(57)【要約】  本発明は、共振超音波圧電素子駆動段（１）を制御する装置に関するものであり、前記装置は：ＤＣ電圧（ＶＢＡＴＴ）を中間ＤＣ電圧（Ｖｉｎｔｅｒ）に昇圧する第１段（２）と、第２変換段（３）を備え、前記第２段は、前記中間ＤＣ電圧に接続されるインダクタ（Ｌｐ）と、第１スイッチングトランジスタ（Ｍ）を含み、前記第１スイッチングトランジスタは、前記インダクタを充電するフェーズ、及び前記インダクタに蓄積されるエネルギーを第１指令パルス列（Ｖ１）に応答して転移するフェーズを選択的に制御することにより、前記圧電素子駆動段の励磁電圧（ＶＥ）を生成し、前記第２段は、前記第１トランジスタのドレインと前記インダクタの一方の端子との間に直列接続される第２スイッチングトランジスタ（Ｍ’）を含み、前記第２スイッチングトランジスタは、前記充電フェーズ中に前記インダクタに蓄積されるエネルギーを第２指令パルス列（Ｖ２）に応答して制限することにより、前記励磁電圧の振幅を減少させるために適することを特徴とする。
2012505625.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御コンピュータ（１０）により、かつ直流電圧源（ＶＢＡＴＴ）により電気的に制御されるインジェクタの少なくとも１つの共振超音波圧電素子駆動段（１）を制御する装置であって：
−前記直流電圧（ＶＢＡＴＴ）をステップアップして、中間直流電圧（Ｖｉｎｔｅｒ）を生成する第１段（２）と、
−前記中間直流電圧（Ｖｉｎｔｅｒ）を変換する第２段（３）を備え、前記第２段（３）は、前記中間直流電圧に接続されるインダクタ（Ｌｐ）と、第１スイッチングトランジスタ（Ｍ）を含み、前記第１スイッチングトランジスタ（Ｍ）は、前記インダクタを充電するフェーズ、及び前記インダクタに蓄積されるエネルギーを第１制御パルス列（Ｖ１）に応答して転移するフェーズを選択的に制御することにより、前記共振超音波圧電素子駆動段（１）の励磁電圧（ＶＥ）を生成するために適し、
前記第２段は、前記第１スイッチングトランジスタ（Ｍ）のドレインと前記インダクタ（Ｌｐ）の一方の端子との間に直列接続される第２スイッチングトランジスタ（Ｍ’）を含み、前記第２スイッチングトランジスタ（Ｍ’）は、前記充電フェーズ中に前記インダクタに蓄積されるエネルギーを第２制御パルス列（Ｖ２）に応答して制限することにより、前記励磁電圧の振幅を減少させるために適することを特徴とする、装置。
【請求項２】
前記第１スイッチングトランジスタ（Ｍ）の前記ドレインは、前記共振超音波圧電素子駆動段（１）にコンデンサ（Ｃｐ）を介して接続されることを特徴とする、請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
前記第１スイッチングトランジスタ（Ｍ）の前記ドレインは、前記共振超音波圧電素子駆動段（１）にトランス（Ｔ）を介して接続されることを特徴とする、請求項１又は２に記載の制御装置。
【請求項４】
前記トランス（Ｔ）の１次巻線は、一方の端子を介して前記第１スイッチングトランジスタ（Ｍ）の前記ドレインに接続され、他方の端子を介してグランドに接続され、前記１次巻線は前記コンデンサ（Ｃｐ）に並列接続されることを特徴とする、請求項３に記載の制御装置。
【請求項５】
前記第２スイッチングトランジスタ（Ｍ’）のドレインは、前記共振超音波圧電素子駆動段（１）にトランス（Ｔ）を介して接続されることを特徴とする、請求項１に記載の制御装置。
【請求項６】
前記トランス（Ｔ）の１次巻線は、一方の端子を介して前記中間直流電圧（Ｖｉｎｔｅｒ）に接続され、他方の端子を介して前記第２スイッチングトランジスタ（Ｍ’）の前記ドレインに接続され、コンデンサ（Ｃｐ）が、前記中間直流電圧と前記第１スイッチングトランジスタ（Ｍ）の前記ドレインとの間に接続されることを特徴とする、請求項５に記載の制御装置。
