(57)【要約】      （修正有）【課題】製造容易で安価でありながらも、低損失及び狭帯域で小型の高周波帯域通過フィルタを提供する。【解決手段】下面にグランド層を設けた誘電体の高周波回路基板と、その上面に設けたマイクロストリップ線路の共振器と、その共振器に電気的に接続される入出力線路とを備えた高周波帯域通過フィルタにおいて、通過中心周波数の略半波長となるヘアピン状のマイクロストリップ線路を２つ用い、入力線路との接続位置からマイクロストリップ線路の両開放端までの２つの長さと、出力線路との接続位置からマイクロストリップ線路の両開放端までの２つの長さとの関係を相補的にして、入力線路との接続位置から出力線路との接続位置までの２つのマイクロストリップ線路の長さを等しくすると共に、それらの開放端同士を所定の間隙を介して対向させ、開放端同士を電気的に結合させ、２つの整合周波数を２つの減衰周波数の間に発生させて帯域通過特性を得る。【選択図】図２６
2009253894.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘電体の下面にグランド層が形成された高周波回路基板と、
その高周波回路基板の上面に設けられるマイクロストリップ線路を有する共振器と、
そのマイクロストリップ線路に電気的に接続され、高周波を入出力する入出力線路と、を備えた高周波帯域通過フィルタにおいて、
通過中心周波数の略半波長となるヘアピン状のマイクロストリップ線路を２つ用い、
高周波を入力する入力線路との接続位置からマイクロストリップ線路の両開放端までの２つの長さと、高周波を出力する出力線路との接続位置からマイクロストリップ線路の両開放端までの２つの長さとの関係を相補的にして、高周波の入力線路との接続位置から高周波の出力線路との接続位置までの２つのマイクロストリップ線路の長さを等しくすると共に、それらの開放端同士を所定の間隙を介して対向させることで、
開放端同士に共振周波数で電界結合を生じる電気結合をさせ、２つの整合周波数を２つの減衰周波数の間に発生させて帯域通過特性を得る
ことを特徴とする高周波帯域通過フィルタ。
【請求項２】
高周波を入出力する入出力線路が、マイクロストリップ線路の任意の位置にタップ接続される
請求項１に記載の高周波帯域通過フィルタ。
【請求項３】
２つのマイクロストリップ線路が、その開放端同士の間隙を可変に配設される
請求項１または２に記載の高周波帯域通過フィルタ。
【請求項４】
対向する２つの開放端の端面同士が、所定の間隙を介して対向する
請求項１ないし３に記載の高周波帯域通過フィルタ。
【請求項５】
対向する２つの開放端の側面同士が、所定の間隙を介して対向する
請求項１ないし３に記載の高周波帯域通過フィルタ。
【請求項６】
対向する２つの開放端の側面の長さによって、減衰周波数を調整する
請求項５に記載の高周波帯域通過フィルタ。
【請求項７】
高周波を入出力する入出力線路のマイクロストリップ線路との接続位置によって、減衰周波数を調整する
請求項１ないし６に記載の高周波帯域通過フィルタ。
【請求項８】
２つのマイクロストリップ線路の開放端同士の間隙によって、減衰周波数を調整する
請求項１ないし７に記載の高周波帯域通過フィルタ。
【請求項９】
マイクロストリップ線路の線路幅によって、減衰周波数を調整する
請求項１ないし８に記載の高周波帯域通過フィルタ。
【請求項１０】
整合周波数を、次式
【数１】
2009253894.tif 000041
（ただし、βは、マイクロストリップ線路の特性インピーダンスＺと、２つのマイクロストリップ線路の開放端同士の間隙ｂ、とによって求まる値２Ｚｂである）
により定める
請求項１ないし９に記載の高周波帯域通過フィルタ。
【請求項１１】
減衰周波数を、次式
【数２】
2009253894.tif 000042
（ただし、βは、マイクロストリップ線路の特性インピーダンスＺと、２つのマイクロストリップ線路の開放端同士の間隙ｂ、との積２Ｚｂであり、ｋは、高周波を入出力する入出力線路との接続位置からマイクロストリップ線路の両開放端までの２つの電気長θ，θ‘によって求まる値（θ−θ‘）／（θ＋θ‘）である）
により定める
請求項１ないし１０に記載の高周波帯域通過フィルタ。
【請求項１２】
通過周波数域におけるリップル量を、次式
【数３】
2009253894.tif 000043
（ただし、Ｋは、マイクロストリップ線路の特性インピーダンスＺと外部基準インピーダンスＺ０によって求まる値（Ｚ／２Ｚ０）２である）
により定める
請求項１ないし１１に記載の高周波帯域通過フィルタ。
【請求項１３】
２つの整合極が一体化するまで導体を厚くして、通過損失を低減させる
