(57)【要約】【課題】低周波雑音を抑制すると共に、高い電力変換効率を実現した状態で、連続した出力制御を行う。【解決手段】発信回路３４によって、ＬＣ直列共振回路２６の共振周波数の信号を出力し、ΔΣ変調器３８は、共振周波数の１／２のクロック信号で動作して、目標電圧に応じた入力信号をΔΣ変調し、量子化して出力する。そして、ＡＮＤ回路４０によって、ΔΣ変調器３８からコンパレータ３９を介し出力された信号と発信回路３４から出力されたパルス信号との論理積を求めて出力する。一端が直流電源１２に接続されたスイッチ直列回路２０において、ＡＮＤ回路４０から出力された信号によって第１のスイッチング素子２０Ａがオンオフされ、ＡＮＤ回路４０からの信号を反転した信号によって第２のスイッチング素子２０Ｂがオンオフされる。そして、ＬＣ直列共振回路２６によって共振させて出力し、整流器１８によって、整流して直流を出力する。【選択図】図１
2009303400.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定周波数の信号を出力する発信回路と、
前記所定周波数で共振する共振回路と、
所定電圧の信号が入力されると共に、前記所定周波数の１／２の周波数のクロック信号で動作して入力された所定電圧の信号をΔΣ変調して出力するΔΣ変調器と、
前記ΔΣ変調器からコンパレータを介し出力された信号と前記発信回路から出力された前記所定周波数の信号との論理積を求め、求めた論理積の信号を出力する論理積回路と、
前記論理積回路から出力された信号によってオンオフされる第１のスイッチング素子、及び前記論理積回路から出力された信号を反転した信号によってオンオフされる第２のスイッチング素子が直列接続された直列回路を備え、前記直列回路の一端に直流電源が接続されると共に、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続部に前記共振回路の一端が接続されたスイッチング手段と、
を含むインバータ。
【請求項２】
所定周波数の信号を出力する発信回路と、
前記所定周波数で共振する共振回路と、
所定電圧の信号が入力されると共に、前記所定周波数の１／２の周波数のクロック信号で動作して入力された所定電圧の信号をΔΣ変調して出力するΔΣ変調器と、
前記ΔΣ変調器からコンパレータを介し出力された信号と前記発信回路から出力された前記所定周波数の信号との論理積を求め、求めた論理積の信号を出力する論理積回路と、
前記論理積回路から出力された信号によってオンオフされる第１のスイッチング素子、及び前記論理積回路から出力された信号を反転した信号によってオンオフされる第２のスイッチング素子が直列接続された第１の直列回路、並びに前記論理積回路から出力された信号を反転した信号によってオンオフされる第３のスイッチング素子、及び前記論理積回路から出力された信号によってオンオフされる第４のスイッチング素子が直列接続された第２の直列回路を備え、前記第１の直列回路の一端及び第２の直列回路の一端に直流電源が接続されると共に、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続部に前記共振回路の一端が接続され、かつ前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続部に前記共振回路の他端が接続されたスイッチング手段と、
を含むインバータ。
【請求項３】
請求項１又は２記載のインバータと、
前記インバータから出力された電流及び電圧を整流して直流を出力する整流器と、
を含むＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、インバータ及びＤＣ／ＤＣコンバータに係り、特に、直流電源からの直流を交流に変換するインバータ、及び該インバータからの出力を直流に変換するＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、電子機器の小型軽量化が進み、電子機器の利便性の向上と共に普及拡大が続いている。蓄電池と電力変換器とで構成される電源は、質量及び体積について機器に占める割合が依然大きく、電源の小型軽量化を目指した研究は、デバイス、回路、及び蓄電池の各分野で盛んに行われている。
