(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のポートを有している非可逆回路素子において、
永久磁石と、
前記永久磁石により直流磁界が印加されるフェライトと、
前記フェライトに配置された複数の中心電極と、を備え、
前記複数の中心電極にそれぞれ接続されている三つのポートのうち、一つのポートを終端ポートとし、他の二つのポートのうち少なくとも一つのポートを平衡型ポートとし、該平衡型ポートの中心電極の両端部を給電端としたこと、
を特徴とする非可逆回路素子。
【請求項２】
前記平衡型ポートの中心電極の両端にそれぞれ整合用コンデンサを電気的に直列に接続したことを特徴とする請求項１に記載の非可逆回路素子。
【請求項３】
前記平衡型ポートの中心電極の両端間を整合用コンデンサで電気的に接続したことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の非可逆回路素子。
【請求項４】
前記平衡型ポートの中心電極の各端とアースとの間をそれぞれ整合用コンデンサで電気的に接続したことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の非可逆回路素子。
【請求項５】
前記平衡型ポートの中心電極の両端が、それぞれ整合用コンデンサを介して平衡入出力端子に電気的に接続されていることを特徴とする請求項３又は請求項４に記載の非可逆回路素子。
【請求項６】
前記平衡入出力端子間を整合用コンデンサで電気的に接続したことを特徴とする請求項５に記載の非可逆回路素子。
【請求項７】
前記平衡入出力端子のそれぞれとアースとの間を整合用コンデンサで電気的に接続したことを特徴とする請求項５に記載の非可逆回路素子。
【請求項８】
前記平衡型ポートの中心電極の電極幅が残りの中心電極の電極幅と異なることを特徴とする請求項１〜請求項７のいずれかに記載の非可逆回路素子。
【請求項９】
前記平衡型ポートの中心電極の電極幅が残りの中心電極の電極幅より太いことを特徴とする請求項８に記載の非可逆回路素子。
【請求項１０】
略１８０度の位相差で駆動される一対の増幅器と、前記一対の増幅器の出力側に平衡型ポートを接続した請求項１〜請求項９のいずれかに記載の非可逆回路素子とを備えたことを特徴とする通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばマイクロ波帯で使用されるアイソレータやサーキュレータ等の非可逆回路素子及び通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、平衡出力回路、特にプッシュプルアンプ（１８０度の位相差で動作する一対の増幅器を有するもの）の出力側には、バランやハイブリッドや電力合成器が挿入されていた。そして、これらバラン等によって、平衡信号をシングルエンデッド信号に変換していた。
【０００３】
一般に、マイクロ波帯以下（ＨＦ帯、ＶＨＦ帯，ＵＨＦ帯以下）では、バランが用いられている。一方、マイクロ波帯以上（ＵＨＦ帯以上）では、ハイブリッドや電力合成器が用いられる。バランは、広帯域フェライトコアを用いることが多く、その場合、使用可能な周波数上限はＵＨＦ帯までである。ハイブリッドや電力合成器は、通常、分布定数回路で構成されるので、ＵＨＦ帯以上であれば、実用上大きな問題とならないサイズである。
【０００４】
ところで、通信機、特に、振幅変調成分を含むＱＰＳＫ等の送信回路部や、高信頼性が要求される送信回路部では、シングルエンデッド信号に変換された送信信号は、アイソレータを経由した後、アンテナ切換装置（又はアンテナ共用装置）などを経てアンテナに送られる。アイソレータを経由しないと、アンテナやアンテナ切換装置などからの反射が平衡出力回路（特にアンプ）に戻り、平衡出力回路から見た負荷インピーダンスを変化させてしまう。