(57)【要約】  本願は、タッチセンス装置の駆動電極と受信電極との間の静電容量に関するパラメーターを測定するための装置に関する。装置は、一端が電圧測定回路に、もう一端が受信電極に連結されたアキュムレータコンデンサと、測定シーケンスの各サイクル中に、アキュムレータコンデンサを電圧測定回路に電気接続する第１ノードに、基準電圧を接続するよう構成及び配置される制御回路と、を含む。装置は、測定シーケンス中に、アキュムレータコンデンサ及び受信電極に電気接続される第２ノードから電流を得るよう構成及び配置される抵抗回路を更に含む。【選択図】図３ｂ
2012503774.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
タッチセンス装置の駆動電極と受信電極との間の静電容量に関するパラメーターを測定するための装置であって、前記装置が、
一端が電圧測定回路に、もう一端が前記受信電極に連結されたアキュムレータコンデンサと、
測定シーケンスの各サイクル中に、前記アキュムレータコンデンサを前記電圧測定回路に電気接続する第１ノードに、基準電圧を接続するよう構成及び配置される制御回路と、
前記測定シーケンス中に前記アキュムレータコンデンサ及び前記受信電極に電気接続される第２ノードから電流を得るよう構成及び配置される放電回路と、を含む、装置。
【請求項２】
前記放電回路が抵抗器を含む、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記放電回路がトランジスタを含む、請求項１に記載の装置。
【請求項４】
前記制御回路は、電圧のマイナス又はプラスの過渡の一方が前記駆動電極を駆動する間に、前記第１ノードに前記基準電圧を接続するよう更に構成され、前記駆動電極を駆動する電圧の過渡は、前記基準電圧が前記第１ノードに接続されるときに生じる、請求項１に記載の装置。
【請求項５】
前記制御回路が、前記第１ノードでの電圧が前記電圧測定回路のしきい電圧を超えるのにかかる前記測定シーケンスのサイクル数をカウントするよう更に構成される、請求項１に記載の装置。
【請求項６】
前記アキュムレータコンデンサが、前記測定シーケンスの各サイクル中に電荷を蓄積するよう構成され、前記駆動電極と前記受信電極との間の静電容量に関する前記パラメーターが、前記駆動電極と前記受信電極との間の静電容量である、請求項１に記載の装置。
【請求項７】
前記制御回路が、前記測定シーケンスの一定サイクル数の間に前記アキュムレータコンデンサを充電するよう更に構成され、前記抵抗回路が、前記一定サイクル数の間は固定される第２基準電圧に前記第２ノードを接続するよう更に構成され、前記一定のサイクル数の終了時に、前記制御回路が、前記第１ノードでの電圧が前記電圧測定回路のしきい電圧を超えるまで前記第２基準電圧を変化させるよう更に構成される、請求項６に記載の装置。
【請求項８】
前記制御回路が、前記第１ノードでの電圧が前記電圧測定回路のしきい電圧を超えるのにかかる前記一定サイクル数の後で前記測定シーケンスのサイクル数をカウントするよう更に構成される、請求項７に記載の装置。
【請求項９】
ＡＣ波を発生して前記駆動電極を駆動するよう構成及び配置される駆動回路を更に含み、前記ＡＣ波のサイクルが、前記測定シーケンスのサイクルに対応し、前記制御回路が、前記ＡＣ波のマイナス又はプラスの過渡中に前記第１ノードに前記基準電圧を接続するよう更に構成される、請求項１に記載の装置。
【請求項１０】
前記電圧測定回路がアナログ−デジタルコンバータであり、前記駆動電極と前記受信電極との間の静電容量に関する前記パラメーターが静電容量の比である、請求項１に記載の装置。
【請求項１１】
前記アキュムレータコンデンサが、電気スイッチング素子を含まない接続用の手段によって前記受信電極に直接接続される、請求項１に記載の装置。
【請求項１２】
前記駆動電極及び前記受信電極が、タッチセンサの表面下で同じ場所に配置される、請求項１に記載の装置。
【請求項１３】
前記駆動電極がスタイラス内に配置され、少なくとも１つの受信電極が前記タッチセンス装置内に存在する、請求項１に記載の装置。
【請求項１４】
駆動電極と受信電極との間の静電容量に関するパラメーターを測定するための装置であって、前記装置が、
２つの端子を有し、前記２つの端子の一方が電気スイッチング素子を含まない接続用の手段によって前記受信電極に直接接続される、サンプルコンデンサと、
前記サンプルコンデンサの２つの端子のもう一方に直接接続される電圧測定回路と、
第１基準電圧と、
第２基準電圧と、
一端子が前記受信電極に接続され、もう一端子が第１基準電圧に接続された放電回路と、
前記サンプルコンデンサの一方の端子を前記第２基準電圧に接続する単一の対応する閉じた状態と、更に前記もう一方の端子を前記第２基準電圧に接続しない対応する開いた状態と、を共に有する、少なくとも１つの電気スイッチング素子と、
測定シーケンス中の選択時間の間、少なくとも１つの電気スイッチング素子を閉じるためのスイッチコントローラと、を含む、装置。
【請求項１５】
前記放電回路が抵抗器を含む、請求項１４に記載の装置。
【請求項１６】
前記放電回路がトランジスタスイッチング素子を含む、請求項１４に記載の装置。
【請求項１７】
前記測定シーケンス中に、前記第１基準電圧を変化させるよう構成される電圧調整回路を更に含む、請求項１３に記載の装置。
【請求項１８】
前記電圧調整回路が、前記測定シーケンス中に一定割合で前記第１基準電圧を変化させるよう構成される、請求項１７に記載の装置。
【請求項１９】
前記測定シーケンス後に前記第１基準電圧を変化させるよう構成される電圧調整回路を更に含む、請求項１４に記載の装置。
【請求項２０】
前記電圧調整回路が、測定シーケンス後に一定割合で前記第１基準電圧を変化させるよう構成される、請求項１９に記載の装置。
【請求項２１】
連結コンデンサに隣接し、そこから誘電層によって間隔を空けられた、体の存在を検知する回路に基づく方法であって、前記連結コンデンサが、駆動電極及び受信電極を含み、前記駆動電極が、複数の電圧サイクルを供給する信号発生器に電気接続され、前記受信電極が、抵抗器を経由した第１基準電圧と、第２端子がスイッチ及び電圧測定回路に接続されたコンデンサの第１端子とに接続されており、前記方法が、
ａ．前記コンデンサの第２端子を第２基準電圧に接続するよう前記スイッチを制御する工程と、
ｂ．前記電圧サイクルの中の１サイクルの第１既定部分の間、前記コンデンサの第２端子を前記第２基準電圧に接続するよう前記スイッチを制御し、それによって前記受信電極と前記コンデンサとの間で電荷を移送する工程と、
ｃ．前記電圧サイクルの中の１サイクルの第２既定部分の間、前記コンデンサの第２端子を前記第２基準電圧から切断するよう前記スイッチを制御する工程と、
ｄ．測定シーケンスを実行する工程と、を含み、前記測定シーケンスが、
ｉ．前記コンデンサの第２端子での電圧を閾値と比較し、前記コンデンサの第２端子での電圧が前記閾値を超えるまで、前記電圧サイクルの追加サイクルの間、工程ｂ）、ｃ）、及びｄ）を繰り返す工程、又は
ｉｉ．前記電圧サイクルの既定数の間、工程ｂ）及びｃ）を繰り返し、次に前記コンデンサの第２端子での電圧を測定する工程、のうちの一方を含む、回路に基づく方法。
【請求項２２】
工程ｄ）が、前記コンデンサの第２端子での電圧を閾値と比較して、前記コンデンサの第２端子での電圧が前記閾値を超えるまで工程ｂ）、ｃ）、及びｄ）を繰り返す工程を含む、請求項２１に記載の回路に基づく方法。
【請求項２３】
工程ｄ）が、前記電圧サイクルの既定数の間、工程ｂ）及びｃ）を繰り返し、次に前記コンデンサの第２端子での電圧を測定する工程を含む、請求項２１に記載の回路に基づく方法。
【請求項２４】
前記測定シーケンス中に前記第１基準電圧を変化させる工程を更に含む、請求項２１に記載の回路に基づく方法。
【請求項２５】
前記第１基準電圧を変化させる工程が、前記測定シーケンス中に一定割合で前記第１基準電圧を変化させることを含む、請求項２１に記載の回路に基づく方法。
【請求項２６】
前記駆動電極が、複数の受信電極と連結しており、前記受信電極のそれぞれが、抵抗器を経由した前記第１基準電圧と、第２端子がスイッチ及び電圧測定回路に接続されたコンデンサの第１端子とに接続されており、工程ａ）、ｂ）、ｃ）、及びｄ）が、前記受信電極のそれぞれで同時に実行される、請求項２１に記載の回路に基づく方法。
【請求項２７】
駆動電極と受信電極との間の静電容量を測定するための装置であって、前記装置が、
それぞれが対応する開いた状態と単一の対応する閉じた状態とを共に有し、それぞれが３つの別個の基準電圧の１つに電気接続される、少なくとも３つのスイッチング素子と、
２つの端子を有し、前記２つの端子の近位の一方が、前記スイッチング素子の１つを含まない接続用の手段によって前記受信電極に接続されており、前記端子のもう一方が、前記受信電極から遠位に位置する、サンプルコンデンサと、
前記スイッチング素子の１つを含まない接続用の手段によって前記サンプルコンデンサの端子のもう一方に接続されており、論理ゲート及び電圧コンパレータの一方を含む、電圧測定回路と、
任意の時間に前記３つのスイッチング素子の少なくとも１つがその対応する閉じた状態になるように、前記３つのスイッチング素子を作動するためのコントローラと、を含み、
そして、
前記３つのスイッチング素子の１番目は、その閉じた状態のときに前記駆動電極を第１基準電圧に接続し、その開いた状態のときに前記駆動電極を前記第１基準電圧から切断し、
前記３つのスイッチング素子の２番目は、その閉じた状態のときに前記駆動電極を第２基準電圧に接続し、その開いた状態のときに前記駆動電極を前記第２基準電圧から切断し、
