【事件の表示】
　特願２０１２−２３２９９３「直交周波数分割多重無線通信システムにおける空間周波数ブロックコーディングを実行する方法および装置」拒絶査定不服審判事件〔平成２５年　３月　７日出願公開，特開２０１３−　４８４６８〕について，次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は，成り立たない。
【理　由】
第１　手続の経緯
　本願は，２００５年８月１１日（パリ条約による優先権主張外国庁受理　２００４年８月１２日　米国）を国際出願日とする出願である特願２００７−５２５７７７号の一部を，平成２４年１０月２２日に新たな特許出願としたものであって，平成２６年９月３０日付けで拒絶査定され，これに対し，平成２７年２月９日に拒絶査定に対する審判請求がなされるとともに同日付けで手続補正がなされたものである。
第２　補正却下の決定
［結論］
　平成２７年２月９日付けの手続補正を却下する。
　
［理由］
１　平成２７年２月９日付けの手続補正の概要
　平成２７年２月９日付けの手続補正（以下，「本件補正」という。）は，
（１）平成２６年８月２５日付けの手続補正により補正された特許請求の範囲の請求項１に記載された
「【請求項１】
　送信機において，
　複数の送信アンテナと，
　チャンル品質情報（ＣＱＩ）を受信するよう構成された回路であって，前記ＣＱＩは直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）サブキャリアのグループ毎ベースで受信される，回路と
を備え，
　前記回路は，チャネル符号化データストリームを生成するようにさらに構成されており，
　前記回路は，前記チャネル符号化データストリームに，オープンループモードで空間周波数ブロックコーディング（ＳＦＢＣ）符号化を実行して，ＯＦＤＭサブキャリアの複数のペアを使用して前記ＳＦＢＣ符号化が実行されるようにさらに構成されており，ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアのペアを使用してＳＦＢＣ符号化された前記チャネル符号化データストリームの一部は，前記ＯＦＤＭシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの他のペアを使用してＳＦＢＣ符号化されており，
　前記回路は，前記ＳＦＢＣ符号化されたデータを，前記複数の送信アンテナを使用して複数のサブキャリアの前記複数のペア上でＯＦＤＭ信号として前記ＷＴＲＵへ送信するようにさらに構成されたことを特徴とする送信機。」を
「【請求項１】
　送信機において，
　複数の送信アンテナと，
　
チャネル
　前記回路は，チャネル符号化データストリームに，オープンループモードで空間周波数ブロックコーディング（ＳＦＢＣ）符号化を実行する
ように構成され，前記チャネル符号化データストリームは，前記受信したＣＱＩに基づいて生成され，
され
た前記チャネル符号化データストリームの他の一部とは独立してＳＦＢＣ符号化され
　前記回路は，前記ＳＦＢＣ符号化されたデータを，前記複数の送信アンテナを使用して複数のサブキャリアの前記複数のペア上でＯＦＤＭ信号として送信するようにさらに構成されたことを特徴とする送信機。」
とし，
（２）同じく平成２６年８月２５日付けの手続補正により補正された特許請求の範囲の請求項６に記載された
「【請求項６】
　チャンル品質情報（ＣＱＩ）を受信するステップであって，前記ＣＱＩは直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）サブキャリアのグループ毎ベースで受信されるステップと，
　チャネル符号化データストリームを生成するステップと，
　前記チャネル符号化データストリームに，オープンループモードで空間周波数ブロックコーディング（ＳＦＢＣ）符号化を実行するステップであって，ＯＦＤＭサブキャリアの複数のペアを使用して前記ＳＦＢＣ符号化が実行され，ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアのペアを使用してＳＦＢＣ符号化された前記チャネル符号化データストリームの一部は，前記ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアの他のペアを使用してＳＦＢＣ符号化された前記チャネル符号化データストリームの他の部分と独立してＳＦＢＣ符号化されている，ステップと，
　前記ＳＦＢＣ符号化されたデータストリームを，ＯＦＤＭサブキャリアの前記複数のペア上で，複数の送信アンテナを使用してＯＦＤＭ信号として送信するステップと
を備えることを特徴とする方法。」（以下，「本願発明」という。）を
「【請求項６】
　
チャネル
　チャネル符号化データストリームに，オープンループモードで空間周波数ブロックコーディング（ＳＦＢＣ）符号化を実行するステップであって，
前記チャネル符号化データストリームは，前記受信したＣＱＩに基づいて生成され，
　前記ＳＦＢＣ符号化されたデータストリームを，ＯＦＤＭサブキャリアの前記複数のペア上で，複数の送信アンテナを使用してＯＦＤＭ信号として送信するステップと
を備えることを特徴とする方法。」（以下，「補正後の発明」という。）
とすることを含むものである。
（［当審注］：下線部は補正箇所を示す。）
２　補正の適否
（１）新規事項の有無，目的要件等について
　請求項１についての上記１（１）の補正は，（ａ）「ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアのペアを使用してＳＦＢＣ符号化された前記チャネル符号化データストリームの一部は，前記ＯＦＤＭシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの他のペアを使用してＳＦＢＣ符号化されており」を「ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアのペアを使用してＳＦＢＣ符号化された前記チャネル符号化データストリームの一部は，前記ＯＦＤＭシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの他のペアを使用してＳＦＢＣ符号化された前記チャネル符号化データストリームの他の一部とは独立してＳＦＢＣ符号化されており」とし，（ｂ）「前記複数の送信アンテナを使用して複数のサブキャリアの前記複数のペア上でＯＦＤＭ信号として前記ＷＴＲＵへ送信する」を「前記複数の送信アンテナを使用して複数のサブキャリアの前記複数のペア上でＯＦＤＭ信号として送信する」とすることを含むものである。
　上記（ａ）の補正前は，「前記ＯＦＤＭシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの他のペアを使用してＳＦＢＣ符号化された
前記チャネル符号化データストリームの他の一部
　そして，上記（ａ）の補正前の「・・・前記チャネル符号化データストリームの一部」は，「前記ＯＦＤＭシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの他のペアを使用してＳＦＢＣ符号化され」ているのであるから，補正後に新たに追加された「前記ＯＦＤＭシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの他のペアを使用してＳＦＢＣ符号化された前記チャネル符号化データストリームの他の一部」とは，「前記ＯＦＤＭシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの他のペアを使用してＳＦＢＣ符号化された」ものである点で共通し，密接な関係があると解するのが自然であって，上記「・・・チャネル符号化データストリームの一部」と上記「・・・他の一部」とが「独立してＳＦＢＣ符号化されて」いると解することはできない。
　したがって，上記（ａ）の補正の前後で，技術的内容が変更されていることは明らかである。
　ここで，上記（ａ）の補正後の内容は本件補正前の請求項６に記載された事項と同様のものであるが，発明の詳細な説明及び図面を見てもＳＦＢＣ符号化の具体的動作は明らかにされておらず，上記（ａ）の補正前及び補正後のいずれの記載についても，対応する具体的な開示はなされていない。そして，平成２６年８月２５日付け意見書では「（３）　具体的には，引用文献１および引用文献２はＯＦＤＭサブキャリアの複数のペアを使用してＳＦＢＣを実行することについて全く言及していません。したがって，引用文献１および引用文献２は，単独でも，また２つを組み合わせたとしても，ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアのペアを使用してＳＦＢＣ符号化された前記チャネル符号化データストリームの一部は，前記ＯＦＤＭシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの他のペアを使用してＳＦＢＣ符号化されていることについて，開示や示唆をしているとは言えません。」と主張していることからみても，上記（ａ）の補正前の記載が明らかな誤記であると解することはできない。
　また，上記（ｂ）の補正は，送信する宛先に関する「前記ＷＴＲＵへ」との限定を削除するものであるから，特許請求の範囲を実質的に拡張するものである。
　したがって，上記１（１）の補正は，特許請求の範囲の減縮を目的としているとはいえない。また，上記１（１）の補正の目的は，特許法第１７条の２第４項各号に掲げる他のいずれの事項にも該当しない。
　したがって，本件補正は，平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第４項の規定に違反するので，同法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。 
（２）独立特許要件について
　上記（１）のとおりであるが，請求項６についての上記１（２）の補正は，「チャンル」なる誤記を「チャネル」と訂正し，「チャネル符号化データストリームを生成するステップ」を，「チャネル符号化データストリームに，オープンループモードで空間周波数ブロックコーディング（ＳＦＢＣ）符号化を実行するステップ」の一部として，「前記チャネル符号化データストリームは，前記受信したＣＱＩに基づいて生成され，」との限定を付加するものであるから，全体として特許請求の範囲の減縮を目的とするものとみることができる。
　このため，更に進めて，請求項６に記載されている事項により特定される発明が特許出願の際に独立して特許を受けることができるものか否かについて検討する。
ア　補正後の発明
　補正後の発明は，上記１（２）において「補正後の発明」とした以下のとおりのものと認める。
「【請求項６】
　チャネル品質情報（ＣＱＩ）を受信するステップであって，前記ＣＱＩは直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）サブキャリアのグループ毎ベースで受信されるステップと，
　チャネル符号化データストリームに，オープンループモードで空間周波数ブロックコーディング（ＳＦＢＣ）符号化を実行するステップであって，前記チャネル符号化データストリームは，前記受信したＣＱＩに基づいて生成され，ＯＦＤＭサブキャリアの複数のペアを使用して前記ＳＦＢＣ符号化が実行され，ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアのペアを使用してＳＦＢＣ符号化された前記チャネル符号化データストリームの一部は，前記ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアの他のペアを使用してＳＦＢＣ符号化された前記チャネル符号化データストリームの他の部分と独立してＳＦＢＣ符号化されている，ステップと，
　前記ＳＦＢＣ符号化されたデータストリームを，ＯＦＤＭサブキャリアの前記複数のペア上で，複数の送信アンテナを使用してＯＦＤＭ信号として送信するステップと
を備えることを特徴とする方法。」（再掲）
イ　引用発明及び周知技術
［引用発明］
　原査定の拒絶の理由に引用された米国特許出願公開第２００３／０２１８９７３号明細書（以下，「引用例」という。）には，「System and method for data detection in wireless communication systems」（［当審仮訳］：無線通信システムにおけるデータ検出のためのシステム及び方法）に関し，図面とともに以下の事項が記載されている。
