(57)【要約】  単相モータ（１２）に交流電圧を出力するインバータ（１１）と、インバータ（１１）が出力する交流電圧を制御する制御部（２５）と、単相モータ（１２）に流れる電流を検出する電流検出部（２２）と、を備え、制御部（２５）は、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による正弦波と電流検出部（２２）で検出された電流との積によって算出される物理量に応じて単相モータ（１２）の回転速度を制御する。
2020208785.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相モータに交流電圧を出力するインバータと、
前記インバータが出力する前記交流電圧を制御する制御部と、
前記単相モータに流れる電流を検出する電流検出部と、
を備え、
前記制御部は、前記交流電圧の極性の変化を基点とした位相による正弦波と前記電流検出部で検出された前記電流との積によって算出される物理量に応じて前記単相モータの回転速度を制御するモータ駆動装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記位相による余弦波と前記電流との積によって算出される物理量を前記回転速度に比例して増加させるように制御する請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記回転速度が規定された第１の回転速度に到達した場合、前記位相による正弦波と前記電流との積によって算出される物理量を低下させるように制御する請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記回転速度に応じて制御周期を変更し、前記位相に演算の遅れを補正する進角指令値を加算する請求項１から３のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記電流である第１の電流から前記第１の電流と位相差のある第２の電流を算出し、前記第１の電流及び前記第２の電流を用いて前記単相モータの回転速度を制御する請求項１から４のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
【請求項６】
前記単相モータは、主巻線に対して位相差のある補助巻線を有し、
前記電流検出部は、前記電流である第１の電流及び前記第１の電流に対して位相差のある第２の電流を検出し、
前記制御部は、前記第１の電流及び前記第２の電流を用いて前記単相モータの回転速度を制御する請求項１から４のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
【請求項７】
前記制御部は、前記位相による正弦波と前記電流との積によって算出される物理量の振動を検知した場合、制御周期を遅くする請求項１から６のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
【請求項８】
前記インバータが有する複数のスイッチング素子のうちの少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項１から７のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
【請求項９】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、またはダイヤモンドである請求項８に記載のモータ駆動装置。
【請求項１０】
請求項１から９のいずれか１つに記載のモータ駆動装置を備える電動送風機。
【請求項１１】
請求項１０に記載の電動送風機を備える電気掃除機。
【請求項１２】
請求項１０に記載の電動送風機を備えるハンドドライヤ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相モータを駆動するモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、モータには、ブラシ付き直流モータ、誘導モータ、ＰＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ  Ｍａｇｎｅｔ）モータなど様々な種類があり、モータの相数にも単相、三相などの種類がある。これらの種々のモータの中で、単相ＰＭモータは、ブラシ付き直流モータと比較して、機械構造であるブラシを用いないブラシレス構造のため、ブラシの摩耗が発生しない。この特徴により、単相ＰＭモータは、高寿命且つ高信頼性を確保することができる。また、単相ＰＭモータは、誘導モータと比較して、ロータに２次電流が流れないため高効率なモータである。【０００３】
単相ＰＭモータは、相数が異なる三相ＰＭモータと比較しても次の利点がある。
（１）三相ＰＭモータの場合には三相インバータが必要であるのに対し、単相ＰＭモータでは単相インバータでよい。
（２）三相インバータとして一般的に用いられるフルブリッジインバータを用いると、６つのスイッチング素子が必要であるのに対し、単相ＰＭモータの場合、フルブリッジインバータを用いたとしても４つのスイッチング素子で構成できる。
（３）（１）及び（２）の特徴により、単相ＰＭモータは、三相ＰＭモータと比較して、装置の小型化が可能である。
特許文献１には、単相ＰＭモータの駆動方式に関する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１２−１３０３７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１には、『電動送風機への通電量を制御する制御手段を有し、予め実験等によって求められている「通電量−電流−風量」の関係より風量を推定すると共に、推定風量が第一の所定の範囲内であるときに、前記推定風量が低下するにしたがって、前記電動送風機への通電量を下げる方向に制御し、且つ、前記通電量は、前記第一の所定の範囲となる風量領域において、前記集塵室内の真空度が略一定に、且つ、予め実験等によって設定された値となるように制御する』という記載がある。すなわち、特許文献１において、電動送風機による風量は、電動送風機の仕事量により決定されることになり、また、電動送風機における電気エネルギーの観点からは有効電力により決定されることになる。【０００６】
特許文献１の技術では、推定風量に応じて通電量を制御しているが、有効電力及び無効電力という観点での制御は行われていない。また、特許文献１の技術では、通電量のみでは皮相電力は制御されるものの、必要な有効電力を個別に制御することはできていない。そのため、特許文献１の技術では、電動機に流れる電流が最大効率点より大きくなり、効率が悪化する、という問題があった。【０００７】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、有効電力と無効電力とを制御して単相モータを駆動するモータ駆動装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、単相モータに交流電圧を出力するインバータと、インバータが出力する交流電圧を制御する制御部と、単相モータに流れる電流を検出する電流検出部と、を備える。制御部は、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による正弦波と電流検出部で検出された電流との積によって算出される物理量に応じて単相モータの回転速度を制御する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明に係るモータ駆動装置は、有効電力と無効電力とを制御して単相モータを駆動することができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】実施の形態１に係るモータ駆動装置を含むモータ駆動システムの構成例を示す図
【図２】図１に示されるインバータの回路構成の例を示す図
【図３】図１に示される制御部の機能部位のうちのＰＷＭ信号を生成する機能部位を示すブロック図
【図４】図３に示されるキャリア比較部の構成例を示すブロック図
【図５】図４に示されるキャリア比較部における要部の波形例を示すタイムチャート
【図６】図３に示されるキャリア比較部の他の構成例を示すブロック図
【図７】図６に示されるキャリア比較部における要部の波形例を示すタイムチャート
【図８】実施の形態１に係るインバータから単相モータに印加される電圧及び単相モータに流れる電流の位相差を回転座標上に示す図
【図９】実施の形態１に係る単相モータに補助巻線を追加した状態を示す図
【図１０】実施の形態１に係るモータ駆動装置において電流位相差０度のときの電圧、電流、有効電流及び無効電流を示す図
【図１１】実施の形態１に係るモータ駆動装置において電流位相差３０度のときの電圧、電流、有効電流及び無効電流を示す図
【図１２】実施の形態１に係るモータ駆動装置において電流位相差６０度のときの電圧、電流、有効電流及び無効電流を示す図
【図１３】実施の形態１に係る制御部の第１の構成例を示す図
【図１４】実施の形態１に係る制御部の第２の構成例を示す図
【図１５】実施の形態１に係るモータ駆動装置における電圧指令、有効電圧、無効電圧及び位相の関係を示す図
【図１６】図１３及び図１４で示される制御周期決定部の構成例を示す図
【図１７】実施の形態１に係る制御部の制御周期及び三角関数の関係を示す図
【図１８】実施の形態１に係る制御部の第３の構成例を示す図
【図１９】実施の形態１に係る制御部において有効電力を一定値とした際に無効電流を増減させた場合の効率の変化の例を示す図
