(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スペクトラム拡散通信システムを構成するレイク受信機において、
マルチパスのパスタイミングを検出するパスタイミング検出手段と、
該検出されたパスタイミングを逆拡散のタイミングとして設定するとともに、任意の２つのパスのタイミングの間の遅延時間分だけ、該２つのパスのうちの一方のパスのタイミングを中心として、他方のパスタイミングと時間軸上で対称の位置にある２つのタイミングを逆拡散のタイミングとして、２つのパスの組合わせの全てに対して設定する逆拡散タイミング設定手段と、
該設定された各タイミングに対応して受信信号の逆拡散信号をそれぞれ求める複数の相関器手段と、
該複数の相関器手段の出力に対して所定の重み付けをして合成する信号合成手段とを備えることを特徴とするレイク受信機。
【請求項２】
前記レイク受信機が送信側から既知信号を含む信号を受信すると共に、
該既知信号と前記信号合成手段による合成後の信号との２乗平均エラーを最小とするアルゴリズムを用いて信号合成用の前記所定の重み付けのための係数を生成する重み係数生成手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のレイク受信機。
【請求項３】
スペクトラム拡散通信システムを構成するレイク受信機において、
マルチパスのパスタイミングを検出するパスタイミング検出手段と、
該検出されたパスタイミングを逆拡散のタイミングとして設定するとともに、任意の２つのパスのタイミングの間の遅延時間分だけ、該２つのパスのうちの一方のパスのタイミングを中心として、他方のパスタイミングと時間軸上で対称の位置にある２つのタイミングを逆拡散のタイミングとして、２つのパスの組合わせの全てに対して設定する逆拡散タイミング設定手段と、
該設定された各タイミングに対応して受信信号の逆拡散信号をそれぞれ求める複数の相関器手段と、
該複数の相関器手段の出力する逆拡散信号の干渉成分の相関を求め、該相関を無くすための変換行列を生成する変換行列生成手段と、
該生成された変換行列を用いて、前記複数の相関器手段の出力を合成する信号合成手段とを備えることを特徴とするレイク受信機。
【請求項４】
スペクトラム拡散通信システムを構成するレイク受信機において、
マルチパスのパスタイミングと、受信電力最大のパスタイミングとを検出するパスタイミング検出手段と、
該検出されたパスタイミングを逆拡散のタイミングとして設定するとともに、任意のパスと受信電力最大のパスとの２つのパスのタイミングの間の遅延時間分だけ、該任意のパスのタイミングを中心として、受信電力最大のパスのタイミングと時間軸上で対称の位置にあるタイミングを逆拡散のタイミングとして、受信電力最大のパスを除く任意のパスと受信電力最大のパスとの組合わせの全てに対して設定する逆拡散タイミング設定手段と、
該設定された各タイミングに対応して受信信号の逆拡散信号をそれぞれ求める複数の相関器手段と、
該複数の相関器手段の出力を合成する信号合成手段とを備えることを特徴とするレイク受信機。
【請求項５】
スペクトラム拡散通信システムを構成するレイク受信機において、
マルチパスのパスタイミングと、受信電力最大のパスタイミングとを検出するパスタイミング検出手段と、
該検出されたパスタイミングを逆拡散のタイミングとして設定するとともに、任意のパスと受信電力最大のパスとの２つのパスのタイミングの間の遅延時間分だけ、該任意のパスのタイミングを中心として、受信電力最大のパスのタイミングと時間軸上で対称の位置にあるタイミングを逆拡散のタイミングとして、受信電力最大のパスを除く任意のパスと受信電力最大のパスとの組合わせの全てに対して設定する逆拡散タイミング設定手段と、
該設定された各タイミングに対応して受信信号の逆拡散信号をそれぞれ求める複数の相関器手段と、
前記任意のパスのタイミングと前記対称の位置にあるタイミングとに対応する２つの相関器手段の出力の重み付け合成を、前記組合わせの全てに対して実行する重み付け合成手段と、
該重み付け合成手段の重み付け合成結果の全てと前記受信電力最大のパスのタイミングに対応する相関器手段の出力とを合成する信号合成手段とを備えることを特徴とするレイク受信機。
【請求項６】
前記重み付け合成手段が、前記任意のパスと受信電力最大のパスとのチャネル推定値、送信側から受信した信号のＡ／Ｄ変換結果、およびチャネル推定用信号と１つのパスの信号との電力比を表わす定数を用いて、前記対称の位置にあるタイミングに対応する相関器手段の出力に乗ずべき前記重み付け合成のための係数を求める重み係数算出手段を更に備えることを特徴とする請求項５記載のレイク受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスペクトラム拡散方式に係り、更に詳しくはマルチパス環境での受信ダイバーシティ方式として、伝搬路の多重反射によって、様々な遅延時間差をもってアンテナに到来する信号の時間領域での最大比合成を行うレイク受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スペクトラム拡散、またはスペクトル拡散通信方式は移動体通信の最も基本的な技術として広範囲に利用されている。
【０００３】
スペクトラム拡散通信の最も単純なモデルとしての直接拡散（ＤＳ）方式では、送るべき情報信号の周期Ｔに対して、その１／１００から１／１０００程度のチップ幅Ｔc を持つＰＮ信号を拡散信号として変調、すなわち乗算してスペク トルを広げて受信側に送信する。
【０００４】
受信側では雑音に埋もれた信号から、逆拡散によって信号成分を検出する。逆拡散とは、基本的に受信信号中のＰＮ信号と同じ位相の同一ＰＮ信号を受信信号に乗じて、復調を行うことである。
【０００５】
しかしながら直接波の他に多くの反射波が存在するようなマルチパス環境においては、様々な遅延時間差をもって受信される信号を適切に合成することによって、正しい信号成分を検出する必要がある。
【０００６】
このような従来技術の１つとして、レイク（Ｒａｋｅ）方式がある。レイクとは英語で“くまで”の意味であり、レイク方式は“くまで”のように伝送路の遅延分散により分散した信号パワーを１つに集めて最大比合成を行うダイバーシティ方式である。
【０００７】
従来のレイク受信機では、既知の信号を用いてマルチパスが到着する複数のパスタイミングを見つけ、このタイミングを復調器に知らせて、復調器ではこのタイミングで逆拡散を行い、マルチパスの信号を合成することにより、希望信号を復調する。
【０００８】