そして、負荷インピーダンスが変化すると、送信信号の波形歪みが大きくなったり、アンプの動作が不安定になって発振したりするという不具合が発生する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のようにバラン（又はハイブリッドや電力合成器）とアイソレータを組み合わせると、送信回路部が大型かつ高コストになり、最近の移動通信機の小型化及び低コスト化の要求に対応できなくなってきた。また、送信信号がバランとアイソレータの両方を通過するため、挿入損失が大きい。また、送信回路部は扱う電力が大きいため、構成部品点数が多くなって接続箇所が増えると、不要輻射が発生し易くなり、通信機内部での相互干渉の可能性が高くなるという問題があった。さらに、バランとアイソレータのそれぞれの動作帯域幅によって送信回路部の動作帯域幅が狭められるため、使用可能な周波数帯域が狭帯域になるという問題もあった。
【０００６】
また、通信機では、電力増幅器からの２倍高調波や３倍高調波などの発射を防ぐため、しばしばアイソレータ以外に、ローパスフィルタやバンドパスフィルタを設けて、高調波信号を基本波比で−６０ｄＢ程度に抑圧している。しかし、そのような回路構成では、サイズ、価格、挿入損失が増加してしまう。そのため、アイソレータに高調波抑圧の効果が期待されるようになっている。フィルタを設けることなく、高調波を抑圧しようとするわけである。
【０００７】
確かにアイソレータには、動作周波数（基本波）より高い周波数の信号を減衰させる高調波抑圧効果がある。特に、３倍高調波のような基本波から大きく離れた信号は例えば３０〜４０ｄＢ以上など、十分減衰させることができる。しかし、本来がフィルタではないこともあり、２倍高調波のような比較的基本波に近い周波数の信号は、１５〜２５ｄＢ程度と、３倍高調波と比較すると減衰量は十分とはいえない。
【０００８】
通常の（不平衡：シングルエンデッド）出力の増幅器では、３倍高調波信号（基本波比で、−４０ｄＢ程度）と比較して２倍高調波の信号が強い（基本波比で、−３０ｄＢ程度）ため、アイソレータと組み合わせても、２倍高調波を十分減衰させられず（基本波比で、−５０ｄＢ程度）、フィルタを追加して基本波比で、−６０ｄＢ以下となるようにする必要がしばしば起こる。
【０００９】
ところが、平衡型（プッシュプル）増幅器はその性質として、２倍高調波の発生が少ない（例：基本波比で、−４０から−５０ｄＢ程度）。従って、むしろ３倍高調波（基本波比で、−４０ｄＢ程度）の抑圧が課題となる。一方、アイソレータは、先に述べたように３倍高調波を抑圧する能力が大きい。そのため、平衡型増幅器とアイソレータを組み合わせることにより、２倍、３倍の高調波を、フィルタを付加することなく、余裕を持って基本波比で−６０ｄＢ以下に抑えることが望まれる。しかし、従来のアイソレータでは、平衡型増幅器との間にバランを介する必要がある。
【００１０】
そこで、本発明の目的は、バランやハイブリッド等を介さないで平衡出力回路に接続することができる非可逆回路素子及び通信装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段及び作用】
前記目的を達成するため、本発明に係る非可逆回路素子は、
（ａ）永久磁石と、
（ｂ）前記永久磁石により直流磁界が印加されるフェライトと、
（ｃ）前記フェライトに配置された複数の中心電極と、を備え、
（ｄ）前記複数の中心電極にそれぞれ接続されている三つのポートのうち、一つのポートを終端ポートとし、他の二つのポートのうち少なくとも一つのポートを平衡型ポートとし、該平衡型ポートの中心電極の両端部を給電端としたこと、
を特徴とする。
【００１２】
以上の構成からなる非可逆回路素子は、バランやハイブリッド等を介さないで、平衡出力回路の出力側に接続可能である。
【００１３】
また、非可逆回路素子と該非可逆回路素子に接続する平衡出力回路とのインピーダンス整合をとるため、例えば、平衡型ポートの中心電極の両端にそれぞれ整合用コンデンサを電気的に直列に接続したり、平衡型ポートの中心電極の両端間を整合用コンデンサで電気的に接続したり、平衡型ポートの中心電極の各端とアースとの間をそれぞれ整合用コンデンサで電気的に接続したりしている。あるいは、平衡型ポートの中心電極の両端をそれぞれ整合用コンデンサを介して平衡入出力端子に電気的に接続したり、平衡入出力端子間を整合用コンデンサで電気的に接続したり、平衡入出力端子のそれぞれとアースとの間を整合用コンデンサで電気的に接続したりしている。
