(57)【要約】２シンボル周期の信号でなる２シンボル周期信号部が所定の位置に配置されたデータ列でなりＰＳＫ変調された受信信号の周波数偏差補正を行う周波数制御回路において、（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量から（２×Ｍ）シンボル周期間の変調成分による位相回転量を減算して、送受信装置間の周波数偏差による（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を抽出するオフセット除去手段（１７）を設け、既知パターンである２シンボル周期信号部の周期性を利用することにより、ビットタイミング同期が確立していない場合でも短時間に高精度な周波数偏差補正を行えるようにする。【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２シンボル周期の信号でなる２シンボル周期信号部が所定の位置に配置されたデータ列でなりＰＳＫ変調された受信信号の周波数偏差補正を行う周波数制御回路において、
前記受信信号から（２×Ｍ）シンボル周期（Ｍは自然数）間の位相回転量を求める前処理部と、
前記（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量から（２×Ｍ）シンボル周期間の変調成分による位相回転量を減算して、送受信装置間の周波数偏差による（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を抽出するオフセット除去手段と、
前記送受信装置間の周波数偏差による（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量に基づいて、位相回転を打ち消すような位相補正処理がされた補正データを生成する補正データ生成部とを備えた
ことを特徴とする自動周波数制御回路。
【請求項２】
前記前処理部が、
受信ベースバンド複素データと１シンボル周期時間前の受信ベースバンド複素データの共役な複素数とを複素乗算する複素乗算形１シンボル遅延検波手段と、
前記複素乗算形１シンボル遅延検波手段より出力される複素乗算結果の偏角を算出する逆正接手段と、
前記逆正接手段より出力される前記偏角から前記（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を算出する２Ｍシンボル位相回転量算出手段とを
備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の自動周波数制御回路。
【請求項３】
前記前処理部が、
受信ベースバンド複素データと、（２×Ｍ）シンボル周期時間前の受信ベースバンド複素データの共役な複素数とを複素乗算する複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段と、
前記複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段より出力される複素信号を平均化してＳＮ比を向上させる平均化手段と、
前記平均化手段より出力される複素信号の偏角を算出することにより、（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を求める逆正接手段とを
備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の自動周波数制御回路。
【請求項４】
前記前処理部が、
受信ベースバンド複素データの第１の偏角を算出する逆正接手段と、
前記逆正接手段より出力される前記第１の偏角に（２×Ｍ）シンボル周期の時間遅延を与えて第２の偏角を求める２Ｍシンボル遅延手段と、
前記第１の偏角から前記第２の偏角を減算して前記（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を求める減算手段とを
備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の自動周波数制御回路。
【請求項５】
前記前処理部が、
２シンボル周期の信号がＰＳＫ変調された信号を受信するＮ（Ｎは２以上の自然数）個のアンテナから夫々出力される受信ベースバンド複素データと、対応するアンテナから夫々出力される１シンボル周期時間前の受信ベースバンド複素データの共役な複素数とを複素乗算するＮ個の前記複素乗算形１シンボル遅延検波手段と、
Ｎ個の前記複素乗算形１シンボル遅延検波手段より夫々出力される複素乗算結果を加算する加算手段と、
前記加算手段より出力される複素乗算結果の偏角を算出する逆正接手段と、
前記逆正接手段より出力される前記偏角から前記（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を算出する２Ｍシンボル位相回転量算出手段とを
備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の自動周波数制御回路。
【請求項６】
前記前処理部が、
２シンボル周期の信号がＰＳＫ変調された信号を受信するＮ（Ｎは２以上の自然数）個のアンテナから夫々出力される受信ベースバンド複素データと、対応するアンテナから夫々出力される（２×Ｍ）シンボル周期時間前の受信ベースバンド複素データの共役な複素数とを複素乗算するＮ個の前記複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段と、
Ｎ個の前記複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段より夫々出力される複素乗算結果を加算する加算手段と、
前記加算手段より出力される複素信号を平均化してＳＮ比を向上させる平均化手段と、
前記平均化手段より出力される複素信号の偏角を算出することにより、（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を求める逆正接手段とを
備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の自動周波数制御回路。
【請求項７】
前記補正データ生成部が、
前記オフセット除去手段の後段に設けられ、外部からの切替信号に基づき、少なくとも前記２シンボル周期信号部に対する周波数偏差推定の動作とそれ以外の信号部に対する推定周波数偏差保持の動作との間で切り替える切り替え手段を
備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の自動周波数制御回路。
【請求項８】
前記補正データ生成部が、
前記オフセット除去手段より出力される位相回転量を（２×Ｍ）で除算するとともに平均化してＳＮ比を向上させる除算手段および第１の平均化手段と、
前記逆正接手段より出力される１シンボル周期間の位相回転量から１シンボル周期間の推定位相回転量を減算する減算手段と、
前記減算手段の減算結果から変調成分を抽出し、前記減算結果から前記変調成分の１シンボル周期間の位相回転量のみを減算して、１シンボル周期間の周波数偏差推定誤差による位相回転量を抽出する変調成分除去手段と、
前記変調成分除去手段より出力される前記位相回転量を平均化してＳＮ比を向上させる第２の平均化手段と、
外部からの切り替え信号に基づき、前記第１の平均化手段より出力される値をそのまま出力する動作と前記第２の平均化手段より出力される位相回転量を積分して前記減算手段に前記１シンボル周期間の推定位相回転量として出力する動作の２通りの動作の間で切替わる積分手段とを
備えたことを特徴とする特許請求の範囲第２項に記載の自動周波数制御回路。
【請求項９】
前記積分手段は、外部からの切り替え信号に基づき、入力値をそのまま出力する動作、入力値を積分して出力する動作、および、入力値を保持する動作の少なくとも３通りの動作に切替わる
ことを特徴とする特許請求の範囲第８項に記載の自動周波数制御回路。
【請求項１０】
前記加算手段は、外部信号に基づいて、前記Ｎ個の前記複素乗算形１シンボル遅延検波手段より夫々出力される複素乗算結果を選択して加算する
ことを特徴とする特許請求の範囲第５項に記載の自動周波数制御回路。
【請求項１１】
少なくとも２シンボル周期の信号でなる２シンボル周期信号部が所定の位置に配置されたデータ列でなりＰＳＫ変調された受信信号の周波数偏差補正を行う周波数制御方法において、
前記受信信号から（２×Ｍ）シンボル周期（Ｍは自然数）間の位相回転量を求める前処理手順を行い、
前記受信信号の（２×Ｍ）シンボル周期（Ｍは自然数）間の位相回転量から（２×Ｍ）シンボル周期間の変調成分による位相回転量を減算するオフセット除去手順を行い、
前記送受信装置間の周波数偏差による（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量に基づいて、位相回転を打ち消すような位相補正処理がされた補正データを生成する補正データ生成手順を行う
ことを特徴とする自動周波数制御方法。
【請求項１２】
前記前処理手順は、受信ベースバンド複素データと１シンボル周期時間前の受信ベースバンド複素データの共役な複素数とを複素乗算し、この複素乗算結果から偏角を算出し、該偏角から前記（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を算出する
ことを特徴とする特許請求の範囲第１１項に記載の自動周波数制御方法。
