(57)【要約】【課題】高速フェージング環境下において高精度なチャネルトラッキングを実現すること。【解決手段】判定帰還チャネル推定器１０によって推定された伝達関数の周波数特性を、ＩＦＦＴ部１１によりＩＦＦＴを適用して伝達関数の時間特性に変換する。ガードインターバルを超える時間の伝達関数の時間特性値はすべて雑音と見なすことができる。そこで、時間フィルタ部１２は、ガードインターバルを超える時間における伝達関数の時間特性を０と置き、雑音の取り除かれた伝達関数の時間特性を生成する。この雑音の取り除かれた伝達関数の時間特性を、ＦＦＴ部１３によりＦＦＴを適用して雑音の取り除かれた伝達関数の周波数特性を得る。以上により高精度なチャネルトラッキングを実現することができる。【選択図】図１
2009044404.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの受信アンテナを有し、ガードインターバルが加えられたＯＦＤＭ信号を受信し、伝送路の伝達関数を推定して、復号するＯＦＤＭ受信装置において、
過去に得られた伝送路の伝達関数から、現復調時刻における伝送路の伝達関数の第１の周波数特性値を推定する特性値推定手段と、
前記特性値推定手段により推定された前記第１の周波数特性値を、逆フーリエ変換することで第１の時間特性値を得る逆フーリエ変換手段と、
前記第１の時間特性値のガードインターバルを超える時間における値を０とする第２の時間特性値を生成する時間フィルタ手段と、
前記第２の時間特性値を、フーリエ変換することで第２の周波数特性値を得るフーリエ変換手段と、
前記第２の周波数特性値を、現復調時刻における伝送路の伝達関数として、その伝達関数に基づいて、受信信号を復号する復号手段と
を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
少なくとも１つの受信アンテナを有し、ガードインターバルが加えられたＯＦＤＭ信号を受信し、伝送路の伝達関数を推定して、復号するＯＦＤＭ受信装置において、
過去に得られた伝送路の伝達関数から、現復調時刻における伝送路の伝達関数の第１の周波数特性値を推定する特性値推定手段と、
前記特性値推定手段により推定された前記第１の周波数特性値と、ガードインターバルを超える時間における値を０とする時間軸フィルタのフーリエ変換である伝達関数との畳み込み積分を、第２の周波数特性値として求める畳み込み積分演算手段と、
前記第２の周波数特性値を、現復調時刻における伝送路の伝達関数として、その伝達関数に基づいて、受信信号を復号する復号手段と
を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
前記時間フィルタ手段は、 周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限フィルタの周波数特性のインパルスレスポンスに基づいて決定される時間軸フィルタと、前記第１の時間特性との畳み込み積分を求め、その結果の時間特性において、ガードインターバルを越える時間における値を０とする第２の時間特性値を生成する手段である
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】
前記時間フィルタ手段は、 前記第１の時間特性値を要素とするＫ次元ベクトルに対し、周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限フィルタの特性を補正する時間フィルタ行列を掛けることで、第３の時間特性を要素とするｐ次元のベクトルを得て、ｔ0 からｔp-1 までがガードインターバル内の値を第３の時間特性値、ｔp からｔK-1 までの、ガードインターバル時間外の値を０とする前記第２の時間特性値を生成する、
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項５】
前記時間フィルタ手段は、
周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限信号の、逆フーリエ変換による時間特性ｂ（ｔ）（ｔ0 ≦ｔ≦ｔK-1 ）により、Ａ＝（ｂ0 、ｂ1 、・・・ 、ｂp-1 ）、ｂi ＝（ｂ（ｔ-i）、ｂ（ｔ-i+1）、・・・ 、ｂ（ｔ-i+K-1））T 、０≦ｉ≦ｐ−１、ｔ0 からｔp-1 までがガードインターバル内の時間、として構成される行列Ａを用い、
前記第１の時間特性値を要素とするＫ次元列ベクトルに対し、時間フィルタ行列（ＡH Ａ）-1ＡH をかけることで第３の時間特性を要素とするｐ次元ベクトルを得て、ｔ0 からｔp-1 における値を第３の時間特性値、ｔp からｔK-1 における値を０とする前記第２の時間特性値を生成する、
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項６】
前記ＯＦＤＭ信号に、未使用サブキャリアが含まれる場合には、前記伝送路の伝達関数の第１の周波数特性値は、未使用サブキャリアの周波数に対して値を補間して求めることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項７】
前記帯域制限信号の周波数特性値は、未使用サブキャリアにおいては０、使用サブキャリアにおいては１の値をとることを特徴とする請求項３乃至請求項５の何れか１項に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項８】
前記特性値推定手段は、前記復号手段により復号して符号を判定し、その誤差分に応じて、前記第２の周波数特性値を補正し、その補正された第２の周波数特性値に基づいて、次の復調時刻における前記第１の周波数特性値を推定することを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項９】
前記ＯＦＤＭ受信装置は、複数の受信アンテナを有し、