前記３つのスイッチング素子の３番目は、その閉じた状態のときに前記サンプルコンデンサの遠位の端子を第３基準電圧に接続し、その開いた状態のときに前記遠位の端子を前記第３基準電圧から切断する、測定装置。
【請求項２８】
第１電極と少なくとも１つの第２電極との間の静電容量を測定するための方法であって、一連のスイッチ制御電圧パルスを前記第１電極に印加する工程と、
一定周波数のマイナスの電圧過渡が前記第１電極に印加される間の複数のスイッチ制御充電サイクルによる電荷を表す第１信号を前記第２電極から蓄積する工程と、
一定周波数のプラスの電圧過渡が前記第１電極に印加される間の複数のスイッチ制御放電サイクルによる電荷を表す第２信号を前記第２電極から蓄積する工程と、
前記蓄積された第１及び第２信号を使用して、前記第１電極と前記第２電極との間の静電容量を表す値を決定する工程と、を含む、方法。
【請求項２９】
一連のスイッチ制御電圧パルスを前記第２電極に印加する工程と、
一定周波数のマイナスの電圧過渡が前記第２電極に印加される間の複数のスイッチ制御充電サイクルによる電荷を表す第３信号を前記第１電極から蓄積する工程と、
一定周波数のプラスの電圧過渡が前記第２電極に印加される間の複数のスイッチ制御放電サイクルによる電荷を表す第４信号を前記第１電極から蓄積する工程と、
前記蓄積された第３及び第４信号を使用して、前記第１電極と前記第２電極との間の静電容量を表す値を決定する工程と、を更に含む、請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】
駆動電極と受信電極との間の静電容量を測定するための装置であって、
開閉状態を有し、前記開閉状態の第１配置が前記駆動電極にプラスの電圧を印加し、前記開閉状態の第２配置が前記駆動電極に一定周波数のマイナスの電圧を印加するよう構成される、２つ以上のスイッチと、
前記２つ以上のスイッチを制御するよう構成される制御回路と、
前記開閉状態の第１配置下で前記受信電極の充電中に測定されるべき静電容量を表す第１信号を蓄積し、前記開閉状態の第２配置下で前記受信電極の放電中に測定されるべき静電容量を表す第２信号を蓄積するよう配置される、１つ以上の信号アキュムレータと、
前記蓄積された第１信号及び前記蓄積された第２信号を使用して測定されるべき静電容量を表す値を決定するよう構成される測定回路と、を含む、装置。
【請求項３１】
各アレイが接地静電容量及びアレイ間静電容量を有する第１電極アレイ及び第２電極アレイを有するタッチセンス装置に近接する体の存在及び位置を静電容量的に検知する方法であって、
一連のスイッチ制御電圧パルスを前記第１アレイの少なくとも１つの電極に印加する工程と、
前記第２アレイの少なくとも１つの電極の静電容量を表す第１信号を前記第２アレイの少なくとも１つの電極から測定する工程と、
前記第１信号に基づいて前記第２アレイのどの電極が体に近接しているかを決定する工程と、
一連のスイッチ制御電圧パルスを前記第２アレイの少なくとも１つの電極に印加する工程と、
前記第１アレイの少なくとも１つの電極の静電容量を表す第２信号を前記第１アレイの少なくとも１つの電極から測定する工程と、
前記第２信号に基づいて前記第１アレイのどの電極が体に近接しているかを決定する工程と、を含む、方法。
【請求項３２】
各アレイが接地静電容量及びアレイ間静電容量を有する第１電極アレイ及び第２電極アレイを有するタッチセンス装置と共にコンピュータによって実行される、コンピュータ実行命令を含む記憶媒体であって、
一連のスイッチ制御電圧パルスを前記第１アレイの少なくとも１つの電極に印加する工程と、
前記第２アレイの少なくとも１つの電極の静電容量を表す第１信号を前記第２アレイの少なくとも１つの電極から測定する工程と、
前記第１信号に基づいて前記第２アレイのどの電極が体に近接しているかを決定する工程と、
一連のスイッチ制御電圧パルスを前記第２アレイの少なくとも１つの電極に印加する工程と、
前記第１アレイの少なくとも１つの電極の静電容量を表す第２信号を前記第１アレイの少なくとも１つの電極から測定する工程と、
前記第２信号に基づいて前記第１アレイのどの電極が体に近接しているかを決定する工程と、を実行させる、コンピュータ実行命令を含む記憶媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
（関連出願の相互参照）
本特許出願は、米国特許法第１１９（ｅ）節の下、２００８年９月２４日に出願された米国特許仮出願第６１／０９９，６５０号「Ｍｕｔｕａｌ  Ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ  Ｍｅａｓｕｒｉｎｇ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  Ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄｓ」、及び２００９年３月５日に出願された米国特許仮出願第６１／１５７，７１５号「Ｍｕｔｕａｌ  Ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ  Ｍｅａｓｕｒｉｎｇ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  Ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄｓ」、及び２００９年６月１５日に出願された米国特許仮出願第６１／１８７，０５０号「Ｍｕｔｕａｌ  Ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ  Ｍｅａｓｕｒｉｎｇ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  Ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄｓ」の利益を主張する。
【０００２】
（発明の分野）
本発明は、一般に静電容量を測定する回路及び方法と、静電容量を測定する回路及び方法を利用する容量性タッチセンスシステムなどのシステムと、に関する。
【背景技術】
【０００３】
タッチセンス装置は、機械的なボタン、キーパッド、キーボード、及びポインティングデバイスの必要性を減らすか無くすことにより、ユーザーに電子システム及びディスプレイへの便利なインターフェイスを提供することができる。例えば、ユーザーは、アイコンによって特定される位置で画面上のタッチスクリーンをタッチするだけで、複雑なシーケンスの命令を実行することができる。
【０００４】
タッチセンス装置を実現するための技術には種々のタイプがあり、例えば、抵抗、赤外線、静電容量、表面弾性波、電磁気、近視野撮像（near field imaging）などが挙げられる。容量性タッチセンス装置は、多くの用途で十分に機能することが確認されている。多くのタッチセンス装置では、センサ内の導電体がユーザーの指などの導電性接触手段に静電容量的に連結されるときに、入力が検知される。一般に、２つの導電性部材が接触しなくとも互いに近接するたびに、上記部材間の電界は相互に作用して静電容量を形成する。容量性タッチセンス装置の場合には、指などの物体がタッチセンス面に近づくと、物体と、物体にごく近接した位置の検知点との間にわずかな静電容量が形成される。それぞれの検知点で静電容量の変化を検出し、検知点の位置を記録することにより、検知回路は、複数の物体を認識し、物体が接触面を横切って動かされるときの物体の特性（例えば、位置、圧力、方向、速度、加速度など）を判定することができる。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本開示の一態様は、相互静電容量及び／又は接地静電容量を測定して接触位置を判定するスイッチドキャパシタ容量性コントローラと、コントローラを作動して相互静電容量、接地静電容量、及び／又は静電容量比を測定する方法とに関する。
【０００６】
本開示は、一般に、電極間の静電容量及び電極の接地静電容量を測定する静電容量測定回路を目的とし、この測定回路内において、コンデンサの充電及び放電は、電圧信号が少なくとも１つの駆動電極に印加される間の一連のスイッチ制御サイクルを使用して行われることができ、信号は少なくとも１つの測定電極で測定される。
【０００７】
一実施形態に従って、タッチセンス装置の駆動電極と受信電極との間の静電容量に関するパラメーターを測定するために装置が提供される。装置は、一端が電圧測定回路に、もう一端が受信電極に連結されたアキュムレータコンデンサと、測定シーケンスの各サイクル中に、アキュムレータコンデンサを電圧測定回路に電気接続する第１ノードに、基準電圧を接続するよう構成及び配置される制御回路と、を含む。装置は、測定シーケンスの間に、アキュムレータコンデンサ及び受信電極に電気接続される第２ノードから電流を得るよう構成及び配置される抵抗回路を更に含む。
【０００８】
本開示のいくつかの実施形態は、両極式で実施される測定、すなわち、電流が第１電極Ｐ１から第２電極Ｐ２へ流れ、同様に第２電極Ｐ２から第１電極Ｐ１へも流れる電極間の静電容量を測定することにより実施される測定にも関する。両極式測定を用いる特定の実施形態は、低周波数ノイズに対する弱さを軽減させ得る。
【０００９】
本開示のいくつかの実施形態は、コンパレータによって設定される閾値まで電荷を蓄積するのに必要な電圧過渡サイクル（voltage transition cycle）数を測定することにも関する。本発明のいくつかの実施形態に従って、スイッチング及びコンパレータ機能は、標準的な並列入出力論理回路を使用して達成されることができ、抵抗及び電荷蓄積機能は、安価で入手し易い構成要素を使用して達成されることができる。
