(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
固体電解質と該固体電解質の相対向する面に設けられた電極とからなるセンサ素子を有し、前記電極間に電圧を印加しこの電圧の印加に伴い被検出ガス中の特定成分の濃度に応じた電流信号を出力するガス濃度センサと、前記電流信号を正帰還にてフィードバックして同電流信号に対応した印加電圧を制御する印加電圧制御回路とを備えるガス濃度検出装置であって、
前記印加電圧制御回路による単位時間あたりの印加電圧の変化に対する電流信号の変化の比が前記センサ素子の交流インピーダンスよりも小となるように前記印加電圧制御回路による印加電圧の変化速度を制限する回路を前記ガス濃度センサのフィードバック経路に設けたことを特徴とするガス濃度検出装置。
【請求項２】
前記印加電圧の変化速度を制限する回路がローパスフィルタである
請求項１に記載のガス濃度検出装置。
【請求項３】
前記印加電圧の変化速度を制限する回路が前記印加電圧制御回路の出力段に設けられたオペアンプであり、前記印加電圧の変化速度は、該オペアンプのスルーレートを通じて制限される
請求項１に記載のガス濃度検出装置。
【請求項４】
請求項１〜請求項３のいずれかに記載のガス濃度検出装置において、前記ガス濃度センサへの印加電圧を決定するためのＶ−Ｉ座標上の印加電圧線の傾きが、センサ活性状態でのガス濃度センサの直流素子抵抗にて規定される傾きに一致するかたちで設定されてなるガス濃度検出装置。
【請求項５】
内燃機関のリーン燃焼を実施するための空燃比制御システムに適用される請求項４に記載のガス濃度検出装置。
【請求項６】
前記ガス濃度センサへの印加電圧を決定するためのＶ−Ｉ座標上の印加電圧線の傾きが複数設定されてなり、それら傾きの異なる複数の印加電圧線をセンサ素子の温度に応じて択一的又は連続的に使用する請求項１〜請求項５のいずれかに記載のガス濃度検出装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば車両用エンジンの排出ガス中の酸素濃度など、被検出ガス中の特定成分の濃度を検出するためのガス濃度センサを用いたガス濃度検出装置に適用され、当該ガス濃度センサへの印加電圧を好適に制御するためのガス濃度検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
固体電解質を用いて被検出ガス中の特定成分の濃度を検出するガス濃度センサとして、例えば排ガス中の酸素濃度を検出するための限界電流式空燃比センサ（Ａ／Ｆセンサ）が開示されている。このＡ／Ｆセンサは、センサ素子に電圧が印加されるとその電圧印加に伴い排ガス中の酸素濃度（空燃比）に応じた電流信号を出力する。なお、ジルコニア等の固体電解質（センサ素子）を用いた限界電流式センサの場合、例えば印加電圧の周波数１ｋＨｚ以上の領域で安定する交流特性を有し、素子抵抗検出時にはその交流特性に応じた周波数で電圧が印加される。センサ交流特性を利用して素子抵抗を検出する場合、印加電圧の変化量とそれに伴う電流変化量とから素子の交流インピーダンスが求められる（交流インピーダンス＝電圧変化量／電流変化量）。
【０００３】
ここで、空燃比を正確に検出するためには、印加電圧を適切に制御する必要があり、その一手法として例えば本願出願人による特開平１０−１８５８６１号の「空燃比検出装置」が提案されている。同出願の装置では、Ａ／Ｆセンサへの印加電圧をマイコンを用いて制御し、特にＡ／Ｆセンサへの印加電圧を変化させる際にその変化速度を可変に設定していた。つまり、ストイキ近傍領域など、特定領域において印加電圧の変化率を他の領域よりも小さくし、それにより、空燃比の検出精度を上げるようにしていた。
【０００４】
ところで、上記のようにマイコンを使ってＡ／Ｆセンサへの印加電圧を制御する場合、マイコンにて指令される印加電圧はＤ／Ａ変換器にてアナログ信号に変換された後Ａ／Ｆセンサに印加されるが、同センサへの印加電圧が所定周期でデジタル的に変化すると、図１６に示されるように、素子の交流特性によって素子電流（センサ電流）にテーリングが発生し空燃比の検出精度が悪化する。このテーリングを抑える目的で印加電圧の変化ステップを小さくしようとすると、Ｄ／Ａ変換器の分解能を上げなくてはならず、コスト高になるという問題が生ずる。
【０００５】
また、この種のＡ／Ｆセンサにおいて、例えばその活性状態や劣化状態を知るには、固体電解質の内部抵抗（素子抵抗）を検出することが必要になる。この場合、素子抵抗検出時には空燃比検出を一時的に中断しなくてはならない反面、素子抵抗検出に伴う空燃比検出の不可期間をできる限り短縮したいという要求がある。従ってこの要求に応えるには、高速なＤ／Ａ，Ａ／Ｄ変換器やマイコン等が必要になり、自ずと高コスト化を招く。
【０００６】
以上のようにマイコンを使用した装置では様々な不都合を生じる。そのため、本願発明者らは上記の不都合を回避すべく、マイコンの代わりにアナログ回路を使って印加電圧を制御することのできる空燃比検出装置を検討している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、アナログ回路を使って空燃比検出装置を具体化する場合、以下に示す問題が生ずる。
【０００８】
要するに、上記限界電流式センサは図３に示されるようなＶ−Ｉ特性を有する。図３の特性では、Ｖ軸（横軸）に平行な直線部分がセンサ素子に流れる限界電流（素子電流Ｉｐ）を特定する限界電流検出域に相当し、この素子電流Ｉｐの増減が空燃比の増減（すなわち、リーン・リッチの程度）に対応する。つまり、空燃比がリーン側になるほど素子電流Ｉｐは増大し、空燃比がリッチ側になるほど素子電流Ｉｐは減少する。
