(57)【要約】 電力制御方法は、ＰＷＭ制御に用いられるデューティ指令値を算出し、デューティ指令値とキャリア信号との比較結果に応じたＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭ信号に基づいてインバータを駆動させることによりＰＷＭ電圧を負荷に供給する。電力制御方法においては、ＰＷＭ電圧において発生する位相のずれに応じて、ずれの補償に用いる補償量を求め、キャリア信号の周期に応じて、補償量を補正し、補正された補償量を用いて、キャリア信号の強度が増加中か減少中かに応じて、デューティ指令値を補正する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭ制御に用いられるデューティ指令値を算出し、前記デューティ指令値とキャリア信号との比較結果に応じたＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭ信号に基づいてインバータを駆動させることによりＰＷＭ電圧を負荷に供給する、電力制御方法であって、
前記ＰＷＭ電圧において発生する位相のずれに応じて、前記ずれの補償に用いる補償量を求め、
前記キャリア信号の周期に応じて、前記補償量を補正し、
前記補正された補償量を用いて、前記キャリア信号の強度が増加中か減少中かに応じて、前記デューティ指令値を補正する、電力制御方法。
【請求項２】
請求項１に記載の電力制御方法であって、
前記ＰＷＭ信号の生成において、前記キャリア信号の周期を所定の繰り返し規則での切り替えを、さらに行い、
前記周期、及び、前記繰り返し規則に応じて、前記補償量を補正する、電力制御方法。
【請求項３】
請求項２に記載の電力制御方法であって、
前記周期の半分が前記デューティ指令値の算出時間より短い場合には、前記補償量をゼロに補正する、電力制御方法。
【請求項４】
請求項３に記載の電力制御方法であって、
前記繰り返し規則で切り替えられる特定の周期において前記補償量がゼロに補正される場合には、
前記特定の周期とは異なる周期に応じて補正される前記補償量は、前記繰り返し規則における前記特定の周期への切り替え割合に応じて、算出される、電力制御方法。
【請求項５】
請求項２から４のいずれか１項に記載の電力制御方法であって、
負荷の運転状態に応じて、１つの前記キャリア信号の周期を固定的に用いる第１モード、及び、前記キャリア信号の周期を前記パターンで切り替える第２モードのうちのいずれかのモードの選択を、さらに行い、
前記第２モードの前記パターンにおける一部の周期に応じて補正された前記補償量は、前記第１モードにおける周期に応じて補正された前記補償量よりも大きい、電力制御方法。
【請求項６】
請求項５に記載の電力制御方法であって、
前記負荷は、電動機であり、
前記電動機の回転数が閾値よりも低く、かつ、トルク指令値が閾値よりも大きい場合には、前記第２モードを選択し、それ以外の場合には、前記第1モードを選択する、電力制御方法。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか１項に記載の電力制御方法であって、
前記補償量は、デッドタイム付加の処理において付加される時間に応じて定められる、電力制御方法。
【請求項８】
請求項１から７のいずれか１項に記載の電力制御方法であって、
前記補償量は、前記ＰＷＭ信号の生成から、前記ＰＷＭ電圧の負荷への印加までの伝達遅延に応じて定められる、電力制御方法。
【請求項９】
請求項１から８のいずれか１項に記載の電力制御方法であって、
前記補償量は、前記デューティ指令値の生成に用いられる測定値の検出遅延に応じて定められる、電力制御方法。
【請求項１０】
直流電源と、
ＰＷＭ信号に応じて前記直流電源から出力される直流の電圧を交流のＰＷＭ電圧に変換し、
前記ＰＷＭ電圧を負荷に出力するインバータと、
前記ＰＷＭ信号を生成する制御部と、を有する電力制御装置であって、
前記制御部は、
前記負荷の状態に応じて前記デューティ指令値を算出し、
前記ＰＷＭ電圧において発生する位相のずれに応じて、前記ずれの補償に用いる補償量を求 め、
前記キャリア信号の周期に応じて、前記補償量を補正し、
前記補正された補償量を用いて、前記キャリア信号の強度が増加中か減少中かに応じて、前記デューティ指令値を補正し、
前記デューティ指令値と補正された前記キャリア信号との比較結果に応じて、前記ＰＷＭ信号を生成する、電力制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力制御方法、及び、電力制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電源によってモータなどの交流で駆動される負荷を制御する方法として、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御が知られている。ＰＷＭ制御においては、直流電源と負荷との間にインバータが設けられ、インバータがＰＷＭ信号によりスイッチング制御されることで、擬似的な交流電力が負荷に供給される。【０００３】
詳細には、所定の周期で、Ａ／Ｄ変換などのサンプリングによって負荷に流れる電流を検出し、検出された電流値に基づいてデューティ指令値を算出し、デューティ指令値とキャリア波とを比較する。そして、比較結果に応じてＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号の立ち上がりと立ち下がりとのタイミングでインバータが制御される。このような制御により、擬似的な交流電力を負荷に印加することができる。【０００４】
ＰＷＭ制御の１つの方式である三角波比較ＰＷＭ方式においては、キャリア波として三角波が用いられる。そのため、ＰＷＭ信号の立ち上がりと立ち下がりとのタイミングの中間点が、三角波のピークである山及び谷の双方または一方と一致する。これにより、三角波であるキャリア波の山および谷の片方または両方のタイミングでサンプリングを行うことで、サンプリングがＰＷＭ信号の立ち上がりと立ち下がりとの中間点で行われることになる。その結果、サンプリングとスイッチング制御との時間差が大きくなるので、サンプリングにより得られる電流値にスイッチング制御に起因する高調波電流（ＰＷＭ高調波電流）が混入しにくくなる。【０００５】
一般に、負荷が複数の相の交流電力により駆動される場合には、相ごとに対をなす２つのスイッチング素子を備えるインバータが用いられる。この１対のスイッチング素子が同時にスイッチング制御されるのを防ぐために、スイッチング制御を一定時間だけ遅延させるデッドタイム付加が行われる。しかしながら、デッドタイム付加を行うことにより、ＰＷＭ信号の位相が遅れるおそれがある。【０００６】
ＪＰ６４１４３２４Ｂには、キャリア波の増加又は減少の状態に応じてデューティ指令値を補正する技術が開示されている。このようにデューティ指令値が補正されることにより、キャリア波の状態に応じてＰＷＭ信号の位相が予め進められ、デッドタイム付加に起因するＰＷＭ信号の位相の遅れを相殺できる。その結果、サンプリングにより得られる電流値に高調波電流が混入するおそれが低減され、ＰＷＭ制御の精度低下を抑制することができる。
【発明の概要】
【０００７】
デューティ指令値の算出には、サンプリングや、デューティ指令値の算出などの演算時間を要する。キャリア波の周波数によっては、周波数によって定まるサンプリングの周期が、演算時間よりも短くなる場合がある。このような場合には、サンプリングを開始してから、次のサンプリングを行うべきタイミングまでの間にデューティ指令値の演算が完了せず、所望の周期でＰＷＭ信号を生成できないため、負荷の制御精度が低下するおそれがある。
【０００８】
近年、スペクトル拡散変調と称される複数のキャリア周波数を高速でランダムに切り替える変調方法や、強電素子の温度保護等を目的としてキャリア周波数を切り替える変調手法が検討されている。これらの変調手法においても、サンプリング周期がデューティ指令値の演算時間よりも短くなってしまうと、負荷の制御精度が低下するおそれがある。
【０００９】
このような場合に、ＪＰ６４１４３２４Ｂに開示された技術を適用しても、サンプリング周期がデューティ指令値の演算時間よりも短くなる以上、所望の周期でデューティ指令値を算出できず、負荷の制御精度の低下を抑制することができない。
【００１０】
本発明の一態様の電力制御方法は、ＰＷＭ制御に用いられるデューティ指令値を算出し、デューティ指令値とキャリア信号との比較結果に応じたＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭ信号に基づいてインバータを駆動させることによりＰＷＭ電圧を負荷に供給する。電力制御方法においては、ＰＷＭ電圧において発生する位相のずれに応じて、ずれの補償に用いる補償量を求め、キャリア信号の周期に応じて、補償量を補正し、補正された補償量を用いて、キャリア信号の強度が増加中か減少中かに応じて、デューティ指令値を補正する。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、電力制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、変調制御部の詳細な構成を示すブロック図である。
【図３】図３は、変調制御部の処理に用いられるグラフである。
【図４】図４は、ＰＷＭ変換器の詳細な構成を示すブロック図である。
【図５】図５は、キャリア波を示す図である。
【図６】図６は、デューティ指令値の算出制御を示すフローチャートである。
【図７】図７は、ＰＷＭ制御の一例の説明図である。
【図８】図８は、ＰＷＭ制御の他の一例の説明図である。
【図９】図９は、比較例におけるＰＷＭ制御の説明図である。
【図１０】図１０は、固定モードにおけるモータの電流と回転数との関係を示すグラフである。
【図１１】図１１は、拡散モードにおけるモータの電流と回転数との関係を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。
【００１３】
図１は、本発明の実施形態における電力制御装置の構成の一例を示すブロック図である。
【００１４】
電力制御装置１００は、電気的な負荷であるモータ２００を制御する装置である。例えば、モータ２００は、ハイブリッド自動車や電動自動車などに搭載される電動機であり、電力制御装置１００によってモータ２００が制御されることで、車両が走行する。
【００１５】
電力制御装置１００は、直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力をモータ２００に供給する。電力制御装置１００は、トルク制御部１と、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２と、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換器３と、インバータ（ＩＮＶ）４と、バッテリ５と、バッテリ電圧検出器６と、電流検出器７ｕ及び７ｖと、モータ回転速度演算器８と、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９と、変調制御部１０とを備える。電力制御装置１００は、１つのコントローラにより構成され、記憶されているプログラムが実行することで、トルク制御部１から変調制御部１０までのそれぞれによる処理を、１つのコントローラで行ってもよい。
【００１６】
モータ２００は、多相交流で駆動する電動機である。本実施形態では、モータ２００は、ＵＶＷ相の三相交流電流により駆動する。また、モータ２００に隣接して、回転子位置検出器２０１が設けられている。
【００１７】
