(57)【要約】【課題】正電源電圧から安定した負電源電圧を得られる負電源電圧発生回路を提供する。【解決手段】負電源電圧発生回路は、発振器からの発振パルス信号を、エミッタフォロア回路とソースフォロア回路の何れかで構成したドライバの第１出力端子から、正電圧の発振パルス信号出力として出力する、発振出力回路と、正電圧の前記発振パルス信号出力を、前記発振パルス信号出力の振幅に基づいて負電圧に変換して、負電源としての負電圧出力として出力する負電圧変換出力回路と、前記負電圧出力に基づきフィードバック信号を出力するフィードバック回路と、前記ドライバに加えるべき前記発振パルス信号の振幅を、前記フィードバック信号に基づいて、前記フィードバック信号が予め決めた一定値となるように制御する、制御回路と、を備える。【選択図】図１
2009303449.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
正電源の印加によって動作する、負電源電圧発生回路であって、
発振器からの発振パルス信号を、エミッタフォロア回路とソースフォロア回路の何れかで構成したドライバの第１出力端子から、正電圧の発振パルス信号出力として出力する、発振出力回路と、
正電圧の前記発振パルス信号出力を、前記発振パルス信号出力の振幅に基づいて負電圧に変換して、負電源としての負電圧出力として出力する負電圧変換出力回路と、
前記負電圧出力に基づきフィードバック信号を出力するフィードバック回路と、
前記ドライバに加えるべき前記発振パルス信号の振幅を、前記フィードバック信号に基づいて、前記フィードバック信号が予め決めた一定値となるように制御する、制御回路と、
を備えることを特徴とする負電源電圧発生回路。
【請求項２】
前記負電圧変換出力回路は、
前記発振パルス信号出力が一端に入力される第１容量と、
前記第１容量の他端に一端が接続され、他端が接地される第１ダイオードと、
前記第１ダイオードの一端に一端が接続され、他端から前記負電圧出力を出力する第２ダイオードと、
前記第２ダイオードの他端に一端が接続され、他端が接地される第２容量と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の負電源電圧発生回路。
【請求項３】
前記ドライバは、第２出力端子から前記発振パルス信号出力の相補信号である反転発振パルス信号出力を出力し、
前記負電圧変換出力回路は、
前記発振パルス信号出力が一端に入力される第１容量と、
前記第１容量の他端に一端が接続され、他端が接地される第１ダイオードと、
前記第１ダイオードの一端に一端が接続される第２ダイオードと、
前記第２ダイオードの他端に一端が接続され、他端が接地される第２容量と、
前記反転発振パルス信号出力が一端に入力される第３容量と、
前記第３容量の他端に一端が接続され、他端が前記第２容量の一端に接続される第３ダイオードと、
前記第３ダイオードの一端に一端が接続され、他端から前記負電圧出力を出力する第４ダイオードと、
前記第４ダイオードの他端に一端が接続され、他端が前記第２容量の一端に接続される第４容量と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の負電源電圧発生回路。
【請求項４】
前記フィードバック回路は、前記正電源と前記負電源との間の電圧を分圧してフィードバック信号として出力する分圧回路として構成され、
前記制御回路は、前記フィードバック信号と、前記予め決めた一定値としての基準電圧の大きさを比較し、比較結果に基づいて前記制御を行うものとして構成されている、
ことを特徴とする請求項１から請求項３の何れかに記載の負電源電圧発生回路。
【請求項５】
前記分圧回路は、前記フィードバック信号が接地電圧以上となる様に構成され、
前記基準電圧は、接地電圧以上である、
ことを特徴とする請求項４に記載の負電源電圧発生回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負電源電圧発生回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の家電製品等の電気回路に使用されるデバイスは正電源のみを使用するものが多く、電源回路も正電源専用として構成される場合が多い。正電源のみを有する電気回路に正電源と負電源とを必要とするデバイスを新たに使用する場合、電源回路を正負電源用に変更する必要がある。しかし、正電源専用の電源回路を変更せずに負電源を得れば、正電源用トランスを正負電源用トランスに変更することによる設計の手間、インダクタの増加、コストの増大、及び電力損失の増大などが避けられる。
