(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信したセグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数多重分割）信号からサンプリング誤差を検出する装置であって、
ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメント配置に依存することなく、挿入されるキャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、
a)受信したＯＦＤＭ信号のうち、Ｎ番目のシンボルのｋ番目のキャリアに挿入された制御信号と、Ｎ＋ｍ番目のシンボルのｋ番目のキャリアに挿入された制御信号について、一方の信号と他方の信号の複素共役の値とを乗算する第１演算手段と、
b)受信したＯＦＤＭ信号のうち、Ｎ番目のシンボルのｋ＋ｄ番目のキャリアに挿入された制御信号と、Ｎ＋ｍ番目のシンボルのｋ＋ｄ番目のキャリアに挿入された制御信号について、一方の信号と他方の信号の複素共役の値とを乗算する第２演算手段と、
c)前記第１演算手段の出力信号と前記第２演算手段の出力信号について、一方の信号と他方の信号の複素共役の値とを乗算することにより、いずれも、周波数誤差成分およびサンプリング誤差成分を含む前記第１演算手段および前記第２演算手段の出力信号から、周波数誤差成分を除去する第３演算手段と、
を備え、
前記制御信号は、
前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＡＣ１信号と、
前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＴＭＣＣ信号と、
を含み、
前記ＡＣ１信号および前記ＴＭＣＣ信号とは、振幅が定数で、ランダムに正負の符号をとる信号であり、このランダム性に起因して、前記第３演算手段による出力信号の位相成分Ψには、＋πまたは−πがランダムに付加されるものであり、さらに、
d)前記第３演算手段の出力信号から位相成分Ψを取得する第４演算手段と、
e)前記第４演算手段から出力された位相成分Ψに対して、ψ＝Ψ−π×ｒｏｕｎｄ（Ψ／π）なる演算（ただし、ｒｏｕｎｄは小数点以下について四捨五入演算を意味する）を行い位相ψを出力する第５演算手段と、
を備え、
ランダムなπ成分が付加されている位相成分Ψから、ランダムなπ成分を除去した位相ψを取得することにより、ランダム成分の除去されたサンプリング誤差成分を検出することを特徴とするＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置。
【請求項２】
請求項１に記載のＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置において、
前記第４演算手段から出力された位相ψの符号を取得することにより、ＯＦＤＭ用受信装置におけるサンプリング間隔を正負いずれの方向に補正するかを判定する手段、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置において、
前記ｍは１であり、連続するシンボルにおける前記制御信号を利用することにより、サンプリング誤差成分を抽出することを特徴とするＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置において、
複数の異なるキャリアに挿入された複数の制御信号に対して、並行的に演算処理を実行するための複数の前記第１演算手段と複数の前記第２演算手段と、
複数の前記第１演算手段と前記第２演算手段とから出力される複数の出力信号に対して並行的に演算処理を行うための複数の前記第３演算手段と、
複数の前記第３演算手段から出力された信号に対して並行的に演算処理を行い位相成分を抽出する複数の前記第４演算手段と、
複数の第４演算手段から出力された位相成分に対して並行的に演算処理を行いランダム成分を除去する複数の前記第５演算手段と、
複数の前記第５演算手段の出力結果を平均化することにより平均化されたサンプリング誤差成分を出力する第６演算手段と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置。
【請求項５】
セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数多重分割）伝送における受信装置であって、
請求項２に記載のＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置における判定結果に基づいて、サンプリング間隔を正負いずれかの方向に補正する補正手段、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ用受信装置。
【請求項６】
請求項５に記載のＯＦＤＭ用受信装置において、
順次受信するＯＦＤＭシンボル信号に対して前記補正手段による補正処理を繰り返し実行することにより、サンプリング誤差を収束させることを特徴とするＯＦＤＭ用受信装置。
【請求項７】
受信したセグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数多重分割）信号からサンプリング誤差を検出する方法であって、
ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメント配置に依存することなく、挿入されるキャリア位置が固定している制御信号を含むものであって、前記制御信号は、振幅が定数で、ランダムに正負の符号をとる信号であり、
a)受信したＯＦＤＭ信号のうち、Ｎ番目のシンボルのｋ番目のキャリアに挿入された制御信号と、Ｎ＋ｍ番目のシンボルのｋ番目のキャリアに挿入された制御信号について、一方の信号と他方の信号の複素共役の値とを乗算するとともに、Ｎ番目のシンボルのｋ＋ｄ番目のキャリアに挿入された制御信号と、Ｎ＋ｍ番目のシンボルのｋ＋ｄ番目のキャリアに挿入された制御信号について、一方の信号と他方の信号の複素共役の値とを乗算する第１の工程と、
b)前記第１の工程の２つの乗算結果の出力信号について、一方の出力信号と他方の出力信号の複素共役の値とを乗算することにより、周波数誤差成分が除去された信号を出力する第２の工程と、
c)前記第２の工程の出力信号から位相成分Ψを取得する第３の工程と、
