(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭ制御されているスイッチング素子と、出力電圧に相当する第１の検出信号と第１の基準電圧を比較して第１のレベルの誤差信号を出力する第１の誤差増幅器と、出力電圧に相当する第２の検出信号と第２の基準電圧を比較して第２のレベルの誤差信号を出力する第２の誤差増幅器とから成るスイッチング電源において、前記第１の誤差増幅器の検出信号用端子と出力端子の間に位相補償用の容量素子が接続され、前記第２の誤差増幅器の検出信号採取部が前記第１の誤差増幅器の検出信号採取部より出力端子側に位置し、且つ出力側に有する基盤配線の寄生抵抗または／および寄生インダクタンスが前記第１の誤差増幅器の検出信号採取部と前記第２の誤差増幅器の検出信号を採取部との間に位置する事を特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
請求項１に記載のスイッチング電源において、前記第２の誤差増幅器の検出信号を採取する位置と第２の基準電圧のグランド電位がリモートセンスの形で前記スイッチング電源の負荷側に配線された事を特徴とするスイッチング電源。
【請求項３】
請求項１または２に記載のスイッチング電源において、前記第２の基準電圧を得る為の基準電圧源が、前記第２の誤差増幅器の検出信号を採取する位置の出力電圧により充電される事により所定の電圧が得られ、且つ出力電圧が変化した時、出力電圧が変化する前の電圧を一定期間だけ保持する時定数回路を有する事を特徴とするスイッチング電源。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれかに記載のスイッチング電源において、前記第２の誤差増幅器が２個の比較器、又は２個の高利得の誤差増幅器から成る事を特徴とするスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する分野】
本発明はスイッチング電源に関し、特に負荷が変動した時にリモートセンス方式により出力電圧の高速応答化と安定化を図った制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来スイッチング電源の負荷変動による出力電圧の変動を安定化する手段として、位相補償された誤差増幅器と高速応答用誤差増幅器の２種類の誤差増幅器を並列動作する方式が提案されているが、この方式でリモートセンスを行うと、定常時の誤差信号を提供する増幅器を中心とした制御ループの位相が遅れ、不安定な動作となると言う問題が有った。
【０００３】
図６は従来方式のスイッチング電源回路で、位相補償された誤差増幅器２０と高速応答用誤差増幅器２５の２種類の誤差増幅器を並列に接続し、その出力と同期信号の差を誤差増幅器１３により比較してパルス幅を制御している。図８は図６の回路でリモートセンスを行った例である。
【０００４】
図８における負荷１２は図９に示すように配線抵抗３３及び３８、配線インダクタンス３４及び３９、バイパスコンデンサ３５等の寄生成分を含んでおり、出力端子より負荷側には遅れ要素からなる回路が形成されている。従って負荷の変動により電圧の変動が発生した場合にこれをリモートセンス方式で安定化するために高速で応答できない状況にある。
【０００５】
また図８の従来方式のスイッチング電源回路では遅れ成分の影響によりスイッチング電源の制御ループの位相余裕が低下し、スイッチング電源の不安定性を引き起こす問題があり、低コストで解決できる制御方式が望まれている。
【０００６】
【本発明が解決しようとする課題】
本発明は上記従来技術の問題点を鑑みてなされたもので、その目的はリモートセンス方式において配線抵抗、配線インダクタンス、バイパスコンデンサ等による遅れ成分の影響を排除し、スイッチング電源の不安定性を改善し、低コストで解決できる方法が提供できる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためになされた請求項記載の発明は、ＰＷＭ制御されているスイッチング素子と、出力電圧に相当する第１の検出信号と第１の基準電圧を比較して第１のレベルの誤差信号を出力する第１の誤差増幅器と、出力電圧に相当する第２の検出信号と第２の基準電圧を比較して第２のレベルの誤差信号を出力する第２の誤差増幅器とから成るスイッチング電源を構成する。
