(57)【要約】  駆動装置（１００）は、電力変換器（２）と、磁極位置特定部（５ａ）と、磁極位置特定部（５ｂ）と、減算器（８）と、電流制御部（６）とを備える。電力変換器（２）は、並列接続されるメイン側同期電動機（１ａ）及びサブ側同期電動機（１ｂ）に電力を供給する。減算器（８）は、磁極位置特定部（５ａ）によって特定されるメイン側同期電動機（１ａ）が有する回転子の磁極位置と、磁極位置特定部（５ｂ）によって特定されるサブ側同期電動機（１ｂ）が有する回転子の磁極位置とを用いて、角度差（λ）を求める。磁束電流指令補償部（１０）は、角度差（λ）に基づいて、磁束電流指令（ｉｄ＊）の絶対値を調整する。電流制御部（６）は、トルク電流指令（ｉｑ＊）と磁束電流指令補償部（１０）によって絶対値が調整された磁束電流指令（ｉｄ＊）とを用いて電力変換器（２）を制御する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
並列接続される第１の同期電動機及び第２の同期電動機に電力を供給する電力変換器と、
前記第１の同期電動機に流れる第１の電流を検出する第１の電流検出器と、
前記第２の同期電動機に流れる第２の電流を検出する第２の電流検出器と、
前記第１の同期電動機が有する回転子の第１の磁極位置を特定する第１の磁極位置特定部と、
前記第２の同期電動機が有する回転子の第２の磁極位置を特定する第２の磁極位置特定部と、
前記第１の磁極位置と前記第２の磁極位置とを用いて、前記第１の同期電動機及び前記第２の同期電動機がそれぞれ有する回転子の磁極位置の差である角度差を求める減算器と、
前記第２の電流検出器で検出された前記第２の電流に基づいて、磁束電流指令を決定する磁束電流指令決定部と、
前記角度差に基づいて、前記磁束電流指令の絶対値を調整する磁束電流指令補償部と、
トルク電流指令と前記磁束電流指令補償部によって絶対値が調整された磁束電流指令と前記第１の電流と前記第１の磁極位置とを用いて前記電力変換器を制御する制御部と、
を備えることを特徴とする駆動装置。
【請求項２】
前記第２の同期電動機に流れるトルク電流に含まれる脈動成分であるトルク電流脈動成分と前記第２の同期電動機で消費される有効電力に含まれる脈動成分である有効電力脈動成分との少なくとも一方の脈動成分を抽出する脈動成分抽出部を備え、
前記磁束電流指令決定部は、
前記脈動成分抽出部で抽出された前記脈動成分に基づいて、前記磁束電流指令を決定することを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
【請求項３】
前記第１の同期電動機に流れるトルク電流に含まれる脈動成分であるトルク電流脈動成分と、前記第２の同期電動機に流れるトルク電流に含まれる脈動成分であるトルク電流脈動成分との差分を求め、当該差分を脈動成分として出力する脈動成分抽出部を備え、
前記磁束電流指令決定部は、
前記脈動成分抽出部から出力された前記脈動成分に基づいて、前記磁束電流指令を決定することを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
【請求項４】
前記第１の同期電動機で消費される有効電力に含まれる脈動成分である有効電力脈動成分と、前記第２の同期電動機で消費される有効電力に含まれる脈動成分である有効電力脈動成分との差分を求めて、当該差分を脈動成分として出力する脈動成分抽出部を備え、
前記磁束電流指令決定部は、
前記脈動成分抽出部から出力された前記脈動成分に基づいて、前記磁束電流指令を決定することを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
【請求項５】
前記磁束電流指令補償部は、
前記角度差が予め定められた範囲内である場合に前記磁束電流指令の絶対値を低減することを特徴とする請求項１から４の何れか一項に記載の駆動装置。
【請求項６】
前記磁束電流指令補償部は、
前記角度差が予め定められた範囲内である場合に前記磁束電流指令の絶対値を予め定められた値又は前記磁束電流指令に応じた値に低減することを特徴とする請求項５に記載の駆動装置。
【請求項７】
前記予め定められた範囲は、
前記第１の磁極位置特定部による前記第１の磁極位置の特定誤差、前記第２の磁極位置特定部による前記第２の磁極位置の特定誤差、前記第１の電流検出器による前記第１の電流の検出誤差、前記第２の電流検出器による前記第２の電流の検出誤差、前記第２の同期電動機の安定駆動に要するトルク補償量、前記第１の同期電動機の騒音、前記第２の同期電動機の騒音、及び前記第１の同期電動機と前記第２の同期電動機とを備える装置の騒音の内、少なくとも一つに基づいて、設定されることを特徴とする請求項５又は６に記載の駆動装置。
【請求項８】
前記磁束電流指令補償部は、
前記磁束電流指令決定部から出力された磁束電流指令を制限するリミッタを備え、
前記リミッタは、前記磁束電流指令が予め定められた値以下である場合に前記磁束電流指令の絶対値を低減することを特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載の駆動装置。
【請求項９】
前記減算器は、
前記第２の磁極位置から前記第１の磁極位置を減算することで前記角度差を求め、
前記磁束電流指令補償部は、
前記角度差の絶対値の時間微分値を算出する微分器を備え、前記微分器によって算出された前記時間微分値が負である場合に、前記磁束電流指令の絶対値を低減することを特徴とする請求項１から８の何れか一項に記載の駆動装置。
【請求項１０】
前記磁束電流指令補償部は、
前記角度差に基づいて補償値を生成する補償値生成部と、
前記微分器によって算出された前記時間微分値が負である場合に、前記補償値生成部によって生成された補償値を低減する補償値調整部と、
を備えることを特徴とする請求項９に記載の駆動装置。
【請求項１１】
請求項１から１０の何れか一項に記載の駆動装置を備えることを特徴とする流体利用装置。
【請求項１２】
請求項１１に記載の流体利用装置を備えることを特徴とする空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１台の電力変換器に並列接続される２台の同期電動機を駆動する駆動装置、駆動装置を備える流体利用装置及び流体利用装置を備える空気調和機に関する。
【背景技術】
【０００２】
同期電動機は、回転子の回転位置に関する情報を用いて回転子の回転位置に応じた適切な電圧を印加しなければ、トルクを適切に発生できずに脱調し又は動作を停止する可能性がある。そのため、従来では、複数台の同期電動機を駆動する場合、それぞれの同期電動機が備える回転子の回転位置に応じた電圧を印加するために、同期電動機の台数と同じ台数の電力変換器が用いられていた。しかしながら、同期電動機の台数と同じ台数の電力変換器を用いた場合、同期電動機の台数が増加する程、電力変換器の台数が増加するため、コストの増加が課題となる。そこで近年では、同期電動機の制御技術の高度化により、２台の同期電動機を１台の電力変換器で駆動する試みがなされている。【０００３】
特許文献１には、１台の電力変換器に接続される２台の同期電動機の内、一方をメイン側同期電動機とし他方をサブ側同期電動機として、駆動装置が２台の同期電動機を、２台の同期電動機の回転速度を用いて制御する手法が開示されている。特許文献１に記載される手法では、駆動装置は、メイン側同期電動機をベクトル制御し、２台の同期電動機間の回転速度の差及び回転位置の差を用いてメイン側同期電動機のｄ軸電流指令を決定することによって、サブ側同期電動機の駆動を安定化させている。ベクトル制御は、同期電動機を流れる電流を、トルクを発生する電流成分と磁束を発生する電流成分とに分解し、それぞれの電流成分を独立に制御する制御方式である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】米国特許出願公開第２０１５／０２２９２４５号明細書
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】Yongjae  Lee,  Jung-Ik  Ha、”Analysis  and  Control  of  Mono  Inverter  Dual  Parallel  SPMSM  Drive  System”、2014、IEEE
【非特許文献２】Yongjae  Lee,  Jung-Ik  Ha、”Control  Method  for  Mono  Inverter  Dual  Parallel  Surface-Mounted  Permanent-Magnet  Synchronous  Machine  Drive  System”、2015、IEEE
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１には、特許文献１に記載の手法を、速度検出手段、位置検出手段といったセンサを用いない位置センサレス制御においても適用可能である旨が記載されている。また、非特許文献１及び非特許文献２には、特許文献１の技術を用いた位置センサレス制御の実証試験結果が掲載されている。位置センサレス制御は一般に低速域での動作安定性に課題がある。その理由は、低回転域では電動機の速度起電力が低下し、電力変換器の出力電圧誤差の影響が相対的に大きくなるためである。１つの電力変換器で１台の同期電動機を駆動する場合でさえ低速域での動作安定性が問題となるため、１つの電力変換器で２台の同期電動機を並列駆動する場合には低速域の動作安定性を確保することがますます難しくなる。特に、同期電動機における抵抗値の誤差、インダクタンスの誤差、誘起電圧定数の誤差、又は同期電動機に流れる電流を検出する電流検出器の誤差などが大きい場合などにおいて、低速域の動作安定性を確保することが難しい。しかしながら、特許文献１、非特許文献１及び非特許文献２には低速域での駆動方法について具体的な記載がなされていない。また、速度検出手段又は位置検出手段といったセンサを用いて制御する場合においても、速度検出手段の検出誤差又は位置検出手段の検出誤差などによって、低速域の動作安定性を確保することが難しい場合がある。【０００７】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、１台の電力変換器を用いて２台の同期電動機を駆動する場合において、低速域の回転が不安定になることを抑制できる駆動装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の駆動装置は、電力変換器と、第１の電流検出器と、第２の電流検出器と、第１の磁極位置特定部と、第２の磁極位置特定部と、減算器と、磁束電流指令決定部と、磁束電流指令補償部と、制御部とを備える。電力変換器は、並列接続される第１の同期電動機及び第２の同期電動機に電力を供給する。第１の電流検出器は、第１の同期電動機に流れる第１の電流を検出する。第２の電流検出器は、第２の同期電動機に流れる第２の電流を検出する。第１の磁極位置特定部は、第１の同期電動機が有する回転子の第１の磁極位置を特定する。第２の磁極位置特定部は、第２の同期電動機が有する回転子の第２の磁極位置を特定する。減算器は、第１の磁極位置と第２の磁極位置とを用いて、第１の同期電動機及び第２の同期電動機がそれぞれ有する回転子の磁極位置の差である角度差を求める。磁束電流指令決定部は、第２の電流検出器で検出された第２の電流に基づいて、磁束電流指令を決定する。磁束電流指令補償部は、角度差に基づいて、磁束電流指令の絶対値を調整する。制御部は、トルク電流指令と磁束電流指令補償部によって絶対値が調整された磁束電流指令と第１の電流と第１の磁極位置とを用いて電力変換器を制御する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、１台の電力変換器を用いて２台の同期電動機を駆動する場合において、低速域の回転が不安定になることを抑制できる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態１に係る駆動装置の構成例を示す図
【図２】図１に示すサブ側トルク電流脈動成分抽出部の第１の構成例を示す図
【図３】図１に示すサブ側トルク電流脈動成分抽出部の第２の構成例を示す図
【図４】図１に示すサブ側トルク電流脈動成分抽出部の第３の構成例を示す図
【図５】図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第１の図
【図６】図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第２の図
【図７】図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第３の図
【図８】図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第４の図
【図９】図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第５の図
【図１０】図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第６の図
【図１１】図６、図７、図９及び図１０に示すメイン側のｄ軸電流と、角度差の符号と、サブ側同期電動機のトルクの状態とを対応付けて示す図
【図１２】図１に示す磁極位置推定部を適応磁束オブザーバにより構成した例を示す図
【図１３】実施の形態１に係る駆動装置において、仮想的に電力変換器の出力電圧誤差を零として、２台の同期電動機を低速域で並列駆動させたときのサブ側同期電動機の回転速度の真値である速度真値とｄ軸電流とｑ軸電流とを表す図
【図１４】実施の形態１に係る駆動装置において、実機同等の出力電圧誤差を入れて、２台の同期電動機を低速域で並列駆動させたときのサブ側同期電動機の回転速度の真値である速度真値とｄ軸電流とｑ軸電流とを表す図
【図１５】実施の形態１に係る駆動装置において、仮想的に電力変換器の出力電圧誤差を零として、２台の同期電動機を低速域で並列駆動させたときの速度推定波形を表す図
【図１６】実施の形態１に係る駆動装置において、実機同等の出力電圧誤差を入れて、２台の同期電動機を低速域で並列駆動させたときの速度推定波形を表す図
【図１７】図１５の速度推定波形をＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）解析した結果を示す図
【図１８】図１６の速度推定波形をＦＦＴ解析した結果を示す図
【図１９】図１に示す磁束電流指令決定部及び磁束電流指令補償部の構成例を示す図
【図２０】図１９に示す磁束電流指令補償部による処理を説明するための第１の図
【図２１】図１９に示す磁束電流指令補償部による処理を説明するための第２の図
【図２２】図１９に示す磁束電流指令補償部による処理を説明するための第３の図
【図２３】図１９に示す磁束電流指令補償部による処理を説明するための第４の図
【図２４】図１９に示す磁束電流指令補償部による処理を説明するための第５の図
【図２５】実施の形態１に係る磁極位置特定部の他の構成例を示す図
【図２６】本発明の実施の形態２に係る駆動装置の構成例を示す図
【図２７】本発明の実施の形態３に係る駆動装置の構成例を示す図
【図２８】実施の形態３に係る駆動装置の他の構成例を示す図
【図２９】本発明の実施の形態４に係る駆動装置の構成例を示す図
【図３０】実施の形態４に係るメイン側同期電動機の磁極位置から見たサブ側同期電動機の磁極位置の差である角度差の変化と磁束電流指令の値の変化の一例を示す図
【図３１】実施の形態４に係る磁束電流指令決定部及び磁束電流指令補償部の構成例を示す図
【図３２】図３１に示すリミッタによる処理を説明するための第１の図
【図３３】図３１に示すリミッタによる処理を説明するための第２の図
【図３４】図３１に示すリミッタによる処理を説明するための第３の図