請求項１ないし１２に記載の高周波帯域通過フィルタ。
【請求項１４】
高周波回路基板が、ＰＴＦＥまたはガラスエポキシまたはアルミナである
請求項１ないし１３に記載の高周波帯域通過フィルタ。
【請求項１５】
導体が、銅箔である
請求項１ないし１４に記載の高周波帯域通過フィルタ。
【請求項１６】
２つのマイクロストリップ線路の開放端同士の間隙が、１〜２０ｍｍである
請求項１ないし１５に記載の高周波帯域通過フィルタ。
【請求項１７】
通過中心周波数が１〜３ＧＨｚである
請求項１ないし１６に記載の高周波帯域通過フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波信号の周波数成分の中で特定の周波数帯域の高周波信号を通過させ、それ以外の高周波信号を減衰させる帯域通過フィルタ（Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話に代表される移動体通信の普及は目覚しく、２００７  年末で、携帯電話契約数は１億件を越えた。この移動体通信の急速な発展により、有限資源である周波数の枯渇が叫ばれている。
また、１〜５ＧＨｚ帯の移動通信システムが展開されるようになり、その帯域に対応可能な高周波回路のマイクロ波集積回路化やモノシリックマイクロ波集積回路化が要求されている。しかし、周波数がＧＨｚの領域に対応可能なＱ値の大きなインダクタ素子を作ることは難しい。
また、近年の急速な通信機器の小型化に伴い、通信機器に用いる各種フィルタも小型のものが要求されている。
【０００３】
有限資源である周波数を有効に使うためには、急峻なスカート特性をもつマイクロ波フィルタが必要である。無線システムにおける帯域通過フィルタは、受信電波の周波数や送信電波の周波数を選別する不可欠の部品である。しかし、帯域通過フィルタは、通過帯域を狭くすると挿入損失が増大してしまう難がある。
【０００４】
従来、帯域通過フィルタには、誘電体共振器を用いたフィルタが使用されていた。誘電体共振器フィルタによると、通過帯域が狭く、挿入損失が少なく、負荷Ｑ値が高いフィルタ特性が得られる。しかし、仮に誘電率を大きくして装置を小型化したとすると、誘電体共振器の温度特性が敏感になり共振周波数が温度によって変化してしまう難点がある。また、圧力によっても共振周波数が変動するため、その調整は経験と勘に頼らざるを得ず、製造の困難性や高コスト化の原因となっていた。
【０００５】
他方、マイクロストリップ線路を用いたフィルタもある。
図１〜３は、マイクロストリップ線路を用いた半波長共振器で形成されるフィルタ回路の説明図であり、図１は、ヘアピン型フィルタ、図２は、コムライン型フィルタ、図１は、クロスカップル型フィルタを示す。
【０００６】
コムライン型フィルタの場合の結合は、図４に示すように、電界の強い開放端が同じ向きであるため、共振器の間隔ｄが小さい時は、静電結合が支配的となる。しかし、共振器の間隔ｄが大きくなると、磁気結合が支配的となる。
へアピン型フィルタの場合の結合は、図５に示すように、電界の強い開放端が異なる向きであり、磁気結合が支配的で、コムライン型フィルタより強い結合が得られる。
クロスカップル型フィルタの場合の結合は、コムライン型フィルタやへアピン型フィルタより電気結合係数が小さくなる。
【０００７】
図６〜８は、マイクロストリップ線路を用いた半波長共振器で形成されるフィルタ回路の結合構造の説明図であり、図６は、電気結合構造、図７は、磁気結合構造、図８は、混合結合構造を示す。
図６の電気結合構造では、共振器の端で強い電圧差が生じるため電気的な結合、図７の磁気結合構造では、共振器の中心に電流が集中するため磁気的な結合、図８の混合結合構造では、電気及び磁気が結合するため電気的でもあり磁気的でもある結合とみなされる。
【０００８】
非特許文献１には、急峻なスカート特性をもつクロスカップル型フィルタが提案されている。
図９は、そのクロスカップル型フィルタの等価回路図であり、図１０は、その周波数特性グラフである。
【非特許文献１】Ｒ．Ｌｅｖｙ，  “Ｆｉｌｔｅｒ  ｗｉｔｈ  ｓｉｎｇｌｅ  ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｚｅｒｏｓ  ａｔ  ｒｅａｌ  ｏｒ  ｉｍａｇｉｎａｒｙ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ，”  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  Ｔｅｃｈ．，  ｖｏｌ．ＭＴＴ−２４，  ｐｐ．１７２−１８１，  Ａｐｒ．  １９７６
