(57)【要約】【課題】通信機などが必要とする発振装置の発振周波数範囲の広帯域化が、簡単な構成で精度よく行えるようにする。【解決手段】８ＧＨｚから１２ＧＨｚなどの第１の周波数帯域幅の可変範囲を持つ低位相雑音な発振手段と、発振手段の発振出力を分周する周波数分周器とを備える。発振手段が出力する発振信号の周波数と、周波数分周器で分周する分周比を制御して、周波数分周器の出力周波数を、発振手段の発振周波数以下の周波数で、第１の周波数帯域幅と同じかそれ以上の周波数帯域幅で可変設定される所望の周波数とする制御を行う。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも第１の周波数からそれより高い第２の周波数までの第１の周波数帯域幅の可変範囲を持つ低位相雑音な発振手段と、
前記発振手段の発振出力を分周する周波数分周器とを備え、
前記発振手段が出力する発振信号の周波数と、前記周波数分周器で分周する分周比との双方の設定で、前記周波数分周器の出力周波数を、前記第１の周波数以下の周波数で、前記第１の周波数帯域幅と同じかそれ以上の周波数帯域幅で連続的に可変設定することを特徴とする発振装置。
【請求項２】
請求項１記載の発振装置において、
前記発振手段の前記第２の周波数は、前記第１の周波数から１．５倍以上高い周波数としたことを特徴とする発振装置。
【請求項３】
請求項１又は２記載の発振装置において、
前記発振手段は、制御電圧によりインダクタンス及び／又はキャパシタンスの時定数が制御されて発振周波数が決まる電圧制御発振手段であることを特徴とする発振装置。
【請求項４】
請求項３記載の発振装置において、
前記周波数分周器は、インバータを複数段接続して構成されたリングオシレータとしての注入同期型周波数分周器であり、その注入同期型周波数分周器を構成するインバータの設定で前記分周比を設定することを特徴とする発振装置。
【請求項５】
請求項３又は４記載の発振装置において、
前記インダクタンス及び／又はキャパシタンスの時定数が制御されて発振周波数が決まる電圧制御発振手段で構成される第１の発振手段は、
対称に接続されて交互にスイッチングを行う第１及び第２のスイッチング手段と、
前記第１及び第２のスイッチング手段で得た相互に位相が逆の発振信号を取り出す発振信号出力部と、
前記第１及び第２のスイッチング手段と、接地電位部又は電源電位部との間にバイアス電圧を与えるバイアス電圧付加手段と、
前記バイアス電圧付加手段にバイアス電圧を加える回路と、
前記バイアス電圧を加える回路のバイアス電圧出力端と、前記発振信号出力部とを接続するコンデンサとを備えたことを特徴とする発振装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種通信装置などに適用可能な、制御電圧により発振周波数を可変設定することが可能な発振装置に関し、特に、発振周波数の可変範囲を拡大できる発振装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
発振周波数を可変設定可能な発振装置として、例えばＬＣ型の電圧制御発振器が従来から各種開発されている。電圧制御発振器は、制御電圧によりコンデンサの容量値などを可変設定して、その可変設定された容量値に応じて、発振回路を構成するスイッチング素子の発振状態、すなわち発振周波数を制御する構成である。
電圧制御発振器は、一定の周波数範囲内では比較的発振信号の周波数精度が高く、例えば受信周波数や送信周波数を連続的に変化させる必要のある通信装置が必要とする発振器に、広く普及している。
【０００３】
特許文献１には、リング型の電圧制御発振器の一例についての記載がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−３１１５７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、近年、無線通信に利用される周波数帯域として、数ＧＨｚなどの非常に高い周波数帯域まで利用されるようになってきている。例えば、携帯電話端末として普及している無線通信端末では、１台の端末で、数百ＭＨｚから数ＧＨｚまでの広い周波数帯域で無線通信を行うようにしたものが存在する。