【００１４】
また、平衡型ポートの中心電極の電極幅を、残りの中心電極の電極幅と異ならせることにより、非可逆回路素子と平衡出力回路との間で最適なインピーダンス整合が得られる。特に、平衡出力回路のインピーダンスが低い場合には、平衡型ポートの中心電極の電極幅を、残りの中心電極の電極幅より太くすることにより、中心電極での導体損が減り、低挿入損失の非可逆回路素子が得られる。
【００１５】
また、本発明に係る通信装置は、前述の特徴を有する非可逆回路素子と、略１８０度の位相差で駆動される一対の増幅器とを備え、一対の増幅器の出力側に非可逆回路素子の平衡型ポートを接続している。以上の構成により、小型で優れた周波数特性を有する通信装置が得られる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明に係る非可逆回路素子及び通信装置の実施の形態について添付の図面を参照して説明する。各実施形態では、非可逆回路素子として集中定数型アイソレータを例にして説明し、同一部品及び同一部分には同じ符号を付し、重複した説明は省略する。
【００１７】
［第１実施形態、図１〜図６］
図１に示すように、アイソレータ１は、概略、金属製下側ケース４と、樹脂製端子ケース３と、中心電極組立体１３と、金属製上側ケース８と、永久磁石９と、絶縁性部材７と、抵抗Ｒと、整合用コンデンサＣ１〜Ｃ４等を備えている。
【００１８】
中心電極組立体１３は、円板状のマイクロ波フェライト２０の上面に、中心電極２１〜２３を電気的絶縁状態で、それぞれの交差角が略１２０度になるように配置している。中心電極２２，２３は、それぞれの一端側に接続部２８，２９を有し、他端側にアース電極２５が接続されている。中心電極２２，２３共通のアース電極２５は、フェライト２０の下面を略覆うように設けられている。一方、中心電極２１は、両端に接続部２６，２７を有している。中心電極組立体１３は、フェライト２０の裏面に設けられたアース電極２５が、樹脂製端子ケース３の窓部３ｃを通して、金属製下側ケース４の底壁４ｂにはんだ付け等の方法により接続され、接地される。
【００１９】
図２に示すように、樹脂製端子ケース３には、平衡入力端子（＝バランス入力端子＝差動入力端子）１４，１５、不平衡出力端子（＝アンバランス出力端子）１６及び三つのアース端子１７がインサートモールドされている。これらの端子１４〜１７は、一端が樹脂製端子ケース３の対向する側壁３ａからそれぞれ外方向へ導出され、他端が樹脂製端子ケース３の底部３ｂに露出してそれぞれ平衡入力引出し電極部１４ａ，１５ａ、不平衡出力引出し電極部１６ａ及びアース引出し電極部１７ａを形成している。平衡入力引出し電極部１４ａ，１５ａ及び不平衡引出し電極部１６ａは、中心電極２１，２２の接続部２６，２７，２８にそれぞれはんだ付けされている。
【００２０】
整合用コンデンサＣ１〜Ｃ４は、ホット側コンデンサ電極が中心電極２１〜２３の接続部２６〜２９にそれぞれはんだ付けされ、コールド側コンデンサ電極が樹脂製端子ケース３に露出しているアース引出し電極部１７ａにそれぞれはんだ付けされている。抵抗Ｒの一方は、中心電極２３の接続部２９を介して整合用コンデンサＣ４のホット側コンデンサ電極に接続され、他方は樹脂製端子ケース３の底部３ｂに露出しているアース引出し電極部１７ａに接続されている。つまり、整合用コンデンサＣ４と抵抗Ｒとは、中心電極２３の接続部２９とアースとの間に電気的に並列に接続されている。図３は、アイソレータ１の内部の電気的接続状態を示したものである。
【００２１】
以上の構成からなる各部品は、例えば、次のようにして組み立てられる。図１に示すように、樹脂製端子ケース３の下方から金属製下側ケース４を装着する。次に、この樹脂製端子ケース３内に、中心電極組立体１３や整合用コンデンサＣ１〜Ｃ４や抵抗Ｒ等を収容し、金属製上側ケース８を装着する。金属製上側ケース８と中心電極組立体１３の間には、永久磁石９及び絶縁性部材７が配置される。永久磁石９は、中心電極組立体１３に直流磁界Ｈを印加する。下側ケース４と上側ケース８は接合して金属ケースをなし、磁気回路を構成しており、ヨークとしても機能している。
