(57)【要約】回路規模及び装置全体を大型化させることなく、高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ることができる増幅回路。この増幅回路（１００）は、Ｓ／Ｐ変換部（１３１）に入力されたＯＦＤＭ信号から２つの定包絡線信号を生成し、２つの増幅器（１１１、１１２）でそれぞれを増幅した後、合成器（１１３）で合成して送信信号を得る。このとき、パイロット信号生成部（１０２）がＯＦＤＭサブキャリアと周波数直交関係にあるパイロット信号を２つの定包絡線信号に加算し、出力の送信信号からパイロット信号を抽出し、２系統の利得または位相が等しくなるようにベクトル調整部（１０５）を制御する。【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重された入力信号から生成される複数の定包絡線信号に、前記入力信号と周波数が直交関係にある複数のパイロット信号を加算する加算手段と、
前記加算手段によって複数のパイロット信号を加算された前記複数の定包絡線信号を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段によって増幅された前記複数の定包絡線信号を合成する合成手段と、
前記合成手段によって合成された前記複数の定包絡線信号からパイロット信号成分を検出する検出手段と、
前記検出手段によって検出されたパイロット信号成分が所定条件を満たすように、前記加算手段によって複数のパイロット信号を加算された前記複数の定包絡線信号のいずれかにおける、利得および位相の少なくとも一方を補正する補正手段と、
を備える増幅回路。
【請求項２】
前記補正手段は、各パイロット信号成分のうちの振幅成分が等しくなるように利得を補正する請求項１に記載の増幅回路。
【請求項３】
前記補正手段は、各パイロット信号成分のうちの位相成分が等しくなるように位相を補正する請求項１に記載の増幅回路。
【請求項４】
前記検出手段は、直交周波数分割多重された信号のフーリエ変換演算を行うフーリエ変換部を有する請求項１に記載の増幅回路。
【請求項５】
直交周波数分割多重された信号を受信するフーリエ変換手段を備えた受信部と、入力信号を加算・増幅・合成して出力信号を生成する送信部とによって構成されたＴＤＤ方式の無線通信回路であって、
前記送信部は、
直交周波数分割多重された入力信号から生成される複数の定包絡線信号に、前記入力信号と周波数が直交関係にある複数のパイロット信号を加算する加算手段と、
前記加算手段によって複数のパイロット信号を加算された前記複数の定包絡線信号を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段によって増幅された前記複数の定包絡線信号を合成する合成手段と、
前記受信部が備えるフーリエ変換手段によって前記合成手段で合成された前記複数の定包絡線信号からパイロット信号成分を検出し、検出されたパイロット信号成分が所定条件を満たすように、前記加算手段によって複数のパイロット信号を加算された前記複数の定包絡線信号のいずれかにおける、利得および位相の少なくとも一方を補正する補正手段と、
を備えるＴＤＤ方式の無線通信回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、送信信号を増幅する増幅回路等に関し、特に、直交周波数多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式の無線通信や放送に用いる送信装置において送信信号を増幅する終段の増幅回路、およびこの増幅回路を備える無線通信回路、無線基地局装置、無線端末装置に関する。
【背景技術】
【０００２】  近年、無線通信や放送に用いられる送信装置においては、ディジタル変調信号を送信する場合が多くなっている。これらのディジタル変調信号の多くは多値化が進んで振幅方向に情報を載せることが可能になったため、送信装置に用いる増幅回路には線形性が求められている。一方で、送信装置の消費電力を削減するために、増幅回路には高い電力効率も要求されている。また、増幅回路の線形性および高い電力効率を両立させるために、歪み補償や効率改善のための様々な手法が提案されている。従来の増幅回路の方式の１つにＬＩＮＣ（Ｌｉｎｅａｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ  ｗｉｔｈ  Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ  Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）方式と呼ばれるものがある。このＬＩＮＣ方式では、送信信号を２つの定包絡線信号に分岐し、電力効率が高い非線形増幅器で増幅した後に合成することで、線形性および電力効率の向上の両立を図っている。【０００３】  図１は、従来の増幅回路の構成の一般例を示す図であり、この図を用いてＬＩＮＣ方式を適用した増幅回路の一般的な例について説明する。図１に示す増幅回路３１０において、定包絡線信号生成部３１１では、入力信号Ｓ（ｔ）から、２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）およびＳｂ（ｔ）を生成する。例えば、入力信号Ｓ（ｔ）が次の式（１）で表されたときに、各定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）を次の式（２）および式（３）で表わすとすれば、各定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）は振幅方向が定数となる。
Ｓ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋φ（ｔ）｝              （１）
Ｓａ（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋ψ（ｔ）｝        （２）
Ｓｂ（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋θ（ｔ）｝        （３）
ただし、Ｖ（ｔ）の最大値をＶｍａｘ、入力信号の搬送波の角周波数をωｃ、ψ（ｔ）＝φ（ｔ）＋α（ｔ）、θ（ｔ）＝φ（ｔ）−α（ｔ）とする。【０００４】  図２は、図１に示す従来の増幅回路における演算動作を直交平面座標上で示した図である。つまり、この図は、定包絡線信号の生成動作を、直交平面座標上で信号ベクトルを用いて示したものである。図２に示すように、入力信号Ｓ（ｔ）は、振幅がＶｍａｘ／２である２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）のベクトル和で表される。【０００５】  再び図１に戻って、２つの増幅器３１２、３１３は２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）をそれぞれ増幅する。このとき、増幅器３１２、３１３の利得をそれぞれＧとすると、増幅器３１２、３１３の出力信号は、それぞれＧ×Ｓａ（ｔ）、Ｇ×Ｓｂ（ｔ）となる。合成回路３１４でこれらの出力信号Ｇ×Ｓａ（ｔ）、Ｇ×Ｓｂ（ｔ）を合成すると、出力信号Ｇ×Ｓ（ｔ）が得られる。【０００６】  図３は、従来の増幅回路の構成の他の例を示す図であり、この図を用いて図１と同様の機能を有する増幅回路３１０ａについて説明する。定包絡線信号生成部３１１において、定包絡線信号ＩＱ生成部３１５では、ベースバンド帯の入力信号Ｓｉ、Ｓｑから直交復調後に定包絡線信号Ｓａ、Ｓｂとなるベースバンド信号Ｓａｉ、Ｓａｑ、Ｓｂｉ、Ｓｂｑをディジタル信号処理により生成し、各ベースバンド信号をＤ／Ａ変換器３１６ａ、３１６ｂ、３１６ｃ、３１６ｄによりアナログ信号に変換した後、２つの直交変調器を有する直交変調部３１７で直交変調して２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）を得る。各信号を前段増幅器（ドライバアンプ）３１８ａ、３１８ｂで増幅した後、終段の増幅器３１２、３１３での最終増幅し、さらに合成回路３１４で合成を行うと出力信号Ｇ×Ｓ（ｔ）が得られる。【０００７】  上記のような増幅回路３１０ａでは、周波数の低いベースバンド信号を用いることでディジタル信号処理によって定包絡線信号生成を実現することができるが、２系統の増幅器の利得や位相に誤差が発生した場合、増幅合成後の信号のベクトルが、意図する出力信号のベクトルと異なってしまう。つまり、これらのベクトル誤差は出力信号の歪み成分になる。また、増幅回路３１０ａにおいては、これらのベクトル誤差の要因を予測することが困難であるだけでなく、温度等の環境によっても特性が変動するおそれがある。【０００８】  そこで、従来の増幅回路としては、これらの歪み成分や特性変動を補償するために、例えば、定包絡線信号生成の際に入力信号と合成される補助波信号を入力信号から近似的に演算し、補助波信号と入力信号とを合成することで２つの定包絡線信号を生成し、各定包絡線信号を２つの増幅器で増幅し、合成した後に出力信号または補助波成分を検出して２系統の増幅器の利得や位相に関する特性の誤差を補正する手法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。また、送信信号を直交検波した後に定包絡線信号を生成し、この定包絡線信号を２系統の増幅器で増幅した後に合成することにより、歪み成分や特性変動を補償して効率よく増幅を行う技術も提案されている（例えば、特許文献２参照）。
【特許文献１】特許第２７５８６８２号公報