d)前記第３の工程の出力信号には、前記制御信号のランダム性に起因して、＋πまたは−πがランダムに付加されるものであり、前記第３の工程から出力された位相成分Ψに対して、ψ＝Ψ−π×ｒｏｕｎｄ（Ψ／π）なる演算（ただし、ｒｏｕｎｄは小数点第１位について四捨五入演算）を行い位相ψを出力する第４の工程と、
を備え、
ランダムなπ成分が付加されている位相成分Ψから、ランダムなπ成分を除去した位相ψを取得することにより、ランダム成分の除去されたサンプリング誤差成分を検出することを特徴とするＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出方法。
【請求項８】
請求項７に記載のＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出方法において、
複数のキャリアに挿入された複数の前記制御信号に対して、前記第１ないし第５の工程を同時並行的に実行し、その結果、第５の工程から出力される複数のサンプリング誤差成分を平均化することを特徴とするＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ地上波デジタルテレビ放送受信機用ＬＳＩ開発における、日本規格に適したＡ／Ｄ誤差検出アルゴリズムに関する。
【０００２】
【発明の背景】
＜１．ＯＦＤＭ伝送の概略＞
地上波デジタル放送の送信方式として、或る帯域内に、互いに直交する数百〜数千の多数の搬送波（サブキャリア）を多重伝送するＯＦＤＭ方式が日本や欧州などで採用されている。「サブキャリアが互いに直交する」とは、任意のサブキャリアのスペクトラムのピーク点が常に他のサブキャリアのスペクトラムのゼロ点と一致している状態を意味する。このようなＯＦＤＭ方式は、周波数利用効率が非常に高く、移動受信時に生じるフェージング妨害に強いという利点をもつ。また、ＯＦＤＭ方式は、電波が高層ビルや山などの障害物で反射し、複数経路から遅延して受信機に到達するというマルチパス現象の影響を受けにくいという利点をもつ。
【０００３】
このようなＯＦＤＭ方式は、地上波デジタル放送のみならず、電話線や電力線を利用した有線通信、無線ＬＡＮ（Local Area Network）などの無線通信などで採用されつつある。例えば、ｘＤＳＬ（x Digital Subscriber Line）モデムではＤＭＴ（Discrete Multi-Tone）と称するＯＦＤＭ方式が採用されており、無線ＬＡＮではＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格にＯＦＤＭ方式が定められている。
【０００４】
図６に示すように、ＯＦＤＭ方式で変調されたシンボル信号は、データや制御信号などを含む有効シンボルと、マルチパスの影響を低減させる目的のガードインターバルとから構成されている。ガードインターバルは各シンボル信号の先頭部分に設定されており、有効シンボルの末尾部分のコピーである。マルチパスによる反射波の遅延時間がガードインターバル期間Ｔg以内であれば、シンボル間干渉（ＩＳＩ）の影響の無い完全な１シンボル分のデータを取り出すことができる。尚、通常、ガードインターバル期間Ｔgは、有効シンボル期間Ｔuの１／４，１／８，１／１６，１／３２の何れかに設定される。
【０００５】
また、図７に示すように、日本の規格では、６ＭＨｚ〜８ＭＨｚの帯域幅をもつシンボル信号のスペクトラムを複数の階層Ｌ1，Ｌ2，Ｌ3に分割して伝送するという、所謂「階層伝送」が可能である。各階層は、更に、同期変調用もしくは差動変調用の単数または複数のセグメントＳ1，Ｓ2，…，Ｓ13から構成されている。また、階層単位またはセグメント単位で、ＱＰＳＫやＤＱＰＳＫ、多値ＱＡＭなどの変調方式、もしくは誤り訂正符号化の符号化率を個別に指定できる。
【０００６】
＜２．Ａ／Ｄ誤差＞
このような特徴をもつＯＦＤＭ伝送において、ＯＦＤＭ伝送の送信データは、送信装置側でＩＤＦＴ（逆フーリエ変換）されることによりＯＦＤＭシンボルとなる。そして、このＯＦＤＭシンボルをＤ／Ａ変換することによりアナログのＯＦＤＭシンボルが受信装置側に伝送されるのである。そして、このＤ／Ａ変換の際のサンプリング周波数（このサンプリング周波数は前述したＩＤＦＴのサンプリング速度に等しい）と受信側のＡ／Ｄ変換の際のサンプリング周波数が一致しない（以下、このような不一致をサンプリング誤差もしくはＡ／Ｄ誤差と呼ぶ）と受信障害が発生することとなる。Ａ／Ｄ誤差は１０-4のオーダーだが、シンボル方向とキャリア方向とともに累積するので、信号に与える影響が大きく、次のような障害が生じることとなる。
【０００７】
＜３．ＩＣＩ(Inter-Channel Interference)の発生＞
送信データＸk(ｋ＝０，１，・・・Ｎ−１)がＩＤＦＴ（逆フーリエ変換）により変調されるとＯＦＤＭシンボルになる。このＯＦＤＭシンボルを数１式に示す。
【０００８】
【数１】
0003793463.tif 000002
【０００９】
ここで、ｘ(ｎ)のサンプリング時間間隔（ＤＦＴサンプル速度）をＴとすると、数２式のように定義できる。
【００１０】
【数２】
0003793463.tif 000003
【００１１】
したがって、数１式で示されるＯＦＤＭシンボルはＤ／Ａ変換により、数３式に示すようなアナログのＯＦＤＭ信号となる。数３式中のｆkはサブキャリア周波数を意味する。
【００１２】
【数３】
0003793463.tif 000004
【００１３】
一方、受信側でＴ+ΔＴ（ΔＴはサンプリング誤差）でサンプリングし、ＤＦＴで信号を復元しようとすると、復元された受信信号は数４式で示される。
【００１４】
【数４】
0003793463.tif 000005
【００１５】
ただし、式中のδは数５式で表される。
【００１６】
【数５】
0003793463.tif 000006
【００１７】
δ＝０の時には、直交性により、数６式が成立する。つまり送信信号を完全復元することができる。
【００１８】
【数６】
0003793463.tif 000007
【００１９】
δ≠０の時には、直交性が崩れるため、ＩＣＩが生じ、送信信号を完全復元することができない、つまり、数７式のような関係となる。ここで、ＩＣＩは、直交性が崩れることによって発生するキャリア間の干渉である。
【００２０】
【数７】
0003793463.tif 000008
【００２１】
