(57)【要約】  多巻線変圧器（４０）は、一次側巻線（４１）及び複数の二次側巻線（４２，４３）を有する。一次側直流端子（１１）と、一次側巻線（４１）との間には一次側ブリッジ回路（１２）が接続される。複数の二次側巻線（４２，４３）と、複数の二次側直流端子（２１，３１）との間には、複数の二次側ブリッジ回路（２２，３２）がそれぞれ接続される。スイッチングコンバータ（６０）は、一次側直流端子（１１）の第１の直流電圧（Ｖ１）と、複数の二次側直流端子のうちの第１の二次側直流端子（２１）の第２の直流電圧（Ｖ２）との電圧比が、一次側巻線（４１）と、複数の二次側巻線のうちの、第１の二次側直流端子（２１）に対応する二次側巻線（４２）との巻数比に従う比率に一定制御されるように、第１の直流電圧（Ｖ１）又は第２の直流電圧（Ｖ２）を可変制御する。
2020152746.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換装置であって、
一次側巻線及び複数の二次側巻線を有する多巻線変圧器と、
直流電源からの直流電力が供給される一次側直流端子と、
複数の二次側直流端子と、
前記一次側直流端子と前記一次側巻線との間に接続されて、直流交流電力変換を実行する一次側ブリッジ回路と、
前記複数の二次側巻線と前記複数の二次側直流端子との間にそれぞれ接続されて、交流直流電力変換を実行する複数の二次側ブリッジ回路とを備え、
前記複数の二次側直流端子は、
前記複数の二次側ブリッジ回路のうちの第１の二次側ブリッジ回路を介して、前記複数の二次側巻線のうちの第１の二次側巻線と電気的に接続される第１の二次側直流端子と、
前記複数の二次側ブリッジ回路のうちの第２の二次側ブリッジ回路を介して前記複数の二次側巻線のうちの第２の二次側巻線と電気的に接続される第２の二次側直流端子とを有し、
前記電力変換装置は、
前記一次側直流端子の第１の直流電圧及び前記第１の二次側直流端子の第２の直流電圧の少なくとも一方が変動しても、前記第１の直流電圧及び前記第２の直流電圧の電圧比を前記一次側巻線及び前記第１の二次側巻線の巻数比に従う予め定められた比率に維持するように、前記第１又は第２の直流電圧を可変制御する電圧制御回路をさらに備える、電力変換装置。
【請求項２】
前記電圧制御回路は、前記直流電源及び前記一次側直流端子の間に接続されて、前記電圧比が前記予め定められた比率に維持されるように、前記第１の直流電圧を可変制御する、請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電圧制御回路は、前記第１の二次側直流端子と、前記第１の二次側直流端子から電力を供給される負荷との間に接続されて、前記電圧比が前記予め定められた比率に維持されるように、前記第２の直流電圧を可変制御する、請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１の二次側直流端子と、前記第２の二次側直流端子とは、異なる出力電圧を供給し、
前記第１の二次側巻線及び前記第２の二次側巻線の巻数比は、前記第１の二次側直流端子の定格出力電圧及び前記第２の二次側直流端子の定格出力電圧の比に従う、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記一次側巻線及び前記第１の二次側巻線の巻数比は、前記一次側巻線及び前記第２の二次側巻線の巻数比よりも１に近い、請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記一次側ブリッジ回路及び前記複数の二次側ブリッジ回路を制御する制御装置をさらに備え、
前記制御装置は、
基準位相を有する第１の交流電圧を出力するように前記一次側ブリッジ回路を制御する第１の制御部と、
前記第１の二次側ブリッジ回路が、前記基準位相に対して、前記第１の二次側直流端子からの送信電力指令値に従った位相差を有する第２の交流電圧を出力するように，前記第１の二次側ブリッジ回路を制御する第２の制御部と、
前記第２の二次側ブリッジ回路が、前記基準位相に対して、前記第２の二次側直流端子からの送信電力指令値に従った位相差を有する第３の交流電圧を出力するように，前記第２の二次側ブリッジ回路を制御する第３の制御部とを含む、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第３の制御部は、
前記第２の二次側直流端子から出力された第３の直流電圧の変動により、前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧が、前記第１の直流電圧よりも高くなった場合に、前記第１の直流電圧を前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧で除算した第１の変調率に従って、前記第３の交流電圧にパルス幅変調制御を適用する、請求項６記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記第１及び第２の制御部は、
前記第２の二次側直流端子から出力された第３の直流電圧の変動により、前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧が、前記第１の直流電圧よりも低くなった場合に、前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧を前記第１の直流電圧によって除算した第２の変調率に従って、前記第１及び第２の交流電圧の両方にパルス幅変調制御を適用する、請求項６記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第１及び第２の制御部は、前記第３の直流電圧の変動により、前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧が、前記第１の直流電圧よりも低くなった場合に、前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧を前記第１の直流電圧によって除算した第２の変調率に従って、前記第１及び第２の交流電圧の両方にパルス幅変調制御を適用し、
前記第１及び第２の変調率の両方が、１よりも小さい範囲内で予め定められた閾値以上である場合には、前記第１の交流電圧、前記第２の交流電圧、及び前記第３の交流電圧の各々に対してパルス幅変調制御は非適用とされる、請求項７記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記電圧制御回路は、
半導体スイッチング素子のオンオフを伴って入力電圧及び出力電圧の間の電圧変換比率を制御する第１のモードと、
前記半導体スイッチング素子のオンオフを固定して前記電圧変換比率を１に固定する第２のモードとを有し、
前記電圧変換比率が１であっても前記第１及び第１の直流電圧の前記電圧比が前記予め定められた比率に制御できる場合には、前記電圧制御回路は、前記第２のモードで動作する、請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
前記複数の二次側直流端子にそれぞれ接続されて直流電力を供給される複数の負荷とを備え、
前記複数の負荷のうちの電力消費が最大である負荷が、前記第１の二次側直流端子と接続される、直流配電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置及び直流配電システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
多巻線変圧器の各巻線にブリッジ回路が接続された、ＤＣ／ＤＣ電力変換を行う電力コンバータが、特表２００８−５４３２７１号公報（特許文献１）に記載されている。特許文献１には、各ブリッジ回路が出力する矩形パルス波の正または負の部分の半周期電圧時間積分が等しくなるように制御することで、高効率化を実現するソフトスイッチングで動作する運転領域を広げることが提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特表２００８−５４３２７１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１に記載の電力コンバータでは、ソフトスイッチングの適用拡大による高効率化の一方で、一次側巻線から二次側巻線への送電電力が、各ブリッジ回路が出力する矩形パルス波間の位相差に加えて、矩形パルス波の正または負の部分の半周期電圧時間積分の影響を受けることから、電力制御が複雑化することが懸念される。【０００５】
本発明はこのような問題点を解決するためになされたものであり、複数の二次側巻線を有する多巻線変圧器によって複数の負荷へ直流電力を出力する電力変換装置において、制御を複雑化することなく、高効率化を図ることである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のある局面では、電力変換装置は、一次側巻線及び複数の二次側巻線を有する多巻線変圧器と、一次側直流端子と、複数の二次側直流端子と、一次側ブリッジ回路と、複数の二次側ブリッジ回路と、電圧制御回路とを備える。一次側直流端子には、直流電源からの直流電力が供給される。一次側ブリッジ回路は、一次側直流端子と一次側巻線との間に接続されて、直流交流電力変換を実行する。複数の二次側ブリッジ回路は、複数の二次側巻線と複数の二次側直流端子との間にそれぞれ接続されて、交流直流電力変換を実行する。複数の二次側直流端子は、第１の二次側直流端子と、第２の二次側直流端子とを有する。第１の二次側直流端子は、複数の二次側ブリッジ回路のうちの第１の二次側ブリッジ回路を介して、複数の二次側巻線のうちの第１の二次側巻線と電気的に接続される。第１の二次側直流端子は、複数の二次側ブリッジ回路のうちの第１の二次側ブリッジ回路を介して、複数の二次側巻線のうちの第１の二次側巻線と電気的に接続される。電圧制御回路は、一次側直流端子の第１の直流電圧及び第１の二次側直流端子の第２の直流電圧の少なくとも一方が変動しても、第１の直流電圧及び第２の直流電圧の電圧比を一次側巻線及び第１の二次側巻線の巻数比に従う予め定められた比率に維持するように、第１又は第２の直流電圧を可変制御する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、複数の二次側巻線を有する多巻線変圧器によって複数の負荷へ直流電力を出力する電力変換装置において、電圧制御回路によって、一次側直流端子の第１の直流電圧と、複数の二次側直流端子のうちの特定の二次側直流端子の第２の直流電圧との電圧比を、二次側巻線及び特定の二次側直施鎧子に対応する二次側巻線の巻数比に従う予め定められた比率に一定制御することにより、直流電源から複数の二次側直流端子への送電時に、電力損失が最小となる特定の二次側直流端子を設けることができる。従って、複数の負荷の間で消費電力に差異がある用途において、消費電力が最大の負荷の接続に適した当該特定の二次側直流端子を設けることにより、制御を複雑化することなく、高効率化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】実施の形態１に係る電力変換装置の構成の一例を示す回路図である。
【図２】図１に示されたスイッチングコンバータの構成例を説明する回路図である。
【図３】図１に示されたスイッチングコンバータの動作波形図である。
【図４】図１に示された多巻線変圧器の各巻線の交流電圧の波形図である。
【図５】第２直流端子の直流電圧と第２ブリッジ回路の電流との関係を説明するグラフである。
【図６】実施の形態１に係る電力変換装置におけるスイッチングコンバータの制御構成を説明する機能ブロック図である。
【図７】実施の形態２に係る電力変換装置の構成を説明する回路図である。
【図８】実施の形態２に係る電力変換装置における第３直流端子の直流電圧と第３ブリッジ回路の電流との関係を説明するグラフである。
