(57)【要約】  リアクタ（４ａ）及びスイッチング素子（４ｃ）を備え、交流電源（１）から供給される交流電力の電圧を直流電圧に整流し、この直流電圧を昇圧して出力する電力変換回路（５）と、リアクタ（４ａ）に流れる電流を検出する電流検出器（７）と、電流検出器（７）によって検出された第１の信号に対してフィルタ処理を施すフィルタ回路（１０ａ）と、キャリア及びフィルタ回路（１０ａ）によって生成された第２の信号に基づいて制御信号を生成し、この制御信号に基づいてキャリアの周期である第１の周期でスイッチング素子（４ｃ）を制御する制御部（１２）と、を備える。フィルタ回路（１０ａ）は、第１の周期の繰り返し周波数成分を遮断し、第１の周期よりも長い第２の周期の繰り返し周波数成分を通過させる。
2020183575.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクタ及び１以上のスイッチング素子を備え、交流電源から供給される交流電力の電圧を直流電圧に変換して出力する電力変換回路と、
前記リアクタ又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出器と、
前記電流検出器によって検出された第１の信号に対してフィルタ処理を施すフィルタ回路と、
キャリア及び前記フィルタ回路によって生成された第２の信号に基づいて制御信号を生成し、前記制御信号に基づいて前記キャリアの周期である第１の周期で前記スイッチング素子を制御する制御部と、
を備え、
前記フィルタ回路は、前記第１の周期の繰り返し周波数成分を遮断し、前記第１の周期よりも長い第２の周期の繰り返し周波数成分を通過させる
コンバータ装置。
【請求項２】
前記電流検出器は、前記第２の周期で前記電流を検出する
請求項１に記載のコンバータ装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記第１の信号を前記第２の周期の１周期に対して少なくとも１回更新する
請求項１又は２に記載のコンバータ装置。
【請求項４】
前記フィルタ回路は、ローパスフィルタである
請求項１から３の何れか１項に記載のコンバータ装置。
【請求項５】
前記フィルタ回路は、ノッチフィルタである
請求項１から３の何れか１項に記載のコンバータ装置。
【請求項６】
前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成されている
請求項１から５の何れか１項に記載のコンバータ装置。
【請求項７】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
請求項６に記載のコンバータ装置。
【請求項８】
請求項１から７の何れか１項に記載のコンバータ装置と、
前記コンバータ装置から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータ装置と、
を備えるモータ駆動装置。
【請求項９】
請求項８に記載のモータ駆動装置を備える
空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電力を直流電力に変換するコンバータ装置、並びにコンバータ装置を備えたモータ駆動装置及び空気調和機に関する。
【背景技術】
【０００２】
ダイオードで構成された整流回路と、スイッチング素子で構成された昇圧回路とを用いて、供給された交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータ装置がある。この種のコンバータ装置は、交流電力を整流しつつ、スイッチング素子をオンオフすることで、整流電圧を昇圧する昇圧動作を行うことが可能である。【０００３】
コンバータ装置において、昇圧回路のスイッチング素子を制御するには、昇圧回路に流れる電流の情報が必要である。このため、昇圧回路には、昇圧回路の前段もしくは回路内に電流検出器が設けられる。電流検出器の検出信号は、プロセッサに伝送される。プロセッサは、電流検出器の検出信号に基づいて、昇圧回路のスイッチング素子のオンオフを制御する。【０００４】
近年、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ（Ｗｉｄｅ  Ｂａｎｄ  Ｇａｐ：ＷＢＧ）半導体により形成された金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）、高電子移動度トランジスタ（Ｈｉｇｈ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎ  Ｍｏｂｉｌｉｔｙ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＨＥＭＴ）といった高速動作が可能なスイッチング素子が注目されている。これらのスイッチング素子の出現により、昇圧回路においても、スイッチング速度の高速化がトレンドとなっている。スイッチング速度の高速化により、電流検出器の検出信号にはノイズを含む不要な周波数成分が多く含まれるようになる。このため、検出信号から不要な周波数成分を除去して、正確な電流値を得ることがキーとなる技術の一つとなっている。【０００５】
