(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準電流に応じた第１及び第２の電流を供給するカレントミラー型の電流源と、
上記電流源の基準電流を制御するための抵抗値が可変の基準抵抗と、
基準電圧を出力する基準電圧回路と、
上記第１の電流に応じた比較用電圧を生成する比較用抵抗と、
上記基準電圧と上記比較用電圧とを比較し、その比較結果を出力する比較器と、
上記比較器の比較結果に基づき、上記比較用電圧が上記基準電圧に近づく方向に上記基準抵抗の抵抗値を修正する抵抗値制御回路と、
を有し、上記第２の電流を出力電流として供給する定電流回路。
【請求項２】
上記比較と修正とが複数回行なわれた後、上記基準抵抗の抵抗値が決定されるように構成された請求項１に記載の定電流回路。
【請求項３】
上記抵抗値の決定が繰り返し行われるように構成された請求項２に記載の定電流回路。
【請求項４】
上記抵抗値の決定が所定時間毎に行なわれるように構成された請求項３に記載の定電流回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体集積回路の技術分野にかかり、特に、半導体集積回路内部に設けられる定電流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体集積回路内では定電流回路や定電圧回路が多用されており、その特性は、半導体集積回路の性能を決める上で重要な要素となっている。例えば、定電流回路のノイズは、通信分野で使用されるＰＬＬデバイスのＶＣＯ出力スペクトルのＣ／Ｎ値に大きく影響を与え、また、多数の分野で使用されるアクティブフィルター回路に対しては、そのダイナミックレンジに大きく影響を与えることから、低ノイズで、しかも安定な定電流回路が必要とされている。
【０００３】
また、ディジタル無線通信の分野では、ＴＤＭＡ(時分割多重アクセス方式)が一般的であり、短い周期でｏｎ／ｏｆｆ動作を繰り返す必要があるため、立上り時間の短い定電流回路が必要とされている。
【０００４】
以上のように、定電流回路や定電圧回路に要求される特性は、
1.低ノイズ性(広い周波数範囲)
2.安定性(温度変動に対する安定性、製造上のばらつきに対する安定性)
3.短い立上り時間(＜数μ秒)
のようになる。
【０００５】
従来技術の定電流回路を例にとり、図４(ａ)〜(ｃ)の符号１１０、１２０、１３０に示して説明する。
【０００６】
図４(ａ)の定電流回路１１０は、２個のトランジスタ(ｐチャネルＭＯＳトランジスタ)１１１、１１２と１個の抵抗１１４を有しており、トランジスタ１１１、１１２同士のゲート端子は短絡されている。
【０００７】
各トランジスタ１１１、１１２のソース端子は電源ライン１１５に接続され、一方のトランジスタ１１１はダイオード接続され、カソード側が、抵抗１１４を介してグラウンドラインに接続されている。
【０００８】
電源ライン１１５の電圧(電源電圧)をＶCC、トランジスタ１１１のしきい電圧(スレッショルド電圧)をＶt、抵抗１１４の抵抗値をＲ1とすると、抵抗１１４と直列接続されたトランジスタ１１１には、下記電流Ｉ1、
Ｉ1 ＝ (ＶCC−Ｖt)・Ｒ1 ……(１)
が流れる。他方のトランジスタ１１２にも、この電流Ｉ1と同じ大きさの電流が流れるから、結局、トランジスタ１１２のドレイン端子からは、電流値Ｉ1の出力電流が出力される。
電源電圧ＶCCとしきい電圧Ｖtが安定している場合、(１)式によれば、温度特性が安定した外部抵抗を抵抗１１４に用いると、出力電流Ｉ1は定電流になる。
【０００９】
他方、図４(ｂ)に示した定電流回路１２０は、バンドギャップ回路１２１と、増幅器１２２と、トランジスタ(ｎチャネルＭＯＳトランジスタ)１２３と、抵抗１２４とを有しており、そのトランジスタ１２３のソース端子は抵抗１２４を介してグラウンドラインに接続されている。
【００１０】
増幅器１２２の非反転入力端子と反転入力端子には、バンドギャップ回路１２１が出力する基準電圧ＶR(約１．２４Ｖ)と抵抗１２４に生じる電圧とがそれぞれ入力され、また、トランジスタ１２３のゲート端子には、増幅器１２２の出力端子が接続されており、トランジスタ１２３から抵抗１２４に出力電流Ｉ2が供給された場合、増幅器１２２の負帰還動作により、抵抗１２４に発生する電圧が、基準電圧ＶRと等しくなるように制御される。
