(57)【要約】【課題】  機器休止動作時に十分な電力供給を行うことができ、機器動作時の起動抵抗による無効電力による損失を軽減することが可能なスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】  スイッチング電源により動作する機器動作時には、起動時間設定手段により起動電流を低下させる。また、機器休止時には起動時間設定手段により起動時間を早めるように制御を行うことでスイッチング電源から機器休止時に必要な電力供給を確保する。【選択図】  図１
2009303455.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線、補助巻線、２次巻線を有したトランスと、前記トランスの１次巻線の一端と商用電源より生成した直流電源の高電位側が接続され、前記トランスの１次巻線の他端と前記直流電源の低電位側との間に接続されると共に、前記トランスの１次巻線に流れる電流を制御する第１のスイッチング素子と、前記２次巻線に発生する交番電圧を平滑整流する平滑整流手段と、前記平滑整流手段の出力電圧を基準電圧と比較し、その差に応じた電圧を出力する誤差検出手段と、１次側部分及び２次側部分を備え前記誤差検出手段の出力を１次側に伝達する第１の伝達手段と、前記第１の伝達手段からの帰還信号と前記補助巻線からの帰還信号により前記第１のスイッチング素子に流れる電流の導通遮断を制御する制御手段と、前記第１のスイッチング素子の制御端子には前記高電位側との間に接続された第１の抵抗と、前記第１のスイッチング素子の制御端子と前記低電位側との間に接続された第２の抵抗を備え、
前記誤差検出手段の出力には第２のスイッチング素子の電流流入端子が接続されると共に、電流流出端子が前記低電位側に接続され、前記第２のスイッチング素子の制御端子にパルス信号を付与することで前記誤差検出手段の出力に関わらず、前記第１のスイッチング素子を強制的に発振停止させるモード選択手段を具備する電源装置において、
前記モード選択手段からのモード選択信号に応じて１次側部分及び２次側部分を備える第２の伝達手段を介して、前記第１の主スイッチング素子の起動時間を変化させる起動時間設定手段を有することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記第１及び第２の伝達手段は１次側がフォトトランジスタ、２次側は発光ダイオードで構成されたフォトカプラであり、前記起動時間設定手段は前記第１の抵抗に対して並列に接続された第３の抵抗と前記第２の伝達手段のフォトトランジスタとの直列回路であり、前記第２の伝達手段の発光ダイオードは前記モード選択信号に応じて発光制御されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記第１及び第２の伝達手段は１次側がフォトトランジスタ、２次側は発光ダイオードで構成されたフォトカプラであり、前記起動時間設定手段は前記第１の抵抗に対して直列に接続された第５の抵抗と前記第２の伝達手段のフォトトランジスタとの並列回路であり、前記第２の伝達手段の発光ダイオードは前記モード選択信号に応じて発光制御されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項４】
前記第１の伝達手段は１次側がフォトトランジスタ、２次側は発光ダイオードで構成されたフォトカプラであり、前記第２の伝達手段は１次側部分と２次側部分を有するパルストランスであり、前記起動時間設定手段は前記第１の抵抗に対して直列に接続された第６の抵抗と第４のスイッチング素子との並列回路であり、前記パルストランスの２次側出力により第４スイッチング素子が駆動され、前記パルストランスの１次側は前記モード選択信号によりパルス駆動制御されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項５】
