(57)【要約】【課題】従来では、逆起電力吸収のため、過多な電流に耐えられる大きな回生負荷抵抗及びＭＯＳ  ＦＥＴが必要となり回路規模の増大を招くという問題が生じる。【解決手段】本発明は、第１の電源端子及び第２の電源端子と、モータ巻線に接続される駆動部と、前記駆動部を制御する制御部と、前記駆動部と、少なくとも前記第１の電源端子もしくは前記第２の電源端子のどちらか一方の間に接続される抵抗素子とを備え、前記制御部は、前記第１の電源端子の電圧が所定の値を超えたら、前記モータ巻線と前記抵抗素子とでループ回路を構成させるモータ駆動装置である。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電源端子及び第２の電源端子と、モータ巻線に接続される駆動部と、
前記駆動部を制御する制御部と、
前記駆動部と、少なくとも前記第１の電源端子もしくは前記第２の電源端子のどちらか一方の間に接続される抵抗素子とを備え、
前記制御部は、前記第１の電源端子の電圧が所定の値を超えたら、
前記モータ巻線と前記抵抗素子とでループ回路を構成させる
モータ駆動装置。
【請求項２】
前記駆動部は、少なくとも第１と第２のインバータを有し、
前記第１と第２のインバータの出力は前記モータ巻線に接続され、
前記第１の電源端子の電圧が所定の値を超えたら、
前記第１と第２のインバータの出力と前記モータ巻線と前記抵抗素子とで
ループ回路を構成する、請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記第１のインバータは第１と第２のトランジスタを有し、
前記第２のインバータは第３と第４のトランジスタを有し、
前記抵抗素子は、第２と第４のトランジスタと前記第２の電源端子間に接続され、
前記第１の電源端子の電圧が所定の値を超えたら、
前記第２と第４のトランジスタがオン、前記第１と第３のトランジスタがオフになることで、前記モータ巻線と
前記第２と第４のトランジスタと前記抵抗素子とでループ回路を構成する請求項２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記抵抗素子は、少なくとも第１の抵抗素子と第２の抵抗素子を有し、
前記第１の抵抗素子は、前記第２のトランジスタと前記第２の電源端子間に接続され、
前記第２の抵抗素子は、前記第４のトランジスタと前記第２の電源端子間に接続される請求項３に記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
前記第１の抵抗素子及び第２の抵抗素子は、シャント抵抗からなる請求項４に記載のモータ駆動装置。
【請求項６】
第１の電源端子及び第２の電源端子と、モータ巻線に接続される駆動部と、
前記駆動部と、少なくとも前記第１の電源端子もしくは前記第２の電源端子のどちらか一方の間に接続される抵抗素子とを備えるモータ駆動装置の制御方法であって、
前記第１の電源端子の電圧が所定の値を超えたら、前記モータ巻線と前記抵抗素子とでループ回路を構成させる
モータ駆動装置の制御方法。
【請求項７】
前記駆動部は、少なくとも第１と第２のインバータを有し、
前記第１と第２のインバータの出力は前記モータ巻線に接続され、
前記第１の電源端子の電圧が所定の値を超えたら、
前記第１と第２のインバータの出力と前記モータ巻線と前記抵抗素子とで
ループ回路を構成する、請求項６に記載のモータ駆動装置の制御方法。
【請求項８】
前記第1のインバータは第１と第２のトランジスタを有し、
前記第２のインバータは第３と第４のトランジスタを有し、
前記抵抗素子は、第２と第４のトランジスタと前記第２の電源端子間に接続され、
前記第１の電源端子の電圧が所定の値を超えたら、
前記第２と第４のトランジスタがオン、前記第１と第３のトランジスタがオフになることで、前記モータ巻線と
前記第２と第４のトランジスタと前記抵抗素子とでループ回路を構成する請求項７に記載のモータ駆動装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動装置とその制御方法関するものであり、特に、ブラシレスＤＣモータに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、機器の小型化が求められる洗濯機、冷蔵庫、エアコン等の民生品分野では、小型高出力の永久磁石同期モータが広く採用されている。
【０００３】
