(57)【要約】【課題】モータ駆動装置において、交流電源の電圧状態に応じて昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率を制御し、信頼性を確保しつつ、安価な構成で、回路損失の低減を図ること。【解決手段】モータ駆動装置はコンバータ回路と制御装置６とを備える。コンバータ回路は、整流回路と、昇圧チョッパ用スイッチング素子によるスイッチング動作及びリアクトルによるエネルギー蓄積効果とを利用して昇圧する昇圧回路と、平滑コンデンサとを備える。制御装置６は昇圧チョッパ用スイッチング素子の通電率を演算して制御するコンバータ制御手段６ｅを備える。コンバータ制御手段６ｅは、電源電流の瞬時値１１ａと比例ゲイン１１ｂとの基づいて制御する昇圧比制御手段１１と、直流電圧値１２ｃと目標直流電圧１２ｄとの偏差が所定の値となるように比例ゲインを演算する比例ゲイン演算手段１２ｂとを備える。【選択図】図２
2009207307.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンバータ回路と、前記コンバータ回路を制御する制御装置とを備え、
前記コンバータ回路は、交流を直流に変換する整流回路と、昇圧チョッパ用スイッチング素子によるスイッチング動作及びリアクトルによるエネルギー蓄積効果とを利用して昇圧する昇圧回路と、この昇圧された直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、を備え、
前記制御装置は前記昇圧チョッパ用スイッチング素子の通電率を演算して前記昇圧チョッパ用スイッチング素子を制御するコンバータ制御手段を備えたモータ駆動装置において、
前記コンバータ制御手段は、基準となる正弦波電流指令波形や電源電圧位相を検出することなく電源電流の瞬時値と比例ゲインとの基づいて入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波波形に制御する昇圧比制御手段と、前記コンバータ回路の平滑コンデンサにより平滑された直流電圧値と目標直流電圧との偏差が所定の値となるように前記比例ゲインを演算する比例ゲイン演算手段と、を備えた
ことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項２】
請求項１において、前記コンバータ回路にて昇圧され平滑された直流電圧に基づいて永久磁石同期モータの回転数を制御するインバータ回路を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項３】
請求項２において、前記コンバータ制御手段は電源電流値もしくはモータ回転数に応じた目標直流電圧を演算して前記比例ゲイン演算手段に出力する補正制御手段を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項４】
請求項３において、前記補正制御手段は電源電流値もしくはモータ回転数に応じた目標直流電圧となるよう現在直流電圧値と目標直流電圧値との差分から前記昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流比を演算することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項５】
請求項４において、前記補正制御手段は前記昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流比に対するゲイン有効範囲を電源電流値もしくはモータ回転数に応じて演算することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項６】
請求項４において、前記補正制御手段は昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率に対する変化率の有効範囲を電源電流値もしくはモータ回転数に応じて演算することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項７】
請求項３〜６のいずれかにおいて、前記目標直流電圧を電源電流値もしくはモータ回転数により求められるかを外部選択機能や外部記憶装置などにより選択することが可能にしたことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項８】
