(57)【要約】【課題】本発明が解決しようとする課題は、パワーアンプ、特に静電誘導トランジスタを最終段に用いたオーディオ用パワーアンプの最終段のトランジスタに流れる電流を制限した回路を提供することである。【解決手段】本発明による静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路では、２つの出力段静電誘導トランジスタの間に挿入した電流検出素子と、この検出素子で検出した電流の大きさを増幅する増幅器と、増幅器の出力で前記出力段静電誘導トランジスタのゲート・ソース間の電圧を変えるスイッチとを有することで、電流が過大になったことを検知して、制限する作用をするものである。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
非飽和特性を持つ静電誘導トランジスタを２つ直列に接続して出力段としたオーディオ用パワーアンプの前記出力段の前記静電誘導トランジスタを流れる電流を制限する過大電流制限回路であって、前記静電誘導トランジスタの電流を検出する電流検出素子と、前記電流検出素子で検出した信号を増幅する増幅器と、前記静電誘導トランジスタのゲート・ソース間の電圧を決めるバイアス抵抗と、前記バイアス抵抗に流れる電流を前記増幅器の出力により制御するスイッチとを有し、前記静電誘導トランジスタを流れる電流が所定の大きさに達したときに前記増幅器の出力により前記スイッチが接続して、前記静電誘導トランジスタのゲート・ソース間の電圧の負バイアス状態が大きくなることで、前記静電誘導トランジスタを流れる電流を制限することを特徴とする静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路。
【請求項２】
前記電流検出素子は、前記２つの静電誘導トランジスタの間に接続した抵抗であることを特徴とする請求項１記載の静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路。
【請求項３】
前記抵抗値は、０．２Ω以下の値を持つことを特徴とする請求項２記載の静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路。
【請求項４】
前記バイアス抵抗には、静電誘導トランジスタの前記ゲート・ソース間電圧が順バイアスにならないようにソース側に負極、ゲート側に正極の向きに接続したダイオードを有することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一つに記載の静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路。
【請求項５】
前記静電誘導トランジスタの前記ゲートの前にバッファ増幅器を挿入したことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一つに記載の静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、静電誘導トランジスタ（ＳＩＴを略称）を用いた増幅器、特にオーディオ用パワーアンプ回路の出力段トランジスタを特に電源立ち上げ時に流れる過大電流を制限し回路を破壊から保護し、正常立ち上げを可能にする過大電流制限回路に関するものである。  
【背景技術】
【０００２】
従来、スピーカを代表する低インピーダンス負荷を駆動するオーディオ用パワーアンプの出力段は、二つのトランジスタの直列接続で構成されていて、オーディオ信号の正の部分と負の部分を各々受け持っようになっている。オーディオ信号が無い場合に出力段トランジスタを流れる電流が零であれば、消費電流的にはベターであるが、電流が零に近いところの近傍は入力信号に対する出力電流の直線性が良くないため、通常は、無信号時でも電流を流して使用することになっている。この無信号時の電流は、アイドリング電流と呼ばれているが、これが動作温度や電源電圧の変動により変動するとパワーアンプ出力に不要な歪が生ずることになる。従って、これらに対する変動を抑える対策が必要となる。図６は、アイドリング電流の安定化を図る従来の例を示す図である。特許文献１、特許文献２、特許文献３は、アイドリング電流の温度依存性を抑えるための回路が示されている。３つの先行例に共通する特徴は、温度依存性の制御のために、出力段の回路の二つのトランジスタの間に二つの抵抗を接続し、この両端の電圧を検知し、基準になる参照電圧と比較してアイドリング電流の温度による変動分を抑えるべく帰還をかけていることである。