【請求項７】
前記第２制御パルス列（Ｖ２）は、前記第２スイッチングトランジスタ（Ｍ’）を制御して、前記充電フェーズの少なくとも一部において開いた状態にするために適するＰＷＭ信号であり、前記充電フェーズの少なくとも一部では、前記第１スイッチングトランジスタ（Ｍ）が制御されて閉じた状態になることを特徴とする、請求項１乃至６のいずれか一項に記載の制御装置。
【請求項８】
前記第１段（２）は、昇圧型の電圧コンバータを含むことを特徴とする、請求項１乃至７のいずれか一項に記載の制御装置。
【請求項９】
制御コンピュータ（１０）により、かつ直流電圧源（ＶＢＡＴＴ）により電気的に制御されるインジェクタの少なくとも１つの共振超音波圧電素子駆動段（１）を制御する方法であって：
−前記直流電圧を増幅して、中間直流電圧（Ｖｉｎｔｅｒ）を生成する工程と；
−前記共振超音波圧電素子駆動段の励磁電圧（ＶＥ）を前記中間直流電圧から生成する工程を含み、前記励磁電圧生成工程では、制御周波数で、第１スイッチングトランジスタ（Ｍ）を制御して閉じた状態にすることにより、前記中間直流電圧に接続されるインダクタ（Ｌｐ）の充電フェーズを制御し、そして開いた状態にすることにより、前記インダクタに蓄積されるエネルギーを前記共振超音波圧電素子駆動段に転移するフェーズを制御し、
前記方法は、前記充電フェーズ中に前記インダクタに蓄積される前記エネルギーを制限して励磁信号の振幅を減少させる工程を含み、前記減少工程では、前記第１スイッチングトランジスタのドレインと前記インダクタとの間に直列接続される第２スイッチングトランジスタ（Ｍ’）を制御して、前記充電フェーズの少なくとも一部において開いた状態にすることを特徴とする、方法。
【請求項１０】
前記共振超音波圧電素子駆動段の前記励磁電圧の振幅の減少は、充電フェーズ毎の前記第２スイッチングトランジスタの開いた時間（Ｄ）によって変わることを特徴とする、請求項９に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動車の内燃エンジンの電子制御噴射の分野に関するものである。本発明は、更に具体的には、共振超音波圧電素子駆動段の燃料インジェクタを制御する装置及び方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
このタイプの制御装置の公知の構造を図１に模式的に示す。
【０００３】
このような装置は、制御コンピュータ１０により、かつ直流電圧源ＶＢＡＴＴ、例えば車両のバッテリにより電気的に制御されるインジェクタの少なくとも１つの共振超音波圧電素子駆動段１を制御するように設計される。当該制御装置は：
−直流電圧ＶＢＡＴＴをステップアップさせて中間直流電圧Ｖｉｎｔｅｒ（数百ボルト、例えば２５０Ｖ）を生成する第１段２と；
−中間直流電圧Ｖｉｎｔｅｒから供給される中間直流電圧Ｖｉｎｔｅｒを変換し、かつ共振超音波圧電素子駆動段１の交流励磁電圧ＶＥを生成するために適する第２段３と、
を備える。
【０００４】
特定の状況では、噴射中に噴射される燃料の量を微細に変化させて、例えば燃料が噴射される燃焼室内の圧力変化を補正することができる、または特定の流量分布に合わせることができることが必要になる。
【０００５】
しかしながら、極めてフレキシブルに、噴射中に噴射される燃料の流量分布に影響を与えることを可能にするために、インジェクタの圧電素子段１の励磁信号の振幅（すなわち、変換段３の出力に現われる信号ＶＥの振幅）をフレキシブル、かつ迅速に変化させることができることが必須である。
【０００６】
従って、電圧ステップアップ段２の出力に供給される中間電圧Ｖｉｎｔｅｒを迅速に変化させる構成を想到することができる。従って、変換段の出力に現われる電圧ＶＥの包絡線の振幅を結果的に迅速に変化させることもできる。
