(57)【要約】グリッド接続オンボード充電器を兼ねるデュアルインバータは、非スプリット型のオープンエンド３相コイルに接続されるグリッド側３相インバータおよびバッテリ側３相インバータをもつ。グリッド側３相インバータの３つの交流端子は３相グリッドに接続される。３相コイル及びバッテリ側３相インバータは、グリッド電圧を昇圧する昇圧チョッパとして運転される。グリッド電圧がバッテリ電圧より高い時、グリッド電圧は降圧回路により降圧される。【選択図】なし
2021019608.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相モータのオープンエンド３相コイル（５０）の両端に別々に接続されるバッテリ側３相インバータ（４０）及びグリッド側３相インバータ（３０）をもちデュアルインバータ（２００）と、
前記デュアルインバータ（２００）に直流電力を供給する共通のバッテリ（１、２、１０１）と、
グリッド電圧を前記インバータ（３０）の交流端子に印加するコネクタ（４００）と、
前記デュアルインバータ（２００）を制御するコントローラ（９）と、
を備える３相モータドライブにおいて、
前記グリッドと前記バッテリ（１、２、１０１）との間に配置される降圧回路（６１-６４、１０、１０２）を有し、
前記コントローラ（９）は、昇圧整流グリッド電圧を前記バッテリ（１、２、１０１）に印加する昇圧充電モードと、降圧整流降圧グリッド電圧を前記バッテリ（１、２、１０１）に印加する降圧充電モードとをもつことを特徴とする３相モータドライブ。
【請求項２】
前記コントローラ（９）は、前記昇圧充電モードを実行する昇圧充電期間と、前記降圧充電モードを実行する降圧充電期間との両方を前記グリッド電圧の１サイクル期間内に形成する請求項１記載の３相モータドライブ。
【請求項３】
前記コントローラ（９）は、２つの前記バッテリ（１及び２）の並列接続及び直列接続を切り替える接続切替回路（１０）を制御することにより、前記グリッド電圧に応じて前記並列接続及び前記直列接続を切り替える請求項１記載の３相モータドライブ。
【請求項４】
前記接続切替回路（１０）は、前記２つのバッテリ（１、２）に別々に接続された並列トランジスタ（４、５）をもち、
前記コントローラ（９）は、前記２つのバッテリ（１、２）の電圧差が所定値を超える時、前記直列接続を前記並列接続に切り替える前に、前記２つの並列トランジスタ（４、５）の一方だけをオンする電圧均衡モードをもつ請求項３記載の３相モータドライブ。
【請求項５】
前記接続切替回路（１０）は、
前記２つのバッテリ（１、２）を直列接続するための直列スイッチ（３）と、
前記バッテリ（２）に接続される並列トランジスタ（４）と、
前記バッテリ（１）に接続される並列トランジスタ（５）と、
前記バッテリ（２）及び前記並列トランジスタ（５）を外部出力端子に接続する出力トランジスタ（６）と、
前記直列トランジスタ（３）を前記２つのバッテリ（１、２）の一方に接続するリアクトル（７）と、
前記２つのバッテリ（１、２）の少なくとも一方を前記リアクトル（７）に接続するサージ吸収ダイオード（８、８A）と、
を有する請求項３記載の３相モータドライブ。
【請求項６】
前記コントローラ（９）は、前記グリッド電圧が前記２つのバッテリ（１、２）の電圧和より高い時、前記出力トランジスタ（６）をPWM制御することにより前記降圧充電モードを実行する請求項５記載の３相モータドライブ。
【請求項７】
前記２つのバッテリ（１、２）は、２つの一次コイル（２１、２２）をもつ降圧変圧器を含む絶縁型降圧DCDCコンバータ（３００）を通じて低電圧の補助バッテリ（２９）を充電し、
前記２つの一次コイル（２１、２２）は、前記２つのバッテリ（１、２）から別々に給電される請求項３記載の３相モータドライブ。
【請求項８】
前記デュアルインバータ（２００）は、前記コネクタ（４００）の３つの端子（X,Y,Z)を前記３相コイル（５０）の３つの相コイル（５U、５V、５W）に別々に接続する３つの接続トランジスタ（６１-６３）を有し、
前記デュアルインバータ（２００）は、前記バッテリ（１）から前記インバータ（３０）を分離するための第４の接続トランジスタ（６４）をさらに有し、
前記コントローラ（９）は、前記第４の接続トランジスタ（６４）をオフし、かつ、前記３つの接続トランジスタ（６１-６３）をPWM制御することにより、前記降圧充電モードを実行する請求項１記載の３相モータドライブ。
【請求項９】
前記コントローラ（９）は、前記インバータ（４０）の上アームスイッチ（４１、４３、４５）のオン、及び、前記インバータ（３０）の下アームスイッチ（３２、３４、３６）のPWM制御により、昇圧交流電圧を前記グリッドに印加する昇圧逆送電モードをもつ請求項８記載の３相モータドライブ。
【請求項１０】
前記コントローラ（９）は、前記インバータ（４０）の上アームスイッチ（４１、４３、４５）のPWM制御により、降圧交流電圧を前記グリッドに印加する降圧逆送電モードをもつ請求項８記載の３相モータドライブ。
【請求項１１】
前記バッテリ（１０１）は、前記バッテリ（１０１）の電圧を昇圧する前端昇圧コンバータ（１０２）を通じて前記デュアルインバータ（２００）に接続され、
前記コントローラ（９）は、前記インバータ（３０）から出力される整流グリッド電圧を前記前端昇圧コンバータ（１０２）により降圧することにより、前記降圧充電モードを実行する請求項１記載の３相モータドライブ。
【請求項１２】
前記コントローラ（９）は、前記インバータ（４０）の上アームスイッチ（４１、４３、４５）のPWM制御により、降圧交流電圧を前記グリッドに印加する降圧逆送電モードをもつ請求項１１記載の３相モータドライブ。
【請求項１３】
前記デュアルインバータ（２００）の３つのHブリッジはそれぞれ、PWM制御されるPWMレグと、ハイレベル直流電圧及びローレベル直流電圧のどちらかを出力する固定電位レグとからなり、
前記コントローラ（９）は、前記Hブリッジの前記固定電位レグ及び前記PWMレグを電気角１８０度毎に交代させる請求項１記載の３相モータドライブ。
【請求項１４】
前記コントローラ（９）は、前記固定電位レグの上アームトランジスタを常にオンする請求項１３記載の３相モータドライブ。
【請求項１５】
前記コントローラ（９）は、前記３つのHブリッジの１つを電気角６０度ごとに順番に休止するダブルHブリッジモードをもつ請求項１３記載の３相モータドライブ。
【請求項１６】
前記バッテリ（１０１）は、前端昇圧コンバータ（１０２）を通じて前記デュアルインバータ（２００）に接続され、
前記３つのHブリッジの１つは、ハイレベル直流電圧及びローレベル直流電圧の両方を出力する２つの固定電位レグからなる固定電位Hブリッジからなり、
前記コントローラ（９）は、前記前端昇圧コンバータ（１０２）から前記固定電位Hブリッジに昇圧電圧を出力する昇圧ダブルHブリッジモードをもつ請求項１３記載の３相モータドライブ。
【請求項１７】
前記コントローラ（９）は、前記オープンエンド３相コイル（５０）の複数の相コイル（５U、５V、５W）へ供給される各相電源電流（IUP、IVP、IWP)）の重なりを減らす電流分散法を実行する請求項１３記載の３相モータドライブ。
【請求項１８】
前記コントローラ（９）は、前記３相インバータ（４０）の３つのレグ（４U、４V、４W）を本質的に同じPWM制御信号により制御することにより、前記３つのレグ（４U、４V、４W）のそれぞれから本質的に同じ中間電圧を出力する星形接続モードをもつ請求項１３記載の３相モータドライブ。
【請求項１９】
前記コントローラ（９）は、前記バッテリ（１）のバッテリが所定温度値より低い温度をもつ時、前記バッテリ（１）から前記３相コイル（５０）へ単相交流電流を供給する単相バッテリ加熱法をもつ請求項１記載の３相モータドライブ。
【請求項２０】
前記デュアルインバータ（２００）は、複数のケーブルを通じて前記直流電源（１）及び前記３相モータに接続され、
合計電流が本質的にゼロである前記複数のケーブルは、複数の非磁性導体管により別々に被覆され、
前記各非磁性導体管の各一端は直接に又はキャパシタを通じて互いに接続され、
前記各非磁性導体管の各他端は直接に又はキャパシタを通じて互いに接続される請求項１記載の３相モータドライブ。
【請求項２１】
３相モータの３相コイル（５０）をバッテリ（１）に接続する３相インバータ（２００）を制御するコントローラ（９）をもつ３相モータドライブにおいて、
前記コントローラ（９）は、バッテリ（１）の温度が所定値未満である時、前記直流電源（１）から前記３相コイル（５０）へ単相交流電流を供給する単相バッテリ加熱法をもつことを特徴とする３相モータドライブ。
【請求項２２】
３相モータの３相コイル（５０）をバッテリ（１）に接続する３相インバータ（２００）を制御するコントローラ（９）をもつ３相モータドライブにおいて、
前記インバータ（２００）は、複数のケーブルを通じて前記直流電源（１００）及び前記３相モータに接続され、
合計電流が本質的にゼロである前記複数のケーブルは、複数の非磁性導体管に別々に被覆され、
前記複数の非磁性導体管の各一端は直接に又はキャパシタを通じて接続され、
前記複数の非磁性導体管の各他端は直接に又はキャパシタを通じて接続されることを特徴とする３相モータドライブ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ駆動３相モータドライブに関し、特にバッテリ給電インバータ駆動３相モータドライブに関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１は、図１に示されるようにデュアルインバータに接続されたオープンエンド３相コイルを用いるグリッド接続車載充電器を開示する。図１において、トラクションモータの３相コイル５０は、２つの３相インバータ３０及び４０からなるデュアルインバータ２００に接続される。インバータ３０の各交流端子はコンタクタ９００を通じて３相コネクタ４００に接続される。コネクタ４００は、３相グリッドに接続される３つのグリッド端子（X、Y、Z）をもつ。【０００３】
３相コイル５０及びインバータ４０は３相ブースト整流器を構成する。したがって、この車載統合充電器において、たとえば３相グリッド電圧のようなコネクタ電圧は、バッテリ１の電圧より低いことが要求される。しかしながら、深放電バッテリは満充電電圧のほほ半分のバッテリ電圧をもつ。また、一般に、３相グリッドは、単相グリッドのほぼ２倍のグリッド電圧をもつ。このため、図１の車載統合充電器において、３相インバータ３０により整流された高い整流電圧が低電圧のバッテリ１に過大な充電電流を供給する可能性があった。言い換えれば、従来の車載統合充電器は、受け入れ可能なグリッド電圧の範囲が狭いという欠点をもっていた。【０００４】
電気自動車のトラクションモータを駆動する３相モータドライブは、高耐圧層をもつ高価なパワー半導体素子を必要とする。しかし、パワー半導体素子は一定の許容電力損失値をもつ。素子の耐圧層は高い電力損失を発生する。このため、従来の３相モータドライブの各スイッチは、並列接続された複数のパワー半導体素子からなる。このため、３相モータドライブは高価となる。さらに、デュアルインバータをもつ車載統合充電器は、一般的なシングル３相インバータと比べてパワー半導体素子数を倍増する。その結果、デュアルインバータをもつ３相モータドライブはさらに高価となる。【０００５】
結局、デュアルインバータ型車載統合充電器が主要プレイヤーとなるためには、総半導体素子数を増加することなく、受け入れ可能な電圧範囲拡大を実現する必要があることが理解される。結局、回路の簡素化及び消費電力低減が、車載統合充電器の素子数低減のために必要であることが理解される。【０００６】
