(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のスイッチング素子のオン時に直流電源からインダクタに蓄積したエネルギを第１のスイッチング素子のオフ時に出力側に放出するチョッパ回路と、第１のスイッチング素子をオンオフさせる信号を生成する信号発生手段と、第１のスイッチング素子を駆動するための駆動電源用コンデンサと、駆動電源用コンデンサに電荷を供給する制御電源と、制御電源と駆動電源用コンデンサとインダクタとを通る経路に挿入された第２のスイッチング素子とを備え、電源投入後において前記信号発生手段の出力を停止させている間に前記インダクタと前記第２のスイッチング素子とを介して前記駆動電源用コンデンサを充電することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記チョッパ回路が、前記直流電源の両端間に前記第１のスイッチング素子と前記インダクタと前記第２のスイッチング素子との直列回路を有し、電源投入後に前記駆動電源用コンデンサが規定電圧まで充電される程度に設定した所定時間だけ前記第２のスイッチング素子をオンさせるためのタイマ回路を備え、前記所定時間の経過後に前記信号発生手段の出力を開始させることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記タイマ回路は、前記所定時間が前記インダクタと前記駆動電源用コンデンサとで定まる時定数に設定されてなることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
前記チョッパ回路が、前記直流電源の両端間に前記第１のスイッチング素子と前記インダクタと前記第２のスイッチング素子との直列回路を有し、電源投入を検出して前記第２のスイッチング素子をオンさせ前記駆動電源用コンデンサの負端子の電位が十分に小さな所定範囲内に入ったことを検出して前記第２のスイッチング素子をオフさせる充電制御手段を備えることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項５】
前記チョッパ回路が、前記直流電源の両端間に前記第１のスイッチング素子と前記インダクタと前記第２のスイッチング素子との直列回路を有し、前記インダクタに２次巻線を設け、電源投入を検出して前記第２のスイッチング素子をオンさせ前記２次巻線の両端電圧の極性反転を検出して前記第２のスイッチング素子をオフさせる充電制御手段を備えることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、電源装置として図５に示す回路構成のものが知られている。図５に示す構成の電源装置は、交流電源Ｖｓをダイオードブリッジよりなる整流器ＤＢにより全波整流し、整流器ＤＢから出力される脈流電圧を２石式の昇降圧チョッパ回路１により電圧変換した後、昇降圧チョッパ回路１から出力される直流電圧をインバータ回路２によって高周波電力に電力変換し、インバータ回路２から出力される高周波電力を負荷回路（図示せず）に供給するように構成されている。なお、インバータ回路２としては、周知のハーフブリッジ型のインバータ回路や周知のフルブリッジ型のインバータ回路などが適宜適用されている。
【０００３】
昇降圧チョッパ回路１は、整流器ＤＢから出力される脈流電圧を入力電圧としており、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が整流器ＤＢの直流出力端間に接続され、整流器ＤＢの負極にアノードを接続した回生用のダイオードＤ１のカソードがスイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１との接続点に接続され、アノードがインダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点に接続されたダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ９との直列回路がスイッチング素子Ｑ２に並列接続されている。インバータ回路２は、昇降圧チョッパ回路１の平滑コンデンサＣ９の両端間に接続されている。
【０００４】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、信号発生手段たるＰＷＭ制御回路３で生成され出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）信号によってオンオフされる。スイッチング素子Ｑ１はドライバ４を介してＰＷＭ制御回路３によりオンオフされる。ドライバ４としては、ハイサイドドライバと呼ばれる一種のレベルシフト回路が用いられており、スイッチング素子Ｑ１はフローティングされる。また、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１との接続点とドライバ４の電源端子との間にはブーストラップコンデンサＣｓが接続されている。ブーストラップコンデンサＣｓはスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動電源用コンデンサとして用いられ、コンデンサＣ１０はブーストラップコンデンサＣｓに電荷を供給する制御電源として用いられている。
【０００５】