【００１０】
特定の実施形態では、本開示は、長時間による時間平均をゼロにするスイッチング素子に電圧を印加し得る静電容量測定回路及び方法も提供し、それによって測定の直線性を向上させ、寄生容量に対する測定の感度を低下させることができる。
【００１１】
特定の実施形態では、本開示は、長時間による時間平均をゼロにする電極に電圧を印加し得る静電容量測定回路及び方法も提供する。
【００１２】
特定の実施形態では、本開示は、多数の駆動電極に異なる位相の同時電圧を印加し、２つ以上の駆動電極と１つ以上の受信電極との間の静電容量の差を測定し得る、静電容量測定回路及び方法も提供する。
【００１３】
特定の実施形態では、本開示は、第１アレイの２つ以上の電極に電圧を印加し、第２アレイの２つ以上の電極間の静電容量の変化を測定し、次に、第２アレイの接触された電極を決定し、その後、第２アレイの接触された電極に電圧を順次印加し、第１アレイの２つ以上の電極間の静電容量の差を測定し、それによって最小限の側定数で第１アレイと第２アレイのすべての交点で接触位置を決定し得る、静電容量測定回路及び方法も提供する。
【００１４】
したがって、本開示は、向上した静電容量測定回路を安価で提供することができ、この回路は標準的な論理回路、マイクロプロセッサ、ゲートアレイ、又は特定用途向け集積コントローラ（ＡＳＩＣ）に容易に組み込まれる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
本開示は、以下の添付図面と関連させて、次の様々な実施形態の詳細な説明を考慮することによって、より完全に理解され、明らかとなり得る。
【図１】近接する２つの電極間の相互静電容量を測定するための回路。
【図２】近接する４つの駆動電極と４つの受信電極との間の相互静電容量を測定するための回路。
【図３ａ】相互静電容量を測定するための装置のブロックダイアグラム。
【図３ｂ】電極間の相互静電容量を測定するための回路。
【図４ａ】本発明の実施形態の模擬波形を示すグラフ。
【図４ｂ】本発明の実施形態の模擬波形を示すグラフ。
【図５】電極間の相互静電容量を測定するための回路を示す。
【図６】電極間の相互静電容量を測定するための回路を示す。
【図７】本発明の実施形態の模擬波形を示すグラフ。
【図８】本発明の実施形態の模擬波形を示すグラフ。
【図９】異なる位相を有する多数の駆動信号を使用して電極間の相互静電容量を測定するための回路。
【図１０ａ】電極間の相互静電容量を測定するたの、及び電極の接地静電容量に対する相互静電容量の比を測定するための、回路。
【図１０ｂ】電極間の相互静電容量を測定するための、及び電極の接地静電容量に対する相互静電容量の比を測定するための、回路。
【図１０ｃ】電極間の相互静電容量を測定するための、電極の接地静電容量に対する相互静電容量の比を測定するための、及び電極のアレイとスタイラス電極との間の相互静電容量を測定するための、回路。
【図１１】電極の接地静電容量を測定するための回路。
【００１６】
例示した実施形態の以下の説明において、その一部を生成させ、実例として示される添付図面、発明を実施できる種々の実施形態を参照する。本発明の範囲から逸脱することなく他の実施形態を用いてもよく、また、構造的変更が行なってもよいことを理解すべきである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
本開示の態様は、一般に、電極間の静電容量及び電極の接地静電容量を測定する静電容量測定回路を目的とし、この中でコンデンサの充電及び放電は、電圧信号が少なくとも１つの駆動電極に印加される間の一連のスイッチ制御サイクルを使用して行われ、信号は少なくとも１つの測定電極で測定される。
【００１８】
コンピュータ及びチップ技術の急速な変化において、情報密度、記憶容量、速度、データ転送速度、ポート数、ビットサイズなどのすべての値は、これらの実施形態が記載された時点での市販の装置に基づいた単なる代表的なものであることが、当業者には容易に理解される。コンピュータ、チップ、ハードウェア、及びソフトウェアの特性及び形式の進歩は予想されており、これらの進歩は本発明の基となる実践に使用されることが期待される。図面及びグラフは本開示を説明するためのものであり、一定の比率で描かれたものではない。スイッチはブレークビフォーメークである。例示した実施形態の以降の説明において、本特許内では一貫して次の定義を使用する。
【００１９】
接触とは、指、金属体、スタイラス、又はその他の導電性材料であり得る導電性要素にほぼ近接することである。接触に用いる指又は導電体は、特に記載がない限り、静電容量及び／又は抵抗（典型的には数百〜数千ピコファラド）によって接地される。
【００２０】
電極は、導電体であって、電気信号によって導通状態になり、接触の近接に感応する電界を生じ得る。
【００２１】
ＩＯ又はＩ／Ｏは、入出力を意味し、例えばＩ／Ｏデバイスは、入力電気信号を受信して出力電気信号を送信できるデバイスである。
【００２２】
↑は、ある電圧からよりプラスの電圧への電気信号の移行を表す。
【００２３】
↓は、ある電圧からよりマイナスの電圧への電気信号の移行を表す。
【００２４】
ＡＤＣ又はＡ／Ｄコンバータは、電気信号をデジタル形式に変換するデバイス（「アナログ／デジタルコンバータ」）である。例えば、ある電圧は、その電圧を表す二進数に変換することができる。ＡＤＣ法には、逐次近似法、時限勾配コンバータ（timed slope converter）、二重勾配コンバータ（dual slope converter）、シグマデルタコンバータ、論理ゲートを含む電圧コンパレータ、及び当該技術分野において既知のその他の方法が挙げられる。
【００２５】
ＤＡＣ又はＤ／Ａコンバータは、デジタル値を電気信号に変換するデバイス（「デジタル／アナログコンバータ」）である。例えば、１６バイトの二進数は、アナログ電圧に変換することができる。
【００２６】
接地（Ｇｎｄ）とは、共通電気基準点を表し、地面の電圧であってもよく、又は局地的な共通電圧であってもよい。
【００２７】
相互静電容量（Ｃｍ）は、２つの電極間又は２つの伝導体間の静電容量である。
【００２８】
ＶＤＣ＝一定の固定電圧。
【００２９】
本開示のいくつかの実施形態は、両極式で実施される測定、すなわち、電流が第１電極Ｐ１から第２電極Ｐ２へ流れ、同様に第２電極Ｐ２から第１電極Ｐ１へも流れる電極間の静電容量を測定することにより実施される測定にも関する。両極式測定を用いる特定の実施形態は、低周波数ノイズに対する弱さを軽減させ得る。
【００３０】
本開示のいくつかの実施形態は、コンパレータによって設定される閾値まで電荷を蓄積するのに必要な電圧過渡サイクル数を測定することにも関する。本発明のいくつかの実施形態に従って、スイッチング及びコンパレータ機能は、標準的な並列入出力論理回路を使用して達成されることができ、抵抗及び電荷蓄積機能は、安価で入手し易い構成要素を使用して達成されることができる。
【００３１】
特定の実施形態では、本開示は、長時間による時間平均をゼロにするスイッチング素子に電圧を印加し得る静電容量測定回路及び方法も提供し、それによって測定の直線性を向上させ、寄生容量に対する測定の感度を低下させることができる。
【００３２】
特定の実施形態では、本開示は、長時間による時間平均をゼロにする電極に電圧を印加し得る静電容量測定回路及び方法も提供する。
【００３３】
特定の実施形態では、本開示は、多数の駆動電極に異なる位相の同時電圧を印加し、２つ以上の駆動電極と１つ以上の受信電極との間の静電容量の差を測定し得る静電容量測定回路及び方法も提供する。
【００３４】
特定の実施形態では、本開示は、第１アレイの２つ以上の電極に電圧を印加し、第２アレイの２つ以上の電極間の静電容量の変化を測定し、次に、第２アレイの接触された電極を決定し、その後、第２アレイの接触された電極に電圧を順次印加し、第１アレイの２つ以上の電極間の静電容量の差を測定し、それによって最小限の側定数で第１アレイと第２アレイのすべての交点で接触位置を決定し得る、静電容量測定回路及び方法も提供する。
【００３５】
したがって、本開示は、向上した静電容量測定回路を安価で提供することができ、この回路は標準的な論理回路、マイクロプロセッサ、ゲートアレイ、又は特定用途向け集積コントローラ（ＡＳＩＣ）に容易に組み込まれる。
【００３６】
図１は、２つの電極１２及び１３間の相互静電容量Ｃｍを測定するためのデバイス１０の概略図を示す。測定回路１８及び駆動回路１９は、受信電極１２及び駆動電極１３に接続され、Ｃｍの測定に使用される。静電容量を測定するためのデバイスは、例えば、ボタン及びスイッチ、線形スライダ、並びにマトリックスタッチパネルに加えて、電極付近に位置する物体の存在又は量を検出するためのセンサ、又は容量性スタイラス検出用デジタイザなどの、容量性入力（例えば、タッチ）デバイスの形態を取ることができる。これらのそれぞれの場合において、少なくとも１つの未知の相互静電容量（ここではＣｍを指す）は、電極間の連結からもたらされ、第２及び第３の未知の静電容量（ここではＣｄ及びＣｒを指す）は、駆動電極Ｃｒと接地との間の連結及び受信電極Ｃｒと接地との間の連結からもたらされる。Ｃｍ、Ｃｄ、及びＣｒは、ＡＣ電圧が少なくとも１つの電極に印加される際に生成される電解に物体又は物質が近接すると変化する。この変化は、接触又は物体の存在を識別するための基礎として使用され得る。
【００３７】