【特許文献２】特公平６−２２３０２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】  しかしながら、上記従来の増幅回路においては、信号を参照するために演算処理を行う必要があるが、その際に入力信号と同等の帯域成分の出力信号または補助波信号を解析記する必要がある。特に、ＯＦＤＭ方式では信号の帯域が広いために必要な演算速度や演算処理量が大きくなり、結果的に、増幅回路の消費電力や回路規模が増大してしまうという問題がある。【００１０】  本発明の目的は、回路規模の増大を抑制しつつ、高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ることができる増幅回路、およびこの増幅回路を備える無線通信回路、無線基地局装置、無線端末装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】  本発明の増幅回路は、直交周波数分割多重された入力信号（ＯＦＤＭ信号）から生成される複数の定包絡線信号に、入力信号と周波数が直交関係にある複数のパイロット信号を加算する加算手段と、加算手段によって複数のパイロット信号を加算された複数の定包絡線信号を増幅する増幅手段と、増幅手段によって増幅された複数の定包絡線信号を合成する合成手段と、合成手段によって合成された複数の定包絡線信号からパイロット信号成分を検出する検出手段と、検出手段によって検出されたパイロット信号成分が所定条件を満たすように、加算手段によって複数のパイロット信号を加算された複数の定包絡線信号のいずれかにおける、利得および位相の少なくとも一方を補正する補正手段とを備える構成を採る。【００１２】  また、本発明のＴＤＤ（Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ）方式の無線通信回路は、直交周波数分割多重された信号を受信するフーリエ変換手段を備えた受信部と、入力信号を加算・増幅・合成して出力信号を生成する送信部とによって構成されたＴＤＤ方式の無線通信回路であって、送信部は、直交周波数分割多重された入力信号から生成される複数の定包絡線信号に、入力信号と周波数が直交関係にある複数のパイロット信号を加算する加算手段と、加算手段によって複数のパイロット信号を加算された複数の定包絡線信号を増幅する増幅手段と、増幅手段によって増幅された複数の定包絡線信号を合成する合成手段と、受信部が備えたフーリエ変換手段によって合成手段で合成された複数の定包絡線信号からパイロット信号成分を検出し、検出されたパイロット信号成分が所定条件を満たすように、加算手段によって複数のパイロット信号を加算された複数の定包絡線信号のいずれかにおける、利得および位相の少なくとも一方を補正する補正手段とを備える構成を採る。
【発明の効果】
【００１３】  本発明によれば、増幅され合成された複数の定包絡線信号に入力のＯＦＤＭ信号と周波数直交した複数のパイロット信号を加算し、これらの複数のパイロット信号を加算・増幅・合成した複数の定包絡線信号からパイロット信号成分を検出する。さらに、検出されたパイロット信号成分が所定条件を満たすように、複数のパイロット信号を加算された複数の定包絡線信号のいずれかにおける利得または位相を補正している。このため、例えば正弦波等の単純な信号をパイロット信号として用いた場合、パイロット信号を比較することで増幅回路の複数系統の利得誤差または位相誤差を算出して補正することができる。したがって、大規模な誤差補正用の演算回路が不要となり、増幅回路の回路規模を小さくすることができる。さらに、ＯＦＤＭ信号に干渉を与えることなく、高い電力効率で歪みが少ない出力のＯＦＤＭ信号を得ることができる。【００１４】  また、本発明によれば、フーリエ変換処理により容易にパイロット信号を分離して検出することができるので、簡単な回路構成で増幅回路の複数系統の位相誤差を補正することができる。【００１５】  また、本発明によれば、受信部に備えたフーリエ変換手段を用いてフーリエ変換処理により容易にパイロット信号を分離して検出することができる。これによって、簡単な回路構成で、無線通信回路の送信部を構成する複数系統の増幅回路の位相誤差を補正することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】従来の増幅回路の構成の一般例を示す図
【図２】従来の増幅回路における演算動作を直交平面座標上で示した図
【図３】従来の増幅回路の構成の他の例を示す図
【図４】本発明の実施の形態１に係る増幅回路の構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態１における演算動作を直交平面座標上で示した図
【図６】本発明の実施の形態１に係る増幅回路における出力信号のスペクトラムを示す図
【図７】本発明の実施の形態２に係る増幅回路の構成を示すブロック図
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】  本発明の増幅回路は、ＯＦＤＭ信号から生成して増幅・合成された複数の定包絡線信号に対して、ＯＦＤＭ信号と周波数が直交関係にある複数のパイロット信号を加算する。そして、これらの複数のパイロット信号を加算・増幅・合成された複数の定包絡線信号から所望のパイロット信号成分を検出する。さらに、検出されたパイロット信号成分が所定の条件を満たすように、複数のパイロット信号を加算された複数の定包絡線信号のいずれかにおいて、利得および位相の少なくとも一方を補正するようにしたことを特徴としている。これによって、増幅回路の回路規模が増大することを抑制して、高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ることができる。【００１８】  以下、図面を用いて、本発明における増幅回路の実施の形態の幾つかを詳細に説明する。尚、各実施の形態に用いる図面において、同一の構成要素は同一の符号を付し、かつ重複する説明は可能な限り省略する。【００１９】＜実施の形態１＞
図４は、本発明の実施の形態１に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。まず、図４に示す増幅回路１００の構成について説明する。増幅回路（送信部）１００は、Ｓ／Ｐ変換部１３１、逆フーリエ変換部１３０、定包絡線信号生成部１０１、パイロット信号生成部１０２、第１加算部１０３、第２加算部１０４、ベクトル調整部１０５、２つのＤ／Ａ変換器１０６ａ、１０６ｂ、２つのＬＰＦ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）１０７ａ、１０７ｂ、２つのミキサ１０８ａ、１０８ｂ、局部発振器１０９、２つのＢＰＦ（Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）１１０ａ、１１０ｂ、第１増幅器１１１、第２増幅器１１２、合成器１１３、パイロット信号検出部１１４および制御部１１５を備えている。また、パイロット信号検出部１１４は、周波数変換部１１６、Ａ／Ｄ変換器１１８、およびフーリエ変換部１３２を備えている。さらに、ベクトル調整部１０５は、振幅調整部１１９および位相調整部１２０を備えている。【００２０】  次に、増幅回路１００における各構成要素の機能について説明する。Ｓ／Ｐ変換部１３１は、入力信号の一定時間単位のデータをシリアル−パラレル変換し、逆フーリエ変換部１３０へ出力する。逆フーリエ変換部１３０は、Ｓ／Ｐ変換部１３１が出力した信号を直交する周波数（つまり、ＯＦＤＭサブキャリア）上にデータを割り当てて逆フーリエ変換して直交変調し、ＯＦＤＭ信号となるベースバンド信号Ｓｉ、Ｓｑを出力する。【００２１】  定包絡線信号生成部１０１は、入力されたベースバンド信号Ｓｉ、Ｓｑを用いてベクトル合成し、これらの入力信号Ｓｉ、Ｓｑを周波数ωａの搬送波周波数で直交変調した信号と等価になる２つの定包絡線信号を生成して出力する。すなわち、入力されたベースバンド信号Ｓｉ、Ｓｑから第１定包絡線信号Ｓωａ１および第２定包絡線信号Ｓωａ２を生成し、第１加算部１０３および第２加算部１０４へそれぞれ出力する。【００２２】  パイロット信号生成部１０２は、周波数がベースバンド信号Ｓｉ、Ｓｑを直交変調したＯＦＤＭ信号のＯＦＤＭサブキャリアと直交関係にある２つのパイロット信号を生成して第１加算部１０３および第２加算部１０４にそれぞれ出力する。すなわち、パイロット信号生成部１０２は、第１パイロット信号および第２パイロット信号を生成して第１加算部１０３および第２加算部１０４にそれぞれ出力する。【００２３】  第１加算部１０３は、それぞれ入力された第１定包絡線信号Ｓωａ１および第１パイロット信号を加算する。また、第２加算部１０４は、それぞれ入力された第２定包絡線信号Ｓωａ２および第２パイロット信号を加算する。【００２４】  ベクトル調整部１０５は、例えば演算回路であり、第２加算部１０４の出力信号の利得および位相を、後述する制御部１１５の制御に基づいて変化させ、Ｄ／Ａ変換器１０６ｂへ出力する。より具体的には、ベクトル調整部１０５において、振幅調整部１１９は、制御部１１５の制御に基づいて、第２加算部１０４の出力信号の利得（振幅方向）の調整を行い、位相調整部１２０は、制御部１１５の制御に基づいて、第２加算部１０４の出力信号の位相（位相方向）の調整を行う。【００２５】  ここで、Ｓ／Ｐ変換部１３１、逆フーリエ変換部１３０、定包絡線信号生成部１０１、パイロット信号生成部１０２、第１加算部１０３、第２加算部１０４およびベクトル調整部１０５は、例えばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）またはＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）等で構成されるディジタル信号処理回路であり、それぞれの動作はディジタル信号の演算により処理される。【００２６】  Ｄ／Ａ変換器１０６ａは、第１加算部１０３で第１パイロット信号が加算された第１定包絡線信号Ｓωａ１をディジタル値からアナログ値に変換する。Ｄ／Ａ変換器１０６ｂは、ベクトル調整部１０５からの出力信号である第２パイロット信号が加算された第２定包絡線信号Ｓωａ２をディジタル値からアナログ値に変換する。【００２７】  ＬＰＦ１０７ａ、１０７ｂは、Ｄ／Ａ変換器１０６ａ、１０６ｂからの各出力信号からサンプリング周波数および折り返し雑音成分を除去し、除去後の第１定包絡線信号Ｓωａ１および第２定包絡線信号Ｓωａ２をそれぞれミキサ１０８ａ、１０８ｂに出力する。ミキサ１０８ａ、１０８ｂは、例えば、周波数をアップコンバートするミキサ回路であり、ＬＰＦ１０７ａ、１０７ｂからの各出力信号を局部発振器１０９からの局部発振信号と混合し、混合後の第１定包絡線信号Ｓωｃ１および第２定包絡線信号Ｓωｃ２をそれぞれ所定の出力信号用周波数に周波数変換（アップコンバート）する。【００２８】  局部発振器１０９は、例えば位相負帰還制御系（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）で制御される電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）を用いた周波数シンセサイザ等の発振回路であり、局部発振信号をミキサ１０８ａ、１０８ｂへ出力する。【００２９】  ＢＰＦ１１０ａ、１１０ｂは、所望の周波数帯の信号を通過させて不要周波数成分を抑圧するフィルタであり、ミキサ１０８ａ、１０８ｂでアップコンバートされた第１定包絡線信号Ｓωａ１および第２定包絡線信号Ｓωａ２にそれぞれ含まれる不要周波数成分、すなわち、ミキサ１０８ａ、１０８ｂで発生するイメージ成分や局部発振信号の漏洩成分を抑圧し、抑圧後の第１定包絡線信号Ｓωｃ１および第２定包絡線信号Ｓωｃ２をそれぞれ第１増幅器１１１および第２増幅器１１２へ出力する。