【０００３】
回路技術では、動作周波数の高周波化と変換効率の向上とが追求されている。高周波化は、インダクタ等を小型化できる反面、スイッチング損失を増加させ、放熱装置や蓄電池の大型化を招く。このため、回路方式によって零電圧スイッチング又は零電流スイッチングを実現する損失抑制手法が用いられる。例えば、電圧スイッチング型Ｄ級インバータは、零電流スイッチングにより数百ｋＨｚで９０％台後半の変換効率を実現している。
【０００４】
電圧スイッチング型インバータは、送信機用同調電力増幅器として提案されており、また、電圧スイッチング型インバータは、ＤＣ／ＤＣコンバータのインバータ部や、誘導加熱装置、蛍光灯等にも応用されている。電圧スイッチング型インバータでは、出力制御のために、駆動周波数制御や、回路をフルブリッジ型にした位相制御等を行っているが、出力制御を行うと、零電流スイッチングを維持することができない。これに対し、動作周波数を固定し、駆動パルスを消去又は追加した駆動パターンを用いるパルス密度変調（ＰＤＭ）方式が知られている（非特許文献１〜非特許文献３）。
【非特許文献１】Ｈ. Ｋｏｉｚｕｍｉ, Ｋ. Ｋｕｒｏｋａｗａ, ａｎｄ Ｓ. Ｍｏｒｉ, “Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｃｌａｓｓ Ｄ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｉｒｒｅｇｕｌａｒ ｄｒｉｖｉｎｇ ｐａｔｔｅｒｎｓ,” ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ, Ｐａｒｔ−Ｉ: Ｒｅｇｕｌａｒ Ｐａｐｅｒｓ, ｖｏｌ. ５３, ｎｏ. ３, ｐｐ. ６７７−６８７, Ｍａｒｃｈ ２００６.
【非特許文献２】Ｎａｍ−Ｊｕ Ｐａｒｋ; Ｄｏｎｇ−Ｙｕｎ Ｌｅｅ; Ｄｏｎｇ−Ｓｅｏｋ Ｈｙｕｎ , “Ａ ｐｏｗｅｒ−ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｃｈｅｍｅ ｗｉｔｈ ｃｏｎｓｔａｎｔ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｉｎ Ｃｌａｓｓ−Ｄ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ−ｈｅａｔｉｎｇ ｊａｒ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ,” ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ. Ｉｎｄ. Ｅｌｅｃ., ｖｏｌ. ５４, Ｎｏ. ３ ｐｐ. １２５２−１２６０, Ｊｕｎｅ ２００７.
【非特許文献３】Ｈ. Ｆｕｊｉｔａ, ａｎｄ Ｈ. Ａｋａｇｉ, “Ｐｕｌｓｅ−ｄｅｎｓｉｔｙ−ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ａ ４ ｋＷ, ４５０ｋＨｚ ｖｏｌｔａｇｅ−ｓｏｕｒｃｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｅｌｔｉｎｇ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ,” ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ. Ｉｎｄ. Ａｐｐｌ., ｖｏｌ. ３２, Ｎｏ. ２ ｐｐ. ２７９−２８６, Ｍａｒ.／Ａｐｒ. １９９６.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記のパルス密度変調方式では、零電流スイッチングを持続し損失を抑制することができるが、駆動パターンに依存した特定の低周波が発生し、低周波雑音が発生してしまう、という問題がある。また、駆動パターンにより出力可能な目標値が離散的となりうる、という問題がある。
【０００６】