【特許文献１】特開平８−６５０６１
【特許文献２】実公平４−１８２４９
【特許文献３】特公平４−２７７２５
【０００３】
アイドリング電流の安定化の提案は、通常のバイポーラトランジスタでは以上のように多いのであるが、出力段トランジスタの過大電流を制限する提案は余り見られない。これは、バイポーラトランジスタを始めとする半導体トランジスタが５極管（飽和）特性のため、過大電流が暴走する方向に行く危険性が少ないことに起因している。図５は、トランジスタの静特性を示す図である。５−Ａには、ＮＰＮバイポーラトランジスタの特性であるが、飽和特性なので、電源電圧の上昇につれてコレクタ・エミッタ間電圧が上がっても電流は飽和して増大しない。
【０００４】
これに対して、次に使用する静電誘導トランジスタの静特性は、５−Ｂに示される。ここで提案するパワーアンプ回路の出力段に使用する静電誘導トランジスタは、３極管（非飽和）特性であるため、過大電流が暴走する方向に行く危険性が高いものであり、特に電源の立ち上げ時には、バイアス電圧が定常値になってないために過大な電流が流れる危険性が高く、そのため電源が立ち上がらなかったり、回路を破壊する結果を招きやすい。例えば、特にゲート・ソース間電圧が正側に近いほど、そしてドレイン・ソース間電圧が増加するほど電流は飽和することなく増加し、過大電流が流れて破壊に至るか、電源のインピーダンスによる電圧降下がおこり、電源は立ち上がらなくなってしまう。このような場合に備えて、特に電源の立ち上げ時は、電源が立ち上がり、回路破壊を招かないように、出力段の静電誘導トランジスタを流れる電流を制限することが重要となっている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記のような事情から、解決しようとする課題は、パワーアンプ、特に静電誘導トランジスタを最終段に用いたオーディオ用パワーアンプの最終段のトランジスタに流れる電流を制限した回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記の課題を解決するための手段として、本発明による静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路では、２つの出力段静電誘導トランジスタの間に挿入した電流検出素子と、この検出素子で検出した電流の大きさを増幅する増幅器と、増幅器の出力で前記出力段静電誘導トランジスタのゲート・ソース間の電圧を変えるスイッチとを有することで、電流が過大になったことを検知して、制限する作用をするものである。
以下、請求項に沿って説明する。
【０００７】
請求項１記載の発明は、非飽和特性を持つ静電誘導トランジスタを２つ直列に接続して出力段としたオーディオ用パワーアンプの前記出力段の前記静電誘導トランジスタを流れる電流を制限する過大電流制限回路であって、前記静電誘導トランジスタの電流を検出する電流検出素子と、前記電流検出素子で検出した信号を増幅する増幅器と、前記静電誘導トランジスタのゲート・ソース間の電圧を決めるバイアス抵抗と、前記バイアス抵抗に流れる電流を前記増幅器の出力により制御するスイッチとを有し、前記静電誘導トランジスタを流れる電流が所定の大きさに達したときに前記増幅器の出力により前記スイッチが接続して、前記静電誘導トランジスタのゲート・ソース間の電圧の負バイアス状態が大きくなることで、前記静電誘導トランジスタを流れる電流を制限することを特徴とする。これにより電源の立ち上げ時等に流れる出力段の過大な電流を制限して、電源の正常な立ち上げを可能とし、素子の破壊を防止できる。
【０００８】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路において、前記電流検出素子は、前記２つの静電誘導トランジスタの間に接続した抵抗であることを特徴とする。これにより、簡易な手段で電流検出を可能とする。
【０００９】
請求項３記載に発明は、請求項２記載の静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路において、前記抵抗値は、０．２Ω以下の値を持つことを特徴とする。これにより、出力段の歪特性に影響を与えることなく電流検出を可能とする。
【００１０】