図２０は、例えば移動通信端末としてのレイク受信機の従来例の全体構成を示すブロック図である。同図において受信機はアンテナ１００、無線受信部１０１、Ａ／Ｄ変換部１０２、マルチパスの複数のパスのタイミングを検出するサーチャ１０３、サーチャ１０３によって検出された複数パスのタイミングに対応して複数パスに対する逆拡散を行う逆拡散タイミング生成部および逆拡散部１０４、複数パスの信号を合成する信号合成部１０５、信号合成部１０５の出力を受けてディスプレイやスピーカなどに受信信号を出力するチャネルコーディックなどの信号処理部１０６、複数パスの受信信号のレベルなどを測定し、信号合成部１０５に信頼度情報や信号レベル情報を与え、また基地局への送信電力制御情報を送信部に与えるレベル測定部１０７、レベル測定部１０７からの制御情報に対応して、キーボードやマイクからの入力を送信するための送信部１０８から構成されている。
【０００９】
図２１は、図２０における信号復調部、すなわち図２０の逆拡散タイミング生成部および逆拡散部１０４の詳細構成ブロック図である。同図において、復調部は拡散符号発生器１１０、複数の遅延制御部１１１、およびそれに対応する複数の相関器１１２によって構成されている。
【００１０】
拡散符号発生器１１０は逆拡散のための符号を発生し、遅延制御部１１１はサーチャ１０３によって検出されたマルチパスのタイミングｔ1 〜ｔN のそれぞ れに対応する複数の相関器１１２の遅延動作を制御し、各相関器１１２は遅延制御部１１１によって制御される逆拡散タイミングに対応してＡ／Ｄ変換部１０２からの受信信号に対する逆拡散を行い、それぞれ逆拡散信号１〜逆拡散信号Ｎを信号合成部１０５に与え、信号合成部１０５はそれらの信号を合成して復調信号を出力する。この逆拡散信号にはそれぞれのマルチパスの伝搬路係数に対応するチャネル推定用信号も含まれる。
【００１１】
図２２は復調部の他の従来例としてのＭＭＳＥ（ミニマム  ミーン  スクエアエラー）受信機の構成例である。このＭＭＳＥ受信機では、送信側から送信信号に含まれて送られる既知信号から求められたチャネル推定値、例えばレファレンス信号と、タップ付き遅延線で作られるトランスバーサルフィルタ１２４の出力とを重み付け合成するための重み係数がＭＭＳＥ重み係数生成器１２３によって生成される。すなわち、合成後の信号とレファレンス信号との２乗平均が最小となるように、例えばＣＣＤ素子を利用して相関値を瞬間的に検出するマッチトフィルタ１２２の出力に対する重み付けが行われる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、例えば図２１においてはマルチパスの各パスのタイミングそのものを用いて逆拡散が行われる。あるタイミングで逆拡散をした場合には、そのタイミング以外のパスに対応する信号は全て干渉となる。特にＣＤＭＡ方式の基地局からの下りリンクで複数のチャネルに対して直交拡散符号を用いているような場合には、マルチパス干渉のために受信特性が劣化するという問題点があった。
【００１３】
図２３はこのようなマルチパス干渉の説明図である。同図は、基地局から移動機に対して２つのパスの信号が到達する伝搬環境におけるマルチパス干渉の説明図である。
【００１４】
基地局から直交拡散符号を用いて拡散された信号を多重して送った場合、パスＡのタイミングで逆拡散すれば、パスＡを経由して到着した信号については逆拡散タイミングが正しく、かつ多重した拡散符号が直交していることによって希望信号だけが残り、理想的には干渉は発生しない。
【００１５】
しかしながらパスＢを経由して到着した信号については、逆拡散タイミングが正しくないために、希望信号成分を含めて全てが干渉となってしまう。パスＢのタイミングで逆拡散を行う場合にも、同様にパスＡからの全ての信号が干渉となる。特に多重信号の全ての電力が希望信号の電力に比べて大きい場合にはマルチパス干渉が大きくなるという問題点があった。
【００１６】
本発明の課題は、上述の問題点に鑑み、マルチパス環境でスペクトラム拡散方式を用いる場合に、マルチパス干渉を抑圧できるレイク受信機を提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
図１は本発明のレイク受信機の原理構成ブロック図である。同図はマルチパス環境でスペクトラム拡散通信システムを構成するレイク受信機１の原理構成ブロック図である。
【００１８】
図１においてパスタイミング検出手段２は、例えばパスサーチャであり、マルチパスのパスタイミング、例えばＮ個のパスのタイミングを検出する。
逆拡散タイミング設定手段３は、検出されたパスのタイミングを逆拡散のタイミングとして設定するとともに、任意の２つのパスのタイミングの間の遅延時間の分だけ、その２つのパスのうちの一方のパスのタイミングを中心として、他方のパスのタイミングと時間軸上で対称の位置にある２つのタイミングを逆拡散のタイミングとして、２つのパスの組合わせの全てに対して設定するものである。
【００１９】
複数の相関器手段４は、設定された各タイミングに対応して送信側から送られた信号の、例えばＡ／Ｄ変換結果の信号の逆拡散信号をそれぞれ求めるものであり、信号合成手段５は複数の相関器手段４の出力を合成し、復調信号を出力するものである。
【００２０】
発明の実施の形態においては、レイク受信機が送信側から既知信号を含む信号を受信するとともに、その既知信号と信号合成手段５による合成後の信号との２乗平均エラーを最小とするアルゴリズムを用いて、信号合成用の重み係数を生成する重み係数生成手段を更に備え、信号合成手段５がその重み係数を用いて複数の相関器手段４の出力の重み付け合成を行うこともできる。
【００２１】
また実施の形態においては、逆拡散タイミング設定手段３が、検出されたパスのタイミングと前述の２つのパスの組合わせの全てに対するそれぞれ２つのタイミングとに加えて、以上の全てのタイミングの前後数チップ内のチップ位置のそれぞれ複数のタイミングを逆拡散タイミングとして設定することもでき、また前述のパスのタイミングとそれぞれ２つのタイミングとに加えて、２つのパスの組合わせの全てに対して、一方のパスのタイミングを起点として、他方のパスのタイミングの方向に前記遅延時間分の複数倍以内の整数倍の距離にある複数のタイミングを逆拡散タイミングとして設定することもできる。
【００２２】
また本発明のレイク受信機は、前述のパスタイミング検出手段２、逆拡散タイミング設定手段３、複数の相関器手段４に加えて、複数の相関器手段４の出力する逆拡散信号の干渉成分の相関を求め、その相関をなくすための変換行列を生成する変換行列生成手段と、生成された変換行列を用いて複数の相関器手段４の出力を合成する信号合成手段とを備える。
【００２３】