【００１１】
ここで、抵抗１２４の抵抗値をＲ2とすると、出力電流をＩ2は、
Ｉ2 ＝ ＶR／Ｒ2 ……(２)
となる。基準電圧ＶRが定電圧である場合、(２)式によれば、抵抗Ｒ2が一定であれば、出力電流Ｉ2は定電流となる。
【００１２】
図４(ａ)の定電流回路１１０と図４(ｂ)の定電流回路１２０とを比較した場合、図４(ａ)の定電流回路１１０は、ノイズ発生源が存在せず、出力電流Ｉ1は低ノイズになるという利点があるが、電源電圧ＶCCの変動がそのまま出力電流Ｉ1に反映されてしまうという不都合がある。
【００１３】
他方、図４(ｂ)の定電流回路１２０では、トランジスタ１２３のドレイン端子の電圧が変動しても、増幅器１２２の負帰還動作によって出力電流Ｉ2が定電流化されるという利点があるが、バンドギャップ回路１２１内の増幅器は、負帰還動作によって基準電圧ＶRを定電圧化しているため、その基準電圧ＶRにはノイズが含まれており、そのため、得られる出力電流Ｉ2にもノイズが多く含まれてしまう。
【００１４】
このノイズを低減するために、図４(ｃ)に示す定電流回路１３０のように、バンドギャップ回路１２１の出力部分にコンデンサ１３１を接続すると、基準電圧ＶRからはノイズが除去され、出力電流Ｉ3も低ノイズになるが、定電流回路１３０を立ち上げる際にコンデンサ１３１を充電する時間が必要となるため、短時間でｏｎ／ｏｆｆを繰り返す回路には不向きである。
【００１５】
以上の図４(ａ)〜(ｃ)に示した定電流回路１１０、１２０、１３０の比較をまとめると、下記表のようになる。
【００１６】
【表１】
0003775903.tif 000002
【００１７】
この表から分かるように、従来の定電流回路１１０、１２０、１３０では、低ノイズ性、安定性、立上り特性のうち、全ての特性を満足させるものはなく、どれか一つが犠牲になっている。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上記従来技術の不都合を解決するために創作されたものであり、その目的は、低ノイズ性、安定性、立上り特性の全てを満足させる定電流回路を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、基準電流に応じた第１及び第２の電流を供給するカレントミラー型の電流源と、上記電流源の基準電流を制御するための抵抗値が可変の基準抵抗と、基準電圧を出力する基準電圧回路と、上記第１の電流に応じた比較用電圧を生成する比較用抵抗と、上記基準電圧と上記比較用電圧とを比較し、その比較結果を出力する比較器と、上記比較器の比較結果に基づき、上記比較用電圧が上記基準電圧に近づく方向に上記基準抵抗の抵抗値を修正する抵抗値制御回路とを有し、上記第２の電流を出力電流として供給する。
【００２０】
この場合、請求項２に記載の発明のように、上記比較と修正とが複数回行なわれた後、上記基準抵抗の抵抗値が決定されるように構成することができる。
【００２１】
その請求項２に記載の発明の場合は、請求項３に記載の発明のように、上記抵抗値の決定が繰り返し行われるように構成することができる。
【００２２】
その請求項３に記載の発明の場合は、請求項４に記載の発明のように、上記抵抗値の決定が所定時間毎に行われるように構成することができる。
【００２３】
上述した本発明の定電流回路では、カレントミラー回路が基準電流に応じた第１の電流を比較用抵抗に供給することにより、比較用抵抗が比較用電圧を発生させており、比較器が基準電圧と比較用電圧とを比較し、その比較結果に基づいて抵抗値制御回路が基準抵抗の抵抗値を修正しており、このような比較と修正とを複数回行うことで、比較用電圧を基準電圧に略一致させることができる。
【００２４】
基準電圧と比較電圧とが略一致した場合、基準抵抗に流れる基準電流の大きさは、基準電圧と比較用抵抗によって定まる一定値となるため、基準抵抗の抵抗値は、電源電圧に応じて異なる値となる。
【００２５】
基準電流は、電源ラインから供給され、基準電圧に含まれるノイズの影響を受けず、低ノイズになっている。
【００２６】
