(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光共振波長とマイクロ波原子遷移周波数とを含む特定の原子遷移周波数／波長を有する限定された量の蒸気（７）と、
前記マイクロ波原子遷移周波数を含む周波数範囲のマイクロ波信号を生成し、前記マイクロ波原子遷移周波数に対して安定した周波数で出力信号を生成する周波数シンセサイザ手段（４７）と、
前記マイクロ波信号を前記蒸気（７）に結合させる手段（１３）と、
前記光共振波長を含む範囲内の波長で前記蒸気（７）を光学的にポンピングするレーザダイオード（９）と、
前記レーザダイオードから前記蒸気を通過した光を表わす検出器信号を生成する検出器手段（１１）と、
前記検出器信号に応答し、前記周波数シンセサイザ（４７）を作動させて、前記マイクロ波信号を前記原子遷移周波数の関数として規定し、前記レーザダイオード（９）を作動させて前記光共振波長に対して生成された光の波長を安定化するためのディジタルプロセッシング手段（２５）を備えた制御手段（５）からなり、
前記ディジタルプロセッシング手段（２５）は、前記周波数シンセサイザ（４７）に供給されるマイクロ波制御信号を生成し前記マイクロ波制御信号を２つの周波数の間で変調させることによりディザ処理（１０９、１２３）して前記周波数シンセサイザ（４７）により生成されたマイクロ波信号を前記マイクロ波原子遷移周波数の中心周波数にする手段（２７，２９）と、
前記レーザダイオード（９）に供給される光波長制御信号を生成し前記光波長制御信号をディザ処理（１３７，１５３）して前記レーザダイオード（９）により生成される光波長を前記光共振波長の中心波長にする手段（４９）と、
前記マイクロ波制御信号と光波長制御信号のディザ処理を交互に行う切り換え手段（２９）とを備え、前記制御手段（５）は前記蒸気（７）を加熱する電気ヒータ手段（１５）を備え、前記ディジタルプロセッシング手段（２５）は前記電気ヒータ手段（１５）が前記マイクロ波制御信号のディザ処理中に通電されないように前記電気ヒータ手段（１５）の通電を制御する手段を備える原子周波数原器（１）。
【請求項２】
マイクロ波制御信号と前記波長光制御信号とをディザ処理する手段（２９）が、前記マイクロ波信号と前記光制御信号の値を変化させて前記検出器信号の第１と第２の値を生成し、前記制御手段（５）が、前記検出器信号の前記第１と第２の値を積分して前記検出器信号の第１および第２積分値を生成する積分器手段（７５）と、前記第１および第２積分値を前記ディジタルプロセッシング手段に入力する手段（６１，６３）とを備える請求項１記載の原子周波数原器。
【請求項３】
前記ディジタルプロセッシング手段（２５）は、前記第１および第２の検出器信号が前記積分器手段（７５）によって積分される間前記ディジタルプロセッシング手段（２５）の動作と制限し前記検出器信号の第１および第２積分値におけるノイズを低減させる手段（８１）を備える請求項２記載の原子周波数原器（１）。
【請求項４】
前記積分器手段（７５）は、前記マイクロ波制御信号と光制御信号の両方のディザ処理に応答して第１と第２検出器信号を積分する共通の積分器からなる請求項２記載の原子周波数原器（１）。
【請求項５】
前記制御手段（５）は前記検出器信号の第１の値からバイアス信号を減算して前記検出器信号の変形された第１の値を生成して前記積分器手段（７５）に供給する手段（１７３）を備え、前記ディジタルプロセッシング手段（２５）は前記バイアス信号を生成して前記検出器信号の変形された第１の値を０に近づける手段（１７５）を備える請求項２記載の原子周波数原器（１）。
【請求項６】
前記制御手段（２５）は、前記マイクロ波制御信号がディザ処理される第１期間と前記光制御信号がディザ処理される第２期間において前記検出器信号を測定する手段（７５）を備え、前記ディジタルプロセッシング手段（２５）は前記検出器信号が第１と第２期間において測定される間だけ前記ディジタルプロセッシング手段（２５）の動作を制限するために手段（８１）を備えてなる請求項１記載の原子周波数原器（１）。
【請求項７】
前記切り換え手段（２９）は前記検出器信号に応答して第１期間中に前記マイクロ波信号を調整し、かつ、前記検出器信号に応答して第２期間中に前記光信号を調整し、手段（２９）は、前記電気ヒータ手段を前記第１期間以外の期間に通電する請求項１記載の原子周波数原器（１）。
【請求項８】
前記制御手段（５）は前記検出器信号を所定の期間だけ積分して積分検出器信号を生成する積分手段（７５）と、前記各期間中に生成された積分検出器信号を前記ディジタルプロセッシング手段（２５）へ入力する手段（６１−６３）とを備え、前記ディジタルプロセッシング手段（２５）は前記所定期間中に前記ディジタルプロセッシング手段を休止モードに置く手段（８１）をさらに備えてなる請求項１記載の原子周波数原器（１）。
【請求項９】
レーザダイオード（９）を駆動する前記ディジタルプロセッシング手段（２５）は前記レーザダイオード（９）に供給する電流を調整し前記光共振波長に対して、生成される光の波長を安定化する手段（４９）を備えてなる請求項１記載の原子周波数原器（１）。
【請求項１０】
前記ディジタルプロセッシング手段（２５）は前記レーザダイオード（９）の温度を実際のレーザ電流の機能とレーザ電流の参照値として調整する手段（５３）をさらに備えてなる請求項９記載の原子周波数原器（１）。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
発明の分野
