(57)【要約】【課題】歪みの少ないＦＭ復調回路を提供する。【解決手段】３次以上のフィルタを有し、被変調波Ｆ１の中心周波数ｆ０において入出力の位相を９０度ずらして、被変調波Ｆ１を通過させる９０度移相器１１と、一方に被変調波Ｆ１が入力され、他方に９０度移相器１１を通過した被変調波Ｆ２が入力され、被変調波Ｆ１と９０度移相器１１を通過した被変調波Ｆ２との積を求める乗算器１２と、乗算器１２の出力を平均化し、高周波成分を除去するローパスフィルタ１３と、を具備する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
３次以上のフィルタを有し、被変調波の中心周波数において入出力の位相を９０度ずらして、前記被変調波を通過させる９０度移相器と、
一方に前記被変調波が入力され、他方に前記９０度移相器を通過した前記被変調波が入力され、前記被変調波と前記９０度移相器を通過した前記被変調波との積を求める乗算器と、
前記乗算器の出力を平均化し、高周波成分を除去するローパスフィルタと、
を具備することを特徴とするＦＭ復調回路。
【請求項２】
前記フィルタが、ローパスフィルタまたはハイパスフィルタであることを特徴とする請求項１に記載のＦＭ復調回路。
【請求項３】
前記ローパスフィルタまたはハイパスフィルタが、ベッセル特性を有するローパスフィルタまたはベッセル特性を有するハイパスフィルタであることを特徴とする請求項２に記載のＦＭ復調回路。
【請求項４】
前記ローパスフィルタまたはハイパスフィルタが、２次のローパスフィルタを２つ直列接続した４次のローパスフィルタまたは２次のハイパスフィルタを２つ直列接続した４次ハイパスフィルタであることを特徴とする請求項２または請求項３に記載のＦＭ復調回路。
【請求項５】
前記９０度移相器と前記乗算器との間に、前記９０度移相器を通過した前記被変調波の振幅を制限するリミッタが接続されていることを特徴とする請求項１に記載のＦＭ復調回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＦＭ復調回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＦＭ（Frequency Modulation）の復調は、周波数の変化を電圧または電流に変換する回路を通してＦＭをＡＭ（Amplitude Modulation）に変換した後、ＡＭ復調回路で復調することにより行われている。  
そのため、周波数を電圧や電流に変換する回路の直線性が、復調出力の歪率やＳ／Ｎといった電気的な特性に大きな影響を及ぼす。
【０００３】
ＦＭ復調回路として、被変調波を二つに分け、一方は同調回路などの移相回路を通して位相を４分の１周期（９０度）だけずらし、もう一方はそのままにして乗算器に入力して二つの信号を乗算することにより、被変調波を復調するクワドラチャ（Quadrature）復調回路が知られている。
【０００４】
従来、クワドラチャ復調回路では、中心周波数において位相を９０度ずらす９０度移相器として２次フィルタを用いる方法があるが、被変調波の中心周波数が低くなると、周波数偏移幅と中心周波数との比で表わされる比帯域が大きくなり、位相の直線性が低下し、歪率やＳ／Ｎが低下するという問題がある（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
特許文献１に開示された９０度移相器は、ＬＣ共振のようなディスクリミネータであり、中心周波数が低い場合の周波数特性については何も開示していない。
