(57)【要約】【課題】回路規模の大幅な増加を招くことなく、受信条件が極めて低い場合でもデータを復調することができる復調器および復調方法の提供を図る。【解決手段】スペクトラム直接拡散通信方式を適用した復調器１であって、受信信号を第１ビット数の第１出力にアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタルコンバータ１３と、該アナログ／ディジタルコンバータの前記第１出力から、前記第１ビット数よりも少ない第２ビット数の連続した第２出力を選択する出力ビット選択部３１と、前記第２出力から相関値を求める相関器１４と、前記相関値から前記出力ビット選択部における前記第２出力の選択を制御する制御手段３２，３３と、を備えるように構成する。【選択図】図７
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スペクトラム直接拡散通信方式を適用した復調器であって、
受信信号を第１ビット数の第１出力にアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタルコンバータと、
該アナログ／ディジタルコンバータの前記第１出力から、前記第１ビット数よりも少ない第２ビット数の連続した第２出力を選択する出力ビット選択部と、
前記第２出力から相関値を求める相関器と、
前記相関値から前記出力ビット選択部における前記第２出力の選択を制御する制御手段と、を備える復調器。
【請求項２】
請求項１に記載の復調器において、さらに、
前記相関値から前記相関値の最大値である相関ピーク値を検出する最大値検出器を備え、前記制御手段は、前記検出された相関ピーク値を使用して、前記出力ビット選択部における前記第２出力の選択を制御する復調器。
【請求項３】
請求項２に記載の復調器において、前記制御手段は、
第１タイミングにおける第１相関ピーク値を保持する前値保持器、および、
該前値保持器に保持された前記第１相関ピーク値と、前記第１タイミングの次の第２タイミングにおける第２相関ピーク値とを比較する比較器を備え、該比較器からの比較結果に応じて前記出力ビット選択部における前記第２出力の選択を制御する復調器。
【請求項４】
請求項２または３に記載の復調器において、さらに、
前記相関器からの複数の前記相関値を積分する積分器を備え、
前記最大値検出器は、前記積分器により積分された前記相関値における最大値を検出する復調器。
【請求項５】
請求項４に記載の復調器において、
前記最大値検出器は、前記積分器により積分される複数の前記相関値に対して最大値が検出されるタイミングを検出し、
前記制御手段は、さらに、前記最大値検出器からの前記積分器により積分される複数の前記相関値に対して最大値が検出される前記タイミングが、予め定められた時間範囲に設定回数以上含まれるかどうかを判別する検出タイミング回数判別部を備え、該検出タイミング回数判別部からの判別結果に応じて前記出力ビット選択部における前記第２出力の選択を制御する復調器。
【請求項６】
スペクトラム直接拡散通信方式を適用した復調方法であって、
受信信号を第１ビット数の第１出力にアナログ／ディジタル変換し、
前記第１出力から、前記第１ビット数よりも少ない第２ビット数の連続した第２出力を選択し、
前記第２出力から相関値を求め、
前記相関値から前記第２出力の選択を制御する復調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この出願は、復調器および復調方法に関し、特に、スペクトラム直接拡散通信方式を適用した復調器および復調方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、周波数同期を担う自動周波数制御の逆拡散相関値の大小比較による周波数弁別方法を適用したスペクトラム直接拡散通信方式の無線通信端末およびその復調器が知られている。
【０００３】
図１は相関器（ＭＦ：Matched Filter）の一例における出力の周波数特性を概念的に示す図である。図１において、縦軸は相関器の出力を示し、また、横軸は周波数を示している。
【０００４】
図１に示されるように、周波数に対する相関器の出力は、中心周波数ｆｃで最大となり、その中心周波数ｆｃから周波数がずれるに従ってほぼ正規分布で低下する特性を示す。
【０００５】
図２は従来の復調器の一例（１０１）を概略的に示すブロック図であり、周波数同期を担う自動周波数制御の逆拡散相関値の大小比較による周波数弁別方法を適用したスペクトラム直接拡散通信方式の無線通信端末における復調器の一例を示すものである。
【０００６】
図２に示されるように、従来の復調器１０１は、ミキサ１１１，ローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）１１２，アナログ／ディジタルコンバータ（ＡＤＣ：Analog to Digital Converter）１１３，相関器（ＭＦ）１１４，電力変換器１１５および最大値検出器１１６を備える。
【０００７】
さらに、従来の復調器１０１は、掃引制御器１１７，掃引器１１８，ディジタル／アナログコンバータ（ＤＡＣ：Digital to Analog Converter）１１９，電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）１２０および逆拡散器１２１を備える。