電圧型インバータの一種であるデュアルインバータは周知のPWM法で制御される。ダブルPWM法がデュアルインバータの一般的なPWM法として知られている。このダブルPWM法によれば、２つの３相インバータは相補的にPWM制御される。特許文献２はこのダブルPWM法の例を示す。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】USP８４１５９０４号公報
【特許文献２】特開２００６-１４９１４５号公報
【発明の概要】
【０００８】
本発明の目的は、優れた利便性及び経済性をもつ３相モータドライブ、特にバッテリ給電３相モータドライブを提供することである。
【０００９】
本発明の第１の様相において、３相モータドライブはグリッド接続車載充電器を兼ね、車載統合充電器と呼ばれる。この車載統合充電器は、オープンエンド３相コイルに接続されるデュアルインバータをもつ。デュアルインバータのグリッド側３相インバータは、３相グリッド又は単相グリッドに接続される交流端子をもつ。グリッド電圧が直流電源電圧よりも低い時、デュアルインバータのバッテリ側３相インバータ及び３相コイルは、昇圧チョッパを形成する。更に、モータドライブは、グリッド電圧がバッテリ電圧よりも高い時、バッテリに印加される充電電圧を降圧する降圧回路をもつ。
【００１０】
１つの態様において、２つのバッテリ及び接続切替回路は、グリッド電圧に応じて２つのバッテリの並列接続及び直列接続を切り替可能なスイッチドバッテリを形成する。これにより、グリッド電圧とバッテリ電圧との間の電圧差を低減することができる。この態様の技術思想は、グリッド接続車載統合充電器として使用される他の３相モータドライブにより採用されることができる。
【００１１】
もう１つの態様において、接続切替回路は、２つのバッテリを並列接続するための２つの並列トランジスタをもつ。２つのバッテリの間の電圧差が２つのバッテリを直列接続から並列接続にシフトする前に所定電圧値を超える時、２つの並列トランジスタの一方だけがオンされる。高電圧のバッテリに接続される並列トランジスタがバッテリ放電時に早期にオンされ、より低電圧のバッテリに接続される並列トランジスタがバッテリ充電時に早期にオンされる。この制御法は電圧均衡モードと呼ばれる。これにより、直列接続を並列接続に変更した直後に、２つのバッテリ間を流れる短絡電流を低減することができる。この態様の技術思想は、３相モータドライブに給電する他のスイッチドバッテリにより採用されることができる。
【００１２】
もう１つの態様において、スイッチドバッテリの接続切替回路は双方向DCDCコンバータを兼ねる。このスイッチドバッテリは、昇圧スイッチドバッテリと呼ばれる。接続切替回路は、2つの並列トランジスタ、出力トランジスタ、直列トランジスタ、直列接続されたリアクトル、及びこのリアクトルを減磁するためのサージ吸収ダイオードをもつ。この昇圧スイッチドバッテリは、モータモードにおいてバッテリ損失及びインバータ損失を低減する。この態様の技術思想は、３相モータドライブに給電する他のスイッチドバッテリにより採用されることができる。
【００１３】
もう１つの態様において、グリッド電圧が２つのバッテリの電圧和より高い時、この昇圧スイッチドバッテリは、グリッド電圧を降圧する。この充電モードは降圧充電モードと呼ばれる。これにより、グリッド電圧がバッテリ電圧よりも高い場合でも、過大な充電電流がバッテリに流れることが防止される。たとえば、バッテリ電圧は、深放電状態において低下する。その結果、過大な充電電流がバッテリに供給される可能性が生じる。
【００１４】
もう１つの態様において、スイッチドバッテリは、降圧変圧器を含む絶縁型降圧DCDCコンバータを通じて低電圧バッテリを充電する。この降圧変圧器は、２つのバッテリから別々に給電される２つの一次コイルをもつ。これにより、互いに異なる電位をもつ２つのバッテリから低電圧バッテリへ降圧給電する絶縁型降圧DCDCコンバータの製造コストを低減することができる。この態様の技術思想は、３相モータドライブに給電する他のスイッチドバッテリにより採用されることができる。
【００１５】
もう１つの態様において、デュアルインバータは、３相グリッド及び３相コイルを接続する３つの接続トランジスタを有し、かつ、バッテリからグリッド側３相インバータを分離するためのもう１つの接続トランジスタをさらに有する。このデュアルインバータは、昇降圧デュアルインバータと呼ばれる。この昇降圧デュアルインバータは、グリッド電圧がバッテリ電圧よりも高い時に降圧チョッパとして動作し、グリッド電圧がバッテリ電圧よりも低い時に昇圧チョッパとして動作する。
【００１６】
もう１つの態様において、この昇降圧デュアルインバータは、グリッドがバッテリよりも高電圧をもつ時、バッテリ電圧を昇圧してグリッドへ逆送電し、グリッドがバッテリよりも低電圧をもつ時、バッテリ電圧を降圧してグリッドへ逆送電する。これにより、デュアルインバータはグリッドに３相交流電力及び単相交流電力をグリッドへ逆送電することができる。
【００１７】
もう１つの態様において、もう1つの態様において、前端昇圧コンバータがバッテリとデュアルインバータとの間に配置される。双方向DCDCコンバータであるこの前端昇圧コンバータは、グリッドがバッテリよりも高電圧をもつ時、デュアルインバータから出力される整流グリッド電圧を降圧する。これにより、過大な充電電流がバッテリに流れることを防止することができる。
【００１８】
もう１つの態様において、グリッドがバッテリよりも高電圧をもつ時、前端昇圧コンバータは昇圧動作を実行し、かつ、バッテリ側３相インバータは降圧動作を実行する。これにより、バッテリ側３相インバータは３相交流電力又は単相交流電力をグリッドへ逆送電することができる。
【００１９】
もう１つの態様において、デュアルインバータの３つのHブリッジはそれぞれ、固定電位レグ及びPWMレグからなる。各Hブリッジの固定電位レグ及びPWMレグは電気角１８０度毎に交代される。このデュアルインバータのPWM制御はシングルPWM法と呼ばれる。これにより、デュアルインバータのスイッチング損失はほぼ半分となる。この態様の技術思想は、他のデュアルインバータにより採用されることができる。
【００２０】
もう１つの態様において、固定電位レグの上アームトランジスタを常にオンされる。デュアルインバータのこのPWM制御は上アーム導通シングルPWM法と呼ばれる。これにより、リンギングサージ電圧の低減により、インバータ損失を低減することができる。
【００２１】
もう１つの態様において、最小振幅の相電圧を出力するHブリッジは停止され、休止Hブリッジと呼ばれる。休止Hブリッジの２つのレグはそれぞれ、それぞれオフされた上アームスイッチおよび下アームスイッチをもつ。デュアルインバータのこのPWM制御法はダブルHブリッジモードと呼ばれる。これにより、バッテリ損失を低減することができる。この態様の技術思想は、他のデュアルインバータにより採用されることができる。
【００２２】
もう１つの態様において、最大振幅の相電圧を出力するHブリッジは電位固定Hブリッジと呼ばれる。この電位固定Hブリッジは、互いに反対電圧を出力する２つ固定電位レグからなる。さらに、バッテリとデュアルインバータとを接続する前端昇圧コンバータは、最大振幅の相電圧に等しいDCリンク電圧を出力する。これにより、このDCリンク電圧は、電位固定Hブリッジに接続される相コイルに印加される。さらに、電位固定Hブリッジの２つの固定電位レグの出力電圧は定期的に切り替えられる。このインバータ制御法は、昇圧ダブルHブリッジモードと呼ばれる。これにより、バッテリ損失及びインバータ損失を低減することができる。この態様の技術思想は、他のデュアルインバータにより採用されることができる。
【００２３】
もう１つの態様において、ダブルHブリッジモード及び昇圧ダブルHブリッジモードは一緒に実行される。このインバータ制御法は昇圧シングルHブリッジモードと呼ばれる。これにより、デュアルインバータの１つのHブリッジだけがPWM制御される。その結果、バッテリ損失及びインバータ損失はさらに低減される。この態様の技術思想は、他のデュアルインバータにより採用されることができる。
【００２４】
もう１つの態様において、デュアルインバータの３つのHブリッジはそれぞれ空間ベクトルPWM法（SVPWM）により制御され、３つのHブリッジの電流供給期間はできるだけ重ならないように配置される。これにより、バッテリ損失を低減することができる。この態様の技術思想は、他の３相モータドライブのデュアルインバータにより採用されることができる。
【００２５】
もう１つの態様において、デュアルインバータの１つの３相インバータの３つのレグはそれぞれ、本質的に同じ中間電圧を同じタイミングで出力する。これにより、デュアルインバータは、星形３相コイルに接続されるシングル３相インバータのように駆動される。この星形接続法と呼ばれるこの制御法は、３相モータの低速レンジにおいてバッテリ損失を低減する。この態様の技術思想は、他の３相モータドライブのデュアルインバータにより採用されることができる。
【００２６】
もう１つの態様、並びに、本発明の第２の様相において、デュアルインバータ又はシングル３相インバータは、バッテリの温度が所定値よりも低くなる場合に、バッテリ及び３相モータに主として単相交流電流を供給する。この単相交流電流は、互いに逆回転する２つの回転磁界を形成する。したがって、３相モータは起動トルクを発生しない。この単相交流電流はバッテリの充電及び放電を交互に繰り返す。その結果、バッテリの電解液は昇温され、バッテリ抵抗は急速に低下する。このバッテリ加熱法は、単相バッテリ加熱法と呼ばれる。単相交流電流は３相モータの３つの相コイルを流れることが好適である。インバータ及び３相コイルの抵抗損失を低減することができる。３相コイルの２つの相コイルは互いに反対向きに磁界を形成することが好適である。これにより、２つの相コイルが形成する磁界が打ち消し合うことが回避される。３相モータの運転初期において、インバータはこの単相交流電流をトルク電流とともに３相コイルに供給することができる。
【００２７】
もう１つの態様、並びに、本発明の第３の様相において、直流電源及び３相モータをデュアルインバータ又はシングル３相インバータに接続する絶縁被覆ケーブルはそれぞれ、非磁性導体管により別々に被覆される。合計電流が本質的にゼロとなる複数のケーブルを別々に被覆する複数の非磁性導体管の各一端は直接に又はキャパシタを通じて接続され、これら複数の非磁性導体管の各他端は直接に又はキャパシタを通じて接続される。
【００２８】
ケーブルを流れる電流は非磁性導体管の周囲に磁束を形成し、この磁束の変化は非磁性導体管にその長さ方向に二次電圧を誘導する。言い換えると、ケーブル及び非磁性導体管はコアレス変圧器を形成し、ケーブルはその一次コイル、非磁性導体管は二次コイルとなる。非磁性導体管とケーブルとの間のエアギャップが縮小される時、このコアレス変圧器の漏れインダクタンスは低減される。
【００２９】
このコアレスインダクタンスの二次回路は電気的に短絡されるか又はキャパシタに接続される。これにより、ケーブル電流の急変により二次回路に二次誘導電流が流れる。ケーブル電流の磁束を抑制する向きに流れるこの二次電流は、ケーブルのインダクタンスを実質的に低減する。その結果、ケーブルインダクタンスに起因するサージ電圧を抑制することができる。等価回路においてケーブルインダクタンスと並列接続されるキャパシタは、ケーブルインダクタンスに蓄積される磁気エネルギーを回収する。インバータのスイッチング過渡期間は、このサージ電圧の抑制により短縮されることができる。その結果、インバータのスイッチング損失が低減される。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】図１はグリッド接続車載統合充電器として使用される従来のモータドライブを示す回路図である。
【図２】図２は第１実施例のグリッド接続車載統合充電器として使用される３相モータドライブを示す回路図である。
