(57)【要約】  トランス２の二次コイルＮ２の出力電圧Ｖoutを整流平滑して外部に向けて出力する二次側整流平滑回路５と、三次コイルＮ３の出力電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を二次側整流平滑回路５の出力電圧Ｖoutの検出電圧Ｖkとして検出出力する三次側整流平滑回路１０と、その検出電圧Ｖkに基づいてメインスイッチ素子Ｑのスイッチオン・オフ動作を出力電圧Ｖoutの安定化方向に制御する制御回路２０とを有する。二次側整流平滑回路５は、整流素子として整流側同期整流器６と転流側同期整流器７を有する。三次側整流平滑回路１０には、三次コイルＮ３の出力電圧を整流する整流素子として、メインスイッチ素子Ｑがオフしている間はスイッチオン動作する転流側同期整流器２４を設ける。【特許請求の範囲】
【請求項１】
電磁結合された一次コイルと二次コイルと三次コイルを有するトランスと、
このトランスの一次コイル側に設けられスイッチオン・オフ動作により外部の電源から一次コイルに供給されるエネルギーを制御して一次コイルに生じる電圧を制御するメインスイッチ素子と、
トランスの一次コイルの電圧に応じた二次コイルの出力電圧を整流平滑して外部に向けて出力する二次側整流平滑回路と、
三次コイルの出力電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を二次側整流平滑回路の出力電圧の検出電圧として検出出力する三次側整流平滑回路と、
この三次側整流平滑回路から出力される検出電圧に基づいてメインスイッチ素子のスイッチオン・オフ動作を、二次側整流平滑回路の出力電圧が安定化するように制御する制御回路と、
を有し、
前記二次側整流平滑回路には、二次コイルの出力電圧を整流する整流素子として、メインスイッチ素子のスイッチオン・オフ動作に同期してオン・オフ動作を行う整流側同期整流器と転流側同期整流器を有する構成を備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
三次側整流平滑回路には、三次コイルの出力電圧を整流する整流素子として、メインスイッチ素子がオフしている間はスイッチオン動作する転流側同期整流器が設けられていることを特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
メインスイッチ素子は、制御回路から出力されるオン駆動用の信号によりメインスイッチ素子の入力容量が充電されてターンオンするものであり、
制御回路からオン駆動用の信号の出力が開始されてからメインスイッチ素子がターンオンするまでの入力容量の充電期間中に、二次側整流平滑回路の転流側同期整流器および三次側整流平滑回路の転流側同期整流器を、メインスイッチ素子がターンオンする前にスイッチオフさせる早期オフ駆動回路が設けられていることを特徴とする請求項１記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
三次側整流平滑回路には、転流側同期整流器が設けられていると共に、メインスイッチ素子のオン期間にスイッチオン動作する整流側同期整流器が設けられていることを特徴とする請求項１記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
三次側整流平滑回路には、転流側同期整流器が設けられていると共に、メインスイッチ素子のオン期間にスイッチオン動作する整流側同期整流器が設けられていることを特徴とする請求項２記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、外部への出力電圧を間接的に検出し当該検出電圧に基づいて出力電圧の安定化制御を行う構成を持つ絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図６には絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの主要な回路構成部分の一例が示されている。この絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１はトランス２を有し、このトランス２の一次コイルＮ１側には、メインスイッチ素子（例えばＭＯＳ−ＦＥＴ）Ｑと、入力フィルタ回路３とが設けられている。そのメインスイッチ素子Ｑのスイッチオン・オフ動作に基づいて外部の電源４から入力フィルタ回路３を通って一次コイルＮ１にエネルギーが供給される。【０００３】
