(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御端子と切り替え可能な電流路とを有するスイッチの当該制御端子に電圧を供給するスイッチ駆動回路において、
前記制御端子に接続され電圧を供給する手段と、
前記電流路に接続され短絡条件を検出する手段と、
検出された短絡条件に応答して前記制御端子の電圧を線形の傾斜を有して低下させる、線形積分器を備える手段と、
を備えるスイッチ駆動回路。
【請求項２】
短絡条件を検出する前記手段は、電圧比較器を備える、請求項１記載のスイッチ駆動回路。
【請求項３】
前記スイッチは絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタを備え、前記制御端子は前記絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタのゲートを備える、請求項1記載のスイッチ駆動回路。
【請求項４】
前記スイッチは絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタを備え、前記制御端子は前記絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタのゲートを備える、請求項２記載のスイッチ駆動回路。
【請求項５】
電圧を供給する前記手段は、
入力ノードに接続され低電圧を高電圧に変換する低電圧/高電圧変換器と、
前記低電圧/高電圧変換器に接続されたカッド・ダーリントン出力段と、
前記カッド・ダーリントン出力段と前記制御端子との間に接続された少なくとも1つの抵抗器と、
を備える、請求項４記載のスイッチ駆動回路。
【請求項６】
ゲート、コレクター及びエミッターを有する絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタの当該ゲートに電圧を供給する絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ駆動回路において、
前記ゲートに接続され電圧を供給する手段と、
前記コレクターに接続され短絡条件を検出する手段と、
短絡が検出されたとき短絡条件を検出する前記手段に応答して前記ゲートの電圧を線形の傾斜を有して低下させる、線形積分器を備える手段と、
を備える絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ駆動回路。
【請求項７】
短絡条件を検出する前記手段は、電圧比較器を備える、請求項６記載の絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ駆動回路。
【請求項８】
電圧を供給する前記手段は、
入力ノードに接続され低電圧を高電圧に変換する低電圧/高電圧変換器と、
前記低電圧／高電圧変換器に接続されたカッド・ダーリントン出力段と、
前記カッド・ダーリントン出力段と前記ゲートとの間に接続されたゲート抵抗器とを備える、請求項７記載の絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ駆動回路。
【請求項９】
各々がゲート・コレクター及びエミッターを有する複数の絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタであって、前記コレクター及び前記エミッターのうちの一つがモーターのステーター巻線に接続されている複数の絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタと、
電圧を前記ゲートに供給する絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ駆動回路とを備え、
当該絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ駆動回路は、
前記ゲートに接続され電圧を供給する手段と、
前記コレクターに接続され短絡条件を検出する手段と、
短絡が検出されたとき短絡条件を検出する前記手段に応答して前記ゲートの電圧を線形の傾斜を有して低下させる、線形積分器を備える手段と、
