(57)【要約】  定電圧発生回路（１Ａ，１Ｂ）は、第１の抵抗（Ｒ１１）を有する帰還回路（１０Ａ，１０Ｂ）であって、定電圧発生回路（１Ａ，１Ｂ）の出力端子（Ｔ３）と基板電位との間の出力電圧（Ｖｏｕｔ）を、第１の抵抗（Ｒ１１）と第２の抵抗（Ｒ１２）により分圧してなる帰還電圧（Ｖｆｂ）を発生する帰還回路（１０Ａ，１０Ｂ）を備え、基準電圧（Ｖｒｅｆ）と帰還電圧（Ｖｆｂ）との電圧差を増幅して制御電圧を出力する演算増幅器と、演算増幅器からの制御電圧に基づいて出力電圧（Ｖｏｕｔ）を制御する出力トランジスタ（Ｍ１１）とを備える。帰還回路（１０Ａ，１０Ｂ）はさらに、基板電位からの高周波ノイズ成分を重畳させるように構成される。
2020003419.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の抵抗を有する帰還回路であって、定電圧発生回路の出力端子と基板電位との間の出力電圧を、前記第１の抵抗と第２の抵抗により分圧してなる帰還電圧を発生する帰還回路を備え、所定の基準電圧と前記帰還電圧との電圧差を増幅して制御電圧を出力する演算増幅器と、
前記演算増幅器からの制御電圧に基づいて出力電圧を制御する出力トランジスタとを備えた定電圧発生回路において、
前記帰還回路はさらに、前記基板電位からの高周波ノイズ成分を重畳させるように構成されたことを特徴とする定電圧発生回路。
【請求項２】
前記帰還回路は、前記基板電位からの高周波ノイズ成分を重畳させることで、前記演算増幅器の反転入力と非反転入力とに伝搬する各ノイズ振幅を実質的に一致させることを特徴とする請求項１記載の定電圧発生回路。
【請求項３】
前記帰還回路は、前記第１の抵抗に並列に接続されかつ前記高周波ノイズ成分を通過させる並列回路を備え、
前記並列回路は、第３の抵抗とキャパシタとを並列に接続することにより構成されたことを特徴とする請求項１又は２記載の定電圧発生回路。
【請求項４】
前記帰還回路は、前期第１の抵抗に並列に接続されかつ前記高周波ノイズ成分を通過させるキャパシタを備え、
前記帰還回路は、前記出力端子と前記演算増幅器の非反転入力との間に挿入され、
前記帰還回路は、前記演算増幅器の非反転入力に接続された一端と、前記第１の抵抗に接続された他端とを有する第４の抵抗をさらに備えたことを特徴とする請求項１又は２記載の定電圧発生回路。
【請求項５】
前記高周波ノイズ成分は、前記帰還回路の帰還ループ周波数以上の周波数成分を有することを特徴とする請求項１〜４のうちのいずれか１つに記載の定電圧発生回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば帰還回路を有する差動増幅回路を含む定電圧発生回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
高周波の電波が集積回路（以下、ＩＣという）に照射されると、当該電波のノイズがＩＣの端子に印加され、誤動作を起こすことが報告される。一般的な帰還回路を有する差動増幅回路を含む定電圧発生回路において、帰還システムのループ周波数は数百ｋＨｚであり、高速動作が可能なものでも、数ＭＨｚ程度である。【０００３】
前記定電圧発生回路の帰還回路において、ループ周波数帯域外の高周波の交流信号が入力され、当該差動増幅回路の反転入力と非反転入力に伝搬する交流信号の振幅に差が生じた場合、直流オフセット電圧として変換されることが報告される。そのことが、ＩＣの誤動作に繋がっていることが既に知られている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、帰還回路を有する差動増幅回路を含む定電圧発生回路において、電源、接地電位、又は出力にノイズが重畳した際に、当該差動増幅回路の反転入力と非反転入力に繋がる素子のインピーダンスの違いから、反転入力と非反転入力に、伝搬するノイズ振幅の差が生じ、結果として、直流オフセットとして現れ動作不具合を起こす問題があった。【０００５】
