(57)【要約】ＯＦＤＭ受信機は、信号サンプルを受け取り、受け取った信号に対応する周波数領域サンプルを出力する高速フーリエ変換プロセッサを備える。遅延器が周波数領域サンプル出力群を受け取り、この周波数領域サンプル群の各々は、所定の遅延間隔に続く。周波数領域チャネル推定器は、周波数領域サンプルを受け取り、各周波数領域サンプル群からチャネル推定値を導き出す。チャネル推定待ち行列は、チャネル推定器から供給されるチャネル推定値のシーケンスを記憶し、このシーケンスを加重平均器に供給すると、加重平均器は平均されたチャネル推定値を出力する。周波数等化器は、遅延周波数領域サンプル群と平均チャネル推定値に応答する等化された周波数領域サンプル群を出力する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ受信機であって、
あるチャネルから受信した信号に対応する信号サンプルを受け取るようになされた高速フーリエ変換プロセッサであって、周波数領域サンプル群を出力し、各周波数領域サンプル群が受信されたシンボルに対応する高速フーリエ変換プロセッサと、
周波数領域サンプル群を受け取り、前記周波数領域サンプル群の各々を、前記高速フーリエ変換プロセッサによる前記サンプル群の前記出力から所定の遅延間隔をおいて出力するために連結された遅延器と、
前記周波数領域サンプル群を受け取り、前記周波数領域サンプル群の各々から、対応するチャネル推定値を導き出すために連結された周波数領域チャネル推定器であって、前記周波数領域サンプル群のシーケンスに対応するチャネル推定値のシーケンスを出力する周波数領域チャネル推定器と、
前記チャネル推定値のシーケンスを記憶するチャネル推定待ち行列と、
前記チャネル推定待ち行列に連結され、前記チャネル推定値のシーケンスを受け取り、平均されたチャネル推定値を出力する加重平均器と、
前記遅延器に連結され、遅延された周波数領域サンプル群を受け取る周波数領域等化器であって、前記加重平均器に連結されて、前記平均されたチャネル推定値を受け取り、前記遅延された周波数領域サンプル群と前記平均されたチャネル推定値に応答して、等化された周波数領域サンプル群を出力する周波数領域等化器と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【請求項２】
請求項１に記載の受信機であって、
前記所定の遅延は、前記平均されたチャネル推定値と前記遅延された周波数領域サンプル群を同じ受信シンボルに対応させるのに十分な遅延であることを特徴とする受信機。
【請求項３】
請求項１に記載の受信機であって、
前記加重平均器は、静的受信機についてのチャネル推定値の平均化に、等しい重みを付けることを特徴とする受信機。
【請求項４】
請求項１に記載の受信機であって、
前記周波数領域チャネル推定器は、第一の間隔でチャネル推定値を受け取り、第二の間隔でチャネル推定値を生成する補間器を備え、前記加重平均器は、前記第二の間隔で前記チャネル推定値を受け取るように連結されていることを特徴とする受信機。
【請求項５】
前記第一の間隔は、ＯＦＤＭ信号内のパイロット信号の位置に対応することを特徴とする受信機。
【請求項６】
前記加重平均器は、チャネル推定値の平均化に、中心加重の重み付けを行うことを特徴とする受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル通信システムに関し、特に、有線または無線通信リンク上で高い情報スループットを達成するための直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）を利用するシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）は、各種の商業的に重要なシステム、たとえばデジタル加入者回線（ＤＳＬ）通信システムやＯＦＤＭ変調信号による無線通信システムのためのＩＥＥＥ８０２．ｘｘ規格シリーズの多数の実装現場のための一般的な変調方式である。しばしば、ＯＦＤＭ受信機が実行する１つまたは複数の機能においては、受信機が信号を取得し、また受信機がビット抽出を開始する前に信号品質を改善するために、パラメータの推定が必要となる。