下記特許文献１には、モータを可変速制御するモータ駆動回路における過電流保護装置において、モータ駆動回路に流れる直流電流によって発生する電圧をフィルタリングするフィルタ回路を備える構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１４−１７６２７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１は、過電流保護を目的としているため、その技術の本質は、検出電圧に含まれるノイズを抑制することにある。従って、特許文献１の技術をコンバータ装置の電流検出に使用した場合、フィルタ回路のフィルタ特性が適切に設定されないおそれがある。フィルタ回路のフィルタ特性が適切に設定されない場合、電流値の検出精度が低下する可能性がある。検出精度の低下した電流値によって制御が行われると、コンバータ装置の動作が不安定になるという問題が生ずる。【０００８】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電流値の検出精度の低下を抑制し、動作を安定化できるコンバータ装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るコンバータ装置は、リアクタ及び１以上のスイッチング素子を備え、交流電源から供給される交流電力の電圧を直流電圧に変換して出力する電力変換回路と、リアクタ又はスイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出器と、を備える。また、コンバータ装置は、電流検出器によって検出された第１の信号に対してフィルタ処理を施すフィルタ回路を備える。更に、コンバータ装置は、キャリア及びフィルタ回路によって生成された第２の信号に基づいて制御信号を生成し、この制御信号に基づいてキャリアの周期である第１の周期でスイッチング素子を制御する制御部を備える。フィルタ回路は、第１の周期の繰り返し周波数成分を遮断し、第１の周期よりも長い第２の周期の繰り返し周波数成分を通過させる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明に係るコンバータ装置によれば、電流値の検出精度の低下を抑制し、動作を安定化できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施の形態１に係るコンバータ装置の構成例を示す図
【図２】実施の形態１の動作説明に使用する各種の波形例を示す第１の図
【図３】図２と対比させた比較例の波形を示す図
【図４】実施の形態１の動作説明に使用する各種の波形例を示す第２の図
【図５】図４と対比させた比較例の波形を示す図
【図６】実施の形態１におけるフィルタ回路の遮断特性の一例を示す図
【図７】実施の形態２に係るモータ駆動装置の構成例を示す図
【図８】図７に示したモータ駆動装置を空気調和機に適用した例を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るコンバータ装置、モータ駆動装置及び空気調和機について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。
【００１３】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るコンバータ装置１００の構成例を示す図である。実施の形態１に係るコンバータ装置１００は、交流電源１から供給される交流電力の電圧を整流し、整流した直流電圧を昇圧して負荷５０に供給する電力変換回路５を備える。電力変換回路５は、交流電源１から供給される交流電力の電圧を直流電圧に整流し、この直流電圧を昇圧して出力する回路である。電力変換回路５は、整流回路２と、昇圧回路４と、平滑コンデンサ６とを備える。負荷５０は、コンバータ装置１００からの電力が供給されるインバータ装置、及びインバータ装置によって駆動されるモータを含むものである。
【００１４】
整流回路２は、ブリッジ接続される４つのダイオードを備えて構成される。整流回路２は、交流電源１から出力される交流電圧を整流する。
【００１５】
