【事件の表示】
　特願２０１２−５１６９６７「低コストの電力供給回路及び方法」拒絶査定不服審判事件〔平成２３年　１月　６日国際公開、ＷＯ２０１１／００１３６９、平成２４年１２月１３日国内公表、特表２０１２−５３２５７７、請求項の数（９）〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　原査定を取り消す。
　本願の発明は、特許すべきものとする。
【理　由】
第１　手続の経緯
　本願は、平成２２年６月２９日（優先権主張２００９年７月３日、欧州特許庁）を国際出願日とする出願であって、平成２６年５月２３日付けで拒絶理由が通知され、平成２７年２月１６日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、同年６月１８日に拒絶査定不服審判の請求がされたものである。
　
第２　本願発明
　本願の請求項１〜９に係る発明は、特許請求の範囲の請求項１〜９に記載された事項により特定されるとおりのものと認められるところ、本願の請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は以下のとおりである。
　
「安定したＤＣ電流出力を供給するための電力供給回路であって、前記電力供給回路が、ＤＣ電圧入力をＤＣ電圧出力に変換するためのＬＬＣコンバータ段を有し、
前記電力供給回路が、
前記ＬＬＣコンバータ段のＤＣ電圧出力部に結合されるＤＣ電圧入力部を持ち、且つＤＣ電流出力部を持つ少なくとも１つのヒステリシスコンバータ段を更に有し、
前記ＬＬＣコンバータは段には、フィードバック制御がない電力供給回路。」
　
第３　原査定の理由の概要
　この出願の下記の請求項に係る発明は、その出願前に日本国内又は外国において、頒布された下記の刊行物に記載された発明又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった発明に基いて、その出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　　　　　記　　　（引用文献等については引用文献等一覧参照）
・請求項　　１
・引用文献　１−３
・備考
（検討）
　引用文献１（特に、段落【００２１】、【００５７】−【００６５】、図１−２参照）、又は、引用文献２（特に、段落【００３５】、【００５６】、【００５９】、図１、９、２１、２３参照）には、ＤＣ電圧入力をＤＣ電圧出力に変換するためのＬＬＣコンバータ段を有し、前記ＬＬＣコンバータ段のＤＣ電圧出力部に結合されるＤＣ電圧入力部を持ち、且つＤＣ出力部を持つ少なくとも１つのコンバータ段を更に有し、前記ＬＬＣコンバータ段には、フィードバック制御がない電力供給回路、が記載されている。
　また、電力供給回路として、ヒステリシスコンバータは、従来周知である（例えば、引用文献３の第５欄第２３−２５行、図４参照）。
　そして、引用文献１又は２に記載された発明において、ＬＬＣコンバータ段の出力部に接続されるコンバータ段として、前記周知のヒステリシスコンバータを適用することが、当業者にとって格別困難であるということはできない。
　よって、請求項１に係る発明は、引用文献１−３に記載された発明（周知技術を含む）に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものである。
・請求項　　２−３
・引用文献　１−３
・備考
（検討）
　引用文献１（特に、段落【００６２】参照）には、最適な動作を確保し得る単一周波数にて、ハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３をスイッチング動作させる点も記載されている。
・請求項　　４−５
・引用文献　１−３
・備考
（検討）
　引用文献３（特に、図４参照）には、ヒステリシスコンバータ段が、バックコンバータである点も記載されている。
・請求項　　６
・引用文献　１−３
・備考
（検討）
　引用文献２（特に、段落【００３５】、図１参照）には、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力部に、非調整型インバータＡを接続する点も記載されている。
・請求項　　７
・引用文献　１−３
・備考
（検討）
　引用文献１（特に、段落【００６５】参照）には、ＬＥＤ照明用の電源装置である点も記載されている。
・請求項　　８−９
・引用文献　１−３
・備考
（検討）
　前記請求項１−３における備考を参照のこと。
　　　　　　　　　　　引　用　文　献　等　一　覧
１.特開２００８−１８７８２１号公報
２.特開２００６−２２３０９２号公報
３.米国特許第４９２９８８２号明細書
