(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続された整流回路と、整流回路の出力側に配置されて直流電圧を充電される平滑コンデンサと、直流電圧を高周波電圧に変換するように交互にオン・オフされるスイッチング素子の直列回路と、ＬＣ共振回路を含みスイッチングによる高周波電流の一部を交流電源入力側に帰還するように整流回路の出力に接続された負荷回路と、スイッチング素子を自励駆動する手段とを備えるインバータ回路を用いた電源装置であって、負荷回路は２灯が直列接続された放電灯負荷とこれら２灯の放電灯負荷の直列回路に２次巻線を接続されたリーケージトランスを含み、２灯の放電灯負荷の接続点側のフィラメントは直列接続されており、前記リーケージトランスの予熱用巻線は直流カット用のコンデンサを介して、２灯の放電灯負荷の接続点側のフィラメントの直列接続回路に接続されており、該直列接続回路を介して構成されたインバータ回路の起動回路を備え、該直列接続回路の一端は第１の抵抗を介して整流回路の正出力端子に接続されており、該直列接続回路の他端は第２の抵抗を介して起動用コンデンサの高電位側に接続されており、該コンデンサの低電位側は整流回路の負出力端子に接続されており、２灯の放電灯負荷の接続点側のフィラメントの予熱電流と非接続点側のフィラメントの予熱電流の大きさに差を設け、２灯の放電灯負荷の接続点側のフィラメントの予熱電流は、先行予熱時には他側のフィラメントの予熱電流よりも少なく設定され、通常点灯時には他側のフィラメントの予熱電流よりも多く設定されることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
少なくとも一方のスイッチング素子の駆動信号をオン時間が短縮される方向へ制限する他制手段を備えることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
２灯の放電灯負荷の非接続点側のフィラメントを介して構成された無負荷検出回路を備え、無負荷検出信号により少なくとも一方のスイッチング素子の駆動信号をオン時間が短縮される方向へ制限する他制手段を備えることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
放電灯負荷の予熱始動用のタイマー回路と、２灯の放電灯負荷の非接続点側のフィラメントを介して構成された無負荷検出回路とを備え、無負荷検出信号により予熱始動用のタイマー回路をリセットすることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は商用電源を入力として放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来例の回路図を図１０に示す。この放電灯点灯装置は、交流電源に接続されたフィルタ回路（コンデンサＣ１、フィルタトランスＴ１、フィルタチョークＬ１、コンデンサＣ２）、整流回路（ダイオードＤ１〜Ｄ４）、インバータ回路（スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、コンデンサＣ３〜Ｃ５、リーケージトランスＴ２、ダイオードＤ６、駆動トランスＴ３、抵抗Ｒ１、Ｒ２、放電灯負荷ｌａ、ツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４）、平滑コンデンサＣ０、予熱始動回路（抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７、ダイオードＤ１２〜Ｄ１６、コンデンサＣ９、Ｃ１０、トランジスタＱ３、Ｑ４）、起動回路（抵抗Ｒ３〜Ｒ１３、コンデンサＣ８、トリガーダイオードＴＤ１、ダイオードＤ９）から構成されている。リーケージトランスＴ２と放電灯負荷ｌａとコンデンサＣ５は共振負荷回路を構成している。インバータ回路は自励式であり、駆動トランスＴ３の２次側で発生した信号をスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に供給し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互にオン・オフさせるものである。以下に一連の動作を説明する。
【０００３】
まず、電源投入されると、起動回路にて抵抗Ｒ３〜Ｒ１２と放電灯ｌａの各フィラメントを介してコンデンサＣ８を充電し、コンデンサＣ８の電圧Ｖｃ８がトリガーダイオードＴＤ１のトリガー電圧を越えると、スイッチング素子Ｑ２に駆動信号が入力され、発振開始する。発振が開始されると、コンデンサＣ８の電荷はスイッチング素子Ｑ２のオン時に抵抗Ｒ１３とダイオードＤ９を介して放電されるので、コンデンサＣ８の電圧Ｖｃ８はトリガーダイオードＴＤ１のトリガー電圧以下になり、コンデンサＣ８から駆動信号は入力されない。
