(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送路損失に応じた利得が設定され後段の識別再生回路に等化波形を供給する主信号増幅回路、該等化波形の直流成分を検出する出力直流レベル検出回路、該出力直流レベル検出回路の直流出力を増幅して主信号増幅回路の入力点に負帰還する帰還増幅回路とからなり、
直流負帰還ループを構成してなる識別再生中継器用広帯域増幅器において、
伝送路損失に応じた、該主信号増幅回路の直流利得の値に関わらず、該直流負帰還ループの直流負帰還ループ追随時定数を、
伝送路の短時間損失変動による直流成分の短時間変動には追随し、伝送路符号パタン密度変化による直流成分の短時間変動には追随しない、追随速度で直流負帰還動作を行う、一定値の追随時定数となし、
該広帯域増幅器の閉ループ利得の低域遮断周波数を、
該追随時定数の逆数値に定数値をかけた一定値に設定する、ことを特徴とする識別再生中継器用広帯域増幅器。
【請求項２】
前記主信号増幅回路の直流利得と前記帰還増幅回路の直流利得の積の値を、主信号増幅回路の直流利得の値に関わらず、広帯域増幅器の閉ループ利得の前記一定値の低域遮断周波数の前記出力直流レベル検出回路の高域遮断周波数に対する比で定まる一定値に設定することを特徴とする請求項１に記載の識別再生中継器用広帯域増幅器。
【請求項３】
前記主信号増幅回路の直流利得と前記出力直流レベル検出回路の高域遮断周波数の積の値を、主信号増幅回路の直流利得の値に関わらず、広帯域増幅器の閉ループ利得の前記低域遮断周波数の前記出力直流レベル検出回路の高域遮断周波数に対する比で定まる一定値に設定することを特徴とする、請求項１に記載の識別再生中継器用広帯域増幅器。
【請求項４】
請求項１に記載の識別再生中継器用広帯域増幅器において、
主信号増幅回路を事前に伝送路損失に対応した未知の固定利得増幅回路、帰還増幅回路を、利得制御電圧による直流利得可変機構を有する可変直流利得増幅回路構成となし、
新たに、前記主信号増幅回路の利得検出機能を有し、帰還増幅回路へ利得検出結果に対応した利得制御電圧を発生する、利得検出回路を付加し、
該利得検出回路により、前記主信号増幅回路の該設定利得に対応した帰還増幅回路への利得制御電圧を得、
該利得制御電圧を用いて、帰還増幅回路の可変直流利得の設定制御を行うことを特徴とする、請求項１に記載の識別再生中継器用広帯域増幅器。
【請求項５】
請求項１に記載の識別再生中継器用広帯域増幅器において、
主信号増幅回路と帰還増幅回路を、共に、利得制御電圧による直流利得可変機構を有する可変直流利得増幅回路構成となし、
該利得可変機構により、主信号増幅回路の可変直流利得と帰還増幅回路の可変直流利得を、同時に相殺的に制御し、該主信号増幅回路の可変直流利得と該帰還増幅回路の可変直流利得の積の値を、
広帯域増幅器の閉ループ利得の前記低域遮断周波数の前記出力直流レベル検出回路の高域遮断周波数に対する比で定まる一定の値に、
該利得制御電圧を用いて、設定することを特徴とする、請求項１に記載の識別再生中継器用広帯域増幅器。
【請求項６】
請求項５に記載の識別再生中継器用広帯域増幅器において、新たに、識別点の出力レベルと基準電位との差から利得制御電圧を発生させるＡＧＣ制御回路を付加し、
該ＡＧＣ制御回路出力として得られる利得制御電圧を、
請求項５における前記主信号増幅回路、前記帰還増幅回路の利得制御電圧となし、可変直流利得設定を行うことを特徴とする、請求項１に記載の識別再生中継器用広帯域増幅器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高速の光伝送システム等において、識別再生中継器に使用される集積化された広帯域増幅器に係り、特に、差動増幅器を集積回路の基本回路として構成され、直流負帰還ループによって直流動作点の確保を行っている識別再生中継器用広帯域増幅器において、伝送路工事等の時に発生する伝送路の短時間損失増加による等価的な直流成分変動には直流負帰還ループが追随して後段の識別再生回路に適切な等化波形を供給し、伝送路符号のパタン密度変化による短時間直流成分変動には、直流ループが追随せずに、適切な等化波形を供給する事によって、識別再生回路の識別点におけるアイマージンを確保した識別再生中継器用広帯域増幅器に関する。
【０００２】
光中継伝送システム等の識別再生中継器に用いられる入力波形の増幅用に用いられる広帯域増幅器には、伝送路損失による入力信号のレベル変動や入力デジタル信号のパタン変動等によらずに、次段の識別再生回路に適切なレベルと等化波形の信号を供給する必要があり、通常の広帯域増幅器とは違った固有の特性が要求される。
【０００３】
また、１０Ｇｂｐｓ等、光伝送システムの超高速化が進む中で、識別再生回路に正確な等化波形を供給し、識別点のアイマージンの確保を図った識別再生中継器用広帯域増幅器の重要性はますます増している。
【０００４】
現在、同一集積回路上での素子形成パタンの相対精度が素子の絶対精度に比べて高いことから、１０Ｇｂｐｓの中継器用の広帯域増幅器においては、集積回路技術を使った差動増幅器を基本回路とする回路構成が用いられている。
【０００５】
これによってトランジスタや抵抗などの回路素子の絶対精度のバラツキの影響の少ない広帯域増幅器の実現が可能となる。
【０００６】
図１２に、光伝送システムにおける識別再生中継器の構成とアイマージンの説明図を示す。
【０００７】
図１２で、１００は入力信号を識別再生回路が識別し易い適当なレベルの等化波形にまで増幅・整形する広帯域増幅器、２００は等化波形から識別閾値を基準にして等化波形レベルの１、０の判定すなわち識別再生を行う識別再生回路、３００は等化波形から伝送路信号に含まれるビットタイミング情報を抽出するタイミング再生回路、４００は光ファイバ伝送路からの光入力信号を電気信号に変換して広帯域増幅器に供給する光電気変換回路、５００は識別再生回路の出力パルスを光信号に変換し、光ファイバ伝送路に送り出す電気光変換回路を示す。
【０００８】
広帯域増幅器を光伝送システム等における識別再生中継器用の広帯域増幅器として用い、信号の再生中継動作を誤りなく行う為には、図１２に示す識別点におけるアイマージンを極力大きな値に保つことが要請される。
【０００９】