また、特に、帰還システムの安定性を確保するために、差動増幅回路の帰還回路に位相補償容量を用いた場合、基板電位、電源、又は出力に高周波ノイズ成分が重畳した場合、耐ノイズ性を大きく劣化させる可能性があった。【０００６】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、帰還回路を有する差動増幅回路を含む定電圧発生回路において、帰還回路のループ周波数帯域外の高周波ノイズ成分が入力された場合であっても、直流オフセットが発生することを防止できる定電圧発生回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様にかかる定電圧発生回路は、
第１の抵抗を有する帰還回路であって、定電圧発生回路の出力端子と基板電位との間の出力電圧を、前記第１の抵抗と第２の抵抗により分圧してなる帰還電圧を発生する帰還回路を備え、所定の基準電圧と前記帰還電圧との電圧差を増幅して制御電圧を出力する演算増幅器と、
前記演算増幅器からの制御電圧に基づいて出力電圧を制御する出力トランジスタとを備えた定電圧発生回路において、
前記帰還回路はさらに、前記基板電位からの高周波ノイズ成分を重畳させるように構成されたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
従って、本発明にかかる定電圧発生回路によれば、帰還回路を有する差動増幅回路を含む定電圧発生回路において、帰還回路のループ周波数帯域外の高周波ノイズ成分が入力された場合であっても、直流オフセットが発生することを防止できる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】比較例に係る定電圧発生回路１の構成を示す回路図である。
【図２】図１の定電圧発生回路１の詳細回路図である。
【図３】図２の定電圧発生回路１におけるノイズ経路Ｐ１，Ｐ２を示す小信号等価回路図である。
【図４】図３の定電圧発生回路１において基板ノイズ電圧Ｖｎのノイズ経路Ｐ２を示す小信号等価回路図である。
【図５】実施形態１に係る定電圧発生回路１Ａの構成例を示す回路図である。
【図６】図５の定電圧発生回路１Ａにおけるノイズ経路Ｐ１，Ｐ２を示す小信号等価回路図である。
【図７】図６の定電圧発生回路１Ａにおいて基板ノイズ電圧Ｖｎのノイズ経路Ｐ２を示す小信号等価回路図である。
【図８】図６の定電圧発生回路１Ａにおいて基板ノイズ電圧Ｖｎの周波数が所定条件のとき、基板ノイズ電圧Ｖｎのノイズ経路Ｐ２を示す小信号等価回路図である。
【図９】図６の定電圧発生回路１Ａの位相補償回路の回路図である。
【図１０】実施形態２に係る定電圧発生回路１Ｂの構成例を示す回路図である。
【図１１】図１０の定電圧発生回路１Ｂにおけるノイズ経路Ｐ１，Ｐ２を示す小信号等価回路図である。
【図１２】図１０の定電圧発生回路１Ｂにおいて基板ノイズ電圧Ｖｎのノイズ経路Ｐ２を示す小信号等価回路図である。
【図１３】実施例及び従来例の定電圧発生回路についての電波照射試験の実験結果であって、出力電圧Ｖｏｕｔの周波数特性を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、比較例及び本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の比較例及び各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
【００１１】
（比較例）
まず、比較例の構成及び動作、特に直流オフセットの発生について以下に説明する。
【００１２】
図１は比較例に係る定電圧発生回路１の構成を示す回路図であり、図２は図１の定電圧発生回路１の詳細回路図である。図１において、定電圧発生回路１は入力端子Ｔ１と、接地端子Ｔ２と、出力端子Ｔ３とを有する。定電圧発生回路１は、基準電圧発生回路２と、いわゆるオペアンプ（差動増幅器）である演算増幅器３と、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＭ１１と、帰還回路１０と、抵抗Ｒ１２とを備えて構成される。ここで、帰還回路１０は、分圧抵抗Ｒ１１とキャパシタＣ１１との並列回路である。
