(57)【要約】【課題】フィードバックの応答性が高い全差動型増幅器を提供する。【解決手段】全差動型演算増幅器３０と、全差動型演算増幅器３０の出力電圧を電流に変換し、変換された各電流を加算し、加算された電流に基づいてコモンモードフィードバック電圧を出力するコモンモードフィードバック回路１０１とを備えた全差動型増幅器１において、コモンモードフィードバック電圧を増幅し、増幅された電圧を電流に変換し、変換された電流を全差動型演算増幅器３０のフィードバック端子ｎ２５に出力する増幅回路１０２を設ける。【選択図】図２
2009253713.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１入力端子、第２入力端子、第１出力端子、第２出力端子およびフィードバック端子を備えた全差動型演算増幅器と、
前記第１出力端子および第２出力端子から出力される各電圧を電流に変換し、変換された各電流を加算し、加算された電流に基づいてコモンモードフィードバック電圧を出力するコモンモードフィードバック回路と、
前記コモンモードフィードバック電圧を増幅し、増幅された電圧を電流に変換し、変換された電流を前記フィードバック端子に出力する増幅回路と、
を備えたことを特徴とする全差動型増幅器。
【請求項２】
請求項１に記載の全差動型増幅器において、
前記増幅回路は、
電源にドレインが接続され、ゲートとソースが接続された第１トランジスタと、
前記第１トランジスタのソースにドレインが接続され、ソースがグランドに接続され、前記コモンモードフィードバック回路からのコモンモードフィードバック電圧がゲートに入力される第２トランジスタと、
前記第１トランジスタのゲートにゲートが接続され、ドレインが電源に接続され、ソースが前記フィードバック端子に接続された第３トランジスタと、を備えたことを特徴とする全差動型増幅器。
【請求項３】
請求項１に記載の全差動型増幅器において、
前記増幅回路は、
電源にドレインが接続された第１トランジスタと、
前記第１トランジスタのソースにドレインが接続され、前記第１トランジスタのゲートにソースが接続された第２トランジスタと、
前記第２トランジスタのソースにドレインが接続され、ソースがグランドに接続され、前記コモンモードフィードバック回路からのコモンモードフィードバック電圧がゲートに入力される第３トランジスタと、
電源にドレインが接続され、前記第１トランジスタのゲートにゲートが接続された第４トランジスタと、
前記第４トランジスタのソースにドレインが接続され、ソースが前記フィードバック端子に接続され、前記第２トランジスタのゲートにゲートが接続され、当該ゲートにバイアス電圧が入力される第５トランジスタと、を備えたことを特徴とする全差動型増幅器。
【請求項４】
請求項１に記載の全差動型増幅器において、
前記コモンモードフィードバック回路は、ゲートが互いに接続されカレントミラーにより同じ電流が流れる第６トランジスタおよび第７トランジスタと、前記第６トランジスタと直列に接続された第８トランジスタとを備え、
前記第６トランジスタのドレインに、前記全差動型演算増幅器からの前記加算電流が供給され、
前記第７トランジスタのドレインに、前記全差動型演算増幅器の第１出力端子および第２出力端子から出力される各出力電圧の振幅の中点を決めるためのコモンモード電圧が与えられ、
前記第６トランジスタと第８トランジスタとの接続点から、前記コモンモードフィードバック電圧が出力される
ことを特徴とする全差動型増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アナログ回路の一つである全差動型増幅器に関し、さらに詳しくは、コモンモードフィードバック回路を備えた全差動型増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
アナログ回路の分野で、一般的な演算増幅器（operational amplifier；以下「ＯＰアンプ」と記す）には、単一の入力信号に対して単一の出力信号を出力するシングルエンド型と、正負の入力信号Ｖｉ＋，Ｖｉ−に対して正負の出力信号Ｖｏ＋，Ｖｏ−を出力する全差動型がある。シングルエンド型ＯＰアンプでは、２つの入力端子の一方はグランドラインであり、他方が信号ラインである。したがって、信号ラインとグランドライン間の電圧が入力電圧となる。全差動型ＯＰアンプでは、２つの入力端子の一方はグランドラインを構成せず、各入力端子にそれぞれ入力される入力信号Ｖｉ＋，Ｖｉ−の差電圧が入力電圧となる。また、全差動型ＯＰアンプには、出力信号Ｖｏ＋，Ｖｏ−の振幅の中点を決めるための電圧（コモンモード電圧）が与えられる。全差動型ＯＰアンプは、入力信号の差をとることでノイズ分が相殺されるので、ノイズの影響を受けにくいという長所がある。ただし、全差動型ＯＰアンプでは、出力信号Ｖｏ＋，Ｖｏ−の中点の電位を安定させるために、コモンモードフィードバック回路（以下「ＣＭＦＢ回路」と記す）が必要不可欠である（例えば、非特許文献１参照）。ＣＭＦＢ回路は、全差動型ＯＰアンプの各出力電圧の平均値、即ち中点が予め設定されたコモンモード電圧になるように全差動型ＯＰアンプに対してフィードバック制御を行う。ＣＭＦＢ回路の例としては、例えば、非特許文献２に示されたものがある。