【０００４】
スイッチング素子Ｑ２がオン（スイッチング素子Ｑ１がオフ）のときには、コンデンサＣ０からコンデンサＣ４→コンデンサＣ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、放電灯負荷ｌａ、コンデンサＣ５）→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れ、コンデンサＣ４の電圧と整流回路の出力電圧との和がコンデンサＣ０の電圧と釣り合うと、入力側より、ダイオードＤ５→コンデンサＣ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、放電灯負荷ｌａ、コンデンサＣ５）→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れ、入力電流が流れ込むこととなる。
【０００５】
スイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）すると、回生電流モードとなり、リーケージトランスＴ２から駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ０→整流回路→ダイオードＤ５→コンデンサＣ３の経路で回生電流が流れる。この時も入力電流が流れることとなる。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）で回生電流が流れ終わると、コンデンサＣ３よりコンデンサＣ４→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＴ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、放電灯負荷ｌａ、コンデンサＣ５）の経路で共振電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオン時にコンデンサＣ４に蓄えられた電荷を放出し、コンデンサＣ４の電荷が０になると、コンデンサＣ３よりダイオードＤ６→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＴ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、放電灯負荷ｌａ、コンデンサＣ５）の経路で共振電流が流れる。
【０００７】
スイッチング素子Ｑ２がオン（スイッチング素子Ｑ１がオフ）すると、回生電流モードとなり、リーケージトランスＴ２からコンデンサＣ３→ダイオードＤ６→コンデンサＣ０→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→駆動トランスＴ３の経路で回生電流が流れる。
【０００８】
これらの一連の動作を繰り返すことにより、負荷に高周波電力を供給する。また同時に、上記動作モードの一部において、交流電源からの入力電圧に比例した入力電流を流すことにより、この電流をフィルタ回路により波形整形して、正弦波状の入力電流を得ることができる。これによって、入力力率の改善と、入力電流歪みの改善を可能としている。
【０００９】
スイッチング素子Ｑ２のゲート回路には、予熱始動回路が接続されている。発振開始すると、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧を、抵抗Ｒ１５→ダイオードＤ１２→コンデンサＣ９→コンデンサＣ１０の経路で積分し、抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ１０の時定数で決まる所定の時間後にトランジスタＱ３がオンすることにより、トランジスタＱ４がオンして、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号を引き抜くものである。ここで、コンデンサＣ１０の電荷はスイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）のときに、駆動トランスＴ３の逆方向電圧により、コンデンサＣ１０、ダイオードＤ１３、抵抗Ｒ１５、抵抗Ｒ２、駆動トランスＴ３の２次巻線、グランドラインの経路で放電される。コンデンサＣ１０の電圧が０になると、ダイオードＤ１４がオンするから、コンデンサＣ１０の電圧は０に保持される。したがって、コンデンサＣ１０はスイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号が発生した時点から再び抵抗Ｒ１５を介して充電され、コンデンサＣ１０の電圧が所定の電圧に達すると、トランジスタＱ３、Ｑ４がオンして、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号を強制的に引き抜く。