(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次側に一次巻線および制御巻線を有するとともに、二次巻線を二次側に有するトランスと、前記一次巻線に直列接続されるとともに、前記制御巻線の誘起電圧により導通して前記一次巻線に励磁電流を流す主スイッチ素子と、前記一次巻線に流れる励磁電流によって誘起される前記二次巻線の誘起電圧を整流する整流素子と、該整流素子の整流電圧を平滑する平滑コンデンサと、該平滑コンデンサによって平滑された直流電圧を検出する電圧検出回路と、該電圧検出回路の検出電圧に応じた電流を出力する電流出力素子と、該電流出力素子が出力する電流を充電していくコンデンサと、該コンデンサの一方の端子に接続された制御端子を有するとともに、該制御端子の電圧に基づいて前記主スイッチ素子をオフさせる制御スイッチ素子とを備え、前記主スイッチ素子のオン・オフを繰り返し行わせるとともに、前記主スイッチ素子の導通時間を前記制御スイッチ素子により制御して一定の直流電圧を出力する自励式コンバータにおいて、
直列接続したコイルと抵抗とを前記制御巻線に並列に接続し、前記コイルと抵抗との間に前記コンデンサの他方の端子を接続したことを特徴とする自励式コンバータ。
【請求項２】
前記制御スイッチ素子の制御端子には、前記主スイッチ素子のオン時間を延長させるマイナスバイアス回路を設けたことを特徴とする請求項１に記載の自励式コンバータ。
【請求項３】
前記コンデンサの他方の端子と前記コイルと抵抗との間に抵抗を接続したことを特徴とする請求項１又は２に記載の自励式コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば、ＯＡ機器等のＩＣ回路に直流電圧を供給する自励式コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
状来、例えば、図４に示すような自励式コンバータが知られている。
【０００３】
この自励式コンバータにおいて、トランスＴは、一次側に一次巻線Ｐおよびこの一次巻線Ｐと同じ向きの制御巻線ＰＧを有するとともに、一次巻線Ｐと反対の向きの二次巻線Ｓを二次側に有する。
【０００４】
このトランスＴの一次巻線Ｐの一端Ｐ１は図示せぬ直流電源のプラス側に接続され、一次巻線Ｐの他端Ｐ２には電界効果トランジスタからなる主スイッチ素子Ｑ１のドレインおよび主スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間に並列接続されたダンパーコンデンサＣｏの一端に接続されている。これら主スイッチ素子Ｑ１のソースおよびダンパーコンデンサＣ０の他端は図示せぬ直流電源のマイナス側と接続されている。このダンパーコンデンサＣｏは主スイッチ素子Ｑ１のオフ時にトランスＴの一次巻線Ｐに印加される電圧をなだらかに立ち上げ、この電圧の立ち上がる期間の早期に一次巻線Ｐの励磁電流のうち主スイッチ素子Ｑ１側に流れるドレイン電流Ｉｄを零にして主スイッチ素子Ｑ１のスイッチング損失を減少させるとともに、電源ラインのノイズ等を吸収するものである。
【０００５】
主スイッチ素子Ｑ１のゲートにはコンデンサＣ１が接続され、このコンデンサＣ１が抵抗Ｒ１を介してトランスＴの制御巻線ＰＧの一端ＰＧ１に接続されている。また、主スイッチ素子Ｑ１のゲートにはトランジスタ（制御スイッチ素子）Ｑ２のコレクタが接続されている。このトランジスタＱ２のエミッタは図示せぬ直流電源のマイナス側に接続したトランスＴの制御巻線ＰＧの他端ＰＧ２に接続されている。
【０００６】
トランジスタＱ２のベース（制御端子）には、ホトカプラＰＨのフォトトランジスタ（電流出力素子）ＰＴが接続され、このフォトトランジスタＰＴがダイオードＤ１および抵抗Ｒ２を介してトランスＴの制御巻線ＰＧの一端ＰＧ１に接続されている。また、トランジスタＱ２のベースには抵抗Ｒ３が接続され、この抵抗Ｒ３がトランスＴの制御巻線ＰＧの一端ＰＧ１に接続されている。また、このトランジスタＱ２のベース・エミッタ間にはコンデンサＣ２が並列に接続されている。
