(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を入力し、可変電圧・可変周波数の交流に変換するインバータと、前記インバータから給電される永久磁石式同期モータと、前記モータの速度指令を発生する速度指令装置と、前記速度指令に前記モータの速度が追従するようにトルク指令を発生する速度制御装置と、前記トルク指令に基づいて前記モータの磁界と直角方向の電流成分（ｑ軸電流成分）の指令を発生するｑ軸電流指令装置と、前記モータの磁界と同方向の電流成分（ｄ軸電流成分）の指令を発生するｄ軸電流指令装置と、前記ｑ軸電流成分及びｄ軸電流成分の各指令値に応じた電流が前記モータに流れるように前記インバータを制御する装置を備えた永久磁石式同期モータの制御装置において、
前記ｄ軸電流指令装置おける前記ｄ軸電流成分の指令値を、前記モータの力行運転状態と回生運転状態とに応じて切替え、前記モータが回生運転状態のとき、前記インバータの直流電圧の上昇を所定値内に抑制するために、前記モータから発生する回生電力を前記モータの内部で消費するように、前記モータの回生電力に応じて前記ｄ軸電流成分の指令値を発生することを特徴とする永久磁石式同期モータの制御装置。
【請求項２】
請求項１において、前記トルク指令と前記モータの回転速度から演算したモータの出力電力に基づいて、前記力行運転状態及び前記回生運転状態を判別することを特徴とする永久磁石式同期モータの制御装置。
【請求項３】
請求項１において、前記ｄ軸電流成分の指令値は、前記トルク指令と前記モータの回転速度から演算したモータの回生電力と、前記ｑ軸電流成分の指令値に基づいて演算することを特徴とする永久磁石式同期モータの制御装置。
【請求項４】
請求項１において、前記モータが力行運転状態のとき、前記ｄ軸電流指令装置における前記モータのｄ軸電流成分の指令値を前記モータが発生する損失を最小化する値とすることを特徴とする永久磁石式同期モータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、小型強力な永久磁石を界磁に利用した永久磁石式同期モータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
小型強力な永久磁石を界磁に利用した同期モータは、小型化が可能であり、また、モータを含む駆動装置が小型化でき、効率が向上するメリットがある。
このようなモータの制御装置としては、直流電圧を入力し可変電圧・可変周波数の交流に変換する電圧形のインバータが用いられ、さらに、インバータに入力する直流電圧を供給する装置には、回路構成が簡単かつ経済的であるという理由からダイオードと平滑コンデンサを用いたコンデンサインプット形のコンバータがよく用いられる。このような構成の電圧形のインバータにより同期モータを駆動する場合、モータをある程度の期間で減速する用途では、モータからの回生電力によりインバータ入力側の平滑コンデンサが充電され、直流電圧が上昇し、インバータのスイッチング素子等が破壊する恐れがあるため、モータからの回生電力を処理し、平滑コンデンサが充電されないようにする必要がある。この技術は、上山著「ニュードライブエレクトロニクス」（電機書院，１９８４年２月改定第１版発行）８７〜８８頁に記載されている。その主な技術としては、インバータ側と全く同様なスイッチング素子のチョッパブリッジによりコンバータを構成し、これを交流リアクトルを介して交流電源に接続し、交流電源と直流電源間の電力を制御するものと、抵抗とスイッチング素子を平滑コンデンサと並列に構成し、チョッパ動作により回生電力を抵抗に消費させるものである。
