(57)【要約】【課題】負荷に安定化直流電圧を印加する同期整流回路に関し、転流側の安定動作を行わせる。【解決手段】整流側トランジスタのターンオフ時にターンオンして転流動作を行う転流側トランジスタＱ２と可飽和カレントトランスＳＣＴとを含む同期整流回路であって、可飽和カレントトランスＳＣＴの一次巻線ｎ１の一端を接続し、この一次巻線ｎ１の他端に、転流側トランジスタＱ２のドレインを接続し、ゲートとソースとの間に、制御トランジスタＱ３のドレインとソースとを接続し、可飽和カレントトランスＳＣＴの二次巻線ｎ２の誘起電圧を第１のダイオードＤ３を介して転流側トランジスタＱ２のゲートと制御トランジスタＱ３のドレインとに印加するように接続し、可飽和カレントトランスＳＣＴの三次巻線ｎ３の誘起電圧を制御トランジスタＱ３のゲートとソースとの間に第２のダイオードＤ６を介して印加するように接続する。【選択図】  図１
2009303357.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
整流側トランジスタのターンオンにより平滑用チョークコイルを介して平滑用コンデンサと負荷とに直流電圧を印加し、前記整流側トランジスタのターンオフ時にターンオンして転流動作を行う転流側トランジスタと可飽和カレントトランスとを含む同期整流回路に於いて、
前記整流側トランジスタと前記平滑用チョークコイルとの接続点に、可飽和カレントトランスの一次巻線の一端を接続し、該一次巻線の他端に前記転流側トランジスタのドレインを接続し、前記転流側トランジスタのゲートとソースとの間に、制御トランジスタのドレインとソースとを接続し、前記可飽和カレントトランスの二次巻線の誘起電圧を第１のダイオードを介して前記転流側トランジスタのゲートと前記制御トランジスタのドレインとに印加するように接続し、前記可飽和カレントトランスの三次巻線の誘起電圧を前記制御トランジスタのゲートとソースとの間に第２のダイオードを介して印加するように接続した構成を有する
ことを特徴とする同期整流回路。
【請求項２】
整流側トランジスタのターンオンにより平滑用チョークコイルを介して平滑用コンデンサと負荷とに直流電圧を印加し、前記整流側トランジスタのターンオフ時にターンオンして転流動作を行う転流側トランジスタと可飽和カレントトランスとを含む同期整流回路に於いて、
前記整流側トランジスタと前記平滑用チョークコイルとの接続点に、可飽和カレントトランスの一次巻線の一端を接続し、該一次巻線の他端に前記転流側トランジスタのドレインを接続し、前記転流側トランジスタのゲートとソースとの間に、制御トランジスタのドレインとソースとを接続し、前記可飽和カレントトランスの二次巻線の誘起電圧を前記転流側トランジスタのゲートとソースとの間及び前記制御トランジスタのドレインとソースとの間に第３のダイオードを介して印加するように接続し、且つ前記第３のダイオードに対する逆極性の電圧がツェナー電圧を超えた時に前記制御トランジスタのゲートに電圧を印加するようにツェナーダイオードを接続した構成を備えた
ことを特徴とする同期整流回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング制御により安定化した所定の直流電圧を負荷に供給するスイッチング電源装置の同期整流回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電子回路等の各種の負荷に、所望の電圧となるように安定化した直流電圧を供給する為のスイッチング電源装置が各種提案され、且つ実用化されている。このようなスイッチング電源装置は、トランスを含まないバックコンバータ（降圧型コンバータ）やブーストコンバータ（昇圧型コンバータ）等の構成、及びトランスを含み、その一次巻線に流れる電流をＦＥＴ等のスイッチング素子によりオン、オフ制御し、その二次巻線の誘起電圧を整流平滑化して直流出力電圧とし、その直流出力電圧が設定値となるように、トランスの一次巻線側のスイッチング素子のオン期間を制御する基本的な構成が知られている。又整流回路としては、ダイオードを用いた構成が一般的であり、比較的多く採用されているが、このダイオードより順方向電圧が低いショットキーダイオードを用いて整流回路を構成することにより、電力損失を低減する構成も知られている。