【０００７】
一方、トランスＴの二次巻線Ｓの一端Ｓ１はダイオードＤ２（整流素子）のアノードに接続され、二次巻線Ｓの他端Ｓ２は、平滑コンデンサＣ３のマイナス側に接続されているとともに、電圧検出回路Ａのマイナス側に接続され、且つ出力端子Ｕ2接続されてマイナスラインとなっている。
【０００８】
ダイオードＤ２のカソードは、平滑コンデンサＣ３のプラス側に接続されているとともに、電圧検出回路Ａのプラス側に接続され、且つ出力端子Ｕ1に接続されてプラスラインとなっている。
【０００９】
電圧検出回路Ａは、出力端子Ｕ1，Ｕ2間の電圧を検出し、その検出した電圧に応じて電圧検出回路Ａ内にあるホトカプラＰＨの発光ダイオードＰＤが発光するものである。
【００１０】
このように構成された自励式コンバータは、図示せぬ直流電源から直流の入力電圧Ｅｉ（図４参照）の印加によって動作する。
【００１１】
まず、図５における時点ｔ0で、トランスＴの磁気エネルギーが二次側への放出を完了し、トランスＴの一次巻線ＰのインダクタンスとダンパーコンデンサＣｏの共振によって主スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧（ダンパーコンデンサＣｏの両端電圧）が降下する。同時に、トランスＴの制御巻線ＰＧには正の制御電圧が誘起される。この正の制御電圧が抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１を介して主スイッチ素子Ｑ１のゲートに印加され、主スィッチＱ１素子がＯＮする（時点ｔ1）。
【００１２】
この主スイッチ素子Ｑ１のオンによってトランスＴの一次巻線Ｐには図５（ｄ）に示すような一点鎖線で示す一次巻線Ｐの励磁電流ＩLが流れ始め（時点ｔ1）、この一次巻線Ｐの励磁電流ＩLによってトランスＴにエネルギーが蓄えられる。このエネルギーにより主スイッチ素子Ｑ１がＯＦＦしている間に、図５（ｅ）に示す正の二次電圧Ｖ+がトランスＴの二次巻線Ｓ間に誘起される。この正の二次電圧Ｖ+は、順方向となるダイオードＤ２によって整流され、平滑コンデンサＣ３に平滑されて直流の出力電圧Ｅｏ（図４参照）として出力端子Ｕ1，Ｕ2間に出力されることになる。
【００１３】
一方、一次巻線Ｐの励磁電流ＩLによって誘起されるトランスＴの制御巻線ＰＧの正の制御電圧により抵抗Ｒ３に電流Ｉ1が流れ（図４参照）、この電流Ｉ1によってコンデンサＣ２が充電されていく。
【００１４】
他方、電圧検出回路Ａ内にあるホトカプラＰＨの発光ダイオードＰＤが出力端子Ｕ1，Ｕ2間の出力電圧に応じて発光し、ホトカプラＰＨのフォトトランジスタＰＴで受光される。このフォトトランジスタＰＴの受光量に応じて電流Ｉ2が流れる（図４参照）。この電流Ｉ2がコンデンサＣ２に充電されていき、コンデンサＣ２は電流Ｉ1、Ｉ2の充電により図５（ａ）に示すように電圧が上昇していく。
【００１５】
このコンデンサＣ２の電圧は、トランジスタＱ２のベースに印加され、トランジスタＱ２のベース電圧が一点鎖線で示すトランジスタＱ２のしきい電圧、例えば０．６Ｖに達すると、図５（ｂ）に示すように、トランジスタＱ２がオンされ（時点ｔ2）、主スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧が低下して図５（ｃ）に示す時点ｔ3で主スイッチ素子Ｑ１がオフされる。この主スイッチ素子Ｑ１のオフにより一次巻線Ｐの励磁電流ＩLが減衰して零となるとともに、コンデンサＣ２が放電していくことによりトランジスタＱ２のベース電圧が低下していき、トランジスタＱ２はオフする（時点ｔ4）。
【００１６】
この主スイッチ素子Ｑ１のオフによって、主スイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間には図５（ｄ）に示すように、ダンパーコンデンサＣｏの充電により時点ｔ3から時点ｔ5までなだらかに立ち上がるドレイン・ソース間電圧Ｖｉが印加されるとともに、このドレイン・ソース間電圧Ｖｉの立ち上がる間に一次巻線Ｐの励磁電流ＩLが減衰して零となる。
