(57)【要約】  本発明は、アクティブピクセルを有する画像センサに関する。動作時の広いダイナミックレンジを得るために、ピクセルは、異なる値の期間（Ｔｉ１，Ｔｉ２）の間に、２重電荷積分を実施することによって読み出される。第１の積分（期間Ｔｉ１）の結果は、サンプリングキャパシタにおいてサンプリングされ（コマンドＳＨＳ１）、第２の積分（期間Ｔｉ２）の結果は、同じキャパシタにおいて条件付きでサンプリングされる（コマンドＳＨＳ２）。この第２のサンプリングは、長い方の期間に対応する電荷積分後の列導体の電位の観測に依存する。この電位は閾値と比較される。比較が飽和のリスクを指示する場合、短い期間の間に収集される情報が、収集され、サンプリングキャパシタに保持されて、それにより、その情報が、長い期間と短い期間との比を表す係数によって乗算される。飽和のリスクが存在しないと比較が指示する場合、長い期間の間に収集される情報が、収集され、サンプリングキャパシタに保持される。短い期間は、原理上、第１の期間である。
2012511851.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
画像取込みマトリクスのピクセルに由来する電荷を読み出す方法であって、同一の行のピクセルは、各ピクセルが、前記ピクセルの照明によって生成される電荷を表す電位レベルを、読み出し回路に結合された各列導体（ＣＣ）上で確立するために、同時にアドレス指定され、ピクセルは、少なくとも１つのフォトダイオード（ＰＤ）と、電荷格納ノード（ＮＤ）と、前記格納ノードを前記列導体に結合するかまたは前記格納ノードを前記列導体から分離する行選択トランジスタ（Ｔ５）とを備え、前記フォトダイオード内での電荷の積分および電荷の読み出しは、以下の動作シーケンス、すなわち、第１の積分期間Ｔｉ1中における前記フォトダイオード内での電荷の積分、前記第１の積分期間の終了時における、前記フォトダイオードから前記格納ノードへの前記積分された電荷の第１の転送、第１の期間と異なる第２の期間Ｔｉ２中における前記フォトダイオード内での電荷の積分、前記格納ノード（ＮＤ）と前記列導体（ＣＣ）との間の接続の確立、前記列導体上にこの時点で存在しかつ前記第１の電荷転送から生じる第１の電位レベルの、前記読み出し回路のキャパシタ（Ｃ１）における第１のサンプリング、前記フォトダイオードから前記格納ノードへの第２の電荷転送、そしてその後の、前記キャパシタにおける前記サンプリングされた電位レベルのアナログ−デジタル変換に従って行われる方法において、
前記列導体上に存在しかつ前記第２の電荷転送から生じる第２の電位レベルの第２の条件付きサンプリングは、同じキャパシタにおいて実施され、前記第２のサンプリングは、前記列導体上に存在する前記第１または前記第２の電位レベルと所定の閾値レベルとの比較の結果によって条件付けられ、前記比較結果は、前記アナログ−デジタル変換の結果に適用される乗算係数を確定するために送信されることを特徴とする、方法。
【請求項２】
前記ピクセルの照明を表す信号は、長い積分期間中に前記格納ノード内に放出される電荷量の閾値が超えられたことを前記比較結果が示す場合に、長い積分期間と短い積分期間との比で、前記アナログ−デジタル変換の出力値を乗算することによって確立されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ピクセルは、前記格納ノードのレベルを再設定するトランジスタを備え、前記格納ノードの電位を所定のレベルに再設定することを可能にし、前記レベル再設定は、前記第１のサンプリング後に前記トランジスタを一時的に導通させることによって行われ、中間サンプリングは、前記サンプリング回路の第２のサンプリングキャパシタ（Ｃ２）において、前記レベル再設定と前記第２のサンプリングとの間に実施されることを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記第１の積分期間Ｔｉ１は、前記第２の積分期間Ｔｉ２より短く、前記閾値との比較は、前記列導体上に存在しかつ前記フォトダイオードから前記格納ノードへの前記第２の電荷転送から生じる前記第２の電位レベルに関して実施されることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
行および列で構成されたピクセルのマトリクスを備えるＭＯＳ技術の画像センサであって、同一の列のピクセルは列導体に結合し、前記列導体は、次に読み出し回路に結合し、各ピクセルは、転送トランジスタによって格納ノードに結合されたフォトダイオードと、前記格納ノードを前記列導体に結合するかまたは前記格納ノードを前記列導体から分離する行選択トランジスタ（Ｔ５）とを備え、前記センサは、ピクセルの電荷の積分および読み出しの同一のサイクル中に２つの電荷転送、すなわち、第１の積分時間後の第１の電荷転送、前記第１の積分期間（Ｔｉ１）と異なる第２の積分期間（Ｔｉ２）後の第２の電荷転送を実施する手段と、前記第１の電荷転送後に前記列導体によって取得される電位レベルを、サンプリングキャパシタにおいてサンプリングする手段とを備えるセンサにおいて、
