(57)【要約】  複数の電流源８０４は、それぞれが対応する発光素子７０２と直列に接続される。スイッチングコンバータ８０２は、複数の発光素子７０２と複数の電流源８０４に駆動電圧ＶＯＵＴを供給する。パルス変調器８０６は、複数の電流源７０２の両端間電圧のうち最も小さい電圧がボトムリミット電圧ＶＫまで低下するとオンレベルに遷移し、その後オフレベルに遷移するパルス信号ＳＰを生成する。周波数安定化回路８２０は、パルス信号ＳＰの周波数が目標周波数に近づくようにパルス変調器８０６を制御する。ダミーロード回路８１６は、イネーブル状態において駆動電圧ＶＯＵＴを低下させるように構成され、スイッチングトランジスタ８０３のオフ状態が所定時間持続するとイネーブル状態となり、次のスイッチングトランジスタ８０３のターンオンに応答してディセーブル状態となる。
2020166451.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の発光素子を点灯する点灯回路であって、
それぞれが対応する発光素子と直列に接続されるべき複数の電流源と、
前記複数の発光素子と前記複数の電流源が形成する複数の直列接続回路それぞれの両端間に駆動電圧を供給する降圧型のスイッチングコンバータと、
前記複数の電流源の両端間電圧のうち最も小さい電圧がボトムリミット電圧まで低下するとオンレベルに遷移し、その後オフレベルに遷移するパルス信号を生成するパルス変調器と、
前記パルス信号の周波数が目標周波数に近づくように前記パルス変調器を制御する周波数安定化回路と、
前記パルス信号に応じて前記スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
イネーブル状態において前記駆動電圧を低下させるように構成され、前記スイッチングトランジスタのオフ状態が所定時間、持続するとイネーブル状態となり、次の前記スイッチングトランジスタのターンオンに応答してディセーブル状態となる、ダミーロード回路と、
を備えることを特徴とする点灯回路。
【請求項２】
前記ダミーロード回路は、
前記スイッチングコンバータの出力端子と接地の間に設けられる放電スイッチと、
前記放電スイッチのオン、オフを指示する放電指示信号を生成する放電制御回路と、
を含むことを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
【請求項３】
前記放電制御回路は、前記スイッチングトランジスタのターンオンの発生間隔が前記所定時間より長いときに、放電開始信号をアサートするタイマー回路を含み、前記放電指示信号は前記放電開始信号に応じていることを特徴とする請求項２に記載の点灯回路。
【請求項４】
前記パルス変調器は、前記スイッチングトランジスタをターンオンした後、オン時間の経過後に前記パルス信号をオフレベルに遷移させ、
前記オン時間は、前記パルス信号の周波数が前記目標周波数に近づくようにフィードバック制御されることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項５】
前記パルス変調器は、
前記複数の電流源に対応し、それぞれが、対応する電流源の両端間電圧を前記ボトムリミット電圧と比較する複数のコンパレータと、
前記複数のコンパレータの出力信号を１系統に束ねて、ターンオン信号を生成する論理ゲートと、
前記ターンオン信号に応じてオンレベルに遷移し、前記オン時間の経過後にオフレベルに遷移するパルス信号を生成するパルス発生器と、
を含むことを特徴とする請求項４に記載の点灯回路。
【請求項６】
（i）前記パルス信号に応じて前記スイッチングトランジスタを駆動する第１モードと、（ii）前記パルス発生器をバイパスして、前記ターンオン信号に応じて前記スイッチングトランジスタを駆動する第２モードと、を切り替え可能に構成されることを特徴とする請求項５に記載の点灯回路。
【請求項７】
前記ダミーロード回路は、前記第２モードにおいて無効化されることを特徴とする請求項６に記載の点灯回路。
【請求項８】
前記複数の発光素子と前記複数の電流源はモジュール化されていることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項９】
請求項１から８のいずれかに記載の点灯回路を備えることを特徴とする車両用灯具。
【請求項１０】
スイッチングトランジスタを有する降圧コンバータの制御回路であって、
前記降圧コンバータまたはその負荷の電気的状態を示すフィードバック信号をボトムリミット電圧と比較するコンパレータを含み、前記コンパレータの出力にもとづくターンオン信号に応答してオンレベルに遷移するパルス信号を生成するパルス変調器と、
前記パルス信号の周波数が目標周波数に近づくように前記パルス変調器を制御する周波数安定化回路と、
イネーブル状態において前記降圧コンバータの出力電圧を強制的に低下させるように構成され、前記スイッチングトランジスタのオフ状態が所定時間、持続するとイネーブル状態となり、次の前記スイッチングトランジスタのターンオンに応答してディセーブル状態となる、ダミーロード回路と、
を備えることを特徴とする制御回路。
【請求項１１】
前記負荷は、直列に接続される発光素子および電流源を含み、
前記フィードバック信号は、前記電流源の両端間電圧であることを特徴とする請求項１０に記載の制御回路。
【請求項１２】
前記ダミーロード回路は、
前記降圧コンバータの出力端子と接地の間に設けられる放電スイッチと、
前記放電スイッチのオン、オフを指示する放電指示信号を生成する放電制御回路と、
を含むことを特徴とする請求項１０または１１に記載の制御回路。
【請求項１３】
前記放電制御回路は、前記ターンオン信号の発生間隔が、前記所定時間より長いときに、放電開始信号をアサートするタイマー回路を含み、前記放電指示信号は前記放電開始信号に応じていることを特徴とする請求項１２に記載の制御回路。
【請求項１４】
前記パルス変調器は、前記ターンオン信号に応答してオンレベルに遷移し、オン時間の経過後にオフレベルに遷移する前記パルス信号を生成するパルス発生器を含み、
前記周波数安定化回路は、前記パルス信号の周波数が前記目標周波数に近づくように前記オン時間を制御することを特徴とする請求項１０から１３のいずれかに記載の制御回路。
【請求項１５】
複数の発光素子を点灯する点灯回路であって、
それぞれが対応する発光素子と直列に接続されるべき複数の電流源と、
前記複数の発光素子と前記複数の電流源が形成する複数の直列接続回路それぞれの両端間に駆動電圧を供給する降圧型のスイッチングコンバータと、
前記複数の電流源の両端間電圧のうち最も小さい電圧とボトムリミット電圧との比較結果を示すターンオン信号を生成し、前記ターンオン信号に応じてオンレベルに遷移し、その後オフレベルに遷移するパルス信号を生成するパルス変調器と、
前記パルス信号の周波数が目標周波数に近づくように前記パルス変調器を制御する周波数安定化回路と、
を備え、
第１モードにおいて、前記パルス信号に応じて前記スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタを駆動し、第２モードにおいて、前記ターンオン信号に応じて前記スイッチングトランジスタを駆動することを特徴とする点灯回路。
【請求項１６】
前記点灯回路の動作状態に応じて、モード選択信号を生成するモードセレクタと、
前記パルス信号と前記ターンオン信号を受け、前記モード選択信号に応じた一方を選択するマルチプレクサと、
前記マルチプレクサの出力に応じて前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
をさらに備えることを特徴とする請求項１５に記載の点灯回路。
【請求項１７】
前記モードセレクタは、前記点灯回路が安定動作する定常状態において第１モードを選択し、前記点灯回路の起動直後および急激な負荷変動が発生した直後の少なくとも一方において第２モードを選択することを特徴とする請求項１６に記載の点灯回路。
【請求項１８】
前記モードセレクタは、前記スイッチングコンバータの出力電圧を所定のしきい値電圧と比較するコンパレータを含み、前記出力電圧の方が高いときに前記第１モード、低いときに前記第２モードを選択することを特徴とする請求項１６または１７に記載の点灯回路。
【請求項１９】
前記モードセレクタは、前記ターンオン信号にもとづいて、モードを選択することを特徴とする請求項１６または１７に記載の点灯回路。
【請求項２０】
前記モードセレクタは、前記ターンオン信号のパルス幅が所定のしきい値より短いとき前記第１モードを選択し、長いとき、前記第２モードを選択することを特徴とする請求項１９に記載の点灯回路。
【請求項２１】
イネーブル状態において前記駆動電圧を低下させるように構成され、前記スイッチングトランジスタのオフ状態が所定時間、持続するとイネーブル状態となり、次の前記スイッチングトランジスタのターンオンに応答してディセーブル状態となる、ダミーロード回路をさらに備え、
前記ダミーロード回路は、前記第２モードにおいて無効化されることを特徴とする請求項１５から２０のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項２２】
前記パルス変調器は、前記スイッチングトランジスタをターンオンした後、オン時間の経過後に前記パルス信号をオフレベルに遷移させ、
前記オン時間は、前記パルス信号の周波数が前記目標周波数に近づくようにフィードバック制御されることを特徴とする請求項１５から２１のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項２３】
前記パルス変調器は、
前記複数の電流源に対応し、それぞれが、対応する電流源の両端間電圧を前記ボトムリミット電圧と比較する複数のコンパレータと、
前記複数のコンパレータの出力信号を１系統に束ねて、前記ターンオン信号を生成する論理ゲートと、
前記ターンオン信号に応じてオンレベルに遷移し、オン時間の経過後にオフレベルに遷移するパルス信号を生成するパルス発生器と、
を含むことを特徴とする請求項１５から２２のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項２４】
前記複数の発光素子と前記複数の電流源はモジュール化されていることを特徴とする請求項１５から２３のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項２５】
請求項１５から２３のいずれかに記載の点灯回路を備えることを特徴とする車両用灯具。
【請求項２６】
