(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２の直流電源と、
少なくとも１つのスイッチング素子を有し、第１の直流電源からの直流電圧を交流の高周波電圧に変換して負荷に供給する高周波電源と、
前記スイッチング素子の制御端子に接続された２次巻線と１次巻線と磁気コアとを有する駆動トランスと、
前記駆動トランスと共振する共振手段を含み、第２の直流電源からの電力供給を受けて、前記駆動トランスの１次巻線に電圧を印加することにより前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、から構成されると共に、前記駆動トランスの周囲温度が変化した時に前記スイッチング素子の駆動電圧が最大値を持つ電源装置において、
前記共振手段は前記駆動電圧が最大値付近となるように設定されると共に、前記駆動トランスの周囲温度が変化する時、前記駆動電圧が負の温度係数を持つ周囲温度では、前記駆動トランスの周囲温度が増加した時、第２の直流電源の出力電圧を増加させ、前記駆動電圧が正の温度係数を持つ周囲温度では、前記駆動トランスの周囲温度が減少した時、第２の直流電源の出力電圧を増加させることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記駆動トランスの周囲温度を検出し、その検出結果により第２の直流電源の出力電圧を制御する出力制御部を有することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
第２の直流電源の出力電圧を不連続的に増加させることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
第２の直流電源の出力電圧の温度特性を可変とする温度特性可変手段により、第２の直流電源の出力電圧を増加させることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項５】
前記温度特性可変手段とは、温度係数の正負を切り替える手段であることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
【請求項６】
前記温度特性可変手段とは、第２の直流電源に含まれると共にその出力電圧を決定する基準電圧素子の温度特性を切り替える手段であることを特徴とする請求項４または５のいずれかに記載の電源装置。
【請求項７】
第２の直流電源は、少なくともスイッチング素子とチョークを含むスイッチング電源であることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
【請求項８】
前記基準電圧素子を、電源装置に含まれる発熱素子に近接させることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
【請求項９】
第２の直流電源は、少なくともスイッチング素子とチョークを含むスイッチング電源であると共に、前記発熱素子とは、該スイッチング素子又はチョークであることを特徴とする請求項８に記載の電源装置。
【請求項１０】
前記基準電圧素子とは、定電圧ダイオードであることを特徴とする請求項６〜９のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１１】
前記温度特性可変手段は、第２の直流電源に含まれる正と負の温度係数を有する２種類の内部直流電源を切り替える手段であることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
【請求項１２】
前記負荷に無電極放電灯を含むことを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は高周波で駆動されるスイッチング素子とその駆動トランスとを有する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電源装置（特開平１０−２１５５８３号）の回路構成を図９に示す。本回路は無電極放電灯点灯装置の電源装置であり、透明な球状のガラスバルブ、あるいは内壁に蛍光体が塗布された球状のガラスバルブ内に、不活性ガス、金属蒸気等の放電ガス（例えば水銀及び希ガス）を封入した無電極放電灯１と、その外周に沿って近接配置された高周波電力供給用コイル２と、高周波電力供給用コイル２に高周波電力を供給する高周波電源３と、高周波電力供給用コイル２と高周波電源３との両方のマッチングをとって反射をなくし、無電極放電灯１に効率よく高周波電力を供給するマッチング回路４とを備えて構成される。そして、高周波電源３から高周波電力供給用コイル２に、数百ｋＨｚから数百ＭＨｚの高周波電流を流すことにより高周波電力供給用コイル２に高周波磁界を発生させ、無電極放電灯１に高周波電力を供給し、無電極放電灯１に高周波プラズマを発生させ、紫外線もしくは可視光を発生させる。
【０００３】
