(57)【要約】  複数のマルチキャリア送信シンボル毎にガードインターバルが付加された信号を受信して復調するマルチキャリア通信方式において、受信信号よりガードインターバルを除去し、該ガードインターバルが除去された複数のマルチキャリア送信シンボルに一括してフーリエ変換処理を施し、該複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたサブキャリアのチャネルを推定し、チャンネル推定結果に基づいてフーリエ変換結果にチャネル補償を施し、チャネル補償された複数のマルチキャリア送信シンボルに一括して逆フーリエ変換を施し、該逆フーリエ変換結果にマルチキャリア送信シンボル毎にフーリエ変換処理を施して受信信号を復調する。【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のマルチキャリア送信シンボル毎にガードインターバルが付加された信号を受信して復調するマルチキャリア通信方式におけるマルチキャリア受信方法において、
複数のマルチキャリア送信シンボル毎に一括してフーリエ変換処理を施し、
該複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたサブキャリアのチャネルを推定し、チャンネル推定結果に基づいて前記フーリエ変換結果にチャネル補償を施し、
チャネル補償された複数のマルチキャリア送信シンボルに一括して逆フーリエ変換を施し、該逆フーリエ変換結果に対してマルチキャリア送信シンボル毎にフーリエ変換処理を施して受信信号を復調する、
ことを特徴とするマルチキャリア受信方法。
【請求項２】
前記ガードインターバルはサイクリックプレフィックス構成を有する、
ことを特徴とする請求項１記載のマルチキャリア受信方法。
【請求項３】
前記ガードインターバルはゼロ埋め込み構成を有する、
ことを特徴とする請求項１記載のマルチキャリア受信方法。
【請求項４】
前記ガードインターバルはユニーク語あるいはユニーク語とサイクリックプレフィックスを結合した構成を有するものである、
ことを特徴とする請求項１記載のマルチキャリア受信方法。
【請求項５】
前記マルチキャリア通信方式はOFDM通信方式である、
ことを特徴とする請求項１記載のマルチキャリア受信方法。
【請求項６】
前記マルチキャリア通信方式はマルチキャリアCDMA通信方式である、
ことを特徴とする請求項１記載のマルチキャリア受信方法。
【請求項７】
前記複数（＝K個）のマルチキャリア送信シンボルに応じたサブキャリアのチャネル推定は、
ガードインターバルが除去されたマルチキャリア送信シンボルを用いてN個のサブキャリアのチャネルを推定するステップ、
各隣接する推定値間に(Ｋ−１)個のチャネル推定値を補間して前記複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたK・N個のサブキャリアのチャネル推定値を取得するステップ、
を有することを特徴とする請求項１記載のマルチキャリア受信方法。
【請求項８】
前記複数（＝K個）のマルチキャリア送信シンボル毎のチャネル推定は、
ガードインターバルが除去されたマルチキャリア送信シンボルを用いてＮ個のサブキャリアのチャネルを推定するステップ、
N個のサブキャリアのチャネル推定値にＮポイント逆フーリエ変換処理を施してマルチパスの受信レベルを示す遅延プロファイルを作成するステップ、
該遅延プロファイルのガードインターバル期間GIを越えたパスの受信レベルをゼロにするステップ、
前記ゼロ化された遅延プロファイルにK・Nポイントのフーリエ変換処理を施して前記複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたK・N個のサブキャリアのチャネルを推定するス
テップ、
を有することを特徴とする請求項１記載のマルチキャリア受信方法。
【請求項９】
前記チャネル補償は、チャネル推定値を用いてゼロフォーシング（ZF）法によりチャネル補償値を発生する、
ことを特徴とする請求項７または８記載のマルチキャリア受信方法。
【請求項１０】
前記チャネル補償は、チャネル推定値を用いて最小二乗平均誤差（MMSE）法によりチャネル補償値を発生する、
ことを特徴とする請求項７または８記載のマルチキャリア受信方法。
【請求項１１】
複数（＝Ｋ個）のマルチキャリア送信シンボル毎にガードインターバルが付加された信号を受信して復調するマルチキャリア受信装置におけるチャネル推定方法おいて、
受信信号よりガードインターバルを除去し、
該ガードインターバルが除去されたマルチキャリア送信シンボルを用いてN個のサブキャリアのチャネルを推定し、
各隣接するチャネル推定値間に(Ｋ−１)個のチャネル推定値を補間して前記複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたK・N個のサブキャリアのチャネル推定値を取得する、
ことを特徴とするチャネル推定方法。
【請求項１２】
複数(=K個)のマルチキャリア送信シンボル毎にガードインターバルが付加された信号を受信して復調するマルチキャリア受信装置におけるチャネル推定方法おいて、
受信信号よりガードインターバルを除去し、
該ガードインターバルが除去されたマルチキャリア送信シンボルを用いてＮ個のサブキャリアのチャネルを推定するステップ、
N個のサブキャリアのチャネル推定値にＮポイント逆フーリエ変換処理を施してマルチパスの受信レベルを示す遅延プロファイルを作成するステップ、
該遅延プロファイルのガードインターバル期間GIを越えたパスの受信レベルをゼロにするステップ、
前記ゼロ化された遅延プロファイルにK・Nポイントフーリエ変換処理を施して前記複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたK・N個のサブキャリアのチャネルを推定する
ことを特徴とするチャネル推定方法。
【請求項１３】
複数（＝K個）のマルチキャリア送信シンボル毎にガードインターバルが付加された信号を受信して復調するマルチキャリア通信方式におけるマルチキャリア受信装置において、
受信信号よりガードインターバルを除去するガードインターバル除去部、
該ガードインターバルが除去された複数のマルチキャリア送信シンボル毎に一括してフーリエ変換処理を施すフーリエ変換部、
該複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたサブキャリアのチャネルを推定し、該チャンネル推定結果に基づいてチャネル補償するチャネル推定/補償部、
チャネル補償された複数のマルチキャリア送信シンボルに一括して逆フーリエ変換を施す逆フーリエ変換部、
該逆フーリエ変換結果に対してマルチキャリア送信シンボル毎にフーリエ変換処理を施すフーリエ変換部、
該フーリエ変換結果に基づいて送信データを復調する復調部、
を備えたことを特徴とするマルチキャリア受信装置。
【請求項１４】
複数（＝K個）のマルチキャリア送信シンボル毎にガードインターバルが付加された信号を受信して復調するマルチキャリア通信方式におけるマルチキャリア受信装置において、
受信信号よりガードインターバルを除去するガードインターバル除去部、
該ガードインターバルが除去された複数のマルチキャリア送信シンボル毎に一括してフーリエ変換処理を施すフーリエ変換部、
該複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたサブキャリアのチャネルを推定し、該チャンネル推定結果に基づいてチャネル補償するチャネル推定/補償部、
チャネル補償された複数のマルチキャリア送信シンボルに一括して逆フーリエ変換を施すと共に、該逆フーリエ変換結果に対してマルチキャリア送信シンボル毎にフーリエ変換処理を施す処理部、
該処理結果に基づいて復調する復調部、
を備えたことを特徴とするマルチキャリア受信装置。
【請求項１５】
複数のマルチキャリア送信シンボル毎にガードインターバルが付加された信号を受信して復調するマルチキャリア通信方式におけるマルチキャリア受信装置において、
受信信号よりガードインターバルを除去するガードインターバル除去部、
該ガードインターバルが除去された複数のマルチキャリア送信シンボル毎に一括してフーリエ変換処理を施し、該複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたサブキャリアのチャネルを推定し、該チャンネル推定結果に基づいてチャネル補償し、チャネル補償された複数のマルチキャリア送信シンボルに一括して逆フーリエ変換を施し、該逆フーリエ変換結果に対してマルチキャリア送信シンボル毎にフーリエ変換処理を施す処理部、
該処理結果に基づいて送信データを復調する復調部、
を備えたことを特徴とするマルチキャリア受信装置。
【請求項１６】
前記チャネル推定/補償部は、
ガードインターバルが除去されたマルチキャリア送信シンボルを用いてN個のサブキャリアのチャネルを推定する手段、
各隣接する推定値間に(Ｋ−１)個のチャネル推定値を補間して前記複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたK・N個のサブキャリアのチャネル推定値を取得する手段、
を有することを特徴とする請求項１３又は１４記載のマルチキャリア受信装置。
【請求項１７】
前記チャネル推定/補償部は、
