(57)【要約】  複数のスイッチング素子を有するスイッチング回路ＳＷ１と、複数のスイッチング素子の動作を制御する制御部６０とを備え、入力電圧が変動しても出力電圧の変動を抑制することが可能な本発明に係る直流電圧変換回路１０において、制御部６０は、非対称ＰＷＭ制御と位相シフト制御とを実行可能であり、デューティ比Ｄが所定の比率未満の場合には位相シフト制御を行い、デューティ比Ｄが所定の比率以上の場合には非対称ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行い、位相シフト制御と非対称ＰＷＭ制御との切り替えは、降圧比Ｒを合わせて行うと、デューティ比Ｄの制御範囲を広げることができる。
2020171148.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子を有するスイッチング回路と、前記複数のスイッチング素子の動作を制御する制御部とを備える直流電圧変換回路であって、
前記制御部は、
前記複数のスイッチング素子のうち直列に接続された２つのスイッチング素子のパルス幅を変えることによりデューティ比を制御する非対称ＰＷＭ制御と、前記複数のスイッチング素子のうち直列に接続されていない２つのスイッチング素子の位相のシフト量を変えることによりデューティ比を制御する位相シフト制御と、を実行可能であり、
前記デューティ比が所定の比率未満の場合には前記位相シフト制御を行い、
前記デューティ比が前記所定の比率以上の場合には前記非対称ＰＷＭ制御を行い、
前記位相シフト制御と前記非対称ＰＷＭ制御との切り替えは、降圧比を合わせて行うこと
を特徴とする直流電圧変換回路。
【請求項２】
前記制御部は、前記非対称ＰＷＭ制御を行う際、前記スイッチング回路で直列に接続される２つの前記スイッチング素子について、互いに異なる導通比とするとともにデッドタイム期間を有して交互にオンオフ制御し、前記デッドタイム期間においてソフトスイッチングを行う、請求項１に記載の直流電圧変換回路。
【請求項３】
前記制御部は、前記位相シフト制御を行う際、前記スイッチング回路で直列に接続されている２つの前記スイッチング素子について、導通比をそろえるとともにデッドタイム期間を有して交互にオンオフ制御し、前記デッドタイム期間においてソフトスイッチングを行う、請求項１または請求項２に記載の直流電圧変換回路。
【請求項４】
前記制御部は、前記位相シフト制御から前記非対称ＰＷＭ制御へと切り替える際の前記降圧比が、前記非対称ＰＷＭ制御から前記位相シフト制御へと切り替える際の前記降圧比よりも高くなるように制御を行う、
請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の直流電圧変換回路。
【請求項５】
前記スイッチング回路に接続され、磁気的に独立した２つのトランスをさらに備える、請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の直流電圧変換回路。
【請求項６】
請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の直流電圧変換回路と、前記直流電圧変換回路の入力端子に電気的に接続された直流電源とを備える、スイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧変換回路およびかかる直流電圧変換回路を備えるスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車などの輸送機器において、制御系の電子化が進んだり、モータからなる駆動機構が組み込まれたりすることにより、機器内において使用される電流量が増大してきている。このため、電気自動車（ＥＶ）やプラグインハイブリッド自動車（Ｐ−ＨＥＶ）等では、高電圧であって絶縁型かつ大電流の直流電源が必要となってきている。こうした機器の所要電流量の増大化の傾向は、輸送機器に限らず、他の機器においても見られる傾向である。こうした傾向に対応するため、損失の低い絶縁型ソフトスイッチング技術による回路方式が広く採用されている。そのような回路の具体例としては、ＺＥＲＯ電圧スイッチ位相シフトコンバータ、ＺＥＲＯ電圧スイッチアクティブクランプコンバータ、ＺＥＲＯ電流スイッチＬＬＣコンバータなどが挙げられる。【０００３】
特許文献１には、そのようなソフトスイッチング方式ＤＣ−ＤＣコンバータの一例として、２組のスイッチング手段のそれぞれを交互にオンオフ動作して、各組のスイッチング手段の間に位置するトランスの一次側に反対向きの電流を流して、トランスの二次側に設けられた２つの出力回路に交互に電流を流すフルブリッジ型のスイッチング電源装置（ＺＥＲＯ電圧スイッチ位相シフトコンバータ）が開示されている。【０００４】
特許文献１などに示されるフルブリッジ型のスイッチング電源装置を動作させる制御方法は複数存在する。例えば、特許文献２には、位相シフト制御とＰＷＭ制御とを使い分ける直流−直流変換回路の起動方法が開示されている。かかる方法では、直流−直流変換回路を起動させる際に、制御対象である２つのスイッチング素子の導通比（スイッチング素子のオン期間とオフ期間との和（オンオフサイクル）に対するオン期間の比率）をいずれも低く設定し、起動当初は位相シフト量を少なくしながらデューティ比を高める位相シフト制御を行い、２つのスイッチング素子が同位相となったら、これらの２つのスイッチング素子の導通比を揃えて増大させるＰＷＭ制御（ハードスイッチング）を行っている。このように直流−直流変換回路を起動させることにより、位相シフト制御において懸念される、スイッチング素子のボディダイオードが逆回復してスイッチング素子を構成するＭＯＳＦＥＴが破損する可能性を低減させている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−２３２７８１号公報
【特許文献２】特開２０１１−１６０６１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ＥＶなどにおいて直流電源として用いられる二次電池は、通常、放電当初の電圧と、放電開始から所定時間経過した後の電圧とが異なっており、前者が高く、後者が低い。直流−直流変換回路（直流電圧変換回路）を備えるスイッチング電源装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）は、電圧変動が不可避な二次電池からの直流電圧を入力とした場合であっても、直流電圧変換回路に接続される負荷の動作安定性を確保できるよう、出力電圧の変動を抑制することが求められる。この要請に応えて、入力電圧に変動がある場合には、直流電圧変換回路においてスイッチング素子のデューティ比を変更する制御が行われている。例えば、直流電圧変換回路が位相シフト制御される場合には、入力電圧が低下したら、制御対象である２つのスイッチング素子の位相差を少なくしてデューティ比を高めて降圧比（出力電圧／入力電圧）を高くする制御が行われて、出力電圧の低下が抑制される。【０００７】
ここで、位相シフト制御では、デューティ比と降圧比との関係が比例関係を有するため、入力電圧の低下が顕著になると、デューティ比を特に高める必要がある。フルブリッジにおいて直列接続される２つのスイッチング素子に貫通電流が流れるとスイッチング素子の破損をもたらすため、これらのスイッチング素子の２つのオン期間の間にはデッドタイム期間を設ける必要がある。それゆえ、各スイッチング素子の導通比は必然的に５０％未満であり、現実には、各スイッチング素子の導通比は４５％程度が上限である。位相シフト制御ではデューティ比は導通比以下でしか設定できないため、デューティ比が４５％以上を超える程度まで入力電圧が低下した場合に、出力電圧を安定化させることは実質的に困難である。【０００８】
このように入力電圧が変動しても出力電圧の変動を抑制することへの要求は、入力電圧が上昇する場合にもあり得る。その具体例として、充電と放電とが同時に行われる場合が挙げられる。より具体的な例として、停止した電気自動車において充電しつつエアコンを動作させる場合や、太陽光発電や回生ブレーキにより充電しながら電気自動車を運転する場合が挙げられる。【０００９】
本発明は、入力電圧が変動しても出力電圧の変動を抑制することが可能な直流電圧変換回路およびかかる直流電圧変換回路を備えるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記の課題を解決するための本発明は、一態様において、複数のスイッチング素子を有するスイッチング回路と、前記複数のスイッチング素子の動作を制御する制御部とを備える直流電圧変換回路であって、前記制御部は、前記複数のスイッチング素子のうち直列に接続された２つのスイッチング素子のパルス幅を変えることによりデューティ比を制御する非対称ＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）と、前記複数のスイッチング素子のうち直列に接続されていない２つのスイッチング素子の位相のシフト量を変えることによりデューティ比を制御する位相シフト制御と、を実行可能であり、前記デューティ比が所定の比率未満の場合には前記位相シフト制御を行い、前記デューティ比が前記所定の比率以上の場合には前記非対称ＰＷＭ制御を行い、前記位相シフト制御と前記非対称ＰＷＭ制御との切り替えは、降圧比を合わせて行うことを特徴とする直流電圧変換回路である。【００１１】
直流電圧変換回路の具体的な構成の一例は、入力端子に接続されるフルブリッジ型のスイッチング回路と、前記スイッチング回路に一次側が接続されるトランスと、前記トランスの二次側および整流素子を含む出力回路と、前記スイッチング回路が有する複数のスイッチング素子の動作を制御する制御部とを備える。本発明の一態様に係る直流電圧変換回路の制御部は、位相シフト制御に加えて非対称ＰＷＭ制御を行うことが可能である。位相シフト制御において、出力電圧Ｖｏｕｔの入力電圧Ｖｉｎに対する比率である降圧比Ｒｐはデューティ比Ｄｐと下記式（１）で示される比例関係を有する。
Ｒｐ＝１／ｎ×Ｄｐ      （１）
ここで、ｎはトランスの巻数比（１次／２次）、Ｄｐは０以上０．５未満である。【００１２】
