(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号の搬送波周波数を推定し、推定結果に基づき搬送波帯からベースバンド帯に変換し、信号を復調する放送あるいは通信用の受信方法における周波数オフセット推定方法であって、
前記受信信号に既知の信号を掛け合わせる乗算処理と、
前記乗算処理の結果出力を所定時刻間隔で出力する遅延処理と、
前記遅延処理の出力を要素とするベクトルの相関行列を演算する相関行列演算処理と、
前記相関行列演算処理の結果出力である相関行列の固有値を求め、最大固有値に対応する固有ベクトルを搬送波の波形として出力する固有値分解処理とを有する周波数オフセット推定方法。
【請求項２】
受信信号の搬送波周波数を推定し、推定結果に基づき搬送波帯からベースバンド帯に変換し、信号を復調する放送あるいは通信用の受信方法における周波数オフセット推定方法であって、
前記受信信号に既知の信号を掛け合わせる乗算処理と、
前記乗算処理の結果出力を所定時刻間隔で出力する遅延処理と、
前記遅延処理の出力を要素とするベクトルの相関行列を演算する相関行列演算処理と、
前記相関行列演算処理の結果出力である相関行列の固有値を求め、最大固有値に対応する固有ベクトルに含まれる周波数成分の最大値を推定して出力する固有ベクトルの周波数推定処理とを有する周波数オフセット推定方法。
【請求項３】
受信信号の搬送波周波数を推定し、推定結果に基づき搬送波帯からベースバンド帯に変換し、信号を復調する放送あるいは通信用の受信設備における周波数オフセット推定器であって、
前記受信信号に既知の信号を掛け合わせる乗算手段と、
前記乗算手段の出力を所定時刻間隔で出力する遅延手段と、
前記遅延手段の出力を要素とするベクトルの相関行列を演算する相関行列演算手段と、
前記相関行列演算手段の出力である相関行列の固有値を求め、最大固有値に対応する固有ベクトルを搬送波の波形として出力する固有値分解手段とを備えて成る周波数オフセット推定器。
【請求項４】
受信信号の搬送波周波数を推定し、推定結果に基づき搬送波帯からベースバンド帯に変換し、信号を復調する放送あるいは通信用の受信設備における周波数オフセット推定器であって、
前記受信信号に既知の信号を掛け合わせる乗算手段と、
前記乗算手段の出力を所定時刻間隔で出力する遅延手段と、
前記遅延手段の出力を要素とするベクトルの相関行列を演算する相関行列演算手段と、
前記相関行列演算手段の出力である相関行列の固有値を求め、最大固有値に対応する固有ベクトルに含まれる周波数成分の最大値を推定して出力する固有ベクトルの周波数推定手段とを備えて成る周波数オフセット推定器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数オフセット推定方法及び周波数オフセット推定器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
通信システムや放送システムの多くでは、送信信号を一旦搬送波帯の周波数に変換して信号を送信し、受信機側では受信信号から搬送波周波数成分を正確に除去することで信号伝送を行う。この時、多くのシステムでは受信信号から搬送波周波数を推定する。一般に、この搬送波周波数推定精度が信号伝送特性を大きく左右する。特に、位相変調を適用したディジタル信号伝送系では、送信する搬送波の位相に情報を乗せるが、この情報を受信機で抽出するには正確な搬送波周波数推定が必須である。
【０００３】
従来、メタリックケーブルを用いた有線通信システムや、伝送特性が安定している固定無線システムや衛星通信システムでは、この搬送波推定器と復調器を一体化したコスタス型搬送波再生器によって、搬送波周波数だけでなく、位相までも同時かつ高精度に推定する方法が多く用いられてきた。図１８にコスタス型搬送波再生回路の構成例を示す。同図において、１は受信信号入力端子、２は直交検波器、３は電圧制御発振器、４〜６は乗算器、７は減算器、８は加算器、９はループフィルタ（loop filter）、１０と１１は同相・直交の信号出力端子である。図１９は、図１８で用いた直交検波器２の詳しい構成を示している。同図において、１２は入力端子、１３と１７は分岐回路、１４と１５は乗算器、１６はπ/2移相器、１９と２０は同相・直交信号の出力端子である。
【０００４】
コスタス型以外にも、逆変調型搬送波再生回路が知られている。これは、受信信号を予め逆変調し、搬送波成分を抽出し、この搬送波に発振器の周波数を同期させ、搬送波を再生させる方式であるが、この逆変調型搬送波再生回路がＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）方式を適用した衛星通信で用いられてきた。図２０に逆変調型搬送波再生回路の構成を示す。同図において、２１は受信信号入力端子、２２はプリアンブル信号入力端子、２３と２４は分岐回路、２５〜２７は乗算器、２８はタンクフィルタ（tank filter）と呼ばれる帯域通過フィルタ、２９はループフィルタ（loop filter）、３０は電圧制御発振器、３１は出力端子である。