これにより、スイッチング素子Ｑ２は自励駆動でありながら、そのオン時間が抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ１０の時定数回路により制限される、いわゆる自励・他制方式となっている。電源投入後の時間が経過するにつれて、徐々にコンデンサＣ９には電荷が蓄えられ、その直流電圧を保持するため、コンデンサＣ１０の充電速度は徐々に遅くなり、通常点灯時には予熱始動回路は動作しなくなる。つまり、電源投入され、コンデンサＣ９に所定の電圧が蓄えられるまでの間、スイッチング素子Ｑ２のオン幅は徐々に広がるスイープ方式で負荷を予熱始動制御している。
【００１０】
本従来例における起動回路は、放電灯負荷ｌａのフィラメントを介して構成されているため、放電灯負荷ｌａが外れている場合においては、起動回路のコンデンサＣ８の充電経路は切れるため、インバータ回路には起動信号は入力されない。つまり、本従来例における起動回路は無負荷検出機能を兼用した構成となっている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述の従来例では、抵抗Ｒ３〜Ｒ１２に放電灯負荷ｌａの両端電圧が印加されることで比較的抵抗値の大きい抵抗を使用しなければならないため、起動回路の立ち上がりの時定数が大きくなり、起動時間が長くなる問題があった。また、２個の放電灯負荷ｌａが直列接続されており、その接続点である中点のフィラメント外れを確実に検出するにはコンデンサＣ７に比べてコンデンサＣ８として容量の大きいものを使用する必要があった。このようなことから、さらに起動回路の立ち上がりの時定数が大きくなり、起動時間が長くなるといった問題があった。
【００１２】
また、放電灯負荷ｌａには、起動回路を構成する抵抗Ｒ３〜Ｒ１２により直流バイアスが印加されるので、放電灯負荷ｌａが低温時や風の強い場所で使用されると、管内の水銀成分に偏りが現われ、カタホレシス現象が発生するといった問題があった。
【００１３】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、入力電流歪み改善機能を有するインバータ回路を用いた放電灯点灯装置において、放電灯負荷の無負荷を確実に検出しつつ、電源投入からインバータ回路の起動までの時間を短縮すること、また、放電灯負荷のカタホレシス現象の発生を抑えることにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明の放電灯点灯装置にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源に接続された整流回路（ダイオードＤ１〜Ｄ４）と、整流回路の出力側に配置されて直流電圧を充電される平滑コンデンサＣ０と、直流電圧を高周波電圧に変換するように交互にオン・オフされるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路と、ＬＣ共振回路を含みスイッチングによる高周波電流の一部を交流電源入力側に帰還するように整流回路の出力に接続された負荷回路と、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を自励駆動する手段（駆動トランスＴ３）とを備えるインバータ回路を用いた電源装置であって、負荷回路は２灯が直列接続された放電灯負荷ｌａとこれら２灯の放電灯負荷ｌａの直列回路に２次巻線を接続されたリーケージトランスＴ２を含み、２灯の放電灯負荷ｌａの接続点側のフィラメントは直列接続されており、前記リーケージトランスＴ２の予熱用巻線は直流カット用のコンデンサＣ７を介して、２灯の放電灯負荷ｌａの接続点側のフィラメントの直列接続回路に接続されており、該直列接続回路を介して構成されたインバータ回路の起動回路を備え、該直列接続回路の一端は第１の抵抗（Ｒ９，Ｒ１０）を介して整流回路の正出力端子に接続されており、該直列接続回路の他端は第２の抵抗（Ｒ１１，Ｒ１２）を介して起動用コンデンサＣ８の高電位側に接続されており、該コンデンサＣ８の低電位側は整流回路の負出力端子に接続されており、２灯の放電灯負荷ｌａの接続点側のフィラメントの予熱電流と非接続点側のフィラメントの予熱電流の大きさに差を設け、２灯の放電灯負荷ｌａの接続点側のフィラメントの予熱電流は、先行予熱時には他側のフィラメントの予熱電流よりも少なく設定され、通常点灯時には他側のフィラメントの予熱電流よりも多く設定されることを特徴とするものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本発明の実施形態１の回路図を図１に示す。