【００１７】
一方、トランスＴの二次巻線Ｓ間には図５（ｅ）に示すように時点ｔ5で正の二次電圧Ｖ+が誘起され、ダイオードＤ２および平滑コンデンサＣ３を経由してトランスＴに蓄えられたエネルギーを時点ｔ7まで放出する。
【００１８】
以後同様にして主スイッチ素子Ｑ１のオン・オフが繰り返し行われて、図５（ｅ）に示すように、トランスＴの二次巻線Ｓに正の二次電圧Ｖ+が繰り返し誘起される。この正の二次電圧Ｖ+は、ダイオードＤ２および平滑コンデンサＣ３によって一定の出力電圧Ｅｏとされて出力端子Ｕ1，Ｕ2間から出力される。
【００１９】
そして、出力電圧Ｅｏが変動すると、この変動により電圧検出回路Ａ内にある発光ダイオードＰＤの発光量が変動し、この変動に応じてフォトトランジスタＰＴに流れる電流Ｉ2が変動する。この電流Ｉ2の変動によりトランジスタＱ２のオンする時点ｔ2が変わり、この結果、主スイッチ素子Ｑ１のオフする時点ｔ3が変わる。この主スイッチ素子Ｑ１のオフする時点ｔ3を変えることによって、主スイッチ素子Ｑ１の導通期間が変わり、一次巻線Ｐの励磁電流ＩLのピーク値Ｉｐを変えて出力電圧Ｅｏを一定にする。
【００２０】
即ち、出力電圧Ｅｏが減少した場合には、主スイッチ素子Ｑ１の導通期間を長くしてトランスＴの二次巻線Ｓに誘起する正の二次電圧Ｖ+の誘起期間を長くし、逆に、出力電圧Ｅｏが増加した場合には、主スイッチ素子Ｑ１の導通期間を短くしてトランスＴの二次巻線Ｓに誘起する正の二次電圧Ｖ+の誘起期間を短くし、出力電圧Ｅｏを一定にするものである。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の自励式コンバータは、主スイッチ素子Ｑ１の導通時間をトランジスタＱ２により制御し、このトランジスタＱ２の動作回路を抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２とで構成している。
【００２２】
そして、トランジスタＱ２のベースにはコンデンサＣ２の電圧が印加されるが、このコンデンサＣ２の電圧は、電流Ｉ1，Ｉ2が抵抗Ｒ２，Ｒ３を介してコンデンサＣ２を充電していくことによって上昇していく。
【００２３】
このため、トランジスタＱ２のベースに印加される電圧は、図５（ａ）に示すように、抵抗Ｒ１，Ｒ２とコンデンサＣ２の時定数で決まるカーブで上昇していく。このため、コンデンサＣ２の電圧が印加される時点ｔ1からしきい電圧に達する時点ｔ2までの時間が長くなる。また、コンデンサＣ２のピーク電圧はトランジスタＱ２のしきい電圧付近にある。さらに、主スイッチ素子Ｑ１のオフによって制御巻線ＰＧに誘起された負の制御電圧によってコンデンサＣ２の電圧が急峻に低下する。
【００２４】
この結果、コンデンサＣ２の電圧がトランジスタＱ２のしきい電圧以上となっている時間（時点ｔ2〜ｔ4の間）が短く、トランジスタＱ２のベース電流が小さいため、トランジスタＱ２は主スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧を迅速に低下させることができない。このため、図５（ｄ）に示す時点ｔ2から時点ｔ3にかけて減衰すべき主スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流Ｉｄの零になる点が時点ｔ4，時点ｔ5方向に延びる。
【００２５】
自励式コンバータの出力電流Ｉｏ（図４参照）を大きく設定した場合には、一次巻線Ｐの励磁電流ＩLのピーク値Ｉｐを大きくするために主スイッチ素子Ｑ１の導通時間を長くしなければならない。このとき、トランジスタＱ２のオン状態に変化がないものの、一次巻線Ｐの励磁電流ＩLのピーク値Ｉｐが増大し、相対的に主スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧を迅速に低下させることができず、一次巻線Ｐの励磁電流ＩLは、さらになだらかに減衰していき、ドレイン・ソース間電圧Ｖｉの立ち上がり終了時点ｔ5を過ぎた時点ｔ6まで主スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流Ｉｄはさらになだらかに減衰していく（図５（ｄ）参照）。