トランス２の二次コイルＮ２側には二次側整流平滑回路５が設けられている。二次側整流平滑回路５は、整流側同期整流器（例えばＭＯＳ−ＦＥＴ）６と、転流側同期整流器（例えばＭＯＳ−ＦＥＴ）７と、同期整流器駆動回路８と、平滑回路９とを有して構成されている。二次コイルＮ２から出力される電圧は一次コイルＮ１に生じている電圧に応じた電圧である。二次側整流平滑回路５は、その二次コイルＮ２の出力電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を出力電圧Ｖoutとして外部の負荷Ｓに出力する回路である。【０００４】
トランス２の三次コイルＮ３側には三次側整流平滑回路１０が設けられている。三次側整流平滑回路１０は、整流側ダイオード１１と、転流側ダイオード１２と、チョークコイル１３と、平滑用コンデンサ１４と、分圧抵抗部１５，１６とを有して構成されている。この三次側整流平滑回路１０は、三次コイルＮ３の出力電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を二次側整流平滑回路５の出力電圧Ｖoutの検出電圧Ｖkとして検出出力する回路である。【０００５】
また、この絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１にはエラーアンプ１８が設けられている。このエラーアンプ１８は、三次側整流平滑回路１０から出力される検出電圧Ｖkと、基準電源１７の基準電圧Ｖsとの差分に応じた電圧を出力するものである。また、制御回路２０が設けられている。この制御回路２０は、エラーアンプ１８の出力電圧に基づいて（換言すれば、三次側整流平滑回路１０の検出電圧Ｖkに基づいて）、二次側整流平滑回路５の出力電圧Ｖoutが予め定められた設定の電圧値に安定化するようにメインスイッチ素子Ｑのスイッチオン・オフ動作を例えばＰＷＭ制御方式により制御する回路構成を有するものである。なお、この例では、制御回路２０は、三次側整流平滑回路１０の平滑コンデンサ１４から出力される直流電圧Ｖccを電源電圧として利用している。【０００６】
【特許文献１】特許第３３９１３２０号公報
【特許文献２】特許第３３３９４５２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記したような絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、良好な出力電圧精度を得るためには、出力電圧Ｖoutと、三次側整流平滑回路１０から出力される検出電圧Ｖkとが完全な比例関係にあることが望ましい。しかしながら、図６に示される絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の構成では、メインスイッチ素子Ｑのスイッチオフ期間における次に述べるような回路動作によって、出力電圧Ｖoutと検出電圧Ｖkとの比例関係が崩れてしまうという問題がある。【０００８】
次に、メインスイッチ素子Ｑのスイッチオフ期間中の回路動作の一例を図７の波形図を利用して説明する。例えば、メインスイッチ素子Ｑがスイッチオフすると（時間ｔ0）、メインスイッチ素子Ｑのソース−ドレイン間に並列的に生じる寄生容量と、トランス２の励磁インダクタンスとのＬＣ共振が開始される。これにより、メインスイッチ素子Ｑのドレインに、図７に示されるようなＬＣ共振のパルス電圧が生じる。そのＬＣ共振の半周期が経過すると（時間ｔ1）、トランス２のリセットが完了する。【０００９】
このトランス２のリセット完了時点からメインスイッチ素子Ｑがオンするまでの期間（時間ｔ1から時間ｔ2までの期間）においては、メインスイッチ素子Ｑのドレイン電圧は、後述する電圧Ｖdにクランプされた状態となる。また、メインスイッチ素子Ｑのスイッチオフ期間中には、同期整流器駆動回路８によって、転流側同期整流器７のゲートには駆動電圧が印加されて転流側同期整流器７はオン状態に制御される。さらに、このメインスイッチ素子Ｑのスイッチオフ期間中には、整流側同期整流器６のゲートには駆動電圧が加えられず整流側同期整流器６はオフ状態に制御されている。【００１０】
メインスイッチ素子Ｑのスイッチオフ期間中には、入力フィルター９を構成しているチョークコイル（図示せず）の励磁インダクタンスに基づいたエネルギーが図６に示すようなＡ経路でもって通電して負荷Ｓに電力が供給されている。また、このメインスイッチ素子Ｑのスイッチオフ期間中には、上記のように整流側同期整流器６はオフ状態に制御されているのにも拘わらず、整流側同期整流器６のドレイン−ソース間に並列的に生じる寄生ダイオードのために、トランス２のリセットが完了すると、トランス２の二次コイルＮ２→転流側同期整流器７→整流側同期整流器６の寄生ダイオード→二次コイルＮ２の経路でもってトランス２の励磁電流が循環通電してしまう。これにより、整流側同期整流器６の両端には寄生ダイオードの順方向降下電圧Ｖfが発生する。このために、トランス２のリセット完了時点からメインスイッチ素子Ｑがオンするまでの期間（ｔ1〜ｔ2の期間（トランス励磁電流循環期間））には、二次コイルＮ２の両端電圧は、その整流側同期整流器６の寄生ダイオードの順方向降下電圧Ｖfでクランプされる。【００１１】