を備える、モーター用可変速度駆動回路。
【請求項１０】
短絡条件を検出する前記手段は、電圧比較器を備える、請求項９記載の毛一ター用可変速度駆動回路。
【請求項１１】
電圧を供給する前記手段は、
入力ノードに接続され低電圧を高電圧に変換する低電圧/高電圧変換器と、
前記低電圧／高電圧変換器に接続されたカッド・ダーリントン出力段と、
前記カッド・ダーリントン出力段と前記ゲートとの間に接続されたゲート抵抗器とを備える、請求項１０記載のモーター用可変速度駆動回路。
【請求項１２】
ゲート、コレクター及びエミッタ−を有する絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタを駆動する方法において、
電圧を前記ゲートに供給するステップと、
前記コレクターの電圧を検出するステップと、
前記コレクターの電圧が降下しない場合短絡条件を検出するステップと、
短絡が検出されたとき線形積分器を備える手段により前記ゲートの電圧を線形の傾斜を有して低下させるステップと、
を備える方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体パワースイッチのための駆動回路に関する。いずれのタイプの半導体パワースイッチに対しても適合し得るが、本発明は、特に絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ用のゲート駆動回路に有用である。
【０００２】
【従来の技術】
遠心力利用の冷房機（ｃｅｎｔｒｉｆｕｇａｌ  ｃｈｉｌｌｅｒ）（以下「遠心型冷房機」という。）のようなエア・コンデショナは、羽根車を回転させるためモーターを要する。モーターは、例えば、１５０乃至９００馬力の３相誘導電動機であり得る。かかるモーターは交流（ＡＣ）で作動する。一般的に、モーターは、それを固定速度で回転させる４６０Ｖ電力線のような標準ＡＣ電力線に直接接続される。遠心型冷房機を駆動するモーターは常に同じ速度で回転しているので、モーターは、時に、冷却するのに実際に必要であるより早く回転するかも知れない。これは、次にコンプレッサの効率を低減させる。こうして、固定速度の遠心型冷房機は常に最適の効率で動作するわけではない。遠心型冷房機内のコンプレッサの速度を変えることにより、遠心型冷房機の効率は、固定速度の動作と比較して実質的に増大される。誘導電動機の速度は、それに印加される交流電圧の周波数を変えることにより変え得る。商業的実用は、通常６０ヘルツの固定周波数で電圧を単に提供する。典型的には、誘導電動機の速度を変えるため、ユーティリティー会社により提供される６０ヘルツのＡＣ電圧が、固定された極性（ＤＣ）の電圧に変換される。次に、固体パワースイッチング装置は、該ＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換し、該ＡＣ電圧を電動機に印加する。該スイッチのスイッチング速度を変えるならば、ＡＣ電圧の周波数と大きさとを変化させ得て、電動機の速度は変わるであろう。
【０００３】
半導体スイッチは、高電流と高電圧とを制御するための信頼できる高速度の手段を提供する。しかしながら、半導体スイッチは、電流容量と耐電圧能力とに関して制限を有する。絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ）は、高電圧半導体スイッチである。従って、ＩＧＢＴは、高電圧の早いスイッチングを要する用途に有用である。ＩＧＢＴは、通常コレクター、エミッター及びゲートを含む。ＩＧＢＴは、ゲートに印加された電圧に応答して電流をコレクターとエミッターとの間でスイッチングする。特別の駆動回路が、駆動電圧をＩＧＢＴのゲートに印加する。かかる回路は、通常、低電圧の小信号パルスを、ＩＧＢＴのゲートを駆動するための高電圧で低インピーダンス出力パルスに変換する。早いスイッチングを保証するため、駆動回路は、ＩＧＢＴのゲートが必要とする電流を正確に送らなければならない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
