【事件の表示】
　特願２０１３−５３９３４７「プログラマブルデジタルアップ／ダウンコンバージョンを用いる方法及び周波数アジャイル事前歪み送信器」拒絶査定不服審判事件〔平成２４年　５月２４日国際公開、ＷＯ２０１２／０６６３７０、平成２６年　１月３０日国内公表、特表２０１４−５０２４５８、請求項の数（１２）〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　原査定を取り消す。
　本願の発明は、特許すべきものとする。
【理　由】
第１．手続の経緯　
　本願は、平成２２年（２０１０年）１１月１８日を国際出願日とする出願であって、平成２６年１１月２８日付けで拒絶理由が通知され、平成２７年６月１日付けで手続補正がされ、平成２７年６月１７日付けで拒絶査定がされ、これに対し、平成２７年１０月２２日に拒絶査定不服審判の請求と同時に手続補正がされたものである。
第２．平成２７年１０月２２日付けの手続補正
１．特許請求の範囲の記載
　平成２７年１０月２２日付けの手続補正により、特許請求の範囲の請求項１の記載は以下のように補正された。
（１）補正前
「複数の所定の周波数帯域を含む広い範囲の周波数にわたり動作可能な送信機（１００）であって、
　複素入力信号及びフィードバック信号を受信し、及び当該複素入力信号及び当該フィードバック信号に基づいて事前歪みされたベースバンド信号を出力するように構成されるベースバンド処理部（１１０）と、
　前記ベースバンド処理部（１１０）に接続され、並びに前記事前歪みされたベースバンド信号を受信し、及び、前記事前歪みされたベースバンド信号を、前記ベースバンド処理部（１１０）から受信される少なくとも１つの第１の制御入力に基づいて選択されるスペクトル内容を有するデジタル信号に変換するように構成されるプログラマブルデジタルアップコンバータ（１２０）と、
　前記プログラマブルデジタルアップコンバータ（１２０）に接続され、並びに前記デジタル信号を受信し、及び当該デジタル信号をアナログ信号に変換するように構成されるデジタル／アナログコンバータ（１３０）と、
　前記デジタル／アナログコンバータ（１３０）に接続され、並びに前記アナログ信号を受信し、及び前記周波数帯域のうちの選択される１つにおける周波数を有する成分のみを実質的に含むフィルタリングされたアナログ信号を出力するように構成されるアナログフィルタ（１５０）と、
　前記アナログフィルタ（１５０）に接続され、並びに前記フィルタリングされたアナログ信号を受信し、及び当該フィルタリングされたアナログ信号を増幅するように構成される電力増幅器（１６０）と、
　増幅された前記フィルタリングされたアナログ信号に対応するアナログ
フィードバック信号を受信し、当該アナログフィードバック信号をサンプリングし、及びデジタルフィードバック信号を出力するように構成されるアナログ／デジタルコンバータ（１８０）と、
　前記アナログ／デジタルコンバータ（１８０）と前記ベースバンド処理部（１１０）とに接続され、並びに、前記デジタルフィードバック信号を受信し、及び、当該デジタルフィードバック信号を、少なくとも１つの第２の制御入力に基づくより低いサンプルレートへと、前記ベースバンド処理部（１１０）に提供される前記フィードバック信号に変換するように構成されるプログラマブルデジタルダウンコンバータ（１９０）と、
　を備え、
　前記プログラマブルデジタルアップコンバータは、前記ベースバンド信号のサンプルレートをＮ倍（Ｎは２の累乗）にアップサンプリングするデジタルアップサンプラと、所望の出力サンプルレートが提供されるように前記
ベースバンド信号のサンプルレートを変更する第１のレート変更フィルタ
と、を含み、
　前記プログラマブルデジタルダウンコンバータは、前記デジタルフィードバック信号のサンプルレートをＮ分の１にダウンサンプリングするデジタルダウンサンプラと、前記より低いサンプルレートが提供されるように前記デジタルフィードバック信号のサンプルレートを変更する第２のレート変更
フィルタと、を含む、
　送信機。」
（２）補正後
「無線送信のための複数の所定の周波数帯域を含む広い範囲の周波数にわたり動作可能な送信機（１００）であって、
　複素入力信号及びフィードバック信号を受信し、及び当該複素入力信号及び当該フィードバック信号に基づいて事前歪みされたベースバンド信号を出力するように構成されるベースバンド処理部（１１０）と、
　前記ベースバンド処理部（１１０）に接続され、並びに前記事前歪みされたベースバンド信号を受信し、及び、前記事前歪みされたベースバンド信号を、前記ベースバンド処理部（１１０）から受信される少なくとも１つの第１の制御入力に基づいて選択されるスペクトル内容を有するデジタル信号に変換するように構成されるプログラマブルデジタルアップコンバータ（１２０）と、
　前記プログラマブルデジタルアップコンバータ（１２０）に接続され、並びに前記デジタル信号を受信し、及び当該デジタル信号をアナログ信号に変換するように構成されるデジタル／アナログコンバータ（１３０）と、
　前記デジタル／アナログコンバータ（１３０）に接続され、並びに前記アナログ信号を受信し、及び前記周波数帯域のうちの選択される１つにおける周波数を有する成分のみを実質的に含むフィルタリングされたアナログ信号を出力するように構成されるアナログフィルタ（１５０）と、
　前記アナログフィルタ（１５０）に接続され、並びに前記フィルタリングされたアナログ信号を受信し、及び当該フィルタリングされたアナログ信号を増幅するように構成される電力増幅器（１６０）と、
　増幅された前記フィルタリングされたアナログ信号に対応するアナログ
フィードバック信号を受信し、当該アナログフィードバック信号をサンプリングし、及びデジタルフィードバック信号を出力するように構成されるアナログ／デジタルコンバータ（１８０）と、
　前記アナログ／デジタルコンバータ（１８０）と前記ベースバンド処理部（１１０）とに接続され、並びに、前記デジタルフィードバック信号を受信し、及び、当該デジタルフィードバック信号を、少なくとも１つの第２の制御入力に基づくより低いサンプルレートへと、前記ベースバンド処理部（１１０）に提供される前記フィードバック信号に変換するように構成されるプログラマブルデジタルダウンコンバータ（１９０）と、
　を備え、
　前記少なくとも１つの第１の制御入力及び前記少なくとも１つの第２の制御入力は、前記複数の所定の周波数帯域のうちの選択された周波数帯域に関連付けられ、
　前記プログラマブルデジタルアップコンバータは、前記ベースバンド信号のサンプルレートをＮ倍（Ｎは２の累乗）にアップサンプリングするデジタルアップサンプラと、所望の出力サンプルレートが提供されるように前記
ベースバンド信号のサンプルレートを変更する第１のレート変更フィルタ
と、を含み、前記第１のレート変更フィルタは、前記選択された周波数帯域に依存して前記ベースバンド信号のサンプルレートを前記出力サンプルレートへとブリッジし、
　前記プログラマブルデジタルダウンコンバータは、前記デジタルフィードバック信号のサンプルレートをＮ分の１にダウンサンプリングするデジタルダウンサンプラと、前記より低いサンプルレートが提供されるように前記デジタルフィードバック信号のサンプルレートを変更する第２のレート変更
フィルタと、を含み、前記第２のレート変更フィルタは、前記選択された周波数帯域に依存して前記デジタルフィードバック信号のサンプルレートを前記より低いサンプルレートへとブリッジする、
　送信機。」
