(57)【要約】【課題】インピーダンスマッチングバンド幅が改善され、減衰効果を低減した、電気的に小さいアンテナ装置を提供する。【解決手段】低減衰効果でマッチングバンド幅を広げる、同軸対同軸開口接続部を使用する、瞬間的超広帯域アプリケーションに使用するためのアンテナ装置（１０、２０）である。アンテナ装置は、容量性効果を増すために頂部負荷ディスク（２７）を有利に使用している。この装置は、物理的に小型であるので、モバイルハンド設定及びコンピュータネットワーク内で使用するのに有効となっている。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＵＷＢ（超広帯域）ネットワークで使用するためのアンテナ装置であって、接地平面と、同軸給電部と、アンテナ素子とを備え、前記アンテナ素子は、
第１誘電材料により、前記接地平面から絶縁された円筒形導電性ケースと
前記円筒形導電性ケース内に含まれる第２誘電材料と、
前記同軸給電部から前記第１誘電材料を通って前記第２誘電材料内まで延びる導電性コアと、
前記円筒形導電性ケースに電気的に接続されており、前記導電性コアから電気的に絶縁されている頂部負荷構造体とを備え、
前記アンテナ素子は、短絡同軸セクションとして構成されている、アンテナ装置。
【請求項２】
前記第１誘電材料は、前記第２誘電材料の透磁率以下の透磁率を有する、請求項１に記載のアンテナ装置。
【請求項３】
前記第１誘電材料は、空気である、請求項１又は２に記載のアンテナ装置。
【請求項４】
前記第１誘電材料は、ＰＴＦＥ（ポリテトラフルオロエチレン）である、請求項１〜３のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
【請求項５】
前記頂部負荷構造体は、プレートである、請求項１〜４のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
【請求項６】
前記頂部負荷プレートは、複数の別々の部分に更に分割されている、請求項５に記載のアンテナ装置。
【請求項７】
前記アンテナ素子は、第３誘電材料に覆われている、請求項１〜６のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
【請求項８】
前記アンテナ素子に対して放射状に配置された複数のフィンを更に含む、請求項１〜７のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
【請求項９】
前記フィンは、高インピーダンス表面を含む、請求項８に記載のアンテナ装置。
【請求項１０】
請求項１〜９のいずれか１項に記載の、複数のアンテナ装置を含むアンテナアレイ。
【請求項１１】
前記複数のアンテナ装置は、複数の高さのアンテナ素子を含む、請求項１０に記載のアンテナアレイ。
【請求項１２】
前記複数のアンテナ装置は、直線状の配置に配列されている、請求項１０又は１１に記載のアンテナアレイ。
【請求項１３】
前記複数のアンテナ装置は、リング形状の配置に配列されている、請求項１０又は１１に記載のアンテナアレイ。
【請求項１４】
前記複数のアンテナ装置は、電磁バンドギャップ表面を構成するように二次元の散乱アレイ表面内でアースされている、請求項１０又は１１に記載のアンテナアレイ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はアンテナ装置に関し、詳細には、ワイドレンジの周波数にわたって作動可能な電気的に小さいアンテナに関し、更に詳細には、即時の超広帯域アプリケーションで使用するのに適した電気的に小さいアンテナに関する。
【背景技術】
【０００２】
超広帯域（ultra-wideband：ＵＷＢ）とは、周波数の極めて広いレンジにわたって大量のデータをユーザーが送信できるようにする無線ラジオ技術である。超広帯域システムには、多くの分野、例えば高速で短距離の無線通信、レーダー及び地球測位システム、撮像、及び医療システムに用途がある。
【０００３】