【図３】図３は図２の充電器の昇圧充電モードを示す図である。
【図４】図４は図２の充電器の降圧充電モードを示す図である。
【図５】図５は第２実施例のグリッド接続車載統合充電器として使用される３相モータドライブを示す回路図である。
【図６】図６は図５の充電器に印加される３相グリッド電圧の波形を示す図である。
【図７】図７は図５の充電器の昇圧充電モードにおけるデュアルインバータの状態を示す図である。
【図８】図８は図５の充電器の降圧充電モードを示す回路図である。
【図９】図８は第３実施例の昇圧スイッチドバッテリを示す回路図である。
【図１０】図１０は図９の昇圧スイッチドバッテリの変形態様を示す回路図である。
【図１１】図１１は第４実施例の絶縁型降圧DCDCコンバータを示す回路図である。
【図１２】図１２は第５実施例の上アーム導通式シングルPWM法におけるデュアルインバータの状態を示す図である。
【図１３】図１３は上アーム導通式シングルPWM法で駆動されるデュアルインバータのHブリッジの出力電圧を示す図である。
【図１４】図１４はダブルPWM法で駆動されるHブリッジを示す模式回路図である。
【図１５】図１５はダブルPWM法で駆動されるHブリッジを示す模式回路図である。
【図１６】図１６はシングルPWM法で駆動されるHブリッジを示す模式回路図である。
【図１７】図１７はシングルPWM法で駆動されるHブリッジを示す模式回路図である。
【図１８】図１８はU相コイルに印加されるU相電圧及びU相コイルに供給されるU相電流の基本周波数成分を示すタイミングチャートである。
【図１９】図１９はU相コイルを流れるU相電流を示す模式回路図である。
【図２０】図２０はU相コイルを流れるU相電流を示す模式回路図である。
【図２１】図２１はU相コイルを流れるU相電流を示す模式回路図である。
【図２２】図２２はU相コイルを流れるU相電流を示す模式回路図である。
【図２３】図２３は第６実施例のダブルHブリッジモードにより形成される合成回転電圧ベクトルが回転する位相領域を示すベクトル図である。
【図２４】図２４は図２３のダブルHブリッジモードにおけるデュアルインバータの状態を示す図である。
【図２５】図２５は第７実施例の昇圧ダブルHブリッジモードにおける３相グリッド電圧の波形を示す図である。
【図２６】図２６は昇圧ダブルHブリッジモードにおけるデュアルインバータの状態を示す図である。
【図２７】図２７は第８実施例の昇圧シングルHブリッジモードにおける各レグの状態を示す図である。
【図２８】図２８は第９実施例の電流分散法で駆動されるデュアルインバータに与えられる３相の電流供給期間の配置を示すタイミングチャートである。
【図２９】図２９は図２８に示される電流分散法の変形態様を示すタイミングチャートである。
【図３０】図３０は第１０実施例の星形接続法を説明する模式回路図である。
【図３１】図３１は第１１実施例の単相バッテリ加熱法を説明するブロック回路図である。
【図３２】図３２は図３１の単相バッテリ加熱法で採用される単相交流電流の波形を示すタイミングチャートである。
【図３３】図３３は第１２実施例のコアレス変圧器式ケーブルサージ低減回路を示す配線図である。
【図３４】図３４は図３３のサージ低減回路の等価回路である。
【図３５】図３５は図３３のサージ低減回路の変形態様を示す配線図である。
【図３６】図３６は図３３のサージ低減回路の模式等価回路図である。
【図３７】図３７は図３５のサージ低減回路の模式等価回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
第１実施例
第１の車載統合充電器が図２を参照して説明される。図２は、この第１の車載統合充電器として使用されるEV用３相モータドライブを示す回路図である。このモータドライブは、バッテリ１、デュアルインバータ２００、オープンエンド３相コイル５０、コントローラ９、及びコネクタ４００を含む。さらに、このモータドライブは４つの接続トランジスタ６１−６４をもつ。デュアルインバータ２００は、グリッド側３相インバータ３０及びバッテリ側３相インバータ４０をもつ。
【００３２】
トラクションモータのステータコイルである３相コイル５０は、U相コイル５U、V相コイル５V、及びW相コイル５Wからなる。インバータ３０は、U相レグ３U、V相レグ３V、及びW相レグ３Wからなる。インバータ４０は、U相レグ４U、V相レグ４V、及びW相レグ４Wからなる。
【００３３】
インバータ４０は３つの相コイル（５U、５V、及び５W）の各一端に個別に接続され、インバータ３０は３つの相コイル（５U、５V、及び５W）の各他端に個別に接続されている。インバータ３０は３つの上アームスイッチ（３１、３３、３５）及び３つの下アームスイッチ（３２、３４、３６）からなる。インバータ４０は３つの上アームスイッチ（４１、４３、４５）及び３つの下アームスイッチ（４２、４４、４６）からなる。
【００３４】
さらに、デュアルインバータ２００は、接続トランジスタ６１-６４を含む。３つの相コイル（５U、５V、及び５W）の各他端は、接続トランジスタ６１-６３及びコネクタ４００を通じて３相グリッド（図示せず）に接続されている。この３相グリッドは、U相電圧VU1、V相電圧VV1、及びW相電圧VW1をコネクタ４００の３つの端子(X,Y,Z)に個別に印加する。U相電圧VU1は接続トランジスタ６１を通じてU相コイル５Uに印加され、V相電圧VV1は接続トランジスタ６２を通じてV相コイル５Vに印加され、W相電圧VW1は接続トランジスタ６３を通じてW相コイル５Wに印加される。
【００３５】
接続トランジスタ６４は、２つのハイレベルDCリンク線８１及び８８を接続する。バッテリ１の正極はハイレベルDCリンク線８１を通じてインバータ４０のハイサイドDC端子に接続される。バッテリ１の負極はローレベルDCリンク線８２を通じて３相インバータ３０及び４０のローサイドDC端子に接続される。DCリンク線８８はインバータ３０のハイサイドDC端子に接続される。これら１６個のスイッチはそれぞれ、逆並列トランジスタをもつIGBTからなり、コントローラ９により制御される。
【００３６】
この３相モータドライブは、モータモード及び充電モードをもつ。モータトルクを発生するモータモードにおいて、接続トランジスタ（６１-６３）はオフされ、接続トランジスタ６４はオンされる。PWM制御されるデュアルインバータ２００は３相交流電圧を３相コイル５０に印加する。
【００３７】
グリッドによりバッテリ１を充電する充電モードは昇圧充電モード及び降圧充電モードをもつ。デュアルインバータ２００は、双方向昇降圧可能な車載統合充電器として運転される。昇圧充電モードはグリッドの３つの相電圧差（VU1-VV1、VV1-VW1、VW1-VU1)がバッテリ電圧より低い時に実行され、降圧充電モードは３つの相電圧差がバッテリ電圧より高い時に実行される。
【００３８】
まず、昇圧充電モードが説明される。接続トランジスタ６１-６３はオンされる。インバータ３０及び接続トランジスタ６４はオフされる。３相コイル５０及びインバータ４０は３相昇圧チョッパとして運転され、スイッチ（４２、４４、及び４６）は順番にPWM制御される。図３はこの昇圧充電モードを説明するためのタイミングチャートである。３相グリッド電圧の１サイクル周期である電気角３６０度は、それぞれ電気角６０度である６つの位相期間（PA-PF）に分割される。
【００３９】
グリッド電圧差（VU１-VV１）が最大となる位相期間PA、並びに、グリッド電圧差（VU１-VW１）が最大となる位相期間PBにおいて、相コイル５U及びスイッチ（４１、４２）からなるU相昇圧チョッパが使用される。スイッチ４２がPWM制御される。グリッド電圧差（VV１-VW１）が最大となる位相期間PC、並びに、グリッド電圧差（VV１-VU１）が最大となる位相期間PDにおいて、相コイル５V及びスイッチ（４３、４４）からなるV相昇圧チョッパが使用される。スイッチ４４がPWM制御される。
【００４０】
グリッド電圧差（VW１-VU１）が最大となる位相期間PE、並びに、グリッド電圧差（VW１-VV１）が最大となる位相期間PFにおいて、相コイル５W及びスイッチ（４５、４６）からなるW相昇圧チョッパが使用される。スイッチ４６がPWM制御される。これにより、所定の充電電流がバッテリ１に供給される。３相モータは同期モータであることが好適である。
【００４１】
次に、降圧充電モードが説明される。スイッチ（４２、４４、４６）及び接続トランジスタ６４はオフされる。３相コイル５０、接続トランジスタ６１-６３、スイッチ（３２、３４、３６）、及びスイッチ（４１、４３、４５）は３相降圧チョッパとして運転される。接続トランジスタ６１-６３は順番にPWM制御される。これにより、所定の充電電流がバッテリ１に供給される。
【００４２】
図４はこの降圧充電モードを説明するためのタイミングチャートである。位相期間PA及びPBにおいて、接続トランジスタ６１、相コイル５U及びスイッチ（３２、４１）からなるU相降圧チョッパが使用される。接続トランジスタ６１がPWM制御される。位相期間PC及びPDにおいて、接続トランジスタ６２、相コイル５V及びスイッチ（３４、４３）からなるV相降圧チョッパが使用される。接続トランジスタ６２がPWM制御される。位相期間PE及びPFにおいて、接続トランジスタ６３、相コイル５W及びスイッチ（３６、４５）からなるW相降圧チョッパが使用される。接続トランジスタ６３がPWM制御される。
【００４３】
次に、バッテリ１から３相グリッドへ送電する逆送電モードが説明される。この逆送電モードは、昇圧逆送電モード及び降圧逆送電モードからなる。昇圧逆送電モードは、グリッド電圧がバッテリ電圧よりも高い時に実行され、降圧逆送電モードは、グリッド電圧がバッテリ電圧よりも低い時に実行される。
【００４４】
まず、昇圧逆送電モードが説明される。スイッチ（４１、４３、４５）はオンされ、スイッチ（３１、３３、３５、４２、４４、４６）及び接続トランジスタ６４はオフされる。３相コイル５０、スイッチ（３２、３４、３６）、及び接続トランジスタ（６１-６３）は３相昇圧チョッパとして動作する。スイッチ（３２、３４、３６）はPWM制御され、昇圧３相電圧が３相グリッドに印加される。
【００４５】
次に、降圧逆送電モードが説明される。インバータ３０及び接続トランジスタ６４はオフされ、３相コイル５０、インバータ４０、及び接続トランジスタ（６１-６３）は３相降圧チョッパとして動作する。スイッチ（４１、４３、４５）はPWM制御され、降圧３相電圧が３相グリッドに印加される。
【００４６】
上記説明された昇圧充電モード、降圧充電モード、昇圧逆送電モード、及び降圧逆送電モードは、３相グリッド電源に加えて、コネクタ４００に接続される単相グリッド電源又は直流電源にも適用されることができる。
【００４７】
しかしながら、単相整流電圧は、３相整流電圧よりはるかに高いリップル率をもつ。このため、単相グリッド電圧の１サイクル周期において、昇圧単相充電モード及び降圧単相充電モードのどちらかを選択使用することが好適である。単相グリッド電圧がバッテリ電圧よりも低い位相期間において、昇圧単相充電モードが選択される。単相グリッド電圧がバッテリ電圧よりも高い位相期間において、降圧単相充電モードが選択される。単相グリッド電圧が所定値未満である停止期間において、単相充電モードは停止される。昇圧単相充電モード及び降圧単相充電モードの両方の使用により、休止期間を短縮されることができる。
【００４８】
同様に、単相グリッド電圧の１サイクル期間内において昇圧単相逆送電モード及び降圧単相逆送電モードが切り替えられる。単相グリッド電圧がバッテリ電圧よりも低い位相期間において、降圧単相逆送電モードが選択される。単相グリッド電圧がバッテリ電圧よりも高い位相期間において、昇圧単相逆送電モードが選択される。
【００４９】
