(57)【要約】分散アンテナシステムの信号をデジタル的に等化するためのシステムおよび方法を提供する。一実施形態では、分散アンテナシステム内の信号処理デバイスは、信号処理基板内の信号経路であって、該信号経路は、ｙ（ｎ）で表されるシステム応答を伴うＧ（ω）の非補償歪関数を有する、信号経路と、信号経路に連結される補償器であって、該補償器は、Ｈ（ω）で表されるインパルス応答関数有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを有し、該補償器は、入力コーム信号ｘ（ｎ）に対する信号経路の推定システム応答ｙ（ｎ）から決定される、2012516635.tif 000033を有し、ｙ（ｎ）は、複数の周波数掃引信号の試験入力に対する信号経路の補間した測定出力応答から推定される、補償器とを備える。
2012516635.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
分散アンテナシステム内の信号処理デバイスであって、
信号処理基板内の信号経路であって、前記信号経路は、ｙ（ｎ）で表されるシステム応答を伴うＧ（ω）の非補償歪関数を有する、信号経路と、
前記信号経路に連結される補償器であって、前記補償器は、Ｈ（ω）で表されるインパルス応答関数有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを有し、前記補償器は、入力コーム信号ｘ（ｎ）に対する前記信号経路の推定システム応答ｙ（ｎ）から決定される、
【数１】
2012516635.tif 000020
を有し、ｙ（ｎ）は、複数の周波数掃引信号の試験入力に対する前記信号経路の補間した測定出力応答から推定される、補償器と、
を備える、信号処理デバイス。
【請求項２】
【数２】
2012516635.tif 000021
は、次式に基づいて計算によって決定され、
【数３】
2012516635.tif 000022
式中、
【数４】
2012516635.tif 000023
は、チャネルを表す畳み込み行列である、請求項１に記載の信号処理デバイス。
【請求項３】
メモリをさらに備え、
【数５】
2012516635.tif 000024
の係数は、前記メモリに記憶される、請求項１に記載の信号処理デバイス。
【請求項４】
前記補償器は、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）を使用して実装される、請求項１に記載の信号処理デバイス。
【請求項５】
前記信号処理基板の前記信号経路は、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）と、少なくとも１つの周波数上方変換器とを備える、請求項１に記載の信号処理デバイス。
【請求項６】
前記信号処理基板の前記信号経路は、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）と、少なくとも１つの周波数下方変換器とを備える、請求項１に記載の信号処理デバイス。
【請求項７】
自己校正モジュールによって発生させられる試験信号に基づいて、
【数６】
2012516635.tif 000025
の係数を計算するための、自己校正モジュールをさらに備える、請求項１に記載の信号処理デバイス。
【請求項８】
前記自己校正モジュールは、ベクトルｄ（ｎ）と畳み込みｈ（ｎ）＊ｙ（ｎ）との差に基づいてベクトルｈ（ｎ）の係数を求めることによって、前記複数の周波数掃引信号試験入力に基づいて、前記号処理基板のシステム応答関数ｙ（ｎ）を推定し、ｄ（ｎ）は、遅延を受ける前記システム応答関数ｙ（ｎ）への入力を表し、
前記自己校正モジュールは、前記ベクトルｈ（ｎ）の係数に基づいて、前記有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを調整する、請求項７に記載の信号処理デバイス。
【請求項９】
信号処理基板を校正するための方法であって、
信号処理基板の第１の通過帯域全体で平坦な応答を有するように、前記信号処理基板の第１の信号経路内の補償器を設定することと、
複数の試験信号を前記信号処理基板の入力に印加することであって、前記複数の試験信号は、前記第１の通過帯域全体で周波数が離間される、ことと、
前記信号処理基板の出力に基づいて、前記複数の試験信号のそれぞれの利得値を決定することと、
前記複数の試験信号のそれぞれの前記利得値に基づいて、前記信号処理基板のシステム応答関数ｙ（ｎ）を推定することと、
ベクトルｄ（ｎ）と畳み込みｈ（ｎ）＊ｙ（ｎ）との差に基づいて、ベクトルｈ（ｎ）の係数を求めることであって、ｄ（ｎ）は、遅延を受けるシステム応答関数ｙ（ｎ）への入力を表す、ことと、
前記ベクトルｈ（ｎ）の前記係数に基づいて、前記補償器内の有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタの係数設定することと、
を含む、方法。
【請求項１０】
前記ベクトルｈ（ｎ）は、ｄ（ｎ）と前記畳み込みｈ（ｎ）＊ｙ（ｎ）との２乗誤差がｈ（ｎ）に関して最小化されるように決定される、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記信号処理基板の前記第１の信号経路は、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）と、少なくとも１つの周波数上方変換器とを備える、請求項９に記載の方法。
【請求項１２】
前記信号処理基板の前記第１の信号経路は、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）と、少なくとも１つの周波数下方変換器とを備える、請求項９に記載の方法。
【請求項１３】
前記ベクトルｈ（ｎ）の前記係数に基づいて、前記補償器内の前記有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタの係数を設定することはさらに、前記有限インパルス応答（ＦＩＲ）の前記係数をメモリに記憶することをさらに備える、請求項９に記載の方法。