このため、外部の電源４から絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１に供給される入力電圧をＶinとし、一次コイルＮ１の巻き数をＮ１とし、二次コイルＮ２の巻き数をＮ２とし、三次コイルＮ３の巻き数をＮ３とした場合、トランス励磁電流循環期間（ｔ1〜ｔ2の期間）のメインスイッチ素子Ｑのドレインのクランプ電圧Ｖdは、Ｖd＝Ｖin−（Ｎ１／Ｎ２）×Ｖfの数式で求まる電圧となる。また、三次コイルＮ３に発生する電圧Ｖ３は、Ｖ３＝（Ｎ３／Ｎ２）×Ｖfの数式で求まる電圧でクランプされる。【００１２】
三次側整流平滑回路１０では、メインスイッチ素子Ｑのスイッチオフ期間中には、チョークコイル１３に蓄積されているエネルギーに基づいて、チョークコイル１３と転流側ダイオード１２を通る図６に示されるＢ経路でもって電流が通電する。また、前記したように、このメインスイッチ素子Ｑのスイッチオフ期間中には、三次コイルＮ３に電圧Ｖ３が発生している。三次側整流平滑回路１０では、転流側の整流素子として一方向導通特性を持つダイオード１２が設けられているので、三次コイルＮ３の電圧Ｖ３に基づいた電流は、転流側ダイオード１２と整流側ダイオード１１を順に通る経路で通電せずに、チョークコイル１３と整流側ダイオード１１と三次コイルＮ３を通る図６に示されるＣ経路でもって通電する。三次側整流平滑回路１０では、メインスイッチ素子Ｑのスイッチオフ期間中の検出電圧Ｖkは、Ｂ経路の電流通電による電圧に、Ｃ経路の電流通電による電圧が重畳された電圧となっている。【００１３】
上記のようなメインスイッチ素子Ｑのスイッチオフ期間中において、二次側整流平滑回路５から負荷Ｓに出力される電圧Ｖoutには、二次コイルＮ２に発生している電圧Ｖfの影響が無い。これに対して、三次側整流平滑回路１０から出力される検出電圧Ｖkには、二次コイルＮ２の電圧Ｖfに基づいた三次コイルＮ３の電圧Ｖ３が関与している。このため、二次側整流平滑回路５の出力電圧Ｖoutと、三次側整流平滑回路１０の検出電圧Ｖkとの相関関係が崩れてしまう。【００１４】
すなわち、三次側整流平滑回路１０の検出電圧Ｖkは、次に示される電圧Ｖ２分、二次側整流平滑回路５の出力電圧Ｖoutとの相関関係がずれてしまう。【００１５】
Ｖ２＝Ｖf×（Ｎ３／Ｎ２）×（Ｔcy／Ｔsw）【００１６】
なお、Ｖfはメインスイッチ素子Ｑのスイッチオフ期間中における整流側同期整流器６の寄生ダイオードの順方向降下電圧である。Ｎ２は二次コイルＮ２の巻き数である。Ｎ３は三次コイルＮ３の巻き数である。Ｔcyはトランス励磁電流循環期間の長さである。Ｔswはスイッチング周期の１周期の長さである。【００１７】
図６に示される回路構成の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、トランス励磁電流循環期間の長さは入力電圧Ｖinの大きさによって変わる。このため、入力電圧Ｖinの変動によって二次側整流平滑回路５の出力電圧Ｖoutと、三次側整流平滑回路１０の検出電圧Ｖkとの関係が変わってしまう。また、ダイオードの順方向降下電圧Ｖfは周囲の環境温度が低温になるに従って大きくなり、高温になるに従って小さくなる。このことから、周囲温度の変動によっても、二次側整流平滑回路５の出力電圧Ｖoutと、三次側整流平滑回路１０の検出電圧Ｖkとの関係が変わってしまう。【００１８】
このように入力電圧Ｖinの変動や、周囲の環境温度変動によって、出力電圧Ｖoutと検出電圧Ｖkとの関係が変化してしまう。このために、検出電圧Ｖkが出力電圧Ｖoutと比例関係になるように検出電圧Ｖkを補正することは非常に難しい。すなわち、図６に示される絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路構成では、出力電圧Ｖoutと検出電圧Ｖkとの完全な比例関係を得ることは非常に困難であり、出力電圧Ｖoutの良好な精度を確保できないという問題があった。特に、近年、二次コイルＮ２の巻き数Ｎ２に対する三次コイルＮ３の巻き数Ｎ３の比（Ｎ３／Ｎ２）が大きくなる傾向にある。このことから、出力電圧Ｖoutと検出電圧Ｖkとの相関性は悪化しており、出力電圧Ｖoutの低い低出力の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１においては、出力電圧Ｖoutの変動幅を予め定められた許容範囲内に抑えることが難しくなってきている。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