このように、上記技術では、回生電力を処理するための回路を新たに設ける必要がある。この回生電力処理回路を不要にする技術として、平滑コンデンサの直流電圧の値が一定値以上になったら、モータに印加する電圧の位相を一定角度だけ遅らせる技術がある。この技術は、例えば特開昭６３-３５１９０号公報に記載されている。
しかし、上記の電圧位相を一定角度だけ遅らせる技術では、モータのトルク管理の概念がなく、モータの誘起電圧と電流との力率のみに着目して回生電力を低減するため、制動時に所望の制動トルクを得ることができない問題がある。特に、エレベータのように、乗り心地が優先される用途では、乗り心地を考慮して作成した速度指令パターンに追従するように、巻上機用モータのトルクを力行や回生運転状態に関わらず、高精度に管理する必要がある。上記技術では、回生時のトルクを高精度に制御できず、そのため、回生電力を処理するための回路を設ける以外に方法がなかった。この結果、永久磁石式同期モータの高精度なトルク制御が必要な用途では、回生電力処理回路が必要となり、駆動装置の小型化を妨げる要因の一つになっていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、上記事情に鑑み、モータのトルクを力行や回生などの運転状態に関わらず、精度よく管理した上で、モータからの回生電力をモータ内部で消費させることにより、回生電力処理の回路を不要もしくは回路容量を削減し、制御システム全体を小型かつ経済的に構築するに好適な永久磁石式同期モータの制御装置を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、永久磁石式同期モータの制御装置において、ｄ軸電流指令装置おけるｄ軸電流成分の指令値を、モータの力行運転状態と回生運転状態とに応じて切替え、モータが回生運転状態のとき、インバータの直流電圧の上昇を所定値内に抑制するために、モータから発生する回生電力をモータの内部で消費するように、モータの回生電力に応じてｄ軸電流成分の指令値を発生する。
ここで、トルク指令とモータの回転速度から演算したモータの出力電力に基づいて、力行運転状態及び回生運転状態を判別する。
ここで、ｄ軸電流成分の指令値は、トルク指令とモータの回転速度から演算したモータの回生電力と、ｑ軸電流成分の指令値に基づいて演算する。
ここで、モータが力行運転状態のとき、ｄ軸電流指令装置におけるモータのｄ軸電流成分の指令値をモータが発生する損失を最小化する値とする。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。
図１は、本発明の一実施形態による永久磁石式同期モータの制御装置を示す。図１において、交流電源５１の交流電圧はダイオードにより構成したコンバータ５２によって直流に変換され、この直流電圧は平滑コンデンサ５３によって平滑され、更にインバータ５４によって可変電圧・可変周波数の交流に変換される。インバータ５４の出力は永久磁石式同期モータ５６に供給され、これにより同期モータ５６を可変速駆動する。永久磁石式同期モータ５６の回転軸は負荷５９に接続され、さらに、位置検出器５７、速度検出器５８に接続される。位置検出器５７は、レゾルバやエンコーダなどが用いられ、同期モータ５６の電機子と永久磁石界磁の相対的位置、すなわち、回転角を検出する。速度検出器５８は、エンコーダなどが用いられ、同期モータ５６の回転速度を検出する。なお、図示の例では、位置検出器５７、速度検出器５８を機能に分け、別記したが、実際にはレゾルバやエンコーダなど同一の機器により構成してもよい。
【０００６】
