(57)【要約】  直流電源装置（５０）は、寄生ダイオードを内部に有するＭＯＳＦＥＴを複数備え、複数のＭＯＳＦＥＴがブリッジ接続され、リアクタ（２）を介して交流電源（１）に接続される整流回路（３）と、整流回路（３）の出力端子間に接続されるコンデンサ（４）と、交流電源（１）の出力電圧である電源電圧の極性を検出する電源電圧ゼロクロス検出回路（７）と、整流回路（３）に流れる第１電流を検出する直流電流検出回路（９）と、を備える。制御部（１１）は、寄生ダイオードと同方向に電流が流れるタイミングでＭＯＳＦＥＴをオン動作させる同期整流を行う第１の動作モードと、ＭＯＳＦＥＴをＰＷＭ制御してコンデンサ（４）の両端電圧を昇圧する第２の動作モードと、を有し、低消費電力時には、第１の動作モードを起動し、高消費電力時には、第２の動作モードを起動する。
2020183553.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
寄生ダイオードを内部に有する金属酸化物半導体電界効果トランジスタを複数備え、複数の前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタがブリッジ接続され、リアクタを介して交流電源に接続される整流回路と、
前記整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサと、
前記交流電源の出力電圧である電源電圧の極性又は位相を検出する第１の検出器と、
前記整流回路に流れる第１電流を検出する第１の電流検出器と、
前記寄生ダイオードと同方向に電流が流れるタイミングで前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタをオン動作させる同期整流を行う第１の動作モードと、
前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタをパルス幅変調制御して前記コンデンサの両端電圧を昇圧する第２の動作モードと、を有し、
低消費電力時には、前記第１の動作モードを起動し、高消費電力時には、第２の動作モードを起動する制御部と、
を備えた直流電源装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記第１の動作モードで動作させる前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタと異なる金属酸化物半導体電界効果トランジスタに電源短絡動作を行わせる第３の動作モードを有し、
前記第１の動作モードと前記第２の動作モードとの中間の消費電力時に前記第３の動作モードにて前記整流回路を制御する
請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記第１電流を負極性で検出し、且つ、前記整流回路における上下アーム短絡電流を正極性で検出する
請求項１又は２に記載の直流電源装置。
【請求項４】
前記第２の動作モードにおいてパルス幅変調動作させる前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタを前記交流電源の１周期又は複数周期ごとに入れ替える
請求項１から３の何れか１項に記載の直流電源装置。
【請求項５】
前記第２の動作モードにおいて、前記交流電源から入力される電流にアンバランスが生じた場合に、前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタのオン時間を調整することで前記アンバランスを抑制する
請求項４に記載の直流電源装置。
【請求項６】
前記アンバランスが抑制されない場合に前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタが故障していると判定する
請求項５に記載の直流電源装置。
【請求項７】
前記第１の電流検出器は、直列接続された前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタの双方がオンとなる期間の中心のタイミングで前記第１電流を検出する
請求項１から６の何れか１項に記載の直流電源装置。
【請求項８】
前記制御部は、前記第１電流が閾値を超える時刻を予測し、前記閾値を超えると予測される時刻がサンプリング時刻となるようにサンプリング間隔を制御する
請求項１から７の何れか１項に記載の直流電源装置。
【請求項９】
前記リアクタと並列に接続された開閉器と、
前記リアクタと直列に接続され、前記リアクタよりも小さいインダクタンス容量の第２のリアクタを具備する
請求項１から８の何れか１項に記載の直流電源装置。
【請求項１０】
前記第２のリアクタと同じインダクタンス値の第３のリアクタを備え、
前記第２のリアクタは、２つの前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタが直列接続された第１の素子対の接続点に接続され、
前記第３のリアクタは、２つの前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタが直列接続された第２の素子対の接続点に接続され、
前記第２のリアクタと前記第３のリアクタとは、互いに位相が１８０度反転した状態で動作する
請求項９に記載の直流電源装置。
【請求項１１】
前記リアクタと直列接続されるサーミスタを有し、
前記サーミスタは、正の温度係数を有する
請求項１から１０の何れか１項に記載の直流電源装置。
【請求項１２】
前記整流回路は、前記コンデンサの正極端子と接続された前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタのソース端子に接続されるブートコンデンサを備え、
前記制御部は、前記ブートコンデンサを充電させる第４の動作モードを有する
請求項１から１１の何れか１項に記載の直流電源装置。
【請求項１３】
請求項１２に記載の直流電源装置と、
前記直流電源装置から供給される直流電力を交流電力に変換し、モータに前記交流電力を供給することで前記モータを駆動するインバータ回路と、
を備え
前記インバータ回路により消費電力量が変化する
電力変換装置。
【請求項１４】
前記制御部は、
前記ブートコンデンサに充電された電荷にて前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタを駆動させることにより非絶縁で構成された
請求項１３に記載の電力変換装置。
【請求項１５】
請求項１３又は１４に記載の電力変換装置を備え、
前記モータは圧縮機に内蔵されたモータである
冷凍サイクル装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流を直流に変換して出力する直流電源装置、直流電源装置を備える電力変換装置、及び電力変換装置を備える冷凍サイクル装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
下記特許文献１には、同期整流と称されている技術を適用して損失低減を図った直流電源装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１５−２０８１０９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記特許文献１は、ハイサイドのダイオードに発生する逆回復電流によるスイッチング損失の低減を図るものであり、消費電力の範囲が広い製品への適用についての検討は為されていない。即ち、特許文献１に示される技術では、消費電力に応じた効率の改善が充分ではないという課題が存在する。【０００５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、消費電力の範囲が広い製品に対して適用でき、消費電力に応じた効率の改善を可能とする直流電源装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る直流電源装置は、寄生ダイオードを内部に有する金属酸化物半導体電界効果トランジスタを複数備え、複数の金属酸化物半導体電界効果トランジスタがブリッジ接続され、リアクタを介して交流電源に接続される整流回路を備える。また、直流電源装置は、整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサと、交流電源の出力電圧である電源電圧の極性又は位相を検出する第１の検出器と、整流回路に流れる第１電流を検出する第１の電流検出器と、を備える。制御部は、寄生ダイオードと同方向に電流が流れるタイミングで金属酸化物半導体電界効果トランジスタをオン動作させる同期整流を行う第１の動作モードと、金属酸化物半導体電界効果トランジスタをパルス幅変調制御してコンデンサの両端電圧を昇圧する第２の動作モードと、を有し、低消費電力時には、第１の動作モードを起動し、高消費電力時には、第２の動作モードを起動する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明に係る直流電源装置によれば、消費電力の範囲が広い製品に対して適用でき、消費電力に応じた効率の改善が可能になるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】実施の形態１に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図