これに対し、非対称ＰＷＭ制御では、降圧比Ｒａはデューティ比Ｄａと下記式（２）で示される関係を有する。
Ｒａ＝２／ｎ×Ｄａ（１−Ｄａ）      （２）
ここで、Ｄａは０以上０．５未満である。【００１３】
このように、位相シフト制御における降圧比Ｒｐとデューティ比Ｄｐとの関係は非対称ＰＷＭ制御における降圧比Ｒａとデューティ比Ｄａとの関係と異なる。それゆえ、例えば位相シフト制御においてデューティ比Ｄｐが４０％となった場合であっても、降圧比Ｒを合わせて非対称ＰＷＭ制御に切り替えると、デューティ比Ｄａは２８％となり、５０％まで十分な制御範囲を確保することができる。別の観点で説明すれば、非対称ＰＷＭ制御においてデューティ比Ｄａが４５％であるとき、位相シフト制御では、降圧比Ｒを維持するために必要となるデューティ比Ｄｐは４９．５％となる。このようなデューティ比Ｄｐは、デッドタイム期間を０．５％未満に設定しなければ設定できない。デッドタイム期間を過度に短くすることは貫通電流が生じて回路が破損する可能性が高くなるため、現実には設定不可能である。【００１４】
そこで、本発明の一態様に係る直流電圧変換回路では、相対的に降圧比Ｒが高い場合には非対称ＰＷＭ制御を採用し、相対的に降圧比Ｒが低い場合には位相シフト制御を採用する。降圧比Ｒが高い領域では非対称ＰＷＭ制御の方が取り得るデューティ比の範囲が広くなるため、相対的に降圧比Ｒが高い場合、換言すればデューティ比Ｄｐが５０％に近いときに、非対称ＰＷＭ制御を採用することが有利となる。この点に関し、位相シフト制御では、フルブリッジを構成する４つのスイッチング素子を制御する際に、入力端子の一方側において並列で配置される２つのスイッチング素子が同時にオンとなり、入力端子の他方側において並列で配置される２つのスイッチング素子が同時にオフとなる期間があり、この期間は転流期間となって入力側から出力側へのエネルギー伝達に寄与しない。これに対し、非対称ＰＷＭ制御ではデッドタイム期間以外では入力側から出力側へのエネルギー伝達が行われる。このため、降圧比Ｒを合わせると位相シフト制御ではデューティ比Ｄｐが非対称ＰＷＭ制御のデューティ比Ｄａよりも低くなる。【００１５】
上記のように、本発明の一態様に係る直流電圧変換回路では、切り替え対象である２つの制御（位相シフト制御および非対称ＰＷＭ制御）の降圧比Ｒとデューティ比Ｄとの関係が異なるため、降圧比Ｒを合わせて切り替えを行うと、デューティ比Ｄが不連続に変化する。これに対し、前述の特許文献２に記載される方法では、位相シフト制御からＰＷＭ制御への切り替えが行われるが、ＰＷＭ制御は対称ＰＷＭ制御であるため、切り替えタイミングにおいて位相シフト制御のデューティ比Ｄｐは対称ＰＷＭ制御のデューティ比Ｄｓに等しい。位相シフト制御では、４つのスイッチング素子の導通比は一定とされ、フルブリッジで直列に接続されていない２つのスイッチング素子のオン期間が重複する時間の長さのオンオフサイクルに対する比率がデューティ比Ｄｐとなる。そして、この重複時間が長くなって２つのスイッチング素子が同位相となると、位相シフト制御として到達できるデューティ比Ｄｐは最大となる。そこで、特許文献２に記載される方法では、４つのスイッチング素子について、オンオフサイクルは一定のままオン期間を伸ばす対象ＰＷＭ制御が行われる。このとき、オン期間のオンオフサイクルに対する比率（すなわち、スイッチング素子の導通比）がデューティ比Ｄｓとなる。このように、切り替える直前の位相シフト制御のデューティ比Ｄｐは、そのまま対称ＰＷＭ制御のデューティ比Ｄｓであるから、降圧比を合わせるように位相シフト制御から対称ＰＷＭ制御に切り替えても、デューティ比Ｄは変化しない。【００１６】
ここで、出力回路に発生する電圧パルスの１サイクル当たりの変動幅は、非対称ＰＷＭ制御の方が位相シフト制御よりも大きい。この傾向はデューティ比Ｄａが低くなると顕著となる。このため、低いデューティ比Ｄａで非対称ＰＷＭ制御を行うと、出力回路に設けられる整流素子（ダイオード）の耐圧を高めることが必要となる。整流素子の耐圧を高めることは、順方向のインピーダンス増加をもたらし、結果、出力回路での損失の増加要因となる。したがって、非対称ＰＷＭ制御を行う場合には、そのデューティ比Ｄａは３０％以上とすることが好ましい。なお、非対称ＰＷＭ制御のデューティ比Ｄａが３０％のときに位相シフト制御に切り替える場合には、位相シフト制御のデューティ比Ｄｐを４２％とすることにより、切り替え前後で降圧比Ｒを合わせることができる。【００１７】
上記の直流電圧変換回路において、前記制御部は、前記非対称ＰＷＭ制御を行う際、前記スイッチング回路で直列に接続される２つの前記スイッチング素子について、互いに異なる導通比（オン期間のオンオフサイクルに対する比率）とするとともにデッドタイム期間を有して交互にオンオフ制御し、前記デッドタイム期間においてソフトスイッチングが行われることが好ましい。ソフトスイッチングを行うことにより、サージ電圧やサージ電流の発生が抑制されるため、出力回路に接続される負荷の動作安定性を高めることができる。デッドタイム期間の長さはスイッチング素子の寄生容量の大きさなどを考慮して決定される。限定されない例示を行えば、各スイッチング素子のオンオフサイクルに対して２％程度から１０％程度の長さである。【００１８】
上記の直流電圧変換回路の前記制御部は、位相シフト制御を行う際、前記スイッチング回路で直列に接続される２つの前記スイッチング素子について、導通比をそろえるとともにデッドタイム期間を有して交互にオンオフ制御し、前記デッドタイム期間においてソフトスイッチングが行われることが好ましい。ソフトスイッチングを行うことにより、サージ電圧やサージ電流の発生が抑制されるため、出力回路に接続される負荷の動作安定性を高めることができる。デッドタイム期間の長さはスイッチング素子の寄生容量の大きさなどを考慮して決定される。限定されない例示を行えば、デッドタイム期間の長さは、各スイッチング素子のオンオフサイクルに対して２％程度から１０％程度の長さである。【００１９】
上記の直流電圧変換回路の前記制御部は、前記位相シフト制御から前記非対称ＰＷＭ制御へと切り替える際の前記降圧比が、前記非対称ＰＷＭ制御から前記位相シフト制御へと切り替える際の前記降圧比よりも高くなるように、制御を行うことが好ましい。このように制御することにより、位相シフト制御と非対称ＰＷＭ制御との切り替えが頻発することが抑制される。なお、この制御の際に、制御部は、入力電圧Ｖｉｎをモニターして所定の電圧になったら切り替えを行ってもよいし、出力電圧Ｖｏｕｔをモニターして所定の電圧になったら切り替えを行ってもよい。いずれの場合においても、位相シフト制御から非対称ＰＷＭ制御へと切り替える降圧比Ｒｐａは、非対称ＰＷＭ制御から位相シフト制御へと切り替える降圧比Ｒａｐよりも高くなる。【００２０】
直流電圧変換回路は具体的な構成の一例において、前記スイッチング回路に接続され、磁気的に独立した２つのトランスを備える。前記出力回路は、前記２つのトランスの２次側の互いに異なる一方および前記整流素子を含む２つの回路から構成されることが好ましい。このように独立した２つのトランスを有することにより、一方のトランスが２次側に電力を伝達しているときに他方のトランスを蓄電デバイスとして機能させることができ、直流電圧変換回路でのエネルギーロスを少なくすることができる。【００２１】
本発明の別の一態様は、上記の直流電圧変換回路と、前記直流電圧変換回路が備える前記入力端子に電気的に接続された直流電源とを備える、スイッチング電源装置である。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、入力電圧が変動しても出力電圧の変動を抑制することが可能な直流電圧変換回路が提供される。また、かかる直流電圧変換回路を備えるスイッチング電源装置も提供される。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電源装置の回路図である。
【図２】図１に示される回路が非対称ＰＷＭ制御で動作する場合のタイミングチャートである。
【図３】図１に示される回路が非対称ＰＷＭ制御で動作する場合において、第１状態にあるときの動作（第１ゲートドライブＧＤ１がオン動作、第２ゲートドライブＧＤ２がオフ動作の場合）を説明する図である。
【図４】図１に示される回路が非対称ＰＷＭ制御で動作する場合において、第２状態にあるときの動作（第２ゲートドライブＧＤ２がオン動作、第１ゲートドライブＧＤ１がオフ動作の場合）を説明する図である。
【図５】非対称ＰＷＭ制御の場合の、降圧比Ｒａとデューティ比Ｄａとの関係を示すグラフである。
【図６】（ａ）非対称ＰＷＭ制御の場合の出力波形の具体例（デューティ比Ｄａ：１７％）を示すグラフであり、（ｂ）非対称ＰＷＭ制御の場合の出力波形の他の具体例（デューティ比Ｄａ：３４％）を示すグラフである。
【図７】（ａ）図１に示される回路の直列回路部を流れる電流を説明するためのタイミングチャート、（ｂ）図１に示される回路が有する共振回路が適切に機能していない場合において直列回路部を流れる電流を説明するためのタイミングチャートである。
【図８】（ａ）図１に示される回路が有する共振回路が適切に機能している場合を説明するためのタイミングチャート、（ｂ）図１に示される回路が有する共振回路が適切に機能していない場合を説明するためのタイミングチャート、（ｃ）図１（ｂ）の一部を拡大したタイミングチャートである。
【図９】図１に示される回路が位相シフト制御で動作する場合のタイミングチャートである。
【図１０】位相シフト制御の場合の、降圧比Ｒｐとデューティ比Ｄｐとの関係を示すグラフである。
【図１１】（ａ）位相シフト制御の場合の出力波形の具体例（デューティ比Ｄａ：２８％）を示すグラフであり、（ｂ）位相シフト制御の場合の出力波形の他の具体例（デューティ比Ｄａ：４５％）を示すグラフである。
【図１２】位相シフト制御から非対称ＰＷＭ制御への切り替えを説明するための概念図である。
【図１３】２つの制御の切り替えがヒステリシスを有することを説明するための概念図である。
