(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重方式の受信装置において、
複数のグループに分割されたサブアレー毎に、
前記直交周波数分割多重方式の受信信号を受信する複数のアンテナと、
前記複数の受信信号に対する重み係数を、複数の受信信号及び参照信号に基づき計算する重み係数計算手段と、
前記各受信信号に前記重み係数を乗算する乗算手段と、
前記乗算された積の受信信号を加算する加算手段と、
前記加算された和の受信信号を、時間領域から周波数領域に変換してサブキャリア単位のサブキャリア受信信号を導出する高速フーリエ変換手段と
を有し、
サブアレーごとに得られる前記サブキャリア受信信号を、サブキャリア単位で空間ダイバーシチ処理するダイバーシチ処理手段と、
前記ダイバーシチ処理された前記サブキャリア受信信号における振幅及び位相を補正する補正手段と
を具備することを特徴とする受信装置。
【請求項２】
Ｎ（≧３）個の前記アンテナは、Ｋ（≧２）個の前記サブアレーに分割されることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記複数のアンテナは、前記サブアレー毎の出力信号間の相関性が最小となるように配置されることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項４】
前記重み係数計算手段は、
前記受信信号の各相関行列を導出する相関行列推定手段と、
前記各相関行列及び参照信号によって、信号干渉雑音比が最大となるように重み係数を計算する重み係数演算手段と
を具備することを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項５】
前記相関行列推定手段は、
前記受信信号の複素共役を求める複素共役計算手段と、
前記受信信号と、前記複素共役計算手段より導出された値との相関値を計算する相関値計算手段と、
を具備することを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
【請求項６】
前記ダイバーシチ処理手段は、
前記サブキャリア受信信号の振幅値及び位相から重み係数を算出する算出手段と、
前記サブキャリア受信信号毎に前記重み係数を掛けて、前記サブキャリア単位で合成する合成ダイバーシチ手段と
を具備することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項７】
前記ダイバーシチ処理手段は、
前記サブキャリア受信信号の振幅値を算出する算出手段と、
最大受信振幅を得た前記サブキャリア受信信号に相当する前記サブアレーを選択する選択手段と
を具備することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項８】
前記補正手段は、  前記ダイバーシチ処理手段より選択又は合成されたサブキャリア受信信号の中のパイロット信号を用いて伝搬路推定を行い、推定された推定値を記憶する記憶手段と、
前記ダイバーシチ処理手段より選択又は合成されたサブキャリア受信信号毎の受信データ信号と、前記記憶手段より記憶された同一サブキャリアの伝播路推定値との比を、サブキャリア毎に算出する算出手段と
を具備することを特徴とする請求項６又は７に記載の受信装置。
【請求項９】
直交周波数分割多重方式の受信方法において、
複数のグループに分割されたサブアレー毎に、
複数のアンテナを用いて前記直交周波数分割多重方式の受信信号を受信する段階と、
前記複数の受信信号に対する重み係数を、複数の受信信号及び参照信号に基づき計算する段階と、
前記各受信信号に前記重み係数を乗算する段階と、
前記乗算された積の受信信号を加算する段階と、
前記加算された和の受信信号を、高速フーリエ変換により時間領域から周波数領域に変換してサブキャリア単位のサブキャリア受信信号を導出する段階と
を有し、
サブアレーごとに得られる前記サブキャリア受信信号を、サブキャリア単位で空間ダイバーシチ処理する段階と、
前記ダイバーシチ処理された前記サブキャリア受信信号における振幅及び位相を補正する段階と
を有することを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式の受信装置及び受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、マルチメディア通信サービスの需要が急増し、デジタル無線通信によるマルチメディア移動通信システムの検討も盛んである。高速伝送及びマルチパスに有効な伝送方式として、ＯＦＤＭ方式が、マルチメディア移動通信システム及び高速無線ＬＡＮにおいて採用されている。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、広帯域信号を互いに直交する多数の搬送波（以下「サブキャリア」という）で伝送することにより、デジタル無線通信において、マルチパス伝搬路における耐遅延干渉特性を改善できる等の特徴がある。また、このＯＦＤＭ方式は、伝送データを複数のサブキャリアに分散して伝送しているため、誤り訂正を組み合わせることにより、マルチパス歪などの周波数選択性の伝送路歪に対して優れた伝送特性を示すことが知られている。