この場合、数４式を展開すると数８式のようになる。
【００２２】
【数８】
0003793463.tif 000009
【００２３】
式中右辺、第１項目は希望信号、第２項目はＩＣＩである。ここで、ΔＴ＜１０-6の場合ではＩＣＩの影響が無視できるが、サンプリング誤差がそれより大きい場合には、ＩＣＩの影響を無視することができない。これらの点については文献”OFDM for Wireless Multimedia Communications”(R.V.Nee & R.Prasad/Artech House Publishers, January2000)に記載されている。
【００２４】
＜４．ＦＦＴ窓ずれの発生＞
受信したアナログＯＦＤＭ信号ｘ（ｔ）に対しＴ+ΔＴでサンプリングすると、ＯＦＤＭ信号は数９式で表される。
【００２５】
【数９】
0003793463.tif 000010
【００２６】
ｎの増加（時間が経つ）につれて、オフセットΔＴｎがどんどん大きくなっていく。結局ＦＦＴの窓位置にずれが発生する。つまり、図８に示すように、Ｔ’＝Ｔ+ΔＴでサンプリングを行うと、ＦＦＴ窓位置が累積的にずれていくことになる。
【００２７】
例えばΔＴ=１０-4、ＦＦＴ長Ｎ=２０４８（モード１）の場合では、５シンボルごとに１ポイントのずれが出る。５００シンボル（１７５ｍｓｅｃ）が経ったら１００ポイントのずれが出て、ガードインターバル（１／１６）を越えることとなる。
【００２８】
このようにＡ／Ｄ誤差が発生している場合には、その累積によりＦＦＴ窓位置ずれはΔＴがどんなに小さい場合であっても発生するので、常にＡ／Ｄ誤差を検出し、同期させる必要がある。
【００２９】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ地上波デジタルテレビ放送受信機用ＬＳＩにおいて、従来から行われているＡ／Ｄ誤差検出方法には、ガードインターバルを利用した検出方法とパイロットデータを利用した検出方法とがある。
【００３０】
＜１．ガードインターバルを利用したＡ／Ｄ誤差検出方法＞
前節で述べたようにＡ／Ｄ誤差がＦＦＴ窓位置にずれを発生させる。したがって、窓位置のずれを検出することにより、Ａ／Ｄ誤差検出は可能と考えられる。
【００３１】
ガードインターバルは最初にシンボル同期用に使用される。シンボル同期とは信号をキャッチした時点から最初に出現するシンボルの先頭までのポイント数を検出することである。前述の如くガードインターバルはシンボル後部の一部信号と同じ信号であるから、その相関性を利用し、有効シンボルの始点を探し出すことができる。
【００３２】
キャッチした信号（Ａ／Ｄ変換される前の信号）を数１０式に示す。
【００３３】
【数１０】
0003793463.tif 000011
【００３４】
ここで、θは信号をキャッチした時点から最初に出現するシンボルの頭までの遅延時間である。この信号に対して間隔Ｔ＋Δ（Ｔは前述した送信側のＦＦＴサンプリング速度であり、ΔはＡ／Ｄ誤差である。）でサンプリングすると、数１１式で表される信号となる。
【００３５】
【数１１】
0003793463.tif 000012
【００３６】
数１１式中、θnは検出遅延（仮の遅延ポイント数）である。そして、相関法によりθnを検出する。ここでは、２シンボル長のデータを１ブロックとして利用しθnを検出する。つまり、キャッチポイントから２シンボル長のデータを取り出せば、その中には、必ず１個の完全なシンボルが含まれている。そして、ガードインターバルを利用した相関をとることにより、遅延θnを出力するのである。ここで、Δ＝０の場合、数１１式は、数１２式のように表される。
【００３７】
【数１２】
0003793463.tif 000013
【００３８】
つまり、検出遅延θnは時間インデックスｎに依存せず、どのブロックで検出した場合も検出遅延θnが同一である。しかし、Δ≠０の場合では、遅延は−Δｎ＋θnとなり、時間インデックスｎの関数である。相関器から出力される検出遅延θnは相関器に入力したデータブロックによって異なることとなる。
【００３９】
そして、Δ＞０なら、相関器の出力が時間の減少関数であり、順次出力される検出遅延θnの差分は“−”出力となる。逆に、Δ＜０の場合では、差分は“＋”出力となる。従って、相関器の出力状態を常に監視し、相関器の出力が“＋”か“−”かによって、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数をループ制御することが可能である。
【００４０】
＜２．パイロットＣＰからの検出方法＞
この方法は地上波デジタルテレビ放送のヨーロッパ規格に適用されている。ヨーロッパ規格ではパイロットデータの配置（サブキャリア位置）は固定であり、任意のシンボルにおいても、必ず決まっているサブキャリアからＣＰ(continuous pilot)データを抽出することができる。
【００４１】
Ａ／Ｄ誤差はパイロットデータの位相に含まれるため、パイロットデータの位相を検出することで、Ａ／Ｄ誤差を検出することが可能であると考えられる。ヨーロッパ規格のＡ／Ｄ誤差検出は下記の数１３式により行われている。なお、この技術に関しては、文献”Optimum Receiver Design for OFDM-Based Broadband Transmission?Part II:A Case Study”(M.Speth, S.Fethtel, G.Fock & H.Meyer/IEEE transaction on communication vol.49, No.4, April 2001)に記載されている。
【００４２】
【数１３】
0003793463.tif 000014
【００４３】
ここで、数１３式中、「ｐu,k」は受信したＣＰパイロットの信号値、「ｕ」はシンボル番号、「ｋ」はキャリア番号、「Δｆ」は周波数誤差、「δ」はＡ／Ｄ誤差、「ＧＩ」はガードインターバル長、「Ｎ」は有効シンボル長、「Ｐk」は振幅である。
【００４４】
数１３式は、ｕ番目およびｕ−１番目のシンボルのそれぞれｋ番目のキャリアに挿入されたパイロットデータを乗算（一方は複素共役）したものである。数式で示すようにこの乗算結果の位相には周波数誤差Δｆも含まれている。
【００４５】