【０００７】
図２は、「昇圧」型の電圧コンバータ回路を示しており、この電圧コンバータ回路は従来より、直流電圧源ＶＢＡＴＴ、例えば充放電容量ＣＢＡＴＴを持つバッテリにより駆動される電圧ステップアップ段２を形成するために使用される。この回路は、インダクタＬｂｏｏｓｔと、制御モジュール２０により制御されるスイッチとして動作するＭＯＳＦＥＴトランジスタＫと、ダイオードＤｂｏｏｓｔと、そして蓄積コンデンサＣｂｏｏｓｔとから成る。当該制御モジュールは、信号を高周波パルス列の形式で供給して、トランジスタＫを周期的に導通させる。トランジスタＫが導通すると、インダクタＬｂｏｏｓｔは、当該インダクタの両端に電圧ＶＢＡＴＴが印加されて充電される。トランジスタＫが開くと、ダイオードＤｂｏｏｓｔとが導通し、そしてインダクタに蓄積されるエネルギーによって電流が流れ、この電流でコンデンサＣｂｏｏｓｔが充電されることになる。
【０００８】
蓄積コンデンサＣｂｏｏｓｔはこのようにして、所望の値のＶｉｎｔｅｒが当該コンデンサの両端に現われるまで充電される。
【０００９】
しかしながら、「昇圧」型のこのステップアップ回路によって、生成される中間電圧Ｖｉｎｔｅｒの迅速な振幅変化を実現することはできない。当該ステップアップ回路は、所望の効果を変換段３の出力において実現する、すなわちこの段の出力に現われる励磁電圧ＶＥの迅速な変化を実現することができるようにするためには極めて大規模になってしまう。しかしながら、このように大規模になると、非常に大きく、かつ非常に高価なトランジスタを選択することになり、低効率の問題、従って電圧ステップアップ段２が過熱する問題が生じる。
【発明の概要】
【００１０】
従って、本発明の１つの目的は、インジェクタの共振超音波圧電素子駆動段の励磁信号の包絡線の振幅を変換段の出力で、制御電子機器を合理的なサイズに保持しながら極めて迅速に変化させることにより、自動車のエンジン制御に関して許容し得る容積／重量／コストの妥協点を確保することができる解決策を提案することにある。
【００１１】
この目的を念頭に置いて、本発明の主題は、制御コンピュータにより、かつ直流電圧源により電気的に制御されるインジェクタの少なくとも１つの共振超音波圧電素子駆動段を制御する装置であり、前記装置は：
−前記直流電圧をステップアップして、中間直流電圧を生成する第１段と、
−前記中間直流電圧を変調する第２段を備え、前記第２段は、前記中間直流電圧に接続されるインダクタと、そして第１スイッチングトランジスタを含み、前記第１スイッチングトランジスタは、前記インダクタを充電するフェーズ、及び前記インダクタに蓄積されるエネルギーを第１制御パルス列に応答して転移するフェーズを選択的に制御することにより、前記共振超音波圧電素子駆動段の励磁電圧を生成するために適する。
【００１２】
本発明は、更に具体的には、前記第２段は、前記第１スイッチングトランジスタのドレインと前記インダクタの一方の端子との間に直列接続される第２スイッチングトランジスタを含み、前記第２スイッチングトランジスタは、前記充電フェーズ中に前記インダクタに蓄積されるエネルギーを第２制御パルス列に応答して制限することにより、前記励磁電圧の振幅を減少させるために適することを特徴とする。
【００１３】
有利な点として、前記第１スイッチングトランジスタの前記ドレインは、前記共振超音波圧電素子駆動段にコンデンサを介して接続される。
【００１４】
１つの変形例として、前記第１スイッチングトランジスタの前記ドレインは更に、前記共振超音波圧電素子駆動段にトランスを介して接続することができる。
【００１５】
この変形例によれば、前記トランスの１次巻線は、一方の端子を介して前記第１スイッチングトランジスタの前記ドレインに接続され、そして他方の端子を介してグランドに接続され、前記１次巻線は前記コンデンサに並列接続される。
