【事件の表示】
　特願２０１１−　　６２８５「負荷制御装置」拒絶査定不服審判事件〔平成２４年　８月　２日出願公開、特開２０１２−１４７６４６、請求項の数（８）〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　原査定を取り消す。
　本願の発明は、特許すべきものとする。
【理　由】
第１　手続の経緯　
　本願は、平成２３年１月１４日の出願であって、平成２６年７月３０日付けで拒絶理由が通知され、平成２７年３月２６日付けで拒絶査定がされ、これに対し、平成２７年６月３０日に拒絶査定不服審判が請求されたものである。
第２　本願発明
　本願の請求項１−８に係る発明は、出願時（平成２３年１月１４日）の特許請求の範囲の請求項１−８に記載された事項により特定されるものと認められるところ、本願の請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は以下のとおりである。
「【請求項１】
　第１端子と第２端子と制御端子とを有するスイッチング素子を用いたスイッチ部と、前記スイッチ部の前記制御端子に制御電圧を印加して前記スイッチ部の前記第１端子・前記第２端子間のオンオフを切り替える駆動回路とを備え、
　前記駆動回路は、前記スイッチ部に前記制御電圧を印加する素子駆動部と、前記素子駆動部を制御し前記制御電圧の大きさを決定する制御部と、前記スイッチ部の両端に掛かる電圧を極間電圧として検出する極間電圧検出部とを有し、前記制御部は、前記極間電圧が高くなるほど前記制御電圧が高くなり、前記極間電圧が低くなるほど前記制御電圧が低くなるように、前記極間電圧検出部で検出された前記極間電圧の大きさに応じて前記制御電圧の大きさを変化させることを特徴とする負荷制御装置。」　
第３　原査定の理由の概要
　この出願の下記の請求項に係る発明は、その出願前に日本国内又は外国において、頒布された下記の刊行物に記載された発明又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった発明に基いて、その出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　　　　　記　　　（引用文献等については引用文献等一覧参照）
・請求項　１
・引用文献等　１
・備考
　引用文献１（段落【０００６】等参照）には、「第１端子と第２端子と制御端子とを有するスイッチング素子を用いたスイッチ部と、前記スイッチ部の前記制御端子に制御電圧を印加して前記スイッチ部の前記第１端子・前記第２端子間のオンオフを切り替える駆動回路とを備え、前記駆動回路は、スイッチング素子のコレクタ電流が大きくなるほど前記制御電圧が高くなり、前記コレクタ電流が低くなるほど前記制御電圧が低くなるように、前記コレクタ電流の大きさに応じて前記制御電圧の大きさを変化させる負荷制御装置」が記載されている。
　また、コレクタ電流の検出に関し、スイッチ部の両端に掛かる電圧を極間電圧として検出し、当該極間電圧からコレクタ電流を導出する構成とすることは、当業者が適宜設計し得た範囲のものである。
　　　　　　　　　　　引　用　文　献　等　一　覧
１．特開２００４−０１５８８４号公報
２．特開２０１０−１８７５３３号公報
３．特開２００６−１８０６０６号公報
４．特開２００６−０５０７７６号公報
５．特表２００８−５４７０８７号公報
　出願人は意見書において、特に次のように主張している。『・・・（中略）・・・このように、引用文献１に存在しない上記Ａ構成を採用し、且つ引用文献１に記載の技術的事項からは推定し得ない顕著な効果を奏する本願発明は、当業者といえども引用文献１の記載から容易に想到し得るものではありません。』
　しかしながら、例えば、特開平６−２０１７３８号公報（段落［０００７］を参照）、特開２００１−４５７６５号公報（段落［００１２］を参照）、特開２００３−８４１６号公報（段落［０００７］を参照）に記載されているように、半導体スイッチング素子を流れる電流と極間電圧との間に関連性があることから、極間電圧を検出することによって、半導体スイッチング素子を流れる電流を求めることは、周知の技術である。
　そして、引用文献１に記載された負荷制御装置において、電流検出の具体的手段に関し、上述の周知技術を採用して、極間電圧を検出する構成を備えることは、当業者が適宜設計し得た範囲のものである。
　したがって、当該主張は採用できない。
第４　当審の判断
１．引用文献の記載事項と、引用発明
　原査定で引用された引用文献１である特開２００４−０１５８８４号公報には、図面とともに、次の記載がある。（下線は、本審決で特に着目した箇所を示す。）