請求項３〜６のいずれかにおいて、前記目標直流電圧、前記昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流比、前記昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流比に対する有効範囲、前記昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率に対する変化率の有効範囲のいずれかにおける設定点を外部選択機能または外部記憶装置により選択することが可能にしたことを特徴とするモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動装置に係り、特にコンバータ回路及びこれを制御する制御装置を備えるモータ駆動装置に好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
交流電圧を直流電圧に変換する整流回路にて電源電流を整流し、この整流回路にて整流された電源電流の高調波電流抑制ならびに力率改善を行うコンバータ回路を備えたモータ駆動装置が多数提案されている。
【０００３】
代表的なものとして、リアクトル及び昇圧チョッパ用スイッチング素子から構成する昇圧チョッパ回路により電源電流の高調波抑制ならびに力率改善を行うモータ駆動装置がある。これに関するものとして、例えば、特開平１−１１４３７２号公報（特許文献１）、特許第２７９６３４０号公報（特許文献２）、特許第２８０９４６３号公報（特許文献３）が挙げられる。
【０００４】
特許文献１〜３のモータ駆動装置では、基準となる正弦波電流指令波形や電源電圧位相を検出することなく電源電流の瞬時値と比例ゲインのみを用いて入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波波形に制御することを基本としている。
【０００５】
特許文献１は、交流電源を整流回路により整流した電源電圧の全域でコンバータ回路内の昇圧チョッパ用スイッチング素子の動作を行うことで高調波抑制ならびに力率改善を行う制御方式であり、電源電流に応じて昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率を調整し、電源電流のピーク付近に近づくに連れて昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率を小さくしている。この特許文献１では、電源電流のピーク付近では昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流による昇圧の効果が十分に得られなくなってくる。
【０００６】
そこで、特許文献２では、電源電流のピーク付近での昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流を停止させることで、スイッチング素子の回路損失を低下し、高効率化を図ることが可能な制御として昇圧比を一定とする制御方式を提案している。
【０００７】
また、特許文献３では、交流電源を整流回路により整流し、この整流回路により整流された電源電圧を平滑コンデンサにより直流電圧とする電源装置において、平滑コンデンサの容量を小さくした際に発生する直流電圧脈動の成分をコンバータ回路内の昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率を直流電圧脈動成分に応じて補正することで直流電圧の脈動を低減することが可能な制御方式を提案している。この制御方式を用いることで、平滑コンデンサの容量低減が可能となり電源装置の回路の低コスト化が図れるとしている。
【０００８】
【特許文献１】特開平１−１１４３７２号公報
【特許文献２】特許第２７９６３４０号公報
【特許文献３】特許第２８０９４６３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかし、前述の特許文献１〜３では、供給される交流電源の電圧がいかなる状態であっても、目標とされる直流電圧となるようコンバータ回路内の昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率を調整してしまう。従って、交流電源の電圧が高くなる場合には通流率が全体的に低くなり素子への負担が軽減されるので問題はないが、逆に、交流電源の電圧が低くなる場合には昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率が全体的に大きくなるために、昇圧チョッパ用スイッチング素子の温度上昇や電源電流のピーク電流が高くなることでの素子の高性能化が必要となり、コスト面ならびに回路損失が大きくなるという問題がある。
【００１０】