【００３０】  第１増幅器１１１は、ＢＰＦ１１０ａからの出力信号を増幅して合成器１１３へ出力する。第２増幅器１１２は、ＢＰＦ１１０ｂからの出力信号を増幅して合成器１１３へ出力する。合成器１１３は、例えば分布定数回路を用いた４端子方向性結合器やウィルキンソン型合成器等で実現可能な合成手段であり、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２で増幅された信号を合成して、増幅回路１００の出力信号を得る。【００３１】  パイロット信号検出部１１４は、合成器１１３からの出力信号の一部からパイロット信号成分を抽出して制御部１１５へ出力する。このとき、パイロット信号成分には第１パイロット信号に相当する成分および第２パイロット信号に相当する成分が含まれる。より具体的には、パイロット信号検出部１１４において、周波数変換部１１６は、合成器１１３から得られたパイロット信号を含んだＯＦＤＭ信号を低周波数帯に周波数変換してＡ／Ｄ変換器１１８へ出力する。また、Ａ／Ｄ変換器１１８は、パイロット信号を含んだＯＦＤＭ信号をアナログディジタル変換してフーリエ変換部１３２へ出力する。さらに、フーリエ変換部１３２はパイロット信号を含んだＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して、ＯＦＤＭサブキャリア毎の信号と、ＯＦＤＭサブキャリアと直交するパイロット信号成分とを分離し、分離したパイロット信号成分を制御部１１５へ出力する。【００３２】  制御部１１５は、例えばＣＰＵ、ＤＳＰおよびＡＳＩＣ等の演算回路やメモリ等で構成され、パイロット信号検出部１１４が出力するパイロット信号成分（つまり、第１パイロット信号成分および第２パイロット信号成分）に基づいて、ベクトル調整部１０５での利得および位相の調整を制御する。より具体的には、ベクトル調整部１０５での振幅方向および位相方向の調整量をそれぞれγ、βとすると、制御部１１５は、振幅方向の調整量γを、パイロット信号検出部１１４によって検出された第１パイロット信号成分および第２パイロット信号成分のうちの各振幅成分が互いに等しくなるような値に設定し、位相方向の調整量βを、パイロット信号検出部１１４によって検出された第１パイロット信号成分および第２パイロット信号成分のうちの各位相成分が互いに等しくなるような値に設定する。【００３３】  次いで、図４を用いて、上記のように構成された増幅回路１００の動作について説明する。まず、Ｓ／Ｐ変換部１３１で入力信号の１ＯＦＤＭシンボルＴｓの一定時間単位のデータをシリアル−パラレル変換して逆フーリエ変換部１３０に出力する。逆フーリエ変換部１３０は、Ｓ／Ｐ変換部１３１が出力した信号を周波数間隔がΔｆｓ（＝１／Ｔｓ）の直交する周波数（ＯＦＤＭサブキャリア）上にデータを割り当てて逆フーリエ変換し、直交変調するとＯＦＤＭ信号となるベースバンド信号Ｓｉ、Ｓｑを出力する。【００３４】  さらに、定包絡線信号生成部１０１が、ベースバンド帯の入力信号Ｓｉ、Ｓｑから第１定包絡線信号Ｓωａ１（ｔ）および第２定包絡線信号Ｓωａ２（ｔ）を生成する。そして、入力信号Ｓｉ、Ｓｑを角周波数ωａの搬送波周波数で直交変調した信号Ｓωａ（ｔ）が次の式（４）で表されるとき、第１定包絡線信号Ｓωａ１（ｔ）および第２定包絡線信号Ｓωａ２（ｔ）が式（５）および式（６）で表されるものとすれば、第１定包絡線信号Ｓωａ１（ｔ）および第２定包絡線信号Ｓωａ２（ｔ）は振幅方向が定数の定包絡線信号となる。
Ｓωａ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）×ｃｏｓ｛ωａｔ＋φ（ｔ）｝            （４）
Ｓωａ１（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωａｔ＋ψ（ｔ）｝      （５）
Ｓωａ２（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωａｔ＋θ（ｔ）｝      （６）
ただし、Ｖ（ｔ）の最大値をＶｍａｘ、ψ（ｔ）＝φ（ｔ）＋α（ｔ）、θ（ｔ）＝φ（ｔ）−α（ｔ）とする。【００３５】  ここで、パイロット信号生成部１０２で生成された第１パイロット信号および第２パイロット信号を、振幅が共にＰで角周波数がそれぞれ（ωａ−ωｐ１）、（ωａ−ωｐ２）の正弦波信号とする。つまり、第１パイロット信号Ｐ１（ｔ）および第２パイロット信号Ｐ２（ｔ）を、それぞれ、Ｐ１（ｔ）＝Ｐ×ｃｏｓ｛（ωａ−ωｐ１）ｔ｝、Ｐ２（ｔ）＝Ｐ×ｃｏｓ｛（ωａ−ωｐ２）ｔ｝とする。この場合、第１加算部１０３および第２加算部１０４での出力信号Ｓ’ωａ１（ｔ）、Ｓ’ωａ２（ｔ）は、それぞれ式（７）および式（８）で表される。
Ｓ’ωａ１（ｔ）＝Ｓωａ１（ｔ）＋Ｐ１（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωａｔ＋ψ（ｔ）｝＋Ｐ×ｃｏｓ｛（ωａ−ωｐ１）ｔ｝                      （７）
Ｓ’ωａ２（ｔ）＝Ｓωａ２（ｔ）＋Ｐ２（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωａｔ＋θ（ｔ）｝＋Ｐ×ｃｏｓ｛（ωａ−ωｐ２）ｔ｝                      （８）【００３６】  ここで、第１パイロット信号および第２パイロット信号はＯＦＤＭ信号のサブキャリアと直交関係にあり、角周波数の（ωａ−ωｐ１）／２πおよび（ωａ−ωｐ２）／２πは、ＯＦＤＭサブキャリアとΔｆｓの整数倍の離調関係にある。【００３７】  図５は、本発明の実施の形態１における演算動作を直交平面座標上で示した図である。つまり、図５は、上記の式（４）から式（８）によって表される演算動作を直交平面座標上で信号ベクトルを用いて表したものである。図５に示すように、振幅がそれぞれＶｍａｘの第１定包絡線信号Ｓωａ１（ｔ）および第２定包絡線信号Ｓωａ２（ｔ）にそれぞれＰ１（ｔ）およびＰ２（ｔ）を加算したものが、Ｓ’ωａ１（ｔ）およびＳ’ωａ２（ｔ）で表される。これらを合成したものがＳ’ωａ（ｔ）となる。【００３８】  再び図４に戻り、ベクトル調整部１０５が、第２加算部１０４の出力信号Ｓ’ωａ２（ｔ）を制御部１１５の制御に基づいて、例えば、振幅方向にγ倍、位相方向に移相量β、それぞれ調整する。このとき、ベクトル調整部１０５の出力信号Ｓｏｕｔｖ（ｔ）は、次の式（９）で表わすことができる。
Ｓｏｕｔｖ（ｔ）＝γ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωａｔ＋θ（ｔ）＋β｝＋Ｐ×ｃｏｓ｛ωａ−ωｐ２｝ｔ＋β］                                      （９）【００３９】  そして、Ｄ／Ａ変換器１０６ａが、第１加算部１０３の出力信号Ｓ’ωａ１（ｔ）をアナログ信号に変換し、Ｄ／Ａ変換器１０６ｂが、ベクトル調整部１０５の出力信号Ｓｏｕｔｖ（ｔ）をアナログ信号に変換する。さらに、ＬＰＦ１０７ａおよび１０７ｂが、Ｄ／Ａ変換器１０６ａおよびＤ／Ａ変換器１０６ｂから出力されるディジタルアナログ変換後の信号における折り返し雑音成分をそれぞれ抑圧する。【００４０】  そして、ミキサ１０８ａ、１０８ｂが、雑音成分抑圧後の信号の搬送波周波数をωｃにそれぞれ周波数変換する。さらに、ＢＰＦ１１０ａ、１１０ｂが、周波数変換後の信号において、ミキサ１０８ａ、１０８ｂから発生し得るイメージ成分や局部発振信号の漏洩成分等の不要なスプリアス成分を抑圧する。その後、第１増幅器１１１が、ＢＰＦ１１０ａからの出力信号を増幅し、第２増幅器１１２がＢＰＦ１１０ｂからの出力信号を増幅する。【００４１】  このとき、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２は、角周波数ωｃに周波数変換された定包絡線信号にパイロット信号が加算された信号を増幅する。したがって、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２で増幅された信号は完全な定包絡線信号ではないが、パイロット信号の振幅を定包絡線信号に比べて十分小さいものにすると、ここで増幅される信号の包絡線変動を極めて小さくすることができる。例えば、パイロット信号のレベルを定包絡線信号より４０ｄＢ小さいレベルとすれば、増幅される信号の包絡線変動は振幅の１％程度であるので、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２を高い電力効率で使用することが可能である。そして、合成回路１１３が、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２からの出力信号を合成する。このようにして、増幅回路１００から高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ることができる。【００４２】  ここで、Ｄ／Ａ変換器１０６ａから第１増幅器１１１までの利得および移相量をそれぞれＧａ、Ｈａとし、Ｄ／Ａ変換器１０６ｂから第２増幅器１１２までの利得および移相量をそれぞれＧｂ、Ｈｂとすると、第１増幅器１１１からの出力信号Ｓｏｕｔａ１および第２増幅器１１２からの出力信号Ｓｏｕｔａ２は、それぞれ式（１０）および式（１１）で表される。
Ｓｏｕｔａ１＝Ｇａ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋ψ（ｔ）＋Ｈａ｝＋Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｐ１）ｔ＋Ｈａ｝］                                （１０）
Ｓｏｕｔａ２＝Ｇｂ×γ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋θ（ｔ）＋β＋Ｈｂ｝＋Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｐ２）ｔ＋β＋Ｈｂ｝］                    （１１）【００４３】  したがって、合成器１１３の出力信号Ｓ’（ｔ）は、上記の式（１０）および式（１１）で表わされる２つの信号を同相加算した信号であるので、次の式（１２）で表わすことができる。
Ｓ’（ｔ）＝Ｇａ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋ψ（ｔ）＋Ｈａ｝＋Ｇｂ×γ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋θ（ｔ）＋β＋Ｈｂ｝＋Ｇａ×Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｐ１）ｔ＋Ｈａ｝＋Ｇｂ×γ×Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｐ２）ｔ＋β＋Ｈｂ｝
