(57)【要約】本発明は、生体に装着され、前記生体の体液または分泌液内の糖類により発電した発電量に関する情報を記憶する測定器１０と、前記測定器１０を収納し、前記測定器１０が収納されているときに前記測定器１０に記憶された前記発電量に関する情報を近接場型の無線通信方式を用い受信する収納装置１５と、を備える測定システムである。
2019221166.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
生体に装着され、前記生体の体液または分泌液内の糖類により発電した発電量に関する情報を記憶する測定器と、
前記測定器を収納し、前記測定器が収納されているときに前記測定器に記憶された前記発電量に関する情報を近接場型の無線通信方式を用い受信する収納装置と、
を備える測定システム。
【請求項２】
前記測定器は、前記生体の体液または分泌液内の糖類により発電した電力を電源として前記発電量に関する情報を生成しかつ記憶する請求項１に記載の測定システム。
【請求項３】
前記収納装置は、第１アンテナおよび第２アンテナを備え、
前記測定器は、前記測定器が前記収納装置に収納されたときに前記第１アンテナと前記第２アンテナとの間に挟まれる第３アンテナを備え、
前記測定器は、前記第３アンテナが前記第１アンテナと前記第２アンテナとの間の電磁結合または電磁波の伝搬を阻害することで、前記収納装置に前記情報を送信する請求項１に記載の測定システム。
【請求項４】
前記測定器は、
前記糖類の反応により起電力を生じる発電部と、
前記発電部の起電力を電源電圧とし、前記起電力の変化に対応し周期が変化する第１発振信号を生成する第１発振器と、
前記起電力を電源電圧とし、前記第１発振器に比べ前記起電力の変化に対する周期の変化が小さい第２発振信号を生成する第２発振器と、
前記起電力を電源電圧とし、前記第２発振信号に基づき第１タイミングおよび第２タイミングを生成するタイミング回路と、
前記起電力を電源電圧とし、前記第１タイミングと前記第２タイミングの間の前記第１発振信号のパルス個数をカウントするカウンタ回路と、
前記パルス個数を前記情報として記憶する記憶部と、
を備える請求項１から３のいずれか一項に記載の測定システム。
【請求項５】
前記測定器はコンタクトレンズに搭載され、前記生体の体液または分泌液は涙液である請求項１から４のいずれか一項に記載の測定システム。
【請求項６】
生体に装着され、
前記生体の体液または分泌液内の糖類により発電する発電部と、
前記発電部の発電量に関する情報を記憶する記憶部と、
収納装置に収納されているときに前記記憶部に記憶された前記発電量に関する情報を近接場型の無線通信方式を用い前記収納装置に送信する送信部と、
を備える測定器。
【請求項７】
生体に装着され前記生体の体液または分泌液内の糖類により発電した発電量に関する情報を記憶する測定器を、収納する収納部と、
前記測定器が前記収納部に収納されているときに前記測定器に記憶された前記発電量に関する情報を近接場型の無線通信方式を用い受信する受信部と、
を備える収納装置。
【請求項８】
生体分子の反応により起電力を生じる発電部と、
前記起電力を電源電圧とし、前記起電力の変化に対応し周期が変化する第１発振信号を生成する第１発振器と、
前記起電力を電源電圧とし、前記第１発振器に比べ前記起電力の変化に対する周期の変化が小さい第２発振信号を生成する第２発振器と、
前記起電力を電源電圧とし、前記第２発振信号に基づき第１タイミングおよび第２タイミングを生成するタイミング回路と、
前記起電力を電源電圧とし、前記第１タイミングと前記第２タイミングの間の前記第１発振信号のパルス個数をカウントするカウンタ回路と、
を備える測定器。
【請求項９】
前記パルス個数に関する情報を記憶する記憶回路を備える請求項８に記載の測定器。
【請求項１０】
前記記憶回路に記憶された前記パルス個数に関する情報を近接場型の無線通信方式を用い送信する送信回路を備える請求項９に記載の測定器。
【請求項１１】
前記発電部が発電した電力を蓄積し、前記発電部が発電しないときに、前記記憶回路に記憶された前記パルス個数に関する情報を保持するための電力を前記記憶回路に供給する蓄電器を備える請求項９または１０に記載の測定器。
【請求項１２】
生体に装着され、
前記生体の体液または分泌液内の糖類により第１起電力を生じる発電部と、
前記第１起電力を電源電圧とし、前記第１起電力をデジタル信号に変換する変換回路と、
前記デジタル信号に関する情報を無線通信方式を用い送信する送信回路と、
前記変換回路には電力を供給せず前記送信回路に電力を供給する電源と、
を備える測定器。
【請求項１３】
前記電源は太陽電池である請求項１２に記載の測定器。
【請求項１４】
前記変換回路が生成する起動信号に基づき起動し、前記太陽電池が生成した第２起電力を昇圧する昇圧回路を備える請求項１３に記載の測定器。
【請求項１５】
生体分子の反応により起電力を生じる発電部と、
前記起電力を電源電圧とし、発振信号を生成する発振器と、
前記起電力を電源電圧とし、前記起電力の大きさを期間に変換する電圧−時間変換回路と、
前記起電力を電源電圧とし、前記期間内の前記発振信号のパルス個数をカウントするカウンタ回路と、
を備える測定器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、測定器、収納装置および測定システムに関し、例えば糖類または生体分子を測定する測定器、収納装置および測定システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
糖類等の生体分子の分解反応を利用した発電部をコンタクトレンズ等に設け、発電部の発電量に基づいた頻度で無線信号を送信する生体分子検出装置が知られている（例えば特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１７−１２５９１４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１では、生体分子の分解反応を利用して発電した電力を用いるため、外部から電源電力を供給しなくてもよい。しかしながら、リアルタイムで無線信号を送信するための送信回路の消費電力が大きく発電部が発電する電力では供給できない可能性がある。【０００５】
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、測定器の消費電力を抑制することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、生体に装着され、前記生体の体液または分泌液内の糖類により発電した発電量に関する情報を記憶する測定器と、前記測定器を収納し、前記測定器が収納されているときに前記測定器に記憶された前記発電量に関する情報を近接場型の無線通信方式を用い受信する収納装置と、を備える測定システムである。【０００７】
上記構成において、前記測定器は、前記生体の体液または分泌液内の糖類により発電した電力を電源として前記発電量に関する情報を生成しかつ記憶する構成とすることができる。【０００８】
上記構成において、前記収納装置は、第１アンテナおよび第２アンテナを備え、前記測定器は、前記測定器が前記収納装置に収納されたときに前記第１アンテナと前記第２アンテナとの間に挟まれる第３アンテナを備え、前記測定器は、前記第３アンテナが前記第１アンテナと前記第２アンテナとの間の電磁結合または電磁波の伝搬を阻害することで、前記収納装置に前記情報を送信する構成とすることができる。【０００９】
上記構成において、前記測定器は、前記糖類の反応により起電力を生じる発電部と、前記発電部の起電力を電源電圧とし、前記起電力の変化に対応し周期が変化する第１発振信号を生成する第１発振器と、前記起電力を電源電圧とし、前記第１発振器に比べ前記起電力の変化に対する周期の変化が小さい第２発振信号を生成する第２発振器と、前記起電力を電源電圧とし、前記第２発振信号に基づき第１タイミングおよび第２タイミングを生成するタイミング回路と、前記起電力を電源電圧とし、前記第１タイミングと前記第２タイミングの間の前記第１発振信号のパルス個数をカウントするカウンタ回路と、前記パルス個数を前記情報として記憶する記憶部と、を備える構成とすることができる。【００１０】
上記構成において、前記測定器はコンタクトレンズに搭載され、前記生体の体液または分泌液は涙液である構成とすることができる。【００１１】
本発明は、生体に装着され、前記生体の体液または分泌液内の糖類により発電する発電部と、前記発電部の発電量に関する情報を記憶する記憶部と、収納装置に収納されているときに前記記憶部に記憶された前記発電量に関する情報を近接場型の無線通信方式を用い前記収納装置に送信する送信部と、を備える測定器である。【００１２】
本発明は、生体に装着され前記生体の体液または分泌液内の糖類により発電した発電量に関する情報を記憶する測定器を、収納する収納部と、前記測定器が前記収納部に収納されているときに前記測定器に記憶された前記発電量に関する情報を近接場型の無線通信方式を用い受信する受信部と、を備える収納装置である。【００１３】