【０００４】
ところで、デジタル無線通信にあっては、移動中受信のような厳しい受信条件下において、更に伝送特性を向上させる方法として、ＯＦＤＭのサブキャリア単位でダイバーシチ受信を行うことが提案されている。代表的なダイバーシチ受信方式としては、合成ダイバーシチ又は選択ダイバーシチがある。
【０００５】
図１は、合成ダイバーシチを用いた従来の受信装置の構成図である。また、図２は、選択ダイバーシチを用いた従来の受信装置の構成図である。
【０００６】
図１及び図２に表された従来の受信装置によれば、２系統のＯＦＤＭ復調装置で得られる復調データを、ＯＦＤＭのサブキャリア単位で受信電力に応じて選択又は合成する。この場合、２系統の伝送路応答は異なるため、周波数選択性の伝送路歪を改善することができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の一般的なＯＦＤＭダイバーシチ受信装置によれば、複数系統の復調データを合成又は選択する際の評価指標として、受信電力の大きさを用いている。このとき、デジタル無線通信において同一チャネル干渉波を受けている場合などは、受信電力の大きい系統が必ずしも受信品質が良いとは限らない。更に、同一チャネル干渉波の受信電力が大きい場合、ＯＦＤＭ受信信号の復調ができなくなることもある。
【０００８】
そこで、本発明は、同一チャネル干渉波が存在する（所望波より干渉波の方が強くても）マルチパス伝搬環境下においても、同一チャネル干渉波の妨害を受けることなくサブキャリア単位の合成又は選択ダイバーシチを行うことができ、受信品質を向上させることができるＯＦＤＭ方式の受信装置及び受信方法を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明における直交周波数分割多重方式の受信装置によれば、
複数のグループに分割されたサブアレー毎に、直交周波数分割多重方式の受信信号を受信する複数のアンテナと、複数の受信信号に対する重み係数を、複数の受信信号及び参照信号に基づき計算する重み係数計算手段と、各受信信号に重み係数を乗算する乗算手段と、乗算された積の受信信号を加算する加算手段と、加算された和の受信信号を、時間領域から周波数領域に変換してサブキャリア単位のキャリア受信信号を導出する高速フーリエ変換手段とを有し、サブアレーごとに得られるサブキャリア受信信号を、サブキャリア単位で空間ダイバーシチ処理するダイバーシチ処理手段と、ダイバーシチ処理されたサブキャリア受信信号における振幅及び位相を補正する補正手段と、を具備することを特徴とする。
【００１０】
本発明の構成によれば、各サブアレーで同一チャネル干渉波を抑圧し、その干渉波の抑圧された各サブアレーの出力信号をそれぞれＦＦＴ回路で時間領域から周波数領域に変換してサブキャリア毎の信号を取り出し、サブキャリア単位でのダイバーシチ処理を行う２段階の受信方式である。これにより、同一チャネル干渉波が存在する環境においても、同一チャネル干渉波を除去することより、ダイバーシチ受信することが可能となり、受信品質を向上するようになる。
【００１１】
本発明の他の実施形態によれば、Ｎ（≧３）個のアンテナは、Ｋ（≧２）個のサブアレーに分割されることも好ましい。
【００１２】
本発明の他の実施形態によれば、複数のアンテナは、サブアレー毎の出力信号間の相関性が最小となるように配置されることも好ましい。
【００１３】
本発明の他の実施形態によれば、重み係数計算手段は、受信信号の各相関行列を導出する相関行列推定手段と、各相関行列及び参照信号によって、信号干渉雑音比が最大となるように重み係数を計算する重み係数演算手段と、を具備することも好ましい。
【００１４】
本発明の他の実施形態によれば、相関行列推定手段は、受信信号の複素共役を求める複素共役計算手段と、受信信号と、複素共役計算手段より導出された値との相関値を計算する相関値計算手段と、を具備することも好ましい。
【００１５】
本発明の他の実施形態によれば、ダイバーシチ処理手段は、サブキャリア受信信号の振幅値及び位相から重み係数を算出する算出手段と、サブキャリア受信信号毎に重み係数を掛けて、サブキャリア単位で合成する合成ダイバーシチ手段と、を具備することも好ましい。
【００１６】
本発明の他の実施形態によれば、ダイバーシチ処理手段は、サブキャリア受信信号の振幅値を算出する算出手段と、最大受信振幅を得たサブキャリア受信信号に相当するサブアレーを選択する選択手段と、を具備することも好ましい。
