(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力する電圧形インバータの交流出力側にインバータと同相数の交流電動機の固定子巻線の各一端を接続し、これらの巻線の他端を一括接続して中性点を構成すると共に、半導体スイッチング素子とダイオードとを逆並列接続した二つのスイッチアームユニットを直列接続してなる半導体スイッチアームを直流電源の両端に接続し、前記半導体スイッチアームの通流極性を直流電源の正極側から通流する方向とし、かつ、前記中性点と前記スイッチアームユニットの相互接続点とを接続し、インバータの直流入力側に接続された平滑コンデンサの一端を前記直流電源の一端に接続してなる主回路と、
交流電動機の速度指令値と前記平滑コンデンサの電圧と前記平滑コンデンサの充放電電流である中性点電流とを入力として、インバータの各相電圧指令値と中性点電圧指令値とを生成し、前記各相電圧指令値に基づいてインバータに対する駆動パルスを生成すると共に前記中性点電圧指令値に基づいて前記半導体スイッチアームに対する駆動パルスを生成する制御装置と、
を備えた交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
前記制御装置は、交流電動機の相数倍の高調波成分を含む中性点誘起電圧成分をもとの前記各相電圧指令値に加算した値を新たな各相電圧指令値としてインバータに対する駆動パルスを生成することを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
【請求項２】
可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力する電圧形インバータの交流出力側にインバータと同相数の交流電動機の固定子巻線の各一端を接続し、これらの巻線の他端を一括接続して中性点を構成すると共に、半導体スイッチング素子とダイオードとを逆並列接続した二つのスイッチアームユニットを直列接続してなる半導体スイッチアームを直流電源の両端に接続し、前記半導体スイッチアームの通流極性を直流電源の正極側から通流する方向とし、かつ、前記中性点と前記スイッチアームユニットの相互接続点とを接続し、インバータの直流入力側に接続された平滑コンデンサの一端を前記直流電源の一端に接続してなる主回路と、
交流電動機の速度指令値と前記平滑コンデンサの電圧と前記平滑コンデンサの充放電電流である中性点電流とを入力として、インバータの各相電圧指令値と中性点電圧指令値とを生成し、前記各相電圧指令値に基づいてインバータに対する駆動パルスを生成すると共に前記中性点電圧指令値に基づいて前記半導体スイッチアームに対する駆動パルスを生成する制御装置と、
を備えた交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
前記制御装置は、交流電動機の相数倍の高調波成分を含む中性点誘起電圧成分をもとの前記中性点電圧指令値から減算した値を新たな中性点電圧指令値として前記半導体スイッチアームに対する駆動パルスを生成することを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
【請求項３】
可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力する電圧形インバータの交流出力側にインバータと同相数の交流電動機の固定子巻線の各一端を接続し、これらの巻線の他端を一括接続して中性点を構成すると共に、半導体スイッチング素子とダイオードとを逆並列接続した二つのスイッチアームユニットを直列接続してなる半導体スイッチアームを直流電源の両端に接続し、前記半導体スイッチアームの通流極性を直流電源の正極側から通流する方向とし、かつ、前記中性点と前記スイッチアームユニットの相互接続点とを接続し、インバータの直流入力側に接続された平滑コンデンサの一端を前記直流電源の一端に接続してなる主回路と、
