(57)【要約】【課題】より低消費電力で、小型化が可能な無線回路を実現する。特に、ミリ波帯において、より低消費電力なパルス受信回路を実現することを目的とする。【解決手段】  低消費電力のパルス受信回路を実現するためには、位相を情報として用いないパルス通信が好適であると考えられる。さらに、ミリ波パルス検波用の非線形増幅回路と、リミット増幅回路（制限増幅回路）から、本発明のパルス受信回路を構成するという発明をなすに至った。非線形増幅回路を特に、NMOSFETで構成すると、標準的なCMOSプロセスで回路を作成することができ、特別なプロセスを使用する必要が無い。したがって、煩雑なプロセスを使用することなく、さらに小型なパルス受信回路を実現することができる。【選択図】図１
2009303084.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を検波して原信号を出力する受信装置において、
前記受信信号を非線形増幅する非線形増幅器と、
前記非線形増幅器の出力信号を制限増幅する制限増幅器と、
を含み、前記制限増幅器が、前記原信号を出力することを特徴とする受信装置。
【請求項２】
受信信号を検波して原信号を出力する受信装置において、
前記受信信号を非線形増幅する非線形増幅器と、
前記非線形増幅器の出力信号から前記受信信号の搬送波の２倍の周波数成分を除去するフィルタ手段と、
を含むことを特徴とする受信装置。
【請求項３】
請求項１記載の受信装置において、
前記非線形増幅器の出力信号から、前記受信信号の搬送波の２倍の周波数成分を除去するフィルタ手段、
を含み、前記フィルタ手段の出力信号が、前記制限増幅器に供給されることを特徴とする受信装置。
【請求項４】
請求項１又は３のいずれかに記載の受信装置において、
前記非線形増幅器は、トランジスタからなる増幅回路であって、非線形領域で増幅動作を行うようにバイアスが設定された増幅回路であることを特徴とする受信装置。
【請求項５】
請求項４に記載の受信装置において、
前記非線形増幅器は、ＮＭＯＳＦＥＴのソース接地増幅回路であることを特徴とする受信装置。
【請求項６】
請求項５に記載の受信装置において、
前記非線形増幅器は、ＮＭＯＳＦＥＴのゲートのバイアス電圧が、前記ＮＭＯＳＦＥＴが線形領域で増幅を行う場合より低く設定され、前記ＮＭＯＳＦＥＴの動作曲線の非線形部分で増幅を行うことを特徴とする受信装置。
【請求項７】
請求項６に記載の受信装置において、
前記バイアス電圧は、前記動作曲線の曲率が最大となる点に設定されていることを特徴とする受信装置。
【請求項８】
請求項６に記載の受信装置において、
前記バイアス電圧は、前記動作曲線の２次微分値が最大となる点に設定されていることを特徴とする受信装置。
【請求項９】
請求項１、３〜８のいずれか１項に記載の受信装置において、
前記制限増幅器の出力信号のＤＣオフセットをキャンセルする手段、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項１０】
請求項２に記載の受信装置において、
前記フィルタ手段の出力信号のＤＣオフセットをキャンセルする手段、
を備えることを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波信号を受信する技術に関する。特に、超高速で、低消費電力なパルス受信回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ハイビジョン放送が広く普及している。さらに、無線機器が家庭にも広まり、いわゆるワイアレスで、種々の信号を接続する仕組み・技術が家庭にも普及しつつある。
【０００３】
さて、このハイビジョン画像を圧縮せずに無線で通信するためには、１Ｇｂｐｓを越える通信速度が必要となる。この通信速度を実現するために、我が国で特定小電力通信として割り当てられている６０ＧＨｚ帯の周波数を用いることが好適である。
【０００４】
従来から、この周波数帯を利用した無線通信回路として、化合物半導体を用いた回路や、ＣＭＯＳを用いた回路が知られている。
【０００５】
しかしながら、これらの種類の回路は消費電力が大きく、無線通信システムとして用いるには、そのサイズが大きくなりすぎる傾向にあり、コストが増大しがちであった。
【０００６】
先行特許文献の例
例えば、下記特許文献１には、低消費電力で高感度のミリ波帯におけるＩＤカード送受信回路が示されている。特に、単一の検波・増幅変調回路で受信データの取り出しと送信データの増幅変調とを兼ねる構成を採用している。
【０００７】
また、下記特許文献２には、低消費電力のミリ波帯の無線装置が示されている。特に、時分割複信制御を行うことを特徴とする。
【０００８】
また、下記特許文献３には、マイクロ波帯において、低消費電力な周波数逓倍器を実現することが記載されている。特に、マイクロ波入力信号を非線形変換して、基本波、２倍波、３倍波の抑制回路を設けることを特徴とする。
【０００９】
また、下記非特許文献１−２０には、従来のミリ波帯の受信機に関連する種々の技術が開示されている。
【００１０】
【特許文献１】特開平５−２７６０９９号公報
【特許文献２】特開平１０−２７１０３２号公報
【特許文献３】特開２００１−２７４６２９号公報
【非特許文献１】Mitomoto, et al., VLSI Circuits, pp.172-173, 2007
【非特許文献２】Razavi, ISSCC, pp.188-189, 2007
【非特許文献３】Narasimha, et al.,ISSCC, pp.42-43, 2007
【非特許文献４】Le, et al., ISSCC, pp.474-540, 2004
【非特許文献５】Rockwell, et al., RFIC, pp. 171-174, 2007
【非特許文献６】Sankaran, et al., IEEE EDL, pp. 492-494, 2005
【非特許文献７】Yeh, et al.,MTT-S, pp. 53-56, 2005
【非特許文献８】Palermo, et al.,ISSCC, pp. 44-45, 2007
【非特許文献９】Swoboda and Zimmermam, ISSCC, pp. 904-911, 2006
【非特許文献１０】Chen and Gan, VLSI Circuits, pp. 120-121, 2006
【非特許文献１１】Krishnapura, et al.,ISSCC, pp. 60-61, 2005
【非特許文献１２】Werker, et al.,ISSCC, pp. 172-173, 2004
【非特許文献１３】Seidl, et al.,ISSCC, pp. 570-571, 2004
【非特許文献１４】Radovanovic et al., ISSCC, pp. 472-473, 2004
【非特許文献１５】Afshar, Wang, and Niknejad, ISSCC 2008 (in press)
【非特許文献１６】Scheir, et al.,ISSCC 2008 (in press)
【非特許文献１７】Parsa and Razavi, ISSCC 2008 (in press)
【非特許文献１８】IEEE 802.15 WPAN Millimeter Wave Alternative PHY Task Group 3c (TG3c),    http://ieee802.org/15/pub/TG3c_contributions.html
【非特許文献１９】K.Ohara, K.Murahashi, J.Masua, M.Ito, W.Domon and S.Yamazaki, "A 500MBPS 60GHZ-B   and Transceover for IEEE 1394 Wireless Home Works, Proceedings of European Microwave   Conference, pp.1-4, Oct, 2000.
