(57)【要約】  本発明は、インダクタ（Ｌ）と、電圧ランプ（１６）を生成するための生成器と、前記電圧ランプから少なくとも１つのパルスストリームを生成するための回路（１２，１３）と、前記パルスストリームに従って、インダクタの電流のスイッチングを制御するためのスイッチ制御回路（１４）と、インダクタを流れる電流に従って、電圧ランプの形状を変調するように構成されている、第１の制御ループと、を備えたスイッチモード電圧調整器に関する。
2012510247.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
未調整の入力電源の下および上のレベルの両方の調整済み出力電源を供給可能な、スイッチモード電圧調整器であって、
インダクタ（Ｌ）と、
電圧ランプを生成するための生成器（１６）と、
前記電圧ランプから、少なくとも２つのパルスストリームを生成するための回路（１２，１３）と、
前記パルスストリームに従って、前記インダクタの電流のスイッチングを制御するためのスイッチ制御回路（１４）と、を備え、
前記インダクタを流れる電流に従って、前記電圧ランプの形状を変調するように構成されている、第１の制御ループをさらに備えることを特徴とするスイッチモード電圧調整器。
【請求項２】
前記インダクタと、前記電圧ランプ生成器とに結合された電流−電圧変調器（１７）をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチモード電圧調整器。
【請求項３】
前記スイッチ制御回路（１４）は、前記調整器の出力（ＯＰ）に存在する電圧に従い、第２の制御ループによってさらに制御されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチモード電圧調整器。
【請求項４】
前記第２の制御ループは、
基準電圧源（９）と、
前記基準電圧源に結合された第１の入力と、前記出力に結合された第２の入力と、を有する増幅器（１０）と、
閾値生成器（１１）と、
比較器（１２，１３）と、を備えることを特徴とする請求項３に記載のスイッチモード電圧調整器。
【請求項５】
前記比較器（１２，１３）は、
前記閾値生成器（１１）に結合された第１の入力と、前記電流−電圧変調器（１７）に結合された第２の入力と、を有することを特徴とする、請求項２に従属している請求項４に記載のスイッチモード電圧調整器。
【請求項６】
未調整の供給端子（Ｂａｔ）と、前記インダクタ（Ｌ）の第１の端子との間に結合された、第１のスイッチ（Ｔ１）と、
前記インダクタの前記第１の端子と、負の供給（ＧＮＤ）との間に結合された、第２のスイッチ（Ｔ２）と、
前記インダクタの第２の端子と、調整済みの前記供給出力（ＯＰ）との間に結合された、第３のスイッチ（Ｔ３）と、
前記インダクタの前記第２の端子と、前記負の供給との間に結合された、第４のスイッチと、
前記調整済みの供給出力と、前記負の供給との間に結合されたキャパシタ（Ｃ）と、をさらに備える、出力ステージ（１５）を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載のスイッチモード電圧調整器。
【請求項７】
前記第１および第３のスイッチ（Ｔ１，Ｔ３）は、ＰＭＯＳトランジスタであり、前記第２および第４のスイッチ（Ｔ２，Ｔ４）は、ＮＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項６に記載のスイッチモード電圧調整器。
【請求項８】
請求項１乃至請求項７のいずれかに記載のスイッチモード電圧調整器（５１）を備えることを特徴とするバッテリ駆動の携帯型装置。
【請求項９】
インダクタを有するスイッチモード電圧調整器の出力電圧を制御する方法であって、
