(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号（Ｆｒ）及び帰還信号（Ｖｚ）の各位相を比較してその位相差に応じて位相差信号（ｕｐ、ｄｗ）を発生する位相比較手段（ＰＣ）と、
前記位相差信号に基づき前記位相差を小さくするような周波数にて制御信号（Ｆｖ）を発生する制御信号発生手段（ＣＰ、ＬＦ、ＶＣＯ）と、
前記制御信号を分周して分周信号を前記帰還信号として前記位相比較手段に出力する分周器（ＦＤ）とを備えるＰＬＬ回路において、
前記分周器は、前記制御信号を分周する分周手段（Ａ、Ｂ）と、この分周手段の出力信号が入力されて前記分周信号を出力する出力回路（Ｃ）と、前記分周手段の出力信号の振幅を小さくするように制御する振幅制御手段（Ｄ）とを備え、
前記分周手段は、
前記制御信号に応じて第１及び第２のクロック信号（φ１、φ２）を互いに逆位相となるように繰り返し発生するクロック手段（Ａ）と、
前記第１及び第２のクロック信号に基づき前記分周信号の反転信号を繰り返し反転させて前記出力信号として出力する反転手段（Ｂ）とを備えており、
前記振幅制御手段は、
前記第１クロック信号に基づき第１スイッチング作動をするとともに前記第２クロック信号に基づき第２スイッチング作動をするスイッチング手段（４０乃至４３）と、
前記スイッチング手段の第２スイッチング作動に基づき前記反転手段により充電されるとともに、前記スイッチング手段の第１スイッチング作動に基づき前記反転手段に放電するコンデンサ（４４）とを備え、前記充電と前記放電とを交互に行うことで前記分周手段の出力信号の振幅を小さくすることを特徴とするＰＬＬ回路。
【請求項２】
入力信号（Ｆｖ）を分周して分周信号を発生する分周器（ＦＤ）において、
前記入力信号を分周する分周手段（Ａ、Ｂ）と、この分周手段の出力信号が入力されて前記分周信号を出力する出力回路（Ｃ）と、前記分周手段の出力信号の振幅を小さくするように制御する振幅制御手段（Ｄ）とを備え、
前記分周手段は、
前記入力信号に応じて第１及び第２のクロック信号（φ１、φ２）を互いに逆位相となるように繰り返し発生するクロック手段（Ａ）と、
前記第１及び第２のクロック信号に基づき前記分周信号の反転信号を繰り返し反転させて前記出力信号として出力する反転手段（Ｂ）とを備えており、
前記振幅制御手段は、
前記第１クロック信号に基づき第１スイッチング作動をするとともに前記第２クロック信号に基づき第２スイッチング作動をするスイッチング手段（４０乃至４３）と、
前記スイッチング手段の第２スイッチング作動に基づき前記反転手段により充電されるとともに、前記スイッチング手段の第１スイッチング作動に基づき前記反転手段に放電するコンデンサ（４４）とを備え、前記充電と前記放電とを交互に行うことで前記分周手段の出力信号の振幅を小さくすることを特徴とする分周器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、分周器及びそれを用いたＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、実公平２−８４３８号公等にて例示されているように、位相比較器、チャージポンプ、ル─プフィルタ、電圧制御発振器及び分周器から構成されるいわゆるＰＬＬ回路がある。このＰＬＬ回路では、位相比較器により入力信号及び分周器からの帰還信号の双方の各位相を比較してその位相差に基づく位相差信号を発生し、チャージポンプにより位相比較器からの出力信号に基づく制御信号を発生し、ループフィルタによりチャージポンプからの制御信号に基づくフィルタ信号を発生する。
【０００３】