【非特許文献２０】D.Pozer,"Microwave Engineering 3rd Ed.," John Wiley& Sons,Inc., pp. 620-624, 2005
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ハイビジョンの画像を通信するインターフェースとしては、ＨＤＭＩ（High Difinition Multimedia Interface )が規格として制定され広く利用されている。このインターフェースを無線化できれば、ワイヤーの取り回し等が格段に楽になるため、望ましい。
【００１２】
しかしながら、従来の無線回路は上述したような問題点（消費電力が大きく、小型化が困難）があるため、実用化された例は知られていない。
【００１３】
本発明は、係る課題に鑑みなされたものであり、その目的は、より低消費電力で、小型化が可能な無線回路を実現することである。特に、より低消費電力なパルス受信回路を実現することを目的とする。
【００１４】
このため、本願発明者は、極低消費電力である無線回路を実現し、上述したＨＤＭＩインターフェースの無線化を実現することを目的に鋭意研究を重ねた。その結果、以下に述べるような新規な回路構成によって、低消費電力な無線回路、６０ＧＨｚ帯で利用可能なパルス受信回路を実現したものである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
低消費電力の無線通信を実現するためには、位相を情報として用いないパルス通信が好適であると本願発明者は考えた。そして、ミリ波パルス検波用の非線形増幅回路と、リミット増幅回路（制限増幅回路）から、本発明のパルス受信回路を構成することを発明したのである。
【００１６】
具体的には、以下のような手段を採用する。
【００１７】
（１）本発明は、上記課題を解決するために、受信信号を検波して原信号を出力する受信装置において、前記受信信号を非線形増幅する非線形増幅器と、前記非線形増幅器の出力信号を制限増幅する制限増幅器と、を含み、前記制限増幅器が、前記原信号を出力することを特徴とする受信装置である。
【００１８】
（２）さらに、本発明は、上記課題を解決するために、受信信号を検波して原信号を出力する受信装置において、前記受信信号を非線形増幅する非線形増幅器と、前記非線形増幅器の出力信号から前記受信信号の搬送波の２倍の周波数成分を除去するフィルタ手段と、を含むことを特徴とする受信装置である。
【００１９】
（３）また、本発明は、上記（１）記載の受信装置において、前記非線形増幅器の出力信号から、前記受信信号の搬送波の２倍の周波数成分を除去するフィルタ手段、を含み、前記フィルタ手段の出力信号が、前記制限増幅器に供給されることを特徴とする受信装置である。
【００２０】
（４）また、本発明は、上記（１）又は（３）のいずれかに記載の受信装置において、前記非線形増幅器は、トランジスタからなる増幅回路であって、非線形領域で増幅動作を行うようにバイアスが設定された増幅回路であることを特徴とする受信装置である。
【００２１】
（５）また、本発明は、上記（４）に記載の受信装置において、前記非線形増幅器は、ＮＭＯＳＦＥＴのソース接地増幅回路であることを特徴とする受信装置である。
【００２２】
（６）また、本発明は、上記（５）記載の受信装置において、前記非線形増幅器は、ＮＭＯＳＦＥＴのゲートのバイアス電圧が、前記ＮＭＯＳＦＥＴが線形領域で増幅を行う場合より低く設定され、前記ＮＭＯＳＦＥＴの動作曲線の非線形部分で増幅を行うことを特徴とする受信装置である。
【００２３】
（７）また、本発明は、上記（６）に記載の受信装置において、前記バイアス電圧は、前記動作曲線の曲率が最大となる点に設定されていることを特徴とする受信装置である。
【００２４】
（８）また、本発明は、上記（６）に記載の受信装置において、前記バイアス電圧は、前記動作曲線の２次微分値が最大となる点に設定されていることを特徴とする受信装置である。
【００２５】
（９）また、本発明は、上記（１）、（３）〜（８）のいずれか１項に記載の受信装置において、前記制限増幅器の出力信号のＤＣオフセットをキャンセルする手段、を備えることを特徴とする受信装置である。
【００２６】
（１０）また、本発明は、上記（２）に記載の受信装置において、前記フィルタ手段の出力信号のＤＣオフセットをキャンセルする手段、を備えることを特徴とする受信装置である。
【発明の効果】
【００２７】
以上述べたように、本発明によれば、非線形増幅器で検波器を構成したので、より低消費電力の受信回路・受信装置を構成することができた。
【００２８】
特にNMOSFETを用いて非線形増幅器を構成すれば、消費電力の少ない回路として知られるCMOSプロセスを用いて容易に非線形増幅器を構成することができ、煩雑な製造工程を経ることなく、受信回路・受信装置を作成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づき説明する。
【００３０】
実施の形態１  パルス受信回路の原理
従来技術
上述したように、我が国においては、６０ＧＨｚ帯は、１Ｇｂｐｓを越えるビットレートの無線通信を行うのに適しているとして注目されている。
【００３１】
この６０ＧＨｚ帯における受信機のフロントエンドとして、短チャネルのＣＭＯＳプロセスで構成した例が知られている（非特許文献１、非特許文献２）。
【００３２】
このような受信機の一般的な構成ブロック図が図１（ａ）に示されている。受信した信号は、ミキサ１０において、局所発振器１２が発信する局所発振周波数信号と混合される。その結果、受信信号は、中間周波数の信号に変換される。これらの回路は約数１０ｍＷの電力を消費する。
【００３３】
図１（ａ）に示すように、この中間周波数の信号はＡＤＣ１４で、アナログ信号からディジタル信号に変換される。変換されたディジタル信号は、ＤＭＯＤ（デモジュレータ）１６で所定の復号規則に基づき復号されて高速ディジタルデータに変換される。