電圧ランプ（Ｖｒｍ）から少なくとも１つのパルス変調信号（ＰＷＭ１，ＰＷＭ２）を生成し、前記インダクタ（Ｌ）の電流（ＩＬ）を切り替えるステップと、
前記インダクタを流れる電流に従って、前記電圧ランプを変調するステップと、を備えることを特徴とする方法。
【請求項１０】
変調後の前記電圧ランプ（Ｖｒｍ）の、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）の測定から導出された少なくとも１つの閾値（Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２）との比較が行われることを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記比較を用いて、少なくとも１つのパルスストリーム（ＰＷＭ１，ＰＷＭ２）のパルスの幅を変調することを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記パルスストリーム（ＰＷＭ１，ＰＷＭ２）を用いて、前記インダクタ（Ｌ）に流れる電流の切り替えを制御することを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
２つのパルスストリーム（ＰＷＭ１，ＰＷＭ２）を用いて、前記インダクタ（Ｌ）に流れる電流（ＩＬ）の切り替えを制御することを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
電荷蓄積器を用いて、前記インダクタ（Ｌ）を流れる電流からＤＣ電圧（Ｖｏｕｔ）を導出することを特徴とする請求項１２または請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記電圧ランプは、一定の期間（ｔ）を有することを特徴とする請求項９乃至請求項１４のいずれかに記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチモード電源（ＤＣ−ＤＣ変換器）に関し、特に、未調整の入力電源の下および上の両方の、調整済み出力電源を供給可能な集積回路の形態でのスイッチモード電源に関する。このようなＤＣ−ＤＣ変換器は、一般に、バックブースト変換器またはステップアップ／ダウンＤＣ／ＤＣ変換器として知られている。
【背景技術】
【０００２】
スイッチモード電源は、バッテリ電圧からの未調整の供給を、電源の安定性に対して敏感な、他の電子回路向けの調整済みの供給に変換するバッテリ駆動の装置において、広く用いられている。
【０００３】
バッテリによって供給される電圧は、残留する電荷のレベルの関数として大きく変化する。よって、電子回路が機能できる電圧の範囲が広いほど、バッテリの交換または充電の間に、装置をより長く使用することができる。例えば、携帯型のバッテリ駆動装置において、バッテリによって供給される電圧に関し、充電直後の約５Ｖから、ユーザがバッテリの再充電を促される前に、３Ｖ未満まで降下し得ることは、一般的である。
【０００４】
しかし、いくつかの電子回路は、最低限許容されたバッテリ電圧よりも上の電圧でしか機能しない。回路の機能性を保証するために、バッテリが完全に充電されている場合に、バッテリ電圧よりも下の電圧で調整済みの供給を提供し（バックモード）、バッテリがその最小充電レベルに近い場合に、バッテリ電圧よりも上の調整済みの供給を提供する（ブーストモード）ことが可能な、ＤＣ−ＤＣ変換器を有することが望ましい。
【０００５】
さらに、このような変換器は、装置を使用している者からの介入を必要とせずに、バックモードからブーストモードに自動的に移行可能であることが望ましい。調整済みの供給を受ける電子部品は敏感であるため、許容可能なリップルまたはスパイクなどの供給における障害のレベルには、厳しい制約が課される。
【０００６】