　この出願については、平成２６年５月２３日付け拒絶理由通知書に記載した理由によって、拒絶をすべきものです。
　なお、意見書及び手続補正書の内容を検討しましたが、拒絶理由を覆すに足りる根拠が見いだせません。
・備考
　出願人は、平成２６年８月２０日付け意見書において、「従って、本願の出願前に、引用文献１又は２に記載の発明において、ＬＬＣコンバータ段の出力部に接続されるコンバータ段として、力率改善のための昇圧チョッパ回路又は実際の溶接パラメータによって調整されるコンバータに代えて、引用文献３に記載のヒステリシスコンバータを適用する動機付けとなり得るものが何もないことから、たとえ当業者といえども、本願の出願前に、このような適用をすることに容易に想到し得たとは到底考えられず、審査官殿による上記の認定は誤りであると思慮致します。」と主張している。
　しかしながら、平成２６年５月２３日付け拒絶理由通知書に示した引用文献１−２に記載されているように、ＬＬＣコンバータ段の出力部には、様々な種類のコンバータが接続され得ることは明らかである。してみると、ＬＬＣコンバータ段の出力部に接続するコンバータの種類は、周知のコンバータの中から当業者が適宜選択し得る設計的事項であるといえる。ここで、ヒステリシスコンバータが従来周知であること（例えば、平成２６年５月２３日付け拒絶理由通知書に示した引用文献３参照）に鑑みれば、ＬＬＣコンバータ段の出力部に接続するコンバータ段として、周知のヒステリシスコンバータを選択することは、当業者であれば容易に想到し得たことと認められる。したがって、出願人の前記主張を採用することはできない。
　よって、請求項１−９に係る発明は、平成２６年５月２３日付け拒絶理由通知書に示した引用文献１−３に記載された発明（周知技術を含む）に基づいて、当業者が容易に想到し得たものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
第４　当審の判断
１．刊行物１の記載事項・引用発明
　原査定において引用された特開２００８−１８７８２１号公報（以下、「刊行物１」という。）には、図面とともに次の記載がある。（下線は、当審において注目する部分を示す。）
「【００１７】
　本発明の目的は、総合効率を高めることができるとともに、構造を簡略化することができる絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータおよびそれを用いるＬＥＤ用直流電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
　
本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは、商用電源からの入力電流を全波整流する全波整流手段と、前記全波整流手段の後段に設けられ、絶縁トランスを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータから成る第１のコンバータと、前記第１のコンバータの後段に設けられて所望の電圧または電流で安定化された直流電力を直流負荷へ出力し、力率改善のための制御手段を有する昇圧チョッパ回路から成る第２のコンバータとを含む
【００１９】
　上記の構成によれば、商用電源からの入力電流を高周波に変換し、絶縁された直流電流を得る絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、先ず第１のコンバータとして、絶縁トランスを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータを用い、さらに第２のコンバータとして、力率改善のための昇圧チョッパ回路を用いる。
【００２０】
　したがって、第１のコンバータの複合共振動作によって、スイッチング周波数を高めても、スイッチングによる損失の増大を抑制することができる。また、商用電源の電圧変動に対しては、たとえば入力電圧の谷部で複合共振波形を維持するための多少の補正を加えることはあっても、基本的には出力側の昇圧チョッパ回路入力部に電源電圧の全波整流波形と略相似の電圧が得られるように駆動することは容易であり、第２のコンバータでの力率改善動作を容易に行うことができる。さらにまた、ハーフブリッジ回路を用いることによって、絶縁トランスに入力される電圧は、シングルエンド回路などを用いる場合に比べて低くできるので、前記絶縁トランスの小型化に適し、また該第１のコンバータに用いるスイッチング素子も低耐圧化することができ、ＯＮ抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴなどの選定が可能になる。このような損失面の優位性によって、回路全体での効率を高めることができる。