Ａ／Ｄ誤差と周波数誤差を分離して、ともに検出できるようにするのは、ヨーロッパ規格のＣＰ配置の対称性を利用する。ヨーロッパ規格のキャリア番号ｋは−(Ｎ−1)／２，…，（Ｎ−１）／２となっている。またｋ∈[−（Ｎ−１）／２，０）とｋ∈(０,（Ｎ−１）／２]のそれぞれの区間に挿入されるパイロットの数は同数である。
【００４６】
従って、数１３式の位相部分に対するｋ個の和をとると、Ａ／Ｄ誤差の部分が消え、周波数誤差が得る。逆に、数１３式の位相に対し、ｋ∈[−（Ｎ−１）／２，０）部分の和とｋ∈（０，（Ｎ−１）／２]部分の和の差をとると、周波数誤差が消え、Ａ／Ｄ誤差が得られる。
【００４７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述した第１の方法−ガードインターバルを利用したＡ／Ｄ誤差検出方法には、いくつかの欠点がある。その１、検出時間が長い。Ａ／Ｄ誤差が小さいので、相関器はポイント単位で出力する必要があり、１ポイントの差が出るまでは数十シンボルに対する処理が必要となり、収束時間が長い。
【００４８】
その２、検出精度が悪い。ノイズやマルチパスなどの影響で、遅延θnが正しく検出できない場合がある。例えば、相関器の検出精度が±１ポイントとすると、１ポイントの誤差は数十シンボルのＡ／Ｄ誤差の累積結果であり、極微小なＡ／Ｄ誤差は直ちに検出できない。つまり、ガードインターバルによるＡ／Ｄ誤差検出法は高速なデジタル処理には向いていない。
【００４９】
また、上述した第２の方法−パイロットＣＰを利用したＡ／Ｄ誤差検出方法では検出精度は相対的に高く、２シンボルごとに誤差を検出したあと、すぐループをかけられるので、収束時間が短縮できる。
【００５０】
しかし、この方法はヨーロッパ規格のＯＦＤＭ方式でしか利用することができない。なぜならば、ヨーロッパ規格におけるＣＰのように、日本規格には任意のシンボルにおいては挿入されるキャリア位置が固定されたパイロットデータが存在しないからである。
【００５１】
そこで、本発明は前記問題点に鑑み、日本規格に適用可能なＡ／Ｄ誤差検出アルゴリズムを実現することを目的とする。
【００５２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、受信したセグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数多重分割）信号からサンプリング誤差を検出する装置であって、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメント配置に依存することなく、挿入されるキャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、a)受信したＯＦＤＭ信号のうち、Ｎ番目のシンボルのｋ番目のキャリアに挿入された制御信号と、Ｎ＋ｍ番目のシンボルのｋ番目のキャリアに挿入された制御信号について、一方の信号と他方の信号の複素共役の値とを乗算する第１演算手段と、b)受信したＯＦＤＭ信号のうち、Ｎ番目のシンボルのｋ＋ｄ番目のキャリアに挿入された制御信号と、Ｎ＋ｍ番目のシンボルのｋ＋ｄ番目のキャリアに挿入された制御信号について、一方の信号と他方の信号の複素共役の値とを乗算する第２演算手段と、c)前記第１演算手段の出力信号と前記第２演算手段の出力信号について、一方の信号と他方の信号の複素共役の値とを乗算することにより、いずれも、周波数誤差成分およびサンプリング誤差成分を含む前記第１演算手段および前記第２演算手段の出力信号から、周波数誤差成分を除去する第３演算手段と、を備えることを特徴とする。
【００５３】
また、請求項１記載の発明は、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＡＣ１信号、を含むことを特徴とする。
【００５４】
また、請求項１記載の発明は、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＴＭＣＣ信号、を含むことを特徴とする。
【００５５】
また、請求項１記載の発明は、前記ＡＣ１信号および前記ＴＭＣＣ信号とは、振幅が定数で、ランダムに正負の符号をとる信号であり、このランダム性に起因して、前記第３演算手段による出力信号の位相成分Ψには、＋πまたは−πがランダムに付加されるものであり、さらに、d)前記第３演算手段の出力信号から位相成分Ψを取得する第４演算手段と、e)前記第４演算手段から出力された位相成分Ψに対して、ψ＝Ψ−π×ｒｏｕｎｄ（Ψ／π）なる演算（ただし、ｒｏｕｎｄは小数点以下について四捨五入演算を意味する）を行い位相ψを出力する第５演算手段と、を備え、ランダムなπ成分が付加されている位相成分Ψから、ランダムなπ成分を除去した位相ψを取得することにより、ランダム成分の除去されたサンプリング誤差成分を検出することを特徴とする。
【００５６】
請求項２記載の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置において、前記第４演算手段から出力された位相ψの符号を取得することにより、ＯＦＤＭ用受信装置におけるサンプリング間隔を正負いずれの方向に補正するかを判定する手段、を含むことを特徴とする。
【００５７】
請求項３記載の発明は、請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置において、前記ｍは１であり、連続するシンボルにおける前記制御信号を利用することにより、サンプリング誤差成分を抽出することを特徴とする。
【００５８】
請求項４記載の発明は、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置において、複数の異なるキャリアに挿入された複数の制御信号に対して、並行的に演算処理を実行するための複数の前記第１演算手段と複数の前記第２演算手段と、複数の前記第１演算手段と前記第２演算手段とから出力される複数の出力信号に対して並行的に演算処理を行うための複数の前記第３演算手段と、複数の前記第３演算手段から出力された信号に対して並行的に演算処理を行い位相成分を抽出する複数の前記第４演算手段と、複数の第４演算手段から出力された位相成分に対して並行的に演算処理を行いランダム成分を除去する複数の前記第５演算手段と、複数の前記第５演算手段の出力結果を平均化することにより平均化されたサンプリング誤差成分を出力する第６演算手段と、を備えることを特徴とする。
【００５９】