【請求項１３】
前記前処理手順は、受信ベースバンド複素データと（２×Ｍ）シンボル周期時間前の受信ベースバンド複素データの共役な複素数とを複素乗算して複素信号を算出し、該複素信号を平均化してＳＮ比を向上させ、前記複素信号の偏角を算出して前記（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を求める
ことを特徴とする特許請求の範囲第１１項に記載の自動周波数制御方法。
【請求項１４】
前記前処理手順は、受信ベースバンド複素データの第１の偏角を算出し、前記第１の偏角に（２×Ｍ）シンボル周期の時間遅延を与えて第２の偏角を求め、前記第１の偏角から前記第２の減算して前記（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を求める
ことを特徴とする特許請求の範囲第１１項に記載の自動周波数制御方法。
【請求項１５】
前記前処理手順は、２シンボル周期の信号がＰＳＫ変調された信号を受信するＮ（Ｎは２以上の自然数）個のアンテナから夫々出力される受信ベースバンド複素データと、対応するアンテナから夫々出力される１シンボル周期時間前の受信ベースバンド複素データの共役な複素数とをそれぞれ複素乗算し、夫々の複素乗算結果を加算し、この加算結果の偏角を算出し、該偏角から前記（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を算出する
ことを特徴とする特許請求の範囲第１１項に記載の自動周波数制御方法。
【請求項１６】
前記前処理手順は、２シンボル周期の信号がＰＳＫ変調された信号を受信するＮ（Ｎは２以上の自然数）個のアンテナから夫々出力される受信ベースバンド複素データと、対応するアンテナから夫々出力される（２×Ｍ）シンボル周期時間前の受信ベースバンド複素データの共役な複素数とを複素乗算し、夫々の複素乗算結果を加算し、この加算結果を平均化してＳＮ比を向上させ、この結果から偏角を算出することにより、前記（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を求める
ことを特徴とする特許請求の範囲第１１項に記載の自動周波数制御方法。
【請求項１７】
前記前処理手順は、前記オフセット手順の後に、外部からの切り替え信号に基づいて動作する切り替え手段を設け、該切り替え手段により、少なくとも前記２シンボル周期の信号に対する周波数偏差推定の動作とそれ以外の信号に対する推定周波数偏差保持の動作とに切り替える
ことを特徴とする特許請求の範囲第１１項に記載の自動周波数制御方法。
【請求項１８】
前記補正データ生成手順は、前記オフセット除去手順により出力される前記（２×Ｍ）シンボル周期間の変調成分による位相回転量を（２×Ｍ）で除算するとともに平均化手順を用いて平均化してＳＮ比を向上させ、１シンボル周期間の位相回転量から１シンボル周期間の推定位相回転量を減算し、この減算結果から変調成分を抽出し、前記減算結果から前記変調成分の１シンボル周期間の位相回転量のみを減算して、１シンボル周期間の周波数偏差推定誤差による位相回転量を抽出し、該位相回転量を平均化してＳＮ比を向上させ、外部からの切り替え信号に基づき動作する積分手段により、前記第１の平均化手順より出力される値をそのまま出力するか、前記第２の平均化手順より出力される位相回転量を積分して前記減算手順に前記１シンボル周期間の推定位相回転量としてフィードバックするか切り替える
ことを特徴とする特許請求の範囲第１２項に記載の自動周波数制御方法。
【請求項１９】
前記積分手段に、外部信号を入力し、外部からの切り替え信号を入力に基づき、入力値をそのまま出力する動作、入力値を積分して出力する動作、および、入力値を保持する動作の少なくとも３通りの動作に切り替える
ことを特徴とする特許請求の範囲第１８項に記載の自動周波数制御方法。
【請求項２０】
前記夫々の複素乗算結果を加算する加算手段を設け、該加算手段に外部信号を入力し、前記外部信号を操作して、Ｎ個の前記複素乗算形１シンボル遅延検波手順より夫々出力される複素乗算結果を選択して加算する
ことを特徴とする特許請求の範囲第１５項に記載の自動周波数制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式を用いたディジタル無線通信システムのＰＳＫ変調信号に関し、特にこのＰＳＫ変調信号を受信した際に周波数偏差補正を行う自動周波数制御回路および自動周波数制御方法に関するものである。
【背景技術】  近年、ＰＳＫ変調方式を用いたディジタル無線通信システムが実用化され始めている。例えば、ＰＳＫ変調方式を用いた遅延検波復調器として、非特許文献１に開示されたものがある。この文献に記載されている自動周波数制御回路は、任意のデータ系列をＰＳＫ変調した受信信号に対して周波数偏差補正を行うものである。
第１図は上述の非特許文献１に開示された従来の自動周波数制御回路の構成を示すブロック図である。第１図において、自動周波数制御回路は、逆正接手段９０、遅延器９１、減算器９２、加算器９３、判定器９４、変調成分除去手段９５および平均化手段９６から構成されている。
受信アンテナ１１−１の出力は検波手段１２−１に入力されている。検波手段１２−１は、局部発振器や、ミキサ、ローパスフィルタ等で構成されている。さらに、検波手段１２−１の出力はＡ／Ｄ変換器１３−１に入力されている。
Ａ／Ｄ変換器１３−１から延びる出力ラインが、自動周波数制御回路の逆正接手段９０に接続されている。逆正接手段９０から延出する出力ラインは二股に分岐し、一方は遅延器９１に接続されている。逆正接手段９０から延出する他方の出力ラインと遅延器９１の出力ラインとが１つの減算器９２に接続されている。
減算器９２から延出する出力ラインは、加算器９３の２つの入力ポートの一方に接続されている。加算器９３から延出する出力ラインは二股に分岐し、一方は判定器９４に接続され、他方は変調成分除去手段９５に接続されている。
判定器９４から延出する出力ラインは二股に分岐し、一方は出力ポートに向い他方は折り返して変調成分除去手段９５に接続されている。変調成分除去手段９５の出力ラインは平均化手段９６に接続されている。平均化手段９６の出力ラインは、加算器９３に接続されている。
次に、第１図に沿って従来の自動周波数制御回路の動作を説明する。
まず、受信アンテナ１１−１で受信されたＰＳＫ信号は、検波手段１２−１で準同期検波されて受信ベースバンド複素信号として出力される。Ａ／Ｄ変換器１３−１は、準同期検波された受信ベースバンド複素信号をＡ／Ｄ変換して、受信ベースバンド複素データを出力する。
自動周波数制御回路は、この受信ベースバンド複素データを入力する。自動周波数制御回路に入力された受信ベースバンド複素データは、まず、逆正接手段９０に入力される。逆正接手段９０は、受信ベースバンド複素データの偏角であるベースバンド位相データを求めて出力する。
遅延器９１は、ベースバンド位相データを１シンボル周期分の時間遅延を行って出力する。減算器９２は、逆正接手段９０より出力される遅延なしのベースバンド位相データから遅延器９１より出力される１シンボル周期時間遅延されたベースバンド位相データを減算して出力する。
加算器９３は、減算器９２より出力される減算結果と後述の平均化手段９６より出力される周波数偏差を補正するための角度情報とを加算して出力する。判定器９４は、加算器９３より出力される角度情報に対して、これを判定することにより求まる復調データを出力する。
変調成分除去手段９５は、判定器９４より出力される復調データに対する理想角度から加算器９３より出力される角度情報を減算して求まる周波数誤差補正情報を出力する。ここで、周波数誤差補正情報は、実際の周波数偏差と自動周波数制御回路が現在推定している周波数偏差との差の周波数偏差を位相で表現したものである。
平均化手段９６は、変調成分除去手段９５より出力される周波数誤差補正情報を平均化および積分を行う。この積分結果は、周波数偏差を補正するための角度情報として加算手段９３へ出力される。
このように、従来の自動周波数制御回路は、変調成分除去手段９５より出力される周波数誤差補正情報が”０”となるようにフィードバック制御を行うことにより、現在推定している周波数偏差が実際の周波数偏差に近づいていくため、任意のデータ系列をＰＳＫ変調した信号に対して周波数偏差補正を行うことが可能である。
［非特許文献１］
１９９１年電子情報通信学会春季全国大会Ｂ−３６０
しかしながら、従来の自動周波数制御回路は、受信信号がＰＳＫ変調された任意のデータ系列であることを想定して補正動作を行うため、受信信号のＳＮ比が劣悪な環境下では判定器９４において判定誤りが発生する。そして、たとえ既知パターンであるプリアンブル信号を受信している場合であっても短時間で高精度な周波数偏差補正を行うことは困難である。
また、従来の自動周波数制御回路は、ビットタイミング同期が確立しているという前提が必要であり、ビットタイミング同期が確立していない場合、符号間干渉等の影響により、周波数偏差推定特性が劣化するという課題もある。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、既知パターンであるプリアンブル信号を利用して短時間に高精度な周波数偏差補正が可能な自動周波数制御回路を提供することを目的とする。
更に、本発明は、既知パターンであるプリアンブル信号の周期性を利用することにより、ビットタイミング同期が確立していない場合でも短時間に高精度な周波数偏差補正が可能な自動周波数制御回路および自動周波数制御方法を提供することを目的とする。
