(57)【要約】【課題】回路規模が増大するのを抑えた受信装置を得ること。【解決手段】本発明は、差動符号化された受信信号を遅延検波する受信装置であって、受信信号の伝送帯域外の干渉成分を抑圧するチャネル選択フィルタ部（１）と、干渉成分が抑圧された後の受信信号のＩ成分およびＱ成分を対象として、符号判定、符号変換、ビットシフトおよび加減算を利用した信号変換処理を実行し、受信信号と当該受信信号の１時刻前の受信信号との間の位相差を偏角とする複素信号を生成する位相差検出部（２）と、生成された複素信号に基づいて復号データを生成する復調部（３）と、を備えている。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
差動符号化された受信信号を遅延検波する受信装置であって、
受信信号の伝送帯域外の干渉成分を抑圧する干渉成分抑圧手段と、
前記干渉成分抑圧手段により干渉成分が抑圧された後の受信信号のＩ成分およびＱ成分を対象として、符号判定、符号変換、ビットシフトおよび加減算を利用した信号変換処理を実行し、当該受信信号と当該受信信号の１時刻前の受信信号との間の位相差を偏角とする複素信号を生成する位相差検出手段と、
前記位相差検出手段により生成された複素信号に基づいて復号データを生成する復調手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記位相差検出手段は、前記信号変換処理として、
前記受信信号のＩ成分が０以上の場合、前記受信信号のＩ成分およびＱ成分をそれぞれ、第１および第２の初期値に設定し、一方、前記受信信号のＩ成分が０未満の場合には、前記受信信号のＩ成分およびＱ成分の符号を変換して得られた各値をそれぞれ、第１および第２の初期値に設定する初期値設定処理と、
前記第２の初期値が０以上の場合、前記第１の初期値に前記第２の初期値を加算して第１の変換値を生成し、また、前記第２の初期値から前記第１の初期値を減算して第２の変換値を生成し、一方、前記第２の初期値が０未満の場合には、前記第１の初期値から前記第２の初期値を減算して第１の変換値を生成し、また、前記第２の初期値に前記第１の初期値を加算して第２の変換値を生成する変換値生成処理と、
前記第２の変換値が０以上の場合、前記第２の変換値をビットシフトして得られた値を前記第１の変換値に加算することにより当該第１の変換値を更新し、また、前記第１の変換値をビットシフトして得られた値を前記第２の変換値から減算することにより当該第２の変換値を更新し、一方、前記第２の変換値が０未満の場合には、前記第２の変換値をビットシフトして得られた値を前記第１の変換値から減算することにより当該第１の変換値を更新し、また、前記第１の変換値をビットシフトして得られた値を前記第２の変換値に加算することにより当該第２の変換値を更新する変換値更新処理と、
を実行し、
以降、前記更新後の第１および第２の変換値に対して、前記変換値更新処理を規定回数繰り返し実行し、得られた再更新後の第１および第２の変換値をそれぞれ、前記複素信号のＩ成分およびＱ成分とすることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
さらに、
ビットシフトを利用し、前記干渉成分抑圧手段により干渉成分が抑圧された後の受信信号のＩ成分の絶対値およびＱ成分の絶対値のうち、より大きい方の絶対値を２進数表記するために必要なビット数と、予め規定されたビット数と、に基づいて決定したゲインを用いて当該受信信号を増幅させる増幅手段、
を備え、
前記位相差検出手段は、前記増幅手段により増幅された後の受信信号に対して前記信号変換処理を実行することを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
【請求項４】
さらに、
ビットシフトを利用し、前記位相差検出手段により生成された複素信号の振幅を前記ゲインに基づいて調整する振幅調整手段、
を備え、