【０００５】
一方、伝送路の変動が激しい移動通信システムでは、高速位相同期が可能な遅延検波方式を用いている。遅延検波を用いる受信機では、一旦、搬送波周波数に近い局部発振器でベースバンド付近まで周波数変換し、この受信信号を遅延検波する。このとき、局部発振器の発振周波数と受信信号の搬送波周波数に起因した定常位相誤差が遅延検波後の信号に現れる。この定常位相誤差を補正することにより、等価的に搬送波周波数推定を行う。
【０００６】
図２１に、局部発振器と搬送波周波数との周波数差（「周波数オフセット」と呼ぶ。）補償機能を備えた遅延検波器の構成を示す。同図において、３２は受信信号入力端子、３３〜３６は乗算器、３７は加算器、３８は減算器、３９と４０は１シンボル遅延素子、４１は判別器、４２は乗算器３６の係数入力端子、４３は遅延検波器、４４は周波数オフセット推定部、４５は局部発振器、４６は復調信号出力端子である。
【０００７】
上述した遅延検波方式は原理的に、コスタス型などの同期検波方式に比較して３ｄＢ弱の特性劣化がある。このため、特性的に有利な同期検波方式を移動通信システムに適用する検討がなされてきた。この中でも、ＲＬＳ（Recursive Least Squares）アルゴリズムを適用した位相制御方式は、ＰＤＣ（Personal Digital Cellular）やＰＨＳ（Personal Handy-phone System）等のＴＤＭＡ移動通信システムを対象として、ＴＤＭＡの各スロットの先頭で高速に位相同期だけでなく、周波数同期も確立できる。しかも、この方式は比較的小さな回路規模で実現できるため、小型化・低消費電力化が要求される移動通信システムに適用するには優れた方式といえる。図２２にＲＬＳ位相制御回路の構成例を示す。同図において、４７は受信信号入力端子、４８と４９は乗算器、５０と５１は判別器、５２は１シンボル遅延素子、５３は固定値「１」を入力する端子、５４と５５はＲＬＳ制御部、５６は復調信号出力端子である。
【０００８】
移動通信システムでは面的な周波数利用効率向上のため、同一チャネルを距離的に分離して配置している。すなわち、数種類の搬送波周波数ｆ1 〜ｆn を用意しておき、両隣の基地局とは各々異なった搬送波周波数を配置する。そこで、ｎ基地局ごとに同じ周波数を利用することで、線形に配置された基地局配置を前提とした場合、ｎ個の搬送波周波数で全てのサービスエリアをカバーできる。この構成において、周波数利用効率を向上させるには、この距離を短くすること、すなわち周波数繰り返し回数ｎを小さくすることが望ましい。しかし、その場合には同一チャネル干渉が発生する。
【０００９】
この同一チャネル干渉は、アダプティブアレー等の干渉除去を適用することによって除去できることが知られている。ところが、アダプティブアレー等を適用する場合には、これらを制御するアルゴリズムが一般的に線形推定理論に立脚しているため、高精度な周波数オフセット推定手段を同時に搭載する必要がある。すなわち、同一チャネル干渉波の存在下で正確な周波数オフセット推定が必要となるが、コスタス型搬送波再生方式や逆変調型搬送波再生方式のように復調を伴う方式では、正確な復調ができないが故に正確な周波数オフセット推定ができないという問題点がある。
【００１０】
そこで、このような干渉条件下でも周波数オフセット推定を行う方法として、ＤＦＴ（Digital Fourier Transform）を用いた周波数オフセット推定法が提案されている。この方法は、送信信号の一部に既知のパターン信号を挿入しておき、受信器では受信信号から既知のパターン信号成分を除去し、搬送波成分を抽出する。この抽出された搬送波にＤＦＴ処理を行い、その最大値をもって搬送波周波数とするのである。この方法はＤＦＴの優れた周波数解析能力により、干渉波の存在下でも正確な周波数オフセット推定が可能である。
【００１１】
図２３に、ＤＦＴを用いた周波数オフセット推定器の構成例を示す。同図において、６１は受信信号入力端子、６２は局部発振器、６３と６４は乗算器、６５は既知のパターン信号（パイロット信号：pilot symbols）記憶素子、６６はＤＦＴ、６７は最大値検出器、６８は推定周波数出力端子である。
【００１２】
このＤＦＴを用いた周波数オフセット推定方式は、復調を伴う方式に比較してかなり高い周波数オフセット推定能力を有するが、搬送波再生回路がＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise）において達成している周波数オフセット推定精度に比較すると大きく劣化している。非現実的なモデルではあるが、たとえすべてが既知のパターン信号であっても正確な周波数オフセット推定は困難である。
【００１３】