更に本発明のレイク受信機は、マルチパスのパスのタイミングと受信電力最大のパスタイミングとを検出するパスタイミング検出手段と、検出されたパスタイミングを逆拡散のタイミングとして設定すると共に、任意のパスと受信電力最大のパスとの２つのパスのタイミングの間の遅延時間分だけ、その任意のパスのタイミングを中心として、受信電力最大のパスのタイミングと時間軸上で対称の位置にあるタイミングを逆拡散のタイミングとして、受信電力最大のパスを除く任意のパスと受信電力最大のパスとの組合わせの全てに対して設定する逆拡散タイミング設定手段と、設定された各タイミングに対応して受信信号の逆拡散信号をそれぞれ求める複数の相関器手段と、複数の相関器手段の出力を合成する信号合成手段とを備える。
【００２４】
また本発明のレイク受信機は、直前に述べたパスタイミング検出手段、逆拡散タイミング設定手段、および複数の相関器手段と、前述の任意のパスのタイミングと前述の対称的な位置にあるタイミングとに対応する２つの相関器手段の出力の重み付け合成を前述の組合わせの全てに対して実行する重み付け合成手段と、重み付け合成手段の重み付け合成結果の全てと、受信電力最大のパスのタイミングに対応する相関器手段の出力とを合成する信号合成手段とを備える。
【００２５】
実施の形態においては、重み付け合成手段が任意のパスと電力最大のパスとのチャネル推定値、送信側から受信した信号のＡ／Ｄ変換結果、およびチャネル推定用信号と１つのパスの信号との電力比を表わす定数を用いて、前記対称の位置にあるタイミングに対応する相関器手段の出力に乗ずべき重み係数を求める重み係数算出手段を更に備えることもできる。
【００２６】
この場合、重み係数算出手段が前述の定数の値として送信側から通知される値を用いることもでき、また前記Ａ／Ｄ変換結果の信号の平均電力、逆拡散によって求められるべき希望信号成分の電力、および前述の対称の位置にあるタイミングに対応する相関器手段の出力信号の平均電力を用いて計算される値をその定数の値として用いることもできる。
【００２７】
以上のように本発明によれば、マルチパスのパスタイミングに加えて、干渉成分の抑圧を行うためのタイミングが逆拡散のタイミングとして設定され、設定された各タイミングに対応する逆拡散信号の合成が行われる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
本発明においては、マルチパス環境でのスペクトラム拡散方式において、受信側であるパスに対応するタイミングで逆拡散を行うにあたって他のパスの信号による干渉を抑圧するために、２つのパスのタイミングの時刻の差を用いて新たなタイミングを設定し、そのタイミングでの逆拡散を追加することによって干渉を抑圧することになるが、まずその原理について説明する。
【００２９】
マルチパスの信号をあるタイミングで逆拡散する時、干渉を生ずるパスの信号は、逆拡散の相互相関値と伝搬路の減衰係数などで決定される。逆拡散の相関値は、パスを経由して到着した信号のタイミングと、逆拡散のタイミングとの間の遅延で決まる定数となる。
【００３０】
図２は逆拡散のタイミングに対して５チップ分遅れて、あるパスを経由して到着した信号に対する逆拡散の説明図である。この時の逆拡散は、復調しようとしている１つ前のシンボルの最後から５チップ目と、拡散符号の最初のチップの積で始まる逆拡散となり、受信信号が５チップ遅延しているために正しく逆拡散されないことになる。
【００３１】
Ａ，Ｂの２つのパスについて、Ａのパスタイミングで逆拡散した場合のＢの逆拡散の相関値をＸとし、ＡとＢのパスタイミングの間の遅延時間と同じだけ、ＡからＢと反対の方向に動かしたタイミングで逆拡散を行った時のＡの逆拡散の相関値をＹとすると、ＸとＹとは等しくなる。本実施形態ではこの関係を利用して、干渉電力を小さくして、干渉の抑圧を行う。
【００３２】
すなわち、図３に示すように、Ａのパスタイミングで逆拡散した場合の信号ｖAの干渉成分を抑圧するために、Ａのパスタイミングを中心としてパスＢのタイ ミングと対称となるＡ’のタイミングで逆拡散した信号ｖA  ’にある重み係数を乗じてｖA と合成することによって、ｖA の干渉成分を抑制する。この重み係数ｗの求め方について、以下に説明する。
【００３３】
パスＡのタイミングで逆拡散した時の逆拡散信号を次式で表わす。
ｖA ＝αＳ＋βＩ1 ＋ｎA                                （１）
次にパスＢのタイミングと対称となるタイミング、すなわち仮想のパスＡ’のタイミングで逆拡散した信号を次式で表わす。
【００３４】
ｖA ’＝αＩ1 ＋βＩ2 ＋ｎA ’                         （２）
ここでα、βは伝搬路係数、Ｓは逆拡散された希望信号成分（ここで希望信号とは拡散符号に対応して逆拡散されるべき本来の信号を意味する。）、Ｉ1 は信号のタイミングに対してＡとＢのパスタイミングの間の遅延時間だけずれたタイミングで逆拡散した場合に生じる干渉成分、Ｉ2 はＡとＢのタイミングの間の遅延時間の２倍ずれたタイミングで逆拡散した場合に生じる干渉成分、ｎA ，ｎA ’はＡ，Ａ’のそれぞれのパスタイミングで逆拡散した時の雑音成分を示す。
【００３５】
なお、Ｉ1 ，Ｉ2 等は物理的には例えば電流に比例する量、ｖA 等は電圧に相当する量であり、インピーダンスを一定と考えるとＩ1 の時間的平均電力はＩ1 2の形で表わされる。
【００３６】
ｖA ’に重み係数ｗを掛けてｖA と合成した信号をｕA とすると、ｕA は次式によって与えられる。
ｕA ＝ｖA ＋ｗｖA ’＝αＳ＋ｍA                        （３）
この式で干渉成分ｍA は次式によって与えられる。
【００３７】
ｍA ＝（ｗα＋β）Ｉ1 ＋ｗβＩ2 ＋ｎA ＋ｗｎA ’       （４）
この干渉成分の平均電力を最小にするように重み係数ｗを決める必要がある。Ｉ1 ，Ｉ2 のそれぞれの平均電力をＩ2 ，ｎA ，ｎB のそれぞれの平均電力をＮ2 として、それぞれの成分の間に相関がないことを利用すると、干渉成分ｍA の平均電力ＰA ’は次式によって与えられる。
【００３８】
ＰA ’＝Ｅ（｜ｍA ｜2 ）
＝（｜ｗα＋β｜2 ＋｜ｗβ｜2 ）Ｉ2 ＋（１＋｜ｗ｜2 ）Ｎ2   （５）
ここでＥ（ｘ）はｘの平均値を示す。干渉電力ＰA ’を最も小さくする重み係数ｗは次式を満足する値として与えられる。
【００３９】
ｄＰA ’／ｄｗ＝０                                    （６）
この式を解くことにより、ｗは次式となる。なお＊は共役複素数を示す。
【００４０】
【数１】
0003813490.tif 000002
【００４１】
（７）式において雑音成分がない場合にはＮ2 ＝０となり、ｗは次式となる。
【００４２】
【数２】
0003813490.tif 000003
【００４３】
この場合には合成前のｖA の平均干渉電力ＰA は次式となる。