（ア）「BACKGROUND OF THE INVENTION  
[0003] Modern wireless communication systems are designed to provide reliable communication at the highest possible bit rate for a given environment. However, there is still a pressing and persistent need for increasingly higher data speed and bandwidth. The available bit rate for an application depends on a number of different parameters such as: available bandwidth, total radiated power at the transmitter, characteristics of the propagation environment, and cost of implementation as well as other factors. 
[0004] There are several approaches for increasing the bit rate given the above constraints. One of these approaches involves the use of Multiple Input Multiple Output (MIMO) systems which comprise multiple antennas at both the transmitter and the receiver. A MIMO system provides an opportunity to exploit spatial channel diversity thereby increasing the spectral efficiency and error performance of a wireless communication system. Space-time coding may also be used to distinguish the signals that are sent by the various transmitter antennas as well as to increase the robustness of the MIMO system to errors caused by noise and the multi-path phenomenon. 
[0005] Another approach for increasing bit rate is to simultaneously transmit information on a plurality of independent frequencies that are orthogonal to one another. This technique is known as Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) in which there are a plurality of sub-carriers that are narrowband and orthogonal to each other. Each sub-carrier carries a data symbol and the sub-carriers are transmitted simultaneously in large numbers to achieve a high overall data rate. OFDM is an effective transmission modulation scheme for combating the adverse effects of noise sources and in particular multipath fading. OFDM is typically implemented using the Fast Fourier Transform (FFT) which is a well-known process for transforming a non-orthogonal signal into a plurality of orthogonal components (i.e. sub-carriers). 
[0006] Another approach for increasing the throughput of the MIMO system is to decompose the multiple channels into several independent channels through the use of Singular Value Decomposition (SVD). The SVD of the channel matrix (which defines the interaction of each transmitter antenna with each receiver antenna) can be used to decompose a MIMO system having M transmitter antennas (i.e. M inputs) and N receiver antennas (i.e. N outputs) into p-one dimensional channels (where pM and pN). The channel matrix (i.e. the matrix Ｈ) has M rows and N columns and is estimated at the initial-setup of the MIMO system by using training symbols as is well known to those skilled in the art. The SVD of the channel matrix H is calculated to obtain a triplet of matrices (Ｕ, Λ and Ｖ＊) where ＊ represents the complex conjugate transpose. The matrix Λ is the singular value matrix which represents the independent channels. The matrix Ｖ is used to weight the data that is transmitted by the transmitter antennas and the matrix Ｕ＊ is used to weight the data that is received by the receiver antennas. Accordingly, either the channel matrix Ｈ or the matrix Ｖ must be sent to the transmitter. Furthermore, the channel matrix Ｈ is updated on a periodic or intermittent basis during regular data transmission since the channel will vary during the operation of the MIMO system (i.e. the channel is considered to be quasi-static). Accordingly, the Ｕ, Λ and Ｖ＊ matrices vary during the operation of the MIMO system. 
[0007] Another approach for increasing throughput is a MIMO system which combines OFDM and SVD. In this case, the MIMO system comprises a plurality of sub-carriers which each have an associated channel matrix (Ｈｋ for a sub-carrier k). The SVD is calculated for each of the channel matrices Ｈｋ and the channel matrix Ｈｋ or the Ｖｋ matrix is transmitted to the transmitter for each of the sub-carriers. For exemplary purposes, given a MIMO system with 8 transmitter antennas and 8 receiver antennas, the channel matrix Ｈｋ is an 8x8 matrix. Assuming 16 bits are used to encode a real number and 16 bits are used to calculate an imaginary number, an 8x8 channel matrix Ｈｋ (which in general contains complex numbers) requires 8x8x(16+16)=2048 bits of data. With an OFDM system which uses 768 carriers, there will be 768 channel matrices which requires 768*2048=1.5 Mbits of data. Further, assuming that each channel matrix Ｈｋ is updated every millisecond, then the data rate required simply for sending each channel matrix Ｈｋ to the transmitter is 1 GHz which is excessive. 
[0008] As discussed, instead of sending the channel matrices Ｈｋ to the transmitter, the Ｖｋ weight matrices may be sent. The row size of each Ｖｋ matrix is equal to the number of receiver antennas and the column size of each Ｖｋ matrix is equal to the number of useable subspaces that result from the singular value decomposition of the corresponding channel matrix Ｈｋ . Assuming that there are four useable subspaces, 16 bits are used to encode a real number and 16 bits are used to encode an imaginary number, an 8x4 Ｖｋ matrix (which contains complex numbers) requires 8x4x(16+16)=1024 bits of data. Once again, assuming an OFDM system which uses 768 carriers, there will be 768 Ｖｋ matrices which requires 768*1024=0.78 Mbits of data. This translates to a data rate of 0.8 GHz assuming that each Vｋ matrix is updated every millisecond. 