前記モード選択手段は前記電源装置から電力を供給される前記機器が機器休止状態の時に前記第２のスイッチング素子の制御端子にパルス信号を付与するとともに、前記モード選択信号を付与することで前記起動時間設定手段を介して前記第１の主スイッチング素子の起動時間を早めることを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、消費電力低減技術の１つである断続的発振状態（以下間欠発振と呼ぶ）制御を有するスイッチング電源装置に関するものであり、特に起動抵抗による電力損失と間欠発振時の負荷対応範囲の確保を両立するための回路構成及び制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に自励式スイッチング電源は、熱設計の観点から自励式スイッチング電源が搭載される機器に求められる最大負荷の状態において効率が最大となるように設計される。そのため、機器休止時すなわち負荷が軽くなればなるほど効率が低下する。この効率低下を回避するための方法として特許文献１が提案されている。
【特許文献１】特許第０３６９７２１８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上記の特許文献１で提案されている機器休止時に自励式スイッチング電源の誤差検出回路の出力を一定の周波数及びデューティーで電源の発振停止に充分な時間だけ低下させることでスイッチング電源装置の高効率化を図る手法では、機器休止時に機器動作に十分な電力供給を確保するために起動抵抗の抵抗値を大きくできない。そのため機器動作時に起動抵抗の無効電力による効率低下を回避できないという課題があった。
【０００４】
（スイッチング電源装置の基本動作）
従来のスイッチング電源装置を図６に示した自励型フライバックコンバータ（ＲＣＣ:リンギングチョークコンバータ）を基本回路として説明する。絶縁トランスＴ６０１は入力側の１次巻線Ｎｐと出力側の２次巻線Ｎｓおよび１次側の補助巻線Ｎｂにて構成されている。補助巻線Ｎｂは主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子の導通／非導通制御を行うスイッチング素子Ｑ６０２の駆動用巻線である。入力電圧ＥはＡＣ入力電圧をブリッジダイオードで整流し、アルミ電界コンデンサにて平滑された直流電圧であり、アルミ電解コンデンサの両端の電圧である。本図ではブリッジダイオード、アルミ電解コンデンサは図示していない。入力電圧Ｅは１次巻線Ｎｐの一端と主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流出端子の間に印加され、入力電圧の（＋）側は１次巻線Ｎｐの一端、入力電圧の（−）側は主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流出端子に接続されている。また、補助巻き線Ｎｂは１次巻き線Ｎｐと同極に、２次巻線Ｎｓは異極に接続されている。入力電圧の（＋）側と主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子間には起動抵抗Ｒ６０１が接続されている。また、主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子と直流電圧Ｅの（−）側との間には抵抗Ｒ６０２が接続され、起動抵抗Ｒ６０１と直流電圧Ｅを分圧することにより主スイッチング素子Ｑ６０１が導通するに充分な電圧を発生する。主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子と補助巻線Ｎｂの１次巻線との同極側との間にはコンデンサＣ６０１と抵抗Ｒ６０３、Ｒ６０４が接続されている。抵抗Ｒ６０４の両端には補助巻線Ｎｂ側をカソードの向きにしたダイオードＤ６０１が接続されており、主スイッチング素子Ｑ６０１のターンオン、ターンオフのスピードを調整している。スイッチング素子Ｑ６０２は主スイッチング素子Ｑ６０１の導通／非導通を制御するために設けられており、電流流入端子は主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子に、電流流出端子は直流電圧Ｅの（−）側に接続され、制御端子と電流流出端子との間にはコンデンサＣ６０２が接続されている。