(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の無線チャネル周波数における第１の狭帯域信号、及び第２の無線チャネル周波数における第２の狭帯域信号を内包する無線信号を受信する無線受信機において、
a.前記無線信号をダウンコンバートしてダウンコンバート信号を発生するダウンコンバータと、
b.前記ダウンコンバート信号を広いろ波帯域幅によりろ波して、前記第１の狭帯域信号を内包する第１の副帯域、及び前記第２の狭帯域信号を内包する第２の副帯域を有する、ろ波信号を発生する広帯域ろ波手段と、
c.前記ろ波信号をディジタル化してディジタル信号を発生するディジタイザと、
d.前記第１の狭帯域信号を所定の中央周波数にシフトして第１の周波数シフト信号を発生するように前記ディジタル信号をシフトする第１の周波数シフト手段と、
e.前記第２の狭帯域信号を前記所定の中央周波数にシフトして第２の周波数シフト信号を発生するように前記ディジタル信号をシフトする第２の周波数シフト手段と、
ｆ．前記第１及び第２の狭帯域信号を抽出するように、前記第１及び第２の周波数シフト信号を前記第１及び第２の狭帯域信号に適応されたろ波帯域幅によりろ波する狭帯域ろ波手段と、
ｇ．前記抽出された第１及び第２の狭帯域信号を復調して復調された信号を発生する復調手段と、
を備えた無線受信機。
【請求項２】
前記第１及び第２の狭帯域信号は共通する情報内容を有し、かつ前記復調手段は前記第１及び第２の狭帯域信号を一緒に処理し、共通する情報内容を抽出し、かつダイバーシチ組み合わせを得る請求項１記載の無線受信機。
【請求項３】
前記ダウンコンバータは複数段により前記無線信号をダウンコンバートする第１の局部発振器及び第２の局部発振器を含み、かつ前記広帯域ろ波手段は前記第１及び第２の局部発振器間に配置された少なくとも一つの広帯域フィルタと、前記第２の局部発振器の後に配置された少なくとも一つの広帯域フィルタとを含む請求項１記載の無線受信機。
【請求項４】
前記ディジタル信号は極形式により前記無線信号を表すと共に、位相信号と振幅信号とを含み、前記第１の周波数シフト手段は前記位相信号に第１の位相傾斜を加算することにより前記ディジタル信号をシフトし、かつ、前記第２の周波数シフト手段は前記位相信号に第２の位相傾斜を加算することにより前記ディジタル信号をシフトする請求項１記載の無線受信機。
【請求項５】
前記第１の狭帯域信号は、前記ディジタル信号が前記第１及び第２の周波数シフト手段により反対方向にシフトされて、前記第１及び第２の狭帯域信号が前記所定の中央周波数に位置するように、前記所定の中央周波数の片側に配置され、かつ前記第２の狭帯域信号は前記中央周波数の反対側に配置された請求項４記載の無線受信機。
【請求項６】
更に、前記周波数シフト信号を正規化する振幅スケーラ手段を含む請求項１記載の無線受信機。
【請求項７】
前記振幅スケーラ手段は振幅信号を処理することにより前記第１及び第２の周波数シフト信号を正規化する請求項６記載の無線受信機。
【請求項８】
更に、前記第１及び第２の周波数シフト信号の前記振幅信号及び位相信号を、前記第１及び第２の周波数シフト信号を表わす実数信号及び虚数信号に変換する極デカルト変換器を含み、かつ前記狭帯域ろ波手段は、前記第１及び第２の周波数シフト信号を表す実数信号及び虚数信号を処理することにより、前記第１及び第２の狭帯域信号を抽出するように前記第１及び第２の周波数シフト信号をろ波する請求項４記載の無線受信機。
【請求項９】
前記振幅信号は瞬時の前記無線信号の振幅の対数に関連する請求項４記載の無線受信機。
【請求項１０】
広帯域信号を内包する無線信号を受信する広帯域モード、及び狭帯域信号を内包する無線信号を受信する狭帯域モードを有する無線受信機において、
ａ．前記無線信号をダウンコンバートしてダウンコンバート信号を発生するダウンコンバータと、
ｂ．前記ダウンコンバート信号を前記広帯域信号に適応された広いろ波帯域幅によりろ波して、前記広帯域信号又は前記狭帯域信号を内包するろ波信号を発生する広帯域ろ波手段と、
ｃ．広帯域信号を内包する前記ろ波信号を受信して、前記ろ波信号に内包された前記広帯域信号を復調する広帯域復調器と、
ｄ．前記狭帯域信号を内包する前記ろ波信号をディジタル化してディジタル信号を発生するディジタイザと、
ｅ．第１の無線チャネル周波数における第１の狭帯域信号を所定の中央周波数にシフトして、第１の周波数シフト信号を発生するように前記ディジタル信号をシフトする第１の周波数シフト手段と、
ｆ．前記第１の狭帯域信号を抽出するように前記第１の狭帯域信号に適応されたろ波帯域幅により前記第１の周波数シフト信号をろ波する狭帯域ろ波手段と、
ｇ．抽出された前記第１の狭帯域信号を復調して第１の復調信号を発生する狭帯域復調器と
を備えた無線受信機。
【請求項１１】
前記ディジタル信号は極形式により前記無線信号を表し、かつ位相信号及び振幅信号を含み、前記第１の周波数シフト手段は前記位相信号に第１の位相シーケンスを加算することにより、前記ディジタル信号をシフトする請求項１０記載の無線受信機。
【請求項１２】
更に、前記第１の周波数シフト信号の前記振幅信号及び位相信号を、前記第１の周波数シフト信号を表す実数信号及び虚数信号に変換する極デカルト変換器を含み、かつ前記狭帯域ろ波手段は、前記第１の周波数シフト信号を表す実数信号及び虚数信号を処理することにより、前記狭帯域信号を抽出するように前記第１の周波数シフト信号をろ波する請求項１１記載の無線受信機。
【請求項１３】
前記所定の中央周波数は、前記第１の周波数シフト信号の前記第１の狭帯域信号が前記広いろ波帯域幅における中心に配置されるように、前記広いろ波帯域幅の中央副帯域に配置される請求項１０記載の無線受信機。
【請求項１４】
前記ダウンコンバータは複数段において前記無線信号をダウンコンバートする第１の局部発振器及び第２の局部発振器を含み、かつ前記広帯域ろ波手段は前記第１及び第２の局部発振器間に配置された少なくとも一つの広帯域フィルタと、前記第２の局部発振器の後に配置された少なくとも一つの広帯域フィルタとを含む請求項１０記載の無線受信機。
【請求項１５】
更に、前記第１の周波数シフト信号を正規化する振幅スケーラ手段を含む請求項１０記載の無線受信機。
【請求項１６】
更に、前記振幅信号を処理することにより、前記第１の周波数シフト信号を正規化する振幅スケーラ手段を含む請求項１１記載の無線受信機。
【請求項１７】
前記振幅信号は瞬時の前記無線信号の振幅の対数に関連する請求項１１記載の無線受信機。
【請求項１８】
更に、第２の無線チャネル周波数における第２の狭帯域信号を前記所定の中央周波数にシフトするように前記ディジタル信号をシフトして第２の周波数シフト信号を発生する第２の周波数シフト手段を含み、かつ前記狭帯域ろ波手段は、前記第２の狭帯域信号を抽出するように前記第２の狭帯域信号に適応されたろ波帯域幅により前記第２の周波数シフト信号をろ波し、かつ前記狭帯域復調器は抽出された前記第２の狭帯域信号を復調して第２の復調信号を発生する請求項１０記載の無線受信機。
【請求項１９】