【０００６】
ところが、従来から通信機などに内蔵されているＬＣ型の電圧制御発振器単体では、そのような広い周波数範囲の発振が困難であり、無理に発振周波数範囲を広げようとすると、発振信号の雑音特性が劣化する問題があった。このため、従来は例えば発振周波数範囲が異なる複数のＬＣ型発振回路を備えて、広帯域化に対処していた。
【０００７】
このような複数の発振回路を備える構成は好ましくなく、１台の通信装置が備える発振回路が１つであれば、それだけ回路構成が簡単になるとともに、通信装置の消費電力も低減させることが可能でありこのましい。また、発振回路が１つであることは、発振回路に要する回路面積を削減するためにも好ましい。
このため、本願の発明者らは先に、電圧制御発振器の発振出力を、複数の分周器で分周し、その複数の分周器の出力を混合して、発振周波数範囲を広げる技術を提案した。
ところが、複数の分周器の出力を混合する構成とすると、混合器での混合時に不要帯域にも信号が出てしまう、いわゆるスプリアスが発生する問題があり、実利用上での大きな問題となっていた。また、無線通信には４相の発振出力が必要であるが、従来の構成では４相出力は困難であった。
【０００８】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、通信機などが必要とする発振装置の発振周波数範囲の広帯域化が、簡単な構成で精度よく行えるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、少なくとも第１の周波数からそれより高い第２の周波数までの第１の周波数帯域幅の可変範囲を持つ低位相雑音な発振手段と、発振手段の発振出力を分周する周波数分周器とを備える。
そして、発振手段が出力する発振信号の周波数と、周波数分周器で分周する分周比との双方の設定で、周波数分周器の出力周波数を、第１の周波数以下の周波数で、第１の周波数帯域幅と同じかそれ以上の周波数帯域幅で可変設定する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によると、出力周波数を広い周波数範囲で連続的に可変させることが可能となる。
即ち、発振手段の発振周波数と、周波数分周器での分周比を適切に制御することで、出力周波数を可変させる範囲を適切に拡大することができ、発振手段の発振周波数を直接可変させる場合とは異なる、精度の高い発振信号が広い周波数範囲で得られるようになるという効果を有する。特にＧＨｚ帯などの高い周波数帯域において、連続した広い周波数範囲で、ノイズの少ない精度の高い周波数信号が得られるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の一実施の形態による発振装置の全体構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施の形態による発振装置の要部の例を示す構成図である。
【図３】本発明の一実施の形態による周波数分周器の同調周波数の例を示す説明図である。
【図４】本発明の一実施の形態による周波数可変範囲の例を示す説明図である。
【図５】本発明の一実施の形態による発振装置のＬＣ型電圧制御発振器の他の構成例を示す回路図である。
【図６】本発明の一実施の形態による差動インバータの例を示す回路図である。
【図７】本発明の一実施の形態による差動インバータと等価な構成を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の一実施の形態を、添付図面を参照して説明する。なお、以下に説明する構成や処理は、本発明を適用する好適な実施の形態の例を示したものであり、本発明は以下に説明した構成に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形や変更が可能である。
【００１３】
図1は、本実施の形態による発振装置の全体構成例を示した図である。