【請求項１４】
前記メモリは、前記補償器の外部にある、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記複数の試験信号を印加することはさらに、
前記信号処理基板上に位置する自己校正モジュールで、前記試験信号を発生させることを含む、請求項９に記載の方法。
【請求項１６】
ベクトルｈ（ｎ）の係数を求めることはさらに、
前記信号処理基板上に位置する自己校正モジュールで、前記ベクトルｈ（ｎ）の前記係数を決定することを含む、請求項９に記載の方法。
【請求項１７】
分散アンテナシステム内の信号処理デバイスであって、
信号処理基板内の信号経路であって、前記信号経路は、Ｇ（ω）の非補償歪関数を有する、信号経路と、
前記信号経路に連結される補償器であって、前記補償器は、
【数７】
2012516635.tif 000026
で表されるインパルス応答関数を伴う有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを有し、
【数８】
2012516635.tif 000027
という関係に基づいている、
【数９】
2012516635.tif 000028
のフィルタ係数ｈ（ｎ）を有し、
【数１０】
2012516635.tif 000029
は、遅延を受ける前記信号経路への入力を表し、
【数１１】
2012516635.tif 000030
は、コーム信号に対する前記信号経路の推定応答の畳み込み行列であり、前記推定応答は、複数の周波数掃引信号の試験入力に対する前記信号経路の補間した測定出力応答に基づく、補償器と、
を備える、信号処理デバイス。
【請求項１８】
メモリをさらに備え、
【数１２】
2012516635.tif 000031
の前記フィルタ係数ｈ（ｎ）は、前記メモリに記憶される、請求項１７に記載の信号処理デバイス。
【請求項１９】
自己校正モジュールによって発生させられる周波数掃引信号に基づいて、
【数１３】
2012516635.tif 000032
のフィルタ係数ｈ（ｎ）を計算するための、自己校正モジュールをさらに備える、請求項１７に記載の信号処理デバイス。
【請求項２０】
前記信号処理基板の前記信号経路は、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）、周波数上方変換器、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）、または周波数下方変換器のうちの少なくとも１つを備える、請求項１７に記載の信号処理デバイス。
【発明の詳細な説明】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
関連出願の相互参照
［０００１］  本願は、２００９年１月２７日に出願された、表題「ＭＥＴＨＯＤ  ＡＮＤ  ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ  ＦＯＲ  ＤＩＧＩＴＡＬＬＹ  ＥＱＵＡＬＩＺＩＮＧ  Ａ  ＳＩＧＮＡＬ  ＩＮ  Ａ  ＤＩＳＴＲＩＢＵＴＥＤ  ＡＮＴＥＮＮＡ  ＳＹＳＴＥＭ」の米国特許仮出願第６１／１４７，５６０号の利益を請求し、当該出願は、参照することにより本明細書に組み込まれる。
【０００２】
［０００２］  本願は、２００７年１月２５日に出願された、表題「ＭＯＤＵＬＡＲ  ＷＩＲＥＬＥＳＳ  ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ  ＰＬＡＴＦＯＲＭ」の米国特許出願第１１／６２７，２５１号と関連し、当該出願は、参照することにより本明細書に組み込まれる。
【背景技術】
【０００３】
［０００３］  分散アンテナシステム（ＤＡＳ）は、地理的な領域または構造内においてワイヤレスサービスを提供する、輸送媒体を介し、共通のノードに接続される空間的に分かれたアンテナノードのネットワークである。共通のワイヤレス通信システム構成は、（例えば、ワイヤレスサービスプロバイダによって制御される施設において）中央管理されたロケーションに位置される共通のノードとして、ホストユニットを利用する。（例えば、ワイヤレスサービスプロバイダによって制御されない施設またはサイトにおける）ホストユニットから離れたロケーションに位置する、アンテナノードおよび関連する発信および受信機器は、「遠隔ユニット」とも称される。無線周波数（ＲＦ）信号が、ホストユニットと１つ以上の遠隔ユニットとの間で通信される。かかるＤＡＳにおいて、ホストユニットは、典型的には、携帯電話ネットワーク、公衆交換回線網（ＰＳＴＮ）およびインターネット等であるが、これらに制限されないＤＡＳサービスエリアおよび通信ネットワーク内のワイヤレス加入者ユニット間の双方向通信を可能にする、１つ以上の基地局（例えば、有線接続またはワイヤレス接続を介して）と通信可能に連結される。したがって、ＤＡＳは、本来、遠隔ユニットを地理的な領域全体に分散させることができ、したがってその領域全体に無線サービスを提供する、コミュニティ内のインフラストラクチャを提供することができる。
【０００４】
［０００４］  ホストユニットと遠隔ユニットとの間で送信されるダウンリンクおよびアップリンク輸送信号のためのデジタル輸送を有するＤＡＳは、アナログ輸送を有するＤＡＳに勝る数多くの利点を有する。しかしながら、ダウンリンクおよびアップリンクＲＦ信号をデジタル化することは、望ましくない効果をＲＦ信号に導入する場合がある。
【発明の概要】
【０００５】
［０００５］  分散アンテナシステムの信号をデジタル的に等化するためのシステムおよび方法を提供する。一実施形態では、分散アンテナシステム内の信号処理デバイスは、信号処理基板内の信号経路を備え、該信号経路は、ｙ（ｎ）で表されるシステム応答を伴うＧ（ω）の非補償歪関数を有し、該デバイスは信号経路に連結される補償器も備え、該補償器は、Ｈ（ω）で表されるインパルス応答関数有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを有し、該補償器は、入力コーム信号ｘ（ｎ）に対する信号経路の推定システム応答ｙ（ｎ）から決定される、