この回路は、交流電源に接続されたフィルタ回路（コンデンサＣ１、フィルタトランスＴ１、フィルタチョークＬ１、コンデンサＣ２）、整流回路（ダイオードＤ１〜Ｄ４）、インバータ回路（スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、コンデンサＣ３〜Ｃ５、リーケージトランスＴ２、ダイオードＤ６、駆動トランスＴ３、抵抗Ｒ１、Ｒ２、放電灯負荷ｌａ、ツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４）、平滑コンデンサＣ０、予熱始動回路（抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７、ダイオードＤ１２〜Ｄ１６、コンデンサＣ９、Ｃ１０、トランジスタＱ３、Ｑ４）、起動回路（抵抗Ｒ９〜Ｒ１４、コンデンサＣ８、トリガーダイオードＴＤ１、ダイオードＤ９）から構成されている。リーケージトランスＴ２と放電灯負荷ｌａと共振用コンデンサＣ５は共振負荷回路を構成している。
【００１６】
以下、インバータ回路の構成について説明する。整流回路（ダイオードＤ１〜Ｄ４のブリッジ回路）の正出力端子には、ダイオードＤ５のアノード・カソード間を介してダイオードＤ６のアノードとコンデンサＣ３の一端が接続されている。コンデンサＣ３の他端はリーケージトランスＴ２と駆動トランスＴ３の各１次巻線を介してスイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点に接続されている。ダイオードＤ６の両端には、コンデンサＣ４が並列接続されている。ダイオードＤ６のカソードと、整流回路の負出力端子の間には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と平滑コンデンサＣ０が並列に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は寄生の逆並列ダイオードを内蔵したＭＯＳＦＥＴよりなり、そのゲート・ソース間には、駆動トランスＴ３の２次巻線がそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して接続されると共に、過電圧防止用のツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２の逆直列回路と、ＺＤ３、ＺＤ４の逆直列回路がそれぞれ並列接続されている。
【００１７】
リーケージトランスＴ２の２次巻線出力には、２灯の放電灯ｌａの直列回路が接続されており、２灯の放電灯ｌａの接続点と反対側の管端のフィラメントの非電源側端子間には共振用コンデンサＣ５が並列接続されている。リーケージトランスＴ２の２次側に設けられたフィラメント予熱用の巻線は、直流カット用のコンデンサＣ７を介して２灯の放電灯ｌａの接続点側の管端のフィラメントの直列回路に接続されている。
【００１８】
次に、起動回路について説明する。整流回路の正出力端子と負出力端子との間には、抵抗Ｒ９、Ｒ１０、２灯の放電灯ｌａの接続点側のフィラメントの直列回路、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を介してコンデンサＣ８と抵抗Ｒ１４の並列回路が接続されている。コンデンサＣ８の高電位側はトリガーダイオードＴＤ１を介してスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続されると共に、抵抗Ｒ１３とダイオードＤ９の直列回路を介してスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点に接続されている。
【００１９】
次に、予熱始動回路について説明する。スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間には、抵抗Ｒ１５、ダイオードＤ１２、コンデンサＣ９、Ｃ１０の直列回路が接続されている。ダイオードＤ１２とコンデンサＣ９の直列回路にはダイオードＤ１３が逆方向に並列接続されており、コンデンサＣ１０の両端にはダイオードＤ１４がコンデンサＣ１０の充電方向とは逆方向に並列接続されている。コンデンサＣ１０の電圧は、抵抗Ｒ１６を介してトランジスタＱ３のベース・エミッタ間に印加されている。スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間には、さらに、トランジスタＱ４とダイオードＤ１６の直列回路が並列接続されると共に、抵抗Ｒ１７とダイオードＤ１５とトランジスタＱ３の直列回路が並列接続されている。抵抗Ｒ１７とダイオードＤ１５の接続点はトランジスタＱ４のベースに接続されている。
【００２０】