（１）　段落【０００６】
「【０００６】
前記目的を達成するために、本発明の第１の観点によれば、本発明の
スイッチング回路は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子からの出力コレクタ電流が所定の電流値以下又は未満の場合には、前記スイッチング回路のゲート端子に所定の第１のゲート電圧を印加し、前記出力コレクタ電流が前記所定の電流値より大きい又は以上の場合には、前記スイッチング回路のゲート端子に前記第１のゲート電圧より大きい所定の第２のゲート電圧を印加するゲート電圧印加回路とを有
好適な一具体例としては、
前記スイッチング素子は、ＩＧＢＴであ
（２）　段落【００１３】−【００２７】
「【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施の形態について、図１〜図３を参照して説明する。
図１は、
ＩＧＢＴを用いた３相交流インバータの、１相分のインバータ回路１００
このインバータ回路１００
においては、基準電位ＶＳと負荷用電源ＶＢの間に直列に２つのＩＧＢＴＱ１，Ｑ２及びダイオードＤ１，Ｄ２が接続されており、これらＩＧＢＴＱ１，Ｑ２が交互にオン／オフすることにより、負荷Ｌ１へ交流電流Ｉｏを出力
【００１４】
ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２のゲートは、それぞれ、ゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してバッファ１０１，１０２の出力に接続され
バッファ１０１，１０２の電源は、電源回路１０３によって供給される互いに絶縁された電源ＶＮ，ＶＰに接続されており、またバッファ１０１，１０２の入力は、制御装置１１０が出力する制御信号であるＮＤ、ＰＤに、フォトカプラ１０８，１０９を介して絶縁された状態で接続され
これにより、制御装置１１０からの所定の周波数のＰＷＭ制御信号に基づいて、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２が交互にオン／オフされて、負荷Ｌ１に対して所定の正弦波の出力電流Ｉｏが生成され
【００１５】
電源回路１０３は、制御用電源ＶＣＣから絶縁した電源ＶＮ，ＶＰを生成する回路であり、
フライバックコンバータであ
すなわち、電源回路１０３は、トランスＬ２の一次側巻線の通電時に蓄えたエネルギーを、遮断時に２次側に伝達する構成であり、トランスＬ２の他に、逆流防止ダイオードＤ３，Ｄ４、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２、一次側巻線への通電をオン／オフするトランジスタＱ３、トランジスタＱ３をＰＷＭ駆動する電源制御回路１０４、及び、出力電圧をモニタし電源制御回路１０４へ通知するためのフィードバック回路を有
【００１６】
そのフィードバック回路は、出力電圧を分圧する抵抗Ｒ５〜Ｒ７、分圧した電圧が所定の電圧以上となると電流をシンクするシャントレギュレータ１０５、シャントレギュレータ１０５がシンクする電流によってオンするフォトカプラ１０６、及び、フォトカプラの入力電流を制限する制限抵抗Ｒ８を有
制御装置１１０が出力する電流通知信号ＯＣがハイレベル（Ｈレベル）の時にはフォトカプラ１０７がオンし、抵抗Ｒ７の両端を短絡する構成となって
【００１７】
このような構成のインバータ回路１００においては、出力電流Ｉｏのピークを所定の電流Ｉｔｈ以下で動作させる場合、制御装置１１０は電流通知信号ＯＣをロウレベル（Ｌレベル）と
この時、フォトカプラ１０７はオフのため、電源回路１０３のシャントレギュレータ１０５の入力電圧ＶＩは
のようにな
【００１８】
【数１】
ＶＩ＝ＶＮ×（Ｒ６＋Ｒ７）／（Ｒ５＋Ｒ６＋Ｒ７）
【００１９】
シャントレギュレータ１０５が出力電流をシンクし始める入力電圧をＶｒｅｆとすれば、
の条件を満たす時にフォトカプラ１０６はオン
【００２０】
【数２】
ＶＮ×（Ｒ６＋Ｒ７）／（Ｒ５＋Ｒ６＋Ｒ７）＞Ｖｒｅｆ
【００２１】
電源制御回路１０４は、フォトカプラ１０６のオン／オフに応じて、
を満たすように、トランジスタＱ３のオン／オフ時間を調整
なお、ＶＰにはＶＮと同等の負荷が接続されているものとし、１次側と２次側の巻数比もＶＮと同一であるため、ＶＰは常にＶＮと同じ電圧に保たれる。
【００２２】
【数３】
ＶＮ×（Ｒ６＋Ｒ７）／（Ｒ５＋Ｒ６＋Ｒ７）＝Ｖｒｅｆ
∴　
ＶＮ＝Ｖｒｅｆ×｛１＋Ｒ５／（Ｒ６＋Ｒ７）｝
【００２３】
一方、