【０００６】
【数１】
2012516635.tif 000003
を有し、ｙ（ｎ）は、複数の周波数掃引信号の試験入力に対する信号経路の補間した測定出力応答から推定される。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
［０００６］  図面は、本発明の例示的実施形態だけを描写するものであり、したがって、その範囲を限定するものとみなされるべきではなく、本例示的実施形態は、添付の図面の使用を通して、さらなる特異性および詳細とともに説明されることを理解されたい。
【図１】［０００７］ホストユニットおよび複数の遠隔ユニットを含む、分散アンテナシステム（ＤＡＳ）の一実施形態のブロック図である。
【図２】［０００８］図１の遠隔ユニットの一実施形態のブロック図である。
【図３】［０００９］図１のホストユニットの一実施形態のブロック図である。
【図４】［００１０］図２のホストユニットまたは図３の遠隔ユニットのいずれかで使用するための、ＤＡＲＴモジュールの一実施形態の概略図である。
【図５Ａ】［００１１］図１に示されるＤＡＳを通しての信号経路の中の歪を示すブロック図である。
【図５Ｂ】［００１２］図４に示されるＤＡＲＴモジュールの受信経路のための試験システムを例示するブロック図である。
【図５Ｃ】［００１３］図４に示されるＤＡＲＴモジュールの送信経路のための試験システムを例示するブロック図である。
【図６】［００１４］フィルタ応答を決定する方法のブロック図である。
【図７】［００１５］本発明の一実施形態のＭＡＴＬＡＢコードを提供する図である。
【図８】［００１６］信号処理基板を校正するための、本発明の一実施形態の方法を例示するフローチャートである。［００１７］  慣行に従い、記載される種々の特徴は、正しい縮尺で記載されているものではなく、本発明の例示的実施形態に関する特定の特徴を強調するために描画されている。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
［００１８］  本開示は、送信ＲＦ信号が、デジタル化ＲＦサンプルのストリームとアナログＲＦ信号間で変換される時に、ＲＦ信号を等化するための方法および装置を対象とする。ＲＦ信号は、ＲＦ信号の周波数応答を平滑化するように等化される。換言すれば、（理想的には）周波数帯域全体の平坦な応答を達成するために、帯域内の所与の周波数上のＲＦ信号は、電力がその帯域内の他の周波数上のＲＦ信号と同様であるようにされる。一実施形態では、ＲＦ信号は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタでデジタル的に等化される。
【０００９】
［００１９］  図１は、分散アンテナシステム（ＤＡＳ）１００の一実施形態のブロック図である。ＤＡＳ１００は、ホストユニット１０２と、複数の遠隔ユニット１０６とを含む。物理レイヤにおいて、ホストユニット１０２および遠隔ユニット１０６は、複数のポイント間通信リンク１３０を備える双方向通信ネットワークを形成するように、通信リンク１３０を介して通信可能に連結される。一実施形態では、図１に示されるように、通信リンク１３０のうちの１つ以上は、光ファイバーケーブルである。随意に、ホストユニット１０２および遠隔ユニット１０６は、同軸ケーブル、または同軸ケーブルおよび光ファイバーケーブルの両方の組み合わせを介して、相互接続されてもよい。加えて、他の実施形態では、通信リンク１３０のうちの１つ以上は、無線ミリ波リンク（例えば、Ｅ帯域／７０ＧＨｚの無線）である。ここでは、ミリ波信号送受信機は、通信リンク１３０の各端部上の各端部のホストユニット１０２および各遠隔ユニット１０６に連結される。さらに別の実施形態では、通信リンク１３０のうちの１つ以上は、マイクロ波無線送受信機がホストユニット１０２および遠隔ユニット１０６に連結されるマイクロ波無線リンクである。
【００１０】
［００２０］  遠隔ユニット１０６は、それぞれ、アンテナ１０７を介して、１つ以上の携帯加入者ユニット１０８との変調された無線周波数（ＲＦ）通信をワイヤレスで送受信するために使用される電子デバイスおよびシステムを収容する。ホストユニット１０２は、多くの場合基地局と称される少なくとも１つの基地送受信局（ＢＴＳ）１１０に連結される。ＢＴＳ１１０は、通話システムネットワーク１２２（例えば、公衆交換電話網および／またはワイヤレスサービスプロバイダネットワーク）に連結されるゲートウェイ１２４、およびインターネット等のインターネットプロトコル（ＩＰ）ネットワーク１２０を介して、各ホストユニット１０２とより大規模な通信ネットワークとの間で音声および他のデータ信号を通信する。一実施形態では、ＤＡＳ１００は、携帯電話ネットワークの一部を成し、加入者ユニット１０８は、携帯電話である。
【００１１】
［００２１］  ホストユニット１０２において、ＢＴＳ１１０からダウンリンクＲＦ信号を受信し、ホストユニット１０２は、その信号を遠隔ユニット１０６の１つ以上に送信するための１つ以上のダウンリンク輸送信号を生成するために使用する。かかる遠隔ユニット１０６のそれぞれは、少なくとも１つのダウンリンク輸送信号を受信し、ダウンリンク輸送信号からダウンリンクＲＦ信号を再構成し、その遠隔ユニット１０６に連結されるまたはこれに含まれる遠隔アンテナ１０７から、再構成されたダウンリンクＲＦ信号を発信させる。同様のプロセスが、アップリンク方向で実行される。加入者１０８から１つ以上の遠隔ユニット１０６において受信されたアップリンクＲＦ信号は、各遠隔ユニット１０６からホストユニット１０２へ送信される各アップリンク輸送信号を生成するために使用される。ホストユニット１０２は、複数遠隔ユニット１０６から送信されたアップリンク輸送信号を受信し、組み合わせる。ホストユニット１０２は、ブロードバンド信号を通じて、ＢＴＳ１１０へ、組み合わせられたアップリンクＲＦ信号を伝達する。
【００１２】