【００１３】
図１において、入力端子Ｔ１と出力端子Ｔ３との間に、ドライバトランジスタ又は出力トランジスタであるＭＯＳトランジスタＭ１１が接続され、接地端子Ｔ２は接地される。出力端子Ｔ３と接地端子Ｔ２との間に、分圧抵抗Ｒ１１及びＲ１２の直列回路が接続され、抵抗Ｒ１１とＲ１２との接続部から分圧電圧Ｖｆｂが帰還電圧として演算増幅器３の非反転入力端子に出力される。演算増幅器３の出力端子はＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートに接続され、ＭＯＳトランジスタＭ１１のソースは入力端子Ｔ１に接続され、そのドレインは出力電圧Ｖｏｕｔを出力し、出力端子Ｔ３及び帰還回路１０の一端に接続される。また、帰還電圧Ｖｆｂと出力電圧Ｖｏｕｔの間に位相補償容量であるキャパシタＣ１１が接続される。
【００１４】
基準電圧発生回路２は、入力端子Ｔ１及び接地端子Ｔ２間の電圧に基づいて所定の基準電圧Ｖｒｅｆを発生して演算増幅器３の反転入力端子に出力する。
【００１５】
図２の基準電圧発生回路２において、ＭＯＳトランジスタＭ１７のソースが接地端子Ｔ２に接続され、ＭＯＳトランジスタＭ１７のゲートとドレインが接続される。ＭＯＳトランジスタＭ１８のドレインは入力端子Ｔ１に接続され、ＭＯＳトランジスタＭ１８のソースとゲートはＭＯＳトランジスタＭ１７のゲートとソースに接続される。ここで、ＭＯＳトランジスタＭ１７のゲートとソースの接続点の電圧を基準電圧Ｖｒｅｆとして演算増幅器の非反転入力端子に出力する。
【００１６】
演算増幅器３の反転入力端子を構成するＭＯＳトランジスタＭ１３のゲートには、基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、演算増幅器３の非反転入力端子を構成するＭＯＳトランジスタＭ１４のゲートには分圧電圧Ｖｆｂが入力される。ＭＯＳトランジスタＭ１３及びＭ１４は差動対をなしており、ＭＯＳトランジスタＭ１５及びＭ１６はカレントミラー回路を形成して該差動対の負荷を構成する。
【００１７】
また、ＭＯＳトランジスタＭ１５及びＭ１６において、各ソースは入力される入力端子Ｔ１にそれぞれ接続され、各ゲートは互いに接続され、当該ゲートの接続部はＭＯＳトランジスタＭ１６のドレインに接続される。また、ＭＯＳトランジスタＭ１６のドレインはＭＯＳトランジスタＭ１４のドレインに接続され、ＭＯＳトランジスタＭ１５のドレインはＭＯＳトランジスタＭ１３のドレインに接続され、当該各ドレインは演算増幅器３の出力端子を構成して出力電圧Ｖｏ１をドライバトランジスタＭ１１のゲートに出力する。
【００１８】
ＭＯＳトランジスタＭ１３及びＭ１４の各ソースは互いに接続され、ＭＯＳトランジスタＭ１２のドレインに接続され、ＭＯＳトランジスタＭ１２のゲートにはバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１が印加され、ＭＯＳトランジスタＭ１２のソースは接地される。
【００１９】
以上のように構成された定電圧発生回路１において、演算増幅器３は、基準電圧Ｖｒｅｆと分圧電圧Ｖｆｂとの電圧差を増幅してドライバトランジスタＭ１１のゲートに出力する。そして、ドライバトランジスタＭ１１から出力される出力電流Ｉｏｕｔを制御することで、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧になるように制御される。
【００２０】
図３は図２の定電圧発生回路１におけるノイズ経路Ｐ１，Ｐ２を示す小信号等価回路図であって、基板に高周波のノイズが放射された場合のノイズ伝搬を説明する図である。
【００２１】