ＰＷＭ制御回路３は、昇降圧チョッパ回路１の出力電圧（つまり、平滑コンデンサＣ９の両端電圧）に基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせる。すなわち、ＰＷＭ制御回路３は、上述のようにＰＷＭ信号を出力するものであって、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを調節することによって昇降圧チョッパ回路１の出力電圧を制御する。なお、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交流電源Ｖｓの電源周波数よりも十分に高い周波数でオンオフされる。
【０００６】
昇降圧チョッパ回路１は、前段に降圧部を有し後段に昇圧部を有するものであって、降圧部と昇圧部とでインダクタＬ１を兼用している。降圧部のスイッチング素子Ｑ１は上述のようにドライバ４を介してＰＷＭ制御回路３によりオンオフされており、後段のスイッチング素子Ｑ２に同期してオンオフされる。この昇降圧チョッパ回路１では、インダクタＬ１が昇圧用に用いられるとともに、降圧用にも兼用され、入力電圧に対して昇圧だけではなく降圧も可能になっている。
【０００７】
整流器ＤＢの直流出力端間には、抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ１０との直列回路が接続され、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１との接続点とドライバ４の電源端子との間にはブーストラップコンデンサＣｓが接続され、抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ１０との接続点にアノードが接続されたダイオードＤ１０のカソードがドライバ４の電源端子に接続されている。
【０００８】
回生用のダイオードＤ１の両端間にはスイッチＳＷが並列に接続されている。スイッチＳＷは、初期充電制御回路５によりオンオフされる。ここに、初期充電制御回路５は、コンデンサＣ１０の端子電圧を基準電圧値と比較し基準電圧値よりも低いときには出力をＨレベルとしてスイッチＳＷをオンさせ、コンデンサＣ１０の端子電圧が基準電圧値以上になると出力をＬレベルとしてスイッチＳＷをオフさせる。スイッチＳＷがオンすると、ブーストラップコンデンサＣｓは、コンデンサＣ１０−ダイオードＤ１０−ブーストラップコンデンサＣｓ−スイッチＳＷ−コンデンサＣ１０の経路で充電される。そして、コンデンサＣ１０の端子電圧が基準電圧値以上になると初期充電制御回路５によりスイッチＳＷがオフされる。したがって、コンデンサＣ１０の端子電圧が基準電圧値以上になるように充電されてからスイッチング素子Ｑ１がオンオフされるようにすることで、スイッチング素子Ｑ１を確実にオンさせることができる。
【０００９】
ブーストラップコンデンサＣｓは、昇降圧チョッパ回路１の動作の中で、インダクタＬ１に蓄積されていたエネルギをダイオードＤ１−インダクタＬ１−ダイオードＤ２−平滑コンデンサＣ９の経路で平滑コンデンサＣ９に伝達する状態のときに充電されている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、平滑コンデンサＣ９の方がブーストラップコンデンサＣｓよりも容量が大きいので、スイッチＳＷおよび初期充電制御回路５を設けていないとすると、電源投入直前に平滑コンデンサＣ９の端子電圧が０Ｖのときは、電源が投入されると、ブーストラップコンデンサＣｓがコンデンサＣ１０−ダイオードＤ１０−ブーストラップコンデンサＣｓ−インダクタＬ１−ダイオードＤ２−平滑コンデンサＣ９の経路である程度まで充電される。
【００１１】
しかしながら、平滑コンデンサＣ９に電荷が残留していて平滑コンデンサＣ９の端子電圧がコンデンサＣ１０の端子電圧よりも高いときは、このような経路でのブーストラップコンデンサＣｓの充電を行うことができないので、ブーストラップコンデンサＣｓの端子電圧は０Ｖのままである。その結果、ＰＷＭ制御回路３からスイッチング素子Ｑ１のドライバ４へ駆動信号が出力されてもスイッチング素子Ｑ１がオンしないという状態が発生し、昇降圧チョッパ回路１が動作しない。
【００１２】
一方、ＰＷＭ制御回路３は、一般的にタイマを内蔵しており一定の周波数でＰＷＭ信号を出力し続けるので、スイッチング素子Ｑ２がオンのときにインダクタＬ１を介してブーストラップコンデンサＣｓが徐々に充電され、ブーストラップコンデンサＣｓの端子電圧が所定電圧以上になると、ドライバ４を介してスイッチング素子Ｑ１をオンさせることができるようになって、交流電源Ｖｓからの入力電流が平滑コンデンサＣ９に流れるようになる。
【００１３】
しかしながら、スイッチング素子Ｑ１がオンしていない状態（オフに保たれた状態）では、ＰＷＭ制御回路３から出力されるＰＷＭ信号のオンデューティが最大となるので、ブーストラップコンデンサＣｓの充電が徐々に進んでブーストラップコンデンサＣｓの端子電圧が規定電圧（ドライバ４の動作電圧）に達したときにスイッチング素子Ｑ１がオンすると、スイッチング素子Ｑ１へ急激に突入電流が流れてしまう。電源投入時にこのような突入電流が流れるのを防止していわゆるソフトスタートを実現するために、ＰＷＭ制御回路３では、電源投入時から一定時間が経過するまでの間にＰＷＭ信号のオンデューティを最小値から次第に上昇させているが、オンデューティが小さくインダクタＬ１の蓄積エネルギが小さいのでブーストラップコンデンサＣｓが規定電圧まで充電されるのが遅く、上記一定時間を比較的長い時間に設定する必要があるので、昇降圧チョッパ回路１の出力電圧の立ち上がりが遅いという不具合がある。
【００１４】