補助巻線Ｎｂとスイッチング素子Ｑ６０２の制御端子との間には抵抗Ｒ６０５が接続され、コンデンサＣ６０２との間で時定数回路を構成している。フォトカプラＩＣ６０１の１次側の電流流入端子と主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子との間には抵抗Ｒ６０６が接続され、フォトカプラＩＣ６０１に流れる電流を制限している。フォトカプラＩＣ６０１のフォトトランジスタの電流流出端子はスイッチング素子Ｑ６０２の制御端子に接続されている。絶縁トランスＴ６０１の２次巻線Ｎｓの１次巻線との異極側には整流用のダイオードＤ６０２のアノード側が接続され、ダイオードＤ６０２のカソード側と２次巻線Ｎｓの１次巻線と同極側との間には電界コンデンサＣ６０３が接続され、ダイオードＤ６０２にて整流された交番電圧の平滑を行っている。出力電圧Ｖｏは抵抗Ｒ６０７、Ｒ６０８によって分圧され、分圧された電圧は差動増幅器ＩＣ６０２の反転入力端子に接続され、ツェナーダイオードＺＤ６０１と抵抗Ｒ６０９とで生成された基準電圧は差動増幅器ＩＣ６０２の非反転入力端子に入力され、差動増幅器ＩＣ６０２は反転入力端子の入力電圧を、基準電圧と比較することで出力端��の電圧変化され、抵抗Ｒ６１０を介してフォトカプラＩＣ６０１の発光側のダイオードに流れる電流を制御している。差動増幅器ＩＣ６０２の反転入力端子と出力端子との間に接続された抵抗Ｒ６１１とコンデンサＣ６０４は閉ループの利得、位相を調整するためのものである。
【０００５】
主スイッチング素子Ｑ６０１は起動抵抗Ｒ６０１と抵抗Ｒ６０２により制御端子に電圧が印加され導通状態となる。主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態になると１次巻線Ｎｐに入力電圧Ｅが印加され、補助巻線Ｎｂに１次巻線と同極側を正とする電圧が誘起される。このとき２次巻線Ｎｓにも電圧が誘起されるが、整流ダイオードＤ６０２のアノード側を負とする電圧であるため２次側には電圧は伝達されない。従って１次巻線Ｎｐを流れる電流は絶縁トランスＴ６０１の励磁電流だけで絶縁トランスＴ６０１には励磁電流の２乗に比例したエネルギーが蓄積される。この励磁電流は時間に比例して増大する。補助巻線Ｎｂに誘起された電圧によりコンデンサＣ６０１、抵抗Ｒ６０３、Ｒ６０４を介して主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子が充電され、さらに導通状態が継続される。時定数回路を構成している抵抗Ｒ６０５、コンデンサＣ６０２には補助巻線Ｎｂから電荷が充電され、コンデンサＣ６０２の両端の電圧がスイッチング素子Ｑ６０２の閾値より高くなるとスイッチング素子Ｑ６０２が導通状態となり、主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子電圧が低下することで主スイッチング素子Ｑ６０１は非導通状態となる。このとき絶縁トランスＴ６０１の各巻線には起動時と逆極性の電圧が発生し、２次巻線には整流ダイオードＤ６０２のアノード側を正とする電圧が発生するため、絶縁トランスＴ６０１に蓄積されたエネルギーが整流、平滑され、２次側に伝達される。絶縁トランスＴ６０１に蓄えられているエネルギーが２次側にすべて伝達されると主スイッチング素子Ｑ６０１は再び導通状態となる。これはスイッチング素子Ｑ６０１の電流流入、電流流出端子間電圧の巻線比分の電圧が補助巻線Ｎｂに発生しているが、主スイッチング素子Ｑ６０１が非導通状態になった直後は制御端子が負にバイアスされているが、２次側にエネルギーの伝達が終わると負のバイアスが徐徐に低下するため、ＣカップリングしているコンデンサＣ６０１から再び主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子が正方向にバイアスされるためである。フォトカプラＩＣ６０１からの電流は出力電圧Ｖｏが高いときに電流を多く流すので、それによってコンデンサＣ６０２に電流が供給され、充電時間が短くなる。これは主スイッチング素子Ｑ６０１の導通時間が短くなることを示しており、これによって絶縁トランスＴ６０１に蓄積されるエネルギーが減少することで出力電圧Ｖｏが下がり、定電圧動作を行っている。出力電圧が低い場合は逆の動作になる。