また、特許文献２では、昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率は供給される交流電源の電圧状態に影響されずに常に一定の昇圧比となるが、交流電源の電圧状態によりコンバータ回路によって昇圧された直流電圧値が変化してしまうという問題がある。
【００１１】
本発明の目的は、交流電源の電圧状態に応じて昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率を制御することができ、昇圧チョッパ用スイッチング素子の信頼性を確保しつつ、安価な構成で、回路損失の低減を図ることができるモータ駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
前述の目的を達成するために、本発明は、コンバータ回路と、前記コンバータ回路を制御する制御装置とを備え、前記コンバータ回路は、交流を直流に変換する整流回路と、昇圧チョッパ用スイッチング素子によるスイッチング動作及びリアクトルによるエネルギー蓄積効果とを利用して昇圧する昇圧回路と、この昇圧された直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、を備え、前記制御装置は前記昇圧チョッパ用スイッチング素子の通電率を演算して前記昇圧チョッパ用スイッチング素子を制御するコンバータ制御手段を備えたモータ駆動装置において、前記コンバータ制御手段は、基準となる正弦波電流指令波形や電源電圧位相を検出することなく電源電流の瞬時値と比例ゲインとの基づいて入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波波形に制御する昇圧比制御手段と、前記コンバータ回路の平滑コンデンサにより平滑された直流電圧値と目標直流電圧との偏差が所定の値となるように前記比例ゲインを演算する比例ゲイン演算手段と、を備えた構成にしたことにある。
【００１３】
係る本発明のより好ましい具体的な構成例は次の通りである。
（１）前記コンバータ回路にて昇圧され平滑された直流電圧に基づいて永久磁石同期モータの回転数を制御するインバータ回路を備えたこと。
（２）前記（１）において、前記コンバータ制御手段は電源電流値もしくはモータ回転数に応じた目標直流電圧を演算して前記比例ゲイン演算手段に出力する補正制御手段を備えたこと。
（３）前記（２）において、前記補正制御手段は電源電流値もしくはモータ回転数に応じた目標直流電圧となるよう現在直流電圧値と目標直流電圧値との差分から前記昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流比を演算すること。
（４）前記（３）において、前記補正制御手段は前記昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流比に対するゲイン有効範囲を電源電流値もしくはモータ回転数に応じて演算すること。
（５）前記（３）において、前記補正制御手段は昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率に対する変化率の有効範囲を電源電流値もしくはモータ回転数に応じて演算すること。
（６）前記（２）〜（５）のいずれかにおいて、前記目標直流電圧を電源電流値もしくはモータ回転数により求められるかを外部選択機能や外部記憶装置などにより選択することが可能にしたこと。
（７）前記（２）〜（５）のいずれかにおいて、前記目標直流電圧、前記昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流比、前記昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流比に対する有効範囲、前記昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率に対する変化率の有効範囲のいずれかにおける設定点を外部選択機能または外部記憶装置により選択することが可能にしたこと。
【発明の効果】
【００１４】
係る本発明のモータ駆動装置によれば、交流電源の電圧状態に応じて昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率を制御することができ、昇圧チョッパ用スイッチング素子の信頼性を確保しつつ、安価な構成で、回路損失の低減を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の複数の実施形態のモータ駆動装置について図を用いて説明する。各実施形態の図における同一符号は同一物または相当物を示す。