【図３５】図３１に示すリミッタによる処理を説明するための第４の図
【図３６】本発明の実施の形態５に係る駆動装置の構成例を示す図
【図３７】実施の形態５に係るメイン側同期電動機の磁極位置から見たサブ側同期電動機の磁極位置の差である角度差の変化と磁束電流指令の値の変化の一例を示す図
【図３８】実施の形態５に係る磁束電流指令決定部及び磁束電流指令補償部の構成例を示す図
【図３９】図３８に示す調整値生成部による処理を説明するための第１の図
【図４０】図３８に示す調整値生成部による処理を説明するための第２の図
【図４１】図３８に示す調整値生成部による処理を説明するための第３の図
【図４２】図３８に示す調整値生成部による処理を説明するための第４の図
【図４３】本発明の実施の形態６に係る流体利用装置の構成例を示す図
【図４４】本発明の実施の形態７に係る空気調和機の構成例を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下に、本発明の実施の形態に係る駆動装置、流体利用装置及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１２】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係る駆動装置の構成例を示す図である。同期電動機は、回転子に永久磁石が設けられる永久磁石界磁式同期電動機と、回転子に界磁巻線が巻かれている巻線界磁式同期電動機と、回転子の突極性を利用して回転トルクを得るリラクタンス式同期電動機とに大別される。実施の形態１に係る駆動装置１００には、これらの同期電動機の種別の内、同種の同期電動機、例えば永久磁石界磁式同期電動機が２台並列に接続されている。実施の形態１では、２台の同期電動機の内、一方をメイン側同期電動機１ａと称し、他方をサブ側同期電動機１ｂと称する。メイン側同期電動機１ａは第１の同期電動機であり、サブ側同期電動機１ｂは第２の同期電動機である。
【００１３】
なお、実施の形態１では、三相の永久磁石界磁式同期電動機が用いられるが、２台の同期電動機のそれぞれのモータ定数が同程度であればよく、永久磁石界磁式以外の同期電動機を用いてもよいし、二相、五相などの三相以外の相数の同期電動機を用いてもよい。
【００１４】
駆動装置１００は、並列接続されるメイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂに電力を供給する電力変換器２と、メイン側同期電動機１ａに流れる第１の電流を検出する電流検出部４ａと、サブ側同期電動機１ｂに流れる第２の電流を検出する電流検出部４ｂと、第１の磁極位置特定部である磁極位置特定部５ａとを備える。また、駆動装置１００は、第２の磁極位置特定部である磁極位置特定部５ｂと、電圧指令を出力し、電力変換器２を制御する制御部である電流制御部６と、脈動成分抽出部７０と、減算器８と、磁束電流指令決定部９と、磁束電流指令補償部１０とを備える。脈動成分抽出部７０は、電流検出部４ｂによって検出された第２の電流に基づいて、サブ側同期電動機１ｂに流れるトルク電流に含まれる脈動成分であるトルク電流脈動成分を抽出するサブ側トルク電流脈動成分抽出部７を備える。以下では、サブ側トルク電流脈動成分抽出部７を単に「脈動成分抽出部７」と称する場合がある。
【００１５】
電力変換器２は、直流電圧源３から供給される直流電力を交流電力に変換してメイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂへ出力する。実施の形態１では電力変換器２に電圧形インバータが用いられる。電圧形インバータは、直流電圧源３から供給される直流電圧をスイッチングして交流電圧に変換する装置である。なお、電力変換器２は、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂを駆動するための交流電力を出力できるものであれば、電圧形インバータに限定されず、電流形インバータ、交流電力を振幅及び周波数が異なる交流電力に変換するマトリックスコンバータ、複数の変換器の出力を直列又は並列に接続したマルチレベル変換器などの回路でもよい。
【００１６】
第１の電流検出器である電流検出部４ａは、電力変換器２からメイン側同期電動機１ａに流れる相電流を検出し、検出した相電流の値を示す電流情報を出力する。第２の電流検出器である電流検出部４ｂは、電力変換器２からサブ側同期電動機１ｂに流れる相電流を検出し、検出した相電流の値を示す電流情報を出力する。
【００１７】
電流検出部４ａ，４ｂはＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）と呼ばれる計器用変流器を用いた電流センサであっても良いし、シャント抵抗を用いた電流センサであっても良い。また電流検出部４ａ，４ｂは、これらを組み合わせたものでも良い。実施の形態１に係る駆動装置１００では、同期電動機の近くに設けられた電流検出部４ａ，４ｂによって電流が検出される。図１に示した例では、同期電動機に流れる相電流を直接検出しているが、電流検出方式は、キルヒホッフの電流則によって同期電動機に流れる電流を演算できればよく、直接検出する例に限定されない。例えば、電力変換器２の負側直流母線に設けられるシャント抵抗を用いた１シャント電流検出方式、電力変換器２の下アームと直列に接続されるシャント抵抗を用いた下アームシャント電流検出方式などを用いて同期電動機に流れる相電流を検出してもよい。なお、三相の電力変換器２の場合、下アームシャント電流検出方式は、３つの下アームのそれぞれに直列に接続されるシャント抵抗を用いるため、３シャント電流検出方式とも呼ばれる。但し、１シャント電流検出方式又は３シャント電流検出方式では、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂのそれぞれに流れる電流の合計値のみ計測されるため、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂの内、何れか一方の同期電動機の近くに電流センサを設ける必要がある。また、言うまでもないが、三相の同期電動機の場合、同期電動機に接続される三相の配線の内の何れか二相の配線に電流センサを設ければ、残りの一相の電流はキルヒホッフの電流則で計算可能であるため、三相の配線の全てに電流センサを設ける必要がない。また電流検出部４ａ及び電流検出部４ｂの構成及び配置に関しては様々な方式が考えられるが、基本的にはどの方式を用いても構わない。
【００１８】
磁極位置特定部５ａは、メイン側同期電動機１ａの第１の磁極位置を特定する。磁極位置特定部５ａは、電流検出部４ａで検出される第１の電流、すなわちメイン側同期電動機１ａに流れる相電流と、電流制御部６から出力される電圧指令とを用いて、メイン側同期電動機１ａの第１の磁極位置を推定する磁極位置推定部６０ａを備える。磁極位置特定部５ａは、磁極位置推定部６０ａによる推定によって第１の磁極位置を特定する。
【００１９】
磁極位置特定部５ｂは、サブ側同期電動機１ｂの第２の磁極位置を推定する。磁極位置特定部５ｂは、電流検出部４ｂで検出される第２の電流、すなわちサブ側同期電動機１ｂに流れる相電流と、電流制御部６から出力される電圧指令とを用いて、サブ側同期電動機１ｂの第２の磁極位置を推定する磁極位置推定部６０ｂを備える。磁極位置特定部５ｂは、磁極位置推定部６０ｂによる推定によって第２の磁極位置を特定する。
【００２０】
磁極位置の推定方法には様々な方法が存在するが、同期電動機が備える回転子の回転速度全域の内、中高速域では、同期電動機の速度起電力を示す情報を利用して磁極位置を求めるのが一般的である。速度起電力は、回転子が回転することによって同期電動機内部に生じる誘起電力であり、同期電動機が備える回転子と固定子の間に生じる界磁と、回転子の回転速度とに比例する。磁極位置の推定方法の詳細は後述する。
【００２１】
電流制御部６は、メイン側同期電動機１ａに流れる電流を制御するために、メイン側同期電動機１ａが備える回転子の永久磁石による磁束の方向をｄ軸とし、ｄ軸に直交する軸をｑ軸として、ベクトル制御によって、電流検出部４ａで検出された電流をｄｑ座標系の電流指令値に座標変換するベクトル制御器である。一般的なベクトル制御器では、回転子の磁極を基準としたｄｑ座標上での電流制御が行われる。相電流をｄｑ座標上の値に変換すると、交流量が直流量となり制御が容易となるためである。同期電動機では、ｑ軸電流と同期電動機のマグネットトルクとが比例するため、ｑ軸はトルク軸と称され、ｑ軸電流はトルク電流と称される。ｑ軸電流に対してｄ軸電流は、固定子で発生する磁束の変化をもたらし、同期電動機の出力電圧の振幅を変化させるため、ｄ軸は磁束軸と称され、ｄ軸電流は磁束電流、励磁電流などと称される。なお、同期電動機の種類には、回転子鉄心の外周面に永久磁石が設けられた表面磁石型同期交流電動機、回転子鉄心の内部に永久磁石が埋め込まれた永久磁石埋込型電動機などがある。永久磁石埋込型電動機では、ｄ軸電流によってリラクタンストルクが変化するため、ｑ軸電流のみがトルクに作用するわけではないが、一般的にはｑ軸電流をトルク電流と呼ぶことが多い。
【００２２】
座標変換には、磁極位置特定部５ａで演算される磁極位置の推定値が用いられる。なお、電流制御部６には、ベクトル制御におけるｄｑ座標系以外にも、αβ固定子座標系、γδ座標系などの極座標系を用いてもよい。また、電流制御部６には、ベクトル制御の代わりに直接トルク制御（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｔｏｒｑｕｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＤＴＣ）を採用してもよい。但し、ＤＴＣを採用する場合、電流指令を、磁束電流指令及びトルク電流指令に換算する必要がある。
【００２３】
なお、ｄｑ座標系ではなく、固定子から発生する磁束を基準とした座標系で制御を行えば、トルク電流と磁束電流をより厳密に計算できる。この座標系は、ｆ−ｔ座標系、ｎ−ｔ座標系などと呼ばれることが多いが、公知であるため詳細については説明を割愛する。実施の形態１では、ｑ軸電流をトルク電流と称し、ｄ軸電流を磁束電流と称する場合があるが、ｄｑ座標系以外の座標系を使って制御する場合、マグネットトルクが原理的に発生しないリラクタンス式同期電動機を用いる場合などは、この限りではない。
【００２４】
なお、電流制御部６は、メイン側同期電動機１ａに流れるトルク電流がトルク電流指令ｉｑ＊の値と一致するように制御され、またメイン側同期電動機１ａに流れる磁束電流が磁束電流指令ｉｄ＊＊の値と一致するように制御される。電流制御部６の具体的な実現方法はどのような方法であってもよいが、電流制御部６は一般的には比例積分制御器及び非干渉化制御器により構成される。トルク電流指令ｉｑ＊は、磁束電流指令決定部９において速度制御の結果、算出されるものであっても良いし、上位のコントローラから入力されるものであってもよい。磁束電流指令ｉｄ＊＊の詳細は後述する。
【００２５】
電流制御部６によってメイン側同期電動機１ａがベクトル制御されたとき、サブ側同期電動機１ｂはメイン側同期電動機１ａに連れ回り駆動されるため、サブ側同期電動機１ｂがオープンループ駆動されている状態になる。同期電動機のオープンループ駆動に関する有名な論文として参考文献１「伊東淳一、豊崎次郎、大沢博著  『永久磁石同期電動機のＶ／ｆ制御の高性能化』、電気学会論文誌Ｄ、２００２年、１２２巻３号  Ｐ２５３−２５９」がある。
【００２６】
上記参考文献１によれば、同期電動機をオープンループ駆動すると、同期電動機が固有角周波数ωｎで自己発振して、制御が不安定になる場合があると述べられている。固有角周波数ωｎは、下記（１）式の近似式により表される。但し、Ｐｍは極対数、Φａは電機子鎖交磁束数、Ｌａは電機子インダクタンス、Ｊは慣性モーメントを表す。
【００２７】
【数１】
2021005725.tif 000003
【００２８】
機電連成振動は、電機ばね共振と呼ばれる場合があるため、上記（１）式によって表される固有角周波数ωｎは、電機ばね共振角周波数とも呼ばれる。上記参考文献１に開示される技術には、電機ばね共振を抑えるために安定化補償器が追加されているが、駆動装置１００でも同様の安定化補償が必要となる。そのために、図１に示すサブ側同期電動機１ｂに流れるトルク電流が電機ばね共振によってどの程度振動しているかを調べる必要がある。
【００２９】
なお、特許文献１に開示される技術では、メイン側同期電動機及びサブ側同期電動機がそれぞれ有する回転子の回転速度の差である速度差が求められ、この速度差を用いることによって速度差安定化補償が行われている。これにより、メイン側同期電動機が安定に制御されていれば、特許文献１に開示される技術は、サブ側同期電動機の速度脈動成分を求めて安定化補償を行っていたと言える。特許文献１に開示される技術と実施の形態１との相違点の詳細については後述する。
【００３０】
サブ側同期電動機１ｂに流れるトルク電流には、加減速トルクによる成分と、負荷トルクによる成分とが重畳されている。加減速トルクは、同期電動機の加減速に伴う慣性トルクである。負荷トルクは、出力トルクから加減速トルクと、摩擦などの損失とを差し引いたトルクである。図１に示す脈動成分抽出部７では、サブ側同期電動機１ｂのトルク電流に含まれる電機ばね共振角周波数付近の脈動成分が抽出される。なお、脈動成分抽出部７は、ハイパスフィルタを用いる方法と、バンドパスフィルタを用いる方法の２種類があり、これらは順に説明する。
【００３１】
図２は図１に示すサブ側トルク電流脈動成分抽出部の第１の構成例を示す図である。図２には、１次のハイパスフィルタを用いたサブ側トルク電流脈動成分抽出部７Ａの構成例が示され、その伝達関数は下記（２）式で表される。但し、ｓはラプラス変換の演算子、ωｃはカットオフ角周波数である。
【００３２】
【数２】
2021005725.tif 000004
【００３３】
上記（２）式には、１次のハイパスフィルタを用いた場合の伝達関数が示されるが、より急峻なフィルタ特性を得たい場合、次数がｎのハイパスフィルタを用いても良い。ｎは２以上の整数である。ハイパスフィルタを用いる場合、カットオフ角周波数ωｃは、電機ばね共振角周波数の１／３以下、例えば電機ばね共振角周波数の１／５から１／２０の値に設定するのが好適である。
【００３４】
図３は図１に示すサブ側トルク電流脈動成分抽出部の第２の構成例を示す図である。図３には、２次のバンドパスフィルタを用いたサブ側トルク電流脈動成分抽出部７Ｂの構成例が示され、その伝達関数は下記（３）式で表される。但し、ｓはラプラス変換の演算子、ωｐはピーク角周波数を表す。ｑは、クオリティファクタであり、フィルタの通過帯域幅を決定する係数である。
【００３５】
【数３】
2021005725.tif 000005
【００３６】
上記（３）式には、２次のバンドパスフィルタを用いた場合の伝達関数が示されるが、より急峻なフィルタ特性を得たい場合、次数がｍのバンドパスフィルタを用いても良い。ｍは３以上の整数である。バンドパスフィルタを用いる場合、サブ側トルク電流脈動成分抽出部７Ｂは、ピーク角周波数ωｐと電機ばね共振角周波数とを一致させる。但し、上記の参考文献１では言及されていないが、電機ばね共振角周波数は、駆動条件により変動する性質がある。そのため、バンドパスフィルタの通過帯域幅は、電機ばね共振角周波数の変動分を見越して広めに設計する必要がある。なお、サブ側トルク電流脈動成分抽出部７Ｂは、電機ばね共振角周波数を実測してピーク角周波数ωｐを電機ばね共振角周波数にトラッキングするような構成、すなわちバンドパスフィルタの中心周波数を動的に変更する構成としても良く、その場合は通過帯域幅を狭くできる。中心周波数は、ピーク角周波数ωｐに相当する。
【００３７】