【図９】実施の形態３に係る電力変換装置における第３ブリッジ回路の制御構成を説明する機能ブロック図である。
【図１０】実施の形態３に係る電力変換装置における変圧器の各巻線の交流電圧の波形図である。
【図１１】実施の形態３に係る電力変換装置における第３ブリッジ回路の電流波形図（パルス幅変調オフ時）である。
【図１２】実施の形態３に係る電力変換装置における第３ブリッジ回路の電流波形図（パルス幅変調オン時）である。
【図１３】実施の形態４に係る電力変換装置における第１及び第２ブリッジ回路の制御構成を説明する機能ブロック図である。
【図１４】実施の形態４に係る電力変換装置における変圧器の巻線の交流電圧の波形図である。
【図１５】実施の形態３及び４に係る電力変換装置におけるＰＷＭ制御のオンオフの制御処理を説明するフローチャートである。
【図１６】実施の形態５に係る電力変換装置におけるスイッチングコンバータのスルーモードでの動作を説明する回路図である。
【図１７】実施の形態５に係る電力変換装置におけるスイッチングコンバータの動作モードの制御処理を説明するフローチャートである。
【図１８】本実施の形態に係る電力変換装置におけるスイッチングコンバータの配置の変形例を説明する回路図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一又は相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。
【００１０】
実施の形態１．
実施の形態１では、３つの巻線を備えた多巻線変圧器と、３つの巻線にそれぞれ接続された３台のブリッジ回路とを備えたＤＣ／ＤＣ変換器を、本実施の形態に係る電力変換装置の一例として説明する。
【００１１】
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成の一例を示す回路図である。
図１を参照して、実施の形態１に係る電力変換装置１００は、第１直流端子１１、第２直流端子２１、及び、第３直流端子３１と、第１ブリッジ回路１２、第２ブリッジ回路２２、及び、第３ブリッジ回路３２とを備える。更に、電力変換装置１００は、第１交流端子１３、第２交流端子２３，及び、第３交流端子３３と、巻線４１〜４３を有する多巻線変圧器４０（以下、単に、変圧器４０とも称する）と、制御装置５０と、スイッチングコンバータ６０とを備える。
【００１２】
スイッチングコンバータ６０は、直流電源１０及び第１直流端子１１の間に接続される。スイッチングコンバータ６０から第１直流端子１１への入力電圧を以下では、直流電圧Ｖ１と称する。スイッチングコンバータ６０は、直流電源１０からの入力電圧Ｖｉｎと、直流電圧Ｖ１との間のＤＣ／ＤＣ変換を実行する。第１直流端子１１には、スイッチングコンバータ６０を介して、直流電源１０からの直流電力が供給される。
【００１３】
図２は、スイッチングコンバータの構成例を説明する回路図である。
図２を参照して、スイッチングコンバータ６０は、直流キャパシタＣｄｃ６、半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）Ｑ６１，Ｑ６２、及び、インダクタ６１を含む。図２の例では、スイッチングコンバータ６０は、いわゆる、双方向チョッパにより構成され、直流電源１０から第１直流端子１１の方向に送電する場合は昇圧チョッパとして動作する。
【００１４】
直流キャパシタＣｄｃ６は、直流電源１０に対して並列に接続される。スイッチング素子Ｑ６１及びＱ６２は、第１直流端子１１と接続された電力線ＰＬ０及びＮＬ０の間に、直列接続される。スイッチング素子Ｑ６１及びＱ６２の中間接続点は、インダクタ６１を経由して、直流電源１０の正極と接続される。尚、インダクタ６１は、直流電源１０及びスイッチング素子Ｑ６２によって形成されるループ内に介挿接続されていれば、電力線ＮＬ０側に接続されてもよい。スイッチング素子Ｑ６１及びＱ６２のオンオフ（スイッチング）は、制御装置５０からのゲート信号Ｓ６１及びＳ６２によって制御される。
【００１５】
図３は、スイッチングコンバータ６０の動作波形図である。
図３を参照して、スイッチング素子Ｑ６１及びＱ６２は、ゲート信号Ｓ６１及びＳ６２の論理ローレベル（以下、「Ｌレベル」とも称する）期間でオフする一方で、論理ハイレベル（以下、「Ｈレベル」とも称する）期間でオンする。ゲート信号Ｓ６１，Ｓ６２により、スイッチング素子Ｑ６１及びＱ６２は、一定のスイッチング周期内で相補的にオンオフするように制御される。
【００１６】
一般的に、スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ６２のオン期間の比率であるデューティ比ＤＴを用いると、昇圧チョッパの入力電圧に対する出力電圧の比（電圧変換比率）Ｋｖ＝１／（１−ＤＴ）であることが公知である。図３では、スイッチングコンバータ６０の入力電圧は、直流電源１０からの入力電圧Ｖｉｎであり、スイッチングコンバータ６０の出力電圧は、直流電圧Ｖ１である。このため、直流電圧Ｖ１の電圧指令値Ｖ１＊と、入力電圧Ｖｉｎとの間の電圧変換比率である、Ｖ１＊／Ｖｉｎ＝１／（１−ＤＴ＊）となるように、デューティ指令値ＤＴ＊を算出することができる。
【００１７】
図３に示されるように、例えば、一定周波数の搬送波ＣＷと、デューティ指令値ＤＴ＊との電圧比較に従うパルス幅変調（ＰＷＭ）制御によって、スイッチングコンバータ６０は制御される。搬送波ＣＷは、デューティ比０〜１．０に対応する電圧範囲内で、一定周期で電圧が変化する周期信号（三角波又はのこぎり波等）で構成される。
【００１８】
搬送波ＣＷの電圧がデューティ指令値ＤＴ＊よりも高い期間では、スイッチング素子Ｑ６１がオンする一方でスイッチング素子Ｑ６２がオフされる。一方で、デューティ指令値ＤＴ＊が搬送波ＣＷの電圧よりも高い期間では、スイッチング素子Ｑ６２がオンする一方でスイッチング素子Ｑ６１がオフされる。これにより、デューティ指令値ＤＴ＊が高い程、スイッチング素子Ｑ６２のオン期間の比率、即ち、デューティ比ＤＴが上昇することにより、直流電圧Ｖ１が上昇する。このように、第１直流端子１１の直流電圧Ｖ１は、スイッチングコンバータ６０により、Ｖ１≧Ｖｉｎの範囲内（Ｋｖ≧１．０）で可変制御することができる。
【００１９】
再び図１を参照して、第１ブリッジ回路１２は、直流キャパシタＣｄｃ１と、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４とを有する。直流キャパシタＣｄｃ１は、第１直流端子１１の正極側と接続された電力線ＰＬ１と、第１直流端子１１の負極側と接続された電力線ＮＬ１との間に接続される。即ち、直流キャパシタＣｄｃ１は、第１直流端子１１と並列接続される。
【００２０】
スイッチング素子Ｑ１１及びＱ１２は、電力線ＰＬ１及びＮＬ１の間に直列接続されて、スイッチングレグを構成する。スイッチング素子Ｑ１３及びＱ１４は、スイッチング素子Ｑ１１及びＱ１２に対して並列に、電力線ＰＬ１及びＮＬ１の間に直列接続されて、別個のスイッチングレグを構成する。スイッチング素子Ｑ１１及びＱ１２の中間接続点と、スイッチング素子Ｑ１３及びＱ１４の中間接続点とは、巻線４１と接続された第１交流端子１３と接続される。
【００２１】
第２ブリッジ回路２２は、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４と、直流キャパシタＣｄｃ２とを有する。スイッチング素子Ｑ２１及びＱ２２は、第２直流端子２１の正極側と接続された電力線ＰＬ２と、第２直流端子２１の負極側と接続された電力線ＮＬ２との間に直列接続されてスイッチングレグを構成する。スイッチング素子Ｑ２３及びＱ２４は、スイッチング素子Ｑ２１及びＱ２２に対して並列に、電力線ＰＬ２及びＮＬ２の間に直列接続されて、別個のスイッチングレグを構成する。スイッチング素子Ｑ２１及びＱ２２の中間接続点と、スイッチング素子Ｑ２３及びＱ２４の中間接続点とは、巻線４２と接続された第２交流端子２３と接続される。直流キャパシタＣｄｃ２は、電力線ＰＬ２及びＮＬ２の間に接続されて、第２直流端子２１に対して並列に接続される。
【００２２】
第２直流端子２１には、負荷２０が接続される。これにより、負荷２０に対して、直流電力を供給することができる。以下では、第２直流端子２１からの出力電圧を、以下では、直流電圧Ｖ２とも称する。直流電圧Ｖ２は、第２直流端子２１からの定格出力電圧に対して、負荷２０への消費電力等に応じて変動する。
【００２３】
第３ブリッジ回路３２は、スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４と、直流キャパシタＣｄｃ３とを有する。スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４及び直流キャパシタＣｄｃ３と、第３直流端子３１の正極側と接続された電力線ＰＬ３及び第３直流端子３１の負極側と接続された電力線ＮＬ３との接続関係は、第２ブリッジ回路２２でのスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４及び直流キャパシタＣｄｃ２と、電力線ＰＬ２，ＮＬ２との接続関係と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。第３ブリッジ回路３２では、スイッチング素子Ｑ３１及びＱ３２の中間接続点と、スイッチング素子Ｑ３３及びＱ３４の中間接続点とは、巻線４３と接続された第３交流端子３３と接続される。
【００２４】
第３直流端子３１には、負荷３０が接続される。これにより、負荷３０に対して、直流電力を供給することができる。以下では、第３直流端子３１からの出力電圧を、以下では、直流電圧Ｖ３とも称する。直流電圧Ｖ３は、第３直流端子３１からの定格出力電圧に対して、負荷３０への消費電力等に応じて変動する。
【００２５】
以下では、変圧器４０において、巻線４１を一次側巻線４１とも称し、巻線４２，４３を二次側巻線４２，４３とも称する。又、第１直流端子１１を、一次側直流端子１１とも称する。又、第２直流端子２１及び第３直流端子３１を、二次側直流端子２１，３１とも称する。更に、第１ブリッジ回路１２を、一次側ブリッジ回路１２とも称する。又、第２ブリッジ回路２２及び第３ブリッジ回路３２を、二次側ブリッジ回路２２，３２とも称する。本実施の形態では、第２直流端子２１及び第３直流端子３１による複数の二次側直流端子に複数の負荷２０，３０が接続されることで、電力変換装置１００を用いて複数の負荷２０，３０へ直流電力を供給する、直流配電システムを構成することができる。
【００２６】
本実施の形態において、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３４，Ｑ６１，Ｑ６２には、例えば、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal  Oxide  Semiconductor  Field  Effect  Transistor）等の自己消孤機能を有した半導体スイッチング素子を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３４，Ｑ６１，Ｑ６２の各々は、電流容量に応じて、複数の半導体スイッチング素子を並列に組み合わせて使用することも可能である。
【００２７】
制御装置５０は、代表的には、マイクロコンピュータによって構成されて、内蔵した電子回路（図示せず）によるハードウェア処理、及び、図示しないＣＰＵ（Central  Processing  Unit）がインストールされたプログラムを実行することによるソフトウェア処理によって、電力変換装置１００の動作を制御する。具体的には、制御装置５０は、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフを制御するゲート信号Ｓ１１〜Ｓ１４、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のオンオフを制御するゲート信号Ｓ２１〜Ｓ２４、スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４のオンオフを制御するゲート信号Ｓ３１〜Ｓ３４、及び、スイッチング素子Ｑ６１，Ｑ６２のオンオフを制御するゲート信号Ｓ６１，Ｓ６２を生成することで、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３４，Ｑ６１，Ｑ６２のスイッチング（オンオフ）を制御する。