【０００８】
ミキサ１１１には、高周波信号から中間周波信号に変換された受信スペクトラム拡散信号（ＳＳ受信信号）、および、ＶＣＯ１２０の出力が入力される。そして、ミキサ１１１からは、これらの信号が乗算されたベースバンドスペクトラム拡散信号ＢＢＳＤが出力される。
【０００９】
ベースバンドスペクトラム拡散信号ＢＢＳＤは、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１２に供給されて高調波成分とエリアシング雑音（折り返し雑音）がカットされ、ＡＤＣ１１３に供給される。
【００１０】
ＡＤＣ１１３は、ＬＰＦ１１２の出力を所定のクロック周波数でサンプリングすることによりディジタル信号に変換し、これがディジタル化された受信スペクトラム拡散信号になる。ＡＤＣ１１３の出力信号は、相関器（ＭＦ）１１４および逆拡散器１２１に供給される。
【００１１】
相関器１１４は、ＡＤＣ１１３からのディジタル化された受信スペクトラム拡散信号を受け取り、予め準備されている拡散符号パターンとの相関を求めることにより相関値を出力する。相関器１１４の出力は、電力変換器１１５により電力信号Ｐｃに変換されて、最大値検出器１１６に供給される。
【００１２】
最大値検出器１１６の出力は、掃引制御器１１７に供給され、この掃引制御器１１７により、例えば、カウンタを備える掃引器１１８を制御する。掃引器１１８の出力は、ＤＡＣ１１９でアナログ電圧に変換され、ＶＣＯ１２０の制御信号になる。
【００１３】
この掃引器１１８の出力電圧を一定範囲内で順次増加させて周波数を掃引することによって、相関器１１４からは、前述した図１に示すような周波数特性を有する出力信号が得られることになる。
【００１４】
そして、最大値検出器１１６によって、電力変換器１１５により相関器１１４の出力信号（相関値）を変換した電力信号Ｐｃの最大値を求める。この相関値の最大値（相関ピーク値）が得られた時のＶＣＯ１２０の出力周波数（ｆｃ）でＡＦＣ（Automatic Frequency Control）の初期引き込みが完了したとして掃引を停止する。そして、最大値検出器１１６から逆拡散タイミング通知Ｓｄが拡散器１２１に供給され、復調データが拡散器１２１から出力される。
【００１５】
図３は受信信号ＳＳのＣ(Carrier)／Ｎ(Noise)が良い場合とＣ／Ｎが悪い場合（希望波の電力よりも雑音電力の方が高い場合）の相関特性を示す図である。ここで、図３（ａ）が受信信号のＣ／Ｎが良い場合を示し、また、図３（ｂ）が受信信号のＣ／Ｎが悪い場合を示している。また、図３（ａ）および図３（ｂ）において、縦軸は相関電圧値を示し、横軸は時間を示し、拡散周期は使用するコードの繰り返し周期を示している。
【００１６】
まず、図３（ａ）に示されるように、受信信号ＳＳのＣ／Ｎが良い場合、相関器１１４の出力（MF-out）から１回の拡散周期を掃引し、正確な逆拡散タイミングを求めてデータを復調することができる。
【００１７】
しかしながら、図３（ｂ）に示されるように、受信信号ＳＳのＣ／Ｎが悪い場合、相関器１１４の出力がノイズに埋もれてしまい、１回の拡散周期の掃引では正確な逆拡散タイミングを求めることが困難である。
【００１８】
そこで、受信信号のＣ／Ｎが悪い場合でも正確な逆拡散タイミングを得るために、積分器を設けて拡散周期の掃引を複数回行い、その複数回の掃引によって得られた複数の相関電圧値を積分する方法が知られている。
【００１９】
図４は従来の復調器の他の例（１０１’）を概略的に示すブロック図であり、図２の復調器に対して、積分器１２２を追加したものである。
【００２０】
前述したように、１回の拡散周期の掃引では、拡散符号の位相一致による相関電圧値よりも雑音電圧の方が高い場合が考えられ、得られる逆拡散タイミングの信頼度は低くなる。これに対して、図４に示す従来の復調器１０１’は、相関器１１４と電力変換器１１５との間に積分器１２２を設けることによって、拡散周期の掃引を複数回行うようになっている。
【００２１】
ここで、入力される雑音成分は白色ガウス雑音とみなすことができ、全ての周波数成分で同じ強度であるため、積分器１２２の積分処理によって雑音成分の電圧は零に収束すると考えられる。すなわち、相関電圧値を複数回積分することによって、拡散符号の位相が一致している点での相関電圧は強め合い、雑音電圧部分は零に収束することになり、正確な逆拡散タイミングを求めてデータを復調することが可能になる。
【００２２】
ところで、従来、適正な量子化ビット数により通信品質を向上すると共に、消費電力を低減するために、量子化ビット数を伝送路の通信品質に応じて増減することにより、十分な通信品質が得られる場合には量子化ビット数を削減して消費電力を低減し、通信品質が劣悪な場合には量子化ビット数を最大にして通信品質を向上するようにした通信装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【００２３】
また、従来、復調精度を保ちながら効果的な低消費電力化を可能とするために、ＡＤＣ（アナログ／ディジタルコンバータ）の出力信号の中から受信信号の復調を行うのに有効なビットを選択するビット選択部と、選択された有効ビットを用いて受信信号を復調するディジタル受信処理部と、ビット選択部の有効ビットの数を制御する有効ビット制御部とを備え、ビット選択部がＡＤＣから出力される符号ビットとＡＤＣから出力される数値ビットの中で最上位ビットを含んだＭ個の連続した数値ビットとを有効ビットとして選択し、数値ビットの数Ｍの変更で有効ビットの数を変更する無線通信装置も提案されている（例えば、特許文献２参照）。