そして、電圧制御発振器はループフィルタからのフィルタ信号のレベルに応じた周波数にて発振し発振信号を発生し、分周器は電圧制御発振器からの発振信号を分周し分周信号を上記帰還信号として発生する。このＰＬＬ回路は、電圧制御発振器を制御して入力信号に分周器からの帰還信号を一致させた状態、即ち、ロック状態にさせるべく作動する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＰＬＬ回路を携帯電話機等の通信機の送受信回路として採用した場合、このＰＬＬ回路は、上記ロック状態を保持して特定周波数の信号を受信中であっても、作動している。また、携帯電話機等は電池により給電されて作動するものが多く、上述の如く、分周器は常に作動状態であるので、その消費電力の大きさが問題になる。
【０００５】
そこで、本発明は、上記の問題に鑑みて、消費電力の小さい分周器及びそれを用いたＰＬＬ回路を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明においては、入力信号（Ｆｒ）及び帰還信号（Ｖｚ）の各位相を比較してその位相差に応じて位相差信号（ｕｐ、ｄｗ）を発生する位相比較手段（ＰＣ）と、位相差信号に基づき位相差を小さくするような周波数にて制御信号（Ｆｖ）を発生する制御信号発生手段（ＣＰ、ＬＦ、ＶＣＯ）と、制御信号を分周して分周信号を帰還信号として位相比較手段に出力する分周器（ＦＤ）とを備えるＰＬＬ回路において、分周器は、制御信号を分周する分周手段（Ａ、Ｂ）と、この分周手段の出力信号が入力されて分周信号を出力する出力回路（Ｃ）と、分周手段の出力信号の振幅を小さくするように制御する振幅制御手段（Ｄ）とを備え、分周手段は、制御信号に応じて第１及び第２のクロック信号（φ１、φ２）を互いに逆位相となるように繰り返し発生するクロック手段（Ａ）と、第１及び第２のクロック信号に基づき分周信号の反転信号を繰り返し反転させて出力信号として出力する反転手段（Ｂ）とを備えており、振幅制御手段は、第１クロック信号に基づき第１スイッチング作動をするとともに第２クロック信号に基づき第２スイッチング作動をするスイッチング手段（４０乃至４３）と、スイッチング手段の第２スイッチング作動に基づき反転手段により充電されるとともに、スイッチング手段の第１スイッチング作動に基づき反転手段に放電するコンデンサ（４４）とを備え、前記充電と前記放電とを交互に行うことで前記分周手段の出力信号の振幅を小さくすることを特徴とする。
【０００７】
この発明によれば、振幅制御手段が上記した作動により分周手段の出力信号の振幅を小さくするので、分周器の消費電力を小さくすることができる。その結果、ＰＬＬ回路としての消費電力の低減に役立つ。
【０００８】
また、請求項２に記載の発明においては、入力信号（Ｆｖ）を分周して分周信号を発生する分周器（ＦＤ）において、入力信号を分周する分周手段（Ａ、Ｂ）と、この分周手段の出力信号が入力されて分周信号を出力する出力回路（Ｃ）と、分周手段の出力信号の振幅を小さくするように制御する振幅制御手段（Ｄ）とを備え、分周手段は、入力信号に応じて第１及び第２のクロック信号（φ１、φ２）を互いに逆位相となるように繰り返し発生するクロック手段（Ａ）と、第１及び第２のクロック信号に基づき分周信号の反転信号を繰り返し反転させて出力信号として出力する反転手段（Ｂ）とを備えており、振幅制御手段は、第１クロック信号に基づき第１スイッチング作動をするとともに第２クロック信号に基づき第２スイッチング作動をするスイッチング手段（４０乃至４３）と、スイッチング手段の第２スイッチング作動に基づき反転手段により充電されるとともに、スイッチング手段の第１スイッチング作動に基づき反転手段に放電するコンデンサ（４４）とを備え、前記充電と前記放電とを交互に行うことで前記分周手段の出力信号の振幅を小さくすることを特徴とする。
【０００９】
この発明によれば、振幅制御手段が上記した作動により分周手段の出力信号の振幅を小さくするので、分周器の消費電力を小さくすることができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の各実施形態について図に基づいて説明する。