交流電動機の速度指令値と前記平滑コンデンサの電圧と前記平滑コンデンサの充放電電流である中性点電流とを入力として、インバータの各相電圧指令値と中性点電圧指令値とを生成し、前記各相電圧指令値に基づいてインバータに対する駆動パルスを生成すると共に前記中性点電圧指令値に基づいて前記半導体スイッチアームに対する駆動パルスを生成する制御装置と、
を備えた交流電動機の可変速駆動システムにおいて、
前記制御装置は、交流電動機の無負荷誘起電圧に対して瞬時力率がほぼ１となるような各相電流指令値を演算し、これらの各相電流指令値と実際値との偏差に基づいて前記各相電圧指令値を生成することを特徴とする交流電動機の可変速駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直流電源の電力によって駆動される交流電動機の可変速駆動システムに関し、特に電気自動車に適した可変速駆動システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４に、従来の交流電動機可変速駆動システムの構成例を示す。
この可変速駆動システムは、システム全体に電力を供給する直流電源１０と、速度指令値に応じて可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力する電圧形インバータ２０と、インバータ２０の直流リンク電圧を平滑する平滑コンデンサ２１と、前記インバータ２０の交流出力端子に三相の固定子巻線の各一端が接続された交流電動機３０（Ｒは巻線抵抗、Ｌはインダクタンス、Ｅ1は基本波誘起電圧を示す）と、前記固定子巻線の他端を一括接続した中性点３１と、この中性点３１と接続される半導体スイッチアーム４０と、インバータ２０及び半導体スイッチアーム４０のスイッチング指令（駆動パルス）を作成する制御装置５０とから構成されており、前記中性点３１は半導体スイッチアーム４０の中間接続点に接続されている。
【０００３】
なお、電圧形インバータ２０は、半導体スイッチング素子Ｔｒ1〜Ｔｒ6にそれぞれダイオードを逆並列接続して構成され、半導体スイッチアーム４０は、半導体スイッチング素子Ｔｒ7，Ｔｒ8にそれぞれダイオードを逆並列接続して構成されている。ここで、半導体スイッチング素子Ｔｒ7，Ｔｒ8と各ダイオードとの逆並列接続回路を、便宜上、スイッチアームユニットという。
【０００４】
制御装置５０は、速度指令値ω*から平滑コンデンサ２１の電圧指令値ＶC*とインバータ２０の出力電圧振幅指令値ＶA*とを演算する電圧指令演算器５１と、角度θ（＝ωｔ）を求めるために速度指令値ω*を積分する積分器５２と、前記角度θを用いてそれぞれ１２０度（電気角）位相差の正弦波信号を与えるｓｉｎテーブル５３ａ，５３ｂ，５３ｃと、これらのｓｉｎテーブル５３ａ，５３ｂ，５３ｃの出力と出力電圧振幅指令値ＶA*とをそれぞれ乗算する乗算器５４ａ，５４ｂ，５４ｃと、これらの乗算器５４ａ，５４ｂ，５４ｃから出力される各相毎の電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*通りの電圧をインバータ２０が出力するように半導体スイッチング素子Ｔｒ1〜Ｔｒ6に対する駆動パルスを演算するパルス指令演算器５５ａと、コンデンサ電圧指令値ＶC*と実際値ＶCとの電圧偏差を求める減算器５６と、その電圧偏差を無くすために調節動作するＡＶＲ（自動電圧調節器）５７と、ＡＶＲ５７の出力である半導体スイッチアーム４０の内部接続点から中性点３１に流れる電流（以下、零相電流ｉnとする）の指令値ｉn*と実際値ｉnとの電流偏差を求める減算器５８と、その電流偏差を無くすために調節動作するＡＣＲ（自動電流調節器）５９と、ＡＣＲ５９の出力である中性点電圧指令値ｖn*通りの電圧を半導体スイッチアーム４０から出力させるように駆動パルスを演算するパルス指令演算器５５ｂとから構成される。
