(57)【要約】  本発明は、スイッチング指令信号を、カスケード接続型２レベルコンバータ（１）のセル（２1，．．．，２n）に供給する方法（２０）に関するものである。前記セル（２1，．．．，２n）は、直列接続される２つの半導体素子（３ａ，３ｂ）に並列接続されるコンデンサ（Ｃ）を含む。前記カスケード接続型２レベルコンバータ（１）は、カスケード接続され、かつ直流電圧側の第１極（４ａ）と第２極（４ｂ）との間の１つの相に配置される前記セル群のうちの２つ以上のセルを含み、前記相は２つの相アーム（７，８）に分割される。前記方法（２０）は：前記セルの前記コンデンサの電圧を測定するステップ（２１）と；補正電圧基準値を、電圧基準値及び前記コンデンサ群の前記測定電圧に基づいて計算するステップ（２２）であって、前記電圧基準値が、ａｃ側に出力されることになる所望のａｃ電流に対応する、前記ステップ（２２）と；前記補正電圧基準値（ｒ）を使用して、スイッチング指令信号を計算するステップと、そして前記スイッチング指令信号を前記セル（２1，．．．，２n）に供給するステップと、を含むことを特徴とする。
2012517786.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング指令信号を、交流と直流との変換を行なうように構成されるカスケード接続型２レベルコンバータ（１）のセル（２1，．．．，２n）に供給する方法（２０）であって、前記セル（２1，．．．，２n）は、直列接続される２つの半導体素子（３ａ，３ｂ）に並列接続されるコンデンサ（Ｃ）を含み、これらの半導体素子のそれぞれが今度は、ダイオード（Ｄ１，Ｄ２）が逆並列接続される構成の少なくとも１つの該当トランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）を含み、前記カスケード接続型２レベルコンバータ（１）は、カスケード接続され、かつ直流電圧側の第１極（４ａ）と第２極（４ｂ）との間の１つの相に配置される前記セル（２1，．．．，２n）のうちの少なくとも２つのセルを含み、前記相は２つの相アーム（７，８）に分割され、第１相アーム（７）は、前記第１極（４ａ）とａｃ相出力（１０）との間に接続され、そして第２相アーム（８）は、前記ａｃ相出力（１０）と前記第２極（４ｂ）との間に配置され、前記方法は：
−前記少なくとも２つのセル（２1，．．．，２n）の前記コンデンサ（Ｃ）の電圧（ｕpi，ｕni）を測定するステップ（２１）と、
−補正電圧基準値（ｒ）を電圧基準値
2012517786.tif 000018
及び前記コンデンサ（Ｃ）の前記測定電圧（ｕpi，ｕpn）に基づいて計算するステップ（２２）であって、前記電圧基準値
2012517786.tif 000019
が、ａｃ側に出力されることになる所望のａｃ電流に対応する、前記ステップ（２２）と、
−前記補正電圧基準値（ｒ）を使用して、前記セルに対応するスイッチング指令信号を計算するステップ（２３）と、
−前記スイッチング指令信号を前記セル（２1，．．．，２n）に供給するステップ（２４）と、
を含むことを特徴とする、方法（２０）。
【請求項２】
前記補正電圧基準値（ｒ）を使用して、前記該当セルに対応するスイッチング指令信号を計算する前記ステップ（２３）、及び前記スイッチング指令信号を、前記該当セルに供給する前記ステップ（２４）は、前記少なくとも２つのセル（２1，．．．，２n）の各セルに対応して行なわれる、請求項１に記載の方法（２０）。
【請求項３】
補正電圧基準値（ｒ）を計算する前記ステップ（２２）では、前記第１及び第２相アーム（７，８）の前記セルコンデンサ電圧（ｕcp，ｕcn）の和を計算する、請求項１又は２に記載の方法（２０）。
【請求項４】
補正電圧基準値（ｒ）を計算する前記ステップ（２２）では、次の方程式を利用し：
2012517786.tif 000020
上式では、ｒは前記補正電圧基準値であり、
2012517786.tif 000021
は前記電圧基準値であり、ｕcpは、前記第１相アーム（７）のセルコンデンサ電圧（ｕcpi）の和であり、そしてｕcnは、前記第２相アーム（８）のセルコンデンサ電圧（ｕcni）の和である、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の方法（２０）。