前記２つの期間の長い方の期間後に前記列導体によって取得される電位を閾値と比較する比較器（ＣＭＰ）と、前記比較の結果に応じて、前記サンプリングキャパシタの内容を、前記第２の電荷転送後に前記列導体によって取得される電位レベルと置換するかまたは置換しない手段と、前記比較の結果に応じて、
−前記２つの期間の長い方の期間後に前記列導体によって取得される電位レベルを表すデジタル値、または、
−前記２つの期間の短い方の期間後に前記列導体によって取得される電位レベルを表すデジタル値、および、
−前記比較結果に関する情報ビット
であるデジタル出力信号を供給する手段とを備えることを特徴とする、画像センサ。
【請求項６】
前記第１の期間は前記第２の期間より短いことを特徴とする、請求項５に記載の画像センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子画像センサ、およびより詳細には、ＭＯＳ技術におけるアクティブピクセルに基づいて働くセンサに関する。本発明は、特に、ピクセルを構成する種々のトランジスタを制御する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
アクティブピクセルは、通常、フォトダイオードおよび３つ、４つ、または５つのＭＯＳトランジスタを備え、フォトダイオード内で光によって生成される電荷の読み出しを制御することを可能にする。３つのトランジスタを有するピクセルは、照明および光積分時間に従って変動するフォトダイオードの電位を、列導体に直接転送することによって働く。４つのトランジスタを有するピクセルは、フォトダイオードから容量性格納ノードへ、光によって生成される電荷を最初に転送し、次に、格納ノードの電位を列導体に対して参照させることによって働き、トランジスタのうちの１つは、フォトダイオードから格納ノードへの電荷転送の前に、格納ノードの電位を再設定するために使用される。５つのトランジスタを有するピクセルもまた、フォトダイオードの電位を再設定するトランジスタを含む。
【０００３】
本明細書においてより詳細には、４つまたは５つのトランジスタを有するピクセルに関心が絞られる。５つのトランジスタを有するピクセルの構造が図１で検討される。こうしたピクセルは、フォトダイオードＰＤと、容量性格納ノードＮＤ（図１では単純なドットで示され、実際には、Ｐ型基板内への小さなＮ型拡散によって実施される）と、フォトダイオードのカソードと格納ノードとの間の電荷転送トランジスタＴ１と、格納ノードの電位を再設定するトランジスタＴ２と、フォトダイオードのカソードの電位を再設定するトランジスタＴ３と、フォロワトランジスタＴ４と、行選択トランジスタＴ５とを備える。４つのトランジスタを有するピクセルの場合、トランジスタＴ３が削除されることになる。
【０００４】
フォトダイオードは、一般に、Ｐ基板内へのＮ型拡散からなるが、この拡散は、好ましくは、再設定されるときに電位をよりよく設定することを可能にするグラウンドに結合した表面領域Ｐ＋によって覆われる。転送トランジスタＴ１は、転送信号ＴＧによって制御される。格納ノードを再設定するトランジスタＴ２は、そのドレインが再設定電位ＶＲＳ（通常、電源電位Ｖｄｄである）に結合されており、再設定制御信号ＲＳＴによって制御される。フォトダイオードを再設定するトランジスタＴ３は、フォトダイオードのカソードと電源電位Ｖｄｄとの間に結合される。トランジスタＴ３は、再設定信号Ｒｐｈによって制御される。フォロワトランジスタＴ４は、そのドレインが、電源Ｖｄｄとし得る参照電位に結合され、そのソースが行選択トランジスタＴ５に結合され、そのゲートが格納ノードＮＤに結合されている。最後に、行選択トランジスタＴ５は、そのゲートが、ピクセルの同一の行の全ての行選択トランジスタに結合する行選択導体ＬＳに結合しており、この行は、この行に固有の行選択信号ＳＥＬによって制御され、Ｔ５のドレインは、フォロワトランジスタのソースに結合され、そのソースは、ピクセルの同一の列の全てのピクセルに共通の列導体ＣＣに結合される。この列導体は、列の下部において読み出し回路（図示しない）に結合される。
【０００５】
５つのトランジスタを有するこうしたピクセルを備えるマトリクスが通常働く方法は次の通りである。方法は、図２のタイミング図を参照して述べられる。
【０００６】