【００２４】
さらに、従来、回路規模の縮小および低消費電力化を図るべく、ＡＤＣから出力される受信ディジタル信号の信号レベルを適正値に保持するための第１のＡＧＣ回路に加え、第２のＡＧＣ回路を新たに備え、この第２のＡＧＣ回路により、相関器への入力信号レベルを適正値に保持するべく、ディジタルフィルタの出力信号レベルに基づいて相関器への入力信号レベルを可変制御するようにした通信装置も提案されている（例えば、特許文献３参照）。
【００２５】
また、従来、復調部に入力する受信信号データのビット数を復調に必要な程度に小さくして転送することにより、装置の小型化および低消費電力化を図ると共に、位相変動や利得制御誤差をなくして高い品質の復調信号を得る無線通信装置も提案されている（例えば、特許文献４参照）。
【００２６】
【特許文献１】特開平０８−１６７８６３号公報
【特許文献２】特開２００５−２３６８６７号公報
【特許文献３】特開２０００−２５２８６８号公報
【特許文献４】特開２００１−３３９４５５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２７】
前述したように、従来、複数の拡散周期の掃引により得られた相関電圧値を積分する積分器を備えた復調器（無線通信端末）が提案されている。この積分器を備えた復調器は、Ｃ／Ｎ（Ｓ(Signal)／Ｎ(Noise)）が改善され逆拡散タイミングの検出確率を高めることは可能であるが、受信条件がより一層悪化した場合、或いは、そのような受信条件の悪い状況下での利用が想定される場合には、さらなる改善が必要になる。
【００２８】
この出願は、上述した従来技術が有する課題に鑑み、回路規模の大幅な増加を招くことなく、受信条件が極めて低い場合でもデータを復調することができる復調器および復調方法の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
第１の実施形態によれば、スペクトラム直接拡散通信方式を適用した復調器であって、アナログ／ディジタルコンバータと、出力ビット選択部と、相関器と、最大値検出器と、制御手段と、を備える復調器が提供される。
【００３０】
アナログ／ディジタルコンバータは、受信信号を第１ビット数の第１出力にアナログ／ディジタル変換し、また、出力ビット選択部は、アナログ／ディジタルコンバータの第１出力から、第１ビット数よりも少ない第２ビット数の連続した第２出力を選択する。さらに、相関器は、第２出力から相関値を求め、そして、制御手段は、相関値から出力ビット選択部における第２出力の選択を制御する。
【００３１】
なお、上記復調器は、ワンチップの半導体集積回路装置として形成することができる。また、上記復調器を無線装置端末に設けることもできる。
【００３２】
第２の実施形態によれば、スペクトラム直接拡散通信方式を適用した復調方法が提供される。この復調方法は、受信信号を第１ビット数の第１出力にアナログ／ディジタル変換し、第１出力から、第１ビット数よりも少ない第２ビット数の連続した第２出力を選択し、第２出力から相関値を求め、記相関値から第２出力の選択を制御する。
【発明の効果】
【００３３】
各実施例によれば、回路規模の大幅な増加を招くことなく、受信条件が極めて低い場合データを復調することができる復調器および復調方法を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３４】
まず、本実施形態の概略を、図５および図６を参照して説明する。
図５および図６は本実施形態の入力信号の分解能制御方法を従来例と比較して説明するための図である。ここで、図５（ａ），図６（ｂ）および図６（ｅ）は従来例の処理を示し、また、図５（ｂ），５（ｃ），図６（ａ），図６（ｃ），図６（ｄ）および図６（ｆ）は本実施形態の処理を示している。なお、図６（ａ）〜図６（ｃ）はＣ／Ｎ＝１０ｄＢのときを示し、また、図６（ｄ）〜図６（ｆ）はＣ／Ｎ＝−１０ｄＢのときを示している。
【００３５】
通常、変復調の処理はディジタルで処理されており、図５（ａ）および図５（ｂ）に示されるように、相関器１１４，１４を含む変復調器の前段にはＡＤＣ１１３，１３が設けられている。
【００３６】
ここで、ＡＤＣ１１３，１３は、高分解能であればあるほど量子化雑音が低減され、Ｃ／Ｎ（Ｓ／Ｎ）が改善され、例えば、量子化ステップ数が２倍になれば、電圧比で約６ｄＢだけＣ／Ｎが改善されることが知られている。
【００３７】
しかしながら、一般に、ＡＤＣを高分解能化すると情報量が大きくなるため、後段の回路規模が大幅に増加するという欠点がある。
【００３８】
すなわち、図５（ａ）に示されるように、従来例では、例えば、１２ビットの分解能を有するＡＤＣ１１３を使用し、その１２ビットの信号をそのまま相関器１１４に供給して逆拡散タイミング通知Ｓｄを求めていた。
【００３９】
これに対して、図５（ｂ）に示されるように、本実施形態では、例えば、従来のＡＤＣ１１３よりも分解能の高い１６ビットのＡＤＣ１３を使用し、出力ビット選択部３１によって、１６ビットの信号からその時の受信状態に適した１２ビットの信号を選択する。そして、この選択された１２ビットの信号を相関器１４に供給し、逆拡散タイミング通知Ｓｄを求める。