【０００３】
特許文献１に記載のＣＭＦＢ回路は、完全差分増幅器の出力電圧を電流に変換する回路と、合算した電流を生成するよう電流を合算する加算回路とを有する。この合算電流は、比較回路により基準電流と比較される。フィードバック回路は、この比較結果に基づいて完全差分増幅器を制御するフィードバック電圧を生成する。この特許文献１におけるＣＭＦＢ回路の利点は、高インピーダンスノードを含まない点であり、その結果、高インピーダンスノードを含むことに基づく帯域制限の不利益を回避している。
【０００４】
また、特許文献２に記載の差動入力・差動出力型ＯＰアンプは、ＯＰアンプ回路本体と、該ＯＰアンプ回路本体とほぼ同一の構成を持つ本体疑似回路と、該本体疑似回路から出力される電圧を基準電圧と比較し、その差電圧をＯＰアンプ回路本体にフィードバックする誤差アンプ回路と、この誤差アンプ回路に中点の基準電圧を与える他、各回路にバイアス電圧を与えるバイアス回路より構成される。これにより、中点電位の安定化と、コモンモード電圧に対する高速応答性の両方の特性を満足させるようにしている。
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−１０１３６５号公報
【特許文献２】特開平５−１６７３６３号公報
【非特許文献１】「ＣＭＯＳアナログ回路入門」谷口研二著、ＣＱ出版株式会社、２００５年（P216‐217）
【非特許文献２】「Design of Analog CMOS Integrated Circuit」BehzadRazavi，McGraw-Hill，2000（P 324，Figure9.45）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来のＣＭＦＢ回路では、十分な高速応答特性が得られていないという問題がある。すなわち、全差動型ＯＰアンプの入力信号Ｖｉ＋またはＶｉ−が変動して非平衡状態となった場合、その後、徐々にしか平衡状態に移行しないので、非平衡状態から平衡状態に至るまでの時間が長くなる。
【０００７】
本発明は、上述した問題点に鑑み、フィードバックの応答性が高い全差動型増幅器を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る全差動型増幅器は、第１入力端子、第２入力端子、第１出力端子、第２出力端子およびフィードバック端子を備えた全差動型演算増幅器と、第１出力端子および第２出力端子から出力される各電圧を電流に変換し、変換された各電流を加算し、加算された電流に基づいてコモンモードフィードバック電圧を出力するコモンモードフィードバック回路と、コモンモードフィードバック電圧を増幅し、増幅された電圧を電流に変換し、変換された電流をフィードバック端子に出力する増幅回路とを備える。
【０００９】
このようにすることで、全差動型演算増幅器の第１出力端子または第２出力端子の各電圧が変動して非平衡状態に遷移した場合、増幅回路がコモンモードフィードバック電圧を増幅し、増幅された電圧を電流に変換し、変換された電流をフィードバック端子に出力するので、フィードバック量が大きくなって、回路が速やかに平衡状態に移行する。すなわち、非平衡状態から平衡状態に至るまでの時間が短縮されるため、フィードバックの応答性が高い全差動型増幅器を実現することができる。
【００１０】
また、本発明では、前記の全差動型増幅器において、増幅回路は、電源にドレインが接続され、ゲートとソースが接続された第１トランジスタと、第１トランジスタのソースにドレインが接続され、ソースがグランドに接続され、コモンモードフィードバック回路からのコモンモードフィードバック電圧がゲートに入力される第２トランジスタと、第１トランジスタのゲートにゲートが接続され、ドレインが電源に接続され、ソースがフィードバック端子に接続された第３トランジスタとを備えてもよい。
【００１１】
このようにすることで、３つのトランジスタを用いて、前記の全差動型増幅器に適した増幅回路を簡便に実現することができる。
【００１２】
