(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１定電流源に接続され、第１および第２差動トランジスタを含む差動アンプと、
前記第１差動トランジスタの電流経路に設けられた第１抵抗を含み、前記第１差動トランジスタのオンまたはオフに応じて前記第１抵抗に前記第１定電流源に流れる定電流が流れるか流れないかにより発生する電圧降下の差を反映した電圧を第２差動トランジスタのベースに印加する第１電圧制御手段と、
前記第２差動トランジスタのオン時において定電流を流し、前記第２差動トランジスタのオフ時において定電流を流さない第２定電流手段と、この第２定電流手段の定電流が供給される並列接続された第２抵抗およびコンデンサと、を含み、前記第２差動トランジスタのオン時において前記第２定電流手段の定電流に応じて前記コンデンサに充電し、第２差動トランジスタのオフ時において前記第２抵抗を介し前記コンデンサの放電を行い、このコンデンサの充放電に伴い変化する電圧を前記第１差動トランジスタのベースに印加する第２電圧制御手段と、
を有し、
前記第１および第２電圧制御手段により前記第２および第１差動トランジスタを制御して、
前記第２差動トランジスタのベースに印加される電圧差を前記第１定電流源に流れる定電流値と前記第１抵抗の抵抗値の積により決定される電源電圧に依存しない値とし、これによって第１差動トランジスタのベースに印加される前記コンデンサの充放電による電圧差も電源電圧に依存しない値とすることにより、前記差動アンプの出力に電源電圧に依存しない所定周波数の発振信号を得る発振回路。
【請求項２】
請求項１に記載の回路において、
さらに、前記第１差動トランジスタの電流経路に設けられた抵抗に常時所定の電流を流す第３定電流手段を有し、
この第３定電流手段の電流に伴う電圧降下した電圧を前記第２差動トランジスタのベースに加算して印加する発振回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンデンサへの充放電を利用して所定周波数の発振信号を得る発振回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、デジタル処理回路などにおいて、各種の発振回路が利用されている。このような発振回路の中で、入力電圧値に応じて発振周波数が制御される電圧制御発振回路があり、ＰＬＬ（フェーズ・ロック・ループ）回路等に利用されている。
【０００３】
図３は、従来の電圧制御発振回路の一例を示す図である。ＮＰＮ型の差動トランジスタＱ１，Ｑ２は、そのエミッタ同士が接続され、そのエミッタは定電流源Ｉ０を介し、グランドに接続されている。トランジスタＱ２のコレクタは、ＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタに接続され、このトランジスタＱ３のエミッタは電源Ｖ１に接続されている。また、トランジスタＱ３は、そのベースコレクタ間がショートされている。トランジスタＱ３のベースにはＰＮＰトランジスタＱ４のベースが接続され、トランジスタＱ４のエミッタは電源Ｖ１に接続されている。従って、トランジスタＱ３，Ｑ４はカレントミラーを構成している。
【０００４】
エミッタが電源Ｖ１に接続され、常時オンのＰＮＰトランジスタＱ５のコレクタは、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を介し、グランドに接続されている。そこで、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の中間点に分圧された電圧が得られる。抵抗Ｒ１，Ｒ２の中間点は、トランジスタＱ４のコレクタが接続されており、抵抗Ｒ２，Ｒ３の中間点であるＡ点は、トランジスタＱ２のベースに接続されている。
【０００５】