（１２）【００４４】  図６は、本発明の実施の形態１に係る増幅回路における出力信号のスペクトラムを示す図である。つまり、図６は、図４に示す実施の形態１の増幅回路１００の出力信号のスペクトラムを示している。図６では横軸に周波数、縦軸に信号のレベルを示している。この図から、加算されたパイロット信号成分がＯＦＤＭ信号と周波数直交の関係にあることが容易に分かる。【００４５】  このとき、Ｇａ＝Ｇｂ×γかつＨａ＝Ｈｂ＋βであれば、上記の式（１２）の右辺の第１項および第２項は、合成すると式（１）となる定包絡線信号を表わす式（２）および式（３）と相似である。したがって、上記の式（１２）を次の式（１３）に変換することができる。
Ｓ’（ｔ）＝Ｇａ×Ｖ（ｔ）×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋φ（ｔ）＋Ｈａ｝＋Ｇａ×Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｐ１）ｔ＋Ｈａ｝＋Ｇａ×Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｐ２）ｔ＋Ｈａ｝  （１３）【００４６】  上記の式（１３）の右辺の第１項は、入力信号を角周波数ωｃの搬送波で直交変調し、利得をＧａ倍、位相をＨａだけ移相した信号、すなわち利得Ｇａで増幅した希望波信号成分となる。【００４７】  すなわち、実施の形態１では、増幅回路１００の出力信号の一部を取り出してパイロット信号検出部１１４に入力し、式（１２）の右辺の第３項および第４項で示されるパイロット信号成分をパイロット信号検出部１１４で検出し、Ｇａ＝Ｇｂ×γかつＨａ＝Ｈｂ＋βとなるように制御部１１５でベクトル調整部１０５の制御を行うようにしている。【００４８】  そして、パイロット信号検出部１１４の周波数変換部１１６が、出力信号をＡＤ変換器１１８でＡＤ変換可能な低周波数帯に変換する。さらに、ＡＤ変換器１１８とフーリエ変換部１３２は一般的なＯＦＤＭ信号の復号処理を行う動作を行う。すなわち、ＡＤ変換器１１８では第１パイロット信号および第２パイロット信号を含んだＯＦＤＭ信号のアナログ信号をＴｓ／Ｎ（一般にはＮは２のべき乗数）のサンプリング間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換し、フーリエ変換部１３２がＡＤ変換器１１８の出力するディジタル信号をフーリエ変換することにより、Δｆｓ間隔のデータを得ることができる。【００４９】  また、第１のパイロット信号および第２のパイロット信号は、ＯＦＤＭサブキャリアとΔｆｓの整数倍の離調関係にあるため、前述のＯＦＤＭ復調処理によってフーリエ変換部１３２がＯＦＤＭ信号と分離して制御部１１５に出力する。すなわち、上記の式（１２）の右辺の第３項及び第４項の成分をそれぞれ取り出すことができるので、Ｇａ×Ｐ、Ｈａ、Ｇｂ×γ×Ｐ、β＋Ｈｂの値を知ることができる。【００５０】  そして、制御部１１５が、パイロット信号成分の振幅成分Ｇａ×ＰおよびＧｂ×γ×Ｐならびに位相成分Ｈａおよびβ＋Ｈｂがそれぞれ等しくなるように、ベクトル調整部１０５による利得γおよび移相量βの調整を制御する。つまり、この動作によって上記の式（１３）で表した信号を増幅回路１００の出力信号として得ることができる。【００５１】  このとき、例えばＯＦＤＭ変調信号の帯域幅が数ＭＨｚ以上の広帯域の場合であっても、パイロット信号成分はＴｓ＝１／Δｆｓでサンプリングされた信号であるため、制御部１１５においても、信号の帯域幅に比べて十分低い周波数で、振幅成分および位相成分を調整するための演算処理を行うことが可能となる。また、前記パイロット信号が加算されたＯＦＤＭ信号を受信する受信機においては、前述したパイロット信号検出部１１４と同様の動作を行うため、受信機側でパイロット信号を分離することができるので、パイロット信号は干渉成分とならない。【００５２】  このように、本発明の実施の形態１の増幅回路によれば、ＯＦＤＭ信号を増幅するＬＩＮＣ方式の増幅回路１００の２系統の利得誤差および位相誤差を、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアと周波数直交の関係にあるパイロット信号を制御部１１５で比較することにより算出し、算出された利得誤差および位相誤差に基づいて、振幅成分および位相成分の調整（補正）をベクトル調整部１０５で行うため、大規模な補正用演算回路が不要となって増幅回路１００の回路規模を小さくすることができる。さらに、高い電力効率で歪みが少ない出力ＯＦＤＭ信号Ｓ’（ｔ）をＯＦＤＭ信号に干渉を与えることなく得ることができる。【００５３】  なお、上記の説明では、合成器１１３は理想的な同相合成手段と仮定しているが、実施の形態１の増幅回路によれば、合成器１１３での合成時に利得差や位相差があった場合においても、その差分を補正することができる。また、上記の説明では、ベクトル調整部１０５にて利得および位相を補正するようにしているが、アナログ回路を用いた可変利得増幅器や可変移相器等を用いても上記と同様の作用効果を得ることができる。例えば、可変利得手段として、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２のバイアスを制御する構成を採れば、さらに電力効率を向上させることができる。【００５４】  また、上記の説明では、位相調整部１２０を可変移相手段として用いているが、位相誤差の原因が主に遅延量の差異によるものである場合は、可変遅延手段を用いても上記と同様の作用効果を得ることができる。さらに、上記の説明では、同相合成の合成器１１３を用いているが、その位相特性を限定するものではない。例えば、上記の合成器１１３の代わりに、位相を９０度シフトして合成する方向性結合器を用いた場合であっても、その位相シフト量を考慮して定包絡線信号を生成すれば、上記と同様の作用効果を得ることができる。【００５５】  また、上記の説明では、パイロット信号を正弦波としたが、変調波であっても変調波のシンボル間隔がＴｓであれば上記と同様の作用効果を得ることができる。さらに、上記の説明では、第１のパイロット信号および第２のパイロット信号は異なる周波数としているが、周波数を同じとし、更に増幅回路１００の２系統の利得誤差および位相誤差がない場合に、合成器１１３の出力で互いにキャンセルされるような振幅、位相の状態とすれば、上記の作用効果に加えて、パイロット信号の輻射レベルを小さくする効果が期待できる。【００５６】＜実施の形態２＞
図７は、本発明の実施の形態２に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。まず、図７に示す無線送受信装置２００の構成について説明する。無線送受信装置（無線通信回路）２００は、Ｓ／Ｐ変換部１３１、逆フーリエ変換部１３０、定包絡線信号生成部１０１、パイロット信号生成部１０２、第１加算部１０３、第２加算部１０４、ベクトル調整部１０５、２つのＤ／Ａ変換器１０６ａ、１０６ｂ、２つのＬＰＦ１０７ａ、１０７ｂ、２つのミキサ１０８ａ、１０８ｂ、局部発振器１０９、２つのＢＰＦ１１０ａ、１１０ｂ、第１増幅器１１１、第２増幅器１１２、合成器１１３、アンテナ共用スイッチ２０２、アンテナ２０１、無線受信部（受信部）２０３、制御部１１５を備えている。また、無線受信部２０３は、低雑音増幅器２０４、受信ミキサ２０５、Ａ／Ｄ変換器２０６、フーリエ変換部（フーリエ変換手段）２０７、およびＰ／Ｓ変換部２０８を備えている。【００５７】  次に、図７に示す無線送受信装置２００の各要素の機能について説明する。Ｓ／Ｐ変換部１３１、逆フーリエ変換部１３０、定包絡線信号生成部１０１、パイロット信号生成部１０２、第１加算部１０３、第２加算部１０４、ベクトル調整部１０５、２つのＤ／Ａ変換器１０６ａ、１０６ｂ、２つのＬＰＦ１０７ａ、１０７ｂ、２つのミキサ１０８ａ、１０８ｂ、局部発振器１０９、２つのＢＰＦ１１０ａ、１１０ｂ、第１増幅器１１１、第２増幅器１１２、および合成器１１３は、実施の形態１で説明した動作と同様の動作を行い、合成器１１３はパイロット信号が含まれたＯＦＤＭ信号を出力する。【００５８】  アンテナ２０１は無線信号を無線信号を送信および受信するアンテナであり、アンテナ２０１を送信と受信とで共用する。アンテナ共用スイッチ２０２はアンテナ２０１を送信と受信で時間に応じて切り換えて使用するためのスイッチである。【００５９】  無線受信部２０３は、受信した無線信号を低雑音増幅器２０４で増幅し、受信ミキサ２０５で周波数変換を行った後、Ａ／Ｄ変換器２０６でアナログ信号をディジタル信号に変換し、フーリエ変換部２０７でフーリエ変換を行い、Ｐ／Ｓ変換部２０８でパラレル・シリアル変換を行って受信信号を得る。【００６０】  この無線送受信装置２００はＴＤＤ方式の無線送受信装置であり、送信時にはアンテナ共用スイッチ２０２を送信側に選択して受信信号は受信しない。しかし、アンテナ共用スイッチ２０２は一般に半導体を用いて構成しているために漏洩がある。すなわち、送信するパイロット信号が含まれたＯＦＤＭ信号が無線受信部２０３に漏洩して入力される。【００６１】  無線受信部２０３はＯＦＤＭを受信する受信回路であり、実施の形態１で説明したパイロット検出部１１４と同様に漏洩したパイロット信号が含まれたＯＦＤＭ信号をフーリエ変換し、分離したパイロット信号を制御部１１５に出力することができる。このように、実施の形態２によれば、ＴＤＤ方式でＯＦＤＭ信号を送受信する無線送受信装置２００は、送信のＯＦＤＭ信号を増幅するＬＩＮＣ方式の増幅器２系統の利得誤差および位相誤差を算出するためのパイロット信号を受信部に備えたフーリエ変換手段を用いてフーリエ変換処理により分離および検出ができるので、装置��模を小さくすることができると共に、低い製造コストで、送信信号に含まれる歪み成分を小さくすることができる。【００６２】  また、無線送受信装置２００は、増幅回路に備えられた局部発振器１０９が出力する局部発振信号を無線受信部２０３のミキサで共用するだけでなく、増幅回路に備えられた制御部１１５を無線受信部２０３における制御（例えば、自動利得制御等）に共用するような構成を採る。このため、無線送受信装置２００の装置規模を一層小型化することができる。【００６３】  このように、実施の形態２によれば、実施の形態１に記載の作用効果と同様の作用効果を無線送受信装置２００において実現することができると共に、無線送受信装置２００の装置規模を一層小型化することができる。これによって、低い製造コストで、送信信号に含まれる歪み成分を通信の障害にならないレベルに抑えることができ、受信機にて誤りのないデータを受信することができる。なお、実施の形態２で説明した無線送受信装置２００は、無線通信用および放送用のネットワークにて使用される無線基地局装置や通信端末装置に適用することが可能である。【００６４】  本明細書は、２００４年１１月１１日出願の特願２００４−３２７５０２に基づく。この内容はすべてここに含めておく。