[0009] Accordingly, a MIMO system which incorporates both OFDM and SVD requires a large data rate for providing channel information to the transmitter. This issue is more pronounced if frequency division duplexing is also used. In addition, the SVD operation is an iterative algorithm which is computationally intensive and must be performed for each channel matrix Ｈｋ , every millisecond. Both of these operations in their present form are computationally intensive and are not suitable for an efficient SVD-based MIMO system. 」（１ページ左欄〜同ページ右欄）
（［当審仮訳］：
[0003]　現代の無線通信システムは，与えられた環境にとって可能な最高のビットレートで信頼性のある通信を提供するように設計されている。しかし，ますます高いデータ速度と帯域幅に対する熱心で持続的な要求が依然として存在する。アプリケーションで使用可能なビットレートは，利用可能な帯域幅，送信機の放射電力の合計，伝搬環境の特性，及び他の要因と同様に実装のコストといった，多数の異なるパラメータに依存する。
[0004]　上記の制約を与えられたビットレートを増加させるためのいくつかのアプローチがある。これらのアプローチの一つは，送信機と受信機の両方で複数のアンテナを備える多入力多出力（MIMO）システムの使用を含む。MIMOシステムは，それにより無線通信システムのスペクトル効率及びエラーパフォーマンスを向上させる，空間チャネルダイバーシティを利用する機会を提供する。時空間符号化は，様々な送信アンテナによって送信される信号を区別するだけでなく，ノイズやマルチパス現象によって引き起こされるエラーに対するMIMOシステムのロバスト性を増加させるために使用することができる。
[0005]　ビットレートを増加させるための別のアプローチは，互いに直交している独立した複数の周波数上で同時に情報を送信することである。この技術は，直交周波数分割多重（OFDM）として知られており，狭帯域で互いに直交する複数のサブキャリアがある。各サブキャリアはデータシンボルを搬送し，各サブキャリアは高い全体的なデータレートを達成するために同時に多数送信される。OFDMは，特にマルチパスフェージングにおいて，ノイズ源の影響に対抗するために有効な送信変調方式である。OFDMは，典型的に，非直交信号を複数の直交成分（即ち，サブキャリア）に変換するための周知のプロセスである高速フーリエ変換（FFT）を使用して実装される。
[0006]　MIMOシステムのスループットを増加させるための別のアプローチは，特異値分解（SVD）を使用することにより，複数のチャネルをいくつかの独立したチャネルに分解することである。（各送信アンテナの各受信アンテナとの相互作用を規定する）チャネル行列のSVDは，M個の送信アンテナ（すなわち，M個の入力）とN個の受信アンテナ（すなわち，N個の出力）を有するMIMOシステムを，px1次元（p mおよびp N）のチャネルに分解するために使用することができる。チャネル行列（すなわち，行列Ｈ。）は，M行N列を有しており，当業者に知られているようにトレーニングシンボルを使用して，MIMOシステムの初期設定時に推定される。チャネル行列ＨのSVDは，行列のトリプレット（Ｕ，ΛとＶ＊）（ここで＊は複素共役転置を表す）を得るように計算される。行列Λは，独立したチャネルを表す特異値行列である。行列Ｖは，送信アンテナにより送信されたデータを重み付けするために使用され，行列Ｕ＊は，受信アンテナにより受信されたデータを重み付けするために使用される。したがって，チャネル行列Ｈ又は行列Ｖのいずれかを送信機に送信する必要がある。また，チャネルは，MIMOシステムの動作中に変化する（すなわち，チャネルが準静的であると考えられている）ので，チャネル行列Ｈは，通常のデータ送信時に周期的又は断続的に更新される。したがって，Ｕ，ΛとＶ＊行列は，MIMOシステムの動作中に変化する。
[0007]　スループットを向上させるための別のアプローチは，OFDM及びSVDを組み合わせたMIMOシステムである。この場合，MIMOシステムは，それぞれが関連するチャネル行列（サブキャリアkに対するＨｋ）を持つ複数のサブキャリアからなる。 SVDは，各チャネル行列Ｈｋのために計算され，各サブキャリアの各々のためにチャネル行列Ｈｋ及びＶｋ行列が送信機に送信される。例示的な目的のために，８個の送信アンテナ及び８個の受信アンテナを有するMIMOシステムを考えると，チャネル行列Ｈｋは，８×８の行列である。実数を符号化するために１６ビットが使用され，虚数を符号化するために１６ビットが使用されると仮定すると，８×８チャネル行列Ｈｋ（一般的に複素数を含んでいる）は，８×８×（１６＋１６）＝２０４８ビットのデータを必要とする。７６８個のキャリアを使用するOFDMシステムでは，７６８＊２０４８＝１．５メガビットのデータを必要とする７６８個のチャネル行列が存在することになる。さらに，各チャネル行列Ｈｋが１ミリ秒ごとに更新されると仮定すると，送信機がそれぞれチャネル行列Ｈｋを単純に送信するために必要なデータ転送速度は１ＧＨｚであり，これは過剰である。
[0008]　論じたように，送信機にチャネル行列Ｈｋを送信する代わりに，Ｖｋ重み行列が送信されてもよい。各Ｖｋの行列の行サイズは受信アンテナの数に等しく，各Ｖｋの行列の列サイズは対応するチャネル行列Ｈｋの特異値分解から得られる使用可能なサブ空間の数に等しい。使用可能なサブ空間が４個あり，実数を符号化するために１６ビットが使用され，虚数を符号化するために１６ビットが使用されると仮定すると，８×４のＶｋ行列（複素数を含んでいる）は，８×４×（１６＋１６）＝１０２４ビットのデータを必要とする。繰り返すと，７６８個のキャリアを使用するOFDMシステムを仮定すると，７６８＊１０２４＝０．７８メガビットのデータを必要とする７６８個のＶｋ行列が存在することになる。これは，各Ｖｋの行列が１ミリ秒ごとに更新されると仮定すると，０．８ＧＨｚのデータレートになる。
[0009]　したがって，OFDMとSVDの両方を組み込んだMIMOシステムは，送信機にチャネル情報を提供するための大きなデータレートを必要とする。周波数分割復信も使用される場合，この問題はより顕著である。さらに，SVD演算は反復アルゴリズムであり，これは計算集約的であり，各チャネル行列Ｈｋに対して１ミリ秒毎に行われなければならない。現在の形でのこれらのオペレーションの双方ともが計算集約的であり，効率的なSVDベースのMIMOシステムには適していない。）
（イ）「[0058]　（中略）In this case, a channel matrix Ｈｒ and one set of triplet matrices Ｕｒ, Λｒ and Ｖｒ can be used to represent a group of adjacent sub-carriers k, . . . , k+r. 
（中略）
[0065]　（中略） The receiver link adaptation unit  42  bundles the transmission parameters and the channel related data as channel/transmission information (CTI) and sends the information to the transmitter link adaptation unit  22 . 」（５ページ左欄，６ページ左欄，）
（［当審仮訳］：
[0058]　（中略）この場合，チャネル行列Ｈｒと，Ｕｒ，Λｒ及びＶｒのトリプレット行列の一組とは，隣接するサブキャリアk，・・・，k+r のグループを表すために使用することができる。
（中略）
[0065]　（中略）受信機リンク適応部42は，送信パラメータ及びチャネル／送信情報（CTI）などのチャネル関連データをバンドルし，送信機リンク適応ユニット22に情報を送信する。）
（ウ）「[0088]　Referring now to  FIG. 5 b , the transmitter  112  comprises a first communication device  102  that provides an input data bit stream xb comprising binary data to a transmitter data pump  104 . The first communication device  102  may be a computer, router or other electronic communication device. The transmitter data pump  104  is a hardware unit that is responsible for routing data to various units in the transmitter  112 . A subspace allocation unit  120  receives the input data bit stream xb from the transmitter data pump  104  and transmission parameters from a transmitter adaptation unit  122 . The subspace allocation unit  120  uses the transmission parameters for allocating an input data symbol stream xk , derived from the input data bit stream xb, on various spatial-subspace channels for a sub-carrier k. A first data mapper unit  106  applies a particular modulation scheme, specified by the transmitter link adaptation unit  122 , to the input data bit stream xb to generate the input data symbol stream xk  (which in general comprises complex data symbols) and provides the input data symbol stream xk  to the subspace allocation unit  120 . The subspace allocation unit  120  provides at least a portion of the transmission parameters to the first data mapper unit  106  for specifying the modulation scheme and the modulation order (i.e. modulation rate). 