本開示は、Ｃｍ及びＣｒの比、並びにＣｍ及びＣｒの値を含む、これらの静電容量のパラメーターを測定するための回路及び方法を提供する。例えば、米国特許出願公開第２００８／０１４２２８１号に開示されている方法は、接地静電容量Ｃｄの測定に使用され得る。
【００３８】
図２は、接触体の位置（例えば、点Ｔ１、Ｔ２、及びＴ３への接触）を測定するためのデバイス２０の概略図を示す。駆動電極Ｄａ〜Ｄｄは、それぞれ接地静電容量Ｃｄａ〜Ｃｄｄを有し、受信電極Ｒｃｖ１〜Ｒｃｖ４は、それぞれ接地静電容量Ｃｒ１〜Ｃｒ４を有する。静電容量Ｃｄａ〜Ｃｄｄ及びＣｒ１〜Ｃｒ４は、接触体が近くにあると変化する。測定電極の接地静電容量は、本明細書に記載の方法で測定され得る。電極間（相互）静電容量Ｃｍ１ａ〜Ｃｍ４ｄは、本明細書に記載の方法で測定され得る。接触位置は、静電容量Ｃｍの変化を測定することにより決定（位置決め）され、いくつかの実施形態では、接地静電容量の変化も接触位置の決定に使用される。
【００３９】
受信回路２５、２６、２７、及び２８は、コントローラ２９の制御下で、それぞれ受信電極Ｃｒ１〜Ｃｒ４で信号を蓄積及び測定する。図３ｂ、図１０ｂ、及び図１０ａの各回路３５、１０５、及び９５は、受信回路の実施形態をより詳細に示す。駆動回路２１、２２、２３、及び２４は、コントローラ２９の制御下でそれぞれ電極Ｄａ、Ｄｂ、Ｄｃ、及びＤｄに信号を印加する。例えば、図１０ａの回路９２などのいくつかの実施形態では、回路２１〜２８は駆動機能と受信機能を切り換えることができ、その結果、あるモードでは、Ｃｄａ〜Ｃｄｄが駆動される一方、Ｃｒ１〜Ｃｒ４が受信し、次に別のモードでは、Ｃｒ１〜Ｃｒ４が駆動される一方、Ｃｄａ〜Ｃｄｄが信号を受信する。
【００４０】
例示の接触点Ｔ１、Ｔ２、及びＴ３は、電極の交点の真上に示されており、接触された１つの電極のみに作用する。これは単に説明のためだけであり、典型的なマトリックスタッチスクリーンでは、一度の接触で２つ以上の隣接する電極に静電容量及び信号が与えられると考えられ、補間法は、電極の間隔より細かく分析して接触位置を決定するのに使用される。補間法を必要とするか考える場合、Ｃｍの有益な追加測定（例えば、後述のアルゴリズム３の工程３及び４）は、アルゴリズムの工程１で検出された接触された電極に隣接する電極で実行され得る。
【００４１】
図３ａは、本発明の例示的実施形態に従って相互静電容量を測定するための装置３００のブロックダイアグラムである。装置は、タッチセンス装置３０３の駆動電極３０１と受信電極３０２との間の静電容量を測定する。装置は、一端が電圧測定回路３０５に、もう一端が受信電極３０２に連結されたコンデンサベースの回路３０４を含む。装置は、測定シーケンスの各サイクルの初めに、アキュムレータコンデンサ３０４を電圧測定回路３０５に電気接続する第１ノード３１０に、基準電圧３０７を接続するよう構成及び配置される制御回路３０６も含む。測定シーケンスは、タッチセンス装置３０３上の明白な接触を識別及び／又は決定するために使用される。この目的を達成するために、駆動電極３０１は、測定シーケンスのサイクルに対応するサイクルを有するパルス電圧３０９で駆動される。コンデンサベースの回路３０４は、測定シーケンスの各サイクル中に増加する電荷量を蓄積する。一実施例では、制御回路３０６は、第１ノード３１０での電圧が電圧測定回路３０５のしきい電圧を超えるのにかかるサイクル数をカウントするよう構成される。装置は、測定シーケンス中に、コンデンサベースの回路３０４及び受信電極３０２に電気接続される第２ノード３１１から電流を得るよう構成及び配置される抵抗回路３０８を更に含む。
【００４２】
一般的な相互静電容量検知回路の例示的実施形態は、図３ｂに図示されており、センサ３１の、駆動電極Ｐ１と受信電極Ｐ２との間の相互静電容量Ｃｍ、及びＣｒを測定するタッチシステム３０の概略図を示す。Ｐ１及びＰ２は、Ｐ１が多数の下部電極の１つであり、Ｐ２が多数の上部電極の１つである、透明なマトリックスタッチセンサの構成要素であってもよい。Ｃｍ、Ｃｄ、及びＣｒは、接触体が近くにあると値が変化するため、可変コンデンサとして示される。
【００４３】
Ｃｄ及びＣｒは、電極Ｐ１及びＰ２と周囲の導電体との間の寄生容量であり、一般に電気的に接地されるため、駆動シールド（図示なし）がセンサの電極Ｐ１若しくは電極Ｐ２又はその両方に隣接して施されていなければ、典型的にはＶ５＝Ｖ７＝０Ｖである。Ｖ２は、Ｖ１よりプラスである。一実施形態では、Ｖ１＝Ｖ３＝Ｇｎｄ、及びＶ４＝Ｖｃｃ＝２．５Ｖ〜５ＶＤＣ、及びＶ２＝Ｖｄｄ＝５Ｖ〜２０Ｖである。
【００４４】
ドライバＤ１は、電極Ｐ１に電圧Ｖ６を印加する。Ｄ１は、（図１０ａのシステム９０に関して後述するように）電極Ｐ１をＶ１からＶ２へと交互に接続する、１対のスイッチを含んでいてもよい。基準抵抗器Ｒｒｅｆ１は、電極Ｐ２を基準Ｖｒｅｆに接続しており、Ｖｒｅｆはいくつかの実施形態では接地（０Ｖ）であり、別の実施形態では可変電圧である。電圧Ｖ６の過渡は、スイッチＳ４が閉じている時間の間に起り、Ｖ６の過渡率は制御された割合を有することが好ましい。信号Ｖ６は、測定の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を最大にするよう可能な限り大きいことが一般に好ましい。このために、Ｖ２はＶ４より大きくてもよく、及び／又はＤ１は、Ｖ６のピーク値及び電圧過渡が（Ｖ２−Ｖ１）より大きくなり得るようにコンデンサ電荷ポンプ及び／又は磁気帰線回路（magnetic fly-back circuit）を組み込んでもよい。
【００４５】
ドライバＤ１は、駆動電極Ｐ１に流れる電流Ｉ１を測定するための回路を更に組み込んでもよい。Ｉ１を測定する代表的な方法には、米国特許出願公開第２００８／０１４２２８１号に開示されているものが挙げられる。電流Ｉ１は、Ｐ１とその周囲との間の合計静電容量（Ｃｍ及びＣｄ）に比例している。Ｐ１及びＰ２に近接する接触（図示なし）は、相互静電容量Ｃｍを減少させ、同様に接地静電容量Ｃｄ及びＣｒを増加させるであろう。
【００４６】
受信回路３５は、アキュムレータコンデンサＣ１、基準抵抗器Ｒｒｅｆ１、復調器スイッチＳ４、及び測定回路Ｍ１を含む。Ｍ１は、入力インピーダンスが高く、入力漏れ電流が低い。一実施形態では、Ｍ１は、例えば、図５及び図６に示されるような、コンパレータ又は論理ゲートである。別の実施形態では、Ｍ１はアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）であってもよい。コントローラＦ１は、電圧信号ドライバＤ１、スイッチＳ４及び測定回路Ｍ１の動作を制御するのに使用される論理を含む。
【００４７】
本発明の別の例示的実施形態は、図５に示される。この実施例では、例示した回路１は、電圧Ｖ１０が測定回路Ｍ１のしきい電圧を超えるまでコンデンサＣ１に電荷を蓄積する固定基準電圧（Ｖｒｅｆ）を有する。例示の回路１は、図３ｂのシステム３０に基づいているため、駆動パルスＶ６並びにＳ４用及び測定回路（ラッチ）Ｍ１の時計用のタイミングパルスを発生させる周辺部４０内の構成要素（例えば、Ａ１、Ａ２、Ａ３、パルス１１、パルス１２、及びＲ２）を除き、システム３０の構成要素に対応するものと同じ構成要素表記を含む。この回路１のシミュレーションは、回路２、３、及び４（それぞれ図６、９、及び１１）に関して後述するのと同様に、Ｍｉｌｐｉｔａｓ、ＣａｌｉｆｏｒｎｉａのＬｉｎｅａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎから入手可能な商標名「ＬＴｓｐｉｃｅ  ＩＶ」として市販されているプログラムで達成され得る。
【００４８】
回路１は、接地静電容量Ｃｄ及びＣｒ並びに相互静電容量Ｃｍを有する２つの電極（Ｐ１、Ｐ２）をシミュレートする。基準電圧のノードは表記されている。回路１のパラメーターは図面上に記載されており、以下に示すとおりである。
【００４９】
Ｖｔｈ＝１．５Ｖ（Ｍ１のスイッチング閾値）
Ｖ６＝１５．０Ｖ
Ｓ４抵抗＝５Ω
Ｓ４入力静電容量＝Ｃ５
パルス（０  １０  ０．２５μ  ０  ０  ０．５μ  １０μ）は、以下を意味する。
【００５０】
初期Ｖ＝０
Ｖｏｎ：＝１０
Ｔ  ｄｅｌａｙ＝０．２５μＳｅｃ
Ｔｒｉｓｅ＝０
Ｔｆａｌｌ＝０
Ｔｏｎ＝０．５μＳｅｃ
Ｔｐｅｒｉｏｄ＝１０．０μＳｅｃ
ＳＩＮＥ（０  １０  ２ＭＥＧ  ０  ０）は、以下を意味する。
【００５１】
ＤＣ  ｏｆｆｓｅｔ＝０
振幅＝１０．０
周波数＝２．０Ｍｅｇ
Ｔｄｅｌａｙ＝０
シータ（１／Ｓ）＝０
ファイ（ｄｅｇ）＝０
図３ｂのシステム３０（及び同様に図５の回路１）は、表１に示される測定シーケンス１に従って作動されてもよい。測定シーケンス１に従って、ドライバＤ１は電極Ｐ１を駆動するＡＣ波Ｖ６を発生させる。駆動電極Ｐ１における電圧Ｖ６の過渡により、電荷は相互静電容量Ｃｍを経由して受信電極Ｐ２に流れる。一部（好ましくは少量）の電荷Ｑ３は、寄生容量Ｃｒを経由して流れ、その他の部分はアキュムレータコンデンサＣ１に流れる。静電容量Ｃｄに流れ込む電流は測定にほとんど影響しない。
【００５２】
Ｖ６のプラス（＋）又はマイナス（−）の過渡のいずれかから得られる電荷は、測定シーケンスの間に測定され得る。測定シーケンス１（表１）は、以下のような（−）の過渡の測定を使用する。
【００５３】
・時間０．５μＳｅｃの前に、各測定シーケンスの最初の測定サイクルに先立って、Ｖｒｅｆをゼロに設定してもよく、スイッチＳ４は、Ｃ１を０ボルトまで放電するのに十分な時間の間、閉じられる（例えば、Ｒｒｅｆ１を介する電流がほぼゼロになるまでＳ４を閉じる）。
【００５４】