ＰA ＝｜β｜2  Ｉ2                                     （９）
これに対して合成後の平均干渉電力は次式となる。
【００４４】
【数３】
0003813490.tif 000004
【００４５】
（９）式と（１０）式を比較することによって、平均干渉電力が小さくなることが明らかである。
図４は本発明の第１の実施形態における復調器の構成ブロック図である。同図において復調器は受信したアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１０、マルチパスの各パスのタイミングを検出するサーチャ１１、サーチャ１１の出力を用いて逆拡散のタイミングを制御する逆拡散タイミング制御部１２、逆拡散のために拡散符号を発生する拡散符号発生器１３、複数の相関器１４、それぞれの相関器に対応して逆拡散タイミング制御部１２の制御に基づいて逆拡散のタイミングを制御するための遅延制御部１５、および各相関器１４の出力を合成する信号合成部１６から構成されている。なお各相関器１４の出力は前述の伝搬路係数に相当するチャネル推定用信号を含んでいる。
【００４６】
ここでチャネル推定とは、例えばＱＰＳＫ変調方式で送信側で送信した４つのシンボルがＩ−Ｑ平面上でａ，ｂ，ｃ，ｄの４点で表わされ、受信側で点ａ’，ｂ’，ｃ’，ｄ’として受信されたとき、例えば２つのベクトル  外１  の絶対
【００４７】
【外１】
0003813490.tif 000005
【００４８】
値の比と成す角に対応する伝搬路係数を用いて点ａ’から点ａの位置を推定すること、すなわち座標系の推定を行うことに相当する。なお、本実施形態ではこのチャネル推定は信号合成部１６によって行われるものとする。
【００４９】
第１の実施形態においては、マルチパスのうちの任意の２つのパスＡ，Ｂに対応して、図３で説明したようにパスＡのタイミングがパスＢのタイミングより早いとすると、図３で説明したＡ’のタイミングと、ＢのタイミングとＡのタイミングの間の遅延時間だけＢのタイミングより遅れたタイミングでの逆拡散が行われる。
【００５０】
なお、この第１の実施形態では（１）〜（１０）式で説明した干渉抑圧のための逆拡散信号の重みづけ合成は信号合成部１６によって行われるものとし、その合成の詳細は第７の実施形態として後述する。
【００５１】
図５は第１の実施形態における逆拡散タイミング制御部による逆拡散タイミング制御の説明図である。サーチャ１１によってパスタイミングとしてｔ1 からｔNまでのＮ個のタイミングが検出されたとすると、例えばパスタイミングｔ1 よ りも時刻が前の逆拡散タイミングとして２ｔ1 −ｔ2 ，２ｔ1 −ｔ3 ，・・・，２ｔ1 −ｔN のＮ−１個の逆拡散タイミングが、ｔ1 の逆拡散タイミングに追加して与えられることになる。
【００５２】
図６は図４におけるサーチャ１１におけるパスサーチ処理のフローチャートである。同図において、まずステップＳ１でＡ／Ｄ変換部１０から、例えばチャネル推定等に用いる既知信号の変換信号が受け取られ、ステップＳ２で複数のタイミングで逆拡散が行われ、ステップＳ３でフェージングや干渉雑音の影響を低減するために各タイミング毎に数シンボル分の電圧積分が求められ、ステップＳ４で各タイミング毎に電圧積分後の信号が電力積分される。
【００５３】
マルチパスの信号合成においては当然電力が大きなタイミングのパスの信号を合成することが有効であるため、ステップＳ５で電力が大きなタイミングのパスが選択され、タイミングが近いパスの間では信号、干渉雑音の相関も高く、合成利得も小さいため、ステップＳ６で選択されたパスに近いタイミングのパスが除去され、残ったパスタイミング、図５ではｔ1 〜ｔN のＮ個のパスタイミングに対応して、ステップＳ７で逆拡散タイミングが決定される。
【００５４】
図７は第２の実施形態における復調器の構成ブロック図である。この第２の実施形態においては、第１の実施形態におけるように任意の２つのパスタイミングの間で干渉成分を抑圧するための２つの新しい逆拡散タイミングが設定される代わりに、サーチャによって最も信号電力が大きなパスのタイミングが検出され、そのパスのタイミングと他の任意のパスのタイミングとの間で干渉成分を抑圧するための新たな逆拡散タイミングの設定が行われる。
【００５５】
すなわち図７において、最大パス検出部２０によってサーチャ１１により検出された、例えばＮ個のパスタイミングのうちで、信号電力が最も大きなパスのタイミングが検出され、そのタイミングを用いて逆拡散タイミング制御部２１によって逆拡散タイミングが設定されて、復調動作が行われる。
【００５６】
図８は第２の実施形態における逆拡散タイミング制御部２１の動作の説明図である。同図においては、サーチャ１１によって検出されたパスタイミングとしてのｔ1 〜ｔN の中で、信号電力が最大のパスのタイミングとしてｔk が検出され、逆拡散タイミング制御部２１に与えられる。そして逆拡散タイミング制御部２１によって、例えばそれぞれのパスタイミングに一致する逆拡散タイミングの前に２ｔ1  −ｔk ，２ｔ2 −ｔk ，・・・，２ｔN −ｔk が逆拡散タイミングとして設定される。
【００５７】
図９は本発明の第３の実施形態における逆拡散タイミング制御部の動作説明図である。この第３の実施形態では、例えば図５、または図８で説明した逆拡散タイミングに加えて、それぞれの逆拡散タイミングの前後数チップ分のタイミングの逆拡散タイミングが追加される。
【００５８】
すなわち例えば逆拡散タイミングｔ1 に対して、チップ区間をＴとする時、前後Ｍチップまでの逆拡散タイミング、すなわち逆拡散タイミングｔ1 の前にｔ1 −ＭＴ，ｔ1 −（Ｍ−１）Ｔ，・・・，ｔ1 −Ｔが追加され、また逆拡散タイミングｔ1 の後にｔ1 ＋Ｔ，・・・，ｔ1 ＋（Ｍ−１）Ｔ，およびｔ1 ＋ＭＴの逆拡散タイミングが追加される。
【００５９】
図１０は第４の実施形態における逆拡散タイミング制御部の動作説明図である。この第４の実施形態においては、例えば図５または図８で説明した逆拡散タイミングに加えて、例えば信号電力が最も大きなパスとその他の任意のパスとの間の遅延時間と等間隔で、更に前、または後に複数個の逆拡散タイミングが追加される。例えば逆拡散タイミングｔ1 の前に、図８における２ｔ1 −ｔk のタイミングに加えて、（Ｍ＋１）ｔ1 −Ｍｔk ，Ｍｔ1 −（Ｍ−１）ｔk ，・・・，３ｔ1 −２ｔk の逆拡散タイミングが追加される。
【００６０】
図１１は本発明の第５の実施形態における復調器の構成ブロック図である。同図を例えば第１の実施形態における図４と比較すると、各相関器１４の出力が入力される雑音・干渉の相関行列生成部２６、その出力が与えられる相関行列対角化・変換行列生成部２７が追加され、信号合成部１６に代わって相関行列対角化・変換行列生成部２７によって生成された行列を用いて、複数の相関器１４の出力の合成を行う変換行列による入力信号変換および最大比合成部２８を備えている点が異なっている。