本発明は、生体分子の反応により起電力を生じる発電部と、前記起電力を電源電圧とし、前記起電力の変化に対応し周期が変化する第１発振信号を生成する第１発振器と、前記起電力を電源電圧とし、前記第１発振器に比べ前記起電力の変化に対する周期の変化が小さい第２発振信号を生成する第２発振器と、前記起電力を電源電圧とし、前記第２発振信号に基づき第１タイミングおよび第２タイミングを生成するタイミング回路と、前記起電力を電源電圧とし、前記第１タイミングと前記第２タイミングの間の前記第１発振信号のパルス個数をカウントするカウンタ回路と、を備える測定器である。【００１４】
上記構成において、前記パルス個数に関する情報を記憶する記憶回路を備える構成とすることができる。【００１５】
上記構成において、前記記憶回路に記憶された前記パルス個数に関する情報を近接場型の無線通信方式を用い送信する送信回路を備える構成とすることができる。【００１６】
上記構成において、前記発電部が発電した電力を蓄積し、前記発電部が発電しないときに、前記記憶回路に記憶された前記パルス個数に関する情報を保持するための電力を前記記憶回路に供給する蓄電器を備える構成とすることができる。【００１７】
本発明は、生体に装着され、前記生体の体液または分泌液内の糖類により第１起電力を生じる発電部と、前記第１起電力を電源電圧とし、前記第１起電力をデジタル信号に変換する変換回路と、前記デジタル信号に関する情報を無線通信方式を用い送信する送信回路と、前記変換回路には電力を供給せず前記送信回路に電力を供給する電源と、を備える測定器である。【００１８】
上記構成において、前記電源は太陽電池である構成とすることができる。【００１９】
上記構成において、前記変換回路が生成する起動信号に基づき起動し、前記太陽電池が生成した第２起電力を昇圧する昇圧回路を備える構成とすることができる。【００２０】
本発明は、生体分子の反応により起電力を生じる発電部と、前記起電力を電源電圧とし、発振信号を生成する発振器と、前記起電力を電源電圧とし、前記起電力の大きさを期間に変換する電圧−時間変換回路と、前記起電力を電源電圧とし、前記期間内の前記発振信号のパルス個数をカウントするカウンタ回路と、を備える測定器である。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、測定器の消費電力を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】図１（ａ）および図１（ｂ）は、実施例１に係る測定システムの模式図である。
【図２】図２は、実施例１における血糖値の測定方法のフローチャートである。
【図３】図３は、実施例１における測定器のブロック図である。
【図４】図４は、実施例１における発電部の断面図である。
【図５】図５は、実施例１における計測回路の回路図である。
【図６】図６（ａ）および図６（ｂ）は、実施例１における発振器の回路図である。
【図７】図７は、実施例１における発振信号の電源電圧に対する周期を示す模式図である。
【図８】図８は、実施例１におけるカウンタ回路の回路図である。
【図９】図９（ａ）および図９（ｂ）は、実施例１におけるタイミング回路の時間に対する各信号を示す図である。
【図１０】図１０は、実施例１におけるカウンタ回路３４の時間に対する各信号を示す図である。
【図１１】図１１は、実施例１における送信回路周辺の回路図である。
【図１２】図１２は、実施例１の変形例１における収納装置の断面図である。
【図１３】図１３は、実施例１の変形例１における送信回路周辺の回路図である。
【図１４】図１４（ａ）は、実施例２における発振器３０の回路図、図１４（ｂ）は、スイッチユニットの回路図である。
【図１５】図１５は、実施例２における発振器３１の回路図である。
【図１６】図１６（ａ）は、実施例２における電源電圧に対する発振周波数を示す図、図１６（ｂ）は、カウントに対するコードを示す図である。
【図１７】図１７（ａ）は、実施例２における電源電圧に対するコードを示す図、図１７（ｂ）は、電源電圧に対する誤差を示す図、図１７（ｃ）は、電源電圧に対する消費電力を示す図である。
【図１８】図１８は、実施例３に係る測定器のブロック図である。
【図１９】図１９（ａ）は、実施例３における制御信号を生成する回路の回路図、図１９（ｂ）は、時間に対する制御信号を示す図である。
【図２０】図２０は、実施例３における昇圧回路の回路図である。
【図２１】図２１は、実施例３におけるＳＯＶＤの回路図である。
【図２２】図２２は、実施例３における起動インバータ回路の回路図である。
【図２３】図２３は、実施例３におけるＳＯＶＤの回路図である。
【図２４】図２４は、実施例３における送信回路の回路図である。
【図２５】図２５は、実施例３におけるチップの平面図である。
【図２６】図２６（ａ）から図２６（ｃ）は、実施例３における太陽電池の特性を示す図である。
【図２７】図２７（ａ）および図２７（ｂ）は、実施例３における昇圧回路の特性を示す図である。
【図２８】図２８は、実施例４における計測回路を示すブロック図である。
【図２９】図２９は、実施例４における計測回路の時間に対する各信号の電圧を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、図面を参照し実施例について説明する。
【実施例１】
【００２４】
図１（ａ）および図１（ｂ）は、実施例１に係る測定システムの模式図である。図１（ａ）は、コンタクトレンズをユーザの眼に装着した図であり、図１（ｂ）は、コンタクトレンズを収納装置に収納した図である。図２は、実施例１における血糖値の測定方法のフローチャートである。【００２５】
図１（ａ）に示すように、コンタクトレンズ１２に測定器１０が搭載されている。図２のステップＳ１０において、ユーザは、コンタクトレンズ１２を目に装着する。コンタクトレンズ１２は、ユーザの角膜５０に装着される。【００２６】
図２のステップＳ１２において、測定器１０は周期的にユーザの血糖値に関する情報を測定し記憶する。例えば、測定器１０は、周期的に角膜５０表面の涙液５２中のグルコース濃度を測定する。測定器１０は継続的に測定した涙液５２内のグルコース濃度に関する情報を記憶する。涙液５２内のグルコース濃度は血液中のグルコース濃度と相関がある。このため、涙液５２内のグルコース濃度を測定すると血液中のグルコース濃度（すなわち血糖値）を推定できる。グルコース濃度を測定する周期は例えば１秒から数分である。【００２７】
図２のステップＳ１４において、ユーザはコンタクトレンズ１２を眼から離脱する。例えば、ユーザは就寝中にコンタクトレンズ１２を外す。ユーザはコンタクトレンズ１２の洗浄のためにコンタクトレンズ１２を外してもよい。【００２８】
図１（ｂ）に示すように、収納装置１５は、収納部１６および受信部１４を有している。収納部１６は、底部１６ａと蓋部１６ｂとを有する。図２のステップＳ１６において、ユーザは、コンタクトレンズ１２を収納装置１５の収納部１６に収納する。例えば、ユーザはコンタクトレンズ１２を底部１６ａの凹部に収納し、蓋部１６ｂを底部１６ａに被せる。【００２９】
図２のステップＳ１８において、受信部１４は、測定器１０が記憶している血糖値（例えばグルコース濃度）に関する情報を近接場型の無線通信方式を用い受信する。近接場型の無線通信方式は、例えばＮＦＣ（Near field communication）であり、電磁結合方式または電磁波方式の通信方式である。測定器１０と受信部１４との伝送距離は例えば１０ｃｍ以下である。【００３０】
図２のステップＳ２０において、受信部１４は受信した情報をコンピュータ等の制御部１８に送信する。制御部１８は、ユーザの血糖値の経時変化をサーバ等に格納する。その後、ユーザの血糖値のデータを担当医等がアクセスできる。【００３１】
血糖値を測定できる体液または分泌液としては、血液、皮膚間質液、涙液、唾液、汗および尿がある。血糖値の精度がこの順で低くなり、血液以外を使った場合には血液中の血糖値との時間差が大きくなる場合がある。このため、血糖値はＣＧＭＳ（Continuous glucose measurement system）により測定される。しかし、ＣＧＭＳでは、針をユーザに刺すため、ユーザは血糖値の測定を意識した行動を行ってしまうことがある。これにより、平時の血糖値を測定できなくなる。そこで、実施例１ではコンタクトレンズ型の測定器で涙液中のグルコース濃度を測定する。これによってユーザには測定を意識させず、かつ精度よく血糖値を継続的に測定できる。【００３２】
図３は、実施例１における測定器のブロック図である。図３に示すように、測定器１０は、発電部２０、計測回路２２、記憶回路２４、送信回路２６および蓄電器２８を有している。発電部２０は、涙液内のグルコースの分解反応により生じる起電力により発電する。発電部２０は起電力を、計測回路２２、記憶回路２４および送信回路２６に電源電圧（電圧ＶＤＤ−電圧ＶＳＳ）として供給する。蓄電器２８は例えばキャパシタであり、発電部２０が発電した電力を蓄積する。蓄電器２８は設けられていなくてもよい。【００３３】
計測回路２２は、発電部２０の起電力に相当する電源電圧の大きさに関係した情報を生成する。記憶回路２４は、計測回路２２が生成した情報を記憶する。記憶回路２４は、例えばＳＲＡＭ（Static Random Access Memory）等の揮発性メモリまたはフラッシュメモリ等の不揮発性メモリである。発電部２０が発電しないとき（例えばコンタクトレンズ１２を外したとき）、記憶回路２４が情報を保持する観点から、記憶回路２４は不揮発性メモリであることが好ましい。しかし、不揮発性メモリは情報を書き込みおよび読み出すときに高電圧を用いる。このため、記憶回路２４は揮発性メモリでもよい。記憶回路２４が揮発性メモリであって、発電部２０が発電しないときは、記憶回路２４は蓄電器２８に蓄えられた電力により情報を保持する。【００３４】