【図１４】（ａ）制御の切り替えのヒステリシスを有しない場合の具体例を示す図であり、（ｂ）制御の切り替えのヒステリシスを有する場合の具体例を示す図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施形態について説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る電源装置の回路図である。図１に示されるように、本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置１００は、直流電圧変換回路１０と、直流電圧変換回路１０が備える第１入力端子１１および第２入力端子１２のそれぞれに電気的に接続された直流電源７０とを備える。図１では、直流電源７０の正極端子が第１入力端子１１に接続され、直流電源７０の負極端子が第２入力端子１２に接続される。直流電源７０の負極端子がグラウンド端子に接続されていて、第２入力端子１２は接地していてもよい。【００２５】
直流電圧変換回路１０は、複数のスイッチング素子を有するスイッチング回路ＳＷ１を備える。具体的には、本実施形態では、スイッチング回路ＳＷ１は、第１スイッチ２１、第２スイッチ２２、第３スイッチ２３および第４スイッチ２４を備える。これらのスイッチング素子はいずれも、電界効果トランジスタを有するスイッチング素子である。第１スイッチ２１および第３スイッチ２３のそれぞれの一方の端部は、第１入力端子１１に対して並列に接続される。第２スイッチ２２および第４スイッチ２４のそれぞれの一方の端部は、第２入力端子１２に対して並列に接続される。第１スイッチ２１の他方の端部と第２スイッチ２２の他方の端部とが接続されて、第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とは直列接続（ハーフブリッジ回路）を構成する。第３スイッチ２３の他方の端部と第４スイッチ２４の他方の端部とが接続されて、第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とは直列接続（ハーフブリッジ回路）を構成する。したがって、直流電圧変換回路１０は、第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とからなる直列接続と、第３スイッチ２３と第４スイッチ２４とからなる直列接続とが、第１入力端子１１と第２入力端子１２との間に並列に接続されて、フルブリッジ回路を構成している。このフルブリッジ回路がスイッチング回路ＳＷ１の中心的構成である。【００２６】
直流電圧変換回路１０は、コンデンサ３３、第１トランス３１の一次側３１１、および第１トランス３１と極性が等しく磁気的に独立した第２トランス３２の一次側３２１が直列に接続された直列回路部ＳＣ１を備える。コンデンサ３３は、ＤＣカットコンデンサであり、直列回路部ＳＣ１や複数のスイッチ（第１スイッチ２１から第４スイッチ２４）に直流の大電流が流れ込むことを防止している。図１に示される直流電圧変換回路１０の直列回路部ＳＣ１では、コンデンサ３３と、第１トランス３１の一次側３１１と第２トランス３２の一次側３２１とからなる直列接続に対して、さらにコイル３４が直列に接続されている。【００２７】
直列回路部ＳＣ１の一方の端部（第１端部Ｐ１）は、直列に接続される第１スイッチ２１と第２スイッチ２２との間に接続され、直列回路部ＳＣ１の他方の端部（第２端部Ｐ２）は、直列に接続される第３スイッチ２３と第４スイッチ２４との間に接続される。【００２８】
直流電圧変換回路１０は、第１トランス３１の二次側３１２および第１整流ダイオード４１を直列接続で備え、第１整流ダイオード４１の整流方向の端部に第１出力端子５１が設けられた第１出力回路ＯＣ１を備える。第１出力回路ＯＣ１の出力電圧Ｖｏｕｔは、第１整流ダイオード４１の整流方向とは反対側の端部に設けられた第２出力端子５２に対する第１出力端子５１の電位差である。第２出力端子５２はグラウンド端子であってもよい。【００２９】
直流電圧変換回路１０は、第２トランス３２の二次側３２２および第２整流ダイオード４２を直列接続で備え、第２整流ダイオード４２の整流方向の端部に上記の第１出力端子５１が接続された第２出力回路ＯＣ２を備える。第２整流ダイオード４２の整流方向とは反対側の端部は上記の第２出力端子５２に接続される。したがって、第１出力回路ＯＣ１と第２出力回路ＯＣ２とは出力（第１出力端子５１、第２出力端子５２）が共用されている。また、直流電圧変換回路１０では第１トランス３１の二次側３１２と第２トランス３２の二次側３２２とが直列に接続され、第１出力端子５１は第１トランス３１の二次側３１２と第２トランス３２の二次側３２２との間の電位を出力する端子となっている。【００３０】
直流電圧変換回路１０は複数のスイッチ（第１スイッチ２１から第４スイッチ２４）を制御する制御部６０を備える。本実施形態に係る直流電圧変換回路１０の制御部６０は、次に説明する非対称ＰＷＭ制御および位相シフト制御を実施可能であって、いずれかの制御を行うかを、制御切り替え部６１が決定する。制御部６０は４つのパルスドライブ回路（第１ゲートドライブＧＤ１、第２ゲートドライブＧＤ２、第３ゲートドライブＧＤ３、第４ゲートドライブＧＤ４）を備え、第１ゲートドライブＧＤ１から第４ゲートドライブＧＤ４は互いに独立でオン（ＯＮ）／オフ（ＯＦＦ）信号を出力する。制御部６０は制御切り替え部６１を有し、制御切り替え部６１により決定された制御方法に対応して、４つのパルスドライブ回路（第１ゲートドライブＧＤ１、第２ゲートドライブＧＤ２、第３ゲートドライブＧＤ３、第４ゲートドライブＧＤ４）は動作する。【００３１】
（非対称ＰＷＭ制御）
まず、非対称ＰＷＭ制御について説明する。非対称ＰＷＭ制御では、直流電圧変換回路１０が備える複数のスイッチング素子（第１スイッチ２１から第４スイッチ２４）のうち直列に接続された２つのスイッチング素子（第１スイッチ２１および第２スイッチ２２、ならびに第３スイッチ２３および第４スイッチ２４）のパルス幅を変えることによりデューティ比を制御する。図２は、非対称ＰＷＭ制御のタイミングチャートである。制御切り替え部６１が非対称ＰＷＭ制御を行うと決定した場合には、第１スイッチ２１を駆動する第１ゲートドライブＧＤ１と第４スイッチ２４を駆動する第４ゲートドライブＧＤ４とは同期制御され、第２スイッチ２２を駆動する第２ゲートドライブＧＤ２と第３スイッチ２３を駆動する第３ゲートドライブＧＤ３とは同期制御される。【００３２】
図２に示されるように、制御部６０は第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とをデッドタイム期間ｄｔを有して交互にオンオフ制御する。デッドタイム期間ｄｔは、直列接続される第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とが同時にオンとなって回路に貫通電流が流れることを防ぐために設けられる。貫通電流の発生を安定的に防ぐ観点から、デッドタイム期間ｄｔは、１オンオフサイクル期間の２％以上であることが好ましい。デッドタイム期間ｄｔは電圧変換制御が行われないため、デッドタイム期間ｄｔを過度に長くすることは変換効率の低下をもたらす。したがって、デッドタイム期間ｄｔは１オンオフサイクル時間の１０％以下であることが好ましい。【００３３】
図２に基づいて具体的に説明する。第１スイッチ２１を制御する第１ゲートドライブＧＤ１（第４スイッチ２４を制御する第４ゲートドライブＧＤ４も同期制御される。）は、時間ｔ０から時間ｔ１までがオフであって、時間ｔ１から時間ｔ２までがオンであり、時間ｔ２から時間ｔ５までがオフである。以降、同様に、時間ｔ５から時間ｔ６までがオンであり、時間ｔ６から時間ｔ９までがオフであり、時間ｔ９以降はオンである。第２スイッチ２２を制御する第２ゲートドライブＧＤ２（第３スイッチ２３を制御する第３ゲートドライブＧＤ３も同期制御される。）は、時間ｔ０から時間ｔ３までがオフであって、時間ｔ３から時間ｔ４までがオンである。以降、同様に、時間ｔ４から時間ｔ７まで、および時間ｔ８から時間ｔ９以降がオフであり、時間ｔ７から時間ｔ８までがオンである。したがって、デッドタイム期間ｄｔは、時間ｔ０と時間ｔ１との間、時間ｔ２と時間ｔ３との間、時間ｔ４と時間ｔ５との間、時間ｔ６と時間ｔ７との間、および時間ｔ８と時間ｔ９との間となる。【００３４】
時間ｔ０を過ぎて時間ｔ１となって、第１ゲートドライブＧＤ１がオンとなると、第１スイッチ２１のドレイン電圧Ｖｄｓ１は低下して、第１スイッチ２１は導通状態となる。このため、第１スイッチ２１のドレイン電流Ｉｄ１は経時的に増大する。第４ゲートドライブＧＤ４によって動作する第４スイッチ２４のドレイン電圧およびドレイン電流も第１スイッチ２１のドレイン電圧Ｖｄｓ１およびドレイン電流Ｉｄ１と同様の振る舞いをする。したがって、時間ｔ１から時間ｔ２の間は、図３の黒破線矢印Ａ１に示されるように、直列回路部ＳＣ１では、第１端部Ｐ１側から第２端部Ｐ２側へと電流が流れる。図３は、図１に示される回路が非対称ＰＷＭ制御で動作する場合において、第１状態ＳＴ１にあるときの動作（第１ゲートドライブＧＤ１および第４ゲートドライブＧＤ４がオン動作、第２ゲートドライブＧＤ２および第３ゲートドライブＧＤ３がオフ動作の場合）を説明する図である。【００３５】
この直列回路部ＳＣ１に流れる電流により、第１トランス３１の一次側３１１および第２トランス３２の一次側３２１に逆起電力が生じる。第１トランス３１の二次側３１２では、この逆起電力によりに生じた誘導起電力に基づいて第１出力回路ＯＣ１には誘導電流が流れる（図３において黒破線矢印Ｂ１で示した。）。しかしながら、第２出力回路ＯＣ２は第２出力端子５２側から第１出力端子５１側にのみ電流を流す第２整流ダイオード４２を有するため、第２トランス３２の二次側３２２を含む第２出力回路ＯＣ２には誘導電流が流れない。第１トランス３１と第２トランス３２とは磁気的に独立なので、第２トランス３２には逆起電力に基づくエネルギーが蓄積される。【００３６】
その後、時間ｔ２に至ると第１ゲートドライブＧＤ１および第４ゲートドライブＧＤ４はオンからオフとなり、時間ｔ２と時間ｔ３との間のデッドタイム期間ｄｔにおいてドレイン電圧Ｖｄｓ１は増大して、第１スイッチ２１は非導通状態となる。このため、時間ｔ１以降増大していた第１スイッチ２１のドレイン電流Ｉｄ１は時間ｔ２で０Ａとなる。【００３７】