（第１実施形態）
図１は本発明に係るＰＬＬ回路の一実施形態を示す。
このＰＬＬ回路は位相比較器ＰＣを備えている。位相比較器ＰＣは、外部回路からの入力信号Ｆｒ及び後述する分周器ＦＤの分周信号Ｖｚの双方の各位相を比較してその位相差に基づいて後述する電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数を上げる上昇信号ｕｐ或いは下げる下降信号ｄｗを発生する。
【００１２】
ＰＬＬ回路はチャージポンプＣＰを備えており、チャージポンプＣＰは位相比較器ＰＣからの上昇信号ｕｐ或いは下降信号ｄｗを受けて、これら信号に基づいた制御信号Ｉｐを発生する。
ＰＬＬ回路はループフィルタＬＦ（ローパスフィルタからなる）を備えており、このループフィルタＬＦは、チャージポンプＣＰからの制御信号Ｉｐを受けてその低周波成分に基づくフィルタ信号Ｖｃを発生する。
【００１３】
電圧制御発振器ＶＣＯは、ループフィルタＬＦからのフィルタ信号Ｖｃを受けると、そのフィルタ信号Ｖｃの電圧に応じた周波数で発振し発振信号Ｆｖを発生する。電圧制御発振器ＶＣＯはその発振信号Ｆｖの発振周波数を上昇信号ｕｐ及び下降信号ｄｗに応じて変化させる。換言すれば、電圧制御発振器ＶＣＯは、上昇信号ｕｐ及び下降信号ｄｗをチャージポンプＣＰ及びループフィルタＬＦを通して受けて、上記位相差を小さくするような周波数にて発振信号Ｆｖを発生する。
【００１４】
ＰＬＬ回路は分周器ＦＤを備えており、この分周器ＦＤは、図２に示す如く、Ｄ型フリップフロップＦＦである。分周器ＦＤは電圧制御発振器ＶＣＯからの発振信号Ｆｖを受けると、その周波数をその１／２の周波数に分周し分周信号Ｖｚを発生する。
分周器ＦＤは、具体的には、図３に示す如く、２相クロック発生器Ａを備えており、この２相クロック発生器Ａは、電圧制御発振器ＶＣＯの発振信号Ｆｖを受けると、クロック信号φ１、φ１Ｂ、φ２、φ２Ｂを発生する（図５参照）。
【００１５】
クロック信号φ１は発振信号Ｆｖと同一であり、クロック信号φ１Ｂは、クロック信号φ１の反転信号である。クロック信号φ２は、クロック信号φ１のローレベルの期間中に限り所定の期間ハイレベルの状態である信号である。即ち、両クロック信号φ１、φ２は逆位相の信号である。また、クロック信号φ２Ｂはクロック信号φ２の反転信号である。
【００１６】
分周器ＦＤはマスタースレーブ回路Ｂを備えており、このマスタースレーブ回路Ｂはマスター回路１０及びスレーブ回路２０から構成される。
マスター回路１０は、両アナログスイッチ回路１１、１２及び両反転回路１３、１４を備えている。アナログスイッチ回路１１では、ＮＭＯＳトランジスタ１１ａに入力されるクロック信号φ２が立ち上がるとともに、ＰＭＯＳトランジスタ１１ｂに入力されるクロック信号φ２Ｂが立ち下がると、アナログスイッチ１１は、両トランジスタ１１ａ、１１ｂのオン（以下、アナログスイッチ回路１１のオンという）により分周器ＦＤの遅延端子Ｄ及び反転回路１３の入力端子間を接続する。
【００１７】
一方、アナログスイッチ回路１１では、クロック信号φ２が立ち下がるとともに、クロック信号φ２Ｂが立ち上がると、アナログスイッチ回路１１は、両トランジスタ１１ａ、１１ｂのオフにより分周器ＦＤの遅延端子Ｄ及び反転回路１３の入力端子間を遮断する。
また、アナログスイッチ回路１２では、ＮＭＯＳトランジスタ１２ａに入力されるクロック信号φ１が立ち上がるとともに、ＰＭＯＳトランジスタ１２ｂに入力されるクロック信号φ１Ｂが立ち下がると、アナログスイッチ回路１２は、両トランジスタ１２ａ、１２ｂのオンにより反転回路１４の出力端子及び反転回路１３の入力端子間を接続する。
【００１８】
一方、アナログスイッチ回路１２では、クロック信号φ１が立ち下がるとともに、クロック信号φ１Ｂが立ち上がると、アナログスイッチ回路１２は、両トランジスタ１２ａ、１２ｂのオフ（以下、アナログスイッチ回路１２のオフという）により反転回路１４の出力端子及び反転回路１３の入力端子間を遮断する。
