(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に交流リアクトルを介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器と、この電力用ダイオード整流器の交流端子に交流端子が直接に接続された電圧形自励式電力変換器と、この電圧形自励式電力変換器および前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間にリカバリ電流抑制用リアクトルを介して接続され、負荷装置を並列に接続する直流平滑コンデンサとを具備してなる電力変換装置。
【請求項２】
前記リカバリ電流抑制用リアクトルに、そのリアクトルに流れたリカバリ電流をリセットするリセット回路を並列接続したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより入力電流を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記電圧形自励式電力変換器は、前記交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより入力電流を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記電圧形自励式電力変換器は、前記交流電源の電圧が変動した場合、電源の電圧の変化に合わせて前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて制御動作することを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記電圧形自励式電力変換器は、前記交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶs、入力電流をＩs、前記交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記電圧形自励式電力変換器は、前記交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、前記交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載された電力変換装置。
【請求項８】
３相交流電源に１次巻線が接続され、所定の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各２次巻線に交流リアクトルを介して交流端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これらｎ台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流側端子が直接に接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流共通端子にリカバリ電流抑制用リアクトルを介して接続され、負荷装置を並列に接続する直流平滑コンデンサとを具備してなる電力変換装置。
【請求項９】
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御して前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、前記交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御して前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
３相交流電源に１次巻線が接続され、所定の位相差を有するｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各２次巻線に交流リアクトルを介して交流端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これらｎ台の電力用ダイオード整流器の交流端子に直接に交流端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、前記ｎ台の電圧形自励式変換器および前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子のそれぞれにリカバリ電流抑制用リアクトルを介して接続されたｎ個の直流平滑コンデンサとを備え、前記ｎ個の直流平滑コンデンサが直列接続され、その直列接続された両端に負荷装置が接続される電力変換装置。
【請求項１２】
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより各電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御して前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、前記交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより各電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御して前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
【請求項１４】
３相交流電源に対し１次巻線が各相毎に直列接続され、２次巻線の出力電圧が所定の位相差を持つように構成されたｎ台の３相変圧器と、これらｎ台の３相変圧器の各２次巻線に交流端子が接続された３相ブリッジ結線のｎ台の電力用ダイオード整流器と、これらｎ台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流端子が直接に接続されたｎ台の３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器および前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流共通共通端子にそれぞれリカバリ電流抑制用リアクトルを介して接続され、並列に負荷装置が接続される直流平滑コンデンサとを具備してなる電力変換装置。
【請求項１５】
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御して前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする請求項１４に記載の電力変換装置。
【請求項１６】
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、前記交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御して前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする請求項１４に記載の電力変換装置。
【請求項１７】
前記リカバリ電流抑制用リアクトルにそれぞれ、それらのリアクトルに流れた電流をリセットするリセット回路を並列接続したことを特徴とする請求項８ないし１６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１８】
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、前記交流電源の電圧が変動した場合、その電源電圧の変化に合わせて前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて制御することを特徴とする請求項８〜１７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１９】
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、前記交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、前記交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする請求項８〜１８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項２０】
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、前記交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、前記交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする請求項８〜１８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器を組み合わせた高効率で経済的な電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気鉄道直流き電システムでは、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストを安くすることができる利点を有する。しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという問題点があった。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動する欠点があった。
【０００３】
図２５は、従来の電力回生可能なＰＷＭコンバータ（パルス幅変調制御コンバータ）の回路構成を示すものである。ＰＷＭコンバータＣＮＶは、交流端子が交流リアクトルＬｓを介して３相交流電源ＳＵＰの端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続され、直流端子が直流平滑コンデンサＣｄ、および３相出力のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータＩＮＶの直流端子に接続される。インバータＩＮＶの交流端子は交流電動機Ｍに接続される。ＰＷＭコンバータＣＮＶは、３相ブリッジ結線された６アーム６個の整流器用高速ダイオードＤ１〜Ｄ６と、各ダイオードに逆並列接続された回生インバータ用スイッチング素子たる自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６とからなっている。ダイオードＤ１〜Ｄ３および自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ３は正側に配置され、ダイオードＤ４〜Ｄ６および自己消弧素子Ｓ４〜Ｓ６は負側に配置されている。インバータＩＮＶもコンバータＣＮＶと同様の回路構成を持っているが、ここでは詳細説明を省略する。
【０００４】
ＰＷＭコンバータＣＮＶは、比較器Ｃ１，Ｃ２、電圧制御補償器Ｇｖ(Ｓ)、乗算器ＭＬ、電流制御補償器Ｇｉ(Ｓ)、およびパルス幅変調制御回路PWMCからなる制御装置を備えている。比較器Ｃ１および電圧制御補償器Ｇｖ(Ｓ)は各相共通であるが、乗算器ＭＬ、比較器Ｃ２、電流制御補償器Ｇｉ(Ｓ)、およびパルス幅変調制御回路PWMCは各相毎に設けられる。ここにはＲ相の内部回路構成のみを詳しく示しているが、Ｓ相およびＴ相の制御回路も同様に構成されている。Ｒ相制御回路からＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４のためのゲート信号ｇ１，ｇ４が出力され、Ｓ相制御回路からＳ相の自己消弧素子Ｓ２，Ｓ５のためのゲート信号ｇ２，ｇ５が出力され、Ｔ相制御回路からＴ相の自己消弧素子Ｓ３，Ｓ６のためのゲート信号ｇ３，ｇ６が出力される。
【０００５】
ＰＷＭコンバータＣＮＶは、以上のように構成された制御装置により、直流平滑コンデンサＣｄに印加される直流電圧Ｖｄが電圧指令値Ｖd*に一致するように入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。さらに具体的には、電圧指令値Ｖd*と電圧検出値Ｖｄの偏差を比較器Ｃ１で得て電圧制御補償器Ｇｖ(Ｓ)で増幅し、入力電流の振幅指令値Ｉsmとする。乗算器ＭＬにおいてＲ相の電圧に同期した単位正弦波sinωｔと入力電流の振幅指令値Ｉsmを掛け算し、その積をＲ相の電流指令値Ｉr*とする。このＲ相電流指令値Ｉr*とＲ相電流検出値Ｉｒを比較器Ｃ２で比較し、その偏差を電流制御補償器Ｇｉ(Ｓ)で反転増幅する。ここで通常は比例増幅が使われ、ゲインはＧｉ(Ｓ)＝−Ｋｉとなる。Ｋｉは比例定数である。電流制御補償器Ｇｉ(Ｓ)の出力である電圧指令値ｅr*＝−Ｋｉ×(Ｉr*−Ｉｒ)をＰＷＭ制御回路PWMCに入力し、コンバータＣＮＶのＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４のゲート信号ｇ１，ｇ４を作る。ＰＷＭ制御回路PWMCは、電圧指令値ｅr*とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨｚの三角波）を比較し、ｅr*＞Ｘのときは、素子Ｓ１をオンさせ（Ｓ４はオフ）、ｅr*＜Ｘのときは、素子Ｓ４をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、コンバータのＲ相電圧Ｖｒは電圧指令値ｅr*に比例した電圧を発生する。
【０００６】
Ｒ相の入力電流Ｉｒに関して、Ｉr*＞Ｉｒの場合、電圧指令値ｅr*は負の値となり、Ｉｒを増加させる。逆に、Ｉr*＜Ｉｒの場合、電圧指令値ｅr*は正の値となり、Ｉｒを減少させる。このようにして、Ｉr*＝Ｉｒとなるような制御が行われる。Ｓ相およびＴ相の電流Ｉｓ，Ｉｔも同様に制御される。
【０００７】
直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは、次のように制御される。すなわち、Ｖd*＞Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉsmが増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、電流Ｉsmに比例した有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給されることになる。この結果、電圧Ｖｄが上昇し、Ｖd*＝Ｖｄとなるように制御される。逆に、Ｖd*＜Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉsmは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。故に、直流平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーが減少し、電圧Ｖｄが低下して、やはり、Ｖd*＝Ｖｄとなるように制御される。
【０００８】