【特許文献１】特開平９−２００７９９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、歪みの少ないＦＭ復調回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様のＦＭ復調回路は、３次以上のフィルタを有し、被変調波の中心周波数において入出力の位相を９０度ずらして、前記被変調波を通過させる９０度移相器と、一方に前記被変調波が入力され、他方に前記９０度移相器を通過した前記被変調波が入力され、前記被変調波と前記９０度移相器を通過した前記被変調波との積を求める乗算器と、前記乗算器の出力を平均化し、高周波成分を除去するローパスフィルタと、を具備することを特徴としている。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、歪みの少ないＦＭ復調回路が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。
【実施例１】
【００１０】
本発明の実施例１に係るＦＭ復調回路について図１乃至図３を用いて説明する。図１は本実施例のＦＭ復調回路を示す回路図、図２はＦＭ復調回路の特性を示す図で、図２（ａ）はその９０度移相器の周波数特性を示す図、図２（ｂ）はその復調出力を示す図、図３は比較例のＦＭ復調回路の特性を示す図で、図３（ａ）はその９０度移相器の周波数特性を示す図、図３（ｂ）はその復調出力を示す図である。
【００１１】
図１に示すように、本実施例のＦＭ復調回路１０は、３次以上のフィルタを有し、被変調波Ｆ１の中心周波数ｆ０において入出力の位相を９０度ずらして、被変調波Ｆ１を通過させる９０度移相器１１と、一方に被変調波Ｆ１が入力され、他方に９０度移相器１１を通過した被変調波Ｆ２が入力され、被変調波Ｆ１と９０度移相器１１を通過した被変調波Ｆ２との積を求める乗算器１２と、乗算器１２の出力を平均化し、高周波成分を除去するローパスフィルタ１３と、を具備している。
【００１２】
さらに、ＦＭ復調回路１０は、９０度移相器１１と乗算器１２の他方との間に接続され、被変調波Ｆ２の振幅を制限するリミッタ１４を具備している。
【００１３】
９０度移相器１１は、第１の２次フィルタ１５と第２の２次フィルタ１６とが直列接続された４次フィルタである。  
第１の２次フィルタ１５は、周知のように抵抗Ｒ１、Ｒ２と、キャパシタＣ１、Ｃ２と、ゲインが１のバッファ１７と、を有する帰還形アクティブローパスフィルタである。  
同様に、第２の２次フィルタ１６は、周知のように抵抗Ｒ３、Ｒ４と、キャパシタＣ３、Ｃ４と、ゲインが１のバッファ１８と、を有する帰還形アクティブローパスフィルタである。
【００１４】
第１の２次フィルタ１５では、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２が直列接続され、抵抗Ｒ１の他端が入力ノードに接続され、抵抗Ｒ２の他端がバッファ１７の入力端に接続されている。  
キャパシタＣ１はバッフア１７の出力端と抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続ノードとの間に接続され、キャパシタＣ２は抵抗Ｒ２とバッファ１７との接続ノードと基準電位ＧＮＤとの間に接続されている。  
ゲインが１のバッファ１７は、入力がハイインピーダンス、出力がローインピーダンスであり、インピーダンス変換器として機能している。  
第２の２次フィルタ１６についても同様であり、その説明は省略する。
【００１５】
ここで、例えばキャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の容量比を、０．３４５３：０．３１６９：０．４７５３：０．１８３１に設定し、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４を、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４に設定する。  
これにより、第１および第２の２次フィルタ１５、１６は、総合して４次のベッセル特性を有するローパスフィルタとして機能する。
【００１６】
リミッタ１４は、例えば信号増幅回路と振幅リミット回路とを備え、振幅リミットのしきい値まで信号の振幅を増大させて、被変調波Ｆ２の振幅が被変調波Ｆ１の振幅に等しくなるようにしている。  
これにより、信号レベルが揃った被変調波Ｆ１と被変調波Ｆ２が、乗算器１２に入力される。
【００１７】