【０００３】
ＯＦＤＭ受信機は一般に、受信した信号から信号タイミング情報を取得して、受信した信号内のシンボルの開始点を特定するのに役立てることを必要とする。シンボルとは、所定の有限期間または時間中に波形に一意的にマッピングされる所定の数Ｎbのビットである。考えられるビット集合は各々、ＯＦＤＭ方式により決定されるマッピングまたは変調方式にしたがって一意の信号にマッピングされる。ＯＦＤＭ受信機が、あるシンボルの開始点が受信された信号の中にあると判断すると、受信機は受信した信号の品質を改善するために、追加の処理を実行する。信号品質を改善するための処理では、受信機は目標とするビット誤り率（ＢＥ）を達成しようとし、そのためにしばしば、線形フィルタまたは等化器を実装して、入力信号のコンディショニングを行う。受信した信号は、チャネルの欠陥によって大きく歪んでいる可能性がある。理想は、等化器がチャネルに起因する歪みを完全に補正して、動作上の制約をノイズレベルのみとしながら受信機が信号を復調できるようにすることである。
【０００４】
ＯＦＤＭには、通信システムで一般的に使用されるその他の変調方式の多くとは異なり、信号品質を改善するために２つの等化器、すなわち時間領域等化器（ＴＥＱ）と周波数領域等化器（ＦＥＱ）を設けることができる。ＯＦＤＭ応用の中には、ＤＳＬ等のように時間領域等化器を備えるものもあれば、現在の無線規格を利用するシステム等、時間領域等化器を持たないものもある。実用化されているＯＦＤＭ受信機はすべて、周波数領域等化器を備える。受信機が時間領域等化器と周波数領域等化器のいずれを備えているかを問わず、受信機はチャネル推定を実行し、少なくとも当初は等化器の係数を決定しなければ、等化器を使って信号品質を改善することができない。チャネルの特性を推定することによって等化器の係数を決定する方法は、時間領域等化器と周波数領域等化器とで異なる。
【０００５】
図１は、ＴＥＱを備えていない従来のＯＦＤＭ受信機の回路を示す。より具体的には、図１は、信号のアナログデジタル変換（ベースバンドへのダウンコンバージョン）後の回路を示しており、その変換によって生成された情報信号ｓ（ｎ）が回路への入力として示されている。信号ｓ（ｎ）は第一の処理エレメント（ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｅｌｅｍｅｎｔ）１１０の入力１０１であり、処理エレメントは信号ｓ（ｎ）からサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を除去する。従来のＯＦＤＭ送信機は、最後のＮCPサンプルで構成される長さＮCPのＣＰを長さＮの固有の信号波形に付加するため、送信機がアナログに変換するデジタル信号の長さはＮ＋ＮCPとなる。すると、受信機の逆変換工程の最初のステップは、付加されたサイクリックプレフィックスＮCPサンプルを除去し、捨てることとなる。そのステップに続き、直列並列変換器１２０が直列信号を整理して、並列信号に変換し、その後の処理に備える。サイクリックプレフィックスの除去は、直列並列変換の前後いずれでも実行できる。
【０００６】
エレメント１２０から出力される並列データは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）プロセッサ１３０に供給され、ＦＦＴプロセッサは時間領域サンプルｓ（ｎ）を周波数ドメインサンプル群Ｒi（ｋ）１３１に変換して、処理に備える。受信されたＯＦＤＭ信号はチャネルによって破損されているものと仮定され、これはＯＦＤＭに関して、ＯＦＤＭシステムで使用される周波数の各々からの振幅と位相の歪みがサンプルに導入されると仮定される。ＦＥＱ１５０は、ＯＦＤＭシステムで使用される周波数ごとに異なる振幅と位相の補正を、異なる周波数で送信される各種のサンプルに適用する。ＦＥＱ１５０によって適用されるべき補正を判断するためには、ＦＥＱ１５０はチャネルの振幅と位相の、周波数ごとの理想からの偏差を推定する必要がある。図１において、周波数領域チャネル推定器１４０は、ＦＥＱ１５０によって使用されるチャネル推定値を決定する。