・ｔ＝０．６でのＶ６のマイナスの過渡の直前に、時間＝０．４μＳｅｃでスイッチＳ４（信号Ｖ（Ｓ４））が閉じると、測定サイクルが開始される。Ｖ６のマイナスの過渡（＋から−）の間、Ｃｍからの電流（電荷）は、低インピーダンスＣ１を経由し、低インピーダンススイッチ及び基準電圧Ｖ３を経由して流れる。電流は寄生Ｃｒにも（望ましくなく）流れるため、Ｖ６の過渡率は、ＣｒがＣ１、Ｓ４、及びＶ３の直列インピーダンスより高いインピーダンスを有するように好ましく制御される。
【００５５】
・Ｓ４が閉じているサンプル時間の間、Ｃ１はほぼτ１＝［（Ｃｍ＋Ｃｒ＋Ｃ１））×Ｒｒｅｆ１］の（比較的長い）時定数で放電する。この放電は最小限に抑えられるべきである。
【００５６】
・Ｖ６のマイナスの過渡が終了した後にできる限り早くＳ４が（ｔ＝１で）開かれる。
【００５７】
・Ｓ４が開いているときは最小限の電流しかＣ１を経由して流れ得ないため、（Ｓ４及びＭ１の漏れ及び寄生容量を除き）Ｖ６のマイナスの過渡の間、Ｃ１はＣｍから流れた電荷を保持する。
【００５８】
・ｔ＝１．１で急速な（＋）の過渡が開始された後、電圧Ｖ８はほぼτ２＝［（Ｃｍ＋Ｃｒ）×Ｒｒｅｆ１］の時定数でｔ＝１からｔ＝１０．５μＳｅｃまで放電する。τ２は、ノードＮ１とＶｒｅｆとの間のスイッチング素子Ｓｒｅｆ１（図１０ｂ参照）を使用することにより減少させることができる。Ｓ４が開いているとき（この実施例では時間ｔ＝１μＳｅｃからｔ＝１０μＳｅｃの間）にＳｒｅｆ１を閉じると、τ２を著しく減少させることができる。Ｒｒｅｆの代わりに、トランジスタも時定数τ１を有利に増加させることができる。
【００５９】
・電圧Ｖ１０の測定は、最初の測定サイクルを終了するｔ＝１０．５でＳ４が再度閉じる直前に測定回路Ｍ１によって行われてもよい。特定の実施形態では、Ｒｒｅｆ１にまたがる電圧（Ｖ８〜Ｖｒｅｆ）は、Ｖ１０の測定前にほぼＶｒｅｆまで放電される。別の実施形態では、特定数の測定サイクルを実施した後にＡＤＣの測定が行われる。
【００６０】
・Ｖ６は、この実施例では約９μＳｅｃ間、プラスに維持される。この整定時間は、静電容量の規模、精度要件、ノイズ、及び測定時間の拘束によって大きく異なることがあるが、電圧Ｖ８及びＶ１０を安定値に整定させるにはそれぞれτ２より長いことが好ましい。
【００６１】
・以降のそれぞれのＶ６のマイナスの過渡中、Ｓ４は閉じており、増分の電荷はＣｍを経由してＣ１に流れ、図４ａ及び図４ｂの（Ｖ１０−Ｖ８）で示されるように、Ｃ１は各サイクル中に増加する電荷（電圧）量を蓄積する。図４ｂは、回路１のシミュレーションから得られる完全な測定シーケンスの波形を示す。図４ａは、回路１の各測定サイクルのより詳細な波形を示す。図４ａの波形の大きさは、一定の比率で描かれたものではない。Ｖ（Ｓ４）及びＶ６は、説明のためにそれぞれ１０Ｖ及び１５Ｖから縮小されている。
【００６２】
・多数回のサイクルの後、電圧Ｖ１０はＭ１のしきい電圧を超える。図４ｂは、Ｖ１０（図４ｂではＶｔｈを指す）が、２５回の測定サイクルの後、約ｔ＝２５０μＳｅｃでＭ１のしきい電圧（１．５Ｖ）を超える実施形態を示す。より大きなアキュムレータキャップＣ１はより遅く傾斜されると考えられるため、より多くの測定サイクルを要するであろう。
【００６３】
【表１】
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【００６４】
スイッチＳ４は、電荷がＣ１を経由して流れる間のサンプル時間の間（例えば、ｔ＝１０．５〜ｔ＝１１）閉じている。サンプル時間は、Ｖ６のマイナスの過渡の持続時間のみを含むように好ましくは最小限に抑えられる。短いサンプル時間と比較的長いτ２整定時間を選択すると、図４ａ及び４ｂに示されるような短い持続時間のマイナスのパルスとより長い持続時間のプラスのパルスを有する好ましいＶ６の波形がもたらされる。
【００６５】
例示の実施形態では、電極Ｐ１及びＰ２は、平均０ボルトのＤＣに維持されることができる。Ｖｒｅｆ＝０により、Ｐ２は平均０ボルトに維持される。ドライバＤ１からのＡＣパルスは、Ｖ６が接地も基準にできるように静電容量的に連結されることができ、この場合はＶｒｅｆ２＝０であればＰ１はＶ９６＝０Ｖとなる駆動回路９４（図１０ａ）と同様である。このことは、センサ電極及びインターコネクトにおける電解及び銀のマイグレーションなどの問題を回避するのに役立つことがある。
【００６６】
更に別の例示的実施形態は、値Ｖｆに向けて幾何級数的に増加するようにＣ１＝（Ｖ１０−Ｖ８）に電圧を生じる反復充電サイクルを含み、この値は以下の等式（式１）に従ってＣｍ及びＣｒの比に比例する。
【００６７】
Ｖｆ≒Ｋ×Ｖ６×Ｃｍ／（Ｃｍ＋Ｃｒ）
Ｋ＜１はＲｒｅｆ１×Ｃ１及び他の時定数に応じて異なるが、所定の回路構成では比較的一定である。Ｖ６は、駆動パルスＶ６（図３ｂ）（又は図１０に関して後述されるＶ９６）のピークツーピークの大きさである。
【００６８】
測定は、Ｐ１及びＰ２への接触がＣｍを減少させてＣｒを増加させるため、接触に対する感度が高くてもよく、すなわち、接触があると、（接触がないときにＣ１をしきい電圧まで上昇させるのに必要なサイクル数と比べて）Ｃ１をしきい電圧まで上昇させるのにより多くのサイクル数が必要になる。式１における比は、最大効果のために両方の変化を組み合わせる。Ｃｒの変化のみを測定してもよく、その結果、比は複数のＸ及びＹ電極を有するマトリックスタッチセンサへの複数の接触を決定する際に有効でもあり得る。更に、単一の駆動電極が１つ以上の受信電極と共に使用されている場合、比の測定は、１つ以上の接触位置を測定及び識別するのに十分であり得る。
【００６９】
別の例示的実施形態に従って、複数の駆動電極を有する測定センサの使用は、図２に示されるように構築され得る。この例示的実施形態は、複数の接触を決定するのにアルゴリズムを使用する。アルゴリズムは、例えば、駆動電極Ｄａ〜Ｄｄが順次駆動されると仮定することができる。点Ｔ１への接触により、接触された電極Ｒｃｖ２の接地静電容量（Ｃｒ２）が増加するため、駆動される各電極について測定回路２６の測定値が減少するであろう。この特定の測定ではＣｒ２が増加するのに加えてＣｍ２ｂが減少するため、２６での測定値は、電極Ｄｄの駆動中に、より大きく減少されるであろう。第２の接触Ｔ２は、すべての駆動電極について、電極Ｒｃｖ２及びＲｃｖ４で測定信号を減少させる。ただし、電極Ｒｃｖ２での受信信号は、電極Ｄｂの駆動時により大きく減少され、電極Ｒｃｖ４での信号は、電極Ｄｃの駆動時により大きく減少される。Ｔ３における第３の接触は、Ｔ１及びＴ２について上述した信号の減少をもたらし、更に、Ｒｃｖ２での信号は（Ｄａ及びＤｄの駆動時に比べて）Ｄｂ及びＤｃの両方の駆動時により大きく減少される。
【００７０】
したがって、式１の比の測定、及び信号変化の相対規模に基づく簡単なアルゴリズムは、交差電極を有するセンサ上の１つ又は複数の接触位置を独自に決定するのに使用され得る。
【００７１】
例示の接触点Ｔ１、Ｔ２、及びＴ３は、電極の交点の真上に示されており、接触された１つの電極のみに作用する。これは単に説明のためだけであり、典型的なマトリックスタッチスクリーンでは、一度の接触で２つ以上の隣接する電極に静電容量及び信号が与えられると考えられ、補間法は、電極の間隔より細かく分析して接触位置を決定するのに使用される。当該技術分野において既知の補間法は、接触の高解像度を得るため、本明細書のすべての実施形態に関して記載される測定信号に適用されてもよい。
【００７２】
別の実施形態に従って、相互静電容量は、一定のサンプル数について固定基準電極Ｖｒｅｆを使用して測定された後、しきい電圧を傾斜する。しきい電圧は、図３ｂのシステム３０に基づく別の模擬回路のように、図６の回路２によって示されるように傾斜されてもよい（駆動パルスＶ６及びタイミングパルスを発生させる周辺部４１内の構成要素（Ａ１、Ａ２、Ａ３、パルス２１、パルス２２、Ｒ９）を除き、回路１と同様の構成要素表記を使用している）。回路２は回路１と類似しているが、相互静電容量Ｃｍは３ｐｆではなく１ｐｆであり、ＶｒｅｆはＧｎｄではなく可変電圧である。（Ｃｒ＋Ｃ５）に対するＣｍの比は非常に小さいので、Ｖ６＝１５Ｖのパルスであっても、サンプルキャップＣ３での電圧は、論理入力の閾値Ａ４に達するには不十分な約０．７Ｖの最終値まで傾斜する。
【００７３】
図７は、回路２（図６）が一定数（５０）のＶ６パルスを実行してアキュムレータキャップＣ１をその最大電圧値付近の電圧Ｖｆまで充電した場合の代表的な波形を示す。このＣ１の充電中、Ｖｒｅｆは一定の０．０Ｖである。５０パルスの後、Ｖ６がパルスを停止し、Ｓ４が開き、カウンタが固定速度でクロック制御され、Ｖ１０がＡ４の入力閾値を越えてＶｔｈの状態が変わるまでＶｒｅｆ１が既知の基準率でプラスに傾斜する。Ｖｔｈが変化すると、カウンタの状態が記憶される。
【００７４】
アキュムレータキャップＣ１での電圧は、（Ｖｔｈ−Ｖｆ）に比例する記憶されたカウントに相関する。０ＶからＶｔｈに達するのに必要なカウントは、接触がない場合に初期の開始時及び続行中に決定できるため既知である。したがって、Ｖｆは以下のように計算される（式２）。
【００７５】
Ｖｆ＝Ｖｔｈ−（Ｖｔｈ−Ｖｆ）。
【００７６】
多くの方法は、測定回路の電圧閾値を変更するように、又は電圧をＶ１０まで増加するように、いずれかに工夫され得る。ただし、Ｖｒｅｆが変化すると、標準的な論理回路を測定に使用できる。いくつかの実施形態では、このことは回路の安価な維持に役立つため有益であり得る。マトリックスタッチスクリーンを含むいくつかの実施形態では、単一の基準電圧が（１つ又は）複数の測定回路で使用され、同時に複数の測定が実行され得る。図７及び８は、ＡＤＣサイクル中の信号の傾斜を示す。これらの傾斜は、例えば、パルス発生器又はＤＡＣによって生成される連続的な勾配又は漸進的な別個の段階であってもよい。