【００２６】
このため、主スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流Ｉｄとドレイン・ソース間電圧Ｖｉとのラップ領域が大きく、しかも、タンパーコンデンサＣｏの充電時間内（時点ｔ3〜時点ｔ5）に主スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流Ｉｄの零になる点（時点ｔ5）が大きく遅れることにより、タンパーコンデンサＣｏの機能が失われ、主スイッチＱ１のスイッチング損失である熱損失が大きくなり、この熱損失を補うための放熱フィンを主スイッチ素子Ｑ１設ける必要がある。
【００２７】
そこで、図６に示すように、主スイッチ素子Ｑ１のゲートとトランジスタＱ２との間にＰＮＰ型トランジスタＱ３を設け、主スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧を迅速に低下させることが考えられるが、能動素子が比較的に高価であり、コストアップになってしまう問題があった。
【００２８】
この発明は、上記問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、主スイッチ素子のスイッチング損失が低減でき、ダンパーコンデンサＣｏを有効に機能させる安価な回路構成の自励式コンバータを提供することにある。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
その目的を達成するため、請求項１の発明は、一次側に一次巻線および制御巻線を有するとともに、二次巻線を二次側に有するトランスと、前記一次巻線に直列接続されるとともに、前記制御巻線の誘起電圧により導通して前記一次巻線に励磁電流を流す主スイッチ素子と、前記一次巻線に流れる励磁電流によって誘起される前記二次巻線の誘起電圧を整流する整流素子と、該整流素子の整流電圧を平滑する平滑コンデンサと、該平滑コンデンサによって平滑された直流電圧を検出する電圧検出回路と、該電圧検出回路の検出電圧に応じた電流を出力する電流出力素子と、該電流出力素子が出力する電流を充電していくコンデンサと、該コンデンサの一方の端子に接続された制御端子を有するとともに、該制御端子の電圧に基づいて前記主スイッチ素子をオフさせる制御スイッチ素子とを備え、前記主スイッチ素子のオン・オフを繰り返し行わせるとともに、前記主スイッチ素子の導通時間を前記制御スイッチ素子により制御して一定の直流電圧を出力する自励式コンバータにおいて、
直列接続したコイルと抵抗とを前記制御巻線に並列に接続し、前記コイルと抵抗との間に前記コンデンサの他方の端子を接続したことを特徴とする自励式コンバータである。
【００３０】
また、請求項２の発明は、前記制御スイッチ素子の制御端子には、前記主スイッチ素子のオン時間を延長させるマイナスバイアス回路を設けたことを特徴とする請求項１に記載の自励式コンバータ。
【００３１】
そして、請求項３の発明は、前記コンデンサの他方の端子と前記コイルと抵抗との間に抵抗を接続したことを特徴とする自励式コンバータである。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態１を説明する。
【００３３】
図１および図２は、この発明の実施の形態１に係わる自励式コンバータを示すものである。
【００３４】
図１において、Ｔ１はトランスで、このトランスＴ１は、一次側に一次巻線Ｐ１およびこの一次巻線Ｐ１と同じ向きの制御巻線ＰＧ１を有するとともに、一次巻線Ｐ１と反対の向きの二次巻線Ｓ１を二次側に有する。