【０００３】
正電源から負電源を得ることができる回路として、正電圧方向のパルス信号を入力して直流の負電源電圧に変換する回路が知られている（特許文献１参照）。しかしながら、この回路は負荷の変動等によって負電源電圧が変動するという問題を有している。
【特許文献１】特開平１１−１８４１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の目的は、正電源電圧から安定した負電源電圧を得られる負電源電圧発生回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本願発明の一態様によれば、正電源の印加によって動作する、負電源電圧発生回路であって、発振器からの発振パルス信号を、エミッタフォロア回路とソースフォロア回路の何れかで構成したドライバの第１出力端子から、正電圧の発振パルス信号出力として出力する、発振出力回路と、正電圧の前記発振パルス信号出力を、前記発振パルス信号出力の振幅に基づいて負電圧に変換して、負電源としての負電圧出力として出力する負電圧変換出力回路と、前記負電圧出力に基づきフィードバック信号を出力するフィードバック回路と、前記ドライバに加えるべき前記発振パルス信号の振幅を、前記フィードバック信号に基づいて、前記フィードバック信号が予め決めた一定値となるように制御する、制御回路と、を備えることを特徴とする負電源電圧発生回路が提供される。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、正電源電圧から安定した負電源電圧を得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下に、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。これらの実施形態は、本発明を限定するものではない。
【０００８】
（第１の実施形態）
まず、図１，２を参照して本発明の第１の実施形態について説明する。
図１は、本実施形態に係る負電源電圧発生回路の回路図である。図１（ａ）に示すように、負電源電圧発生回路は、デバイス１０の内部の負電圧制御回路１１と、デバイス１０の外部の負電圧変換出力回路２０とフィードバック抵抗３０，３１と、から構成されている。
【０００９】
デバイス１０は、正電源のみで動作する負電圧制御回路１１と、正電源と負電源とを動作に必要とする処理回路１２とを備えている。処理回路１２はデバイス１０の本来の機能を有し、負電源電圧発生回路の負荷となる。また、デバイス１０は、正電源入力端子４１と負電源入力端子４２と接地端子４３とを備えている。正電源入力端子４１は外部電源回路（図示せず）に接続され、正電源電圧ＶＣＣが供給される。負電源入力端子４２は負電圧出力端子４０に接続され、負電源電圧ＶＯが供給される。接地端子４３は接地される。なお、本実施形態では、例えばデバイス１０は半導体集積回路として構成されているものとする。
【００１０】
負電圧制御回路１１では、発振器１３の出力端子が振幅制御回路１４の入力端子に接続されている。振幅制御回路１４の出力端子はドライバ１５の入力端子に接続され、ドライバ１５の出力端子（第１出力端子）はパルス出力端子４５に接続されている。また、フィードバック入力端子４４は比較器１６の正入力端子に接続され、基準電圧１７の一端は比較器１６の負入力端子に接続されている。また、比較器１６の出力端子は振幅制御回路１４の制御端子に接続されている。
ドライバ１５は、図１（ｂ）に示す様にトランジスタ１５ａと抵抗１５ｂとから構成されるエミッタフォロア回路を備えている。トランジスタ１５ａのベースはドライバ１５の入力端子であり、そのエミッタはドライバ１５の出力端子である。
なお、発振器１３とドライバ１４は、本発明における発振出力回路として機能する。また、振幅制御回路１４と比較器１６は、本発明における制御回路として機能する。
【００１１】
