(57)【要約】【課題】スイッチング素子を制御する制御電源と他の制御電源とを共通化する。【解決手段】ゼロクロス検知回路１１が交流電源２の正弦波電圧のゼロクロス電圧を検知するとＩＧＢＴ７がＯＮし、ＩＧＢＴゲート電圧の期間だけダイオードブリッジ３−リアクタ４−ＩＧＢＴ７−電流検出抵抗器８−ダイオードブリッジ３の系統で短絡電流が流れ、リアクタ４に電磁エネルギが蓄えられる。ＩＧＢＴゲート電圧の期間以外はダイオードブリッジ３からの整流電流と共にリアクタ４の電磁エネルギによる電流がコンデンサ６に流れるので、等価的に通電角が広がって力率が改善される。また、ＩＧＢＴ７の過電流は過電流検出ラッチ回路９で検出される。力率改善用のＩＧＢＴ７はダイオードブリッジ３の２次側に設けられているので、すべての制御電源を一つにまとめることができる。【選択図】図１
2009044882.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を整流する整流回路を備え、コンデンサに蓄えられた直流電力を負荷に供給する電源装置であって、
前記整流回路の出力端と前記コンデンサとの間に挿入されたリアクタと、
前記リアクタと前記コンデンサとの接続点を前記整流回路の出力の他極性側に接続させるスイッチング素子と、
前記交流電圧のゼロクロスタイミングを検知するゼロクロス検知回路とを備え、
前記ゼロクロスタイミングを基準とする一定期間だけ前記スイッチング素子を通電させ、この通電電流に対応する電磁エネルギを前記リアクタに蓄え、前記スイッチング素子を開放するときに前記リアクタに蓄えられた電磁エネルギを前記コンデンサに放出することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
さらに、前記スイッチング素子に流れる直流電流が閾値を超える過電流のとき、その過電流を検出する過電流検出回路を備え、
前記過電流検出回路は、前記スイッチング素子を制御する制御回路と共通の電源を用いることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記過電流検出回路は、一度、過電流検出の動作を行ったら前記交流電圧の入力が遮断されるまでは過電流検出の状態を保持することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記過電流検出回路は、再び前記交流電圧が入力された後は、新たな過電流検出が可能な初期状態に自動復帰することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、整流回路とコンデンサを備える電源装置に関し、特に、力率改善機能を備えた電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
全波整流方式のダイオードブリッジとコンデンサを備え、交流電圧を直流電圧に変換する電源装置は、交流電圧波形と出力側のコンデンサ充電電圧波形とのバランス関係に起因して、交流電圧のゼロクロス点の前後では整流電流が流れない非通電角が存在する一方、通電時には、負荷電力に対応する大電流が流れる。また、高調波電力の力率は、基本波の力率と各高調波電流の二乗和によって定まるので、非通電角の存在、通電時による大電流によって、力率が低下する。そのため、交流電圧から直流電圧に変換する電源装置は、必要に応じて、入力側の力率を改善するための力率改善回路を備えている。
【０００３】