【００３４】
この図１（ａ）に示すように、高速のＡＤＣ（Analog-to-Digital Converter）１４や、高速のＤＭＯＤ（Demodulator ）１６を用いれば消費電力は更に増大すると考えられる。
【００３５】
本実施の形態１の具体的な構成
本実施の形態１では、局所発振器１２や、ＡＤＣ１４、ＤＭＯＤ１６を用いずに、低消費電力のパルス受信機をＣＭＯＳプロセスにより構成することを提案する。このようなパルス受信機のブロック構成図の一例が図１（ｂ）に示されている。
【００３６】
このパルス受信機においては、パルスの有無でデータを表す方式を採用している。例えば、パルス群が存在するときは「１」、パルス群が存在しないときは「０」を表すようにしてデータ通信を行うものである。
【００３７】
図１（ｂ）に示すように、本実施の形態で提案するパルス受信機では、局部発振器ＬＯ１２や、ＡＤＣ１４等を用いずに、パルス受信回路を構成できるので、より低消費電力のパルス受信機を構成できる。図１（ｂ）に示すように、本実施の形態では、局部発振器１２や、ＡＤＣ１４の代わりに、検波器２０と、ＬＡ（Limiting Amplifier)２２と、を用いて、パルス受信機を構成している。尚、ＬＡは、制限増幅器とも呼ばれる。
【００３８】
検波器とＬＡの詳細
この検波器２０とＬＡ（Limiting Amplifier)２２と、を詳細に記述したパルス受信機３０の詳細な構成図が図２（ｂ）に示されている。
【００３９】
なお、図２（ａ）には、光信号を検波する回路（従来技術）の例が示されている。光通信においては、一般に光の有無によって、データを表し、位相は見ない。光は、電波と同様の電磁波ではあるが、その波長が極めて短いので、位相等を見ることが困難であり、波の有無（振幅の有無）でデータの通信を行うことが一般的である。
【００４０】
本実施の形態で提案する手法も振幅のみでデータを表して送受信を行うものであり、上記光通信の「振幅」でデータを表す手法と、原理的には同様の手法によって、データの復元等を行えると、鋭意研究の結果、本願発明者らは考えたのである。
【００４１】
その研究の結果、６０ＧＨｚ帯のいわゆるミリ波帯で利用可能なパルス受信機の構成を発明し、その構成ブロック図が、図２（ｂ）に示されている。
【００４２】
図１（ｂ）ではＬＮＡ（Low noise amplifier）を利用する例を示しているが、原理的には、この図２（ｂ）に示すように、受信信号は、このＬＮＡを経ずに、直接、検波器２０と、ＬＡ２２とからなるパルス受信機に入力している。
【００４３】
検波器２０は、図２（ｂ）に示すようにＮＬＡを用いて構成されている。このＮＬＡは非線形アンプ（Nonlinear amplifier)であり、請求の範囲では、非線形増幅器と呼んでいる。本実施の形態において特徴的なことは、非線形増幅器を用いて検波を行っていることであり、特に、本実施の形態では後述するようにＮＭＯＳＦＥＴの動作曲線のうち、非線形領域を用いて増幅を行わせる例を採用している。
【００４４】
また、ＬＡ２２は、５ステージの増幅器を縦続接続した構成を採用しており、出力信号をほぼ最大振幅で振らせるように構成した増幅回路である。この結果、出力信号は最大振幅で振れ、いわゆるベースバンド信号を形成する。
【００４５】
本実施の形態では、５ステージの例を示したが、「５」に限られず、ほぼ最大振幅で振らせることができればどのような構成の回路でもかまわない。
【００４６】
また、図２（ｂ）に示されているように、パルス受信機３０には、ＤＣオフセットキャンセラ２４や、バッファ２６が備えられている。ＤＣオフセットキャンセラ２４は、受信信号に含まれるＤＣオフセットをキャンセルする回路であり、パルスの有無（振幅）でデータを表す本方式では、重要な役割を果たす。また、バッファ２６は、外部にデータを出力するためのバッファ回路である。
【００４７】
ミリ波帯の検波
従来、６０ＧＨｚ帯のようなミリ波帯の電波の検波には、ＭＩＩＭダイオード（Metal-Insulator-Insulator-Metal)（非特許文献５）や、ショットキーダイオード（非特許文献６）が用いられていた。
【００４８】
しかし、ＭＩＩＭダイオードを構成するためには、特殊なＣＭＯＳプロセスが必要であり、受信機のコストの増大を招いてしまう恐れがある。ＭＩＩＭダイオードはいわゆる化合物半導体を使用するものであり、標準的なＣＭＯＳプロセスにはそのままで利用することは困難である。低消費電力を実現するためには、代表的な低消費電力のプロセスであるＣＭＯＳプロセスをそのまま利用できることが望ましい。
【００４９】
また、ショットキーダイオードは、一般的な集積回路の半導体プロセスでは構成することが困難である。
【００５０】
２乗検波
このような問題を解決し、低消費電力の期待できる一般的なＣＭＯＳプロセスでパルス受信機を構成するために、本実施の形態では、ＮＭＯＳＦＥＴを利用した。このＮＭＯＳＦＥＴのソース接地増幅回路における、入力ゲート電圧に対して、ドレイン電流が２乗となる関係（Square Law relationship ）を利用して、２乗検波を行わせるのである。
【００５１】
このような２乗検波を行うソース接地回路が、ＮＬＡ２０の好適な一例である。
【００５２】
このように構成したＮＬＡ２０では、印加されるゲート電圧Ｖｇは、
【数１】
2009303084.tif 000003
を最大化し、ミリ波のパルス群を効率よく検波できるように、適宜そのオフセット電圧が設定される。ＮＬＡ２０の出力信号は、ディジタル信号のいわゆるベースバンド信号が得られる。この様子が図３に示されている。
【００５３】
図３においては、ＮＭＯＳＦＥＴトランジスタをソース接地回路で用いる例が示されており、この回路例における、入力電圧Ｖｉｎ（横軸）と、出力電圧Ｖｏｕｔ（縦軸）のグラフが示されている。このグラフはいわゆる動作曲線（動作カーブ）を示したものである。