【０００５】
この制御装置５０では、電圧指令演算器５１が速度指令値ω*に比例したコンデンサ電圧指令値ＶC*及び出力電圧振幅指令値ＶA*を演算する。そして、交流電動機３０の誘起電圧を理想的な正弦波として扱うために、出力電圧振幅指令値ＶA*とｓｉｎテーブル５３ａ，５３ｂ，５３ｃからの正弦波信号との積を各相電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*としている。
これらの電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*に応じた出力電圧が得られるように、パルス指令演算器５５ａがインバータ２０の半導体スイッチング素子Ｔｒ1〜Ｔｒ6に駆動パルスを与える。また、平滑コンデンサ２１の充放電電流である零相電流ｉnの電流偏差をなくすようにＡＣＲ５９を動作させ、その出力である中性点電圧指令値ｖn*通りの電圧が得られるようにパルス指令演算器５５ｂが半導体スイッチアーム４０の半導体スイッチング素子Ｔｒ7，Ｔｒ8に駆動パルスを与えることにより、コンデンサ２１の電圧をその指令値ＶC*通りに制御している。
【０００６】
以上のように、制御装置５０は、速度指令値ω*に基づいて電圧形インバータ２０の各相出力電圧が電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*通りになるように制御すると共に、中性点電圧がその指令値ｖn*通りになるように制御しており、これによって交流電動機３０の端子電圧の周波数を制御して可変速駆動を行なっている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
電気自動車（ＥＶ）に用いられる交流電動機は、高効率化のために界磁電流が不要な永久磁石同期電動機が用いられることが多い。この場合、電動機の小型・軽量化を図りながら発生トルクを大きくしようとすると一般電動機に比べて極数が多くなり、同一の巻線数のもとでは毎極毎相スロット数が減少する傾向がある。そのため、電動機の誘起電圧波形は一般電動機に比べて多くの高調波成分が重畳されている。
この高調波成分のうち相数の整数倍調波は誘起電圧と同相成分になるため、従来の制御装置を用いた場合には、この相数の整数倍調波電圧に起因する零相電流が平滑コンデンサ２１の充放電電流として流れるので、銅損が増加するという問題がある。
また、誘起電圧を正弦波成分のみとして制御するために磁束の高調波成分を有効に利用することができないだけでなく、トルクリプルが発生して乗り心地が悪化するという問題もある。
【０００８】
そこで本発明の解決課題は、不要な零相電流をなくして銅損を低減すると共に、トルクリプルを少なくして乗り心地を向上させた交流電動機の可変速駆動システムを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明では、交流電動機の相数倍の高調波成分を含む中性点誘起電圧成分をもとの各相電圧指令値に加算した値を新たな各相電圧指令値としてインバータに対する駆動パルスを生成する。
これにより、交流電動機の固定子巻線に誘起される高調波電圧成分に起因した零相電流を低減することができる。
【００１０】
請求項２記載の発明では、交流電動機の相数倍の高調波成分を含む中性点誘起電圧成分をもとの中性点電圧指令値から減算した値を新たな中性点電圧指令値として半導体スイッチアームに対する駆動パルスを生成する。
これにより、交流電動機の固定子巻線に誘起される高調波電圧成分に起因した零相電流を低減することができる。
【００１１】