【０００３】
又ショットキーダイオードを用いた場合より、更に低電力損失化を図る為に、オン抵抗が数ｍΩ程度の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いた構成も知られている。又トランスの一次巻線に供給する電流をＦＥＴによりオン、オフ制御し、そのトランスの三次巻線の誘起電圧により整流側のＦＥＴを制御して、二次巻線の誘起電圧を整流し、チョークコイルとコンデンサとを含む平滑回路により平滑化して負荷に供給し、整流側のＦＥＴのターンオフによって、転流側のＦＥＴを介して、チョークコイルの蓄積エネルギによる電流がコンデンサ及び負荷に流れる構成の同期整流回路も各種提案されている。又同期整流回路の整流側のＦＥＴとチョークコイルとの接続点に、可飽和カレントトランスの一次巻線と直列に転流側のＦＥＴを接続し、この転流側のＦＥＴのゲートに可飽和カレントトランスの二次巻線の誘起電圧を印加するように接続し、この転流側のＦＥＴのゲート・ソース間に、コレクタとエミッタとを接続してターンオフさせる為のトランジスタのベースに、可飽和カレントトランスの三次巻線の誘起電圧を印加するように接続すると共に、転流側のＦＥＴのゲートとソースとの間に、このＦＥＴのターンオフを確実に行わせる為の可飽和リアクトルを接続した構成も提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
図７は、従来の可飽和カレントトランスを含む同期整流回路を備えたスイッチング電源装置の一例を示すもので、Ｖｉｎは直流入力電圧、Ｔ１はトランス、ｎ１１は一次巻線、ｎ１２は二次巻線、ｎ１３は三次巻線、Ｑ１０はスイッチングトランジスタ（ＦＥＴ）、Ｑ１１は整流側スイッチングトランジスタ（ＦＥＴ）、Ｑ１２はフライホール側スイッチングトランジスタ（ＦＥＴ）、Ｑ１３はコレクタ接地構成のバイポーラトランジスタ、Ｌ１はチョークコイル、ＳＣＴは可飽和カレントトランス（Ｓａｔｕｒａｂｌｅ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）、ｎｓｃｔ１は一次巻線、ｎｓｃｔ２は二次巻線、ＺＤ１１〜ＺＤ１３はツェナーダイオード、Ｄ１１はダイオード、Ｒ１１は抵抗、Ｒ１２は負荷、Ｃ１０は平滑用のコンデンサ、Ｃｉｓｓはゲート・ソース間の寄生容量（入力容量）、ＤＢ１，ＤＢ２はソース・ドレーン間のｐｎ接合構成による寄生ダイオード（ボディダイオード）をそれぞれ示す。又一点鎖線内のＳＲＳ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ  ｗｉｔｈ  ＳＣＴ）は同期整流回路のフライホイール側（転流側）の構成を示し、Ａ，Ｂは転流側構成ＳＲＳの端子を示す。又負荷Ｒ１０に供給する出力電圧を検出して、スイッチングトランジスタＱ１０のオン期間制御を行う制御回路は、各種の構成を適用可能であるが、図示を省略している。なお、整流側と転流側とのスイッチングトランジスタＱ１１，Ｑ１２を、以下トランジスタＱ１１，Ｑ１２と略記する。
【０００５】
直流入力電圧Ｖｉｎは、１００Ｖや２００Ｖの商用交流電源電圧を、所望の電圧として整流した直流電圧、或いは電池電圧を利用することができる。この直流入力電圧ＶｉｎをトランスＴ１の一次巻線ｎ１１にスイッチングトランジスタＱ１０を介して印加するもので、スイッチングトランジスタＱ１０を、図示を省略した制御回路により周期的にオン、オフ制御し、且つ負荷Ｒ１０に供給する出力電圧が設定値となるように、オン期間を制御する。このスイッチングトランジスタＱ１０のオン、オフ制御を開始した最初のオンにより、トランスＴ１の一次巻線ｎ１１に電流が流れ、トランスＴ１の二次巻線ｎ１２と三次巻線ｎ１３とに電圧が誘起し、その三次巻線ｎ１３の誘起電圧がゲートに印加される整流側のトランジスタＱ１１がオンとなって、二次巻線ｎ１２の誘起電圧による電流が、チョークコイルＬ１を介してコンデンサＣ１０と負荷Ｒ１０とに印加される。この初期状態では、転流側のトランジスタＱ１２はオフ状態である。
【０００６】