例えば、交流電圧のゼロクロス時を中心とした一定期間だけＯＮさせ、リアクトルに交流電圧を印加する部分スイッチング回路を全波整流器の入力側に設け、入力電流の通電角を広げて力率を改善する力率改善回路が知られている（特許文献１参照）。この力率改善回路によれば、交流電圧のゼロクロス時から一定期間だけ部分スイッチング回路の半導体素子（例えば、ＩＧＢＴ）をＯＮさせ、交流電源にリアクタを接続することによって交流電源からリアクタに強制的に電流を流して電磁エネルギを蓄え、部分スイッチング回路（ＩＧＢＴ回路）がＯＦＦしたタイミングでリアクタに蓄えられた電磁エネルギを負荷側へ放出することにより、等価的に入力電流の通電角を広げて力率改善を図っている。また、部分スイッチング回路の過電流を保護するために、リアクタを介して交流電源を短絡する部分スイッチング回路（ＩＧＢＴ回路）に直列に専用のヒューズを設けている（特許文献１参照）。
【０００４】
なお、交流電源が１００Ｖ／２００Ｖ共用の一般的な電源装置の場合は、全波整流器の出力側に倍電圧整流回路を設ける必要があるために、力率改善用の部分スイッチング回路を全波整流器の入力側に設けている。
【特許文献１】特開平１１−２０６１３０号公報（段落番号００２０〜００２５、及び図１参照）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、ゼロクロス時にＯＮする部分スイッチング回路を全波整流器の入力側に設けた場合は、ゼロクロス時に部分スイッチングを行わせるためのＩＧＢＴを駆動させるＩＧＢＴドライバは、他の制御電源（例えば、インバータ制御回路の電源）と絶縁した専用電源を用いて駆動しなければならない。そのため、ＡＣ／ＤＣ変換を行う電源装置とその電源装置からの直流電圧を入力してＤＣ／ＡＣ変換を行うインバータなどを一体的に構成した場合は、相互に絶縁した２つの電源回路を設けなければならない。また、リアクタに交流電圧を印加する部分スイッチング回路に専用のヒューズを設けた場合は、交流電圧の印加が長時間になり過電流が流れてヒューズが溶断するたびに該当するヒューズを交換しなければならないので、メンテナンス作業などに時間がかかってしまって電源装置の稼動効率が低下してしまう。
【０００６】
本発明は、以上のような問題点に鑑みてなされたものであり、スイッチング素子を制御する制御電源と他の制御電源とを共通化することができるような電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記目的を達成するために、本発明の電源装置は、交流電圧を整流する整流回路を備え、コンデンサに蓄えられた直流電力を負荷に供給する電源装置であって、前記整流回路の出力側に直列に接続されたリアクタと、前記リアクタの他端に接続され、前記整流回路に帰還させるスイッチング素子と、前記交流電圧のゼロクロスタイミングを検知するゼロクロス検知回路とを備え、前記ゼロクロスタイミングを中心とする一定期間だけ前記スイッチング素子を通電させ、通電電流に対応する電磁エネルギを前記リアクタに蓄え、前記スイッチング素子を開放するときに前記リアクタに蓄えられた電磁エネルギを前記コンデンサに放出させるように構成されている。これによって、等価的に入力電流の通電角が広がるので力率を改善することができる。
【０００８】
本発明の電源装置の好適な実施形態としては、スイッチング素子に流れる直流電流が閾値を越える過電流のとき、その過電流を検出する過電流検出回路を備えている。また、過電流検出回路は、一度、過電流検出の動作を行ったら電源が遮断されるまでは過電流検出の状態を保持するように構成されている。さらに、過電流検出回路は、再び電源が投入された後は、新たな過電流検出が可能な初期状態に自動復帰するように構成されている。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、スイッチング素子を制御する制御電源と他の制御電源とを共通化することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
《実施形態》
以下、図面を参照しながら、本発明を実施するための最良の形態（以下「実施形態」という）について説明する。
【００１１】