【図２】実施の形態１に係る直流電源装置における金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）の動作説明に使用する第１の図
【図３】実施の形態１に係る直流電源装置におけるＭＯＳＦＥＴの動作説明に使用する第２の図
【図４】図１の制御部の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図
【図５】図１の制御部の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図
【図６】実施の形態１における整流回路のスイッチング素子を動作させる第１の動作波形を示す図
【図７】実施の形態１における整流回路のスイッチング素子を動作させる第２の動作波形を示す図
【図８】実施の形態１における整流回路のスイッチング素子を動作させる第３の動作波形を示す図
【図９】実施の形態１における整流回路のスイッチング素子を動作させる第４の動作波形を示す図
【図１０】実施の形態１の制御部における動作モードの説明に使用する図
【図１１】実施の形態２の整流回路における駆動回路の回路構成を示す回路図
【図１２】実施の形態２におけるチャージモード時の動作波形を示す図
【図１３】実施の形態３における整流回路の動作波形を示す図
【図１４】実施の形態４における整流回路の動作波形を示す図
【図１５】実施の形態４における直流電流の検出タイミングの説明に使用する図
【図１６】実施の形態４における整流回路のスイッチング素子を動作させる第１の動作波形を示す図
【図１７】実施の形態４における整流回路のスイッチング素子を動作させる第２の動作波形を示す図
【図１８】実施の形態５に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図
【図１９】実施の形態６に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図
【図２０】実施の形態７に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図
【図２１】実施の形態８に係る冷凍サイクル装置の構成例を示す図
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る直流電源装置、電力変換装置及び冷凍サイクル装置について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。
【００１０】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図である。図１において、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００は、リアクタ２と、整流回路３と、コンデンサ４と、インバータ回路５と、電源電圧ゼロクロス検出回路７と、直流電圧検出回路８と、直流電流検出回路９，１０と、制御部１１とを備える。これらの構成部のうち、リアクタ２、整流回路３、コンデンサ４、電源電圧ゼロクロス検出回路７、直流電圧検出回路８、及び制御部１１は、実施の形態１に係る直流電源装置５０を構成する。また、直流電源装置５０、インバータ回路５、直流電流検出回路１０、及び制御部１１は、実施の形態１に係る電力変換装置７０を構成する。なお、図１において、制御部１１は、整流回路３及びインバータ回路５のそれぞれを制御する共通の制御部として構成されているが、整流回路３及びインバータ回路５のそれぞれを個別に制御する２つの制御部を備えて構成されていてもよい。また、リアクタ２は、直流電源装置５０から見て外部の構成要素であってもよい。また、ここでは、コンデンサ４を直流電源装置５０の構成要素としているが、インバータ回路５の構成要素であってもよい。
【００１１】
整流回路３は、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４を有し、リアクタ２を介して交流電源１に接続される。４つのスイッチング素子ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４はブリッジ接続され、スイッチング素子ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４のぞれぞれは、内部に寄生ダイオードＤ３−１〜Ｄ３−４を有する。なお、スイッチング素子ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４のうち、スイッチング素子ＳＷ３−１，ＳＷ３−２を、「上アームのスイッチング素子」もしくは単に「上アーム」と呼ぶことがある。また、スイッチング素子ＳＷ３−３，ＳＷ３−４を、「下アームのスイッチング素子」もしくは単に「下アーム」と呼ぶことがある。また、スイッチング素子ＳＷ３−１，ＳＷ３−３の組、及びスイッチング素子ＳＷ３−２，ＳＷ３−４の組のそれぞれを「上下アーム」と呼ぶことがある。
【００１２】
整流回路３は、更に、スイッチング素子ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４のそれぞれを駆動する駆動回路３ａ〜３ｄを備える。整流回路３は、リアクタ２を介して供給される交流電源１の交流電力を直流電力に変換する。
【００１３】
リアクタ２は、交流電源１と整流回路３との間に接続され、交流電源１から整流回路３へ供給される電源電流Ｉｓを平滑化する。コンデンサ４は、平滑コンデンサである。コンデンサ４は、正極端子及び負極端子を有する。コンデンサ４は、整流回路３の出力端子間に接続され、整流回路３の出力電圧を平滑化する。
【００１４】
インバータ回路５は、ブリッジ接続される６つのスイッチング素子ＳＷ５−１〜ＳＷ５−６を有し、整流回路３の出力端に接続される。整流回路３とインバータ回路５とは、一対の直流母線である正側直流母線１６ａと、負側直流母線１６ｂとによって接続される。図１では、正側直流母線１６ａにおけるコンデンサ４の正極側の接続点をＰとし、負側直流母線１６ｂにおけるコンデンサ４の負極側の接続点をＮとして示している。
【００１５】
インバータ回路５は、整流回路３が出力する直流電力を三相交流電力に変換して、三相モータであるモータ６に供給する。即ち、モータ６は、インバータ回路５から出力される三相電力によって駆動される。インバータ回路５において、スイッチング素子ＳＷ５−１〜ＳＷ５−６の一例は、図示のＭＯＳＦＥＴであるが、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）を用いてもよい。スイッチング素子ＳＷ５−１〜ＳＷ５−６のそれぞれは、逆並列に接続されるダイオードＤ５−１〜Ｄ５−６を備えている。逆並列の接続とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインとダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースとダイオードのアノードとが接続されることを意味する。
【００１６】
また、モータ駆動装置１００において、電源電圧ゼロクロス検出回路７は、交流電源１の出力電圧である電源電圧Ｖｓに基づいて、電源電圧Ｖｓの極性を判別する。直流電圧検出回路８は、コンデンサ４の両端電圧を検出する。直流電流検出回路９は、整流回路３に流れる電流を検出する。直流電流検出回路１０は、インバータ回路５に流れる電流を検出する。電源電圧ゼロクロス検出回路７、直流電圧検出回路８、直流電流検出回路９及び直流電流検出回路１０の各検出信号は、制御部１１に入力される。なお、以下の記載において、電源電圧ゼロクロス検出回路７を「第１の検出器」と呼び、直流電圧検出回路８を、「第２の検出器」と呼ぶ場合がある。また、整流回路３に流れる電流を「第１電流」と呼び、第１電流を検出する直流電流検出回路９を「第１の電流検出器」と呼ぶ場合がある。また、インバータ回路５に流れる電流を「第２電流」と呼び、第２電流を検出する直流電流検出回路１０を「第２の電流検出器」と呼ぶ場合がある。
【００１７】
