(57)【要約】  2つ以上のノードを含むアドホックネットワークにおいて隣接ノードを検出する方法及びシステムが開示される。本方法は、ネットワークの第1ノードにおいて、その第1ネットワークが存在することをネットワーク内の他のノードに通知するビーコン信号を生成するステップを有する。第1ノードにおいて、ディジタル的に生成された第1の拡散シーケンスも生成される。そして、送信される拡散スペクトル信号を生成するためにビーコン信号が第1の拡散シーケンスにより変調される。その拡散シーケンスは、カオス的シーケンスであるように選択される。
2012505606.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のノードを含むアドホックネットワークにおいて近隣ノードを検出する方法であって、
前記アドホックネットワークの第1ノードにおいて、該第1ネットワークが存在することを前記アドホックネットワーク内の他のノードに通知するビーコン信号を生成し、
前記第1ノードにおいて、第1の拡散シーケンスをディジタル的に生成し、
拡散スペクトル信号を生成するために前記ビーコン信号を前記第1の拡散シーケンスにより変調し、
前記拡散スペクトル信号を送信し、
カオスシーケンスである前記拡散シーケンスを選択するステップ
を有する方法。
【請求項２】
前記第1ノードから前記拡散スペクトル信号をオムニ指向性パターンで送信する、請求項1記載の方法。
【請求項３】
前記アドホックネットワークにおける少なくとも第2ノードが前記拡散スペクトル信号を受信し、該第2ノードにおいてディジタル的に生成された第2の拡散シーケンスを利用して、前記拡散スペクトル信号を復調し、前記ビーコン信号を取得するステップ
をさらに有する請求項1記載の方法。
【請求項４】
前記第2ノードが前記ビーコン信号に基づいて前記第1ノードを近隣ノードとして同定し、
前記ビーコン信号に応答してメッセージを前記第2ノードから前記第1ノードへ送信するステップ
をさらに有する請求項3記載の方法。  
【請求項５】
指向性アンテナを利用して、前記メッセージを前記第2ノードから前記第1ノードへ送信する、請求項4記載の方法。
【請求項６】
前記第1ノード及び前記第2ノードの間でネットワークデータを送信する際に、前記ビーコン信号及び前記メッセージの後に前記ネットワークデータを変調する前記第1又は第2の拡散シーケンスを使用しない、請求項4記載の方法。
【請求項７】
前記ビーコン信号は、前記拡散シーケンスを含まず、前記アドホックネットワークに関する1つ以上の通信プロトコルを特定するビーコンデータを含むように変調されている、請求項1記載の方法。
【請求項８】
前記第1ノードは前記アドホックネットワークの周辺に近い位置におけるものである、請求項1記載の方法。
【請求項９】
前記第1の拡散シーケンスをディジタル的に生成する際、
複数の方程式を選択し、
剰余数系（RNS）算術演算を利用して、前記複数の方程式に対する複数の解をそれぞれ求め、
該複数の解は、反復的に計算されRNS剰余値として表現される、請求項1記載の方法。
【請求項１０】
ディジタル的に生成されたカオス拡散シーケンスを生成する際、複数のRNS剰余値に基づいて重み数系における一連の桁を決定する、請求項9記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は無線ネットワークに関連する。特に、本発明は通信可能な範囲内に存在する無線ネットワークノードを検出するシステム及び方法に関連する。
【背景技術】
【０００２】
当該技術分野において無線アドホックネットワークが知られている。通常、これは、複数のノード（移動体とすることが可能である）を接続するために無線通信が使用される種類のネットワークを含む。本願において使用される「ノード」という用語が示す装置は、無線ネットワークにおいて他の装置との接続を確立するものである。多くの場合、そのような装置は、サーバ、携帯用通信装置、搭載された通信装置、センサ装置、中継装置（リレー装置）、制御装置（coordination  device）、衛星等を含む。それぞれのノードは送信機及び受信機を含む。特に、各ノードはルータ及び／又はホストとして機能することができる。動作時において各ノードは（セントラル化されたアクセスポイントを使用せずに）他のノードと直接的に通信するように構成されている。アドホックネットワークの形態又はトポロジ（topology）は一定しておらず、様々なノードは、必要に応じてルータとして機能するように自らを自動的に再構築する。ネットワークにおいて通信されるパケットデータは、ソースノードから宛先ノードへ直接的に、又はパケットを転送する一群のノードを経由して伝送される。
【０００３】
アドホックネットワークが適切に機能するようにするには、ノードは、ネットワークにおいて隣接するノードの存在を検出しなければならない。したがって、一般に、ノードは所定の手順を実行するように構築され、その手順は、ネットワークの中で接続されていないノードを検出又は特定し、ソースノードから宛先ノードへデータトラフィックを伝送することが可能な経由するネットワークのパス又は経路を決定するものである。これらの手順は、ネットワークからの送信を検出すること、及びそのような送信が行われた場合にネットワークを介する代替的なパス又は経路を発見すること等の観点から有用である。
【０００４】
隣接するノード（隣接ノード又は近隣ノード）を検出する一般的な方法の1つは「ビーコン」を使用するものである。本願において使用される「ビーコン」という用語は、ネットワークノードにより生成され、ネットワークを構成する全部又は一部のノードが受信し、ネットワーク内で接続されていないノードを発見する手順（discovery）を開始するための任意の無線通信信号に関する。したがって、送信されたビーコンは、如何なる特定のノードでも受信できるように意図される必要はないが、ソースノードの通信範囲内に属する任意のノードが受信できるように選択される必要がある。有利なことに、様々な種類の情報がビーコン信号に含まれる。例えば、ビーコン信号は、何らかの識別コードによりビーコン信号のソース（送信元）を区別することができ、また、使用される送信周波数及び受信周波数や他の様々な通信プロトコルの情報を特定することができる。
【０００５】
様々な異なるタイプのビーコンシステムがアドホックネットワークのために考案されている。あるシステムはネットワークにおいて選択された限られた数のノードを使用してビーコンの機能を実行する一方、別のシステムでは全てのノードがビーコンを送信できる。あるシステムはオムニ指向性パターンでビーコン信号を送信し、全ての方向のノードに通知する。他のシステムはセクタ区分方式を使用し、所定の方向にだけビーコン信号を選択的に送信する。ビーコン信号が隣接ノードにより受信された場合、ビーコンは、隣接ノードが存在することを、受信したノードに通知する。さらに別のネットワークは周辺方式（periphery  based  approach）を使用するように設計され、ネットワークの周辺領域近辺に位置する指定ノードを選択し、ネットワーク全体に対するネットワーク捕捉／獲得処理（network  acquisition  processing）を実行する。
【０００６】
アドホックネットワークにおける隣接ノード発見手順（neighbor  discovery）はネットワーク通信を確立するための重要なステップである。したがって、ビーコン信号がネットワーク内の他のノードにより高い確率で受信されることを保証するように、ビーコン信号は送信される必要がある。このため、多くの場合、明確に規定されたインターバルで比較的高い電力レベルによりビーコン信号を送信することが望ましい。その結果、ビーコンによる通知の場合、敵対者（adversary）が検出及び傍受することが大きく懸念される。特に、戦闘状況において、敵が様々な方法でこの情報を不当に取得するおそれがある。したがって、隣接ノードを発見するための手順（隣接ノード発見手順）をノードが実行する際に不正使用される確率を低くすることができるシステム及び方法が望まれている。
【０００７】
ビーコン信号を検出及び不正使用されるおそれを減らす方法の1つは、拡散シーケンス又は拡散系列を利用することを含み、この方法はビーコン信号のエネルギを広い帯域幅にわたって分散させる。そのようなシステムについては、エリオット等（Elliott  et  al.）による特許文献1に記載されている。その文献で説明されているシステムは、関連する如何なるビーコンデータも伴わずに、拡散シーケンスにより排他的に構成された拡散スペクトル信号を送信する。拡散シーケンスは、敵がビーコン信号を検出及び／又は傍受することを避けるために低電力で送信される。しかしながら、ビーコン信号の電力が低いということは、近隣ノードが受信できるように、相当な量の処理ゲインが必要になることを意味する。この処理ゲインは「比較的長い」拡散シーケンスを使用することで得られる。多くの処理ゲインを使用することは有利であるが、送信可能なデータ量を制限してしまう。その理由は、拡散シーケンスに関するチップレートよりもデータレートが十分に低い必要があるからである。したがって、検出／傍受される確率は低いが、通信を速やかに開始できる程度に十分な量のネットワークデータを通信できるビーコン信号を用いて、アドホック無線ネットワークにおいて近隣ノードを発見できるようにすることが望まれている。この点に関し、任意の所与の近隣ノードを発見するためのメッセージが意図される受信機によって適切に受信される確率を増やし、かつ通信を開始するのに必要な通信信号数を限定することで、不正に検出されてしまうおそれを低減できる。
【０００８】
ところで、特性の全てが知られない限り予測不可能に変化するカオスシステム（chaotic  system）が考察されている。カオスシステムは、測定又は観測されても、認識可能な規則性や順序の如何なるものも明らかにしない。カオスシステムは、一群の初期状態に大きく依存することや、時間的及び空間的に全くランダムに見える変化を示すことにより特徴付けられる。しかしながら、そのように「ランダム」に見えていても、カオスは決定論的な進展である。
【０００９】
事実上、カオス信号は、カオスシステムから抽出され、ランダム的な非周期的な性質を有し、決定論的に生成され、従来のPRNG装置を用いて生成される擬似ランダム信号とは異なる。一般に、カオスシーケンスは、そのカオスを生成しているアルゴリズムの知識なしには、真のランダム性と経験的には区別できないシーケンスである。
【００１０】
複数の擬似乱数生成器を使用してディジタルカオス的なシーケンス又は系列（digital  chaotic−like  sequence）を生成するという提案がある。しかしながら、そのようなシステムは、擬似乱数の全ての性質を備えているがカオスの性質を一切備えていない幾らか複雑な擬似乱数シーケンスを生成するにすぎない。ある多項式はカオスの性質を生成できるが、一般に、十分に大きなカオスシーケンスを生成するのに必要な演算は、必要な精度に起因して、実現できないほどの演算負担を要することが知られている。
【００１１】
カオスシーケンスを利用する通信システムは、傍受の可能性が低い（low  probability  of  intercept：LPI）波形、不正検出の可能性が低い（low  probability  of  detection：LPD）波形、及び安全な（セキュアな）波形を使用する次世代の方式の基礎となる見込みがある。そのような通信システムの多くはカオス的に変調された波形を生成するように開発されているが、そのような通信システムのスループットは低い。本願において使用される「スループット」という用語は、特定の期間の間にデータリンクを介して通信されるデータ量に関連する。このスループットの制約は、カオス信号がドリフトの影響を受けるカオスアナログ回路を用いて生成されている、という事実に起因する。
【００１２】
カオスを利用する通信システムに伴うスループットの制約は、カオス生成器（chaos  generator）が実装されているという方式に端を発する。従来、カオス生成器はアナログカオス回路を用いて構築されている。このタスクにアナログ回路を当てにする理由は、カオスをディジタル的に適切に生成することは不可能であるという広く受け入れられている思想によるものである。このようにアナログ形式のカオス生成器が必要であるように見えるが、この方式に問題がないわけではない。例えば、アナログカオス生成回路は時間とともにドリフトすることが知られている。本願において使用される「ドリフト」という用語は、回路の1つ以上のパラメータが時間と共に緩やかに長い期間にわたって変化することに関連する。このようなアナログ回路に伴う問題は、この固有のドリフトが或る条件を課してしまうことであり、その条件とは、通信チャネルを介して状態情報を定常的に伝送し、送信機及び受信機の適切な同期を維持しなければならないという条件である。
【００１３】
コヒーレントカオス通信システムにおける送信機及び受信機は、データリンクを介して状態情報を周期的にやりとりすることで同期する。そのような同期手順はカオスシステムの恩恵を減少させることになる。なぜなら、高いデータレートを達成するために、送信機及び受信機の間で状態情報が頻繁にやり取りされなければならないからである。この高いデータレートは比較的速いドリフトを招く。すなわち、高速なドリフトに対処するために、送信機及び受信機の間で状態情報がさらに高い頻度でやり取りされなければならない。いくつかのアナログカオス通信システムは比較的効率的な同期プロセスを使用しているが、これらのカオスシステムもスループットが低い不利益を被っている。
【００１４】
従来の代替手段はコヒーレントでないカオス波形を使用している。しかしながら、コヒーレントでない波形を用いる通信システムは、スループットの減少及び誤り率の増加という不利益を被ってしまう。この場合において、「コヒーレントでない波形（non  coherent  waveform）」は、送信機が生成したカオス信号の如何なる複製物も、受信機が生成する必要はないことを意味する。さらに、多くのコヒーレントでないカオス波形は信号中に付加的な情報を組み込んでおり、これは意図されていない受信機が送信信号の一部の情報を取得するおそれがある。「コヒーレントな波形を用いた通信」のような語句は、送信機が生成したカオス信号の同期した複製物を、受信機が生成する必要があることを意味する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
本発明は上記の問題点の少なくとも1つを軽減又は解消することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
一実施例による方法は、
複数のノードを含むアドホックネットワークにおいて近隣ノードを検出する方法であって、
前記アドホックネットワークの第1ノードにおいて、該第1ネットワークが存在することを前記アドホックネットワーク内の他のノードに通知するビーコン信号を生成し、
前記第1ノードにおいて、第1の拡散シーケンスをディジタル的に生成し、
拡散スペクトル信号を生成するために前記ビーコン信号を前記第1の拡散シーケンスにより変調し、
前記拡散スペクトル信号を送信し、
カオスシーケンスである前記拡散シーケンスを選択するステップ