次に、スイッチングトランジスタＱ１０がオフとなると、二次巻線ｎ１２及び三次巻線ｎ１３の誘起電圧の極性が反転して、整流側のトランジスタＱ１１はオフとなる。この転流側のトランジスタＱ１１がオフとなることにより、今まで流れていた電流によるチョークコイルＬ１の蓄積エネルギによって、コンデンサＣ１０及び負荷Ｒ１０と、転流側のトランジスタＱ１２の寄生ダイオードＤＢ２と可飽和カレントトランスＳＣＴの一次巻線ｎｓｃｔ１とを介して電流が流れる。この電流により、可飽和カレントトランスＳＣＴの二次巻線ｎｓｃｔ２に電圧が誘起し、その誘起電圧は、ダイオードＤ１１を介してトランジスタＱ１２のゲートとトランジスタＱ１３のエミッタと、ツェナーダイオードＺ１３を介してトランジスタＱ１３のベースとに印加される。それにより、トランジスタＱ１２は、ゲート・ソース間の寄生容量Ｃｉｓｓが充電されて、ゲート電圧が閾値を超えることによりターンオンする。このトランジスタＱ１２のオン抵抗は、寄生ダイオードＤＢ２の順方向抵抗より低いから、可飽和カレントトランスＳＣＴの一次巻線ｎｓｃｔ１に流れる電流が増加し、二次巻線ｎｓｃｔ２の誘起電圧は上昇し、その後、磁気飽和状態となる。又二次巻線ｎｓｃｔ２の誘起電圧は、ツェナーダイオードＺＤ１１，ＺＤ１２により、正負何れの極性に於いても、ツェナー電圧に抑制されるものであるが、ダイオードＤ１１を介してトランジスタＱ１３のエミッタとトランジスタＱ１２のゲートとに印加されると共に、ツェナーダイオードＺＤ１３を介してトランジスタＱ１３のベースに印加される。この状態に於いては、トランジスタＱ１３のベース電流は流れないので、オフ状態を継続する。又トランジスタＱ１２の寄生容量Ｃｉｓｓの充電電荷は、トランジスタＱ１３がオンとなるまで保持されるので、トランジスタＱ１２はオン状態を継続する。
【０００７】
トランスＴ１の一次巻線ｎ１１に接続したスイッチングトランジスタＱ１０がオンとなると、トランスＴ１の三次巻線ｎ１３の誘起電圧によって整流側のトランジスタＱ１１はオンとなり、トランスＴ１の二次巻線ｎ１２の誘起電圧は、チョークコイルＬ１を介してコンデンサＣ１０と負荷Ｒ１０とに印加され、且つ可飽和カレントトランスＳＣＴの一次巻線ｎｓｃｔ１と、転流側のトランジスタＱ１２とに対して、スイッチングトランジスタＱ１０のオフ時とは逆方向の電圧が印加される。それに従って、二次巻線ｎｓｃｔ２には前回とは逆方向の電圧が発生し、ダイオードＤ１１には逆方向電圧が印加される状態となり、この時のトランジスタＱ１３のエミッタ電位は、トランジスタＱ１２のゲートの寄生容量Ｃｉｓｓの充電電荷によるものであって、ベース電位より高い状態となるから、トランジスタＱ１３はオンとなり、トランジスタＱ１２のゲートの寄生容量Ｃｉｓｓの充電電荷を放電させて、トランジスタＱ１２をターンオフさせる。従って、トランスＴ１の二次巻線ｎ１２の誘起電圧は、オン状態の整流側のトランジスタＱ１１からチョークコイルＬ１を介してコンデンサＣ１０と負荷Ｒ１０とに印加される。このような動作を繰り返すと共に、図示を省略した制御回路によって、所望の直流出力電圧となるように、スイッチングトランジスタＱ１０のオン期間を制御する。それにより、負荷Ｒ１０に所定の電圧に安定化した直流電圧を供給することができる。
【特許文献１】特開２００２−６４９７８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
従来例としての図７に示す同期整流回路に於いては、可飽和カレントトランスＳＣＴの二次巻線ｎｓｃｔ２の誘起電圧を利用して、トランジスタＱ１３をオンとし、それによって、転流側のトランジスタＱ１２のゲートの寄生容量Ｃｉｓｓの充電電荷を高速に放電させ、トランジスタＱ１２をターンオフさせる。この転流側のトランジスタＱ１２のターンオフにより、整流側のトランジスタＱ１１がターンオンした時の貫通電流を遮断することができる。しかし、転流側のトランジスタＱ１２のゲートに接続したトランジスタＱ１３は、エミッタフォロワー構成であり、可飽和カレントトランスＳＣＴの二次巻線ｎｓｃｔ２の誘起電圧が逆転した時のトランジスタＱ１３の動作遅れが影響し、転流側のトランジスタＱ１２のターンオフの遅れとなって現れるので、貫通電流による損失が発生する問題がある。