【００１７】
本発明の他の実施形態によれば、補正手段は、ダイバーシチ処理手段より選択又は合成されたサブキャリア受信信号の中のパイロット信号を用いて伝搬路推定を行い、推定された推定値を記憶する記憶手段と、ダイバーシチ処理手段より選択又は合成されたサブキャリア受信信号毎の受信データ信号と、記憶手段より記憶された同一サブキャリアの伝播路推定値との比を、サブキャリア毎に算出する算出手段と、を具備することも好ましい。
【００１８】
本発明の直交周波数分割多重方式の受信方法によれば、
複数のグループに分割されたサブアレー毎に、複数のアンテナを用いて直交周波数分割多重方式の受信信号を受信する段階と、複数の受信信号に対する重み係数を、複数の受信信号及び参照信号に基づき計算する段階と、各受信信号に重み係数を乗算する段階と、乗算された積の受信信号を加算する段階と、加算された和の受信信号を、高速フーリエ変換により時間領域から周波数領域に変換してサブキャリア単位のサブキャリア受信信号を導出する段階とを有し、サブアレーごとに得られるサブキャリア受信信号を、サブキャリア単位で空間ダイバーシチ処理する段階と、ダイバーシチ処理されたサブキャリア受信信号における振幅及び位相を補正する段階と、を有することを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下では、図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。
【００２０】
図３は、合成ダイバーシチを用いた本発明の受信装置の構成図である。図３は、図１と比較して、ＯＦＤＭ信号を受信するサブアレー毎に高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）回路２を有する。そして、ＦＦＴ回路２の前段部において、複数のグループに分割されたサブアレー毎に、複数のアンテナ１０と、該アンテナ１０による受信信号から重み係数を計算する重み係数計算部８０と、各受信信号に重み係数を乗算する乗算部８１と、乗算された積の受信信号を加算する加算部８２とを有する。
【００２１】
このとき、重み係数計算部８０は、サブアレー毎の重み係数が、受信信号及び参照信号よりサブアレーの出力信号の信号干渉雑音比（ＳＩＮＲ：desired Signal to Interference-plus-Noise Ratio）を最大とするように導出する。
【００２２】
図４は、本発明の重み係数計算部８０の機能構成図である。重み係数計算部８０は、受信信号の各相関行列を導出する相関行列推定部８０１と、各相関行列及び参照信号によって、信号干渉雑音比が最大となるように重み係数を計算する重み係数演算部８０２とを有する。また、相関行列推定部８０１は、受信信号の複素共役を求める複素共役計算部８０１１と、受信信号と複素共役計算部より導出された値との相関値を計算する相関値計算部８０１２とを有する。
【００２３】
更に、図３の他の構成部分について説明する。ＦＦＴ回路２は、時間軸上のＯＦＤＭ変調波を周波数軸上のデータに変換し、サブキャリア単位の振幅及び位相を示すサブキャリア受信信号(ベースバンドのＩ、Ｑチャネル信号）を導出する。その複数のサブキャリア受信信号は、重み係数算出部３０に入力される。重み係数算出部３０は、サブキャリア毎にサブキャリア受信信号の相関行列を計算し、この相関行列の最大固有値に対する固有ベクトルを計算する。この固有ベクトルを、対応するサブキャリアの重み係数ベクトルとする。そして、重み係数算出部３０は、各サブキャリアの重み付け係数を乗算部３１へ出力する。乗算部３１によって、サブキャリア受信信号毎に重み係数が掛けられ、加算部３２によってサブキャリア単位で合成される。
【００２４】
次に、補正部４は、サブキャリア毎に合成ダイバーシチ回路で合成されたサブキャリア受信信号における振幅及び位相を、サブキャリア毎の伝搬路応答を推定して補正する。この伝搬路推定は、事前に保存された既知の各サブキャリアのパイロット信号を用いて行われる。
【００２５】
この補正部４は、記憶部と、算出部とを有する。記憶部は、ダイバーシチ処理部より選択又は合成されたサブキャリア受信信号の中のパイロット信号を用いて伝搬路推定を行い、推定された推定値を記憶する。また、算出部は、ダイバーシチ処理手段より選択又は合成されたサブキャリア受信信号毎の受信データ信号と、前記記憶手段より記憶された同一サブキャリアの伝播路推定値との比を、サブキャリア毎に算出する。
【００２６】
更に、補正されたサブキャリア受信信号は、復調部５により復調され、パラレルシリアル変換部６によりシリアル信号に戻され、そのシリアル信号を復号部７により復号される。復号部７は、デインタリーブ回路により、送信側で符号化されたインタリーブ回路の逆の処理を行う。処理されたデータは、後段のビタビデコーダ回路に渡され、ビタビデコードされる。更に、ビタビデコード回路の出力データは、誤り訂正回路に入力され、送信側の符号器の逆の処理を行う。処理されたデータは、出力端子よりＴＳ（Transport Stream）信号として出力される。