【発明の開示】
本願発明にかかる自動周波数制御回路にあっては、少なくとも２シンボル周期の信号でなる２シンボル周期信号部が所定の位置に配置されたデータ列でなりＰＳＫ変調された受信信号の周波数偏差補正を行う周波数制御回路において、受信信号から（２×Ｍ）シンボル周期（Ｍは自然数）間の位相回転量を求める前処理部と、（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量から（２×Ｍ）シンボル周期間の変調成分による位相回転量を減算して、送受信装置間の周波数偏差による（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を抽出するオフセット除去手段と、送受信装置間の周波数偏差による（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量に基づいて、位相回転を打ち消すような位相補正処理がされた補正データを生成する補正データ生成部とを備えたことを特徴とする。そのため、２シンボル周期の信号でなる２シンボル周期信号部を所定の位置に有する受信信号に対して、既知パターンである２シンボル周期信号部の周期性を利用することにより、ビットタイミング同期が確立していない場合でも短時間に高精度な周波数偏差補正を行うことが可能となる。
また、本願発明にかかる周波数制御方法にあっては、少なくとも２シンボル周期の信号でなる２シンボル周期信号部が所定の位置に配置されたデータ列でなりＰＳＫ変調された受信信号の周波数偏差補正を行う周波数制御方法において、受信信号から（２×Ｍ）シンボル周期（Ｍは自然数）間の位相回転量を求める前処理手順を行い、その後、受信信号の（２×Ｍ）シンボル周期（Ｍは自然数）間の位相回転量から（２×Ｍ）シンボル周期間の変調成分による位相回転量を減算するオフセット除去手順を行い、送受信装置間の周波数偏差による（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量に基づいて、位相回転を打ち消すような位相補正処理がされた補正データを生成する補正データ生成手順を行う。そのため、２シンボル周期の信号でなる２シンボル周期信号部が所定の位置に配置されたデータ列でなりＰＳＫ変調された受信信号に対して周波数偏差補正を行う場合に、既知パターンである２シンボル周期信号部の周期性を利用することにより、短時間に高精度な周波数偏差補正を行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】  第１図は従来の自動周波数制御回路の構成を示すブロック図であり、第２図はこの発明の実施の形態１の自動周波数制御回路の一例の構成を示すブロック図であり、第３図は２Ｍシンボル位相回転量算出手段の構成を示すブロック図であり、第４図は２Ｍシンボル位相回転量算出手段の出力信号の一例を示す図表であり、第５図は実施の形態１の自動周波数制御回路の他の例を示すブロック図であり、第６図は実施の形態１の自動周波数制御回路のさらに他の例を示すブロック図であり、第７図は実施の形態１による自動周波数制御回路の動作の一例を示すタイミングチャートであり、第８図はＮ個の受信アンテナを有する実施の形態２による自動周波数制御回路の一例の構成を示すブロック図であり、第９図はＮ個の受信アンテナを有する実施の形態２による自動周波数制御回路の他の構成を示すブロック図であり、第１０図は１個の受信アンテナを有する実施の形態３による自動周波数制御回路の構成を示すブロック図であり、第１１図は積分器の動作タイミングチャートであり、第１２図はＮ個の受信アンテナを有する実施の形態４による自動周波数制御回路の構成例であり、第１３図は実施の形態５による自動周波数制御回路の一例の構成を示すブロック図であり、および、第１４図は実施の形態５による自動周波数制御回路の他の例の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための最良の形態】  以下に、本発明にかかる自動周波数制御回路および自動周波数制御方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
この発明の実施の形態１では、２シンボル周期のプリアンブル信号を含むデータがＰＳＫ変調された信号を１個の受信アンテナで受信して周波数偏差補正を行う自動周波数制御回路および自動周波数制御方法について説明する。
第２図はこの発明の実施の形態１の自動周波数制御回路の一例の構成を示すブロック図である。第２図において、自動周波数制御回路は、前処理部、オフセット除去手段１７および補正データ生成部から構成されている。前処理部は、複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１、逆正接手段１５および２Ｍシンボル位相回転量算出手段１６から構成されている。補正データ生成部は、除算手段１８、積分器２０および周波数偏差補正手段２０−１から構成されている。
なお、前処理部、オフセット除去手段１７および補正データを生成部が実行される過程は、それぞれ発明の本実施の形態の自動周波数制御方法の前処理部、オフセット除去手段１７および補正データ生成部を構成している。
受信アンテナ１１−１の出力は検波手段１２−１に入力されている。検波手段１２−１は、局部発振器や、ミキサ、ローパスフィルタ等で構成されている。さらに、検波手段１２−１の出力はＡ／Ｄ変換器１３−１に入力されている。
Ａ／Ｄ変換器１３−１から延びる出力ラインが、自動周波数制御回路に入力している。そして、その一方が複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１に接続されている。複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１から延出する出力ラインは逆正接手段１５に接続されている。逆正接手段１５から延出する出力ラインは２Ｍシンボル位相回転量算出手段に接続されている。２Ｍシンボル位相回転量算出手段から延出する出力ラインはオフセット除去手段１７に接続されている。
また、オフセット除去手段１７の出力ラインは除算手段１８に接続され、除算手段１８の出力ラインは平均化手段１９に接続されている。平均化手段１９の出力ラインは積分器２０に接続されている。そして、積分器２０から延出する出力ラインは、Ａ／Ｄ変換器１３−１から延びる他方の出力ラインとともに周波数偏差補正手段２０−１に接続されている。周波数偏差補正手段２０−１の出力ラインは図示しない出力ポートに延びている。
また、第３図は２Ｍシンボル位相回転量算出手段１６の構成を示すブロック図である。第３図において、２Ｍシンボル位相回転量算出手段１６は、（２Ｍ−１）個の遅延器と（２Ｍ−１）個の加算器から構成されている。逆正接手段１５から延出する出力ラインは二股に分岐し、一方は１個目の遅延器４１−１に接続されている。１個目の遅延器４１−１から延出する出力ラインは二股に分岐し、一方は、逆正接手段１５から延出する他方の出力ラインとともに１個目の加算器４１−１に接続されている。
１個目の遅延器４１−１から延出する他方の出力ラインは、２個目の遅延器４１−２に接続されている。２個目の遅延器４１−２から延出する出力ラインは二股に分岐し、一方は、１個目の加算器４１−１の出力ラインとともに２個目の加算器４１−２に接続されている。
２個目の遅延器４１−２から延出する他方の出力ラインは、３個目の遅延器４１−３に接続され、３個目の遅延器４１−３から延出する出力ラインは二股に分岐し、一方は、２個目の加算器４１−２の出力ラインとともに３個目の加算器４１−３に接続され、これが繰り返され、最後に（２Ｍ−１）個目の遅延器４１−（２Ｍ−１）の出力ラインが（２Ｍ−１）個目の加算器４１−（２Ｍ−１）に接続され、加算器４１−（２Ｍ−１）の出力ラインが２Ｍシンボル位相回転量算出手段１６の出力とされている。
そして、第４図は２Ｍシンボル位相回転量算出手段１６の出力信号の一例を示す図表である。縦軸は２シンボル周期間の位相回転量［ｄｅｇｒｅｅ］を示し、横軸は時間［シンボル］を示している。
また、第５図は実施の形態１の自動周波数制御回路の他の例を示すブロック図である。第５図において、自動周波数制御回路は、複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１、平均化手段４４、逆正接手段１５から構成される前処理部と、オフセット除去手段１７と、除算手段１８、積分器２０および周波数偏差補正手段２０−１から構成される補正データ生成部とを有している。
なお、前処理部、オフセット除去手段１７および補正データ生成部が実行される過程は、それぞれ発明の実施の形態１の自動周波数制御方法の前処理手順、オフセット除去手順および補正データ生成手順を構成している。
Ａ／Ｄ変換器１３−１から延びる出力ラインが、自動周波数制御回路に入力している。そして、その一方が複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１に接続されている。複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１から延出する出力ラインは平均化手段４４に接続されている。平均化手段４４から延出する出力ラインはオフセット除去手段１７に接続されている。