スイッチングトランジスタを有するスイッチングコンバータの制御回路であって、
前記スイッチングコンバータまたは前記スイッチングコンバータの負荷の電気的状態を示すフィードバック信号をボトムリミット電圧と比較するコンパレータを含み、前記コンパレータの出力にもとづくターンオン信号に応答してオンレベルに遷移するパルス信号を生成するパルス変調器と、
前記パルス信号の周波数が目標周波数に近づくように前記パルス変調器を制御する周波数安定化回路と、
前記スイッチングコンバータの動作状態に応じて、モード選択信号を生成するモードセレクタと、
前記パルス信号と前記ターンオン信号を受け、前記モード選択信号が第１モードを示すとき前記パルス信号を選択し、第２モードを示すとき前記ターンオン信号を選択するマルチプレクサと、
前記マルチプレクサの出力に応じて前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
を備えることを特徴とする制御回路。
【請求項２７】
前記負荷は、直列に接続される発光素子および電流源を含み、
前記フィードバック信号は、前記電流源の両端間電圧であることを特徴とする請求項２６に記載の制御回路。
【請求項２８】
前記モードセレクタは、前記スイッチングコンバータが安定動作する定常状態において前記第１モードを選択し、前記スイッチングコンバータの起動直後および急激な負荷変動が発生した直後の少なくとも一方において前記第２モードを選択することを特徴とする請求項２６または２７に記載の制御回路。
【請求項２９】
前記モードセレクタは、前記スイッチングコンバータの出力電圧を所定のしきい値電圧と比較するコンパレータを含み、前記出力電圧の方が高いときに前記第１モード、低いときに前記第２モードを選択することを特徴とする請求項２６または２７に記載の制御回路。
【請求項３０】
前記モードセレクタは、前記ターンオン信号にもとづいて、モードを選択することを特徴とする請求項２６または２７に記載の制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方式として、ヒステリシス制御（Bang-Bang制御）、ボトム検出オン時間固定方式あるいはピーク検出オフ時間固定方式などのリップル制御が知られている。リップル制御は、エラーアンプを含むフィードバックループが存在せず、遅延が原理的に少ないため、高速応答性が求められる用途において採用される。【０００３】
リップル制御は、スイッチング周波数が負荷や入力電圧に応じて変動する。車載機器では、電磁ノイズの周波数が規定されており、リップル制御を採用しにくいという問題があった。この問題を解決するために、スイッチング周波数が目標周波数に近づくように、オン時間をフィードバック制御するループを追加したリップル制御が提案されている（特許文献１参照）。【０００４】
図１は、周波数安定化制御が組み込まれたスイッチング電源のブロック図である。スイッチング電源５００Ｒは、降圧コンバータ５１０と、その制御回路（コンバータコントローラ）５２０Ｒを備える。降圧コンバータ５１０は、負荷５０２に駆動信号（駆動電圧ＶＯＵＴあるいは駆動電流ＩＯＵＴ）を供給する。制御回路５２０Ｒには、負荷５０２の制御対象となる電気的状態を示すフィードバック信号ＶＦＢがフィードバックされる。【０００５】
制御回路５２０Ｒは、ボトム検出オン時間固定方式の変形であり、フィードバック信号ＶＦＢが所定のボトムしきい値ＶＫまで低下すると、降圧コンバータ５１０のスイッチングトランジスタ５１２をターンオンし、オン時間ＴＯＮの経過後に、スイッチングトランジスタ５１２をターンオフする。制御回路５２０Ｒは、スイッチングトランジスタ５１２のスイッチング周波数を監視し、所定の目標周波数に近づくように、オン時間ＴＯＮをフィードバック制御する。【０００６】
コンパレータ５２２は、フィードバック信号ＶＦＢをボトムしきい値ＶＫと比較し、ＶＦＢ＜ＶＫのときアサート（たとえばハイ）となるターンオン信号ＳＯＮを生成する。パルス発生器５２４は、ターンオン信号ＳＯＮのアサートから、オン時間ＴＯＮの間、オンレベル（たとえばハイ）となり、その後オフレベル（たとえばロー）に遷移するパルス信号ＳＰを生成する。ドライバ５２６は、パルス信号ＳＰにもとづくゲート信号ＳＧを発生し、スイッチングトランジスタ５１２を駆動する。【０００７】
周波数検出器５２８は、パルス信号ＳＰあるいはドライバ５２６の出力信号ＳＧを監視し、その周波数を示す周波数検出信号ＶＦＲＥＱを生成する。オン時間調節部５３０は、周波数検出信号ＶＦＲＥＱが所定の目標レベルＶＦＲＥＱ（ＲＥＦ）に近づくように、パルス発生器５２４のオン時間ＴＯＮを調節する。【０００８】
図２は、図１のスイッチング電源５００Ｒの動作波形図である。パルス信号ＳＰがハイの区間、スイッチングトランジスタ５１２がオンとなり、フィードバック信号ＶＦＢが上昇する。反対にパルス信号ＳＰがローの期間、スイッチングトランジスタ５１２がオフとなり、フィードバック信号ＶＦＢが低下する。フィードバック信号ＶＦＢの低下速度は、出力電流ＩＯＵＴに依存して変化し、フィードバック信号ＶＦＢの上昇速度は、入力電圧ＶＩＮに依存する。この波形図では、コンパレータ５２２の遅延を無視している。【０００９】
図２には、出力電流ＩＯＵＴに依存して、下降速度が変化する様子が示される。フィードバック信号ＶＦＢの上昇速度は一定としている。出力電流ＩＯＵＴが減少してフィードバック信号ＶＦＢの下降速度が遅くなるほど、オン時間ＴＯＮが短くなるようにフィードバックがかかり、スイッチング周期ＴＰが安定化される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】国際公開ＷＯ２０１７／０２２６３３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明者らは、周波数安定化制御が組み込まれたコンバータについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。【００１２】
（課題１）
図３は、周波数安定化制御の限界を説明する図である。コンパレータ５２２やパルス発生器５２４の応答遅延に起因して、パルス信号ＳＰのオン時間は、とある最小幅ＴＯＮ（ＭＩＮ）より狭くならない。実線（i）は、パルス信号ＳＰのオン時間が最小幅となったときの動作を示す。【００１３】
出力電流ＩＯＵＴが実線（i）のときより小さくなると、フィードバック信号ＶＦＢの下降スロープの傾きがさらに小さくなる。理想的には、破線（ii）で示すように、パルス信号ＳＰのパルス幅が最小幅ＴＯＮ（ＭＩＮ）より短くなれば、周期ＴＰは一定に保たれる。しかしながら実際には、一点鎖線（iii）で示すように、パルス信号ＳＰのパルス幅はオン時間ＴＯＮ（ＭＩＮ）に制限されるため、スイッチングの周期ＴＰ’は、理想的な周期ＴＰよりも長くなる。このように、周波数安定化制御には限界が存在する。【００１４】
同様の問題は、入力電圧ＶＩＮが変動した場合においても生じうる。【００１５】
（課題２）
本発明者らは、周波数安定化制御が組み込まれたコンバータについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。【００１６】
図４は、図１のスイッチング電源５００Ｒの起動動作を示す波形図である。ここでは説明の簡潔化のため、ＶＯＵＴ＝ＶＦＢとする。時刻ｔ０にスイッチング電源５００Ｒの電源がオンとなり、起動が指示される。起動直後は、出力電圧ＶＯＵＴが低く、ＶＦＢ＜ＶＢＯＴＴＯＭとなっている。これにより、ターンオン信号ＳＯＮがハイレベルに遷移し、スイッチングトランジスタ５１２がオンとなる。周波数安定化制御がかかっていると、オン時間ＴＯＮは目標周期より短い。この有限のオン時間ＴＯＮの間、出力電圧ＶＯＵＴ（フィードバック信号ＶＦＢ）はわずかに上昇するものの、フィードバック信号ＶＦＢがボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭを超えることができない（ＶＦＢ＜ＶＢＯＴＴＯＭ）。時刻ｔ１にスイッチングトランジスタがターンオフすると、フィードバック信号ＶＦＢが低下する。したがって、ＶＦＢ＜ＶＢＯＴＴＯＭの状態が維持され、ターンオン信号ＳＯＮはハイレベルを維持し続ける。パルス発生器５２４は、ターンオン信号ＳＯＮの遷移（ポジエッジ）に応答して、パルス信号ＳＰをオンレベルに遷移させるところ、ターンオン信号ＳＯＮがハイに固定されると、スイッチングトランジスタ５１２のスイッチングが停止する。【００１７】
この問題を解決するために、特許文献１には、ドライバ５２６の前段に、ターンオン信号ＳＯＮとパルス信号ＳＰの論理和を生成するＯＲゲートを挿入する技術が開示される。【００１８】
この技術によれば、起動直後のスイッチング停止を防止することができる。しかしながら、スイッチング周波数の目標値によっては、周波数安定制御がうまく働かなくなる場合がある。具体的には、スイッチング周波数の目標値が高い（スイッチング周期の目標値が短い）状況では、オン時間ＴＯＮも短くなる。そうすると、ターンオン信号ＳＯＮのパルス幅が、パルス発生器５２４が生成するパルス信号ＳＰのパルス幅（すなわちオン時間ＴＯＮ）より長くなり、駆動に使用されるパルス信号ＳＰ’のパルス幅は、ターンオン信号ＳＯＮのパルス幅が優先され、周波数制御が効かなくなってしまう。つまり従来技術では、スイッチング周波数の目標値に制約が存在する。【００１９】
本発明のある態様は課題１に鑑みてなされたものであり、その例示的な目的のひとつは、幅広い入力電圧範囲および負荷変動範囲において周波数を安定化可能なＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路、それを用いた点灯回路の提供にある。【００２０】
本発明の別の態様は、課題２に鑑みてなされたものであり、その例示的な目的のひとつは、起動時や負荷変動時における安定性を改善したＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路、それを用いた点灯回路の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