【００６１】
一般に受信側においては、信号対干渉電力比（ＳＩＲ）を最も大きくするように受信機が構成される。あるシンボルに対する複数の受信信号を合成する場合には、雑音・干渉の相関をなくした後に、各受信信号の希望信号の振幅レベルと雑音・干渉の電力との比を重み係数として信号合成を行うことによって、ＳＩＲが最大となることが知られている。第５の実施形態では雑音・干渉の相関行列を求めて、その対角化、すなわち各雑音・干渉成分の相関をなくす変換行列を生成し、その変換行列を用いて受信信号を変換した後に信号を合成し、ＳＩＲを最大とする動作が行われる。
【００６２】
すなわち第４の実施形態までにおいては、逆拡散された信号の干渉・雑音成分はお互いに相関を持っているため、そのまま振幅レベルと干渉レベルに基づいて合成してもＳＩＲの値を最大にすることができない。第５の実施形態においては、干渉・雑音の間に相関がない信号として複数の受信信号に対する合成が行われるため、合成後の信号品質の向上が実現される。
【００６３】
このような雑音・干渉の相関行列を生成し、相関行列対角化・変換行列を生成し、その変換行列を用いて入力信号の変換を行う技術は公知のものであるが、本実施形態に適用する意味でその概要について次に説明する。
【００６４】
図１２は雑音・干渉の相関行列生成部２６の動作説明図である。同図は複数の相関器１４のうちで、２つの相関器の出力に対応する２行，２列の相関行列生成の動作の説明図である。なお本実施形態においては各相関器１４からは、基本的にチャネル推定用（逆拡散）信号とそれぞれの逆拡散タイミングに対応する逆拡散希望信号（信号合成の対象となる信号）との２つがコードの異なる信号として出力されるものとする。
【００６５】
一般に相関行列のｉ行、ｊ列の要素の生成を行う場合には、ｉ番目の相関器の出力としてのチャネル推定用逆拡散信号ｖi ，ｊ番目の相関器の出力としてのチャネル推定用逆拡散信号ｖj を用いて、その要素の生成が行われる。ｖi およびｖj を次式で表わす。
【００６６】
【数４】
0003813490.tif 000006
【００６７】
ここでａk はパイロットパターンなどと呼ばれる既知のシンボルパターンであり、ｓi はｉ番目の相関器出力における希望信号成分の大きさを示し、ｎi は雑音・干渉成分を表わす。
【００６８】
図１２において、２つの相関器のチャネル推定用逆拡散信号から既知のシンボルパターンａk をキャンセル（図には示していない）した後に、それぞれの相関器出力の複数シンボル分を電圧平均部３１、および電圧平均部３３によって平均することにより、雑音・干渉成分を減衰させ、希望信号成分のみが取り出される。
【００６９】
そして減算器３２，３４によって、逆拡散信号から雑音・干渉成分のみが取り出され、ｊ番目ここでは第２の相関器側の減算器３４の出力の共役複素数が求められ、その結果が減算器３２の出力と乗算器３５によって乗算され、乗算器３５の出力はそのまま１行，２列の成分として、乗算器３５の出力の共役複素数が２行，１列の成分として求められる。
【００７０】
また減算器３２の出力の絶対値が絶対値２乗部３６によって２乗され、１行，１列の成分が、更に減算器３４の出力が絶対値２乗部３７によって２乗されて２行２列の成分が求められる。
【００７１】
次に雑音・干渉の相関行列の対角化・変換行列の生成方法について説明する。図１２で説明したようにして求められた雑音・干渉の相関行列（Ｎ次の正方行列）を次式の  外２  とする。
【００７２】
【外２】
0003813490.tif 000007
【００７３】
【数５】
0003813490.tif 000008
【００７４】
ｉ番目の相関器の出力の雑音・干渉成分ｎi に含まれる、１番目の相関器の出力の雑音・干渉成分ｎ1 による成分はｘo ，j ，1   ｎ1 ／ｘo ，1 ，1  となる。ここでｊはｉ＋１からＮまでの値である。従ってｎi からこの値を減算することによって、ｉ番目の相関器の出力の雑音・干渉成分から、１番目の相関器の出力の雑音・干渉成分との相関成分をなくすことができる。
【００７５】
このような変換を１番目の相関器の出力以外の全ての相関器の出力に対して行うことによって、１番目の相関器の出力の雑音・干渉成分との相関を２番目以降の相関器の出力においてなくすことができる。この変換は次の行列  外３  を用
【００７６】
【外３】
0003813490.tif 000009
【００７７】
いて行われる。
【００７８】
【数６】
0003813490.tif 000010
【００７９】
変換後の雑音・干渉の相関行列  外４  は、その１行目と１列目が１，１成分
【００８０】
【外４】
0003813490.tif 000011
【００８１】
を除いて全て０となるような行列である。他の成分は次式で与えられる。
【００８２】
【数７】
0003813490.tif 000012
【００８３】
続いて、この行列を新たな相関行列として、３番目以降の相関器の出力の雑音・干渉成分に対して２番目の相関器の出力の雑音・干渉成分との相関をなくすための変換行列を求める。この変換行列は次式によって与えられる。
【００８４】
【数８】
0003813490.tif 000013
【００８５】
このような操作を繰り返し、全ての相関器の出力の雑音・干渉成分の間の相関をなくすことができる。最終的な変換行列  外５  は、以上の操作によって求め
【００８６】
【外５】
0003813490.tif 000014
【００８７】
られたそれぞれの変換行列を乗算することによって、次式のように生成される。
【００８８】
【数９】
0003813490.tif 000015
【００８９】
図１３は雑音・干渉の相関行列の対角化・変換行列の生成処理フローチャートである。同図において処理が開始されると雑音・干渉の相関行列の入力に対して、ステップＳ１１で（１４）式を用いて雑音・干渉の相関行列  外６  の各成分
【００９０】
【外６】
0003813490.tif 000016
【００９１】
が求められ、ステップＳ１２で１番目の相関器の出力の雑音・干渉成分との相関を、２番目以降の相関器の出力の雑音・干渉成分との間でなくすための変換行列が（１３）式を用いて求められ、ステップＳ１３で以上の操作が繰返され、全ての相関器の出力の雑音・干渉成分の間の相関をなくすための変換行列が求められる。
【００９２】
図１４は第６の実施形態における復調器の構成ブロック図である。同図を第１の実施形態における図４と比較すると、図２２で説明したＭＭＳＥ受信機を構成するＭＭＳＥ重み係数生成器４０が追加され、その出力する重み係数を用いて重み付け信号合成部４１によって復調信号が出力される点が異なっている。