［００２２］  ＤＡＳ１００は、通信リンク１３０を通じて、ホストユニット１０２と遠隔ユニット１０６との間で送信されるダウンリンクおよびアップリンク輸送信号が、それぞれ、ダウンリンクおよびアップリンクＲＦ信号をデジタル化することによって、生成されることを意味する、デジタルＤＡＳ輸送を含む。換言すれば、ダウンリンクおよびアップリンク輸送信号は、アナログＲＦ信号ではなく、変調されたＲＦ信号のデジタルＲＦサンプルを表すデジタルデータ信号である。例えば、加入者ユニット１０８へ送信するように方向付けられる特定の通信信号が、９００ＭＨｚバンドの変調されたＲＦ信号である場合、ホストユニット１０２は、ＢＴＳ１１０から変調された９００ＭＨｚのＲＦ信号のベースバンドデジタルサンプルを生成し、これは、ホストユニット１０２によって、遠隔ユニット１０６へ配送される。あるいは、全デジタルのＢＴＳは、直接、ベースバンドデジタルサンプルを生成し得る。遠隔ユニットにおいて、変調されたＲＦ信号のデジタルサンプルは、アンテナ１０７からワイヤレスに発信されるように、デジタルからアナログＲＦ信号へ変換される。アップリンクでは、遠隔ユニット１０６において受信されるアナログＲＦ信号は、アップリンク輸送信号のためのデジタルＲＦデータサンプルを生成するためにデジタル的にサンプリングされる。ＢＴＳ１１０、ホストユニット１０２および遠隔ユニット１０６は、それぞれ、複数バンドおよび複数変調スキームのために、同時に、通信信号の処理に対応する。
【００１３】
［００２３］  図２は、遠隔ユニット１０６の一実施形態のブロック図である。遠隔ユニット１０６は、シリアル無線周波数（ＳｅＲＦ）モジュール２２０、デジタル／アナログ無線周波数送受信機（ＤＡＲＴ）モジュール２０８、遠隔ＤＡＲＴインターフェース基板（ＲＤＩ）２２４、直線電力増幅器２１０、アンテナ２１２、送受切り替え機２１１、低雑音増幅器２１４を含む。一実施形態では、本明細書に記載されるＳｅＲＦモジュールおよびＤＡＲＴモジュールは、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ、デジタル信号処理（ＤＳＰ）基板、または同様のデバイスを使用して実現される。
【００１４】
［００２４］  ＤＡＲＴモジュール２０８は、ホストユニット１０２と遠隔ユニット１０６との間で送信されるダウンリンクおよびアップリンク輸送信号の、アナログＲＦ信号とデジタルサンプリングされたＲＦとの間の双方向の変換を提供する。アップリンクにおいて、アンテナ２１２は、加入者１０８からワイヤレスＲＦ信号を受信し、低雑音増幅器２１４を介してＤＡＲＴモジュール２０８にＲＦ信号を通過させる。ＤＡＲＴモジュール２０８は到来アナログＲＦ信号を受信し、ＳｅＲＦモジュール２２０によって使用されるデジタルデータ信号を生成するために、アナログＲＦ信号をサンプリングする。ダウンリンクにおいて、ＤＡＲＴモジュール２０８は、ＳｅＲＦモジュール２２０からデジタルサンプリングされたＲＦデータを受信し、サンプリングされたＲＦデータをブロードキャスト周波数に上方変換し、ワイヤレス送信のために、アナログＲＦへデジタルＲＦサンプルを変換する。ＤＡＲＴモジュール２０８によって信号をアナログＲＦ信号に変換後、アナログＲＦ信号は、アンテナ２１２を介して発信するために電力増幅器２１０に送信される。電力増幅器２１０は、送受切り替え機２１１を通って、アンテナ２１２へと出力するために、ＤＡＲＴモジュール２０８から受信したＲＦ信号を増幅させる。送受切り替え機２１１は、送信および受信信号を共通のアンテナ２１２に接続させるために必要な信号の複製を提供する。一実施形態では、低雑音増幅器２１４は、送受切り替え機２１１に統合される。当業者は、本明細書を一読する際に、ＤＡＲＴモジュールは、ベースバンドデジタルサンプルの代わりに、またはこれに加えて、デジタルＲＦサンプルを中間周波数（ＩＦ）サンプルに選択的に変換するように機能し得ることを理解されよう。
【００１５】
［００２５］  遠隔ユニットの中のＤＡＲＴモジュールは、特定の周波数帯域に特化したものである。単一のＤＡＲＴモジュールは、使用される変調技術に関係なく、規定のＦＤＤ帯域上で動作する。したがって、遠隔ユニットの周波数帯域の調整は、一つの周波数帯域を範囲とするＤＡＲＴモジュールを、異なる周波数帯域を範囲とするＤＡＲＴモジュールと置換することによって行うことができる。例えば、一実装例では、ＤＡＲＴモジュール２０８は、８５０ＭＨｚの移動体送信を送信するように設計される。別の例として、別の実装例では、ＤＡＲＴモジュール２０８は、１９００ＭＨｚのＰＣＳ信号を送信する。ＤＡＲＴモジュール２０８のための他のオプションのいくつかは、Ｎｅｘｔｅｌ  ８００帯域、Ｎｅｘｔｅｌ  ９００帯域、ＰＣＳ全帯域、ＰＣＳ半帯域、ＢＲＳ、ＷｉＭａｘ、ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）、および欧州ＧＳＭ９００、ＧＳＭ１  ８００、およびＵＭＴＳ２１００を含む。異なる種々のＤＡＲＴモジュール２０８が、ＲＤＩ  ２２４にプラグインされることを可能にすることで、遠隔ユニット１０６は、前述の周波数帯域および技術のうちのいずれか、ならびに開発されるあらゆる新しい技術または周波数帯域に構成可能である。
【００１６】
［００２６］  ＳｅＲＦモジュール２２０は、デジタルデータストリームと高速光シリアルデータストリームとの間の双方向の変換を提供する。アップリンクでは、ＳｅＲＦモジュール２２０は、ＤＡＲＴモジュール２０８から到来デジタルデータストリームを受信し、通信リンク１３０上で、シリアル光データストリームをホストユニット１０２に送信する。ダウンリンクでは、ＳｅＲＦモジュール２２０は、ホストユニット１０２から光シリアルデータストリームを受信し、デジタルデータストリームをＤＡＲＴモジュール２０８に提供する。
【００１７】
［００２７］  ＳｅＲＦモジュール２２０は、ＲＤＩ  ２２４に連結される。ＲＤＩ  ２２４は、それぞれが、プラグ接続可能なＤＡＲＴモジュール２０８を受容し、ＤＡＲＴモジュール２０８をＳｅＲＦモジュール２２０に連結するように構成される、複数のコネクタを有する。ＲＤＩ  ２２４は、ＳｅＲＦモジュール２２０と、異なる種々のＤＡＲＴモジュール２０８との間の通信を可能にするように構成される、共通のインターフェースである。この実施形態において、ＲＤＩ  ２２４は、ＳｅＲＦモジュール２２０もそこに接続する、パッシブホストバックプレーンである。別の実施形態では、ＲＤＩ  ２２４は、ホストバックプレーンである代わりに、ＳｅＲＦモジュール２２０に統合される。