直流電流検出回路９は、シャント抵抗９ａに流れる直流電流により生じるシャント抵抗９ａにおける電圧降下を増幅器９ｂにより増幅して制御部１１に与える。同様に、直流電流検出回路１０は、シャント抵抗１０ａに流れる直流電流により生じるシャント抵抗１０ａにおける電圧降下を増幅器１０ｂにより増幅して制御部１１に与える。増幅器９ｂ，１０ｂは、オペアンプを用いて構成することができる。なお、実施の形態１の直流電流検出回路９，１０では、直流電流をシャント抵抗９ａ又はシャント抵抗１０ａにおける電圧降下を増幅することで検出する構成としているが、直流電流を検出可能な変流器（Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｔｒａｓｆｏｒｍｅｒ：ＣＴ）を用いた構成としてもよい。また、図１では、シャント抵抗９ａ又はシャント抵抗１０ａとして、１つの抵抗で記載しているが、２つもしくは３つ以上の抵抗を備えていてもよい。
【００１８】
制御部１１は、アナログデジタル（Ａｎａｌｏｇ  Ｄｉｇｉｔａｌ：ＡＤ）変換部１２〜１４を備える。直流電圧検出回路８の検出信号は、アナログ信号であり、ＡＤ変換部１２によって検出値を示すデジタル信号に変換される。直流電流検出回路９，１０の各検出信号もアナログ信号であり、それぞれは、ＡＤ変換部１３，１４によって検出値を示すデジタル信号に変換される。
【００１９】
制御部１１は、電源電圧ゼロクロス検出回路７による極性判別信号ｚｃ、及び直流電流検出回路９の検出値に基づいて、整流回路３のスイッチング素子ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４におけるそれぞれのオン又はオフを制御する制御信号Ｓａ〜Ｓｄを生成する。制御信号Ｓａ〜Ｓｄは、それぞれが対応する駆動回路３ａ〜３ｄに出力される。駆動回路３ａ〜３ｄは、制御信号Ｓａ〜Ｓｄのそれぞれに基づいて、対応するスイッチング素子ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４を駆動する。
【００２０】
また、制御部１１は、直流電圧検出回路８及び直流電流検出回路１０の各検出値に基づいて、インバータ回路５のスイッチング素子ＳＷ５−１〜ＳＷ５−６のオン又はオフを制御する制御信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成する。制御信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮは、それぞれが対応する駆動回路５ａ〜５ｆに出力される。駆動回路５ａ〜５ｆは、制御信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮのそれぞれに基づいて、対応するスイッチング素子ＳＷ５−１〜ＳＷ５−６を駆動する。
【００２１】
上記のように構成されたモータ駆動装置１００において、インバータ回路５の出力端には、モータ６が接続されている。インバータ回路５は、モータ６に交流電力を供給することでモータ６を駆動する。モータ６の一例は、永久磁石電動機である。
【００２２】
モータ６は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相巻線からなる三相巻線がＹ形に結線された三相Ｙ形結線の固定子６ａと、永久磁石回転子６ｂとを備える。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相巻線の各一端同士は接続され、それぞれの巻線の他端は、それぞれＵ端子、Ｖ端子及びＷ端子を形成する。実施の形態１では、モータ６の固定子６ａは、三相Ｙ形結線の固定子を例示するが、三相Δ形結線の固定子で構成されていてもよい。なお、三相Ｙ形結線のときと三相Δ形結線のときでは、直流電流から検出できる相電流情報が変わるのは言うまでもない。
【００２３】
インバータ回路５のスイッチング素子ＳＷ５−１とスイッチング素子ＳＷ５−４との接続点は、モータ６の端子Ｕに接続され、スイッチング素子ＳＷ５−２とスイッチング素子ＳＷ５−５との接続点は、端子Ｖに接続され、スイッチング素子ＳＷ５−３とスイッチング素子ＳＷ５−６との接続点は、端子Ｗに接続される。実施の形態１では、Ｕ相巻線に流れる電流をＵ相電流と呼び、「Ｉｕ」で表す。以下、同様に、Ｖ相巻線及びＷ相巻線に流れる電流を、それぞれＶ相電流及びＷ相電流と呼び、それぞれを「Ｉｖ」、「Ｉｗ」で表す。
【００２４】
図２は、実施の形態１に係る直流電源装置５０におけるＭＯＳＦＥＴの動作説明に使用する第１の図である。また、図３は、実施の形態１に係る直流電源装置５０におけるＭＯＳＦＥＴの動作説明に使用する第２の図である。図２には、ゲートオフの場合の電流の流れが示されている。ゲートオフとは、ＭＯＳＦＥＴの内部に構成される寄生ダイオードに電流が流れる状態である。また、図３には、ゲートオンの場合の電流の流れが示されている。ゲートオンとは、ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に電圧が印加されて、ＭＯＳＦＥＴにおけるＦＥＴ本体側に電流が流れている状態である。ゲートオンの場合に、ＦＥＴ本体側に電流が流れるのは、寄生ダイオードよりもＦＥＴ本体側の方が、インピーダンスが低いからである。
【００２５】
上記の現象は、一般的に同期整流と呼ばれる。即ち、同期整流は、寄生ダイオードと同方向に電流が流れるタイミングでＭＯＳＦＥＴをオン動作させてＦＥＴ本体側に電流を流す制御手法である。
【００２６】
特に、ワイドバンドギャップ（Ｗｉｄｅ  Ｂａｎｄ  Ｇａｐ：ＷＢＧ）半導体で形成されたＭＯＳＦＥＴの場合、寄生ダイオードにおける順方向電圧降下（いわゆるＶｆ）が３Ｖ程度発生する。このため、ＦＥＴ本体側よりも寄生ダイオード側の電圧特性が悪く、損失も大きくなる。また、ＷＢＧ半導体で形成されたＭＯＳＦＥＴの場合、ＦＥＴ本体のオン抵抗も低い。このため、同期整流を積極的に活用することで、更なる低損失化が図れる。なお、ここでは、ＷＢＧ半導体で形成されたＭＯＳＦＥＴについて説明したが、これに限定されない。同期整流が活用できる素子であればどのような素子を用いてもよい。
【００２７】
図４は、図１の制御部１１の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。また、図５は、図１の制御部１１の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。
【００２８】
下述する制御部１１による制御機能を実現する場合には、図４に示すように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。
【００２９】
プロセッサ３００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ３０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ  ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリを例示することができる。
【００３０】
具体的に、メモリ３０２には、制御部１１における制御機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行し、メモリ３０２に格納されたテーブルをプロセッサ３００が参照することにより、下述するモータ制御を実行することができる。プロセッサ３００による演算結果は、メモリ３０２に記憶することができる。
【００３１】
また、図４に示すプロセッサ３００及びメモリ３０２は、図５のように処理回路３０５に置き換えてもよい。処理回路３０５は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路３０５に入力する情報、及び処理回路３０５から出力する情報は、インタフェース３０４を介して行うことができる。
【００３２】
図６は、実施の形態１における整流回路３のスイッチング素子ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４を動作させる第１の動作波形を示す図である。図６（ａ）には、交流電源１の出力電圧である電源電圧Ｖｓの波形が示され、図６（ｂ）には、電源電圧ゼロクロス検出回路７から出力される極性判別信号ｚｃが示されている。なお、極性判別信号ｚｃの極性は、図１に示される電源電圧Ｖｓの矢印の方向を正として扱う。この定義により、極性判別信号ｚｃの極性は図６（ｂ）に示されるものとなり、電源電圧Ｖｓの極性が正の場合、極性判別信号ｚｃは「Ｈ」（ハイ：Ｈｉｇｈ）となる。また、電源電圧Ｖｓの極性が負の場合、極性判別信号ｚｃは「Ｌ」（ロー：Ｌｏｗ）となる。
【００３３】
図６（ｃ）には、直流電流Ｉｄｃ１の波形が示されている。直流電流Ｉｄｃ１の極性は、図１で示される矢印の向きを正とする。この定義の場合、図１に記載されたグラウンド（ｇｒｏｕｎｄ：ＧＮＤ）位置との関係で、矢印の向きの電流は、シャント抵抗９ａにおいて負極性で検出されるが、制御部１１の処理において、極性反転は自由に行うことができる。なお、図６（ｃ）では、見やすさのため、直流電流Ｉｄｃ１の波形を正極性で示している。