【００１６】
別の変形例によれば、前記第２スイッチングトランジスタのドレインは、前記共振超音波圧電素子駆動段にトランスを介して接続される。
【００１７】
この別の変形例によれば、前記トランスの前記１次巻線は、一方の端子を介して前記中間直流電圧に接続され、そして他方の端子を介して前記第２スイッチングトランジスタの前記ドレインに接続され、コンデンサが、前記中間直流電圧と前記第１スイッチングトランジスタの前記ドレインとの間に接続される。
【００１８】
好適には、前記第２制御パルス列は、前記第２スイッチングトランジスタを制御して、前記充電フェーズの少なくとも一部において開いた状態にするために適するＰＷＭ信号であり、前記充電フェーズの少なくとも一部では、前記第１スイッチングトランジスタが制御されて閉じた状態になる。
【００１９】
有利な点として、前記第１電圧ステップアップ段は、昇圧型の電圧コンバータを含む。
【００２０】
本発明はまた、制御コンピュータにより、かつ直流電圧源により電気的に制御されるインジェクタの少なくとも１つの共振超音波圧電素子駆動段を制御する方法に関するものであり、前記方法は：
−前記直流電圧を増幅して、中間直流電圧を生成する工程と；
−前記共振超音波圧電素子駆動段の励磁電圧を前記中間直流電圧から生成する工程を含み、前記励磁電圧生成工程では、制御周波数で、第１スイッチングトランジスタを制御して閉じた状態にすることにより、前記中間直流電圧に接続されるインダクタの充電フェーズを制御し、そして開いた状態にすることにより、前記インダクタに蓄積されるエネルギーを前記共振超音波圧電素子駆動段に転移するフェーズを制御し、
前記方法は、前記充電フェーズ中に前記インダクタに蓄積される前記エネルギーを制限して励磁信号の振幅を減少させる工程を含み、前記減少工程では、前記第１スイッチングトランジスタのドレインと前記インダクタとの間に直列接続される第２スイッチングトランジスタを制御して、前記充電フェーズの少なくとも一部において開いた状態にすることを特徴とする。
【００２１】
有利な点として、前記共振超音波圧電素子駆動段の前記励磁電圧の振幅の減少は、充電フェーズ毎の前記第２スイッチングトランジスタの開いた時間によって変わる。
【００２２】
本発明の他の特徴及び利点は、例示的かつ非制限的な例として与えられ、かつ添付の図を参照しながら為される以下の記述を一読することにより一層明確になるものと思われる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】図１は、内燃エンジンの燃料インジェクタの共振超音波圧電素子駆動段の公知の制御装置であって、既に説明されている公知の制御装置の簡単な電子回路図を表わしている。
【図２】図２は、「昇圧」型の電圧ステップアップ段を形成する図１の公知の制御装置であって、既に説明されている公知の制御装置の第１段の電子回路図を表わしている。
【図３】図３は、本発明による制御装置の第２電圧変換段の出力で得られる制御電圧のダイナミックレンジが大きくなっている可変振幅包絡線形状を示すタイミングチャートを表わしている。
【図４】図４は、インジェクタの圧電素子駆動段に接続される第２電圧変換段であって、公知の制御装置の第２電圧変換段の電子回路図を表わしている。
【図５】図５は、図４の変形実施形態を表わしている。
【図６】図６は、直列接続インダクタを有するハーフブリッジ型構造を利用した本発明によるインジェクタ制御装置の電圧変換段の電子回路図を表わしている。
【図７】図７は、ハーフブリッジ型構造の下流の受動回路を幾つかの可能な構成とした場合の図６の回路の変形例を表わしている。
【図８】図８は、ハーフブリッジ型構造の下流の受動回路を幾つかの可能な構成とした場合の図６の回路の変形例を表わしている。
【図９】図９は、ハーフブリッジ型構造の下流の受動回路を幾つかの可能な構成とした場合の図６の回路の変形例を表わしている。