【０００８】
第１の誤差増幅器の検出信号用端子と出力端子の間に位相補償用の容量素子が接続され、第１レベルの誤差信号または第２レベルの誤差信号を用いてＰＷＭ制御し、且つ第２の検出信号を採取する位置が第１の検出信号を採取する位置より出力端子側であり、且つ第１の検出信号を採取する位置と第２の検出信号を採取する位置の間に抵抗成分が挿入されている。
【０００９】
抵抗成分が導体抵抗であることは位相のずれをもたずに、かつ電圧変動が生じた場合に余分な電圧を発生することなく、電圧変動をこの抵抗の入力側と出力側で検出するために、第1の誤差増幅器における余分な電圧の影響を抑えることが可能で余分な遅れをなくすことために有効である。また電源の基板の配線抵抗である導体抵抗を用いる事は、前記の効果を安価に高効率に実現する。
【００１０】
第２の検出信号を採取する位置と第２の基準電圧のグランド電位がリモートセンスの形でスイッチング電源の負荷側に配線されるので、第２の検出信号を採取する位置の電圧により充電され、出力電圧の変化する前の電圧を保持する為、感度良く負荷変動を検出するのに有効である。
【００１１】
第2の基準電圧を得るための基準電圧源が第2検出信号を採取する位置の出力電圧により充電されることにより所定の電圧が得られ且出力電圧が変化する前の電圧をある期間だけ保持する時定数回路を有することは、負荷変動に対し高感度な誤差信号を提供することができるので有効である。
【００１２】
第2の基準電圧を得るための基準電圧源として、第２の誤差増幅器が２個の比較器、又は２個の高利得の誤差増幅器にすると、負荷変動に対して高速な誤差信号を安定して提供することができるので有効である。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１の実施例であってスイッチング電源のブロック回路図を示しているが、従来のスイッチング電源と異なる点は、高速応答用の第２の誤差増幅器は出力電圧検出点のプラス側が抵抗成分１０を挿入して、位相補償された第１の誤差増幅器の出力電圧検出点より負荷側に有る点である。
【００１４】
図２は、図１の回路の負荷急変時における動作波形である。図２（ａ）は負荷電流がｔ＝０からｔ１の期間で定格出力から１／３の出力電流に変動した場合を示す。図２（ｂ）の波形は、基板の導体抵抗成分ｒ１の電位降下−ｒ１×Iｏをコンデンサ９のプラス端子を基準に見たものである。図２（ｃ）の波形は、コンデンサ９の電圧Vｃの波形である。図２（ｄ）の波形は、出力端子電圧Vｏで、−ｒ１×IｏとＶｃの和の波形となる。
【００１５】
これに対し図６の様な従来の回路における動作波形は図７の様になる。図７では、コンデンサ電圧Ｖｃが出力端子間電圧Ｖｏに等しい。即ち高速応答用の増幅器25を用いて、同一の設定値Ｖｏ＋ｔｈで出力電圧変動を検出する場合、図２の方が電位降下−ｒ１×Iｏの分だけコンデンサ電圧Ｖｃの電圧変動が小さくて済む。その分、負荷変動によるコンデンサ電圧Ｖｃの電圧変動を改善する事になる。
【００１６】
この新たに挿入される抵抗成分に因る電圧変化は負荷変動に対して通常１０％以上有れば効果的に検出可能となる。例えば出力５Ｖの電源では、静的出力電流の変動分ΔＩｏが５Ａと１０Ａとの間では静的出力電圧の変化分ΔＶｏは例えば１０ｍＶ以下の場合が多い。この場合の抵抗成分ｒ１は、
ｒ１ ＝（ΔＶｏ／ΔＩｏ）×０．１
＝｛１０［mV］／（１０−５）［A］｝×０．１＝ ０．２ ［mΩ］ ．．．（１）
となり0.2[mΩ]以上あれば検出動作に効果的な作用をする。
【００１７】
図３は、本発明の第２の実施例によるスイッチング電源のブロック図であって、図１と異なる点は、高速応答用の誤差増幅器２５は出力電圧検出点のマイナス側も抵抗成分３０が挿入され、位相補償された第１の誤差増幅器の出力電圧検出点より負荷側に有る点である。
【００１８】
また高速応答用の誤差増幅器２５の基準電圧を抵抗２６とコンデンサ２７を使って出力電圧から作っている点も図１と異なる。これによりコンデンサ２７の両端に、抵抗２６とコンデンサ２７の時定数からなるタイマー特性を有する出力電圧が基準電圧として保持される。