一方、時間ｔ０において第２ゲートドライブＧＤ２および第３ゲートドライブＧＤ３はオフとなるため、時間ｔ０と時間ｔ１との間のデッドタイム期間ｄｔにおいて第２スイッチ２２のドレイン電圧Ｖｄｓ２は増大して、第２スイッチ２２は非導通状態となる。このため、時間ｔ０に至るまで増大していた第２スイッチ２２のドレイン電流Ｉｄ２は時間ｔ０で０Ａとなる。時間ｔ２になって、第２ゲートドライブＧＤ２および第３ゲートドライブＧＤ３はオフを維持しているのに対して第１ゲートドライブＧＤ１および第４ゲートドライブＧＤ４がオンからオフとなることにより、時間ｔ２と時間ｔ３との間のデッドタイム期間ｄｔが開始される。このとき、第１スイッチ２１および第３スイッチ２３の出力容量（電界効果トランジスタにおけるドレイン−ソース間容量）とインダクタンス素子（コイル３４、第２トランス３２）とを含んで共振回路が構成される。この共振回路の共振に基づく電圧変動が、時間ｔ２と時間ｔ３との間のデッドタイム期間ｄｔにおいて第２スイッチ２２のドレイン電圧Ｖｄｓ２に重畳されて、ゼロボルトスイッチングが実現されている。また、第２スイッチ２２のドレイン電流Ｉｄ２は、この共振回路に基づく電流が重畳されるため、一時的にマイナス電流となり、ソフトスイッチングが実現される。【００３８】
時間ｔ３に至って第２ゲートドライブＧＤ２がオンとなると、第１スイッチ２１および第３スイッチ２３の出力容量に蓄積された電荷に基づく共振の影響は小さくなって、第２スイッチ２２のドレイン電圧Ｖｄｓ２は安定的に低下して、第２スイッチ２２は導通状態となる。このため、第２スイッチ２２のドレイン電流Ｉｄ２は経時的に増大する。第３ゲートドライブＧＤ３によって動作する第３スイッチ２３のドレイン電圧およびドレイン電流も第２スイッチ２２のドレイン電圧Ｖｄｓ２およびドレイン電流Ｉｄ２と同様の振る舞いをする。したがって、時間ｔ３から時間ｔ４の間は、図４の黒破線矢印Ａ２に示されるように、直列回路部ＳＣ１では、第２端部Ｐ２側から第１端部Ｐ１側へと電流が流れる。図４は、図１に示される回路が非対称ＰＷＭ制御で動作する場合において、第２状態ＳＴ２にあるときの動作（第２ゲートドライブＧＤ２および第３ゲートドライブＧＤ３がオン動作、第１ゲートドライブＧＤ１および第４ゲートドライブＧＤ４がオフ動作の場合）を説明する図である。【００３９】
この直列回路部ＳＣ１に流れる電流によっても、第１トランス３１の一次側３１１および第２トランス３２の一次側３２１に逆起電力が生じる。第２トランス３２の二次側３２２では、この逆起電力によりに生じた誘導起電力に基づいて第２出力回路ＯＣ２には誘導電流が流れる（図４において黒破線矢印Ｂ２で示した。）。しかしながら、第１出力回路ＯＣ１は第２出力端子５２側から第１出力端子５１側にのみ電流を流す第１整流ダイオード４１を有するため、第１トランス３１の二次側３１２を含む第１出力回路ＯＣ１には誘導電流が流れない。第１トランス３１と第２トランス３２とは磁気的に独立なので、第１トランス３１には逆起電力に基づくエネルギーが蓄積される。【００４０】
以上説明したように、非対称ＰＷＭ制御では、第１入力端子１１と第２入力端子１２との間に直流電圧が印加されたときに、制御部６０が第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とをデッドタイム期間ｄｔを有して交互にオンオフ制御することにより、直列回路部ＳＣ１に流れる電流の向きを交互に反転させる。この制御部６０の制御により、第１状態ＳＴ１と第２状態ＳＴ２とが交互に発生する。第１状態ＳＴ１では、第１スイッチ２１および第４スイッチ２４がオンであって、第１出力回路ＯＣ１において第１整流ダイオード４１の整流方向に電流が流れ（黒破線矢印Ｂ１）、第２トランス３２において電気エネルギーの蓄積が行われる。第２状態ＳＴ２では、第２スイッチ２２および第３スイッチ２３がオンであって、第２出力回路ＯＣ２において第２整流ダイオード４２の整流方向に電流が流れ（黒破線矢印Ｂ２）、第１トランス３１において電気エネルギーの蓄積が行われる。第１実施形態に係る直流電圧変換回路１０では、図２に示されるように、第１スイッチ２１および第４スイッチ２４がオンである期間がすべて第１状態ＳＴ１であり、第２スイッチ２２および第３スイッチ２３がオンである期間がすべて第２状態ＳＴ２である。【００４１】
このように、非対称ＰＷＭ制御では、制御部６０が第１スイッチ２１の導通比Ｄ１と第２スイッチ２２の導通比Ｄ２との少なくとも一方を変更することにより、第１出力端子５１の第２出力端子５２に対する電位差（出力電圧Ｖｏｕｔ）を変更可能である。導通比は、スイッチング素子のオンオフサイクルに対するオン期間の比率であり、第１スイッチ２１の導通比Ｄ１および第２スイッチ２２の導通比Ｄ２は次の条件を満たす。
０＜Ｄ１＜１、
０＜Ｄ２＜１、
Ｄ１≠Ｄ２かつ
０＜Ｄ１＋Ｄ２＜１【００４２】
上記のとおり、Ｄ１≠Ｄ２であるため、第１状態ＳＴ１において黒破線矢印Ａ１の向きに流れる電流量と、第２状態ＳＴ２において黒破線矢印Ａ２の向きに流れる電流量とは一致しない（非対称）。このため、直列回路部ＳＣ１を流れる電流の直流成分が生じないように、すなわち、直列回路部ＳＣ１の全体として、第１端部Ｐ１と第２端部Ｐ２との間に、黒破線矢印Ａ１の向き（Ｄ１＞Ｄ２の場合）または黒破線矢印Ａ２の向き（Ｄ１＜Ｄ２の場合）に電流が流れないように、直列回路部ＳＣ１には、ＤＣカットコンデンサであるコンデンサ３３が設けられている。【００４３】
ここで、第１スイッチ２１および第４スイッチ２４がオンである期間の後に設けられるデッドタイム期間ｄｔが第１スイッチ２１および第４スイッチ２４がオンである期間よりも十分に短く、第２スイッチ２２および第３スイッチ２３がオンである期間の後に設けられるデッドタイム期間ｄｔが第２スイッチ２２および第３スイッチ２３がオンである期間よりも十分に短い場合には、次の関係が成り立つ。
Ｄ１＋Ｄ２≒１【００４４】
このとき、第１スイッチ２１の導通比Ｄ１は非対称ＰＷＭ制御のデューティ比Ｄａとなって、直流電圧変換回路１０の出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｉｎとの関係は、デューティ比Ｄａ（０＜Ｄａ＜１、ただしＤａ＝０．５を除く。）およびトランスの巻き数比（１次側巻き数／２次側巻き数）ｎを用いて、次のように表される。なお、第１トランス３１の巻き線比と第２トランス３２の巻き線比とは等しく設定されている。
Ｖｏｕｔ＝２×Ｄａ×（１−Ｄａ）×Ｖｉｎ／ｎ【００４５】
非対称ＰＷＭ制御における出力電圧Ｖｏｕｔの入力電圧Ｖｉｎに対する比率を降圧比Ｒａと定義すると、上記式は、次のように表記できる。
Ｒａ＝２×Ｄａ×（１−Ｄａ）／ｎ【００４６】
図５は、非対称ＰＷＭ制御における降圧比Ｒａとデューティ比Ｄａとの関係を示すグラフ（ただし、ｎ＝１）である。このような関係を有しているので、入力電圧Ｖｉｎが変動したときに出力電圧Ｖｏｕｔを維持するには、０＜Ｄａ＜０．５または０．５＜Ｄａ＜１の範囲でＤａを制御すればよい。【００４７】
図６は、非対称ＰＷＭ制御の場合の出力波形の具体例を示すグラフである。図６（ａ）には、巻数比ｎが８である場合において、入力電圧Ｖｉｎが４００Ｖかつデューティ比Ｄａが１７％のときの各出力回路（第１出力回路ＯＣ１、第２出力回路ＯＣ２）に発生する出力電圧パルスの波形が示されている。非対称ＰＷＭ制御のデューティ比Ｄａが１７％である場合には、第１ゲートドライブＧＤ１および第４ゲートドライブＧＤ４の導通比Ｄ１およびＤ４はデューティ比Ｄａと同じく１７％であるのに対し、第２ゲートドライブＧＤ２および第３ゲートドライブＧＤ３の導通比Ｄ２およびＤ３は約８３％（なお、デッドタイム期間ｄｔの長さは十分に短いため無視している。）となっている。【００４８】
このため、図６（ａ）に示されるように、一方の出力回路（例えば第１出力回路ＯＣ１）から出力される電圧パルスが作る波形（図６（ａ）では実線で示されている。）と、他方の出力回路（第２出力回路ＯＣ２）から出力される電圧パルスが作る波形（図６（ａ）では点線で示されている。）とは大きく異なり、特に、パルス幅が狭い電圧パルスのピーク電圧が高くなり、具体的にはピーク電圧が７５Ｖとなっている。このため、このパルス幅が短い電圧パルスが発生する出力回路（第１出力回路ＯＣ１）でない方の出力回路（第２出力回路ＯＣ２）に設けられたダイオード（第２整流ダイオード４２）には、整流方向と反対向きに７５Ｖの電圧が印加されても電流を流さない機能が必要とされる。なお、パルス幅が狭い電圧パルスのピーク電圧は２１Ｖであって、２つの電圧パルスのピーク電圧差は２４Ｖある。また、上記の場合（入力電圧Ｖｉｎ：４００Ｖ、デューティ比Ｄａ：１７％、巻数比ｎ：８）における、第１出力端子５１と第２出力端子５２との間に生じる平均的な電位差（出力電圧Ｖｏｕｔ）は１４Ｖである。【００４９】
図６（ｂ）には、巻数比ｎが８である場合において、入力電圧Ｖｉｎが２５０Ｖかつデューティ比Ｄａが３４％のときの各出力回路（第１出力回路ＯＣ１、第２出力回路ＯＣ２）に発生する出力電圧パルスの波形が示されている。この場合には、２つの出力回路から出力される電圧パルス（図６（ｂ）では一方が実線で示され他方が点線で示されている。）の波形の差（パルス幅の差、ピーク電圧の差）は、図６（ａ）の場合の２つの電圧パルスの波形の差よりも小さい。具体的には、一方の出力回路（例えば第１出力回路ＯＣ１）に発生する電圧パルスのピーク電圧は３４Ｖであって、他方の出力回路（第２出力回路ＯＣ２）に発生する電圧パルスのピーク電圧は２６Ｖであり、ピーク電圧差は８Ｖとなる。この場合（入力電圧Ｖｉｎ：４００Ｖ、デューティ比Ｄａ：１７％、巻数比ｎ：８）における第１出力端子５１と第２出力端子５２との間に生じる平均的な電位差（出力電圧Ｖｏｕｔ）も、図６（ａ）の場合と同様に１４Ｖである。すなわち、入力電圧Ｖｉｎが低下した場合でも、デューティ比Ｄａを高めることにより、出力電圧Ｖｏｕｔを維持することができる。【００５０】
