(57)【要約】【課題】パルス広帯域無線信号及びパルス超広帯域（ＵＷＢ）無線信号内の狭帯域干渉（ＮＢＩ）を低減することができるティーガ−カイザエネルギー検出（ＴＫＥＤ）受信機を得る。【解決手段】受信パルス無線信号内の狭帯域干渉が、まず非線形フィルタを使用して当該狭帯域干渉をより低い周波数にシフトし、シフトされた信号を、パルス無線信号内のエネルギーを検出する前にハイパスフィルタを通過させることによって、除去される。パルス無線信号は超広帯域信号であることができ、非線形フィルタはティーガ−カイザエネルギー演算子を使用することができる。【選択図】図３
2009207138.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信パルス無線信号内の狭帯域干渉をフィルタリングする装置であって、
パルス無線信号を受信するアンテナに接続され、前記受信パルス無線信号内の狭帯域干渉を、より低い周波数にシフトするように構成される非線形フィルタと、
前記非線形フィルタに接続され、前記狭帯域干渉を除去するように構成されるハイパスフィルタと
を備える、受信パルス無線信号内の狭帯域干渉をフィルタリングする装置。
【請求項２】
前記ハイパスフィルタに接続されるエネルギー検出器をさらに備える
請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記受信パルス無線信号は、超広帯域信号である
請求項１記載の装置。
【請求項４】
前記超広帯域信号は、非協調レーダイメージングに使用される
請求項３記載の装置。
【請求項５】
前記超広帯域信号は、目標検知に使用される
請求項３記載の装置。
【請求項６】
前記超広帯域信号は、精密測位に使用される
請求項３記載の装置。
【請求項７】
前記超広帯域信号は、追跡に使用される
請求項３記載の装置。
【請求項８】
前記超広帯域信号は、データ通信に使用される
請求項３記載の装置。
【請求項９】
前記超広帯域信号は、オン／オフキーイングされる
請求項３記載の装置。
【請求項１０】
前記非線形フィルタは、ティーガ−カイザエネルギー演算子を使用する
請求項１記載の装置。
【請求項１１】
前記非線形フィルタは、低雑音増幅器及びバンドパスフィルタを介して前記アンテナに接続される
請求項１記載の装置。
【請求項１２】
前記非線形フィルタは、２乗検波装置及び信号積分器を介して前記エネルギー検出器に接続される
請求項２記載の装置。
【請求項１３】
前記受信パルス無線信号は、単一の正弦波パルスを含み、前記ティーガ−カイザエネルギー演算子は、周波数−ＤＣ変換器として機能する
請求項１０記載の装置。
【請求項１４】
前記ティーガ−カイザエネルギー演算子の出力は、前記パルスの振幅及び周波数の２乗に比例するＤＣ信号である
請求項１３記載の装置。
【請求項１５】
前記ティーガ−カイザエネルギー演算子は、前記パルスの２つの隣接するサンプルに適用される
請求項１３記載の装置。
【請求項１６】
受信パルス無線信号内の狭帯域干渉をフィルタリングする方法であって、
前記受信パルス無線信号内の狭帯域干渉を、より低い周波数にシフトするように構成される非線形フィルタをパルス無線信号に適用するステップと、
前記狭帯域干渉を除去するように構成され、前記非線形フィルタに接続されるハイパスフィルタを適用するステップと
を含む、受信パルス無線信号内の狭帯域干渉をフィルタリングする方法。
【請求項１７】
受信パルス無線信号内の狭帯域干渉をフィルタリングする方法であって、
前記受信パルス無線信号内の狭帯域干渉を、より低い周波数にシフトするステップと、
ハイパスフィルタを使用して、前記シフトされたパルス無線信号から前記狭帯域干渉を除去するステップと
を含む、受信パルス無線信号内の狭帯域干渉をフィルタリングする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、包括的には干渉除去に関し、より詳細には、パルス無線信号における狭帯域干渉を除去することに関する。
【背景技術】
【０００２】
パルス無線システムにおいて、送信信号は、論理コネックス（logical connex）における中心周波数でのシャープなキャリアパルスとして情報を符号化している。一形態のパルス無線信号は、超広帯域ＵＷＢシグナリングを使用する。ＵＷＢは、非協調レーダイメージングにおいて従来の用途を有する。他の用途は、無線通信、目標検知、センサネットワーク、精密測位及び追跡を含む。