図１の構成について説明すると、ＬＣ型電圧制御発振器１０を備え、そのＬＣ型電圧制御発振器１０に制御電圧を供給するための構成として、基準発振器１１を備える。
【００１４】
基準発振器１１の発振出力は、比較器１２に供給して、ＬＣ型電圧制御発振器１０の出力信号を周波数分周器１７で分周した信号と位相比較する。その位相比較した結果としての誤差信号を、フィルタ１３で平滑化（平均化）し、そのフィルタ１３が出力する電圧信号を、ＬＣ型電圧制御発振器１０に制御電圧として供給する。従って、図１に示したＬＣ型電圧制御発振器１０とその周辺回路とで、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）が構成されることになる。なお、図１に示したＰＬＬの構成は一例であり、例えばデジタル制御発振器を使ってデジタル回路化された、いわゆるデジタルＰＬＬ回路として構成してもよい。デジタルＰＬＬ回路の場合にはデジタル的に制御が行われ、上述した制御電圧は使用しない。
【００１５】
ＬＣ型電圧制御発振器１０は、制御電圧により回路中のキャパシタンスの時定数が制御されて発振周波数が決まる電圧制御発振器である。キャパシタンスの代りに、インダクタンスの時定数を制御してもよい。或いは、キャパシタンスとインダクタンスの双方の時定数を制御する構成としてもよい。
ここでは、ＬＣ型電圧制御発振器１０は、例えば相互に１８０°位相が異なる２相の発振信号が出力されるディファレンシャル発振器とする。あるいは、順に９０°位相がずれた４相の発振信号が出力される発振器としてもよい。ＬＣ型電圧制御発振器１０は、例えば数ＧＨｚ程度の比較的高い周波数帯の信号を発振する発振器としてある。例えば、８ＧＨｚから１２ＧＨｚの周波数帯を出力する電圧制御発振器として構成する。この８ＧＨｚ〜１２ＧＨｚの程度の周波数範囲のＬＣ型電圧制御発振器は、ノイズの少ない比較的良好な特性が得られる構成とすることが可能である。
【００１６】
ＬＣ型電圧制御発振器１０の発振出力は、注入同期型周波数分周器２０に供給して、必要により分周を行い、その分周された周波数信号を出力端子２３，２４に得る。注入同期型周波数分周器２０は、リングオシュレータと称され、インバータ回路（ＣＭＯＳ型、ＣＭＬ型など）として構成でされる。この注入同期型周波数分周器２０は、バイアス電圧入力端子２５，２６に得られる電圧値により、分周比が決まる周波数分周器である。注入同期型周波数分周器２０は、インバータ回路（ＣＭＯＳ型、ＣＭＬ型など）として構成できる。
制御部３０は、出力端子２３，２４から出力させる周波数に応じて、基準発振器１１の発振周波数と、注入同期型周波数分周器２０での分周比とを決めて、それぞれを対応した状態に制御する。この制御される発振周波数及び分周比は、例えば制御部３０内に用意された出力周波数ごとのテーブル内の値を参照して決める。
【００１７】
次に、図２を参照して、各構成要素の詳細構成の例について説明する。
図２は、ＬＣ型電圧制御発振器１０と注入同期型周波数分周器２０の詳細を示した図である。
図２に示すように、ＬＣ型電圧制御発振器１０は、コイルＬ１，Ｌ２の接続中点に、電源電圧ＶＤＤを供給する。また、入力端子１４に得られる発振周波数を制御する制御電圧Ｖｃを、コンデンサＣ１，Ｃ２の接続中点に供給し、制御電圧ＶｃによりコンデンサＣ１，Ｃ２の容量値を制御する。入力端子１４に得られる制御電圧は、図１で説明したように、比較器１２の位相比較誤差出力をフィルタ１３で平滑化した信号である。コンデンサＣ１，Ｃ２は、可変容量コンデンサとして構成する。
【００１８】
そして、コイルＬ１の端部とコンデンサＣ１の端部とを共通に接続し、その接続点を、スイッチング素子Ｑ１及びＱ３を介して接地側に接続する。また、コイルＬ２の端部とコンデンサＣ２の端部とを共通に接続し、その接続点を、スイッチング素子Ｑ２及びＱ４を介して接地側に接続する。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３との接続点と、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ４との接続点を導通させる。