【図１０】図１０は、ハーフブリッジ型構造を構成するトランジスタ群のそれぞれの制御信号のタイミングチャートを表わし、このハーフブリッジ型構造に、本発明によるインジェクタ制御装置の電圧変換段を載せている。
【図１１】図１１は、本発明の原理によるインジェクタの励磁信号を変換する例を表わしている。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
本発明は、図１を参照して既に説明した電圧ステップアップ段及び変換段を有する制御装置を利用する。
【００２５】
本発明は、上に説明した制御装置の変換段を変更して、この段の出力に供給される（従って、注目するインジェクタの入力端子に供給される）励磁電圧の振幅を大きなダイナミックレンジで変化させることができるようにすることを提案する。インジェクタの励磁電圧包絡線の振幅を大きなダイナミックレンジで変化させるこの原理について図３を参照しながら説明し、図３は、非常にフレキシブルな噴射制御を可能にするために適する励磁電圧ＶＥの包絡線の形状Ｐを示している。
【００２６】
従って、本発明は、変換段で実行される変換の他に、インジェクタの励磁電圧ピークの振幅を変化させる機能を含み、この変換段では、電圧ピーク群自体を、好ましくはインジェクタの共振周波数で発生させる。
【００２７】
このタイプの電圧包絡線信号を図３に示すように生成するために、本発明による制御装置の変換段３は、図４に示すように、これも公知である接続形態を利用する。
【００２８】
従って、電圧変換段３は、パルス電圧発生器の形態で使用され、このパルス電圧発生器は、当該出力に接続されるインジェクタの超音波圧電素子駆動段１の励磁電圧ＶＥを電圧パルス列として、スイッチングトランジスタＭ、例えばＭＯＳＦＥＴ型トランジスタの制御電極でドライバ段３０を介して受信する適切な周波数の制御パルス列Ｖ１に応答して供給することができる。
【００２９】
更に正確には、このパルス電圧発生器は、中間直流電圧Ｖｉｎｔｅｒ（電圧ステップアップ段２の出力）に接続され、かつトランジスタＭにより制御されるインダクタンスコイルＬｐと、そして当該コイルに並列接続され、かつ容量Ｃｐを有するコンデンサを備え、このコンデンサの両端に、共振超音波圧電素子駆動段１が接続される。
【００３０】
共振超音波圧電素子駆動段のインジェクタは、インダクタ及びコンデンサに直列接続される抵抗を備える直列共振回路によりモデル化することができる。脈波発生装置及び共振超音波ピエゾインジェクタの充電をモデル化する直列共振回路の組み合わせは普通、この技術分野の当業者からは「準Ｅ級増幅器」と呼ばれている。
【００３１】
従って、制御パルス列Ｖ１がトランジスタＭのゲートに印加される影響で、トランジスタＭのドレインから、変換段３の出力に接続される共振超音波圧電素子駆動段１を励磁することができる電圧パルス列ＶＥを供給することができる。
【００３２】
１つの変形例として、図５を参照するに、パルス電圧発生器は、トランスＴ及びコンデンサＣｐから成るアセンブリを備え、これらの素子は、中間直流電圧ＶｉｎｔｅｒとスイッチングトランジスタＭのドレインとの間に並列接続される。更に正確には、スイッチングトランジスタＭのドレインは、共振超音波圧電素子駆動段１にトランスＴを介して接続され、このトランスＴの１次巻線は、コンデンサＣｐに、かつ中間直流電圧ＶｉｎｔｅｒとトランジスタＭのドレインとの間に並列接続され、そしてこのトランスＴの２次巻線は、共振超音波圧電素子駆動段１に接続される。
【００３３】
Ｅ級増幅器の動作周期では、制御列により定義され、かつ充電共振回路の共振周波数に対応する周波数で定常的に繰り返される２つの動作フェーズを利用する：