【００３４】
上記では、直流電流Ｉｄｃ１の極性について説明したが、直流電流Ｉｄｃ１の極性のみで、過電流の原因を判別することができる。例えば、図１で示される矢印の向きに直流電流Ｉｄｃ１が流れるときを負極性とする。そして、正極性の過電流が検出された場合、その過電流は、上下アーム短絡時に発生した過電流であると判定できる。上下アーム短絡時では、正極性の直流電流Ｉｄｃ１が流れるからである。また、負極性の過電流が検出された場合、その過電流は、過負荷時に発生した過電流であると判定できる。過負荷時では、負極性の直流電流Ｉｄｃ１が流れるからである。このように、直流電流検出回路９における極性判別によって、上下アーム短絡による過電流であるのか、過負荷時の過電流であるのかを瞬時に判別することができる。これにより、高速での遮断が必要な上下アームの短絡保護を高速、且つ確実に実施することができる。また、極性判別だけで短絡保護を実施できるので、制御部１１が、図４に示すようなソフトウェア処理で実現される場合でも、高速遮断を実施することができる。これにより、信頼性の高く、故障の少ない電力変換装置７０を小型、且つ安価に提供することができる。
【００３５】
また、図１の構成において、直流電流検出回路９は、共通ＧＮＤ端子と、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子ＳＷ３−３，ＳＷ３−４のソース端子側の接続点との間に挿入されている。これにより、図１に示す電力変換装置７０は、共通ＧＮＤによる非絶縁型の電力変換装置として構成することができる。これにより、絶縁アンプ又はフォトカプラといった絶縁回路を使用せずに装置を構成できるので、信号の授受を高速化することができる。また、高応答性の電力変換装置を安価に提供することができる。
【００３６】
次に、実施の形態１における整流回路３の要部の動作について説明する。前述の通り、スイッチング素子ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４は、電源電圧ゼロクロス検出回路７による極性判別信号ｚｃ、及び直流電流検出回路９の検出値に基づいて制御される。
【００３７】
制御部１１は、直流電流Ｉｄｃ１の検出値が予め定められた閾値以上であった場合、下述のスイッチング素子をオンさせ、閾値以下になった場合に下述のスイッチング素子をオフさせる。この閾値は、図６（ｃ）において、「Ｉｄｃ_ｏｎ」で示している。なお、図６では、オンの閾値とオフの閾値を同値で記載しているが、これに限定されない。オンの閾値とオフの閾値との間でヒステリシスを持たせ、オンの閾値とオフの閾値とを異ならせてもよい。また、ここでは、閾値以上、閾値以下と説明したが、閾値超過、閾値未満であってもよいことは言うまでもない。
【００３８】
直流電流Ｉｄｃ１の検出値が予め定められた閾値以上になった場合にオンさせるスイッチング素子は、ＳＷ３−１〜３−４のうちの２つである。この２つは、電源電圧ゼロクロス検出回路７で検出された交流電源１の極性、即ち極性判別信号ｚｃに基づいて決定される。電源電圧ゼロクロス検出回路７が「Ｈ」を検出した場合、図６（ｄ）、（ｇ）に示すようにスイッチング素子ＳＷ３−１，ＳＷ３−４がオンに制御される。また、電源電圧ゼロクロス検出回路７が「Ｌ」を検出した場合、図６（ｅ）、（ｆ）に示すようにスイッチング素子ＳＷ３−２，ＳＷ３−３がオンに制御される。そして、直流電流Ｉｄｃ１の検出値が閾値以上から閾値未満となった場合、スイッチング素子ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４のうちでオンしているスイッチング素子は、オフに制御される。図６の（ｄ）〜（ｇ）には、電源電圧Ｖｓの１周期の間の様子が示されている。
【００３９】
前述したように、整流回路３はＭＯＳＦＥＴで構成されているため、図１に示す通り、ＭＯＳＦＥＴには寄生ダイオードが付与されている。従って、ＭＯＳＦＥＴのゲートにオン信号を供給しなくとも、寄生ダイオードがオンして、コンデンサインプットと呼ばれる電流が交流電源１から流れる。この電流が流れるタイミングでＭＯＳＦＥＴをオンすることで、図２で示した通り、オン抵抗の低いＦＥＴ本体側に電流が流れる同期整流によって、整流回路３の損失を低減できる。
【００４０】
次に、図６とは異なる動作について説明する。図７は、実施の形態１における整流回路３のスイッチング素子ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４を動作させる第２の動作波形を示す図である。なお、図７における信号波形の並びは、図６と同じである。
【００４１】
図７の動作波形において、図６との差異点は、スイッチング素子ＳＷ３−１，ＳＷ３−３は、制御部１１によってパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）制御される点である。ＰＷＭ制御することで、交流電源１から整流回路３に流れる電流を正弦波に波形生成することが可能となる。加えて、コンデンサ４の両端電圧である接続点ＰＮ間の電圧を電源電圧Ｖｓの実効値の√２倍以上に上昇させる昇圧制御も可能となる。なお、入力電流を正弦波に波形生成できるためできる、電源力率をほぼ１に制御でき、電源高調波電流をほぼ０に制御できることは言うまでもない。
【００４２】
上述のように、スイッチング素子ＳＷ３−１，ＳＷ３−３をＰＷＭ制御することで、コンデンサ４の両端電圧を昇圧することができるので、昇圧電圧を高くすることで、消費電力の大きい動作範囲を満たすことができる。インバータ回路５及びモータ６は電流容量が決まっており、モータ６の電流容量に応じて、インバータ回路５におけるスイッチング素子ＳＷ５−１〜ＳＷ５−６の電流容量が選定されている。例えば、電流容量の大きなスイッチング素子をインバータ回路５に用いると、スイッチング素子ＳＷ５−１〜ＳＷ５−６がオンした場合に発生する導通損失及びスイッチング損失は、電流容量の小さいスイッチング素子よりも大きくなる傾向がある。仮に損失の小さい電流容量の大きいスイッチング素子を選定すると、インバータ回路５は非常に高価な回路となる。従って、消費電力の範囲が広い製品を使用者に適切な販売価格で提供するためには、電流容量の小さいスイッチング素子を選定することが要請される。
【００４３】
上記の要請に対し、実施の形態１の技術を適用する。具体的に、消費電力の大きい動作範囲では、整流回路３を構成するスイッチング素子ＳＷ３−１及びＳＷ３−３をＰＷＭ制御する。ＰＷＭ制御により整流回路３の出力電圧は昇圧される。整流回路３の出力電圧は昇圧されるので、インバータ回路５及びモータ６の電流容量を大きくすることなく、電圧上昇分だけ消費電力を増大することが可能となる。これにより、高効率な製品に適用できる電力変換装置を得ることができる。
【００４４】
更に言うと、実施の形態１の技術を適用すれば、電流容量が小さいスイッチング素子を用いることができる。これにより、消費電力の小さい動作範囲において、インバータ回路５の損失を小さくすることができる。そして、消費電力の範囲が狭いという条件から、消費電力の範囲が広いという条件までの何れの条件下においても、損失の少ない電力変換装置を構成することが可能となる。更に、整流回路３の出力電圧の昇圧により、最大負荷量を上昇させることも可能となる。従って、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、低負荷時の効率改善による省エネルギー特性と、最大負荷を引き上げたハイパワー特性との両立が可能となる。
【００４５】
また、図８は、実施の形態１における整流回路３のスイッチング素子ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４を動作させる第３の動作波形を示す図である。図８は、図６及び図７とは異なる動作波形を示すものである。図８では、図６及び図７に示す信号波形のうち、（ｃ）を除く、（ａ），（ｂ），（ｄ）〜（ｇ）の信号波形を１．５周期分示している。また、（ｂ）と（ｄ）との間に、電源電流Ｉｓの波形を示している。
【００４６】
図８では、電源電圧Ｖｓの半周期に１パルスだけ、図６で示した交流電源１の極性でオンさせないスイッチング素子をオンさせている。具体的に説明すると、電源電圧Ｖｓの最初の半周期では、スイッチング素子ＳＷ３−１をオンにするために制御信号Ｓａが「Ｈ」になっているが、その直前にスイッチング素子ＳＷ３−３をオンにするために制御信号Ｓｃが「Ｈ」になっている。また、電源電圧Ｖｓの次の半周期では、スイッチング素子ＳＷ３−３をオンにするために制御信号Ｓｃが「Ｈ」になっているが、その直前にスイッチング素子ＳＷ３−１をオンにするために制御信号Ｓａが「Ｈ」になっている。これらの動作は、交流電源１の出力を短絡させる、いわゆる「電源短絡」と呼ばれる動作である。これらの動作によって、力率を改善することができる。ここで、このような力率改善動作は、上述した実施の形態１の効果を阻害するものではなく、併用しても何ら問題は無い。逆に、図６と図７の動作の中間に、図８のような力率改善動作を挟んでもよい。このようにすることで、上述した効果に加え、力率改善効果をも得ることができる。