ＤＣ−ＤＣ変換器の実施は、ＤＣ−ＤＣ変換器の出力での電圧の測定を用いて、比較器において誤差電圧を設定する。この誤差信号は、パルス幅変調（ＰＷＭ）ストリームを生成するために、電圧ランプと比較される。次いで、ＰＷＭストリームを用いて、インダクタを含む整流器に接続された切り替えシステムが制御される。ＤＣ−ＤＣ変換器は、出力電圧に基づく単一の制御ループを有する。
【０００７】
特定の負荷条件下での、ＤＣ−ＤＣ変換器のこのような実施において生じ得る不安定性を避けるために、帯域幅、最大負荷、効率性および過渡現象に対する反応性の間で、トレードオフを行わなければならない。不安定性を避ける一方で、過渡現象に対する可能な最良の最大負荷および反応性を得ることが望ましい。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上述の理由から、不安定性の問題がなく、チップ領域または電力消費の著しい増加もなしに、バックモードとブーストモードの間でスムーズに移行可能なＤＣ−ＤＣ変換器を作ることが望ましい。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
より一般的には、ブースト変換器の安定性を改善することが望ましい。一態様によると、未調整の入力電源の下および上のレベルの両方の調整済みの出力電源を供給可能な、スイッチモード電圧調整器が提供され、このスイッチモード電圧調整器は、
インダクタと、
電圧ランプを生成するための生成器と、
前記電圧ランプから、少なくとも２つのパルスストリームを生成するための回路と、
前記パルスストリームに従って、インダクタの電流のスイッチングを制御するためのスイッチ制御回路と、を備え、
インダクタを流れる電流に従って、電圧ランプの形状を変調するように構成されている、第１の制御ループをさらに備える。
【００１０】
一実施形態によると、スイッチモード電圧調整器は、前記インダクタと、前記電圧ランプ生成器とに結合された電流−電圧変調器をさらに備える。
【００１１】
一実施形態によると、前記スイッチ制御回路は、調整器の出力に存在する電圧に従い、第２の制御ループによってさらに制御されている。
【００１２】
一実施形態によると、前記第２の制御ループは、
基準電圧源と、
前記基準電圧源に結合された第１の入力と、前記出力に結合された第２の入力と、を有する増幅器と、
閾値生成器と、
比較器と、を備える。
【００１３】
一実施形態によると、前記比較器は、前記閾値生成器に結合された第１の入力と、前記電流−電圧変調器に結合された第２の入力と、を有する。
【００１４】
一実施形態によると、スイッチモード電圧調整器は、未調整の供給端子と、インダクタの第１の端子との間に結合された、第１のスイッチと、
インダクタの第１の端子と、負の供給との間に結合された、第２のスイッチと、
インダクタの第２の端子と、調整済みの供給出力との間に結合された、第３のスイッチと、
インダクタの第２の端子と、負の供給との間に結合された、第４のスイッチと、
調整済みの供給出力と、負の供給との間に結合されたキャパシタと、をさらに備える、出力ステージを有する。
【００１５】
一実施形態によると、第１および第３のスイッチは、ＰＭＯＳトランジスタであり、第２および第４のスイッチは、ＮＭＯＳトランジスタである。
【００１６】
一実施形態によると、スイッチモード電圧調整器を備えるバッテリ駆動の携帯型装置が提供される。
【００１７】
また、インダクタを有するスイッチモード電圧調整器の出力電圧を制御する方法であって、
電圧ランプから少なくとも１つのパルス変調信号を生成し、インダクタの電流を切り替えるステップと、
インダクタを流れる電流に従って、前記電圧ランプを変調するステップと、を備える方法が提供される。
【００１８】
一実施形態によると、変調後の前記電圧ランプの、前記出力電圧の測定から導出された少なくとも１つの閾値との比較が行われる。