また、近年、ＭＯＳ  ＦＥＴ等のパワーデバイスの技術革新が進んでいる。このため、商用ＡＣ電源を一端整流してＤＣに変換し、再度パワーデバイスのスイッチングにより任意の駆動波形に生成しなおしたインバータ制御が可能となった。このインバータ制御は、省電力化や制御が容易である。そして、上記のような永久磁石同期モータをインバータ制御により駆動する、ブラシレスＤＣモータが現在広く利用されている。
【０００４】
図４に、一般的なブラシレスＤＣモータのインバータ回路１を示す。図４に示すようにインバータ回路１は、トランジスタＱ１〜Ｑ６を有している。トランジスタＱ１とＱ２、Ｑ３とＱ４、Ｑ５とＱ６がＤＣ電源電圧ＶＤＤと接地電圧ＧＮＤ間にそれぞれ直列に接続されている。トランジスタＱ１〜Ｑ６は、それぞれ制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−が入力される。
【０００５】
この制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−の電圧動作波形の一例を図５に示す。図５に示すようなパルス波形により、トランジスタＱ１〜Ｑ６は、オンまたはオフを繰り返すスイッチング動作を行う。例えば、時刻ｔ０〜ｔ２では、制御信号Ｕ＋及びＶ−が同時にハイレベルとなっているため、トランジスタＱ１及びＱ４が同時にオン状態となる。このため、ブラシレスＤＣモータ２のＵ相とＶ相のコイルに電流が流れる。同様に、時刻ｔ２〜ｔ４では、制御信号Ｖ＋及びＷ−が同時にハイレベルとなり、トランジスタＱ３及びＱ６が同時にオン状態となる。よって、ブラシレスＤＣモータ２のＶ相とＷ相のコイルに電流が流れる。以下、同様に制御信号に応じてトランジスタをスイッチングし、インバータ回路１はブラシレスＤＣモータ２の駆動電流を生成することができる。
【０００６】
本例では、ブラシレスＤＣモータ２は３相モータである。このため、ブラシレスＤＣモータ２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のコイルに流れる電流が１２０°位相がずれて流れるようトランジスタＱ１〜Ｑ６のオン、オフが調整される。なお、制御信号Ｕ＋、Ｗ＋、Ｖ＋に対して、それぞれ制御信号Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−は反転した信号となっている。
【０００７】
更に、上記のようなスイッチングによるモータの駆動制御にパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、以下、ＰＷＭと称す）制御が用いられる。このＰＷＭ制御はＤＣモータの制御方法として現在最も多く利用されている。図６(ａ）、（ｂ）を用いてＰＷＭ制御の簡単な説明を行う。なお、図６（ｂ）のグラフは、パルス幅変調された制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−の１相分、例えば制御信号Ｕ＋を示している。その他の制御信号も位相がずれるが同様の波形信号もしくはその反転信号となる。
【０００８】
本例のＰＷＭ制御では、図６（ａ）に示すように、キャリアとして三角波が利用される。また、モータの回転数等を所望の値に制御するため、図６（ａ）に示す指令電圧信号を用いる。この指令電圧信号と三角波を比較して、図６（ｂ）に示すような制御信号Ｕ＋のパルス幅が決定される。
【０００９】
図６（ｂ）に示すように、指令電圧信号の振幅電圧が高い場合、制御信号Ｕ＋のパルスの幅が大きくなり、振幅電圧が低い場合、制御信号Ｕ＋のパルス幅が小さくなる。パルス幅が大きい場合、トランジスタのオン状態の時間が長くなるため、モータのコイルに流れる電流が増加し、モータの回転数が高くなる。反対にパルス幅が小さい場合、トランジスタのオン状態の時間が短くなり、モータの回転数が低くなる。このようにＰＷＭ制御では、指令電圧信号をパルス幅変調し、そのパルス幅変調した制御信号Ｕ＋等によりモータの回転数を制御している。
【００１０】
ここで、このようなブラシレスＤＣモータのインバータ制御において、モータが急減速またはシステム不具合等によりモータ駆動制御ができなくなった場合、負荷側慣性によりモータが回生（発電）状態となり、大きな逆起電力が発生する。このような逆起電力により、モータやインバータ回路のトランジスタ等、もしくはインバータ回路に電源を供給するコンバータ回路の平滑コンデンサが破壊されるのを防止するため、逆起電力除去用の手段が必要となる。
【００１１】
特許文献１に、インバータ入力側の電圧がモータの逆起電力により異常上昇した場合、回生負荷抵抗に電流を流し、逆起電力の除去を行う逆起電力除去装置３が開示されている。図７に逆起電力除去装置３の構成を示す。図７に示すように、逆起電力除去装置３は、電源供給部４と、逆起電力検出部５と、ＭＯＳ  ＦＥＴベースドライバ６と、逆起電力除去部７と、第１表示部８と、第２表示部９とを有する。