【００２８】
第１ブリッジ回路１２は、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のスイッチング制御により、第１直流端子１１の直流電圧Ｖ１と、第１交流端子１３の交流電圧ＶＴ１との間で、双方向のＤＣ／ＡＣ電力変換を実行する。
【００２９】
第２ブリッジ回路２２は、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のスイッチング制御により、第２交流端子２３の交流電圧ＶＴ２と、第２直流端子２１の直流電圧Ｖ２との間で、双方向のＡＣ／ＤＣ電力変換を実行する。同様に、第３ブリッジ回路３２は、スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４のスイッチング制御により、第３交流端子３３の交流電圧ＶＴ３と、第３直流端子３１の直流電圧Ｖ３との間で、双方向のＡＣ／ＤＣ電力変換を実行する。尚、交流電圧ＶＴ１〜ＶＴ３は、巻線４１〜４３の印加電圧に相当する。
【００３０】
このように、電力変換装置１００は、スイッチングコンバータ６０によって制御された直流電圧Ｖ１を、第１ブリッジ回路１２、変圧器４０，及び、第２ブリッジ回路２２によって、直流電圧Ｖ２へ変換するＤＣ／ＤＣ電力変換と、直流電源１０からの直流電圧Ｖ１を、第１ブリッジ回路１２、変圧器４０，及び、第３ブリッジ回路３２によって、直流電圧Ｖ３へ変換するＤＣ／ＤＣ電力変換とを並列に実行することで、負荷２０及び３０に対して、異なる電圧レベルの直流電力を供給することができる。
【００３１】
第１ブリッジ回路１２〜第３ブリッジ回路３２のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３４のオンオフには、第１ブリッジ回路１２〜第３ブリッジ回路３２の各々と変圧器４０との間に存在するインダクタンス要素、又は、変圧器４０の漏れインダクタンスを利用して、ソフトスイッチングの一例であるゼロ電圧スイッチングを適用することが可能となる。ソフトスイッチングの適用により、スイッチング損失の低減、及び、高周波化による変圧器４０の小型化が可能となる。
【００３２】
尚、変圧器４０を小型化するためにスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３４の動作周波数を高周波化（例えば６１Ｈｚ以上）した場合には、変圧器４０での損失（鉄損）が増加するが、アモルファス（非晶質）材、珪素の含有量が６．５％の珪素鋼板、又は、板厚が０．１ｍｍ程度の珪素鋼板を鉄心材料とすることで、高周波化による損失増加の抑制が可能である。
【００３３】
又、直流キャパシタＣｄｃ１，Ｃｄｃ２，Ｃｄｃ３，Ｃｄｃ６には、電解コンデンサやフィルムコンデンサ等を適用することができる。直流キャパシタＣｄｃ１，Ｃｄｃ２，Ｃｄｃ３，Ｃｄｃ６には高周波の電流が流れるが、フィルムコンデンサの適用は、高周波の電流による劣化を抑制することで長寿命化を図ることができる。
【００３４】
図４は、変圧器４０の巻線４１〜４３の交流電圧ＶＴ１〜ＶＴ３の波形図である。
図４を参照して、交流電圧ＶＴ１は、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のスイッチング制御による、直流電圧Ｖ１を振幅とする矩形パルス電圧である。同様に、交流電圧ＶＴ２は、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のスイッチング制御による、直流電圧Ｖ２を振幅とする矩形パルス電圧である。交流電圧ＶＴ３は、スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４のスイッチング制御による、直流電圧Ｖ３を振幅とする矩形パルス電圧である。交流電圧ＶＴ１〜ＶＴ３は、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３４の動作周波数（スイッチング周波数）に相当する共通の周波数を有する。
【００３５】
ゲート信号Ｓ１１〜Ｓ１４及びゲート信号Ｓ２１〜Ｓ２４の間の調整により、第１ブリッジ回路１２が出力する交流電圧ＶＴ１と、第２ブリッジ回路２２が出力する交流電圧ＶＴ２との間に、位相差φ１２を設けることが可能である。同様に、ゲート信号Ｓ１１〜Ｓ１４及びゲート信号Ｓ３１〜Ｓ３４の調整により、第１ブリッジ回路１２が出力する交流電圧ＶＴ１と、第３ブリッジ回路３２が出力する交流電圧ＶＴ３との間に、位相差φ１３を設けることが可能である。
【００３６】
この結果、第２ブリッジ回路２２が出力する交流電圧ＶＴ２と、第３ブリッジ回路３２が出力する交流電圧ＶＴ３との間には、位相差（φ１３−φ１２）が発生することになる。電力変換装置１００では、各位相差を制御することで、負荷２０及び３０への送電電力が制御される。この場合、第１ブリッジ回路１２からの出力電力Ｐ１は、下記の式（１）で示される。
【００３７】
Ｐ１＝Ｖ１・Ｖ２／Ｋ12・φ１２・（１−φ１２／π）＋Ｖ１・Ｖ３／Ｋ13・φ１３・（１−φ１３／π）    …（１）
尚、式（１）中の定数Ｋ12及びＫ13は、各スイッチング素子の動作周波数ｆｓ、巻線４１及び４２の間の漏れインダクタンスＬＳ１２、並びに、巻線４１及び４３の間の漏れインダクタンスＬＳ１３を用いて、下記で示される。
【００３８】
Ｋ12＝２π・ｆｓ・ＬＳ１２
Ｋ13＝２π・ｆｓ・ＬＳ１３
一方で、第１ブリッジ回路１２からの第２ブリッジ回路２２の受電電力Ｐ１２は、下記の式（２）で示される。
【００３９】
Ｐ１２＝Ｖ１・Ｖ２／Ｋ12・φ１２・（１−φ１２／π）    …（２）
同様に、第１ブリッジ回路１２からの第３ブリッジ回路３２の受電電力Ｐ１３は、下記の式（３）で示される。
【００４０】
Ｐ１３＝Ｖ１・Ｖ３／Ｋ13・φ１３・（１−φ１３／π）    …（３）
電力変換装置１００では、位相差が進んでいる側から位相差が遅れている側に送電される。図４の場合では、交流電圧ＶＴ１の位相を、交流電圧ＶＴ２及び交流電圧ＶＴ３の位相に対して進めることにより、一次側ブリッジ回路（電源側）１２から二次側ブリッジ回路（負荷側）２２，３２の各々に送電されている。
【００４１】
さらに、交流電圧ＶＴ２及びＶＴ３の間に発生する位相差により、第２ブリッジ回路２２及び第３ブリッジ回路３２の間でも送電及び受電が発生する。例えば、交流電圧ＶＴ２の位相が交流電圧ＶＴ３に対して進むことにより、第２ブリッジ回路２２から第３ブリッジ回路３２への送電電力Ｐ２３が発生する。送電電力Ｐ２３は、下記の式（４）で示される。
【００４２】
Ｐ２３＝Ｖ２・Ｖ３／Ｋ23・（φ１３−φ１２）・（１−（φ１３−φ１２）／π）    …（４）
式（４）中の定数Ｋ23は、各スイッチング素子の動作周波数ｆｓ、巻線４２及び４３の間の漏れインダクタンスＬＳ２３を用いて、下記で示される。
【００４３】
Ｋ23＝２π・ｆｓ・ＬＳ２３
従って、第２直流端子２１から負荷２０への出力電力Ｐ２、及び、第３直流端子３１から負荷３０への出力電力Ｐ３は、下記の式（５）及び式（６）で示される。
【００４４】
Ｐ２＝Ｐ１２−Ｐ２３    …（５）
Ｐ３＝Ｐ１３＋Ｐ２３    …（６）
更に、実施の形態１に係る電力変換装置１００において、第２直流端子２１と接続された最大負荷２０への送電に伴う、第１ブリッジ回路１２内の交流電流ＩＬ１２の最大値ＩＬ112pは、下記の式（７）で表すことができる。
【００４５】
ＩＬ12P＝ＩＬ120＋Ａ12・φ１２    …（７）
但し、式（７）中における、Ａ12は、式（１）と共通のＫ12を用いて、Ａ12＝（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｋ12で示される。又、ＩＬ120は、Ｂ12＝（Ｖ１−Ｖ２）／Ｋ12をさらに用いて、下記の式（８）で示される。
【００４６】
ＩＬ120＝（１／２）・｛（Ａ12−Ｂ12）・φ１２＋Ｂ12・π｝    …（８）
同様に、第３直流端子３１と接続された負荷３０への送電に伴う、第１ブリッジ回路１２内の交流電流ＩＬ１３の最大値ＩＬ13Pは、下記の式（９）で表すことができる。
【００４７】
ＩＬ13P=ＩＬ130＋Ａ13・φ１３    …（９）
式（９）中における、Ａ13は、式（１）と共通のＫ13を用いて、Ａ13＝（Ｖ１＋Ｖ３）／Ｋ13で示される。又、ＩＬ130は、Ｂ13＝（Ｖ１−Ｖ３）／Ｋ13をさらに用いて、下記の式（１０）で示される。
【００４８】
ＩＬ130＝（１／２）・｛（Ａ13−Ｂ13）・φ１３＋Ｂ13・π｝    …（１０）
又、負荷側の第２ブリッジ回路２２における電流実効値ＩＬ12rmsは、位相差φ１２の三次関数として、下記の式（１１）で表すことができる。
【００４９】
ＩＬ12rms＝√｛Ｃ3・φ１２3＋Ｃ2・φ１２2＋Ｃ1・φ１２＋Ｃ0）／π｝  …（１１）
但し、式（１１）中における係数Ｃ3〜Ｃ1及び定数Ｃ0は、式（７），（８）と共通のＩＬ12P，ＩＬ120，Ａ12，Ｂ12）を用いて、下記で示される。
【００５０】
Ｃ３＝（Ａ122−Ｂ122）／３
Ｃ2＝Ａ12・ＩＬ120＋Ｂ122・π＋Ｂ12・ＩＬ12P
Ｃ1＝ＩＬ1202＋Ｂ122・π2−２Ｂ12・ＩＬ12P・π−ＩＬ12P2
Ｃ0＝Ｂ122・π3／３＋Ｂ12・ＩＬ12P・π2
同様に、負荷側の第３ブリッジ回路３２における電流実効値ＩＬ13rmsは、位相差φ１３の三次関数として、下記の式（１２）で表すことができる。
【００５１】
ＩＬ13rms＝√｛Ｄ3・φ１３3＋Ｄ2・φ１３2＋Ｄ1・φ１３＋Ｄ0）／π｝  …（１２）
但し、式（１２）中における係数Ｄ3〜Ｄ1及び定数Ｄ0は、式（９），（１０）と共通のＩＬ13P，ＩＬ130，Ａ13，Ｂ13を用いて、下記で示される。
【００５２】
Ｄ3＝（Ａ132−Ｂ132）／３
Ｄ2＝Ａ13・ＩＬ130＋Ｂ132・π＋Ｂ13・ＩＬ13P
Ｄ1＝ＩＬ1302＋Ｂ132・π2−２Ｂ13・ＩＬ13P・π−ＩＬ13P2
Ｄ0＝Ｂ132・π3／３＋Ｂ13・ＩＬ13P・π2
尚、上記の式（７）〜（１２）において、Ａ12、Ｂ12、Ａ13、及び、Ｂ13の算出に用いられる直流電圧Ｖ２及び直流電圧Ｖ３は、一次側巻線４１及び二次側巻線４２，４３の巻数比を考慮して、一次側巻線４１から見た電圧である。例えば、一次側巻線４１の巻数Ｎ４１と、二次側巻線４２の巻数Ｎ４２との比が、Ｎ４１：Ｎ４２＝ｋ：１であるとき、一次側巻線４１から見た直流電圧Ｖ２は、実際の直流電圧Ｖ２及び巻数比ｋを乗算した値（Ｖ２・ｋ）に相当する。同様に、一次側巻線４１の巻数Ｎ４１と、二次側巻線４３の巻数Ｎ４３との比が、Ｎ４１：Ｎ４３＝ｍ：１であるとき、一次側巻線４１から見た直流電圧Ｖ３は、実際の直流電圧Ｖ３及び巻数比ｍを乗算した値（Ｖ３・ｍ）に相当する。
【００５３】
図５には、第２直流端子２１の直流電圧Ｖ２と第２ブリッジ回路２２の電流との関係を説明するグラフが示される。図５の縦軸には、式（１１）に示した第２ブリッジ回路２２における電流実効値ＩＬ12rmsが示される。
【００５４】
一方で、図５の横軸には、一次側巻線４１から見た直流電圧Ｖ２が直流電圧Ｖ１を基準とする（ｐｕ）で示される。即ち、図５において、Ｖ２＝１（ｐｕ）は、一次側巻線４１から見た直流電圧Ｖ２が直流電圧Ｖ１と等しいことを示している。図５では、Ｖ２＜１（ｐｕ）の範囲について、式（１１）から得られた値をプロットすることで、電流実効値ＩＬ12rmsの特性が示される。
【００５５】