図1は、力率改善機能を備えた本発明の一実施形態に係る電源装置、及びこれを用いたインバータ装置を示す回路図である。電源装置1は、交流電源２によるＡＣ２００Ｖの交流電圧を印加して全波整流を行うダイオードブリッジ（整流回路）３と、交流電圧のゼロクロス時後の一定期間の通電により電磁エネルギを蓄えるリアクタ４と、逆流防止用のダイオード５と、ダイオードブリッジ３の整流電圧を平滑するためのコンデンサ６と、交流電圧のゼロクロス時後の一定期間だけダイオードブリッジ３の出力側（正極、負極）とリアクタ４とを接続させるためのスイッチング素子であるＩＧＢＴ７と、ＩＧＢＴ７に流れる電流を検出する電流検出抵抗器８と、電流検出抵抗器８によってＩＧＢＴ７の過電流を検出するための過電流検出ラッチ回路（過電流検出回路）９と、電源装置1の全体を制御するためのマイコン１０と、交流電源２の電圧波形を検知し、出力するゼロクロス検知回路１１と、マイコン１０が生成した制御電圧（以下、「ＩＧＢＴゲート電圧」という。）に基づいて、ゼロクロス時後の一定期間だけＩＧＢＴ７をＯＮさせるためのＩＧＢＴドライバ１２とを備えて構成されている。また、電源装置１と、電源装置1の出力側に接続され、インバータ制御回路１３によってＰＷＭ制御されるインバータ（負荷）１４とでインバータ装置３０が構成される。なお、交流電圧のゼロクロス時の前後一定期間の通電によりリアクタ４に電磁エネルギを蓄えることもできる。
【００１２】
図1に示す電源装置１は、比較例（図４参照）のようにダイオードブリッジ３の入力側（以下、1次側という）にリアクタ４、及びＩＧＢＴ７を含む部分スイッチング回路を設けるのではなく、ダイオードブリッジ３の出力側（以下、２次側という）に部分スイッチング回路を設けている。このため、過電流検出ラッチ回路９、マイコン１０、後記する交流電圧検知系統を除くゼロクロス検知回路１１、ＩＧＢＴドライバ１２、及びインバータ制御回路１３を含めた電源系統を、ダイオードブリッジ３の２次側の電源によって一つにまとめることができる。言い換えると、スイッチング電源装置１に含まれる、すべての制御系の電源はダイオードブリッジ３の２次側の電源系統によって一つにまとめることができる。
【００１３】
図２は、図１に示すゼロクロス検知回路１１の具体的な回路図の一例である。ゼロクロス検知回路１１は、フォトカプラＰＨを用いており、交流電源２の電圧を端子ａ，ｂによって検知する入力回路と、検知されたゼロクロス電圧を端子ｃからゼロクロス信号を出力する出力回路とを備えている。すなわち、入力回路は、電流制限用の抵抗器Ｒ１とダイオードＤ１とフォトカプラＰＨに内蔵された発光素子Ｄ２との直列回路が端子ａ，ｂを介して交流電源２に接続された構成になっている。また、出力回路は、電流制限用の抵抗器Ｒ２とフォトカプラＰＨに内蔵された受光素子Ｔｒ１との直列回路が直流電源Ｖｃｃ側とグランドＧＮＤとの間に接続され、端子ｃからマイコン１０へ出力する構成になっている。
【００１４】
次に、図１と図２とを用いて、電源装置1が力率改善する動作を説明する。電源装置1において、交流電源２が生成するＡＣ２００Ｖの交流電圧は、ダイオードブリッジ３で全波整流され、整流された電圧は、リアクタ４及びダイオード５を経由してコンデンサ６を充電する。そして、コンデンサ６に充電された直流電圧は、電源装置1の負荷であるインバータ１４に印加される。インバータ１４は、インバータ制御回路１３のＰＷＭ制御によって交流電圧を生成し、図示しないモータなどに所望の電力を供給する。
【００１５】
このとき、リアクタ４及びＩＧＢＴ７を含む部分スイッチング回路を設けていない場合には、ダイオードブリッジ３を構成する各ダイオードは、交流電源２から供給されたＡＣ２００Ｖの交流電圧のゼロボルト付近では電流が流れなくなる。つまり、ゼロボルト付近では、交流電源２の交流電圧が、平滑用のコンデンサ６の充電電圧よりも低いため、ダイオードにより電流が阻止される。一方、コンデンサ６の充電電圧のリップル電圧ΔＶｃ（図３）の存在により、コンデンサ６の充電電圧が交流電源２の交流電圧よりも低くなったときには、負荷であるインバータ１４に供給する電力に対応する電力量のすべてをコンデンサ６に供給するために、ダイオードブリッジ３に大電流が流れる。