ＶＶＶＦ（可変電圧・可変周波数）インバータＩＮＶおよび交流電動機Ｍは直流平滑コンデンサＣｄを電圧源とする負荷であり、力行運転時はコンデンサＣｄの蓄積エネルギーを消費し、電圧Ｖｄを低下させる方向に作用する。また、回生運転時はその回生エネルギーを平滑コンデンサＣｄに戻すため、電圧Ｖｄを上昇させる方向に働く。前述のようにＰＷＭコンバータＣＮＶによって直流電圧Ｖｄが一定になるように制御するため、自動的に、力行運転では交流電源から見合った有効電力を供給し、回生運転時は回生エネルギーに見合った有効電力を交流電源側に回生することになる。
【０００９】
このように、従来のＰＷＭコンバータによれば、直流電圧Ｖｄを安定化することができ、電力回生が可能であり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失効の問題も解決される。
【００１０】
しかし、ＰＷＭコンバータは、高周波でスイッチングを行うためスイッチング素子のスイッチング損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子は、遮断電流として交流入力電流の最大値を切る能力が必要となる。したがって、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもその遮断電流に耐えるように設計しなければならず、電力変換器として大きなものが必要となり、不経済なシステムとなってしまう問題があった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、電力回生が可能な電力変換器として、パルス幅変調制御による自励式変換器（ＰＷＭコンバータと呼ぶ）があるが、ダイオード整流器に比べるとコストが高く、過負荷耐量もあまり大きくすることができないという難点がある。また、ＰＷＭ制御に伴うスイッチング損失が大きくなり、変換器効率が悪い等の問題があった。
【００１２】
そこで、本発明は、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明の電力変換装置は、交流電源に交流リアクトルを介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器と、この電力用ダイオード整流器の交流端子に交流端子が直接に接続された電圧形自励式電力変換器と、この電圧形自励式電力変換器および電力用ダイオード整流器の直流共通端子間にリカバリ電流抑制用リアクトルを介して接続され、負荷装置を並列に接続する直流平滑コンデンサとを具備する。
【００１４】
この構成によれば、力行運転時は、大部分の電流が電力用ダイオード整流器に流れるように制御することにより、電圧形自励式電力変換器の遮断電流を小さく抑える。電圧形自励式電力変換器は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で電源電圧に対する位相角を制御することにより、入力電流を制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。そのため自励式電力変換器を構成する自己消弧素子のスイッチングを、入力電流のゼロ点付近で行うようにすることにより、素子の遮断電流を小さくすることができる。
【００１５】
回生運転時は、大部分の電流が電圧形自励式電力変換器の自己消弧素子に流れる。本発明装置は、例えば、力行運転は３００％の過負荷を許容し、回生運転は１００％とするのが経済的な使い方となる。電気鉄道では、１列車が回生ブレーキをかけても他の列車は力行中の場合が多く、上記使い方は妥当なものとなる。回生電力１００％で運転した場合、電流の大部分は自己消弧素子に流れることは同じである。しかし、回生運転時も電源力率はほぼ１に制御され、自己消弧素子のスイッチングを電流ゼロ点付近で行うようにすることにより、素子の遮断電流は小さく抑えることが可能となる。故に、スイッチング損失は大幅に軽減され、遮断電流の小さい自己消弧素子で自励式電力変換器ＣＮＶを構成することができるようになり、経済的な装置を提供することができる。
【００１６】
本発明の他の特徴は、リカバリ電流抑制用リアクトルを直流側に配置したことにある。これにより、電力用ダイオードの交流端子と電圧形自励式電力変換器の交流端子を直接接続することができ、自己消弧素子がオフ動作したとき、瞬時に電力用ダイオードに電流が移り、自己消弧素子に逆並列接続の高速ダイオードに流れる電流がごくわずかで済む。したがって、順電圧降下の小さい電力用ダイオードに電流が流れるため、損失が小さく、効率のよい運転が可能になる。
【００１７】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載の電力変換装置において、リカバリ電流抑制用リアクトルに、そのリアクトルに流れたリカバリ電流をリセットするリセット回路を並列接続するものである。
【００１８】
リカバリ電流抑制用リアクトルは、電圧形自励式電力変換器の自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器の各ダイオードに過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑制する役割を持っている。通常、このリアクトルのインダクタンスは数十μＨ程度でよく、交流リアクトルに比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。このリアクトルにリカバリ電流が流れた場合、次のスイッチングのときまでにその電流を一旦リセットする必要がある。そのために、そのリアクトルにはリカバリ電流リセット回路を並列接続する。例えば、リアクトルに、ダイオードと抵抗の直列回路からなるリセット回路を並列接続する。リセット回路の時定数Ｔは、リアクトルのインダクタンスをＬ、抵抗の抵抗値をＲとすれば、Ｔ＝Ｌ／Ｒで与えられ、スイッチング周期の１／３以下にするのが望ましい。自励式変換器を１パルスで動作させる場合、電源周波数ｆｓを５０Ｈｚとして、スイッチング周期Ｔswは、Ｔsw＝１／（６・ｆｓ）＝１／３００［ｓ］＝３．３［ｍｓ］となる。したがって、Ｔｐ＝１［ｍｓ］以下にするのが望ましいことになる。Ｌ＝５０μＨとして、Ｒ＝０．１Ωとすれば、Ｔ＝０．５［ｍｓ］となる。抵抗Ｒを大きくすると、変換器に印加される電圧が高くなり、その分、素子の耐圧を上げる必要がある。
【００１９】
従来のＰＷＭコンバータでは、スイッチング周波数が高いことと、３相ブリッジ結線された各自己消弧素子のスイッチングがランダム動作するため、リセット時間は非常に短くなってしまう。したがって、ＰＷＭコンバータの直流ラインにリカバリ電流抑制用リアクトルを一括して挿入するのは得策ではない。
【００２０】
リカバリ電流抑制用リアクトルに流れたリカバリ電流をリセットする回路として、上記のようにダイオードと抵抗の直列回路があるが、抵抗の代わりに直流電圧源を用意してもよい。直流電圧源としては、バッテリーあるいは大容量の直流平滑コンデンサ等があり得る。その直流電圧源にはエネルギーが徐々に蓄積されるので、それを消費する回路または電源に回生する回路等が付加されることが多い。
【００２１】
このように、例えばダイオードと抵抗からなるリセット回路をリカバリ電流抑制用リアクトルに並列接続することにより、直流側に挿入されたリカバリ電流抑制用リアクトルの機能を保持することができる。
【００２２】
請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより入力電流を制御することを特徴とする。
【００２３】
電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧に同期したスイッチングを行う。直流電圧が一定ならば、電圧の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧に対する出力電圧の位相角φを変えることにより、交流リアクトルに印加される電圧が変化し、入力電流を調整することができる。
【００２４】
電源電圧に対する出力電圧の位相角を遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力が増加する。逆に位相角を進み方向に増やすと、有効電力が交流電源に回生される。ちなみに、位相角φ＝０では、有効電力の授受はない。入力電流の位相角は、電源電圧に対し、φ／２または、π−φ／２となり、入力力率は、cos(φ／２)となる。また、入力電流と自励式変換器の交流出力電圧との位相差は、−φ／２または、π＋φ／２となり、変換器力率は、cos(φ／２)となる。位相角φは、入力電流と交流リアクトルの値に依存する。位相角θは、過負荷運転時でも高々φ＝３０°程度で、力率はcos１５°＝０．９６６となる。
【００２５】
自励式変換器を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流の高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いため、電流のゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【００２６】
請求項４に係る発明は、請求項１または２に記載の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器は、交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより入力電流を制御することを特徴とする。
【００２７】
請求項４に記載の発明によれば、請求項３に係る発明と同じく、自励式変換器を一定のパルスパターンで運転するものであるが、そのパルス数を１パルスにしたものである。当然、直流電圧が一定ならば、自励式変換器の交流側出力電圧の振幅値は、一定となる。電源電圧に対する自励式変換器の交流側出力電圧の位相角φを調整することにより、入力電流を制御するが、φ＝０のとき、入力電流が０となるようにするには、電源電圧の波高値と変換器出力電圧の基本波の波高値が同じになるようにする必要がある。直流電圧は負荷側の要求等により決まってしまうので、電源側に変圧器を入れて、出力電圧の基本波成分の波高値と電源電圧の波高値が同じになるように、変圧器の２次電圧を合わせる。
【００２８】
自励式変換器を１パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率はさらに向上する。また、交流側出力電圧の基本波成分が大きくなり、自励式変換器の電圧利用率が向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流のゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子の遮断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストな電力変換装置を提供することができる。また、大電流を遮断しないということは、ソフトスイッチングに近くなるということであり、ＥＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を提供することができる。
【００２９】
請求項５に係る発明は、請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器は、交流電源の電圧が変動した場合、電源の電圧の変化に合わせて直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて制御動作することを特徴とする。
【００３０】
電圧形自励式電力変換器を１パルスまたは一定パルスパターンで運転した場合、電力変換器の交流側出力電圧の振幅値は一定となり、電源電圧が高くなると、変換器は遅れ力率運転となり、また、電源電圧が低くなると、変換器は進み力率運転となってしまう。また、力率低下に伴い、自励式電力変換器の交流側出力電圧と入力電流の位相差が大きくなり、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流が大きくなってしまう。そこで、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを電源電圧Ｖｓの振幅値に合わせて調整することにより、常に｜Ｖｓ｜＝｜Ｖｃ｜となるように制御する。これにより、電源力率あるいは変換器力率の極端な低下を防ぐことが可能となり、自己消弧素子の遮断電流の増加を防止することができる。
【００３１】
請求項６に係る発明は、請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器は、交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶs、入力電流をＩs、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする。
【００３２】
自励式電力変換器により、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように調整することにより、入力電流の位相を電源電圧の位相に一致させることができ、電源力率＝１の運転をすることができる。この効果は回生運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高力率の電力変換装置を提供することができる。
【００３３】
請求項７に係る発明は、請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器は、交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする。
【００３４】
自励式電力変換器により、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるようにほぼ調整することにより、入力電流の電源電圧に対する位相角を自励式電力変換器の交流側出力電圧の位相角にほぼ一致させることができる。すなわち、入力電流と変換器出力電圧の位相が一致し、変換器力率＝１の運転をすることがができる。この結果、自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができ、かつ、変換器容量を低減することができる。この効果は回生運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装置を提供することができる。
【００３５】
請求項８に係る発明の電力変換装置は、３相交流電源に１次巻線が接続され、所定の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各２次巻線に交流リアクトルを介して交流端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これらｎ台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流側端子が直接に接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器とｎ台の電力用ダイオード整流器の直流共通端子にリカバリ電流抑制用リアクトルを介して接続され、負荷装置を並列に接続する直流平滑コンデンサとを具備してなる。