[0089]　The transmission parameters used by the subspace allocation unit  120  include information on spatial-subspace channel allocation, spatial-subspace channel coding and the spatial-subspace channel modulation. These parameters are based on the subspace quality information for the associated channel matrix Ｈｋ . The spatial-subspace channel allocation information indicates which spatial-subspace channels can support data transmission using a desired modulation order. The spatial-subspace channel coding information indicates whether coding should be used to combine two spatial-subspace channels for transmitting data. Spatial-subspace channels of various quality, such as two strong spatial-subspace channels, two weak spatial-subspace channels or a weak and a strong spatial-subspace channel could be combined using coding. Accordingly, the resulting spatial-subspace channels may be orthogonal to each other or the spatial-subspace channels may be dependent on one another (via coding) or there may be a combination of orthogonal and dependent spatial-subspace channels for a given sub-carrier k. 
[0090]　The spatial-subspace channel modulation information, provided to the first data mapper unit  106 , indicates the modulation scheme that should be used on each spatial-subspace channel. The modulation scheme which can be used can vary from QAM to Phase Shift Keying (PSK) and Binary Phase Shift Keying (BPSK) with various modulation orders such as 64QAM, 32QAM, 16QAM, 4QAM, QAM, 64QPSK, 32QPSK, 16QPSK, 4QPSK, QPSK, BPSK, or other appropriate forms of modulation as is commonly known to those skilled in the art. The higher rates of modulation are used for stronger spatial-subspace channels, since the data points in the constellations corresponding to higher modulation rates are closer together and require a channel with a better signal to noise ratio for minimizing data transmission errors. In each case, the signal to interference and noise ratio (SINR) for a spatial-subspace channel can be examined to ensure that a certain bit-error rate (BER) is maintained during transmission on a particular spatial-subspace channel or a plurality of coded spatial-subspace channels. The SINR for a spatial-subspace channel will depend on the magnitudes of the singular value and the noise and interference associated with that spatial-subspace channel. 
（中略）
[0094]　The subspace allocation unit  120  provides the input data symbol sub-streams to an encoder unit  108 . The encoder unit  108  possibly codes the input data symbol sub-streams thereby producing uncoded/coded input data symbol sub-streams xsk1 , xsk2 , xsk3 and xsk4 . （中略）
[0095]　The transmitter adaptation unit  122  is connected to the encoder unit  108  to provide transmission parameters that indicate which spatial-subspace channels are uncoded and which are coded. The encoder unit  108  simply passes the input data symbol sub-streams xu which are to be sent on the uncoded spatial-subspace channels sk1 and sk2 and processes the input data sub-streams xc that are to be sent on the coded spatial-subspaces s k3  and s k4  (in this example). The encoder unit  108  preferably uses block space-time coding with a depth of two input data symbols (as shown in Table 1) to create an equivalent channel from two spatial-subspace channels such that a desired BER is maintained for a given modulation scheme. Alternatively, other forms of coding may be used such as space-frequency coding or time-frequency coding (both of these forms of coding are commonly known to those skilled in the art).  
 （TABLE 1 は省略。）
（中略）
[0097]　A power allocation unit  134  is connected to the subspace training unit  132 . The power allocation unit  134  receives the input data/training symbol sub-streams xs'k1 , xs'k2 , xs'k3 and xs'k4 and weights each of these sub-streams with a corresponding power coefficient α1 ,α2 , α3  and α4  to obtain power-weighed sub-streams α1xs'k1 , α2xs'k2 , α3xs'k3 and α4xs'k4 . The power allocation unit  134  is connected to the transmitter adaptation unit  122  in order to receive the portion of the transmission parameters that provides information on spatial-subspace channel power weighting. 
（中略）
[0099]　The transmitter weighting unit  124  receives the power-weighted sub-streams α1xs'k1 , α2xs'k2 , α3xs'k3 and α4xs'k4   and further weights these sub-streams with transmitter weights to produce transmit-weighted spatial-subspace data. As explained previously for transmitter  12 , the transmitter weighting unit  124  multiplies the power-weighted sub-streams with complex weighting values provided by the transmit weight matrix Ｖｋ in accordance with equation 5 for diagonalizing the channel matrix Ｈｋ for the sub-carrier k. Accordingly, via multiplication with the transmit weight matrix Ｖｋ , the transmit-weighted spatial-subspace data is now distributed along the various spatial-subspace channels for the sub-carrier k and assigned to each element of the transmitter antenna array  114 . This processing is applied to all of the sub-carriers. 
[0100]　The transmit weight matrix Ｖｋ is calculated by the transmitter SVD unit  128  and provided to the transmitter weighting unit  124 . The transmitter SVD unit  128  calculates the transmit weight matrix Ｖｋ from the corresponding channel matrix Ｈｋ which is provided by the transmitter link adaptation unit  122 . The transmitter link adaptation unit  122  preferably computes the channel matrix Ｈｋ in the same fashion described previously for the transmitter link adaptation unit  22  using truncated channel impulse response data. 
（中略）
[0104]　The transmitter channel unit  136  provides the interleaved spatial-subspace data to the IFFT unit  126 . The IFFT unit  126  converts the interleaved spatial-subspace data to the time domain thereby producing data symbol waveforms comprising OFDM data symbols. The RF unit  140  processes the data symbol waveforms for RF transmission by the transmitter antenna array  114 . Accordingly, the RF unit  140  comprises hardware for performing digital-to-analog conversion and RF up-conversion to increase the center frequency of the data symbol waveforms. The RF unit  140  may further comprise hardware for interpolating and filtering the data symbol waveforms as is commonly known to those skilled in the art.