今、速度指令装置６１から速度指令ω*が出力されると、速度検出器５８の出力信号ωとの偏差Δωが速度制御装置６２に入力される。速度制御装置６２は、この偏差に応じて働き、その出力信号は同期モータ５６のトルク指令信号Ｔ*になる。速度制御装置６２の出力信号Ｔ*は、ｑ軸電流指令装置６３に入力され、ｑ軸電流指令装置６３ではトルク指令信号Ｔ*に応じたｑ軸電流指令Ｉｑ*が演算される。ｑ軸電流指令Ｉｑ*は、同期モータ５６の電機子電流ベクトルの磁界方向と直交する成分の指令であり、電流制御装置６５に入力される。一方、ｄ軸電流指令装置６４は、後述するような方法により、ｄ軸電流指令Ｉｄ*を演算する。ｄ軸電流指令Ｉｄ*は同期モータ５６の電機子電流ベクトルの磁界と同方向成分の指令であり、その指令信号の主たる目的は、同期モータ５６のトルクだけでなく、運転状態に応じて同期モータ５６の損失の最小化や平滑コンデンサの直流電圧の上昇を抑制することにある。このｄ軸電流指令信号Ｉｄ*も電流制御装置６５に入力される。電流制御装置６５は、位置検出器５７からの信号θをもとに、電流検出器５５によって検出した実際の電流ｉが指令通りに流れるように制御する。その出力はｄ軸及びｑ軸の直流電圧指令Ｖｄ*，Ｖｑ*になる。電流制御装置６５の出力信号Ｖｄ*，Ｖｑ*はＰＷＭパルス発生装置６６に入力され、ＰＷＭパルス発生装置６６では位相検出器５７からの信号θと直流の電圧指令信号Ｖｄ*，Ｖｑ*とをもとに、インバータ５４を駆動するＰＷＭパルス信号をインバータ５４に出力する。インバータ５４ではＰＷＭパルス発生装置６６からのＰＷＭパルス信号により、ＰＷＭ制御が実行され、インバータ５４の出力電圧、出力周波数が制御される。
このようにして、同期モータ５６に流れる電流が制御され、結果として、力行運転時にはモータの損失を最小化できるとともに、回生運転時には平滑コンデンサ５３の直流電圧を抑制することができる。
【０００７】
図２は、図１の制御の原理を示す電流、電圧のベクトル図である。図２において、    Ｉａ：電機子電流、        Ｉｄ，Ｉｑ：Ｉａのｄ，ｑ軸成分
Ｅａ：無負荷誘起電圧、    Ｖａ：端子電圧
Ｒａ：電機子抵抗、        ｘｄ，ｘｑ：ｄ，ｑ軸のリアクタンス（ｘｄ＝ｘａｄ＋ｘｌ，ｘｑ＝ｘａｑ＋ｘｌで、ｘａｄ，ｘａｑ，ｘｌは、ｄ，ｑ軸電機子反作用リアクタンス及び漏れリアクタンスである。）
φ：力率角、      γ：電流位相角、      δ：負荷角
である。
【０００８】
図２より、力行時においてインバータ５４から同期モータ５６へ出力される電力Ｐｉｎｖは、数式（１）となる。
0003787803.tif 000002
同期モータ５６が円筒機の場合、ｘｄ＝ｘｑであるから、数式（１）は、
Ｐｉｎｖ＝３・Ｅａ・Ｉｑ＋３・（Ｒａ・Ｉｑ2＋Ｒａ・Ｉｄ2）…（１’）
と書き直せる。数式（１’）の右辺第１項が同期モータの出力Ｐｍｏｔとしてモータ軸に伝達され、残る右辺第２項がモータの内部損失Ｐｌｏｓｓとなる。
従って、数式（１’）は、
Ｐｉｎｖ＝Ｐｍｏｔ＋Ｐｌｏｓｓ                          …（２）
Ｐｍｏｔ：モータ軸出力，Ｐｍｏｔ＝３・Ｅａ・Ｉｑ
Ｐｌｏｓｓ：モータ内部損失，
Ｐｌｏｓｓ＝３・（Ｒａ・Ｉｑ2＋Ｒａ・Ｉｄ2）
で表せる。
モータが回生運転状態では、モータは発電機として働くため（インバータからモータへ向う電力を正極性に定めたため、回生時のＰｍｏｔは負極性になる。）、数式（２）は、
Ｐｉｎｖ＝−Ｐｍｏｔ＋Ｐｌｏｓｓ                        …（２’）
となる。数式（２’）の回生時において、モータ軸からの発電電力（｜−Ｐｍｏｔ｜）がモータの内部損失（｜Ｐｌｏｓｓ｜）より大きくなると、インバータ出力電力Ｐｉｎｖの極性は負極性を示し、モータからインバータに電力が流入する。この流入した電力がインバータ入力の平滑コンデンサを充電し、直流電圧を上昇させる。
一方、モータのトルクＴは、
0003787803.tif 000003
と表わされる。ここで、
ω：モータ軸の回転角速度，ω＝ω１／（ｐ／２）
ω１：電気回転角周波数，ｐ：モータの極数
Φａ：磁束
Ｌｄ，Ｌｑ：ｄ，ｑ軸のインダクタンス
であり、