【０００９】
このＶ−Ｉ特性において、Ｖ軸に平行な直線部分よりも小さい電圧域は抵抗支配領域となっており、その抵抗支配領域における一次直線部分の傾きは直流素子抵抗Ｒｉにより特定される。因みに、Ｖ−Ｉ座標上にて規定される直流素子抵抗Ｒｉと、素子の交流インピーダンスＺａｃとは特定の関係を有し、一般には「Ｒｉ＞Ｚａｃ」の関係があることが知られている。
【００１０】
また、図３のＶ−Ｉ座標上には抵抗支配領域における一次直線部分に平行に印加電圧線Ｌ１が与えられ、この印加電圧線Ｌ１に沿ってその時々の空燃比に応じた印加電圧が設定される。従って、仮に空燃比がリーン側に移行すると、Ａ／Ｆセンサに流れる素子電流Ｉｐが増えて印加電圧がより大きな値に変更される。つまり、素子電流Ｉｐが増えると印加電圧も増えるというように、印加電圧がポジティブフィードバック（正帰還）される。このため、回路構成上の利得が「１」を超えると印加電圧が発振してしまう。
【００１１】
より具体的には、外乱等の要因により印加電圧が急変すると、先述の交流特性に従い素子電流が急変し、回路の利得が「１」を超えると最適な印加電圧よりも大きな電圧がＡ／Ｆセンサに印加される。この場合、印加電圧は電源電圧で制限されるまで増大し続け、その後、減少に転じる。この状態が繰り返されると印加電圧が発振する。印加電圧が発振すると、空燃比の検出精度に悪影響が及ぶだけでなく、Ａ／Ｆセンサに過大な印加電圧が長時間加わり、素子破壊を招くおそれが生ずる。
【００１２】
また他の従来技術として、特許第２５０９９０５号公報の「空燃比センサ」には、センサの印加電圧を、その時々のポンプ電流（空燃比）に対応させつつポンプ電流が零の点でステップ状に変化するように制御する旨が開示されている。或いは特公平７−１８８３７号公報の「空燃比検出装置」には、センサの第１，第２の電極間に発生する起電力を計測すると共に、その起電力が所定値になるようにセンサの印加電圧を制御する旨が開示されている。
【００１３】
ところが、上記各公報の従来技術の場合、センサ交流特性に対する配慮がなく、ノイズ等による急激な電圧変化の際には既述の通り印加電圧が発振するという事態を招く。
【００１４】
本発明は、上記問題に着目してなされたものであって、その目的とするところは、印加電圧の発振を防止し、ガス濃度を精度良く検出することができるガス濃度検出装置を提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
ガス濃度センサへの印加電圧を制御するための印加電圧制御回路は、センサに流れる電流の検出値（電流信号）を取り込んでその電流信号に応じて印加電圧を変化させる。この場合、回路全体ではポジティブフィードバックとなるため、全体の利得が「１」を超えるとセンサ交流特性により印加電圧が発振する。
【００１６】
これは、ガス濃度センサの交流特性が図１７のようにハイパスフィルタ（ＨＰＦ）と同じような特性になるためである。また、同センサは、図１３（ａ）で示すモデルで表すことができるため、周波数が高くなると端子間抵抗は低下する。なお図１３（ａ）において、Ｒｇは酸素イオンに対する固体電解質の粒子抵抗、ＲｉとＣｉはそれぞれ固体電解質の粒子の界面における粒子抵抗と粒界容量、ＲｆとＣｆはそれぞれ電極界面抵抗と電極界面容量である。
【００１７】
一方、ガス濃度センサにおいては、入力＝印加電圧（Ｖ）、出力＝センサ電流（Ｉ）となることから、同センサのゲインは、
0003846058.tif 000002
となる。従って、固体電解質の直流素子抵抗Ｒｉが同固体電解質の交流インピーダンスＺａｃよりも大きいこと（Ｒｉ＞Ｚａｃ）を併せ考えれば、交流インピーダンスの方がゲインが大きくなることが分かる。
【００１８】
またこの場合、図１８に示されるように、ガス濃度センサの静特性であるＶ−Ｉ特性の直流素子抵抗Ｒｉに平行な印加電圧線を引くと（Ｒｉ＝ＲＧとする）、直流的な変化に対しては適切な電圧が印加される。しかしながら、過渡的な変化（交流的な変化）に対しては適切な電圧が印加できないために印加電圧が発振してしまう。つまり、センサ特有の性質により発振を引き起こす。
【００１９】
そこで、ガス濃度センサの出力を発振させないための安定条件を決める。すなわち図１９のモデルにおいて、同センサの伝達特性を、
【００２０】
【数１】
0003846058.tif 000003
とし、印加電圧制御回路及びシャント抵抗により決定される印加電圧線の傾きを「ＲＧ」とした時、同モデルの伝達関数は、
【００２１】
【数２】
0003846058.tif 000004
となる。ここで、Ｔはセンサの時定数である。
また、特性方程式は、
【００２２】
【数３】
0003846058.tif 000005
で表され、この特性方程式から、発振しない条件、すなわち安定条件は、
ＲＧ＜Ｚａｃ
となる。
【００２３】
以上のことから、請求項１に記載の発明では、固体電解質と該固体電解質の相対向する面に設けられた電極とからなるセンサ素子を有し、前記電極間に電圧を印加しこの電圧の印加に伴い被検出ガス中の特定成分の濃度に応じた電流信号を出力するガス濃度センサと、前記電流信号を正帰還にてフィードバックして同電流信号に対応した印加電圧を制御する印加電圧制御回路とを備えるガス濃度検出装置にあって、前記印加電圧制御回路による単位時間あたりの印加電圧の変化に対する電流信号の変化の比が前記センサ素子の交流インピーダンスよりも小となるように前記印加電圧制御回路による印加電圧の変化速度を制限する回路を前記ガス濃度センサのフィードバック経路に設けることとした。