−充電フェーズ：トランジスタＭを閉じる；充電共振回路が短絡され、そして「それ自体で」共振する（充電共振回路は、当該回路の電力消費素子においてわずかなエネルギーを失う）のに対し、インダクタＬｐは、当該インダクタにＶｉｎｔｅｒから給電されるので充電される。
−転移フェーズ：トランジスタＭを開く；インダクタに蓄積されるエネルギーが充電共振回路に向かって再び放出され、そして充電共振回路の損失を埋め合わせる。
【００３４】
このタイプの接続形態の増幅率（すなわち、Ｖｉｎｔｅｒと出力電圧ＶＥの最大振幅との比）は、構造的に約３〜４である。詳細には、インダクタに蓄積され、次に周期毎に充電される共振回路に再び放出されるエネルギーの量を制御することはできない。従って、電圧変換段の出力における励磁電圧ＶＥの振幅は、電圧ステップアップ段の出力電圧Ｖｉｎｔｅｒの値により主として決定される。
【００３５】
次に、図６は、「Ｅ級」タイプの変換段の動作を変更して、この段の出力（従って、注目するインジェクタの入力端子）に供給される励磁信号ＶＥの振幅を極めて迅速に変化させることができるようにした変換段の新規の接続形態を示している。本発明による電圧変換段３は、「直列インダクタ付きハーフブリッジ」型構造を利用する。ハーフブリッジ型構造は、グランドと、中間直流電圧Ｖｉｎｔｅｒから給電されるインダクタコイルＬｐとの間に直列接続される２つのトランジスタＭ及びＭ’から成る。
【００３６】
従って、図４または５を参照して説明された接続形態と比較すると、電圧変換段３を構成するパルス電圧発生器は、第２スイッチングトランジスタＭ’、例えばＭＯＳＦＥＴ型トランジスタを備え、このトランジスタＭ’は、トランジスタＭ（このトランジスタのソースはグランドに接続される）のドレイン（図６のポイントＣ）とインダクタコイルＬｐの一方の端子（ポイントＢ）との間に直列接続され、インダクタコイルＬｐの他方の端子（ポイントＡ）は、中間直流電圧源Ｖｉｎｔｅｒ（電圧ステップアップ段２の出力）に接続される。
【００３７】
トランジスタＭ及びＭ’には、ドライバ３０及び４０を介して、該当する制御パルス列Ｖ１及びＶ２を印加して、トランジスタＭ及びＭ’の開閉をそれぞれ制御することができ、これらのトランジスタの特徴については、以下に詳細に説明される。
【００３８】
更に、ハーフブリッジ型構造の下流の受動回路５０の幾つかの構成を想到することができる。
【００３９】
従って、図７は、直接振幅変調を行なう接続形態を、すなわちインジェクタの共振超音波圧電素子駆動段が、ハーフブリッジ型構造を構成するトランジスタＭ及びＭ’に直接接続される接続形態を詳細に示している。この接続形態は、簡潔性及びコストの点で利点を有する。これとは異なり、インジェクタを、使用するこれらのトランジスタの最大絶縁耐圧（自動車の関連部品に使用することができるＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）型トランジスタの場合は約１２００Ｖ）よりも大きい出力振幅で制御することはできない。
【００４０】
電圧変換段３の出力においてより大きくなるインジェクタの励磁電圧ＶＥを得るために、図８を参照して、そして図９を参照して示される接続形態のようなトランスＴを含む接続形態を使用することができる。
【００４１】
図８によれば、第２スイッチングトランジスタＭ’のドレインは、共振超音波圧電素子駆動段１にトランスＴを介して接続される。更に正確には、トランスの１次巻線は、中間直流電圧Ｖｉｎｔｅｒと第２スイッチングトランジスタＭ’のドレインとの間に接続され、次に、インダクタコイルＬｐは、トランスＴの１次巻線から成り、そして２次巻線は、共振超音波圧電素子駆動段の両端子に接続される。コンデンサＣｐが更に、中間直流電圧Ｖｉｎｔｅｒと第１スイッチングトランジスタＭのドレインとの間に接続される。
【００４２】