【００１６】
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態のモータ駆動装置を図１及び図２を用いて説明する。
【００１７】
まず、本実施形態のモータ駆動装置２０の全体構成に関して図１を参照しながら説明する。図１は本実施形態のモータ駆動装置の全体構成図である。
【００１８】
モータ駆動装置２０は、交流電源１を整流、昇圧及び平滑するコンバータ回路３と、このコンバータ回路から出力される直流電圧を基に永久磁石同期モータ５の回転数を制御するインバータ回路４と、これらのコンバータ回路３及びインバータ回路４を制御する制御装置６と、を主要構成要素として構成されている。
【００１９】
コンバータ回路３は、交流電源１の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路２と、電源電圧を昇圧するためのリアクトル３ａ及び昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂと、昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂの出力電圧を平滑するためのダイオード３ｃ及び平滑コンデンサ３ｄと、昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂを短絡した際の短絡電流を瞬時に検出するためのシャント抵抗３ｅと、を備えて構成されている。
【００２０】
整流回路２は、ダイオードブリッジ２ａを備えて構成され、交流電源１の出力側に接続されている。この整流回路２は、交流電源１の交流電圧を直流電圧に整流する。
【００２１】
リアクトル３ａは整流回路２の出力側に接続され、昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂはリアクトル３ａの出力側に接続されている。昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂは、交流電源１を整流回路２及びリアクトル３ａを介して短絡する。整流回路２にて整流された電源電圧は、昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂのスイッチング動作とリアクトル３ａによるエネルギー蓄積効果とを利用して昇圧される。昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂとリアクトル３ａは昇圧回路を構成する。昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂの通電率の調整は制御装置６により行われる。なお、リアクトル３ａが整流回路２よりも入力側に接続されていてもよい。
【００２２】
インバータ回路４は、コンバータ回路３にて昇圧され平滑された直流電圧を基に負荷となる永久磁石同期モータ５の回転数を制御するための、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）４ａ及びダイオード４ｂと、このＩＧＢＴ４ａの通電時に流れる直流電流を検出するシャント抵抗４ｃと、を備えて構成されている。シャント抵抗４ｃはＩＧＢＴ４ａに直列に接続されている。なお、ＩＧＢＴ４ａの通電率の調整は制御装置６により行われる。
【００２３】
制御装置６はマイクロコンピュータ（マイコン）で構成されている。この制御装置６は、昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂの通電率を制御するためのＡ／Ｄ変換手段６ａ、ＰＷＭ（Pulse Wide Modulation：パルス幅変調）出力手段６ｂ及びコンバータ制御手段６ｅと、ＩＧＢＴ４ａの通電率を制御するためのＡ／Ｄ（Analog/Digital：アナログ／デジタル）変換手段６ｃ、ＰＷＭ出力手段６ｄ及びインバータ制御手段６ｆとを備えて構成されている。
【００２４】
Ａ／Ｄ変換手段６ａ、ＰＷＭ出力手段６ｂ及びコンバータ制御手段６ｅによるコンバータ回路３の制御について説明する。
【００２５】