以下、本実施形態の動作について説明する。インバータ回路は自励駆動式であり、駆動トランスＴ３の２次側で発生した信号をゲート抵抗Ｒ１、Ｒ２を介してそれぞれスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に供給し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互にオン・オフさせるものである。以下に一連の動作を説明する。
【００２１】
スイッチング素子Ｑ２がオン（スイッチング素子Ｑ１がオフ）のときには、コンデンサＣ０からコンデンサＣ４→コンデンサＣ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、放電灯負荷ｌａ、コンデンサＣ５）→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れ、コンデンサＣ４の電圧と整流回路の出力電圧との和が平滑コンデンサＣ０の電圧と釣り合うと、入力側より、ダイオードＤ５→コンデンサＣ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、放電灯負荷ｌａ、コンデンサＣ５）→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れ、また同時に入力電流が流れ込むこととなる。
【００２２】
スイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）すると、回生電流モードとなり、リーケージトランスＴ２から駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ０→整流回路→ダイオードＤ５→コンデンサＣ３の経路で回生電流が流れる。この時も入力電流が流れることとなる。
【００２３】
スイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）で回生電流が流れ終わると、コンデンサＣ３よりコンデンサＣ４→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＴ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、放電灯負荷ｌａ、コンデンサＣ５）の経路で共振電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオン時にコンデンサＣ４に蓄えられた電荷を放出し、コンデンサＣ４の電荷が０になると、コンデンサＣ３よりダイオードＤ６→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＴ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、放電灯負荷ｌａ、コンデンサＣ５）の経路で共振電流が流れる。
【００２４】
スイッチング素子Ｑ２がオン（スイッチング素子Ｑ１がオフ）すると、回生電流モードとなり、リーケージトランスＴ２からコンデンサＣ３→ダイオードＤ６→コンデンサＣ０→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→駆動トランスＴ３の経路で回生電流が流れる。
【００２５】
これらの一連の動作を繰り返すことにより、負荷に高周波電力を供給する。また同時に、上記動作モードの一部において、交流電源からの入力電圧に比例した入力電流を流すことにより、この電流をフィルタ回路により波形整形して、正弦波状の入力電流を得ることができる。これによって、入力力率の改善と、入力電流歪みの改善を可能としている。
【００２６】
スイッチング素子Ｑ２のゲート回路には、予熱始動回路が接続されている。発振開始すると、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧を、抵抗Ｒ１５→ダイオードＤ１２→コンデンサＣ９→コンデンサＣ１０の経路で積分し、抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ１０の時定数で決まる所定の時間後にトランジスタＱ３がオンすることにより、トランジスタＱ４がオンして、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号を引き抜くものである。ここで、コンデンサＣ１０の電荷はスイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）のときに、駆動トランスＴ３の逆方向電圧により、コンデンサＣ１０、ダイオードＤ１３、抵抗Ｒ１５、抵抗Ｒ２、駆動トランスＴ３の２次巻線、グランドラインの経路で放電される。コンデンサＣ１０の電圧が０になると、ダイオードＤ１４がオンするから、コンデンサＣ１０の電圧は０に保持される。