【００１６】
ところで、高調波電力の力率ＣＯＳΦは、
ＣＯＳΦ＝有効電力／皮相電力＝｛Ｖ１・Ｉ１ｃｏｓφ１＋Ｖ２・Ｉ２ｃｏｓφ２＋…｝／√｛（Ｖ１２＋Ｖ２２＋…）・（Ｉ１２＋Ｉ２２＋…）｝
である。ここで、Ｖ１は基本波実効電圧であり、I１は基本波実効電流であり、Ｖ２，Ｖ３，…は各高調波実効電圧であり、Ｉ２，Ｉ３，…は各高調波実効電流であり、ｃｏｓφｎは各高調波成分の力率である。
【００１７】
この点、交流電源２の電圧は基本波成分Ｖ１のみであるので、Ｖ２，Ｖ３，…＝０であり、
力率ＣＯＳΦ＝Ｉ１ｃｏｓφ１／√（Ｉ１２＋Ｉ２２＋…）
と簡略化される。すなわち、コンデンサ６の充電電圧にリップル電圧ΔＶｃが生じることによって、高調波電流が流れ、この高調波電流成分Ｉ２，Ｉ３，…が多くなると、力率ＣＯＳΦが低下する。言い換えると、交流電圧のゼロボルト付近でダイオードブリッジ３に非通電角が存在するために入力側の力率ＣＯＳΦが低下する。
【００１８】
図３は、図１に示す電源装置1における力率改善の動作を説明するための各部波形図であり、（ａ）は交流電圧Ｖｉｎ、及びコンデンサ６の充電電圧Ｖｃ、（ｂ）はダイオード５に流れる電流（ダイオード電流）、（ｃ）はＩＧＢＴの制御電圧（ＩＧＢＴゲート電圧）、（ｄ）はＩＧＢＴ７に流れる電流（ＩＧＢＴ電流）、（ｅ）はダイオードブリッジ３の出力電流（ダイオードブリッジ電流）である。なお、各波形の横軸は時間を示し、縦軸は電圧又は電流のレベルを示している。
【００１９】
図３（ａ），（ｂ）に示すように、コンデンサ６の充電電圧Ｖｃはリップル電圧ΔＶｃを含んでおり、交流電源２の交流電圧Ｖｉｎがコンデンサ充電電圧Ｖｃよりも低下するとダイオード５には電流（ダイオード電流）が流れない（ｔ４〜ｔ５）。言い換えると、交流電圧Ｖｉｎのゼロクロス付近（時刻ｔ０から時刻ｔ２まで）においてはダイオード５には電流が流れない。
【００２０】
一方、図２に示すゼロクロス検知回路１１によって交流電源２のゼロクロス点が検知される。すなわち、図３（ａ）に示す交流電圧Ｖｉｎのゼロクロスのタイミング（時刻ｔ１）付近、及び負の電圧期間は、図２の回路において、抵抗器Ｒ１−ダイオードＤ１−フォトカプラＰＨの発光素子Ｄ２の入力回路には電流が流れない。したがって、フォトカプラＰＨの発光素子Ｄ２から受光素子Ｔｒ１へは光信号が伝達されない。そのため、受光素子Ｔｒ１はＯＦＦ状態となるため、抵抗器Ｒ２と受光素子Ｔｒ１との接続点の電位はＶｃｃである。一方、ゼロクロス付近を過ぎた正の電圧期間においては、フォトカプラＰＨの発光素子Ｄ２から受光素子Ｔｒ１へ光信号が伝達され、受光素子Ｔｒ１はＯＮ状態となり、抵抗器Ｒ２と受光素子Ｔｒ１との接続点の電位は０Ｖとなる。
【００２１】
このゼロクロス検知回路１１の出力信号によって、マイコン１０は、ゼロクロス時（時刻ｔ１）から一定期間（時刻ｔ1〜ｔ２）のＩＧＢＴゲート電圧（ｃ）を生成してＩＧＢＴドライバ１２へ送信する。ＩＧＢＴドライバ１２は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの時間帯においてＩＧＢＴ７をＯＮ状態にする。したがって、ＩＧＢＴゲート電圧（ｃ）が存在する時刻ｔ１から時刻ｔ２までの時間帯においては、ダイオードブリッジ３の正、負（多極性側）の出力は、ＩＧＢＴ７と電流検出抵抗器８とを介して、リアクタ４と接続される。これによって、ＩＧＢＴゲート電圧（ｃ）が存在する時刻ｔ１から時刻ｔ２までの時間帯は、ゼロクロス付近の交流電圧（ａ）の正弦波波形、及びリアクタ４のインダクタンスに依存してＩＧＢＴ７にはＩＧＢＴ電流（ｄ）が流れる。
【００２２】