【請求項５】
スイッチング指令信号を計算する前記ステップ（２３）は、パルス幅変調に基づいて、搬送波信号を使用して行なわれる、請求項１乃至４のいずれか一項に記載の方法（２０）。
【請求項６】
前記搬送波信号は、実際の回路網状態を表わすように選択される、請求項５に記載の方法（２０）。
【請求項７】
交流と直流との変換を行なうように構成されるカスケード接続型２レベルコンバータ（１）のセル（２1，．．．，２n）のスイッチング時点を制御する制御装置（６）であって、前記セル（２1，．．．，２n）は、直列接続される２つの半導体素子（３ａ，３ｂ）に並列接続されるコンデンサ（Ｃ）を含み、これらの半導体素子のそれぞれが今度は、ダイオード（Ｄ１，Ｄ２）が逆並列接続される構成の少なくとも１つの該当トランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）を含み、前記カスケード接続型２レベルコンバータ（１）は、カスケード接続され、かつ直流電圧側の第１極（４ａ）と第２極（４ｂ）との間の１つの相に配置される前記セル（２1，．．．，２n）のうちの少なくとも２つのセルを含み、前記相は２つの相アーム（７，８）に分割され、第１相アーム（７）は、前記第１極（４ａ）とａｃ相出力（１０）との間に接続され、そして第２相アーム（８）は、前記ａｃ相出力（１０）と前記第２極（４ｂ）との間に配置され、請求項１乃至６のいずれか一項に記載の方法を実行する手段（９）を備えることを特徴とする、制御装置（６）。
【請求項８】
前記手段（９）は、コンピュータまたはマイクロプロセッサのような処理手段を含む、請求項７に記載の制御装置（６）。
【請求項９】
コンピュータ可読記憶媒体（３２）に格納され、かつカスケード接続型２レベルコンバータ（１）を制御するコンピュータ（３０）の内部メモリに読み込むことができるコンピュータプログラム製品（３１）であって、前記製品を前記コンピュータ（３０）で実行すると、請求項１乃至６のいずれか一項に記載の方法を実行するソフトウェアコード部分を含む、コンピュータプログラム製品（３１）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は概して、パワーコンバータの分野に関するものであり、特に、パワーコンバータの半導体素子群のスイッチング時点を制御する方法及び手段に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
パワーコンバータは、電力網における多くの用途に適合する装置であり、この装置は、電力がａｃ（交流）側からｄｃ（直流）側に流れる整流に使用され、かつ電力がｄｃ側からａｃ側に流れる反転に使用される。パワーコンバータは、種々の用途において、例えば非同期システム間の相互接続として使用されて、電力フローを制御することができる、または既存のａｃ送電の容量をｄｃ送電に変換することにより大きくすることができる。
【０００３】
直列接続構造を使用するマルチレベルコンバータは、各ａｃ相に直列接続される多数の単相セルを利用し、これらのセルは半導体スイッチ群を含む。このような構造を有するマルチレベルコンバータは、以下に説明するカスケード接続型２レベルコンバータに分類され、そして当該マルチレベルコンバータは、このような直列接続セル群を利用する構造を使用して構成することができ、各セルは、１つのコンデンサと、そして直列接続ターンオフ半導体スイッチペアと、を備える。
【０００４】
制御装置は、カスケード接続型２レベルコンバータのセル群のこれらの半導体スイッチのターンオフ及びターンオンを、例えばｄｃ側に現われる電圧、及び所望の基準電圧の測定値に基づいて制御する。カスケード接続型２レベルコンバータの１つの相のセル群に対する制御は、スイッチング時点を定義するために主として行なわれて、所望の基本周波数出力電圧を、ａｃ電流制御機能により与えられる電圧基準値に基づいて実現する。
【０００５】