請求項３記載の発明では、交流電動機の無負荷誘起電圧に対して瞬時力率がほぼ１となるような各相電流指令値を演算し、これらの各相電流指令値と実際値との偏差に基づいてインバータに対する各相電圧指令値を生成する。
これにより、交流電動機の電流当たりのトルクを最大にし、低トルクリプルを実現することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下では、交流電動機として３相対称巻線を有する永久磁石同期電動機を用い、この電動機を回転速度ωで駆動している場合について、本発明の実施形態を説明する。
高調波成分を考慮した各相の無負荷誘起電圧ｅu，ｅv，ｅwを数式１、電動機の固定子巻線の中性点における誘起電圧成分ｖenを数式２に示す。この数式２によれば、中性点の誘起電圧成分ｖenには誘起電圧の３倍調波成分が含まれることが分かる。なお、数式１，数式２において、ｅ1，ｅ3，ｅ5，……は各々基本波、３倍調波、５倍調波、……の振幅である。
【００１３】
【数１】
ｅu＝ｅ1ｓｉｎωｔ＋ｅ3ｓｉｎ３ωｔ＋ｅ5ｓｉｎ５ωｔ＋ｅ7ｓｉｎ７ωｔ＋…
ｅv＝ｅ1ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）＋ｅ3ｓｉｎ３（ωｔ−２π／３）＋ｅ5ｓｉｎ５（ωｔ−２π／３）＋ｅ7ｓｉｎ７（ωｔ−２π／３）＋…
ｅw＝ｅ1ｓｉｎ（ωｔ−４π／３）＋ｅ3ｓｉｎ３（ωｔ−４π／３）＋ｅ5ｓｉｎ５（ωｔ−４π／３）＋ｅ7ｓｉｎ７（ωｔ−４π／３）＋…
【００１４】
【数２】
ｖen＝１／３（ｅu＋ｅv＋ｅw）＝ｅ3ｓｉｎ３ωｔ＋ｅ9ｓｉｎ９ωｔ＋…
【００１５】
従来の制御方法では、各相の電圧指令を演算する際に無負荷誘起電圧の基本波成分しか考慮していないため、無負荷時の各相電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*は数式３のように無負荷誘起電圧の基本波成分に等しく設定している。
なお、数式３におけるｅ1は、図４の電圧指令演算器５１から出力される出力電圧振幅指令値ＶA*に等しい。
【００１６】
【数３】
ｖu*＝ｅ1ｓｉｎωｔ
ｖv*＝ｅ1ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）
ｖw*＝ｅ1ｓｉｎ（ωｔ−４π／３）
【００１７】
平滑コンデンサ２１を流れる零相電流（中性点電流）ｉnは、中性点電圧指令値をｖn*、１相当たりの巻線抵抗をＲ、漏れインダクタンスをＬ、ラプラス演算子をｓとすると、数式４で求められる。数式４の最右辺第２項（３ｖen／（Ｒ＋ｓＬ））及び数式２より、誘起電圧の３倍調波成分に起因する零相電流が流れていることが分かる。
【００１８】
【数４】
0003775468.tif 000002
【００１９】
そこで請求項１記載の発明の実施形態では、数式３の各相電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*に代えて、これらに数式２の中性点誘起電圧成分ｖenを加算した新たな電圧指令値ｖu'*，ｖv'*，ｖw'*（数式５参照）を用いることとする。この各相電圧指令値ｖu'*，ｖv'*，ｖw'*を用いることで数式４の最右辺第２項が打ち消されてゼロになり、誘起電圧の３倍調波成分に起因する零相電流が流れないことが分かる。
【００２０】
【数５】
ｖu'*＝ｖu*＋ｖen＝ｅ1ｓｉｎωｔ＋ｖen
ｖv'*＝ｖv*＋ｖen＝ｅ1ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）＋ｖen
ｖw'*＝ｖw*＋ｖen＝ｅ1ｓｉｎ（ωｔ−４π／３）＋ｖen
【００２１】
図１は、請求項１記載の発明の実施形態を示す回路図であり、図４と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