送信回路２６は、近接場型の無線通信方式を用い記憶回路２４が記憶する情報を収納装置１５の受信部１４に送信する。発電部２０、計測回路２２、記憶回路２４、送信回路２６および蓄電器２８は、例えば基板２５上に設けられた半導体集積回路により形成される。【００３５】
図４は、実施例１における発電部の断面図である。図４に示すように、発電部２０は、アノード４１、イオン選択性透過膜４２、カソード４３および基板４４を備える。基板４４上にアノード４１、イオン選択性透過膜４２およびカソード４３が設けられている。イオン選択性透過膜４２はアノード４１およびカソード４３に挟まれている。発電部２０は例えばグルコースと大気とを用いた燃料電池である。アノード４１には、基板４４を介し涙液５２が供給され、カソード４３には大気等が供給される。【００３６】
アノード４１では白金等の触媒を用い以下のグルコース分解反応が生じる。
Ｃ６Ｈ１２Ｏ６＋２ＯＨ−  →  Ｃ６Ｈ１２Ｏ７＋Ｈ２Ｏ＋２ｅ−
カソード４３では以下の反応が生じる。
（１／２）Ｏ２＋Ｈ２Ｏ＋２ｅ−  →  ２ＯＨ−
カソード４３において発生したＯＨ−は、イオン選択性透過膜４２を介してアノード４１に移動する。アノード４１において発生する電子ｅ−とカソード４３で反応する電子ｅ−とによりアノード４１とカソード４３間に起電力（電位差）が生じる。
全体としては以下の反応が生じる。
Ｃ６Ｈ１２Ｏ６＋（１／２）Ｏ２  →  Ｃ６Ｈ１２Ｏ７【００３７】
アノード４１とカソード４３との間に接続された外部負荷のインピーダンスが一定であれば、起電力は、涙液５２内のグルコース濃度が高くなると大きくなる。よって、計測回路２２、記憶回路２４および送信回路２６の電源電圧はグルコース濃度が高くなれば高くなる。発電部２０は、糖類または生体分子により発電するものであれば、他の化学反応を用いてもよい。【００３８】
図５は、実施例１における計測回路の回路図である。計測回路２２は、発振器３０、３１、タイミング回路２３およびカウンタ回路３４を備えている。発振器３０は、Ｅｎａｂｌｅ信号がハイレベルとなると、発電部２０から供給される電圧ＶＤＤおよびＶＳＳを電源電圧として発振信号ＯＵＴを出力する。発振器３１は、電圧ＶＤＤおよびＶＳＳを電源電圧として発振信号ＲＥＦを出力する。【００３９】
タイミング回路２３は、発振信号ＲＥＦに基づきタイミングを生成する。タイミング回路２３は、カウンタ回路３２、ＡＮＤ回路３５ａから３５ｃ、分周器３６、パルス生成器３７および遅延回路３８を備えている。ＡＮＤ回路３５ｃは発振信号ＲＥＦとＡＮＤ回路３５ｂの出力のＡＮＤ信号をカウンタ回路３２に出力する。カウンタ回路３２は、パルス生成器３７からＲｅｓｅｔ信号が入力すると、発振信号ＲＥＦのパルス数のカウントを開始する。カウンタ回路３２は、カウントが開始されるとＤｏｎｅ信号をハイレベルとし、カウントが終了するとＤｏｎｅ信号をローレベルとする。ＡＮＤ回路３５ｂは、Ｄｏｎｅ信号とＥｎａｂｌｅ信号がともにハイレベルのとき、ハイレベルを出力する。ＡＮＤ回路３５ａは発振信号ＯＵＴとＡＮＤ回路３５ｂの出力とのＡＮＤ信号をカウンタ回路３４に出力する。【００４０】
分周器３６は、発振信号ＲＥＦを分周し、発振信号ＲＥＦより長い周期の信号を出力する。分周器３６が出力する信号の周期がグルコース濃度を測定する周期となる。パルス生成器３７は、分周器３６が出力する信号がハイレベルとなるとパルスを生成しＲｅｓｅｔ信号として出力する。カウンタ回路３２および３４は、Ｒｅｓｅｔ信号が入力するとリセットされる。遅延回路３８は分周器３６が出力する信号を遅延させる。これにより、Ｒｅｓｅｔ信号とＥｎａｂｌｅ信号はほぼ同時に出力される。【００４１】
ＡＮＤ回路３５ａは、Ｄｏｎｅ信号とＥｎａｂｌｅ信号がともにハイレベルのとき、カウンタ回路３４に発振信号ＯＵＴを信号ＯＵＴ´として出力する。Ｄｏｎｅ信号およびＥｎａｂｌｅ信号のいずれかがローレベルのとき、ＡＮＤ回路３５ａはローレベルを出力する。これにより、カウンタ回路３４は、Ｄｏｎｅ信号がハイレベルの期間の発振信号ＯＵＴのパルス個数をカウントする。カウンタ回路３４のカウントが終了すると、記憶回路２４はカウンタ回路３４の各ビットを記憶する。【００４２】
図６（ａ）および図６（ｂ）は、実施例１における発振器の回路図である。図６（ａ）に示すように、発振器３０は、リング発振器である。複数のインバータ回路４５がリング状に接続されている。１個のインバータ回路４５が反転する遅延時間にインバータ回路４５の個数を乗じた期間がほぼ発振信号ＯＵＴの周期となる。インバータ回路４５の電源電圧は電圧ＶＤＤとＶＳＳの電位差である。インバータ回路４５は電源電圧が小さくなると次段のインバータ回路４５を充電する駆動電流が小さくなるため反転時間が長くなる。これにより、電源電圧が小さくなると発振信号の周期が長くなる（すなわち周波数が低くなる）。発振信号ＯＵＴの周波数は１／ｆノイズを低減するため１ｋＨｚから１００ｋＨｚ程度が好ましい。すなわち周期が１０μ秒から１ｍ秒程度が好ましい。【００４３】
図６（ｂ）に示すように、発振器３１はＦＥＴ（Field Effect Transistor）４６と発振器４８を有している。発振器４８は例えばリング発振器である。ＦＥＴ４６のソース、ドレインおよびゲートは、それぞれ発振器４８の電源、電圧ＶＤＤが供給される電源線、および電圧ＶＳＳが供給されるグランド線に接続されている。これにより、ＦＥＴ４６は定電流源として機能する。発振器４８に供給される電源電流が一定であるため、発振器４８が出力する発振信号ＲＥＦの周期は電源電圧にほとんど依存しない。発振信号ＲＥＦの周期は、発振信号ＯＵＴの周期より長いことが好ましく、例えば１０ｍ秒から１秒程度が好ましい。【００４４】
図７は、実施例１における発振信号の電源電圧に対する周期を示す模式図である。図７に示すように、図６（ａ）において例示した発振器３０では、電源電圧が大きくなると発振信号ＯＵＴの周期は長くなる。一方、図６（ｂ）において例示した発振器３１では、発振信号ＲＥＦの周期が電源電圧にほとんど依存しない。発振器３１が出力する発振信号ＲＥＦの周期の電源電圧依存性（すなわち、周期の変化量／電源電圧の変化量）は、発振器３０が出力する発振信号ＯＵＴの周期の電源電圧依存性の１／５以下が好ましく、１／１０以下がより好ましく、１／２０以下がさらに好ましい。発振器３０および３１は、発振信号ＲＥＦの周期の電源電圧依存性が発振信号ＯＵＴの周期の電源電圧依存性より小さければ図６（ａ）および図６（ｂ）以外の回路構成でもよい。【００４５】
図８は、実施例１におけるカウンタ回路の回路図である。カウンタ回路３４の例として８ビットのカウンタ回路の例を説明する。図８に示すように、カウンタ回路３４は８個のＤフリップフロップであるＦＦ４９を有している。初段のＦＦ４９のクロック端子ＣにＡＮＤ回路３５ａが出力する信号ＯＵＴ´が入力する。出力端子ＱはビットデータＱ０を出力する。出力端子ＱＢ（出力端子Ｑの相補出力端子）は次段のＦＦ４９のクロック端子Ｃおよび自ＦＦのデータ端子Ｄに接続されている。リセット端子ＲにＲｅｓｅｔ信号が入力する。２段目以降のＦＦ４９の接続も同様である。各ＦＦ４９からビットデータＱ０からＱ７が出力される。カウンタ回路３２の回路も同様である。カウンタ回路３２および３４は、ＤＦＦ以外のＦＦを用いるカウンタ回路等であってもよい。また、カウンタ回路３２および３４のビット数は任意に設計できる。【００４６】
図９（ａ）および図９（ｂ）は、実施例１におけるタイミング回路の時間に対する各信号を示す図である。図９（ｂ）は図９（ａ）の拡大図である。カウンタ回路３２として４ビットカウンタの例である。図９（ａ）に示すように、時刻ｔ０前はＥｎａｂｌｅ信号、Ｒｅｓｅｔ信号およびＤｏｎｅ信号は、それぞれローレベル、ハイレベルおよびローレベルである。【００４７】
図９（ｂ）に示すように、時刻ｔ０においてＥｎａｂｌｅ信号がハイレベルおよびＲｅｓｅｔ信号がローレベルとなる。時刻ｔ１においてＲｅｓｅｔ信号がハイレベルに戻ると、カウンタ回路３２および３４はリセットし、カウントを開始する。Ｄｏｎｅ信号はハイレベルとなる。時刻ｔ０とｔ１の間隔は発振信号ＲＥＦの周期より小さい。図９（ａ）では、時刻ｔ０においてＲｅｓｅｔ信号に幅がないように図示されている。図９（ｂ）のように、時間を拡大すると、時刻ｔ０においてＲｅｓｅｔ信号がハイレベルからローレベルに変化し、時刻ｔ１においてＲｅｓｅｔ信号がローレベルからハイレベルに変化する。【００４８】
図９（ａ）に示すように、カウンタ回路３２は、発振信号ＲＥＦのパルスを１５個カウントすると時刻ｔ２においてローレベルとなる。このように、タイミング回路２３は、発振信号ＲＥＦに基づきＤｏｎｅ信号がハイレベルになる時刻ｔ１とローレベルになる時刻ｔ２の２つのタイミングを生成する。発振信号ＲＥＦの周期は電源電圧によらずほぼ一定なため、時刻ｔ１とｔ２の間隔は電源電圧によらずほぼ一定である。【００４９】
図１０は、実施例１におけるカウンタ回路３４の時間に対する各信号を示す図である。カウンタ回路３４として８ビットカウンタの例である。図１０に示すように、Ｅｎａｂｌｅ信号、Ｒｅｓｅｔ信号、Ｄｏｎｅ信号および発振信号ＲＥＦは図９（ａ）と同じである。【００５０】