カスケード接続型２レベルコンバータと、例えば３相電力網とすることができるａｃ側との高調波の相互作用を最小にするために、電流制御機能を定義して、カスケード接続型２レベルコンバータが、インダクタンスの背後に隠れて位置する電圧源に見えるようにすることが望ましい。図１は、カスケード接続型２レベルコンバータの等価回路を示しており、カスケード接続型２レベルコンバータの等価インダクタンスは、バルブのインダクタンスの半分Ｌv／２に等しい。この図では、Ｕvは理想的な等価電圧源を指し、そしてＩvは、対応する電流を指す。Ipccは、ｄｃ側とａｃ側との共通接続点に流れる電流を指す。理想的には、Ipcc＝Ｉvが成り立つ。
【０００６】
カスケード接続型２レベルコンバータのセル群のコンデンサは無限大ではないので、リップル電圧が、スイッチング操作に関連して基本周波数電流が流れるときに現われる。
【０００７】
リップルがセルコンデンサに現われると今度は、ａｃ側に現われる出力電圧が電圧基準値と異なるようになり、これは、マルチレベル直列接続コンバータの等価インダクタンスがＬv／２に等しくないことを意味する。
【発明の概要】
【０００８】
上記事項に鑑みて、本発明の目的は、リップル電圧に関する上述の問題を解決する、または少なくとも軽減することにある。
【０００９】
本発明の特定の目的は、リップル電圧、特にコンバータのコンデンサが理想的なコンデンサではないことによって生じる基本波周波数リップル電圧を除去する手段を提供することにある。
【００１０】
本発明の別の目的は、カスケード接続型２レベルコンバータが真に、インダクタンスの背後に隠れて位置する電圧源に見えるようにする電流制御機能を向上させる手段を提供することにある。
【００１１】
本発明の更に別の目的は、カスケード接続型２レベルコンバータとａｃ側との高調波の相互作用、特に低い次数の高調波の相互作用を最小にする、または無くしてしまう手段を提供することにある。
【００１２】
本発明によれば、スイッチング指令信号を、カスケード接続型２レベルコンバータのセルに供給する方法が提供される。このカスケード接続型２レベルコンバータは、交流と直流との変換を行なうように構成される。前記セルは、直列接続される２つの半導体素子に並列接続されるコンデンサを含み、これらの半導体素子のそれぞれが今度は、ダイオードが逆並列接続される構成の少なくとも１つの該当トランジスタを含む。前記カスケード接続型２レベルコンバータは、カスケード接続され、かつ直流電圧側の第１極と第２極との間の１つの相に配置される前記セル群のうちの２つ以上のセルを含む。前記相は２つの相アームに分割され、第１相アームは、前記第１極とａｃ相出力との間に接続され、そして第２相アームは、前記ａｃ相出力と前記第２極との間に配置される。前記方法は：前記少なくとも２つのセルの前記コンデンサの電圧を測定するステップと；補正電圧基準値を電圧基準値及び前記コンデンサの前記測定電圧に基づいて計算するステップであって、前記電圧基準値が、ａｃ側に出力されることになる所望のａｃ電流に対応する、前記計算するステップと；前記補正電圧基準値を使用して、前記セルに対応するスイッチング指令信号を計算するステップと；そして前記スイッチング指令信号を前記セルに供給するステップと、を含むことを特徴とする。本発明により、電流制御機能を向上させることができ、カスケード接続型２レベルコンバータとａｃ側との高調波の相互作用、特に低い次数の高調波の相互作用が最小になる、または無くなることさえある。電流制御機能を所望の電流制御機能に近づけて、カスケード接続型２レベルコンバータが、インダクタンスの背後に隠れて位置する電圧源に見えるようにする。更に、出力ａｃ電圧は、リップル電圧の影響を受けることがなく、そして所望の電圧基準値に等しくなる。
【００１３】
本発明の１つの実施形態によれば、補正電圧基準値を計算する前記ステップでは、前記第１及び第２相アームの前記セルコンデンサ電圧の和を計算する。本発明の発明者らは、基準電圧を、これらのセルコンデンサ電圧の和で補正する方法が、不所望のリップル電圧を除去する極めて優れた方法となることを見出した。
【００１４】
本発明の別の実施形態によれば、補正電圧基準値を計算する前記ステップでは、次の特定の方程式を利用し：