時間パルスＲｐｈは、トランジスタＴ３のゲートに印加される。その継続時間またはその位置は、画像についての所望の積分時間に依存する。特に、このパルスは、アクティブである限り、フォトダイオード内の電荷の積分を防止する。積分時間Ｔｉは、このパルスが終了すると始まる（時間ｔ０）。
【０００７】
期間Ｔｉの終了時に、転送パルスＴＧが、行の転送トランジスタＴ１のゲートに印加される。このパルスは、フォトダイオード内で蓄積した全ての電荷の、格納ノードＮＤ内への放出を可能にする。このパルスの終了は、行またはマトリクス全体についての積分時間Ｔｉの終了を示す。
【０００８】
行選択トランジスタＴ５は、その後、行選択パルスＳＥＬによって（行ごとに）導通させられる。マトリクスの第１の行についてのパルスＳＥＬだけが示される。他の行についてのパルスは、重なることなく続く。パルスＳＥＬ全体を通して、行のトランジスタの格納ノードＮＤ上に存在する電位が、フォロワトランジスタＴ４によって列導体ＣＣに対して参照され、各列に関連するそれぞれの読み出し回路によって読み出される。
【０００９】
パルスＳＥＬ中に、また、各行について、コマンドパルスＳＨＳが、ピクセルの列の下部で読み出し回路（示さず）において印加されて、列導体上に存在する電位の第１のサンプルが取得される。この電位は、積分時間Ｔｉの間にピクセルの照明から生じる電荷量に依存する。
【００１０】
その後、依然として同じパルスＳＥＬ中に、パルスＲＳＴＬが、選択された行の全てのピクセルのトランジスタＴ２のゲートに印加される。格納ノードの電位は、トランジスタＴ２のドレインに印加された値ＶＲＳによって指示される値に再設定される。
【００１１】
最後に、依然として同じパルスＳＥＬ中に、パルスＳＨＲが、読み出し回路に印加されて、列導体の電位の第２のサンプルが取得される。
【００１２】
アナログ−デジタル変換器は、２つのサンプル間の差を変換する。変換器は、各列に固有である、そうでなければ、全ての列について一意である。
【００１３】
センサは、考えられる最も広いダイナミックレンジを有する画像を格納すべきであること、すなわち、低照明の存在下で感度があるが、飽和することなく高輝度画像を受信することが可能なピクセルが望まれることが所望される。広いダイナミックレンジを得るために、いくつもの解決策が求められてきた。
【００１４】
１つの解決策は、異なる積分時間を有するいくつもの画像の連続した取込みを使用することにある。長い積分時間を受けたピクセルによって供給される信号は、飽和する場合、短い積分時間を受けた同じピクセルからの信号によって置換される。これは、いくつかの連続する画像を取得することを前提とし、総合採取時間が長い。さらに、次の画像に行く前に、それぞれに対して最も好適な信号を選択するために、画像をピクセルごとに処理する必要がある。
【００１５】
別の解決策は、小さいピクセルと大きなピクセルを有する混合型マトリクスを有することにある。小さなピクセル（感度が低い）は、多量の光が存在する場合に使用される。複雑で適した処理が、必要とされ、マトリクスの総合分解能が低下する。
【００１６】
なお別の解決策は、ピクセルが飽和に達するのにかかる時間を測定して、飽和照明の存在下で光のレベルに関する情報をその時間から推定することにある。これは、より複雑なピクセルを前提とする。
【００１７】
対数関数または直線−対数関数を有するピクセルまたは応答曲線傾斜変動を有するピクセルを用いた解決策もまた、３つのトランジスタを有するピクセルについて提案された。これらは、フォトダイオードを再設定するトランジスタのゲートの電位変動に依存する。これらの解決策は、技術のばらつき、すなわち、種々のピクセルのトランジスタの閾値電圧のばらつき、再設定後のフォトダイオードの無負荷電位のばらつきに敏感である。
【００１８】
ＰＣＴ公報国際公開第９９／３４５９２号パンフレットは、その読み出し回路が、ピクセルの格納ノードを再設定するために電位レベルを格納する第１のキャパシタと、第１の積分期間後に格納ノードによって取得される電位レベルを格納する第２のキャパシタと、第１の積分期間に続くが、第１の積分期間より遥かに短い第２の積分期間後に格納ノードによって取得される電位レベルを格納する第３のキャパシタと、第１のキャパシタの電位レベルを閾値と比較し、過度に強い照明の結果として閾値が超えられる場合、第１のキャパシタではなく第２のキャパシタに格納された電位を使用する閾値回路とを備えるデバイスを提案する。
【００１９】