【特許文献１】特開平６−３４３２９１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
特許文献１の逆起電力除去装置３では、電源入力端子ＤＣ＋及びＤＣ−間で逆起電力により上昇される異常電圧を検出すると、逆起電力除去部７のＭＯＳ  ＦＥＴ７１をオンまたはオフ制御する。このことにより、電源入力端子ＤＣ＋及びＤＣ−間に接続されている回生負荷抵抗Ｒ７２に電流Ｉ７３を流して熱エネルギーとして消費し、逆起電力の除去を行っている。しかし、この方法では、瞬間的に過多な電流Ｉ７３が回生負荷抵抗Ｒ７２に流れる。このため、逆起電力除去部７に過多な電流に耐えられる大きな回生負荷抵抗７２及びＭＯＳ  ＦＥＴ７１が必要となり回路規模の増大を招くという問題が生じる。また、ＭＯＳ  ＦＥＴ７１のオン、オフ制御専用の制御回路も必要となり、やはり回路規模が増大する。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の一態様は、第１の電源端子及び第２の電源端子と、モータ巻線に接続される駆動部と、前記駆動部を制御する制御部と、前記駆動部と、少なくとも前記第１の電源端子もしくは前記第２の電源端子のどちらか一方の間に接続される抵抗素子とを備え、前記制御部は、前記第１の電源端子の電圧が所定の値を超えたら、前記モータ巻線と前記抵抗素子とでループ回路を構成させるモータ駆動装置である。
【００１４】
本発明の他の態様は、第１の電源端子及び第２の電源端子と、モータ巻線に接続される駆動部と、前記駆動部と、少なくとも前記第１の電源端子もしくは前記第２の電源端子のどちらか一方の間に接続される抵抗素子とを備えるモータ駆動装置の制御方法であって、前記第１の電源端子の電圧が所定の値を超えたら、前記モータ巻線と前記抵抗素子とでループ回路を構成させるモータ駆動装置の制御方法である。
【００１５】
本発明によれば、モータが回生（発電）状態等になることで、逆起電力により第１の電源端子の電圧が所定の値に上昇した場合、モータ巻線と抵抗素子が閉ループ構成となる。このことにより、逆起電力を抵抗素子が熱エネルギーとして吸収することができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、回路規模の増大を招かずに逆起電力を吸収できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。この実施の形態は、本発明をモータ駆動装置に適用したものである。図１に本実施の形態にかかるモータ駆動装置１００の構成の一例を示す。図１に示すように、モータ駆動装置１００は、コンバータ部１０と、インバータ部２０と、ブラシレスＤＣモータ３０と、制御部４０とを有する。
【００１８】
コンバータ部１０は、一般商用ＡＣ電源１１からの電圧を整流してＤＣ電圧に変換する。コンバータ部１０は、入力端子Ｔ１１、Ｔ１２と、出力端子Ｔ１３、Ｔ１４と、整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１４と、平滑コンデンサＣ１１とを有する。また、入力端子Ｔ１１、Ｔ１２と、出力端子Ｔ１３、Ｔ１４とを有する。整流ダイオードＤ１１は、アノードを入力端子Ｔ１１、カソードを出力端子Ｔ１３に接続される。整流ダイオードＤ１２は、アノードを入力端子Ｔ１２、カソードを出力端子Ｔ１３に接続される。整流ダイオードＤ１３は、アノードを出力端子Ｔ１４、カソードを入力端子Ｔ１１に接続される。整流ダイオードＤ１４は、アノードを出力端子Ｔ１４、カソードを入力端子Ｔ１２に接続される。平滑コンデンサＣ１１は、一方の端子を出力端子Ｔ１３、他方の端子を出力端子Ｔ１４に接続される。出力端子Ｔ１４は、接地電圧端子ＧＮＤが接続される。
【００１９】
インバータ部２０は、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６と、クランプダイオードＤ２１〜Ｄ２６と、抵抗素子Ｒ２１〜Ｒ２３とを有する。また、電源入力端子Ｔ２１、Ｔ２２と、出力端子Ｔ２３〜Ｔ２５とを有する。
【００２０】
ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６は、後述するブラシレスＤＣモータ３０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流れるモータ駆動電流を制御するためのスイッチング素子である。ＮＰＮトランジスタＱ１は、コレクタが入力端子Ｔ２１、エミッタがノードＡ１に接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ２は、コレクタがノードＡ１、エミッタがノードＡ２に接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ３は、コレクタが入力端子Ｔ２１、エミッタがノードＢ１に接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ４は、コレクタがノードＢ１、エミッタがノードＢ２に接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ５は、コレクタが入力端子Ｔ２１、エミッタがノードＣ１に接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ６は、コレクタがノードＣ１、エミッタがノードＣ２に接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６のベースは、それぞれ制御部４０からの制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−が入力される。ノードＡ１〜Ｃ１は、それぞれ出力端子Ｔ２３〜Ｔ２５に接続される。
【００２１】
クランプダイオードＤ２１〜Ｄ２６は、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６のそれぞれコレクタ・エミッタ間に逆並列接続されている。
【００２２】
抵抗素子Ｒ２１〜Ｒ２３は、ブラシレスＤＣモータ３０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流れるモータ駆動電流を検出するための抵抗である。この抵抗素子Ｒ２１〜Ｒ２３に流れる電流の電流量や位相を測定することで、ブラシレスＤＣモータ３０のどの相に電流が流れているかが検出できる。また、この電流の位相を測定することで、ブラシレスＤＣモータ３０のローターの回転位置等の情報の収得が可能となる。これら抵抗素子Ｒ２１〜Ｒ２３は、電流測定に用いられるためシャント抵抗で構成されることが望ましい。但し、抵抗の種類としてシャント抵抗だけに限定されない。
【００２３】
ブラシレスＤＣモータ３０は、永久磁石同期モータ等で構成される。ブラシレスＤＣモータ３０は、ステーターとしてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のコイルを有している。この３相のコイルにインバータ部２０からの電流が流れることで、永久磁石で構成されるローターが回転する。ブラシレスＤＣモータ３０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のコイルは、それぞれインバータ部２０の出力端子Ｔ２３、Ｔ２４、Ｔ２５に接続される。
【００２４】
制御部４０は、制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−を生成し、インバータ部２０に出力する。また、インバータ部２０の入力端子Ｔ２１とＴ２２間の電圧Ｖｉｎを監視する。また、ノードＡ２、Ｂ２、Ｃ２の電圧を監視し、抵抗素子Ｒ２１〜Ｒ２３に流れる電流を計測する。これは、抵抗素子Ｒ２１〜Ｒ２３のいずれかに過電流が流れた場合、ブラシレスＤＣモータ３０の故障等が発生したことを察知することができる。また、抵抗素子Ｒ２１〜Ｒ２３に流れる電流の位相を測定することで、ブラシレスＤＣモータ３０のローターの位置検出等を行うことができる。
【００２５】
制御部４０は、三角波生成回路４１を有する。三角波生成回路４１は、ＰＷＭ制御用のキャリアとして三角波を生成する。なお、三角波生成回路４１は、制御部４０の外部に設けられ、生成した三角波を制御部４０に供給してもよい。
【００２６】
制御部４０は、通常動作状態では図６（ｂ）のタイミングチャートで説明したのと同様のパルス幅変調された制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−を出力する。インバータ部２０のＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６は、この制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−によりスイッチング制御される。このとき、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６に流れる電流がブラシレスＤＣモータ３０の駆動電流として、出力端子Ｔ２３〜Ｔ２５に出力される。なお、制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−は、三角波生成回路４１の生成する三角波と、指令電圧信号を用いて、パルス幅変調される。ここで、指令電圧信号は、ブラシレスＤＣモータ３０を所望の回転数に制御するための制御信号である。この三角波と指令電圧信号と生成される制御信号Ｕ＋等のパルス幅の関係は図６（ａ）、（ｂ）で説明したものと同様であるため、説明は省略する。