この発明は、マイクロ波発振器がレーザダイオードによってポンピングされる蒸気の超微細周波数に同調されるタイプの小型化原子周波数原器に関し、特にデジタルプロセッサを用いた発振器、レーザダイオードおよび関連する部品の制御に関するものである。
情報の背景
公知のタイプの原子時計は、マイクロ波発振器をセシウムあるいはルビジウムなどの蒸気の超微細波長に同調させる。蒸気を通過した光ビームは、原子をその基底状態から高位の状態へとポンピングしそこから原子は基底状態より上方の超微細波長にある状態へと落ちる。蒸気の原子を高位の状態へとポンピングするに際しての光の吸収は、光検出器（photodetector）によって検出される。基底状態が空乏化すると、蒸気を通過して検出器に到る光が増加する。しかしながら、マイクロ波信号が超微細波長に同調されると、蒸気の原子をポンピングするにあたって光が連続的に吸収されるように基底状態が再配置される。このように光信号に対する検出器の応答は、蒸気原子が高位の状態へとポンピングされる正確な波長におけるディップ（dip）を示す。マイクロ波周波数はまた、最大限の光吸収を生成し、よって最小限の光検出器信号を生成するために正確な超微細周波数になければならない。
安定な光源によれば、フィードバックループにおける光検出器出力回路を用いてマイクロ波発振器が正確に超微細周波数に同調される。ディップしたがって超微細周波数にロック（lock）させるためにはマイクロ波周波数がディザ処理（dithering）される、すなわちマイクロ波が２つの周波数の間で変調される。フィードバック回路は、マイクロ波周波数を駆動し、光検出器のディザ処理された応答信号が正確な超微細周波数の中央にくるようにする。
レーザビームは、蒸気の原子を励起状態にポンピングする正確な波長にレーザをロックするためにレーザ波長をディザ処理するフィードバック回路によってもまた安定化される。マイクロ波周波数およびレーザ波長を制御するアナログフィードバック回路は、２つの信号の変調を減結合（decoupling）するために周波数多重化（multiplexing）を用いる。このことは、それぞれのフィードバックループに対して別々の位相検出器を必要とする。
原子周波数原器を有用性を非常に拡張するため、その大きさと電力の必要性を減少させるという傾向がある。米国特許第5,192,921号は、気体セルの直径が約６ｍｍで１８ｍｍの長さしかない、小型化セルタイプの原子周波数原器を開示している。セシウムガスが用いられるとき、上記のような公知のアナログ回路は、全体積が約２５ｃｍ３よりも小さい周波数原器を生成するためにこのガスセルと共に用いることができる。しかしながらマイクロ波およびレーザ制御ループのためそれぞれのフィードバック信号を抽出するために必要な別々の位相検出器は、これらのアナログ回路の更なる小型化を制限する。
したがって、制御回路を含んだ全体のサイズが現在得られるものよりも小さい改良された原子周波数原器に対する需要が存在する。
安定であり信頼でき、合理的なコストで製造することのできる、小さなサイズのそのような原子周波数原器に対する関連した需要が存在する。
引き出される電力の量および必要な電力の質の両方に対する電力要求度が少ないそのような原子周波数原器に対するさらなる需要が存在する。
発明の要約
これらの需要その他は、光源の波長と、マイクロ波信号の周波数と、蒸気およびレーザ温度制御およびＣ−フィールド電流（C-field current）を制御するためのデジタル制御器を組み込んだ原子周波数原器に関する本発明によって満足させることができる。
デジタル制御器は、好ましくはレーザダイオードである光源の波長を蒸気の光学的共振周波数にロックさせるため光制御信号のディザ処理を時間多重化（time multiplex）し、無線周波数合成器の周波数をマイクロ波の共振周波数にロックさせるためマイクロ波制御信号のディザ処理を時間多重化する。これはレーザおよびマイクロ波制御ループを減結合させ、原子周波数原器のためアナログ制御回路に必要な高価な位相検出器に対する必要性をなくす。ディザ処理の間における、特にマイクロ波信号の場合における位相検出器の出力の小さな差異を取り込むためのユニークなアプローチにおいて、検出器信号は、充電／サンプルおよびダンプ積分器において積分される。本発明の例示的な実施態様においては、マイクロ波信号の場合５０の範囲のゲインが、そしてレーザ信号の場合においては２０の範囲のゲインが実現される。レーザ信号およびマイクロ波信号のディザ処理が時間多重化されるので、共通の充電／サンプルおよび放電積分器が用いられ、それは更に時計のサイズとコストを減少させる。デジタル信号プロセッサによって生成されるノイズから生じる誤差を減少させるために、光検出器信号が積分されている間の期間、プロセッサは休止モードに置かれる。
蒸気の動作温度を維持するための電気ヒーターは、マイクロ波空洞の動作に干渉するので、デジタル制御器は、マイクロ波信号が積分されていない期間だけこれらのヒーターに通電する。
【図面の簡単な説明】
本発明の完全な理解が、次の添付図面を参照して望ましい実施例の以下の記載を読むことによって得られる。
図１は本発明による原子周波数原器の概略図をブロック図の形態で示したものである。図２は図１に記載した原子周波数原器によって用いられる様々の信号の相対的タイミングを図示するタイミング図である。
図３は図１の原子周波数原器の一部分を形成するデジタルプロセッサによって用いられるメインソフトウェアルーチンのためのフローチャートである。
図４から７は図３のメーンルーチンによって呼び出される割り込みサービスルーチンのためのフローチャートである。