　上記補正は、願書に最初に添付した明細書又は図面に記載した事項の範囲内においてされたものであり、「複数の所定の周波数帯域を含む広い範囲の周波数にわたり動作可能な送信機」を「無線送信のための複数の所定の周波数帯域を含む広い範囲の周波数にわたり動作可能な送信機」とし、「第１の制御入力」及び「第２の制御入力」について「前記少なくとも１つの第１の制御入力及び前記少なくとも１つの第２の制御入力は、前記複数の所定の周波数帯域のうちの選択された周波数帯域に関連付けられ」と限定し、「第１のレート変更フィルタ」について「前記第１のレート変更フィルタは、前記選択された周波数帯域に依存して前記ベースバンド信号のサンプルレートを前記出力サンプルレートへとブリッジし」と限定し、「第２のレート変更
フィルタ」について「前記第２のレート変更フィルタは、前記選択された周波数帯域に依存して前記デジタルフィードバック信号のサンプルレートを前記より低いサンプルレートへとブリッジする」と限定するものであるから、特許請求の範囲の限定的減縮を目的とするものである。
　そこで、補正後の請求項１に係る発明（以下、「本願補正発明」とい
う。）が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるかについて以下に検討する。
２．原査定の理由
　拒絶査定の理由となった平成２６年１１月２８日付けの拒絶理由通知の理由Ａは、
「Ａ．この出願の下記の請求項に係る発明は、その出願前に日本国内又は外国において、頒布された下記の刊行物に記載された発明又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった発明に基いて、その出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。」
というもので、その具体的な理由は下記のとおりである。
「　　　　　記　　　（引用文献等については引用文献等一覧参照）
・理由　Ａ
・請求項　１−２３
・引用文献等　１，２
・備考
［請求項１について］
　引用文献１の特に段落［００３６］には、デジタルアップコンバージョンシステムを幅広い周波数範囲にわたって調整可能とすることが記載されている。すなわち、「複数の所定の周波数帯域を含む広い範囲の周波数にわたり動作可能」であるといえる。
　引用文献１には、「ベースバンド処理部」を有することは明記されていないものの「complex baseband tuner 110」に入力される信号を処理する処理部を有することは自明であり、当該処理部は、「ベースバンド処理部」に対応する。
　ＦＩＧ．２とその説明には、ベースバンド信号２１０を動作パラメータ情報に基づいて選択されるスペクトル内容を有するデジタル信号（特に、段落［００４４］，［００５０］参照。）に変換する「baseband complex tuner 110」、「digital up-sampler 120」、「image selection filter 130」、「quadrature modulator 140」が記載されており、これらは、本願発明の
「プログラマブルデジタルアップコンバータ（１２０）」に対応する。
　ＦＩＧ．１の「DAC  150」、「post-DAC filter 160」は、それぞれ本願発明の「デジタル／アナログコンバータ（１３０）」、「アナログフィルタ
（１５０）」に対応する。
　段落［０１０１］には、無線機の最後の数段として電力増幅器が記載されており、また、送信機において、アナログ信号を増幅する電力増幅器を有することは通常の構成であるから、引用文献１に記載された発明は本願発明の「電力増幅器（１６０）」に対応する構成を有するといえる。
　本願発明と引用文献１に記載された発明を対比すると、本願発明は、「アナログ／デジタルコンバータ（１８０）」および「プログラマブルデジタルダウンコンバータ（１９０）」を有し、「ベースバンド処理部（１１０）」は、「プログラマブルデジタルダウンコンバータ（１９０）」から出力されるフィードバック信号に基づいて事前歪みされたベースバンド信号を出力するのに対し、引用文献１に記載された発明はそのようなものではない点で相違する。
　一方、引用文献２の図１には、アップサンプリング、デジタル直交変調、ＤＡ変換を行う送信機において、送信信号をＡＤ変換、デジタル直交復調、ダウンサンプリングした帰還デジタルベースバンド信号に基づき歪補正を行う技術が記載されている。ここで、ＡＤ変換を行う「ＡＤ変換部１１」、ダウンサンプリングを行う「ＣＩＣデシメータ１３」は、それぞれ本願発明の「アナログ／デジタルコンバータ（１８０）」、「プログラマブルデジタルダウンコンバータ（１９０）」に対応する。
　送信機の技術分野において、電力増幅器で発生する歪の補正は一般的な課題であり、引用文献１に記載された送信機も、当然、当該課題を有しうる。加えて、当該課題を解決するための手段として、電力増幅器の出力信号を
フィードバックし、デジタルベースバンド信号とし、歪補正を行う技術は周知である。これらを勘案し、引用文献１に記載された発明において、引用文献２に記載された発明を採用し、本願発明の構成とすることは当業者が容易に想到しうることである。
……
　　　　　　　　　　　引　用　文　献　等　一　覧
１.米国特許出願公開第２０１０／００９８１９１号明細書
２.特開２００８−０９１９８５号公報」
３．引用発明
　原査定の拒絶の理由に引用された上記引用文献１（以下、「引用例１」という。）には、図面とともに以下の記載がなされている。
　
（１）「[0036] Methods and apparatus are described herein that make use of complex tuning, the inherently repetitive nature of sampled signals, and programmable digital filtering to create a flexible digital up-conversion system that utilizes a digital-to-analog converter (DAC) with a fixed sample rate, more accurately known as an update rate as this is the rate at which the DAC information and output are changed or updated, while still allowing for tunability over a wide frequency range.」
（２）「[0042] FIG. 1  includes a complex baseband tuner (BB Tuner (Complex))  110 , a digital up-sampler  120 , an image selection filter  130 , a digital quadrature modulator  140 , a digital-to-analog converter (DAC)  150  and a post-DAC filter  160 .