【００２７】
制御部４０は、インバータ部２０の入力端子Ｔ２１とＴ２２間の電圧Ｖｉｎが異常電圧検出電圧Ｖｅ以上の異常電圧となった場合、制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−により、強制的にＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑ５をオフ状態、ＮＰＮトランジスタＱ２、Ｑ４、Ｑ６をオン状態となるよう制御する。
【００２８】
次に、上述したモータ駆動装置１００の動作を図面を参照しながら詳細に説明する。図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）にモータ駆動装置１００の動作タイミングを示す。図２（ａ）は、インバータ部２０の入力端子Ｔ２１、Ｔ２２間の電圧である。図２（ｂ）は、制御信号Ｕ＋のパルス波形である。図２（ｃ）は、制御信号Ｕ−のパルス波形である。なお、本例では制御信号Ｕ＋、Ｕ−のみを記載する。
【００２９】
図２（ａ）に示すように、時刻ｔ０からｔ１では、制御部４０が検出するインバータ部２０の入力端子Ｔ２１とＴ２２間の電圧Ｖｉｎは、基準電圧Ｖｒｅｆで一定となっている。よって、制御部４０がインバータ部２０に出力する制御信号Ｕ＋、Ｕ−も通常動作状態のパルス波形となっている。
【００３０】
ここで、時刻ｔ１において、ブラシレスＤＣモータ３０が急減速、またはシステムの不具合などによりモータの駆動制御ができなくなった等の状態となる。この場合、負荷慣性などにより、モータが回生状態（発電状態）となる。モータの逆起電力により、インバータ部２０の入力側、つまり入力端子Ｔ２１とＴ２２間の電圧Ｖｉｎが上昇する。
【００３１】
時刻ｔ２において、制御部４０が検出するインバータ部２０の入力端子Ｔ２１とＴ２２間の電圧Ｖｉｎが、電圧異常検出電圧Ｖｅより大きくなる（以下、異常状態と称す）。このとき、制御部４０は、制御信号Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋をロウレベル、制御信号Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−をハイレベルに固定する。よって、ＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑ５が強制的にオフ状態、ＮＰＮトランジスタＱ２、Ｑ４、Ｑ６が強制的にオン状態となる。つまり、インバータ部２０ハイサイド側トランジスタが全て遮断され、ローサイド側トランジスタが全て導通状態となる。ローサイド側トランジスタが全て導通状態となると、ブラシレスＤＣモータ３０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ駆動線と、抵抗素子Ｒ２１〜Ｒ２３とが閉ループを構成する。このため、回生状態によりモータが生成している逆起電力は、抵抗素子Ｒ２１〜Ｒ２３で熱エネルギーとして吸収され、入力端子Ｔ２１とＴ２２間の電圧Ｖｉｎは徐々に低下する。
【００３２】
時刻ｔ３では、入力端子Ｔ２１とＴ２２間の電圧Ｖｉｎが、基準電圧Ｖｒｅｆまで低下し、異常状態が終了する。その後は、制御部４０が、再び通常動作状態の制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−をインバータ部２０に出力するようにしてもよい。また、制御部４０が、システムの不具合などによりモータの駆動制御が不可能であると判断する場合、引き続き制御信号Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋をロウレベル、制御信号Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−をハイレベルに固定してもよい。
【００３３】