回転子位置検出器２０１は、例えば、レゾルバであって、所定周期でモータ２００の回転子の位置を検出する。回転子位置検出器２０１は、回転子の電気角θを示す検出信号を、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２、モータ回転速度演算器８、及び、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９に出力する。
【００１８】
トルク制御部１は、不図示の上位コントローラから、モータ２００の駆動力を決定するトルク指令値Ｔ*を取得する。例えば、上位コントローラにおいては、アクセルペダルの踏込み量などの車両の運転状態に応じて、トルク指令値Ｔ*が算出される。
【００１９】
トルク制御部１には、さらに、バッテリ電圧検出器６により検出されるバッテリ５のバッテリ電圧検出値Ｖdcが入力されるとともに、モータ２００に流れる電流のｄ軸電流検出値ｉd及びｑ軸電流検出値ｉqと、モータ２００の回転数Ｎとが入力される。
【００２０】
ｄ軸電流検出値ｉd及びｑ軸電流検出値ｉqは、モータ２００へ供給される三相交流電流のうちのＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvが電流検出器７ｕ及び７ｖにより検出され、Ｕ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvがＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９によって変換されることにより、求められる。
【００２１】
モータ２００の回転数Ｎは、モータ回転速度演算器８によって、以下のように取得される。所定周期で、回転子位置検出器２０１は、レゾルバにより検出される信号をサンプリング（Ａ／Ｄ変換）することにより電気角θを求める。モータ回転速度演算器８は、あるタイミングで電気角θを取得すると、その電気角θと前のタイミングで取得された電気角θとの差分を求め、差分から単位時間あたりの電気角θの変化量を算出する。そして、モータ回転速度演算器８は、電気角θの単位時間あたりの変化量から、モータ２００の回転数Ｎを算出する。
【００２２】
トルク制御部１は、入力されるトルク指令値Ｔ*と、バッテリ電圧検出値Ｖdcと、ｄ軸電流検出値ｉd及びｑ軸電流検出値ｉqと、モータ２００の回転数Ｎと基づいて、電流ベクトル制御演算を実行することにより、ｄ軸電圧指令値ｖd*及びｑ軸電圧指令値ｖq*を算出する。トルク制御部１は、ｄ軸電圧指令値ｖd*及びｑ軸電圧指令値ｖq*を、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２に出力する。
【００２３】
ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２は、次式（１）に示されるように、回転子位置検出器２０１にて求められた電気角θに基づいて、トルク制御部１により算出されたｄ軸電圧指令値ｖd*及びｑ軸電圧指令値ｖq*を、三相ＰＷＭ電圧指令値であるＵ相ＰＷＭ電圧指令値ｖu*、Ｖ相電圧指令値ｖv*及びＷ相電圧指令値ｖw*に変換する。そして、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２は、変換された三相ＰＷＭ電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*を、ＰＷＭ変換器３に出力する。
【００２４】
【数１】
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【００２５】
ＰＷＭ変換器３は、バッテリ電圧検出器６から出力されるバッテリ電圧検出値Ｖdc、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２により変換された三相ＰＷＭ電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*、及び、電流検出器７ｕ及び７ｖにより検出されるＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvの入力を受け付ける。ＰＷＭ変換器３は、さらに、変調制御部１０から出力されるキャリア波に関するキャリア周期ｔc、制御周期ｔt、及び、補正量Ｋdlyの入力を受け付ける。ＰＷＭ変換器３は、これらの入力に基づいて、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）に使用されるパルス信号であるＰＷＭ信号Ｐuu、Ｐul、Ｐvu、Ｐvl、Ｐwu及びＰwlを生成する。
【００２６】
ＰＷＭ変換器３は、三相ＰＷＭ電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*に基づいてデューティ指令値を算出し、そのデューティ指令値とキャリア波とを比較し、比較結果に応じてＰＷＭ信号Ｐuu、Ｐul、Ｐvu、Ｐvl、Ｐwu及びＰwlを生成する。なお、ＰＷＭ変換器３は、制御周期ｔtごとに、ＰＷＭ信号を生成する。
【００２７】
インバータ４は、ＰＷＭ変換器３から出力されるＰＷＭ信号Ｐuu、Ｐul、Ｐvu、Ｐvl、Ｐwu及びＰwlに基づいてスイッチング素子が制御されることにより、バッテリ５の直流電力を疑似的な交流電力に変換し、変換された交流電力をモータ２００の各相に供給する。
【００２８】
本実施形態において、インバータ４は、３相６アームで構成される。すなわち、インバータ４は、６つのスイッチング素子（アーム）を備え、ＵＶＷの３相で駆動される。詳細には、インバータ４は、各相と対応してバッテリ５に対して並列に接続される３つの配線を備え、それぞれの配線に直列に接続された１対のスイッチング素子を有する。そして、それらの配線において、直列に接続された１対のスイッチング素子の間がモータ２００と接続される。なお、スイッチング素子としては、例えば、電界効果トランジスタ等で構成されたパワー素子が用いられ、制御端子（例えばゲート端子）に供給されるパルス信号であるＰＷＭ信号のレベルに応じて、オンとオフとが切り替えられる。
【００２９】
バッテリ５は、本実施形態においては電力制御装置１００の一部として構成されているが、電力制御装置１００とは別体として構成されてもよい。バッテリ５は、直流電源であって、例えば、車載用のリチウムイオン電池である。
【００３０】
以下では、各相において、モータ２００の電源端子とバッテリ５の正極端子との間に接続されたスイッチング素子を上段のスイッチング素子と称し、モータ２００の電源端子とバッテリ５の負極端子との間に接続されたスイッチング素子を下段のスイッチング素子と称する。また、バッテリ５の正極端子と負極端子の両端には、バッテリ電圧検出値Ｖdcだけの電位差が生じている。説明の便宜上、正極端子に生じる電位を「＋Ｖdc／２」とし、負極端子に生じる電位を「−Ｖdc／２」として説明する。
【００３１】
上段のスイッチング素子は、オン（導通状態）のときにバッテリ５の正極端子に生じる電位「＋Ｖdc／２」をモータ２００に供給し、オフ（非導通状態）のときに電位の供給を停止する。一方、下段のスイッチング素子は、オンのときにバッテリ５の負極端子に生じる電位「−Ｖdc／２」をモータ２００に供給し、オフのときにモータ２００への電位の供給を停止する。
【００３２】
ＰＷＭ変換器３により生成されるＰＷＭ信号Ｐuu、Ｐul、Ｐvu、Ｐvl、Ｐwu及びＰwlに基づいて、インバータ４に設けられる６つのスイッチング素子それぞれの導通状態（オン／オフ）が制御される。これにより、バッテリ５の直流電力が擬似的に交流電力に変換されて、変換された交流電力がモータ２００に供給される。
【００３３】
以下では、ＰＷＭ変換器３における制御について、代表的に、Ｕ相に対応する一対のスイッチング素子のうちの上段のスイッチング素子へのＰＷＭ信号Ｐuuと、下段のスイッチング素子へのＰＷＭ信号Ｐulとの生成処理について説明する。なお、ＶＷ相についても、同様に、ＰＷＭ変換器３は、Ｖ相に対応するＰＷＭ信号Ｐvu及びＰvlと、Ｗ相に対応するＰＷＭ信号Ｐwu及びＰwlとを出力する。
【００３４】
ＰＷＭ変換器３は、Ｕ相ＰＷＭ電圧指令値ｖu*とバッテリ電圧検出値Ｖdcとに基づいて、デューティ指令値を求める。ＰＷＭ変換器３は、求めたデューティ指令値と、振幅がバッテリ電圧検出値Ｖdcであり周期がキャリア周期ｔcであるキャリア波とを比較し、比較結果に応じて、上段のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号Ｐuuと、下段のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号Ｐulとを出力する。
【００３５】
ＰＷＭ信号Ｐuuがハイレベルである場合には、上段のスイッチング素子がオンとなり、モータ２００のＵ相端子には「＋Ｖdc／２」の電位が供給される。ＰＷＭ信号Ｐulがハイレベルである場合には、下段のスイッチング素子がオンとなり、モータ２００のＵ相端子には「−Ｖdc／２」の電位が供給される。これらの上段と下段とのスイッチング素子の制御により、モータ２００のＵ相端子の両端にＶdcの電位差を生じさせることができる。
【００３６】
なお、ＰＷＭ変換器３は、上段と下段とからなる１対のスイッチング素子が同時にオンになるのを防止するために、ＰＷＭ信号Ｐuu及びＰulにおいて切り替えタイミングに対してデッドタイムｔdtを付加し、切り替えタイミングがデッドタイムｔdtだけ遅延されたＰＷＭ信号Ｐuu及びＰulをインバータ４に出力する。
【００３７】
インバータ４は、ＰＷＭ信号Ｐuu及びＰulのレベルに基づいてスイッチング素子のオン／オフが切り替えられることにより、モータ２００のＵ相コイルにＵ相ＰＷＭ電圧ｖuを供給する。その結果、モータ２００のＵ相のコイルに対して、交流の電流ｉuが流れる。このように、ＰＷＭ変換器３における処理によって、インバータ４を介してモータ２００に交流電流が供給される。
【００３８】
電流検出器７u及び７vは、それぞれ、モータ２００に供給されるＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvを検出する。電流検出器７uは、インバータ４とモータ２００のＵ相コイルとの間に設けられるＵ相電力線上に設けられ、電流検出器７vは、インバータ４とモータ２００のＶ相コイルとの間のＶ相電力線上に設けられる。電流検出器７u及び７vは、検出されたＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvを、ＰＷＭ変換器３及びＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９に出力する。
【００３９】
ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９は、電流検出器７u及び７vから出力されるＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvに対する検出信号を取得し、各検出信号についてアナログ信号からデジタル信号にＡ／Ｄ変換するサンプリング処理を行うことにより、Ｕ相電流ｉu、及び、Ｖ相電流ｉvを求める。そして、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９は、次式（２）に従って、Ｕ相電流ｉu、及び、Ｖ相電流ｉvと、回転子位置検出器２０１により求められた電気角θの検出値とに基づいて、ｄ軸電流検出値ｉd及びｑ軸電流検出値ｉqを算出する。式（２）においては、Ｕ相電流ｉu、Ｖ相電流ｉv、及び、Ｗ相電流ｉwの総和がゼロとなる性質が利用されている。
【００４０】
【数２】
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【００４１】
ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９は、算出されたｄ軸電流検出値ｉd及びｑ軸電流検出値ｉqを、トルク制御部１に出力する。このようにして、トルク制御部１においては、ｄ軸電流検出値ｉd及びｑ軸電流検出値ｉqを用いて、ｄ軸電圧指令値ｖd*及びｑ軸電圧指令値ｖq*に対するフィードバック制御が行われる。
【００４２】
図２は、変調制御部１０の詳細な構成を示すブロック図である。変調制御部１０は、拡散モード判定部１１と、キャリア周期判定部１２と、制御周期判定部１３と、ＰＷＭパルスタイミング判定部１４と、を有する。
【００４３】
変調制御部１０は、キャリア波の周波数を固定的に用いる固定モード、又は、複数のキャリア信号の周波数を所定の繰り返し規則に基づいて切り替える拡散モードのいずれかのモードであるか判定する。なお、モータ２００が比較的低回転かつ低負荷である場合には、インバータ３の動作に起因する振動が共振してしまい騒音が発生するおそれがある。そこで、拡散モードが選択されることにより、複数のキャリア波の周波数が用いられることになるため、共振が抑制されるので騒音の低減を図ることができる。
【００４４】
そして、変調制御部１０は、判定されたモードに応じたキャリア周期ｔc、制御周期ｔt、及び、補正量Ｋdlyを出力する。固定モードにおいては１つのキャリア周期ｔcのキャリア波が固定的に用いられ、拡散モードにおいては、キャリア周期ｔcの異なるキャリア波の組み合わせが用いられ、キャリア周期ｔcが所定の繰り返し規則で変化する。なお、固定モードは第１モードの一例であり、拡散モードは第２モードの一例である。
【００４５】
表１には、判定されるモードに応じた、キャリア周期ｔc、制御周期ｔt、及び、補正量Ｋdlyが示されている。また、変調制御部１０は、制御周期ｔtごとに、０−４をカウントし、４の次に０へとリセットされるカウンタを有する。変調制御部１０は、拡散モードと判定される場合には、カウンタの値に応じても出力を変化させる。なお、以下において、固定モードにおけるキャリア波のキャリア周期ｔcを、基本周期ｔbaseと称するものとする。
【００４６】
【表１】
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【００４７】
固定モードの場合には、キャリア波のキャリア周期ｔcは、基本周期ｔbaseであり、制御周期ｔtは、基本周期ｔbaseの半分のｔbase／２である。補正量Ｋdlyは、後述の式（７）により定まる第１補正量Ｋ1となる。
【００４８】
拡散モードの場合には、カウンタが０−３の場合には、キャリア周期ｔcは基本周期ｔbaseであり、制御周期ｔtはｔbase／２であり、固定モードと等しい。補正量Ｋdlyは、後述の式（８）により定まる第２補正量Ｋ2となる。カウンタが４の場合には、キャリア周期ｔcはｔbase／２であり、制御周期ｔtはｔbase／２であり、補正量Ｋdlyはゼロとなる。
【００４９】
拡散モードの場合には、カウンタが０−４のうち４の場合にのみキャリア周期ｔcが変化する。すなわち、５回の制御周期ｔtのうち、４回において、キャリア周期ｔcがｔbaseであり、補正量Ｋdlyが第２補正量Ｋ2であり、１回において、キャリア周期ｔcがｔbase／２であり、補正量Ｋdlyがゼロである。
【００５０】
拡散モード判定部１１は、図３に示されるグラフを用いて、回転数Ｎ、及び、トルク指令値Ｔ*に基づいて、固定モード、又は、拡散モードのいずれかを選択する。固定モードにおいては、基本周期ｔbaseのキャリア波が固定的に用いられ、拡散モードにおいては、ｔbase、ｔbase／２の２つの異なるキャリア周期ｔcのキャリア波が、所定の繰り返し規則に基づいて切り替えられる。拡散モード判定部１１は、選択されたモードを示す信号を、キャリア周期判定部１２、及び、ＰＷＭパルスタイミング判定部１４に出力する。
【００５１】
図３は、回転数Ｎ、及び、トルク指令値Ｔ*との関係を示すグラフである。トルク指令値Ｔ*がトルク閾値Ｔth1より大きいと同時に、回転数Ｎが第１閾値Ｎth1よりも大きく、かつ、第２閾値Ｎth2よりも小さい場合に、拡散モード判定部１１は、拡散モードを選択する。それ以外の場合には、拡散モード判定部１１は、固定モードを選択する。すなわち、回転数Ｎが比較的低く、かつ、トルク指令値Ｔ*が大きい場合には、拡散モードが選択される。なお、第１閾値Ｎth1を用いず、トルク指令値Ｔ*がトルク閾値Ｔth1より大きく、かつ、回転数Ｎが第２閾値Ｎth2よりも小さい場合に、拡散モードを選択してもよい。
【００５２】
再び図２を参照すれば、キャリア周期判定部１２は、固定モードが選択される場合には、キャリア波のキャリア周期ｔcとして基本周期ｔbaseを出力する。さらに、キャリア周期判定部１２は、カウンタを有し、拡散モードが選択されている場合に、制御周期ｔtごとにカウンタをカウントアップする。キャリア周期判定部１２は、拡散モードが選択される場合であって、カウンタが０〜３の間には、キャリア周期ｔcとしてｔbaseを出力する。キャリア周期判定部１２は、拡散モードが選択されている場合であって、カウンタが４の場合には、キャリア周期ｔcとしてｔbase／２を出力する。キャリア周期判定部１２は、このようなキャリア周期ｔcを、制御周期判定部１３、及び、ＰＷＭパルスタイミング判定部１４に加えて、図１に示されるＰＷＭ変換器３へ出力する。
【００５３】
制御周期判定部１３は、入力に関わらず、制御周期ｔtとしてｔbase／２を、ＰＷＭパルスタイミング判定部１４、及び、ＰＷＭ変換器３へと出力する。
【００５４】
ＰＷＭパルスタイミング判定部１４は、拡散モード判定部１１からの入力信号が固定モードを示す場合には、補正量Ｋdlyとして第１補正量Ｋ1を出力する。ＰＷＭパルスタイミング判定部１４は、拡散モード判定部１１からの入力信号が拡散モードを示す場合には、キャリア周期ｔcがｔbaseの時に補正量Ｋdlyとして第２補正量Ｋ2を出力し、キャリア周期ｔcがｔbase／２の時に補正量Ｋdlyとしてゼロを出力する。ＰＷＭパルスタイミング判定部１４は、このような補正量ＫdlyをＰＷＭ変換器３へと出力する。
【００５５】
このように、ＰＷＭパルスタイミング判定部１４においては、拡散モード判定部１１により選択されるモード、及び、キャリア周期判定部１２により定まるキャリア周期ｔcに基づいて、後述する式（７）、（８）に従って、補正量Ｋdlyが定められる。
【００５６】
図４は、ＰＷＭ変換器３の詳細な構成を示すブロック図である。図５は、ＰＷＭ変換器３の処理にて用いられるキャリア波を示す図である。
【００５７】
ＰＷＭ変換器３は、デューティ指令値演算部３１と、デッドタイム補償処理部３２と、パルスタイミング補正処理部３３と、ＰＷＭ変換処理部３４と、デッドタイム付加処理部３５とを有する。本実施形態においては、これらのブロックのうち、デューティ指令値演算部３１、デッドタイム補償処理部３２、及び、パルスタイミング補正処理部３３については、汎用的なコントローラによってプログラムが実行されることで、ソフトウェアとしてこれらの機能が実現される。ＰＷＭ変換処理部３４、及び、デッドタイム付加処理部３５については、特定の機能を備えるマイコンにより、ハードウェアとしてこれらの機能が実現される。
【００５８】
また、本実施形態のＰＷＭ制御においては、キャリア信号として、図５に示されるキャリア波が用いられる。例えば、キャリア信号の生成は、カウンタによって実現されており、時間の経過と共にカウント値を増減させることでキャリア波を生成する。なお、本実施形態では、ＰＷＭ変換処理部３４は、このようなカウンタを有しておりキャリア波を内部にて生成する。
【００５９】
再び図４を参照すれば、デューティ指令値演算部３１は、次式（３）に従って、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２から出力されるＵ相ＰＷＭ電圧指令値ｖu*と、バッテリ電圧検出器６から出力されるバッテリ電圧検出値Ｖdcと、キャリア波の振幅ＫDに基づいて、モータ２００に印加されるＵ相ＰＷＭ電圧ｖuを生成するためのデューティ指令値Ｄu01*を演算する。なお、キャリア波の振幅ＫDは、デューティ指令値演算部３１に予め記憶されている。また、デューティ指令値演算部３１におけるデューティ指令値Ｄu01*の演算は、制御周期ｔtごとに行われる。
【００６０】
【数３】
2020170315.tif 000006
【００６１】
式（３）によれば、Ｕ相ＰＷＭ電圧指令値ｖu*が大きくなるほどデューティ指令値Ｄu01*は大きくなり、バッテリ電圧検出値Ｖdcが小さくなるほどデューティ指令値Ｄu01*を大きくなる。デューティ指令値演算部３１は、演算されたデューティ指令値Ｄu01*をデッドタイム補償処理部３２に出力する。
【００６２】
ここで、後段のデッドタイム付加処理部３５によるデッドタイムｔdtの付加に起因して、ＰＷＭ電圧のパルス幅が変化する。デッドタイム補償処理部３２は、デューティ指令値Ｄu01*に対してデッドタイム補償処理を行うことで、この後段のデッドタイム付加に起因する変化に対して、補償を行う。このような補償処理は、デッドタイム補償と称される。
【００６３】
本実施形態では、デッドタイム補償処理部３２は、次式（４）に従って、デューティ指令値Ｄu01*に対して、Ｕ相電流ｉuの極性（正負）に基づいてｓｇｎ（ｉu）によって符号を定め、補償量「２ＫDｔdt／ｔc」を加算又は減算することで、デューティ指令値Ｄu02*を算出する。なお、この式において変調制御部１０によって求められるキャリア周期ｔcが用いられる。デッドタイムｔdtは、デッドタイム補償処理部３２に予め記憶されている。
【００６４】
【数４】
2020170315.tif 000007
【００６５】
具体的に、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相電流ｉuがプラスである場合、すなわちＵ相電流ｉuがインバータ４からモータ２００へ流れる場合には、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖuのオフ期間が短くなるようにデューティ指令値Ｄu01*に対する補償を行う。なお、オフ期間とは、バッテリ５の負極端子の電位がモータ２００のＵ相に印加される期間である。一方、Ｕ相電流ｉuがマイナスである場合、すなわちＵ相電流ｉuがモータ２００からインバータ４へ流れる場合には、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖuのオフ期間が長くなるようにデューティ指令値Ｄu01*に対する補償を行う。
【００６６】
式（４）によれば、デッドタイム補償処理部３２は、キャリア波の振幅ＫD及びキャリア周期ｔcと、デッドタイムｔdtとを用いて、補償量「２ＫDｔdt／ｔc」を算出する。
【００６７】
Ｕ相電流ｉuがプラスである場合、すなわちＵ相電流ｉuがインバータ４からモータ２００へ流れる場合には、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖuのオフ期間が短くなるように、デューティ指令値Ｄu01*に対し補償量「２ＫDｔdt／ｔc」を加算することによりデューティ指令値Ｄu02*を算出する。
【００６８】
一方、Ｕ相電流ｉuがマイナスである場合、すなわちＵ相電流ｉuがモータ２００からインバータ４へ流れる場合には、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖuのオフ期間が長くなるように、デューティ指令値Ｄu01*に対し補償量「２ＫDｔdt／ｔc」を減算することによりデューティ指令値Ｄu02*を算出する。
【００６９】