【００１９】
さらに、コイルＬ１の端部とコンデンサＣ１の端部との接続点を、スイッチング素子Ｑ２のゲートに接続し、コイルＬ２の端部とコンデンサＣ２の端部との接続点を、スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続する。
そして、スイッチング素子Ｑ１の一端から第１の発振出力Ｖout1を出力端子１５に得、スイッチング素子Ｑ２の一端から第２の発振出力Ｖout2を出力端子１６に得る。それぞれの発振出力Ｖout1，Ｖout2は、何れか一方又は双方を、注入同期型周波数分周器２０の発振制御電圧として供給する。図２の構成では、出力端子１１に得られる発振出力Ｖout1を、注入同期型周波数分周器２０に供給する。
また、出力端子１５に得られる第１の発振出力Ｖout1を、周波数分周器１７に供給し、所定の分周比で分周された信号を比較器１２に供給する。
【００２０】
また本実施の形態によるＬＣ型電圧制御発振器１０は、スイッチング素子Ｑ３のゲートに、電源Ｖａからのバイアス電圧を抵抗器Ｒ１を介して供給し、さらにスイッチング素子Ｑ４のゲートに、電源Ｖｂからのバイアス電圧を抵抗器Ｒ２を介して供給する構成としてある。
そして、スイッチング素子Ｑ３のゲートと抵抗器Ｒ１との接続点と、第１の発振出力Ｖout1を得る出力端子１５とを、コンデンサＣ３を介して接続する。同様に、スイッチング素子Ｑ４のゲートと抵抗器Ｒ２との接続点と、第２の発振出力Ｖout2を得る出力端子１６とを、コンデンサＣ４を介して接続する。
【００２１】
このように接続したＬＣ型電圧制御発振器１０は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とで、交互にオンオフを繰り返す構成となり、そのオンオフする位相が相互に１８０°ずれて、それぞれの発振出力Ｖout1，Ｖout2が１８０°位相がずれた発振信号となる。従って、２相の発振出力が得られる発振器として構成される。
【００２２】
また、この図２に示したＬＣ型電圧制御発振器１０は、電源Ｖａ，Ｖｂからのバイアス電圧を印加する構成としてあるが、その電源Ｖａ，Ｖｂと、第１及び第２の発振出力Ｖout1，Ｖout2が得られる出力端子１５，１６とを、コンデンサＣ３，Ｃ４で接続した構成として、出力信号をバイアス側に帰還させる構成としたので、発振器１０の発振出力の特性を良好なものとすることができる効果を有する。具体的には、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４での動作を飽和領域に持っていくことができ、安定した動作状態とすることができ、位相雑音特性を改善できる。
【００２３】
図２の構成の説明に戻ると、ＬＣ型電圧制御発振器１０の発振出力Ｖout1又はＶout2を、リングオシュレータである注入同期型周波数分周器２０のインバータ２１に、制御信号として供給する。図２の構成では、発振出力Ｖout1を供給する構成としてある。
【００２４】
次に、ＬＣ型電圧制御発振器１０の出力が供給される注入同期型周波数分周器２０の構成例を説明する。
図２に示した注入同期型周波数分周器２０は、差動インバータを使用したリングオシュレータの例である。この例では２個の差動インバータ２１，２２を使用した構成としてある。
第１の差動インバータ４１は、２つの入力端子２１ａ，２１ｂに得られる信号位相を反転させて、２つの出力端子２１ｃ，２１ｄから出力させるものである。２つの出力端子２１ｃ，２１ｄからの出力は、相互に位相が反転した信号である。
【００２５】
この第１の差動インバータ２１の出力端子２１ｃ，２１ｄから出力される２つの信号を、第２の差動インバータ２２に供給する。第２の差動インバータ２２は、第１の差動インバータ２１と同様の構成であり、２つの入力端子２２ａ，２２ｂに得られる信号位相を反転させて、２つの出力端子２２ｃ，２２ｄから出力させるものである。
【００２６】
そして、第２の差動インバータ２２の出力端子２２ｃから出力される信号を、第１の差動インバータ２１の入力端子２１ｂに供給し、第２の差動インバータ２２の出力端子２２ｄから出力される信号を、第１の差動インバータ２１の入力端子２１ａに供給する。