また、オフセット除去手段１７の出力ラインは除算手段１８に接続されている。除算手段１８の出力ラインは平均化手段１９に接続され、平均化手段１９の出力ラインは、積分器２０に接続されている。そして、積分器２０から延出する出力ラインは、Ａ／Ｄ変換器１３−１から延びる他方の出力ラインとともに周波数偏差補正手段２０−１に接続されている。周波数偏差補正手段２０−１の出力ラインは図示しない出力ポートに延びている。
また、第６図は実施の形態１の自動周波数制御回路のさらに他の例を示すブロック図である。第６図において、Ａ／Ｄ変換器１３−１から延びる出力ラインが、自動周波数制御回路の逆正接手段１５に接続されている。逆正接手段１５から延出する出力ラインは二股に分岐し、一方は２Ｍシンボル遅延器４５に接続されている。逆正接手段１５から延出する他方の出力ラインと２Ｍシンボル遅延器４５との出力ラインとが１つの減算器４６に接続されている。減算器４６から延出する出力ラインはオフセット除去手段１７に接続されている。その他の構成は第１図や第５図の自動周波数制御回路と同様である。
また、第７図は実施の形態１による自動周波数制御回路の動作の一例を示すタイミングチャートである。横軸は時間の経過を示している。本実施の形態においては、第７図に示されるように２シンボル周期の信号でなる２シンボル周期信号部が先頭の位置に配置されたデータ列でなりＰＳＫ変調された受信信号を対象としている。このような受信信号に対して、プリアンブル信号受信時に周波数偏差推定を行い、プリアンブル信号が終了したらプリアンブル信号受信時に推定した周波数偏差を保持して周波数偏差補正を行う。
次に、この実施の形態１による自動周波数制御回路の動作について説明する。初めに、第２図を用いて全体の動作について説明する。以下の式では、簡略化のため、熱雑音やフェージング等の伝送路の影響は考慮していない。
第２図において、本実施の形態による自動周波数制御回路は、受信アンテナ１１−１でＰＳＫ信号を受信し、検波手段１２−１で準同期検波して受信ベースバンド複素信号を出力する。
Ａ／Ｄ変換器１３−１は、準同期検波された受信ベースバンド複素信号をＡ／Ｄ変換して、受信ベースバンド複素データを出力する。
複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１は、式（１）に示すように、Ａ／Ｄ変換器１３−１より出力される受信ベースバンド複素データと、１シンボル周期時間前の受信ベースバンド複素データの共役な複素数とを複素乗算し、その複素乗算結果を出力する。
2005107203.tif 000002
ここで、ｉは時間をシンボル周期単位で示したものであり、Ｒｉは時刻ｉにおける受信ベースバンド複素データの絶対値、θｉは時刻ｉにおける受信ベースバンド複素データの偏角、ｊは虚数単位、Ｌｉ＋ｊＬｑは複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１の出力である複素乗算結果、＊は複素共役演算を示す。
また、式（１）より、複素乗算結果である複素数値Ｌｉ＋ｊＬｑの偏角Δθ１，ｉは、１シンボル周期間の位相回転量を示す。
逆正接手段１５は、複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１の出力値Ｌｉ＋ｊＬｑより、その偏角であるΔθ１，ｉ（＝（θｉ−θｉ−１））［ｄｅｇｒｅｅ］を算出して出力する。
２Ｍシンボル位相回転量算出手段１６は、逆正接手段１５より出力される１シンボル周期間の位相回転量Δθ１，ｉから（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量Δθ２Ｍ，ｉ（＝（θｉ−θｉ−２Ｍ））を算出して出力する。ここで、Ｍは自然数の値である。例えば、送受信装置間の周波数偏差をΔｆ［Ｈｚ］、シンボル周波数をｆｓ［Ｈｚ］とする場合の差動符号化を行うπ／４シフトＱＰＳＫ変調の“１００１”パターンの２シンボル周期間（Ｍ＝１の場合）の位相回転量は、第４図に示すようにナイキスト点だけでなく任意の時刻で、Δｆ＝０場合には９０［ｄｅｇｒｅｅ］となり、Δｆ＝ｆｓ／１６の場合には１３５［ｄｅｇｒｅｅ］となり、Δｆ＝−ｆｓ／１６の場合には４５［ｄｅｇｒｅｅ］となる。この周波数偏差Δｆ＝０の場合における２シンボル周期間の位相回転量の９０［ｄｅｇｒｅｅ］は、“１０”パターンの−４５［ｄｅｇｒｅｅ］の遷移と“０１”パターンの１３５［ｄｅｇｒｅｅ］との和であり、“１００１”パターンの２シンボル周期間の変調成分による位相回転量である。一般に、送受信装置の周波数偏差を考慮した場合の２シンボル周期のプリアンブル信号受信時における（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量Δθ２Ｍ，ｉ［ｄｅｇｒｅｅ］は、式（２）に示すように、時刻ｉに依存しない値を有する。
2005107203.tif 000003
ここで、Ｓ［ｄｅｇｒｅｅ］は、プリアンブルパターンの２シンボル周期間の変調成分による位相回転量であり、既知の値である。
オフセット除去手段１７は、２Ｍシンボル位相回転量算出手段１６より出力される（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量Δθ２Ｍ，ｉ［ｄｅｇｒｅｅ］から（２×Ｍ）シンボル周期間の変調成分による位相回転量Ｍ×Ｓを減算することにより、送受信装置間の周波数偏差Δｆによる（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量（２×Ｍ×３６０×Δｆ／ｆｓ）［ｄｅｇｒｅｅ］を抽出して出力する。ここで、減算結果（２×Ｍ×３６０×Δｆ／ｆｓ）［ｄｅｇｒｅｅ］は、モジュロ３６０［ｄｅｇｒｅｅ］されており、−１８０［ｄｅｇｒｅｅ］〜１８０［ｄｅｇｒｅｅ］の値を持つ。
除算手段１８は、オフセット除去手段１７より出力される送受信装置間の周波数偏差Δｆによる（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量（２×Ｍ×３６０×Δｆ／ｆｓ）［ｄｅｇｒｅｅ］を（２×Ｍ）で除算することにより、送受信装置間の周波数偏差Δｆによる１シンボル周期間の位相回転量を算出して出力する。
平均化手段１９は、除算手段１８より出力される送受信装置間の周波数偏差Δｆによる１シンボル周期間の位相回転量を平均化することによりＳＮ比を向上させて出力する。
積分器２０は、平均化手段１９より出力される平均化された送受信装置間の周波数偏差Δｆによる１シンボル周期間の位相回転量を積分して出力する。
周波数偏差補正手段２１−１は、Ａ／Ｄ変換器１３−１より出力される受信ベースバンド複素データに対して、積分器２０より出力される積分結果を基に送受信装置間の周波数偏差Δｆによる位相回転を打ち消すような位相補正処理を行い、位相補正処理後の複素データを出力する。
以上のように、この実施の形態の自動周波数制御回路においては、少なくとも２シンボル周期の信号でなる２シンボル周期信号部が所定の位置に配置されたデータ列でなりＰＳＫ変調された受信信号の周波数偏差補正を行う周波数制御回路において、受信信号の（２×Ｍ）シンボル周期（Ｍは自然数）間の位相回転量から（２×Ｍ）シンボル周期間の変調成分による位相回転量を減算して、送受信装置間の周波数偏差による（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を抽出して出力するオフセット除去手段１７を有しているので、既知パターンとしての２シンボル周期の信号でなる２シンボル周期信号部に基づいて、送受信装置間の周波数偏差を推定することが可能となる。
また、受信ベースバンド複素データと１シンボル周期時間前の受信ベースバンド複素データの共役な複素数とを複素乗算する複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１と、複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１より出力される複素乗算結果の偏角を算出する逆正接手段１５と、この逆正接手段１５より出力される偏角から（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を算出する２Ｍシンボル位相回転量算出手段１６とをさらに有しているので、上述の（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を容易に算出することができる。
つまり、本実施の形態による自動周波数制御回路は、既知パターンであるプリアンブル信号を利用することにより、変調成分を推定することなく周波数偏差が可能であり、平均化手段１９において変調成分の誤判定による信号エネルギーの損失が無い状態で平均化処理を行うことが可能であるため、短時間に高精度な周波数偏差補正が可能である。
更に、２Ｍシンボル位相回転量算出手段１６より出力される（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量Δθ２Ｍ，ｉ［ｄｅｇｒｅｅ］は時間に依存しない値であるため、本実施の形態による自動周波数制御回路は、ビットタイミング同期が確立していない場合でも短時間に高精度な周波数偏差補正が可能である。
なお、第２図に示す本実施の形態による自動周波数制御回路は、除算手段１８の後段に平均化手段１９を有する構成をとっているが、これら２つの処理の順序が入れ替わっても同様の演算結果が出力される。つまり、平均化手段１９で平均化処理を行った後に除算手段１８で除算処理を行う構成であってもよい。