この発明は次に示す構成をもって前記課題を解決するための手段としている。すなわち、この発明は、
電磁結合された一次コイルと二次コイルと三次コイルを有するトランスと、
このトランスの一次コイル側に設けられスイッチオン・オフ動作により外部の電源から一次コイルに供給されるエネルギーを制御して一次コイルに生じる電圧を制御するメインスイッチ素子と、
トランスの一次コイルの電圧に応じた二次コイルの出力電圧を整流平滑して外部に向けて出力する二次側整流平滑回路と、
三次コイルの出力電圧を整流平滑して直流電圧を作り出し当該直流電圧を二次側整流平滑回路の出力電圧の検出電圧として検出出力する三次側整流平滑回路と、
この三次側整流平滑回路から出力される検出電圧に基づいてメインスイッチ素子のスイッチオン・オフ動作を、二次側整流平滑回路の出力電圧が安定化するように制御する制御回路と、
を有し、
前記二次側整流平滑回路には、二次コイルの出力電圧を整流する整流素子として、メインスイッチ素子のスイッチオン・オフ動作に同期してオン・オフ動作を行う整流側同期整流器と転流側同期整流器を有する構成を備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
三次側整流平滑回路には、三次コイルの出力電圧を整流する整流素子として、メインスイッチ素子がオフしている間はスイッチオン動作する転流側同期整流器が設けられていることを特徴としている。
【発明の効果】
【００２０】
この発明によれば、三次側整流平滑回路には、三次コイルの出力電圧を整流する整流素子として、メインスイッチ素子がオフしている間はスイッチオン動作する転流側同期整流器（例えばＦＥＴ）が設けられている構成とした。この発明の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、メインスイッチ素子がスイッチオフしている期間中には、トランスに励磁されたエネルギーを維持するための励磁電流が二次側整流平滑回路の転流側同期整流器と整流側同期整流器と二次コイルを通る経路でもって通電している期間（トランス励磁電流循環期間）がある。三次側整流平滑回路の整流素子として転流側同期整流器を設ける構成とすることにより、トランス励磁電流循環期間には、二次コイルの励磁電流通電に起因した三次コイルの誘起電圧に基づいた電流は、三次側整流平滑回路の転流側同期整流器と、三次コイルとを通って循環することとなり、三次側整流平滑回路の出力側は通電しない。つまり、メインスイッチ素子がスイッチオフしている期間中におけるトランス励磁電流循環期間には、三次側整流平滑回路から制御回路に向けて出力される検出電圧に、三次コイルの電圧は関与しないこととなる。【００２１】
すなわち、従来の構成では、三次側整流平滑回路の検出電圧には、二次側整流平滑回路の出力電圧と三次側整流平滑回路の検出電圧との相関関係を崩していた電圧成分（つまり、三次コイルの誘起電圧に基づいた電圧成分）が含まれていた。これに対して、この発明では、その相関関係を崩していた電圧成分が三次側整流平滑回路の検出電圧に含まれることを回避できる。このために、二次側整流平滑回路の出力電圧と、三次側整流平滑回路の検出電圧との良好な相関関係を得ることができる。【００２２】
よって、三次側整流平滑回路の検出電圧に基づいた制御回路のメインスイッチ素子のスイッチング制御により、二次側整流平滑回路の出力電圧を高精度に制御することができることとなる。これにより、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の出力精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】第１実施例の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの主要な回路構成部分を表した回路図である。
【図２】図１に示される構成から得られる効果の一つを説明するためのグラフである。
【図３】第２実施例の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの主要な回路構成部分を表した回路図である。
【図４】第３実施例の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの主要な回路構成部分を表した回路図である。