を有する方法である。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明を理解するのに有用なコヒーレントカオス拡散スペクトル通信システムのブロック図。
【図２】本発明を理解するのに有用な図1に示されている送信機のブロック図。
【図３Ａ】本発明を理解するのに有用な図1に示されている受信機の一例を示すブロック図。
【図３Ｂ】本発明を理解するのに有用な図1に示されている受信機の別の例を示すブロック図。
【図４】本発明を理解するのに有用な図2−3におけるディジタルカオス生成器の概念図。
【図５】本発明を理解するのに有用な離散カオスシーケンスを生成する方法のフローチャート。
【図６】本発明を理解するのに有用な図2におけるカオス生成器のブロック図。
【図７】アドホックネットワークにおいて近隣ノードを発見する様子を理解するのに有用な図。
【図８】本発明を理解するのに有用なアドホックネットワークのノードの一例を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
本発明は、複数のノードを含むアドホックネットワークにおいて近隣ノードを検出又は同定する方法に関する。本方法は、ネットワークの第1ノードにおいて、その第1ネットワークが存在することをネットワーク内の他のノードに通知する（警告する又は注意を喚起する等）ビーコン信号を生成する。第1ノードにおいて、ディジタル的に生成された第1の拡散シーケンスも生成される。そして、送信される拡散スペクトル信号を生成するためにビーコン信号が第1の拡散シーケンスにより変調される。その拡散シーケンスは、カオスシーケンスであるように選択される。
【００１９】
本発明の一形態によれば、ビーコン信号は、拡散シーケンスを除いてビーコンデータを含むように変調され、アドホックネットワークに関する1つ以上の通信プロトコルのパラメータを特定する。例えば、通信プロトコルのパラメータは、データ伝送レート、送信周波数、受信周波数、送信時間及びタイミング、サービス品質ｎパラメータ、ビットエラーレートのパラメータ、帯域幅、ノードの位置、ノードの速度及びノードの加速度等を含んでもよい。
【００２０】
拡散スペクトル信号はネットワークにおける1つ以上の第2ノードにおいて受信され、第2ノードは、第2の拡散シーケンスを用いて拡散スペクトル信号をコヒーレントに復調する。有利なことに、第2の拡散シーケンスは、第2ノードにおいてディジタル的に生成され、オリジナルのビーコン信号を復元するために使用される。ビーコン信号は、第1ノードを近隣ノードとして判別するために第2ノードにおいて使用される。本発明の一形態によれば、ビーコン信号は、オムニ指向性アンテナを用いて第1ノードから送信され、それに対する応答信号は指向性アンテナを用いて第2ノードから第1ノードへ送信される。近隣ノード発見プロセスに続いて、本方法は、ネットワークデータを変調する第1又は第2の拡散シーケンスを使用せずに、第1及び第2ノードの間でネットワークデータを送信し続けることができる。
【００２１】
本発明の一形態によれば、ディジタル的に生成された第1の拡散シーケンスを生成するステップにおいて、複数の方程式を選択し、剰余数計算（residue  number  system（RNS）  arithmetic）処理を利用して複数の方程式に対する複数の解をそれぞれ求める。本ステップは、RNS剰余値として表現された複数の解を反復的に計算することを含む。ディジタル的に生成されたカオス拡散シーケンスを生成するステップにおいて、RNS剰余値に基づいて重み数系（weighted  number  system）における一連の桁（数値）を決定する。
【００２２】
本発明は、本願において説明された方法を実行するように構築された複数のノードを含むアドホックネットワークを含む。少なくとも第1ノードは、その第1ネットワークが存在することをネットワーク内の他のノードに通知するビーコン信号を生成する。第1ノードは、ディジタル的に生成された第1の拡散シーケンスを生成する第1の拡散シーケンス生成器と、拡散スペクトル信号を生成するためにビーコン信号を第1のディジタル拡散シーケンスにより変調する第1の変調器とを有する。
【００２３】
以下、添付図面を参照しながら実施例を説明する。図中、同様な番号は同様な要素を表す。
【実施例１】
【００２４】
以下、本発明の実施例が示されている添付図面を参照しながら本発明がさらに説明される。しかしながら、本発明は、様々な方法で実現可能であり、説明される実施例に限定して解釈されてはならない。例えば、本発明は方法、データ処理システム又はコンピュータプログラムとして実現可能である。すなわち、本発明は、完全なハードウェア、完全なソフトウェア又はハードウェア及びソフトウェアの形態をとることができる。
【００２５】
アドホック無線ネットワークにおいて、ネットワークを構成する個々のノードは、近隣ノードを発見、検出及び同定できる必要がある。従来のアドホックネットワークの場合、近隣ノードを発見するこのプロセスは、ビーコン信号を用いて行われている。ビーコン信号は、近隣ノードが適切に検出することを保証するために、所定の時間インターバルにおいて比較的高い電力でブロードキャストされるのが一般的である。このシステムは適切に機能するが、そのようなビーコン信号が高電力で反復的に送信されるようになる。ビーコン信号に通常は含まれている通信プロトコルデータを排除し、非常に低い電力で直接シーケンス拡散スペクトル信号を単に送信することで、上記の問題に対処しようとする試みがある。非常に低電力の直接シーケンス拡散スペクトル通信は、傍受や不正検出の確率を低くする。しかしながら、そのような信号は非常にデータレートが低いという深刻な不利益を被る。したがって、ビーコン信号に任意のかなりの量のネットワークプロトコルデータを含めることは困難になる。
【００２６】
これに対して、本発明はディジタル的に生成されたカオス拡散シーケンスを使用し、近隣ノードを発見するためのデータを含む拡散スペクトル通信信号を生成し、この信号は、タイムスロット、送信周波数、ネットワーク属性又はルーティングテーブルのようなネットワーク初期化パラメータを含んでもよい。ディジタル的に生成されたカオス拡散シーケンスは、傍受及び不正検出の確率を低くしつつ、比較的高いデータレートを維持できるという利点を有する。これを達成できる理由は、拡散シーケンスとしてディジタル的に生成されたカオスを使用して生成された拡散スペクトル信号は、従来の直接シーケンス拡散符号の場合と比較して検出することが困難だからである。カオスシーケンスの波形は、従来の直接シーケンス拡散波形において一般的な巡回的な特徴（cyclic  feature）を備えていない。したがって、データレートを犠牲にせずに又は不正使用のおそれを増やすことなく、高い電力のビーコン信号を使用することができる。したがって、傍受の確率が低く不正検出の確率も低いという所望の性質を犠牲にすることなく、拡散スペクトルビーコン信号により高いデータレートを使用することができる。
【００２７】
ディジタル的に生成されたカオスシーケンスがアドホックネットワークにおいて使用できることを詳細に説明する前に、ディジタル的に生成されたカオスシーケンスをどのように使用することで拡散スペクトル通信システムを実現できるかをさらに一般的に理解しておくことが有用である。そこで、そのようなシステムを以下において説明する。以下の説明に基づいて、当業者は、本願において説明される技術がアドホックネットワークにおいてビーコン信号を通信するのに使用可能であることを認めるであろう。
【００２８】
［カオスシーケンスを利用する拡散スペクトル信号送信機］
図1ないし図3Bを参照しながら、ディジタルカオス拡散スペクトル通信システムを説明する。本願において説明される通信システムは、コヒーレントカオスシーケンス拡散スペクトル（coherent  chaotic  sequence  spread  spectrum：CCSSS）法を使用する。送信に先立ってデータシンボルは高いデータレートのカオスシーケンスとともに組み合わせられ、そのカオスシーケンスは拡散率にしたがってデータのスペクトルを拡散する。その結果の信号は真にランダムな信号に似ているが、このランダム性は元のデータ（オリジナルデータ）を復元する受信機において除去することができる。特に、受信機において生成された同じカオスシーケンスを使用して受信信号を逆拡散することで、データが復元される。図1ないし図3Bに関連するCCSSSシステムは、ベースバンドキャリアをPSKシンボルと共に符号化（エンコード）する。チャネル符号化は変調として一般に知られている2つの処理のうちの1つである。変調として知られている他の処理は、ローカル発振器とのミキシング又は本願において使用される周波数変換となる他のシーケンスとのミキシングである。
【００２９】
CCSSSシステムは、一連の離散時間カオスサンプル（a  string  of  discrete  time  chaotic  samples）を使用して、位相変調されたキャリアをカオス的に変調する。以下、離散時間カオスサンプルを「チップ」として言及する。直接シーケンス拡散スペクトル（DSSS）システムに精通している当業者に認められるように、チップの各々は、概して、情報シンボル各々の持続時間よりも十分に短いサンプル時間インターバルを有する。したがって、キャリアはカオスシーケンスチップを用いて変調されることが理解されるであろう。さらに、カオスシーケンスに関するチップレートは、シンボルレートよりも十分に大きいことが理解されるであろう。送信信号を生成するのに使用されるチップのカオスシーケンスは、受信機にとって事前に既知であることが理解されるべきである。したがって、拡散されていないキャリアを受信機において再構築するため、又は拡散による影響を受信機において除去するため、同じカオスシーケンスが受信機において使用可能である。
【００３０】
［システム概要］
図1を参照するに、本発明を理解するのに有用なコヒーレントカオスシーケンス拡散スペクトル通信システム100が示されている。コヒーレントカオスシーケンス拡散スペクトル通信システム100は送信機102及び受信機104を有する。送信機102は、振幅及び時間離散ベースバンド信号を生成し、振幅及び時間離散ベースバンド信号を広い中間周波数バンドにわたって拡散するよう構成されている。この拡散は、振幅及び時間離散ベースバンド信号にディジタルカオスシーケンスを乗算することで行われる。以下、この算術演算による結果を「ディジタルカオス信号（digital  chaotic  signal）」と言及する。なお、送信機102は、ディジタルカオス信号を処理し、通信リンクを介する伝送に相応しい適切なアナログ形式の信号にすることが理解されるべきである。さらに送信機102は通信リンクを介してアナログカオス信号を受信機104に送信する。送信機102については図2を参照しながら詳細に説明される。
【００３１】
受信機104は送信機102から送信されたアナログカオス信号を受信する。受信機は、ダウンコンバート及びディジタル化を行い、送信機102が送信したカオスシーケンスのレプリカ（複製物）と相関をとることで、送信されたアナログカオス信号を逆拡散する。カオスシーケンスは、送信されたアナログカオス信号に時間的に同期している：すなわち、カオスシーケンスのサンプリングレートは、送信されたアナログカオス信号のサンプリングレートと同じであり、送信機102のクロック（図示せず）に同期している。以下、受信信号を逆拡散する演算結果（出力）を「逆拡散信号」と言及する。なお、受信機104は信号に含まれているデータを取得するために逆拡散信号を処理することが理解されるべきである。受信機104は、データを有用なペイロード情報（例えば、ビーコンデータ等）に変換し、ペイロード情報は近隣ノードの存在を確認するために使用可能である。受信機104については図3A及び図3Bを参照しながら詳細に説明される。
【００３２】
［送信機の詳細］
図2を参照するに、本発明を理解するのに有用な図1に示されている送信機のブロック図が示されている。図2に示す例は以下のことを仮定していることに留意を要する：（1）低次の位相シフトキーイング（PSK）が使用されていること、（2）データシンボルにパルス整形が一切適用されていないこと、（3）変調データは直交形式で生成されること、及び（4）カオススペクトル拡散は中間周波数（IF）において実行されることが仮定されていること。
【００３３】
図2を参照するに送信機102はデータソース202を有する。送信機102は、ソースエンコーダ204、シンボルフォーマッタ206、捕捉／獲得データ生成器208、送信機コントローラ210、マルチプレクサ214、チャネル符号器216、高精度リアルタイムリファレンス部212及びディジタル複素乗算器224も有する。送信機102は、カオス生成部218、実ユニフォーム統計量／直交ガウシアン統計量マッパ装置（real  uniform  statistics  to  quadrature  Gaussian  statistics  mapper  device：RUQG）220及びサンプルレートマッチングフィルタ（SRMF）222をさらに有する。送信機102は、補間器226、ディジタルローカル発振器（LO）230、リアルパート複素乗算器228、ディジタルアナログ変換器（DAC）232、アンチイメージフィルタ（anti−image  filter）234、中間周波数（IF）／無線周波数（RF）変換装置236及びアンテナ要素238をさらに有する。上記に列挙された220−216、220−238の各々については、当業者には良く知られている。したがって、これらの要素について本願において詳細には説明しない。しかしながら、読者に本発明の理解を促すために送信機102のアーキテクチャの概説を行う。
【００３４】
図2を参照するに、データソース202は、外部データソース（図示せず）からデータビットのようなデータのビットを受信する。すなわち、データソース202は外部装置（図示せず）からのデータを含む入力信号を受信するインターフェースであることが認められるべきである。データソース202は、特定のデータ伝送レートでデータのビットをソースエンコーダ204に供給する。ソースエンコーダは、前方向誤り訂正符号化方式を用いて、外部装置（図示せず）から受信したデータを符号化することができる。ソースエンコーダ204において受信した又は生成されたデータのビットは、ユーザにとって興味がある何らかのタイプの情報を表現する。本発明において、データは、近隣ノードが存在することを検出するのに使用されるビーコン情報を含む。しかしながら、本発明はそのような形態に限定されないことが理解されるであろう。さらに、ソースエンコーダ204は、特定のデータ伝送レートでデータのビットをシンボルフォーマッタ206に供給する。
【００３５】
シンボルフォーマッタ206は、チャネル符号化されたシンボルを形成するためにデータのビットを処理する。好適実施例において、ソース符号化シンボルは、符号化された位相シフトキーイングされたものである。PSKのコヒーレントでない形式をコヒーレントカオス拡散スペクトルシステムとともに使用することが望ましい場合、シンボルフォーマッタ206は、フォーマットされたPSKシンボルを差分符号化するように構築されてもよい。差分符号化自体は当業者に知られたものであるので、本願において詳細には説明しない。さらに、シンボルフォーマッタ206は、差分符号化されていないPSKシンボル及び／又は差分符号化されたPSKシンボルをマルチプレクサ214に通知する。ただし、本発明はこの形態に限定されない。