また、ＰＷＭ制御回路３が、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオンさせてからスイッチング素子Ｑ２に流れる電流（ドレイン電流）を検出し、検出電流が一定電流となるとオフさせ、インダクタＬ１のゼロ電流を検出して再度スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンさせるというサイクルで制御するいわゆる自励発振式ゼロ電流スイッチングであるときには、電源投入によってスイッチング素子Ｑ１がオンしないと、スイッチング素子Ｑ２に電流が流れないので、発振が停止してしまうという不具合がある。
【００１５】
上述のような不具合を解決するために、図５に示す構成では、ブーストラップコンデンサＣｓを電源投入後にあらかじめ充電するために専用のスイッチＳＷを回生用のダイオードＤ１に並列接続してあり、このスイッチＳＷとして高耐圧のスイッチング素子が必要なので、コストが高くなってしまうという不具合があった。
【００１６】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、低コスト化が可能な電源装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、第１のスイッチング素子のオン時に直流電源からインダクタに蓄積したエネルギを第１のスイッチング素子のオフ時に出力側に放出するチョッパ回路と、第１のスイッチング素子をオンオフさせる信号を生成する信号発生手段と、第１のスイッチング素子を駆動するための駆動電源用コンデンサと、駆動電源用コンデンサに電荷を供給する制御電源と、制御電源と駆動電源用コンデンサとインダクタとを通る経路に挿入された第２のスイッチング素子とを備え、電源投入後において前記信号発生手段の出力を停止させている間に前記インダクタと前記第２のスイッチング素子とを介して前記駆動電源用コンデンサを充電することを特徴とするものであり、電源投入後において前記信号発生手段の出力を停止させている間に前記インダクタと前記第２のスイッチング素子とを介して前記駆動電源用コンデンサが充電されるので、従来のような高耐圧のスイッチング素子を用いる必要がなく、低コスト化を図れる。
【００１８】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記チョッパ回路が、前記直流電源の両端間に前記第１のスイッチング素子と前記インダクタと前記第２のスイッチング素子との直列回路を有し、電源投入後に前記駆動電源用コンデンサが規定電圧まで充電される程度に設定した所定時間だけ前記第２のスイッチング素子をオンさせるためのタイマ回路を備え、前記所定時間の経過後に前記信号発生手段の出力を開始させるので、電源投入後に前記信号発生手段の出力が開始される時点をタイマ回路により計時される所定時間で規定することができ、前記チョッパ回路の出力電圧の立ち上がりに要する時間を安定させることができる。
【００２０】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記タイマ回路は、前記所定時間が前記インダクタと前記駆動電源用コンデンサとで定まる時定数に設定されているので、前記チョッパ回路の出力電圧の立ち上がりを早くすることができる。
【００２１】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記チョッパ回路が、前記直流電源の両端間に前記第１のスイッチング素子と前記インダクタと前記第２のスイッチング素子との直列回路を有し、電源投入を検出して前記第２のスイッチング素子をオンさせ前記駆動電源用コンデンサの負端子の電位が十分に小さな所定範囲内に入ったことを検出して前記第２のスイッチング素子をオフさせる充電制御手段を備えるので、電源電圧が変動しても前記駆動電源用コンデンサを前記第１のスイッチング素子を駆動するのに十分な電圧まで確実に充電することができる。なお、十分に小さな所定範囲とはゼロボルトと見なせる程度に小さな電位を意味している。
【００２２】
請求項５の発明は、請求項１の発明において、前記チョッパ回路が、前記直流電源の両端間に前記第１のスイッチング素子と前記インダクタと前記第２のスイッチング素子との直列回路を有し、前記インダクタに２次巻線を設け、電源投入を検出して前記第２のスイッチング素子をオンさせ前記２次巻線の両端電圧の極性反転を検出して前記第２のスイッチング素子をオフさせる充電制御手段を備えるので、電源電圧が変動しても前記駆動電源用コンデンサを前記第１のスイッチング素子を駆動するのに十分な電圧まで確実に充電することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態の電源装置は、図１に示すように構成されたものであって、図５に示した従来構成と同様、交流電源Ｖｓをダイオードブリッジよりなる整流器ＤＢにより全波整流し、整流器ＤＢから出力される脈流電圧をチョッパ回路たる２石式の昇降圧チョッパ回路１により電圧変換した後、昇降圧チョッパ回路１から出力される直流電圧をインバータ回路２によって高周波電力に電力変換し、インバータ回路２から出力される高周波電力を負荷回路に供給するように構成されている。なお、本実施形態では、交流電源Ｖｓと整流器ＤＢとで直流電源を構成している。また、インバータ回路２としては、周知のハーフブリッジ型のインバータ回路や周知のフルブリッジ型のインバータ回路などを適宜適用できる。
【００２４】
