(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
チョークコイルと、前記チョークコイルの一端と第一電源の一端とを接続して所定のデューティ比、所定周波数で断続される第一のスイッチング素子と、一端が前記チョークコイルの他端に接続される第二電源と、前記チョークコイルの前記一端と前記第一電源の他端とを接続して前記第一のスイッチング素子と逆位相で断続される第二のスイッチング素子とを備える同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法において、
前記両スイッチング素子の電流と前記チョークコイルの前記他端の電流とのうちの一つの平均値と前記デューティ比との積に基づいて他の前記電流を推定することを特徴とする同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法。
【請求項２】
請求項１記載の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法において、
前記チョークコイルの前記他端の電流の平均値と前記デューティ比との積に基づいて前記両スイッチング素子の電流を検出することを特徴とする同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法では、スイッチング用のトランジスタと、同期整流用のトランジスタとを用いているので、これらのトランジスタを過電流保護するために両トランジスタの電流をそれぞれ検出していた。
【０００３】
従来の電流検出方式としては、低抵抗素子を用いる方式やホール素子を用いる方式が通常であるが、両者は複雑な回路処理を必要とし、コストアップ、装置の大型化という問題があった。
【０００４】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、簡素な回路構成で十分な昇圧比をもつ同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法を提供することをその目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法は、チョークコイルと、前記チョークコイルの一端と第一電源の一端とを接続して所定のデューティ比、所定周波数で断続される第一のスイッチング素子と、一端が前記チョークコイルの他端に接続される第二電源と、前記チョークコイルの前記一端と前記第一電源の他端とを接続して前記第一のスイッチング素子と逆位相で断続される第二のスイッチング素子とを備える同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法において、
前記両スイッチング素子の電流と前記チョークコイルの前記他端の電流とのうちの一つの平均値と前記デューティ比との積に基づいて他の前記電流を推定することを特徴としている。
【０００６】
このようにすれば、回路を簡素化し、装置を小型軽量化し、製造コストの低減を実現することができる。
【０００７】
請求項２記載の構成は請求項１記載の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法において、前記チョークコイルの前記他端の電流と前記デューティ比とから前記両スイッチング素子の電流を検出することを特徴とするので、一個の電流センサにより両スイッチング素子の過電流保護が可能なる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明の電流検出方法を用いた同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの好適な実施態様を図面を参照して以下説明する。
【００１４】
【実施例１】
（回路構成）
この同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成の一例を図１に示す。
【００１５】
１は第一電源をなす高圧直流電源（定格電圧約４２Ｖ）、２はスイッチング用のＭＯＳトランジスタ（第一のスイッチング素子）、３は同期整流用のＭＯＳトランジスタ（第二のスイッチング素子）、４はチョークコイル、５、６は平滑コンデンサ、７は第二電源をなす低圧直流電源、８は電流センサである。これらのＭＯＳトランジスタ２、３は図示しないコントローラにより所定のデューティ比、所定周波数で断続される。
【００１６】
ＭＯＳトランジスタ２は、チョークコイル４の一端Ｘと高圧直流電源１の高位端（一端）とを接続し、ＭＯＳトランジスタ３は、チョークコイル４の一端Ｘと接地ラインＬとを接続している。チョークコイル４の他端Ｙは、低圧直流電源７の高位端（一端）および平滑コンデンサ５の一端に接続され、平滑コンデンサ６の一端は高圧直流電源１の高位端（一端）に接続されている。
【００１７】
接地ラインＬには、ＭＯＳトランジスタ３、平滑コンデンサ５、６の各他端が接続され、高圧直流電源１および低圧直流電源７の各低位端（他端）が接地ラインＬに接続されている。電流センサ８はチョークコイル４の他端Ｙの電流を検出している。
【００１８】
図示しないコントローラは、ＭＯＳトランジスタ２を所定の搬送周波数でＰＷＭ制御し、ＭＯＳトランジスタ３をそれと逆の位相で断続制御する。また、コントローラは、チョークコイル４の他端Ｙの電圧と所定の参照電圧とを比較し、この比較結果に基づいてＭＯＳトランジスタ２、３のＰＷＭデューティ比を制御してチョークコイル４の他端Ｙの電圧をこの参照電圧に収束させる。また、コントローラは、ＭＯＳトランジスタ２のゲート電極に印加されるゲート電圧や上記比較結果などをモニタして、上記デューティ比を検出する。更に、コントローラは、検出した電流とデューティ比とに基づいて、ＭＯＳトランジスタ２、３の電流を検出する。
【００１９】