電源ラインの電圧が変動した場合には、基準電流も変動し、結果として出力電流（第２の電流）も変動するが、短時間で見れば、電源ラインの電圧は安定しているので、電源ラインの電源電圧変動が出力電流に影響を与える前に、そのときの電源ラインの電圧に対応した大きさの抵抗値に基準抵抗を決定し直せばよい。例えば、５ミリ秒毎に決定するものとすると、１秒間には２００回繰り返し決定し直すことになる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
図１を参照し、符号１は本発明の定電流回路の一例であり、抵抗値可変の基準抵抗２と、カレントミラー回路３とを有している。
カレントミラー回路３は、３個のｐチャネルＭＯＳトランジスタ３１、３２、３３を有しており、各トランジスタ３１〜３３のソース端子は電源ライン１５に接続され、ゲート端子同士は互いに接続されている。
【００２８】
カレントミラー回路３内の１個のトランジスタ３１はダイオード接続され、カソード側が基準抵抗２の一端に接続されている。
従って、電源ライン１５に電源電圧ＶCCが印加されると、基準抵抗２には、ダイオード接続されたトランジスタ３１を介して、電源ライン１５から電流が供給される。
【００２９】
その電流を基準電流ｉ0とすると、ダイオード接続されたトランジスタ３１に基準電流ｉ0が流れることにより、ゲート端子を共通にする他の２個のトランジスタ３２、３３には、基準電流ｉ0の大きさに応じた大きさの電流が流れる。
【００３０】
２個のトランジスタ３２、３３のうち、一方のトランジスタ３２に流れる電流を比較用電流ｉ2、他方のトランジスタ３３に流れる電流を出力電流i1とすると、一方のトランジスタ３２のドレイン端子には、比較用抵抗７の一端が接続されており、その比較用抵抗７に比較電流ｉ2が流れ、比較電圧Ｖ1を発生させるように構成されている。
【００３１】
また、他方のトランジスタ３３のドレイン端子には、ＰＬＬ回路やアクティブフィルター等の図示しない内部回路が接続されており、出力電流ｉ1は、それらの内部回路に供給されるように構成されている。
【００３２】
また、この定電流回路１は、基準電圧回路(バンドギャップ回路)５と、比較器６と、抵抗値制御回路８とを有しており、比較器６の反転入力端子には比較用電圧Ｖ1が入力され、非反転入力端子には、基準電圧回路５が出力する基準電圧ＶRが入力されている。比較器６は、入力された比較用電圧Ｖ1と基準電圧ＶRの大きさを比較し、その比較結果を抵抗値制御回路８に出力している。
【００３３】
抵抗値制御回路８は、内部に８個のラッチ８１〜８８を有しており、各ラッチ８１〜８８の状態によって基準抵抗２の抵抗値を変化させられるように構成されている。
【００３４】
比較器６から入力された比較結果は、１回の比較結果毎に、ＭＳＢ(most significant bit)のラッチ８１から、ＬＳＢ(least significant bit)のラッチ８８に向けて、順次１ビットずつ取り込まれ、その結果、基準抵抗２の抵抗値が修正されるように構成されている。
【００３５】
そのような修正方法の一例を説明する。ここでは基準抵抗２の抵抗値は、最大でＲ、修正を行う前の初期値は∞（無限大）であるものとする。抵抗値制御回路８は、比較器６がｎ回目の比較結果を出力する毎に、カレントミラー回路３と接地電位との間に２n-1・Ｒの抵抗値を並列に加えるか否かの制御を行う。即ち、比較用電圧Ｖ1が基準電圧ＶRよりも小さいときには、２n-1・Ｒの抵抗値がカレントミラー回路３と接地との間に並列に接続され、比較用電圧Ｖ1が基準電圧ＶRよりも大きいときには、何もなされない。この基準抵抗２の具体的な構成を図２に示す。
【００３６】
このような基準抵抗２の抵抗値の修正により、ダイオード接続されたトランジスタ３１に流れる基準電流ｉ0の大きさが変化し、それにより、比較電流ｉ2の大きさも修正され、比較用電圧Ｖ1の電圧値は基準電圧ＶRの電圧値に近づいてゆく。
【００３７】
所定回数の比較を行った後、Ｖ1＝ＶRとなって比較と修正が終了したものとすると、その場合の基準電流ｉ2の大きさは、比較用抵抗７の抵抗値をＲCとした場合、
ｉ2＝ＶR／ＲC ……(３)
となっている。
【００３８】
基準電流ｉ2と出力電流ｉ1の大きさは、基準電流ｉ0の大きさに比例するが、ここでは、基準電流ｉ0、出力電流ｉ1、比較電流ｉ2は互いに等しいものとする(ｉ0＝ｉ1＝ｉ2)と、出力電流ｉ1は、
【００３９】