高電圧・高電流のスイッチとして用いられるＩＧＢＴは、別のＩＧＢＴがゲート・オンされるならば、バッテリーあるいは電源の両端間に短絡をもたらし得る破壊を時々生じる。更に、偶然の短絡は、誤って可変速度駆動装置の出力端子間に与えられるかも知れない。かかる短絡は、電流の流れの経路を取り除くための手段が設けられていないならば、半導体パワースイッチや他の回路素子を急速に破壊させることができる大きな電流を生じるであろう。電源とそれに関連する回路とを保護するため、ＩＧＢＴの短絡条件を迅速に検出し、ＩＧＢＴのゲートに印加された電圧を低減してＩＧＢＴをターン・オフすることが望ましい。こうして、短絡条件の下で、ゲート電圧は、例えば、抵抗を介してのキャパシターの指数関数的放電により制御され得る。この変化の速度は、ＩＧＢＴがその活性領域を通って遷移するので非常に急峻であり、急速に変わるゲート電圧によりＩＧＢＴのコレクター電流が対応して急速に変わる。パワー回路の漂遊インダクタンスのため、コレクター−エミッター間の過渡高電圧が生じ得る。
【０００５】
しかしながら、本発明の発明者は、ＩＧＢＴのゲートに印加される電圧の変化速度が低減されるならば、ＩＧＢＴにおける電流の変化速度も低減し、漂遊インダクタンスに発生する過渡電圧を著しく低減して、短絡条件中の過電圧によるデバイスの破壊の可能性を排除することを明確に理解した。従って、本発明は、関連技術の制限及び不都合による１つ以上の上記課題を実質的に除去する駆動回路を指向するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の利点及び目的は、一部分以下の記載で述べられ、また一部分該記載から明らかとなり、あるいは本発明の実施により知り得る。本発明の利点及び目的は、特許請求の範囲において特に指摘される要素及び組み合わせにより実現され、達成されるであろう。
【０００７】
ここに具体化され広く記載される本発明の利点を達成するため、また本発明の目的に従って、本発明はスイッチ駆動回路を備える。該スイッチは制御端子と切り替え可能な電流路とを有する。駆動回路は電圧を制御端子に供給する。駆動回路は、電流路に接続され短絡条件を検出する手段と、短絡が検出されたとき短絡条件を検出する前記手段に応答して制御端子の電圧を直線状の傾斜を有して低下させる手段とを有する。上記の総体的な記載及び以下の詳細な記載は、例示及び説明のみであり、特許請求の範囲において規定される本発明の制限するものではないことを理解すべきである。
【０００８】
【発明の実施の形態】
この明細書に組み込まれその一部を構成する添付の図面は、本発明の一つの実施形態を図示し、この記載と共に本発明の原理を説明するため役立つものである。絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ）駆動回路は、高電圧パルスをＩＧＢＴのエミッターに対してそのゲートに供給する。駆動回路はまた、ＩＧＢＴのエミッターに対するそのコレクターの電圧をモニターする。ＩＧＢＴのコレクターの電圧が、ＩＧＢＴがゲート・オンされた後の所与の期間内に所与のレベルに降下しない場合、ＩＧＢＴ駆動回路は、短絡が生じたことを決定し、駆動回路内の線形積分器を起動する。線形積分器は、ＩＧＢＴのゲートの電圧を静かに傾斜を有して低下させる。ゲート電圧を傾斜を有して低下させることは、ＩＧＢＴ内のコレクターからエミッターへの電流の大きな変化を防止する。パワー回路の漂遊インダクタンス内の大きな電流変化は、ＩＧＢＴを破壊し得る大きな電圧スパイクを発生し得る。その例示が添付の図面に図示されている本発明の好適な本実施形態が詳細に言及されるであろう。可能な場合はどこでも、同一の参照番号が、同一あるいは類似の構成要素を言及するため、図面を通して用いられるであろう。
【０００９】