【００１９】
一実施形態によると、前記比較を用いて、少なくとも１つのパルスストリームのパルスの幅を変調する。
【００２０】
一実施形態によると、前記パルスストリームを用いて、インダクタに流れる電流の切り替えを制御する。
【００２１】
一実施形態によると、２つのパルスストリームを用いて、インダクタに流れる電流の切り替えを制御する。
【００２２】
一実施形態によると、電荷蓄積器を用いて、インダクタを流れる電流からＤＣ電圧を導出する。
【００２３】
一実施形態によると、前記電圧ランプは、一定の期間を有する。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】図１は、バック−ブースト変換器の実施形態を表している。
【図２】図２は、図１のバック−ブースト変換器の出力ステージをより詳細に表している。
【図３Ａ】図３Ａ、図３Ｂおよび図３Ｃは、図１および図２のバック−ブースト変換器の出力ステージの動作の３つのフェーズを表している。
【図３Ｂ】図３Ａ、図３Ｂおよび図３Ｃは、図１および図２のバック−ブースト変換器の出力ステージの動作の３つのフェーズを表している。
【図３Ｃ】図３Ａ、図３Ｂおよび図３Ｃは、図１および図２のバック−ブースト変換器の出力ステージの動作の３つのフェーズを表している。
【図４】図４は、通常のＤＣ−ＤＣ変換器の動作を示すタイミング図である。
【図５】図５は、図１の変換器の動作を示すタイミング図である。
【図６】図６は、ブーストモードにある図１のＤＣ−ＤＣの動作を示すタイミング図である。
【図７】図７は、本発明の実施形態に係るバック−ブースト変換器を含む携帯型のバッテリ駆動装置のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
異なる図面における同一の参照符号は、同一の要素を示す。さらに、理解に有用な要素のみが、表され開示される。特に、ＤＣ−ＤＣ変換器の下流側にある回路は、詳細には示さず、これらの回路は、調整済み電圧のどのような通常の使用にも適合するものである。
【００２６】
図１は、調整済みの供給の遮断なしに、バックモードとブーストモードの間で移行が可能な、バック−ブースト変換器の実施形態を表している。
【００２７】
誤差増幅器１０（Ａｍｐ）は、その非反転入力において、基準電圧源９（ＲｅｆＶ）から基準電圧を受信する。誤差増幅器１０は、バック−ブースト変換器の出力ＯＰに結合された反転入力を有する。誤差増幅器１０により出力された誤差信号Ｖｅｒｒが、閾値生成器１１（Ｔｈｒｅｓｈ）に供給され、この閾値生成器は、第１の比較器１２（Ｃｏｍｐ）に対し、第１の導出された誤差信号Ｖｅｒｒ１を供給し、第２の比較器１３に対し、導出された誤差信号Ｖｅｒｒ１からオフセットした、第２の導出された誤差信号Ｖｅｒｒ２を供給する。導出された誤差信号Ｖｅｒｒ１は、誤差信号Ｖｅｒｒと同一であっても、異なってもよい。
【００２８】
比較器１２および１３は、スイッチ制御ロジック１４（Ｓｗｉｔｃｈ  ＣＴＲＬ）に対し、それぞれパルスストリームＰＷＭ１およびＰＷＭ２を供給する。スイッチ制御ロジック１４は、出力ステージ１５（ＯＰ  Ｓｔａｇｅ）に対し、４つの信号を供給する。パルスストリームＰＷＭ１およびＰＷＭ２は、この例ではパルス幅変調されている。
【００２９】
図２は、出力ステージ１５をより詳細に表している。第１のＰＭＯＳトランジスタＴ１が、バッテリ（図示せず）から来る供給Ｖｂａｔを受ける供給端子Ｂａｔと、インダクタＬの第１の端子との間に結合されている。インダクタＬの第１の端子と、グランドＧＮＤとの間に、第１のＮＭＯＳトランジスタＴ２が結合されている。調整済み電圧を供給する出力ＯＰと、インダクタＬの第２の端子との間に、第２のＰＭＯＳトランジスタＴ３が結合されている。第２のＮＭＯＳトランジスタＴ４が、インダクタＬの第２の端子と、グランドＧＮＤとの間に結合されている。キャパシタＣが、出力ＯＰとグランドＧＮＤとの間に結合されている。