ここで、識別点における等化波形を時間的に１シンボル分づつずらして仮想的に重畳した結果として得られる等化波形の１、０の識別判定可能領域をアイパタンと呼び、アイパタンの識別タイミング時点での最大のアイの開きをアイマージンと呼ぶ。アイマージンは、静的なものではなく、等化波形の等化歪み、入力雑音やタイミング再生に起因して発生する識別タイミングジッタによっても時々刻々変動する。
【００１０】
アイマージンを保つことによって、識別再生回路は等化波形のレベルの中心値付近に設定された閾値を境に正しい波形レベルの識別動作を行い、正確な１、０のデジタル信号が再生される。
【００１１】
伝送システムの超高速化が進むにつれ、識別再生回路の高速動作に対する動作余裕は、減少する方向にあり、この意味から識別点により正確な等化波形を供給しアイマージンを確保する事がますます重要となっている。
【００１２】
識別点のアイマージンを保つ為には、前段の広帯域増幅器１００から供給される等化波形が、識別再生回路の識別閾値に対して正しいレベルと対称な波形で供給される必要がある。
【００１３】
【従来の技術】
図１３に従来の広帯域増幅器の回路構成図を示す。図１３（ａ）の全体構成図で、１０は伝送路損失によってレベルの異なる入力信号を識別点に識別し易いレベルの等化波形として供給する主信号増幅回路である。２０は識別点の等化波形から検出した直流成分を増幅して主信号増幅回路１０の入力部のリファレンス信号として直流負帰還を行う帰還増幅回路、３０は識別点の直流成分を検出する低域フィルタ構成の出力直流レベル検出回路である。また、出力直流レベル検出回路３０、帰還増幅回路２０の縦続構成で直流帰還回路４０が構成されている。
【００１４】
ここで、主信号増幅回路１０、帰還増幅回路２０共に、全て、差動増幅回路構成を基本回路として構成されており、共に、全体としては、広帯域の直流増幅器構成をとっている。
【００１５】
また、図１３（ｂ）の主信号増幅回路初段構成図は、主信号増幅器の初段の差動増幅回路の基本部分を構成するトランジスタ１１と１２へ入力信号と直流負帰還によるリファレンス信号Ｅβがどのように印加されるかを示す為の主要部分をしめすモデル化された説明図である。
【００１６】
即ち、図１３（ａ）のブロック図と図１３（ｂ）に示される主信号増幅回路１０の初段の差動増幅対トランジスタに対して、識別点の等化波形から出力直流レベル検出回路３０によって、直流成分を検出して帰還増幅回路２０を通して、直流負帰還成分をリファレンス信号Ｅβとして戻し、直流負帰還を行っている。
【００１７】
これによって、差動増幅回路の各基本回路を構成する対のトランジスタに平衡した電流を流し、正しい直流平衡動作点に設定し、識別点での動作点を正しく保持することができる。
【００１８】
これは、初段の差動増幅器のトランジスタ対を構成するトランジスタ１１に入力信号を加えて、反対側のトランジスタ１２に、リファレンス信号Ｅβを、この入力信号に含まれる直流成分と平衡するように負帰還させることによって、初段の差動対を構成するトランジスタ１１と１２に平衡した直流動作点の電流を流してやり、結果的に、後段以降の差動増幅回路にも平衡した動作点を供給してやる事を意味している。
【００１９】
この直流負帰還によって、電源変動、温度変動などの長時間変動に起因する識別点における識別波形の中心値変動（ドリフト）を抑え、差動増幅器の初段におけるリファレンス電位を適切な値に自動的に設定することが出来る。
【００２０】
この動作原理を図１３の回路構成を伝達関数を使ってモデル化した図１４を使って詳しく説明する。
【００２１】
図１４の広帯域増幅器の閉ループ利得と識別点ドリフト抑圧説明図に示す記号を使って、直流負帰還後の広帯域増幅器の利得Ａｃを求めると、
[Ein + Eout ×(-β)]×μ＝ Eout から
Ac = Eout/Ein = μ/(1 + μβ) ─（１）で求まる。
【００２２】
また、識別点に電源変動、温度変動等によるドリフトＮｉが印加された場合の出力ドリフトＮｏｕｔは、
Ni -β×μ×Nout = Nout を解いて、
Nout= [ 1/(1 +μβ) ] ×Ni─（２）で求まる。
【００２３】
ここで、μ、βはそれぞれ主信号増幅回路１０の利得周波数特性を表す伝達関数、直流帰還回路４０の利得周波数特性を表す伝達関数、Ｅｉｎは入力信号、Ｅｏｕｔは、出力信号で識別点への等化波形を示す。
【００２４】
また、広帯域増幅器の総合利得である
Ac= μ／（１＋μβ）を閉ループ利得と呼ぶのに対して、μβは、主信号増幅  回路部１０の利得周波数特性と直流帰還回路４０の利得周波数特性の積になっ  ており、開ループ利得と呼ぶ。
【００２５】
さらに、識別点に換算された直流ドリフトは、直流負帰還によって、
｜１／（１＋μβ）｜に圧縮される事になる。ここで、μβの積は、直流においては、１０の３乗オーダの極めて大きな値を有する。
【００２６】
これは、差動増幅器の基本回路の動作点が自動的に差動増幅器を構成する２つのトランジスタに対して電流が平衡して流れるように強制的に設定されることによって識別点の直流ドリフトを０に保とうとすることを意味している。
【００２７】
即ち、識別点に、直流ドリフトが現れると、この直流分は図１３（ｂ）に示す如く、初段の差動増幅器の入力信号が印加されるトランジスタの反対側のトランジスタに対して、直流帰還回路を通して、リファレンス信号Ｅβとして負帰還され、入力波形の直流分と平衡するように動作することによって、結果的に識別点の直流ドリフトを圧縮する。
【００２８】
また、これによって、各段の差動増幅器基本回路を構成するトランジスタ対に対して平衡した動作電流が自動的に供給される事になる。
【００２９】
逆に、このように直流負帰還を行った広帯域増幅器は、識別点の直流分が常に０になるように、差動増幅器の初段における入力信号の直流成分の変動に対して直流負帰還成分が追随しようとする性質を持っている。
【００３０】
この直流負帰還による識別点の直流ドリフト圧縮によって、図１３（ｂ）に示す如く、差動増幅器の初段のリファレンス信号Ｅβを、自動的に入力信号の平均値である中心値、すなわち正常時は零の値をとる信号の平均直流成分に調整し、識別再生回路の識別閾値を図１２の如くアイマージンの最適値に保つことが容易に実現出来る。
【００３１】
また、伝送対象となる高速のデジタルパルス成分に対しては、この直流負帰還ループは追随速度が追いつかずに、追随しない為、主信号増幅器の直流利得に等しい平坦利得で増幅が行われる。
【００３２】