結局、接続トランジスタ（６１-６４）をもつデュアルインバータ２００を含む３相モータドライブは多様な使用モードをもつ車載統合充電器となる。この車載統合充電器は、バッテリ電圧とグリッド電圧との間の振幅差にかかわらず、充電動作及び逆送電動作を実行でき、さらに３相グリッド及び単相グリッドに接続されることができる。
【００５０】
第２実施例
第２の車載統合充電器が図５を参照して説明される。図５は、この第２の車載統合充電器として使用されるEV用３相モータドライブを示す回路図である。このモータドライブは、昇圧直流電源１００、デュアルインバータ２００、オープンエンド３相コイル５０、コントローラ９、及びコネクタ４００を含む。デュアルインバータ２００は、グリッド側３相インバータ３０及びバッテリ側３相インバータ４０からなる。この第２の車載統合充電器は、図２に示される第１の車載統合充電器から接続トランジスタ（６１-６４）を省略し、図２に示されるバッテリ１の代わりに昇圧直流電源１００を採用する。
【００５１】
昇圧直流電源１００は、バッテリ１０１の電圧を昇圧する前端昇圧コンバータ１０２をもつ。前端昇圧コンバータ１０２は双方向DCDCコンバータからなる。昇圧直流電源をもつ３相モータドライブはハイブリッド車（HV)のために既に使用されている。コンバータ１０２は、トラクションモータの高速領域においてデュアルインバータ２００に昇圧DCリンク電圧を印加する。
【００５２】
この実施例において、前端昇圧コンバータ１０２は、バッテリ充電モードにおいてグリッド電圧がバッテリ電圧よりも高い時にグリッド電圧降圧動作を実行することにより、グリッド電圧とバッテリ電圧との間の電圧差を調整する。したがって、昇圧直流電源１００の降圧動作を利用することにより、デュアルインバータ２００は第１実施例のような降圧チョッパ機能をもつ必要が無い。
【００５３】
３相グリッドに接続される車載統合充電器の充電モードは、昇圧充電モード及び降圧充電モードからなる。昇圧充電モードはグリッド電圧がバッテリ電圧よりも低い時に採用され、降圧充電モードはグリッド電圧がバッテリ電圧よりも高い時に採用される。
【００５４】
図６は、３相グリッド電圧（VU１、VV１、VW１)及びバッテリ電圧（VbH、VbL）との関係を示す図である。コネクタ４００は、相間電圧である電圧差（VU１-VV１、VV１-VW１、VW１-VU１）を３相コイル５０に印加する。図６に示されるように、整流グリッド電圧Vrは、所定のリップル電圧成分を含む直流電圧となる。電圧Vrは位相期間PAにおいて相間電圧（VU１-VV１)に等しく、位相期間PBにおいて相間電圧（VU１-VW１)に等しい。電圧Vrは位相期間PCにおいて相間電圧（VV１-VW１)に等しく、位相期間PDにおいて相間電圧（VV１-VU１)に等しい。電圧Vrは位相期間PEにおいて相間電圧（VW１-VU１)に等く、位相期間PFにおいて相間電圧（VW１-VV１)に等しい。
【００５５】
デュアルインバータ２００の１２個のスイッチはそれぞれ、逆並列ダイオードを有するパワーMOSトランジスタからなる。各レグの上アームスイッチ及び下アームスイッチは、逆並列ダイオードの電力損失低減のために相補的にスイッチングされる。
【００５６】
まず、昇圧充電モードが説明される。図７は昇圧充電モードを説明するためのタイミングチャートである。この昇圧充電モードは、第１実施例の昇圧充電モードと本質的に同じである。インバータ３０はオフされ、３相コイル５０及びインバータ４０は３相昇圧チョッパとして運転される。レグ（４U、４V、４W）が順番にPWM制御される。バッテリ１０１の電圧VbHが整流グリッド電圧Vrより高い時、この昇圧充電モードが実行される。整流グリッド電圧Vrはバッテリ充電に好適なレベルまで昇圧される。昇圧直流電源１００の双方向昇圧コンバータ１０２は停止される。
【００５７】
次に、降圧充電モードが説明される。この降圧終電モードは、バッテリ１０１の電圧VbLが整流グリッド電圧Vrより低い時に実行される。インバータ４０は停止され、インバータ３０は３相整流器として動作する。インバータ３０から出力される整流グリッド電圧Vrは前端昇圧コンバータ１０２に印加される。双方向昇圧コンバータである前端昇圧コンバータ１０２は、この整流グリッド電圧Vrを降圧してバッテリ１０１に印加する。これにより、高いグリッド電圧がバッテリ１０１に過大な充電電流を供給することが防止される。図８は、インバータ３０が３相整流器として動作することを示す回路図である。
【００５８】
次に、バッテリ１０１から３相グリッドへ逆送電する逆送電モードが説明される。この逆送電モードは、昇圧逆送電モード及び降圧逆送電モードをもつ。昇圧逆送電モードは、バッテリ電圧がグリッド電圧よりも低い場合に採用され、降圧逆送電モードは、バッテリ電圧がグリッド電圧よりも高い場合に採用される。
【００５９】
まず、昇圧逆送電モードが説明される。インバータ３０は停止される。前端昇圧コンバータ１０２はグリッド電圧よりも高いDCリンク電圧をインバータ４０に印加する。インバータ４０は３相コイル５０を通じて３相交流電圧をコネクタ４００に印加する。３相降圧チョッパであるインバータ４０は３相グリッドに供給される逆送電電力をPWM制御する。
【００６０】
次に、降圧逆送電モードが説明される。双方向DCDCコンバータ１０２及びインバータ３０は停止される。インバータ４０は３相コイル５０を通じて３相交流電圧をコネクタ４００に印加する。３相降圧チョッパであるインバータ４０は３相グリッドに供給される逆送電電力をPWM制御する。第１実施例と同様に、コネクタ４００は、単相グリッド又は直流電源に接続されることができる。
【００６１】
第３実施例
一般に、単相グリッド電圧は３相グリッド電圧の約半分の振幅をもつ。また、深放電されたバッテリ１０１は低いバッテリ電圧をもつ。グリッド電圧とバッテリ電圧との電圧差が高くなる時、車載統合充電器の損失は増加する。この第３実施例は、この問題を改善可能なスイッチドバッテリ型昇圧直流電源を提案する。
【００６２】
図９は、図５に示される昇圧直流電源１００の好適例を示す回路図である。昇圧直流電源１００は、ローサイドバッテリ１、ハイサイドバッテリ２、及び接続切替回路１０をもつ。接続切替回路１０は、スイッチドバッテリ及び双方向DCDCコンバータとして動作する。バッテリ１及び２は互いに等しい定格電圧をもつ。
【００６３】
接続切替回路１０は、直列スイッチ３、ローサイド並列スイッチ４、ハイサイド並列スイッチ５、出力スイッチ６、リアクトル７、及びサージ吸収ダイオード８をもつ。ハイレベルDCリンク線８１は、出力スイッチ６、バッテリ２、リアクトル７、直列スイッチ３、及びバッテリ１を通じてローレベルDCリンク線８２に接続される。バッテリ２の負極とリアクトル７との接続点は並列スイッチ４を通じてDCリンク線８２に接続される。バッテリ１の正極と直列スイッチ３との接続点は並列スイッチ５を通じてDCリンク線８１に接続される。リアクトル７と直列スイッチ３との接続点は、ダイオード８のカソード電極に接続され、ダイオード８のアノード電極はDCリンク線８２に接続される。
【００６４】
コントローラ９は、バッテリ１及び２を放電する放電モードと、バッテリ１及び２を充電する充電モードをもつ。まず、放電モードが説明される。この放電モードは、並列モード、直列モード、過渡モード、昇圧モード、及び電圧バランスモードをもつ。並列モードにおいて、直列スイッチ３はオフされ、並列スイッチ４及び５はオンされ、バッテリ１及び２は並列接続される。DCリンク電圧VCは１つのバッテリの電圧に等しくなる。直列モードにおいて、直列スイッチ３はオンされ、並列スイッチ４及び５がオフされ、バッテリ１及び２は直列接続される。DCリンク電圧VCは、直列モードにおいて並列モードと比べて２倍となる。
【００６５】
次に、並列モードと直列モードとの間の短い過渡期間に実行される過渡モードが説明される。この過渡モードにおいて、直列スイッチ３がPWM制御される。まず、並列モードから直列モードへ切替が行われるパラレルツーシリーズ過渡モードが説明される。直列スイッチ３のPWMデユーティ比は０から１へゆっくり変更される。直列スイッチ３がオンされるオン期間に、DCリンク電圧VCは、バッテリ１及び２の電圧和とリアクトル７の電圧との間の電圧差となる。直列スイッチ３がオフされるオフ期間に、リアクトル７の磁気エネルギーは、ダイオード８、リアクトル７、バッテリ２、及び出力スイッチ６を通じて電流を流す。
【００６６】
これにより、DCリンク電圧VCはバッテリ２の電圧とリアクトル７の電圧和となる。これにより、DCリンク電圧VCは１つのバッテリの電圧から２つのバッテリの電圧和までゆっくり上昇する。次に、直列モードから並列モードへ切替が行われるシリーズツーパラレル過渡放電期間が説明される。直列スイッチ３のPWMデユーティ比は１から０へゆっくり変更される。DCリンク電圧VCは、２つのバッテリの電圧和から１つのバッテリの電圧までゆっくり下降する。
【００６７】
次に、バッテリ１及び２が異なる電圧をもつ場合において実行される電圧バランスモードが説明される。並列モードにおいて、バッテリ１及び２の間の電圧差が所定値を超える時、短絡電流が、それぞれオンしている２つの並列スイッチ４及び５を通じて２つのバッテリ１及び２を循環する。その結果、高電圧のバッテリは低電圧のバッテリを充電する。この短絡電流が所定値を超える時、バッテリ１及び２は高い電力損失を発生する。
【００６８】
この電圧バランスモードは、並列モードにおいて低電圧バッテリの充電電流が所定値を超える時、この低電圧バッテリに接続される並列スイッチを遮断する。これにより、短絡電流は遮断され、高電圧バッテリだけが放電される。結局、この電圧バランスモードによれば、２つのバッテリの間の電圧差が低減される。２つのバッテリ１及び２の間の電圧差を直列モードにおいて検出することも可能である。この電圧差が所定値を超える時、より低電圧のバッテリの放電は次の並列モードにおいて停止される。
【００６９】
次に、昇圧モードが説明される。この昇圧モードにおいて、並列スイッチ４及び５が同期的にPWM制御される。並列スイッチ４及び５がオンされる時、バッテリ１及び２はリアクトル７へ並列に循環電流を供給する。並列スイッチ４及び５がオフされる時、DCリンク電圧VCは、バッテリ１及び２の電圧和とリアクトル７の電圧との合計となる。DCリンク電圧VCの昇圧比は、並列スイッチ４及び５のPWMデユーティ比の調整により制御される。
【００７０】
この昇圧モードにおいて、バッテリ１及び２の間の電圧差が所定値を超える時、短絡電流がバッテリ（１、２）と並列スイッチ（４、５）を循環する。より高電圧のバッテリがより低電圧のバッテリを充電する。この短絡電流が所定値を超える時、既述された電圧バランスモードが実行され、より低電圧のバッテリに接続される並列スイッチがオフされる。これにより、より高電圧のバッテリだけが昇圧モードを実行する。
【００７１】
次に、バッテリ１及び２を充電する充電モードが説明される。この充電モードは、既述されたように昇圧充電モード及び降圧充電モードからなる。まず、グリッド電圧がDCリンク電圧VCより低い時に採用される昇圧充電モードが説明される。グリッド電圧は、３相コイル５０及び３相インバータ４０からなる３相昇圧チョッパにより昇圧されて昇圧直流電源１００に印加される。この昇圧充電モードにおいて、昇圧直流電源１００は、グリッド電圧に応じて並列モード及び直列モードのどちらかを選択することができる。
【００７２】
並列モードにおいて、直列スイッチ３はオフされ、出力スイッチ６、並列スイッチ４及び５はオンされる。バッテリ１及び２は並列に充電される。直列モードにおいて、出力スイッチ６及び直列スイッチ３はオンされ、並列スイッチ４及び５がオフされる。バッテリ１及び２は直列に充電される。DCリンク電圧VCは、直列モードにおいて並列モードと比べて２倍となる。