【００３６】
本装置は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器を組み合わせた電力変換装置を複数台用意し、所定の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器を用いて並列多重運転をするように構成したもので、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流の高調波成分の低減化を達成することができる。これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することができる。
【００３７】
請求項９に係る発明は、請求項８に記載の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御して直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする。
【００３８】
電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧に同期したスイッチングを行う。直流電圧が一定ならば、自励式変換器の交流出力電圧の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧に対する出力電圧の位相角φを変えることより、交流リアクトルに印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｓを調整することができる。
【００３９】
電源電圧に対する各変換器の出力電圧の位相角を遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力が増加する。逆に位相角を進み方向に増やすと、有効電力が交流電源に回生される。
【００４０】
自励式変換器を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流の高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いため、電流のゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、入力電流の高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【００４１】
請求項１０に係る発明は、請求項８に記載の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御して直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする。
【００４２】
各電圧形自励式電力変換器を１パルスモードで動作させることにより、スイッチング損失を減らし、自励式変換器の電圧利用率を向上させることができる。また、入力電流のゼロ点付近で自励式変換器をスイッチングさせるため、自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができる。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率・大容量の電力変換装置を提供することができる。
【００４３】
請求項１１に係る発明の電力変換装置は、３相交流電源に１次巻線が接続され、所定の位相差を有するｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各２次巻線に交流リアクトルを介して交流端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これらｎ台の電力用ダイオード整流器の交流端子に直接に交流端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、ｎ台の電圧形自励式変換器および電力用ダイオード整流器の直流共通端子のそれぞれにリカバリ電流抑制用リアクトルを介して接続されたｎ個の直流平滑コンデンサとを備え、ｎ個の直流平滑コンデンサが直列接続され、その直列接続された両端に負荷装置が接続される。
【００４４】
本装置は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器を組み合わせた電力変換装置を複数台（ｎ台）用意し、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器を用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で直列接続するように構成したもので、変換装置の大容量化と、直流出力電圧の高圧化、および交流電源から供給される入力電流の高調波成分の低減化を達成することができる。これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することができる。
【００４５】
請求項１２に係る発明は、請求項１１に記載の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより各電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御して直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする。
【００４６】
電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧に同期したスイッチングを行う。直流電圧が一定ならば、自励式変換器の交流出力電圧の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧に対する出力電圧の位相角を変えることより、交流リアクトルに印加される電圧が変化し、各電圧形自励式電力変換器の入力電流を調整することができる。自励式変換器を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流の高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いところで動作させることにより、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができる。
【００４７】
電源電圧に対する各変換器の出力電圧の位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力が増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力が交流電源に回生される。
【００４８】
自励式変換器は、各直流平滑コンデンサに印加される電圧がほぼ一定になるように制御する。その結果、その和電圧が一定に制御される。これにより、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流の高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【００４９】
請求項１３に係る発明は、請求項１１に記載の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより各電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御して直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする。
【００５０】
各電圧形自励式電力変換器を１パルスモードで動作させることにより、スイッチング損失を減らし、自励式変換器の電圧利用率を向上させることができる。また、入力電流のゼロ点付近で自励式変換器をスイッチングさせるため、自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができる。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率・大容量の電力変換装置を提供することができる。
【００５１】
請求項１４に係る発明の電力変換装置は、３相交流電源に対し１次巻線が各相毎に直列接続され、２次巻線の出力電圧が所定の位相差を持つように構成されたｎ台の３相変圧器と、これらｎ台の３相変圧器の各２次巻線に交流端子が接続された３相ブリッジ結線のｎ台の電力用ダイオード整流器と、これらｎ台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流端子が直接に接続されたｎ台の３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器およびｎ台の電力用ダイオード整流器の直流共通共通端子にそれぞれリカバリ電流抑制用リアクトルを介して接続され、並列に負荷装置が接続される直流平滑コンデンサとを具備してなる。
【００５２】
本装置は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器を組み合わせた電力変換装置を複数台（ｎ台）用意し、１次巻線を直列接続し、適宜の位相差を持たせた２次巻線を有するｎ台の３相変圧器を用いて、直列多重運転するように構成したもので、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流の高調波成分の低減を図ることができる。特に、直列多重運転により、各変換器に流れる交流側入力電流の高調波成分を低減することができ、自励式電力変換器の制御パルスを少なくすることができる利点がある。また、３相変圧器の漏れインダクタンス分を利用することにより、従来の交流リアクトルを省略することが可能となる。これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することができる。
【００５３】
請求項１５に係る発明は、請求項１４に記載の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御して直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする。
【００５４】
電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧に同期したスイッチングを行う。直流電圧が一定ならば、自励式変換器の交流出力電圧の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧に対する出力電圧の位相角を変えることより、変圧器の漏れインダクタンス分に印加される電圧が変化し、入力電流を調整することができる。自励式変換器を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流の高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いところで動作させることにより、電流のゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができる。
【００５５】
電源電圧に対する各変換器の出力電圧の位相角を遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力が増加する。逆に位相角を進み方向に増やすと、有効電力が交流電源に回生される。
【００５６】
自励式変換器は直流平滑コンデンサに印加される電圧がほぼ一定になるように入力電流を制御する。これにより、入力電流の高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で低コストの電力変換装置を提供することができる。
【００５７】
請求項１６に係る発明は、請求項１４に記載の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御して直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする。
【００５８】
この発明によれば、請求項１５に係る発明と同じく、自励式変換器を一定のパルスパターンで運転するが、そのパルス数を１パルスにしたものである。当然、直流電圧が一定ならば、自励式変換器の交流側出力電圧の振幅値は一定となる。電源電圧に対する自励式変換器の交流側出力電圧の和電圧の位相角φを調整することにより、入力電流を制御するが、φ＝０のとき、入力電流＝０となるようにするには、電源電圧の波高値と変換器出力電圧の和電圧の基本波波高値が同じになるようにする必要がある。直流電圧は負荷側の要求等により決まってしまうので、３相変圧器の２次側電圧を各自励式変換器の交流側出力電圧の基本波成分と同じになるように値を合わせる。
【００５９】
自励式変換器を１パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率はさらに向上する。また、交流側出力電圧の基本波成分が大きくなり、自励式変換器の電圧利用率が向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子の遮断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストな電力変換装置を提供することができる。また、大電流を遮断しないということは、ソフトスイッチングに近くなり、ＥＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を提供することができる。
【００６０】
請求項１７に係る発明は、請求項８ないし１６のいずれか１項に記載の電力変換装置において、リカバリ電流抑制用リアクトルにそれぞれ、それらのリアクトルに流れた電流をリセットするリセット回路を並列接続したことを特徴とする。
【００６１】
リカバリ電流抑制用リアクトルは、電圧形自励式電力変換器の自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器の各ダイオードに過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑制する役割を持っている。通常、このリアクトルのインダクタンスは数十μＨ程度でよく、交流リアクトルに比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。このリアクトルにリカバリ電流が流れた場合、次のスイッチングのときまでにその電流を一旦リセットする必要がある。そのために、そのリアクトルにはリカバリ電流リセット回路を並列接続する。例えば、リアクトルに、ダイオードと抵抗の直列回路からなるリセット回路を並列接続する。リセット回路の時定数Ｔは、リアクトルのインダクタンスをＬ、抵抗の抵抗値をＲとすれば、Ｔ＝Ｌ／Ｒで与えられ、スイッチング周期の１／３以下にするのが望ましい。自励式変換器を１パルスで動作させる場合、電源周波数ｆｓを５０Ｈｚとして、スイッチング周期Ｔswは、Ｔsw＝１／（６・ｆｓ）＝１／３００［ｓ］＝３．３［ｍｓ］となる。したがって、Ｔｐ＝１［ｍｓ］以下にするのが望ましいことになる。Ｌ＝５０μＨとして、Ｒ＝０．１Ωとすれば、Ｔ＝０．５［ｍｓ］となる。抵抗Ｒを大きくすると、変換器に印加される電圧が高くなり、その分、素子の耐圧を上げる必要がある。