この結果、入力されるデジタル信号パタンが完全に直流平衡がとれているとした場合には、識別点における電源変動、温度変動の影響を最小に抑えて識別点のアイマージンを最大に保つことが出来るようになる。
【００３３】
但し、この時に、入力信号を増幅している主信号増幅回路１０と直流負帰還を行っている直流帰還回路４０の縦続接続によって構成される閉ループが不安定な発振現象などを起こさないようにし、安定な負帰還増幅機能を営むように設計する必要がある。
【００３４】
図１５に直流負帰還増幅器の開ループ利得の周波数特性説明図を示す。
【００３５】
ナイキスト理論等の負帰還増幅器の安定化理論によって周知の如く、主信号増幅回路１０と帰還増幅回路４０の従続接続構成からなる開ループ利得μβは、識別点の識別波形の直流成分抽出の為に設定した１次の高域遮断周波数ｆｌで利得を高域周波数で落としている。
【００３６】
即ち、開ループ利得の絶対値｜μβ｜に関しては、図１５（ａ）開ループ利得絶対値｜μβ｜特性に示す如く、
｜μβ｜＝｜μβ｜o/｜1 ＋jf / fl ｜─（３）式
の形に周波数特性を整形する。
【００３７】
また、開ループ利得の利得の位相特性ａｒｇ（−μβ）に関しては、図１５（ｂ）の開ループ利得（−μβ）位相特性に示す如く、μβの高次周波数遮断特性が無視出来る領域では、近似的に、
ａｒｇ（−μβ）≒−１８０度−arctan( ｆ／ｆｌ）で求められ、開ループ利得｜μβ｜の値が０ｄＢをきる周波数ｆｃで、位相回転角−３６０度に対して位相マージンを十分に確保するように設計を行う。
【００３８】
ここで、｜μβ｜o は、図１４の広帯域増幅器の閉ループ利得と識別点ドリフト抑圧説明図における主信号増幅回路１０の直流利得μo と直流帰還回路４０の直流利得βo の積である。
【００３９】
これは、開ループ利得｜μβ｜が１以上の周波数領域で開ループ伝達関数（−μβ）の位相回転が−３６０度よりも遅れないようにする事によって、負帰還成分が入力点に正帰還となってフィードバックされないようにし、発振条件を回避する事に相当する。
【００４０】
他方、図１２の光伝送システムにおける識別再生中継器の構成とアイマージンの説明図における、識別再生中継器に入力される光信号レベルは、識別再生中継器の適用される伝送路損失によって変動し、最大で２５〜３０ｄＢ程度のレベル変動幅が見込まれる。光信号から電気信号に復調した後、広帯域増幅器は、この入力信号のレベル変動に対して増幅度の調整を行って、適切なレベルの信号を識別点に等化波形として供給する必要がある。
【００４１】
このために、広帯域増幅器は、識別再生中継器が適用される区間の伝送路損失が大きく、小さいレベルでの入力される信号に対しては、増幅度を上げ、逆に、伝送路損失が小さく大きなレベルで入力される信号に対しては増幅度を下げる。
【００４２】
これによって、識別点のアイパタンを適切なレベルに保ち、識別再生部が識別し易い等化波形として送り出すことが出来る。
【００４３】
【発明が解決しようとする課題】
図１６の従来構成における主信号増幅回路の利得変化に伴う閉ループ利得の低域遮断周波数の変動の説明図によって、図１３の従来の広帯域増幅器の各構成回路及び開ループ利得μβと広帯域増幅器の閉ループ利得Ａｃの周波数特性及び相互の関係を示す。
【００４４】
図１６で（ａ）は、主信号増幅回路の利得周波数特性、（ｂ）は直流帰還回路の利得周波数特性、（ｃ）は、開ループ利得周波数特性、（ｄ）は、閉ループ利得周波数特性を表す。
【００４５】
尚、実線と点線は、主信号増幅回路の利得が伝送路損失の増加に対応して、実線の特性｜μ(f) ｜から点線の特性の｜μ(f)'｜に変化した時に、開ループ利得と閉ループ利得も対応して、点線の如く変化する事を意味している。
【００４６】
(a) の主信号増幅回路利得周波特性の高域周波数側は、増幅器を構成するトランジスタの高域遮断周波数特性と波形等化関数からきまる整形のロールオフ特性をもって整形し落としている。
【００４７】
(b) の直流帰還回路利得周波数特性は、図１３の従来の広帯域増幅器の回路構成図における出力直流レベル検出回路３０の低域フィルタ特性からきまる一次の高域遮断周波数ｆｌで、高域周波数領域を落として整形している。
【００４８】
図１６（ｃ）の開ループ利得周波数特性は、このようにして得られた直流帰還回路利得周波数特性と図１６（ａ）の主信号増幅回路利得周波数特性をｄＢで加算したものである。
【００４９】
直流における広帯域増幅器の直流信号に対する閉ループ利得Ａｃは先の（１）式から、図１６（ｄ）の実線の周波数特性に示す如く、直流帰還回路分の直流利得βo 分の１に抑えられる。したがって、βo が３０ｄＢの場合は−３０ｄＢに抑えられる。
【００５０】
また、閉ループ利得Ａｃを表す式（１）及び開ループ利得μβを示す式（３）から明らかな如く、直流帰還回路部の増幅度が減少するに従って、閉ループ利得の値は、図１６（ｄ）に示す様に、逆に、１次の利得傾斜で次第に利得は増大する。。
【００５１】
即ち、直流負帰還ループの安定性の必要条件を説明する為に使用した図１５の直流負帰還増幅器の開ループ利得の周波数特性図における開ループ利得｜μβ｜（｜μ(f) ｜×｜β(f) ｜）の値が０ｄＢを切る周波数ｆｃは、広帯域増幅器の閉ループ利得における低域側の利得が広帯域増幅器の平坦増幅度に対して３ｄＢダウンの値となる点に相当しており、閉ループ利得Ａｃの周波数特性の低域遮断周波数ｆｃに相当している。
【００５２】
次に、この閉ループ利得の低域遮断周波数ｆｃが直流負帰還ループの追随時定数と１対１に対応しており、本発明に係る、入力信号に含まれる直流成分に対する広帯域増幅器の直流負帰還ループの追随特性をきめる重要なパラメータである事を説明する。
【００５３】
これまで広帯域増幅器の入力波形は、デジタル伝送符号パタンがスクランブルされ、その平均直流成分は０であることを前提として来た。
【００５４】
逆に、この性質を利用して、図１３（ｂ）の主信号増幅回路初段構成図に示す如く、識別点から差動増幅器の入力点に直流負帰還をかける事によって、差動増幅器基本回路部の動作点の平衡動作の確保と識別点において直流の０レベルに相当する値に識別閾値を設定して、閾値に対する上下の波形レベルであるアイマージンをバランスして最大に保つ事が出来た。また、この結果、識別再生回路の識別誤りを最小に抑える事が出来た。
【００５５】