トランジスタＱ２がオンすると、その電流がトランジスタＱ３，Ｑ４に流れ、さらに抵抗Ｒ２，Ｒ３に流れる。従って、トランジスタＱ２のベースは、トランジスタＱ２のオンのときとオフの時とで電圧値が変わる。
【０００６】
すなわち、トランジスタＱ２がオフの時のＡ点電圧ＶＬは、
ＶＬ＝（Ｖ１−ＶｓａｔＱ５）＊Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）
トランジスタＱ２がオン時のＡ点電圧ＶＨは、
ＶＨ＝（Ｖ１−ＶｓａｔＱ４）＊Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）
となる。
【０００７】
また、トランジスタＱ１のコレクタには、ベースコレクタがショートしたＰＮＰトランジスタＱ６のコレクタに接続され、トランジスタＱ６のエミッタは電源Ｖ１に接続されている。また、トランジスタＱ６のベースにはＰＮＰトランジスタＱ７のベースが接続され、トランジスタＱ７のエミッタは電源Ｖ１に接続されている。従って、トランジスタＱ６，Ｑ７はカレントミラーを構成する。
【０００８】
トランジスタＱ７のコレクタは、ＰＮＰトランジスタＱ８のベースに接続されており、トランジスタＱ８のエミッタは電源Ｖ１に接続され、コレクタは抵抗Ｒ０およびコンデンサＣ１を介し、グランドに接続されている。そして、トランジスタＱ８のコレクタと抵抗Ｒ０およびコンデンサＣ１の接続点であるＢ点がトランジスタＱ１のベースに接続されている。
【０００９】
また、トランジスタＱ７のコレクタおよびトランジスタＱ８のベースは、トランジスタＱ３，Ｑ４のベースと接続されているとともにＰＮＰトランジスタＱ９のベースに接続されている。トランジスタＱ９のエミッタは電源Ｖ１に接続され、トランジスタＱ９のコレクタは抵抗Ｒ４を介しグランドに接続されている。そして、トランジスタＱ９のコレクタと抵抗Ｒ２の中間点から出力が取り出される。
【００１０】
従って、トランジスタＱ２がオンのときに、その電流がトランジスタＱ３に流れ、従って、トランジスタＱ４，Ｑ８，Ｑ９に同一の電流が流れる。一方、トランジスタＱ１がオンのときに、その電流がトランジスタＱ６に流れ、トランジスタＱ７がオンすることで、トランジスタＱ８，Ｑ９がオフする。
【００１１】
出力電圧は、トランジスタＱ９がオンすることで、抵抗Ｒ４による電圧降下分に対応してＨとなり、トランジスタＱ９がオフすることでＬとなる。
【００１２】
ここで、（ｉ）電源を投入すると、そのときＢ点電位ＶＢは、抵抗Ｒ０によりグランドに接続されているため、０Ｖである。一方、トランジスタＱ５が常時オンであるため、Ａ点電位は、抵抗Ｒ３における電圧分だけ０Ｖより高く、従ってトランジスタＱ２がオンし、トランジスタＱ１がオフする。（ｉｉ）トランジスタＱ２のオンによって、トランジスタＱ３，Ｑ４，Ｑ８，Ｑ９がオンする。これによって、トランジスタＱ８のオンによって、コンデンサＣ１に対する充電が開始される。同時にＡ点の電位ＶＡは、ＶＨに設定される。さらに、トランジスタＱ９がオンすることで出力がＨになる。
【００１３】
（ｉｉｉ）コンデンサＣ１への充電によりＢ点電圧ＶＢが徐々に上昇する。（ｉｖ）そして、コンデンサＣ１の充電により、電位ＶＢがＶＨに達すると、トランジスタＱ１，Ｑ６，Ｑ７がオンし、これによって、トランジスタＱ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ８，Ｑ９がオフし、コンデンサＣ１への充電が停止し、出力がＬになる。（ｖ）これによって、コンデンサＣ１は、抵抗Ｒ０を介し放電され、電圧ＶＢが徐々に低下する。（ｖｉ）そして、電圧ＶＢがＶＬに達し、Ｂ点電圧ＶＢよりＡ点電圧ＶＡより低くなると、トランジスタＱ２がオンし、トランジスタＱ１がオフし、上述の（ｉｉ）の状態に戻る。
【００１４】