【０００７】
図２は、図１の推定器１４０として使用可能な従来のＯＦＤＭチャネル推定器の一例を示す。図２のチャネル推定器は通常、パイロットトーンシーケンスまたは、既知のビットやキャリアの位置等の予測可能な特徴を有するその他の信号を使用する。パイロットトーンは一般に、関連する規格により決定される。図２の推定器は、パイロットトーン推定器２０２と補間器２０４を備える。パイロットトーン推定器２０２は、以下の周波数領域最小二乗（ＬＳ）計算式を用いてＮｐ≦Ｎパイロットトーンの各々におけるチャネルを推定する。
【数１】
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式中、Ｐはパイロットトーンのインデックス群、Ｘi（ｋp）はパイロットインデックスｋpでのパイロット値、Ｒi（ｋp）はパイロットインデックスｋpにおけるＯＦＤＭ信号の振幅および位相の高速フーリエ変換値である。パイロットトーン推定器１４０は、パイロットの位置での予想されるＯＦＤＭ信号の推定値を生成し、推定器はこれらの推定値をパイロットの位置において受信されたＯＦＤＭ信号、またはその位置の実際のＯＦＤＭ信号と比較する。推定器は次に、上記の最小二乗計算式を使って、各送信周波数における振幅および位相誤差の最善の推定値を決定する。
【０００８】
パイロットトーン推定値群は補間器２０４に供給される。補間器は、パイロットトーンの位置（Ｐのインデックス）における推定値から、ＯＦＤＭ信号の中のすべての位置における推定値を生成するのに必要である。補間器の出力は、ＯＦＤＭ帯域幅全体を通じたチャネル推定値であり、ＦＥＱ１５０に供給される。種々の補間器が使用され、また提案されており、たとえば、単純な線形補間器や、より複雑なウィナーフィルタ設計に基づく最小平均二乗誤差による補間がある。
【０００９】
周波数領域等化器１５０は、高速フーリエ変換プロセッサ１３０からの信号と推定器１４０からのチャネル推定値を受信して、信号を等化する。等化器１５０の出力は並列直列変換器１６０に供給され、変換器は等化器の並列出力を直列信号に変換し、この直列信号が復調器１７０に供給される。復調器の構造と機能は様々であり、一般に、規格や特定のＯＦＤＭ通信構成に対応する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】米国特許第６２１９３３４号明細書
【特許文献２】米国特許出願公開２００４／０２２８４１７号明細書
【特許文献３】欧州特許出願公開第１５５１１２０号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明の態様は、あるチャネルから受信した信号に対応する信号サンプルを受信するようになされた高速フーリエ変換（ＦＦＴ）プロセッサを備えるＯＦＤＭ受信機において実施される。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
ＦＦＴプロセッサは、周波数領域サンプル群を出力し、周波数領域サンプル群の各々は受信されたシンボルに対応する。遅延器が連結されて、周波数領域サンプル群を受信し、ＦＦＴプロセッサがその周波数領域サンプル群を出力してから所定の遅延間隔をおいて、サンプル群の各々を出力する。周波数領域チャネル推定器が連結されて、周波数領域サンプル群を受信して、その周波数領域サンプル群の各々から対応するチャネル推定値を導き出し、周波数領域チャネル推定器は、周波数領域サンプル群のシーケンスに対応するチャネル推定値のシーケンスを出力する。チャネル推定待ち行列は、チャネル推定値のシーケンスを記憶する。受信機はまた、チャネル推定待ち行列に連結された加重平均器も備え、加重平均器はチャネル推定値のシーケンスを受信し、平均されたチャネル推定値を出力する。周波数領域等化器が遅延器に連結されて、遅延された周波数領域サンプル群を受信し、この周波数領域等化器は加重平均器に連結されて、平均されたチャネル推定値を受信し、周波数等化器は遅延された周波数領域サンプル群と平均されたチャネル推定値に応答して、等化された周波数領域サンプル群を出力する。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】従来の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信機の構成を示す概略図である。