【００３６】
本発明の一形態によれば、シンボルフォーマッタ206は、直列的な又は並列的なシフトレジスタと機能的に類似しており、並列的に出力されるビット数はチャネルエンコーダ216の次数の2を底とする対数（log2）に等しい。この場合において、シンボルフォーマッタ206は、直交位相シフトキーイング（QPSK）変調器とともに使用するように選択される。したがって、シンボルフォーマッタ206は、2ビットのデータをグループ化してQPSKフォーマット機能を実行し、QPSKシンボル（すなわち、2ビットの並列ワード1つ）を形成する。その後、シンボルフォーマッタ206は符号化されたQPSKシンボルをマルチプレクサ214に通知する。ただし、本発明はこの形態に限定されない。
【００３７】
本発明の別の実施例によれば、シンボルフォーマッタ206は、直列的な又は並列的なシフトレジスタと機能的に類似しており、並列的に出力されるビット数はチャネルエンコーダ216の次数の2を底とする対数（log2）に等しい。この場合において、シンボルフォーマッタ206は、バイナリ位相シフトキーイング（BPSK）変調器とともに使用するように選択される。したがって、シンボルフォーマッタ206は、データの1ビットをBPSKシンボルにマッピングする（対応づける）。その後、シンボルフォーマッタ206はBPSKシンボルをマルチプレクサ214に通知する。ただし、本発明はこの形態に限定されない。
【００３８】
本発明の別の実施例によれば、シンボルフォーマッタ206は、16直交振幅変調（16QAM）変調器とともに使用されるように選択される。したがって、シンボルフォーマッタ206は、4ビットを16QAMシンボルにマッピングする。その後、シンボルフォーマッタ206は16QAMシンボルをマルチプレクサ214に通知する。ただし、本発明はこの形態に限定されない。例えば、本発明の実施例はパルス振幅変調を使用することも可能であるが、これに限定されない。
【００３９】
本発明の別の実施例によれば、シンボルフォーマッタ206は、バイナリ振幅シフトキーイング（ASK）変調器とともに使用されるように選択される。したがって、シンボルフォーマッタ206は、データの1ビットをASKシンボルにマッピングする。その後、シンボルフォーマッタ206はASKシンボルをマルチプレクサ214に通知する。ただし、本発明はこの形態に限定されない。
【００４０】
送信機102は、「既知データプリアンブル（known  data  preamble）」を生成することが可能な捕捉データ生成部208を含み、既知データプリアンブルは送信機102及び受信機104において生成されたカオスシーケンスの初期同期を可能にするために使用可能である。「既知データプリアンブル」の持続時間は、既知の最悪のチャネル状態において受信機104が送信機102に同期するのに必要な量から決定される。本発明の一実施例において、「既知データプリアンブル」は、同じ既知シンボルの反復である。本発明の別の実施例において、「既知データプリアンブル」は、一連の既知シンボルである。さらに、捕捉データ生成部208は、「既知データプリアンブル」をマルチプレクサ214に通知する。
【００４１】
図2を参照するに、マルチプレクサ214は、チャネルエンコーダにより変調された2進ワードをシンボルフォーマッタ206から受信する。また、マルチプレクサ214は「既知データプリアンブル」を捕捉データ生成部208から受信する。マルチプレクサ214は送信機コントローラ210に結合されている。送信機コントローラ210は、新たに送信する時点において、マルチプレクサ214が「既知データプリアンブル」をチャネルエンコーダ216に渡すようにマルチプレクサ214を制御する。
【００４２】
本発明の代替実施例において、「既知データプリアンブル」は変調された形式で保存される。その場合、図2のアーキテクチャは、マルチプレクサ214がチャネルエンコーダ216の後に存在するように修正される。ただし、本発明はこの形態に限定されない。
【００４３】
本発明の別の実施例において、「既知データプリアンブル」は既知のインターバルにおいて挿入され、送信機102及び受信機104において生成されたカオスシーケンスの周期的な同期をとることを促す。通常、これは良好でない状況における動作の場合である。ただし、本発明はこの形態に限定されない。
【００４４】
図2を参照するに、マルチプレクサ214は、プリアンブル期間が経過した後に、チャネルエンコーダ216にルーティングするデータシンボルを選択する。マルチプレクサ214は、データシンボルをチャネルエンコーダ216に通知する。この場合において、データシンボルをチャネルエンコーダ216に通知することは、「既知データプリアンブル」の長さによって規定される時間だけ遅延させられることが、理解されるべきである。この遅延は、データシンボルの通知の前に、「既知データプリアンブル」の全てがチャネルエンコーダ216に完全に通知できるようにする。
【００４５】
図2をさらに参照するに、チャネルエンコーダ216は、「既知データプリアンブル」及び「データシンボル」を、変調された振幅及び時間離散ディジタル信号の形式で表現する処理を実行する。変調された振幅及び時間離散ディジタル信号はディジタルワードにより規定され、ディジタルワードは、1の値又は0の値を有するデータのビットを表す中間周波数（IF）の変調信号を表す。振幅及び時間離散ディジタル信号によりディジタルシンボルを表現する方法自体は当業者にとって既知である。したがって、そのような方法については本願において詳細には説明されない。しかしながら、チャネルエンコーダ216はそのような方法を実行できることが理解されるべきである。例えば、チャネルエンコーダ216は、直交位相シフトキーイング（QPSK）を使用するディジタルベースバンド変調器として選択されてもよい。当業者に認められるように、QPSK変調器の出力は同相（I）データ及び直交位相（Q）データを含む。I及びQデータはその後にディジタル複素乗算器224に通知される。
【００４６】
本発明の一形態によれば、送信機102は、チャネルエンコーダ216及びディジタル複素乗算器224の間にサンプルレートマッチング装置（図示せず）をさらに有する。サンプルレートマッチング装置（図示せず）は、振幅及び時間離散ディジタル信号をサンプリングし直す。理解されるように、サンプルレートマッチング装置（図示せず）は振幅及び時間離散ディジタル信号についてサンプルレートを増やし、振幅及び時間離散ディジタル信号のサンプルレートが、ディジタル複素乗算器224に通知されるディジタルカオスシーケンスに等しくなるようにする。ただし、本発明はこの形態に限定されない。
【００４７】
図2を参照するに、ディジタル複素乗算器224はディジタル領域における複素乗算を実行する。ディジタル複素乗算器224において、チャネルエンコーダ216からの振幅及び時間離散ディジタル信号は、カオスシーケンスのディジタル表現と乗算される。カオスシーケンスはカオス生成器218により生成される。ディジタルカオスシーケンスが生成されるレートは、データシンボルレートの整数倍である。データシンボル期間とディジタルカオスシーケンスのサンプル期間との間の比率が大きいほど、拡散率は高くなる。カオス生成器218はカオスシーケンスをシーケンス統計量変換器RUQG220に通知する。RUQG220は、ディジタルカオスシーケンスを、選択された統計的性質を有する変換後のディジタルカオスシーケンスに統計的に変換する。変換されたディジタルカオスシーケンスは、実数、複素数又は直交位相の組み合わせを含み、異なるワードの帯域幅、及び異なる統計的分布の特徴量又は特徴形式を有することができる。例えば、RUQG220は、カオス生成器218からの2つの一様に分布した実数入力を使用して、それらを複素数値2変数ガウシアン変換（complex  valued  bivariate  Gaussian  transformation）により、加法性白色ガウシアンのイズの統計的性質を有する直交出力に変換する。そのような変換自体は当業者に良く知られており、したがって本願においては詳細には説明しない。しかしながら、そのような技術は、非線形処理、ルックアップテーブル、反復処理（CORDIC機能）又は他の同様な数学的処理を使用してもよいことが理解されるべきである。RUQG220は、変換されたカオスシーケンスをSRMF222に通知する。
【００４８】
ディジタルカオスシーケンスの統計的に変換された出力は、DAC232の分解能に一致するマルチビット分解能を有する。RUQG220は、ディジタルカオスシーケンスの統計的に変換された出力をSRMF222に通知する。例えば、チャネルエンコーダ216が複素出力表現をもたらすように構成されていた場合、RUQG220は同相（I）データ及び直交位相（Q）データをSRMF222に通知に通知する。ただし、本発明はこの形態に限定されない。
【００４９】
変換されたカオスシーケンスのカオスサンプルレートが、振幅及び時間離散ディジタル信号のサンプルレートと異なっていた場合、これら2つのレートは合わせられる必要がある。したがって、カオスシーケンスはSRMF222においてサンプリングされ直してもよい（リサンプリングされてもよい）。例えば、SRMF222はリアルさんプレートマッチングフィルタを有し、カオスシーケンスの同相及び直交位相処理経路の各々をサンプリングし直してもよい。理解されるように、SRMF222は変換されたディジタルカオスシーケンスについてのサンプルレートを変更し、変換されたディたるカオスシーケンスのサンプルレートが、チャネルエンコーダ216からディジタル複素乗算器224に通知された振幅及び時間離散ディジタル信号のものに一致するようにする。SRMF222は変換されたリサンプルされたディジタルカオスシーケンスをディジタル複素乗算器224に通知する。
【００５０】
本発明の一形態によれば、RUQG220は、ディジタルカオスシーケンスを、ディジタルカオスシーケンスの直交ガウシアン形式に統計的に変換する。統計的な変換は非線形プロセッサにより行われ、非線形プロセッサは、ルックアップテーブル及び組み込まれた演算論理を組み合わせ、2つの独立した一様に分布したランダム変数を、ガウシアン分布の変数の直交ペアに変換する。このような変換の一形態は、以下の数式（1）及び（2）に示されており、これはボックスミューラー（Box−Muller  transformation）として一般に知られている：
【数１】
2012505606.tif 000003
ここで、｛u1，u2｝は一様に分布した入力ランダム変数であり、｛G1，G2｝はガウシアン分布の出力ランダム変数である。目下の例の場合、SRMF222は、同相（I）データシーケンスをサンプリングし直す（リサンプルする）第1のサンプルレートマッチングフィルタと、直交（Q）データシーケンスをサンプリングし直す（リサンプルする）第2のサンプルレートマッチングフィルタとを有する。SRMF222は、変換されたリサンプルされたディジタルカオスシーケンスをディジタル複素乗算器224に通知する。より具体的には、SRMF222は、同相（I）データ及び直交位相（Q）データをディジタル複素乗算器224に通知する。ただし、本発明はこの形態に限定されない。
【００５１】
本発明の別の実施例によれば、振幅及び時間離散ディジタル信号及びディジタルカオス信号は、ゼロIF（ゼロ中間周波数）信号として生成される。また、パルス整形は使用されない。この場合、チャネルエンコーダ216及びディジタル複素乗算器224の間のサンプルレートマッチング装置（図示せず）は不要である。ただし、本発明はこの形態に限定されない。
【００５２】
ディジタル複素乗算器224は、SRMF222からのディジタルカオスシーケンス出力とチャネルエンコーダ216からの振幅及び時間離散ディジタル信号との複素乗算を実行する。結果の出力は、コヒーレントカオスシーケンス拡散スペクトル変調IF信号のディジタル表現であり、これは、チャネルエンコーダ216からのディジタルデータが、カオス生成器218により生成されたカオスシーケンスにしたがって広い周波数の帯域幅にわたって拡散されたものである。
【００５３】
ディジタル複素乗算器224は、算術演算を利用して、ディジタルカオスシーケンスと振幅及び時間離散ディジタル信号とを合成する。算術演算は、複素数値のディジタル乗算として選択される。複素数値のディジタル乗算は、振幅及び時間離散ディジタル信号にカオスシーケンスを乗算し、ディジタルカオス出力信号を取得することを含む。ディジタル複素乗算器224は、ディジタルカオス出力信号を補間器226に通知する。
【００５４】
補間器226、複素乗算器228のリアルパート及び直交ディジタルローカル発振器230は、中間周波数（IF）変換器を形成するように並列的に動作し、中間周波数（IF）変換器は、複素乗算器から受信した第1の直交中間周波数（IF）信号を第2の同相中間周波数（IF）信号に変換する。そのようなディジタル中間周波数（IF）変換器自体は当業者に既知であり、本願において詳細には説明しない。
【００５５】
補間器226は複素乗算器224からの入力を受信する。好適実施例において、変調されたシンボルは直交形式であり、補間器は2つの実数補間器として実現される。ただし、本発明はこの形態に限定されない。
【００５６】
補間器226は、複素乗算器224から受信した振幅及び時間離散ディジタル信号のサンプルレートを、第2の中間周波数（IF）の中心周波数及び帯域幅に適したレートまで引き上げる。ディジタルローカル発振器230は或る周波数の複素直交振幅及び時間離散ディジタル正弦波を生成し、その周波数において第1の中間周波数（IF）を所望の第2の中間周波数（IF）に変換する。ディジタルローカル発振器230は自身の出力をリアルパート（実数部分）複素乗算器に渡す。
【００５７】
リアルパート複素乗算器は、補間器226の直交出力及びディジタルローカル発振器230の直交出力を入力として受信する。リアルパート複素乗算器228は複素乗算の実数出力部分のみを演算するように、複素乗算器の実数部分が通知される。リアルパート複素乗算器228は、自身の出力をDAC232に渡す。しかしながら、本発明はこの形態に限定されない。
【００５８】
本発明の一形態によれば、ディジタルカオスシーケンスと振幅及び時間離散ディジタル信号とはゼロ中間周波数（ゼロIF）信号である。ディジタルカオスシーケンスは、「既知データプリアンブル」及びデータシンボルを、複素乗算器の効率的なインスタンス化（instantiation）により振幅変調するために使用される。この振幅変調プロセスの結果はゼロIF信号になる。ただし、本発明はこの形態に限定されない。
【００５９】
図2を参照するに、IF変換器、具体的にはリアルパート複素乗算器228は、サンプルされたディジタルカオス出力信号（すなわち、引き上げられたサンプリングレートを有し、ゼロ中間周波数ではないディジタルカオス出力信号）をDAC232に通知する。DAC232は、サンプルされたディジタルカオス出力信号をアナログ信号に変換する。DAC232は、アナログ信号をアンチイメージフィルタ234に通知する。
【００６０】
ある製品用途の場合、例えば補間DACを使用する場合にのみディジタル複素乗算器224の出力においてサンプリングレートを変更することが望ましい。このため、補間器226のみから成るIF変換器を使用することができる。
【００６１】