ＭＩＭＯ方式による通信に用いることを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ方式による通信に用いるＯＦＤＭ受信装置に関するものであり、車車間通信などの高速フェージング環境下において用いるのに適したＯＦＤＭ受信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
車車間通信などの高速移動体通信では、周波数選択性フェージングが発生することから、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）が注目されている。また、通信の高速化のために、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いた空間多重伝送技術（ＭＩＭＯ）が注目されている。
【０００３】
このような伝送方式においては、チャネル推定の精度が受信品質に影響するため、チャネルの時間変動に応じたチャネルトラッキングを行う必要がある。
【０００４】
チャネルトラッキングの方法として、たとえば特許文献１、２にＭＩＭＯ通信方式における方法について記載がある。特許文献１、２では、現在の伝達関数と、受信信号から推定される伝達関数とを線形結合して新たな伝達関数とすることにより、チャネルトラッキングを行うことが示されている。これはすなわち、伝達関数を時間方向に平均化することにより雑音の影響を軽減する方法である。
【特許文献１】特開２００６−３２４９７７
【特許文献２】特開２００６−３２５０１３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
車車間通信のような高速移動環境の場合、チャネルは大きく変動する。しかし、上記特許文献１、２に示された時間方向に平均化する方法では、低速移動環境においては雑音の低減が十分に効果を発揮するが、高速移動環境においては時間方向の平均化による雑音の低減よりも、チャネル変動への追従性の悪化によるチャネルの劣化が顕著となり、伝送特性が劣化してしまう。所望波と共に遅延波が受信された場合の伝送路の伝達関数は、周波数選択フェージングを生じる。このフェージングを生じた周波数では、伝達関数の予測誤差が大きくなり、その予測誤差が、一旦、判定誤差を生じる程になると、その誤差は、伝搬し、次のパイロット信号を受信するまで、復調符号が全て誤りになるという問題がある。
【０００６】
そこで本発明の目的は、フェージングに係る周波数の伝送路の伝達関数を補正することで、高速フェージング環境においても正確なチャネルトラッキングが可能なＯＦＤＭ受信装置を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
第１の発明は、少なくとも１つの受信アンテナを有し、ガードインターバルが加えられたＯＦＤＭ信号を受信し、伝送路の伝達関数を推定して、復号するＯＦＤＭ受信装置において、過去に得られた伝送路の伝達関数から、現復調時刻における伝送路の伝達関数の第１の周波数特性値を推定する特性値推定手段と、特性値推定手段により推定された第１の周波数特性値を、逆フーリエ変換することで第１の時間特性値を得る逆フーリエ変換手段と、第１の時間特性値のガードインターバルを超える時間における値を０とする第２の時間特性値を生成する時間フィルタ手段と、第２の時間特性値を、フーリエ変換することで第２の周波数特性値を得るフーリエ変換手段と、第２の周波数特性値を、現復調時刻における伝送路の伝達関数として、その伝達関数に基づいて、受信信号を復号する復号手段とを有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置である。
【０００８】
また、第２の発明は、少なくとも１つの受信アンテナを有し、ガードインターバルが加えられたＯＦＤＭ信号を受信し、伝送路の伝達関数を推定して、復号するＯＦＤＭ受信装置において、過去に得られた伝送路の伝達関数から、現復調時刻における伝送路の伝達関数の第１の周波数特性値を推定する特性値推定手段と、特性値推定手段により推定された第１の周波数特性値と、ガードインターバルを超える時間における値を０とする時間軸フィルタのフーリエ変換である伝達関数との畳み込み積分を、第２の周波数特性値として求める畳み込み積分演算手段と、第２の周波数特性値を、現復調時刻における伝送路の伝達関数として、その伝達関数に基づいて、受信信号を復号する復号手段とを有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置である。
【０００９】
第１の周波数特性値の推定は、パイロット信号による推定のみであってもよいし、パイロット信号による推定値を初期値とし、判定帰還によって逐次第１の周波数特性値の推定を更新するものであってもよい。
【００１０】
また、受信アンテナは１つであってもよいし、複数であってもよく、ＭＩＳＯ、ＭＩＭＯ、ＭＩＭＯ−ＳＴＢＣなどの空間多重伝送方式に適用することができる。
【００１１】
ＯＦＤＭの各サブキャリアの変調方式は、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ６４、ＱＡＭなどのＰＳＫ変調方式を用いることができる。
【００１２】
第１の発明は、伝送路の伝達関数に対して、時間軸上で、時間軸フィルタを施すものであり、第２の発明は、周波数軸上で、時間軸フィルタを施すものである。
【００１３】
第３の発明は、時間フィルタ手段は、 周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限フィルタの周波数特性のインパルスレスポンスに基づいて決定される時間軸フィルタと、第１の時間特性との畳み込み積分を求め、その結果の時間特性において、ガードインターバルを越える時間における値を０とする第２の時間特性値を生成する手段である。
【００１４】