【０００９】
非特許文献２には、非特許文献１における設計理論を基に、マイクロストリップ線路で共振回路４個のクロスカップルフィルタを試作したことが開示されている。
図１１は、そのクロスカップル型フィルタの等価回路写真であり、図１２は、その実測周波数特性グラフである。
【非特許文献２】Ｋ．Ｔ．Ｊｏｋｅｌａ，  “Ｎａｒｒｏｗ−ｂａｎｄ  ｓｔｒｉｐｌｉｎｅ  ｏｒ  ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ  ｆｉｌｔｅｒｓ  ｗｉｔｈ  ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｚｅｒｏｓ  ａｔ  ｒｅａｌ  ｏｒ  ｉｍａｇｉｎａｒｙ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ，”  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  Ｔｅｃｈ．，ｖｏｌ．ＭＴＴ−２８，  ｐｐ．５４２−５４７，  Ｊｕｎｅ．  １９８０
【００１０】
しかし、クロスカップルフィルタは、チェビシェフ関数フィルタと異なり、入力と出力がある共振器間にバイパスが存在しなければならず、設計や平面回路での実現が難しく、小型化が困難である。
【００１１】
非特許文献３には、クロスカップルフィルタをステップインピーダンス共振器２個で実現し、小型化に成功したことが開示されている。
図１３は、その実測周波数特性グラフである。
【非特許文献３】Ｓ．−Ｙ．Ｌｅｅ  ａｎｄ  Ｃ．−Ｍ．Ｔｓａｉ，  “Ｎｅｗ  ｃｒｏｓｓ−ｃｏｕｐｌｅｄ  ｆｉｌｔｅｒ  ｄｅｓｉｇｎ  ｕｓｉｎｇ  ｉｍｐｒｏｖｅｄ  ｈａｉｒｐｉｎ  ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ，”  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  Ｔｅｃｈ．，  ｖｏｌ．ＭＴＴ−４８，ｐｐ．２４８２−２４９０，  Ｄｅｃｅｍｂｅｒ．  ２０００
【００１２】
しかし、挿入損失が２．５ｄＢと大きく、入力リターンロスも１５ｄＢしか実現できなかった。
【００１３】
非特許文献４には、非特許文献３におけるステップインピーダンス共振器をヘアピン共振器に変え、タップ給電を行い、線路長の異なるタップ給電によるヘアピン共振器は、２つの異なる線路長の先端開放スタブを形成し、２つの減衰極を作ると結論づけたことが開示されている。
図１４は、そのヘアピン型フィルタの回路図であり、図１５は、その実測周波数特性グラフである。
【非特許文献４】ｂａｎｄｐａｓｓ  ｆｉｌｔｅｒｓ  ｗｉｔｈ  ｔｗｏ  ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｚｅｒｏｓ，”  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  Ｔｅｃｈ．，  ｖｏｌ．ＭＴＴ−５１，ｐｐ５２０−５２５，  Ｆｅｂｒｕａｒｙ．  ２００３
【００１４】
しかしながら、非特許文献４では、２つの減衰極間に存在する整合極についての考察はなかった。
【００１５】
また、特許文献１〜４には、一波長共振器や、デュアルモード・バンドパスフィルタとして動作させるための共振器電極などが開示されている。
【特許文献１】特開２００７−６８１２３号公報
【特許文献２】特開２００４−１３４８９４号公報
【特許文献３】特開２００４−１３５１０２号公報
【特許文献４】特開２００４−３４９９６０号公報
【００１６】
しかしながら、従来の帯域通過フィルタは、十分な小型化が達成されていず、また性能の再現性や製造コストなどの点で問題点があった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
そこで、本発明は、非特許文献４等におけるヘアピン共振器タップ給電フィルタに対して、摂動解析を行って減衰極及び整合極を検討することを基にして、製造容易で安価でありながらも、低損失及び狭帯域で小型の高周波帯域通過フィルタを提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記課題を解決するため、本発明の高周波帯域通過フィルタは次の構成を備える。