本発明の一形態によれば、ディジタル複素乗算器224は、振幅及び時間離散ディジタル信号のI及びQデータに、ディジタルカオスシーケンスのI及びQデータを乗算し、ディジタルカオス出力信号を求める。ディジタルカオス出力信号は、直交ゼロIF信号である。ディジタル複素乗算器224は、その直交ゼロIF信号をIF変換器に通知する。IF変換器224は補間フィルタ226のみである。補間フィルタ226は2重の実数補間器により形成され、直交ゼロIF信号のサンプルレートを、例えば毎秒70メガサンプルのような所定のレートに変更する。補間フィルタ226は、サンプルされた直交ゼロIF信号をDAC232に通知する。DAC232は、実効的なサンプルレートを増やす補間的なDACである。本発明の一形態によれば、DAC232は受信したゼロIF信号を毎秒280メガサンプルのサンプルレートに補間する。DAC232は、アナログ信号に変換する前に、（毎秒280メガサンプルの）補間されたサンプル周波数を4で割った因子により、実数出力成分をアップコンバートする。したがって、DAC232の出力は、70メガヘルツの周波数を中心とする実数信号であり、210メガヘルツに中心を有する第1のイメージを伴う。しかしながら、本発明はこの形態に限定されない。
【００６２】
図2を参照するに、アンチイメージフィルタ234は、アナログ信号からスペクトルイメージを除去し、スムーズな（滑らかな）時間領域信号を形成する。アンチイメージフィルタ234は、スムーズな時間領域信号をRF変換器236に通知する。RF変換器236は、広い帯域幅のアナログIFからRFへのアップコンバータである。RF変換器236は、スムーズな時間領域信号が送信用のRFに中心をおくようにし、RF信号を形成する。RF変換器236は、RF信号を電力増幅器（図示せず）に通知する。RF増幅器（図示せず）は、受信したRF信号を増幅する。電力増幅器（図示せず）は、受信機に通知するために、増幅したRF信号をアンテナ要素238に通知する（受信機については図3Aを参照しながら後述する）。
【００６３】
送信機102及び受信機104においてディジタルカオスシーケンスをディジタル的に生成する処理は、高精度リアルタイム基準212クロックによる制御の下で綿密に維持されることが、理解されるべきである。クロック212が高精度であるほど、送信機102のカオスシーケンス218及び受信機104のカオスシーケンスの同期が緊密になり、これは処理遅延時間差及びチャネル伝搬時間の影響を排除する。高精度リアルタイム基準を使用することで、カオス生成器の状態を簡易かつ高精度に制御できる。
【００６４】
さらに図2を参照するに、高精度リアルタイム基準212は、例えばGPSクロック受信機やチップスケール原子クロック（chip  scale  atomic  clock：CSAC）のような高精度なリアルタイム基準にロックした安定したローカル発振器である。高精度リアルタイム基準212は、高周波クロックを、クロックを利用する論理回路206ないし232へ供給し、論理回路は、より低い周波数基準クロックにロックされるものである。低い周波数基準クロックは、共通基準と共通の実時刻基準とを提供し、カオス生成器218及び受信機104のカオス生成器（図3Aを参照しながら後述される）の状態間の長期間にわたる大きなドリフトを抑制する。
【００６５】
送信機102は通信システムにおける送信機の一形態であることを、当業者は認めるであろう。しかしながら本発明は図示の形態に限定されず、他の任意の送信機アーキテクチャを制限なく使用することができる。例えば、送信機102は、第1ないし第2の直交中間周波数（IF）変換器の代わりに、第1ないし第2のリアル中間周波数（IF）変換器を含んでもよい。別の例における他のアーキテクチャは、付加的なカオスシーケンス生成器を使用して、カオス出力を切り替えてもよいし、他の形態の送信機102を制御してもよい。
【００６６】
［受信機の詳細］
図3Aは、本発明を理解するのに有用な図1に示されている受信機のブロック図を示す。従来のアナログ方式のコヒーレント通信システムの場合、状態情報を周期的に通信することで、アナログ回路は同期をとっていることに留意を要する。状態情報のやり取りは、かなりの量の追加的な帯域幅を必要とする。これが、アナログ方式のコヒーレント通信を実現不可能にしている。図3Aに示す受信機104は、従来のアナログ方式のコヒーレント通信システムの問題点を解消するように設計されている。すなわち、受信機104はディジタルカオス生成器を有することに留意すべきである。受信機104は、自身のディジタルカオス生成器と送信機102のディジタルカオス生成器218とを同期させるためのトラッキングループを有する。特に重要なことに、受信機は、更新した状態情報を定常的に又は周期的に転送せずに、2系統の離散時間カオスサンプル（すなわち、カオスシーケンス）の同期をとるように形成されている。離散時間カオスサンプルの第1系列は、送信機102において生成される。離散時間カオスサンプルの第2系列は、受信機104において生成される。
【００６７】
図3Aをさらに参照するに、受信機104は、アンテナ要素302、低雑音増幅器（LNA）304、ゾーナル（zonal）フィルタ306、AGC増幅器308、無線周波数（RF）から中間周波数（IF）への変換装置310、アンチエイリアスフィルタ312及びアナログディジタル（D／A）変換器314を有する。受信機104は、リアル乗算器316、318、ループ制御回路320、直交ディジタルローカル発振器322、コリレータ（相関器）328、マルチプレクサ346、348、チャネル符号化捕捉データ生成器（channel  encoded  acquisition  data  generator：CEADG）350、ディジタル複素乗算器324、352及びシンボルタイミング復元回路326も有する。受信機104は、受信機コントローラ338、高精度リアルタイム基準クロック336、硬判定器330、シンボルからビットへの（S／B）変換器332及びソースデコーダ334をさらに有する。受信機104は、カオス生成器340、実ユニフォーム統計量／直交ガウシアン統計量マッパ（real  uniform  statistic  to  quadrature  Gaussian  static  mapper：RUQG）342及びサンプリングフィルタ344を有する。上記に列挙した要素及び回路302−318、322−326、330−338、342−352の各々は、当業者に良く知られている。したがって、これらの要素及び回路自体について本願において詳細には説明されない。しかしながら、読者による本発明の理解を促すため、受信機104のアーキテクチャを概説する。（後述するように）捕捉及びトラッキングモードの双方において、受信機104は新規なアーキテクチャ／アルゴリズムを使用することに留意すべきである。
【００６８】
図3Aを再び参照するに、アンテナ要素302は、通信リンクを介して送信機102から通知されたアナログ入力信号を受信する。アンテナ要素302は、アナログ入力信号をLNA304に通知する。LNA304は、受信したアナログ入力信号を増幅するが、雑音及び歪みを可能な限り導入しない。LNA304は、増幅されたアナログ信号をゾーナルフィルタ306に通知する。ゾーナルフィルタ306は、緩やかなロールオフ特性を有するが低い挿入損失を有するアナログフィルタであり、対象の帯域外の大きな干渉信号を抑制する。ゾーナルフィルタ306自体は当業者に良く知られているので、本願において詳細には説明しない。ゾーナルフィルタ306は、フィルタリングされたアナログ入力信号を自動利得制御（AGC）増幅器308に通知することが、理解されるべきである。自動利得制御（AGC）増幅器308は、利得又はゲインを制御することが可能な増幅器であり、受信した信号の大きさを、以後の信号処理部にとって正常範囲内に維持するために使用される。自動利得制御（AGC）増幅器自体は当業者に良く知られているので、本願において詳細には説明されない。自動利得制御（AGC）増幅器308は、ゲインが調整されたアナログ信号をRF／IF変換器310に通知することが、理解されるべきである。
【００６９】
RF／IF変換器310は、A／D変換器314においてディジタル信号に変換するのに好ましいIFにアナログ入力信号を混合する。RF／IF変換器310は、混合したアナログ入力信号をアンチエイリアスフィルタ312に通知する。アンチエイリアスフィルタ312は、混合されたアナログ入力信号の大域幅を制限する。アンチエイリアスフィルタ312は、フィルタリングされたアナログ入力信号をA／D変換器314に通知する。A／D変換器314は、受信したアナログ入力信号をディジタル信号に変換する。A／D変換器314は、ディジタル入力信号を第2のIF変換器に通知し、第2のIF変換器はリアル乗算器316、318及びプログラマブル直交ディジタルローカル発振器322により形成される。
【００７０】
乗算器316は、A／D変換器314からのディジタルワードと直交ディジタルローカル発振器322の同相成分からのディジタルワードとを入力として受信する。乗算器316は、A／D変換器314の出力と、直交ディジタルローカル発振器322の同相成分とを乗算する。乗算器316は、ディジタル出力ワードを通知するようにも構成されている。乗算器318は、A／D変換器314からのディジタルワードと直交ディジタルローカル発振器322の直交成分からのディジタルワードとを入力として受信する。乗算器318は、A／D変換器314の出力と、直交ディジタルローカル発振器322の直交成分とを乗算する。乗算器318は、ディジタル出力ワードを通知するようにも構成されている。
【００７１】
直交ディジタルローカル発振器322は、複素直交振幅・時間離散ディジタル正弦波を或る周波数で生成し、第1のIFをベースバンドに変換し、結果の直交ベースバンド信号において検出された周波数及び位相オフセットを除去する。直交ディジタルローカル発振器は、ループ制御回路320からバイナリ周波数制御ワード及びバイナリ位相制御ワードを入力として受信する。直交ディジタルローカル発振器自体については当業者に良く知られているので、本願において詳細には説明しない。
【００７２】
IF変換器は、相関器328及びディジタル複素乗算器324における処理に好ましいIFにディジタル入力信号を混合する。IF変換器は、ディジタル入力信号を相関器328及びディジタル複素乗算器324に通知する。当業者に理解されるように、IF変換器の出力は同相（I）データ及び直交位相（Q）データを含む。したがって、IF変換器はI及びQデータを相関器328及びディジタル複素乗算器324に通知する。
【００７３】
ディジタル複素乗算器324は、ディジタル領域における複素乗算を実行する。複素数値のディジタル乗算器324において、IF変換器からのディジタル入力信号は、カオスシーケンスのディジタル表現と乗算される。カオスシーケンスはカオス生成器340において生成される。カオス生成器340はカオスシーケンスをRUQG342に通知する。この場合において、カオス生成器340は受信機コントローラ338に結合されていることに留意を要する。受信機104が捕捉モード及びトラッキングモードにある場合に、カオス生成器340が適切な初期状態とともにカオスシーケンスを生成するように、受信機コントローラ338はカオス生成器340を制御する。
【００７４】
RUQG342は、ディジタルカオスシーケンスを変換後のディジタルカオスシーケンスに統計的に変換する。変換後のディジタルカオスシーケンスは、実数、複素数又は直交成分の組み合わせを含み、ワード帯域幅が異なり、統計的分布が異なる特徴を有する。好適実施例において使用されるそのような統計的変換の1つは2変量ガウシアン分布（bivariate  Gaussian  distribution）であり、2つの独立した一様に分布したランダム変数を、ガウシアン分布の変数の直交対に変換する。RUQG342は、変換されたカオスシーケンスをリサンプリングフィルタ344に通知する。
【００７５】
本発明の実施例によれば、RUQG342は、ディジタルカオスシーケンスを、ディジタルカオスシーケンスの直交ガウシアン形式に統計的に変換する。RUQG342は、ディジタルカオスシーケンスの直交ガウシアン形式をリサンプリングフィルタ344に通知する。特に、RUQG342は同相（I）データ及び直交位相（Q）データをリサンプリングフィルタ344に通知する。ただし、本発明はこの形態に限定されない。
【００７６】
リサンプリングフィルタ344は、変換されたカオスシーケンスをディジタル複素乗算器324に転送する。リサンプリングフィルタ344は、受信機104が捕捉モードにある場合に、カオスサンプルレートを受信信号のサンプルレートに匹敵するようにするサンプルフェーと変更フィルタとして構成される。リサンプリングフィルタ344は、受信機が定常状態の復調モードにある場合に、ある歪みレベルより少ない送信及び受信クロックオフセットを補償する。この場合において、リサンプリングフィルタ344は、信号に含まれているデータのスペクトルを変更せずに、同相（I）及び直交位相（Q）データシーケンスのサンプリングレートを、第1のサンプリングレートから第2のサンプリングレートへ変換することが、理解されるべきである。リサンプリングフィルタ344は、同相（I）及び直交位相（Q）データシーケンスを、ディジタル複素乗算器324、352及び乗算器346、348に通知する。
【００７７】
カオスシーケンスのサンプリングされた形式が、連続帯域制限カオス（continuous  band  limited  chaos）の離散サンプルと考えられる場合、リサンプリングフィルタ344は、効果的に、離散的な時間サンプルを追跡し、カオスシーケンスの連続表現を算出し、A／D変換器314がサンプリングする離散的な時点に適合させるのに必要な離散的な時点において、カオスシーケンスをリサンプリングすることに留意を要する。つまり、リサンプリングフィルタの入力値及び出力値は厳密には同じではない。なぜなら、それらの値は同一波形から僅かにずれた時点で取得されたサンプルだからである。しかしながら、それらの値は同一波形のサンプルであるので、それらの値は同じ電力スペクトル密度を有する。
【００７８】
図3Aを参照するに、CEADG350は変調された捕捉シーケンスを生成する。CEADG350は、変調された捕捉シーケンスをディジタル複素乗算器352に通知する。ディジタル複素乗算器352は、ディジタル領域における複素乗算を実行する。この複素乗算は、CEADG350からの変調された捕捉シーケンスと、カオスシーケンスのディジタル表現とを乗算し、ディジタル入力信号の基準（リファレンス）をもたらすことを含む。ディジタル複素乗算器352は、基準信号を乗算器346、348に通知する。乗算器346は、基準信号の直交位相部分を相関器328に渡す。乗算器348は、基準信号の同相部分を相関器328に渡す。この場合において、乗算器346、348は受信機コントローラ338に結合されていることに留意を要する。受信機104が捕捉モード（後述）にある場合に乗算器346、348が基準信号を相関器328に渡すように、受信機コントローラ338は乗算器346、348を制御する。
【００７９】