なお、上記（３）式の計算を行う代わりに、図４に示すようにフーリエ級数展開を用いたバンドパスフィルタを用いても良い。図４は図１に示すサブ側トルク電流脈動成分抽出部の第３の構成例を示す図である。図４に示すサブ側トルク電流脈動成分抽出部７Ｃは、脈動周波数計測部７１、余弦波発生器７２、正弦波発生器７３、フーリエ余弦係数演算部７４、フーリエ正弦係数演算部７５及び交流復元器７６を備える。
【００３８】
電流検出部４ｂで検出された電流である入力信号に含まれる脈動周波数、すなわち電流検出部４ｂで検出された電流に含まれる脈動周波数が、脈動周波数計測部７１で計測される。なお、サブ側トルク電流脈動成分抽出部７は、電流検出部４ｂで検出された電流と磁極位置特定部５ｂで特定された磁極位置を用いて座標変換を行う不図示の座標変換器を備える。この座標変換器は、磁極位置特定部５ｂで特定された磁極位置を用いて、電流検出部４ｂで検出された三相座標系の電流を、回転する直交座標系に座標変換して出力する。上記の入力信号は、座標変換器で座標変換された電流に相当する。余弦波発生器７２は、脈動周波数で振動する余弦波信号を発生し、正弦波発生器７３は、脈動周波数で振動する正弦波信号を発生する。
【００３９】
フーリエ余弦係数演算部７４は、余弦波発生器７２からの余弦波信号を用いて、電流検出部４ｂで検出された電流である入力信号のフーリエ級数展開を行い、当該入力信号に含まれる特定周波数成分の大きさのうち、余弦成分の大きさであるフーリエ余弦係数を演算する。フーリエ余弦係数は、任意の周期を持つ偶関数をcosの級数に展開したときの係数である。フーリエ正弦係数演算部７５は、正弦波発生器７３からの正弦波信号を用いて、当該入力信号のフーリエ級数展開を行い、当該入力信号に含まれる特定周波数成分の大きさのうち、正弦成分の大きさであるフーリエ正弦係数を演算する。フーリエ正弦係数は、任意の周期を持つ奇関数をsinの級数に展開したときの係数である。
【００４０】
交流復元器７６は、余弦波発生器７２からの余弦波信号と、正弦波発生器７３からの正弦波信号と、フーリエ級数展開によって得られたフーリエ余弦係数と、フーリエ級数展開によって得られたフーリエ正弦係数とを用いて、交流を復元する。フーリエ級数展開は、入力信号から特定の周波数成分の大きさと位相とを取り出すことである。特定の周波数成分の大きさは、余弦成分の大きさと正弦成分の大きさとで表すことができる。位相は、余弦成分の大きさと正弦成分の大きさの比で表すことができる。図４に示すサブ側トルク電流脈動成分抽出部７Ｃによれば、フーリエ級数展開と逆変換とによって、バンドパスフィルタの特性が得られる。逆変換では、フーリエ級数展開で取り出した特定周波数成分の余弦成分の大きさと正弦成分の大きさと位相とに基づいて、特定周波数の交流が出力される。
【００４１】
マイコンなどの処理装置に駆動装置１００の機能を実装する場合、当該機能を離散化して実装する必要があるが、上記（３）式のバンドパスフィルタを離散化して用いる場合、ピーク角周波数ωｐを変化させると計算精度が変動し、特にピーク角周波数ωｐを大きくすると計算精度が低下し易くなる。一方、フーリエ級数展開は、離散化して、ピーク角周波数ωｐを変化させても計算精度の低下を抑制することができる。従って、サブ側同期電動機１ｂのトルク電流に含まれる電機ばね共振角周波数付近の脈動成分を、フーリエ級数展開を用いて抽出する方法は、実装の面で優れている。このことから、フーリエ級数展開を用いて脈動成分を抽出する方法は、バンドパスフィルタのピーク周波数を変化させる場合に有用と考えられるが、計算精度を確保できる場合には、図４に示す脈動周波数計測部７１と上記（３）式とを組み合わせたバンドパスフィルタを、図１に示す脈動成分抽出部７として利用してもよい。
【００４２】
このように、脈動成分抽出部７は、サブ側同期電動機１ｂのトルク電流に含まれる電機ばね共振角周波数付近の脈動成分を抽出できれば、図２から図４に示す何れのフィルタで構成してもよい。なお、バンドパスフィルタに比べてハイパスフィルタは、設計及び回路への実装が簡便であるため、設計及び回路への実装の簡便さを重視する場合、ハイパスフィルタを選択すると良い。また、鋭い遮断特性を得たい場合には、バンドパスフィルタを選択すると良い。
【００４３】
図１に示す減算器８は、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂがそれぞれ有する回転子の磁極位置の差である角度差λを求める。磁極位置は、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂのそれぞれの回転子の回転位置又は回転角度に等しい。角度差λを求める理由を説明するために、以下に永久磁石同期電動機の定常状態における電圧方程式とトルク方程式を示す。
【００４４】
電圧方程式は下記（４）式のように表される。またトルク方程式は下記（５）式のように表される。下記（５）式の右辺の第一項はマグネットトルクを表し、第二項はリラクタンストルクを表す。マグネットトルクはｑ軸電流に比例し、リラクタンストルクはｄ軸電流とｑ軸電流の積に比例する。
【００４５】
【数４】
2021005725.tif 000006
【００４６】
【数５】
2021005725.tif 000007
【００４７】
上記（４）式及び（５）式において、Ｒａは電機子抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｐｍは極対数、Φａは電機子鎖交磁束数、ωｅは角速度、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流、ｖｄはｄ軸電圧、ｖｑはｑ軸電圧、τは発生トルクを表す。これらの各係数の添字「ｘ」は、同期電動機がメイン側であるかサブ側であるかを識別するためのものである。例えば、メイン側とサブ側を識別する必要がない場合、添字に「ｘ」が付けられ、又は添字「ｘ」が省略される。また添字に「ｘ」の代わりに「ｍ」が付けられた場合にはメイン側を表し、添字に「ｘ」の代わりに「ｓ」が付けられた場合にはサブ側を表す。
【００４８】
次に、図５から図１１を用いて、磁束電流補償によるサブ側同期電動機１ｂのトルク変化の挙動について説明する。図５は図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第１の図である。図６は図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第２の図である。図７は図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第３の図である。図８は図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第４の図である。図９は図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第５の図である。図１０は図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第６の図である。図１１は図６、図７、図９及び図１０に示すメイン側のｄ軸電流と、角度差の符号と、サブ側同期電動機のトルクの状態とを対応付けて示す図である。
【００４９】
図５から図１０には磁束電流補償によるサブ側同期電動機１ｂのトルク変化の挙動が示され、図５から図１０の内容は特許文献１で開示されている。サブ側同期電動機１ｂの駆動を安定化する制御に、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂがそれぞれ有する回転子の磁極位置の角度差λを用いる点に関しては、特許文献１で開示される技術と実施の形態１に係る駆動装置１００は共通である。しかしながら、実施の形態１に係る駆動装置１００では、メイン側同期電動機１ａとサブ側同期電動機１ｂとの速度差を用いない点が、特許文献１で開示される技術と異なる。
【００５０】
まず図５を基準として、メイン側同期電動機１ａのｄ軸がサブ側同期電動機１ｂのｄ軸よりも遅れ位相となっているケースについて説明する。図５ではメイン側同期電動機１ａの磁束電流であるｄ軸電流ｉｄｍが零であり、メイン側同期電動機１ａのトルク電流ｉｑｍが正方向に流れている場合、電圧指令ベクトルｖ→ｄｑ＊は第二象限の方向に発生する。電圧指令ベクトルｖ→ｄｑ＊は回転する直交座標系（ｄｑ軸）の電圧指令を表わす。２台の同期電動機に異なる負荷トルクが発生したとき、２台の同期電動機のモータ定数が等しい場合には、重負荷の同期電動機の位相が遅れる。そのため、図５のケースでは、メイン側同期電動機１ａの負荷がサブ側同期電動機１ｂの負荷よりも大きいと言える。すなわちメイン側同期電動機１ａの方が重負荷である。駆動装置１００は２台の同期電動機に同じ電圧を印加するが、メイン側同期電動機１ａの方が重負荷である場合、サブ側同期電動機１ｂの磁束電流は正方向に流れる。これは上記（４）式を解くことにより明らかである。
【００５１】
ここで、図６のようにメイン側同期電動機１ａに正の磁束電流が流れた場合を考える。この場合、メイン側同期電動機１ａのｑ軸電圧が正方向に増加することによって、電圧指令ベクトルがｖ→ｄｑ＊からｖ→ｄｑ＊＊に変化する。このようにメイン側同期電動機１ａのｑ軸電圧が変化することにより、サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電圧が減少して、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電圧が増加する。サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電圧が減少すると、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸の電機子反作用であるωｅｓＬｑｓｉｑｓが減少する。そのため、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電流ｉｑｓが減少する。また、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電圧が増加することによって、サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電流ｉｄｓが増加する。このようにメイン側同期電動機１ａの磁束電流であるｄ軸電流ｉｄｍを変化させることによって、サブ側同期電動機１ｂの電流が変化する。このサブ側同期電動機１ｂの電流の変化によって、サブ側同期電動機１ｂのトルクは、図５に示すサブ側同期電動機１ｂのトルクと比べて変化する。ここでは説明を簡単にするために、同期電動機が、回転子鉄心の外周面に永久磁石が設けられた表面磁石型同期交流電動機であるとして、リラクタンストルクがないものとする。この場合、サブ側同期電動機１ｂの電流が変化したときのサブ側同期電動機１ｂのトルクは、図５の状態に比べて減少する。
【００５２】
図７には、図６の場合とは逆に、メイン側同期電動機１ａに負の磁束電流が流れた場合のサブ側同期電動機１ｂのトルク状態が示される。この場合、メイン側同期電動機１ａのｑ軸電圧が減少することによって、電圧指令ベクトルがｖ→ｄｑ＊からｖ→ｄｑ＊＊に変化する。これにより、サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電圧が増加して、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電圧が減少する。サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電圧が増加したことによりサブ側同期電動機１ｂのｑ軸電流ｉｑｓは増加し、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電圧が減少することによりサブ側同期電動機１ｂのｄ軸電流ｉｄｓは減少する。この場合、サブ側同期電動機１ｂのトルクは、図５の状態に比べて増加する。
【００５３】
次に図８を基準として、メイン側同期電動機１ａのｄ軸がサブ側同期電動機１ｂのｄ軸よりも進み位相となっているケースについて説明する。図８では、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電流ｉｄｍが零であり、サブ側同期電動機１ｂの負荷がメイン側同期電動機１ａの負荷よりも大きい状態、すなわちサブ側同期電動機１ｂの方が重負荷となっている。メイン側同期電動機１ａとサブ側同期電動機１ｂには同じ電圧が印加されているため、サブ側同期電動機１ｂの方が重負荷となる場合、サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電流ｉｄｓは負方向に流れる。
【００５４】
ここで、図９のようにメイン側同期電動機１ａに正のｄ軸電流ｉｄｍが流れた場合を考える。この場合、メイン側同期電動機１ａのｑ軸電圧が増加することによって、電圧指令ベクトルがｖ→ｄｑ＊からｖ→ｄｑ＊＊に変化する。このようにメイン側同期電動機１ａのｑ軸電圧が変化することにより、サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電圧が増加して、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電圧も増加する。サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電圧が増加したことにより、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電流ｉｑｓが増加する。また、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電圧が増加することによりサブ側同期電動機１ｂのｄ軸電流ｉｄｓが減少する。この場合、サブ側同期電動機１ｂのトルクは、図８の状態に比べて増加する。
【００５５】
図１０には、図９の場合とは逆に、メイン側同期電動機１ａに負の磁束電流が流れた場合のサブ側同期電動機１ｂのトルク状態が示される。この場合、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電流は減少する。従って、サブ側同期電動機１ｂのトルクは、図８の状態に比べて減少する。
【００５６】
図６、図７、図９及び図１０に示すメイン側のｄ軸電流ｉｄｍと、角度差λの符号と、サブ側同期電動機１ｂのトルクの状態とを対応付けて示すものが図１１である。２台の同期電動機の角度差λを下記（６）式のように定めた場合、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電流ｉｄｍを増加させた際、２台の同期電動機の角度差λが正であれば、サブ側同期電動機１ｂのトルクは減少し、角度差λが負であればサブ側同期電動機１ｂのトルクは増加する。但し、下記（６）式のθｅｓは、サブ側同期電動機１ｂの磁極位置を電気角で表したものであり、θｅｍは、メイン側同期電動機１ａの磁極位置を電気角で表したものである。一方、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電流ｉｄｍを減少させた際、２台の同期電動機の角度差λが正であればサブ側同期電動機１ｂのトルクは増加し、角度差λが負であればサブ側同期電動機１ｂのトルクは減少する。すなわち、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電流ｉｄｍを変化させることによりサブ側同期電動機１ｂのトルクを変化させてサブ側同期電動機１ｂの駆動を安定化させようとする場合、２台の同期電動機の角度差λが正であるか負であるかによって、ｄ軸電流ｉｄｍの補償方向を決定する必要がある。このような理由から、減算器８を用いて、２台の同期電動機の磁極位置の角度差λを求めている。