負電圧変換出力回路２０では、容量２１の一端はデバイス１０のパルス出力端子４５に接続されている。また、容量２１の他端と、クランプダイオード２２のアノードと、整流ダイオード２３のカソードとは共通接続されている。また、整流ダイオード２３のアノードと平滑容量２４の一端とは負電圧出力端子４０に共通接続されている。更に、クランプダイオード２２のカソードと平滑容量２４の他端とは接地されている。
【００１２】
正電源入力端子４１と負電源入力端子４２との間には、フィードバック抵抗３０とフィードバック抵抗３１とが直列に挿入接続されている。これらは正電源と負電源との間の電圧を分圧する分圧回路として構成されており、本発明におけるフィードバック回路として機能する。フィードバック抵抗３０とフィードバック抵抗３１との接続点は、フィードバック入力端子４４に接続されている。
【００１３】
次に、負電源電圧発生回路の動作を説明する。図２は、負電源電圧発生回路の各部の信号を表す波形図である。同図の縦軸は電圧を表し、横軸は時間を表す。
まず、同図に示す時刻ｔ１から時刻ｔ２までの定常状態について説明する。発振器１３は、所定の周波数及び所定の振幅の発振パルス信号Ｖ１を振幅制御回路１４に出力する。
振幅制御回路１４は、発振パルス信号Ｖ１の振幅を比較器１６の比較信号Ｖ６に応じて制御した信号Ｖ２をドライバ１５へ出力する。定常状態では、信号Ｖ２の振幅は正電源電圧ＶＣＣ−所定値Ｖｘである。所定値Ｖｘは、想定される負電源電圧ＶＯの最大の変動量である。
【００１４】
ドライバ１５は、入力された信号Ｖ２の電圧をトランジスタ１５ａのベース・エミッタ電圧Ｖｂｅだけ低下させて、パルス出力端子４５を介して正電圧方向のパルス信号（発振パルス信号出力）Ｖ３を出力する。つまり、パルス信号Ｖ３はエミッタフォロア回路を介して電圧で出力される。この定常状態でのパルス信号Ｖ３の振幅はＶＣＣ−Ｖｘ−Ｖｂｅであり、最小値は０Ｖである。
この様に、パルス信号Ｖ３の周波数は発振器１３の発振周波数で決定され、パルス信号Ｖ３の振幅は振幅制御回路１４で決定される。
【００１５】
次に、パルス信号Ｖ３は、負電圧変換出力回路２０によって負の直流電圧である負電源電圧ＶＯに変換される。負電源電圧ＶＯの値はパルス信号Ｖ３の振幅に依存する。
以下に、負電圧変換出力回路２０の動作を説明する。まず、容量２１とクランプダイオード２２は、デバイス１０から出力される正電圧方向のパルス信号Ｖ３を負電圧方向にレベルシフトする（信号Ｖ４）。ここで、クランプダイオード２２は信号Ｖ４の最大値をクランプダイオード２２の導通時電圧ＶＦ１にクランプする。つまり、信号Ｖ４の最大値はＶＦ１となり、最小値は−（ＶＣＣ−Ｖｘ−Ｖｂｅ−ＶＦ１）となる。
次に、整流ダイオード２３と平滑容量２４は、レベルシフトにより得られた負電圧方向のパルス信号である信号Ｖ４を平滑して、負電源電圧ＶＯを得る。負電源電圧ＶＯは、整流ダイオード２３の導通時電圧ＶＦ２を用いて、ＶＯ＝−（ＶＣＣ−Ｖｘ−Ｖｂｅ−ＶＦ１−ＶＦ２）と表される。
【００１６】
また、比較器１６は、フィードバック入力端子４４の電圧Ｖ５（フィードバック信号）を基準電圧１７と比較し、比較した結果に応じた比較信号Ｖ６を出力する。この定常状態では電圧Ｖ５は基準電圧１７と等しいので、比較信号Ｖ６は所定値となる。一方、電圧Ｖ５が基準電圧１７より高い場合、比較信号Ｖ６は上記所定値より高くなる。また、電圧Ｖ５が基準電圧１７より低い場合、比較信号Ｖ６は上記所定値より低くなる。前述の様に、パルス信号Ｖ３の振幅は、この比較信号Ｖ６により制御される。なお、電圧Ｖ５と基準電圧１７は接地電圧以上である。
【００１７】
次に、負荷の変動等により負電源電圧ＶＯが変動した場合について説明する。時刻ｔ２で負電源電圧ＶＯが定常状態の電圧から正電圧方向へΔＶ高く（即ち絶対値がΔＶ低く）なると、フィードバック入力端子４４の電圧Ｖ５は正電圧方向に変化する。電圧Ｖ５が正電圧方向に変化すると、時刻ｔ３で比較信号Ｖ６は定常状態よりも高くなる。この比較信号Ｖ６に制御され、時刻ｔ４で信号Ｖ２の振幅はΔＶ高くなる。すると、これと同時にパルス信号Ｖ３の振幅はΔＶ高くなる。次に、時刻ｔ５で信号Ｖ４は負電圧方向にΔＶ低くなる。この信号Ｖ４の変化によって、負電源電圧ＶＯは負電圧方向にΔＶ低く（即ち絶対値はΔＶ高く）なり、定常状態の電圧と等しくなる。すると、電圧Ｖ５も定常状態の電圧である基準電圧１７と等しくなる。従って、比較信号Ｖ６も時刻ｔ６で定常状態の電圧と等しくなる。即ち、電圧Ｖ５が予め決めた一定値となる様にパルス信号Ｖ３の振幅は制御される。これにより、安定した負電源電圧ＶＯを供給できる。