整流回路２によって整流された整流電圧は、昇圧回路４に印加される。昇圧回路４は、整流回路２から出力される整流電圧を昇圧する。平滑コンデンサ６は、昇圧回路４から出力される昇圧電圧を平滑する。平滑コンデンサ６によって平滑された電圧は、負荷５０に印加される。
【００１６】
昇圧回路４は、リアクタ４ａと、逆流阻止ダイオード４ｂと、スイッチング素子４ｃとを備える。スイッチング素子４ｃは、スイッチング素子４ｃの一端であるドレインと、他端であるソースとの間に逆並列に接続されるダイオードを備えている。逆並列の接続とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインとダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースとダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。
【００１７】
スイッチング素子４ｃの一例は、図示のＭＯＳＦＥＴであるが、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）を用いてもよい。また、ＭＯＳＦＥＴは、シリコン（Ｓｉ）系材料により形成されたＳｉ−ＭＯＳＦＥＴが一般的であるが、ＷＢＧ半導体により形成されたＷＢＧ−ＭＯＳＦＥＴを用いるのが好ましい。ＷＢＧ−ＭＯＳＦＥＴを用いれば、スイッチング素子４ｃに対するスイッチング制御を高速化することができる。また、ＷＢＧ−ＭＯＳＦＥＴに代えて、前述したＨＥＭＴを用いてもよい。
【００１８】
ＷＢＧ−ＭＯＳＦＥＴは、スイッチング時の電流の立ち上がり特性であるｄｉ／ｄｔが高い。このため、電流の立ち上がり時に発生する電力損失であるスイッチング損失が小さくなる。従って、ＷＢＧ−ＭＯＳＦＥＴを用いれば、昇圧回路４における消費電力の低減が可能となる。
【００１９】
また、一般的にＷＢＧ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。このため、ＷＢＧ−ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、スイッチング素子４ｃの耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子４ｃを組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。
【００２０】
スイッチング素子４ｃ及び平滑コンデンサ６は、整流回路２の出力端の正負間を跨ぐように接続される。整流回路２において、ブリッジ接続される４つのダイオードのうち、カソード同士が突き合わされて接続されている上部側が正側であり、アノード同士が突き合わされて接続されている下部側が負側である。リアクタ４ａは、整流回路２の出力端の正側の電気配線１４ａにおいて、整流回路２の正側の出力端とスイッチング素子４ｃの一端とを結ぶように配置される。
【００２１】
逆流阻止ダイオード４ｂは、アノードがスイッチング素子４ｃの一端に接続され、カソードが平滑コンデンサ６の一端に接続されるように配置される。即ち、逆流阻止ダイオード４ｂは、整流回路２の正側から平滑コンデンサ６の正側に電流が流れるように接続されている。この接続により、平滑コンデンサ６の正側から整流回路２の正側に向かう電流は、逆流阻止ダイオード４ｂによって阻止される。なお、逆流阻止ダイオード４ｂは、カソードがスイッチング素子４ｃの他端に接続され、アノードが平滑コンデンサ６の他端に接続されるように配置されていてもよい。電気配線１４ａ，１４ｂは、直流母線と呼ばれることがある。
【００２２】
コンバータ装置１００は、更に、信号処理回路１０及び制御部１２を備える。また、コンバータ装置１００には、電流検出器７と、電圧検出器８と、電圧検出器９とが配置される。信号処理回路１０は、フィルタ回路１０ａ，１０ｂ，１０ｃを備える。制御部１２は、プロセッサ１２ａ及びメモリ１２ｂを備える。フィルタ回路１０ａ，１０ｂ，１０ｃの一例は、図示のローパスフィルタ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）である。      
【００２３】
電流検出器７は、リアクタ４ａに流れる電流を検出する。電流検出器７の一例は、変流器（Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：ＣＴ）である。リアクタ電流の検出信号Ｉｄｃは、フィルタ回路１０ａに入力される。なお、リアクタ電流の検出信号Ｉｄｃを「第１の信号」と呼ぶ場合がある。フィルタ回路１０ａは、リアクタ電流の検出信号Ｉｄｃに対して後述するフィルタ処理を施す。フィルタ回路１０ａによるフィルタ処理の詳細は、後述する。フィルタ処理が施された検出信号Ｉｄｃ＿ｆｉｌは、プロセッサ１２ａに入力される。なお、検出信号Ｉｄｃ＿ｆｉｌを「第２の信号」と呼ぶ場合がある。