昇降圧チョッパ回路１は、整流器ＤＢから出力される脈流電圧を入力電圧としており、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が整流器ＤＢの直流出力端間に接続され、整流器ＤＢの負極にアノードを接続した回生用のダイオードＤ１のカソードがスイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１との接続点に接続され、アノードがインダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点に接続されたダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ９との直列回路がスイッチング素子Ｑ２に並列接続されている。インバータ回路２は、昇降圧チョッパ回路１の平滑コンデンサＣ９の両端間に接続されている。
【００２５】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、信号発生手段たるＰＷＭ制御回路３で生成され出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）信号によってオンオフされる。スイッチング素子Ｑ１はドライバ４を介してＰＷＭ制御回路３によりオンオフされる。ドライバ４としては、ハイサイドドライバと呼ばれる一種のレベルシフト回路が用いられており、スイッチング素子Ｑ１はフローティングされる。また、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１との接続点とドライバ４の電源端子との間にはブーストラップコンデンサＣｓが接続されている。ブーストラップコンデンサＣｓはスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動電源用コンデンサとして用いられ、コンデンサＣ１０はブーストラップコンデンサＣｓに電荷を供給する制御電源として用いられている。
【００２６】
ＰＷＭ制御回路３は、昇降圧チョッパ回路１の出力電圧（つまり、平滑コンデンサＣ９の両端電圧）に基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせる。すなわち、ＰＷＭ制御回路３は、上述のようにＰＷＭ信号を出力するものであって、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを調節することによって昇降圧チョッパ回路１の出力電圧を制御する。なお、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交流電源Ｖｓの電源周波数よりも十分に高い周波数でオンオフされる。
【００２７】
昇降圧チョッパ回路１は、前段に降圧部を有し後段に昇圧部を有するものであって、降圧部と昇圧部とでインダクタＬ１を兼用している。降圧部のスイッチング素子Ｑ１は上述のようにドライバ４を介してＰＷＭ制御回路３によりオンオフされており、後段のスイッチング素子Ｑ２に同期してオンオフされる。この昇降圧チョッパ回路１では、インダクタＬ１が昇圧用に用いられるとともに、降圧用にも兼用され、入力電圧に対して昇圧だけではなく降圧も可能になっている。なお、前段の降圧部では、スイッチング素子Ｑ１をオンオフさせると、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１を通して後段へエネルギを供給し、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にはインダクタＬ１に蓄積されたエネルギをダイオードＤ１を通して出力側へ放出させるように構成されている。また、後段の昇圧部では、スイッチング素子Ｑ２をオンオフさせると、スイッチング素子Ｑ２のオン時にインダクタＬ１に蓄積したエネルギをスイッチング素子Ｑ２のオフ時にダイオードＤ２を介して出力側に放出させるように構成されている。この種の昇降圧チョッパ回路の構成および動作は従来より知られているからここでは詳述しない。
【００２８】
整流器ＤＢの直流出力端間には、抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ１０との直列回路が接続され、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１との接続点とドライバ４の電源端子との間にはブーストラップコンデンサＣｓが接続され、抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ１０との接続点にアノードが接続されたダイオードＤ１０のカソードがドライバ４の電源端子に接続されている。
【００２９】
ところで、本実施形態では、電源が投入されると出力信号を一定時間（所定時間）だけＨレベルにするタイマ回路６を備え、スイッチング素子Ｑ２を構成するＭＯＳＦＥＴのゲートとＰＷＭ制御回路３との間に論理和回路ＯＲ１を挿入してある。タイマ回路６の出力信号は、ＰＷＭ制御回路３および論理和回路ＯＲ１へ入力される。論理和回路ＯＲ１は、タイマ回路６の出力信号とＰＷＭ制御回路３の出力信号とが入力される。ここに、タイマ回路６は、コンデンサＣ１０の端子電圧に基づいて電源投入を検出すると、出力信号をＨレベルにし、所定時間が経過すると出力をＬレベルにする。これに対して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせる信号を生成する信号発生手段としてのＰＷＭ制御回路３は、タイマ回路６の出力信号がＨレベルの間はＰＷＭ信号を出力せず、タイマ回路６の出力信号がＬレベルになるとＰＷＭ信号の出力を開始するように構成されている。要するに、タイマ回路６は、電源投入後に所定時間だけスイッチング素子Ｑ２をオンさせるとともにＰＷＭ制御回路３の発振を開始させないように設けてある。