本発明は、上記の問題点を解決するためになされたもので、低周波雑音を抑制すると共に、高い電力変換効率を実現した状態で、連続的に出力制御を行うことができるインバータ及びＤＣ／ＤＣコンバータを提示することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の目的を達成するために第１の発明に係るインバータは、所定周波数の信号を出力する発信回路と、前記所定周波数で共振する共振回路と、所定電圧の信号が入力されると共に、前記所定周波数の１／２の周波数のクロック信号で動作して入力された所定電圧の信号をΔΣ変調して出力するΔΣ変調器と、前記ΔΣ変調器からコンパレータを介し出力された信号と前記発信回路から出力された前記所定周波数の信号との論理積を求め、求めた論理積の信号を出力する論理積回路と、前記論理積回路から出力された信号によってオンオフされる第１のスイッチング素子、及び前記論理積回路から出力された信号を反転した信号によってオンオフされる第２のスイッチング素子が直列接続された直列回路を備え、前記直列回路の一端に直流電源が接続されると共に、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続部に前記共振回路の一端が接続されたスイッチング手段とを含んで構成されている。
【０００８】
第１の発明に係るインバータによれば、発信回路によって、所定周波数の信号を出力し、ΔΣ変調器は、所定電圧の信号が入力されると共に、所定周波数の１／２の周波数のクロック信号で動作して入力された所定電圧の信号をΔΣ変調して出力する。
【０００９】
そして、論理積回路によって、ΔΣ変調器からコンパレータを介し出力された信号と前記発信回路から出力された所定周波数の信号との論理積を求め、求めた論理積の信号を出力する。
【００１０】
このとき、スイッチング手段では、一端が直流電源に接続された直列回路において、論理積回路から出力された信号によって第１のスイッチング素子がオンオフされ、論理積回路から出力された信号を反転した信号によって第２のスイッチング素子がオンオフされる。そして、第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続部に接続された共振回路によって、所定周波数で共振させて出力する。
【００１１】
このように、ΔΣ変調器によって入力信号をΔΣ変調した信号と、共振回路の共振周波数と同じ周波数の信号との論理積を求めて、スイッチング素子をオンオフさせることにより、スイッチング素子を駆動させる信号パターンが時間と共に変化するため、低周波雑音を抑制することができ、また、零電流スイッチングを維持することができるため、高い電力変換効率を実現した状態で、連続的に出力制御を行うことができる。
【００１２】
第２の発明に係るインバータは、所定周波数の信号を出力する発信回路と、前記所定周波数で共振する共振回路と、所定電圧の信号が入力されると共に、前記所定周波数の１／２の周波数のクロック信号で動作して入力された所定電圧の信号をΔΣ変調して出力するΔΣ変調器と、前記ΔΣ変調器からコンパレータを介し出力された信号と前記発信回路から出力された前記所定周波数の信号との論理積を求め、求めた論理積の信号を出力する論理積回路と、前記論理積回路から出力された信号によってオンオフされる第１のスイッチング素子、及び前記論理積回路から出力された信号を反転した信号によってオンオフされる第２のスイッチング素子が直列接続された第１の直列回路、並びに前記論理積回路から出力された信号を反転した信号によってオンオフされる第３のスイッチング素子、及び前記論理積回路から出力された信号によってオンオフされる第４のスイッチング素子が直列接続された第２の直列回路を備え、前記第１の直列回路の一端及び第２の直列回路の一端に直流電源が接続されると共に、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続部に前記共振回路の一端が接続され、かつ前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続部に前記共振回路の他端が接続されたスイッチング手段とを含んで構成されている。
【００１３】