すなわち、誘電体の下面にグランド層が形成された高周波回路基板と、  その高周波回路基板の上面に設けられるマイクロストリップ線路を有する共振器と、そのマイクロストリップ線路に電気的に接続され、高周波を入出力する入出力線路とを備えた高周波帯域通過フィルタにおいて、通過中心周波数の略半波長となるヘアピン状のマイクロストリップ線路を２つ用い、高周波を入力する入力線路との接続位置からマイクロストリップ線路の両開放端までの２つの長さと、高周波を出力する出力線路との接続位置からマイクロストリップ線路の両開放端までの２つの長さとの関係を相補的にして、高周波の入力線路との接続位置から高周波の出力線路との接続位置までの２つのマイクロストリップ線路の長さを等しくすると共に、それらの開放端同士を所定の間隙を介して対向させることで、開放端同士に共振周波数で電界結合を生じる電気結合をさせ、２つの整合周波数を２つの減衰周波数の間に発生させて帯域通過特性を得ることを特徴とする。
【００１９】
ここで、高周波を入出力する入出力線路を、マイクロストリップ線路の任意の位置にタップ接続する構成にしてもよい。
【００２０】
２つのマイクロストリップ線路を、その開放端同士の間隙を可変に配設してもよい。
【００２１】
その開放端同士の間隙の設け方としては、対向する２つの開放端の端面同士を、所定の間隙を介して対向させてもよいし、対向する２つの開放端の側面同士を、所定の間隙を介して対向させてもよい。
【００２２】
そのような２つのマイクロストリップ線路の開放端同士の間隙によって、減衰周波数を調整してもよい。
【００２３】
対向する２つの開放端の側面同士が、所定の間隙を介して対向している場合は、その対向する２つの開放端の側面の長さによって、減衰周波数を調整してもよい。
【００２４】
また、高周波を入出力する入出力線路のマイクロストリップ線路との接続位置によって、減衰周波数を調整してもよい。
【００２５】
マイクロストリップ線路の線路幅によって、減衰周波数を調整してもよい。
【００２６】
整合周波数を、次式
【００２７】
【数４】
2009253894.tif 000003
【００２８】
（ただし、βは、マイクロストリップ線路の特性インピーダンスＺと、２つのマイクロストリップ線路の開放端同士の間隙ｂ、とによって求まる値２Ｚｂである）
により定めしてもよい。
【００２９】
減衰周波数を、次式
【００３０】
【数５】
2009253894.tif 000004
【００３１】
（ただし、βは、マイクロストリップ線路の特性インピーダンスＺと、２つのマイクロストリップ線路の開放端同士の間隙ｂ、との積２Ｚｂであり、ｋは、高周波を入出力する入出力線路との接続位置からマイクロストリップ線路の両開放端までの２つの電気長θ，θ‘によって求まる値（θ−θ‘）／（θ＋θ‘）である）
により定めしてもよい。
【００３２】
通過周波数域におけるリップル量を、次式
【００３３】
【数６】
2009253894.tif 000005
【００３４】
（ただし、Ｋは、マイクロストリップ線路の特性インピーダンスＺと外部基準インピーダンスＺ０によって求まる値（Ｚ／２Ｚ０）２である）
により定めしてもよい。
【００３５】
２つの整合極が一体化するまで導体を厚くして、通過損失を低減させしてもよい。
【００３６】
高周波回路基板としては、ＰＴＦＥまたはガラスエポキシまたはアルミナが好適に利用できる。
【００３７】
導体としては、銅箔が好適に利用できる。
【００３８】
２つのマイクロストリップ線路の開放端同士の間隙としては、１〜２０ｍｍのものが好適に利用できる。
【００３９】
通過中心周波数としては、１〜３ＧＨｚであるのものが好適に利用できる。
【発明の効果】
【００４０】
本発明によると、マイクロストリップ線路を用いたために製造容易で小型安価でありながらも性能が安定し、２つのマイクロストリップ線路の開放端同士に電気結合を生じ、２つの整合周波数を２つの減衰周波数の間に発生させる低損失及び狭帯域な帯域通過特性を有するフィルタを提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４１】
以下、本発明の実施形態を、図面に示す実施例を基に説明する。なお、実施形態は、従来公知の技術を援用して適宜設計変更可能である。
図１６は、本発明による高周波帯域通過フィルタの要部を示す回路図である。
図示の電気結合ヘアピン共振器タップ給電による狭帯域ＢＰＦ（Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ  ｃｒｏｓｓ−ｃｏｕｐｌｉｎｇ  Ｂａｎｄｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ：  ＭＣＣＢＰＦ）は、半波長共振器となる２つのマイクロストリップ線路を、その開放端同士を突き合わせて配置し、高周波を入出力するタップ給電式の入出力線路をマイクロストリップ線路に電気的に接続させた構造である。