【００５４】
入力電圧Ｖｉｎ（横軸）と、出力電圧Ｖｏｕｔ（縦軸）との関係（グラフ）は、図３に示すように、比例関係にある領域と、出力電圧Ｖｏｕｔが上限・下限に近づいて飽和している領域と、が存在する。
【００５５】
本実施の形態において特徴的なことは、この線形（比例）の領域と、飽和する領域との境界付近に、いわゆる動作点を設定したことである。言い換えれば、飽和領域と、線形領域との境界で、最も曲率が大きくなる部分にゲート電位のオフセットを設定しているのである。
【００５６】
この結果、実質的にいわゆる２乗検波をおこなうことができ、出力電圧Ｖｏｕｔ（縦軸）に所定のキャパシタを設けることによって、ディジタル信号のいわゆるベースバンド信号を直接得ることができるのである。この様子が図３中に模式的に示されている。
【００５７】
このように、動作カーブの曲率の大きな部分に動作点を設定することによって、容易にＮＬＡ（非線形アンプ（Nonlinear amplifier)２２を構成することができる。
【００５８】
特に、ＣＭＯＳプロセスのＮＭＯＳＦＥＴを利用することができるので、低消費電力が期待できる一般的なＣＭＯＳプロセスを利用しつつ、ミリ波帯の電波を受信することが可能となる。その結果、より低消費電力のパルス受信回路を得ることができる。また、回路の構成も簡易になるため、より小型の受信回路を提供することが可能となる。
【００５９】
なお、曲率の大きな点をいわゆるバイアス点として設定する例を示した。しかし、実際は、動作曲線の２次微分の値を求めて、その値が最大となる点をバイアス点として設定することも実際に受信装置を構築する際には便利である場合が多い。この点は、言い換えれば、２次の非線形性が最大になる点であり、曲率の大きな点と原理的に同一の点である。
【００６０】
図３においては、一般的な線形増幅を行う場合に比べてゲートバイアス電圧を下げて、動作曲線の裾の部分に動作点を移動させて非線形性を出しているが、もちろん、ゲートバイアス電圧を上げても、線形増幅領域からずらして非線形増幅の領域に動作点を移動させることが理論的には可能である。しかし、ゲートバイアス電圧を上げたのでは、ドレイン電流が増し、消費電力が増大してしまい、低消費電力の受信装置を構築するという本発明の趣旨に反することになる。したがて、実際には、ゲートバイアス電圧を下げて、動作点をずらして、動作点を非線形領域におくことが好適である。
【００６１】
さて、図３に示すように、非線形領域で２乗検波を行えば、原信号であるディジタル信号のベースバンド信号と、搬送波の２倍の周波数成分と、ＤＣ成分（に近いベースバンド信号）が出力に表れるので、フィルタ等で２倍の周波数成分を除去すれば、所望のベースバンド信号が得られる。このフィルタ等は、個別にキャパシタ等を用いることももちろん好適であるが、次段のＦＥＴのゲートの入力キャパシタを利用することも好適である。次段としては、後述する制限増幅器（ＬＡ）等が挙げられる。本願発明者らは次段の入力キャパシタを利用するようなパルス受信回路を構成・作成し、その性能を測定し、良好な結果を得た。具体的な結果については次の実施例や実施の形態２で説明する。
【実施例】
【００６２】
本願発明者は、９０ｎｍルールの一般的なＣＭＯＳプロセスを用いて上述のような原理によるパルス受信回路を構成した。その顕微鏡写真が図４に示されている。
【００６３】
構成したパルス受信回路に、６０ＧＨｚの連続信号（constant-wave）を所定の信号で変調して（スイッチングして）入力した。上述したように、本実施の形態では、パルス群の有無（振幅）でデータを表しているので、変調は、所定のデータに基づきスイッチングする（ＯＮ／ＯＦＦする）という動作となる。
【００６４】
このスイッチングにより得られる６０ＧＨｚのパルス列をＮＬＡ２０に入力し得られる出力から、６０ＧＨｚの基本波及び１２０ＧＨｚの第２高調波をフィルタリングによって除去すれば、ディジタルのベースバンド信号が得られる。このフィルタリングは、図３の説明図では、出力端であるドレインにキャパシタが接続されると説明し、このキャパシタが上記フィルタリングの動作を実行する。
【００６５】
なお、図４の実施例では、ＮＬＡ２０のドレイン端にさらに後続の増幅段が設けられており、この増幅段の入力キャパシタが、上記フィルタの動作（フィルタリング）を実行してベースバンド信号を得ている。
【００６６】
本実施例では、パルス群をパルス受信回路に入力する前にミリ波電力計で電力を測っている。また、この６０ＧＨｚのパルス群と、復調されたディジタルデータと、が図５のグラフに示されている。この図５においては、ディジタルデータは、２Ｇｂｐｓのビットレートである。
【００６７】
この図５において、６０ＧＨｚのパルス群は、図２、図３、図４のＶｉｎに印加されるパルス群である。また、受信回路の出力信号は、図２、図３、図４のＶＭ端子から得られる信号であるが、回路の都合上、反転出力となっている。そして、この出力信号を「１」「０」のバイナリーデータで表現したものをグラフに重畳して表示している。
【００６８】
さらに、本実施例では、２３１−１ビットの擬似乱数データに対していわゆるアイダイヤグラムとビットエラーレートとを求めた。アイダイヤグラムは、図６に示されている。図６（ａ）は、１Ｇｂｐｓの場合のアイダイヤグラムであり、図６（ｂ）は、２Ｇｂｐｓの場合のダイヤグラムである。いずれの場合も「目」が綺麗に開口しており、出力信号はｐｅａｋ−ｔｏ−ｐｅａｋで３１３ｍＶであることが観察された。
【００６９】
また、平均パルス電力とエラービットレートとの関係を計測した。その結果が図７のグラフに示されている。このグラフでは１Ｇｂｐｓと、２Ｇｂｐｓと、の例が示されている。このグラフの縦軸はビットエラーレート（ＢＥＲ）であり、横軸は平均パルス電力（６０ＧＨｚ）（ｄＢｍ）である。このグラフ中、２乗検波を用いた場合の理論上のＢＥＲのカーブ（グラフ中の曲線）と、実際の計測された値と、は極めてよく合致しているのが理解されよう。なお、１Ｇｂｐｓの計測値は、図７中●で示され、２Ｇｂｐｓの計測値は、図７中■で示されている。