主回路を構成する直流電源１０，半導体スイッチアーム４０，平滑コンデンサ２１，電圧形インバータ２０の構成は図４と同一であるが、交流電動機３０Ａでは基本波誘起電圧Ｅ1の他に３倍の誘起電圧成分Ｅ3を図示してある。
【００２２】
制御装置５０Ａは、速度指令値ω*からコンデンサ電圧指令値ＶC*とインバータ２０の出力電圧振幅指令値ＶA*とを演算する電圧指令演算器５１と、速度指令値ω*を積分する積分器５２と、積分器５２の出力である角度θを用いて１２０度位相差の正弦波信号を与えるｓｉｎテーブル５３ａ，５３ｂ，５３ｃと、ｓｉｎテーブル５３ａ，５３ｂ，５３ｃの出力と出力電圧振幅指令値ＶA*（＝ｅ1）とをそれぞれ乗算する乗算器５４ａ，５４ｂ，５４ｃと、速度指令値ω*と角度θとを用いて中性点誘起電圧成分ｖenを演算する３倍調波演算器６０と、３倍調波演算器６０の出力を各相電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*に加算する加算器６１ａ，６１ｂ，６１ｃと、加算器６１ａ，６１ｂ，６１ｃの出力である新たな電圧指令値ｖu'*，ｖv'*，ｖw'*通りの電圧をインバータ２０が出力するための駆動パルスを演算するパルス指令演算器５５ａと、コンデンサ電圧指令値ＶC*と実際値ＶCとの電圧偏差を求める減算器５６と、その電圧偏差を無くすように調節動作するＡＶＲ５７と、ＡＶＲ５７の出力である零相電流指令値ｉn*と実際値ｉnとの電流偏差を求める減算器５８と、その電流偏差を無くすように調節動作するＡＣＲ５９と、ＡＣＲ５９の出力である中性点電圧指令値ｖn*通りの電圧を半導体スイッチアーム４０が出力するための駆動パルスを演算するパルス指令演算器５５ｂとから構成される。
なお、３倍調波演算器６０は、前述の数式２における振幅情報ｅ3，ｅ9，……を保持しているものとする。
【００２３】
制御装置５０Ａでは、速度指令値ω*に比例したコンデンサ電圧指令値ＶC*及び出力電圧振幅指令値ＶA*（＝ｅ1）を電圧指令演算器５１が演算する。そして、交流電動機３０Ａの誘起電圧の３倍調波成分を考慮し、数式５に示したように出力電圧振幅指令値ＶA*（＝ｅ1）と各正弦波信号との積に中性点誘起電圧成分ｖenをそれぞれ加算して新たな各相の電圧指令値ｖu'*，ｖv'*，ｖw'*を演算する。
これらの電圧指令値ｖu'*，ｖv'*，ｖw'*に応じた電圧が得られるようにインバータ２０のスイッチング素子Ｔｒ1〜Ｔｒ6に駆動パルスを与え、一方、コンデンサ電圧指令値ＶC*通りに電圧制御するべくコンデンサ２１の充放電電流である零相電流ｉnの電流偏差に対してＡＣＲ５９を用い、その出力である中性点電圧指令値ｖn*に応じた電圧が得られるように半導体スイッチアーム４０のスイッチング素子Ｔｒ7，Ｔｒ8に駆動パルスを与えることにより、交流電動機３０Ａの可変速駆動を行う。
【００２４】
本実施形態によれば、前述した数式４における各相電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*に代えて、各相電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*に中性点誘起電圧成分ｖenを加算した各相電圧指令値ｖu'*，ｖv'*，ｖw'*を用いているので、数式４の最右辺第２項の３倍調波成分に起因する零相電流成分（３ｖen／（Ｒ＋ｓＬ））が打ち消されてゼロになる。このことは、数式４におけるｖu*，ｖv*，ｖw*の代わりに数式５で示されるｖu'*，ｖv'*，ｖw'*を代入すれば明らかである。
これにより、不要な零相電流が低減されることになり、銅損が減少する。
【００２５】
次に、請求項２に記載した発明においては、従来の中性点電圧指令値ｖn*から数式２に示される中性点誘起電圧成分ｖenを減算した数式６の中性点電圧指令値ｖn'*を用いることとする。