【００３０】
より概略的に、トランジスタＴ１〜４は、任意の種類のスイッチとすることができる。スイッチＴ１〜４は、スイッチ制御ロジック１４によって供給される、２つのＰＷＭストリーム、ＰＷＭａ、ＰＷＭｂによって開閉される。パルスストリームＰＷＭａ１およびＰＷＭａ２は、ＰＷＭストリームＰＷＭａから導出された２つのＰＷＭ信号であり、それぞれ、スイッチＴ１およびＴ２を制御するために用いられる。パルスストリームＰＷＭｂ１およびＰＷＭｂ２は、ＰＷＭストリームＰＷＭｂから導出された２つのＰＷＭ信号であり、それぞれ、トランジスタＴ３およびＴ４を制御するために用いられる。４つのＰＷＭストリームは、同じ一定の期間を共有し、スイッチ制御ロジック１４によって行われるＰＷＭストリームＰＷＭａおよびＰＷＭｂの合成から導出される。
【００３１】
図３Ａ、図３Ｂおよび図３Ｃは、出力ステージ１５の３つの動作構成を表している。明瞭さのために、スイッチＴ１〜Ｔ４およびインダクタＬに焦点を当てており、他の要素は図示されない。
【００３２】
図３Ａは、第１の構成（フェーズ１）を示しており、この構成では、スイッチＴ１およびＴ４が閉じており、一方でスイッチＴ２およびＴ３が開いている。電流ＩＬが、図示されるように、インダクタＬを通って、供給ＶｂａｔからグランドＧＮＤへと流れる。この構成が維持される間、電流ＩＬは、一定のレートで大きさが大きくなる。
【００３３】
図３Ｂは、第２の構成（フェーズ２）を示しており、この構成では、スイッチＴ１およびＴ３が閉じており、スイッチＴ２およびＴ４が開いている。電流ＩＬは、インダクタＬを通って、供給Ｖｂａｔから出力ＯＰへと流れる。
【００３４】
図３Ｃは、第３の構成（フェーズ３）を示しており、この構成では、スイッチＴ１およびＴ４が開いており、スイッチＴ２およびＴ３が閉じている。電流ＩＬは、グランドＧＮＤから出力ＯＰへと流れ、一定のレートで大きさが小さくなる。
【００３５】
フェーズ２および３が交互に変更されると、ＤＣ−ＤＣ変換器は、純粋にバックモードで動作する。このモードでは、両方のフェーズで、エネルギーがインダクタＬからキャパシタＣへと伝達されることに留意すると、好都合である。
【００３６】
フェーズ１および２が交互に変更されると、ＤＣ−ＤＣ変換器は、純粋にブーストモードで動作する。このモードでは、フェーズ１の間、エネルギーはインダクタＬに蓄積され、次いでフェーズ２の間、このエネルギーがキャパシタＣへと供給されると考えると、好都合である。フェーズ３の間、キャパシタＣは電荷を受け取り、一方でフェーズ１の間は、受け取らないことが分かる。
【００３７】
フェーズ１および３が交互に変更されると、ＤＣ−ＤＣ変換器は、純粋に２フェーズバック−ブーストモードで動作する。このモードでは、フェーズ１の間、エネルギーはインダクタＬに蓄積され、フェーズ３の間、このエネルギーがキャパシタＣへと供給されると考えると、好都合である。
【００３８】
パルスストリームＰＷＭ１およびＰＷＭ２のパルスの幅は、ＶｏｕｔがＶｒｅｆに等しく設定されるよう、ＶｏｕｔとＶｒｅｆの差に比例して変調される。
【００３９】
容易に理解されるように、ＤＣ−ＤＣ変換器を、純粋にバックモードまたは純粋にブーストモードのどちらかで動作するには、１つのみのＰＷＭストリームが必要とされる。ＰＷＭストリームの変調および切り替えの制御は、使用されているモード、バックまたはブーストに、簡単に適合することができる。しかし、このようなＤＣ−ＤＣ変換器では、バックモードおよびブーストモード間の遷移の間、調整済みの供給に、許容できないレベルのスパイクまたはリップルなどの障害が生じる。
【００４０】
この問題の解決策は、一度に３つ全てのフェーズで機能することができ、１対の構成の使用から他の対の構成の使用へと徐々に遷移する、ＤＣ−ＤＣ変換器である。このために、２つのＰＷＭストリームが同時に必要とされる。