１．  本発明のある態様は、複数の発光素子を点灯する点灯回路に関する。点灯回路は、それぞれが対応する発光素子と直列に接続されるべき複数の電流源と、複数の発光素子と複数の電流源が形成する複数の直列接続回路それぞれの両端間に駆動電圧を供給する降圧型のスイッチングコンバータと、複数の電流源のいずれかの両端間電圧が目標電圧に近づくように、かつスイッチングコンバータのスイッチングトランジスタの周波数が目標周波数に近づくように、スイッチングトランジスタを制御するリップル制御方式のコンバータコントローラと、イネーブル状態において駆動電圧を低下させるように構成され、スイッチングトランジスタのオフ状態が所定時間、持続するとイネーブル状態となり、次のスイッチングトランジスタのターンオンに応答してディセーブル状態となる、ダミーロード回路と、を備える。【００２２】
本発明の別の態様は、スイッチングトランジスタを有する降圧コンバータの制御回路に関する。制御回路は、降圧コンバータまたはその負荷の電気的状態を示すフィードバック信号をボトムリミット電圧と比較するコンパレータと、コンパレータの出力にもとづくターンオン信号に応答してオンレベルに遷移し、オン時間の経過後にオフレベルに遷移するパルス信号を生成するパルス発生器と、パルス信号の周波数が目標周波数に近づくようにオン時間を調節する周波数安定化回路と、イネーブル状態において降圧コンバータの出力電圧を強制的に低下させるように構成され、スイッチングトランジスタのオフ状態が所定時間、持続するとイネーブル状態となり、次のスイッチングトランジスタのターンオンに応答してディセーブル状態となる、ダミーロード回路と、を備える。【００２３】
本発明のさらに別の態様もまた、スイッチングトランジスタを有する降圧コンバータの制御回路に関する。制御回路は、降圧コンバータまたはその負荷の電気的状態を示すフィードバック信号をボトムリミット電圧と比較するコンパレータと、コンパレータの出力にもとづくターンオン信号に応答してオンレベルに遷移し、オン時間の経過後にオフレベルに遷移するパルス信号を生成するパルス発生器と、パルス信号の周波数が目標周波数に近づくようにオン時間を調節する周波数安定化回路と、（i）パルス信号に応じてスイッチングトランジスタを駆動する第１モードと、（ii）パルス発生器をバイパスして、ターンオン信号に応じてスイッチングトランジスタを駆動する第２モードと、を切り替えるセレクタと、を備える。【００２４】
２．  本発明のある態様は、複数の発光素子を点灯する点灯回路に関する。点灯回路は、それぞれが対応する発光素子と直列に接続されるべき複数の電流源と、複数の発光素子と複数の電流源が形成する複数の直列接続回路それぞれの両端間に駆動電圧を供給する降圧型のスイッチングコンバータと、複数の電流源の両端間電圧のうち最も小さい電圧とボトムリミット電圧との比較結果を示すターンオン信号を生成し、ターンオン信号に応じてオンレベルに遷移し、その後オフレベルに遷移するパルス信号を生成するパルス変調器と、パルス信号の周波数が目標周波数に近づくようにパルス変調器を制御する周波数安定化回路と、を備える。第１モードにおいて、パルス信号に応じてスイッチングコンバータのスイッチングトランジスタを駆動し、第２モードにおいて、ターンオン信号に応じてスイッチングトランジスタを駆動する。【００２５】
本発明の別の態様は、スイッチングトランジスタを有するスイッチングコンバータの制御回路に関する。この制御回路は、スイッチングコンバータまたはスイッチングコンバータの負荷の電気的状態を示すフィードバック信号をボトムリミット電圧と比較するコンパレータを含み、コンパレータの出力にもとづくターンオン信号に応答してオンレベルに遷移するパルス信号を生成するパルス変調器と、パルス信号の周波数が目標周波数に近づくようにパルス変調器を制御する周波数安定化回路と、スイッチングコンバータの動作状態に応じて、モード選択信号を生成するモードセレクタと、パルス信号とターンオン信号を受け、モード選択信号が第１モードを示すときパルス信号を選択し、第２モードを示すときターンオン信号を選択するマルチプレクサと、マルチプレクサの出力に応じてスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、を備える。【００２６】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００２７】
本発明のある態様によれば、幅広い入力電圧範囲および負荷変動範囲において周波数を安定化できる。また別の態様によれば、起動時や負荷変動時における安定性を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】周波数安定化制御が組み込まれたスイッチング電源のブロック図である。
【図２】図１のスイッチング電源の動作波形図である。
【図３】周波数安定化制御の限界を説明する図である。
【図４】図１のスイッチング電源の起動動作を示す波形図である。
【図５】実施の形態１に係るスイッチング電源の回路図である。
【図６】図５のスイッチング電源の動作波形図である。
【図７】図５の放電制御回路の構成例を示す回路図である。
【図８】実施の形態２に係る制御回路を備えるスイッチング電源の回路図である。
【図９】図８の放電制御回路の構成例を示す回路図である。
【図１０】モードセレクタの第１の構成例を示す回路図である。
【図１１】図１０のモードセレクタを備えるスイッチング電源の動作波形図である。
【図１２】モードセレクタの第２の構成例を示す回路図である。
【図１３】図１２のモードセレクタを備えるスイッチング電源の動作波形図である。
【図１４】実施の形態３に係るスイッチング電源の回路図である。
【図１５】図１４のスイッチング電源の起動動作を説明する図である。
【図１６】モードセレクタの第１の構成例を示す回路図である。
【図１７】図１６のモードセレクタを備えるスイッチング電源の動作波形図である。
【図１８】モードセレクタの第２の構成例を示す回路図である。
【図１９】図１８のモードセレクタを備えるスイッチング電源の動作波形図である。
【図２０】実施の形態４に係るスイッチング電源の回路図である。
【図２１】図２０のスイッチング電源の動作波形図である。
【図２２】放電制御回路の構成例を示す回路図である。
【図２３】実施の形態に係る車両用灯具のブロック図である。
【図２４】実施の形態に係る電流ドライバＩＣおよびその周辺回路の回路図である。
【図２５】電流ドライバＩＣの動作波形図である。
【図２６】ドライバ一体化光源の平面図および断面図である。
【図２７】パルス変調器の変形例の回路図である。
【図２８】変形例３に係る車両用灯具の一部のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００３０】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００３１】
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００３２】
また本明細書において、電圧信号、電流信号などの電気信号、あるいは抵抗、キャパシタなどの回路素子に付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは抵抗値、容量値を表すものとする。
【００３３】
本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。
【００３４】
（実施の形態１）
図５は、実施の形態１に係るスイッチング電源５００Ａの回路図である。スイッチング電源５００Ａは、降圧コンバータ５１０と、制御回路６００Ａと、を備える。スイッチング電源５００Ａには、スイッチＳＷを介して、バッテリあるいはその他の直流電源からの直流電圧ＶＩＮが供給される。
【００３５】
降圧コンバータ５１０は、負荷５０２に駆動信号（駆動電圧あるいは駆動電流）を供給する。制御回路６００Ａには、負荷５０２の制御対象となる電気的状態を示すフィードバック信号ＶＦＢがフィードバックされる。
【００３６】
その限りでないが、負荷５０２は、直列に接続される発光素子５０４と電流源５０６を含む。電流源５０６は、発光素子５０４に流れる電流ＩＤＲＶを、目標となる輝度に応じた電流量に維持する。この場合において、フィードバック信号ＶＦＢは、電流源５０６の両端間電圧であってもよい。出力電圧ＶＯＵＴとフィードバック信号ＶＦＢの間には、以下の関係式が成り立つ。ＶＦは発光素子５０４の順方向電圧（電圧降下）である。
ＶＯＵＴ＝ＶＦＢ＋ＶＦ
【００３７】
制御回路６００Ａは、パルス変調器６１０、周波数安定化回路６２０、ドライバ６３０、ダミーロード回路６４０を備える。パルス変調器６１０は、降圧コンバータ５１０またはその負荷５０２の電気的状態を示すフィードバック信号ＶＦＢをボトムリミット電圧ＶＫと比較するコンパレータ６１２を含む。パルス変調器６１０は、コンパレータ６１２の出力にもとづくターンオン信号ＳＯＮに応答してオンレベル（たとえばハイ）に遷移するパルス信号ＳＰを生成する。
【００３８】
周波数安定化回路６２０は、パルス信号ＳＰの周波数が目標周波数に近づくようにパルス変調器６１０を制御する。
【００３９】
本実施の形態においてパルス変調器６１０は、ボトム検出オン時間固定方式の変形であり、フィードバック信号ＶＦＢが所定のボトムしきい値ＶＫまで低下すると、降圧コンバータ５１０のスイッチングトランジスタ５１２をターンオンし、オン時間ＴＯＮの経過後に、スイッチングトランジスタ５１２をターンオフする。パルス変調器６１０は、スイッチングトランジスタ５１２のスイッチング周波数を監視し、所定の目標周波数ｆＲＥＦに近づくように、オン時間ＴＯＮをフィードバック制御する。
【００４０】
パルス変調器６１０は、コンパレータ６１２に加えて、パルス発生器６１４を備える。コンパレータ６１２は、フィードバック信号ＶＦＢをボトムしきい値ＶＫと比較し、ＶＦＢ＜ＶＫのときアサート（たとえばハイ）となるターンオン信号ＳＯＮを生成する。パルス発生器６１４は、ターンオン信号ＳＯＮのアサートから、オン時間ＴＯＮの間、オンレベル（たとえばハイ）となり、その後オフレベル（たとえばロー）に遷移するパルス信号ＳＰを生成する。たとえばパルス発生器６１４は、パルス幅（時定数）が可変であるワンショットマルチバイブレータで構成してもよいし、アナログあるいはデジタルのタイマー回路で構成してもよい。
【００４１】
周波数安定化回路６２０は、パルス信号ＳＰの周波数が目標周波数ｆＲＥＦに近づくように、フィードバックによりオン時間ＴＯＮを調節する。周波数検出器６２２は、パルス信号ＳＰを監視し、その周波数を示す周波数検出信号ＶＦＲＥＱを生成する。周波数検出器６２２は、パルス信号ＳＰに代えて、ゲート信号ＳＧあるいはターンオン信号ＳＯＮにもとづいて周波数検出信号ＶＦＲＥＱを生成してもよい。
【００４２】