【００９３】
ＭＭＳＥ重み係数生成器４０は、相関器の出力に含まれるチャネル推定用の既知信号の逆拡散信号を、図２２で説明したトランスバーサルフィルタで合成した信号と既知信号パターンの２乗平均エラーが最小となるように、トランスバーサルフィルタのタップ係数を重み係数として生成するものである。ｉ番目の相関器の出力における逆拡散信号が次式によって与えられるものとする。
【００９４】
ｖi ＝ａk  ｓi ＋ｎi                                   （１７）
トランスバーサルフィルタの重み係数をｗi とすると、合成信号は次式によって与えられる。
【００９５】
【数１０】
0003813490.tif 000017
【００９６】
既知信号ａk との２乗平均エラーは次式となる。
【００９７】
【数１１】
0003813490.tif 000018
【００９８】
このエラーを最小にするように重み係数ｗi が決定される。この決定のため のアルゴリズムとしては、例えばＬＭＳ（リーストミーンスクエア）アルゴリズムが用いられる。
【００９９】
図１５は第７の実施形態における復調器の構成ブロック図である。同図を第２の実施形態における図７と比較すると、図７の信号合成部１６に対応する信号合成部４４の前に、重み付け合成部４３が追加されている点が異なっている。
【０１００】
第７の実施形態では第１の実施形態の前で説明した本発明における干渉の抑圧方式を用いる。すなわち（１）〜（１０）式を用いて説明したように、ある２つのパスタイミングで逆拡散した信号の干渉を抑圧するために、２つのパスタイミングの前、または後に新たな逆拡散タイミングを設定し、干渉抑圧を行うための重み係数をつけて、２つずつの逆拡散タイミングにおける逆拡散信号の重み付け加算を行う方式について詳細に説明する。
【０１０１】
また第７の実施形態においては、第２の実施形態におけると同様に受信電力最大のパスが検出され、受信電力最大のパス以外のパスタイミング、例えばｔ1 と、電力最大のパスのタイミングｔk との２つのパスタイミングを対象として、逆拡散信号の重み付け加算による干渉抑圧が行われる。
【０１０２】
ただし、例えば図３においてＡがタイミングｔ1 のパス、Ｂがタイミングｔk のパスとする時、Ａ’のタイミング、すなわち２ｔ1 −ｔk のタイミングでの逆拡散は設定されるが、Ｂのパスタイミングより後の逆拡散タイミング、すなわち２ｔk −ｔ1 のタイミングでの逆拡散は行われず、逆拡散信号の重み付け加算はＡとＡ’の２つのタイミングでの逆拡散信号についてのみ行われる。パスタイミングｔk の逆拡散信号は信号合成部４４に直接与えられ、重み付け合成部４３に対してはパスタイミングｔk のチャネル推定用信号のみが与えられる。
【０１０３】
これは当然、受信電力最大のパスの方が他のパスの信号に対して干渉が大きくなり、逆に受信電力最大のパスの逆拡散信号に対する他のパスからの干渉は相対的に小さくなるためであり、図１５の回路構成を簡単にするために、第７の実施形態では例えばＡとＡ’のタイミングの逆拡散信号が重み付け合成部４３によって重み付け加算され、パスＢのタイミングでの逆拡散信号は直接に信号合成部４４に与えられて、重み付け合成部４３による加算結果と合成されて復調信号が得られることになる。
【０１０４】
図１６〜図１８は、図１５における重み付け合成部４３の構成を示す。これらの図は受信電力最大のパスのタイミングｔk と１つのパスタイミングｔ1 の組に対応して、その前に設定される２ｔ1 −ｔk のタイミングの逆拡散希望信号を出力する相関器とパスタイミングｔ1 の逆拡散希望信号を出力する相関器の、２つの出力を重み付け加算する部分の構成を示し、全部でＮ個のパスタイミングに対応してこのような回路が（Ｎ−１）組存在することになる。
【０１０５】
図１６は（７）式の重み係数に対応する回路である。（７）式の分母は受信全電力を表わし、これはＡ／Ｄ変換信号の電力平均部４６による平均値に相当する。その平均値は逆数変換部４７によって逆数とされ、乗算器４９に入力される。
【０１０６】
一方（７）式の分子のαはパスタイミングｔ1 チャネル推定値に相当し、その共役複素数が求められた後にβ、すなわちパスタイミングｔk チャネル推定値と乗算器４８によって乗算され、乗算結果の複素数と逆数変換部４７の出力する実数とが乗算器４９によって乗算され、更に乗算器５０によって実数のある定数と乗算され、符号が逆にされたものが（７）式のｗとして乗算器５１に与えられる。
【０１０７】
乗算器５０に与えられる定数は、現在対象としているパスの全電力とチャネル推定に用いた信号電力の比に関連するとともに、Ａ／Ｄ変換以降の回路処理相当分にあたるものを補正するためのものである。なお第７の実施形態ではチャネル推定は重み付け合成部４３によって行われるものとする。
【０１０８】
パスタイミングｔ1 逆拡散希望信号は逆拡散タイミングｔ1 に対応する相関器の出力信号であり、（１）式のｖA に相当する。一方パスタイミング２ｔ1 −ｔk 逆拡散希望信号（２ｔ1 −ｔk はパスのタイミングではないが、便宜上このように書く。）は同様にこのタイミングにおける逆拡散に相当する相関器の出力であり、（２）式のｖA ’に相当する。（３）式で説明したようにｖA ’に重み係数ｗが乗算器５１によって乗算され、その結果とｖA が加算器５２によって加算されることにより、この合成結果が重み付け合成部４３から信号合成部４４に与えられる。この時、パスタイミングｔ1 のチャネル推定値も信号合成部４４に与えられる。
【０１０９】
前述のように信号合成部４４に対しては、サーチャによって検出されたパスタイミングｔ1 〜ｔN のＮ個のうちで、受信電力最大のパスのタイミングｔk と任意のパスタイミングとの間で干渉抑圧のための新しい逆拡散タイミングが設定され、そのタイミングと前述の任意のタイミングとの逆拡散信号の重みづけ加算が行われ、全部でＮ−１個の重み付け合成結果が入力されると共に、電力最大のパスのタイミングにおける相関器の出力としての逆拡散信号が直接入力され、それらの合成が行われて、復調信号が出力される。
【０１１０】
図１７は図１６と同様に重み付け合成部４３の構成を示す。図１７では、乗算器５０に与えられる定数（実数）が送信側からの通知情報として得られる点だけが異なっている、図１６においては対象となっているパスの全電力とパネル推定に用いた信号電力の比が例えば固定値、またはほぼ一定であるようなシステムを対象としているのに対して、図１７では、例えば携帯電話などの移動端末において、基地局側からこのような情報が制御チャネルを通じて通知される場合に対応する。
【０１１１】