（中略）
[0123]  Referring now to  FIG. 6 c , shown therein is the format of a CTI symbol which carries the channel/transmission information. （中略） The information portion of the CTI symbol contains the channel/transmission information which is modulated and may also include forward error correction. 」（９ページ左欄〜１１ページ右欄，１４ページ右欄）
（［当審仮訳］：
[0088]　図５ｂを参照すると，送信機112は，送信機データポンプ104にバイナリデータを含む入力データビットストリームxbを提供する第一の通信装置102を備える。第一の通信装置102は，コンピュータ，ルータ，又は他の電子通信装置であってもよい。送信機データポンプ104は，送信機112内の各部にデータをルーティングする責任があるハードウェアユニットである。サブ空間割当部120は，送信データポンプ104から入力データビットストリームxbを受信し，送信適応ユニット122からの送信パラメータを受信する。サブ空間割当部120は，入力データビットストリームxbに由来する入力データシンボルストリームxkを，サブキャリアkのための種々のサブ空間チャネルに割り当てるために，伝送パラメータを使用する。第１のデータマッパー部106は，送信機リンク適応部122によって指定された特定の変調方式を入力データ・ビットストリームxbに適用して，入力データシンボルストリームxk（一般に，複素数のデータ・シンボルを含む）を生成し，サブ空間割当部120に入力シンボルストリームxkを提供する。サブ空間割当部120は，変調方式と変調次数（すなわち，変調率）を特定するために，第１のデータマッピング部106へ送信パラメータの少なくとも一部を提供する。
[0089]　サブ空間割当部120によって使用される送信パラメータは，空間−サブ空間チャネル割り当て，空間−サブ空間チャネル符号化及び空間−サブ空間チャネル変調に関する情報を含む。これらのパラメータは，関連するチャネル行列Ｈｋのサブ空間品質情報に基づいている。空間−サブ空間チャネル割り当て情報は，どの空間−サブ空間チャネルが所望の変調次数を用いてデータ伝送をサポートすることができるかを示す。空間−サブ空間チャネル符号化情報は，データを送信するための２つの空間−サブ空間のチャネルを結合するために符号化が使用されるべきかどうかを示す。２つの強力な空間−サブ空間チャネル，２つの弱い空間−サブ空間チャネル，又は１つの弱い空間−サブ空間チャネル及び１つの強い空間−サブ空間チャネルなどのような，様々な品質の空間−サブ空間チャネルは，コーディングを使用して組み合わせることができる。したがって，得られた空間−サブ空間チャネルは互いに直交していてもよいか，空間−サブ空間チャネルは（符号化を介して）お互いに依存してもよいか，所与のサブキャリアkのための直交かつ依存する空間−サブ空間チャネルの組み合わせであってもよい。
[0090]　第１のデータマッピング部106に提供された空間−サブ空間チャネル変調情報は，それぞれの空間−サブ空間チャネル上で使用すべき変調方式を示す。使用可能な変調方式は，QAMから位相シフトキーイング（PSK）にわたり，64QAM，32QAM，16QAM，4QAM，QAM，64QPSK，32QPSK，16QPSK，4QPSK，QPSK，BPSK又は他の適切な変調形式など，一般的に当業者に知られている。より高い変調速度に対応するコンステレーション内のデータ点は互いに接近しており，データ伝送エラーを最小化するためのノイズ比に対してより良好な信号を有するチャンネルを必要とするので，変調の高い速度はより強力な空間−サブ空間チャネルのために使用される。それぞれの場合において，空間サブ空間チャネルのための信号／干渉及び雑音比（SINR）は，特定の空間−サブ空間チャネル又は複数の符号化された空間−サブ空間チャネル上で，伝送中に特定のビット誤り率（BER）を維持されることを保証するために検査することができる。空間−サブ空間チャネルのSINRは，その空間−サブ空間チャネルに関連した特異値やノイズや干渉の大きさに依存する。
（中略）
[0094]　サブ空間割当部120は，エンコーダ部108に入力データシンボルサブストリームを提供する。エンコーダ部108，入力データシンボルサブストリームを符号化するかもしれず，それによって非符号化／符号化された入力データシンボルサブストリーム xsk1 , xsk2 , xsk3 及び xsk4を生成する。（中略）
[0095]　送信適応部122は，エンコーダ部108に接続されており，どの空間−サブ空間チャネルが符号化されず，どの空間−サブ空間チャネルが符号化されているかを示す送信パラメータを提供する。エンコーダ部108は，この例では，符号化されていない空間−サブ空間チャネルsk1及びsk2上で送信すべき入力データシンボルサブストリームxuを単に通過し，符号化された空間−サブ空間チャネルsk3及びsk4上で送信すべき入力データシンボルサブストリームxcを処理する。エンコーダ部108は，好ましくは，２つの入力データシンボルの深さのブロック空間−時間符号化（表１に示すように）を使用して，所定の変調方式のために所望のBERが維持されるような，２つの空間−サブ空間チャネルからなる等価チャネルを作成する。代替的に，空間−周波数符号化又は時間−周波数符号化（これらの符号化形態の双方とも一般に当業者に知られている）のような他の形態の符号化を使用することができる。
（表１は省略。）
（中略）
[0097]　電力割当部134は，サブ空間のトレーニング部132に接続されている。電力割当部134は，入力データ／トレーニングシンボルサブストリームのxs'k1，xs'k2，xs'k3とxs'k4を受信し，これらのサブストリームの各々に対応する電力係数α1，α2，α3とα4を重み付けして，α1xs'k1，α2xs'k2，α3xs'k3及びα4xs'k4を得る。電力割当部134は，空間−サブ空間チャネル電力重みに関する情報を提供する送信パラメータの一部を受信するために，送信機適応ユニット122に接続されている。
（中略）
[0099]　トランスミッタ重み付け部124は，電力重み付けされたウェイトサブストリームα1xs'k1，α2xs'k2，α3xs'k3及びα4xs'k4を受信し，送信重み付けされた空間−サブ空間データを生成するために，これらのサブストリームにさらに送信機重みを重み付けする。送信機12に関して先に説明したように，送信重み付け部124は，サブキャリアkのチャネル行列Ｈｋを対角化するために式（5）に従って送信重み行列Ｖｋにより提供される複素数重み値を電力重み付けサブストリームに乗算する。したがって，送信重み行列Ｖｋの乗算を経由して，送信重み付け空間−サブ空間データは，現在のサブキャリアkのための様々な空間−サブ空間チャネルに沿って分布され，送信アンテナアレイ114の各要素に割り当てられる。この処理は，サブキャリアの全てに適用される。
[0100]　送信重み行列Ｖｋは送信SVD部128によって計算され，送信重み付け部124に供給される。送信SVD部128は，送信リンク適応ユニット122によって提供される対応するチャネル行列Ｈｋから，送信重み行列Ｖｋを算出する。送信リンク適応ユニット122は，好ましくはトランケートされたチャネルインパルス応答データを使用して，先に送信リンク適応ユニット22について説明したのと同じやり方で，チャネル行列Ｈｋを計算する。
（中略）
[0104]　送信チャネル部136は，IFFT部126にインターリーブされた空間−サブ空間データを提供する。IFFT部126は，インターリーブされた空間−サブデータを時間領域に変換し，それによってOFDMデータシンボルを含むデータシンボル波形を生成する。RFユニット140は，送信アンテナアレイ114によるRF送信のためにデータシンボル波形を処理する。RF部140は，デジタル−アナログ変換及びデータシンボル波形の中心周波数を増加させるためRFアップコンバージョンを実行するハードウェアを備える。RF部140は，さらに，当業者に一般に知られているように，データシンボル波形を補間及びフィルタリングするためのハードウェアを含むことができる。
（中略）
[0123]　図６Ｃを参照すると，チャネル／送信情報を搬送するCTIシンボルのフォーマットがその中に示されている。（中略）CTIシンボルの情報の一部はチャネル／送信情報が含まれ，それは変調され，また，順方向誤り訂正を含んでも良い。）
　引用例のFigure 1（図１），Figure 5b（図５ｂ）を以下に示す。
　上記（ア）〜（エ）の記載及び図面並びに当業者の技術常識を考慮すると，
ａ　上記（ウ）の[0088]，[0094]，[0095]の記載及び図５ｂによれば，入力データシンボルサブストリームxbに，第１のデータマッパー部106にて送信機リンク適応部122によって指定された特定の変調方式が適用されて入力データシンボルストリームxk が生成され，生成された入力データシンボルサブストリームxk は，エンコーダ部108にてブロック空間−周波数符号化される。
ｂ　上記（ア），上記（ウ）の[0104]の記載及び図５ｂによれば，ブロック空間−周波数符号化された入力データシンボルサブストリームを複数のアンテナを使用してOFDMデータシンボルを含むデータシンボル波形として送信するといえる。
　以上を総合すると，引用例には以下の発明（以下，「引用発明」という。）が記載されていると認める。
「入力データシンボルサブストリームxbに，第１のデータマッパー部106にて送信機リンク適応部122によって指定された特定の変調方式が適用されて入力データシンボルストリームxk が生成され，
　生成された入力データシンボルサブストリームxk は，エンコーダ部108にてブロック空間−周波数符号化され
　ブロック空間−周波数符号化された入力データシンボルサブストリームを複数のアンテナを使用してOFDMデータシンボルを含むデータシンボル波形として送信される，方法。」
［周知技術］
　原査定の拒絶の理由に引用された特開２００４−２０７９０１号公報（以下，「周知例１」という。）には，「無線送信装置及び無線送信方法」に関し，図面とともに以下の事項が記載されている。
（オ）「【０００２】
【従来の技術】
従来，マルチキャリア伝送システムにおいて，サブキャリアをブロック分けしてグループ化された複数のサブキャリア毎に適応変調を行う無線通信システムが提案されている。このような無線通信システムでは，
サブキャリア毎ではなく，複数のサブキャリアからなるブロック毎に適応変調を行うことにより，サブキャリア毎に適応変調を行う場合に比べて，受信装置からのフィードバック情報（ＳＮＲ等の回線品質情報）をブロック単位にでき，この分，フィードバック情報を少なくすることができる