【００５７】
【数６】
2021005725.tif 000008
【００５８】
図１に示す磁束電流指令決定部９は、サブ側同期電動機１ｂの駆動を安定化させるための磁束電流指令を決定する。磁束電流であるｄ軸電流ｉｄｍを変化させることでサブ側同期電動機１ｂのトルクを変えることはすでに述べたとおりであるが、駆動装置１００では磁束電流指令ｉｄ＊をどのように決定するかが重要である。特許文献１では、２台の同期電動機の速度差を用いて磁束電流指令を決定していたが、実施の形態１に係る駆動装置１００では、サブ側同期電動機１ｂのトルク電流の脈動成分から磁束電流指令を決定する。その理由を説明するには、同期電動機の速度推定法と磁束電流変化によって生じる速度推定誤差とについて述べる必要がある。
【００５９】
先に述べたとおり、同期電動機の磁極位置の推定方法又は同期電動機が備える回転子の回転速度の推定方法には、様々な方法が検討されているが、同期電動機が備える回転子の回転速度全域の内、中高速域では、同期電動機の速度起電力情報を利用して磁極位置を求めるのが一般的である。ここではアークタンジェント法と適応磁束オブザーバとの２種類の方式について述べる。
【００６０】
アークタンジェント法は最もプリミティブな位置推定法であり、広く知られている。下記（７）式は固定子座標上における表面磁石型同期交流電動機の電圧方程式である。但し、ｐは微分演算子、θｅは電気角で表される磁極位置、Ｒａは電機子抵抗、Ｌａは電機子インダクタンス、ｖα，ｖβは固定子座標上の電圧、Φａは電機子鎖交磁束数、ｉα，ｉβは固定子座標上の電流である。
【００６１】
【数７】
2021005725.tif 000009
【００６２】
上記（７）式の右辺第二項は速度起電力を表している。なお、速度起電力の項は下記（８）式のような形で表現可能である。但し、ｅαはα軸速度起電力、ｅβはβ軸速度起電力、ｐは微分演算子、φαｒは回転子α軸磁束、φβｒは回転子β軸磁束、Φａは電機子鎖交磁束数、θｅは電気角で表される磁極位置、ωｅは角速度である。
【００６３】
【数８】
2021005725.tif 000010
【００６４】
上記（７）式を見てわかるとおり、速度起電力に磁極位置情報であるθｅが含まれるため、上記（７）式を整理して磁極位置を演算する。まず、回転子磁束項を左辺に、それ以外の項を右辺にまとめると、下記（９）式が得られる。微分計算はノイズを増幅させるため、下記（９）式の両辺積分して下記（１０）式を得る。ここで、電圧センサなどに直流オフセットがある場合、純粋積分を使うと積分値が発散するため、下記（１０）式の計算を行う際は近似積分を使い、直流分は積分しないようにするのが慣例である。
【００６５】
【数９】
2021005725.tif 000011
【００６６】
【数１０】
2021005725.tif 000012
【００６７】
上記（１０）式において、記号「＾」は推定値を表す。上記（１０）式を計算して、回転子磁束を求め、求めた回転子磁束を用いて下記（１１）式に示すアークタンジェントの計算を行うことで、回転子の磁極位置を推定することができる。推定された回転子の磁極位置を用いれば、角速度を計算可能なため、下記（１２）式で推定角速度ω＾ｅを計算する。但し、微分ノイズの影響を避けるため、この推定角速度ω＾ｅを制御に使用する場合にはローパスフィルタを掛けるのが普通である。また、下記（１３）式のように、速度起電力の推定を行い、その振幅を電機子鎖交磁束数Φａで除算することにより、推定角速度ω＾ｅを計算することもできる。しかしながら、永久磁石の磁束は温度変化により変動するため、下記（１３）式の計算方法では温度変化によって定常的な速度推定誤差が生じる。そのため下記（１２）式による速度推定方法による誤差は、下記（１３）式に示す方法による誤差よりも少ない。実施の形態１では下記（１２）式による速度推定を行った場合について説明する。
【００６８】
【数１１】
2021005725.tif 000013
【００６９】
【数１２】
2021005725.tif 000014
【００７０】
【数１３】
2021005725.tif 000015
【００７１】
アークタンジェント法以外にも様々な速度推定法が提案されている。以下では、図１２を用いて、アークタンジェント法以外の速度推定法の代表例として、適応磁束オブザーバについて述べる。図１２は図１に示す磁極位置推定部を適応磁束オブザーバにより構成した例を示す図である。図１２に示す磁極位置推定部６０ｃは、図１に示す磁極位置推定部６０ａ，６０ｂを適応磁束オブザーバにより構成したものである。図１２に示す同期電動機１ｃは、図１に示すメイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂのそれぞれに対応する。磁極位置推定部６０ｃは、適応磁束オブザーバの手法により、電流制御部６により生成されて磁極位置推定部６０ａ，６０ｂに入力される電圧指令である電圧ベクトルと、電流検出部４ａ，４ｂにより生成される電流情報、すなわちｄｑ座標軸上におけるｄｑ軸電流検出値である電流ベクトルとを用いて、同期電動機１ｃの回転速度を推定し、推定角速度ω＾ｅと推定磁極位置θ＾ｅとを出力する。
【００７２】
磁極位置推定部６０ｃは、同期電動機１ｃの電圧ベクトルと、電流ベクトルと、インバータである電力変換器２の一次角周波数ω１と、推定角速度ω＾ｅとに基づきモデル偏差εを演算するモデル偏差演算部５１と、モデル偏差εに基づき推定角速度ω＾ｅを演算する角速度推定器５２とを備える。また磁極位置推定部６０ｃは、推定磁束ベクトルと、推定電流ベクトルと、推定角速度ω＾ｅとを用いて、一次角周波数ω１を演算する一次角周波数演算器５３と、一次角周波数ω１を積分して推定磁極位置θ＾ｅを出力する積分器５４とを備える。
【００７３】
モデル偏差演算部５１は、同期電動機１ｃの電圧ベクトルと、電流ベクトルと、一次角周波数ω１と、推定角速度ω＾ｅとに基づき、推定磁束ベクトル及び推定電流ベクトルを演算して出力する電流推定器５１１と、推定電流ベクトルから電流ベクトルを減算することによって電流偏差ベクトルを演算して出力する減算器５１２とを備える。またモデル偏差演算部５１は、減算器５１２からの電流偏差ベクトルを入力とし、推定磁束ベクトルの直交成分をスカラ量として抽出し、抽出したスカラ量をモデル偏差εとして出力する偏差演算器５１３を備える。推定磁束ベクトルの直交成分をスカラ量として抽出する手法としては、電流偏差ベクトルを回転二軸上に座標変換する手法と、電流偏差ベクトルと推定磁束ベクトルとの外積値の大きさを演算する手法とが公知である。
【００７４】
電流推定器５１１は、同期電動機１ｃの状態方程式から電流と磁束を推定する。ここでは同期電動機１ｃは一般的な永久磁石埋込型の同期交流電動機であると仮定するが、永久磁石埋込型の同期交流電動機以外の同期電動機であっても、電流推定器５１１は、状態方程式が立式できれば、同様の方法で電流推定が可能である。
【００７５】
同期電動機１ｃが永久磁石埋込型の同期交流電動機の場合、状態方程式は下記（１４）式及び（１５）式のように表される。但し、Ｌｄはｄ軸のインダクタンス、Ｌｑはｑ軸のインダクタンス、Ｒａは電機子抵抗、ω１は一次角周波数を表す。ｖｄはｄ軸電圧、ｖｑはｑ軸電圧、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流を表す。また、φｄｓはｄ軸固定子磁束、φｑｓはｑ軸固定子磁束、φｄｒはｄ軸回転子磁束、ωｅは角速度、ｈ１１からｈ３２はオブザーバゲインを表す。記号「＾」は推定値を表す。
【００７６】
【数１４】
2021005725.tif 000016
【００７７】
【数１５】
2021005725.tif 000017
【００７８】
また、一次角周波数ω１は下記（１６）式のように与えられる。ｈ４１，ｈ４２はオブザーバゲインを表す。
【００７９】
【数１６】
2021005725.tif 000018
【００８０】
上記（１４）式及び（１５）式は通常の誘起電圧に基づく式であるが、上記（１４）式及び（１５）式に変形を加えて拡張誘起電圧の形式で表現しても同様の計算ができる。上記（１４）式には推定角速度ω＾ｅが含まれるため、推定角速度ω＾ｅと実際の角速度ωｅとが一致していない場合、電流推定に誤差が生じる。ここではモデル偏差εを下記（１７）式のように定義し、磁極位置推定部６０ｃはモデル偏差εが零になるように、角速度推定器５２を用いて推定角速度ω＾ｅの値を調整する。角速度推定器５２としては、比例積分制御器に積分器を直列接続して構成されたものが公知である。
【００８１】
【数１７】
2021005725.tif 000019
【００８２】
一次角周波数演算器５３は、上記（１６）式を基に、推定磁束ベクトル、推定電流ベクトル及び推定角速度ω＾ｅから一次角周波数ω１を演算する。積分器５４は、一次角周波数ω１を積分することにより磁極位置を推定する。
【００８３】
適応磁束オブザーバは、鎖交磁束数の変動にロバストであり、定常的な速度推定誤差が発生しない点で優れているため、高性能な速度推定法として世間に認知されている。
【００８４】
磁極位置推定部６０ａ，６０ｂの構成例について詳しく説明したところで、次は磁束電流の変化が速度推定誤差に与える影響について述べる。ここでは課題を明確にするため、電力変換器２の出力電圧誤差が無い場合と有る場合との２種類の解析結果について述べる。当該課題は、低回転域で電力変換器２の出力電圧誤差の補償精度が低下すると、低回転域では電動機の速度起電力が低下して、電力変換器２の出力電圧誤差の影響が相対的に大きくなることを意味する。すなわち、当該課題は、出力電圧誤差がある場合、特許文献１の方式だけでは、低回転域で制御不安定に陥りやすいことである。なお、出力電圧誤差は、電流制御部６が電力変換器２へ与える電圧指令の値と電力変換器２が実際に出力する実電圧との誤差のことである。出力電圧誤差の要因としては、電力変換器２を構成する直列の上下アームの半導体素子の短絡防止時間、半導体素子のオン電圧などが知られている。市販される電動機駆動用の電力変換器の多くには、出力電圧誤差の補償機能が設けられているが、当該電力変換器に流れる電流が零に近い場合、出力電圧誤差を補償することが難しい。従って、比較的低価格な電動機駆動用の電力変換器では多少の出力電圧誤差が生じるのが普通である。
【００８５】
図１３は実施の形態１に係る駆動装置において、仮想的に電力変換器の出力電圧誤差を零として、２台の同期電動機を低速域で並列駆動させたときのサブ側同期電動機の回転速度の真値である速度真値とｄ軸電流とｑ軸電流とを表す図である。図１４は実施の形態１に係る駆動装置において、実機同等の出力電圧誤差を入れて、２台の同期電動機を低速域で並列駆動させたときのサブ側同期電動機の回転速度の真値である速度真値とｄ軸電流とｑ軸電流とを表す図である。図１３及び図１４には、上から順に回転速度の真値、ｄ軸電流及びｑ軸電流が示される。それぞれの横軸は時間である。
【００８６】
なお、この動作条件は、特許文献１に開示される制御方式にとっては非常に厳しい条件であり、特許文献１に開示される制御方式では、この動作条件が与えられた場合、サブ側同期電動機１ｂの駆動が不安定になり、並列駆動が困難である。上記の動作条件は、２台の同期電動機を低速域で並列駆動させることと、２台の同期電動機の磁極位置の角度差λが零近くであることである。図１３及び図１４には、２台の同期電動機の負荷トルクの差を極めて小さくし、２台の同期電動機の磁極位置の角度差λが零近くとなる条件での解析結果が示される。磁束電流補償法では、２台の同期電動機の角度差λを利用してサブ側同期電動機１ｂのトルクを変化させるため、角度差λが零に近い場合、サブ側同期電動機１ｂの速度リプルを完全に零にすることは難しい。そのため、図１３及び図１４の上から１段目に示すように、回転速度の真値が電機ばね共振角周波数で振動している。電機ばね共振角周波数の１周期毎に回転速度が最大値を示す。また、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電流も、図１３及び図１４の上から３段目に示すように、回転速度の真値が電機ばね共振角周波数で振動している。磁束電流指令ｉｄ＊の決定法の詳細については後述するが、サブ側同期電動機１ｂの駆動を安定化させるために流すｄ軸電流は、前述したように、２台の同期電動機の角度差λが正であるか負であるかによって、ｄ軸電流の補償方向を変える必要があるため、ｄ軸電流は、図１３及び図１４の上から２段目に示すように、電機ばね共振角周波数の１周期毎に最大値を示すような波形となる。このように、角度差λの符号変化の影響によって、ｄ軸電流には、電機ばね共振角周波数の整数倍の周波数成分の脈動が含まれる。なお、電力変換器２の出力電圧に誤差がある場合、ｄｑ軸電流には電気角周波数の６倍の脈動成分が重畳される。そのことを除けば、図１３に示される回転速度の真値、ｄ軸電流及びｑ軸電流のそれぞれの波形と、図１４に示される回転速度の真値、ｄ軸電流及びｑ軸電流のそれぞれの波形との間には大きな相違はない。
【００８７】
図１５は実施の形態１に係る駆動装置において、仮想的に電力変換器の出力電圧誤差を零として、２台の同期電動機を低速域で並列駆動させたときの速度推定波形を表す図である。図１５には、回転数の真値が実線で示され、アークタンジェント法による回転数の推定値が一点鎖線で示され、適応磁束オブザーバにおる回転数の推定値が破線で示される。横軸は時間を表す。縦軸はサブ側同期電動機１ｂの回転子の回転数を表す。
【００８８】
実機同等の出力電圧誤差を入れて２台の同期電動機を低速域で並列駆動させた場合、磁束電流の変化に伴って過渡的な速度推定誤差が発生する。図１５によれば、適応磁束オブザーバによる速度推定誤差は、アークタンジェント法に比べて小さいが、どちらの方式でも速度推定誤差が生じていることが分かる。
【００８９】
図１６は実施の形態１に係る駆動装置において、実機同等の出力電圧誤差を入れて、２台の同期電動機を低速域で並列駆動させたときの速度推定波形を表す図である。図１６には、図１５と同様に、回転数の真値が実線で示され、アークタンジェント法による回転数の推定値が一点鎖線で示され、適応磁束オブザーバにおる回転数の推定値が破線で示される。横軸は時間を表す。縦軸はサブ側同期電動機１ｂの回転子の回転数を表す。
【００９０】
一般的な駆動装置を用いた、流体利用装置の中には、電磁騒音を減らすために、キャリア周波数を１０ｋＨｚ以上に設定するものがある。このような流体利用装置では、出力電圧誤差が大きくなる傾向がある。図１５と図１６を比べると、図１６では、推定速度波形のＳ／Ｎ（Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ）比が大きく悪化していることがわかる。この傾向は、アークタンジェント法及び適応磁束オブザーバのそれぞれの速度推定誤差において同じである。
【００９１】
図１７は図１５の速度推定波形をＦＦＴ解析した結果を示す図である。図１７には、上から順に回転速度の真値である速度真値と、アークタンジェント法による速度推定値と、適応磁束オブザーバによる速度推定値とが示される。それぞれの横軸は周波数である。図１７によれば、点線の枠Ｂ内に示すように、電機ばね共振角周波数の整数倍の次数の速度推定誤差が生じていることがわかる。これらの速度推定誤差の周波数は、図１３に示したｄ軸電流である磁束電流の脈動成分の周波数と一致する。また、点線の枠Ａ内に示すように、電機ばね共振角周波数の１次成分に関しても、真値と推定値との間に振幅の誤差がある。
【００９２】