【００３５】
このトランスＴ１の一次巻線Ｐ１の一端ＰL１は図示せぬ直流電源のプラス側に接続され、一次巻線Ｐ１の他端ＰL2には電界効果トランジスタからなる主スイッチ素子Ｑ５のドレインおよび主スイッチ素子Ｑ５のドレイン・ソース間に並列接続されたダンパーコンデンサＣｄの一端に接続されている。これら主スイッチ素子Ｑ５のソースおよびダンパーコンデンサＣｄの他端は図示せぬ直流電源のマイナス側と接続されている。このダンパーコンデンサＣｄは主スイッチ素子Ｑ５のオフ時に主スイッチ素子Ｑ５のドレイン・ソース間電圧Ｖｉ1をなだらかに立ち上げ、このドレイン・ソース間電圧Ｖｉ1の立ち上がる期間の早期に主スイッチ素子Ｑ５のドレイン電流Ｉｄ5を零にして主スイッチ素子Ｑ５のスイッチング損失を減少させるとともに、電源ラインのノイズ等を吸収するものである。
【００３６】
主スイッチ素子Ｑ５のゲートにはコンデンサＣ５が接続され、このコンデンサＣ５が抵抗Ｒ５を介してトランスＴ１の制御巻線ＰＧ１の一端ＰＧL1に接続されている。また、主スイッチ素子Ｑ５のゲートにはトランジスタ（制御スイッチ素子）Ｑ６のコレクタが接続されている。このトランジスタＱ６のエミッタは図示せぬ直流電源のマイナス側に接続したトランスＴ１の制御巻線ＰＧ１の他端ＰＧL2に接続されている。
【００３７】
トランジスタＱ６のベース（制御端子）には、ホトカプラＰＨ１のフォトトランジスタ（電流出力素子）ＰＴ１が接続され、このフォトトランジスタＰＴ１がダイオードＤ５および抵抗Ｒ６を介してトランスＴ１の制御巻線ＰＧ１の一端ＰＧL1に接続されている。また、トランジスタＱ６のベースにはコンデンサＣ６が接続され、このコンデンサＣ６が直列接続したコイルＬ１と抵抗Ｒ７との間に接続されている。
【００３８】
このコイルＬ１の一端がトランスＴ１の制御巻線ＰＧ１の一端ＰＧL1に接続されるとともに、抵抗Ｒ７の一端がトランスＴ１の制御巻線ＰＧ１の他端ＰＧL2に接続され、コイルＬ１と抵抗Ｒ７とがトランスＴ１の制御巻線ＰＧ１と並列に接続されている。このコイルＬ１と抵抗Ｒ７とで三角波形成回路を構成している。
【００３９】
一方、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１の一端ＳL1はダイオードＤ６（整流素子）のアノードに接続され、二次巻線Ｓ１の他端ＳL2は、平滑コンデンサＣ７のマイナス側に接続されているとともに、電圧検出回路Ｂのマイナス側に接続され、且つ出力端子Ｕ4に接続されてマイナスラインとなっている。
【００４０】
ダイオードＤ６のカソードは、平滑コンデンサＣ７のプラス側に接続されているとともに、電圧検出回路Ｂのプラス側に接続され、且つ出力端子Ｕ3に接続されてプラスラインとなっている。
【００４１】
電圧検出回路Ｂは、出力端子Ｕ3，Ｕ4間の電圧を検出し、その検出した電圧に応じて電圧検出回路Ｂ内にあるホトカプラＰＨ１の発光ダイオードＰＤ１が発光するものである。
【００４２】
次に、このような構成の自励式コンバータの動作を説明する。
【００４３】
この自励式コンバータは、図１に示すように、図示せぬ直流電源からの電源電圧である直流の入力電圧Ｅｉの印加によって動作する。
【００４４】
この入力電圧Ｅｉが印加されると、従来と同様にして、主スイッチ素子Ｑ５のドレイン・ソース間には図２（ｄ）に示すようなドレイン・ソース間電圧Ｖｉ1が誘起される。トランスＴ１の二次巻線Ｓ１へのエネルギー放出が完了後、トランスＴ１の制御巻線ＰＧ１には正の制御電圧が誘起されるとともに、この正の制御電圧によって図２（ｃ）に示すように、主スイッチ素子Ｑ５がオンする（時点ｔ13）。
【００４５】
この主スイッチ素子Ｑ５のオンによってトランスＴ１の一次巻線Ｐ１には図２（ｄ）に示すような一点鎖線で示す一次巻線Ｐ１の励磁電流ＩL1が流れる（時点ｔ13）。一方、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１間には図２（ｅ）に示す正の二次電圧Ｖ１+が誘起される。この正の二次電圧Ｖ１+は、順方向となるダイオードＤ６によって整流され、平滑コンデンサＣ７に平滑されて直流の出力電圧Ｅｏ（図１参照）として出力端子Ｕ3，Ｕ4間に出力されることになる。