ところで、移動通信環境において快適なマルチメディアサービスを提供するには、移動無線伝送路でも高速な信号伝送が要求される。よく知られているように、反射・回折を起こす家などの物体が存在する移動通信伝送路で高速通信を行う場合には、マルチパスに起因した厳しい符号間干渉により特性が著しく劣化する。これを補償するには適応等化器が有効であるが、アダプティブアレーと同様に制御アルゴリズムが線形推定理論に基づいているため、高精度な周波数オフセット推定回路を備える必要がある。適応等化器と周波数オフセット推定回路とを組み合わせて、高精度な周波数オフセット推定器を実現する方法は知られているが、マルチパスに起因した符号間干渉の上に、さらに同一チャネル間干渉が存在する環境下では、前述のように正確な周波数オフセット推定を行うのは困難である。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、従来では、厳しい同一チャネル干渉環境下では、信号復調に必須の正確な周波数オフセット推定が困難になる問題点があった。
【００１５】
また、マルチメディア移動通信システムを提供する場合には、同一チャネル干渉に加えて、マルチパスに起因する符号間干渉が発生するが、この符号間干渉と同一チャネル干渉とが発生する伝送路においては、従来のガウスチャネルやレイリーフェージング、符号間干渉伝送路を対象とした復調器に備えられている周波数推定器では高精度に周波数を推定することが困難であるという問題点があった。
【００１６】
本発明はこのような従来の技術的課題を解決するためになされたもので、信号を搬送波帯に変換して信号伝送を行う放送あるいは通信システムに用いる受信設備において、搬送波の周波数を正確に推定する技術を提供することを目的とする。
【００１７】
【問題を解決するための手段】
送信信号ｘk,l が搬送波角周波数ωl で伝送路に送出されるとする。ただし、添え字ｌはユーザの番号、ｋは時刻を表している。この時、伝送路で１〜Ｋのユーザの信号が干渉し、さらに各々に遅延波が存在する場合、受信信号ｓk は以下のように記述できる。
【００１８】
【数１】
0003779554.tif 000002
ただし、Ｌc ＋１は伝送路の最大遅延量、ａi,l ；ｉ＝０,…,Ｌc は１番目の干渉波のインパルス応答、ωl とθ0,l はｌ番目の信号の周波数と初期位相、Ｔはシンボル周期、ｎk は雑音成分である。
【００１９】
実際、干渉という場合には様々なシステムからの干渉が含まれるが、ここでは簡単のため、同じシステムからの干渉とし、さらに（１）式では各々が同期をとっているＴＤＭＡに近いシステムを想定している。この時、ｉ＝１番目の信号を所望信号と仮定する。すなわち、受信信号に含まれる信号のうち、ｉ＝１番目の信号の周波数成分を推定することを考える。ここでまず、受信信号にｉ＝１番目の既知の信号パターンを乗算すると以下の信号が得られる。
【００２０】
【数２】
0003779554.tif 000003
ここで、ｙk の時間系列を要素とするＬ次元のベクトルＹk ＝［ｙk ｙk-1 … ｙk-L+1 ］Tを定義する。すると、ベクトルＹk は以下のように書き換えられる。その相関行列は以下のように表される。
【００２１】
【数３】
0003779554.tif 000004
上の（３．１）〜（３．６）式における添え字ＴとＨは各々ベクトルあるいは行列の転置とエルミート転置である。この時、Ｙk の相関行列Ｒk は以下のように表される。
【００２２】
【数４】
0003779554.tif 000005
ただし、Ｅ［…］は集合平均をとることを意味しており、Ω0,l とＣl は以下のように表される。
【００２３】
【数５】
0003779554.tif 000006
ただし、（４．１）式と（４．３）式の導出では雑音と信号の無相関性、異なったユーザの信号間の無相関性を利用した。また、（４．１）式のＩは単位行列、σ2 は雑音の分散である。
【００２４】
ここで、（４．１）式のＥ［Ｃ］＝｛Ｅ［ｃi,j ］｝は実際には次のようになる。
【００２５】
【数６】
0003779554.tif 000007
上の（５．１）式と（５．２）式を（４．１）式に代入すると次式が得られる。
【００２６】
【数７】
0003779554.tif 000008
ここで、（６．１）式を以下のように変形する。
【００２７】
【数８】
0003779554.tif 000009
上記の相関行列Ｒk を固有値分解すると、その固有値λi は以下のようになる。
【００２８】
【数９】
0003779554.tif 000010
（８．１）式と（８．２）式は（７．１）式が以下のように変形できることを意味している。
【００２９】
【数１０】
0003779554.tif 000011