【００２４】
電圧検出器８は、交流電源１の出力電圧を検出する。交流電源１の出力電圧を適宜「電源電圧」と呼ぶ。電源電圧の検出信号Ｖｓは、フィルタ回路１０ｂに入力される。フィルタ回路１０ｂは、電源電圧の検出信号Ｖｓに含まれるノイズを除去する。フィルタ処理が施された検出信号Ｖｓ＿ｆｉｌは、プロセッサ１２ａに入力される。
【００２５】
電圧検出器９は、平滑コンデンサ６の電圧を検出する。平滑コンデンサ６には、昇圧回路４によって昇圧された電圧が平滑されて保持される。平滑コンデンサ６に保持される電圧を「コンデンサ電圧」又は「昇圧電圧」と呼ぶ。コンデンサ電圧の検出信号Ｖｄｃは、フィルタ回路１０ｃに入力される。フィルタ回路１０ｃは、コンデンサ電圧の検出信号Ｖｄｃに含まれるノイズを除去する。フィルタ処理が施された検出信号Ｖｄｃ＿ｆｉｌは、プロセッサ１２ａに入力される。
【００２６】
プロセッサ１２ａは、それぞれのフィルタ処理が施された検出信号Ｉｄｃ＿ｆｉｌ，検出信号Ｖｓ＿ｆｉｌ，Ｖｄｃ＿ｆｉｌ及びキャリアに基づいて、スイッチング素子４ｃを制御するための制御信号Ｃｓを生成する。
【００２７】
プロセッサ１２ａは、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段である。メモリ１２ｂは、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ  ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリである。メモリ１２ｂには、後述するプロセッサ１２ａの機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ１２ａは、図示しないアナログディジタル（Ａｎａｌｏｇ  Ｄｉｇｉｔａｌ：ＡＤ）変換器を含むインタフェースを介して必要な情報を授受し、メモリ１２ｂに格納されたプログラムをプロセッサ１２ａが実行することにより、電力変換回路５を制御する。プロセッサ１２ａによる演算結果は、メモリ１２ｂに記憶される。
【００２８】
次に、実施の形態１に係るコンバータ装置１００の基本的な動作について説明する。まず、スイッチング素子４ｃがターンオンすると、整流回路２の出力端がリアクタ４ａ及びスイッチング素子４ｃを通して電気的に短絡され、リアクタ４ａ及びスイッチング素子４ｃに電流が流れる。この動作を「電源短絡動作」と呼ぶ。電源短絡動作によって、リアクタ４ａに流れる電流が上昇し、リアクタ４ａにエネルギーが蓄積される。この状態でスイッチング素子４ｃをターンオフさせると、リアクタ４ａに流れる電流が減少し、Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）に則った電圧がリアクタ４ａに発生する。ここで言う「ｉ」は、ターンオン時にリアクタ４ａに流れていた電流であり、ここで言う「Ｌ」は、リアクタ４ａのインダクタンスである。
【００２９】
整流回路２の出力電圧とリアクタ４ａの電圧との和がコンデンサ電圧よりも高くなれば、逆流阻止ダイオード４ｂが導通し、平滑コンデンサ６に向かって電流が流れ、平滑コンデンサ６は充電される。リアクタ４ａのエネルギーが放出し終わると、リアクタ４ａの電圧が低下し、整流回路２の出力電圧とリアクタ４ａの電圧との和がコンデンサ電圧よりも低下した時点で、逆流阻止ダイオード４ｂが転流する。逆流阻止ダイオード４ｂは、電流の逆流が防止されるように接続されているため、平滑コンデンサ６の電圧は保たれる。これらの動作が繰り返されることにより、コンデンサ電圧は、電源電圧より上昇する。以上の動作により、平滑コンデンサ６には、負荷５０の駆動に必要な昇圧電圧が保持される。
【００３０】
なお、図１では、リアクタ４ａ、逆流阻止ダイオード４ｂ及びスイッチング素子４ｃを１組とする１段構成の昇圧回路を示しているが、この構成に限定されない。リアクタ４ａ、逆流阻止ダイオード４ｂ及びスイッチング素子４ｃの組は、２以上であってもよい。即ち、リアクタ４ａ、逆流阻止ダイオード４ｂ及びスイッチング素子４ｃの組が複数並列に接続された複数段の昇圧回路の構成であってもよい。
【００３１】
また、図１において、電流検出器７は、リアクタ４ａに流れる電流を検出しているが、この構成に限定されない。スイッチング素子４ｃの他端と、電気配線１４ｂとの間に電流検出器を配置し、スイッチング素子４ｃに流れる電流を検出してもよい。この場合の電流検出器の例は、ＣＴ又はシャント抵抗である。
【００３２】