請求項４記載の発明は、請求項１から請求項３のいずれか一つに記載の静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路において、前記バイアス抵抗には、静電誘導トランジスタの前記ゲート・ソース間電圧が順バイアスにならないようにソース側に負極、ゲート側に正極の向きに接続したダイオードを有することを特徴とする。これによりゲート・ソース間電圧の順バイアスにより過大電流が流れる恐れを回避できる。
【００１１】
請求項５記載の発明は、請求項１から請求項４のいずれか一つに記載の静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路において、前記静電誘導トランジスタの前記ゲートの前にバッファ増幅器を挿入したことを特徴とする。これによりゲート・ソース間電圧の順バイアスの恐れの回避と、ゲートの駆動の交流特性の改善が図れる。
【発明の効果】
【００１２】
以上のように構成されているので、本発明による静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路では、出力段トランジスタを流れる電流を検知していて、電流が過大になると、増幅された出力でスイッチが接続して、静電誘導トランジスタのゲート・ソース電圧が低下する側に電流が流れるので、過大電流が制限され、特に電源の立ち上げ時には、正常に電源が立ち上がり、回路破壊を招く恐れがなくなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
本発明による本発明による静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路では、出力段トランジスタを流れる電流を検知する電流検知素子とこの電流に対応する電圧を増幅する増幅器とその出力で駆動するスイッチとそのスイッチにより、出力段トランジスタのゲート・ソース間にバイアス抵抗に流れる電流を変える事で出力段トランジスタを流れる電流を制限するものである。以下、実施例で説明する。
【００１４】
図１は、本発明による静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路の一実施態様を示す図である。先ず、パワーアンプ回路の全体を説明する。
この例では、パワーアンプの入力段（初段）は、二つのＰＮＰトランジスタ１００１、１００２のエミッタを結合した差動増幅器構成になっていて、エミッタには定電流源１００３により２Ｉの電流が流れている。各々のトランジスタのコレクタ側には定電流源１００４、１００５が低電位電源ライン１００６との間で接続されている。ＰＮＰトランジスタ１００１、１００２のベースには、正転オーディオ信号１００７と反転オーディオ信号１００８が入力している。ＰＮＰトランジスタ１００１、１００２の各コレクタからは初段出力ライン１００９、１０１０が出ていて、Ｎチャネル静電誘導トランジスタＡ１０１１、Ｎチャネル静電誘導トランジスタＢ１０１２のゲートに接続されている。Ｎチャネル静電誘導トランジスタＡ１０１１、Ｎチャネル静電誘導トランジスタＢ１０１２はシリーズに接続され、これに二つの電源Ｅ１、１０１３、電源Ｅ２、１０１４が図のように接続されている。Ｎチャネル静電誘導トランジスタＡ１０１１、Ｎチャネル静電誘導トランジスタＢ１０１２のゲート・ソースの間にはバイアス抵抗Ｒ１ａ、１０１５、Ｒ１ｂ、１０１６があって、この抵抗に流れる電流によってゲート・ソース間電圧が設定され、ドレイン・ソース間電流１０１７が決定される。Ｎチャネル静電誘導トランジスタＡ１０１１、Ｎチャネル静電誘導トランジスタＢ１０１２の間の増幅器出力端子１０１８と電源中間端子１０１９は、スピーカを接続する端子となっている。以上がパワーアンプ部の構成である。
【００１５】
以上のようなパワーアンプにおいて、このままでは、電源立ち上げ時などの電源が規定の大きさになってない場合に、Ｎチャネル静電誘導トランジスタＡ１０１１、Ｎチャネル静電誘導トランジスタＢ１０１２に流れる電流が過大になり、電源が立ち上がらなくなったり、トランジスタが破壊したりすることがある。これを防止するために過大電流制限回路１１００が付加されている。
【００１６】
次に過大電流制限回路１１００について説明する。二つのＮチャネル静電誘導トランジスタＡ１０１１、Ｂ１０１２間には、過大電流を検出するための電流検出素子１１０１Ａと１１０１Ｂが図のように直列に接続してある。この電流検出素子１１０１Ａと１１０１Ｂとしては、オーディオ特性に影響しないように温度特性の優れた小さい抵抗値（例えば０．１Ω）の抵抗を使用することができる。電流検出素子１１０１Ａと１１０１Ｂが検出した電流による電圧を増幅器１１０２Ａ、１１０２Ｂで増幅する。増幅器の出力でスイッチ１１０３Ａ、１１０３Ｂが接続して電流がダイオード１１０４Ａ、１１０４Ｂを流れる。その結果、電流がバイアス抵抗Ｒ１ａ、１０１５、Ｒ１ｂ、１０１６に流れて、Ｎチャネル静電誘導トランジスタＡ１０１１、Ｂ１０１２のゲート・ソース間電圧が負バイアスになり、５−Ｂに見るように電流が流れない方向になり、電流を制限することが出来る。