パルスタイミング補正処理部３３は、デューティ指令値Ｄu02*に対する補正を行うことでデューティ指令値Ｄu03*を算出する。このパルスタイミング補正処理部３３による補正により、ＰＷＭ信号の位相（ハイレベルとローレベルとの切り替えタイミング）が補正されて、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖuのパルス幅の中間値をキャリア波の山及び谷の双方または一方と一致させることができる。
【００７０】
詳細には、パルスタイミング補正処理部３３は、次式（５）に従って、三角波の変化量ΔＣの極性に応じて、変調制御部１０により定まる補正量Ｋdlyの符号を切り替え、デューティ指令値Ｄu02*に対して補正量Ｋdlyの加算又は減算を行うことで、デューティ指令値Ｄu03*を算出する。
【００７１】
【数５】
2020170315.tif 000008
【００７２】
式（５）の右辺第２項に示されるように、補正量Ｋdlyに対する正負の符号は、符号関数ｓｇｎ（ΔＣ）によって定まる。補正量Ｋdlyは、表１に示されるように、後述の式（７）、（８）によって定められる。ΔＣは、キャリア波の変化量であり、１回の制御演算中に互いに異なるタイミングで取得した２つの三角波のカウント値の差分である。本実施形態では、キャリア波の変化量ΔＣは、次式（６）に従って、今回のキャリア波の取得値Ｃ2から前回のキャリア波の取得値Ｃ1を減算することで算出される。
【００７３】
【数６】
2020170315.tif 000009
【００７４】
パルスタイミング補正処理部３３は、式（６）に従って算出された変化量ΔＣがゼロよりも大きい場合には、キャリア波が増加中の区間であると判定し、変化量ΔＣがゼロよりも小さい場合には、キャリア波が減少中の区間であると判定する。なお、パルスタイミング補正処理部３３は、キャリア波の２つのカウント値でなく、互いに異なるタイミングで３つ以上のカウント値を取得し、それらの複数のカウント値に基づいてキャリア波の増減を判定してもよい。
【００７５】
そして、キャリア波が増加中の区間である場合には、パルスタイミング補正処理部３３は、デューティ指令値Ｄu02*に対して補正量Ｋdlyを加算して、デューティ指令値Ｄu03*を求める。算出されるデューティ指令値Ｄu03*が用いられる次区間は減少中の区間であるため、補正量Ｋdlyを加算することで、ＰＷＭ信号の位相が進む。
【００７６】
一方、キャリア波が減少中の区間である場合には、パルスタイミング補正処理部３３は、デューティ指令値Ｄu02*に対して補正量Ｋdlyを減算して、デューティ指令値Ｄu03*を求める。算出されるデューティ指令値Ｄu03*が用いられる次区間は増加中の区間であるため、補正量Ｋdlyを減算することで、ＰＷＭ信号の位相が進む。
【００７７】
このように、パルスタイミング補正処理部３３は、キャリア波が増加中か減少中かに応じて補正量Ｋdlyを増減させることで、デューティ指令値Ｄu03*を算出する。そして、パルスタイミング補正処理部３３は、補正後のデューティ指令値Ｄu03*をＰＷＭ変換処理部３４に出力する。このようなデューティ指令値Ｄu03*が用いられることにより、後段の処理で求められるＰＷＭ信号の位相を予め進めることができる。
【００７８】
ＰＷＭ変換処理部３４は、デューティ指令値Ｄu03*とキャリア波との比較を行い、ＰＷＭ信号Ｐuu0及びＰul0を生成する。なお、この比較処理は、一般に、コンペアマッチングと称される。デューティ指令値Ｄu03*は、ＰＷＭ変換処理部３４の機能を実現するマイコンのレジスタに記憶されて、キャリア波と比較される。なお、この処理において用いられるキャリア波のキャリア周期ｔcは、変調制御部１０からの出力に応じて定められる。
【００７９】
デューティ指令値Ｄu03*は、キャリア波の山又は谷となるタイミング、すなわち、制御周期ｔtごとに更新される。そのため、制御周期ｔtがｔbase／２の場合には、キャリア波の山又は谷となるタイミングから、次に山又は谷となるタイミングまでにおいて、同じデューティ指令値Ｄu03*が用いられる。制御周期ｔtがｔbaseの場合には、キャリア波が山となるタイミングから、次に山となるタイミングまで、もしくは、キャリア波が谷となるタイミングから、次に谷となるタイミングまで、同じデューティ指令値Ｄu03*が用いられる。
【００８０】
ＰＷＭ変換処理部３４は、例えば、図７に示されるようにＵ相電流ｉuがマイナスである場合には、デューティ指令値Ｄu03*がキャリア波よりも小さいときに、ＰＷＭ信号Ｐuu0をローレベルに設定する。ＰＷＭ変換処理部３４は、デューティ指令値Ｄu03*がキャリア波よりも大きいときに、ＰＷＭ信号Ｐuu0をハイレベルに設定する。下段のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号Ｐul0は、上段のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号Ｐuu0に対して、レベルが反転するように設定される。ＰＷＭ変換処理部３４は、このように生成されたＰＷＭ信号Ｐuu0及びＰul0を、デッドタイム付加処理部３５に出力する。
【００８１】
デッドタイム付加処理部３５は、ＰＷＭ変換処理部３４により算出されたＰＷＭ信号Ｐuu0及びＰul0に対してデッドタイムｔdtを付加する処理を行い、ＰＷＭ信号Ｐuu及びＰulを生成する。
【００８２】
本実施形態では、デッドタイム付加処理部３５は、ＰＷＭ信号Ｐuu0及びＰul0のそれぞれに対して、立ち上がりタイミングをデッドタイムｔdtだけ遅延させることで、ＰＷＭ信号Ｐuu及びＰulを生成する。デッドタイム付加処理部３５は、生成されたＰＷＭ信号Ｐuu及びＰulを、インバータ４に出力する。
【００８３】
ＰＷＭ信号Ｐuu0及びＰul0の立ち上がりタイミングをデッドタイムｔdtだけ遅延させることで、一対のスイッチング素子が同時にオンとなりモータ２００のＵ相の端子の電圧が不安定になることを抑制できる。
【００８４】
次に、式（５）において用いられる補正量Ｋdlyについて説明する。表１に示されるように、固定モードの場合には、補正量Ｋdlyは、第１補正量Ｋ1となり、拡散モードの場合には、カウンタが０〜３の時に、補正量Ｋdlyは第２補正量Ｋ2となり、カウンタが４の時に補正量Ｋdlyはゼロとなる。これらの第１補正量Ｋ1、第２補正量Ｋ2はそれぞれ以下のように求められる。
【００８５】
ＰＷＭ信号Ｐuu及びＰulが遅延する要因として、デッドタイム付加処理部３５によるデッドタイムｔdtの付加以外に、ＰＷＭ信号の伝達回路における遅延時間である伝達遅延ｔdly_c、スイッチング素子の操作に起因する遅延時間である操作遅延ｔdly_s、及び、センサや入力回路などにおけるサンプリングに起因する遅延時間である検出遅延ｔdly_csなどが考えられる。なお、操作遅延ｔdly_sは、スイッチング素子のオン操作の遅れ時間とオフ操作の遅れ時間の平均値とする。
【００８６】
これらの遅延に起因して、生成されるＵ相ＰＷＭ電圧ｖuや、測定されるＵ相電流ｉuにおいて位相が遅延するおそれがある。そこで、パルスタイミング補正処理部３３は、デューティ指令値Ｄu02*を補正することで、ＰＷＭ信号Ｐuu及びＰulの位相のずれが抑制されるように、デューティ指令値Ｄu03*を生成する。
【００８７】
固定モードにて用いられる第１補正量Ｋ1は、次式（７）のように定められる。
【００８８】
【数７】
2020170315.tif 000010
【００８９】
第１補正量Ｋ1に対して、時間単位からキャリア波の振幅への単位系の変換をすると、デッドタイムｔdtの半値と、伝達遅延ｔdly_c、検出遅延ｔdly_cs、及び、操作遅延ｔdly_sとの合計に相当する時間、すなわち、「ｔdlt／２＋ｔdly_c＋ｔdly_s＋ｔdly_cs」となる。なお、この単位系の変換は、キャリア波の半周期「ｔc／２」において、キャリア波が振幅の２倍の「２ＫD」だけ変化することに基づいて行われる。
【００９０】
すなわち、第１補正量Ｋ1は、電力制御装置１００において発生する遅延に応じて定められており、これらの遅延を補償する補償量に相当する。なお、式（７）の第１補正量Ｋ1に含まれる遅延成分は、発生する遅延の一例であり、第１補正量Ｋ1に、これらの遅延の一部が含まれていなくてもよいし、その他の遅延が含まれていてもよい。
【００９１】
また、拡散モードにて用いられる第２補正量Ｋ2は、次式（８）のように定めることができる。
【００９２】
【数８】
2020170315.tif 000011
【００９３】
第２補正量Ｋ2が第１補正量Ｋ1の、１．２５倍（５／４倍）となる理由は、以下のとおりである。拡散モードにおける補正量Ｋdlyは、５つの制御周期ｔtのうち（カウンタ：０〜４）、４つ（カウンタ：０〜３）において第２補正量Ｋ2が用いられ、１つ（カウンタ：４）においてゼロとなる。一方、固定モードにおける補正量Ｋdlyは、固定的に第１補正量Ｋ1が用いられる。そのため、式（８）が成立することにより、５つの制御周期ｔtの全体をまとめて考察すれば、固定モードと拡散モードとで補正量Ｋdlyの和は５Ｋ1となり等しくなる。
【００９４】
なお、上述のように、式（７）に示される第１補正量Ｋ1を用いた補正を行うことにより、第１補正量Ｋ1の時間単位への換算値であるデッドタイムｔdtの半値と、伝達遅延ｔdly_c、検出遅延ｔdly_cs、及び、操作遅延ｔdly_sとの合計に相当する時間、すなわち、「ｔdlt／２＋ｔdly_c＋ｔdly_s＋ｔdly_cs」だけ、ＰＷＭ信号の位相を変化させることができる。以下の説明の便宜上、第１補正量Ｋ1に起因する位相の変化量をｔfwdとして、次式のように定義する。
【００９５】
【数９】
2020170315.tif 000012
【００９６】
すなわち、式（７）に示される第１補正量Ｋ1を用いた補正により、ｔfwdだけ位相を補償できる。また、式（８）に示される第２補正量Ｋ2を用いた補正により、第１補正量Ｋ1による位相の変化量の１．２５倍、すなわち、１．２５ｔfwdだけ位相を補償できる。
【００９７】
図６は、デューティ指令値の算出制御の一例を示すフローチャートである。この算出制御は、制御周期ｔtごとに繰り返し実行される。なお、このフローチャートにおける制御は、電力制御装置１００において記憶されているプログラムが実行されることにより、実現されてもよい。
【００９８】
ステップＳ５０１において、電力制御装置１００（電流検出器７u及び７v）は、アナログ的に取得された電流値をＡ／Ｄ変換して、Ｕ相電流ｉu及びＶ相電流ｉvを取得する。同時に、電力制御装置１００は、回転子位置検出器２０１から、アナログ的に検出された回転子の位置をＡ／Ｄ変換して得られた電気角θを取得する。
【００９９】
ステップＳ５０２において、電力制御装置１００（ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９）は、式（２）に基づき、ステップＳ５０１にて得られたＵ相電流ｉu及びＶ相電流ｉv、及び、電気角θに応じて、ｄ軸電流検出値ｉd及びｑ軸電流検出値ｉqを求める。同時に、電力制御装置１００（モータ回転速度演算器８）は、電気角θに基づいて回転数Ｎを演算する。
【０１００】
ステップＳ５０３において、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、トルク指令値Ｔ*と、回転数Ｎとに基づき、図３に示されるグラフを用いて、拡散モード、又は、固定モードのいずれかを選択する。同時に、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、式（７）に基づいて、発生する遅延を補償するための補償量として、第１補正量Ｋ1を算出する。
【０１０１】
ステップＳ５０４において、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、拡散モードが選択されるか否かを判断し、その判断結果に応じて、次の処理を行う。
【０１０２】