図６に示される２つの条件の対比から明らかなように、非対称ＰＷＭ制御の場合には、デューティ比Ｄａが小さい条件で安定的に動作させるためには、各出力回路（第１出力回路ＯＣ１、第２出力回路ＯＣ２）のダイオード（第１整流ダイオード４１、第２整流ダイオード４２）に求められる耐圧が高くなる。具体的には、図６（ａ）の条件（デューティ比Ｄａ：１７％）では耐圧は７５Ｖ以上必要であるが、図６（ｂ）の条件（デューティ比Ｄａ：３４％）では耐圧は３４Ｖであればよい。ここで、整流ダイオードの耐圧が高くなると、順方向の場合のインピーダンスが大きくなる傾向がある。このことは、耐圧の高い整流ダイオードを用いると、出力回路での損失が大きくなって、直流電圧変換回路１０における変換効率が低下することを意味する。したがって、直流電圧変換回路１０の制御方法として非対称ＰＷＭ制御を採用する場合には、デューティ比Ｄａが比較的高い範囲で用いることが効率的であり、好ましい。【００５１】
本実施形態に係る直流電圧変換回路１０では、非対称ＰＷＭ制御においてソフトスイッチングが行われるように共振回路、具体的には、スイッチ（第１スイッチ２１から第４スイッチ２４）の寄生容量と相互作用するコイル３４が設けられている。【００５２】
図７（ａ）は、図１に示される回路の直列回路部を流れる電流を説明するためのタイミングチャートである。図７（ｂ）は、図１に示される回路が有する共振回路が適切に機能していない場合において直列回路部を流れる電流を説明するためのタイミングチャートである。図７（ａ）の上側の電流チャートは、図２に示される第１スイッチ２１のドレイン電流Ｉｄ１であり、図７（ａ）の中央の電流チャートは、図２に示される第２スイッチ２２のドレイン電流Ｉｄ２の極性を反転させたものである。これらの電流が、直列回路部ＳＣ１を流れるため、第１端部Ｐ１側から第２端部Ｐ２側の流れを正とすれば、図７（ａ）の上側の電流チャートと図７（ａ）の中央の電流チャートとを合成して得られる電流チャートが、直列回路部ＳＣ１を流れる合成電流Ｉｓｃのチャートであり、図５（ａ）の下側に示されている。図５（ａ）の下側の合成電流Ｉｓｃのチャートでは、直列回路部ＳＣ１に位置するインダクタンス素子（コイル３４、第１トランス３１、第２トランス３２）により、合成電流Ｉｓｃはなだらかに増減している。【００５３】
直列回路部ＳＣ１に位置するインダクタンス素子（コイル３４、第１トランス３１、第２トランス３２）が適切に機能しない場合には、図７（ｂ）に示されるように、合成電流Ｉｓｃは第１ゲートドライブＧＤ１および第２ゲートドライブＧＤ２の動作に応じて急峻に変化する。【００５４】
図８（ａ）は、図１に示される回路が有する共振回路が適切に機能している場合を説明するためのタイミングチャートである。図８（ｂ）は、図１に示される回路が有する共振回路が適切に機能していない場合を説明するためのタイミングチャートである。図８（ｃ）は、図１（ｂ）の一部を拡大したタイミングチャートである。【００５５】
直流電圧変換回路１０において、直列回路部ＳＣ１にコイル３４が設けられ、その自己インダクタンスＬｒが十分に大きいなど、共振回路のインダクタンス素子が適切に機能する場合には、図８（ａ）に示されるように、第１スイッチ２１のドレイン電圧Ｖｄｓ１が０Ｖ以下となり、ドレイン電流Ｉｄ１がマイナス方向に流れて、ゼロボルトスイッチングが実現されている。なお、第１トランス３１または第２トランス３２が共振回路の一部となってもよい。【００５６】
これに対し、共振回路のインダクタンス素子が適切に機能していない場合（具体的には、直列回路部ＳＣ１にコイル３４が設けられていない場合や、設けられているがその自己インダクタンスＬｒが過度に小さい場合などが例示される。）には、図８（ｂ）および図８（ｃ）に示されるように、直列回路部ＳＣ１のインピーダンスが増加するため、共振回路の容量素子（具体的には第１スイッチ２１および第４スイッチ２４の出力容量）に流れる電流が減る。このため、共振回路が発生する電圧の振幅の最大値（最大振幅電圧）が小さくなって、０Ｖまで第１スイッチ２１のドレイン電圧Ｖｄｓ１が０Ｖまで低下していない。また、直列回路部ＳＣ１のインダクタンスが小さいため、時定数τが短くなる。図８（ｃ）に示される例では、第１スイッチ２１を構成する電界効果トランジスタがオン動作となるタイミングｔｏｎが時定数τよりも遅くなっている。このため、ゼロボルトスイッチングが実現されていない。また、第１スイッチ２１のドレイン電圧Ｖｄｓ１にスパイク状の電圧上昇（サージ電圧）が発生し、この電圧上昇はノイズの原因となりうる。【００５７】
以上説明したように、第１スイッチ２１などのスイッチング素子が適切に動作するためには、共振回路のインダクタンス素子のインダクタンスが大きいことが好ましい。この観点からコイル３４が設けられる。なお、本実施形態に係る直流電圧変換回路１０では、第１トランス３１と第２トランス３２とが磁気的に独立しているため、一方のトランス（例えば第１トランス３１）が関与する出力回路（第１出力回路ＯＣ１）に電流が流れる際に、他方のトランス（第２トランス３２）が関与する出力回路（第２出力回路ＯＣ２）に電流が流れないため、他方のトランス（第２トランス３２）の一次側（第２トランス３２の一次側３２１）は、コイル３４と同様に、インダクタとして機能することができる。【００５８】
（位相シフト制御）
続いて、位相シフト制御について説明する。位相シフト制御では、直流電圧変換回路１０が備える複数のスイッチング素子のうち（第１スイッチ２１から第４スイッチ２４）直列に接続されていない２つのスイッチング素子（第１スイッチ２１および第４スイッチ２４、ならびに第２スイッチ２２および第３スイッチ２３）の位相のシフト量を変えることによりデューティ比Ｄｐを制御する。図９は、位相シフト制御のタイミングチャートである。図９のタイミングチャートでは、第１ゲートドライブＧＤ１から第４ゲートドライブＧＤ４のタイミングチャート、ならびに第１スイッチ２１のドレイン電流Ｉｄ１、第４スイッチ２４のドレイン電流Ｉｄ４および第４スイッチ２４のドレイン電圧Ｖｄｓ４が示されている。【００５９】
直流電圧変換回路１０の制御部６０の制御切り替え部６１が位相シフト制御を行うと決定した場合には、フルブリッジ回路において直列に接続される第１スイッチ２１および第２スイッチ２２について、デッドタイム期間ｄｔを有して交互にオンオフ制御する。また、同様にフルブリッジ回路において直列に接続される第３スイッチ２３および第４スイッチ２４についても、導通比をそろえるとともにデッドタイム期間ｄｔを有して交互にオンオフ制御する。この点は、非対称ＰＷＭ制御と同じである。デッドタイム期間ｄｔの好ましい長さの範囲も非対称ＰＷＭ制御と同じ（１オンオフサイクル期間の２％以上１０％以下）である。また、第１状態ＳＴ１では、第１スイッチ２１および第４スイッチ２４がオンであって、第２状態ＳＴ２では、第２スイッチ２２および第３スイッチ２３がオンであることも、非対称ＰＷＭ制御と同じである。しかしながら、次に説明するように、位相シフト制御では、第１スイッチ２１と第４スイッチ２４との同期制御および第２スイッチ２２と第３スイッチ２３との同期制御を行わず、第１スイッチ２１と第４スイッチ２４とのオン時間をずらすとともに、第２スイッチ２２と第３スイッチ２３とのオン時間をずらすことにより、デューティ比Ｄｐを設定する。【００６０】
第１入力端子１１と第２入力端子１２との間に直流電圧が印加されたときに、制御部６０は、第１スイッチ２１から第４スイッチ２４のそれぞれについて、０．５未満の互いに等しい導通比Ｄ１からＤ４でオンとオフとを繰り返す。各スイッチについて、オンの状態にある期間であるオン期間Ｐｏｎとオフの状態にある期間であるオフ期間Ｐｏｆｆとの合計期間が第１スイッチ２１の１周期となる。導通比Ｄ１からＤ４が０．５未満となるのは、各スイッチのオン期間Ｐｏｎの後に、デッドタイム期間ｄｔが設けられるためである。なお、位相シフト制御も、デッドタイム期間ｄｔにおいてソフトスイッチングが行われるように、各スイッチング素子（第１スイッチ２１から第４スイッチ２４）の寄生容量に応じてコイル３４のインダクタンスは設定される。【００６１】
制御部６０は、第２スイッチ２２から第４スイッチ２４をオンとするタイミングが第１スイッチ２１のオンとするタイミングからずれるように制御する。【００６２】
まず、第１スイッチ２１がオンとなってから、オン期間Ｐｏｎよりも短い所定の長さの期間であるシフト期間Ｐｓが経過したことを契機として、第４スイッチ２４をオンとして第１状態ＳＴ１を発生させる。直流電圧変換回路１０の制御部６０の制御では、第１スイッチ２１に対して位相がずれてオンとなった第４スイッチ２４がオンである期間と第１スイッチ２１に係るオン期間Ｐｏｎとの重複期間のみが第１状態ＳＴ１となり、第１スイッチ２１に係るオン期間Ｐｏｎのすべてが第１状態ＳＴ１ではない。【００６３】
次に、第１スイッチ２１がオフとなってからデッドタイム期間ｄｔが経過したことを契機として第２スイッチ２２をオンとする。第１スイッチ２１がオフとなることにより、第１状態ＳＴ１が終了する。【００６４】
続いて、第２スイッチ２２がオンとなってからシフト期間Ｐｓが経過したことを契機として、第３スイッチ２３をオンとして第２状態ＳＴ２を発生させる。位相シフト制御では、第２スイッチ２２に対して位相がずれてオンとなった第３スイッチ２３がオンである期間と第２スイッチ２２に係るオン期間Ｐｏｎとの重複期間のみが第２状態ＳＴ２となり、第２スイッチ２２に係るオン期間Ｐｏｎのすべてが第２状態ＳＴ２ではない。【００６５】
位相シフト制御では、第１状態ＳＴ１の期間の長さおよび第２状態ＳＴ２の期間の長さを変更することにより、第１出力端子５１の第２出力端子５２に対する電位差（出力電圧Ｖｏｕｔ）を変更する。制御部６０の制御の具体的な一例として、デッドタイム期間ｄｔがスイッチのオン期間Ｐｏｎよりも十分に短い場合には、導通比Ｄ１からＤ４≒０．５と近似できることから、出力電圧Ｖｏｕｔは、シフト期間Ｐｓと次の関係を有し、シフト期間Ｐｓの長さを変更することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを調整することができる。具体的には、位相シフト制御のデューティ比Ｄｐは、（Ｐｏｎ−Ｐｓ）／（Ｐｏｎ＋Ｐｏｆｆ）により表され、０＜Ｄｐ＜０．５となる。位相シフト制御における降圧比Ｒｐ（入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏｕｔの比率）は、このデューティ比Ｄｐおよびトランスの巻き数比（１次側巻き数／２次側巻き数）ｎを用いて下記式で表される。