【００３０】
ところで、上記所定時間は、電源投入後にブーストラップコンデンサＣｓが規定電圧（ドライバ４がスイッチング素子Ｑ１をオンさせることができる動作電圧）まで充電される程度に設定してある。ここに、上記所定時間をＴｃとすれば、上記所定時間Ｔｃは、インダクタＬ１とブーストラップコンデンサＣｓとで決まる時定数以上に設定すればよい。つまり、
Ｔｃ≧｛π（Ｌ１・Ｃｓ）1/2｝／２
とすればよい。ただし、上記所定時間Ｔｃを上記時定数に設定しておけば、上記所定時間ＴｃでブーストラップコンデンサＣｓの充電が完了することになる。
【００３１】
以下、本実施形態の電源装置の電源投入後の動作について説明する。
【００３２】
電源が投入されると、制御電源としてのコンデンサＣ１０は抵抗Ｒ１０を介して徐々に充電される。タイマ回路６は、コンデンサＣ１０の端子電圧に基づいて電源投入を検出すると出力信号をＨレベルにし、所定時間が経過すると出力信号をＬレベルにする。ＰＷＭ制御回路３はタイマ回路６の出力信号がＨレベルの間は発振を開始しないので、スイッチング素子Ｑ１はタイマ回路６の出力信号がＨレベルの間は動作しない。これに対して、スイッチング素子Ｑ２はタイマ回路６の出力信号がＨレベルの間は論理和回路ＯＲ１の出力信号がＨレベルなのでオンしている。ここに、スイッチング素子Ｑ２がオンのときには、コンデンサＣ１０−ダイオードＤ１０−ブーストラップコンデンサＣｓ−インダクタＬ１−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ１０の経路でブーストラップコンデンサＣｓが充電される。要するに、ブーストラップコンデンサＣｓは、端子電圧がコンデンサＣ１０の電圧よりも低いときにコンデンサＣ１０と昇降圧チョッパ回路１のインダクタＬ１と昇降圧チョッパ回路１のスイッチング素子Ｑ２とを通る経路で充電される。
【００３３】
そして、上記所定時間が経過してタイマ回路６の出力信号がＬレベルになると、ＰＷＭ制御回路３が発振を開始してＰＷＭ信号が出力されてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が安定してオンオフされる。この発振の開始時には、ブーストラップコンデンサＣｓがスイッチング素子Ｑ１を十分オンできるほど充電されており、スイッチング素子Ｑ１は安定にオンオフを開始できる。
【００３４】
しかして、本実施形態の電源装置では、電源が投入されるとブーストラップコンデンサＣｓが昇降圧チョッパ回路１のインダクタＬ１と昇降圧チョッパ回路１のスイッチング素子Ｑ２とを介して充電されるので、従来のような高耐圧のスイッチング素子を用いる必要がなく、低コスト化を図れる。なお、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１が第１のスイッチング素子を構成し、スイッチング素子Ｑ２が第２のスイッチング素子を構成している。
【００３５】
また、本実施形態の電源装置では、電源投入後にＰＷＭ制御回路３のＰＷＭ信号の出力が開始される時点をタイマ回路６により計時される所定時間で規定することができ、昇降圧チョッパ回路１の出力電圧の立ち上がりに要する時間を安定させることができる。また、タイマ回路６に設定する上記所定時間をインダクタＬ１とブーストラップコンデンサＣｓとで定まる時定数に設定しておけば、昇降圧チョッパ回路１の出力電圧の立ち上がりを早くすることができる（つまり、タイマ回路６による回路起動の遅れを最小限にとどめることができる）。
【００３６】
（実施形態２）
本実施形態の電源装置の基本構成は実施形態１と略同じであって、図２に示すような回路構成を有している。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００３７】
インバータ回路２は、昇降圧チョッパ回路１の出力電圧を高周波電力に電力変換して例えば放電灯などの負荷を含む負荷回路Ｚへ供給する。本実施形態におけるインバータ回路２は、いわゆるハーフブリッジ型のインバータ回路であって、昇降圧チョッパ回路１の出力端間（平滑コンデンサＣ９の両端間）に接続したＭＯＳＦＥＴからなる２個のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路と、昇降圧チョッパ回路１の出力端間に接続した２個のコンデンサＣ３，Ｃ４の直列回路とを備え、２個のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点と、２個のコンデンサＣ３，Ｃ４の接続点との間に負荷回路Ｚが接続されている。インバータ回路２は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフがインバータ制御回路８により制御され、定常状態において両スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が交互にオンオフされることによって、負荷回路Ｚへ高周波電圧が供給される。なお、インバータ制御回路８は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をＰＷＭ制御することができるＩＣにより構成されている。また、各スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は交流電源Ｖｓの電源周波数よりも十分に高い周波数でオンオフされる。
【００３８】
ところで、本実施形態では、実施形態１で説明した論理和回路ＯＲ１（図１参照）は設けておらず、タイマ回路６の出力信号がＨレベルになった後に、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が交互にオンオフされるように構成されている。