オン時間調節回路６２４は、周波数検出信号ＶＦＲＥＱが所定の目標レベルＶＦＲＥＱ（ＲＥＦ）に近づくように、パルス発生器６１４のオン時間ＴＯＮを調節する。なおパルス信号ＳＰの周波数が目標値に安定化されているときの周期ＴＰを、目標周期ＴＰ（ＲＥＦ）といい、ＴＰ（ＲＥＦ）＝１／ｆＲＥＦの関係が成り立つ。
【００４３】
オン時間調節回路６２４は、周波数検出信号ＶＦＲＥＱとその目標レベルＶＦＲＥＱ（ＲＥＦ）の誤差を生成するエラーアンプを含み、エラーアンプの出力にもとづいてオン時間ＴＯＮが調節されてもよい。
【００４４】
周波数検出器６２２やオン時間調節回路６２４の構成は特に限定されず、特許文献１に記載される、あるいは将来利用可能な公知技術を用いればよい。
【００４５】
ドライバ６３０は、パルス信号ＳＰにもとづいてスイッチングトランジスタ５１２を駆動する。スイッチングトランジスタ５１２がＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの場合、ドライバ６３０はパルス信号ＳＰを反転し、ゲート信号ＳＧを生成する。スイッチングトランジスタ５１２がＮチャンネルＭＯＳＦＥＴの場合、ドライバ６３０はパルス信号ＳＰをレベルシフトし、ゲート信号ＳＧを生成する。
【００４６】
続いてダミーロード回路６４０について説明する。ダミーロード回路６４０は、イネーブル状態において降圧コンバータ５１０の出力電圧ＶＯＵＴを強制的に低下させるように構成される。またダミーロード回路６４０は、スイッチングトランジスタ５１２のオフ状態が所定時間τ、持続するとイネーブル状態となり、次のスイッチングトランジスタ５１２のターンオンに応答してディセーブル状態となる。所定時間τは、目標周期ＴＲＥＦと同じかそれより長く規定することができる。
【００４７】
ダミーロード回路６４０は、たとえば放電スイッチ６４２、抵抗６４４、放電制御回路６５０を含む。放電制御回路６５０は、放電スイッチ６４２のオン、オフを指示する放電指示信号ＳＤＩＳを生成する。その限りでないが放電スイッチ６４２は、放電指示信号ＳＤＩＳがハイのときにオン、ローのときにオフするものとする。放電スイッチ６４２のオンの間、降圧コンバータ５１０の出力部に設けられるキャパシタ５１４が放電され、出力電圧ＶＯＵＴが低下する。
【００４８】
抵抗６４４は、キャパシタ５１４の放電速度、すなわち出力電圧ＶＯＵＴの低下速度を調節するために調整される。抵抗６４４を省略して、放電スイッチ６４２の抵抗値を最適化してもよい。あるいはダミーロード回路６４０は、放電指示信号ＳＤＩＳに応じてオン、オフが切り替え可能な電流源で構成してもよい。放電制御回路６５０は、ターンオン信号ＳＯＮ、パルス信号ＳＰあるいはゲート信号ＳＧにもとづいて、放電指示信号ＳＤＩＳを生成する。
【００４９】
以上がスイッチング電源５００Ａの構成である。続いてその動作を説明する。図６は、図５のスイッチング電源５００Ａの動作波形図である。時刻ｔ０より前は、ダミーロード回路６４０はディセーブル状態であり、周波数安定化回路６２０によって、スイッチング周期ＴＰが一定に保たれている。このときのオン時間ＴＯＮは、最小オン時間ＴＯＮ（ＭＩＮ）であるとする。
【００５０】
時刻ｔ０以降、時刻ｔ０より前に比べて、入力電圧ＶＩＮがさらに上昇するものとする。周波数安定化回路６２０は、スイッチング周期ＴＰを目標値ＴＰ（ＲＥＦ）に保つために、オン時間ＴＯＮをさらに短く調整しようとするが、すでにオン時間ＴＯＮは最小値ＴＯＮ（ＭＩＮ）となっており、それより短くならない。したがって、出力電圧ＶＯＵＴおよびフィードバック信号ＶＦＢは大きく上昇する。そして時刻ｔ１にパルス信号ＳＰはオフレベルに遷移する。
【００５１】
スイッチングトランジスタ５１２のオフ期間において、出力電圧ＶＯＵＴおよびフィードバック信号ＶＦＢが低下していく。そして、時刻ｔ０から所定時間τ経過後の時刻ｔ２に、放電指示信号ＳＤＩＳがアサートされる。放電指示信号ＳＤＩＳのアサートに応答して、ダミーロード回路６４０がイネーブル状態となり、出力電圧ＶＯＵＴを強制的に低下させる。出力電圧ＶＯＵＴの低下にともない、フィードバック信号ＶＦＢも強制的に低下する。そして時刻ｔ２から放電時間ΔＴ直後の時刻ｔ３に、フィードバック信号ＶＦＢがボトムリミット電圧ＶＫまで低下すると、ターンオン信号ＳＯＮがアサートされ、パルス信号ＳＰがオンレベルとなる。放電時間ΔＴは、ダミーロード回路６４０の放電能力に応じて設定できる。
【００５２】
またターンオン信号ＳＯＮのアサートに応答して、放電指示信号ＳＤＩＳはネゲートされ、ダミーロード回路６４０はディセーブル状態となる。
【００５３】
制御回路６００Ａは、時刻ｔ０〜ｔ３の動作を繰り返す。以上がスイッチング電源５００Ａの動作である。
【００５４】
制御回路６００Ａによれば、時刻ｔ０以降のスイッチング周期ＴＰ”を、
ＴＰ”＝τ＋ΔＴ
に安定化することができる。
【００５５】
図６では、入力電圧ＶＩＮが上昇したときの動作を説明したが、負荷電流ＩＯＵＴが減少する軽負荷時においても同じ効果が得られる。
【００５６】
このように、実施の形態１に係るスイッチング電源５００Ａによれば、入力電圧ＶＩＮの上昇や、出力電流ＩＯＵＴの減少に起因してスイッチング周期ＴＰが長くなりすぎるのを防止し、周波数の安定性を高めることができる。
【００５７】
スイッチング電源５００Ａの利点は、以下の比較技術との対比によって明確となる。比較技術と本実施の形態では、ダミーロード回路６４０の制御が異なる。具体的には比較技術では、スイッチングトランジスタ５１２のオフ状態が所定時間持続したときに、ダミーロード回路６４０をイネーブル状態にセットする。
【００５８】
比較技術では、出力電流ＩＯＵＴの減少にともなうスイッチング周期ＴＰの増加を抑制することができる。しかしながら、入力電圧ＶＩＮの上昇と出力電流ＩＯＵＴの減少が同時に発生した場合、すなわちフィードバック信号ＶＦＢの上りスロープの傾きと下りスロープの傾きの両方が小さくなった場合に、スイッチング周期ＴＰが目標値ＴＰ（ＲＥＦ）よりも長くなってしまい、周波数を安定化することができなくなる。
【００５９】
本実施の形態によれば、入力電圧ＶＩＮの上昇と出力電流ＩＯＵＴの減少が同時に発生した場合においても、周波数を安定化することが可能である。
【００６０】
本発明は、図５のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、方法に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や実施例を説明する。
【００６１】
図７は、図５の放電制御回路６５０の構成例を示す回路図である。放電制御回路６５０は、タイマー回路６５２とフリップフロップ６５４を含む。タイマー回路６５２は、スイッチングトランジスタのターンオンの発生間隔、すなわちターンオン信号ＳＯＮの発生間隔（もしくはパルス信号ＳＰのポジエッジの発生間隔）が、所定時間τより長いときに、放電開始信号ＳＳＴＡＲＴをアサートする。タイマー回路６５２は、リトリガ可能であり、ターンオン信号ＳＯＮのアサートの間隔が所定時間τを超えると、放電開始信号ＳＳＴＡＲＴをワンショット出力する。
【００６２】
フリップフロップ６５４は、放電開始信号ＳＳＴＡＲＴに応じてセットされ、次のターンオン信号ＳＯＮ（あるいはパルス信号ＳＰ）に応じてリセットされるＳＲフリップフロップであってもよい。
【００６３】
（実施の形態２）
図８は、実施の形態２に係る制御回路６００Ｂを備えるスイッチング電源５００Ｂの回路図である。
【００６４】
制御回路６００Ｂは、（i）パルス信号ＳＰに応じてスイッチングトランジスタ５１２を駆動する第１モードと、（ii）パルス発生器６１４をバイパスして、ターンオン信号ＳＯＮに応じてスイッチングトランジスタ５１２を駆動する第２モードと、を切り替え可能に構成される。
【００６５】
モードの切り替えのために、ドライバ６３０の前段に、セレクタ（マルチプレクサ）６３２が設けられる。マルチプレクサ６３２は、パルス信号ＳＰとターンオン信号ＳＯＮを受け、モード選択信号ＭＯＤＥに応じた一方を選択する。第１モードにおいてモード選択信号ＭＯＤＥはロー、第２モードにおいてモード選択信号ＭＯＤＥはハイであるものとする。
【００６６】
モードセレクタ６６０は、スイッチング電源５００Ｂの動作状態に応じて、モード選択信号ＭＯＤＥを生成する。より具体的にはモードセレクタ６６０は、スイッチング電源５００Ｂが安定動作する定常状態において第１モードを選択し、スイッチング電源５００Ｂの起動直後や急激な負荷変動が発生した直後、言い換えれば、スイッチング電源５００Ｂの過渡状態において第２モードを選択する。
【００６７】
第２モードでは、ターンオン信号ＳＯＮがハイの期間、スイッチングトランジスタ５１２がオンとなり、ターンオン信号ＳＯＮがローの期間、スイッチングトランジスタ５１２がオフとなる。
【００６８】
ダミーロード回路６４０を、スイッチング電源５００Ｂの動作状態にかかわらず、常に有効にしておくと、好ましくない状況が存在する。具体的には、スイッチング電源５００Ｂの起動直後は、スイッチング周波数を安定化することよりも、出力電圧ＶＯＵＴを急速に立ち上げることを優先すべきである。また負荷変動時も同様であり、速やかに負荷変動に応答することを優先すべきである。ダミーロード回路６４０は、第２モードにおいて無効化される。
【００６９】
たとえば放電制御回路６５０Ｂにモード選択信号ＭＯＤＥを与えておき、第２モードが選択される間、放電指示信号ＳＤＩＳをローに固定してもよい。
【００７０】
図９は、図８の放電制御回路６５０Ｂの構成例を示す回路図である。放電制御回路６５０Ｂは、図７の放電制御回路６５０に加えて、論理ゲート６５６を備える。論理ゲート６５６は、モード選択信号ＭＯＤＥが第２モードを指示する間、放電開始信号ＳＳＴＡＲＴをマスクする。論理ゲート６５６は、放電開始信号ＳＳＴＡＲＴとモード選択信号ＭＯＤＥの論理レベルに応じて構成すればよく、この例ではインバータとＡＮＤゲートの組み合わせで構成される。
【００７１】
図１０は、モードセレクタ６６０の第１の構成例（６６０Ａ）を示す回路図である。モードセレクタ６６０Ａは、出力電圧ＶＯＵＴを所定のしきい値電圧ＶＴＨと比較するコンパレータ６６２を含み、ＶＯＵＴ＞ＶＴＨのときにモード選択信号ＭＯＤＥをローとして第１モードを選択し、ＶＯＵＴ＜ＶＴＨのときにモード選択信号ＭＯＤＥをハイとして第２モードを選択する。コンパレータ６６２は、出力電圧ＶＯＵＴを直接、しきい値ＶＴＨと比較してもよいし、図１０に示すように、分圧後の出力電圧ＶＯＵＴ’をスケーリングしたしきい値ＶＴＨ’と比較してもよい。
【００７２】