請求項５記載の発明は、セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数多重分割）伝送における受信装置であって、請求項２に記載のＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置における判定結果に基づいて、サンプリング間隔を正負いずれかの方向に補正する補正手段、を備えることを特徴とする。
【００６０】
請求項６記載の発明は、請求項５に記載のＯＦＤＭ用受信装置において、順次受信するＯＦＤＭシンボル信号に対して前記補正手段による補正処理を繰り返し実行することにより、サンプリング誤差を収束させることを特徴とする。
【００６１】
請求項７記載の発明は、受信したセグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数多重分割）信号からサンプリング誤差を検出する方法であって、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメント配置に依存することなく、挿入されるキャリア位置が固定している制御信号を含むものであって、前記制御信号は、振幅が定数で、ランダムに正負の符号をとる信号であり、a)受信したＯＦＤＭ信号のうち、Ｎ番目のシンボルのｋ番目のキャリアに挿入された制御信号と、Ｎ＋ｍ番目のシンボルのｋ番目のキャリアに挿入された制御信号について、一方の信号と他方の信号の複素共役の値とを乗算するとともに、Ｎ番目のシンボルのｋ＋ｄ番目のキャリアに挿入された制御信号と、Ｎ＋ｍ番目のシンボルのｋ＋ｄ番目のキャリアに挿入された制御信号について、一方の信号と他方の信号の複素共役の値とを乗算する第１の工程と、b)前記第１の工程の２つの乗算結果の出力信号について、一方の出力信号と他方の出力信号の複素共役の値とを乗算することにより、周波数誤差成分が除去された信号を出力する第２の工程と、c)前記第２の工程の出力信号から位相成分Ψを取得する第３の工程と、d)前記第３の工程の出力信号には、前記制御信号のランダム性に起因して、＋πまたは−πがランダムに付加されるものであり、前記第３の工程から出力された位相成分Ψに対して、ψ＝Ψ−π×ｒｏｕｎｄ（Ψ／π）なる演算（ただし、ｒｏｕｎｄは小数点第１位について四捨五入演算）を行い位相ψを出力する第４の工程と、を備え、ランダムなπ成分が付加されている位相成分Ψから、ランダムなπ成分を除去した位相ψを取得することにより、ランダム成分の除去されたサンプリング誤差成分を検出することを特徴とする。
【００６２】
請求項８記載の発明は、請求項７に記載のＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出方法において、複数のキャリアに挿入された複数の前記制御信号に対して、前記第１ないし第５の工程を同時並行的に実行し、その結果、第５の工程から出力される複数のサンプリング誤差成分を平均化することを特徴とする。
【００６３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。
【００６４】
｛１．ＯＦＤＭ用復調装置の全体構成｝
図１は、本発明の実施の形態に係るＯＦＤＭ用復調装置の概略構成図である。ＯＦＤＭ用送信装置（図示せず）から送信されたＲＦ（Radio Frequency）信号１は伝送路を通って受信アンテナ２で受信された後、フロントエンド処理部３において受信される。フロントエンド処理部３は、ＲＦ信号１をＩＦ（Intermediate Frequency）信号に周波数変換するチューナー、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、搬送波発振器から供給される信号と乗算するミキサー、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）などを含んでいる。フロントエンド処理部３から出力された信号は、Ａ／Ｄ変換器４に出力される。
【００６５】
Ａ／Ｄ変換器４は入力信号を所定のサンプリング周波数でデジタル信号（シンボル信号）に変換する。変換されたＯＦＤＭ信号はミキサー５、リサンプラー６を経由して直並列変換器７に出力する。
【００６６】
具体的には、Ａ／Ｄ変換器４から出力された信号は、ミキサー５で広帯域および狭帯域の周波数誤差などの補正を施される。次いで、リサンプラー６で信号レートを調整された後、直並列変換器７に出力される。
【００６７】
リサンプラー６は、入力信号に対して補間（interpolation）処理とデシメーション（decimation）処理とを行うポリフェーズフィルター（polyphase filter）である。後述するＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算器８で使用されるＦＦＴのサンプリング周波数とＡ／Ｄ変換器４におけるＡ／Ｄ変換のサンプリング周波数とは異なるため、リサンプラー６は、Ａ／Ｄ変換とＦＦＴの両者のサンプリング周波数の不一致を調整する機能を有している。
【００６８】
さらに、本発明においては、リサンプラー６において、送信側のＦＦＴサンプリング周波数と受信側のＦＦＴサンプリング周波数を一致させるための機能、つまり、サンプリング誤差（もしくはＡ／Ｄ誤差）を解消するための機能を有している。
【００６９】
一方、シンボル同期回路１３は、リサンプラー６からシリアルに入力するシンボル信号の時間的なズレを検出し、その検出信号を直並列変換器７に出力する。
【００７０】
直並列変換器７は、入力するシンボル信号をバッファリングしつつ、検出信号を利用してＦＦＴ窓に合わせてパラレル信号に変換し、ＦＦＴ演算器８に出力する。ここで、ＦＦＴ窓とはＦＦＴ演算器８で信号を取り込む時間領域を意味する。
【００７１】
ＦＦＴ演算器８は、入力するＮ点のシンボル信号に対して高速フーリエ変換を施すことで、周波数領域のＮ個のＯＦＤＭ復調信号を並列に出力する。
【００７２】
また、広帯域周波数同期回路１１は、ＦＦＴ演算器８から出力されたＯＦＤＭ復調信号の周波数成分に基づいて、広帯域の周波数誤差を検出する。そして、広帯域周波数誤差の検出信号はミキサー５に出力され、周波数補正が行われる。
【００７３】
また、狭帯域周波数同期回路１２は、直並列変換器７から出力されたシンボル信号に基づいて、狭帯域の周波数誤差を検出する。そして、狭帯域周波数誤差の検出信号はミキサー５に出力され、周波数補正が行われる。