【００２７】
図５は、選択ダイバーシチを用いた本発明の受信装置の構成図である。図４は、図２と比較して、ＦＦＴ回路２の前段部において、図３及び図４と同様の回路を構成したものである。
【００２８】
図５によれば、アンテナ１毎に備えられたＦＦＴ回路２により、サブキャリア単位のサブキャリア受信信号が導出される。その複数のサブキャリア受信信号は、比較部３３へ入力される。比較部３３は、サブキャリア毎に各サブアレーの受信信号振幅を比較し、受信信号振幅の大きいサブアレーを選択するための制御信号をセレクタ３４へ出力する。セレクタ３４は、最大受信振幅を得たサブキャリア受信信号に相当するアンテナの受信信号を選択する。その後の処理は、図３と同様である。
【００２９】
図６は、本発明による第１のアレイアンテナを上部から見た配置図である。本発明によれば、サブアレー毎のアンテナ素子数と、その配置とは、サブアレー毎の出力信号間の相関性が最小となるように設定される。図６によれば、１２本のアンテナ素子が、４本毎に３つのサブアレーとして分割されている。また、各サブアレーは、アンテナシステムの中心から互いに１２０°の位置に配置されている。
【００３０】
図７は、本発明による第２のアレイアンテナを上部から見た配置図である。図７によれば、１６本のアンテナ素子が、４行４列の正方形状に配置されている。但し、受信装置内では、４本毎に４つのサブアレーとして分割されている。
【００３１】
図８は、本発明による第３のアレイアンテナを上部から見た配置図である。図８によれば、６本のアンテナ素子が、２行３列の長方形状に配置されている。但し、受信装置内では、中央の１列が２つのサブアレーによって共有されている。即ち、Ｎ（≧３）個のアンテナは、Ｋ（≧２）個のサブアレーに分割することができる。
【００３２】
図９は、本発明による第４のアレイアンテナを上部から見た配置図である。図９によれば、図７と同様に、１６本のアンテナ素子が、４行４列の正方形状に配置されている。但し、受信装置内では、第１行及び第２行による第１のサブアレーと、第２行及び第３行による第２のサブアレーと、第３行及び第４行による第３のサブアレーとに分割されている。
【００３３】
前述した本発明の種々の実施形態によれば、本発明の技術思想及び見地の範囲の種々の変更、修正及び省略が、当業者によれば容易に行うことができる。特に、前述においては、装置構成について詳細に説明したが、方法として実現できることは、当業者によれば容易に想到できる。前述の説明はあくまで例であって、何ら制約しようとするものではない。本発明は、特許請求の範囲及びその均等物として限定するものにのみ制約される。
【００３４】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように、本発明のＯＦＤＭ方式の受信装置及び受信方法によれば、同一チャネル干渉波が存在するマルチパス伝搬環境下においても、同一チャネル干渉波の妨害を受けることなくサブキャリア単位の合成又は選択ダイバーシチを行うことができ、受信品質を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】合成ダイバーシチを用いた従来の受信装置の構成図である。
【図２】選択ダイバーシチを用いた従来の受信装置の構成図である。
【図３】合成ダイバーシチを用いた本発明の受信装置の構成図である。
【図４】本発明の重み係数計算部８０の機能構成図である。
【図５】選択ダイバーシチを用いた本発明の受信装置の構成図である。
【図６】本発明による第１のアレイアンテナを上部から見た配置図である。
【図７】本発明による第２のアレイアンテナを上部から見た配置図である。
【図８】本発明による第３のアレイアンテナを上部から見た配置図である。
【図９】本発明による第４のアレイアンテナを上部から見た配置図である。
【符号の説明】
１  アンテナ素子
１０、１１  サブアレーにグループ化されたアンテナ素子
２  ＦＦＴ、高速フーリエ変換部
３０  重み係数算出部
３１  乗算部
３２  加算部
３３  比較部、ダイバーシチ制御部
３４  セレクタ
４  補正部
５  復調部
６  パラレル／シリアル変換部
７  復号部
８０  重み係数計算部
８０１  相関行列推定部
８０１１  複素共役計算部
８０１２  相関値計算部
８０２  重み係数演算部
８０３  参照信号発生部
８１  乗算部
８２  加算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0003846356.tif 000008
【図８】
0003846356.tif 000009
【図９】
0003846356.tif 000010