【００７７】
図７は、５００μＳｅｃから開始されて、Ｖｔｈに達するまで固定率で傾斜する、単純なＡＤＣの傾斜を示す。別のＡＤＣ波形を使用して、ＡＤＣサイクルの初めに大きく増分させることで（ただし、任意のチャネルがＶｔｈに達するには十分でない）Ｖｒｅｆを段階的に上げることにより、ＡＤＣの測定中に傾斜時間を減少させてもよい。次に、すべてのチャネルがＶｔｈを超えるまで残りの距離についてＶｒｅｆを固定率で傾斜させる。例えば、図７に関して、ＡＤＣサイクルは、Ｖｒｅｆを５００μＳｅｃで＋０．５ボルト上げることで開始された後、図７に示される割合で傾斜してもよい。このステップアンドランプＡＤＣ法（step-and-ramp ADC method）は、本明細書に開示の種々の実施形態に使用され得る。
【００７８】
別の例示的実施形態では、図６の回路２（及び図３のシステム３０）を図８に示されるような別のモードで作動してもよく、図８は、回路２が一定数ＮのＶ６パルスを実行してアキュムレータキャップＣ１を電圧Ｖｆ３まで充電させる一方で、同時にＶ１０を０．０Ｖ付近に維持する一定割合Ｒａ１でＶｒｅｆをマイナスに傾斜させるときの代表的な波形を示す。Ｎパルスの後、Ｖ６がパルスを停止し、Ｓ４が開き、カウンタが固定速度でクロック制御され、Ｖ１０がＡ４の入力閾値を越えてＶｔｈの状態が変わるまでＶｒｅｆが既知の基準率Ｒａ２でプラスに傾斜する。Ｖｔｈが変化すると、カウンタが停止される。カウントは、（Ｖｔｈ−Ｖｆ３）に比例するアキュムレータキャップＣ１での電圧に相関する。したがって、Ｖｆ３は、式２を使用して記憶されたカウントから計算され得る。
【００７９】
電荷は、主にＳ４が閉じているときに３つの電流源からＣ１に蓄積する。電流Ｉ２（図３ｂ）は、比較的高周波数でＣｍを経由して脈動する。Ｉ３は、主にＳ４開放中の過渡によって生じるＶ１０のパルスから、Ｖ８への変化に起因する比較的高周波数でＣｒを経由して流れる。Ｉ５は、ＶｒｅｆからＲｒｅｆ１を経由して流れる。特定の例示的実施形態では、Ｖｒｅｆは、サンプリング時間中は固定され、Ｖ８は平均０．０Ｖになり、Ｖ１０は式１に関して記載されたようにＣｍ及びＣｒの比に相関する限度値まで幾何級数的に傾斜する。Ｖ１０の増加につれて、Ｃ１での電荷の増分はＳ４が閉じるたびにＣｒ及びＣｍに戻され、Ｖ８がマイナスのパルスを生じる。
【００８０】
Ｖｒｅｆは、Ｓ４が開いているときでもＶ１０を０．０Ｖ付近に維持する一定割合で変化する。この場合、多数の測定サイクルの期間において、ノード２は、Ｆ１の制御下で加算の合流点になる。Ｓ４が閉じている間のＶ８のマイナスの過渡は、ごくわずかな実効電流がＣｒを経由して流れるようにゼロ付近まで減少される。Ｖ１０は、接触に起因するＣｒの電荷による影響をほとんど受けないため、Ｖ１０は（表３で実証されるような）Ｃｒ又はＣｄから独立して相互静電容量Ｃｍに実質的に比例する。図８は、Ｖ１０が図４ｂに示されるＶ１０に比べてより直線的であり、測定値の分析がＶｒｅｆの電圧範囲によってのみ限定される、より長時間のサンプリングによって向上し得ることを示す。
【００８１】
Ｖｒｅｆのサンプリング傾斜率は、Ｖ１０が０ｍＳｅｃ〜１ｍＳｅｃの期間中（図８に示されるように）各測定サイクルの最後にゼロ付近に整定されるように調整されてもよい。Ｖｒｅｆの傾斜率は、コントローラＦ１の制御下にある。接触がない時間中、コントローラＦ１は、Ｖ１０を測定し、Ｖｒｅｆのサンプリング傾斜率をＶ１０が０．０Ｖ付近になるよう調整してもよい。多数の受信回路が単一のＶｒｅｆに接続されている場合、すべてが試験され、Ｖｒｅｆは、平均電圧ゼロに調整される。接触があると、静電容量Ｃｍ及びＣｒは５％〜２０％の範囲で比較的少量だけ変化する。この変化は直線性が良好に保たれるのに十分小さく、Ｃｒの変化に対する感度は低いままである。
【００８２】
所定のセンサにおける電極間の相互静電容量は、一般に大きさがほぼ等しい。受信電極（又は駆動電極）の接地静電容量も大きさが近似している。受信回路２５〜２８（図２）は、４つの回路３５（図３ｂ）で構築され得る。単一のＶｒｅｆが図２のように多数の測定チャネルを駆動する場合、ＶｒｅｆはすべてのＶ１０の平均がゼロになるように調整され得る。これにより、マトリックスセンサのＣｍ（及びＣｒ）は典型的にほぼ等しいため、一般に測定サイクルの間に受信回路２５、２６、２７、及び２８のスイッチでほぼゼロの電圧が生じるであろう。この種の典型的なシステムでは、Ｃｍ及び／又はＣｒへの接触に起因する任意のＶ１０への変化は、接触毎にＶｒｅｆを再調整する必要がないほど十分小さい。
【００８３】
別の例示的実施形態に従って、図９は、２つの電極が逆相のパルスで同時に駆動される回路２（図６）のシミュレーションの変形である回路３を示す。回路３の構成要素表記は、タイミングパルス、駆動パルスＶ６、及び第２駆動電極Ｐ１１を駆動する双極性駆動パルスＶ７を発生させる周辺部４３内の構成要素（Ａ１、Ａ２、Ａ３、パルス４１、パルス４２、Ｒ１、Ｒ２）を除き、システム３０（図３ｂ）の構成要素に対応するものと同じである。
【００８４】
回路３は、例えば１ｍＳｅｃの期間に一定数Ｎの同時パルスＶ６及びＶ７を使用する測定シーケンスを実行する。Ｖ６の（−）の過渡中及びＶ７の（＋）の過渡中、Ｓ４は閉じている。次に、前述したように、Ｓ４が開かれ、Ｖ１０が基準率でプラスに傾斜し、タイマーがしきい電圧を越すまでの時間を測定する。別の方法としては、測定シーケンスは、Ｖ６の（＋）の過渡中及びＶ７の（−）の過渡中に、Ｓ４を閉じて実行されてもよい。
【００８５】
相互静電容量Ｃｍ及びＣｍ１が等しい場合、駆動電極Ｖ６及びＶ７は等しい逆電流をＣｍ及びＣｍ１経由で流すため、実効電荷は測定サイクル中にＣ１に蓄積されない。Ｃｍ及びＣｍ１の一方が接触された場合、その値は、Ｃｍ及びＣｍ１経由で流れる電流が等しくなく、その差にほぼ比例する実効電荷（及び電圧）がコンデンサＣ１に蓄積するように減少するであろう。Ｃｍの代表値では、接触中でも電圧はＶ１０に最小限しか蓄積しない。ただし、Ｖ１０は、Ｃｍ又はＣｍ１のどちらが大きいかによってプラスの電圧又はマイナスの電圧を蓄積できる。
【００８６】
安価な回路を使用する場合、一般にＳ４及びＡ４で電圧を０又はプラスに保つことが好ましい（典型的な論理回路は、測定に最小限の影響しか与えない最大０．２Ｖ〜０．３Ｖの連続的なマイナスの電圧で作動できる）。Ｖ１０は、以下のいくつかの方法により望ましい範囲内に制御され得る。
【００８７】
・Ｖｒｅｆは、測定サイクル中、プラスの電圧を維持するよう変化してもよい。
【００８８】
・Ｖｒｅｆは、測定サイクル中、一定の（好ましくは小さい）プラスの電圧に設定されてもよい。
【００８９】
・Ｖｒｅｆ＝０Ｖの場合、測定シーケンス１の工程Ｎ０に関して記載されるように、各測定シーケンスの前の一定期間、Ｓ４を閉じてもよい。
【００９０】
・測定シーケンスは、Ｖ６の（−）の過渡及びＶ７の（＋）の過渡中にサンプリングスイッチＳ４を閉じて実行されてもよく、その後、第２の測定シーケンスは、Ｖ６の（＋）の過渡中及びＶ７の（−）の過渡中にＳ４を閉じて実行されてもよい。
【００９１】
回路３は、アキュムレータコンデンサ（Ｃ１など）に最小限の電圧しか蓄積しないＣｒの変化に対する感度が比較的低いため、電圧Ｖ８及びＶ１０はほぼゼロである。
【００９２】
別の例示的実施形態では、低周波数ノイズは、対の電極を逆相信号で駆動して２つの測定シーケンス１及び２を交互に行うことにより減少され得る。シーケンス１の間、測定回路のサンプリングスイッチ（例えば、Ｓ４）は、第１電極での電圧（例えば、Ｖ６）の（−）の過渡中及び第２電極での電圧（例えば、Ｖ７）の（＋）の過渡中に閉じられ、その後、測定シーケンス２の間、測定回路のサンプリングスイッチ（Ｓ４）は、第１電極での電圧（例えば、Ｖ６）の（＋）の過渡中及び第２電極での電圧（例えば、Ｖ７）の（−）の過渡中に閉じられる。
【００９３】
その方法には、以下の代表的なアルゴリズムの実行が含まれてもよい（図２に関して記載される）。
【００９４】
１．大きさが等しく逆相の信号Ｖａ及びＶｃをそれぞれ第１駆動電極Ｄａ及び第２電極Ｄｃに印加する（１対より多い逆相信号を一度に印加してもよい）。
【００９５】
２．受信チャネルが、第１電極に印加されたマイナスの信号過渡及び第２電極に印加された同時のプラスの信号過渡を各サンプル時間中に測定する第１測定シーケンスを実行することによってすべての受信電極における信号を測定する。
【００９６】
３．式２を使用して各受信チャネルのＶｆ４を計算し、各受信チャネルの最初のＶｆ４の結果を記憶する。
【００９７】
４．Ｖａが第２電極Ｄｃを駆動してＶｃが第１電極Ｄａを駆動するよう信号を交換し、その信号を印加する。
【００９８】
５．受信チャネルが、第１電極に印加されたプラスの信号過渡及び第２電極に印加された同時のマイナスの信号過渡を各サンプル時間中に測定する第２測定シーケンスを実行することにより、すべての受信電極における信号を測定する。
【００９９】
６．各受信チャネルのＶｆ４を式２を使用して計算し、各受信チャネルの２番目のＶｆ４の結果を記憶する。
【０１００】
７．各チャネルについて、Ｘ＝（最初のＶｆ４の結果−２番目のＶｆ４の結果）を計算する。
【０１０１】
８．マイナスのＸ値（ノイズ閾値より大きい）は、第１駆動電極への接触を示す。プラスのＸ値は、第２駆動電極への接触を示す。各受信チャネルのＸの絶対値は、２つの駆動電極と各受信電極との間の相互静電容量の差の大きさを示す。
【０１０２】
センサ２のすべてのＣｍが接触がなく等しいと仮定すると、測定回路２５〜２８によってサンプリングされた信号は、接触がなければすべて〜０まで蓄積するであろう。対の電極が同時に逆相で駆動されると、第１電極への接触が第２電極における信号に影響を与えないであろう十分な距離に間隔を空けて配置された電極に逆信号が好ましく印加される。