【図５】第４実施例の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの主要な回路構成部分を表した回路図である。
【図６】従来の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの主要な回路構成部分を表した回路図である。
【図７】図６に示す絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの主要な回路構成部分の回路動作の一例を説明するための波形図である。
【符号の説明】
【００２４】
１  絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
２  トランス
５  二次側整流平滑回路
６，３６  整流側同期整流器
７，２４  転流側同期整流器
１０  三次側整流平滑回路
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下に、この発明に係る実施例を図面に基づいて説明する。【００２６】
図１には第１実施例の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの主要な回路構成部分が示されている。なお、この第１実施例の説明において、図６に示される絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。【００２７】
この第１実施例では、三次側整流平滑回路１０において、転流側の整流素子として、同期整流器（例えばＭＯＳ−ＦＥＴ）２４が設けられている。また、この同期整流器２４をオン・オフ駆動させるための駆動回路２５が設けられている。駆動回路２５は、三次コイルＮ３に発生する電圧を利用して、メインスイッチ素子Ｑがスイッチオンしているときには転流側同期整流器２４をスイッチオフさせ、メインスイッチ素子Ｑがスイッチオフしている間は転流側同期整流器２４をスイッチオンさせる構成を備えているものである。【００２８】
この第１実施例では、上記した構成以外の構成は図６に示される構成と同様である。この第１実施例では、三次側整流平滑回路１０の転流側の整流素子として転流側同期整流器２４を設けた。このため、メインスイッチ素子Ｑがスイッチオフしている期間であってトランス励磁電流が二次コイルＮ２に通電している期間中（トランス励磁電流循環期間中）には、二次コイルＮ２の電圧Ｖfに応じた三次コイルＮ３の電圧Ｖ３に基づいた電流は、転流側同期整流器２４と整流側ダイオード１１と三次コイルＮ３を循環通電する。【００２９】
従来の構成では、その三次コイルＮ３の電圧Ｖ３に基づいた電流がチョークコイル１３側に通電してしまっていた。このために、チョークコイル１３の励磁エネルギーに基づいた電圧に、その三次コイルＮ３の電圧Ｖ３に応じた不要な電圧が重畳されていた。これにより、二次側整流平滑回路５の出力電圧Ｖoutと三次側整流平滑回路１０の検出電圧Ｖkとの相関関係が崩れていた。制御回路２０は、三次側整流平滑回路１０の検出電圧Ｖkを二次側整流平滑回路５の出力電圧Ｖoutと見なし当該検出電圧Ｖkが安定化するように制御動作を行う回路構成を備えている。このことから、制御回路２０の制御動作によって、三次側整流平滑回路１０の検出電圧Ｖkは、図２のグラフの実線Ａに示されるように、入力電圧が変動しても、周囲温度が変動しても、ほぼ一定に安定化する。しかしながら、従来の構成では、三次側整流平滑回路１０の検出電圧Ｖkと二次側整流平滑回路５の出力電圧Ｖoutとの相関関係が崩れている。このために、制御回路２０が出力電圧Ｖoutを安定化すべく制御動作を行っているのにも拘わらず、二次側整流平滑回路５の出力電圧Ｖoutは、図２のグラフの点線ａ〜ｃに示されるように、入力電圧の変動や、周囲温度変動によって変動してしまう。【００３０】
これに対して、この第１実施例の構成では、トランス励磁電流循環期間中に、三次コイルＮ３の電圧Ｖ３に基づいた電流がチョークコイル１３側に流れ込むことを防止できる。このため、二次側整流平滑回路５の出力電圧Ｖoutと三次側整流平滑回路１０の検出電圧Ｖkとの相関関係を崩す電圧成分（つまり、二次コイルＮ２の電圧Ｖfに応じた三次コイルＮ３の電圧Ｖ３に基づいた電圧成分）が、三次側整流平滑回路１０の検出電圧Ｖkに含まれることを回避できる。これにより、二次側整流平滑回路５の出力電圧Ｖoutと、三次側整流平滑回路１０の検出電圧Ｖkとの良好な相関関係を得ることができる。よって、三次側整流平滑回路１０の検出電圧Ｖkを二次側整流平滑回路５の出力電圧Ｖoutと見なした制御回路２０の制御動作によって、図２のグラフの実線Ａ，Ｂに示されるように、三次側整流平滑回路１０の検出電圧Ｖkも、二次側整流平滑回路５の出力電圧Ｖoutも、入力電圧の変動や、周囲温度の変動によらずに、一定に安定化させることができる。これにより、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力精度を高めることができる。【００３１】