固定モードが選択され、拡散モードが選択されない場合には（Ｓ５０４：Ｎｏ）、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、次に、ステップＳ５０５の処理を行う。拡散モードが選択される場合には（Ｓ５０４：Ｙｅｓ）、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、次に、ステップＳ５０６の処理を行う。
【０１０３】
ステップＳ５０５において、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、表１に示されるように、キャリア周期ｔcとして基本周期ｔbaseを、制御周期ｔtとしてｔbase／２を、補正量Ｋdlyとして第１補正量Ｋ1を出力する。すなわち、この処理において、ステップＳ５０３で算出された補償量である第１補正量Ｋ1に対して１を乗ずる補正をし、補正量Ｋdlyが算出される。
【０１０４】
一方、ステップＳ５０６おいて、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、カウンタを制御周期ｔtごとにカウントアップするとともに、カウンタが４よりも小さいか否かを判定する。
【０１０５】
カウンタが４よりも小さい場合には（Ｓ５０６：Ｙｅｓ）、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、次に、ステップＳ５０７の処理を行う。ステップＳ５０７においては、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、キャリア周期ｔcとして基本周期ｔbaseを、制御周期ｔtとしてｔbase／２を、補正量Ｋdlyとして第２補正量Ｋ2を設定する。すなわち、この処理において、ステップＳ５０４で算出された補償量である第１補正量Ｋ1に対して１．２５を乗ずる補正をし、補正量Ｋdlyが算出される。
【０１０６】
カウンタが４である場合、すなわち、カウンタが４より小さくない場合には（Ｓ５０６：Ｎｏ）、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、次に、ステップＳ５０８の処理を行う。ステップＳ５０８においては、電力制御装置１００（変調制御部１０）は、キャリア周期ｔcとしてｔbase／２を、制御周期ｔtとしてｔbase／２を、補正量Ｋdlyとしてゼロを設定する。すなわち、この処理において、ステップＳ５０４で算出された補償量である第１補正量Ｋ1に対して０を乗ずる補正をし、補正量Ｋdlyが算出される。
【０１０７】
ステップＳ５０９において、電力制御装置１００（トルク制御部１）は、トルク指令値Ｔ*と、バッテリ電圧検出値Ｖdcと、回転数Ｎと、ｄ軸電流検出値ｉd及びｑ軸電流検出値ｉqとに基づいて、電流ベクトル制御によって、ｄ軸電圧指令値ｖd*及びｑ軸電圧指令値ｖq*を算出する。
【０１０８】
ステップＳ５１０において、電力制御装置１００（ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２）は、式（１）に従って、電気角検出値θに基づいて、ｄ軸電圧指令値ｖd*及びｑ軸電圧指令値ｖq*を三相ＰＷＭ電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*に変換する。
【０１０９】
ステップＳ５１１において、電力制御装置１００（ＰＷＭ変換器３のデューティ指令値演算部３１）は、式（３）に従い、三相ＰＷＭ電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*と、バッテリ電圧検出値Ｖdcとを用いて、デューティ指令値Ｄu01*、Ｄv01*及びＤw01*を演算する。
【０１１０】
ステップＳ５１２において、電力制御装置１００（ＰＷＭ変換器３のデッドタイム補償処理部３２）は、式（４）に従って、デューティ指令値Ｄu01*、Ｄv01*及びＤw01*に対してデッドタイム付加に対する補償処理を行い、デューティ指令値Ｄu02*、Ｄv02*及びＤw02*を算出する。
【０１１１】
ステップＳ５１３において、電力制御装置１００（ＰＷＭ変換器３のパルスタイミング補正処理部３３）は、キャリア周期ｔcが制御周期ｔtよりも大きいか否かを判定する。そして、キャリア周期ｔcが制御周期ｔtよりも大きい場合には（Ｓ５１３：Ｙｅｓ）、電力制御装置１００（パルスタイミング補正処理部３３）は、次に、ステップＳ５１４を実行する。一方、キャリア周期ｔcが制御周期ｔtよりも大きくない場合には（Ｓ５１３：Ｎｏ）、電力制御装置１００（パルスタイミング補正処理部３３）は、次に、ステップＳ５１７を実行する。
【０１１２】
ステップＳ５１４において、電力制御装置１００（パルスタイミング補正処理部３３）は、式（６）に従って、キャリア波の強度が増加中か減小中かを判断する。そして、キャリア波が増加中である場合には（Ｓ５１４：Ｙｅｓ）、電力制御装置１００（パルスタイミング補正処理部３３）は、補正量Ｋdlyを加算するために、次にステップＳ５１５の処理を行う。キャリア波が増加中でなく減少中である場合には（Ｓ５１４：Ｎｏ）、電力制御装置１００（パルスタイミング補正処理部３３）は、補正量Ｋdlyを減算するために、次にステップＳ５１６の処理を行う。
【０１１３】
ステップＳ５１５において、電力制御装置１００（パルスタイミング補正処理部３３）は、式（５）に従って、キャリア波が増加区間でありｓｇｎ（ΔＣ）が正となるため、デューティ指令値Ｄu02*、Ｄv02*及びＤw02*に補正量Ｋdlyを加算して、デューティ指令値Ｄu03*、Ｄv03*及びＤw03*を算出する。
【０１１４】
ステップＳ５１６において、電力制御装置１００（パルスタイミング補正処理部３３）は、式（５）に従って、キャリア波が減少区間でありｓｇｎ（ΔＣ）が負となるため、デューティ指令値Ｄu02*、Ｄv02*及びＤw02*から補正量Ｋdlyを減算して、デューティ指令値Ｄu03*、Ｄv03*及びＤw03*を算出する。
【０１１５】
キャリア周期ｔc及び制御周期ｔtは、ステップＳ５０５〜Ｓ５０８において定められ、これらのうち、ステップＳ５０５、Ｓ５０６における設定によれば、キャリア周期ｔcが制御周期ｔtよりも大きくなり（Ｓ５１３：Ｙｅｓ）、補正量Ｋdlyの加算又は減算が行われる（Ｓ５１５、Ｓ５１６）。ステップＳ５０７における設定によれば、キャリア周期ｔcが制御周期ｔtよりも小さくなり（Ｓ５１３：Ｎｏ）、補正量Ｋdlyの加減は行われず、デューティ指令値Ｄu03*、Ｄv03*及びＤw03*が、デューティ指令値Ｄu02*、Ｄv02*及びＤw02*となる。
【０１１６】
ステップＳ５１７において、電力制御装置１００（ＰＷＭ変換器３）は、ステップＳ５１５またはＳ５１６にて算出されたデューティ指令値Ｄu03*、Ｄv03*及びＤw03*を、次区間での演算に用いるデューティ指令値として、マイコンのレジスタにセットする。そして、デューティ指令値の算出制御は終了する。
【０１１７】
なお、ステップＳ５０１〜Ｓ５１７で示されたデューティ指令値の算出制御の後において、電力制御装置１００（ＰＷＭ変換器３のＰＷＭ変換処理部３４）は、デューティ指令値Ｄu03*、Ｄv03*及びＤw03*とキャリア波とを比較して、ＰＷＭ信号Ｐuu0、Ｐul0、Ｐvu0、Ｐvl0、Ｐvu0及びＰvl0を生成する。
【０１１８】
そして、電力制御装置１００（ＰＷＭ変換器３のデッドタイム付加処理部３５）は、ＰＷＭ信号Ｐuu0、Ｐul0、Ｐvu0、Ｐvl0、Ｐwu0及びＰwl0にデッドタイムｔdtを付加することで、ＰＷＭ信号Ｐuu、Ｐul、Ｐvu、Ｐvl、Ｐwu及びＰwlを生成する。デッドタイム付加処理部３５は、ＰＷＭ信号Ｐuu及びＰulをＵ相の一対のスイッチング素子に、ＰＷＭ信号Ｐvu及びＰvlをＶ相のスイッチング素子に、ＰＷＭ信号Ｐwu及びＰwlをＷ相のスイッチング素子に出力する。
【０１１９】
電力制御装置１００（インバータ４）は、ＰＷＭ信号Ｐuu、Ｐul、Ｐvu、Ｐvl、Ｐwu及びＰwlに基づいて各相において対をなすスイッチング素子が駆動されると、モータ２００の各相に三相ＰＷＭ電圧ｖu、ｖv、及びｖwをそれぞれ供給する。
【０１２０】
このようにして、電力制御装置１００は、モータ２００に対して擬似的な交流電圧である三相ＰＷＭ電圧ｖu、ｖv、及びｖwを供給する。
【０１２１】
図７は、固定モードにおけるＰＷＭ制御の一例の説明図である。なお、説明の便宜上、この図にはＵ相に関する制御のみ示されている。
【０１２２】
この図の例においては、固定モードが選択されているので、前述の表１に示されるように、キャリア周期ｔcは基本周期ｔbaseとなり、制御周期ｔtはｔbase／２となり、補正量Ｋdlyは式（７）に示される第１補正量Ｋ1となる。そのため、制御演算は、キャリア周期ｔcの半分ごとに行われ、また、キャリア周期ｔcは減少中の区間と増加中の区間により構成されるため、Ａ／Ｄ変換及び制御演算は、増加区間又は減少区間ごとになされる。
【０１２３】
図上方には、キャリア波が示されている。以下では、左部に示されるキャリア波の減少区間を区間ａ、中央部に示される区間ａ後の増加区間を区間ｂ、右部に示される区間ｂ後の減少区間を区間ｃと称する。区間ａにおいては、デューティ指令値Ｄu03*の算出までの処理が示され、区間ｂ及びｃにおいては、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖuの算出までの処理が示されるとともに、電力制御装置１００のインバータ４とモータ２００との間で実際に流れるＵ相電流ｉuが示されている。
【０１２４】
図上部においては、区間ｂ及びｃにおいては、キャリア波に加えて、デューティ指令値Ｄu01*、及び、デューティ指令値Ｄu02*が点線で、デューティ指令値Ｄu03*が実線で示されている。
【０１２５】
その下部には、デューティ指令値Ｄu03*を用いて定まるＰＷＭ信号Ｐuu0及びＰul0、及び、デッドタイムｔdtが付加されたＰＷＭ信号Ｐuu及びＰulが示されている。さらに、それらの下部には、モータ２００に印加されるＵ相ＰＷＭ電圧ｖuと、Ｕ相電流ｉuの実値、及び、電流検出器７ｕによる検出値とが示されている。なお、この例においては、Ｕ相電流ｉuがマイナス、すなわちＵ相電流ｉuがモータ２００からインバータ４へ流れる場合が示されている。
【０１２６】
区間ａでは、区間の開始タイミングから始まるＡ／Ｄ変換区間において、電力制御装置１００、及び、モータ２００の状態が検出される。そして、Ａ／Ｄ変換区間に続く制御演算区間において、デューティ指令値Ｄu02*、及び、補正量Ｋdlyが算出され、デューティ指令値Ｄu02*から補正量Ｋdlyを減じることで、区間ｂにおいて用いられるデューティ指令値Ｄu03*が算出される。
【０１２７】
そして、区間ａに続く区間ｂにおいては、前区間ａで算出されたデューティ指令値Ｄu03*とキャリア波との比較などが行われ、ＰＷＭ信号Ｐuu、Ｐulが生成される。ＰＷＭ信号Ｐuu、Ｐulに応じてインバータ４が制御されることにより、モータ２００へＵ相ＰＷＭ電圧ｖuが印加されて、Ｕ相電流ｉuが流れる。
【０１２８】
なお、説明の便宜上、区間ｂ、ｃにおいては、区間ａで算出されたデューティ指令値Ｄu02*、及び、補正量Ｋdlyが用いられて、デューティ指令値Ｄu03*が算出されるものとする。
【０１２９】
以下では、これらの処理の詳細について説明する。
【０１３０】
区間ａにおいては、まず、Ａ／Ｄ変換区間において、電流検出器７uにおけるサンプリング（Ａ／Ｄ変換）によってＵ相電流ｉuが取得される（Ｓ５０１）。
【０１３１】