[0043] In operation, for the illustrated example, the signals operated upon by components  110 ,  120 ,  130 ,  140  and  150  are discrete time signals and the signal output by DAC  150  and operated on by the post-DAC filter  160  is a continuous time signal. The complex baseband tuner  110  receives a complex baseband signal having a sample rate Fs/N as an input to be frequency translated to a desired frequency, where Fs is the effective sampling rate of the DAC  150  and N is an up-sampling rate employed by the digital up-sampler  120 . In some embodiments, the complex baseband signal may not have a sample rate Fs/N, but the signal can be resampled to be Fs/N, as will be described below.  FIG. 2A  is a frequency spectrum representation of the baseband signal  210  centered around 0 MHz (DC) prior to being tuned to another frequency. The complex baseband signal may be In-phase (I) and Quadrature (Q) digital inputs that each include a stream of samples representing at least one digital value. The complex baseband tuner  110  performs complex tuning on the baseband signal to generate a tuned complex signal. The tuning essentially amounts to translating the frequency of the baseband signal within a limited range between -Fs/2N and Fs/2N. For example, in its simplest form complex tuning is performed by mixing the complex baseband signal with a given time-varying phase shift.  FIG. 2B  is a frequency spectrum representation of the baseband signal  220  after it has been tuned to a different frequency.
[0044] In some embodiments, the baseband complex tuner  110  is programmable such that providing the baseband complex tuner with different operating parameter information configures the baseband complex tuner to operate in a different manner. For example, when the baseband complex tuner is provided with different operating parameters, the baseband complex tuner is able to tune an input signal to a different frequency than was previously being tuned to.
……
[0047] In the illustrated example, the digital up-sampler  120  up-samples an output of the complex baseband tuner  110  by N, where N=2. Up-sampling the tuned complex baseband signal by a value of N produces a discrete time signal having a sampling rate of Fs, which is equal to the sampling rate of the DAC. The frequency domain representation of the signal has N equally spaced apart images of the tuned complex baseband signal between DC and the fixed sampling rate Fs of the DAC, as shown in  FIG. 2C . In  FIG. 2C , the value of N is 8, resulting in 8 images of the signal, the original tuned baseband signal  220  and  7  replicated images  230 , between DC and Fs. In some embodiments, the up-sampling is performed by inserting N-1 zeros between the samples of the tuned complex signal to create spectral repetition. However, up-sampling is not limited to inserting N-1 zeros between the samples. In other embodiments alternative up-sampling techniques are contemplated.
[0048] The image selection filter  130  is configured for receiving an output of the digital up-sampler  120  and selecting one of the N images of the tuned complex baseband signal output by the digital up-sampler  120 . The image selection filter  130  receives a discrete time signal having an effective sampling rate of Fs. Considering the frequency domain representation of the signal, the image selection filter  130  isolates a desired image in the frequency domain by attenuating all undesired images. In some embodiments, the input signal is complex and the image selection filter  130  is configured to operate on a complex signal such that there is no symmetry of the signal about Fs/2 in the frequency domain, which may otherwise result in interference.