１つの変形例として、図９によれば、トランスＴ及びコンデンサＣｐから成るアセンブリは、第１スイッチングトランジスタＭのドレインとグランドとの間に並列接続される。更に正確には、第１スイッチングトランジスタＭのドレインは、共振超音波圧電素子駆動段１にトランスＴを介して接続され、このトランスＴの１次巻線は、コンデンサＣｐに、かつトランジスタＭのドレインとグランドとの間に並列接続され、そしてこのトランスの２次巻線は、共振超音波圧電素子駆動段１に接続される。
【００４３】
これらの２つの変形例によって、使用するトランジスタの絶縁耐圧よりもずっと大きい振幅を発生させることができ、これによって更に、トランスの変換比と適用トランジスタの耐圧との妥協点を、より高い効率で、かつより低いコストで見出すことができる。
【００４４】
ハーフブリッジ型構造の下流の受動回路の実施形態に関係なく、ハーフブリッジ型構造の価値は、「純」Ｅ級接続形態（図４または５）とは異なり、共振超音波圧電素子駆動段１をモデル化した充電共振回路を短絡させることができるとともに、中間直流電圧Ｖｉｎｔｅｒ（電圧ステップアップ段２の出力）に接続される直列インダクタＬｐを手順通りに充電しなくても済むことにある。
【００４５】
詳細には、或る時間に亘って、第２スイッチングトランジスタＭ’が開いていると仮定すると、第１スイッチングトランジスタＭを閉じて、インジェクタの共振超音波圧電素子駆動段１を、インダクタＬｐを充電することなく共振させることができ、このインダクタＬｐは従って、第２スイッチングトランジスタＭ’によってグランドから分離され、これにより、第２スイッチングトランジスタＭ’の開いた状態では、第１スイッチングトランジスタＭのドレインをインダクタＬｐから遮断することができる。
【００４６】
従って、第２スイッチングトランジスタＭ’の開いた時間によって変わるが、段３の出力に供給される信号の振幅を大幅に小さくすることができ、従って、注目するインジェクタに印加される励磁信号ＶＥの包絡線の振幅を制御することができる。
【００４７】
制御パルス列Ｖ１及びＶ２によってそれぞれ制御される２つのスイッチングトランジスタＭ及びＭ’から成るハーフブリッジ型構造を利用するこの接続形態はしたがって、Ｅ級電圧変換段３の動作周期を変更することができ、これにより出力において、可変振幅の励起電圧ＶＥを発生させることができる。
【００４８】
具体的には、本接続形態によって、充電フェーズ及び転移フェーズの他に、新規のフェーズを、Ｅ級増幅器の動作周期に導入する、すなわちトランジスタＭ及びＭ’から成るハーフブリッジに直列接続されるインダクタを充電しない共振フェーズを導入して、可変振幅の出力の生成を可能にすることができる。
【００４９】
この目的のために、これまでの説明から分かるように、ハーフブリッジを構成する２つのトランジスタを制御する方法は、第２スイッチングトランジスタＭ’の開閉を制御する制御パルス列Ｖ２の特性に主として基づいて行なわれる。
【００５０】
新規に提案される接続形態では、スイッチングトランジスタＭの開閉を制御する制御パルス列Ｖ１は、図４または５を参照しながら説明した「純」Ｅ級接続形態において用いられる制御列から変わっていない。
【００５１】
このような制御パルス列Ｖ１を図１０に矩形信号形で示す。
【００５２】
有利な点として、制御パルス列Ｖ１は次の特徴を有する：
−５０％のデューティ比；
−最初の制御パルスが後続パルスの約２分の１のパルス幅を有する。
【００５３】
最初のパルスの幅を短くすることによって、特に、最初のピーク群の過電圧を最小にする、すなわち噴射の最初の時点で非常に大きくなる可能性のある（従って、トランジスタ破壊を起こす可能性がある）過電圧を最小にすることができる。
【００５４】