前記復調手段は、前記振幅調整手段により振幅が調整された後の複素信号に基づいて復号データを生成することを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
【請求項５】
前記受信信号がＤＡＰＳＫ変調された信号である場合、
前記位相差検出手段は、前記複素信号に加えて、さらに、当該複素信号の振幅の情報を生成し、
前記復調手段は、前記復号データである第１の復号データに加えて、さらに、前記振幅情報に基づいて第２の復号データを生成することを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル位相変調された受信信号を遅延検波する受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
送信側で信号系列の位相差に情報をマッピングする差動符号化が行われている信号を受信し復調するための遅延検波は、信号系列間の位相差を求める方式である（下記非特許文献１参照）。遅延検波の具体的な処理に関して以下に説明する。
【０００３】
差動符号化が行われている複素信号をＳ(ｎ)とし、このとき複素共役を上付きの＊で表すと、遅延検波によって得られる信号Ｄ(ｎ)は、次式（１）により算出される。なお、ｎは時刻のインデックスとする。
Ｄ(ｎ)＝Ｓ(ｎ)×Ｓ(ｎ−１)*                                  …（１）
【０００４】
ここで、Ｓ(ｎ)の偏角をθ(ｎ)とすると、Ｓ(ｎ−１)*の偏角は−θ(ｎ−１)となり、複素数の積の性質より、Ｄ(ｎ)の偏角は、θ(ｎ)−θ(ｎ−１)で与えられる。したがって、遅延検波で得られるＤ(ｎ)の偏角によって、信号Ｓ(ｎ)とＳ(ｎ−１)の位相差を与えることが可能である。
【０００５】
また、Ｓ(ｎ)のＩｃｈの成分をｘ(ｎ)、Ｑｃｈの成分をｙ(ｎ)で与え、Ｄ(ｎ)のＩｃｈの成分をｗ(ｎ)、Ｑｃｈの成分をｚ(ｎ)で与えるとすると、上式（１）は次式（２）のように表される。
ｗ(ｎ)＝ｘ(ｎ)×ｘ(ｎ−１)＋ｙ(ｎ)×ｙ(ｎ−１)
ｚ(ｎ)＝ｙ(ｎ)×ｘ(ｎ−１)−ｘ(ｎ)×ｙ(ｎ−１)                …（２）
【０００６】
【非特許文献１】三瓶  政一著  「ディジタルワイヤレス伝送技術―基礎からシステム設計まで」ピアソン・エデュケーション  ２００２年
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上式（２）に示したように、従来の遅延検波によるシンボル間の位相差の検出では、乗算を４回行うため、回路規模が大きくなる、という問題があった。
【０００８】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、回路規模が増大するのを抑えた受信装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、差動符号化された受信信号を遅延検波する受信装置であって、受信信号の伝送帯域外の干渉成分を抑圧する干渉成分抑圧手段と、前記干渉成分抑圧手段により干渉成分が抑圧された後の受信信号のＩ成分およびＱ成分を対象として、符号判定、符号変換、ビットシフトおよび加減算を利用した信号変換処理を実行し、当該受信信号と当該受信信号の１時刻前の受信信号との間の位相差を偏角とする複素信号を生成する位相差検出手段と、前記位相差検出手段により生成された複素信号に基づいて復号データを生成する復調手段と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