ヌルキャリアが存在する場合に、受信信号から伝送路の伝達関数を求める場合には、ヌルキャリアにおける伝送路の伝達関数は、零として求められる。しかし、実際の伝送路の伝達関数でのヌルキャア周波数での値は、零でなく、周囲の周波数に対して連続した値を有する。このため、測定される伝達関数のインパルスレスポンスは、実際の伝送路の伝達関数のインパルスレスポンスを表していない。この補正が必要となる。一つの方法は、請求項６のように、ヌルキャリアでの伝達関数を周囲の値から補間して求める方法がある。他の方法として、本第３の発明による方法がある。すなわち、ヌルキャリアを帯域制限フィルタで表し、実際の伝送路の伝達関数にこの帯域制限フィルタを作用させた結果が、測定される伝達関数とする。この測定された伝達関数に対して、この帯域制限フィルタを逆に作用させて、実際の伝達関数を求める。帯域制限フィルタの逆特性は、帯域制限フィルタの周波数特性のインパルスレスポンスに基づいて決定される時間軸フィルタで求められる。この時間軸フィルタと、測定された伝達関数のインパルスレスポンス（第１の時間特性）との畳み込み積分により、実際の伝送路の伝達関数のインパルスレスポンスを求める。そして、このインパルスレスポンスにおいて、ガードインターバルを越える時間における値を０とする。現実の伝達関数のインパルスレスポンスには、ガードインターバルを越える時間成分はないはずであるから、その成分を０とする。このように修正された時間特性を、フーリエ変換して、周波数空間に変換すれば、実際の伝送路の伝達関数が求められる。この伝達関数は、ヌルキャリアでの値は、推定値となり、フェージングある位置においても、正確な伝達関数を得ることができる。
【００１５】
第４の発明は、時間フィルタ手段は、 第１の時間特性値を要素とするＫ次元ベクトルに対し、周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限フィルタの特性を補正する時間フィルタ行列を掛けることで、第３の時間特性を要素とするｐ次元のベクトルを得て、ｔ0 からｔp-1 までがガードインターバル内の値を第３の時間特性値、ｔp からｔK-1 までの、ガードインターバル時間外の値を０とする前記第２の時間特性値を生成することを特徴とする。ただし、Ｋはサブキャリアの数であり、ｔp-1 はガードインターバルの終期の時刻である。
【００１６】
第４の発明は、第３の発明における畳み込み積分を行列で表現したものである。したがって、第３の発明と、処理内容、及び効果は同一である。
【００１７】
第５の発明は、第１又は第２の発明において、時間フィルタ手段は、周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限信号の、逆フーリエ変換による時間特性ｂ（ｔ）（ｔ0 ≦ｔ≦ｔK-1 ）により、Ａ＝（ｂ0 、ｂ1 、・・・ 、ｂp-1 ）、ｂi ＝（ｂ（ｔ-i）、ｂ（ｔ-i+1）、・・・ 、ｂ（ｔ-i+K-1））T 、０≦ｉ≦ｐ−１、ｔ0 からｔp-1 までがガードインターバル内の時間、として構成される行列Ａを用い、第１の時間特性値を要素とするＫ次元列ベクトルに対し、時間フィルタ行列（ＡH Ａ）-1ＡH をかけることで第３の時間特性を要素とするｐ次元ベクトルを得て、ｔ0 からｔp-1 における値を第３の時間特性値、ｔp からｔK-1 における値を０とする第２の時間特性値を生成する、ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置である。
【００１８】
ここで、Ａ＝（ｂ0 、ｂ1 、・・・ 、ｂp-1 ）は、行列Ａを列ベクトルｂi により表記したものである。また、時間フィルタ行列（ＡH Ａ）-1ＡH は、未使用サブキャリアの存否によって決定される固定された値であるから、時間フィルタ行列はあらかじめ計算しておき、ＲＯＭ等に記憶しておくとよい。
【００１９】
第６の発明は、第１の発明において、ＯＦＤＭ信号は、未使用サブキャリアを含む場合には、伝送路の伝達関数の第１の周波数特性値は、未使用サブキャリアの周波数に対して値を補間して求めていることを特徴とする。
すなわち、未使用サブキャリアの周波数では、伝送路の伝達関数の値は測定できないので、これを周囲の値から外挿により求めることを特徴とする。
【００２０】
第７の発明は、第３乃至第５の発明において、帯域制限信号の周波数特性値は、未使用サブキャリアにおいては０、使用サブキャリアにおいては１の値をとることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置である。
【００２１】
第８の発明は、第１の発明から第７の発明において、特性値推定手段は、復号手段により復号して符号を判定し、その誤差分に応じて、第２の周波数特性値を補正し、その補正された第２の周波数特性値に基づいて、次の復調時刻における第１の周波数特性値を推定することを特徴とする。
すなわち、本発明は、現復調時刻における復号結果により、補正された第２の周波数特性値（すなわち、その時刻において、最も確かな伝送路の伝達関数）に基づいて、次の復調時刻における伝送路の伝達関数を推定する。ここで、伝送路の伝達関数の時間変化が、復号において、判定誤差を生じない範囲内の値であるならば、補正された第２の周波数特性値をそのまま、次の復調時刻における第１の伝達関数としても良い。また、一つ前の復調時刻における補正された第２の周波数特性値との差から、伝送路の変化を予測して、この変化量だけ、補正された第２の周波数特性値に、加算した周波数特性値を、次の復調時刻における第１の周波数特性値として推定しても良い。また、一定期間過去の補正された第２の周波数特性値を、曲線で近似して、次の復調時刻における第１の周波数特性値を外挿により求めても良い。また、過去になる程、小さくなる係数を用いて、この係数を過去の補正された第２の周波数特性値に掛け算した後、加算して、平均値を求め、この平均値を、次の復調時刻における第１の周波数特性値としても良い。その他、特性値推定手段は、判定帰還として、良く知られている方法を用いることができる。
【００２２】