また、本発明では、前記の全差動型増幅器において、増幅回路は、電源にドレインが接続された第１トランジスタと、第１トランジスタのソースにドレインが接続され、第１トランジスタのゲートにソースが接続された第２トランジスタと、第２トランジスタのソースにドレインが接続され、ソースがグランドに接続され、コモンモードフィードバック回路からのコモンモードフィードバック電圧がゲートに入力される第３トランジスタと、電源にドレインが接続され、第１トランジスタのゲートにゲートが接続された第４トランジスタと、第４トランジスタのソースにドレインが接続され、ソースがフィードバック端子に接続され、第２トランジスタのゲートにゲートが接続され、当該ゲートにバイアス電圧が入力される第５トランジスタとを備えてもよい。
【００１３】
このようにすることで、第４トランジスタの相互コンダクタンスを大きくし、第４トランジスタをより理想に近い電流源として構成することができる。
【００１４】
また、本発明では、コモンモードフィードバック回路は、ゲートが互いに接続されカレントミラーにより同じ電流が流れる第６トランジスタおよび第７トランジスタと、前記第６トランジスタと直列に接続された第８トランジスタとを備えてもよい。この場合、第６トランジスタのドレインに、全差動型演算増幅器からの加算電流が供給される。また、第７トランジスタのドレインに、全差動型演算増幅器の第１出力端子および第２出力端子から出力される各出力電圧の振幅の中点を決めるためのコモンモード電圧が与えられる。そして、第６トランジスタと第８トランジスタとの接続点から、コモンモードフィードバック電圧が出力される。
【００１５】
このようにすることで、全差動型演算増幅器の第１出力端子または第２出力端子の各電圧が変動して非平衡状態に遷移した場合、全差動型演算増幅器からの加算電流が変位電流としてコモンモードフィードバック回路に帰還され、これに基づいてコモンモードフィードバック電圧が変化し、この変化に応じた電流が増幅回路から全差動型演算増幅器へフィードバック信号として与えられるため、フィードバック量を大きくして回路を速やかに平衡状態に移行させることができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、全差動型演算増幅器の第１出力端子または第２出力端子の各電圧が変動し、非平衡状態に遷移した場合、増幅回路がコモンモードフィードバック電圧を増幅し、増幅された電圧を電流に変換し、変換された電流をフィードバック端子に出力するので、フィードバック量が大きくなって、回路が速やかに平衡状態に移行する。すなわち、非平衡状態から平衡状態に至るまでの時間が短縮されるため、フィードバックの応答性が高い全差動型増幅器を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。
【００１８】
図１は、本発明の第１の実施形態に係る全差動型増幅器１のブロック図である。全差動型増幅器１は、全差動型ＯＰアンプ３０と、全差動型ＯＰアンプ３０の出力電圧Ｖｏ＋およびＶｏ−を入力して、全差動型ＯＰアンプ３０にフィードバックするためのコモンモードフィードバック電圧を出力するＣＭＦＢ回路１０１と、コモンモードフィードバック電圧を増幅し、増幅された電圧を電流に変換し、増幅した電流を全差動型ＯＰアンプ３０に出力する増幅回路１０２とから構成される。ΔＶ２２はコモンモードフィードバック電圧の変動分、ΔＩ２２はこの変動分に対応した変位電流を表している。詳細は後述するが、ＣＭＦＢ回路１０１は全差動型ＯＰアンプ３０と接続され、これらは相互に作用を及ぼして機能する。
【００１９】
図２は、第１の実施形態に係る全差動型増幅器１の回路図である。まず、全差動型ＯＰアンプ３０の構成を説明する。全差動型ＯＰアンプ３０の入力部は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２と、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ３，Ｑ４と、定電流源Ｉ４とを備える。トランジスタＱ１，Ｑ２の各ドレインは電源ＶＤＤに接続されており、各ゲートは互いに接続されている。ゲートの接続点（ノードｎ３１）には電位Ｖ３１が与えられる。これらのトランジスタＱ１，Ｑ２の各ソース（ノードｎ３５及びノードｎ３６）は、それぞれトランジスタＱ３，Ｑ４のドレインと接続されている。トランジスタＱ３，Ｑ４の各ソースは互いに接続されており、各ゲートには入力電圧Ｖｉ＋およびＶｉ−がそれぞれ与えられる。定電流源Ｉ４は、トランジスタＱ３，Ｑ４の各ソースの接続点（ノードｎ２５）とグランドとの間に接続されている。
【００２０】