これによって、（ｉｉ）〜（ｖｉ）の状態を繰り返し回路が発振し、出力に発振信号が得られる。すなわち、図４に示すように、電圧ＶＢは、（ｉｉ）→（ｉｖ）でＶＬからＶＨに上昇し、（ｉｖ）→（ｖｉ）でＶＨからＶＬに下降し、これを繰り返し、出力は（ｉｉ）→（ｉｖ）の期間Ｈで、（ｉｖ）→（ｖｉ）の期間Ｌとなる。
【００１５】
従って、この回路により、定電流源Ｉ０の電流量に応じた発振周波数で、発振する信号を得ることができる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
このように、上記従来例では、発振は、コンデンサＣ１の充放電によって行われる。従って、発振周波数は、充放電の振幅Ｖｗ＝ＶＨ−ＶＬ、充電電流値、コンデンサ容量Ｃ１、抵抗値Ｒ１により決定される。そして、充放電の振幅Ｖｗは、次式で表される。
【００１７】
0003744780.tif 000002
ここで、Ｖｓａｔは、トランジスタのコレクタエミッタ間の飽和電圧を意味し、ＶｓａｔＱ４＝ＶｓａｔＱ５＝Ｖｓａｔとする。
【００１８】
このように、充放電の振幅Ｖｗは、Ｖ１依存性がある。このため、発振周波数は、Ｖ１依存性を有し、電源電圧Ｖ１が変動すると、変動することになる。そこで、発振周波数を安定させるためには、レギュレータなどを設け、Ｖ１を安定化する必要がある。さらに、振幅Ｖｗは、Ｖｓａｔの項を含む。Ｖｓａｔは、トランジスタの特性であり、温度の影響を受けやすく、従って発振周波数が温度に依存して変化しやすいという問題があった。
【００１９】
また、電圧ＶＨは、トランジスタＱ２，Ｑ３のオン動作に支障のないように、次の条件を満たす必要がある。
【００２０】
ＶＨ＜Ｖ１−ＶｂｅＱ３−ＶｃｅＱ２＋ＶｂｅＱ２＝Ｖ１−ＶｃｅＱ２
ここで、Ｖｂｅはベースエミッタ間電圧であり、ＶｂｅＱ３＝ＶｂｅＱ２とする。
【００２１】
同様に、ＶＬもＶＬ＞ＶｂｅＱ２＋ＶｃｅＱ９という制約を受ける。また、充放電の振幅はＶｗであり、ＶＬ＋Ｖｗ＝ＶＨ＜Ｖ１ーＶｃｅＱ２である。
【００２２】
従って、Ｖ１＞ＶＬ＋Ｖｗ＋ＶｃｅＱ２＞ＶｂｅＱ２＋ＶｃｅＱ９＋Ｖｗ＋ＶｃｅＱ２＝Ｖｗ＋Ｖｂｅ＋２Ｖｃｅ
を満たす必要がある。従って、Ｖｗを大きくとろうとすると、Ｖ１としてかなり大きな電圧が必要であった。さらに、レギュレータを設けるレギュレートされた電圧は、電源電圧Ｖ１に比べ低くなる。従って、電池駆動、特に１．５Ｖを電源電圧としようとすると、Ｖｗを十分とることができず、回路を十分動作させることが難しかった。
【００２３】
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、安定した発振が行えるとともに、電源電圧が低くても動作が可能な発振回路を提供することを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、第１定電流源に接続され、第１および第２差動トランジスタを含む差動アンプと、前記第１差動トランジスタの電流経路に設けられた第１抵抗を含み、前記第１差動トランジスタのオンまたはオフに応じて前記第１抵抗に前記第１定電流源に流れる定電流が流れるか流れないかにより発生する電圧降下の差を反映した電圧を第２差動トランジスタのベースに印加する第１電圧制御手段と、前記第２差動トランジスタのオン時において定電流を流し、前記第２差動トランジスタのオフ時において定電流を流さない第２定電流手段と、この第２定電流手段の定電流が供給される並列接続された第２抵抗およびコンデンサと、を含み、前記第２差動トランジスタのオン時において前記第２定電流手段の定電流に応じて前記コンデンサに充電し、第２差動トランジスタのオフ時において前記第２抵抗を介し前記コンデンサの放電を行い、このコンデンサの充放電に伴い変化する電圧を前記第１差動トランジスタのベースに印加する第２電圧制御手段と、を有し、前記第１および第２電圧制御手段により前記第２および第１差動トランジスタを制御して、前記第２差動トランジスタのベースに印加される電圧差を前記第１定電流源に流れる定電流値と前記第１抵抗の抵抗値の積により決定される電源電圧に依存しない値とし、これによって第１差動トランジスタのベースに印加される前記コンデンサの充放電による電圧差も電源電圧に依存しない値とすることにより、前記差動アンプの出力に電源電圧に依存しない所定周波数の発振信号を得ることを特徴とする。