【図２】従来のＯＦＤＭチャネル推定器の概略図である。
【図３】本発明によるＯＦＤＭ受信機の概略図である。
【図４】図３の受信機に使用するための加重平均チャネル推定器を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
従来のＯＦＤＭ受信機の動作の有効性は、受信機が行うチャネル推定の質によって決まる。しばしば、ＯＦＤＭ受信機の性能は、チャネル推定の質の低さ、特に受信機が送信機に関して移動中である時に損なわれる。本発明の好ましい実装例によれば、ＯＦＤＭ受信機とシステムにおけるチャネル推定が改善されることによって、周波数領域等化器の性能が向上する。好ましい実装例は、たとえば、受信した信号から抽出された隣接するシンボルに関する多数のチャネル推定値を加重平均して、周波数領域等化器の実装に使用されるチャネル推定値を改善する。重み関数は、好ましくはチャネル推定を最適化するために選択され、たとえばモバイル受信機の実装のための中心重み関数(center weighted function)が含まれる。本発明の態様を用いることで、各種のチャネル推定方式を実装し、改善することができる。
【００１５】
図３は、本発明による直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信機の構成の好ましい実装例を示す。図３は、信号のアナログデジタル変換（ベースバンドへのダウンコンバージョン）が行われた後の回路を示しており、この変換により生成された情報信号ｓ（ｎ）３０１が回路への入力として示されている。信号ｓ（ｎ）３０１は、第一の処理エレメント３１０に入力され、処理エレメントはデジタル信号ｓ（ｎ）からサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を除去する。サイクリックプレフィックスを除去した後、直列並列変換器３２０は、直列信号を整理して並列信号に変換し、その後の処理に備える。通常、変換器３２０は、サンプル群をサンプリングレートで受信して、１クロックサイクルでそのサンプル群を出力できるパラレルレジスタに供給する。サイクリックプレフィックスの除去は、直列並列変換の前後のいずれでも実行できる。
【００１６】
直列並列変換器３２０から出力される並列データは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）プロセッサ３３０に供給され、このプロセッサは時間領域サンプルを周波数領域サンプル群、ＯＦＤＭシンボルＲi（ｋ）３３１に変換して、処理に備える。ＦＦＴプロセッサ３３１によって出力されるシンボルの各々は遅延器３３３に供給され、遅延器はシンボルを期間ｄ−シンボルの遅延分だけ遅延させ、遅延されたシンボルＲi-d（ｋ）３３５を周波数領域等化器（ＦＥＱ）３５０に供給する。周波数領域等化器は、ＦＦＴの有効周波数ごとに特定の位相および振幅補正を行う。
【００１７】
ＦＦＴプロセッサ３３１はまた、そのシンボルを周波数領域チャネル推定（ＦＤＣＥ）器３４０に出力し、チャネル推定器は、ｉ番目に受信した周波数領域シンボルＲi（ｋ）に基づいてチャネル推定を実行し、対応するチャネル推定値Ｈ＾i（ｋ）３４４を出力する。すなわち、ＦＦＴプロセッサ３３１の出力は、遅延器３３３とチャネル推定器３４０の両方にサンプルを平行して供給する。チャネル推定器３４０は、たとえば、パイロットトーンシーケンスまたは、既知のビットやキャリアの位置等の予測可能な特徴を有するＯＦＤＭ信号のその他の成分を使用してもよい。ほとんどのＯＦＤＭ実装例について、パイロットトーンの位置は関連する規格によって決定される。