ガードインターバルが除去されたマルチキャリア送信シンボルを用いてＮ個のサブキャリアのチャネルを推定する手段、
N個のサブキャリアのチャネル推定値にＮポイントの逆フーリエ変換処理を施してマルチパスの受信レベルを示す遅延プロファイルを作成する手段、
該遅延プロファイルのガードインターバル期間GIを越えたパスの受信レベルをゼロにする手段、
前記ゼロ化された遅延プロファイルにK・Nポイントのフーリエ変換処理を施して前記複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたK・N個のサブキャリアのチャネルを推定する手段、
を有することを特徴とする請求項１３又は１４記載のマルチキャリア受信装置。
【請求項１８】
前記マルチキャリア通信方式はOFDM通信方式である、
ことを特徴とする請求項１３乃至１５記載のマルチキャリア受信装置。
【請求項１９】
前記マルチキャリア通信方式はマルチキャリアCDMA通信方式である、
ことを特徴とする請求項１３乃至１５記載のマルチキャリア受信装置。
【請求項２０】
複数(=K個)のマルチキャリア送信シンボル毎にガードインターバルが付加された信号を受信して復調するマルチキャリア受信装置におけるチャネル推定装置おいて、
受信信号よりガードインターバルを除去する手段、
ガードインターバルが除去されたマルチキャリア送信シンボルを用いてN個のサブキャリアのチャネルを推定する手段、
各隣接する推定値間に(Ｋ−１)個のチャネル推定値を補間して前記複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたK・N個のサブキャリアのチャネル推定値を取得する手段、
を有することを特徴とするチャネル推定装置。
【請求項２１】
複数のマルチキャリア送信シンボル毎にガードインターバルが付加
された信号を受信して復調するマルチキャリア受信装置におけるチャネル推定装置おいて、
受信信号よりガードインターバルを除去する手段、
該ガードインターバルが除去されたマルチキャリア送信シンボルを用いてＮ個のサブキャリアのチャネルを推定する手段、
N個のサブキャリアのチャネル推定値にＮポイントの逆フーリエ変換処理を施してマルチパスの受信レベルを示す遅延プロファイルを作成する手段、
該遅延プロファイルのガードインターバル期間GIを越えたパスの受信レベルをゼロにする手段、
前記ゼロ化された遅延プロファイルにK・Nポイントのフーリエ変換処理を施して前記複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたK・N個のサブキャリアのチャネルを推定する手段、
を有することを特徴とするチャネル推定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はマルチキャリア受信方法及びマルチキャリア受信装置に係わり、特に、複数のマルチキャリア送信シンボル毎にガードインターバルが付加された信号を受信して復調するマルチキャリア通信方式におけるマルチキャリア受信方法及びマルチキャリア受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
次世代の移動通信方式として、マルチキャリア変調方式が注目されている。マルチキャリア変調方式を用いることにより、広帯域の高速データ伝送を実現することができるだけでなく、各サブキャリアを狭帯域にすることにより、周波数選択性フェージングの影響を低減することができる。
また、直交周波数分割多重（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を用いることにより、周波数利用効率を高めることができるだけでなく、OFDMシンボル毎にガードインターバルを設けることにより、符号間干渉の影響をなくすことができる。【０００３】
OFDM送信方式の原理は、各サブキャリアのビットレートを減少すること、および、これら低ビットレートのサブキャリアを多数使用して高ビットレート送信を提供することである。周波数帯域は、小さなレンジに分割され、各レンジが低ビットレートの各サブキャリアの周波数として用いられる。サブキャリアは互いに直交している。この特性を得るために、サブキャリア周波数は、シンボル周期の逆数の倍数分離れていなければならない。マルチキャリア変調システムは周波数選択性フェージングの影響を受けないが、チャネルは各サブキャリア毎に推定され、かつ、チャネル補償されなければならない。【０００４】
・OFDM送信装置
図１６は従来のOFDM送信方式によるOFDM送信装置の構成図である。符号部１は高速バイナリーデータを符号化、例えば畳み込み符号あるいはターボ符号により符号化し、変調部２はインタリーブ後に、符号化されたデータを、例えば、BPSK、QPSK、16-QAM等により変調する。ついで、シリアルパラレル変換器(Ｓ／P変換器)3は変調データシンボルおよびパイロットシンボルをNシンボルの並列低速変調データ列に変換し、Ｎ個のサブキャリア成分を発生する。
Ｎポイントの高速逆フーリエ変換部４は、S/P変換器３から出力するＮ個の変調信号(サブキャリア成分)に逆フーリエ変換処理（IFFT）を施してＮ個の時間信号成分を並列出力する。パラレルシリアル変換器(P／S変換器)５はIFFT処理により得られるＮ個の時間信号成分をシリアルに変換してOFDMシンボルとして出力する。ガードインターバル挿入部６はこのOFDMシンボルにガードインターバルGIを挿入し、ディジタルアナログ変換器（D/A）はガードインターバル挿入部出力信号をアナログ信号に変換し、無線部８はべースバンド信号を無線信号に周波数アップコンバートした後、増幅してアンテナ９より空間に送信する。なお、フーリエ変換、逆フーリエ変換として、高速フーリエ変換FFT、高速逆フーリエ変換IFFTを採用する場合についで説明するが、離散フーリエ変換DFT、離散逆フーリエ変換IDFTを採用することもでき、実施例においても同様である。【０００５】
図１７はフレーム構成であり、1フレームの送信データの前方にパイロットＰが時間多重されている（パイロットＰはフレーム内で分散することもできる）。1フレーム当たりパイロットがたとえば4×Ｎシンボル、送信データが28×Ｎシンボルであるとすると、S/P変換器３より並列データとして最初の4回までパイロットのＮシンボルが出力し、以後、並列データとして２８回送信データのＮシンボルが出力する。この結果、1フレーム期間においてパイロットをＮ個のサブキャリアに時間多重して4回伝送でき、受信側で該パイロット
を用いてサブキャリア毎にチャネルを推定してチャネル補償（フェージング補償）が可能となる。
図１８はガードインターバル挿入説明図である。ガードインターバル挿入とは、Ｎ個のサブキャリアサンプル（＝1OFDMシンボル）に応じたIFFT出力信号を1単位として、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。ガードインターバルGIを挿入することによりマルチパスによる符号間干渉ISIの影響を無くすことが可能になる。【０００６】
１／Ｎ離れたサブキャリアのＮ個のサブチャネルを介して第ｉOFDMシンボル期間においてＮ個のシンボル
2006006238.tif 000002
を送信するOFDMシンボルを考察すると、第ｉブロックにおいて送信されるべースバンドOFDM信号は、
【数１】
2006006238.tif 000003
と表現される。ここで
2006006238.tif 000004
は第ｉOFDMシンボルで送信されるＮ個の、Ｎはブロックサイズ、
【数２】
2006006238.tif 000005
である。【０００７】
ISI(シンボル間干渉)やICI(チャネル間干渉)のないOFDM方式を実現するために、ガードインターバルが各OFDMシンボルに挿入される。ガードインターバル構成(たとえばサイクリックプレフィックスCP)により、遅延時間がガードインターバル期間Ｇよりも小さなOFDMシンボルの遅延波は直接波のOFDMシンボルの品質を劣化しない。ガードインターバルを有する送信信号は次式
【数３】
2006006238.tif 000006
で示される。なお、Ｇはガードインターバル長であり、０≦ｋ<Gはガードインターバル期間、Ｇ≦k<N+Gはデータ期間である。【０００８】
・周波数選択チャネル
伝搬チャネルが異なった振幅および遅延特性を備えたP個のパス(チャネル)から構成されていると仮定すれば、そのインパルス応答は次式
【数４】
2006006238.tif 000007
で表現できる。ここでαpとτpはそれぞれ第ｐパスのチャネルゲインおよび遅延時間である。さらに、シミューレーションのために、トータルチャネルパワーは１に等しいとする。実際には、コヒーレントな検出が可能であれば、すなわち、タイミングが完全であれば、１OFDMシンボル以上干渉することはありえない。周波数領域において、チャネル伝達関数H(f,t)は、次式
【数５】
2006006238.tif 000008
により表わされる。【０００９】
・OFDM受信装置