しかし、実際の光伝送システムなどの広帯域中継伝送システムにおいて再生中継器に入力される、デジタル伝送パタンには、図１７の符号パタン密度変化による入力信号における平均直流成分変動の説明図に示す如く、その時々の符号パタン密度変化即ち符号１、０の発生頻度の偏りによって、スクランブラだけでは処理仕切れない、平均直流成分の短時間周期変動が発生する。図１７で、Δ＋、Δ−は、符号パタン密度変化に対応して発生した直流成分変動を意味する。
【００５６】
この平均直流成分の短時間変動周期は、伝送符号パタン長で数百ビットから数千ビット長のオーダで時々刻々変動する。これは、１０Ｇｂｐｓの光伝送システムでは、時間にして百分の数μ秒から十分の数μ秒のオーダに達する。
【００５７】
図１３の従来の広帯域増幅器の回路構成図、図１４の広帯域増幅器の閉ループ利得と識別点ドリフト抑圧説明図で説明した如く、広帯域増幅器は、入力信号の直流成分が０である事を利用して、識別点の等化波形の直流成分を入力点に負帰還する事によって動作点を正しく保っている。
【００５８】
逆に、入力信号に平均成分のレベル０からの偏りである直流成分が含まれておりその変動があると、これに追随する性質を有している。
【００５９】
この時に、入力信号の直流分変動の変化周波数に対してどの程度までの追随性を有するかは、その周波数における開ループ特性の利得の値によって決まって来る。即ち、その直流成分の等価的な変化周波数におけるの開ループ利得が大きい程、直流負帰還ループが働いて、入力の直流分の変動に対しても追随する。
【００６０】
開ループ利得の絶対値は、図１６（ｃ）の開ループ利得周波数特性に示す如く、閉ループ利得低域遮断周波数ｆｃが決まると周波数特性が１次の傾斜特性を持って整形していることによって一義的に求まり、低域周波数になる程大きな値をとる。
【００６１】
したがって、低周波に近くなり極めてゆっくりした周期の直流分変動が入力されると、開ループ利得の絶対値が大きくなるため、追随して、入力点における直流変動を追いかける事になる。
【００６２】
他方、実際の光伝送システムに置いて、この直流分変動は、あくまでも伝送路符号パタン密度変化による平均直流成分の偏りとして現れる現象であり、広域増幅器に入力される入力波形は入力シンボル毎には、正負対称の直流分０の波形を保っている。
【００６３】
この結果、直流負帰還ループの追随時定数の選択を誤り、入力差動増幅器の入力波形の伝送符号パタン密度変化による直流分変動の周期に対して、直流負帰還ループが追随した場合には、図１３（ｂ）において主信号増幅回路の初段に直流負帰還されたリファレンス信号Ｅβは、入力波形の正しい中心レベルでなく、直流成分変動に対応した誤ったリファレンスレベル（図１７のΔ＋、Δ−に相当）が供給される事になる。
【００６４】
この結果、広帯域増幅器の出力となる識別点における波形の閾値に対する波形の対称性は崩れ、アイマージンの減少となって現れる。
【００６５】
したがって、符号パタン密度変化による直流成分変動に対して直流負帰還ループの追随を防止するという観点からだけみると、ループの追随時定数はなるべく大きくして、符号パタン密度変化による入力信号の直流成分変動には追随しないようにした方が良い。
【００６６】
次に、直流負帰還ループの追随時定数( 以下Ｔｃ）が閉ループ利得の低域遮断周波数ｆｃと１対１に対応していること、及び、ｆｃの値に、光伝送システム運用上の観点から最適の値の範囲があることを説明する。
【００６７】
直流負帰還ループが入力された直流成分に対して示す時間的な過渡応答特性は図１３、図１４から導かれた（１）〜（３）式の伝達関数を基に、ラプラース逆変換を行って得られる。
【００６８】
先ず、直流負帰還ループの追随時定数Ｔｃと閉ループ遮断周波数ｆｃの関係を導く。
【００６９】
図１３の従来の広帯域増幅器の回路構成図において、振幅Ｅｉの  ステップ関数型の直流成分が信号入力として印加された場合の識別点の過渡応答波形Ｅｏｕｔ（ｔ）は、ｔを時間とすると
0003846081.tif 000002
また、この時、入力点に負帰還される直流負帰還応答成分Ｅβ（ｔ）は、
0003846081.tif 000003
で表される。
【００７０】
ここで、（１＋μoxβo)×ｆｌは、閉ループ利得の低域遮断周波数ｆｃと置き換え可能だから、
fc =（1 ＋μo ×βo)×fl─（６）と置換えると、
0003846081.tif 000004
（４）’、（５）’式から、先に説明した如く、直流負帰還ループが閉ループ利得の低域遮断周波数ｆc から求まる追随時定数Ｔｃ
即ち、Ｔｃ＝１／（２πｆｃ）─（７）で入力の直流成分変動に対する追随動作を行っており、この追随時定数Ｔｃと閉ループ利得の低域遮断周波数ｆｃが（７）式に示す如く、１義的に対応していることが定量的に理解できる。
【００７１】
上記に説明した如く、１０Ｇｂｐｓ伝送系において発生する符号パタン密度変化に基づく実際に発生する直流変動周期は、百分の数μ秒から十分の数μ秒のオーダである。したがって、この周期では直流負帰還ループが追随しないように、時定数Ｔｃを大きな値とする為に、開ループ利得が０ｄＢを切る周波数ｆｃ（閉ループ利得の低域遮断周波数）の値を十分に低い値に設定する必要がある。
【００７２】
これによって、符号パタン変動による直流成分変動の周波数に対しては、負帰還ループの追随を抑え、識別点における等化波形を正しく正負対称に保ち、アイマージンの確保が可能となる。
【００７３】
他方、光伝送システムにおいては、設備の拡張や保守工事が頻繁に行われており、光ファイバの接続工事など、工事者が稼働中の光ファイバに接触したり、ファイバ配置替えを行ったりするケースが発生する。
【００７４】
この際、図１８の保守工事等に伴って発生する信号入力信号レベルの短時間変動と最適リファレンスの変動説明図に示す如く、光ファイバ伝送路の保守工事等の時に人がファイバに触れたりする事によって人為的に１ｍｓ〜数ｍｓのオーダの短時間に伝送路の損失増加が発生し、これによる入力レベルの短時間減少は等価的に波形の中心値即ち直流成分の変動となって現れる。
【００７５】
この短時間レベル変動を起こした入力波形に対しては、図１８の点線で図示した入力信号のレベル変動時の最適リファレンスに示す如く、直流負帰還ループが追随して、適切に働き、入力波形の直流成分に相当する入力波形の中心値となる適切なリファレンス値を供給し、識別点における等化波形の対称性を保ち、アイマージンが適切に保たれるようにする必要がある。
【００７６】