【図２０】実施の形態１に係るモータ駆動装置におけるモータ仕事と銅損との関係を示す図
【図２１】実施の形態１に係るモータ駆動装置において密閉を検出したときの回転速度、有効電力及び無効電力の変化の様子を示す図
【図２２】実施の形態１に係る制御部の第４の構成例を示す図
【図２３】実施の形態１に係る制御部の動作を示すフローチャート
【図２４】実施の形態１に係るモータ駆動装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図
【図２５】実施の形態２に係るモータ駆動装置を備える電動送風機の構成例を示す図
【図２６】実施の形態２に係る電動送風機を備える電気掃除機の構成例を示す図
【図２７】実施の形態２に係る電動送風機を備えるハンドドライヤの構成例を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤを図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続と物理的な接続とを区別せずに、単に「接続」と称して説明する。
【００１２】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置２を含むモータ駆動システム１の構成例を示す図である。図１に示すモータ駆動システム１は、単相モータ１２と、モータ駆動装置２と、バッテリ１０と、電圧センサ２０と、位置センサ２１と、スイッチ１０２と、を備える。
【００１３】
モータ駆動装置２は、単相モータ１２に交流電力を供給して単相モータ１２を駆動する。バッテリ１０は、モータ駆動装置２に直流電力を供給する直流電源である。電圧センサ２０は、バッテリ１０からモータ駆動装置２に出力される直流電圧Ｖｄｃを検出する。位置センサ２１は、単相モータ１２に内蔵されるロータ１２ａの回転位置であるロータ回転位置を検出する。
【００１４】
単相モータ１２は、不図示の電動送風機を回転させる回転電機として利用される。単相モータ１２及び当該電動送風機は、電気掃除機及びハンドドライヤといった装置に搭載される。
【００１５】
なお、本実施の形態では、電圧センサ２０が直流電圧Ｖｄｃを検出しているが、電圧センサ２０の検出対象は、バッテリ１０から出力される直流電圧Ｖｄｃに限定されない。電圧センサ２０の検出対象は、モータ駆動装置２の出力電圧であるインバータ出力電圧でもよい。「インバータ出力電圧」は後述する「モータ印加電圧」と同義である。
【００１６】
モータ駆動装置２は、インバータ１１と、制御部２５と、駆動信号生成部３２とを備える。インバータ１１は、単相モータ１２に接続され、単相モータ１２に交流電圧を出力する。なお、バッテリ１０とインバータ１１の間には不図示のコンデンサを電圧安定のために挿入してもよい。制御部２５は、インバータ１１が出力する交流電圧を制御する。
【００１７】
また、モータ駆動装置２は、単相モータ１２に流れる電流、すなわちモータ電流を検出するための電流検出部２２を備える。電流検出部２２については、単相モータ１２に流れる電流が検出できればどこに配置してもよい。モータ駆動装置２では、電流検出部２２を、単相モータ１２の配線に直列に配置してもよいし、インバータ１１のスイッチング素子に対して直列に配置してもよいし、インバータ１１の電源線またはグランド線に配置してもよい。また、電流検出部２２における電流の検出方法について、抵抗値が既知な抵抗器を挿入し電圧値を検出することでオームの法則より電流値を算出する方法、トランスによる検出方法、ホール効果を用いた検出方法などが挙げられるが、どの方法を用いても電流が検出できればよい。本実施の形態では、単相モータ１２の配線に直列にトランスの電流センサを挿入する方法を記載する。また、インバータ１１は、単相インバータを想定しているが、単相モータ１２を駆動できるものであればよい。
【００１８】
制御部２５には、電圧センサ２０により検出された直流電圧Ｖｄｃ、電流検出部２２により検出された電流Ｉｍ、保護信号、位置センサ２１から出力された回転位置検出信号である位置センサ信号２１ａ及びスイッチ１０２から出力された指令値が入力される。指令値は、トルクに起因する有効電流指令値Ｉｐ＊、回転速度指令値ω＊などが挙げられる。制御部２５は、直流電圧Ｖｄｃと、位置センサ信号２１ａと、指令値とに基づいて、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。
【００１９】
スイッチ１０２は、例えば、物理スイッチであり、電気掃除機などに用いられる手元の強運転、弱運転の切り替えスイッチなどである。スイッチ１０２の形状は、押しボタン式、トグル式など様々な種類が存在するが、使用者の要求を制御部２５に伝えられる形状であればどれでもよい。また、スイッチ１０２は、物理スイッチに限らず、使用時間、状態に合わせて指令値を自動で切り替える構成の場合には、ソフトウェア上の処理であっても構わない。
【００２０】
駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されたＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に基づいて、インバータ１１のスイッチング素子を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を生成する。位置センサ信号２１ａは、ロータ１２ａで発生する磁束の方向に応じて変化する二値のディジタル信号である。なお、モータ駆動システム１では、単相モータ１２の電流値などを用いて制御部２５がロータ１２ａの位置を推定し、位置センサレスで駆動する場合には、位置センサ２１及び位置センサ信号２１ａは不要としてもよい。
【００２１】
駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されたＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を、インバータ１１を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に変換して、インバータ１１に出力する。なお、駆動信号生成部３２については、インバータ１１に内蔵される構造であってもよいし、制御部２５と一体になっている構造であってもよいし、図１では一例として示している。
【００２２】
単相モータ１２の一例は、ブラシレスモータである。単相モータ１２がブラシレスモータである場合、単相モータ１２のロータ１２ａには、図示しない複数個の永久磁石が周方向に配列される。これらの複数個の永久磁石は、着磁方向が周方向に交互に反転するように配置され、ロータ１２ａの複数個の磁極を形成する。単相モータ１２のステータ１２ｂには図示しない巻線が巻かれている。当該巻線には交流電流が流れる。単相モータ１２の巻線に流れる電流を適宜「モータ電流」と呼ぶ。本実施の形態では、ロータ１２ａの磁極数は４極を想定するが、ロータ１２ａの磁極数は４極以外でもよい。
【００２３】
図２は、図１に示されるインバータ１１の回路構成の例を示す図である。インバータ１１は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４を有する。スイッチング素子５１，５２は第１レグ５Ａを構成する。第１レグ５Ａにおいて、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とは直列に接続される。スイッチング素子５３，５４は第２レグ５Ｂを構成する。第２レグ５Ｂにおいて、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とは直列に接続される。
【００２４】
スイッチング素子５１，５３は、高電位側に位置し、スイッチング素子５２，５４は、低電位側に位置する。インバータ回路では、一般的に、高電位側は「上アーム」と称され、低電位側は「下アーム」と称される。以下の説明において、第１レグ５Ａのスイッチング素子５１を「上アーム第１素子」と呼び、第２レグ５Ｂのスイッチング素子５３を「上アーム第２素子」と呼ぶ場合がある。また、第１レグ５Ａのスイッチング素子５２を「下アーム第１素子」と呼び、第２レグ５Ｂのスイッチング素子５４を「下アーム第２素子」と呼ぶ場合がある。
【００２５】
スイッチング素子５１とスイッチング素子５２との接続点６Ａと、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４との接続点６Ｂとは、ブリッジ回路における交流端を構成する。接続点６Ａと接続点６Ｂとの間には、単相モータ１２と、単相モータ１２に流れる電流を検出するための電流検出部２２とが接続される。前述のように、電流検出部２２は単相モータ１２に流れる電流が検出できればどこに挿入してもよく、電流検出部２２における電流の検出方法も限定されない。
【００２６】
複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のそれぞれには、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用される。ＭＯＳＦＥＴは、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の一例である。
【００２７】