【００２８】
要するに、印加電圧が図２０（ａ）のように変化すると、電流信号（素子電流）は同図（ｂ）のように変化する。印加電圧の急変時には単位時間当たりの電圧変化が大きい、すなわち周波数成分が高いため、ガス濃度センサの交流特性から交流インピーダンスＺａｃは小さくなる。ところが、印加電圧の急変後は周波数成分が低下するのために交流インピーダンスＺａｃは次第に大きくなる（図１７の周波数特性参照）。また、図２０（ｃ）のように、ガス濃度センサの端子間抵抗は、単位時間毎に見かけ上変化する。
【００２９】
この場合、印加電圧の発振を防止するには、印加電圧線により単位時間毎に得られる抵抗値をセンサ素子の有する交流インピーダンスよりも小さくし、印加電圧が立った状態にすればよい。実際には、印加電圧の変化速度を遅延させて印加電圧制御回路による印加電圧の単位時間当たりに得られる抵抗値を小さくし、印加電圧線を一時的に立った状態にする。
【００３０】
例えば印加電圧の変化速度を遅延させるには、図２１（ａ）に示す通りフィードバック系に遅延回路を入れる。これにより、シャント抵抗により検出された過渡の素子電流（交流電流分）が制限され、大きな電流変化に対して印加電圧変化は小さいために印加電圧線は立った状態となる（図２１（ｂ））。以上のことから、印加電圧の発振を防止することができる。
【００３１】
請求項２に記載の発明では、前記印加電圧の変化速度を制限する回路としてローパスフィルタ（ＬＰＦ）を用いるようにした。この場合、ノイズ等、瞬時の電圧変化がＬＰＦにて好適に抑制されるため、印加電圧が発振する、或いはガス濃度の検出精度が低下するといった不具合が解消される。ちなみに、ＬＰＦを入れた時のモデルは図２２のようになり、前記数式２，数式３と同様に伝達関数及び特性方程式を算出することで、発振しないための安定条件は、
ＲＧ＜（１＋ＴＬ／Ｔ）・Ｚａｃ
となる。ここで、Ｔはセンサの時定数、ＴL はＬＰＦの時定数、ＲＧは印加電圧線の傾きである。
【００３２】
よって、ＬＰＦを入れることにより安定条件が拡がり、発振防止がより確かになる。なお、安定条件の算出には他の安定判別法（ナイキスト等）によって行った方がより狭義の判別が可能となる。ＬＰＦを入れることにより、センサ素子のＶ−Ｉ特性の直流素子抵抗Ｒｉに平行な印加電圧線を設定することが可能となり、ガス濃度の誤検出が防止できる。
【００３３】
また、前記印加電圧制御回路が、その出力段にオペアンプを備えて構成されるものであるときは、請求項３に記載の発明によるように、前記印加電圧の変化速度を制限する回路として、該オペアンプを採用するようにしても、印加電圧が発振する、或いはガス濃度の検出精度が低下するといった不具合を解消することが可能となる。すなわちこの場合、上記印加電圧の変化速度の制限については、同オペアンプのスルーレートの設定を通じて行うこととなる。
【００３５】
請求項４に記載の発明では、ガス濃度センサへの印加電圧を決定するためのＶ−Ｉ座標上の印加電圧線の傾きを、センサ活性状態でのガス濃度センサの直流素子抵抗にて規定される傾きに一致させるようにしている。上述の通り印加電圧の変化速度を制限し（請求項１）、且つ印加電圧線の傾きを直流素子抵抗にて規定される傾きに一致させることで、例えば内燃機関のリーン燃焼を実施するための空燃比制御システムに適用されて広域な空燃比検出範囲が要求される場合（請求項５の場合）にも、当該要求される検出範囲の全域で良好なる空燃比検出が実現できる。
【００３６】
請求項６に記載の発明では、ガス濃度センサへの印加電圧を決定するためのＶ−Ｉ座標上の印加電圧線の傾きを複数設定し、それら傾きの異なる複数の印加電圧線をセンサ素子の温度に応じて択一的又は連続的に使用する。センサ素子温が変化すると、正確な限界電流が検出できる電圧領域（図３の限界電流検出域）が変化する。しかしながら、その時々のセンサ素子温に適した印加電圧線を複数の印加電圧線から選択することで、ガス濃度の誤検出が未然に防止できる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下、この発明を空燃比検出装置に具体化した第１の実施の形態を図面に従って説明する。本実施の形態における空燃比検出装置は、自動車に搭載される電子制御ガソリン噴射エンジンに適用されるものであって、同エンジンの空燃比制御システムにおいては空燃比検出装置による検出結果に基づいてエンジンへの燃料噴射量を所望の空燃比（Ａ／Ｆ）に制御する。本実施の形態では、アナログ回路にて空燃比検出装置を構成し、同アナログ回路により限界電流式のＡ／Ｆセンサに対する印加電圧を制御すると共に、空燃比情報や素子抵抗情報を取得する。
【００３８】
図１は、本実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す構成図である。図１において、Ａ／Ｆセンサ１０は、固体電解質を有するセンサ素子部１０ａ（図２参照）を備え、エンジンから排出される排ガス中の酸素濃度を検出する。すなわち、Ａ／Ｆセンサ１０は、センサ素子部１０ａへの電圧印加に伴い、排ガス中の酸素濃度に応じた限界電流（素子電流）を出力する。
【００３９】
ここで、センサ素子部１０ａの構成を図２を用いて説明する。センサ素子部１０ａは大別して、固体電解質１１、ガス拡散抵抗層１２、大気導入ダクト１３及びヒータ１４からなり、これら各部材を積層して構成されている。また、各部材の周囲には保護層１５が設けられている。