【０００９】
本発明は、前述の従来の問題点を解決することを目的とし、簡単な構成により、転流側のトランジスタのターンオフ動作の高速化を図るものである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の同期整流回路は、整流側トランジスタのターンオンにより平滑用チョークコイルを介して平滑用コンデンサと負荷とに直流電圧を印加し、前記整流側トランジスタのターンオフ時にターンオンして転流動作を行う転流側トランジスタと可飽和カレントトランスとを含む同期整流回路であって、整流側トランジスタと平滑用チョークコイルとの接続点に、可飽和カレントトランスの一次巻線の一端を接続し、この一次巻線の他端に、転流側トランジスタのドレインを接続し、この転流側トランジスタのゲートとソースとの間に、制御トランジスタのドレインとソースとを接続し、可飽和カレントトランスの二次巻線の誘起電圧を第１のダイオードを介して転流側トランジスタのゲートと制御トランジスタのドレインとに印加するように接続し、可飽和カレントトランスの三次巻線の誘起電圧を制御トランジスタのゲートとソースとの間に第２のダイオードを介して印加するように接続した構成を有するものである。
【００１１】
又整流側トランジスタのターンオンにより平滑用チョークコイルを介して平滑用コンデンサと負荷とに直流電圧を印加し、前記整流側トランジスタのターンオフ時にターンオンして転流動作を行う転流側トランジスタと可飽和カレントトランスとを含む同期整流回路であって、整流側トランジスタと平滑用チョークコイルとの接続点に、可飽和カレントトランスの一次巻線の一端を接続し、この一次巻線の他端に転流側トランジスタのドレインを接続し、転流側トランジスタのゲートとソースとの間に、制御トランジスタのドレインとソースとを接続し、可飽和カレントトランスの二次巻線の誘起電圧を、転流側トランジスタのゲートとソースとの間及び制御トランジスタのドレインとソースとの間に第３のダイオードを介して印加するように接続し、且つ第３のダイオードに対する逆極性の電圧がツェナー電圧を超えた時に、制御トランジスタのゲートに電圧を印加するようにツェナーダイオードを接続した構成を有するものである。
【発明の効果】
【００１２】
転流側トランジスタのゲートとソースとの間に、ドレインとソースとを接続したソース接地構成の制御トランジスタ（バイポーラトランジスタの場合はエミッタ接地構成）により、転流側トランジスタのゲートの蓄積電荷を確実に放電させることが可能となる。それによって、転流側トランジスタのターンオフ動作を短時間且つ確実に実行することができるから、整流側トランジスタのターンオン時の転流側トランジスタを介した貫通電流の発生を防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
本発明の同期整流回路は、図１を参照して説明すると、整流側トランジスタのターンオンにより平滑用チョークコイルを介して平滑用コンデンサと負荷とに直流電圧を印加し、整流側トランジスタのターンオフ時にターンオンして転流動作を行う転流側トランジスタＱ２と可飽和カレントトランスＳＣＴとを含む同期整流回路であって、整流側トランジスタと平滑用チョークコイルとの接続点に、可飽和カレントトランスＳＣＴの一次巻線ｎ１の一端を接続し、この一次巻線ｎ１の他端に、転流側トランジスタＱ２のドレインを接続し、この転流側トランジスタＱ２のゲートとソースとの間に、制御トランジスタＱ３のドレインとソースとを接続し、可飽和カレントトランスＳＣＴの二次巻線ｎ２の誘起電圧を第１のダイオードＤ３を介して転流側トランジスタＱ２のゲートと制御トランジスタＱ３のドレインとに印加するように接続し、可飽和カレントトランスＳＣＴの三次巻線ｎ３の誘起電圧を制御トランジスタＱ３のゲートとソースとの間に第２のダイオードＤ６を介して印加するように接続した構成を有するものである。
【実施例１】
【００１４】
