(57)【要約】  本発明は、高周波送信回路（１６）のスイッチング電力増幅器（２）のための前置ユニット（１）に関する。前置ユニット（１）はスイッチング電力増幅器（２）にパルス長変調された信号（２２）を供給する。パルス長変調の線形性ならびに高周波送信回路（１６）の線形性が改善される。本発明による前置ユニット（１）は、高周波の位相変調された第１の入力信号（１８）のための第１の信号入力側（３）と、第１の入力信号（１８）に比べて低い周波数の第２の入力信号のための第２の信号入力側（４）と、制御可能な第１の遅延ユニット（５）と、制御可能な第２の遅延ユニット（７）と、パルス発生器（９）と、制御ユニット（１０）とを有する。
2012512587.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波送信回路（１６）のスイッチング電力増幅器（２）のための前置ユニット（１）において、
高周波の位相変調された第１の入力信号（１８，４１）のための第１の信号入力側（３）を有し、
前記第１の入力信号（１８）に比べて低い周波数の第２の入力信号（１９）のための第２の信号入力側（４）を有し、
制御可能な第１の遅延ユニット（５）を有し、該第１の遅延ユニット（５）には、一方では前記第１の入力信号（１８）が供給されており、他方では第１の制御入力側（６）を介して第１の制御信号（２０）が供給されており、かつ、前記第１の遅延ユニット（５）は、前記第１の制御信号（２０）に依存する第１の遅延でもって、前記第１の入力信号（１８）を出力するよう構成されており、
制御可能な第２の遅延ユニット（７）を有し、該第２の遅延ユニット（７）には、一方では前記第１の入力信号（１８）が供給されており、他方では第２の制御入力側（８）を介して第２の制御信号（２１）が供給されており、かつ、前記第２の遅延ユニット（７）は、前記第１の遅延よりも大きく、第２の制御信号に依存する第２の遅延でもって、前記第１の入力信号（１８）を出力するよう構成されており、
パルス発生器（９）を有し、該パルス発生器（９）は、入力側において前記第１の遅延ユニット（５）および前記第２の遅延ユニット（７）と接続されており、かつ、パルス状のパルス長変調された出力信号（２２）を形成および出力するよう構成されており、ただし、前記パルス発生器（９）の前記出力信号（２２）の立上りエッジの時間的な位置は前記第１の遅延ユニット（５）の出力信号（２３）に依存し、かつ、前記パルス発生器（９）の前記出力信号（２２）の立下りエッジの時間的な位置は前記第２の遅延ユニット（７）の出力信号（２４）に依存し、
制御ユニット（１０）を有し、該制御ユニット（１０）は、前記第１の制御信号（２０）を前記第２の入力信号（１９）および前記パルス発生器（９）の前記出力信号（２２）に依存して形成および出力し、かつ、前記第２の制御信号（２１）を前記第２の入力信号（１９）および前記パルス発生器（９）の前記出力信号（２２）に依存して形成および出力するよう構成されている、
ことを特徴とする、前置ユニット（１）。
【請求項２】
前記制御ユニット（１０）は比較ユニット（２７，４４）を有し、該比較ユニット（２７，４４）は、前記第２の入力信号（１９）に依存する比較信号（２５）と、前記出力信号（２２）に依存する少なくとも１つのフィードバック信号（２６）との比較に基づき、前記第１の制御信号（２０）および前記第２の制御信号（２１）を決定するよう構成されている、請求項１記載の前置ユニット（１）。
【請求項３】
前記比較ユニット（２７，４４）は少なくとも１つの加算ユニット（２７）を有し、該加算ユニット（２７）は、前記比較信号（２５）および前記少なくとも１つのフィードバック信号（２６）から少なくとも１つの差分信号（２９）を決定するよう構成されている、請求項２記載の前置ユニット（１）。
【請求項４】
前記比較ユニットは少なくとも１つの積分ユニット（２８，４５）を有し、該積分ユニット（２８，４５）は、少なくとも１つの差分信号（２９）の積分によって、反転された前記第１の制御信号（２０）を決定するよう構成されている、および／または、前記第２の制御信号（２１）を決定するよう構成されている、請求項３記載の前置ユニット（１）。
【請求項５】
前記少なくとも１つの積分ユニット（２８）は、少なくとも１つの演算増幅器を基礎とする少なくとも１つの積分器によって実現されている、請求項４記載の前置ユニット（１）。
【請求項６】
前記制御ユニット（１０）は少なくとも１つの結合器（３０）を有し、該結合器（３０）は、前記パルス発生器（９）の前記出力信号（２２）から測定信号（３１）を取り出すよう構成されているか、または、前記パルス発生器（９）の前記出力信号（２２）に依存する信号から測定信号（３１）を取り出すよう構成されている、請求項１から５までのいずれか１項記載の前置ユニット（１）。
【請求項７】
前記制御ユニット（１０）は第２の制限増幅器（３２）を有し、該第２の制限増幅器（３２）は、再構成フィルタ（１３）を用いてフィルタリングされた、前記出力信号（２２）に依存する信号から前記測定信号（３１）を決定するよう構成されている、請求項６記載の前置ユニット（１）。
【請求項８】
前記制御ユニット（１０）は振幅検出ユニット（３４）を有し、該振幅検出ユニット（３４）は前記測定信号（３１）を整流して前記少なくとも１つのフィードバック信号（２６）を決定するよう構成されている、請求項６または７記載の前置ユニット（１）。
【請求項９】
前置ユニット（１）は第３の遅延ユニット（３５）を有し、
該第３の遅延ユニット（３５）には前記第１の入力信号（１８）が供給されており、かつ、前記第３の遅延ユニット（３５）は、前記第１の入力信号（１８）を一定の第３の遅延を伴い出力するように構成されており、
前記第３の遅延ユニット（３５）の出力信号（３８）ならびに前記測定信号（３１）が位相検出ユニット（７０，７１）に供給されており、該位相検出ユニット（７０，７１）は、前記少なくとも１つのフィードバック信号（２６）が前記第３の遅延ユニット（３５）の前記出力信号（３８）と前記測定信号（３１）の位相差に比例するように、前記第３の遅延ユニット（３５）の前記出力信号（３８）および前記測定信号（３１）から前記少なくとも１つのフィードバック信号（２６）を決定するように構成されている、請求項６または７記載の前置ユニット（１）。
【請求項１０】
前記第１の信号入力側の下流側に第１の制限増幅器（４０）が接続されており、該第１の制限増幅器（４０）は高周波の位相変調された前記第１の入力信号（１８）を、高周波の位相変調およびパルス制御された入力信号（４１）に変換するよう構成されている、請求項１から９までのいずれか１項記載の前置ユニット（１）。
【請求項１１】