（８．１）式と（８．２）式よりλ1 ＞λ2 であるため、相関行列の固有値の最大値に対応する固有ベクトルは搬送波ベクトル、あるいは周波数オフセットベクトルになっている。従って、相関行列の最大固有値に対応した固有ベクトルの周波数を測定することにより、周波数が推定できる。また、（８．１）式と（８．２）式を見ても分かるように、固有値分解を利用することで所望信号のコヒーレント成分を含む固有値λ1 とコヒーレント成分を含まない固有値λ2 とに分離できるため、高精度な周波数推定が可能になることが分かる。
【００３０】
以上の原理的考察のもとに、本発明は次の点を特徴とする。
【００３１】
請求項１の発明は、受信信号の搬送波周波数を推定し、推定結果に基づき搬送波帯からベースバンド帯に変換し、信号を復調する放送あるいは通信用の受信方法における周波数オフセット推定方法であって、前記受信信号に既知の信号を掛け合わせる乗算処理と、前記乗算処理の結果出力を所定時刻間隔で出力する遅延処理と、前記遅延処理の出力を要素とするベクトルの相関行列を演算する相関行列演算処理と、前記相関行列演算処理の結果出力である相関行列の固有値を求め、最大固有値に対応する固有ベクトルを搬送波の波形として出力する固有値分解処理とを有するものである。
【００３２】
請求項２の発明は、受信信号の搬送波周波数を推定し、推定結果に基づき搬送波帯からベースバンド帯に変換し、信号を復調する放送あるいは通信用の受信方法における周波数オフセット推定方法であって、前記受信信号に既知の信号を掛け合わせる乗算処理と、前記乗算処理の結果出力を所定時刻間隔で出力する遅延処理と、前記遅延処理の出力を要素とするベクトルの相関行列を演算する相関行列演算処理と、前記相関行列演算処理の結果出力である相関行列の固有値を求め、最大固有値に対応する固有ベクトルに含まれる周波数成分の最大値を推定して出力する固有ベクトルの周波数推定処理とを有するものである。
【００３３】
請求項３の発明は、受信信号の搬送波周波数を推定し、推定結果に基づき搬送波帯からベースバンド帯に変換し、信号を復調する放送あるいは通信用の受信設備における周波数オフセット推定器であって、前記受信信号に既知の信号を掛け合わせる乗算手段と、前記乗算手段の出力を所定時刻間隔で出力する遅延手段と、前記遅延手段の出力を要素とするベクトルの相関行列を演算する相関行列演算手段と、前記相関行列演算手段の出力である相関行列の固有値を求め、最大固有値に対応する固有ベクトルを搬送波の波形として出力する固有値分解手段とを備えて成るものである。
【００３４】
請求項４の発明は、受信信号の搬送波周波数を推定し、推定結果に基づき搬送波帯からベースバンド帯に変換し、信号を復調する放送あるいは通信用の受信設備における周波数オフセット推定器であって、前記受信信号に既知の信号を掛け合わせる乗算手段と、前記乗算手段の出力を所定時刻間隔で出力する遅延手段と、前記遅延手段の出力を要素とするベクトルの相関行列を演算する相関行列演算手段と、前記相関行列演算手段の出力である相関行列の固有値を求め、最大固有値に対応する固有ベクトルに含まれる周波数成分の最大値を推定して出力する固有ベクトルの周波数推定手段とを備えて成るものである。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。
【００３６】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態の周波数オフセット推定器の構成を示す。同図において、１００は入力端子、１０１は乗算器、１０２はパイロット信号記憶素子（pilot symbols）、１０３は遅延回路、１０４は固有値分解部、１０５は相関行列演算部、１０６は推定周波数の出力端子である。同図では、入力端子１００の入力信号はパイロット信号記憶素子１０２から出力される既知信号と掛け合わされ、（２）式のｙk を得る。このｙk を遅延回路１０３に入力すると、遅延回路１０３からは各々遅延時間の異なる信号群ｙk ,ｙk-1 ,…,ｙk-L+1 が出力される。この信号群はベクトルＹk の要素に等しい。
【００３７】
そこで相関行列演算部１０５で、このベクトルＹk を用いて以下の演算を行うことで相関行列Ｒk を得る。
【００３８】
【数１１】
0003779554.tif 000012
（４．１）式では相関行列はＹk Ｙk H の集合平均で求めていたが、実際にはエルゴードの定理に基づき時間平均で求めている。この相関行列は（１１）式の演算式からも分かるようにエルミート行列である。従って、その固有値分解はJacobi法やＱＲ法等、様々な手法で求めることが可能である。固有値分解部１０４は、この固有値分解処理を行う。（黒瀬；「Fortran９０のためのサブルーチンライブラリ〜数値計算、統計計算、３次元ＣＧライブラリ〜」、森北出版、１９９８年）。
【００３９】
固有値分解部１０４は、こうして得られた固有値および固有ベクトルのうち、最大固有値に対応する固有ベクトルだけを取り出し、これを周波数オフセットの推定値として出力端子１０６から出力する。
【００４０】
