比較手段
【図１】
0003778994.tif 000014
【図２】
0003778994.tif 000015
【図３】
0003778994.tif 000016
【図４】
0003778994.tif 000017
【図５】
0003778994.tif 000018
【図６】
0003778994.tif 000019