そのマイクロストリップ線路が設けられる高周波回路基板は、誘電体の下面にグランド層が形成されている。
【００４２】
高周波を入力する入力線路との接続位置（Ｉｎ）からマイクロストリップ線路の両開放端までの２つの長さ（ｌ，ｌ′）と、高周波を出力する出力線路との接続位置（Ｏｕｔ）からマイクロストリップ線路の両開放端までの２つの長さ（ｌ′，ｌ）との関係が相補的に構成されている。高周波の入力線路との接続位置（Ｉｎ）から高周波の出力線路との接続位置（Ｏｕｔ）までの２つのマイクロストリップ線路の長さは、いずれも等しく（ｌ＋ｌ′）、通過中心周波数の半波長である。
なお、図示した電気長θは、θ＝２πｆｌ  ／  ｖ  πｆｌ′（ｆは周波数、ｖは速度）である。
【００４３】
２つのマイクロストリップ線路の入出力線路の接続位置から両開放端までのそれぞれの長さは、通過中心周波数の近傍に設ける減衰周波数の波長に基づき所定の比率に設定される。  
【００４４】
また、２つのマイクロストリップ線路の両開放端の間隙を狭くして、これらのマイクロストリップ線路の結合度を高めて、低損失にできる。その間隙としては、１〜２０ｍｍのものが好適に利用できる。図示の例では、対向する２つの開放端の端面同士が、所定の間隙を介して対向している。  
【００４５】
本構成では、高周波信号が入力線路を介してマイクロストリップ線路に入力されると、高周波信号の周波数成分の中で特定の通過中心周波数の高周波信号に入力側マイクロストリップ線路が共振し、出力側マイクロストリップ線路が励振されて特定の通過中心周波数の高周波信号が出力線路に出力される。この際、通過中心周波数の近傍の高域側と低域側にそれぞれ減衰周波数がそれぞれ発生する。これにより、阻止域で急峻なスカート特性を得ることができる。  
【００４６】
図１７は、試作した帯域通過フィルタの実測周波数特性グラフである。
帯域通過フィルタの特性インピーダンスは４３．４Ω、電気長θ及びθ′は、通過中心周波数２ＧＨｚで、それぞれ７９．５°及び９９．２°である。２つのマイクロストリップ線路の両開放端の間隙は、０．１ｍｍである．回路基板は、比誘電率２．２、誘電正接０．０００９、誘電体厚０．３８ｍｍ、導体は、電解銅箔で厚みは１８μｍ（両面）である。
図示のように、通過損失は６．５２ｄＢ、３ｄＢ比帯域は２．６７％、減衰周波数は１．８５５ＧＨｚと２．１７７２ＧＨｚでほぼ通過中心周波数２ＧＨｚに対し対称な周波数位置となった。これから、本実施例の帯域通過フィルタは、整合周波数の両側の対称な周波数位置に、２つの減衰極周波数を近接させた狭帯域帯域通過フィルタとして機能していることが分かった。
【００４７】
本発明による帯域通過フィルタは点対称な回路であるから、図１８に示す等価回路で表現できる。これを利用して、摂動解析を行った。解析を簡単にするため、伝送線路の特性インピーダンスをＺ、半波長共振器間はサセプタンスｂで表す。
【００４８】
図示の等価回路の伝達特性を求めると次式となる。
【００４９】
【数７】
2009253894.tif 000006
【００５０】
ただし、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、等価回路の上部半分の回路のＦ  行列要素であり、次式で与えられる。またＺ０は外部基準インピーダンスである。
【００５１】
【数８】
2009253894.tif 000007
【００５２】
【数９】
2009253894.tif 000008
【００５３】
【数１０】
2009253894.tif 000009
【００５４】
【数１１】
2009253894.tif 000010
【００５５】
従って、等価回路の伝達特性は次式で近似される。
【００５６】
【数１２】
2009253894.tif 000011
【００５７】
ただし、Ｋ，β，Ｘ，ξ，α，ｃ，ｋはそれぞれ次式で与えられる。
【００５８】
【数１３】
2009253894.tif 000012
【００５９】
【数１４】
2009253894.tif 000013
【００６０】
【数１５】
2009253894.tif 000014
【００６１】
【数１６】
2009253894.tif 000015
【００６２】
【数１７】
2009253894.tif 000016
【００６３】
【数１８】
2009253894.tif 000017
【００６４】
【数１９】
2009253894.tif 000018
【００６５】
整合周波数の特性方程式は、上式より、Ｋ＝１の場合、ｋが十分小さいならば、