信号の判定処理は、ＺＦ法、ＭＭＳＥ法、ＭＬＤ法などを用いて行う。
【００２３】
第９の発明は、第１の発明から第８の発明において、ＯＦＤＭ受信装置は、複数の受信アンテナを有し、ＭＩＭＯ方式による通信に用いることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置である。
【発明の効果】
【００２４】
通常、伝搬路の時間的な拡がりはガードインターバルよりも小さく、これを超える時間における出力は雑音成分と見なすことができる。
【００２５】
そこで第１の発明では、ガードインターバルを超える時間における伝達関数の第１の時間特性値を０と置き、雑音による影響が取り除かれた伝達関数の第２の時間特性値を得て、その第２の時間特性値をフーリエ変換することにより、雑音による影響が取り除かれた伝達関数の第２の周波数特性値を得ている。この第２の周波数特性値を用いて、受信信号を復調することにより、周波数選択フェージングがあっても、より正確な復号が可能となる。第２の発明では、伝達関数の周波数空間で、ガードインターバルを超える時間成分が除去されて、第２の周波数特性値が得られている。よって、第１の発明と同様な効果を奏する。
【００２６】
さらに、第８の発明のように、帰還判定型のトラッキング制御を行うことで、周波数選択フェージングが生じた周波数であっても、正確なトラッキング制御を継続することができる。すなわち、上記の補正された第２の周波数特性値を用いて復調し、さらに、符号のとり得る基準値との間で、符号判定を行って、復号化している。この復号化において、基準判定符号との差が、その時の伝送路の真の伝達関数と、第２の周波数特性値との誤差となる。したがって、この判定誤差分だけ、第２の周波数特性値を補正して、その復調時刻における伝送路の真の伝達関数とする。この補正された第２の周波数特性値に基づいて、次の復調タイミングにおける伝送路の伝達関数が予測されて、第１の周波数特性値が得られる。このような、帰還判定型のトラッキング制御を行う時に、周波数選択フェージングが発生した周波数であっても、上記のように、伝送路の伝達関数がより正確に求められるので、その後の、トラッキング制御を継続することができ、誤り符号確率を著しく低下させることができる。
【００２７】
これにより高精度なチャネルトラッキングを実現することができ、高速フェージング環境下において良好な通信品質を確保することができる。さらに、高精度なトラッキングが実現できるため、パイロットシンボルを頻繁に挿入する必要がなく、伝送効率を高めることができる。また、パイロットキャリアも必要ではないので、周波数利用効率を向上させることができる。
【００２８】
また、ＯＦＤＭには、未使用キャリア（ヌルキャリア）が存在する場合が多いので、この場合には、その未使用キャリアにおける第１の周波数特性値は、周囲の値から補間演算により求める。マルチパスによる周波数選択フェージングは周波数の２次間数となることが知られているので、周波数の２次関数により補間演算を行えば良い。このようにすれば、第１の時間特性値及び第２の時間特性値をより正確に求めることができ、この結果として、第２の周波数特性値をより正確に求めることができる。
【００２９】
第３、第４、第５の発明も、第１の周波数特性値が、未使用キャリアで零であっても、第２の時間特性値をより正確に求めることができ、この結果として、第２の周波数特性値をより正確に求めることができる。このように、未使用のサブキャリアが存在する場合において第３、第４、第５の発明を適用すると、未使用サブキャリアの存在による伝達関数の時間特性値の変化にも対応することができる。したがって、未使用のサブキャリアが存在する場合であっても精度よく伝達関数の周波数特性値を推定することができ、高精度なチャネルトラッキングを実現することができる。
【００３０】
また第７の発明のように、周波数特性値が未使用サブキャリアにおいては０、使用サブキャリアにおいては１の値をとる帯域制限信号を用いることができる。
【００３１】
また、第９の発明のように、複数の受信アンテナを用いることで本発明の受信装置はＭＩＭＯ方式による通信に適用することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
以下、本発明の具体的な実施例を図を参照にしながら説明するが、本発明はそれらの実施例に限定されるものではない。
【実施例１】
【００３３】
図１は、実施例１のＯＦＤＭ受信装置１の構成を示したブロック図である。ＯＦＤＭ受信装置１は、判定帰還チャネル推定器１０、ＩＦＦＴ部１１、時間フィルタ部１２、ＦＦＴ部１３、ＯＦＤＭデコーダ１４、信号判定器１５、２つの受信アンテナ１６、により構成されている。以下、ＯＦＤＭ受信装置１、信号判定器１５、判定帰還チャネル推定器１０における動作について説明する。
【００３４】
受信アンテナ１６は、送信装置からの送信信号を受信し、その受信した信号はＯＦＤＭデコーダ１４に入力され、ＯＦＤＭデコーダ１４によって、ＦＦＴ変換されて、復調される。その後、復調されて得られた各キャリアの位相（ＱＰＳＫの場合には位相情報のみ）から成る受信データが復調される。以下の説明では、振幅は１に正規化されているものとする。
【００３５】
信号判定器１５では、次の処理が実行される。時刻t 、各周波数ωのキャリアの受信データをr(ω,t) とする。この受信データに、その受信時の伝送路の推定される伝達関数の逆数を作用させて、送信データを得る。時刻t での伝送路の伝達関数をZ(ω,t))とする。この伝達関数をZ(ω,t）は、後述するように、判定帰還チャネル推定器１０により、推定されている。時刻t 、各周波数ωのキャリアの送信データをs(ω,t) とすると、送信データs(ω,t) は、両者共に、周波数空間での値であるから、次式で求めることができる。
s(ω,t)=r(ω,t)/Z(ω,t))                                            …(1) 
【００３６】