本発明の駆動回路の例示的実施形態が、図１に示され、総体的に参照番号１２により示される。駆動回路１２はＩＧＢＴ１０を駆動する。ＩＧＢＴ１０は、エミッターＥ、コレクターＣ及びゲートＧを含む。低電圧から高電圧へのインターフェース（以下「低電圧／高電圧インターフェース」という。）１４は、入力パルスを、入力ノード即ち端子Ｉで受け取り、低電圧入力パルスを高電圧に変換する。低電圧／高電圧インターフェース１４の高電圧の出力は、カッド（ｑｕａｄ）・ダーリントン出力段１６を介してゲート及びエミッター抵抗器１８に供給される。ゲート及びエミッター抵抗器１８のうちの１つのゲート抵抗器が、カッド・ダーリントン出力段１６をＩＧＢＴ１０のゲートＧに接続する。
【００１０】
カッド・ダーリントン出力段１６は、低電圧／高電圧インターフェース１４から受け取られた電流及び電圧のレベルを上昇（ステップアップ）させる。カッド・ダーリントン出力段１６の入力は、ミリアンペアで測定され、一方その出力はアンペアで測定される。こうして、カッド・ダーリントン出力段１６は、高電流出力パルスをゲート及びエミッター抵抗器１８のうちのゲート抵抗器を介してＩＧＢＴのゲートＧに送る。
【００１１】
ＩＧＢＴ１０の一つのみが図１に示されているが、駆動回路１２は、２以上のＩＧＢＴ１０を駆動し得て、好適には４つのＩＧＢＴ１０を駆動する。４つのＩＧＢＴ１０は、スイッチング容量を増大するため並列に接続され得る。こうして、ゲート及びエミッター抵抗器１８は、好適には、４つの１０オームの抵抗器と４つの１オームの抵抗器とを含む。
【００１２】
短絡過電流検出器２４は、ＩＧＢＴ１０のコレクターＣの電圧をモニターして短絡が発生したかを決定する。ＩＧＢＴ１０が正常動作中オン・オフしている場合、コレクター電圧は、スイッチがターン・オンされるとき降下する。短絡過電流検出器２４はまた、低電圧／高電圧インターフェース１４に接続され、そのため短絡過電流検出器２４は、ＩＧＢＴ１０がオン・オフされることを指令されるときを感知する。コレクター電圧が、ＩＧＢＴ１０がターン・オンされる所与の期間内に所与のしきい値より下に降下しない場合、あるいは、コレクター電圧が、ＩＧＢＴ１０がオンであることを指令された後所与のしきい値より上へ上昇する場合、短絡過電流検出器２４は短絡を検出する。短絡が検出されると、短絡過電流検出器２４は、出力信号をワンショット２２に送る。次いで、ワンショット２２は、線形積分器２０のクランプを解放するパルスを発生する。
【００１３】
線形積分器２０は、ダイオード２６を介してカッド・ダーリントン出力段１６の入力に接続されている。短絡が検出されると、線形積分器２０は、ワンショット２２からのパルスを受け取る。そのパルスを受け取ると、線形積分器２０は傾斜を有して低下し始める。カッド・ダーリントン出力段１６の入力は、線形積分器２０の出力電圧に続いて、ダイオード２６を経由して線形積分器２０の電圧レベルより１ダイオード降下分（０．６ボルト）高いレベルにおいて傾斜を有して低下する。
【００１４】
図２及び図３は、時間の関数としての端子Ｇ及びＥ間の出力電圧パルスを示す。図２は、ＩＧＢＴの駆動回路１２の正常動作のタイミング図を示す。正常の出力波形２７は、１５ボルトの実質的に矩形のパルスである。図３は、駆動回路１２がＩＧＢＴをゲート・オンして短絡にするときの時間の関数としての端子Ｇ及びＥ間の出力電圧パルスを示す。ゲート電圧２８が線形積分器２０により線形の傾斜を有して低下することが図３で明らかである。駆動回路１２により、デバイス出力端子間の短絡が迅速に検出され、ＩＧＢＴのゲートへの入力電圧が傾斜を有して低下させられ、急にはカットオフされない。Ｇ−Ｅ間電圧の変化速度は、ＩＧＢＴの線形領域にわたって一定であり、ターン・オフ時のコレクター−エミッター間過渡電圧の低減をもたらす。こうして、回路漂遊インダクタンス内の急速な電流変化による電圧スパイクが防止される。
【００１５】
図３に示される線形の傾斜を有して低下させることの代替として、駆動回路は、短絡が検出されると同時にゲート電圧が線形の傾斜を有して低下することがその後に続く初期のステップ状の変化の低減を組み込み得る。ステップ状の変化の低減は、短絡条件の下でのＩＧＢＴにより導出される電流の初期値を迅速に低下させる。しかしながら、電圧のステップの大きさは、線形の傾斜を有して低下させる前に大きな電圧スパイクの発生を回避する程度に小さいものである。
【００１６】
