(57)【要約】  本発明は電圧を測定することなく測定した電流波形の分析を可能とする。電流計で測定された交流電流波形をフーリエ変換して周波数領域に変換し、位相成分に関して交流電源周波数成分が０となるように、位相成分全体を調整し、利得と、調整した位相成分を逆フーリエ変換して時間領域の電流波形を出力する。
2020021600.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定された交流電流波形をフーリエ変換して周波数領域に変換する第１の演算部と、
前記フーリエ変換した結果得られた周波数スペクトルの位相成分に関して、交流電源周波数成分が０となるように、位相成分全体を調整する位相調整部と、
位相成分全体を調整した前記周波数スペクトルを逆フーリエ変換して時間領域の電流波形を取得する第２の演算部を備えた、ことを特徴とする測定装置。
【請求項２】
前記位相調整部は、前記交流電源周波数の高調波成分の周波数スペクトルの位相成分から、前記交流電源周波数の周波数スペクトルの位相成分を差し引いた値を、前記交流電源周波数の高調波成分の周波数スペクトルの位相成分とする、ことを特徴とする請求項１記載の測定装置。
【請求項３】
前記交流電流波形は、分電盤での電流を測定する電流計で測定される、ことを特徴とする請求項１又は２に記載の測定装置。
【請求項４】
測定された交流電流波形をフーリエ変換して周波数領域に変換し、
前記フーリエ変換した結果得られた周波数スペクトルの位相成分に関して、交流電源周波数成分が０となるように、位相成分全体を調整し、
位相成分全体をした前記周波数スペクトルを逆フーリエ変換して時間領域の電流波形を取得する、ことを特徴とする測定方法。
【請求項５】
前記交流電源周波数の高調波成分の周波数スペクトルの位相成分から、前記交流電源周波数の周波数スペクトルの位相成分を差し引いた値を、前記交流電源周波数の高調波成分の周波数スペクトルの位相成分とする、ことを特徴とする請求項４記載の測定方法。
【請求項６】
前記交流電流波形は、分電盤での電流を測定する電流計で測定される、ことを特徴とする請求項４又は５記載の測定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、測定装置及び方法に関する。【０００２】
分電盤に設置したセンサで消費電力や消費電流波形をモニタし、その特徴量等に基づいて、各電器機器の消費電力や動作状態を推定する技術が用いられている。時系列的に電流波形を比較分析するためには、電圧の位相に基づいて電流波形を測定する必要がある。電流波形の測定にあたって、電圧波形に対する位相遅延を正確に把握しておくことが好ましい。電圧波形に対する位相遅延が不正確な場合、電流波形の推定にかかる計算コストが増大する上に、推定精度も低下し、実用的とはなりえないことが知られている。【０００３】
そこで、図１２に示すように、電流と電圧を同時に測定することが望ましい。図１２には、三相４線接続における電力測定システムの一例が模式的に示されている。電気機器等の負荷１０４に電力を供給する分電盤のブレーカ１０５に設置した電流計１０１、電圧計１０２にて電流波形や電圧波形をモニタする。一般に、電流計１０１は、ＣＴ（Current Transformer）等の非接触型センサが用いられる。ＣＴは、例えば導体（１次側）に流れる交流電流による磁気コア内に発生した磁束を打ち消すように２次側の巻線に巻数比に応じた交流電流（２次電流）が流れ、この２次電流により抵抗両端に発生した電圧（導体に流れている電流に比例）を測定する。なお、電流計１０１は、分岐配線でなく、分電盤の主幹に接続するようにしてもよい。図１３は、電流計１０１、電圧計１０２で測定された負荷１０４への三相４線式の電流波形Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３と電圧波形Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３の一例を示す図である。【０００４】