したがって、コンデンサＣ１０はスイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号が発生した時点から再び抵抗Ｒ１５を介して充電され、コンデンサＣ１０の電圧が所定の電圧に達すると、トランジスタＱ３、Ｑ４がオンして、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号を強制的に引き抜く。これにより、スイッチング素子Ｑ２は自励駆動でありながら、そのオン時間が抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ１０の時定数回路により制限される、いわゆる自励・他制方式となっている。電源投入後の時間が経過するにつれて、徐々にコンデンサＣ９には電荷が蓄えられ、その直流電圧を保持するため、コンデンサＣ１０の充電速度は徐々に遅くなり、通常点灯時には予熱始動回路は動作しなくなる。つまり、電源投入され、コンデンサＣ９に所定の電圧が蓄えられるまでの間、スイッチング素子Ｑ２のオン幅は徐々に広がるスイープ方式で負荷を予熱始動制御している。
【００２７】
本実施形態においては、インバータ回路の起動回路は、直列接続された２灯の放電灯負荷ｌａの接続点側の管端のフィラメントのみを検出する回路構成となっている。したがって、抵抗Ｒ９〜Ｒ１２には整流回路の出力電圧しか印加されないので、起動時間を最適化（短縮化）できるように抵抗値を選定することが容易となる。また、フィラメントの検出は、直列接続された２灯の放電灯負荷ｌａの接続点側のみの検出であるので、無負荷検出を確実にする設計が容易となる。一方、放電灯負荷の他側の管端のフィラメントは検出されていないが、本フィラメントが外れた場合には共振用コンデンサＣ５が接続されなくなるので、検出回路を設けていなくても無負荷検出が行われるものである。さらに、本実施形態では、放電灯負荷ｌａには直流電圧が全く印加されないので、完全にカタホレシス現象の発生を防止することができる。
【００２８】
以上のように、本実施形態によれば、電源投入からインバータ回路の起動までの時間を短縮できる効果と、カタホレシス現象を防止できる効果がある。
【００２９】
（実施形態２）
本発明の実施形態２の回路図を図２に示す。本実施形態では、図１に示した実施形態１において、平滑コンデンサＣ０を谷埋め電源回路（平滑コンデンサＣ０、ダイオードＤ７、Ｄ８、コンデンサＣ６）で置き換えたものである。この谷埋め電源回路では、スイッチング素子Ｑ２のオン時には、電源より、コンデンサＣ０→ダイオードＤ７→リーケージトランスＴ２→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れて、コンデンサＣ０が充電され、整流回路の出力のピーク値より低い電圧で平滑される。また、整流出力電圧がコンデンサＣ０の電圧より低くなる期間では、コンデンサＣ０よりダイオードＤ８を介してインバータ回路に電力供給を行う。
【００３０】
本実施形態においても、負荷に高周波電力を供給しながら、交流電源からの入力電圧に比例した入力電流を流し、この電流をフィルタ回路により波形整形して、正弦波状の入力電流を得ることができ、入力力率の改善と、入力電流歪みの改善を可能としている。また、インバータの起動回路は直列接続された放電灯負荷ｌａの接続点側のフィラメントのみを検出する回路構成となっている。したがって、実施形態１と同様に、電源投入からインバータ回路の起動までの時間を短縮できる効果と、カタホレシス現象を防止できる効果がある。
【００３１】
（実施形態３）
本発明の実施形態３の回路図を図３に示す。本実施形態では、図２に示した実施形態２において、谷埋め電源回路のコンデンサＣ０と直列にインダクタＬ２を挿入したものである。また、ダイオードＤ７のカソード側端子が、図２ではコンデンサＣ３とリーケージトランスＴ２の接続点に接続されているのに対して、図３ではリーケージトランスＴ２と駆動トランスＴ３の接続点に接続されている点が異なる。本実施形態の谷埋め電源回路では、スイッチング素子Ｑ２のオン時には、電源より、コンデンサＣ０→インダクタＬ２→ダイオードＤ７→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れて、コンデンサＣ０が充電され、整流回路の出力のピーク値より低い電圧で平滑される。また、整流出力電圧がコンデンサＣ０の電圧より低くなる期間では、コンデンサＣ０よりダイオードＤ８を介してインバータ回路に電力供給を行う。
【００３２】
本実施形態においても、負荷に高周波電力を供給しながら、交流電源からの入力電圧に比例した入力電流を流し、この電流をフィルタ回路により波形整形して、正弦波状の入力電流を得ることができ、入力力率の改善と、入力電流歪みの改善を可能としている。また、インバータの起動回路は直列接続された放電灯負荷ｌａの接続点側のフィラメントのみを検出する回路構成となっている。したがって、実施形態１、２と同様に、電源投入からインバータ回路の起動までの時間を短縮できる効果と、カタホレシス現象を防止できる効果がある。