スイッチング素子５１には、スイッチング素子５１のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５１ａが形成される。スイッチング素子５２には、スイッチング素子５２のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５２ａが形成される。スイッチング素子５３には、スイッチング素子５３のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５３ａが形成される。スイッチング素子５４には、スイッチング素子５４のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５４ａが形成される。複数のボディダイオード５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａのそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであり、還流ダイオードとして使用される。なお、別途還流ダイオードを接続してもよく、ＭＯＳＦＥＴに代えてＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いてもよい。
【００２８】
複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４は、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のうちの少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体で形成されてもよい。
【００２９】
一般的に、ワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４にワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能であり、また、半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。
【００３０】
図３は、図１に示される制御部２５の機能部位のうちのＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する機能部位を示すブロック図である。図３において、キャリア比較部３８には、後述する電圧指令Ｖｒｅｆを生成するときに用いられる電圧位相θｖが入力される。また、キャリア比較部３８には、キャリア生成部３３で生成されたキャリアと、直流電圧Ｖｄｃと、電圧指令Ｖｒｅｆの振幅値である電圧指令Ｖ＊とが入力される。キャリア比較部３８は、キャリア、電圧位相θｖ、直流電圧Ｖｄｃ及び電圧指令Ｖ＊に基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。
【００３１】
図４は、図３に示されるキャリア比較部３８の構成例を示すブロック図である。図４には、キャリア比較部３８の一例であるキャリア比較部３８Ａ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。図４において、キャリア生成部３３には、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆＣ［Ｈｚ］が設定される。キャリア周波数ｆＣ［Ｈｚ］の矢印の先には、キャリア波形の一例として、“０”と“１”との間を上下する三角波キャリアが示される。インバータ１１のＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがある。同期ＰＷＭ制御の場合、電圧位相θｖにキャリアを同期させる必要がある。一方、非同期ＰＷＭ制御の場合、電圧位相θｖにキャリアを同期させる必要はない。
【００３２】
キャリア比較部３８Ａは、図４に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｄ、乗算部３８ｆ、加算部３８ｅ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。
【００３３】
絶対値演算部３８ａは、電圧指令Ｖ＊の絶対値｜Ｖ＊｜を演算する。除算部３８ｂは、絶対値｜Ｖ＊｜を、電圧センサ２０で検出された直流電圧Ｖｄｃによって除算する。図４に示す構成では、除算部３８ｂの出力が変調率となる。バッテリ１０の出力電圧であるバッテリ電圧は、電流を流し続けることにより変動する。そのため、キャリア比較部３８Ａでは、絶対値｜Ｖ＊｜を直流電圧Ｖｄｃで除算することによって、変調率の値を調整し、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないようにできる。
【００３４】
乗算部３８ｃは、電圧位相θｖの正弦値を演算する。乗算部３８ｃは、電圧位相θｖの正弦値を、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算する。乗算部３８ｄは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｒｅｆに“１／２”を乗算する。加算部３８ｅは、乗算部３８ｄの出力に“１／２”を加算する。乗算部３８ｆは、加算部３８ｅの出力に“−１”を乗算する。加算部３８ｅの出力は、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための正側電圧指令Ｖｒｅｆ１として比較部３８ｇに入力される。乗算部３８ｆの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための負側電圧指令Ｖｒｅｆ２として比較部３８ｈに入力される。
【００３５】
比較部３８ｇは、正側電圧指令Ｖｒｅｆ１と、キャリアの振幅とを比較する。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈは、負側電圧指令Ｖｒｅｆ２と、キャリアの振幅とを比較する。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはない。出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。
【００３６】
図５は、図４に示されるキャリア比較部３８Ａにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図５には、加算部３８ｅから出力される正側電圧指令Ｖｒｅｆ１の波形と、乗算部３８ｆから出力される負側電圧指令Ｖｒｅｆ２の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の波形と、インバータ出力電圧の波形とが示されている。
【００３７】
ＰＷＭ信号Ｑ１は、正側電圧指令Ｖｒｅｆ１がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、正側電圧指令Ｖｒｅｆ１がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、負側電圧指令Ｖｒｅｆ２がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、負側電圧指令Ｖｒｅｆ２がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図４に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ  Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ  Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。
【００３８】
インバータ出力電圧の波形は、図５に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、インバータ１１から単相モータ１２に印加される。
【００３９】
キャリア比較部３８ＡがＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する際に使用する変調方式としては、バイポーラ変調と、ユニポーラ変調とが知られている。バイポーラ変調は、電圧指令Ｖｒｅｆの１周期ごとに正または負の電位で変化する電圧パルスを出力する変調方式である。ユニポーラ変調は、電圧指令Ｖｒｅｆの１周期ごとに３つの電位で変化する電圧パルス、すなわち正の電位と負の電位と零の電位とに変化する電圧パルスを出力する変調方式である。図５に示される波形は、ユニポーラ変調によるものである。本実施の形態のモータ駆動装置２においては、何れの変調方式を用いてもよい。なお、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、バイポーラ変調よりも、高調波含有率が少ないユニポーラ変調を採用することが好ましい。
【００４０】
また、図５に示される波形は、電圧指令Ｖｒｅｆの半周期Ｔ／２の区間において、第１レグ５Ａを構成するスイッチング素子５１，５２と、第２レグ５Ｂを構成するスイッチング素子５３，５４の４つのスイッチング素子をスイッチング動作させる方式によって得られる。この方式は、正側電圧指令Ｖｒｅｆ１と負側電圧指令Ｖｒｅｆ２の双方でスイッチング動作させることから、「両側ＰＷＭ」と呼ばれる。これに対し、電圧指令Ｖｒｅｆの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作を休止させ、電圧指令Ｖｒｅｆの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作を休止させる方式もある。この方式は、「片側ＰＷＭ」と呼ばれる。以下、「片側ＰＷＭ」について説明する。