乗算器１２は、例えば被変調波の周波数が中心周波数ｆ０と等しい場合に、出力の平均値（ローパスフィルタ１３の出力）が０になり、被変調波の周波数が中心周波数ｆ０よりも低い場合は、出力の平均値が正になり、被変調波の周波数が中心周波数ｆ０よりも高い場合は、出力の平均値が負になるように作動する。  
ローパスフィルタ１３は、例えば抵抗Ｒ５とキャパシタＣ５を有する１次フィルタである。  
これにより、中心周波数ｆ０に対して被変調波の周波数が変化すると、出力電圧もそれに比例して変化し、被変調波が復調される。
【００１８】
図２はシミュレーションによるＦＭ復調回路１０の特性を示す図で、図２（ａ）はその９０度移相器１１の周波数特性を示す図、図２（ｂ）はその復調出力を示す図である。  
図３はシミュレーションによる比較例のＦＭ復調回路の特性を示す図で、図３（ａ）はその９０度移相器の周波数特性を示す図、図３（ｂ）はその復調出力を示す図である。  
ここで比較例とは、９０度移相器が２次のバタワース特性を有するローパスフィルタの場合を示している。始めに、比較例について説明する。
【００１９】
図３（ａ）に示すように、比較例の９０度移相器の周波数特性は、中心周波数ｆ０＝３００ＫＨｚで、位相が９０度シフトするように設定されているが、被変調波Ｆ１の周波数が高くなるほど周波数と移相量の関係は緩やかになり、直線性が悪化している。
【００２０】
図３（ｂ）に示すように、比較例の復調出力は、中心周波数ｆ０＝３００ｋＨｚ、周波数偏移幅が±２５ｋＨｚおよび±１００ｋＨｚにおいて、復調出力の振幅はいずれも正負非対称であり、周波数偏移幅が大きいほど非対称性が大きくなる。
【００２１】
また、周波数偏移幅が±２５ｋＨｚのときの復調出力の振幅と、周波数偏移幅が±１００ｋＨｚのときの復調出力の振幅との比は、被変調波Ｆ１の周波数が中心周波数ｆ０より低いほうで４より大きく、被変調波Ｆ１の周波数が中心周波数ｆ０より高いほうで４より小さく、周波数偏移幅の比４に対して歪みが生じている。
【００２２】
一方、図２（ａ）に示すように、本実施例の９０度移相器１１の周波数特性は、中心周波数ｆ０＝３００ＫＨｚで、位相が９０度シフトするように設定されており、且つ被変調波Ｆ１の周波数と移相量の関係は一定であり、高い直線性が得られている。
【００２３】
図２（ｂ）に示すように、本実施例の復調出力は、中心周波数ｆｏ＝３００ＫＨｚ、周波数偏移幅が±２５ｋＨｚおよび±１００ｋＨｚにおいて、復調出力の振幅はいずれも正負対称である。  
また、周波数偏移幅が±２５ｋＨｚのときの復調出力の振幅と、周波数偏移幅が±１００ｋＨｚのときの復調出力の振幅との比は４であり、周波数偏移幅の比４に等しく、歪の発生は見られない。
【００２４】
これより、９０度移相器１１を備えたＦＭ復調回路１０により、被変調波Ｆ１を低歪、高Ｓ／Ｎ比で復調することが可能である。
【００２５】
図４は、ＦＭ復調回路１０を用いたＦＭチューナを集積化した半導体集積装置を示す図である。
【００２６】
図４に示すように、半導体集積装置３０は、ＦＭ電波を外部のアンテナ３１で受信して得た高周波信号ＲＦを増幅するローノイズアンプ（ＬＮＡ）３２と、ローノイズアンプ３２で増幅された高周波信号ＲＦを可変周波数発信器（ＶＣＯ）３３で生成したキャリア信号と混合して、高周波信号ＲＦとキャリア信号との差の周波数を有する中間周波信号ＩＦ、例えば３００ｋＨｚを出力するミキサ３４と、ミキサ３４の出力信号から不要な信号成分を除去し、中間周波信号ＩＦだけを取り出すバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３５と、バンドパスフィルタ３５の出力レベルを制限するリミッタ３６と、中間周波信号ＩＦ（被変調波Ｆ１）を復調するＦＭ復調回路１０とが、半導体基板にモノリシックに集積して形成されている。
【００２７】
以上説明したように、本実施例のＦＭ復調回路１０は、４次のベッセル特性を有するローパスフィルタを備えた９０度移相器１１を具備している。  