【００７０】
本実施の形態において採用している２乗検波方式によれば、パルス受信回路のＢＥＲは入力パワーが増大するにつれてより急激に低下している。特に、リニア検波と比較して、そのような傾向にある。
【００７１】
なお、ＮＬＡ２０の出力信号のＳＮ比は、２乗検波のため、ＬＮＡ２０の入力信号の２倍になっているので、６０ＧＨｚのＬＮＡ２０の雑音指数に対する要求は緩和されていることに留意されたい。
【００７２】
消費電力の検討
本実施例における総消費電力は、バッファ２６の消費電力も含めて１９．２ｍＷであった。他の光受信機との性能の比較を行うために、性能指標（figure of merit：ＦＯＭ）を、Ｇ・ＤＲ／ＰＤＣと定義する。ここで、Ｇは電力ゲインであり、ＤＲはデータレートであり、ＰＤＣは消費電力である。このＧとＤＲとの積を、ＰＤＣに対して、プロットしたグラフが図８に示されている。ここで、ＦＯＭは、グラフの傾きで表される。このグラフに示されているように、本実施例のパルス受信機のＦＯＭは、他の光受信機よりも良い結果が得られた。図８において、□が、本実施例のパルス受信機の値を示し、他の■が、これまでに報告されている各種の光受信機の値を表す。図８中において、［３］［４］［６］［７］［８］［９］［１０］［１１］［１２］等は、それぞれ非特許文献３〜１２等を表す。
【００７３】
また、本実施例のパルス受信回路を、現在までに報告されている種々の受信回路と比較した結果が図９に示されている。図９には、本実施例のパルス受信回路と、近年発表された種々の改良された受信回路との比較の表が示されている。ここでは、改良された例として、非特許文献１、非特許文献２、非特許文献１５、非特許文献１６、非特許文献１７と、に記載された回路を取り上げて、本実施例で説明したパルス受信回路と比較する。この表では、それぞれの消費電力と、（改良されていない）従来の回路（図１（ａ））と比較して省略した機能ブロックと、が示されている。このように、本実施例のパルス受信回路は、現在までに報告されている種々の改良された受信回路と比べて、消費電力が大幅に削減されており、わずか１９．２ｍＷの消費電力で、最終的な「０」「１」のディジタルデータが得られている。
【００７４】
まとめ
以上述べたように、本実施の形態１では、低消費電力のパルス受信機を説明した。このパルス受信機は、６０ＧＨｚ帯の電波帯に対して、１Ｇｂｐｓを越える通信をおこなうことができる。特に、本実施の形態で説明したパルス受信機は、ＮＭＯＳＦＥＴを用いた非線形増幅器を利用することを提案した。このＮＭＯＳＦＥＴは、ＣＭＯＳプロセス中に含まれるＮＭＯＳＦＥＴを利用することができるので、消費電力の小さなＣＭＯＳプロセスを用いて受信機を構成することができ、より低消費電力を実現できたものである。
【００７５】
特に、上記実施例では、９０ｎｍＣＭＯＳプロセスを用いてパルス受信機を実際に作成し、その性能を計測し、低消費電力であることを確認した。例えば、２Ｇｂｐｓのデータレートにおいて、消費電力が１９．２ｍＷであることを確認した。この数値は、これまでに報告されている各種の光受信機より小さいものである。
【００７６】
本実施の形態で説明したパルス受信機は、６０ＧＨｚ帯において、１Ｇｂｐｓを越えるデータレートの無線通信を、より低消費電力で行える新たな可能性を示唆する極めて重要な意味を有する。
【００７７】
実施の形態２  ＮＬＡの動作についての詳細な検討
この実施の形態２では、上述したＮＬＡ２０についてより詳細に検討した結果を説明する。
【００７８】
上述したように、本実施の形態１では、ソース接地のＮＭＯＳＦＥＴ回路を用いて、その回路のゲート電圧とドレイン電流との間の２乗検波となるような関係を利用して検波を行う例を説明した。すなわち、この結果、非線形増幅器（ＮＬＡ）をＣＭＯＳプロセスを用いて（その中のＮＭＯＳＦＥＴを利用して）構成することができる。
【００７９】
以下、このＮＬＡについて、詳細に説明する。
【００８０】
６０ＧＨｚ帯
上述したように、６０ＧＨｚ帯は、近距離の１Ｇｂｐｓを越える高速データ通信を行う帯域として注目されている（非特許文献１８）。そして、本特許では、低消費電力で通信を行えることが、上述した実施の形態１で示し、その回路図は上述した図１（ａ）で示したとおりである。また、２Ｇｂｐｓのデータを、６０ＧＨｚ帯用のＣＭＯＳプロセスで構成したパルス受信機で受信した場合の入出力信号の様子は既に図５で示した通りである。
【００８１】
ＯＮ−ＯＦＦ変調（ＯＯＫ）や、振幅変調（ＡＳＫ）等で変調された６０ＧＨｚの信号は、アンテナで受信された後、ＬＮＡ（図１（ｂ））で増幅された後、検波器２０が入力した信号の包絡線（エンベロープ：envelope）の検波を行う。ＬＡ（Limiting Amplifier)
２２は、検波した信号をディジタル信号に変換（整形）し、後段のＣＭＯＳ回路を駆動する（図１（ｂ）参照）。なお、ＬＮＡ自体は省略することもあり、図２では、受信した信号は、直接検波器２０（ＮＬＡ２０）に供給されている。
【００８２】
検波器（ＮＬＡ）
これまで説明してきたパルス受信回路において、最も重要な機能ブロックの一つが、検波器２０（ＮＬＡ２０）である。
【００８３】
図３には、これまでに世の中において提案されてきた種々の検波器の回路例が示されている。
【００８４】
図１０（ａ）には、シングルエンドのＭＥＳＦＥＴ５０を用いた回路例が示されている。このＭＥＳＦＥＴを用いた回路例は、ミリ波の検波において、従来から広く用いられてきた回路である（非特許文献１９）。しかしながら、この回路は、ＣＭＯＳ回路で構成するディジタル回路による受信回路と共通のシリコン基板上で統合して構成することは困難である。すなわち、ＣＭＯＳプロセスとは別のプロセスが必要となり、又、１チップで構成することができず、製造工程の煩雑さを招いてしまう。このような事情によって、ＭＥＳＦＥＴを用いた完全な受信回路は、広い面積が必要であった。