次に、実施の形態１に係るコンバータ装置１００における要部の動作について説明する。図２は、実施の形態１の動作説明に使用する各種の波形例を示す第１の図である。図２の下段部には、実施の形態１に係るコンバータ装置１００が動作するときのリアクタ４ａに流れる各種の波形例が示されている。横軸は時間であり、縦軸は振幅である。横軸における「２０ｍｓ」は、電源１周期の時間（５０Ｈｚの場合）である。「ＣＣＭ」は連続モードを意味し、「ＤＣＭ」は不連続モードを意味している。また、下段部において、実線で示す三角波状の波形Ｋ１は、フィルタ回路１０ａに入力されるリアクタ電流の検出信号Ｉｄｃであり、破線で示す正弦波状の波形Ｋ２は、検出信号Ｉｄｃの実効値である。
【００３３】
図２の上段部には、不連続モードのときの波形が拡大されて示されている。上段部において、実線で示す鋸波状の波形Ｋ３は、キャリアである。波形Ｋ４，Ｋ５は、それぞれ下段部の波形Ｋ１，Ｋ２を拡大したものである。また、波形Ｋ６は、フィルタ回路１０ａによるフィルタ処理後の検出信号Ｉｄｃ＿ｆｉｌである。点ＡはＡＤ変換のタイミング、点Ｂは電流検出のタイミングを示している。太実線で示す波形Ｋ７は、プロセッサ１２ａに取り込まれる検出電流である。
【００３４】
波形Ｋ４に示されるように、不連続モードでは電流が流れない区間が存在するが、フィルタ処理後の電流波形は、波形Ｋ６に示されるように、波形Ｋ４に比べて電流変化が小さくなっている。その結果、検出信号Ｉｄｃの実効値（波形Ｋ５）と、プロセッサ１２ａに取り込まれる検出電流（波形Ｋ７）との差は小さくなっている。また、電流検出のタイミングが異なっても、ほぼ同じ電流値がプロセッサ１２ａに取り込まれていることが分かる。
【００３５】
図３は、図２と対比させた比較例の波形を示す図である。また、図３は、フィルタ回路１０ａが存在しない場合の波形を示すものである。図３において、実線で示す三角波状の波形Ｋ１２は、リアクタ電流の検出信号Ｉｄｃであり、破線で示す波形Ｋ１３は、検出信号Ｉｄｃの実効値である。太実線で示す波形Ｋ１４は、プロセッサ１２ａに取り込まれる検出電流である。図２と図３との比較から理解できるように、フィルタ回路１０ａが存在しない場合、検出信号Ｉｄｃの実効値（波形Ｋ１３）と、プロセッサ１２ａに取り込まれる検出電流（波形Ｋ１４）との差は大きくなっている。このため、フィルタ回路１０ａを有さない場合、特に不連続モードでは、正確な検出電流の実効値を得ることが困難である。
【００３６】
なお、図３は、フィルタ回路１０ａを有さない場合の例であるが、フィルタ回路１０ａを有する場合であっても、フィルタ回路１０ａの遮断特性が、コンバータ装置１００の特性に合致したものになっていない場合、正確な検出電流の実効値が得られないことが起こり得る。この場合の様子を図２で説明すると、図２の上段部において、検出信号Ｉｄｃの実効値（波形Ｋ５）と、プロセッサ１２ａに取り込まれる検出電流（波形Ｋ７）との差が大きくなってくる。
【００３７】
一方、実施の形態１におけるフィルタ回路１０ａの遮断特性は、コンバータ装置１００の特性に合致したものになっている。なお、フィルタ回路１０ａの遮断特性については後述し、以下では、コンバータ装置１００の制御の特徴である「間引き制御」について説明する。
【００３８】
図４は、実施の形態１の動作説明に使用する各種の波形例を示す第２の図である。図４には、間引き制御の概念がタイムチャートの形式で示されている。間引き制御では、図４に示されるように、１制御周期の期間において、ＡＤ変換、制御演算、及びタイマ転送の処理が行われる。ＡＤ変換には、アナログ信号である電流検出器７、及び電圧検出器８，９の検出値がデジタル信号に変換される処理が含まれる。制御演算には、スイッチング素子４ｃを制御するためのパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号を生成する処理が含まれる。タイマ転送は、タイマを使用したデータ転送処理である。
【００３９】
１制御周期内において、キャリアは２周期分出力される。１制御周期内の各キャリア周期では、同一デューティ、即ち同一パルス幅のＰＷＭ信号が出力される。従って、間引き制御において、スイッチング素子４ｃは、キャリア周期で制御される。
【００４０】
なお、図１は、昇圧回路が１段の場合の例であり、制御周期の１周期に対して検出信号が１回更新される。一方、昇圧回路が複数段の構成であり、且つ、昇圧回路ごとに電流検出器を有している場合には、昇圧回路の段数に従って、制御周期の１周期に対して検出信号が複数回更新される。例えば、昇圧回路が２段の構成の場合、制御周期の１周期に対して検出信号が２回更新される。
【００４１】