図８は図１の原子周波数原器のためのレーザ電流制御ループを示す概略図である。
図９は図８のレーザ電流制御ループにおいて用いられるレーザ電流制御ソフトウェアのためのフローチャートである。
図１０は図１の原子周波数原器のためのマイクロ波周波数制御ループを示す概略図である。
図１１はセシウムヒーター制御ループの概略図である。
図１２はレーザ温度制御ループの概略図である。
図１３は本発明の原子周波数原器を制御するために用いられるソフトウェアの動作状態を示す状態図である。
好ましい実施態様の説明
本発明の原子周波数原器は小型の、マイクロプロセッサをベースにした、１０ＭＨｚの発振器である。発振器の安定性は無線周波数（ＲＦ）信号をセシウムガスの超微細遷移に同調させることによって達成される。原子周波数原器１のハードウェアのブロック図が図１に示されている。原子周波数原器１は物理パッケージ３と制御回路５を備えている。物理パッケージ３は、ここに引用により組み入れられる米国特許第5,192,921号に記載されているような小型セシウムセル７を備える。好ましくは物理パッケージは、これもまた引用により組み入れられる共係属出願（W.E.58,527）に示されるタイプのものである。レーザダイオード９は、セル７の中のセシウム蒸気をポンピングするコヒーレントな光のビームを発生する。セシウム蒸気による光ビームの吸収は、光検出器１１によって検出される。マイクロ波信号は、蒸気セル７が中に取り付けられるマイクロ波空洞１３によってセシウム蒸気に結合される。述べたように、マイクロ波信号は、蒸気の基底状態が再配置されレーザダイオードが連続的にセシウム原子をポンピングできるように、セシウム蒸気のマイクロ波原子遷移周波数に同調される。蒸気セル７における必要な蒸気圧を生成するためにそして安定な動作のために蒸気は電気ヒーター１５によって加熱される。蒸気の温度はセシウムサーミスタ１７によってモニターされる。安定な動作のために、レーザダイオード９の温度もまた制御しなければならない。この温度は外気の状態よりも低い可能性もあるので、熱電気クーラー／ヒーター（TEC）１９が用いられ、レーザダイオード９の温度がレーザサーミスタ２１によってモニターされる。Ｃ−フィールドコイル２３が、外界の磁界の影響を最小化する一様な背景磁界を生成する。さらに磁界シールド（図示せず）がセシウムセルを外界からさらに隔離する。
制御回路５の心臓は、１６ビットデジタル信号プロセッサ（DSP）２７およびデジタルアプリケーション仕様集積回路（Digital Applications Specific Integrated Circuit）（DASIC）２９を備えるデジタル制御器２５である。ＤＳＰ２７は，デジタルフィルタリングおよび制御のため最適化された専門化したタイプのマイクロプロセッサである。例示的ＤＳＰはテキサスインスツルメントのＴＭＳ３２０Ｃ５０マイクロプロセッサである。デジタル制御器２５は、ＤＳＰのプログラムメモリ３１の中にロードされたソフトウェアの実行を通して、そしてＤＡＳＩＣ２９によって生成された制御およびタイミング信号を通して物理パッケージ３の動作を支配する。ＤＡＳＩＣ２９は、ＤＳＰ２７に対する割り込みを生成することを含む幾つかのタイミング機能を行う幾つかのタイマーを備える。ＤＳＰ２７は、それぞれ１６ビットパラレルアドレスおよびデータバス３３、３５および制御バス３７を通じてＤＡＳＩＣ２９と通信する。ＤＡＳＩＣ２９は、パラレルアドレスおよびデータバス３３、３５の上で生成されたメッセージを、ＲＦ周波数合成器４７、レーザ電流調整器４９、およびＣ−フィールド電流調整器５１のデジタルアナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ４１、４３、４５へのシリアル出力バス３９上の伝送のため変換することによってＤＳＰ２７に対するインターフェースとしての役目を果たす。理解されるように、ＤＳＰ２７は関連する制御パラメータのためのセットポイント値（set point values）をそれらのＤ／Ａに提供する。
ＤＡＳＩＣ２９はまた、ＴＥＣ１９に対する電力パルス幅変調器５３へ制御信号を提供し、蒸気ヒーター１５に対する電力パルス幅変調器５５のための同様の制御信号を提供する。
制御回路５はまた、光検出器１１、セシウムサーミスタ１７およびレーザサーミスタ２１によって生成されるアナログ信号をデジタル制御器２５の中に入力するための部品を備える。これらの信号はアナログマルチプレクサ（アナログマックス）６１に入力され、１６ビットＡ／Ｄコンバータ６３によってデジタル形式に変換される。デジタル化されるべき信号の選択は、ＤＡＳＩＣ２９によって制御リード線６５を通ってアナログマックス６１に供給される制御信号によって決定される。ＤＡＳＩＣ２９は、制御リード線６７を通ってＡ／Ｄコンバータ６３に制御信号を提供し、選択されたデジタル化信号をシリアル入力バス６９を通って受け取る。
アナログレーザサーミスタおよびセシウムサーミスタ信号は、それらがデジタル化される前に増幅器７１、７３によって増幅される。レーザ信号がディザ処理される時においておよびマイクロ波信号がディザ処理される別の時において、２つのディザ周波数における光検出器信号のレベルの差異は非常に小さくマイクロ波信号の場合において特にそうである。したがって、光検出器信号は、以下にもっと詳細に記載される新規な積分およびダンプＡ／Ｄ積分器７５によって増幅される。この積分器はまたリード線７７を通じてＤＡＳＩＣ２９によって制御される。