【００８５】
最近、このＭＥＳＦＥＴを用いた回路の代わりに、ダイオードを用いた検波回路が用いられてきている。このダイオード６０を用いた検波回路が、図１０（ｂ）に示されている。
【００８６】
図１０（ｂ）に示されているように、ダイオード６０の回路を挟んで、ＤＣ成分をブロックするためのキャパシタ６２ａ、６２ｂが備えられており、ローパスフィルタ６４を通過することによって、包絡線検波をおこなうことができる。このような技術は、例えば、非特許文献２０に記載されている。
【００８７】
最近、汎用的なＣＭＯＳプロセスを基本として用いながら、ＭＩＩＭ（Metal - Insulator - Insulator - Metal)ダイオード（非特許文献５）と、ショットキーダイオードとを、シリコン基板上に形成し（非特許文献６）、６０ＧＨｚ帯の信号を検波することが提案されている。ＭＩＩＭダイオードは、特殊なプロセスを用いて形成されるが、その一方、ショットキーダイオードは一般的なデザインルール下では利用できないプロセスで形成される。
【００８８】
そこで、この問題を解決するために、ＮＭＯＳＦＥＴのゲート電圧とドレイン電流との間に２乗検波の関係があることを利用して、ＮＭＯＳＦＥＴのソース接地の増幅回路を検波回路として利用することを、本願発明者が発明した。これについては、上述の実施の形態１で既に説明したとおりである。この回路図が図１０（ｃ）に示されている。
【００８９】
本実施の形態２では、このソース接地回路で構成した非線形増幅器（ＮＬＡ）をミリ波の検波器として用いた場合の可能性について論述する。
【００９０】
非線形増幅器としての動作原理
本実施の形態２で提案するＮＬＡ（非線形増幅器）の回路図は、通常のソース接地回路とほぼ同様であり、図１０（ｃ）に示されている。ソース接地回路においては、非線形性は、多くの場合、望ましい性質ではない。従って、一般的な用途においてはソース接地回路の増幅器は、その増幅特性が線形性を呈するように（ゲート）バイアスが設定されている。この様子が図１１（ａ）に示されている。
【００９１】
大きな非線形性を実現するためには、図１１（ｂ）に示すように、ゲートバイアス電圧Ｖｂｉａｓバイアスを下げて、動作点が非線形領域にかかるように構成する必要がある。このようなバイアス状態で、パルスの包絡線を検波する。
【００９２】
この非線形のために、図１１（ｂ）に示すように、ドレイン電流のＤＣ的なシフトが生じて、ディジタルデータのベースバンド信号の復元が可能となるのである（２乗検波）。
【００９３】
このドレイン電流のシフト量は、小信号に対する増幅率の式中の２次の微分項として表される。小信号入力電圧と出力電流との関係式は、ソース接地増幅回路の場合、以下の式で表される。
【００９４】
【数２】
2009303084.tif 000004
ここで、ｉＤはドレイン電流であり、ｇｍ
は、相互コンダクタンス
【数３】
2009303084.tif 000005
である。また、ｇｍ２
は、ゲート電圧に対するドレイン電流の２次微分
【数４】
2009303084.tif 000006
として定義される。
【００９５】
入力信号を
【数５】
2009303084.tif 000007
という式で表される振幅Ａ、角周波数ω０のｓｉｎ信号であるとすると、ドレイン電流ｉｄは、３個の項から構成される。それら３個の項とは、ベースバンド信号、基本周波数信号、２次高調波信号、の３項である。具体的には、以下の式のように表される。
【００９６】
【数６】
2009303084.tif 000008
これらの中で、特に、ベースバンド項が、ＮＬＡ（非線形増幅器）の検波特性を表す。この特性は、相互コンダクタンスｇｍ２と、入力信号の振幅の大きさＡの２乗と、の積に関係している。
【００９７】
つまり、出力キャパシタンスの存在によって、６０ＧＨｚの基本周波数の高調波成分や、１２０ＧＨｚの２倍高調波成分項等はフィルタリングで除去されるのである。したがって、ベースバンド信号であるドレイン電流のシフトΔｉＤだけが、ＮＬＡ２０の出力信号に表れるのである。結果として、
【数７】
2009303084.tif 000009
が得られる。
【００９８】
出力のベースバンド信号電圧Ｖｏｕｔは、ドレイン電流シフトΔｉＤはと、出力インピーダンスＲＤとの積であるので、以下の式で表される。
【００９９】
【数８】
2009303084.tif 000010
計測結果と検討
ＮＭＯＳＦＥＴの非線形の特性をより良く知るために、実際に９０ｎｍルールの一般的なＣＭＯＳプロセスで、ＮＬＡ（非線形増幅器）を設計し、作成した。作成したＮＬＡのコアサイズは、８μｍ×３０μｍである。作成したＮＬＡについて、その性能を測定した。
【０１００】
測定に際して、まず、ＤＣから８０ＧＨｚのＳＰＳＴ（単極単投）のＣＭＯＳスイッチを進行波の技術で作成し、パルス送信機を作成した（非特許文献７）。この送信機を用いて、所定のパターンで変調（ＯＮ／ＯＦＦ）した６０ＧＨｚの信号を作成し、パルス受信機に供給した。
【０１０１】
測定の様子の全体図が図１２に示されている。６０ＧＨｚの連続波（constant wave）信号を、ＣＭＯＳスイッチ７０に入力し、パターンジェネレータ７２が出力するパターンで変調する（ＯＮ／ＯＦＦする）ことによって、入力パルス列を作成した。６０ＧＨｚのパワー分配器７４を用いて、入力信号の観察をすると共に、入力信号をパルス受信回路に供給する。なお、入力信号の観察は、ディジタルオシロスコープ等を備えた入力モニター装置７６を用いて行った。ディジタルオシロスコープ等を用いることによって、過渡的な出力信号の応答の様子も観察することができる。また、出力信号は、同様にディジタルオシロスコープ等を備えた出力モニター装置８２を用いて観察する。図１２では、入力モニター装置７６と、出力モニター装置８２とは別体に構成したが、１個の計測システムを両方のモニター装置として利用することも好適である。