【００７３】
次に、グリッド電圧がDCリンク電圧VCより高い時に採用される降圧充電モードが説明される。この降圧充電モードにおいて、グリッド電圧は、３相インバータ３０からなる整流器を通じて昇圧直流電源１００に印加され、接続切替回路１０が降圧チョッパとして働く。直列スイッチ３はオンされ、並列スイッチ４及び５はオフされ、出力スイッチ６はPWM制御される。出力スイッチ６がオンされる時、バッテリ２、リアクトル７、直列スイッチ３、及びバッテリ１を流れる充電電流が増加し、リアクトル７は磁気エネルギーを蓄積する。出力スイッチ６がオフされる時、リアクトル７の磁気エネルギーは、バッテリ１及び２を並列充電する。出力スイッチ６のPWMデユーティ比を調節することにより、降圧比は制御される。
【００７４】
図１０は、図９の変形態様を示す回路図である。サージ吸収ダイオード８Aが図９に示される昇圧直流電源１００に追加される。ダイオード８Aのアノード電極は、バッテリ２の正極に接続され、そのカソード電極はバッテリ２の負極に接続される。これにより、直列スイッチ３が放電モードにおいてオフされる時、リアクトル７の磁気エネルギーによる減磁電流は、バッテリ１及び２を経由することなく、ダイオード８及び８Aを通じて外部に送電される。
【００７５】
結局、この昇圧直流電源１００は、従来の前端昇圧コンバータ及び従来のスイッチドバッテリの両方の回路機能をもち、さらにモード切替時の電圧急変を防止する。スイッチドバッテリは、バッテリ損失を低減する。さらに、リアクトル７の抵抗損失は、大電流が流れる並列モードにおいてゼロとなる。この昇圧直流電源１００は、グリッド電圧とバッテリ電圧との間の電圧差を吸収する優れた能力をもつ。さらに、前端昇圧コンバータは、モータモードにおいてインバータ損失及びバッテリ損失を低減する。並列モードにおけるバッテリ１及び２の等価抵抗は、直列モードの１/４となる。したがって、並列モードが採用されるモータモードの中低速領域において、バッテリ損失を半減することができる。
【００７６】
第４実施例
第３実施例のバッテリ１及び２はしばしば直列モードにおいて互いに異なる端子電位をもつ。したがって、バッテリ１及び２から低電圧の補助バッテリへの送電のために、EVは２つの絶縁式降圧DCDCコンバータを必要とする。この実施例の絶縁降圧DCDCコンバータは絶縁トランス数の低減を可能とする。
【００７７】
図１１は、補助バッテリ２９を充電するための絶縁降圧DCDCコンバータ３００を示す配線図である。コンバータ３００は、トランジスタ１１及び１２、変圧器２０、及び整流器３０からなる。変圧器２０は共通のコアに巻かれた２つの一次コイル（２１及び２２）及び２つの二次コイル（２３及び２４）をもつ。一次コイル２１及び２２を別々に流れる２つの一次電流は、このコアを逆向きに磁化する。同様に、二次コイル２３及び２４の巻き方向は互いに反対である。
【００７８】
整流器３０は、２つの整流ダイオード（２５及び２６）、平滑キャパシタ２７、及びインダクタ２８からなる。平滑キャパシタ２７及びインダクタ２８からなる平滑回路は、整流ダイオード（２５及び２６）から出力される整流電圧を平滑する。平滑された整流電圧は補助バッテリ２９に印加される。二次コイル２３はダイオード２５に接続され、二次コイル２４はダイオード２６に接続される。トランジスタ１１はバッテリ２から一次コイル２１に印加される入力電圧を制御する。トランジスタ１２はバッテリ１から一次コイル２２に印加される入力電圧を制御する。トランジスタ１１及び１２は交互にPWM制御される。
【００７９】
トランジスタ１１がオンされる期間に二次コイル２３に誘導される二次電圧はダイオード２５を通じて平滑キャパシタ２７を充電する。トランジスタ１２がオンされる期間に二次コイル２４に誘導される二次電圧はダイオード２６を通じて平滑キャパシタ２７を充電する。この実施例の降圧DCDCコンバータ３００は、接続切替回路１０の接続切替動作の影響を受けない。
【００８０】
第５実施例
デュアルインバータを含む３相モータドライブは星形３相コイルに接続される従来の３相モータドライブに使用されるシングル３相インバータと比べて複雑な回路トポロジーを必要とする。このため、モータドライブが高価となる可能性がある。３相モータドライブのコストはパワー半導体素子数に比例する。一個のパワー半導体素子は一定の許容電力損失をもつ。一般に、インバータの各スイッチは並列接続された複数のパワー半導体素子からなる。したがって、インバータ損失の低減は、並列接続されたパワー半導体素子の数を削減し、インバータコストを削減する。この実施例の上アーム導通シングルPWM法によれば、デュアルインバータ２００の電力損失が低減されるので、車載統合充電器は経済的に製造される。
【００８１】
この上アーム導通シングルPWM法が図５を参照して説明される。この上アーム導通シングルPWM法は、３相モータのモータトルクを発生するためのモータモードにおいて使用される。デュアルインバータ２００は、オープンエンド３相コイル５０に接続される２つの３相インバータ３０及び４０からなる。レグ３UはU相コイル５Uを通じてレグ４Uに接続される。レグ３VはV相コイル５Vを通じてレグ４Vに接続される。レグ３WはW相コイル５Wを通じてレグ４Wに接続される。コントローラ９は、インバータ３０の６つのスイッチ（３１-３６）及びインバータ４０の６つのスイッチ（４１-４６）を制御する。
【００８２】
レグ３UはU相電圧VU1を相コイル５Uに印加し、レグ４UはU相電圧VU２を相コイル５Uに印加する。U相電圧VU（＝VU1-VU２）が相コイル５Uに印加される。レグ３VはV相電圧VV1を相コイル５Vに印加し、レグ４VはU相電圧VV２を相コイル５Vに印加する。V相電圧VV（＝VV1-VV２）が相コイル５Vに印加される。レグ３WはW相電圧VW1を相コイル５Wに印加し、レグ４WはW相電圧VW２を相コイル５Wに印加する。W相電圧VW（＝VW1-VW２）が相コイル５Wに印加される。３つの相電圧（VU、VV、及びVW）の間の位相差は電気角１２０度である。レグ３U及び４Uは、相電圧VUを相コイル５Uに印加するU相のHブリッジを形成する。レグ３V及び４Vは、相電圧VVを相コイル５Vに印加するV相のHブリッジを形成する。レグ３W及び４Wは、相電圧VWを相コイル５Wに印加するW相のHブリッジを形成する。
【００８３】
上アーム導通式シングルPWM法によれば、各Hブリッジはそれぞれ、PWMレグ及び固定電位レグからなる。PWMレグはPWM制御されるレグである。固定電位レグは２つのDCリンク電位のどちらかを出力するレグである。図１２は、３つのHブリッジがPWM制御されるトリプルPWMモードにおけるデュアルインバータ２００の６つのレグの状態を示すタイミングチャートである。このトリプルHブリッジモードによれば、３相コイル５０に印加される３つの相電圧ベクトルは、３相モータ内に回転磁界を形成するための合成回転電圧ベクトルを形成する。
【００８４】
デュアルインバータ２００の３つのHブリッジは本質的に同じ動作をもつ。このため、レグ３U及び４UからなるU相HブリッジのPWM制御だけが説明される。図１３は、U相電圧VU1及びVU２を示す。U相電圧VU1は、レグ３Uの出力電圧の基本周波数成分であり、U相電圧VU２はレグ４Uの出力電圧の基本周波数成分である。これにより、U相電圧VU(＝VU1-VU２）がU相コイル５Uに印加される。U相電圧VUの１周期は、それぞれ電気角１８０度に等しい正半波期間PAと負半波期間PBとに分割される。この上アーム導通式シングルPWM法によれば、正半波期間PAにおいて、レグ４UはPWMレグとなり、レグ３UはハイレベルDCリンク電圧（１）を出力する固定電位レグとなる。負半波期間PBにおいて、レグ３UはPWMレグとなり、レグ４UはハイレベルDCリンク電圧（１）を出力する固定電位レグとなる。
【００８５】
言い換えれば、この実施例の上アーム導通シングルPWM法によれば、固定電位レグの上アームスイッチは定常的にオンされる。固定電位レグ及びPWMレグは電気角１８０度毎に交代される。PWMレグの下アームスイッチがオンされる時、PWMレグはローレベルDCリンク電圧（０）を出力し、PWMレグの上アームスイッチがオンされる時、PWMレグはハイレベルDCリンク電圧（１）を出力する。
【００８６】
この上アーム導通式シングルPWM法の利点が説明される。まず、固定電位レグはスイッチング損失を発生しない。このため、シングルPWM法は従来のダブルPWM法と比べて半分のスイッチング損失をもつ。次に、固定電位レグの上アームスイッチが常にオンされる。このため、インバータの上アームトランジスタのオフに起因するリンギングサージ電圧を低減することができる。その結果、スイッチング過渡期間の短縮により、スイッチング損失を低減することができる。
【００８７】
この実施例のシングルPWM法及び従来のダブルPWM法が図１４-図１７を参照して比較される。図１４-図１７は、U相電流IUがU相コイル５Uを通じて流れる位相期間を示す。図１４及び図１５は、レグ３U及び４Uが相補的にPWM制御されるダブルPWM法を示す。図１６及び図１７は、レグ４UだけがPWM制御されるシングルPWM法を示す。よく知られているように、PWMレグの上アームスイッチおよび下アームスイッチは、相補的にスイッチングされる。
【００８８】
図１４において、スイッチ３１及び４２がオンされる。U相電流IUは、バッテリ１から相コイル５Uへ流れる電源電流IPからなる。図１５において、スイッチ３２及び４１がオンされる。U相電流IUは、相コイル５Uからバッテリ１へ流れる回生電流IRとなる。
【００８９】
このダブルPWM法によれば、U相コイル５Uに印加されるU相電圧VUはVU1-VU2となり、U相電流IUはIP-IRとなる。各PWMサイクル期間毎にバッテリ１へ戻る回生電流IRは、バッテリ１の高周波抵抗損失を増加させる。
【００９０】
図１４と同じである図１６において、スイッチ３１及び４２がオンされる。U相電流IUは、バッテリ１から相コイル５Uへ流れる電源電流IPからなる。図１７において、スイッチ３１及び４１がオンされる。U相電流IUは、相コイル５U、スイッチ４１、及びスイッチ３１を循環するフリーホィーリング電流Ifとなる。
【００９１】
このシングルPWM法によれば、U相コイル５Uに印加されるU相電圧VUはVU1-VU2となり、U相電流IUはIP+Ifとなる。回生電流IRがバッテリ１へ戻ることが防止される。その結果、バッテリ１及び平滑キャパシタの損失が低減される。
【００９２】
上アーム導通シングルPWM法が図１８-図２２を参照してさらに説明される。図１８は、U相電圧VU及びU相電流IUの基本周波数成分を示す。U相電圧VUはU相コイル５U
に印加される相電圧であり、U相電流IUはU相コイル５Uを流れる相電流である。
【００９３】
電気角３６０度に相当する１サイクル期間は、正半波期間PA及び負半波期間PBに分割される。U相電圧VUの振幅値は期間PAにおいて正となり、期間PBにおいて負となる。レグ３Uは、期間PAにおいて固定電位レグとなり、期間PBにおいてPWMレグとなる。レグ４Uは、期間PAにおいてPWMレグとなり、期間PBにおいて固定電位レグとなる。固定電位レグの上アームスイッチはオンされ、固定電位レグの下アームスイッチはオフされる。
【００９４】
U相電流IUは、U相コイル５Uのインダクタンスにより、U相電圧VUから所定位相期間だけ遅れる。期間PAは位相期間P1及びP2に分割され、期間PBは位相期間P3及びP4に分割される。位相期間P1及びP3において、U相電圧VUは、U相電流IUと反対の方向をもつ。位相期間P２及びP４において、U相電圧VUは、U相電流IUと同じ方向をもつ。
【００９５】
