(57)【要約】【課題】  自励式非連続モードで動作するチョッパ電源において、保護機能を確保し、かつシャント抵抗を削除することにより変換効率の向上を図る。【解決手段】  スイッチング素子、および上記スイッチング素子の出力端に取り付けられたリアクトルと回生ダイオード、および上記リアクトルの上記スイッチング素子接続端の反対側に取り付けられた平滑コンデンサ、および基準電圧、および上記平滑コンデンサ電圧と上記基準電圧を比較するエラーアンプ、および上記基準電圧が上記スイッチング素子出力端電圧以上にならないようにするクランプ回路を備えたチョッパ電源において、  上記エラーアンプが、上記平滑コンデンサ電圧よりも上記基準電圧が高いと判断したときに一定時間以内スイッチング素子をオンする機能を備えたドライブ回路を有する。【選択図】  図１
2009303336.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子と、
上記スイッチング素子の出力端に取り付けられたリアクトルと回生ダイオードと、
上記リアクトルの上記スイッチング素子接続端の反対側に取り付けられた平滑コンデンサと、
基準電圧源と、
上記平滑コンデンサ電圧と上記基準電圧源の基準電圧を比較するエラーアンプを備え、
上記基準電圧が上記スイッチング素子出力端電圧以上にならないようにするクランプ回路を備えたチョッパ電源において、
上記エラーアンプが、上記平滑コンデンサ電圧よりも上記基準電圧が高いと判断したときに一定時間以内スイッチング素子をオンする機能を備えたドライブ回路を有することを特徴とするチョッパ電源。
【請求項２】
前記ドライブ回路として単安定マルチバイブレータを有することを特徴とする請求項１に記載のチョッパ電源。
【請求項３】
前記ドライブ回路として発振回路を有することを特徴とする請求項１に記載のチョッパ電源。
【請求項４】
前記ドライブ回路としてカウンタを有することを特徴とする請求項１に記載のチョッパ電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器に用いられるチョッパ電源のうち、自励式非連続モードで動作するものに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
自励式非連続モードで動作するチョッパ電源として、チョークコイルに帰還巻線を設けて自励発振させるものと、チョークコイルの帰還巻線を設けないタイプのものがある。
【０００３】
出力容量が小さい場合、帰還巻線を設けないほうがチョークコイルの構造が簡単であり、安価に構成できる。
【０００４】
帰還巻線を設けないチョッパ電源としては、下記特許文献１と特許文献２が提案されている。
【特許文献１】特許第３８２６０５９号公報
【特許文献２】特開２００５−２２４０７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許第３８２６０５９号公報や特開２００５−２２４０７２号公報は、過負荷時の保護用もしくは電流制御用として、シャント抵抗が設けられているが、このシャント抵抗の消費電力分変換効率の低下が発生してしまう。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するため、本出願に係る第１の発明は、スイッチング素子と、上記スイッチング素子の出力端に取り付けられたリアクトルと回生ダイオードと、上記リアクトルの上記スイッチング素子接続端の反対側に取り付けられた平滑コンデンサと、基準電圧源を備え、上記平滑コンデンサ電圧と上記基準電圧源の基準電圧を比較するエラーアンプを備え、上記基準電圧が上記スイッチング素子出力端電圧以上にならないようにするクランプ回路を備えたチョッパ電源において、上記エラーアンプが、上記平滑コンデンサ電圧よりも上記基準電圧が高いと判断したときに一定時間以内スイッチング素子をオンする機能を備えたドライブ回路を有することを特徴とする。
【０００７】
またさらに、上記第1の発明に加えてドライブ回路として単安定マルチバイブレータを有することを特徴とする。
【０００８】
あるいは、上記第1の発明に加えてドライブ回路として発振回路を有することを特徴とする。
【０００９】