【０００６】
図７はＲＣＣ方式における各部の波形を示している。Ｖｇｓは主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子電圧を、Ｖｄｓは主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入端子、電流流出端子間電圧を、Ｉｄは主スイッチング素子Ｑ６０１に流れる電流を、ＶＮｓは２次巻線Ｎｓに発生する電圧を、Ｉｓは２次側の整流ダイオードＤ６０２に流れる電流を、ＶＮｂは補助巻線Ｎｂに発生する電圧を示している。まず、主スイッチング素子Ｑ６０１のオン期間について説明する。起動抵抗により制御端子に電圧が印加され、Ｖｇｓの電位が上昇することによって主スイッチング素子Ｑ６０１は導通状態となり、Ｉｄは時間とともに正の傾きで直線的に増加し、絶縁トランスＴ６０１にエネルギーが蓄積される。このときＶｄｓは主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態であるため、電位はほぼ零になっており、２次側の整流ダイオードにはＶＮｓが印加され、逆バイアスされているため、Ｉｓは流れない。このとき補助巻線Ｎｂの電圧を示したのがＶＮｂである。コンデンサが充電され、トランジスタが導通状態になると主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子電圧Ｖｇｓは零になり、主スイッチング素子Ｑ６０１は非導通状態となるため、Ｉｄは零になり、主スイッチング素子Ｑ６０１のゲートソース間電圧Ｖｇｓは入力電圧Ｅと２次側出力電圧の巻線比倍の電圧、およびサージ電圧を重畳したものとなる。このとき２次側の整流ダイオードは導通状態となり、絶縁トランスＴ６０１に蓄積されたエネルギーが２次側に伝達される。Ｉｓは負の傾きで直線的に減少する。このとき補助巻線には負電圧が発生するため、主スイッチング素子Ｑ６０１は非導通状態を継続し、その後２次側へのエネルギー伝達が終了することで絶縁トランスＴ６０１の１次側インダクタンスと主スイッチング素子Ｑ６０１の容量成分とが共振し、絶縁トランスＴ６０１の補助巻線Ｎｂに巻線比に応じた電圧が発生することで再度主スイッチング素子が導通状態となることで発振動作が継続される。
【０００７】
以上の動作により機器動作時であり負荷が大きい場合には、負荷変動に対して一定電圧を出力するよう制御を行う。その際にはマイクロコントローラＩＣ６０３が備えるモード選択端子はスイッチング素子Ｑ６０３の制御端子をＬＯＷとする。これによりスイッチング素子Ｑ６０３は導通状態にはならず、強制的に主スイッチング素子Ｑ６０１は発振を停止してしまうことはない。一方、機器休止時となり負荷が小さくなると、上記モード選択端子はスイッチング素子Ｑ６０３の制御端子にＨＩＧＨ／ＬＯＷを繰り返すパルス状の信号を加える。スイッチング素子Ｑ６０３の制御端子がＨＩＧＨの期間、フォトカプラＩＣ６０１の２次側の発光ダイオードには差動増幅器ＩＣ６０２の出力とは関係なく抵抗Ｒ６１２で制限される電流が流れる。この電流は機器動作時に比べて充分に大きく、フォトカプラＩＣ６０１の１次側のフォトトランジスタに伝達された電流により、瞬時にコンデンサＣ６０２の電圧を上昇させることでスイッチング素子Ｑ６０２を導通状態にさせ、主スイッチング素子Ｑ６０１を非導通状態にする。この状態を自励式スイッチング電源の発振周波数の例えば２〜２０倍位継続すると、絶縁トランスＴ６０１のエネルギーが全て放出され、本自励式スイッチング電源の１次側は起動前と同じ状態になる。その後は起動時の動作と同じく、起動抵抗Ｒ６０１と抵抗Ｒ６０２により制御端子に電圧が印加され、起動抵抗Ｒ６０１と主スイッチング素子Ｑ６０１のゲート制御端子間の容量による時定数で決定される時間遅れが発生した後、主スイッチング素子Ｑ６０１は再び導通状態となる。スイッチング電源の２次側負荷が小さければ、出力電圧はほぼそのままの状態で維持できる。スイッチング素子Ｑ６０３の制御端子がＨＩＧＨからＬＯＷに戻ると、フォトカプラＩＣ６０１の２次側の発光ダイオードの電流もほぼ以前の状態に回復する。