【００４７】
なお、図８では、電源半周期に１パルスだけ電源短絡動作を行わせているが、これに限定されない。電源半周期に複数パルスの電源短絡動作を行っても、本発明の目的を逸脱せずに実施することが可能である。
【００４８】
また、図８の閾値Ｉｄｃ_ｏｎは、図６のものよりも高く設定されている。図８では、電源電圧Ｖｓの正極性時において、極性判別信号ｚｃから「Ｈ」が出力されると、予め設定された時間の経過後に、まずは、スイッチング素子ＳＷ３−３がオン動作して電源短絡状態が形成されている。そして、閾値Ｉｄｃ_ｏｎによって、正極性での動作であるスイッチング素子ＳＷ３−１，ＳＷ３−４がオン動作している。この動作において、スイッチング素子ＳＷ３−１，ＳＷ３−４のオフを閾値Ｉｄｃ_ｏｎで実施させると、同期整流状態が早く終了してしまい、寄生ダイオードに電流が流れる時間が長くなる。そこで、図８では、同期整流を終了させるタイミング、即ちスイッチング素子ＳＷ３−１，ＳＷ３−４をオフにするタイミングは、閾値Ｉｄｃ_ｏｆｆで実施させている。これにより、スイッチング素子ＳＷ３−１，ＳＷ３−４のオフを閾値Ｉｄｃ_ｏｎで実施させるときと比べて、ＦＥＴ本体に電流が流れる同期整流の状態を長く維持できる。
【００４９】
また、図９は、実施の形態１における整流回路３のスイッチング素子ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４を動作させる第４の動作波形を示す図である。図９は、図６〜図８の各図面とは異なる動作波形を示すものである。なお、図９における信号波形の並びは、図６と同じである。また、図９における閾値Ｉｄｃ_ｏｎの値は、図６のものと同じである。
【００５０】
図９では、スイッチング素子ＳＷ３−１，ＳＷ３−４がオンに制御された後、スイッチング素子ＳＷ３−３をオンに制御する場合のみ、スイッチング素子ＳＷ３−１がオフに制御されている。この場合、制御部１１は、閾値Ｉｄｃ_ｏｎとは別の閾値を設け、スイッチング素子ＳＷ３−１からスイッチング素子ＳＷ３−３へオン動作が切り替わるように、スイッチング素子ＳＷ３−１，ＳＷ３−３を制御することになる。この動きは、図９中には示していないが、如何なる手法で実現してもよく、実現手法は問わない。
【００５１】
実施の形態１の制御において、図６及び図７の制御は、制御部１１によって、選択的に実施される。具体的に、制御部１１は、交流電源１から供給される電力が予め設定された設定値より低い場合には図６に示す制御を行い、予め設定された設定値より高い場合には図７に示す制御を行う。交流電源１から供給される電力が予め設定された設定値より低い場合とは、モータ６に接続される図示しない負荷の消費電力が低い場合を意味する。このような状態を「低消費電力時」と呼ぶ。また、交流電源１から供給される電力が予め設定された設定値より高い場合とは、負荷の消費電力が高い場合を意味する。このような状態を「高消費電力時」と呼ぶ。また、低消費電力時と、高消費電力時との間の中間の状態を「中消費電力時」と呼ぶ。なお、負荷の消費電力が高い場合には、整流回路３からインバータ回路５に供給される電力も大きくなる。このため、整流回路３からインバータ回路５に供給される電力の高低に応じたそれぞれの状態を、「低消費電力時」、「中消費電力時」及び「高消費電力時」と称してもよい。
【００５２】
図１０は、実施の形態１の制御部１１における動作モードの説明に使用する図である。図１０に示すように、制御部１１は、第１の動作モード、第２の動作モード及び第３の動作モードという３つの動作モードを少なくとも有している。第１の動作モードは、整流回路３の各スイッチング素子に対して、図６に示す同期整流を実施させる動作モードである。第２の動作モードは、整流回路３の各スイッチング素子に対して、図７に示すＰＷＭ制御を実施させる動作モードである。第３の動作モードは、整流回路３の各スイッチング素子に対して、図８に示す制御を実施させる動作モードである。制御部１１は、負荷の消費電力に応じて、これらの３つの動作モードのうちの何れか１つを起動して、整流回路３の各スイッチング素子を制御する。
【００５３】
図１０の横軸は、負荷の消費電力Ｐｓを示しており、右方向に行くに連れて消費電力が大きくなっている。また、図１０において、「Ｐｓ_ＰＳ」は、第１の動作モードから第３の動作モードに移行させるときの閾値である。以下同様に、「Ｐｓ_ＳＰ」は、第３の動作モードから第１の動作モードに移行させるときの閾値であり、「Ｐｓ_ＳＦ」は、第３の動作モードから第２の動作モードに移行させるときの閾値であり、「Ｐｓ_ＦＳ」は、第２の動作モードから第３の動作モードに移行させるときの閾値である。また、第１の動作モードは、低消費電力時に実施される動作モードであり、第２の動作モードは、高低消費電力時に実施される動作モードであり、第３の動作モードは、中消費電力時に実施される動作モードである。「Ｐｓ_ＰＳ」及び「Ｐｓ_ＳＰ」という２つの閾値は、制御を安定化させるためにヒステリシス特性を持たせたものである。「Ｐｓ_ＳＦ」及び「Ｐｓ_ＦＳ」という２つの閾値についても同様である。
【００５４】
なお、図１０の例では、第３の動作モードにおいて、図８に示す制御を実施すると記載しているが、図８に代えて図９に示す制御を実施してもよい。
【００５５】
また、上記では、負荷の消費電力Ｐｓが、低消費電力であるか、中消費電力であるか、高消費電力であるかの判定に、交流電源１から供給される電力を用いると説明しているが、この例に限定されない。例えば、直流電流検出回路９及び直流電圧検出回路８で検出した検出値から演算で求めた電力を用いてもよい。また、交流電源１から供給電力される電力を検出する図示しない電力検出回路での検出値に基づいて、判定してもよい。
【００５６】
また、負荷の消費電力Ｐｓに代えて、モータ６の回転数、又はモータ６に流れるモータ電流に基づいて切り替えてもよい。また、本発明の目的を逸脱しない範囲であれば、どのような検出値を用いてもよい。
【００５７】
以上説明したように、実施の形態１に係る直流電源装置によれば、寄生ダイオードと同方向に電流が流れるタイミングでＭＯＳＦＥＴをオン動作させる同期整流を行う第１の動作モードと、ＭＯＳＦＥＴをパルス幅変調制御してコンデンサの両端電圧を昇圧する第２の動作モードと、を有する。そして、直流電源装置に具備される制御部は、低消費電力時には、第１の動作モードを起動し、高消費電力時には、第２の動作モードを起動する。これにより、消費電力の範囲が広い製品に対して適用でき、消費電力に応じた効率の改善が可能になる。
【００５８】
また、実施の形態１に係る直流電源装置によれば、低消費電力時においては、スイッチングの回数を極力少なくして、ＭＯＳＦＥＴの同期整流による低損失効果を得ることができる。また、高消費電力時においては、ＭＯＳＦＥＴをＰＷＭ制御することで直流電圧を昇圧し、インバータ回路及びモータに流れる電流を小さくすることができる。これにより、安価で損失の少ないＭＯＳＦＥＴを適用することができる。これより、低損失な電力変換装置を提供することができる。
【００５９】
実施の形態２．
図１１は、実施の形態２の整流回路３における駆動回路３ａ〜３ｄの回路構成を示す回路図である。図１１において、駆動回路３ａは、ＭＯＳＦＥＴのソース端子がリアクタ２を介して交流電源１と電気的に接続しているスイッチング素子ＳＷ３−１を駆動する駆動回路である。また、駆動回路３ｂは、ＭＯＳＦＥＴのソース端子がリアクタ２を介して交流電源１と電気的に接続しているスイッチング素子ＳＷ３−２を駆動する駆動回路である。なお、図１に示す実施の形態１と同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は割愛する。
【００６０】
スイッチング素子ＳＷ３−３，ＳＷ３−４は、ＭＯＳＦＥＴのソース端子が直流電流検出回路９を介して、共通ＧＮＤに電気的に接続されている。このため、駆動回路３ｃ，３ｄは共通ＧＮＤに接続されている制御電源２２から直接、ＭＯＳＦＥＴの駆動電力の供給を受けることができる。これに対して、スイッチング素子ＳＷ３−１，ＳＷ３−２は、ＭＯＳＦＥＴのソース端子が交流電源１と電気的に接続されているため、制御電源２２から直接、駆動電力の供給を受けることができない。
【００６１】