【０００３】
また，
適応変調のパラメータ（変調方式，符号化方式）を受信装置に伝える場合においても，すべてのサブキャリアの変調方式及び符号化方式を伝える必要はなく，ブロック毎に伝えればよいこととなる
【０００４】
このような無線通信システムでは，ブロックのサイズは，各ブロック内でのチャネル変動が一定と見なせる値になるよう，ブロックのサイズ（周波数帯域）が定められ，この定められたブロックサイズでシステムの運用を行うこととされている（例えば非特許文献１参照）。」（２ページ）
　同じく原査定の拒絶の理由に引用された特開２００３−１６９０３６号公報（以下，「周知例２」という。）には，「直交周波数分割多重システムおよび送受信装置」に関し，図面とともに以下の事項が記載されている。
（カ）「【０００５】しかし，
サブキャリアごとにシンボル変調方式を決める方法は，送受信機間でサブキャリア毎の変調方式の通知が必要となり，そのための通知情報量，通知情報を記憶する記憶手段の記憶容量及び通知情報に基づいて実行する制御の制御量が大きくなるという問題点があった。
これを解決するために，サブキャリアをグループ化することにより通知情報量や制御量を削減することが検討されている
【０００６】そこで，本発明は，伝搬路環境の変化に応じていくつかのサブキャリアをまとめたブロックとすることができると共に，制御量を増加させることなく各サブキャリアの変調方式を制御することのできる直交周波数分割多重システムおよび送受信機を提供することを目的としている。」（３ページ４欄）
　上記（オ），（カ）の記載及び図面並びに当業者の技術常識を考慮すると，「サブキャリアの変調のための通知情報をサブキャリアのグループ単位のものとする。」ことは周知であると認められる。（以下，「周知技術１」という。）。
　拒絶査定時に周知文献として提示された岡本　高幸　他， IEEE802.11gベースWLANシステムにおけるSFBC-OFDM復号方式，電子情報通信学会総合大会講演論文集 2004年_通信(1)，日本，一般社団法人電子情報通信学会，２００４年３月８日，p.558（以下，「周知例３」という。）には，図面とともに以下の事項が記載されている。
（キ）
　同じく拒絶査定時に周知文献として提示された米国特許出願公開第２００４／０１１４５０６号明細書（以下，「周知例４」という。）には，「Transmitting and receiving method for reducing distortion caused by a time-varying channel in an orthogonal frequency division multiplex system」（［当審仮訳］：直交周波数分割多重システムにおいて時変チャネルによって引き起こされる歪みを減少させるための送信及び受信方法）に関し，図面とともに以下の事項が記載されている。
（ク）「[0010]　In one aspect of the present invention, there is provided a transmitting method, which is a signal transmitting method for an OFDM system using at least one antenna, the transmitting method including: (a) putting M adjacent sub-channels among N entire sub-channels in one group; (b) assigning a weight value to each transmit data of the respective sub-channels in the group; and (c) transmitting the data in the unit of groups with the weight value assigned thereto. 
（中略）
[0022]　In particular, when the system is an SFBC(Space-Frequency Block Coded)-OFDM system, the step (b) includes transmitting the data group with a weight value assigned to the M adjacent sub-channels through the respective transmit antennas according to an SFBC orthogonal matrix. The step (c) includes: combining the signals of the M sub-channels of each data group from the receive antennas by addition or subtraction according to a sign of the weight value and then subjecting the received signals to SFBC combination. In this case, the step (b) includes: without channel information, putting M adjacent sub-channels in one data group, assigning a weight value to the M sub-channels in the data group according to the following equation and transmitting the signals through the respective transmit antennas according to the SFBC orthogonal matrix: 
（数式は省略）」（１ページ右欄，２ページ右欄）
（［当審仮訳］：
[0010]　本発明の一態様では，少なくとも１つのアンテナを用いたOFDMシステムのための信号送信方法で送信する方法が提供され，当該送信方法は以下を含む：（ａ）Ｎ個の全サブチャネルのうち，Ｍ個の隣接サブチャネルを１つのグループに置く；（ｂ）グループ内の各サブチャネルの各送信データに重み値を割り当てる；（ｃ）割り当てられた重み値を持つデータをグループ単位で送信する。
（中略）
[0022]　特に，システムは，
SFBC（空間周波数ブロック符号化）−OFDMシステムである場合，工程（ｂ）は，SFBC直交行列に応じて，それぞれの送信アンテナを介してM隣接サブチャネルに割り当てられた重み値を有するデータグループを送信することを含む。工程（ｃ）は，重み値の符号に応じて加算又は減算することによって，受信アンテナからの各データグループ群のM個のサブチャネルの信号を組み合わせ，その後，受信された信号をSFBCの組合せに委ねることを含む。この場合，工程（ｂ）は，チャンネル情報なしに，１つのデータグループにM個の隣接サブチャネルを置き，データグループ内のM個のサブチャネルに以下の式にしたがって重み値を割り当て，SFBC直交行列に従ってそれぞれの送信アンテナを介して信号を送信する
（数式は省略。）　）
（ケ）「[0071]　But the same data cannot be transmitted through all the sub-channels in the frequency domain as shown in the equation 12, so that the number of sub-channels for transmission of the same data has to be selected by taking into account the time-varying channel distortion and the bandwidth efficiency. Because the effect of reducing the time-varying channel distortion is diminished when transmitting the same data through a part of the sub-channels, it is necessary to assign a different weight value according to the position of the respective sub-channels.  FIG. 6  is an illustration showing a sub-channel allocation method for reduction of the time-varying channel distortion. In  FIG. 6 , one data group is composed of M(= MR+ML+1) sub-channels, and the number of effective sub-channels actually available for data transmission is N/M. （中略）  
 [0072]　where Hp(k) is the term causing the time-varying channel distortion in the p-th path; and αmHp(k+m) is the term eliminating the time-varying channel distortion in the p-th path. In the equation 13, the time-varying channel distortion of the received signal can be minimized by transmitting data with αm  as a weight value for minimizing the error ε(k). The weight value αm  can be calculated by the LS or MMSE (Minimum Mean Square Error) estimating equation and is greatly dependent upon the rate of change of the channel in one OFDM symbol. Actually, the complex coefficients ap,d and bp can be estimated with a channel predictor and used to determine the optimal weight value, in step  120 . 