Ａ／Ｄ変換区間に続く制御演算区間において、トルク制御部１による演算、及び、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２による演算（Ｓ５０２）により、三相ＰＷＭ電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*が算出される（Ｓ５０３）。そして、ｄ軸電圧指令値ｖd*及びｑ軸電圧指令値ｖq*が算出され（Ｓ５０９）、座標変換が行われて、三相ＰＷＭ電圧指令値ｖu*、ｖv*及びｖw*が算出される（Ｓ５１０）。
【０１３２】
ＰＷＭ変換器３において、デューティ指令値演算部３１は、式（３）に従って、デューティ指令値Ｄu01*を算出する。デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相電流ｉuが負であるので、式（４）に従って、デューティ指令値Ｄu01*に対して補償量「２ＫDｔdt／ｔc」を減算することにより、デューティ指令値Ｄu02*を算出する。
【０１３３】
その後、パルスタイミング補正処理部３３は、２つのタイミングでキャリア波の値Ｃ1、Ｃ2を取得し、式（６）に従って、キャリア波の増減を判断する。また、この図の例においては、固定モードが選択されているので（Ｓ５０４：Ｎｏ）、変調制御部１０は、表１に示されるように、補正量Ｋdlyを式（７）に示される第１補正量Ｋ1とする。
【０１３４】
区間ａにおいては、キャリア波が減少中であるため、パルスタイミング補正処理部３３は、式（５）に従って、デューティ指令値Ｄu02*に対して補正量Ｋdlyを減算することで、デューティ指令値Ｄu03*を算出する（Ｓ５１６）。
【０１３５】
なお、区間ｂにおいては、キャリア波が増加中であるため、式（５）に従って、パルスタイミング補正処理部３３は、区間ａにて算出された補正量Ｋdlyを、デューティ指令値Ｄu02*に対して加算することで、デューティ指令値Ｄu03*を算出する（Ｓ５１５）。
【０１３６】
次に、デューティ指令値Ｄu01*に替えてデューティ指令値Ｄu02*を用いることによる、ＰＷＭ電圧の位相の変化について説明する。
【０１３７】
式（４）に示されるように、Ｕ相電流ｉuがマイナスでありｓｇｎ（ｉu）が負となるので、デューティ指令値Ｄu02*は、デューティ指令値Ｄu01*よりも補償量「２ＫDｔdt／ｔc」だけ小さい。補償量「２ＫDｔdt／ｔc」を用いた補正により、補償量「２ＫDｔdt／ｔc」の時間単位への換算値、すなわち、デッドタイムｔdtの半値「ｔdt／２」だけ、ＰＷＭ電圧の位相を変化させることができる。
【０１３８】
区間ｂにおいては、増加区間であり、補償量「２ＫDｔdt／ｔc」だけ減少させてデューティ指令値Ｄu02*が求められるため、デューティ指令値Ｄu01*に替えてデューティ指令値Ｄu02*を用いることで、デッドタイムｔdtの半値「ｔdt／２」だけ、ＰＷＭ電圧の位相を進めることができる。区間ｃにおいては、減少区間であるため、デューティ指令値Ｄu01*に替えてデューティ指令値Ｄu02*を用いることで、デッドタイムｔdtの半値「ｔdt／２」だけ、ＰＷＭ電圧の位相を遅らせることができる。
【０１３９】
そこで、デューティ指令値Ｄu01*がキャリア波よりも小さい区間をｔ1とすれば、デューティ指令値Ｄu02*がキャリア波よりも小さい区間ｔ2は、ｔ1よりもデッドタイムｔdtだけ長くなり、「ｔ2＝ｔ1＋ｔdt」となる。従って、デューティ指令値Ｄu01*に替えてデューティ指令値Ｄu02*を用いることで、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖuのパルス幅をデッドタイムｔdtだけ長くできる。
【０１４０】
次に、デューティ指令値Ｄu02*に替えてデューティ指令値Ｄu03*を用いることによる、ＰＷＭ電圧の位相の変化について説明する。
【０１４１】
式（５）によれば、デューティ指令値Ｄu02*に対して補正量Ｋdlyを用いて補正をすることで、デューティ指令値Ｄu03*が算出される。補正量Ｋdlyは、式（７）に示される第１補正量Ｋ1と等しいため、デューティ指令値Ｄu02*に替えてデューティ指令値Ｄu03*を用いることで、デッドタイムｔdtの半値と、伝達遅延ｔdly_c、検出遅延ｔdly_cs、及び、操作遅延ｔdly_sとの合計時間「ｔdt／２＋ｔdly_c＋ｔdly_s＋ｔdly_cs」、すなわち、式（９）に示されるｔfwdだけ、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖuの位相が変化する。
【０１４２】
区間ｂは増加区間であり、補正量Ｋdlyを減算してデューティ指令値Ｄu03*が得られるため、デューティ指令値Ｄu02*に替えてデューティ指令値Ｄu03*を用いることで、ｔfwdだけ位相が進む。区間ｃは減少区間であるので、デューティ指令値Ｄu02*に替えてデューティ指令値Ｄu03*を用いることで、ｔfwdだけ位相が進む。したがって、区間ｂ及びｃの両者において、デューティ指令値Ｄu02*に替えてデューティ指令値Ｄu03*を用いることで、ｔfwdだけ位相が進む。
【０１４３】
ここで、デューティ指令値Ｄu02*、及び、デューティ指令値Ｄu03*による制御タイミングの変化をまとめて説明すれば、以下のようになる。
【０１４４】
区間ｂにおいては、デューティ指令値Ｄu01*に替えてデューティ指令値Ｄu02*を用いることにより、デッドタイムｔdtの半分「ｔdt／２」だけ位相が進み、デューティ指令値Ｄu02*に替えてデューティ指令値Ｄu03*を用いることにより、「ｔfwd＝ｔdt／２＋ｔdly_c＋ｔdly_s＋ｔdly_cs」だけ位相が進む。その結果、デューティ指令値Ｄu01*に替えてデューティ指令値Ｄu03*を用いることで、「ｔdt＋ｔdly_c＋ｔdly_s＋ｔdly_cs」だけＵ相ＰＷＭ電圧ｖuの位相が進
む。
【０１４５】
区間ｃにおいては、デューティ指令値Ｄu01*に替えてデューティ指令値Ｄu02*を用いることにより、デッドタイムｔdtの半分「ｔdt／２」だけ位相が遅れ、デューティ指令値Ｄu02*に替えてデューティ指令値Ｄu03*を用いることにより、「ｔfwd＝ｔdt／２＋ｔdly_c＋ｔdly_s＋ｔdly_cs」だけ位相が進む。デッドタイムｔdtの半分「ｔdt／２」については位相の進みと遅れとがキャンセルされるので、デューティ指令値Ｄu01*に替えてデューティ指令値Ｄu03*を用いることで、「ｔdly_c＋ｔdly_s＋ｔdly_cs」だけＵ相ＰＷＭ電圧ｖuの位相が進む。
【０１４６】
以下では、デューティ指令値Ｄu03*を用いてＵ相ＰＷＭ電圧ｖuがどのように算出されるのかについて説明する。
【０１４７】
ＰＷＭ変換処理部３４は、デューティ指令値Ｄu03*とキャリア波とを比較し、比較結果に応じてＰＷＭ信号Ｐuu0及びＰul0を生成する。デューティ指令値Ｄu03*がキャリア波よりも大きい場合には、ＰＷＭ信号Ｐuu0はハイレベルとなり、デューティ指令値Ｄu03*がキャリア波よりも小さい場合には、ＰＷＭ信号Ｐuu0はローレベルとなり、さらに、ＰＷＭ変換処理部３４は、ＰＷＭ信号Ｐuu0のレベルを反転させることで、ＰＷＭ信号Ｐul0を生成する。
【０１４８】
ここで、ＰＷＭ信号Ｐuu0及びＰul0の切り替えタイミングは、デューティ指令値Ｄu02*に替えてデューティ指令値Ｄu03*を用いることで、区間ｂ及びｃの両者において、補正量Ｋdlyに応じた時間だけ位相が進む。そのため、デューティ指令値Ｄu03*により定まるＰＷＭ信号Ｐuu0のローレベル区間、及び、ＰＷＭ信号Ｐul0のハイレベル区間は、デューティ指令値Ｄu02*がキャリア波よりも小さい区間ｔ2と等しくなる。なお、上述のように、「ｔ2＝ｔ1＋ｔdt」が成立している。
【０１４９】
デッドタイム付加処理部３５は、ＰＷＭ信号Ｐuu0及びＰul0のそれぞれについて、立ち上がりタイミングをデッドタイムｔdtだけ遅らせることで、ＰＷＭ信号Ｐuu、Ｐulを算出する。
【０１５０】
ＰＷＭ信号Ｐuuのローレベル区間は、ＰＷＭ信号Ｐuu0のローレベル区間と比較すると、デッドタイムｔdt分だけ長くなり、「ｔ2＋ｔdt」となる。ＰＷＭ信号Ｐulのハイレベル区間は、ＰＷＭ信号Ｐui0のハイレベル区間と比較すると、デッドタイムｔdt分だけ短くなり、「ｔ2−ｔdt」となる。なお、この「ｔ2−ｔdt」は、「ｔ1」と等しい。
【０１５１】
また、ＰＷＭ信号Ｐuu、Ｐuuの両者がローレベルである場合には、上側と下側のスイッチング素子がオフとなるが、Ｕ相電流ｉuはマイナスであり、モータ２００から電力制御装置１００へと電流ｉが流れる。そのため、インバータの構成上、上側のスイッチング素子に併設されたダイオードだけが導通状態となり、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖuの電位は「Ｖdc／２」となるので、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖuにおいて電位が「−Ｖdc／２」となるパルス幅は、ＰＷＭ信号Ｐulのハイレベル区間と等しくなる。その結果、デューティ指令値Ｄu03*を用いた場合のＵ相ＰＷＭ電圧ｖuのパルス幅はｔ1であり、デューティ指令値Ｄu01*を用いた場合と等しくなる。
【０１５２】
ＰＷＭ信号Ｐuu及びＰulによってインバータ４が制御される。ＰＷＭ信号Ｐuuがローレベル、かつ、ＰＷＭ信号Ｐulがハイレベルである状態では、Ｕ相配線に「−Ｖdc／２」の電位が供給され、それ以外の状態では、Ｕ相配線に「Ｖdc／２」の電位が供給される。供給される電位が変化するタイミングから、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖuが変化するタイミングまでは、伝達遅延ｔdly_cと操作遅延ｔdly_sとの和である「ｔdly_c＋ｔdly_s」だけ遅延する。
【０１５３】
そして、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖuの変化に応じて、擬似的な交流電流であるＵ相電流ｉuが流れる。Ｕ相電流ｉuは、Ｕ相配線の電圧が「Ｖdc／２」から「−Ｖdc／２」に変化するときに最大となり、Ｕ相配線の電圧が「−Ｖdc／２」から「Ｖdc／２」に変化するときに最小となる。そして、Ｕ相電流ｉuの測定値は、その実値に対して、検出遅延ｔdly_csだけ遅れている。
【０１５４】
従って、区間ｂにおいては、Ｕ相電流ｉuの検出値は、デューティ指令値Ｄu03*により定まるＰＷＭ信号Ｐul0に対して、デッドタイムｔdtと、伝達遅延ｔdly_c、操作遅延ｔdly_s、及び、検出遅延時間ｔdly_csとの和、すなわち、「ｔdt＋ｔdly_c＋ｔdly_s＋ｔdly_cs」だけ遅延する。
【０１５５】
区間ｃにおいては、Ｕ相電流ｉuの検出値における最小値（谷）と対応するＰＷＭ信号Ｐul0の立ち下がりタイミングにおいて、デッドタイムｔdtが付加されない。そのため、Ｕ相電流ｉuの検出値は、ＰＷＭ信号Ｐuu0に対して、伝達遅延ｔdly_c、操作遅延ｔdly_s、及び、検出遅延時間ｔdly_csの和、すなわち、「ｔdly_c＋ｔdly_s＋ｔdly_cs」だけ遅延する。
【０１５６】
上述のように、区間ｂにおいて、Ｕ相電流ｉuが検出されるタイミングは、デッドタイム補償前のＰＷＭ信号Ｐuu0及びＰＷＭ信号Ｐul0の切り替えタイミングに対して、「ｔdt＋ｔdly_c＋ｔdly_s＋ｔdly_cs」だけ位相が遅延する。しかしながら、デューティ指令値Ｄu01*に替えてデューティ指令値Ｄu03*を用いることで、ＰＷＭ信号の切り替えタイミングは、「ｔdt＋ｔdly_c＋ｔdly_s＋ｔdly_cs」だけ位相が進む。
【０１５７】
区間ｃにおいて、Ｕ相電流ｉuが検出されるタイミングは、デッドタイム補償前のＰＷＭ信号Ｐuu0及びＰＷＭ信号Ｐul0の切り替えタイミングに対して、「ｔdly_c＋ｔdly_s＋ｔdly_cs」だけ位相が遅延する。しかしながら、デューティ指令値Ｄu01*に替えてデューティ指令値Ｄu03*を用いることで、ＰＷＭ信号の切り替えタイミングは、「ｔdly_c＋ｔdly_s＋ｔdly_cs」だけ位相が進む。