そこで、駆動回路３ａは、ダイオード２０ａ及び抵抗２１ａの直列回路を介して制御電源２２に接続される。これにより、ＳＷ３−３がオンしている場合に、ダイオード２０ａがオンして制御電源２２と駆動回路３ａは電気的に接続され、ＭＯＳＦＥＴをゲート駆動させる駆動電力の供給を受けることができる。このときに供給された電力は、コンデンサ２３ａにおいてチャージされる。このため、ダイオード２０ａがオフして駆動電力の供給が無い場合でもスイッチング素子ＳＷ３−１に駆動電力の供給が可能になる。駆動回路３ｂも、ダイオード２０ｂ及び抵抗２１ｂの直列回路を介して制御電源２２に接続される。これらは、一般的にブートストラップと呼ばれる技術であり、公知である。このため、これ以上の動作説明は割愛する。
【００６２】
このブートストラップは、ダイオード２０ａ，２０ｂ、及びコンデンサ２３ａ，２３ｂが重要なキー部品となる。なお、以下の説明では、ダイオード２０ａ，２０ｂを「ブートダイオード２０ａ，２０ｂ」と呼び、コンデンサ２３ａ，２３ｂを「ブートコンデンサ２３ａ，２３ｂ」と呼ぶ。また、以下では、ブートダイオード２０ａ及びブートコンデンサ２３ａを中心に動作説明を行う。
【００６３】
ブートコンデンサ２３ａの負極端子は、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子ＳＷ３−１のソース端子に接続され、ブートコンデンサ２３ａの正極端子は、ダイオード２０ａ及び抵抗２１ａの直列回路を介して制御電源２２に接続される。
【００６４】
ブートコンデンサ２３ａの負極性側に接続されているスイッチング素子ＳＷ３−３がオンすると、ブートコンデンサ２３ａに電荷がチャージされ、駆動電力が確保される。実施の形態１の整流回路３であれば、スイッチング素子ＳＷ３−３のＭＯＳＦＥＴが特にオンしなくとも、コンデンサ４へ交流電源１からの充電電流が流れれば、寄生ダイオードＤ３−３がオンするので、ブートコンデンサ２３ａのチャージが実現される。ブートコンデンサ２３ｂのチャージも同様な動作で実現される。
【００６５】
その一方で、例えばワイドバンドギャップ半導体で形成されたＭＯＳＦＥＴの場合、寄生ダイオードの電圧特性が悪く、寄生ダイオードでの電圧効果が大きい。このため、ブートコンデンサのチャージ電圧は、寄生ダイオードのＶｆ分だけ高い電位が必要となる。このＶｆによって、ＭＯＳＦＥＴの駆動が不安定になる場合がある。ここで言う「不安定」とは、例えば、直列接続された上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子との間において、ｄｖ／ｄｔなどのスイッチング特性のバランスが崩れることである。スイッチング特性のバランスが崩れると、整流回路３の挙動が不安定になることがある。
【００６６】
そこで、実施の形態２では、ブートコンデンサ２３ａ，２３ｂへのチャージを制御する新たな動作モードを用意する。ここでは、新たな動作モードを「チャージモード」と呼ぶ。また、このチャージモードを「第４の動作モード」と呼ぶ場合がある。図１２は、実施の形態２におけるチャージモード時の動作波形を示す図である。なお、図１２における信号波形の並びは、図６と同じである。
【００６７】
図１２の動作波形において、電源電圧Ｖｓの極性が正の半周期では、電源電圧Ｖｓのピーク値の前後において、コンデンサ４を充電する充電電流が流れる。このため、実施の形態２のチャージモード時においては、電源電圧Ｖｓの極性が正の半周期では、スイッチング素子ＳＷ３−４がオンに制御される。このとき、ブートコンデンサ２３ｂの負極端子は、寄生ダイオードではなく、ＭＯＳＦＥＴのＦＥＴ本体側を介してＧＮＤ電位に電気的に接続される。これによりブートコンデンサ２３ｂに蓄えられる駆動電力の電位と制御電源２２の電位との差がＶｆ分抑制されるので、安定したＭＯＳＦＥＴの駆動を実現できる。
【００６８】
なお、電源電圧Ｖｓの極性が負の半周期では、スイッチング素子ＳＷ３−３がオンに制御され、ブートコンデンサ２３ａのチャージ動作が改善される。以降の動作はブートコンデンサ２３ｂと同様であり、重複する説明は割愛する。
【００６９】
以上説明したように、実施の形態２に係る直流電源装置によれば、ブートコンデンサに電荷をチャージすることで、スイッチング素子ＳＷ３−１及びＳＷ３−２を駆動することができるようになる。また、駆動回路３ａ，３ｂ専用に制御電源を設けることなく、スイッチング素子ＳＷ３−１，ＳＷ３−２を駆動できるので、直流電源装置及び電力変換装置を小型化することができる。
【００７０】
実施の形態３．
図１３は、実施の形態３における整流回路３の動作波形を示す図である。図１３に対応する動作波形図は、図７である。
【００７１】
図１３の動作波形において、図７との差異点は、交流電源１の周期である電源周期ごとにＰＷＭ動作するスイッチング素子が入れ替わっている点にある。図１３を用いて具体的に説明すると、まず、スイッチング素子ＳＷ３−１とスイッチング素子ＳＷ３−４とがセットで動作し、スイッチング素子ＳＷ３−２とスイッチング素子ＳＷ３−３とがセットで動作する。そして、スイッチング素子ＳＷ３−１がＰＷＭ動作しているときは、スイッチング素子ＳＷ３−４は同期整流を実現するために、ＰＷＭとは無関係にオン動作を継続する。また、スイッチング素子ＳＷ３−１のＰＷＭ動作の後に、スイッチング素子ＳＷ３−４がＰＷＭ動作となり、スイッチング素子ＳＷ３−１がＰＷＭと無関係なオン動作を継続する動作に変化する。これらの動作は、スイッチング素子ＳＷ３−２とスイッチング素子ＳＷ３−３とのセットにおいても同様である。
【００７２】
ＰＷＭ動作を交互に入れ替えて実施することで、スイッチング損失が平均的に発生し、これら４つのスイッチング素子での発熱が均等化される。これにより、４つのスイッチング素子を同じ特性の部品で設計でき、部品標準化によるコストを抑えた低コストの製品を実現できる。
【００７３】
また、発熱量が分散されるので、放熱対策もスイッチング素子ごとに個別な設計を行う必要がなく、共通の設計が可能である。
【００７４】
なお、図７のように、ＰＷＭ動作を交互に入れ替えない実施態様も別な観点での効果がある。例えば、発熱量を２つのスイッチング素子に多く集めることで、放熱設計を当該２つのスイッチング素子に集約することができる。これにより、当該２つのスイッチング素子の信頼性を高めることで、装置全体の信頼性を高めることができる。即ち、製品の品質面では、図７の動作であっても図１３の動作であってもよく、何れの動作を実施させてもよい。
【００７５】
なお、図１３では、交流電源１の１周期ごとに２つのスイッチング素子のセットを入れ替えているが、これに限定されない。入れ替えの周期は、２周期ごとに入れ替えてもよいし、３以上の整数倍の周期で入れ替えてもよい。
【００７６】
また、４つのスイッチング素子の持つバラツキによって、交流電源１から流入する入力電流において、入力電流における正極性の波形と負極性の波形とが非対称形状となるアンバランスが生じることも想定される。しかしながら、上述したＰＷＭ動作を入れ替える制御を行うことにより、素子間のバラツキが均一化される。これにより、入力電流における波形のアンバランスは抑制される。
【００７７】
なお、上記の制御でも、波形のアンバランスが生じる場合には、４つのスイッチング素子のうちの何れかのスイッチング素子を基準として、相対的なアンバランスが抑制されるように、ＰＷＭ動作によるスイッチング素子のオン時間を調整してもよい。このような制御によっても、入力電流における波形のアンバランスを抑制できる。これにより、交流電源１の偶数次など、本来生じない高調波電流の発生を抑制することができる。また、高調波電流をより少なくできるので、交流電源１への障害を発生させない電力変換装置を提供することができる。
【００７８】
更に、ある閾値まで補正しても、アンバランスが抑制されない場合には、何れかのスイッチング素子の開放故障と判断する。開放故障は、電流が流れる経路がオープン状態であるため、通常の制御では検出することができない。ところが、ＰＷＭ動作を入れ替えることで、アンバランスの発生パターンに変化が生じる。この変化により、何れのスイッチング素子が開放故障しているか否かを判別することができる。
【００７９】
また、ある閾値までの補正を実施せずに、アンバランス発生量だけでスイッチング素子の開放故障を判別してもよい。また、アンバランス検出するため、補正を実施しない動作態様を意図的又は強制的に作成してもよい。なお、その他、幾つかの応用も想定できるが、本発明の目的を逸脱しない範囲であれば、どのような手法を用いてもよい。
【００８０】
実施の形態４．
図１４は、実施の形態４における整流回路３の動作波形を示す図である。図１４には、図７又は図１３で示すＰＷＭ動作を行う場合でのスイッチング素子ＳＷ３−１，ＳＷ３−３の駆動波形と、ＰＷＭ信号の生成に使用するキャリアの波形とが示されている。
【００８１】
図１４において、「Ｓａ」はスイッチング素子ＳＷ３−１を制御するための制御信号であり、「Ｓｃ」はスイッチング素子ＳＷ３−３を制御するための制御信号である。一般的なＰＷＭ制御を実現するプロセッサでは、相補ＰＷＭと呼ばれる方式が採用される。相補ＰＷＭ方式では、上下アームのスイッチング素子が同時オンとならないように、排他関係となる制御信号が生成される。
【００８２】