【００４１】
２つのＰＷＭストリームを制御するための１つの解決策において、単一のランプ信号が用いられる。電圧Ｖｅｒｒから、異なるレベルの２つの誤差信号が導出される。単一のランプ信号は、これら２つの誤差信号と比較される。
【００４２】
図４は、通常動作パラメータを超える電流についての負荷からの要求に、突然の大きな増加が生じた場合の、ブーストモードにある通常のＤＣ−ＤＣ変換器における電圧および電流の経時変化を表している。時刻ｔ０において、サイクルがフェーズ１で始まり、電圧ランプＶｒａｍｐが開始する。
【００４３】
インダクタＬの電流ＩＬは、ＩＬのグラフで示されるように、一定のレートで増加する。
【００４４】
このフェーズの間、バッテリは出力に接続されないので、負荷によって要求された全ての電流は、キャパシタＣによって供給され、その結果、キャパシタＣは放電される。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは、その初期値Ｖｏｕｔ＿ｉｎｉｔから降下する。Ｖｏｕｔを測定する単一の制御ループが、Ｖｒａｍｐのグラフに重ねられた点線Ｖｅｒｒで示されるように、誤差信号電圧を増加させる。この図では、出力電圧Ｖｏｕｔの変化と、Ｖｅｒｒへの調整との間の伝播遅延は、いずれも考慮されない。
【００４５】
時刻ｔ１において、電圧Ｖｒａｍｐは、閾値電圧Ｖｔｈと交差し、パルスストリームＰＷＭのパルスが終了する。ＤＣ−ＤＣ変換器は、フェーズ３に移行し、電流ＩＬは、ＩＬのグラフで示されるように減少する。キャパシタＣの充電が開始され、これに応じて、電圧Ｖｏｕｔが上昇する。時刻ｔ２において、サイクルが終了し、別のサイクルが開始される。
【００４６】
しかし、フェーズ３の間、電圧Ｖｏｕｔは、その初期レベルＶｏｕｔ＿ｉｎｉｔまで戻っておらず、よって誤差信号Ｖｅｒｒが、前のサイクルで開始した際よりも高いレベルで開始し、これまでよりも高いレベルに上昇する。その結果、このサイクルにおけるフェーズ１の期間は、前のサイクルのフェーズ１よりも長くなり、フェーズ３の期間は短くなる。よって、このサイクルが開始した時よりも、キャパシタＣはさらに大きく放電され、このサイクルの終了時の電圧Ｖｏｕｔはさらに低くなる。電流の要求に変化がない場合、続くサイクルにおいて、イベントが同様に繰り返され、電圧Ｖｏｕｔの平均の下向きの傾向が継続する。この傾向は、状況が変わって、コイルに蓄積されたエネルギーが、コイルが出力に接続される時間の間に出力電圧を増加させるのに十分に高くなると止まる。
【００４７】
この状況は、最大の許容可能なデューティサイクルを制限し、これによって、最大許容可能電流に関するＤＣ−ＤＣ変換器の性能を制限し、帯域幅を減少させることによって、避けることが可能である。より一般的に起こることは、電流の要求の増加が過渡的なことである。この場合、電圧Ｖｏｕｔは、これまでのように降下し、次いで、再び上昇する際にオーバーシュートし、調整済みの出力に許容できないレベルのリップルを生じさせる。ＤＣ−ＤＣ変換器の帯域幅を制限することは、その過渡的な要求に対処する能力を劣化させる影響を持つ。
【００４８】
制御ループは、実際に十分に速くインダクタＬに蓄積されたエネルギーを考慮に入れることができない。
【００４９】
しかし、負荷変動に応じて生成されるスパイクおよびリップルのレベルの制御が最良に可能なシステムを得るために、ループ帯域幅の減少を伴わない解決策を見出すことが好ましい。
【００５０】
ブースト変換器における不安定状態についての別の解決策は、異なる電圧Ｖｅｒｒを使用して、一定の期間の減少する（negative going）電圧ランプの傾斜を定義する、ブースト変換器である。パルスストリームのパルスの幅を設定するために、この電圧ランプが、インダクタを流れる電流ＩＬに比例する電圧の信号と連続して比較される。３つのフェーズを有するバック−ブースト変換器によるこの解決策を用いるには、ランプ生成回路を重複させることが必要となり、これは、チップ領域と電力消費の増加を伴う。