【００４０】
すなわち、本実施形態では、図５（ｃ）に示されるように、ＡＤＣ１３の出力である１６ビットの信号から、最もダイナミックレンジが大きい最上位ビット（ＭＳＢ）を含む１２ビット［１５：４］のディジタル信号，次にダイナミックレンジが大きい上位２ビット目を含む１２ビット［１４：３］，…，最も分解能が高い最下位ビット（ＬＳＢ）を含む１２ビット［１１：０］のディジタル信号を、相関器１４の出力に応じて最適なものを選択して相関器１４に供給するようになっている。
【００４１】
具体的に、図６（ａ）に示されるように、ノイズに対してキャリア（信号）が十分に大きい（Ｃ／Ｎが大きい：Ｃ／Ｎ＝１０ｄＢ）場合、図６（ｂ）に示されるように、従来例では、ＡＤＣ１１３の１２ビットの分解能（ダイナミックレンジ）の１１ビットが有効な信号（キャリアＣの成分）に割り当てられる。
【００４２】
一方、図６（ｃ）に示されるように、ノイズに対してキャリアが十分に大きい場合、本実施形態では、分解能よりも大きなダイナミックレンジを確保するために、出力信号選択部３１によって、ＡＤＣ１３からの１６ビットの信号［１５：０］のうち、例えば、ＭＳＢ（最上位ビット）を含む上位１２ビットの信号［１５：４］を選択して相関器１４に供給する。これにより、大きなダイナミックレンジを確保して処理を行うことができる。
【００４３】
次に、図６（ｄ）に示されるように、ノイズにキャリアが埋もれてしまう（Ｃ／Ｎが小さい：Ｃ／Ｎ＝−１０ｄＢ）場合、従来例では、図６（ｅ）に示されるように、ＡＤＣ１１３の１２ビットの信号をそのまま使用するだけであり、１２ビットの分解能の信号の９ビットだけをＣの成分に割り当てるだけである。
【００４４】
一方、図６（ｆ）に示されるように、ノイズにキャリアが埋もれてしまう場合、本実施形態では、ダイナミックレンジよりも高い分解能を確保するために、出力信号選択部３１によって、ＡＤＣ１３からの１６ビットの信号［１５：０］のうち、例えば、ＬＳＢ（最下位ビット）を含む下位１２ビットの信号［１１：０］を選択して相関器１４に供給する。これにより、高い分解能を確保して処理を行うことができる。
【００４５】
このように、本実施形態では、相関器１４に入力されるディジタル信号は、従来例と同様に１２ビットの信号であるため、後段の回路規模の増加を抑制することができ、さらに、その相関器１４に入力される１２ビットの信号は、例えば、受信状態に応じて、大きなダイナミックレンジを有する信号から高い分解能でＣ／Ｎを改善する信号へと適宜選択して使用することができる。
【００４６】
すなわち、本実施形態においては、ＡＤＣ１３は高い分解能（例えば、１６ビット）を有するものとするが、出力ビット選択部３１によって、情報量を一定（例えば、１２ビット）となるように制御して相関器１４に供給する。これにより、ＡＤＣ１３の後段回路の増加を抑制し、受信条件が極めて低い場合でも、逆拡散タイミング検出確率を向上（Ｃ／Ｎを改善）し、正確な逆拡散タイミングを求めてデータを復調することが可能になる。
【００４７】
以下、復調器および復調方法の実施例を、添付図面を参照して詳述する。
図７は第１実施例の復調器を概略的に示すブロック図であり、図２に示す従来の復調器の一例（１０１）に対して出力ビット選択部３１、前値保持部３２および比較器３３を設けたものに相当する。すなわち、図７に示す第１実施例の復調器は、周波数同期を担う自動周波数制御の逆拡散相関値の大小比較による周波数弁別方法を適用したスペクトラム直接拡散通信方式の無線通信端末における復調器の一例を示すものである。
【００４８】
図７に示されるように、本第１実施例の復調器１は、ミキサ１１，ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２，アナログ／ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）１３，出力ビット選択部３１，相関器（ＭＦ）１４，電力変換器１５および最大値検出器１６を備える。さらに、本第１実施例の復調器１は、前値保持部３２，比較器３３，掃引制御器１７，掃引器１８，ディジタル／アナログコンバータ（ＤＡＣ）１９，電圧制御発振器（ＶＣＯ）２０および逆拡散器２１を備える。
【００４９】
ミキサ１１には、高周波信号から中間周波信号に変換された受信スペクトラム拡散信号（ＳＳ受信信号）、および、ＶＣＯ２０の出力が入力され、ミキサ１１からは、これらの信号が乗算されたベースバンドスペクトラム拡散信号ＢＢＳＤが出力される。
【００５０】
ベースバンドスペクトラム拡散信号ＢＢＳＤは、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２に供給されて高調波成分とエリアシング雑音（折り返し雑音）がカットされ、そして、ＡＤＣ１３に供給される。
【００５１】
ＡＤＣ１３は、ＬＰＦ１２の出力を所定のクロック周波数でサンプリングすることによりディジタル信号に変換し、これがディジタル化された受信スペクトラム拡散信号になる。ここで、ＡＤＣ１３は、図５を参照して説明したように、従来のＡＤＣよりも分解能が高い（例えば、出力ディジタル信号が１６ビット）ものとなっている。
【００５２】
ＡＤＣ１３の出力信号は、出力ビット選択部３１を介して相関器（ＭＦ）１４および逆拡散器２１に供給される。出力ビット選択部３１は、例えば、ＡＤＣ１３からの１６ビットの信号から、比較器３３の出力（最大相関電力値比較結果）に応じて１２ビットの信号を選択して出力する。