相関器328は、カオスシーケンスとディジタル入力信号との相関を計算する。この場合において、相関の実数成分及び虚数成分は、ディジタル入力信号のシンボルの実数成分及び虚数成分の値に直接関連するものであるという意味が理解されるべきである。好適実施例において、相関の実数及び虚数成分は、ディジタル入力信号のPSKシンボルの実数及び虚数成分に直接関連するものであるという意味が、理解されるべきである。相関器328が定常状態の復調モードにある場合、相関器328の出力はPSKシンボルソフト判定結果（軟判定結果）である。この場合において、ソフト情報は、シーケンスに含まれているビットに関する情報を有するソフト値（ソフト判定ビットにより表現される）に関連することが、理解されるべきである。特に、ソフト値は、シーケンスに属する特定のビットが1である又は0である確率を表す値である。例えば、特定のビットに関するソフト値は、1である確率が0．3であることを示す（p（1）＝0．3）。したがって、同じそのビットは、ゼロである確率が0．7であることを示す（p（0）＝0．7）。
【００８０】
相関器328は、最終的なシンボル判定を行うために、PSKソフト判定結果を硬判定器又はハード判定器330に通知する。ハード判定器330はシンボル判定結果をS／B変換器332に通知する。S／B変換器332はシンボルを2進形式に変換する。S／B変換器332は、2進データシーケンスをソースデコーダ334に通知する。ソースデコーダ334は、送信機において適用されたFECをデコードし、デコードしたビットストリームを、デコードされたデータを使用する1つ以上の外部装置（図示せず）に渡す。
【００８１】
相関器328は、カオスシーケンスに関連する初期タイミング情報とデータシーケンスに関連する初期タイミングとを捕捉又は取得し、カオスシーケンス及びディジタル入力信号の間の位相及び周波数オフセット情報を追跡する。相関器328は、カオスシーケンス及びディジタル入力信号の間で入力信号大きさ（振幅）情報を追跡する。初期タイミング情報を捕捉することや、信号の大きさ、位相及び周波数オフセット情報を追跡すること等は、いずれもディジタル通信システムにおける標準的な処理である。したがって、初期タイミング情報を捕捉したり、位相及び周波数オフセット情報を追跡したりする方法は、当業者に良く知られたものであり、本願において詳細には説明しない。しかしながら、そのような何れの方法も制限なく使用可能であることが理解されるべきである。
【００８２】
図3Aを参照するに、相関器328は、大きさ及び位相の情報を時間の関数としてループ制御回路320に通知する。ループ制御回路320は、大きさ及び位相の情報を使用して、公称範囲に対する入力信号の大きさのズレ又は逸脱を算出し、かつ位相及び周波数オフセット情報を取得し、カオスシーケンスをディジタル入力信号に同期させる。ループ制御回路320は、位相及び周波数オフセット情報をIF変換器の直交ディジタルローカル発振器322の部分に、及び利得偏移補償情報を自動利得制御（AGC）増幅器308に与える。ループ制御回路320は、リタイミング（retiming）制御信号をリサンプリングフィルタSRMD344及びカオス生成器340に通知する。
【００８３】
送信機102及び受信機104においてディジタルカオスシーケンスをディジタル的に生成することは、高精度リアルタイム基準クロック336による制御の下で、緊密に維持されることが、理解されるべきである。クロック336の精度が高いほど、送信機102のカオス生成器218及び受信機104のカオス生成器340の間の同期は緊密になり、これは、処理遅延時間差及びチャネル伝搬時間の影響を排除する。カオス生成器218、340を使用することで、カオス生成器の状態を高精度に簡易に制御できるようになり、コヒーレントな通信が可能になる。
【００８４】
さらに図3Aを参照するに、高精度リアルタイム基準クロック336は、例えばGPSクロック受信機やチップスケール原子クロック（CSAC）のような高精度なリアルタイム基準にロックした安定したローカル発振器である。高精度リアルタイム基準クロック336は、高周波クロックを、クロックを利用する論理回路314ないし352へ供給し、論理回路は、より低い周波数基準クロックにロックされるものである。低い周波数基準クロックは、共通基準と共通の実時刻基準とを提供し、カオス生成器218及び受信機104のカオス生成器340の状態間の長期間にわたる大きなドリフトを抑制する。
【００８５】
以下、捕捉モード及び定常状態の復調モードに関する受信機104の動作を概説する。
【００８６】
［捕捉モード］
捕捉モードの場合、リサンプリングフィルタ344は、合理的なレート変更（rational  rate  change）を実行し、変換されたカオスシーケンスをディジタル複素乗算器352に転送する。CEADG350は、変調された捕捉シーケンスを生成し、それをディジタル複素乗算器352に転送する。ディジタル複素乗算器352は、ディジタル領域における複素乗算を実行する。ディジタル複素乗算器352において、CEADG350からの変調された捕捉シーケンスは、カオスシーケンスのディジタル表現と乗算され、初期捕捉を促すように送信機102において生成されたディジタル入力信号に対する基準（リファレンス）をもたらす。カオスシーケンスはカオス生成器340において生成される。ディジタル複素乗算器352は、基準信号を乗算器346、348に通知する。乗算器346、348は基準信号を相関器328に渡す。相関器328はサーチモードに移される。このサーチモードにおいて、相関器328は、カオス生成器340が時間同期した状態ベクトルに設定されるように、不確定のウィンドウにわたって探索を行い、受信信号の状態を見出す。
【００８７】
［定常状態復調モード］
定常状態の復調モードにおいて、相関器328は、受信した変調信号と、公称相関ピークに近いローカルに生成されたカオスとの間の相関を追跡し、大きさ（振幅）及び位相の情報を時間の関数として生成する。この情報はループ制御回路320に渡される。ループ制御回路320は、適切なアルゴリズムによる処理をその情報に施し、位相オフセット、周波数オフセット、及び大きさの補償情報を抽出する。相関器328は、シンボル境界により終了する相関時間に基づいて、出力信号をハード判定ブロック330に与える。ハード判定ブロック330は、相関情報と所定の閾値とを比較し、ハードシンボル判定（シンボル硬判定）を行う。ループ制御回路320は、相関器の出力をモニタする。ループ制御回路320が一定の相関位相オフセットを検出した場合、直交ディジタルローカル発振器322の位相制御の仕方は、その位相オフセットを除去するように修正される。ループ制御回路320が時間の関数として変化する位相オフセットを検出した場合、ループ制御回路320は、受信機104が定常状態の復調モードにある場合、又は直交ディジタルローカル発振器322の周波数制御の仕方が、周波数又はタイミングオフセットを除去するように修正された場合、不十分なリサンプラとして動作しているリサンプリングフィルタ344を調整する。受信したディジタル入力信号のタイミングが、ローカルに生成されたカオスシーケンスに対するサンプル時間の半分（1／2）だけプラスされた又はマイナスされた分以上「ドリフト」していた場合、ループ制御回路320は以下の動作を行う：（1）適切な時間方向に1サンプル時間だけ相関ウィンドウを調整する、（2）ローカルカオス生成器340の状態を1反復状態だけ進める又は遅らせる、及び（3）時間の不連続性を補償するようにリサンプリングフィルタ344を調整する。ループ制御回路320による処理は、送信機102のカオス生成器340及び受信機104のカオス生成器が、サンプル時間の半分(1／2)の範囲内で同期し続けるようにする。
【００８８】
パフォーマンスを改善するために、さらに高精度な時間同期が必要な場合、多数の多相分数時間遅延フィルタ（polyphase  fractional  time  delay  filter）のクラスとして実現されてもよい。このクラスのフィルタ自体は当業者に良く知られているので、本願において詳細には説明しない。
【００８９】
上述したように、送信機102において、多数のカオスサンプルが情報シンボルと共に合成される。送信機102及び受信機104のタイミングは、2つの異なる高精度リアルタイム基準クロック212、336の発振器を参照しているので、ロバスト（robust）な復調を支援するには受信機104においてシンボルタイミングが復元される必要がある。シンボルタイミングの復元は、（1）複素乗算器324を用いて、受信した入力信号とローカルに生成したカオスシーケンスの複素共役とを乗算すること、（2）積に関するN個の地点の移動平均を算出すること（Nはシンボル時間当たりのカオスサンプル数）、（3）移動平均値、移動平均の最大の絶対値及び発生時点を格納すること、及び（4）シンボルタイミング復元回路326において値を統計的に合成し、シンボルタイミングを復元することを含む。シンボルタイミングの復元は、相関器328の出力を通じて達成される。しかしながら、そのような場合、追加的な相関処理が必要になる。理解されるように、この目的のために別個の乗算処理を行うことは、複数の相関ウィンドウにわたって相関をとり後処理を行う機能のような追加的な機能を受信機104に付加し、シンボルタイミングに最良に適合する統計値を同時に見出す。
【００９０】
この定常状態の復調モードにおいて、シンボルタイミング復元回路336は、シンボル相関の開始を制御するために、シンボル開始タイミングを相関器328に通知する。相関器328は、ローカルに生成されたカオスシーケンスと受信したディジタル入力信号との相関をシンボル期間にわたって計算する。この場合において、相関器の実数及び虚数成分の向き（sense）及び大きさは、ディジタル入力信号のシンボルの実数及び虚数成分の値に直接関連していることが、理解されるべきである。したがって、相関器328はシンボルソフト判定結果を生成する。相関器328は、最終的なシンボル判定を行うために、シンボル判定結果をハード判定器330に通知する。ハード判定器330はシンボルソフト判定結果を用いてシンボルを決定する。その後、ハード判定部330はシンボルをS／B変換器332に通知する。S／B変換器332はシンボル判定結果を2進形式に変換する。S／B変換器332は、2進データシーケンスをソースデコーダ334に通知する。ソースデコーダ334は、送信機102において適用されたFECを判別し、デコードしたビットストリームを、デコードされたデータを利用する1つ以上の外部装置（図示せず）に渡す。
【００９１】
当業者は、受信機104が通信システムの受信機の一形態であることを認めるであろう。しかしながら、本発明はこの形態に限定されず、他の任意の形態が制限なく使用可能である。例えば、図3Bに示されているような別の形態の受信機が使用されてもよい。
【００９２】
図3Bを参照するに、本発明を理解するのに有用な別の形態の受信機のブロック図が示されている。図3Bに示されているように、受信機390は、アンテナ要素392、低雑音増幅器（LNA）354、ゾーナルフィルタ356、中間中波数変換器358、364、アンチエイリアスフィルタ360及びアナログ／ディジタル（A／D）変換器362を有する。受信機390は、ループ制御回路366、相関器368及びディジタル複素乗算器370も有する。受信機390は、さらに、受信機コントローラ374、高精度リアルタイム基準376、ハード判定器372、シンボル／ビット（S／B）変換器384及びソースデコーダ386を有する。受信機390は、剰余数システム（RNS）カオス生成器382及び実ユニフォーム統計量／直交ガウシアン統計量マッパ378を有する。これら列挙した要素354−386、392の各々は、図3Aの302−306、312、314、320、328−342、352と同様である。したがって、図3Bに示されている受信機390を理解するには、図3Aに関して行った上記の説明で十分である。
【００９３】
［カオス生成器及びディジタルカオスシーケンスの生成］
図4を参照するに、本発明を理解するのに有用な（図2−3Bに関して説明された）カオス生成器218、340、382の概念図が示されている。図4に示されているように、カオスシーケンスの生成は、N個の多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））とともに始まる。N個の多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））は、同一の多項式として又は異なる多項式として選択可能である。本発明の一形態によれば、N個の多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））は、ガロア体演算（Galois  field  arithmetic）においてカオスの性質を有する既約多項式（irreducible  polynomial）として選択される。そのような既約多項式は、3次の既約多項式及び4次の既約多項式を含むがこれに限定されない。本願において使用される「既約多項式」という用語は、同一のガロア体（f）において、自明でない少なくとも2つの多項式の積として表現することはできない多項式を表す。例えば、有理係数（rational  coefficient）とともにf（x（nT））＝g（x（nT））・h（x（nT））となるような2つの一定でない多項式g（x（nT））及びh（x（nT））が存在しないならば、多項式f（x（nT））は既約である。
【００９４】
当業者に理解されるように、N個の多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））の各々は、各自の解を得るために独立して解くことができる。各々の解は、RNS算術演算（すなわち、モジュロ演算）を利用して、剰余数系（RNS）剰余数値として表現できる。モジュロ（modulo）演算は当業者に良く知られている。したがって、そのような処理自体について本願において詳細には説明しない。しかしながら、ある重み付けの値「a」に関するRNS剰余数表現は、次の数式により表現可能である：
R＝｛a  modulo  m0，a  modulo  m1，．．．，a  modulo  mN−1｝  ・・・（1）
ここで、Rは重み付け値（weighted  value）「a」を表現するRNS剰余数のN組の値（RNS  residue  N−tuple  value）を表す。さらに、R（nT）は、次式のように定義される多項式f（x（nT））のRNS解を表現する：
R（nT）＝｛f0（x（nT））modulo  m0，f1（x（nT））modulo  m1，．．．，fN−1（x（nT））modulo  mN−1｝
ここで、m0，m1，．．．，mN−1は、多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））の各々に適用可能なRNS算術演算の法の値（moduli）である。
【００９５】
以上により、多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））の各々を解くために使用されるRNSのそれぞれは、選択された法の値m0，m1，．．．，mN−1を有することが、分かる。RNSの法の値各々に選択された法の値は、好ましくは、互いに素の数p0，p1，．．．，pN−1であるように選択される。本願において使用される「互いに素（relatively  prime）」という語句は、1を除いて共通する公約数を有しない自然数の集合を表す。したがって、RNS剰余数値として解を表現するのに使用されるRNS算術演算各々は、異なる素数p0，p1，．．．，pN−1を法m0，m1，．．．，mN−1として使用する。