図５から理解されるように、直流電圧Ｖ１に対して一次側巻線４１から見た直流電圧Ｖ２が低下するほど、言い換えると、直流電圧Ｖ１及び一次側巻線４１から見た直流電圧Ｖ２の電圧差が大きくなる程、電流実効値ＩＬ12rmsが大きくなる。電流実効値が増加すると、電力損失の増大によって電力変換装置１００の効率が低下する。又、素子容量の増大によって、機器コストが上昇することも懸念される。
【００５６】
尚、式（１１）及び式（１２）の比較から理解されるように、横軸を、一次側巻線４１から見た直流電圧Ｖ３としても、第３ブリッジ回路３２の電流実効値ＩＬ13rmsは、図５の電流実効値ＩＬ12rmsと同様の特性を示す。即ち、直流電圧Ｖ１と、一次側巻線４１から見た直流電圧Ｖ３との電圧差が大きくなる程、電流実効値ＩＬ13rmsが大きくなる。
【００５７】
特に、直流電源１０が、太陽光発電等の再生可能エネルギーによって発電する場合には、入力電圧Ｖｉｎの変動が比較的大きくなることが予想される。従って、入力電圧Ｖｉｎに従って第１直流端子１１の直流電圧Ｖ１が変動すると、Ｂ12及びＢ13が大きくなることによって、第２ブリッジ回路２２の電流実効値ＩＬ12rms、及び、第３ブリッジ回路３２の電流実効値ＩＬ13rmsが増大するため、電力変換装置１００の効率低下、又は、機器コストの上昇が懸念される。
【００５８】
実施の形態１に係る電力変換装置１００では、スイッチングコンバータ６０を配置しているので、直流電源１０からの入力電圧Ｖｉｎが変動しても、第１直流端子１１の直流電圧Ｖ１を可変制御することができる。従って、複数の二次側直流端子（第２直流端子２１及び第３直流端子３１）のいずれか１つの二次側直流端子の直流流電圧と直流電圧Ｖ１との電圧比が一定となるように、スイッチングコンバータ６０を制御することができる。以下では、第２直流端子２１の直流電圧Ｖ２と、直流電圧Ｖ１との電圧比が一定になるように、スイッチングコンバータ６０が直流電圧Ｖ１を可変制御する例を説明する。
【００５９】
図６は、実施の形態１に係る電力変換装置１００におけるスイッチングコンバータ６０の制御構成を説明する機能ブロック図である。図６に示した構成の各ブロックの機能は、制御装置５０でのハードウェア処理及びソフトウェア処理の少なくとも一方によって実現することができる。
【００６０】
図６を参照して、制御装置５０は、スイッチングコンバータ６０の制御部６００を含む。制御部６００は、スイッチングコンバータ６０のスイッチング素子Ｑ６１，Ｑ６２のゲート信号Ｓ６１，Ｓ６２を生成する。
【００６１】
指令値演算部６０２は、第１直流端子１１の直流電圧Ｖ１の検出値と、第２直流端子２１の直流電圧Ｖ２の検出値とから、デューティ指令値ＤＴ＊を生成する。デューティ指令値ＤＴ＊は、Ｂ12＝０とするために、直流電圧Ｖ１を、一次側巻線４１から見た直流電圧Ｖ２（Ｖ２・ｋ）と同等に制御するように（Ｖ１＝Ｖ２・ｋ）演算される。ＰＷＭ信号生成部６０３は、図３で説明したＰＷＭ制御によって、デューティ指令値ＤＴ＊に基づく、ゲート信号Ｓ６１，Ｓ６２を生成する。
【００６２】
指令値演算部６０２は、例えば、直流電圧Ｖ２の検出値と、一次側巻線４１及び二次側巻線４２の巻数比ｋとを乗算することによって、電圧指令値Ｖ１＊を生成するとともに（Ｖ１＊＝Ｖ２・ｋ）、当該電圧指令値Ｖ１＊に対する直流電圧Ｖ１の偏差ΔＶ１に基づくフィードバック演算によって、デューティ指令値ＤＴ＊を演算することができる。
【００６３】
或いは、入力電圧Ｖｉｎの変動を反映するためのフィードフォワード制御として、上述した昇圧コンバータでの電圧変換比Ｋｖを示す、Ｖ１＊／Ｖｉｎ＝１／（１−ＤＴ＊）に対して、入力電圧Ｖｉｎの検出値、及び、上記Ｖ１＊＝Ｖ２／ｋを入力して、デューティ指令値ＤＴ＊を演算することも可能である。或いは、上記フィードバック制御及びフィードフォワード制御の組み合わせによって、デューティ指令値ＤＴ＊を演算することも可能である。
【００６４】
この結果、負荷２０等の影響により直流電圧Ｖ２が変動しても、或いは、これに加えて直流電源１０からの入力電圧Ｖｉｎが変動しても、（Ｖ２／Ｖ１）＝ｋを維持することができる。この結果、Ｂ12＝０の維持により、第２ブリッジ回路２２の交流電流ＩＬ１２の実効値ＩＬ12rms及び最大値ＩＬ12pの増加を抑制することができる。このため、電力変換装置１００では、直流電源１０から第２直流端子２１に接続された負荷２０に対して、高効率での送電が可能となる。
【００６５】
このため、電力変換装置１００によって電力定格が異なる複数の負荷に対して送電する場合には、負荷２０として、電力定格が大きい負荷（例えば、空調機又はエレベータ等）を第２直流端子２１に接続する一方で、負荷３０としては、電力定格が小さい負荷（例えば、照明機器等）を第３直流端子３１に接続することができる。これにより、消費電力が大きい負荷２０に対して、高効率で送電することができる。また、定格電力に代えて、消費電力の最大値又は平均値に基づいて、負荷２０を選定することも可能である。
【００６６】
これに対して、Ｂ12＝０の維持を優先して直流電圧Ｖ１を制御することにより、直流電源１０から第３直流端子３１に接続された負荷３０への送電は、負荷２０への送電と比較すると効率が低くなることが懸念される。しかしながら、消費電力が大きい負荷２０への送電を高効率化することで、負荷２０及び負荷３０への合計の送電電力に対する損失電力の割合は、直流電圧Ｖ１を制御しないケースよりも低くなることが期待できる。この結果、複数の負荷のうちの消費電力が最大である負荷（以下、最大負荷とも称する）を、負荷２０として第２直流端子２１に接続することで、電力変換装置１００全体での効率を向上することができる。
【００６７】
このように、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、スイッチングコンバータ６０の配置によって、直流電圧Ｖ１及びＶ２の電圧比を一定に制御することによって、消費電力が大きい負荷（最大負荷）の接続に適した特定の二次側直流端子を形成することで、電力損失の低減を図ることが可能となる。この結果、多巻線変圧器及びブリッジ回路を含む電力変換装置において、各ブリッジ回路での制御を複雑化することなく、高効率化を図ることができる。
【００６８】
又、直流電源１０からの入力電圧Ｖｉｎの変動の影響を考慮して、各ブリッジ回路１２，２２，３２に関する機器の容量にマージンを過度に設ける必要がなくなるため、コストの増加についても抑制することができる。
【００６９】
実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１の構成において、さらに高効率化するための多巻線変圧器４０の巻数比の設定について説明する。
【００７０】
尚、実施の形態２では、二次側（負荷側）の第２直流端子２１及び第３直流端子３１の間で定格出力電圧が異なり、負荷２０及び３０に対しては、異なる直流電圧が供給されるものとする。これに対して、実施の形態１では、二次側（負荷側）の第２直流端子２１及び第３直流端子３１の定格出力電圧は同じであっても、異なっていてもよい。
【００７１】
実施の形態２に係る電力変換装置では、直流電圧Ｖ１の公称値（即ち、直流電源１０の定格出力電圧）は、最大負荷と接続される第２直流端子２１の定格出力電圧（即ち、直流電圧Ｖ２の公称値）と同等に設定される。更に、以下では、第３直流端子３１の定格出力電圧（即ち、直流電圧Ｖ３の公称値）は、電圧Ｖ１及びＶ２よりも低いものとする。
【００７２】
図７は、実施の形態２に係る電力変換装置１０１の構成を説明する回路図である。
図７を参照して、実施の形態２では、実施の形態２と比較して、変圧器４０の巻線４１〜４３の間の巻数比が、二次側（負荷側）の第２直流端子２１及び第３直流端子３１の定格出力電圧の比を反映して定められる点で異なる。変圧器４０における巻数比以外は、図１で説明した構成と同様である。
【００７３】
スイッチングコンバータ６０によって、直流電圧Ｖ１を直流電圧Ｖ２と同等、即ち、１：１に制御することで、一次側巻線４１の巻数Ｎ４１と、二次側巻線４２の巻数Ｎ４２とを同等、即ち、Ｎ４１：Ｎ４２＝１：１とすることができる。このようにすると、一次側巻線４１の交流電圧ＶＴ１及び二次側巻線４２の交流電圧ＶＴ２の間で、最大値および実効値が同一となるので、第１ブリッジ回路１２及び第２ブリッジ回路２２については、同一の部品を用いて設計を共通化することが可能となる。これにより、設計コストを抑制することが可能となる。
【００７４】
一方で、二次側巻線４２及び二次側巻線４３の巻数比ｎは、第２直流端子２１（負荷２０）の定格出力電圧、及び、第３直流端子３１（負荷３０）の定格出力電圧の比に従って決定する。例えば、直流電圧Ｖ２の定格が６００（Ｖ）であり、直流電圧Ｖ３の定格が２００（Ｖ）のとき、ｎ＝３である。
【００７５】
この結果、一次側巻線４１の巻数Ｎ４１と、二次側巻線４２の巻数Ｎ４２と、二次側巻線４３の巻数Ｎ４３との間には、Ｎ４１：Ｎ４２：Ｎ４３＝ｎ：ｎ：１の関係が成立する。即ち、一次側巻線４１及び二次側巻線４２の巻数比（ｎ：ｎ）は、一次側巻線４１及び二次側巻線４３の巻数比（ｎ：１）よりも１に近くなる。又、一次側巻線４１及び二次側巻線４３の間の巻数比についても、二次側巻線４２及び４３の巻数比と同じくｎとなる（実施の形態１でのｍ＝ｎ）。
【００７６】
図８は、実施の形態２に係る電力変換装置１０１における第３直流端子３１の直流電圧Ｖ３と、第３ブリッジ回路３２の電流との関係を説明するグラフである。
【００７７】
図８の横軸には、一次側巻線４１から見た直流電圧Ｖ３が直流電圧Ｖ１を基準とする（ｐｕ）で示される。即ち、図８において、Ｖ３＝１（ｐｕ）は、一次側巻線４１から見た直流電圧Ｖ３（ここでは、Ｖ３・ｎ）が直流電圧Ｖ１と等しいことを示している。図８では、Ｖ３＜１（ｐｕ）の範囲について、式（１２）から得られた値をプロットすることで、電流実効値ＩＬ13rmsの特性が示される。
【００７８】
符号３０２には、変圧器４０での巻数比がＮ４１：Ｎ４２：Ｎ４３＝１：１：１のときの、直流電圧Ｖ３に対する第３ブリッジ回路３２の電流実効値ＩＬ13rmsのカーブが符号３０２で示される。
【００７９】
これに対して、実施の形態２において、変圧器４０での巻数比をＮ４１：Ｎ４２：Ｎ４３＝ｎ：ｎ：１とすると、式（１２）で用いられるＡ13及びＢ13は、巻数比ｎを用いて一次側巻線４１から見た直流電圧Ｖ３を表記すると、下記に示すように表記される。
【００８０】
Ａ13＝（Ｖ１＋ｎ・Ｖ３）／Ｋ13
Ｂ13＝（Ｖ１−ｎ・Ｖ３）／Ｋ13
実施の形態２では、上述の巻線比ｎを用いて、Ｖ１＝Ｖ２の前提の下、Ｖ２／Ｖ３＝Ｖ１／Ｖ３＝ｎから、Ｖ１＝Ｖ３・ｎと表記できるので、（Ｖ１−ｎ・Ｖ３）＝０となって、Ｂ13＝０が成立する。
【００８１】
この結果、式（１２）中の係数Ｄ3〜Ｄ1及び定数Ｄ0の値が、Ｂ13＝０の効果によって小さくなる。Ａ１３が巻数ｎによって増加するが、Ｂ13＝０の効果によって、式（１０）に示すＩＬ130も小さくなるため、電流最大値ＩＬ13pが減少することで、式（１２）中の係数Ｄ3〜Ｄ1及び定数Ｄ0の値が小さくなるため、電流値としては減少することになる。このときの、直流電圧Ｖ３に対する第３ブリッジ回路３２の電流実効値ＩＬ13rmsのカーブが、図８中に符号３０１で示される。符号３０１のカーブ及び符号３０２のカーブの比較から理解されるように、実施の形態２では、第３ブリッジ回路３２での電流実効値ＩＬ13rms、及び、電流最大値ＩＬ13Pが抑制される。
【００８２】
これにより、実施の形態１での効果に加えて、第３ブリッジ回路３２による負荷３０への送電における電力損失が減少することにより、電力変換装置１０１を高効率化することができる。又、第３ブリッジ回路３２に関連する素子容量の抑制によって、機器コストを抑制することも可能となる。
【００８３】
実施の形態３．
実施の形態２では、変圧器４０での巻数比をＮ４１：Ｎ４２：Ｎ４３＝ｎ：ｎ：１としてＢ13＝０とすることで、最大負荷とは異なる負荷３０と接続される第３ブリッジ回路３２における電流を抑制して、電力変換装置を高効率化した。
【００８４】
しかしながら、巻数比ｎは、直流電圧Ｖ２，Ｖ３の定格出力電圧（公称値）の比に従って定められる。一方で、直流電圧Ｖ１は、スイッチングコンバータ６０によって、直流電圧Ｖ２との電圧比が一定となるように（実施の形態２では、１：１）制御される。又、直流電圧Ｖ３も、負荷３０等の影響によって変動することが懸念される。