【００１７】
尚、ダイオード１１０４Ａ、１１０４Ｂは、電流が流れたときには、順バイアス電圧（０．６Ｖ）程度の電圧降下となるが、電流の逆流はないので、電流が流れないときは開放と同じとなる。バイアス抵抗Ｒ１ａ、１０１５、Ｒ１ｂ、１０１６は、そのもの自体でも機能は達成するが、各々にダイオード１１０５Ａ、１１０５Ｂが図の向きに入っている。Ｎチャネル静電誘導トランジスタのソースよりゲート側の電圧が高くなる場合には、このダイオードがオンして、順方向電圧より大きな正電圧にはならないようになっている。更に、ゲートには、点線で示すバッファ回路１１０６Ａ、１１０６Ｂを入れると、Ｎチャネル静電誘導トランジスタのゲートソース間は正電圧になる恐れは回避することが出来る。以上のように過大電流制限回路１１００が構成されているのでＮチャネル静電誘導トランジスタに流れる過大電流を制限することが出来る。
【００１８】
次に、増幅器１１０２Ａ、１１０２Ｂとスイッチ１１０３Ａ、１１０３Ｂの例の詳細を説明する、図２は、本発明による静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路に用いる増幅器とスイッチの一実施態様を示す図である。図には点線の囲みの回路が二つあり、図１の増幅器１１０２Ａ、１１０２Ｂとスイッチ１１０３Ａ、１１０３Ｂに対応している。この増幅器のバイアスを形成する増幅器バイアス部２０００も示されている。
【００１９】
先ず、バイアス部２０００を簡単に説明する。ツェナーダイオード２００１を流れる電流は、抵抗２００２の値でダイオードの順方向電圧（０．６Ｖ）を割った値で決められる。
この一定の電流を流し続けるので、ツェナーダイオード２００１の端子間電圧（ツェナー電圧）は一定に保たれる。トランジスタ２００３、２００４のコレクタ・エミッタ電圧により端子Ｂが図１のＢ点の電圧変化に追従している。従って、ツェナー電圧は、コンデンサ２００５間にかかっている。端子Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅは、図１の同じ記号の部位に対応するものである。
【００２０】
次に、増幅器１１０２Ａ、１１０２Ｂとスイッチ１１０３Ａ、１１０３Ｂを説明する。両者はほぼ同じなので、増幅器１１０２Ａとスイッチ１１０３Ａで説明する。図１の電流検出素子１１０１Ａの両端Ａ、Ｂの電圧が過大電流により大きくなると抵抗２０１０の電圧がトランジスタ２０１１のベース・エミッタ間順方向電圧を越えるため、トランジスタ２０１１がオンし、エミッタ・コレクタ間に電流が流れ、これが抵抗２０１２を流れて電圧降下となって現れる。この一段の増幅により、電流検出素子１１０１Ａの両端Ａ、Ｂ間の電圧より抵抗２０１２を流れて電圧降下の方がはるかに大きくなる。抵抗２０１２を流れて電圧降下がトランジスタ２０１３のべース・エミッタ間を順方向にバイアスして、トランジスタ２０１３がオンし、トランジスタ２０１３のコレクタ・エミッタ間に電流が流れるようになる。このトランジスタ２０１３がスイッチ１１０３Ａの役割を果たしている。Ｄ端子は図１のダイオード１１０４Ｂに接続している。
【００２１】
次に、バッファ回路１１０６Ａ、１１０６Ｂについて説明する。
図３は、本発明による静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路で出力段の静電誘導トランジスタのゲートの前に用いるバッファ回路の一実施態様を示す図である。抵抗３００１により、トランジスタ３００２とツェナーダイオード３００３に流れる電流が決まる。従って、ツェナーダイオード３００３の両端の電圧は安定に保たれる。トランジスタ３００４のベースからトランジスタ３００５のエミッタ間の電圧は、ツェナーダイオードの電圧とトランジスタ３００６のベース・エミッタ電圧の和に等しいので、トランジスタ３００４とトランジスタ３００６のベース・エミッタ電圧は、ほぼ同じと考えると、トランジスタ３００５のコレクタ・エミッタ間の電圧は、ツェナーダイオードの端子間の電圧に等しくなり、電圧が一定になるので、バッファの負荷特性が安定になる。トランジスタ３００７の入力Ｆ（又はＨ）の電圧に対して、エミッタフォロワーの出力になっているので、出力端子の電圧は順方向電圧分シフトした値としてエミッタ端子Ｇ（又はＩ）に出力する。このバッファから、入力Ｆ（又はＨ）より、出力Ｇ（又はＩ）は順方向電圧分だけ高電位になるので、ダイオード１１０５Ａ、１１０５Ｂと相俟って、ゲート・ソース間は正電圧になる恐れは全く無いこととなる。尚、端子記号Ｆ（又はＨ）、Ｇ（又はＩ）は、図１の同じ記号に対応している。