次に、第３図に示す本実施の形態による２Ｍシンボル位相回転量算出手段１６の動作について説明する。第３図において、本実施の形態による２Ｍシンボル位相回転量算出手段１６は、遅延器４１−１〜４１−（２Ｍ−１）で、入力される位相データに対して１シンボル周期の時間遅延を行って出力する。ここで、上述と同様に、時刻ｉ［シンボル］における受信ベースバンド複素データの偏角をθｉ［ｄｅｇｒｅｅ］、逆正接手段１５より出力される１シンボル遅延検波された位相データをΔθ１，ｉ［ｄｅｇｒｅｅ］とすると、遅延器４１−ｊ（ｊ＝１，２，…，２Ｍ−１）における出力信号Δθ１，ｉ−ｊは、式（３）の値を持つ。
2005107203.tif 000004
加算器４２−１は、逆正接手段１５より出力される１シンボル遅延検波された位相データΔθ１，ｉ［ｄｅｇｒｅｅ］と遅延器４１−１より出力される位相データΔθ１，ｉ−１［ｄｅｇｒｅｅ］を加算する。更に、加算器４２−ｋ（ｋ＝２，３，…，２Ｍ−１）は、前段の加算器４２−（ｋ−１）の出力結果と遅延器４１−ｋの出力結果とを加算して出力する。
加算器４２−（２Ｍ−１）の出力結果εは、式（４）に示すように、（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量Δθ２Ｍ，１（＝（θｉ−θｉ−２Ｍ））となり、上述のように（２×Ｍ）シンボル位相回転量算出手段１６を構成することにより、２Ｍシンボル位相回転量算出手段１６は（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量Δθ２Ｍ，ｉを算出することが可能である。
2005107203.tif 000005
また、本実施の形態による自動周波数制御回路は、第５図に示すような構成を取ることも可能である。
以下では、第５図に示された自動周波数制御回路と第２図に示された自動周波数制御回路との差異部分について説明する。
第５図において、自動周波数制御回路では、複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１を用いて、式（５）に示すように、偏角が（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を有する複素信号を算出して出力する。
2005107203.tif 000006
ここで、上述と同様に、ｉは時間をシンボル周期単位で示したもの、Ｒｉは時刻ｉにおける受信ベースバンド複素データの絶対値、θｉは時刻ｉにおける受信ベースバンド複素データの偏角、ｊは虚数単位、＊は複素共役演算であり、Ｌｉ’＋ｊＬｑ’は複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１の出力である。
平均化手段４４は、複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１より出力される複素信号を平均化することによりＳＮ比を向上させて出力する。
逆正接手段１５は、平均化手段４４で平均化された複素信号の偏角を出力してこれを出力する。
このように、本実施の形態の第５図に示された自動周波数制御回路においては、受信ベースバンド複素データと、（２×Ｍ）シンボル周期時間前の受信ベースバンド複素データの共役な複素数とを複素乗算する複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１と、この複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１より出力される複素信号を平均化してＳＮ比を向上させる平均化手段４４と、この平均化手段４４より出力される複素信号の偏角を算出することにより、上述の（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を求める逆正接手段１５とを有している。
そのため、複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１と平均化手段４４を有する構成の場合においても第２図に示された自動周波数制御回路と同様に送受信装置間の周波数偏差Δｆを推定することが可能であり、第２図に示された自動周波数制御回路と同様の効果を得ることが可能である。
なお、第５図に示された周波数制御回路においては、平均化処理を複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段の後段で行ったが、その代わりに、オフセット除去手段１７、または、除算手段１８より出力される位相データを平均化処理しても同様の効果が得られる。つまり、平均化処理を、オフセット除去手段１７、または、除算手段１８の後段で行う構成であってもよい。
また、本実施の形態による自動周波数制御回路は、第６図に示すような構成を取ることも可能である。
以下では、第６図の自動周波数制御回路と第２図の自動周波数制御回路との差異部分について説明する。
第６図の自動周波数制御回路では、２Ｍシンボル遅延器４５で、受信ベースバンド複素データの偏角を（２×Ｍ）シンボル周期の時間遅延を与えて出力する。ここで、上述と同様に、時刻ｉ［シンボル］における受信ベースバンド複素データの偏角をθｉ［ｄｅｇｒｅｅ］とすると、２Ｍシンボル遅延器４５より出力される信号はθｉ−２Ｍ［ｄｅｇｒｅｅ］となる。
減算手段４６は、受信ベースバンド複素データの偏角θｉ［ｄｅｇｒｅｅ］から２Ｍシンボル遅延器４５より出力される信号θｉ−２Ｍ［ｄｅｇｒｅｅ］を減算して出力する。ここで、減算手段４６より出力される値は、（θｉ−θｉ−２Ｍ）［ｄｅｇｒｅｅ］である。
このように、第６図に示された自動周波数制御回路においては、受信ベースバンド複素データの第１の偏角を算出する逆正接手段１５と、この逆正接手段１５より出力される第１の偏角に（２×Ｍ）シンボル周期の時間遅延を与えて第２の偏角を求める２Ｍシンボル遅延手段４５と、第１の偏角から第２の偏角を減算して（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を求める減算手段４６とを有している。
このように、２Ｍシンボル遅延手段４５と減算手段４６を用いることによっても（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を算出して送受信装置間の周波数偏差Δｆを推定することが可能であり、第２図に示された自動周波数制御回路と同様の効果を得ることが可能である。
なお、第６図の自動周波数制御回路でも、第２図の自動周波数制御回路と同様に、除算手段１８の後段に平均化手段１９を有する構成をとっているが、これらの処理の順序が入れ替わっても同様の演算結果が出力される。つまり、平均化手段１９で平均化処理を行った後に除算手段１８で除算処理を行う構成であってもよい。
また、第２図、第５図、および、第６図に示された本実施の形態による自動周波数制御回路では、送信データがランダムデータの場合には周波数偏差推定を行うことが出来ない。しかし、第７図に示すように、プリアンブル信号が先頭に付加される受信信号に対して、プリアンブル信号受信時のみを本実施の形態による自動周波数制御回路を用いて周波数偏差推定動作を行い、プリアンブル信号が終了したらプリアンブル信号受信時に推定した周波数偏差値を保持して周波数偏差補正動作を行うことにより、プリアンブル信号後のランダムデータ受信時でもプリアンブル受信時に推定した高精度な周波数同期状態を保持することが可能である。
なお、この切り替え動作を実現するために第２図および第６図の平均化手段１９と第５図の除算手段１８には外部から切替信号（外部信号）が入力され、この切替信号により平均化手段１９と除算手段１８の内部で処理動作が異なるように作製されている。
具体的には、平均化手段１９においては、この切替信号によって、除算手段１８からの出力を平均する動作と出力を所定の値に保持して以後当該値を出し続ける動作の２通りの動作の間で切り替わるようにされている。また、除算手段１８においては、オフセット除去手段１７からの出力を除算する動作と出力を所定の値に保持して以後当該値を出し続ける動作の２通りの動作で切り替わるようにされている。これにより、周波数偏差推定動作と推定された周波数偏差値を保持して行う周波数偏差補正動作との間で切り替わるようにされている。
なお、上述では、本実施の形態においては、自動周波数制御回路（周波数偏差推定）の動作と推定周波数偏差保持（周波数偏差補正）の動作の切り替えを、切替信号を入力することにより、受信信号がプリアンブル信号からランダムデータに切り替わる瞬間に行う。しなしながら、この切り替えのタイミングは任意のタイミングでよい。
すなわち、プリアンブル信号の部分を少しでも受信して周波数偏差推定を行うことが出来たならば、ランダムデータを待たずに動作を切り替えてもよい。
また、本実施の形態においては、プリアンブル信号が先頭に付加される受信信号を対象としているが、２シンボル周期の信号でなる２シンボル周期信号部は、必ずしもデータ列の先頭になくともよく、予め決められた所定の位置に配置されていれば本願を適用することができる。
実施の形態２．
この発明の実施の形態２では、２シンボル周期のプリアンブル信号を含むデータがＰＳＫ変調された信号を２個以上の受信アンテナで受信して周波数偏差補正を行う自動周波数制御回路および自動周波数制御方法について説明する。