2012517786.tif 000003
上式では、ｒは前記補正電圧基準値であり、
2012517786.tif 000004
は前記電圧基準値であり、ｕcpは、前記第１相アームのセルコンデンサ電圧の和であり、そしてｕcnは、前記第２相アームのセルコンデンサ電圧の和である。
【００１５】
当該方程式は、少なくとも基本波周波数リップル電圧を極めて優れた方法で除去することができることを示している。簡単な和算、減算、及び除算しか含んでいないこの方程式は、ソフトウェア製品で一層容易に解くことができる。
【００１６】
更に別の実施形態によれば、スイッチング指令信号を計算する前記ステップは、パルス幅変調に基づいて、搬送波信号を使用して行なわれる。従って、前記搬送波信号は、実際の回路網状態を表わすように選択されることが好ましい。スイッチング指令信号を供給するために容易に実行される方法がこのようにして提供されて、全ての公知のパルス幅変調方法の使用が可能になる。
【００１７】
本発明は更に、カスケード接続型２レベルコンバータを制御する制御装置、及びコンピュータプログラム製品に関するものであり、これらの制御装置及びコンピュータプログラム製品により、前述した利点に対応する利点が得られる。
【００１８】
本発明の別の特徴、及び本発明の利点は、以下の詳細な説明を、添付の図を参照しながら一読することにより明らかになるものと思われる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】図１は、カスケード接続型２レベルコンバータの等価回路を示している。
【図２】図２は、カスケード接続型２レベルコンバータの１つの相を示している。
【図３】図３は、コンバータを制御する制御装置内で実行される電流制御機能を模式的に示している。
【図４】図４ａ〜ｄは、リップルがコンバータ内のセル群の合計電圧に現われる代表的な結果を示している。
【図５】図５は、本発明によるリップル補償機能を示している。
【図６】図６は、本発明による方法のステップ群のフローチャートを示している。
【図７】図７は、図２のコンバータを制御するコンピュータを示している。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下の説明では、同じ参照番号をこれらの図全体を通じて使用して、同じ構成要素、または対応する構成要素を指すようにしている。
【００２１】
図２は、以下の記述では単にコンバータと表記されるカスケード接続型２レベルコンバータの１つの相を示している。コンバータ１は、交流と直流との間で変換するように構成される。この図では、コンバータ１のうち、ａｃ側の１つの相に接続される部分のみを示している。この相は、コンバータ１の直流電圧側に配置され、特に一方の端部で正のバスバー４ａに接続され、そして他方の端部で、負のバスバー４ｂに接続され、以下の記述では、正極４ａ及び負極４ｂとそれぞれ表記される。更に広い意味では、これらの極４ａ，４ｂは単に、第１極及び第２極であるが、以下の記述では、正極及び負極としてそれぞれ例示される。
【００２２】
コンバータ１の図示の相は、相上アーム７及び相下アーム８をそれぞれ含むものとして観察することができる。相上アーム７または第１相アームは、正極４ａとａｃ相出力１０との間に接続される相部分であるのに対し、相下アーム８または第２相アームは、負極４ｂとａｃ相出力１０との間に接続される相部分である。接地点５は、電位Ｕdpが正極４ａと接地点との間に供給され、そして電位Ｕdnが負極４ｂと接地点との間に供給されるように設けられる。２つの極４ａと４ｂとの間の電圧をＵdと表記する場合、通常、ＵdpはＵd／２に等しく、そしてＵdnは−Ｕd／２に等しい。ａｃ側電流は、相上アーム７及び相下アーム８の平均電圧によって流れる。
【００２３】