高周波のノイズは交流信号であって、小信号等価回路では、図３に示すように、入力端子Ｔ１及び出力端子Ｔ３ともに接地と見なすことができる。また、図２の比較例にかかる基準電圧発生回路２を構成するトランジスタＭ１７，Ｍ１８は抵抗Ｒ１７とＲ１８の等価回路とみなすことができ、抵抗Ｒ１７は飽和結線したトランジスタのために、一般的に抵抗Ｒ１８に比べ小さい抵抗値となる。
【００２２】
基板電位に高周波のノイズ電圧Ｖｎが発生した場合、基準電圧Ｖｒｅｆは次式で表される。
【００２３】
Ｖｒｅｆ＝Ｖｎ×Ｒ１８／（Ｒ１７＋Ｒ１８）      （１）
【００２４】
すなわち、基準電圧Ｖｒｅｆには式（１）のノイズ電圧が伝搬する。ここで、抵抗Ｒ１８は上述のように抵抗Ｒ１７より十分大きいために、ＭＯＳトランジスタＭ１３のゲートにはノイズ電圧Ｖｎの信号が伝搬する。
【００２５】
一方、ＭＯＳトランジスタＭ１４のゲートは基準電圧Ｖｒｅｆが印加されるノードであり、基板電位（接地電位）と帰還電圧Ｖｆｂの間に接続された抵抗Ｒ１２と、出力電圧Ｖｏｕｔと帰還電圧Ｖｆｂの間に接続された抵抗Ｒ１１及び位相補償容量であるキャパシタＣ１１を介して出力端子Ｔ３に出力電流Ｉｏｕｔが流れる。
【００２６】
図４は図３の定電圧発生回路１において基板ノイズ電圧Ｖｎのノイズ経路Ｐ２を示す小信号等価回路図である。図４において、帰還電圧Ｖｆｂに伝搬するノイズ電圧Ｖｎを含む帰還電圧Ｖｆｂは次式で表される。
【００２７】
【数１】
2020003419.tif 000003
（２）
【００２８】
式（２）の分母のｊωＣ１１Ｒ１２の項から明らかなように、基板ノイズＶｎの周波数が高周波になるほど、分母の絶対値は大きくなり、帰還電圧Ｖｆｂに伝搬するノイズ振幅は０Ｖになる。このことは、基板で発生したノイズは帰還電圧Ｖｆｂには伝播しないことを示す。これにより、基準電圧Ｖｒｅｆと帰還電圧Ｖｆｂとにおいて伝搬するノイズ電圧に差が発生し、上記で述べた直流オフセットが発生する。
【００２９】
（実施形態１）
図５は実施形態１に係る定電圧発生回路１Ａの構成例を示す回路図である。図５において、定電圧発生回路１Ａは、図１の定電圧発生回路１に比較して、帰還回路１０に代えて、帰還回路１０Ａを備えたことが異なる。
【００３０】
本実施形態は、帰還回路を有する差動増幅回路を含む定電圧発生回路において、帰還システムのループ周波数帯域外の高周波ノイズ成分が入力された場合、反転入力と非反転入力に伝搬する各ノイズ振幅を実質的に一致させることで、直流オフセットが発生することを防止できる定電圧発生回路を提供する。本実施形態では、特に、帰還回路１０Ａにおいて、位相補償容量であるキャパシタＣ１１と直列に抵抗Ｒ１３を接続することで、ループ周波数帯域外の高周波領域において、反転入力と非反転入力に伝搬する各ノイズ振幅を実質的に一致させることを特徴とする。
【００３１】
図６は図５の定電圧発生回路１Ａにおけるノイズ経路Ｐ１，Ｐ２を示す小信号等価回路図であり、基板電位に高周波のノイズ電圧Ｖｎ（高周波ノイズ成分）が重畳した場合のノイズ伝搬を説明する回路図である。図６に示すように、図３と同様に、ＭＯＳトランジスタＭ１３のゲート（基準電圧Ｖｒｅｆを有する）には、次式のノイズ電圧Ｖｎａが伝搬する。
【００３２】
Ｖｎａ＝Ｖｎ×Ｒ１８／（Ｒ１７＋Ｒ１８）
【００３３】
ここで、抵抗Ｒ１８は抵抗Ｒ１７より十分大きいために、ＭＯＳトランジスタＭ１３のゲートにはほぼノイズ電圧Ｖｎの信号が伝搬する。
【００３４】
一方、ＭＯＳトランジスタＭ１４のゲートには、基板電位と帰還電圧Ｖｆｂの間に接続された抵抗Ｒ１２と、寄生容量Ｃ１２と、帰還回路１０Ａ（出力電圧Ｖｏｕｔと帰還電圧Ｖｆｂの間に接続された抵抗Ｒ１１と、位相補償容量であるキャパシタＣ１１と、キャパシタＣ１１に直列に接続された抵抗Ｒ１３とを備える）を介してＴ３端子に電流が流れる。
【００３５】
ここで、基板電位へのノイズ電圧Ｖｎの角周波数ωｎが次式を満たす場合、ノイズ電圧Ｖｎの伝搬経路は主に、抵抗Ｒ１２を介して出力端子Ｔ３に流れ、このときのノイズ経路Ｐ２の等価回路図を図７に示す。