その結果、中心周波数ｆ０が、例えば３００ｋＨｚと低く、周波数偏移幅が、例えば±１００ｋＨｚと大きく、広い帯域を有する被変調波ＦＭ１（比帯域で６７％）に対して、十分な直線性を有する位相の周波数特性が得られる。従って、歪の少ないＦＭ復調回路１０が得られる。
【００２８】
ここでは、４次のベッセル特性を有するローパスフィルタを備えた９０度移相器１１について説明したが、３次以上のベッセル特性を有するローパスフィルタを備えた９０度移相器であれば同様の効果を得ることができる。
【００２９】
図５は３次のベッセル特性を有するローパスフィルタを備えた９０度移相器を具備するＦＭ復調回路を示す図、図６はＦＭ復調回路の特性を示す図で、図５（ａ）はその９０度移相器の周波数特性を示す図、図６（ｂ）はその復調出力を示す図である。
【００３０】
図５に示すように、ＦＭ復調回路４０の９０度移相器４１は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３と、キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３と、ゲインが１のバッフア１７と、を具備している。  
キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３の容量比を、０．５６４７：０．８１３６：０．１４５１に設定し、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３を、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３に設定することにより、９０度移相器４１は３次のベッセル特性を有するローパスフィルタとして機能する。
【００３１】
図６（ａ）に示すように、９０度移相器４１の周波数特性は、周波数の高いほうで、周波数と移相量の関係が若干緩やかになり、直線性からのずれが認められるが、中心周波数ｆ０＝３００ｋＨｚ、周波数偏移幅±１００ｋＨｚの範囲においては、十分な直線性を有している。
【００３２】
図６（ｂ）に示すように、復調出力は、中心周波数ｆ０＝３００ｋＨｚ、周波数偏移幅が±１００ｋＨｚにおいて、復調出力の振幅はほぼ正負対称が得られている。
【００３３】
更に、９０度移相器１１を、４次より大きいベッセル特性を有するローパスフィルタとしてもよいことは勿論であるが、回路規模が大きくなるので、４次程度が適当である。
【００３４】
また、目的の直線性を有する位相の周波数特性が得られる範囲内であれば、その他の特性を有する３次以上のフィルタ、例えば３次以上のバタワース特性を有するローパスフィルタを備えた９０度移相器を用いることも可能である。
【実施例２】
【００３５】
本発明の実施例２に係るＦＭ復調回路について、図７および図８を用いて説明する。図７はＦＭ復調回路を示す回路図、図８はＦＭ復調回路の特性を示す図で、図８（ａ）はその９０度移相器の周波数特性を示す図、図８（ｂ）はその復調出力を示す図である。
【００３６】
本実施例において、上記実施例１と同一の構成部分には同一符号を付してその部分の説明は省略し、異なる部分について説明する。  
本実施例が実施例１と異なる点は、９０度移相器を４次のベッセル特性を有するハイパスフィルタで構成したことにある。
【００３７】
即ち、図７に示すように、本実施例のＦＭ復調回路５０の９０度移相器５１は、直列接続された第１の２次フィルタ５２と、第２の２次フィルタ５３とを具備している。
【００３８】
第１の２次フィルタ５２は、周知のようにキャパシタＣ１、Ｃ２と、抵抗Ｒ１、Ｒ２と、ゲインが１のバッファ１７と、を有する帰還形アクティブハイパスフィルタである。  
同様に、第２の２次フィルタ５３は、周知のようにキャパシタＣ３、Ｃ４と、抵抗Ｒ３、Ｒ４と、ゲインが１のバッファ１８と、を有する帰還形アクティブハイパスフィルタである。
【００３９】
第１の２次フィルタ５２では、キャパシタＣ１とキャパシタＣ２が直列接続され、キャパシタＣ１の他端が入力ノードに接続され、キャパシタＣ２の他端がバッファ１７の入力端に接続されている。  