コンバータ１の図示の相は、直列接続される多数の同じセル２1，．．．，２nを含む。各セル２1，．．．，２nは、スイッチペアと並列接続されるコンデンサＣを含む。１つのセルコンデンサの電圧は、相上アーム７及び相下アーム８のｉ番目のセルのコンデンサに対応してｕpi及びｕniとそれぞれ表記される。当該スイッチペアは、直列接続される２つの半導体素子３ａ，３ｂを含み、各半導体素子が今度は、ダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列接続された該当トランジスタＴ１，Ｔ２、またはさらに厳密に言うと、高電圧を制御するダイオードＤ１，Ｄ２が接続された該当トランジスタＴ１，Ｔ２を含み、各半導体素子３ａ，３ｂは実際には、トランジスタに逆並列接続されるダイオードを有する多数の直列接続トランジスタを含むことができる。すなわち、各半導体素子３ａ，３ｂは、少なくとも１つのトランジスタを含み、これらのトランジスタが、これらのトランジスタに逆並列接続される１つのこのようなダイオードを有する、または各半導体素子３ａ，３ｂは、幾つかの直列接続トランジスタを含み、これらのトランジスタが、これらのトランジスタに直列接続される幾つかのダイオードを有する。半導体素子３ａ，３ｂの例として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ：ＩＧＢＴｓ）、集積ゲート整流サイリスタ（ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  ｇａｔｅ  ｃｏｍｍｕｔｅｄ  ｔｈｙｒｉｓｔｏｒｓ：ＩＧＣＴ）、注入促進型ゲートトランジスタ（ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ  ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ  ｇａｔｅ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ：ＩＥＧＴ）、及びゲートターンオフサイリスタ（ｇａｔｅ  ｔｕｒｎ−ｏｆｆ  ｔｈｙｒｉｓｔｏｒｓ：ＧＴＯ）を挙げることができる。
【００２４】
コンバータ１は、図に参照番号６で模式的に示す制御装置により制御される。制御装置６は、本発明による方法を実行する手段９を備え、この制御装置６については、以下に更に詳細に説明する。
【００２５】
図３は、制御装置６において実行されるａｃ電流制御機能を模式的に示している。セル２1，．．．，２nに対する制御、具体的には、セルの半導体素子３ａ，３ｂに対する制御は、スイッチング指令とも表記される各セルに対する作動指令を出来る限り正確に供給するために行なわれる必要がある。具体的には、ａｃ相出力１０に現われる基本周波数出力電圧を表わすことが好ましい所望の基準変調信号
2012517786.tif 000005
が得られるようにする必要があり、そして作動指令をこの目的のために最適化する必要がある。所望の基準変調信号
2012517786.tif 000006
は、ａｃ側で流れる所望のａｃ電流に対応する、すなわち所望のａｃ側出力となる電圧基準値である。
【００２６】
ａｃ電流制御機能１３は、基準変調信号
2012517786.tif 000007
を比較器１１に供給する。序文で述べたように、電流制御機能１３は、コンバータ１がインダクタンスの背後に隠れて位置する電圧源に見えるように定義されることが望ましい。
【００２７】
これまでと同じようにして、搬送波発生装置１２は、例えば三角波を有する搬送波信号を供給する。この搬送波信号は比較器１１に、基準変調信号
2012517786.tif 000008
と同じように入力され、これにより、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号が供給される。比較器１１から出力されるＰＷＭ信号によって、作動指令を問題のセル２iに送信すべきかどうかが決定され、当該ＰＷＭ信号がハイ値を有する場合には、作動指令が送信される。本発明は、リップル電圧を、改善基準変調信号
2012517786.tif 000009
を供給することにより防止する方法に関するものであり、そして全ての公知のＰＷＭ方式を利用することができる。
【００２８】
これまでと同じようにして、搬送波信号は、実際の回路網状態を表わすように選択される。例えば、搬送波信号の振幅は、直流電圧に依存させることができ、そして搬送波信号の周波数は、所望の基準電圧出力の周波数の整数倍に設定することができる。