前記第２の信号入力側の下流側に振幅・パルス長変換器（４３）が接続されており、該振幅・パルス長変換器（４３）は前記第２の入力信号（１９）を前記比較信号に変換するよう構成されている、請求項１から１０までのいずれか１項記載の前置ユニット（１）。
【請求項１２】
請求項１から１１までのいずれか１項記載の前置ユニット（１）と、出力信号（２２）が供給されるスイッチング電力増幅器（２）とを有し、増幅された出力信号（３３）を出力するよう構成されていることを特徴とする、回路ユニット（１２）。
【請求項１３】
請求項１２記載の回路ユニット（１２）と、増幅された出力信号（３３）を再構成するための再構成フィルタ（１３）とを有し、アンテナ信号（４２）を出力するよう構成されていることを特徴とする、高周波回路モジュール（１４）。
【請求項１４】
請求項１３記載の高周波回路モジュール（１４）と、アンテナ信号（４２）を送出するためのアンテナ（１５）とを有することを特徴とする高周波送信回路（１６）。
【請求項１５】
無線周波数信号を伝送するために、請求項１４記載の高周波送信回路（１６）を有することを特徴とする、送信装置（１７）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波送信回路のスイッチング電力増幅器のための前置ユニットに関する。本発明による前置ユニットを、例えば、無線通信、マルチバンド無線送信、マルチスタンダード無線送信に使用することができる。
【０００２】
一般的に、スイッチング電力増幅器は能動的な回路である増幅器と再構成フィルタとを有している。その種のスイッチング電力増幅器を用いることにより、例えば無線通信のために、殊に損失の少ない送信回路を実現することができる。スイッチング電力増幅器は高周波のパルス信号によって制御される。このパルス信号は十分に大きく、かつ、十分に安定した振幅を有していなければならない。パルス信号としては、パルス長変調（ＰＬＭ）により形成される、パルス長変調された信号が殊に適している。したがって、スイッチング電力増幅器のための前置ユニットにおいては、パルス長変調された高周波パルス信号が形成され、形成された高周波パルス信号がスイッチング電力増幅器に供給される。このスイッチング電力増幅器はパルス長変調された信号を増幅し、再構成フィルタに供給する。再構成フィルタの出力側において、そのようにして変調された高周波信号（ＨＦ信号）が出力され、アンテナを介して放射される。
【０００３】
一般的に、パルス長変調においては、パルスのパルス長が閾値によって制御される。パルス長は閾値と線形の関係にあるべきである。しかしながら、パルス長変調のこの線形性は実際のシステムでは近似的にしか達成できない。
【０００４】
従来技術による、スイッチング電力増幅器のための前置ユニットにおいては、例えば、位相変調されたＨＦ信号が制限増幅器を用いて、矩形信号を表すＨＦパルス信号に変換される。このパルス信号は積分器を用いてＨＦ三角波信号に変換される。続いて、比較器がＨＦ三角波信号の瞬時振幅を時間可変の緩慢な閾値と比較する。この比較の結果に依存して、比較器は高い信号レベルまたは低い信号レベルを出力するので、パルス長変調されたＨＦパルス信号が比較器の出力側において出力される。この際に、閾値を用いてパルスの長さが制御される。しかしながら、パルス長変調されたＨＦパルス信号のパルス長と閾値の線形性の関係は近似的にしか得られない。高い線形性を得るためには、ＨＦ三角波信号を可能な限り正確に形成することが必要になる。このことは第一に、制限増幅器のＨＦパルス信号は非常に大きいエッジ勾配を有することを前提としているが、そのような大きいエッジ勾配は制限増幅器によって近似的にしか達成できない。さらには、ＨＦパルス信号をＨＦ三角波信号に変換する積分器は、入力信号の非常に短い立上り時間を許容できるものでなくてはならない。さらには、高周波の周期内で十分に大きい信号振幅を達成し、比較器において三角波信号の振幅を閾値と比較できるようにするために、ＨＦ三角波信号自体が比較的短い立上り時間を有していなければならない。実際のＨＦ送信回路ではその種の要求が近似的にしか満たされないので、一般的に、パルス変調されたＨＦパルス信号のパルス長は閾値と線形の関係を有していない。
【０００５】
前置ユニットを用いて形成されるパルス長変調されたＨＦパルス信号は、再構成フィルタによって送信信号に再構成されて、アンテナに案内される前に増幅されるべきである。この増幅のために、スイッチング電力増幅器を使用することができる。パルス長変調されたＨＦパルス信号のパルス幅が非常に小さい場合、または非常に大きい場合、スイッチング電力増幅器は、その出力側において、完全な出力振幅を達成できない可能性がある。したがって、入力信号とスイッチング電力増幅器の出力信号の線形の関係も近似的なものでしかない。このようにして、比較器の増幅された出力信号、すなわち増幅されたパルス変調されたＨＦパルス信号と閾値との線形性が付加的に低減される。
【０００６】
多くの無線通信システムにおいて使用されるディジタル変調方法では、ＨＦ送信回路の上述の線形性の程度が小さいことによって、ディジタルシンボルを受信器において確実に検出することができなくなり、したがってビットエラーが発生する可能性がある。
【０００７】
さらには、ＨＦ三角波信号の勾配は、例えば前置ユニットがマイクロエレクトロニクス回路として実現されている場合には、プロセス変動および温度変化に依存することが考えられ、したがってＨＦ三角波信号の勾配が大きく変動する可能性がある。これによって、例えば、前置ユニットにおいて使用される積分器を例えば温度に依存して較正しなければならない場合が生じる可能性がある。
【０００８】
さらには、従来の前置ユニットにおいては、位相変調されたＨＦ信号の搬送周波数が変化する場合、ＨＦ三角波信号の振幅も変化する可能性がある。したがってその種の前置ユニットは、殊に、種々の搬送周波数を必要とするアプリケーション、例えばマルチバンドアプリケーションまたはマルチスタンダードアプリケーションには条件付きでしか適していない。
【０００９】
さらには、スイッチング電力増幅器は一般的に非対称的なスイッチング特性を有している。すなわち、スイッチング電力増幅器の出力信号の立上りエッジのエッジ勾配と立下りエッジのエッジ勾配とが等しくない。このような等しくないエッジ勾配は、スイッチング電力増幅器の出力信号のＨＦ送信信号への再構成後に、ＨＦ送信信号の不所望な位相変調を生じさせ、そのような不所望な位相変調されたＨＦ送信信号がアンテナから放射される可能性がある。従来技術および従来技術と関連する問題については、図１に基づいても説明することを言及しておく。
【００１０】
本発明の課題は、従来技術に関して説明した問題を少なくとも部分的に解決すること、殊に、可能な限り線形の特性を示す、高周波送信回路のスイッチング電力増幅器のための前置ユニットを提供することである。