このデバイスは、３つのサンプリングキャパシタを必要とする。ここで、サンプリングキャパシタは、読み出し回路内で非常に大きな表面積（各キャパシタ用の表面積の約１５％）を占める。同様に、マトリクス画像センサは、列モードにおける固定読み出しノイズである作用に対して感度が高い。このノイズは、列増幅器のオフセットのばらつきから生じ、画像が表示されるときに目に非常によく見える平行垂直線で反映される。これを低減する方法が存在するが、これらの方法は、３つのキャパシタが存在する場合、適用されない。このノイズは、削除されない場合、第１のキャパシタではなく第２のキャパシタが使用される場合に、最終的に、積分期間の比によって乗算されることも留意されるべきである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
本発明の目的は、低い照明および強い照明について、特に固定列ノイズを低減することを可能にする２つのキャパシタだけを使用することによって、また、受信光度に対する信号の線形性を保持することによって、広いダイナミックレンジを得ることを可能にする、センサを制御する方法を提案することである。この線形性は、特に、カラー画像センサにおける測色的補正を容易にし、一方、非線形応答は、測色的補正を難しくする。非線形応答はまた、自動利得または露光補正をより難しくする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明によれば、画像取込みマトリクスのピクセルに由来する電荷を読み出す方法が提案されており、方法において、同一の行のピクセルは、各ピクセルが、このピクセルの照明によって生成される電荷を表す電位レベルを、読み出し回路に結合された各列導体上で確立するために、同時にアドレス指定され、また、ピクセルは、少なくとも１つのフォトダイオードと、電荷格納ノードと、格納ノードを列導体に結合するかまたは格納ノードを列導体から分離する行選択トランジスタとを備える。フォトダイオード内での電荷の積分および電荷の読み出しは、以下の動作シーケンス、すなわち、第１の積分期間Ｔｉ1中におけるフォトダイオード内での電荷の積分、第１の積分期間の終了時における、フォトダイオードから格納ノードへのこうして積分された電荷の第１の転送、第１の期間と異なる第２の期間Ｔｉ２中におけるフォトダイオード内での電荷の積分、格納ノードと列導体との間の接続の確立、列導体上にこの時点で存在しかつ第１の電荷転送から生じる第１の電位レベルの、読み出し回路のキャパシタにおける第１のサンプリング、フォトダイオードから格納ノードへの第２の電荷転送、そしてその後の、キャパシタにおけるサンプリングされた電位レベルのアナログ−デジタル変換に従って行われる。方法は、列導体上に存在しかつ第２の電荷転送から生じる第２の電位レベルの第２の条件付きサンプリングが、同じキャパシタにおいて実施され、第２のサンプリングが、列導体上に存在する第１または第２の電位レベルと所定の閾値レベルとの比較の結果によって条件付けられ、比較結果が、アナログ−デジタル変換の結果に適用される乗算係数を確定するために送信されることを特徴とする。
【００２２】
換言すれば、連続する異なる継続時間の２つの積分後に、２つの連続する電位レベル読み出しが行われ、第１の読み出しは、２つの期間の長い方の期間によって列導体上に生成される信号レベルによる第２の電位レベルによって上書きされる。（照明レベル、すなわち、格納ノードに蓄積される電荷量の観点での）レベルが閾値を超えるか、超えないかに応じて、第１の期間中にキャパシタにおいてサンプリングされたレベルを保持するか、第２の期間後にサンプリングされるレベルによって第１の期間中にサンプリングされたレベルを置換するという選択が行われ、保持されたレベルまたは新しくサンプリングされるレベルは、その後、デジタル値に変換される。さらに、比較結果は、メモリに保持される。照明閾値が超えられる場合、デジタル変換の結果は、その後、長い期間と短い期間の比である値によって乗算される。閾値が超えられない場合、変換結果は保持される。実際には、乗算は画像センサの外部で行われ、センサは、乗算についての必要性に関する命令ビットを送出するだけである。
【００２３】
本発明は、原理上、いわゆる「ローリングシャッタ(ｒｏｌｌｉｎｇ  ｓｈｕｔｔｅｒ)」センサ動作モード、すなわち、フォトダイオードの再設定が、全ての行について同時ではなく、行ごとに行われるモードの場合に適用可能である。全ての行は、同じ時点ではないが、同一の期間中に電荷を取込む。
【００２４】
実際には、ピクセルは、格納ノードのレベルを再設定するトランジスタを備え、格納ノードの電位を所定のレベルに再設定することを可能にし、レベル再設定は、第１のサンプリング後にこのトランジスタを一時的に導通させることによって行われ、中間サンプリングは、サンプリング回路の第２のサンプリングキャパシタにおいて、このレベル再設定と第２のサンプリングとの間に実施され、アナログ−デジタル変換は、第１のキャパシタにおけるサンプリングされた電位レベルと第２のキャパシタにおけるサンプリングされた電位レベルとの電位差に関連し、第１のキャパシタの電位の絶対値に関連しないため、フォロワトランジスタのゲート−ソース電圧降下などの電圧降下および他の低周波ノイズが削除される。