以上に述べたように、レーザ信号をレーザ吸収波長にロックさせた状態に維持し、マイクロ波信号をマイクロ波吸収周波数にロックさせた状態に維持するために、公知のようにマイクロ信号とレーザ信号は両方ともディザ処理される。しかしながら本発明によればマイクロ波信号とレーザ信号のディザ処理は時間多重化される。レーザ信号とマイクロ波信号のディザ処理の時間多重化のためのタイミング信号およびその他のタイミング信号がＤＡＳＩＣ２９により生成される。ＤＡＳＩＣによって生成される関連するタイミング信号が図２に示されている。基本の時間間隔は、４つのタイムスロット０、１、２、および３に分割されるフレームである。タイムスロット０および１はそれぞれマイクロ波信号の正および負のディザ処理に関連し、レーザ信号はタイムスロット２において正のディザ波長にスイッチングされ、タイムスロット３において負のディザ波長にスイッチングされる。正および負にディザ処理されたマイクロ波信号の差異はレーザ信号に対するそれよりも小さいので、マイクロ波信号は増幅を大きくするために長い時間にわたって積分される。このようにフレームの継続時間が１０ｍｓである例示のシステムにおいては、タイムスロット０および１はそれぞれ３ｍｓであり、タイムスロット２および３はそれぞれ２ｍｓである。タイムスロットの相対的継続時間は所望の増幅によって変化させることができる。しかしながら、本質的な特徴は、誤差が入り込むことを避けるために、特定の信号の正および負のディザ処理のための積分時間が同じでなければならないことである。図２から示されるように、Ａ／Ｄサンプル信号が制御リード線６７を通ってＡ／Ｄコンバータ６３に提供されるとき、積分された信号が読まれる。ＤＡＳＩＣ２９はまた、各々の新しい積分の都度積分器をリセットするためにリード線７７を通って積分器７５に図２に示す積分信号を提供する。この積分信号がローになると積分器はクリアされる。積分区間を決定するのは、積分を開始するために積分信号がハイになる時と、次のＡ／Ｄサンプル信号が生成される時との間の区間である。本発明の例示的実施態様においては、マイクロ波信号についての積分期間は２ｍｓであり、レーザ信号についての積分期間は１ｍｓである。
これも以前に述べた通り、正および負のディザ処理に対する光検出器の振幅の差異は、特にマイクロ波信号の場合において非常に小さいので、ＤＳＰのフルの動作によって生成されるノイズが測定される光検出器信号の中に誤差を入り込ませることを防止するために積分期間の間、デジタル信号プロセッサ２５の活動は減少させられる。このように図２に示されたように、ＤＳＰはそれぞれのタイムスロットの開始時に非常に短い期間オンされるだけである。ＤＳＰにおける責任は、これらの短い期間の間にその全ての機能が実行され得るということである。このことは、各フレームの間少なくとも1回全ての作業が実行されるようにスロット間に作業を分配することによって容易になる。
図２から気付くことができるように、各々のタイムスロットの開始時に、Ａ／Ｄサンプル制御信号上にサンプルパルスを発生させることにより、前のタイムスロットの間に積分された信号がまず読まれる。次にＤＳＰ２７がオンされ、その作業の実行を開始する。その初期作業の１つはレーザ及び／又はマイクロ波信号上にディザを設定することである。これは明らかに積分信号が読まれた後まで起こってはならない。システムが新しいレベルのレーザ及び／又はマイクロ波信号に適合している間、積分信号はローになって積分器をリセットする。ＤＳＰ２７がその作業を完成し休止した後、積分信号はハイになり次の積分を開始する。議論されるようにレーザサーミスタ及びセシウムサーミスタ信号は、ＤＳＰ２７の異なるオン期間の間に読まれる。
図３は、ＤＳＰ２７の主なソフトウエアルーチン７９のフローチャートを図示する。始動においてＤＳＰは８１で示されるように休止モードにある。各タイムスロットの始まりにおいてＤＡＳＩＣ２９は、タイムスロットの番号を示す８３のレジスタを読み出すようにＤＳＰに促す割り込みを送電する。８５、８７および８９で決定された電流タイムスロットの番号に応答して、適当なタイムスロット割り込みサービスルーチンは９１、９３、９５または９７で呼び出される。選ばれた割り込みサービスルーチンからの帰路において、ＤＳＰが８１で休止モードに戻る前にタイムスロットレジスタは９９でインクリメントする。
タイムスロット０の割り込みサービスルーチン１０１のフローチャートが図４に図示されている。ルーチンが呼び出されたとき、Ａ／Ｄコンバータ６３が１０３で読み出され、積分器が１０５でリセットされる。ついで、ディザ電流値は１０７でレーザ電流調整器Ｄ／Ａコンバータ４３に送電されず、正ディザ電流値は１０９でＲＦ周波数合成器Ｄ／Ａコンバータ４１へ送電される。これに続いてレーザ電流と温度制御アルゴリズムは１１１で処理され、マイクロ波出力制御アルゴリズムは１１３で処理される。最終的に、このタイムスロットの間の積分の始まりのサンプル時間が１１５でセットされる。サンプルタイムはまた、次のタイムスロットを開始させるＤＳＰ２７の割り込みとして機能する。
タイムスロット１の割り込みサービスルーチン１１７のフローチャートが図５に図示されている。その正ディザ電流値においてマイクロ波制御信号での光検出器の信号の積分値を含むであろうＡ／Ｄコンバータ６３を１１９で読み出したあと、積分器７５は１２１でリセットされる。積分器はリセットされ、１２３で示すように、ＤＳＰ２７はマイクロ波マイナスディザ電流値をＤ／Ａコンバータ４１へ送電する。空洞サーミスタ電圧のデジタル値をその後１２５で読み出し、タイマーが１２９での次の積分のために更新される前に、空洞温度制御アルゴリズムは１２７で実行される。