近年、広い帯域幅にわたって、または多数の周波数で作動できる、電気的に小さいが、効率的なアンテナを開発することに大きな関心がある。ここで、電気的に小さいとは、アンテナの寸法がλ／１０よりも大きくないことを意味するものと一般に考えられる。単一の電気的に小さくかつポータブルなアンテナにより、電磁スペクトルをモニタできる能力が大いに望ましい。したがって、次の電気的及び物理的な特性、即ち、コンパクト、軽量、頑丈、低コスト及び少なくとも２０ＭＨｚ〜６ＧＨｚの周波数レンジをカバーする超広帯域（ウルトラワイドバンド、ＵＷＢ）の周波数レスポンスを有するアンテナが望まれている。このバンド幅は、より高い周波数の無線ローカルエリアネットワーク（Wireless Local Area Network：ＷＬＡＮ）及び将来の３Ｇ／４Ｇ（３〜５ＧＨｚ）のスペクトルまで運用を拡張しながら、従来のＨＦ及びＵＨＦのバンドのカバーも可能にする。しかしながら、妥当な放射効率を有し、かかるワイドなバンド幅にわたって作動する電気的に小さいアンテナを得ることは、課題が多く、特性の異なる組み合わせを最適にしなければならない種々の解決案がこれまで提案されている。過去において、ワイヤーアンテナ、ディスクコーンアンテナ及びボウタイ（蝶ネクタイ）アンテナの組み合わせのような多数の異なるアンテナをひとまとめにすることによってしかフルカバーが得られていないが、このようにするにはコストが高く、嵩張る給電ネットワークが必要となる。これとは異なり、接地平面よりも上の種々の高さのいくつかのモノポールアンテナが使用されている。しかしながら、この解決方法は、瞬間的なＵＷＢ能力を提供するものではなく、代わりにモノポールアンテナは、データを送受信する時にはステップ状の時間シーケンスで作動する。
【０００４】
検出及び測定システムのような特定の用途は、全方向放射パターンを必要とする。これら用途に対して特に、あるオプションとして、１つのモノポールアンテナとダイポールアンテナに注目する方法があるが、本発明はモノポールアンテナを開発するものである。
【０００５】
従来のモノポールアンテナのインピーダンスバンド幅の性能は、追加容量性スリーブにより頂部負荷することによって改善できることが分かっている。マクリーン外（マクリーン，Ｊ．、フォルツ，Ｈ．及びグルック，Ｇ．著、「頂部負荷、誘電ローディング及び分散容量給電メカニズムを組み込んだブロードバンドの頑丈な低プロフィルモノポールアンテナ」、アンテナ及び伝搬に関するＩＥＥＥ国際シンポジウム、１９９９年７月、１９６２〜１９６５ページ）は、容量スリーブを有する、従来の頂部負荷モノポールアンテナの直接接続されたワイヤーステム給電について提案している。頂部負荷モノポールアンテナへのこのような提案された開口結合されたワイヤーステム給電は、リアクタンススロープにおける付随する周波数変化を利用しており、これによってインピーダンスマッチングバンド幅を改善している。容量性スリーブは更に、頂部負荷構造の容量効果を高めており、よってＱファクターを低下させ、このことは減衰（損失）のある効果を伴いながらバンド幅を広げている。減衰のある効果を伴うことなくマッチングバンド幅を更に強化することが好ましい。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的は、インピーダンスマッチングバンド幅が改善され、減衰効果を低減した、電気的に小さいアンテナ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
したがって、本発明は、
ＵＷＢ（超広帯域）ネットワークで使用するためのアンテナ装置であって、接地平面と、同軸給電部と、アンテナ素子とを備え、前記アンテナ素子は、
第１誘電材料により、前記接地平面から絶縁された円筒形導電性ケースと、
前記円筒形導電性ケース内に含まれる第２誘電材料と、
前記同軸給電部から前記第１誘電材料を通って前記第２誘電材料内まで延びる導電性コアと、
前記円筒形導電性ケースに電気的に接続されており、前記導電性コアから電気的に絶縁されている頂部負荷構造体とを備え、
前記アンテナ素子は、短絡同軸セクションとして構成されている、アンテナ装置を提供するものである。
【０００８】
同軸開口接続部に対して同軸を採用することにより、減衰効果を少なくしながらマッチングバンド幅を広げることが可能となっている。「同軸」なる用語は、無線周波数の送信ラインとして効率的に機能するように、精密な導線寸法及びスペースで製造されたシールド電気ケーブルを意味するのに使用する。この同軸は、横電磁波（transverse electromagnetic wave：ＴＥＭ）を伝搬させることができ、ケーブルに沿って基本的には１８ＧＨｚまでのＲＦバンド幅での伝搬を可能にする。相対的寸法が急激に変化した場合、大きな反射が生じ、送信パワーの質が低下する。この理由から、同軸給電部のコアは、接地平面を越えて延び、寸法の変化又は任意のタイプの接続を必要とすることなく、アンテナ素子のコアとして作動することが好ましい。アンテナ素子に対し頂部負荷することにより、アンテナの容量効果が増大し、よってアンテナの物理的構造体の高さを縮小できる。これによって、アンテナのコアは高さにおいて４分の１波長より短い長さで、モノポールアンテナ給電部として働くが、通常、高さをλ／４よりも低くしたことに関連して、位相のずれによる反射を発生するという悪影響は発生しない。