【００１１】
この課題は、高周波送信回路のスイッチング電力増幅器のための前置ユニットによって解決され、この前置ユニットは、高周波の位相変調された第１の入力信号のための第１の信号入力側と、第１の入力信号に比べて低い周波数の第２の入力信号のための第２の信号入力側と、一方では第１の入力信号が供給されており、他方では第１の制御入力側を介して第１の制御信号が供給されており、この第１の制御信号に依存する第１の遅延を伴い第１の入力信号を出力するよう構成されている、制御可能な第１の遅延ユニットと、一方では第１の入力信号が供給されており、他方では第２の制御入力側を介して第２の制御信号が供給されており、第２の制御信号に依存し、かつ、第１の遅延よりも大きい第２の遅延を伴い第１の入力信号を出力するよう構成されている、制御可能な第２の遅延ユニットと、入力側において第１の遅延ユニットおよび第２の遅延ユニットと接続されており、パルス状のパルス長変調された出力信号を形成および出力するよう構成されているパルス発生器と、第１の制御信号を第２の入力信号およびパルス発生器の出力信号に依存して形成および出力し、かつ、第２の制御信号を第２の入力信号およびパルス発生器の出力信号に依存して形成および出力する制御ユニットとを有し、ここで、出力信号の立上りエッジの時間的な位置は第１の遅延ユニットの出力信号に依存し、かつ、出力信号の立下りエッジの時間的な位置は第２の遅延ユニットの出力信号に依存する。
【００１２】
前置ユニットは殊に、スイッチング電力増幅器のためのパルス長変調されたＨＦパルス信号を提供するために使用される。パルス信号とは一般的に矩形波信号を意味する。第１の信号入力側には、高周波の位相変調された第１の入力信号を供給することができる。この第１の入力信号はsin(ωRF*t+φRF(t))の形を有する。ここで、ωRFは搬送周波数を表し、ｔは時間を表し、φRFは瞬時位相を表す。この第１の入力信号はまた、sign(sin(ωRF*t+φRF(t)))の形のＨＦパルス信号であってもよい。ここで、「sign」はシグナム関数を表す。第２の信号入力側には第２の入力信号が供給される。この第２の入力信号は殊にベースバンド信号でよい。このベースバンド信号は例えば所望の送信信号の包絡線ないし振幅情報を表すことができる。したがって、第２の入力信号を振幅変調のために使用することができる。これは例えばa(t)の形を有しており、ここでａは時間ｔに依存する振幅を表す。
【００１３】
制御可能な第１の遅延ユニットおよび制御可能な第２の遅延ユニットは、第１の入力信号を第１の遅延を伴い、もしくは第２の遅延を伴い出力するために使用される。これら２つの遅延は異なるので、２つの遅延ユニットの出力側においては相互に時間的にずらされた２つの信号が生じる。第１の遅延および第２の遅延を制御することができるので、第１の遅延ユニットの出力信号と第２の遅延ユニットの出力信号との間の時間的なずれもやはり制御することができる。
【００１４】
第１の遅延ユニットの出力信号および第２の遅延ユニットの出力信号はパルス発生器に供給される。このパルス発生器はパルス状のパルス長変調されたＨＦ出力信号を形成する。例えば、パルス発生器の出力信号の立上りエッジは第１の遅延ユニットの出力信号の立上りエッジによってトリガされ、パルス発生器の出力信号の立下りエッジは第２の遅延ユニットの出力信号の立上りエッジによってトリガされる。このようにして、パルス発生器の出力信号のパルス幅を、第１の遅延ユニットの出力信号および第２の遅延ユニットの出力信号の立下りエッジの時間的な位置、および／または、立上りエッジの時間的な位置によって制御することができる。この時間的な位置も第１の遅延および第２の遅延によって制御される。
【００１５】
有利には、パルス発生器はセット入力側およびリセット入力側を備えたフリップフロップとして実現される。
【００１６】
第１の遅延および第２の遅延は制御ユニットによって制御される。第１の制御信号および第２の制御信号に相当する、相応の制御信号を決定するために、制御ユニットは一方では前置ユニットの第２の入力信号を使用し、他方ではパルス発生器の出力信号を使用するか、もしくはそれら２つの信号に依存する信号を使用する。第１の制御信号および第２の制御信号は、所定の判定基準が満たされるように決定されるか、前置ユニットの第２の入力信号とパルス発生器の出力信号との所定の関係が達成されるように決定される。その種の関係は、例えば、パルス発生器の出力信号から決定される直流信号が第２の入力信号に対応すべきといったものでよい。したがって、前置ユニットの第２の入力信号およびパルス発生器の出力信号は、第１の制御信号および第２の制御信号に影響を及ぼし、したがって第１の遅延、第２の遅延、またパルス発生器の出力信号のパルス幅に影響を及ぼす。すなわち、第２の入力信号の変化はパルス発生器の出力信号のパルス幅の変化も生じさせる。したがって、パルス発生器の出力信号のパルス幅は第２の入力信号を介して制御される。
【００１７】
本発明の重要な着想は、前置ユニットによって提供される、パルス長変調されたＨＦパルス信号が制御ユニットに直接的または間接的にフィードバックされ、この制御ユニットにおいて、例えば第２の入力信号との比較によって、第１の遅延および第２の遅延の適切な調整が行われることである。パルス発生器の出力信号のこのようなフィードバックによって、パルス長変調されたＨＦパルス信号の形成時の非線形性を低減することができ、また、スイッチング電力増幅器におけるパルス長変調されたＨＦパルス信号の増幅時の非線形性も低減することができる。
【００１８】
本発明による前置ユニットはマイクロエレクトロニクス回路における積分に良く適している。この種のマイクロエレクトロニクス回路は複雑でなく、簡単な構成要素によって構成されている。従来技術による前置ユニット（殊に図１および所属の説明を参照されたい）とは異なり、正確なＨＦ三角波信号は必要とされない。したがって、パルス長変調の線形性は不正確なＨＦ三角波信号によって低減されない。さらに本発明による前置ユニットは、パルス長変調を種々の搬送周波数に対して実施することに適しているので、相応の前置ユニットはマルチバンドアプリケーションおよびマルチスタンダードアプリケーションにも良く適している。
【００１９】
本発明の１つの発展形態においては、制御ユニットが比較ユニットを有し、この比較ユニットは、第２の入力信号に依存する比較信号と、出力信号に依存する少なくとも１つのフィードバック信号との比較に基づき、第１の制御信号および第２の制御信号を決定するよう構成されている。
【００２０】