反転回路１３は、アナログスイッチ回路１１をオンした状態で、分周器ＦＤの反転出力端子Ｑｂ（図４参照）からの分周反転信号Ｖｂを遅延端子Ｄを通してアナログスイッチ回路１１を経て受ける。この反転回路１３はその出力端子にて反転回路１４の入力端子に接続されており、反転回路１３は、アナログスイッチ回路１２をオンした状態で、反転回路１４及びアナログスイッチ回路１２とともに閉回路を構成してラッチ機能を果たす。
【００１９】
スレーブ回路２０は両アナログスイッチ回路２１、２２及び両反転回路２３、２４を備えている。
アナログスイッチ回路２１では、ＮＭＯＳトランジスタ２１ａに入力されるクロック信号φ１が立ち上がるとともに、ＰＭＯＳトランジスタ２１ｂに入力されるクロック信号φ１Ｂが立ち下がると、アナログスイッチ回路２１は、両トランジスタ２１ａ、２１ｂのオン（以下、アナログスイッチ回路２１のオンという）によりマスター回路１０の反転回路１３の出力端子及び反転回路２３の入力端子間を接続する。
【００２０】
一方、アナログスイッチ回路２１では、クロック信号φ１が立ち下がるとともに、クロック信号φ１Ｂが立ち上がると、アナログスイッチ回路２１は両トランジスタ２１ａ、２１ｂのオフ（以下、アナログスイッチ回路２１のオフという）によりマスター回路１０の反転回路１３の出力端子及び反転回路２３の入力端子間を遮断する。
【００２１】
また、アナログスイッチ回路２２では、ＮＭＯＳトランジスタ２２ａに入力されるクロック信号φ２が立ち上がるとともに、ＰＭＯＳトランジスタ２２ｂに入力されるクロック信号φ２Ｂが立ち下がると、アナログスイッチ回路２２は両トランジスタ２２ａ、２２ｂのオン（以下、アナログスイッチ回路２２のオンという）により反転回路２４の出力端子及び反転回路２３の入力端子間を接続する。
【００２２】
一方、アナログスイッチ回路２２では、クロック信号φ２が立ち下がるとともに、クロック信号φ２Ｂが立ち上がると、アナログスイッチ回路２２は両トランジスタ２２ａ、２２ｂのオフにより反転回路２４の出力端子及び反転回路２３の入力端子間を遮断する。
反転回路２３はその出力端子にて反転回路２４の入力端子に接続されており、反転回路２３は、アナログスイッチ回路２２をオンした状態で、反転回路２４及びアナログスイッチ回路２２とともに閉回路を構成してラッチ機能を果たす。
【００２３】
分周器ＦＤは、図４に示す如く、出力回路Ｃを備えており、この出力回路Ｃは両反転回路３０、３１を備えている。反転回路３０は、スレーブ回路２０の反転回路２３の出力信号を反転回路３１を通して分周信号Ｖｚとして出力端子Ｑから発生する。また、出力回路Ｃは両反転回路３２、３３を備えており、反転回路３２は反転回路３０の出力信号を反転回路３３を通して分周反転信号Ｖｂとして反転出力端子Ｑｂから発生する。
【００２４】
分周器ＦＤは振幅制御回路Ｄを備えており、振幅制御回路Ｄは各アナログスイッチ回路４０乃至４３を備えている。
アナログスイッチ回路４０では、ＮＭＯＳトランジスタ４０ａに入力されるクロック信号φ２が立ち上がるとともに、ＰＭＯＳトランジスタ４０ｂに入力されるクロック信号φ２Ｂが立ち下がると、アナログスイッチ回路４０は両トランジスタ４０ａ、４０ｂのオン（以下、アナログスイッチ回路４０のオンという）により共通低電源端子２５及び後述するコンデンサ４４の一端子間を接続する。この共通低電源端子２５はマスター回路１０の反転回路１３及びスレーブ回路２０の反転回路２３の共通の低電源端子である。なお、コンデンサ４４の他端子は接地されている。
【００２５】
一方、アナログスイッチ回路４０では、クロック信号φ２が立ち下がるとともに、クロック信号φ２Ｂが立ち上がると、アナログスイッチ回路４０は両トランジスタ４０ａ、４０ｂのオフ（以下、アナログスイッチ回路４０のオフという）により共通低電源端子２５及びコンデンサ４４の一端子間を遮断する。