【００４０】
長方形板状の固体電解質１１は部分安定化ジルコニア製のシートであり、その上面（ガス拡散抵抗層１２側）には白金等からなる多孔質の計測電極１６がスクリーン印刷法等により形成されると共に、下面（大気導入ダクト１３側）には同じく白金等からなる多孔質の大気側電極１７がスクリーン印刷法等により形成されている。
【００４１】
ガス拡散抵抗層１２は、計測電極１６へ排ガスを導入するための多孔質シートからなるガス透過層１２ａと、排ガスの透過を抑制するための緻密層からなるガス遮蔽層１２ｂとを有する。ガス透過層１２ａ及びガス遮蔽層１２ｂは何れも、アルミナ、スピネル、ジルコニア等のセラミックスをシート成形法等により成形したものであるが、ポロシティの平均孔径及び気孔率の違いによりガス透過率が相違するものとなっている。
【００４２】
大気導入ダクト１３はアルミナ等の高熱伝導性セラミックスからなり、同ダクト１３により大気室１８が形成されている。この大気導入ダクト１３は大気室１８内の大気側電極１７に大気を導入する役割をなす。大気導入ダクト１３の下面にはヒータ１４が取り付けられている。ヒータ１４は、バッテリ電源からの通電により発熱する発熱体１４ａと、それを覆う絶縁シート１４ｂとからなる。但し、図２の構成以外に、発熱体１４ａを固体電解質１１に埋設したり、発熱体１４ａをガス拡散抵抗層１２に埋設したりする構成でもよい。
【００４３】
なお上記センサ素子部１０ａにおいて、計測電極１６に達する排ガスは、ガス透過層１２ａの鉛直方向（図の上下方向）からは侵入せず、ガス透過層１２ａの側方から侵入する。すなわち、ガス透過層１２ａの表面はガス遮蔽層１２ｂに被われているため、排ガスは図の鉛直方向からは侵入できず、その方向と直交する側面方向から該透過層１２ａの内部に侵入する。かかる場合、ガス透過層１２ａのガス拡散量は、同透過層１２ａの左右方向の寸法（実際には、ガス透過層１２ａの側面と計測電極１６との距離）に依存するが、この寸法が容易に且つ自在に設定できることから、ガス透過層１２ａの孔径がばらついても均一で安定したセンサ出力が得られるようになる。
【００４４】
上記構成のＡ／Ｆセンサ１０において、センサ素子部１０ａは理論空燃比点よりリーン領域では酸素濃度に応じた限界電流を発生する。この場合、センサ素子部１０ａ（固体電解質１１）は酸素濃度を直線的特性にて検出し得るものであるが、センサ素子部１０ａを活性化するには約６００℃以上の高温が必要とされ、且つ同センサ素子部１０ａの活性温度範囲が狭いため、エンジンの排ガスのみによる加熱では活性状態を維持できない。そのため、本実施の形態では、ヒータ１４（発熱体１４ａ）の加熱制御によりセンサ素子部１０ａを活性温度域で保持する。なお、理論空燃比よりもリッチ側の領域では、未燃ガスである一酸化炭素（ＣＯ）等の濃度が空燃比に対してほぼリニアに変化し、センサ素子部１０ａはＣＯ等の濃度に応じた限界電流を発生する。
【００４５】
図３にはＡ／Ｆセンサ１０のＶ−Ｉ特性を示す。図３において、素子電流Ｉｐ（限界電流）の増減は空燃比の増減に対応し、空燃比がリーン側になるほど素子電流Ｉｐは増大し、空燃比がリッチ側になるほど素子電流Ｉｐは減少する。また、Ｖ軸に平行な直線部分（限界電流検出域）よりも小さい電圧域は抵抗支配領域であり、抵抗支配領域における一次直線部分の傾きはセンサ素子部１０ａ（固体電解質１１）の直流素子抵抗Ｒｉにより特定される。抵抗支配領域における直線部分の傾きは素子温の変化に伴い変化し、例えば素子温が低下すると、直流素子抵抗Ｒｉが増大して前記傾きが小さくなる。また、直流素子抵抗Ｒｉに対して交流インピーダンスＺａｃは図示の通り規定される（Ｒｉ＞Ｚａｃ）。
【００４６】
一方、図１において、印加電圧制御回路２１は、オペアンプ２１ａと抵抗２１ｂ，２１ｃとからなり、オペアンプ２１ａの非反転入力端子には基準電圧ＲＥＦ１が入力される。基準電圧ＲＥＦ１は、通常は空燃比検出用の印加電圧にて調整され、例えば１２８ｍｓ毎に一時的に素子抵抗検出用の印加電圧に切り替えられるようになっている。印加電圧制御回路２１の出力は、ドライバ回路２２を介してＡ／Ｆセンサ１０の一方の端子に印加される。
【００４７】
Ａ／Ｆセンサ１０の他方の端子には、電流検出用抵抗２４を介してオペアンプ２３の出力端子が接続される。オペアンプ２３の非反転入力端子には基準電圧ＲＥＦ２が入力される。なお、単電源で動作させるため基準電圧ＲＥＦ２により仮想ＧＮＤを作るようにしている。電流検出用抵抗２４はＡ／Ｆセンサ１０に流れる素子電流を電圧値に変換して検出する。素子電流の電圧変換値は、Ｓ／Ｈ（サンプルホールド）回路２５並びにＰ／Ｈ（ピークホールド）回路２６に逐次入力される。
【００４８】
Ｓ／Ｈ回路２５は、空燃比検出時における素子電流をサンプルし、所定のゲートオン期間内においてサンプル値を逐次更新して出力する。Ｓ／Ｈ回路２５の出力は、空燃比の検出値として例えばエンジン制御用ＥＣＵ（図示略）に対して出力される。そしてこの空燃比検出値は、空燃比フィードバック制御等に用いられる。
【００４９】
Ｐ／Ｈ回路２６は、素子抵抗検出期間に対応する所定のゲートオン期間内において素子抵抗検出時の素子電流をピークホールドする。Ｐ／Ｈ回路２６によるピークホールド値はＳ／Ｈ（サンプルホールド）回路２７に出力され、Ｓ／Ｈ回路２７は逐次更新したサンプル値を素子抵抗の検出値として例えばエンジン制御用ＥＣＵに対して出力する。この素子抵抗検出値は、Ａ／Ｆセンサ１０の活性判定、活性化制御、異常診断（ダイアグ処理）等に用いられる。なお、ピークホールドされた素子電流の検出値は、ゲートオフ毎にリセットされる。