この中性点電圧指令値ｖn'*を数式４の中性点電圧指令値ｖn*の代わりに用いることで数式４の最右辺第２項（３ｖen／（Ｒ＋ｓＬ））が打ち消されてゼロになり、誘起電圧の３倍調波成分に起因する零相電流が流れなくなる。
【００２６】
【数６】
ｖn’*＝ｖn*−ｖen
【００２７】
図２は、請求項２に記載した発明の実施形態を示す回路図である。主回路の構成は図１と同じであるため、図２には制御装置５０Ｂの構成例のみを示す。
制御装置５０Ｂにおいて、図１と異なる部分を中心に説明すると、図２の実施形態では、乗算器５４ａ，５４ｂ，５４ｃの出力がそのまま各相電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*としてパルス指令演算器５５ａに加えられている。また、ＡＣＲ５９の出力側に減算器６２が設けられ、ＡＣＲ５９から出力される中性点電圧指令値ｖn*から３倍調波演算器６０の出力である中性点誘起電圧成分ｖenを減算した値が、新たな中性点電圧指令値ｖn'*としてパルス指令演算器５５ｂに入力されている。
【００２８】
この制御装置５０Ｂでは、速度指令値ω*に比例したコンデンサ電圧指令値ＶC*及び出力電圧振幅指令値ＶA*を演算し、出力電圧振幅指令値ＶA*と正弦波信号との積を乗算器５４ａ，５４ｂ，５４ｃにより求めてそのまま各相電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*とする。インバータ２０のスイッチング素子Ｔｒ1〜Ｔｒ6に対しては、各相電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*通りの電圧が出力されるように駆動パルスを与える。
【００２９】
また、コンデンサ電圧指令値ＶC*通りに電圧制御できるようにコンデンサ２１の充放電電流である零相電流ｉnの電流偏差を求め、この電流偏差をなくすようにＡＣＲ５９を動作させて中性点電圧指令値ｖn*を得る。
この中性点電圧指令値ｖn*は減算器６２に入力され、前述した数式６に従って３倍調波演算器６０からの中性点誘起電圧成分ｖenを減算することにより新たな中性点電圧指令値ｖn'*が生成される。この中性点電圧指令値ｖn'*に応じた電圧が得られるように半導体スイッチアーム４０のスイッチング素子Ｔｒ7，Ｔｒ8に駆動パルスを与えることにより、交流電動機３０Ａの可変速駆動を行う。
【００３０】
本実施形態においては、中性点電圧指令値ｖn*から中性点誘起電圧成分ｖenを減算して新たな中性点電圧指令値ｖn'*を得ることで、先の実施形態と同様に数式４の最右辺第２項（３ｖen／（Ｒ＋ｓＬ））を打ち消してゼロにし、不要な零相電流をなくして銅損を低減することができる。このことは、数式４におけるｖn*の代わりに数式６で示されるｖn'*を代入すれば明らかである。
【００３１】
次に、請求項３に記載した発明の実施形態を説明する。
まず、交流電動機として３相対称巻線を有する永久磁石同期電動機を用いた場合、そのトルクτは数式７に示すとおりである。
【００３２】
【数７】
τ＝（１／ω）・｛ｅu（ｉu−ｉn／３）＋ｅv（ｉv−ｉn／３）＋ｅw（ｉw−ｉn／３）｝
【００３３】
また、数式７のトルクに対応する交流電動機の無負荷誘起電圧及び電流成分を数式８，数式９のような２つの瞬時値ベクトルｅ0，ｉ0に分けることとする。
【００３４】
【数８】
ｅ0＝（ｅu，ｅv，ｅw）／ω＝（ｅu0，ｅv0，ｅw0）
【００３５】
【数９】
ｉ0＝（ｉu−ｉn／３，ｉv−ｉn／３，ｉw−ｉn／３）＝（ｉu0，ｉv0，ｉw0）
【００３６】
数式８と数式９を用いると、トルクτは数式１０で表すことができる。
【００３７】
【数１０】
τ＝ｅ0・ｉ0T＝｜｜ｅ0｜｜｜｜ｉ0｜｜ｃｏｓφ
【００３８】
数式１０において、Ｔは転置行列を示す。また、φは瞬時値ベクトルｅ0とｉ0との交角とし、
｜｜ｅ0｜｜＝√（ｅu02＋ｅv02＋ｅw02），  ｜｜ｉ0｜｜＝√（ｉu02＋ｉv02＋ｉw02）