【００２５】
第１の積分期間Ｔｉ１は、好ましくは、第２の積分期間Ｔｉ２より遥かに短い継続時間である。この場合、閾値との比較は、列導体上に存在しかつフォトダイオードから格納ノードへの第２の電荷転送から生じる第２の電位レベルに関して実施される。このために、比較の時点は、ピクセル行選択パルスの開始と格納ノードの電位の再設定との間に位置し、比較結果は、その後保持される。
【００２６】
第２の格納期間が、第１の格納期間より遥かに小さくなることも（あまり有利ではないが）実現されうる。この場合、閾値との比較は、列導体上に存在しかつ第１の電荷転送後に第１のサンプリングキャパシタに格納された電位に関して実施されることになる。
【００２７】
上記で要約した読み出し方法に加えて、本発明は、行および列で構成されたピクセルのマトリクスを備えるＭＯＳ技術の画像センサを提案し、同一の列のピクセルは列導体に結合し、列導体は、次に読み出し回路に結合し、各ピクセルは、転送トランジスタによって格納ノードに結合されたフォトダイオードと、格納ノードを列導体に結合するか、または格納ノードを列導体から分離する行選択トランジスタとを備える。このセンサは、ピクセルの電荷の積分および読み出しの同一のサイクル中に２つの電荷転送、すなわち、第１の積分時間後の第１の電荷転送、第１の積分期間と異なる第２の積分期間後の第２の電荷転送を実施する手段と、第１の電荷転送後に列導体によって取得される電位レベルを、サンプリングキャパシタにおいてサンプリングする手段とを備える。センサは、２つの期間の長い方の期間後に列導体によって取得される電位を閾値と比較する比較器と、比較の結果に応じて、サンプリングキャパシタの内容を、第２の電荷転送後に列導体によって取得される電位レベルと置換するかまたは置換しない手段と、比較の結果に応じて、
−２つの期間の長い方の期間後に列導体によって取得される電位レベルを表すデジタル値、または、
−２つの期間の短い方の期間後に列導体によって取得される電位レベルを表すデジタル値、および、
−比較結果に関する情報ビット
であるデジタル出力信号を供給する手段とを備えることを特徴とする。
【００２８】
このビットは、送信される値の選択に関する情報項目を表す。このビットはまた、出力として供給される値を、２つの期間の長い期間と短い期間との比によって乗算する（第２の場合の）必要性に関する２値命令を表す。第１の期間は、非常に好都合には、短い。
【００２９】
本発明の他の特徴および利点は、添付の特許請求の範囲を参照して与えられる以下の詳細な説明を読むことによって明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】５つのトランジスタを有するＣＭＯＳアクティブピクセルの従来の構造を示す（既に述べた）図である。
【図２】図１のピクセルの従来の動作タイミング（既に述べた）図である。
【図３】本発明による方法における動作タイミング図である。
【図４】本発明による読み出し方法を実施するのに適した読み出し回路を示す図である。
【図５】読み出し方法の変形の実施形態における考えられる別のタイミング図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
本発明による方法は、図１のピクセルと同様に５つのトランジスタを有するピクセルに適用されうる。本発明による制御タイミング図は、電荷積分サイクルが２つの連続する期間Ｔｉ1と次にＴｉ２を含み、Ｔｉ1がＴｉ２より遥かに短い場合の図３に示される。以下で見られるように、逆も可能である。
【００３２】
再設定時間パルスＲｐｈは、ピクセルの全体の行についてトランジスタＴ３のゲートに印加される。このパルスは、フォトダイオードＰＤに格納された電荷を電源電位Ｖｄｄに対して空にするように作用する(ａｃｔ)。このパルスが続く限り、フォトダイオード内での電荷の積分が防止される。積分は、その後、このパルスが終了するとすぐ、時点ｔ０において、また、電流積分サイクルに相当する電荷の読み出しの終了まで許可される。新しい積分サイクルは、新しいパルスＲｐｈのときに始まる。
【００３３】
パルスＲｐｈは、連続する行について連続する時点で時間ｔ０が始まるように、各行について独立に供給される。１つの行に対応するタイミング図だけが示される。
【００３４】
フォトダイオードＰＤ内での電荷の第１の積分は、時間ｔ０から、また、期間Ｔｉ１で起こる。
【００３５】