次に、全差動型ＯＰアンプ３０の出力部の構成を述べる。出力部は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ５，Ｑ６と、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ７〜Ｑ１０と、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２と、定電流源Ｉ２，Ｉ３とを備える。トランジスタＱ５，Ｑ６の各ドレインは、それぞれノードｎ３５及びノードｎ３６に接続されており、各ゲートは互いに接続されている。ゲートの接続点（ノードｎ３２）には電位Ｖ３２が与えられる。トランジスタＱ５，Ｑ６の各ソース（ノードｎ３７およびノードｎ３８）は、それぞれトランジスタＱ７，Ｑ８のドレインと接続されている。トランジスタＱ７，Ｑ８の各ドレインは、それぞれノードｎ３７及びノードｎ３８に接続されており、各ゲートは互いに接続されている。ゲートの接続点（ノードｎ３３）には電位Ｖ３３が与えられる。トランジスタＱ７，Ｑ８の各ソースは、それぞれトランジスタＱ９，Ｑ１０のドレインと接続されている。トランジスタＱ９，Ｑ１０の各ソースはグランドに接続されており、各ゲートは互いに接続されている。ゲートの接続点（ノードｎ３４）には電位Ｖ３４が与えられる。
【００２１】
トランジスタＱ１１のドレインは電源ＶＤＤに接続されており、ゲートはノードｎ３７に接続されている。定電流源Ｉ２は、トランジスタＱ１１のソースとグランドとの間に接続されている。トランジスタＱ１２のドレインは電源ＶＤＤに接続されており、ゲートはノードｎ３８に接続されている。定電流源Ｉ３は、トランジスタＱ１２のソースとグランドとの間に接続されている。これらの２つのトランジスタＱ１１，Ｑ１２のソースの電位が、それぞれ図１に示した出力電圧Ｖｏ−およびＶｏ＋である。
【００２２】
上述した全差動型ＯＰアンプ３０において、トランジスタＱ３，Ｑ４の各ゲートは、それぞれ本発明における第１入力端子および第２入力端子に相当する。トランジスタＱ１１，Ｑ１２の各ソースは、それぞれ本発明における第１出力端子および第２出力端子に相当する。ノードｎ２５は本発明におけるフィードバック端子に相当する。
【００２３】
次に、ＣＭＦＢ回路１０１の構成を述べる。ＣＭＦＢ回路１０１において、抵抗Ｒ１およびＲ２の一端が、それぞれ、全差動型ＯＰアンプ３０の出力電圧Ｖｏ−およびＶｏ＋の出力端子に接続される。抵抗Ｒ１およびＲ２の他端は互いに接続され、その接続点Ｇはノードｎ１１に接続される。この抵抗Ｒ１，Ｒ２により、出力電圧Ｖｏ−およびＶｏ＋が電流に変換され、変換された各電流が加算されて、変位電流ΔＩ１１としてノードｎ１１に供給される。
【００２４】
また、ＣＭＦＢ回路１０１は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＴ１１，Ｔ１２と、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＴ１３とを備える。トランジスタＴ１１のドレインは電源ＶＤＤに接続されており、ソース（ノードｎ１１）はトランジスタＴ１２のドレインに接続されている。トランジスタＴ１２のソース（ノードｎ１２）は、トランジスタＴ１３のドレインとゲートに接続されている。トランジスタＴ１３のソースはグランドに接続されている。トランジスタＴ１２は、本発明における第６トランジスタに相当し、トランジスタＴ１３は、本発明における第８トランジスタに相当する。ノードｎ１２の電圧が、コモンモードフィードバック電圧としてＣＭＦＢ回路１０１から出力される。
【００２５】
また、ＣＭＦＢ回路１０１は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＴ１４，Ｔ１５と、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＴ１６を備える。トランジスタＴ１４のドレインは電源ＶＤＤに接続されており、ソース（ノードｎ１３）はトランジスタＴ１５のドレインに接続されている。トランジスタＴ１５のソース（ノードｎ１４）とゲートは、トランジスタＴ１６のドレインに接続されている。トランジスタＴ１６のソースはグランドに接続されている。トランジスタＴ１５は、本発明における第７トランジスタに相当する。ノードｎ１３には、全差動型ＯＰアンプ３０の出力電圧Ｖｏ−，Ｖｏ＋の振幅の中点を決めるための基準電圧であるコモンモード電圧ＶＣＭが入力される。
【００２６】
また、ＣＭＦＢ回路１０１は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＴ１７と、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＴ１８を備える。トランジスタＴ１７のドレインは電源ＶＤＤに接続されており、ソース（ノードｎ１５）とゲートはトランジスタＴ１８のドレインに接続されている。トランジスタＴ１８のソースはグランドに接続されている。