図４、図５及び図６は、図１に示される駆動回路の一実施形態の詳細な概略図を示す。図４、図５及び図６における抵抗器は、偶数の参照番号３０〜１００により指示されている。本発明の一実施形態において、抵抗器は、以下の表１に示されるような抵抗値を有し得る。
【表１】
0003813240.tif 000002
0003813240.tif 000003
図４、図５及び図６のキャパシターは、偶数の参照番号１０２〜１３４により指示されている。一実施形態において、コンデンサは、以下の表２に示されるような容量値を有し得る。
【表２】
0003813240.tif 000004
接地電圧ＳＧＮＤとＰＧＮＤとは、最後にゲート駆動電源で共に結合される別々の接地基準（信号接地と電力接地）である。
【００１７】
図４に示されるように、低電圧／高電圧インターフェース１４は、図１に示される端子Ｉに対応する入力端子１３６及び１３８と、共に接続された、光結合器１４０、電圧比較器１４２及び駆動信号トランジスタ１４４とを含む。例えば、ナショナル・セミコンダクタ社（Ｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｃｏｒｐ．）からのモデルＮｏ．ＬＭ３９３のような商業的に入手可能な電圧比較器を電圧比較器１４２のために用い得る。入力端子１３６及び１３８で入力電圧を受け取り、該入力電圧は抵抗器３０及び３２を介して光結合器１４０に供給される。次いで、オン／オフパルスが、電圧比較器１４２を介して駆動信号トランジスタ１４４に供給される。光結合器１４０は２つの目的にかなう。光結合器１４０は、端子３／２と端子８／７／６／５との間の電圧分離を行い、オン／オフ・ゲーティング信号を電圧比較器１４２に結合させる。
【００１８】
駆動信号トランジスタ１４４がターン・オフされると、線形積分器２０が付勢されていないとすれば、駆動信号トランジスタ１４４の出力は、ダイオード１４６を逆バイアスし、端子１４８は＋２０ボルトに抵抗器６４（図５）を介して引っ張られる。図４に示される端子１４８は、図５に示される端子１４８と接続されている。駆動信号トランジスタ１４４の出力は、図５に示される電界効果トランジスタ１５２のゲートに現れる。端子１４８の正の電圧パルスが、電界効果トランジスタ１５２をターン・オンさせ、電流が発光ダイオード１５３及び抵抗器６６を介して流れることを可能にする。電界効果トランジスタ１５２がターン・オンすると、カッド・ダーリントン出力段１６内のｐｎｐトランジスタが、付勢され、Ｇ−Ｅ端子電圧を−５ボルトレベルに遷移させる。
【００１９】
図５に示されるように、カッド・ダーリントン出力段１６は、偶数の参照番号１５４〜１６０により指示される４つのバイポーラ・ダーリントン・トランジスタを含む。ダーリントンｎｐｎトランジスタ１５４は、ダーリントンｐｎｐバイポーラ・トランジスタ１５６と共にプッシュプル・フォロワーを構成する。同様に、ダーリントン接続されたｎｐｎバイポーラ・トランジスタ１５８は、ダーリントンｐｎｐバイポーラ・トランジスタ１６０とプッシュプル・フォロワーを構成する。カッド・ダーリントン出力段１６は、ゲート及びエミッター抵抗器１８のうちのゲート抵抗器に印加される電流を増大（ステップアップ）する。代替実施形態において、カッド・ダーリントン出力段１６は、所望の電流駆動能力に応じて、単一のｎｐｎ／ｐｎｐエミッター・フォロワー対、単一のｎｐｎダーリントン／ｐｎｐダーリントン対、あるいは他の回路と置換し得る。ゲート抵抗器７６、８０、８４及び８８は、カッド・ダーリントン出力段１６を４つの並列のＩＧＢＴのゲートに接続する。図５に示される抵抗器７４、７８、８２及び８６は、４つの並列のＩＧＢＴのエミッターに接続している。
【００２０】
図４に示されるように、短絡過電流検出器２４は、電界効果トランジスタ１７５及び１７６と、電圧比較器１７２とを含む。例えば、ナショナル・セミコンダクタ社からのモデルＮｏ．ＬＭ３９３のような商業的に入手可能な電圧比較器を電圧比較器１７２のために用い得る。電界効果トランジスタ１７５のドレインが電圧比較器１７２の非反転端子に接続され、一方電界効果トランジスタ１７６のドレインが電圧比較器１７２の反転端子に接続されている。電圧比較器１７２の出力は、端子１７４に接続されている。抵抗器４８は２０ボルトの電位を電界効果トランジスタ１７５のソースに接続し、一方抵抗器４６は２０ボルトの電位を電界効果トランジスタ１７６のソースに接続する。電界効果トランジスタ１７５及び１７６のゲートは、駆動信号トランジスタ１４４に接続されている。