図１２の例のように、電圧計１０２で線間電圧を測定する場合、電源配線に触れることなく、すなわち、非接触で精度よく、測定することは困難である。電圧測定ケーブルの設置には電気工事士による工事が必要である。配線網の電圧を測定することで、電圧情報を取得することは可能であるが、分電盤には一般に電源コンセントがないことが多く、電圧計による測定のために、新設工事が必要となる。【０００５】
分電盤における電圧センサ設置の問題に対して、電線とセンサ間に発生する浮遊容量を用いた非接触型の電圧・電流センサによって電流波形を電圧波形に同期して取得する方法が知られている（特許文献１）。【０００６】
特許文献１には、電流波形を電圧波形に同期して測定することは可能であるが、浮遊容量が電線の太さや材質、さらに取り付け方によって値が変わってしまい、センサ設置後の位相遅延の値は一定となるが、その値は設置環境によって異なることが記載されている。そして、電流波形と電圧波形間の位相遅延については環境依存性があることから、非接触の測定結果のみからは知ることは難しい、という課題が記載されている。この課題に対して、特許文献１では、非接触型の電圧・電流センサを用いて、電圧波形と電流波形との間の位相遅延を推定する電圧・電流間の位相遅延推定装置およびその方法が開示されている。特許文献１では、測定された電流波形と位相遅延を有する電圧波形との力率を計算し、その力率が最大となる位相遅延を真値と推定している。このように、特許文献１では、非接触型の電圧センサと電流センサを用いて、電圧波形と電流波形を測定し、これらの間の位相遅延を推定している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１６−０３３４８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
時系列的に電流波形を比較分析するためには，電圧の位相に基づいて電流波形を測定する必要がある。【０００９】
前述したように、分電盤での電圧を測定するには、電圧測定用ケーブルの設置のために有資格者（電気工事）による工事が必要である。【００１０】
また、分電盤では電源コンセントがないことが多く、新設工事が必要となる。【００１１】
本発明は、上記課題に鑑みて創案されたものであって、その目的は、電圧を測定することなく測定した電流の分析を可能とする装置、方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の一形態によれば、測定された交流電流波形をフーリエ変換して周波数領域に変換する第１の演算部と、前記フーリエ変換した結果得られた位相成分に関して交流電源周波数成分が０となるように、位相成分全体を調整する位相調整部と、前記周波数領域での利得と、調整した位相成分を逆フーリエ変換して時間領域の電流波形を取得する第２の演算部を備えた測定装置が提供される。【００１３】
本発明によれば、測定された交流電流波形をフーリエ変換して周波数領域に変換し、前記フーリエ変換した結果得られた位相成分に関して交流電源周波数成分が０となるように、位相成分全体を調整し、前記周波数領域での利得と調整した位相成分を逆フーリエ変換して時間領域の電流波形を取得する測定方法が提供される。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、電圧を測定することなく測定した電流の分析を可能としている。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の例示的な実施形態１を説明する図である。
【図２】本発明の例示的な実施形態１を説明する図である。
【図３】（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は本発明の例示的な実施形態１を説明する図である。
【図４】（Ａ）、（Ｂ）は本発明の例示的な実施形態２、３を説明する図である。
【図５】本発明の例示的な実施形態２を説明する図である。