時刻ｔ１においてＤｏｎｅ信号がハイレベルとなると、カウンタ回路３４には信号ＯＵＴ´として発振信号ＯＵＴが入力される。カウンタ回路３４の０ビット目のビットデータＱ０は発振信号ＯＵＴの２倍の周期となる。１ビット目のビットデータＱ１は発振信号ＯＵＴの４倍の周期となる。７ビット目のビットデータＱ７は発振信号ＯＵＴの２５６倍の周期となる。Ｄｏｎｅ信号がローレベルとなる時刻ｔ２において、信号ＯＵＴ´はローレベルとなる。カウンタ回路３４の各ＦＦ４９は、時刻ｔ２におけるビットデータＱ０からＱ７を保持する。図１０の例では、Ｑ７からＱ０は、１１０００１１０となる。Ｑ７からＱ０を２進数とした数が時刻ｔ１からｔ２との間の発振信号ＯＵＴのパルスの個数となる。【００５１】
発振信号ＲＥＦの周期は図７のように電源電圧にほとんど依存しない。また、タイミング回路２３は、カウンタ回路３２およびＡＮＤ回路３５ａから３５ｃ等のデジタル回路を用いている。このため、電源電圧が変動しても時刻ｔ１とｔ２の間隔は、電源電圧にほとんど依存せずほぼ一定である。図７のように電源電圧が高くなると発振信号ＯＵＴの周期は長くなる。このため、電源電圧が高くなる（すなわちグルコース濃度が高くなる）と時刻ｔ１とｔ２との間の発振信号ＯＵＴのパルス個数は少なくなる。電源電圧が低くなる（すなわちグルコース濃度が低くなる）と時刻ｔ１とｔ２との間の発振信号ＯＵＴのパルス個数は多くなる。このように、計測回路２２は、グルコース濃度をパルスの個数のデジタル情報に変換する。【００５２】
図１１は、実施例１における送信回路周辺の回路図である。図１１に示すように、測定器１０は、記憶回路２４、送信回路２６および蓄電器２８に加え、アンテナ６０および整流回路６６を備えている。収納装置１５は受信部１４に加えアンテナ７０を備えている。【００５３】
アンテナ６０はコイルであり、一端が送信回路２６に接続され、他端はＶＳＳに接続されている。ＶＳＳは例えばグランドである。送信回路２６はキャパシタ６２およびＦＥＴ６４を有している。キャパシタ６２の一端はアンテナ６０の他端に接続され、キャパシタ６２の他端はＦＥＴ６４を介しＶＳＳに接続されている。ＦＥＴ２４のゲートは記憶回路２４に接続されている。ＦＥＴ２４はＮチャネルＦＥＴである。アンテナ６０の他端は整流回路６６を介し蓄電器２８に接続されている。記憶回路２４には蓄電器２８から電力が供給される。【００５４】
収納装置１５は、受信部１４に加えアンテナ７０を備えている。アンテナ７０は、例えばコイルであり両端が受信部１４に接続されている。コンタクトレンズ１２が収納装置１５に収納されると、アンテナ６０と７０とは電磁結合する。受信部１４はアンテナ７０に発振信号を出力する。アンテナ６０には発振信号に対応する誘導電流が流れる。整流回路６６は誘導電流を整流する。整流された電力は蓄電器２８に蓄電される。整流回路６６は例えば半整流回路でもよい。発電部２０の発電のみで蓄電器２８が十分に充電される場合、整流回路６６を用い蓄電器２８を充電しなくてもよい。【００５５】
蓄電器２８に十分な電力が蓄えられると、記憶回路２４はＦＥＴ６４のゲートにＱ７からＱ０を順次出力する。例えばＱ７が１（すなわちハイレベル）のとき、アンテナ６０の他端はキャパシタ６２を介しＶＳＳに接続される。例えばＱ７が０（すなわちローレベル）のとき、キャパシタ６２はＶＳＳに接続されない。これにより、アンテナ６０およびキャパシタ６２により形成される共振回路の共振周波数はＱ７が１のときと０のときとで異なる。アンテナ７０はアンテナ６０と電磁結合されている。このため、アンテナ６０とキャパシタ６２との共振周波数が異なるとアンテナ７０のインピーダンスが変化する。受信部１４は、アンテナ７０のインピーダンスの変化を検出することで、Ｑ７のビットを受信する。受信部１４はＱ６からＱ０についても同様に受信する。【００５６】
実施例１の具体例として、涙液５２内のグルコース濃度が２０ｍｇ／ｄＬから５００ｍｇ／ｄＬとすると、グルコース濃度に関する情報は８ｂｉｔ程度で十分である。そこで、カウンタ回路３２および３４をそれぞれ４ビットおよび８ビットとすると、発振器３０、３１およびタイミング回路２３の消費電力は数１０ｎＷである。記憶回路２４は５分おきに８ビットの情報を８時間分記憶すると、記憶するデータ量は７６８ｂｉｔであり記憶回路２４の記憶容量は１ｋｂｉｔである。１ｋｂｉｔのＳＲＡＭの消費電力は７ｎＷである。グルコースを用いた発電部２０の発電量は単位面積あたり３０ｎＷ／ｍｍ２程度である。よって、発電部２０の発電で、計測回路２２および記憶回路２４の消費電力を十分賄うことができる。【００５７】
［実施例１の変形例１］
図１２は、実施例１の変形例１における収納装置の断面図である。図１２に示すように、コンタクトレンズ１２は、アンテナ６０を備え、収納装置１５はアンテナ７０ａおよび７０ｂを備えている。コンタクトレンズ１２が収納部１６に収納されたときに、アンテナ７０ａと７０ｂはアンテナ６０を挟む。その他の構成は図１（ｂ）と同じである。【００５８】
図１３は、実施例１の変形例１における送信回路周辺の回路図である。図１３に示すように、収納装置１５はアンテナ７０ａ、７０ｂ、送信器７２および受信器７４を備えている。アンテナ７０ａと７０ｂとは矢印７５のように誘導結合している。送信器７２はアンテナ７０ａに発振信号を出力する。アンテナ７０ｂには発振信号と同じ周波数の誘導電流が流れる。受信器７４はアンテナ７０ｂの誘導電流を受信する。その他の構成は図１１と同じである。【００５９】
記憶回路２４がＦＥＴ６４のゲートに０を出力すると、アンテナ６０の共振周波数は変化しない。これにより、アンテナ７０ｂに流れる誘導電流も変化しない。記憶回路２４がＦＥＴ６４のゲートに１を出力すると、アンテナ６０とキャパシタ６２の共振回路の共振周波数が変化する。これにより、アンテナ７０ａと７０ｂとの電磁結合（矢印７５）が阻害され、アンテナ７０ｂに流れる誘導電流が小さくなる。受信部１４は送信器７２が出力する発振信号と受信器７４が受信する受信信号の差から送信回路２６の出力が０または１かを判定できる。【００６０】
送信器７２が出力する発振信号の周波数が高い場合、アンテナ７０ａからアンテナ７０ｂに電磁波（矢印７５）が伝搬する。アンテナ６０とキャパシタ６２との共振回路の共振周波数が電磁波の周波数と同程度とする。記憶回路２４が０を出力したとき、アンテナ６０は電磁波を反射しない。記憶回路２４が１を出力したとき電磁波はアンテナ６０により反射される。これにより、アンテナ７０ｂが受信する電磁波の強度は減少する。受信部１４は送信器７２が出力する電磁波の強度と受信器７４が受信する電磁波の強度の差から送信回路２６の出力が０または１かを判定できる。【００６１】
例えば、2011 Symposium on VLSI Circuits Digest of Technical Paper pp.162-163に記載されているように、受信部１４は送信器７２から受信器７４に伝送されるデジタル信号のビットエラーレートから送信回路２６の出力が０または１かを判定してもよい。また、送信器７２がクロック信号を送信し、受信器７４がクロック信号を受信する。受信部１４は、送信したクロック信号と受信したクロック信号とのデューティ比の変化から送信回路２６の出力が０または１かを判定してもよい。デューティ比の変化の検出には、時間デジタル変換回路（ＴＤＣ：Time to Digital Convertor）等を用いてもよい。【００６２】
アンテナ６０はアンテナ７０ａと７０ｂとの間の電磁結合または電磁波の伝搬を阻害するだけである。このため、送信回路２６の消費電力を抑制できる。【００６３】
特許文献１の測定器は、生体分子の分解反応を利用して発電した電力を用いるため、外部から電源電力を供給しなくてもよい。しかしながら、コンタクトレンズに搭載された測定器から血糖値に関する情報をリアルタイムで送信する。送信回路は少なくとも１ｍ程度の範囲に情報を送信するため、発電部の発電量では不足することがあり得る。【００６４】
実施例１およびその変形例によれば、測定器１０は、コンタクトレンズ１２に搭載され、涙液５２内の糖類により発電した発電量に関する情報を記憶する。すなわち、測定器１０の発電部２０は涙液５２内の糖類により発電し、測定器１０の記憶回路２４（記憶部）は、発電部２０の発電量に関する情報を記憶する。収納装置１５は、コンタクトレンズ１２を収納し、コンタクトレンズ１２が収納されているときに測定器１０に記憶された発電量に関する情報を近接場型の無線通信方式を用い受信する。すなわち、コンタクトレンズが収納部１６に収納されているときに、測定器１０の送信回路２６（送信部）は記憶回路２４に記憶された発電量に関する情報を近接場型の無線通信方式を用い収納装置１５に送信する。収納装置１５の受信部１４は、測定器１０に記憶された発電量に関する情報を近接場型の無線通信方式を用い受信する。【００６５】
このように、コンタクトレンズ１２がユーザの眼に装着されたときは、測定器１０は、発電量に関する情報を記憶するため、特許文献１のようなリアルタイムで送信する送信回路は設けなくてもよい。コンタクトレンズ１２を収納装置１５に収納したときに、近接場型の無線通信方式を用い発電量に関する情報を測定器１０から収納装置１５に送信する。近接場型の通信方式は消費電力が小さいため、測定器１０の消費電力を抑制することができる。また、近接場型の無線通信方式では、図１１のように収納装置１５から測定器１０に情報を送信するための電力を供給することもできる。【００６６】