第２の発明に係るインバータによれば、発信回路によって、所定周波数の信号を出力し、ΔΣ変調器は、所定電圧の信号が入力されると共に、所定周波数の１／２の周波数のクロック信号で動作して入力された所定電圧の信号をΔΣ変調して出力する。
【００１４】
そして、論理積回路によって、ΔΣ変調器からコンパレータを介し出力された信号と前記発信回路から出力された所定周波数の信号との論理積を求め、求めた論理積の信号を出力する。
【００１５】
このとき、スイッチング手段では、各々の一端が直流電源に接続された第１の直列回路及び第２の直列回路において、論理積回路から出力された信号によって第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子がオンオフされ、論理積回路から出力された信号を反転した信号によって第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子がオンオフされる。そして、一端が第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続部に接続され、かつ、他端が第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続部に接続された共振回路によって、所定周波数で共振させて出力する。
【００１６】
このように、ΔΣ変調器によって入力信号をΔΣ変調した信号と、共振回路の共振周波数と同じ周波数の信号との論理積を求めて、スイッチング素子をオンオフさせることにより、スイッチング素子を駆動させる信号パターンが時間と共に変化するため、低周波雑音を抑制することができ、また、零電流スイッチングを維持することができるため、高い電力変換効率を実現した状態で、連続的に出力制御を行うことができる。
【００１７】
第３の発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の発明又は第２の発明のインバータと、前記インバータから出力された電流及び電圧を整流して直流を出力する整流器とを含んで構成されている。
【００１８】
第３の発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータによれば、上記と同様に、直流電源が接続されたインバータは、所定周波数で共振させて電流及び電圧を出力し、整流器によって、インバータから出力された電流及び電圧を整流して直流を出力する。
【発明の効果】
【００１９】
以上説明したように、本発明のインバータ及びＤＣ／ＤＣコンバータによれば、ΔΣ変調器によって入力信号をΔΣ変調した信号と、共振回路の共振周波数と同じ周波数の信号との論理積を求めて、スイッチング素子をオンオフさせることにより、スイッチング素子を駆動させる信号パターンが時間と共に変化するため、低周波雑音を抑制することができ、また、零電流スイッチングを維持することができるため、高い電力変換効率を実現した状態で、連続的に出力制御を行うことができる、という効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、図面を参照して、本発明の好適な実施の形態について説明する。
【００２１】
図１に示すように、第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、直流電源１２からの直流を交流に変換する電圧スイッチング型Ｄ級インバータ１４と、電圧スイッチング型Ｄ級インバータ１４から出力された交流を整流して直流を出力する整流器１８とを備えている。
【００２２】
電圧スイッチング型Ｄ級インバータ１４は、駆動信号を生成する駆動信号生成部１６と、第１のスイッチング素子２０Ａと第２のスイッチング素子２０Ｂとを直列に接続したスイッチ直列回路２０と、コイル２２とコンデンサ２４とを直列に接続したＬＣ直列共振回路２６とを備えている。スイッチ直列回路２０は、第１のスイッチング素子２０Ａ側の一端が直流電源１２に接続されている。ＬＣ直列共振回路２６のコイル２２側の一端が、スイッチ直列回路２０の第１のスイッチング素子２０Ａと第２のスイッチング素子２０Ｂとの接続部に接続されており、ＬＣ直列共振回路２６の他端が、整流器１８に接続されている。