図１は、本発明の実施例１の要部説明図であり、スイッチング電源装置の同期整流回路の中の転流側の主要部構成を示し、例えば、図７の一点鎖線枠内の可飽和カレントトランスを含む同期整流回路の転流側構成ＳＲＳに相当するものであり、トランスの一次側のスイッチングトランジスタとトランスの二次側の整流側のトランジスタとチョークコイル及び平滑コンデンサ等については図示を省略している。なお、この実施例１の転流側構成ＳＲＳは、降圧型コンバータや昇圧型コンバータの転流側の同期整流回路にも適用することができる。図１に於いて、Ａはアース側の端子、Ｂは整流側のトランジスタとチョークコイル（何れも図示を省略）との間に接続する端子、Ｑ２は転流側トランジスタ（ＦＥＴ）、Ｑ３はターンオフ動作用のソース接地の制御トランジスタ（ＦＥＴ）、ＳＣＴは可飽和カレントトランス、ｎ１は一次巻線、ｎ２は二次巻線、ｎ３は三次巻線、ＺＤ１，ＺＤ２はツェナーダイオード、Ｄ３，Ｄ６は第１及び第２のダイオード、Ｒ５，Ｒ６は抵抗、ＤＢは寄生ダイオード（ボディダイオード）を示す。又ＶＳ２は端子Ａ，Ｂ間の電圧、ＶＱ２はトランジスタＱ２のドレイン・ソース間電圧、ＶＳＣＴは可飽和カレントトランスＳＣＴの一次巻線ｎ１の電圧、ＶｇはトランジスタＱ２のゲート・ソース間電圧、ＩＳ２は端子Ａ，Ｂ間の電流、ＩＱ２はトランジスタＱ２に流れる電流、ＩＤＢは寄生ダイオード（ボディダイオード）ＤＢに流れる電流、ＩＳＬは可飽和カレントトランスＳＣＴの励磁電流を示す。
【００１５】
図示を省略した整流側トランジスタを接続する正極性側の端子Ｂと負極性側の端子Ａとの間に、可飽和カレントトランスＳＣＴの一次巻線ｎ１と転流側トランジスタＱ２とを接続し、この転流側トランジスタＱ２のゲートに、制御トランジスタＱ３のドレインを接続し、転流側トランジスタＱ２のソースと制御トランジスタＱ３のソースとを接続し、転流側トランジスタＱ２のゲート・ソース間に抵抗Ｒ５を接続する。なお、この抵抗Ｒ５は、制御トランジスタＱ３のオフ状態が継続した時に、転流側トランジスタＱ２のゲート・ソース間の寄生容量（入力容量）の充電電荷を放電させる為のもので、原理的には省略可能である。又可飽和カレントトランスＳＣＴの二次巻線ｎ２の誘起電圧を、第１のダイオードＤ３を介して転流側トランジスタＱ２のゲートと、制御トランジスタＱ３のソースとに印加し、三次巻線ｎ３の誘起電圧を、第２のダイオードＤ６と抵抗Ｒ６とを介して制御トランジスタＱ３のゲートに印加するように接続し、二次巻線ｎ２と並列に抵抗Ｒ１と、逆極性直列接続のツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２とを接続する。このツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２は、二次巻線ｎ２の誘起電圧が正負何れの極性の場合でも、ツェナー電圧に抑制可能とし、過電圧が転流側トランジスタＱ２のゲートと制御トランジスタＱ３のドレインとに印加されることを防止するものである。なお、第２のダイオードＤ６と制御トランジスタＱ３のゲートとの間に接続した抵抗Ｒ６を、制御トランジスタＱ３のゲート・ソース間に接続した構成とすることも可能である。又制御トランジスタＱ３は、電界効果トランジスタを用いてソース接地構成で接続した場合を示すが、バイポーラトランジスタを用いることも可能であり、その場合は、エミッタ接地構成として接続する。
【００１６】
図示を省略した整流側のトランジスタがオフとなって、転流動作が開始されると、端子Ａ，Ｂ間に、転流側トランジスタＱ２の寄生ダイオードＤＢを介して電流ＩＤＢが流れ始める。この場合の電流ＩＤＢは、可飽和カレントトランスＳＣＴの一次巻線ｎ１に流れるから、二次巻線ｎ２及び三次巻線ｎ３に電圧が誘起し、二次巻線ｎ２の誘起電圧は、第１のダイオードＤ３を介して転流側トランジスタＱ２のゲートと、制御トランジスタＱ３のドレインとに印加され、転流側トランジスタＱ２のゲート・ソース間の寄生容量が充電されることにより、ゲート電圧が上昇し、そのゲート電圧が閾値電圧に達すると、転流側トランジスタＱ２はターンオンし、電流ＩＱ２が流れ、可飽和カレントトランスＳＣＴの一次巻線ｎ１に流れる電流が増加する。この電流増加により、磁気飽和状態に移行して、低インピーダンス状態となる。又三次巻線ｎ３の誘起電圧は、第２のダイオードＤ６に対して逆極性であるから、トランジスタＱ３はオフ状態を継続する。又転流側トランジスタＱ２のターンオンによる電流ＩＱ２の上昇により、二次巻線ｎ２及び三次巻線ｎ３の誘起電圧も上昇するが、二次巻線ｎ２の誘起電圧は、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧に抑制され、又三次巻線ｎ３の誘起電圧は、第２のダイオードＤ６に対して逆極性のままとなる。