また、図４では、１制御周期がキャリア周期の２倍である例を示したが、この例に限定されない。１制御周期は、キャリア周期のｎ倍（ｎは２以上の整数）であってもよい。また、間引き制御においては、ｎ＝１を含まないので、１制御周期は１キャリア周期よりも長い。従って、間引き制御において、電流検出器７による電流検出は、キャリア周期よりも長い制御周期で実施される。なお、キャリア周期を「第１の周期」と呼び、制御周期を「第２の周期」と呼ぶ場合がある。
【００４２】
また、上記の時間領域の関係は、周波数の領域で言い替えることができる。まず、制御周期の繰り返し周波数は、キャリア周期の繰り返し周波数よりも低い。そして、制御周期の繰り返し周波数は、キャリア周期の繰り返し周波数の１／ｍ倍（ｍは２以上の整数）であってもよい。
【００４３】
図５は、図４と対比させた比較例の波形を示す図である。図５は、制御周期とキャリア周期とが一致する場合を示している。１制御周期内において、ＡＤ変換、制御演算、及びタイマ転送の処理が行われることは図４と同じであるが、１制御周期内では、１回のＰＷＭ信号が出力され、複数回のＰＷＭ信号が出力されることはない。
【００４４】
プロセッサ１２ａとして、例えばマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と略す）使用する場合、マイコンの処理能力によっては、１キャリア周期中に制御演算を完了できない場合が出て来る。特に、スイッチング速度が高速になると、キャリア周期の繰り返し周波数であるキャリア周波数が高くなり、この傾向が顕著になる。こういった場合は、制御周期の繰り返し周波数である制御周波数をキャリア周波数よりも低く設定する間引き制御が有効になる。即ち、間引き制御は、プロセッサ１２ａの処理能力があまり高くない場合に効果的である。間引き制御を採用すれば、安価なマイコンを使用して、高速なスイッチング制御を行うことができるので、リアクタ４ａの低コスト化も含め、コンバータ装置１００の低コスト化が可能となる。
【００４５】
次に、実施の形態１におけるフィルタ回路１０ａの遮断特性について説明する。図６は、実施の形態１におけるフィルタ回路１０ａの遮断特性の一例を示す図であり、ＬＰＦの例である。図６において、横軸は周波数、縦軸は振幅を示している。また、ｆｃはフィルタ回路１０ａのカットオフ周波数、ｆ１はキャリア周波数、ｆ２は制御周波数を示している。図６に示すように、キャリア周波数ｆ１はカットオフ周波数ｆｃよりも高く、制御周波数ｆ２はカットオフ周波数ｆｃよりも低い。これにより、キャリア周波数ｆ１の減衰率は、制御周波数ｆ２の減衰率よりも大きく、逆に、制御周波数ｆ２の減衰率は、キャリア周波数ｆ１の減衰率よりも小さくなっている。
【００４６】
フィルタ回路１０ａに図６に示す遮断特性のものを適用すれば、キャリア周期の繰り返し周波数成分を遮断しつつ、制御周期の繰り返し周波数成分を通過させることができる。その結果、フィルタ回路１０ａから出力される波形（図２の波形Ｋ６）を、フィルタ回路１０ａに入力される波形の実効値（図２の波形Ｋ５）に近づけることができる。これにより、リアクタ電流の検出信号Ｉｄｃの検出精度の低下を抑制することができ、コンバータ装置１００の動作を安定化することができる。
【００４７】
フィルタ回路１０ａを、コンデンサ及び抵抗を用いたＬＰＦとする場合、そのカットオフ周波数ｆｃは、以下の（１）式で表される。
【００４８】
ｆｃ＝１／（２πＣＲ）…（１）
【００４９】
上記（１）式において、Ｃはコンデンサの容量値であり、Ｒは抵抗の抵抗値である。このとき、図６に示すように、カットオフ周波数ｆｃが、キャリア周波数ｆ１よりも低く、且つ、制御周波数ｆ２よりも高くなるように設定する。具体例として、キャリア周波数ｆ１＝１００［ｋＨｚ］、制御周波数ｆ２＝５０［ｋＨｚ］の場合、Ｒ＝２．０［ｋΩ］，Ｃ＝０．００１［ｕＦ］に設定すればよい。この例の場合、ｆｃ≒８０［ｋＨｚ］となるので、上記図６の関係を満たしている。
【００５０】
上記の例の場合、商用電源の周波数である５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの周波数成分（以下、「電源周波数成分」と呼ぶ）が、フィルタ回路１０ａの通過帯域に含まれている。このため、フィルタ回路１０ａによるフィルタ処理後の検出信号Ｉｄｃ＿ｆｉｌにおいて、電源周波数成分付近の波形の鈍りを小さくすることができる。これにより、検出値の検出遅れを小さくすることができる。
【００５１】
なお、上記では、フィルタ回路１０ａが、ＬＰＦである場合について説明したが、ＬＰＦに限定されない。ＬＰＦに代えて、ノッチフィルタ（Ｎｏｔｃｈ  Ｆｉｌｔｅｒ）を用いてもよい。この場合、ノッチフィルタは、キャリア周期の繰り返し周波数成分を遮断できるフィルタ特性を有するように構成されていればよい。