【図６】本発明の例示的な実施形態２を説明する図である。
【図７】本発明の例示的な実施形態２の測定装置の構成を説明する図である。
【図８】本発明の例示的な実施形態２の測定装置の構成の変形例を説明する図である。
【図９】本発明の例示的な実施形態２の三相４線式への適用例を説明する図である。
【図１０】測定装置での出力を説明する図である。
【図１１】本発明の例示的な実施形態３を説明する図である。
【図１２】電力測定システムの一例を説明する図である。
【図１３】電力測定システムの一例を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
【００１７】
＜実施形態１＞
図１は、本発明の例示的な実施形態１の構成を説明する図である。なお、図１では、説明の容易化のため、単相２線接続の例が示されている。ＣＴ（Current Transformer）等の非接触型の電流計１０１は、例えば、交流電源１０３からの電源ライン１０６に流れる交流電流を検出し、該交流電流を例えば抵抗の端子間電圧として測定装置１１０に供給する。なお、図１では、電流計１０１は、分電盤のブレーカ１０５の電源ライン１０６に流れる電流を非接触で検出する。測定装置１１０は、電流計１０１で取得された電流波形をフーリエ変換して周波数領域に変換する。そして、測定装置１１０は、周波数スペクトルの位相成分に関して交流電源周波数成分が０となるように、位相成分全体を調整し、位相成分全体を調整した周波数スペクトルを逆フーリエ変換（Inverse Fourier Transform）して時間領域の電流波形を取得する。なお、以下では、フーリエ変換として高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform：ＦＦＴ）を用いるが、離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform：ＤＦＴ）であってもよい。
【００１８】
図２は、実施形態１の構成を説明する図である。図２を参照すると、電流計１０１は、電源ライン１０６（１次側）に流れる交流電流による磁気コア１０１１内に発生した磁束を打ち消すように２次側の巻線に巻数比に応じた交流電流（２次電流）が流れ、この２次電流により抵抗ＲＬの両端に発生した電圧を、検出した電流の値として出力する。測定装置１１０において、増幅器１１１は、抵抗ＲＬの端子間電圧（交流電圧）を電圧増幅する。アナログデジタル変換機器（ＡＤＣ）１１２は、増幅器１１１からの電圧をデジタル信号に変換する。ＦＦＴ演算部１１７は、ＡＤＣ１１２からのデジタル信号系列ｘ（０）、ｘ（Ｔ）、ｘ（２Ｔ）、ｘ（（Ｎ−１）Ｔ）（Ｔはサンプリング周期、Ｎはサンプリングポイント数）に対してＦＦＴ演算を施す。なお、サンプリング周波数をＦｓとすると、Ｆｓ＝１／Ｔで与えられる。
【００１９】
ＦＦＴのポイント数をＮとし、デジタル信号系列ｘ（ｎＴ）（ｎ＝０，・・・，Ｎ−１)をＦＦＴ演算した結果（フーリエ係数）：Ｘ（ωｋ）：ωｋ＝２πｋ／（Ｎ×Ｔ）（ｋ＝０，・・・，Ｎ−１）において、Ｘ（ｋ）と表記する。Ｘ（ｋ）を実部と虚部に分け、
2020021600.tif 000003
・・・(1)
と表したとき（ｊ２＝−１）、位相成分は、
2020021600.tif 000004
・・・(2)
で与えられる。
【００２０】
振幅成分（利得）は
2020021600.tif 000005
・・・(3)
で与えられる。
【００２１】
位相調整部１１８は、周波数スペクトルの位相成分について、交流電源周波数（ｆ０＝５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）の位相成分が０となるように、各周波数成分について演算する。
【００２２】
具体的には、交流電源周波数（ｆ０＝５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）、及びその高調波成分の位相成分について以下を計算する。