【０００８】
以上のようにスイッチング素子Ｑ６０３の制御端子に対してＨＩＧＨ／ＬＯＷの信号を繰り返し入力することにより、本自励式スイッチング電源の単位時間あたりの発振回数を減少させることができるため、負荷が軽いときの損失を低減することができ、より高効率化を図ることができる。Ｖ１は詳細な回路は図示しないが、Ｖｏを降圧することによって生成される直流出力電圧を示しており、このＶ１によってマイクロコントローラＩＣ６０３は動作する。
【０００９】
（課題となる動作）
以下に具体的な例を示す。図８は問題となる動作を示したものであり、上から機器の動作モード、スイッチング電源装置の直流出力電圧、主スイッチング素子Ｑ６０１のゲートソース間電圧Ｖｇｓ、マイクロコントローラからのパルス出力を示している。機器動作モード時にはスイッチング電源装置は連続発振しており、ゲートソース間電圧Ｖｇｓは連続波形となっており、マイクロコントローラからのパルス出力はＬＯＷレベルを維持しており、直流出力電圧は変動もなく安定している。対して機器休止モード時にはマイクロコントローラからＨＩＧＨ／ＬＯＷを繰り返すパルス状の信号が出力され、スイッチング電源装置は強制停止と起動を繰り返すことになる。このとき機器動作に必要な電力が大きい場合、スイッチング電源装置が強制停止から起動までの間に直流出力電圧が低下してしまい、機器動作維持可能な電圧より低下した場合には動作停止に至ってしまう。図８中のｔ１はマイクロコントローラからのパルス出力から主スイッチング素子Ｑ６０１の起動までの遅延時間を示しており、この遅延時間が長い場合には直流出力電圧の低下がより小さな負荷にて発生することになる。また、一方でスイッチング電源装置から電力を供給される機器の休止時の回路規模、動作及び機能にて決定される負荷容量が大きい場合には、直流出力電圧の低下を回避するために、起動抵抗Ｒ６０１の抵抗値を小さく設定し、起動抵抗Ｒ６０１と主スイッチング素子Ｑ６０１のゲート制御端子間の容量による時定数で決定される遅延時間を最小限にし、主スイッチング素子Ｑ６０１の導通状態までの遅延時間を短くすることで、スイッチング回数を増やし負荷供給能力を確保するという手法がとられる。
【００１０】
しかしながら、起動抵抗Ｒ６０１とＲ６０２を介して流れる直流電流はすべて無効電流となるため、起動抵抗Ｒ６０１の抵抗値を小さく設定してしまうと無効電流が増加し、機器動作時のスイッチング電源の効率が低下してしまう。例として直流入力電圧にもよるが、ＡＣ２４０Ｖ入力時に１００ｋΩ程度に起動抵抗Ｒ６０１を設定するのと、１ＭΩ程度に起動抵抗Ｒ６０１を設定するのとでは、ゲート制御電圧を同一にした場合、無効電力が１．３５Ｗと０．１３５Ｗになり、１．２Ｗ以上入力電力が大きくなることになる。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するため、本出願に係る第１の発明における電源装置は、
１次巻線、補助巻線、２次巻線を有したトランスと、前記トランスの１次巻線の一端と商用電源より生成した直流電源の高電位側が接続され、前記トランスの１次巻線の他端と前記直流電源の低電位側との間に接続されると共に、前記トランスの１次巻線に流れる電流を制御する第１のスイッチング素子と、前記２次巻線に発生する交番電圧を平滑整流する平滑整流手段と、前記平滑整流手段の出力電圧を基準電圧と比較し、その差に応じた電圧を出力する誤差検出手段と、１次側部分及び２次側部分を備え前記誤差検出手段の出力を１次側に伝達する第１の伝達手段と、前記第１の伝達手段からの帰還信号と前記補助巻線からの帰還信号により前記第１のスイッチング素子に流れる電流の導通遮断を制御する制御手段と、前記第１のスイッチング素子の制御端子には前記高電位側との間に接続された第１の抵抗と、前記第１のスイッチング素子の制御端子と前記低電位側との間に接続された第２の抵抗を備え、前記誤差検出手段の出力には第２のスイッチング素子の電流流入端子が接続されると共に、電流流出端子が前記低電位側に接続され、前記第２のスイッチング素子の制御端子にパルス信号を付与することで前記誤差検出手段の出力に関わらず、前記第１のスイッチング素子を強制的に発振停止させるモード選択手段を具備し、