第２の入力信号を用いて、例えば、パルス発生器の出力信号のパルス長を制御することができる。例えば、第２の入力信号の振幅の倍化によってパルス長の倍化も行われる。しかしながら、実際のパルス長は回路の種々の影響に基づき、殊に種々の非線形性に基づき、パルス発生器の出力信号の所望のパルス長とは異なる。したがって、相応の情報、例えばパルス発生器の出力信号の実際のパルス長に関する情報を含むフィードバック信号が、第２の入力信号と共に制御ユニットに供給される。殊に、実際のパルス長が所望のパルス長とより一層一致するように第１の遅延および第２の遅延を調整するために、実際のパルス長に関する尺度と、所望のパルス長に関する尺度との比較を使用することができる。このようにして、前置ユニットおよびＨＦ送信回路の特性が線形化される。殊に、所望のパルス長に関する尺度および実際のパルス長に関する尺度をそれぞれ表している、比較信号とフィードバック信号の比較は、複雑性の低い相応の前置ユニットの実現に適している。
【００２１】
本発明の１つの発展形態においては、比較ユニットが少なくとも１つの加算ユニットを有し、この加算ユニットは、比較信号および少なくとも１つのフィードバック信号から差分信号を決定するよう構成されている。
【００２２】
加算ユニットは殊に加算器を有し、この加算器は比較信号とフィードバック信号から和信号を決定する。加算ユニットには、少なくとも１つのフィードバック信号および比較信号が供給されている。これらの信号の加算の前に、例えばフィードバック信号が反転されるので、それにより得られた和信号は前述の差分信号に相当する。例えば２つのフィードバック信号に対しては、第１の差分信号および第２の差分信号を決定する２つの加算器を使用することもできる。２つの加算器を１つの加算ユニットとしてまとめることもできる。殊に、信号の加算ないし減算を基礎とする信号の比較を僅かな複雑性で実現することができる。
【００２３】
１つの発展形態においては、比較ユニットが少なくとも１つの積分ユニットを有し、この積分ユニットは、少なくとも１つの差分信号の積分によって、反転した形の第１の制御信号を決定する、および／または、第２の制御信号を決定するよう構成されている。
【００２４】
積分ユニットは、例えば、第１の加算器の第１の差分信号が供給される第１の積分器と、第２の加算器の第２の差分信号が供給される第２の積分器とを有することができる。例えば、第１の積分器の出力を反転させ、第２の積分器の出力を反転させずに維持することができる。第１の積分器の下流側に接続されている積分器の反転器の出力は第１の制御信号を第１の制御入力側に供給することができ、その一方で、第２の積分器の出力を第２の制御入力側に直接的に供給することができる。例えば、加算器と積分器を１つだけしか使用しないことも可能であり、その場合には、積分器の出力信号が一方では第２の制御入力側に印加され、他方では、付加的な反転後に第１の制御入力側に印加される。
【００２５】
有利には、少なくとも１つの積分ユニットは、少なくとも１つの演算増幅器を基礎とする少なくとも１つの積分器によって実現されている。
【００２６】
演算増幅器を基礎とする積分器は、一般的に、高いＤＣ増幅率を有する。相応に高いＤＣ増幅率によって、回路の線形性を制御領域全体にわたり保証することができる。増幅率が十分に高いことによって、従来技術では必要とされた積分ユニットの較正も省略することができる。
【００２７】
１つの発展形態においては、制御ユニット１０が少なくとも１つの結合器を有し、この結合器は、パルス発生器の出力信号または、パルス発生器の出力信号に依存する信号から測定信号を取り出すよう構成されている。
【００２８】
有利には、結合器はスイッチング電力増幅器の出力信号から測定信号を取り出す。これは例えば、スイッチング電力増幅器の出力信号の信号出力の一部を取り出すことによって行われる。測定信号がスイッチング電力増幅器の下流側において取り出されると、スイッチング電力増幅器の非線形性も補償される。そのようなスイッチング電力増幅器の非線形性は殊にパルス幅が非常に短い場合または非常に長い場合に生じる可能性がある。有利には、再構成フィルタの下流側に結合器が配置される。結合器はこの場合、再構成された信号の信号出力の一部を測定信号として取り出すよう構成されている。例えば、パルス発生器の出力信号が測定信号として使用される場合には、結合器を省略することができる。
【００２９】
有利には、制御ユニットが第２の制限増幅器を有し、この第２の制限増幅器は、再構成フィルタを用いてフィルタリングされた、パルス発生器の出力信号に依存する信号から測定信号を決定するよう構成されている。
【００３０】
例えば、第２の制限増幅器は、例えば送信信号としてアンテナに供給される、パルス長変調されたＨＦ信号をパルス信号に変換することができる。これにより信号の比較を容易にすることができる。
【００３１】
１つの発展形態においては、制御ユニットが振幅検出ユニットを有し、この振幅検出ユニットは測定信号を整流して少なくとも１つのフィードバック信号を決定するよう構成されている。
【００３２】
殊に、振幅検出器は、一般的に高周波の交流信号である測定信号を直流信号に変換するよう構成されている。直流信号の平均値は、例えば、測定信号のパルス幅、または、パルス発生器の出力信号のパルス幅、または、スイッチング電力増幅器の出力信号のパルス幅に比例するものでよい。例えば、振幅検出器は整流ダイオードによって実現されている。結合器、振幅検出器、積分ユニットおよび加算ユニットは制御ユニットの一部であり、このような制御ユニットは、スイッチング電力増幅器の出力信号のパルス幅を第１の遅延および第２の遅延に合わせてフィードバックするために使用される。殊に、第１の積分器および第２の積分器の入力側における第１の差分信号および第２の差分信号が平均して０になるように閉ループ制御されるように、第１の遅延および第２の遅延が閉ループ制御されるべきである。
【００３３】
本発明の１つの発展形態においては、前置ユニットが第３の遅延ユニットを有し、この第３の遅延ユニットには第１の入力信号が供給され、また、第３の遅延ユニットは第１の入力信号を一定の第３の遅延を伴い出力するように構成されている。第３の遅延ユニットの出力信号ならびに測定信号が位相検出ユニットに供給され、この位相検出ユニットは、少なくとも１つのフィードバック信号が第３の遅延ユニットの出力信号と測定信号の位相差に比例するように、第３の遅延ユニットの出力信号および測定信号から少なくとも１つのフィードバック信号を決定するように構成されている。
【００３４】