上記の周波数オフセット推定器における遅延回路１０３の詳しい構成を、図２に示す。同図において、２０１は入力端子、２０２〜２０４は遅延素子、２０５〜２０８は信号群の出力端子を表している。入力端子２０１からｙk が入力されると、これに遅延をかけて、ｙk ,ｙk-1 ,…,ｙk-L+1 の信号を出力端子２０５〜２０８から出力する。
【００４１】
＜第２の実施の形態＞
次に、本発明の第２の実施の形態の周波数オフセット推定器を、図３に示す。同図において、１１１は入力端子、１１２は乗算器、１１３は遅延回路、１１４はパイロット信号記憶素子、１１５は相関行列演算部、１１６は固有値分解部、１１７は固有ベクトルの周波数推定部、１１８は推定周波数の出力端子である。
【００４２】
第２の実施の形態では、図１に示した第１の実施の形態と同様に受信信号ベクトルの相関行列から固有値を求め、その最大固有値に対応したベクトルを生成する。この生成されたベクトルは必ずしも正弦波とはならないので、この固有ベクトルのもつ最も高い周波数成分を固有ベクトルの周波数推定部１１７によって求め、周波数オフセットの推定値として出力端子１１８より出力する。
【００４３】
図４に、上記の固有ベクトルの周波数推定部１１７の詳しい構成を示す。同図において、２２１−１〜２２１−４は固有値分解部１１６からの固有ベクトルの各要素の入力端子、２２２−１〜２２２−４は固有ベクトルを記憶しておくバッファ回路、２２３〜２２９は乗算器、２３０は固定値「１」を入力する端子、２３１は加算器、２３４は適応制御部、２３５は出力端子である。また、適応制御部２３４では固有ベクトルｖ1 ＝［ｖ1,0 ,ｖ1,1 ,…,ｖ1,L-1 ］に対して以下の演算を繰り返し行う。
【００４４】
【数１２】
0003779554.tif 000013
ただし、（１２．３）式のμはステップサイズパラメータと呼ばれる微小係数、Im［…］は虚数部だけを抽出する関数を表している。
【００４５】
上記の演算を所定の回数ｍだけ繰り返した後、
【数１３】
0003779554.tif 000014
をもって推定周波数として端子２３５から出力する。
【００４６】
＜第３の実施の形態＞
本発明の第３の実施の形態の周波数オフセット推定器を、図５に示す。一般に無線システムでは、既知の無線周波数帯に信号が配置されているため、おおよその周波数は分かっている。ところが、場合によっては、装置の不完全性などにより想定した初期周波数より大きくずれている場合がある。第３の実施の形態の周波数オフセット推定回路は、このように推定周波数が推定の初期値より大きくずれている場合に有効な回路である。
【００４７】
同図において、１２１は入力端子、１２２は乗算器、１２３はパイロット信号記憶素子、１２４は遅延回路、１２５は相関行列演算部、１２６は固有値分解部、１２７は固有ベクトルの周波数推定部、１２８はＤＦＴ回路、１２９は周波数オフセットの推定値の出力端子、１３０は最大値検出部である。
【００４８】
第３の実施の形態の回路は、図３に示した第２の実施の形態の回路と同様の処理を行うが、一点異なるのは最大固有値に対応した固有ベクトルをＤＦＴ回路１２８に入力してＤＦＴ処理を行い、最大値検出部１３０によりその最大値に相当する周波数成分を固有ベクトルの周波数推定における初期値、
【数１４】
0003779554.tif 000015
として与え、固有ベクトルの周波数推定部１２７はこれを用いて周波数推定を行う点である。
【００４９】
原理的に、第２の実施の形態において採用した図４に示す周波数推定部１１７による固有ベクトルの周波数推定は高精度であるが、あまり初期値が大きくて実際の周波数と異なる場合には、全く異なった値を出力することがある。そこで、第３の実施の形態では、ＤＦＴ回路１２８により粗く推定された周波数を初期値として用いることで、この点を克服することができる。
【００５０】
＜適用例１＞
図６に本発明の周波数オフセット推定器を用いた受信機を示す。同図において、１３１は搬送波帯信号入力端子、１３２は局部発振器、１３３〜１３５は乗算器、１３６は遅延素子、１３７は図３に示した第２の実施の形態の周波数オフセット推定器あるいは図５に示した第３の実施の形態の周波数オフセット推定器、１３８は信号出力端子、１３９は帯域通過フィルタである。
【００５１】
この受信機では、受信した信号を一旦ベースバンド帯域近くまで周波数変換し、そのときのＩＦ周波数である局部発振器と受信信号の搬送波周波数の誤差である周波数オフセットを推定するである。すなわち、入力端子１３１から入力された受信信号を局部発振器１３２からの信号と乗算器１３３で掛け合わせ、ＩＦ周波数帯の信号とする。この信号を、帯域通過フィルタ１３９を経た後に分岐し、片方は周波数オフセット推定器１３７に入力し、周波数オフセットを推定する。そして、推定周波数オフセットに対して乗算器１３５と遅延素子１３６とで位相の積分処理を行い、周波数オフセットによる位相誤差を乗算器１３５より出力し、これと分岐された帯域通過フィルタ１３９の出力信号と乗算器１３４によって掛け合わせることで完全なべ一スバンド帯の信号を得、信号出力端子１３８より出力する。