コンバータ回路３のシャント抵抗３ｅにて検出された電源電流の瞬時値を増幅器７にて増幅し、この増幅器にて増幅された電源電流の瞬時値をＡ／Ｄ変換手段６ａを介してコンバータ制御手段６ｅに取り込む。コンバータ制御手段６ｅは、このコンバータ制御手段６ｅに取り込まれた電圧値と、電源電圧に同期した正弦波波形に入力電流波形を制御するための比例ゲインと、を用いて、昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂの通流率を演算する。コンバータ制御手段６ｅにて演算された昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂの通流率をＰＷＭ出力手段６ｂのＰＷＭオン時間を調整することで通流率とする。ＰＷＭ出力手段６ｂにより出力されたＰＷＭオン時間をドライバ８を介してコンバータ回路３内の昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂに出力し、この昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂを駆動する。これにより入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波波形に制御することが可能なコンバータ制御が実現可能となる。
【００２６】
次に、Ａ／Ｄ変換手段６ｃ、ＰＷＭ出力手段６ｄ及びインバータ制御手段６ｆによるインバータ回路４の制御について説明する。
【００２７】
本実施形態のモータ制御はモータ電流センサレス／位置センサレスベクトル制御を行っているため、インバータ回路４から検出するものは直流側に設置したシャント抵抗４ｃに流れる直流電流のみである。具体的には、シャント抵抗４ｃにて検出された直流電流を増幅器9にて増幅し、この増幅器にて増幅された直流電流をＡ／Ｄ変換手段６ｃを介してインバータ制御手段６ｆに取り込む。また、インバータ回路４のＩＧＢＴ４ａに与える通流率をＰＷＭ出力手段６ｄのＰＷＭオン時間を調整することで通流率とする。ＰＷＭ出力手段６ｄにより出力されたＰＷＭオン時間をドライバ１０を介してＩＧＢＴ４ｃに出力し、このＩＧＢＴ４ｃを駆動する。これにより、永久磁石同期モータ５を回転数制御して駆動することが可能となる。
【００２８】
ここで、コンバータ制御手段６ｅ及びインバータ制御手段６ｆは制御装置６に内蔵される制御手段であるため互いの制御情報の交換が可能となる。この制御情報の交換により、制御装置６での電源電流値の平均値もしくはモータ回転数に応じた目標直流電圧を演算することが可能となる。
【００２９】
次に、図２を参照しながら、コンバータ制御手段６ｅに関して具体的に説明する。図２は図１の制御装置６のコンバータ制御手段６ｅの制御ブロック図である。
【００３０】
コンバータ制御手段６ｅは、昇圧比制御手段１１と、比例ゲイン演算手段１２とを備えて構成されている。
【００３１】
昇圧比制御手段１１は、基準となる正弦波電流指令や電源位相を検出することなく、絶対値である入力電流瞬時値|Ｉｓ|（１１ａ）と比例ゲインＫｐ（１１ｂ）との積を用いて入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波波形に制御する基本制御方式と、昇圧チョッパ用スイッチング損失低減のために入力電流のピーク付近のスイッチング動作を停止させる昇圧チョッパ用比一定制御方式と、によって制御するものである。
【００３２】
基本制御方式について説明する。昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂの通流率（ＰＷＭオン時間の比率）ｄを式（１）の通り与えると、入力電流瞬時値ｉｓは式（２）で表される。
【００３３】
【数１】
2009207307.tif 000003
【００３４】
【数２】
2009207307.tif 000004
この式（２）から分かる通り、電源電圧波形などの基準波形が無くても入力電流瞬時値ｉｓは電源電圧Ｖｓに同期した正弦波になる。これが基本制御方式の原理である。
【００３５】
昇圧チョッパ用比一定制御方式について説明する。式（２）を変形すると、式（３）となる。この式（３）は、瞬時の昇圧比を示している。
【００３６】
【数３】
2009207307.tif 000005
ここで、実効値ベースで昇圧チョッパ用比ａを考えると、式（４）となる。この式（４）において、Ｋｐ・Ｉｓを一定に制御すれば、直流電圧Ｅｄは電源電圧Ｖｓのａ倍に制御できることとなる。
【００３７】
【数４】
2009207307.tif 000006
この式（４）から比例ゲインＫｐを求めると、式（５）となる。
【００３８】
【数５】
2009207307.tif 000007
この式（５）を式（１）に当てはめると、通流率信号ｄは式（６）となる。
【００３９】
【数６】
2009207307.tif 000008