この発明によれば、乗算処理を用いることなく、符号判定，ビットシフトによる除算処理，加減算処理を利用した信号変換を繰り返すことにより、各信号間の位相差を偏角にもった信号を生成するようにしたので、回路規模を従来よりも小型化できる、という効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下に、本発明にかかる受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１２】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる受信装置の実施の形態１の構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置は、チャネル選択フィルタ部１、位相差検出部２および復調部３を備える。また、図１において、Ｒは受信信号列、Ｓはチャネル選択フィルタ部１から出力された信号列、Ｄは位相差検出部２から出力された信号列、ｄは復調部３から出力された信号列である復号データ列、を示す。
【００１３】
チャネル選択フィルタ部１は、入力信号である受信信号列Ｒに対して伝送帯域外の干渉成分を抑圧し、干渉成分抑圧後の信号列を信号列Ｓとして位相差検出部２へ出力する。位相差検出部２は、チャネル選択フィルタ部１から出力された信号列Ｓに対して後述する信号変換処理を実行し、得られた信号列を信号列Ｄとして復調部３へ出力する。復調部３は、位相差検出部２から出力された信号列Ｄを復調して復号データ列ｄを生成する。
【００１４】
上記構成をとる受信装置の動作を以下に説明する。本実施の形態では、受信信号列Ｒの各信号はπ／４ＤＱＰＳＫ（Differential  Quadrature  Phase  Shift  Keying）変調が送信側で行われているものとする。なお、送信側での変調方式は、その他の差動符号化を行うＰＳＫ変調方式を用いることも可能である。
【００１５】
本実施の形態の受信装置では、受信信号列Ｒを受信すると、この受信信号列Ｒは、まず、チャネル選択フィルタ部１に入力され、チャネルフィルタ部１は、信号列Ｒの伝送帯域外の干渉成分を抑圧する。干渉成分抑圧を実行して得られた信号列は、信号列Ｓとして位相差検出部２へ渡される。位相差検出部２は、受け取った信号列Ｓの中の任意の連続する２つ（たとえばｎ番目とｎ＋１番目）を処理対象とし、それらのＩｃｈの信号成分（Ｉ成分）およびＱｃｈの信号成分（Ｑ成分）に対する符号判定、符号変換、ビットシフトおよび加減算を行い、これら２つの複素信号の位相差を偏角にもつ複素信号を生成する。なお、複素信号を生成する処理の詳細については後述する。生成した信号は信号列Ｄとして復調部３へ渡される。復調部３は、受け取った信号列Ｄに対して、送信側が実行した変調方式に対応した復調方式で復調を行い、データ系列ｄを生成する。
【００１６】
つづいて、位相差検出部２が入力された信号列Ｓから信号列Ｄを生成する処理（信号変換処理）について、詳細に説明する。ここで、信号列Ｓの中のｎ番目の信号をＳ(ｎ)、そのＩ成分およびＱ成分をそれぞれｘ(ｎ,０)およびｙ(ｎ,０)とし、また、生成される信号列Ｄのｎ番目の信号をＤ(ｎ)、そのＩ成分およびＱ成分をそれぞれｗ(ｎ)およびｚ(ｎ)として説明を行う。なお、ｎは時刻のインデックスであり０≦ｎとする。
【００１７】
位相差検出部２では、連続する２つの受信信号列Ｓ(ｎ)およびＳ(ｎ＋１)のＩ，Ｑ成分、またはこれらに所定の処理を実行して得られた信号のＩ，Ｑ成分であるｘ(ｎ,ｋ)，ｙ(ｎ,ｋ)，ｘ(ｎ＋１,ｋ)，ｙ(ｎ＋１,ｋ)に基づいてｘ(ｎ,ｋ＋１)，ｙ(ｎ,ｋ＋１)，ｘ(ｎ＋１,ｋ＋１)，ｙ(ｎ＋１,ｋ＋１)を求める処理を規定回数（ｌ回とする）繰り返し、得られたｘ(ｎ＋１,ｌ)およびｙ(ｎ＋１,ｌ)を信号Ｄ(ｎ)のＩ，Ｑ成分とする。すなわち、ｗ(ｎ)＝ｘ(ｎ＋１,ｌ)，ｚ(ｎ)＝ｙ(ｎ＋１,ｌ)とする。以下に、この動作の詳細を示す。
【００１８】
位相差検出部２は、まず、Ｓ(ｎ)のＩ成分の値を確認し、確認結果に応じて、以下のいずれかを実行する。
【００１９】
Ｉ成分が０または正である場合、すなわち、ｘ(ｎ,０)≧０の場合、次式（３）によりｘ(ｎ,１)，ｙ(ｎ,１)，ｘ(ｎ＋１,１)，ｙ(ｎ＋１,１)を求める。
【００２０】
ｘ(ｎ,１)＝ｘ(ｎ,０)