[0049] The image selection filter may be a real filter or a complex filter. Implementation of the image selection filter as a complex filter or as a real filter is situation specific, but it is to be understood that the respective types of filters (i.e. complex or real) have different performance capabilities that should be considered when selecting the type of filter. By way of example,  FIG. 2D  illustrates the frequency spectrum between DC and Fs and shows that the second image  240  of the N images between 0 and Fs has been selected and the others attenuated.
[0050] In some embodiments, the image selection filter  130  is programmable such that providing the image selection filter  130  with different filter coefficients configures the image selection filter  130  to operate in a different manner. For example, when the image selection filter is provided with different filter coefficients which produce a different filter response, the image selection filter is able to select an image at a different location in the frequency spectrum.
[0051] The digital quadrature modulator  140  receives a discrete-time signal output from the image selection filter  130  and quadrature modulates the signal. In the frequency domain, this process results in translating the selected image of the discrete-time signal output by of the image selection filter  130  and converting the complex signal to a real signal.  FIG. 2E  shows an example of the frequency spectrum output from the digital quadrature modulator  140  when quadrature modulation is applied to the discrete-time signal including the selected second image of  FIG. 2D . The modulation frequency fqmod used in the illustrative example of  FIG. 1  is equal to Fs/4. As a result of fqmod, the selected second image of  FIG. 2D  is frequency translated by Fs/4, indicated by reference  250 , as illustrated in  FIG. 2E . Furthermore, because the quadrature modulation produces a real signal, a reversed (flipped) image of the quadrature modulated shift image is produced, indicated by reference  260 .
……
[0054] The DAC  150  has an effective fixed sampling rate Fs. The term effective is used to define that the DAC may receive a signal input having a sample rate of Fs or may receive multiple parallel inputs P, each with a sample rate of Fs/P, such that in combination the sampling rate processed by the DAC is Fs. The DAC  150  receives a discrete time signal output from the quadrature modulator  140  and converts it to a continuous time signal. When considering the frequency domain, this process also generates images of the spectrum occurring between DC and Fs repeatedly in the positive and negative frequency directions. More specifically, the spectrum of DC to Fs is repeated in the positive frequency direction between Fs and 2Fs, 2Fs and 3Fs, etc. and in the negative frequency direction between 0 and -Fs, -Fs and -2Fs, -2Fs and -3Fs, etc.
……
[0057] The post-DAC filter  160  receives a continuous time signal from the DAC  150 . The post-DAC filter  160  cleans-up the continuous signal, such that in the frequency domain an image located at the desired up-converted frequency is selected and other undesired images are attenuated. The location of the selected image at the desired frequency may be below the sampling rate Fs of the DAC, for example in either the first or second Nyquist zones, or above the sampling rate Fs, that is in the third or higher Nyquist zones.
[0058] In some embodiments, the post-DAC filter  160  is an analog filter for selecting and filtering the frequency spectrum output from the DAC  150  to reduce signal interference with other images of the complex baseband signal.
[0059] In some embodiments, re-sampling is performed to modify the sampling rate of the input complex baseband signal frequency to be a sub-multiple of the DAC sampling rate by adding a rate change filter in the chain of components  110 ,  120 ,  130 ,  140 . For example, the sampling rate of the input baseband signal may be such that an integer factor of up-sampling does not result in a sampling rate that provides optimal processing by the DAC. To obtain a sampling rate Fs that may be preferred for the DAC a rate change filter allows the sampling rate of the input baseband signal to be changed to an integer sub-multiple of the fixed effective sampling rate of the DAC, prior to being input to the DAC. The integer sub-multiple can be equal to or greater than 1. As opposed to being placed prior to the baseband complex tuner, the rate change filter could be located elsewhere in the chain of components illustrated in  FIG. 1 . Referring to  FIG. 1 , the rate change filter could be located at any one of the following locations: subsequent to complex baseband tuner  110 ; subsequent to digital up-sampler  120 ; subsequent to image selection filter  130 ; subsequent to digital quadrature modulator  140 ; or prior to DAC  150 . In some embodiments, multiple rate change filters could be used, such that the combination of rate change filters up-sample the discrete-time baseband signal to be an integer sub-multiple of the fixed effective sampling rate of the DAC prior to being input to the DAC, where the integer sub-multiple can be equal to or greater than 1. When the rate change filter is located elsewhere it may be more complicated to implement as changing the sampling rate of the signal may be done at a higher sampling frequency than the input baseband signal sampling rate. Ultimately, as long as an input to the DAC is at fixed DAC sampling rate Fs, the sampling rates elsewhere in the chain need not be explicitly as described with regard to  FIGS. 1 and 2  above.」
（３）「[0098] The methods and apparatus described herein may be used with any type of radio that may benefit from frequency up-conversion flexibility. In some embodiments, the methods and apparatus are implemented in a communications base station. In some embodiments, the methods and apparatus are implemented in a mobile station. Examples of a mobile station include, but are not limited to, a cellular telephone, a wireless enabled computer, a wireless enabled PDA, etc.