【００８５】
これらの要因により、（Ｖ１−ｎ・Ｖ３）＝０が成立しなくなると、Ｂ13≠０となることで、第３ブリッジ回路３２における電流が増加して、電力損失が増大することが懸念される。従って、実施の形態３では、実施の形態１又は２の構成において、第３ブリッジ回路３２に対してＰＷＭ制御を適用することで、第３ブリッジ回路３２における電流実効値及び電流最大値を抑制する。
【００８６】
図９は、実施の形態３に係る電力変換装置における第３ブリッジ回路３２の制御構成を説明する機能ブロック図である。図９に示した構成の各ブロックの機能は、制御装置５０でのハードウェア処理及びソフトウェア処理の少なくとも一方によって実現することができる。
【００８７】
図９を参照して、制御装置５０は、第３ブリッジ回路３２の制御部５３０を含む。制御部５３０は、第３ブリッジ回路３２のＰＷＭ制御信号Ｓ３を生成する。スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４のゲート信号Ｓ３１〜Ｓ３４は、ＰＷＭ制御信号Ｓ３に基づいて生成される。例えば、ゲート信号Ｓ３１，Ｓ３４は、制御信号Ｓ３と同相の信号であり、ゲート信号Ｓ３２，Ｓ３３は、制御信号Ｓ３を反転した逆相の信号である。更に、ゲート信号Ｓ３１，Ｓ３４及びＳ３２，Ｓ３３の間には、スイッチング素子Ｑ３１及びＱ３２の両方をオフするためのデッドタイムが設けられることが一般的である。
【００８８】
制御部５３０は、位相差演算部５３１と、変調波生成部５３２と、変調率演算部５３３と、乗算部５３４と、ＰＷＭ信号生成部５３５とを有する。尚、実施の形態３においても、実施の形態２で説明したように、直流電源１０からの直流電圧Ｖ１の公称値、即ち、直流電源１０の定格出力電圧は、第２直流端子２１の定格出力電圧（即ち、最大負荷２０の入力電圧の公称値）と同等に設定されていることを前提とする（理想的にはＶ１＝Ｖ２）。
【００８９】
位相差演算部５３１は、第３直流端子３１から負荷３０への送電電力の電力指令値Ｐ３ｒｅｆに基づき、交流電圧ＶＴ１と交流電圧ＶＴ３の間の位相差φ１３（図４）を演算する。
【００９０】
変調波生成部５３２は、位相差φ１３に基づく変調波を生成する。尚、当該変調波は、図４の交流電圧ＶＴ１に対して、位相差φ１３を有する、５０（％）デューティの矩形波電圧とされ、ＰＷＭ信号生成部５３５で用いられる搬送波と同一の振幅を有する。尚、一般的には、正弦波ＰＷＭでは、変調波の周波数は、商用系統と同等の５０（Ｈｚ）、又は、６０（Ｈｚ）とされるが、実施の形態３では、変調波の周波数は、ＰＷＭ制御が非適用とされる第２ブリッジ回路２２および第１ブリッジ回路１２の各半導体スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ２４のスイッチング周波数と同一となる。
【００９１】
変調率演算部５３３は、第１直流端子１１の直流電圧Ｖ１の検出値と、第３直流端子３１の直流電圧Ｖ３の検出値とから、上述した巻数比ｎを用いて、下記の式（１３）を用いて変調率Ｋを演算する。変調率Ｋは、Ｋ≦１の範囲に制限して算出することができる。即ち、Ｖ１＞（ｎ／Ｖ３）のとき、変調率演算部５３３は、固定的にＫ＝１を出力することができる。
【００９２】
Ｋ＝Ｖ１／（ｎ・Ｖ３）    …（１３）
乗算部５３４は、変調波生成部５３２からの変調波に対して、変調率演算部５３３で算出された変調率Ｋを乗算する。
【００９３】
ＰＷＭ信号生成部５３５は、変調率Ｋが乗算された変調波と、搬送波との比較に応じて、ＰＷＭ制御信号Ｓ３を生成する。公知のように、搬送波は、変調波よりも高い周波数を有する、三角波やのこぎり波等の周期的な信号で構成される。
【００９４】
尚、図８の構成でＫ≧１とすると、変調波生成部５３２で生成された変調波の振幅が維持又は拡大されてＰＷＭ信号生成部５３５へ入力されることにより、ＰＷＭ制御をオフするように制御信号Ｓ３を生成することができる。ＰＷＭ制御のオフ時には、交流電圧ＶＴ３は、図４と同様の波形となる。即ち、図９の制御部５３０では、変調率Ｋの演算結果に基づき、ＰＷＭ制御のオンオフについても制御することが可能である。
【００９５】
図１０は、実施の形態３に係る電力変換装置における変圧器４０の巻線４１〜４３の交流電圧ＶＴ１〜ＶＴ３の波形図である。
【００９６】
図１０を参照して、巻線４１及び巻線４２には、図４と同様の交流電圧ＶＴ１及びＶＴ２が印加される。一方で、第３ブリッジ回路３２では、スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４が、搬送波の周波数に従ってスイッチングされることにより、ＰＷＭ制御された交流電圧ＶＴ３が巻線４３に印加される。交流電圧ＶＴ３の変調波周期毎の平均電圧ＶＴ３ａｖｅは、図４の交流電圧ＶＴ３と同位相で、かつ、振幅（波高値）がＫ倍（Ｋ＜１）の波形を示す。この結果、Ｋ・ｎ・Ｖ３と、直流電圧Ｖ１との差を小さくすることができる。
【００９７】
図１１及び図１２には、実施の形態３に係る電力変換装置における第３ブリッジ回路３２での電流波形が示される。図１１には、ＰＷＭ制御のオフ時、言い換えるとＫ＝１のときの波形図が示され、図１２には、ＰＷＭ制御のオン時（Ｋ＜１）の波形図が示される。
【００９８】
図１１では、第３ブリッジ回路３２が図４と同様の交流電圧ＶＴ３を発生することにより、第３ブリッジ回路３２の交流電流ＩＬ１３は、式（９）及び式（１２）に従う、最大値及び実効値を有する。
【００９９】
これに対して、図１２では、第３ブリッジ回路３２が、ＰＷＭ制御された交流電圧ＶＴ３（図１０）を発生する。変調率ＫによるＰＷＭにより、式（１２）で用いられるＡ13及びＢ13は、直流電圧Ｖ３について、一次側巻線４１から見た二次側巻線４３の電圧で換算することによって、下記に変更される。
【０１００】
Ａ13＝（Ｖ１＋Ｋ・ｎ・Ｖ３）／Ｋ13
Ｂ13＝（Ｖ１−Ｋ・ｎ・Ｖ３）／Ｋ13
上述のように、変調率Ｋ＝Ｖ１／（ｎ・Ｖ３）とされることにより、直流電圧Ｖ１が変化、又は、直流電圧Ｖ３が変動しても、Ｂ13＝０とすることができる。これにより、図１２では、図１１よりも、第３ブリッジ回路３２を流れる交流電流ＩＬ１３の最大値及び実効値が小さくなる。
【０１０１】
この結果、実施の形態３に係る電力変換装置によれば、直流電圧Ｖ３が変動しても、実施の形態２と同様に、最大負荷とは異なる負荷３０と接続される第３ブリッジ回路３２における電流を抑制することにより、電力変換装置の高効率化、及び、機器コストの抑制が可能である。
【０１０２】
実施の形態４．
実施の形態３で説明したＰＷＭ制御では、直流電圧Ｖ１の変化、又は、直流電圧Ｖ３の変動によって、変調率Ｋ＝Ｖ１／（ｎ・Ｖ３）＜１となったときに、第３ブリッジ回路３２での交流電流ＩＬ１３を抑制することができる。従って、実施の形態３では、Ｖ１／（ｎ・Ｖ３）＞１となる状況には対応することができない。従って、実施の形態４では、Ｖ１／（ｎ・Ｖ３）＞１となるような直流電圧Ｖ３の変動への対応について説明する。
【０１０３】
図１３は、実施の形態４に係る電力変換装置における第１及び第２ブリッジ回路の制御構成を説明する機能ブロック図である。図１３に示した構成の各ブロックの機能は、制御装置５０でのハードウェア処理及びソフトウェア処理の少なくとも一方によって実現することができる。
【０１０４】
図１３を参照して、制御装置５０は、第２ブリッジ回路２２の制御部５２０を含む。制御部５２０は、第２ブリッジ回路２２のＰＷＭ制御信号Ｓ２を生成する。スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のゲート信号Ｓ２１〜Ｓ２４は、ＰＷＭ制御信号Ｓ２に基づいて生成される。ゲート信号Ｓ２１〜Ｓ２４とＰＷＭ制御信号Ｓ２との関係は、上述した、ゲート信号Ｓ３１〜Ｓ３４及びＰＷＭ制御信号Ｓ３の関係と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。
【０１０５】
制御部５２０は、位相差演算部５２１と、変調波生成部５２２と、変調率演算部５２３と、乗算部５２４と、ＰＷＭ信号生成部５２５とを有する。尚、実施の形態４においても、実施の形態２で説明したように、直流電源１０からの直流電圧Ｖ１の公称値、即ち、直流電源１０の定格出力電圧は、第２直流端子２１の定格出力電圧（即ち、最大負荷２０の入力電圧の公称値）と同等に設定されていることを前提とする（即ち、理想的にはＶ１＝Ｖ２）。
【０１０６】
位相差演算部５２１は、第２直流端子２１から負荷２０（最大負荷）への送電電力の電力指令値Ｐ２ｒｅｆに基づき、交流電圧ＶＴ１と交流電圧ＶＴ２の間の位相差φ１２（図４）を演算する。
【０１０７】
変調波生成部５２２は、位相差φ１２に基づく変調波を生成する。尚、当該変調波は、図４の交流電圧ＶＴ１に対して、位相差φ１２を有する、５０（％）デューティの矩形波電圧とされ、ＰＷＭ信号生成部５２５で用いられる搬送波と同一の振幅を有する。又、実施の形態４では、当該変調波の周波数は、ＰＷＭ制御が非適用とされる第３ブリッジ回路３２の各半導体スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４のスイッチング周波数と同一となる。
【０１０８】
変調率演算部５２３は、第１直流端子１１の直流電圧Ｖ１の検出値と、第３直流端子３１の直流電圧Ｖ３の検出値とから、上述した巻数比ｎを用いて、下記の式（１４）を用いて変調率Ｍを演算する。式（１３）及び式（１４）から、Ｍ＝１／Ｋであることが理解される。尚、変調率Ｍは、Ｍ≦１の範囲に制限して算出することができる。即ち、（ｎ／Ｖ３）＞Ｖ１のとき、変調率演算部５２３は、固定的にＭ＝１を出力することができる。
【０１０９】
Ｍ＝（ｎ・Ｖ３）／Ｖ１    …（１４）
乗算部５２４は、変調波生成部５２２からの変調波に対して、変調率演算部５２３で演算された変調率Ｍを乗算する。ＰＷＭ信号生成部５１５は、変調率Ｍが乗算された変調波と、搬送波との比較に応じて、ＰＷＭ制御信号Ｓ２を生成する。搬送波は、図９のＰＷＭ信号生成部５３５と同様に設定される。
【０１１０】
変調率ＭによるＰＷＭ制御により、式（１２）で用いられるＡ13及びＢ13は、直流電圧Ｖ３について、一次側巻線４１から見た二次側巻線４３の電圧（ｎ・Ｖ３）と表記することによって、下記に変更される。
【０１１１】
Ａ13＝（Ｍ・Ｖ１＋ｎ・Ｖ３）／Ｋ13
Ｂ13＝（Ｍ・Ｖ１−ｎ・Ｖ３）／Ｋ13
従って、直流電圧Ｖ１が変化、又は、直流電圧Ｖ３が変動することで、実施の形態３でＫ＞１となっても、変調率Ｍ（Ｍ＜１）によるＰＷＭ制御を実行することで、Ｂ13＝０とすることができる。
【０１１２】
このとき、第１ブリッジ回路１２を変調率ＭでＰＷＭ制御するため、交流電圧ＶＴ１の平均値ＶＴ１ａｖｅの波高値はＭ×Ｖ１となってしまう。従って、第２ブリッジ回路２２も変調率ＭでＰＷＭ制御しなければ、第２ブリッジ回路２２内の電流実効値が増加することになる。このため、実施の形態４では、第１ブリッジ回路１２に加えて第２ブリッジ回路２２に対しても、共通の変調率Ｍに従うＰＷＭ制御を適用することが必要となる。
【０１１３】
実施の形態４に係る電力変換装置では、制御装置５０は、第１ブリッジ回路１２の制御部５１０をさらに含む。制御部５１０は、第１ブリッジ回路１２のＰＷＭ制御信号Ｓ１を生成する。スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のゲート信号Ｓ１１〜Ｓ１４は、ＰＷＭ制御信号Ｓ１に基づいて生成される。ゲート信号Ｓ１１〜Ｓ１４とＰＷＭ制御信号Ｓ１との関係についても、上述した、ゲート信号Ｓ３１〜Ｓ３４及びＰＷＭ制御信号Ｓ３の関係と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。
【０１１４】
制御部５１０は、変調波生成部５１２と、乗算部５１４と、ＰＷＭ信号生成部５１５とを有する。
【０１１５】