Ｒｐ＝Ｄｐ／ｎ【００６６】
上記式によれば、降圧比Ｒｐとデューティ比Ｄｐとの関係は、ｎ＝１の場合に、（Ｄｐ、Ｒｐ）＝（０、０）の点と（Ｄｐ、Ｒｐ）＝（０．５、０．５）の点とを通る直線となる。図１０は、位相シフト制御における降圧比Ｒａとデューティ比Ｄａとの関係を示すグラフ（ただし、ｎ＝１）である。このような関係を有しているので、入力電圧Ｖｉｎが変動したときに出力電圧Ｖｏｕｔを維持するには、０＜Ｄｐ＜０．５の範囲でＤｐを制御すればよい。なお、図１０には、非対称ＰＷＭ制御の降圧比Ｒａとデューティ比Ｄａとの関係を破線で示してある。【００６７】
図１０を図５（非対称ＰＷＭ制御の場合における降圧比Ｒａとデューティ比Ｄａとの関係を示すグラフ）と対比すると、デューティ比Ｄが等しい場合には、降圧比Ｒは位相シフト制御よりも非対称ＰＷＭ制御の方が高くなる。これは、位相シフト制御では、第１スイッチ２１と第４スイッチ２４との間で定義されるシフト期間Ｐｓの間に、第１スイッチ２１と第３スイッチ２３とがオン期間であって第２スイッチ２２と第４スイッチ２４とがオフ期間となる転流期間Ｐｔが存在するためである。この転流期間Ｐｔでは、直列回路部ＳＣ１を含み第１スイッチ２１および第３スイッチ２３を通る閉回路が形成され、この期間は入力側から出力側へのエネルギー伝達に寄与しない。この転流期間Ｐｔは第２スイッチ２２と第３スイッチ２３との間で定義されるシフト期間Ｐｓの間にも存在する。これに対し、非対称ＰＷＭ制御ではデッドタイム期間ｄｔ以外では入力側から出力側へのエネルギー伝達が行われる。このため、デューティ比Ｄを等しくすると降圧比Ｒは、非対称ＰＷＭ制御の方が位相シフト制御よりも高くなる。【００６８】
図１１は、位相シフト制御の場合の出力波形の具体例を示すグラフである。図１１（ａ）には、巻数比ｎが８である場合において、入力電圧Ｖｉｎが４００Ｖかつデューティ比Ｄａが２８％のときの各出力回路（第１出力回路ＯＣ１、第２出力回路ＯＣ２）に発生する出力電圧パルスの波形（一方が実線で示され、他方が点線で示されている。）が示されている。図１１（ｂ）には、巻数比ｎが８である場合において、入力電圧Ｖｉｎが２５０Ｖかつデューティ比Ｄａが３４％のときの各出力回路（第１出力回路ＯＣ１、第２出力回路ＯＣ２）に発生する出力電圧パルスの波形（一方が実線で示され、他方が点線で示されている。）が示されている。いずれの条件の場合も、２つの出力回路（第１出力回路ＯＣ１、第２出力回路ＯＣ２）に発生する出力電圧パルス（実線で示されるパルスと点線で示されるパルス）を対比すると、パルスの立ち上がりタイミングは互いに半周期ずれているが、波形の形状は等しい。図１１（ａ）に示される出力電圧パルスは、ピーク電圧は４８Ｖであって図１１（ｂ）に示される出力電圧パルスのピーク電圧（３０Ｖ）よりも高いが、パルス幅が相対的に図１１（ｂ）よりも狭い。このため、第１出力端子５１と第２出力端子５２との間に生じる平均的な電位差（出力電圧Ｖｏｕｔ）は、いずれの条件でも１４Ｖである。【００６９】
図１１に示される結果を図６に示される非対称ＰＷＭ制御とも対比すると、入力電圧Ｖｉｎが４００Ｖの場合には、非対称ＰＷＭ制御ではデューティ比Ｄａが低く（１７％）出力回路に発生する電圧パルスのピーク電圧が高くなる（７５Ｖ）が、位相シフト制御ではデューティ比Ｄｐが高く（２８％）出力回路に発生する電圧パルスのピーク電圧は相対的に低い（４８Ｖ）。一方、入力電圧Ｖｉｎが２５０Ｖの場合には、位相シフト制御ではデューティ比Ｄｐが５０％に近づく（４５％）が、非対称ＰＷＭ制御ではデューティ比Ｄａが依然として低く（２８％）、非対称ＰＷＭ制御において出力回路に発生する電圧パルスのピーク電圧（３４Ｖ）は、位相シフト制御において出力回路に発生する電圧パルスのピーク電圧（３０Ｖ）と大差ない。【００７０】
これらの対比から、次の点が理解される。すなわち、入力電圧Ｖｉｎが高くデューティ比Ｄが比較的低い場合には位相シフト制御を採用し、入力電圧Ｖｉｎが低くなって位相シフト制御のデューティ比Ｄａが高くなってきたら、非対称ＰＷＭ制御に切り替えることにより、位相シフト制御のデメリット（入力電圧Ｖｉｎが低くなるとデューティ比Ｄａを高める必要があり、制御範囲が狭まる）を非対称ＰＷＭ制御のメリット（入力電圧Ｖｉｎが低くなってデューティ比Ｄｐが高くなっても制御範囲が広い）によりカバーすることができる。【００７１】
また、非対称ＰＷＭ制御により直流電圧変換回路１０を動作させる場合において、デューティ比Ｄａが低くなってきたら、位相シフト制御に切り替えることにより、出力回路（第１出力回路ＯＣ１または第２出力回路ＯＣ２）に発生する電圧パルスのピーク電圧を低くすることができる。【００７２】
（制御の切り替え）
このように、直流電圧変換回路を動作させる際に、デューティ比Ｄと降圧比Ｒとの関係が異なる複数の制御を切り替えると、切り替えたときに、デューティ比Ｄと降圧比Ｒとの少なくとも一方が異なるように切り替えが行われる。このため、制御を切り替えることによって、切り替え前の制御の状態よりもメリットの大きな状態に遷移することができる。【００７３】
以下、二次電池を電源とした場合を例として、上記の制御切り替えの優位性について説明する。二次電池は、フル充填された直後の放電電圧と、使用開始から所定時間経過したときの放電電圧とが異なり、前者が高く、後者が低い。つまり、二次電池を電源とすると、入力電圧Ｖｉｎは経時的に低下する。しかしながら、出力端子（第１出力端子５１、第２出力端子５２）に接続される負荷に許容される電位変化は制限されている（通常、±５％程度である。）。このため、直流電圧変換回路１０は、入力電圧Ｖｉｎが低下しても、出力電圧Ｖｏｕｔの低下が抑制されることが求められる。この点に関し、直流電圧変換回路１０では、入力電圧Ｖｉｎが低下した場合であっても、デューティ比Ｄを高めることにより出力電圧Ｖｏｕｔを維持することができる。【００７４】
前述のように、デューティ比Ｄａが低い条件で非対称ＰＷＭ制御により動作させるためには、出力回路の整流ダイオードの耐圧を高める必要があるが、降圧比Ｒａが上限に近い範囲では、位相シフト制御ではデューティ比Ｄｐに比べて、デューティ比Ｄａの制御範囲が広くなる。そこで、本実施形態に係る直流電圧変換回路１０では、デューティ比Ｄｐが所定の比率（図１２では４０％の場合が示されている。）未満の場合には位相シフト制御を行い、位相シフト制御のデューティ比Ｄｐが所定の比率以上の場合には非対称ＰＷＭ制御を行う。図１２は、位相シフト制御から非対称ＰＷＭ制御への切り替えを説明するための概念図である。位相シフト制御と非対称ＰＷＭ制御との切り替えは、降圧比Ｒを合わせて行う。降圧比Ｒを合わせて制御の切り替えを行うことにより、切り替え直後の非対称ＰＷＭ制御のデューティ比Ｄａは位相シフト制御のデューティ比Ｄｐよりも低くなる。このため、切り替え後のデューティ比Ｄｐの許容制御範囲Ｔｐ（＝５０％−Ｄｐ）は切り替え直前のデューティ比Ｄａの許容制御範囲Ｔａ（＝５０％−Ｄａ）よりも大きくなる。したがって、制御切り替えを行うことにより、降圧比Ｒの制御性が高くなる。【００７５】
この切り替えについて図１２に基づき具体的に説明すれば、例えば位相シフト制御においてデューティ比Ｄｐが４０％となった場合であっても、降圧比Ｒを合わせて非対称ＰＷＭ制御に切り替えると、デューティ比Ｄａは２８％となり、５０％まで十分な制御範囲を確保することができる。図１２に示されるように、制御切り替え直前の位相シフト制御のデューティ比Ｄｐは４０％であるから、この場合の許容制御範囲Ｔｐは１０％しかないが、制御を切り替えることにより、デューティ比Ｄａは２８％となるので、許容制御範囲Ｔａは２２％に増大する。【００７６】
別の観点で制御切り替えの効果について説明すれば、非対称ＰＷＭ制御においてデューティ比Ｄａが４５％であるとき、位相シフト制御では、降圧比Ｒを維持するために必要となるデューティ比Ｄｐは４９．５％となる。このようなデューティ比Ｄｐは、第１スイッチ２１のオン期間と第２スイッチ２２のオン期間との間に設けられるデッドタイム期間ｄｔを１サイクルの１％未満に設定しなければ設定できない。第３スイッチ２３のオン期間と第４スイッチ２４のオン期間との間に設けられるデッドタイム期間ｄｔも同じである。デッドタイム期間ｄｔを過度に短くすることは貫通電流が生じて回路が破損する可能性が高くなるため、現実には設定不可能である。【００７７】
出力端子に接続される負荷への影響を少なくする観点から、制御切り替えの前後での降圧比の変動は少なければ少ないほど好ましい。切り替え直前の降圧比Ｒｐと切り替え直後の降圧比Ｒａとの関係は、（Ｒａ−Ｒｐ）／Ｒｐが±５％以下であることが好ましく、±３％以下であることがより好ましい。【００７８】
位相シフト制御と非対称ＰＷＭ制御との切り替えタイミングの決定方法は限定されない。例えば、制御部６０において制御の切り替えを決定する制御切り替え部６１は、入力電圧Ｖｉｎを入力として切り替えの判断を行ってもよいし、出力電圧Ｖｏｕｔ（第１出力端子５１と第２出力端子５２との間に生じる平均的な電位差）を入力として切り替えの判断を行ってもよい。【００７９】
前者の場合（入力電圧Ｖｉｎ基準）には、位相シフト制御から非対称ＰＷＭ制御に切り替える入力電圧Ｖｉｎおよびそのタイミングでの非対称ＰＷＭ制御のデューティ比Ｄａ、ならびに非対称ＰＷＭ制御から位相シフト制御に切り替える入力電圧Ｖｉｎおよびそのタイミングでの位相シフト制御のデューティ比Ｄｐを予め決定しておく。そして、入力電圧Ｖｉｎをモニターして、入力電圧Ｖｉｎが低下したことにより、位相シフト制御のデューティ比Ｄｐを、予め決定しておいた切り替えタイミングとなるデューティ比Ｄｐに設定することになったら、非対称ＰＷＭ制御に切り替えて、そのデューティ比Ｄａを所定の値に設定する。一方、入力電圧Ｖｉｎが増大したことにより、非対称ＰＷＭ制御のデューティ比Ｄａを、予め決定しておいた切り替えタイミングとなるデューティ比Ｄａに設定することになったら、位相シフト制御に切り替えて、そのデューティ比Ｄｐを所定の値に設定する。【００８０】