【００６２】
リカバリ電流抑制用リアクトルに流れたリカバリ電流をリセットする回路として、上記のようにダイオードと抵抗の直列回路があるが、抵抗の代わりに直流電圧源を用意してもよい。直流電圧源としては、バッテリーあるいは大容量の直流平滑コンデンサ等があり得る。その直流電圧源にはエネルギーが徐々に蓄積されるので、それを消費する回路または電源に回生する回路等が付加されることが多い。
【００６３】
このように、例えばダイオードと抵抗からなるリセット回路をリカバリ電流抑制用リアクトルに並列接続することにより、直流側に挿入されたリカバリ電流抑制用リアクトルの機能を保持することができる。
【００６４】
請求項１８に係る発明は、請求項８ないし１７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、交流電源の電圧が変動した場合、その電源電圧の変化に合わせて直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて制御することを特徴とする。
【００６５】
ｎ台の電圧形自励式電力変換器を１パルスまたは一定パルスパターンで運転した場合、当該電力変換器の交流側出力電圧の振幅値は一定となり、電源電圧が高くなると、変換器は遅れ力率運転となり、また、電源電圧が低くなると、変換器は進み力率運転となってしまう。また、力率低下に伴い、自励式電力変換器の交流側出力電圧と入力電流の位相差が大きくなり、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流が大きくなってしまう。そこで、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、電源電圧Ｖｓの振幅値に合わせて調整することにより、常に｜Ｖｓ｜＝｜Ｖｃ｜となるように制御する。これにより、電源力率あるいは変換器力率の極端な低下を防ぐことが可能となり、自己消弧素子の遮断電流の増加を防止することができる。
【００６６】
請求項１９に係る発明は、請求項８ないし１８のいずれか１項に記載の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする。
【００６７】
ｎ台の自励式電力変換器により、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように調整することにより、入力電流の位相を電源電圧の位相に一致させることができ、電源力率＝１の運転をすることができる。この効果は回生運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高力率の電力変換装置を提供することができる。
【００６８】
請求項２０に係る発明は、請求項８ないし１８のいずれか１項に記載の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする。
【００６９】
ｎ台の自励式電力変換器により、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように調整することにより、入力電流の電源電圧に対する位相角を自励式電力変換器の交流側出力電圧の位相角にほぼ一致させることができる。すなわち、入力電流と変換器出力電圧の位相が一致し、変換器力率＝１の運転をすることができる。この結果、自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができ、かつ、変換器容量の低減が図れる。この効果は回生運転におもても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装置を提供することができる。
【００７０】
【発明の実施の形態】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の電力変換装置の一実施例を示すブロック図である。ここで図２５と同一ないし類似の機能を有する回路要素には同一符号を付して、その詳細説明は省略する。図１の主回路は、図２５の主回路における交流リアクトルＬｓと電圧形自励式変換器ＣＮＶの間に、電力用ダイオード整流器ＲＥＣを付加的に配置している。整流器ＲＥＣは、３相ブリッジ結線の電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６からなり、その交流端子は交流リアクトルＬｓを介して３相交流電源ＳＵＰの受電端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続されるとともに、電圧形自励式変換器ＣＮＶの交流端子に直接に接続されている。整流器ＲＥＣの直流端子および自励式変換器ＣＮＶの直流端子はリカバリ電流抑制用リアクトルＬｐを介して直流平滑コンデンサＣｄの両端に接続されている。直流平滑コンデンサＣｄの両端にこれを電圧源として、VVVFインバータＩＮＶおよび交流電動機Ｍからなる負荷装置LOADが接続される。
【００７１】
リカバリ電流抑制用リアクトルＬｐは、電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオン動作したときに整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑える役割を持っており、通常、数十μＨのインダクタンス値に設計され、交流リアクトルＬｓと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。リカバリ電流抑制用リアクトルＬｐには、力行時の直流電流に対して順方向のダイオードＤｐおよび抵抗Ｒｐの直列回路からなるリセット回路が並列接続されている。このリセット回路は、リアクトルＬｐに流れたリカバリ電流をリセットする役割を持っている。
【００７２】
図１には電圧形自励式変換器ＣＮＶの制御のために各自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６にゲート信号ｇ１〜ｇ６を送出する制御装置も示されている。この制御装置は、比較器Ｃ１，Ｃ３、加算器Ｃ２、電圧制御補償回路Ｇｖ(Ｓ)、電流制御補償回路Ｇｉ(Ｓ)、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ａ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、および位相制御回路ＰＨＣを備えている。直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、それを比較器Ｃ１により電圧指令値Ｖd*と比較する。その偏差εｖ（＝Ｖd*−Ｖｄ）を電圧制御補償回路Ｇｖ(Ｓ)により積分または比例増幅し、その出力値を加算器Ｃ２の第１入力端に入力する。一方、負荷LOADが消費する直流電流Ｉdcを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して加算器Ｃ２の第２入力端に入力する。加算器Ｃ２の出力Ｉq*が、電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Ａは、電源ＳＵＰから電力変換器に供給される３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換によって得られたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を表し、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。
【００７３】
比較器Ｃ３により、有効電流指令値Ｉq*と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉ（＝Ｉq*−Ｉｑ）を電流制御補償回路Ｇｉ(Ｓ)により増幅して、位相角指令値φ*とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、位相角指令値φ*と各相別の位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、ゲート信号ｇ１〜ｇ６により、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を制御する。
【００７４】
図２は、図１の装置の制御動作を説明するための電圧・電流ベクトル図を示すものである。図中、Ｖｓは電源電圧、Ｖｃは自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧、Ｉｓは入力電流、ｊωＬｓ・Ｉｓは交流リアクトルＬｓによる電圧降下分（ただし、リアクトルＬｓの抵抗分は十分小さいものとして無視する）を表わしている。ベクトル的に、Ｖｓ＝Ｖｃ＋ｊωＬｓ・Ｉｓの関係がある。
【００７５】
電源電圧Ｖｓの波高値と自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値はほぼ一致するように合わせる。直流電圧Ｖｄは負荷側からの要求で決まる場合が多く、パルスパターンを決めると、交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器を設置し、その２次電圧をＶｓとして、波高値を合わせる。
【００７６】
入力電流Ｉｓは、電源電圧Ｖｓに対する電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより制御することができる。すなわち、位相角φ＝０とすると、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓはゼロとなり、入力電流Ｉｓもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬ、・Ｉｓの電圧が増加し、入力電流Ｉｓもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩｓは、電圧ｊωＬｓ・Ｉｓに対し９０°遅れており、電源電圧Ｖｓに対しては、φ／２だけ遅れたベクトルとなる。従って、電源側から見た入力力率は、cos(φ／２)となる。
【００７７】
一方、電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧を図２においてＶｃ’のように位相角φを進み方向に増やしていくと、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓも負となり、入力電流はＩｓ’のように、電源電圧Ｖｓに対し(π−φ／２)の位相角となる。すなわち、電力Ｐｓ＝Ｖｓ・Ｉｓは負となり、電力を電源に回生することができる。電源電圧Ｖｓを基準にして、交流出力電圧Ｖｃを図の破線に沿ってＶｃ’の方向に移行させていくと、入力電流ベクトルＩｓは破線に沿ってＩｓ’の方向に変化する。
【００７８】
さて、図１において、有効電流Ｉｑは次のように制御される。
【００７９】
Ｉq*＞Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ(Ｓ)の出力φ*が増加し、入力電流Ｉｓを増加させる。入力力率はほぼ１なので、有効電流Ｉｑが増加し、やがてＩq*＝Ｉｑとなって落ち着く。逆に、Ｉq*＜Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ(Ｓ)の出力φ*が減少し、または負の値になり、入力電流Ｉｓを減少させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが減少し、やはりＩq*＝Ｉｑとなって落ち着く。
【００８０】
また、直流平滑コンデンサＣｄの電圧Ｖｄは次のように制御される。
【００８１】
Ｖd*＞Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ(Ｓ)の出力側の加算器Ｃ２の出力Ｉq*が増加し、上記のようにＩq*＝Ｉｑに制御されるので、有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給される。その結果、直流電圧Ｖｄが増加し、Ｖd*＝Ｖｄとなるように制御される。
【００８２】
逆に、Ｖd*＜Ｖｄとなった場合、加算器Ｃ２の出力Ｉq*が減少し、または負の値となり、有効電力Ｐｓが直流平滑コンデンサＣｄから交流電源ＳＵＰ側に回生される。その結果、直流電圧Ｖｄが減少し、やはりＶd*＝Ｖｄとなるように制御される。
【００８３】
図１の装置では、負荷がとる直流電流Ｉdcを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償器ＦＦで補償量ＩｑFF＝ｋ１・Ｉdcを演算し、加算器Ｃ２に入力している。これにより、負荷が急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑが供給され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄの変動を抑える。
【００８４】
＜第２の実施の形態＞
この実施の形態は、図１の電力変換装置において、リカバリ電流抑制用リアクトルＬｐに、これに流れたリカバリ電流をリセットするために、ダイオードＤｐおよび抵抗Ｒｐの直列回路からなるリセット回路を並列接続するものである。
【００８５】
リカバリ電流抑制用リアクトルＬｐは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑制する。通常、このリアクトルＬｐのインダクタンスは数十μＨ程度であり、交流リアクトルＬｓに比べると、２桁ぐらい小さい。このリアクトルＬｐにリカバリ電流が流れた場合、次のスイッチングのときまでにその電流を一旦リセットする必要があり、リセット回路はそのリセットのために設けられている。
【００８６】
図１の回路装置において、例えば、Ｒ相の入力電流Ｉｒが電力用ダイオードＰＤ１を介して流れているとき、自己消弧素子Ｓ４がオンした場合、ダイオードＰＤ１のリカバリ電流は、直流平滑コンデンサＣｄ（＋）→リアクトルＬｐ→電力用ダイオードＰＤ１→自己消弧素子Ｓ４→直流平滑コンデンサＣｄ（−）、の経路に流れる。リアクトルＬｐは、この電流が過大にならないように抑制する。リカバリ電流によりダイオードＰＤ１の内部の蓄積キャリアが消滅すると、ダイオードＰＤ１がオフする。そのとき、リアクトルＬｐに蓄積されたエネルギーにより、ＶLP＝Ｌｐ（ｄｉ／ｄｔ）の電圧がリアクトルＬｐの両端に発生する。この結果、変換器を構成する自己消弧素子やダイオードには、Ｖｄ＋ＶLPの電圧が印加されることになる。このとき、ダイオードＤｐおよび抵抗Ｒｐからなるリセット回路はリアクトルＬｐの蓄積エネルギーを消費し、電流をリセットする役割を果たす。リセット回路の時定数Ｔｐは、リアクトルＬｐのインダクタンスをＬｐ、抵抗Ｒｐの抵抗値をＲｐとすれば、Ｔｐ＝Ｌｐ／Ｒｐで与えられ、スイッチング周期の１／３以下にするのが望ましい。自励式変換器を１パルスで動作させる場合、電源周波数ｆｓを５０Ｈｚとして、スイッチング周期Ｔswは、Ｔsw＝１／（６・ｆｓ）＝１／３００［ｓ］＝３．３［ｍｓ］となる。したがって、Ｔｐ＝１［ｍｓ］以下にするのが望ましいことになる。Ｌ＝５０μＨとして、Ｒ＝０．１Ωとすれば、Ｔ＝０．５［ｍｓ］となる。抵抗Ｒを大きくすると、変換器に印加される電圧が高くなり、その分、素子の耐圧を上げる必要がある。