【０１０３】
１対より多い電極を同時に逆相で駆動してもよい。第１の隣接する対電極はプラスに傾斜され得る一方、第２の隣接する対電極（好ましくは第１の対電極から間隔を空けて配置される）はマイナスに傾斜される。４つのすべての電極が互いに間隔を空けて配置される場合、第１の隣接しない対電極はプラスに傾斜され得る一方、第２の隣接しない対電極はマイナスに傾斜される。
【０１０４】
アキュムレータコンデンサにおける信号は電極間の差のみに比例するため、蓄積された信号は特定の他の実施形態より小さい。このことは２つの利益をもたらす。
【０１０５】
第１の利益は、各測定サイクルの整定時間を減らし得るか、又は抵抗を上げることである。基準抵抗器（Ｒｒｅｆ）のＲ−Ｃ時定数及び取り付け電極の静電容量が、各測定サイクル中の信号の整定時間を決定する。測定信号の過渡が小さければ、次のサイクルの前に安定値への整定に要する時間が少なくなる。例えば、シーケンス１（表１）では、約１０μＳｅｃ（例えば、４倍）定数が、整定時間として許容される。小さな信号は、より少ない時間、例えば３倍又は更には２倍の定数で、許容可能な残留値内に整定できる。その結果、測定サイクルを短縮することができ、測定がより迅速になるか、又はＲｒｅｆの抵抗を上げることができ、各測定シーケンス中の蓄積電圧の減衰がより少なくなる。
【０１０６】
第２の利益は、各測定シーケンス後にアキュムレータコンデンサを放電しなくてもよいことである。各アキュムレータコンデンサにおける電圧は各測定シーケンスの最後に測定されて分かるため、この残留電圧は次の測定シーケンス等の間に測定される電圧から差し引かれることがあり、いずれの蓄積信号も回路の限度値を超えないことが条件とされる。このことは逆相信号を用いる２つの測定シーケンスが各電極に印加される場合に特に有効であり、その結果、１つのシーケンスからのプラスのＶｆは、次の測定シーケンスのマイナスのＶｆによって少なくとも部分的に減少されるであろう。一定期間によるアキュムレータコンデンサにおける電圧は、一般に平均Ｖｒｅｆ電圧に向かう傾向がある。この期間は、Ｒ−Ｃの時定数［Ｒｒｅｆ×（アキュムレータコンデンサ）］と、サンプリングスイッチ（例えば、図３ｂのＳ４）が閉じている時間のパーセンテージとに関連する。
【０１０７】
ここで図１０ａを参照すると、システム３０（図３ｂ）と同様の構成要素及びいくつかの追加機能を有する実施形態であるシステム９０が示される。これらの機能は、個別に、又は組み合わせて追加されてもよい。駆動回路９２及び受信回路９３は、閾値検出器として作動し得るＤフリップフロップ回路Ａ２及びＡ４を含む。Ａ２はオプションであり、回路９２がパルスの駆動に加えて受信回路としても作動する場合にのみ必要とされる。
【０１０８】
コンデンサＣ１及びＣ２は、回路９２及び９３からセンサ３１を絶縁するため、電極Ｐ１及びＰ２に印加される電圧はＶｒｅｆ１及びＶｒｅｆ２に等しい平均値を有するであろう。いくつかの実施形態では、Ｖｒｅｆ１及びＶｒｅｆ２はＧｎｄに維持されてもよく、その結果、センサ３３に０．０ボルトが印加される。これにより、時間平均がゼロでない印加電圧が存在すると一部のシステムで生じ得る材料のマイグレーション及び／又は電解の悪影響を減らすことができる。
【０１０９】
システム９０は、立ち下がりパルス過渡中又は立ち上がりパルス過渡中のいずれかで静電容量を測定するために使用され得る。好ましくは、立ち上がり過渡及び立ち下がり過渡を用いる測定は、低周波数ノイズを減少させるために交互に行われる。これは本明細書に記載の任意の実施形態と組み合わせて実施されてもよい。
【０１１０】
システム９０の受信回路９３は、図３ｂの回路３３の単一スイッチではなく２つのスイッチを有する。スイッチＳ４はＣ１を一般にＧｎｄであるＶ３に接続し、Ｓ３はＣ１をＶ４に接続し、一般にＶｃｃ＝３Ｖ〜５Ｖである。測定シーケンス中はＳ３又はＳ４の一方のみが作動し、もう一方は開いている。Ｓ４は、上述したように立ち下がりパルス過渡の測定に使用される。Ｓ３は、立ち上がりパルス過渡の測定に使用される。これを実現するため、Ｃ１は最初に（Ｖ４）ボルトまで充電され、次にプラスのパルスがＣ１から電荷を連続的に除去し、表２に概略表記されるようにＣ１での電圧をＶ４からより低いプラスの値へ低下させる。
【０１１１】
【表２】
2012503774.tif 000004
【０１１２】
図１０ａのシステム９０によって示される別の例示的実施形態では、電極Ｐ１に接続された駆動回路は、Ｐ２に接続された受信回路と酷似している。いくつかの実施形態では、センサ３１のパラメーター及び回路構成要素の値は、駆動回路も受信回路として機能するよう選択されてもよく、受信回路（のＶｒｅｆ部分）は駆動回路として機能できる。
【０１１３】
図１０ｂは、抵抗器Ｒｒｅｆ１がスイッチＳｒｅｆ１に置換されている以外は本質的にシステム９０と同じ実施形態であるシステム１００を示す。システム１００は、スイッチＳ４及びＳ３が開いている時間中はＳｒｅｆ１が閉じられるという規定を加えた上で、測定シーケンス１又は測定シーケンス２に関して記載されるように作動され得る。
【０１１４】
図１０ｃは、スタイラス１２０が追加表示されている以外は回路９０（図１０ａ）と同様の回路１１０を示す。スタイラス１２０の先端は、駆動電極として作動され得る一方、センサ３１の全電極（Ｐ１及びＰ２）は受信電極として作動する。スタイラス検出モードでは、回路１１０の目的は、水平電極Ｐ１及び垂直電極Ｐ２に対するスタイラス１２０の位置を測定することである。スタイラス１２０の先端における電圧波形は、信号電流Ｉ８及びＩ９をそれぞれコンデンサＣｓ１及びＣｓ２経由で電極Ｐ１及びＰ２に連結するプラス及びマイナスの電圧過渡を有する。
【０１１５】
電極に流れるスタイラス電流が大きいほどスタイラス１２０に近接していることが示され、例えば、米国特許第４，６８６，３３２号及び同時係属米国特許出願公開第２００８／０１０６５２０号に記載されるような当該技術分野において既知の方法を使用して、複数の電極におけるスタイラス信号の相対強度を使用してスタイラス１２０を位置決めしてもよい。スタイラスは、任意の信号送信用導電性デバイスであってもよい。スタイラスは、実際のポインタデバイスであってもよく、又は例えば米国特許第７，４５３，４４４号に記載されるように、受信電極に連結され得る信号で指が導通状態になるという前提で、ユーザーの指であってもよい。
【０１１６】
スタイラス検出モードで作動する場合、回路９４及び９５は共に受信回路として作動されるため、Ｓ３及びＳ１は共にシーケンス３に記載されるように作動する（又は別の方法としては、プラスのスタイラス電圧過渡が測定され得る場合、Ｓ４及びＳ２が作動できる）。
【０１１７】
【表３】
2012503774.tif 000005
【０１１８】
スタイラス測定シーケンス３では、Ｖ９０及びＶ９１は、典型的に等しい基準電圧Ｖ１＆Ｖ３に繰り返し接続されるため、大幅な電圧は回路９４又は回路９５によってセンサ３１に印加されない。電流Ｉ２及びＩ３は好ましくは無視できるほど小さく、コンデンサＣ１及びＣ２に蓄積される唯一の大幅な電流はスタイラス１２０から連結される。一実施形態では、Ｃ１及びＣ２が連結されたスタイラス電流Ｉ８及びＩ９に比例する信号を蓄積するようにＩ１＝Ｉ８及びＩ６＝Ｉ９である。これらは電極Ｐ１及びＰ２に対するスタイラス１２０の近さに比例する。
【０１１９】
図１０ｃには１つの水平電極（Ｐ１）及び１つの垂直電極（Ｐ２）が示されているが、実際には複数の水平電極及び複数の垂直電極が同時又はほぼ同時に測定される。測定シーケンス３は、少なくとも１つの垂直電極信号及び１つの水平電極信号がそれらの対応する閾値を越えるのに十分な電圧をアキュムレータコンデンサに蓄積するまで繰り返され、したがって接触点が画定される。一実施形態では、スタイラス信号の測定値は、隣接するいくつかの水平電極において十分大きいので、補間法を使用して正確なスタイラス位置を計算することができる。
【０１２０】
測定シーケンス３は閾値を越す測定方法について記載しているが、別の実施形態に関して記載されるように、閾値を越す方法以外にＡＤＣ法を使用して電圧Ｖ９０及びＶ９１を測定してもよいことが当業者には明白であろう。シーケンス３はスタイラスの立ち下がり信号過渡の測定についても記載しており、前述したように、立ち上がり過渡の測定にＳ１及びＳ３のタイミングを使用できることも明白である。
【０１２１】
図１１は、模擬回路４が１６の基準抵抗器によって同時に１６の受信電極を駆動する概略図を示す。回路４はシステム９０の一実施例であり、回路４の構成要素表記は、タイミングパルス及び駆動パルスＶｒｅｆを発生させる周辺部４４内の構成要素（Ａ１１、Ａ１２、パルス５１、パルス５２、Ｃ９）を除き、システム９０（図１０ａ）の構成要素に対応するものと同じである。回路４のほとんどの構成要素は回路２と同じであり、Ｃｍ＝１ｐｆ、Ｃｄ＝２０ｐｆ、Ｃ１＝５００ｐｆ、及びＣ２＝１０００ｐｆである。１６の全電極は並列で駆動されるため、Ｃｍ及びＣｒはそれぞれ一括した１６ｐｆ及び１６０ｐｆの合計静電容量としてシミュレートされる。１つの駆動電極及びその測定回路が示されているが、典型的には１つより多い駆動電極が存在する。実際に、駆動機能及び受信機能を交換する主な理由は、多数の駆動電極のどれが接触されているかを検出するためである。
【０１２２】