【００３９】
以下、本実施形態の電源装置の動作について説明する。
【００４０】
電源が投入されると、制御電源としてのコンデンサＣ１０は抵抗Ｒ１０を介して徐々に充電される。タイマ回路６は、コンデンサＣ１０の端子電圧に基づいて電源投入を検出すると出力信号をＨレベルにし、所定時間が経過すると出力信号をＬレベルにする。ＰＷＭ制御回路３はタイマ回路６の出力信号がＨレベルの間は発振を開始しないので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はタイマ回路６の出力信号がＨレベルの間は動作しない。これに対して、インバータ回路２は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が交互にオンオフされるから、タイマ回路６の出力信号がＨレベルの間には、コンデンサＣ１０−ダイオードＤ１０−ブーストラップコンデンサＣｓ−インダクタＬ１−インバータ回路２−コンデンサＣ１０の経路でブーストラップコンデンサＣｓが充電される。要するに、ブーストラップコンデンサＣｓは、端子電圧がコンデンサＣ１０の電圧よりも低いときにコンデンサＣ１０と昇降圧チョッパ回路１のインダクタＬ１とインバータ回路２のスイッチング素子Ｑ３またはＱ４とを通る経路で充電される。
【００４１】
そして、上記所定時間が経過してタイマ回路６の出力信号がＬレベルになると、ＰＷＭ制御回路３が発振を開始してＰＷＭ信号が出力されて昇降圧チョッパ回路１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が安定してオンオフされる。この発振の開始時には、ブーストラップコンデンサＣｓがスイッチング素子Ｑ１を十分オンできるほど充電されており、スイッチング素子Ｑ１は安定にオンオフを開始できる。
【００４２】
しかして、本実施形態の電源装置では、電源が投入されるとブーストラップコンデンサＣｓが昇降圧チョッパ回路１のインダクタＬ１とインバータ回路２のスイッチング素子Ｑ３またはＱ４とを介して充電されるので、従来のような高耐圧のスイッチング素子を用いる必要がなく、低コスト化を図れる。なお、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１が第１のスイッチング素子を構成し、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が第２のスイッチング素子を構成している。
【００４３】
また、本実施形態の電源装置でも、実施形態１と同様に、電源投入後にＰＷＭ制御回路３のＰＷＭ信号の出力が開始される時点をタイマ回路６により計時される所定時間で規定することができ、昇降圧チョッパ回路１の出力電圧の立ち上がりに要する時間を安定させることができる。
【００４４】
（実施形態３）
本実施形態の電源装置の基本構成は実施形態１と略同じであって、図３に示す回路構成を有する。本実施形態では、実施形態１で説明したタイマ回路６の代わりに、電源投入を検出して昇降圧チョッパ回路１のスイッチング素子Ｑ２をオンさせブーストラップコンデンサＣｓの負端子の電位が十分に小さな所定範囲（ゼロボルトと見なせる範囲）内に入ったことを検出してスイッチング素子Ｑ２をオフさせる充電制御手段たる充電制御回路７を設けている点が相違する。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００４５】
充電制御回路７はコンデンサＣ１０の端子電圧に基づいて電源投入を検出し、出力信号をＨレベルにする。充電制御回路７の出力信号は、ＰＷＭ制御回路３および論理和回路ＯＲ１へ入力される。論理和回路ＯＲ１は、充電制御回路７の出力信号とＰＷＭ制御回路３の出力信号（定常状態ではＰＷＭ信号）とが入力される。ここに、充電制御回路７は、コンデンサＣ１０の端子電圧に基づいて電源投入を検出すると、出力信号をＨレベルにし、ブーストラップコンデンサＣｓとインダクタＬ１との接続点の電位が略ゼロになる（ブーストラップコンデンサＣｓが満充電になるとブーストラップコンデンサＣｓとインダクタＬ１との接続点の電位が略ゼロボルトになる）と、出力信号をＬレベルにする。なお、ブーストラップコンデンサＣｓが満充電になるとブーストラップコンデンサＣｓとインダクタＬ１との接続点の電位がゼロボルトと見なせる程度に小さな所定範囲に入る。
【００４６】
これに対して、信号発生手段としてのＰＷＭ制御回路３は、充電制御回路７の出力信号がＨレベルの間はＰＷＭ信号を出力せず、充電制御回路７の出力信号がＬレベルになるとＰＷＭ信号の出力を開始するように構成されている。
【００４７】
以下、本実施形態の電源装置の電源投入後の動作について説明する。
【００４８】
電源が投入されると、制御電源としてのコンデンサＣ１０は抵抗Ｒ１０を介して徐々に充電される。充電制御回路７は、コンデンサＣ１０の端子電圧に基づいて電源投入を検出すると出力信号をＨレベルにし、ブーストラップコンデンサＣｓとインダクタＬ１との接続点の電位が略ゼロになると出力信号をＬレベルにする。ＰＷＭ制御回路３は充電制御回路７の出力信号がＨレベルの間は発振を開始しないので、スイッチング素子Ｑ１は充電制御回路７の出力信号がＨレベルの間は動作しない。これに対して、スイッチング素子Ｑ２は充電制御回路７の出力信号がＨレベルの間は論理和回路ＯＲ１の出力信号がＨレベルなのでオンしている。ここに、スイッチング素子Ｑ２がオンのときには、コンデンサＣ１０−ダイオードＤ１０−ブーストラップコンデンサＣｓ−インダクタＬ１−スイッチング素子Ｑ２の経路でブーストラップコンデンサＣｓが充電される。要するに、ブーストラップコンデンサＣｓは、端子電圧がコンデンサＣ１０の電圧よりも低いときにコンデンサＣ１０と昇降圧チョッパ回路１のインダクタＬ１と昇降圧チョッパ回路１のスイッチング素子Ｑ２とを通る経路で充電される。