【００１８】
［００２８］  図２は、ＳｅＲＦモジュールに連結される単一のＤＡＲＴモジュールを例示するが、複数のＤＡＲＴモジュールを保有することによって、単一の遠隔ユニット筐体が複数帯域上で動作してもよい。このような一実施形態では、ＲＤＩ  ２２４は、各ＤＡＲＴモジュールがＲＦデータサンプルをＳｅＲＦモジュール２２０と通信することを可能にする、別々の接続部インターフェースを提供する。この場合、ＳｅＲＦモジュール２２０は、通信リンク上で、高速光シリアルデータストリームをホストユニットと通信するように、複数のＤＡＲＴモジュールが並列に動作することを可能にする。このような一実施形態では、ＳｅＲＦモジュールは、信号が単一の輸送通信リンク上で同時に送信されるように、複数のＤＡＲＴモジュール（各ＤＡＲＴモジュールは、異なるＲＦ帯域を処理する）からの信号をアクティブに多重化する。一実施形態では、ＳｅＲＦモジュールは、同期化を確実にするようにそこに連結される各ＤＡＲＴモジュールにクロック信号を提供する。
【００１９】
［００２９］  さらに、図２は、単一のＲＤＩに接続された単一のＳｅＲＦモジュールを例示しているが、本発明の実施形態は、そのように限定されない。代替の実施形態では、ＳｅＲＦモジュールは、複数のＲＤＩに接続してもよく、該ＲＤＩのそれぞれは、複数のＤＡＲＴに接続することができる。例えば、一実施形態では、ＳｅＲＦモジュールは、最大で３つのＲＤＩに接続することができ、該ＲＤＩのそれぞれは、最大で２つのＤＡＲＴに接続することができる。ＳｅＲＦモジュール２２０は、ＲＦ、ＩＦ、またはベースバンドデータサンプル（ＳｅＲＦストリーム）のシリアルストリームと、高速光シリアルデータストリームとの間の双方向変換を提供する。アップリンク方向では、ＳｅＲＦモジュール２２０は、ＤＡＲＴモジュール２０８から到来ＳｅＲＦストリームを受信し、通信リンク１３０上で、シリアル光データストリームをホストユニット１０２に送信する。ダウンリンク方向では、ＳｅＲＦモジュール２２０は、ホストユニット１０２から光シリアルデータストリームを受信し、ＳｅＲＦストリームをＤＡＲＴモジュール２０８に提供する。この例は、簡潔にするために、単一のＤＡＲＴモジュールの動作に重点を置いているが、本記載は、このような複数帯域の遠隔ユニットを対象とする。
【００２０】
［００３０］  図３は、ホストユニット（概して１０２で示される）の一実施形態を例示するブロック図である。ホストユニット１０２は、デジタルＤＡＳを形成するように、図１に関して説明されるように、通信リンク１３０を介して、複数の遠隔ユニット１０６に通信可能に連結される。ホストユニット１０２は、ホストユニットデジタル／アナログ無線周波数送受信機（ＤＡＲＴ）モジュール３０８と、ホストユニットシリアル無線周波数（ＳｅＲＦ）モジュール３２０とを含む。ＳｅＲＦモジュール３２０は、デジタルＲＦデータサンプルと、遠隔ユニット１０６への、およびそこからの複数の高速光シリアルデータストリームとの間の双方向変換を提供する。アップリンク方向において、ＳｅＲＦモジュール３２０は、複数の遠隔ユニットから到来シリアル光データストリームを受信し、デジタル化ベースバンドＲＦデータサンプルのストリームへ、それぞれ変換し、それらは、ＲＦデータサンプルのブロードバンドストリームへと加えられる。ＤＡＲＴモジュール３０８は、ＳｅＲＦモジュール３２０およびＢＴＳ１１０等の１つ以上の基地局の間の双方向インターフェースを提供する。遠隔ユニット１０６と同様に、ホストユニット３２０が、複数の基地局と複数バンド上で動作する場合、別々のＤＡＲＴモジュール３０８が、各周波数バンドに提供される。
【００２１】
［００３１］  図４は、ホストユニット１０２（ＤＡＲＴモジュール３０８）または遠隔ユニット１０６（ＤＡＲＴモジュール２０８）のいずれかで使用するための、ＤＡＲＴモジュール４００の一実施形態のブロック図である。ＤＡＲＴモジュール４００は、送信経路４０４および受信経路４０６の、２つの主な信号経路を有する。ＳｅＲＦモジュールから受信される信号について、ＤＡＲＴモジュール４００は、必要に応じて、ＦＰＧＡ４０３において、到来データストリームからパラレルデジタルＲＦデータを形成する。この実施形態では、ＦＰＧＡ４０３は、シリアルデジタルデータをＲＦサンプルデータに変換するようにプログラムされ、及び、ＲＦサンプル値データをシリアルデジタルデータに変換するようにプログラムされる、論理デバイスである。次いで、ＤＡＲＴモジュール４００は、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）４０８で、デジタルＲＦデータをアナログ信号に変換する。送信経路４０４は、ＤＡＲＴモジュール４００フィルタとして継続し、フィルタ４１０、増幅器４１２、発振器４１４、および減衰器４１６の各種組み合わせで、ＲＦ送信のためのアナログ信号を増幅および上方変換する。送信経路は、やや小型バージョンＡのＲＦ同軸コネクタ（ＳＭＡ）４２０において、ＤＡＲＴモジュール４００を出る。信号は、反対方向に下流の受信経路４０６の中を進行し、該信号は、アナログからデジタルに変換されて、ＳｅＲＦモジュールに送信される。第１の信号は、ＳＭＡコネクタ４２０で受信される。次いで、ＤＡＲＴモジュール４００は、複数のフィルタ４１０、増幅器４１２、発振器４１４、および減衰器４１６で、到来ＲＦ信号を増幅、下方変換、フィルタ処理する。次いで、ＤＡＲＴモジュール４００は、アナログ／デジタル変換器４２２で信号をデジタル化する。次いで、ＦＰＧＡ４０３は、データストリームを、パラレルデジタルＲＦサンプル値データとして、ＳｅＲＦモジュールに提供する。ＤＡＳ１００、ホストユニット１０２、遠隔ユニット１０６、またはＤＡＲＴモジュール４００に関するさらなる詳細は、同時係属の米国特許出願第１１／６２７，２５１号に提供され、参照することにより本願明細書に組み込まれる。