電流
を大きくし、ピーク電流を所定の電流Ｉｔｈ以上とするときは、制御装置１１０は電流通知信号ＯＣをハイレベル（Ｈレベル）と
このときフォトカプラ１０７はオンとなるため抵抗Ｒ７の両端は短絡され、電源回路１０３のシャントレギュレータ１０５の入力電圧ＶＩは、
のようにな
【００２４】
【数４】
ＶＩ＝ＶＮ×Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）
【００２５】
これより、シャントレギュレータ１０５が出力電流をシンクし始める入力電圧をＶｒｅｆとすると、
の条件を満たすときにフォトカプラ１０６がオンすることとなり、さらにこの結果、電源制御回路１０４は、フォトカプラ１０６のオン／オフに基づいて、
を満たすようにトランジスタＱ３のオン／オフ時間を調整することとなる
【００２６】
【数５】
ＶＮ×Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）＞Ｖｒｅｆ
【００２７】
【数６】
ＶＮ×Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）＝Ｖｒｅｆ
∴　
ＶＮ＝Ｖｒｅｆ×｛１＋Ｒ５／Ｒ６｝
（３）　段落【００３０】−【００３２】
「【００３０】
図２に、負荷Ｌ１に流れる出力電流Ｉｏと、制御装置１１０が出力する電流通知信号ＯＣの関係を示す。
また、
図３に、ＩＧＢＴコレクタ電流Ｉｃ−コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅ特性における、ゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅ依存性を示す
図示のごとく、
同じ出力コレクタ電流Ｉｃで比較した場合、Ｖｇｅが大きいほどＶｃｅが小さくなる
Ｖｇｅが大きいほど定常損失は小さく
逆にＩｃが小さいときはその差は小さい
【００３１】
このように、従来の設計手法では、出力電流Ｉｏの大小に関係なく、電源回路の出力電圧はＶＧＨで一定であり、その結果、図３に示す曲線ａ−ｃ上でＩＧＢＴを使用することになっていた。これに対して、本実施の形態の電源回路においては、出力電流Ｉｏのピークが所定の電流値Ｉｔｈ以下の場合には、電源回路の出力電圧をＶＧＨより低いＶＧＬとし、図３に示す曲線ａ−ｂ上でＩＧＢＴを使用するようにしている。
通常は、最大電流条件下での損失を前提に熱設計を行うことが多く、出力電流Ｉｏが小さい場合には、Ｉｃ，Ｖｃｅともに小さいため発生する損失も小さく、Ｖｇｅの低下に伴いＶｃｅが少々大きくなっても問題にならないことが多い。
【００３２】
例えば、電気自動車やハイブリッドカー等のモータ駆動にインバータを用いる場合には、常に最大の出力電流が要求されるのではなく、運転状況に応じて最適な出力電流を制御することになる
　そして、引用文献１の上記記載事項を引用文献１の関連図面である図１、図３と技術常識に照らし、下線部に着目すれば、引用文献１には次の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されているといえる。
「スイッチング回路は、
　スイッチング素子と、
　前記スイッチング素子からの出力コレクタ電流が所定の電流値以下又は未満の場合には、前記スイッチング回路のゲート端子に所定の第１のゲート電圧を印加し、前記出力コレクタ電流が前記所定の電流値より大きい又は以上の場合には、前記スイッチング回路のゲート端子に前記第１のゲート電圧より大きい所定の第２のゲート電圧を印加するゲート電圧印加回路とを有し、
　前記スイッチング素子は、ＩＧＢＴであり、
　ＩＧＢＴを用いた３相交流インバータの、１相分のインバータ回路１００においては、基準電位ＶＳと負荷用電源ＶＢの間に直列に２つのＩＧＢＴＱ１，Ｑ２及びダイオードＤ１，Ｄ２が接続されており、これらＩＧＢＴＱ１，Ｑ２が交互にオン／オフすることにより、負荷Ｌ１へ交流電流Ｉｏを出力し、
　ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２のゲートは、それぞれ、ゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してバッファ１０１，１０２の出力に接続され、
　バッファ１０１，１０２の電源は、電源回路１０３によって供給される互いに絶縁された電源ＶＮ，ＶＰに接続されており、またバッファ１０１，１０２の入力は、制御装置１１０が出力する制御信号であるＮＤ、ＰＤに、フォトカプラ１０８，１０９を介して絶縁された状態で接続され、