図１９は従来のOFDM受信方式によるOFDM受信装置の構成図である。バンドパスフィルタ(BPF)１１はアンテナ１０により受信された信号にフィルタリングを施して不要周波数成分を除去し、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）１２は無線信号をべースバンド周波数に周波数変換し、アナログディジタル変換器(図示せず)は該べースバンド信号をアナログディジタル変換し、ガードインターバル除去部13はガードインターバルを除去する。S/P変換器１４は、ガードインターバルが除去された時間信号をN個の並列データに変換してNポイントのフーリエ変換部１５に入力する。フーリエ変換部１５は、N個の時間信号成分に対してNポイントのFFT処理を施してＮ個のサブキャリア成分を出力する。チャネル推定部(図示せず)は、チャネル歪みの影響を軽減するために、周知のチャネル推定演算を行なって各サブキャリアのチャネルを推定し、サブキャリア毎に周波数領域で最小二乗平均誤差(MMSE：Minimum Mean Square Error)法あるいはZF（Zero Forcing)係数法によりチャネル補償値を発生し、チャネル補償部１６はN個のFFT処理結果にチャネル補償値を乗算してチャネル補償する。最後に、P/S変換器17はチャネル補償されたＮ個のサブキャリア成分を順番にシリアルに出力し、復調部１８は入力信号を例えばBPSK，QPSK，16QAMなどにより復調し、復号部19はデインタリーブ後に入力データを復調して出力する。【００１０】
もし、ガードインターバルが最大遅延より長ければ、そのとき、受信べースバンド信号は次式
【数６】
2006006238.tif 000009
により表現される(非特許文献１参照)。ここで、
【数７】
2006006238.tif 000010
はそれぞれ、ガードインターバル除去後の第ｉOFDMシンボルの受信信号およびAWGN(Additive White Gaussian Noise）である。最後に、復調が行われ、情報ビットについて判定がなされる。【００１１】
以前に説明したように、チャネル変動は各サブキャリア毎に補正される。IEEE 802.11g および802.11a標準の場合、IFFT／FFTのディメンジョンはN=64であり、そのうち48サブキャリアのみがデータシンボルの送信に使用されるだけである。このうち、4サブキャリアが周波数領域においてデータフレームを同期させるために使われる。12サブキャリアは使用されていない。使用されているサブキャリアについてチャネルが推定され、かつ補正される。【００１２】
・MC−CDMA送信装置
マルチキャリアCDMA（MC−CDMA）においては、CDMA技術がマルチアクセスのためにOFDM変調に組み込まれる。各ユーザのデータは周波数領域において直交拡散コードで拡散され、異なる拡散コードで拡散された他ユーザのデータと多重される。
図２０はMC−CDMA送信装置の構成図であり、図１６のOFDM送信装置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、(1)S/P変換器３から出力するNp個の各データをそれぞれSF個づつコピーして出力するNp個のコピー部211〜21Npが設けられている点、(2)各コピー部から出力するSF個のデータにユーザ固有の拡散コードC1〜CSF(拡散率SFの拡散コード)をそれぞれ乗算するNp個の拡散部221〜22Npが設けられている点である。【００１３】
すなわち、符号部１は高速バイナリーデータを符号化、例えば畳み込み符号あるいはターボ符号により符号化し、変調部２はインタリーブ後に、符号化されたデータを、例えば、BPSK、QPSK、16-QAM等により変調する。ついで、シリアルパラレル変換器(Ｓ／P変換器)3は変調データシンボルおよびパイロットシンボルをNp個の並列低速変調データ列に変換して出力する。
Np個のコピー部211〜21Npは、S/P変換器３から並列出力するNp個の各シンボルをそれぞれSF個づつコピーして出力し、Np個の拡散部221〜22Npは、各コピー部から出力するSF個のシンボルにユーザ固有の拡散コードC1〜CSF(拡散率SFの拡散コード)をそれぞれ乗算し、逆フーリエ変換部４はN(=Np×SF)個のサブキャリア成分にIFFT処理を施し、P/S変換器５はN個の時間信号成分（OFDMシンボル）を順番に出力する。
ガードインターバル挿入部６はこのOFDMシンボルにガードインターバルGIを挿入し、ディジタルアナログ変換器（D/A）はガードインターバル出力信号をアナログ信号に変換し、無線部８はべースバンド信号を無線信号に周波数アップコンバートした後、増幅してアンテナ９より空間に送信する。【００１４】
・MC−CDMA受信装置
図２１は従来のMC−CDMA受信装置の構成図であり、図１９のOFDM受信装置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、(1)チャネル補償部１６から出力するN(=Np×SF)個のサブキャリア成分をSF個づつNp組分離し、それぞれにユーザ固有の拡散コードC1〜CSF(拡散率SFの拡散コード)を乗算するNp個の逆拡散部2３1〜2３Npが設けられている点、(2)各逆拡散部2３1〜2３Npから出力するSF個の逆拡散データを加算するNp個の加算器2４1〜2４Npが設けられている点である。
すなわち、バンドパスフィルタ(BPF)１１はアンテナ１０により受信された信号にフィルタリングを施して不要周波数成分を除去し、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）１２は無線信号をべースバンド周波数に周波数変換し、アナログディジタル変換器(図示せず)は該べースバンド信号をアナログディジタル変換し、ガードインターバル除去部13はガードインターバルを除去する。S/P変換器１４は、ガードインターバルが除去された時間信号をN(=Nc×SF)個の並列データに変換してNポイントのフーリエ変換部１５に入力する。フーリエ変換部１５は、N個の時間信号成分に対してFFT処理を施してＮ個のサブキャリア成分を出力する。チャネル推定部(図示せず)は、パイロットシンボルを用いて各サブキャリアのチャネルを推定し、このチャネル推定値を用いて、直交復元結合方式(ORC：Orthogonal restoring combining)、等ゲイン結合方式(EGC：Equal gain combining)、最大比結合方式(MRC
：Maximum ratio combining)、MMSE方式あるいはZF方式によりチャネル補償値を発生し、チャネル補償部１６はN(=Nc×SF)個のFFT処理結果にチャネル補償値を乗算してチャネル補償する。【００１５】
Np個の逆拡散部2３1〜2３Npは、チャネル補償部１６から出力するN(=Np×SF)個のサブキャリア成分をSF個づつNp組分離し、それぞれにユーザ固有の拡散コードC1〜CSF(拡散率SFの拡散コード)を乗算して逆拡散し、加算器2４1〜2４Npは各逆拡散部2３1〜2３Npから出力するSF個の逆拡散データをそれぞれ加算してNp個のデータを出力する。P/S変換器17は逆拡散されたNp個のシンボルを順番にシリアルに出力し、復調部１８は入力シンボルを例えばBPSK，QPSK，16QAMなどにより復調し、復号部19はデインタリーブ後に入力データを復調して出力する。OFDM送信方式はMC-CDMA送信方式の特別の場合で、SF=1とした場合である。【００１６】
以上では、図２２（A）に示すようにOFDMシンボルの先頭部に末尾部分をコピーすることによりサイクリックプレフィックスＣＰをガードインターバルとして挿入する場合であるが、図２２（B）に示すようにOFDMシンボルの末尾に所定ビット長の“０”を埋め込んでなるゼロパッディング部ZPをガードインターバルとして挿入することができる。又、図示しないが、“０”の代わりに既知の所定ビット長のユニークワードを挿入してガードインターバルとすることもできる。
以上のように、OFDMシンボル毎にガードインターバルを挿入することにより、マルチパス(遅延波)による符号間干渉ISIの影響を無くすことが可能になるがデータ送信効率が悪化するという問題が生じる。【００１７】
データ送信効率の悪化を防止するために、図２３(Ａ)に示すように、K個のOFDMシンボル毎にサイクリックプレフィックスＣＰをガードインターバルとして挿入したり、あるいは、図２３(Ｂ)に示すように、K個のOFDMシンボル毎にゼロパッディング部ZPをガードインターバルとして挿入する方法が提案されている(非特許文献2参照)
しかし、上記文献は、K個のOFDMシンボル毎にガードインターバルを挿入して送信するOFDM送信装置について示唆しているが、OFDM受信装置の構成やチャンネル推定の仕方について示唆していない。【００１８】
以上から本発明の目的は、K個のマルチキャリア送信シンボル毎にガードインターバルを挿入して送信するマルチキャリア通信方式におけるマルチキャリア受信方法及び装置並びにチャンネル推定方法及び装置を提供することである。
本発明はK個のマルチキャリア送信シンボル毎にガードインターバルを挿入して送受信することによりデータ送信効率を向上することである。
本発明の別の目的は、K個のマルチキャリア送信シンボル毎にガードインターバルを挿入して送信するマルチキャリア通信方式において、チャネル補償を効果的に行ない、正しく送信データを復調することである。
【非特許文献１】Yee N.,J.P. Linnartz and G.Fettweis, "Multi-carrier CDMA in  indoor wireless radio networks," IEICE Trans. Comm., E77-B pp900-904, July 1994.