次に、時刻ｔ２から時刻ｔ６までの時間帯においては、ＩＧＢＴ７がＯＦＦ状態となってＩＧＢＴ電流（ｄ）が流れなくなる。このとき、リアクタ４に蓄えられていた電磁エネルギは、ＩＧＢＴ７がＯＦＦになった後の一定期間（時刻ｔ２から時刻ｔ３まで）に、ダイオード５を介してコンデンサ６に供給され、徐々に減少するダイオード電流（ｂ）が流れる。また、コンデンサ６（図１）の充電電圧Ｖｃと交流電圧Ｖｉｎとの大小関係によって決まる期間（ｔ３〜ｔ４）、ダイオードブリッジ３からリアクタ４を及びダイオード５を介してダイオード電流（ｂ）のようなリップル電流が流れる。
【００２３】
このようにして、交流電圧（ａ）のゼロクロス時ｔ１以後の一定期間（時刻ｔ１から時刻ｔ２まで）においては、交流電源２−ダイオードブリッジ３−リアクタ４−ＩＧＢＴ７−電流検出抵抗器８−交流電源２のルートでＩＧＢＴ電流（ｄ）が流れる。そして、時刻ｔ２から時刻ｔ４までの時間帯においては、交流電源２−ダイオードブリッジ３−リアクタ４−ダイオード５−コンデンサ６（又は、インバータ１４）のルートでダイオード電流（ｂ）が流れる。
【００２４】
また、ダイオードブリッジ電流（ｅ）は、ダイオード電流（ｂ）とＩＧＢＴ電流（ｄ）とを加算した電流である。このとき、ダイオードブリッジ３の一次側電流は、無通電期間が減少するので、基本波電流Ｉ１が増加し、高調波電流（Ｉ２，Ｉ３，…）が減少する。このため、入力電流の力率ＣＯＳΦが改善される。
【００２５】
すなわち、特許文献１に記載の技術は、ダイオードブリッジ３の1次側に部分スイッチング回路（例えば、本実施形態のＩＧＢＴ７からなる回路）を配置し、交流電圧のゼロクロス時後の一定期間電流が流れない無通電期間にＩＧＢＴをＯＮしてリアクタに強制的に電流を流していた。これによって、入力電流の通電角を広げて力率を改善させていた。ところが、ＩＧＢＴを含む部分スイッチング回路がダイオードブリッジの1次側にあると、ＩＧＢＴを駆動するためのＩＧＢＴドライバは他の電源から絶縁された専用の電源で駆動しなければならなかった。
【００２６】
しかし、本実施形態では、リアクタ４及びＩＧＢＴ７を含む部分スイッチング回路をダイオードブリッジ３の２次側に移動することにより、ＩＧＢＴドライバ１２の電源を他の電源と共通にしてダイオードブリッジ３の２次側の電源から供給することができる。そのため、ＩＧＢＴドライバ１２のための専用電源を設ける必要がなくなり、他の電源と共用でＩＧＢＴ７を駆動することができるため、電源装置１の部品点数を削減して小型化と低コスト化を図ることができる。
【００２７】
次に、ゼロクロス時にＩＧＢＴ７の過電流を検出する回路（過電流検出ラッチ回路９）の動作について説明する。例えば、ＩＧＢＴドライバ１２の故障などにより、ＩＧＢＴ７がゼロクロスから一定期間を過ぎても通電状態が継続された場合は、ＩＧＢＴ７に過大な短絡電流が流れて、ＩＧＢＴ７のみならず、入力側のダイオードブリッジ３などを電流破壊させるおそれがある。
【００２８】
そこで、本実施形態の電源装置１では、ＩＧＢＴ７に過電流が流れた場合は、過電流検出ラッチ回路９は、電流検出抵抗器８が検出した過電流によって、ＩＧＢＴドライバ１２の駆動信号を強制的に停止させる。これによって、ＩＧＢＴ７は強制的にＯＦＦさせられ、ダイオードブリッジ３からＩＧＢＴ７に流れる電流は必然的にゼロとなる。しかも、過電流検出ラッチ回路９は、一度過電流を検出するとその過電流検出状態を保持するために、交流電源２を遮断してトラブルを取り除かない限りは過電流検出ラッチ回路９の過電流検出状態がクリアされることはない。このため、電源装置１は、過電流に対してフェールセーフの状態を維持することができる。また、過電流のトラブル原因が取り除かれた後に交流電源２を再びＯＮすれば、直ちに過電流検出ラッチ回路９は初期状態となるので、ヒューズ交換などのメンテナンス作業を行うことなく電源装置１の運転を即座に再開することができる。
【００２９】