図１８は図１６の速度推定波形をＦＦＴ解析した結果を示す図である。図１８には、図１７と同様に、上から順に回転速度の真値である速度真値と、アークタンジェント法による速度推定値と、適応磁束オブザーバによる速度推定値とが示される。それぞれの横軸は周波数である。図１８によれば、点線の枠Ａ内に示すように、電機ばね共振角周波数の１次成分に数倍の誤差があることが分かる。また、点線の枠Ｂ内に示すように、電機ばね共振角周波数の整数倍の次数に極めて大きなピークが立っていることが分かる。また、点線の枠Ｃ内に示すように、電力変換器２の出力電圧誤差成分によって高周波側にピークが立っていることが分かる。
【００９３】
図１７及び図１８に示す解析結果は、磁束電流の変化が既存の速度推定器にとって外乱となることを示している。また図１７に示すように電力変換器２の出力電圧誤差がない場合、点線の枠Ｂ内に示すように、磁束電流の脈動周波数と同じ周波数で速度推定誤差が生じているため、適切に速度推定を行うことができない。また、図１７の点線の枠Ｂ内に示す周波数成分の速度推定誤差は、また図１８のように電力変換器２の出力電圧誤差がある場合、数倍から数十倍に増加することがあり、駆動装置にとって大きな問題となる。特許文献１では、２台の同期電動機の速度差を用いて磁束電流指令を演算し、サブ側同期電動機１ｂの駆動を安定化させているが、図１７の点線の枠Ｂ内に示すような速度推定誤差がある場合、サブ側同期電動機１ｂの安定化を図ることができない。その理由は以下のとおりである。
【００９４】
まず、サブ側同期電動機１ｂの駆動を安定化させるために磁束電流指令を脈動させると、それによって速度推定に予期せぬ誤差成分が現れる。その誤差成分を抑え込むために磁束電流指令を速度脈動の誤差成分の周波数で脈動させてしまうと、サブ側同期電動機１ｂが加振され、サブ側同期電動機１ｂの振動が大きくなる。サブ側同期電動機１ｂの振動が大きくなると、サブ側同期電動機１ｂの駆動の安定化を図るためにメイン側同期電動機１ａの磁束電流指令をより大きく変化させなければならない。これにより速度推定誤差がさらに増大するという悪循環が生じる。その結果として、同期電動機には、騒音及び振動が増加し、モータ効率が低下するなどの様々な現象が発生する。また、同期電動機は、トルクを適切に発生できずに脱調し、又は動作を停止する可能性がある。
【００９５】
特に流体利用装置に、特許文献１に開示される技術を用いた場合、低速域の回転が不安定になるという現象が顕著になる。流体利用装置の負荷は、二乗低減トルク負荷であることが多く、その負荷特性は、低回転側では軽負荷である。二乗低減トルク負荷は、電動機の回転速度の二乗に比例して負荷トルクが増加する負荷である。
【００９６】
従って、流体利用装置では、低回転側でトルク電流が小さくなるが、電流が小さい領域では電力変換器２の出力電圧誤差の補償精度が低下する。さらに、流体利用装置では、低回転域で電動機の速度起電力が低下するため、出力電圧誤差の影響が相対的に大きくなる。これにより、上述した速度推定誤差が増大して、２台の同期電動機の速度差を正確に求めることができなくなり、制御不安定な状態に至る。本願発明者は、この速度推定誤差を多く含んだ速度差信号に対して様々なフィルタリング処理を施し、安定性の改善を図ったが、満足する性能が得られなかった。
【００９７】
出力電圧誤差により低周波側で速度推定誤差が生じることは一般に知られているが、磁束電流を変化させることにより速度推定誤差が生じることは、本願発明者の検討によって発見されたものであり、公知ではない。通常、磁束電流指令の変化は緩やかであるため、このような問題が生じないためである。しかしながら、駆動装置では、角度差λが零に近いときに磁束電流を急激に変動させる必要がある。本願発明者は、そのような事例を詳しく検証する中で、磁束電流を変化させることにより速度推定誤差が生じることを発見した。そして、本願発明者は、このような速度推定誤差がある状態でも、２台の同期電動機を安定に並列駆動するために、過渡的な速度推定誤差の影響を排除する手法を確立する必要があると考え、サブ側同期電動機１ｂのトルク電流の脈動成分から磁束電流指令ｉｄ＊を演算する手法を考案するに至った。本願発明者の調査の結果、サブ側トルク電流の脈動成分から磁束電流指令ｉｄ＊を決定した場合、特許文献１に開示される方式に比べて、磁束電流指令ｉｄ＊のＳ／Ｎ比が大きく改善されることが判明した。その理由は以下のとおりである。
【００９８】
前述のとおり、磁束電流変化により推定速度信号には多くの誤差成分が発生する。この影響を回避する手段として推定磁極位置信号に着目する。推定磁極位置信号は、その計算プロセスにおける積分処理によって、推定速度に含まれる誤差のうちの高周波成分が除去されている。推定磁極位置信号の低周波成分に関しては磁束電流指令ｉｄ＊の変化による誤差信号が残存するが、その誤差は数度程度に収まる。
【００９９】
ここで、サブ側同期電動機１ｂのトルク電流について考えてみる。相電流を磁極位置の真値で座標変換した場合と、磁極位置の推定値で座標変換した場合とでは、磁極位置の誤差が数度程度であれば、真のｄｑ軸におけるトルク電流と推定されるｄｑ軸におけるトルク電流との誤差は、数％未満である。これは、ｃｏｓｉｎｅ関数が零に近いときには１に近似できることを考えれば、自明である。
【０１００】
このように、サブ側同期電動機１ｂのトルク電流は、磁束電流を変化させた場合でも比較的高精度に求めることができる。モータ定数の変動の影響によって定常的な位置推定誤差が生じる場合はあるが、これは直流分の推定誤差となるため、脈動成分抽出部７により脈動成分を抽出する場合には問題とならない。
【０１０１】
速度差ではなく、サブ側トルク電流を用いて安定化補償を行った方が良い理由は他にもある。ファン、ブロワーなどの流体利用装置では、機械系の慣性モーメントが大きい場合がある。このような場合、インバータである電力変換器２が過電流停止するほどにトルク脈動が大きいときでも、速度信号に現れる脈動成分はごく小さいことがある。この場合、速度脈動が観測できるほど大きくなってから安定化を図るのではなく、トルク電流の脈動がある程度大きくなった段階で安定化補償を行った方が良い。このような事例では、推定速度信号よりもトルク電流信号の方がＳ／Ｎ比が良いので、トルク電流信号を安定化補償に用いた方が良いと言える。
【０１０２】
以上の理由により、実施の形態１では、磁束電流指令決定部９により、サブ側同期電動機１ｂに流れるトルク電流の脈動成分を基に磁束電流指令ｉｄ＊が決定される。
【０１０３】
図１９は図１に示す磁束電流指令決定部及び磁束電流指令補償部の構成例を示す図である。図２０は図１９に示す磁束電流指令補償部による処理を説明するための第１の図である。図２１は図１９に示す磁束電流指令補償部による処理を説明するための第２の図である。図２２は図１９に示す磁束電流指令補償部による処理を説明するための第３の図である。図２３は図１９に示す磁束電流指令補償部による処理を説明するための第４の図である。図２４は図１９に示す磁束電流指令補償部による処理を説明するための第５の図である。
【０１０４】
図１９に示す磁束電流指令決定部９は、ゲイン乗算部９１及び位相調整部９２を備える。磁束電流指令決定部９は、サブ側同期電動機１ｂのトルク電流の脈動成分を入力とし、ゲイン乗算部９１と位相調整部９２を用いて、磁束電流指令ｉｄ＊を決定する。
【０１０５】
ゲイン乗算部９１は、入力信号であるトルク電流脈動成分のゲインを調整する。位相調整部９２は、入力信号であるトルク電流脈動成分の位相を調整し、振幅が調整された脈動成分を出力する。なお、ゲイン乗算部９１と位相調整部９２の何れか一方だけで系の安定性を確保できるのであれば、磁束電流指令決定部９は、必ずしもゲイン乗算部９１及び位相調整部９２の双方を備える必要は無い。
【０１０６】
ゲイン乗算部９１は、入力信号であるトルク電流脈動成分に特定のゲインを乗算して出力するものであり、系の安定性と即応性を調節する役割を持つ。ゲインは動作条件に応じて変更しても良い。例えば、低速域ではゲインを高くし、高速域ではゲインを低くしても良い。位相調整部９２は例えば、位相遅れ補償器、ローパスフィルタ、積分制御器などで構成される。位相遅れ補償器は高周波域でゲインを一定値下げて安定化を図るものであり、産業界で一般的に用いられている。ローパスフィルタ及び積分制御器にも高周波域の信号位相を変化させる性質があるため、位相遅れ補償器と同じようにローパスフィルタ又は積分制御器を用いることができる。
【０１０７】
１次ローパスフィルタによる近似積分器を位相調整部９２として使用する場合、そのカットオフ角周波数は、電機ばね共振角周波数の１／３以下に設定すると良い。可能であれば電機ばね共振角周波数の１／１０から１／２０の値とする。このように設定すると、電機ばね共振角周波数付近で位相を９０度前後遅らせることができ、制御安定性が高まる。
【０１０８】
図１９には示されていないが、磁束電流指令決定部９の入出力の何れかに不感帯を設けても良い。この不感帯は前述の脈動成分抽出部７で除去しきれなかった電機ばね共振以外の周波数成分を除去するのに役立つ。
【０１０９】
図１９に示す磁束電流指令補償部１０は、補償値生成部１０１及び乗算器１０２を備える。磁束電流指令補償部１０は、図５から図１１で説明した動作原理に則り、磁束電流補償を行う。具体的には、磁束電流指令補償部１０は、メイン側同期電動機１ａの磁極位置とサブ側同期電動機１ｂの磁極位置との差である角度差λから、磁束電流指令ｉｄ＊の補償量及び補償方向を調整する補償値を決定する。補償値の符号は磁束電流指令ｉｄ＊の補償方向を示し、補償値の絶対値は磁束電流指令ｉｄ＊の補償量を示す。磁束電流指令補償部１０は、決定した補償値によって磁束電流指令ｉｄ＊を調整して磁束電流指令ｉｄ＊＊を出力する。磁束電流指令ｉｄ＊＊は、磁束電流指令補償部１０による調整後の磁束電流指令ｉｄ＊である。補償値生成部１０１は、角度差λに基づき、磁束電流指令ｉｄ＊の絶対値を調整する補償値を生成する。例えば、補償値生成部１０１は、入力された角度差λが予め定められた範囲内にある場合に、磁束電流指令ｉｄ＊の絶対値を低減する補償値を出力する。図２０から図２４の横軸は、補償値生成部１０１の入力である角度差λを表す。角度差λは図１１に示すように正又は負の値を示す。図２０から図２４の縦軸は補償値生成部１０１の出力の値である補償値を示す。
【０１１０】
図２０に示す方法は、角度差λが正を示す場合には「１」を補償値として出力し、角度差λが負を示す場合には「−１」を補償値として出力する方法である。図２０に示す方法では、角度差λが零に近い場合において角度差λに誤差が生じると、補償値が「１」になるべきところ「−１」になったり、補償値が「−１」になるべきところ「１」になったりする場合がある。すなわち、零に近い角度差λに誤差が生じると、補償量は同じであるが補償方向が誤った方向に磁束電流指令ｉｄ＊が調整される場合がある。この場合、磁束電流指令ｉｄ＊の補償量は同じであるため、補償後の磁束電流指令ｉｄ＊による磁束電流への影響が大きい。そこで、補償値生成部１０１は、図２１に示すように角度差λが零に近い予め設定された範囲である補償範囲Ｗ１にある場合、角度差λの変化に対して磁束電流指令ｉｄ＊の絶対値が徐々に変化するように補償値を出力する。具体的には、補償値生成部１０１は、角度差λが補償範囲Ｗ１にあり且つ角度差λが正から負に変化する場合、出力する補償値を「１」から「−１」へ徐々に切り替える。また、補償値生成部１０１は、角度差λが補償範囲Ｗ１にあり且つ角度差λが負から正に変化する場合、出力する補償値を「−１」から「１」へ徐々に切り替える。なお、補償範囲Ｗ１では、補償値と角度差λとが比例関係であっても良く、補償値と角度差λとはその他の関係による補償方法であっても良い。角度差λが小さい場合、磁束電流による安定化効果が小さい。そのため、角度差λが小さい場合に磁束電流指令ｉｄ＊の絶対値を低減し磁束電流を小さくすることで、低速域の動作安定性を確保しつつ、より効率よく同期電動機の駆動を行うことができる。
【０１１１】
また、角度差λが大きい条件では、角度差λが小さい条件に比べて、メイン側同期電動機１ａの磁束電流の変化量がサブ側同期電動機１ｂのトルクの変化量に及ぼす影響が大きくなる。そのため、補償値生成部１０１は、図２２に示すように角度差λの絶対値が大きい領域では、角度差λの絶対値が大きくなるに従って、出力する補償値を徐々に下げるようにしても良い。
【０１１２】
上述した角度差λの誤差は、同期電動機の特性として設定された駆動装置１００内の定数と同期電動機の実際の特性との差によって生じる。角度差λの誤差は、例えば、磁極位置特定部５ａ，５ｂにおける磁極位置推定の誤差又は速度推定の誤差によって生じる。磁極位置推定の誤差又は速度推定の誤差は、同期電動機の抵抗値、インダクタンス、又は誘起電圧定数の製造バラツキなどによる誤差によって生じる。抵抗値は、例えば、上述した電機子抵抗Ｒａの値であり、インダクタンスは、例えば上述したｄ軸のインダクタンスＬｄ又はｑ軸のインダクタンスＬｑである。同期電動機の抵抗値、インダクタンス、又は誘起電圧定数の誤差は、同期電動機の駆動条件又は気温の変化などによる同期電動機の温度変化によっても生じる。また、磁極位置推定の誤差又は速度推定の誤差は、電流検出部４ａ又は電流検出部４ｂによる電流の検出誤差によっても生じる。また、電流検出部４ａ又は電流検出部４ｂが電力変換器２の母線電圧を検出する構成である場合、電流検出部４ａ又は電流検出部４ｂによる母線電圧の検出誤差によって磁極位置推定の誤差又は速度推定の誤差が生じる。
【０１１３】
図１に示す例では、磁極位置特定部５ａ，５ｂは、磁極位置を推定する磁極位置推定部６０ａ，６０ｂを有する構成であるが、磁極位置を検出することによって磁極位置を特定する構成であってもよい。図２５は実施の形態１に係る磁極位置特定部の他の構成例を示す図である。図２５に示す磁極位置特定部５ｄは、図１に示す磁極位置特定部５ａ，５ｂを速度検出器及び位置検出器により構成したものである。図２５に示す同期電動機１ｄは、図１に示すメイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂのそれぞれに対応する。磁極位置特定部５ｄは、位置検出器５０から出力されるモータ位置検出信号に基づいて、同期電動機１ｄの回転速度を検出する速度検出部２１と、速度検出部２１の検出結果に基づいて、同期電動機１ｄの磁極位置を検出する位置検出部２２とを備える。速度検出部２１は、モータ位置検出信号に基づいて角速度ωｅを演算し、位置検出部２２は、角速度ωｅを積分することで同期電動機１ｄの磁極位置を電気角で表す検出磁極位置θｅを演算し、演算した検出磁極位置θｅを出力する。位置検出器５０は、例えば、ロータリーエンコーダであり、同期電動機１ｄに取り付けられる。磁極位置特定部５ａ，５ｂが図２５に示す磁極位置特定部５ｄである場合も、速度検出部２１の速度検出誤差又は位置検出部２２の磁極位置検出誤差が生じる場合がある。また、磁極位置検出誤差又は速度検出誤差は、位置検出器５０の検出誤差によっても生じる。従って、磁極位置特定部５ｄによって特定される磁極位置を用いて角度差λを求めた場合、角度差λに誤差が生じる場合がある。
【０１１４】
角度差λに誤差が生じている場合、図２０に示すように、角度差λが正であるか負であるかによって磁束電流指令ｉｄ＊の補償方向を決定すると磁束電流指令ｉｄ＊の補償方向が誤った方向に調整される場合がある。図２０に示す方法によって磁束電流指令ｉｄ＊の補償方向が誤った方向に調整された場合、メイン側同期電動機１ａの磁極位置とサブ側同期電動機１ｂの磁極位置との角度差λが増大する方向へと、サブ側同期電動機１ｂのトルクが補償される。そのため、最悪の場合には、サブ側同期電動機１ｂが脱調する。
【０１１５】