本来、送信データは、変調方式により決定された離散的な基準値をとる。例えば、ＱＰＳＫ変調であれば、exp(j （２ｍ＋１）π／４) の値をとる。ただし、ｍは、０、１、２、３である。したがって、この送信データに最も近い、基準データを決定する。これが、符号の判定である。この決定された基準データから構成される時刻t 、各周波数ωのキャリアによる送信データをq(ω, t)とおく。この送信データq(ω, t)が、まずは、真の送信データと考えられる。復号誤差をΔ( ω, t)とすると、次式が成立する。
Δ( ω,t)= s( ω,t)-q(ω, t)                                        …(2) 
この誤差は、伝送路の伝達関数Z(ω,t) が、真の伝達関数に対して誤差を含んでいるためである。この誤差Δ( ω,t) の絶対値が基準データの位相間隔の1/2 以下であれば(QPSK であれば、- π/4〜π/4の範囲) 、判定処理により誤差を遮断できるので、誤差が伝搬することなく、以後の復調時刻においても、正確に復号できる。
【００３７】
判定帰還チャネル推定器１０では、次の処理が実行される。時刻t における真の伝達関数U(ω,t) は、次式で求められる。
U( ω,t)=r(ω,t)/q(ω, t)                                            …(3) 
復号誤りがなければ、この伝達関数 U( ω,t) が、受信信号r(ω,t) と、その時刻での推定された伝送路の伝達関数Z(ω,t) とから得られる誤差を含まない伝達関数となる。
このU(ω,t) を用いて、次の復調時刻である時刻(t+ Δt)における伝送路の伝達関数を推定する。最も簡単には、現復調時刻と次の復調時刻との間では、伝送路の伝達関数が変化しないと考えられる場合には、そのまま、U(ω,t) を、次の復調時刻における推定される伝達関数Z(ω,t+ Δt)とすることである。勿論、伝送路の伝達関数は、時間的に変化しているので、受信データから得られた過去のU(ω,t) の変化特性を、移動体の速度や移動距離などを用いて予測して、次の復調時刻における伝達関数を推定しても良い。この処理を繰り返すことで、受信データから真の符号データq(ω, t)を正確に復号することができる。伝送路の伝達関数の初期値は、受信装置において既知の一定周期で送信されるパイロットシンボルの受信データから、求めることができる。これにより、正確に、伝達関数の初期値を決定することができ、パイロットシンボルとパイロットシンボルとの間の伝達関数は、その初期値から、順次、受信データを用いて、順次、推定することができる。符号判定は、受信データから、その送信データを推定して、最も近い符号基準データを判別するようにしている。しかし、符号基準データを、その時の推定される伝達関数の伝送路で受信して得られる信号をレプリカ受信データとしても良い。すなわち、受信データから、最も近いレプリカ受信データを決定し、このレプリカ受信データを真の復号データとして、この決定されたレプリカ受信データから、真の伝達関数を決定するようにしても良い。これが、判定帰還型の復号処理である。
【００３８】
勿論、上記のr 、s 、q は、OFDMであれば、n 点の各キャリアによる変調データを表しており、それぞれは、列行列で表され、伝達関数Z 、U については、n ×n の正方行列で表される。また、MIMO技術の一つであるSTBCであれば、異なる時刻でのデータと、異なる送信アンテナから送信されるデータの組で、送信データ、受信データが扱われるので、それらのデータは、時間成分と空間成分とから成る行列で表され、伝達関数Z 、U も、同様に、行列で表される。したがって、行列の各要素、伝達関数の各要素毎に、上記の処理をすれば、OFDMを用いたSTBCにおいても、適用が可能である。
【００３９】
上記の判定帰還によるトラッキング制御については、STBCに関して、本出願人による特開2007-81908、特開2007-166194 、特開2007-166330 、特願2006-254273 、特願2006-306828 に詳しく説明されている。本発明では、判定帰還型の復号処理を、必ずしも、前提とするものではなく、発明の要旨は、他のところにあるので、判定帰還については、上記説明で十分であるので、以下、その説明は、省略する。
【００４０】
次に、本発明の要部である周波数フェーディングを生じている伝達関数から、フェーディングを抑制した場合の伝達関数に、補正する方法について説明する。上記のようにして、求められた伝達関数U(ω,t) 、Z(ω,t) は、遅延波により周波数選択フェーディングを生じている。したがって、このフェーディング周波数においては、受信信号のS/N 比が小さいために、復号誤差が、一つの符号基準データの範囲を越える可能性がある。一旦、この範囲を越えると、誤差が伝搬して、次にパイロットシンボルを受信するまでは、この周波数のキャリアに関しては、正確にデータを復号することができない。
【００４１】
そこで、本実施例では、上記の補正された伝達関数U(ω,t) の周波数特性を補正して、周波数補正された伝達関数W(ω,t) を得るものである。そして、上記の伝達関数Z(ω,t) を、この伝達関数W(ω,t) で置き換えて、上記のトラッキング制御を行って、復号する。この伝達関数Z(ω,t) は、第１の周波数特性値に該当し、周波数補正された伝達関数W(ω,t) が、第２の周波数特性値に該当する。そして、周波数補正された伝達関数W(ω,t) を用いて、受信データの復号を行う。
【００４２】
ここで、簡単のために、時刻変数を省略し、ωをf に書き換えて、上記の受信データr(ω, t)を、ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｆ）( 列行列) 、送信データs(ω, t)を、送信信号Ｓ（  ｆ）( 列行列) 、伝達関数Z(ω,t) を、伝達関数の周波数特性Ｈ（ｆ）( 行列) 、雑音をＮ（ｆ）( 列行列) とすると、次式が成立する。