【００２１】
短絡過電流検出器２４は、ＩＧＢＴ１０のコレクターＣに接続されている。短絡過電流検出器２４は、ＩＧＢＴ１０のコレクターＣの電圧をモニターして短絡が発生したかを決定する。端子Ｃの電圧が降下すると、ダイオード１７０は、それと共に電圧比較器１７２の演算増幅器の非反転端子を引き下げ、該非反転端子の電圧は、その電圧比較器１７２の演算増幅器の反転端子の電圧より低く降下する。非反転端子の電圧が降下しない場合、電圧比較器１７２は状態を変え、出力を端子１７４に送る。
【００２２】
電界効果トランジスタ１７５及び１７６は、短絡過電流検出器２４に対してオン・オフスイッチとして作用する。電圧比較器１７２の短絡感知機能を不動作にするＩＧＢＴがゲート・オフされると、駆動信号トランジスタ１４４の出力が電界効果トランジスタ１７５及び１７６をターン・オンする。キャパシター１１０、１１２及び１１４は、ＩＧＢＴのゲート・オンと過電流検出器の動作可能状態との間の時間遅延を決定する。抵抗器４０及び５０は電圧分割器を形成し、該電圧分割器は、過電流検出器を開始（ｓｅｔ  ｏｆｆ）させるのを避けるためコレクター端子がそれより下に降下しなければならないそのしきい値レベルを決定する。図４に示される端子１７４は、図６に示される端子１７４に接続されている。
【００２３】
図６に示されるように、ワンショット２２は、電圧比較器１７２の出力を端子１７４で受け取る。端子１７４は電界効果トランジスタ１７８のゲートに接続されており、電界効果トランジスタ１７８のドレインは電圧比較器１８０の反転端子に接続されている。例えば、ナショナル・セミコンダクタ社からのモデルＮｏ．ＬＭ３１１のような商業的に入手可能な電圧比較器を電圧比較器１８０のために用い得る。短絡が検出されるならば、ワンショット２２はパルスを端子１８２に出力する。図６に示される端子１８２は、図５に示される線形積分器２０の端子１８２に接続されている。
【００２４】
図６に示されるワンショット２２はまた、下位電圧センサー１８４と、高電圧から低電圧へのインターフェース（以下「高電圧／低電圧インターフェース」という。）１８６とに接続されている。高電圧／低電圧インターフェース１８６は、ワンショットの出力を受け取り、短絡条件の回路の入力を警告する。下位電圧センサー１８４は、ＩＧＢＴ駆動回路の電源をモニターする。
【００２５】
図５に示されるように、線形積分器２０は、演算増幅器１８８とフィードバック回路とを含む。例えば、テキサス・インストルメンツ社（Ｔｅｘａｓ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ  Ｃｏｒｐ．）からのモデルＮｏ．ＴＬ０８１のような商業的に入手可能な演算増幅器を演算増幅器１８８のために用い得る。フィードバック回路は、並列に接続された抵抗器６２、コンデンサ１２２及びツェナーダイオード１９２を含む。線形積分器２０の入力端子１８２は、フィードバック回路の電界効果トランジスタ１９０のゲートに接続されている。
【００２６】
電界効果トランジスタ１９０は、常態ではターン・オンされており、抵抗器６２をキャパシター１２２に対して並列接続させているが、短絡に応答したワンショット２２からの端子１８２上のパルスは、電界効果トランジスタ１９０をターン・オフする。電界効果トランジスタ１９０がターン・オフすると、演算増幅器１８８の出力は、抵抗器５８及びコンデンサ１２２により設定される率で線形の傾斜を有して低下することを開始させる。カッド・ダーリントン出力段１６の抵抗器７０における入力は、ダイオード２６を介して演算増幅器１８８の出力電圧より１ダイオード降下分（０．６ボルト）高いレベルで傾斜を有して低下する。
【００２７】