図６はタイムスロット２の割り込みサービスルーチン１３１のフローチャートを図示する。再び、最初の仕事は、この時点でマイナスディザ電流値におけるマイクロ波での光検出器信号の積分値を含んでいるＡ／Ｄコンバータを１３３で読み出すことである。積分器７５が１３５でリセットされたあと、レーザ電流のプラスディザ電流値はレーザ電流調整器４９と結合しているＤ／Ａコンバータ４３へ１３７で送電される。その時ディザ電流値はＲＦ周波数合成器４７のＤ／Ａコンバータ４１へ１３９で送信されない。１４１で空洞ヒーターのターンオンタイムが更新され、ＤＡＳＩＣへ送信される。次いで、タイマーが１４５で次の積分のために全て更新される前に、マイクロ波周波数合成器アルゴリズムは１４３で実行される。
４７におけるタイムスロット３の割り込みサービスルーチンのフローチャートが図７に図示されている。この時実行される唯一の機能は、１４９でＡ／Ｄコンバータを読みだし、１５１で積分器７５をリセットし、１５３でレーザマイナスディザ電流値をＤ／Ａコンバータ４３へ送電し、および１５５で次の積分のためにタイマーを更新することである。
図８は、本発明によるレーザ電流制御ループをより詳しく図示した概略ダイアグラムである。レーザダイオードにより放射された光の波長は、レーザ電流と温度の関数である。よって、電流と温度の変動率はセシウム蒸気の光共振器周波数のレーザ波長をロックするのに使用される。レーザ温度制御は以下の図１２に関連して議論されている。先に述べたように、ＤＳＰ２７により処理される主なルーチンは、タイムスロットにより、レーザ電流のための正、負および０のディザ値を出力する。適当な値は並列バス３５を通じてＤＡＳＩＣ２９へ渡され、直列形式に変換され、直列バス３９を通じてレーザ電流Ｄ−Ａコンバータ４３へ送信される。このＤ／Ａコンバータ４３は実際には、粗いＤ／Ａコンバータ１５７と細かいＤ／Ａコンバータ１５９からなる。これらコンバータ１５７と１５９の各々は１２ビットであり、しかし４ビットオーバーラップで、レーザ電流の２０ビットセットポイント値がレーザ調整器回路４９中でレーザ電流出力ドライバ１６１へ供給される。レーザー電流出力ドライバ１６１は、レーザダイオード９への電流の供給を内部制御ループ中のＤＳＰ２７により司令された値に調整するための電流測定フィードバック抵抗器１６３を含むフィードバックループ中のこのセットポイント値を使用する。
レーザ電流のセットポイント値はセシウム蒸気の光共振器波長にロックされたレーザを維持するために外部制御ループ中で導かれる。この外部制御ループは、レーザダイオード９により発生した光がそれを通過するセシウムセル７と、セル７中で蒸気に吸収されないレーザダイオードからの光の量に応答する光検出器１１を含む。外部制御ループはさらに充電非共振積分器７５、アナログマックス６１、１６ビットＡ／Ｄコンバータ６３およびデジタル制御器２５を含んでいる。積分器７５は、抵抗器１６６により供給され積分キャパシタ１６７により分路された演算増幅器１６５の伝統的な組み合わせを含んでいる。Ｄ／Ａコンバータ４３へ供給されたセットポイント値が変更されたとき、積分器７５は、次の積分にそなえてスイッチ１６９を開け積分器への入力を停止させ、スイッチ１７１を閉めてキャパシタ１６７を放電させる制御リード線７７の信号によりリセットされる。リセット期間の終わりに、ＤＡＳＩＣ２９はスイッチ１６９を閉じ、スイッチ１７１を開けて新しい積分を始める。積分器７５のダイナミックレンジを増加させるために、オフセット値は光検出器信号から差増幅器１７３により減じられる。オフセットは、レーザ信号の正ディザリングの間にできるだけ０に近づけるように光検出器１１から誘導された信号を維持するために調整される。このオフセット信号はＤＳＰ２７によりデジタル方式で発生しＤ／Ａコンバータ１７５によりアナログ信号へ変換される。
先に議論したように、積分器が読み出されるとき、積分器７５の出力はアナログマックス６１により選択される。１６ビットＡ／Ｄコンバータ６３は、変換を開始するためにリード６７を通してＤＡＳＩＣ２９からの信号により閉じられたサンプリングスイッチ１７７を含む。変換が完了した際、スイッチ１７９は閉じられ、記憶のためＤＡＳＩＣへデジタル値が送られている。レーザ電流制御ルーチン１８１のフローチャートを図９に図示する。上述のように、このルーチンは図４のタイムスロット０の割り込みサービスルーチン１１１により処理される。１８３で示したように、ルーチンは先のフレーム中に記録された（＋）と（−）のディザの記憶されたピーク積分器値を読み出す。レーザ電流の（＋）と（−）のディザ処理の間の検出器信号間の相違は、その後１８５で計算される。この誤差は１８７で主なルーチンにより使用される０、（＋）および（−）のディザ値を生じさせるのに使用される。ルーチン１８１は、Ｄ／Ａコンバータ１７５を通して差増幅器１７３へ使用されるオフセット値も決定する。この部分またはアルゴリズムは、正ディザがレーザ電流に存在する間にできるだけ０に近づくように差増幅器１７３の出力を維持する。光検出器出力の絶対値は重要ではなく、しかしレーザ電流ディザのための光検出器出力における差の正確な決定は非常に重要である。先のフレームから正ディザの間の積分され記憶された光検出器出力が１８９で決定したように０より大なるとき、オフセットレジスタは１９１で１だけディクリメントする。そうでなければ、１９３で１だけディクリメントする。この働きが差増幅器１７３の出力を正レーザディザの間できるだけ０に近づけ、それによって正および負のレーザディザ電流の両方に対応してアナログ積分器７５のダイナミックレンジを最大化する。このゼロにすることにより光検出器１１のａｃカップリングを除去し、大きいｄｃブロッキングキャパシタの必要性を未然に回避する。