　これにより、制御装置１１０からの所定の周波数のＰＷＭ制御信号に基づいて、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２が交互にオン／オフされて、負荷Ｌ１に対して所定の正弦波の出力電流Ｉｏが生成され、
　電源回路１０３は、制御用電源ＶＣＣから絶縁した電源ＶＮ，ＶＰを生成する回路であり、フライバックコンバータであり、すなわち、電源回路１０３は、トランスＬ２の一次側巻線の通電時に蓄えたエネルギーを、遮断時に２次側に伝達する構成であり、トランスＬ２の他に、逆流防止ダイオードＤ３，Ｄ４、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２、一次側巻線への通電をオン／オフするトランジスタＱ３、トランジスタＱ３をＰＷＭ駆動する電源制御回路１０４、及び、出力電圧をモニタし電源制御回路１０４へ通知するためのフィードバック回路を有し、
　そのフィードバック回路は、出力電圧を分圧する抵抗Ｒ５〜Ｒ７、分圧した電圧が所定の電圧以上となると電流をシンクするシャントレギュレータ１０５、シャントレギュレータ１０５がシンクする電流によってオンするフォトカプラ１０６、及び、フォトカプラの入力電流を制限する制限抵抗Ｒ８を有し、
　制御装置１１０が出力する電流通知信号ＯＣがハイレベル（Ｈレベル）の時にはフォトカプラ１０７がオンし、抵抗Ｒ７の両端を短絡する構成となっており、
　このような構成のインバータ回路１００においては、出力電流Ｉｏのピークを所定の電流Ｉｔｈ以下で動作させる場合、制御装置１１０は電流通知信号ＯＣをロウレベル（Ｌレベル）とし、この時、フォトカプラ１０７はオフのため、電源回路１０３のシャントレギュレータ１０５の入力電圧ＶＩは、
　ＶＩ＝ＶＮ×（Ｒ６＋Ｒ７）／（Ｒ５＋Ｒ６＋Ｒ７）
のようになり、
　シャントレギュレータ１０５が出力電流をシンクし始める入力電圧をＶｒｅｆとすれば、
　ＶＮ×（Ｒ６＋Ｒ７）／（Ｒ５＋Ｒ６＋Ｒ７）＞Ｖｒｅｆ
の条件を満たす時にフォトカプラ１０６はオンし、
　電源制御回路１０４は、フォトカプラ１０６のオン／オフに応じて、
　ＶＮ＝Ｖｒｅｆ×｛１＋Ｒ５／（Ｒ６＋Ｒ７）｝
を満たすように、トランジスタＱ３のオン／オフ時間を調整し、
　一方、出力電流Ｉｏを大きくし、ピーク電流を所定の電流Ｉｔｈ以上とするときは、制御装置１１０は電流通知信号ＯＣをハイレベル（Ｈレベル）とし、このときフォトカプラ１０７はオンとなるため抵抗Ｒ７の両端は短絡され、電源回路１０３のシャントレギュレータ１０５の入力電圧ＶＩは、
　ＶＩ＝ＶＮ×Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）
のようになり、
　これより、シャントレギュレータ１０５が出力電流をシンクし始める入力電圧をＶｒｅｆとすると、
　ＶＮ×Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）＞Ｖｒｅｆ
の条件を満たすときにフォトカプラ１０６がオンすることとなり、さらにこの結果、電源制御回路１０４は、フォトカプラ１０６のオン／オフに基づいて、
　ＶＮ＝Ｖｒｅｆ×｛１＋Ｒ５／Ｒ６｝
を満たすようにトランジスタＱ３のオン／オフ時間を調整することとなる、
スイッチング回路。」
２．本願発明と引用発明との対比
（１）　引用発明の「スイッチング素子（ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２）」は、「
基準電位ＶＳと負荷用電源ＶＢの間に直列に２つのＩＧＢＴＱ１，Ｑ２
が接続されており
ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２のゲートは、それぞれ、ゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してバッファ１０１，１０２の出力に接続され
（２）　引用発明の「ゲート電圧印加回路（電源回路１０３、制御回路１１０）」は、「ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２が交互にオン／オフする」ように制御するものであって、「前記スイッチング素子からの出力コレクタ電流が所定の電流値以下又は未満の場合には、
前記スイッチング回路のゲート端子に所定の第１のゲート電圧を印加し
前記スイッチング回路のゲート端子に前記第１のゲート電圧より大きい所定の第２のゲート電圧を印加する
（３）　引用発明の「ゲート電圧印加回路（電源回路１０３、制御回路１１０）」における「電源回路１０３」のうちの、「