【００２３】
整流器１８は、入力された交流正弦波の全てを用いる全波整流器であり、ダイオードブリッジを形成する４つのダイオード２８Ａ〜２８Ｄと、平滑化を行うためのコンデンサ３０と、抵抗素子３２とを備えている。コンデンサ３０の両端から、直流電圧Ｖ０が出力される。
【００２４】
駆動信号生成部１６は、ＬＣ直列共振回路２６の共振周波数と同じ周波数で０、１に交互に変化するパルス信号を発生する発信回路３４と、発信回路３４からのパルス信号に基づいて、共振周波数の１／２の周波数のクロック信号を生成するクロック信号生成回路３６と、クロック信号に応じて動作すると共に、目標電圧に応じて入力された入力信号をΔΣ変調し、量子化した０、１、−１のパルス信号を出力するΔΣ変調器３８と、ΔΣ変調器３８から出力されたパルス信号が正の場合１を、０以下の場合に０を出力するコンパレータ３９と、コンパレータ３９の出力パルス信号と発信回路３４から出力されたパルス信号との論理積を求めて出力するＡＮＤ回路４０と、ＡＮＤ回路４０から出力された信号を反転させるＮＯＴ回路４２とを備えている。また、ＡＮＤ回路４０の出力を、電圧スイッチング型Ｄ級インバータ１４の駆動信号として用いるために、ＡＮＤ回路４０の出力が、第１のスイッチング素子２０Ａのゲートに入力され、ＮＯＴ回路４２の出力が、第２のスイッチング素子２０Ｂのゲートに入力される。
【００２５】
ここで、図２（Ａ）、（Ｂ）に示すように、ＬＣ直列共振回路２６の共振周波数とスイッチング素子２０Ａ、２０Ｂの駆動周波数とを一致させると、図２（Ｃ）〜（Ｅ）に示すように、零電流スイッチングが維持される。また、ΔΣ変調器における、一定周波数で１、０のパルス信号を発生するという特徴が、共振型コンバータの一定駆動周波数条件下で零電圧スイッチング又は零電流スイッチングを維持するという特徴に合致する。
【００２６】
そこで、スイッチング素子２０Ａ、２０Ｂの駆動パルスの周波数を、ＬＣ直列共振回路２６の共振周波数と一致させて、駆動周波数を固定するように、本実施の形態では、発信回路３４から共振周波数と同じ周波数のパルス信号を出力し、ＡＮＤ回路４０によって、ΔΣ変調器３８からコンパレータ３９を介して出力された信号と発信回路３４からの出力信号と論理積を出力する。
【００２７】
ΔΣ変調器３８は、入力信号ｘ１から帰還信号を差し引く差分器４４と、差分器４４の出力ｘ２を積分する積分器４６と、積分器４６の出力ｘ３を１ビット量子化して出力信号ｘ４を出力する量子化器４８と、量子化器４８の出力ｘ４から差分器４４の入力への帰還信号の負帰還経路に介挿された遅延器５０及びゲイン調整器５２とを備えている。
【００２８】
遅延器５０は、量子化器４８の出力ｘ４を遅延させて出力し、ゲイン調整器５２は、遅延器５０の出力をゲイン調整して出力し、帰還信号として差分器４４に入力する。
【００２９】
ΔΣ変調器３８の各部は、クロック信号生成回路３６によって生成されたクロック信号と同期して動作する。例えば、積分器４６は、クロック信号と同じ周波数、すなわち、ＬＣ直列共振回路２６の共振周波数の１／２の周波数で、差分器４４の出力ｘ２を積分し、遅延器５０は、クロック信号と同じ周波数で、量子化器４８の出力ｘ４を遅延させる。また、量子化器４８は、クロック信号と同じ周波数で、１ビット量子化して出力する。
【００３０】
ΔΣ変調器３８は、目標とする電圧に対応するレベルの信号(直流)を入力信号として、ΔΣ変調を行って、量子化した１、０のパルス信号列を生成し、生成されたパルス信号列に従い、ＡＮＤ回路４０によって、電圧スイッチング型Ｄ級インバータ１４の駆動信号のパルスを間引きする。例えば、図３（Ａ）に示すように、ΔΣ変調器３８からコンパレータ３９を介して出力されるパルス信号が１である場合には、図３（Ｂ）〜（Ｄ）に示すように、ＡＮＤ回路４０の出力によって、駆動信号のパルスが間引かれないため、第１のスイッチング素子２０Ａ及び第２のスイッチング素子２０Ｂにおいて、ＬＣ直列共振回路２６の共振周波数で通常のスイッチング動作が行われる。また、図３（Ａ）に示すように、ΔΣ変調器３８からコンパレータ３９を介して出力されるパルス信号が０である場合には、図３（Ｃ）に示すように、ＡＮＤ回路４０の出力によって、駆動信号のパルスが間引かれ、共振周波数の１周期の間、第１のスイッチング素子２０Ａのゲート入力gs1が０Ｖに維持される。このとき、図３（Ｅ）に示すように、電圧スイッチング型Ｄ級インバータ１４から出力される電流ｉ０は、共振周波数で減衰振動し、振幅が減衰する。