あるいは、上記第1の発明に加えてドライブ回路としてカウンタを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
以上説明したように、本発明によれば、シャント抵抗を用いることなく保護機能を備えた帰還巻線を設けないチョッパ電源を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
次に、本発明の詳細を実施例の記述に従って説明する。
【実施例１】
【００１２】
図１に本発明の第１実施例のチョッパ電源の回路図を示す。
【００１３】
図１において、Q11は主スイッチング素子であるMOSFET、D11は回生ダイオードでできれば電圧降下の小さなショットキーダイオードが望ましい。L11はチョークコイル、C11、C12は電解コンデンサ、ZD11はツェナダイオードであり、基準電圧を作成している基準電圧源である。D12はダイオードであり、基準電圧が主スイッチング素子Q11のドレイン電圧よりも高くならぬようクランプしている。101はオープンコレクタ出力のコンパレータである。102は単安定マルチバイブレータである。102の単安定マルチバイブレータは出力HIGHが安定状態であり、101のコンパレータの出力がLOWになったのを検知し、一定時間出力をLOWとする。
【００１４】
図２に単安定マルチバイブレータの回路図を示す。図２において、201はオープンコレクタ出力のコンパレータである。また、図４(g)〜(j)は図２のg〜jのポイントの電圧波形を示す。
【００１５】
まず、図２の単安定マルチバイブレータを説明し、その後図１のチョッパ電源の説明を行う。
【００１６】
安定状態において、コンパレータ201のプラス入力端子はR24とR25の分圧比、マイナス端子はR22とR23の分圧比で決定される。安定状態ではプラス端子よりマイナス端子がより高い電位となるよう設定されており、コンパレータ201の出力はLOWである。これは図４のキの期間にあたる。図２の入力端Ａからネガティブエッジが入力されると、C21によりネガティブパルスに変換され（図４のク）、201のコンパレータのマイナス入力端子に入力される。ネガティブパルスのLOW電位はプラス端子電位より低電位になるよう設定されており、コンパレータ201の出力はHIGHとなる。そのため、プラス入力端子はR26によりC22を介して瞬時に引き上げられ、ネガティブパルスの入力が終了してもマイナス入力端子よりも高い電位になり、コンパレータ201の出力はHIGHに維持される（図４のケ）。その後、C22はR24,R25,R26を経由して放電され、プラス入力端子の電位は徐々に低下し、マイナス入力端子の電位を下回ったところでコンパレータ201の出力はLOWに反転する。したがって、本単安定マルチバイブレータにネガティブエッジが入力されると、R22,R23,R24,R25,R26,C22の定数により決定される一定時間コンパレータ201の出力は純安定状態であるHIGHとなる。本単安定マルチバイブレータの出力にはNPNトランジスタQ21が設けられているため、本単安定マルチバイブレータの出力Ｂは、安定状態はHIGH、ネガティブエッジが入力されると一定の時間準安定状態であるLOWが出力される。
【００１７】
次に図１のチョッパ電源の回路を説明する。図３(a)〜(f)は図２のa〜fのポイントの電圧波形(bとdは電流波形)を示す。
【００１８】
本回路は24Vを入力し、3.3Vの安定出力を得る。したがって、基準電圧を作成しているツェナダイオードのツェナ電圧は3.3Vのものが選ばれる。
【００１９】
102の単安定マルチバイブレータの安定状態はHIGHであり、そのとき主スイッチング素子Q11はオフである（図３のア）。101のコンパレータのプラス入力端子には本チョッパ電源の出力電圧が入力される。101のコンパレータのマイナス入力端子は、ダイオードD12が非道通状態であれば3.3Vが入力される。したがって、本チョッパ電源の出力電圧が3.3Vよりも高ければ101のコンパレータはHIGHを出力する。本チョッパ電源に接続された図示しない負荷により電力が消費され、本チョッパ電源の出力電圧が3.3V以下に下がると101のコンパレータはLOWを出力する（図３のイ）。