【００２１】
　
また、上述のような効率面の利点だけではなく、該第１のコンバータは複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数でスイッチング動作をすればよく、絶縁トランスを介しての負荷側からのフィードバックは不要になる。これによって、第１のコンバータの制御機能を大幅に縮小して、たとえば自励駆動の可能性もあり、制御回路用電源の簡易化、省略によって損失低減が可能となる。
【００２２】
　さらにまた、２段目のコンバータである昇圧チョッパ回路の入力には、上述のように電源電圧の全波整流波形と略相似の電圧が得られ、高調波歪抑制のために必要な信号は総て１段目のコンバータの出力側、すなわち該２段目のコンバータの入力側で得られるので、絶縁トランスをまたいで該２段目のコンバータへの商用電源側からのフィードフォワード回路も不要である。これによって、該第２のコンバータの力率改善制御に関する回路構成を簡略化することができるとともに、該第２のコンバータの制御電源は第１のコンバータ出力から容易に得られるので、大きな損失にはならない。」
「【００５７】
　図３は、上述のように構成されるＡＣ−ＤＣコンバータ３１，３１ａの動作を説明するための各部波形図である。商用電源３２からの正弦波交流ＶａｃをダイオードブリッジＤＢで全波整流すると、コンデンサＣ１２から電源ライン３７，３８間へは、ＶＣ１２で示す脈動した電圧が、ハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３の非平滑電源として出力される。ＶＱ２，ＩＱ２はスイッチング素子Ｑ２の電圧・電流包絡線を示したもので、ＶＱ２包絡線はＶＣ１２と一致し、またスイッチング周波数に対して前記直列共振回路を適切なＬＣ直列共振条件に設定し、複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数で動作させれば、スイッチング電流波形ＩＱ２包絡線もＶＣ１２と相似形となる。
【００５８】
　そして、図４および図５には、ハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３の入力電圧ＶＣ１２の山部と谷部とにおけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間電圧ＶＱ１，ＶＱ２、電流ＩＱ１，ＩＱ２およびコンデンサＣ１の端子電圧ＶＣ１、２次側ダイオードＤ１，Ｄ２の電流ＩＤ１，ＩＤ２を示している。これらの図４および図５で示すように、絶縁トランスＴの２次側に設けられるダイオードＤ１，Ｄ２を流れる電流が、高周波動作の１周期毎に非導通期間を有するように制御回路３９によって制御されていると、スイッチング素子Ｑ１またはＱ２がＯＮするタイミングでは、スイッチング電流は若干の負電流（ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードを流れる）となるので、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作が可能で、スイッチング損失は極めて小さくなっている。また、スイッチング素子Ｑ１またはＱ２がＯＮオンするタイミングでは、デッドオフ期間中にスイッチング素子Ｑ２と並列に接続したコンデンサＣ１３がインダクタＬ１の共振エネルギーを吸収し、印加電圧は緩やかな傾斜をもって上昇することから、ソフトスイッチングによるゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作が可能で、スイッチング損失は極めて小さくなっている。
【００５９】
　また、上述のようにハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３が共振状態にあると、前記コンデンサＣ２によってダイオードＤ１，Ｄ２からの電圧を包絡線検波した電圧ＶＣ２には、図３で示すように、入力交流電圧Ｖａｃに相似の正弦波電圧が現れる。さらに、第３のスイッチング素子Ｑ３を流れる電流はＩＱ３となり、したがって平滑コンデンサＣ３の出力電圧は整流・平滑化された所望の直流電圧ＶＣ３となる。これらの結果、商用電源３２からの入力電流Ｉａｃは正弦波となり高調波歪が抑制できる。
【００６０】
　
そして、制御回路４０は、前記電圧ＶＣ２に、負荷電圧または負荷電流（検出手段は図示していない）を検出し、それらの負荷電圧または負荷電流を予め定める基準値と比較したエラーアンプ出力に前記電圧ＶＣ２の検出結果を乗算した結果に基づいて、第３のスイッチング素子Ｑ３のスイッチング電流値を設定し、電流検知抵抗Ｒ１で検出された電流値がその電流値となるように、前記第３のスイッチング素子Ｑ３のスイッチングを制御するＰＦＣコントローラを構成する。