変調波生成部５１２は、位相差φ１２及びφ１３の基準となる、固定された基準位相φｒの変調波を生成する。尚、当該変調波は、図４の交流電圧ＶＴ１に相当する、５０（％）デューティの矩形波電圧とされ、ＰＷＭ信号生成部５１５で用いられる搬送波と同一の振幅を有する。当該搬送波の周波数は、第２ブリッジ回路２２および第１ブリッジ回路１２の各半導体スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ２４のスイッチング周波数と同一となる。
【０１１６】
乗算部５１４は、変調波生成部５１２からの変調波に対して、変調率演算部５２３で演算された、第２ブリッジ回路２２と共通の変調率Ｍを乗算する。ＰＷＭ信号生成部５１５は、変調率Ｍが乗算された変調波と、搬送波との比較に応じて、ＰＷＭ制御信号Ｓ１を生成する。搬送波は、図９のＰＷＭ信号生成部５３５と同様に設定される。
【０１１７】
図１４は、実施の形態４に係る電力変換装置における変圧器４０の巻線４１〜４３の交流電圧ＶＴ１〜ＶＴ３の波形図である。
【０１１８】
図１４を参照して、第３ブリッジ回路３２ではＰＷＭ制御がオフされるため、巻線４３には、図４と同様の交流電圧ＶＴ３が印加される。一方で、第１ブリッジ回路１２及び第２ブリッジ回路２２では、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４が、搬送波の周波数に従ってスイッチングされることにより、ＰＷＭ制御された交流電圧ＶＴ１及びＶＴ２が巻線４１及び４２にそれぞれ印加される。
【０１１９】
交流電圧ＶＴ１の変調波周期毎の平均電圧ＶＴ１ａｖｅは、図４の交流電圧ＶＴ１と同位相で、かつ、振幅（波高値）がＭ倍（Ｍ＜１）の波形を示す。この結果、ｎ・Ｖ３と、Ｍ・Ｖ１との差を小さくすることができる。
【０１２０】
更に、交流電圧ＶＴ２の周期毎の平均電圧ＶＴ２ａｖｅは、図４の交流電圧ＶＴ２と同位相で、かつ、振幅（波高値）がＭ倍（Ｍ＜１）の波形を示す。このため、第２ブリッジ回路２２へ入力される交流電圧ＶＴ２が過大となって第２ブリッジ回路２２内の電流実効値が増加することを防止できる。
【０１２１】
この結果、実施の形態４に係る電力変換装置によれば、実施の形態３では対応できない範囲（Ｋ＞１）に、直流電圧Ｖ１が変化、又は、直流電圧Ｖ３が変動しても、実施の形態３と同様に、最大負荷とは異なる負荷３０と接続される第３ブリッジ回路３２における電流を抑制することにより、電力変換装置の高効率化、及び、機器コストの抑制が可能である。
【０１２２】
尚、図１３の構成でＭ≧１とすると、変調波生成部５１２，５２２で生成された変調波の振幅が維持又は拡大されてＰＷＭ信号生成部５１５，５２５へ入力されることにより、ＰＷＭ制御をオフするように制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成することができる。ＰＷＭ制御のオフ時には、交流電圧ＶＴ１，ＶＴ２は、図４と同様の波形となる。即ち、図１３の制御部５１０，５２０では、変調率Ｍの演算結果に基づき、ＰＷＭ制御のオンオフについても等価的に切替えることが可能である。
【０１２３】
なお、上述のように、変調率Ｋ（実施の形態３）及び変調率Ｍ（実施の形態４）の間には、Ｍ＝１／Ｋの関係が成立する。従って、Ｋ＜１のときは、Ｍ＞１である一方で、Ｋ＞１のときには、Ｍ＜１となる。
【０１２４】
従って、制御装置５０を、図８に示した制御部５３０、及び、図１３に示した制御部５１０，５２０を含む構成とすると、変調率演算部５３３において変調率Ｍ≧１のときは第１ブリッジ回路１２及び第２ブリッジ回路２２でのＰＷＭ制御をオフするとともに、変調率演算部５２３において変調率Ｋ≧１のときは第３ブリッジ回路３２でのＰＷＭ制御をオフすることができる。この結果、直流電圧Ｖ３の変動に対して、実施の形態３の制御及び実施の形態４の制御の一方を自動的に選択するように、制御装置５０を構成することが可能である。
【０１２５】
実施の形態３及び４によるＰＷＭ制御は、変調率Ｋ及びＭ（Ｋ＝１／Ｋ）に従って適用を制限することも可能である。
【０１２６】
図１５は、実施の形態３及び４に係る電力変換装置におけるＰＷＭ制御のオンオフの制御処理を説明するフローチャートである。
【０１２７】
図１５を参照して、制御装置５０は、Ｓ１１０により、演算された変調率Ｋ及びＭを予め定められた閾値Ｙｔ（０＜Ｙｔ＜１）と比較する。変調率Ｋ又はＭが閾値Ｙｔよりも低い場合には、Ｓ１２０により、実施の形態３及び４で説明したように、変調率Ｋ又はＭの一方に従うＰＷＭ制御がオンされる。具体的には、変調率Ｋ＜Ｙｔのときは、実施の形態３で説明したように、変調率Ｋに従って、第３ブリッジ回路３２から出力される交流電圧ＶＴ３がＰＷＭ制御される（図１０）。反対に、変調率Ｍ＜Ｙｔのときは、実施の形態４で説明したように、変調率Ｍに従って、第１ブリッジ回路１２及び第２ブリッジ回路２２から出力される交流電圧ＶＴ１及びＶＴ２がＰＷＭ制御される（図１４）。
【０１２８】
一方で、変調率Ｋ及びＭの両方が閾値Ｙｔ以上であるとき（Ｓ１１０のＮＯ判定時）には、Ｓ１３０により、第１ブリッジ回路１２、第２ブリッジ回路２２、及び、第３ブリッジ回路３２から出力される交流電圧ＶＴ１〜ＶＴ３の各々について、ＰＷＭ制御が非適用とされる。例えば、変調率演算部５３３が、Ｋ≧Ｙｔのときには固定的にＫ＝１を出力し、変調率演算部５２３が、Ｍ≧Ｙｔのときには固定的にＭ＝１を出力することで、上記のようなＰＷＭ制御のオンオフを実現することができる。
【０１２９】
実施の形態５．
実施の形態５では、スイッチングコンバータ６０を高効率化するための制御について説明する。上述のように、スイッチングコンバータ６０は、直流電圧Ｖ１及びＶ２の電圧比を巻数比ｋ（実施の形態２では、ｋ＝１）に従う比率に維持すること、即ち、Ｖ１＝Ｖ２・ｋに制御することによって、第２ブリッジ回路２２の電流を抑制する。
【０１３０】
従って、スイッチングコンバータ６０の入力電圧Ｖｉｎと、電圧指令値Ｖ１＊＝Ｖ２・ｋとが同等である場合には、入力電圧Ｖｉｎをそのまま直流電圧Ｖ１として出力しても、直流電圧Ｖ１及びＶ２の電圧比を、一次側巻線４１及び二次側巻線４２の巻数比ｋに従う比率に制御することが可能である。この場合には、スイッチングコンバータ６０をスルーモードで制御することができる。
【０１３１】
図１６は、実施の形態５に係る電力変換装置におけるスイッチングコンバータ６０のスルーモードでの動作を説明する回路図である。
【０１３２】
図１６を参照して、スイッチングコンバータ６０は、スルーモードでは、スイッチング素子Ｑ６１及びＱ６２をオフに固定する。即ち、制御装置５０は、スルーモードでは、ゲート信号Ｓ６１及びＳ６２をＬレベルに固定する。この結果、ダイオードを経由する電流経路によって、直流電圧Ｖ１は、入力電圧Ｖｉｎと同等となる。尚、厳密には、直流電圧Ｖ１及び入力電圧Ｖｉｎの間にはダイオードでの順方向電圧降下に相当する微小な電圧差が発生する。スルーモードでは、スイッチング素子Ｑ６１及びＱ６２のオンオフによる電力損失（スイッチング損失）が発生しないため、スイッチングコンバータ６０での電力損失が抑制される。
【０１３３】
この結果、第１直流端子１１には、入力電圧Ｖｉｎがスイッチングされずにそのまま出力されるので、電圧変換比率が１．０、即ち、直流電圧Ｖ１＝Ｖｉｎとなる。この状態で、Ｖ２／Ｖ１＝ｋであれば、実施の形態１で説明したように、Ｂ12＝０となるので、スイッチングコンバータ６０での電力損失を抑制した上で、第２ブリッジ回路２２の交流電流を抑制することができる。
【０１３４】
図１７は、実施の形態５に係る電力変換装置におけるスイッチングコンバータの動作モードの制御処理を説明するフローチャートである。図１７に示された制御処理は、制御装置５０によって周期的に実行することができる。
【０１３５】
図１７を参照して、制御装置５０は、Ｓ２１０により、直流電圧Ｖ２の検出値及び巻数比ｋから求められる電圧指令値Ｖ１＊と、入力電圧Ｖｉｎの検出値の電圧差の絶対値（｜Ｖ１＊−Ｖｉｎ｜）を判定値εと比較する。判定値εは、Ｖ１＊及びＶｉｎが同等であるか否かを判定するために、電圧検出誤差等を考慮して予め定められる。
【０１３６】
制御装置５０は、｜Ｖ１＊−Ｖｉｎ｜＜εのとき（Ｓ２１０のＹＥＳ判定時）には、Ｓ２２０により、スルーモードを選択する。スルーモードでは、ゲート信号Ｓ６１及びＳ６２をＬレベルに固定することにより、スイッチング素子Ｑ６１，Ｑ６２のオンオフ（スイッチング）が停止される。これにより、電圧変換比率が１に固定されて、入力電圧Ｖｉｎと同等の直流電圧Ｖ１がスイッチングコンバータ６０から出力される。即ち、スルーモードは、「第２のモード」の一実施例に対応する。
【０１３７】
或いは、スルーモードで電流経路を形成するダイオードと並列なスイッチング素子Ｑ６１がＭＯＳＦＥＴである場合には、スイッチング素子Ｑ６１をオンに固定して、いわゆる同期整流を行ってもよい。同期整流によれば、スイッチング素子Ｑ６１にはオンオフに伴うスイッチング損失は発生せず、更に、ダイオード及びスイッチング素子Ｑ６１に並列に電流を通過させることで、スルーモードでの電力損失をさらに抑制することができる。
【０１３８】
これに対して、｜Ｖ１＊−Ｖｉｎ｜≧εのとき（Ｓ２１０のＮＯ判定時）には、Ｓ２３０により、スイッチングモードが選択される。スイッチングモードでは、例えば、図３に示したＰＷＭ制御に従うスイッチング素子Ｑ６１，Ｑ６２のオンオフ（スイッチング）を伴って、電圧変換比率を制御することによって直流電圧Ｖ１が電圧指令値Ｖ１＊に制御される。これにより、スイッチングコンバータ６０ではスイッチング損失が発生する一方で、Ｂ12＝０とすることにより、第２ブリッジ回路２２の交流電流を抑制することができる。即ち、スイッチングモードは「第１のモード」の一実施例に対応する。
【０１３９】
これに対して、スルーモードでは、スイッチングコンバータ６０ではスイッチング損失が発生することなく、第２ブリッジ回路２２の交流電流を抑制することができる。従って、実施の形態５に係る電力変換装置によれば、スルーモードを適によってスイッチングコンバータ６０での電力損失を抑制することによって、電力変換装置を高効率化することができる。実施の形態５によるスルーモードは、上述の実施の形態１〜４のいずれにおいても適用することが可能である。
【０１４０】
尚、実施の形態１では、スイッチングコンバータ６０として、電圧変換比率が１．０以上である昇圧チョッパを例示したが、電圧変換比率が１．０以下である降圧チョッパを始め、スイッチング制御による直流電圧変換機能を有するものあれば、任意の回路構成及び電圧変換比率範囲を有するＤＣ／ＤＣ変換器をスイッチングコンバータ６０として用いることが可能である。特に、スイッチング素子のオンオフを固定した状態で入力電圧と同等の出力電圧を生成するモード（上記スルーモード）を有するＤＣ／ＤＣ変換器を用いることで、実施の形態５の適用も可能となる。
【０１４１】
実施の形態１〜５では、スイッチングコンバータ６０を直流電源１０及び直流端子１１の間に配置して、直流電圧Ｖ１の可変制御によって、直流電圧Ｖ１及びＶ２の比を一定に制御したが、図１８の変形例に示すように、スイッチングコンバータ６０が第２直流端子２１側に配置することで、直流電圧Ｖ１及びＶ２の比を一定に制御することも可能である。
【０１４２】
図１８には、本実施の形態に係る電力変換装置におけるスイッチングコンバータの配置の変形例を説明する回路図が示される。
【０１４３】
図１８を参照して、変形例に係る電力変換装置１０２において、スイッチングコンバータ６０は、第２直流端子２１及び負荷２０の間に接続することができる。図１８において、スイッチングコンバータ６０の入力電圧は、直流電圧Ｖ２であり、スイッチングコンバータ６０の出力電圧は、負荷２０に対する出力電圧Ｖｏｕｔである。
【０１４４】
例えば、スイッチングコンバータ６０では、（Ｖ２／Ｖ１）＝ｋを維持するために、直流電圧Ｖ２を上昇する必要がある場合にはデューティ比ＤＴを低下する一方で、直流電圧Ｖ２を低下する必要がある場合にはデューティ比ＤＴを上昇するように、フィードバック制御を行なうことができる。