【００２９】
図４ａ〜４ｄは、コンバータ１に含まれるセル２1，．．．，２nの合計電圧に現われるリップルの代表的な結果を示している。図４ａは、相上アーム７のセル電圧群の和ｕcpを示し、図４ｂは、相下アーム８のセル電圧群の和ｕcnを示し、図４ｃは、相上アーム７のセル電圧群、及び相下アーム８のセル電圧群の和の平均
2012517786.tif 000010
を示し、そして図４ｄは最後に、相上アーム７のセル電圧群の和と相下アーム８のセル電圧群の和との差ｕcp−ｕcnを示している。
【００３０】
リップルの挙動を分析することにより、本発明の発明者らは、当該リップルを除去する方法を見出した。具体的には、測定セル電圧群に基づくスイッチング制御に使用される基準変調信号
2012517786.tif 000011
を補償することにより、ａｃ電流制御の非理想要因を取り除くことができる。
【００３１】
本発明によれば、これらのセルコンデンサ電圧群を測定し、そして各相アームの和ｕcp及びｕcnをそれぞれ計算する。不所望のリップル電圧を除去するために、補正電圧基準値ｒを定義する次の表現式が得られた：
2012517786.tif 000012
上式では、
2012517786.tif 000013
は、基準変調信号であり、この基準変調信号が今度は、所望のａｃ電流を得るための理想的な電圧基準値であることが好ましい。ｒをセルスイッチング制御における実際の電圧基準値として使用することにより、これらのセル電圧に含まれる電圧リップルを、結果として得られるａｃ出力電圧から除去することができる。
【００３２】
次に、図５を参照するに、本発明によれば、上の方程式を実行するリップル補償機能１４を制御装置６に付加する。すなわち、基準変調信号
2012517786.tif 000014
を方程式１に従って補正し、そして
2012517786.tif 000015
の代わりに、ｒを比較器１１に入力する。ＰＷＭ信号は、図３を参照しながら説明したプロセスに従って得られる。
【００３３】
図６は、スイッチング指令信号を、上述のコンバータ１のセル２1，．．．，２nに供給する方法に含まれるステップ群のフローチャートを示している。この方法２０は、セル２1，．．．，２nのコンデンサＣの電圧ｕpi，ｕniを測定する第１ステップ２１を含む。これらの測定は、いずれの適切な公知の方法によっても行なうことができる。第２ステップ２２では、補正電圧基準値ｒを電圧基準値
2012517786.tif 000016
及びコンデンサＣの測定電圧ｕpi，ｕniに基づいて計算する。電圧基準値
2012517786.tif 000017
は、ａｃ側に出力されることになる所望のａｃ電流に対応することが好ましい。方法２０は更に、補正電圧基準値ｒを使用して、スイッチング指令信号を計算するステップ２３を含む。最後に、当該方法は、当該スイッチング指令信号をセル２i，．．．，２nに供給するステップ２４を含む。
【００３４】
１つの実施形態では、補正電圧基準値ｒを計算するステップ２１において、相上アーム７及び相下アーム８のセルコンデンサ電圧の和ｕｃｐ，ｕｃｎを計算する。具体的には、これらの和は、前に与えられた方程式（方程式１）に従って使用されることが好ましい。
【００３５】
１つの実施形態では、スイッチング指令信号を計算するステップ２３は、補正電圧基準値ｒを搬送波信号でパルス幅変調することにより行なわれる。このパルス幅変調は、いずれの公知の方法でも行なうことができる。選択される搬送波信号は通常、図３を参照しながら前に説明した実際の回路網状態を表わすように選択される。
【００３６】
更に別のステップ群を追加してもよく、そしてこれらのステップのうちの幾つかのステップを略同時に行なうことができることに注目されたい。
【００３７】
本発明は更に、説明したコンバータ１のセル２1，．．．，２nのスイッチング時点を制御する制御装置６を提供する。制御装置６は、上述の方法を実行する手段を備え、このような手段は、例えばソフトウェアを含み、このソフトウェアは、例えばマイクロプロセッサに搭載される。