【０００９】
最も簡単な形態のアンテナ構造では、使用する第１及び第２誘電材料を空気にすることができる。アンテナ素子のコアを誘電材料で囲むと、垂直電流モーメントが増加し、放射効率を改善し、給電ポイントのリアクタンス及び給電ポイントの電圧を下げ、このことはＱファクターを低下させるので、その結果バンド幅能力が広がる。材料の誘電率は、その材料の透磁性によって決まる。使用する材料の選択は、容量効果を大きくするか、又は小さくするかということに関連している。空気は、誘電率が１であるが、この値はＰＴＦＥ（polytetrafluoroethylene：ポリテトラフルオロエチレン）の誘電率２よりも小さい。その理由は、ＰＴＦＥの方が透磁率が高いからである。第２誘電材料の透磁率を大きくすると、アンテナ装置の性能は高まる。本発明の特定の実施形態は、第１誘電材料として空気を使用し、第２誘電材料としてＰＴＦＥを使用している。当業者であれば、誘電材料の他の組み合わせも使用できることが理解できよう。アンテナ素子を第３誘電材料で覆うと、Ｑファクターを更に低下させ、従ってバンド幅の利得を更に低下できる。固体誘電材料を使用することによって、構造的な支持体を提供し、頑丈さを高めることもできる。
【００１０】
頂部負荷構造体は、その形状及び構造を変えることができ、任意の金属材料から製造できる。最も簡単なフォームは、円筒形導電性ケース（このケースは半剛性同軸の外側ケースのセクションから形成される）に電気的に接続された短絡エンドキャップである。しかしながら、他の形態、例えばワイヤー、スパイラル及びプレートなども使用できる。好ましい実施形態は、拡大された「トップハット」ディスク構造体を使用する。このディスクは、ゴウボー（Goubau）頂部負荷アンテナ「アンテナ及び伝搬に関するＩＥＥＥトランザクション、ＡＰ−３０巻第１号、１９８２年１月）のように多数の別々の部分に更に分割することも可能であり、この頂部負荷アンテナは各セクションの間にスペースを有し、アンテナ装置の容量を更に改善し、よってアンテナの物理的高さを更に低くしている。
【００１１】
円筒形導電性ケースと接地平面との間にギャップを確保し、第１誘電材料に体して空気を使用すると、アンテナ装置の容量効果を高め、従って減衰効果を低減しながらバンド幅効果を高めることができる。頂部負荷構造体と導電性コアの端部との間のギャップＧ１、更に円筒形導電性ケースと接地平面との間のギャップＧ２を調節することによっても、アンテナ装置を微同調することが可能であり、よって理想的なインピーダンスマッチングバンド幅を得ることを保証できる。
【００１２】
アンテナ装置は、更に空間偏波フィルタとして働く複数の放射フィンを含むことができる。これらフィンは、高インピーダンス表面として働くよう、高速又は低速表面波構造体を含んでもよい。これらフィンを使用することによって、アンテナを固体の誘電材料に入れる必要性が少なくなる。更にこれらフィンは、空間偏波フィルタとして働き、信号のアイソレーション及び指向性を助ける。アレイ、特に、かかるアンテナ装置のリング形状のアレイを設けることにより、方向を探索する能力を提供できる。
【００１３】
あらかじめ選択された異なる高さの複数のアンテナ装置を設けることにより、アンテナ設計者は、ステップ状シーケンスに作動した場合のバンド幅能力を増大できる。
【００１４】
複数のアンテナ装置を金属基板上にアースすることにより、広帯域の電磁バンドギャップ（Electromagnetic Band Gap：ＥＢＧ）表面を組み立てることができる。この用途では、アンテナ装置は、適当なサブ波長λ／１０〜λ／２０の寸法にスケーリングされ、二次元散乱表面に配置され、入射電磁界を散乱させる。かかる電磁バンドギャップ表面は、既知のＥＢＧ表面と比較して、強化されたバンド幅を示す。さらに、三次元ラティスを形成するよう、多数の二次元表面をスタックしてもよく、各表面は、電磁バンドギャップが同一とならないように、かつ重なるように配置されるので、ＥＢＧの作動周波数レンジを拡張できる。