【００９６】
多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））の各々に対する解として算出されるRNS剰余値は、法m0，m1，．．．，mN−1として選択された素数p0，p1，．．．，pN−1の選択に依存して変化することを、当業者は理解するであろう。さらに、値の範囲は、法m0，m1，．．．，mN−1として選択された互いに素の数p0，p1，．．．，pN−1の選択に依存して変化する。例えば、素数503が法m0として選択された場合、第1の多項式f0（x（nT））のRNS解は、0と502の間の整数値を有する。同様に、素数491が法m1として選択された場合、第2の多項式f1（x（nT））のRNS解は、0と490の間の整数値を有する。
【００９７】
本発明の実施例によれば、N個の多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））の各々は、ガロア体演算においてカオス的性質を有する3次の既約多項式として選択される。N個の多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））の各々は、時間に関して一定の関数又は時間とともに変化する関数であるように選択されてもよい。3次の既約多項式以下の数式（2）により定義される。
【００９８】
f（x（nt））＝Q（k）x3（nT）＋R（k）x2（nT）＋S（k）x（nT）＋C（k，L）・・・（2）
ここで、nはサンプル時間のインデックス値である。kは多項式の時間インデックス値である。Lは定数成分の時間インデックス値である。Tは時間間隔又は増加分を表す値を有する一定の値である。Q、R、Sは多項式f（x（nT））を規定する係数である。Cはx（nT）のゼロ条に対する係数であり、したがって各多項式特性に対する定数である。好適実施例において、Cの値は、特定の素数を法とした場合に所定の多項式f（x（nT））の既約形式を形成するように経験的に決定され選択される。Q、R、Sに関する一定値とともに所与の多項式について、1つより多い数のCの値が存在し、各々が固有の既約シーケンスをもたらす。ただし、本発明はこの形態に限定されない。
【００９９】
本発明の別の実施例において、N個の多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））は、定数値Cを除いて同一である。例えば、第1の多項式f0（x（nT））は、f0（x（nT））＝3x3（nT）＋3x2（nT）＋x（nT）＋C0のように選択される。第2の多項式f1（x（nT））は、f1（x（nT））＝3x3（nT）＋3x2（nT）＋x（nT）＋C1のように選択される。第3の多項式f2（x（nT））は、f2（x（nT））＝3x3（nT）＋3x2（nT）＋x（nT）＋C2のように選択される、等々である。定数値C0，C1，．．．，CN−1の各々は、所定の多項式f（x（nT））＝3x3（nT）＋3x2（nT）＋x（nT）＋Cの剰余環（residue  ring）において既約形式を形成するように選択される。この点に関し、多項式f（x（nT））を解く場合において、定数値C0，C1，．．．，CN−1の各々は、RNS算術演算に使用される特定の法の値m0，m1，．．．，mN−1に関連付けられることが、理解されるであろう。所定の多項式f（x（nT））の既約形式を形成するそのような定数値C0，C1，．．．，CN−1及び関連付けられる法の値m0，m1，．．．，mN−1が、以下の表1に列挙されている。
【０１００】
【表１】
2012505606.tif 000004
ただし、本発明はこのような形態に限定されない。
【０１０１】
図4に示されているシステムにより生成可能な離散的な数値（大きさ）の状態の数（ダイナミックレンジ）は、RNS剰余数系に選択された法の値m0，m1，．．．，mN−1及び多項式の量Nに依存する。特に、この値は積M＝m0・m1・m2・m3・m4・．．．・mN−1として算出可能である。
【０１０２】
図4を参照するに、番号1ないしNのRNS解各々は2進法表現により表現されることが、理解されるべきである。したがって、番号1ないしNのRNS解各々は、2進ビットシーケンスとなる。シーケンスのビット各々はゼロの値又は1の値を有する。2進シーケンスは、特定の法により選択されたビット長を有する。
【０１０３】
本発明の一形態によれば、剰余値を表現する2進シーケンス各々は、以下の数式により規定されるビット長（BL）を有する。
【０１０４】
BL＝Ceiling［Log2（m）］  ・・・（3）
ここで、mは法の値m0，m1，．．．，mN−1のうちの何れかとして選択される。Ceiling［u］は引数u以下の最大の整数を返すシーリング関数である。
【０１０５】
上記の概念をより良く理解するには、具体例を使用することが有用である。一例として、6つの既約多項式f0（x（nT）），．．．，f5（x（nT））を解くために、6つの互いに素の法の値が使用されるとする。
【０１０６】
第1の法の値m0に関連する素数p0が、503であるとして選択される。  
第2の法の値m1に関連する素数p1が、491であるとして選択される。  
第3の法の値m2に関連する素数p2が、479であるとして選択される。  
第4の法の値m3に関連する素数p3が、467であるとして選択される。  
第5の法の値m4に関連する素数p4が、257であるとして選択される。  
第6の法の値m5に関連する素数p5が、251であるとして選択される。  
f0（x（nT））に対する可能な解は0及び502の範囲内にあり、2進数の9桁で表現可能である。f1（x（nT））に対する可能な解は0及び490の範囲内にあり、2進数の9桁で表現可能である。f2（x（nT））に対する可能な解は0及び478の範囲内にあり、2進数の9桁で表現可能である。f3（x（nT））に対する可能な解は0及び466の範囲内にあり、2進数の9桁で表現可能である。f4（x（nT））に対する可能な解は0及び256の範囲内にあり、2進数の9桁で表現可能である。f5（x（nT））に対する可能な解は0及び250の範囲内にあり、2進数の8桁で表現可能である。多項式f0（x（nT）），．．．，f4（x（nT））の再帰的な解を求める処理は、9ビットのモジュロ算術演算を要する。多項式f5（x（nT））の再帰的な解を求める処理は、8ビットのモジュロ算術演算を要する。概して、再帰的な結果f0（x（nT）），．．．，f5（x（nT））は、0ないしM−1の範囲内の値を表す。Mの値は次のようにして計算される：p0・p1・p2・p3・p4・p5＝503・491・479・467・257・251＝3，563，762，191，059，523。各RNS解の2進法表現は、Ceiling［Log2（3，563，762，191，059，523）］＝Ceiling［51．66］＝52ビットとして計算できる。多項式の各々は既約であるので、3，563，762，191，059，523の全ての可能な値が計算され、T秒のM倍毎のシーケンス反復時間となる。すなわち、シーケンス反復時間に、生成された値のシーケンスの正確な複製（レプリカ）の間の時間間隔が乗算される。ただし、本発明はこのような形態に限定されない。
【０１０７】
図4を参照するに、番号1ないしNのRNS解が、重み数系表現（weighted  number  system  representation）にマッピングされ（対応づけられ）、これによりカオスシーケンス出力を形成する。本願において使用される「重み数系」は、剰余数系以外の数系を表す。そのような重み数系は、整数系、2進数系、8進数系、16進数系等を含むが、これらに限定されない。
【０１０８】
本発明の一形態によれば、番号1ないしNのRNS解は、番号1ないしNのRNS解に基づいて重み数系における一連の桁を決定することで、重み数系表現にマッピングされる。本願において使用される「桁」という用語は、数を表現する複数のシンボルの組み合わせによるシンボルを表す。例えば、桁は2進シーケンスの特定のビットとすることができる。本発明の別の形態では、番号1ないしNのRNS解は、番号1ないしNのRNS解により規定される重み数系における数を特定することで、重み数系表現にマッピングされる。本発明のさらに別の形態では、番号1ないしNのRNS解は、番号1ないしNのRNS解により規定される重み数系における数の打ち切られた部分（truncated  portion）を特定することで、重み数系表現にマッピングされる。打ち切られた部分は、重み数系における数の任意の直列に並べられた一群の桁を含むことができる。打ち切られた部分は、重み数系における数の最上位の桁を除外したものでもよい。本願において使用される「打ち切られた部分」という語句は、先頭及び／又は末尾を除いた1つ以上の桁を伴うカオスシーケンスを表す。また、「打ち切られた部分」という語句は、カオスシーケンスから抽出された所定数の桁を含む部分又はセグメントを表す。さらに、「打ち切られた部分」という語句は、番号1ないしNのRNS解を重み数系表現に部分的にマッピングした結果を表す。
【０１０９】
本発明の一形態によれば、番号1ないしNのRNS解を重み数系表現にマッピングするために、混合基数変換法（mixed−radix  conversion  method）が使用される。ここで使用される混合基数変換法による処理は、非特許文献1における“modulo  moduli  only  and  not  modulo  the  product  of  moduli”という方法により実行されてもよい。非特許文献における議論に合わせるため、混合基数変換に関する以下の説明は、他の説明個所で使用されている0に基づくインデックスの代わりに、1に基づくインデックスを使用する。混合基数系の場合、数xは混合基数形式により表現される：
【数２】
2012505606.tif 000005
ここで、Riは基数であり、aiは混合基数の桁であり、0≦ai＜Riである。所与の一群の基数に関し、xの混合基数表現は（an，an−1，．．．，a1）により表され、これらの桁は降順に並んでいる。これらの桁aiに乗算されているものは、混合基数の重みであり、aiの重みは次のとおりである。
【０１１０】
【数３】
2012505606.tif 000006
RNSから混合基数系への変換の場合、一群の法の値が、mi＝Riであるように選択される。一群の法の値は、混合基数系及びRNSが関連付けられている（associated）と考えられるように選択される。この場合、関連する系は以下のような同じ値の範囲を有する。
【０１１１】
【数４】
2012505606.tif 000007
本願において説明される混合基数変換法は、［RNS］から混合基数系へ変換するために使用されてもよい。
【０１１２】
mi＝Riである場合、混合基数表現は次のような形になる：
【数５】
2012505606.tif 000008
ここで、aiは混合基数の係数である。aiは、a1から始まる以下の方法で順番に決定される。
【０１１３】
【数６】
2012505606.tif 000009
これは、最初に法m1のモジュロ演算が行われる。最後の項を除く全ての項にはm1が乗算されているので、＜x＞m1＝a1である。したがって、a1が第1の剰余の桁になる。
【０１１４】
a2を求めるために、剰余符号（residue  code）において先ずx−a1を形成する。x−a1という量は明らかにm1で割り切れる。さらに、m1はその定義から他の全ての法の値と互いに素である。したがって、余りがゼロの除算手順［被徐数は徐数の整数倍であることが分かっており、徐数はMと互いに素であることが分かっている割り算］が、
【数７】
2012505606.tif 000010
の次数が2ないしNの徐数の桁を求めるために使用可能である：
【数８】
2012505606.tif 000011
を調べると、xがa2であることを示す。このように、剰余表記により減算及び除算を連続的に行うことで、混合基数の全ての桁を求めることができる。
【０１１５】
興味深いことに、
【数９】
2012505606.tif 000012
であり、i＞0に対して一般に、
【数１０】
2012505606.tif 000013
である。上記の説明から、混合基数変換プロセスは反復的であることが分かる。その変換を修正し、打ち切られた結果を得ることができる。しかしながら、本発明はこのような形態に限定されない。
【０１１６】
本発明の別の形態において、中国の剰余定理（Chinese  remainder  theorem（CRT）  arithmetic  operation）算術演算を利用して、番号1ないしNのRNS解を重み数系表現にマッピングする。CRT算術演算自体については当業者に良く知られているので、本願において詳細には説明しない。中国の剰余定理の最初に知られた数式は、A．D．500年頃の孫子（Sunzi）の算術書（Book  of  Arithmetics）に示されている。しかしながら、CRTがどのように適用されるかを概説することは、本発明を理解するのに役立つ。CRT算術演算は以下の数式（4）により規定できる［インデックスに基づいて0に戻る］。
【数１１】
2012505606.tif 000014
数式（4）は数式（5）のように書くことができる。
【数１２】
2012505606.tif 000015
ここで、YはCRT算術演算の結果である。nはサンプルの時間インデックス値である。Tは時間間隔又は増分を表す値を有する一定値である。x0−xN−1は番号1ないしNのRNS解である。p0，p1，．．．，pN−1は番号1ないしNのRNS解である。Mは互いに素であるp0，p1，．．．，pN−1の積として規定される一定数である。b0，b1，．．．，bN−1は他の全ての素数の法の値p0，p1，．．．，pN−1の積の逆数としてそれぞれ選択される一定数である。等価的に次式が成り立つ。
【数１３】
2012505606.tif 000016
bjは、重み数値を表すRNSの値N組と重み数値との間の同型写像を可能にする。しかしながら、カオスの性質を失うことなく、マッピングは一意かつ同型であることのみを要する。したがって、重み数値xはyの組（tuple  y）に対応付けられる。yの組は重み数値zに対応付けられる。0ないしM−1の範囲内のzに関し、全ての組が固有の値に対応する限り、重み数値xはzに等しくない。したがって、本発明の一実施例において、bjは次のように定義できる。
【数１４】
2012505606.tif 000017
本発明の他の形態において、カオスの性質を失うことなく、全てのbjが1つ以上のゼロでない値に等しく設定できる。
【０１１７】
留意すべきことに、カオスシーケンス出力Yは2進数系表現により表現できる。したがって、カオスシーケンス出力Yはバイナリシーケンス又は2進系列として表現できる。バイナリシーケンスのビット各々は0の値又は1の値を有する。カオスシーケンス出力Yは、以下の数式（6）により決定される最大ビット長（MBL）を有する。
【０１１８】
MBL＝Ceiling［Log2（M）］  ・・・（6）