図１９は、位相期間P1を示す。PWMレグ４Uの上アームスイッチ４１がオンされる時、フリーホィーリング電流Ifが流れ、上アームスイッチ４１がオフされる時、回生電流である電源電流IPがバッテリ１を充電する。上アームスイッチ４１がオフされる時、２つの上アームスイッチ３１及び４１を接続するハイレベル内部電源線８１０のインダクタンスにより、リンギング電圧が接続点４１Xに印加される。しかし、電源線８１０は、DCリンク線８１よりも低いインダクタンス値をもつ。その結果、このリンギング電圧は低減される。
【００９６】
図２０は、位相期間P２を示す。PWMレグ４Uの下アームスイッチ４２がオンされる時、電源電流IPがU相コイル５Uに供給され、上アームスイッチ４１がオンされる時、フリーホィーリング電流IfがU相コイル５Uを通じて循環する。
【００９７】
図２１は、位相期間P３を示す。PWMレグ３Uの上アームスイッチ３１がオンされる時、フリーホィーリング電流Ifが流れ、上アームスイッチ３１がオフされる時、回生電流である電源電流IPがバッテリ１を充電する。上アームスイッチ３１がオフされる時、ハイレベル内部電源線８１０のインダクタンスにより、リンギング電圧が接続点３１Xに印加される。しかし、電源線８１０は、DCリンク線８１よりも低いインダクタンス値をもつ。その結果、このリンギング電圧は低減される。
【００９８】
図２２は、位相期間P４を示す。PWMレグ３Uの下アームスイッチ３２がオンされる時、電源電流IPがU相コイル５Uに供給され、上アームスイッチ３１がオンされる時、フリーホィーリング電流IfがU相コイル５Uを通じて循環する。
【００９９】
第６実施例
この実施例のダブルHブリッジモードによれば、デュアルインバータ２００の３つのHブリッジの１つが電気角６０度毎に順番に休止される。休止されるHブリッジは休止Hブリッジと呼ばれる。休止Hブリッジの２つのレグの各上アームスイッチおよび下アームスイッチはオフされる。デュアルインバータ２００の損失は、この実施例のダブルHブリッジモードによりさらに改善される。
【０１００】
３相モータのモータモードにおいて、デュアルインバータ２００は合成回転電圧ベクトルを３相コイル５０に印加する。この合成回転電圧ベクトルは合成回転電流ベクトルを形成し、この合成回転電流ベクトルは回転磁界ベクトルを形成する。合成回転電圧ベクトルは、U相コイル５Uに印加されるU相電圧ベクトルVU、V相コイル５Vに印加されるV相電圧ベクトルVV、及びW相コイル５Wに印加されるW相電圧ベクトルVWのベクトル和である。
【０１０１】
このダブルHブリッジモードは、この合成回転電圧ベクトルを互いに隣接する２つの相の相電圧ベクトルのベクトル和により形成する。このダブルHブリッジモードは、合成回転電圧ベクトルの最大振幅が各相電圧ベクトルの最大振幅以下である低電圧運転領域において採用される。したがって、ダブルHブリッジモードは、３相コイル５０の逆起電力Vemfが比較的低い３相モータの中低速領域において好適である。このダブルHブリッジモードにおいて、３つのHブリッジの１つは電気角６０度毎に順番に休止され、残りの２つのHブリッジがPWM制御される。
【０１０２】
図２３は、ダブルHブリッジモードにおける合成回転電圧ベクトルの存在領域を示すためのベクトル図である。合成回転電圧ベクトルの存在領域は、７つの位相領域Z０-Z６に分割される。位相領域Z1において、合成回転電圧ベクトルはU相電圧ベクトル（VU）と-W相電圧ベクトル（-VW）とのベクトル和となる。V相Hブリッジは休止される。位相領域Z２において、合成回転電圧ベクトルはV相電圧ベクトル（VV）と-W相電圧ベクトル（-VW）とのベクトル和となる。U相Hブリッジは休止される。
【０１０３】
位相領域Z３において、合成回転電圧ベクトルはV相電圧ベクトル（VV）と-U相電圧ベクトル（-VU）とのベクトル和となる。W相Hブリッジは休止される。位相領域Z４において、合成回転電圧ベクトルは、W相電圧ベクトル（VW）と-U相電圧ベクトル（-VU）とのベクトル和となる。V相Hブリッジは休止される。位相領域Z５において、合成回転電圧ベクトルはW相電圧ベクトル（VW）と-V相電圧ベクトル（-VV）とのベクトル和となる。U相Hブリッジは休止される。位相領域Z６において、合成回転電圧ベクトルはU相電圧ベクトル（VU）と-V相電圧ベクトル（-VV）とのベクトル和となる。W相Hブリッジは休止される。
【０１０４】
レグ３U及び４UからなるU相Hブリッジは相電圧ベクトルVU及び-VUを出力する。レグ３V及び４VからなるV相Hブリッジは相電圧ベクトルVV及び-VVを出力する。レグ３W及び４WからなるW相Hブリッジは相電圧ベクトルVW及び-VWを出力する。図２３において、６つの相電圧ベクトル（VU、-VW、VV、-VU、VW、-VV)はそれぞれ最大振幅値をもつ。
【０１０５】
図２３において破線で示される内側円の半径に等しい合成回転電圧ベクトルの最大振幅は、このダブルHブリッジモードにおいて、１つの相電圧ベクトルの最大振幅に等しい。したがって、ダブルHブリッジモードはこの内側円の内側にて実行される。３つのHブリッジがそれぞれPWM制御されるトリプルHブリッジモードは、この内側円と実線で示される外側円との間の位相領域Z０において実行される。トリプルHブリッジモードにおいて、３つのHブリッジはそれぞれ相電圧ベクトルを形成し、この３つの相電圧ベクトルのベクトル和が合成回転電圧ベクトルとなる。
【０１０６】
休止HブリッジのPWM制御の停止は、バッテリ損失を低減する。各位相領域間の切替は、相電流の急激な変化を抑制するためにゆるやかに実行されることができる。言い換えれば、各位相領域間の切替が実行される過渡期間において、トリプルHブリッジモードを短時間だけ実行してもよい。
【０１０７】
図２４は、このダブルHブリッジモードを示すタイミングチャートである。３つのHブリッジはそれぞれ、上アーム導通式シングルPWMにより制御されている。U相Hブリッジは、電気角３３０-３０度及び電気角１５０度-２１０度の休止期間において休止される。V相Hブリッジは、電気角９０-１５０度及び電気角２７０-３３０度の休止期間において休止される。W相Hブリッジは、電気角３０-９０度及び電気角２１０度-２７０度の休止期間において休止される。結局、ダブルHブリッジモードによれば、最小振幅の相電圧を出力するHブリッジが休止Hブリッジとなる。休止Hブリッジの上アームスイッチおよび下アームスイッチはオフされ、直流電源１００は休止Hブリッジに電源電流を供給しない。
【０１０８】
第７実施例
この実施例の昇圧ダブルHブリッジモードによれば、電位固定HブリッジのPWMスイッチングが停止される。電位固定Hブリッジは最大振幅の相電圧を出力する。図５に示されるように昇圧直流電源１００は昇圧DCリンク電圧VCをデュアルインバータ２００に印加する。デュアルインバータ２００のU相Hブリッジは、U相電圧VUをU相コイル５Uに印加する。デュアルインバータ２００のV相Hブリッジは、V相電圧VVをV相コイル５Uに印加する。デュアルインバータ２００のW相Hブリッジは、W相電圧VWをW相コイルVWに印加する。
【０１０９】
最大振幅の相電圧を出力する電位固定Hブリッジの２つのレグは両方とも固定電位レグとなる。これら２つの固定電位レグは互いに反対の電圧を出力する。２つの固定電位レグの一方はハイレベルDCリンク電圧を出力し、他方はローレベルDCリンク電圧を出力する。２つの固定電位レグの出力電位は電気角１８０度毎に交代される。
【０１１０】
図２５は、３つの相電圧VU、VV、及びVWの基本周波数成分を示すタイミングチャートである。U相電圧VUの振幅が最大となるU相固定位相期間（電気角６０度-１２０度、及び、２４０度-３００度）において、U相Hブリッジが電位固定Hブリッジとなる。V相電圧VVの振幅が最大となるV相固定位相期間（電気角１８０度-２４０度、及び、０度-６０度）において、V相Hブリッジが電位固定Hブリッジとなる。W相電圧の振幅が最大となるW相電位固定位相期間（電気角３００度-３６０度、及び、１２０度-１８０度）において、W相Hブリッジが電位固定Hブリッジとなる。順番に配置される各相の固定位相期間の長さは電気角６０度である。
【０１１１】
U相電圧VUが正値をもつU相固定位相期間において、上アームスイッチ３１及び下アームスイッチ４２がオンされる。U相電圧VUが負値をもつU相固定電位期間において、上アームスイッチ４１及び下アームスイッチ３２がオンされる。V相電圧VVが正値をもつV相固定位相期間において、上アームスイッチ３３及び下アームスイッチ４４がオンされる。
【０１１２】
V相電圧VVが負値をもつV相固定電位期間において、上アームスイッチ４３及び下アームスイッチ３４がオンされる。W相電圧VWが正値をもつW相固定位相期間において、上アームスイッチ３５及び下アームスイッチ４６がオンされる。W相電圧VWが負値をもつW相固定電位期間において、上アームスイッチ４５及び下アームスイッチ３６がオンされる。
【０１１３】
さらに、前端昇圧コンバータ１０２はバッテリ電圧を昇圧する。昇圧されたDCリンク電圧VCは、U相固定位相期間においてU相電圧VUに等しくなり、V相固定位相期間においてV相電圧VVに等しくなり、W相固定位相期間においてW相電圧VWに等しくなる。結局、前端昇圧コンバータ１０２は、整流された３相正弦波電圧に等しい波形をもつDCリンク電圧VCをデュアルインバータ２００に印加する。言い換えれば、前端昇圧コンバータ１０２は電位固定Hブリッジの代わりにPWM制御される。
【０１１４】
DCリンク電圧VCは約１８％のリップル率をもつ。このため、電位固定Hブリッジを除く他の２つのHブリッジのPWMデユーティ比は、このDCリンク電圧VCのリップルの影響を排除するために補正されることが好適である。
【０１１５】
図２６は、３つのHブリッジの状態をを示すタイミングチャートである。位相期間P１お四日P４において、U相Hブリッジが電位固定Hブリッジとなる。位相期間P２及びP５において、V相Hブリッジが電位固定Hブリッジとなる。位相期間P３及びP６において、W相Hブリッジが電位固定Hブリッジとなる。電位固定Hブリッジを除く他の２つのHブリッジは、既述された上アーム導通シングルPWM法で運転される。
【０１１６】
コンバータ１０２の昇圧動作を利用するこの昇圧ダブルHブリッジモードは、電位固定Hブリッジの出力電圧がバッテリ電圧よりも高い高速運転領域において実行される。これにより、３相モータドライブの損失が低減される。
【０１１７】
第８実施例
既述されたように、ダブルHブリッジモードは中低領域において好適であり、昇圧ダブルHブリッジモードは、コンバータ１０２がバッテリ電圧を昇圧する高速領域において好適である。この実施例によれば、コンバータ１０２がバッテリ電圧を昇圧する高速領域において、昇圧シングルHブリッジモードを実行する。この昇圧シングルHブリッジモードにおいて、既述されたダブルHブリッジモード及び昇圧ダブルHブリッジモードが一緒に実行される。各相電圧VU、VV、及びVW台形状の波形をもつことができる。
【０１１８】
図２７は、デュアルインバータ２００の６つのレグの状態を示すタイミングチャートである。図２７において、ハイレベル期間’H’は各レグがハイレベル電位を出力する位相期間であり、ローレベル期間’L’は各レグがローレベル電位を出力する位相期間である。休止期間’A’において、各レグの上アームスイッチおよび下アームスイッチの両方がオフされる。位相期間’PWM’は、各レグがPWM制御される期間である。各Hブリッジは、各位相期間’PWM’において上アーム導通シングルPWM法で制御される。
【０１１９】
この昇圧シングルHブリッジモードによれば、昇圧コンバータ１０２は、最大振幅の相電圧に等しいDCリンク電圧VCを電位固定Hブリッジに印加する。さらに、ダブルHブリッジモードが実行され、最小振幅の相電圧を出力するべき休止Hブリッジが休止される。結局、３つのHブリッジの１つ及びコンバータ１０２だけがPWM制御される。これにより、３相モータドライブのスイッチング損失が低減される。さらに、バッテリ損失も低減される。