【００２２】
［００３２］  シリアルデジタルデータとＲＦサンプル値データとの間で変換することに加えて、ＦＰＧＡ４０３はまた、信号を送信および受信するフィルタを適用することによって、ＤＡＲＴモジュール４００を通して伝播する信号をデジタル的に等化する。一実施形態では、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタが使用され、ＦＩＲフィルタ応答は、ＤＡＲＴモジュール４００の逆周波数応答に極めて類似するように設定される。したがって、ＦＩＲフィルタは、ＤＡＲＴモジュール４００によって引き起こされる信号歪を補償する。一実施形態では、ＦＰＧＡ４０３は、ＤＡＲＴモジュール４００内の信号の送信および受信の両方にフィルタを適用する。送信信号は、ＤＡＣ４０８、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）４１０、増幅器４１２、および上方変換器４１１によって引き起こされる歪を補償するように、フィルタを適用することによって事前補償される。受信信号は、ＢＰＦ４１０、増幅器４１２、および下方変換器４１３によって引き起こされる歪を補償するように、フィルタを適用することによって事後補償される。一実施形態では、フィルタは、送信および受信信号を、ＤＡＲＴモジュール４００によって包含される周波数帯域にわたって、ユニティ利得に設定することを試みる。一実施形態では、フィルタは、３５ＭＨｚ帯域の信号全体を等化する。
【００２３】
［００３３］  図１に関して前述したように、ＤＡＳ１００は、複数のプラグ接続可能な移動できるＤＡＲＴモジュール４００を備える。各ＤＡＲＴモジュール４００は、その特定のＤＡＲＴモジュール４００によって引き起こされる歪を補償するように、個々に等化される。これは、任意のＤＡＲＴモジュール４００が、十分な等化を信号経路に提供する間に、任意の他のＤＡＲＴモジュール４００を伴う信号経路の中に配置されるのを、可能にされる。ＤＡＳ１００を通しての所与の信号経路は、２つのＤＡＲＴモジュール４００（１つは遠隔ユニット１０６の中、１つはホストユニット１０２の中）を通して進行するので、および所与の信号経路上で相互に動作する特定のＤＡＲＴモジュール４００は、ＤＡＳ１００の設置前に未知であるので、設置前に特定の信号経路の中の特定の歪を補償することは困難である。したがって、個々にＤＡＲＴモジュール４００を等化することは、ＤＡＲＴモジュールが設置前に等化されることを可能にする。さらに、これは、ＤＡＲＴモジュール４００が、任意の場所にプラグインされること、または信号経路に対する十分な等化中に他のＤＡＲＴモジュール４００によって置換されることを可能にする。加えて、個々にＤＡＲＴモジュール４００を等化することは、ＤＡＳ１００内でマルチキャスト／サイマルキャストすることを可能にする。故に、所与のＤＡＳ信号経路内で、等化の一部分は、ホストユニットＤＡＲＴモジュール２０８で行われ、別の部分は、遠隔ユニットＤＡＲＴモジュール３０８で行われる。これは、アップリンクおよびダウンリンク信号の両方に当てはまる。
【００２４】
［００３４］  図５Ａは、ＤＡＳ１００を通してのＲＦ信号経路５００の一実施形態を例示する。アナログＲＦ信号５０２は、信号経路５００に入力される。アナログＲＦ信号は、表面音響波（ＳＡＷ）フィルタ（図４のＢＰＦ４１０）でフィルタ処理され、下方変換され（図４の下方変換器４１３）、そしてデジタルＲＦサンプルに変換される前に、再びフィルタ処理される。これは、ＤＡＲＴモジュール４００の受信経路４０６の中で生じる。しかしながら、これらのステップのそれぞれは、ＲＦ信号に歪（本明細書では、Ｇ１（ω）と称する）を導入する場合がある。次いで、信号は、通信リンク１３０を介して輸送され、そこで信号は、アナログに変換され、ＳＡＷフィルタ処理され、上方変換（図４の上方変換器４１１）され、そして再びＳＡＷフィルタ処理される。これらのステップは、別のＤＡＲＴモジュール４００の送信経路４０４の中で生じ、同様に、ＲＦ信号に歪（本明細書ではＧ２（ω）歪と称する）を導入する場合がある。
【００２５】
［００３５］  各ＤＡＲＴモジュール４００の歪は、各ＤＡＲＴモジュール４００の中のＦＰＧＡ４０３によって等化される。各ＤＡＲＴモジュール４００の中の各ＦＰＧＡ４０３は、フィルタ（本明細書ではＨ（ω）と称する）を信号に適用する。したがって、Ｇ１（ω）歪は、Ｈ１（ω）フィルタによって補償され、Ｇ２（ω）歪は、Ｈ２（ω）フィルタによって補償される。
【００２６】
［００３６］  図５Ｂは、受信経路フィルタ（Ｈ１（ω））のフィルタ係数を決定するための、１つの方法を例示する。同様に、図５Ｃは、送信経路フィルタ（Ｈ２（ω））のフィルタ係数を決定するための、１つの方法を例示する。フィルタのフィルタ係数を決定するには、ＤＡＲＴモジュールによって引き起こされる歪を決定するように、試験信号がＤＡＲＴモジュールに入力され、出力信号が測定される。測定した出力信号に基づいて、フィルタ係数が決定される。次いで、フィルタ係数が、フィルタが、ＤＡＲＴモジュールによって導入される歪の逆数を印加するように設定される。
【００２７】