【００５３】
比較器３３には、外部から相関電力閾値が設定されるようになっており、この設定された相関電力閾値に従って出力される最大相関電力値比較結果が出力ビット選択部３１に供給されて上述した１２ビットの信号の選択を行う。
【００５４】
相関器１４は、例えば、出力ビット選択部３１により選択された１２ビットの信号をディジタル化された受信スペクトラム拡散信号として受け取り、予め準備されている拡散符号パターンとの相関を求めることにより相関値を出力する。相関器１４の出力は、電力変換器１５により電力信号Ｐｃに変換されて、最大値検出器１６に供給される。
【００５５】
比較器３３には、或るタイミングにおける最大値検出器１６の出力（最大相関電力値）と、前値保持部３２に保持されたその直前のタイミングにおける最大値検出器１６の出力とが入力され、最大相関電力値の比較が行われる。
【００５６】
また、比較器３３の出力は、拡散器２１および掃引制御器１７に供給され、この掃引制御器１７により、例えば、カウンタを備える掃引器１８を制御する。掃引器１８の出力は、ＤＡＣ１９でアナログ電圧に変換され、ＶＣＯ２０の制御信号になる。
【００５７】
なお、従来の復調器と同様に、掃引器１８の出力電圧を一定範囲内で順次増加させて周波数を掃引することで相関器１４から前述した図１に示すような周波数特性を有する出力信号を得る。
【００５８】
そして、相関値の最大値（相関ピーク値）が得られた時のＶＣＯ２０の出力周波数（ｆｃ）でＡＦＣの初期引き込みが完了したとして掃引を停止し、拡散器２１は、比較器３３からの逆拡散タイミング通知Ｓｄを受け取って、出力ビット選択部３１で選択された所定ビット（例えば、１２ビット）の信号からデータを復調して出力する。
【００５９】
ここで、比較器３３の出力（最大相関電力値比較結果）は、出力ビット選択部３１にフィードバックされ、図５および図６を参照して説明したような出力ビット選択部３１によるＡＤＣ１３の出力（例えば、１６ビットの信号）から所定ビットの信号（例えば、１２ビットの信号）の選択が行われる。なお、初回の掃引は、例えば、ＭＳＢを含む１２ビット［１５：４］のディジタル信号が選択される。
【００６０】
すなわち、出力ビット選択部３１は、まず、ＭＳＢを含む１２ビット［１５：４］のディジタル信号を選択し、相関器１４は、このＭＳＢを含む１２ビット［１５：４］のディジタル信号に基づいて相関値を出力し、電力変換器１５および最大値検出器１６を介して、前値保持部３２には、このＭＳＢを含む１２ビット［１５：４］のディジタル信号による最大相関電圧値が保持される。
【００６１】
次に、出力ビット選択部３１は、１ビットだけ下位にシフトさせた１２ビット［１４：３］のディジタル信号を選択し、上記の掃引動作を同様に実行する。そして、比較部３３は、この１２ビットの信号［１４：３］によって得られた最大相関電圧値と、前回の掃引動作（ＭＳＢを含む１２ビットの信号［１５：４］による掃引動作）で得られた前値保持部３２に保持されている最大相関電圧値とを比較する。
【００６２】
前回の動作で得られた最大相関電圧値の方が大きい場合には、ＡＤＣ１３の１６ビットの信号［１５：０］のうちＭＳＢを含む１２ビットの信号［１５：４］を選択するのが好ましい（最適な分解能である）と判断して、出力ビット選択部３１は、ＭＳＢを含む１２ビットの信号［１５：４］を選択する。
【００６３】
一方、今回の動作で得られた最大相関電圧値の方が大きい場合には、さらに１ビット（ＭＳＢから２ビット）だけ下位にシフトさせた１２ビット［１３：２］のディジタル信号を選択し、上記の掃引動作を同様に実行する。このとき、前値保持部３２には、ＭＳＢから１ビットだけ下位にシシフトさせた１２ビットの信号［１４：３］による最大相関電圧値が保持されることになる。
【００６４】
そして、比較部３３は、ＭＳＢから２ビットだけ下位にシシフトさせた１２ビットの信号［１３：２］によって得られた最大相関電圧値と、その前の掃引動作によるＭＳＢから１ビットだけ下位にシシフトさせた１２ビットの信号［１４：３］によって得られた前値保持部３２に保持されている最大相関電圧値とを比較する。この動作を繰り返し行うことによって、出力ビット選択部３１は、ＡＤＣ１３からの１６ビットの信号［１５：０］から最適な１２ビットの信号［１５：４］〜［１１：０］の選択を行う。
【００６５】
従って、出力ビット選択部３１は、比較器３３からの最大相関電力値比較結果に応じて、受信条件が良好でノイズに対してキャリアが十分に大きい（Ｃ／Ｎが大きい）場合には、例えば、ＡＤＣ１３の１６ビットの信号から最もダイナミックレンジが大きい最上位ビット（ＭＳＢ）を含む１２ビット［１５：４］のディジタル信号を選択し、逆に、受信条件が悪くＣ／Ｎの値が非常に小さくなると、最も分解能が高い最下位ビット（ＬＳＢ）を含む１２ビット［１１：０］のディジタル信号を選択することになる。
【００６６】
このように、本第１実施例の復調器によれば、回路規模の大幅な増加を招くことなく、受信条件が極めて低い場合でも、正確な逆拡散タイミングを求めてデータを復調することが可能になる。
【００６７】
図８は第２実施例の復調器を概略的に示すブロック図である。
図８と上述した図７との比較から明らかなように、本第２実施例の復調器１’は、図７の第１実施例の復調器１’に対して、積分器２２を追加したものである。