【００６６】
【数２０】
2009253894.tif 000019
【００６７】
となり、Ｋ＝１でない場合は、
【００６８】
【数２１】
2009253894.tif 000020
【００６９】
となる。
ｋ  が十分小さいならば、整合周波数の特性方程式は、
【００７０】
【数２２】
2009253894.tif 000021
【００７１】
が成り立つ。
従って、ｋ  が十分小さい場合は、整合周波数の特性方程式はＫの値によらず、常に、整合が取れ、
【００７２】
【数２３】
2009253894.tif 000022
【００７３】
が成り立ち、整合周波数ｆｍは次式で表せる。
【００７４】
【数２４】
2009253894.tif 000023
【００７５】
また、減衰周波数の特性方程式は、Ｋの値によらず常に、
【００７６】
【数２５】
2009253894.tif 000024
【００７７】
が成り立ち、減衰周波数ｆｐは次式で表せる。
【００７８】
【数２６】
2009253894.tif 000025
【００７９】
そのため、規格化整合周波数の間隔と規格化減衰周波数の間隔は、それぞれ次式で表せる。
【００８０】
【数２７】
2009253894.tif 000026
【００８１】
【数２８】
2009253894.tif 000027
【００８２】
これより、規格化整合周波数間隔が、常に規格化減衰周波数間隔より小さいことが分かるので、２つの整合周波数は２つの減衰周波数の間に存在し、帯域通過特性を有することが示される。
【００８３】
次に、この近似解析が妥当であるか、回路シミュレータを使って検証した。
図１９に示す等価回路で、伝送線路の特性インピーダンスを５０Ωとし、通過中心周波数でθ＝８１°、θ′＝５．９７、線路の両開放端のギャップ間容量は２０ｆＦとした。
【００８４】
図２０は、その回路シミュレーション周波数特性グラフであり、図２１は、解析結果と回路シミュレーション結果との比較表である。
この回路例では、ｋ＝０．９２４、β／π＝０．  ００４となるので、解析値は、整合周波数間隔＝１６ＭＨｚ、減衰周波数間隔＝３７０ＭＨｚとなる。回路シミュレーション値は、整合周波数間隔＝２．００９７ＧＨｚ−１．９９１６ＧＨｚ＝１６ＭＨｚ、減衰周波数間隔＝２．２０３ＧＨｚ−１．８３２ＧＨｚ＝３７１ＭＨｚとなり、解析値と回路シミュレーション値はほぼ一致していた。
以上の解析および回路シミュレーション結果から、本発明による回路の減衰周波数は整合周波数の外に存在する、すなわち、帯域通過フィルタが形成されることが確かめられた。
【００８５】
同様の解析によって、通過周波数域におけるリップル量を定量化できる。β、ｋ  が十分小さい場合、次式が成り立つ。
【００８６】
【数２９】
2009253894.tif 000028
【００８７】
前述の等価回路の伝達特性式において通過中心周波数ではＸ  ＝−１が成り立つので、上式を代入すると、次式で表される通過中心周波数におけるリップル量が求まる。
【００８８】
【数３０】
2009253894.tif 000029
【００８９】
図１９に示した回路の通過周波数域におけるリップル量を算定すると、次のようになる。
【００９０】
【数３１】
2009253894.tif 000030
【００９１】
【数３２】
2009253894.tif 000031
【００９２】
回路シミュレーションでは、通過周波数域におけるリップル量は０．１５７５ｄＢであるから、解析値と近い値であることが分かる。また、この解析結果からリップル量は小さいことが分かる。
【００９３】
試作した帯域通過フィルタの３ｄＢ比帯域は２．６７％であり、狭帯域帯域通過フィルタとして機能することが分かったが、通過損失は６．５２ｄＢと大きく、実用として望まれる１ｄＢ以下ではなかった。試作で使った高周波回路基板の誘電正接が０．０００９から誘電損失によるＱ値は１０００以上であるので、損失の主な原因は導体損失と考えられる。
そこで、回路シミュレータを用いて、損失解析を行った、
【００９４】
図２２〜２５は、その回路シミュレーション周波数特性グラフであり、図２２は、導体損と誘電体損がある場合、図２３は、導体損があり誘電体損がない場合、図２４は、導体損がなく誘電体損がある場合、図２５は、導体損と誘電体損がない場合を示す。
回路の特性インピーダンスは４３．４Ω、電気長θ及びθ′は、通過中心周波数２ＧＨｚで、それぞれ８０．４１°及び９９°、線路の両開放端の間隙は０．１ｍｍである。高周波回路基板は、実験で用いた基板と同じ比誘電率２．２、誘電正接０．０００９、誘電体厚０．３８ｍｍ、導体は、電解銅箔で厚みは１８μｍ（両面）である。