この式（６）から分かるように、入力電流|ｉｓ|がａ・Ｉｓを超えると、通流率信号ｄは０％となり、昇圧チョッパ用スイッチング動作が停止する。これにより、入力電流は電源電圧のピーク付近（入力電流がａ・Ｉｓを超える領域）で昇圧チョッパ用が入らない波形となり、昇圧チョッパ用スイッチング損失の低減が図れる。これが昇圧チョッパ用比一定制御方式の原理である。
【００４０】
上記の通り制御することにより、基準となる正弦波電流指令波形や電源位相を検出することなく、入力電流瞬時値と比例ゲインのみを用いて入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波波形に制御でき、入力電流のピーク値付近のスイッチング動作を停止することが可能である。
【００４１】
以上の制御は、図２の昇圧比制御手段１１内に示すブロック図で行われる。このブロック図では、通流率信号ｄの演算において、式（１）及び式（５）の通り、最大通流率１００％である１（１１ｃ）から、制御装置６に搭載されるＡ／Ｄ変換手段により制御装置内部に取り込まれた電源電流の瞬時値|Ｉs|（１１ａ）と比例ゲインＫｐ（１１ｂ）との積を差し引いてＰＷＭ出力手段６ｂのＰＷＭオン時間としている。このＰＷＭオン時間を通電率としてＰＷＭ出力手段６ｂより出力し、ドライバ８を介してコンバータ回路３内の昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂを駆動する。
【００４２】
なお、入力電流瞬時値|Ｉs|（１１ａ）と比例ゲインＫｐ（１１ｂ）との積の値をＰＷＭ出力手段のオフ時間の比率と考えて、ＰＷＭ出力機能の設定をするようにしてもよい。この場合には、最大通流率１００％である１から差し引く必要がなくなり、演算が簡素化される。
【００４３】
比例ゲイン演算手段１２は、コンバータ回路３の平滑コンデンサ３ｄにより平滑された直流電圧値１２ｃと目標直流電圧１２ｄの偏差ΔＥｄを演算し、この偏差ΔＥｄが所定の値（例えば、０）となるように、比例ゲイン演算器１２ｂにて演算ゲイン１２ａを基に比例ゲインＫｐを演算する。交流電源が低くなった場合、コンバータ回路３内の平滑コンデンサ３ｄにより平滑された直流電圧値１２ｃと目標直流電圧値１２ｄとの偏差ΔＥｄがマイナス側に大きくなり、目標直流電圧値よりも直流電圧値１２ｃが低くなる。この偏差ΔＥｄが０となるよう比例ゲイン演算器１２ｂにて演算ゲイン１２ａを用いて演算し比例ゲインＫｐを小さくする。逆に交流電源が高くなった場合、コンバータ回路３内の平滑コンデンサ３ｄにより平滑された直流電圧値１２ｃと目標直流電圧値１２ｄとの偏差ΔＥｄがプラス側に大きくなり、目標直流電圧値よりも直流電圧値１２ｃが高くなる。この偏差ΔＥｄが０となるよう比例ゲイン演算器１２ｂにて演算ゲイン１２ａを用いて演算し比例ゲインＫｐを大きくする。比例ゲイン演算器１２ｂでの演算ゲイン１２ａとは偏差ΔＥｄから比例ゲインＫｐを演算する際の演算係数であり、演算ゲイン１２ａを大きくすると偏差ΔＥｄに対する比例ゲインＫｐが大きくなり昇圧率が高くなる。逆に、小さくすると偏差ΔＥｄに対する比例ゲインＫｐが小さくなり昇圧率が小さくなる。これによって、式（１）から明らかなように、流通率ｄを直流電圧値１２ｃと目標直流電圧値１２ｄとの偏差ΔＥｄに応じて調整することが可能であり最適な通流率ｄにて制御することができ、昇圧チョッパ用スイッチング素子の信頼性を確保しつつ、安価な構成で、回路損失の低減を図ることができる。
【００４４】
なお、比例ゲイン演算器１２ｂにおける演算方式については、比例、積分もしくは比例積分のいずれかの方法でもよい。
【００４５】
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態のモータ駆動装置について図３から図６を用いて説明する。図３は本発明の第２実施形態のモータ駆動装置におけるコンバータ制御手段６ｅの制御ブロック図、図４は図３のコンバータ制御手段での目標直流電圧演算器の設定例を示す図、図５は図３のコンバータ制御手段での比例ゲインの有効範囲の設定例を示す図、図６は図３のコンバータ制御手段でのＰＷＭ通電率有効範囲演算器の設定例示す図である。この第２実施形態は、次に述べる点で第１実施形態と相違するものであり、その他の点については第１実施形態と基本的には同一であるので、重複する説明を省略する。
【００４６】
この第２実施形態では、補正制御手段１３を新たに備えると共に、昇圧比制御手段１１に上下リミッタ１１ｄ、比例ゲイン演算手段１２に上下リミッタ１１ｅをそれぞれ備えている。
【００４７】
補正制御手段１３は、電源電流平均値演算器１３ｄにより演算された電源電流平均値もしくはモータ回転数１３ｅに基づいて、比例ゲイン演算手段１２内の目標直流電圧１２ｄを演算する目標直流電圧演算器１３ａと、比例ゲイン演算手段１２内の比例ゲインＫｐ（１１ｂ）の補正有効範囲を演算する比例ゲインリミッタ演算器１３ｂと、昇圧比制御手段１１内の入力電流の瞬時値|Ｉs|（１１ａ）と比例ゲインＫｐ（１１ｂ）との積の値をＰＷＭ出力のオフ時間とした通電率補正範囲を演算するＰＷＭ通流率リミッタ演算器１３ｃと備えている。
【００４８】
目標直流電圧演算器１３ａは、電源電流平均値演算器１３ｄにより演算された電源電流の平均値もしくはモータ回転数に対応する目標直流電圧値１２ｄを演算するものである。即ち、目標直流電圧演算器１３ａは、図４に示すように設定された目標直流電圧に基づいて、電源電流平均値演算器１３ｄにより演算された電源平均電流値もしくはモータ回転数が大きくなると、それに応じて目標直流電圧値１２ｄが高くなるように演算する。図４に設定された目標直流電圧値は、複数点（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４）におけるコンバータ回路２の回路効率及び永久磁石同期モータ５の効率等を考慮して総合的に最も効率の良い目標直流電圧値を実験や解析などにより求め、これに基づいて設定される。なお、この設定される複数点の目標直流電圧値１２ｄの間を線間補間することで滑らかな特性とすることが望ましい。
【００４９】
比例ゲインリミッタ演算器１３ｂは、電源電流平均値演算器１３ｄにより演算された電源平均電流値もしくはモータ回転数に対応する比例ゲインＫｐ（１１ｂ）の有効範囲である上限リミッタ及び下限リミッタのゲイン有効範囲を演算するものである。即ち、比例ゲインリミッタ演算器１３ｂは、図５に示すように設定されたゲイン有効範囲に基づいて、電源電流平均値演算器１３ｄにより演算された電源平均電流値もしくはモータ回転数が大きくなると、それに応じて上限リミッタならびに下限リミッタが高くなると共に、ゲイン有効範囲が大きくなるように演算する。図５に設定されたゲイン有効範囲は、複数点（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４）におけるコンバータ回路２の回路効率及び永久磁石同期モータ５の効率等を考慮して総合的に最も効率の良いゲイン有効範囲を実験や解析などにより求め、これに基づいて設定される。なお、この設定される複数点のゲイン有効範囲の間を線間補間することで滑らかな特性とすることがより好ましい。
【００５０】
交流電源の電圧が低くなった場合、コンバータ回路３内の平滑コンデンサ３ｄにより平滑された直流電圧値１２ｃと目標直流電圧値１２ｄとの偏差ΔＥｄが大きくなり、この偏差ΔＥｄが０となるように比例ゲイン演算器１２ｂにて演算された比例ゲインＫｐが大きくなるが、上下限リミッタ１２ｅにてゲイン有効範囲内の上限側で比例ゲインＫｐ（１１ｂ）が制限される。これにより、コンバータ回路３内の昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂの温上や電源電流のピーク電流が高くなりすぎることを抑制することが可能となる。逆に、交流電源が高くなった場合においても、上下限リミッタ１２ｅにてゲイン有効範囲内の下限側で比例ゲインＫｐ（１１ｂ）が制限されることで、コンバータ回路３内の昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂの動作が不安定となることがなくなる。
【００５１】
昇圧チョッパ用比一定制御１１内の昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂの通電率の補正有効範囲を演算するＰＷＭ通電率リミッタ演算器１３ｃは、図６に示すように、のように電源電流平均値演算器１３ｄにより演算された電源平均電流値もしくはモータ回転数に対応するＰＷＭ通電率の有効範囲である上限リミッタならびに下限リミッタの補正有効範囲を演算する。換言すれば、ＰＷＭ通電率リミッタ演算器１３ｃは、図６に示すように、電源電流平均値演算器１３ｄにより演算された電源平均電流値もしくはモータ回転数が大きくなると、それに応じて補正有効範囲が小さくなるように演算する。図６の補正有効範囲の特性は、複数点（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４）におけるコンバータ回路２の回路効率及び永久磁石同期モータ５の効率等を考慮して総合的に最も効率の良いゲイン有効範囲を実験や解析などにより求め、これに基づいて設定される。なお、この設定される複数点のゲイン有効範囲の間を線間補間することで滑らかな特性とすることが望ましい。
【００５２】