高周波電源３は、水晶振動子Ｘを用いた発振回路５と、発振回路５の出力を増幅する、トランジスタＱ３、インダクタＬ３、コンデンサＣｐ，Ｃｓとを含む所謂Ｃ級増幅回路により構成されたプリアンプ６と、電界効果トランジスタ（以下、スイッチング素子と呼ぶ。）Ｑ１、Ｑ２とインダクタＬ２とコンデンサＣ２とを含む、所謂Ｄ級増幅回路で構成されたメインアンプ７と、１次巻線ｎ１、２次巻線ｎ２１，ｎ２２及び磁気コアを有し、プリアンプ６からの出力をメインアンプ７へ伝達するための駆動トランスＴとから構成される。また、発振回路５とプリアンプ６とで駆動回路９を構成する。
【０００４】
駆動トランスＴの１次巻線ｎ１の両端には、容量可変コンデンサＶＣ（以下、バリコンＶＣと呼ぶ。）が並列接続されており、バリコンＶＣの容量を変化させることにより、メインアンプ７を構成するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間電圧ＶGSが調整され、高周波電源３の出力制御が可能となる。例えば、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２としてＩＲ社製のＩＲＦ７１０を用いた場合、制御電圧（以下、ゲート・ソース間電圧と呼ぶ）ＶGSは略正弦波状の電圧波形となり、そのピーク値は１０〜１５Ｖに設定される。ここで、メインアンプ７の電源には第１の直流電源Ｅ１、駆動回路９の電源には第２の直流電源Ｅ２を用いている。
【０００５】
図１０に、バリコンＶＣの容量を変化させた時のゲート・ソース間電圧ＶGSの振幅変化の特性図を示す。図１０より、バリコンＶＣの容量変化に対してゲート・ソース間電圧ＶGSは略放物線状に変化し、バリコンＶＣの容量値がＶＣｐの時にピーク値ＶGSP を有する。これはトランジスタＱ３、インダクタＬ３、コンデンサＣｐ，Ｃｓ、バリコンＶＣと駆動トランスＴにより、ある固有共振周波数ｆ０での共振が生じていることを示している。
【０００６】
駆動トランスＴにおける磁気コアの透磁率は、例えば図１１（Ｎｉ−Ｚｎ系フェライトコア）のように温度特性を持ち、その温度係数γは正が一般的である。従って駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔが変化すると、駆動トランスＴの１次、２次巻線の両端のインダクタンスも変化してしまう。その結果、周囲温度Ｔｃｔ増加［減少］→透磁率増加［減少］→駆動トランスＴの１，２次巻線インダクタ増加［減少］→固有共振周波数ｆ０減少［増加］により、固有共振周波数ｆ０が変化する。このため、図１２のように駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔに対してゲート・ソース間電圧ＶGSは略放物線状に変化する。
【０００７】
いま、固有共振周波数ｆ０を高周波電源３の動作周波数ｆに略等しく設定する、即ちゲート・ソース間電圧ＶGSを最大値付近（図１２のＰ点）に設定する場合を考えると、駆動トランスＴの周囲温度がＴｃｔ＝Ｔｃｔｏから変化した場合、ゲート・ソース間電圧ＶGSは低減するが、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスレッショルド電圧Ｖｔｈ付近までに接近し、その結果、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動するために充分な電圧を下回りドライブ不足が生じることがあれば、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の動作が停止したり、それらのスイッチング損失が増大し素子が熱破壊してしまう、という問題があった。一方、駆動トランスＴの周囲温度が増加した時に駆動電圧が減少するように設定された場合（図１３のＰ点）、特に周囲温度Ｔｃｔ＞Ｔｃｔｏとなる場合にドライブ不足がさらに生じ易く、同様に、駆動トランスＴの周囲温度が増加した時に駆動電圧が増加するように設定された場合（図１４のＰ点）、特に周囲温度Ｔｃｔ＜Ｔｃｔｏとなる場合にドライブ不足がさらに生じ易い、という問題があった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述のような点に鑑みてなされたものであり、電源装置において周囲温度変化が生じ、駆動トランスＴに特性変化が起こっても、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はドライブ不足を生じない回路構成を提供することを課題とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１及び第２の直流電源Ｅ１，Ｅ２と、少なくとも１つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を有し、第１の直流電源Ｅ１からの直流電圧を交流の高周波電圧に変換して負荷に供給する高周波電源７と、前記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子に接続された２次巻線ｎ２１，ｎ２２と１次巻線ｎ１と磁気コアとを有する駆動トランスＴと、前記駆動トランスＴと共振する共振手段を含み、第２の直流電源Ｅ２からの電力供給を受けて、前記駆動トランスＴの１次巻線ｎ１に電圧を印加することにより前記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する駆動回路９と、から構成されると共に、前記駆動トランスＴの周囲温度が変化した時に前記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動電圧ＶGSが最大値を持つ電源装置において、前記共振手段は前記駆動電圧ＶGSが最大値付近となるように設定されると共に、前記駆動トランスＴの周囲温度が変化する時、前記駆動電圧が負の温度係数を持つ周囲温度では、前記駆動トランスＴの周囲温度が増加した時、第２の直流電源Ｅ２の出力電圧を増加させ、前記駆動電圧が正の温度係数を持つ周囲温度では、前記駆動トランスＴの周囲温度が減少した時、第２の直流電源Ｅ２の出力電圧を増加させることを特徴とするものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本発明の実施形態１の回路構成を図１に示す。従来の技術と同一の構成、動作及び効果については説明を省略する。従来の技術との相違点は、駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔを検出する温度検出部２１を設け、その検出結果により、直流電源Ｅ２の出力電圧を制御する出力制御部２０を設けた点である。
【００１１】
本実施形態の動作を図２に示す。いま、駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔ＝Ｔｃｔｏにおいて、固有共振周波数ｆ０を高周波電源３の動作周波数ｆに略等しく、つまり、図２のＰ点のように、ゲート・ソース間電圧ＶGSの最大値付近に設定する場合を考える。温度検出部２１で検出した駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔが、Ｔｃｔ＞Ｔｃｔｏ＋ΔＴ（ΔＴ＞０）あるいはＴｃｔ＜Ｔｃｔｏ−ΔＴと変化する場合、直流電源Ｅ２の出力電圧をＥ２２からＥ２１に増加させる。その結果、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間電圧ＶGSも増加して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はドライブ不足を起こしにくくなるという効果がある。なお、温度検出部２１の配置場所は、駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔを反映した温度が得られる場所であれば何処でも良い。また、メインアンプ７の負荷は抵抗負荷でも良く、同様の効果が得られる。
【００１２】
（実施形態２）
本発明の実施形態２の回路構成を図３に示す。実施形態１と同一の構成、動作及び効果については説明を省略する。実施形態１との相違点は、直流電源Ｅ２としてスイッチング電源を使用したことであり、交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢと平滑コンデンサＣ１により整流・平滑し、その平滑電圧をスイッチング素子Ｑ４（松下電子工業製ＭＩＰ１６０）、チョークＬ１、ダイオードＤ２等からなる降圧チョッパ回路の入力とし、平滑コンデンサＣ２の両端に直流の出力電圧Ｅ２を得ていることである。なお、スイッチング素子Ｑ４は制御回路を内部に含んでおり、その端子はＤ（ドレイン）、Ｓ（ソース）及びＣ（コントロール）から構成され、その出力電圧Ｅ２は式１のように表される。
Ｅ２≒Ｖｃｓ＋Ｖｚｄ  …  式１
【００１３】
ただし、Ｖｃｓはスイッチング素子Ｑ４のＣ−Ｓ端子間電圧（約５．７Ｖで一定）であり、ＶｚｄはツェナーダイオードＺＤ１又はＺＤ２のツェナー電圧である。ここで、ツェナーダイオード（ＮＥＣ製ＲＤシリーズ）におけるツェナー電圧の温度係数の例を図８に示すが、ツェナー電圧Ｖｚが約５Ｖ付近を境界にその温度係数の正負が反転する。これを利用してツェナーダイオードＺＤ１の温度係数を正、ツェナーダイオードＺＤ２の温度係数を負（但し両者のツェナー電圧は同等）としている。
【００１４】
いま、駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔ＝Ｔｃｔｏにおいて、固有共振周波数ｆ０を高周波電源３の動作周波数ｆに略等しく、つまり、図４のＰ点のように、ゲート・ソース間電圧ＶGSの最大値付近に設定する場合を考える。温度検出部２１で検出した駆動トランスＴの周囲温度ＴｃｔがＴｃｔ＞Ｔｃｔｏと変化する場合、出力制御部２０の働きにより直流電源Ｅ２のスイッチＳをツェナーダイオードＺＤ１の側に切り替える。一方、駆動トランスＴの周囲温度ＴｃｔがＴｃｔ＜Ｔｃｔｏと変化する場合には、ツェナーダイオードＺＤ２の側に切り替える。この時のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間電圧ＶGSと直流電源Ｅ２の出力電圧の特性を図４に示す。駆動トランスＴの周囲温度ＴｃｔがＴｃｔ＞Ｔｃｔｏと変化する場合、直流電源Ｅ２の電圧は増加傾向、駆動トランスＴの周囲温度ＴｃｔがＴｃｔ＜Ｔｃｔｏと変化する場合、直流電源Ｅ２の電圧は減少傾向となり（実線２４）、その出力電圧が温度依存性を有さない場合（破線２３）と比較して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間電圧ＶGSが増加して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はドライブ不足を起こしにくくなるという効果がある。