これにより、起動直後の出力電圧ＶＯＵＴが低い状態において、第２モードを選択することができる。なおコンパレータ６６２はヒステリシスコンパレータであることが好ましく、上側のしきい値を第１レベルＶ１、下側のしきい値を第２レベルＶ２とする。
【００７３】
図１１は、図１０のモードセレクタ６６０Ａを備えるスイッチング電源５００Ｂの動作波形図である。時刻ｔ０にスイッチング電源５００Ｂの起動が開始する。起動直後においてＶＯＵＴ＜Ｖ１であるから、モード選択信号ＭＯＤＥはハイであり、第２モードが選択される。したがって、スイッチングトランジスタ５１２は、ターンオン信号ＳＯＮにもとづいてオンを持続し、出力電圧ＶＯＵＴが上昇する。
【００７４】
時刻ｔ１に、出力電圧ＶＯＵＴが第１レベルＶ１を超えると、モード選択信号ＭＯＤＥがローとなり、第１モードが選択される。またしきい値電圧ＶＴＨは第２レベルＶ２に遷移する。第１モードでは、パルス信号ＳＰにもとづいてスイッチングトランジスタ５１２が一定の周波数でスイッチングする。
【００７５】
なお、パルス信号ＳＰがハイとなってから、出力電圧ＶＯＵＴが上昇に転ずるまでには遅延τＤＥＬＡＹが存在する。図６ではこの遅延τＤＥＬＡＹを無視した波形を示したが、図１１にはこの遅延τＤＥＬＡＹを考慮した波形が示される。
【００７６】
時刻ｔ２に異常が発生する。この異常により出力電圧ＶＯＵＴが低下すると、時刻ｔ３に出力電圧ＶＯＵＴが第２レベルＶ２のしきい値ＶＴＨを下回る。これによりモード選択信号ＭＯＤＥがハイとなり、第２モードが選択される。そしてパルス幅の長いターンオン信号ＳＯＮによってスイッチングトランジスタ５１２がオンとなるため、出力電圧ＶＯＵＴの電圧レベルを速やかに回復させることができる。
【００７７】
時刻ｔ４に出力電圧ＶＯＵＴが第１レベルＶ１のしきい値ＶＴＨを超えると、モード選択信号ＭＯＤＥはローとなり第１モードに復帰する。時刻ｔ５以降は、通常の回路動作に復帰する。
【００７８】
第２モードが選択される時刻ｔ１より前、あるいは期間ｔ３〜ｔ４において、スイッチング周期は、目標周期ＴＰ（ＲＥＦ）より長くなっており、ターンオン信号ＳＯＮの発生周期は、所定時間τより長いため、ダミーロード回路６４０がイネーブル状態となる条件を満たしている。もし、このときにダミーロード回路６４０が有効であれば、一点鎖線で示すように、起動中にダミーロード回路６４０がイネーブル状態となって、出力電圧ＶＯＵＴが強制的に低下し、起動の妨げとなる。
【００７９】
図８の制御回路６００Ｂによれば、第２モードにおいて、ダミーロード回路６４０が無効化されるため、実線で示すように出力電圧ＶＯＵＴを速やかに上昇させることができる。
【００８０】
図１２は、モードセレクタ６６０の第２の構成例（６６０Ｂ）を示す回路図である。モードセレクタ６６０Ｂは、コンパレータ６１２が生成するターンオン信号ＳＯＮのパルス幅にもとづいて、モードを選択する。具体的には、ターンオン信号ＳＯＮのパルス幅が所定のしきい値τｔｂより短いとき第１モードを選択し、ターンオン信号ＳＯＮのパルス幅が所定のしきい値τｔｂより長いとき第２モードを選択する。
【００８１】
モードセレクタ６６０Ｂは、パルス幅測定器６６４およびコンパレータ６６６を含む。パルス幅測定器６６４は、ターンオン信号ＳＯＮのパルス幅（ハイ区間の長さ）に応じた電圧レベルを有する電圧信号ＶＴｏｎを生成する。パルス幅測定器６６４の構成は特に限定されないが、キャパシタと、ターンオン信号ＳＯＮがハイレベルの間、キャパシタを充電する充電回路と、を含んでもよい。
【００８２】
コンパレータ６６６は、電圧信号ＶＴｏｎをしきい値τｔｂに対応するしきい値電圧Ｖｔｂと比較し、モード選択信号ＭＯＤＥを出力する。なおパルス幅測定器６６４をデジタルカウンタに置換し、コンパレータ６６６をデジタルコンパレータで構成してもよい。
【００８３】
図１３は、図１２のモードセレクタ６６０Ｂを備えるスイッチング電源５００Ｂの動作波形図である。時刻ｔ０にスイッチング電源５００Ｂの起動が開始する。起動直後において、ＶＦＢ＜ＶＫであるから、ターンオン信号ＳＯＮはハイとなる。したがってパルス幅を示す電圧信号ＶＴｏｎが上昇していく。時刻ｔ１に、パルス幅がしきい値τｔｂを超えると、すなわちＶＴｏｎ＞Ｖｔｂとなると、モード選択信号ＭＯＤＥがハイとなる。これにより第２モードとなり、スイッチングトランジスタ５１２がターンオンし、継続的なオンにより、出力電圧ＶＯＵＴおよびフィードバック信号ＶＦＢが上昇する。
【００８４】
時刻ｔ２に、出力電圧ＶＯＵＴボトムリミット電圧ＶＫを超えると、ターンオン信号ＳＯＮがローとなる。これによりＶＴＯＮ＜Ｖｔｂとなってモード選択信号ＭＯＤＥがローとなり、第１モードが選択される。第１モードでは、パルス信号ＳＰにもとづいてスイッチングトランジスタ５１２が一定の周波数でスイッチングする。
【００８５】
時刻ｔ３に異常が発生する。この異常により出力電圧ＶＯＵＴが低下すると、ＶＦＢ＜ＶＫが持続し、ターンオン信号ＳＯＮのパルス幅が長くなる。そして時刻ｔ４にパルス幅がしきい値τｔｂを超えると、モード選択信号ＭＯＤＥがハイとなり、第２モードが選択される。これにより、パルス幅の長いターンオン信号ＳＯＮによってスイッチングトランジスタ５１２がオンとなるため、出力電圧ＶＯＵＴの電圧レベルを速やかに回復させることができる。
【００８６】
時刻ｔ５にフィードバック信号ＶＦＢがボトムリミット電圧ＶＫを超えると、ターンオン信号ＳＯＮがローとなり、モード選択信号ＭＯＤＥはローに戻り、第１モードに復帰する。時刻ｔ６以降は、通常の回路動作に復帰する。
【００８７】
（実施の形態３）
図１４は、実施の形態３に係るスイッチング電源５００Ｃの回路図である。スイッチング電源５００Ｃは、降圧コンバータ５１０と制御回路６００Ｃを備える。スイッチング電源５００Ｃには、スイッチＳＷを介して、バッテリあるいはその他の直流電源からの直流電圧ＶＩＮが供給される。
【００８８】
降圧コンバータ５１０は、負荷５０２に駆動信号（駆動電圧あるいは駆動電流）を供給する。制御回路６００Ｃには、負荷５０２または降圧コンバータ５１０の制御対象となる電気的状態を示すフィードバック信号ＶＦＢがフィードバックされる。
【００８９】
その限りでないが、負荷５０２は、直列に接続される発光素子５０４と電流源５０６を含む。電流源５０６は、発光素子５０４に流れる電流ＩＤＲＶを、目標となる輝度に応じた電流量に維持する。この場合において、フィードバック信号ＶＦＢは、電流源５０６の両端間電圧であってもよい。出力電圧ＶＯＵＴとフィードバック信号ＶＦＢの間には、以下の関係式が成り立つ。ＶＦは発光素子５０４の順方向電圧（電圧降下）である。
ＶＯＵＴ＝ＶＦＢ＋ＶＦ
【００９０】
制御回路６００Ｃは、パルス変調器６１０、周波数安定化回路６２０、ドライバ６３０、マルチプレクサ６３２、モードセレクタ６６０を備える。
【００９１】
パルス変調器６１０は、降圧コンバータ５１０の負荷５０２の電気的状態を示すフィードバック信号ＶＦＢをボトムリミット電圧ＶＫと比較するコンパレータ６１２を含む。パルス変調器６１０は、コンパレータ６１２の出力にもとづくターンオン信号ＳＯＮに応答してオンレベル（たとえばハイ）に遷移するパルス信号ＳＰを生成する。
【００９２】
周波数安定化回路６２０は、パルス信号ＳＰの周波数が目標周波数に近づくようにパルス変調器６１０を制御する。
【００９３】
本実施の形態においてパルス変調器６１０は、ボトム検出オン時間固定方式の変形であり、フィードバック信号ＶＦＢが所定のボトムしきい値ＶＫまで低下すると、降圧コンバータ５１０のスイッチングトランジスタ５１２をターンオンし、オン時間ＴＯＮの経過後に、スイッチングトランジスタ５１２をターンオフする。パルス変調器６１０は、スイッチングトランジスタ５１２のスイッチング周波数を監視し、所定の目標周波数ｆＲＥＦに近づくように、オン時間ＴＯＮをフィードバック制御する。
【００９４】
パルス変調器６１０は、コンパレータ６１２に加えて、パルス発生器６１４を備える。コンパレータ６１２は、フィードバック信号ＶＦＢをボトムしきい値ＶＫと比較し、ＶＦＢ＜ＶＫのときアサート（たとえばハイ）となるターンオン信号ＳＯＮを生成する。パルス発生器６１４は、ターンオン信号ＳＯＮのアサートから、オン時間ＴＯＮの間、オンレベル（たとえばハイ）となり、その後オフレベル（たとえばロー）に遷移するパルス信号ＳＰを生成する。たとえばパルス発生器６１４は、パルス幅（時定数）が可変であるワンショットマルチバイブレータで構成してもよいし、アナログあるいはデジタルのタイマー回路で構成してもよい。
【００９５】
周波数安定化回路６２０は、パルス信号ＳＰの周波数が目標周波数ｆＲＥＦに近づくように、フィードバックによりオン時間ＴＯＮを調節する。周波数検出器６２２は、パルス信号ＳＰを監視し、その周波数を示す周波数検出信号ＶＦＲＥＱを生成する。周波数検出器６２２は、パルス信号ＳＰに代えて、ゲート信号ＳＧあるいはターンオン信号ＳＯＮにもとづいて周波数検出信号ＶＦＲＥＱを生成してもよい。
【００９６】
オン時間調節回路６２４は、周波数検出信号ＶＦＲＥＱが所定の目標レベルＶＦＲＥＱ（ＲＥＦ）に近づくように、パルス発生器６１４のオン時間ＴＯＮを調節する。なおパルス信号ＳＰの周波数が目標値に安定化されているときの周期ＴＰを、目標周期ＴＰ（ＲＥＦ）といい、ＴＰ（ＲＥＦ）＝１／ｆＲＥＦの関係が成り立つ。
【００９７】
オン時間調節回路６２４は、周波数検出信号ＶＦＲＥＱとその目標レベルＶＦＲＥＱ（ＲＥＦ）の誤差を生成するエラーアンプを含み、エラーアンプの出力にもとづいてオン時間ＴＯＮが調節されてもよい。
【００９８】
周波数検出器６２２やオン時間調節回路６２４の構成は特に限定されず、特許文献１に記載される、あるいは将来利用可能な公知技術を用いればよい。
【００９９】
制御回路６００Ｃは、パルス信号ＳＰに応じてスイッチングトランジスタ５１２を駆動する第１モードと、パルス発生器６１４をバイパスして、ターンオン信号ＳＯＮに応じてスイッチングトランジスタ５１２を駆動する第２モードと、が切り替え可能に構成される。
【０１００】
モードセレクタ６６０は、スイッチング電源５００Ｃの動作状態に応じて、モード選択信号ＭＯＤＥを生成する。本実施の形態において、第１モードは、モード選択信号ＭＯＤＥのロー（０）に割り当てられ、第２モードはハイ（１）に割り当てられる。
【０１０１】
マルチプレクサ６３２は、パルス信号ＳＰとターンオン信号ＳＯＮを受け、モード選択信号ＭＯＤＥが第１モードを示すとき（すなわちロー）、パルス信号ＳＰを選択し、第２モードを示すとき（すなわちハイ）、ターンオン信号ＳＯＮを選択する。
【０１０２】