【００１８】
なお、以上の説明では、電圧Ｖ５が変化してから比較信号Ｖ６が変化するまでに、時刻ｔ２からｔ３及び時刻ｔ５からｔ６の所定の応答時間が存在するとして説明した。
また、負電源電圧ＶＯが定常状態の電圧から負電圧方向へ変動した場合であっても、同様にして定常状態の電圧と等しくなる様に制御される。
また、基準電圧１７は接地電圧であっても良い。この場合、フィードバック抵抗３０，３１の比は、Ｒ：Ｒ（ＶＣＣ−Ｖｘ−Ｖｂｅ−ＶＦ１−ＶＦ２）／ＶＣＣである。
【００１９】
本実施形態によれば、デバイス１０の負電圧制御回路１１に負電圧変換出力回路２０とフィードバック抵抗３０，３１とを組み合わせて、負電源電圧ＶＯを発生させることができる。これにより、正電源電圧ＶＣＣから負電源電圧ＶＯを容易に得られる。従って、負電源を有さない電気製品等の電気回路に、正電源と負電源とを必要とするデバイス１０を容易に組み込める。
【００２０】
また、本実施形態によれば、フィードバック制御によってパルス信号Ｖ３の振幅を制御できるので、安定した負電源電圧ＶＯを供給できる。つまり、パルス信号Ｖ３の振幅及び外部素子それぞれのばらつき、並びに負荷の変動に起因する負電源電圧ＶＯの変動を吸収して一定にすることができる。
【００２１】
また、本実施形態によれば、基準電圧１７の値、又はフィードバック抵抗３０，３１の比に応じて、負電源電圧ＶＯを所望の値に設定することができる。
更に、接地電圧以上の基準電圧１７と電圧Ｖ５とが比較器１６に入力されるので、比較器１６を正電源のみで動作させることができる。これにより、負電圧制御回路１１を正電源のみで動作させることができる。
【００２２】
（第２の実施形態）
次に、図３を参照して本発明の第２の実施形態について説明する。
図３は、本実施形態に係る負電源電圧発生回路の回路図である。同図に示すように、本実施形態では負電圧変換出力回路５０とドライバ１８の構成が第１の実施形態に係る負電源電圧発生回路と異なる。即ち、負電圧変換出力回路５０は、第１の実施形態に係る負電圧変換出力回路２０と同様に容量２１とクランプダイオード２２と整流ダイオード２３と平滑容量２４とで構成される負電圧変換出力回路に、容量２５とクランプダイオード２６と整流ダイオード２７と平滑容量２８とで同様に構成される負電圧変換出力回路を積み上げる構成を有している。整流ダイオード２７のアノードと平滑容量２８の一端とは、負電圧出力端子４０に共通接続されている。
【００２３】
また、ドライバ１８は２つの出力端子を有している。一方の出力端子（第１出力端子）は、正パルス出力端子４６を介して容量２１の一端に接続されている。他方の出力端子（第２出力端子）は、負パルス出力端子４７を介して容量２５の一端に接続されている。なお、ドライバ１８は第１の実施形態と同様のエミッタフォロア回路を２つ備え、それぞれのエミッタが２つの出力端子にそれぞれ接続されている。その他の回路構成は第１の実施形態と同一であるため、同一の要素に同一の符号を付して説明を省略する。
【００２４】
次に、この負電源電圧発生回路の動作を説明する。負電圧変換出力回路５０とドライバ１８以外の構成要素は第１の実施形態と同様に動作するため、説明を省略する。
ドライバ１８は、振幅制御回路１４から入力される信号Ｖ２を元に、その信号Ｖ２の極性と同じ正極性のパルス信号（発振パルス信号出力）Ｖ３ｐと、信号Ｖ２の極性を反転させた負極性（相補信号）のパルス信号（反転発振パルス信号出力）Ｖ３ｎの両方を同時に出力する。つまり、ドライバ１８は振幅が等しく極性が互いに反転した２つのパルス信号Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎを出力する。正極性のパルス信号Ｖ３ｐは容量２１に入力され、負極性のパルス信号Ｖ３ｎは容量２５に入力される。なお、容量２１と容量２５には互いに極性が反転しているパルス信号Ｖ３ｐ，Ｖ３ｎが入力されていれば良く、何れの容量に正極性のパルス信号Ｖ３ｐが入力されても良い。
【００２５】