【００８７】
リカバリ電流抑制用リアクトルＬｐに流れたリカバリ電流をリセットする回路として、図１では、ダイオードＤｐと抵抗Ｒｐの直列回路を示したが、抵抗Ｒｐの代わりに直流電圧源を用意してもよい。直流電圧源としては、バッテリーあるいは大容量の直流平滑コンデンサ等があり得る。その直流電圧源にはエネルギーが徐々に蓄積されるので、それを消費する回路または電源に回生する回路等が付加されることが多い。
【００８８】
このように、例えばダイオードＤｐと抵抗Ｒｐからなるリセット回路をリカバリ電流抑制用リアクトルＬｐに並列接続することにより、直流側に挿入されたリカバリ電流抑制用リアクトルＬｐの機能を保持することができる。
【００８９】
＜第３の実施の形態＞
図３は、図１における位相制御回路ＰＨＣの実施形態を示すものである。図３において、ＡＤ１〜ＡＤ３は各相別に設けられた加減算器、ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３は同様に各相別に設けられたパルスパターン発生器を示す。加減算器ＡＤ１〜ＡＤ３は、位相信号θｒ，θｓ，θｔから位相角指令値φ*を引き算し、新たな位相信号θcr，θcs，θctを作る。この新たな位相信号θcr，θcs，θctは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。パルスパターン発生器ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３は、新たな位相信号θcr，θcs，θctに対して、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号ｇ１〜ｇ６を各相別に発生する。
【００９０】
Ｒ相を代表例として、パルスパターン発生器ＰＴＮ１は、位相信号θcrに対するＲ相素子Ｓ１，Ｓ４のパルスパターンをテーブル関数として記憶したもので、図４に１パルス動作時の波形を示す。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θcr＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ*だけ遅れた信号で与えられる。すなわち、入力θcrに対し、次のようなゲート信号ｇ１（またはｇ４）を出力する。すなわち、
０≦θcr＜πの範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１オン、Ｓ４オフ）
π≦θcr＜２πの範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１オフ、Ｓ４オン）
である。
【００９１】
自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖcrは、
Ｓ１オン（Ｓ４オフ）のとき、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２
Ｓ１オフ（Ｓ４オン）のとき、Ｖcr＝−Ｖｄ／２
となる。直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流出力電圧Ｖcrの振幅値は一定となる。交流出力電圧Ｖcrの基本波Ｖcr*の位相は、電源電圧Ｖｓに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相およびＴ相も、Ｒ相からそれぞれ１２０°ないし２４０°ずれてているが、同様にして与えられる。
【００９２】
図５は、図４のパルスパターンで自励式電力変換器ＣＮＶを動作させた場合のＲ相各部動作波形を示す。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。図５は力行運転時の動作波形を示すもので、変換器の交流出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２)だけ遅れて流れる。ここで、ＩS1，ＩS4はＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４の電流を、ＩD1，ＩD4は高速ダイオードＤ１，Ｄ４の電流を、また、ＩPD1，ＩPD4は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４の電流をそれぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図１を参照して説明する。
【００９３】
Ｒ相入力電流Ｉｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードＰＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが変ると素子Ｓ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制用リアクトルＬｓと素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に、素子Ｓ４をオフにすると、配線インダクタンスの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ１を介して流れる。高速ダイオードＤ１の順方向降下電圧ＶFD1に対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧ＶFPD1の方が低いため、入力電流Ｉｒは直ちに高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１へと移行していく。
【００９４】
入力電流Ｉｒが再び反転するまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。入力電流Ｉｒが反転した後は素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４および電力用ダイオードＰＤ１との間で、上記と同様の動作が行われる。
【００９５】
かくして、この実施形態によれば、力行運転時の入力電流Ｉｒの大部分は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４に流れるので、損失が小さく、過負荷耐量の大きな電力変換装置を提供することができる。
【００９６】
電力用ダイオード整流器ＲＥＣの交流端子と、自励式変換器ＣＮＶの交流端子との間の直接配線距離を短くすることにより、配線インダクタンスを小さくすることができ、高速ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流をほとんどゼロにすることができる。最終的には高速ダイオードＤ１〜Ｄ６を省略することも可能である。
【００９７】
自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断する最大電流Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩsmとした場合、
Ｉmax＝Ｉsm×sin(φ／２)
となる。例えば、φ＝２０°の場合、
Ｉmax＝０．１７４×Ｉsm
となる。すなわち、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６として遮断電流の小さい容量のものを用意すればよく、コストの安い電力変換装置を提供することができる。
【００９８】
図６は、回生運転時の動作波形を示すもので、ＩS1，ＩS4はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩD1，ＩD4は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、また、ＩPD1，ＩPD4は電力用ダイオードの電流をそれぞれ表わしている。変換器の交流出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉｒは電源電圧の反転値−Ｖｒに対し、位相角（φ／２)だけ進んで流れる。
【００９９】
Ｒ相入力電流Ｉｒが負で、素子Ｓ１がオン（Ｓ４はオフ）のときは、入力電流Ｉｒは素子Ｓ１を介して流れる。素子Ｓ１をオフ（Ｓ４をオン）すると、配線インダクタンスの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ４を介して流れる。高速ダイオードＤ４の順方向降下電圧ＶFD4に対し、電力用ダイオードＰD4の順方向降下電圧ＶFPD4の方が低いため、入力電流Ｉｒは直ちに高速ダイオードＤ４から電力用ダイオードＰＤ４に移っていく。入力電流Ｉｒが反転すると、素子Ｓ４に電流が流れ、上記と同様に素子Ｓ４をオフすることにより、まず高速ダイオードＤ１に電流が移り、直ちに電力ダイオードＰＤ１に電流が移る。
【０１００】
回生運転時、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断する最大電流Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩsmとした場合、
Ｉmax＝Ｉsm×sin(φ／２)
となる。例えば、φ＝２０°の場合、
Ｉmax＝０．１７４×Ｉsm
となる。
【０１０１】
以上のように、回生運転時の入力電流Ｉｒの大部分は自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６に流れるが、素子Ｓ１〜Ｓ６の遮断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を提供することができる。
【０１０２】
電気鉄道では、１つの変電所から複数の車両に電力供給を行うため、一般に力行運転時の負荷が重く、回生電力は小さくなる。例えば、力行運転時の過負荷耐量として定格出力の３００％が要求されるが、普通、回生電力は１００％定格を持てばよい。本電力変換装置は、このような力行運転時の過負荷耐量として大きなものに適している。
【０１０３】
図７は、力行運転から回生運転に移行するときの過渡時の動作波形を示すもので、電源電圧Ｖｒに対し、電力変換器の交流出力電圧Ｖcrの位相角φを遅れ位相からゼロに変化させたものである。入力電流Ｉｒが正のとき、自己消弧素子Ｓ４がオン（Ｓ１はオフ）し、電力用ダイオードＰＤ１に流れていた入力電流Ｉｒが素子Ｓ４に転流する。このとき、直流側に配置されたリカバリ電流抑制用リアクトルＬｐが作用し、電力用ダイオードＰＤ１に流れるリカバリ電流ＩPD1reを抑制する。このリカバリ電流抑制用リアクトルＬｐが無いと、電力用ダイオードＰＤ１に過大なリカバリ電流が流れ、損失を増加させるばかりでなく、ダイオードＰＤ１や自己消弧素子Ｓ４を破壊することにもなる。入力電流Ｉｒが負のとき、自己消弧素子Ｓ１がオン（Ｓ４はオフ）し、電力用ダイオードＰＤ４に流れていた入力電流Ｉｒが素子Ｓ１に転流する場合も同様である。
【０１０４】
自励式変換器ＣＮＶを１パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率はさらに向上する。また、交流側出力電圧Ｖｃの基本波成分が大きくなり、自励式変換器の電圧利用率が向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子の遮断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率かつ低コストの電力変換装置を提供することができる。また、大電流を遮断しないということは、ソフトスイッチングに近いスイッチングということであり、そのためＥＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を提供することができる。
【０１０５】
＜第４の実施の形態＞
図８は、パルスパターン発生器ＰＴＮ１として、３パルス出力を行ったときの動作波形を示すもので、Ｒ相について描いている。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θcr＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数で、位相信号θｒの信号に対しφ*だけ遅れた信号で与えられる。また、位相信号θcrに対するＲ相素子Ｓ１，Ｓ４のパルスパターンは、
０≦θcr＜θ１の範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１オフ、Ｓ４オン）
θ１≦θcr＜θ２の範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１オン、Ｓ４オフ）
θ２≦θcr＜πの範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１オフ、Ｓ４オン）
π≦θcr＜θ３の範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１オン、Ｓ４オフ）
θ３≦θcr＜θ４の範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１オフ、Ｓ４オン）
θ４≦θcr＜２πの範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１オン、Ｓ４オフ）
となる。
【０１０６】
このとき、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖcrは、
Ｓ１オン（Ｓ４オフ）のとき、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２
Ｓ１オフ（Ｓ４オン）のとき、Ｖcr＝−Ｖｄ／２
となる。出力電圧Ｖcrの基本波Ｖcr*の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相およびＴ相も同様に与えられる。
【０１０７】
この場合もパルスパターンは固定され、直流電圧Ｖｄを一定とした場合、自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧の基本波波高値は一定となる。
【０１０８】