また、ＩＧＢＴ７がゼロクロス付近でない領域においてノイズなどによって誤動作してＯＮした場合は、瞬間的にＩＧＢＴ７に過電流が流れて過電流検出ラッチ回路９が動作するが、この瞬間的な過電流検出状態はそのまま保持される。つまり、ノイズなどによって過電流検出ラッチ回路９が誤動作した場合においても、電源装置１は停止するが、交流電源２を再びＯＮすることにより、直ちに電源装置１の運転を再開することができる。
【００３０】
すなわち、異常時にＩＧＢＴ７に過電流が流れた場合は、後記する比較例は、ヒューズを溶断させて過電流の保護を行っているために、復旧時にはヒューズを交換するためのメンテナンス作業が伴っていた。しかし、本実施形態の場合は、ラッチ機能を備えた過電流検出ラッチ回路９を設けて、予め設定された閾値以上の電流（過電流）がＩＧＢＴ７に流れるとＩＧＢＴ７のスイッチング動作を強制的に停止させている。そして、過電流の検出によってラッチがかかった場合は、一度、電源装置１を交流電源２から切り離すことによって、直ちに電源装置１を復帰させることができる。
【００３１】
つまり、部分スイッチング回路に過電流が流れた場合には、直ちに電源装置１の動作を停止させて、電源装置１のコンセントを抜去し、異常状態を改善したときは、ヒューズなどの過電流保護部品を交換することなく部分スイッチング回路を初期状態に戻して電源装置１の運転を再開することができる。また、外来ノイズによるＩＧＢＴ７の誤動作は、電源装置１のＯＦＦ／ＯＮの動作を行うだけで直ちに正常な状態に復旧させることができる。したがって、力率改善機能を備えた電源装置１の使い勝手は一段と向上する。
【００３２】
なお、本実施形態の電源装置１のように、力率改善を行うためにリアクタ４及びＩＧＢＴ７を含む部分スイッチング回路をダイオードブリッジ３の２次側に設けた場合は、倍電圧整流回路によって入力電圧の１００Ｖ／２００Ｖなどの切替えを行うことができない。つまり、入力電圧が一種類の単一電源でないと適用することができない。しかし、交流入力側にトランスなどを設けてタップ切替えによって１００Ｖ／２００Ｖを切り替えるようにすれば、本実施形態の電源装置においても複数電源に対応することができる。もちろん、その場合は、複数電源のうち最大電圧に耐えるような耐圧の部品を選定して電源装置を構成する必要がある。
【００３３】
《比較例》
図４は、力率改善機能を備えた比較例としての電源装置及びその周辺回路を示す回路図である。電源装置２1は、交流電源２よりリアクタ４を介してＡＣ２００Ｖの交流電圧を入力して全波整流を行うダイオードブリッジ２３と、ダイオードブリッジ２３の整流電圧を平滑するためのコンデンサ２６ａ，２６ｂと、交流電源２の交流電圧がゼロボルト付近のときにダイオード２５ａ，２５ｂ及びダイオード２５ｃ，２５ｄを介して入力側をリアクタ４に接続するためのＩＧＢＴ２７と、ＩＧＢＴ２７の過電流を検出して溶断させるヒューズ２８と、電源装置２1の全体を制御するためのマイコン１０と、ＡＣ２００Ｖの交流電源２のゼロクロス電圧を検知するゼロクロス検知回路１１と、ゼロクロス検知回路１１の出力信号からマイコン１０が生成したＩＧＢＴゲート電圧に基づいてＩＧＢＴ２７をＯＮさせるためのＩＧＢＴドライバ１２と、交流電圧の１００Ｖ／２００Ｖを切り替えるための整流回路切替スイッチ３５とを備えて構成され、電源装置２１の出力側はインバータ制御回路１３によってＰＷＭ制御されるインバータ（負荷）１４に接続されている。すなわち、電源装置２１は、図１に示される電源装置１と同様に、ＩＧＢＴ２７及びダイオード２５ａ，２５ｂ，２５ｃ，２５ｄを含む部分スイッチング回路をダイオードブリッジ２３の1次側に設けて力率改善を図っている。
【００３４】
ところで、電源装置２１は、ダイオードブリッジ２３の1次側にリアクタ４とＩＧＢＴ２７とダイオード２５ａ，２５ｂ，２５ｃ，２５ｄとを含む部分スイッチング回路を設けて力率改善を図っている。したがって、マイコン１０、交流電圧検出系（図２）を除くゼロクロス検知回路１１の出力回路（図２）、及びインバータ制御回路１３を含めた電源系統は、ダイオードブリッジ２３の２次側の電源によって一つにまとめることができるが、ＩＧＢＴ２７はダイオードブリッジ２３の１次側に配置されているために、ＩＧＢＴドライバ１２は独立した電源を用いなければならない。言い換えると、図の破線で示すように、マイコン１０、交流電圧検出系を除くゼロクロス検知回路１１、及びインバータ制御回路１３を含めた電源系統と、ＩＧＢＴドライバ１２の電源系統を分けて２つの電源系統を用意しなければならない。