この観点からは、直流負帰還ループの時定数Ｔｃすなわち１／（２πｆｃ）の値をある程度小さな値に抑える必要があり、逆に、閉ループ利得Ａｃの低域遮断周波数ｆｃの値は余り小さな値には出来ずある程度大きな値に設定する必要がある。
【００７７】
これによって、入力信号のレベルの減少する速度に合わせて、初段のリファレンスレベルを入力レベルの平均値である中心値に追随させるように直流負帰還を行い、識別点における閾値に対する波形の対称性を正確に保ち、伝送路工事等に伴う入力信号の短時間レベル変動の時もアイマージンを確保することが可能となる。
【００７８】
しかし、閉ループ利得の低域遮断周波数ｆｃの値を余り高い値に設定すると、既にのべた如く、符号パタン密度変化によって生じた直流分変動成分に対する誤った追随が発生し、識別アイマージンの減少を来す。
【００７９】
このため、図１９の直流負帰還ループの入力直流成分変動への追随領域の説明図に示す如く、直流負帰還ループの追随時定数ＴｃとＴｃ＝１／（２πｆｃ）の関係式で１対１に関係づけられた開ループ利得の０ｄＢ交差周波数即ち閉ループ利得の低域遮断周波数ｆｃは、余り小さな値にも大きな値にする事は出来ず、最適の値の範囲が存在する事になる。
【００８０】
この閉ループ利得の低域遮断周波数ｆｃの値は、例えば、光１０Ｇｂｐｓ再生中継器においては、数十ｋＨｚ前後の適当な値が選択され、この値を極力一定値に保つ必要がある。
【００８１】
しかし、従来の構成では、伝送路の損失変動に応じて主信号を増幅する主信号増幅回路の利得が変動した場合には、それに応じて帰還ループの開ループ利得が変化してしまう為、広帯域増幅器全体の閉ループ利得の低域遮断周波数ｆｃが変動してしまう。
【００８２】
上記の状況が図１６の（ａ）、（ｃ）、（ｄ）における点線部分によって表され、主信号増幅回路の直流利得がμo からμo ’に変化した場合に、開ループ利得も追随して変動し、この結果、広帯域増幅器の閉ループ利得周波数特性の低域遮断周波数ｆｃがｆｃ’に変化する。
【００８３】
この変動は、（６）式のｆｃ＝（１＋μo ×βo)×flから明らかな如く、μo の変化に比例しており、２０〜３０倍のオーダに達する。
【００８４】
上記の事情の形成背景として、近年、光伝送システムにおける識別再生中継器が、種々のキャリアや自営の光伝送路を敷設する事業者向けに単体販売されるケースが増えるにつれ、識別再生中継器が不特定の伝送路区間に適用されるケースも増え、伝送路損失がユーザの光伝送システムの適用区間によって変動し、予め、予測がつかないケースも増えている事情があげられる。
【００８５】
この結果、予め伝送路損失が低い値に合わせて、閉ループ利得の低域遮断周波数ｆｃを設定しておいた場合には、伝送路損失が大きく、主信号増幅器の利得を大きく設定すると、閉ループ利得の低域遮断周波数ｆｃの値が大きくなり過ぎ、符号パタン密度変化に起因する直流分変動に対する誤った追随によるアイマージンの減少が問題となる。
【００８６】
また、逆に、予め伝送路損失が大きな値に合わせて、閉ループ利得の低域遮断周波数ｆｃの値を設定した場合には、伝送路損失が小さく主信号増幅回路の利得を小さく設定すると、閉ループ利得の低域遮断周波数ｆｃは小さくなり過ぎ、保守時等に発生する短時間伝送路損失に対応した、波形の直流平均値変動へのリファレンス調整を行う直流負帰還ループの追随特性が悪化する。
【００８７】
又、伝送路損失の平均値に合わせて、閉ループ利得の低域遮断周波数ｆｃを設定した場合には、符号パタン密度変化による短時間直流分変動への誤った追随によるアイマージン劣化と、工事時の短時間伝送路損失時の直流平均値変動への追随性の悪化によるアイマージンの劣化のいずれもが発生する可能性が生ずる。
【００８８】
この結果、従来の回路構成では、符号パタン密度変化による直流成分変動に基づく符号間干渉や伝送路保守時等に起因する短時間レベル変動に基づく、識別点における等化波形のアイマージンの減少を来していた。
【００８９】
そこで、本発明は、識別再生中継器における識別アイマージンを最大に保つことを特徴とした、直流負帰還ループを有する識別再生中継器用広帯増幅器を提供することを目的とする。
【００９０】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決する為の、本発明の識別再生回路用広帯域増幅器実現の基本原理を説明する。
【００９１】
上記課題は、主信号増幅器の利得変化に伴って、開ループ利得の伝達関数が変化し、結果的に、閉ループ利得の低域遮断周波数が変化してしまうことに起因している。
【００９２】
従って、上記課題を解決する為に、伝送路損失変動に応じて主信号増幅回路の利得を変化させた場合でも、広帯域増幅器の直流負帰還ループが、保守工事等の時に発生する短時間損失増加に基づく入力波形の等価的な直流分変動の変化速度には追随して、伝送符号パタン密度変化による直流成分変動の変化速度には追随しない、追随時定数となるよう、閉ループ利得の低域遮断周波数ｆｃの値を一定値、例えば、１０Ｇｂｐｓ光再生中継器では、数十ｋＨｚに、保つようにする。
【００９３】
この為には、式（６）からfc≒μo ×βo ×ｆｌ─（８）の関係が成り立つから、基本的な回路構成は、従来回路の構成を生かしたままで、伝送路損失の変動に応じた主信号増幅回路の直流利得μo の変動に対して、帰還増幅回路の直流利得βo または出力直流検出回路の高域遮断周波数ｆｌを（８）式が成立するように制御する。
【００９４】
以下に、本発明の具体的な実現手段について述べる。
【００９５】
上記発明の基本概念の具体的な実現原理として、大きく２つに分けられる。
【００９６】
まず、第一の実現原理について説明する。これは、
図１の開ループ直流利得一定制御方式に基づく本発明の動作原理図によって説明される。図１で、基本回路構成は図１３の従来の広帯域増幅器の回路構成図と同じ構成を想定している。
【００９７】
但し、帰還増幅回路は、利得制御機構を有する可変利得増幅回路構成とする。
【００９８】
図１で、（ａ）は、主信号増幅器の利得周波数特性、（ｂ）は直流帰還回路利得周波数特性、（ｃ）は開ループ利得周波数特性、（ｄ）は閉ループ利得周波数特性である。
【００９９】
図１は、開ループ利得特性の直流利得を一定に制御することによって、閉ループ利得の低域遮断周波数ｆｃを一定にする動作原理図である。
【０１００】
（８）式の如く、ｆｃ≒μo ×βo ×ｆｌが成り立つから、伝送路損失に対応した主信号増幅回路の直流利得μo の変化に応じて、