【０１０２】
入力及び出力におけるバイアスは、チップ外のバイアスＴ回路７８ａ、７８ｂを用いて行った。したがって、ＤＣ特性は、ミリ波信号の存在している状態で計測される。
【０１０３】
静的特性の計測
まず、ＮＬＡ８０の静的特性を計測した。静的特性の測定は２個のステップで行われる。
【０１０４】
まず、６０ＧＨｚの信号源は、最初ＯＦＦされ（図１３（ａ））、この状態でドレイン電流ＩＤ０が計測される。次に、６０ＧＨｚの信号源がＯＮされ（図１３（ｂ））、この６０ＧＨｚの信号が存在する下で再びドレイン電流ＩＤが計測される。ここで、入力信号は、６０ＧＨｚの連続波（constant wave）信号であることに留意されたい。
【０１０５】
さて、ドレイン電流のシフト量ΔＩＤ（この値は、静的な性能を表す）は、上述したドレイン電流ＩＤから、ドレイン電流ＩＤ０を減算すれば得られる。実際に計測されたドレイン電流のシフト量ΔＩＤをプロットし、破線で表したグラフが図１４に示されている。このグラフにおいて入力パワーは−１９．２ｄＢｍである。
【０１０６】
上記「数７」の（３）式を用いて、ΔＩＤをシミュレーションして算出し、図１４に示された破線（計測値）と重ねて、このシミュレーション値を「実線」で表示した。このシミュレーションにおいて、ｇｍ２は、製造工場提供のデバイスモデルを使用した。そして、入力信号の振幅Ａは、フィッティングによって得た。
【０１０７】
最大応答は、ＮＭＯＳＦＥＴの反転増幅エリア中の中間程度の部分（中央部分）で観察された。これは、実測値でもシミュレーション値でも同様であった（図１４参照）。
【０１０８】
動的特性の計測
次に、ＮＬＡ８０の６０ＧＨｚのパルス応答を計測した。この計測に際しては、６０ＧＨｚの連続波信号を、パターンジェネレータが生成した所定のパターンの信号に基づいて変調した信号を使用した。
【０１０９】
この計測の様子は図１５に示されている。この図に示すように、入力６０ＧＨｚパルス列と、出力のディジタルベースバンド信号とは、入力モニター装置７６、出力モニター装置８２でそれぞれ同時に観察されている。観察結果の一例が図１６に示されている。図１６（ａ）入力信号のいわゆるオシロスコープ画面の様子が示されている。縦のスケール（電圧）は、２０ｍＶ／ｄｉｖであり、横のスケール（時間）は、０．５μｓ／ｄｉｖである。この図１６（ａ）に示すように、入力信号は、１μｓ幅のパルスと、１μｓの無信号部分とが交互に表れ、２μｓの周期のパルス列を構成している。このパルス列のピークｔｏピークの電圧は、およそ９０ｍＶであった（図１６（ａ）参照）。
【０１１０】
一方、図１６（ｂ）に示すように、出力信号は、デューティ比がおよそ５０％の２μｓの周期の矩形波であり、ディジタル信号のいわゆるベースバンド信号が観察される。なお、この図１６（ｂ）において、縦のスケール（電圧）は、５ｍＶ／ｄｉｖであり、横のスケール（時間）は、０．５μｓ／ｄｉｖである。この出力信号（ベースバンド信号）のピークｔｏピークの電圧は、およそ１２．８ｍＶであった（図１６（ｂ）参照）。
【０１１１】
さて、ゲートバイアス電圧は、ＮＬＡ８０が最大電流応答を示すような領域で動作するように、選択される。このようにしてゲートバイアス電圧を選択した後、入力されたＲＦパワーに対する最終的な出力電圧の大きさを計測した。この結果が、図１７に示されている。この図１７のグラフにおいて、横軸は、６０ＧＨｚ入力ＲＦパワーの値（μＷ）であり、縦軸は、図１５における最終的な出力電圧（ｍＶ）である。
【０１１２】
この図１７に示されているように、出力電圧は、供給される６０ＧＨｚピークパルスパワーに対して比例しており、６０ＧＨｚピークパルスパワーの増大に対して直線的に出力電圧も増大している。
【０１１３】
電圧応答は、入力されたミリ波のピークパルスパワーに対する出力電圧の比として定義される。本実施例においては、この電圧応答は、１１１０ｍＶ／ｍＷと計測された。この値を、ＣＭＯＳプロセスで形成されたＭＩＩＭダイオード（非特許文献２０）や、ＭＥＳＦＥＴ（非特許文献１９）と比較した。その結果が、図１８に示されている。図１８には、これらの値を比較する表が示されている。
【０１１４】
本実施の形態で提案するＮＬＡ８０の６０ＧＨｚ帯における電圧応答は、上述したＭＩＩＭダイオード（非特許文献２０）やＭＥＳＦＥＴ（非特許文献１９）の検波応答と比較して、２０％から３９％程度、高くなっていることが判明した（図１８参照）。
【０１１５】
最適なゲートバイアスの検討を行うために、ゲートバイアスの関数としての電流応答及び電圧応答を計測し、比較した。この際の入力ピークパルスパワーは−１９．２ｍＷである。計測・比較の結果が、図１９に示されている。図１９において、横軸はゲートバイアス電圧ＶＧＳである。縦軸は、電圧応答（ｍＶ／ｍＷ）、電流応答（ｍＡ／ｍＷ）を表す。図１９において、■でプロットした点は、電圧応答であり、▲でプロットした点は、電流応答である。この図に示すように、最大電圧応答を示すゲートバイアス電圧は、最大電流等々を示すゲートバイアス電圧より少し低い。その理由は、ＮＭＯＳＦＥＴの飽和領域における出力インピーダンスは、ゲートバイアス電圧が下がると、増大するからである。最大の電圧応答を得るためには、ゲートバイアス電圧は、ｇｍ２が最大となるバイアス点より少し低い電圧とすることが好適であることが判明した。
【０１１６】
まとめ
以上述べたように、ＮＭＯＳＦＥＴで構成したＮＬＡ（非線形増幅器：Non-linear Amplifier）を、６０ＧＨｚ帯のミリ波の帯域に使用することを提案し、その検波特性について説明を行った。
【０１１７】
本願発明者らは、標準的な９０ｎｍＣＭＯＳプロセスを用いて、８μｍ×３０μｍのコアサイズで、消費電力が８４０μＷとなるようにＮＬＡを設計・製造した。
【０１１８】