前記第１及び第２の狭帯域信号は共通する情報内容を有し、かつ前記狭帯域復調器は抽出された第１及び第２の狭帯域信号を一緒に処理して共通する情報内容を抽出し、かつダイバーシチ組み合わせを得る請求項１８記載の無線受信機。
【請求項２０】
前記ディジタル信号は極形式により前記無線信号を表すと共に、位相信号及び振幅信号を含み、前記第１の周波数シフト手段は前記位相信号に第１の位相シーケンスを加算することにより、前記ディジタル信号をシフトし、かつ前記第２の周波数シフト手段は前記位相信号に第２の位相シーケンスを加算することにより、前記ディジタル信号をシフトする請求項１８記載の無線受信機。
【請求項２１】
前記第１の狭帯域信号は、前記ディジタル信号が第１及び第２の周波数シフト手段により逆方向にシフトされて中央副帯域に前記第１及び第２の狭帯域信号を配置させるように、前記所定の中央周波数の片側に配置され、かつ前記第２の狭帯域信号は前記所定の中央周波数の逆側に配置される請求項１８記載の無線受信機。
【請求項２２】
更に、前記第２の周波数シフト信号の前記振幅信号及び位相信号を、前記第２の周波数シフト信号を表す実数信号及び虚数信号に変換する極デカルト変換器を含み、かつ前記狭帯域ろ波手段は、前記第２の周波数シフト信号を表す実数信号及び虚数信号を処理することにより、前記第２の狭帯域信号を抽出するように前記第２の周波数シフト信号をろ波する請求項２０記載の無線受信機。
【請求項２３】
前記振幅信号は瞬時の前記無線信号の振幅の対数に関連する請求項２０記載の無線受信機。
【請求項２４】
前記所定の中央周波数は、前記第２の周波数シフト信号の前記第１及び第２の狭帯域信号が前記広いろ波帯域幅における中央に配置されるように、広帯域フィルタの中央副帯域に配置される請求項１８記載の無線受信機。
【請求項２５】
無線受信機により無線信号を受信する方法であって、前記無線信号が第１の無線チャネル周波数における第１の狭帯域信号、及び第２の無線チャネル周波数における第２の狭帯域信号を内包する方法において、
前記無線信号をダウンコンバートしてダウンコンバート信号を発生するステップと、
前記ダウンコンバート信号を広いろ波帯域幅によりろ波して、前記第１の狭帯域信号を内包する第１の副帯域、及び前記第２の狭帯域信号を内包する第２の副帯域を有する、ろ波信号を発生するステップと、
前記ろ波信号をディジタル化してディジタル信号を発生するステップと、
前記第１の狭帯域信号を所定の中央周波数にシフトして第１の周波数シフト信号を発生するように、前記ディジタル信号を周波数シフトする第１周波数シフトステップと、
前記第２の狭帯域信号を所定の中央周波数にシフトして第２の周波数シフト信号を発生するように、前記ディジタル信号を周波数シフトする第２周波数シフトステップと、
前記第１及び第２の狭帯域信号を抽出するように、前記第１及び第２の周波数シフト信号を、前記第１及び第２の狭帯域信号に適応されたろ波帯域幅によりろ波するろ波ステップと、
抽出された前記第１及び第２の狭帯域信号を復調して復調信号を発生する復調ステップと、
を備えた方法。
【請求項２６】
前記第１及び第２の狭帯域信号は共通する情報内容を有し、かつ前記復調ステップは、抽出された前記第１及び第２の狭帯域信号を一緒に処理して共通する情報内容を抽出し、かつダイバーシチ組み合わせを得るステップを含む請求項２５記載の方法。
【請求項２７】
前記ディジタル信号は極形式により前記無線信号を表すと共に、位相信号及び振幅信号を含み、かつ前記ディジタル信号を周波数シフトする前記第１周波数シフトステップ及び前記第２周波数シフトステップは、前記位相信号に位相傾斜を加算することにより、前記ディジタル信号をシフトすることを含む請求項２５記載の方法。
【請求項２８】
広帯域幅フィルタの前記第１の副帯域は前記所定の中央周波数の片側に配置され、前記広帯域幅フィルタの前記第２の副帯域は前記所定の中央周波数の逆側に配置され、かつ前記ディジタル信号をシフトする前記第１周波数シフトステップ及び前記第２周波数シフトステップは、前記第１及び第２狭帯域信号を前記所定の中央周波数に位置するように、前記ディジタル信号を逆方向にシフトすることを含む請求項２５記載の方法。
【請求項２９】
更に、前記振幅信号を処理することにより、前記第１及び第２の周波数シフト信号を正規化するステップを含む請求項２７記載の方法。
【請求項３０】
更に、前記第１及び第２の周波数シフト信号の前記振幅信号及び位相信号を、前記第１及び第２の周波数シフト信号を表す実数信号及び虚数信号に変換し、かつ前記第１及び第２の周波数シフト信号を表す実数信号及び虚数信号を処理することにより、前記第１及び第２の狭帯域信号を抽出するように前記第１及び第２の周波数シフト信号をろ波するステップを含む請求項２７記載の方法。
【請求項３１】
振幅信号は瞬時の前記無線信号の振幅の対数に関連する請求項２５記載の方法。
【請求項３２】
無線受信機により無線信号を受信する方法であって、前記無線信号が交互的に広帯域信号又は狭帯域信号を内包する方法において、
ａ．前記無線信号をダウンコンバートしてダウンコンバート信号を発生し、
ｂ．前記ダウンコンバート信号を前記広帯域信号に適応された広いろ波帯域幅によりろ波して、前記広帯域信号又は狭帯域信号を交互的に内包するろ波信号を発生し、
ｃ．広帯域信号を内包する前記ろ波信号を復調して前記ろ波信号に内包された前記広帯域信号を復調し、
ｄ．前記狭帯域信号を内包する前記ろ波信号をディジタル化してディジタル信号を発生し、
ｅ．第１の無線チャネル周波数における第１の狭帯域信号を所定の中央周波数にシフトして第１の周波数シフト信号を発生するように、前記ディジタル信号を周波数シフトし、
ｆ．前記第１の狭帯域信号を抽出するように、前記第１の周波数シフト信号を、前記第１の狭帯域信号に適応されたろ波帯域幅によりろ波し、
ｇ．抽出された前記第１の狭帯域信号を復調して第１の復調信号を発生する、ことを備えた方法。
【請求項３３】
交互的に広帯域信号及び狭帯域信号により無線装置と通信する無線通信システムにおいて、
ａ．第１の狭帯域信号を送信する第１の狭帯域トランシーバと、
ｂ．第２の狭帯域信号を送信する第２の狭帯域トランシーバと、
ｃ．広帯域信号を送信する広帯域トランシーバと、
ｄ．広帯域信号を内包する無線信号を受信する広帯域モード及び狭帯域信号を内包する無線信号を受信する狭帯域モードを有する無線受信機とを含み、該無線受信機は、
ｉ）前記無線信号をダウンコンバートしてダウンコンバート信号を発生するダウンコンバータを有し、
ｉｉ）前記広帯域信号に適応された広いろ波帯域幅により前記ダウンコンバート信号をろ波して、前記広帯域信号又は狭帯域信号を内包するろ波信号を発生する広帯域ろ波手段を有し、前記狭帯域信号を内包する前記ろ波信号は前記第１の狭帯域信号を内包する第１の副帯域及び前記第２の狭帯域信号を内包する第２の副帯域を有し、
ｉｉｉ）広帯域信号を内包する前記ろ波信号を受信して、前記ろ波信号に内包された前記広帯域信号を復調する広帯域復調器手段を有し、
ｉｖ）前記狭帯域信号を内包する前記ろ波信号をディジタル化してディジタル信号を発生するディジタイザを有し、