【０１２０】
第９実施例
この実施例の電流分散法によれば、デュアルインバータ２００は空間ベクトルPWM法（SVPWM法）により制御される。この実施例の電流分散法により、バッテリの損失はさらに改善される。
【０１２１】
デュアルインバータ２００の３つのHブリッジは、所定周波数値をもつPWMキャリヤ信号に基づいてPWM制御される。たとえば、PWMキャリヤ信号の周波数が２０kHzである時、共通のPWMサイクル期間TCは５０μ秒の長さをもつ。SVPWM法によれば、各Hブリッジはそれぞれ、共通のPWMサイクル期間TC内に配置される電流供給期間及びフリーホィーリング期間をもつ。この電流供給期間は、直流電源１００がHブリッジに電源電流を供給する期間である。
【０１２２】
フリーホィーリング期間は、フリーホィーリング電流がHブリッジと相コイルとの間を循環する期間である。U相電圧ベクトルVUはU相Hブリッジの電流供給期間の長さにほぼ比例し、V相電圧ベクトルVVはV相Hブリッジの電流供給期間の長さにほぼ比例し、W相電圧ベクトルVWはW相Hブリッジの電流供給期間の長さにほぼ比例する。
【０１２３】
デュアルインバータ２００の重要な特徴は、各Hブリッジが独立にPWM制御されることができる点である。言い換えれば、SVPWM法が採用される時、各相の電流供給期間は共通のPWMサイクル期間TC内において互いに自由に配置されることができる。この電流分散法において、各相の電流供給期間は、できるだけ互いにオーバーラップしないように共通のPWMサイクル期間TC内に配置される。これにより、直流電源１００の損失を低減することができる。
【０１２４】
図２８は、３つのHブリッジがPWM制御されるトリプルHブリッジモードにおける１つのPWMサイクル期間TCを示すタイミングチャートである。V相Hブリッジの電流供給期間TXV、W相Hブリッジの電流供給期間TXW、及びU相Hブリッジの電流供給期間TXUが共通のPWMサイクル期間TC内に順番に配置される。これにより、３つの電流供給期間TXV、TXW、TXUのオーバーラップは本質的に回避される。
【０１２５】
直流電源１００は、期間TXUにおいてU相HブリッジにU相電源電流IUPを供給し、期間TXVにおいてV相HブリッジにV相電源電流IVPを供給し、期間TXWにおいてW相HブリッジにW相電源電流IWPを供給する。したがって、３つの相電源電流IUP、IVP、及びIWPの重なりは最小となり、直流電源１００の抵抗損失は低減される。
【０１２６】
さらに、各相の電流供給期間は連続的に配置される。これにより、直流電源１００からデュアルインバータ２００に供給される電源電流に含まれる高周波電流成分が低減される。さらに、最長の電流供給期間TXWは他の２つの電流供給期間TXV及びTXUにより挟まれる。これにより、直流電源１００に流れる高周波電流成分が低減される。さらに、隣接する２つの電流供給期間は短い過渡期間Ttだけ互いにオーバーラップする。これにより、直流電源１００に流れる高周波電流成分が低減される。
【０１２７】
図２９は、ダブルHブリッジモード又は昇圧ダブルHブリッジモードにおける１つのPWMサイクル期間TCを示すタイミングチャートである。直流電源１００の抵抗損失は低減される。さらに、より短い電流供給期間は、より長い電流供給期間の直後に配置される。これにより、電源電流の急減が抑制され、リンギングサージ電圧が低減される。結局、この実施例の電流分散法によれば、直流電源１００の抵抗損失が部分負荷領域において低減される。
【０１２８】
第１０実施例
図３０は、デュアルインバータ２００を用いる巻数切替型３相モータドライブを示す模式回路図である。デュアルインバータ２００は、それぞれバッテリ１から給電されるU相Hブリッジ７１０、V相Hブリッジ７２０、及びW相Hブリッジ７３０からなる。U相Hブリッジ７１０は、U相コイル５Uに接続されるU相レグ３U及び４Uからなる。V相Hブリッジ７２０は、U相コイル５Vに接続されるV相レグ３V及び４Vからなる。W相Hブリッジ７３０は、W相コイル５Wに接続されるW相レグ３W及び４Wからなる。バッテリ１は、DCリンク電圧VCをデュアルインバータ２００に印加する。
【０１２９】
この実施例において、コントローラ９は、運転環境においてシングルPWM法及び星形接続法を切り替える。この星形接続法において、３相インバータ４０の３つのレグ４U、４V、及び４Wは、互いに等しい中間電圧を出力するためにPWM制御される。この中間電圧は、デュアルインバータ２００に印加されるDCリンク電圧VCのほぼ半分の値（0.5VC）であることが好適である。言い換えれば、レグ４U、４V、及び４WのPWMデユーティ比は５０％とされる。
【０１３０】
３相インバータ３０は３相電圧（VU１、VV１、及びVW１）を出力する。言い換えれば、U相レグ３UはU相コイル５UにU相電圧VU１を印加する。V相レグ３VはV相コイル５VにV相電圧VV１を印加する。W相レグ３WはW相コイル５WにW相電圧VW１を印加する。その結果、この３相コイル５０は、中性点電位（0.５VC）をもつ従来の星形接続３相コイルと均等となる。
【０１３１】
好適には、レグ４U、４V、及び４Wの各上アームスイッチは同時にオンされ、同時にオフされる。同様に、レグ４U、４V、及び４Wの各下アームスイッチは同時にオンされ、同時にオフされる。これにより、３相インバータ４０は、バッテリ１から等価的に分離される。PWM制御される３相インバータ４０が発生する高周波電流成分が、バッテリ１に流れることが回避される。このため、この星形接続法で運転されるデュアルインバータ２００は、従来の星形接続３相インバータと本質的に等しい高周波電流リップルをもつことができる。
【０１３２】
この星形接続法は、３相モータの低速領域において使用される。これにより、３相コイル５０に印加されるDCリンク電圧VCは、シングルPWM法又はダブルPWM法と比べて等価的に半分となる。その結果、バッテリ１及びデュアルインバータ２００の抵抗損失をPWMデユーティ比の拡大により低減することができる。
【０１３３】
重要な変形態様が図３０を参照して説明される。この変形態様において、それぞれPWM制御されるレグ（４U、４V、及び４W）はそれぞれ、半DCリンク電圧（０．５VC）の代わりに第３高調波電圧を上記中間電圧として出力する。この第３高調波電圧は、従来の星形接続３相コイルの公知の中性点電圧と反対の位相をもつ。これにより、３相コイル５０の逆起電力Vemfが３相モータの速度増加によりDCリンク電圧VCを超えることを抑制することができる。
【０１３４】
第１１実施例
第１実施例及び第２実施例のグリッド接続車載統合充電器はEVバッテリの経済的な急速充電を実現する。けれども、低温環境における急速充電はバッテリ劣化を促進する。このため、従来のEVバッテリは寒冷環境において外部電気ヒータにより加温する必要があった。しかし、この外部電気ヒータは高い電力損失をもつ。この実施例の単相バッテリ加熱法はバッテリ温度を急速に上昇させる。
【０１３５】
図３１は、図２に示されるデュアルインバータ２００だけを示す回路図である。オープンエンド３相コイル５０に接続されたデュアルインバータ２００は、DCリンク線８１及び８２を通じてバッテリ１から給電されている。デュアルインバータ２００は、U相Hブリッジ７１０、V相Hブリッジ７２０、及びW相Hブリッジ７３０からなる。
【０１３６】
コントローラ９は、バッテリ温度が所定値未満である寒冷条件下において、デュアルインバータ２００に単相バッテリ加熱を指令する。この単相通電加熱において、Hブリッジ７１０はU相コイル５UにU相電圧VUを印加し、Hブリッジ７２０はV相コイル５VにU相電圧VUを印加する。Hブリッジ７３０は、W相コイル５Wに-U相電圧（-VU）を印加する。U相電圧VU及び-U相電圧（-VU）の基本周波数成分は、たとえばグリッド周波数をもつ正弦波電圧である。-U相電圧（-VU）は、U相電圧VUと反対位相をもつ。結局、単相交流電圧が３相コイル５０に印加される。
【０１３７】
U相電流IUがU相コイル５U及びV相コイル５Vのそれぞれに流れ、-U相電流（-IU）がW相コイル５Wに流れる。-U相電流（-IU）はU相電流IUと反対の位相をもつ。したがって、３相コイル５０は３相モータ内に単相交番磁界を形成する。３相モータは、この単相交番磁界によりモータトルクを発生しない。
【０１３８】
結局、単相交流電流が供給される３相コイル５０は本質的にインダクタと見做されることができる。バッテリ１は、デュアルインバータ２００に３倍の振幅をもつU相電流IUを供給する。図３２は、U相コイル５Uに与えられるU相電圧VU及びU相電流IUの各基本波成分の波形を示す。３相コイル５０の電気抵抗が無視される時、U相電流IUとU相電圧VUとの間の位相差は電気角９０度となる。
【０１３９】
単相交流電流であるU相交流電流IUがバッテリ１を流れる事実は、バッテリ１が周期的に充電及び放電を繰り返すことを意味する。その結果、バッテリ１は、その内部抵抗により発熱する。低温バッテリの主な電気抵抗成分である電解液抵抗が主に抵抗損失を発生する。したがって、電解液は急速に加熱され、バッテリ抵抗は急速に低減される。
【０１４０】
低温バッテリの急速充電はバッテリを劣化ほ促進する。したがって、従来の急速充電器はバッテリ１が低温である時に急速充電を実行できない。この実施例によれば、低温バッテリの電解液は急速充電の開始前に急速に温められることができる。その結果、トータルの充電時間は短縮されることができる。
【０１４１】
さらに、従来の外部電気ヒータは、種々の中間熱伝導部材を通じて間接的にバッテリの電解液を加熱する。このため、電解液の温度上昇は遅れる。この実施例によれば、電解液は、直接に加熱されるので、電解液は高い温度上昇速度をもつことができる。
【０１４２】
デュアルインバータ２００は、さらに非正弦波形の単相交流電流を３相コイル５０に供給することができる。しかし、正弦波電流は鉄損低減に有効である。２つの相コイル（５U、５V）は相コイル５Wと逆向きに磁界を形成する。これにより、３つの相コイル（５U、５V、及び５W'）が形成する３つの相磁界が３相モータの磁気回路において互いに打ち消し合うことを防止できる。
【０１４３】
デュアルインバータ２００は単相交流電流以外の交流電流成分を３相コイル５０に供給することができる。しかし、単相交流電流はバッテリ1の加熱に好適であるため、単相交流電流は、デュアルインバータ２００が３相コイル５０に供給する電流の主成分となるべきである。
【０１４４】
たとえば、U相コイル５UにU相交流電流を供給し、V相コイル５Vに-V相交流電流を供給し、W相コイル５Wに-W相交流電流を供給することができる。これにより、バッテリ1に２倍のU相交流電流を供給することができる。３相コイル５０はU相交番磁界を形成する。
【０１４５】
この単相バッテリ加熱法は、走行開始直後に実行されることができる。デュアルインバータ２００は、走行開始後においてトルク発生電流と単相交流電流との両方を３相コイル５０に供給する。これにより、過剰なモータトルクを発生することなく、バッテリ１を急速に温めることができる。
【０１４６】
シングルPWM法よりも電源電流の高調波成分を増加することができるダブルPWM法は、この単相バッテリ加熱法を実行するHブリッジにとって相対的に好適である。
【０１４７】
重要な変形態様が説明される。この変形態様において、単相バッテリ加熱法は、従来の星形接続３相コイルに接続されるシングル３相インバータにより実行される。U相レグ、V相レグ、及びW相レグからなるこのシングル３相インバータは、U相コイル、V相コイル、及びW相コイルからなる星形３相コイルに接続される。
【０１４８】