【００２３】
2020021600.tif 000006
・・・(4)
（ｉ＝１，・・・，Ｍ，ただし、Ｍ×ｆ０≦ナイキスト周波数＝Ｆｓ／２）
【００２４】
ここで、交流電源周波数ｆ０をサンプリング周波数Ｆｓの１／Ｎのｑ倍（ｆ０＝ｑ×Ｆｓ／Ｎ）とすると、式（４）のψ（ｉ×ｆ０）は、係数Ｘ（ωｉ）：ωｉ＝２πｑ×ｉ／（Ｎ×Ｔ）（ｉ＝１，・・・，Ｍ、ただし、Ｍ≦ｑ／２）の位相成分に対応する。
【００２５】
ＩＦＦＴ演算部１１９は、交流電源周波数（ｆ０）、及びその高調波成分の位相成分が調整された周波数スペクトル
2020021600.tif 000007
・・・（５）
（ｋ＝０，・・・，Ｎ−１）
に対して、ＩＦＦＴ演算を施して時間領域の波形（時系列データ）に戻す。
【００２６】
図３は、実施形態１を説明する図である。図３（Ａ）において、波形１３１を、電源１０３からの分電盤に供給される交流電圧波形とする。波形１３２は、電流計１０１で測定した電流波形である。
【００２７】
図３（Ｂ）の利得３０１と位相３０２は、波形１３２をＦＦＴ演算した結果（利得は式（３）、位相は式（２）で与えられる）を模式的に説明する図である。
【００２８】
図３（Ｃ）の利得３０１は、図３（Ｂ）の利得３０１と同じである。図３（Ｃ）の位相３０３は、図３（Ｂ）の位相３０２に対して、電源周波数成分の位相が０となるように、全体の位相を調整した結果を模式的に示している。なお、図３（Ｃ）では、上式（４）の位相の演算は、交流電源周波数ｆ０の高調波周波数成分について図示されているが、サンプリング周波数に依存して、交流電源周波数の高調波成分以外の周波数に関しても、上式（４）の位相の演算を行うようにしてもよい。すなわち、ナイキスト周波数（＝Ｆｓ／２）以下の各周波数スペクトルの位相成分について、交流電源周波数ｆ０の位相成分を減算した値を該位相成分としてもよい。
【００２９】
実施形態１によれば、電流波形から交流電源周波数成分の位相を、既知の値（例えば０）となるように、周波数領域での位相成分全体をレベルシフトすることで、交流電流の位相を既知の値に設定可能としている。ＦＦＴ演算部１１７、位相調整部１１８、ＩＦＦＴ演算部１１９はＤＳＰ（Digital Signal Processor）等のプロセッサにより実現してもよい。実施形態１によれば、測定装置１１０はバッテリ駆動型の装置として構成される。
【００３０】
交流電源周波数成分の位相成分に基づき周波数領域全体の位相成分を調整した周波数スペクトルをＩＦＦＴ演算して得られた交流電流波形に対して力率を最大化する交流電圧を生成するようにしてもよい。
【００３１】
本実施形態によれば、電圧を測定することなく測定した電流波形の分析を可能とし、交流電圧に同期したタイミングでの電流測定を可能としている。なお、交流電圧に同期したタイミングでの電流測定を可能とするための実施形態は上記に制限されるものでなく、以下の手法も適用可能である。
【００３２】
＜実施形態２＞
図４は、本発明の例示的な実施形態２を説明する図である。図４（Ａ）では、説明の容易化のため、単相２線接続の例が示されている。図４（Ａ）を参照すると、ＣＴ（Current Transformer）等の非接触型の電流計１０１は、例えば、交流電源１０３から電源ラインに流れる交流電流を検出し、該交流電流を例えば抵抗の端子間電圧として測定装置１１０に供給する。なお、図４（Ａ）では、電流計１０１は、分電盤のブレーカ１０５の電源ライン１０６−１の電流を非接触で検出する。
【００３３】
ブレーカ１０５下流の電源ライン１０６−２に接続する電源コンセント１０７には、電流周波数と同期して出現する所定のパタンの消費電流特性を有する装置（デバイス）２００を接続する。すなわち、デバイス２００の電源プラグ２０１を電源コンセント１０７に接続（挿入）することで、電源ライン１０６−２に接続する。
【００３４】