【００５０】
前記電流検出用抵抗２４により検出された素子電流（電圧変換値）は、バッファ２８を介して印加電圧制御回路２１に帰還される。図１の装置では、空燃比が変化してＡ／Ｆセンサ１０に流れる電流値が変化すると、この電流値の変化に伴い印加電圧が変更されることとなる。それにより、常に適切な印加電圧がＡ／Ｆセンサ１０に印加される。
【００５１】
なお、素子抵抗検出時には、印加電圧制御回路２１の印加電圧（基準電圧ＲＥＦ１）がそれまでの空燃比検出用の電圧から正負両側に一時的に変更される。この場合、Ａ／Ｆセンサ１０の周波数特性に従い、素子抵抗検出時における印加電圧の周波数が１ｋＨｚ以上に設定される。但し、より安定した特性を得るためには周波数を３ｋＨｚ以上とすればよく、周波数を高くすることで、素子抵抗の検出期間、すなわち空燃比検出の不可期間を短縮することが可能となる。
【００５２】
また、Ａ／Ｆセンサ１０の活性化制御においては、センサ素子部１０ａの温度（素子温）が所定の活性温度（例えば７００℃）で維持されるよう、素子温に対して図１０の関係にある素子抵抗が目標値に対してフィードバック制御される。素子抵抗（素子温）のフィードバック制御は、例えば前記ヒータ１４への通電デューティ比を制御することで実現される。
【００５３】
ところで、Ａ／Ｆセンサ１０の素子電流（電圧変換値）に応じて印加電圧制御回路２１により印加電圧を変化させる際、図１のフィードバック回路全体の利得が「１」を超えると印加電圧が発振する。例えばセンサ活性状態（素子温＝７００℃）での直流素子抵抗Ｒｉが「９０Ω」であるとして、図４の如くその時の抵抗支配領域の傾きに平行な印加電圧線Ｌａを設定した場合に印加電圧が発振する様子を以下に説明する。なお、図４の印加電圧線Ｌａによれば、大気検出時には「０．５５２Ｖ」がＡ／Ｆセンサ１０に印加され、ストイキ検出時には「０．３Ｖ」がＡ／Ｆセンサ１０に印加されるようになっている。
【００５４】
つまり、前記図１の装置において、基準電圧ＲＥＦ２を３Ｖ（図のＣ点の電圧も同じく３Ｖ）、電流検出用抵抗２４の抵抗値を５６０Ω、大気検出時の素子電流Ｉｐを２．８ｍＡ、ストイキ検出時の素子電流Ｉｐを０ｍＡとする。
【００５５】
この場合、大気検出時における図のＡ点の電圧は「３Ｖ＋２．８ｍＡ×５６０Ω＝４．５６８Ｖ」となり、Ｂ点の電圧は「３Ｖ−０．５５２Ｖ＝２．４４８Ｖ」となる。また、ストイキ検出時における図のＡ点の電圧は「３Ｖ＋０ｍＡ×５６０Ω＝３Ｖ」となり、Ｂ点の電圧は「２．７Ｖ＝３Ｖ−０．３Ｖ」となる。
【００５６】
従って、印加電圧制御回路２１の利得βは、
【００５７】
【数４】
0003846058.tif 000006
となる。この利得β（０．２５２／１．５６８）は、抵抗２１ｂ，２１ｃの抵抗値Ｒ１，Ｒ２の比（Ｒ１／Ｒ２）にて規定される。
【００５８】
上記の通り利得β＝０．２５２／１．５６８の時に、ノイズが発生してＡ／Ｆセンサ１０の交流特性により印加電圧が変化する場合を考える。なお、直流素子抵抗Ｒｉが９０Ωの場合には、素子の交流インピーダンスＺａｃが８０Ωであるとする。
【００５９】
図５に示されるように、例えばノイズにより印加電圧（図１のＢ点電圧）が「＋０．１Ｖ」だけ急激に変化すると、素子の交流インピーダンスＺａｃと同じ傾きの印加電圧線Ｌｂにより素子電流Ｉｐが１．２５ｍＡ（＝０．１Ｖ／８０Ω）だけ変化する。このとき、Ａ点電圧は０．７Ｖ（＝１．２５ｍＡ×５６０Ω）だけ変化し、Ａ点電圧の変化に伴い、Ｂ点電圧（センサ印加電圧）が０．１１２５Ｖ（＝０．７Ｖ×利得β）だけ変化する。従って、ノイズ発生前と比較すると、センサ印加電圧が「１２．５ｍＶ」だけ増加し、これが繰り返されることで印加電圧が発振する。
【００６０】
他方、印加電圧制御回路２１、Ａ／Ｆセンサ１０及び電流検出用抵抗２４で構成されるフィードバック回路において、交流特性に基づくＡ／Ｆセンサ１０の利得は、
【００６１】
【数５】
0003846058.tif 000007
で表される。また、電流検出用抵抗２４の利得は、
【００６２】
【数６】
0003846058.tif 000008
で表される。従って、フィードバック回路の全利得は、
β×（１／８０）×５６０＝１．１２５
となり、利得が「１」を超えることでやはり発振することが分かる。
【００６３】
以上のように、Ｖ−Ｉ特性上の抵抗支配領域の傾き（直流素子抵抗Ｒｉ）と印加電圧線Ｌａの傾きとが一致する場合（図４参照）、ノイズの発生に伴い印加電圧が発振するという現象が生ずる。
【００６４】
因みに、Ａ／Ｆセンサ１０の直流特性に従い印加電圧を変化させる場合、フィードバック回路の全利得は、
β×（１／９０）×５６０＝１
となり、素子電流Ｉｐに応じて印加電圧を変化させる際には発振現象が生じないことが分かる。
【００６５】
これに対して本実施の形態では、図６中の印加電圧線Ｌｂ（交流インピーダンスＺａｃと同じ傾き）よりも傾きの大きな印加電圧線Ｌｃを使い、それにより、ノイズによる発振現象を抑制するようにしている。
【００６６】
すなわち、印加電圧制御回路２１の利得βを例えば、
【００６７】
【数７】
0003846058.tif 000009
とする。この場合、交流特性に基づくフィードバック回路の全利得は、
β×（１／８０）×５６０＝０．９３８
となる。つまり、全利得が「１」未満になることから、ノイズ発生時にも印加電圧が発振しないことが分かる。実際には、印加電圧制御回路２１内の抵抗２１ｂ，２１ｃの抵抗値Ｒ１，Ｒ２を、Ｒ１＝１ｋΩ、Ｒ２＝７．５ｋΩ程度とすることで、利得βを上記の通り調整する。