【００４６】
一方、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１に印加される入力電圧Ｅｉによって誘起されるトランスＴ１の制御巻線ＰＧ１の正の制御電圧がコイルＬ１および抵抗Ｒ７に印加され、この抵抗Ｒ７がコイルＬ１に直列接続されていることにより、この抵抗Ｒ７の両端電圧が２点鎖線に示すように略直線的に上昇していく（図２（ａ）参照）。
【００４７】
他方、電圧検出回路Ｂ内にあるホトカプラＰＨ１の発光ダイオードＰＤ１が出力端子Ｕ3，Ｕ4間の出力電圧Ｅｏに応じて発光してホトカプラＰＨ１のフォトトランジスタＰＴ１に受光される。このフォトトランジスタＰＴ１の受光量に応じた電流Ｉ10が（図１参照）コンデンサＣ６に充電させていく。
【００４８】
このコンデンサＣ６の両端電圧に抵抗Ｒ７の両端電圧を加えた電圧がトランジスタＱ６のベースに印加され、トランジスタＱ６のベース電圧が一点鎖線で示すトランジスタＱ６のしきい電圧、例えば０．６Ｖに達する。このトランジスタＱ６のベース電圧は、抵抗Ｒ７の両端電圧が直線的に上昇していくことにより、ベース電圧がしきい値に達すると、図２（ｂ）に示すように、トランジスタＱ６がオンし（時点ｔ14）、主スイッチ素子Ｑ５のゲート電圧が低下して主スイッチ素子Ｑ５が時点ｔ15でオフする。この主スイッチ素子Ｑ５のオフによりトランスＴ１の制御巻線ＰＧ１の負の制御電圧が誘起されてコンデンサＣ６は放電を開始するが、コイルＬ１によりその放電はなだらかに行われていく。この結果、トランジスタＱ６がオフするまでの時間（時点ｔ17）、すなわち、トランジスタＱ６がオンしている時間（時点ｔ14から時点ｔ17）が長くなる。また、トランジスタＱ６のしきい電圧に対する電圧振幅を大きく取れ、トランジスタＱ６のオン時間のベース電流が増える。このため、主スイッチ素子Ｑ５のゲート電圧が迅速に低下させられ、図２（ｄ）に３点鎖線で示す主スイッチ素子Ｑ５のドレイン電流Ｉｄ5が急激に減衰して時点ｔ15を少し過ぎて零となる。このため、主スイッチ素子Ｑ５のドレイン・ソース間に再度印加されるドレイン・ソース間電圧Ｖｉ1と主スイッチ素子Ｑ５のドレイン電流Ｉｄ5との重なり部分（ラップ領域）が少なくなり、主スイッチ素子Ｑ５のスイッチング損失が小さくなるとともに、ラップ領域がダンパーコンデンサＣｄの充電時間内に収まり、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１に印加される電源ラインのノイズ等が吸収できる。
【００４９】
この主スイッチ素子Ｑ５のオフによって、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１間には、図２（ｅ）に示すように、正の二次電圧Ｖ1+が誘起され、ダイオードＤ６と平滑コンデンサＣ７を経由してトランスＴ１の磁気エネルギーを放出する。そして、時点ｔ18にてトランスＴ１の磁気エネルギーの放出が完了し、トランスＴ１のインダクタンスとダンパーコンデンサＣｄの共振によって主スイッチ素子Ｑ５のドレイン・ソース間電圧（ダンパーコンデンサＣｄの両端電圧）が降下する。と同時に、トランスＴ１制御巻線ＰＧ１には正の制御電圧が誘起される。この正の制御電圧が抵抗Ｒ５およびコンデンサＣ５を介して主スイッチ素子Ｑ５のゲートに印加され、主スイッチ素子Ｑ５がオンする（時点ｔ19）。
【００５０】
以後同様にして主スイッチ素子Ｑ５のオン・オフが繰り返し行われて、図２（ｅ）に示すように、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１に正の二次電圧Ｖ１+が繰り返し誘起される。この正の二次電圧Ｖ１+はダイオードＤ６および平滑コンデンサＣ７によって一定の出力電圧Ｅｏとされて出力端子Ｕ3，Ｕ4間から出力される。