【００２７】
また、ＣＭＦＢ回路１０１は、定電流源Ｉ１と、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＴ１９を備える。定電流源Ｉ１は、電源ＶＤＤとトランジスタＴ１９のドレイン（ノードｎ１６）との間に接続されている。トランジスタＴ１９のゲートはドレインと接続されており、ソースはグランドに接続されている。
【００２８】
なお、トランジスタＴ１１、Ｔ１４、Ｔ１７のゲートは互いに接続されている。また、トランジスタＴ１２、Ｔ１５のゲートも互いに接続されている。さらに、トランジスタＴ１６、Ｔ１８、Ｔ１９のゲートも互いに接続されている。
【００２９】
次に、増幅回路１０２の構成を述べる。増幅回路１０２は、第１トランジスタＴ２０と、第２トランジスタＴ２１と、第３トランジスタＴ２２とを備える。第１トランジスタＴ２０のドレインは電源ＶＤＤに接続されており、ソース（ノードｎ２０）は第２トランジスタＴ２１のドレインに接続されている。第１トランジスタＴ２０のゲートとソースは、互いに接続されている。第２トランジスタＴ２１のゲートには、ＣＭＦＢ回路１０１からコモンモードフィードバック電圧（ノードｎ１２の電圧）が入力される。第２トランジスタＴ２１のソースは、グランドに接続されている。第３トランジスタＴ２２のドレインは電源ＶＤＤに接続されており、ゲートは第１トランジスタＴ２０のゲートに接続されている。第３トランジスタＴ２２のソースは、全差動型ＯＰアンプ３０のフィードバック端子であるノードｎ２５に接続されている。この増幅回路１０２は、ＣＭＦＢ回路１０１からのコモンモードフィードバック電圧を増幅し、増幅された電圧を電流に変換する。そして、変換された電流を、全差動型ＯＰアンプ３０のノードｎ２５に出力する。
【００３０】
ここで、全差動型ＯＰアンプ３０の主要な入出力信号について説明する。トランジスタＱ３，Ｑ４の各ゲートに与えられるＶｉ＋およびＶｉ−は全差動型ＯＰアンプ３０の入力信号（入力電圧）であり、トランジスタＱ１２，Ｑ１１のソースから取り出されるＶｏ＋およびＶｏ−は出力信号（出力電圧）である。Ｖ３１〜Ｖ３４は、ノードｎ３１〜ｎ３４に与えられる電位であって、全差動型ＯＰアンプ３０を正常に動作させるためのバイアス電圧である。Ｉ２〜Ｉ４は、全差動型ＯＰアンプ３０を正常に動作させるための定電流源である。
【００３１】
以下に述べる本発明に係る全差動型増幅器１の動作説明の順序は、次の通りである。まず、回路の平衡状態、すなわち、
｛（Ｖｏ＋）＋（Ｖｏ−）｝／２ ＝ ＶＣＭ 
にあるときの回路状態について説明し、続いて非平衡状態、すなわち、
｛（Ｖｏ＋）＋（Ｖｏ−）｝／２≠ＶＣＭ
にあるときの回路状態について説明する。
【００３２】
そして、非平衡状態はアナログ信号帰還により平衡状態、すなわち、
｛（Ｖｏ＋）＋（Ｖｏ−）｝／２ ＝ ＶＣＭ
に移行することを説明する。つまり、非平衡状態は過渡状態であり、非平衡状態になっても短時間で平衡状態に移行し、結果的に常に、
｛（Ｖｏ＋）＋（Ｖｏ−）｝／２ ＝ ＶＣＭ
となり、所望のＣＭＦＢ機能が得られることを説明する。
【００３３】
なお、Ｎ型およびＰ型ＭＯＳトランジスタの閾値は、それぞれＶＴＮおよびＶＴＰとして表記する。また、コモンモード電圧ＶＣＭは図示しない回路で発生させる電位であって、全差動型ＯＰアンプ３０の出力振幅の中点となる電位であり、ＣＭＦＢ回路１０１におけるノードｎ１３に供給される。以下では、ノードｎｉの電位をＶｉと表記する。
【００３４】
まず、平衡状態について説明する。ＣＭＦＢ回路１０１においては、
ＶＣＭ ＝ Ｖ１１＝｛（Ｖｏ＋）＋（Ｖｏ−）｝／２
となるように回路定数が決められている。Ｖ１１はノードｎ１１の電位（接続点Ｇの電位）である。すなわち、平衡状態になると、全差動型ＯＰアンプ３０のＶｏ＋およびＶｏ−からそれぞれ抵抗Ｒ２、Ｒ１を通って、ＣＭＦＢ回路１０１のノードｎ１１に流れ込む電流の合計は０となる。すなわち、このときの変位電流はΔＩ１１＝０である。
【００３５】
そのために、トランジスタＴ１１、Ｔ１４、Ｔ１７のＷ／Ｌ（Ｗ：ゲートのチャンネル幅、Ｌ：ゲートのチャンネル長）を同じにして、それらの電流駆動能力を一致させている。また、トランジスタＴ１３、Ｔ１６、Ｔ１８、Ｔ１９、Ｔ２１のＷ／Ｌを同じにして、それらの電流駆動能力を一致させている。また、トランジスタＴ２０とＴ２２のＷ／Ｌも同じにして、それらの電流駆動能力を一致させている。
【００３６】