【００６８】
本第２実施例の復調器１’によれば、上述した第１実施例による回路規模の大幅な増加を招くことなく、受信条件が極めて低い場合でも正確な逆拡散タイミングを求めてデータを復調することができるという効果に加え、図４を参照して説明したのと同様に、相関器１４と電力変換器１５との間に積分器２２を設け、拡散周期の掃引を複数回行って相関電圧値を複数回積分することでより一層正確な逆拡散タイミングを求めることができるようになっている。
【００６９】
すなわち、本第２実施例の復調器１’によれば、積分器２２を設けたことによるＣ／Ｎ（Ｓ／Ｎ）の改善と共に、そのときの受信状態に応じた最適な分解能（ダイナミックレンジ）によＣ／Ｎの改善を行うことができ、その結果、逆拡散タイミング検出率の向上および周波数制御の精度向上が可能になる。なお、積分器２２に対する積分回数は、外部から設定されるようになっている。
【００７０】
図９はオーバーフローが発生した場合を説明するための図であり、図９（ａ）は出力ビット選択部により選択された信号が適切な場合を示し、また、図９（ｂ）は出力ビット選択部により選択された信号が不適切な場合を示している。すなわち、例えば、ＤＡＣ１３は１６ビットの信号［１５：０］を出力し、出力ビット選択部３１はそのうちの１２ビットの信号を選択して出力するが、オーバーフローが発生する恐れがある。
【００７１】
具体的に、図９（ａ）は出力ビット選択部３１により１２ビットの信号［１４：３］が選択された場合を示し、また、図９（ｂ）は出力ビット選択部３１により１２ビットの信号［１３：２］が選択された場合を示している。
【００７２】
図９（ａ）に示されるように、例えば、図８に示す第２実施例の復調器１’において、ノイズＮとキャリアＣとの関係に対してノイズＮよりも少し広いダイナミックレンジを有する１２ビットの信号［１４：３］が出力ビット選択部３１により選択された場合には、前述した効果を得ることができる。
【００７３】
しかしながら、入力信号のＣ／Ｎが非常に悪い場合（希望波の電力よりも雑音電力の方が高い場合）、希望波（Ｃ）は雑音（Ｎ）に埋もれている状態であり、例えば、最大相関電圧値（相関ピーク値）で入力信号の分解能を制御すると、入力信号電圧が単純に増加する方向に制御することになって、信号のオーバーフローが発生する恐れがある。
【００７４】
オーバーフローが発生した場合、希望波の成分が欠けている可能性があるため、本来得られるべき相関電圧値よりも低い値となってしまう場合がある。すなわち、図９（ｂ）に示されるように、ノイズＮよりも狭いダイナミックレンジを有する１２ビットの信号［１３：２］が出力ビット選択部３１により選択されることになる。
【００７５】
図１０は第３実施例の復調器を概略的に示すブロック図であり、上述したオーバーフローの発生を防止するようにしたものである。
【００７６】
図１０と図８との比較から明らかなように、本第３実施例の復調器１”は、図８の第２実施例の復調器１’に対して、検出タイミング回数判定部３４を追加したものに相当する。
【００７７】
第３実施例の復調器１”において、積分器２２は、積分される相関器１４からの複数の相関値に対する積分結果を出力するだけでなく、積分対象となる各相関値を出力するようになっており、さらに、最大値検出器２２は、電力変換器１５を介して供給される積分対象となる各相関値の最大値を検出し、その最大値が検出されたタイミングを検出タイミング回数判定部３４に供給する。
【００７８】
検出タイミング回数判定部３４は、最大値検出器１６からの積分器２２により積分される複数の相関値に対して最大値（相関ピーク値）が検出されるタイミングが、予め定められた時間範囲に設定回数（同時刻検出回数閾値）以上含まれるかどうかを判別する。ここで、同時刻検出回数閾値は、外部から設定されるようになっており、例えば、積分器２２による相関値の積分回数が２回であれば２に設定し、また、積分器２２による相関値の積分回数が１０回であれば５（半分）に設定する。なお、積分器２２に対する積分回数も、外部から設定されるようになっているのは前述した第２実施例と同様である。
【００７９】
そして、積分される複数の相関ピーク値が予め定められた時間範囲に設定回数以上含まれる場合、出力ビット選択部３１により選択される信号（１２ビットの信号：例えば、［１１：０］）は、適切なものであるとしてそのまま維持する。
【００８０】
一方、積分される複数の相関ピーク値が予め定められた時間範囲に設定回数以上含まれないときは、例えば、ノイズにより相関ピーク値が正しいタイミングで検出できないと考え、出力ビット選択部３１により選択された信号は不適切であるとされる。すなわち、積分される複数の相関ピーク値が予め定められた時間範囲に設定回数以上含まれない場合には、出力ビット選択部３１により選択される信号（例えば、［１１：０］）をＡＤＣ１３から出力される１６ビットの信号における最上位ビット（ＭＳＢ）側に１ビットだけシフトした信号（例えば、［１２：１］）を選択して相関器１４に出力する。
【００８１】
これにより、上述したオーバーフローの発生を回避して分解能制御の精度を高めることが可能になる。
【００８２】
上述したように、各実施例によれば、周波数同期を担う自動周波数制御の逆拡散相関値の大小比較による周波数弁別方法を用いている直接拡散方式によるスペクトラム拡散通信システムにおいて、回路規模の大幅な増加を招くことなく、高精度に入力分解能を制御することにより、周波数制御の精度向上および逆拡散タイミングの検出確率向上を実現することができる。