【００１７】
そして、転流動作の終盤には、端子Ａ，Ｂ間の電流ＩＳ２が減少し始め、可飽和カレントトランスＳＣＴの二次巻線ｎ２及び三次巻線ｎ３の誘起電圧が反転し、第２のダイオードＤ６と抵抗Ｒ６とを介して、制御トランジスタＱ３のゲートに印加され、ゲート・ソース間の寄生容量を充電し、その充電電圧がターンオンの閾値に達すると、制御トランジスタＱ３はターンオンして、転流側トランジスタＱ２のゲート・ソース間の寄生容量の充電電荷を完全に放電し、転流側トランジスタＱ２をターンオフする。それにより、図示を省略した整流側のトランジスタがオンとなった時には、転流側トランジスタＱ２はオフ状態となり、電力損失を与えない状態となる。なお、整流側トランジスタがターンオンした時に、転流側トランジスタＱ２が、そのゲートの寄生容量によるゲート電圧により完全にターンオフ状態でない場合、可飽和カレントトランスＳＣＴの三次巻線ｎ３の誘起電圧がダイオードＤ６と抵抗Ｒ６とを介して制御トランジスタＱ３のゲートに印加され、制御トランジスタＱ３を即座にオンとすることにより、転流側トランジスタＱ２のゲートの寄生容量の蓄積電荷を急速放電し、転流側トランジスタＱ２を即座にターンオフ状態とすることができる。
【００１８】
図２の（Ａ）は、図１に示す転流側構成ＳＲＳを、降圧型コンバータに適用した場合を示し、Ｅｉｎは入力電圧、Ｑ１は整流側のトランジスタ、Ｌは平滑用チョークコイル、Ｃ０は平滑用コンデンサ、Ｒ０は負荷、Ｉ０は負荷電流を示す。なお、図１に示す転流側構成ＳＲＳは、昇圧型コンバータ等に対しても適用可能である。又図２の（Ｂ）は、可飽和カレントトランスＳＣＴのコアの磁化特性の一例を示す。通常はヒステリシス特性を有するものであるが、簡略化して示し、横軸は一次巻線ｎ１に流れる電流ｉ、縦軸は磁束Φを示す。又ｔ０，ｔ４，ｔ５，ｔ６，ｔ１１は、矢印に沿った後述の動作過程の時間を示す。又Ｌｌｏｗは磁気飽和による低インピーダンス状態、Ｌｈｉｇｈは非飽和による高インピーダンス状態を示す。又Ｉｍは磁気飽和時の電流、Ｉｓｒ，−Ｉｓｒは磁気飽和開始の電流を示す。即ち、０〜±Ｉｓｒの電流ｉが一次巻線ｎ１に流れる場合には、非飽和の高インピーダンス状態Ｌｈｉｇｈ、それ以上の電流が流れる場合には、磁気飽和の低インピーダンス状態Ｌｌｏｗとなる。
【００１９】
図３は、本発明の実施例１のシミュレーションによる動作説明図であり、図１に示す転流側構成ＳＲＳを図２の降圧型コンバータに適用した時のシミュレーションによる動作について、動作周波数１ＭＨｚとし、その１サイクル（０〜１μｓ）の期間を示す。なお、動作周波数は、更に高く、又は低く設定することも可能である。又図１の各部の電圧ＶＳ２，ＶＳＣＴ，Ｖｇ、ＶＱ２の変化を実線で、電流ＩＳ２，ＩＳＬ，ＩＱ２，ＩＤＢの変化を一点鎖線で示し、縦軸は電圧又は電流、横軸は０〜１μｓの時間を示す。又縦軸は、電流ＩＳ２，ＩＳＬ，ＩＱ２，ＩＤＢについては１０Ａ／Ｄの変化割合、電圧ＶＳ２，Ｖｇ、ＶＱ２については１０Ｖ／Ｄ、電圧ＶＳＣＴについては１Ｖ／Ｄの変化割合として示す。この１サイクルの前半は、整流側のトランジスタＱ１がオフ、転流側のトランジスタＱ２がオン、後半は、整流側のトランジスタＱ１がオン、転流側のトランジスタＱ２がオフとなる状態を含むものである。
【００２０】
図４及び図５は、図１に示す実施例１の転流側構成ＳＲＳのシミュレーションによる図３の０〜１μｓの期間の中の最初の０〜１００ｎｓのターンオン過程及び中間の５００〜６００ｎｓのターンオフ過程について示すもので、時間経過による制御状態を、Ｓｔａｔｅ  Ｉ〜ＸＩＩとして示す。これらの制御状態を、以下（Ｉ）〜（ＸＩＩ）として説明する。又電流については一点鎖線で示し、電圧については実線で示す。又端子Ｂ側を正極性とし、端子Ａ側を負極性とする整流動作状態の極性を基に、電圧、電流の変化を示すものである。又可飽和カレントトランスＳＣＴの一次巻線ｎ１の電圧ＶＳＣＴと、転流側トランジスタＱ２の印加電圧ＶＱ２とについては、変化を拡大して示す為に、１Ｖ／Ｄとし、他の電圧については、１０Ｖ／Ｄとして示す。