【００２２】
こうして、図４に示すアイソレータ１が得られる。図５は、このアイソレータ１を携帯電話４０の送信回路部に組み込んだ場合の電気回路図である。図５において、３０はバラン、３１は１８０度の位相差で動作する一対の増幅器３２，３３を備えたプッシュプルアンプ、３４はアンテナスイッチ、３５はアンテナ素子である。
【００２３】
アイソレータ１の中心電極２１の両端部（具体的には接続部２６，２７）は給電端とされ、この中心電極２１に接続されている入力ポート１は平衡型入力ポートである。このアイソレータ１の中心電極２１に接続されている平衡型入力ポート１は、プッシュプルアンプ３１の平衡出力側に電気的に接続されている。アイソレータ１の中心電極２２に接続されている出力ポート２は不平衡型出力ポートである。この不平衡型出力ポート２は、アンテナスイッチ３４に電気的に接続されている。そして、アイソレータ１の中心電極２３に接続されているポート３は終端ポートとされている。
【００２４】
このアイソレータ１は、バランやハイブリッド等を介さないで、プッシュプルアンプ３１（平衡出力回路）の出力側に接続することができる。従って、送信回路部を小型かつ低コストにすることができる。また、バランやハイブリッド等を省略できるため、挿入損失や不要輻射が少なく、かつ、使用可能な周波数帯域が広い携帯電話４０を得ることができる。
【００２５】
また、平衡型入力ポート１の中心電極２１の両端に位置する接続部２６，２７の各々とアースとの間を電気的に接続している整合用コンデンサＣ１，Ｃ３の静電容量値を調整すれば、送信回路部の動作中心周波数を目的の周波数に合わせることができる。そして、中心電極２１の両端間をコンデンサで電気的に接続する構造でないため、リード線などに伴う不要な寄生インダクタンス成分の発生がない。
【００２７】
さらに、平衡型入力ポート１の中心電極２１ａの電極幅を、他の中心電極２２，２３の電極幅と異ならせることにより、プッシュプルアンプ３１との間に最適なインピーダンス整合が得られる。特に、プッシュプルアンプ３１のインピーダンスが低い場合には、図６に示すアイソレータ１ａのように、平衡型入力ポート１の中心電極２１ａの電極幅を、他の中心電極２２，２３の電極幅より太くする。これにより、中心電極２１ａでの導体損が減り、低挿入損失のアイソレータ１ａを得ることができる。
【００２８】
また、プッシュプルアンプ３１はその性質として、２倍高調波の発生が少ない（例：基本波比で、−４０から−５０ｄＢ程度）。従って、むしろ３倍高調波（基本波比で、−４０ｄＢ程度）の抑圧が課題となる。一方、アイソレータ１は３倍高調波を抑圧する能力が大きい。そのため、プッシュプルアンプ３１とアイソレータ１を組み合わせることにより、２倍、３倍の高調波を、フィルタやバランを付加することなく、余裕をもって基本波比で−６０ｄＢ以下に抑えることができるようになる。
【００２９】
表１は、プッシュプルアンプ３１とアイソレータ１を組み合わせたときの２倍、３倍の高調波の抑圧度及び挿入損失を測定した結果を示したものである。比較のために、不平衡増幅器と従来型アイソレータとを組み合わせた場合、並びに、不平衡増幅器と従来型アイソレータとローパスフィルタとを組み合わせた場合のそれぞれの測定結果も併せて示している。こうして不要な高調波の発射を防ぎつつ、コストやサイズ、重量を減少させ、挿入損失の減少によって通信機を低消費電力タイプとすることが実現する。移動通信機にあっては、小型・軽量、低価格、長電池駆動時間が実現する。
【００３０】
【表１】
0003840957.tif 000002
【００３１】
［第２実施形態、図７及び図８］