【００８３】
以上において、各実施例の復調器は、ワッチップの半導体集積回路装置（ワンチップＩＣ）として形成することができる。
【００８４】
図１１は本実施例が適用される無線通信端末の一例を概略的に示すブロック図であり、例えば、携帯電話の例を示すものである。
【００８５】
なお、本実施例の復調器は、例えば、図１１に示される無先端末装置２００における直交復調器２１６として適用することができる。
【００８６】
図１１に示されるように、無線通信端末の一例において、アンテナ（ＡＮＴ）から受信した高周波信号は、所望の周波数の信号を通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１１、その信号を増幅するローノイズアンプ（ＬＮＡ）、ミキサ２１３，ＳＡＷフィルタ２１４およびＡＧＣアンプ２１５を介して直交復調器２１６に供給される。そして、直交復調器２１６の出力（復調データ）は、ベースバンド処理部（ＢＢ処理部）２３０に供給され、例えば、音声信号がユーザに提供される。
【００８７】
また、ユーザからの音声信号は、ＢＢ処理部２３０を介して、変調データとして直交変調器２２６に提供され、ＡＧＣアンプ２２５、バンドパスフィルタ２２４、ミキサ２２３、高出力アンプ（ＨＰＡ）２２２およびバンドパスフィルタ２２１を介してアンテナＡＮＴから送信される。なお、参照符号２３１は、高周波信号を処理するためのローカルオシレータを示し、また、２１７および２２７は、それぞれ復調器および変調器用のオシレータを示している。
【００８８】
以上において、図１１に示す無線通信端末は単なる一例であり、本実施例の復調器は、他の様々な無線通信端末に適用することができるのはもちろんである。
【００８９】
以上の第１〜第３実施例を含む実施形態に関し、以下の付記を開示する。
（付記１）
スペクトラム直接拡散通信方式を適用した復調器であって、
受信信号を第１ビット数の第１出力にアナログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタルコンバータと、
該アナログ／ディジタルコンバータの前記第１出力から、前記第１ビット数よりも少ない第２ビット数の連続した第２出力を選択する出力ビット選択部と、
前記第２出力から相関値を求める相関器と、
前記相関値から前記出力ビット選択部における前記第２出力の選択を制御する制御手段と、を備える復調器。
【００９０】
（付記２）
付記１に記載の復調器において、さらに、
前記相関値から前記相関値の最大値である相関ピーク値を検出する最大値検出器を備え、前記制御手段は、前記検出された相関ピーク値を使用して、前記出力ビット選択部における前記第２出力の選択を制御する復調器。
【００９１】
（付記３）
付記２に記載の復調器において、前記制御手段は、
第１タイミングにおける第１相関ピーク値を保持する前値保持器、および、
該前値保持器に保持された前記第１相関ピーク値と、前記第１タイミングの次の第２タイミングにおける第２相関ピーク値とを比較する比較器を備え、該比較器からの比較結果に応じて前記出力ビット選択部における前記第２出力の選択を制御する復調器。
【００９２】
（付記４）
付記２または３に記載の復調器において、さらに、
前記相関器からの複数の前記相関値を積分する積分器を備え、
前記最大値検出器は、前記積分器により積分された前記相関値における最大値を検出する復調器。
【００９３】
（付記５）
付記４に記載の復調器において、
前記最大値検出器は、前記積分器により積分される複数の前記相関値に対して最大値が検出されるタイミングを検出し、
前記制御手段は、さらに、前記最大値検出器からの前記積分器により積分される複数の前記相関値に対して最大値が検出される前記タイミングが、予め定められた時間範囲に設定回数以上含まれるかどうかを判別する検出タイミング回数判別部を備え、該検出タイミング回数判別部からの判別結果に応じて前記出力ビット選択部における前記第２出力の選択を制御する復調器。
【００９４】
（付記６）
付記２〜５のいずれか１項に記載の復調器において、さらに、
前記相関値を電力変換する電力変換器を備え、
前記最大値検出器は、前記電力変換器により電力変換された前記相関値から前記相関ピーク値を検出する復調器。
【００９５】
（付記７）
付記１〜６のいずれか１項に記載の復調器において、
前記出力ビット選択部は、初期状態では前記第１出力の最上位ビットを含む前記第２ビット数の連続した第２出力を選択する復調器。
【００９６】
（付記８）
付記１〜７のいずれか１項に記載の復調器において、前記スペクトラム直接拡散通信方式は、周波数同期を担う自動周波数制御の逆拡散相関値の大小比較による周波数弁別方法を使用する復調器。
【００９７】
（付記９）
付記１〜８のいずれか１項に記載の復調器がワンチップとして形成された半導体集積回路装置。
【００９８】
（付記１０）
付記１〜８のいずれか１項に記載の復調器を備えた無線装置端末。
【００９９】
（付記１１）
スペクトラム直接拡散通信方式を適用した復調方法であって、
受信信号を第１ビット数の第１出力にアナログ／ディジタル変換し、
前記第１出力から、前記第１ビット数よりも少ない第２ビット数の連続した第２出力を選択し、
前記第２出力から相関値を求め、