……
[0101] The inventive techniques lend themselves well to application specific integrated circuit (ASIC) integration as even after implementation a frequency of operation for a radio using a digital up-converter in accordance with embodiments of the invention is still fully programmable. Use of the inventive techniques also simplifies effective rebanding of a radio as in some embodiments, only final stages (for example power amplification and filtering) need significant physical modification to accommodate the rebanding to an alternate frequency band.」
　引用文献１のパテントファミリである特表２０１２−５０６１７２号公報の対応する記載は以下のとおりである。
（１’）「【００２９】
　複素調整、サンプリングされた信号の本来的に反復的な性質およびプログラム可能なデジタル・フィルタリングを利用して、固定サンプル・レートをもつデジタル・アナログ変換器（DAC）を利用する柔軟なデジタル上方変換
システムを創り出す方法および装置が本稿に記載される。前記固定サンプ
ル・レートは、DAC情報および出力が変更または更新されるレートなので、
より正確には、更新レートとして知られる。それでいて、幅広い周波数範囲にわたる調整可能性が許容される。」
（２’）「【００３５】
　図１は、複素ベースバンド調整器（complex  baseband  tuner）（BB
チューナ（複素））１１０、デジタル・アップサンプラー１２０、像選択
フィルタ１３０、デジタル直交変調器１４０、デジタル・アナログ変換器
（DAC）１５０およびポストDACフィルタ１６０を含む。
【００３６】
　動作では、図示した例については、コンポーネント１１０、１２０、１３０、１４０および１５０によって作用される信号は離散時間信号であり、DAC  １５０によって出力され、ポストDACフィルタ１６０によって作用される信号は連続時間信号である。複素ベースバンド調整器１１０は、所望される周波数に周波数変換されるべき入力としてサンプル・レートFs/Nをもつ複素ベースバンド信号を受け取る。ここで、FsはDAC  １５０の有効サンプリン
グ・レートであり、Nはデジタル・アップサンプラー１２０によって用いら
れるアップサンプリング・レートである。いくつかの実施形態では、複素
ベースバンド信号はサンプル・レートFs/Nをもたないこともあり、信号はFs/Nとなるよう再サンプリングされることができる。これについては後述す
る。図２のＡは、別の周波数に調整される前の0MHz（DC）を中心としたベースバンド信号２１０の周波数スペクトル表現である。複素ベースバンド信号は、同相（I:　In-phase）および直交（Q:　Quadrature）デジタル入力で
あってもよく、そのそれぞれは少なくとも一つのデジタル値を表すサンプルのストリームを含む。複素ベースバンド調整器１１０は、ベースバンド信号に対して複素調整を実行し、調整された複素信号を生成する。調整は、本質的には、ベースバンド信号の周波数を、−Fs/2NからFs/2Nまでの間の限られた範囲内で並進する（translating）ことに当たる。たとえば、最も単純な
形では、複素調整は、複素ベースバンド信号を所与の時間変動する位相シフトと混合することによって実行される。図２Ｂは、異なる周波数に調整された後のベースバンド信号２２０の周波数スペクトル表現である。
【００３７】
　いくつかの実施形態では、ベースバンド複素調整器１１０はプログラム可能であり、それにより、該ベースバンド複素調整器に異なる動作パラメータ情報を与えることで、該ベースバンド複素調整器が異なる仕方で動作するよう構成設定される。たとえば、ベースバンド複素調整器が異なる動作パラ
メータを与えられるとき、ベースバンド複素調整器は入力信号を、以前に調整されていたのとは異なる周波数に調整することができる。
……
【００４０】
　図示した例では、デジタル・アップサンプラー１２０が複素ベースバンド調整器１１０の出力をN倍アップサンプリングする。ここで、N≧2である。
調整された複素ベースバンド信号を値Nによりアップサンプリングすること
は、DACのサンプリング・レートに等しいサンプリング・レートFsをもつ離
散時間信号を生成する。信号の周波数領域表現は、図２のＣに示されるように、DCとDACの固定サンプリング・レートFsとの間に、調整された複素ベー
スバンド信号のN個の等間隔の像を有する。図２のＣでは、Nの値は8であ
り、その結果、DCとFsの間に、信号の像が８個ある。つまり、もとの調整されたベースバンド信号２２０と７個の複製された像２３０である。いくつかの実施形態では、アップサンプリングは、調整された複素信号のサンプルの間にN−1個の0を挿入してスペクトル反復を創り出すことによって実行され
る。
しかしながら、アップサンプリングは、サンプルの間にN−1個の0を挿入す
ることに限定されるものではない。他の実施形態では、代替的なアップサンプリング技法が考えられる。
【００４１】
　像選択フィルタ１３０は、デジタル・アップサンプラー１２０の出力を受け取り、デジタル・アップサンプラー１２０によって出力された調整された複素ベースバンド信号のN個の像のうちの一つを選択するよう構成される。