図９は、図８のパルスパターンで自励式電力変換器を動作させた場合のＲ相の各部動作波形を示す。なお、説明を簡略化するため、入力電流Ｉｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。図９は力行運転時の動作波形を示すものであり、変換器の交流出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖｓに対し位相角φだけ遅れる。また、入力電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓに対し、位相角（φ／２)だけ遅れて流れる。ここで、ＩS1，ＩS4はＲ相自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４の電流を、ＩD1，ＩD4は高速ダイオードＤ１，Ｄ４の電流を、また、ＩPD1，ＩPD4は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４の電流をそれぞれ表わしている。そのときの動作を以下に説明する。
【０１０９】
入力電流Ｉｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードＰＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが変ると素子Ｓ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒは素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に、素子Ｓ４をオフにすると、配線インダクタンスの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ１を介して流れる。高速ダイオードＤ１の順方向降下電圧ＶFD1に対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧ＶFPD1の方が低いため、入力電流Ｉｒは直ちに高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１へと移行していく。
【０１１０】
次に、素子Ｓ４を再びオンすると、入力電流Ｉｒは素子Ｓ４を介して流れ、電力用ダイオードＰＤ１および高速ダイオードＤ１の電流はゼロとなる。さらに、図９のθ１で、素子Ｓ４をオフすると、上記と同じように、まず高速ダイオードＤ１に電流が流れ、次に電力用ダイオードＰＤ１に電流が移っていき、入力電流Ｉｒが再び反転するまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。入力電流Ｉｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４および電力用ダイオードＰＤ４の間で上記と同様の動作が行われる。
【０１１１】
図９のパルスパターンは３パルスの場合を示したが、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断する最大電流Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩsmとした場合、
Ｉmax＝Ｉsm×sin(φ／２＋θ１)
となる。ただし、θ２＜９０°とする。例えば、φ＝２０°、θ２＝１０°とした場合、
Ｉmax＝０．３４２×Ｉsm
となる。
【０１１２】
このように、本実施形態によれば、力行運転時には大部分の電流が、オン電圧の小さい電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６を通って流れ、高効率の変換装置を達成することができる。また、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６の遮断電流を小さくすることができ、装置全体のコストを大幅に低減することができる。
【０１１３】
図１０は、パルスパターン発生器ＰＴＮ１として、５パルス出力運転を行う場合の動作波形を示すもので、Ｒ相について描いている。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。また、新たな位相信号θcr＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ*だけ遅れた信号で与えられる。また、位相信号θcrに対するＲ相素子Ｓ１、Ｓ４のパルスパターンは次のようになる。
【０１１４】
０≦θcr＜θ１の範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１オン、Ｓ４オフ）
θ１≦θcr＜θ２の範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１オフ、Ｓ４オン）
θ２≦θcr＜θ３の範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１オン、Ｓ４オフ）
θ３≦θcr＜θ４の範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１オフ、Ｓ４オン）
θ４≦θcr＜πの範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１オン、Ｓ４オフ）
π≦θcr＜θ５の範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１オフ、Ｓ４オン）
θ５≦θcr＜θ６の範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１オン、Ｓ４オフ）
θ６≦θcr＜θ７の範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１オフ、Ｓ４オン）
θ７≦θcr＜θ８の範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１オン、Ｓ４オフ）
θ８≦θcr＜２πの範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１オフ、Ｓ４オン）
自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖcrは、
Ｓ１オン（Ｓ４オフ）のとき、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２
Ｓ１オフ（Ｓ４オン）のとき、Ｖcr＝−Ｖｄ／２
となる。直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流出力電圧Ｖcrの振幅値は一定となる。Ｖcrの基本波Ｖcr*の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相およびＴ相も同様に与えられる。
【０１１５】
図１１は、図１０のパルスパターンで自励式電力変換器を動作させた場合の各部動作波形を示すもので、Ｒ相について表わしている。なお、説明を簡略化するため、入力電流Ｉｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。
【０１１６】
図１１において、変換器の交流出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖｓに対し、位相角φだけ遅れている。したがって、電力変換装置は力行運転となり、入力電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓに対し、位相角（φ／２)だけ遅れて流れる。ここで、電流ＩS1，Ｉs4はＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４の電流を、ＩD1，ＩD4は高速ダイオードＤ１，Ｄ４の電流を、また、電流ＩPD1，ＩPD4は電力用ダイオードの電流波形をそれぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図１の装置を用いて説明する。
【０１１７】
入力電流Ｉｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードＰＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが変ると素子Ｓ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒは素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に、素子Ｓ４をオフにすると、配線インダクタンスの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ１を介して流れる。高速ダイオードＤ１の順方向降下電圧ＶFD1に対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧ＶFPD1の方が低いため、入力電流Ｉｒは、直ちに高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１に移る。
【０１１８】
次に、素子Ｓ４を再びオンにすると、入力電流Ｉｒは素子Ｓ４を介して流れ、電力用ダイオードＰＤ１および高速ダイオードＤ１の電流はゼロとなる。さらに、素子Ｓ４をオフにすると、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ１を介して流れ、直ちに電力用ダイオードＰＤ１に電流が移行していく。図１０に示したパルスパターンに従って上記動作を繰り返すが、図１０の位相角θ２で、素子Ｓ４がオフ（素子Ｓ１がオン）した後は、上記と同じように、まず高速ダイオードＤ１に電流が流れ、次に電力用ダイオードＰＤ１に電流が移行し、入力電流Ｉｒが再び反転するまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。入力電流Ｉｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４および電力用ダイオードＰＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。
【０１１９】
図１１のパルスパターンは５パルスの場合を示したが、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断する最大電流Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩsmとした場合、
Ｉmax＝Ｉsm×sin(φ／２＋θ２)
となる。ただし、θ２＜９０°とする。例えば、φ＝２０°、θ２＝１５°とした場合、
Ｉmax＝０．４２×Ｉsm
となる。
【０１２０】
パルス数を増やしていくことにより、入力電流Ｉｒの高調波成分を低減し、電流脈動を小さくすることができるが、その反面、自己消弧素子の遮断電流の最大値Ｉmaxが増加してくる欠点がある。後で説明するように、電力変換器の多重化等により、入力電流高調波を減らし、できるだけ少ないパルス数で運転することが望ましい。
【０１２１】
自励式変換器ＣＮＶを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いところで運転されるため、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【０１２２】
＜第５の実施の形態＞
図１２は、本発明装置の別の制御装置の実施形態を示すものである。この実施形態では、図１の制御装置における電圧指令値Ｖd*を、演算回路ＣＡＬにより電源電圧の波高値Ｖsmあるいは入力電流の波高値Ｉsmに応じて変化させる。一つの制御方式として、演算回路ＣＡＬは、電源電圧波高値Ｖsmに比例させて直流電圧指令値Ｖd*を与える。
【０１２３】
図１３は、直流電圧Ｖｄを一定に制御したとき、電源電圧Ｖｓの振幅値が変動した場合の交流電源側の電圧・電流ベクトル図を示すものである。Ｖｓ＝Ｖｃでは、位相角φ＝０で、入力電流Ｉｓはゼロとなる。これに対し、Ｖｓ＜Ｖｃでは、φ＝０のときに進み電流が流れてしまう。逆に、Ｖｓ＞Ｖｃでは、φ＝０のときに遅れ電流が流れてしまう。電源電圧Ｖｓが変動した場合、それに合わせて直流電圧Ｖｄを調整することにより、変換器出力電圧Ｖｃの基本波波高値を常に電源電圧Ｖｓの波高値に合わせることができる。これにより、位相角φ＝０のとき無駄な無効電流を電源からとることを防止することができる。
【０１２４】
＜第６の実施の形態＞
図１２の制御装置において、演算回路ＣＡＬは、直流電圧指令値Ｖd*を、
Ｖd*＝ｋ・√｛Ｖsm２＋(ωＬｓ・Ｉsm)２｝
として与えるものとする。ここで、Ｖsmは電源電圧波高値、ωは電源角周波数、Ｌｓは交流リアクトルＬｓのインダクタンス値、Ｉsmは入力電流Ｉｓの波高値を表わす。
【０１２５】
この制御方式では、電源電圧Ｖｓの大きさによって直流電圧指令値Ｖd*を変化させるだけでなく、入力電流波高値Ｉsmにも関係させてＶd*を調整する。
【０１２６】
図１４は、この時の交流側の電圧・電流ベクトル図を示したもので、変換器出力電圧は、
Ｖｃ＝√｛Ｖｓ２＋(ωＬｓ・Ｉｓ)２｝
の関係を保つ。この結果、電源電圧ベクトルＶｓと交流リアクトルＬｓの印加電圧（＝ｊωＬｓ・Ｉｓ）が常に直交関係を保つようになり、入力電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓと同相（または逆相）となって、入力力率＝１となる。
【０１２７】
図１５は、入力電流波高値Ｉsmに対する直流電圧指令値Ｖd*の関係を示したもので、電流Ｉsmが大きくなるに従って直流電圧指令値Ｖd*を増加させている。
【０１２８】
＜第７の実施の形態＞
図１２の制御回路において、演算回路ＣＡＬは、直流電圧指令値Ｖd*を、
Ｖd*＝ｋ・√｛Ｖsm２−(ωＬｓ・Ｉsm)２｝
として与えるものとする。ここで、Ｖsmは電源電圧波高値、ωは電源角周波数、Ｌｓは交流リアクトルのインダクタンス値、Ｉsmは入力電流波高値を表わす。
【０１２９】
この制御方式でも、電源電圧Ｖｓの大きさによって直流電圧指令値Ｖd*を変化させるだけでなく、入力電流波高値Ismにも関係させてＶd*を調整する。
【０１３０】
図１６は、この時の交流側の電圧・電流ベクトル図を示したもので、変換器出力電圧は、
Ｖｃ＝√｛Ｖｓ２−(ωＬｓ・Ｉｓ)２｝
の関係を保つ。この結果、変換器出力電圧ベクトルＶｃと交流リアクトルＬｓの印加電圧（＝ｊωＬｓ・Ｉｓ）が常に直交関係を保つようになり、入力電流Ｉｓは変換器出力電圧Ｖｃと同相（または逆相）となって、変換器力率が１となる。
【０１３１】
図１７は、入力電流波高値Ｉsmに対する直流電圧指令値Ｖd*の関係を示したもので、電流Ｉsmが大きくなるに従って直流電圧指令値Ｖd*は減少することを示している。
【０１３２】
図１８は、１パルスモードで、変換器力率を１にして運転したときの動作波形を示す。Ｒ相について表わしており、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。図中、ＩS1，ＩS4はＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４の電流を、ＩD1，ＩD4は高速ダイオードＤ１，Ｄ４の電流を表し、また、ＩPD1，ＩPD4は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４の電流波形をそれぞれ表わしている。