【００６８】
なお、Ａ／Ｆセンサ１０の利得（交流特性の利得）を「１／８０」、電流検出用抵抗２４の利得を「５６０」とする本実施の形態の場合、フィードバック回路の全利得を「１」未満とするには、利得βを、
【００６９】
【数８】
0003846058.tif 000010
とすればよい。上記の条件を満たせば、印加電圧制御回路２１による印加電圧の変化率がＡ／Ｆセンサ１０の交流特性に対応する変化率よりも小さくなり、センサ交流特性に基づく印加電圧の発振現象が抑制される。
【００７０】
また、所望のセンサ出力特性（Ｖ−Ｉ特性）を得るべく、Ａ／Ｆセンサ１０は所定の活性温度域で保持されるが、高速運転時や高負荷運転時には、排ガス温度の上昇に伴いセンサ素子温が上昇し、素子抵抗（交流インピーダンスＺａｃ）が低下する。この場合、交流インピーダンスＺａｃが低下すると、Ａ／Ｆセンサ１０の利得が大きくなり、発振しやすくなる。そこで本実施の形態では、排ガス温度の上昇など考慮して、交流インピーダンスＺａｃが最も低い条件、すなわち素子温が最も高い条件にて印加電圧線の傾きを決定するようにしている。
【００７１】
以上詳述した本実施の形態によれば、以下に示す効果が得られる。
（ａ）印加電圧制御回路２１においてＶ−Ｉ座標上の印加電圧線の傾きを、センサ活性状態での素子の交流インピーダンスＺａｃを基準として当該インピーダンスＺａｃにて規定される傾きよりも大きくした。またこの場合、印加電圧制御回路２１やＡ／Ｆセンサ１０を含むフィードバック回路の全利得を「１」以下にするようにした。本構成によれば、例えば電源投入時に或いは外乱等の発生時に印加電圧が急変しても、その印加電圧が印加電圧制御回路２１により増幅されて発振に至るという問題が回避される。従って、印加電圧の発振を防止し、空燃比を精度良く検出することができる。印加電圧の発振が防止できることで、Ａ／Ｆセンサ１０に過大な印加電圧が長時間加わり素子破壊を招くといった問題も解消される。
【００７２】
（ｂ）高価なマイコンを使わなくても印加電圧の発振が抑制できる。マイコンを使わなくてよいことから、印加電圧の変化時にテーリングが発生するといった不具合も解消される。また、素子抵抗検出時において、マイコンの処理能力に応じて印加電圧の周波数が制限されることはなく、高い周波数で印加電圧を切り換えることにより空燃比検出の不可期間が短縮できる。空燃比検出の不可期間の短縮により、エンジン各気筒の空燃比バラツキが解消される。この場合、高速なＤ／Ａ，Ａ／Ｄ変換器やマイコン等が必要になることはなく、空燃比検出装置としての高コスト化や大型化の問題が回避できる。
【００７３】
（ｃ）エンジンの冷間始動時にも早期活性が可能な積層型Ａ／Ｆセンサ（前記図２参照）を使って空燃比検出装置を具体化した。そのため、センサ素子部１０ａの暖機が早期に完了し、例えば前記図６の印加電圧線Ｌｃが使用可能になる状態に数秒程度で到達する。この場合、複数の印加電圧線が必要になることはなく、例えば前記図６の印加電圧線ＬｃだけでＡ／Ｆセンサ１０の印加電圧制御が可能になる。
【００７４】
次に、本発明における第２，第３の実施の形態を説明する。但し、以下の各実施の形態の構成において、上述した第１の実施の形態と同等であるものについては図面に同一の記号を付すと共にその説明を簡略化する。そして、以下には第１の実施の形態との相違点を中心に説明する。
【００７５】
（第２の実施の形態）
上記第１の実施の形態では、高速運転時や高負荷運転時にも印加電圧が発振しないよう、交流インピーダンスＺａｃが最も低い条件（素子温が最も高い条件）にて印加電圧線の傾きを決定したが、排ガス温度の低下などに伴いセンサ素子温が低下すると、図１０の関係に従い素子抵抗が増大する。この場合、図７に示されるように印加電圧が限界電流検出域（Ｖ軸に平行な直線部分）にかからなくなり、空燃比の検出精度が悪化すると考えられる。図７では、素子電流Ｉｐが図のＰ１で検出されると空燃比が正確に検出できるのに対し、素子電流Ｉｐが図のＰ２で検出されると空燃比が誤検出される。
【００７６】
そこで本実施の形態では、図８に示されるように、前記高温状態を基準とする印加電圧線Ｌｃに加え、別の印加電圧線Ｌｄを設定し、各印加電圧線Ｌｃ，Ｌｄをその時々の素子温情報に応じて択一的に使用する。
【００７７】
図９は、本実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す構成図である。印加電圧制御回路３０は例えば、
（１）高温状態（素子温＝８００℃程度）での交流インピーダンスＺａｃによる規定よりも傾きの大きな印加電圧線Ｌｃ、
（２）素子温低下状態（素子温＝６００℃程度）での交流インピーダンスＺａｃによる規定よりも傾きの大きな印加電圧線Ｌｄ、
の何れかを選択し、その選択した印加電圧線を使って印加電圧を制御する。上記（１），（２）の切り替えは素子温情報に基づく印加電圧切替信号により行われる。
【００７８】
従って、高速運転時や高負荷運転時には印加電圧線Ｌｃに合うように印加電圧制御回路３０の利得が決定され、Ｌｃ線に沿って印加電圧が制御されると共に印加電圧の発振が抑制される。また、素子温低下時には印加電圧線Ｌｄに合うように印加電圧制御回路３０の利得が決定され、Ｌｄ線に沿って印加電圧が制御されると共に印加電圧の発振が抑制される。
【００７９】