ｖ）前記第１の狭帯域信号を所定の中央周波数にシフトするように、前記ディジタル信号をシフトして第１の周波数シフト信号を発生する第１の周波数シフト手段を有し、
ｖｉ）前記第２の狭帯域信号を所定の中央周波数にシフトするように、前記ディジタル信号をシフトして第２の周波数シフト信号を発生する第２の周波数シフト手段を有し、
ｖｉｉ）前記第１及び第２の狭帯域信号を抽出するように、前記第１及び第２の狭帯域信号に適応されたろ波帯域幅により前記第１及び第２の周波数シフト信号をろ波する狭帯域ろ波手段を有し、
ｖｉｉｉ）抽出された前記第１及び第２の狭帯域信号を復調して復調信号を発生する狭帯域復調器を備えた無線通信システム。
【請求項３４】
前記ディジタル信号は極形式により前記無線信号を表すと共に、位相信号及び振幅信号を含み、前記第１の周波数シフト手段は第１の位相傾斜を前記位相信号に加算することにより、前記ディジタル信号をシフトさせる請求項３３記載の無線通信システム。
【請求項３５】
更に、前記第１及び第２の周波数シフト信号の前記振幅信号及び位相信号を、前記第１及び第２の周波数シフト信号を表す実数信号及び虚数信号に変換する極デカルト変換器を含み、前記狭帯域ろ波手段は前記第１及び第２の周波数シフト信号を表す前記実数信号及び虚数信号を処理することにより、前記第１及び第２の狭帯域信号を抽出するように前記第１及び第２の周波数シフト信号をろ波する請求項３４記載の無線通信システム。
【請求項３６】
前記振幅信号を処理することにより、前記第１の周波数シフト信号を正規化する振幅スケーラ手段を含む請求項３４記載の無線通信システム。
【請求項３７】
前記第１及び第２の狭帯域信号は共通する情報内容を有し、かつ前記狭帯域復調器は抽出された第１及び第２の狭帯域信号を一緒に処理して共通する情報内容を抽出し、かつダイバーシチ組み合わせを得る請求項３３記載の無線通信システム。
【請求項３８】
前記第１及び第２の狭帯域トランシーバは複数の異なる衛星に配置されている請求項３３記載の無線通信システム。
【請求項３９】
更に、２つのセル間の境界ゾーンを移動中の無線受信機のためのソフト・ハンドオーバをする手段を含み、前記無線装置がハンドオーバ・ゾーンに存在するとき、前記第１及び第２の狭帯域トランシーバは、前記無線受信機に同一の情報内容を有する狭帯域信号を送信し、かつ前記第１及び第２の狭帯域トランシーバのうちの一つが前記境界ゾーンから抜け出した前記無線受信機に対して狭帯域信号を送信するのを中断し、かつ他の無線受信機による使用のために送信されなくなっている前記狭帯域信号の無線チャネル周波数を再割り付けする請求項３７記載の無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は、概して無線通信システムにおいて動作する無線受信機に関し、特に狭帯域及び広帯域信号を受信する二重モード無線受信機に関する。
発明の背景
セルラ通信システムは、周波数分割多元アクセス（ＦＤＭＡ）、時分割多元アクセス（ＴＤＭＡ）、及びＦＤＭＡとＴＤＭＡとの組み合わせを採用した種々の異なるセルラ基準に基づくことが可能とされる。これらのセルラ通信システムは種々の異なった無線チャネル周波数による音声及びデータ情報を送信するために周波数変調を使用している。セルラ通信システムにおいて使用される異なった無線チャネル周波数間のチャネル間隔は、採用するセルラ基準に従って異なる。ＩＳ−９５及びＧＳＭのような広帯域セルラ基準は、広帯域周波数の変調信号（”広帯域信号”）を受信するために広いチャネル間隔が必要であり、一方ＮＡＭＰＳ及びＩＳ−５４基準のような狭帯域セルラ基準は狭帯域周波数の変調信号（「狭帯域信号」）を受信するために狭いチャネル間隔が必要である。
二重モード無線受信機を有する従来技術のセルラ無線装置は、狭帯域基準又は広帯域基準、例えばＩＳ−９５二重モード電話、又は１９９４年９月１４日出願され、「衛星／セルラ電話用二重モード周波数シンセサイザ（Ｄｕａｌ−Ｍｏｄｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ  ｆｏｒ  Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ／Ｃｅｌｌｕｌａｒ  Ｐｈｏｎｅｓ）」と題し、ここでは引用により関連される米国特許出願第０８／３０５，７８０号で説明されている二重モード衛星／セルラ電話を採用したセルラ通信システムにおいて動作するように設計されている。これら従来技術の二重モード受信機は、広帯域信号及び狭帯域信号の両者を復調することができる。広帯域信号及び狭帯域信号を共に復調するために、従来技術の二重モード受信機は二重受信機構成要素を使用している。例えば、従来技術の二重モード受信機は、受信した広帯域信号をろ波するために広帯域フィルタ装置を使用し、また狭帯域信号をろ波するために異なる狭帯域フィルタ装置を使用している。二重モード受信機において受信機構成要素を二重化させると、セルラ無線装置のサイズ及びコストが増加する。二重モード受信機は、広帯域信号及び狭帯域信号を共に復調するために必要とされる二重化を減少させることが必要とされている。
発明の概要
本発明は、広帯域信号又は狭帯域信号を使用する無線通信システムにおいて動作する改良二重モード無線受信機を提供する。この無線受信機は少なくした受信機構成要素により広帯域信号又は狭帯域信号を復調する。この無線受信機は、広帯域信号を復調するための広帯域モード（例えば、ＧＳＭ又はＩＳ−９５基準）と、狭帯域信号を復調するための狭帯域モード（例えば、ＩＳ−５４又はＩＮＭＡＲＳＡＴ−Ｍ衛星通信基準）とを有する。交互的な広帯域信号及び狭帯域信号を内包する無線信号をろ波するために、広帯域モードに適応された、かつ広いろ波帯域幅を有する広帯域フィルタ装置が提供される。広帯域モードのときは、広帯域フィルタ装置が無線信号を受信して広帯域信号を抽出する。抽出された広帯域信号は周知の方法により復調される。
狭帯域モードのときは、広帯域フィルタ装置は狭帯域信号を内包する無線信号を受信して、広いろ波帯域幅の副帯域内に狭帯域信号を内包するろ波信号を発生する。このろ波信号はディジタル化され、かつディジタル・フィルタにより処理される。このディジタル・フィルタは狭帯域信号に適応された狭いろ波帯域幅を有しており、不要なフランキング信号（ｕｎｗａｎｔｅｄ  ｆｌａｎｋｉｎｇ  ｓｉｇｎａｌ）をろ波することにより、望ましい狭帯域信号を分離する。
前記無線受信機は前記広いろ波帯域幅のオフ・センタ副帯域に存在する狭帯域信号の抽出を実行するように適応されている。更に、前記無線受信機は、異なる無線チャネル周波数に存在し、かつ広いろ波帯域幅の異なる副帯域に配置されている２又はこれより多くの異なる狭帯域信号を一緒に抽出するように適応されてもよい。前記広いろ波帯域幅のオフ・センタ副帯域に存在する異なる狭帯域信号の抽出は、ここで請求する発明の有用な主要構成である。原出願において、発明は、通常、広いろ波帯域幅の中心に存在する狭帯域信号を受信すると共に、望ましくないフランキング信号が所望の狭帯域信号の側面に位置しているのが説明されていた。