位相検出ユニットは、例えば、正のエッジを検出する第１の位相測定部および負のエッジを検出する第２の位相測定部を含む。殊に、位相測定部は、この位相測定部の出力信号が入力側において測定された位相差に比例するように構成されている。殊に、位相差は２つのパルス信号のエッジの時間的な差である。スイッチング電力増幅器の出力信号の実際のパルス長の適合を、例えば以下のようにして達成することができる。すなわち、第１の位相測定部の出力信号と、第２の入力信号との差、ならびに、第２の位相測定部の出力信号と第２の入力信号との差が平均して０になるように閉ループ制御されるように第１の遅延および第２の遅延が調整されることによって、実際のパルス長の適合を達成することができる。この発展形態によって、例えば、スイッチング電力増幅器の非対称的なスイッチング特性を補償することが可能となる。
【００３５】
有利には、位相検出ユニットが、排他的論理和ゲートとして実現されている、第１の位相測定部および第２の位相測定部を有する。第２の位相測定部は一方の入力側にさらに反転器を有している。有利には、排他的論理和ゲートは差動回路技術により実施される。
【００３６】
前置ユニットの１つの発展形態においては、第１の信号入力側の下流側に第１の制限増幅器が接続されており、この第１の制限増幅器は高周波の位相変調された第１の入力信号を、高周波の位相変調およびパルス制御された入力信号に変換するよう構成されている。
【００３７】
有利には、第１の遅延ユニット、第２の遅延ユニットおよびパルス発生器にパルス信号が供給される。入力信号が正弦波信号として存在する場合、この正弦波信号を付加的に、パルス制御された第１の入力信号に変換することは有利である。この変換に続いて、高周波の位相変調された第１の入力信号に代わって、高周波の位相変調およびパルス制御された第１の入力信号が得られる。
【００３８】
前置ユニットの１つの発展形態においては、第２の信号入力側の下流側に振幅・パルス長変換器が接続されており、この振幅・パルス長変換器は第２の入力信号を比較信号に変換するよう構成されている。
【００３９】
実質的に、振幅・パルス長変換器は、一般的にベースバンド信号である第２の入力信号を、スイッチング電力増幅器の出力信号のパルス長に関する相応の制御量に変換するために使用される。第２の入力信号の比較信号への変換を、例えば、第２の入力信号と一定の値の乗算によって行うことができる。
【００４０】
有利には、振幅・パルス長変換器は、アドレス語入力側およびデータ語入力側を備えたディジタルメモリならびにディジタル・アナログ変換器を備えるよう構成されている。ディジタルメモリのデータ語出力側はディジタル・アナログ変換器の入力側と接続されている。ディジタルメモリの入力側におけるアドレス語は、ディジタルメモリの出力側におけるデータ語を決定する。このようにして、振幅・パルス長変換器の任意の特性曲線を高い精度で実現することができる。
【００４１】
本発明の別の態様によれば、回路ユニットがスイッチング電力増幅器と共に前置ユニットを有する。本発明の別の態様によれば、高周波回路モジュールが回路ユニットおよび再構成フィルタを有する。本発明の別の態様によれば、高周波送信回路が高周波回路モジュールおよびアンテナを有する。
【００４２】
本発明の別の態様によれば、送信装置が高周波送信回路を有する。その種の送信装置は例えば移動電話である。
【００４３】
以下では図面に基づき、本発明ならびに技術的な領域を詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】高周波送信回路のスイッチング電力増幅器のための従来技術による前置ユニットを示す。
【図２】高周波送信回路のスイッチング電力増幅器のための本発明による前置ユニットの第１の有利な実施形態を示す。
【図３】高周波送信回路のスイッチング電力増幅器のための本発明による前置ユニットの第２の実施形態を示す。
【図４】高周波送信回路のスイッチング電力増幅器のための本発明による前置ユニットの第３の実施形態を示す。
【図５】高周波送信回路のスイッチング電力増幅器のための本発明による前置ユニットの第４の実施形態を示す。
【図６】本発明による前置ユニットを含むユニットを示す。
【００４５】
図１は、前置ユニット５７を有する高周波送信回路５０を示す。前置ユニット５７は出力側において、スイッチング電力増幅器５１と接続されている。スイッチング電力増幅器５１の出力信号５２は再構成フィルタ５３に供給される。再構成フィルタ５３の出力信号５４はアンテナ５５に供給され、そこから放射される。パルス長変調ないしパルス幅変調されたＨＦパルス信号５６は、前置ユニット５７からスイッチング電力増幅器５１に出力される。前置ユニット５７は第１の信号入力側５８および第２の信号入力側５９を有する。第１の信号入力側５８を介して、sin(ωRF*t+φRF(t))の形の位相変調されたＨＦ信号６０が前置ユニット５７に供給される。ここでωRFは、位相変調されたＨＦ信号６０の搬送周波数を表し、φRFは位相変調されたＨＦ信号の位相を表し、またｔは時間を表す。制限増幅器６１においては、位相変調されたＨＦ信号６０がＨＦパルス信号６２に変換される。ＨＦパルス信号６２はsign(sin(ωRF*t+φRF(t)))の形を有する。ここで、「sign」はシグナム関数を表す。ＨＦパルス信号６２は積分器６３においてＨＦ三角波信号６４に変換され、このＨＦ三角波信号６４は比較器６５に供給される。ＨＦ三角波信号６４の他に、比較器６５には、時間遅延された緩慢な閾値６６も供給される。閾値６６は振幅・パルス長変換器６７から出力される。この振幅・パルス長変換器６７は、第２の信号入力側に供給されるベースバンド信号６８から閾値６６を決定する。比較器６５は、ＨＦ三角波信号６４の振幅を緩慢な閾値６６と比較し、この比較の結果に応じて、パルス長変調されたＨＦパルス信号５６をスイッチング電力増幅器５１へと出力する。
【００４６】
理想的な場合には、スイッチング電力増幅器５１が、パルス長変調されたＨＦパルス信号５６を係数Ｋに関して増幅する。再構成フィルタ５３は搬送周波数ωRFを中心とした狭い帯域幅を有するので、一次近似では、K*a(t)*sin(ωRF*t+φRF(t))の形の所望の信号がアンテナに印加される。パルス長変調されたＨＦパルス信号５６のパルスのパルス長と閾値６６との可能な限り線形の関係を達成するためには、ＨＦ三角波信号６４が高い精度で形成されなければならない。このことは、例えば、ＨＦパルス信号６２が制限増幅器６１の出力側において非常に高いエッジ勾配を有し、かつ、積分器がＨＦパルス信号６２の非常に高速な立上り時間を許容できるものであることを要求する。電子回路の帯域幅が制限されていることから、ＨＦ三角波信号６４はその信号の形状に関して丸められる。三角波信号の非常に鋭角な山と谷を得るためには、信号周波数の１０倍までにもなりうる非常に大きい帯域幅が必要となる。
【００４７】