測定器１０は、涙液５２内の糖類により発電した電力を電源として発電量に関する情報を生成しかつ記憶する。このように、計測回路２２および記憶回路２４は発電部２０の発電した電力で賄うことができる。【００６７】
実施例１の変形例１のように、収納装置１５は、アンテナ７０ａ（第１アンテナ）およびアンテナ７０ｂ（第２アンテナ）を備えている。測定器１０は、測定器１０が収納装置１５に収納されたときにアンテナ７０ａと７０ｂとの間に挟まれるアンテナ６０（第３アンテナ）を備える。送信回路２６は、アンテナ６０がアンテナ７０ａと７０ｂの間の電磁結合または電磁波の伝搬を阻害することで、受信部１４に情報を送信する。【００６８】
コンタクトレンズ１２を収納部１６に収納することで、アンテナ７０ａと７０ｂは容易にアンテナ６０を挟むことができる。また、送信回路２６の消費電力を抑制できる。【００６９】
測定器１０において、発電部２０は、糖類の反応により起電力を生じる。発振器３０（第１発振器）は、発電部２０の起電力を電源電圧とし、起電力の変化に対応し周期が変化する発振信号ＯＵＴ（第１発振信号）を生成する。例えば、起電力が大きくなると周期は短くなる。発振器３１（第２発振器）は、起電力を電源電圧とし、発振器３０に比べ起電力の変化に対し周期の変化が小さい発振信号ＲＥＦ（第２発振信号）を生成する。タイミング回路２３は、起電力を電源電圧とし、発振信号ＲＥＦに基づき時刻ｔ１の第１タイミングおよび時刻ｔ２の第２タイミングを生成する。カウンタ回路３４は、起電力を電源電圧とし、第１タイミングと第２タイミングの間の発振信号ＯＵＴのパルス個数をカウントする。測定器１０は涙液５２中の糖類の分解反応以外にも生体分子の分解反応により起電力を生じてもよい。【００７０】
これにより、発電部２０が発電する小さな電力および低い電圧を用い、アナログ値である起電力をデジタル値であるパルス個数に変換できる。よって、測定器１０の消費電力をより抑制できる。【００７１】
記憶回路２４は、パルス個数に関する情報を発電量に関する情報として記憶する。これにより、記憶回路２４は、起電力のデジタル値であるパルス個数を記憶することができる。【００７２】
送信回路２６は記憶回路２４に記憶されたパルス個数に関する情報を近接場型の無線通信方式を用い送信する。これにより、情報を送信するための消費電力を抑制できる。【００７３】
蓄電器２８は、発電部２０が発電した電力を蓄積し、発電部２０が発電しないときに、記憶回路２４に記憶されたパルス個数に関する情報を保持するための電力を記憶回路２４に供給する。これにより、記憶回路２４が揮発性メモリであってもコンタクトレンズ１２を収納装置１５に収納し、情報を収納装置１５に送信する間、記憶回路２４は情報を保持できる。【００７４】
実施例１およびその変形例においては、コンタクトレンズに搭載される測定器１０が涙液５２内の糖類により発電する例を説明した。測定器１０は、人体等の生体に装着されればよい。測定器１０が発電するための液体は、生体の体内の血液もしくは皮膚間質液等の体液、または、生体が分泌する唾液、汗または尿等の分泌液でもよい。例えば、測定器１０は指輪、ピアスまたはイアリングのように生体の体表に直接触れる装着物に搭載され、測定器１０は汗内の糖類により発電してもよい。収納装置１５の収納部１６は、生体に装着される測定器を収納すればよい。
【実施例２】
【００７５】
実施例２として、６５ｎｍＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）技術を用い図５に示す計測回路を作製した。図１４（ａ）は、実施例２における発振器３０の回路図、図１４（ｂ）は、スイッチユニットの回路図である。発振器３０は、IEEE J. Solid State Circuits, Vol. 51, no. 6, pp. 1423-1435, 2016 に記載された方法を応用した回路である。【００７６】
図１４（ａ）に示すように、発振器３０では、スイッチユニット８０ａから８０ｄに、信号Φ１およびＶ３、信号Φ２およびＶ４、信号Φ１およびＶ１、並びに信号Φ２およびＶ２がそれぞれ入力する。スイッチユニット８０ａから８０ｄは信号Ｖ１からＶ４をそれぞれインバータ８１ａから８１ｄに出力する。【００７７】
ＮＡＮＤ回路８２ａにＥｎａｂｌｅ信号およびインバータ８１ａの出力信号が入力する。電圧ＶＤＤが供給される電源と電圧ＶＳＳが供給されるグランドとの間にＰＦＥＴ（P type Field Effect Transistor）８３ａおよびＮＦＥＴ(N type Field Effect Transistor)８４ａが直列に接続されている。ＮＡＮＤ回路８２ａの出力信号およびインバータ８１ｂの出力信号はそれぞれＰＦＥＴ８３ａおよびＮＦＥＴ８４ａのゲートに入力する。ＰＦＥＴ８３ａおよびＮＦＥＴ８４ａのドレインが接続されたノードはインバータ８５ａおよび８５ｂが環状に接続されたラッチ８５ｅのノードに接続される。ラッチ８５ｅの他方のノードは、発振信号ＯＵＴを出力する出力端子に接続される。【００７８】
ＮＡＮＤ回路８２ｂにＥｎａｂｌｅ信号およびインバータ８１ｃの出力信号が入力する。ＶＤＤとＶＳＳとの間にＰＦＥＴ８３ｂおよびＮＦＥＴ８４ｂが直列に接続されている。ＮＡＮＤ回路８２ｂの出力信号およびインバータ８１ｄの出力信号はそれぞれＰＦＥＴ８３ｂおよびＮＦＥＴ８４ｂのゲートに入力する。ＰＦＥＴ８３ｂおよびＮＦＥＴ８４ｂのドレインが接続されたノードはインバータ８５ｃおよび８５ｄが環状に接続されたラッチ８５ｆのノードに接続される。ラッチ８５ｆの他方のノードはインバータ８６ａに接続される。インバータ８６ａは信号Φ２を出力し、インバータ８６ｂは信号Φ２を反転した信号Φ１を出力する。【００７９】
図１４（ｂ）に示すように、スイッチユニット８０（図１４（ａ）のスイッチユニット８０ａから８０ｄに相当する）では信号ＣＬＫはＶＤＤとＶＣＡＰとの間に接続されたＰＦＥＴ８７ａおよび８７ｂのゲートに入力する。インバータ８６ｃは信号ＣＬＫを反転させＰＦＥＴ８７ｃのゲートに出力する。ＰＦＥＴ８７ｃはＰＦＥＴ８７ａと８７ｂとの間のノードと信号ＶＲＥＦが供給される端子とを接続する。ＰＦＥＴ８７ｂのソース（ＶＣＡＰのノード）とＶＳＳとの間にキャパシタＣ１およびＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）キャパシタ８８が並列に接続されている。ＭＯＳキャパシタ８８の接続は順方向である。【００８０】
スイッチユニット８０ａでは、図１４（ｂ）の信号ＣＬＫ、ＶＲＥＦおよびＶＣＡＰは図１４（ａ）の信号Φ１、Ｖ３およびＶ１にそれぞれ対応する。スイッチユニット８０ｂでは、信号ＣＬＫ、ＶＲＥＦおよびＶＣＡＰは信号Φ２、Ｖ４およびＶ２にそれぞれ対応する。スイッチユニット８０ｃでは、信号ＣＬＫ、ＶＲＥＦおよびＶＣＡＰは信号Φ１、Ｖ１およびＶ３にそれぞれ対応する。スイッチユニット８０ｄでは、信号ＣＬＫ、ＶＲＥＦおよびＶＣＡＰは信号Φ２、Ｖ２およびＶ４にそれぞれ対応する。【００８１】
発振器３０では、スイッチユニット８０内のキャパシタＣ１およびＭＯＳキャパシタ８８の電荷をＭＯＳキャパシタ８８のゲートリーク電流として放電する。ＶＣＡＰが電源電圧ＶＤＤ−ＶＳＳからインバータ８６ｃの閾値電圧まで達する時間によって発振周波数が定まる。スイッチユニット８０内のＰＦＥＴ８７ａから８７ｃとインバータ８６ｃはリーク電流の小さいスイッチ回路を構成する。このため、キャパシタＣ１からの放電はほとんどＭＯＳキャパシタ８８のゲートリーク電流による。ＰＦＥＴ８７ａから８７ｃとインバータ８６ｃを含む低リークなスイッチ回路は、IEEE Int. Symp. Circuits Syst., pp. 557-560, 2006 の方法を応用した回路である。【００８２】
発振器３０の発振周波数の逆数である周期Ｔは、ＭＯＳキャパシタ８８の等価抵抗値をＲＭＯＳ、ＶＣＡＰのノードに接続されたキャパシタＣ１とＭＯＳキャパシタ８８の合計の容量値をＣＯＳＣＨとすると、式１で表される。
Ｔ＝２×ＲＭＯＳ×ＣＯＳＣＨ×ｌｎ（２）    （式１）
ここで、ｌｎは自然対数である。【００８３】
ＭＯＳキャパシタ８８の順方向ゲートリーク電流の等価抵抗値ＲＭＯＳはＭＯＳキャパシタ８８のゲートに印加される電圧に依存する。例えばＲＭＯＳはゲートに印加される電圧に反比例する。これにより、電源電圧ＶＤＤ−ＶＳＳが大きくなるとＲＭＯＳが低くなり周期Ｔが短くなる。すなわち発振周波数が高くなる。このように、発振器３０の発振周波数は電源電圧ＶＤＤ−ＶＳＳに大きく依存する。【００８４】
発振器３０は、ブロック８９ａと８９ｂとを備えている。ブロック８９ａは、スイッチユニット８０ａ、８０ｂ、インバータ８１ａ、８１ｂ、ＮＡＮＤ回路８２ａ、ＰＦＥＴ８３ａ、ＮＦＥＴ８４ａおよびラッチ８５ｅを備える。ブロック８９ｂは、スイッチユニット８０ｃ、８０ｄ、インバータ８１ｃ、８１ｄ、８６ａ、８６ｂ、ＮＡＮＤ回路８２ｂ、ＰＦＥＴ８３ｂ、ＮＦＥＴ８４ｂおよびラッチ８５ｆを備える。ブロック８９ｂは信号Φ１およびΦ２を生成し、ブロック８９ａは発振信号ＯＵＴを生成する。【００８５】
図１５は、実施例２における発振器３１の回路図である。発振器３１は、IEEE J. Solid State Circuits, Vol. 51, no. 6, pp. 1331-1346, 2016 に記載された方法を応用した回路である。【００８６】