対数極信号処理（ｌｏｇｐｏｌａｒ  ｓｉｇｎａｌ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）は、より効果的にフランキング信号から所望の狭帯域信号を分離させるために、広帯域ろ波信号を処理する好ましいディジタル処理方法である。対数極信号処理は、１９９１年９月１０日に発行され、「対数極信号処理（Ｌｏｇ−Ｐｏｌａｒ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）」と題し、本出願では引用により関連される米国特許第５，０４８，０５９号に説明されている。対数極信号処理は広帯域ろ波信号をディジタル化する好ましい方法であり、自動利得制御（ＡＧＣ）の複雑さをなくす。
対数極処理を使用して異なる狭帯域信号を抽出した後、抽出された複数の狭帯域信号が組み合わせられてダイバーシチ受信を行い、改善された信号の復号化をする。一実施例では、異なる２つの軌道衛星から異なる狭帯域信号が送信されてパス・ダイバーシチを形成すると共に、良好な受信信号品質の確率を高める。
従って、本発明の目的は、狭帯域信号及び広帯域信号を復調する二重モード無線受信機を提供することにある。
本発明の他の目的は、広帯域のろ波帯域幅を提供して広帯域信号又は狭帯域信号の両者をろ波することにより、二重モード無線受信機に必要とされる受信機構成要素の二重化を減少させることにある。
本発明の他の目的は、広いろ波帯域幅のオフ・センタ副帯域に存在する狭帯域信号を抽出する際に対数極処理を使用する無線受信機を提供することにある。
本発明の他の目的は、広いろ波帯域幅の異なる副帯域に配置された異なる２又はそれより多くの狭帯域信号を抽出し、次いで抽出したこれらの狭帯域信号を組み合わせてダイバーシチ受信を得るする際に、対数極処理を使用する無線受信機を提供することにある。
従って、本発明のこれら及び他の目的は、特徴及び効果と共に、同一参照番号が同一要素を指示する添付図面を読むならば、以下詳細に説明する明細書から明らかとなる。
【図面の簡単な説明】
図１は無線通信システムに採用された本発明による二重モード無線受信機を示すブロック図である。
図２は本発明による二重モード無線受信機のブロック図である。
図３は本発明によるディジタル信号の処理を説明する概要ブロック図である。
好ましい実施例の詳細な説明
図１を参照すると、送信機４及び送信／受信（Ｔ／Ｒ）カップラー５を有するセルラ無線装置３に実施された本発明の二重モード無線受信機２が示されている。二重モード無線受信機２は、無線装置３に、広帯域周波数被変調信号（”広帯域信号”）及び狭帯域周波数被変調信号（”狭帯域信号”）を内包する無線信号を受信できるように設計された広帯域モード及び狭帯域モードを有する。
特に、無線受信機２による無線装置３は、広帯域基準に従って動作する基地局広帯域トランシーバ６か又は狭帯域基準に従って動作する基地局狭帯域トランシーバ７ａ、７ｂからの情報を受信することができる。基地局広帯域トランシーバ６は広帯域信号を送受信し、また基地局狭帯域トランシーバ７ａ、７ｂは狭帯域信号を送受信する。トランシーバ６、７ａ、７ｂは、情報を送受信するために広帯域信号又は狭帯域信号の使用を必要とする異なる種々の基準に一致するように適応可能にされている。
例えば、狭帯域基準は、周波数分割多元システム（ＦＤＭＡ）又は時分割多元送信（ＴＤＭＡ）により連続送信が可能とされる。狭帯域ＴＤＭＡシステムの例は、電気通信工業会基準（ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｉｎｄｕｓｔｒｙ  Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ  ｓｔａｎｄａｒｄ）ＩＳ−５４に適合する米国ディジタル・セルラ・システムである。この基準は狭帯域ＴＤＭＡ波形及びプロトコルの一例として引用により関連される。例えば、広帯域信号はＧＳＭとして知られているヨーロッパ・ディジタル・セルラ基準に適合することができる。ＧＳＭ基準はその名により公然と入手可能であり、ここでは広帯域ＴＤＭＡ波形及びプロトコルとしてその全体が引用により関連される。代わって、広帯域モードはＴＩＡ基準ＩＳ−９５に説明され、ここでも引用により関連される符号分割多元システムに適合可能である。
好ましい一実施例において、基地局広帯域トランシーバ６は陸地を基礎とするものであり、基地局狭帯域トランシーバ７ａ、７ｂは異なる軌道衛星中継局及びこれらに関連する地上局に内包されるものであって、異なる複数の衛星中継局が地球上の同一領域を照射する。トランシーバ７ａ、７ｂは、異なる２つだが近傍の周波数チャネル上で同一音声又はデータ情報を内包する狭帯域信号をそれぞれ送信する。１９９４年１月１１日に出願され、「改良された周波数再使用によるセルラ／衛星通信システム（Ａ  Ｃｅｌｌｕｌａｒ／Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｗｉｔｈ  Ｉｍｐｒｏｖｅｄ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｒｅ−Ｕｓｅ）」と題した米国特許出願第０８／１７９，９５３号に開示されているように、適当な衛星構成は、衛星から公衆交換電話網に接続された地球局へ信号を中継するために使用可能とされる。以上で確認された米国特許出願第０８／１７９，９５３号は、ここでその全体が引用により関連される。
無線受信機２は、広帯域トランシーバ６からの広帯域信号か又は狭帯域トランシーバ７ａ、７ｂからの狭帯域信号を受信するように特別に設計される。受信機２は、以下で詳細に説明されるように、狭帯域モード又は広帯域モードにあるときに受信した無線信号をろ波する広帯域モードに適応された、広いろ波帯域幅を有する。好ましい実施例において、狭帯域モードで動作しているときの無線受信機２は、ディジタル処理によりろ波された無線信号から狭帯域信号を抽出し、かつ抽出されたこれらの狭帯域信号を組み合わせてダイバーシチ組み合わせを行う。
図２を参照すると、広帯域モード及び狭帯域モードの両者を実行する本発明の無線受信機２が更に詳細に示されている。この無線受信機２は、送信機４及び受信機２が同一時間で動作しなければならない場合に（周波数分割複信）、受信機２及び送信機４を同一アンテナに接続するために必要とされる送信機／受信機（Ｔ／Ｒ）カップリングを提供するデュプレックス・フィルタ１０を含む。更に、Ｔ／Ｒカップラー５は、時間分割複信システムが必要とされる場合に、Ｔ／Ｒスイッチにより実施されてもよい。
デュプレックス・フィルタ１０は、基地局トランシーバ６、７ａ、７ｂから送信された広帯域信号又は狭帯域信号を含み得る無線信号を受信する。受信されたこれらの無線信号はデュプレックス・フィルタ１０により低雑音増幅器２０に出力される。低雑音増幅器２０による低雑音増幅後、受信した無線信号はダウンコンバータ２５に出力され、このダウンコンバータはイメージ・リジェクト・フィルタ３０、ミキサ４０及び局部発振器４１を備えることができる。ダウンコンバータ２５は受信した無線信号を適当な第１の中間周波（ＩＦ）又は第１のダウンコンバート信号に変換してこの第１のダウンコンバート信号を広帯域フィルタ１００に出力する。