像選択フィルタ１３０は、有効サンプリング・レートFsをもつ離散時間信号を受け取る。信号の周波数領域表現を考えると、像選択フィルタ１３０は、周波数領域において所望される像を、所望されない像をすべて減衰させることによって、単離する。いくつかの実施形態では、入力信号は複素であり、像選択フィルタ１３０は複素信号に対して作用するよう構成される。そのため、周波数領域ではFs/2のまわりの信号の対称性はない。そのような対称性は普通なら干渉につながりうるものである。
【００４２】
　像選択フィルタは、実フィルタまたは複素フィルタでありうる。像選択
フィルタの複素フィルタまたは実フィルタとしての実装は、状況に固有であるが、それぞれの型のフィルタ（すなわち複素または実）が、フィルタの型を選択するときに考慮すべき異なるパフォーマンス機能をもつことは理解しておくべきである。たとえば、図２のＤは、DCからFsまでの間の周波数スペクトルを示しており、0からFsまでの間のN個の像のうち第二の像２４０が選択されて、他の像が減衰されていることを示している。
【００４３】
　いくつかの実施形態では、像選択フィルタ１３０はプログラム可能であ
り、像選択フィルタ１３０に異なるフィルタ係数を与えることで、像選択
フィルタ１３０は異なる仕方で動作するよう構成設定される。たとえば、像選択フィルタが異なるフィルタ応答を生成する異なるフィルタ係数を与えられるとき、像選択フィルタは、周波数スペクトルにおける異なる位置にある像を選択することができる。
【００４４】
　デジタル直交変調器１４０は、像選択フィルタ１３０から出力された離散時間信号を受け取り、該信号を直交変調する。周波数領域では、このプロセスは、像選択フィルタ１３０によって出力された離散時間信号の選択された像を並進し、複素信号を実信号に変換することにつながる。図２のＥは、図２のＤの選択された第二の像を含む離散時間信号に直交変調が適用されるときの、デジタル直交変調器１４０から出力される周波数スペクトルの例を示している。図１の例示的な例において使用される変調周波数fqmodはFs/4に
等しい。fqmodの結果として、図２のＤの選択された第二の像は、図２のＥ
に示されるように、Fs/4だけ周波数並進させられる。これは参照符号２５０によって示される。さらに、直交変調は実信号を生成するので、直交変調されたシフト像の反転された（フリップされた）像が生成される。これは参照符号２６０によって示される。」
……
【００４７】
　DAC  １５０は有効固定サンプリング・レートFsを有する。「有効（effective）」の用語は、サンプル・レートFsをもつ信号入力を受け取ってもよい
が、あるいは複数の並列入力Pを受け取って、それぞれがサンプル・レート
Fs/Pをもち、組み合わせにおいてDACによって処理されるサンプル・レート
がFsであるのでもよいということを規定するために使われている。DAC　１
５０は直交変調器１４０から出力される離散時間信号を受け取り、それを連続時間信号に変換する。周波数領域を考えるとき、このプロセスはまた、DCとFsの間に現れるスペクトルの像を、正および負の周波数方向において反復して生成する。より具体的には、DCからFsのスペクトルが正の周波数方向ではFsから2Fsの間、2Fsから3Fsの間、などで反復され、負の周波数方向では
0から−Fsの間、−Fsから−2Fsの間、−2Fsから−3Fsの間、などで反復される。
……
【００５０】
　ポストDACフィルタ１６０は、DAC  １５０から連続時間信号を受け取る。ポストDACフィルタ１６０は、連続信号をクリーンアップし、周波数領域に
おいて、所望される上方変換された周波数のところに位置する像が選択さ
れ、他の望まれない像が減衰されるようにする。所望される周波数における選択された像の位置は、DACのサンプリング・レートFsより下、たとえば第
一または第二のナイキスト・ゾーンのいずれかの範囲内、あるいはサンプリング・レートFsより上、すなわち第三またはより高次のナイキスト・ゾーン内であってもよい。
【００５１】
　いくつかの実施形態では、ポストDACフィルタ１６０は、複素ベースバン
ド信号の他の像との信号干渉を減らすために、DAC　１５０から出力される
周波数スペクトルを選択およびフィルタリングするためのアナログ・フィルタである。
【００５２】
　いくつかの実施形態では、コンポーネント１１０、１２０、１３０、１４０のチェーンにレート変更フィルタを加えることによって、入力複素ベースバンド信号周波数のサンプリング・レートを、DACサンプリング・レートの
整数分の一に修正するために再サンプリングが実行される。たとえば、入力ベースバンド信号のサンプリング・レートは、アップサンプリングの整数因子がDACによる最適な処理を与えるサンプリング・レートにつながらないよ
うなものであることがある。DACについて好ましくありうるサンプリング・レートFsを得るために、レート変更フィルタによって、入力ベースバンド信号のサンプリング・レートが、DACの固定有効サンプリング・レートの整数
分の一に変更されることが許容される。該整数分の一は、1に等しいまたは
1より大きいことができる。ベースバンド複素調整器の前に置かれるのでは
なく、レート変更フィルタは、図１に示されるコンポーネントのチェーンにおける他のところに位置されることができる。図１を参照するに、レート変更フィルタは、次の位置のいずれに位置されることもできる：複素ベースバンド調整器１１０の後；デジタル・アップサンプラー１２０の後；像選択
フィルタ１３０の後；デジタル直交変調器１４０の後；またはDAC　１５０
の前。いくつかの実施形態では、複数のレート変更フィルタを使うことができる。それにより、レート変更フィルタの組み合わせが離散時間のベースバンド信号を、DACに入力されるより前に、DACの固定有効サンプリング・レートの整数分の一にアップサンプリングする。ここで、前記整数分の一は1以