相補ＰＷＭ方式では、ＰＷＭ周期の基準である三角波の山もしくは谷、いずれか一方又は両方が制御の基準時刻とされる。具体的に、制御アルゴリズムが動作を開始する時刻は、山又は谷が基準とされる。また、検出信号のＡＤ変換を行うＡＤ変換部１２〜１４では、検出信号をホールドする時刻、ＡＤ変換を開始するタイミング時刻などは、山又は谷が基準とされる。
【００８３】
ここで、図１４の例に示すように、変調波信号が毎キャリア周期で変更されるような動作になることも想定される。ここで、三角波のキャリアの山を基準に変調波信号のｄｕｔｙを設定する。この場合、スイッチング素子ＳＷ３−１を制御する制御信号Ｓａは、山を基準とする図中の点線に対して、左右対称の波形となる。一方、スイッチング素子ＳＷ３−３を制御する制御信号Ｓｃは、谷を基準とする図中の点線に対して、左右非対称の波形となる。また、制御信号Ｓｃの中心は、キャリア周期に対して、ズレが生じてしまう。
【００８４】
従って、キャリア周期の山もしくは谷の何れかで直流電流を検出し続けていると、検出電流は、スイッチング素子のオンの中央タイミングでは無くなり、検出誤差を生じさせる。この検出誤差は、入力電流のアンバランスを引き起こし、制御アルゴリズムを破綻させるトリガにもなり得る。
【００８５】
上記の点を踏まえ、実施の形態４では、例えば直列接続された上下アームのスイッチング素子ＳＷ３−１，ＳＷ３−３は、必ず、制御信号Ｓａ，Ｓｃがオンとなる期間の中心タイミングで直流電流が検出されるように、キャリアの半周期よりも短い時間でサンプリングするためのタイミング信号を発生するように制御部１１を構成する。これにより、意図しない検出誤差を抑制でき、整流回路３の動作の安定性を向上させることができる。
【００８６】
また、制御信号Ｓａ，Ｓｃがオンとなる期間の中心タイミングでなくてもよい。例えば、制御信号Ｓａ，Ｓｃにおけるオンパルスにおいて、オンパルスが立ち上がる時刻と直流電流の検出時刻との間の第１の時間と、オンパルスの幅である第２の時間との時比率が、制御信号Ｓａ，Ｓｃとの間で同じであれば、パルス先頭部もしくはパルス後方部であってもよい。但し、中央部以外の場合、スイッチング素子ＳＷ３−１とスイッチング素子ＳＷ３−３とが同一ｄｕｔｙで無い場合がほとんどであり、両者のオンパルスの幅は異なる。従って、上記時比率を同じにするタイミング時刻を演算するのは複雑である。このため、パルス中央部を検出する手法が、簡単でよい。
【００８７】
図１５は、実施の形態４における直流電流Ｉｄｃ１の検出タイミングの説明に使用する図である。図１５には、直流電流Ｉｄｃ１の波形が示され、その波形上には、直流電流Ｉｄｃ１の検出タイミングの時刻を表す黒丸の点がプロットされている。図１５において、黒丸の点のプロット間隔は、半キャリア周期である。
【００８８】
図１５のケースは、電流検出サンプリングが比較的荒い場合の例である。また、図１５では、プロセッサにおける処理開始タイミングを下向きの矢印で示している。図１５において、矢印の間隔は、２キャリア周期である。この２キャリア周期は、制御アルゴリズムの周期であり、キャリア半周期で検出した検出電流の幾つかを間引いた間引き制御が実施される。
【００８９】
実施の形態４では、電流検出のサンプリング周期を短くできないことを想定した電流検出制御を行う。具体的には、過去の検出電流から現在の検出電流を推定する。そして、前回のサンプリング時刻と今回のサンプリング時刻との間に閾値を超えることを予測すると、閾値を超えると予測される時刻がサンプリング時刻となるようにサンプリング間隔を制御して、当該サンプリング時刻において強制的に電流を検出する制御とする。或いは、スイッチング素子のオンとオフを予測時刻において、強制的に切り替えてもよい。これらの制御により、図１５に示されるような間引き制御であっても、必要時刻に電流サンプリングを実施でき、必要な電流を比較的正確に検出することができる。これにより、安価なプロセッサを使用しつつ、より高性能な昇圧機能を具備する電力変換装置を提供することができる。
【００９０】
図１６は、実施の形態４における整流回路３のスイッチング素子を動作させる第１の動作波形を示す図である。図１６に対応する動作波形図は、図６又は図１２である。図１６では、図６又は図１２に示される動作波形に加え、電源電圧Ｖｓの位相θｓの波形が示されている。即ち、図１６の動作を制御する実施の形態４の整流回路３では、電源電圧Ｖｓの位相θｓを検出又は演算する機能が付加されている。
【００９１】
図１６において、スイッチング素子ＳＷ３−１のオン又はオフを制御する制御信号Ｓａは、電源電圧Ｖｓの位相θｓに基づいて制御される。これにより、検出遅れなどで生じる同期整流範囲の縮小を抑制でき、より広い範囲で同期整流を実現することで高効率な電力変換装置を提供できる。
【００９２】
また、図１６の例では、図示しているように、極性反転する際のスイッチング素子の同時オンを避けるため、同時オン防止位相角（図中では±５度）が設定されている。これにより、上下アーム短絡の抑制を確実に実施することができる。
【００９３】
また、図１７は、実施の形態４における整流回路３のスイッチング素子を動作させる第２の動作波形を示す図である。図１６では、電源電圧Ｖｓの位相θｓに基づいて、スイッチング素子ＳＷ３−１を制御する制御信号Ｓａが制御されていたが、図１７では、スイッチング素子ＳＷ３−４を制御する制御信号Ｓｄが制御されている。このとき、上アーム側のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードが逆回復特性を維持している状態で同期整流に入ることができる。これにより、電力変換装置をより安定に動作させることが可能となる。
【００９４】
実施の形態５．
図１８は、実施の形態５に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図である。図１８において、実施の形態５に係るモータ駆動装置１００Ａでは、図１に示す実施の形態１に係るモータ駆動装置１００の構成において、直流電源装置５０が直流電源装置５０Ａに置き替えられ、電力変換装置７０が電力変換装置７０Ａに置き替えられている。直流電源装置５０Ａでは、リアクタ２に並列接続されるリレー１５と、リアクタ２に直列接続されるリアクタ２ａとが追加されている。なお、リアクタ２ａを「第２のリアクタ」と呼ぶ場合がある。また、その他の構成については、実施の形態１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は割愛する。
【００９５】
図１８の構成において、リアクタ２のインダクタンス値Ｌ０と、第２のリアクタであるリアクタ２ａのインダクタンス値Ｌａとの関係は、Ｌ０＞Ｌａに設定される。リレー１５の開閉は、制御部１１により、スイッチング素子ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４の動作モードに応じて制御される。
【００９６】
具体的に、図６に示す第１の動作モードの場合、リレー１５は開状態に制御される。このとき、回路のインダクタンス値は、Ｌ０＋Ｌａとなる。これにより、第１の動作モードに適したリアクタのインダクタンス値に設定することができる。
【００９７】
また、図７に示す第２の動作モードの場合、リレー１５は閉状態に制御される。このとき、回路のインダクタンス値は、必要最小限のインダクタンス値Ｌａとなる。これにより、第２の動作モードに適したリアクタのインダクタンス値に設定することができる。
【００９８】
なお、前述の通り、第２の動作モードはＰＷＭ制御を実施する動作モードである。ＰＷＭ制御において、必要以上に大きいインダクタンス値のリアクタを使用すると、リアクタでの両端電圧が大きくなり過ぎて、絶縁劣化を起こす可能性がある。このため、第１の動作モードと第２の動作モードとで共通のリアクタを用いると、より高価な部品が必要となる。一方、実施の形態５では、リレー１５により、動作モードに応じて、好適なリアクタのインダクタンス値で制御することができる。これにより、より高効率且つ高力率で整流回路３を動作させることができる。また、整流回路３を高調波電流の発生の少ない動作をさせることができる。また、安価且つ小型の部品で電力変換装置を実現できる。
【００９９】
更に、図１８では、リレー１５を用いてリアクタのインダクタンス値を切り替えて構成としているが、これに限定されない。リアクタ２の両端を短絡できる開閉器であればどのような手段を使用してもよい。
【０１００】
実施の形態６．
図１９は、実施の形態６に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図である。図１９において、実施の形態６に係るモータ駆動装置１００Ｂでは、図１８に示す実施の形態５に係るモータ駆動装置１００Ａの構成において、直流電源装置５０Ａが直流電源装置５０Ｂに置き替えられ、電力変換装置７０Ａが電力変換装置７０Ｂに置き替えられている。直流電源装置５０Ｂでは、整流回路３が整流回路３Ａに置き替えられ、リアクタ２に並列接続されるリアクタ２ａ’が追加されている。なお、リアクタ２ａ’を「第３のリアクタ」と呼ぶ場合がある。