図１５に示すように、発振器３１では、電圧ＶＤＤが供給される電源と電圧ＶＳＳが供給されるグランドとの間に、ＭＯＳキャパシタ９２ａ、ＰＦＥＴ９１ａおよび９１ｂが直列に接続されている。ＭＯＳキャパシタ９２ａは逆方向に接続されている。ＰＦＥＴ９１ｂに並列にキャパシタＣ２ａが接続されている。ＰＦＥＴ９１ａおよび９１ｂのゲートにはそれぞれ信号ΦＡおよびΦＢが入力する。ＰＦＥＴ９１ａと９１ｂとの間のノードの信号はＰＦＥＴ９３ａとＮＦＥＴ９３ｂを有するインバータ９４ａに入力する。インバータ９４ａの出力信号はインバータ９５ａおよび９５ｂを介しＰＦＥＴ９６ａのゲートに入力する。【００８７】
ＶＤＤとＶＳＳとの間に、ＭＯＳキャパシタ９２ｂ、ＰＦＥＴ９１ｃおよび９１ｄが直列に接続されている。ＰＦＥＴ９１ｃおよび９１ｄのゲートにはそれぞれ信号ΦＢおよびΦＡが入力する。ＰＦＥＴ９１ｄに並列にキャパシタＣ２ｂが接続されている。ＰＦＥＴ９１ｃと９１ｄとの間のノードの信号はＰＦＥＴ９３ｃとＮＦＥＴ９３ｄを有するインバータ９４ｂに入力する。インバータ９４ｂの出力信号はインバータ９５ｃを介しＮＦＥＴ９６ｂのゲートに入力する。【００８８】
ＶＤＤとＶＳＳとの間にＰＦＥＴ９６ａおよびＮＦＥＴ９６ｂが直列に接続されている。ＰＦＥＴ９６ａおよびＮＦＥＴ９６ｂのドレインが接続されたノードはインバータ９７ａおよび９７ｂが環状に接続されたラッチ９７ｃのノードに接続される。ラッチ９７ｃの他方のノードは信号ΦＡを出力する。インバータ９８ａは信号ΦＡを反転し、発振信号ＲＥＦを出力する出力端子に出力する。インバータ９８ｂは信号ΦＡを反転し信号ΦＢを出力する。【００８９】
発振器３１では、ＭＯＳキャパシタ９２ａおよび９２ｂをそれぞれキャパシタＣ２ａおよびＣ２ｂを充電する電流源として用いている。発振器３１の発振周波数ｆは、ＭＯＳキャパシタ９２ａおよび９２ｂのゲートリーク電流値をＩｇａｔｅ、キャパシタＣ２ａおよびＣ２ｂの容量値をＣＯＳＣＬ、インバータ９４ａおよび９４ｂの閾値電圧をＶＩＮＶとすると、式２で表される。
ｆ＝Ｉｇａｔｅ／（２×ＣＯＳＣＬ×ＶＩＮＶ）    （式２）【００９０】
インバータ９４ａおよび９４ｂの閾値電圧ＶＩＮＶは電源電圧ＶＤＤ−ＶＳＳに比例する。一方、ＭＯＳキャパシタ９２ａおよび９２ｂの逆方向ゲートリーク電流は電源電圧ＶＤＤ−ＶＳＳに比例する。これにより発振周波数ｆは電源電圧にほとんど依存しない。【００９１】
カウンタ回路３２および３４の段数（ビット数）をそれぞれ４段および８段とした。発振器３０および３１の面積はそれぞれ０．００２７ｍｍ２および０．０００５ｍｍ２となり、計測回路２２の面積は０．００４７ｍｍ２となった。【００９２】
図１６（ａ）は、実施例２における電源電圧に対する発振周波数を示す図である。ドットは測定点を示し、直線はドットをつなぐ線である。図１６（ａ）に示すように、電源電圧（ＶＤＤ−ＶＳＳ）を８００ｍＶから１０００ｍＶの間で変化させると、発振器３０の発振周波数は８５．８Ｈｚから１２６．２Ｈｚの間で変化する。発振器３１の発振周波数は１．９Ｈｚから３．２Ｈｚの間で変化する。発振器３０および３１の発振周波数の電源電圧に対する感度は、それぞれ２０２ｍＨｚ／ｍＶおよび６．６ｍＨｚ／ｍＶである。このように、発振器３０の発振周波数は電源電圧により大きく変化する。発振器３１の発振周波数は電源電圧によりあまり変化しない。【００９３】
図１６（ｂ）は、実施例２におけるカウントに対するコードを示す図である。電源電圧を９００ｍＶとした。カウントは発振器３０の発振信号ＯＵＴのパルスのカウント数に相当し、コードは、カウンタ回路３４の出力Ｑ７からＱ０を十進数で表した数字である。Ｅｎａｂｌｅ信号がハイレベルとなるとカウンタ回路３４が発振信号ＯＵＴのパルスの個数をカウントしコードが増加（すなわちカウントアップ）する。カウントが終了するとカウンタ回路３４は電源電圧が９００ｍＶに相当するコードを保持（すなわちホールド）する。Ｒｅｓｅｔ信号がハイレベルとなると、カウンタ回路３４はリセットされ、コードは０となる。このように、カウンタ回路３４は正常に動作する。【００９４】
図１７（ａ）は、実施例２における電源電圧に対するコードを示す図である。ドットは測定点を示し、直線は近似直線である。図１７（ａ）に示すように、電源電圧を８００ｍＶから１０００ｍＶまで変えると、コードが変化する。決定係数Ｒ２は−０．９９４４であり、電源電圧とコードとは直線でほぼ近似できている。【００９５】
図１７（ｂ）は、実施例２における電源電圧に対する誤差を示す図である。誤差は、図１７（ａ）の測定点の近似曲線からの差である。図１７（ｂ）に示すように、コードによる電源電圧の誤差の最大値および最小値は＋１０ｍＶおよび−１２ｍＶである。図１７（ａ）および図１７（ｂ）のように、計測回路２２は電源電圧をコードに変換できる。【００９６】
図１７（ｃ）は、実施例２における電源電圧に対する消費電力を示す図である。丸ドットはロジック回路と発振器３０の合計の消費電力、四角ドットは発振器３１の消費電力、およびひし形ドットは計測回路２２トータルの消費電力を示す。図１７（ｃ）に示すように、電源電圧が８００ｍＶのとき消費電力は約１１ｎＷであり、電源電圧が１０００ｍＶのとき消費電力は約１００ｎＷである。このように、計測回路２２の消費電力を小さくできる。【００９７】
実施例２では、発振器３１が出力する発振信号ＲＥＦの周波数をサブＨｚとし、発振器３０が出力する発振信号ＯＵＴの周波数を発振信号ＲＥＦの周波数の数十倍とした。これにより、スイッチング電力の低減とサンプリングレート（すなわち電源電圧の分解能）の両立が可能となった。このように、実施例２の計測回路２２は少ない消費電力で電源電圧をコードに変換することができる。計測回路２２の回路を改善することにより、さらに低い電源電圧を低い消費電力でコードに変換することが可能となる。実施例１の発振器３０および３１には実施例２以外の発振器を用いてもよい。
【実施例３】
【００９８】
実施例３は、太陽電池（Solar Cell）が送信回路に電力を供給し、送信回路がコンタクトレンズをユーザの眼に装着した状態で発電部の起電力に関する情報を送信する例である。【００９９】
図１８は、実施例３に係る測定器のブロック図である。図１８に示すように、測定器１０ａは、発電部２０、計測回路２２、送信回路２７、太陽電池５４および昇圧回路５６を備えている。発電部２０は起電力を、計測回路２２に電源電圧（電圧ＶＤＤ１−電圧ＶＳＳ１）として供給する。太陽電池５４は、コンタクトレンズ１２に照射される光を電力に変換する。太陽電池５４の起電力は電圧ＶＤＤ２−ＶＳＳ２である。昇圧回路５６は電圧ＶＤＤ２−ＶＳＳ２を電圧ＶＤＤ３−ＶＳＳ３に昇圧する。昇圧回路５６は昇圧した電力を送信回路２７に供給する。計測回路２２の電力は太陽電池５４から供給されない。送信回路２７の電力は発電部２０から供給されない。【０１００】
計測回路２２は、発電部２０の起電力をコードに変換し、送信回路２７に出力する。コードは図５のカウンタ回路３４が出力する各ビットである。計測回路２２は、送信回路２７に制御信号ＴＸＣを出力し、昇圧回路５６に制御信号ＨＣを出力する。【０１０１】
図１９（ａ）は、実施例３における制御信号を生成する回路の回路図、図１９（ｂ）は、時間に対する制御信号を示す図である。図１９（ａ）に示すように、図５の計測回路２２の分周器３６の出力は制御信号ＨＣとなり、分周器３６の出力はインバータ５７を介し制御信号ＴＸＣとなる。その他の計測回路２２の回路は図５と同じである。【０１０２】
図１９（ｂ）に示すように、分周器３６の出力がローレベルのとき、制御信号ＨＣはローレベル、Ｒｅｓｅｔ信号はハイレベル、Ｅｎａｂｌｅ信号はローレベル、計測回路２２は発電部２０の起電力に対応するデジタルコードを保持している（Ｈｏｌｄ）。昇圧回路５６の出力電圧ＶＤＤ３は０Ｖ、制御信号ＴＸＣはハイレベルである。【０１０３】
時刻ｔ３において分周器３６の出力がハイレベルとなると、制御信号ＨＣはハイレベルとなる。少し遅れた時刻ｔ０において、Ｒｅｓｅｔ信号としてパルスが出力され、Ｅｎａｂｅｌ信号がハイレベルとなる。これにより、計測回路２２はリセットされる（Ｒｓｔ）。その後、計測回路２２のカウンタ回路３４は発電部２０の起電力に相当するパルス個数をカウントし、コードを生成する（Ｃｏｕｎｔ）。その後、計測回路２２はコードを保持する（Ｈｏｌｄ）。【０１０４】
制御信号ＨＣがハイレベルとなると昇圧回路５６が起動し、太陽電池５４の出力電圧の昇圧を開始する。昇圧された電力はキャパシタ（例えば図２０のキャパシタＣ５６）等の蓄電装置に蓄電される。これにより、ＶＤＤ３は０Ｖから上昇し、送信回路２７の動作に十分な電圧となる。【０１０５】
時刻ｔ４において、分周器３６の出力がローレベルとなると、制御信号ＨＣはローレベルとなり制御信号ＴＸＣはハイレベルとなる。少し遅れＥｎａｂｌｅ信号はローレベルとなる。制御信号ＴＸＣがハイレベルとなると、送信回路２７が起動し、保持されていたコードを送信する。これにより、蓄電装置に蓄積されていた電荷が放電され、ＶＤＤ３は０Ｖに戻る。【０１０６】