ｙ(ｎ,１)＝ｘ(ｎ,０)
ｘ(ｎ＋１,１)＝ｘ(ｎ＋１,０)
ｙ(ｎ＋１,１)＝ｘ(ｎ＋１,０)                                      …（３）
【００２１】
Ｉ成分が負である場合、すなわち、ｘ(ｎ,０)＜０の場合、次式（４）によりｘ(ｎ,１)，ｙ(ｎ,１)，ｘ(ｎ＋１,１)，ｙ(ｎ＋１,１)を求める。
【００２２】
ｘ(ｎ,１)＝−ｘ(ｎ,０)
ｙ(ｎ,１)＝−ｘ(ｎ,０)
ｘ(ｎ＋１,１)＝−ｘ(ｎ＋１,０)
ｙ(ｎ＋１,１)＝−ｘ(ｎ＋１,０)                                      …（４）
【００２３】
上記ｘ(ｎ,１)，ｙ(ｎ,１)，ｘ(ｎ＋１,１)，ｙ(ｎ＋１,１)が得られると、以降、位相差検出部２は、ｙ(ｎ,ｋ)の値に応じて、以下の式（５）または（６）で示した処理を規定回数実行する（ただし、ｋ≧１とする）。
【００２４】
ｙ(ｎ,ｋ)≧０の場合、次式（５）を用い、ｘ(ｎ,ｋ)，ｙ(ｎ,ｋ)，ｘ(ｎ＋１,ｋ)，ｙ(ｎ＋１,ｋ)からｘ(ｎ,ｋ＋１)，ｙ(ｎ,ｋ＋１)，ｘ(ｎ＋１,ｋ＋１)，ｙ(ｎ＋１,ｋ＋１)を求める。
【００２５】
ｘ(ｎ,ｋ＋１)＝ｘ(ｎ,ｋ)＋ｙ(ｎ,ｋ)／２k-1
ｙ(ｎ,ｋ＋１)＝ｙ(ｎ,ｋ)−ｘ(ｎ,ｋ)／２k-1
ｘ(ｎ＋１,ｋ＋１)＝ｘ(ｎ＋１,ｋ)＋ｙ(ｎ＋１,ｋ)／２k-1
ｙ(ｎ＋１,ｋ＋１)＝ｙ(ｎ＋１,ｋ)−ｘ(ｎ＋１,ｋ)／２k-1          …（５）
【００２６】
ｙ(ｎ,ｋ)＜０の場合、次式（６）を用い、ｘ(ｎ,ｋ)，ｙ(ｎ,ｋ)，ｘ(ｎ＋１,ｋ)，ｙ(ｎ＋１,ｋ)からｘ(ｎ,ｋ＋１)，ｙ(ｎ,ｋ＋１)，ｘ(ｎ＋１,ｋ＋１)，ｙ(ｎ＋１,ｋ＋１)を求める。
【００２７】
ｘ(ｎ,ｋ＋１)＝ｘ(ｎ,ｋ)−ｙ(ｎ,ｋ)／２k-1
ｙ(ｎ,ｋ＋１)＝ｙ(ｎ,ｋ)＋ｘ(ｎ,ｋ)／２k-1
ｘ(ｎ＋１,ｋ＋１)＝ｘ(ｎ＋１,ｋ)−ｙ(ｎ＋１,ｋ)／２k-1
ｙ(ｎ＋１,ｋ＋１)＝ｙ(ｎ＋１,ｋ)＋ｘ(ｎ＋１,ｋ)／２k-1          …（６）
【００２８】
なお、上式（５）および（６）に含まれる２k-1で除算する処理は、ビットシフトで行うことが可能である。また、これらの処理を実現する回路は、図２に示した構成となる。図２において、“>>(k-1)”と示した処理では入力を右方向へｋ−１ビットシフトさせて、すなわち１／２k-1倍して出力する。また、“ｙ(ｎ,ｋ)<0？  -1:1”と示した処理では、ｙ(ｎ,ｋ)＜０が成り立つ場合“−１”を出力し、そうでない場合には“１”を出力する。
【００２９】
位相差検出部２は、上式（５）または（６）で示した処理を規定回数繰り返し、ｘ(ｎ,ｌ)，ｙ(ｎ,ｌ)，ｘ(ｎ＋１,ｌ)，ｙ(ｎ＋１,ｌ)が得られると、次式（７）にしたがってｗ(ｎ)およびｚ(ｎ)を求める。
【００３０】
ｗ(ｎ)＝ｘ(ｎ＋１,ｌ)
ｚ(ｎ)＝ｙ(ｎ＋１,ｌ)                                            …（７）
【００３１】
そして、位相差検出部２は、上記ｗ(ｎ)，ｚ(ｎ)をそれぞれＩｃｈ，Ｑｃｈとする信号Ｄ(ｎ)からなる信号列Ｄを出力する。このように、ある受信信号Ｓ(ｎ)に対応するＤ(ｎ)は、当該受信信号の次の受信信号Ｓ(ｎ＋１)を対象として、上述した（３）および（４）の処理を実行後、式（５）および（６）の処理を規定回数繰り返すことにより得られる。
【００３２】
上記ｘ(ｎ,０)，ｙ(ｎ,０)，ｘ(ｎ＋１,０)，ｙ(ｎ＋１,０)を用いて上式（７）に示したｗ(ｎ)およびｚ(ｎ)を求める一連の処理を実行した場合の複素平面上のｘ(ｎ,ｋ)，ｙ(ｎ,ｋ)，ｘ(ｎ＋１,ｋ)，ｙ(ｎ＋１,ｋ)の遷移の様子を図３に示す。図３からも分かるように、上記処理を実行して得られたＤ(ｎ)は、Ｓ(ｎ)及びＳ(ｎ＋１)の位相差を持つ信号となる。
【００３３】