【００５２】
＜適用例２＞
図７に本発明の周波数オフセット推定器を採用したＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）用基地局の受信設備を示す。同図において、１４０は帯域通過フィルタ、１４１は受信信号入力端子、１４２は局部発振器、１４３〜１４５は乗算器、１４６は遅延素子、１４７は周波数オフセット推定器、１４８は外部パイロット信号記憶回路、１４９〜１５１は周波数オフセット補償部（ＡＦＣ）、１５２〜１５４はＣＤＭＡの受信機、１５５〜１５７は復調信号出力端子を表している。ＣＤＭＡでは数人のユーザが同時に同じ無線帯域を利用して通信を行う。従って、受信信号には数人のユーザの信号が混入している。さらにその無線搬送波周波数も厳密にいえば、各ユーザごとに少しずつ異なっている。図７の受信設備はこれらの全てのユーザの信号を復調する構成である。
【００５３】
この第２の適用例の場合、図６に示した第１の適用例と同様に、局部発振器１４２によりＩＦ周波数帯にまで変換された受信信号を、＃１〜＃Ｎの分岐され周波数オフセット補償器１４９〜１５１に入力する。
【００５４】
周波数オフセット補償部１４９〜１５１の各々におけるパイロット信号記憶素子には、外部パイロット信号記憶回路１４８より各々異なったパイロット信号がダウンロードされる。そこで、周波数オフセット補償部１４９〜１５１の各々では、周波数オフセット推定器１４７と乗算器１４４，１４５と遅延素子１４６により、図６で説明したように受信信号のＩＦ周波数を除去する。ここで注意すべきことは、周波数オフセット補償器１４９〜１５１ではパイロット信号記憶回路１４８がダウンロードしたパターンを信号内に含む信号、すなわち所望信号だけがベースバンドに変換され、それ以外の信号はベースバンドに変換されるという保証はない。周波数オフセット補償器１４９〜１５１の各出力は受信機１５２〜１５４各々に入力され、復調信号を得る。
【００５５】
図８に図７のＣＤＭＡ受信設備で利用したＣＤＭＡ受信機１５２〜１５４の構成を示す。同図において、１６１は入力端子、１６２は遅延回路、１６３〜１６５は逆拡散用のマッチドフィルタ、１６６〜１６８は乗算器、１６９は加算器、１７０は適応制御部、１７１は復調信号出力端子である。この受信機の構成は、いわゆるRake受信機と呼ばれる構成であり、先行波に加えて遅延波も同相加算することでＳＮＲ（信号ノイズ比）を最大化することが可能である。
【００５６】
適応制御部１７０の構成としては、周波数オフセットが既に除去されているため、線形推定理論に則ったアルゴリズムであるＬＭＳ（Least Mean Square）法やＲＬＳ（Recursive Least Squares）法等が適用できる。以下には、一例としてＬＭＳ法を適用した場合のアルゴリズムを示す。まず、マッチドフィルタ１６３〜１６５の各出力をＺk ＝［ｚk,1 ｚk,2 … ｚk,M ］T とし、適応制御部１７０からの係数ベクトルをＷk ＝［ｗk,1 ｗk,2 … ｗk,M ］T とする。ただし、Ｍはマッチドフィルタの数である。その時、
【数１５】
0003779554.tif 000016
というアルゴリズムにより復調信号を得ることができる。ただし、Ｄk はＷk H Ｚk の判別値、あるいはトレーニング信号と呼ぶ、既知のシンボルパターンである。
【００５７】
図９に、図８のマッチドフィルタ１６３〜１６５の具体的な回路構成を示す。同図は拡散率が４の場合の構成例である。同図において、２４０は入力端子、２４１〜２４３は遅延素子、２４４〜２４７は拡散符号入力端子、２４８〜２５１は乗算器、２５２は加算器、２５３は出力端子である。
【００５８】
＜適用例３＞
図１０に本発明の周波数オフセット推定器を適用したマルチユーザ受信設備の構成を示す。同図では、１８１は受信信号入力端子、１８２は局部発振器、１８３は乗算器、１８４は帯域通過フィルタ、１８５は周波数オフセット推定器、１８６は外部パイロット信号記憶回路、１８７〜１９０はパイロット信号ダウンロード機能つき周波数オフセット推定器、１９１はマルチユーザ受信機、１９２〜１９４は復調信号出力端子を表している。
【００５９】
この構成のマルチユーザ受信設備では、受信信号に含まれる信号の周波数オフセットをパルス信号ダウンロード機能つき周波数オフセット推定器１８７〜１９０で推定する。各ユーザの周波数オフセットの推定値はマルチユーザ受信機１９１に入力する。マルチユーザ受信機１９１では、各ユーザの周波数オフセットの推定値やトレーニング系列と呼ばれる情報系列の間に埋め込まれた既知信号を利用して各ユーザの信号を一括して復調する。その復調信号は出力端子１９２〜１９４から出力する。
【００６０】