図７は、第２実施形態のアイソレータ４１の内部の電気的接続状態を示すものである。整合用コンデンサＣ２，Ｃ４は、ホット側コンデンサ電極が中心電極２２，２３の接続部２８，２９にそれぞれはんだ付けされ、コールド側コンデンサ電極がアース引出し電極部１７ａにそれぞれはんだ付けされている。整合用コンデンサＣ５は、下面のコンデンサ電極が中心電極２１の一方の接続部２６にはんだ付けされ、上面のコンデンサ電極がリード線４２を介して中心電極２１の他方の接続部２７に電気的に接続されている。
【００３２】
抵抗Ｒの一方は、中心電極２３の接続部２９を介して整合用コンデンサＣ４のホット側コンデンサ電極に接続され、他方はアース引出し電極部１７ａに接続されている。
【００３３】
図８は、このアイソレータ４１を携帯電話４０ａの送信回路部に組み込んだ場合の電気回路図である。図８において、４５は分布定数線路（ストリップライン）４６，４７と抵抗４８とを備えた電力分配器である。アイソレータ４１の中心電極２１の両端部（具体的には接続部２６，２７）は給電端とされ、この中心電極２１に接続されている入力ポート１は平衡型入力ポートである。このアイソレータ４１の中心電極２１に接続されている平衡型入力ポート１は、プッシュプルアンプ３１の平衡出力側に電気的に接続されている。なお、プッシュプルアンプ３１の一方の増幅器３３には、移相器３３ａが直列に接続されている。
【００３４】
このアイソレータ４１は、バランやハイブリッド等を介さないで、プッシュプルアンプ３１（平衡出力回路）の出力側に接続することができる。従って、送信回路部を小型かつ低コストにすることができる。また、バランやハイブリッド等を省略できるため、挿入損失や不要輻射が少なく、かつ、使用可能な周波数帯域が広い携帯電話４０ａを得ることができる。
【００３５】
また、平衡型入力ポート１の中心電極２１の両端間を電気的に接続している整合用コンデンサＣ５の静電容量値を調整すれば、送信回路部の動作中心周波数を目的の周波数に合わせることができる。
【００３６】
［第３実施形態、図９］
図９は、第３実施形態のアイソレータ５１を携帯電話４０ｂの送信回路部に組み込んだ場合の電気回路図である。図９において、５３は分布定数線路（ストリップライン）５４〜５７を備えたハイブリッド、５８は終端抵抗である。アイソレータ５１の中心電極２１の両端部（具体的には接続部２６，２７）は給電端とされ、この中心電極２１に接続されている入力ポート１は平衡型入力ポートである。このアイソレータ５１は、中心電極２１に整合用コンデンサを接続しておらず、小型化に適している。
【００３７】
［第４〜第９実施形態、図１０〜図１５］
図１０は、第４実施形態のアイソレータ６１の電気等価回路図である。このアイソレータ６１は、中心電極２１の両端部を給電端とし、この中心電極２１に接続されているポート１を平衡型入力ポートとしている。中心電極２１の両端部間には整合用コンデンサＣ５が電気的に接続されており、かつ、中心電極２１のそれぞれの端部には整合用コンデンサＣ６，Ｃ７が電気的に直列に接続されている。そして、これら整合用コンデンサＣ５〜Ｃ７の静電容量値を適宜調整することにより、送信回路部の動作中心周波数を目的の周波数に合わせることができる。さらに、出力インピーダンスが５０Ωから大幅に離れている平衡出力回路にインピーダンス整合をとることができる。
【００３８】
また、図１１は第５実施形態のアイソレータ７１の電気等価回路図である。このアイソレータ７１は、両端部を給電端とした中心電極２１のそれぞれの端部とアースとの間に、整合用コンデンサＣ１，Ｃ３が電気的に接続されるとともに、中心電極２１のそれぞれの端部には整合用コンデンサＣ６，Ｃ７が電気的に直列に接続されている。そして、これら整合用コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ６，Ｃ７の静電容量値を適宜調整することにより、送信回路部の動作中心周波数を目的の周波数に合わせることができる。さらに、出力インピーダンスが５０Ωから大幅に離れている平衡出力回路にインピーダンス整合をとることができる。
【００３９】