［００３７］  例えば、ＤＡＲＴモジュール４００のＨ１（ω）フィルタ係数を決定するには、信号発生器５０２からの周波数掃引試験信号が、ＤＡＲＴモジュール４００の受信経路４０４に印加される。試験信号は、あらゆる好適な信号発生器で発生させることができる。初期試験シーケンスの場合、ＦＰＧＡ４０３は、平坦なフィルタ応答を適用する。次いで、試験信号に由来する、ＤＡＲＴモジュール４００のエッジコネクタ４０２での出力信号が、スペクトル分析器５０４で測定される。Ｈ１（ω）を決定する場合、アナログＲＦ試験信号は、受信経路４０４に印加され、エッジコネクタ４０２でのデジタル化信号出力は、システムの振幅応答を決定するように、スペクトル推定アルゴリズムを使用して分析される。入力試験信号は、全て等しい振幅で入力され、したがって、出力信号の振幅のばらつきは、ＤＡＲＴモジュール４００の受信経路４０４の歪の結果である。次いで、ＤＡＲＴモジュール４００の中の受信経路４０４によって引き起こされる歪をフィルタによって相殺するように、フィルタ係数が設定される。したがって、出力信号が、（理想的には）他の入力信号に対する入力信号の振幅と同じ相対振幅（他の出力信号に対する振幅）を有するように、将来の受信経路４０４への信号入力は、受信経路４０４によって歪まされ、ＦＰＧＡ４０３によって等化される。ＤＡＲＴモジュール４００のＨ２（ω）フィルタ係数は、試験信号がＤＡＲＴモジュール４００のエッジコネクタ４０２に入力されること、および結果として生じる出力信号がＳＭＡコネクタ４２０のスペクトル分析器５０４で測定されることを除いて、同じような手法で決定される。Ｈ２（ω）を決定する場合、信号振幅を決定するように、デジタル化信号は、エッジコネクタ４０２の送信経路、およびＲＦスペクトル分析器またはＲＦ検出器によってＳＭＡコネクタ４２０で測定される、結果として生じるアナログＲＦ出力信号に印加される。他の実施形態では、出力信号は、ＲＦ検出器で測定される。一実施形態では、デジタル化信号は、外部のデバイスから印加されるのではなく、ＦＰＧＡ４０３内で発生させられる。Ｈ１（ω）およびＨ２（ω）を決定するための入力試験信号は、周波数掃引信号と称される。
【００２８】
［００３８］  表１は、ＤＡＲＴモジュール等の分散アンテナシステムの構成要素の測定振幅応答の、パラメータの構成を提供する。
【００２９】
【表１】
2012516635.tif 000004
【００３０】
［００３９］  測定データを線形補間することによる全体応答の近似は次式で表される。
【００３１】
【数２】
2012516635.tif 000005
【００３２】
［００４０］  システム位相応答がほぼ一定であると仮定すると、デジタルスペクトル全体に均一に離間される等しい振幅の一連の正弦曲線から成る、周波数コーム試験信号は、システムの振幅応答を等化するように、逆ＦＩＲフィルタの決定を可能にする。表２は、
【数３】
2012516635.tif 000006
との関係を説明する。
【００３３】
【数４】
2012516635.tif 000007
は、全体システム応答Ｇｅ（ω）の近似によって説明されるシステムのモデルに印加され、該信号は、周波数掃引信号によって成される振幅のＫ個の測定値の補間に基づく。周波数コームの目的は、単に計算だけであり、概して、個数Ｋよりも大きくなり得る、Ｃ個のトーンから成る。一実施形態では、
【数５】
2012516635.tif 000008
は、Ｈ１（ω）またはＨ２（ω）であり得るＨ（ω）の推定値を計算するために使用されるコンピュータ内で、発生させられて、そこに存在する。
【００３４】
【表２】
2012516635.tif 000009
【００３５】
［００４１］  図６は、直線チャンネル応答の逆数を推定するＦＩＲフィルタＨ（ω）を決定するための、信号モデル（概して、６００で示される）を例示する。ＦＩＲフィルタＨ（ω）の決定は、最小２乗適合に基づいており、直線歪を有するチャネルＧ（ω）を等化する、ＦＩＲフィルタのパラメータを求める。図６では、
【数６】
2012516635.tif 000010
は、所望のシステム応答を表すが、これは、一実施形態では、入力の遅延バージョンである。
【数７】
2012516635.tif 000011
は、チャネル歪Ｇ（ω）および近似システム逆フィルタＨ（ω）のカスケードに起因する、等化システム応答である。
【００３６】
［００４２］  Ｈ（ω）の最小２乗計算は、所望の応答と等化応答との誤差ｅ（ｎ）の２乗を最小化する。図６に例示される最小２乗適合法に関する付加的な情報は、Ｍｏｎｓｏｎ  Ｈ．Ｈａｙｅｓの、Ｓｔａｔｉｓｔｉｃａｌ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ａｎｄ  Ｍｏｄｅｌｉｎｇ（Ｎｅｗ  Ｙｏｒｋ、Ｃｈｉｃｈｅｓｔｅｒ、Ｂｒｉｓｂａｎｅ、Ｔｒｏｎｔｏ、Ｓｉｎｇａｐｏｒｅ：Ｊｏｈｎ  Ｗｉｌｅｙ＆Ｓｏｎｓ、１９９６）、１６６に提供される。
［００４３］  
【００３７】
【数８】
2012516635.tif 000012
についてタップ数ＮのＦＩＲフィルタを仮定すると、
【数９】
2012516635.tif 000013
ことで、（２）は、式Ｍ＋Ｎ−１個で一組の過剰決定の線形方程式として、行列の形態で表すことができる。
【００３８】
【数１０】
2012516635.tif 000014
【００３９】
または、より簡潔に、
【数１１】
2012516635.tif 000015
【００４０】
式に対する最適な解は、
【数１２】
2012516635.tif 000016
の２乗の合計を最小化する、最小２乗法を使用して求めることができる。最小２乗法は、一組の線形方程式を解くことによって求められる。
【００４１】
【数１３】
2012516635.tif 000017
【００４２】
［００４４］  図７は、逆フィルタの最小２乗推定を実施するために使用することができる、概して７００での、ＭＡＴＬＡＢコードを提供する。以下の表３は、逆ＦＩＲフィルタを導出するための、その中で使用される計算を要約する。
【００４３】
【表３】
2012516635.tif 000018
【００４４】
［００４５］  したがって、システム（すなわち、ＤＡＲＴモジュール）の逆チャネル誤差応答は、
【数１４】
2012516635.tif 000019
【００４５】
［００４６］  一実施形態では、フィルタ係数は、ＤＡＲＴモジュール４００上のメモリ４２４に記憶される。前述のように係数が決定されると、係数は、メモリ４２４に記憶され、ＦＰＧＡ４０３がフィルタを信号に適用する時に、ＦＰＧＡ４０３によってアクセスされる。各ＤＡＲＴモジュール４００は、異なる歪を伴う２つの信号経路（送信および受信）を有するので、各信号経路は、メモリ４２４に記憶されるそれ自体の係数の組を有する。したがって、ＦＰＧＡ４０３が、送信経路信号を処理している時に、ＦＰＧＡ４０３は、送信経路フィルタ係数にアクセスして、それらの係数を有するフィルタを送信経路信号に適用する。同様に、ＦＰＧＡ４０３が、受信経路信号を処理している時に、ＦＰＧＡ４０３は、受信経路フィルタ係数にアクセスして、それらの係数を有するフィルタを受信経路信号に適用する。