Ｘ（ｆ）＝Ｈ（ｆ）Ｓ（ｆ）＋Ｎ（ｆ）                              …(4) 
ｆはサブキャリアの周波数であり、サブキャリア数はＫ本で、ｆ＝ｆ0 、ｆ1 、・・・ ｆK-1 の値をとるものとする。したがって、レプリカ信号をＳrep （ｆ）とすると、推定される伝達関数の周波数特性Ｈrec （ｆ）は、次式で求められる。
Ｈrec （ｆ）＝Ｓrep * （ｆ）Ｘ（ｆ）／（｜Ｓrep （ｆ）｜2 ＋σ）    …(5) 
ここでＳrep * （ｆ）は、Ｓrep （ｆ）の複素共役を示している。また、周波数特性Ｈrec （ｆ）は、上記の補正された伝達関数U(ω, t)に該当する。このようにして、補正された伝達関数U(ω, t)が、過去の復調時刻において、求められていることになる。
【００４３】
上記したように、判定帰還チャネル推定器１０によって、過去の復調時刻において、得られているＨrec （ｆ）に基づいて、現復調時刻におけるＨrec （ｆ）が、予測される。  次に、この現復調時刻での推定される伝送路の周波数特性Ｈrec （ｆ）に関して、さらに、次のように、周波数特性が補正される。この周波数特性Ｈrec （ｆ）は、第１の周波数特性値に該当する。
【００４４】
ＩＦＦＴ部１１によりＩＦＦＴを適用し、推定される伝達関数の時間特性ｈrec （ｔ）を、次式により求める。時間特性ｈrec （ｔ）は、第１の時間特性値に該当する。
ｈrec （ｔ）＝Σf=0 K-1 Ｈrec （ｆ）ｅｘｐ（ｊ２πｆｔ／Ｋ）        …(6) 
なお、ｈrec （ｔ）＝（ｈrec （ｔ0 ）、ｈrec （ｔ1 ）、・・・ 、ｈrec （ｔK-1 ））である。
【００４５】
ところで、遅延波対策のために用いられるガードインターバルの長さは、伝搬路の時間的な拡がりよりも長く設定され、ＯＦＤＭシンボル長よりも短い。したがって、ガードインターバルを超える時間のｈrec （ｔ）の値は本来０となるはずであるが、実際には０を含むさまざまな値が得られる。これらの値は、すべて雑音と見なすことができ、０と置き換えることで雑音の影響を取り除くことができる。
【００４６】
そこで、時間フィルタ部１２により、ガードインターバルを超える時間のｈrec （ｔ）の値を０として、雑音の影響を取り除いた伝達関数の時間特性ｈest ' （ｔ）を次式で得る。
ｈest ' （ｔ）＝（ｈest （ｔ0 ）、ｈest （ｔ1 ）、・・・ 、ｈest （ｔp-1 ）、０、・・・ 、０）                                                        
…(7)   この時間特性ｈest ' （ｔ）が、第２の時間特性値に該当する。
ここで、ｔ0 〜ｔp-1 はガードインターバル内の時間で、ｔp 〜ｔK-1 はガードインターバルを超える時間であり、ｈest （ｔp ）＝・・・ ＝ｈest （ｔK-1 ）＝０である。
【００４７】
そして、ｈest （ｔ）にＦＦＴ部１３によりＦＦＴを適用し、雑音の影響を取り除いた伝達関数の周波数特性Ｈest ' （ｆ）を得る。この周波数特性が補正された伝達関数Ｈest ' （ｆ）を、上記の伝達関数Z(ω, t)として、上記した処理を実行すれば、受信データを、正確に、復号化することができる。周波数特性が補正された伝達関数Ｈest ' （ｆ）は、第２の周波数特性値に該当する。そして、復号判定により得られた真の伝送路の伝達関数U(ω, t)) に基づいて、次の復調時刻における伝達関数Z(ω,t+ Δt)が求められる。  以上の動作をパイロット信号によるＨest （ｆ）を初期値として繰り返し、逐次Ｈest （ｆ）を更新することで、高精度なチャネルトラッキングを実現することができる。
【００４８】
なお、上記実施例では、補正された伝達関数U(ω,t) を求めて、この周波数特性を補正して、周波数補正された伝達関数W(ω, t)を求め、この周波数補正された伝達関数W(ω, t)を、再度、伝達関数z(ω, t)して、上記の処理を繰り返すことで、受信データの復号と、周波数補正された伝達関数W(ω, t)を補正した伝達関数U(ω, t)を得るようにしている。そして、この最終の伝達関数U(ω, t)を用いて、次の復調時刻t+Δt における伝達関数Z(ω, t)を予測して、次の復調時刻において、同様な処理が実行される。
【００４９】
しかしながら、次のようにしても良い。現復調時刻においては、伝達関数Z(ω,t) が、既に、推定されている。伝達関数Z(ω,t) について、時間軸上でガードインターバル以上のデータを除去して得られた、周波数補正された伝達関数W(ω, t)を得る。そして、その周波数補正された伝達関数W(ω, t)を、上記の伝達関数Z(ω,t) とする。そして、その伝達関数Z(ω,t) について、(1) 、(2) 式により、復号して、(3) 式により、次の復調時刻での復調のために、その時の真の伝達関数である補正された伝達関数U(ω, t)を得るようにしても良い。
【００５０】
次に、実施例１による受信方法を用いて以下の条件によりシミュレーションを行った。送信側のアンテナを２本、受信側のアンテナを２本とするＳＴＢＣ方式による通信とし、サブキャリア数を６４本（そのうち５６本はデータキャリア、８本はパイロットキャリア）、サブキャリアの変調方式はＱＰＳＫ、１シンボル長は４．０μｓ（そのうち３．２μｓはデータ長、０．８μｓはガードインターバル）、サンプリングインターバルＴs は５０ｎｓ、フェージング環境ｆd Ｔs ＝０．０００１（ドップラー周波数ｆd ＝２ｋＨｚ、ｖ＝４１５ｋｍ／ｈ）、とした。また、図２に示すように、マルチパスのモデルとして、Ｔs で等間隔に並び、１ｄＢずつ減少する１６のパスが存在するモデルとした。
【００５１】
また、比較例として、判定帰還チャネル推定器１０による伝達関数の推定のみを行う場合、つまり、ＯＦＤＭ受信装置１からＩＦＦＴ部１１、時間フィルタ部１２、ＦＦＴ部１３を省いた構成のＯＦＤＭ受信装置を用いた受信方法について、同一の条件でシミュレーションを行った。