【０００３】
ＵＷＢは、５００ＭＨｚを超える周波数帯域幅を有することができる。ＵＷＢは、従来の無線信号におけるように連続する正弦搬送波ではなく、非常に短いパルスを使用する。パルスベースのＵＷＢの１つの有益な態様は、パルスが空間において非常に短く、たとえば１．３ＧＨｚの帯域幅パルスに対して２３ｃｍを下回り、そのためほとんどの信号反射は元のパルスと重ならないというものである。
【０００４】
目標検知の用途において、広帯域幅を有する信号は、狭帯域システムと比較するとより多くの情報を搬送する。これによって、より細かい時間分解能、並びにより高い目標分解能及びレンジ分解能が可能となる。無線通信に関して、広帯域信号及び超広帯域信号は、より高いデータレートを可能にする。
【０００５】
無線広帯域システム及び無線超広帯域（ＵＷＢ）システムにおいて、共存する高電力の狭帯域信号に起因して性能が低下する可能性がある。ＵＷＢシステムは、極端に広い周波数帯域にわたって動作するため、はるかに高い電力レベルで動作する場合がある他の狭帯域システムと共存しなければならない。たとえば、47 C.F.R 15, SubPart F: Ultra-wideband、及びＩＥＥＥ８０２．１５．４ａ標準規格を参照されたい。
【０００６】
加えて、意図的な干渉波（interferer：妨害者）が高電力の狭帯域信号を使用してＵＷＢシステムをジャミングする可能性がある。狭帯域干渉波が広帯域システムによって利用される帯域幅の非常に小さな分画に対して作用するとしても、干渉波は、自身のかなり高い動作電力に起因して、依然として広帯域受信機のフロントエンド増幅器及び他の回路を飽和させることができる。したがって、狭帯域干渉（ＮＢＩ）を低減することができるパルス無線送受信機を提供する必要がある。
【０００７】
ＮＢＩに対処する従来のシステムは、送信機においてＮＢＩを回避するか、又は受信機においてＮＢＩを除去することができる。これまで、ほとんどのＮＢＩ技法は最適な解決策を提供しておらず、それらはすべて、ＵＷＢシステムにおいて使用されるような短パルス無線信号に対して重大な制限を有する。
【０００８】
マルチバンド方式、マルチキャリア手法、及びパルス成形法のようなほとんどの実際的なＮＢＩ回避技法は、ほとんどの状況においてアプリオリに知ることができず、推定する必要がある、ＮＢＩの中心周波数に関する正確な情報を必要とする。
【０００９】
多数のデジタルＮＢＩ除去技法が広帯域システムに関して既知であるが、サンプリングレートが非常に高く、ＮＢＩを解決するためのアナログ−デジタル変換器のダイナミックレンジがより大きいため、それらの手法のいずれもパルス無線信号システムに対して実際的ではない。従来の技法は通常、ノッチフィルタと同様に挙動してデジタル領域においてＮＢＩを適応的に推定及び低減する適応フィルタの使用に基づく。アナログノッチフィルタリングは、ＮＢＩに関する正確な情報、すなわち中心周波数及び電力、並びに、ＮＢＩが固定であり且つ常に存在することが分かっている場合に、パルス無線信号領域におけるＮＢＩの除去にのみ有効であり得る。これは現実的でない。
【００１０】
別の方法は、受信機においてレイクフィルタとして配列されるアナログノッチフィルタのバンクを使用し、その結果、受信機が複雑且つコストがかかってしまう。複雑度は、使用されるレイクフィンガの数に応じて増大する。さらに、ＮＢＩは、ＮＢＩ回避技法及びＮＢＩ除去技法のほとんどを無効にする、システム内の過渡信号として存在する場合がある。
【００１１】
図１は、整合フィルタを有する従来の受信機１００を示す。送信機が、アンテナ１１０を介して信号１１１を送信する。信号１１３が、受信機のアンテナ１１５において受信される。このチャネルは、狭帯域干渉１１２及び加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）１１４を有する。
【００１２】
受信信号１１３は、まず低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２０、及びバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３０を通過して、あらゆる帯域外干渉及び雑音がフィルタ除去される。ＢＰＦ１３０の出力は、記憶されている信号テンプレート１５０と相関される（１４０）。相関器出力は、通常、信号持続時間に等しい特定の間隔にわたって積分され（１６０）、サンプリングによってデジタル化される（１７０）。仮説検定１８０がデジタル化された相関器出力に適用され、信号１１１が回復される。