102の単安定マルチバイブレータは101のコンパレータの出力がLOWのなったのを検知し、出力を一定時間LOWとする（図３のウ）。したがって、主スイッチング素子Q11は一定時間オンとなる。その間、24Vの入力から供給された電流はチョークコイルL11を介して電界コンデンサC12と図示しない負荷に供給される。したがって、その間の電流は一次関数で増加する。その後、102の単安定マルチバイブレータの出力が安定状態であるHIGHに変化し、主スイッチング素子Q11がオフとなると、回生ダイオードD11を介してチョークコイルL11の回生電流が電界コンデンサC12と図示しない負荷に供給される（図３のエ）。この間、主スイッチング素子Q11のドレイン電圧は回生ダイオードD11の順方向電圧降下分マイナスとなり、ダイオードD12は導通状態となる。そのため、基準電圧は主スイッチング素子Q11のドレイン電圧によりクランプされ、101のコンパレータのマイナス入力端子は、ほぼ0Vとなる（図３のオ）。したがって、101のコンパレータの出力はHIGHに固定される。チョークコイルL11の回生電流が流れ終わると、主スイッチング素子Q11のドレイン電圧はほぼ本チョッパ電源の出力電圧と同電位となり、ダイオードD12は非道通状態となる（図３のカ）。したがって、101のコンパレータのマイナス入力端子は基準電圧3.3Vとなる。以降、再び本チョッパ電源の出力電圧が基準電圧3.3V以下となれば、上記動作を繰り返し、本チョッパ電源の出力は3.3Vに安定化される。
【００２０】
上記動作において、ダイオードD12のクランプ回路により、主スイッチング素子Q11はチョークコイルL11の電流が一旦0Aとならないとオンしないため、本チョッパ電源は非連続状態で動作することとなる。また、102の単安定マルチバイブレータにより、主スイッチング素子Q11は一定時間以上オン状態を継続しない。したがって、主スイッチング素子Q11に流れる最大電流は、102の単安定マルチバイブレータにより設定されたオン時間とチョークコイルL11のインダクタンス値により決定される。
【００２１】
上記より、もし負荷が過剰になったとしても、主スイッチング素子Q11は一定時間以上オン状態を継続することはなく、またチョークコイルL11の電流が一旦0Aとならないと再びオンしない。したがって、本チョッパ電源への入力電力は制限され、保護機能を有することとなる。
【００２２】
なお、ワンショット回路の構成は本実施例に示したものに限る必要は無い。
【実施例２】
【００２３】
図１のチョッパ電源回路の102の部分を発振器とした場合の、102部分の回路図を図５に示す。
【００２４】
図５において、301はオープンコレクタ出力のコンパレータである。
【００２５】
図５の回路の入力端ＣをＧＮＤに落とすと、本回路はR31,R32,R33,R34,R35,C31により決定される周波数及びデューティーで発振する。また、入力端Ｃが開放になるとコンパレータ301の出力はHIGHとなり、本回路の出力端ＤもHIGHとなる。入力端Ｃは図１の回路においてコンパレータ101の出力に接続されるため、コンパレータ101の出力に応じて図５の発振器は出力HIGH固定となったり、HIGH−LOWの発振器となる。
【００２６】
以降、図１のチョッパ電源の回路において、102が図５の発振器となった場合の動作を説明する。図６(k)〜(n)はは図５のk〜nのポイントの電圧波形である。
【００２７】
本回路は24Vを入力し、3.3Vの安定出力を得る。したがって、基準電圧を作成しているツェナダイオードのツェナ電圧は3.3Vのものが選ばれる。
【００２８】
101のコンパレータのプラス入力端子には本チョッパ電源の出力電圧が入力される。101のコンパレータのマイナス入力端子は、ダイオードD12が非道通状態であれば3.3Vが入力される。したがって、本チョッパ電源の出力電圧が3.3Vよりも高ければ101のコンパレータはHIGHを出力する。このとき、102の発振器の出力はHIGHであり、そのとき主スイッチング素子Q11はオフである。
【００２９】