図１１に、図１０に示したマルチユーザ受信機１９１の第１の構成例を示す。同図は４ユーザ受信機の構成例である。同図において、２６１は入力端子、２６２〜２６５は推定されたオフセット周波数の入力端子、２６６は減算器、２６７は二乗回路、２６８は最尤推定器（ＭＬＥ：Maximum Likelihood Estimator）、２６９〜２７２はレプリカ（replica）生成器、２７３は各ユーザの伝送路インパルス応答を推定する適応制御部、２７４〜２７７は復調信号出力端子である。同図は通常のマルチユーザ受信機に、周波数オフセット情報を加味してレプリカを生成して、最も尤度の高い復調信号を得るものである。
【００６１】
図１２に、図１１のマルチユーザ受信機で採用したレプリカ生成器の具体的な構成を示す。同図において、２８１は入力端子、２８２は遅延回路、２８３〜２８８は乗算器、２８９は図１１の適応制御部２７３からのインパルス応答入力端子、２９０は加算器、２９１は遅延素子、２９２はオフセット周波数入力端子、２９３はレプリカ出力端子である。
【００６２】
このレプリカ生成器では、入力端子２８１からの仮判定値を遅延回路２８２と乗算器２８３〜２８６とで構成されたＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタによって畳み込み、ベースバンドレプリカを得る。一方、オフセット周波数入力端子２９２からのオフセット周波数信号を乗算器２８８と遅延素子２９１とで積分することで、オフセット周波数による位相変動成分を演算する。そして乗算器２８７により、この位相変動成分にベースバンドレプリカを乗算することで受信信号のレプリカを生成し、出力端子２９３から図１１のＭＬＥ回路２６８に出力する。
【００６３】
図１３に、図１１のマルチユーザ受信機１９１に適用するＭＬＥ回路２６８の構成例を示す。同図はＢＰＳＫ変調信号を用いた４ユーザに対する最尤推定回路である。同図において、３０１は図１１の二乗回路２６７よりの信号入力端子、３０２はリセット信号入力端子、３０３〜３０７はスイッチ回路、３０８は減算器、３０９は判別器、３１０は遅延素子、３１１はバイナリカウンタ、３１２はクロック入力端子、３１３，３１４，３１９，３２０は復調信号出力端子、３１５〜３１８は仮判定値出力端子である。
【００６４】
このＭＬＥ回路２６８では、バイナリカウンタ３１１をクロックにより駆動して、ＢＰＳＫ変調を受けた４ユーザの信号全てを発生させる。発生させた仮判定値に基づき４ユーザのレプリカを生成し、レプリカと受信信号の二乗ユークリッド距離をスイッチ回路３０４に入力させる。減算器３０８と遅延素子３１０、スイッチ回路３０３から構成される最低値検出器によって二乗ユークリッド距離が最低の仮判定値を求め、それをスイッチ回路３０３により選択して復調信号として出力する。
【００６５】
図１１に示したマルチユーザ受信機１９１における適応制御部２７３も、図７のＣＤＭＡ用受信機１５２〜１５４と同様に、各ユーザの周波数オフセットが既知なので、ＬＭＳやＲＬＳといった線形推定理論に基づくアルゴリズムが適用できる。
【００６６】
図１４に、図１０に示したマルチユーザ受信機１９１の第２の構成例を示す。これは、複数のアンテナ素子で受信し、これをＫ分岐してＫ個の各分岐先で適応的にビームを形成するマルチビームアンテナを備えている。同図において、３３０は図１０における周波数オフセット推定器によって推定されたオフセット周波数の入力端子、３３１はＮ個のアンテナ素子で受信された受信信号の入力端子、３３２〜３３４はビーム形成器（ＢＦＮ：Beam Forming Network）、３３５〜３３７は復調信号出力端子である。
【００６７】
この構成のマルチユーザ受信機では、ｉ番目のビーム形成器では、１〜ｉ−１番目までのユーザの信号をキャンセルし、その後に出力信号のＳＩＮＲ（Signal to Interference and Noise Ratio）が最大になるようアンテナの指向性を制御する。この時、信号を正確にキャンセルするために、推定された周波数オフセットに基づき各復調信号に位相回転を与えることで、その制御アルゴリズムに線形推定理論に基づくアルゴリズムを用いることができ、高い干渉抑圧特性を達成できる。実際の通信路では、各ユーザごとに周波数オフセットが異なるため、図１４に示す構成を用いて干渉キャンセルを行うことで、現実の通信路でも高い通信品質を達成することが可能になる。
【００６８】
図１５に、図１４のマルチユーザ受信機１９１におけるｊ番目のビーム形成器ＢＮＦ（j）の構成例を示す。同図において、３４１〜３４４は各アンテナ素子からの信号入力端子、３４５〜３５１，３６０，３６２，３６７〜３６９は乗算器、３５２は加算器、３５３は減算器、３５４は判定器、３５５はスイッチ回路、３５６はトレーニング信号と呼ばれる既知信号入力端子、３５７は復調信号出力端子、３５８は適応制御部（Adaptive Weight Control）、３７１〜３７３はｊ−１番目のＢＦＮ（ｊ−１）が復調した信号の入力端子、３６４は推定された周波数オフセットの入力端子、３６１は遅延素子、３６３は積分器、３６５は複素共役（・）* を表している。