【産業上の利用可能性】
【００６５】  本発明の増幅回路は、回路規模を小さく抑えながら高い電力効率で歪みの少ない出力信号が得られるので、無線通信装置や放送設備などに用いられる送信装置において送信信号を増幅する終段の増幅回路として有効に利用することができる。
【図１】
2006051776.tif 000002
【図２】
2006051776.tif 000003
【図３】
2006051776.tif 000004
【図４】
2006051776.tif 000005
【図５】
2006051776.tif 000006
【図６】
2006051776.tif 000007
【図７】
2006051776.tif 000008
【手続補正書】
【提出日】平成19年6月1日(2007.6.1)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重された入力信号から生成される複数の定包絡線信号に、前記入力信号と周波数が直交関係にある複数のパイロット信号を加算する加算手段と、
前記加算手段によって複数のパイロット信号を加算された前記複数の定包絡線信号を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段によって増幅された前記複数の定包絡線信号を合成する合成手段と、
前記合成手段によって合成された前記複数の定包絡線信号からパイロット信号成分を検出する検出手段と、
前記検出手段によって検出されたパイロット信号成分が所定条件を満たすように、前記加算手段によって複数のパイロット信号を加算された前記複数の定包絡線信号のいずれかにおける、利得および位相の少なくとも一方を補正する補正手段と、
を備える増幅回路。
【請求項２】
前記補正手段は、各パイロット信号成分のうちの振幅成分が等しくなるように利得を補正する請求項１に記載の増幅回路。
【請求項３】
前記補正手段は、各パイロット信号成分のうちの位相成分が等しくなるように位相を補正する請求項１に記載の増幅回路。
【請求項４】
前記検出手段は、直交周波数分割多重された信号のフーリエ変換演算を行うフーリエ変換部を有する請求項１に記載の増幅回路。
【請求項５】
直交周波数分割多重された信号を受信するフーリエ変換手段を備えた受信部と、入力信号を加算・増幅・合成して出力信号を生成する送信部とによって構成されたＴＤＤ方式の無線通信回路であって、
前記送信部は、
直交周波数分割多重された入力信号から生成される複数の定包絡線信号に、前記入力信号と周波数が直交関係にある複数のパイロット信号を加算する加算手段と、
前記加算手段によって複数のパイロット信号を加算された前記複数の定包絡線信号を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段によって増幅された前記複数の定包絡線信号を合成する合成手段と、
前記受信部が備えるフーリエ変換手段によって前記合成手段で合成された前記複数の定包絡線信号からパイロット信号成分を検出し、検出されたパイロット信号成分が所定条件を満たすように、前記加算手段によって複数のパイロット信号を加算された前記複数の定包絡線信号のいずれかにおける、利得および位相の少なくとも一方を補正する補正手段と、
を備えるＴＤＤ方式の無線通信回路。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信信号を増幅する増幅回路等に関し、特に、直交周波数多重(ＯＦＤＭ: Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式の無線通信や放送に用いる送信装置において送信信号を増幅する終段の増幅回路、およびこの増幅回路を備える無線通信回路、無線基地局装置、無線端末装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信や放送に用いられる送信装置においては、ディジタル変調信号を送信する場合が多くなっている。これらのディジタル変調信号の多くは多値化が進んで振幅方向に情報を載せることが可能になったため、送信装置に用いる増幅回路には線形性が求められている。一方で、送信装置の消費電力を削減するために、増幅回路には高い電力効率も要求されている。また、増幅回路の線形性および高い電力効率を両立させるために、歪み補償や効率改善のための様々な手法が提案されている。従来の増幅回路の方式の１つにＬＩＮＣ (Linear Amplification with Nonlinear Components)方式と呼ばれるものがある。このＬＩＮＣ方式では、送信信号を２つの定包絡線信号に分岐し、電力効率が高い非線形増幅器で増幅した後に合成することで、線形性および電力効率の向上の両立を図っている。
【０００３】
図１は、従来の増幅回路の構成の一般例を示す図であり、この図を用いてＬＩＮＣ方式を適用した増幅回路の一般的な例について説明する。図１に示す増幅回路３１０において、定包絡線信号生成部３１１では、入力信号Ｓ（ｔ）から、２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）およびＳｂ（ｔ）を生成する。例えば、入力信号Ｓ（ｔ）が次の式（１）で表されたときに、各定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）を次の式（２）および式（３）で表わすとすれば、各定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）は振幅方向が定数となる。
Ｓ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋φ（ｔ）｝        （１）
Ｓａ（ｔ）＝Ｖｍａｘ/２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋ψ（ｔ）｝        （２）
Ｓｂ（ｔ）＝Ｖｍａｘ/２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋θ（ｔ）｝        （３）
ただし、Ｖ（ｔ）の最大値をＶｍａｘ、入力信号の搬送波の角周波数をωc、ψ（ｔ）＝φ（ｔ）＋α（ｔ）、θ（ｔ）＝φ（ｔ）−α（ｔ）とする。
【０００４】
図２は、図１に示す従来の増幅回路における演算動作を直交平面座標上で示した図である。つまり、この図は、定包絡線信号の生成動作を、直交平面座標上で信号ベクトルを用いて示したものである。図２に示すように、入力信号Ｓ（ｔ）は、振幅がＶｍａｘ/２である２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）のベクトル和で表される。
【０００５】
再び図１に戻って、２つの増幅器３１２、３１３は２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）をそれぞれ増幅する。このとき、増幅器３１２、３１３の利得をそれぞれＧとすると、増幅器３１２、３１３の出力信号は、それぞれＧ×Ｓａ（ｔ）、Ｇ×Ｓｂ（ｔ）となる。合成回路３１４でこれらの出力信号Ｇ×Ｓａ（ｔ）、Ｇ×Ｓｂ（ｔ）を合成すると、出力信号Ｇ×Ｓ（ｔ）が得られる。
【０００６】
図３は、従来の増幅回路の構成の他の例を示す図であり、この図を用いて図１と同様の機能を有する増幅回路３１０ａについて説明する。定包絡線信号生成部３１１において、定包絡線信号ＩＱ生成部３１５では、ベースバンド帯の入力信号Ｓｉ、Ｓｑから直交復調後に定包絡線信号Ｓａ、Ｓｂとなるベースバンド信号Ｓａｉ、Ｓａｑ、Ｓｂｉ、Ｓｂｑをディジタル信号処理により生成し、各ベースバンド信号をＤ／Ａ変換器３１６ａ、３１６ｂ、３１６ｃ、３１６ｄによりアナログ信号に変換した後、２つの直交変調器を有する直交変調部３１７で直交変調して２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）を得る。各信号を前段増幅器(ドライバアンプ)３１８ａ、３１８ｂで増幅した後、終段の増幅器３１２、３１３での最終増幅し、さらに合成回路３１４で合成を行うと出力信号Ｇ×Ｓ（ｔ）が得られる。
【０００７】
上記のような増幅回路３１０ａでは、周波数の低いベースバンド信号を用いることでディジタル信号処理によって定包絡線信号生成を実現することができるが、２系統の増幅器の利得や位相に誤差が発生した場合、増幅合成後の信号のベクトルが、意図する出力信号のベクトルと異なってしまう。つまり、これらのベクトル誤差は出力信号の歪み成分になる。また、増幅回路３１０ａにおいては、これらのベクトル誤差の要因を予測することが困難であるだけでなく、温度等の環境によっても特性が変動するおそれがある。
【０００８】
そこで、従来の増幅回路としては、これらの歪み成分や特性変動を補償するために、例えば、定包絡線信号生成の際に入力信号と合成される補助波信号を入力信号から近似的に演算し、補助波信号と入力信号とを合成することで２つの定包絡線信号を生成し、各定包絡線信号を２つの増幅器で増幅し、合成した後に出力信号または補助波成分を検出して２系統の増幅器の利得や位相に関する特性の誤差を補正する手法が提案されている(例えば、特許文献１参照)。また、送信信号を直交検波した後に定包絡線信号を生成し、この定包絡線信号を２系統の増幅器で増幅した後に合成することにより、歪み成分や特性変動を補償して効率よく増幅を行う技術も提案されている(例えば、特許文献２参照)。
【特許文献１】特許第２７５８６８２号公報
【特許文献２】特公平６−２２３０２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記従来の増幅回路においては、信号を参照するために演算処理を行う必要があるが、その際に入力信号と同等の帯域成分の出力信号または補助波信号を解析記する必要がある。特に、ＯＦＤＭ方式では信号の帯域が広いために必要な演算速度や演算処理量が大きくなり、結果的に、増幅回路の消費電力や回路規模が増大してしまうという問題がある。
【００１０】