【非特許文献２】Xianbin Wang, Yiyan Wu and Jean-Yves Chouinard, "On the Comparison between Conventional OFDM and MSE-OFDM System"  IEEE Communications Society,GLOBECOM 2003,  1-5 December San Francisco, USA,  pp35-39.
【発明の開示】
【００１９】
本発明第１は、複数(=K個)のマルチキャリア送信シンボル毎にガードインターバルが付加された信号を受信して復調するマルチキャリア通信方式におけるマルチキャリア受信方法であり、受信信号よりガードインターバルを除去し、該ガードインターバルが除去された複数のマルチキャリア送信シンボル毎にフーリエ変換処理を施し、該複数のマルチキャ
リア送信シンボルに応じたサブキャリアのチャネルを推定し、チャンネル推定結果に基づいて前記フーリエ変換結果にチャネル補償を施し、チャネル補償された複数のマルチキャリア送信シンボルに一括して逆フーリエ変換を施し、該逆フーリエ変換結果に対してマルチキャリア送信シンボル毎にフーリエ変換処理を施して受信信号を復調する。
上記方法において、チャネルを推定するには、ガードインターバルが除去されたマルチキャリア送信シンボルを用いてN個のサブキャリアのチャネルを推定し、各隣接する推定値間に(Ｋ−１)個のチャネル推定値を補間して前記複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたK・N個のサブキャリアのチャネル推定値を取得する。又、別の方法でチャネルを推定するには、ガードインターバルが除去されたマルチキャリア送信シンボルを用いてＮ個のサブキャリアのチャネルを推定し、N個のサブキャリアのチャネル推定値にＮポイントの逆フーリエ変換処理を施してマルチパスの受信レベルを示す遅延プロファイルを作成し、該遅延プロファイルのガードインターバル期間GIを越えたパスの受信レベルをゼロにし、前記ゼロ化された遅延プロファイルにK・Nポイントフーリエ変換処理を施して前記複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたK・N個のサブキャリアのチャネルを推定する。
【００２０】
本発明の第２は、複数(=K個)のマルチキャリア送信シンボル毎にガードインターバルが付加された信号を受信して復調するマルチキャリア通信方式におけるマルチキャリア受信装置である。
第1のマルチキャリア受信装置は、受信信号よりガードインターバルを除去するガードインターバル除去部、該ガードインターバルが除去された複数のマルチキャリア送信シンボル毎に一括してフーリエ変換処理を施すフーリエ変換部、該複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたサブキャリアのチャネルを推定し、該チャンネル推定結果に基づいてチャネル補償するチャネル推定/補償部、チャネル補償された複数のマルチキャリア送信シンボルに一括して逆フーリエ変換を施す逆フーリエ変換部、該逆フーリエ変換結果に対してマルチキャリア送信シンボル毎にフーリエ変換処理を施すフーリエ変換部、該フーリエ変換結果に基づいて送信データを復調する復調部を有している。
第２のマルチキャリア受信装置は、受信信号よりガードインターバルを除去するガードインターバル除去部、該ガードインターバルが除去された複数のマルチキャリア送信シンボル毎に一括してフーリエ変換処理を施すフーリエ変換部、該複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたサブキャリアのチャネルを推定し、該チャンネル推定結果に基づいてチャネル補償するチャネル推定/補償部、チャネル補償された複数のマルチキャリア送信シンボルに一括して逆フーリエ変換を施すと共に該逆フーリエ変換結果に対してマルチキャリア送信シンボル毎にフーリエ変換処理を施す処理部、該処理結果に基づいて送信データを復調する復調部を有している。
第３のマルチキャリア受信装置は、受信信号よりガードインターバルを除去するガードインターバル除去部、該ガードインターバルが除去された複数のマルチキャリア送信シンボル毎に一括してフーリエ変換処理を施し、該複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたサブキャリアのチャネルを推定し、該チャンネル推定結果に基づいてチャネル補償し、チャネル補償された複数のマルチキャリア送信シンボルに一括して逆フーリエ変換を施し、該逆フーリエ変換結果に対してマルチキャリア送信シンボル毎にフーリエ変換処理を施す処理部、該処理結果に基づいて送信データを復調する復調部を有している。
前記マルチキャリア受信装置において、チャネル推定/補償部は、ガードインターバルが除去されたマルチキャリア送信シンボルを用いてN個のサブキャリアのチャネルを推定する手段、各隣接する推定値間に(Ｋ−１)個のチャネル推定値を補間して前記複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたK・N個のサブキャリアのチャネル推定値を取得する手段を有している。
また、前記マルチキャリア受信装置において、前記チャネル推定/補償部は、ガードインターバルが除去されたマルチキャリア送信シンボルを用いてＮ個のサブキャリアのチャネルを推定する手段、N個のサブキャリアのチャネル推定値にＮポイントの逆フーリエ変換処理を施してマルチパスの受信レベルを示す遅延プロファイルを作成する手段、該遅延プ
ロファイルのガードインターバル期間GIを越えたパスの受信レベルをゼロにする手段、前記ゼロ化された遅延プロファイルにK・Nポイントのフーリエ変換処理を施して前記複数のマルチキャリア送信シンボルに応じたK・N個のサブキャリアのチャネルを推定する手段を有している。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】K個のOFDMシンボル毎にガードインターバルを挿入して送信するOFDM通信方式におけるOFDM送信装置の構成図ある。
【図２】K個のOFDMシンボル毎にガードインターバルを挿入して送信するOFDM通信方式におけるOFDM受信装置の構成図である。
【図３】チャネル推定部の構成図である。
【図４】チャネル推定値の平均化説明図である。
【図５】遅延プロファイル説明図である。
【図６】零挿入説明図である。
【図７】チャネル推定処理フローである。
【図８】チャネル推定部の別の構成図である。
【図９】チャネル推定値の補間説明図である。
【図１０】MC−CDMA送信装置の構成図である。
【図１１】MC−CDMA受信装置の構成図である。
【図１２】MC−CDMA受信装置の第２実施例構成図である。
【図１３】MC−CDMA受信装置の第２実施例の変換処理説明図である。
【図１４】MC−CDMA受信装置の第3実施例の構成図である。
【図１５】MC−CDMA受信装置の第３実施例の変換処理説明図である。
【図１６】従来のOFDM送信方式によるOFDM送信装置の構成図である。
【図１７】フレーム構成図である。
【図１８】ガードインターバル挿入説明図である。
【図１９】従来のOFDM受信方式によるOFDM受信装置の構成図である。
【図２０】従来のMC−CDMA送信装置の構成図である。
【図２１】従来のMC−CDMA受信装置の構成図である。
【図２２】従来のガードインターバル(サイクリックプレフィックス、零埋め込み部)の挿入説明図である。
【図２３】提案されているガードインターバル(サイクリックプレフィックス、零埋め込み部)の挿入説明図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
（Ａ）第１実施例
（ａ）OFDM送信装置
図1はK個のOFDMシンボル毎にガードインターバルを挿入して送信するOFDM通信方式におけるOFDM送信装置の構成図である。