１次側部分及び２次側部分を備える第２の伝達手段としてフォトカプラを使用し、前記第１の抵抗に対して並列に第３の抵抗と前記フォトカプラのフォトトランジスタとの直列回路を接続し、前記フォトカプラの発光ダイオードは前記モード選択信号に応じて発光制御される電源装置において、
前記モード選択手段は前記電源装置から電力を供給される前記機器が待機状態の時に前記第２のスイッチング素子の制御端子にパルス信号を付与するとともに、前記モード選択信号を付与することで前記第１の主スイッチング素子の起動時間を変化させるという手段を備える。
【００１２】
本出願に係る第２の発明における電源装置は、
前記第１の抵抗に対して直列に第４の抵抗と前記フォトカプラのフォトトランジスタとの並列回路を接続するという手段を備える。
【００１３】
本出願に係る第３の発明における電源装置は、
前記第２の伝達手段として１次側部分と２次側部分を有するパルストランスを使用し、前記第１の抵抗に対して直列に第５の抵抗と第４のスイッチング素子との並列回路が接続され、前記パルストランスの２次側出力により第４スイッチング素子が駆動され、前記パルストランスの１次側は前記モード選択信号によりパルス駆動制御することで前記第１の主スイッチング素子の起動時間を変化させるという手段を備える。
【発明の効果】
【００１４】
以上に説明したように、本出願に係る第１の発明における電源装置によれば、
機器休止動作時に十分な電力供給を行うことができるスイッチング電源装置を提供可能になるばかりでなく、機器動作時の起動抵抗による無効電力によるスイッチング電源装置の効率低下を最小限に抑えることが可能になる。
【００１５】
本出願に係る第２の発明における電源装置によれば、
電流流入端子と電流流出端子間の耐圧の低いフォトカプラを使用することが可能となり、より安価な素子にて起動時間設定回路が構成可能となる。
【００１６】
本出願に係る第３の発明における電源装置によれば、
電流伝達率のバラツキが大きく、電流伝達率の温度変化、経時変化の大きいフォトカプラに代わり、パルストランスを駆動回路として使用することで、温度特性の影響を受けない安定した起動時間設定回路が構成可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
次に、本発明の詳細を実施例の記述に従って説明する。
【実施例１】
【００１８】
図１は本発明による第１の実施例を説明するためのスイッチング電源装置の回路構成を示したものであり、従来例との違いは起動抵抗Ｒ６０１に並列に抵抗Ｒ１０１とフォトカプラＩＣ１０１の受光側フォトトランジスタＱ１０１の直列回路を接続し、フォトカプラＩＣ１０１の発光側ダイオードＤ１０１は抵抗Ｒ１０２を介して一端が直流出力電圧の高電位側に、他端がスイッチング素子Ｑ１０２の電流流入端子に接続され、スイッチング素子Ｑ１０２の電流流出端子が直流出力電圧の低電位側に接続され、スイッチング素子Ｑ１０２の制御端子にはマイクロコントローラＩＣ６０３からの出力信号Ｐ２が入力され、起動抵抗Ｒ６０１の抵抗値を大きくしているところに特徴がある。なお、機器動作時のスイッチング電源の動作は従来例と同じであるため、説明は割愛する。図２は本実施例を説明するためのスイッチング電源の各動作状態における各信号の状態を示したものである。図２にあるように機器動作モード時には主スイッチング素子Ｑ６０１はゲートソース間電圧Ｖｇｓにあるように連続発振している。機器休止状態ではマイクロコントローラＩＣ６０３からの出力Ｐ１にＨＩＧＨ／ＬＯＷの断続信号を出力して、主スイッチング素子Ｑ６０１の強制停止動作と起動動作を繰り返している。マイクロコントローラＩＣ６０３の出力Ｐ２は機器動作モード時にはＬＯＷレベルになっており、スイッチング素子Ｑ１０２を非導通状態とし、フォトカプラＩＣ１０１の発光側ダイオードＤ１０１に電流を流さないようにしている。