【００９５】
この回路シミュレータによる解析から、帯域通過フィルタの通過損失は、主に導体損によるものと考えられる。導体損の低減には、導体厚を厚くし、更に、誘電体厚を厚くし同じ特性インピーダンスで線路幅を広くすることで対処可能である。
【００９６】
図２６は、別実施例のマイクロストリップ線路構成を示す回路図であり、図２７は、そのシミュレーション周波数特性グラフである。
電磁界シミュレータの結果、３ｄＢ比帯域は３．  ５％、通過損失は０．８６４ｄＢであった。電解銅箔導体厚を３５μｍ、誘電体厚を１．５７ｍｍにし、２つに分かれていた整合極を１つになるように設計したことにより、低損失化が実現できることが分かった。
【００９７】
次に、帯域通過フィルタの無負荷Ｑ値を求め、主な損失が導体損によるものか誘電体損によるものかを検討した。
図２８は、等価回路のＲＬＣ共振器を示す回路図である。
帯域通過フィルタはその伝達特性から透過型共振回路と見做せるので、直列ＲＬＣ１段共振器と近似すると、無負荷Ｑ値Ｑｕは次式で表せる。
【００９８】
【数３３】
2009253894.tif 000032
【００９９】
【数３４】
2009253894.tif 000033
【０１００】
また、負荷Ｑ値Ｑｌは次式で表せる。
【０１０１】
【数３５】
2009253894.tif 000034
【０１０２】
一方、次式を満たすω１、ω２を定義すると、
【０１０３】
【数３６】
2009253894.tif 000035
【０１０４】
【数３７】
2009253894.tif 000036
【０１０５】
負荷Ｑ値Ｑｌは次式となる。
【０１０６】
【数３８】
2009253894.tif 000037
【０１０７】
一方、共振時の電力透過係数Ｓ２１（ω０）は、次式で表される。
【０１０８】
【数３９】
2009253894.tif 000038
【０１０９】
無負荷Ｑ値Ｑｕは次式で与えられる。
【０１１０】
【数４０】
2009253894.tif 000039
【０１１１】
一方、無負荷Ｑｕは、導体損によるＱ  ｃと誘電体損によるＱ  ｄから、次式で表される。
【０１１２】
【数４１】
2009253894.tif 000040
【０１１３】
次に、帯域通過フィルタの実測結果について述べる。伝送線路の幅は５ｍｍで特性インピーダンスは４８．０６Ω、伝送線路長ｌ及びｌ′は２５．６ｍｍ及び３２．９ｍｍ、電気長θ及びθ′は通過中心周波数２ＧＨｚでそれぞれ７６．８°及び９８．７°、２つのマイクロストリップ線路の両開放端の間隙は１．７ｍｍであり直列容量で３３．８ｆＦである（非特許文献５）。
【非特許文献５】Ｋ．Ｏｚｍｅｈｍｅｔ，  “Ｎｅｗ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｅｐｅｎｄｅｎｔ  Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ  Ｃｉｒｃｕｉｔ  ｆｏｒ  Ｇａｐ  Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｉｔｉｅｓ  ｏｆ  Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐｌｉｎｅｓ，”  ＩＥＥ  Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ，  ｖｏｌ．１３４，  Ｐｔ．  Ｈ．，Ｎｏ．３，  ｐｐ．３３３−３３５，  Ｊｕｎｅ  １９８７
【０１１４】
図２９は、試作した帯域通過フィルタの実測周波数特性グラフであり、図３０は、実測結果とシミュレーション結果との比較表である。
試作した帯域通過フィルタの減衰周波数は１．８０８ＧＨｚ及び２．２７７ＧＨｚであり、通過中心周波数２ＧＨｚに対してほぼ対称な周波数位置にある。また、通過中心周波数２ＧＨｚにおける入力リターンロスは２８ｄＢを実現している。
また、通過損失と３ｄＢ比帯域の電磁界シミュレーション結果と実測結果を比較すると、試作した帯域通過フィルタの通過損失と３ｄＢ比帯域は、ほぼ一致していることが分かる。
これより、導体厚を３５μｍ、誘電体厚を１．５７ｍｍにし、２つに分かれていた整合極を１つになるように設計したことで、低損失化が実現できることが示された。
【０１１５】
試作した帯域通過フィルタの無負荷Ｑｕを前式に代入して求めるとＱｕ＝２  ．  ２５６となる。一方、誘電体損ＱｄはＱｄ＝１１１１である。導体損ＱｃはＱｃ＝２０８．２であり、誘電体損によるＱｄの約５．３分の１である。この結果からも、損失の主因が導体損であることが分かる。