図３に示した動作例では、まず、左上の状態（ｋ＝０である初期状態）では「ｘ（ｎ,０）＜０」であるため、上式（４）の処理を実行し、その右隣の状態（状態＃１とする）に遷移する。次に、状態＃１では、「ｙ(ｎ,１)＜０」であるため、上式（６）の処理を実行し、右隣の状態（状態＃２とする）に遷移する。さらに、状態＃２では、「ｙ(ｎ,２)＜０」であるため、上式（６）の処理を実行する。以下同様に、ｙ(ｎ,ｋ)の状態に応じて上式（５）または（６）に示した処理を繰り返し、ｘ(ｎ,ｌ)，ｙ(ｎ,ｌ)，ｘ(ｎ＋１,ｌ)，ｙ(ｎ＋１,ｌ)を求める。
【００３４】
なお、上記処理の繰り返し回数を多くすると性能が向上する、そのため、たとえばシステムで要求される検波精度に応じて繰り返し回数（ｌ）を決定する。
【００３５】
また、図４に通常の遅延検波（従来方式）を用いた場合の特性と、上述した位相差検出部２を適用した場合の特性（提案方式に相当）を示す。図４より、従来の遅延検波を適用した場合と、本実施の形態で示した方式を適用した場合とで同じ結果が得られる（本実施の形態で示した方式を適用しても特性が劣化しない）ことが分かる。
【００３６】
このように、本実施の形態の受信装置では、処理対象（検波対象）の入力信号（受信信号）の同相成分（Ｉｃｈ成分）の符号判定結果に従い、入力信号およびその次の入力信号、または、入力信号およびその次の入力信号を符号反転させた信号を初期値とし、ビットシフトによる除算処理，加減算処理を利用した信号変換を行い、得られた結果（変換後の信号）に対してさらに、符号判定，ビットシフトによる除算処理，加減算処理を利用した信号変換を繰り返すことにより、各信号間の位相差を偏角にもった信号を生成することとした。これにより、乗算処理を使用することなく受信信号を復調でき、回路規模を従来よりも小型化できる。
【００３７】
実施の形態２．
つづいて、実施の形態２の受信装置について説明する。図５は、実施の形態２の受信装置の構成例を示す図である。この受信装置は、実施の形態１の受信装置（図１参照）が備えていたものと同様の処理を行うチャネル選択フィルタ１と、位相差検出部４、復調部５および６と、を備える。また、図５において、Ｒは受信信号列、Ｓはチャネル選択フィルタ部１から出力された信号列、Ｄおよびａは位相差検出部４から出力された信号列、ｄは復調部３から出力された信号列である復号データ列、を示す。
【００３８】
位相差検出部４は、チャネル選択フィルタ部１から出力された信号列Ｓに対して後述する信号変換処理を実行し、得られた信号列Ｄおよび信号列ａをそれぞれ復調部５および６へ出力する。復調部５は、位相差検出部４から出力された信号列Ｄを復調して復号データ列ｄ１を生成する。復調部６は、位相差検出部４から出力された信号列ａを復調して復号データ列ｄ１を生成する。
【００３９】
上記構成をとる受信装置の動作を以下に説明する。本実施の形態では、受信信号列Ｒの各信号は振幅にも情報をマッピングする１６ＤＡＰＳＫ（Differential  Amplitude  and  Phase  Shift  Keying）変調が送信側で行われているものとする。なお、送信側での変調方式は、その他のＤＡＰＳＫ変調方式を用いることも可能である。ＤＡＰＳＫの信号配置例を図６に示す。
【００４０】
本実施の形態の受信装置では、チャネルフィルタ部１にて生成された信号列Ｓは位相差検出部４へ渡される。位相差検出部４は、受け取った信号列Ｓの中の任意の連続する２つ（たとえばｎ番目とｎ＋１番目）を処理対象とし、それらのＩｃｈの信号成分（Ｉ成分）およびＱｃｈの信号成分（Ｑ成分）に対する符号判定、符号変換、ビットシフトおよび加減算を行い、これら２つの複素信号の位相差を偏角にもつ複素信号と、受信信号の振幅成分に一定の値が乗算された信号と、を生成する。なお、これらの信号を生成する処理の詳細については後述する。生成した信号は信号列Ｄおよびａとして復調部５および６へそれぞれ渡される。復調部５は、受け取った信号列Ｄに対して、位相にマッピングされた情報の復調を行い、データ系列ｄ１を生成する。また、復調器６は、受け取った信号列ａに対して、振幅にマッピングされた情報の復調を行い、データ系列ｄ２を生成する。