【００１５】
（実施形態３）
本発明の実施形態３の回路構成を図５に示す。実施形態２と同一の構成、動作及び効果については説明を省略する。実施形態２との相違点は、直流電源Ｅ２が２種類の内部直流電源Ｅ２３，Ｅ２４から構成されることであり、内部直流電源Ｅ２３のツェナーダイオードにはＺＤ１（温度係数：負）、内部直流電源Ｅ２４のツェナーダイオードにはＺＤ２（温度係数：正）を搭載しており、各々の出力電圧はそれぞれダイオードＤ５，Ｄ６を介して直流電源Ｅ２の出力端に接続されている。これにより直流電源Ｅ２の周囲温度に相関がある駆動トランスＴの周囲温度ＴｃｔがＴｃｔ＞Ｔｃｔｏと変化する場合、内部直流電源Ｅ２４のみが出力され、一方、駆動トランスＴの周囲温度ＴｃｔがＴｃｔ＜Ｔｃｔｏと変化する場合、内部直流電源Ｅ２３のみが出力され、図４の実線２４の特性となり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間電圧ＶGSが増加して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はドライブ不足を起こしにくくなるという効果がある。
【００１６】
この実施形態では、ダイオードＤ５，Ｄ６が切替手段として作用するので、図３の回路におけるスイッチＳは不要となり、したがって、温度検出部２１と出力制御部２０も不要となる。温度検出部２１の機能はツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２の温度特性が周囲温度Ｔｃｔの検出機能を兼用することになる。
【００１７】
（実施形態４）
本発明の実施形態４の回路構成を図６に示す。実施形態２と同一の構成、動作及び効果については説明を省略する。実施形態２との相違点は、ツェナーダイオードＺＤ２を発熱部品であるスイッチング素子Ｑ４に近接させたことである。
【００１８】
また、図７に示すように、ツェナーダイオードＺＤ２を発熱部品であるチョークＬ１に近接させても良い。
【００１９】
【発明の効果】
本発明によれば、駆動トランスの周囲温度が変化して、スイッチング素子のゲート・ソース間電圧が低下するような環境であっても、駆動回路に電力供給している第２の直流電源の出力電圧を増加させることによりスイッチング素子のゲート・ソース間電圧が増加するので、スイッチング素子はドライブ不足を生じないという効果がある。また特に高温時でのドライブ不足を抑制することでスイッチング素子が熱破壊しにくくなるという効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施形態１の回路図である。
【図２】  本発明の実施形態１の動作説明図である。
【図３】  本発明の実施形態２の第２の直流電源の回路図である。
【図４】  本発明の実施形態２の動作説明図である。
【図５】  本発明の実施形態３の第２の直流電源の回路図である。
【図６】  本発明の実施形態４の第２の直流電源の回路図である。
【図７】  本発明の実施形態４の第２の直流電源の一変形例を示す回路図である。
【図８】  本発明の実施形態２に用いるツェナーダイオードの温度特性を示す特性図である。
【図９】  従来例の回路図である。
【図１０】  従来例におけるスイッチング素子の駆動電圧と可変容量コンデンサの容量の関係を示す動作説明図である。
【図１１】  従来例における駆動トランスのコアの透磁率と周囲温度の関係を示す特性図である。
【図１２】  従来例におけるスイッチング素子の駆動電圧と周囲温度の関係を示す動作説明図である。
【図１３】  従来例における周囲温度が高い場合のスイッチング素子の駆動電圧を示す動作説明図である。
【図１４】  従来例における周囲温度が低い場合のスイッチング素子の駆動電圧を示す動作説明図である。
【符号の説明】
Ｅ１    第１の直流電源
Ｅ２    第２の直流電源
２０    出力制御部
２１    温度検出部
Ｑ１    スイッチング素子
Ｑ２    スイッチング素子
Ｔ      駆動トランス
ｎ１    １次巻線
ｎ２１  ２次巻線
ｎ２２  ２次巻線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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