Ｅａ＝ω１・Φａ                          …（４）
ｘｄ＝ω１・Ｌｄ，ｘｑ＝ω１・Ｌｑ        …（５）
である。このとき、同期モータ５６が円筒機の場合、Ｌｄ＝Ｌｑであるから、トルクＴは、
Ｔ＝３・ｐ／２・Φａ・Ｉｑ                …（６）
のように表わされる。
この結果、トルクＴは、電流のｑ軸成分Ｉｑのみに比例する。従って、力行や回生などの運転状態に関わらず、電流のｑ軸成分Ｉｑを必要なトルクに応じて制御すれば、精度の良いトルク制御が行われることが分かる。
このように、電流のｄ軸成分Ｉｄは、トルクの発生に寄与しないため、トルク制御系において独立変数として扱える。これを利用して、力行運転状態では、ｄ軸成分Ｉｄを零に設定して制御することにより、数式（２）のモータの内部損失Ｐｌｏｓｓを最小化でき、インバータの出力電力Ｐｉｎｖをモータ軸出力Ｐｍｏｔへ有効に変えることができる。
【０００９】
他方、回生運転状態では、ｄ軸成分Ｉｄの制御目的をカ行時とは違う目的にする。その目的とは、モータからインバータに流入される電力をモータの内部損失で調整し、インバータ入力段の平滑コンデンサの直流電圧の上昇を抑制することである。この目的を達成する原理について次に述べる。
回生時におけるインバータの出力電力Ｐｉｎｖの式を数式（２’）で説明したように、モータ軸からの発電電力Ｐｍｏｔがモータの内部損失Ｐｌｏｓｓより大きくなると、インバータ出力電力Ｐｉｎｖが負極性となり、モータからインバータに電流が流入し、インバータ入力段の直流電圧が上昇する。ここで、モータ軸からの発電電力Ｐｍｏｔは、トルク制御上で一意に決まるため、調整することはできないが、モータの内部損失Ｐｌｏｓｓは、ｄ軸成分Ｉｄの項を含むため、調節することができる。従って、ｄ軸成分電流を適当な値に制御すれば、モータの内部損失Ｐｌｏｓｓを調整でき、その結果、インバータの出力電力Ｐｉｎｖを調整できることが分かる。
インバータ入力段の直流電圧の上昇を抑制するためには、平滑コンデンサ５３への充電電力、すなわち、インバータ出力電力Ｐｉｎｖを零にすればよい。以上のことから、数式（２’）において、Ｐｉｎｖ＝０を代入して得られる条件、Ｐｍｏｔ＝Ｐｌｏｓｓに基づいて、ｄ軸電流成分の値を決定し、これがモータに流れるように制御すれば、前記目的は達成できることが分かる。
このように、回生運転状態では、モータ軸からの発電電力をｄ軸電流成分によって調整されたモータの内部損失で相殺するため、インバータ入力段の直流電圧の上昇を抑制できる。
【００１０】
図３は、上記の原理を応用したｄ軸電流指令装置６４の構成例である。図３では円筒機の場合（Ｌｄ＝Ｌｑ）であり、ｑ軸電流指令信号Ｉｑ*はｑ軸電流指令装置６３で速度制御装置６２からのトルク指令Ｔ*を数式（６）の原理により変換したものである。
ｄ軸電流指令装置６４は、モータ出力電力演算器６４１、判定器６４２、ｄ軸電流演算器６４３、切替器６４４からなる。モータ出力電力演算器６４１は、速度制御装置６２からのトルク指令Ｔ*と速度検出器５８からの回転速度ωから、数式（７）により、モータの出力電力Ｐｍｏｔを演算する。
Ｐｍｏｔ＝ω・Ｔ*                        …（７）
判定器６４２は、モータ出力電力演算器６４１で演算したモータ出力電力Ｐｍｏｔの極性を判定し、切替器６４４に指令切替信号を出力する。ｄ軸電流演算器６４３では、ｑ軸電流指令装置６３からのｑ軸電流指令Ｉｑ*とモータ出力電力演算器６４１からのモータ出力電力Ｐｍｏｔから、数式（８）に基づいて演算を行い、ｄ軸電流Ｉｄｒｅｆを演算する。
｜Ｐｍｏｔ｜＝Ｐｌｏｓｓ
｜Ｐｍｏｔ｜＝３・（Ｒａ・Ｉｑ2＋Ｒａ・Ｉｄ2）
Ｉｄｒｅｆ＝√｛（｜Ｐｍｏｔ／３｜−Ｒａ・Ｉｑ2）／Ｒａ｝…（８）