【００５２】
上記シミュレーションの結果、図３に示す平均誤り率と平均Ｅb Ｎ比の関係を得た。比較例に対して実施例１はＥb Ｎ比が約６ｄＢ改善していることがわかり、チャネル推定の精度が向上していることが見て取れる。
【実施例２】
【００５３】
実施例２のＯＦＤＭ受信装置２は、未使用のサブキャリアが存在する場合におけるＯＦＤＭ伝送に用いるものである。ＯＦＤＭ伝送においては、直流成分の不安定性やアンプの非線形領域における歪といったハードウェアの制限により、使用しないサブキャリアが存在する場合がある。この未使用サブキャリアの存在により伝達関数の時間特性は変化するため、ガードインターバルを超える時間における伝達関数の時間特性値にも変化を及ぼしてしまう。したがって、実施例１のようにガードインターバルを超える時間における伝達関数の時間特性値を０と置く方法では、伝達関数の周波数特性値の推定精度が劣る。ＯＦＤＭ受信装置２は、このような未使用サブキャリアが存在する場合においても正確なチャネルトラッキングを実現することができるものである。
【００５４】
ＯＦＤＭ受信装置２は、実施例１のＯＦＤＭ受信装置１の時間フィルタ部１２を、次の動作により雑音の影響を取り除いた伝達関数の時間特性ｈest を求めるように替えたものであり、それ以外の構成、動作はＯＦＤＭ受信装置１と同一である。
【００５５】
時間フィルタ部１２は、まず、ｈrec （ｔ）に、時間フィルタ行列（ＡH Ａ）-1ＡH をかけることでｈest 0 （ｔ）＝（ｈest （ｔ0 ）、ｈest （ｔ1 ）、・・・ 、ｈest （ｔp-1 ））を得る。時間フィルタ行列を構成する行列Ａは、使用しているサブキャリアでは１、未使用のサブキャリアでは０の値をとる帯域制限信号Ｂ（ｆ）によって決定され、Ｂ（ｆ）の逆フーリエ変換をｂ（ｔ）として、Ａ＝（ｂ0 、ｂ1 、・・・ 、ｂp-1 ）、ｂi ＝（ｂ（ｔ-i）、ｂ（ｔ-i+1）、・・・ 、ｂ（ｔ-i+K-1））T 、０≦ｉ≦ｐ−１、である。また、ｈest （ｔp ）＝・・・ ＝ｈest （ｔK-1 ）＝０とする。以上により、雑音の影響を取り除いた伝達関数の時間特性ｈest （ｔ）＝（ｈest （ｔ0 ）、ｈest （ｔ1 ）、・・・ 、ｈest （ｔp-1 ）、０、・・・ 、０）を得る。
なお、ｈrec （ｔ）は、測定された伝送路の伝達関数のインパルスレスポンスであり、ｈest （ｔ）は、推定される現実の伝送路の伝達関数のインパルスレスポンスである。
（ＡH Ａ）-1ＡH ｈrec （ｔ）は、時間フィルタとｈrec （ｔ）との畳み込み積分を意味する。
【００５６】
次に、時間フィルタ行列を構成する行列Ａをどのようにして決定したのかを説明する。  
【００５７】
Ｈrec （ｆ）（第１の周波数特性値）は、真の伝達関数の周波数特性Ｈ（ｆ）（第２の周波数特性値）と帯域制限信号Ｂ（ｆ）を用いて、Ｈrec （ｆ）＝Ｈ（ｆ）×Ｂ（ｆ）と表わされる。Ｂ（ｆ）は、使用しているサブキャリアではＢ（ｆ）＝１、未使用のサブキャリアではＢ（ｆ）＝０である。畳み込み定理より、ｈrec （ｔ）（第１の時間特性値）は、Ｈ（ｆ）の逆フーリエ変換であるｈ（ｔ）（第２の時間特性値）と、Ｂ（ｆ）の逆フーリエ変換であるｂ（ｔ）との畳み込み和で表わされ、ｈrec （ｔ）＝Σs=0 K-1 ｈ（ｓ）ｂ（ｔ−ｓ）、となる。
【００５８】
これを行列を用いて表記すると、ｈrec ＝Ａ0 ｈ、ｈrec ＝（ｈrec （ｔ0 ）、ｈrec （ｔ1 ）、・・・ 、ｈrec （ｔK-1 ））T 、ｈ＝（ｈ（ｔ0 ）、ｈ（ｔ1 ）、・・・ 、ｈ（ｔK-1 ））T 、Ａ0 ＝（ｂ0 、ｂ1 、・・・ 、ｂK-1 ）、ｂi ＝（ｂ（ｔ-i）、ｂ（ｔ-i+1）、・・・ 、ｂ（ｔ-i+K-1））T 、０≦ｉ≦Ｋ−１であり、ｂ（ｔ-i）＝ｂ（ｔK-i ）＝・・・ ｂ（ｔcK-i）（ｃは整数）を満たす。
【００５９】
ここで、実施例１の場合のように、ガードインターバルを超える時間の値を０として、雑音の影響を取り除いた伝達関数の時間特性ｈest ＝（ｈest （ｔ0 ）、ｈest （ｔ1 ）、・・・ 、ｈest （ｔp-1 ）、０、・・・ 、０）を仮定すると、ｈrec は、ｈrec ＝Ａｈest 0 ＋ｎと表わすことができる。ｎは雑音成分、ｈest 0 ＝（ｈest （ｔ0 ）、ｈest （ｔ1 ）、・・・ 、ｈest （ｔp-1 ））、Ａ＝（ｂ0 、ｂ1 、・・・ 、ｂp-1 ）である。
すなわち、ガードインターバル期間内でのｂ（ｔ）とｈest （ｔ）との畳み込み積分としてｈrec （ｔ）を表現することができる。
【００６０】
ここで、ｈest 0 を評価関数Ｊ（ｈest 0 ）＝｜｜ｈrec −Ａｈest 0 ｜｜2 が最小となるよう決定すると、すなわち、上記式のｈest 0 による偏微分を０とおいて、ｈest 0 ＝（ＡH Ａ）-1ＡH ｈrec を得ることができる。ただし、ＡH はＡのエルミート共役である。この（ＡH Ａ）-1ＡH は、すなわち時間フィルタ行列である。この（ＡH Ａ）-1ＡH は、請求項３の発明の周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限フィルタの周波数特性Ｂ（ｆ）のインパルスレスポンスｂ（ｔ）に基づいて決定される時間軸フィルタの一例である。
【００６１】
なお、ｈest ＝（ｈest （ｔ0 ）、ｈest （ｔ1 ）、・・・ 、ｈest （ｔp-1 ）、０、・・・ 、０）のように、ガードインターバルを超える時間の値を０とする時間軸上のフィルタ操作は、ガードインターバル内の時間において１、ガードインターバル外の時間において０となるフィルタ関数ｇ（ｔ）、ｈest ’’＝（ｈest （ｔ0 ）、ｈest （ｔ1 ）、・・・ 、ｈest （ｔK-1 ））として、ｈest ’’にｇ（ｔ）をかける操作と同じである。これは、周波数軸上では、ｇ（ｔ）のフーリエ変換をＧ（ｆ）、ｈest ’’のフーリエ変換をＨest ’’（ｆ）として、Ｇ（ｆ）とＨest ’’（ｆ）の畳み込み積分をするのと同一である。