本発明の目的は、回路規模の増大を抑制しつつ、高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ることができる増幅回路、およびこの増幅回路を備える無線通信回路、無線基地局装置、無線端末装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の増幅回路は、直交周波数分割多重された入力信号(ＯＦＤＭ信号)から生成される複数の定包絡線信号に、入力信号と周波数が直交関係にある複数のパイロット信号を加算する加算手段と、加算手段によって複数のパイロット信号を加算された複数の定包絡線信号を増幅する増幅手段と、増幅手段によって増幅された複数の定包絡線信号を合成する合成手段と、合成手段によって合成された複数の定包絡線信号からパイロット信号成分を検出する検出手段と、検出手段によって検出されたパイロット信号成分が所定条件を満たすように、加算手段によって複数のパイロット信号を加算された複数の定包絡線信号のいずれかにおける、利得および位相の少なくとも一方を補正する補正手段とを備える構成を採る。
【００１２】
また、本発明のＴＤＤ(Time Division Duplex)方式の無線通信回路は、直交周波数分割多重された信号を受信するフーリエ変換手段を備えた受信部と、入力信号を加算・増幅・合成して出力信号を生成する送信部とによって構成されたＴＤＤ方式の無線通信回路であって、送信部は、直交周波数分割多重された入力信号から生成される複数の定包絡線信号に、入力信号と周波数が直交関係にある複数のパイロット信号を加算する加算手段と、加算手段によって複数のパイロット信号を加算された複数の定包絡線信号を増幅する増幅手段と、増幅手段によって増幅された複数の定包絡線信号を合成する合成手段と、受信部が備えたフーリエ変換手段によって合成手段で合成された複数の定包絡線信号からパイロット信号成分を検出し、検出されたパイロット信号成分が所定条件を満たすように、加算手段によって複数のパイロット信号を加算された複数の定包絡線信号のいずれかにおける、利得および位相の少なくとも一方を補正する補正手段とを備える構成を採る。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、増幅され合成された複数の定包絡線信号に入力のＯＦＤＭ信号と周波数直交した複数のパイロット信号を加算し、これらの複数のパイロット信号を加算・増幅・合成した複数の定包絡線信号からパイロット信号成分を検出する。さらに、検出されたパイロット信号成分が所定条件を満たすように、複数のパイロット信号を加算された複数の定包絡線信号のいずれかにおける利得または位相を補正している。
【００１４】
このため、例えば正弦波等の単純な信号をパイロット信号として用いた場合、パイロット信号を比較することで増幅回路の複数系統の利得誤差または位相誤差を算出して補正することができる。したがって、大規模な誤差補正用の演算回路が不要となり、増幅回路の回路規模を小さくすることができる。さらに、ＯＦＤＭ信号に干渉を与えることなく、高い電力効率で歪みが少ない出力のＯＦＤＭ信号を得ることができる。
【００１５】
また、本発明によれば、フーリエ変換処理により容易にパイロット信号を分離して検出することができるので、簡単な回路構成で増幅回路の複数系統の位相誤差を補正することができる。
【００１６】
また、本発明によれば、受信部に備えたフーリエ変換手段を用いてフーリエ変換処理により容易にパイロット信号を分離して検出することができる。これによって、簡単な回路構成で、無線通信回路の送信部を構成する複数系統の増幅回路の位相誤差を補正することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
本発明の増幅回路は、ＯＦＤＭ信号から生成して増幅・合成された複数の定包絡線信号に対して、ＯＦＤＭ信号と周波数が直交関係にある複数のパイロット信号を加算する。そして、これらの複数のパイロット信号を加算・増幅・合成された複数の定包絡線信号から所望のパイロット信号成分を検出する。さらに、検出されたパイロット信号成分が所定の条件を満たすように、複数のパイロット信号を加算された複数の定包絡線信号のいずれかにおいて、利得および位相の少なくとも一方を補正するようにしたことを特徴としている。これによって、増幅回路の回路規模が増大することを抑制して、高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ることができる。
【００１８】
以下、図面を用いて、本発明における増幅回路の実施の形態の幾つかを詳細に説明する。尚、各実施の形態に用いる図面において、同一の構成要素は同一の符号を付し、かつ重複する説明は可能な限り省略する。
【００１９】
＜実施の形態１＞
図４は、本発明の実施の形態1に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。まず、図４に示す増幅回路１００の構成について説明する。
【００２０】
増幅回路(送信部)１００は、Ｓ／Ｐ変換部１３１、逆フーリエ変換部１３０、定包絡線信号生成部１０１、パイロット信号生成部１０２、第１加算部１０３、第２加算部１０４、ベクトル調整部１０５、２つのＤ／Ａ変換器１０６ａ、１０６ｂ、２つのＬＰＦ(Low Pass Filter)１０７ａ、１０７ｂ、２つのミキサ１０８ａ、１０８ｂ、局部発振器１０９、２つのＢＰＦ (Band Pass Filter)１１０ａ、１１０ｂ、第１増幅器１１１、第２増幅器１１２、合成器１１３、パイロット信号検出部１１４および制御部１１５を備えている。
【００２１】
また、パイロット信号検出部１１４は、周波数変換部１１６、Ａ／Ｄ変換器１１８、およびフーリエ変換部１３２を備えている。さらに、ベクトル調整部１０５は、振幅調整部１１９および位相調整部１２０を備えている。
【００２２】
次に、増幅回路１００における各構成要素の機能について説明する。Ｓ／Ｐ変換部１３１は、入力信号の一定時間単位のデータをシリアルーパラレル変換し、逆フーリエ変換部１３０へ出力する。逆フーリエ変換部１３０は、Ｓ／Ｐ変換部１３１が出力した信号を直交する周波数(つまり、ＯＦＤＭサブキャリア)上にデータを割り当てて逆フーリエ変換して直交変調し、ＯＦＤＭ信号となるベースバンド信号Ｓｉ、Ｓｑを出力する。
【００２３】
定包絡線信号生成部１０１は、入力されたベースバンド信号Ｓｉ、Ｓｑを用いてベクトル合成し、これらの入力信号Ｓｉ、Ｓｑを周波数のωaの搬送波周波数で直交変調した信号と等価になる２つの定包絡線信号を生成して出力する。すなわち、入力されたベースバンド信号Ｓｉ、Ｓｑから第１定包絡線信号Ｓωａ1および第２定包絡線信号Ｓωａ２を生成し、第１加算部１０３および第２加算部１０４へそれぞれ出力する。
【００２４】
パイロット信号生成部１０２は、周波数がベースバンド信号Ｓｉ、Ｓｑを直交変調したＯＦＤＭ信号のＯＦＤＭサブキャリアと直交関係にある２つのパイロット信号を生成して第１加算部１０３および第２加算部１０４にそれぞれ出力する。すなわち、パイロット信号生成部１０２は、第１パイロット信号および第２パイロット信号を生成して第１加算部１０３および第２加算部１０４にそれぞれ出力する。
【００２５】
第１加算部１０３は、それぞれ入力された第１定包絡線信号Ｓωａ1および第１パイロット信号を加算する。また、第２加算部１０４は、それぞれ入力された第２定包絡線信号Ｓωａ２および第２パイロット信号を加算する。
【００２６】
ベクトル調整部１０５は、例えば演算回路であり、第２加算部１０４の出力信号の利得および位相を、後述する制御部１１５の制御に基づいて変化させ、Ｄ／Ａ変換器１０６ｂへ出力する。より具体的には、ベクトル調整部１０５において、振幅調整部１１９は、制御部１１５の制御に基づいて、第２加算部１０４の出力信号の利得(振幅方向)の調整を行い、位相調整部１２０は、制御部１１５の制御に基づいて、第２加算部１０４の出力信号の位相(位相方向)の調整を行う。
【００２７】
ここで、Ｓ／Ｐ変換部１３１、逆フーリエ変換部１３０、定包絡線信号生成部１０１、パイロット信号生成部１０２、第１加算部１０３、第２加算部１０４およびベクトル調整部１０５は、例えばＤＳ／Ｐ(Digital Signal Processor)、ＣＰＵ (Central Processing Unit)またはＡＳＩＣ (Application Specific Integrated Circuit)等で構成されるディジタル信号処理回路であり、それぞれの動作はディジタル信号の演算により処理される。
【００２８】
Ｄ／Ａ変換器１０６ａは、第１加算部１０３で第１パイロット信号が加算された第１定包絡線信号Ｓωａ１をディジタル値からアナログ値に変換する。Ｄ／Ａ変換器１０６ｂは、ベクトル調整部１０５からの出力信号である第２パイロット信号が加算された第２定包絡線信号Ｓωａ2をディジタル値からアナログ値に変換する。
【００２９】
ＬＰＦ１０７ａ、１０７ｂは、Ｄ／Ａ変換器１０６ａ、１０６ｂからの各出力信号からサンプリング周波数および折り返し雑音成分を除去し、除去後の第１定包絡線信号Ｓωａ１および第２定包絡線信号Ｓωａ２をそれぞれミキサ１０８ａ、１０８ｂに出力する。ミキサ１０８ａ、１０８ｂは、例えば、周波数をアップコンバートするミキサ回路であり、ＬＰＦ１０７ａ、１０７ｂからの各出力信号を局部発振器１０９からの局部発振信号と混合し、混合後の第１定包絡線信号Ｓωｃ１および第２定包絡線信号Ｓωｃ２をそれぞれ所定の出力信号用周波数に周波数変換(アップコンバート)する。
【００３０】
局部発振器１０９は、例えば位相負帰還制御系(ＰＬＬ: Phase Locked Loop)で制御される電圧制御発振器(ＶＣＯ: Voltage Controlled Oscillator)を用いた周波数シンセサイザ等の発振回路であり、局部発振信号をミキサ１０８ａ、１０８ｂへ出力する。
【００３１】
ＢＰＦ１１０ａ、１１０ｂは、所望の周波数帯の信号を通過させて不要周波数成分を抑圧するフィルタであり、ミキサ１０８ａ、１０８ｂでアップコンバートされた第１定包絡線信号Ｓωａ1および第２定包絡線信号Ｓωａ２にそれぞれ含まれる不要周波数成分、すなわち、ミキサ１０８ａ、１０８ｂで発生するイメージ成分や局部発振信号の漏洩成分を抑圧し、抑圧後の第１定包絡線信号Ｓωｃ１および第２定包絡線信号Ｓωｃ２をそれぞれ第１増幅器１１１および第２増幅器１１２へ出力する。
【００３２】
第１増幅器１１１は、ＢＰＦ１１０ａからの出力信号を増幅して合成器１１３へ出力する。第２増幅器１１２は、ＢＰＦ１１０ｂからの出力信号を増幅して合成器１１３へ出力する。合成器１１３は、例えば分布定数回路を用いた４端子方向性結合器やウィルキンソン型合成器等で実現可能な合成手段であり、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２で増幅された信号を合成して、増幅回路１００の出力信号を得る。
【００３３】