符号部５１は高速バイナリーデータを符号化、例えば畳み込み符号あるいはターボ符号により符号化し、変調部５２はインタリーブ後に、符号化されたデータを、例えば、BPSK、QPSK、16-QAM等により変調する。ついで、シリアルパラレル変換器(Ｓ／P変換器)５3は変調データシンボルおよびパイロットシンボルをNシンボルの並列低速変調データ列に変換し、Ｎ個のサブキャリア成分を発生する。【００２３】
Ｎポイントの高速逆フーリエ変換部５４は、S/P変換器５３から出力するＮ個の変調信号(サブキャリア成分)に逆フーリエ変換処理（IFFT）を施してＮ個の時間信号成分を並列出力する。P／S変換器５５はIFFT処理により得られるＮ個の時間信号成分をシリアルに変換してOFDMシンボルとして出力する。すなわち、OFDMシンボルはＮ個のシンボルを含んでいる。尚、高速逆フーリエ変換部５４はIFFT（インバースファーストフーリエトランスフ
ァ）を例としたがIDFT（インバースディスクリートフーリエトランスファー）等の装置を用いても良い。
ガードインターバル挿入処理部５６は、K個のOFDMシンボル毎にG個のシンボルよりなるガードインターバルGIを挿入するものとすれば、容量が（K・N＋G）のバッファ５６ａとガードインターバル挿入部５６ｂを備えている。スイッチ５６ｃはP/S変換器５５から出力するK個のOFDMシンボルを順番にバッファＢ1〜BKに入力し、ガードインターバル挿入部５６ｂは図２３（Ａ）に示すようにＫ番目のOFDMシンボルにおける最後のG個のシンボルを1番目のOFDMシンボルの先頭にコピーすることによりサイクリックプレフィックスＣＰをガードインターバルGIとして挿入する。しかる後、スイッチ５６ｄは各バッファＢ1〜BKから順番にガードインターバル付きOFDMシンボルを読み出してDA変換器５７に入力する。
DA変換器５７はガードインターバル挿入処理部５６から入力するOFDMシンボルをアナログ信号に変換し、無線部５８はべースバンド信号を無線信号に周波数アップコンバートした後、増幅してアンテナ５９より空間に送信する。
尚、OFDMの送信器の構成として、高速逆フーリエ変換５４はインバースファーストフーリエトランスファ（IFFT）を用いて説明したが、インバースディスクリートフーリエトランスファ（IDFT）等を用いることもできる。【００２４】
（ｂ）OFDM受信装置
図２はK個のOFDMシンボル毎にガードインターバルを挿入して送信するOFDM通信方式におけるOFDM受信装置の構成図である。
バンドパスフィルタ(BPF)６１はアンテナ６０により受信された信号にフィルタリングを施して不要周波数成分を除去し、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）６２は無線信号をべースバンド周波数に周波数変換し、アナログディジタル変換器(図示せず)は該べースバンド信号をAD変換する。ガードインターバル除去処理部６３は受信シンボルに挿入されているガードインターバルを除去するもので、容量（K・N＋G）シンボルのバッファ６３ａとガードインターバル除去部６３ｂを備えている。スイッチ６３ｃは入力するK個のOFDMシンボルを順番にバッファＢ1〜BKに入力し、ガードインターバル削除部６３ｂは１番目のOFDMシンボルの前に挿入されているガードインターバルGIを削除し、スイッチ６３ｄは各バッファＢ1〜BKから順番にK個のOFDMシンボルを読み出してS/P変換器６４に入力する。
S/P変換器６４は、ガードインターバルが除去されたK・Nポイントの時間信号成分をK・N個の並列データに変換してK・Nポイントフーリエ変換部６５に入力する。フーリエ変換部６５は、K・N個の時間信号成分に対してFFT処理を施してK・N個のサブキャリア成分を出力する。チャネル推定部(後述する)は、チャネル歪みの影響を軽減するためにチャネル推定演算を行なってK・N個の各サブキャリアのチャネルを推定し、サブキャリア毎に周波数領域で最小二乗平均誤差(MMSE：Minimum Mean Square Error)法あるいはZF（Zero Forcing)係数法等によりチャネル補償値を発生し、チャネル補償部６６はK・N個のFFT処理結果にチャネル補償値を乗算してチャネル補償する。【００２５】
ついで、逆フーリエ変換部６７はチャネル補償されたK・N個のサブキャリア成分（Ｋ個のOFDMシンボル）に対して一括してK・NポイントのIFFT処理を施し、K・Nポイントの時間信号成分を並列出力する。K個のNポイントのフーリエ変換部６８1〜６８Kは、逆フーリエ変換部６７から並列出力するK・N個の時間信号成分をN個づつに分け、それぞれにNポイントのFFT処理を施す。この結果、各フーリエ変換部６８1〜６８KはN個のサブキャリア成分を発生する。これら総計K・N個のサブキャリア成分は、送信側で送信したK・N個の送信シンボルに対応する。
P/S変換器６９は、各フーリエ変換部６８1〜６８Kから入力するＫ組N個のシンボルを順番にシリアル出力し、復調部７０は入力信号を例えばBPSK，QPSK，16QAMなどにより復調し、復号部７１はデインタリーブ後に入力データを復調して出力する。【００２６】
以上要約すると、OFDM受信装置において、データがS/P変換器６４により並列ストリーム
に変換され、しかる後K・NポイントFFT処理が行われる。次に、各サブキャリア毎にチャネルの影響が補償により軽減され、最後に、受信信号を復調および復号する前に、K・NポイントIFFTが計算され、それに続いてKデータストリームへの分割、K個のNポイントFFTの計算が行なわれる。
本発明のOFDM通信方式の原理は、干渉成分のインパクトを軽減するためにK・NポイントFFTの計算直後にチャネル変動の補償をすることである。ここで、Ｋはガードインターバルの挿入周期、Ｎは送信部におけるIFFTの次元である。受信装置においてK・NポイントFFTを計算することにより完全にチャネル間干渉（ICI）を起すことなくマルチパスの影響を軽減することができる。
尚、以上ではKシンボル毎にサイクリックプレフィックスをガードインターバルとして挿入した場合であるが、Kシンボル毎に所定長のゼロ埋め込み部（Zero-padding）やユニークワードを挿入したり、あるいはサイクリックプレフィックスCPとユニークワードとを結合したものを挿入することもできる。
また、OFDMの受信機の構成として、K・Nポイントフーリエ変換器６５はK・NポイントのDFTに、逆フーリエ変換部６７はIDFTに、フーリエ変換部６８1〜６８KはDFTにそれぞれ置き換える事が可能である。【００２７】
（ｃ）数学的記述
本発明のメイン部分はシンボル間干渉やチャネル間干渉を完全に回避するために、ガードインターバルを除去後にK個のOFDMシンボルに対し一括してFFT処理を施してチャネル補償し、チャネル補償されたＫ個のマルチキャリア送信シンボルに一括して逆フーリエ変換を施し、該逆フーリエ変換結果にマルチキャリア送信シンボル毎にフーリエ変換処理を施す点である。
受信部のFFT次元はガードインターバルが何シンボル毎に挿入するかに依存する。例えば、Ｎを送信部におけるIFFTの次元、すなわち、送信部の周波数多重部の次元とし、K個のOFDMシンボル毎にガードインターバルを挿入するものとすると、受信部におけるFFTの次元はK・Nポイントに等しくなる。もし、ガードインターバル(CPまたはZP)がうまく推定されるなら、K・NポイントFFTの出力は次式
【数８】
2006006238.tif 000011
により与えられる。なお、
【数９】
2006006238.tif 000012
はガードインターバル除去後の周波数領域における受信信号、
【数１０】
2006006238.tif 000013
はK・Nポイント周波数領域におけるチャネル応答、
【数１１】
2006006238.tif 000014
はK・Nポイント周波数領域における送信信号、
2006006238.tif 000015
はAWGN(Additive White Gaussian Noise)である。【００２８】
次のステップは、チャネル歪みの影響を軽減するために、受信信号を等化(チャネル推定／補償)することである。
【数１２】