βo ＝ｆｃ／（μo ×ｆｌ）─（９）となるように直流帰還回路の帰還増幅回路の直流利得βo の値を制御する。
【０１０１】
即ち、（ａ）の主信号増幅回路の直流利得が伝送路損失の増加に応じて増加した場合に、式（９）に従って図１（ｂ）の点線の特性に示す如く直流帰還回路の直流利得を同じ量だけ逆に減らす。  このような回路構成にする事により、開ループ直流利得μo ×βo は一定値ｆｃ／ｆｌに保たれる。
【０１０２】
従って、開ループ利得の０ｄＢ交差周波数ｆｃすなわち閉ループ利得の低域遮断周波数ｆｃも、広帯域増幅器の主信号増幅回路の直流利得μo が伝送路損失の増加に応じて大きな値をとるのに対して、一定値に保たれ、安定したアイマージンを得る事が出来る。
【０１０３】
また、伝送路損失が小さく、主信号増幅回路部の利得が小さい場合は、直流帰還回路の利得を上げ、同じく、開ループ利得μo ×βo の値を一定にする事により、開ループ利得周波数特性を一定に保ち、閉ループ利得の遮断周波数ｆｃの値を一定値に保つ。
【０１０４】
図１で（ｅ）は、主信号増幅回路部と直流帰還回路の直流利得変化が相互に相殺し合って縦続接続による開ループ直流利得が一定値に保たれる様子を示す。
【０１０５】
尚、開ループ直流利得の値は、正確に、一定値にしなくても許容変動値の範囲で近似的に一定値を保つことで同等効果が得られる。
【０１０６】
次に、本発明の識別再生中継器用広帯域増幅器の第２の実現原理について説明する。これは、図２の直流帰還回路高域遮断周波数制御方式に基づく本発明の動作原理図によって説明される。
【０１０７】
本原理では、出力直流レベル検出回路として、高域遮断周波数を可変可能な回路構成をとることを想定している。
【０１０８】
図２で、図１と同じく、（ａ）は、主信号増幅回路の利得周波数特性、（ｂ）は直流帰還回路利得周波数特性、（ｃ）は開ループ利得周波数特性、（ｄ）は閉ループ利得周波数特性である。
【０１０９】
この発明は、主信号増幅回路の直流利得変化に合わせて、直流帰還回路の出力直流レベル検出回路の高域遮断周波数ｆｌを制御する実施形態をとる。即ち、開ループ利得周波数の高域部における周波数特性を一定に保ち、これによって開ループ利得の値が０ｄＢとなる周波数ｆｃを一定に保つ案である。
【０１１０】
（６）式の如く、ｆｃ≒μo ×βo ×ｆｌ─（８）
あるから、μo の値の変化に応じて、
ｆｌ＝ｆｃ／（μo ×βo ）─（１０）となるように、直流帰還回路４０の高域遮断周波数ｆｌの値を制御する。
【０１１１】
式（９）に従って、μo とｆｌを制御した時にｆｃが一定となる様子を、図２（ｅ）の主信号増幅回路直流利得、開ループ利得高域遮断周波数制御状況の説明図に示す。μo がμo'に増加した時に、ｆｌを（９）式に従って（ｂ）に示す如く減らしてやり、（ｃ）の開ループ利得周波数特性の０ｄＢとなる周波数即ち（ｂ）の閉ループ利得周波数特性の低域遮断周波数ｆｃが一定値に保つ。
【０１１２】
次に、上記の基本的な実施形態を、さらに具体的な回路実施例によって説明する。
【０１１３】
【発明の実施の形態】
図１の動作原理に基づく第一の実施例を、図３の本発明の第一の実施の形態による回路構成図にしめす。本実施例は、帰還増幅回路直流利得制御方式による回路構成例である。
【０１１４】
図３で１０は主信号増幅器、２０は直流利得可変制御機構を有する帰還増幅回路、３０は出力直流レベル検出回路である。
【０１１５】
図３の回路構成においては、適用される中継伝送路損失に応じて、事前に主信号増幅回路の直流利得が工場出荷時に設定済でかつ固定されている場合を想定している。
【０１１６】
この場合は、図１の原理図で説明した如く、帰還増幅回路の直流利得を、（９）式に従って、出荷データまたは実測で確認した主信号増幅回路の直流利得設定値に応じて、相殺方向に調整し、開ループ直流利得を一定または許容値の範囲で一定値に近似させるように設定すれば良い。
【０１１７】
具体的に、利得制御電圧による利得制御機構を有する帰還増幅回路の利得制御の仕組みを、図４の帰還増幅回路基本回路の直流利得制御の仕組説明図に示す。尚、実際の回路は本基本回路を例えば、３段構成の縦続構成とすることで実現されている。
【０１１８】
図４で、平衡入力信号Ｖｉｎ+ 、Ｖｉｎ- は、トランジスタ２５ａ、２５ｂで構成される基本差動増幅器に入力される。各トランジスタは、直流電流源Ｉで電流バイアスされ、近似的にＩ／２の電流バイアス点を中心に動作を行っている。
【０１１９】
この状態で、外部から信号が印加されると差動増幅器を構成するトランジスタ２５ａと２５ｂは、等価回路的には、差動的に動作するエミッタ接地増幅器として働き、２５ａのコレクタ出力電流として、i=ｇｍ（Vin+/2−Vin-/2) 、２５ｂのコレクタ電流として逆相のi'= −ｇｍ（Vin+/2−Vin-/2) が得られる。ここで、ｇｍはエミッタ接地増幅回路の相互コンダクタンス値である。
【０１２０】
これらの出力は、トランジスタ２３ａと２３ｂ、２４ａと２４ｂによって構成される、電流分配型利得制御回路による利得制御部の電流源としてそれぞれ供給される。
【０１２１】
図５に帰還増幅回路基本回路の直流利得制御カーブの説明図を示す。利得制御電圧の値に応じて、電流スイッチングの切替原理に従って、電流源からの分配比が制御される形となり、等価的にはトランジスタ２５ａと２５ｂによって構成される差動増幅器の増幅度が制御されることになる。
【０１２２】
図５で示す如く、トランジスタ２３ａと２３ｂに平衡して電流が流れる中心付近を中心に利得制御に使用する。
【０１２３】
最終的には、トランジスタ２３ａのコレクタ抵抗、トランジスタ２３ｂのコレクタ抵抗２２ｂと、被制御電流の積の形で得られる出力信号Vout+ とVout- から(Vout+  −  Vout- ）／(Vin+ − Vin- ）の形で可変後の利得が得られる。
【０１２４】
利得制御電圧の値は、ホールドして置く必要があり、直流電源を可変抵抗で分圧した利得制御電圧供給方法等が用いられる。
【０１２５】
上記に説明した利得制御電圧による利得制御機構を有する可変利得増幅回路構成によって、利得制御電圧に１対１に対応した直流利得値が実現される。
【０１２６】
本発明の第２の実施例を、図６の本発明の第２の実施の形態による回路構成図に示す。本実施例は、主信号増幅回路と帰還増幅回路の直流利得を同時に制御する方式による回路構成例である。
【０１２７】