【００６２】
以上のようにして伝達関数の時間特性ｈest を求めると、未使用のサブキャリアが存在する場合においても高精度に伝達関数の周波数特性を推定することができるので、高精度なチャネルトラッキングを実現することができる。
【００６３】
次に、ＯＦＤＭ受信装置２を用いて以下の条件によりシミュレーションを行った。送信側のアンテナを２本、受信側のアンテナを２本とするＳＴＢＣ方式による通信とし、サブキャリア数を６４本（そのうち４８本はデータキャリア、４本はパイロットキャリア、残りの１２本は未使用とするＩＥＥＥ８０２．１１に準拠した配置）、サブキャリアの変調方式はＱＰＳＫ、１シンボル長は４．０μｓ（そのうち３．２μｓはデータ長、０．８μｓはガードインターバル）、サンプリングインターバルＴs は５０ｎｓ、フェージング環境ｆd Ｔs ＝０．０００１（ｆd ＝２ｋＨｚ、ｖ＝４１５ｋｍ／ｈ）、とした。また、マルチパス環境は実施例１でのシミュレーションと同様の図２に示す環境とした。
【００６４】
また、比較のため、実施例１の受信方法による場合と、判定帰還チャネル推定器１０による伝達関数の推定のみを行う場合（比較例）についても、上記条件によるシミュレーションを行った。
【００６５】
上記シミュレーションの結果、図３に示す平均誤り率と平均Ｅb Ｎ比の関係を得た。比較例に対して実施例２はＥb Ｎ比が約５ｄＢ改善していることがわかる。また実施例１の受信方法は、未使用サブキャリアが存在する場合には大幅に特性が劣化することがわかる。
【００６６】
なお、実施例２において、帯域制限信号Ｂ（ｆ）は、使用しているサブキャリアではＢ（ｆ）＝１、未使用のサブキャリアではＢ（ｆ）＝０の値をとるものとしているが、これに限るものではない。
【００６７】
また、本実施例は、上記シミュレーションのようなＳＴＢＣ−ＯＦＤＭ伝送方式に限るものではなく、ＭＩＳＯ、ＭＩＭＯなどの空間多重伝送方式にも適用することができる。また、本発明は、判定帰還によるトラッキング制御と共に用いる場合に有効であるが、本発明は、伝達関数の周波数選択フェージングを補正するものであるので、判定帰還を前提とすることなく、ＯＦＤＭの復調装置に用いることができる。
【００６８】
実施例２のように、時間フィルタリングするのに代えて、実施例１において、伝達関数Z(ω, t ) における未使用キャリアでの伝達関数の値を、周囲の伝達関数の値から補間して求めても良い。この補間して、全使用帯域において値の得られている伝達関数を上記の伝達関数Z(ω, t ) としても良い。周波数選択フェーディングは、周波数の２乗の特性を有しているので、周波数の２乗の関数で補間しても良い。
【００６９】
さらに、伝送路の伝達関数Z(ω, t)のフーリエ逆変換、すなわち、インパルスレスポンスにおいて、ガードインターバル以上の時刻におけるサンプリングデータを0 にして、フーリエ変換して、周波数補正された伝達関数W(ω, t)を求めている。しかし、ガードインターバル以上の時刻でのサンプリングデータを零とする時間軸上でのフィルタのフーリエ変換による伝達関数Ｆ（ω）は既知である。よって、伝送路の伝達関数Z(ω, t)とＦ（ω）との周波数軸上での畳み込み積分により、ガードインターバル以上のサンプリング点の値を零とした時の伝送路の伝達関数（第２の周波数特性値）を求めても良い。
【００７０】
もっと一般的に言えば、本発明において用いる、そのフィルタ操作を表現する関数をｇ（ｔ）、フィルタ操作の対象となる関数をｈ（ｔ）としてｇ（ｔ）ｈ（ｔ）と表わすことができる時間軸上のフィルタ操作は、ｇ（ｔ）のフーリエ変換をＧ（ｆ）、ｈ（ｔ）のフーリエ変換をＨ（ｆ）とすれば、周波数軸上におけるＧ（ｆ）とＨ（ｆ）の畳み込み積分に置き換えて考えることができる。
【００７１】
請求項３の発明における周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限フィルタの周波数特性のインパルスレスポンスに基づいて決定される時間軸フィルタと、請求項４の発明における周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限フィルタの特性を補正する時間フィルタ行列は、ヌルキャリアを帯域制限フィルタで表した時の周波数特性Ｂ（ｆ）と、逆フーリエ変換（インパルスレスポンス）ｂ（ｔ）とを用いて、現実の伝送路の伝達関数や、その伝達関数のインパルスレスポンスを精度良く、推定し得るフィルタであれば、任意のものを使用することができる。例えば、周波数特性Ｂ（ｆ）の逆数１／Ｂ（ｆ）を、ヌルキャリアも含めて定義できる関数に変形し、そのインパルスレスポンスと、測定された伝送路の伝達関数のインパルスレスポンスとの畳み込み積分し、この結果において、ガードインターバルを越える期間の値を零して、第２の時間特性値を求めるようにしても良い。この場合の畳み込み積分は、Ａ-1の操作に類似したものとなる。
【産業上の利用可能性】
【００７２】
本発明は、車車間通信などの高速フェージング環境における通信に適している。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】実施例１のＯＦＤＭ受信装置１の構成を示したブロック図。
【図２】シミュレーションに用いたマルチパス環境のモデルについて示すグラフ。
【図３】平均誤り率と平均Ｅb Ｎ比の関係を示すグラフ。
【図４】平均誤り率と平均Ｅb Ｎ比の関係を示すグラフ。
【符号の説明】
【００７４】
１０：判定帰還チャネル推定器
１１：ＩＦＦＴ部
１２：時間フィルタ部
１３：ＦＦＴ部
１４：ＯＦＤＭデコーダ
１５：信号判定器
１６：受信アンテナ
【図１】
2009044404.tif 000003
【図２】
2009044404.tif 000004
【図３】
2009044404.tif 000005
【図４】
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