図１８も重み付け合成部４３の構成を示し、例えば図１６で乗算器５０に与えられるている定数（実数）が受信機側で算出される点が異なっている。
ここで受信機側での定数としての実数の算出について説明する。前述のようにα，βを伝搬路係数として持つ２つのパスを対象として、１つのパスの全電力とチャネル推定に用いた信号の電力の比を求める。この計算ではＡ／Ｄ変換された信号の平均電力ＰAD、チャネル推定用逆拡散信号の平均電力ＰDS、および希望信号成分の電力ＰCHを用いることにする。
【０１１２】
Ａ／Ｄ変換された信号の平均電力ＰADは次式によって与えられる。
ＰAD＝（｜α｜2 ＋｜β｜2 ）Ｉ2 ＋Ｎ2                 （２０）
ここでＩ2 は（５）式に関連して説明したように、１つのパスの全電力を表わし、Ｎ2 は雑音の平均電力を表わす。
【０１１３】
チャネル推定用逆拡散信号、すなわち相関器の出力からパイロットパターンをキャンセルして電圧平均した信号の電力ＰCHは、チャネル推定に用いられた信号の平均電力をＳ2 として次式で与えられる。
【０１１４】
ＰCH＝｜α｜2 Ｓ2                                     （２１）
チャネル推定用逆拡散信号、すなわち相関器の出力信号の平均電力は次式によって与えられる。
【０１１５】
ＰDS＝｜α｜2 Ｓ2 ＋｜β｜2 Ｉ2 ＋Ｎ2                 （２２）
なお、これらの数式においては拡散倍数などの回路演算の補正はすでに行われたものとしている。最終的に算出したい実数はＳ2 ／Ｉ2 であり、次式によって与えられる。
【０１１６】
【数１２】
0003813490.tif 000019
【０１１７】
図１９は以上で説明した実数値の算出回路の構成ブロック図である。同図において、Ａ／Ｄ変換信号としての複素数の絶対値の２乗が絶対値２乗部５５によって取られ、電力平均部５６によって電力平均され、実数としてのＰADが求められる。
【０１１８】
またチャネル推定用逆拡散信号、すなわち相関器の出力としての複素数の絶対値の２乗が絶対値２乗部５７によって取られ、電力平均部５８によって電力平均され、実数としてＰDSが求められる。
【０１１９】
更にチャネル推定用逆拡散信号としての複素数から、パイロットパターンキャンセル部５９によってパイロットパターンがキャンセルされ、電圧平均部６０によって電圧平均が求められ、その絶対値の２乗が絶対値２乗部６１によって求められ、実数としてのＰCHが求められる。
【０１２０】
減算器６２と６３によってＰAD−ＰDS＋ＰCHが求められ、逆数変換部６４によって逆数が取られ、乗算器６５によって絶対値２乗部６１の出力としてのＰCHとの乗算が行われて実数値が算出される。
【０１２１】
以上において本発明の実施形態について詳細に説明したが、その中で例えばチャネル推定についてはＱＰＳＫ方式を例にとって説明した。しかしながら、本発明のレイク受信機における干渉抑圧方式はＱＰＳＫ変調方式に限定されることなく、直接拡散（ＤＳ）方式のスペクトラム拡散通信システムであれば、どのような変換方式をとる場合にも適用可能であることは当然である。
【０１２２】
（付記１）スペクトラム拡散通信システムを構成するレイク受信機において、
マルチパスのパスタイミングを検出するパスタイミング検出手段と、
該検出されたパスタイミングを逆拡散のタイミングとして設定するとともに、任意の２つのパスのタイミングの間の遅延時間分だけ、該２つのパスのうち一方のパスのタイミングを中心として、他方のパスタイミングと時間軸上で対称の位置にある２つのタイミングを逆拡散のタイミングとして、２つのパスの組合わせの全てに対して設定する逆拡散タイミング設定手段と、
該設定された各タイミングに対応して受信信号の逆拡散信号をそれぞれ求める複数の相関器手段と、
該複数の相関器手段の出力を合成する信号合成手段とを備えることを特徴とするレイク受信機。
【０１２３】
（付記２）前記レイク受信機が送信側から既知信号を含む信号を受信すると共に、
該既知信号と前記信号合成手段による合成後の信号との２乗平均エラーを最小とするアルゴリズムを用いて信号合成用の重み係数を生成する重み係数生成手段を更に備え、
前記信号合成手段が、該重み係数を用いて前記複数の相関器手段の出力の重み付け合成を行うことを特徴とする付記１記載のレイク受信機。
【０１２４】
（付記３）前記逆拡散タイミングを設定手段が、前記検出されたパスのタイミングと、前記２つのパスの組合わせの全てに対するそれぞれ２つのタイミングとに加えて、以上の全てのタイミングの前後数チップ以内の位置のそれぞれ複数のタイミングを逆拡散タイミングとして設定することを特徴とする付記１、または２記載のレイク受信機。
【０１２５】
（付記４）前記逆拡散タイミング設定手段が、前記検出されたパスのタイミングと、前記２つのパスの組合わせの全てに対するそれぞれ２つのタイミングとに加えて、前記２つのパスの組合わせの全てに対して、前記一方のパスのタイミングを起点として、他方のパスのタイミングと逆の方向に前記遅延時間分の２倍以上の整数倍の距離にある１個以上のタイミングを逆拡散タイミングとしてそれぞれ設定することを特徴とする付記１、または２記載のレイク受信機。
【０１２６】
（付記５）スペクトラム拡散通信システムを構成するレイク受信機において、
マルチパスのパスタイミングを検出するパスタイミング検出手段と、
該検出されたパスタイミングを逆拡散のタイミングとして設定するとともに、任意の２つのパスのタイミング間の遅延時間分だけ、該２つのパスのうちの一方のパスのタイミングを中心として、他方のパスタイミングと時間軸上で対称の位置にある２つのタイミングを逆拡散のタイミングとして、２つのパスの組合わせの全てに対して設定する逆拡散タイミング設定手段と、
該設定された各タイミングに対応して受信信号の逆拡散信号をそれぞれ求める複数の相関器手段と、
該複数の相関器手段の出力する逆拡散信号の干渉成分の相関を求め、該相関を無くすための変換行列を生成する変換行列生成手段と
該生成された変換行列を用いて、前記複数の相関器手段の出力を合成する信号合成手段とを備えることを特徴とするレイク受信機。
【０１２７】
（付記６）スペクトラム拡散通信システムを構成するレイク受信機において、マルチパスのパスタイミングと、受信電力最大のパスタイミングとを検出するパスタイミング検出手段と、
該検出されたパスタイミングを逆拡散のタイミングとして設定するとともに、任意のパスと受信電力最大のパスとの２つのパスのタイミングの間の遅延時間分だけ、該任意のパスのタイミングを中心として、受信電力最大のパスタイミングと時間軸上で対称の位置にあるタイミングを逆拡散のタイミングとして、受信電力最大のパスを除く任意のパスと受信電力最大のパスとの組合わせの全てに対して設定する逆拡散タイミング設定手段と、