以下に、第２実施例を説明する。なお、この第２実施例の説明において、第１実施例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。【００３２】
図３には第２実施例の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの主要構成部分が示されている。この第２実施例では、第１実施例と同様に三次側整流平滑回路１０の転流側の整流素子として同期整流器２４が設けられている。また、制御回路２０からメインスイッチ素子Ｑのゲートに至る電流経路にはドライブトランス２６の一次コイル２７が介設されている。この一次コイル２７と並列的にダイオード２８が設けられている。【００３３】
さらに、トランス２には四次コイルＮ４が設けられている。この四次コイルＮ４の一端側は二次側整流平滑回路５の転流側同期整流器７のゲートに接続されている。四次コイルＮ４の他端側には駆動スイッチ素子（例えばＭＯＳ−ＦＥＴ）３１が設けられている。この駆動スイッチ素子３１は、そのドレイン側が四次コイルＮ４の他端側に接続され、ソース側が転流側同期整流器７のソース側に接続され、制御端子（ゲート）がドライブトランス２６の二次コイル３０の一端側に接続されている。二次コイル３０の他端側は整流側同期整流器６のソース側に接続されている。また、二次側整流平滑回路５の同期整流器６のゲートと、二次コイルＮ２との間にはコンデンサ３２が介設されている。【００３４】
さらに、ドライブトランス２６には三次コイル３３が設けられている。さらに、トランス２には五次コイルＮ５が設けられている。さらにまた、駆動スイッチ素子（例えばＭＯＳ−ＦＥＴ）３４が設けられている。五次コイルＮ５の一端側は転流側同期整流器２４のゲートに接続され、五次コイルＮ５の他端側は駆動スイッチ素子３４のドレイン側に接続されている。駆動スイッチ素子３４のソース側は転流側同期整流器２４のソース側に接続されている。駆動スイッチ素子３４の制御端子（ゲート）は三次コイル３３の一端側に接続されている。三次コイル３３の他端側は駆動スイッチ素子３４のソース側と整流側ダイオード１１のアノード側との接続部に接続されている。【００３５】
この第２実施例の上記以外の構成は第１実施例の構成と同様である。次に、この第２実施例における上述した回路構成部分の回路動作の一例を述べる。この第２実施例では、メインスイッチ素子Ｑがスイッチオフしている期間中には、トランス２の四次コイルＮ４に誘起されている電圧によって、転流側同期整流器７の入力容量が充電されてスイッチオン状態となる。また、トランス２の五次コイルＮ５の誘起電圧によって、転流側同期整流器２４の入力容量も充電されてスイッチオン状態となっている。【００３６】
例えば、制御回路２０からメインスイッチ素子Ｑのゲートに向けて、メインスイッチ素子Ｑをスイッチオンさせるためのオン駆動用の信号が出力されると、このオン駆動用の信号はドライブトランス２６の一次コイル２７と、メインスイッチ素子Ｑの入力容量とに加えられる。これにより、メインスイッチ素子Ｑの入力容量の充電が開始される。メインスイッチ素子Ｑは、制御回路２０から出力されるオン駆動用の信号によってメインスイッチ素子Ｑの入力容量が充電されてターンオンするものである。この第２実施例では、メインスイッチ素子Ｑの入力容量の充電経路にドライブトランス２６の一次コイル２７が介設されている。このため、メインスイッチ素子Ｑの入力容量の充電速度が遅くなり、メインスイッチ素子Ｑのターンオンが遅れることとなる。【００３７】
一方、ドライブトランス２６においては、制御回路２０から出力されたオン駆動用の信号が一次コイル２７に通電し始めたときに、この通電により二次コイル３０に誘起される電圧が次に示される電圧となるように構成されている。つまり、その二次コイル３０の誘起電圧は、オン駆動用の信号が一次コイル２７に通電し始めたときに、駆動スイッチ素子３１の入力容量を瞬間的に充電させて駆動スイッチ素子３１をオンさせることができる電圧である。この二次コイル３０の誘起電圧により、制御回路２０からオン駆動用の信号が出力し始めた直後に、駆動スイッチ素子３１がターンオンする。【００３８】
この駆動スイッチ素子３１のオン駆動により、転流側同期整流器７の入力容量の電荷が、四次コイルＮ４と駆動スイッチ素子３１を通って引き抜き放電される。これにより、転流側同期整流器７がスイッチオフする。【００３９】