図２０は、実施例３における昇圧回路の回路図である。昇圧回路５６は３段のＳＯＶＤ（Self-Oscillating Voltage Doubler）５６ａから５６ｃを備えている。太陽電池５４の出力電圧はＶＤＤ２−ＶＳＳ２である。ＳＯＶＤ５６ａはＶＤＤ２−ＶＳＳ２をＶ１−ＶＳＳ２に昇圧する。ＳＯＶＤ５６ａは制御信号ＨＣにより起動する。ＳＯＶＤ５６ｂはＶ１−ＶＳＳ２をＶ２−ＶＳＳ２に昇圧する。ＳＯＶＤ５６ｃはＶ２−ＶＳＳ２をＶＤＤ３−ＶＳＳ２に昇圧する。ＳＯＶＤ５６ｃの出力にキャパシタＣ５６が接続されている。キャパシタＣ５６には太陽電池５４の起電力を昇圧した電圧ＶＤＤ３−ＶＳＳ３が印加され、電荷が蓄積される。【０１０７】
図２１は、実施例３におけるＳＯＶＤの回路図である。ＳＯＶＤ５６ａは、ＶＤＤ２とＶＳＳ２とが供給される電源線の間に起動インバータ回路１２０と遅延回路１３１ａが接続されている。Ｖ１とＶＤＤ２とが供給される電源線の間にインバータ回路１３５ｂと遅延回路１３１ｂが接続されている。遅延回路１３１ａおよび１３１ｂは各々ＰＦＥＴ１３２ａから１３２ｄおよびＮＦＥＴ１３４ａから１３４ｄを備えている。【０１０８】
起動インバータ回路１２０の出力は遅延回路１３１ａのＰＦＥＴ１３２ａおよびＮＦＥＴ１３４ａのゲートに接続されている。遅延回路１３１ａのＰＦＥＴ１３２ｄおよびＮＦＥＴ１３４ｄのドレインはノードＮ２ａに接続されている。遅延回路１３１ａのＰＦＥＴ１３２ｂおよびＮＦＥＴ１３４ｂのゲートは起動インバータ回路１２０の入力ノードＮ１ａに接続されている。起動インバータ回路１２０の出力とインバータ回路１３５ｂの出力との間にキャパシタＣ３ａが接続されている。遅延回路１３１ａの出力と遅延回路１３１ｂの出力との間にキャパシタＣ３ｂが接続されている。【０１０９】
起動インバータ回路１２０は、制御信号ＨＣがハイレベルのとき、ノードＮ１ａの信号を反転して出力する。遅延回路１３１ａは、起動インバータ回路１２０の出力を遅延させ起動インバータ回路１２０の入力に出力する。これにより、起動インバータ回路１２０および遅延回路１３１ａはリング発振器を形成する。【０１１０】
インバータ回路１３５ｂの出力は遅延回路１３１ｂのＰＦＥＴ１３２ａおよびＮＦＥＴ１３４ａのゲートに接続されている。遅延回路１３１ｂのＰＦＥＴ１３２ｂおよびＮＦＥＴ１３４ｂのゲートはインバータ回路１３５ｂの入力ノードＮ１ｂに接続されている。これにより、インバータ回路１３５ｂおよび遅延回路１３１ａはリング発振器を形成する。ノードＮ１ｂはノードＮ２ａが接続されている。ノードＮ２ｂは次段のＳＯＶＤ５６ｂのノードＮ１ａに接続されている。【０１１１】
起動インバータ回路１２０に制御信号ＨＣが入力すると、起動インバータ回路１２０および遅延回路１３１ａが発振する。起動インバータ回路１２０および遅延回路１３１ａが発振すると、インバータ回路１３５ｂおよび遅延回路１３１ｂが発振し、ＶＤＤ２−ＶＳＳ２をＶ１−ＶＤＤ２に昇圧する。【０１１２】
図２２は、実施例３における起動インバータ回路の回路図である。起動インバータ回路１２０はインバータ１２５ａ、１２５ｂ、回路１２１およびＮＡＮＤ回路１２５ｃを備えている。インバータ１２５ａの電源電圧はＶＤＤ１−ＶＳＳ１であり、回路１２１の電源電圧はＶＤＤ１−ＶＳＳ２であり、インバータ１２５ｂおよびＮＡＮＤ回路１２５ｃの電源電圧はＶＤＤ２−ＶＳＳ２である。【０１１３】
回路１２１はＰＦＥＴ１２２ａ、１２２ｂ、ＮＦＥＴ１２４ａおよび１２４ｂを備えている。制御信号ＨＣがハイレベルとなると、ＰＦＥＴ１２２ａおよび１２２ｂのゲートはそれぞれローレベルおよびハイレベルとなる。ＮＦＥＴ１２４ａおよび１２４ｂのゲートはそれぞれローレベルおよびハイレベルとなる。これにより、回路１２１の出力はローレベルとなる。インバータ１２５ｂの出力はハイレベルとなる。ＮＡＮＤ回路１２５ｃは、制御信号ＨＣがローレベルのときは、ノードＮ１ａのレベルによらずハイレベルを出力し、制御信号ＨＣがハイレベルのときはノードＮ１ａのレベルを反転して出力する。よって、ノードＮ１ａがローレベルのときに制御信号ＨＣがハイレベルとなると、起動インバータ回路１２０はハイレベルを出力する。これにより、図２１の起動インバータ回路１２０および遅延回路１３１ａが発振し、ＳＯＶＤ５６ａが起動する。その後、制御信号ＨＣがハイレベルの間、ＮＡＮＤ回路１２５ｃはインバータ回路として機能する。【０１１４】
図２３は、実施例３におけるＳＯＶＤの回路図である。ＳＯＶＤ５６ｂでは、Ｖ１とＶＳＳ２とが供給される電源線の間にインバータ回路１３５ａおよび遅延回路１３１ａが接続されている。Ｖ２とＶ１とが供給される電源線の間にインバータ回路１３５ｂと遅延回路１３１ｂが接続されている。ＳＯＶＤ５６ｂはＶ１−ＶＳＳ２をＶ２−ＶＳＳ２に昇圧する。その他の構成はＳＯＶＤ５６ａと同じであり説明を省略する。ＳＯＶＤ５６ｃはＶ２−ＶＳＳ２をＶＤＤ３−ＶＳＳ２に昇圧する。その他の構成はＳＯＶＤ５６ｂと同じであり説明を省略する。【０１１５】
図２４は、実施例３における送信回路の回路図である。図２４に示すように、送信回路２７は、ブースタ回路１１０およびアンテナ１１６等を備えている。ブースタ回路１１０は、インバータ１１３ａから１１３ｃ、ＰＦＥＴ１１２ｄおよびキャパシタＣ１１を備えている。インバータ１１３ａから１１３ｃは各々ＰＦＥＴ１１２ａから１１２ｃおよびＮＦＥＴ１１４ａから１１４ｃを備えている。【０１１６】
制御信号ＴＸＣがローレベルのとき、インバータ１１３ｂおよび１１３ｃの出力はローレベルである。ＰＦＥＴ１１２ｄはオンする。キャパシタＣ１１の両端にＶＳＳ１とＶＤＤ１が印加され、キャパシタＣ１１が充電される。制御信号ＴＸＣがハイレベルのとき、インバータ１１３ｂおよび１１３ｃの出力はハイレベルである。ＰＦＥＴ１１２ｄはオフする。インバータ１１３ｃのＰＦＥＴ１１２ｃのソースにはＶＤＤ１にキャパシタＣ１１の両端の電圧が加わる。これにより、インバータ１１３ｃの出力はＶＤＤ１より高くなる。【０１１７】
アンテナ１１６の一端には電圧ＶＤＤ３が印加され、他端はそれぞれノードＮ１５ａおよびＮ１５ｂに接続される。ＮＦＥＴ１１５ａおよび１１５ｂのドレインはそれぞれノードＮ１５ａおよびＮ１５ｂに、ゲートはそれぞれノードＮ１５ｂおよびＮ１５ａに、ソースは共通にＮＦＥＴ１１４ｄおよび１１４ｅを介しＶＳＳ３に接続されている。ブースタ回路１１０の出力がハイレベルとなるとＮＦＥＴ１１４ｄおよび１１４ｅはオンし、アンテナ１１６から高周波信号が出力される。ＮＦＥＴ１１４ｄおよび１１４ｅを縦続させることで、ＮＦＥＴ１１４ｄおよび１１４ｅを介したリーク電流を低減できる。【０１１８】
ノードＮ１５ａおよびＮ１５ｂにはＤＡＣ（Digital Analog Convertor）１１５に接続されている。ＤＡＣ１１５は、キャパシタとＦＥＴを用いたプルダウンスイッチを有している。ＤＡＣ１１５に８ビットのコードが入力すると、ノードＮ１５ａとＮ１５ｂの間のキャパシタンスがコードに対応する値となる。これにより、アンテナ１１６が出力する高周波信号の周波数はコードに相当する分変化する。アンテナ１１６から出力された高周波信号を受信した受信回路は、高周波信号の周波数からコード（すなわち発電部２０の起電力）を受信できる。【０１１９】
実施例３の測定器１０ａを６５ｎｍｎノードのＣＭＯＳ技術を用いて作製した。発電部２０および計測回路２２は実施例２と同じ発電部２０および計測回路２２を用いた。【０１２０】
図２５は、実施例３におけるチップの平面図である。シリコン（半導体）チップ５８には、計測回路２２、送信回路２７、昇圧回路５６、パッド５９およびアンテナ１１６が設けられている。アンテナ１１６内に送信回路２７が設けられている。アンテナ１１６の外に計測回路２２、昇圧回路５６およびパッド５９が設けられている。その他のチップ５８の領域は太陽電池５４である。パッド５９には、発電部２０が接続され、ＶＤＤ１およびＶＳＳ１が印加される。チップ５８の大きさはＤ１×Ｄ２であり６５０μｍ×６３５μｍである。【０１２１】
太陽電池５４は、３種類のＰＮ接合の太陽電池が並列に接続されている。図２６（ａ）から図２６（ｃ）は、実施例３における太陽電池の特性を示す図である。図２６（ａ）は、照度（Illumination intensity）が２００ｌｘのときの電圧に対する電流密度を示す図である。０．２Ｖ以下では約９μＡ／ｃｍ２の電流密度が得られている。図２６（ｂ）は、照度に対するパワー密度を示す図である。照度が２００ｌｘでも１．９７μＷ／ｃｍ２のパワー密度が得られている。照度が３５００ｌｘ以上では１２μＷ／ｃｍ２のパワー密度が得られている。図２６（ｃ）は、照度に対する開回路電圧ＶＯＣおよび最大電圧ＶＭＡＸを示す図である。照度が２００ｌｘでもＶＯＣおよびＶＭＡＸはそれぞれ０．２３５Ｖおよび０．２９５Ｖである。照度が３５００ｌｘ以上ではＶＯＣおよびＶＭＡＸはそれぞれ０．２７Ｖおよび０．３４Ｖである。【０１２２】
図２０の昇圧回路５６のキャパシタＣ５６を２５ｐＦのＭＩＭ（Metal Insulator Metal）キャパシタとした。図２７（ａ）および図２７（ｂ）は、実施例３における昇圧回路の特性を示す図である。図２７（ａ）はＶＤＤ２−ＶＳＳ２が０．２Ｖ、０．３Ｖおよび０．４Ｖにおける負荷電流（Load current）に対する出力電圧ＶＤＤ３−ＶＳＳ３を示す図である。図２７（ａ）に示すように、負荷電流が１０ｐＡ以下では、ＶＤＤ２−ＶＳＳ２が０．２Ｖでも出力電圧ＶＤＤ３−ＶＳＳ３を１Ｖ以上にできる。【０１２３】
図２７（ｂ）は、ＶＤＤ２−ＶＳＳ２が０．２Ｖ、０．３Ｖおよび０．４Ｖにおける負荷電流に対する変換効率を示す図である。図２７（ｂ）に示すように、負荷電流が１０ｐＡ、ＶＤＤ２−ＶＳＳ２が０．２Ｖのとき変換効率は１％以上である。【０１２４】