【００４１】
図６は、図３に示されるキャリア比較部３８の他の構成例を示すブロック図である。図６には、上述した「片側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号の生成回路の一例が示され、具体的には、キャリア比較部３８の一例であるキャリア比較部３８Ｂ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。なお、図６に示されるキャリア生成部３３の構成は、図４に示されるものと同一または同等である。また、図６に示されるキャリア比較部３８Ｂの構成において、図４に示されるキャリア比較部３８Ａと同一または同等の構成部には同一の符号を付して示している。
【００４２】
キャリア比較部３８Ｂは、図６に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｋ、加算部３８ｍ、加算部３８ｎ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。
【００４３】
絶対値演算部３８ａは、電圧指令Ｖ＊の絶対値｜Ｖ＊｜を演算する。除算部３８ｂは、絶対値｜Ｖ＊｜を、電圧センサ２０で検出された直流電圧Ｖｄｃによって除算する。図６の構成でも、除算部３８ｂの出力が変調率となる。
【００４４】
乗算部３８ｃは、電圧位相θｖの正弦値を演算する。乗算部３８ｃは、電圧位相θｖの正弦値を、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算する。乗算部３８ｋは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｒｅｆに“−１”を乗算する。加算部３８ｍは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｒｅｆに“１”を加算する。加算部３８ｎは、乗算部３８ｋの出力、即ち電圧指令Ｖｒｅｆの反転出力に“１”を加算する。加算部３８ｍの出力は、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための第１電圧指令Ｖｒｅｆ３として比較部３８ｇに入力される。加算部３８ｎの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための第２電圧指令Ｖｒｅｆ４として比較部３８ｈに入力される。
【００４５】
比較部３８ｇは、第１電圧指令Ｖｒｅｆ３と、キャリアの振幅とを比較する。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈは、第２電圧指令Ｖｒｅｆ４と、キャリアの振幅とを比較する。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはない。出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。
【００４６】
図７は、図６に示されるキャリア比較部３８Ｂにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図７には、加算部３８ｍから出力される第１電圧指令Ｖｒｅｆ３の波形と、加算部３８ｎから出力される第２電圧指令Ｖｒｅｆ４の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の波形と、モータ印加電圧の波形とが示されている。なお、図７では、便宜的に、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第１電圧指令Ｖｒｅｆ３の波形部分と、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第２電圧指令Ｖｒｅｆ４の波形部分は、フラットな直線で表されている。
【００４７】
ＰＷＭ信号Ｑ１は、第１電圧指令Ｖｒｅｆ３がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第１電圧指令Ｖｒｅｆ３がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、第２電圧指令Ｖｒｅｆ４がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第２電圧指令Ｖｒｅｆ４がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図６に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ  Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ  Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。
【００４８】
インバータ出力電圧の波形は、図７に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、インバータ１１から単相モータ１２に印加される。
【００４９】
図７に示される波形では、電圧指令Ｖｒｅｆの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作が休止し、電圧指令Ｖｒｅｆの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作が休止している。
【００５０】
また、図７に示されるように、インバータ出力電圧の波形は、電圧指令Ｖｒｅｆの１周期ごとに３つの電位で変化するユニポーラ変調となる。前述の通り、ユニポーラ変調に代えてバイポーラ変調を用いてもよいが、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、ユニポーラ変調を採用することが好ましい。
【００５１】
キャリア生成部３３は、これらＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の生成に使用されるキャリアとして、所望の周波数ｆｃから山と谷の三角波を生成している。周波数ｆｃは単相モータ１２の回転速度に合わせて可変であり、キャリア生成部３３は、単相モータ１２の回転速度が高くなるほど、キャリアの周波数ｆｃも高くする。キャリア生成部３３では、単相モータ１２の回転速度に対して２倍以上の周波数ｆｃでキャリアを生成することが望ましい。なお、キャリア生成部３３は、生成するキャリアは三角波でなく、鋸波などでも構わない。
【００５２】
図８は、実施の形態１に係るインバータ１１から単相モータ１２に印加される電圧Ｖｍ及び単相モータ１２に流れる電流Ｉｍの位相差を回転座標上に示す図である。電圧Ｖｍ及び電流Ｉｍは、それぞれ交流であるため下記の式（１）及び式（２）で表すことができる。
【００５３】
Ｖｍ＝Ｖｍ＿ａｍｐｓｉｎθｖ  …（１）
Ｉｍ＝Ｉｍ＿ａｍｐｓｉｎ（θｖ＋α）  …（２）
【００５４】
ここで、Ｖｍ＿ａｍｐは電圧波形振幅であり、Ｉｍ＿ａｍｐは電流波形振幅である。また、θｖは電圧位相、すなわちθｖ＝ωｅｔであり、ωｅは電気角速度、すなわちωｅ＝２πｆｅであり、ｆｅは電気角周波数である。また、αは電圧Ｖｍに対する電流Ｉｍの電流位相差である。電圧位相θｖは、ある電気角周波数ｆｅで０〜３６０度で回転する位相である。電圧位相θｖは、単相モータ１２に印加される電圧Ｖｍすなわち交流電圧の極性の変化を基点とした位相である。電流位相差αは電圧波形に対する電流波形の遅れを表しており、定常状態において定数である。電流Ｉｍに電圧Ｖｍと同位相のｓｉｎθｖ及びｃｏｓθｖを乗算すると以下の式（３）及び式（４）が得られる。式（３）は、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による正弦波と、電流検出部２２で検出された電流Ｉｍとの積によって算出される物理量である。また、式（４）は、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による余弦波と、電流検出部２２で検出された電流Ｉｍとの積によって算出される物理量である。
【００５５】
【数１】
2020208785.tif 000003
【数２】
2020208785.tif 000004
【００５６】
式（３）及び式（４）より、第二項及び第三項は２θｖの周波数成分を含んでいることが確認できる。また、第一項はｃｏｓαまたはｓｉｎαを含む定数であり、周波数成分を含まない直流成分となる。αは電圧Ｖｍに対する電流Ｉｍの遅れ成分であるため、ｃｏｓαは力率を表している。一般的に、モータの回転に寄与する有効電流及び無効電流は、下記の式（５）及び式（６）で示される。
【００５７】
有効電流Ｉｐ＝Ｉｍ＿ｒｍｓｃｏｓα  …（５）
無効電流Ｉｑ＝Ｉｍ＿ｒｍｓｓｉｎα  …（６）
【００５８】
ここで、Ｉｍ＿ｒｍｓは電流波形の実効値、すなわちＩｍ＿ｒｍｓ＝Ｉｍ＿ａｍｐ／（√２）である。なお、√２は２の平方根を示す。式（５）及び式（６）より、式（３）の第一項は単相モータ１２に流れる電流Ｉｍの有効電流の１／√２倍であり、式（４）の第一項は単相モータ１２に流れる電流Ｉｍの無効電流の１／√２倍であることを表している。そのため、制御部２５は、式（３）及び（４）の算出結果から、ローパスフィルタなどの信号処理によって基本波の２倍の周波数２θｖの成分を取り除き、√２倍した値を有効電流Ｉｐ及び無効電流Ｉｑとして扱う。電圧位相θｖは電圧Ｖｍの位相であるため既知である。制御部２５は、電流Ｉｍを電流センサ、シャント抵抗などの電流検出部２２から取得、またはオブザーバ器などで推定することで式（３）及び式（４）を算出する。