【００３３】
（実施形態１の設計例）
本発明の実施形態１の設計例を図４に示す。回路構成は図１と同様であり、放電灯負荷ｌａの共振用コンデンサＣ５を流れるフィラメント電流Ｉｆ１と、予熱用巻線からコンデンサＣ７を介して流れるフィラメント電流Ｉｆ２との関係が、先行予熱時にはＩｆ１＞Ｉｆ２であり、通常点灯時はＩｆ１＜Ｉｆ２となるように設計されている。
【００３４】
これにより、放電灯負荷のフィラメント断線寿命に差を持たせることができ、本設計例においては、巻線予熱方式のフィラメントがコンデンサ予熱方式のフィラメントに比べて短くなるので、断線寿命が到来したときに、確実に無負荷検出することができ、起動回路を停止させることができる。
【００３５】
（実施形態２の設計例）
本発明の実施形態２の設計例を図５に示す。回路構成は図２と同様であり、放電灯負荷ｌａの共振用コンデンサＣ５を流れるフィラメント電流Ｉｆ１と、予熱用巻線からコンデンサＣ７を介して流れるフィラメント電流Ｉｆ２との関係が、先行予熱時にはＩｆ１＞Ｉｆ２であり、通常点灯時はＩｆ１＜Ｉｆ２となるように設計されている。
【００３６】
これにより、放電灯負荷のフィラメント断線寿命に差を持たせることができ、本設計例においては、巻線予熱方式のフィラメントがコンデンサ予熱方式のフィラメントに比べて短くなるので、断線寿命が到来したときに、確実に無負荷検出することができ、起動回路を停止させることができる。
【００３７】
（実施形態３の設計例）
本発明の実施形態３の設計例を図６に示す。回路構成は図３と同様であり、放電灯負荷ｌａの共振用コンデンサＣ５を流れるフィラメント電流Ｉｆ１と、予熱用巻線からコンデンサＣ７を介して流れるフィラメント電流Ｉｆ２との関係が、先行予熱時にはＩｆ１＞Ｉｆ２であり、通常点灯時はＩｆ１＜Ｉｆ２となるように設計されている。
【００３８】
これにより、放電灯負荷のフィラメント断線寿命に差を持たせることができ、本設計例においては、巻線予熱方式のフィラメントがコンデンサ予熱方式のフィラメントに比べて短くなるので、断線寿命が到来したときに、確実に無負荷検出することができ、起動回路を停止させることができる。
【００３９】
（実施形態４）
本発明の実施形態４の回路図を図７に示す。本実施形態は、図１に示した実施形態１において、２灯の放電灯負荷ｌａの非接続点側のフィラメントの断線を検出するための構成を付加したものである。共振用コンデンサＣ５の一端は抵抗Ｒ３〜Ｒ５を介して整流回路の正出力端子に接続され、他端は抵抗Ｒ６〜Ｒ８を介して整流回路の負出力端子に接続されている。共振用コンデンサＣ５を介して予熱電流を供給している側のフィラメントが断線した場合には、抵抗Ｒ７とＲ８の接続点の電位が低下したままになるので、抵抗Ｒ２４、ダイオードＤ１０、ダイオードＤ１４を介して予熱始動回路のコンデンサＣ９の電荷を放電させると共に、ダイオードＤ１１を介してトランジスタＱ４をオンさせて、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号を引き抜き、インバータ回路の発振を停止させる。すなわち、本実施形態では、２灯の放電灯負荷ｌａの非接続点側のフィラメントの断線を検出したときには、インバータ回路の発振を停止させ、且つ予熱始動回路をリセットすることができる。また、この回路では、図１０の従来例に比べると、リーケージトランスＴ２の２次巻線と直列に挿入された直流カット用コンデンサＣ１１が不要であるので、このコンデンサＣ１１の直流電圧が放電灯ｌａに印加されることはなく、カタホレシス現象の発生を防止することができる。
【００４０】
（実施形態５）
本発明の実施形態５の回路図を図８に示す。本実施形態は、図２に示した実施形態２において、２灯の放電灯負荷ｌａの非接続点側のフィラメントの断線を検出するための構成を付加したものである。共振用コンデンサＣ５の一端は抵抗Ｒ３〜Ｒ５を介して整流回路の正出力端子に接続され、他端は抵抗Ｒ６〜Ｒ８を介して整流回路の負出力端子に接続されている。共振用コンデンサＣ５を介して予熱電流を供給している側のフィラメントが断線した場合には、抵抗Ｒ７とＲ８の接続点の電位が低下したままになるので、抵抗Ｒ２４、ダイオードＤ１０、ダイオードＤ１４を介して予熱始動回路のコンデンサＣ９の電荷を放電させると共に、ダイオードＤ１１を介してトランジスタＱ４をオンさせて、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号を引き抜き、インバータ回路の発振を停止させる。すなわち、本実施形態では、２灯の放電灯負荷ｌａの非接続点側のフィラメントの断線を検出したときには、インバータ回路の発振を停止させ、且つ予熱始動回路をリセットすることができる。また、この回路では、図１０の従来例に比べると、リーケージトランスＴ２の２次巻線と直列に挿入された直流カット用コンデンサＣ１１が不要であるので、このコンデンサＣ１１の直流電圧が放電灯ｌａに印加されることはなく、カタホレシス現象の発生を防止することができる。