【００５１】
そして、出力電圧Ｅｏが変動すると、従来と同様に、電圧検出回路Ｂ内にある発光ダイオードＰＤ１の発光量が変動し、この変動に応じて主スイッチ素子Ｑ５の導通時間が変わって出力電圧Ｅｏを一定にする。
【００５２】
次に、実施の形態２に係わる自励式コンバータを図３に基づいて説明する。なお、上述の実施の形態１と重複する部分については図面に同一符号を付ける。
【００５３】
この自励式コンバータは、トランジスタＱ６のベースに接続したコンデンサＣ６とコイルＬ１に接続した抵抗Ｒ７との間に抵抗Ｒ８を接続している。また、自励式コンバータは、トランジスタＱ６のベースに抵抗Ｒ９を介して並列接続した抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ８を直列に接続するとともに、ダイオードＤ７のカソードをダイオードＤ５のアノードに接続し、ダイオードＤ７のアノードをコンデンサＣ８に接続している。
【００５４】
このような自励式コンバータでは、フォトトランジスタＰＴ１からの電流Ｉ11がコンデンサＣ６を介して抵抗Ｒ８に流れるので、この抵抗Ｒ８の両電圧と、抵抗Ｒ７の両端電圧とコンデンサＣ６の両端電圧とを加えた電圧がトランジスタＱ６のベースに印加される。その結果、コイルＬ１と抵抗Ｒ７からなる三角波形成回路の抵抗Ｒ７の電圧振幅の小さい時、すなわち、二次側の出力電流Ｉｏ1が少なく、発信周波数の高い時において、電流Ｉ11が増えてコンデンサＣ６，抵抗Ｒ８の両端電圧が大きくなることで、トランジスタＱ６のしきい電圧に対する電圧振幅を大きく取れ、トランジスタＱ６のオン・オフ期間を短くでき、主スイッチ素子Ｑ５の導通期間がより短くなる。このため、二次側の出力電流Ｉｏ1が減少する方向に大きく変動しても制御可能となる。
【００５５】
また、二次側の出力電流Ｉｏ1が多く発信周波数の低い時において、抵抗Ｒ９，抵抗Ｒ１０およびコンデンサＣ１０のマイナスバイアス回路によってトランジスタＱ６のベース電圧の上昇していく時間がより遅くなり主スイッチ素子Ｑ５の導通期間がより長くなる。このため、二次側の出力電流Ｉｏ1が増大する方向に大きく変動しても制御可能となる。
【００５６】
【発明の効果】
以上、説明したように、請求項１の発明により、主スイッチ素子のスイッチング損失が低減できるとともに、ダンパーコンデンサを有効に機能させることができる。また、比較的に高価な制御スイッチ素子を設けず、安価な回路とすることができる。
【００５７】
また、請求項２の発明により、大幅に減少する出力電流に対して制御範囲を拡大することができる。
【００５８】
そして、請求項３の発明により、大幅に増大する出力電流に対して制御範囲を拡大することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１に係わる自励式コンバータの回路図である。
【図２】実施の形態１の自励式コンバータの動作説明図である。
【図３】実施の形態２に係わる自励式コンバータの回路図である。
【図４】従来の自励式コンバータの回路図である。
【図５】従来の自励式コンバータの動作説明図である。
【図６】従来の自励式コンバータを改善した回路図である。
【符号の説明】
Ｔ１…トランス
Ｐ１…トランスの一次巻線
ＰＧ１…トランスの制御巻線
Ｓ１…トランスの二次巻線
Ｑ５…主スイッチ素子
Ｑ６…制御スイッチ素子
ＩL1…励磁電流
Ｄ６…整流素子
Ｃ７…平滑コンデンサ
Ｃ６…コンデンサ
Ｂ…電圧検出回路
ＰＴ１…電流出力素子
Ｌ１…コイル
Ｒ７…抵抗
【図１】
0003775543.tif 000002
【図２】
0003775543.tif 000003
【図３】
0003775543.tif 000004
【図４】
0003775543.tif 000005
【図５】
0003775543.tif 000006
【図６】
0003775543.tif 000007