通過損をこの試作回路での値０．９９１ｄＢより更に低減するには、導体損ＱｃをＱｃ＝２０８．２より大きな回路構成にしなければならない。
【０１１６】
図３１は、別実施例のマイクロストリップ線路構成を示す回路図であり、図３２は、その周波数特性グラフである。
本実施例では、２つのマイクロストリップ線路の開放端同士の間隙の形態を変えた。すなわち、図２６に示した実施例では、対向する２つの開放端の端面同士を、所定の間隙を介して対向させたが、本実施例では、対向する２つの開放端の側面同士を、所定の間隙を介して対向させた。
その側面同士の間隙は、２．４ｍｍであり、対向させた側面の長さは、５．６ｍｍである。
【０１１７】
本実施例によると、対向する２つの開放端の端面同士を対向させた場合に比べ、減衰周波数は、通過中心周波数寄りにシフトとしピークが鋭くなった。
このように対向する２つの開放端の側面同士の間隙の大きさや、対向させた側面の長さによって、減衰周波数等を調整してもよい。
なお、回路基板は、比誘電率２．２のテフロン（登録商標）基板（ＲＴ／ｄｕｒｏｉｄ  ５８８０  ３５／３５（１０Ｚ））を誘電体厚１．５７ｍｍで用い、０．３μｍの厚みに無電解金メッキを施し、裏面に全面ベタ電極を設けたものを使用した。
【産業上の利用可能性】
【０１１８】
本発明の高周波帯域通過フィルタによると、製造容易で小型安価でありながらも安定した性能を有し、低損失及び狭帯域な帯域通過特性を備え、信号の通過域と阻止域との境界付近において信号の通過率変化が急峻になることが望まれるＵＷＢ規格にも対応でき、周波数割り当ての多い携帯無線通信システムや、隣接チャンネルへの干渉が問題となる航空機等の交通システム用無線機器など諸々の場面に活用でき、産業上利用価値が高い。
【図面の簡単な説明】
【０１１９】
【図１】マイクロストリップ線路を用いた半波長共振器で形成されるヘアピン型フィルタ回路の説明図
【図２】マイクロストリップ線路を用いた半波長共振器で形成されるコムライン型フィルタ回路の説明図
【図３】マイクロストリップ線路を用いた半波長共振器で形成されるクロスカップル型フィルタ回路の説明図
【図４】コムライン型フィルタとその結合特性を示すグラフ
【図５】へアピン型フィルタとその結合特性を示すグラフ
【図６】マイクロストリップ線路を用いた半波長共振器で形成されるフィルタ回路の電気結合構造の説明図
【図７】マイクロストリップ線路を用いた半波長共振器で形成されるフィルタ回路の磁気結合構造の説明図
【図８】マイクロストリップ線路を用いた半波長共振器で形成されるフィルタ回路の混合結合構造の説明図
【図９】クロスカップル型フィルタの等価回路図
【図１０】同、周波数特性グラフ
【図１１】クロスカップル型フィルタの等価回路写真
【図１２】同、実測周波数特性グラフ
【図１３】クロスカップルフィルタをステップインピーダンス共振器で実現した回路の実測周波数特性グラフ
【図１４】ヘアピン型フィルタの回路図
【図１５】同、実測周波数特性グラフ
【図１６】本発明による高周波帯域通過フィルタの要部を示す回路図
【図１７】試作した帯域通過フィルタの実測周波数特性グラフ
【図１８】同、等価回路図
【図１９】実施例の等価回路図
【図２０】同、回路シミュレーション周波数特性グラフ
【図２１】同、解析結果と回路シミュレーション結果との比較表
【図２２】導体損と誘電体損がある場合の回路シミュレーション周波数特性グラフ
【図２３】導体損があり誘電体損がない場合の回路シミュレーション周波数特性グラフ
【図２４】導体損がなく誘電体損がある場合の回路シミュレーション周波数特性グラフ
【図２５】導体損と誘電体損がない場合の回路シミュレーション周波数特性グラフ
【図２６】別実施例のマイクロストリップ線路構成を示す回路図
【図２７】同、シミュレーション周波数特性グラフ
【図２８】等価回路のＲＬＣ共振器を示す回路図
【図２９】試作した帯域通過フィルタの実測周波数特性グラフ
【図３０】同、実測結果とシミュレーション結果との比較表
【図３１】別実施例のマイクロストリップ線路構成を示す回路図
【図３２】同、周波数特性グラフ
【図１】
2009253894.tif 000044
【図２】
2009253894.tif 000045
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2009253894.tif 000051
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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