前記相関値から前記第２出力の選択を制御する復調方法。
【０１００】
（付記１２）
付記１１に記載の復調方法において、さらに、
前記相関値から前記相関値の最大値である相関ピーク値を検出し、
前記第２出力の選択を制御するステップは、前記検出された相関ピーク値を使用して前記第２出力の選択を制御する復調方法。
【０１０１】
（付記１３）
付記１２に記載の復調方法において、前記第２出力の選択を制御するステップは、
第１タイミングにおける第１相関ピーク値を保持し、
該保持された前記第１相関ピーク値と、前記第１タイミングの次の第２タイミングにおける第２相関ピーク値とを比較し、
前記第１相関ピーク値の方が前記第２相関ピーク値よりも大きい場合には、前記第２出力をそのまま選択し、一方、前記第２相関ピーク値の方が前記第１相関ピーク値よりも大きい場合には、前記第１出力の最下位ビット側に１ビットだけシフトした前記第２ビット数の連続した第２出力を選択するように制御する復調方法。
【０１０２】
（付記１４）
付記１２または１３に記載の復調方法において、さらに、
前記第２出力から求めた複数の前記相関値を積分し、
該積分された前記相関値における最大値を検出する復調方法。
【０１０３】
（付記１５）
付記１４に記載の復調方法において、
前記相関ピーク値を検出するステップは、前記積分される複数の前記相関値に対して最大値が検出されるタイミングを検出し、
前記第２出力の選択を制御するステップは、さらに、前記積分される複数の前記相関値に対して最大値が検出される前記タイミングが、予め定められた時間範囲に設定回数以上含まれるかどうかを判別し、
前記積分される複数の前記相関ピーク値が予め定められた時間範囲に前記設定回数以上含まれる場合には、前記第２出力をそのまま選択し、一方、前記積分される複数の前記相関ピーク値が予め定められた時間範囲に前記設定回数以上含まれない場合には、前記第１出力の最上位ビット側に１ビットだけシフトした前記第２ビット数の連続した第２出力を選択するように制御する復調方法。
【０１０４】
（付記１６）
付記１２〜１５のいずれか１項に記載の復調方法において、前記相関ピーク値を検出するステップは、さらに、
前記相関値を電力変換し、
該電力変換された前記相関値から前記相関ピーク値を検出する復調方法。
【０１０５】
（付記１７）
付記１１〜１６のいずれか１項に記載の復調方法において、
前記第２出力の選択を制御するステップは、初期状態では前記第１出力の最上位ビットを含む前記第２ビット数の連続した第２出力を選択する復調方法。
【０１０６】
（付記１８）
付記１１〜１７のいずれか１項に記載の復調方法において、前記スペクトラム直接拡散通信方式は、周波数同期を担う自動周波数制御の逆拡散相関値の大小比較による周波数弁別方法を使用する復調方法。
【図面の簡単な説明】
【０１０７】
【図１】相関器の一例における出力の周波数特性を概念的に示す図である。
【図２】従来の復調器の一例を概略的に示すブロック図である。
【図３】受信信号のＣ／Ｎが良い場合と悪い場合の相関特性を示す図である。
【図４】従来の復調器の他の例を概略的に示すブロック図である。
【図５】本実施形態の入力信号の分解能制御方法を従来例と比較して説明するための図（その１）である。
【図６】本実施形態の入力信号の分解能制御方法を従来例と比較して説明するための図（その２）である。
【図７】第１実施例の復調器を概略的に示すブロック図である。
【図８】第２実施例の復調器を概略的に示すブロック図である。
【図９】オーバーフローが発生した場合を説明するための図である。
【図１０】第３実施例の復調器を概略的に示すブロック図である。
【図１１】本実施例が適用される無線通信端末の一例を概略的に示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１０８】
１，１’，１”，１０１，１０１’    復調器
１１，１１１    ミキサ
１２，１１２    ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１３，１１３    アナログ／ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）
１４，１１４    相関器（ＭＦ）
１５，１１５    電力変換器
１６，１１６    最大値検出器
１７，１１７    掃引制御器
１８，１１８    掃引器
１９，１１９    ディジタル／アナログコンバータ（ＤＡＣ）
２０，１２０    電圧制御発振器（ＶＣＯ）
２１，１２１    逆拡散器
３１    出力ビット選択部
３２    前値保持部
３３    比較器
３４    検出タイミング回数判別部
【図１】
2009194693.tif 000003
【図２】
2009194693.tif 000004
【図３】
2009194693.tif 000005
【図４】
2009194693.tif 000006
【図５】
2009194693.tif 000007
【図６】
2009194693.tif 000008
【図７】
2009194693.tif 000009
【図８】
2009194693.tif 000010
【図９】
2009194693.tif 000011
【図１０】
2009194693.tif 000012
【図１１】
2009194693.tif 000013