【００２１】
図４の最初のｔ０〜ｔ１の制御状態（Ｉ）は、転流側構成ＳＲＳの端子Ａから端子Ｂ方向に電流が流れ始め、トランジスタＱ２の寄生ダイオードＤＢが導通するまでの期間であり、ｔ０に於いては、トランジスタＱ２のゲート・ソース間容量には、トランジスタＱ３及び抵抗Ｒ５により放電されて、電荷は蓄積されていない状態である。従って、ゲート電圧Ｖｇは０Ｖであり、その後上昇する。又トランジスタＱ２のドレイン・ソース間容量及びドレイン・ゲート間容量には、転流動作時に印加された電圧ＶＱ２に対応した電荷が残存しているから、それによる電流が可飽和カレントトランスＳＣＴの一次巻線ｎ１を介して流れ、二次巻線ｎ２に誘起した電圧により、ダイオードＤ３を介してトランジスタＱ２に帰還される電流となる。又トランジスタＱ２のゲート電圧Ｖｇは、ゲート・ソース間容量に電荷が蓄積されていない初期状態では０Ｖを示すことになる。
【００２２】
次のｔ１〜ｔ２の制御状態（ＩＩ）に於いては、トランジスタＱ２の寄生ダイオードＤＢに電流ＩＤＢが流れ始め、可飽和カレントトランスＳＣＴの一次巻線ｎ１に電流ＩＳＬが流れ、二次巻線ｎ２に電圧が誘起し、ダイオードＤ３を介してトランジスタＱ２のゲートに印加され、ゲート電圧Ｖｇは上昇し、制御状態（ＩＩ）の終わりには、そのゲート電圧Ｖｇが閾値電圧に達して、トランジスタＱ２はターンオンし、電流ＩＱ２が流れる。それにより、寄生ダイオードＤＢの電流ＩＤＢは急激に減少する。
【００２３】
次のｔ２〜ｔ３の制御状態（ＩＩＩ）に於いては、ゲート電圧Ｖｇは更に上昇して、トランジスタＱ２が所定のオン状態となるツェナーダイオードＺＤ１によるツェナー電圧まで上昇する。次のｔ３〜ｔ４の制御状態（ＩＶ）に於いては、可飽和カレントトランスＳＣＴの一次巻線ｎ１に流れる電流ＩＳＬにより、非飽和状態から飽和状態に移行する。この場合の電流は、図２の（Ｂ）のｔ４のＩｓｒに達して、非飽和の高インピーダンス状態（Ｌｈｉｇｈ）から飽和の低インピーダンス状態（Ｌｈｉｇｈ）に遷移する。次のｔ４〜ｔ５の制御状態（Ｖ)に於いては、可飽和カレントトランスＳＣＴの一次巻線ｎ１に流れる電流が、図２の（Ｂ）のＩｍとなる。次のｔ５以降、図５のｔ６までの制御状態（ＶＩ）に於いては、可飽和カレントトランスＳＣＴは磁気飽和状態を継続する。
【００２４】
又図５に於いて、ｔ６〜ｔ７の制御状態（ＶＩＩ）に於いては、整流側トランジスタＱ１がターンオンし、端子Ａから端子Ｂに向かう電流ＩＳ２が減少し始め、可飽和カレントトランスＳＣＴの二次巻線ｎ２及び三次巻線ｎ３の誘起電圧極性が反転し、その電圧がダイオードＤ６と抵抗Ｒ６とを介してトランジスタＱ３のゲート・ソース間に印加され、トランジスタＱ３はターンオンする。次のｔ７〜ｔ８の制御状態（ＶＩＩＩ）に於いては、可飽和カレントトランスＳＣＴの二次巻線ｎ２の誘起電圧は、ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧にクランプされる。又三次巻線ｎ３の誘起電圧によるトランジスタＱ３のターンオンによって、トランジスタＱ２のゲート・ソース間容量の蓄積電荷は放電される。次のｔ８〜ｔ９の制御状態（ＩＸ）に於いては、トランジスタＱ２のゲート電圧が閾値以下に低下し、トランジスタＱ２はターンオフする。次のｔ９〜ｔ１０の制御状態（Ｘ）に於いては、トランジスタＱ２の寄生ダイオードＤＢに流れる電流も零となり、転流側構成ＳＲＳのターンオフ状態となる。次のｔ１０〜ｔ１１の制御状態（ＸＩ）に於いては、可飽和カレントトランスＳＣＴが、図２の（Ｂ）のｔ１１で示す磁気飽和状態から非飽和状態に遷移する状態となる。次のｔ１１以降の制御状態（ＸＩＩ）に於いては、可飽和カレントトランスＳＣＴが、図２の（Ｂ）のｔ０の状態に戻り、整流動作状態に移行し、次の転流動作を待つことになる。
【００２５】