なお、実施の形態２による自動周波数制御回路は、上述の実施の形態１による自動周波数制御回路に、複数アンテナで受信した信号を合成する回路が追加されたものである。
第８図はＮ（Ｎは２以上の自然数）個の受信アンテナを有する自動周波数制御回路の一例の構成を示すブロック図である。第８図において、自動周波数制御回路は、Ｎ個の複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１〜１４−Ｎ、加算器２３、逆正接手段１５、２Ｍシンボル位相回転量算出手段１６から構成される前処理部と、オフセット除去手段１７と、除算手段１８、積分器２０およびＮ個の周波数偏差補正手段２１−１〜２１−Ｎから構成される補正データ生成部とを有している。
Ｎ個の受信アンテナ１１−１〜１１−Ｎの出力は、夫々Ｎ個の検波手段１２−１〜１２−Ｎに入力されている。さらに、Ｎ個の検波手段１２−１〜１２−Ｎの出力はＮ個のＡ／Ｄ変換器１３−１〜１３−Ｎに入力されている。
Ｎ個のＡ／Ｄ変換器１３−１〜１３−Ｎから延びる出力ラインが、自動周波数制御回路に入力している。そして、その夫々一方が複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１〜１４−Ｎに接続されている。複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１〜１４−Ｎから延出する出力ラインは全てが加算器２３に接続されている。加算器２３の出力ラインが逆正接手段１５に接続されている。逆正接手段１５から延出する出力ラインは２Ｍシンボル位相回転量算出手段に接続されている。２Ｍシンボル位相回転量算出手段から延出する出力ラインはオフセット除去手段１７に接続されている。
また、オフセット除去手段１７の出力ラインは除算手段１８に接続され、除算手段１８の出力ラインは平均化手段１９に接続され、平均化手段１９の出力ラインは、積分器２０に接続されている。そして、積分器２０から延出する出力ラインはＮ本に分岐し、そのそれぞれが、Ｎ個のＡ／Ｄ変換器１３−１〜１３−Ｎから延びる他方の出力ラインとともにＮ個の周波数偏差補正手段２１−１〜２１−Ｎに接続されている。Ｎ個の周波数偏差補正手段２１−１〜２１−Ｎの出力ラインは図示しない出力ポートに延びている。
また、第９図はＮ個の受信アンテナを有する自動周波数制御回路の他の構成を示すブロック図である。第９図において、自動周波数制御回路は、Ｎ個の複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１〜４３−Ｎ、加算器２４、平均化手段４４、逆正接手段１５、オフセット除去手段１７、除算手段１８、積分器２０およびＮ個の周波数偏差補正手段２０−１〜２０−Ｎから構成されている。
Ｎ個の受信アンテナ１１−１〜１１−Ｎの出力は夫々Ｎ個の検波手段１２−１〜１２−Ｎに入力されている。さらに、Ｎ個の検波手段１２−１〜１２−Ｎの出力はＮ個のＡ／Ｄ変換器１３−１〜１３−Ｎに入力されている。
Ｎ個のＡ／Ｄ変換器１３−１〜１３−Ｎから延びる出力ラインが、自動周波数制御回路に入力している。そして、その夫々一方がＮ個の複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１〜４３−Ｎに接続されている。Ｎ個の複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１〜４３−Ｎから延出する出力ラインは全てが加算器２３に接続されている。加算器２３の出力ラインは、平均化手段４４に接続されている。平均化手段４４から延出する出力ラインはオフセット除去手段１７に接続されている。
また、オフセット除去手段１７の出力ラインは除算手段１８に接続され、除算手段１８の出力ラインは平均化手段１９に接続され、平均化手段１９の出力ラインは、積分器２０に接続されている。そして、積分器２０から延出する出力ラインはＮ本に分岐し、そのそれぞれが、Ｎ個のＡ／Ｄ変換器１３−１〜１３−Ｎから延びる他方の出力ラインとともにＮ個の周波数偏差補正手段２１−１〜２１−Ｎに接続されている。Ｎ個の周波数偏差補正手段２１−１〜２１−Ｎの出力ラインは図示しない出力ポートに延びている。
次に、本実施の形態による自動周波数制御回路の動作について第８図を用いて説明する。第８図において、本実施の形態による自動周波数制御回路は、受信アンテナ１１−１〜１１−ＮでＰＳＫ信号をそれぞれ受信し、検波手段１２−１〜１２−Ｎでそれぞれ対応する受信アンテナ１１−１〜１１−Ｎで受信した信号に対して準同期検波して受信ベースバンド複素信号を出力する。ここで、検波手段１２−１〜１２−Ｎで周波数変換に用いる局部発振器は、全てのブランチで共通のものを用いるとする。
Ａ／Ｄ変換器１３−１〜１３−Ｎは、それぞれ対応する準同期検波された受信ベースバンド複素信号をＡ／Ｄ変換して、受信ベースバンド複素データを出力する。
複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１〜１４−Ｎは、それぞれ対応するＡ／Ｄ変換器１３−１〜１３−Ｎより出力される受信ベースバンド複素データと、それぞれ対応する１シンボル周期時間前の受信ベースバンド複素データの共役な複素数とを複素乗算し、その複素乗算結果を出力する。ここで、検波手段１２−１〜１２−Ｎで共通の局部発振器を用いているため、送受信装置間の周波数偏差は全ブランチで同じとなる。複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１〜１４−Ｎより出力される各複素信号の偏角は、１シンボル周期間の変調成分による位相回転量と１シンボル周期間の送受信装置間の周波数偏差による位相回転量で構成されるため、熱雑音やフェージング等の伝送路の影響を受けない場合には全ブランチで同じ値を持つ。
加算手段２３は、複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１〜１４−Ｎより出力されるＮ個の複素乗算結果を全て加算する。
このように、第８図に示された自動周波数制御回路においては、前処理部が、２シンボル周期の信号がＰＳＫ変調された信号を受信するＮ個のアンテナ１１−１〜１１−Ｎから夫々出力される受信ベースバンド複素データと、対応するアンテナ１１−１〜１１−Ｎから夫々出力される１シンボル周期時間前の受信ベースバンド複素データの共役な複素数とを複素乗算するＮ個の複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１〜１４−Ｎと、Ｎ個の複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１〜１４−Ｎより夫々出力される複素乗算結果を加算する加算手段２３と、加算手段２３より出力される複素乗算結果の偏角を算出する逆正接手段１５と、この逆正接手段１５より出力される偏角から（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を算出する２Ｍシンボル位相回転量算出手段１６とを有している。
上述のように、検波手段１２−１〜１２−Ｎで共通の局部発振器を用いる場合、加算手段２３より出力される複素信号の偏角は、第２図に示された実施の形態１の複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１より出力される複素信号の偏角と同様に、１シンボル周期間の変調成分による位相回転量と１シンボル周期間の送受信装置間の周波数偏差による位相回転量との和の値を有している。このため、加算手段２３より後段は第２図に示された実施の形態１による自動周波数制御回路と同じ構成を取ることにより、２個以上のアンテナで受信した信号を用いても周波数偏差推定を行うことができ、周波数補正手段２１−１〜２１−Ｎで周波数偏差補正を行うことが可能である。
なお、第８図に示された本実施の形態による自動周波数制御回路は、第２図に示された実施の形態１による自動周波数制御回路と同様に、除算手段１８の後段に平均化手段１９を有する構成をとっているが、これらの処理の順序が入れ替わっても同様の演算結果が出力される。つまり、平均化手段１９で平均化処理を行った後に除算手段１８で除算処理を行う構成であってもよい。
また、本実施の形態による自動周波数制御回路は、第９図に示すような構成を取ることも可能である。
第９図は実施の形態２の自動周波数制御回路の他の例を示すブロック図である。
第９図において、複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１〜４３−Ｎで、それぞれ偏角が（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を有する複素信号を算出して出力する。ここでは、第８図に示された本発明の実施の形態２による自動周波数制御回路と同様に、検波手段１２−１〜１２−Ｎで共通の局部発振器を用いているため、送受信装置間の周波数偏差は全ブランチで同じとなる。複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１〜４３−Ｎより出力される各複素信号の偏角は、（２×Ｍ）シンボル周期間の変調成分による位相回転量と（２×Ｍ）シンボル周期間の送受信装置間の周波数偏差による位相回転量で構成されるため、熱雑音やフェージング等の伝送路の影響を受けない場合には全ブランチで同じ値を持つ。