[0073]　As shown in  FIG. 6 , sub-channels are assigned in the unit of data groups, and the signal in each data group is transmitted with an appropriate weight value.」（５ページ右欄）
（［当審仮訳］：
[0071]　式１２に示すように，同じデータは，周波数領域内のすべてのサブチャネルを介して送信することができないため，同じデータを伝送するためのサブチャネル数は，時間的に変化するチャネル歪みおよび帯域幅効率を考慮して選択されなければならない。サブチャネルの一部を介して同一のデータを送信する際に，時間的に変化するチャネル歪みを低減する効果が低減されるので，各サブチャネルの位置に応じて異なる重み値を割り当てる必要がある。図６は，時間変化するチャネル歪みを低減するためのサブチャネル割当方法を示す図である。図６では，１つのデータグループはM(= MR+ML+1) 個のサブチャネルから構成されており，およびデータ伝送のために実際に使用可能な有効なサブチャネルの数は，N／Mである。適切な重み値は，データグループの各サブチャネルに割り当てられる。（中略）
[0072]　ここで，Hp(k)はp番目の経路における時変チャネル歪みを引き起こす用語である。そしてαmHp(k+m)はp番目の経路における時変チャネル歪みを排除する用語である。式１３において，受信信号の時変チャネル歪みは，誤差ε（k）を最小化するための加重値としてαmでデータを送信することにより最小限に抑えることができる。重み値αmは，LS又はMMSE（最小平均二乗誤差）を推定式によって計算され，一つのOFDMシンボルにおけるチャネルの変化の速度に大きく依存することができる。実際には，複素係数のap,d 及び bpは，チャネル予測を用いて推定することができ，ステップ120において，最適重み値を決定するために使用される。
[0073]　図６に示すように，サブチャネルは，データグループの単位で割り当てられ，各データグループの信号は，適切な重み値で送信される。）
（コ）「[0101]　FIG. 9  is a block diagram of an SFBC-OFDM system according to a second embodiment of the present invention, and  FIG. 10  is an illustration showing an example of a symbol transmission method of the individual antenna in the SFBC-OFDM system shown in  FIG. 9 .」（９ページ左欄）
（［当審仮訳］：
　図９は，本発明の第２実施形態に係るSFBC-OFDMシステムのブロック図であり，図１０は，図９に示すSFBC-OFDMシステム内の個々のアンテナのシンボル送信方法の一例を示す。）
　周知例４のFIG.6（図６），FIG.10（図１０）を以下に示す。
　上記（キ）〜（コ）の記載及び図面並びに当業者の技術常識を考慮すると，ＱＡＭ等の変調がなされた時間的に連続する送信情報X(0)，X(1)，X(2)，X(3)，・・・，X(m)，X(m+1)は，ＳＦＢＣによりX(0)，X(1)のペアからX(0)，X(1)及びX(1)＊，−X(0)＊が生成され，X(0)，X(1)が一方のアンテナの２つのＯＦＤＭサブキャリアのペアを使用して送信され，X(1)＊，−X(0)＊  が他方のアンテナの２つのＯＦＤＭサブキャリアのペアを使用して送信され，X(2)，X(3)，・・・，X(m)，X(m+1)についても同様の処理がなされることが見て取れる。そして，X(0)，X(1)のペアと，X(2)，X(3)のペアとは，それぞれ独立してＳＦＢＣされ，同一のＯＦＤＭシンボルの異なるＯＦＤＭサブキャリアのペアにて送信されることは自明である。また，送信情報X(0)，X(1)，X(2)，X(3)，・・・，X(m)，X(m+1)は，データストリームということができる。
　したがって，「空間周波数ブロックコーディング（ＳＦＢＣ）において，ＯＦＤＭサブキャリアの複数のペアを使用して前記ＳＦＢＣが実行され，ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアのペアを使用してＳＦＢＣされたデータストリームの一部は，前記ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアの他のペアを使用してＳＦＢＣされた前記データストリームの他の部分と独立してＳＦＢＣされている。」ことは，技術常識ともいえるは周知事項であると認められる（以下，「周知技術２」という。）。
ウ　対比・判断
　補正後の発明と引用発明とを対比すると，
（ア）引用発明は入力データシンボルサブストリームに対するチャネル符号化について明らかにしていないが，引用発明の「入力データシンボルサブストリームxk 」は，第１のデータマッパー部106にて送信機リンク適応部122によって指定された特定の変調方式が適用されて生成されたものであるから，下記の相違点１は別として，補正後の発明の「チャネル符号化データストリーム」とは，「データストリーム」の点で共通する。
（イ）補正後の発明の「空間周波数ブロックコーディング（ＳＦＢＣ）符号化」と，引用発明の「ブロック空間−周波数符号」とは，表記が異なるのみであり，実質的な相違は無い。
（ウ）補正後の発明の「前記ＳＦＢＣ符号化されたデータストリームを，ＯＦＤＭサブキャリアの前記複数のペア上で，複数の送信アンテナを使用してＯＦＤＭ信号として送信するステップ」と，引用発明の「ブロック空間−周波数符号化された入力データシンボルサブストリームを複数のアンテナを使用してOFDMデータシンボルを含むデータシンボル波形として送信される」は，以下の相違点３は別として，「前記ＳＦＢＣ符号化されたデータストリームを，複数の送信アンテナを使用してＯＦＤＭ信号として送信するステップ」の点で共通する。
　以上を総合すると，補正後の発明と引用発明とは，以下の点で一致し，また，相違している。
（一致点）
「データストリームに，空間周波数ブロックコーディング（ＳＦＢＣ）符号化を実行するステップと，
　前記ＳＦＢＣ符号化されたデータストリームを，複数の送信アンテナを使用してＯＦＤＭ信号として送信するステップと
を備えることを特徴とする方法。」
（相違点１）
　補正後の発明は，「チャネル品質情報（ＣＱＩ）を受信するステップであって，前記ＣＱＩは直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）サブキャリアのグループ毎ベースで受信されるステップ」を有し，「前記チャネル符号化データストリームは，前記受信したＣＱＩに基づいて生成され」るものであるのに対し，引用発明は「チャネル符号化」について明らかにしておらず，また，「送信機リンク適応部122によって指定された特定の変調方式」がどのようにして得られたどのような情報なのか明らかでない点。
（相違点２）
　補正後の発明は「チャネル符号化データストリームに，オープンループモードで空間周波数ブロックコーディング（ＳＦＢＣ）符号化を実行するステップ」であるのに対し，引用発明はオープンループモードであるかことが明らかでない点。
（相違点３）
　ＳＦＢＣ符号化が実行されるステップに関し，補正後の発明は，「ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアのペアを使用してＳＦＢＣ符号化された前記チャネル符号化データストリームの一部は，前記ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアの他のペアを使用してＳＦＢＣ符号化された前記チャネル符号化データストリームの他の部分と独立してＳＦＢＣ符号化されている」，ＳＦＢＣ符号化されたデータストリームを「ＯＦＤＭサブキャリアの前記複数のペア上で」複数の送信アンテナを使用してＯＦＤＭ信号として送信するとの構成を有するのに対し，引用発明は当該構成が明らかでない点。
　以下，各相違点について検討する。
（相違点１について）
　チャネル符号化は当該技術分野においては普通に行われていることであり，また，引用例の[0123]（上記イ（ウ）参照。）にCTI(チャネル／送信情報）が変調及び順方向誤り訂正されることが示唆されているから，「チャネル符号化」は特段特徴を有するものではない。そして，引用例の[0065]（上記イ（イ）参照。）及び図１によれば，引用例には受信機から送信機へパラメータを送信することが示されているところ，受信側から送信側に送信されるＣＱＩ(チャネル品質インジケータ)に基づいて送信側が変調方式及びチャネル符号化を選択することは当該技術分野における技術常識ともいえる周知事項であることに鑑みれば，引用発明の「入力データシンボルサブストリーム」をチャネル符号化されたものとし，当該チャネル符号化及び「送信機リンク適応部122によって指定された特定の変調方式」を受信機から送信されＣＱＩに基づくものとすることは格別困難なことではない。その際，上記「イ　引用発明及び周知技術」にて「周知技術１」として述べたとおり，「サブキャリアの変調のための通知情報をサブキャリアのグループ単位のものとする。」ことは周知であるから，相違点１は当業者が容易になし得ることである。