そして、第１の差動インバータ２１の出力端子２１ｃ，２１ｄに得られる２つの信号を、Ｉチャンネルの変調用（又は復調用）の発振出力として出力端子２３に取り出す。また、第２の差動インバータ２２の出力端子２２ｃ，２２ｄに得られる２つの信号を、Ｑチャンネルの変調用（又は復調用）の発振出力として出力端子２４に取り出す。
この出力端子２３に得られる２つの信号と、出力端子２４に得られる２つの信号との４つの信号は、それぞれ９０°位相が異なる信号であり、４相出力の発振信号が得られることになる。
【００２７】
２つの差動インバータ２１，２２は、バイアス電圧入力端子２５，２６を備え、図１に示した制御部３０からの指令で、このバイアス電圧入力端子２５，２６から各差動インバータ２１，２２に供給されるバイアス電圧値が決まる構成としてある。
本例の注入同期型周波数分周器２０は、このバイアス電圧入力端子２５，２６から各差動インバータ２１，２２に供給されるバイアス電圧値に応じて、周波数分周器としての分周比が決まる構成である。なお、後述するようにこの注入同期型周波数分周器２０は、分周器の一例を示したものであり、その他の構成の分周器を使用してもよい。
【００２８】
図３は、バイアス電圧入力端子２５，２６から各差動インバータ２１，２２に供給されるバイアス電圧値と出力周波数との関係を説明するための図である。この例では、ＬＣ型電圧制御発振器１０から８ＧＨｚの周波数信号を入力した場合の、注入同期型周波数分周器２０の同期周波数である出力周波数を横軸に示し、縦軸に電力値を示す。
この図３の例では、バイアス電圧の設定によって、範囲Ａの出力周波数になる場合と、範囲Ｂの出力周波数になる場合と、範囲Ｃの出力周波数になる場合とがある。
【００２９】
具体的には、８ＧＨｚの周波数信号を入力して、範囲Ａの同期周波数となるようなバイアス電圧を設定したとき、４ＧＨｚの周波数を出力し、１／２分周器として機能する。
また、８ＧＨｚの周波数信号を入力して、範囲Ｂの同期周波数となるようなバイアス電圧を設定したとき、２．６６ＧＨｚの周波数を出力し、１／３分周器として機能する。
さらに、８ＧＨｚの周波数信号を入力して、範囲Ｃの同期周波数となるようなバイアス電圧を設定したとき、２ＧＨｚの周波数を出力し、１／４分周器として機能する。
バイアス電圧の設定により、さらに別の分周比の分周器として機能させることもできる。
本実施の形態の場合には、この図３に示した３つの例である、１／２分周器として機能させるバイアス電圧と、１／３分周器として機能させるバイアス電圧と、１／４分周器として機能させるバイアス電圧とが選定できる構成としてある。
【００３０】
図４は、ＬＣ型電圧制御発振器１０の発振周波数ｆ０を８ＧＨｚから１２ＧＨｚの周波数帯として、注入同期型周波数分周器２０の分周比の設定で実現できる出力周波数の例を示したものである。
注入同期型周波数分周器２０の分周比を１／２としたときには、４ＧＨｚから６ＧＨｚの周波数帯を発振するようになる。
注入同期型周波数分周器２０の分周比を１／３としたときには、２．６６ＧＨｚから４ＧＨｚの周波数帯を発振するようになる。
注入同期型周波数分周器２０の分周比を１／４としたときには、２ＧＨｚから３ＧＨｚの周波数帯を発振するようになる。
従って、この３つの周波数帯を合わせることで、出力周波数として、２ＧＨｚから６ＧＨｚまで連続した可変周波数範囲が得られる。
【００３１】
なお、ＬＣ型電圧制御発振器１０の発振周波数ｆ０を分周しないでそのまま使用する場合には、２ＧＨｚから１２ＧＨｚまで周波数を可変させることができる。但し、この場合には６ＧＨｚから８ＧＨｚまでは連続していない。
【００３２】
また、図４に示すように、注入同期型周波数分周器２０の分周出力を、図示しない別の分周器でさらに１／２分周又は１／４分周することで、１ＧＨｚ程度までの周波数の信号が得られ、その分周処理を繰り返すことで、１５ＭＨｚから６ＧＨｚまでの周波数帯で連続的に周波数を可変させることも可能である。
【００３３】
なお、図４に示した発振周波数と分周比との組み合わせは、好適な一例を示したものである。