さらには、スイッチング電力増幅器５１は一般的に、パルス長変調されたＨＦパルス信号５６の線形の増幅を近似的にしか行えない。すなわち、電力増幅器５１は一定の係数Ｋを用いてＨＦパルス信号５６を近似的にしか増幅できない。殊に、スイッチング電力増幅器５１の入力側におけるパルス長変調されたＨＦ信号５６のパルス幅が非常に小さい場合または非常に大きい場合、一般的にスイッチング電力増幅器５１の出力側においてはこの電力増幅器５１の完全な出力振幅が達成されないので、一般的には、スイッチング電力増幅器５１の特性も理想的な線形のものではない。
【００４８】
前置ユニット５７がマイクロエレクトロニクス回路として実現される場合、ＨＦ三角波信号６４の勾配はプロセス変動および温度変動に依存する可能性があるので、積分器６３の較正が必要になる場合もある。搬送周波数ωRFが変化することによって、ＨＦ三角波信号６４の振幅も変化する。一般的には、スイッチング電力増幅器５１の出力信号５２の立上りエッジの勾配および立下りエッジの勾配は近似的にしか相互に対称的なものでないので、これによって図１による回路においては、再構成フィルタ５３の出力信号５４における不所望な位相変調が惹起される可能性がある。さらに、ＨＦ三角波信号６４の先端が丸められていることによって、もしくは理想的な先端でないことによって、変調器の特性が非線形となる。
【００４９】
図２は、スイッチング電力増幅器２のための本発明による前置ユニット１を備えた高周波送信回路１６を示す。パルス長変調の線形性は図１によるパルス長変調に比べて改善されている。第１の信号入力側３には、sin(ωRF*t+φRF(t))の形の位相変調された第１の入力信号１８が供給される。第１の制限増幅器４０は高周波の位相変調された第１の入力信号１８を、高周波の位相変調およびパルス制御された第１の入力信号４１に変換する。パルス制御された第１の入力信号４１は第１の遅延ユニット５および第２の遅延ユニット７に供給される。第１の遅延ユニット５の第１の遅延を第１の制御信号２０によって制御することができる。第１の制御信号２０は第１の制御入力側６を介して第１の遅延ユニット５に供給される。
【００５０】
第２の遅延ユニット７の第２の遅延は第２の制御信号２１によって制御される。第２の制御信号２１は第２の制御入力側８に印加される。第１の遅延ユニット５の出力信号２３および第２の遅延ユニット７の出力信号２４は、パルス制御された第１の入力信号４１の、調整された第１の遅延および調整された第２の遅延に応じて遅延された形態を表す。これらの出力信号２３および２４は続いてパルス発生器９に供給される。一般的に、第１の遅延と第２の遅延は区別される。
【００５１】
続いてパルス発生器９は、パルス発生器９の出力信号２２の立上りエッジが、第１の遅延ユニット５の出力信号２３の立上りエッジと一致し、かつ、パルス発生器９の出力信号２２の立下りエッジが、第２の遅延ユニット７の出力信号２４の立上りエッジと一致する形の出力信号２２を形成する。出力信号２２のパルス長を第１の遅延および第２の遅延によって調整することができるので、出力信号２２はパルス長変調されたＨＦパルス信号である。出力信号２２はスイッチング電力増幅器２に供給される。このスイッチング電力増幅器２は出力信号２２を増幅し、増幅された出力信号３３を出力する。増幅された出力信号３３は結合器３０を介して再構成フィルタ１３に供給される。この再構成フィルタ１３は出力信号３３をフィルタリングし、ＨＦ送信信号４２をアンテナ１５へと供給する。
【００５２】
結合器３０はスイッチング電力増幅器２の出力信号３３の信号出力の一部を取り出し、測定信号３１として振幅検出器３４へと供給する。振幅検出器３４はフィードバック信号２６を第１の加算器２７および第２の加算器４４へと出力する。
【００５３】
前置ユニット１の第２の信号入力側４には第２の入力信号１９が供給される。一般的にベースバンド信号であるこの第２の入力信号１９は、振幅・パルス長変換器４３へと供給される。この振幅・パルス長変換器４３は比較信号２５を出力側に出力する。この比較信号２５は第１の加算器２７および第２の加算器４４へと供給される。
【００５４】
第１の加算器２７は第１の差分信号２９を出力する。この第１の差分信号２９は比較信号２５とフィードバック信号２６との差に対応する。第２の加算器４４は、第１の差分信号２９に対応する、第２の差分信号４６を出力する。第１の差分信号２９は第１の積分器２８へと供給される。第１の積分器２８の出力信号は反転器４７によって反転され、第１の制御信号２０として第１の制御入力側６に供給される。第２の差分信号４６は第２の積分器４５に供給され、この第２の積分器４５はその出力側に第２の制御信号２１を出力し、この制御信号２１が第２の制御入力側８に供給される。
【００５５】
前置ユニット１は第１の信号入力側３および第２の信号入力側４を有し、また出力側においてパルス発生器９の出力信号２２を出力する。この出力信号２２はパルス長変調されたＨＦパルス信号である。さらに、前置ユニット１のフィードバック分岐および結合器３０を介して測定信号３１ないしフィードバック信号２６が供給される。
【００５６】
第１の遅延および第２の遅延の制御は制御ユニット１０を介して達成され、この制御ユニット１０も同様に図２において概略的に示唆されている。この制御ユニット１０には結合器３０、振幅検出器３４、第１の加算器２７、第２の加算器４４、第１の積分器２８、第２の積分器４５、反転器４７および振幅・パルス長変換器４３が属する。
【００５７】
第１の信号入力側３には高周波の位相変調された第１の入力信号１８がsin(ωRF*t+φRF(t))の形で印加され、また第２の信号入力側４にはベースバンド信号a(t)に対応する第２の入力信号１９が印加される。第１の入力信号１８は、搬送周波数ωRFならびに瞬時位相φRF(t)を含む。第２の入力信号１９に対応するベースバンド信号a(t)はＨＦ送信信号４２の包絡線ないし振幅情報を表す。第１の制限増幅器４０は高周波の位相変調された第１の入力信号１８を、パルス制御された、高周波の位相変調された第１の入力信号４１に変換する。このパルス信号は第１の遅延ユニット５および第２の遅延ユニット７によって遅延される。第１の遅延ユニット５の出力信号２３は第２の遅延ユニット７の出力信号２４よりも先行している。すなわち、第２の遅延は第１の遅延よりも大きい。
【００５８】
パルス発生器９は、第１の遅延ユニット５の出力信号２３および第２の遅延ユニット７の出力信号２４に対応する入力信号を用いて出力信号２２を形成する。この出力信号２２も同様にパルス信号である。パルス発生器９の出力信号２２の立上りエッジは第１の遅延ユニット５の出力信号２３の立上りエッジによってトリガされ、パルス発生器９の出力信号２２の立下りエッジは第２の遅延ユニット７の出力信号２３の立上りエッジによってトリガされる。このようにして、パルス発生器の出力信号２２のパルス長、増幅された出力信号３３のパルス長、再構成フィルタ１３の入力側における信号のパルス長、および、測定信号３１のパルス長が、第１の遅延ユニット５の出力信号２３のエッジ位置と、第２の遅延ユニット７の出力信号２４のエッジ位置との時間的な差によって制御される。