とする。
数式１０から、所定の電流でトルクが最大になるのは、無負荷誘起電圧の瞬時値ベクトルｅ0と電流の瞬時値ベクトルｉ0との瞬時値力率であるｃｏｓφが１、つまりｅ0とｉ0とが同相になる時であり、その時の電流ベクトルの条件は数式１１となる。ただし、数式１１において、αは係数である。
【００３９】
【数１１】
ｉ0＝α・ｅ0
【００４０】
ｃｏｓφ＝１の場合、数式１０，数式１１から、あるトルク指令値τ*のもとでの係数αは数式１２となり、そのときの電流の瞬時値ベクトルは数式１１に基づいて数式１３となる。更に、各相電流の瞬時値は数式１４となる。
【００４１】
【数１２】
α＝τ*／ｅ0ｅ0＝τ*／｜｜ｅ0｜｜2
【００４２】
【数１３】
ｉ0＝τ*・ｅ0／｜｜ｅ0｜｜2
【００４３】
【数１４】
0003775468.tif 000003
【００４４】
請求項３の実施形態においては、数式１４に示すような各相電流を流すことにより瞬時値力率を１とし、所望の一定トルクを得るための電流を最小にして低トルクリプルと銅損の最小化を実現するものである。
図３は請求項３に記載した発明の実施形態を示す回路図である。主回路の構成は図１，図２と同じであるため、図３には制御装置５０Ｃの構成例のみを示す。
【００４５】
制御装置５０Ｃは、速度指令値ω*からコンデンサ電圧指令値ＶC*を演算する電圧指令演算器５１と、コンデンサ電圧指令値ＶC*と実際値ＶCとの電圧偏差を求める減算器５６と、その電圧偏差を無くすように調節動作するＡＶＲ５７と、ＡＶＲ５７の出力である零相電流指令値ｉn*と実際値ｉnとの電流偏差を求める減算器５８と、その電流偏差を無くすように調節動作するＡＣＲ５９と、ＡＣＲ５９の出力である中性点電圧指令値ｖn*通りの電圧を半導体スイッチアーム４０が出力するための駆動パルスを演算するパルス指令演算器５５ｂと、速度指令値ω*と実際値ωとの偏差を求める減算器６３と、回転数偏差を無くすように調節動作するＡＳＲ（自動速度調節器）６４と、回転数ωと角度θとから各相の誘起電圧瞬時値ベクトルｅu0，ｅv0，ｅw0を演算する誘起電圧瞬時値ベクトル演算器６５と、ＡＳＲ６４の出力であるトルク指令値τ*と誘起電圧瞬時値ベクトル演算器６５の出力である誘起電圧瞬時値ベクトルｅu0，ｅv0，ｅw0とＡＶＲ５７の出力である零相電流指令値ｉn*とから各相電流指令値ｉu*，ｉv*，ｉw*を演算する電流指令演算器６６と、電流指令値ｉu*，ｉv*，ｉw*と実際値ｉu，ｉv，ｉwとの偏差を各相毎に求める減算器６７ａ，６７ｂ，６７ｃと、電流偏差を無くすように調節動作する各相毎のＡＣＲ６８ａ，６８ｂ，６８ｃと、ＡＣＲ６８ａ，６８ｂ，６８ｃの出力である各相毎の電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*通りの電圧をインバータ２０が出力するための駆動パルスを演算するパルス指令演算器５５ａとから構成される。
【００４６】
この制御装置５０Ｃでは、電圧指令演算器５１が速度指令値ω*に比例したコンデンサ電圧指令値ＶC*を演算し、その電圧指令値通りに電圧を制御するためにコンデンサ２１の充放電電流である零相電流ｉnに対して電流偏差をなくすようにＡＣＲ５９を動作させ、その出力である中性点電圧指令値ｖn*に応じた電圧が得られるように半導体スイッチアーム４０のスイッチング素子Ｔｒ7，Ｔｒ8に駆動パルスを与える。
一方、速度指令値ω*と実際値ωとの偏差を無くすようにＡＳＲ６４を動作させてトルク指令値τ*を求める。
【００４７】
また、誘起電圧瞬時値ベクトル演算器６５では、回転数ωと角度θから数式８に示すように誘起電圧瞬時値ベクトルｅu0，ｅv0，ｅw0を演算する。ここで、誘起電圧瞬時値ベクトル演算器としては、予め数式８を演算して求めた値をテーブルにしておいて、回転数ωと角度θから誘起電圧瞬時値ベクトルを求めても良い。