【００３６】
【数２】
2020003419.tif 000004
（３）
【００３７】
すなわち、図７は図６の定電圧発生回路１Ａにおいて基板ノイズ電圧Ｖｎのノイズ経路Ｐ２を示す小信号等価回路図である。
【００３８】
例えば、抵抗Ｒ１２の抵抗値＝１ＭΩ，キャパシタＣ１２のキャパシタンス＝１００ｆＦと仮定すると、式（３）のノイズ電圧Ｖｎの周波数が１．５９ＭＨｚより低いときが対象になる。このとき、帰還電圧Ｖｆｂに伝搬するノイズ電圧Ｖｆｂは次式で表される。
【００３９】
【数３】
2020003419.tif 000005
（４）
【００４０】
さらに、基板ノイズ電圧Ｖｎの角周波数の条件が次式である場合について考える。
【００４１】
【数４】
2020003419.tif 000006
（５）
【００４２】
このとき、式（４）は次式で表される。
【００４３】
【数５】
2020003419.tif 000007
（６）
【００４４】
次いで、次式の関係を満たすように抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３の各抵抗値を設定する。
【００４５】
【数６】
2020003419.tif 000008
（７）
【００４６】
このとき、式（６）は次式で表される。
【００４７】
【数７】
2020003419.tif 000009
（８）
【００４８】
従って、帰還電圧Ｖｆｂは、帰還電圧Ｖｆｂのノードに伝搬する基板ノイズ電圧はＶｎとなり、基準電圧Ｖｒｅｆに伝搬する基板ノイズＶｎと実質的に一致する。この結果、上述した直流オフセットが発生しないので、出力電圧の変動を抑えることができる。
【００４９】
次いで、基板ノイズＶｎの角周波数が以下の式が成り立つ場合のノイズ経路Ｐ２は主に、寄生容量Ｃ１２を介して電流が流れる端子Ｔ３に流れる。このときの小信号等価回路図を図８に示す。
【００５０】
図８は図６の定電圧発生回路１Ａにおいて基板ノイズ電圧Ｖｎの周波数が次式の条件のとき、基板ノイズ電圧Ｖｎのノイズ経路Ｐ２を示す小信号等価回路図である。
【００５１】
【数８】
2020003419.tif 000010
（９）
【００５２】
このとき、帰還電圧Ｖｆｂのノードに伝搬するノイズ電圧Ｖｆｂは次式で表される。
【００５３】
【数９】
2020003419.tif 000011
（１０）
【００５４】
このときに通常、位相補償容量であるキャパシタＣ１１は、寄生容量Ｃ１２より十分大きいことから、以下の関係が成り立つ。
【００５５】
Ｃ１１≫Ｃ１２      （１１）
【００５６】
さらに、以下の式を満たすパラメータ値Ｒ１１，Ｒ１３，Ｃ１２を設定する
【００５７】
【数１０】
2020003419.tif 000012
【数１１】
2020003419.tif 000013
（１２）
【００５８】
上記の式（１１）及び（１２）を満たすことで、式（１０）は次式で表される。
【００５９】
【数１２】
2020003419.tif 000014
（１３）
【００６０】
この結果、上記で述べた直流オフセットが発生しない。
【００６１】
次いで、図５に示すように抵抗Ｒ１３を追加することで従来の帰還ループ回路に影響がないことを示すため、定電圧発生回路の動作帯域への影響について以下に説明する。
【００６２】
図９は図６の定電圧発生回路１Ａの位相補償回路の回路図である。図９の位相補償回路の構成において、以下の角周波数ωｚにゼロ点が発生し、位相を上昇させる効果がある。
【００６３】
【数１３】
2020003419.tif 000015
（１４）
【００６４】
このとき、
【数１４】
2020003419.tif 000016
（１５）
の角周波数が定電圧発生回路１Ａの動作帯域外であれば、動作帯域内の位相補償として働くことは無く、高周波のノイズ耐性を高めるための効果だけに機能するようになる。すなわち、基板ノイズ電圧Ｖｎである高周波ノイズ成分は、帰還回路１０の帰還ループ周波数以上の周波数成分を有する。このときの位相補償としては、抵抗Ｒ１３を付加する前の以下の位相定数で決まることになる。