【００５９】
前述のローパスフィルタは、式（３）及び式（４）から基本波の２倍の周波数を低減でき、直流成分が抽出できれば、フィルタの形態、係数などに制限はない。単相モータ１２の回転速度が増加すると低減したい周波数も高くなるため、単相モータ１２の回転速度に対して低減する帯域が可変となるローパスフィルタを設計する。可能であれば、ローパスフィルタから出力される信号の遅れが少なく、直流成分以外の帯域を可能な限り減衰できるローパスフィルタが理想である。
【００６０】
有効電流Ｉｐ及び無効電流Ｉｑを算出する方法は、上記に限らない。制御部２５は、例えば、検出された電流に対して９０度位相差のある仮想的な電流を算出する。制御部２５は、検出された電流と仮想的な電流とを足し合わせた波形に、前述と同様に電圧位相波形ｓｉｎθｖを積算して、定数として有効電流Ｉｐを算出することができる。制御部２５において、仮想的な電流を算出する方法として、電流Ｉｍの微分結果または積分結果を使用する方法がある。交流の微分は交流位相を９０度進ませ、交流の積分は交流位相を９０度遅らせるため、制御部２５は、下記の式（７）のように係数を調整することで、同じ振幅で９０度位相差のある仮想電流を算出できる。前述のように、θｖ＝ωｅｔであり、電圧位相θｖは時間ｔによって変化する変数である。
【００６１】
【数３】
2020208785.tif 000005
【００６２】
すなわち、制御部２５は、電流検出部２２で検出された電流Ｉｍである第１の電流から第１の電流と位相差のある第２の電流を算出し、第１の電流及び第２の電流を用いて単相モータ１２の回転速度を制御する。制御部２５は、この他にも、検出された電流Ｉｍを周期毎に保存し、次の周期で保存した波形から９０度位相差をもたせた波形を算出してもよい。また、モータ駆動装置２では、単相モータ１２に物理的に９０度の位相差を持つ補助巻線を追加することで、電流検出部２２において位相差をもつ電流を検出することが可能である。図９は、実施の形態１に係る単相モータ１２に補助巻線１０１を追加した状態を示す図である。図９は、単相モータ１２において、主巻線１００に対して、９０度の位相差をもつ補助巻線１０１を追加した状態を示している。この場合、電流検出部２２は、電流Ｉｍである第１の電流及び第１の電流に対して位相差のある第２の電流を検出する。制御部２５は、第１の電流及び第２の電流を用いて単相モータ１２の回転速度を制御する。
【００６３】
式（５）及び式（６）からも分かるように、α＝０すなわち力率ｃｏｓαが大きいと有効電流Ｉｐが大きくなり、無効電流Ｉｑが小さくなる。これは、電流Ｉｍが電圧Ｖｍの位相に対して遅れが０となる状態であり、遅れが大きくなるほど無効電流Ｉｑの割合が増えることが式（５）及び式（６）、さらに図１０から図１２によって確認できる。図１０は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２において電流位相差０度のときの電圧Ｖｍ、電流Ｉｍ、有効電流Ｉｐ及び無効電流Ｉｑを示す図である。図１１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２において電流位相差３０度のときの電圧Ｖｍ、電流Ｉｍ、有効電流Ｉｐ及び無効電流Ｉｑを示す図である。図１２は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２において電流位相差６０度のときの電圧Ｖｍ、電流Ｉｍ、有効電流Ｉｐ及び無効電流Ｉｑを示す図である。図１０から図１２に示すように、電流位相差αが大きくなるほど、有効電流Ｉｐが小さくなる。
【００６４】
式（３）より求めた有効電流Ｉｐに、電圧Ｖｍの実効値Ｖｍ＿ｒｍｓ＝Ｖｍ＿ａｍｐ／√２を乗算することで、有効電力Ｐが算出される。下記の式（８）は、有効電力を意味する式であり、一般的に示されている。
【００６５】
有効電力Ｐ＝Ｖｍ＿ｒｍｓＩｍ＿ｒｍｓｃｏｓα＝（Ｖｍ＿ａｍｐ／√２）（Ｉｍ＿ａｍｐ／√２）ｃｏｓα  …（８）
【００６６】
インバータ１１と単相モータ１２との間の寄生インピーダンスが小さく、制御上で影響を及ぼさないと仮定した場合、式（８）で算出した有効電力Ｐと、単相モータ１２の内部で実施されるモータ仕事Ｗは等しくなる。簡略化のために銅損、鉄損及び機械損は微小な値として省略する。
【００６７】
有効電力Ｐ＝モータ仕事Ｗ＋銅損＋鉄損＋機械損≒ｅｍＩｍ＋ＲｍＩｍ２  …（９）
【００６８】
ここで、ｅｍはモータ誘起電圧ｅｍ＝Ｐｎωｍφｆｓｉｎωｍｔであり、Ｐｎは極対数であり、ωｍは回転速度であり、φｆは鎖交磁束であり、Ｒｍは単相モータ１２の内部抵抗である。式（８）より、有効電力Ｐを増加させることで、単相モータ１２での仕事ｅｍＩｍを増加させることが可能である。このとき、電流Ｉｍの増加は単相モータ１２のトルクの増加を意味し、モータ誘起電圧ｅｍの増加は単相モータ１２の回転速度ωｍの増加を意味している。この有効電力Ｐ及び無効電力の増減を実現する制御をＰＱ制御と定義する。
【００６９】
算出した有効電流Ｉｐ及び無効電流Ｉｑを用いてＰＱ制御を実現する制御部２５の具体的な構成について説明する。図１３は、実施の形態１に係る制御部２５の第１の構成例を示す図である。また、図１４は、実施の形態１に係る制御部２５の第２の構成例を示す図である。
【００７０】
図１３は、速度制御を目的とした構成であり、制御部２５に入力される指令値は回転速度指令値ω＊である。図１３において、演算器４５は、所望の回転速度を実現するのに必要な有効電流指令値Ｉｐ＊を算出する。検出電流信号処理部４４は、電流検出部２２で検出された電流Ｉｍに対して信号処理、例えば、アナログ信号からディジタル信号に変換する。制御部２５は、信号処理後の電流Ｉｍに対してｓｉｎθを乗算し、ＬＰＦ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）でフィルタ処理を行って実際の有効電流Ｉｐを算出する。また、減算器７１は、演算器４５で算出された有効電流指令値Ｉｐ＊から、実際の有効電流Ｉｐを減算し、差分をＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ  Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御器７３に出力する。ＰＩ制御器７３は、指令値である回転速度指令値ω＊を実現するために必要な有効電圧Ｖｐ＊を算出する。演算器４６は、所望の回転速度を実現するのに必要な無効電流指令値Ｉｑ＊を算出する。制御部２５は、信号処理後の電流Ｉｍに対してｃｏｓθを乗算し、ＬＰＦでフィルタ処理を行って実際の無効電流Ｉｑを算出する。減算器７２は、演算器４６で算出された無効電流指令値Ｉｑ＊から、実際の無効電流Ｉｑを減算し、差分をＰＩ制御器７４に出力する。ＰＩ制御器７４は、指令値である回転速度指令値ω＊を実現するために必要な無効電圧Ｖｑ＊を算出する。
【００７１】
図１５は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２における電圧指令Ｖ＊、有効電圧Ｖｐ、無効電圧Ｖｑ及び位相θａｎｇｌｅの関係を示す図である。逆ＰＱ変換部４２は、ＰＩ制御器７３で算出された有効電圧Ｖｐと、ＰＩ制御器７４で算出された無効電圧Ｖｑとを用いて逆ＰＱ変換によって、図１５に示すように、下記の式（１０）〜（１２）から電圧指令Ｖ＊及び電圧位相θｖを算出する。
【００７２】
Ｖ＊＝√（Ｖｐ２＋Ｖｑ２）  …（１０）
θａｎｇｌｅ＝ｔａｎ−１（Ｖｐ／Ｖｑ）  …（１１）
θｖ＝θｅ＾＋θａｎｇｌｅ＋θｌｅａｄ  …（１２）
【００７３】
ここで、θａｎｇｌｅは所望の有効電圧Ｖｐ及び無効電圧Ｖｑの位相であり、θｅ＾は基準位相すなわちＰｎ∫ω＊ｄｔであり、θｌｅａｄは演算処理による遅れを補正する進角指令である。なお、「θｅ＾」における「＾」の表記は、本来であれば「θｅ」の文字の上部に「＾」の記号を付すべきところであるが、その表記ができない。このため、本明細書では、イメージで挿入する式を除き、概要文字の後に「＾」の文字を付して表記する。図１３に示すように、制御部２５では、信号処理後の電流Ｉｍに対してｓｉｎθまたはｃｏｓθを乗算する際に使用されるθｅ＾を、回転速度指令値ω＊を用いて算出することができる。制御部２５において、キャリア比較部３８は、算出された電圧指令Ｖ＊及び電圧位相θｖによる交流電圧Ｖ＊ｓｉｎθｖを単相モータ１２に印加するため、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成し、インバータ１１のスイッチング素子５１，５２，５３，５４を制御する。以上のことから、前述した電圧波形振幅Ｖｍ＿ａｍｐと電圧指令Ｖ＊とは等しくなる。
【００７４】
前述した基準位相θｅ＾は、単相モータ１２が脱調することなく目標の回転速度指令値ω＊に追従していると仮定したとき、基準となる電圧位相である。制御部２５では、電力を制御しない場合、キャリア比較部３８が、基準位相θｅ＾を基準とした電圧波形Ｖ＊ｓｉｎθｅ＾からＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成し、インバータ１１のスイッチング素子５１，５２，５３，５４を制御する。これに対して、制御部２５は、θａｎｇｌｅを基準位相θｅ＾に足し合わせることで、有効電力Ｐ及び無効電力Ｑの割合を制御することが可能となっている。
【００７５】