さて、提案したＮＬＡにおいては、上述したように、６０ＧＨｚ帯において、１１１０ｍＶ／ｍＷの電圧応答を示した。この値は、従来提案されてきたＭＩＩＭダイオードやＭＥＳＦＥＴの検波回路に比べて、それぞれ２０％、３９％高い値である。
【０１１９】
このように、本特許で説明したＮＬＡは、以下のような条件を満たす有望なデバイスである。すなわち、
・１Ｇｂｐｓを越えるデータレートの通信を行える。
【０１２０】
・安価である。  
・ＣＭＯＳプロセスと完全に適合しうる。  
・コンパクトな６０ＧＨｚ帯の受信システムを構築できる。  
変形例その他
このように、本実施の形態では、非線形増幅器を用いて検波を行うパルス受信機を説明した。そして、非線形増幅器をＮＭＯＳＦＥＴを用いて構成する例を示したが、他の素子を用いて非線形増幅器を構成することももちろん好ましい。例えば、他の種類のトランジスタでもかまわない。
【０１２１】
特に、ＮＭＯＳＦＥＴを用いる場合は、ＣＭＯＳプロセスによる製造工程にそのまま適用することが出来るので、製造工程が複雑なものとならずに安価にパルス受信装置を構成することができる。特にＣＭＯＳプロセスは、代表的な低消費電力のＣＭＯＳ回路を構成するプロセスであり、より一層低消費電力のパルス受信装置を構築することができる。
【０１２２】
受信回路と受信装置
以上述べたように、本実施の形態では、新しい構成のパルス受信回路を説明し提案した。そして、この回路構成を含むパルス受信装置もこの発明の技術的範囲に当然含まれるものである。
【０１２３】
そのため、請求の範囲では、受信回路と受信装置との双方を「受信装置」と総称して表すことにしている。すなわち、請求の範囲における「受信装置」は、本特許で説明した受信回路と、その受信回路を備えた受信装置全体の双方を表す用語である。
【図面の簡単な説明】
【０１２４】
【図１】従来の受信機の一般的な構成図、及び、本実施の形態で提案する受信機の構成図である。
【図２】従来の光信号を検波する回路の例と、検波器とＬＡ（Limiting Amplifier)とを詳細に記述したパルス受信機の詳細な構成図である。
【図３】ＮＬＡの出力信号がディジタル信号のいわゆるベースバンド信号となる様子を示す説明図である。
【図４】９０ｎｍルールの一般的なＣＭＯＳプロセスを用いて本発明の原理によるパルス受信回路を構成した場合の顕微鏡写真である。
【図５】入力信号である６０ＧＨｚのパルス群と、復調されたディジタルデータと、を表すグラフである。
【図６】２３１−１ビットの擬似乱数データに対して求めたアイダイヤグラムであって、１Ｇｂｐｓの場合（ａ）と、２Ｇｂｐｓの場合（ｂ）とを示すダイヤグラムである。
【図７】平均パルス電力とエラービットレートとの関係を表すグラフである。
【図８】パルス受信回路の性能指標（figure of merit：ＦＯＭ）を示すグラフである。
【図９】本実施例のパルス受信回路と、近年発表された種々の改良された受信回路とを比較した表である。
【図１０】従来の、シングルエンドのＭＥＳＦＥＴ５０を用いたミリ波の検波回路である。
【図１１】ゲートバイアスの設定によって、ソース接地回路の増幅特性が線形性ではなく、非線形性を呈するようになることを説明する説明図である。
【図１２】作成したＮＬＡ（非線形増幅器）の性能を測定するための測定回路図である。
【図１３】作成したＮＬＡ（非線形増幅器）の静的特性を測定するために、スイッチをＯＮ、ＯＦＦする様子を示す説明図である。
【図１４】測定したドレイン電流のシフト量ΔＩＤをプロットし、破線で表したグラフである。
【図１５】ＮＬＡの６０ＧＨｚのパルス応答（動的特性）を計測するために、６０ＧＨｚの連続波信号を、パターンジェネレータが生成した所定のパターンの信号に基づいて変調した信号をパルス受信回路に印加して、計測する様子を示す説明図である。
【図１６】ＮＬＡの動的特性の計測結果を表すオシロスコープの画面を示す説明図である。
【図１７】入力されたＲＦパワーに対する最終的な出力電圧の大きさを計測した結果を表すグラフである。
【図１８】本実施の形態で作成したパルス受信回路の電圧応答を、ＣＭＯＳプロセスで形成されたＭＩＩＭダイオード（非特許文献２０）や、ＭＥＳＦＥＴ（非特許文献１９）の回路と比較した結果を表す表である。
【図１９】ゲートバイアスの関数としての電流応答及び電圧応答を計測した結果を表すグラフである。
【符号の説明】
【０１２５】
１０  ミキサ
１２  局所発信器
１４  ＡＤＣ
１６  ＤＭＯＤ
２０  検波器（ＮＬＡ）
２２  ＬＡ（制限増幅器）
２４  ＤＣオフセットキャンセラ
２６  バッファ
３０  パルス受信機
６０  ダイオード
６２ａ、６２ｂ  キャパシタ
６４  ローパスフィルタ
７０  ＣＭＯＳスイッチ
７２  パターンジェネレータ
７４  パワー分配器
７６  入力モニター装置
８０  ＮＬＡ
８２  出力モニター装置
【図１】
2009303084.tif 000011
【図２】
2009303084.tif 000012
【図３】
2009303084.tif 000013
【図７】
2009303084.tif 000014
【図９】
2009303084.tif 000015
【図１０】
2009303084.tif 000016
【図１１】
2009303084.tif 000017
【図１３】
2009303084.tif 000018
【図１４】
2009303084.tif 000019
【図１５】
2009303084.tif 000020
【図１７】
2009303084.tif 000021
【図１８】
2009303084.tif 000022
【図１９】
2009303084.tif 000023
【図４】
2009303084.tif 000024
【図５】
2009303084.tif 000025
【図６】
2009303084.tif 000026
【図８】
2009303084.tif 000027
【図１２】
2009303084.tif 000028
【図１６】
2009303084.tif 000029