【０１３３】
図１８は力行運転時の波形を示しており、変換器の交流出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖｓに対し位相角φだけ遅れている。入力電流Ｉｒは変換器の交流出力電圧Ｖcrと同相になり、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れて流れる。
【０１３４】
１パルスモードでは、入力電流Ｉｒがゼロのとき、自己消弧素子Ｓ１あるいはＳ４がオン／オフ動作するため、素子の遮断電流はゼロとなる。回生運転でも同様になる。すなわち、変換器力率＝１で運転することにより、自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流をゼロにして運転することが可能となり、変換器コストを大幅に低減することが可能となる。また、ゼロ電流スイッチングすなわちソフトスイッチングが可能となり、現在ハードスイッチングで問題とされているＥＭＩノイズや誘導障害の問題を解決することができる。
【０１３５】
＜第８の実施の形態＞
図１９は、本発明装置の別の実施形態を示すものである。この実施形態では、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを組み合わせた電力変換装置を２台用意し、両者に３０°の位相差を持たせた２組の２次巻線を有する３相変圧器ＴＲを用いて、電力変換装置の交流側で並列多重運転し、直流側で並列接続するように構成している。ここでは、図１で説明したダイオード整流器ＲＥＣ、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ、交流リアクトルＬｓ、およびリカバリ電流抑制リアクトルＬｐの末尾にそれぞれ１または２を付して第１または第２のグループに属することを表している。交流電源端子Ｒ，Ｓ，Ｔと交流リアクトルＬS1，ＬS2との間に介在されている変圧器ＴＲは２組の２次巻線を有し、一方の２次巻線は星形結線（Ｙ結線）、他方の２次巻線は三角結線（Δ結線）であって、両者の出力電圧には３０°の位相差が存在する。変圧器ＴＲの一方の２次巻線は第１のグループの電力変換装置に給電し、他方の２次巻線は第２のグループの電力変換装置に給電する。両電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は直流側で並列接続され、その直流端子が共通の直流平滑コンデンサＣｄおよび負荷装置LOADに接続されている。負荷装置LOADはインバータＩＮＶおよび交流電動機Ｍを一括表現したものである。
【０１３６】
図２０は、図１９の電力変換装置を制御する制御装置の実施形態を示すものであり、有効電流指令値Ｉq*を作成するところまでは両グループに共通に使用され、ここから後が２グループに分かれる。各グループの構成要素は図１のものと同様であるが、ここでも第１のグループのものと第２のグループのものは末尾符号１または２で区別されている。最終的に第１の制御装置は第１の電力変換器ＣＮＶ１の自己消弧素子のためのゲート信号ｇ11〜ｇ16を出力し、第２の制御装置は第２の電力変換器ＣＮＶ２の自己消弧素子のためのゲート信号ｇ21〜ｇ26を出力する。
【０１３７】
２組の電力変換装置の例えばＲ相の入力電流（変圧器ＴＲの２次電流）Ｉr1，Ｉr2は独立に制御されるが、両者の指令値Ｉq*は同じなので、ほぼ同じ値に制御される。その結果、変圧器ＴＲの１次電流の高調波が互いに打ち消し合い、電流リップルの少ない運転をすることができる。３組以上の電力変換装置を組み合わせて並列多重運転した場合には、変圧器ＴＲの１次電流リップルをさらに低減することができる。
【０１３８】
本装置は、変換装置の大容量化、および交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができ、これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することが可能となる。
【０１３９】
＜第９の実施の形態＞
本実施形態は、第８の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを一定のパルスパターンで動作させ、交流電源の電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより交流入力電流Ｉｓを制御し、直流平滑コンデンサＣｄの電圧Ｖｄを制御する。電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを変えることより、交流リアクトルＬs1〜Ｌsnに印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｓを調整することができる。電源電圧Ｖｓに対する各変換器の出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。
【０１４０】
自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いため、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【０１４１】
＜第１０の実施の形態＞
本実施形態は、第８の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは、交流電源ＳＵＰの周波数に同期した１パルスモードで動作させ、交流電源の電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより交流入力電流Ｉｓを制御し、直流平滑コンデンサＣｄの電圧Ｖｄを制御する。
【０１４２】
各電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを１パルスモードで動作させることにより、スイッチング損失を減らし、自励式変換器の電圧利用率を向上させることができる。また、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で自励式変換器をスイッチングさせるため、自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができる。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率・大容量の電力変換装置を提供することができる。
【０１４３】
＜第１１の実施の形態＞
図２１は、本発明装置のさらに別の実施例を示すものである。この実施形態の特徴は、第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の直流側を直列接続して共通の負荷装置LOADに給電するようにした点にある。他の構成はは、図１９のものと同一である。
【０１４４】
図２２は、図２１の装置の制御装置の実施形態を示すものである。自励式電力変換器ＣＮＶ１およびＣＮＶ２は、直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2の電圧Ｖd1，Ｖd2が指令値Ｖd*にそれぞれ一致するように制御動作する。比較器Ｃ１１により、電圧検出値Ｖd1を電圧指令値Ｖd*と比較し、その偏差εv1を電庄制御補償回路Ｇv1(Ｓ)により積分または比例増幅し、加算器Ｃ２１の一方の入力端に入力する。同様に、比較器Ｃ１２により、電圧検出値Ｖd2を電圧指令値Ｖd*と比較し、その偏差εv2を電圧制御補償回路Ｇv2(Ｓ)により積分または比例増幅し、加算器Ｃ２２の一方の入力端に入力する一方、負荷LOADが消費する直流電流Ｉdvを検知し、共通のフィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器Ｃ２１およびＣ２２の各他方の入力端に入力する。加算器Ｃ２１の出力が電源ＳＵＰから第１の電力変換装置（ＲＥＣ１＋ＣＮＶ１）に供給される有効電流の指令値Ｉq1*となり、加算器Ｃ２２の出力が電源ＳＵＰから第２の電力変換装置（ＲＥＣ２＋ＣＮＶ２）に供給される有効電流の指令値Ｉq2*となる。その他は図２０のものと同様である。
【０１４５】
電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で電源電圧に対する位相角φ１，φ２を制御することにより、入力電流を制御する。
【０１４６】
２組の電力変換装置の入力電流（変圧器ＴＲの２次電流）Ｉr1，Ｉr2（Ｒ相）は独立に制御されるが、定常状態では直流電圧Ｖd1およびＶd2がほぼ同じになり、有効電流指令値Ｉq1*，Ｉq2*がほぼ等しくなるので、入力電流Ｉs1，Ｉs2はほぼ同じ値に制御される。その結果、変圧器の１次電流の高調波が互いに打ち消し合い、電流リップルの少ない運転をすることができる。３組以上の電力変換装置を組み合わせて並列多重運転した場合には、変圧器ＴＲの１次電流リップルをさらに低減することができる。
【０１４７】
本装置は、変換装置の大容量化と、直流出力電圧Ｖｄの高圧化、および交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができ、これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することが可能となる。
【０１４８】
＜第１２の実施の形態＞
本実施形態の特徴は、第１１の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは一定のパルスパターンで動作させ、交流電源の電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより交流入力電流Ｉｓを制御し、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃdnに印加される電圧Ｖd1〜Ｖdnを制御することにある。
【０１４９】
電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを変えることより、交流リアクトルＬs1〜Ｌsnに印加される電圧が変化し、各電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの入力電流を調整することができる。自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いところで動作させることにより、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができる。
【０１５０】
電源電圧Ｖｓに対する各変換器の出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃdnの電圧Ｖd1〜Ｖdnがほぼ一定になるように制御する。その結果、その和電圧Ｖd0＝Ｖd1＋Ｖd2＋…＋Ｖdnが一定に制御される。これにより、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【０１５１】
＜第１３の実施の形態＞
本実施形態では、第１１の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは交流電源ＳＵＰの周波数に同期した１パルスモードで動作させ、交流電源の電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより各電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの入力電流を制御し、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃdnに印加される電圧Ｖd1〜Ｖdnを制御する。
【０１５２】
各電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを１パルスモードで動作させることによりスイッチング損失を減らし、自励式変換器の電圧利用率を向上させることができる。また、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で自励式変換器をスイッチングさせるため、自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができる。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率・大容量の電力変換装置を提供することができる。
【０１５３】
＜第１４の実施の形態）
図２３は、本発明のさらに別の実施形態例を示すものである。この実施形態の特徴は、図１９の装置において、２組の２次巻線を有する１台の変圧器ＴＲの代わりに、１次巻線を直列接続し、相互に３０°の位相差を有する電圧を出力する２台の３相変圧器ＴＲ１，ＴＲ２を用いて、直列多重運転をするように構成し、さらに、２台の変圧器の漏れインダクタンスを利用することにより、図１９に示した交流リアクトルＬs1，Ｌs2を省略していることにある。もちろん、図１９のものと同様に外部に交流リアクトルＬs1，Ｌs2を設けても原理的には同じことになる。
【０１５４】
図２４は、図２３の装置の制御装置の実施形態を示すものである。ここでは、加算器Ｃ１から電流制御補償回路Ｇｉ(Ｓ)までは図１のものと同様であり、位相制御回路ＰＨＣ１，ＰＨＣ２以降が２グループに分岐される。位相制御回路ＰＨＣ１，ＰＨＣ２は、すでに述べた共通の位相角指令値φ*を用いて両電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２のためのゲート信号ｇ11〜ｇ16，ｇ21〜ｇ26を生成する。
【０１５５】
電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。この装置では、２台の変圧器ＴＲ１，ＴＲ２が１次側で直列接続されているので、２台の電力変換装置（ＲＥＣ１＋ＣＮＶ１とＲＥＣ２＋ＣＮＶ２）の入力電流は同じになり、高調波の少ない電流となる。
【０１５６】
以上は、２台の電力変換装置を用いた例を示したが、３台以上の電力変換装置を用いて直列多重接続運転をすることができることは言うまでもない。
【０１５７】
本装置によれば、変換装置の大容量化、および交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができる。特に、直列多重運転により、各変換器に流れる交流側入力電流の高調波成分を低減することができ、自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの制御パルスを少なくすることができる利点がある。また、３相変圧器の漏れインダクタンス分を利用することにより、従来の交流リアクトルを省略することが可能となる。これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することができる。
【０１５８】
＜第１５の実施の形態＞