特に制限されないが、デバイス２００は、図４（Ｂ）に示すようなインバータ等で構成してもよい。図４（Ｂ）において、スイッチング素子Ｓ１−Ｓ４はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）あるいはＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）であってもよい。スイッチング素子Ｓ１とＳ２の接続点と、スイッチング素子Ｓ３とＳ４の接続点には負荷素子が接続される。スイッチング素子Ｓ１とＳ４が同時にオンするとき、スイッチング素子Ｓ２とＳ３はオフとされ、直流電源（ＶＤＣ）から、スイッチング素子Ｓ１、負荷、スイッチング素子Ｓ４の向きに電流が流れ、スイッチング素子Ｓ２とＳ３が同時にオンするとき、スイッチング素子Ｓ１とＳ４はオフとされ、直流電源（ＶＤＣ）からスイッチング素子Ｓ３、負荷、スイッチング素子Ｓ２の向きに電流が流れる。なお、図１（Ｂ）では、交流電源から直流電源（ＶＤＣ）に変換するＡＣ(Alternate Current)−ＤＣ(Direct Current)コンバータ等は省略してある。特に制限されないが、デバイス２００は、無効電力を消費しない自励式変換器（インバータ）や、インダクタ素子及びキャパシタ素子等で構成してもよい。デバイス２００は、交流電源１０３の電源周波数（５０Ｈｚ(Hertz)／６０Ｈｚ）と同期し、予め定められたタイミングで電力を蓄積し、別のタイミングで蓄積した電力を放出し、交流電源１０３に返還する構成としてもよい。デバイス２００の電流パタンとして、力率が０に近いパタンであるほど、電力消費を抑えることが可能となる。
【００３５】
図５は、実施形態２の動作を説明する図である。図５において、波形１４１は、電源１０３からの分電盤に供給される交流電圧波形である。波形１４２は、電流計１０１で測定した電流波形である。１４３、１４４は、交流電圧波形１４１と同期したタイミングで出現するデバイス２００での所定形状の電流パタンを表している。実施形態２では、電流パタン１４３、１４４は、交流電圧周期の開始点からθa、θbの位相で現れている。なお、デバイス２００が、電圧の位相に同期して消費する電流波形のパタンは正弦波、方形波、三角波等、任意であるが、負荷１０４の消費電流に重畳して判別可能な孤立パタンが好ましい。なお、デバイス２００に固有の電流パタンは、交流電源周期の１サイクルあたり、少なくとも１つ配置する構成としてよい。
【００３６】
測定装置１１０は、電流計１０１で測定された分電盤での電流から、デバイス２００の電流パタンを検出し、該電流パタンから、分電盤（ブレーカ１０５）での交流電圧の位相情報（電流に対する進み）を算出する。なお、図４（Ａ）の電源コンセント１０７での交流電圧と、分電盤での交流電圧の位相差は０とする。
【００３７】
図５において、電流パタン１４３、１４４は、交流電圧に対して位相同期しているものとする。電流パタン１４３、１４４は周期的である。このため、電流パタン１４３、１４４の出現位置を検出することで、分電盤での交流電圧波形を推定することができる。例えば図６に示すように、測定された電流パタン１４３の出現位置（位相）θcである場合、交流周期の開始点からの本来の電流パタン１４３の位相θaとの差分（θa−θc）に基づき、分電盤での交流電圧波形と交流電流波形の位相差を推定することが可能である。
【００３８】
図７は、実施形態２の構成を説明する図である。電流計１０１は、電源ライン１０６（１次側）に流れる交流電流による磁気コア１０１１内に発生した磁束を打ち消すように２次側の巻線に巻数比に応じた交流電流（２次電流）が流れ、この２次電流により抵抗ＲＬの両端に発生した電圧を、検出した電流の値として出力する。測定装置１１０において、増幅器１１１は、抵抗ＲＬの端子間電圧（交流電圧）を電圧増幅する。アナログデジタル変換機器（Analog Digital Converter：ＡＤＣ）１１２は、増幅器１１１からの電圧をデジタル信号に変換する。
【００３９】