そこで、磁束電流指令補償部１０は、磁束電流指令ｉｄ＊の補償方向の誤差を補償するために、上述したように、入力された角度差λに基づいて、磁束電流指令ｉｄ＊の絶対値を低減する補償値を出力する補償値生成部１０１を備える。これにより、磁束電流指令ｉｄ＊の補償方向が誤った方向に調整された場合でも、角度差λが増大することを抑制することができ、低速域の回転が不安定になることを抑制することができる。また、上述した例では、補償値生成部１０１は、角度差λの絶対値が小さくなるほど小さくなる補償値を出力し、角度差λが零の場合に補償値を零としたが、図２３および図２４に示すように、補償範囲Ｗ１のうち補償範囲Ｗ２内に角度差λがある場合に補償値を零とすることもできる。このように、角度差λが予め定められた範囲内にある場合に補償値を零とすることで、角度差λが予め定められた範囲内であれば、誤った方向へサブ側同期電動機１ｂのトルクを補償することを防止することができ、サブ側同期電動機１ｂの脱調を防ぐことができる。
【０１１６】
補償範囲Ｗ１，Ｗ２を大きくとるほど、角度差λの誤差によって生じる磁束電流指令ｉｄ＊の補償方向の誤りによる影響を低減したり、角度差λの誤差よって生じる磁束電流指令ｉｄ＊の補償方向の誤りを防止したりすることができる。一方で、予め定められた補償範囲Ｗ１が大きすぎるとサブ側同期電動機１ｂに十分なトルク補償が与えられず、かえって脱調するケースもある。また、補償値生成部１０１の出力値が零になる補償範囲Ｗ２が大きすぎるとサブ側同期電動機１ｂの速度脈動が増大し、同期電動機からの騒音又は流体利用装置の騒音が増大する。従って、補償範囲Ｗ１，Ｗ２は、磁極位置特定部５ａ，５ｂによる磁極位置の特定誤差、電流検出部４ａ，４ｂによる電流の検出誤差、サブ側同期電動機１ｂの安定駆動に要するトルク補償量、同期電動機の騒音、及び同期電動機を備える流体利用装置などの装置の騒音の少なくとも何れか一つに基づいて決定される。磁極位置特定部５ａ，５ｂによる磁極位置の特定誤差は、磁極位置推定の誤差、磁極位置検出の誤差、速度推定の誤差、及び速度検出の誤差の少なくとも一つを含む。
【０１１７】
また、磁極位置特定部５ａ，５ｂによる磁極位置の特定誤差、電流検出部４ａ，４ｂによる電流の検出誤差、同期電動機の騒音、又は流体利用装置の騒音などは、同期電動機の駆動条件又は気温の変化による同期電動機の抵抗値、インダクタンス、又は誘起電圧定数の変化に応じて、変化する。そのため、出力値を零にする補償範囲Ｗ２は同期電動機の駆動中に動的に変化させても良い。例えば、補償値生成部１０１は、同期電動機の駆動条件又は気温に基づいて、補償範囲Ｗ２を動的に変更することができる。また、補償値生成部１０１は、同期電動機の駆動中において、同期電動機の駆動条件又は気温に基づいて、補償範囲Ｗ１を動的に変更することもできる。
【０１１８】
乗算器１０２は補償値生成部１０１の出力と磁束電流指令決定部９の出力とを掛け合わせ、磁束電流指令ｉｄ＊が補償範囲Ｗ１，Ｗ２内にある場合に、磁束電流指令ｉｄ＊の絶対値の低減を行って磁束電流指令ｉｄ＊＊を生成する。このように生成された磁束電流指令ｉｄ＊＊を用いることによる効果は以下の通りである。
【０１１９】
ここまで説明してきたとおり、位置センサレス制御による駆動装置では、低速駆動時に磁束電流指令の変化によって過渡的な速度推定誤差が生じる。特許文献１に開示されるように、速度差を用いてサブ側同期電動機１ｂの駆動を安定化させる方法では、速度推定誤差の影響を直接的に受けてしまうため、制御不安定な状態となり、騒音及び振動が増加し、モータ効率が低下するなどの様々な問題が生じる。そのため、特許文献１では、１つの電力変換器で１台の同期電動機を駆動する既存の同期電動機駆動装置に比べて、回転数の下限を高くしなければならないという課題があった。そのため、既存の同期電動機駆動装置から、特許文献１で開示される技術を用いた並列駆動装置への置き換えは困難である。
【０１２０】
これに対して、実施の形態１に係る駆動装置１００は、サブ側同期電動機１ｂのトルク電流の脈動成分を用いて磁束電流指令ｉｄ＊を決定し、２台の同期電動機の磁極位置の角度差λを用いて、磁束電流指令ｉｄ＊を補償して磁束電流指令ｉｄ＊＊を生成する。これにより、磁束電流指令ｉｄ＊＊のＳ／Ｎ比が改善され、速度推定誤差の影響を受け難くなる。その結果、騒音及び振動が増加し、モータ効率が低下し、脱調するなどの問題が解決される。また、低速駆動時の安定性が改善されるため、回転数の下限値は、１つの電力変換器で１台の同期電動機を駆動する既存の同期電動機駆動装置と同等の値を維持できる。これにより、既存の同期電動機駆動装置を実施の形態１に係る駆動装置１００に置き換えることが容易となる。さらに、駆動装置１００は、２台の同期電動機の磁極位置の角度差λを用いて、磁束電流指令ｉｄ＊の絶対値を調整する。これにより、角度差λに誤差があった場合においても、低速域の回転が不安定になることを抑制できる。また、駆動装置１００は、角度差λが予め定められた範囲である補償範囲Ｗ１，Ｗ２内である場合に磁束電流指令ｉｄ＊の絶対値を予め定められた値又は磁束電流指令ｉｄ＊に応じた値に低減する。これにより、トルク補償が不十分になることを抑制しつつ、低速域の回転が不安定になることを抑制できる。なお、上述した例では、予め定められた値は、零であるが、零以外の値であってもよい。
【０１２１】
実施の形態２．
実施の形態２では、サブ側同期電動機１ｂで消費される有効電力の脈動成分を利用して磁束電流を決定する構成例について説明する。騒音及び振動が大きくなり、モータ効率が低下するなどの課題を解決するには、電機ばね共振によるサブ側同期電動機１ｂの自己発振現象を、磁束電流が大きく変化する条件でも正確に検出する必要がある。そのための１つの手法が実施の形態１で述べたトルク電流の脈動成分を用いる手法である。但し、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂに接続される負荷である機械系の慣性モーメントが比較的大きい場合、トルク電流の脈動成分の代わりに、有効電力の脈動成分を用いて磁束電流を決定しても良い。前述したとおり、ファン、ブロワーなどの流体利用装置では機械系の慣性モーメントが大きい場合があるため、このような場合、推定速度信号を観測するよりも、有効電力の脈動成分を観測した方が良い。
【０１２２】
図２６は本発明の実施の形態２に係る駆動装置の構成例を示す図である。実施の形態２に係る駆動装置１００Ａは、図１に示す脈動成分抽出部７０の代わりに、脈動成分抽出部７０Ａを備える。脈動成分抽出部７０Ａは、サブ側有効電力脈動成分抽出部１１を備える。その他の構成については、実施の形態１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。
【０１２３】
有効電力Ｐｘは三相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊と相電流ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊を用いて下記（１８）式により求めることができる。添字「ｘ」はメイン側とサブ側を区別するためのものである。Ｒａは電機子抵抗である。三相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊は、電流制御部６から得られる。相電流ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊は電流検出部４ｂから得られる。
【０１２４】
【数１８】
2021005725.tif 000020
【０１２５】
上記（１８）式の右辺の第二項は電機子抵抗による銅損を表す。厳密には銅損も有効電力の一部であるが、ここで知りたい情報はサブ側同期電動機１ｂのトルク脈動に相当するものであるから、銅損を差し引いておいた方が良い。但し、電機子抵抗が無視できる程度に小さい場合もあるため、その場合は右辺第一項のみを計算するようにしても構わない。
【０１２６】
機械系の慣性モーメントが大きく、かつ、速度脈動が微小である場合、有効電力の脈動はトルクの脈動によって生じたものであると考えられる。従って、この場合、サブ側有効電力脈動成分抽出部１１は、実施の形態１で説明したサブ側トルク電流脈動成分抽出部７と同様の演算処理を行い、サブ側同期電動機１ｂの有効電力から有効電力に含まれる脈動成分である有効電力脈動成分を抽出する。この情報を用いて磁束電流指令ｉｄ＊を決定すれば、実施の形態１と同様の効果が得られる。
【０１２７】
なお、実施の形態２の磁束電流指令決定部９は、実施の形態１と同様にゲイン乗算部９１及び位相調整部９２を備えるが、実施の形態２のゲイン乗算部９１は、入力信号である有効電力脈動成分のゲインを調整し、実施の形態２の位相調整部９２は、入力信号である有効電力脈動成分の位相を調整する。また、実施の形態２の磁束電流指令決定部９は、実施の形態１と同様に、ゲイン乗算部９１と位相調整部９２の何れか一方だけで系の安定性を確保できるのであれば、必ずしもゲイン乗算部９１及び位相調整部９２の双方を備える必要は無い。
【０１２８】
実施の形態２に係る駆動装置１００Ａは、同期電動機に接続される負荷の慣性モーメントが大きい場合に有用であり、実施の形態１に比べて、座標変換の演算を用いない分、計算量が少ないため、簡易な構成の演算装置を用いる場合には有用である。具体的には、実施の形態１のサブ側トルク電流脈動成分抽出部７は、電流検出部４ｂで検出された三相座標系の電流を、磁極位置特定部５ｂからの信号を用いて、回転する直交座標系に座標変換して、トルク電流を求め、そのトルク電流の脈動成分を抽出している。これに対して、実施の形態２では、サブ側有効電力脈動成分抽出部１１が、上記（１８）式のように、電流検出部４ｂで検出された三相座標系の電流をそのまま用いて有効電力を求め、この有効電力の脈動成分を抽出している。そして実施の形態２の磁束電流指令決定部９は、この脈動成分を利用して磁束電流指令ｉｄ＊を決定することができる。そのため実施の形態２では、座標変換が不要となり、計算量が少なくなる。慣性モーメントが大きいアプリケーションの場合、上記のように有効電力の脈動成分を観測することで、座標変換が１回不要になるため、実施の形態２では演算負荷を減らすことが可能となる。
【０１２９】
また、実施の形態２に係る駆動装置１００Ａは、実施の形態１と同様に、磁束電流指令補償部１０を備えており、２台の同期電動機の磁極位置の角度差λを用いて、磁束電流指令ｉｄ＊の絶対値を調整する。これにより、角度差λに誤差があった場合においても、低速域の回転が不安定になることを抑制できる。
【０１３０】
実施の形態３．
図２７は本発明の実施の形態３に係る駆動装置の構成例を示す図である。実施の形態３に係る駆動装置１００Ｂは、図１に示す脈動成分抽出部７０の代わりに、脈動成分抽出部７０Ｂを備える。脈動成分抽出部７０Ｂは、サブ側トルク電流脈動成分抽出部７と、メイン側トルク電流脈動成分抽出部１２と、減算器８ａとを備える。その他の構成については、実施の形態１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。
【０１３１】
実施の形態３では、サブ側同期電動機１ｂのトルク電流の脈動成分であるトルク電流脈動成分とメイン側同期電動機１ａのトルク電流の脈動成分であるトルク電流脈動成分との差から磁束電流指令を決定する構成例について説明する。実施の形態１，２の駆動装置１００，１００Ａは、メイン側同期電動機１ａのトルク電流の脈動成分が定常状態では微小であることを前提とした構成となっている。メイン側同期電動機１ａはベクトル制御されているので、トルク電流指令値が一定値であればメイン側同期電動機１ａのトルク電流は指令値に追従するはずである。しかしながら、現実には様々な外乱要因によってメイン側同期電動機１ａのトルク電流は脈動する。外乱要因としては、電力変換器２を構成する直列の上下アームの半導体素子の短絡防止時間、電流センサのオフセット、電流センサのゲインアンバランス、回転子に設けられる磁石から発生する磁束の歪みなどが考えられる。これらの要因によるトルク電流脈動は、サブ側同期電動機１ｂでも同様に発生する。また、実施の形態１，２では、トルク電流指令に何らかの交流成分が重畳されている場合、これも磁束電流指令決定部９にとっては外乱となる。トルク電流指令に重畳された外乱成分によって、サブ側同期電動機１ｂにもその周波数のトルク電流脈動が発生するが、当該外乱成分は、電機ばね共振による自己発振とは異なる原因で発生したものであるため、当該外乱成分を磁束電流指令決定部９にフィードバックするのは適切でない。
【０１３２】
実施の形態１のサブ側トルク電流脈動成分抽出部７と実施の形態３のメイン側トルク電流脈動成分抽出部１２はハイパスフィルタ、バンドパスフィルタなどにより構成される。サブ側同期電動機１ｂをより的確に安定化させるためには、上記の外乱要因の影響を排除することが望ましい。しかしながら、ハイパスフィルタでは外乱の除去特性が悪く、バンドパスフィルタでも外乱の除去特性を良くするためには電機ばね共振角周波数の計測が必要となる。こういった事情から、より簡易な方法で外乱の影響を除去するため、実施の形態３は、メイン側同期電動機１ａで発生するトルク電流の脈動成分を、サブ側同期電動機１ｂのトルク電流の脈動成分から差し引くよう構成したのである。
【０１３３】
そのため実施の形態３に係る駆動装置１００Ｂは、サブ側トルク電流脈動成分抽出部７に加えて、メイン側トルク電流脈動成分抽出部１２を備える。メイン側トルク電流脈動成分抽出部１２は、電流検出部４ａによって検出された第１の電流に基づいて、メイン側同期電動機１ａに流れるトルク電流に含まれる脈動成分であるトルク電流脈動成分を抽出する。また駆動装置１００Ｂは、サブ側トルク電流脈動成分抽出部７からのトルク電流脈動成分とメイン側トルク電流脈動成分抽出部１２からのトルク電流脈動成分との差分を求める減算器８ａを備える。
【０１３４】
メイン側トルク電流脈動成分抽出部１２は、メイン側同期電動機１ａのトルク電流の脈動成分を計算する。計算法は実施の形態１で述べたサブ側トルク電流脈動成分抽出部７と同様の方法で良い。減算器８ａでは、２台の同期電動機のそれぞれに発生するトルク電流の脈動成分の差分が計算され、磁束電流指令決定部９は、当該差分を用いて磁束電流指令を決定する。
【０１３５】
このように構成することで、より安定に２台の同期電動機を並列駆動することが可能となる。なお、実施の形態３では、２台の同期電動機のそれぞれに発生するトルク電流の脈動成分の差分を用いる方法を説明したが、その代わりに有効電力の脈動成分の差分を用いても良い。図２８は実施の形態３に係る駆動装置の他の構成例を示す図である。図２８に示す駆動装置１００Ｂの脈動成分抽出部７０Ｂは、サブ側同期電動機１ｂで消費される有効電力に含まれる脈動成分である有効電力脈動成分とメイン側同期電動機１ａで消費される有効電力に含まれる脈動成分である有効電力脈動成分との差から磁束電流指令ｉｄ＊を決定する。脈動成分抽出部７０Ｂは、サブ側有効電力脈動成分抽出部１１と、メイン側有効電力脈動成分抽出部１３と、減算器８ａとを備える。サブ側有効電力脈動成分抽出部１１は、電流検出部４ｂによって検出された第２の電流に基づいて、サブ側同期電動機１ｂで消費される有効電力に含まれる脈動成分を計算する。また、メイン側有効電力脈動成分抽出部１３は、電流検出部４ａによって検出された第１の電流に基づいて、メイン側同期電動機１ａで消費される有効電力に含まれる脈動成分を計算する。計算法は実施の形態２で述べたサブ側有効電力脈動成分抽出部１１と同様の方法で良い。減算器８ａでは、２台の同期電動機で消費される有効電力の脈動成分の差分が計算され、磁束電流指令決定部９は、減算器８ａで計算された差分を用いて磁束電流指令ｉｄ＊を決定する。
【０１３６】
また、実施の形態３の脈動成分抽出部７０Ｂは、サブ側トルク電流脈動成分抽出部７とメイン側有効電力脈動成分抽出部１３とを備える構成であってもよい。この場合、脈動成分抽出部７０Ｂは、サブ側トルク電流脈動成分抽出部７で計算されるトルク電流の脈動成分とメイン側有効電力脈動成分抽出部１３で計算される有効電力の脈動成分とを同一のスケールに換算してから減算器８ａによって差分を求める。また、実施の形態３の脈動成分抽出部７０Ｂは、サブ側有効電力脈動成分抽出部１１とメイン側トルク電流脈動成分抽出部１２とを備える構成であってもよい。この場合、脈動成分抽出部７０Ｂは、サブ側有効電力脈動成分抽出部１１で計算される有効電力の脈動成分とメイン側トルク電流脈動成分抽出部１２で計算されるトルク電流の脈動成分とを同一のスケールに換算してから減算器８ａによって差分を求める。