正極性のパルス信号Ｖ３ｐによって、整流ダイオード２３のアノードと平滑容量２４の一端との接続点Ａには第１の実施形態と同様に直流の負電圧が発生する。そのため、負極性のパルス信号Ｖ３ｎによって、負電圧出力端子４０には接続点Ａの負電圧を基準にして更に絶対値が大きい直流の負電源電圧ＶＯが発生する。
【００２６】
上述した様に、本実施形態によれば、負電源電圧ＶＯの絶対値を第１の実施形態より大きく設定できる。また、第１の実施形態と同様にして、安定した負電源電圧ＶＯを供給できる。
また、第１の実施形態と比較して供給可能な電荷が約２倍になるので、負電圧出力端子４０から供給可能な電流容量を増大できる。
また、第１の実施形態と同じ負電源電圧ＶＯになるようにフィードバック抵抗３０，３１又は基準電圧１７を調整すれば、フィードバック制御により吸収できる負電源電圧ＶＯの変動範囲を第１の実施形態よりも広くできる。
更に、第１の実施形態と同様な効果も得られる。
【００２７】
（第３の実施形態）
次に、図４を参照して本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態は、上述した負電源電圧発生回路の応用例に関する。
図４は、負電源電圧発生回路を備えるＡＶスイッチ回路の回路図である。同図に示す様に、この回路は、デバイス１０の本来の機能を有する処理回路１２がＡＶスイッチ回路として構成されている。このＡＶスイッチ回路では、接地電圧を中心として電圧が正負に変化する複数の信号９０−１〜９０−ｎがそれぞれ複数の入力端子９１−１〜９１−ｎに入力される。そして、各信号はＡＶスイッチ回路内部で処理されて出力される。なお、同図において、負電圧制御回路１１、負電圧変換出力回路２０等は第１又は第２の実施形態と同一であるため、記載及び説明を省略する。
【００２８】
この負電源電圧発生回路を備えるＡＶスイッチ回路では、ＡＶスイッチ回路の電源として正電源と負電源が使用できる。これにより、上述の接地電圧を中心として変化する信号９０−１〜９０−ｎは、ベースにバイアス電圧９２（接地電圧）が印加されたトランジスタ９３−１〜９３−ｎに直接入力され、処理される。そのため、正電源のみを使用する場合にトランジスタ９３−１〜９３−ｎのベースに正のバイアス電圧を加えるための多数の容量が不要になる。
【００２９】
また、正電源電圧ＶＣＣが一定値の場合にはフィードバック制御により負電源電圧ＶＯも常に一定値に制御される。また、正電源電圧ＶＣＣが変動した場合であっても、負電源電圧ＶＯの絶対値は正電源電圧ＶＣＣの絶対値と等しい。そのため、正電源電圧ＶＣＣと負電源電圧ＶＯとの中間電圧は常に一定である。従って、常に一定である中間電圧に基づいて、バイアス電圧９２を常に接地電圧となる様にできる。これにより、負電源電圧ＶＯが正電源電圧ＶＣＣとは独立して変動する場合にバイアス電圧９２を接地電圧に維持するための、ＡＶスイッチ回路内部の複数のフィードバック回路が不要になる。
【００３０】
以上、本発明の実施形態を詳述してきたが、具体的な構成は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々に変形して実施することができる。
例えば、回路素子はバイポーラトランジスタに限られず、ＭＯＳトランジスタでも良い。ＭＯＳトランジスタを用いる場合、ドライバ１５，１８はソースフォロア回路を備える。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る負電源電圧発生回路の回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る負電源電圧発生回路の波形図である。
【図３】本発明の第２の実施形態に係る負電源電圧発生回路の回路図である。
【図４】本発明の第３の実施形態に係る負電源電圧発生回路を備えるＡＶスイッチ回路の回路図である。
【符号の説明】
【００３２】
１０  デバイス
１１  負電圧制御回路
１２  処理回路
１３  発振器
１４  振幅制御回路
１５，１８  ドライバ
１６  比較器
１７  基準電圧
２０，５０  負電圧変換出力回路
２１，２４，２５，２８  容量
２２，２３，２６，２７  ダイオード
３０，３１  フィードバック抵抗
【図１】
2009303449.tif 000003
【図２】
2009303449.tif 000004
【図３】
2009303449.tif 000005
【図４】
2009303449.tif 000006