以上第２の実施の形態によれば、上記第１の実施の形態の効果に加え、下記の効果が得られる。つまり、Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線の傾きを複数設定し、それら傾きの異なる複数の印加電圧線をセンサ素子温に応じて択一的に使用することで、センサ素子温が不用意に低下した時にも空燃比を精度良く検出することができる。
【００８０】
（第３の実施の形態）
図１１に示されるように、ストイキ近傍での一般的な空燃比制御が実施される場合、空燃比検出範囲は１２〜１８程度であればよいのに対し、空燃比リーン領域でのリーンバーン制御が実施される場合、空燃比検出範囲は３０近傍まで拡張される。そのため、既述の通り抵抗支配領域の直線部分の傾きよりも印加電圧線の傾きを大きくすると、印加電圧が限界電流検出域にかからなくなり、空燃比の検出精度が低下する。
【００８１】
そこで第３の実施の形態では、Ｖ−Ｉ特性上の抵抗支配領域の傾きと印加電圧線の傾きとを一致させて常に印加電圧が限界電流検出域にかかるようにし、且つ空燃比検出装置にＬＰＦ（ローパスフィルタ）を組み込んで印加電圧の発振をなくすようにする。
【００８２】
図１２は、本実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す構成図である。図１２において、電流検出用抵抗２４による素子電流の検出値は、バッファ２８を通してコンデンサ３１ａと抵抗３１ｂとを用いた１次のＬＰＦ３１に入力され、同ＬＰＦ３１で高周波成分が除去された後、バッファ２９を介して前記印加電圧制御回路２１に帰還される。本実施の形態のＬＰＦ３１は１次のＬＰＦであるが、例えば２次や３次など、他のＬＰＦでもよい。また、ＬＰＦ３１は印加電圧制御回路２１やＡ／Ｆセンサ１０を含むフィードバック系の中にあればよく、例えば印加電圧制御回路２１の出力側に設けても良い。
【００８３】
ここで、固体電解質を用いた限界電流式のＡ／Ｆセンサ１０は、図１３（ａ）の等価回路で表すことができる。図１３（ａ）の等価回路において、Ｒｇは酸素イオンに対する固体電解質の粒子抵抗、ＲｉとＣｉはそれぞれ固体電解質の粒子の界面における粒子抵抗と粒界容量、ＲｆとＣｆはそれぞれ電極界面抵抗と電極界面容量である。また、図１３（ａ）は同図（ｂ）のように簡略化できる。これは、Ａ／Ｆセンサ１０に実際に印加する電圧の立ち上がり時定数が数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚ程度であることから、前記図１３（ａ）において電流の殆どがＲｇ−Ｒｉ−Ｃｆの経路を通ることになるためである。よって、図１３（ｂ）の等価回路は、同図（ｃ）のような単純なＨＰＦ（ハイパスフィルタ）のモデルで表現できる。
【００８４】
この場合、Ａ／Ｆセンサ１０の周波数特性は図１４（ａ）のような特性となるのに対し、ＬＰＦ３１の周波数特性は図１４（ｂ）のような特性となる。従って、回路全体では図１４（ｃ）のような特性となり、利得が「１」以下になる。これにより、印加電圧の発振が防止できる。
【００８５】
ＬＰＦ３１を使用する場合、センサ応答性が低下するので発振防止との兼ね合いから時定数を決める必要がある。また、Ａ／Ｆセンサ１０の最高温度でも発振しないように、或いはセンサや部品のバラツキを考慮して時定数を決める必要もある。本実施の形態では、ＬＰＦ３１の時定数を１０Ｈｚ程度とした。
【００８６】
以上第３の実施の形態では、空燃比検出装置におけるフィードバック回路にＬＰＦ３１を組み込み、印加電圧制御回路２１による印加電圧の変化速度を遅延させるようにした。この場合、ノイズ等、瞬時の電圧変化がＬＰＦ３１にてなまされ、印加電圧が発振する、或いは空燃比の検出精度が低下するといった不具合が解消される。
【００８７】
また、Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線の傾きを、センサ活性状態でのＡ／Ｆセンサ１０の直流素子抵抗Ｒｉにて規定される傾きに一致させるようにした。これにより、例えばリーン燃焼を実施する空燃比制御システムに適用されて広域な空燃比検出範囲が要求される場合にも、当該要求される検出範囲の全域で良好なる空燃比検出が実現できる。
【００８８】
なお、本発明の実施の形態は、上記以外に次の形態にて具体化できる。
印加電圧制御回路とＡ／Ｆセンサとを含むフィードバック回路の全利得を「１」以下に規制する、或いは印加電圧制御回路による電流信号に応じた印加電圧の変化速度を遅延させるための構成として、下記の構成を採用する。
【００８９】
（イ）印加電圧制御回路２１の印加電圧により単位時間当たりに得られる抵抗値がセンサ素子部１０ａの有する交流インピーダンスＺａｃよりも小であるように、同印加電圧制御回路２１による印加電圧の変化速度を遅延させる。具体的には、図２１（ａ）に示す通りフィードバック系に遅延回路を入れる。これにより、シャント抵抗（電流検出用抵抗２４）により検出された過渡の素子電流（交流電流分）が制限され、大きな電流変化に対して印加電圧変化は小さいために印加電圧線は一時的に立った状態となる。
【００９０】
（ロ）印加電圧制御回路２１による印加電圧の変化速度を遅延させる手段として、印加電圧制御回路２１を構成するオペアンプ２１ａのスルーレートを遅くさせる。例えばオペアンプ２１ａのスルーレートを、同制御回路２１の印加電圧の単位時間当たりに得られる抵抗値が交流インピーダンスＺａｃよりも小となるまで遅くさせる。
【００９１】
（ハ）図１２のＬＰＦ３１に代えて積分回路を設ける。