広帯域フィルタ１００は広帯域トランシーバ６により送信された広帯域信号に適応されており、広帯域信号の帯域幅に従って受信した無線信号の信号帯域幅を規制する。ろ波信号は中間周波（ＩＦ）増幅器回路１２０と、広帯域信号に適応された付加的な広帯域フィルタ１１０とに出力される。広帯域フィルタ１００、１１０は、受信機２のために広い信号通過帯域幅（「広いフィルタ帯域幅」）を確立する広帯域フィルタ装置１１５を形成している。広帯域フィルタ装置１１５の広いろ波帯域幅は、受信された無線信号をろ波して広帯域信号に適応された広帯域幅を有するろ波信号を供給するように、適応されている。
増幅器回路１２０は対数増幅器・検出器チェーン（増幅器６０）及び第２のダウンコンバータ４５を含む。増幅器回路１２０は無線信号強度指示（Ｒａｄｉｏ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｓｔｒｅｎｇｔｈ  Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ：ＲＳＳＩ）及びハード制限信号（ｈａｒｄｌｉｍｉｔｅｄ  ｓｉｇｎａｌ）を含むアナログ出力を発生する。ＲＳＳＩは、無線信号＋雑音の瞬時振幅の対数にほぼ比例したアナログ電圧である。増幅器回路１２０における終段増幅器６０は、無線信号＋雑音の瞬時位相角の表示を抽出できるアナログのハード制限信号を送出する。
増幅器回路１２０からのろ波信号は、受信機２により、受信機２が狭帯域モードにあるか又は広帯域モードにあるのかに従って、異なった処理が行われる。広帯域モードのときは、ろ波信号は、図２に示すように、ディジタイザ１２５に入力される。ディジタイザ１２５は、ディジタイザ１２５の帯域幅およびサンプリング速度が広帯域モードに適応されているサンプリング及びディジタイジング処理を利用して、ろ波信号をディジタル信号に変換する。
ディジタル信号は、図３に示すように、複素数のストリームを形成して、広帯域復調器３１４に入力され、広帯域復調器はディジタル信号をデコードして広帯域信号により搬送されている音声及びデータ情報を再生する。代わって、ろ波信号は、図２及び３に点線により示すように、復調のために広帯域フィルタ１００から広帯域復調器３１４に直接的に供給されてもよい。受信機２が広帯域モードにあるときは、ろ波信号を復調するために種々の技術を使用することができ、従来技術においては周知のことである。
狭帯域モードのときは、増幅器回路１２０からのろ波信号は、ディジタイザ１２５に入力される。ディジタイザ１２５は位相ディジタイザ１３０及びＲＳＳＩアナログ・ディジタル変換器１４０を含む。位相ディジタイザ１３０はろ波信号のハード制限信号を固定少数点位相ワードに変換する。ＲＳＳＩアナログ・ディジタル変換器１４０は、ろ波信号の対数信号をディジタル表示したＲＳＳＩ振幅ワードを同時に送出する。ＲＳＳＩ振幅ワード及び位相ワードは、ディジタイザ１２５に入力された瞬時無線信号＋雑音値の対数極表示である対数極ディジタル信号を形成する。
対数極信号処理の一実施例は、瞬時位相情報の固定少数点モジュロ２Ｐｉディジタル表示を発生することを含むものであり、これは、例えば、１９９２年１月２８日に発行され、「直接位相のディジタル化（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｐｈａｓｅ  Ｄｉｇｉｔｉｚａｔｉｏｎ）」と題した米国特許第５，０８４，６６９号、又は１９９２年９月１５日に発行され、「信号パルス列の時間及び位相位置を正確にディジタル的に決定する方法及び構成（Ｍｅｔｈｏｄ  ｏｆ  ｔｈｅ  Ｔｉｍｅ  ｏｒ  Ｐｈａｓｅ  Ｐｏｓｉｔｉｏｎ  ｏｆ  ａ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｕｌａｓ  Ｔｒａｉｎ」と題した米国特許第５，１４８，３７３号に説明されているように、直接位相ディジタル化回路により実行されてもよく、また両者は引用により関連される。更に、前記特許で言及した他の手段により、即ちろ波されたハード制限ＩＦ信号を直交サンプリング即ち変換して正規化されたデカルト座標成分（Ｘ＋ｊＹ）を求め、次いで逆タンジェントを計算して位相ワードを得ることにより、ハード制限中間周波信号から正確な位相表示を抽出することも可能である。
次いで、ディジタルＲＳＳＩ及び位相信号を含む対数極ディジタル信号は、処理のためにディジタル信号プロセッサ１５０に入力される。連続する対数極ディジタル信号はディジタル信号プロセッサ１５０に入力され、これは読み出し専用メモリに記憶されたソフトウェア・プログラムの制御により動作するプログラマブル・ディジタル信号プロセッサであってよく、又は対数極処理を実行するための専用のハードウエアを備えたものであってもよい。
ろ波信号は、ディジタイザ１２５により対数極ディジタル信号に変換されるので、無線信号の対数極信号処理が実行可能にされる。対数極信号処理は無線信号に内包されている所望の狭帯域信号をより効果的に抽出できるようにする。対数極信号処理は、対数極ディジタル信号の信号振幅及び周波数を調整する処理を備えている。
ディジタル信号の振幅は、対数極信号処理により、ＲＳＳＩ値に倍率を加算して、都合のよいレンジに調整可能にされる。更に、対数極ディジタル信号の信号周波数は、対数極ディジタル信号の位相値に対して位相値を増加又は減少させるモジュロ加算することにより、誤差を除去するように調整されてもよい。これらのオペレーションは対数極領域においてより都合よく実行される。特に、より複雑な乗算オペレーションを通常必要とするスケーリングは、対数振幅領域における簡単な固定少数点加算／減算となる。デカルト座標（Ｘ＋ｊＹ又はＩ、Ｑ領域）において複雑な乗算を通常必要とする周波数シフトは、位相領域における固定少数点モジュロ加算のみを必要とする。
トランシーバ７ａ、７ｂから本来的に送信された１又はそれより多くの狭帯域信号を含むディジタル信号の対数極処理及び他の処理を行うディジタル信号プロセッサ１５０の構成を図３に示す。ディジタイザ１２５からの対数極ディジタル信号はまず周波数シフタ３００により処理される。周波数シフタ３００は広フィルタ装置１１５の広いろ波帯域幅におけるオフ・センタ副帯域に存在する狭帯域信号をより効果的かつ効率的に抽出するために使用される。受信機２の広フィルタ装置１１５は広帯域モードに適応されているので、受信機２により受信された狭帯域信号は広いろ波帯域幅の中央に配置されてはならない。その代わりに、狭帯域信号は広いろ波帯域幅内の種々のオフ・センサ副帯域に配置されてもよい。ディジタル周波数シフタ３００はディジタル信号を周波数シフトするように機能するので、１又はそれより多くのオフセット副帯域に配置された所望の狭帯域信号が広いろ波帯域幅の中央にシフトされる。