この場合には、適用する中継伝送路の伝送路損失が未知の場合や変化幅がある場合に、主信号増幅回路の利得も可変にしておき、帰還増幅回路の利得と同時に可変にする回路構成を想定している。
【０１２８】
図６で、主信号増幅回路と帰還増幅回路の利得の積の値を一定に保ちつつ、相殺的に変化させる方法の実現法を説明する。即ち、集積回路技術を使っているため、帰還増幅回路も主信号増幅回路と同じ、図４の直流利得制御の仕組みを持つ回路構成を基本回路として用い、帰還増幅回路に対して、初段の基本回路の利得を制御する直流バイアス位置及び利得制御電圧印加の入力ポートを主信号増幅回路と反対位置とするか、出力ポートを主信号増幅回路と逆側からとる。
【０１２９】
これによって、主信号増幅回路と帰還増幅回路の可変直流利得を相殺的に変化させる事ができ、主信号増幅回路と帰還増幅回路の直流利得の積の値即ち開ループ直流利得の値を近似的に一定値に調整することが可能となる。
【０１３０】
本発明の第３の実施例を、図７の本発明の第３の実施の形態による回路構成図にしめす。本実施例は、帰還増幅回路の直流利得制御電圧値を利得検出回路によって得る回路構成例で、帰還増幅回路の利得制御設定の電子化を行う事を狙いとしている。
【０１３１】
即ち、実施例１も実施例２も、利得設定は基本的にはマニュアルで行うことを想定している。実施例１では、予め分かっている主信号増幅回路部の利得の値に応じて予め（９）式から判明している帰還増幅部の利得の値に相当する利得制御電圧を印加する。この場合の制御は、先に述べた如く、可変抵抗器のマニュアル調整によって行われる。実施例２も、未知の伝送路損失に応じて、主信号増幅回路の利得を調整し，これと相殺的に帰還増幅回路の利得を調整するだけで、同じく、マニュアル操作で調整を行う。
【０１３２】
これに対して、実施例３は、このマニュアル作業の電子化を図ることを狙いとしている。即ち、先ず、利得検出回路から仮の利得制御電圧を発生させ、帰還増幅回路の直流利得を適当な値たとえば利得の中心近傍に設定して置き、主信号増幅回路１０に基準信号を入力し、レベル検出機能を有する利得検出回路５０によって、主信号増幅回路１０の事前の設定利得に対応した出力電圧を得る。
【０１３３】
次に、この電圧を電子回路的にホールドした後で、仮の利得制御電圧と入れ換える。
【０１３４】
図５の帰還増幅回路の基本回路の直流利得制御カーブの説明で述べた如く、利得制御電圧と帰還増幅回路の利得は、１対１の関係にあり、主信号増幅回路の利得に比例した利得制御電圧が利得検出回路から得られる。この為、利得検出回路から得られる利得制御電圧の値を、式（９）が成立するように設計すれば、主信号増幅回路の利得の変動に応じて相殺的に帰還増幅回路の利得を変化させた回路が必要な精度で近似的に実現できる。
【０１３５】
図８は、図７で利得検出回路をパワー検出回路によって実現した回路構成図を、図９は、図７で利得検出回路をピーク検出回路によって実現した回路構成図をそれぞれ示す。
【０１３６】
図８で、レベル検出回路部５０ａは、（ｂ）の如く構成され、トランジスタ５１a と５２ａに印加された平衡入力信号は、エミッタ出力点で全波整流され、抵抗５３ａ、容量５５ａで構成される低域フィルタ回路で平滑化され、出力信号のピークレベルに比例した信号出力の平均直流レベルが得られる。
【０１３７】
この後、スイッチ５５ａ、ホールドアンプ５６ｂ、スイッチ５７ａで構成されるホールド回路を通して、利得制御電圧を得て、帰還増幅回路部の利得調整を行う。ホールドアンプは、低速のＡＤ変換器、ＤＡ変換器、オペアンプの縦続構成によって実現され、制御電圧のホールドは、ＡＤ変換器のレジスタ出力をホールドする事によって行われる。また、オペアンプは利得制御部へ適切なレベル値の制御電圧を供給するレベル変換の役目も果たしている。
【０１３８】
図９は、レベルの検出をトランジスタ５１ｂ、容量５２ｂで構成されるピーク検出回路で実現している点が異なるだけで、ホールド回路部は全く同じ構成である。図９の回路の方がやや簡単な回路構成をとるが、図８のレベル検出回路の制御電圧が波形レベルに比例した平均値をとるのに対して、図９のレベル検出回路では、波形にオーバーシュートやリンギングが重畳していた場合に、誤って、誤差の大きなピーク値を正しい信号レベルと誤るケースが発生する。
【０１３９】
従って、波形整形が正しく行われている場合に図９の回路を、波形に高周波成分による乱れが多い場合は，図８の回路を使う。
【０１４０】
本発明の第４の実施例を、図１０の本発明の第４の実施例による回路構成に示す。本実施例は、ＡＧＣ制御回路を用い、主信号増幅回路と帰還増幅回路の利得得同時制御方式による回路構成例で、図６の実施例２の回路にＡＧＣ制御回路を新たに付加し、主信号増幅回路と帰還増幅回路の利得設定・制御の自動化を図っている。
【０１４１】
図１０の（ａ）のＡＧＣ制御回路は、同図（ｂ）に示す如く、図８（ｂ）のパワー検出回路の後段に、レベル比較回路部を設けることによって実現され、トランジスタ５１ｃ、５２ｃによる全波整流出力を抵抗５３ｃ、容量５４ｃによる平滑回路を通した後の平均直流レベルを、定常動作時の識別点波形レベルにほぼ等しい基準電位と比較し、比較増幅回路５５ｃで差分値を適当なレベルに増幅した値を主信号増幅回路及び帰還増幅回路の利得制御用の電圧として用いる。
【０１４２】
ＡＧＣ制御を行う場合は、ＡＧＣ制御系も直流帰還回路と同時に負帰還ループ回路を構成するために、二重の負帰還ループが構成される事に留意する必要がある。
【０１４３】
また、直流負帰還ループが線形回路として動作を行っているのに対して、利得調整機構を帰還ループに入れ、識別点で検出された信号レベルと基準電位の差を増幅した電圧を利得制御電圧として動作する為に、ＡＧＣ帰還ループは非線形回路として動作する。
【０１４４】
本ＡＧＣループ系でも、ＡＧＣ制御が収束して定常状態に入り、ＡＧＣ利得検出部の基準電位ｒｅｆとパワー検出回路の出力レベルが等しい値に漸近した状態では、閉ループは、微小信号動作領域に入り、通常の微小信号モデルによる安定解析の考え方が近似的に使える。
【０１４５】
従って、負帰還増幅器理論のループ安定性の条件であるＡＧＣループ系の等価開ループ利得が０ｄＢとなる点で、位相余裕が十分に取れるように、閉ループの安定性の観点からは、図１０（ｂ）ＡＧＣ制御回路の回路構成における抵抗Ｒと容量Ｃから構成される低域フィルタの高域遮断周波数を極力低い値に設定する必要がある。
【０１４６】