【００４６】
［００４７］  一実施形態では、ＤＡＲＴモジュール４００は、ＤＡＲＴモジュール４００の製造後に、工場で等化される。この場合、工場の信号発生器は、ＤＡＲＴモジュール４００に信号を入力し、スペクトル分析器は、出力信号を分析する。出力信号のさらなる分析には、出力信号を捕捉するためにバッファが使用される。次いで、出力信号を周波数ドメインに変換するために、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が使用される。周波数ドメインに入ると、各周波数での出力信号電力が容易に決定される。
【００４７】
［００４８］  フィルタの係数が工場で決定されると、係数は、メモリ４２４に記憶される。メモリ４２４は、係数をＦＰＧＡ４０３に統合する必要なしに、係数をメモリ４２４に記憶することができるように、ＦＰＧＡ４０３から分離される。故に、ＦＰＧＡ４０３は、別々または所望に応じて後に、より多くの汎用関数でプログラムすることができる。このように、フィルタ応答は、ＦＰＧＡのプログラミングを個別化する必要なしに、ＤＡＲＴモジュール４００ごとに個別化することができる。
【００４８】
［００４９］  別の実施形態では、ＤＡＲＴモジュール４００は、自己校正モジュール４２６を備える。自己校正モジュール４２６は、ＤＡＲＴモジュール４００の適切なフィルタ係数を決定するように、上記に列記したステップを実施して、試験信号を発生させて、出力信号を分析する。自己校正モジュール４２６は、定期的にＤＡＲＴモジュール４００を校正するようにプログラムすることができ、または、例えばＤＡＲＴモジュール４００が異なる周波数帯域に調整される時に、手動で起動することができる。
【００４９】
［００５０］  図８は、ＤＡＲＴモジュール等の信号処理基板を校正するための、本発明の一実施形態の方法を例示するフローチャートである。方法は、信号処理基板の第１の通過地域全体で平坦な応答を有するように、信号処理基板の第１の信号経路内の補償器を設定して８１０から始まる。第１の信号経路は、これらに限定されないが、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）、ＳＡＷフィルタ、ならびに周波数上方変換器および下方変換器等の構成要素を含んでもよい。方法は、８２０に進み、複数の試験信号を信号処理基板の入力に印加し、該複数の試験信号は、第１の通過帯域全体で周波数が離間される。一実施形態では、複数の試験信号は、第１の通過帯域のデジタルスペクトル全体に均一に離間される等しい振幅の一連の正弦曲線から成る、複数の周波数掃引信号を含む。方法は、８３０に進み、信号処理基板の出力に基づいて、複数の試験信号のそれぞれの利得値を決定する。方法は、８４０へ進み、複数の試験信号のそれぞれの利得値に基づいて、信号処理基板のシステム応答関数ｙ（ｎ）を推定する。一実施形態では、上記の表１に定義されるように、振幅利得値Ｇｍ（ｎ）は、物理系の周波数掃引信号のアプリケーションを通して測定される。Ｋ個のそのような測定値、および２つの端点があり、よって、ｎは、０からＫ＋１までの指標変数である。したがって、この周波数掃引は、実際に、チャネル帯域全体でコースステップを取ることができる。前述の式（１）で定義されるＧｅ（ω）は、サンプルを単位にする正規化周波数の関数として、システムの振幅応答の推定を表す。すなわち、Ｇｅ（ω）は、Ｇｍ（ｎ）およびＧｍ（ｎ）が測定された、対応する周波数Ｆｍ（ｎ）の補間である。上記の表２に定義されるＧ（ｍ）は、周波数コーム試験信号ｘ（ｎ）に含有されるＣ個のトーンの周波数のそれぞれで取り込まれる、Ｇｅ（ω）のＣ個のサンプルを表す。Ｃ個のサンプルがあり、よって、ｍは、０からＣ−１までの範囲であることができる、指標である。したがって、関数ｙ（ｎ）は、入力周波数コーム試験信号ｘ（ｎ）およびシステム応答の近似Ｇｅ（ω）のために生成される、推定システム出力である。方法は、８５０に進み、ベクトルｄ（ｎ）と畳み込みｈ（ｎ）＊ｙ（ｎ）との差に基づいて、ベクトルｈ（ｎ）の係数を求め、ｄ（ｎ）は、遅延を受けるシステム応答関数ｙ（ｎ）への入力を表す。換言すれば、周波数コーム試験信号ｘ（ｎ）の遅延バージョンである。一実施形態では、ベクトルｈ（ｎ）は、ｄ（ｎ）とｈ（ｎ）＊ｙ（ｎ）との２乗誤差が、ｈ（ｎ）に関して最小化されるように決定される。
【００５０】
［００５１］  方法は、８５０に進み、ベクトルｄ（ｎ）と畳み込みｈ（ｎ）＊ｙ（ｎ）との差に基づいて、ベクトルの係数ｈ（ｎ）を求め、ｄ（ｎ）は、遅延を受けるシステム応答関数ｙ（ｎ）への入力を表す。一実施形態では、ベクトルｄ（ｎ）と畳み込みｈ（ｎ）＊ｙ（ｎ）との差は、ゼロである。方法は、８６０へ進み、ベクトルｈ（ｎ）の係数に基づいて、補償器内の有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタの係数を設定する。
【００５１】
［００５２］  本明細書で特定の実施形態を図示および記載したが、同じ目的を実現するように適合された任意の構成を、示される特定の実施形態に代用し得ることが、当業者によって理解されよう。本開示は、本発明の改変または変形を範囲とすることを意図されている。したがって、本発明は、請求項およびその同等物のみによって限定されるべきであることが明白に意図されている。
【図１】
2012516635.tif 000034
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
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【図６】
2012516635.tif 000041
【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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2012516635.tif 000045