2006006238.tif 000016
をK・Nポイント周波数領域におけるチャネル推定値とする。なお、チャネル変動を正確に推定するための2つの方法が後述される。
チャネルイコライザの出力は次式
【数１３】
2006006238.tif 000017
のように記述され、上式に(6)式を代入すると
【数１４】
2006006238.tif 000018
となる。完璧な推定が可能な場合には、
【数１５】
2006006238.tif 000019
となる。ただし、
2006006238.tif 000020
はイコライザの出力におけるノイズである。【００２９】
信号を復調し、受信データを正しくデコードするために、処理データはK・Nポイント周波数領域からNポイント周波数領域に切り替えなければならない。このステップを演算するために、図２に示すように１つのK・NポイントIFFTとK回のNポイントFFTを連続的に実行する。
逆フーリエ変換部６７のK・NポイントIFFTの計算により次式
【数１６】
2006006238.tif 000021
に示すK・Nポイントの時間信号成分が求まる。K・Nポイントの時間信号成分をN個づつに分割し、それぞれにフーリエ変換部681〜68KでNポイントFFT処理を施すと次式
【数１７】
2006006238.tif 000022
に示すK・N個のサブキャリア信号成分、すなわち、K・N個の送信シンボルが求まる。ただし、ａ，ｂは以下
【数１８】
2006006238.tif 000023
のように定義される整数であり、ＡＫ＝Ｉである。Ｉは１フレーム当りのOFDMシンボル数である。最終的に、ＮポイントFFT結果は復調され、デコードされる。【００３０】
（ｄ）変形例
上記のK・NポイントIFFTとNポイントFFT間の全演算((10)式と(11)式の演算)は、一括演算により処理可能である。チャネル歪み補償後、データ次元の縮小が周波数領域において必要となる。これを実現するために、K・N点のサブキャリア信号をNポイント信号ストリームにマトリクス変換により変換する。
【数１９】
2006006238.tif 000024
はＮ行K・N列の変換マトリクスであり、(11)式はこの変換マトリクスを用いて
【数２０】
2006006238.tif 000025
と表現できる。ただし、ｐ行ｋ列の要素
2006006238.tif 000026
は次式
【数２１】
2006006238.tif 000027
で与えられ、βは正規化係数である。簡略操作により
2006006238.tif 000028
は次式
【数２２】
2006006238.tif 000029
となる。
したがって、(12)式を演算する処理部で、図2のK・Nポイントの逆フーリエ変換部６７、K個のＮポイントのフーリエ変換部６８1〜６８Kを置き換えることができる。【００３１】
（ｅ）第１のチャネル推定
図3はチャネル推定部の構成図であり、図２と同一部分には同一符号を付している。
周波数領域におけるチャネル歪みを推定するために、パイロットシンボルが、送信フレームにおいてデータに時間多重されている。受信側では周波数領域の信号に変換するために、ＮポイントFFTを適用する。周知の処理(Np個のパイロットシンボル)を使って、チャネル歪みは次式
【数２３】
2006006238.tif 000030
を計算することにより推定される。なお、
2006006238.tif 000031
および
2006006238.tif 000032
はそれぞれ、第ｎパイロットシンボルにおける第ｉユーザの第mサブキャリアの推定チャネル応答、受信信号およびパイロットシンボルである。【００３２】
以上より、チャネル推定部８０において、フーリエ変換部８１は、ガードインターバルが除去されたOFDMシンボルを用いてNポイントFFT変換を行なってN個のサブキャリア信号成分を発生し、チャネル推定部８２は(15)式の演算を行なって各サブキャリアのチャネルを推定する。平均化部８３は、次式
【数２４】
2006006238.tif 000033
により時間領域および周波数領域の両方で平均化することによりチャネル推定値を平均化して出力する。(16)式の右辺第1番目のΣはサブキャリアのチャネル推定値を加算すること、第2番目のΣは時間領域のNp個のチャネル推定値を加算することを意味している。すなわち、右辺第１番目の式はｍ＝０の場合、図4の2点鎖線Ａ１で示すように、第１、第2サブキャリアのそれぞれNp個のチャネル推定値を加算して平均化することを意味する。第２番目の式は１≦ｍ＜N-1の場合、図４のＡ２で示すように、隣接する３つのサブキャリアのそれぞれNp個のチャネル推定値を加算して平均化することを意味し、第3番目の式はｍ＝Ｎ−１の場合、図４のＡ３で示すように、最後の２つのサブキャリアのそれぞれNp個のチャネル推定値を加算して平均化することを意味する。【００３３】
ついで、逆フーリエ変換部８４はN個の周波数領域のチャネル推定値にＮポイントIFFT処理を施して図5に示す遅延プロファイルを発生する。図5の時間軸の目盛は直接波からの遅延時間を意味し、時間０のレベルP0は直接波の受信レベル、時間1のレベルは1シンボル遅延するパスの受信レベル、時間２のレベルは２シンボル遅延するパスの受信レベル、時間（N-1）のレベルは（N-1）シンボル時間遅延するパスの受信レベルを意味する。すなわち、逆フーリエ変換部８４の出力はマルチパスの各パスの受信レベルを意味する。
ガードインターバルGI期間内の遅延パスは符号間干渉ISIに影響しないが、GIを越える遅延パスは符号間干渉ISIを生じる。そこで、チャネル推定するに当たり、マルチパス抽出部８５は遅延時間がGIを越えるマルチパスを抽出し、ゼロ挿入部８６は図６に示すようにGI期間を超える（K・N−GI）個のマルチパスの受信レベルを0にする。
フーリエ変換部８７は、（K・N−GI）個のマルチパスの受信レベルをゼロにされたK・N個の遅延プロファイルにK・NポイントFFT処理を施してK・N個のサブキャリアのチャネルを推定する。チャネル補償値発生部８８はチャネル推定値を用いて、ORC方式、EGC方式、MRC方式、MMSE方式あるいはZF方式によりチャネル補償値を発生し、チャネル補償部６６はフーリエ変換部６５（図２）から出力するK・N個のFFT処理結果にチャネル補償値を乗算してチャネル補償する。【００３４】
・ZF法
ZF法において、各サブキャリアのチャネル補償係数値gkは推定されたチャネル応答Hkの逆数であり次式
【数２５】
2006006238.tif 000034
となる。チャネル補償係数値gkをチャネル補償部６６で受信信号(K・NポイントFFT出力)に乗算してチャネル補正すれば受信信号は
【数２６】
2006006238.tif 000035
となり、チャネル補償される。【００３５】
・最小二乗平均誤差法
最小二乗平均誤差法では、定義によりノイズのエネルギーは次式
【数２７】
2006006238.tif 000036
となり、送信信号のエネルギーは、
【数２８】
2006006238.tif 000037
となり、各成分のSNRは
【数２９】
2006006238.tif 000038
となる。最小二乗平均誤差法におけるチャネル補償係数値gkは次式のコスト関数
【数３０】
2006006238.tif 000039
を最小するよう選ばなければならない。ここで
【数３１】
2006006238.tif 000040
であり、
2006006238.tif 000041
はMMSEイコライザ(チャネル補償部)の出力で、チャネル補正結果である。簡略化により、次式
【数３２】
2006006238.tif 000042
が得られる。上式により最小自乗法によるチャネル補正が行われる。ただし、
【数３３】
2006006238.tif 000043
である。【００３６】
図７は図３のチャネル推定処理フローである。
正確にチャネル応答を推定するために、パイロットシンボルが送信フレームに含まれる