【００５１】
図１の実施形態によると、電圧ランプ生成器１６（Ｒａｍｐ  Ｇｅｎ）は、変調回路１７の第１の入力に対して、電圧ランプを供給する。スイッチＴ１，Ｔ２およびインダクタＬの共通点が、変調器１７の第２の入力に結合される。変調器１７は、インダクタＬに存在する電流を表す信号を、電圧ランプ生成器１６から来る信号に変調することが可能である。変調器１７は、変調されたランプ信号を、比較器１２および１３の反転入力に供給する。
【００５２】
図５は、図２で述べたようなバック−ブースト変換器の動作を示す、タイミング図である。
【００５３】
一定期間ｔの電圧ランプＶｒａｍｐは、ランプ生成器１６によって生成される。信号ＩＬは、インダクタＬを流れる電流ＩＬを表す。電圧ランプＶｒａｍｐは、変調器１７によって、電流ＩＬに比例して変調され、信号Ｖｒｍが生成される。
【００５４】
出力電圧Ｖｏｕｔを測定する制御ループは、誤差信号Ｖｅｒｒ１およびＶｅｒｒ２を、図示されたレベルに設定する。
【００５５】
時刻ｔ０において、期間がフェーズ１（図３Ａのような）で開始され、パルスが、パルスストリームＰＷＭ１およびＰＷＭ２の両方で開始される。
【００５６】
ｔ０とｔ１’の間で、Ｖｒｍの傾斜が、増加する電流ＩＬの値を反映するＶｒａｍｐに関連して増加する。時刻ｔ１’において、Ｖｒｍは、誤差信号Ｖｅｒｒ２と交差し、パルスストリームＰＷＭ２のパルスは終了する。この時点で、バック−ブースト変換器は、フェーズ２に移行する。このフェーズの間、流れている電流ＩＬは、まだ増加しているが、フェーズ１よりも緩やかであり、これは、電圧ランプＶｒｍの減少した傾斜に反映される。
【００５７】
時刻ｔ３において、電圧ランプＶｒｍは、誤差信号Ｖｅｒｒ１と交差し、パルスストリーム１のパルスは終了する。この時点で、バック−ブースト変換器は、フェーズ３に移行する。このフェーズの間、電流ＩＬは減少し、その結果、Ｖｒｍの傾斜は負となる。
【００５８】
サイクル内で生じる、誤差信号Ｖｅｒｒ１，Ｖｅｒｒ２のどの変動も、この時点では簡潔さのために図示されない。
【００５９】
最終的に、ｔ２において、サイクルが終了し、新たなサイクルが始まる。
【００６０】
図６は、負荷からの電流の要求の大きな増加を経た、ブーストモードでの図１のＤＣ−ＤＣ変換器の動作を、より詳細に表している。
【００６１】
Ｖｒｍのグラフは、図５でのように、変調された電圧ランプの電圧を表している。図４でのように、サイクルが、時刻ｔ０においてフェーズ１で開始する。図４でのように、インダクタＬの電流ＩＬは、図示されるように一定のレートで増加する。キャパシタＣは、負荷によって要求される電流を、単独で供給しなければならないため、放電されて、電圧Ｖｏｕｔが、図示されるように降下する。図４でのように、誤差信号Ｖｅｒｒは増加する。簡潔さのために、１つのみの誤差信号Ｖｅｒｒが示されている。
【００６２】
時刻ｔ１’において、電圧ランプＶｒｍは、誤差信号Ｖｅｒｒと交差し、フェーズ３が開始する。図５のフェーズ２は、表されていない。フェーズ３において、電流ＩＬは、これまでのように減少するが、キャパシタＣが再び充電され、電圧Ｖｏｕｔが上昇する。
【００６３】
時刻ｔ１’は、時刻ｔ１よりも早い。これは、フェーズ１の間のＶｒｍの傾斜が、電流ＩＬのレベルに関連して増加してきており、電圧ランプＶｒｍが、図４の非変調電圧ランプＶｒａｍｐよりも早く、誤差信号Ｖｅｒｒと交差するからである。
【００６４】
従って、電圧ランプを変調する制御ループがない場合よりも、フェーズ１が短く維持され、フェーズ３が長く維持される。
【００６５】