また、制御部４０が異常状態を検出した時点で、コンバータ部１０のインバータ部２０への電力供給を遮断するようにしてもよい。この場合、図３に示すように時刻ｔ３で、電圧Ｖｉｎは接地電圧まで低下する。
【００３４】
以上のように、本実施の形態のモータ駆動装置１００では、モータが回生状態により生成している逆起電力を、元来モータの駆動制御に利用しているシャント抵抗等により熱エネルギーとして吸収する。このことにより、モータ駆動装置１００は、特別に逆起電力吸収用抵抗素子を新たに設ける必要がない。よって、特許文献１で必要としていた大型の回生抵抗や、制御用スイッチであるＭＯＳ  ＦＥＴを特に必要としない。このため、装置の回路規模の増大化を防ぎ、延いては装置の製造コスト等を削減することができる。
【００３５】
また、異常検出電圧Ｖｅのような所定の電圧を検出すると上述した動作を開始するため、必要以上の耐圧性能を有するトランジスタや平滑コンデンサを用いなくてすむ利点も有する。
【００３６】
また、抵抗素子Ｒ２１〜Ｒ２３としてシャント抵抗を用いる場合、以下の利点も有する。シャント抵抗は、通常電流測定に用いられるため低抵抗である。このため、モータの回生状態によって生成される逆起電力は、シャント抵抗により徐々に吸収される。これは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ駆動線をスイッチ等で直接短絡した発電ブレーキにより、モータを急停止させる場合に比べ、モータにかかる機械的な負荷が低くなる。よって、モータの破損が発生する可能性を減らすことができる。また、抵抗値が低いため抵抗素子の発熱の問題も小さい。
【００３７】
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものでなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、インバータ部２０を構成するＮＰＮトランジスタをＭＯＳ  ＦＥＴやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）としてもよい。また、ブラシレスＤＣモータ３０を３相モータではなく、２相や、更に多相のモータで構成してもよい。また、パルス幅変調のキャリアに三角波を用いているが、のこぎり波等を用いてもよい。
【００３８】
また、図１のような抵抗素子Ｒ２１〜Ｒ２３をインバータ部２０のローサイド側トランジスタ（Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６）と接地電圧（端子Ｔ２２）間に接続するのではなく、ハイサイド側トランジスタ（Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５）と端子２１間に接続するようにしてもよい。この場合、異常状態時にハイサイド側トランジスタがオン状態、ローサイド側トランジスタがオフ状態となるよう、制御部４０が制御する。このように、異常状態時にモータと抵抗素子Ｒ２１〜Ｒ２３とで閉ループを構成すればよいため、抵抗素子Ｒ２１〜Ｒ２３の接続場所は特に制限されない。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】実施の形態にかかるモータ駆動装置の構成の一例である。
【図２】実施の形態にかかるモータ駆動装置の動作タイミングチャート一例である。
【図３】実施の形態にかかるモータ駆動装置の動作タイミングチャート一例である。
【図４】従来のモータ駆動装置の構成の一例である。
【図５】従来のインバータ部の動作タイミングチャート一例である。
【図６】ＰＷＭ制御を説明するためのタイミングチャート一例である。
【図７】従来の逆起電力除去装置の構成である。
【符号の説明】
【００４０】
１００  モータ駆動装置
１０  コンバータ部
１１  商用ＡＣ電源
２０  インバータ部
３０  ＤＣモータ
４０  制御部
４１  三角波生成回路
Ｔ１１〜Ｔ２５  端子
Ｄ１３〜Ｄ１２  整流ダイオード
Ｄ２１〜Ｄ２６  クランプダイオード
Ｑ１〜Ｑ６  トランジスタ
Ｒ２１〜Ｒ２３  抵抗素子
Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−  制御信号
【図１】
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【図２】
2009303338.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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