【００６５】
【数１５】
2020003419.tif 000017
（１６）
【００６６】
以上のように構成された実施形態１に係る定電圧発生回路によれば、帰還回路１０Ａ内の位相補償容量に、所定の抵抗を直列に接続することで、当該定電圧発生回路の動作帯域を超える高周波領域において、反転入力と非反転入力に伝搬する各ノイズ振幅を実質的に一致させることができるので、直流オフセットの発生を防止し、ＩＣの誤動作を防止できる。
【００６７】
（実施形態２）
図１０は実施形態２に係る定電圧発生回路１Ｂの構成例を示す回路図である。図１０において、実施形態２に係る定電圧発生回路１Ｂは、図５及び図６の定電圧発生回路１Ａに比較して、帰還回路１０Ａに代えて、帰還回路１０Ｂを備えたことを特徴とする。帰還回路１０Ｂは、抵抗Ｒ１１とキャパシタＣ１１との直列回路に対して直列に、抵抗Ｒ１３を接続して構成される。
【００６８】
実施の形態１における式（９）の条件が成り立つ場合において、寄生容量Ｃ１２にノイズ電流は流れる。このとき、帰還電圧Ｖｆｂの電位に基板ノイズＶｎを重畳させる方法として当該実施形態２に係る帰還回路１０Ｂの構成を考案した。
【００６９】
図１１は図１０の定電圧発生回路１Ｂにおけるノイズ経路Ｐ１，Ｐ２を示す小信号等価回路図である。また、図１２は図１０の定電圧発生回路１Ｂにおいて基板ノイズ電圧Ｖｎのノイズ経路Ｐ２を示す等価回路図である。図１２において、抵抗Ｒ１１とキャパシタＣ１１の合成インピーダンスをＺ１１とおく。このとき、帰還電圧Ｖｆｂは次式で表される。
【００７０】
【数１６】
2020003419.tif 000018
（１７）
【００７１】
このとき、次式で成立するならば、
【数１７】
2020003419.tif 000019
（１８）
式（１７）は次式で表される。
【００７２】
【数１８】
2020003419.tif 000020
（１９）
【００７３】
従って、帰還電圧Ｖｆｂは、帰還電圧Ｖｆｂに伝搬する基板ノイズＶｎと等しくなり、直流オフセットが発生しない。
【００７４】
以上のように構成された実施形態２に係る定電圧発生回路によれば、帰還回路１０Ａ内の位相補償容量及び抵抗の直列回路に対して、所定の抵抗を直列に接続することで、当該定電圧発生回路の動作帯域を超える高周波領域において、反転入力と非反転入力に伝搬する各ノイズ振幅を実質的に一致させることができるので、直流オフセットの発生を防止し、ＩＣの誤動作を防止できる。
【００７５】
（実施形態のまとめ）
以上の実施形態１及び２のまとめとして、帰還電圧Ｖｆｂ＝基板ノイズ電圧Ｖｎとなる条件対応表を表１に示す。
【００７６】
【表１】
2020003419.tif 000021
【実施例】
【００７７】
図１３は実施例及び従来例の定電圧発生回路についての電波照射試験の実験結果であって、出力電圧Ｖｏｕｔの周波数特性を示すグラフである。ここで、従来例は出願人製の製品に係る定電圧発生回路であり、実施例は出願人製のＲ１５２５型定電圧発生回路である。【００７８】
図１３では、電波照射試験において、電波の周波数を１ＭＨｚ〜１ＧＨｚで変化させた時の、定電圧発生回路の変動を示している。図１３から明らかなように、従来例の定電圧発生回路では、定電圧発生回路の動作帯域である１００ｋＨｚ以上の帯域において、高調波ノイズ成分の重畳により生じる直流オフセットの影響で出力電圧の低下が発生しているが、実施例の定電圧発生回路では、出力電圧の低下が発生していないことがわかる。【００７９】
（比較例との相違点）
特許文献１に記載の比較例は、高周波ノイズ耐性を改善するために、高周波ノイズ成分を制限するための低域通過フィルタを備えたことを特徴としている。これに対して、本実施形態では、帰還回路を有する差動増幅回路を含む定電圧発生回路において、帰還回路のループ周波数帯域外の高周波ノイズ成分が入力された場合であっても、直流オフセットが発生することを防止できる定電圧発生回路を提供することを目的としており、低域通過フィルタを備えておらず、構成が全く異なる。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