そして、電流指令演算器６６では、ＡＳＲ６４の出力であるトルク指令値τ*と誘起電圧瞬時値ベクトルｅu0，ｅv0，ｅw0とを用いて数式１４により各相電流の瞬時値を求め、更に零相電流指令値ｉn*を用いて数式９により各相の電流指令値ｉu*，ｉv*，ｉw*を演算する。
これらの電流指令値ｉu*，ｉv*，ｉw*に応じた電流が流れるように各相毎にＡＣＲ６８ａ，６８ｂ，６８ｃを用い、その出力である各相毎の電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*通りの電圧が得られるようにインバータ２０の各スイッチング素子Ｔｒ1〜Ｔｒ6に駆動パルスを与えて交流電動機３０Ａの可変速駆動を行う。
【００４８】
この実施形態では、最大トルクを与える（力率を１にするための）電流の瞬時値ベクトルの条件式（数式１１）に基づいてあるトルク指令値τ*のもとでの電流の瞬時値ベクトルを数式１３により求め、これを数式１４により各相電流の瞬時値に変換して数式９により各相電流指令値ｉu*，ｉv*，ｉw*を演算している。従って、インバータ２０の出力電流（交流電動機３０の固定子巻線電流）の瞬時値は数式１４に従って流れるので交流電動機３０の瞬時力率が１になり、トルク指令値τ*を所望の一定値とおいた場合に当該トルクを得るための電流が小さくなってトルクリプルや銅損の低減が可能になる。
【００４９】
【発明の効果】
以上のように請求項１に記載した発明によれば、交流電動機の相数倍の高調波成分を含む中性点誘起電圧成分をインバータの各相電圧指令値に重畳することにより、前記誘起電圧成分によって流れる零相電流をなくして銅損を減少させることができる。
【００５０】
また、請求項２に記載した発明によれば、前記中性点誘起電圧成分を中性点電圧指令値（半導体スイッチアームの電圧指令値）に重畳することにより、請求項１の発明と同様に誘起電圧成分によって流れる零相電流をなくして銅損を減少させることができる。
【００５１】
請求項３に記載した発明によれば、無負荷誘起電圧に対する瞬時力率が１または１に近い値となる電流が流れるように、インバータに対する各相電圧指令を与えることにより、所望のトルクを得る場合の電流を最小にすることができ、低トルクリプル、高出力、低銅損を実現することができる。
【００５２】
なお、本発明の実施形態は永久磁石同期電動機を対象としたものであるが、直流励磁式の同期電動機や誘導電動機においても誘起電圧波形に高調波成分を含む場合があるため、本発明はこれらの交流電動機の可変速駆動システムとしても有効である。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１に記載した発明の実施形態を示す回路図である。
【図２】請求項２に記載した発明の実施形態を示す回路図である。
【図３】請求項３に記載した発明の実施形態を示す回路図である。
【図４】従来技術を示す回路図である。
【符号の説明】
１０：直流電源
２０：電圧形インバータ
２１：平滑コンデンサ
３０Ａ：交流電動機
３１：中性点
４０：半導体スイッチアーム
５０Ａ，５０Ｂ，５０Ｃ：制御装置
５１：電圧指令演算器
５２：積分器
５３ａ，５３ｂ，５３ｃ：ｓｉｎテーブル
５４ａ，５４ｂ，５４ｃ：乗算器
５５ａ，５５ｂ：パルス指令演算器
５６，５８，６２，６７ａ，６７ｂ，６７ｃ：減算器
５７：ＡＶＲ
５９，６８ａ，６８ｂ，６８ｃ：ＡＣＲ
６０：３倍調波演算器
６１ａ，６１ｂ，６１ｃ：加算器
６４：ＡＳＲ
６５：誘起電圧瞬時値ベクトル演算器
６６：電流指令演算器
Ｔｒ1〜Ｔｒ8：半導体スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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