【００１５】
以下、添付図面を参照し、例により本発明について説明する。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】従来の広帯域のλ／４のディスクローディングされたモノポールアンテナ装置の横断面図を示す。
【図２】接地平面よりも高さが１６ｍｍ上にある従来の広帯域のλ／４のディスクローディングされたモノポールアンテナにおける反射減衰量バンド幅レスポンスを示す。
【図３】本発明に係わるアンテナ装置の横断面略図を示す。
【図４】本発明に係わる好ましいアンテナ装置の横断面略図を示す。
【図５】図４に示されたアンテナ装置の反射減衰量レスポンスを示す。
【図６】図４のアンテナ装置における２.４ＧＨｚでの測定されたＥ（電界）平面を示す。
【図７】図４のアンテナ装置における３.０ＧＨｚでの測定されたＥ平面を示す。
【図８】図４のアンテナ装置における３.６ＧＨｚでの測定されたＥ平面を示す。
【図９】図４のアンテナ装置における４.２ＧＨｚでの測定されたＥ平面を示す。
【図１０】図４のアンテナ装置における４.８ＧＨｚでの測定されたＥ平面を示す。
【図１１】図４のアンテナ装置におけるシミュレートされた利得の結果を示す。
【図１２】図４のアンテナ装置の物理的回路図を示す。
【図１３】図４のアンテナ装置の等価的回路図を示す。
【図１４】図１２の回路モデルのレスポンスと図４の測定された反射減衰量との比較を示す。
【図１５】追加された四角形の空間偏波フィンを有する、図４の好ましいアンテナ装置の横断面略図を示す。
【図１６】異なる高さの複数のアンテナ装置を含むアンテナアレイの横断面略図を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
図１は、従来技術を示す頂部負荷モノポールアンテナ装置１の横断面図を示す。この装置では、同軸給電部２は、外側ケース３と、内側ワイヤー４とを備える。内側ワイヤー４は電気コネクタ６に取り付けられており、モノポールアンテナ７は簡単なハンダ接続部とすることができる電気コネクタ６の他方の側に取り付けられている。外側ケース３は、接地平面に接続されており、接地平面５から最も遠いモノポールアンテナの端部には、頂部負荷構造体８が接続されている。
【００１８】
図２には、接地平面から１６ｍｍ高い従来の広帯域のλ／４ディスクローディングされたモノポールアンテナにおける反射減衰（リターンロス）バンド幅レスポンスが示されている。０.５ＧＨｚにおいて、グラフは、準インピーダンスマッチングに起因し、ケーブル及びモノポールアンテナの電気接続部から信号パワーの１００％が反射し戻されていることを示している。３.８〜４.８ＧＨｚでは、−１０ｄＢの利得があり、このことは１ＧＨｚのバンド幅にわたり、５％のパワーしか反射し戻されていないことを示している。図４に示されるように、本発明の好ましい実施形態の性能に対する比較のために、図２を使用できる。
【００１９】
図３は、本発明に係わるアンテナ装置１０の一実施形態の横断面略図を示す。この装置では、半剛性同軸給電部１１は、外側ケース１２と内側ワイヤー１３とを含む。外側ケース１２は、接地平面１４に接続されており、接地平面１４の上方に内側ワイヤー１３が延び、導電性コア３１ａとして働くようになっている。導電性コア１３ａは、円筒形導電性ケース１６内に同心状に位置し、第２半剛性同軸セクション１５として構成されている。第２半剛性同軸セクション１５は、更にエンドキャップ１７の形態をした頂部負荷構造体を更に備え、エンドキャップ１７は金属である。第２半剛性同軸セクション１５の内側容積部内には誘電材料１８が入っている。この特定の実施形態では、誘電材料１８は、ＰＴＦＥである。導電性コア１３ａの端部とエンドキャップ１７との間にはギャップＧ１が設けられており、円筒形導電性ケース１６と接地平面１４との間には第２ギャップＧ２が設けられている。円筒形導電性ケース１４と接地平面１４との間には誘電材料１９が設けられている。
【００２０】