アナログスイッチ回路４１では、ＮＭＯＳトランジスタ４１ａに入力されるクロック信号φ２が立ち上がるとともに、ＰＭＯＳトランジスタ４１ｂに入力されるクロック信号φ２Ｂが立ち下がると、アナログスイッチ回路４１は両トランジスタ４１ａ、４１ｂのオン（以下、アナログスイッチ回路４１のオフという）により共通低電源端子２６及びグランド間を接続する。この共通低電源端子２６はマスター回路１０の反転回路１４及びスレーブ回路２０の反転回路２４の共通の低電源端子である。
【００２６】
一方、アナログスイッチ回路４１では、クロック信号φ２が立ち下がるとともに、クロック信号φ２Ｂが立ち上がると、アナログスイッチ回路４１は両トランジスタ４１ａ、４１ｂのオフ（以下、アナログスイッチ回路４１のオフという）により共通低電源端子２６及びグランド間を遮断する。
アナログスイッチ回路４２では、ＮＭＯＳトランジスタ４２ａに入力されるクロック信号φ１が立ち上がるとともに、ＰＭＯＳトランジスタ４２ｂに入力されるクロック信号φ１Ｂが立ち下がると、アナログスイッチ回路４２は両トランジスタ４２ａ、４２ｂのオン（以下、アナログスイッチ回路４２のオンという）により共通低電源端子２６及びコンデンサ４４の一端子間を接続する。
【００２７】
一方、アナログスイッチ回路４２では、クロック信号φ１が立ち下がるとともに、クロック信号φ１Ｂが立ち上がると、アナログスイッチ回路４２は両トランジスタ４２ａ、４２ｂのオフ（以下、アナログスイッチ回路４２のオフという）により共通低電源端子２６及びコンデンサ４４の一端子間を遮断する。
アナログスイッチ回路４３では、ＮＭＯＳトランジスタ４３ａに入力されるクロック信号φ１が立ち上がるとともに、ＰＭＯＳトランジスタ４３ｂに入力されるクロック信号φ１Ｂが立ち下がると、アナログスイッチ回路４３は両トランジスタのオン（以下、アナログスイッチ回路４３のオンという）により共通低電源端子２５及びグランド間を接続する。
【００２８】
一方、アナログスイッチ回路４３では、クロック信号φ１が立ち下がるとともに、クロック信号φ１Ｂが立ち上がると、アナログスイッチ回路４３は両トランジスタ４３ａ、４３ｂのオフ（以下、アナログスイッチ回路４３のオフという）により共通低電源端子２５及びグランド間を遮断する。
また、コンデンサ４４は、アナログスイッチ回路４１をオンした状態で、両反転回路１３、２３から共通低電源端子２５を通してアナログスイッチ回路４１を経て流れ込む電流に基づき電荷を蓄電してこの電荷に応じて共通低電源端子２５の電位を接地電位から持ち上げる。また、コンデンサ４４は、アナログスイッチ回路４２をオンした状態で、共通低電源端子２６に向けて電荷を放電して共通低電源端子２６の電位を接地電位から持ち上げる。
【００２９】
なお、上記各反転回路はＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタとからなるＣＭＯＳインバータである。
上記のように構成した本第１実施形態においては、電圧制御発振器ＶＣＯは分周器ＦＤの分周信号Ｖｚを入力信号Ｆｒに一致させるように位相比較器ＰＣ、チャージポンプＣＰ及びループフィルタＬＦを介して制御される。
【００３０】
このような制御状態において、分周器ＦＤでは、反転出力端子Ｑｂから遅延端子Ｄにハイレベルの分周反転信号Ｖｂを入力されて、マスター回路１０のアナログスイッチ回路１１はクロック信号φ２の立ち上がり（図５にて図示符号１及び２間）及びクロック信号φ２Ｂが立ち下がりにてオンする。すると、反転回路１３は、遅延端子Ｄからアナログスイッチ回路１１を通してハイレベルの分周反転信号Ｖｂを受けてローレベル出力信号を発生する。
【００３１】
そして、アナログスイッチ回路４０もクロック信号φ２の立ち上がり及びクロック信号φ２Ｂの立ち下がりにてオンする。ここで、反転回路１３から共通低電源端子２５を通してアナログスイッチ回路４０を経てコンデンサ４４にその一端から電流が流れ込む。