【００２５】
これによって、第２差動トランジスタのベースに設定される電圧の差は、第１の差動トランジスタがオンの際に第１抵抗において発生される電圧降下に対応する電圧になる。従って、その値は、第１抵抗の抵抗値と第１差動トランジスタのオン時に流れる電流値の積で決定され、電源電圧に依存しない。これによって、回路の発振周波数に電源電圧の依存性がなく、従って電源電圧を一定にするためのレギュレータなどが不要であり、回路が簡単になる。また、レギュレータが不要であるため、電源電圧をそのまま利用でき、電圧についての制限が緩和され低電圧電源での動作が容易になる。さらに、抵抗値と定電流で上記電圧差が決定されるため、発振周波数がトランジスタの特性の影響を受けず、安定した動作が確保できる。
【００２６】
さらに、前記第１差動トランジスタの電流経路に設けられた抵抗に常時所定の電流を流す第３定電流手段を有し、この第３定電流手段の電流に伴う電圧降下した電圧を前記第２差動トランジスタのベースに加算して印加することが好適である。これによって、電源投入時において、第３定電流手段に流れる電流により第２差動トランジスタをオフし、第１差動トランジスタをオンすることができ、安定した動作が保証される。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。
【００２８】
図１は、実施形態の電圧制御発振回路の一例を示す図である。ＮＰＮ型の差動トランジスタ（第１および第２差動トランジスタ）Ｑ１１，Ｑ１２は、そのエミッタ同士が接続され、そのエミッタはＮＰＮトランジスタＱ２０を介し、グランドに接続されている。このトランジスタＱ２０のベースには、コレクタ・ベースがショートされているＮＰＮトランジスタＱ１９のベースが接続されており、このトランジスタＱ１９のエミッタはグランドに接続され、コレクタは定電流Ｉ１１を流す定電流源Ｉ１１を介し電源Ｖ１に接続されている。従って、トランジスタＱ１９は、定電流源（第１定電流源）Ｉ１１の定電流Ｉ１１を流し、この電流がトランジスタＱ２０に流れる。
【００２９】
トランジスタＱ１２のコレクタは、ＰＮＰトランジスタＱ１７のコレクタに接続され、このトランジスタＱ１７のエミッタは電源Ｖ１に接続されている。また、トランジスタＱ１７は、ベースコレクタ間がショートされている。トランジスタＱ１７のベースにはＰＮＰトランジスタＱ１８のベースが接続され、トランジスタＱ１８のエミッタは電源Ｖ１に接続されている。従って、トランジスタＱ１７，Ｑ１８はカレントミラーを構成している。
【００３０】
トランジスタＱ１８のコレクタには、コレクタベースがショートしたＮＰＮトランジスタＱ１６のコレクタが接続されている。このトランジスタＱ１６のエミッタはグランドに接続されている。
【００３１】
このトランジスタＱ１６のベースには、ＮＰＮトランジスタＱ１５のベースが接続されており、このトランジスタＱ１５のエミッタはグランドに接続されており、トランジスタＱ１６，Ｑ１５はカレントミラーを構成する。このため、トランジスタＱ１２がオンしたとき、その電流がＱ１７，Ｑ１８，Ｑ１６，Ｑ１５に流れる。
【００３２】
トランジスタＱ１５のコレクタには、ＮＰＮトランジスタＱ１４，Ｑ１３のベースが接続されている。従って、トランジスタＱ１５がオンすることによって、トランジスタＱ１４，Ｑ１３がオフする。
【００３３】