ここで、Mは法の値m0，m1，．．．，mN−1として選択された互いに素の値p0，p1，．．．，pN−1の積である。この場合において、MはCRT算術演算のダイナミックレンジを表すことに留意を要する。本願において使用される「ダイナミックレンジ」という語句は、CRT算術演算結果の値の可能な最大の範囲を表す。CRT算術演算は、ダイナミックレンジMの逆数に等しい周期を有するカオス数値系列を生成することに、留意すべきである。ダイナミックレンジは、Ceiling［Log2（M）］ビット精度を要する。
【０１１９】
本発明の一形態によれば、Mは3，563，762，191，059，523である。Mの値を数式（6）に代入すると、2進法で表現されたカオスシーケンス出力Yのビット長は、次のように計算できる：BL＝Ceiling［Log2（3，563，762，191，059，523）］＝52ビット。したがって、カオスシーケンス出力Yは、0及び3，563，762，191，059，522の間の整数値を有する52ビットのバイナリシーケンスである。ただし、本発明はこのような形態に限定されない。例えば、カオスシーケンス出力Yは、0及びM−1の間の打ちきられた一部の値を表すバイナリシーケンスでもよい。その場合、カオスシーケンス出力YはCeiling［Log2（M）］より少ないビット長を有する。打ち切ったことは、システムのダイナミックレンジに影響するが、生成されるシーケンスの周期性には影響しないことに、留意すべきである。
【０１２０】
理解されるように、上記のカオスシーケンスの生成は反復的に実行することができる。その場合、フィードバック手段（例えば、フィードバックループ）を設け、多項式の変数「x」が先行する反復において計算された解であるとして選択的に決定できる。数式（2）は一般的な反復形式に書き換えることができる：f（x（nT））＝Q（k）x3（（n−1）T）＋R（k）x2（（n−1）T）＋S（k）x（（n−1）T）＋C（k，L）。例えば、固定係数多項式は次のように選択される：f（x（n・1ms））＝3x3（（n−1）・1ms）＋3x2（（n−1）・1ms）＋x（（n−1）・1ms）＋8  modulo  503。nは実行される反復により決定される値を有する変数である。xは剰余環（residue  ring）において許容される値を有する変数である。第1の反復において、nは1に等しく、xは剰余環において許容可能な値である2として選択される。n及びxの値を上記の多項式f（x（nT））に代入することで、46という値を有する第1の解が得られる。第2の反復では、nが1つ増やされ（インクリメントされ）、xは第1の解すなわち46に等しく、298，410mod503すなわち131をもたらす。第3の反復では、nは再び1つ増やされ、xは第2の解に等しく設定される。
【０１２１】
図5を参照するに、本発明を理解するのに有用なカオスシーケンスを生成する方法のフローチャートが示されている。図5に示されているように、方法500はステップ502から始まり、ステップS504に続く。ステップS504において、複数の多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））が選択される。この場合において、多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））は、定数項が異なることを除いて同じ多項式として選択されてもよいし、異なる多項式として選択されてもよいことに、留意すべきである。ステップS504の後に、ステップS506が実行され、多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））の各々について、算術演算に使用されるRNSの法の値m0，m1，．．．，mN−1及び各自の定数値C0，C1，．．．，CN−1の何れの組み合わせが、各多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））の既約形式を生成するかを決定する。ステップS508において、各多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））について法の値が選択され、その法の値は、多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））を解く場合にRNS算術演算に使用されるものである。この場合において、法の値はステップS506において判別した方の値から選択されることに留意すべきである。各多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））について異なる法の値が選択される必要があることに、留意すべきである。
【０１２２】
図5に示されているように、方法500はステップS510に続く。ステップS510において、法の値が選択される多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））の各々について定数Cmが選択される。各定数Cmは多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））の各々について選択された法の値に対応する。各定数Cmは、各多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））の既約形式を生成するためにステップS506において特定された可能な定数値の中から選択される。
【０１２３】
ステップS510の後、本方法500はステップS512に続く。ステップS512において、時間増加分「T」の値が選択される。その後、「x」の初期値が選択される。この場合において、「x」の初期値は剰余環における許容可能な任意の値でよいことに、留意を要する。次にステップS516が実行され、所定の多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））の各々について、RNS算術演算を利用してRNS解を反復的に決定する。ステップS518において、重み数系における一連の桁（数値）がRNS解に基づいて決定される。このステップは、混合基数算術演算又はCRT算術演算を実行し、RNS解を用いてカオスシーケンス出力を得ることを含む。
【０１２４】
ステップS518の後、本方法500は判定ステップ520に続く。カオス生成器が終了していなかった場合（520：いいえ）、ステップS524が実行され、各多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））の「x」の値が、ステップS516において各多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））について計算したRNS解に等しく設定される。その後、本方法500はステップS516に戻る。カオス生成器が終了していた場合（520：はい）、ステップS522が実行され、本方法500は終了する。
【０１２５】
本方法500はカオスシーケンスを生成する方法の一例であることを当業者は認めるであろう。しかしながら、本発明は図示の形態に限定されず、カオスシーケンスを生成する他の如何なる方法が制限なく使用可能である。
【０１２６】
図6を参照するに、カオス生成器218の一例が示されている。カオス生成器218は、ディジタルカオスシーケンスを生成するように構築されたハードウェア及び／又はソフトウェアにより形成される。この場合において、カオス生成器218は演算プロセッサ6020−602N−1により形成されていることに留意すべきである。カオス生成器218はマッピングプロセッサ604も有する。演算プロセッサ6020−602N−1の各々は、各自のデータバス6060−606N−1によりマッピングプロセッサ604に結合されている。したがって、演算プロセッサ6020−602N−1の各々は、各自のデータバス6060−606N−1を介してデータをマッピングプロセッサ604に通知する。マッピングプロセッサ604はデータバス608を介して外部装置（図示せず）に結合可能である。この場合において、外部装置（図示せず）は、カオスシーケンス出力にしたがって信号を合成又は修正する通信装置を含んでもよいが、これに限定されないことに留意すべきである。
【０１２７】
図6をさらに参照するに、演算プロセッサ6020−602N−1は、N個の多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））を解いて複数個の解を求めるハードウェア及び／又はソフトウェアを有する。N個の多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））は、ガロア体演算においてカオスの性質を有する既約多項式とすることができる。そのような既約多項式は、既約3次多項式及び既約4次多項式を含むが、これらに限定されない。N個の多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））は、定数値を除いて同一とすることができる。その定数値は、多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））が所定の法の値について既約であるように選択することができる。N個の多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））は、時間に関して一定であるように又は時間とともに変化するように選択されてもよい。
【０１２８】
解の各々は固有の剰余数系（RNS）N組表現（unique  RNS  N−tuple  representation）として表現可能である。この点に関し、演算プロセッサ6020−602N−1はモジュロ演算を行い、法に基づく算術演算を利用して多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））各々についての解を計算することに、留意すべきである。演算プロセッサ6020−602N−1は、法に基づく算術演算のために様々な互いに素の数p0，p1，．．．，pN−1を法の値m0，m1，．．．，mN−1として使用するように構築されたハードウェア及び／又はソフトウェアを有する。演算プロセッサ6020−602N−1は、多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））の各々が既約であるように、各多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））について選択された法の値m0，m1，．．．，mN−1を使用するように構築されたハードウェア及び／又はソフトウェアを有する。さらに、演算プロセッサ6020−602N−1は、フィードバック手段6100−610N−1を通じて反復的に算出された解がカオスであるように、各多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））について選択された法の値m0，m1，．．．，mN−1を使用するように構築されたハードウェア及び／又はソフトウェアを有する。この場合において、多項式f0（x（nT）），．．．，fN−1（x（nT））の各々の解が反復的に計算できるように、フィードバック手段6100−610N−1が設けられていることに留意すべきである。したがって、フィードバック手段6100−610N−1は、多項式の変数「x」を、先行する反復段階において計算した解として選択的に設定するように構築されたハードウェア及び／又はソフトウェアを有する。
【０１２９】
さらに図6を参照するに、演算プロセッサ6020−602N−1は、2進法表現によりRNS剰余数値各々を表現するように構築されたハードウェア及び／又はソフトウェアを有する。この場合において、演算プロセッサ6020−602N−1は、RNS／2進数変換法を使用することができる。そのような方法自体は当業者に良く知られているので、本願において詳細には説明しない。しかしながら、そのような如何なる方法も制限なく使用可能であることに留意すべきである。2進法表現により表現された剰余数値は、RNSのN組の要素をなす番号1ないしNの法の値の解として言及されることに、留意すべきである。
【０１３０】
本発明の一形態によれば、演算プロセッサ6020−602N−1はメモリ形式のテーブル（図示せず）をさらに有し、そのテーブルは2進法表現による予め計算された剰余数値を含む。メモリテーブル各々のアドレス空間は、m0ないしmN−1の全てのmについて、少なくとも0からmm−1の範囲内である。反復段階の各々において、テーブルのアドレスはシーケンスを初期化するのに使用される。ただし、本発明はこのような形態に限定されない。
【０１３１】
図6をさらに参照するに、マッピングプロセッサ604は、番号1ないしNの法の値の解（RNSのN組）を重み数系表現に対応付けるように構築されたハードウェア及び／又はソフトウェアを有する。その結果は、番号1ないしNの法の値の解に基づく重み数系における一連の桁（数値）となる。例えば、マッピングプロセッサ604は、中国の剰余定理による方法を使用してRNS剰余数値に基づいて重み数系における一連の桁を決定するように構築されたハードウェア及び／又はソフトウェアを有する。この場合において、マッピングプロセッサ604は、番号1ないしNの法により規定される重み数系における数を特定するように構築されたハードウェア及び／又はソフトウェアを有することが、理解されるであろう。
【０１３２】
本発明の一形態によれば、マッピングプロセッサ604は、番号1ないしNの法により規定される重み数系における数の打ち切られた部分を特定するように構築されたハードウェア及び／又はソフトウェアを有する。例えば、マッピングプロセッサ604は、重み数系における数の連続した任意の一群の桁を含むように打ち切られた部分を選択するように構築されたハードウェア及び／又はソフトウェアを有してもよい。さらに、Pビットにより表現される全ての可能な重み数値がマッピングされない場合、すなわちM−1＜2Pであった場合、マッピングプロセッサ604は、最上位の桁を除くように打ち切られた部分を選択するように構築されたハードウェア及び／又はソフトウェアを有する。Pは重み数系の2進表現に必要な最低限のビット数である。ただし、本発明はこのような形態に限定されない。
【０１３３】
図6をさらに参照するに、マッピングプロセッサ604は、カオスシーケンスを2進法表現で表現するように構築されたハードウェア及び／又はソフトウェアを有する。この場合において、マッピングプロセッサ604は重み／バイナリ変換法を使用できることに、留意すべきである。そのような方法自体は当業者に良く知られているので、本願において詳細には説明しない。しかしながら、そのような如何なる方法も制限なく使用可能であることに留意すべきである。
【０１３４】
図1−6に関連して説明されたディジタルカオスシーケンスは、例示的に示されたものであり、本発明を限定するようには意図されていないことを、当業者は認めるであろう。さらに、本願において説明されるディジタルカオス生成器は、様々な発明形態においてディジタルカオス生成器を実現するために使用可能な単なる一例にすぎない。他の任意のディジタルカオス生成器が制限なく使用可能である。同様に、本願により知られた又は将来知られるディジタルカオスを生成する適切な他の任意の方法が、本発明による方法を実施するために使用可能である。
【０１３５】
［カオスシーケンス拡散波形を用いた近隣探索］