レーザ電流の全体の制御を要約すると、各フレームのタイムスロット０の始めで、レーザ電流のセットポイント値を０ディザ値にセットする。レーザ電流出力ドライブ１６１はその時電流レーザ電流をこの値にさせる。タイムスロット０中のちに、主なルーチンは図９に示すようにレーザ電流と温度ルーチン１８１を呼び出す。対称な形の光検出器１１の出力は、レーザ吸収ディップの部位でレーザ電流の関数として、レーザ波長の誤差信号を展開するためにレーザ電流アルゴリズムにより使用される。レーザ波長が正確にセシウム吸収ディップ上にあるとき、電流ディザは正および負のディザの光検出器出力信号を等しくする。波長誤差状態下の電流ディザは光検出器の出力信号を等しくしない。出力における相違は誤差の大きさを示し、相違のしるしは誤差の方向を示す。レーザ電流調整ルーチンはこの誤差を積分し、レーザ電流のレーザ０、（＋）および（−）値を発生させる。
タイムスロット２の始めにおいて、積分器７５は図６の１３５でのタイムスロット２割り込みサービスルーチンによりリセットされる。積分器７５がリセット状態下にある場合、プラスディザ電流値はレーザ電流出力ドライバ１６１のＤ／Ａ変換器４３へ送電される。過渡電流がレーザ電流中の変化により生じる間、積分器はリセット状態下にある。ＤＳＰ２７はその時休止し、積分器中のスイッチ１６９は閉じ、スイッチ１７１は開けられてレーザ電流の正値の光検出器信号の積分を開始する。この間隔の間、マイクロ波信号はディザ値には設定されない。加法ノイズを取り除くと同時に一方、積分器７５は正レーザディザの光検出器出力のｄｃ成分を増幅する。タイムスロット３の始まりにおいて、ＤＡＳＩＣ２９はＡ／Ｄコンバータ６３が積分器出力の変換を実行することを始動させるＡ／Ｄサンプル信号を発生させる。ＤＳＰ２７はその時休止状態から脱し、図７の１５１で積分器をリセットする。マイナスディザ電流値はその時レーザ電流出力ドライバ１６１のセットポイントとしてＡ／Ｄコンバータ４３に送電され、過渡電流が落ち着いたとき、積分器はネガティブレーザ電流ディザに応答して、光検出器出力を積分し始める。次の０タイムスロットの始まりにおいて、Ａ／Ｄサンプル信号が発生し、マイナスレーザディザの積分値の転換を始める。
ｄｃ入力の積分器７５の出力Ｖinは、Ｖout＝ＴｘＶin／ＲＣ［式中、Ｒは積分器入力抵抗器１６６の値である］により得られる。典型的な構成には、積分時間Ｔは約１ｍｓ、Ｒ＝５１００オーム、積分キャパシタ１６７のキャパシタンスであるＣは、０．０１μＦである。ゆえに、レーザ波長制御の積分器７５のｄｃ利得は２０である。
図１０は、本発明に係るマイクロ波周波数制御ループのさらなる詳細を示す略線図である。前述したように、ＤＳＰ２７によって処理される主ルーチンは、レーザー電流のディザ処理によってマイクロ波のディザ処理を時間多重化する。したがって、各フレームのタイムスロット０の間、ＤＳＰ２７は、並列バス３５を渡ってＤＡＳＩＣ２９に送られるマイクロ波制御信号として（＋）値を生成する。ＤＡＳＩＣ２９は、このマイクロ波制御信号を直列フォーマットに変換し、これを直列バス３９を渡ってマイクロ波周波数シンセサイザＤ／Ａコンバータ４１に伝達する。Ｄ／Ａコンバータ４１は実際には、１６ビットＤ／Ａ粗コンバータ１９７と、このＤ／Ａ粗コンバータ１９７と約６ビット重複させて２６ビットのデジタル制御信号を供給する１６ビットＤ／Ａ微コンバータ１９９からなる。Ｄ／Ａコンバータ１９７および１９９のアナログ出力は、組み合わせたアナログ入力信号をセシウム蒸気に印加されるマイクロ波信号に変換するＲＦ周波数シンセサイザ４７のためのセットポイント入力として働く。このＲＦ周波数シンセサイザ４７は、２０ＭＨｚ水晶制御電圧制御発振器（ＶＣＸＯ）２０１を含む。この２０ＭＨｚＶＣＸＯの出力は、１ＧＨｚＶＣＯ２０５を駆動する誤差信号を生成するためにフェーズ比較器２０７において２０ＭＨｚＶＣＸＯ２０１の出力から出力が減じられる１ＧＨｚ電圧制御発振器（ＶＣＯ）２０５を含む１ＧＨｚフェーズロックループ２０３のための入力として用いられる。フェーズロックループ２０３の出力は、増倍係数９を有し約９ＧＨｚのマイクロ波信号を生成するステップリカバリダイオード（ＳＲＤ）逓倍器の形態の周波数逓倍器２０９を駆動する。さらに、１ＧＨｚフェーズロックループ２０３の出力は、安定した１０ＭＨｚクロック出力信号を出力として供給する１０ＭＨｚ出力フェーズロックループ２１１を統制するために用いられる。ＲＦ周波数シンセサイザ４７によって生成されたマイクロ波信号は、同軸ケーブルを介して、この分野で公知の方法で物理パッケージ３のマイクロ波空洞１３に印加される。このマイクロ波信号は、マイクロ波共振周波数に整調されたとき、セシウム蒸気の基底状態を再配置する。マイクロ波信号のこの整調は、光検出器１１の出力におけるマイクロ波ディップを生じる。光検出器出力信号は、ＤＡＳＩＣ２９により生成される制御信号に応じてスウィチ１６９および１７１の動作を通じてレーザ電流制御ループと共に上述した方法でチャージ／サンプルおよびダンプ積分器７５によって積分される。レーザ電流の場合のように、積分器７５の出力は、Ａ／Ｄコンバータ６３による変換のためのアナログマックスによる積分器の選択により各積分周期の終わりに読み込まれる。
マイクロ波周波数制御ループの動作を要約すると、タイムスロット０の始めに、ＤＳＰ２７は覚醒し、図４の１０９で示されるようにマイクロ波制御信号を正のディザ値に設定する。タイムスロット０間のＤＳＰが作動している短期間の間、マイクロ波出力制御アルゴリズムは、図４の１１３において次のフレームで用いるレーザ出力値を計算する。一方、ＤＡＳＩＣ９は、積分器７５をリセットし、過渡電流が落ち着けば、正のマイクロ波ディザに応じて光検出器信号の積分を開始する。