【０１０１】
整流回路３Ａは、６つのスイッチング素子で構成される。整流回路３Ａには、内部に寄生ダイオードＤ３−１’を有するスイッチング素子ＳＷ３−１’と、内部に寄生ダイオードＤ３−３’を有するスイッチング素子ＳＷ３−３’とが追加されている。また、整流回路３Ａには、スイッチング素子ＳＷ３−１’，ＳＷ３−３’のそれぞれを駆動する駆動回路３ａ’，３ｃ’が追加されている。制御部１１は、スイッチング素子ＳＷ３−１’，ＳＷ３−３’のそれぞれを制御するための制御信号Ｓａ’，Ｓｃ’を出力する。その他の構成については、実施の形態５の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は割愛する。
【０１０２】
図１９において、リアクタ２ａは、直列接続される素子対であるスイッチング素子ＳＷ３−１，ＳＷ３−３の接続点に接続され、リアクタ２ａ’は、直列接続される素子対であるスイッチング素子ＳＷ３−１’，ＳＷ３−３’の接続点に接続される。スイッチング素子ＳＷ３−１，ＳＷ３−３の組を「第１の素子対」と呼び、スイッチング素子ＳＷ３−１’，ＳＷ３−３’の組を「第２の素子対」と呼ぶ場合がある。
【０１０３】
リアクタ２ａ’は、リアクタ２ａと同じインダクタンス値で構成される。なお、公称のインダクタンス値が等しければ、両者のインダクタンス値は等しいと見なすことができ、測定の誤差、経年変化による誤差、劣化による誤差等があっても同じと扱ってよい。また、スイッチング素子ＳＷ３−１と、スイッチング素子ＳＷ３−１’とは、互いに位相が１８０度反転した状態で動作する。スイッチング素子ＳＷ３−３，ＳＷ３−３’との関係も同様である。位相を１８０度反転した状態で動作させる制御は、インターリーブとして公知の制御方法であり、ここでの説明は割愛する。
【０１０４】
実施の形態６によれば、直流電源装置をインターリーブ化の構成とすることにより、インダクタンス値のより小さいリアクタを用いて構成することができる。インダクタの個数は増えるが、安価なリアクタで構成できるので、コストの増加を抑制しつつ、高調波電流の抑制が可能となる。
【０１０５】
また、実施の形態６によれば、整流回路３Ａとして、一般的なインバータ用の６素子モジュールを適用することができる。これにより、汎用性及び部品調達性が向上でき、直流電源装置を安価に構成することができる。
【０１０６】
更に、実施の形態６に係る直流電源装置によれば、インターリーブ化の構成とすることで、ＰＷＭ動作時の電流リップルをほぼ半減することができ、ノイズを低減することができる。また、発熱量の分散により、部品の熱寿命を均等化することができるので、直流電源装置の長寿命化を安価に実現できる。
【０１０７】
実施の形態７．
図２０は、実施の形態７に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図である。図２０において、実施の形態７に係るモータ駆動装置１００Ｃでは、図１に示す実施の形態１に係るモータ駆動装置１００の構成において、直流電源装置５０が直流電源装置５０Ｃに置き替えられ、電力変換装置７０が電力変換装置７０Ｃに置き替えられている。直流電源装置５０Ｃでは、リアクタ２に直列接続されるサーミスタ１６と、サーミスタ１６に並列接続されるリレー１５とが追加されている。その他の構成については、実施の形態１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は割愛する。
【０１０８】
サーミスタ１６は、正の温度係数を有するＰＴＣ（Ｐｏｓｉｔｉｖｅ  Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ  Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）サーミスタである。
【０１０９】
図２０において、スイッチング素子ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４のうちの少なくとも１つが短絡故障している場合、短絡故障していない他のスイッチング素子の寄生ダイオードを介して、電源短絡となり、大電流が整流回路３へ流れ込む。このとき、リアクタ２と直列にサーミスタ１６が挿入されているので、サーミスタ１６の発熱でサーミスタ１６が高抵抗化し、短絡故障による過電流が抑制される。これにより、スイッチング素子ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４の短絡故障に起因する２次損傷が抑止されるので、スイッチング素子ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４の短絡故障が電力変換装置７０Ｃ全体に及ぶのを抑止することができる。
【０１１０】
実施の形態８．
図２１は、実施の形態８に係る冷凍サイクル装置の構成例を示す図である。図２１に示す冷凍サイクル装置１２０は、実施の形態１〜７に係るモータ駆動装置の応用例である。なお、図２１では、セパレート形の空気調和機を例示しているが、セパレート形には限定されない。また、実施の形態８では、冷凍サイクル装置１２０が空気調和機を構成する例を説明するが、冷凍サイクル装置１２０は空気調和機に限定されず、冷蔵庫及び冷凍庫といった冷凍サイクルを備える機器に適用可能である。また、図２１では、実施の形態１〜４に係るモータ駆動装置１００を冷凍サイクル装置１２０に使用しているが、これに限定されない。実施の形態１〜４に係るモータ駆動装置１００に代えて、実施の形態５〜７に係るモータ駆動装置１００Ａ〜１００Ｃのうちの何れかを冷凍サイクル装置１２０に使用してもよい。
【０１１１】
図１に示すように、実施の形態８に係る冷凍サイクル装置１２０は、圧縮機１０１、四方弁１０２、室外熱交換器１０３、膨張弁１０４、室内熱交換器１０５、冷媒配管１０６及びモータ駆動装置１００を備える。冷凍サイクル装置１２０では、圧縮機１０１、四方弁１０２、室外熱交換器１０３、膨張弁１０４および室内熱交換器１０５が冷媒配管１０６を介して取り付けられた冷凍サイクルを構成する。また、冷凍サイクル装置１２０における圧縮機１０１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構１０７とこれを動作させるモータ６とが設けられている。圧縮機１０１のモータ６は、モータ駆動装置１００と電気的に接続されている。モータ駆動装置１００は、冷媒を圧縮する圧縮機１０１に用いられるモータ６を駆動するために用いられる。
【０１１２】
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【０１１３】
例えば、上述した各実施の形態において、交流電源１は単相電源で説明しているが、これに限定されない。上述した各実施の形態の効果が得られるのであれば、単相電源に代えて、三相電源又は多相電源を用いてもよい。このような類の変形は、柔軟に行うことが可能である。
【符号の説明】
【０１１４】
１  交流電源、２，２ａ，２ａ’  リアクタ、３，３Ａ  整流回路、３ａ〜３ｄ，３ａ’，３ｃ’，５ａ〜５ｆ  駆動回路、４  コンデンサ、５  インバータ回路、６  モータ、６ａ  固定子、６ｂ  永久磁石回転子、７  電源電圧ゼロクロス検出回路、８  直流電圧検出回路、９，１０  直流電流検出回路、９ａ，１０ａ  シャント抵抗、９ｂ，１０ｂ  増幅器、１１  制御部、１２〜１４  ＡＤ変換部、１５  リレー、１６  サーミスタ、１６ａ  正側直流母線、１６ｂ  負側直流母線、２０ａ，２０ｂ  ダイオード（ブートダイオード）、２１ａ，２１ｂ  抵抗、２２  制御電源、２３ａ，２３ｂ  コンデンサ（ブートコンデンサ）、５０，５０Ａ，５０Ｂ，５０Ｃ  直流電源装置、７０，７０Ａ，７０Ｂ，７０Ｃ  電力変換装置、１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ  モータ駆動装置、１０１  圧縮機、１０２  四方弁、１０３  室外熱交換器、１０４  膨張弁、１０５  室内熱交換器、１０６  冷媒配管、１０７  圧縮機構、１２０  冷凍サイクル装置、３００  プロセッサ、３０２  メモリ、３０４  インタフェース、３０５  処理回路、Ｄ３−１〜Ｄ３−４，Ｄ３−１’，Ｄ３−３’  寄生ダイオード、Ｄ５−１〜Ｄ５−６  ダイオード、ＳＷ３−１〜ＳＷ３−４，ＳＷ３−１’，ＳＷ３−３’，ＳＷ５−１〜ＳＷ５−６  スイッチング素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【国際調査報告】
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