加算手段２４は、複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１〜４３−Ｎより出力される全ての複素信号を加算して出力する。
このように、第９図に示された自動周波数制御回路においては、前処理部が、２シンボル周期の信号がＰＳＫ変調された信号を受信するＮ個のアンテナから夫々出力される受信ベースバンド複素データと、対応するアンテナから夫々出力される（２×Ｍ）シンボル周期時間前の受信ベースバンド複素データの共役な複素数とを複素乗算するＮ個の複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１〜４３−Ｎと、Ｎ個の複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１〜４３−Ｎより夫々出力される複素乗算結果を加算する加算手段２４と、加算手段２４より出力される複素信号を平均化してＳＮ比を向上させる平均化手段４４と、平均化手段４４より出力される複素信号の偏角を算出することにより、（２×Ｍ）シンボル周期間の位相回転量を求める逆正接手段１５とを有している。
上述のように、検波手段１２−１〜１２−Ｎで共通の局部発振器を用いる場合、加算手段２４より出力される複素信号の偏角は、第５図に示された実施の形態１の複素乗算形２Ｍシンボル遅延検波手段４３−１より出力される複素信号の偏角と同様に、（２×Ｍ）シンボル周期間の変調成分による位相回転量と（２×Ｍ）シンボル周期間の送受信装置間の周波数偏差による位相回転量との和の値を有している。このため、加算手段２４より後段は第５図に示された実施の形態１による自動周波数制御回路と同じ構成を取ることにより、２個以上のアンテナで受信した信号を用いても周波数偏差推定を行うことができ、周波数補正手段２１−１〜２１−Ｎで周波数偏差補正を行うことが可能である。
なお、第９図の自動周波数制御回路では、平均化処理を加算手段２４の後段に行ったが、その代わりに、オフセット除去手段１７、または、除算手段１８より出力される位相データを平均化処理しても同様の効果が得られる。つまり、平均化処理は、オフセット除去手段１７、または、除算手段１８の後段で行う構成であってもよい。
また、第８図および第９図に示された本実施の形態による自動周波数制御回路では、送信データがランダムデータの場合には周波数偏差推定を行うことが出来ない。しかし、第７図に示すように、プリアンブル信号が先頭に付加される受信信号に対して、プリアンブル信号受信時のみを本実施の形態による自動周波数制御回路を用いて周波数偏差推定を行い、プリアンブル信号が終了したらプリアンブル信号受信時に推定した周波数偏差を保持して周波数偏差補正を行うことにより、プリアンブル信号後のランダムデータ受信時でもプリアンブル受信時に推定した高精度な周波数同期状態を保持することが可能である。
これを実現するために、第８図および第９図に示された本実施の形態による自動周波数制御回路では、オフセット除去手段１７の後段に設けられ、外部からの切替信号に基づき、少なくとも２シンボル周期の信号に対する周波数偏差推定の動作とそれ以外の信号に対する推定周波数偏差保持の動作とに切り替わるように動作する切り替え手段としての除算手段１８あるいは平均化手段１９を有している。
なお、本実施の形態においては、自動周波数制御回路の動作と推定周波数偏差保持の動作の切り替えを、受信信号がプリアンブル信号からランダムデータに切り替わる瞬間として説明したが、処理の切り替えタイミングは任意のタイミングでよい。
本実施の形態においては、プリアンブル信号が先頭に付加される受信信号を対象としているが、２シンボル周期の信号でなる２シンボル周期信号部は、必ずしもデータ列の先頭になくともよく、予め決められた所定の位置に配置されていれば本願を適用することができる。
実施の形態３．
この発明の実施の形態３では、２シンボル周期のプリアンブル信号が先頭に付加されるデータフォーマットを有するＰＳＫ変調された信号に対して、１個の受信アンテナで受信して、プリアンブル信号受信時には実施の形態１で示した自動周波数制御回路を用いて短時間に高精度な周波数偏差推定を行い、受信信号がプリアンブル信号からランダムデータの区間に移った際に、動作を切り替え、プリアンブル信号受信時の推定周波数偏差を初期値として周波数偏差推定を行う。これにより、高速・高精度な周波数偏推定と良好な周波数偏差追従特性を有する自動周波数制御回路とすることができる。
第１０図は１個の受信アンテナを有する実施の形態３による自動周波数制御回路の構成を示すブロック図である。第１０図において、自動周波数制御回路は、複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１、逆正接手段１５、２Ｍシンボル位相回転量算出手段１６、オフセット除去手段１７、除算手段１８、平均化手段１９、積分器２０、減算器３０、変調成分除去手段３１、平均化手段３２および積分器３４を有している。
つまり、この第１０図の自動周波数制御回路は、第２図の自動周波数制御回路に減算器３０、変調成分除去手段３１、平均化手段３２およびは積分器３４が追加されたものである。まず、積分器２０から平均化手段１９に延びる出力ライン上に新たに２つ目の積分器２０が設けられている。逆正接手段１５から延びる出力ラインは二股に分岐し、一方は、第２図のものと同じように、２Ｍシンボル位相回転量算出手段１６に接続されており、他方は減算器３０に接続されている。減算器３０の出力ラインは変調成分除去手段３１に接続されている。変調成分除去手段３１の出力ラインは平均化手段３２に接続されている。平均化手段３２の出力ラインは積分器３４に接続されている。積分器３４には、外部から切替信号が入力されている。積分器３４の出力ラインは二股に分岐し、一方は、減算器３０にフィードバックするように接続されている。他方は、積分器２０に接続されている。その他の構成は、第２図の自動周波数制御回路と同様なものである。
第１１図は積分器３４の動作タイミングチャートである。
次に、本実施の形態による自動周波数制御回路の動作について第１０図を用いて説明する。以下では、タイミング再生はプリアンブル受信区間のみで完了し、ランダムデータ受信時はタイミング同期が確立していることを前提としている。
第１０図において、本実施の形態による自動周波数制御回路は、減算手段３０で、逆正接手段１５より出力される１シンボル周期間の位相回転量から後述の積分器３４より出力される１シンボル周期間の推定位相回転量を減算する。
変調成分除去手段３１は、減算手段３０より出力される減算結果を基に、変調成分を判定する。そして、減算手段３０より出力される減算結果から判定された変調成分による１シンボル周期間の位相回転量だけ減算することにより、１シンボル周期間の周波数偏差推定誤差による位相回転量を抽出して出力する。
平均化手段３２は、変調成分除去手段３１より出力される１シンボル周期間の周波数偏差推定誤差による位相回転量を平均化することにより、ＳＮ比を向上させて出力する。
積分器３４は、例えば第１１図に示すように、プリアンブル受信時には積分値を平均化手段１９より出力される値に更新して出力し、ランダムデータ受信時は平均化手段３２より出力される平均化された１シンボル周期間の周波数偏差推定誤差による位相回転量を積分して出力する。
上述のように、本実施の形態による自動周波数制御回路は、プリアンブル信号受信時には第２図に示された実施の形態１による自動周波数制御回路と同じ動作を行い、ランダムデータ受信時は周波数偏差推定誤差が”０”になるようにフィードバック制御して周波数偏差推定を行うため、高速・高精度、かつ、ランダムパターン受信時の良好な周波数偏差追従特性を実現する。
なお、第１０図に示す本実施の形態による自動周波数制御回路は、除算手段１８の後段に平均化手段１９を有する構成をとっているが、これらの処理の順序が入れ替わっても同様の演算結果が出力される。つまり、平均化手段１９で平均化処理を行った後に除算手段１８で除算処理を行う構成であってもよい。
また、上述では、本実施の形態による自動周波数制御回路の積分器３４で、平均化手段１９より出力される値に更新する動作と平均化手段３２より出力される平均化された１シンボル周期間の周波数偏差推定誤差による位相回転量を積分する動作の切り替えを、受信信号がプリアンブル信号からランダムデータに切り替わる瞬間として説明したが、処理の切り替えタイミングは任意のタイミングでよい。
なお、上述では、本実施の形態による自動周波数制御回路の積分器３４で２通りの動作を行うと説明したが、平均化手段１９より出力される値に更新する動作、平均化手段３２より出力される平均化された１シンボル周期間の周波数偏差推定誤差による位相回転量を積分する動作、および、積分値を保持する動作、の３通りの動作を行ってもよい。
この３通りの動作を行うことにより、ＰＳＫ変調信号が受信されない無信号の場合でも推定周波数偏差の値を保持することができ、無信号時における自動周波数制御回路の誤動作を妨げることが可能である。
なお、この切り替え動作を実現するために積分器３４には外部から切替信号が入力され、この切替信号により内部で動作が切り替わるようにされている。積分器３４は、切替信号（外部信号）によって、平均化手段１８より出力される値をそのまま出力する動作、前記平均化手段１８より出力される位相回転量を積分して出力する動作、および、積分値を推定周波数偏差として保持する動作の少なくとも３通りの動作に切り替わる。