【００１９】
図４は、本発明の第３の実施例によるスイッチング電源のブロック図であって、図３と異なる点は、高速応答用の誤差増幅器２５の出力電圧検出点が、リモートセンスの形で、寄生素子を含まない負荷回路３６の近傍に有る点である。図４では、負荷の基板の配線の寄生抵抗成分３３、３８が挿入抵抗値ｒ１に相当する。抵抗値ｒ１に因る電位降下の分だけ、高速応答用の誤差増幅器２５の出力電圧検出感度を向上させている。図４では寄生インダクタ３４、３９も交流的には抵抗成分ｒ１と同様に電流を制限する方向に作用するので、誤差増幅器２５の感度向上と、電源の制御ループでの位相遅れの改善に有効である。
【００２０】
図４において、位相補償された誤差増幅器２０は出力コンデンサ９の電圧で応答するので、定常動作時は、配線抵抗３３、３８、配線インダクタンス３４、３９、バイパスコンデンサ３５等の寄生要素による遅れの影響を制御ループは受けない。
負荷急変時には、高速応答用の誤差増幅器２５がリモートセンスの形で負荷変動を効率的に検出しスイッチング電源を高速応答させる。
【００２１】
図５は、本発明の第４の実施例によるスイッチング電源のブロック図であって、図４と異なる点は、高速応答用の誤差増幅器２５が、過電圧検出用の比較器４２と低電圧検出用の比較器４５、から成っている点である。その為、基準電圧４３は基準電圧２１より例えば３％大きい値で、基準電圧４６は基準電圧２１より例えば３％小さい値である。但しリモートセンス方式なので、出力電流 Iｏと配線抵抗３３，３８に因る抵抗値ｒ１に因るドロップ分（ Ｉｏ×ｒ１）に相当する分だけ、基準電圧４３、４６は基準電圧２１より高めに設定される必要がある。
【００２２】
【発明の効果】
本発明によれば、位相補償が行われる第１の誤差増幅器と出力電圧の急変を検出し高速応答する第２の誤差増幅器を設け、且つ第１の誤差増幅器の出力電圧検出位置より第２の誤差増幅器の出力電圧検出位置を負荷側に配置し、且つ一定値以上の抵抗成分を第１の誤差増幅器の出力電圧検出位置と第２の誤差増幅器の出力電圧検出位置との間に挿入する事により、出力電圧が負荷急変にも安定で、良好なリモートセンス機能を有するスイッチング電源を安価に提供する事ができる。
【００２３】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるスイッチング電源である第１の実施例の回路図
【図２】図１の回路における動作波形図
【図３】本発明によるスイッチング電源である第２の実施例の回路図
【図４】本発明によるスイッチング電源である第３の実施例の回路図
【図５】本発明によるスイッチング電源である第４の実施例の回路図
【図６】従来のスイッチング電源である第１の回路例
【図７】図６の回路における動作波形図
【図８】従来のスイッチング電源である第２の回路例
【図９】リモートセンスを行った場合の電源と負荷回路
【符号の説明】
１．入力電源
２．入力端子
３．入力コンデンサ
４．主スイッチ
５．主トランス
６．２次側整流ダイオード
７．２次側フライホイールダイオード
８．出力チョーク
９．出力コンデンサ
１０．３０．電源の基板の導体抵抗成分
１１．出力端子
１２．負荷回路
１３．比較器
１４．１９．２４．２７．コンデンサ
１５．定電流供給回路
１６．定電流放電回路
１８．フォトカプラ
１７．２２．２３．２６．４０．抵抗素子
２０．第１の増幅器（定常動作時用）
２１．３２．４３．４６．基準電圧源
２５．第２の増幅器（負荷急変動作時用）
２８．１次側制御回路；（グランド電位はコンデンサ３の−端子に同じ。）
２９．２次側制御回路；（グランド電位はコンデンサ９の−端子に同じ。）
３１．リモートセンス用端子
３３．３８．配線の導体抵抗成分
３４．３９．配線の寄生インダクタンス成分
３５．負荷用バイパスコンデンサ
３６．負荷回路；（寄生素子を含まない）
４１．４４．デカップリング用ダイオード
４２．４５．比較器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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