このように、噴射制御中の各動作周期では従って、ハイ状態の制御パルス列Ｖ１をトランジスタＭのゲートに印加して（トランジスタを閉じる）、Ｖｉｎｔｅｒから給電されるインダクタＬｐが充電される充電フェーズを制御し、そしてロー状態の制御パルス列Ｖ１をトランジスタＭのゲートに印加して（トランジスタを開く）、当該インダクタに蓄積されるエネルギーを共振超音波圧電素子駆動段に向かって再び放出させる転移フェーズを制御する。
【００５５】
これとは異なり、この制御パルス列Ｖ１を、第２スイッチングトランジスタＭ’の第２制御パルス列Ｖ２の位相基準として使用することが必須である。
【００５６】
第２制御パルス列Ｖ２は、例えばＰＷＭ（パルス幅変調）信号、すなわち矩形信号であり、この信号のデューティサイクルを変えることにより、第２スイッチングトランジスタＭ’の開閉時間を制御することができる。当該第２制御パルス列Ｖ２を更に高精度に使用することにより、トランジスタＭ’の開いた時点を制御し、この開いた時点では、直列インダクタＬｐの充電を、第１スイッチングトランジスタＭが閉じた状態で抑制することが望ましい。
【００５７】
第２スイッチングトランジスタＭ’を充電フェーズの少なくとも一部に亘って開くこの構成（すなわち、第１スイッチングトランジスタＭが閉じた状態で）により、特に、直列インダクタＬｐに蓄積されるエネルギーを動作周期毎に制限することができ、従って定常状態のＥ級変換段３の出力に供給される信号の合計振幅を制限することができる。
【００５８】
段３の出力に発生する励磁電圧ＶＥの振幅は、基本的に、周期毎の第２スイッチングトランジスタＭ’の開いた時間Ｄによって変わる。この開いた時間が長くなると、直列インダクタＬｐに周期的に蓄積されるエネルギーが小さくなり、そして励磁電圧ＶＥの振幅が小さくなる。
【００５９】
この開いた時間は、制御パルス列Ｖ２のデューティサイクルを変えることにより管理することができる。
【００６０】
制御パルス列Ｖ１及びＶ２の以下の特徴を更に、図１０から分かるように考慮に入れる必要がある：
−噴射開始前に、第１スイッチングトランジスタＭが制御されて開いた状態（制御パルス列Ｖ１のロー状態）になり、そして
−噴射開始前に、第２スイッチングトランジスタＭ’が制御されて閉じた状態（制御パルス列Ｖ２のハイ状態）になる。
【００６１】
変換段３の直列インダクタ付きハーフブリッジ構成によって、２つの動作状態を確認することができる：
−「全振幅」と表記される動作であり、この全振幅動作では、第２スイッチングトランジスタＭ’が常に閉じた状態になるように制御される。この状態における動作は、図４または５を参照しながら説明した基本Ｅ級変換段の動作と同じであり、そして
−「部分振幅」と表記される動作であり、この部分振幅動作では、上に既に開示されている原理に従って、第２スイッチングトランジスタＭ’が、充電フェーズ中に開いた状態になる（すなわち、第１スイッチングトランジスタＭが閉じた状態で）ように制御され、かつ転移フェーズ中に閉じた状態になる（すなわち、第１スイッチングトランジスタＭが開いた状態で）ように制御される。
【００６２】
従って、第２スイッチングトランジスタＭ’を周期的に開いた状態にするこの第２動作モードでは、噴射期間全体を通じて、段３の出力における信号ＶＥの包絡線振幅を制御することができる。
【００６３】
従って、噴射を、制御包絡線を変化させて実行することができる。包絡線のこのような変化を図１１に示す。噴射制御の開始時点では、電圧ＶＥの最大振幅は、トランジスタＭ’を制御して常に閉じた状態にすることにより得られる。次に、噴射制御の第２部分では、ＰＷＭ信号形の制御パルス列Ｖ２をスイッチングトランジスタＭ’のゲートに印加することにより、電圧ＶＥの振幅値を制限することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【国際調査報告】
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