電流パタン検出部１１３は、ＡＤＣ１１２からのデジタル信号を解析して、デバイス２００に固有の電流パタンを検出し、そのタイミング情報を取得する。すなわち、電流パタン検出部１１３は、デバイス２００に固有の電流パタンの電流波形の一周期（３６０度）における位置を算出する。デバイス２００に固有の電流パタンは、交流電圧波形のゼロクロス点からの遅延（位相）が知られているものとする（事前に測定し測定装置１１０に記憶設定しておく構成としてもよい）。
【００４０】
位相検出部１１４は、デバイス２００に固有の電流パタン１４３（１４４）の検出位置に基づき、分電盤での電流波形と交流電圧波形の位相差を推定する。すなわち、交流電圧波形１４１（図５）を推定する。本実施形態によれば、分電盤での交流電流を測定することで、交流電圧を測定することなく分電盤での交流電圧波形を推定可能とし、該交流電圧に同期した電流波形の分析を可能としている。
【００４１】
図８は、実施形態２の変形例を説明する図である。図８では、図７の構成に加えて、算出された位相差の交流電圧を生成する電圧生成部１１５を備えている。電圧生成部１１５は、電流計１０１で取得された電流波形に対して位相検出部１１４で検出された位相差の電圧波形（デジタル信号波形）を生成して出力する。電圧生成部１１５は、力率を最大とする交流電圧波形を生成するようにしてもよい。電流波形はＡＤＣ１１２からのデジタル信号を遅延回路１１６で遅延させて出力する。遅延回路１１６は、電流パタン検出部１１３、位相検出部１１４、電圧生成部１１５での処理遅延に対応した遅延時間を有する。なお、電圧生成部１１５は、デジタルアナログ変換器でアナログ信号に変換した電圧を出力する構成としてもよい。この場合、電流波形は増幅器１１１の出力から遅延回路１１６を介して出力する構成としてもよい。実施形態２によれば、測定装置１１０はバッテリ駆動型の装置として構成される。
【００４２】
図９は、三相４線式の電流測定システムの一例を示す図である。なお、図９では、三相電源の電源ラインＬ１、Ｌ２、Ｌ３に、非接触型の電流計１０１−１〜１０１−３が配置され、測定装置１１０−１〜１１０−３から、電流波形Ｉｉ（ｉ＝１〜３）と、電流波形Ｉｉに位相同期した電圧波形Ｖｉ（ｉ＝１〜３）が出力される。
【００４３】
図１０に、測定装置１１０−１〜１１０−３から出力される三相の電流波形Ｉｉ（ｉ＝１〜３）と、測定装置１１０−１〜１１０−３で生成された三相の電圧波形Ｖｉ（ｉ＝１〜３）を示す。
【００４４】
本実施形態によれば、交流電圧を測定することなく、測定した電流波形の分析を可能としている。本実施形態によれば、交流電圧を測定することなく、測定した測定した電流波形から交流電圧を算出（推定）可能とし、交流電圧に同期したタイミングでの電流測定を可能としている。
【００４５】
＜実施形態３＞
本発明の例示的な実施形態３を説明する。基本構成は、図４（Ａ）と同様である。ただし、実施形態２では、電源コンセント１０７に接続されるデバイス２００は、電圧位相と同期したタイミングで所定の電流パタンを出力する構成であるのに対して、実施形態３では、電源コンセント１０７に接続されるデバイス２００は、電流周波数と同期して所望のパタンで電流を消費する。デバイス２００はインバータ等であってもよい。あるいは、無効電力を消費しない自励式変換器（インバータ）や、インダクタ素子及びキャパシタ素子等で構成してもよい。実施形態２と同様、実施形態３においても、デバイス２００の電流パタンとして、力率が０に近いパタンであるほど、電力消費を抑えることが可能となる。
【００４６】
図１１は、実施形態３の動作を説明する図である。図１１において、波形１３１を分電盤での交流電圧波形とする。波形１３２は電流計１０１で測定した電流波形である。１３３、１３４は、電流波形の周波数と同期して出現するデバイス２００での所定の電流パタンを表している。電流パタン１３３、１３４は、交流電流周期の開始点からθａ、θｂの位相で現れ、負荷１０４の消費電流に重畳している。なお、デバイス２００が、電流周波数と同期して予め定められたタイミングで消費する電流波形のパタンは正弦波、方形波、三角波等、任意であるが、負荷１０４の消費電流に重畳して判別可能な孤立パタンが好ましい。なお、デバイス２００に固有の電流パタンは、交流電源周期の１サイクルあたり、少なくとも１つ配置する構成としてよい。