パイロット信号検出部１１４は、合成器１１３からの出力信号の一部からパイロット信号成分を抽出して制御部１１５へ出力する。このとき、パイロット信号成分には第１パイロット信号に相当する成分および第２パイロット信号に相当する成分が含まれる。より具体的には、パイロット信号検出部１１４において、周波数変換部１１６は、合成器１１３から得られたパイロット信号を含んだＯＦＤＭ信号を低周波数帯に周波数変換してＡ／Ｄ変換器１１８へ出力する。また、Ａ／Ｄ変換器１１８は、パイロット信号を含んだＯＦＤＭ信号をアナログディジタル変換してフーリエ変換部１３２へ出力する。さらに、フーリエ変換部１３２はパイロット信号を含んだＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して、ＯＦＤＭサブキャリア毎の信号と、ＯＦＤＭサブキャリアと直交するパイロット信号成分とを分離し、分離したパイロット信号成分を制御部１１５へ出力する。
【００３４】
制御部１１５は、例えばＣＰＵ、ＤＳ／ＰおよびＡＳＩＣ等の演算回路やメモリ等で構成され、パイロット信号検出部１１４が出力するパイロット信号成分(つまり、第１パイロット信号成分および第２パイロット信号成分)に基づいて、ベクトル調整部１０５での利得および位相の調整を制御する。より具体的には、ベクトル調整部１０５での振幅方向および位相方向の調整量をそれぞれγ、βとすると、制御部１１５は、振幅方向の調整量γを、パイロット信号検出部１１４によって検出された第１パイロット信号成分および第２パイロット信号成分のうちの各振幅成分が互いに等しくなるような値に設定し、位相方向の調整量βを、パイロット信号検出部１１４によって検出された第１パイロット信号成分および第２パイロット信号成分のうちの各位相成分が互いに等しくなるような値に設定する。
【００３５】
次いで、図４を用いて、上記のように構成された増幅回路１００の動作について説明する。まず、Ｓ／Ｐ変換部１３１で入力信号の１０ＦＤＭシンボルＴｓの一定時間単位のデータをシリアルーパラレル変換して逆フーリエ変換部１３０に出力する。逆フーリエ変換部１３０は、Ｓ／Ｐ変換部１３１が出力した信号を周波数間隔が△ｆｓ(＝１／Ｔｓ)の直交する周波数(ＯＦＤＭサブキャリア)上にデータを割り当てて逆フーリエ変換し、直交変調するとＯＦＤＭ信号となるベースバンド信号Ｓｉ、Ｓｑを出力する。
【００３６】
さらに、定包絡線信号生成部１０１が、ベースバンド帯の入力信号Ｓｉ、Ｓｑから第１定包絡線信号Ｓωａ１（ｔ）および第２定包絡線信号Ｓωａ２（ｔ）を生成する。そして、入力信号Ｓｉ、Ｓｑを角周波数のωaの搬送波周波数で直交変調した信号Ｓωａ（ｔ）が次の式(４)で表されるとき、第１定包絡線信号Ｓωａ１（ｔ）および第２定包絡線信号Ｓωａ２（ｔ）が式(５)および式(６)で表されるものとすれば、第１定包絡線信号Ｓωａ１（ｔ）および第２定包絡線信号Ｓωａ２（ｔ）は振幅方向が定数の定包絡線信号となる。
Ｓωa（ｔ）=Ｖ（ｔ）×ｃｏｓ{ωａｔ＋φ（ｔ）}        (４)
Ｓωａ１（ｔ）=Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ{ωａｔ＋ψ（ｔ）}        （５)
Ｓωａ２（ｔ）=Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ{ωａｔ＋θ（ｔ）}        （６）
ただし、Ｖ（ｔ）の最大値をＶｍａｘ、ψ（ｔ）=φ（ｔ）+α（ｔ）、θ（ｔ）=φ（ｔ）一α（ｔ）とする。
【００３７】
ここで、パイロット信号生成部１０２で生成された第１パイロット信号および第２パイロット信号を、振幅が共にPで角周波数がそれぞれ(ωa−ωp１)、(ωa−ωp２)の正弦波信号とする。つまり、第１パイロット信号Ｐ１（ｔ）および第２パイロット信号Ｐ２（ｔ）を、それぞれ、Ｐ１（ｔ）＝Ｐ×ｃｏｓ{(ωa−ωp１)ｔ}、Ｐ２（ｔ）＝Ｐ×ｃｏｓ{(ωａ−ωｐ２)ｔ}とする。この場合、第１加算部１０３および第２加算部１０４での出力信号Ｓ'ωa１（ｔ）、Ｓ'ωa２(ｔ)は、それぞれ式(７)および式(８)で表される。
Ｓ'ωａ１（ｔ）＝Ｓωａ１（ｔ）＋Ｐ１（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ{ωａｔ＋ψ(ｔ)}＋Ｐ×ｃｏｓ{(ωａ−ωｐ１)ｔ}        (７)
Ｓ’ωａ２（ｔ）＝Ｓωａ２（ｔ）＋Ｐ２（ｔ）=Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ{ωａｔ＋θ（ｔ）}＋Ｐ×ｃｏｓ{(ωａ−ωｐ２)ｔ}            (８)
【００３８】
ここで、第１パイロット信号および第２パイロット信号はＯＦＤＭ信号のサブキャリアと直交関係にあり、角周波数ω(ωａ−ωｐ１)／２πおよび(ωａ−ωｐ２)／２πは、ＯＦＤＭサブキャリアと△ｆｓの整数倍の離調関係にある。
【００３９】
図５は、本発明の実施の形態1における演算動作を直交平面座標上で示した図である。つまり、図５は、上記の式（４）から式（８）によって表される演算動作を直交平面座標上で信号ベクトルを用いて表したものである。図５に示すように、振幅がそれぞれＶｍａｘの第１定包絡線信号Ｓωａ１（ｔ）および第２定包絡線信号Ｓωａ２（ｔ）にそれぞれＰ１（ｔ）およびＰ２（ｔ）を加算したものが、Ｓ'ωａ１（ｔ）およびＳ'ωａ２（ｔ）で表される。これらを合成したものがＳ'ωａ（ｔ）となる。
【００４０】
再び図４に戻り、ベクトル調整部１０５が、第２加算部１０４の出力信号Ｓ'ωａ２（ｔ）を制御部１１５の制御に基づいて、例えば、振幅方向にγ倍、位相方向に移相量β、それぞれ調整する。このとき、ベクトル調整部１０５の出力信号ＳｏｕｔＶ（ｔ）は、次の式(９)で表わすことができる。
Ｓｏｕｔｖ（ｔ）＝γ×[Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ{ωａｔ＋θ（ｔ）＋β}＋Ｐ×ｃｏｓ{ωａ−ωｐ２}ｔ＋β]            (９)
【００４１】
そして、Ｄ／Ａ変換器１０６ａが、第１加算部１０３の出力信号Ｓ'ωａ１（ｔ）をアナログ信号に変換し、Ｄ／Ａ変換器１０６ｂが、ベクトル調整部１０５の出力信号Ｓｏｕｔｖ（ｔ）をアナログ信号に変換する。さらに、ＬＰＦ１０７ａおよび１０７ｂが、Ｄ／Ａ変換器１０６ａおよびＤ／Ａ変換器１０６ｂから出力されるディジタルアナログ変換後の信号における折り返し雑音成分をそれぞれ抑圧する。
【００４２】
そして、ミキサ１０８ａ、１０８ｂが、雑音成分抑圧後の信号の搬送波周波数をωcにそれぞれ周波数変換する。さらに、ＢＰＦ１１０ａ、１１０ｂが、周波数変換後の信号において、ミキサ１０８ａ、１０８ｂから発生し得るイメージ成分や局部発振信号の漏洩成分等の不要なスプリアス成分を抑圧する。その後、第１増幅器１１１が、ＢＰＦ１１０ａからの出力信号を増幅し、第２増幅器１１２がＢＰＦ１１０ｂからの出力信号を増幅する。
【００４３】
このとき、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２は、角周波数ωｃに周波数変換された定包絡線信号にパイロット信号が加算された信号を増幅する。したがって、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２で増幅された信号は完全な定包絡線信号ではないが、パイロット信号の振幅を定包絡線信号に比べて十分小さいものにすると、ここで増幅される信号の包絡線変動を極めて小さくすることができる。例えば、パイロット信号のレベルを定包絡線信号より４０ｄＢ小さいレベルとすれば、増幅される信号の包絡線変動は振幅の１％程度であるので、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２を高い電力効率で使用することが可能である。そして、合成回路１１３が、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２からの出力信号を合成する。このようにして、増幅回路１００から高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ることができる。
【００４４】
ここで、Ｄ／Ａ変換器１０６ａから第１増幅器１１１までの利得および移相量をそれぞれＧａ、Ｈａとし、Ｄ／Ａ変換器１０６ｂから第２増幅器１１２までの利得および移相量をそれぞれＧｂ、Ｈｂとすると、第１増幅器１１１からの出力信号Ｓｏｕｔａ１および第２増幅器１１２からの出力信号Ｓｏｕｔａ２は、それぞれ式（１０）および式（１１）で表される。
Ｓｏｕｔａ１＝Ｇａ×[Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ{ωｃｔ＋ψ（ｔ）＋  Ｈａ}＋Ｐ×ｃｏｓ{（ωｃ−ωｐ１)ｔ＋Ｈａ}]            （１０)
Ｓｏｕｔａ２＝Ｇｂ×γ×[Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ{ωｃｔ＋θ（ｔ）+β＋Ｈｂ}＋Ｐ×ｃｏｓ{(ωｃ−ωｐ２)ｔ＋β＋Ｈｂ}]            （１１）
【００４５】
したがって、合成器１１３の出力信号Ｓ'（ｔ）は、上記の式（１０）および式（１１）で表わされる２つの信号を同相加算した信号であるので、次の式（１２）で表わすことができる。
Ｓ’（ｔ）＝Ｇａ×[Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ{ωｃｔ＋ψ（ｔ）＋Ｈａ}＋Ｇｂ×γ×[Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ{ωｃｔ＋θ（ｔ）＋β＋Ｈｂ}＋Ｇａ×Ｐ×ｃｏｓ{(ωｃ−ωｐ１)ｔ＋Ｈａ}＋Ｇｂ×γ×Ｐ×ｃｏｓ｛(ωｃ−ωｐ２)ｔ＋β＋Ｈｂ｝        （１２）
【００４６】
図６は、本発明の実施の形態1に係る増幅回路における出力信号のスペクトラムを示す図である。つまり、図６は、図４に示す実施の形態1の増幅回路１００の出力信号のスペクトラムを示している。図６では横軸に周波数、縦軸に信号のレベルを示している。この図から、加算されたパイロット信号成分がＯＦＤＭ信号と周波数直交の関係にあることが容易に分かる。
【００４７】
このとき、Ｇａ＝Ｇｂ×γかつＨａ＝Ｈｂ＋βであれば、上記の式（１２）の右辺の第１項および第２項は、合成すると式（１）となる定包絡線信号を表わす式（２）および式（３）と相似である。したがって、上記の式（１２）を次の式（１３）に変換することができる。
Ｓ’（ｔ）=Ｇａ×Ｖ（ｔ）×ｃｏｓ{ωｃｔ＋φ（ｔ）＋Ｈａ}＋Ｇａ×Ｐ×ｃｏｓ{(ωｃ−ωｐ１)ｔ＋Ｈａ}＋Ｇａ×Ｐ×ｃｏｓ{(ωｃ−ωｐ２)t＋Ｈａ}        （１３）
【００４８】
上記の式（１３）の右辺の第１項は、入力信号を角周波数ωｃの搬送波で直交変調し、利得をＧａ倍、位相をＨａだけ移相した信号、すなわち利得Ｇａで増幅した希望波信号成分となる。
【００４９】