【００１８】
推定器の好ましい実装例はパイロットトーン推定器を含み、この推定器は、以下の周波数領域最小二乗（ＬＳ）計算式を用いて、Ｎp≦Ｎパイロットトーンの各々におけるチャネルを推定する。
【数２】
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式中、Ｐはパイロットトーンのインデックス群、Ｘi（ｋp）はパイロットインデックスｋpでのパイロット値、Ｒi（ｋp）はパイロットインデックスｋpにおけるＯＦＤＭ信号の振幅および位相の高速フーリエ変換値である。パイロットトーン推定器は、パイロットの位置での予想されるＯＦＤＭ信号の推定値を生成し、推定器はこれらの推定値をパイロットの位置において受信された、またはその位置での実際のＯＦＤＭ信号と比較する。推定器は次に、式（２）の最小二乗計算を使って、各送信周波数における振幅および位相誤差の最善の推定値を決定する。これらの推定値は補間器に供給され、補間器は、パイロットトーンの位置における推定値から、ＯＦＤＭ信号の中のすべての位置における推定値を生成する。各種の補間器を使用でき、たとえば、補間器には、単純な線形補間器または、より複雑な、ウィナーフィルタ設計に基づく最小平均二乗誤差による補間器等がある。補間器の出力は、入力シンボルに対応するチャネル推定値Ｈ＾i（ｋ）３４４であり、周波数領域チャネル推定器３４０からの出力である。
【００１９】
チャネル推定器３４０は、チャネル推定値Ｈ＾i（ｋ）３４４を平均器３４６に供給し、平均器は、好ましくは、チャネル推定が行われているシンボルの前と後のシンボルに対応するチャネル推定値の加重平均を実行する。エレメント３４０からチャネル推定値を供給し、チャネル推定値を収集して、平均器３４６で加重平均を実行するために必要な時間により、遅延器３３３によって生成されるべき遅延ｄが決定される。一般に、遅延ｄは、平均化方式および、推定器と平均器の実装の詳細に基づいて経験的に決定される。加重平均器３４６は、平均化されたチャネル推定値を周波数領域等化器３５０に供給し、この等化器は、これらのサンプルのために使用された送信周波数にしたがって、そのシンボルのサンプルに対して位相および振幅の補正を適用する。
【００２０】
周波数領域等化器３５０は、遅延器３３３によって出力された遅延高速フーリエ変換信号と平均器３４６からのチャネル推定値を受信し、信号を等化する。等化器３５０の出力は並列直列変換器３６０に供給され、この変換器が等化器の並列出力を直列信号に変換し、この直列信号はその後、復調器３７０に供給される。復調器の構造と機能は様々であり、一般には標準的または特定のＯＦＤＭ通信方式に対応する。復調器３７０はその信号を復調し、送信された情報を出力する。
【００２１】
図４は、図３の受信機に使用できるチャネル推定値平均器３４６の好ましい実装例を示す。図４のチャネル推定値平均器は、バッファまたは待ち行列４０２を備え、これは、現在のシンボルの前のｐ個の過去チャネル推定値を記憶し、現在のシンボルのチャネル推定値を記憶し、現在のシンボルの後のｆ個の未来チャネル推定値を記憶する。チャネル推定値平均器は、好ましくはレジスタまたは第二のバッファ４０４を備え、これは平均演算を実行するのに使用される予定の推定重み群を記憶する。チャネル推定値平均器はまた、加重平均モジュール４０６を備える。好ましい加重平均モジュール４０６は、バッファ４０２からチャネル推定値Ｈ＾i（ｋ）のシーケンスとこれに対応する推定重みα1のシーケンスを受け取り、式（３）にしたがって平均化されたチャネル推定値を生成する。
【数３】
2012503424.tif 000005
【００２２】
これは好ましい平均方法であり、それ以外の方式も実装できる。式（３）において、定数Ｃは、チャネル推定パワーを一定に保つために使用される正規化定数である。
【００２３】