【００１３】
しかしながら、狭帯域干渉１１２が受信信号１１３内に存在する場合、整合フィルタ受信機１００は、干渉の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）を推定すると共に、整合フィルタリング動作の前に事前白色化フィルタを使用するために、はるかに複雑にならざるを得ない。
【００１４】
さらに、干渉１１２が正弦波である場合、最大尤度定式化を実施する非線形受信機を実装して、最適な性能を得る必要があり、これもまた高度に複雑であり、一般的な構造を何ら有しない。
【００１５】
システム内に、未知のパラメータを有する過渡狭帯域干渉が存在する場合、上記の手法のいずれも効果的でない。別の課題は、最適な性能を与えるために、受信波形形状が整合フィルタに完全に知られていなければならないことである。しかしながら、ＵＷＢシステムでは、受信信号の波形は、ＵＷＢ信号に固有の多数の理由に起因して送信信号の波形とは完全に異なっている。
【００１６】
図２は、自己ヘテロダインエネルギー検出器（ＥＤ）を使用する代替的な受信機２００を示す。送信機２０５が、送信される信号２１１を自身のアンテナ２１０に供給する。ＥＤ受信機２００において、受信信号２１３が受信機アンテナ２１５において受信され、その後ＬＮＡ２２０及びＢＰＦ２３０を通過する。ＢＰＦ２３０の出力は２乗され（２４０）、積分され（２６０）、サンプリング２７０を通じてデジタルに変換される。仮説検定２８０がこのデジタル信号に適用されて、信号２１１が回復される。
【００１７】
この受信機は、性能における重大な損失を何ら有することなくサブナイキストレートにおけるサンプリングを可能にする。しかしながら、目標検出用途において、より低いレートにおけるサンプリングによって、受信機の複雑度と、目標／レンジ分解能との間にトレードオフがもたらされる。ＥＤ受信機において、受信信号のエネルギー測定値は以下の通りである。
【００１８】
【数１】
2009207138.tif 000003
【００１９】
式中、ｒ（ｔ）は受信信号を示し、τは積分窓の長さを示す。
【００２０】
式（１）は、窓長さに対して正規化される受信信号エネルギーに対応する。受信信号ｒ（ｔ）はサンプリングレートｔｓでサンプリングされてサンプルｙｋが取得され、これらが事前定義の閾値γと比較される。閾値を超える場合、信号が存在する。これは、２値仮説検定問題として対処され、以下のように、干渉・雑音仮説Ｈ０が信号・干渉・雑音仮説Ｈ１に対して検定される。
【００２１】
【数２】
2009207138.tif 000004
【００２２】
式中、ｓｋ、ｉｋ、及びｎｋはそれぞれ、システム内に存在する未知の信号２１１、干渉２１２、及び雑音２１４を表す。ＡＷＧＮ雑音サンプルｎｋは、分散σ２ｎを有するガウス確率変数としてモデル化される。
【００２３】
ＡＷＧＮチャネル及び全く未知の信号のパラメータに対して、ＥＤは、一様最強力（ＵＭＰ）検定を提供する、すなわち、最適な検出性能を与えることに留意されたい。しかしながら、システム内に未知のＮＢＩ２１２が存在する場合、ＥＤはもはやＵＭＰではなく、ＮＢＩによって引き起こされる性能低下を補償するために信号エネルギーを増大させる必要がある。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明の実施の形態は、パルス無線受信機内の狭帯域干渉（ＮＢＩ）を低減する方法及び装置を提供する。受信機はエネルギー検出を使用する。受信機は、アナログ領域において、非常に低い追加コストでＮＢＩを抑制することが可能であり、これによって、受信機が、超広帯域（ＵＷＢ）システムにおいてＮＢＩの存在下で過渡信号検出を実施するのに実際的となる。
【００２５】
本発明は、目標の存在を検出する能動検知システム及び受動検知システムの両方、並びにオン／オフキーイングされた（ＯＯＫ）ＵＷＢ信号の復調のような無線通信において使用することができる。
【００２６】
受信機は、縦続接続された非線形エネルギー演算子及びハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を使用する。非線形エネルギー演算子は、ティーガ−カイザエネルギー演算子（ＴＫＥＯ）である。ＴＫＥＯによって、ＮＢＩは低周波信号に変換され、これはその後、エネルギーが検出される前にハイパスフィルタによって抑制される。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】従来の整合フィルタベースの受信機のブロック図である。