この第２実施例では、転流側同期整流器７がスイッチオフしたときに、メインスイッチ素子Ｑの入力容量の充電が未だ終了していないように、ドライブトランス２６の一次コイル２７の巻き数等が設計されている。このため、制御回路２０から出力されるオン駆動用の信号の出力が開始されてからメインスイッチ素子Ｑの入力容量が充電されてメインスイッチ素子Ｑがターンオンするまでの入力容量の充電期間中に、つまり、メインスイッチ素子Ｑがターンオンする前に、二次側整流平滑回路５の転流側同期整流器７がスイッチオフする。【００４０】
三次側整流平滑回路１０の転流側同期整流器２４に関しても、上記同様に、メインスイッチ素子Ｑがスイッチオンする前に転流側同期整流器２４がターンオフする構成となっている。すなわち、制御回路２０からメインスイッチ素子Ｑに向けてオン駆動用の信号の出力が開始され、そのオン駆動用の信号がドライブトランス２６の一次コイル２７に通電すると、この通電によりドライブトランス２６の三次コイル３３に電圧が誘起される。この誘起電圧によって、駆動スイッチ素子３４の入力容量が瞬間的に充電完了して駆動スイッチ素子３４がスイッチオンする。そして、転流側同期整流器２４の入力容量の電荷が、五次コイルＮ５と駆動スイッチ素子３４を通って引き抜き放電される。これにより、転流側同期整流器２４が、メインスイッチ素子Ｑがターンオンする前にスイッチオフする。【００４１】
すなわち、この第２実施例では、ドライブトランス２６と、駆動スイッチ素子３１と、駆動スイッチ素子３１の入力容量の電荷の放電経路とによって、二次側整流平滑回路５の転流側同期整流器７の早期オフ駆動回路が構成されている。また、ドライブトランス２６と、駆動スイッチ素子３４と、駆動スイッチ素子３４の入力容量の電荷の放電経路とによって、三次側整流平滑回路１０の転流側同期整流器２４の早期オフ駆動回路が構成されている。【００４２】
この第２実施例では、二次側整流平滑回路５の転流側同期整流器７および三次側整流平滑回路１０の転流側同期整流器２４を、メインスイッチ素子Ｑがターンオンする前にスイッチオフさせる早期オフ駆動回路が設けられている構成とした。これにより、メインスイッチ素子Ｑがターンオンしたときには転流側同期整流器７，２４は既にスイッチオフしているので、転流側同期整流器７，２４のターンオフ遅れに起因した回路効率の悪化などの様々な問題発生を防止することができる。【００４３】
以下に、第３実施例を説明する。なお、この第３実施例の説明において、第１や第２の各実施例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。【００４４】
この第３実施例では、図４に示されるように、三次側整流平滑回路１０の整流側の整流素子として整流側同期整流器（例えばＭＯＳ−ＦＥＴ）３６が設けられている。この整流側同期整流器３６のゲートはコンデンサ３７を介して三次コイルＮ３に接続されている。整流側同期整流器３６は、三次コイルＮ３の電圧によって、メインスイッチ素子Ｑのスイッチオン期間にはスイッチオンし、メインスイッチ素子Ｑのスイッチオフ期間にはスイッチオフする。【００４５】
上記以外の構成は第２実施例と同様である。この第３実施例では、三次側整流平滑回路１０の転流側の整流素子だけでなく、三次側整流平滑回路１０の整流側の整流素子にも、同期整流器を用いることによって、三次側整流平滑回路１０において、電流不連続モードを無くすことができる。これにより、三次側整流平滑回路１０を構成するチョークコイル１３として、電流不連続モードの発生を気にせずに小さいインダクタンス値のものを設けることが可能となる。このため、三次側整流平滑回路１０のチョークコイル１３の低コスト化を図ることができる。また、チョークコイル１３の損傷の発生率を低減させることができるので、チョークコイル１３に対する信頼性を高めることができる。【００４６】
以下に、第４実施例を説明する。なお、この第４実施例の説明において、第１〜第３の各実施例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。【００４７】
この第４実施例では、図５に示されるように、三次側整流平滑回路１０のチョークコイル１３が、転流側同期整流器２４のドレイン側（正極側）とコンデンサ１４との間に介設されている。この構成によって、次に示すような理由により回路構成の簡略化を図ることができる。【００４８】