単純な例として、平均は、前のシンボルのチャネル推定値（ｐ＝１）、現在のシンボルのチャネル推定値および次のシンボルのチャネル推定値（ｆ＝１）にわたって実行されてもよい。この「最近傍」平均では、各重みα1に等しい重みを使用でき、定数Ｃ＝１／３とする。このような等しい重みによる最近傍法の例は、固定または静的(stationary or static)チャネルの場合に有効であり、現時点で好ましい。平均ウィンドウのサイズがより大きければ、よりよいチャネル推定が行われ、理想的なチャネル推定に近づけることができるが、さらにウィンドウが大きくなると、改善幅の収縮が起こる。等しい重みを用いる最近傍平均は演算が単純であるため、システムを現実的に実装できる。シミュレーションの結果、単純な、同じ重みによる最近傍平均法では、３０ｋｍ／ｈの時間変動のあるチャネルについて２ｄＢという有益なレベルでの改善が見られた。
【００２４】
たとえばモバイル受信機に関わるドップラ効果による時間変動チャネルの場合、このチャネルは変化するものと予想され、時には大幅に変化する。一般に、チャネル推定値平均器には中心加重チャネル重み付け方式を使用することが好ましく、この方式によれば、現在のシンボルのチャネル推定値に最も大きい重みが付けられる。時間変動チャネルに使用する単純な重み付けの例としては、α-1＝１、α0＝２、α1＝１の重み、Ｃ＝１／４とする最近傍平均を選択する。このような重み付けには、より多くの無効な(out of date)チャネル推定値の影響を縮小しながら、平均を出すという利点がある。より高度なシステムにおいては、時間変動チャネルの場合の重み付けは、経験的に選択しても、またはドップラの程度に応じて変化させてもよい。
【００２５】
いずれの重み付けシステムでも、シンボルのエッジインスタンスについて、技術の適応が必要であり、これは、最初のシンボルには先行するシンボルがなく、最後のシンボルには後続のシンボルがないからである。このような状況では、現在のシンボルおよび存在する最近傍のシンボルについて、静的チャネルを実装した場合は、等しい重みを使って平均をとる。時間変動チャネルの場合は、好ましくはエッジシンボルの重み付けを適応して、現在のシンボルに、存在する最近傍のシンボルチャネル推定の重みの２倍の重みを付ける。この場合、重み付けは、重みがα-1＝−−、α0＝２、α1＝１でＣ＝１／３か、重みがα-1＝１、α0＝２、α1＝−−でＣ＝１／３のいずかれか該当するものとなる。異なる重み付け方式が使用される状況では、エッジシンボルに関して同様にその方法を適応させる。
【００２６】
シミュレーションの結果では、図３と図４に示したように補間の後に平均化を実行することのほうが、チャネル推定値を平均してから、補間を実行する場合より、約０．２ｄＢだけ有利である。これは線形補間の場合で説明でき、平均してから補間を行うと、線形補間の全面的な劣化効果が見られる。補間を行ってから平均するという好ましい実装では、線形補間の劣化効果は、その後の平均化によって低減する。
【００２７】
ここで、図３に示される受信機は、時間領域等化器を持たないように描かれている点に留意されたい。現時点で好ましい実装例は、時間領域等化器を備えている必要はないが、本発明の態様は、周波数領域等化器と時間領域等化器の両方を備えていても実現できると理解するべきである。このような状況では、チャネル推定のための加重平均方法が両方の種類の等化器に使用されるであろう。
【００２８】
本発明を、図面と、特定の好ましい実施形態に関して説明した。当業者は、例示された好ましい実施形態のさまざまな改良や変更を本発明の教示の範囲内で加えることができることに気付くであろう。したがって、本発明は例示の具体的な実施形態または説明された好ましい実施形態に限定されるのではなく、本発明は以下の特許請求範囲により定義される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際調査報告】
2012503424.tif 000010
2012503424.tif 000011
2012503424.tif 000012