【０１３７】
また、実施の形態３に係る駆動装置１００Ｂは、実施の形態１と同様に、磁束電流指令補償部１０を備えており、２台の同期電動機の磁極位置の角度差λを用いて、磁束電流指令ｉｄ＊の絶対値を調整する。これにより、角度差λに誤差があった場合においても、低速域の回転が不安定になることを抑制できる。
【０１３８】
なお、上述した磁束電流指令決定部９は、脈動成分抽出部７０，７０Ａ，７０Ｂによって抽出された脈動成分に基づいて磁束電流指令ｉｄ＊を決定するが、磁束電流指令決定部９による磁束電流指令ｉｄ＊の決定方法は上述した例に限定されない。例えば、磁束電流指令決定部９は、２台の同期電動機の速度差を用いて磁束電流指令ｉｄ＊を決定することもできる。このような場合であっても、特許文献１に開示される技術と同様に、２台の同期電動機の磁極位置の角度差λを用いて、磁束電流指令ｉｄ＊の絶対値を調整することで、角度差λに誤差があった場合においても、低速域の回転が不安定になることを抑制できる。
【０１３９】
実施の形態４．
実施の形態４では、リミッタを含む磁束電流指令補償部を用いて磁束電流指令を補償する構成例について説明する。図２９は本発明の実施の形態４に係る駆動装置の構成例を示す図である。図２９に示す駆動装置１００Ｃは、磁束電流指令補償部１０の代わりに、磁束電流指令補償部１０Ｃを備える。その他の構成については、実施の形態１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。なお、駆動装置１００Ｃは、脈動成分抽出部７０の代わりに、脈動成分抽出部７０Ａ又は脈動成分抽出部７０Ｂを備える構成であってもよい。
【０１４０】
図２９に示す磁束電流指令補償部１０Ｃは、磁束電流指令ｉｄ＊が負である区間では、磁束電流指令ｉｄ＊の絶対値を低減し、出力する磁束電流指令ｉｄ＊＊を零にする。これにより、駆動装置１００Ｃは、同期電動機への印加電圧の低下を防ぐことができ、同期電動機の駆動の安定性を向上することができる。その理由は、以下の通りである。
【０１４１】
磁束電流指令ｉｄ＊＊によりサブ側同期電動機１ｂのトルクを補償することでサブ側同期電動機１ｂが安定して駆動することができるが、磁束電流指令ｉｄ＊＊が負の場合、同期電動機に印加する電圧が小さくなる。そのため、外乱などによって同期電動機の駆動の安定性が損なわれる可能性がある。ここで、外乱とは、例えば、同期電動機の抵抗値の誤差、同期電動機のインダクタンスの誤差、同期電動機の誘起電圧定数の誤差、又は電流検出部４ａ，４ｂの誤差などである。
【０１４２】
図３０は実施の形態４に係るメイン側同期電動機の磁極位置から見たサブ側同期電動機の磁極位置の差である角度差の変化と磁束電流指令の値の変化の一例を示す図である。図３０において、横軸は時間であり、縦軸は、それぞれ上から順に、メイン側同期電動機１ａの磁極位置から見たサブ側同期電動機１ｂの磁極位置の差である角度差λ、角度差λの絶対値、角度差λの絶対値の時間変化量、磁束電流指令ｉｄ＊、及び磁束電流指令補償部１０Ｃから出力される磁束電流指令ｉｄ＊＊である。
【０１４３】
実施の形態１から３の駆動装置１００，１００Ａ，１００Ｂでは角度差λが時間変化に伴い減少する場合にも磁束電流指令ｉｄ＊＊によるトルク補償を実施するが、磁極位置の角度差λの絶対値が時間変化に伴い減少する場合には磁束電流指令ｉｄ＊＊によるトルク補償をしなくても、メイン側同期電動機１ａにサブ側同期電動機１ｂの位相が近づくので安定動作する。また、角度差λの絶対値が時間変化に伴い増加する場合、角度差λの絶対値の時間変化量は正であり、角度差λの絶対値が時間変化に伴い減少する場合、角度差λの絶対値の時間変化量は負である。従って、角度差λの絶対値の時間変化量が負の場合、磁束電流指令ｉｄ＊＊によるトルク補償をしなくても、同期電動機は安定動作すると考えられる。図３０に示す例では、角度差λの絶対値の時間変化量と磁束電流指令決定部９から出力される磁束電流指令ｉｄ＊とは位相がほぼ同じである。従って、磁束電流指令ｉｄ＊が負の区間では磁束電流を流さないようにすることで、同期電動機への印加電圧の低下を防ぐことができ、同期電動機の駆動の安定性を向上できる。さらに同期電動機に無駄な磁束電流を流さないことにより電力効率が向上する。
【０１４４】
図３１は実施の形態４に係る磁束電流指令決定部及び磁束電流指令補償部の構成例を示す図である。図３２は図３１に示すリミッタによる処理を説明するための第１の図である。図３３は図３１に示すリミッタによる処理を説明するための第２の図である。図３４は図３１に示すリミッタによる処理を説明するための第３の図である。図３５は図３１に示すリミッタによる処理を説明するための第４の図である。図３２から図３５において、横軸はリミッタの入力値であり、縦軸はリミッタの出力値である。
【０１４５】
図３１に示すように、実施の形態４に係る磁束電流指令補償部１０Ｃは、リミッタ１０３を有する点で、実施の形態１から３に係る磁束電流指令補償部１０と異なる。リミッタ１０３は乗算器１０２によって補償値が乗算された磁束電流指令ｉｄ＊の絶対値を低減する手段である。リミッタ１０３の特性を図３２に示す特性にすることで、乗算器１０２によって補償値が乗算された磁束電流指令ｉｄ＊が負である場合であっても、磁束電流指令ｉｄ＊＊を零にすることができる。図３２に示す特性のリミッタ１０３では、入力値が負である場合に出力値が零になり、入力値が正である場合に出力値は入力値と同じ値になる。そのため、乗算器１０２によって補償値が乗算された磁束電流指令ｉｄ＊が負である場合、リミッタ１０３から出力される磁束電流指令ｉｄ＊＊は零になる。
【０１４６】
リミッタ１０３の特性は、図３３に示すように、出力値に上限値が設けられた特性であってもよい。図３３に示す特性のリミッタ１０３は、磁束電流指令ｉｄ＊が大きすぎて制限しなければ過電流が検知されてしまう場合において、大きさが制限された状態で磁束電流指令ｉｄ＊＊を出力することができ、過電流が検知されることを抑制することができる。なお、図３３に示す特性では、入力値が上限値未満である場合には出力値は入力値と同じ値になり、入力値が上限値以上である場合に出力値は上限値になる。
【０１４７】
また、リミッタ１０３の特性は、図３４に示すように、入力値が正の値であっても入力値が閾値ｔｈ１未満である場合は出力値を零にし、入力値が閾値ｔｈ１以上である場合に出力値を入力値に応じて変化させる特性であってもよい。磁束電流指令ｉｄ＊が正の値であってもその絶対値が小さい場合、例えば、電流検出部４ａにおける電流の検出誤差などによって、同期電動機に印加される電圧が減少する場合がある。また、磁束電流指令ｉｄ＊が負の値であってもその絶対値が小さい場合、電流検出部４ａにおける電流の検出誤差または電流検出部４ｂにおける電流の検出誤差などによって、同期電動機に印加される電圧が増加する場合がある。このように電流検出部４ａにおける電流の検出誤差などがある場合でも、図３４に示す特性を有するリミッタ１０３によって、出力される磁束電流指令ｉｄ＊＊を零にすることができる。なお、図３４に示す特性では、入力値が閾値ｔｈ１以上である場合には、入力値から閾値ｔｈ１を減算した値が出力値になるが、出力値は入力値と同じ値であってもよい。
【０１４８】
また、リミッタ１０３の特性は、図３２から図３４に示す例に限定されず、図３２から図３４に示す特性を任意に組み合わせた特性であってもよい。例えば、リミッタ１０３の特性は、図３５に示すように、入力値が閾値ｔｈ１未満である場合に出力値を零にし、入力値が閾値ｔｈ１以上である場合に出力値を入力値に応じて変化させ、入力値が閾値ｔｈ２以上である場合に出力値を上限値にする特性であってもよい。なお、図３５に示す特性では、入力値が閾値ｔｈ１以上且つ閾値ｔｈ２未満である場合には、入力値から閾値ｔｈ１を減算した値が出力値になるが、出力値は入力値と同じ値であってもよい。
【０１４９】
このように、リミッタ１０３を有する磁束電流指令補償部１０Ｃによって角度差λの絶対値の時間変化量が減少する場合において磁束電流指令ｉｄ＊＊は零になるため、同期電動機への印加電圧が低減することを抑制できる。そのため、同期電動機を安定駆動することができ、さらに同期電動機の駆動効率を高めることができる。なお、図３１に示す磁束電流指令補償部１０Ｃは、実施の形態１と同様の補償値生成部１０１及び乗算器１０２を有するが、補償値生成部１０１及び乗算器１０２は必ずしも必要ではなく、補償値生成部１０１及び乗算器１０２を設けない構成であってもよい。すなわち、磁束電流指令補償部１０Ｃは、磁束電流指令ｉｄ＊が直接リミッタ１０３に入力される構成であってもよい。この場合でも、角度差λの絶対値の時間変化量が減少する場合において磁束電流指令ｉｄ＊＊は零になるため、角度差λの誤差による影響を低減したり、同期電動機への印加電圧が低減したりすることを抑制できる。そのため、同期電動機を安定駆動することができ、さらに同期電動機の駆動効率を高めることができる。磁束電流指令補償部１０Ｃにおいて、補償値生成部１０１及び乗算器１０２を用いない場合、磁束電流指令ｉｄ＊＊の立ち上がりは、図３０に示す磁束電流指令ｉｄ＊＊よりも急峻になる。
【０１５０】
実施の形態５．
実施の形態５では、角度差λの絶対値の時間微分値を用いた磁束電流指令補償部により磁束電流指令を低減する手法について説明する。図３６は本発明の実施の形態５に係る駆動装置の構成例を示す図である。図３６に示す駆動装置１００Ｄは、磁束電流指令補償部１０の代わりに、磁束電流指令補償部１０Ｄを備える。その他の構成については、実施の形態１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。なお、駆動装置１００Ｄは、脈動成分抽出部７０の代わりに、脈動成分抽出部７０Ａ又は脈動成分抽出部７０Ｂを備える構成であってもよい。
【０１５１】
図３６に示す磁束電流指令補償部１０Ｄは、角度差λの絶対値の時間微分値が負である場合、磁束電流指令ｉｄ＊の絶対値を低減し、出力する磁束電流指令ｉｄ＊＊を零にする。これにより、駆動装置１００Ｄは、同期電動機への印加電圧の低下を防ぐことができ、同期電動機の駆動の安定性を向上することができる。その理由は、以下の通りである。
【０１５２】
実施の形態４に係る磁束電流指令補償部１０Ｃでは、角度差λの絶対値の時間変化量と磁束電流指令ｉｄ＊とが同位相であることを前提として、磁束電流指令ｉｄ＊が負である区間では、出力する磁束電流指令ｉｄ＊＊を零にしている。しかしながら、２台の同期電動機の角度差λの絶対値の時間変化量と磁束電流指令ｉｄ＊とは位相が異なることもある。
【０１５３】
図３７は実施の形態５に係るメイン側同期電動機の磁極位置から見たサブ側同期電動機の磁極位置の差である角度差の変化と磁束電流指令の値の変化の一例を示す図である。図３７において、横軸は時間であり、縦軸は、それぞれ上から順に、角度差λ、角度差λの絶対値、角度差λの絶対値の時間変化量、磁束電流指令ｉｄ＊、及び磁束電流指令補償部１０Ｄから出力される磁束電流指令ｉｄ＊＊である。
【０１５４】
図３７に示す例では、角度差λの絶対値の時間変化量と磁束電流指令ｉｄ＊とが互いに位相が異なる点で、角度差λの絶対値の時間変化量と磁束電流指令ｉｄ＊とが同位相である図３０に示す例と異なる。角度差λの絶対値の時間変化量と磁束電流指令ｉｄ＊とが互いに位相が異なる場合、図３１に示すリミッタ１０３を用いて磁束電流指令ｉｄ＊を調整すると、角度差λの絶対値の時間変化量が正の場合、すなわち、角度差λの絶対値が増加する場合にも磁束電流指令ｉｄ＊＊を零としてしまい、同期電動機の駆動の安定性が悪化する可能性がある。
【０１５５】
そこで、実施の形態５に係る磁束電流指令補償部１０Ｄは、角度差λの絶対値の時間微分値ｄλ／ｄｔを用いて磁束電流指令ｉｄ＊を調整する。図３８は実施の形態５に係る磁束電流指令決定部及び磁束電流指令補償部の構成例を示す図である。図３８に示すように、磁束電流指令補償部１０Ｄは、補償値生成部１０１と、乗算器１０２と、微分器１０４と、補償値調整部１０５とを備える。図３８に示す微分器１０４は、角度差λを入力値とし、時間微分値ｄλ／ｄｔを出力値とする。微分器１０４は、下記（１９）式の処理を行うことで、時間微分値ｄλ／ｄｔを求める。但し、θｅｓは、メイン側同期電動機１ａの磁極位置、θｅｍは、サブ側同期電動機１ｂの磁極位置である。また、角度差λの時間微分値ｄλ／ｄｔは、上述した角度差λの絶対値の時間変化量である。
【０１５６】
【数１９】
2021005725.tif 000021
【０１５７】
補償値調整部１０５は、微分器１０４から出力される時間微分値ｄλ／ｄｔに基づいて、調整値を生成する調整値生成部１０６と、補償値生成部１０１によって生成された補償値に調整値生成部１０６で生成された調整値を乗算する乗算器１０７とを備える。これにより、補償値生成部１０１によって生成された補償値は、調整値生成部１０６で生成された調整値によって調整され、調整された補償値が乗算器１０２へ出力される。
【０１５８】
図３９は図３８に示す調整値生成部による処理を説明するための第１の図である。図４０は図３８に示す調整値生成部による処理を説明するための第２の図である。図４１は図３８に示す調整値生成部による処理を説明するための第３の図である。図４２は図３８に示す調整値生成部による処理を説明するための第４の図である。図３９から図４２は、調整値生成部１０６の入出力特性を示している。図３９から図４２において、横軸は、調整値生成部１０６の入力の値である時間微分値ｄλ／ｄｔを示し、縦軸は、調整値生成部１０６の出力の値である調整値を示す。
【０１５９】
調整値生成部１０６の入出力特性が図３９に示す特性である場合、調整値生成部１０６は、時間微分値ｄλ／ｄｔが正である場合、「１」を調整値として出力し、時間微分値ｄλ／ｄｔが負である場合に零を調整値として出力する。乗算器１０７は、補償値生成部１０１から出力される補償値に調整値生成部１０６から出力される調整値を乗算し、乗算結果を調整後の補償値として乗算器１０２へ出力する。これにより、時間微分値ｄλ／ｄｔが負である場合において乗算器１０２へ出力される補償値が零になり、角度差λの絶対値が低下する場合に磁束電流の補償を実施しないため、同期電動機への印加電圧の低下を防ぐことができ、同期電動機の駆動の安定性を向上できる。さらに、同期電動機に無駄な磁束電流を流さないことにより電力効率が向上する。
【０１６０】
また、時間微分値ｄλ／ｄｔが零付近で正負を繰り返す場合における出力の変動を抑えたい場合、調整値生成部１０６の入出力特性を図４０に示す特性にしてもよい。調整値生成部１０６の入出力特性が図４０に示す特性である場合、調整値生成部１０６は、時間微分値ｄλ／ｄｔが正であり且つ閾値ｔｈ３未満である場合、時間微分値ｄλ／ｄｔが零に近づくほど出力する調整値を減少させる。
【０１６１】
また、角度差λの絶対値の時間変化量が正であっても角度差λの絶対値の時間増加率が小さい場合に磁束電流の補償を実施しなくても良い場合、調整値生成部１０６の入出力特性を図４１に示す特性にしてもよい。調整値生成部１０６の入出力特性が図４１に示す特性の場合、調整値生成部１０６は、時間微分値ｄλ／ｄｔが正であって閾値ｔｈ４未満である場合、出力する調整値を零にする。
【０１６２】
また、調整値生成部１０６の入出力特性は、図４０に示す特性と図４１に示す特性を組み合わせた特性であってもよい。調整値生成部１０６の入出力特性が図４２に示す特性の場合、調整値生成部１０６は、時間微分値ｄλ／ｄｔが正であって閾値ｔｈ４以上である場合、出力する調整値を「１」にし、時間微分値ｄλ／ｄｔが正であり且つ閾値ｔｈ３以上閾値ｔｈ４未満である場合、時間微分値ｄλ／ｄｔが閾値ｔｈ３に近づくほど出力する調整値を減少させる。なお、調整値生成部１０６の入出力特性は、図３９から図４２の例に限定されない。