こうして、ＩＧＢＴのゲート電圧は、線形積分器２０が直線状の傾斜を有して低下することにより制御される。ゲート電圧の放電速度はＩＧＢＴの線形領域を通して一定であり、漂遊インダクタンスによるＩＧＢＴにかかる過渡電圧と、電流の高い変化率とが回避される。
【００２８】
ゲート電圧の放電の変化の線形率は、線形積分器２０に用いられる特定の容量及び抵抗値を調整することにより調整可能である。該ゲート電圧の放電の変化の線形率を設定する際に考慮する要因は、ＩＧＢＴの特性、ＩＧＢＴを中に配置するパワー回路の寄生コンダクタンス及びインダクタンス、受け入れ可能と見做される短絡の下での電圧のオーバーシュートのレベルを含む。
【００２９】
本発明の好適な実施形態において、上記の変化率はマイクロ秒当たり２ボルトである。線形積分器２０の抵抗器５８及びキャパシター１２２が傾斜を有して低下する速度を決定する。抵抗器５８の両端間の電圧は、抵抗器５８を通る電流を決定し、次いで該電流は、電界効果トランジスタ１９０がターン・オフするとコンデンサ１２２を介して流れる。上記の変化率は、以下のように計算される。
【００３０】
ｉ＝Ｃ（ｄｖ／ｄｔ）が生じ、
ｄｖ／ｄｔ＝ｉ／Ｃとなる。
【００３１】
ここで、ｉは電流であり、
Ｃは容量であり、
ｄｖ／ｄｔは時間の関数としての電圧の変化である。
【００３２】
この実施形態において、
ｉ＝−（２４Ｖ−２０Ｖ）／１．３３ｋ＝３ｍＡ
であり、
ｄｖ／ｄｔ＝−３ｍＡ／１５００ｐＦ＝−２Ｖ／μｓｅｃ
である。
【００３３】
駆動回路は、１２００ボルト及び２００アンペアの定格の４つのＩＧＢＴを駆動する。パワー回路の寄生インダクタンスが５０ｎＨより小さい場合、１２００Ｖ電源間に直接配置されるとき、かかるＩＧＢＴは１０マイクロ秒の「オン」時間に耐える定格である。各ＩＧＢＴが＋１５ボルトのゲート電圧で導通することができる電流のレベルは、典型的には定格値の１０倍の仕様である。これらの値は、各２００  ＡＭＰ  ＩＧＢＴの耐エネルギーが
（１２００Ｖ）（２００Ａ）（１０）（１０μｓｅｃ）＝２４ジュール
であることを指示する。
【００３４】
こうして、駆動回路１２は、短絡条件を検出し、上記のエネルギーを２４ジュールより小さく制限するため十分短い時間に、ゲート電圧をＩＧＢＴの導通しきい値レベルより低くすべきである。導通時間の持続時間は、１０マイクロ秒より小さいことが好ましい。この時間は、該エネルギーが２４ジュールより下に低減するならば、拡張され得る。短絡エネルギーと傾斜を有して低下する持続時間とのトレードオフは、短絡条件中のパワーデバイスのピーク接合温度の関数である。
【００３５】
本駆動回路の好適実施形態は、短絡を検出するのに典型的に３．８マイクロ秒かかる。最大検出時間が４．６マイクロ秒で、耐久時間が１０マイクロ秒であるとすると、線形の傾斜を有して低下する時間は５．４マイクロ秒であることが好ましい。デバイスの通常のターン・オンに対する正のゲート駆動レベルは典型的に＋１５ボルトであり、ＩＧＢＴのゲートの典型的な導通しきい値は１０ボルトである。これは、
（１５Ｖ−１０Ｖ）／５．４μｓｅｃ＝−０．９２６Ｖ／μｓｅｃ
の許容できる傾斜を有する短絡条件中における低下速度を生じる。こうして、−２Ｖ／μｓｅｃの実際の傾斜を有しての低下速度は、−０．９２６Ｖ／μｓｅｃの受け入れ可能な速度より早い。
【００３６】
駆動回路の応用は、遠心型冷房機におけるモーターのような誘導電動機のためのインバーターを含む。前述したように、駆動回路１２は４つのＩＧＢＴを駆動することが好ましい。４つのＩＧＢＴは、単一のＩＧＢＴの４倍の電圧と電力とを扱うため並列に接続され得る。駆動回路はまた、上側ゲート駆動回路と下側ゲート駆動回路とを対にした複数の対に構成することが好ましい。こうして、駆動回路の各対は全部で８個のＩＧＢＴを駆動し、該８個のＩＧＢＴの各々はＡＣモーターの１つの極に接続される。この構成を有する３相ＡＣモーターは、２４個のＩＧＢＴを要する。
【００３７】