タイムスロット１の始めに、正のマイクロ波ディザの積分値は読み込まれ、積分器はリセットされ、マイクロ波ディザは図５の１２３で負の値に設定される。ＤＳＰ２７は、その仕事を完了した後、休止状態に入り、負のディザ信号の積分が開始される。タイムスロット２の始めに、負のディザ信号の積分値は読み込まれ、次にマイクロ波ディザは０値に設定され、そこにタイムスロット２およびタイムスロット３を通じて留まる。
マイクロ波周波数制御ループのためのチャージ／サンプルおよびダンプ積分器７５の積分時間は、２.５ｍＳである。レーザ制御ループと共に上記に示した式を用いれば、マイクロ波制御ループの光検出器信号に印加されるｄｃゲインは、５０だとわかる。レーザ電流ループの場合のように、積分器７５は、１／Ｔの整数倍である雑音周波数成分をすべてゼロに積分する。ホワイトノイズを有する積分器の信号対雑音率が時間の平方根と共に向上することもまた公知である。
図６に示されるタイムスロット２割り込みサービスルーチン１３１の１４３で実行されるマイクロ波周波数制御アルゴリズムは、電流制御アルゴリズムのための図９に示されるルーチン１８１と類似である。マイクロ波制御信号のための正、負、０のディザ値の生成に加えて、このルーチンはＤ／Ａコンバータ１７５を介して差動増幅器１７３に印加されるバイアスを調整し、制御ループのダイナミックレンジを増大させるため負のマイクロ波周波数ディザの積分値をできるだけゼロに近づくよう維持する。
セシウム蒸気ヒータ制御ループは、図１１に概要を示している。電力は、ヒータ電力パルス幅変調器（ＰＷＭ）５５によってヒータ１５に供給される。フィードバックは、１００μａ定電流電源２１５によって動力を供給されるセシウムサミスタ１７によって得られる。サミスタ１７にかかる電圧は、セシウムセルの温度の測定値であるが、ｏｐアンプ７３によって増幅され、低域通過ノイズフィルタ２１７によってろ過される。前述したように、シールドの内に位置し電力の必要条件を最小にする、ヒータによって生成される場がマイクロ波周波数の安定性を損なう恐れがあるので、マイクロ波信号が測定されているタイムスロットの間、ヒータ１５は電力を与えられない。したがって、ヒータは、ヒータによって影響されないレーザディザ処理中の間点灯されるだけである。図５の１２５で示されるように、セシウムサミスタ１７上の電圧は、タイムスロット１サービスルーチンによって読み込まれる。これはマイクロ波周波数が正のディザにあるときに起こるが、ヒータがこの時点で止められる。アナログマックス６１は、デジタルプロセッサ２５への入力のためＡ／Ｄコンバータ６３による変換のためセシウムサミスタ電圧を選択する。制御器２５におけるＤＳＰ２７は、このフィードバック電圧をセットポイント電圧と比較し誤差を生成する。この誤差は次に、ヒータが点灯される期間を決定するパルス幅変調信号を生成する積分器を組み込むデジタルフィルタに印加される。ＤＡＳＩＣ２９は、ヒータ電力ＰＷＭ５５のため、ＤＳＰによって生成されたこのパルス幅変調信号を単純なｏｎ／ｏｆｆ制御信号に変換する。この制御信号は、ＤＳＰによって生成されたパルス幅変調信号を負荷したレジスタ、タイマーによってインクリメントされたカウンタ、およびカウントをレジスタと比較する比較器を用いてＤＡＳＩＣによって生成される。カウントがレジスタと一致したとき、制御信号は高くなり、ヒータ電力PWM55を点ける。レジスタは、レーザ周波数がディザ処理されているタイムスロット２および３の間、負荷されているだけである。ヒータが点灯されるこれらのタイムスロットの時間は、パルス幅変調信号の大きさによって決定される。この信号が大きければ大きいほど、ヒータが点灯される時間が早くなる。ヒータは、これらのタイムスロットのそれぞれの終わりで制御信号を０にリセットすることによって消される。この簡単な制御手順によって、ヒータ回路のための独立したＤ／Ａコンバータの必要性がなくなる。ヒータは、通常の動作中で定期的に点灯されるだけである一方、ウォームアップ時間を短縮するために、立ち上がり時で連続して点灯することができる。
レーザの温度を制御するＴＥＣのための制御ループは、たった今説明したヒータのための制御ループと類似である。従って、図１２に示すように、ＤＡＳＩＣ２９は、ＴＥＣ電力ＰＷＭ５３のために単純なｏｎ／ｏｆｆ制御信号を生成する。ＴＥＣ電力ＰＷＭ５３が点灯されると、ＴＥＣ１９に電力が供給される。レーザ９の温度のフィードバックは、セシウムサミスタの同様に、１００μａ定電流電源２１９によって電力を供給されるレーザサミスタ２１によって提供される。レーザの温度を示すサミスタ２１にかかる電圧は、ｏｐアンプ７１によって増幅され、ノイズフィルタ２２１によって濾過される。この電圧は、空洞サミスタが読み込まれた直後、Ａ／Ｄコンバータ６３によるデジタル化のためアナログマックス６１によって選ばれる。ＤＳＰ２７は、この実際の電圧値をセットポイント値と比較し、セシウムヒータ制御ループと共に説明した方法でｏｎ／ｏｆｆ信号を生成するＤＡＳＩＣによって用いられるパルス幅変調信号を生成す。
レーザサミスタフィードバック信号は、ウォームアップ中にＴＥＣを制御するために用いられるのみである。レーザディップが見つけられると、ＤＳＰ２７は、レーザ電流ループにおいて光検出器信号によって決定されるような実際のレーザ電流とレーザ電流のためのセットポイント値との間の関数として、ＴＥＣを制御するためにＤＡＳＩＣ２９によって用いられるＰＷＭ信号を生成する。これは、レーザ波長が出力とともに幾分変化することから、クロック安定性を増す固定値にレーザ出力を維持する。