この期間中の中間時点において、短いパルスＲＥＴａが、行の全てのピクセルのトランジスタＴ２のゲート上に生成され、これらのトランジスタを導通させる。格納ノードＮＤの電位は、行の全てのトランジスタについて、固定値に再設定される。
【００３６】
その後、電荷転送パルスＴＧａは、行の転送トランジスタＴ１のコマンドゲートに印加される。フォトダイオード内で光によって生成される電荷は、格納ノード内に放出される。電荷は、このノードの電位を変更する。第１の電荷積分期間Ｔｉ１の終了は、第１の転送パルスＴＧａの終了によって規定される。
【００３７】
第２の積分期間Ｔｉ２が、その後始まる。フォトダイオードは、パルスＴＧａ中にその電荷を空にされ、ここで、他の電荷を積分する。
【００３８】
期間Ｔｉ２の終了前に、この行のピクセルを読み出すプロシージャをトリガーするためにピクセルの行を選択するパルスＳＥＬが、行ＬＳ上で確立される。このパルスは、行選択トランジスタＴ５を導通させる。これは、フォロワトランジスタＴ４を起動し、格納ノードＮＤからの電位を列導体ＣＣ（トランジスタゲート−ソース電圧内）に対して参照させる。列導体は、その後、第１の電位レベルをとる。パルスＳＥＬは、関連する行のピクセルの読み出し全体を通してアクティブのままであり、その後、パルスＳＥＬは遮断され、同様のパルスが別の行に印加されうるのは、この遮断後のみである。パルスＳＥＬ中、以下の動作が実施される。  
−コマンドパルスＳＨＳ１が、ピクセルの列の下部の読み出し回路（図４に示す）に印加されて、読み出し回路の第１のキャパシタＣ１において、列導体上に存在する電位の第１のサンプルが収集され、この電位は、第１の電荷転送から生じ、したがって、第１の積分期間Ｔｉ１中のピクセルの照明に依存する。  
−電荷の放出後の電位レベルと、格納ノードの再設定後の電位レベルとの差による読み出しが所望されるより好ましい場合には、第２の再設定パルスＲＳＴｂが確立され、このパルスが、ピクセルの行のトランジスタＴ２のゲートに印加され、格納ノードの電位が、固定値に再設定され、コマンドパルスＳＨＲが、その後、読み出し回路に印加されて、読み出し回路の第２のサンプリングキャパシタＣ２において、再設定された列電位の中間サンプルが取得される。  
−その後、行の全てのピクセルについて、転送トランジスタＴ１のゲートに第２の転送パルスＴＧｂが印加され、フォトダイオード内で期間Ｔｉ２中に積分された電荷が、格納ノードＮＤ内に放出され、期間Ｔｉ２が、パルスＴＧｂの終了時に終了し、列導体の電位が、この第２の電荷転送に続く格納ノードの電位レベルに（ゲート−ソース電圧内に）追従する。
【００３９】
本発明によれば、列導体によってこの瞬間に取得される電位を、読み出し回路の第１のキャパシタにおいて格納するかまたは格納しないかという選択が行われ、その選択は、図３の例示的なタイミング図において、期間Ｔｉ２中の照明を表す電荷の第２の放出に続く列導体によって取得される第２の電位レベルに従って行われ、格納ノードにおいて電荷量閾値が超えられたと、この第２のレベルが指示する（測定信号の飽和のリスクを指示することに等しい）場合、格納は行われず、他方で、この電荷量閾値が超えられていない場合、格納が行われる。
【００４０】
このため、第２のコマンドパルスＳＨＳ２は、読み出し回路の第１のサンプリングキャパシタ内の列導体の電位の第２のサンプルを取得するために読み出し回路に条件付きで印加される。このパルスＳＨＳ２は、第２の放出後の列導体の第２の電位レベルと閾値との比較によって規定される条件に従ってのみ印加される。パルスＳＨＳ２は、比較結果に応じて存在するかまたは存在しない可能性があるため、図３において点線で示されている。
【００４１】
比較は、読み出し中、すなわち、パルスＳＥＬ中に実施される。比較の時点ｔｃｏｍｐは、第２の転送パルスＴＧｂの終了後に位置する。したがって、閾値との比較は、列導体上に存在しかつ電荷の第２の放出から生じる電位に基づいて行われる。この電位は、期間Ｔｉ２中の照明を示す。
【００４２】
比較の結果は、読み出しの終了（ＳＥＬパルスの終了）までメモリに維持される。この結果は、センサの出力において２値情報として送信され、この情報は、ピクセル飽和閾値を超えたことに関する情報を示す。
【００４３】
そのため、Ｔｉ１がＴｉ２より遥かに短い図３の場合、読み出しは、以下の２つの可能性に応じて動作する。  
−電荷の第２の放出から生じる列導体の電位が、期間Ｔｉ２中に積分された電荷量が閾値を超えていることを示す場合、格納ノードの飽和が存在していることが考えられ、パルスＳＨＳ２は放出されず、第１のサンプリングキャパシタに格納された電荷は、保持され、デジタル形態に変換され、センサの出力で送信され、供給されるデジタル値を、期間Ｔｉ２と期間Ｔｉ１との比によって乗算するために（原理上、センサの外で）使用されることになる飽和情報ビットもまた送信され、乗算から生じる値は、期間Ｔｉ１中の照明に比例する。  