【００６１】
　
こうして、第１段目の複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３によって、スイッチング周波数を高めても、スイッチングによる損失の増大を抑制することができる。
【００６２】
　
また、上述のようにコンバータ３３を低耐圧化することができるとともに、該コンバータ３３は複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数でスイッチング動作をすればよく、絶縁トランスＴを介しての負荷３５側からのフィードバックは不要になる。これによって、制御回路３９の機能を大幅に縮小して、たとえば自励駆動の可能性もあり、該制御回路３９用電源の簡易化、省略によって一層の損失低減が可能となる。
【００６３】
　
さらにまた、第２段目のコンバータである昇圧チョッパ回路３６の入力には、上述のように電源電圧Ｖａｃの全波整流波形ＶＣ１２と略相似の電圧ＶＣ２を得ることができ、高調波歪抑制のために必要な信号は総て第１段目のコンバータ３３の出力側、すなわち該昇圧チョッパ回路３６の入力側で得られるので、絶縁トランスをまたいで該昇圧チョッパ回路３６への商用電源側からのフィードフォワード回路も不要である。これによって、該昇圧チョッパ回路３６における制御回路４０の力率改善制御に要する回路構成を簡略化することができるとともに、該制御回路４０の電源はコンバータ３３の出力から容易に得られるので、大きな損失にはならない。
・・・中略・・・
【００６５】
　なお、上述のような絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ３１，３１ａは、汎用電源としての有用性は当然ながら、特に入力高調波歪低減が重要な照明器具用電源として最適であり、小型・薄型のＬＥＤ照明用としてこの効果が期待できる。その場合、図１で示す定電圧制御と、図２で示す定電流制御とでは、輝度を一定にできる定電流制御の方が好適である。」
　上記下線部の記載及び関連箇所の記載によれば、刊行物１には、次の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されていると認められる。
「商用電源からの入力電流を全波整流する全波整流手段と、前記全波整流手段の後段に設けられ、絶縁トランスを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータから成る第１のコンバータと、前記第１のコンバータの後段に設けられて所望の電圧または電流で安定化された直流電力を直流負荷へ出力し、力率改善のための制御手段を有する昇圧チョッパ回路から成る第２のコンバータとを含む絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータであって、
　前記第１のコンバータの複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータは、複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数でスイッチング動作をすればよく、絶縁トランスを介しての負荷側からのフィードバックは不要であるＡＣ−ＤＣコンバータ。」
２．対比
　本願発明と引用発明を対比する。
ア．引用発明の「絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ」は、「所望の電圧または電流で安定化された直流電力を直流負荷へ出力」するものであるから。本願発明と同様の「安定したＤＣ電流出力を供給するための電力供給回路」といい得るものである。
イ．引用発明の「複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータから成る第１のコンバータ」は、本願発明の「ＤＣ電圧入力をＤＣ電圧出力に変換するためのＬＬＣコンバータ段」に相当するといえる。
ウ．引用発明の「第１のコンバータの複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータは、複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数でスイッチング動作をすればよく、絶縁トランスを介しての負荷側からのフィードバックは不要である」点は、本願発明の「前記ＬＬＣコンバータ段には、フィードバック制御がない」点に相当するといえる。