【００７４】
Ａ／Ｄ同期回路１４は、Ａ／Ｄ変換器４におけるＡ／Ｄ変換誤差（つまり、送信側とのサンプリング誤差）を検出する機能を有する。Ａ／Ｄ変換誤差の検出信号はリサンプラー６に出力される。そして、前述の如く、リサンプラー６は、Ａ／Ｄ同期回路１４から入力する検出信号を用いて、Ａ／Ｄ変換誤差の補正処理を行う。
【００７５】
Ａ／Ｄ変換器４におけるサンプリング周波数ｆ１を直接調整することで、Ａ／Ｄ同期処理を行うことも可能ではあるが、かかる場合には、回路構成が複雑になり、サンプリング周波数ｆ１が比較的高いためノイズが混入し易く、コストが多大になり易いという問題点がある。これに対し、リサンプラー６は、Ａ／Ｄ変換誤差をデジタル信号処理で補正でき、回路構成を簡素化できるという利点をもつ。
【００７６】
次いで、ＯＦＤＭ復調信号はフレーム同期回路９に出力される。フレーム同期回路９においては、２０４シンボル信号を１処理ブロックとするフレームの先頭を探し出した後、等化器１０において、このＯＦＤＭ復調信号は、ＯＦＤＭ復調信号に埋め込まれたパイロット信号に基づいて等化処理を施された後出力される。
【００７７】
また、ＦＦＴ窓調整部１５は、フレーム同期回路９から出力されるＳＰ（Scattered Pilot）信号に基づいてＦＦＴ窓位置のずれを検出し、検出信号をＦＦＴ演算器８に出力する。ＦＦＴ演算器８では、この検出信号をもとにＦＦＴ窓位置を微調整する。
【００７８】
｛２．本発明におけるＡ／Ｄ誤差検出の理論｝
上述したように、日本規格のＯＦＤＭ伝送フォーマットには、任意のシンボルにおいて固定的に利用できるＣＰがないが、付加情報を伝送するためのＡＣ１(Auxiliary Channel)と伝送制御用のＴＭＣＣ(Transmission and Multiplexing Configuration Control)パイロットが利用可能である。
【００７９】
ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号はセグメントの構成に左右されなく、常に同じキャリア位置に配置されるという特徴がある。１シンボルには、複数の同期変調セグメントと差動変調セグメントが配置されることになるが、ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号は、同期変調セグメントと差動変調セグメントの両方に挿入される信号であり、しかも、同期変調セグメントと差動変調セグメントの配列によらず、一定のサブキャリア位置に挿入されるのである。
【００８０】
たとえば、図２に示すように、あるＬ番目のセグメントにおいては、そのセグメント内のＭ番目のキャリアにＡＣ１（もしくはＴＭＣＣ）信号が挿入されるということが決まっているものとする。この場合、Ｌ番目のセグメントが同期変調セグメントであっても、差動変調セグメントであっても、そのＭ番目のキャリアには必ずＡＣ１（もしくはＴＭＣＣ）信号が挿入されているのである。このことは、結局、１シンボル内に挿入される全ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号の挿入位置が決定していることとなる。そこで、本発明においては、このＡＣ１およびＴＭＣＣ信号を利用して、Ａ／Ｄ誤差検出を行う。
【００８１】
しかし、ＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号はＤＢＳＫ変調された二値信号であるため、任意のシンボルにおいて、その符号が“＋”であるか、“−”であるかは判明しない。そこで、ＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号を利用し、数１３式で示したヨーロッパ規格と同じ方法でＡ／Ｄ誤差を検出しようとすると、数１４式で示されるような結果となる。
【００８２】
【数１４】
0003793463.tif 000015
【００８３】
式中、ｐu,kは受信したＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号である。また、Ｒu,kは｛０，１｝のランダム数であり、上述したＤＢＳＫ信号の符号の不確定性を表すものである。つまり、ｕ番目およびｕ−１番目のシンボルにおけるそれぞれｋ番目のキャリアに挿入されているＡＣ１信号もしくはＴＭＣＣ信号の信号値を乗算した場合、Ｒu,kのランダム性により（＋１）もしくは（−１）のいずれの値が係数となるかは不明である。そして、このことは、乗算結果の位相に位相（±π）が付加されないのか、付加されるのかが不明であることを示している。
【００８４】
また、日本規格には、ヨーロッパ規格のようなＣＰ配置の対称性がないため、前述したようにＣＰ配置の対称性を利用して数１４式から周波数誤差を消去するという方法がとれない。つまり、ヨーロッパ規格で説明したものと同様の方法では、Ａ／Ｄ誤差だけを検出することができない。そこで、本アルゴリズムでは、ＡＣ１信号，ＴＭＣＣ信号の位相からＡ／Ｄ誤差が検出できるようにする。
【００８５】
＜２−１．周波数誤差を消してＡ／Ｄ誤差だけを検出＞
数１４式の位相の中で、Ａ／Ｄ誤差を含む成分（δｋ）はキャリア番号（ｋ）に依存しているが、周波数誤差（Δｆ）はキャリア番号（ｋ）に依存していない。つまり、すべてのサブキャリアにおいて周波数誤差（Δｆ）が同じである。従って、異なる２つのサブキャリアの位相差分をとることで、数１５式に示すように周波数誤差を消去することができる。
【００８６】
【数１５】
0003793463.tif 000016
【００８７】
数１５式は、結局、
（シンボル番号ｕ，キャリア番号ｋ），
（シンボル番号ｕ−１,キャリア番号ｋ），
（シンボル番号ｕ，キャリア番号ｋ−ｄ），
（シンボル番号ｕ−１，キャリア番号ｋ−ｄ），
の４個のＡＣ１信号（もしくはＴＭＣＣ信号）の信号値を乗算することにより、周波数誤差成分を消去することを可能としている。
【００８８】
そして、数１５式の位相にはＡ／Ｄ誤差成分のみが残っているため、Ａ／Ｄ誤差の検出は可能である。
【００８９】
＜２−２．位相のランダム性を消す＞
周波数誤差成分を消去したわけであるが、依然、数１５式にはランダム数Ｒu,kが存在するため、そのランダム性が位相に影響を及ぼしている。つまり、数１６式で示すように、ランダム係数が（−１）である場合には、（−１）=ｅ±jπより数１５式の位相に影響を及ぼしている。