実施の形態４．
この発明の実施の形態４では、２シンボル周期のプリアンブル信号が先頭に付加されるデータフォーマットを有するＰＳＫ変調された信号に対して、Ｎ個の受信アンテナで受信して、プリアンブル信号受信時には実施の形態２で示した自動周波数制御回路を用いて短時間に高精度な周波数偏差推定を行い、受信信号がプリアンブル信号からランダムデータの区間に移ったらプリアンブル信号受信時の推定周波数偏差を初期値として周波数偏差推定を行うことにより、高速・高精度な周波数偏推定と良好な周波数偏差追従特性を有する自動周波数制御回路および自動周波数制御方法について説明する。
なお、実施の形態４による自動周波数制御回路は、上述の実施の形態２による自動周波数制御回路に対して上述の実施の形態３による自動周波数制御回路のランダムデータ用自動周波数制御回路を追加したものであり、その他の構成は同様であるため、以下では、プリアンブル信号受信からランダムデータ受信に切り替わるタイミング以降の処理のみについて説明し、同一の構成については同一の符号を付して説明を省略する。
第１２図はＮ個の受信アンテナを有する実施の形態４による自動周波数制御回路の構成例である。
次に、本実施の形態による自動周波数制御回路の動作について第１２図を用いて説明する。以下では、タイミング再生はプリアンブル受信区間のみで完了し、ランダムデータ受信時はタイミング同期が確立していることを前提としている。
積分器３４は、実施の形態３と同様に、例えば第１１図に示すように、プリアンブル受信時には積分値を平均化手段１９より出力される値に更新して出力し、ランダムデータ受信時は平均化手段３２より出力される平均化された１シンボル周期間の周波数偏差推定誤差による位相回転量を積分して出力する。
上述のように、本実施の形態による自動周波数制御回路は、プリアンブル信号受信時には第８図に示された実施の形態２による自動周波数制御回路と同じ動作を行い、ランダムデータ受信時には実施の形態３による自動周波数制御回路と同様に周波数偏差推定誤差が”０”になるようにフィードバック制御して周波数偏差推定を行うため、２個以上の受信アンテナを使用する場合においても高速・高精度、かつ、ランダムパターン受信時の良好な周波数偏差追従特性を実現する。
なお、第１２図に示す本実施の形態による自動周波数制御回路は、除算手段１８の後段に平均化手段１９を有する構成をとっているが、これらの処理の順序が入れ替わっても同様の演算結果が出力される。つまり、平均化手段１９で平均化処理を行った後に除算手段１８で除算処理を行う構成であってもよい。
また、上述では、本実施の形態による自動周波数制御回路の積分器３４で、平均化手段１９より出力される値に更新する動作と平均化手段３２より出力される平均化された１シンボル周期間の周波数偏差推定誤差による位相回転量を積分する動作の切り替えを、受信信号がプリアンブル信号からランダムデータに切り替わる瞬間として説明したが、処理の切り替えタイミングは任意のタイミングでよい。
なお、上述では、本実施の形態による自動周波数制御回路の積分器３４で２通りの動作を行うと説明したが、平均化手段１９より出力される値に更新する動作、平均化手段３２より出力される平均化された１シンボル周期間の周波数偏差推定誤差による位相回転量を積分する動作、および、積分値を保持する動作、の３通りの動作を行ってもよい。
この３通りの動作を行うことにより、実施の形態３による自動周波数制御回路の場合と同様に、ＰＳＫ変調信号が受信されない無信号の場合でも推定周波数偏差の値を保持することができ、無信号時における自動周波数制御回路の誤動作を妨げることが可能である。
実施の形態５．
この発明の実施の形態５では、２シンボル周期のプリアンブル信号が先頭に付加されるデータフォーマントを有するＰＳＫ変調された信号に対して、Ｎ個の受信アンテナで受信して、上述の実施の形態２または実施の形態４による自動周波数制御回路において、どのブランチの信号を使用するかを示すブランチ制御信号を基に、複素乗算形１シンボル遅延検波手段より出力される複素信号を加算に用いるか否かをブランチ毎に選択する機能を有する自動周波数制御回路および自動周波数制御方法について説明する。
なお、実施の形態５による自動周波数制御回路は、上述の実施の形態２または実施の形態４による自動周波数制御回路に、複素乗算形１シンボル遅延検波手段より出力される複素信号を加算に用いるか否かをブランチ毎に選択する機能が追加されたものであり、その他の構成は同様であるため、以下では、複素乗算形１シンボル遅延検波手段より出力される複素信号を加算する部分のみについて説明し、同一の構成については同一の符号を付して説明を省略する。
第１３図は、実施の形態５による自動周波数制御回路の一構成例であり、第８図に示された実施の形態２による自動周波数制御回路に対して、複素乗算形１シンボル遅延検波手段より出力される複素信号を加算に用いるか否かをブランチ毎に選択する機能を追加した構成である。第１３図において、加算器４０には外部よりブランチ制御信号が入力されている。
第１４図は、実施の形態５による自動周波数制御回路のその他の一構成例であり、第１２図に示された実施の形態４による自動周波数制御回路に対して、複素乗算形１シンボル遅延検波手段より出力される複素信号を加算に用いるか否かをブランチ毎に選択する機能を追加した構成である。
以下では、第１３図に示された実施の形態５による自動周波数制御回路の一構成例と第１４図に示された実施の形態５による自動周波数制御回路のその他の一構成例の追加機能は、動作も効果も同じため、第１３図に示された実施の形態５による自動周波数制御回路の一構成例のみ説明を行う。
次に、実施の形態５による自動周波数制御回路の動作について、第１３図を用いて説明する。第１３図において、実施の形態５による自動周波数制御回路は、加算手段４０で、ブランチ制御信号を基に、複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１〜１４−Ｎより出力される複素信号を加算するか否かをブランチ毎にして選択して加算を行い、加算結果を出力する。
上記の動作により、実施の形態５による自動周波数制御回路は、例えば、ＳＮ比が良好な場合には加算に使用するブランチ数を少なくすることにより低消費電力化を実現し、ＳＮ比が悪い場合には加算に使用するブランチ数を多くすることにより多くのダイバーシチ利得を得て良好な周波数同期特性を実現することが可能である。
なお、第１３図または第１４図に示す本実施の形態５による自動周波数制御回路は、除算手段１８の後段に平均化手段１９を有する構成をとっているが、これらの処理の順序が入れ替わっても同様の演算結果が出力される。つまり、平均化手段１９で平均化処理を行った後に除算手段１８で除算処理を行う構成であってもよい。
また、第１３図または第１４図に示す本実施の形態による自動周波数制御回路は、ブランチ制御信号により加算手段４０で使用するブランチを制御しているが、受信アンテナ１１−１〜１１−Ｎ、検波手段１２−１〜１２−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器１３−１〜１３−Ｎ、複素乗算形１シンボル遅延検波手段１４−１〜１４−Ｎ、または、加算手段４０のいずれか１箇所以上で制御すればよい。
なお、実施の形態２による自動周波数制御回路と同様に、第１３図に示された本実施の形態による自動周波数制御回路の一構成例の動作と推定周波数偏差保持の動作の切り替えタイミングは任意のタイミングでよい。
また、実施の形態４による自動周波数制御回路と同様に、第１４図に示された本実施の形態による自動周波数制御回路のその他の一構成例の積分器３４で、平均化手段１９より出力される値に更新する動作と平均化手段３２より出力される平均化された１シンボル周期間の周波数偏差推定誤差による位相回転量を積分する動作の切り替えタイミングは任意のタイミングでよい。
なお、実施の形態４による自動周波数制御回路と同様に、本実施の形態による自動周波数制御回路の積分器３４は、平均化手段１９より出力される値に更新する動作、平均化手段３２より出力される平均化された１シンボル周期間の周波数偏差推定誤差による位相回転量を積分する動作、および、積分値を保持する動作、の３通りの動作を行ってもよい。
この３通りの動作を行うことにより、実施の形態４による自動周波数制御回路の場合と同様に、ＰＳＫ変調信号が受信されない無信号の場合でも推定周波数偏差の値を保持することができ、無信号時における自動周波数制御回路の誤動作を妨げることが可能である。
【産業上の利用可能性】  以上のように、本発明にかかる自動周波数制御回路および自動周波数制御方法は、ＰＳＫ変調方式を用いたディジタル無線通信システムに有用であり、特に、２シンボル周期の信号でなる２シンボル周期信号部が所定の位置に配置されたデータ列でなりＰＳＫ変調された受信信号の周波数偏差補正を行う周波数制御回路および自動周波数制御方法に好適である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2005107203.tif 000019
【図１４】
2005107203.tif 000020
【国際調査報告】
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2005107203.tif 000022
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