後者の場合（出力電圧Ｖｏｕｔ基準）には、位相シフト制御から非対称ＰＷＭ制御に切り替える出力電圧Ｖｏｕｔおよびそのタイミングでの非対称ＰＷＭ制御のデューティ比Ｄａならびに非対称ＰＷＭ制御から位相シフト制御に切り替える出力電圧Ｖｏｕｔおよびそのタイミングでの位相シフト制御のデューティ比Ｄｐを予め決定しておく。そして、出力電圧Ｖｏｕｔをモニターして、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の値に低下したら、位相シフト制御から非対称ＰＷＭ制御に切り替えて、そのデューティ比Ｄａを所定の値に設定する。一方、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の値に増大したら、非対称ＰＷＭ制御から位相シフト制御に切り替えて、そのデューティ比Ｄｐを所定の値に設定すればよい。【００８１】
以上説明したように、本発明の一実施形態に係る直流電圧変換回路１０は、制御部６０が制御切り替え部６１を有し、位相シフト制御と非対称ＰＷＭ制御とによる動作が可能である。これらの制御切り替えにより、フルブリッジを構成する４つのスイッチング素子（第１スイッチ２１から第４スイッチ２４）のオンオフタイミングが変更される。直流電圧変換回路１０は高速でスイッチング素子（第１スイッチ２１から第４スイッチ２４）のオンオフ制御が行われるため、制御切り替えが過度に高頻度で発生すると、過渡状態が度々発生することになる。こうした過渡状態の頻発は、制御安定性に好ましくない影響を及ぼす可能性がある。そこで、制御部６０の制御切り替え部６１は、位相シフト制御から非対称ＰＷＭ制御へと切り替える際の降圧比Ｒｐが、非対称ＰＷＭ制御から位相シフト制御へと切り替える際の降圧比Ｒａよりも高くなるように制御を行う。すなわち、２つの制御の切り替えがヒステリシスを有するようにしている。【００８２】
図１３は、２つの制御の切り替えがヒステリシスを有することを説明するための概念図である。降圧比Ｒが低く位相シフト制御を行っている状態から、入力電圧Ｖｉｎの低下に起因してデューティ比Ｄｐが高くなってきた場合には降圧比Ｒｐも高くなる。図１２の実線矢印で示されるように、降圧比Ｒｐが所定の値Ｒｐａ（図１３では０．４Ｖ）に到達したことを条件として、制御切り替え部６１は、位相シフト制御から非対称ＰＷＭ制御へと切り替える。その後、入力電圧Ｖｉｎの低下に対応してデューティ比Ｄａを高めて降圧比Ｒａを高めることになる。【００８３】
一方、降圧比Ｒが高く非対称ＰＷＭ制御を行っている状態から、入力電圧Ｖｉｎの増加に起因してデューティ比Ｄａが低くなってきた場合には降圧比Ｒａも低くなる。図１２の破線矢印で示されるように、降圧比Ｒａが所定の値Ｒａｐ（図１３では０．３６Ｖ）に到達したことを条件として、制御切り替え部６１は、位相シフト制御から非対称ＰＷＭ制御へと切り替える。その後、入力電圧Ｖｉｎの低下に対応してデューティ比Ｄｐを低くして降圧比Ｒｐを低下させることになる。【００８４】
図１４（ａ）は制御の切り替えのヒステリシスを有しない場合の具体例を示す図である。位相シフト制御から非対称ＰＷＭ制御へと切り替える際の降圧比Ｒｐａが非対称ＰＷＭ制御から位相シフト制御へと切り替える降圧比Ｒａｐと等しい場合（Ｒｐａ＝Ｒａｐ）には、位相シフト制御を行っている際に、降圧比Ｒを与える測定値（入力電圧Ｖｉｎや出力電圧Ｖｏｕｔ）にノイズ信号が重畳して降圧比Ｒｐが非対称ＰＷＭ制御における切り替えしきい値となる降圧比Ｒｐａよりも若干でも増加すると、制御切り替え部６１は、位相シフト制御から非対称ＰＷＭ制御に切り替えることを決定し、制御切り替えが実行されてしまう。そのようにして非対称ＰＷＭ制御となった直後に、測定信号に含まれるノイズの影響により、降圧比Ｒａが位相シフト制御への切り替えしきい値となる降圧比Ｒａｐに到達すると、制御切り替え部６１は、非対称ＰＷＭ制御から位相シフト制御に切り替えることを決定し、制御切り替えが実行されてしまう。このため、図１４（ａ）に示されるように、降圧比Ｒが制御切り替えのしきい値に近づくと、制御切り替え部６１による制御切り替えが頻発して、回路の動作が不安定化する可能性がある。【００８５】
図１４（ｂ）は制御の切り替えのヒステリシスを有する場合の具体例を示す図である。図１４（ｂ）に示されるように、位相シフト制御から非対称ＰＷＭ制御へと切り替える降圧比Ｒｐａが非対称ＰＷＭ制御から位相シフト制御へと切り替える際の降圧比Ｒａｐよりも高く設定されている場合には、降圧比Ｒｐａと降圧比Ｒａｐとの間の降圧比Ｒの範囲（ヒステリシス幅）に、位相シフト制御を行っている際に入ったときには位相シフト制御が保持され、降圧比Ｒｐａ以上となったときに非対称ＰＷＭ制御への制御切り替えが行われる。同様に、非対称ＰＷＭ制御を行っている際に降圧比Ｒがヒステリシス幅に入ったときには非対称ＰＷＭ制御が保持され、降圧比Ｒａｐ以下となったときに位相シフト制御への制御切り替えが行われる。このため、降圧比Ｒを与える信号にノイズ成分が含まれている場合であっても、その影響は適切に排除され、制御切り替えが過度に頻繁に生じることが回避される。【００８６】
以上説明した実施形態は、本発明の理解を容易にするために記載されたものであって、本発明を限定するために記載されたものではない。したがって、上記実施形態に開示された各要素は、本発明の技術的範囲に属する全ての設計変更や均等物をも含む趣旨である。【００８７】
例えば、上記の説明では、電源が二次電池である場合を例としたが、二次電池に加えて、太陽発電などの発電機器も電源に含まれていてもよい。この場合には、二次電池の放電時間の経過に基づく入力電圧Ｖｉｎの低下と、発電機器からの電気エネルギーの入力に基づく入力電圧Ｖｉｎの上昇とが重なり合い、結果、直流電圧変換回路１０が実現すべき降圧比Ｒの範囲が大きくなる可能性がある。そのような場合でも、例えば図１４に示したようなヒステリシス幅を設定することにより、直流電圧変換回路１０を安定的に動作させることが可能である。【００８８】
位相シフト制御と非対称ＰＷＭ制御との切り替えの制御に際し、入力電圧Ｖｉｎや出力電圧Ｖｏｕｔを測定して、測定結果を直接用いて切り替えの判断を行ってもよいが、位相シフト制御から非対称ＰＷＭ制御へと切り替えるデューティ比Ｄｐａおよび非対称ＰＷＭ制御から位相シフト制御へと切り替えるデューティ比Ｄａｐを予め決定しておいて、制御部がデューティ比Ｄｐをデューティ比Ｄｐａとする決定を行ったタイミングやデューティ比Ｄａをデューティ比Ｄａｐとする決定を行ったタイミングで制御の切り替えを行ってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００８９】
本発明の一実施形態に係る直流電圧変換回路は、大出力のスイッチング電源の部分回路として好適に使用されうる。
【符号の説明】
【００９０】
１０      ：直流電圧変換回路
１１      ：第１入力端子
１２      ：第２入力端子
２１      ：第１スイッチ
２２      ：第２スイッチ
２３      ：第３スイッチ
２４      ：第４スイッチ
３１      ：第１トランス
３２      ：第２トランス
３３      ：コンデンサ
３４      ：コイル
４１      ：第１整流ダイオード
４２      ：第２整流ダイオード
５１      ：第１出力端子
５２      ：第２出力端子
６０      ：制御部
６１      ：制御切り替え部
７０      ：直流電源
１００    ：スイッチング電源装置
３１１    ：第１トランスの一次側
３１２    ：第１トランスの二次側
３２１    ：第２トランスの一次側
３２２    ：第２トランスの二次側
Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２、    ：黒破線矢印
Ｄ        ：デューティ比
Ｄａ      ：非対称ＰＷＭ制御のデューティ比
Ｄｐ      ：位相シフト制御のデューティ比
ＧＤ１    ：第１ゲートドライブ
ＧＤ２    ：第２ゲートドライブ
ＧＤ３    ：第３ゲートドライブ
ＧＤ４    ：第４ゲートドライブ
Ｉｄ１    ：第１スイッチのドレイン電流
Ｉｄ２    ：第２スイッチのドレイン電流
Ｉｄ４    ：第４スイッチのドレイン電流
Ｉｓｃ    ：合成電流
ＯＣ１    ：第１出力回路
ＯＣ２    ：第２出力回路
Ｐ１      ：第１端部（直列回路部の一方の端部）
Ｐ２      ：第２端部（直列回路部の他方の端部）
Ｐｏｆｆ  ：オフ期間
Ｐｏｎ    ：オン期間
Ｐｓ      ：シフト期間
Ｐｔ      ：転流期間
Ｒ        ：降圧比
Ｒａ      ：非対称ＰＷＭ制御の降圧比
Ｒａｐ    ：非対称ＰＷＭ制御から位相シフト制御に切り替えるしきい値となる降圧比
Ｒｐ      ：位相シフト制御の降圧比
Ｒｐａ    ：位相シフト制御から非対称ＰＷＭ制御に切り替えるしきい値となる降圧比
ＳＣ１    ：直列回路部
ＳＴ１    ：第１状態
ＳＴ２    ：第２状態
ＳＷ１    ：スイッチング回路
Ｔａ      ：許容制御範囲
Ｔｐ      ：許容制御範囲
Ｖｄｓ１  ：第１スイッチのドレイン電圧
Ｖｄｓ２  ：第２スイッチのドレイン電圧
Ｖｄｓ４  ：第４スイッチのドレイン電圧
Ｖｉｎ    ：入力電圧
Ｖｏｕｔ  ：出力電圧
ｄｔ      ：デッドタイム期間
ｔｏｎ    ：電界効果トランジスタがオン動作となるタイミング
【図１】
2020171148.tif 000003
【図２】
2020171148.tif 000004
【図３】
2020171148.tif 000005
【図４】
2020171148.tif 000006
【図５】
2020171148.tif 000007
【図６】
2020171148.tif 000008
【図７】
2020171148.tif 000009
【図８】
2020171148.tif 000010
【図９】
2020171148.tif 000011
【図１０】
2020171148.tif 000012
【図１１】
2020171148.tif 000013
【図１２】
2020171148.tif 000014
【図１３】
2020171148.tif 000015
【図１４】
2020171148.tif 000016
【手続補正書】