。例えば、フレームは図１７に示すように先頭の数シンボルがパイロットＰ、残りのシンボルがデータＤとなるように設定されている。受信側において、周波数領域においてチャネル応答を推定するために、以下の処理を行なう。まず、ＮポイントFFTが周波数領域における信号に変換するために適用される。周知のシーケンスを用いて、チャネル応答がN個の各サブキャリア毎に該チャネル応答を補正するために推定される（ステップＳ１）。【００３７】
ついで、時間および周波数領域の両方でチャネル歪みの推定値を平均化するためのステップが付加される。このステップまでは、チャネル変動はNポイント周波数領域においてのみ推定される。
コヒーレントな検出、あるいは殆どコヒーレントな検出が可能な場合には、ガードインターバルGIがうまく推定され、符号間干渉およびチャネル間干渉を回避できる。それゆえ、NポイントIFFT処理を行なうことにより(ステップＳ２)、チャネルの特性(遅延プロファイル)を求める。全ての有意義なパスは時間間隔[0，GI・Td]内の信号から抽出できる。なお、GIはガードインターバルを構成する離散データ数、Tdは送信データの期間である。1つのOFDMシンボルの期間は(GI+N)・Tdに等しい。期間［GI・Td，(GI+N)・Td］にはノイズ成分だけが含まれる。チャネル推定に悪影響を与えるノイズ成分を減少し、K・Nポイント周波数領域におけるチャネル推定値を得るために、以下の処理を進める。【００３８】
まず、有意義なパスを抽出する(ステップＳ３)。このステップを行なうために、GI個の最初のデータをメモリに保存する。ついで、フレームの残り(K・N−GI)に零を付加して設定する（ステップＳ４）。これらのK・NポイントデータはK・NポイントFFT処理のための入力になる。K・NポイントFFTの出力は既に提案されているイコライザを実現するために使用されるチャネル推定値となる(ステップＳ５)。
尚、第１のチャネル推定部の構成として、フーリエ変換部８１，８７に用いたFFTはDFTに、逆フーリエ変換部８４はIDFTに置き換え可能である。【００３９】
（ｆ）第２のチャネル推定
図８はチャネル推定部の別の構成図であり、図２と同一部分には同一符号を付している。
チャネル推定部９０において、フーリエ変換部９１は、ガードインターバルが除去されたOFDMシンボルを用いてNポイントFFT変換を行なってN個のサブキャリア信号成分を発生し、チャネル推定部９２は(15)式の演算を行なって各サブキャリアのチャネルを推定する。平均化部９３は、(16)式の演算を行なって時間領域および周波数領域の両方で平均化することによりチャネル推定値を平均化して出力する。以上により、図９（A）に示すようにN個のサブキャリアのチャネル推定値が得られる。ついで、チャネル推定値補間部９４は、次式
【数３４】
2006006238.tif 000044
により、各隣接するチャネル推定値間に(Ｋ−１)個のチャネル推定値を補間してＫ個のOFDMシンボルに応じたK・N個のサブキャリアのチャネル推定値を計算する。ただし、
2006006238.tif 000045
は図９(B)に示すようにK・Nポイント周波数領域における第mサブキャリアのチャネル推定値である。【００４０】
チャネル補償値発生部９５は、チャネル推定値を用いてORC方式、EGC方式、MRC方式、MMSE方式あるいはZF方式によりチャネル補償値を発生し、チャネル補償部６６はフーリエ変換部６５から出力するK・N個のFFT処理結果にチャネル補償値を乗算してチャネル補償する。
尚、第２のチャネル推定部の構成として、フーリエ変換部９１にFFTを用いたがDFTを用いることもできる。【００４１】
（Ｂ）第２実施例
第１実施例はK個のOFDMシンボル毎にガードインターバルを挿入して送受信するOFDM通信方式の場合であるが、本発明はMC−CDMA通信方式にも適用できる。
（ａ）MC−CDMA送信装置
図１０はMC−CDMA送信装置の構成図であり、図１のOFDM送信装置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、(1)S/P変換器５３から出力するNp個の各データをそれぞれSF個づつコピーして出力するNp個のコピー部1011〜101Npが設けられている点、(2)各コピー部から出力するSF個のデータにユーザ固有の拡散コードC1〜CSF(拡散率SFの拡散コード)をそれぞれ乗算するNp個の拡散部1021〜102Npが設けられている点である。
すなわち、符号部５１は高速バイナリーデータを符号化、例えば畳み込み符号あるいはターボ符号により符号化し、変調部５２はインタリーブ後に符号化されたデータを、例えば、BPSK、QPSK、16-QAM等により変調する。ついで、Ｓ／P変換器５３は変調データシンボルおよびパイロットシンボルをNp個の並列低速変調データ列に変換して出力する。【００４２】
Np個のコピー部1011〜101Npは、S/P変換器５３から並列出力するNp個の各シンボルをそれぞれSF個づつコピーして出力し、Np個の拡散部1021〜102Npは、各コピー部から出力するSF個のシンボルにユーザ固有の拡散コードC1〜CSF(拡散率SFの拡散コード)をそれぞれ乗算し、逆フーリエ変換部５４はN(=Np×SF)個のサブキャリア成分にIFFT処理を施し、P/S変換器５５はIFFT処理により得られるＮ個の時間信号成分をシリアルに変換してOFDMシンボルとして出力する。
ガードインターバル挿入処理部５６において、スイッチ５６ｃはP/S変換器５５から出力するK個のOFDMシンボルを順番にバッファＢ1〜BKに入力し、ガードインターバル挿入部５６ｂは図２３（Ａ）に示すようにＫ番目のOFDMシンボルにおける最後のG個のシンボルを1番目のOFDMシンボルの先頭にコピーすることによりサイクリックプレフィックスＣＰをガードインターバルGIとして挿入する。しかる後、スイッチ５６ｄは各バッファＢ1〜BKから順番にガードインターバル付きOFDMシンボルを読み出してDA変換器５７に入力する。
DA変換器５７はガードインターバル挿入処理部５６から入力するOFDMシンボルをアナログ信号に変換し、無線部５８はべースバンド信号を無線信号に周波数アップコンバートした後、増幅してアンテナ５９より空間に送信する。
尚、MC-CDMA送信装置の逆フーリエ変換部５４としてIFFTを用いたが、IDFTを用いても良い。【００４３】
（ｂ）MC−CDMA受信装置
図１１はMC−CDMA受信装置の構成図であり、図２のOFDM受信装置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、(1)Ｎポイントのフーリエ変換部６８1〜６８Kからそれぞれ出力するN(=Np×SF)個のサブキャリア成分をSF個づつ分離し、それぞれにユーザ固有の拡散コードC1〜CSF(拡散率SFの拡散コード)を乗算するＫ×Np個の逆拡散部2101〜201K・Npが設けられている点、(2)各逆拡散部2011〜201K・Npからそれぞれ出力するSF個の逆拡散データを加算するＫ×Np個の加算器2021〜202K・Npが設けられている点である。
すなわち、バンドパスフィルタ(BPF)６１はアンテナ６０により受信された信号にフィルタリングを施して不要周波数成分を除去し、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）６２は無線信号をべースバンド周波数に周波数変換し、アナログディジタル変換器(図示せず)は該べースバンド信号をアナログディジタル変換し、ガードインターバル除去部６3はガードイン
ターバルを除去する。S/P変換器６４は、ガードインターバルが除去された時間信号をK・N(=K×Nc×SF)個の並列データに変換してK・Nポイントのフーリエ変換部６５に入力する。フーリエ変換部６５は、K・N個の時間信号成分に対してFFT処理を施してK・N個のサブキャリア成分を出力する。チャネル推定部(図3又は図８)は、パイロットシンボルを用いて各サブキャリアのチャネルを推定し、MMSE方式あるいはZF方式等によりチャネル補償値を発生し、チャネル補償部６６はK・N個のFFT処理結果にチャネル補償値を乗算してチャネル補償する。【００４４】