この結果、フェーズ１の間のキャパシタＣの放電が少なくなり、フェーズ３は、このキャパシタが充電されて、サイクルの開始時のレベルまで戻されるのに、十分に長くなる。よって、Ｖｏｕｔは、上昇してその初期状態に戻り、誤差信号Ｖｅｒｒは、前のサイクルで開始したレベルで開始する。
【００６６】
その後のサイクルは、同様に発生し、電圧Ｖｏｕｔは、１サイクルよりも長い下向きの傾向を示さない。
【００６７】
制御ループ帯域幅を減少させる必要がなかったため、ＤＣ−ＤＣ変換器は、要求における過渡的な変化に対して、より良好に反応することが可能である。さらに、このことは、チップ面積および電力消費の小さな増加のみで達成されている。
【００６８】
変調器および第２の誤差信号Ｖｅｒｒ２の設定を含む、第２の制御ループの変換利得は、当該のＤＣ−ＤＣ変換器のパラメータに従い調整しなければならない。このようなパラメータは、バッテリおよび調整済み出力の電圧、出力電流、インダクタおよびキャパシタ値、ならびに出力電圧制御ループに望まれる帯域幅を含む。
【００６９】
図７は、携帯型のバッテリ駆動システムを表しており、このシステムでは、再充電可能であるかどうかにかかわらず、バッテリ５０が、グランドＧＮＤと、ＤＣ−ＤＣ変換器５１の正の入力Ｂａｔとの間に結合されている。出力ＯＰは、調整済みの供給Ｖｏｕｔを利用可能にし、複数の回路５２（ＣＣＴ１，ＣＣＴ２．．．ＣＣＴｎ）の正の供給に結合されている。複数の回路５２は、それぞれの負の供給がグランドＧＮＤに結合されている。
【００７０】
スイッチ制御ロジック１４は、詳細には述べられておらず、当業者は、そのような回路を実施することが可能であろう。
【００７１】
当業者は、基準電圧Ｖｒｅｆを生成するための回路を、実施することが可能であろう。
【００７２】
以上の説明は、その特徴、態様および目的と共に、限定ではなく例示として示されている。上述の実施形態が、本発明に係る唯一のものとみなされることは、まったく意図しておらず、また、上述のような出力ステージを有するＤＣ−ＤＣ変換器に限定されるものとみなされるべきでない。
【００７３】
実際に、サイクルの一部が、バッテリに接続されてないキャパシタを見るブーストモードを有するスイッチモードＤＣ−ＤＣ変換器はどれも、不安定性のリスクがある。
【００７４】
よって、インダクタの電流に合わせて電圧ランプを変調するフィードバックループを、異なる出力ステージの構成、例えば、スイッチのうちのいくつかの代わりにダイオードを用いたもの、を有する他の変換器の種類として、用いることができる。
【００７５】
上述の例は、パルス幅変調に関して説明した。しかし、パルススキッピングを用いるものなどの、より複雑な変調を、用いることもできる。
【００７６】
さらに、２つのパルスストリームを有するＤＣ−ＤＣ変換器を述べたが、２つよりも多くのパルスストリームを有し、インダクタの電流に従って電圧ランプを変調する制御ループを有するＤＣ−ＤＣ変換器も、可能である。このような変換器の例として、中央制御およびパルスストリーム生成器を用いて、複数の出力ステージを制御するものが挙げられる。この場合、インダクタの電流の測定を多重化するための回路が必要である。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図４．６】
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【図５】
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【図７】
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【国際調査報告】
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