【００５２】
以上説明したように、実施の形態１に係るコンバータ装置によれば、電流検出器は、スイッチング素子を制御する第１の周期よりも長い第２の周期で電流を検出する。そして、フィルタ回路は、電流検出器の検出信号に対してフィルタ処理を施し、第１の周期の繰り返し周波数成分を遮断し、第２の周期の繰り返し周波数成分を通過させる。これにより、電流値の検出精度の低下が抑制され、装置の動作を安定化できるという効果が得られる。
【００５３】
なお、実施の形態１では、電流検出器７の検出信号が入力されるフィルタ回路１０ａのフィルタ特性について説明したが、電圧検出器８，９の検出信号がそれぞれ入力されるフィルタ回路１０ｂ，１０ｃが、フィルタ回路１０ａと同様な特性を有していてもよい。これにより、電圧値の検出精度の低下を抑制できるので、装置の動作の更なる安定化に寄与することができる。
【００５４】
また、実施の形態１では、図１に示すような、昇圧回路が１段で構成される、いわゆる一石昇圧コンバータ、又は昇圧回路が複数段で構成される、いわゆるインタリーブコンバータを例示したが、これらに限定されるものではない。一石昇圧コンバータ及びインタリーブコンバータは、整流後の直流側で昇圧するタイプのコンバータである。コンバータには、整流前の交流側、即ち交流電源側で昇圧するタイプのコンバータもあり、このタイプのコンバータを用いてもよい。交流電源側で昇圧するタイプのコンバータには、簡易パルス振幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＡＭ）コンバータ、マルチレベルコンバータ、ダイオードブリッジレスコンバータなどがある。これらの何れのコンバータも、交流電源側に配されたリアクトルを少なくとも１つのスイッチング素子を介して電源短絡動作させることで、電源電圧を昇圧する動作を行うものであり、実施の形態１の電力変換回路５に用いることができる。
【００５５】
実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で説明したコンバータ装置１００を備えるモータ駆動装置について説明する。
【００５６】
図７は、実施の形態２に係るモータ駆動装置１１０の構成例を示す図である。図７に示す実施の形態１に係るモータ駆動装置１１０は、図１に示すコンバータ装置１００と、インバータ装置１２０とを有する。前述の通り、コンバータ装置１００は、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換する装置である。インバータ装置１２０は、コンバータ装置１００から供給される直流電力を交流電力に変換する装置である。
【００５７】
インバータ装置１２０の出力側には、モータ１２２が接続されている。インバータ装置１２０は、変換した交流電力をモータ１２２に供給することでモータ１２２を駆動する。
【００５８】
図７に示すモータ駆動装置１１０は、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用することが可能である。なお、図７では、モータ駆動装置１１０によって駆動される機器がモータ１２２である場合を例示しているが、この例に限定されない。インバータ装置１２０は、交流電力を供給する装置であり、交流電力が入力される機器であればよく、モータ１２２以外の機器でもよい。
【００５９】
モータ１２２に接続される図示しない負荷において、負荷変動が生じるとモータ１２２に流れるモータ電流も変動する。その結果、コンバータ装置１００内のリアクタ電流も変動する。上述したように、実施の形態１に係るコンバータ装置１００は、リアクタ電流の検出精度の低下を抑制して、装置の動作を安定化することができる。このため、モータ電流が変動しても、インバータ装置１２０には、コンバータ装置１００から安定した直流電力が供給される。従って、モータ駆動装置１１０も、モータ１２２を安定的に駆動することができる。
【００６０】
図８は、図７に示したモータ駆動装置１１０を空気調和機に適用した例を示す図である。モータ駆動装置１１０の出力側にはモータ１２２が接続されており、モータ１２２は、圧縮要素５０４に連結されている。圧縮機５０５は、モータ１２２と圧縮要素５０４とを備える。冷凍サイクル部５０６は、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ及び室外熱交換器５０６ｄを含む態様で構成されている。
【００６１】