トランジスタＱ１３はコレクタベースがショートされており、エミッタがグランドに接続され、コレクタが定電流源（第２定電流源）Ｉ１０を介し電源Ｖ１に接続されている。また、トランジスタＱ１４のエミッタはグランドに接続されており、コレクタは、抵抗Ｒ（第２抵抗）１１およびコンデンサＣ１１を介し電源Ｖ１に接続されている。また、トランジスタＱ１４のコレクタと、コンデンサＣ１１および抵抗Ｒ１１との接続点であるＢ点がトランジスタＱ１１のベースに接続されている。
【００３４】
従って、トランジスタＱ１５がオフのときにトランジスタＱ１３，Ｑ１４はオンし、トランジスタＱ１４に流れる電流によって、コンデンサＣ１１が充電されＢ点の電位が下がり、トランジスタＱ１５がオンのときにトランジスタＱ１３，Ｑ１４はオフし、コンデンサＣ１１は、抵抗Ｒ１１を介し電源Ｖ１からの電流で放電され、Ｂ点電圧が上昇する。
【００３５】
トランジスタＱ１１のコレクタは抵抗（第１抵抗）Ｒ１２を介し、電源Ｖ１に接続されており、トランジスタＱ１１のコレクタと抵抗１２の中間点は、トランジスタＱ１２のベースに接続されるとともに定電流Ｉ１２を流す定電流源（第３定電流源）Ｉ１２を介しグランドに接続されている。
【００３６】
従って、トランジスタＱ１２のベース電位であるＡ点電位は、トランジスタＱ１１がオフの際に、
ＶＨ＝Ｖ１−Ｒ１２＊Ｉ１２
となり、
トランジスタＱ１１がオフの際に、
ＶＬ＝Ｖ１−Ｒ１２＊（Ｉ１１＋Ｉ１２）
となる。
【００３７】
また、トランジスタＱ１７，Ｑ１８のベースには、ＰＮＰトランジスタＱ２２のベースが接続されており、トランジスタＱ２２のエミッタは電源Ｖ１に接続され、コレクタは抵抗Ｒ１３を介しグランドに接続されている。従って、トランジスタＱ２２は、トランジスタＱ１２，Ｑ１７と同じ電流を流す。そして、トランジスタＱ２２と抵抗Ｒ１３の中間点が出力端になっており、トランジスタＱ２２がオフのときに出力はグランド電圧（Ｌ）となり、トランジスタＱ２２がオンのときに、電圧は、Ｉ１１＊Ｒ１３（Ｈ）となる。
【００３８】
このような回路において、（ｉ）電源を投入すると、Ｂ点電圧ＶＢは、定電流源Ｉ１２の電流による電圧降下があるＡ点電圧より高くなる。（ｉｉ）そこで、トランジスタＱ１１がオンし、トランジスタＱ１２，Ｑ１７，Ｑ１８，Ｑ１５がオフする。これによって、トランジスタＱ１３，Ｑ１４がオンし、コンデンサＣ１１の下側に当たるＢ点電位が下がりコンデンサＣ１１の充電が始まる。充電電流は、トランジスタＱ１４に流れる電流Ｉ１０から抵抗Ｒ１１に流れる電流（Ｖ１−ＶＢ）／Ｒ１１を差し引いた電流となる。
【００３９】
（ｉｉｉ）コンデンサＣ１の充電によって、ＶＢは下降する。（ｉｖ）電圧ＶＢがＶＬに達すると、トランジスタＱ１１がオフしトランジスタＱ１２がオンする。そして、トランジスタＱ１７，Ｑ１８，Ｑ１５がオンし、トランジスタＱ１３，Ｑ１４がオフする。また、トランジスタＱ１１がオフすることによって、Ａ点電圧ＶＡは、ＶＨに設定される。（ｉｖ）トランジスタＱ１４のオフによって、コンデンサＣ１１への充電が停止され、抵抗Ｒに流れる電流によって徐々に放電し、Ｂ点電圧は徐々に上昇する。（ｖｉ）Ｂ点電圧が上昇してＶＨに達すると、（ｉｉ）の動作に戻り、これを繰り返し回路は発振する。
【００４０】
従って、図２に示すように、Ｂ点電圧は、ＶＨ→ＶＬ→ＶＨ→・・・・を繰り返すことになり、電圧が下降するとき（コンデンサＣ１１の充電時）に、出力がＬ、電圧が上昇するとき（コンデンサＣ１１の放電時）に、出力がＨとなる。
【００４１】
このような回路において、発振は、コンデンサＣ１１の充放電によって行われ、その発振周波数は、充放電の振幅Ｖｗ＝ＶＨ−ＶＬ、充電電流値、コンデンサＣ１１の容量値Ｃ１１，抵抗値Ｒ１１によって、決定される。
【００４２】
ここで、充放電の振幅、Ｖｗは、Ｖｗ＝ＶＨ−ＶＬ＝Ｖ１−Ｒ１１＊Ｉ１２−｛Ｖ１−Ｒ１１＊（Ｉ１１＋Ｉ１２）｝