【提出日】令和3年6月24日(2021.6.24)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００７】
ここで、位相シフト制御では、デューティ比と降圧比との関係が比例関係を有するため、入力電圧の低下が顕著になると、デューティ比を特に高める必要がある。フルブリッジにおいて直列接続される２つのスイッチング素子に貫通電流が流れるとスイッチング素子の破損をもたらすため、これらのスイッチング素子の２つのオン期間の間にはデッドタイム期間を設ける必要がある。それゆえ、各スイッチング素子の導通比は必然的に５０％未満であり、現実には、各スイッチング素子の導通比は４５％程度が上限である。位相シフト制御ではデューティ比は導通比以下でしか設定できないため、デューティ比が４５％を超える程度まで入力電圧が低下した場合に、出力電圧を安定化させることは実質的に困難である。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２３】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電源装置の回路図である。
【図２】図１に示される回路が非対称ＰＷＭ制御で動作する場合のタイミングチャートである。
【図３】図１に示される回路が非対称ＰＷＭ制御で動作する場合において、第１状態にあるときの動作（第１ゲートドライブＧＤ１がオン動作、第２ゲートドライブＧＤ２がオフ動作の場合）を説明する図である。
【図４】図１に示される回路が非対称ＰＷＭ制御で動作する場合において、第２状態にあるときの動作（第２ゲートドライブＧＤ２がオン動作、第１ゲートドライブＧＤ１がオフ動作の場合）を説明する図である。
【図５】非対称ＰＷＭ制御の場合の、降圧比Ｒａとデューティ比Ｄａとの関係を示すグラフである。
【図６】（ａ）非対称ＰＷＭ制御の場合の出力波形の具体例（デューティ比Ｄａ：１７％）を示すグラフであり、（ｂ）非対称ＰＷＭ制御の場合の出力波形の他の具体例（デューティ比Ｄａ：３４％）を示すグラフである。
【図７】（ａ）図１に示される回路の直列回路部を流れる電流を説明するためのタイミングチャート、（ｂ）図１に示される回路が有する共振回路が適切に機能していない場合において直列回路部を流れる電流を説明するためのタイミングチャートである。
【図８】（ａ）図１に示される回路が有する共振回路が適切に機能している場合を説明するためのタイミングチャート、（ｂ）図１に示される回路が有する共振回路が適切に機能していない場合を説明するためのタイミングチャート、（ｃ）図８（ｂ）の一部を拡大したタイミングチャートである。
【図９】図１に示される回路が位相シフト制御で動作する場合のタイミングチャートである。
【図１０】位相シフト制御の場合の、降圧比Ｒｐとデューティ比Ｄｐとの関係を示すグラフである。
【図１１】（ａ）位相シフト制御の場合の出力波形の具体例（デューティ比Ｄａ：２８％）を示すグラフであり、（ｂ）位相シフト制御の場合の出力波形の他の具体例（デューティ比Ｄａ：４５％）を示すグラフである。
【図１２】位相シフト制御から非対称ＰＷＭ制御への切り替えを説明するための概念図である。
【図１３】２つの制御の切り替えがヒステリシスを有することを説明するための概念図である。
【図１４】（ａ）制御の切り替えのヒステリシスを有しない場合の具体例を示す図であり、（ｂ）制御の切り替えのヒステリシスを有する場合の具体例を示す図である。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２５】
直流電圧変換回路１０は、複数のスイッチング素子を有するスイッチング回路ＳＷ１を備える。具体的には、本実施形態では、スイッチング回路ＳＷ１は、第１スイッチ２１、第２スイッチ２２、第３スイッチ２３および第４スイッチ２４を備える。これらのスイッチング素子はいずれも、電界効果トランジスタを有するスイッチング素子である。第１スイッチ２１および第３スイッチ２３のそれぞれの一方の端部は、第１入力端子１１に対して並列に接続される。第２スイッチ２２および第４スイッチ２４のそれぞれの一方の端部は、第２入力端子１２に対して並列に接続される。第１スイッチ２１の他方の端部と第２スイッチ２２の他方の端部とが接続されて、第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とは直列接続（ハーフブリッジ回路）を構成する。第３スイッチ２３の他方の端部と第４スイッチ２４の他方の端部とが接続されて、第３スイッチ２３と第４スイッチ２４とは直列接続（ハーフブリッジ回路）を構成する。したがって、直流電圧変換回路１０は、第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とからなる直列接続と、第３スイッチ２３と第４スイッチ２４とからなる直列接続とが、第１入力端子１１と第２入力端子１２との間に並列に接続されて、フルブリッジ回路を構成している。このフルブリッジ回路がスイッチング回路ＳＷ１の中心的構成である。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３２】
図２に示されるように、制御部６０は第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とをデッドタイム期間ｄｔを有して交互にオンオフ制御する。デッドタイム期間ｄｔは、直列接続される第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とが同時にオンとなって回路に貫通電流が流れることを防ぐために設けられる。貫通電流の発生を安定的に防ぐ観点から、デッドタイム期間ｄｔは、１オンオフサイクル期間の２％以上であることが好ましい。デッドタイム期間ｄｔは電圧変換制御が行われないため、デッドタイム期間ｄｔを過度に長くすることは変換効率の低下をもたらす。したがって、デッドタイム期間ｄｔは１オンオフサイクル期間の１０％以下であることが好ましい。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５２】
図７（ａ）は、図１に示される回路の直列回路部を流れる電流を説明するためのタイミングチャートである。図７（ｂ）は、図１に示される回路が有する共振回路が適切に機能していない場合において直列回路部を流れる電流を説明するためのタイミングチャートである。図７（ａ）の上側の電流チャートは、図２に示される第１スイッチ２１のドレイン電流Ｉｄ１であり、図７（ａ）の中央の電流チャートは、図２に示される第２スイッチ２２のドレイン電流Ｉｄ２の極性を反転させたものである。これらの電流が、直列回路部ＳＣ１を流れるため、第１端部Ｐ１側から第２端部Ｐ２側の流れを正とすれば、図７（ａ）の上側の電流チャートと図７（ａ）の中央の電流チャートとを合成して得られる電流チャートが、直列回路部ＳＣ１を流れる合成電流Ｉｓｃのチャートであり、図７（ａ）の下側に示されている。図７（ａ）の下側の合成電流Ｉｓｃのチャートでは、直列回路部ＳＣ１に位置するインダクタンス素子（コイル３４、第１トランス３１、第２トランス３２）により、合成電流Ｉｓｃはなだらかに増減している。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５４】
図８（ａ）は、図１に示される回路が有する共振回路が適切に機能している場合を説明するためのタイミングチャートである。図８（ｂ）は、図１に示される回路が有する共振回路が適切に機能していない場合を説明するためのタイミングチャートである。図８（ｃ）は、図８（ｂ）の一部を拡大したタイミングチャートである。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５６】
これに対し、共振回路のインダクタンス素子が適切に機能していない場合（具体的には、直列回路部ＳＣ１にコイル３４が設けられていない場合や、設けられているがその自己インダクタンスＬｒが過度に小さい場合などが例示される。）には、図８（ｂ）および図８（ｃ）に示されるように、直列回路部ＳＣ１のインピーダンスが増加するため、共振回路の容量素子（具体的には第１スイッチ２１および第４スイッチ２４の出力容量）に流れる電流が減る。このため、共振回路が発生する電圧の振幅の最大値（最大振幅電圧）が小さくなって、第１スイッチ２１のドレイン電圧Ｖｄｓ１が０Ｖまで低下していない。また、直列回路部ＳＣ１のインダクタンスが小さいため、時定数τが短くなる。図８（ｃ）に示される例では、第１スイッチ２１を構成する電界効果トランジスタがオン動作となるタイミングｔｏｎが時定数τよりも遅くなっている。このため、ゼロボルトスイッチングが実現されていない。また、第１スイッチ２１のドレイン電圧Ｖｄｓ１にスパイク状の電圧上昇（サージ電圧）が発生し、この電圧上昇はノイズの原因となりうる。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７２】
（制御の切り替え）
このように、直流電圧変換回路を動作させる際に、デューティ比Ｄと降圧比Ｒとの関係が異なる複数の制御の切り替えは、デューティ比Ｄと降圧比Ｒとの少なくとも一方が異なるように行われる。このため、制御を切り替えることによって、切り替え前の制御の状態よりもメリットの大きな状態に遷移することができる。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８２】
図１３は、２つの制御の切り替えがヒステリシスを有することを説明するための概念図である。降圧比Ｒが低く位相シフト制御を行っている状態から、入力電圧Ｖｉｎの低下に起因してデューティ比Ｄｐが高くなってきた場合には降圧比Ｒｐも高くなる。図１３の実線矢印で示されるように、降圧比Ｒｐが所定の値Ｒｐａ（図１３では０．４Ｖ）に到達したことを条件として、制御切り替え部６１は、位相シフト制御から非対称ＰＷＭ制御へと切り替える。その後、入力電圧Ｖｉｎの低下に対応してデューティ比Ｄａを高めて降圧比Ｒａを高めることになる。
【国際調査報告】
2020171148.tif 000017
2020171148.tif 000018
2020171148.tif 000019
2020171148.tif 000020