上であることができる。レート変更フィルタが他のところに位置される場合は、実装がより複雑になることがありうる。信号のサンプリング・レートの変更が、入力ベースバンド信号サンプリング・レートよりも高いサンプリング周波数でなされうるからである。最終的には、DACへの入力が固定DACサンプリング・レートFsにある限り、前記チェーンの他のところでのサンプリング・レートは、上記の図１および図２に関して明示的に記述されるとおりである必要はない。」
（３’）「【００９１】
　本稿に記載した方法および装置は、周波数上方変換の柔軟性から裨益しうる任意の型の無線機とともに使用されうる。いくつかの実施形態では、これらの方法および装置は通信基地局において実装される。いくつかの実施形態では、これらの方法および装置は移動局において実装される。移動局の例
は、これに限られないが、携帯電話、無線機能のあるコンピュータ、無線機能のあるPDAなどを含む。
……
【００９４】
　本発明の技法は、特定用途向け集積回路（ASIC）にもよく役立つ。実装後でも、本発明の実施形態に基づくデジタル上方変換器を使う無線機について動作周波数はまだ完全にプログラム可能だからである。本発明の技法の使用はまた、いくつかの実施形態におけるように、無線機の事実上の帯域変更を簡略化する。別の周波数帯域への帯域変更を受け容れるために、最後の数段（たとえば電力増幅およびフィルタリング）だけが有意な物理的な修正を必要とする。」
　したがって、引用例には、次の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されているといえる。
　プログラム可能なデジタル・フィルタリングを利用し、幅広い周波数範囲にわたる調整可能性が許容されるデジタル上方変換システムを使用した無線機であって、
　前記デジタル上方変換システムは、
　複素ベースバンド信号を受け取り、以前に調整されていたのとは異なる周波数に調整することができる、プログラム可能な複素ベースバンド調整器１１０と、
　前記複素ベースバンド調整器１１０の出力をＮ倍アップサンプリングするデジタル・アップサンプラー１２０と、
　前記デジタル・アップサンプラー１２０の出力を受け取り、デジタル・アップサンプラー１２０によって出力された調整された複素ベースバンド信号のＮ個の像のうちの一つを選択するよう構成され、周波数スペクトルにおける異なる位置にある像を選択することができる、プログラム可能な像選択フィルタ１３０と、
　前記像選択フィルタ１３０から出力された離散時間信号を受け取り、該信号を直交変調するデジタル直交変調器１４０と、
　前記直交変調器１４０から出力される離散時間信号を受け取り、それを連続時間信号に変換するＤＡＣ１５０と、
　前記ＤＡＣ１５０から連続時間信号を受け取り、連続信号をクリーンアップし、周波数領域において、所望される上方変換された周波数のところに位置する像が選択され、他の望まれない像が減衰されるようにするポストＤＡＣフィルタ１６０と、
　入力複素ベースバンド信号周波数のサンプリング・レートを、ＤＡＣサンプリング・レートの整数分の一に修正するために再サンプリングを実行するレート変更フィルタとを備え、
　最後の数段に電力増幅段を有する無線機。
４．対比
　引用発明は「幅広い周波数範囲にわたる調整可能性が許容されるデジタル上方変換システムを使用した無線機」であるから、本願補正発明と同様な、無線送信のための複数の所定の周波数帯域を含む広い範囲の周波数にわたり動作可能な送信機の機能を有するものである。
　引用発明の「デジタル上方変換システム」において、「複素ベースバンド調整器１１０」、「デジタル・アップサンプラー１２０」、「レート変更
フィルタ」、「像選択フィルタ１３０」、及び「デジタル直交変調器１４
０」は、下記に示す相違点を除いて、本願補正発明の「プログラマブルデジタルアップコンバータ（１２０）」に対応し、プログラム可能なものであるから、明示的な記載はないが、本願補正発明の「第１の制御入力」に相当するプログラムのための入力を備えているはずである。
　また、引用発明の「デジタル・アップサンプラー１２０」及び「レート変更フィルタ」は、下記に示す相違点を除いて、それぞれ本願補正発明の「デジタルアップサンプラ」及び「第１のレート変更フィルタ」に対応する。
　引用発明の「デジタル上方変換システム」において、「ＤＡＣ１５０」及び「ポストＤＡＣフィルタ１６０」は、それぞれ本願補正発明の「デジタル／アナログコンバータ（１３０）」及び「アナログフィルタ（１５０）」に対応する。
　引用発明の「電力増幅段」は、本願補正発明の「電力増幅器（１６０）」に対応する。
　したがって、本願補正発明と引用発明とを対比すると、以下の点で一致
し、また相違する。
（１）一致点
　無線送信のための複数の所定の周波数帯域を含む広い範囲の周波数にわたり動作可能な送信機であって、
　ベースバンド信号を受信し、受信される少なくとも１つの第１の制御入力に基づいて選択されるスペクトル内容を有するデジタル信号に変換するように構成されるプログラマブルデジタルアップコンバータと、
　前記プログラマブルデジタルアップコンバータに接続され、並びに前記デジタル信号を受信し、及び当該デジタル信号をアナログ信号に変換するように構成されるデジタル／アナログコンバータと、
　前記デジタル／アナログコンバータに接続され、並びに前記アナログ信号を受信し、及び前記周波数帯域のうちの選択される１つにおける周波数を有する成分のみを実質的に含むフィルタリングされたアナログ信号を出力するように構成されるアナログフィルタと、
　前記アナログフィルタに接続され、並びに前記フィルタリングされたアナログ信号を受信し、及び当該フィルタリングされたアナログ信号を増幅するように構成される電力増幅器と、
　を備え、
　前記少なくとも１つの第１の制御入力は、前記複数の所定の周波数帯域のうちの選択された周波数帯域に関連付けられ、