また、図１２は第６実施形態のアイソレータ８１の電気等価回路図である。このアイソレータ８１は、両端部を給電端とした中心電極２１のそれぞれの端部と平衡入力端子１４，１５との間に、整合用コンデンサＣ６，Ｃ７が電気的に接続されている。そして、これら整合用コンデンサＣ６，Ｃ７の静電容量値を適宜調整することにより、出力インピーダンスが低い（例えば１０Ω以下）平衡出力回路にインピーダンス整合をとることができる。
【００４０】
また、図１３は第７実施形態のアイソレータ９１の電気等価回路図である。このアイソレータ９１は、両端部を給電端とした中心電極２１のそれぞれの端部と平衡入力端子１４，１５との間に整合用コンデンサＣ６，Ｃ７が電気的に接続されるとともに、平衡入力端子１４と１５の間に整合用コンデンサＣ５が電気的に接続されている。そして、これら整合用コンデンサＣ５〜Ｃ７の静電容量値を適宜調整することにより、送信回路部の動作中心周波数を目的の周波数に合わせることができる。さらに、出力インピーダンスが５０Ωから大幅に離れている平衡出力回路にインピーダンス整合をとることができる。
【００４１】
また、図１４は第８実施形態のアイソレータ１０１の電気等価回路図である。このアイソレータ１０１は、図１０に示した第４実施形態のアイソレータ６１に、さらに、平衡入力端子１４と１５の間に整合用コンデンサＣ８が電気的に接続されたものである。さらに、図１５は第９実施形態のアイソレータ１１１の電気等価回路図である。このアイソレータ１１１は、図１１に示した第５実施形態のアイソレータ７１に、さらに、平衡入力端子１４と１５の間に整合用コンデンサＣ８が電気的に接続されたものである。
【００４２】
［他の実施形態］
なお、本発明に係る非可逆回路素子及び通信装置は前記実施形態に限定するものではなく、その要旨の範囲内で種々に変更することができる。例えば、前記実施形態では、１ポートを終端した集中定数型アイソレータの場合について説明したが、本発明は３ポート集中定数型サーキュレータなどの他の高周波部品にも適用できる。
【００４３】
また、中心電極や整合用コンデンサなどは、誘電体基板や磁性体基板の表面にパターン印刷等の方法で形成したものでもよいし、誘電体シートや磁性体シートを積層して構成した多層基板の内部にパターン印刷等の方法で積層配置したものであってもよい。磁性体基板や磁性体シートを積層して構成した磁性体多層基板に中心電極を形成した場合には、フェライトと中心電極が一体化された構造が得られる。
【００４４】
また、本発明に係る通信装置は、前記実施形態に限るものではない。例えば、図１６は、第１実施形態のアイソレータ１を携帯電話４０ｃの送信回路部に組み込んだ場合の電気回路図である。図１６において、Ｖｃｃは電源端子、１２１はＦＥＴ（トランジスタでもよい）、１２３，１２４はインピーダンス素子（例えば抵抗器）、１２５，１２６はコンデンサ、３１は１８０度の位相差で動作する一対の増幅器３２，３３を備えたプッシュプルアンプ、３４はアンテナスイッチ、３５はアンテナ素子である。
【００４５】
アイソレータ１の中心電極２１の両端部（具体的には接続部２６，２７）は給電端とされ、この中心電極２１に接続されている入力ポート１は平衡型入力ポートである。このアイソレータ１の中心電極２１に接続されている平衡型入力ポート１は、プッシュプルアンプ３１の平衡出力側に電気的に接続されている。アイソレータ１の中心電極２２に接続されている出力ポート２は不平衡型出力ポートである。この不平衡型出力ポート２は、アンテナスイッチ３４に電気的に接続されている。そして、アイソレータ１の中心電極２３に接続されているポート３は終端ポートとされている。
【００４６】
また、図１７は、第１実施形態のアイソレータ１を携帯電話４０ｄの送信回路部に組み込んだ場合の電気回路図である。図１７において、１３１は平衡型ミキサ、１３２は平衡型フィルタ（例えば表面弾性波フィルタ）、１３３は平衡型増幅器、３１は１８０度の位相差で動作する一対の増幅器３２，３３を備えたプッシュプルアンプ、１３４はアンテナ共用器（デュプレクサ）、３５はアンテナ素子である。平衡型ミキサ１３１は、変調波（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ）または変調信号（Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  ＲＦ  Ｓｉｇｎａｌ）と、搬送波（Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｗａｖｅ）または局部発振波（Ｌｏｃａｌ  Ｓｉｇｎａｌ）とを混合する。