Ｃ−フィールドコイル電流は、デジタル制御器２５によって与えられるデジタルセットポイント値に調整され、図１に示されるようにＤ／Ａコンバータ４５によってアナログ信号に変換される。Ｃ−フィールド電流調整器５１は次に、レーザ電流制御と共に説明する内部ループに類似のフィードバックループのコイル２３のために電流を調整する。
発明の原子周波数標準１のソフトウェアは、実時間での有限状態機械動作として説明することができる。ソフトウェア状態推移線図２２３が図１３に示される。状態は周波数標準の挙動を定義し、図中、円として示される。プログラム論理は１つの状態から他の状態への推移を決定する。推移は状態間の矢印で示される。
初期化状態２２５は、周波数標準１への電力印加時に入る状態である。この状態において、デジタル制御器２５およびその周辺要素が初期化される。初期化状態の最後でタイマ割込みが可能になり、状態は初期状態２２７に替わる。
初期状態２２７は、物理パッケージ３内の重要成分の温度制御を確立する。初期状態２２７の間、レーザ温度制御およびセシウムセル温度制御アルゴリズムが実行される。レーザは、望まれる動作ポイントよりわずかに上の固定電流で駆動される。Ｃ−フィールド電流はゼロに設定される。ＲＦ周波数シンセサイザ４７を駆動するＤ／Ａ粗および微コンバータ１５７，１５９はそれぞれ、最小および中間範囲に設定される。ソフトウェアは、両方の温度制御アルゴリズムがプログラム可能な限度内にあるレーザとセシウムセルの温度誤差を演算した後のみ、レーザディップ発見件状態２２９へ移る。
レーザディップ発見状態２３１は、レーザダイオード波長をセシウム吸収ディップにほぼ整調する。レーザディップ発見状態２３１の間、レーザ温度制御およびセシウムガス温度制御アルゴリズムが実行される。レーザ電流は、粗値から下方に傾斜される。傾斜の間、物理パッケージフォトダイオード電圧は、１６ビットＡ／Ｄ６３を介してデジタル制御器２５によって読み込まれる。ロック最小の検出は、レーザがセシウム吸収ディップにほぼ整調されたことを意味する。ソフトウェアは、レーザ温度制御アルゴリズムがプログラム可能な限度より小さい誤差を演算しなければ、および演算するまでレーザロック動作状態に推移しない。Ｃ−フィールド電流、ＲＦ出力およびＲＦ周波数ドライバは影響されない。
この状態２３１の間、デジタル制御器２５は、波長制御アルゴリズムおよびマイクロ波ディップ調査アルゴリズム実行の準備に、光検出器差動増幅器の出力をほぼ最小にするアルゴリズムを実行する。
このアルゴリズムは電流を最小値に傾斜させる。最小値に達するまでにディップが検出されなければ、誤差が生じたことになる。本設計において、ディップが発見されなければ、ソフトウェアは、レーザディップ発見状態２３１に留まる。レーザロック状態２３３は、レーザ電流と温度を制御することによって、前の状態で発見されたセシウム吸収ディップにレーザ波長を正確に整調する。レーザーロック状態２３３の間、セシウムガス温度制御アルゴリズムが実行される。レーザ温度制御アルゴリズムもまた実行されるが、レーザサミスタフィードバック信号によるよりむしろ、実際のレーザ電流とレーザ電流セットポイントとの差によって駆動される。これは、レーザ出力を固定する傾向がある。Ｃ−フィールド電流およびＲＦ周波数ドライバは影響されない。レーザ波長制御アルゴリズムが実行される。マイクロ波ディップ調査アルゴリズムの準備に光検出器差動増幅器１２の出力を正確にゼロにするアルゴリズムが実行される。
ソフトウェアは、波長制御アルゴリズムがプログラム可能な限界より小さいレーザ電流誤差を演算し、光検出器差動増幅器が正確にゼロになった後のみ、マイクロ波ディップ発見状態２３５に移る。これらの条件が両方とも約４分間存在しなければならない。マイクロ波ディップ発見状態２３５の間、レーザ温度制御、セシウムガス温度制御、およびレーザ波長制御アルゴリズムが実行される。
Ｃ−フィールド電流は、プログラム可能な値に設定され、粗ＲＦ周波数シンセサイザＤ／Ａコンバータ４１は、上方に傾斜されディザ処理される。ディザ誤差は計算され閾値と比べられる。閾値より大きいいかなる誤差もセシウムガス内のＲＦディップの存在を示している。ソフトウェアは、ＲＦディップを検出するとマイクロ波ロック状態２３７に移る。ＲＦディップが発見されないときは、システムはマイクロ波ディップ発見状態２３５に留まる。
マイクロ波ロック状態２３７は、周波数標準１の安定状態動作状態である。マイクロ波ロック状態２３７の間、レーザ温度制御、セシウムガス温度制御、およびレーザ波長制御アルゴリズムが実行される。ＲＦ周波数制御ループがＲＦ周波数制御Ｄ／Ａコンバータを用いて実行される。周波数制御ループ中の周波数誤差が所定の閾値を下回ると、ロックインジケータが作動され、周波数標準が完全に動作可能になる。
発明の特定の実施態様が詳細に説明されてきたが、本開示全体の教示にかんがみて、それら詳細に様々な修正や変更が可能であることが当業者には理解できるであろう。したがって、開示された特別な組み合わせは、説明のためだけであって、発明の範囲について何ら制限するものではなく、発明の範囲は付属する請求の範囲の全範囲およびそのいかなる、すべての均等物に及ぶことを意味する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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