　前記プログラマブルデジタルアップコンバータは、前記ベースバンド信号のサンプルレートをＮ倍（Ｎは２の累乗）にアップサンプリングするデジタルアップサンプラと、所望の出力サンプルレートが提供されるように前記
ベースバンド信号のサンプルレートを変更する第１のレート変更フィルタ
と、を含む、
　送信機。
（２）相違点１
　本願補正発明は、
　「複素入力信号及びフィードバック信号を受信し、及び当該複素入力信号及び当該フィードバック信号に基づいて事前歪みされたベースバンド信号を出力するように構成されるベースバンド処理部（１１０）」と、
「増幅された前記フィルタリングされたアナログ信号に対応するアナログ
フィードバック信号を受信し、当該アナログフィードバック信号をサンプリングし、及びデジタルフィードバック信号を出力するように構成されるアナログ／デジタルコンバータ（１８０）」と、
　「前記アナログ／デジタルコンバータ（１８０）と前記ベースバンド処理部（１１０）とに接続され、並びに、前記デジタルフィードバック信号を受信し、及び、当該デジタルフィードバック信号を、少なくとも１つの第２の制御入力に基づくより低いサンプルレートへと、前記ベースバンド処理部
（１１０）に提供される前記フィードバック信号に変換するように構成されるプログラマブルデジタルダウンコンバータ（１９０）」とを備え、
　「第２の制御入力」は、「前記複数の所定の周波数帯域のうちの選択された周波数帯域に関連付けられ」とし、
　「前記プログラマブルデジタルアップコンバータは、前記ベースバンド信号のサンプルレートをＮ倍（Ｎは２の累乗）にアップサンプリングするデジタルアップサンプラと、所望の出力サンプルレートが提供されるように前記ベースバンド信号のサンプルレートを変更する第１のレート変更フィルタ
と、を含み、前記第１のレート変更フィルタは、前記選択された周波数帯域に依存して前記ベースバンド信号のサンプルレートを前記出力サンプルレートへとブリッジし」とするものであるのに対して、引用発明はフィードバックに関する事項については特定がない点。
（３）相違点２
　本願補正発明の「第１のレート変更フィルタ」は、「前記選択された周波数帯域に依存して前記ベースバンド信号のサンプルレートを前記出力サンプルレートへとブリッジし」とするものであるのに対して、引用発明のもの
は、「入力複素ベースバンド信号周波数のサンプリング・レートを、ＤＡＣサンプリング・レートの整数分の一に修正するために再サンプリングを実行するレート変更フィルタ」である点。
５．判断
　上記相違点１について検討する。
　上記「２．原査定の理由」で示した原審の拒絶理由通知の理由にあるように、電力増幅器で発生する歪の補正は一般的な課題であり、電力増幅器の出力信号をフィードバックし、デジタルベースバンド信号とし、歪補正を行う技術は周知であるとしても、そのような技術をそのまま引用発明に適用することはできない。
　例えば、上記「２．原査定の理由」で示した原審の拒絶理由通知で引用された引用文献２には、
「送信デジタルベースバンド信号をインターポーレータによりアップサンプリングし、その後に直交変調し、直交変調されたデジタル信号をアナログ信号に変換してから高周波電力増幅を行って送信する送信系処理手段と、該送信系処理手段から送信される送信信号の一部を取り出しデジタル信号に変換してから直交復調し、直交復調後のデジタル信号をデシメータにより前記送信ベースバンド信号のサンプリングレートにダウンサンプリングして帰還デジタルベースバンド信号とする帰還系処理手段と、前記送信デジタルベースバンド信号と前記送信デジタルベースバンド信号に対応する前記帰還デジタルベースバンド信号との比較による振幅誤差に応じて逆歪を算出する逆歪算出手段と、該逆歪算出手段で算出された逆歪を前記送信デジタルベースバンド信号に付加する逆歪付加手段をと備えた送信装置であって、
  前記送信デジタルベースバンド信号に対する前記帰還デジタルベースバンド信号の比較タイミングの微調整を前記ダウンサンプリングでの間引き点の調整により行う制御手段を備えた、
  ことを特徴とする送信装置。」（【請求項３】）
が記載されている。
　上記「デシメータ」がダウンサンプリングでの間引き点の調整が可能であることから、プログラマブルデジタルダウンコンバータといえるとしても、本願補正発明の「プログラマブルデジタルダウンコンバータ（１９０）」のように、「複数の所定の周波数帯域のうちの選択された周波数帯域に関連付けられ」とする「第２の制御入力」に基づくより低いサンプルレートへと、変換するように構成される点でプログラム可能なものではないから、引用発明に、引用文献２に記載されたような周知のフィードバック技術を適用することは、引用発明の「プログラム可能なデジタル・フィルタリングを利用
し、幅広い周波数範囲にわたる調整可能性が許容される」という機能を損なうことになるので、当業者が容易にできることとはいえない。
　また、仮に適用したとしても、相違点１について、本願補正発明と同様のものとはならない。
　したがって、相違点２について検討するまでもなく、本願補正発明は、引用発明に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものとすることはできない。
　また、他に拒絶の理由を発見しない。
　他の請求項に係る発明についても同様である。
６．むすび
　以上のとおり、平成２７年１０月２２日付けの手続補正によって補正された特許請求の範囲の各請求項に係る発明は、独立して特許を受けることができるものであり、この手続補正は適法なものである。
第３．本願発明
　上記「第２」のとおり、平成２７年１０月２２日付けの手続補正は適法なものであるから、本願の請求項１−１２に係る発明は、この手続補正によって補正された特許請求の範囲の各請求項に記載された事項により特定されるとおりのものである。
　そして上記「第２」と同様の理由で、原査定の理由によっては、本願を拒絶することはできない。
　また、他に本願を拒絶すべき理由を発見しない。
　よって、結論のとおり審決する。