また、スレーブ回路２０のアナログスイッチ回路２２もクロック信号φ２の立ち上がり及びクロック信号φ２Ｂの立ち下がりにてオンする。このとき、反転回路２４はハイレベルの出力信号を発生している。そして、反転回路２３は、反転回路２４のハイレベル出力信号を受けて、ローレベル出力信号を発生している。
【００３２】
ここで、反転回路２３からも共通低電源端子２５を通してアナログスイッチ回路４０を経てコンデンサ４４にその一端から電流が流れ込む。
しかして、コンデンサ４４は、両反転回路１３、２３から共通低電源端子２５を通して流れ込む電流に基づき電荷を蓄積してその電荷に応じてその一端の電位を持ち上げる。よって、共通低電源端子２５の電位は接地電位から持ち上がる。
【００３３】
また、アナログスイッチ回路４１はクロック信号φ２の立ち上がり及びクロック信号φ２Ｂの立ち下がりにてオンするため、共通低電源端子２６の電位は接地電位に等しくなる。
そして、各アナログスイッチ回路１２、２１、４２、４３はオフしている。
その後、アナログスイッチ回路４０は、クロック信号φ２の立ち下がり（図５にて図示符号２及び３間）及びクロック信号φ２Ｂの立ち上がりにてオフする。よって、両反転回路１３、２３から共通低電源端子２５を通してコンデンサ４４の一端に電流が流れなくなるので、コンデンサ４４の一端の電位は一定になる。このため、共通低電源端子２５の電位もコンデンサ４４の電位とほぼ同電位のままの状態になる。
【００３４】
また、アナログスイッチ回路４１もクロック信号φ２の立ち下がり及びクロック信号φ２Ｂのの立ち上がりにてオフする。
次に、アナログスイッチ回路２１はクロック信号φ１の立ち上がり（図５にて図示符号３及び４間）及びクロック信号φ１Ｂの立ち下がりにてオンする。よって、反転回路２３は、アナログスイッチ回路２１を通して反転回路１３からローレベル出力信号を受けて、ハイレベル出力信号を発生する。このため、反転回路２４は反転回路２３のハイレベル出力信号を受けて、ローレベル出力信号を発生する。
【００３５】
また、アナログスイッチ回路４２もクロック信号φ１の立ち上がり及びクロック信号φ１Ｂの立ち下がりにてオンする。
しかして、コンデンサ４４はその一端子からアナログスイッチ回路４２を通して共通低電源端子２６に向けて電荷を放電する。これに基づき、共通低電源端子２６の電位は接地電位から持ち上がる。
【００３６】
なお、アナログスイッチ回路４３のクロック信号φ１の立ち上がり及びクロック信号φ１Ｂの立ち下がりにてオンするため、共通低電源端子２５の電位は接地電位と同一になっている。
その後、アナログスイッチ回路４２はクロック信号φ１の立ち下がり（図５にて図示符号４及び５間）及びクロック信号φ１Ｂの立ち上がりにてオフする。よって、共通低電源端子２６の電位は接地電位から持ち上がったままの状態になる。また、アナログスイッチ回路４３もアナログスイッチ回路４２と同様にオフする。各アナログスイッチ回路１２、２１、４３もアナログスイッチ回路４２と同様にオフする。なお、コンデンサ４４はその電荷が抜けた状態になっている。
【００３７】
以上の動作を繰り返す状態にて、上述した如く、コンデンサ４４がマスタースレーブ回路Ｂによりアナログスイッチ回路４０を介して電荷を蓄積するように充電され或いは電荷をアナログスイッチ回路４２を介してマスタースレーブ回路Ｂに放電することで、両共通低電源端子２５、２６の電位を接地電位より持ち上げる。これにより、各反転回路１３、１４、２３、２４の出力信号の振幅、即ち分周信号の振幅は小さくなる。その結果、分周器ＦＤの消費電力を小さくし、これに基づき、ＰＬＬ回路としての消費電力を小さくできる。
【００３８】
因みに、分周信号の振幅を小さくすることで消費電力の低減となる根拠について検討してみたところ、一般に、デジタル回路の充放電電流に基づく消費電力ＰＣは数１式にて表される。