（相違点２について）
　本願明細書の【００３４】〜【００３９】及び図２をみても，チャネルエンコーダ２１２で使用されるＣＱＩ，及び本願明細書の【００４０】〜【００６２】，図３及び図４によればパワーローディングユニット２１６で使用されるはずのＣＳＩは，それぞれどのようにして得られるものなのか明らかにされていない。そして，本願明細書の【００１５】によれば，ＣＳＩは受信機からのフィードバック又はチャネル相互依存関係の利用を通して送信機で取得できるものの，ＣＱＩはフィードバック以外にどのようにして得るのか不明である。また，補正後の発明の「チャネル品質情報（ＣＱＩ）を受信するステップ」なる構成によれば，受信機からフィードバックされたＣＱＩを受信することを排除していないことは明らかである。更に，本願明細書の【００１３】には「クローズドループは，チャネル状態情報（ＣＳＩ）が送信機に対して有効であるときに使用される。オープンループは，チャネル状態情報（ＣＳＩ）が有効でないときに使用される。」と記載されている。してみると，補正後の発明の「オープンループモード」とは，ＣＳＩをチャネル相互依存関係の利用を通して送信機で取得するモードと理解でき，ＣＱＩのフィードバックは排除していないと解すべきである。
　ここで，送信機におけるＣＳＩの取得に関し，（ａ）閉ループにより受信機からフィードバックされること，（ｂ）ＴＤＤにおいて上りチャネルと下りチャネルとが同一チャネルであることに起因するチャネル相互依存関係の利用を通して送信機で取得すること（開ループ），の二通りが存在することは技術常識である。
　また，本願明細書の【００３４】〜【００３９】及び図２をみても，図２に示されたシステムがＣＳＩを使用することは記載されておらず，同【００２１】に示されるＡｌａｍｏｕｔｉタイプＳＦＢＣの原理を考慮しても，ＳＦＢＣエンコーディングユニット２１８の処理にＣＳＩが必要であるとは認められない。更に，同【００３５】には「オープンループモードにおいて，送信機２１０内で空間周波数コーディングと空間的拡散との組合せは，ＣＳＩを必要とすることなく，ダイバシティを提供する。」と記載されているから，図２に示されたシステムがＣＳＩを使用する必然性はない。
　そうすると，オープンループモードであるか否か，すなわち，ＣＳＩをどのように取得するかは，空間周波数ブロックコーディング（ＳＦＢＣ）符号化の実行に何ら影響するものではないから，補正後の発明の「チャネル符号化データストリームに，オープンループモードで空間周波数ブロックコーディング（ＳＦＢＣ）符号化を実行するステップ」の「オープンループモードで」なる特定事項は，空間周波数ブロックコーディング（ＳＦＢＣ）符号化の実行について何ら構成を特定し得ないものであることは明らかである。したがって，相違点２には実質的な差異は無い。また，上記技術常識を参酌すれば，一般にＣＳＩの取得に関して閉ループとするか開ループとするかは適宜選択し得ることにすぎから，相違点２は格別困難なことではなく当業者が適宜になし得ることにすぎない。
（相違点３について）
　上記「イ　引用発明及び周知技術」にて「周知技術２」として述べたとおり，「空間周波数ブロックコーディング（ＳＦＢＣ）において，ＯＦＤＭサブキャリアの複数のペアを使用して前記ＳＦＢＣが実行され，ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアのペアを使用してＳＦＢＣされたデータストリームの一部は，前記ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアの他のペアを使用してＳＦＢＣされた前記データストリームの他の部分と独立してＳＦＢＣされている。」ことは，技術常識ともいえる周知事項であるから，相違点３の事項は，引用発明のブロック空間−周波数符号化及び送信においても当然になされていることと解するのか自然であるし，また，そのようにすることは容易になし得ることに過ぎない。
　補正後の発明の作用効果も，引用発明及び周知技術に基づいて当業者が予測できる範囲のものである。
（　なお，補正後の発明は，ＣＱＩに係る直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）サブキャリアのグループとＳＦＢＣ符号化との関係を明らかにしていないが，ＳＦＢＣに係るデータのペア（例えばX(m)，X(m+1)。）とが同じ変調方式に係るものとすることは当業者が当然に考慮すべきことにすぎず，また，仮に補正後の発明のチャネル符号化データストリームの一部及び他の一部が同一グループ内のサブキャリアのペアにて送信されるものであるとしても，それが独立してＳＦＢＣされることは，上記周知例４の図５ｂから明らかである。）
　以上のとおり，補正後の発明は，引用発明及び周知技術に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるから，特許法第２９条第２項の規定により特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。
３　結語
　以上のとおり，本件補正は，
平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第４項の規定に違反し，また，平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する同法第１２６条第５項の規定に違反するので，同法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。
第３　本願発明について
１　本願発明
　平成２７年２月９日付けの手続補正は上記のとおり却下されたので，本願発明は，補正後の発明は，上記１（２）において「本願発明」とした以下のとおりのものと認める。
「【請求項６】
　チャンル品質情報（ＣＱＩ）を受信するステップであって，前記ＣＱＩは直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）サブキャリアのグループ毎ベースで受信されるステップと，
　チャネル符号化データストリームを生成するステップと，
　前記チャネル符号化データストリームに，オープンループモードで空間周波数ブロックコーディング（ＳＦＢＣ）符号化を実行するステップであって，ＯＦＤＭサブキャリアの複数のペアを使用して前記ＳＦＢＣ符号化が実行され，ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアのペアを使用してＳＦＢＣ符号化された前記チャネル符号化データストリームの一部は，前記ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアの他のペアを使用してＳＦＢＣ符号化された前記チャネル符号化データストリームの他の部分と独立してＳＦＢＣ符号化されている，ステップと，
　前記ＳＦＢＣ符号化されたデータストリームを，ＯＦＤＭサブキャリアの前記複数のペア上で，複数の送信アンテナを使用してＯＦＤＭ信号として送信するステップと
を備えることを特徴とする方法。」（再掲）
２　引用発明及び周知技術
　引用発明及び周知技術は，上記「第２　補正却下の決定」の項中の「２　補正の適否」の項中の「（２）独立特許要件」の項中の「イ　引用発明及び周知技術」の項で認定したとおりである。
３　対比・判断
　そこで，本願発明と引用発明とを対比するに，本願発明は補正後の発明から当該補正に係る限定を省いたものである。
　そうすると，本願発明の構成に当該補正に係る限定を付加した補正後の発明が，上記「第２　補正却下の決定」の項中の「２　補正の適否」の項中の「（２）独立特許要件」の項中の「ウ　対比・判断」の項で検討したとおり，引用発明及び周知技術に基づいて容易に発明できたものであるから，本願発明も同様の理由により，容易に発明できたものである。
　また，上記「第２　補正却下の決定」の項中の「２　補正の適否」の項中の「（１）新規事項の有無，シフト補正の有無，目的要件等について］の項で述べたとおり，本願発明と補正後の発明とは実質的に差異は無いから，本願発明も同様の理由により，容易に発明できたものである。
４　むすび
　以上のとおり，本願発明は，引用発明及び周知技術に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるから，特許法第２９条第２項の規定により，特許を受けることができない。
　よって，結論のとおり審決する。