【００３１】
このように、電圧スイッチング型Ｄ級インバータ１４の駆動信号のパルスの間引き制御によって、電圧スイッチング型Ｄ級インバータ１４の出力電圧、即ち整流器１８の入力電圧が上下する。
【００３２】
従って、目標電圧の設定、すなわち、入力信号のレベルに応じて、ΔΣ変調器３８及びＡＮＤ回路４０により駆動信号のパルスの間引き制御が行われることにより、電圧スイッチング型Ｄ級インバータ１４より広範囲の出力電圧が連続的に得られると共に、零電流スイッチングが維持されて、高効率の電力変換が実現される。
【００３３】
なお、図４に示すように、入力信号のレベルは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の目標となる出力電圧が高くなるほど線形的に高くなる関係を持つため、図４に示すような、目標電圧と入力信号のレベルとの関係を予め求めておき、この関係に基づいて、目標電圧に対応する入力信号のレベルを設定すればよい。
【００３４】
次に、第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０の動作について説明する。まず、発信回路３４によって、ＬＣ直列共振回路２６の共振周波数で変化するパルス信号が出力され、クロック信号生成回路３６によって、共振周波数の１／２の周波数のクロック信号が出力される。また、目標電圧に応じたレベルの入力信号がΔΣ変調器３８に入力されると、ΔΣ変調器３８によって、クロック信号生成回路３６から出力されるクロック信号に応じて、ΔΣ変調が行われ、量子化され、コンパレータ３９を介した１、０のパルス信号列が出力される。
【００３５】
そして、ＡＮＤ回路４０によって、ΔΣ変調器３８からコンパレータ３９を介して出力されたパルス信号列と発信回路３４からの信号列との論理積を求め、求めた論理積の信号gs1を出力する。ＡＮＤ回路４０からの信号gs1が、第１のスイッチング素子２０Ａのゲートに入力されると共に、ＮＯＴ回路４２によって、ＡＮＤ回路４０より出力された信号を反転した信号gs2が出力され、第２のスイッチング素子２０Ｂのゲートに入力される。
【００３６】
このとき、図５（Ａ）に示すように、ΔΣ変調器３８及びＡＮＤ回路４０によって、駆動信号gs1のパルスの間引き制御が行われ、また、ΔΣ変調器３８のΔΣ変調により、駆動信号gs1のパターンは、時間と共に変化する。
【００３７】
電圧スイッチング型Ｄ級インバータ１４は、駆動信号gs1、gs2に応じて、第１のスイッチング素子２０Ａ及び第２のスイッチング素子２０Ｂにおいてスイッチング動作を行い、零電流スイッチングにより、直流電源１２からの直流Ｉ１を、交流に変換して、図５（Ａ）に示すような交流の電流ｉ０が整流器１８に入力される。
【００３８】
整流器１８では、入力された交流の電圧ｖ０及び電流ｉ０を整流して、図５（Ａ）に示すような直流の電圧Ｖ０及び電流を出力する。
【００３９】
また、目標電圧を変更する場合には、目標電圧と入力信号のレベルとの関係に基づいて、入力信号のレベルの設定を変更する。この場合には、図５（Ｂ）〜（Ｅ）に示すように、ΔΣ変調器３８及びＡＮＤ回路４０によって、入力信号のレベルに応じた駆動信号gs1のパルスの間引き制御が行われ、また、上記図５（Ａ）と同様に、駆動信号gs1のパターンが、時間と共に変化する。
【００４０】
また、目標電圧を連続的に変更する場合には、目標電圧と入力信号のレベルとの関係に基づいて、入力信号のレベルの設定を連続的に変更させるようにすればよい。
【００４１】
以上説明したように、第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータによれば、ΔΣ変調器によって入力信号をΔΣ変調して量子化したパルス信号と、共振回路の共振周波数と同じ周波数のパルス信号との論理積を求めて、スイッチング素子をオンオフさせることにより、スイッチング素子を駆動させる信号パターンが時間と共に変化し、駆動パターンに依存した特定の低周波成分が発生しないため、低周波雑音を抑制することができる。また、零電流スイッチングを維持することができるため、高い電力変換効率を実現した状態で、連続的に出力制御を行うことができる。