このようにする理由は、カレントミラーと呼ばれる周知の技術を使って、トランジスタＴ１９に流れ込む電流量と同じ電流量をトランジスタＴ１６およびＴ１８に流し、また、同じくトランジスタＴ１７の電流量と同じ電流量をトランジスタＴ１１およびＴ１４に流すためである。ところで、トランジスタＴ１７とＴ１８には同じ電流量が流れるので、結局、トランジスタＴ１１、Ｔ１４、Ｔ１６、Ｔ１７、Ｔ１８、Ｔ１９に流れる電流量は同じになる。また、トランジスタＴ１４およびＴ１６に流れる電流量は同じなので、トランジスタＴ１５にも同じ量の電流が流れる。
【００３７】
Ｖ１１（ノードｎ１１の電位）およびＶ１３（ノードｎ１３の電位＝ＶＣＭ）が同じ電位の場合は、トランジスタＴ１５を流れる電流量と同じ電流量がカレントミラーによってトランジスタＴ１２に流れる。これにより、トランジスタＴ１１およびＴ１２の電流値は同じになるので、Ｔ１３にも同じ電流量が流れる。
【００３８】
Ｖ１１とＶ１３（＝ＶＣＭ）は、全差動型ＯＰアンプ３０を経てＣＭＦＢ回路１０１に帰還されるアナログ信号（変位電流ΔＩ１１）によって、同じ電位になるように構成されている。これについて順を追って説明する。
【００３９】
トランジスタＴ１３に流れる電流量と同じ電流量が、カレントミラーによってトランジスタＴ２１に流れる。トランジスタＴ２０にはトランジスタＴ２１と同じ電流量が流れ、同じくカレントミラーによってトランジスタＴ２２にも同じ電流量が流れる。
【００４０】
よって、トランジスタＴ１１、Ｔ１２、Ｔ１３、Ｔ１４、Ｔ１５、Ｔ１６、Ｔ１７、Ｔ１８、Ｔ１９、Ｔ２０、Ｔ２１、Ｔ２２に流れる電流量は全て同じになる。
【００４１】
つまり、平衡状態ではＣＭＦＢ回路１０１は、トランジスタＴ２２を介して一定電流Ｉ２２を全差動型ＯＰアンプ３０のノードｎ２５に流し込んでいる。全差動型ＯＰアンプ３０におけるＶ２５（ノードｎ２５の電位）は、定電流源Ｉ４の電流を増やすと上昇し、減らすと下降するので、この平衡状態で全差動型ＯＰアンプ３０の出力電圧Ｖｏ＋およびＶｏ−の中点がコモンモード電圧ＶＣＭになるように定電流源Ｉ４の電流値を決めてある。すなわち、
ＶＣＭ＝ ｛（Ｖｏ＋）＋（Ｖｏ−）｝／２      ・・・（１）
である。
【００４２】
また、ＣＭＦＢ回路１０１におけるトランジスタＴ１１およびＴ１２に流れる電流量は一致しているので、抵抗Ｒ１およびＲ２の接続点Ｇからｎ１１に流れ込む変位電流ΔＩ１１は０である。従って、
｛（Ｖｏ＋）＋（Ｖｏ−）｝／２ ＝ Ｖ１１    ・・・（２）
である。上記の式（１），（２）から、
ＶＣＭ＝ Ｖ１１
すなわち、
Ｖ１３＝ Ｖ１１
となることがわかる。
【００４３】
なお、カレントミラー手法についてはよく知られているので説明を省略するが、この手法を使用するためには、トランジスタＴ１１、Ｔ１２、Ｔ１３、Ｔ１４、Ｔ１５、Ｔ１６、Ｔ１７、Ｔ１８、Ｔ１９はいずれも飽和領域動作をさせなければならない。従って、各トランジスタが飽和領域動作になるように回路定数が決められている。例えば、トランジスタＴ１８を飽和領域動作させるためには、
Ｖ１６−ＶＴＮ＜Ｖ１５
が常に成立するように、トランジスタＴ１７およびＴ１８のＷ／Ｌの値が選択される。ここで、Ｖ１５およびＶ１６はそれぞれノードｎ１５およびｎ１６の電位である。
【００４４】
以上では、説明を簡単にするため、トランジスタＴ１１、Ｔ１４、Ｔ１７のＷ／Ｌは同じとし、また、トランジスタＴ１３、Ｔ１６、Ｔ１８、Ｔ１９、Ｔ２１のＷ／Ｌは同じとした。しかるに、Ｗ／Ｌの値を変えると、カレントミラーの概念はそのままで、流す電流量の比を変えることができるので、必要に応じてＷ／Ｌを変えてよいことは言うまでもない。
【００４５】
次に、全差動型ＯＰアンプ３０の入力電圧Ｖｉ＋またはＶｉ−が変化して、過渡的に非平衡状態になり、
ＶＣＭ≠｛（Ｖｏ＋）＋（Ｖｏ−）＋ΔＶｏ｝／２
になった場合を考える。ΔＶｏは出力電圧の変動分である。この出力電圧の変動に基づき、ΔＶｏに応じた変位電流ΔＩ１１が、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点ＧからトランジスタＴ１２へ流れる。
【００４６】
トランジスタＴ１２に変位電流ΔＩ１１が流れると、ノードｎ１１の電位Ｖ１１がΔＶ１１だけ上昇し、トランジスタＴ１２のゲート・ソース間電圧が上昇する。すなわち、
ΔＩ１１＝βＴ１２｛（Ｖ１１＋ΔＶ１１−Ｖ１４−｜ＶＴＰ｜）２−（Ｖ１１−Ｖ１４−｜ＶＴＰ｜）２｝
≒２βＴ１２（Ｖ１１−Ｖ１４−｜ＶＴＰ｜）ΔＶ１１
が流れる。ここで、βＴ１２はトランジスタＴ１２のゲートの容量やサイズ等によって決まる定数である。
【００４７】