【０１５８】
このように、区間ｂ、ｃの両者において、デューティ指令値Ｄu01*に替えてデューティ指令値Ｄu03*を用いることで、発生する位相の遅延分だけ予め位相が進められるように補正がされるので、発生する遅延は相殺される。
【０１５９】
Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖuが「−Ｖdc／２」と「Ｖdc／２」との間で切り替えられることにより、高調波を含む電流が流れる。そのため、理想的には、これらの切り替えタイミング、すなわち、Ｕ相電流ｉuがピークとなる山及び谷の中間においてＡ／Ｄ変換が行われるのが好ましい。
【０１６０】
固定モードにおいては、式（７）に示される第１補正量Ｋ1を用いることで、検出されるＵ相電流ｉuのピークの中間においてキャリア波がピーク（山及び谷）となる。その結果、キャリア波のピークにおいてＡ／Ｄ変換により得られる電流値にスイッチングに起因する高周波成分が混入するのを抑制できる。
【０１６１】
図８は、拡散モードが設定されている場合におけるＰＷＭ制御の一例の説明図である。この図においては、６つの区間ａ〜ｆが示されており、これらの区間が制御周期ｔtの長さとなっている。区間ａ〜ｆのそれぞれにおいて、区間の先頭からＡ／Ｄ変換と制御演算とが行われて、次区間のデューティ指令値Ｄu03*が算出される。なお、説明の便宜上、区間ａ〜ｆにおいては、デューティ指令値Ｄu02*は一定であるものとする。
【０１６２】
区間ｂにおいては、変調制御部１０の有するカウンタが４であり、ステップＳ５０８に従い、区間ｃにおいて用いられるパラメータが定められる。すなわち、区間ｃでは、キャリア周期ｔcは基本周期ｔbase／２となり、制御周期ｔtはｔbase／２となり、補正量Ｋdlyはゼロとなる。
【０１６３】
区間ａ、ｂ、ｄ、及びｅにおいては、ステップＳ５０７に従い、キャリア周期ｔcは基本周期ｔbaseとなり、制御周期ｔtはｔbase／２となり、補正量Ｋdlyは、第２補正量Ｋ2となる。なお、式（８）に示されるように、第２補正量Ｋ2は第１補正量Ｋ1の１．２５倍に相当する。
【０１６４】
以下ではそれぞれの区間について詳細に説明する。
【０１６５】
区間ａ及びｂにおいて、キャリア周期ｔcは基本周期ｔbaseであり、制御周期ｔtはｔbase／２である。キャリア波は、１つの基本周期ｔbaseの間に、１つの増加区間と１つの減少区間とが存在するため、増加区間及び減少区間の長さがｔbase／２であり、制御周期ｔtと等しい。そのため、増加区間が区間ａに相当して、区間の先頭においてＡ／Ｄ変換と制御演算とが行われる。同様に、減少区間が区間ｂに相当して、区間の先頭においてＡ／Ｄ変換と制御演算とが行われる。
【０１６６】
区間ｃにおいては、キャリア周期ｔcは基本周期ｔbase／２であり、制御周期ｔtはｔbase／２である。キャリア波の基本周期ｔbase／２の間に、増加区間と減少区間とが存在する。そして、制御周期ｔtが基本周期と等しくｔbase／２であるため、増加区間の先頭においてのみ制御演算が行われ、減少区間ではＡ／Ｄ変換及び制御演算は行われない。
【０１６７】
区間ｄ及びｅは、区間ａ及びｂと同様に、キャリア周期ｔcが基本周期ｔbaseであるキャリア波における増加区間及び減少区間であり、それぞれの区間の先頭においてＡ／Ｄ変換と制御演算とが行われる。
【０１６８】
ここで、それぞれの区間において、デューティ指令値Ｄu02*に替えてデューティ指令値Ｄu03*を用いることにより、ＰＷＭ信号の位相が変化するか検討する。
【０１６９】
区間ａ、ｂ、ｄ、ｅにおいては、式（５）に示されるような補正量Ｋdly、すなわち、第２補正量Ｋ2に相当する時間「１．２５ｔfwd」だけ、デューティ指令値とキャリア波との交点、すなわち、ＰＷＭ信号Ｐuu0の位相が変化する。
【０１７０】
区間ａ、ｄにおいては、キャリア波は増加区間であり、式（５）において補正量Ｋdlyの減算がなされるので、ＰＷＭ信号Ｐuu0の位相は「１．２５ｔfwd」だけ進む。区間ｂ、ｅにおいては、キャリア波は減少区間であり、式（５）において補正量Ｋdlyの加算がなされるので、ＰＷＭ信号Ｐuu0の位相は「１．２５ｔfwd」だけ進む。このため、区間ａ、ｂ、ｄ及びｅにおいては、ＰＷＭ信号Ｐuu0の位相は「１．２５ｔfwd」だけ進む。
【０１７１】
区間ｃにおいては、表１に示されるように、補正量Ｋdlyはゼロであるので、ＰＷＭ信号Ｐuu0の位相は変化しない。区間ｃには、キャリア波の増加区間と減少区間とが存在するため、ＰＷＭ信号Ｐuu0には２回の切り替えタイミングが存在しているが、これらの２つの切り替えタイミングの位相は変化しない。
【０１７２】
ここで、ＰＷＭ信号Ｐuu0がハイレベルである区間、及び、ローレベルである区間について検討する。
【０１７３】
区間ａにおける立ち下がりから、区間ｂにおける立ち上がりまでの間におけるローレベル区間については、立ち下がり及び立ち上がりのタイミングが、共に１．２５ｔfwdだけ位相が進む。そのため、ローレベル区間の中央値は、１．２５ｔfwdだけ位相が進む。すなわち、固定モードにおける位相の進みであるｔfwdと比較すると、０．２５ｔfwdだけ進みに超過がある。
【０１７４】
区間ｂにおける立ち上がりから区間ｃにおける立ち下がりまでの間におけるハイレベル区間については、区間ｂの立ち上がりのタイミングは１．２５ｔfwdだけ進むが、区間ｃの立ち下がりのタイミングは変化しない。そのため、ハイレベル区間の中央値は、１．２５ｔfwdの半値に相当する０．６７５ｔfwdだけ進む。この場合、固定モードにおける位相の進みであるｔfwdと比較すると、０．３７５ｔfwdだけ進みに不足がある。
【０１７５】
区間ｃにおける立ち下がりから立ち上がりまでの間がローレベル区間については、区間ｃにおいては補正量Ｋdlyがゼロであるので、このローレベル区間において位相の変化はない。
【０１７６】
区間ｃにおける立ち上がりから区間ｄにおける立ち下がりまでの間におけるハイレベル区間については、区間ｂにおける立ち上がりから区間ｃにおける立ち下がりまで間におけるハイレベル区間と同様の位相の進みがある。すなわち、このハイレベル区間の中央値は、０．６７５ｔfwdだけ進み、固定モードにおける位相の進みに対して０．３７５ｔfwdだけ進みに不足がある。
【０１７７】
区間ｄにおける立ち下がりから区間ｅにおける立ち上がりまでの間におけるローレベル区間については、区間ａにおける立ち下がりから区間ｂにおける立ち上がりまでの間におけるローレベル区間と同様の位相の進みがある。すなわち、このローレベル区間の中央値は、１．２５ｔfwdだけ位相が進み、固定モードにおける位相の進みに対して０．２５ｔfwdだけ進みに超過がある。
【０１７８】
区間ｅにおける立ち上がりから区間ｆにおける立ち下がりまで間におけるハイレベル区間については、区間ａにおける立ち下がりから区間ｂにおける立ち上がりまでの間におけるローレベル区間と同様の位相の進みがある。すなわち、このハイレベル区間の中央値は、１．２５ｔfwdだけ位相が進み、固定モードにおける位相の進みに対して０．２５ｔfwdだけ進みに超過がある。
【０１７９】
ここで、区間ａ〜ｄの５区間を１セット、正確には区間ａにおけるＰＷＭ信号Ｐuu0のレベル変化から区間ｆにおけるＰＷＭ信号Ｐuu0のレベル変化までの区間を１セットして位相の進みを考えると、区間ａ、ｄ及びｅの３区間で０．２５ｔfwdだけ超過があり、区間ａ及びｄの２区間で０．２５ｔfwdだけ不足がある。その結果、次式に示されるように、位相の進みにおける超過と不足との和は、共に０．７５ｔfwdとなるので、両者は相殺される。
【０１８０】
【数９】
2020170315.tif 000013
【０１８１】
すなわち、本実施形態における動作を説明すれば、以下のようになる。区間ｃにおいては、キャリア波のキャリア周期ｔcがｔbase／２となり、増加区間、及び、減少区間はそれぞれｔbase／４となる。そのため、増加区間又は減少区間においてはＡ／Ｄ変換及び制御演算を完了させることができないが、制御周期ｔtはｔbase／２であるので、増加区間のみでＡ／Ｄ変換及び制御演算が行われる。なお、区間ｃにおいては、補正量Ｋdlyがゼロであり、位相に変化はない。
【０１８２】
区間ａ、ｂ、ｄ及びｅにおいては、式（５）に示される補正量Ｋdlyとして、固定モードで用いられる第１補正量Ｋ1の１．２５倍の第２補正量Ｋ2が用いられるので、固定モードの１．２５倍の位相が進む。そのため、図８及び式（９）に示されるように、区間ａ〜ｆの１セットを検討すれば、ＰＷＭ信号のハイレベル区間及びローレベル区間の位相の進みは、全体として、固定モードにおける位相の進みと同じとなる。
【０１８３】
このようにして、キャリア波のキャリア周期ｔcが変化して、区間ｃのような増加区間又は減少区間においてＡ／Ｄ変換及び制御演算を完了させることができない区間が存在しても、表１に示されるパラメータを用いることにより、全体としては、位相の進みにおける超過と不足とが相殺される。
【０１８４】
図９は、拡散モードが設定されている場合のＰＷＭ制御の比較例の説明図である。この図においては、表１において、カウンタが０−３の場合の補正量Ｋdlyが第１補正量Ｋ1であるものとする。
【０１８５】
このような例においては、ＰＷＭ信号Ｐuuの立ち上がり及び立ち下がりは、区間ａ、ｂ、ｄ及びｅにおいてはｔfwdだけ位相が進み、区間ｃにおいては位相が変化しない。
【０１８６】
まず、区間ａの立ち下がりから区間ｂの立ち上がりまでの間のローレベル区間、区間ｄの立ち下がりから区間ｅの立ち上がりまでの間のローレベル区間、及び、区間ｅの立ち上がりから区間ｆの立ち下がりまでの間のハイレベル区間について検討する。これらの区間においては、期間の始点と終点において位相がｔfwdだけ位相が進み、区間の中央値はｔfwdだけ位相が進む。そのため、位相の進みは、固定モードと同じである。
【０１８７】
次に、区間ｂの立ち上がりから区間ｃの立ち下がりまでの間のハイレベル区間、及び、区間ｃの立ち上がりから区間ｄの立ち下がりまでの間のハイレベル区間について検討する。これらの区間においては、それぞれ、期間の始点と終点のうちのいずれか一方において位相がｔfwdだけ位相が進むので、区間の中央値はｔfwd／２だけ位相が進む。そのため、固定モードにおける位相の進みと比較すると、位相の進みがｔfwd／２だけ不足する。
【０１８８】
したがって、区間ａ〜ｄの５区間、正確には区間ａにおけるＰＷＭ信号Ｐuu0のレベル変化から区間ｆのレベル変化までの区間の全体としては、位相の進みの不足と超過とが相殺されず、全体として位相の進みに不足が生じて、遅れが発生してしまう。
【０１８９】
次に、図１０、１１を用いて、各モードが選択される場合における、補正量Ｋdlyとモータ２００に流れる電流値との関係について説明する。
【０１９０】
図１０は、固定モードにおける、モータ２００における回転数Ｎと電流ｉとの関係を示すグラフである。
【０１９１】
図１１は、拡散モードにおける、モータ２００における回転数Ｎと電流ｉとの関係を示すグラフである。
【０１９２】
これらの図においては、左から右に向かって回転数Ｎが大きくなり、下から上に向かって電流ｉが大きくなる。また、モータ２００に供給される電流ｉが一定となるように制御された状態において、回転数Ｎの変化に応じたモータ２００に実際に流れる定格電流ｉが示されている。電力制御装置１００において発生する遅延に起因してＰＷＭパルス信号の位相が変化すると、Ａ／Ｄ変換タイミングがＰＷＭパルスに対して相対的にずれてしまう。そのため、ＰＷＭ高調波が混入してしまい、回転数Ｎの増加に応じて電流ｉが減少してしまう。
【０１９３】