切替器６４４は、判定器６４２からの指令切替信号に応じてｄ軸電流指令Ｉｄ*に設定する電流値を切替える。すなわち、Ｐｍｏｔ≧０（モータ力行運転状態）ならば、Ｉｄ*＝０、Ｐｍｏｔ＜０ならば、Ｉｄ*＝Ｉｄｒｅｆ（モータ回生運転状態）とする。
このように、ｄ軸電流指令Ｉｄ*を制御することにより、モータ軸からの発電電力を内部損失で相殺できるため、インバータ入力側の直流電圧の上昇を抑制することができる。
【００１１】
こうして得られた電流指令Ｉｑ*、Ｉｄ*は電流指令装置６５に入力される。図４は、電流制御装置６５の具体的な構成例を示す。本例の基本構成は周知であり、例えば、電気学会論文誌Ｄ，１１７巻，５号（１９９７年７月），５８９頁，図５に記載されている。図４の構成は、図２のベクトル図からｄ，ｑ軸の電圧成分を演算し、さらにｄ，ｑ軸の電流の指令と実際値との偏差に応じて働くＡＣＲ−ｄ，ｑを備えている。Ｉｄ／Ｉｑ演算器６５１は位置検出器５７からの界磁磁極位置（電気的回転角）θに応じた正弦または余弦信号を基準に、電流検出器５５からの３相の瞬時電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを用いて各電流の成分Ｉｄ，Ｉｑを演算する。電流制御装置６５の出力はｄ，ｑ軸の電圧指令信号Ｖｄ*，Ｖｑ*であり、ＰＷＭパルス発生装置６６では、このＩｄ／Ｉｑ演算６５１の逆演算を行ってＰＷＭパルス作成に用いる正弦波状の変調波信号を作成する。この演算は周知なので、省略する。
【００１２】
図５は、このような制御の有無による特性を示す図である。（ａ）は本発明の制御を行ったときの特性例、（ｂ）は本発明の制御を行わず、ｄ軸分の電流は零とし、ｑ軸分の電流制御のみをトルクに応じて行う場合の特性例を示す。（ａ）の例では、トルクＴが正で力行運転状態、負で回生運転状態にあり、モータが回生運転状態になる速度ωの減速点から、ｄ軸電流Ｉｄをモータ軸からの発電電力に応じたモータ内部損失を発生させるために必要な値だけ、負の方向に増加させる。また、ｑ軸電流は数式（６）から分かるようにトルクに比例させる。ｄ軸電流をこのように制御すると、ｄ，ｑ軸電流成分のベクトル和である電機子電流Ｉａは増加するものの、インバータの直流電圧Ｖｄｃの上昇を抑制する。このため、回生電力消費用の回路を省くことができる。また、モータが回生運転状態になる上記減速付近以外では、ｄ軸電流Ｉｄが零に制御され、モータの損失を最小化する高効率運転が行われていることが分かる。
一方、（ｂ）のようにｄ軸分を常に零にすると、モータ軸からの発電電力からモータの内部損失を差し引いた分の電力が平滑コンデンサ５３に充電され続け、インバータの直流電圧Ｖｄｃは上昇する。このような現象を防ぐために、抵抗とスイッチング素子を平滑コンデンサと並列に構成する回生電力消費用回路が必要になり、その結果、制御システムの小型化が妨げられてしまう。
以上のように、本実施形態によれば、抵抗とスイッチング素子等で構成される回生電力消費用の回路を用いることなく、回生電力による直流電圧の増加を抑制することができるので、小型かつ経済的なシステムを構築することができる。
【００１３】
図６は、図３に示したｄ軸電流指令装置６４の他の構成例を示す。図６において図３と同一番号は同一のものを示す。図６の構成例は、インバータの直流電圧の指令値とその検出値にしたがってｄ軸電流指令信号Ｉｄ*を出力する点に特徴がある。
直流電圧検出器６７は、インバータ入力段の平滑コンデンサ５３の電圧Ｖｄｃを検出する。直流電圧上限設定器６４５は、平滑コンデンサ５３の直流電圧の上限値Ｖｌｉｍを設定する。ｄ軸電流調節器６４６は、直流電圧上限設定器６４５と直流電圧検出器６７との出力信号に応じて働く。ｄ軸電流調節器６４６の出力はｄ軸電流指令信号Ｉｄ*となる。