前述した進角指令θｌｅａｄは、制御部２５の演算処理による遅れ分を補正する目的で電圧位相θｖに挿入されている。制御部２５は、実際の演算処理では、ある制御周期Ｔｓごとに演算を行う。モータ駆動システム１では、図１３で示される制御部２５の各構成要素の演算処理で費やされた時間だけ単相モータ１２が回転しているため、この分の遅れを補正する必要がある。例えば、制御部２５は、制御周期Ｔｓに対して演算処理及び次の構成要素への値の挿入を１回の演算で実現（Ｎｓｔｅｐ×１）しているため、下記の式（１３）から進角指令θｌｅａｄを算出し、電圧位相θｖを補正する。
【００７６】
θｌｅａｄ＝Ｎｓｔｅｐ×ω＊×Ｔｓ  …（１３）
【００７７】
演算処理のステップ数Ｎｓｔｅｐは、ＰＩ制御器７３，７４の演算処理以外にもフィルタ、具体的には、図１３で示されるＬＰＦによる遅れ、検出された電流Ｉｍの処理など様々な遅れの要因が想定される。また、単相モータ１２が高速回転になり制御周期Ｔｓと回転周期の差が小さくなるほど演算処理による遅れの影響が大きくなる。本実施の形態では、上記の式（１３）のような構成で補正しているが、補正方法について限定するためではない。このように、制御部２５は、単相モータ１２の回転速度に応じて制御周期Ｔｓを変更し、交流電圧の極性の変化を基点とした位相に、演算の遅れを補正する進角指令値を加算する。
【００７８】
図１４は、有効電流指令値Ｉｐ＊を指令値としたトルク制御の構成となっており、回転速度ωは成り行きになる。制御部２５は、トルクに寄与する有効電流Ｉｐを制御することで、単相モータ１２の回転を維持する。制御部２５は、回転速度ωについては、速度推定器、位置センサなどを用いて取得する。図１４では、速度推定器４３が、電流Ｉｍから回転速度ωを推定する例を示しており、速度推定器４３で推定された回転速度ωを回転速度ω＾としている。図１４に示すように、制御部２５では、信号処理後の電流Ｉｍに対してｓｉｎθまたはｃｏｓθを乗算する際に使用されるθｅ＾を、回転速度ω＾を用いて算出することができる。図１３の構成に対して制御対象が違うだけで、有効電流Ｉｐ及び無効電流Ｉｑをそれぞれ制御する方式は同様である。
【００７９】
制御部２５は、前述のように、式（３）及び式（４）の算出結果に対してフィルタを用いることで、基本波の２倍の周波数を取り除き、有効電流Ｉｐ及び無効電流Ｉｑにあたる直流成分のみを抽出している。しかしながら、単相モータ１２の回転速度が低いときには、この基本波の２倍の周波数を一般的なフィルタで完全に取り除くことができない。そのため、算出した有効電流Ｉｐ及び無効電流Ｉｑが振動してしまう。ＰＩ制御器７３，７４は、この振動を取り除くために基本波に対して２倍の周波数で振動する電圧指令を出力する。その結果、ＰＩ制御器７３，７４が自ら有効電流Ｉｐ及び無効電流Ｉｑを振動させてしまう。電流検出、フィルタなどによる遅れから有効電流Ｉｐ及び無効電流Ｉｑの振動が正帰還でフィードバックされると、ＰＩ制御器７３，７４が発散してしまうおそれがある。そのため、制御周期Ｔｓを遅らせることで発散を防ぐ。すなわち、制御部２５は、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による正弦波と電流検出部２２で検出された電流との積によって算出される物理量の振動を検知した場合、制御周期Ｔｓを遅くする。
【００８０】
図１６は、図１３及び図１４で示される制御周期決定部４８の構成例を示す図である。図１６に示すように、制御周期決定部４８は、算出した有効電流Ｉｐ及び無効電流Ｉｑの振幅を振幅検出部１０５で検出し、セレクタ１０８によって振幅の大きい値から制御周期Ｔｓを決定する。この振幅と制御周期のテーブルは、予め実験などで制御が破綻しない制御周期Ｔｓを求めておく。
【００８１】
ここで、有効電流Ｉｐ及び無効電流Ｉｑを算出する式を再掲し、展開する。前述のように、ωｅは電気角速度であり、ｆｅは電気角周波数である。
【００８２】
Ｉｍ×ｓｉｎθｖ＝Ｉｍ×ｓｉｎ（ωｅｔ）＝Ｉｍ×ｓｉｎ（２πｆｅｔ）  …（１４）
Ｉｍ×ｃｏｓθｖ＝Ｉｍ×ｃｏｓ（ωｅｔ）＝Ｉｍ×ｃｏｓ（２πｆｅｔ）  …（１５）
【００８３】
単相モータ１２の回転数が上がると、印加する電圧指令Ｖ＊の電気角周波数ｆｅも高くなる。図１７に示すように、制御周期Ｔｓが十分に速くないと、三角関数ｓｉｎ（２πｆｅｔ）及びｃｏｓ（２πｆｅｔ）の波形が歪み、制御部２５において、算出した有効電流Ｉｐ及び無効電流Ｉｑの演算精度が劣化し、最悪の場合は制御破綻に陥るおそれがある。図１７は、実施の形態１に係る制御部２５の制御周期Ｔｓ及び三角関数ｓｉｎ（２πｆｅｔ）の関係を示す図である。図１７では、低速時の電気角周波数ｆ１においては制御周期Ｔｓ１で十分な演算精度であったが、高速時の電気角周波数ｆ２では制御周期Ｔｓ１が電気角周波数ｆ２に比べて相対的に遅くなっているため、演算精度が悪くなる。そこで、制御部２５は、制御周期Ｔｓ１よりも速い制御周期Ｔｓ２で演算を行うことで、演算精度を保っている。このように、制御部２５は、単相モータ１２の回転速度に合わせて制御周期Ｔｓを速めることで、演算精度を確保する。
【００８４】
具体的には、制御部２５において、図１６で示した制御周期決定部４８が制御周期Ｔｓを決定する。前述のように、低速回転時においては、有効電流Ｉｐ及び無効電流Ｉｑの振動から制御周期Ｔｓを遅くする必要があった。今回、高速回転時においては、回転速度の増加に合わせて制御周期Ｔｓを速める必要がある。そのため、制御周期決定部４８は、最後にセレクタ１０９を用いて、使用する制御周期Ｔｓを決定する。セレクタ１０９は、制御周期Ｔｓを決定するため、現在の回転速度、すなわち図１３に示す回転速度指令値ω＊または図１４に示す回転速度ω＾を参照する。セレクタ１０９は、低速時には振幅による制御周期算出部１０６の出力を選択し、高速時には回転速度による制御周期算出部１０７の出力を選択して、制御周期Ｔｓとして使用する。
【００８５】
ここで、制御周期Ｔｓを速めるには限界がある。特に５万ｒｐｍを越える高速回転時においては、制御周期Ｔｓの荒さによる演算精度の劣化だけでなく、演算結果をモータ制御に反映させるまでに単相モータ１２が回転してしまい、制御対象の状況が変わってしまう問題がある。このような問題に対して、制御部２５は、前述のように、進角指令θｌｅａｄを用いることで補正する。
【００８６】
図１８は、実施の形態１に係る制御部２５の第３の構成例を示す図である。図１８は、前述の仮想電流を用いたＰＱ制御を実現する制御部２５の具体的な構成である。ここでは、制御対象を図１３と同様に回転速度指令値ω＊としているが、制御対象を図１４に示すトルクに寄与する有効電流指令値Ｉｐ＊としてもよい。制御対象を有効電流指令値Ｉｐ＊とする場合、制御部２５は、図１４に示すように回転速度ω＾を推定または検出する必要がある。制御部２５は、９０度位相差のある仮想電流Ｉｍ＿ｖｉｒｔｕａｌを用いて有効電流Ｉｐを求める。制御部２５は、図１３及び図１４に示す構成と異なり、電流Ｉｍに対する微分処理を行う微分器４７を追加している。また、制御部２５は、微分後の電流Ｉｍに対してｃｏｓθを乗算する演算器、微分後の電流Ｉｍに対してｓｉｎθを乗算する演算器、ｓｉｎθ乗算後の電流Ｉｍとｃｏｓθ乗算後の微分後の電流Ｉｍとを加算する加算器、及びｃｏｓθ乗算後の電流Ｉｍとｓｉｎθ乗算後の微分後の電流Ｉｍとを加算する加算器を追加している。制御部２５は、下記の式（１６）により算出した結果を係数調整のための√２で除算すると、式（５）と同等の結果を得る。なお、詳細な説明は省略するが、制御部２５は、無効電流Ｉｑについても同様の計算によって求めることができる。制御部２５は、仮想電流を用いて算出する有効電流Ｉｐ及び無効電流Ｉｑには基本波に対する２倍の周期の振動成分が含まれないため、ＬＰＦを用いないで算出することが可能である。
【００８７】
【数４】
2020208785.tif 000006
【００８８】
なお、図１３、図１４及び図１８で使用されるＰＩ制御器７３，７４は一例であり、指令値を実現するのに十分な制御器であればＰ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ）制御器、ＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ  Ｉｎｔｅｇｒａｌ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）制御器などでもよい。
【００８９】
図１３及び図１８の演算器４５で使用される回転速度に対する有効電流指令値Ｉｐ＊の関係、また、図１３、図１４及び図１８の演算器４６で使用される回転速度に対する無効電流指令値Ｉｑ＊の関係については、予め実験によって必要な値を算出する、または、モータパラメータから必要な値を算出する方法などが挙げられる。一般的に、有効電流Ｉｐが増えることはモータの仕事を増加させるため、制御対象のモータの回転数が何れでも増加させることが求められる。これに対して、一般的に、無効電流Ｉｑはモータの仕事に直接寄与しないため、０になるように制御する必要がある。図１９は、実施の形態１に係る制御部２５において有効電力Ｐを一定値とした際に無効電流Ｉｑを増減させた場合の効率の変化の例を示す図である。図１９は、単相モータ１２の回転数が既知である状態で、一定の有効電力Ｐを供給している状態を示している。時刻ｔ１で無効電流Ｉｑの指令値を０にする。無効電流Ｉｑが減ったことで、モータ巻線に流れる電流が減少する。その結果、モータ駆動システム１では、図２０に示すように、有効電力Ｐの一部を消費していたＲｍＩｍ２の割合が減り、ｅｍＩｍにかかる有効電力Ｐの割合が増え、回転速度が上昇する。図２０は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２におけるモータ仕事Ｗと銅損との関係を示す図である。また、有効電力Ｐの略全てがモータ仕事Ｗとして消費されるため、モータ効率も上昇していることが図１９より確認できる。