【００９０】
【数１６】
0003793463.tif 000017
【００９１】
一方、ランダム係数が（＋１）である場合には、数１５式の位相に影響を及ぼすことはない。したがって、数１５式の位相成分よりＡ／Ｄ誤差を検出するためには、このランダム係数によって影響を受けている位相成分を除去する必要がある。
【００９２】
ここで、デジタル計算領域において、一般に、位相は−π≦ψ≦πとして出力される。したがって、数１５式の位相に（−１）＝ｅ±jπが付加される場合を考えると、δ＜０である場合には、位相−πを付加すると位相が−πより小さくなるので、数１７式で示されるように、位相πが付加されていることになる。
【００９３】
【数１７】
0003793463.tif 000018
【００９４】
逆に、δ＞０である場合には、位相−πが付加されていることになる。
【００９５】
【数１８】
0003793463.tif 000019
【００９６】
いずれにしても、Ｒu,kのランダム性により、位相に±πが付加されている場合と、付加されていない場合があり、普通のモジュラス演算ではランダムに付加されている±πを消去することができない。
【００９７】
そこで、Ａ／Ｄ誤差δがごく小さい数値であることを利用して、数１９式で示すようなモジュラス演算で、π成分を取り除くことができる。
【００９８】
【数１９】
0003793463.tif 000020
【００９９】
式中の“ｒｏｕｎｄ”は少数点以下を四捨五入演算することを意味する。数１９式を用いる利点について説明する。Ａ／Ｄ誤差δは非常に小さい数値（１０-4）であるので、数１５式の位相成分中、Ψ0=２π（１＋ＧＩ／Ｎ）δｄも非常に小さい数値となる。そうすると、Ψ0にランダム成分が付加された位相Ψは、π成分が付加されていなければ、やはり非常に小さな位相である。この場合、数１９式は、
ψ=Ψ
となり、一致する。
【０１００】
これに対して、位相Ψ0にπ成分（＋πもしくは−π）が付加されている場合には、位相Ψは、＋πもしくは−πに近い値となるため、数１９式は、
ψ=Ψ−π、もしくは、ψ=Ψ＋π
となり、π成分が消去される。このようにして、Ｒu,kのランダム性を排除してＡ／Ｄ誤差を検出することが可能となるのである。
【０１０１】
｛３．Ａ／Ｄ同期回路の構成｝
以上説明した本発明におけるＡ／Ｄ誤差の検出理論を実現する回路構成について説明する。図３は、図１に示すＡ／Ｄ同期回路１４のブロック図である。Ａ／Ｄ同期回路１４は、Ａ／Ｄ誤差検出回路２１、ループフィルター２２、係数ＲＯＭ２３とから構成される。
【０１０２】
ＦＦＴ回路８からの出力されたＯＦＤＭ復調信号は、１シンボルごとにパラレルにＡ／Ｄ誤差検出回路２１にとりこまれる。図４は、Ａ／Ｄ誤差検出回路２１のブロック図である。Ａ／Ｄ誤差検出回路２１は、複素データをその共役複素データに変換する第１および第２変換器２１１，２１３と、第１および第２乗算器２１２，２１４と、位相算出器２１５と、モジュラス演算器２１６と、加算器２１７、および、スケール調整器２１８とを備えている。
【０１０３】
そして、それら各構成回路がＦＦＴ回路８から入力するパラレルのＯＦＤＭ復調信号をパラレルに演算するために、それぞれ複数並列配置されている。図中、（ｘu,1，ｘu,2，…，ｘu,p）はｕ番目のシンボルから取り出したＡＣ１信号もしくはＴＭＣＣ信号であり、（ｘu-1,1，ｘu-1,2，…，ｘu-1,p）はｕ−１番目のシンボルから取り出したＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号である。なお、図中、ｘの２番目の添え字（１，２，・・・，ｐ）は、キャリア番号の若い順にＡＣ１信号もしくはＴＭＣＣ信号に付された連番である。つまり、ＯＦＤＭ信号に挿入されるＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号のキャリア位置は、とびとびのキャリア番号であるが、ここでは、便宜的に連番（以下、この連番をパイロット番号と呼ぶ）を付して取り扱うこととする。
【０１０４】
まず、並列的に、ｕ−１番目のシンボルの各信号を第１変換器２１１，２１１・・・で処理し、その複素共役信号を出力する。次に、出力された各複素共役信号と、ｕ番目のシンボルの同一のパイロット番号の信号とを、並列的に、第１乗算器２１２，２１２・・・で乗算処理する。この第１乗算器２１２，２１２・・・からの出力された信号は、数１４式で示される信号であり、周波数誤差成分およびランダム成分を含んでいる。
【０１０５】
次に、第１乗算器２１２の出力信号を分岐出力し、一方は、第２変換器２１３，２１３・・・で処理し、その複素共役信号を出力する。そして、あるパイロット番号の第１乗算器２１２からの出力と、隣り合うパイロット番号の第２変換器２１３からの出力とを、並列的に、第２乗算器２１４，２１４・・・で乗算処理する。この第２乗算器２１４，２１４・・・から出力された信号は、数１５式で示される信号であり、周波数誤差成分は消去されているが、ランダム成分が含まれている。
【０１０６】
次に、各第２乗算器２１４，２１４・・・からの出力は、位相算出器２１５で処理され、並列的に、各信号の位相成分が出力される。この位相成分は数１９式におけるΨに該当する。つまり、Ψには、π成分が付加されているか、付加されていないか不明である。
【０１０７】
次に、位相算出器２１５の出力は、モジュラス演算器２１６に出力され、並列的に、π成分の除去処理が行われる。ここで、モジュラス演算器２１６は、数１９式で示される演算を行う処理部である。このようにして、各モジュラス演算器２１６，２１６・・・からは、並列的に、周波数誤差成分およびランダム成分が除去され、Ａ／Ｄ誤差成分（サンプリング誤差成分）が含まれた位相成分が出力される。この位相成分は、数１５式における２π（１＋ＧＩ／Ｎ）δｄに対応する。
【０１０８】
そして、これら各モジュラス演算器２１６，２１６・・・からの出力を加算器２１７で加算した後、スケール調整器２１８においてスケール調整処理され出力される。ここでは、数１５式に対応させて、π（１＋ＧＩ／Ｎ）で除算することにより、スケール調整するようにしている。この結果、Ａ／Ｄ誤差検出器２１からの出力は、Ａ／Ｄ誤差δそのものではないが、Ａ／Ｄ誤差δの符合を判別することが可能な出力である。
【０１０９】