ｉ1＝ｉ2＝ＶR／ＲC ……(４)
となっており、定電流である。
【００４０】
ところが、このときの基準電流ｉ0の大きさは、基準抵抗２の抵抗値をＲ0、トランジスタ３１のしきい電圧をＶtとすると、
ｉ0＝(ＶCC−Ｖt)／Ｒ0 ……(５)
となっており、出力電流ｉ1は、実際には、基準電流ｉ0を基準とし、同じ大きさの電流が流れているだけであるため、基準抵抗２の抵抗値が決定された後は、出力電流ｉ1は、基準電流ｉ0と同様に、基準電圧ＶRの影響を受けないようになっている。
【００４１】
従って、基準電圧回路５の基準電圧ＶRにノイズが含まれている場合でも、出力電流ｉ1にはノイズが侵入することはなく、出力電流ｉ1のノイズレベルは図２(ａ)の定電流回路１１０と同程度となっている。
【００４２】
他方、電源電圧ＶCCの安定度は低いため、温度変化等によって変動があった場合には、基準電流ｉ0はその影響を受け、その結果、出力電流ｉ1は変動してしまう。
【００４３】
しかし、電源電圧ＶCCは、短時間で見ると安定しているため、この定電流回路１の抵抗制御装置８には、図示しないタイマ回路が設けられており、基準抵抗２の抵抗値を数ミリ秒毎に決定し直すように構成されている。
【００４４】
従って、電源電圧ＶCCが変化した場合であっても、その影響を受ける前に基準抵抗２の抵抗値が決定し直され、上記(４)式によって出力電流ｉ1が修正されるので、出力電流ｉ1には電源電圧ＶCCの変動は影響しないようになる。従って、本発明の定電流回路１は、出力安定度は図２(ｂ)、(ｃ)の定電流回路１２０、１３０と同程度になる。
【００４５】
また、本発明の定電流回路１は、図２(ｃ)の定電流回路１３０のようなコンデンサ１３１を有していないので、その定電流回路１３０と比べて立上り時間が早くなる(数マイクロ秒程度である)。
【００４６】
なお、上記定電流回路１では、カレントミラー回路３にｐチャネルＭＯＳトランジスタ３１〜３３を用い、電流供給型に構成したが、ｎチャネルＭＯＳトランジスタを用い、電流吸込型に構成してもよい。
【００４７】
更にまた、抵抗値制御回路８は上述のようなラッチ８１〜８８を有するものに限定されるものではなく、要するに、基準抵抗２の抵抗値を制御できるものであればよい。
【００４８】
図３は本発明を定電圧回路に転用した場合の一例である。この定電圧回路３は、基準電圧回路５、比較器６、ＤＡコンバータ制御回路(制御回路)１２、ＤＡコンバータ(ディジタル・アナログコンバータ)１４及び抵抗７1、７2から構成される。ここで、基準電圧回路５及び比較器６は、図１の定電流回路１のものと全く同じである。また、ＤＡコンバータ制御回路１２の構成及び動作は図１の抵抗制御回路８と同じである。
【００４９】
ＤＡコンバータ制御回路１２の各ビットの値が比較器６の複数回の比較結果により決定されると、ＤＡコンバータ１４がＤＡコンバータ制御回路１２のディジタル出力をアナログ出力に変換することにより、基準電圧ＶR及び抵抗７1、７2の抵抗値Ｒ1、Ｒ2に基づいた出力電圧Ｖoutが得られる。尚、この出力電圧Ｖoutの大きさは、
Ｖout＝ＶR×(Ｒ1＋Ｒ2)／Ｒ1
である。また、この出力電圧Ｖoutは、基準電圧ＶRと略等しくなる。
【００５０】
【発明の効果】
本発明の定電流回路は、高精度(高安定度)、低ノイズ性、立上り特性を満足している。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一例の定電流回路
【図２】基準抵抗の具体例
【図３】本発明を定電圧回路に応用した例
【図４】(ａ)〜(ｃ)：従来技術の定電流回路
【符号の説明】
１…定電流回路  ２…基準抵抗    ３…カレントミラー回路  ５…基準電圧回路６…比較器    ７…比較用抵抗    ８…抵抗値制御回路    １２……制御回路    １４……ディジタル・アナログコンバータ    １５…電源ライン    ｉ0…基準電流    ｉ1…出力電流    ｉ2…比較電流    ＶR…基準電圧    Ｖout…出力電圧    Ｖ1…比較電圧    ＶCC…電源電圧
【図１】
0003775903.tif 000003
【図２】
0003775903.tif 000004
【図３】
0003775903.tif 000005
【図４】
0003775903.tif 000006