トランスＬ２
逆流防止ダイオードＤ３，Ｄ４
平滑コンデンサＣ１，Ｃ２
トランジスタＱ３
（４）　　引用発明の「ゲート電圧印加回路（電源回路１０３、制御回路１１０）」における、上記（３）で言及した以外の部分、すなわち、「電源回路１０３」のうちの、「トランジスタＱ３をＰＷＭ駆動する
電源制御回路１０４
フィードバック回路
そのフィードバック回路は
分圧する抵抗Ｒ５〜Ｒ７
シャントレギュレータ１０５
フォトカプラ１０６
制限抵抗Ｒ８を有し
制御装置１１０
フォトカプラ１０７
構成
制御装置１１０は電流通知信号ＯＣをロウレベル（Ｌレベル）とし
ＶＮ＝Ｖｒｅｆ×｛１＋Ｒ５／（Ｒ６＋Ｒ７）｝
制御装置１１０は電流通知信号ＯＣをハイレベル（Ｈレベル）とし
（５）　引用発明の「スイッチング回路」は、ゲート電圧印加回路の制御に応じて、「ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２が交互にオン／オフすることにより、負荷Ｌ１へ交流電流Ｉｏを出力」するから、本願発明の「負荷制御装置」に相当するといえる。
　したがって、本願発明と引用発明との一致点・相違点は次のとおりである。
＜一致点＞
「第１端子と第２端子と制御端子とを有するスイッチング素子を用いたスイッチ部と、前記スイッチ部の前記制御端子に制御電圧を印加して前記スイッチ部の前記第１端子・前記第２端子間のオンオフを切り替える駆動回路とを備え、
　前記駆動回路は、前記スイッチ部に前記制御電圧を印加する素子駆動部と、前記素子駆動部を制御し前記制御電圧の大きさを決定する制御部と、を有する、負荷制御装置。」
である点。　
　
＜相違点＞ 
　「駆動回路」に関して、本願発明では、さらに、「前記スイッチ部の両端に掛かる電圧を極間電圧として検出する
極間電圧検出部
　この点、引用発明は、「出力電流Ｉｏのピークを所定の電流Ｉｔｈ以下で動作させる場合」、又は、「出力電流Ｉｏを大きくし、ピーク電流を所定の電流Ｉｔｈ以上とするとき」、それに応じて、ＩＧＢＴのゲート端子に印可される電源の電圧ＶＮの大きさを変化させるものであって、出力電流を検出して、それに応じて、ゲート電圧の大きさを変化させることが記載されているともいえない。
３．判断
　上記＜相違点＞について検討する。
　上記相違点に係る構成は、引用文献１−５に記載も示唆もなく、周知技術ともいえないから、引用発明において、上記相違点に係る構成を採用することは、当業者が容易に想到できたものであるとはいえない。
　また、引用文献１の段落【００３２】における「例えば、電気自動車やハイブリッドカー等のモータ駆動にインバータを用いる場合には、常に最大の出力電流が要求されるのではなく、
運転状況に応じて最適な出力電流を制御すること
　むしろ、引用文献１のものは、図３、及び、段落【０００３】、【００３０】に記載されるように、ゲート（・エミッタ）電圧により、コレクタ・エミッタ間電圧（極間電圧）とコレクタ電流（出力電流）の特性が変化するものであり、本願の図２に示されるような、ゲート電圧を変化させても、電流の不飽和部における電圧・電流特性が変化しないという本願発明の前提は該当しないから、拒絶査定時に周知文献として引用された、上記特開平６−２０１７３８号公報の段落【０００７】に「ＦＥＴのドレイン・ソース間の
ＯＮ抵抗
がドレイン電流ＩD に対してほぼ一定であるという特性を利用し
流れる電流とそれによる電圧降下との間に極めて良好な直線関係を広い範囲に亘って有しており
（なお、拒絶査定時に周知文献として引用された、上記特開２００３−８４１６号公報は、段落【０００７】〜【０００８】に「パワー素子１０１の電流が流れている部分の両端の電圧差ＶＤＳ（ドレイン−ソース間電圧等）を検出する。このパワー素子の保護回路において、パワー素子１０１に
過電流ＩＤが流れると、電圧差ＶＤＳが上昇する
電圧差だけを利用しているので
電流が直接正確に判らない
このため、最悪の場合には、
保護できずに破損するおそれがあった
４．小括
　したがって、本願発明は、当業者が引用発明及び周知技術に基づいて容易に発明をすることができたとはいえない。
　本願の請求項２−８に係る発明は、本願発明をさらに限定したものであるので、本願発明と同様に、当業者が引用発明及び周知技術に基づいて容易に発明をすることができたとはいえない。
第５　むすび
　以上のとおり、本願の請求項１−８に係る発明は、いずれも、当業者が引用発明に基づいて容易に発明をすることができたものではないから、原査定の理由によっては、本願を拒絶することはできない。
　また、他に本願を拒絶すべき理由を発見しない。
　よって、結論のとおり審決する。