本実施形態は、第１４の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶｌ〜ＣＮＶｎは、一定パルスパターンで動作させ、交流電源の電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより交流入力電流Ｉｓを制御し、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを制御する。
【０１５９】
電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを変えることより、変圧器の漏れインダクタンス分に印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｓを調整することができる。自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いところで動作させることにより、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができる。
【０１６０】
電源電圧Ｖｓに対する各変換器の出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。
【０１６１】
自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄがほぼ一定になるようた入力電流Ｉｓを制御する。これにより、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【０１６２】
＜第１６の実施の形態＞
本実施形態は、第１４の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを、交流電源ＳＵＰの周波数に同期した１パルスモードで動作させ、交流電源の電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより交流入力電流Ｉｓを制御し、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを制御する。
【０１６３】
本実施形態では、第１５の実施形態と同じく自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを一定のパルスパターンで運転するが、そのパルス数を１パルスにしたものである。当然、直流電圧Ｖｄが一定ならば、自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの振幅値は一定となる。電源電圧Ｖｓに対する自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの和電圧の位相角φを調整することにより、入力電流Ｉｓを制御するが、φ＝０のとき、Ｉｓ＝０となるようにするには、電源電圧Ｖｓの波高値と変換器出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの和電圧の基本波波高値が同じになるようにする必要がある。直流電圧Ｖｄは負荷側の要求等により決まってしまうので、３相変圧器ＴＲ１〜ＴＲｎの２次側電圧を各自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの基本波成分と同じになるように値を合わせる。
【０１６４】
自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを１パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率をさらに向上させることができる。また、交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの基本波成分が大きくなり、自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの電圧利用率が向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子の遮断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストの電力変換装置を提供することができる。また、大電流を遮断しないということは、ソフトスイッチングに近いということであり、ＥＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を提供することができる。
【０１６５】
＜第１７の実施の形態＞
本実施形態は、第８〜１６の実施形態の電力変換装置において、リカバリ電流抑制用リアクトルＬp1〜Ｌpnに、ダイオードＤp1，Ｄp2および抵抗Ｒp1，Ｒp2の直列回路からなるリカバリ電流をリセットするためのリセット回路を並列接続したものである。
【０１６６】
本実施の形態では、第８〜１６の実施形態の電力変換装置において、リカバリ電流抑制用リアクトルＬp1〜Ｌpnに対しそれぞれ、これらのリアクトルに流れたリカバリ電流をリセットするリセット回路を付加したものである。リセット回路はそれぞれダイオードＤp1〜Ｄpnおよび抵抗Ｒp1〜Ｒpnの直列回路からなっている。
【０１６７】
リカバリ電流抑制用リアクトルＬp1〜Ｌpnは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１〜ＲＥＣｎの各ダイオードに過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑制する役割を持っている。通常、リアクトルＬp1〜Ｌpnは数十μＨのインダクタンス値のものである。リアクトルＬp1〜Ｌpnにリカバリ電流が流れた場合、次のスイッチングのときまでにその電流を一旦リセットする必要がある。そのためリアクトルＬp1〜Ｌpnにはリカバリ電流を一旦リセットするリセット回路を並列接続する。
【０１６８】
電力用ダイオードに流れるリカバリ電流が無くなるとき、ＶLP＝Ｌｐ（ｄｉ／ｄｔ）の電圧がリアクトルＬp1〜Ｌpnに発生する。この結果、この結果、変換器を構成する自己消弧素子やダイオードには、Ｖｄ＋ＶLPの電圧が印加されることになる。このとき、ダイオードおよび抵抗からなるリセット回路は各リアクトルＬp1〜Ｌpnの蓄積エネルギーを消費し、電流をリセットする役割を果たす。リセット回路の時定数Ｔｐは、リアクトルのインダクタンスをＬｐ、抵抗の抵抗値をＲｐとすれば、Ｔｐ＝Ｌｐ／Ｒｐで与えられ、スイッチング周期の１／３以下にするのが望ましい。自励式変換器を１パルスで動作させる場合、電源周波数ｆｓを５０Ｈｚとすれば、スイッチング周期Ｔswは、Ｔsw＝１／（６・ｆｓ）＝１／３００［ｓ］＝３．３［ｍｓ］となる。したがって、Ｔｐ＝１［ｍｓ］以下にするのが望ましいことになる。Ｌｐ＝５０μＨとして、Ｒｐ＝０．１Ωとすれば、Ｔｐ＝０．５［ｍｓ］となる。抵抗値Ｒｐを大きくすると、変換器に印加される電圧が高くなり、その分、素子の耐圧を上げる必要がある。
【０１６９】
リカバリ電流抑制用リアクトルＬp1〜Ｌpnに流れたリカバリ電流をリセットする回路として、実施形態としてダイオードと抵抗の直列回路を示したが、抵抗の代わりに直流電圧源を用意してもよい。直流電圧源しては、バッテリーあるいは大容量の直流平滑コンデンサ等があり得る。その直流電圧源にはエネルギーが徐々に蓄積されるので、それを消費する回路または電源に回生する回路等が付加されることが多い。
【０１７０】
このように、例えばダイオードと抵抗からなるリセット回路をリカバリ電流抑制用リアクトルに並列接続することにより、直流側に挿入されたリカバリ電流抑制用リアクトルの機能を保持することができる。
【０１７１】
＜第１８の実施の形態＞
本実施形態は、第８〜１７の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは、交流電源の電圧Ｖｓが変動した場合、電源電圧Ｖｓの変化に合わせて直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄの指令値を変えて制御するものである。
【０１７２】
ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを１パルスまたは一定パルスパターンで運転した場合、それらの電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流側出力電圧Ｖｃの振幅値は一定となり、電源電圧Ｖｓが高くなると、変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは遅れ力率運転となり、また、電源電圧Ｖｓが低くなると、変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは進み力率運転となってしまう。また、力率低下に伴い、自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流側出力電圧Ｖｃと入力電流Ｉｓの位相差が大きくなり、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流が大きくなってしまう。そこで、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを、電源電圧Ｖｓの振幅値に合わせて調整することにより、常に｜Ｖｓ｜＝｜Ｖｃ｜となるように制御する。これにより、電源力率あるいは変換器力率の極端な低下を防ぐことが可能となり、自己消弧素子の遮断電流の増加を防止することができる。
【０１７３】
＜第１９の実施の形態＞
本実施の形態は、第８〜１８の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは、交流電源ＳＵＰの角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御するものである。
【０１７４】
ｎ台の自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎにより、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるようにほぼ調整することにより、入力電流Ｉｓの位相を電源電圧Ｖｓに位相に一致させることができ、電源力率＝１の運転をすることができる。この効果は回生運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高力率の電力変換装置を提供することができる。
【０１７５】
＜第２０の実施の形態＞
本実施の形態は、第８〜１８の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは、交流電源ＳＵＰの角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御するものである。
【０１７６】
ｎ台の自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎにより、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるようにほぼ調整することにより、入力電流Ｉｓの電源電圧Ｖｓに対する位相角φを自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流側出力電圧Ｖｃの位相角φにほぼ一致させることができる。すなわち、入力電流Ｉｓと変換器出力電圧Ｖｃの位相が一致し、変換器力率＝１の運転をすることができる。この結果、自励式変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができ、かつ、変換器容量を低減化することができる。この効果は回生運転においても同様である。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装置を提供することができる。
【０１７７】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明の電力変換装置によれば、電力回生が可能で、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電力変換装置の実施の形態を示す構成図。
【図２】図１の装置の制御動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図。
【図３】図１の装置の位相制御動作を説明するための制御ブロック図。
【図４】図１の装置の位相制御動作を説明するためのタイムチャート。
【図５】図１の装置の力行運転時の制御動作を説明するための各部動作波形図。
【図６】図１の装置の回生運転時の制御動作を説明するための各部動作波形図。
【図７】図１の装置の力行運転から回生運転に至る過程での制御動作を説明するための各部動作波形図。
【図８】図１の装置の位相制御動作を説明するための別のタイムチャート。
【図９】図１の装置の力行運転時の別の制御動作を説明するための各部動作波形図。
【図１０】図１の装置の位相制御動作を説明するためのさらに別のタイムチャート。
【図１１】図１の装置の力行運転時のさらに別の制御動作を説明するための各部動作波形図。
【図１２】本発明装置の別の制御回路の実施の形態を示す構成図。
【図１３】本発明装置の動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図。
【図１４】本発明装置の制御動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図。
【図１５】本発明装置の制御動作を説明するための特性図。
【図１６】本発明装置の別の制御動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図。
【図１７】本発明装置の別の制御動作を説明するための特性図。
【図１８】本発明装置の別の制御動作を説明するための動作波形図。
【図１９】本発明装置の別の実施の形態を示す主回路構成図。
【図２０】図１９の装置の制御回路の実施の形態を示す構成図。
【図２１】本発明装置のさらに別の実施の形態を示す主回路構成図。
【図２２】図２１の装置の制御回路の実施の形態を示す構成図。
【図２３】本発明装置のさらに別の実施の形態を示す主回路構成図。
【図２４】図２３の装置の制御回路の実施の形態を示す構成図。
【図２５】従来の電力回生可能なパルス幅変調制御コンバータの構成図。
【符号の説明】
ＳＵＰ  交流電源
ＲＥＣ  電力用ダイオード整流器
ＣＮＶ  電圧形自励式電力変換器
Ｌｓ  交流リアクトル
Ｌｐ  リ力バリ電流抑制用リアクトル
Ｃｄ  直流平滑コンデンサ
LOAD  負荷
Ｃ１，Ｃ３  比較器
Ｃ２  加算器
Ｇｖ(Ｓ)  電圧制御補償回路
Ｇｉ(Ｓ)  電流制御補償回路
ＦＦ  フィードフォワード補償器
Ａ  ３相／ｄｑ座標変換回路
ＰＬＬ  電源同期位相検出回路
ＰＨＣ  位相制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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