抵抗Ｒ１はバッフア１７の出力端とキャパシタＣ１、Ｃ２の接続ノードとの間に接続され、抵抗Ｒ２はバッファ１７とキャパシタＣ２の接続ノードと基準電位ＧＮＤとの間に接続されている。  
第２の２次フィルタ５３についても同様であり、その説明は省略する。
【００４０】
ここで、例えば抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４の抵抗比を、１／０．３４５３：１／０．３１６９：１／０．４７５３：１／０．１８３１に設定し、キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の容量を、Ｃ１＝Ｃ２＝Ｃ３＝Ｃ４に設定する。  
これにより、第１および第２の２次フィルタ５２、５３は、総合して４次のベッセル特性を有するハイパスフィルタとして機能する。
【００４１】
図８はシミュレーションによるＦＭ復調回路５０の特性を示す図で、図８（ａ）はその９０度移相器５１の周波数特性を示す図、図８（ｂ）はその復調出力を示す図である。
【００４２】
図８（ａ）に示すように、は９０度移相器５１の周波数特性は、中心周波数ｆ０＝３００ｋＨｚで、位相が９０度シフトするように設定されており、且つ周波数と移相量の傾きはほぼ一定であり、高い直線性が得られている。
【００４３】
図８（ｂ）に示すように、復調出力は、中心周波数ｆ０＝３００ｋＨｚ、周波数偏移幅±１００ｋＨｚにおいて、復調出力の振幅は正負対称である。
【００４４】
これより、本実施例のＦＭ復調器５０は、４次のベッセル特性を有するローパスフィルタを備えた９０度移相器１１を具備するＦＭ復調器１０と同様に、被変調波Ｆ１を低歪、高Ｓ／Ｎ比で復調することが可能である。
【００４５】
以上説明したように、本実施例のＦＭ復調回路５０は、４次のベッセル特性を有するハイパスフィルタを備えた９０度移相器５１を具備している。  
その結果、中心周波数ｆ０が低く、周波数偏移幅が大きく、広い帯域を有する被変調波ＦＭ１に対して、十分な直線性を有する位相の周波数特性が得られる。従って、歪の少ないＦＭ復調回路５０が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の実施例１に係るＦＭ復調回路を示す回路図。
【図２】本発明の実施例１に係るＦＭ復調回路の特性を示す図で、図２（ａ）はその９０度移相器の周波数特性を示す図、図２（ｂ）はその復調出力を示す図。
【図３】本発明の実施例１に係る比較例のＦＭ復調回路の特性を示す図で、図３（ａ）はその９０度移相器の周波数特性を示す図、図３（ｂ）はその復調出力を示す図。
【図４】本発明の実施例１に係るＦＭ復調回路を用いたＦＭチューナを集積化した半導体集積装置を示すブロック図。
【図５】本発明の実施例１に係る別のＦＭ復調回路を示す回路図。
【図６】本発明の実施例１に係る別のＦＭ復調回路の特性を示す図で、図６（ａ）はその９０度移相器の周波数特性を示す図、図６（ｂ）はその復調出力を示す図。
【図７】本発明の実施例２に係るＦＭ復調回路を示す回路図。
【図８】本発明の実施例２に係るＦＭ復調回路の特性を示す図で、図８（ａ）はその９０度移相器の周波数特性を示す図、図８（ｂ）はその復調出力を示す図。
【符号の説明】
【００４７】
１０、４０、５０  ＦＭ復調回路
１１、４１、５１  ９０度移相器
１２  乗算器
１３  ローパスフィルタ
１４  リミッタ
１５、５２  第１の２次フィルタ
１６、５３  第２の２次フィルタ
１７、１８  バッファ
Ｒ１〜Ｒ５  抵抗
Ｃ１〜Ｃ５  キャパシタ
３０  半導体集積装置
３１  アンテナ
３２  ローノイズアンプ
３３  可変周波数発信器
３４  ミキサ
３５  バンドパスフィルタ
３６  リミッタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2009253824.tif 000007
【図６】
2009253824.tif 000008
【図７】
2009253824.tif 000009
【図８】
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