ドライバ６３０は、マルチプレクサ６３２の出力ＳＰ’に応じてスイッチングトランジスタ５１２を駆動する。スイッチングトランジスタ５１２がＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの場合、ドライバ６３０はパルス信号ＳＰを反転し、ゲート信号ＳＧを生成する。スイッチングトランジスタ５１２がＮチャンネルＭＯＳＦＥＴの場合、ドライバ６３０はパルス信号ＳＰをレベルシフトし、ゲート信号ＳＧを生成する。
【０１０３】
以上が制御回路６００Ｃの構成である。続いてその動作を説明する。図１５は、図１４のスイッチング電源５００Ｃの起動動作を説明する図である。ここでも説明の簡潔化のため、ＶＯＵＴ＝ＶＦＢとする。
【０１０４】
時刻ｔ０に、スイッチング電源５００Ｃの起動が開始する。起動時には第２モードが選択されている。フィードバック信号ＶＦＢとしきい値ＶＫの比較結果にもとづくターンオン信号ＳＯＮが、マルチプレクサの出力ＳＰ’となる。ＶＦＢ＜ＶＫの間、ターンオン信号ＳＯＮはハイであるから、スイッチングトランジスタ５１２がオンとなる。これにより、出力電圧ＶＯＵＴが上昇する。時刻ｔ１に、ＶＦＢ＞ＶＫとなると、ターンオン信号ＳＯＮはローとなり、マルチプレクサの出力ＳＰ’もローとなる。なお、パルス信号ＳＰ’の遷移から、スイッチングトランジスタ５１２が実際にターンオンし、あるいはターンオフするまでには遅延があり、図１５ではそれが強調して示されている。
【０１０５】
時刻ｔ２にスイッチングトランジスタ５１２が実際にターンオフすると、出力電圧ＶＯＵＴが低下し始める。そして、時刻ｔ３にしきい値ＶＫを下回ると、ターンオン信号ＳＯＮおよびパルス信号ＳＰ’がハイとなる。そして、スイッチングトランジスタ５１２が実際にターンオンすると、出力電圧ＶＯＵＴが上昇に転ずる。
【０１０６】
時刻ｔ４に第１モードに切り替えられると、周波数一定制御が有効となる。具体的には、ターンオン信号ＳＯＮの遷移（ポジエッジ）をトリガとして、パルス信号ＳＰおよびＳＰ’がハイに遷移し、スイッチングトランジスタ５１２がターンオンする。そしてオン時間ＴＯＮの経過後に、パルス信号ＳＰおよびＳＰ’がローに遷移し、スイッチングトランジスタ５１２がターンオフする。オン時間ＴＯＮが、周波数安定化回路６２０によってフィードバック制御されることにより、スイッチング周期ＴＰが、目標値ＴＰ（ＲＥＦ）に安定化される。
【０１０７】
以上がスイッチング電源５００Ｃの動作である。
【０１０８】
制御回路６００Ｃによれば、スイッチングトランジスタ５１２のスイッチングが停止するような状況において、第２モードを選択することで、スイッチング電源５００を確実に起動させることができる。
【０１０９】
また、第１モードを選択すれば、スイッチングトランジスタ５１２のオン時間は、パルス信号ＳＰのパルス幅のみによって規定され、ターンオン信号ＳＯＮのパルス幅の影響を受けなくなる。したがって、ＯＲゲートを用いる従来技術で発生する問題を解決でき、スイッチング周波数の目標値の制約を緩和し、あるいは取り除くことができる。
【０１１０】
本発明は、図１４のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、方法に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や実施例を説明する。
【０１１１】
モードセレクタ６６０によるモードの制御について説明する。モードセレクタ６６０は、降圧コンバータ５１０が安定動作する定常状態において第１モードを選択し、降圧コンバータ５１０の起動直後や急激な負荷変動が発生した直後において第２モードを選択すればよい。
【０１１２】
図１６は、モードセレクタ６６０の第１の構成例（６６０Ａ）を示す回路図である。モードセレクタ６６０Ａは、出力電圧ＶＯＵＴを所定のしきい値電圧ＶＴＨと比較するコンパレータ６６２を含み、ＶＯＵＴ＞ＶＴＨのときにモード選択信号ＭＯＤＥをローとして第１モードを選択し、ＶＯＵＴ＜ＶＴＨのときにモード選択信号ＭＯＤＥをハイとして第２モードを選択する。コンパレータ６６２は、出力電圧ＶＯＵＴを直接、しきい値ＶＴＨと比較してもよいし、図１６に示すように、分圧後の出力電圧ＶＯＵＴ’をスケーリングしたしきい値ＶＴＨ’と比較してもよい。
【０１１３】
これにより、起動直後の出力電圧ＶＯＵＴが低い状態において、第２モードを選択することができる。なおコンパレータ６６２はヒステリシスコンパレータであることが好ましく、上側のしきい値を第１レベルＶ１、下側のしきい値を第２レベルＶ２とする。
【０１１４】
図１７は、図１６のモードセレクタ６６０Ａを備えるスイッチング電源５００Ｃの動作波形図である。時刻ｔ０にスイッチング電源５００Ｃの起動が開始する。起動直後においてＶＯＵＴ＜Ｖ１であるから、モード選択信号ＭＯＤＥはハイであり、第２モードが選択される。したがって、スイッチングトランジスタ５１２は、ターンオン信号ＳＯＮにもとづいてオンを持続し、出力電圧ＶＯＵＴが上昇する。
【０１１５】
時刻ｔ１に、出力電圧ＶＯＵＴが第１レベルＶ１を超えると、モード選択信号ＭＯＤＥがローとなり、第１モードが選択される。またしきい値電圧ＶＴＨは第２レベルＶ２に遷移する。第１モードでは、パルス信号ＳＰにもとづいてスイッチングトランジスタ５１２が一定の周波数でスイッチングする。
【０１１６】
時刻ｔ２に異常が発生する。この異常により出力電圧ＶＯＵＴが低下すると、時刻ｔ３に出力電圧ＶＯＵＴが第２レベルＶ２のしきい値ＶＴＨを下回る。これによりモード選択信号ＭＯＤＥがハイとなり、第２モードが選択される。そしてパルス幅の長いターンオン信号ＳＯＮによってスイッチングトランジスタ５１２がオンとなるため、出力電圧ＶＯＵＴの電圧レベルを速やかに回復させることができる。
【０１１７】
時刻ｔ４に出力電圧ＶＯＵＴが第１レベルＶ１のしきい値ＶＴＨを超えると、モード選択信号ＭＯＤＥはローとなり第１モードに復帰する。時刻ｔ５以降は、通常の回路動作に復帰する。
【０１１８】
モードセレクタ６６０Ａは、出力電圧ＶＯＵＴに代えて、フィードバック信号ＶＦＢを、しきい値と比較し、比較結果に応じてモードを決定してもよい。
【０１１９】
図１８は、モードセレクタ６６０の第２の構成例（６６０Ｂ）を示す回路図である。モードセレクタ６６０Ｂは、コンパレータ６１２が生成するターンオン信号ＳＯＮのパルス幅にもとづいて、モードを選択する。具体的には、ターンオン信号ＳＯＮのパルス幅が所定のしきい値τｔｂより短いとき第１モードを選択し、ターンオン信号ＳＯＮのパルス幅が所定のしきい値τｔｂより長いとき第２モードを選択する。
【０１２０】
モードセレクタ６６０Ｂは、パルス幅測定器６６４およびコンパレータ６６６を含む。パルス幅測定器６６４は、ターンオン信号ＳＯＮのパルス幅（ハイ区間の長さ）に応じた電圧信号ＶＴｏｎを生成する。パルス幅測定器６６４の構成は特に限定されないが、キャパシタと、ターンオン信号ＳＯＮがハイレベルの間、キャパシタを充電する充電回路と、を含んでもよい。
【０１２１】
コンパレータ６６６は、電圧信号ＶＴｏｎをしきい値τｔｂに対応するしきい値電圧Ｖｔｂと比較し、モード選択信号ＭＯＤＥを出力する。なおパルス幅測定器６６４をデジタルカウンタに置換し、コンパレータ６６６をデジタルコンパレータで構成してもよい。
【０１２２】
図１９は、図１８のモードセレクタ６６０Ｂを備えるスイッチング電源５００Ｃの動作波形図である。時刻ｔ０にスイッチング電源５００Ｃの起動が開始する。起動直後において、ＶＦＢ＜ＶＫであるから、ターンオン信号ＳＯＮはハイとなる。したがってパルス幅を示す電圧信号ＶＴｏｎが上昇していく。時刻ｔ１に、パルス幅がしきい値τｔｂを超えると、すなわちＶＴｏｎ＞Ｖｔｂとなると、モード選択信号ＭＯＤＥがハイとなる。これにより第２モードとなり、スイッチングトランジスタ５１２がターンオンし、継続的なオンにより、出力電圧ＶＯＵＴおよびフィードバック信号ＶＦＢが上昇する。
【０１２３】
時刻ｔ２に、出力電圧ＶＯＵＴがボトムリミット電圧ＶＫを超えると、ターンオン信号ＳＯＮがローとなる。これによりＶＴＯＮ＜Ｖｔｂとなってモード選択信号ＭＯＤＥがローとなり、第１モードが選択される。第１モードでは、パルス信号ＳＰにもとづいてスイッチングトランジスタ５１２が一定の周波数でスイッチングする。
【０１２４】
時刻ｔ３に異常が発生する。この異常により出力電圧ＶＯＵＴが低下すると、ＶＦＢ＜ＶＫが持続し、ターンオン信号ＳＯＮのパルス幅が長くなる。そして時刻ｔ４にパルス幅がしきい値τｔｂを超えると、モード選択信号ＭＯＤＥがハイとなり、第２モードが選択される。これにより、パルス幅の長いターンオン信号ＳＯＮによってスイッチングトランジスタ５１２がオンとなるため、出力電圧ＶＯＵＴの電圧レベルを速やかに回復させることができる。
【０１２５】
時刻ｔ５にフィードバック信号ＶＦＢがボトムリミット電圧ＶＫを超えると、ターンオン信号ＳＯＮがローとなり、モード選択信号ＭＯＤＥはローに戻り、第１モードに復帰する。時刻ｔ６以降は、通常の回路動作に復帰する。
【０１２６】
（実施の形態４）
図２０は、実施の形態４に係るスイッチング電源５００Ｄの回路図である。スイッチング電源５００Ｄは、降圧コンバータ５１０および制御回路６００Ｄを備える。制御回路６００Ｄは、図１４の制御回路６００Ｃに加えて、ダミーロード回路６４０を備える。
【０１２７】
ダミーロード回路６４０は、イネーブル状態において降圧コンバータ５１０の出力電圧ＶＯＵＴを強制的に低下させるように構成される。またダミーロード回路６４０は、スイッチングトランジスタ５１２のオフ状態が所定時間τ、持続するとイネーブル状態となり、次のスイッチングトランジスタ５１２のターンオンに応答してディセーブル状態となる。所定時間τは、目標周期ＴＲＥＦと同じかそれより長く規定することができる。
【０１２８】
ダミーロード回路６４０は、たとえば放電スイッチ６４２、抵抗６４４、放電制御回路６５０を含む。放電制御回路６５０は、放電スイッチ６４２のオン、オフを指示する放電指示信号ＳＤＩＳを生成する。その限りでないが放電スイッチ６４２は、放電指示信号ＳＤＩＳがハイのときにオン、ローのときにオフするものとする。放電スイッチ６４２のオンの間、降圧コンバータ５１０の出力部に設けられるキャパシタ５１４が放電され、出力電圧ＶＯＵＴが低下する。
【０１２９】
抵抗６４４は、キャパシタ５１４の放電速度、すなわち出力電圧ＶＯＵＴの低下速度を調節するために調整される。抵抗６４４を省略して、放電スイッチ６４２の抵抗値を最適化してもよい。あるいはダミーロード回路６４０は、放電指示信号ＳＤＩＳに応じてオン、オフが切り替え可能な電流源で構成してもよい。放電制御回路６５０は、ターンオン信号ＳＯＮ、パルス信号ＳＰあるいはゲート信号ＳＧにもとづいて、放電指示信号ＳＤＩＳを生成する。