【００３８】
説明した電流制御機能は、コンピュータまたはマイクロプロセッサのような処理手段で実行されるソフトウェアとして実行することができることに注目されたい。
【００３９】
更には、図７を参照するに、本発明は、コンバータ１のようなカスケード接続型２レベルコンバータを制御するコンピュータ３０の内部メモリに読み込むことができるコンピュータプログラム製品３１を提供する。コンピュータプログラム製品３１は、このプログラム製品をコンピュータ３０で実行すると、本方法を上述のように実行するソフトウェアコード部分を含む。コンピュータプログラム製品３１は、コンピュータ可読記憶媒体３２に格納することができ、コンピュータ可読記憶媒体３２は、コンバータ１のコンピュータ３０に指示して本方法を上述のように実行させるコンピュータ可読プログラムコード手段を含む。コンピュータ可読記憶媒体３２は、例えばＲＯＭ（ｒｅａｄ−ｏｎｌｙ  ｍｅｍｏｒｙ：リードオンリメモリ），ＰＲＯＭ（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  ＲＯＭ：プログラマブルＲＯＭ），ＥＰＲＯＭ（ｅｒａｓａｂｌｅ  ＰＲＯＭ：消去可能ＰＲＯＭ），Ｆｌａｓｈ  ｍｅｍｏｒｙ（フラッシュメモリ），ＥＥＰＲＯＭ（ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ  ＥＰＲＯＭ：電気的消去可能ＰＲＯＭ）を含むことができる。
【００４０】
本発明は、改良型電流制御機能を提供し、この改良型電流制御機能では、カスケード接続型２レベルコンバータとａｃ側との高調波の相互作用が最小になる。電流制御を所望の電流制御に近づけて、カスケード接続型２レベルコンバータが、インダクタンスの背後に隠れて位置する電圧源に見えるようにする。従って、出力ａｃ電圧は、リップル電圧の影響を受けることがなく、そして所望の電圧基準値に等しくなる。
【００４１】
本発明の発明者らは、多数のコンピュータシミュレーションを行なって、可能な改善に関する有効な予測を可能にした。本方法はまた、アナログ回路シミュレータのリアルタイム測定により実行され、かつ検査されており、極めて良好な結果が得られた。
【図１】
2012517786.tif 000022
【図２】
2012517786.tif 000023
【図３】
2012517786.tif 000024
【図４】
2012517786.tif 000025
【図５】
2012517786.tif 000026
【図６】
2012517786.tif 000027
【図７】
2012517786.tif 000028
【手続補正書】
【提出日】平成22年1月11日(2010.1.11)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング指令信号を、交流と直流との変換を行なうように構成されるカスケード接続型２レベルコンバータ（１）のセル（２1，．．．，２n）に供給する方法（２０）であって、前記セル（２1，．．．，２n）は、直列接続される２つの半導体素子（３ａ，３ｂ）に並列接続されるコンデンサ（Ｃ）を含み、これらの半導体素子のそれぞれが今度は、ダイオード（Ｄ１，Ｄ２）が逆並列接続される構成の少なくとも１つの該当トランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）を含み、前記カスケード接続型２レベルコンバータ（１）は、カスケード接続され、かつ直流電圧側の第１極（４ａ）と第２極（４ｂ）との間の１つの相に配置される前記セル（２1，．．．，２n）のうちの少なくとも２つのセルを含み、前記相は２つの相アーム（７，８）に分割され、第１相アーム（７）は、前記第１極（４ａ）とａｃ相出力（１０）との間に接続され、そして第２相アーム（８）は、前記ａｃ相出力（１０）と前記第２極（４ｂ）との間に配置され、前記方法は：
−前記少なくとも２つのセル（２1，．．．，２n）の前記コンデンサ（Ｃ）の電圧（ｕpi，ｕni）を測定するステップ（２１）と、
−補正電圧基準値（ｒ）を電圧基準値
2012517786.tif 000029