以上詳述したように、本発明にかかる定電圧発生回路によれば、帰還回路を有する差動増幅回路を含む定電圧発生回路において、帰還回路のループ周波数帯域外の高周波ノイズ成分が入力された場合であっても、直流オフセットが発生することを防止できる。
【符号の説明】
【００８１】
１，１Ａ，１Ｂ  定電圧発生回路
２  基準電圧発生回路
３  演算増幅器
４  負荷
５  定電圧源
６  ノイズ電圧源
１０，１０Ａ，１０Ｂ  帰還回路
Ｃ１１  キャパシタ
Ｍ１１〜Ｍ１８  ＭＯＳトランジスタ
Ｒ１１〜Ｒ１３  抵抗
Ｔ１  入力端子
Ｔ２  接地端子
Ｔ３  出力端子
Ｚ１１  合成インピーダンス
【先行技術文献】
【特許文献】
【００８２】
【特許文献１】特開２０１７−０６８４７１号公報
【図１】
2020003419.tif 000022
【図２】
2020003419.tif 000023
【図３】
2020003419.tif 000024
【図４】
2020003419.tif 000025
【図５】
2020003419.tif 000026
【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【手続補正書】
【提出日】令和2年12月11日(2020.12.11)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の抵抗を有する帰還回路であって、定電圧発生回路の出力端子と基板電位との間の出力電圧を、前記第１の抵抗と第２の抵抗により分圧してなる帰還電圧を発生する帰還回路を備え、所定の基準電圧と前記帰還電圧との電圧差を増幅して制御電圧を出力する演算増幅器と、
前記演算増幅器からの制御電圧に基づいて出力電圧を制御する出力トランジスタとを備えた定電圧発生回路において、
前記帰還回路はさらに、前記基板電位からの高周波ノイズ成分を前記帰還電圧に重畳させるように構成されたことを特徴とする定電圧発生回路。
【請求項２】
前記帰還回路は、前記基板電位からの高周波ノイズ成分を前記帰還電圧に重畳させることで、前記演算増幅器の反転入力と非反転入力とに伝搬する各ノイズ振幅を互いに実質的に一致させることを特徴とする請求項１記載の定電圧発生回路。
【請求項３】
前記帰還回路は、前記第１の抵抗に並列に接続されかつ前記高周波ノイズ成分を通過させる並列回路を備え、
前記並列回路は、第３の抵抗とキャパシタとを並列に接続することにより構成されたことを特徴とする請求項１又は２記載の定電圧発生回路。
【請求項４】
前記帰還回路は、前記第１の抵抗に並列に接続されかつ前記高周波ノイズ成分を通過させるキャパシタを備え、
前記帰還回路は、前記出力端子と前記演算増幅器の非反転入力との間に挿入され、
前記帰還回路は、前記演算増幅器の非反転入力に接続された一端と、前記第１の抵抗に接続された他端とを有する第４の抵抗をさらに備えたことを特徴とする請求項１又は２記載の定電圧発生回路。
【請求項５】
前記高周波ノイズ成分は、前記帰還回路の帰還ループ周波数以上の周波数成分を有することを特徴とする請求項１〜４のうちのいずれか１つに記載の定電圧発生回路。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３８】
例えば、抵抗Ｒ１２の抵抗値＝１ＭΩ，キャパシタＣ１２のキャパシタンス＝１００ｆＦと仮定すると、式（３）のノイズ電圧Ｖｎの周波数が１．５９ＭＨｚより低いときが対象になる。このとき、帰還電圧Ｖｆｂに伝搬するノイズ電圧Ｖｎは次式で表される。
【国際調査報告】
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