【００９０】
一般的に、モータの高速回転領域においては、回転速度に起因する誘起電圧が増加することで誘起電圧とインバータが印加する電圧との差が小さくなり、モータ巻線に電流が流せなくなるといった問題がある。また、印加する交流電圧の周波数が高くなることでモータ巻線のインダクタンス成分による電流の遅れが大きく、モータトルクが小さくなり回転速度を上げられないといった問題がある。これらの問題を解決するため、本実施の形態において、制御部２５は、ＰＱ制御として、回転に直接寄与しない無効電力を増加させることで電圧位相を進ませる。制御部２５は、電圧位相を誘起電圧よりも進めることで、モータ巻線に電流が流せるようになる。また、制御部２５は、遅れていた電流位相を補正することでモータトルクの減少を抑えることができる。そのため、図１３、図１４及び図１８で示した演算器４６の回転速度に対する無効電流指令値Ｉｑ＊は、高速回転時において増加する。これは、モータを５万ｒｐｍ以上の高速回転で動作させることが求められる電気掃除機、ハンドドライヤなどにおいて、特に効果を発揮する。
【００９１】
ここで、トルクを指令値として電気掃除機のような羽を負荷とするモータを制御する場合、吸引口が塞がれることで密閉状態になることが考えられる。図２１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２において密閉を検出したときの回転速度ω、有効電力Ｐ及び無効電力Ｑの変化の様子を示す図である。電気掃除機などでは、密閉中は羽の負荷が減少するため、あるトルク指令値を出し続けている場合、図２１の時刻ｔ１から時刻ｔ２までのように回転速度ωが上昇する。このとき、制御部２５は、単相モータ１２の回転速度の上昇に合わせて無効電力指令を増加させることで、モータの脱調を回避する。制御部２５は、図２１の時刻ｔ２に示すように、回転速度ωの回転速度が単相モータ１２で保証されている最大回転速度に到達した場合、吸引口の密閉を検知する。最大回転速度を、第１の回転速度と称することがある。制御部２５は、回転速度が規定された第１の回転速度に到達した場合、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による正弦波と電流検出部２２で検出された電流との積によって算出される物理量を低下させるように制御する。制御部２５は、吸引口の密閉を検知すると、有効電力Ｐ及び無効電力Ｑの指令値を下げることで、回転速度ωを低下させる。なお、制御部２５は、図２１の例では、時刻ｔ３以降は単相モータ１２が一定の回転速度ωを保っているが、安全性のために単相モータ１２の回転を完全に停止させてもよい。
【００９２】
図２２は、実施の形態１に係る制御部２５の第４の構成例を示す図である。図２２は、密閉検知によって単相モータ１２の回転速度ωを低下させる制御部２５の構成の一部分を示すものである。制御部２５は、スイッチ１０２による指令値とは別に、あらかじめ指令値選択部１０４において密閉時の有効電流指令値Ｉｐ＊のテーブルを保持しておく。有効電流指令値Ｉｐ＊については、密閉中の負荷において単相モータ１２が脱調することなく回転速度ωを減少させられる、または停止に至る値が望ましく、あらかじめ実測などで求めておく。密閉検知部１０３は、現在の回転速度ωが最大回転速度に到達した場合、到達したことを指令値選択部１０４に通知する。回転速度ωについては、推定値でも実測値でもよい。指令値選択部１０４は、密閉検知部１０３から通知を取得していない場合はスイッチ１０２からの指令値をそのまま出力し、密閉検知部１０３から通知を取得した場合はあらかじめテーブルで保持していた指令値を出力する。指令値選択部１０４は、密閉が解除された場合、または再度スイッチ１０２が押された場合、再びスイッチ１０２からの指令値を出力する。
【００９３】
モータ駆動装置２が備える制御部２５の動作を、フローチャートを用いて説明する。図２３は、実施の形態１に係る制御部２５の動作を示すフローチャートである。制御部２５は、電圧センサ２０で検出された直流電圧Ｖｄｃ、電流検出部２２で検出された電流Ｉｍ、スイッチ１０２からの指令値などの情報を取得する（ステップＳＴ１）。制御部２５は、インバータ１１から単相モータ１２に印加される交流電圧の極性の変化を基点とした位相に応じた物理量を算出する（ステップＳＴ２）。具体的には、制御部２５は、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による正弦波と、電流検出部２２で検出された電流Ｉｍとを乗算し、物理量として有効電流Ｉｐを算出する。または、制御部２５は、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による余弦波と、電流検出部２２で検出された電流Ｉｍとを乗算し、物理量として無効電流Ｉｑを算出する。制御部２５は、算出した物理量に応じて、単相モータ１２の回転速度を制御する（ステップＳＴ３）。具体的には、制御部２５は、算出した物理量に応じてＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成し、インバータ１１のスイッチング素子５１，５２，５３，５４を制御する。
【００９４】
つづいて、モータ駆動装置２が備える制御部２５のハードウェア構成について説明する。図２４は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２が備える制御部２５を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部２５は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２により実現される。
【００９５】
プロセッサ２０１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ  Ｓｃａｌｅ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）である。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ  Ｅｒａｓａｂｌｅ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。また、メモリ２０２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ  Ｄｉｓｃ）でもよい。
【００９６】
以上説明したように、本実施の形態によれば、モータ駆動装置２において、制御部２５は、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による正弦波と電流検出部２２で検出された電流Ｉｍとの積によって算出される物理量に応じて、単相モータ１２の回転速度を制御する。また、制御部２５は、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による余弦波と電流Ｉｍとの積によって算出される物理量を、回転速度に比例して増加させるように制御する。これにより、モータ駆動装置２は、有効電力と無効電力とを制御して、単相モータ１２の効果的な電力制御及び回転数制御を実現することができる。
【００９７】
実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で説明したモータ駆動装置２の適用例について説明する。
【００９８】
図２５は、実施の形態２に係るモータ駆動装置２を備える電動送風機６４の構成例を示す図である。電動送風機６４は、実施の形態１で説明したモータ駆動装置２を備え、モータ駆動装置２が駆動する単相モータ１２に対してプロペラ６９が装着されている。電動送風機６４は、モータ駆動装置２が単相モータ１２を回転させることで、風を送り出すまたは吸引する構造となっている。
【００９９】
図２６は、実施の形態２に係る電動送風機６４を備える電気掃除機６１の構成例を示す図である。電気掃除機６１は、図１に示されるバッテリ１０に相当するバッテリ６７、図１に示されるモータ駆動装置２、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機６４を備える。また、電気掃除機６１は、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。
【０１００】
電気掃除機６１を使用する使用者は、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置２は、バッテリ６７を電源として電動送風機６４を駆動する。電動送風機６４が駆動されることにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われる。吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。
【０１０１】
単相モータ１２に電圧指令に基づく電圧を出力する際、制御部２５は、電圧指令の周期のうちの一方の半周期では、上アーム第１素子と下アーム第１素子とのスイッチング動作を休止させ、電圧指令の周期のうちの他方の半周期では、上アーム第２素子と下アーム第２素子とのスイッチング動作を休止させる。これにより、スイッチング損失の増加が抑制され、効率のよい電気掃除機６１を実現することができる。
【０１０２】