【００４９】
そして、ブーストラップコンデンサＣｓとインダクタＬ１との接続点の電位が略ゼロボルトになって充電制御回路７の出力信号がＬレベルになると、ＰＷＭ制御回路３が発振を開始してＰＷＭ信号が出力されてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が安定してオンオフされる。この発振の開始時には、ブーストラップコンデンサＣｓがスイッチング素子Ｑ１を十分オンできるほど充電されており、スイッチング素子Ｑ１は安定にオンオフを開始できる。
【００５０】
しかして、本実施形態の電源装置でも、実施形態１と同様に、電源が投入されるとブーストラップコンデンサＣｓが昇降圧チョッパ回路１のインダクタＬ１と昇降圧チョッパ回路１のスイッチング素子Ｑ２とを介して充電されるので、従来のような高耐圧のスイッチング素子を用いる必要がなく、低コスト化を図れる。なお、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１が第１のスイッチング素子を構成し、スイッチング素子Ｑ２が第２のスイッチング素子を構成している。
【００５１】
ところで、実施形態１のようなタイマ回路６を利用したものでは、交流電源Ｖｓの電源電圧が変動してブーストラップコンデンサＣｓの充電が遅くなった場合に、ブーストラップコンデンサＣｓをスイッチング素子Ｑ１を駆動するのに十分な電圧まで充電できないことがあるが、本実施形態の電源装置では、電源電圧が変動してもブーストラップコンデンサＣｓをスイッチング素子Ｑ１を駆動するのに十分な電圧まで確実に充電することができ、スイッチング素子Ｑ１を確実にオンさせることができる。
【００５２】
（実施形態４）
本実施形態の電源装置の基本構成は実施形態１と略同じであって、図４に示す回路構成を有する。本実施形態では、実施形態１で説明したタイマ回路６の代わりに、電源投入を検出して昇降圧チョッパ回路１のスイッチング素子Ｑ２をオンさせインダクタＬ１に設けた２次巻線ｎ２に生じる電圧の極性反転を検出することでゼロ電流検出を行ってスイッチング素子Ｑ２をオフさせる充電制御手段たる充電制御回路７を設けている点が相違する。すなわち、ブーストラップコンデンサＣｓが満充電になるとインダクタＬ１の両端に反転電圧が生じることを利用している。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００５３】
充電制御回路７はコンデンサＣ１０の端子電圧に基づいて電源投入を検出し、出力信号をＨレベルにする。充電制御回路７の出力信号は、ＰＷＭ制御回路３および論理和回路ＯＲ１へ入力される。論理和回路ＯＲ１は、充電制御回路７の出力信号とＰＷＭ制御回路３の出力信号（定常状態ではＰＷＭ信号）とが入力される。ここに、充電制御回路７は、コンデンサＣ１０の端子電圧に基づいて電源投入を検出すると、出力信号をＨレベルにし、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の電圧の極性が反転すると、出力信号をＬレベルにする。これに対して、信号発生手段としてのＰＷＭ制御回路３は、充電制御回路７の出力信号がＨレベルの間はＰＷＭ信号を出力せず、充電制御回路７の出力信号がＬレベルになるとＰＷＭ信号の出力を開始するように構成されている。
【００５４】
以下、本実施形態の電源装置の電源投入後の動作について説明する。
【００５５】
電源が投入されると、制御電源としてのコンデンサＣ１０は抵抗Ｒ１０を介して徐々に充電される。充電制御回路７は、コンデンサＣ１０の端子電圧に基づいて電源投入を検出すると出力信号をＨレベルにし、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の電圧の極性が反転すると出力信号をＬレベルにする。ＰＷＭ制御回路３は充電制御回路７の出力信号がＨレベルの間は発振を開始しないので、スイッチング素子Ｑ１は充電制御回路７の出力信号がＨレベルの間は動作しない。これに対して、スイッチング素子Ｑ２は充電制御回路７の出力信号がＨレベルの間は論理和回路ＯＲ１の出力信号がＨレベルなのでオンしている。ここに、スイッチング素子Ｑ２がオンのときには、コンデンサＣ１０−ダイオードＤ１０−ブーストラップコンデンサＣｓ−インダクタＬ１−スイッチング素子Ｑ２の経路でブーストラップコンデンサＣｓが充電される。要するに、ブーストラップコンデンサＣｓは、端子電圧がコンデンサＣ１０の電圧よりも低いときにコンデンサＣ１０と昇降圧チョッパ回路１のインダクタＬ１と昇降圧チョッパ回路１のスイッチング素子Ｑ２とを通る経路で充電される。
【００５６】
そして、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の電圧の極性が反転して充電制御回路７の出力信号がＬレベルになると、ＰＷＭ制御回路３が発振を開始してＰＷＭ信号が出力されてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が安定してオンオフされる。この発振の開始時には、ブーストラップコンデンサＣｓがスイッチング素子Ｑ１を十分オンできるほど充電されており、スイッチング素子Ｑ１は安定にオンオフを開始できる。
【００５７】