【０１３０】
図２１は、図２０のスイッチング電源５００Ｄの動作波形図である。時刻ｔ０より前は、ダミーロード回路６４０はディセーブル状態であり、周波数安定化回路６２０によって、スイッチング周期ＴＰが一定に保たれている。このときのオン時間ＴＯＮは、最小オン時間ＴＯＮ（ＭＩＮ）であるとする。
【０１３１】
時刻ｔ０以降、時刻ｔ０より前に比べて、入力電圧ＶＩＮがさらに上昇するものとする。周波数安定化回路６２０は、スイッチング周期ＴＰを目標値ＴＰ（ＲＥＦ）に保つために、オン時間ＴＯＮをさらに短く調整しようとするが、すでにオン時間ＴＯＮは最小値ＴＯＮ（ＭＩＮ）となっており、それより短くならない。したがって、出力電圧ＶＯＵＴおよびフィードバック信号ＶＦＢは大きく上昇する。そして時刻ｔ１にパルス信号ＳＰはオフレベルに遷移する。
【０１３２】
スイッチングトランジスタ５１２のオフ期間において、出力電圧ＶＯＵＴおよびフィードバック信号ＶＦＢが低下していく。そして、時刻ｔ０から所定時間τ経過後の時刻ｔ２に、放電指示信号ＳＤＩＳがアサートされる。放電指示信号ＳＤＩＳのアサートに応答して、ダミーロード回路６４０がイネーブル状態となり、出力電圧ＶＯＵＴを強制的に低下させる。出力電圧ＶＯＵＴの低下にともない、フィードバック信号ＶＦＢも強制的に低下する。そして時刻ｔ２から放電時間ΔＴ直後の時刻ｔ３に、フィードバック信号ＶＦＢがボトムリミット電圧ＶＫまで低下すると、ターンオン信号ＳＯＮがアサートされ、パルス信号ＳＰがオンレベルとなる。放電時間ΔＴは、ダミーロード回路６４０の放電能力に応じて設定できる。
【０１３３】
またターンオン信号ＳＯＮのアサートに応答して、放電指示信号ＳＤＩＳはネゲートされ、ダミーロード回路６４０はディセーブル状態となる。
【０１３４】
制御回路６００Ｄは、時刻ｔ０〜ｔ３の動作を繰り返す。以上がスイッチング電源５００Ｄの動作である。
【０１３５】
制御回路６００Ｄによれば、時刻ｔ０以降のスイッチング周期ＴＰ”を、
ＴＰ”＝τ＋ΔＴ
に安定化することができる。
【０１３６】
図２１では、入力電圧ＶＩＮが上昇したときの動作を説明したが、負荷電流ＩＯＵＴが減少する軽負荷時においても同じ効果が得られる。
【０１３７】
このように、実施の形態４に係るスイッチング電源５００Ｄによれば、入力電圧ＶＩＮの上昇や、出力電流ＩＯＵＴの減少に起因してスイッチング周期ＴＰが長くなりすぎるのを防止し、周波数の安定性を高めることができる。
【０１３８】
スイッチング電源５００Ｄの利点は、以下の比較技術との対比によって明確となる。比較技術と本実施の形態では、ダミーロード回路６４０の制御が異なる。具体的には比較技術では、スイッチングトランジスタ５１２のオフ状態が所定時間持続したときに、ダミーロード回路６４０をイネーブル状態にセットする。
【０１３９】
比較技術では、出力電流ＩＯＵＴの減少にともなうスイッチング周期ＴＰの増加を抑制することができる。しかしながら、入力電圧ＶＩＮの上昇と出力電流ＩＯＵＴの減少が同時に発生した場合、すなわちフィードバック信号ＶＦＢの上りスロープの傾きと下りスロープの傾きの両方が小さくなった場合に、スイッチング周期ＴＰが目標値ＴＰ（ＲＥＦ）よりも長くなってしまい、周波数を安定化することができなくなる。
【０１４０】
本実施の形態によれば、入力電圧ＶＩＮの上昇と出力電流ＩＯＵＴの減少が同時に発生した場合においても、周波数を安定化することが可能である。
【０１４１】
なお、ダミーロード回路６４０を、スイッチング電源５００Ｄの動作状態にかかわらず、常に有効にしておくと、好ましくない状況が存在する。具体的には、スイッチング電源５００Ｄの起動直後は、スイッチング周波数を安定化することよりも、出力電圧ＶＯＵＴを急速に立ち上げることを優先すべきである。また負荷変動時も同様であり、速やかに負荷変動に応答することを優先すべきである。そこで、ダミーロード回路６４０は、第２モードにおいて無効化するとよい。
【０１４２】
たとえば放電制御回路６５０にモード選択信号ＭＯＤＥを与えておき、第２モードが選択される間、放電指示信号ＳＤＩＳをローに固定してもよい。
【０１４３】
図２２は、放電制御回路６５０の構成例（６５０Ｂ）を示す回路図である。放電制御回路６５０Ｂは、タイマー回路６５２、フリップフロップ６５４、論理ゲート６５６を含む。タイマー回路６５２は、スイッチングトランジスタのターンオンの発生間隔、すなわちターンオン信号ＳＯＮの発生間隔（もしくはパルス信号ＳＰのポジエッジの発生間隔）が、所定時間τより長いときに、放電開始信号ＳＳＴＡＲＴをアサートする。タイマー回路６５２は、リトリガ可能であり、ターンオン信号ＳＯＮのアサートの間隔が所定時間τを超えると、放電開始信号ＳＳＴＡＲＴをワンショット出力する。
【０１４４】
論理ゲート６５６は、モード選択信号ＭＯＤＥが第２モードを指示する間、放電開始信号ＳＳＴＡＲＴをマスクする。論理ゲート６５６は、放電開始信号ＳＳＴＡＲＴとモード選択信号ＭＯＤＥの論理レベルに応じて構成すればよく、この例ではインバータとＡＮＤゲートの組み合わせで構成される。
【０１４５】
フリップフロップ６５４は、論理ゲート６５６を通過した放電開始信号ＳＳＴＡＲＴに応じてセットされ、次のターンオン信号ＳＯＮ（あるいはパルス信号ＳＰ）に応じてリセットされるＳＲフリップフロップであってもよい。
【０１４６】
（用途）
続いて、スイッチング電源５００（５００Ａ〜５００Ｄ）の用途を説明する。スイッチング電源５００は車両用灯具に用いることができる。図２３は、実施の形態に係る車両用灯具７００のブロック図である。車両用灯具７００は、ＡＤＢ（Adaptive Driving Beam）機能を備える配光可変ヘッドランプであり、図示しないＥＣＵ（Electronic Control Unit）からの制御信号に応じた配光を形成する。この車両用灯具７００は、図８のスイッチング電源５００Ｂのアーキテクチャにもとづいて構成される。図２３の各部材には、図８と対応する符号を括弧内に併せて示す。
【０１４７】
車両用灯具７００は、複数Ｎ個（Ｎ≧２）の発光素子７０２＿１〜７０２＿Ｎと、複数の発光素子７０２＿１〜７０２＿Ｎを駆動する点灯回路８００と、を備える。
【０１４８】
複数の発光素子７０２＿１〜７０２＿Ｎは、ＬＥＤ（発光ダイオード）やＬＤ（レーザダイオード）、有機ＥＬ（Electro Luminescence）などの半導体光源である。複数の発光素子７０２＿１〜７０２＿Ｎは、マトリクス状に配置されており、μＬＥＤアレイを形成してもよい。
【０１４９】
点灯回路８００は、降圧コンバータ８０２、複数の電流源８０４＿１〜８０４＿Ｎ、パルス変調器８０６、周波数安定化回路８０８、ドライバ８１０、セレクタ８１２、モードセレクタ８１４、ダミーロード回路８１６、配光コントローラ８１８を備える。
【０１５０】
複数の電流源８０４＿１〜８０４＿Ｎは、複数の発光素子７０２＿１〜７０２＿Ｎと直列に接続される。発光素子７０２＿＃（＃＝１，２，…Ｎ）は、対応する電流源８０４＿Ｎが生成する電流に応じた輝度で発光する。複数の電流源８０４＿１〜８０４＿Ｎは、個別にオン、オフ（あるいは電流量）が制御可能である。配光コントローラ８１８は、ＥＣＵから供給される配光パターンにもとづいて、複数の電流源８０４＿１〜８０４＿Ｎを制御し、μＬＥＤアレイの強度分布を変化させて、任意の配光を形成する。配光コントローラ８１８は、複数の電流源８０４＿１〜８０４＿Ｎをスイッチングさせて輝度を制御するＰＷＭ調光を行ってもよい。
【０１５１】
パルス変調器８０６は、複数の電流源８０４＿１〜８０４＿Ｎの両端間電圧のうち最も小さい電圧がボトムリミット電圧ＶＫまで低下するとターンオン信号ＳＯＮをアサートする。そしてターンオン信号ＳＯＮに応答してオンレベルに遷移し、その後オフレベルに遷移するパルス信号ＳＰを生成する。周波数安定化回路８０８は、パルス信号ＳＰの周波数が目標周波数に近づくようにパルス変調器８０６を制御する。
【０１５２】
パルス変調器８０６は、複数のコンパレータＣＯＭＰ１〜ＣＯＭＰＮ、論理ゲート８２０、パルス発生器８２２を含む。複数のコンパレータＣＯＭＰ１〜ＣＯＭＰＮは、複数の電流源８０４＿１〜８０４＿Ｎに対応し、それぞれが、対応する電流源８０４の両端間電圧ＶＦＢをボトムリミット電圧ＶＫと比較する。論理ゲート８２０は、複数のコンパレータの出力信号を１系統に束ねて、ターンオン信号ＳＯＮを生成する。本実施の形態において論理ゲート８２０はＯＲゲートであり、ターンの信号ＳＯＮは、最も早くハイに遷移するコンパレータＣＯＭＰの出力となる。
【０１５３】
パルス発生器８２２は、ターンオン信号ＳＯＮに応じてオンレベル（ハイ）に遷移し、オン時間ＴＯＮの経過後にオフレベル（ロー）に遷移するパルス信号ＳＰを生成する。周波数安定化回路８０８は、パルス信号ＳＰの周波数が目標周波数と一致するように、パルス発生器８２２のオン時間ＴＯＮをフィードバック制御する。
【０１５４】
セレクタ８１２は、パルス信号ＳＰとターンオン信号ＳＯＮを受け、モードセレクタ８１４が生成するモード選択信号ＭＯＤＥに応じた一方を選択する。ドライバ８１０は、セレクタ８１２が選択した一方の信号ＳＰ’に応じてスイッチングトランジスタ８０３を駆動する。
【０１５５】
ダミーロード回路８１６は、イネーブル状態において駆動電圧ＶＯＵＴを低下させるように構成される。ダミーロード回路８１６は、スイッチングトランジスタ８０３のオフ状態が所定時間τ、持続するとイネーブル状態となり、次のスイッチングトランジスタ８０３のターンオンに応答してディセーブル状態となる。ダミーロード回路８１６は、ダミーロード回路６４０と同様に構成できる。またダミーロード回路８１６には、モード選択信号ＭＯＤＥが与えられており、第２モードが選択される間、ダミーロード回路８１６は無効化される。
【０１５６】
＜ドライバ一体化光源＞
続いて、ドライバ一体化光源について説明する。図２３の複数の電流源８０４は、ひとつの半導体チップに集積化することができる。以下、これを電流ドライバＩＣ（Integrated Circuit）３００と称する。図２４は、実施の形態に係る電流ドライバＩＣ３００およびその周辺回路の回路図である。電流ドライバＩＣ３００は、複数の電流源８０４＿１〜８０４＿Ｎに加えて、インタフェース回路３２０、調光パルス発生器３３０、ターンオン信号発生回路３４０を備える。インタフェース回路３２０および調光パルス発生器３３０は、図２３の配光コントローラ８１８に対応付けることができる。
【０１５７】