【００５９】
ＨＦ送信信号４２の振幅は、再構成フィルタ１３の入力側における信号のパルス長に比例するので、制御可能な第１の遅延ユニット５の出力信号２３のエッジの時間的な位置と、制御可能な第２の遅延ユニット７の出力信号２４のエッジの位置によってＨＦ送信信号４２の振幅を制御することができる。
【００６０】
振幅検出器３４は測定信号３１をフィードバック信号２６に変換する。このフィードバック信号２６は直流信号を表す。フィードバック信号の平均値は測定信号３１のパルス長に比例する。振幅検出器を例えば整流ダイオードによって実現することができる。この場合、フィードバック信号２６は整流された測定信号３１に対応する。第１の加算器２７においてはフィードバック信号２６から比較信号２５が減算され、第１の差分信号２９が第１の積分器２８および反転器４７を介して制御入力側６に供給される。第２の加算器４４においては、フィードバック信号２６から比較信号２５が減算され、第２の差分信号４６が第２の積分器４４を介して第２の制御入力側８に供給される。
【００６１】
結合器３０、振幅検出器３４、第１の加算器２７、第２の加算器４４、第１の積分器２８、反転器４７および第２の積分器４５によって、スイッチング電力増幅器２の増幅された出力信号３３のパルス長が第１の遅延ユニット５および第２の遅延ユニット７へとフィードバックされる。このフィードバックはネガティブフィードバックとして機能し、第１の積分器２８の入力側および第２の積分器４５の入力側におけるフィードバック信号２６および比較信号２５の差が平均して０に閉ループ制御されるように、第１の遅延および第２の遅延は制御される。このようにして、平均的には、比較信号２５がフィードバック信号２６に対応するので、スイッチング電力増幅器２の増幅された出力信号３３のパルス長、したがってＨＦ送信信号４２の振幅を、比較信号２５もしくは、第２の信号入力側４に印加される第２の入力信号１９によって制御することができる。
【００６２】
瞬時位相φRF(t)および搬送周波数ωRFは同様に、スイッチング電力増幅器２の増幅された出力信号３３、したがってＨＦ送信信号４２に含まれているので、ＨＦ送信信号４２は所望の形K*a(t)*sin(ωRF*t+φRF(t))を有する。比較信号２５は振幅・パルス長変換器４３によって第２の入力信号１９から形成される。実質的に、この振幅・パルス長変換器は、第２の入力信号１９を相応のパルス長制御量、すなわち比較信号に変換するために使用されるので、スイッチング電力増幅器２の増幅された出力信号３３は所望のパルス長を有する。さらには、再構成フィルタ１３における損失および側波帯抑制、また結合器３０における減衰も補償される。第２の入力信号１９の比較信号２５への変換は、第２の入力信号１９を一定の値と乗算することによって行うことができる。
【００６３】
図２の高周波送信回路１６は複雑性が低く、簡単な構成要素から構成されている。フィードバック信号２６が制御領域全体にわたり比較信号２５に対応する場合、高周波送信回路の線形性、殊にパルス長変調の線形性、すなわち、スイッチング電力増幅器２の増幅された出力信号３３のパルス長と比較信号の線形の関係は保証されている。
【００６４】
これは実質的に、第１の積分器２８および第２の積分器４５が高いＤＣ増幅率を有する場合に保証されており、このことは、演算増幅器を基礎とした積分によって良好に達成することができる。線形性を保証するためには、第１の積分器２８および第２の積分器４５のＤＣ増幅率が十分に高いだけでよいので、第１の積分器２８および第２の積分器４５の較正も必要ない。殊に、スイッチング電力増幅器２の増幅された出力信号３３の上記のようなフィードバックによって、非常に短いまたは非常に長いパルス長であっても、スイッチング電力増幅器２の非線形も補償される。図１による高周波送信回路５０とは異なり、図２による高周波送信回路１６ではＨＦ三角波信号６４が必要とされない。第１の遅延ユニット５および第２の遅延ユニット７が、考えられる遅延の値領域である、十分に大きい遅延領域を有する場合には、高周波送信回路１６はマルチバンドアプリケーションおよびマルチスタンダードアプリケーションに良く適している。
【００６５】
前置ユニット１の有利な実施形態においては、結合器３０の測定信号３１の代わりに、パルス発生器９の出力信号２２を振幅検出器３４の入力側に供給することができる。別の有利な実施形態においては、結合器３０と再構成フィルタ１３を交換することができるので、再構成フィルタ１３の入力側には、スイッチング電力増幅器２の増幅された出力信号３３が印加されており、再構成フィルタ１３の出力側は結合器３０の入力側と接続されており、結合器３０の出力側にはアンテナ１５が接続されており、また結合器３０の測定信号３１が振幅検出器３４の入力側に印加されている。
【００６６】
図３は、本発明による前置回路１ａと、スイッチング電力増幅器２ａと、再構成ローパスフィルタ１３ａと、アンテナ１５ａとを有する高周波送信回路１６ａを示す。図３による前置回路１ａは、第３の遅延ユニット３５を有し、振幅検出器３４の代わりに、第１の位相検出器７０および第２の位相検出器７１を含む位相検出ユニットを有する点において図２による前置回路１とは異なる。第３の遅延ユニット３５は固定的に調整された遅延を有する。パルス発生器９ａの出力信号２２ａは、スイッチング電力増幅器２ａによって増幅され、このスイッチング電力増幅器２ａは増幅された出力信号３３ａを出力する。結合器３０ａは増幅された出力信号３３ａから測定信号３１ａを取り出す。測定信号３１ａは第１の位相検出器７０および第２の位相検出器７１に供給される。第１の位相検出器７０は測定信号３１ａの正のエッジを検出し、第２の位相検出器７１は測定信号３１ａの負のエッジを検出する。
【００６７】
第３の遅延ユニット３５の出力信号３８も、同様に第１の位相検出器７０および第２の位相検出器７１に供給され、これら２つの位相検出器はそれぞれ、第３の遅延ユニット３５の出力信号３８の正のエッジを検出する。第１の位相検出器７０の出力信号７５から比較信号２５ａが減算され、相応の差分信号が第１の積分器２８ａに供給される。第２の位相検出器７６の出力信号７６から比較信号２５ａが減算され、相応の差分信号が第２の積分器４５ａに供給される。図３による高周波送信回路１６ａのその他の部分は、図２による高周波送信回路１６の相応の部分に実質的に対応している。したがってここでは、それらの部分についての再度の説明は省略する。
【００６８】