【００４７】
【発明の効果】
以上の説明で明らかなように、本発明によれば、複数の中心電極にそれぞれ接続されている複数のポートのうち、少なくとも一つのポートが平衡型ポートであるので、非可逆回路素子を平衡出力回路の出力側に接続する際、バランやハイブリッド等を介さないで接続することができる。また、平衡型ポートの中心電極の電極幅を、残りの中心電極の電極幅と異ならせることにより、非可逆回路素子と平衡出力回路との間で最適なインピーダンス整合が得られる。特に、平衡出力回路のインピーダンスが低い場合には、平衡型ポートの中心電極の電極幅を、残りの中心電極の電極幅より太くすることにより、中心電極での導体損が減り、低挿入損失の非可逆回路素子が得られる。この結果、製造コストや挿入損失や不要輻射が抑えられ、小型で優れた周波数特性を有する通信装置が得られる。
【００４８】
また、平衡型増幅器と本発明に係る平衡入力型アイソレータを組み合わせることにより、フィルタやバランを付加することなく、２倍高調波や３倍高調波を余裕をもって基本波比で−６０ｄＢ以下に抑えることができるようになる。こうして不要な高調波の発射を防ぎつつ、コストやサイズ、重量を減少させ、挿入損失の減少によって通信機を低消費電力タイプとすることができる。移動通信機にあっては、小型・軽量、低価格、長電池駆動時間が実現する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る非可逆回路素子の一実施形態を示す分解斜視図。
【図２】図１に示した非可逆回路素子の内部平面図。
【図３】図１に示した非可逆回路素子の内部接続状態を示す概略構成図。
【図４】図１に示した非可逆回路素子の外観斜視図。
【図５】図１に示した非可逆回路素子を平衡出力回路に接続した通信装置の送信回路部を示す電気回路図。
【図６】図１に示した非可逆回路素子の変形例を示す内部平面図。
【図７】本発明に係る非可逆回路素子の別の実施形態を示す概略構成図。
【図８】図７に示した非可逆回路素子を平衡出力回路に接続した通信装置の送信回路部を示す電気回路図。
【図９】本発明に係る非可逆回路素子及び通信装置のさらに別の実施形態を示す電気回路図。
【図１０】本発明に係る非可逆回路素子のさらに別の実施形態を示す電気等価回路図。
【図１１】本発明に係る非可逆回路素子のさらに別の実施形態を示す電気等価回路図。
【図１２】本発明に係る非可逆回路素子のさらに別の実施形態を示す電気等価回路図。
【図１３】本発明に係る非可逆回路素子のさらに別の実施形態を示す電気等価回路図。
【図１４】本発明に係る非可逆回路素子のさらに別の実施形態を示す電気等価回路図。
【図１５】本発明に係る非可逆回路素子のさらに別の実施形態を示す電気等価回路図。
【図１６】図１に示した非可逆回路素子を平衡出力回路に接続した、別の通信装置の送信回路部を示す電気回路図。
【図１７】図１に示した非可逆回路素子を平衡出力回路に接続した、さらに別の通信装置の送信回路部を示す電気回路図。
【符号の説明】
１，１ａ，４１，５１，６１，７１，８１，９１，１０１，１１１…集中定数型アイソレータ
９…永久磁石
１４，１５…平衡入力端子
２０…フェライト
２１〜２３，２１ａ…中心電極
２６〜２９…接続部
４０，４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４０ｄ…携帯電話
３１…プッシュプルアンプ
３２，３３…増幅器
Ｃ１〜Ｃ８…整合用コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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