周波数シフタ３００を介して対数極ディジタル信号を通過させることにより、広いろ波帯域幅の中央からオフセットされ、しかし少なくとも広いろ波帯域幅内に依然として存在する周波数に存在する狭帯域信号は、中央に存在するように容易にシフト可能とされる。狭帯域信号は、入力された位相ワードに適当な位相傾斜を加算又は減算することにより、中央にシフトされる。所望の狭帯域信号が中央に設定されると、これら信号は、情報の変調によりこのようにしたのでない限り、一方に又は他方に連続的に体系的な位相回転を示すことはない。勿論、情報の変調による位相の変化は、情報の復調に対しても保存されなければならないので、除去されてはならない。周波数シフタ３００によりディジタル信号を処理することにより、広いろ波帯域幅のオフセット副帯域内に位置する所望の狭帯域信号を選択してディジタル的なベースバンドにおける中央位置にシフトさせることが可能である。
好ましい実施例において、周波数シフタ３００は送信機７ａにより送信された第１の狭帯域信号及び送信機７ｂにより送信された第２の狭帯域信号を抽出するように適応されている。第１及び第２の狭帯域信号は、同一の情報を内包するが、しかしダイバーシチ送信を行うために異なる送信機７ａ、７ｂから異なる無線チャネル周波数で送信される。前記第１の狭帯域信号及び第２の狭帯域信号は、広フィルタ装置１１５を通過した後は、広いろ波帯域幅内に存在し、かつオフ・センタ副帯域を占有する。特に、第１及び第２の狭帯域信号は広いろ波帯域幅の反対側に存在してもよい。（他の実施例において、第１及び第２の狭帯域信号は共に中央周波数の同一側に存在するものでもよい。）従って、ディジタル信号プロセッサ１５０により構成された周波数シフタ３００は、第１の狭帯域信号を中央に配置する正周波数シフタ３０２、及び第２の狭帯域信号を中央に配置する負周波数シフタ３０４を含む。正周波数シフタ３０２は、ディジタル信号のサンプルを計算された量Ｆ１により上方に周波数シフトさせて第１の狭帯域信号を広いろ波帯域幅の中央に配置させると共に、第１の周波数シフト・サンプルを送出する。負周波数シフタ３０４は、ディジタル信号の同一サンプルを計算された量Ｆ２により下方に周波数シフトさせて第２の狭帯域信号を広いろ波帯域幅の中央に配置させると共に、第２の周波数シフト・サンプルを送出する。
図３に概要的に示すように、位相ワードのサンプルは正周波数シフタ３０２及び負周波数シフタ３０４の両者により処理される。正周波数シフタ３０２は正位相傾斜を加算して入力された位相ワードを正方向にシフトさせる。加算される正位相傾斜は、広いろ波帯域幅の中央周波数に第１の狭帯域信号をシフトさせるように、計算される。正方向にシフトされた位相ワードは、正周波数シフタ３０２により発生されて、振幅ワードのサンプルと共に第１の狭帯域信号を中央に配置した第１のシフト信号を形成する。同じようにして、負周波数シフタ３０４は負位相傾斜を加算して入力された位相ワードを負方向にシフトさせる。加算される負位相傾斜は、第１の狭帯域信号をシフトさせた同一の中央周波数へ第２の狭帯域信号をシフトさせるように、計算される。負方向にシフトされた位相ワードは、負周波数シフタ３０４により発生されて、振幅ワードのサンプルと共に第２の狭帯域信号を中央に配置した第２のシフト信号を形成する。
更に、ディジタル信号プロセッサ１５０は、周波数シフタ３００により発生された周波数シフト信号に関連した振幅を正規化する振幅スケーラ３０６を含む。振幅スケーラ３０６は、ディジタル対数振幅信号へ／からの倍率を加算又は引算することにより、周波数シフト信号を都合のよいレベルに正規化する。この倍率は、連続ブロック内のサンプルの相対値を混乱させるのを避けるために、緩やかに変化することのみが必要であり、かつ移動平均を計算することにより、このようなポスト・ディジタル化ＡＧＣを実行するための手段が本発明により開示される。より正確に、柔軟があり、かつインテリジェントなスケーリング・システムは、信号がディジタル化されていなかったアナログ領域におけるよりも実際的である数値処理を使用して考案可能とされるので、信号がディジタル化された後に信号をディジタル的に正規化することは、好都合である。
スケーリング及び周波数シフト後に、ディジタル信号プロセッサ１５０により構成された極デカルト座標変換３０８ａ、３０８ｂは、スケーリングされ、かつ周波数シフトされたディジタル信号を対数形式からデカルト形式に変換する。極デカルト座標変換３０８は、周波数シフト信号を変換するための一対のＩ、Ｑ変換器３０８ａ、３０８ｂを含む。デカルト形式に変換されたときにディジタル信号は、便宜的に実数部をシンボルＩにより表し、かつ虚数部をシンボルＱにより表す。所望の狭帯域信号はデカルト形式のときにより効果的にろ波可能とされるので、ディジタル信号はデカルト形式に変換される。
ディジタル信号がデカルト形式に変換された後、Ｉ1、Ｑ1により表された第１周波数シフト信号、及びＩ2、Ｑ2により表された第２周波数シフト信号は、ディジタル狭帯域フィルタ３１０により処理される。同一の物理的なフィルタ・ロジックは全部で４信号Ｉ1、Ｏ1、Ｉ2、Ｏ2を同様に連続的にろ波するように時分割されてもよい。ディジタル狭帯域フィルタ３１０は、中央に配置された所望の第１及び第２の狭帯域信号を抽出するように機能する。ディジタル・フィルタ３１０は、所望の狭帯域信号がシフトされた中央配置の所望の副帯域の１／２帯域幅に等しい低域通過遮断周波数を有する。このようなフィルタはＦＩＲフィルタ及びＩＩＲフィルタを含めることができ、ディジタル・フィルタ処理の技術分野においては周知である。原出願は６４タップＦＩＲフィルタの使用を開示しており（原出願図３）、このフィルタは異なる多くの所望のフィルタ周波数応答を実現するために選択可能とされている６４係数により定義される。
ディジタル・フィルタ３１０はディジタル信号Ｉ１１、Ｑ１１及びＩ1’、Ｑ1’及びＩ2’、Ｑ2’を計算し、これらは帯域幅減少に対応した入力サンプリング速度よりも低い計算速度で発生することが可能である。出力のサンプリング速度は、低域通過フィルタの帯域幅の少なくとも２倍、即ちナイキストのサンプリング原理を満足させるために、少なくとも副帯域の全帯域幅に等しいとすべきである。従って、ディジタル・フィルタは、ろ波処理と同時にサンプリング速度の低下（ダウンサンプリング）を実行することができる。
図３に示すように、原広帯域幅のアナログ信号の異なる副帯域内に含まれ、異なる２又はそれより多くの狭帯域信号は、ダイバーシチ復調を行うために同時的に抽出されてもよい。異なる狭帯域信号は、アナログ信号をディジタル信号に変換し、次に対数極スケーリングし、対数極シフトし、対数極デカルト座標変換し、また原広帯域信号の２又はそれより多くの副帯域をＩ、Ｑろ波処理することによって、広帯域アナログ信号から同時的に抽出される。異なる狭帯域信号は、二重周波数シフタ３０２、３０４、振幅スケーラ３０６及びディジタル・フィルタ３１０の利用により、同時に又は一緒に抽出される。対数極ディジタル信号は加法的スケーリング及び２（又はそれより多く）のモジュロ位相オペレーションが実行されてディジタル・ベースバンドの中央に配置された２（又はそれより多くの）スケーリング及びシフトされた信号を送出する。その代わりに、異なる狭帯域信号は、狭帯域信号を抽出するために使用される前述の回路を時分割することにより、同時かつ一緒に抽出される。例えば、Ｉ1、Ｑ1及びＩ2、Ｑ2信号（総計３実サンプル・ストリーム）は、ろ波された２つの副帯域信号を送出するように時分割形式により使用される単一のＦＩＲフィルタ２０１を使用してろ波されてもよい。