但し、この値を余り小さい値に設定すると、伝送路障害等による信号遮断時からの復帰時に、ループが収束し定常状態に達する迄に時間がかかる為に、実用される環境からくる収束時間要求値とのバランスを見て値を決める必要がある。
【０１４７】
第５の実施例を、図１１の本発明の第５の実施の形態の回路構成図に示す。本実施例は、直流帰還回路の高域遮断周波数の制御による回路構成例で、図２の原理図に示した直流帰還回路の高域遮断周波数を、主信号増幅回路の利得の値に応じて制御する場合の実施例である。
【０１４８】
図２の説明で述べた如く、この場合は、（９）式を満足し、主信号増幅回路の平坦増幅度μo と直流帰還回路の高域遮断周波数ｆｌの積を一定になるようにｆｌの値を制御する。
【０１４９】
図１１（ｂ）の高域遮断周波数制御付出力レベル検出回路の回路構成例に示す図において、前段（識別点）の出力インピーダンスが相対的に無視出来る様に、インピーダンス値を選んだ場合は、直流帰還回路の高域遮断周波数ｆｌはＣＲｖの時定数からｆｌ＝１／（２πＣＲｖ）で求まる。
【０１５０】
可変抵抗器の方が一般的に変化幅を大きくとれるから、抵抗Ｒｖとして可変抵抗器を用いた場合の回路図を図１１（ｂ）には示している。
【０１５１】
（９）式で示す如く、ｆｌ＝ｆｃ／（μo ×βｏ）の関係が成立するから、結局、Ｒｖ＝μo ×βo / （２πC ×fc) が成立するように、主信号増幅回路の直流利得μo の変化に応じて、可変抵抗Ｒｖの値を制御・設定する。
【０１５２】
可変抵抗器としては、バランスして変化できる２連の可変抵抗器を使う。
【０１５３】
尚、これまでの説明は、全て、光伝送システムにおける識別再生中継器用の広帯域増幅器として説明を行って来たが，同種の課題に対処する必要がある直流負帰還ループ付広帯域増幅器に本発明が適用される事はいうまでもない。
【０１５４】
また、広帯域増幅器の閉ループ遮断周波数ｆｃは、伝送路工事等に伴う損失増加に伴う短時間の等価直流成分変動に追随して、アイマージンが十分に確保出来、符号パタン密度変化等の短時間直流成分変動には、余裕をもって追随しない範囲の値を満足する許容範囲で近似的に一定値に制御すれば、実用上は十分な精度で同じ効果が得られることは言うまでもない。
【０１５５】
【発明の効果】
本発明によって、中継伝送路の損失の大小に応じた広帯域増幅器利得制御の量に関わらず、伝送路符号のパタン変動に基づく直流成分変動や光伝送路における保守工事などに伴って発生する短時間の伝送路損失変動に基づく直流成分変動に対して、識別点におけるアイマージンを最適に保った、識別再生中継器用広帯域増幅器を実現することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】  開ループ直流利得一定制御方式に基づく本発明の動作原理図である。
【図２】  直流帰還回路高域遮断周波数制御方式に基づく本発明の動作原理図である。
【図３】  本発明の第１の実施の形態による回路構成図である。
【図４】  帰還増幅回路基本回路の直流利得制御の仕組説明図である。
【図５】  帰還増幅回路基本回路の直流利得制御カーブの説明図である。
【図６】  本発明の第２の実施の形態による回路構成図である。
【図７】  本発明の第３の実施の形態による回路構成図である。
【図８】  図７で利得検出回路をパワー検出回路によって実現した回路構成図である。
【図９】  図７で利得検出回路をピーク検出回路によって実現した回路構成図である。
【図１０】  本発明の第４の実施の形態による回路構成図である。
【図１１】  本発明の第５の実施の形態による回路構成図である。
【図１２】  光伝送システムにおける識別再生中継器の構成とアイマージンの説明図である。
【図１３】  従来の広帯域増幅器の回路構成図である。
【図１４】  広帯域増幅器の閉ループ利得と、識別点ドリフト抑圧説明図である。
【図１５】  直流負帰還増幅器の開ループ利得の周波数特性説明図である。
【図１６】  従来構成における主信号増幅回路の利得変化に伴う閉ループ利得の低域遮断周波数の変動の説明図である。
【図１７】  符号パタン密度変化による入力信号における平均直流成分変動の説明図である。
【図１８】  保守工事等に伴って発生する入力信号レベルの短時間変動と最適リファレンス信号の変動説明図である。
【図１９】  直流負帰還ループの入力信号直流成分変動への追随領域の説明図である。
【符号の説明】
１０  主信号増幅回路
１１、１２  主信号増幅回路の初段差動増幅回路に使われるトランジスタ
１３  主信号増幅回路の後段の増幅回路
２０  帰還増幅回路
２１ａ、２１ｂ、２２ａ、２２ｂ  帰還増幅回路の基本回路の負荷抵抗
２３ａ、２３ｂ、２４ａ、２４ｂ  同上基本回路の利得制御部の構成
２５ａ、２５ｂ  同上基本回路の差動増幅基本部の構成トランジスタ
２６  同上基本回路の定電流源
３０  出力直流レベル検出回路
３１、３２  出力直流レベル検出回路の低域フィルタを構成する抵抗
３３  出力直流レベル検出回路の低域フィルタを構成する容量
４０  直流帰還回路
５０  利得検出回路
５０ａ  パワー検出回路による利得検出回路
５１ａ、５２ａ  パワー検出回路を構成する全波整流用トランジスタ
５３ａ  パワー検出回路の低域フィルタを構成する抵抗
５４ａ  パワー検出回路の低域フィルタを構成する容量
５５ａ、５７ａ、５３ｂ、５５ｂ  利得制御電圧をホールドし、帰還回路部へ利得制御電圧を供給開始する為のスイッチ
５６ａ、５３ｂ  利得制御電圧ホールド機能付きアンプ
５０ｂ  ピーク検出回路による利得検出回路
５１ｂ  ピーク検出回路を構成するトランジスタ
５２ｂ  ピーク検出回路を構成する容量
５０ｃ  ＡＧＣ制御回路
５１ｃ、５２ｃ  ＡＧＣ制御回路をパワー検出回路を基本回路として実現する場合の全波整流回路を構成するトランジスタ
５３ｃ  パワー検出回路の低域フィルタを構成する抵抗
５４ｃ  パワー検出回路の低域フィルタを構成する容量
５５ｃ  基準電圧とパワー検出回路の差分の増幅回路
１００  広帯域増幅器
２００  識別再生回路
３００  タイミング再生回路
４００  光電気変換回路
５００  電気光変換回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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