【０１４５】
更に、図１８でのスイッチングコンバータ６０の電圧変換比Ｋｖ＝Ｖｏｕｔ・Ｖ２から、下記の式（１４）が成立する。
【０１４６】
Ｖｏｕｔ＝Ｖ２／（１−ＤＴ）    …（１４）
従って、（Ｖ２／Ｖ１）＝ｋを維持するために、式（１４）に対して、Ｖ２＝Ｖ１・ｋ、及び、負荷２０の入力定格電圧（公称値）Ｖ２＊を代入することで（Ｖｏｕｔ＝Ｖ２＊）、式（１５）が得られる。
【０１４７】
Ｖ２＊＝（ｋ・Ｖ１）／（１−ＤＴ）・    …（１５）
式（１５）をＤＴについて解くことで得られた式（１６）によってデューティ指令値ＤＴ＊を設定するフィードフォワード制御によって、直流電圧Ｖ１及びＶ２の電圧比を一定に制御するとともに、負荷２０に対する出力電圧Ｖｏｕｔを一定に制御すること（Ｖｏｕｔ＝Ｖ２＊）も可能である。
【０１４８】
ＤＴ＊＝（Ｖ２＊−ｋ・Ｖ１）／Ｖ２＊    …（１６）
或いは、上記フィードバック制御及びフィードフォワード制御の組み合わせによって、デューティ指令値ＤＴ＊を算出することも可能である。尚、図１８の構成では、第１直流端子１１に対して、直流電源１０からの直流電力が直接供給されるので、第１直流端子１１の直流電圧Ｖ１は、直流電源１０からの入力電圧Ｖｉｎに連動して変動することになる。
【０１４９】
このため、直流電圧Ｖ２を制御する図１８の電力変換装置１０２は、直流電源１０が蓄電池等の安定的な電源で構成されており、負荷２０の影響による電圧変動の方が大きいケースに好適である。一方で、直流電圧Ｖ１を制御する図１の構成例は、上述のように、直流電源１０からの入力電圧Ｖｉｎが変動するケースにも好適である。このように、本実施の形態の電力変換装置において、一次側直流端子１１の直流電圧Ｖ１と、二次側直流端子２１の直流電圧Ｖ２の電圧比の一定制御は、スイッチングコンバータ６０によって直流電圧Ｖ１及びＶ２のいずれを制御する構成としても実現することが可能である。
【０１５０】
図１、図７及び図１８の構成例において、第１直流端子１１は「一次側直流端子」の一実施例に対応し、第２直流端子２１及び第３直流端子３１は「複数の二次側直流端子」の一実施例に対応する。多巻線変圧器である変圧器４０において、巻線４１は「一次側巻線」の一実施例に対応し、巻線４２及び４３は「複数の二次側巻線」の一実施例に対応する。又、第ブリッジ回路１２は「一次側ブリッジ回路」の一実施例に対応し、第２ブリッジ回路２２及び第３ブリッジ回路３２は「複数の二次側ブリッジ回路」の一実施例に対応する。更に、スイッチングコンバータ６０は「電圧制御回路」の一実施例に対応する。
【０１５１】
尚、「複数の二次側巻線」を構成する巻線４２及び４３のうち、巻線４２は「第１の二次側巻線」の一実施例に対応し、巻線４３は「第２の二次側巻線」の一実施例に対応する。更に、「複数の二次側直流端子」のうち、巻線４２に対応する、第２直流端子２１は「第１の二次側直流端子」の一実施例に対応し、第２ブリッジ回路２２は「第１の二次側ブリッジ回路」の一実施例に対応する。同様に、巻線４３に対応する、第３直流端子３１は「第２の二次側直流端子」の一実施例に対応し、第３ブリッジ回路３２は「第３の二次側ブリッジ回路」の一実施例に対応する。
【０１５２】
又、実施の形態１〜５において、第２直流端子２１の直流電圧Ｖ２と直流電圧Ｖ１との比率に代えて、第３直流端子３１の直流電圧Ｖ３と直流電圧Ｖ１との電圧比をスイッチングコンバータ６０によって上記の（Ｖ２／Ｖ１）と同様に制御する構成とすることも可能である。この場合には、第２直流端子２１に代えて、第３直流端子３１を最大負荷の接続に適したものとすることができる。即ち、スイッチングコンバータ６０の制御の変更により、複数の二次側直流端子のいずれを、最大負荷の接続に適した二次側直流端子とすることも可能である。
【０１５３】
更に、実施の形態２（図６）においても、スイッチングコンバータ６０が直流電圧Ｖ１及びＶ３の比率を制御することにより複数の二次側直流端子３１に最大負荷が接続される構成であっても、実施の形態２で説明した、多巻線変圧器の各巻線の巻線比の設定は同様に適用可能である。具体的には、一次側巻線（電源側巻線）と、最大負荷と接続される二次側巻線（最大負荷側巻線）との巻数比を、一次側巻線と他の二次側巻線との巻数比よりも１：１に近くするとともに、最大負荷以外の負荷が接続される二次側巻線の各々については、当該負荷への定格出力電圧と、最大負荷への定格出力電圧との比に従って、上記最大負荷側巻線との間の巻数比を設定することで、実施の形態２で説明した同様の効果を享受することが可能である。
【０１５４】
尚、図１、図７及び図１８に示された電力変換装置の構成は一例であり、多巻線変圧器の二次側巻線の配置数、及び、巻線数に対応する二次側ブリッジ回路及び二次側直流端子の配置個数は、３以上であってもよい。この場合にも、複数の二次側直流端子のいずれか１つの二次側直流端子の直流電圧と、一次側直流端子の直流電圧との比を一定に維持する制御により、同様の効果を享受することができる。即ち、実施の形態１〜５で説明した電力変換装置、及び、これに負荷が更に接続された直流配電システムは、複数の二次側（負荷側）巻線と接続された複数の負荷に送電する構成に対して、共通に適用することが可能である。
【０１５５】
又、ブリッジ回路の構成についても、実施の形態１及び２の適用においては、ＤＣ／ＡＣ電力変換が可能であれば、図１及び図６とは異なる構成とすることが可能であり、実施の形態３〜５の適用においては、ＰＷＭ制御を伴う双方向のＤＣ／ＡＣ電力変換が可能であれば、図１及び図６とは異なる構成とすることが可能である。
【０１５６】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１５７】
１０  直流電源、１１  第１直流端子（一次側直流端子）、１２  第１ブリッジ回路（一次側ブリッジ回路）、１３  第１交流端子、２０  負荷（最大負荷）、２１  第２直流端子（二次側直流端子）、２２  第２ブリッジ回路（二次側ブリッジ回路）、２３  第２交流端子、３０  負荷、３１  第３直流端子（二次側直流端子）、３２  第３ブリッジ回路（二次側ブリッジ回路）、３３  第３交流端子、４０  多巻線変圧器、４１  巻線（一次側巻線）、４２，４３  巻線（二次側巻線）、５０  制御装置、６０  スイッチングコンバータ、６１  インダクタ、１００〜１０２  電力変換装置、５１０，５２０，５３０，６００  制御部、５１２，５２２，５３２  変調波生成部、５１４，５２４，５３４  乗算部、５１５，５２５，５３５，６０３  ＰＷＭ信号生成部、５２１，５３１  位相差演算部、５２３，５３３  変調率演算部、６０２  指令値演算部、Ｃｄｃ１〜Ｃｄｃ３，Ｃｄｃ６  直流キャパシタ、ＤＴ＊  デューティ指令値、Ｋ．Ｍ  変調率、ＮＬ０〜ＮＬ３，ＰＬ０〜ＰＬ３  電力線、Ｐ２ｒｅｆ，Ｐ３ｒｅｆ  電力指令値、Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３４，Ｑ６１，Ｑ６２  半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ３  ＰＷＭ制御信号、Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ６１，Ｓ６２  ゲート信号、Ｖ１〜Ｖ３  直流電圧、ＶＴ１〜ＶＴ３  交流電圧。
【図１】
2020152746.tif 000003
【図２】
2020152746.tif 000004
【図３】
2020152746.tif 000005
【図４】
2020152746.tif 000006
【図５】
2020152746.tif 000007
【図６】
2020152746.tif 000008
【図７】
2020152746.tif 000009
【図８】
2020152746.tif 000010
【図９】
2020152746.tif 000011
【図１０】
2020152746.tif 000012
【図１１】
2020152746.tif 000013
【図１２】
2020152746.tif 000014
【図１３】
2020152746.tif 000015
【図１４】
2020152746.tif 000016
【図１５】
2020152746.tif 000017
【図１６】
2020152746.tif 000018
【図１７】
2020152746.tif 000019
【図１８】
2020152746.tif 000020
【手続補正書】
【提出日】令和3年6月10日(2021.6.10)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換装置であって、
一次側巻線及び複数の二次側巻線を有する多巻線変圧器と、
直流電源からの直流電力が供給される一次側直流端子と、
複数の二次側直流端子と、
前記一次側直流端子と前記一次側巻線との間に接続されて、直流交流電力変換を実行する一次側ブリッジ回路と、
前記複数の二次側巻線と前記複数の二次側直流端子との間にそれぞれ接続されて、交流直流電力変換を実行する複数の二次側ブリッジ回路とを備え、
前記複数の二次側直流端子は、
前記複数の二次側ブリッジ回路のうちの第１の二次側ブリッジ回路を介して、前記複数の二次側巻線のうちの第１の二次側巻線と電気的に接続される第１の二次側直流端子と、
前記複数の二次側ブリッジ回路のうちの第２の二次側ブリッジ回路を介して前記複数の二次側巻線のうちの第２の二次側巻線と電気的に接続される第２の二次側直流端子とを有し、
前記電力変換装置は、
前記一次側直流端子の第１の直流電圧及び前記第１の二次側直流端子の第２の直流電圧の少なくとも一方が変動しても、前記第１の直流電圧及び前記第２の直流電圧の電圧比を前記一次側巻線及び前記第１の二次側巻線の巻数比に従う予め定められた比率に維持するように、前記第１又は第２の直流電圧を可変制御する電圧制御回路をさらに備える、電力変換装置。
【請求項２】
前記電圧制御回路は、前記直流電源及び前記一次側直流端子の間に接続されて、前記電圧比が前記予め定められた比率に維持されるように、前記第１の直流電圧を可変制御する、請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電圧制御回路は、前記第１の二次側直流端子と、前記第１の二次側直流端子から電力を供給される負荷との間に接続されて、前記電圧比が前記予め定められた比率に維持されるように、前記第２の直流電圧を可変制御する、請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１の二次側直流端子と、前記第２の二次側直流端子とは、異なる出力電圧を供給し、
前記第１の二次側巻線及び前記第２の二次側巻線の巻数比は、前記第１の二次側直流端子の定格出力電圧及び前記第２の二次側直流端子の定格出力電圧の比に従う、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記一次側巻線及び前記第１の二次側巻線の巻数比は、前記一次側巻線及び前記第２の二次側巻線の巻数比よりも１に近い、請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記一次側ブリッジ回路及び前記複数の二次側ブリッジ回路を制御する制御装置をさらに備え、
前記制御装置は、
基準位相を有する第１の交流電圧を出力するように前記一次側ブリッジ回路を制御する第１の制御部と、
前記第１の二次側ブリッジ回路が、前記基準位相に対して、前記第１の二次側直流端子からの送信電力指令値に従った位相差を有する第２の交流電圧を出力するように，前記第１の二次側ブリッジ回路を制御する第２の制御部と、
前記第２の二次側ブリッジ回路が、前記基準位相に対して、前記第２の二次側直流端子からの送信電力指令値に従った位相差を有する第３の交流電圧を出力するように，前記第２の二次側ブリッジ回路を制御する第３の制御部とを含む、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第３の制御部は、