図１のＹ点電流（出力電流）と、メインＭＯＳとも呼ばれるＭＯＳトランジスタ２のゲート電圧と、同期整流用ＭＯＳとも呼ばれるＭＯＳトランジスタ３のゲート電圧の波形を図２に示す。
【００２０】
電流センサ８が検出するＹ点電流（出力電流）は、所定のリップルを含む直流電流であり、図２に示すように、ＭＯＳトランジスタ２のオン期間に出力電流は略直線的に増大し、ＭＯＳトランジスタ３のオン期間に出力電流は略直線的に減少するとみなすことができる。なお、正確には、ＭＯＳトランジスタ２のオン期間に出力電流は次第に電流増加率が減少する指数関数となり、ＭＯＳトランジスタ３のオン期間に出力電流は略直線的に減少する指数関数となるが、上記両者の誤差は僅かである。
【００２１】
出力電流のうちＭＯＳトランジスタ２のオン期間に出力される部分は、ＭＯＳトランジスタ２を流れる電流であり、出力電流のうちＭＯＳトランジスタ３のオン期間に出力される部分は、ＭＯＳトランジスタ３を流れる電流である。
【００２２】
従って、出力電流の平均値×ＭＯＳトランジスタ２のデューティ比はＭＯＳトランジスタ２の平均電流と略みなすことができ、出力電流の平均値×ＭＯＳトランジスタ３のデューティ比（１ーＭＯＳトランジスタ２のデューティ比）はＭＯＳトランジスタ２の平均電流と略みなすことができる。この実施例では、各平均電流の上記量的関係を利用してＭＯＳトランジスタ２、３の平均電流を推定する。これにより、一個の電流センサにより、簡素な回路構成で同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの残る２つの電流すなわち二つのＭＯＳトランジスタ２、３の電流を推定することができるので、これらの推定電流が所定しきい値を超えないようにフィードバック制御することにより、両ＭＯＳトランジスタ２、３の過電流保護を実現することができる。なお、上記した誤差を補償するための計算をコントローラで行うことも可能である。
【００２３】
また、電池などでは、定電流充電が好ましい場合があるので、この場合にも応用することができる。
【００２４】
（変形態様）
上記実施例では、平均した出力電流とデューティ比とからＭＯＳトランジスタ２、３の平均電流を検出したが、ＭＯＳトランジスタ２又は３の平均電流とデューティ比とから同様に、他の二つの平均電流を推定できることは明白である。たとえば、ＭＯＳトランジスタ２の平均電流を検出する場合、このＭＯＳトランジスタ２の平均電流に計数Ｋ＝（１−Ｄ）／Ｄを掛ければＭＯＳトランジスタ３の平均電流とすることができる。
【００２５】
（変形態様）
上記実施例では、同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける高圧直流電源１から低圧直流電源７への降圧動作における電流検出について述べたが、デューティ比を変更することにより低圧直流電源７から高圧直流電源１への昇圧動作における電流検出についても同様に実施できることは明らかであり、この場合においても、各ＭＯＳトランジスタ２、３の過電流制御や出力電流の定電流制御を一つの電流センサにより実施することができる。
【００２６】
【実施例２】
本発明の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの電流検出方法の他の実施例を図３を参照して以下に説明する。
【００２７】
この実施例は、電流センサ８が検出したチョークコイル４の他端Ｙの瞬時値電流を、ＭＯＳトランジスタ２又は３のゲート電圧でサンプリングして分別するものである。９はデマルチプレクサであり、電流センサ８から出力される電流比例の出力電圧Ｖiはこのデマルチプレクサ９により二つの出力電圧Ｖs１、Ｖs２に分割される。出力電圧Ｖs１は、ＭＯＳトランジスタ２を流れる電流に比例し、ＭＯＳトランジスタ２のゲート電圧Ｖ２のハイレベル期間（オン期間）に出力電圧Ｖiをサンプリングすることにより得られる。出力電圧Ｖs２は、ＭＯＳトランジスタ３を流れる電流に比例し、ＭＯＳトランジスタ３のゲート電圧Ｖ２のハイレベル期間（オン期間）に出力電圧Ｖiをサンプリングすることにより得られる。用途に応じて、これら出力電圧Ｖs１、Ｖs２、Ｖｓを平均化したり、ピーク値を求めたり、電圧を掛けて電力を求めたりするなどして利用することができる。このようにすれば、単一の電流センサにより同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの３種類の電流を精確に検出することができ、スイッチング素子の過電流保護や定電流出力制御のための回路の簡素化を実現することができる。
【００２８】
（変形態様）
上記実施例では、ＭＯＳトランジスタ２、３のゲート電圧を用いてサンプリングを行ったが、これらゲート電圧形成のもととなるパルス電圧からサンプリング制御電圧を形成してもよいことはもちろんである。
【００２９】
（変形態様）
上記実施例では、ＭＯＳトランジスタ２、３のゲート電圧を用いてサンプリングを行ったが、リップルする出力電圧Ｖiのピーク値とボトム値とを検出することにより、ピーク値からボトム値までの期間の出力電圧ＶiをＭＯＳトランジスタ２の電流とし、ボトム値からピーク値までの期間の出力電圧ＶiをＭＯＳトランジスタ３の電流としてサンプリングしてもよいことは明白である。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータの各部電流、電圧を示すタイミングチャートである。
【図３】実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【符号の説明】
１：高圧直流電源
２：ＭＯＳトランジスタ
３：ＭＯＳトランジスタ
４：チョークコイル
５：平滑コンデンサ
６：平滑コンデンサ
７：低圧直流電
【図１】
0003782019.tif 000002
【図２】
0003782019.tif 000003
【図３】
0003782019.tif 000004