すなわち、チョークコイル１３が、例えば図４に示されるように、転流側同期整流器２４のソース側（負極側）とコンデンサ１４との間に介設されている場合には、駆動スイッチ素子３４のソース側および整流側同期整流器３６のソース側は三次コイルＮ３とチョークコイル１３との間に接続された状態となっている。このため、三次コイルＮ３の電圧の変化によって、駆動スイッチ素子３４と整流側同期整流器３６の各ソース側の電位が変動する。図４に示される回路構成では、そのような駆動スイッチ素子３４と整流側同期整流器３６の各ソース側の電位変動を考慮して、駆動スイッチ素子３４および整流側同期整流器３６のスイッチング動作を制御するための構成を備えている。つまり、駆動スイッチ素子３４のスイッチング制御のために、ドライブトランス２６に三次コイル３３を設け、当該三次コイル３３を駆動スイッチ素子３４のゲート−ソース間に並列的に設けている。その三次コイル３３に発生する電圧によって、駆動スイッチ素子３４のスイッチング動作が制御される。また、三次コイルＮ３から整流側同期整流器３６のゲートに至るまでの導通経路上にはコンデンサ３７が介設されている。【００４９】
これに対して、この第４実施例では、上述したように、チョークコイル１３を正極側に設けたので、駆動スイッチ素子３４および整流側同期整流器３６のそれぞれのソース側が直接的にグランドに接地されることになる。これにより、駆動スイッチ素子３４と整流側同期整流器３６の各ソース側の電位がグランド電位に安定することとなる。このため、駆動スイッチ素子３４と整流側同期整流器３６の各ソース側電位の変動を気にすることなく、駆動スイッチ素子３４および整流側同期整流器３６をスイッチング制御するための回路構成を構築することができる。つまり、この第４実施例では、前記ドライブトランス２６の三次コイル３３およびコンデンサ３７が省略されている。また、制御回路２０からメインスイッチ素子Ｑへのスイッチング制御用の信号の出力部に、駆動スイッチ素子３４のゲートおよび整流側同期整流器３６のゲートが接続されている。【００５０】
この構成によって、制御回路２０からメインスイッチ素子Ｑへ向けて出力されるスイッチング制御用の信号と同じ信号が、駆動スイッチ素子３４のゲートおよび整流側同期整流器３６のゲートに加えられる。これにより、整流側同期整流器３６は、メインスイッチ素子Ｑがスイッチオンしているときにはスイッチオン動作し、メインスイッチ素子Ｑがスイッチオフしているときにはスイッチオフ動作する。ところで、この第４実施例の回路構成では、第２や第３の各実施例と同様に、制御回路２０からメインスイッチ素子Ｑに至る信号の導通経路上にドライブトランス２６が介設されている。このため、制御回路２０からメインスイッチ素子Ｑをスイッチオンさせるためのオン駆動用の信号（スイッチング制御用の信号）が出力されても、メインスイッチ素子Ｑが直ちにターンオンするのではなく、メインスイッチ素子Ｑのターンオンが遅れる。これに対して、駆動スイッチ素子３４のゲートには、オン駆動用の信号が直接的に加えられるので、メインスイッチ素子Ｑがターンオンする前に駆動スイッチ素子３４がスイッチオンする。これにより、制御回路２０からオン駆動用の信号が出力されてからメインスイッチ素子Ｑがターンオンするまでの期間中に、転流側同期整流器２４がスイッチオフすることになる。【００５１】
この第４実施例における上記以外の構成は第３実施例と同様である。この第４実施例では、第３実施例の構成に比べて、ドライブトランス２６の三次コイル３３およびコンデンサ３７を省略できるので、回路構成の簡略化を図ることができる。また、部品コストを削減することができて、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの低コスト化を図ることができる。【００５２】
なお、この発明は第１〜第４の各実施例の形態に限定されるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例えば、第３や第４の各実施例では、早期オフ駆動回路が設けられている絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、三次側整流平滑回路１０の転流側素子として転流側同期整流器２４を、また、整流側素子として整流側同期整流器３６を、それぞれ、設けた回路構成例を挙げたが、早期オフ駆動回路が設けられていないものにあっても、三次側整流平滑回路１０の転流側素子として転流側同期整流器２４を、また、整流側素子として整流側同期整流器を、それぞれ、設けてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電圧の安定性に優れたものであることから、安定した電圧が要求される回路に接続して使用するのに非常に有効なものである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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