【図２】従来のエネルギー検出ベースの受信機のブロック図である。
【図３】本発明の一実施の形態による、非線形フィルタリングを有する受信機のブロック図である。
【図４】本発明の一実施の形態による非線形フィルタのブロック図である。
【図５】超広帯域スペクトルに対する、狭帯域干渉のスペクトルの概略図である。
【図６】本発明による受信機の性能を、従来の受信機の性能と比較するグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
図３は、本発明の一実施の形態によるティーガ−カイザエネルギー検出（ＴＫＥＤ）受信機３００を示す。ＴＫＥＤ受信機は、パルス広帯域無線信号及びパルス超広帯域（ＵＷＢ）無線信号内の狭帯域干渉（ＮＢＩ）を低減することができる。
【００２９】
受信機３００は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３３０に接続されている低雑音増幅器３２０を備える。
【００３０】
ＢＰＦの出力は、以下で詳細に説明されるように、本発明の一実施の形態による非線形フィルタ４００に供給される。
【００３１】
非線形フィルタに、２乗検波装置３５０が後続する。装置３５０の出力は積分され（３６０）、サンプリングされ、引き続き仮説検定される（３８０）。非線形フィルタの動作を以下で説明する。
【００３２】
図４は、非線形フィルタ４００を示す。フィルタは、アンテナとエネルギー検出器との間に連続して接続される、ティーガ−カイザエネルギー演算子（ＴＫＥＯ）４０１と、ハイパスフィルタ４０２とを備える。ＴＫＥＯ演算子４０１はスペクトルシフタとして機能し、受信機線信号のＮＢＩ成分を非常に低い周波数に向かって「動かす」。ＮＢＩから生じるこれらの低周波成分は、次いでエネルギー検出の前にハイパスフィルタ４０２によって除去される。ＴＫ演算子の仕組みは次のセクションで述べる。
【００３３】
ティーガ−カイザエネルギー演算子（ＴＫＥＯ）
ティーガ−カイザエネルギー演算子（ＴＫＥＯ）は、参照によって本明細書に援用される、F. Kaiser著「On a simple algorithm to calculate the 'energy' of a signal」（IEEE International Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing, vol. 1, pp.381-384, April 1990）によって最初に述べられた非線形微分エネルギー演算子である。ＴＫＥＯは過渡信号検出に使用されていたが、ＵＷＢ信号のようなパルス無線信号におけるＮＢＩ除去には使用されていなかった。
【００３４】
φ（ｓ（ｔ））が、入力信号ｓ（ｔ）に対する連続時間ＴＫエネルギー演算を示すものとする。すると、φ（ｓ（ｔ））は、
【００３５】
【数３】
2009207138.tif 000005
【００３６】
であり、式中、（・）ｓ（ｔ）は信号ｓ（ｔ）の一次導関数を示し、（・・）ｓ（ｔ）は信号ｓ（ｔ）の二次導関数である。（なお、（・）ｓはｓの上に・があることを表し、（・・）ｓはｓの上に・・があることを表す。）
【００３７】
信号ｓ（ｔ）が、振幅Ａ及び周波数ｆｃを有する単一の正弦波パルスである場合、以下のようになる。
【００３８】
【数４】
2009207138.tif 000006
【００３９】
式中、θは、［０，２πｐｉ］内に一様に分散される正弦波のランダム位相である。
【００４０】
したがって、ＴＫＥＯは周波数−ＤＣ変換器として機能する。ＴＫＥＯの出力は、パルスの振幅及び周波数の両方の２乗に比例するＤＣ信号である。式４を参照されたい。
【００４１】
パルスｓ（ｔ）は周波数ｆｓでサンプリングされ、離散時間サンプルｓ（ｎ）が取得される。離散時間において、ＴＫＥＯは以下の通りである。
【００４２】
【数５】
2009207138.tif 000007
【００４３】
ＴＫＥＯは、２つの隣接するサンプルしか必要としないため、ほとんど瞬間的な演算子であることに留意されたい。したがって、ＴＫＥＯは、ナノ秒単位の極端に短いパルスを有するＵＷＢ信号に適用することができる。ｓ（ｎ）＝Ａｃｏｓ(Ωｎ＋θ)である場合、