図４は、本発明のアンテナ装置２０の好ましい実施形態の横断面略図を示す。この装置では、半剛性同軸給電部２１は、外側ケース２２と内側ワイヤー２３とを含む。外側ケース２２は、接地平面２４に接続されており、接地平面２４の上方に内側ワイヤー２３が延び、導電性コア２３ａとして働くようになっている。導電性コア２３ａは、円筒形導電性ケース２６内に同心状に位置し、第２半剛性同軸セクショ２５として構成されている。第２半剛性同軸セクション２５は、更に頂部負荷ディスク２７を更に備える。第２半剛性同軸セクション２５の内側容積部内には誘電材料２８が位置している。この実施形態では、誘電材料２８は、ＰＴＦＥとなっている。頂部負荷ディスク２７と導電性コア２３ａとの間にはギャップＧ１が設けられており。円筒形導電性ケース２６と接地平面２４との間には第２ギャップＧ２が設けられている。円筒形導電性ケース２６と接地平面２４との間には誘電材料１９が設けられている。この特定の実施形態では、誘電材料は空気となっている。
【００２１】
実験的な測定をするためにアンテナ装置に対して次のような諸元を使用した。「トップハット」すなわちディスクは、直径が２４ｍｍであり、長さが１６ｍｍの同軸送信ラインのセクション上のショート回路プレートとして働く。同軸送信ラインは、直径が７ｍｍのテフロン（登録商標）製の内側（εr＝２.１、ｔａｎδ＝０.０００１）を有し、接地平面から進入する別の同軸ラインから給電される。この送信ラインの内側ワイヤーは、接地平面から上方に長さ１９ｍｍだけ延びている。
【００２２】
図５は、図４に示された本発明に係わる好ましいアンテナ装置の反射減衰量レスポンスを示す。図５は、円筒形導電性ケース２６の最下ポイントと接地平面２４との間の距離を関数とするアンテナ装置における測定された反射減衰量を示す。このアンテナは、従来の広帯域のλ／４のディスクローディングモノポールアンテナ（図２参照）と比較すると、周波数バンド２.１〜５.１ＧＨｚにわたって１０ｄＢ未満の反射減衰量（すなわち２.３：１のバンド幅にわたり、ＶＳＷＲ≦１.９２：１）が実証される。ギャップＧ２（図４のセットアップを参照）を６.５ｍｍの前後に調節することにより、バンド幅をマッチングするよう給電を実験的に最適にした。研究室のプロトタイプ及びそれらのパッケージされたコピーは、電気的性能が再現可能であること、及び野外使用するための設計の頑丈さを実現できることを示した。
【００２３】
図６〜１０は、２.４、３.０、３.６、４.１及び４.８ＧＨｚの５つの異なる周波数で測定された好ましいアンテナ装置の放射パターンを示す。このアンテナ放射パターンは、直感的に予想される放射パターン、例えば水平平面上で放射最大値を有するダイポールパターンと一致している。次に述べた５つの周波数にて＋９０°〜−９０°にわたり、屋内の無反射室において主Ｅ（電界）平面の同一偏波電界パターン及び交差偏波電界パターンを測定した。図６〜１０に示された結果は、このアンテナ装置は低交差偏波（≦１５ｄＢ）を有する優れた全方向性能を有することを示している。３.６ＧＨｚの中心周波数における同一偏波電界パターンにおけるディップ部は、サイドローブが発生することを示している。このサイドローブの存在は、ディスクの寸法に対して相対的に比例する波長から予想される。当技術では、減衰を生じさせることを犠牲にサイドローブを低減するために適用できる公知の技術がある。
【００２４】
図１１は、ＨＦＳＳにモデル化された、図４に示されたアンテナ装置に対する利得対周波数に関して測定されたコンピュータでモデル化された結果を示す。利得は８００ＭＨｚでは負であり、１.８〜４.０ＧＨｚでは５ｄＢの利得の高原部がある。この利得は、周波数を関数としてアンテナの電気的サイズと一致している。
【００２５】
図１は、好ましいアンテナ装置における２.１、３.５及び４.８ＧＨｚの周波数における利得の研究室での測定値を示す。これら測定値は図１１のＨＦＳＳ結果と一致している。
【表１】
2012529829.tif 000003
【００２６】
図４のアンテナ装置の放射効率を測定するのに実験用ホイーラーキャップ技術を使用した。この測定は、近距離電磁界放射をショートアウトするが、近距離電磁界を大幅に乱すことがない、シールドされ、シールされた金属容器内にアンテナを設置することによって達成される。円形ウェーブガイドの短いセクションとして働くよう、アルミから「金属キャップ（metal cap）」を製造した。この円筒形の直径は、５０ｃｍであり、高さは、３０ｃｍであった。下記の式（１）を使ってアンテナ効率ηを計算でき、この式において、ＲFreeSpaceは金属キャップが載せられていないときの入力抵抗であり、ＲCapはアンテナ上に金属キャップが載せられているときの入力抵抗である。
【数１】
2012529829.tif 000004
【００２７】
図４のアンテナ装置における効率は、２.３ＧＨｚで約９５±１％であることが分かった。