エ．引用発明の「前記第１のコンバータの後段に設けられて所望の電圧または電流で安定化された直流電力を直流負荷へ出力し、力率改善のための制御手段を有する昇圧チョッパ回路から成る第２のコンバータ」は、本願発明の「前記ＬＬＣコンバータ段のＤＣ電圧出力部に結合されるＤＣ電圧入力部を持ち、且つＤＣ電流出力部を持つ少なくとも１つのヒステリシスコンバータ段」と「前記ＬＬＣコンバータ段のＤＣ電圧出力部に結合されるＤＣ電圧入力部を持ち、且つＤＣ電流出力部を持つ少なくとも１つのコンバータ段」である点では共通するといえる。
　そうすると、両者は、次の点で一致する。
「安定したＤＣ電流出力を供給するための電力供給回路であって、前記電力供給回路が、ＤＣ電圧入力をＤＣ電圧出力に変換するためのＬＬＣコンバータ段を有し、
前記電力供給回路が、
前記ＬＬＣコンバータ段のＤＣ電圧出力部に結合されるＤＣ電圧入力部を持ち、且つＤＣ電流出力部を持つ少なくとも１つのコンバータ段を更に有し、
前記ＬＬＣコンバータは段には、フィードバック制御がない電力供給回路。」
　　
　他方、本願発明と引用発明は次の点で相違する。
＜相違点＞
　ＬＬＣコンバータ段のＤＣ電圧出力部に結合されるＤＣ電圧入力部を持ち、且つＤＣ電流出力部を持つ少なくとも１つのコンバータ段が、本願発明では、「ヒステリシスコンバータ段」であるのに対し、引用発明では、「力率改善のための制御手段を有する昇圧チョッパ回路から成る第２のコンバータ」である点。
　
３．判断
　上記相違点について検討する。
　原査定において引用された米国特許第４，９２９，８８２号明細書（以下、「刊行物２」という。）には、ヒステリシスがある電流モードで制御されるＤＣ−ＤＣコンバータが記載されており、本願発明でいう「ヒシステリスコンバータ」自体は、本願優先権主張の日前に公知であると認められる。
　しかしながら、刊行物１には、ＬＬＣコンバータ段のＤＣ電圧出力部に結合されるＤＣ電圧入力部を持ち、且つＤＣ電流出力部を持つ少なくとも１つのコンバータ段として、力率改善（負荷電流と電圧の位相のずれを少なくする）の制御手段（ＰＦＣコントローラ）を有する昇圧チョッパしか記載されておらず、それ以外のコンバータを採用する記載や示唆はない。
　そして、本願発明の上記相違点に係る「ヒステリシスコンバータ段」は、ＬＬＣコンバータ段のＤＣ出力電圧におけるリップルに影響を及ぼされずに、安定した出力電流を生成する（本願明細書段落【００１０】〜【００１１】、【００３４】参照。）という課題を解決するために設けられるものであるのに対し、刊行物１には、そのような課題は記載されておらず、示唆されてもいない。
　したがって、引用発明自体には、引用発明において、「力率改善のための制御手段を有する昇圧チョッパ回路から成る第２のコンバータ」に代え、刊行物２に記載されている公知の「ヒシステリスコンバータ」を採用する動機付けはない。
　また、原査定の拒絶理由に引用した.特開２００６−２２３０９２号公報（以下、「刊行物３」という。）には、非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータのＤＣ出力信号をＤＣ入力とする電気アークプロセス用の溶接出力に変換するのに適した調整型のコンバータを設けた溶接用電源が記載されているが、「ヒシステリスコンバータ」を採用することは記載されておらず、示唆されてもいない。
　よって、引用発明において、本願発明の相違点に係る構成を採用することが当業者にとって容易であったということはできない。　　
　したがって、本願発明は、引用発明及び刊行物２、３に記載された技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたとはいえない。
　本願請求項２〜７に係る発明は、本願請求項１に係る発明をさらに限定したものであるから、本願発明と同様の理由により、引用発明に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたとはいえない。
　本願請求項８に係る発明は、本願発明を方法として記載したものであるから、本願発明と同様の理由により、引用発明に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたとはいえない。
　本願請求項９に係る発明は、本願請求項８に係る発明をさらに限定したものであるから、本願発明と同様の理由により、引用発明に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたとはいえない。
第５　むすび
　以上のとおり、本願の請求項１〜９に係る発明は、引用発明に基づいて、当業者が容易に発明することができたとはいえないから、原査定の理由によっては本願を拒絶することはできない。
　また、他に本願を拒絶すべき理由を発見しない。
　よって、結論のとおり審決する。