図７を参照すると、複数の絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ１０は、交流誘導電動機１９４を駆動し得る。図７において、各ＩＧＢＴ１０は、例えば４つの並列接続された多数のＩＧＢＴを実際に備え得る。ＩＧＢＴ１０は、対で、入力ＤＣ電圧線間に接続されている。ゲート駆動回路１２は、ＩＧＢＴの各対のゲートに接続されている。駆動回路１２は、交流誘導電動機１９４を種々の速度で回転させるためＩＧＢＴを種々の速度に切り替えることができる。速度可変の交流誘導電動機１９４は、遠心型冷房機ユニットの羽根車を駆動し得る。
【００３８】
交流駆動ソース１９８は、ＡＣ電圧を、ダイオード整流器あるいはシリコン制御整流器（ＳＣＲ）２００に供給する。整流器２００は、入力ＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換する。ＤＣ電圧は、一対のインダクター２０２とコンデンサ２０４とを介して出力される。コンデンサ及びインダクターは、整流されたＡＣ電圧を平滑なＤＣレベルになるようフィルタリングする。
【００３９】
駆動回路１２は、インバーター・ロジック１９８により発生された低レベル信号を、ＩＧＢＴパワースイッチ１０をオン及びオフにゲートすることができるレベルに変換する。適切な要領でＩＧＢＴパワースイッチ１０をオン及びオフにゲートすることにより、整流器２００、インダクター２０２及びフィルター・コンデンサ２０４により供給されるＤＣ電圧は、周波数と大きさの双方を変え得るＡＣ電圧に戻すよう変換される。次いで、この可変出力電圧／周波数ソースは、コンプレッサを所与の速度で作動するのに適切な周波数と電圧とで交流誘導電動機１９４を駆動する。種々の変更と変形とが、本発明の範囲と精神から離れることなく本発明の駆動回路においてこの駆動回路の構成においてなすことができることが当業者には明らかであろう。
【００４０】
例えば、本発明の一つの局面によれば、指数関数のＲ−Ｃ放電の代わりに短絡の直線状の傾斜を有しての低下を提供するため、例えば、フジ（Ｆｕｊｉ）のＥＸＢ８４１のような既知の駆動回路を変更することができる。更に、本発明をＩＧＢＴ駆動回路に関して記述したが、短絡が検出されると同時に直線状の傾斜をもって低下する駆動回路を、ＭＯＳＦＥＴあるいはＭＣＴのような他の電圧制御パワースイッチのために用い得る。大部分のスイッチは、第１の端子と第２の端子との間の切り替え可能な電流路と、制御端子とを有する。例えば、トランジスタの制御端子は、ゲートあるいはベースであり得る。本発明の他の実施形態は、当業者にはここに開示された本発明の明細及び実施を考慮することから明らかであろう。明細及び事例は例示のみとして考慮されることを意図し、本発明の真の範囲及び精神が頭書の特許請求の範囲により指示される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態によるＩＧＢＴ及び駆動回路のブロック図を示す。
【図２】正常の動作条件の下における図１に示される駆動回路の時間と共に変わる電圧出力の図である。
【図３】短絡動作条件の下における図１に示される駆動回路の時間と共に変わる電圧出力の図である。
【図４】図１に示される駆動回路に用い得る低電圧／高電圧インターフェース及び短絡過電流検出器の一実施形態の概略回路図である。
【図５】図１に示される駆動回路に用い得る線形積分器、カッド・ダーリントン出力段、及びゲート及びエミッター抵抗器の一実施形態の概略回路図である。
【図６】図１に示されるＩＧＢＴゲート駆動回路に用い得るワンショットの一実施形態の概略回路図である。
【図７】駆動回路、６個のＩＧＢＴ及びモーターの概略図である。
【符号の説明】
１０：ＩＧＢＴパワースイッチ
１２：駆動回路
１４：低電圧／高電圧インターフェース
１６：クワッド・ダーリントン出力段
１８：ゲート及びエミッター抵抗器
２０：線形積分器
２２：ワンショット
２４：短絡回路過電流検出器
１８４：不足電圧センサー
１８６：高電圧／低電圧インターフェース
１９４：交流誘導電動機
１９８：交流駆動ソース
２００：整流器
２０４：フィルター・コンデンサ
２０６：インバータ・ロジック
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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