すなわち、実施の形態1では、増幅回路１００の出力信号の一部を取り出してパイロット信号検出部１１４に入力し、式(１２)の右辺の第３項および第４項で示されるパイロット信号成分をパイロット信号検出部１１４で検出し、Ｇａ＝Ｇｂ×γかつＨａ＝Ｈｂ＋βとなるように制御部１１５でベクトル調整部１０５の制御を行うようにしている。
【００５０】
そして、パイロット信号検出部１１４の周波数変換部１１６が、出力信号をＡ／Ｄ変換器１１８でＡ／Ｄ変換可能な低周波数帯に変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器１１８とフーリエ変換部１３２は一般的なＯＦＤＭ信号の復号処理を行う動作を行う。すなわち、Ａ／Ｄ変換器１１８では第１パイロット信号および第２パイロット信号を含んだＯＦＤＭ信号のアナログ信号をＴｓ／Ｎ(一般にはＮは２のべき乗数)のサンプリング間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換し、フーリエ変換部１３２がＡ／Ｄ変換器１１８の出力するディジタル信号をフーリエ変換することにより、△ｆｓ間隔のデータを得ることができる。
【００５１】
また、第１のパイロット信号および第２のパイロット信号は、ＯＦＤＭサブキャリアと△ｆｓの整数倍の離調関係にあるため、前述のＯＦＤＭ復調処理によってフーリエ変換部１３２がＯＦＤＭ信号と分離して制御部１１５に出力する。すなわち、上記の式(１２)の右辺の第３項及び第４項の成分をそれぞれ取り出すことができるので、Ｇａ×Ｐ、Ｈａ、Ｇｂ×γ×Ｐ、β＋Ｈｂの値を知ることができる。
【００５２】
そして、制御部１１５が、パイロット信号成分の振幅成分Ｇａ×ＰおよびＧｂ×γ×Ｐならびに位相成分Haおよびβ＋Ｈｂがそれぞれ等しくなるように、ベクトル調整部１０５による利得γおよび移相量βの調整を制御する。つまり、この動作によって上記の式(１３)で表した信号を増幅回路１００の出力信号として得ることができる。
【００５３】
このとき、例えばＯＦＤＭ変調信号の帯域幅が数ＭＨｚ以上の広帯域の場合であっても、パイロット信号成分はＴｓ＝１／△ｆｓでサンプリングされた信号であるため、制御部１１５においても、信号の帯域幅に比べて十分低い周波数で、振幅成分および位相成分を調整するための演算処理を行うことが可能となる。また、前記パイロット信号が加算されたＯＦＤＭ信号を受信する受信機においては、前述したパイロット信号検出部１１４と同様の動作を行うため、受信機側でパイロット信号を分離することができるので、パイロット信号は干渉成分とならない。
【００５４】
このように、本発明の実施の形態1の増幅回路によれば、ＯＦＤＭ信号を増幅するＬＩＮＣ方式の増幅回路１００の２系統の利得誤差および位相誤差を、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアと周波数直交の関係にあるパイロット信号を制御部１１５で比較することにより算出し、算出された利得誤差および位相誤差に基づいて、振幅成分および位相成分の調整(補正)をベクトル調整部１０５で行うため、大規模な補正用演算回路が不要となって増幅回路１００の回路規模を小さくすることができる。さらに、高い電力効率で歪みが少ない出力ＯＦＤＭ信号Ｓ'（ｔ）をＯＦＤＭ信号に干渉を与えることなく得ることができる。
【００５５】
なお、上記の説明では、合成器１１３は理想的な同相合成手段と仮定しているが、実施の形態1の増幅回路によれば、合成器１１３での合成時に利得差や位相差があった場合においても、その差分を補正することができる。また、上記の説明では、ベクトル調整部１０５にて利得および位相を補正するようにしているが、アナログ回路を用いた可変利得増幅器や可変移相器等を用いても上記と同様の作用効果を得ることができる。例えば、可変利得手段として、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２のバイアスを制御する構成を採れば、さらに電力効率を向上させることができる。
【００５６】
また、上記の説明では、位相調整部１２０を可変移相手段として用いているが、位相誤差の原因が主に遅延量の差異によるものである場合は、可変遅延手段を用いても上記と同様の作用効果を得ることができる。さらに、上記の説明では、同相合成の合成器１１３を用いているが、その位相特性を限定するものではない。例えば、上記の合成器１１３の代わりに、位相を９０度シフトして合成する方向性結合器を用いた場合であっても、その位相シフト量を考慮して定包絡線信号を生成すれば、上記と同様の作用効果を得ることができる。
【００５７】
また、上記の説明では、パイロット信号を正弦波としたが、変調波であっても変調波のシンボル間隔がＴｓであれば上記と同様の作用効果を得ることができる。さらに、上記の説明では、第１のパイロット信号および第２のパイロット信号は異なる周波数としているが、周波数を同じとし、更に増幅回路１００の２系統の利得誤差および位相誤差がない場合に、合成器１１３の出力で互いにキャンセルされるような振幅、位相の状態とすれば、上記の作用効果に加えて、パイロット信号の輻射レベルを小さくする効果が期待できる。
【００５８】
<実施の形態２>
図７は、本発明の実施の形態２に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。まず、図７に示す無線送受信装置２００の構成について説明する。無線送受信装置(無線通信回路)２００は、Ｓ／Ｐ変換部１３１、逆フーリエ変換部１３０、定包絡線信号生成部１０１、パイロット信号生成部１０２、第１加算部１０３、第２加算部１０４、ベクトル調整部１０５、２つのＤ／Ａ変換器１０６ａ、１０６ｂ、２つのＬＰＦ１０７ａ、１０７ｂ、２つのミキサ１０８ａ、１０８ｂ、局部発振器１０９、２つのＢＰＦ１１０ａ、１１０ｂ、第１増幅器１１１、第２増幅器１１２、合成器１１３、アンテナ共用スイッチ２０２、アンテナ２０１、無線受信部(受信部)２０３、制御部１１５を備えている。また、無線受信部２０３は、低雑音増幅器２０４、受信ミキサ２０５、Ａ／Ｄ変換器２０６、フーリエ変換部(フーリエ変換手段)２０７、およびＰ／Ｓ変換部２０８を備えている。
【００５９】
次に、図７に示す無線送受信装置２００の各要素の機能について説明する。Ｓ／Ｐ変換部１３１、逆フーリエ変換部１３０、定包絡線信号生成部１０１、パイロット信号生成部１０２、第１加算部１０３、第２加算部１０４、ベクトル調整部１０５、２つのＤ／Ａ変換器１０６ａ、１０６ｂ、２つのＬＰＦ１０７ａ、１０７ｂ、２つのミキサ１０８ａ、１０８ｂ、局部発振器１０９、２つのＢＰＦ１１０ａ、１１０ｂ、第１増幅器１１１、第２増幅器１１２、および合成器１１３は、実施の形態1で説明した動作と同様の動作を行い、合成器１１３はパイロット信号が含まれたＯＦＤＭ信号を出力する。
【００６０】
アンテナ２０１は無線信号を無線信号を送信および受信するアンテナであり、アンテナ２０１を送信と受信とで共用する。アンテナ共用スイッチ２０２はアンテナ２０１を送信と受信で時間に応じて切り換えて使用するためのスイッチである。
【００６１】
無線受信部２０３は、受信した無線信号を低雑音増幅器204で増幅し、受信ミキサ２０５で周波数変換を行った後、Ａ／Ｄ変換器２０６でアナログ信号をディジタル信号に変換し、フーリエ変換部２０７でフーリエ変換を行い、Ｐ／Ｓ変換部２０８でパラレル・シリアル変換を行って受信信号を得る。
【００６２】
この無線送受信装置２００はＴＤＤ方式の無線送受信装置であり、送信時にはアンテナ共用スイッチ２０２を送信側に選択して受信信号は受信しない。しかし、アンテナ共用スイッチ２０２は一般に半導体を用いて構成しているために漏洩がある。すなわち、送信するパイロット信号が含まれたＯＦＤＭ信号が無線受信部２０３に漏洩して入力される。
【００６３】
無線受信部２０３はＯＦＤＭを受信する受信回路であり、実施の形態1で説明したパイロット検出部１１４と同様に漏洩したパイロット信号が含まれたＯＦＤＭ信号をフーリエ変換し、分離したパイロット信号を制御部１１５に出力することができる。このように、実施の形態２によれば、ＴＤＤ方式でＯＦＤＭ信号を送受信する無線送受信装置２００は、送信のＯＦＤＭ信号を増幅するＬＩＮＣ方式の増幅器２系統の利得誤差および位相誤差を算出するためのパイロット信号を受信部に備えたフーリエ変換手段を用いてフーリエ変換処理により分離および検出ができるので、装置規模を小さくすることができると共に、低い製造コストで、送信信号に含まれる歪み成分を小さくすることができる。
【００６４】
また、無線送受信装置２００は、増幅回路に備えられた局部発振器１０９が出力する局部発振信号を無線受信部２０３のミキサで共用するだけでなく、増幅回路に備えられた制御部１１５を無線受信部２０３における制御(例えば、自動利得制御等)に共用するような構成を採る。このため、無線送受信装置２００の装置規模を一層小型化することができる。
【００６５】
このように、実施の形態２によれば、実施の形態１に記載の作用効果と同様の作用効果を無線送受信装置２００において実現することができると共に、無線送受信装置２００の装置規模を一層小型化することができる。これによって、低い製造コストで、送信信号に含まれる歪み成分を通信の障害にならないレベルに抑えることができ、受信機にて誤りのないデータを受信することができる。なお、実施の形態２で説明した無線送受信装置２００は、無線通信用および放送用のネットワークにて使用される無線基地局装置や通信端末装置に適用することが可能である。
【００６６】
本明細書は、２００４年１１月１１日出願の特願２００４−３２７５０２に基づく。この内容はすべてここに含めておく。
【産業上の利用可能性】
【００６７】
本発明の増幅回路は、回路規模を小さく抑えながら高い電力効率で歪みの少ない出力信号が得られるので、無線通信装置や放送設備などに用いられる送信装置において送信信号を増幅する終段の増幅回路として有効に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】従来の増幅回路の構成の一般例を示す図
【図２】従来の増幅回路における演算動作を直交平面座標上で示した図
【図３】従来の増幅回路の構成の他の例を示す図
【図４】本発明の実施の形態１に係る増幅回路の構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態１における演算動作を直交平面座標上で示した図
【図６】本発明の実施の形態１に係る増幅回路における出力信号のスペクトラムを示す図
【図７】本発明の実施の形態２に係る増幅回路の構成を示すブロック図
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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