しかして、本実施形態の電源装置でも、実施形態１と同様に、電源が投入されるとブーストラップコンデンサＣｓが昇降圧チョッパ回路１のインダクタＬ１と昇降圧チョッパ回路１のスイッチング素子Ｑ２とを介して充電されるので、従来のような高耐圧のスイッチング素子を用いる必要がなく、低コスト化を図れる。なお、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１が第１のスイッチング素子を構成し、スイッチング素子Ｑ２が第２のスイッチング素子を構成している。
【００５８】
ところで、実施形態１のようなタイマ回路６を利用したものでは、交流電源Ｖｓの電源電圧が変動してブーストラップコンデンサＣｓの充電が遅くなった場合に、ブーストラップコンデンサＣｓをスイッチング素子Ｑ１を駆動するのに十分な電圧まで充電できないことがあるが、本実施形態の電源装置では、電源電圧が変動してもブーストラップコンデンサＣｓをスイッチング素子Ｑ１を駆動するのに十分な電圧まで確実に充電することができ、スイッチング素子Ｑ１を確実にオンさせることができる。
【００５９】
【発明の効果】
請求項１の発明は、第１のスイッチング素子のオン時に直流電源からインダクタに蓄積したエネルギを第１のスイッチング素子のオフ時に出力側に放出するチョッパ回路と、第１のスイッチング素子をオンオフさせる信号を生成する信号発生手段と、第１のスイッチング素子を駆動するための駆動電源用コンデンサと、駆動電源用コンデンサに電荷を供給する制御電源と、制御電源と駆動電源用コンデンサとインダクタとを通る経路に挿入された第２のスイッチング素子とを備え、電源投入後において前記信号発生手段の出力を停止させている間に前記インダクタと前記第２のスイッチング素子とを介して前記駆動電源用コンデンサを充電するものであり、電源投入後において前記信号発生手段の出力を停止させている間に前記インダクタと前記第２のスイッチング素子とを介して前記駆動電源用コンデンサが充電されるので、従来のような高耐圧のスイッチング素子を用いる必要がなく、低コスト化を図れるという効果がある。
【００６０】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記チョッパ回路が、前記直流電源の両端間に前記第１のスイッチング素子と前記インダクタと前記第２のスイッチング素子との直列回路を有し、電源投入後に前記駆動電源用コンデンサが規定電圧まで充電される程度に設定した所定時間だけ前記第２のスイッチング素子をオンさせるためのタイマ回路を備え、前記所定時間の経過後に前記信号発生手段の出力を開始させるので、電源投入後に前記信号発生手段の出力が開始される時点をタイマ回路により計時される所定時間で規定することができ、前記チョッパ回路の出力電圧の立ち上がりに要する時間を安定させることができるという効果がある。
【００６２】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記タイマ回路は、前記所定時間が前記インダクタと前記駆動電源用コンデンサとで定まる時定数に設定されているので、前記チョッパ回路の出力電圧の立ち上がりを早くすることができるという効果がある。
【００６３】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記チョッパ回路が、前記直流電源の両端間に前記第１のスイッチング素子と前記インダクタと前記第２のスイッチング素子との直列回路を有し、電源投入を検出して前記第２のスイッチング素子をオンさせ前記駆動電源用コンデンサの負端子の電位が十分に小さな所定範囲内に入ったことを検出して前記第２のスイッチング素子をオフさせる充電制御手段を備えるので、電源電圧が変動しても前記駆動電源用コンデンサを前記第１のスイッチング素子を駆動するのに十分な電圧まで確実に充電することができるという効果がある。なお、十分に小さな所定範囲とはゼロボルトと見なせる程度に小さな電位を意味している。
【００６４】
請求項５の発明は、請求項１の発明において、前記チョッパ回路が、前記直流電源の両端間に前記第１のスイッチング素子と前記インダクタと前記第２のスイッチング素子との直列回路を有し、前記インダクタに２次巻線を設け、電源投入を検出して前記第２のスイッチング素子をオンさせ前記２次巻線の両端電圧の極性反転を検出して前記第２のスイッチング素子をオフさせる充電制御手段を備えるので、電源電圧が変動しても前記駆動電源用コンデンサを前記第１のスイッチング素子を駆動するのに十分な電圧まで確実に充電することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す回路図である。
【図２】実施形態２を示す回路図である。
【図３】実施形態３を示す回路図である。
【図４】実施形態４を示す回路図である。
【図５】従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
１  昇降圧チョッパ回路
２  インバー回路
３  ＰＷＭ制御回路
４  ドライバ
６  タイマ回路
Ｃ９  平滑コンデンサ
Ｃ１０  コンデンサ
Ｃｓ  ブーストラップコンデンサ
Ｄ１  ダイオード
Ｄ２  ダイオード
Ｄ１０  ダイオード
ＤＢ  整流器
Ｌ１  インダクタ
ＯＲ１  論理和回路
Ｑ１  スイッチング素子
Ｑ２  スイッチング素子
Ｖｓ  交流電源
【図１】
0003775240.tif 000002
【図２】
0003775240.tif 000003
【図３】
0003775240.tif 000004
【図４】
0003775240.tif 000005
【図５】
0003775240.tif 000006