本チョッパ電源に接続された図示しない負荷により電力が消費され、本チョッパ電源の出力電圧が3.3V以下に下がると101のコンパレータはLOWを出力する（図６のコ）。102の発振器は101のコンパレータの出力がLOWになったため、発振動作を開始し、一旦LOWを出力する。このLOW期間は、発振器の設定により決まっている。したがって、主スイッチング素子Q11は一定時間オンとなる。その間、24Vの入力から供給された電流はチョークコイルL11を介して電界コンデンサC12と図示しない負荷に供給される。したがって、その間の電流は一次関数で増加する。その後、102の発振器の出力がHIGHに反転し（図６のサ）、主スイッチング素子Q11がオフとなると、回生ダイオードD11を介してチョークコイルL11の回生電流が電界コンデンサC12と図示しない負荷に供給される。この間、主スイッチング素子Q11のドレイン電圧は回生ダイオードD11の順方向電圧降下分マイナスとなり、ダイオードD12は導通状態となる。そのため、基準電圧は主スイッチング素子Q11のドレイン電圧によりクランプされ、101のコンパレータのマイナス入力端子は、ほぼ0Vとなる。したがって、101のコンパレータの出力はHIGHに固定される。そのため、102の発振器は発振動作を停止し、出力HIGHに固定される。すなわち、102の発振器の発振は一度LOW期間を出力するのみで、その後一旦は必ず出力HIGH状態に固定される。チョークコイルL11の回生電流が流れ終わると、主スイッチング素子Q11のドレイン電圧はほぼ本チョッパ電源の出力電圧と同電位となり、ダイオードD12は非道通状態となる。したがって、101のコンパレータのマイナス入力端子は基準電圧3.3Vとなる。以降、再び本チョッパ電源の出力電圧が基準電圧3.3V以下となれば、上記動作を繰り返し、本チョッパ電源の出力は3.3Vに安定化される。
【００３０】
上記動作において、ダイオードD12のクランプ回路により、主スイッチング素子Q11はチョークコイルL11の電流が一旦0Aとならないとオンしないため、本チョッパ電源は非連続状態で動作することとなる。また、102の発振器により、主スイッチング素子Q11は一定時間以上オン状態を継続しない。したがって、主スイッチング素子Q11に流れる最大電流は、102の発振器により設定された周波数及びデューティーとチョークコイルL11のインダクタンス値により決定される。
【００３１】
上記より、もし負荷が過剰になったとしても、主スイッチング素子Q11は一定時間以上オン状態を継続することはなく、またチョークコイルL11の電流が一旦0Aとならないと再びオンしない。したがって、本チョッパ電源への入力電力は制限され、保護機能を有することとなる。
【００３２】
なお、発振回路の構成は本実施例に示したものに限る必要は無い。
【実施例３】
【００３３】
図１のチョッパ電源回路の102の部分をカウンタ回路とした場合の、102部分の回路図を図７に示す。
【００３４】
図７において、403は発振器、401はカウンタであり、403の発振器で作成されたクロックが入力されるクロック入力端子CLK、カウンタのカウント可否を決定するENBL入力端子、カウンタ値をクリアするCLR入力端子、所定のパルスを計測し終わったら出力がLOWからHIGHに反転するCRY出力端子を備える。402はNORである。また、Q41はNPNトランジスタであり、コレクタが本カウンタ回路の出力となる。
【００３５】
以降、図１のチョッパ電源の回路において、102が図７のカウンタとなった場合の動作を説明する。
【００３６】
本回路は24Vを入力し、3.3Vの安定出力を得る。したがって、基準電圧を作成しているツェナダイオードのツェナ電圧は3.3Vのものが選ばれる。
【００３７】
101のコンパレータのプラス入力端子には本チョッパ電源の出力電圧が入力される。101のコンパレータのマイナス入力端子は、ダイオードD12が非道通状態であれば3.3Vが入力される。したがって、本チョッパ電源の出力電圧が3.3Vよりも高ければ101のコンパレータはHIGHを出力する。このとき、102のカウンタ401はCLR端子がTRUEのため内部カウンタは０であり、また402のNORはLOW出力となるため、カウンタ回路の出力端ＦはHIGHであり、そのとき主スイッチング素子Q11はオフである。
【００３８】