−しかし、電荷量閾値が超えられていない場合、飽和のリスクが存在せず、パルスＳＨＳ２が放出され、第１のサンプリングキャパシタの内容が、上書きされ、電荷の第２の放出から生じる列の電位の新しいサンプルをとり、したがって、サンプルは期間Ｔｉ２中の照明を示し、デジタル形態に変換されるのはこのサンプルであり、読み出し回路からの出力信号は、照明に比例するこの値であり、飽和情報ビットは、飽和が存在せず、したがって、センサによって供給されるデジタル値を係数によって乗算する必要性が存在しないことを指示する。
【００４４】
明らかに、第２のサンプリングキャパシタＣ２においてパルスＳＨＲ後に、中間サンプリングが行われる場合、低い照明および強い照明の両方を有する照明を示す信号値を供給するためにアナログ−デジタル変換器に印加されるのは、第１のサンプリングキャパシタの電位と第２のサンプリングキャパシタの電位との差である。こうして、フォロワトランジスタＴ４によって特に導入されるオフセット電圧は、差によって削除され、格納ノードの再設定電位のレベルに影響を及ぼしうるノイズ（いわゆる「再設定ノイズ(ｒｅｓｅｔ  ｎｏｉｓｅ)」）はまた、低い照明レベルの場合、大幅に削除される。実際には、パルスＳＨＳ２中に読み出されるレベルと直前に（パルスＳＨＲ中に）読み出される再設定レベルとの差は、計算される。これは、パルスＳＨＲ中に格納される再設定レベルが、読み出される電荷の放出（パルスＴＧｂ）の前の再設定（パルスＲＳＴｂ）から生じるため、真の相関２重サンプリングである。他方で、飽和閾値が超えられると、キャパシタに格納される再設定レベルが、（パルスＴＧａから生じる）電荷の放電後にやって来るパルスＲＳＴｂから生じるため、サンプリングは、相関２重サンプリングではない。
【００４５】
アナログ−デジタル変換は、パルスＳＨＳ２後に位置する時点ｔｃｏｎｖから実施される。アナログ−デジタル変換は、行選択パルスＳＥＬの終了後に行われうる。ただし、アナログ−デジタル変換は、次の行のパルスＳＨＳ１の前に終了するものとする。
【００４６】
図４は、本発明による読み出し方法を実施することを可能にする読み出し回路を示す。行と列の交差部のピクセルが示されている。読み出し回路は、列の下部に配置される。この例では、読み出し回路は、２つのサンプリングキャパシタＣ１およびＣ２を備え、キャパシタＣ１は、信号ＳＨＳ１（行のそれぞれの新しい読み出しに関する）およびＳＨＳ２（行のそれぞれの読み出しであるが、比較器ＣＭＰによって供給される結果をその都度受ける読み出しに関する）によって作動するスイッチＫ１を介して列導体ＣＣに結合される。キャパシタＣ２は、信号ＳＨＲ（行のそれぞれの新しい読み出しに関する）によって作動するスイッチＫ２を介して列導体ＣＣに結合される。増幅器ＡＭＰは、２つのキャパシタに格納されるレベル間の差を収集し、その差をアナログ−デジタル変換器ＡＤＣに送信する。ＡＤＣは、先に説明したように、時間ｔｃｏｎｖで起動される。
【００４７】
比較器ＣＭＰに関連する小型ロジック回路は、（先に規定された時点ｔｃｏｍｐにおいて）列導体上に存在する電位レベルと閾値レベルＶｔｈとの比較の結果に従ってパルスＳＨＳ２を生成する。比較結果は、時点ｔｃｏｍｐと行の読み出しの終了との間で、メモリに保持される。
【００４８】
図４の例では、ロジック回路は、パルスＳＨＳ１とパルスＳＨＳ２の両方を生成する。このために、ロジック回路は、パルスＳＨＳ１およびパルスＳＨＳ２について選択された時点に対応する２つの異なる時点でシーケンサによって生成される時間パルスＳＨ１および時間パルスＳＨ２を受信する。パルスＳＨ１は、ＯＲゲート（ＬＧ２）の入力に印加され、ＯＲゲートの出力はスイッチＫ１を制御する。パルスＳＨ１は、放出されると、このゲートを通過し、信号ＳＨＳ１を生成する。パルスＳＨ２は、ＡＮＤゲートＬＧ１の入力に印加される。パルスＳＨ２は、比較器ＣＭＰの２つの出力状態の一方の出力状態の場合にだけ、信号ＳＨＳ２を供給するためにこのゲートを通過する。このために、ＡＮＤゲートＬＧ１の第２の入力は、比較器ＣＭＰの出力を受信する。ＡＮＤゲートＬＧ１の出力は、ＯＲゲートＬＧ２の別の入力に印加される。
【００４９】
比較器ＣＭＰは、比較の結果（信号ＳＡＴ）を格納する。信号ＳＡＴは、たとえば、第２の積分期間（長い方の積分期間）中に放出された電荷量が、飽和のリスクを指示する閾値を超える場合、論理１状態を有する。
【００５０】