これらの図には、補正量Ｋdlyを変化させた場合の電流ｉが示されている。補正量ＫdlyはゼロからＫfまで変化され、０、Ｋa、Ｋb、Ｋc、Ｋd、Ｋe、Ｋfの順に大きくなる。固定モード、及び、拡散モードのそれぞれにおいて、回転数Ｎの増加に対する電流ｉの減少率は、補正量Ｋdlyが大きくなるほど小さくなる。そして、固定モードにおいて、補正量ＫdlyがＫfである場合には、回転数Ｎの増加に応じて電流ｉは略変化しない。
【０１９４】
また、補正量Ｋdlyが同じである場合には、回転数Ｎの増加に対する電流ｉの減少率は、拡散モードの方が、固定モードよりも大きい。そのため、流れる電流ｉを同じにしようとすると、拡散モードにおける補正量Ｋdlyを、固定モードにおける補正量Ｋdlyよりも大きくする必要がある。
【０１９５】
例えば、図１０に示される固定モードにおいて、回転数Ｎ1、かつ、補正量Ｋbである場合に、電流ｉ1となる。図１１に示される拡散モードにおいて、回転数Ｎ1、かつ、補正量Ｋcである場合に、電流ｉ1である。そして、補正量Ｋcは、補正量Ｋbの１．２５倍であるものとする。
【０１９６】
このような場合には、第１補正量Ｋ1として補正量Ｋbを用いると、第２補正量Ｋ2は補正量Ｋcとなる。そのため、回転数がＮ1で等速制御されている場合において、固定モードと拡散モードとの間でモード変更があったとしても、電流ｉは変化しない。したがって、固定モードと拡散モードとのモード変化をスムーズに行うことができる。
【０１９７】
このように、図１０、１１に示されるように、回転数Ｎに応じた電流ｉの減少率は、拡散モードの方が固定モードよりも小さい。また、補正量Ｋdlyが大きくなるほど、電流ｉの減少率は小さい。そのため、同じ回転数Ｎにおいて、モータ２００に流れる電流ｉを等しくするためには、拡散モードにおける第２補正量Ｋ2は、固定モードにおける第１補正量Ｋ1よりも大きくする必要がある。
【０１９８】
本実施形態においては、拡散モードの補正量Ｋdlyは、第２補正量Ｋ2であり、固定モードの補正量Ｋdlyである第１補正量Ｋ1の１．２５倍であるため、第１補正量Ｋ1よりも大きい。そのため、固定モードと拡散モードとの間でモード変化を行う場合に、電流ｉの変化が生じにくいので、モータ２００のトルク段差などの発生が抑制され、制御特性を向上させることができる。
【０１９９】
本実施形態によれば、以下の効果を得ることができる。
【０２００】
本実施形態の電力制御方法によれば、電力制御装置１００は、ＰＷＭ電圧において発生する位相のずれｔfwdを補償する第１補正量Ｋ1を算出する（Ｓ５０４）。そして、電力制御装置１００は、第１補正量Ｋ1に対してキャリア信号の制御周期ｔtに応じた補正を行うことで補正量Ｋdlyを求め（Ｓ５０８）、補正量Ｋdlyを用いてキャリア信号が増加中か減少中かに応じて前記デューティ指令値を補正する（Ｓ５１４〜５１６）。
【０２０１】
詳細には、図６のフローチャートに示されるように、固定モードであるステップＳ５０５においては、キャリア周期ｔcがｔbase／２であり、補正量Ｋdlyとして第１補正量Ｋ1がそのまま設定される。拡散モードであるステップＳ５０６においては、キャリア周期ｔcがｔbaseであり、補正量Ｋdlyとして第１補正量Ｋ1が１．２５倍された第２補正量Ｋ2が設定される。さらに、ステップＳ５０７においては、キャリア周期ｔcがｔbase／２である場合に、補正量Ｋdlyとしてゼロが設定される。
【０２０２】
ステップＳ５０７の処理において、キャリア周期ｔcがｔbase／２である場合には、サンプリング及びデューティ指令値の算出に要する処理の周期が、キャリア波が山または谷となる間隔よりも短くなる。そのため、キャリア波が山または谷となるタイミングでサンプリングを行うことができない。このような場合において、さらに補正量Ｋdlyを用いてデューティ指令値を補正してしまうと、生成されるＰＷＭ信号のパルス幅が所望の値から乖離してしまい、好ましくない。そこで、キャリア周期ｔcに応じて、第１補正量Ｋ1をゼロとして設定することで、ＰＷＭ信号における指令値との乖離を抑制することができる。これにより、モータ２００の制御精度を向上させることができる。
【０２０３】
本実施形態の電力制御方法によれば、拡散モードにおいては、キャリア周期ｔcがｔbase、ｔbase／２と異なる周期の間で、カウンタに応じた繰り返し規則で切り替えられる。カウンタが０−３であり、キャリア周期ｔcがｔbaseの場合には、補正量Ｋdlyとして第２補正量Ｋ2が用いられる。カウンタが４であり、キャリア周期ｔcがｔbase／２の場合には、補正量Ｋdlyとしてゼロが用いられる。このように、キャリア周期ｔcが異なるキャリア波を所定の繰り返し規則で切り替える場合であっても、最終的に生成されるＰＷＭ信号の全体としての位相の進みと遅れとを相殺できるので、モータ２００の制御精度を向上させることができる。
【０２０４】
より詳細には、第２補正量Ｋ2は、電力制御装置１００における遅延時間であるｔfwdに応じた第１補正量Ｋ1の１．２５（５／４）倍である。これは、カウンタが０−４である５カウントのうち０−３である４カウントにおいて第２補正量Ｋ2が用いられ、カウンタが４である１カウントにおいてゼロが用いられることに起因する。
【０２０５】
５カウントをまとめて考察すれば、５カウントにおいて補正量Ｋdlyが第１補正量Ｋ1となる固定モードと、４カウントにおいて補正量Ｋdlyが第２補正量Ｋ2となり、かつ、１カウントにおいて補正量Ｋdlyがゼロとなる拡散モードとでは、全体として補正量Ｋdlyの総和が等しい。
【０２０６】
このような理由により、拡散モードにおける第２補正量Ｋ2は、キャリア周波数の組み合わせにおいて補正量がゼロとなるキャリア周波数の占める割合に応じて算出される。このように、全体としての遅延を等しくできる。そのため、固定モードと拡散モードとの間における遷移において遅延の差が発生しないので、モード切替に起因するトルク段差の発生を抑制できるので、モータ２００の制御精度を向上させることができる。
【０２０７】
本実施形態の電力制御方法によれば、図６のフローチャートに示されるように、ステップＳ５０７においては、キャリア周期ｔcがｔbase／２である場合に、補正量Ｋdlyとしてゼロが設定される。なお、キャリア周期ｔcがｔbase／２である場合には、山及び谷の間隔はｔbase／４であり、サンプリング及びデューティ指令値の演算時間よりも短い。
【０２０８】
そのため、制御周期ｔtをｔbase／４として、キャリア波が山及び谷の両者のタイミングでサンプリングを開始しようとしても、制御周期ｔtの間においてデューティ指令値の演算が完了しない。そのため、制御周期ｔtを、ｔbase／２とする必要がある。
【０２０９】
このような制御周期ｔtにおいては、ＰＷＭ信号のスイッチングタイミングが２つ存在するので、キャリア信号の増減に応じてデューティ指令値を補正すると、２つのスイッチングタイミングがそれぞれ進み及び遅れるため、所望のパルス幅から乖離してしまう。そこで、拡散モードにおいてキャリア周期ｔcがｔbase／２となり、キャリア波が山及び谷の両者のタイミングでサンプリングを開始できない場合には、補正量Ｋdlyをゼロとして算出することで、ＰＷＭ信号のパルス幅を所望の幅に近づけることができる。これにより、モータ２００の制御精度を向上させることができる。
【０２１０】
本実施形態の電力制御方法によれば、拡散モードにおいては、５カウントのうち１カウントにおいて補正量Ｋdlyがゼロとなり、残りの４カウントにおいては、第１補正量Ｋ1の１．２５倍であり、第１補正量Ｋ1よりも大きい第２補正量Ｋ2が用いられる。
【０２１１】
図１０、１１に示されるように、固定モードにおける回転数の増加に応じた電流の減少率は、拡散モードにおける減少特性よりも、大きい。そのため、同じ回転数Ｎ1でモータ２００を制御する状態において、拡散モードにおいて比較的大きな第２補正量Ｋ2が用いられた場合の電流値ｉ1と、固定モードにおいて第１補正量Ｋ1が用いられた場合の電流値ｉ1とが略等しくなる。
【０２１２】
そのため、固定モードと拡散モードとの間のモード変化に起因して、電流値が略変化しないので、トルク変動を抑制することができる。これにより、モータ２００の制御精度を向上させることができる。
【０２１３】
本実施形態の電力制御方法によれば、図３に示されるように、比較的回転数Ｎが小さく、かつ、比較的トルク指令値Ｔ*が大きい場合に、拡散モードが選択される。回転数Nが小さく高負荷の場合には、インバータの動作に起因する共振により騒音が発生するおそれがある。このような場合に拡散モードが選択され、キャリア波の周期を変化させて一部のキャリア波の周期を短くして高周波数とすることで、騒音の発生を抑制することができる。
【０２１４】
本実施形態の電力制御装置１００によれば、式（５）に示されるように、デューティ指令値Ｄu03*の算出に用いられる補正量Ｋdlyは、固定モードにおいては第１補正量Ｋ1であるとともに、拡散モードにおいては第２補正量Ｋ2またはゼロである。また、式（８）に示されるように、第２補正量Ｋ2は、第１補正量Ｋ1を１．２５倍することで求められる。なお、式（７）にて示されるように、第１補正量Ｋ1には、デッドタイムｔdtに起因する成分が含まれているため、いずれのモードにおいても、補正量Ｋdlyには、デッドタイムｔdtに起因する成分が含まれている。
【０２１５】
図７に示されるように、デューティ指令値Ｄu01*に替えてデューティ指令値Ｄu02*を用いることで、デッドタイムｔdtの半値である「ｔdt／２」だけＰＷＭ信号の位相が変化する。区間ｂのキャリア波の増加区間では位相が進み、区間ｃの減少区間では位相が遅れる。さらに、デューティ指令値Ｄu02*に替えてデューティ指令値Ｄu03*を用いることで、区間ｂの増加区間では、ｔfwdだけスイッチングタイミングが進み。区間ｃの減少区間ではｔfwdだけ位相が進む。
【０２１６】
その結果、デューティ指令値Ｄu01*に替えてデューティ指令値Ｄu03*を用いることで、区間ｂの増加区間では「ｔdt＋ｔdly_c＋ｔdly_s＋ｔdly_cs」だけ位相が進み、区間ｃの減少区間では「ｔdly_c＋ｔdly_s＋ｔdly_cs」だけ位相が進む。ここで、デッドタイム付加に起因するＰＷＭ信号のパルス幅の変化は、区間ｂにおいて発生し、区間ｃにおいて発生しない。
【０２１７】
したがって、区間ｂにおいては、デューティ指令値Ｄu03*を用いることで、予めデッドタイムｔdtだけ、位相が進んでいるので、デッドタイム付加に起因する位相の変化が抑制される。    
【０２１８】
なお、区間ｃにおいては、デッドタイム付加に起因してＰＷＭ信号のパルス幅は変化しないので、デューティ指令値Ｄu03*を用いることにより予めデッドタイムｔdtだけ位相を変化させることは行われてにない。その結果、パルス幅の変化を抑制されるので、電流のサンプリングタイミングがインバータのスイッチングタイミングから時間的に離間でき、検出値におけるＰＷＭ高調波の混入を抑制できるので、ＰＷＭ電圧制御の精度の向上を図ることができる。
【０２１９】
本実施形態の電力制御装置１００によれば、式（７）にて示されるように、第１補正量Ｋ1は、ＰＷＭ信号の伝達回路における遅延時間である伝達遅延ｔdly_c、スイッチング素子の操作に起因する遅延時間である操作遅延ｔdly_s、及び、センサや入力回路などにおけるサンプリングに起因する遅延時間である検出遅延ｔdly_csなどに起因する成分を含む。そのため、第１補正量Ｋ1を用いた補正によりデューティ指令値Ｄu03*が算出されることで、図７に示されるように、ＰＷＭ信号の生成や、実際にモータ２００が電流ｉに流れる際に発生するこれらの遅延を抑制することができる。その結果、検出値におけるＰＷＭ高調波の混入を抑制できるので、ＰＷＭ電圧制御の精度の向上を図ることができる。
【０２２０】
以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【国際調査報告】
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