例えば、ＬＣ型電圧制御発振器１０の発振周波数の下限をｆ１、上限をｆ２とした場合、注入同期型周波数分周器２０での分周比を１／４，１／５，１／６から選択できる構成とすることで、その注入同期型周波数分周器２０の出力が、連続した周波数帯域となる。
例えば、ｆ１＝４ＧＨｚ、ｆ２＝５ＧＨｚとして、注入同期型周波数分周器２０で１／４分周することで、１ＧＨｚ〜１．２５ＧＨｚの出力範囲となる。また、注入同期型周波数分周器２０で１／５分周することで、０．８ＧＨｚ〜１ＧＨｚの出力範囲となる。さらに、リングオシュレータ２０で１／６分周することで、０．６６ＧＨｚ〜０．８３ＧＨｚの出力範囲となる。従って、結果的に０．６６ＧＨｚ〜１．２５ＧＨｚの連続した出力範囲となる。
【００３４】
なお、注入同期型周波数分周器２０の分周比１／ＮのＮ値として、値が大きいものを使用すれば、間の比が小さくなり、ＬＣ型電圧制御発振器１０の下限周波数ｆ１と、上限周波数ｆ２の周波数レンジの比率も小さくすることができる。
例えば、３ＧＨｚ〜６ＧＨｚの発振出力を得る場合には、以下の例１、例２、例３が適用可能である。
例１）ｆ１＝８ＧＨｚ、ｆ２＝１２ＧＨｚ、Ｎ＝２，３
例２）ｆ１＝１３．５ＧＨｚ、ｆ２＝１８ＧＨｚ、Ｎ＝３，４
例３）ｆ１＝１９．２ＧＨｚ、ｆ２＝２４ＧＨｚ、Ｎ＝４，５
【００３５】
図５は、ＬＣ型電圧制御発振器１０の別の構成例を示した図である。
この図５の例では、スイッチング素子Ｑ１の一端から発振出力Ｖout1を得るために引き出した信号線に、複数のコンデンサＣ１１,Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４，Ｃ１５の一端を接続し、各コンデンサＣ１１,Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４，Ｃ１５の他端を、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５で選択的に接地電位側に接続できる構成とする。同様に、スイッチング素子Ｑ２の一端から発振出力Ｖout2を得るために引き出した信号線に、複数のコンデンサＣ１１,Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４，Ｃ１５の一端を接続し、各コンデンサＣ１１,Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４，Ｃ１５の他端を、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５で選択的に接地電位側に接続できる構成とする。
各コンデンサＣ１１,Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４，Ｃ１５の容量は、例えばコンデンサＣ１１を容量Ｃとすると、コンデンサＣ１２はその２倍の容量の２Ｃ、コンデンサＣ１３はその４倍の４Ｃ、コンデンサＣ１４はその８倍の８Ｃ、コンデンサＣ１５はその１６倍の１６Ｃとする。
このようにしたことで、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ５のオンオフの組み合わせで、所望の容量値のコンデンサがＬＣ型電圧制御発振器１０の出力端子１５，１６に接続されることになる。その他の部分は、図２に示したＬＣ型電圧制御発振器１０と同様に構成する。この図５に示すＬＣ型電圧制御発振器１０を、図２に示したＬＣ型電圧制御発振器１０の代わりに使用してもよい。
【００３６】
図６は、差動インバータ２１，２２の回路構成例を示した図である。
図７の例では、電源電圧ＶＤＤをスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２に供給し、その２つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を、相互にオンオフするように対向して接続する。また、入力端子に得られる２つの入力信号Ｖin1，Ｖin2を、それぞれスイッチング素子Ｑ１４，１５のゲートに供給し、スイッチング素子Ｑ１４とスイッチング素子Ｑ１１との接続点から、一方の出力Ｖout1を得、スイッチング素子Ｑ１５とスイッチング素子Ｑ１２との接続点から、他方の出力Ｖout2を得る。スイッチング素子Ｑ１４及びＱ１５と接地電位部との間には、バイアス電圧Ｖbiasを供給するスイッチング素子Ｑ１６を接続する。