U相レグはU相コイルにU相電圧VUを印加し、V相レグはV相コイルに-U相電圧（-VU）を印加し、W相レグはW相コイルに-U相電圧（-VU）を印加する。これにより、２倍のU相電圧が星形３相コイルに印加され、２倍のU相電流が星形接続３相コイルに供給される。U相電圧VU及び-U相電圧（-VU）は正弦波電圧であり、両者は互いに反対の位相をもつ。これにより、単相交流電流であるU相電流IUがバッテリ1を流れ、バッテリ１の電解液が加熱される。
【０１４９】
このシングル３相インバータは、図３１に示されるU相Hブリッジ７１０と等価であり、この星形３相コイルは、図３１に示されるU相コイル５Uと等価である。結局、この変形態様は、星形３相コイルに接続される従来のシングル３相インバータにより、バッテリ１に単相交流電流を供給する。
【０１５０】
第１２実施例
従来の３相モータドライブの問題は、ケーブルインダクタンスが発生する高いサージ電圧である。このサージ電圧はリンギング電圧と呼ばれる。パワー半導体素子のスイッチング速度を制限することにより、このリンギング電圧を低減することができる。しかし、パワー半導体素子のスイッチング損失は増加する。各パワー半導体素子の許容電力損失は一定の限界値をもつ。その結果、モータドライブの各スイッチは、複数のパワー半導体素子を並列接続することにより形成される。この実施例のコアレス変圧器式ケーブルサージ低減回路は、リンギング電圧の低減により、パワー半導体素子のスイッチング速度を改善することができる。その結果、パワー半導体素子数の低減により、３相モータドライブのコストを低減する。
【０１５１】
図３３に示されるこの実施例の３相モータドライブは、デュアルインバータ２００、３相コイル５０、バッテリ１、平滑キャパシタ１３、ケーブル８１-８４、６１-６３、７１-７３をもつ。デュアルインバータ２００のハイサイド内部電源線８１０は、ケーブル８１を通じてバッテリ１の正極に接続され、かつ、ケーブル８３を通じて平滑キャパシタ１３の一端に接続されている。デュアルインバータ２００のローサイド電源線８２０は、ケーブル８２を通じてバッテリ１の負極に接続され、かつ、ケーブル８４を通じて平滑キャパシタ１３の他端に接続されている。
【０１５２】
U相コイル５Uは、ケーブル６１及び７１を通じてレグ３U及び４Uに個別に接続されている。V相コイル５Vは、ケーブル６２及び７２を通じてレグ３V及び４Vに個別に接続されている。W相コイル５Wは、ケーブル６３及び７３を通じてレグ３W及び４Wに個別に接続されている。ケーブル８１及び８２はサージ低減回路９０１に電磁的に接続され、ケーブル８３及び８４はサージ低減回路９０２に電磁的に接続され、ケーブル６１-６３及び７１-７３はサージ低減回路９０３に電磁的に接続されている。
【０１５３】
サージ低減回路９０１は、ケーブル８１を囲む銅管８１A、及びケーブル８２を囲む銅管８２Aをもつ。ケーブル８１及び銅管８１Aのペア、及び、ケーブル８２及び銅管８２Aのペアはそれぞれ、コアレス変圧器を構成する。ケーブル８１及び８２はそれぞれ一次コイルをなし、銅管８１A及び８２Aはそれぞれ二次コイルをなす。さらに、サージ低減回路９０１は接続線５０及び５１をもつ。接続線５０は銅管８１A及び８２Aの各一端を接続し、接続線５１は銅管８１A及び８２Aの各他端を接続する。これにより、銅管８１A、８２A、接続線５１、及び５２は二次短絡回路を形成する。
【０１５４】
サージ低減回路９０２は、ケーブル８３を囲む銅管８３A、及びケーブル８４を囲む銅管８４Aをもつ。ケーブル８３及び銅管８３Aのペア、及び、ケーブル８４及び銅管８４Aのペアはそれぞれ、コアレス変圧器を構成する。ケーブル８３及び８４はそれぞれ一次コイルをなし、銅管８３A及び８４Aはそれぞれ二次コイルをなす。さらに、サージ低減回路９０２は接続線５２及び５３をもつ。接続線５２は銅管８３A及び８４Aの各一端を接続し、接続線５３は銅管８３A及び８４Aの各他端を接続する。これにより、銅管８３A、８４A、接続線５２、及び５３は二次短絡回路を形成する。
【０１５５】
サージ低減回路９０３は、ケーブル６１-６３、ケーブル７１-７３、銅管６１A-６３A、及び銅管７１A-７３Aをもつ。銅管６１Aはケーブル６１を囲み、銅管７１Aはケーブル７１を囲む。銅管６２Aはケーブル６２を囲み、銅管７２Aはケーブル７２を囲む。銅管６３Aはケーブル６３を囲み、銅管７３Aはケーブル７３を囲む。さらに、サージ低減回路９０３は、接続線５４、５５をもつ。
【０１５６】
ケーブル６１及び銅管６１Aのペア、及び、ケーブル７１及び銅管７１Aのペアはそれぞれ、コアレス変圧器を構成する。ケーブル６１及び７１はそれぞれ一次コイルをなし、銅管６１A及び７１Aはそれぞれ二次コイルをなす。接続線５４は銅管６１A及び７１Aの各一端を接続し、接続線５５は銅管６１A及び７１Aの各他端を接続する。これにより、銅管６１A、７１A、接続線５４、及び５５は、二次短絡回路を形成する。
【０１５７】
ケーブル６２及び銅管６２Aのペア、及び、ケーブル７２及び銅管７２Aのペアはそれぞれ、コアレス変圧器を構成する。ケーブル６２及び７２はそれぞれ一次コイルをなし、銅管６２A及び７２Aはそれぞれ二次コイルをなす。接続線５４は銅管６２A及び７２Aの各一端を接続し、接続線５５は銅管６２A及び７２Aの各他端を接続する。これにより、銅管６２A、７２A、接続線５４、及び５５は、二次短絡回路を形成する。
【０１５８】
ケーブル６３及び銅管６３Aのペア、及び、ケーブル７３及び銅管７３Aのペアはそれぞれ、コアレス変圧器を構成する。ケーブル６３及び７３はそれぞれ一次コイルをなし、銅管６３A及び７３Aはそれぞれ二次コイルをなす。接続線５４は銅管６３A及び７３Aの各一端を接続し、接続線５５は銅管６３A及び７３Aの各他端を接続する。これにより、銅管６３A、７３A、接続線５４、及び５５は、二次短絡回路を形成する。
【０１５９】
サージ低減回路９０１-９０３は本質的に同じ回路機能をもつ。このため、サージ低減回路９０１だけが説明される。ケーブル８１及び銅管８１Aは電磁的に結合し、両者の間に相互インダクタンスが生じる。同様に、ケーブル８２及び銅管８２Aは電磁的に結合し、両者の間に相互インダクタンスが生じる。結局、ケーブル８１及び銅管８１Aのペア及びケーブル８２及び銅管８２Aのペアはそれぞれ、コアレス変圧器となる。ケーブル８１の電流変化は、ケーブル８１の電流変化を抑制する向きの二次電圧を銅管８１Aに誘起する。同様に、ケーブル８２の電流変化は、ケーブル８２の電流変化を抑制する向きの二次電圧を銅管８２Aに誘起する。
【０１６０】
結局、ケーブル８１及び８２を流れる一次電流の変化は、この短絡二次回路に二次電流を発生する。これにより、銅管８１A及び８２Aの周囲の磁界変化が抑制され、ケーブル８１及び８２のサージ電圧が低減される。
【０１６１】
図３４は、サージ低減回路９０１の模式等価回路図である。回路内の電気抵抗は無視される。ケーブル８１はインダクタンスL1をもち、銅管８１AはインダクタンスL2をもつ。ケーブル８１の一端は寄生容量C1を通じて銅管８１Aの一端に接続されている。ケーブル８１の他端は寄生容量C２を通じて銅管８１Aの他端に接続されている。ケーブル８２はインダクタンスL３をもち、銅管８２AはインダクタンスL４をもつ。ケーブル８２の一端は寄生容量C４を通じて銅管８２Aの一端に接続されている。ケーブル８２の他端は寄生容量C５を通じて銅管８２Aの他端に接続されている。銅管８１Aの一端は寄生容量C6を通じて接地され、銅管８１Aの他端は寄生容量C7を通じて接地されている。銅管８２Aの一端は寄生容量C８を通じて接地され、銅管８２Aの他端は寄生容量C９を通じて接地されている。
【０１６２】
ケーブル８１及び８２を流れる電源電流IPが急変する時、インダクタンスL1は一次電圧V1を誘導し、インダクタンスL2は一次電圧V３を誘導する。さらに、二次電圧V2が銅管８１Aに誘導され、二次電圧V４が銅管８２Aに誘導される。
【０１６３】
電圧差（V1-V２）は、漏れ電流I1を寄生容量C１及びC2を通じて流す。電圧差（V３-V４）は、漏れ電流I２を寄生容量C４及びC５を通じて流す。二次電圧V2及びV４はリンギング電圧を発生する漏れ電流I1及びI2を低減する。さらに、二次電圧V２及びV４は、二次短絡回路を通じて二次短絡電流I３を流す。この二次短絡電流I３は、インダクタンスL1及びL３の磁気エネルギーを消耗させる。これにより、リンギング電圧V１及びV３が低減される。
【０１６４】
サージ低減回路９０１-９０３の１つの変形態様が図３５を参照して説明される。図３５に示されるモータドライブは、図３３に示される接続線５１、５３、５４の代わりに、キャパシタ５６-６０を採用する。キャパシタ５６は、銅管８１A及び８２Aの各他端を接続する。キャパシタ５７は、銅管８３A及び８４Aの各他端を接続する。キャパシタ５８は、銅管６１A及び７１Aの各一端を接続する。キャパシタ５９は、銅管６２A及び７２Aの各一端を接続する。キャパシタ６０は、銅管６３A及び７３Aの各一端を接続する。
【０１６５】
これにより、各コアレス変圧器の二次回路に誘導された二次電圧はキャパシタ５６-６０を充電する。キャパシタ５６-６０は、二次回路のインダクタンスとともに共振回路を形成する。各共振回路の共振電力は、各コアレス変圧器の一次コイルとしての各ケーブルに戻される。キャパシタ５６-６０は既述された寄生容量に比べて高い静電容量をもち、共振周波数は低くなる。アルミニウム管のような非磁性導体管を銅管の代わりに採用することも可能である。
【０１６６】
図３６は、図３３に示されるサージ低減回路９０１の模式等価回路を示す。図３７は、図３５に示されるサージ低減回路の模式等価回路を示す。抵抗成分は無視される。L1は一次コイルの漏れインダクタンス、L2は二次コイルの漏れインダクタンス、L3は励磁インダクタンスである。図３６によれば、ケーブル８１及び８２のケーブルインダクタンスは短絡二次回路により低減される。図３７によれば、ケーブル８１及び８２のケーブルインダクタンスは、高周波数領域において低減される。
【０１６７】
互いに隣接する複数の銅管は、それらの長さ方向に沿って互いに電気的に接触することができる。互いに隣接する複数の銅管は、バッテリ又はインバータ又はモータのアルミニウムケースに接続されることができる。これにより、アルミニウムケースは、これらの銅管を接続するための接続線として働くことができる。
【０１６８】
重要な変形態様が説明される。この変形態様によれば、オープンエンド３相コイル５０の代わりに星形３相コイルが採用され、デュアルインバータ２００の代わりに３相インバータが採用される。星形３相コイルの３つの相コイルは、３本のモーターケーブルを通じて３相インバータの３つのレグに個別に接続される。一例において、各モーターケーブルは３つの銅管により個別に被覆される。３つの銅管の各一端は接続線５４により短絡され、３つの銅管の各他端は接続線５５により短絡される。他例において、３つの銅管の各一端は３つのキャパシタを通じて互いに接続され、３つの銅管の各他端は接続線５５により短絡される。これにより、シングル３相インバータと星形３相コイルとを接続する３本のモータケーブルのリンギング電圧を低減することができる。
【０１６９】
他の実施形態
上記説明された各実施例は、他の態様をもつことができる。上記１２個の実施例はそれぞれ、車載統合充電器として使用されないデュアルインバータ駆動３相モータドライブにより採用されることができる。第３実施例の前端昇圧コンバータ、第４実施例のスイッチドバッテリ用降圧DCDCコンバータ、第１１実施例の単相駆動式バッテリ加熱法、及び第１２実施例のコアレス変圧器式ケーブルサージ低減法は、シングル３相インバータ駆動３相モータドライブにより採用されることができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【国際調査報告】
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