【００４２】
また、電圧スイッチング型Ｄ級インバータの負荷抵抗を整流器に置き換えて、ゼロ電流スイッチングを用いた高効率のＤＣ／ＤＣコンバータを構成することができる。
【００４３】
また、目標電圧に応じた入力信号をΔΣ変調して、量子化した１、０のパルス信号列に従い、電圧スイッチング型Ｄ級インバータの駆動パルスを間引きすることにより、整流器の入力電圧を変化させることができるため、広範囲の出力電圧を得ることができる。また、出力制御を行う間にも、零電流スイッチングが維持されるので高効率の電力変換が実現される。 
【００４４】
次に、第２の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。なお、第１の実施の形態と同様の構成となる部分については、同一符号を付して、説明を省略する。
【００４５】
第２の実施の形態では、フルブリッジにより電圧スイッチング型Ｄ級インバータと整流器とが接続されている点が第１の実施の形態と異なっている。
【００４６】
図６に示すように、第２の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２１０の電圧スイッチング型Ｄ級インバータ２１４は、駆動信号生成部１６と、スイッチ直列回路２０と、ＬＣ直列共振回路２６と、第３のスイッチング素子２２０Ａと第４のスイッチング素子２２０Ｂとを直列に接続した第２のスイッチ直列回路２２０とを備えている。
【００４７】
スイッチ直列回路２０は、第１のスイッチング素子２０Ａ側の一端が、直流電源１２に接続され、また、第２のスイッチ直列回路２２０は、第３のスイッチング素子２２０Ａ側の一端が、直流電源１２に接続されている。
【００４８】
整流器１８のＬＣ直列共振回路２６側と反対側の一端が、第２スイッチ直列回路２２０の第３のスイッチング素子２２０Ａと第４のスイッチング素子２２０Ｂとの接続部が接続されている。
【００４９】
駆動信号生成部１６のＡＮＤ回路４０の出力を、電圧スイッチング型Ｄ級インバータ２１４の駆動信号として用いるために、ＡＮＤ回路４０の出力を、第１のスイッチング素子２０Ａ及び第４のスイッチング素子２２０Ｂのゲートに入力し、ＮＯＴ回路４２の出力を、第２のスイッチング素子２０Ｂ及び第３のスイッチング素子２２０Ａのゲートに入力する。
【００５０】
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０の他の構成及び動作については、第１の実施の形態と同様であるため、説明を省略する。
【００５１】
なお、上記の第１の実施の形態及び第２の実施の形態では、整流器として全波整流器を用いた場合を例に説明したが、これに限定されるものではなく、例えば、半波整流器を用いて、電圧スイッチング型Ｄ級インバータから出力される交流を直流に整流するようにしてもよい。また、ダイオードを能動素子に替えて同期整流器としてもよい。
【００５２】
次に、第３の実施の形態について説明する。第３の実施の形態では、電圧スイッチング型Ｄ級インバータに本発明を適用した場合について説明する。なお、第１の実施の形態と同様の構成の部分については、同一符号を付して、説明を省略する。
【００５３】
図７に示すように、第３の実施の形態に係る電圧スイッチング型Ｄ級インバータ３１４は、駆動信号生成部１６と、スイッチ直列回路２０と、ＬＣ直列共振回路２６と、ＬＣ直列共振回路２６と直列に接続された負荷抵抗３１８とを備えている。
【００５４】
ＬＣ直列共振回路２６のコイル２２側の一端が、スイッチ直列回路２０の第１のスイッチング素子２０Ａと第２のスイッチング素子２０Ｂとの接続部に接続されており、ＬＣ直列共振回路２６の他端が、負荷抵抗３１８に接続されている。負荷抵抗３１８の両端から、交流電圧Ｖ０が出力される。
【００５５】