【００３５】
しかし、図４に示す電源装置２１は、部分スイッチング回路をダイオードブリッジ２３の1次側に設けることによって、容易に倍電圧整流回路を構成することができるので、１００Ｖ／２００Ｖの２電源に対応することができる。すなわち、交流電源２が２００Ｖ電源のときは、整流回路切替スイッチ３５をＯＦＦすることによってコンデンサ２６ａ，２６ｂの両端（すなわち、インバータ３４の入力端）には√２×２００Ｖの直流電圧が発生し、交流電源２が１００Ｖ電源のときは、整流回路切替スイッチ３５をＯＮすることによってコンデンサ２６ａとコンデンサ２６ｂとによって倍電圧が生成されるので、コンデンサ２６ａ，２６ｂの両端（すなわち、インバータ１４の入力端）には√２×２００Ｖの直流電圧が発生することになる。すなわち、入力系統が１００Ｖ／２００Ｖの２電源であっても一種類の電源装置２１によって対応することができる。
【００３６】
また、電源装置２１においては、リアクタ４とダイオード２５ａ，２５ｄとの間に過電流保護用のヒューズ２８が直列に挿入されている。したがって、ゼロクロス時にＩＧＢＴ２７がＯＮしたときに過電流が流れると、ヒューズ２８が溶断して電源装置２１を過電流保護するようになっている。この場合は、過電流トラブルの原因を除去してからヒューズ２８を交換しなければ電源装置２１を復旧させることができない。
【００３７】
すなわち、前記した電源装置１のように、制御回路の電源系統を一つにまとめて電源装置を小型・低コスト化することを優先するか、比較例の電源装置２１のように、制御回路の電源系統が二種類になって複雑化・高コスト化することを犠牲にしても、１００Ｖ／２００Ｖの２電源を切り替えて使用できる利便性を優先するかによって、何れの方式を採用するかが選択される。本実施形態は、電源装置の小型・低コスト化を優先する選択肢の一つとして提案されるものである。なお、電源装置１においても、ダイオードブリッジ３の１次側（交流側）に１００Ｖ／２００Ｖの２電源切替用のタップを備えたトランスを設ければ、１００Ｖ／２００Ｖの２電源に対応することができることは前記した通りである。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】力率改善機能を備えた本発明の一実施形態に係る電源装置及びその周辺回路を示す回路図である。
【図２】ゼロクロス検知回路の具体的な回路図である。
【図３】力率改善の動作を説明するための各部波形図であり、（ａ）は交流電圧、（ｂ）はダイオード電流、（ｃ）はＩＧＢＴゲート電圧、（ｄ）はＩＧＢＴ電流、（ｅ）はダイオードブリッジ電流である。
【図４】力率改善機能を備えた比較例の電源装置及びその周辺回路を示す回路図である。
【符号の説明】
【００３９】
１、２１    電源装置
２    交流電源
３、２３    ダイオードブリッジ
４  リアクタ
５    ダイオード
６、２６ａ，２６ｂ    コンデンサ
７、２７    ＩＧＢＴ
８    電流検出抵抗器
９    過電流検出ラッチ回路
１０  マイコン
１１  ゼロクロス検知回路
１２  ＩＧＢＴドライバ
１３  インバータ制御回路
１４  インバータ
２５ａ，２５ｂ，２５ｃ，２５ｄ  ダイオード
２８  ヒューズ
ＰＨ  フォトカプラ
Ｄ１  ダイオード
Ｄ２  発光素子
Ｔｒ１  受光素子
【図１】
2009044882.tif 000003
【図２】
2009044882.tif 000004
【図３】
2009044882.tif 000005
【図４】
2009044882.tif 000006