＝Ｉ１１＊Ｒ１１となる。従って、充放電の振幅Ｖｗには、電源電圧Ｖ１の依存性がなくなる。従って、発振周波数の電源電圧Ｖ１依存性がなくなり、電源電圧の変動の影響を除去するためのレギュレータが不要になる。さらに、トランジスタのコレクタエミッタ間の飽和電圧の影響もない。従って、トランジスタの特性の影響がなくなり、温度依存性の排除も容易になる。
【００４３】
さらに、電圧ＶＨおよびＶＬからくる制約は、
ＶＨ＜Ｖ１−ＶｂｅＱ７−ＶｃｅＱ２＋ＶｂｅＱ２＝Ｖ１−ＶｃｅＱ２
ここで、ＶｂｅＱ７＝ＶｂｅＱ２とする。
【００４４】
同様に、ＶＬもＶＬ＞ＶｂｅＱ１＋ＶｃｅＱ１０＝ＶｂｅＱ１＋ＶｃｅＱ１０という制約を受ける。また、充放電の振幅はＶｗであり、
ＶＬ＋Ｖｗ＝ＶＨ＜Ｖ１ーＶｃｅＱ２である。
【００４５】
従って、Ｖ１＞ＶＬ＋Ｖｗ＋ＶｃｅＱ２＞Ｖｗ＋ＶｂｅＱ２＋ＶｃｅＱ１０＋ＶｃｅＱ２＝Ｖｗ＋Ｖｂｅ＋２Ｖｃｅ
となり、満たすべき条件は図３の従来例の回路と同一になる。しかし、上述のようにレギュレータが不要であり、電源電圧がより定電圧でも利用が可能になる。例えば、電源電圧を乾電池１本の電圧である１．５Ｖとする回路にも好適に適用できる。
【００４６】
なお、上述の回路において、定電流源Ｉ１２を設けたが、これを省略することも可能である。これを省略した場合、ＶＨ＝Ｖ１となり、電源投入時にトランジスタＱ１１がオンすることが保証されず当初動作が不安定になるが、通常の動作が始まればその後は問題ない。
【００４７】
また、定電流源Ｉ１１を入力電圧に応じて変更することによって、電圧制御発振器としての動作が行われる。
【００４８】
以上のように、本実施形態の回路によれば、発振周波数に電源電圧の依存性がない。従って、電圧を一定にするためのレギュレータなどが不要であり、回路が簡単になる。また、レギュレータが不要であるため、電源電圧をそのまま利用でき、電圧についての制限が緩和され定電圧電源での動作が容易になる。さらに、発振周波数がトランジスタの特性の影響を受けず、安定した動作が確保できる。
【００４９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、第１差動トランジスタのベースに設定される電圧の差は、第２の差動トランジスタがオンの際に抵抗において発生される電圧降下に対応する電圧になる。従って、その値は、抵抗値と差動アンプの電流値の積で決定され、電源電圧に依存しない。これによって、回路の発振周波数に電源電圧の依存性がなく、従って電源電圧を一定にするためのレギュレータなどが不要であり、回路が簡単になる。また、レギュレータが不要であるため、電源電圧をそのまま利用でき、電圧についての制限が緩和され定電圧電源での動作が容易になる。さらに、抵抗値と定電流で上記電圧差が決定されるため、発振周波数がトランジスタの特性の影響を受けず、安定した動作が確保できる。
【００５０】
さらに、第２定電流手段を設け、この第２定電流手段の電流に伴う電圧降下した電圧を前記第２トランジスタのベースに加算して印加することで、電源投入時において、第２定電流手段に流れる電流により第２差動トランジスタをオフし、第１差動トランジスタをオンすることができ、安定した動作が保証される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  実施形態の回路構成を示す図である。
【図２】  実施形態の回路の動作を説明する図である。
【図３】  従来例の回路構成を示す図である。
【図４】  従来例の回路の動作を説明する図である。
【符号の説明】
Ｑ１１〜Ｑ２２  トランジスタ、Ｉ１０〜Ｉ１３  定電流源、Ｃ１１  コンデンサ、Ｒ１１〜Ｒ１３  抵抗。
【図１】
0003744780.tif 000003
【図２】
0003744780.tif 000004
【図３】
0003744780.tif 000005
【図４】
0003744780.tif 000006