この変位電流ΔＩ１１に基づくトランジスタＴ１２の増加電流はトランジスタＴ１３にも流れるため、ノードｎ１２の電位が上昇する。それによって、ＣＭＦＢ回路１０１から出力されるコモンモードフィードバック電圧がΔＶ２２増加する。また、トランジスタＴ１３の増加電流は、カレントミラーによりトランジスタＴ２１の電流量を増加させるので、トランジスタＴ２０の電流量が増加する。トランジスタＴ２０の電流が増加すると、カレントミラーによりトランジスタＴ２２の電流量も増加する。このトランジスタＴ２２の電流増加量が変位電流ΔＩ２２となる。その結果、全差動型ＯＰアンプ３０におけるノードｎ２５の電位が、Ｖ２５＋ΔＶ２５に上昇する。この電位上昇により、ノードｎ３５、ｎ３６、ｎ３７、ｎ３８の電位が上昇する。その結果、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のカソードの電位が低下するので、ΔＶｏは減少してゆく。そして、ΔＶｏ＝０になり、
Ｖ１１ ＝ ｛（Ｖｏ＋）＋（Ｖｏ−）｝／２
になると、平衡状態に戻りフィードバックは停止する。
【００４８】
以上は＋ΔＶｏのフィードバックがかかる場合の説明であるが、次に−ΔＶｏのフィードバックがかかる場合を説明する。この場合、すなわち
ＶＣＭ≠｛（Ｖｏ＋）＋（Ｖｏ−）− ΔＶｏ｝／２
の場合でも、基本的には同じネガティブフィードバックがかかる。ただし、変位電流ΔＩ１１の流れる方向は図２に示した方向とは逆であり、変位電流ΔＩ１１はノードｎ１１から抵抗Ｒ１およびＲ２の接続点Ｇに流れ込む。したがって、トランジスタＴ１２を流れる電流量が減少する。このため、ノードｎ１１の電位は−ΔＶ１１だけ下降し、トランジスタＴ１２のゲート・ソース間電圧が下がり、
−ΔＩ１１＝βＴ１２｛（Ｖ１１−ΔＶ１１−Ｖ１４−｜ＶＴＰ｜）２−（Ｖ１１−Ｖ１４−｜ＶＴＰ｜）２
≒−２βＴ１２（Ｖ１１−Ｖ１４−｜ＶＴＰ｜）ΔＶ１１
となる。また、ノードｎ１２の電位が低下して、ＣＭＦＢ回路１０１から出力されるコモンモードフィードバック電圧がΔＶ２２減少する。そして、トランジスタＴ１２の電流量の減少は、カレントミラーによってトランジスタＴ２２の電流を減少させる。このトランジスタＴ２２の電流減少量が変位電流ΔＩ２２となる。その結果、全差動型ＯＰアンプ３０におけるノードｎ２５の電位はＶ２５−ΔＶ２５に下がる。このため、ノードｎ３５、ｎ３６、ｎ３７、ｎ３８の電位が下がって、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のカソードの電位が上昇し、その結果−ΔＶｏは減少してゆく。そして、−ΔＶｏ＝０になり、
Ｖ１１ ＝ ｛（Ｖｏ＋）＋（Ｖｏ−）｝／２
になると、平衡状態に戻りフィードバックは停止する。
【００４９】
以上のように、ＣＭＦＢ回路１０１から出力されるコモンモードフィードバック電圧は、変位電流ΔＩ１１に応じて変化し、その変化分ΔＶ２２は、増幅回路１０２で変位電流ΔＩ２２となって現れる。そして、増幅回路１０２の出力電流は、全差動型ＯＰアンプ３０のノードｎ２５にフィードバック信号として与えられるから、入出力アナログ量の比であるΔＩ２２／ΔＩ１１を大きくすればフィードバック量が多くなり、フィードバックを強くかけることができる。
【００５０】
トランジスタＴ１３、Ｔ２０、Ｔ２１、Ｔ２２のＷ／Ｌを、それぞれＷＬ１３、ＷＬ２０、ＷＬ２１、ＷＬ２２とすれば、入出力アナログ量の比は、
ΔＩ２２／ΔＩ１１ ＝ （ＷＬ２２×ＷＬ２１）／（ＷＬ１３×ＷＬ２０）
で与えられるので、この式に基づいて各Ｗ／Ｌを変化させることにより、自在にフィードバック量を増減できる。
【００５１】
図３は、第１の実施形態に係る全差動型増幅器２の機能レベルの回路図である。図２において説明を行った全差動型増幅器１とは、ＣＭＦＢ回路１０３の構成のみが異なる。ＣＭＦＢ回路１０３においては、電源ＶＤＤに定電流源Ｉ２３の一端が接続される。Ｐ型ＭＯＳトランジスタＴ１２のドレインに、定電流源Ｉ２３の他端が接続される。そのＰ型ＭＯＳトランジスタＴ１２のソースに、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＴ１３のドレインとゲートが接続され、トランジスタＴ１３のソースがグランドに接続される。
【００５２】
また、ＣＭＦＢ回路１０３においては、電源ＶＤＤに定電流源Ｉ２１の一端が接続される。Ｐ型ＭＯＳトランジスタＴ１５のドレインに、定電流源Ｉ２１の他端が接続され、その接続点にコモンモード電圧ＶＣＭが入力される。そのＰ型ＭＯＳトランジスタＴ１５のゲートおよびソースに、定電流源Ｉ２２の一端が接続され、定電流源Ｉ２２の他端がグランドに接続される。２つのＰ型ＭＯＳトランジスタＴ１２，Ｔ１５のゲートは互いに接続されている。また、抵抗Ｒ１およびＲ２の接続点が、定電流源Ｉ２３とＰ型ＭＯＳトランジスタＴ１２のドレインの接続点に接続されている。