（ニ）図１２のＬＰＦ３１に代えて図１５（ａ）の回路を設ける。図１５（ａ）ではＬＰＦ３１の抵抗３１ａの代わりに定電流回路３２を使うことで、同図（ｂ）のように印加電圧が変化し（Ｖ１→Ｖ２）、それにより印加電圧の変化速度が遅延される。上記（イ）〜（ニ）の何れの場合にも、印加電圧の発振が抑制されて本発明の目的が達せられる。
【００９２】
上記実施の形態では、素子抵抗検出時において印加電圧を変化させる際、印加電圧制御回路２１の基準電圧ＲＥＦ１を正負両側に交流的に変化させたが、オペアンプ２３の基準電圧ＲＥＦ２を正負両側に交流的に変化させる構成としても良い。
【００９３】
上記第２の実施の形態では、複数の印加電圧線を択一的に使用したが、この構成を変更する。例えばセンサ素子温（素子抵抗）に応じて印加電圧制御回路のゲインを変更し、これにより印加電圧線の傾きを連続的に可変に設定する。具体的には、図１の抵抗２１ｃを可変抵抗とし、この抵抗値をセンサ素子温（素子抵抗）に応じて変更する。
【００９４】
上記第１〜第３の実施の形態において、Ａ／Ｆセンサが冷間状態から活性状態に至るまでにも印加電圧が制御できるように、低温時用の印加電圧線を設定する。この場合、低温時用の印加電圧線を含む複数の印加電圧線を設定することで、如何なる温度域でも適正な印加電圧制御が可能となる。
【００９５】
上記各実施の形態では、積層型Ａ／Ｆセンサを用いて空燃比検出装置を具体化したが、同センサをコップ型Ａ／Ｆセンサに変更してもよい。また本発明は、Ａ／Ｆセンサを用いた空燃比検出装置以外にも適用できる。つまり、ＮＯｘ，ＨＣ，ＣＯ等のガス濃度成分が検出可能なガス濃度センサを用い、同センサによる検出結果からガス濃度を検出するガス濃度検出装置にも適用できる。当該他のガス濃度検出装置においても上記実施の形態と同様の手法を用いることで、やはり印加電圧の発振を抑制し、ガス濃度を精度良く検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】発明の実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す構成図。
【図２】Ａ／Ｆセンサのセンサ素子部の構成を示す断面図。
【図３】Ａ／ＦセンサのＶ−Ｉ特性を示す図。
【図４】Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線を示す図。
【図５】Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線を示す図。
【図６】Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線を示す図。
【図７】Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線を示す図。
【図８】Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線を示す図。
【図９】第２の実施の形態において、空燃比検出装置の概要を示す構成図。
【図１０】直流素子抵抗と素子温との関係を示す図。
【図１１】Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線を示す図。
【図１２】第３の実施の形態において、空燃比検出装置の概要を示す構成図。
【図１３】Ａ／Ｆセンサの等価電気回路を示す図。
【図１４】Ａ／ＦセンサとＬＰＦの周波数特性を示す図。
【図１５】印加電圧の変化速度を遅延させるための回路構成を示す図。
【図１６】印加電圧と素子電流の変化の様子を示す図。
【図１７】ガス濃度センサの周波数特性を示す図。
【図１８】Ｖ−Ｉ座標上の印加電圧線を示す図。
【図１９】フィードバック系の構成を示すモデル図。
【図２０】印加電圧、素子電流及び端子間抵抗の変化を示すタイムチャート。
【図２１】フィードバック系の構成とＶ−Ｉ特性とを示す図。
【図２２】フィードバック系の構成を示すモデル図。
【符号の説明】
１０…ガス濃度センサとしてのＡ／Ｆセンサ（限界電流式空燃比センサ）、１０ａ…センサ素子部、１１…固体電解質、１６…計測電極、１７…大気側電極、２１，３０…印加電圧制御回路、２１ａ…オペアンプ、３１…ＬＰＦ（ローパスフィルタ）。
【図１】
0003846058.tif 000011
【図２】
0003846058.tif 000012
【図３】
0003846058.tif 000013
【図４】
0003846058.tif 000014
【図５】
0003846058.tif 000015
【図６】
0003846058.tif 000016
【図７】
0003846058.tif 000017
【図８】
0003846058.tif 000018
【図９】
0003846058.tif 000019
【図１０】
0003846058.tif 000020
【図１１】
0003846058.tif 000021
【図１２】
0003846058.tif 000022
【図１３】
0003846058.tif 000023
【図１４】
0003846058.tif 000024
【図１５】
0003846058.tif 000025
【図１６】
0003846058.tif 000026
【図１７】
0003846058.tif 000027
【図１８】
0003846058.tif 000028
【図１９】
0003846058.tif 000029
【図２０】
0003846058.tif 000030
【図２１】
0003846058.tif 000031
【図２２】
0003846058.tif 000032