【００４７】
測定装置１１０は、電流計１０１で測定した分電盤での電流波形１３２から、デバイス２００の電流パタン１３３、１３４を検出する。
【００４８】
デバイス２００に固有の電流パタン１３３、１３４は、電流周期に対して位相が同期しており周期的である。したがって、電流パタン１３３、１３４は、交流電圧周期に対しても位相が同期している。電流パタン１３３（１３４）から、交流電流周期の開始点を算出し、分電盤（ブレーカ１０５）での交流電圧波形１３１を推定する。なお、デバイス２００に固有の電流パタンの出現タイミングは予め測定器（不図示）で測定しておき、測定装置１１０の不図示の記憶部に記憶する構成としてもよい。
【００４９】
実施形態３の測定装置１１０の基本構成は、図７に示した実施形態２と同様である。図７を参照すると、測定装置１１０において、増幅器１１１は、電流計１０１で検出した電流が流れる抵抗ＲＬの端子間電圧（交流電圧）を電圧増幅する。ＡＤＣ１１２は、増幅器１１１からの電圧をデジタル信号に変換する。電流パタン検出部１１３は、ＡＤＣ１１２からのデジタル信号を解析して、デバイス２００に固有の電流パタン１３３、１３４（いずれか一方でもよい）を検出し、そのタイミング情報（位相情報）を取得する。
【００５０】
電流パタン１３３、１３４の交流電流周期における出現タイミング情報（遅延、位相情報）は事前に測定され、測定装置１１０に記憶されている。位相検出部１１４は、例えば検出された電流パタン１３３（１３４）の出現のタイミング情報（位相情報）に基づき、交流電流周期の開始点を算出し、測定していない分電盤での交流電圧波形を推定する。この場合、交流電流周期の開始点を交流電圧周期の開始点（ゼロクロス点）として交流電圧を生成するようにしてもよい。あるいは、周期の開始点が算出された交流電流波形に対して、力率を最大とする交流電圧波形を算出するようにしてもよい。本実施形態によれば、電圧を測定することなく、分電盤での交流電圧波形を算出（推定）可能とし、該電圧に同期した電流波形の分析を可能としている。
【００５１】
なお、実施形態３においても、図８と同様、検出された位相差の交流電圧を生成する電圧生成部１１５を備えた構成としてもよい。電圧生成部１１５は、力率を最大とする交流電圧波形を生成するようにしてもよい。実施形態３においても、測定装置１１０はバッテリ駆動型の装置として構成してもよい。
【００５２】
なお、上記の特許文献１の開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素（各請求項の各要素、各実施例の各要素、各図面の各要素等を含む）の多様な組み合わせ乃至選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。
【符号の説明】
【００５３】
１０１、１０１−１〜１０１−３  電流計
１０２  電圧計
１０３  電源（交流電源）
１０４  負荷
１０５  ブレーカ
１０５−１  主幹ブレーカ
１０５−２  分岐ブレーカ
１０６、１０６−１、１０６−２  電源ライン
１０７  電源コンセント
１１０  測定装置
１１１  増幅器
１１２  ＡＤＣ
１１３  電流パタン検出部
１１４  位相検出部
１１５  電圧生成部
１１６  遅延回路
１１７  ＦＦＴ演算部
１１８  位相調整部
１１９  ＩＦＦＴ演算部
１３１、１４１  電圧波形（交流電圧波形）
１３２、１４２  電流波形（交流電流波形）
１３３、１３４、１４３、１４４  電流パタン
２００  デバイス
３０１  利得(Gain)
３０２、３０３  位相(Phase)
１０１１  磁気コア
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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