【００３９】
【数１】
Ｐｃ＝Ｆ・Ｃ・Ｖｓ・Ｖｄｄ
ここで、Ｆは動作周波数、Ｃは負荷容量、Ｖｓは信号振幅、Ｖｄｄは電源電圧である。
この数１の式によれば、消費電力ＰＣは信号振幅Ｖｓに比例するので、分周器の分周信号の振幅の低下を小さくすれば、消費電力の低減に大きな効果があることが分かる。
【００４０】
（第２実施形態）
図６及び図７は本第２実施形態の分周器ＦＤを示す。
この第２実施形態では、第１実施形態にて述べた分周器ＦＤの振幅制御回路Ｄは、マスタースレーブ回路Ｂとグランドとの間に接続するのではなく、図６に示す如く、マスタースレーブ回路Ｂと外部高電源Ｖｃｃとの間に接続されている。
【００４１】
コンデンサ４４は、両アナログスイッチ回路４０、４２の共通端子と外部高電源Ｖｃｃとの間に接続されている。なお、各反転回路１３、１４、２３、２４の低電源端子は、図６及び図７に示すように、接地されている。
このように構成した本第２実施形態において、分周器ＦＤでは、コンデンサ４４は、アナログスイッチ回路４０のオンにて、マスター回路１０の反転回路１３及びスレーブ回路２０の反転回路２３により双方の共通高電源端子２７を通してアナログスイッチ回路４０を経て電荷を蓄積するように充電される。この充電に基づき、共通高電源端子２７の電位は電源電位から下がる。
【００４２】
また、コンデンサ４４は、アナログスイッチ回路４２のオンにて、マスター回路１０の反転回路１４及びスレーブ回路２０の反転回路２４にアナログスイッチ回路４０を通して双方の共通高電源端子２８を経て電荷を放電する。この放電に基づき、共通高電源端子２８の電位は電源電位から下がる。その他の作用は上記第１実施形態と同様である。
【００４３】
これにより、上記第１実施形態の場合と同様の効果が得られる。
また、上記各実施形態では、分周器ＦＤをＰＬＬ回路に採用した例について説明したが、これに限らず、分周器ＦＤをＰＬＬ回路以外に採用してもよい。
また、上記第１実施形態では、マスタースレーブ回路Ｂとグランドとの間に振幅制御回路Ｄを備えてた例を示し、上記第２実施形態では、マスタースレーブ回路Ｂと外部高電源Ｖｃｃとの間に振幅制御回路Ｄを備えてた例を示したが、両第１及び２実施形態を組み合わせて、一方の振幅制御回路Ｄをマスタースレーブ回路Ｂとグランドとの間に備えるとともに、他方の振幅制御回路Ｄをマスタースレーブ回路Ｂと外部高電源Ｖｃｃとの間に備えるようにしてもよい。
【００４４】
この場合は、両共通低電源端子２５、２６が接地電位から持ち上がるとともに、両共通高電源端子２７、２８の電位が電源電位から下がるので、信号振幅が一層小さくなる。このため、分周器ＦＤの消費電力の一層の低減を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るＰＬＬ回路の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】上記ＰＬＬ回路の分周器の概略を示すブロック図である。
【図３】上記分周器の一部を示す電気回路図である。
【図４】上記分周器の残りの部分を示す電気回路図である。
【図５】上記分周器の２相クロック発振器のクロック信号を示すタイミングチャートである。
【図６】本発明の第２実施形態の分周器の一部を示す電気回路図である。
【図７】図６の分周器の残りの部分を示す電気回路図である。
【符号の説明】
４０乃至４３…アナログスイッチ回路、４４…コンデンサ、
Ｂ…マスタースレーブ回路、Ｆｒ…入力信号、  Ｖｚ…帰還信号、
ＰＣ…位相比較器、ＣＰ…チャージポンプ、
ＬＦ…ループフィルタ、ＶＣＯ…電圧制御発振器、
ＦＤ…分周器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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