また、実施の形態に係る電気掃除機６１は、インバータ１１のスイッチング素子５１，５２，５３，５４をワイドバンドギャップ半導体により形成することで、放熱部品の簡素化により小型化及び軽量化することができる。
【０１０３】
図２７は、実施の形態２に係る電動送風機６４を備えるハンドドライヤ９０の構成例を示す図である。ハンドドライヤ９０は、ケーシング９１と、手検知センサ９２と、水受け部９３と、ドレン容器９４と、カバー９６と、センサ９７と、吸気口９８と、電動送風機６４と、を備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサの何れかである。ハンドドライヤ９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機６４による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。
【０１０４】
ハンドドライヤ９０は、図２６に示す電気掃除機６１と同様に、モータ回転数が０［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］を超えて変動する製品である。このため、ハンドドライヤ９０においても、前述した実施の形態に係る制御手法が好適であり、電気掃除機６１と同様な効果を得ることができる。
【０１０５】
以上の説明の通り、本実施の形態では、電気掃除機６１及びハンドドライヤ９０にモータ駆動装置２を適用した構成例を説明したが、モータ駆動装置２は、モータが搭載された電気機器に適用することができる。モータが搭載された電気機器は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、ＯＡ機器、電動送風機などである。電動送風機は、物体輸送用、吸塵用、または一般送排風用の送風手段である。
【０１０６】
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【符号の説明】
【０１０７】
１  モータ駆動システム、２  モータ駆動装置、５Ａ  第１レグ、５Ｂ  第２レグ、６Ａ，６Ｂ  接続点、１０，６７  バッテリ、１１  インバータ、１２  単相モータ、１２ａ  ロータ、１２ｂ  ステータ、２０  電圧センサ、２１  位置センサ、２１ａ  位置センサ信号、２２  電流検出部、２５  制御部、３２  駆動信号生成部、３３  キャリア生成部、３８，３８Ａ，３８Ｂ  キャリア比較部、３８ａ  絶対値演算部、３８ｂ  除算部、３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ，３８ｋ  乗算部、３８ｅ，３８ｍ，３８ｎ  加算部、３８ｇ，３８ｈ  比較部、３８ｉ，３８ｊ  出力反転部、４２  逆ＰＱ変換部、４４  検出電流信号処理部、４５，４６  演算器、４７  微分器、４８  制御周期決定部、５１，５２，５３，５４  スイッチング素子、５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａ  ボディダイオード、６１  電気掃除機、６２  延長管、６３  吸込口体、６４  電動送風機、６５  集塵室、６６  操作部、６８，９７  センサ、６９  プロペラ、７１，７２  減算器、７３，７４  ＰＩ制御器、９０  ハンドドライヤ、９１  ケーシング、９２  手検知センサ、９３  水受け部、９４  ドレン容器、９６  カバー、９８  吸気口、９９  手挿入部、１００  主巻線、１０１  補助巻線、１０２  スイッチ、１０３  密閉検知部、１０４  指令値選択部、１０５  振幅検出部、１０６，１０７  制御周期算出部、１０８，１０９  セレクタ。
【図１】
2020208785.tif 000007
【図２】
2020208785.tif 000008
【図３】
2020208785.tif 000009
【図４】
2020208785.tif 000010
【図５】
2020208785.tif 000011
【図６】
2020208785.tif 000012
【図７】
2020208785.tif 000013
【図８】
2020208785.tif 000014
【図９】
2020208785.tif 000015
【図１０】
2020208785.tif 000016
【図１１】
2020208785.tif 000017
【図１２】
2020208785.tif 000018
【図１３】
2020208785.tif 000019
【図１４】
2020208785.tif 000020
【図１５】
2020208785.tif 000021
【図１６】
2020208785.tif 000022
【図１７】
2020208785.tif 000023
【図１８】
2020208785.tif 000024
【図１９】
2020208785.tif 000025
【図２０】
2020208785.tif 000026
【図２１】
2020208785.tif 000027
【図２２】
2020208785.tif 000028
【図２３】
2020208785.tif 000029
【図２４】
2020208785.tif 000030
【図２５】
2020208785.tif 000031
【図２６】
2020208785.tif 000032
【図２７】
2020208785.tif 000033
【手続補正書】
【提出日】令和3年7月20日(2021.7.20)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相モータに交流電圧を出力するインバータと、
前記インバータが出力する前記交流電圧を制御する制御部と、
前記単相モータに流れる電流を検出する電流検出部と、
を備え、
前記制御部により、前記交流電圧の極性の変化を基点とした位相による正弦波と前記電流との積によって算出される物理量のフィルタ処理による平均値に応じて前記単相モータの回転速度が制御されるように前記交流電圧を制御するモータ駆動装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記位相による余弦波と前記電流との積によって算出される物理量を前記回転速度に比例して増加させるように制御する請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記回転速度が規定された第１の回転速度に到達した場合、前記位相による正弦波と前記電流との積によって算出される物理量を低下させるように制御する請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記回転速度に応じて制御周期を変更し、前記位相に演算の遅れを補正する進角指令値を加算する請求項１から３のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記電流である第１の電流から前記第１の電流と位相差のある第２の電流を算出し、前記第１の電流及び前記第２の電流を用いて前記単相モータの回転速度を制御する請求項１から４のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
【請求項６】
前記単相モータは、主巻線に対して位相差のある補助巻線を有し、
前記電流検出部は、前記電流である第１の電流及び前記第１の電流に対して位相差のある第２の電流を検出し、
前記制御部は、前記第１の電流及び前記第２の電流を用いて前記単相モータの回転速度を制御する請求項１から４のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
【請求項７】
前記制御部は、前記位相による正弦波と前記電流との積によって算出される物理量の振動を検知した場合、制御周期を遅くする請求項１から６のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
【請求項８】
前記インバータが有する複数のスイッチング素子のうちの少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項１から７のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
【請求項９】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、またはダイヤモンドである請求項８に記載のモータ駆動装置。
【請求項１０】
請求項１から９のいずれか１つに記載のモータ駆動装置を備える電動送風機。
【請求項１１】
請求項１０に記載の電動送風機を備える電気掃除機。
【請求項１２】
請求項１０に記載の電動送風機を備えるハンドドライヤ。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００８】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、単相モータに交流電圧を出力するインバータと、インバータが出力する交流電圧を制御する制御部と、単相モータに流れる電流を検出する電流検出部と、を備える。制御部により、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による正弦波と電流との積によって算出される物理量のフィルタ処理による平均値に応じて単相モータの回転速度が制御されるように交流電圧を制御する。
【国際調査報告】
2020208785.tif 000034
2020208785.tif 000035
2020208785.tif 000036
2020208785.tif 000037