及び前記コンデンサ（Ｃ）の前記測定電圧（ｕpi，ｕpn）に基づいて計算するステップ（２２）であって、前記電圧基準値
2012517786.tif 000030
が、ａｃ相出力（１０）に現われる基本周波数出力電圧を表わし、ａｃ側に出力されることになる所望のａｃ電流に対応する、前記ステップ（２２）と、
−前記補正電圧基準値（ｒ）を使用して、前記セルに対応するスイッチング指令信号を計算するステップ（２３）と、
−前記スイッチング指令信号を前記セル（２1，．．．，２n）に供給するステップ（２４）と、を含み、
補正電圧基準値（ｒ）を計算する前記ステップ（２２）にて、次の方程式を利用し：
2012517786.tif 000031
上式では、ｒは前記補正電圧基準値であり、
2012517786.tif 000032
は前記電圧基準値であり、ｕcpは、前記第１相アーム（７）のセルコンデンサ電圧（ｕcpi）の和であり、そしてｕcnは、前記第２相アーム（８）のセルコンデンサ電圧（ｕcni）の和であることを特徴とする、方法（２０）。
【請求項２】
前記補正電圧基準値（ｒ）を使用して、前記該当セルに対応するスイッチング指令信号を計算する前記ステップ（２３）、及び前記スイッチング指令信号を、前記該当セルに供給する前記ステップ（２４）は、前記少なくとも２つのセル（２1，．．．，２n）の各セルに対応して行なわれる、請求項１に記載の方法（２０）。
【請求項３】
補正電圧基準値（ｒ）を計算する前記ステップ（２２）では、前記第１及び第２相アーム（７，８）の前記セルコンデンサ電圧（ｕcp，ｕcn）の和を計算する、請求項１又は２に記載の方法（２０）。
【請求項４】
スイッチング指令信号を計算する前記ステップ（２３）は、パルス幅変調に基づいて、搬送波信号を使用して行なわれる、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の方法（２０）。
【請求項５】
前記搬送波信号は、実際の回路網状態を表わすように選択される、請求項４に記載の方法（２０）。
【請求項６】
交流と直流との変換を行なうように構成されるカスケード接続型２レベルコンバータ（１）のセル（２1，．．．，２n）のスイッチング時点を制御する制御装置（６）であって、前記セル（２1，．．．，２n）は、直列接続される２つの半導体素子（３ａ，３ｂ）に並列接続されるコンデンサ（Ｃ）を含み、これらの半導体素子のそれぞれが今度は、ダイオード（Ｄ１，Ｄ２）が逆並列接続される構成の少なくとも１つの該当トランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）を含み、前記カスケード接続型２レベルコンバータ（１）は、カスケード接続され、かつ直流電圧側の第１極（４ａ）と第２極（４ｂ）との間の１つの相に配置される前記セル（２1，．．．，２n）のうちの少なくとも２つのセルを含み、前記相は２つの相アーム（７，８）に分割され、第１相アーム（７）は、前記第１極（４ａ）とａｃ相出力（１０）との間に接続され、そして第２相アーム（８）は、前記ａｃ相出力（１０）と前記第２極（４ｂ）との間に配置され、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の方法を実行する手段（９）を備えることを特徴とする、制御装置（６）。
【請求項７】
前記手段（９）は、コンピュータまたはマイクロプロセッサのような処理手段を含む、請求項６に記載の制御装置（６）。
【請求項８】
コンピュータ可読記憶媒体（３２）に格納され、かつカスケード接続型２レベルコンバータ（１）を制御するコンピュータ（３０）の内部メモリに読み込むことができるコンピュータプログラム製品（３１）であって、前記製品を前記コンピュータ（３０）で実行すると、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の方法を実行するソフトウェアコード部分を含む、コンピュータプログラム製品（３１）。
【国際調査報告】
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