本チョッパ電源に接続された図示しない負荷により電力が消費され、本チョッパ電源の出力電圧が3.3V以下に下がると101のコンパレータはLOWを出力する。102のカウンタ回路の入力端ＥがLOWとなったため、401のカウンタはCLRがFALSE、ENBLがTRUEとなり、カウントを開始する。401のカウンタが所定のパルスをカウントするまではCLY出力はLOWであり、入力端ＥもLOWのため402のNORはHIGHを出力し、Q41はONし出力端ＦはLOWとなる。したがって、主スイッチング素子Q11はオンする。401のカウンタが所定パルスをカウント終了するとCRY出力はHIGHとなり、402のNOR出力はLOWとなり、出力端子ＦはHIGHとなり、主スイッチング素子Q11はオフとなる。したがって、主スイッチング素子Q11は401のカウンタで決められた一定時間オンする。その間、24Vの入力から供給された電流はチョークコイルL11を介して電界コンデンサC12と図示しない負荷に供給される。したがって、その間の電流は一次関数で増加する。その後、102のカウンタ回路の出力がHIGHに反転し、主スイッチング素子Q11がオフとなると、回生ダイオードD11を介してチョークコイルL11の回生電流が電界コンデンサC12と図示しない負荷に供給される。この間、主スイッチング素子Q11のドレイン電圧は回生ダイオードD11の順方向電圧降下分マイナスとなり、ダイオードD12は導通状態となる。そのため、基準電圧は主スイッチング素子Q11のドレイン電圧によりクランプされ、101のコンパレータのマイナス入力端子は、ほぼ0Vとなる。したがって、101のコンパレータの出力はHIGHに固定される。そのため、102のカウンタ回路のカウンタ401はクリアされ、また出力端ＦはHIGHに固定される。チョークコイルL11の回生電流が流れ終わると、主スイッチング素子Q11のドレイン電圧はほぼ本チョッパ電源の出力電圧と同電位となり、ダイオードD12は非道通状態となる。したがって、101のコンパレータのマイナス入力端子は基準電圧3.3Vとなる。以降、再び本チョッパ電源の出力電圧が基準電圧3.3V以下となれば、上記動作を繰り返し、本チョッパ電源の出力は3.3Vに安定化される。
【００３９】
上記動作において、ダイオードD12のクランプ回路により、主スイッチング素子Q11はチョークコイルL11の電流が一旦0Aとならないとオンしないため、本チョッパ電源は非連続状態で動作することとなる。また、102のカウンタ回路により、主スイッチング素子Q11は一定時間以上オン状態を継続しない。したがって、主スイッチング素子Q11に流れる最大電流は、102のカウンタ回路により設定された時間とチョークコイルL11のインダクタンス値により決定される。
【００４０】
上記より、もし負荷が過剰になったとしても、主スイッチング素子Q11は一定時間以上オン状態を継続することはなく、またチョークコイルL11の電流が一旦0Aとならないと再びオンしない。したがって、本チョッパ電源への入力電力は制限され、保護機能を有することとなる。
【００４１】
なお、カウンタ回路の構成は本実施例に示したものに限る必要は無い。半導体集積回路で構成されたものでも良いし、CPUを用いてソフトウエアでプログラミングされたものでも良い。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の第１実施例のチョッパ電源の回路図。
【図２】図１における単安定マルチバイブレータ１０２の回路図。
【図３】図１の回路の各ポイントの電圧あるいは電流波形。
【図４】図２の回路の各ポイントの電圧波形。
【図５】102を発振器としたときの発振器の回路図。
【図６】図５の回路の各ポイントの電圧波形。
【図７】102をカウンタ回路としたときのカウンタの回路図。
【符号の説明】
【００４３】
１０１  コンパレータ
１０２  単安定マルチバイブレータ
２０１  コンパレータ
３０１  コンパレータ
４０１  カウンタ
４０２  ＮＯＲ
４０３  発振器
【図１】
2009303336.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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