【００４４】
【数６】
2009207138.tif 000008
【００４５】
であり、式中、Ω＝２πｆｃ／ｆｓである。
【００４６】
ＴＫＥＤ受信機
図３に示されるように、送信機３０５は、パルス無線信号３１１、たとえば超広帯域信号（ＵＷＢ）を、自身のアンテナ３１０に供給する。信号３１１はチャネルを通過して、受信機アンテナ３１５に到着する。受信信号３１３は、ＮＢＩ３１２と、ＡＷＧＮ３１４とを含んでいる可能性がある。
【００４７】
受信信号３１３はまずＬＮＡ３２０及びＢＰＦ３３０を通過して、帯域外干渉が除去され、対象の信号３１１の周波数帯域のみが通過する。
【００４８】
非線形フィルタ４００がＢＰＦ３３０の出力に適用される。次いで、フィルタ４００の出力は２乗検波演算子３５０内に供給され、積分され（３６０）、レートｔｓ３７０でのサンプリングによって離散的信号に変換される。
【００４９】
２値仮説検定３８０が、検定統計量を閾値γと比較することによって離散的信号に適用される。
【００５０】
図４に示されるように、非線形フィルタ４００は、ＴＫＥＯ４０１と、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）４０２とを備える。
【００５１】
広帯域信号及びＮＢＩに対するＴＫ演算子の効果
図５は、ＵＷＢ信号５４０及びＮＢＩ５３０を、信号電力５１０及び周波数５１１の関数として示す。ＵＷＢ信号５４０はｆＬ５２１の低域カットオフ周波数と、ｆＨ５２３の高域カットオフ周波数とを有する。ＮＢＩ５３０は中心周波数ｆｉ５２２を有する。
【００５２】
ＮＢＩの電力レベルはＵＷＢ信号５４０の電力レベルよりも大幅に高い。したがって、ＮＢＩが抑制されない場合、受信ＮＢＩは従来のＵＷＢ受信機のフロントエンドを容易に飽和させることができる。
【００５３】
ＮＢＩは、以下の２つの方法でモデル化することができる。第１は、ｓ（ｔ）＝Ａｉｃｏｓ（２πｆｉｔ＋θｉ）の形態のシングルトーン干渉波としてであり、式中、ＡｉはＮＢＩの振幅であり、ｆｉはＮＢＩの周波数であり、θｉはＮＢＩの位相である。第２は、帯域制限干渉としてであり、以下のように、電力スペクトル密度を有するゼロ平均ガウス確率プロセスとしてモデル化される。
【００５４】
【数７】
2009207138.tif 000009
【００５５】
式中、Ｂｎｂｉは干渉波の帯域幅であり、ｆｉは干渉波の中心周波数であり、Ｐｉは電力スペクトル密度である。ＴＫＥＤ受信機性能の解析において、この説明を簡潔にするためにシングルトーン干渉を考察する。
【００５６】
図６は、本発明の実施の形態による、整合フィルタ受信機６６０、ＥＤ受信機６５０、ハイパスフィルタを有しないＴＫＥＤ受信機６４０、及びＴＫＥＤ受信機６３０の、信号エネルギー対干渉・雑音エネルギー比（ＥＩＮＲ）６１０の関数としての信号検出確率（ＰＤ）６２０を比較している。
【００５７】
上記で述べたように、整合フィルタ設計は、パルス無線信号内の狭帯域干渉の低減には実際的でない。明らかに、「ＴＫ＋ＨＰＦ＋ＥＤ」受信機とも称される本発明のＴＫＥＤ受信機３００は、ＥＤ受信機、及びハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を含まない「ＴＫ＋ＥＤのみの」受信機よりも性能が優れている。
【００５８】
本発明を特定の好ましい実施の形態を参照して説明してきたが、本発明の精神及び範囲内でさまざまな他の適合及び変更を行うことができることは理解されたい。したがって、添付の特許請求の範囲の目的は、本発明の真の精神及び範囲内に入るようなすべてのこのような変形及び変更を包含することである。
【図１】
2009207138.tif 000010
【図２】
2009207138.tif 000011
【図３】
2009207138.tif 000012
【図４】
2009207138.tif 000013
【図５】
2009207138.tif 000014
【図６】
2009207138.tif 000015
【外国語明細書】
2009207138.tif 000016
2009207138.tif 000017
2009207138.tif 000018
2009207138.tif 000019
2009207138.tif 000020
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