ｄ軸電流調節器６４６は、直流電圧上限設定器６４５からの指令信号Ｖｌｉｍと直流電圧検出器６７からの直流電圧信号Ｖｄｃとの偏差に応じてｄ軸電流指令信号Ｉｄ*を出力するようにフィードバック系を構成する。また、平滑コンデンサ５３の直流電圧が所定値を越えようとするときのみ（ＶｌｉｍとＶｄｃの偏差が負）、このフィードバック系は動作を行う。
このように構成すると、図３の構成例に比較して、直流電圧検出器６７を新たに必要とするものの、ｄ軸電流指令信号Ｉｄ*の作成にモータ定数が不必要になるため、モータ定数の誤差の影響を受けずに、安定した制御が可能となる利点がある。
【００１４】
図７は、本発明をエレベータに応用した実施形態を示す。図７において図１と同一番号は同一のものを示す。同期モータ５６の軸端にシーブ２を接続し、シーブ２に巻付けられたロープ４を介して乗りかご１とカウンタウエイト３が接続される。同期モータ５６、すなわちシーブ２の回転にしたがって乗りかご１は昇降する。本発明による制御装置は、エレベータのように加減速を必ず行う図５のような負荷特性をもつ駆動系に適用すると、その効果が顕著である。
【００１５】
以上の説明において、抵抗とスイッチング素子等で構成される回生電力消費用の回路と、本発明による制御装置とを併用した場合の例については、図示しなかったが、併用した場合についても、本発明による制御装置により回生電力消費用の回路の部品（抵抗やスイッチング素子）の定格容量を低減することができるので、回路部品を小型化できることは明らかであり、その結果、制御システム全体を小型かつ経済的に構築することができる。
【００１６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、永久磁石式同期モータからの発電電力がインバータの直流電圧側に回生しないように、モータの磁界と同方向の電流成分（ｄ軸電流成分）を制御するため、抵抗とスイッチング素子等で構成される回生電力消費用の回路を用いることなく、回生電力による直流電圧の増加を抑制することができる。この結果、制御システム全体を小型かつ経済的に構築することができる。
また、永久磁石式同期モータの運転状態が回生になる領域において、モータから発生する回生電力がモータの内部で消費するように、モータの磁界と同方向の電流成分（ｄ軸電流成分）をモータの発電電力に応じて発生させることによって、または、インバータに入力する直流電圧に応じて発生させることによって、インバータの入力側の直流電圧の上昇を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態による永久磁石同期モータの制御装置
【図２】制御原理を説明するためのベクトル図
【図３】本発明のｄ軸電流指令装置の構成例
【図４】電流制御装置の構成例
【図５】本発明による特性を示す図
【図６】本発明の他のｄ軸電流指令装置の構成例
【図７】本発明の応用例
【符号の説明】
１…乗りかご，２…シーブ，３…カウンタウエイト，４…ロープ，５１…交流電源，５２…コンバータ，５３…平滑コンデンサ，５４…インバータ，５５…電流検出器，５６…同期モータ，５７…位置検出器，５８…速度検出器，５９…負荷，６１…速度指令装置，６２…速度制御装置，６３…ｑ軸電流指令装置，６４…ｄ軸電流指令装置，６５…電流制御装置，６６…ＰＷＭパルス発生装置，６４１…モータ出力電力演算器，６４２…判定器，６４３…ｄ軸電流演算器，６４４…切替器，６４５…直流電圧上限設定器，６４６…ｄ軸電流調整器，６５１…Ｉｄ／Ｉｑ演算器
【図１】
0003787803.tif 000004
【図２】
0003787803.tif 000005
【図３】
0003787803.tif 000006
【図４】
0003787803.tif 000007
【図５】
0003787803.tif 000008
【図６】
0003787803.tif 000009
【図７】
0003787803.tif 000010