複数の電流源８０４＿１〜８０４＿Ｎは、それぞれが、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭ１〜ＳＰＷＭＮに応じて独立してオン、オフ可能に構成される。電流源８０４＿１〜８０４＿Ｎは、カソードピンＬＥＤ１〜ＬＥＤＮを介して、対応する発光素子７０２＿１〜７０２＿Ｎと直列に接続される。
【０１５８】
インタフェース回路３２０は、外部のマイコン（プロセッサ）１１４から、複数の制御データＤ１〜ＤＮを受信する。インタフェースの種類は特に限定されないが、たとえばＳＰＩ（Serial Peripheral Interface）やＩ２Ｃインタフェースを用いることができる。複数の制御データＤ１〜ＤＮは、複数の電流源８０４＿１〜８０４＿Ｎのオン、オフのデューティ比を指示するものであり、第１時間間隔Ｔ１で更新される。たとえば第１時間間隔Ｔ１は、２０ｍｓ〜２００ｍｓ程度、たとえば１００ｍｓである。
【０１５９】
調光パルス発生器３３０は、複数の制御データＤ１〜ＤＮにもとづいて、複数の電流源８０４＿１〜８０４＿Ｎに対する複数のＰＷＭ信号ＳＰＷＭ１〜ＳＰＷＭＮを生成する。この実施の形態では、複数のＰＷＭ信号ＳＰＷＭ１〜ＳＰＷＭＮの生成機能が、電流ドライバＩＣ３００に内蔵されている。
【０１６０】
ｉ番目のＰＷＭ信号ＳＰＷＭｉのデューティ比は、第１時間間隔Ｔ１より短い第２時間間隔Ｔ２で、対応する制御データＤｉの更新前の値から更新後の値に向けて徐変する（徐変モードという）。第２時間間隔Ｔ２は、１ｍｓ〜１０ｍｓ程度、たとえば５ｍｓである。
【０１６１】
調光パルス発生器３３０は、徐変モードに加えて非徐変モードをサポートすることができる。非徐変モードにおいて、ｉ番目のＰＷＭ信号ＳＰＷＭｉのデューティ比は、対応する制御データＤｉの更新前の値から更新後の値に瞬時に変化可能である。
【０１６２】
非徐変モードと徐変モードは、マイコン１１４からの設定にもとづいて動的に変更可能とするとよい。好ましくは、チャンネルごと（調光パルスごと）に、非徐変モードと徐変モードを個別に指定可能であり、モードを指定する設定データは、制御データＤｉに付随してもよい。
【０１６３】
ターンオン信号発生回路３４０は、複数の電流源８０４の両端間電圧にもとづいて、ターンオン信号ＳＯＮを生成する回路ブロックであり、図２３の複数のコンパレータＣＯＭＰ１〜ＣＯＭＰＮと、論理ゲート８２０を含む。図２４に示すように、ターンオン信号発生回路３４０の全体を電流ドライバＩＣ３００に集積化した場合、コンバータの制御回路６００Ｅと電流ドライバＩＣ３００の間の配線を、ターンオン信号ＳＯＮが伝搬する１本に減らすことができる。
【０１６４】
制御回路６００Ｅは、ターンオン信号ＳＯＮを受け、スイッチングトランジスタ５１２のゲート信号ＳＧを生成する。この例では、制御回路６００Ｅには、図２３のパルス発生器８２２、セレクタ８１２、ドライバ８１０、モードセレクタ８１４、周波数安定化回路８０８が集積化される。ダミーロード回路８１６の一部あるいは全部を制御回路６００Ｅに集積化してもよい。
【０１６５】
続いて電流ドライバＩＣ３００の動作を説明する。図２５は、電流ドライバＩＣ３００の動作波形図である。ここでは、ＰＷＭ信号のデューティ比は、直線的に変化するものとする。たとえば、Ｔ１＝１００ｍｓ、Ｔ２＝５ｍｓとすると、デューティ比を２０ステップで変化させればよい。更新前の制御データの値と更新後の制御データの値の差分がＸ％であるとき、ＰＷＭ信号のデューティ比は、Ｔ２ごとに、ΔＹ＝（ΔＸ／２０）％ずつ変化する。
【０１６６】
以上が電流ドライバＩＣ３００の動作である。この電流ドライバＩＣ３００の利点は、比較技術との対比によって明確となる。もし、電流ドライバＩＣ３００にデューティ比の徐変機能を実装しない場合、マイコン１１４は、第２時間間隔Ｔ２ごとにデューティ比を指示する制御データＤ１〜ＤＮを更新しなければならない。発光素子７０２のチャンネル数Ｎが数十から１００を超える場合には、処理能力の高い、したがって高価なマイコン１１４が必要となる。またマイコン１１４と電流ドライバＩＣ３００の間で高速な通信が必要となるため、ノイズの問題が生ずる。
【０１６７】
これに対して、実施の形態に係る電流ドライバＩＣ３００によれば、マイコン１１４が制御データＤ１〜ＤＮを更新すべき速度が低下するため、マイコン１１４に要求される処理能力を下げることができる。また、マイコン１１４と電流ドライバＩＣ３００の間の通信速度も下げることができるため、ノイズの問題も解決できる。
【０１６８】
第１時間間隔Ｔ１は、変更可能とすることが好ましい。デューティ比の変化が小さい状況では、第１時間間隔Ｔ１を長くとることで、データ通信量を減らすことができ、消費電力、ノイズを抑制できる。
【０１６９】
図２４に示すように、複数の発光素子７０２＿１〜７０２＿Ｎを、ひとつの半導体チップ（ダイ）４０２に集積化してもよい。さらに、半導体チップ４０２と、電流ドライバＩＣ３００とをひとつのパッケージに収容し、モジュール化してもよい。
【０１７０】
図２６は、ドライバ一体化光源４００の平面図および断面図である。半導体チップ４０２の表面には、マトリクス状に複数の発光素子７０２が形成される。半導体チップ４０２の裏面には、複数の発光素子７０２それぞれのアノード電極およびカソード電極に対応する裏面電極Ａ，Ｋが設けられる。ここでは１個の発光素子７０２＿１の接続関係のみを示す。
【０１７１】
半導体チップ４０２と電流ドライバＩＣ３００は機械的に接合され、また電気的に接続される。電流ドライバＩＣ３００の表面には、複数の発光素子７０２それぞれのカソード電極Ｋと接続される表面電極４１０（図２４のＬＥＤ１〜ＬＥＤＮ）、複数の発光素子７０２それぞれのアノード電極Ａと接続される表面電極４１２が設けられる。表面電極４１２は、電流ドライバＩＣ３００の裏面のパッケージ基板に設けられたバンプ（あるいはパッド）４１４と接続される。半導体チップ４０２と電流ドライバＩＣ３００の間には、図示しないインターポーザーを挿入してもよい。
【０１７２】
ドライバ一体化光源４００のパッケージの種類は限定されず、ＢＧＡ(Ball Grid Array）やＰＧＡ（Pin Grid Array）、ＬＧＡ(Land Grid Array)、ＱＦＰ（Quad Flat Package）などを採用しうる。
【０１７３】
＜変形例＞
最後に変形例について説明する。
【０１７４】
（変形例１）
図２７は、パルス変調器６１０の変形例（６１０Ｄ）の回路図である。パルス変調器６１０Ｄは、パルス発生器６１４に代えて、アッパー検出用のコンパレータ６１６と、フリップフロップ６１８を含む。アッパー検出用のコンパレータ６１６は、フィードバック信号ＶＦＢを、アッパーリミット電圧ＶＵと比較し、フィードバック信号ＶＦＢがアッパーリミット電圧ＶＵに達すると、ターンオフ信号ＳＯＦＦをアサート（たとえばハイ）する。フリップフロップ６１８は、ターンオン信号ＳＯＮとターンオフ信号ＳＯＦＦを受け、ターンオン信号ＳＯＮに応答してオンレベルに遷移し、ターンオフ信号ＳＯＦＦに応答してオフレベルに遷移するパルス信号ＳＰを生成する。この変形例において周波数安定化回路６２０Ｄは、パルス信号ＳＰの周波数が目標周波数に近づくように、アッパーリミット電圧ＶＵをフィードバック制御する。スイッチングトランジスタがターンオンしてから、フィードバック信号ＶＦＢがアッパーリミット電圧ＶＵに達するまでの時間がオン時間ＴＯＮとなるから、アッパーリミット電圧ＶＵをフィードバック制御することで、オン時間ＴＯＮを調節して、スイッチング周波数を一定に保つことができる。
【０１７５】
（変形例２）
図２３において、ターンオン信号ＳＯＮを、複数のコンパレータＣＯＭＰ１〜ＣＯＭＰＮと論理ゲート８２０により生成したが、その限りでない。たとえば、複数のフィードバック信号ＶＦＢのうち、最小の電圧を選択する電圧選択回路と、電圧選択回路の出力を、ボトムリミット電圧ＶＫと比較するひとつのコンパレータを設けてもよい。
【０１７６】
（変形例３）
実施の形態では、電流源５０６（８０４）をシンク型で構成し、発光素子５０４（７０２）のカソードに接続したがその限りでない。図２８は、変形例３に係る車両用灯具７００Ｅの一部のブロック図である。この変形例において電流源８０４＿１〜８０４＿Ｎは、電流ソース型であり、発光素子７０２＿１〜７０２＿Ｎのアノードに接続される。
【０１７７】
コンパレータＣＯＭＰ＃は、対応する電流源８０４＿＃の両端間電圧ＶＦＢを、ボトムリミット電圧ＶＫと比較するように構成される。たとえばコンパレータＣＯＭＰ＃は、発光素子７０２＿＃のアノードの電圧ＶＡを、ＶＯＵＴ−ＶＫと比較してもよい。あるいは、電流源８０４の電圧降下（ＶＯＵＴ−ＶＡ）をグランド基準の電圧に変換し、変換後の電圧をボトムリミット電圧ＶＫと比較してもよい。
【０１７８】
（変形例４）
モードセレクタ６６０を省略して、モード選択信号を、制御回路６００の外部に設けられる上位コントローラにおいて生成してもよい。
【０１７９】
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
【産業上の利用可能性】
【０１８０】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに利用できる。
【符号の説明】
【０１８１】
５００  スイッチング電源
５０２  負荷
５０４  発光素子
５０６  電流源
５１０  降圧コンバータ
５１２  スイッチングトランジスタ
６００  制御回路
６１０  パルス変調器
６１２  コンパレータ
６１４  パルス発生器
６２０  周波数安定化回路
６２２  周波数検出器
６２４  オン時間調節回路
６３０  ドライバ
６４０  ダミーロード回路
６４２  放電スイッチ
６４４  抵抗
６５０  放電制御回路
６５２  タイマー回路
６５４  フリップフロップ
６６０  モードセレクタ
６６２  コンパレータ
６６４  パルス幅測定器
６６６  コンパレータ
７００  車両用灯具
７０２  発光素子
８００  点灯回路
８０２  降圧コンバータ
８０４  電流源
８０６  パルス変調器
８０８  周波数安定化回路
８１０  ドライバ
８１２  セレクタ
８１４  モードセレクタ
８１６  ダミーロード回路
８１８  配光コントローラ
８２０  論理ゲート
８２２  パルス発生器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【国際調査報告】
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