駆動信号生成部１６の入力信号のレベルについては、目標となる交流電圧と入力信号のレベルとの関係を予め求めておき、この関係に基づいて、目標となる交流電圧に対応する入力信号のレベルを設定すればよい。
【００５６】
電圧スイッチング型Ｄ級インバータ３１４は、駆動信号生成部１６より出力される駆動信号gs1、gs2に応じて、第１のスイッチング素子２０Ａ、第２のスイッチング素子２０Ｂ、第３のスイッチング素子２２０Ａ、及び第４のスイッチング素子２２０Ｂにおいて、スイッチング動作を行い、零電流スイッチングにより、直流電源１２からの直流Ｉ１を、交流に変換して、上記図５（Ａ）に示すような交流の電流ｉ０及び電圧を出力する。
【００５７】
なお、第３の実施の形態に係る電圧スイッチング型Ｄ級インバータ３１４の他の構成及び動作については、第１の実施の形態と同様であるため、説明を省略する。
【００５８】
なお、上記の実施の形態では、ハーフブリッジ方式により、スイッチ直列回路に、ＬＣ直列共振回路と負荷抵抗とを接続した場合を例に説明したが、これに限定されるものではなく、上記第２の実施の形態と同様に、フルブリッジ方式により、第１のスイッチ直列回路及び第２のスイッチ直列回路に、ＬＣ直列共振回路と負荷抵抗とを接続するようにしてもよい。
【００５９】
また、上記の第１の実施の形態〜第３の実施の形態では、共振回路として、ＬＣ直列共振回路を用いた場合を例に説明したが、これに限定されるものではなく、それ以外の共振回路を用いて構成してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図２】（Ａ）第１のスイッチング素子の電圧の変化を示すタイムチャート、（Ｂ）第２のスイッチング素子の電圧の変化を示すタイムチャート、（Ｃ）第１のスイッチング素子に流れる電流の変化を示すタイムチャート、（Ｄ）第２のスイッチング素子に流れる電流の変化を示すタイムチャート、及び（Ｅ）電圧スイッチング型Ｄ級インバータから出力される交流の変化を示すタイムチャートである。
【図３】（Ａ）ΔΣ変調器からコンパレータを介し出力される信号の変化を示すタイムチャート、（Ｂ）発信回路から出力される信号の変化を示すタイムチャート、（Ｃ）第１のスイッチング素子のゲートに入力される信号の変化を示すタイムチャート、（Ｄ）第２のスイッチング素子のゲートに入力される信号の変化を示すタイムチャート、及び（Ｅ）電圧スイッチング型Ｄ級インバータから出力される交流の変化を示すタイムチャートである。
【図４】入力信号のレベルと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧との関係の一例を示すグラフである。
【図５】第２のスイッチング素子の電圧の変化、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の変化、及び電圧スイッチング型Ｄ級インバータから出力される交流の変化を示すタイムチャートである。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態に係る電圧スイッチング型Ｄ級インバータの構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００６１】
１０、２１０  ＤＣ／ＤＣコンバータ
１２   直流電源
１４、２１４、３１４  電圧スイッチング型Ｄ級インバータ
１６   駆動信号生成部
１８   整流器
２０Ａ  第１のスイッチング素子
２０Ｂ  第２のスイッチング素子
２０   スイッチ直列回路
２６   ＬＣ直列共振回路
３４   発信回路
３６   クロック信号生成回路
３８   ΔΣ変調器
４０   ＡＮＤ回路
４２   ＮＯＴ回路
２２０Ａ  第３のスイッチング素子
２２０Ｂ  第４のスイッチング素子
２２０ 第２のスイッチ直列回路
３１８  負荷抵抗
【図１】
2009303400.tif 000003
【図２】
2009303400.tif 000004
【図３】
2009303400.tif 000005
【図４】
2009303400.tif 000006
【図５】
2009303400.tif 000007
【図６】
2009303400.tif 000008
【図７】
2009303400.tif 000009