これにより抵抗Ｒ１０１が起動抵抗Ｒ６０１から切り離されることで、Ｒ６０１をスイッチング電源が起動可能な範囲で大きく設定してあるため、Ｒ６０１、Ｒ６０２を流れる無効電流が低減し、消費電力の低減、強いては電源効率のアップが可能となる。一方、機器休止時にはマイクロコントローラＩＣ６０３は出力Ｐ２をＨＩＧＨレベルにすることでスイッチング素子Ｑ１０２を導通状態とし、フォトカプラＩＣ１０１の発光側ダイオードＤ１０１に電流を流し、フォトカプラＩＣ１０１の受光側フォトトランジスタＱ１０１を導通状態とする。これにより抵抗Ｒ１０１が起動抵抗Ｒ６０１に対して並列に接続することで主スイッチング素子Ｑ６０１のゲートソース間電圧を上昇させ、マイクロコントローラＩＣ６０３による強制停止動作後の起動時間を早めている。この動作によりスイッチング電源装置の機器休止時における負荷供給能力を抵抗Ｒ１０１の設定で自在に変化させることが可能となる。機器休止時には一般にスイッチング電源装置に必要とされる負荷電力は小さい場合もあるが、昨今の低電圧化傾向により機器の動作電流が増える傾向があり、回路規模によっては休止時に必要な負荷電力を供給できないことが多く、機器動作時の無効電力の増加と機器休止時の負荷供給能力がトレードオフの関係になっていた。本実施例により機器動作時の無効電力の増加を抑えると共に、機器休止時に必要な負荷供給能力の確保が可能なスイッチング電源装置を提供することが可能となる。また、本実施例ではマイクロコンピュータを例にしたが、モード選択が可能であり、パルス信号の発振が可能であればマイクロコントローラに限定したものではないことを明記しておく。また、自励式スイッチング電源の構成を示す回路例としてはＭＯＳＦＥＴを主スイッチング素子として用いたが、例えば主スイッチング素子をバイポーラトランジスタから構成する場合などの如く、適宜構成に変更を加えることが可能である。また、実施例では基準電圧をツェナーダイオードで作成したが、本発明は基準電圧の作成方法を本手段に限定したものではないことを明記しておく。
【実施例２】
【００１９】
図３は本発明による第２の実施例を説明するためのスイッチング電源装置の回路構成を示したものであり、従来例との違いは起動抵抗Ｒ６０１に直列に抵抗Ｒ３０１とフォトカプラＩＣ３０１の受光側フォトトランジスタＱ３０１の並列回路を接続し、フォトカプラＩＣ３０１の発光側ダイオードＤ３０１は抵抗Ｒ３０２を介して一端が直流出力電圧の高電位側に、他端がスイッチング素子Ｑ３０２の電流流入端子に接続され、スイッチング素子Ｑ３０２の電流流出端子は直流出力電圧の低電位側に接続され、スイッチング素子Ｑ３０２の制御端子にはマイクロコントローラＩＣ６０３からの出力信号Ｐ２が入力され、起動抵抗Ｒ６０１の抵抗値を大きくしているところに特徴がある。マイクロコントローラＩＣ６０３の出力Ｐ２は機器動作モード時にはＬＯＷレベルになっており、スイッチング素子Ｑ３０２を非導通状態とし、フォトカプラＩＣ３０１の発光側ダイオードＤ３０１に電流を流さないようにしている。これにより抵抗Ｒ３０１が起動抵抗Ｒ６０１，Ｒ６０２に対して直列に追加されることでＲ６０１，Ｒ６０２を介して流れる無効電流を低減し、消費電力の低減、強いては電源効率のアップを実現する。一方、機器休止時にはマイクロコントローラＩＣ６０３は出力Ｐ２をＨＩＧＨレベルにすることでスイッチング素子Ｑ３０２を導通状態とし、フォトカプラＩＣ３０１の発光側ダイオードＤ３０１に電流を流し、フォトカプラＩＣ３０１の受光側フォトトランジスタＱ３０１を導通状態とする。これにより抵抗Ｒ３０１が短絡されることで、主スイッチング素子Ｑ６０１のゲートソース間電圧を上昇させ、マイクロコントローラＩＣ６０３による強制停止動作後の起動時間を早めている。主スイッチング素子の起動時間を早めることで機器休止時に供給可能な負荷が大きくなることは実施例１と同様である。本実施例ではフォトカプラＩＣ３０１のフォトトランジスタＱ３０１に対して並列に抵抗Ｒ３０１が接続されている点が大きく異なる。起動抵抗Ｒ６０１に対してＲ３０１を直列に接続することで、この抵抗値によりフォトトランジスタＱ３０１に印加される電圧を決定することが可能となる。最終的には抵抗Ｒ３０１はフォトトランジスタＱ３０１の耐圧範囲内で負荷供給能力とのバランスをとりながら設定するが、実施例１のように耐圧の高い素子を用いなくても起動時間設定回路を構成することが可能となるメリットがある。