ついで、逆フーリエ変換部６７はチャネル補償されたK・N個のサブキャリア成分（Ｋ個のOFDMシンボル）に対して一括してK・NポイントのIFFT処理を施し、K・Nポイントの時間信号成分を並列出力する。K個のNポイントのフーリエ変換部６８1〜６８Kは、逆フーリエ変換部６７から並列出力するK・N個の時間信号成分をN個づつに分け、それぞれにNポイントFFT処理を施す。この結果、各フーリエ変換部６８1〜６８KはそれぞれN個のサブキャリア成分を発生する。各フーリエ変換部６８1〜６８KにはそれぞれNp個の逆拡散部2011〜201Np，201Np+1〜2012・Np，…，201(K-1)・Np+1〜201K・Npが接続する。Np個の逆拡散部2011〜201Npはフーリエ変換部６８1から出力するN(=Np×SF)個のサブキャリア成分をSF個づつ分離し、それぞれにユーザ固有の拡散コードC1〜CSF(拡散率SFの拡散コード)を乗算して逆拡散し、加算器2021〜202Npは対応する逆拡散部2011〜201Npからそれぞれ出力するSF個の逆拡散データを加算してNp個のデータを出力する。同様に、他の逆拡散部201Np+1〜2012・Np，…，201(K-1)・Np+1〜201K・Np、加算器201Np+1〜2012・Np，…，201(K-1)・Np+1〜201K・Npも動作し、それぞれNp個のデータを出力する。
P/S変換器６９は、各加算器から入力するＫ組Np個のシンボルを順番にシリアル出力し、復調部７０は入力信号を例えばBPSK，QPSK，16QAMなどにより復調し、復号部７１はデインタリーブ後に入力データを復調して出力する。
尚、MC-CDMA受信装置の構成のフーリエ変換部６５とNポイントのフーリエ変換部681〜68kはDFＴに、逆フーリエ変換部６７のIFFTはIDFTに置き換えることができる。【００４５】
（ｃ）MC−CDMA受信装置の別の実施例
図１２はMC−CDMA受信装置の第２実施例構成図であり、図１１のMC−CDMA受信装置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、図１１のK・Nポイント逆フーリエ変換部６７、K個のＮポイントフーリエ変換部６８1〜６８Kを除去して、これらのK・NポイントIFFT処理、NポイントFFT処理を一括して行なう一括変換処理部３０１を設けた点である。
一括変換処理部３０１の一括変換については(12)〜(14)で説明したがここで更に詳述する。図１３に示すように、K・NポイントIFFT処理を行なう逆フーリエ変換部６７、NポイントFFT処理を行なうフーリエ変換部６８0〜６８K-1のK個のFFTの入出力信号を表記すると、各IFFT処理結果、FFT処理結果はそれぞれ次式
【数３５】
2006006238.tif 000046
または
【数３６】
2006006238.tif 000047
で表現できる。式を変形すると、
【数３７】
2006006238.tif 000048
または
【数３８】
2006006238.tif 000049
となる。次式
【数３９】
2006006238.tif 000050
が成り立つものとすれば、一括変換するＮ行K・N列(N×K・N)のマトリクスＷの要素
2006006238.tif 000051
は次式
【数４０】
2006006238.tif 000052
又は、次式
【数４１】
2006006238.tif 000053
により求まる。すなわち、一括変換処理部３０１は、Ｎ行K・N列のマトリクスＷにK・N×1のベクトル
2006006238.tif 000054
を乗算することにより、図１１のIFFT演算とK個のFFT演算を行なった結果と同じ結果（N個づつのK組のFFT出力）を発生することができる。以後、図１１と同様の処理により送信データを復調、復号できる。
尚、本実施例で用いたFFT処理はDFTに、IFFT処理はIDFT処理に置き換え可能である。【００４６】
（ｄ）MC−CDMA受信装置の別の実施例
図１４はMC−CDMA受信装置の第3実施例の構成図であり、図１１のMC−CDMA受信装置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、図１１のK・Nポイントのフーリエ変換部６５、チャネル補償部６６、K・Nポイントの逆フーリエ変換部６７、K個のＮポイントのフーリエ変換部６８1〜６８Kを除去し、これらのK・NポイントFFT処理、チャネル補償処理、K・NポイントIFFT処理、NポイントFFT処理を一括して行なう一括変換処理部４０１を設けた点である。
図１５示すようにK・Nポイントのフーリエ変換部６５、チャネル補償部６６、K・Nポイントの逆フーリエ変換部６７、NポイントのＫ個のフーリエ変換部６８0〜６８K-1の入出力信号を表記すると、各IFFT処理結果、FFT処理結果はそれぞれ次式
【数４２】
2006006238.tif 000055
が成り立つ。ただし、
【数４３】
2006006238.tif 000056
である。【００４７】
【数４４】
2006006238.tif 000057
であり、また、図１５から、
【数４５】
2006006238.tif 000058
または
【数４６】
2006006238.tif 000059
が導出される。変形すると、
【数４７】
2006006238.tif 000060
となり、一括変換するＮ行K・N列(N×K・N)のマトリクスＷ′の要素
2006006238.tif 000061
は次式
【数４８】
2006006238.tif 000062
となる。すなわち、一括変換処理部４０１は、Ｎ行K・N列のマトリクスＷ′にK・N×1のベクトル
2006006238.tif 000063
を乗算することににより、図１１のK・NポイントFFT演算、チャネル補償、K・NポイントIFFT演算，K個のNポイントFFT演算を行なった結果と同じ結果（N個づつのK組のFFT出力）を出力する。
尚、実施例のFFTの処理はDFTに、IFFTの処理はIDFTに置き換え可能である。【００４８】
以上本発明によれば、K個のマルチキャリア送信シンボル（例えばＫ個のOFDMシンボル）毎にガードインターバルを挿入して送信する通信方式におけるマルチキャリア受信方法及びマルチキャリア受信装置、チャンネル推定方法及びチャネル推定装置を提供することができる。
また、本発明によれば、K個のマルチキャリア送信シンボル毎にガードインターバルを挿入して送受信するようにしたから、データ送信効率を向上することができる。
また、本発明によれば、K個のマルチキャリア送信シンボル毎にガードインターバルを
挿入して送信するマルチキャリア通信方式において、K・Nサブキャリアのチャネルを正確に推定してチャネル補償を効果的に行なえ、結果的に正しく送信データを復調することができる。
以上では、本発明をOFDM、MC−CDMAに適用した場合について説明したが、本発明は一般的なマルチキャリア通信方式に適用できるものである。
【図１】
2006006238.tif 000064
【図２】
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【図３】
2006006238.tif 000066
【図４】
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【図５】
2006006238.tif 000068
【図６】
2006006238.tif 000069
【図７】
2006006238.tif 000070
【図８】
2006006238.tif 000071
【図９】
2006006238.tif 000072
【図１０】
2006006238.tif 000073
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
2006006238.tif 000077
【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【国際調査報告】
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