ダウンサンプリングされ、抽出された狭帯域信号を表すディジタル・サンプルＩ1’、Ｑ1及びＩ2’、Ｑ2’は、ダイバーシチ狭帯域復調器３１２に入力されてもよく、そのときにこのダイバーシチ狭帯域復調器はトランシーバ７ａ、７ｂに使用されている変調及び符号化方法に適応されている。ダイバーシチ狭帯域復調器３１２は種々の復調及び復号化アルゴリズムにより信号の復号化を行うことができる。例えば、ダイバーシチ狭帯域復調器３１２は、１９９４年３月２８日に出願され、「ダイバーシチＰｉ／４ＤＱＰＳＫ復調（Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｐｉ／４−ＤＱＰＳＫ  Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）」と題し、ここでは引用により関連される米国特許出願第０８／２１８，２３６号に説明されている方法のうちのいずれかにより動作可能である。他の処理形式は、１９９４年９月１４日に出願され、「ディジタル変調された無線信号の同時的な復調及び復号（Ｓｉｍｕｌｔａｎｅｏｕｓ  Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｄｅｃｏｄｉｎｇ  ｏｆ  Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  Ｒａｄｉｏ  Ｓｉｇｎａｌ）」と題し、引用により関連される米国特許出願第０８／３０５，７８７号に説明された「デコジュレーション（ｄｅｃｏｄｕｌａｔｉｏｎ）」と略称された組み合わせ復調及び復号方法のように、使用されてもよい。デコジュレーションは、本発明との組み合わせで、距離組み合わせを使用することにより、ダイバーシチ・デコジュレーションを実行するように拡張されてもよい。更に、ダイバーシチ受信する距離組み合わせの技術は、デコジュレーションと共に又はなしに、本発明に使用されてもよく、ここでは引用により関連される下記の引用文献：１９９３年３月２日に発行され、「受信信号における信号フェージングの影響を減少させるシステム（Ｓｙｓｔｅｍ  Ｆｏｒ  Ｒｅｄｕｃｉｎｇ  ｔｈｅ  Ａｆｆｅｃｔｓ  ｏｆ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｆａｄｉｎｇ  ｏｎ  Ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ  Ｓｉｇｎａｌｓ）」と題する米国特許第５，１９１，５９８号、ラールソン（Ｌａｒｓｏｎ）、グッドムントソン（Ｇｕｄｍｕｎｄｓｓｏｎ）及びライス（Ｒａｉｔｈ）著、会報ＶＴＣ−９１、セントルイス、ＭＯ、１９９１年５月１９日の北米ディジタル・セルラ・システム、及びＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．、第３９巻、第１０号、１９９１年１０月１０日のマルチパス・フェーディング・チャネルのＭＬＳＥ等化及び復号化（ＭＬＳＥ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｄｅｃｏｄｉｎｇ  ｆｏｒ  Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ−Ｆａｄｉｎｇ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ）に更に詳細に説明されている。
受信機２はＦＤＭＡ、ＴＤＭＡ、又はＦＤＭＡとＴＤＭＡとの組み合わせを採用した種々の異なる基準に対して動作するように適応されている。例えば、図１に示す受信機回路は、メモリにそのタイムスロット上のサンプルを収集するために、ＴＤＭＡフレームの定義部分においてのみ動作するように、ＴＤＭＡタイミング発生器によりトリガされてもよい。次いで、メモリ内のサンプルは、２つの副帯域サンプル・ブロックを作成するために、図３に示すように構成されたディジタル信号プロセッサ１５０により処理されて、異なる２つの周波数上の同一タイムスロット、又は同一周波数上の実際に異なるタイムスロット、又は異なる周波数上の異なるタイムスロットに対応する副帯域サンプルを発生させることができる。そこで、所望の狭帯域信号を内包するこれらの副帯域サンプル・ブロックは、前述の関連引用のいずれかにより処理されたダイバーシチである。
以上の発明の方法により２つの狭帯域信号を同時的に受信し、かつこれらをダイバーシチ組み合わせする技術は、ＮＡＭＰ型式のアナログ変調信号に使用されてもよく、また関連する基地局狭帯域トランシーバ７ａ、７ｂを有する２つのセル間の境界を交差させる無線装置３用のメーク・ビフォー・ブレーク又はソフト・ハンドオーバを実行する際に有用と思われる。基地局狭帯域トランシーバ７ａ、７ｂはそれぞれある期間につき近傍の周波数チャネル上の同一変調を送信するようにされ、また無線装置３は受信すると共に、境界又はハンドオーバ・ゾーンに配置されたときは両者を組み合わせる。一方の信号が支配的となり、かつ他方が微弱な信号強度となると、それ以上有用でないトランシーバ７ａ、７ｂからの無意味な信号の送信は中止される。従って、それ以上無用なトランシーバ７ａ、７ｂは無意味な信号の無線チャネル周波数を他の無線に割り当てる。異なるトランシーバ間の境界（即ち、セルの境界）を交差中の無線装置に対するソフト・ハンドオーバは、従来技術において周知であり、１９９２年４月２８日に発行され、「移動無線システム用のハンドオーバ方法（Ｈａｎｄｏｖｅｒ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｒａｄｉｏ  Ｓｙｓｔｅｍ）」と題し、ここでは引用による関連される米国特許第５，１０９，５２８号に開示されている。
従って、本発明による２信号源からの狭帯域信号を効果的にダイバーシチ受信する方法は、移動無線通信システムにおいてグリッチのないソフトなハンドオーバを実行する改良方法に転用可能とされ、又は例えば電力制限された衛星通信アプリケーションにおいて通常望ましい通信リンク・マージンを単純に高くするために使用可能とされる。しかしながら、対数極処理を利用して無線受信機２により１又はそれより多くの副帯域幅を選択する方法は、これら特定的なアプリケーションのいずれよりも、より一般的である。
更に、受信機２の他の実施例を提供することもできる。例えばディジタイザ１２５は、アナログの無線信号を、受信した無線信号の完全複素ベクトル特性を保持するデカルト又は他のディジタル形式に変換するように構成されてもよい。そこで、これら他のディジタル化形式は、広いろ波帯域幅のオフ・センタに存在する１又はそれより多くの狭帯域信号を抽出するように、シフトされて処理されてもよい。その完全な複素ベクトル値を保持すると共に、無線信号をディジタル化する種々の方法が可能である。例えば、無線信号は、直交ダウンコンバージョン、直交サンプリング、及び１９９３年８月３１日に発行され、「無線受信機におけるＤＣオフセット補償（ＤＣ  ｏｆｆｓｅｔ  Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ  ｉｎ  ａ  Ｒａｄｉｏ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）」と題する米国特許第５，２４１，７０２号に説明されているホモダイン受信機技術により、ディジタル化されてもよい。