【実施例３】
【００２０】
図４は本発明による第３の実施例を説明するためのスイッチング電源装置の回路構成図であり、第１の実施例、第２の実施例との違いは伝達手段としてフォトカプラの代わりにパルストランスＴ４０１を用いたところに特徴がある。本実施例では起動抵抗Ｒ６０１に対して直列に抵抗Ｒ４０１とスイッチング素子Ｑ４０１の並列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子と電流流出端子との間に抵抗Ｒ４０２を介してパルストランスＴ４０１の２次側を接続している。パルストランスＴ４０１の１次側の一端は直流出力電圧の高電位側に接続され、他端にはスイッチング素子Ｑ４０２の電流流入端子が接続され、スイッチング素子Ｑ４０２の電流流出端子は直流出力電圧の低電位側に接続され、スイッチング素子Ｑ４０２の制御端子には抵抗Ｒ４０３を介してマイクロコントローラＩＣ６０３からの出力信号Ｐ２が入力されている。パルストランスＴ４０１の１次側端子間には回生電流用のルートとしてダイオードＤ４０１が直流出力電圧の高電位側がカソードになる向きで接続されている。
【００２１】
図５は本実施例を説明するためのスイッチング電源の各動作状態における各信号の状態を示したものである。第１の実施例、第２の実施例との違いはマイクロコントローラＩＣ６０３からの出力信号Ｐ２にＨＩＧＨ／ＬＯＷを繰り返すパルス信号を付与することでパルストランスＴ４０１を駆動するところにある。出力信号Ｐ２のＨＩＧＨレベルを維持する期間はスイッチング電源が起動するまで時間（ｔ１）以上にしておけばいい。ＨＩＧＨレベルを維持した期間はＲ４０１が短絡され、起動抵抗Ｒ６０１とＲ６０２のみの直列回路となり、主スイッチング素子Ｑ６０１のゲートソース間電圧を上昇させ、マイクロコントローラＩＣ６０３による強制停止動作後の起動時間を早めている。この動作により機器休止時のスイッチング電源の起動時間を早めることで必要な負荷供給能力を確保することが可能となる。一方で機器動作時にはマイクロコントローラＩＣ６０３からの出力信号Ｐ２をＬＯＷレベルに維持することでパルストランスＴ４０１の駆動を停止し、抵抗Ｒ４０１を起動抵抗Ｒ６０１，Ｒ６０２に対して直列に追加させることで無効電流を低減させることが可能となる。また、パルストランスＴ４０１を用いることで電流伝達率のバラツキが大きく（１００％〜４００％程度）、電流伝達率の温度変化、経時変化が大きいフォトカプラを用いるよりも、素子バラツキが小さく、熱的変化、経時変化の少ない起動時間設定回路を構成可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１の実施例を説明するための回路構成図。
【図２】本発明の第１の実施例を説明するための各信号の状態図。
【図３】本発明の第２の実施例を説明するための回路構成図。
【図４】本発明の第３の実施例を説明するための回路構成図。
【図５】本発明の第３の実施例を説明するための各信号の状態図。
【図６】従来のスイッチング電源装置の回路構成図。
【図７】従来例を説明するための各部動作波形図。
【図８】従来例を説明するための各信号の状態図。
【符号の説明】
【００２３】
Ｒ１０１  並列抵抗
ＩＣ１０１  フォトカプラ
Ｑ１０１  フォトトランジスタ
Ｄ１０１  フォトダイオード
Ｒ３０１  直列抵抗
ＩＣ３０１  フォトカプラ
Ｑ３０１  フォトトランジスタ
Ｄ３０１  フォトダイオード
Ｔ４０１  パルストランス
Ｒ４０１  直列抵抗
Ｑ４０１  スイッチング素子
ＩＣ６０３  モード選択手段（マイクロコントローラ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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