実施例３では、計測回路２２以外の電力は太陽電池５４から供給される。図１７（ｃ）のように、計測回路２２の消費電力は電源電圧ＶＤＤ１−ＶＳＳ１が８００ｍＶのとき約１１ｎＷである。発電部２０の電力密度が７μＷ／ｃｍ２とすると、発電部２０の面積は０．００１６ｃｍ２となる。昇圧回路５６および送信回路２７の消費電力を５．３ｎＷとすると、図２６（ｂ）より、太陽電池５４の面積は０．２７ｍｍ２となる。これは、送信回路２７の電力を発電部２０で供給する場合の発電部２０の面積の１／１２５である。【０１２５】
チップ５８内の各回路の面積は、送信回路２７が０．０１０ｍｍ２、昇圧回路５６が０．０３４ｍｍ２、計測回路２２が０．００４７ｍｍ２、および太陽電池５４が０．２７ｍｍ２であり合計で０．３１８７ｍｍ２とすることができた。【０１２６】
生体の体液または分泌液内の糖類を検出する測定機に糖類等のセンサとＡＤＣ（Analog Digital Converter）を用いることが考えられる。この場合、センサとＡＤＣの消費電力が大きくなるため、糖類を用いた発電部２０の面積が大きくなる。また、センサおよびＡＤＣの電力を太陽電池等の電源から供給しようとすると、太陽電池の面積が大きくなる。【０１２７】
実施例３によれば、発電部２０の起電力（第１起電力）ＶＤＤ１−ＶＳＳ１をコード（デジタル信号）に変換する計測回路２２（変換回路）は発電部２０の起電力を電源電圧とする。太陽電池５４（電源）は、コードに関する情報を無線通信方式を用い送信する送信回路２７に電力を供給し、計測回路２２には電力を供給しない。【０１２８】
このように、発電部２０の起電力をデジタル信号に変換する計測回路２２は消費電力が小さいため発電部２０の起電力を電源電圧として用いることで動作できる。一方、送信回路２７は消費電力が大きいため、太陽電池５４等の別の電源を用いる。これにより、チップ５８を小型化できる。別の電源としては、太陽電池５４等の光電変換素子以外にも熱電変換装置、または外部から供給された電力を蓄えるキャパシタもしくはバッテリー（電池）等を用いることができる。【０１２９】
別の電源として太陽電池５４を用いるとＣＭＯＳ技術を用い、太陽電池５４を計測回路２２、昇圧回路５６および送信回路２７と同じチップ５８に搭載することがきる。【０１３０】
測定器が生体に装着されると、太陽電池５４が安定に発電できない場合がある。例えば測定器をコンタクトレンズ１２に装着すると、ユーザが瞬きすると、太陽電池５４の発電量が小さくなる。例えば測定器が口腔内の例えば歯に装着されると、ユーザが口を閉じると、太陽電池５４の発電量が小さくなる。そこで、昇圧回路５６のキャパシタＣ５６等の蓄電装置を設けることで、電力を送信回路２７に安定に供給できる。【０１３１】
昇圧回路５６は、計測回路２２が生成する制御信号ＨＣ（起動信号）に基づき起動し、太陽電池５４が生成した起電力（第２起電力）を昇圧する。これにより、太陽電池５４の発電が不安定な場合でも昇圧回路５６を起動できる。【０１３２】
送信回路２７は測定器が生体に装着された状態でコードに関する情報を送信する例を説明したが、実施例１および２のように、送信回路２７は測定器を生体から離脱した状態でコードに関する情報を送信してもよい。測定器１０ａは、実施例１の記憶回路２４を備えていてもよい。この場合、記憶回路２４の電力は太陽電池５４等の電源から供給される。
【実施例４】
【０１３３】
実施例４は、計測回路の別の例である。図２８は、実施例４における計測回路を示すブロック図である。図２８に示すように、計測回路２２ａは、発振器３１を１個有している。発振器３１は、計測回路２２の発振器３１のように、電源電圧が変化しても発振信号ＲＥＦの周波数はほとんど変化しない。分周器３６は、図５の分周器３６と同じである。制御回路３７ａは、図５のパルス生成器３７と遅延回路３８を有し、Ｒｅｓｅｔ信号およびＥｎａｂｌｅ信号を生成する。【０１３４】
バーストパルス生成回路１４２は、Ｅｎａｂｌｅ信号がハイレベルとなると、発振信号ＲＥＦから信号ＯＵＴ１を生成する。電圧−時間変換回路１４４は、Ｅｎａｂｌｅ信号がハイレベルとなると、２電圧ＶＤＤ−ＶＳＳを期間に変換し、信号ＯＵＴ２を出力する。ＮＡＮＤ回路１４５ａは信号ＯＵＴ１とＯＵＴ２とのＮＡＮＤを信号ＯＵＴ３として出力する。インバータ１４５ｂは信号ＯＵＴ３の反転信号ＯＵＴ３´をカウンタ回路３４に出力する。カウンタ回路３４は、図５のカウンタ回路３４と同じであり、Ｒｅｓｅｔ信号が入力してから信号ＯＵＴ３´のパルス数をカウントし、カウント数をコードとして出力する。【０１３５】
図２９は、実施例４における計測回路の時間に対する各信号の電圧を示す図である。図２９に示すように、発振器３１は発振信号ＲＥＦを出力する。時刻ｔ５にＲｅｓｅｔ信号が入力すると、バーストパルス生成回路１４２は、発振信号ＲＥＦの一定のパルス数ごとにパルスを信号ＯＵＴ１として出力する。電圧−時間変換回路１４４は、時刻ｔ５から時刻ｔ６までハイレベルを信号ＯＵＴ２として出力する。信号ＯＵＴ３´は、信号ＯＵＴ２がハイレベルの期間（時刻ｔ５とｔ６の間）に信号ＯＵＴ１としてハイレベルが入力するとハイレベルとなる。その他の期間において信号ＯＵＴ３´はローレベルである。【０１３６】
カウンタ回路３４は、時刻ｔ５とｔ６の間のＯＵＴ３´のパルス個数をカウントする。発電部２０の起電力ＶＤＤ−ＶＳＳが低くなると、電圧−時間変換回路１４４は、ハイレベルを出力する期間を短くする。例えば信号ＯＵＴ２は、時刻ｔ５から時刻ｔ６´までハイレベルである。信号ＯＵＴ３´のパルスは時刻ｔ５とｔ６´との間の信号ＯＵＴ１のパルスとなる。カウンタ回路３４がカウントする時刻ｔ５とｔ６´の間のＯＵＴ３´のパルス個数は、時刻ｔ５とｔ６の間のＯＵＴ３´のパルス個数より少なくなる。【０１３７】
これにより、計測回路２２ａは計測回路２２と同様に、発電部２０の起電力ＶＤＤ−ＶＳＳをコードに変換できる。計測回路２２ａは実施例１から３の計測回路２２に置き換えることができる。【０１３８】
実施例４によれば、電圧−時間変換回路１４４は、発電部２０の起電力ＶＤＤ−ＶＳＳを電源電圧とし、ＶＤＤ−ＶＳＳの大きさを期間に変換する。カウンタ回路３４は、ＶＤＤ−ＶＳＳを電源電圧とし、期間内の発振信号ＲＥＦのパルス個数をカウントする。【０１３９】
これにより、発電部２０が発電する小さな電力および低い電圧を用い、アナログ値である起電力をデジタル値であるパルス個数に変換できる。よって、測定器１０の消費電力をより抑制できる。【０１４０】
実施例４に係る計測回路２２ａを実施例１から３の計測回路２２の代わりに用いることができる。【０１４１】
以上、本発明の好ましい実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
【符号の説明】
【０１４２】
１０、１０ａ  測定器
１２  コンタクトレンズ
１４  受信部
１６  収納部
２０  発電部
２２、２２ａ  計測回路
２３  タイミング回路
２４  記憶回路
２６  送信回路
２８  蓄電器
３０、３１  発振器
３２、３４  カウンタ回路
５４  太陽電池
５６  昇圧回路
６０、７０、７０ａ、７０ｂ  アンテナ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【手続補正書】
【提出日】令和2年10月26日(2020.10.26)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５３】
アンテナ６０はコイルであり、一端が送信回路２６に接続され、他端はＶＳＳに接続されている。ＶＳＳは例えばグランドである。送信回路２６はキャパシタ６２およびＦＥＴ６４を有している。キャパシタ６２の一端はアンテナ６０の一端に接続され、キャパシタ６２の他端はＦＥＴ６４を介しＶＳＳに接続されている。ＦＥＴ６４のゲートは記憶回路２４に接続されている。ＦＥＴ６４はＮチャネルＦＥＴである。アンテナ６０の一端は整流回路６６を介し蓄電器２８に接続されている。記憶回路２４には蓄電器２８から電力が供給される。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１３４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１３４】
バーストパルス生成回路１４２は、Ｅｎａｂｌｅ信号がハイレベルとなると、発振信号ＲＥＦから信号ＯＵＴ１を生成する。電圧−時間変換回路１４４は、Ｅｎａｂｌｅ信号がハイレベルとなると、電圧ＶＤＤ−ＶＳＳを期間に変換し、信号ＯＵＴ２を出力する。ＮＡＮＤ回路１４５ａは信号ＯＵＴ１とＯＵＴ２とのＮＡＮＤを信号ＯＵＴ３として出力する。インバータ１４５ｂは信号ＯＵＴ３の反転信号ＯＵＴ３´をカウンタ回路３４に出力する。カウンタ回路３４は、図５のカウンタ回路３４と同じであり、Ｒｅｓｅｔ信号が入力してから信号ＯＵＴ３´のパルス数をカウントし、カウント数をコードとして出力する。
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１９】
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【国際調査報告】
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