以上述べた技術は、便宜的にＩ、Ｑ値として知られている実数部及び虚数部を有した信号ベクトルを表すデカルト座標又はＸ、Ｙ領域に帰結する。Ｉ、Ｑ値を使用するときは、角度を増加又は減少させて正又は負周波数シフトを達成することにより、信号ベクトルの位相を回転させる必要がある周波数シフタは、複素乗算器を備える。しかしながら、ベクトルの好ましいディジタル化技術は、前述の米国特許第５，０４８，０５９号に説明されている対数極技術である。対数極ベクトル表示が使用されるときは、周波数シフタ３０２、３０４は、増減する位相値を信号の位相値と組み合わせる固定少数点モジュロ算術加算器に単純化される。
広帯域モード及び狭帯域モードの両者を備えた本発明の無線装置３は、１９９４年９月１４日に出願され、「衛星／セルラ電話用の二重モード周波数シンセサイザ（Ｄｕａｌ−Ｍｏｄｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ  ｆｏｒ  Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ／Ｃｅｌｌｕｌａｒ  Ｐｈｏｎｅｓ）」と題し、ここで関連される米国特許出願第０８／３０５，７８０号に説明されているように、モード間で切り換えられてもよい。モード間の切り換えは、無線装置３が呼出し中に活性な使用状態にあるときは生起する可能性はないが、しかし無線装置３がアイドル又はスタンバイ状態にあるときは生起する可能性が高い。無線装置３、特にＴＤＭＡの変形は、スタンバイ状態においてバッテリ消耗を減少させるスリープ・モード技術を採用することができる。スリープ・モードは、無線装置３がスタンバイ中に呼出しを聴取している呼出し即ちページング・チャネルの特定フォーマット処理を採用することを含む。ページング・チャネルは、スリープ・モード・スロットとして知られた多数のタイムスロットに分割され、また各無線装置３はモニタのために特定のスリープ・モード・スロットが割り付けされる。例えば、スロット割り付けは無線の番号、例えばその番号の最終ディジットにリンクされてもよい。そこで、システムは、無線装置３がアウェーク（目覚め）にあり、データを受信しているときは、９で終わる無線番号に対する呼出しがスロット９に送出されるべきことを知ることになる。このようにして、無線装置３の受信機２は、スタンバイ中に時間の一部についてアウェークになっていることを必要とするだけであり、バッテリ電力を節約する。
広帯域トランシーバ６を有する広帯域システム、又はトランシーバ７ａ、７ｂを有する狭帯域システムによりサービスされ得る二重モードの無線装置３では、一方のシステム上のスリープ・モード・スロット間の時間が他のシステムの信号に対する走査に使用されてもよい。従って、無線装置３は、一方のシステムの呼出しチャネルを聴取している間に、他のシステムのページング・チャネルの信号強度又は品質を検索して判断する。デコードされている現在のページング・チャネルが広帯域信号であれば、無線装置３は、狭帯域ページング・チャネル、例えば移動衛星システムのものを検索するために広帯域システムのスリープ・モード・スロット間で狭帯域モードに切り換えることができる。その代わりに、無線装置３は狭帯域ＡＭＰＳ制御チャネルにロックされ、また関連する間欠的な受信は、ＩＳ−９５  ＣＤＭＡ呼出しチャネル又はパイロット信号を検索するための広帯域モードに切り換えることができる。ＡＭＰＳに適応された無線装置３が節電に関連するときは、１９９３年５月１１日に出願され、「移動電話における累積パリティ・チェックによるスタンバイ省電力（Ｓｔａｎｄｂｙ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓａｖｉｎｇ  ｗｉｔｈ  Ｃｕｍｕｌａｔｉｖｅ  Ｐａｒｉｔｙ  Ｃｈｅｃｋ  ｉｎ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｐｈｏｎｅｓ）」と題し、ここでは引用により関連される米国特許出願第０８／０５９，９３２号に説明されている省電力間欠受信機構に関連させると、ＡＭＰＳ制御チャネルは、スリープ・モード・スロッテッド・フォーマットを特に採用しなくとも、ＡＭＰＳ情報を損失することなく、ＩＳ−９５のような他のシステムのチャネルにおけるエネルギを検索するために、ＡＭＰＳチャネルに対する聴取から節減された時間を利用することができる。会話中に広帯域モードと狭帯域モードとの間で切り換える可能性は、本発明により排除されないが、これは、かなり不確かな発生であるシステム間のハンドオフを表すことになり、その説明は本発明にとって重要なものではない。
当該技術分野に習熟する者は、狭帯域信号を抽出するために実行されるオペレーションがディジタル・ロジックにより、又はプログラマブル・ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）若しくはその組み合わせにより、実行可能されることを認識すべきである。広帯域モード及び狭帯域モードは同一のハードウエア構成要素による単純な代替ファームウェアであってもよい。従って、本発明の主要な１効果は、低減したコストで両モードを実行するために代替的な処理ファームウェアに単一組の無線周波数受信機の構成要素が使用されてもよいことである。これは、１９９４年９月１４日に出願され、「周波数シンセサイザを有する二重モード衛星／セルラ電話（Ｄｕａｌ−Ｍｏｄｅ  Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ／Ｃｅｌｌｕｌａｒ  Ｐｈｏｎｅ  ｗｉｔｈ  ａ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ）」と題する米国特許出願第０８／３０５，７８０号に説明されているＡＭＰＳ／ＮＡＭＰＳのように、狭帯域基準及び広帯域基準の両者に適応する加入者装置の経済的な構築を容易にする。これに代わって、本発明は、二重モードＡＭＰＳ／ＩＳ−９５電話、三重モードＡＭＰＳ／ＩＳ−５４／ＩＳ−９５電話、三重モードＡＭＰＳ／ＮＡＭＰＳ／ＩＳ−９５電話、又は四重モードＡＭＰＳ／ＮＡＭＰＳ／ＩＳ−５４／ＩＳ−９５無線の構築を容易にすることができる。
本発明がその精神又は本質的な特徴から逸脱することなく、他の特定的な形式に実施可能とされることは、当該技術分野に習熟する者により理解されるべきである。従って、いま開示した実施例は、全ての観点において限定的でなく、例示的であるとみなされる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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