【００４１】
つづいて、位相差検出部４が入力された信号列Ｓから信号列Ｄおよびａを生成する処理（信号変換処理）について、詳細に説明する。ここで、信号列Ｓの中のｎ番目の信号をＳ(ｎ)、そのＩ成分およびＱ成分をそれぞれｘ(ｎ,０)およびｙ(ｎ,０)とし、また、生成される信号列Ｄのｎ番目の信号をＤ(ｎ)、そのＩ成分およびＱ成分をそれぞれｗ(ｎ)およびｚ(ｎ)とし、信号列ａの中のｎ番目の信号をａ(ｎ)として説明を行う。なお、ｎは時刻のインデックスであり０≦ｎとする。
【００４２】
位相差検出部４では、連続する２つの受信信号列Ｓ(ｎ)およびＳ(ｎ＋１)のＩ，Ｑ成分、またはこれらに所定の処理を実行して得られた信号のＩ，Ｑ成分であるｘ(ｎ,ｋ)，ｙ(ｎ,ｋ)，ｘ(ｎ＋１,ｋ)，ｙ(ｎ＋１,ｋ)に基づいてｘ(ｎ,ｋ＋１)，ｙ(ｎ,ｋ＋１)，ｘ(ｎ＋１,ｋ＋１)，ｙ(ｎ＋１,ｋ＋１)を求める処理を規定回数（ｌ回とする）繰り返し、得られたｘ(ｎ＋１,ｌ)およびｙ(ｎ＋１,ｌ)を信号Ｄ(ｎ)のＩ，Ｑ成分とする。すなわち、ｗ(ｎ)＝ｘ(ｎ＋１,ｌ)，ｚ(ｎ)＝ｙ(ｎ＋１,ｌ)とする。また、ａ(ｎ)を生成する。以下に、この動作の詳細を示す。
【００４３】
位相差検出部４は、まず、Ｓ(ｎ)のＩ成分の値を確認し、確認結果に応じて、実施の形態１で示した式（３）または（４）の処理を実行する。この処理は、実施の形態１で示した受信装置の位相差検出部２が実行する処理と同じである。
【００４４】
具体的には、Ｉ成分が０または正である場合、すなわち、ｘ(ｎ,０)≧０の場合、先に示した式（３）に示した処理を実行し、一方、Ｉ成分が負である場合、すなわち、ｘ(ｎ,０)＜０の場合、式（４）に示した処理を実行して、ｘ(ｎ,１)，ｙ(ｎ,１)，ｘ(ｎ＋１,１)，ｙ(ｎ＋１,１)を求める。
【００４５】
以降、位相差検出部４は、実施の形態１で示した位相差検出部２と同様に、ｙ(ｎ,ｋ)の値に応じて、先に示した式（５）または（６）の処理を規定回数実行する（ただし、ｋ≧１）。
【００４６】
その後、位相差検出部４は、式（５）または（６）の処理を規定回数繰り返し（ｋ＝ｌとなるまで繰り返し）、ｘ(ｎ,ｌ)，ｙ(ｎ,ｌ)，ｘ(ｎ＋１,ｌ)，ｙ(ｎ＋１,ｌ)が得られると、次式（８）にしたがってｗ(ｎ)、ｚ(ｎ)およびａ(ｎ)を求める。
【００４７】
ｗ(ｎ)＝ｘ(ｎ＋１,ｌ)
ｚ(ｎ)＝ｙ(ｎ＋１,ｌ)
ａ(ｎ)＝ｘ(ｎ,ｌ)                                                  …（８）
【００４８】
そして、位相差検出部４は、上記ｗ(ｎ)，ｚ(ｎ)をそれぞれＩｃｈ，Ｑｃｈとする信号Ｄ(ｎ)からなる信号列Ｄ、および上記ａ(ｎ)からなる信号列ａを出力する。
【００４９】
このように、本実施の形態の受信装置では、乗算を用いることなくシンボル間の位相差を偏角とする信号を生成し、さらに、シンボルの振幅情報を得ることができる。すなわち、従来は、復調のための回路の規模が増大していた、位相差と信号振幅の両方に情報のマッピングされているＤＡＰＳＫ信号を、簡易に復調することができる。
【００５０】
実施の形態３．
つづいて、実施の形態３の受信装置について説明する。図７は、実施の形態３の受信装置の構成例を示す図である。この受信装置は、実施の形態１の受信装置（図１参照）に対してビット最適化部７が追加された構成をとる。そのため、本実施の形態では、実施の形態１の受信装置と異なる部分であるビット最適化部７についてのみ説明する。なお、図７において、Ｒは受信信号列、Ｓ’はチャネル選択フィルタ部１から出力された信号列、Ｓはビット最適化部７から出力された信号列、Ｄは位相差検出部２から出力された信号列、ｄは復調部３から出力された信号列である復号データ列、を示す。
【００５１】
ビット最適化部７は、チャネル選択フィルタ部１から出力された信号列Ｓ’の振幅に利得（ゲイン）を与え、得られた信号列を信号列Ｓとして位相差検出部２へ出力する。