【００２８】
図１２及び１３は、図４のアンテナ装置の物理的回路表示及び等価的回路表示をそれぞれ示す。広帯域性能に対するキーとなる設計上の特徴は、Ｇ１  Ｇ２（図４のセットアップ参照）、誘電材料及びケースの直径に対するコアの直径の比を変えることによって得られるダブル同調された回路レスポンスである。当業者であれば、ダブル同調回路レスポンスを最適にするように、これらパラメータの変更を°のように使用できるかは理解できよう。最終性能は、広帯域の共振マッチングネットワークを選択し、このマッチングネットワークをアンテナ（負荷）に接近させるか、又は理想的には一体的に維持することに依拠している。図４のアンテナ装置では、ダブル同調共振回路のレスポンスが生じた。
【００２９】
次の式を使って回路素子の一部に対する近似値を計算した。ここで、定数は通常の意味を有し、Ｒ及びＨは図１２に示されたアンテナの幾何学的形状に関連している。
【数２】
2012529829.tif 000005
【００３０】
Ｃａは、簡単なディスクローディングモノポールアンテナの内部キャパシタンスである。
【数３】
2012529829.tif 000006
【００３１】
Ｃｅは、ディスクローディングモノポールアンテナの外部フリンジ電界のキャパシタンスである。
【数４】
2012529829.tif 000007
【００３２】
Ｒｒは、小型アンテナの軸方向ワイヤーにおける放射抵抗である。
【数５】
2012529829.tif 000008
【００３３】
Ｇは、ＲｒとＲａの周波数の依存性を考慮した並列コンダクタンス項であり、Ｒａは次の式で示される。
【数６】
2012529829.tif 000009
【００３４】
Ｒａは、等価的開口部のローディング抵抗である。
【数７】
2012529829.tif 000010
【００３５】
ここで、上記Ｌａは、適当な周波数変化を与える抵抗の両端のインダクタンスの値である。同軸給電部は、分散短絡同軸コンポーネントとしてモデル化した。その理由は、その等価的周波数の変化に、より正確に従うからである。この回路は、市販のソフトウェアであるアンソフトデザイナー（Ansoft Desinger（登録商標））（アンソフト社から入手可能）を使ってシミュレートしたものであり、図１４は、測定と理論との比較を示す。測定及び回路モデルの双方に明らかにダブル同調回路レスポンスが存在するが、より高い周波数ではずれている。ランプ関数状のリアクタンスの値の計算値は、図４のアンテナ装置の初期の寸法及び設計を可能にするような近似値又は「一次」の値を与えるにすぎないと理解すべきである。
【００３６】
図１５は、四角形の空間偏波フィン３０を有する図４の本発明の好ましい実施形態の横断面図を示す。図４の共通主要部である外側ケース２０、接地平面２４、導電性コア２３ａ、円筒形導電性ケース２６及び頂部負荷ディスク２７が示されている。フィン３０が一定の回転角方向の間隔でアンテナ装置を囲み、アンテナの中心のまわりにラジアル配置された高インピーダンス表面からフィンが構成されている。
【００３７】
図１６は、３つのアンテナの直線状アレイとなっている好ましいアンテナ装置の横断面図を示す。図４の共通する特徴部である接地平面２４と、頂部負荷ディスク２７が示されている。極めて広いステップ状のバンド幅を狭くするのにギャップＧ１は、変更されている。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2012529829.tif 000017
【図８】
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【図９】
2012529829.tif 000019
【図１０】
2012529829.tif 000020
【図１１】
2012529829.tif 000021
【図１２】
2012529829.tif 000022
【図１３】
2012529829.tif 000023
【図１４】
2012529829.tif 000024
【図１５】
2012529829.tif 000025
【図１６】
2012529829.tif 000026
【国際調査報告】
2012529829.tif 000027
2012529829.tif 000028
2012529829.tif 000029
2012529829.tif 000030
2012529829.tif 000031