回路４では、駆動パルスは（例えば、図１０ａのスイッチＳ３及びＳ４よりもむしろ）Ｖｒｅｆ２によって発生される。信号Ｖｒｅｆ２は、１６のＲｒｅｆを経由して１６の電極を駆動する。これらは（少なくとも）１つの駆動電極に連結している。スイッチＳ２はＶｒｅｆ２の（−）の過渡と同期してスイッチ動作し、電圧（Ｖ９１−Ｖ９６）はＣ２に蓄積され、Ｖ９１はシーケンス１（表１）及び／又はシーケンス２（表２）に概略表記される方法を使用してＡ２で測定される。駆動パルスの持続時間（１０μＳｅｃ）及び比率（５０μＳｅｃ）は、静電容量（例えば、Ｃｍ）値がより高く、Ｖ９６及びＶ９１の整定時間がより長いため、より遅くなる。
【０１２３】
この実施形態の実現可能な利益の１つは、式１によって記載されるように接地静電容量に対する相互静電容量の比を測定することにより駆動電極への接触を検出することである。排他的なＣｍの測定は、このような実施形態の目標ではないであろう。すべての受信電極（すなわち、１６の受信電極）は同時に駆動されるため、接触による任意の１つのＣｍでの１０％の変化はＣｍ全体で＜１％の変化を生じる。したがって、この実施形態は、任意の１つの電極のＣｍの変化に対する感度が比較的低い。しかしながら、各駆動電極（すなわち、１６の各駆動電極）の接地静電容量は、任意（又はいくつか）の駆動電極への接触を検出するのに十分な感度で単独かつ同時に測定される。例示の回路４（図１１）から得られた感度の測定値は、表３（以下）に示される。
【０１２４】
別の実施形態に従って、センサ２（図２）を走査する方法の１つは、回路２１から電極Ｄａに信号を駆動し、回路２５〜２８を用いて電極Ｒｃｖ１〜Ｒｃｖ４のすべてで同時に受信信号を測定することである。次に、回路２２が電極Ｄｂを駆動し、４つの測定シーケンスの後に全Ｃｍが測定されるまでＲｃｖ１〜Ｒｃｖ４が再度（等）測定される。
【０１２５】
駆動機能対受信機能の切り換えにとって実現可能な利益の１つは、接触（複数の接触を含む）の検出速度である。以下の代表的なシーケンスは、図２に関して記載される。
【０１２６】
１．１つ以上の回路２５〜２８は電極Ｒｃｖ１〜Ｒｃｖ４で同時にパルスを駆動し、回路２１〜２４は電極Ｄａ〜Ｄｄに連結されたパルスを測定する。これらの測定には、本明細書に開示の種々の実施形態の測定シーケンスを使用してもよい。この実施形態で導通状態にされる駆動回路の数は、Ｃｍ及びＣｄの相対的な大きさによって異なる。式１は、Ｃｄに対する感度を最大にするために、駆動電極から連結されるＣｍはＣｄより小さい必要があることを示している。
【０１２７】
２．点Ｔ１、Ｔ２、及びＴ３に接触があると、接地静電容量Ｃｄｂ及びＣｄｃは接触によって増加する。測定値は電極Ｃｄｂ及びＣｄｃが接触されたことは示すが、接触数は分からず、電極Ｒｃｖ１〜Ｒｃｖ４のどれが接触されたのかも分からない。Ｃｍ２ｂ、Ｃｍ２ｃ、及びＣｍ４ｃも減少するが、工程４までどの交点が接触されたかを決定する必要はない。
【０１２８】
３．次に、接触された電極Ｃｄｂは回路２２によって駆動され、Ｒｃｖ１〜Ｒｃｖ４での信号が回路２５〜２８によって同時に測定される。点Ｔ１での接触は、回路２６によって測定される相互静電容量Ｃｍ２ｂの変化により決定される（この測定には、本明細書に開示の種々の実施形態に関する方法を使用してもよい）。
【０１２９】
４．次に、接触された電極Ｃｄｃは回路２３によって駆動され、Ｒｃｖ１〜Ｒｃｖ４での信号が回路２５〜２８によって同時に測定される。点Ｔ２での接触は静電容量Ｃｍ４ｃの変化により決定され、点Ｔ３での接触は静電容量Ｃｍ２ｃの変化により決定される（この測定には、本明細書に開示の種々の実施形態に関する方法を使用してもよい）。
【０１３０】
４×４の電極を有する図２のシステム２０の単純な実施例では、これらの方法により４つの測定シーケンスではなく３つの測定シーケンス後に３つの接触が分析される。これは控えめな取得であるが、１６×１６の電極アレイを有するシステムでは、先行技術の連続駆動法で必要とされる１６の測定ではなく、これらの方法は依然として３回の接触を決定するのに３つの測定シーケンスを必要とするだけである。
【０１３１】
表３は、５つの代表的な実施形態の感度を示す。指定されるようにタッチセンスコンデンサを１０％まで変化させるよう回路をシミュレートし、得られたＣ１に対する電圧の変化を４０〜１００回の測定サイクル後に測定した。各試験のタイミングパラメーターは、回路１、２、３、及び４（図５、６、９、及び１１）の概略図に示されている。
【０１３２】
【表４】
2012503774.tif 000006
【０１３３】
構成要素及び電圧の値並びに波形回路のタイミングは、測定中のタッチセンサのパラメーターと一致するよう選択されてもよい。上述の代表的な回路では、Ｃ１、Ｃ２、Ｒｒｅｆ、Ｖｒｅｆ、Ｖ６などを静電容量Ｃｍ、Ｃｄ、及びＣｒで作動するよう選択した。電極が大幅な抵抗を有する場合、構成要素の値及び波形のタイミングは、正確な測定値を得るよう調整されてもよい。多くの場合、波形のタイミングは、コントローラ２９（図２）でのプログラムの制御下で調整及び最適化され得る。
【０１３４】
いくつかの実施形態では、受信回路３３（図３ｂ）及び９３（図１０ａ、１０ｂ、１０ｃ）並びに駆動回路９４（図１０ａ、１０ｂ、１０ｃ）及びＤ１（図３ｂ）は、典型的なマイクロプロセッサのプログラム式入出力（ＰＩＯ）ポートをオープンコレクタスイッチとして構成すること、及びＰＩＯの入力用ゲート／ラッチをコンパレータとして使用することにより実装されてもよい。他の共通論理集積回路も上記回路の実装に使用し得る。当業者には、他の標準的で安価な論理回路の構成が明白であろう。
【０１３５】
上述の実施例ではいくつかのＡＤＣ法が使用される。当業者にはその他の方法が思いつくであろう。とりわけ、特定の実施形態は、時限傾斜（timed ramp）を使用してＣ１での電圧を測定する。別の方法としては、測定時間が重要な場合は、逐次近似法及び他のより迅速なＡＤＣ法又はＡＤＣ法の組み合わせを使用してもよい。
【０１３６】
本明細書に記載の回路及び方法は、標準的な回路構成要素を安価に使用して、複数の（受信）電極の高速同時測定を実行するのに使用され得る。回路も、数個の電極を駆動する単純なマイクロプロセッサから、多数の電極を有する高解像度タッチパネルまで、構成され得る。本明細書に記載の多くの実施形態は、標準的なマイクロプロセッサのＰＩＯポート又は安価な論理回路、及び数個の受動外部構成要素から作製されてもよい。
【０１３７】
例えば、８つのボタンを有する小型の相互静電容量タッチシステムは、１つの電極の駆動に１つのＰＩポートを使用し、８つの電極の同時測定に１つのＰＩポートを使用する、単純なマイクロプロセッサを用いて実現され得る。
【０１３８】
より多くの電極を有するより高解像度のタッチシステムは、より高い電圧駆動信号、低インピーダンスの復調器スイッチ、及びより高いＥＳＤ許容量を用いて構成され得る。この目的のために、マイクロプロセッサは、Ｇｅｎｅｖａ、ＳｗｉｔｚｅｒｌａｎｄのＳＴ  Ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓから入手可能なＳＴＰ１６ＣＰＳ０５の１６チャネルドライバ、及び／又はＤａｌｌａｓ、ＴｅｘａｓのＴｅｘａｓ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓから入手可能なＳＮ７４ＬＶＣ１６６４６Ａの１６チャネルトランシーバ／レジスタなどの（安価な）回路で増強されてもよい。
【０１３９】
一実施形態では、サンプリングスイッチ（例えば、システム３０のＳ４（図３ｂ））が閉じているサンプル時間の間のみ、信号（及びノイズ）の測定を実行してもよい。Ｃ１で測定される最適な信号は、電圧Ｖ６の過渡中に変化及び大きさの制御率を有する電流のパルスである。ノイズを避けるには、Ｖ６の過渡中に流れる電流パルスの測定に必要な最小時間だけＳ３を閉じることが望ましい。
【０１４０】
一定期間〜［サンプル期間］（例えば、図４ａの０．５μＳｅｃ）でのノイズ高調波は、以下の方法で減少させることができる。
【０１４１】
１．各測定サイクル中にサンプル時間を疑似ランダム式に変化させる、又は、
２．測定サイクルの期間をサンプル時間の奇数倍数に設定することで、一サンプル時間中に同相のノイズ高調波は次のサンプル時間中に位相がずれると考えられる。
【０１４２】
上記の様々な実施形態は、実例としてのみ提供されており、本発明を限定するものと解釈すべきではない。上記の説明及び実例に基づいて、本明細書に図示及び記載した代表的な実施形態及び応用例に厳密に従うことなく本発明に様々な修正及び変更を行えることが当業者には容易に理解されるであろう。このような修正及び変更は、以下の請求項での説明を含め、本発明の本来の趣旨及び範囲から逸脱しない。
【図１】
2012503774.tif 000007
【図２】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図４ａ】
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【図４ｂ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０ａ】
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【図１０ｂ】
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【図１０ｃ】
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【図１１】
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【国際調査報告】
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