図３に戻り、次に、ループフィルター２２は、Ａ／Ｄ誤差検出器２１からの出力をもとに、フィルタ処理を行い、Ａ／Ｄ誤差δの符号を判別するとともに、所定の閾値との比較によりＡ／Ｄ誤差δのスケールを判別する。そして、ループフィルター２２は、係数ＲＯＭ２３に対して、Ａ／Ｄ誤差δの符号およびスケールに関する情報信号を送出する。
【０１１０】
係数ＲＯＭ２３は、ループフィルター２２からの情報信号に基づいて、リサンプラー６に送出すべきパラメータを決定し、当該パラメータをリサンプラー６に送出する。このパラメータは、リサンプラー６がＡ／Ｄ誤差を補正する際に、サンプリング間隔をいずれの方向（＋の方向ｏｒ−の方向）に、どんな大きさで変化させるかを規定する情報である。これにより、リサンプラー６は、Ａ／Ｄ誤差を補正するのである。そして、ＯＦＤＭ受信装置は、このようなＡ／Ｄ誤差検出、Ａ／Ｄ誤差補正の処理を繰り返し行うことにより、順次、Ａ／Ｄ誤差（サンプリング誤差）を０に近づけるようにするのである。
【０１１１】
図５は、コンピューターを用いたシミュレーション結果を示している。初期Ａ／Ｄ誤差１．３×１０-3から、７５回のループ演算（１５０シンボル相当）で、Ａ／Ｄ誤差がゼロに近づいている。このシミュレーションでは、１番目と２番目のシンボルでＡ／Ｄ誤差を検出した後は、３番目と４番目のシンボルで検出、順次、５番目と６番目・・・という手順で繰り返し処理をしている。ただし、１番目と２番目のシンボルでＡ／Ｄ誤差検出をした後、２番目と３番目のシンボルで検出し、順次、３番目と４番目というような手順で繰り返し処理を行うようにしてもよい。
【０１１２】
Ａ／Ｄ誤差を検出するために利用するＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号の数は、特に限定されるものではない。この数は、図４におけるパイロット番号ｐに対応するものであるが、この数が多いほど検出精度が高くなる。ただし、そのための回路の構成要素が増加するため、検出精度、コスト、回路構成をコンパクトにするという目的などを考慮して最適な数を採用すればよい。たとえば、３セグメント部分受信の場合であれば、取得可能なＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号の数は９本であり、これらを９本のパイロットを利用することにより、その平均処理によってノイズなどの影響を低減することが可能である。
【０１１３】
以上、本発明の実施の形態においては、数１５式で示した計算式を利用して、Ａ／Ｄ誤差成分（サンプリング誤差成分）を抽出するようにしている。これは、言い換えると、
（シンボル番号ｕ，キャリア番号ｋ），
（シンボル番号ｕ−１,キャリア番号ｋ），
（シンボル番号ｕ，キャリア番号ｋ−ｄ），
（シンボル番号ｕ−１，キャリア番号ｋ−ｄ），
からなる４点の制御信号（ＡＣ１信号もしくはＴＭＣＣ信号）を乗算することによって、周波数成分を除去する方法である。ただし、本実施の形態のように、連続するシンボル（ｕ番目とｕ−１番目）間で乗算する方法に限られず、２シンボル以上の間隔を空けたシンボル間で上記処理を行っても良い。
【０１１４】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１記載の発明では、時間方向およびキャリア方向にそれぞれずらした４点の制御信号の乗算処理を行うことにより、容易に周波数誤差成分を除去することが可能である。
【０１１５】
また、請求項１記載の発明では、制御信号としてＡＣ１信号、ＴＭＣＣ信号をそれぞれ利用するので、挿入されるサブキャリア位置が固定されており、サンプリング誤差検出が可能となる。
【０１１６】
また、請求項１記載の発明では、四捨五入を利用したモジュラス演算を利用することにより、ＡＣ１信号もしくはＴＭＣＣ信号の符号のランダム性を除去することが可能となる。これにより、周波数誤差成分およびランダム成分が除去され、サンプリング誤差成分が残された信号を出力することが可能となる。
【０１１７】
請求項２記載の発明では、サンプリング誤差成分を含む位相の符号からサンプリング間隔の補正方向（符号）を決定するので、サンプリング誤差の大きさについて厳密な検出をすることなく、サンプリング補正が可能となる。
【０１１８】
請求項３記載の発明では、連続するシンボルを利用してサンプリング誤差を検出するので、短時間でサンプリング誤差を解消することが可能となる。
【０１１９】
請求項４記載の発明では、複数のキャリアに挿入された複数の制御信号を利用してサンプリング誤差を検出するので、誤差検出精度が向上する。
【０１２０】
請求項５、請求項６記載の発明は、受信装置の発明であり、サンプリング誤差を補正して、受信信号を正しく復元することが可能である。
【０１２１】
請求項７、請求項８記載の発明は、サンプリング誤差の検出方法に関するものであり、４点の制御信号を利用することにより周波数誤差を除去するとともに、モジュラス演算によりランダム成分を除去可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態にかかるＯＦＤＭ用受信装置のブロック構成図である。
【図２】セグメント方式のシンボルの構成を示す図である。
【図３】Ａ／Ｄ同期回路のブロック構成図である。
【図４】Ａ／Ｄ誤差検出回路のブロック構成図である。
【図５】シミュレーション結果を示す図である。
【図６】ガードインターバルと有効シンボルの関係を示す図である。
【図７】ＯＦＤＭシンボルを示す図である。
【図８】ＦＦＴ窓ずれが発生する状態を示す図である。
【符号の説明】
６      リサンプラー
８      ＦＦＴ変換回路
１４    Ａ／Ｄ同期回路
２１    Ａ／Ｄ誤差検出回路
２１１  第１変換器（複素共役変換器）
２１２  第１乗算器
２１３  第２変換器（複素共役変換器）
２１４  第２乗算器
２１５  位相算出器
２１６  モジュラス演算器
２１７  加算器
２１８  スケール調整器
【図１】
0003793463.tif 000021
【図２】
0003793463.tif 000022
【図３】
0003793463.tif 000023
【図４】
0003793463.tif 000024
【図５】
0003793463.tif 000025
【図６】
0003793463.tif 000026
【図７】
0003793463.tif 000027
【図８】
0003793463.tif 000028