【００５２】
上記構成をとる受信装置の動作を以下に説明する。本実施の形態では、上述した実施の形態１と同様に、受信信号列Ｒの各信号はπ／４ＤＱＰＳＫ変調が送信側で行われているものとする。なお、送信側での変調方式は、その他の差動符号化を行うＰＳＫ変調方式を用いることも可能である。
【００５３】
本実施の形態の受信装置では、チャネルフィルタ部１にて生成された信号列Ｓ’はビット最適化部７へ渡される。ビット最適化部７は、チャネルフィルタ部１から受け取った信号列Ｓ’に対して利得ｇを与えて振幅を増幅させる。ここで、信号列Ｓ’のｎ番目の信号Ｓ’(ｎ)に対して与える利得をｇ(ｎ)とし、また、各モジュールを接続する信号線（出力信号のビット数）をｑビット、Ｓ’(ｎ)のＩｃｈの信号成分をｘ’(ｎ,０)、Ｑｃｈの信号成分をｙ’(ｎ,０)、ｘ’(ｎ,０)およびｙ’(ｎ,０)のそれぞれの絶対値のビット幅（絶対値を２進数で表記する場合に必要なビット数）をｐ(ｎ)およびｓ(ｎ)、ｐ(ｎ)とｓ(ｎ)の大きい方をｔ(ｎ)とした場合、ｇ(ｎ)およびＳ(ｎ)は、次式（９）で示される。
【００５４】
ｇ(ｎ)＝２(q-1-t(n))
Ｓ(ｎ)＝ｇ(ｎ)×Ｓ’(ｎ)                                        …（９）
なお、信号Ｓ(ｎ)を算出するための演算はビットシフトにより行うことが可能である。
【００５５】
ビット最適化部７から出力された信号Ｓ(ｎ)は位相差検出部２に渡され、実施の形態１で示したものと同一の処理が実行される。
【００５６】
このように、本実施の形態の受信装置では、チャネル選択フィルタ部１から出力された信号の振幅に対して利得を与え、増幅させるようにした。これにより、位相差検出部２で位相差検出を行う際の量子化誤差を減少させることができる。
【００５７】
なお、本実施の形態では、実施の形態１で示した受信装置に対してビット最適化部７を追加する場合について説明したが、実施の形態２で示した受信装置（図５参照）対してビット最適化部７を追加するようにしてもよい。この場合、チャネル選択フィルタ部１と位相差検出部４の間にビット最適化部７を追加する。
【００５８】
実施の形態４．
つづいて、実施の形態４の受信装置について説明する。図８は、実施の形態４の受信装置の構成例を示す図である。この受信装置は、実施の形態１の受信装置（図１参照）が備えていたものと同様の処理を行うチャネル選択フィルタ１および位相差検出部２と、ビット最適化部７ａ、振幅調整部８および復調／復号部９と、を備える。また、図８において、Ｒは受信信号列、Ｓ’はチャネル選択フィルタ部１から出力された信号列、Ｓおよびｇはビット最適化部７ａから出力された信号列、Ｄ’は位相差検出部４から出力された信号列、Ｄは振幅調整部８から出力された信号列、ｄは復調／復号部９から出力された信号列である復号データ列、を示す。
【００５９】
ビット最適化部７ａは、実施の形態３で示したビット最適化部７と同様にチャネル選択フィルタ部１から出力された信号列Ｓ’の振幅に利得を与え、得られた信号列を信号列Ｓとして位相差検出部２へ出力するとともに、利得を示す信号列を信号列ｇとして振幅調整部８へ出力する。振幅調整部８は、ビット最適化部７ａから出力された信号列ｇに基づいて、位相差検出部２から出力された信号列Ｄ’の振幅を調整し、得られた信号列を信号列Ｄとして復調／復号部９へ出力する。復調／復号部９は、振幅調整部８から出力された信号列Ｄを復調して復号データ列ｄを生成する。
【００６０】
上記構成をとる受信装置の動作を以下に説明する。本実施の形態では、受信信号列Ｒの各信号は、送信側で誤り訂正符号化が行われた後にπ／４ＤＱＰＳＫ変調が行われて送信された信号であるものとする。なお、送信側での変調方式は、その他の差動符号化を行うＰＳＫ変調方式を用いることも可能である。
【００６１】