該設定された各タイミングに対応して受信信号の逆拡散信号をそれぞれ求める複数の相関器手段と、
該複数の相関器手段の出力を合成する信号合成手段とを備えることを特徴とするレイク受信機。
【０１２８】
（付記７）スペクトラム拡散通信システムを構成するレイク受信機において、
マルチパスのパスタイミングと、受信電力最大のパスタイミングとを検出するパスタイミング検出手段と、
該検出されたパスタイミングを逆拡散のタイミングとして設定するとともに、任意のパスと受信電力最大のパスとの２つのパスのタイミングの間の遅延時間分だけ、該任意のパスのタイミングを中心として、受信電力最大のパスのタイミングと時間軸上で対称の位置にあるタイミングを逆拡散のタイミングとして、受信電力最大のパスを除く任意のパスと受信電力最大のパスとの組合わせの全てに対して設定する逆拡散タイミング設定手段と、
該設定された各タイミングに対応して受信信号の逆拡散信号をそれぞれ求める複数の相関器手段と、
前記任意のパスのタイミングと前記対称の位置にあるタイミングとに対応する２つの相関器手段の出力の重み付け合成を、前記組合わせの全てに対して実行する重み付け合成手段と、
該重み付け合成手段の重み付け合成結果の全てと前記受信電力最大のパスのタイミングに対応する相関器手段の出力とを合成する信号合成手段とを備えることを特徴とするレイク受信機。
【０１２９】
（付記８）前記重み付け合成手段が、前記任意のパスと受信電力最大のパスとのチャネル推定値、送信側から受信した信号のＡ／Ｄ変換結果、およびチャネル推定用信号と１つのパスの信号との電力比を表わす定数を用いて、前記対称の位置にあるタイミングに対応する相関器手段の出力に乗ずべき重み係数を求める重み係数算出手段を更に備えることを特徴とする付記７記載のレイク受信機。
【０１３０】
（付記９）前記重み係数算出手段が、前記定数の値として送信側から通知される値を用いることを特徴とする付記８記載のレイク受信機。
（付記１０）前記重み係数算出手段が、前記Ａ／Ｄ変換結果の信号の平均電力、逆拡散によって求められるべき希望信号成分の電力、およびチャネル推定用逆拡散信号の平均電力を用いて計算される値を前記定数の値として用いることを特徴とする付記８記載のレイク受信機。
【０１３１】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、マルチパス環境におけるスペクトラム拡散通信において、マルチパスのタイミングで逆拡散した信号に含まれる干渉成分を抑圧した復調信号を得ることが可能となり、受信信号の信号品質が向上し、スペクトラム拡散通信の実用性の向上に寄与するところが大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のレイク受信機の原理構成ブロック図である。
【図２】逆拡散のタイミングに対して遅れて到着した信号に対する逆拡散の説明図である。
【図３】逆拡散タイミングのずれによる干渉成分の発生を説明する図である。
【図４】本発明の第１の実施形態における復調器の構成ブロック図である。
【図５】第１の実施形態における逆拡散タイミング制御部の動作の説明図である。
【図６】サーチャによるパスタイミング検出処理のフローチャートである。
【図７】第２の実施形態における復調器の構成ブロック図である。
【図８】第２の実施形態における逆拡散タイミング制御部の動作説明図である。
【図９】第３の実施形態における逆拡散タイミング制御部の動作説明図である。
【図１０】第４の実施形態における逆拡散タイミング制御部の動作説明図である。
【図１１】第５の実施形態における復調器の構成ブロック図である。
【図１２】雑音・干渉の相関行列生成動作の説明図である。
【図１３】相関行列対角化・変換行列生成処理のフローチャートである。
【図１４】第６の実施形態における復調器の構成ブロック図である。
【図１５】第７の実施形態における復調器の構成ブロック図である。
【図１６】重み付け合成部の第１の例の構成ブロック図である。
【図１７】重み付け合成部の第２の例の構成ブロック図である。
【図１８】重み付け合成部の第３の例の構成ブロック図である。
【図１９】受信機側での定数算出回路の構成ブロック図である。
【図２０】レイク受信機の従来例の全体構成を示すブロック図である。
【図２１】復調器の従来例の構成を示すブロック図である。
【図２２】復調器の他の従来例としてのＭＭＳＥ受信機の構成例を示す図である。
【図２３】マルチパス干渉の説明図である。
【符号の説明】
１      レイク受信機
２      パスタイミング検出手段
３      逆拡散タイミング設定手段
４      相関器手段
５      信号合成手段
１１      サーチャ
１２，２１，２２，２３      逆拡散タイミング制御部
１３      拡散符号発生器
１４      相関器
１５      遅延制御部
１６，４４      信号合成部
２０      最大パス検出部
２６      雑音・干渉の相関行列生成部
２７      相関行列対角化・変換行列生成部
２８      変換行列による入力信号変換および最大比合成部
４０      ＭＭＳＥ重み係数生成器
４１      重み付け信号合成部
４３      重み付け合成部
【図１】
0003813490.tif 000020
【図２】
0003813490.tif 000021
【図３】
0003813490.tif 000022
【図４】
0003813490.tif 000023
【図５】
0003813490.tif 000024
【図６】
0003813490.tif 000025
【図７】
0003813490.tif 000026
【図８】
0003813490.tif 000027
【図９】
0003813490.tif 000028
【図１０】
0003813490.tif 000029
【図１１】
0003813490.tif 000030
【図１２】
0003813490.tif 000031
【図１３】
0003813490.tif 000032
【図１４】
0003813490.tif 000033
【図１５】
0003813490.tif 000034
【図１６】
0003813490.tif 000035
【図１７】
0003813490.tif 000036
【図１８】
0003813490.tif 000037
【図１９】
0003813490.tif 000038
【図２０】
0003813490.tif 000039
【図２１】
0003813490.tif 000040
【図２２】
0003813490.tif 000041
【図２３】
0003813490.tif 000042