【０１６３】
このように、磁束電流指令補償部１０Ｄは、同期電動機への印加電圧の低減を防ぐことができるため、同期電動機の駆動の安定性を向上できる。さらに同期電動機に無駄な磁束電流を流さないことにより電力効率が向上する。
【０１６４】
なお、磁束電流指令補償部１０Ｄは、補償値調整部１０５を設けない構成であってもよい。例えば、磁束電流指令補償部１０Ｄは、微分器１０４と、微分器１０４から出力される時間微分値ｄλ／ｄｔに対応する補償値を出力する補償値生成部１０１と、磁束電流指令ｉｄ＊に補償値を掛け合わせる乗算器１０２とを備える構成であってもよい。この場合、補償値生成部１０１は、補償値調整部１０５と同じ入出力特性を有する。例えば、補償値生成部１０１は、図３９に示す補償値調整部１０５の入出力特性と同じ入出力特性を有する場合、時間微分値ｄλ／ｄｔが正である場合、「１」を補償値として出力し、時間微分値ｄλ／ｄｔが負である場合に零を補償値として出力する。この場合でも、角度差λの絶対値の時間変化量が減少する場合において磁束電流指令ｉｄ＊＊は零になるため、角度差λの誤差による影響を低減したり、同期電動機への印加電圧が低減したりすることを抑制できる。そのため、同期電動機を安定駆動することができ、さらに同期電動機の駆動効率を高めることができる。磁束電流指令補償部１０Ｄにおいて、上述したように補償値調整部１０５を用いない場合、磁束電流指令ｉｄ＊＊の立ち上がりは、図３７に示す磁束電流指令ｉｄ＊＊よりも急峻になる。
【０１６５】
実施の形態６．
実施の形態６では、実施の形態１，２，３，４，５に係る駆動装置１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄを用いた流体利用装置の構成例について説明する。図４３は本発明の実施の形態６に係る流体利用装置の構成例を示す図である。実施の形態６では、メイン側同期電動機１ａの回転軸にプロペラファン３００ａが設けられ、サブ側同期電動機１ｂの回転軸にプロペラファン３００ｂが設けられている流体利用装置３００について説明する。
【０１６６】
図４３に示す流体利用装置３００は、実施の形態１の駆動装置１００を備え、駆動装置１００は電力変換器駆動装置２００を備える。電力変換器駆動装置２００は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２を備える。図１に示す各機能、すなわち電流制御部６、磁極位置特定部５ａ，５ｂ、サブ側トルク電流脈動成分抽出部７、減算器８、磁束電流指令決定部９及び磁束電流指令補償部１０は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２を用いてその機能が実現される。
【０１６７】
図４３に示すようにプロセッサ２０１及びメモリ２０２を利用する場合、上記の各機能のそれぞれは、ソフトウェア、ファームウェア又はこれらの組合せにより実現される。ソフトウェア又はファームウェアはプログラムとして記述され、メモリ２０２に記憶される。プロセッサ２０１はメモリ２０２に記憶されたプログラムを読み出して実行する。またこれらのプログラムは、上記の各機能のそれぞれが実行する手順及び方法をコンピュータに実行させるものであるとも言える。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）、又はＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ  Ｅｒａｓａｂｌｅ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）といった半導体メモリが該当する。半導体メモリは不揮発性メモリでもよいし揮発性メモリでもよい。またメモリ２０２は、半導体メモリ以外にも、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク又はＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ  Ｄｉｓｃ）が該当する。なお、プロセッサ２０１は、演算結果等のデータをメモリ２０２に出力しても記憶させても良いし、メモリ２０２を介して不図示の補助記憶装置に当該データを記憶させてもよい。
【０１６８】
なお、流体利用装置３００は、駆動装置１００の代わりに実施の形態２の駆動装置１００Ａ、実施の形態３の駆動装置１００Ｂ、実施の形態４の駆動装置１００Ｃ、又は実施の形態５の駆動装置１００Ｄを備えてもよい。この場合、図２６に示す電流制御部６、磁極位置特定部５ａ，５ｂ、サブ側有効電力脈動成分抽出部１１、減算器８、磁束電流指令決定部９及び磁束電流指令補償部１０は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２を用いてその機能が実現される。また、図２７に示す電流制御部６、磁極位置特定部５ａ，５ｂ、サブ側トルク電流脈動成分抽出部７、メイン側トルク電流脈動成分抽出部１２、減算器８、減算器８ａ、磁束電流指令決定部９及び磁束電流指令補償部１０は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２を用いてその機能が実現される。また、図２９に示す電流制御部６、磁極位置特定部５ａ，５ｂ、サブ側トルク電流脈動成分抽出部７、減算器８、磁束電流指令決定部９及び磁束電流指令補償部１０Ｃは、プロセッサ２０１及びメモリ２０２を用いてその機能が実現される。また、図３６に示す電流制御部６、磁極位置特定部５ａ，５ｂ、サブ側トルク電流脈動成分抽出部７、減算器８、磁束電流指令決定部９及び磁束電流指令補償部１０Ｄは、プロセッサ２０１及びメモリ２０２を用いてその機能が実現される。
【０１６９】
実施の形態１でも述べたように、電力変換器２はメイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂに任意の交流電力を供給できるものであれば、基本的にどのような回路構成でも構わない。電流検出部４ａ，４ｂで検出された電流の情報はプロセッサ２０１へ送信される。
【０１７０】
２つのプロペラファン３００ａ，３００ｂは、互いに同一形状のものであっても良いし、異なる形状のものであっても良い。また、２つのプロペラファン３００ａ，３００ｂの空気の流路は必ずしも同じでなくとも良い。例えば流体利用装置３００が空気調和機の場合、２つのプロペラファン３００ａ，３００ｂは、当該空気調和機の室外機内の送風室に設けられる２つの送風ファンに相当し、上記の空気の流路は、当該送風室に相当する。送風室は、室外機の側面板、天井板、底板、熱交換器などに囲まれることで形成される空間である。送風室には、プロペラファン３００ａ，３００ｂが回転することによって空気の流れが形成される。
【０１７１】
２つのプロペラファン３００ａ，３００ｂの回転数と負荷トルクとの特性は、異なっていた方が安定に並列駆動しやすいため、２台の同期電動機に異なる形状のファンを設けてもよいし、一方のファンが設けられる流路の断面積を、他方のファンが設けられる流路の断面積よりも小さくしても良い。また、一方の同期電動機でプロペラファンを駆動し、他方の同期電動機でポンプを駆動するなど、それぞれ異なる仕様の流体利用装置を駆動する構成としても良い。
【０１７２】
なお図４３には示されていないが、流体利用装置３００は、電力変換器２が出力する電圧を検出する電圧検出部を備え、電圧検出部で検出された電圧情報がプロセッサ２０１へ入力されるように構成してもよい。また図４３には示されていないが、流体利用装置３００は、ファンの風速を計測する風速センサを備え、風速センサで検出された風速情報がプロセッサ２０１へ入力されるように構成してもよい。また図４３には示されていないが、ファンによって冷却される対象物の温度を検出する温度センサを備え、温度センサで検出された温度情報がプロセッサ２０１へ入力されるように構成してもよい。
【０１７３】
流体利用装置３００の流体負荷は、ダンパ特性を持っており、高回転域では、そのダンパ特性がオープンループ駆動された同期電動機の駆動を安定化させる。しかしながら、低回転域では、そのダンパ特性が弱まり、同期電動機の駆動が不安定になるため、流体利用装置３００は実施の形態１，２，３，４，５で述べた並列駆動法を利用する。これにより、実施の形態６では、幅広い速度範囲で同期電動機の並列駆動を実現することができる。また、実施の形態６では、高度なトルク制御の必要がないため、１つの電力変換器で１台の同期電動機を駆動する既存の同期電動機駆動装置を改修することによって、コストの増加を抑制しながら２つのプロペラファン３００ａ，３００ｂを駆動可能な流体利用装置３００を得ることができる。
【０１７４】
実施の形態７．
実施の形態７では、実施の形態６に係る流体利用装置３００を用いた空気調和機の構成例について説明する。図４４は本発明の実施の形態７に係る空気調和機の構成例を示す図である。実施の形態７に係る空気調和機４００は、流体利用装置３００、冷媒圧縮機４０１、凝縮器４０３、受液器４０４、膨張弁４０５及び蒸発器４０６を備える。冷媒圧縮機４０１と凝縮器４０３との間は配管で接続される。同様に、凝縮器４０３と受液器４０４との間は配管で接続され、受液器４０４と膨張弁４０５との間は配管で接続され、膨張弁４０５と蒸発器４０６との間は配管で接続され、蒸発器４０６と冷媒圧縮機４０１との間は配管で接続される。これにより、冷媒圧縮機４０１、凝縮器４０３、受液器４０４、膨張弁４０５及び蒸発器４０６には冷媒が循環する。なお、図４４では図示が省略されているが、流体利用装置３００は、図１などに示す電流検出部４ａ，４ｂ、磁極位置特定部５ａ，５ｂなどを備える。
【０１７５】
空気調和機４００では冷媒の蒸発、圧縮、凝縮、膨張という工程が繰り返し行われるため、冷媒は液体から気体へ変化し、さらに気体から液体へ変化することにより、冷媒と機外空気との間で熱交換が行われる。
【０１７６】
蒸発器４０６は、低圧の状態で冷媒液を蒸発させ、蒸発器４０６の周囲の空気から熱を奪うことによって、冷却作用を発揮するものである。冷媒圧縮機４０１は、冷媒を凝縮するために蒸発器４０６でガス化された冷媒ガスを圧縮して、高圧のガスにするものである。凝縮器４０３は、冷媒圧縮機４０１で高温になった冷媒ガスの熱を放出することで、高圧の冷媒ガスを凝縮し、冷媒液に変換するものである。流体利用装置３００は、プロペラファン３００ａ，３００ｂを回転することによって、風を発生させて、この風を凝縮器４０３に通過させることにより、凝縮器４０３を冷却する。膨張弁４０５は、冷媒を蒸発させるために、冷媒液を絞り膨張して、冷媒液を低圧の液に変換するものである。受液器４０４は循環する冷媒量の調節のために設けられるもので、小型の装置では省略しても良い。
【０１７７】
空気調和機４００の大出力化に伴って凝縮器４０３が大型化すると、凝縮器４０３を冷却するための冷却装置として機能する流体利用装置３００の冷却性能を増加させる必要が生じる。但し、凝縮器４０３の寸法を大きくするのに合わせて、冷却装置として機能する流体利用装置３００の仕様変更を行うのは煩雑である。また、流体利用装置３００の冷却性能を増加させるために、流体利用装置３００を大出力化するためには、流体利用装置３００を量産するための製造ラインの変更が必要となる場合もあり、製造ラインを構築するための初期投資がかさむ。そのため、大型の空気調和機４００では、複数の冷却ファンを備えた流体利用装置３００を使用することで冷却性能を向上させている。
【０１７８】
また、空気調和機４００には、低コスト化の要求が高く、その一方で省エネルギー規制が年々強化されているため高効率化も要求されている。近年の省エネルギー規制では、定格動作点だけでなく、低出力駆動の動作点での駆動効率も重要視される。そのために冷却ファンの動作回転数の下限値を極力引き下げる必要がある。
【０１７９】
ここまで述べてきたとおり、特許文献１で開示される技術を用いた並列駆動装置は、コスト面では非常に優れているものの、これを位置センサレス制御で構成しようとすると、低回転域での駆動が不安定となる課題がある。特に空気調和機４００では、流体利用装置３００の電力変換器２で発生するキャリア騒音を減らすため、キャリア周波数を１０ｋＨｚ以上に高く設定する場合が多く、出力電圧誤差が増加して、低回転域での駆動が不安定になりやすい。従って、空気調和機４００に、特許文献１で開示される技術を用いた並列駆動装置を用いた場合、空気調和機４００の駆動動作範囲が狭まるという課題があった。そのため、特許文献１で開示される技術を用いた並列駆動装置では、空気調和機４００用の冷却ファンに要求される低コスト化と高冷却性能とを両立させることが困難である。
【０１８０】
実施の形態７に係る空気調和機４００は、実施の形態１から５で述べた並列駆動法を利用しているため、低速域の駆動が不安定になることがなく、駆動可能範囲を拡大できる。また実施の形態１から５で述べた並列駆動法は位置センサレス制御を前提としているため、位置センサを用いる場合に比べて、空気調和機４００の製造コストを低減できる。従って、実施の形態１から５に係る駆動装置１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１１００Ｄでは、空気調和機４００用の冷却ファンに要求される低コスト化と高冷却性能とを両立させることが可能である。
【０１８１】
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【符号の説明】
【０１８２】
１ａ  メイン側同期電動機、１ｂ  サブ側同期電動機、１ｃ  同期電動機、２  電力変換器、３  直流電圧源、４ａ，４ｂ  電流検出部、５ａ，５ｂ，５ｄ  磁極位置特定部、６  電流制御部、７，７Ａ，７Ｂ，７Ｃ  サブ側トルク電流脈動成分抽出部、８，８ａ，５１２  減算器、９  磁束電流指令決定部、１０，１０Ｃ，１０Ｄ  磁束電流指令補償部、１１  サブ側有効電力脈動成分抽出部、１２  メイン側トルク電流脈動成分抽出部、１３  メイン側有効電力脈動成分抽出部、２１  速度検出部、２２  位置検出部、５０  位置検出器、５１  モデル偏差演算部、５２  角速度推定器、５３  一次角周波数演算器、５４  積分器、６０ａ，６０ｂ，６０ｃ  磁極位置推定部、７０，７０Ａ，７０Ｂ  脈動成分抽出部、７１  脈動周波数計測部、７２  余弦波発生器、７３  正弦波発生器、７４  フーリエ余弦係数演算部、７５  フーリエ正弦係数演算部、７６  交流復元器、９１  ゲイン乗算部、９２  位相調整部、１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ  駆動装置、１０１  補償値生成部、１０２，１０７  乗算器、１０３  リミッタ、１０４  微分器、１０５  補償値調整部、１０６  調整値生成部、２００  電力変換器駆動装置、２０１  プロセッサ、２０２  メモリ、３００  流体利用装置、３００ａ，３００ｂ  プロペラファン、４００  空気調和機、４０１  冷媒圧縮機、４０３  凝縮器、４０４  受液器、４０５  膨張弁、４０６  蒸発器、５１１  電流推定器、５１３  偏差演算器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2021005725.tif 000031
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
2021005725.tif 000037
【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【国際調査報告】
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