図7は、本発明を理解するのに有用な無線アドホックネットワーク700を示す図である。図中の円の各々は、アドホックネットワークにおいて他のノードと通信することができるノードを表す。ノード間に描かれた線は、アドホックネットワークにおける様々な近隣ノードの間で既に確立されている通信リンクを表す。この場合において、これらの通信リンクは、通常、双方向無線通信リンクを表し、その双方向無線通信リンクを介してネットワークデータがノードからノードへ通信可能であることが、理解されるべきである。これらのリンクは、拡散スペクトル波形を用いる物理レイヤ通信を含む任意の通信プロトコルを用いて実現可能であるが、本発明はこの形態に限定されない。
【０１３６】
ネットワーク内の各ノードは、様々な要因に依存する所定の距離を超えてネットワーク内の他のノードと通信する機能を有し、様々な要因は、送信電力、プロセスゲイン、周波数再利用、アンテナダイバーシチ及び環境状態等を含む。ノード702の例示的な通信範囲が示されている。したがって、ノード702はノード704、706、708及び710と通信することができる。通信範囲712はオムニ指向性パターンにより理想的に表現されていることを当業者は認めるであろう。しかしながら、本発明はこのような形態に限定されないことが理解されるべきである。
【０１３７】
図7において、ノード702は、ノード708、710との間で既に通信リンクを確立しているが、ノード704、706との間では確立していない。しかしながら、ノード702は、ノード704、706との通信リンクを確立することもできる。そのような通信リンクは、ノード702が通信範囲712内の全てのノードにビーコン信号を送信することで、確立できる。そのようなビーコン信号は、ノード702が存在していること及び通信リンクを確立するように利用可能であることを、（ノード704、706を含む）近隣のノードに知らせることができる。
【０１３８】
有利なことに、ビーコン信号はビーコンデータを含む。ビーコンデータは、近隣ノードを検出すること、及びアドホックネットワークにおけるそのような近隣ノード間で通信リンクを確立することに有用な様々な種類のデータを含む。例えば、ビーコン信号がデータネットワークの初期化パラメータ及び／又はネットワークの性質を指定できることは、  当該技術分野で知られている。有利なことに、そのような情報は、ルーティングテーブル、ネットワークにおける伝送レート、送信周波数、送信タイムスロット、送信パターン、サービス品質（QoS）、許容可能なビットエラーレート及び／又は利用可能な帯域幅等を含む。移動アドホックネットワーク（mobile  ad−hoc  network：MANET）の場合、ビーコンは、ノード群の移動、ノードの速度、ノードの加速度等に関する付加的な情報を含んでもよい。そのような情報は、グローバルポジショニング衛星（GPS）又はその他の手段を利用して決定することができる。ビーコン情報に関して列挙した上記のものは、例示的に示されているにすぎず、本発明の範囲を限定することは意図されていない。
【０１３９】
図8は本発明を理解するのに有用な例示的なノード702のブロック図である。有利なことに、アドホックネットワーク700における他のノードの各々は、同様なアーキテクチャ又は少なくとも同様な機能処理部を有するように選択される。ノード702は、制御プロセッサ802、ネットワークインターフェース804、メモリ806、無線トランシーバ808、無線トランシーバ810、アンテナマルチプレクサ811及びデータバス814を有する。ノードは2以上のアンテナ816、818を含んでもよい。
【０１４０】
図8に示されるノード702は本発明の一例である。しかしながら、本発明は他の様々な形式で実現されてもよく、説明される形態に限定して解釈してはならない。専用のハードウェア手段は、特定用途向け集積回路、プログラマブル論理アレイ及びその他のハードウェア装置を含むがこれに限定されず、その専用のハードウェア手段は本願で説明されるノード702を実現するように構築可能である。様々な実施形態による装置及びシステムを含む応用例は、ソフトウェア又はファームウェアにより制御されるコンピュータシステム及び電子部品の様々なものを含む。モジュール間で及びモジュールを介して通信される関連する制御及びデータ信号とともに、2つ以上の具体的に相互接続されたハードウェアモジュール又は装置において、あるいは特定用途向け集積回路の一部として、いくつかの実施形態は機能を実現する。したがって、例示的なシステムはソフトウェア、ファームウェア及びハードウェアの実現手段に適用可能である。
【０１４１】
図8をさらに参照するに、制御プロセッサ802は、以下に詳細に説明されるようなノード702の動作を制御するのに適した任意のデータ処理装置とすることができる。例えば、制御プロセッサ802は、ある命令群とともにプログラムされたマイクロプロセッサ又は中央処理装置（CPU）として実現可能である。メモリ806は適切な任意のタイプのデータストレージ装置とすることができる。例えば、メモリ806は、制御プロセッサ802用のデータ又は命令を格納するリードオンリメモリ（ROM）、通常のランダムアクセスメモリ（RAM）、及び／又は他の任意のタイプのコンピュータ読取可能な媒体等である。データはデータバス814を介して制御プロセッサ802及びメモリ806の間で通信可能である。
【０１４２】
有利なことに、ノード702はネットワークインターフェース804を含む。ネットワークインターフェース804は、特定のネットワーク標準仕様及びプロトコルにしたがってネットワーク通信を行うハードウェア及び／又はソフトウェアの任意の組み合わせとすることができる。すなわち、ネットワークインターフェース804は、シリアルラインインターフェース、イーサーネットインターフェース、非同期転送モード（ATM）ネットワークインターフェース、及び／又はローカルエリアネットワーク（LAN）用のインターフェース等を含むことができるが、これらに限定されない。この点に関し、本開示内容は何らかの特定のネットワーク標準仕様又はプロトコルに限定されないことに、留意すべきである。そのような標準仕様は、本質的には同様な機能を有する高速な又は効率的なものにより定期的に更新される。したがって、同様な機能を規定する後続の標準仕様及びプロトコルは等価的に考察される。
【０１４３】
ノード702は1つ以上の無線トランシーバ808、810も含む。1つ以上の無線トランシーバ808、810は、1つ以上のアンテナ816、818を介してアドホックネットワーク内の他のノードと通信する。有利なことに、アンテナマルチプレクサ811は、特定の無線トランシーバにより選択されたアンテナへ及びそこから信号を通信するように設けられる。複数のアンテナ又はアンテナ要素は、ノード702における様々な用途に有用である。例えば、第1のアンテナ816が指向性アンテナであり、第2のアンテナがオムニ指向性（無指向性）アンテナでもよい。指向性アンテナは特定のノードとの通信に比較的適しており、多くの場合、オムニ指向性アンテナはビーコン信号の送信に使用するのに望ましい。代替的に、第2の又は追加的なアンテナは、異なる周波数バンドで同時に通信するのに使用されてもよい。しかしながら、本発明はそのような形態に限定されず、1つ又は双方のアンテナがビーコン信号の送信に使用されてもよい。
【０１４４】
本発明の一形態によれば、ビーコン信号の送信に使用される少なくとも1つの無線トランシーバは、図1−6に関連して上記で説明したように機能する送信機102及び受信機104を含む。すなわち、各ノードに備わる少なくとも1つの無線トランシーバ808、810は、ビーコン信号を送受信するコヒーレントカオス拡散スペクトル通信システムを実現する。したがって、各ノードにおける少なくとも1つのトランシーバ808、810は、無線通信リンクを介してアナログカオス信号を他のノードに送信する。受信ノードにおけるトランシーバは、伝送されてきたアナログカオス信号をダウンコンバートしてディジタル化し、伝送されて来たアナログカオス信号と送信機において生成されたカオスシーケンスの複製（レプリカ）との相関を計算することで逆拡散する。各ノードにおけるカオスシーケンスは、他のノードにおけるカオスシーケンスと時間的に同期している。
【０１４５】
従来の直接シーケンス拡散スペクトルシステムとカオス拡散スペクトル通信との間の違いは、捕らえにくいかもしれないが重要である。従来の直接シーケンス拡散スペクトルシステムは、「チップ」と呼ばれる2進擬似乱数（PN）コードシンボルの離散時間系列を使用してキャリア信号を位相変調する。概して、チップは、送信されるペイロードデータの情報ビット各々と比較して十分に短い期間を有する。PNコードシンボルのレートは情報ビットのレートよりも十分に大きいので、情報ビットの各々は、PNコードシンボルの連続系列により有効に変調される。PNコードシンボルのシーケンスは、送信機及び受信機の双方にとって事前に知られている。したがって、拡散スペクトル信号が受信機により受信される場合、通常少なくともある程度の処理ゲインとともに、同じPNコードを用いて復調される。しかしながら、重要なことに、直接シーケンス拡散スペクトルシステムの場合、チップは1及び−1の値の擬似ランダムシーケンスにより構成されている。言い換えれば、チップの振幅は、概して、これら2つの値から変化するものではない。直接シーケンス拡散スペクトル変調方式の直交方式は、連続的なチップの間で均衡した位相を維持する。これら双方の方式は信号に組み込まれた特徴量（characteristic  feature）を生成するという望まれない性質があり、その特徴量を敵が利用して意図されない検出や信号の追跡がなされるおそれがある。
【０１４６】
上述したように、直接シーケンス拡散スペクトルに対する従来の方法は、ビーコン信号の送信に関し、不正検出及び傍受の確率を低く維持するという問題を招くことが、理解されるであろう。そのようなシステムで使用されるPNシーケンスは、真にランダムではなく、擬似ランダムである。これは、結果の拡散スペクトル信号が、敵により検出及び不正使用が可能な周期定常性（cyclo−stationary  properties）を不可避的に含んでしまうことを意味する。このような周期定常性が不正使用されるおそれを低減するため、従来の直接シーケンス拡散スペクトル通信は、その従来法がビーコン信号に使用される場合に、非常に低い電力レベルを使用しなければならない。これは、そのようなシステムが非常に高い処理ゲインを要することを意味し、チップシーケンスのレートをデータレートよりも十分に高くすることで達成される。しかしながら、そのように非常に高い拡散率は不可避的に非常に低いデータレートとなってしまう。
【０１４７】
従来の直接シーケンス拡散スペクトル方式とは異なり、本発明は、様々なタイプのチップシーケンスを生成するカオスシーケンス生成器を使用する。チップシーケンスは、図4−6に関して上述したような手段により生成されたディジタルカオスに基づいている。特に、図4−6で説明したシステムにより生成されるような真にカオス的なチップシーケンスは、周期定常性の性質がなく、不正検出や傍受のおそれを低くする。さらに、1及び−1の値をとるチップ列を単純に当てにするのではなく、カオス拡散シーケンスに使用されるチップのシーケンスは、カオス的に変化しかつ本質的に任意の大きさになり得る値を有する。したがって、カオスチップシーケンスは白色雑音と区別できない性質を有する。すなわち、上述したカオス拡散シーケンスを用いて生成された拡散スペクトルビーコン信号は、敵対者（拡散シーケンスに関する情報を所有していない任意の受信者）にとって、帯域外雑音でしかないことが、理解されるべきである。したがって、ビーコン信号の相対電力レベルは、不正使用のリスクなしに、従来の直接シーケンス拡散スペクトルシステムと比較して増加させることができる。これは、比較的高いデータレートを拡散スペクトルビーコン信号に収容することを許容し、それ故に、かなりの量のビーコンデータをビーコンメッセージの一部として送信することを促す。その結果、検出されたノードは、通常のデータネットワーク通信を速やかに確立し、これにより、より高いデータレートの通信リンクに速やかに移ることができる。要するに、上述したようなディジタル的に生成されたカオス拡散シーケンスを利用することで、ノードが存在していることを近隣ノードに単に通知しているにすぎないビーコン信号伝送方式と比較して、より多くのデータ量を送信する能力をノードにもたらすことができる。より多くのデータ量を送信できる能力は、（1）高速データレートデータ通信を速やかに開始できること、及び（2）少数のビーコン信号バーストを利用して不正検出のおそれを低減できること、という恩恵をもたらす。
【０１４８】
本発明は、傍受／不正検出の確率が低いことが望まれる任意のアドホック無線通信システムにおいて、近隣ノードを探すことに使用可能である。多種多様の近隣ノード探索法が当該技術分野で知られており、本願による発明方式は、現在既知の又は将来知られるそのような全てのシステムにおいて近隣ノードの通信を発見することに使用可能である。例えば、ネットワークが多数のノードを有する場合、当該技術分野において、最も効果的な近隣ノード探索ルーチンは周辺ベース方式であることが知られており、その方式の場合、ネットワーク周辺の指定されたノードが、ネットワーク全体のネットワーク捕捉プロセスを実行する。
【０１４９】
ビーコン通信は無線アドホックネットワークの分野で良く知られており、本発明は、ビーコン信号が使用されるそのような全ての無線アドホックネットワークとともに使用可能である。ノードがビーコン信号を受信すると、そのノードと通信リンクを確立するために最初にビーコン信号を送信したノードに対して応答しようと試みる。あるノードがビーコン信号に応答することを許容するための様々なタイプの認証及びハンドシェークルーチンが当該技術分野において知られている。現在既知の又は将来知られるそのような認証及びハンドシェークルーチンの全てが、本発明と共に使用可能である。
【０１５０】
最後に、カオス拡散スペクトル通信の使用は、ビーコン信号の送信に限定されないことに、留意すべきである。そうではなく、本願において説明されているようなカオス拡散スペクトル通信方法及びシステムは、ビーコン信号に応答して生成される様々なハンドシェーク及び通信に使用可能である。さらに、ビーコンの送信の後、ノードがネットワーク通信のために他のノードに関連付けられていた場合、そのようなネットワーク通信は、本願において説明さたようなカオス拡散スペクトル通信を利用して実行可能であることも、本発明において想定されている。しかしながら、本発明はこのような形態に限定されず、初期のビーコン又はハンドシェークに続くネットワーク通信は、より高いデータレートをもたらす他の通信プロトコルを用いて選択的に実行可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０１５１】
【特許文献１】米国特許第7，269，198号明細書
【非特許文献】
【０１５２】
【非特許文献１】Nicholas  S.Szabo  &  Richard  I.Tanaka,  Residue  Arithmetic  and  Its  Applications  To  Computer  Technology”,  McGraw−Hill  Book  Co.,  New  York,  1967
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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