前記第２の二次側直流端子から出力された第３の直流電圧の変動により、前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧が、前記第１の直流電圧よりも高くなった場合に、前記第１の直流電圧を前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧で除算した第１の変調率に従って、前記第３の交流電圧にパルス幅変調制御を適用する、請求項６記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記第１及び第２の制御部は、
前記第２の二次側直流端子から出力された第３の直流電圧の変動により、前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧が、前記第１の直流電圧よりも低くなった場合に、前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧を前記第１の直流電圧によって除算した第２の変調率に従って、前記第１及び第２の交流電圧の両方にパルス幅変調制御を適用する、請求項６記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第１及び第２の制御部は、前記第３の直流電圧の変動により、前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧が、前記第１の直流電圧よりも低くなった場合に、前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧を前記第１の直流電圧によって除算した第２の変調率に従って、前記第１及び第２の交流電圧の両方にパルス幅変調制御を適用し、
前記第１及び第２の変調率の両方が、１よりも小さい範囲内で予め定められた閾値以上である場合には、前記第１の交流電圧、前記第２の交流電圧、及び前記第３の交流電圧の各々に対してパルス幅変調制御は非適用とされる、請求項７記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記電圧制御回路は、
半導体スイッチング素子のオンオフを伴って入力電圧及び出力電圧の間の電圧変換比率を制御する第１のモードと、
前記半導体スイッチング素子のオンオフを固定して前記電圧変換比率を１に固定する第２のモードとを有し、
前記電圧変換比率が１であっても前記第１及び第２の直流電圧の前記電圧比が前記予め定められた比率に制御できる場合には、前記電圧制御回路は、前記第２のモードで動作する、請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
前記複数の二次側直流端子にそれぞれ接続されて直流電力を供給される複数の負荷とを備え、
前記複数の負荷のうちの電力消費が最大である負荷が、前記第１の二次側直流端子と接続される、直流配電システム。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００６】
本発明のある局面では、電力変換装置は、一次側巻線及び複数の二次側巻線を有する多巻線変圧器と、一次側直流端子と、複数の二次側直流端子と、一次側ブリッジ回路と、複数の二次側ブリッジ回路と、電圧制御回路とを備える。一次側直流端子には、直流電源からの直流電力が供給される。一次側ブリッジ回路は、一次側直流端子と一次側巻線との間に接続されて、直流交流電力変換を実行する。複数の二次側ブリッジ回路は、複数の二次側巻線と複数の二次側直流端子との間にそれぞれ接続されて、交流直流電力変換を実行する。複数の二次側直流端子は、第１の二次側直流端子と、第２の二次側直流端子とを有する。第１の二次側直流端子は、複数の二次側ブリッジ回路のうちの第１の二次側ブリッジ回路を介して、複数の二次側巻線のうちの第１の二次側巻線と電気的に接続される。第２の二次側直流端子は、複数の二次側ブリッジ回路のうちの第２の二次側ブリッジ回路を介して、複数の二次側巻線のうちの第２の二次側巻線と電気的に接続される。電圧制御回路は、一次側直流端子の第１の直流電圧及び第１の二次側直流端子の第２の直流電圧の少なくとも一方が変動しても、第１の直流電圧及び第２の直流電圧の電圧比を一次側巻線及び第１の二次側巻線の巻数比に従う予め定められた比率に維持するように、第１又は第２の直流電圧を可変制御する。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００７】
本発明によれば、複数の二次側巻線を有する多巻線変圧器によって複数の負荷へ直流電力を出力する電力変換装置において、電圧制御回路によって、一次側直流端子の第１の直流電圧と、複数の二次側直流端子のうちの特定の二次側直流端子の第２の直流電圧との電圧比を、二次側巻線及び特定の二次側直流端子に対応する二次側巻線の巻数比に従う予め定められた比率に一定制御することにより、直流電源から複数の二次側直流端子への送電時に、電力損失が最小となる特定の二次側直流端子を設けることができる。従って、複数の負荷の間で消費電力に差異がある用途において、消費電力が最大の負荷の接続に適した当該特定の二次側直流端子を設けることにより、制御を複雑化することなく、高効率化を図ることができる。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６３】
或いは、入力電圧Ｖｉｎの変動を反映するためのフィードフォワード制御として、上述した昇圧コンバータでの電圧変換比Ｋｖを示す、Ｖ１＊／Ｖｉｎ＝１／（１−ＤＴ＊）に対して、入力電圧Ｖｉｎの検出値、及び、上記Ｖ１＊＝Ｖ２・ｋを入力して、デューティ指令値ＤＴ＊を演算することも可能である。或いは、上記フィードバック制御及びフィードフォワード制御の組み合わせによって、デューティ指令値ＤＴ＊を演算することも可能である。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６４】
この結果、負荷２０等の影響により直流電圧Ｖ２が変動しても、或いは、これに加えて直流電源１０からの入力電圧Ｖｉｎが変動しても、（Ｖ１／Ｖ２）＝ｋを維持することができる。この結果、Ｂ12＝０の維持により、第２ブリッジ回路２２の交流電流ＩＬ１２の実効値ＩＬ12rms及び最大値ＩＬ12pの増加を抑制することができる。このため、電力変換装置１００では、直流電源１０から第２直流端子２１に接続された負荷２０に対して、高効率での送電が可能となる。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７２】
図７は、実施の形態２に係る電力変換装置１０１の構成を説明する回路図である。
図７を参照して、実施の形態２では、実施の形態１と比較して、変圧器４０の巻線４１〜４３の間の巻数比が、二次側（負荷側）の第２直流端子２１及び第３直流端子３１の定格出力電圧の比を反映して定められる点で異なる。変圧器４０における巻数比以外は、図１で説明した構成と同様である。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００９１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００９１】
変調率演算部５３３は、第１直流端子１１の直流電圧Ｖ１の検出値と、第３直流端子３１の直流電圧Ｖ３の検出値とから、上述した巻数比ｎを用いて、下記の式（１３）を用いて変調率Ｋを演算する。変調率Ｋは、Ｋ≦１の範囲に制限して算出することができる。即ち、Ｖ１＞（ｎ・Ｖ３）のとき、変調率演算部５３３は、固定的にＫ＝１を出力することができる。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１０８】
変調率演算部５２３は、第１直流端子１１の直流電圧Ｖ１の検出値と、第３直流端子３１の直流電圧Ｖ３の検出値とから、上述した巻数比ｎを用いて、下記の式（１４）を用いて変調率Ｍを演算する。式（１３）及び式（１４）から、Ｍ＝１／Ｋであることが理解される。尚、変調率Ｍは、Ｍ≦１の範囲に制限して算出することができる。即ち、（ｎ・Ｖ３）＞Ｖ１のとき、変調率演算部５２３は、固定的にＭ＝１を出力することができる。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１２５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１２５】
実施の形態３及び４によるＰＷＭ制御は、変調率Ｋ及びＭ（Ｍ＝１／Ｋ）に従って適用を制限することも可能である。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１４５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１４５】
更に、図１８でのスイッチングコンバータ６０の電圧変換比Ｋｖ＝Ｖｏｕｔ・Ｖ２から、下記の式（１５）が成立する。
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１４６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１４６】
Ｖｏｕｔ＝Ｖ２／（１−ＤＴ）    …（１５）
従って、（Ｖ２／Ｖ１）＝ｋを維持するために、式（１５）に対して、Ｖ２＝Ｖ１・ｋ、及び、負荷２０の入力定格電圧（公称値）Ｖ２＊を代入することで（Ｖｏｕｔ＝Ｖ２＊）、式（１６）が得られる。
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１４７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１４７】
Ｖ２＊＝（ｋ・Ｖ１）／（１−ＤＴ）・    …（１６）
式（１６）をＤＴについて解くことで得られた式（１７）によってデューティ指令値ＤＴ＊を設定するフィードフォワード制御によって、直流電圧Ｖ１及びＶ２の電圧比を一定に制御するとともに、負荷２０に対する出力電圧Ｖｏｕｔを一定に制御すること（Ｖｏｕｔ＝Ｖ２＊）も可能である。
【手続補正１３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１４８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１４８】
ＤＴ＊＝（Ｖ２＊−ｋ・Ｖ１）／Ｖ２＊    …（１７）
或いは、上記フィードバック制御及びフィードフォワード制御の組み合わせによって、デューティ指令値ＤＴ＊を算出することも可能である。尚、図１８の構成では、第１直流端子１１に対して、直流電源１０からの直流電力が直接供給されるので、第１直流端子１１の直流電圧Ｖ１は、直流電源１０からの入力電圧Ｖｉｎに連動して変動することになる。
【手続補正１４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１５３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１５３】
更に、実施の形態２（図７）においても、スイッチングコンバータ６０が直流電圧Ｖ１及びＶ３の比率を制御することにより複数の二次側直流端子３１に最大負荷が接続される構成であっても、実施の形態２で説明した、多巻線変圧器の各巻線の巻線比の設定は同様に適用可能である。具体的には、一次側巻線（電源側巻線）と、最大負荷と接続される二次側巻線（最大負荷側巻線）との巻数比を、一次側巻線と他の二次側巻線との巻数比よりも１：１に近くするとともに、最大負荷以外の負荷が接続される二次側巻線の各々については、当該負荷への定格出力電圧と、最大負荷への定格出力電圧との比に従って、上記最大負荷側巻線との間の巻数比を設定することで、実施の形態２で説明した同様の効果を享受することが可能である。
【国際調査報告】
2020152746.tif 000021
2020152746.tif 000022