【００４１】
（実施形態６）
本発明の実施形態６の回路図を図９に示す。本実施形態は、図３に示した実施形態３において、２灯の放電灯負荷ｌａの非接続点側のフィラメントの断線を検出するための構成を付加したものである。共振用コンデンサＣ５の一端は抵抗Ｒ３〜Ｒ５を介して整流回路の正出力端子に接続され、他端は抵抗Ｒ６〜Ｒ８を介して整流回路の負出力端子に接続されている。共振用コンデンサＣ５を介して予熱電流を供給している側のフィラメントが断線した場合には、抵抗Ｒ７とＲ８の接続点の電位が低下したままになるので、抵抗Ｒ２４、ダイオードＤ１０、ダイオードＤ１４を介して予熱始動回路のコンデンサＣ９の電荷を放電させると共に、ダイオードＤ１１を介してトランジスタＱ４をオンさせて、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号を引き抜き、インバータ回路の発振を停止させる。すなわち、本実施形態では、２灯の放電灯負荷ｌａの非接続点側のフィラメントの断線を検出したときには、インバータ回路の発振を停止させ、且つ予熱始動回路をリセットすることができる。また、この回路では、図１０の従来例に比べると、リーケージトランスＴ２の２次巻線と直列に挿入された直流カット用コンデンサＣ１１が不要であるので、このコンデンサＣ１１の直流電圧が放電灯ｌａに印加されることはなく、カタホレシス現象の発生を防止することができる。
【００４２】
【発明の効果】
本発明によれば、交流電源に接続された整流回路と、整流回路の出力側に配置されて直流電圧を充電される平滑コンデンサと、直流電圧を高周波電圧に変換するように交互にオン・オフされるスイッチング素子の直列回路と、ＬＣ共振回路を含みスイッチングによる高周波電流の一部を交流電源入力側に帰還するように整流回路の出力に接続された負荷回路と、スイッチング素子を自励駆動する手段とを備えるインバータ回路を用いた電源装置であって、負荷回路は２灯が直列接続された放電灯負荷とこれら２灯の放電灯負荷の直列回路に２次巻線を接続されたリーケージトランスを含み、２灯の放電灯負荷の接続点側のフィラメントは直列接続されており、前記リーケージトランスの予熱用巻線は直流カット用のコンデンサを介して、２灯の放電灯負荷の接続点側のフィラメントの直列接続回路に接続されており、該直列接続回路を介して構成されたインバータ回路の起動回路を備え、該直列接続回路の一端は第１の抵抗を介して整流回路の正出力端子に接続されており、該直列接続回路の他端は第２の抵抗を介して起動用コンデンサの高電位側に接続されており、該コンデンサの低電位側は整流回路の負出力端子に接続されているものであるから、インバータ回路の起動回路に高電圧が印加されないことにより、回路素子のインピーダンスを下げることができ、したがって、電源投入からインバータ回路の起動までの時間を短縮できるという効果がある。また、放電灯のランプ電圧に直流電圧が重畳されない構成とすることが容易であるため、カタホレシス現象を防止できるという効果がある。
【００４３】
また、本発明によれば、２灯の放電灯負荷の接続点側のフィラメントと非接続点側のフィラメントの断線寿命に差が生じるように、各フィラメントの予熱電流の大きさに差を設けたから、検出している側のフィラメントの方が先に断線することにより、断線検出を確実に行えるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施形態１の回路図である。
【図２】  本発明の実施形態２の回路図である。
【図３】  本発明の実施形態３の回路図である。
【図４】  本発明の実施形態１の設計例を説明するための回路図である。
【図５】  本発明の実施形態２の設計例を説明するための回路図である。
【図６】  本発明の実施形態３の設計例を説明するための回路図である。
【図７】  本発明の実施形態４の回路図である。
【図８】  本発明の実施形態５の回路図である。
【図９】  本発明の実施形態６の回路図である。
【図１０】  従来例の回路図である。
【符号の説明】
ｌａ    放電灯負荷
Ｑ１    スイッチング素子
Ｑ２    スイッチング素子
Ｃ０    平滑コンデンサ
Ｔ３    駆動トランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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