係る構成としたことにより、電源電流瞬時値が外来のノイズなどの影響を受けた本来の正確な電流情報でなく誤った情報を基に昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂを通電した場合であっても、昇圧チョッパ用スイッチング素子３ｂの通流率の変化率を制限することができ外来ノイズの影響を軽減することが可能となる。
【００５３】
図３に示した補正制御手段１３における電源電流平均値１３ｄもしくはモータ回転数１３ｅを選択する選択器１３ｆや補正制御１３内の目標直流電圧演算器１３ａ、比例ゲインリミッタ演算器１３ｂ、ＰＷＭ通電率リミッタ演算器１３ｃにて任意に設定する定数については、永久磁石同期モータの性能、平滑コンデンサの静電容量、昇圧チョッパ用スイッチング素子など回路構成部品の性能により調整が必要のため外部記憶装置などにより定数を設定可能とする機能を有することがより一層望ましい。
【００５４】
上述した実施形態によれば、コンバータ回路内の昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率演算に用いている電源電流値の平均値もしくはモータ回転数により昇圧チョッパ回路効率やインバータ回路効率ならびにモータ効率を考慮した最も高効率な直流電圧値を演算することが可能となる。
【００５５】
交流電源が低くなり昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率が大きくなった際の昇圧チョッパ用スイッチング素子の温上や電源電流のピーク電流が高くなる状態においても、現在直流電圧値と目標直流電圧値との偏差を演算し、演算された偏差を基に昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率を演算する際の昇圧比の有効範囲を制限することが可能となり、昇圧チョッパ用スイッチング素子の温上や電源電流のピーク電流を抑制することが可能となる。
【００５６】
また、コンバータ制御の基本方式である正弦波電流指令波形や電源電圧位相を検出することなく電源電流の瞬時値と比例ゲインのみを用いて入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波波形とする制御における、前記電源電流の瞬時値が外来ノイズなどの影響を受け、正確な情報でなく誤った情報を基に上記コンバータ制御手段に昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率を演算してしまった場合においても、昇圧チョッパ用スイッチング素子の通流率の変化率を制限する演算器を設けることで外来ノイズの影響を軽減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の第１実施形態のモータ駆動装置の全体構成図である。
【図２】図１の制御装置のコンバータ制御手段の制御ブロック図である。
【図３】本発明の第２実施形態のモータ駆動装置におけるコンバータ制御手段の制御ブロック図である。
【図４】図３のコンバータ制御手段での目標直流電圧演算器の設定例を示す図である。
【図５】図３のコンバータ制御手段での比例ゲインの有効範囲の設定例を示す図である。
【図６】図３のコンバータ制御手段でのＰＷＭ通電率有効範囲演算器の設定例示す図である。
【符号の説明】
【００５８】
１…交流電源、２…整流回路、２ａ…ダイオードブリッジ、３…コンバータ回路、３ａ…リアクトル、３ｂ…昇圧チョッパ用スイッチング素子、３ｃ…ダイオード、３ｄ…平滑コンデンサ、３ｅ…シャント抵抗、４…インバータ回路、４ａ…ＩＧＢＴ、４ｂ…ダイオード、４ｃ…シャント抵抗、５…永久磁石同期モータ、６…制御装置、６ａ…Ａ／Ｄ変換手段、６ｂ…ＰＷＭ出力手段、６ｃ…Ａ／Ｄ変換手段、６ｄ…ＰＷＭ出力手段、６ｅ…コンバータ制御手段、６ｆ…インバータ制御手段、７…増幅器、８…ドライバ、９…増幅器、１０…ドライバ、１１…昇圧比制御手段、１１ａ…電源電流瞬時値演算器、１１ｂ…比例ゲイン、１１ｄ…上下限リミッタ、１２…比例ゲイン演算手段、１２ａ…演算ゲイン、１２ｂ…比例ゲイン演算器、１２ｃ…直流電圧、１２ｄ…目標直流電圧、１２ｅ…上下限リミッタ、１３…補正制御手段、１３ａ…目標直流電圧演算器、１３ｂ…Ｋｐゲインリミッタ演算器、１３ｃ…ＰＷＭ通電率リミッタ演算器、１３ｄ…電源電流平均値演算器、１３ｅ…モータ回転数、２０…モータ駆動装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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