さらに、制御信号Ｖvco inを、スイッチング素子Ｑ１３のゲートに供給し、そのスイッチング素子Ｑ１３で発振を制御する構成とする。
【００３７】
この図６に示した構成の差動インバータ２１，２２を用意して、図２に示すように接続することで、リングオシュレータが構成される。
【００３８】
なお、図２の差動インバータ２１，２２による構成は、図７に示した個別のインバータによる接続構成と等価である。即ち、図７に示したインバータ３１とインバータ３３とで、第１の差動インバータ２１が構成され、インバータ３２とインバータ３４とで、第２の差動インバータ２２が構成され、図７に示すように順に接続した構成と見なすことができる。
【００３９】
以上説明した本実施の形態の発振装置として構成させることで、広帯域の電圧制御発振装置として良好に機能する。即ち、ＬＣ型電圧制御発振器と注入同期型周波数分周器とを組み合わせて、広い周波数帯域の発振信号を得る構成としたことで、以下に示す効果が得られる。
１）低雑音で、周波数可変範囲が広く、低消費電力であり、さらに回路規模が小さく小面積に構成できる。
２）単一の発振装置で幅広い発振周波数範囲が実現できる。
３）発振装置として構成された部品の面積を大幅に縮小できる。
４）発振信号の発生に必要な回路が減るので、消費電力を削減できる。
５）分周された信号などを混合する混合器（ミキサ）を利用していない構成のため、スプリアスが小さくなる。
６）広帯域の発振構成で、４相の発振信号を得ることができる。
７）ＬＣ型電圧制御発振器の出力信号を、コンデンサＣ３，Ｃ４を介してバイアス側に帰還させる構成としたことで、位相雑音特性を改善することができる。
８）出力端につくキャパシタンスが小さくなるため、高い周波数での発振が可能である。９）原発振器自体の周波数可変範囲を広くすることができる。
１０）インダクタンスに対するキャパシタンスの比率が小さくなるため、位相雑音特性が改善する。
１１）電流源のバイアスポイントを独自に調整することができるため、信号の帰還量と電流値をそれぞれ独自に設定できる。そのため、位相雑音特性を改善することができる。
１２）発振器の面積は、インダクタの面積でほぼ決定するため、原発振器であるＬＣ型電圧制御発振器の発振周波数が従来よりも高く、発振装置を構成する部品の面積を大幅に縮小できる。
【００４０】
なお、ここまでの実施の形態で説明したＬＣ型電圧制御発振器や注入同期型周波数分周器（リングオシュレータ）の構成例は、それぞれ好適な例を示したものであり、図示の構成に限定されるものではない。
【００４１】
また、上述した実施の形態では、注入同期型周波数分周器を構成するインバータのバイアス電圧の設定で分周比を設定する構成としたが、その他の構成の分周器として、分周比を切り換える構成としてもよい。例えば、分周比が１／２，１／３，１／４などの固定倍の分周器を複数用意して、スイッチで切り換えることで、所望の分周比を設定するようにしてもよい。また、分周器の回路の一部を切り換えて、１／２分周と１／３分周などを切り換える構成としてもよい。
【符号の説明】
【００４２】
１０…ＬＣ型電圧制御発振器、１１…基準発振器、１２…比較器、１３…フィルタ、１４…制御電圧入力端子、１５，１６…出力端子、１７…周波数分周器、２０…注入同期型周波数分周器（リングオシュレータ）、２１，２２…インバータ、２３…Ｉチャンネル発振信号出力端子、２４…Ｑチャンネル発振信号出力端子、２５，２６…バイアス電圧入力端子、３０…制御部、３１，３２，３３，３４…分周器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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