信号ＳＡＴは、センサの出力に供給され、ピクセルによって見られる照明を表す信号の最終的なデジタル値を確立するために使用される。アナログ−デジタル変換器ＡＤＣは、たとえば、Ｎビット上でデジタル値を供給し、この値は、出力ＳＡＴの状態に依存する第１または第２の積分の結果である。信号ＳＡＴが、飽和が存在することを指示するレベル（たとえば、１）にある場合、アナログ−デジタル変換に起因する値は、２つの期間の短い方の期間にわたる積分から生じ、比Ｔｉ２／Ｔｉ１を示す係数によって、原理上、センサの外で乗算されなければならないことになる。そうでない場合、Ｎビット上の出力値は、そのまま使用される。
【００５１】
比較器の動作の方向は、列導体の電位変動の符号に依存することが留意されるであろう。慣例的に、列導体の電位は、正と仮定すると、格納ノードに放出される電荷量が大きくなるにつれて低くなる。その結果、電荷量閾値を超えることは、列導体電位が閾値より下がることによって反映される。
【００５２】
例として、数Ｎが１０とし、期間の比が６４または１２８とし得る。
【００５３】
信号レベルがメモリ内に配置されるというキャパシタＣ１についての、また、再設定レベルがメモリ内に配置されるというキャパシタＣ２についての必要性だけが存在するため、増幅器ＡＭＰのオフセット値の列ごとのばらつきのせいでありうる固定列ノイズは容易に削除されうる。この削除は、（キャパシタに直接結合される）増幅器の２つの入力が短絡される自動ゼロフェーズによって行われうる。この短絡から生じるオフセットは、メモリに保持され、自動ゼロフェーズ後の最初の実際の読み出しで回復される。簡単な削除は、上述した文書国際公開第９９／３４５９２号パンフレットの３つのキャパシタを有する回路の場合、可能でない。
【００５４】
図５は、期間Ｔｉ１より遥かに短い期間Ｔｉ２を有することが選択される変形の動作タイミング図を示す。しかし、この変形は、低い輝度の測定用ではないが、（飽和閾値を超える）強い輝度の測定用、したがって、短い積分から生じる測定用の、真の相関２重サンプリングによる測定を可能にする点で、関心が遥かに低い。図３および４の実施形態は、強い輝度の測定用ではないが、飽和閾値より小さい低い輝度の測定用の真の相関２重サンプリングを可能にする。低い輝度用の真の相関２重サンプリングを有することは遥かに有利である。図３のタイミング図に対する差は、比較の時点ｔｃｏｍｐが、第２の転送パルスＴＧｂの前に位置することである。したがって、閾値との比較は、列導体上に存在しかつ電荷の第１の放出から生じる電位に基づいて行われる。この電位は、期間Ｔｉ１中の照明を示し、一方、図３の場合、期間Ｔｉ２中の照明を示した。
【００５５】
比較を行うために、第１のレベルにあるときの列導体の電位、または、それと同じことになる電位であって、この第１のレベルに正確に等しいため、第１のサンプリングキャパシタＣ１に格納された電位のいずれかを、閾値と比較することが可能である。比較は、列導体を使用することによって行われる場合、第２の転送パルスＴＧｂの前で、さらに格納ノード再設定パルスＲＳＴｂの前に必ず位置する時点ｔｃｏｍｐにおいて行われなければならない。他方で、比較は、第１のサンプリングキャパシタの電位を使用することによって行われる場合、任意の時点ｔｃｏｍｐであるが、パルスＳＨＳ１の後に（また、もちろん、パルスＳＨＳ２のために予定された時点の前に）位置する時点ｔｃｏｍｐで行われうる。比較の結果は、センサの出力で２値飽和情報ＳＡＴとして送信されなければならないため、読み出しおよびアナログ−デジタル変換の終了まで、メモリ内に維持される。
【００５６】
図４の回路と同様の回路もまた、以下の２つの差があるが、使用されうる。２つの差とは、一方で、飽和の（期間Ｔｉ１中に格納ノード内に放出される電荷のある量を超えるという）リスクが存在するときに、信号ＳＨＳ２が放出されなければならない点で、比較の方向が反転されなければならず、（期間Ｔｉ１中の照明から生じる）サンプリングキャパシタの電位が、その後、第２の電荷転送から生じる列導体の第２の電位レベルによって置換されることである。同様に、他方で、飽和の場合、Ｔｉ２／Ｔｉ１によってではなく、Ｔｉ１／Ｔｉ２によってセンサの出力が乗算されなければならないこと、すなわち、センサの出力が、長い方の期間と短い方の期間との比によって常に乗算されることを、飽和ビットが意味することである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図５】
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【図４】
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【国際調査報告】
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