図２による高周波送信回路１６とは異なり、図３による高周波送信回路１６ａにおいては、測定信号３１の振幅ではなく、相応の測定信号３１ａの立上りエッジが第１の位相検出器７０を用いて検出され、立下りエッジが第２の位相検出器７１を用いて検出され、それらのエッジの検出された時間的な位置が第３の遅延ユニット３５の出力信号３８の立上りエッジの時間的な位置と比較される。第１の位相検出器７０の出力信号７５および第２の位相検出器７１の出力信号７６はそれぞれ位相測定値を表し、これは入力信号の相応のエッジの測定された時間的な差に比例する。
【００６９】
ネガティブフィードバックによって、比較信号２５ａと第１の位相検出器７０の出力信号７５との差、または第２の位相検出器７１の出力信号７６と比較信号との差が平均して０に閉ループ制御されるように、第１の遅延ユニット５ａの第１の遅延および第２の遅延ユニット７ａの第２の遅延は制御される。
【００７０】
このようにして、測定信号３１ａの正のエッジは第３の遅延ユニット３５の出力信号３８のエッジに先行し、測定信号３１ａの負のエッジは第３の遅延ユニット３５の出力信号３８のエッジを後追いする。遅延ユニット３５の出力信号３８の正のエッジと、測定信号７４の正もしくは負のエッジとの時間的な差が等しくなる。したがって、測定信号３１ａの負のエッジおよび正のエッジは第３の遅延ユニット３５の出力信号３８の正のエッジに対して対称的なものになる。測定信号３１ａのパルス長ならびにスイッチング電力増幅器２ａの増幅された出力信号３３ａのパルス長は、比較信号２５ａの２倍の大きさに比例する。
【００７１】
図３による高周波送信回路１６ａは、図２による高周波送信回路１６の全ての利点を有している。それに加え、高周波送信回路１６ａはスイッチング電力増幅器２ａの非対称的なスイッチング特性を補償することができる。非対称的なスイッチング特性は、例えば、スイッチング電力増幅器２ａの出力信号３３ａの正のエッジの勾配が負のエッジの勾配とは異なる場合に存在する。この非対称的なスイッチング特性を伴う、ＨＦ送信信号４２ａの不所望な位相変調をこのようにして補償することができる。図２による高周波送信回路１６に対する図３による高周波送信回路１６ａのさらなる利点は、第１の遅延ユニット５ａの第１の遅延を閉ループ制御するための制御回路と、第２の遅延ユニット７ａの第２の遅延を閉ループ制御するための制御回路とが相互に完全に分離されていることである。すなわち、図２による高周波送信回路１６においては、第１の遅延のための相応の制御回路および第２の遅延のための相応の制御回路が振幅検出器３４を介して結合されているので、これにより不所望な変動作用を生じる可能性があるが、図３による高周波送信回路１６ａにおいてはそのような不所望な変動作用は回避される。
【００７２】
有利には、第１の位相検出器７０は排他的論理和ゲートとして実施されており、また第２の位相検出器は、２つの入力側のうちの一方に反転器を備えている排他的論理和ゲートとして実施されている。排他的論理和ゲートの出力側に生じる信号のパルス長の平均値は測定された時間差に比例する。排他的論理和ゲートの入力側における反転器の使用は、この反転器における時間的な信号遅延によって、測定時の不所望な偏差を生じさせる可能性がある。この問題を回避するために、例えば、排他的論理和ゲートを差動回路技術によって実施することができる。排他的論理和ゲートの入力信号の反転を信号線路の交換によって行うことができるので、第１の位相検出器７０の入力側および第２の位相検出器７１の入力側は同一の遅延時間を有し、またエッジの時間的な位置の測定の偏差を阻止する。
【００７３】
図３による前置ユニット１ａの有利な実施形態においては、結合器３０ａの測定信号３１ａの代わりに、パルス発生器９ａの出力信号２２ａが位相検出器７０および第２の位相検出器７１にフィードバックされる。
【００７４】
図４は、高周波送信回路１６ｂのスイッチング電力増幅器２ｂのための前置ユニット１ｂの別の実施形態を示す。図３による高周波送信回路１６ａとは異なり、図４による高周波送信回路１６ｂにおいては、結合器３０ｂと再構成フィルタ１３ｂが交換されているので、再構成フィルタ１３ｂの入力側には、スイッチング電力増幅器２ｂの出力信号３３ｂが印加されており、再構成フィルタ１３ｂの出力信号が結合器３０ｂに供給されており、結合器３０ｂの出力信号がアンテナ１５ｂに印加されており、結合器３０ｂの測定信号３１ｂが第２の制限増幅器３２の入力側に供給されており、また第２の制限増幅器３２の出力信号８２が、位相検出器７０ｂの入力側および第２の位相検出器７１ｂの反転入力側に供給されている。
【００７５】
図４による高周波送信回路１６ｂのその他の部分は、図３ないし図２による高周波送信回路１６ａないし高周波送信回路１６の相応の部分に実質的に対応している。したがってここでは、それらの部分についての再度の説明は省略する。
【００７６】
図５は、高周波送信回路１６ｃのスイッチング電力増幅器２ｃのための前置ユニットの別の実施形態を示す。図５による高周波送信回路１６ｃは、広範な部分において、図４による高周波送信回路１６ｂに実質的に対応している。しかしながら、結合器３０ｃの測定信号３１ｃは、第１の位相検出器７０ｃおよび第２の位相検出器７１ｃに直接的に供給されるのではなく、第１の比較器９２および第２の比較器９３の入力側に供給される。付加的に、第１の比較器９２には第１の比較電圧９４が印加され、第２の比較器９３には第２の比較電圧９５が印加される。第１の比較器９２の出力信号が第１の位相検出器７０の入力側に印加され、第２の比較器９３の出力信号が第２の位相検出器の反転入力側に印加される。
【００７７】
第１の比較電圧９４と第２の比較電圧９５を別個に調整することによって、スイッチング電力増幅器２ｃの出力信号３３ｃの立上りエッジの時間的な位置および立下りエッジの時間的な位置を異なる比較電圧を用いて検出することができる。したがって、スイッチング電力増幅器２ｃの出力信号３３ｃの立上りエッジおよび立下りエッジをより正確に検出することができ、これによって、例えば、高周波送信回路１６ｃのより高い線形性を達成することができる。
【００７８】
図６は、本発明による前置ユニット１を含むユニットを示す。このユニットには、スイッチング電力増幅器２と共に前置ユニット１を含む回路ユニット１２が属する。回路ユニット１２は再構成フィルタ１３と共に、高周波回路モジュール１４を形成する。高周波送信回路１６は、高周波回路モジュール１４およびアンテナ１５を有する。例えば、高周波送信回路１６を例えば、送信機器の構成要素として使用することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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