【００２２】
図４は、本発明による静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路を用いたパワーアンプ回路の一実施態様を示す図である。図１において、電流検出素子１１０１Ａと１１０１Ｂを抵抗に、増幅器１１０２Ａ、１１０２Ｂとスイッチ１１０３Ａ、１１０３Ｂとバッファ回路１１０６Ａ、１１０６Ｂを図２、図３に示す回路に置き換えたもので有る。動作はそれぞれのところで既に説明したので省略する。
【００２３】
尚、本発明の記載で用いた回路は初段と出力段の構成になっているが、説明の都合上簡略してあるので、これにこだわるものではなく、初段の部分が更に複数段になったものも同様に考えることが出来る。又、電流検出素子については、カレントプローブのような抵抗以外の素子も可能であり、増幅器も図に示したように必ずしも２個を必要としない。例えば、電流検出素子１個と増幅器１個で、二つの静電誘導トランジスタのゲート・ソース間の電位を制御するために、一つ又は２つのスイッチを駆動することも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２４】
以上、説明したように、本発明による静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路を搭載したパワーアンプ回路では、過大電流が制限されるので、電源が正常に立ち上がり、過大電流による素子の破壊を回避することが出来るので産業上大きな利用性を有している。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明による静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路の一実施態様を示す図である。
【図２】本発明による静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路に用いる増幅器とスイッチの一実施態様を示す図である。
【図３】本発明による静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路で出力段の静電誘導トランジスタのゲートの前に用いるバッファ回路の一実施態様を示す図である。
【図４】本発明による静電誘導トランジスタを用いたパワーアンプ回路の過大電流制限回路を用いたパワーアンプ回路の一実施態様を示す図である。
【図５】トランジスタの静特性を示す図である。
【図６】図６は、アイドリング電流の安定化を図る従来の例を示す図である
【符号の説明】
【００２６】
１００１、１００２  ＰＮＰトランジスタ
１００３、１００４、１００５  定電流源
１００６  低電位電源ライン
１００７  正転オーディオ信号
１００８  反転オーディオ信号
１００９、１０１０  初段出力ライン
１０１１  Ｎチャネル静電誘導トランジスタＡ
１０１２  Ｎチャネル静電誘導トランジスタＢ
１０１３  電源Ｅ１
１０１４  電源Ｅ２
１０１５  バイアス抵抗Ｒ１ａ
１０１６  バイアス抵抗Ｒ１ｂ
１０１７  ドレイン・ソース間電流
１０１８  増幅器出力端子
１０１９  電源中間端子
１１００  過大電流制限回路
１１０１Ａ、１１０１Ｂ  電流検出素子
１１０２Ａ、１１０２Ｂ  増幅器
１１０３Ａ、１１０３Ｂ  スイッチ
１１０４Ａ、１１０４Ｂ、１１０５Ａ、１１０５Ｂ  ダイオード
１１０６Ａ、１１０６Ｂ  バッファ回路
２０００  増幅器バイアス部
２００１、３００３  ツェナーダイオード
２００２、２０１０、２０１２、３００１  抵抗
２００３、２００４、２０１１、２０１３、３００２、３００４、３００５、３００６、３００７  トランジスタ
２００５  コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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