【００５３】
図２のＣＭＦＢ回路１０１は、全てをトランジスタで構成した具体的な回路であった。一方、図３のＣＭＦＢ回路１０３における定電流源Ｉ２３は、図２のＣＭＦＢ回路１０１におけるトランジスタＴ１１を置き換えたものである。定電流源Ｉ２１は、図２のＣＭＦＢ回路１０１におけるトランジスタＴ１４、Ｔ１７を置き換えたものである。定電流源Ｉ２２は、図２のＣＭＦＢ回路１０１におけるトランジスタＴ１６、Ｔ１８、Ｔ１９および定電流源Ｉ１を置き換えたものである。なお、図３において、定電流源Ｉ２１、Ｉ２２、Ｉ２３で置き換えた部分は、同一の電流量を流す定電流源として機能するのであればどのように回路を構成しても良い。
【００５４】
図４は、第２の実施形態に係る全差動型増幅器３の回路図である。第１の実施形態に係る全差動型増幅器１の回路図と比較して、増幅回路１０４の構成のみが異なる。
【００５５】
増幅回路１０４は、第１トランジスタＴ２０と、第２トランジスタＴ２４と、第３トランジスタＴ２１と、第４トランジスタＴ２２と、第５トランジスタＴ２３とを備える。第１、第２、第４、第５トランジスタＴ２０，Ｔ２４，Ｔ２２，Ｔ２３はＰ型ＭＯＳトランジスタであり、第３トランジスタＴ２１はＮ型ＭＯＳトランジスタである。第１トランジスタＴ２０のドレインは電源ＶＤＤに接続されており、ソースは第２トランジスタＴ２４のドレインに接続されている。第１トランジスタＴ２０のゲートと第２トランジスタＴ２４のソースは、第３トランジスタＴ２１のドレインに接続されている。第３トランジスタＴ２１のゲートには、図２の場合と同じコモンモードフィードバック電圧がＣＭＦＢ回路１０１から入力される。第３トランジスタＴ２１のソースは、グランドに接続されている。第４トランジスタＴ２２のドレインは電源ＶＤＤに接続されており、ソースは第５トランジスタＴ２３のドレインに接続されている。第４トランジスタＴ２２のゲートは、第１トランジスタＴ２０のゲートに接続されている。第５トランジスタＴ２３のゲートは、第２トランジスタＴ２４のゲートに接続されている。第５トランジスタＴ２３のソースは、全差動型ＯＰアンプ３０のフィードバック端子であるノードｎ２５に接続されている。第２トランジスタＴ２４および第５トランジスタＴ２３の各ゲートには、バイアス電圧Ｖａが与えられる。
【００５６】
この第２の実施形態に係る全差動型増幅器３の動作原理は、第１の実施形態に係る全差動型増幅器１と同じであるが、トランジスタＴ２３およびＴ２４を追加することにより、トランジスタＴ２２の相互コンダクタンスを大きくし、トランジスタＴ２２をより理想に近い電流源として構成している。
【００５７】
図５は、ノードｎ１１の電圧（Ｖ１１）の時間変化の例を示す波形図である。ＶＣＭはコモンモード電圧である。従来の回路を使用した場合の電圧波形（点線で示されている）においては、全差動型ＯＰアンプ３０の入力電圧Ｖｉ＋またはＶｉ−が変動した場合、非平衡状態から徐々に平衡状態（Ｖ１１＝ＶＣＭ）に移行する。一方、本発明に係る全差動型増幅器を使用した場合の電圧波形（実線で示されている）においては、全差動型ＯＰアンプ３０の入力電圧Ｖｉ＋またはＶｉ−が変動した場合、非平衡状態から速やかに平衡状態（Ｖ１１＝ＶＣＭ）に移行する。すなわち、非平衡状態から平衡状態に至るまでの時間が短縮され、フィードバックの応答性が高いことがわかる。
【００５８】
本発明では、以上述べた以外にも種々の実施形態を採用することができ、全差動型ＯＰアンプ、増幅回路およびＣＭＦＢ回路に関しては、上記実施形態以外の回路構成であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】第１の実施形態に係る全差動型増幅器のブロック図である。
【図２】第１の実施形態に係る全差動型増幅器の回路図である。
【図３】第１の実施形態に係る全差動型増幅器の機能レベルの回路図である。
【図４】第２の実施形態に係る全差動型増幅器の回路図である。
【図５】ノードｎ１１の電圧の時間変化の例を示す波形図である。
【符号の説明】
【００６０】
１、２、３  全差動型増幅器
３０  全差動型ＯＰアンプ
１０１、１０３  ＣＭＦＢ回路
１０２、１０４  増幅回路
Ｉ１、Ｉ２、…Ｉ２３  定電流源
ｎ１１、ｎ１２、…ｎ３８  ノード
Ｒ１、Ｒ２  抵抗
Ｔ１１、Ｔ１２、…Ｔ２４  トランジスタ
Ｑ１、Ｑ２、…Ｑ１２  トランジスタ
【図１】
2009253713.tif 000003
【図２】
2009253713.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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