前述のように、転流側のトランジスタＱ２のゲート・ソース間容量の蓄積電荷を、ソース接地構成のトランジスタＱ３により確実且つ高速で放電することが可能となるから、転流動作から整流動作に移行する過程に於ける転流側のトランジスタＱ２による貫通電流を防止することができる。
【実施例２】
【００２６】
図６は、本発明の実施例２の説明図であり、図１と同一符号は同一名称部分を示し、ＺＤ３はツェナーダイオード、Ｄ７はダイオードを示す。可飽和カレントトランスＳＣＴは、一次巻線ｎ１と二次巻線ｎ２とを有する場合を示し、その一次巻線ｎ１を端子Ｂと転流側トランジスタＱ２のドレインとの間に接続し、その二次巻線ｎ２の両端に、相互に逆極性でツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２を接続すると共に、一端に、制御トランジスタＱ３のドレインと転流側トランジスタＱ２のゲートとを接続し、他端に、ツェナーダイオードＺＤ３を介してトランジスタＱ３のゲートと、第３のダイオードＤ７を介して制御トランジスタＱ３のソースとを接続し、そのソースと転流側トランジスタＱ２のソースとを端子Ａに接続し、転流側トランジスタＱ２のゲートとソースとの間に抵抗Ｒ５を接続する。この抵抗Ｒ５は、制御トランジスタＱ３のオフ状態が継続した場合の転流側トランジスタＱ２のゲートの寄生容量の充電電荷を放電させる為のものである。
【００２７】
転流開始時は、端子Ａから端子Ｂ方向に、転流側トランジスタＱ２の寄生ダイオードＤＢを介して電流が流れ、可飽和カレントトランスＳＣＴの二次巻線ｎ２の誘起電圧により、転流側トランジスタＱ２のゲートの寄生容量を充電し、ゲート電圧が閾値を超えることにより、転流側トランジスタＱ２はターンオンする。又制御トランジスタＱ３は、オフ状態を継続する。転流側トランジスタＱ２のターンオンによる電流によって可飽和カレントトランスＳＣＴは磁気飽和により低インピーダンス状態となる。その時に、制御トランジスタＱ３のゲートに印加される電圧をツェナーダイオードＺＤ３によって阻止している。又転流動作の終了により、転流側トランジスタＱ２がターンオフすると、可飽和カレントトランスＳＣＴの二次巻線ｎ２の誘起電圧と、転流側トランジスタＱ２のゲートの寄生容量の蓄積電荷による電圧とが、制御トランジスタＱ３のゲートに、ツェナーダイオードＺＤ３を介して印加され、ツェナー電圧を超えると、制御トランジスタＱ３はオンとなって、転流側トランジスタＱ２のゲートの蓄積電荷を放電させ、転流側トランジスタＱ２を確実にターンオフ状態とすることができる。
【００２８】
前述の各実施例に於ける可飽和カレントトランスＳＣＴは、通常、図２の（Ｂ）に示すような特性で、ほぼ矩形のヒステリシス特性のコアを使用し、そのコアに巻回した巻線に電流Ｉｓｒ以上の電流が流れた場合に磁気飽和状態となるものであるが、一般的なヒステリシス特性を有するコアを用いて、転流側トランジスタＱ２のターンオンによる電流が流れた時に、磁気飽和状態となるように構成した可飽和カレントトランスを使用することもできる。即ち、転流側トランジスタＱ２に所定の電流が流れたことにより、磁気飽和状態となるカレントトランスを使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の実施例１の要部説明図である。
【図２】降圧型コンバータ及び可飽和カレントトランスの磁化特性の説明図である。
【図３】本発明の実施例１のシミュレーションによる動作説明図である。
【図４】本発明の実施例１のシミュレーションによる動作説明図である。
【図５】本発明の実施例１のシミュレーションによる動作説明図である。
【図６】本発明の実施例２の説明図である。
【図７】従来例の説明図である。
【符号の説明】
【００３０】
Ｑ２  転流側トランジスタ
Ｑ３  制御トランジスタ
ＳＣＴ  可飽和カレントトランス
ｎ１  一次巻線
ｎ２  二次巻線
ｎ３  三次巻線
Ｄ３  第１のダイオード
Ｄ６  第２のダイオード
Ｒ１，Ｒ５，Ｒ６  抵抗
ＺＤ１，ＺＤ２  ツェナーダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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