本実施の形態の受信装置では、チャネルフィルタ部１にて生成された信号列Ｓ’はビット最適化部７ａへ渡される。ビット最適化部７ａは、チャネルフィルタ部１から受け取った信号列Ｓ’に対して利得ｇを与えて振幅を増幅させる。また、利得ｇの情報を振幅調整部８へ出力する。ここで、信号列Ｓ’のｎ番目の信号Ｓ’(ｎ)に対して与える利得をｇ(ｎ)とし、また、各モジュールを接続する信号線をｑビット、Ｓ’(ｎ)のうち、Ｉｃｈの信号成分をｘ’(ｎ,０)、Ｑｃｈの信号成分をｙ’(ｎ,０)、ｘ’(ｎ,０)およびｙ’(ｎ,０)のそれぞれの絶対値のビット幅をｐ(ｎ)およびｓ(ｎ)、ｐ(ｎ)とｓ(ｎ)の大きい方をｔ(ｎ)とした場合、ｇ(ｎ)およびＳ(ｎ)は、実施の形態３で示した式（９）で示される。したがって、位相差検出部２へはＳ(ｎ)、振幅調整部８へはｇ(ｎ)が出力される。
【００６２】
位相差検出部２は、実施の形態１で示した一連の処理（上記式（３）〜（６）で示した処理）を実行し、ｘ(ｎ,ｌ)，ｙ(ｎ,ｌ)，ｘ(ｎ＋１,ｌ)，ｙ(ｎ＋１,ｌ)が得られると、次式（１０）にしたがってｗ’(ｎ)およびｚ’(ｎ)を求める。
【００６３】
ｗ’(ｎ)＝ｘ(ｎ＋１,ｌ)
ｚ’(ｎ)＝ｙ(ｎ＋１,ｌ)                                        …（１０）
【００６４】
そして、位相差検出部２は、上記ｗ’(ｎ)，ｚ’(ｎ)をそれぞれＩｃｈ，Ｑｃｈとする信号Ｄ’(ｎ)からなる信号列Ｄ’を出力する。
【００６５】
振幅調整部８は、ビット最適化部７ａから受け取ったｇ(ｎ)および位相差検出部２から受け取ったＤ’(ｎ)を用い、次式（１１）にしたがってＤ(ｎ)を求める。また、求めたＤ（ｎ）を復調／復号部１０へ渡す。
【００６６】
Ｄ(ｎ)＝(１／ｇ(ｎ＋１))×(１／ｇ(ｎ))×Ｄ’(ｎ)              …（１１）
なお、この演算はビットシフトで行うことが可能である。
【００６７】
復調／復号部９は、振幅調整部８から受け取ったＤ(ｎ)に対して軟判定復調処理および誤り訂正復号処理を実行する。
【００６８】
このように、本実施の形態の受信装置では、チャネル選択フィルタ部１から出力された信号の振幅に対して利得を与えて増幅させ、さらに、この増幅処理で使用した利得に基づいて、位相差検出部２から出力された信号の振幅を調整することとした。これにより、位相差検出部２で位相差検出を行う際の量子化誤差を減少させることができるとともに、復号処理で信号の尤度を算出する際の精度を向上させることができ、誤り訂正性能を向上させることができる。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
以上のように、本発明にかかる受信装置は、差動符号化された信号を遅延検波する受信装置に有用であり、特に、乗算処理を使用せずに受信信号を復調可能な受信装置に適している。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】本発明にかかる受信装置の実施の形態１の構成例を示す図である。
【図２】位相差検出部における処理を実現する回路の構成例を示す図である。
【図３】位相差検出部における処理の様子を示す図である。
【図４】従来方式を用いた受信装置と実施の形態１の受信装置の特性を比較するための図である。
【図５】実施の形態２の受信装置の構成例を示す図である。
【図６】ＤＡＰＳＫの信号配置例を示す図である。
【図７】実施の形態３の受信装置の構成例を示す図である。
【図８】実施の形態４の受信装置の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００７１】
１  チャネル選択フィルタ部
２、４  位相差検出部
３、５、６  復調部
７、７ａ  ビット最適化部
８  振幅調整部
９  復調／復号部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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