【００６９】
適応制御部３５８では、復調信号出力端子３５７からの出力信号を所望信号、減算器３５３の出力信号を誤差信号、乗算器３６７〜３６９の出力および入力端子３４１〜３４４よりの信号を入力信号とする線形推定アルゴリズム、例えばＬＭＳやＲＬＳアルゴリズムを用いて乗算器３４５〜３５１の係数を適応的に推定する。
【００７０】
図１６に従来技術であるＲＬＳ適応位相制御法による周波数オフセット推定誤差特性を示す。推定誤差の二乗平均を縦軸にし、横軸は受信シンボル数を表している。同図では、ＡＷＧＮチャネルと２パスモデル（ＩＳＩ）、１波同一チャネル干渉（ＣＣＩ）、１波同一チャネル干渉に加えて各チャネルが２パスモデルである場合（ＣＣＩ＋ＩＳＩ）の特性を示す。同図では、ＣＮＲ＝０ｄＢ、周波数オフセット△fT＝１０-3の条件で特性を取得した。ただし、Ｔはシンボル周期を表している。この特性から分かるように、ＲＬＳ適応位相制御法では、ＡＷＧＮチャネルにおいては高精度な推定が可能であるが、干渉が入った途端に劣化が始まり、ＣＣＩ＋ＩＳＩ伝送路では１０-2程度の推定精度しか得られていない。
【００７１】
図１７に本発明の特性例を示す。条件は図１６に示した従来例の特性取得の場合と同様にした。１４０シンボルのトレーニング信号だけを用いて特性を評価した。周波数オフセットΔfT＝１０-3の場合、１４０シンボルのトレーニング信号区間では位相が２π回転しないために若干の推定誤差が見られるが、推定誤差は３×１０-4までに追い込む優れた特性であることが分かる。
【００７２】
【発明の効果】
本発明によれば、厳しい同一チャネル干渉・符号間干渉環境下において高精度に周波数オフセット推定が可能になる。この高精度な周波数オフセット情報を用いることで、移動通信システムにおける基地局の受信機の通信品質を高めるだけでなく、強力な干渉補償機能をもつアダプティブアレーやマルチユーザ受信機等を現実の通信に適用できるようにする。
【００７３】
すなわち、線形推定理論に基づくチャネル推定を必須とするマルチユーザ受信機を実際の通信に用いるには、劣悪な環境条件においても、各ユーザごとに異なる周波数オフセットを高精度に推定する周波数オフセット推定器が必須であったが、本発明はこの問題を解決することで、周波数利用効率の大幅な増大を可能とするマルチユーザ受信機を商用システムに導入することを可能にし、周波数利用効率の向上に資することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の周波数オフセット推定器のブロック図。
【図２】上記の実施の形態における遅延回路のブロック図。
【図３】本発明の第２の実施の形態の周波数オフセット推定器のブロック図。
【図４】上記の実施の形態における固有ベクトルの周波数推定部のブロック図。
【図５】本発明の第３の実施の形態の周波数オフセット推定器のブロック図。
【図６】本発明の第４の実施の形態の受信設備のブロック図。
【図７】本発明の第５の実施の形態の受信設備のブロック図。
【図８】上記の第４及び第５の実施の形態における受信機のブロック図。
【図９】上記の受信機におけるマッチドフィルタのブロック図。
【図１０】本発明の第６の実施の形態の受信設備のブロック図。
【図１１】上記の第６の実施の形態におけるマルチユーザ受信機のブロック図。
【図１２】上記のマルチユーザ受信機におけるレプリカ生成器のブロック図。
【図１３】上記のマルチユーザ受信機における最尤推定回路（ＭＬＥ）のブロック図。
【図１４】上記の第６の実施の形態におけるマルチユーザ受信機の他の構成例を示すブロック図。
【図１５】上記のマルチユーザ受信機におけるｊ番目のビーム形成器ＢＦＮ（ｊ）のブロック図。
【図１６】従来例の特性を示すグラフ。
【図１７】本発明の特性を示すグラフ。
【図１８】従来のコスタス型搬送波再生器のブロック図。
【図１９】従来の直交検波器のブロック図。
【図２０】従来の逆変換型搬送波再生器のブロック図。
【図２１】従来の周波数オフセット補償機能つき遅延検波器のブロック図。
【図２２】従来のＲＬＳ位相制御回路のブロック図。
【図２３】従来のＤＦＴを適用した周波数オフセット推定器のブロック図。
【符号の説明】
１０２  パイロット信号記憶素子
１０３  遅延回路
１０４  固有値分解部
１０５  相関行列演算部
１１４  パイロット信号記憶素子
１１３  遅延回路
１１５  相関行列演算部
１１６  固有値分解部
１１７  固有ベクトルの周波数推定部
１２３  パイロット信号記憶素子
１２４  遅延回路
１２５  相関行列演算部
１２６  固有値分解部
１２７  固有ベクトルの周波数推定部
１２８  ＤＦＴ
１３０  最大値検出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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