空気調和機の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素５０４から、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ、室外熱交換器５０６ｄを経由し、再び四方弁５０６ａを経由して、圧縮要素５０４へ戻る態様で構成されている。モータ駆動装置１１０は、交流電源１より電力の供給を受け、モータ１２２を回転させる。圧縮要素５０４は、モータ１２２が回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部５０６の内部で循環させることができる。
【００６２】
実施の形態２に係るモータ駆動装置によれば、実施の形態１に係る電源装置を備えて構成される。これにより、実施の形態２に係るモータ駆動装置を適用した製品において、実施の形態１で説明した効果を享受することができる。
【００６３】
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【符号の説明】
【００６４】
１  交流電源、２  整流回路、４  昇圧回路、４ａ  リアクタ、４ｂ  逆流阻止ダイオード、４ｃ  スイッチング素子、５  電力変換回路、６  平滑コンデンサ、７  電流検出器、８，９  電圧検出器、１０  信号処理回路、１０ａ，１０ｂ，１０ｃ  フィルタ回路、１２  制御部、１２ａ  プロセッサ、１２ｂ  メモリ、１４ａ，１４ｂ  電気配線、５０  負荷、１００  コンバータ装置、１１０  モータ駆動装置、１２０  インバータ装置、１２２  モータ、５０４  圧縮要素、５０５  圧縮機、５０６  冷凍サイクル部、５０６ａ  四方弁、５０６ｂ  室内熱交換器、５０６ｃ  膨張弁、５０６ｄ  室外熱交換器。
【図１】
2020183575.tif 000003
【図２】
2020183575.tif 000004
【図３】
2020183575.tif 000005
【図４】
2020183575.tif 000006
【図５】
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【図６】
2020183575.tif 000008
【図７】
2020183575.tif 000009
【図８】
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【手続補正書】
【提出日】令和3年2月16日(2021.2.16)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクタ及び１以上のスイッチング素子を備え、交流電源から供給される交流電力の電圧を直流電圧に変換して出力する電力変換回路と、
前記リアクタ又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出器と、
前記電流検出器によって検出された第１の信号に対してフィルタ処理を施すフィルタ回路と、
キャリア及び前記フィルタ回路によって生成された第２の信号に基づいて制御信号を生成し、前記制御信号に基づいて前記キャリアの周期である第１の周期で前記スイッチング素子を制御する制御部と、
を備え、
前記フィルタ回路は、前記第１の周期の繰り返し周波数成分を遮断し、前記第１の周期よりも長い第２の周期の繰り返し周波数成分を通過させ、
前記電流検出器は、前記第２の周期で前記電流を検出する
コンバータ装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記第１の信号を前記第２の周期の１周期に対して少なくとも１回更新する
請求項１に記載のコンバータ装置。
【請求項３】
前記フィルタ回路は、ローパスフィルタである
請求項１又は２に記載のコンバータ装置。
【請求項４】
前記フィルタ回路は、ノッチフィルタである
請求項１又は２に記載のコンバータ装置。
【請求項５】
前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成されている
請求項１から４の何れか１項に記載のコンバータ装置。
【請求項６】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
請求項５に記載のコンバータ装置。
【請求項７】
請求項１から６の何れか１項に記載のコンバータ装置と、
前記コンバータ装置から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータ装置と、
を備えるモータ駆動装置。
【請求項８】
請求項７に記載のモータ駆動装置を備える
空気調和機。
【国際調査報告】
2020183575.tif 000011
2020183575.tif 000012
2020183575.tif 000013