(57)【要約】【課題】送信帯域幅を変化させる場合でも、回路構成の複雑化及び消費電流の増加を抑えつつ、ＡＣＬＲ１とＡＣＬＲ２の両方を規定値以下に抑制することができるポーラ変調送信装置を提供すること。【解決手段】送信帯域幅情報に応じて変化するオフセット電圧を形成するオフセット電圧形成部２２と、オフセット電圧形成部２２によって形成されたオフセット電圧を振幅成分信号ｒ１（ｔ）に付与する加算回路１４とを設けたことにより、ＡＣＬＲ１とＡＣＬＲ２の両方を規定値以下に抑制することができる。【選択図】図１
2009225337.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信帯域幅を変化させることができるポーラ変調送信装置であって、
パワーアンプと、
送信帯域幅情報を入力し、位相成分信号を前記送信帯域幅情報に応じた帯域幅の位相変調信号に変調し、当該位相変調信号を前記パワーアンプの信号入力端に供給する位相変調信号形成部と、
振幅成分信号に基づいて前記パワーアンプの電源電圧を形成し、当該電源電圧を前記パワーアンプの電源入力端に供給する電源電圧形成部と、
前記送信帯域幅情報に応じて変化するオフセット電圧を形成するオフセット電圧形成部と、
前記オフセット電圧形成部によって形成された前記オフセット電圧を、前記パワーアンプに供給される前記電源電圧に付与するオフセット電圧付与部と、
を具備するポーラ変調送信装置。
【請求項２】
前記オフセット電圧形成部は、
前記送信帯域幅情報が第１の送信帯域幅を示す場合、無線規格で定められたＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage Ratio）１を最小にする第１のオフセット電圧を形成し、
前記送信帯域幅情報が前記第１の送信帯域幅よりも広い第２の送信帯域幅を示す場合、無線規格で定められたＡＣＬＲ２を最小にする第２のオフセット電圧を形成する、
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ポーラ変調送信装置に関し、特に送信帯域幅を変化させるポーラ変調送信装置に適用し得る。
【背景技術】
【０００２】
従来、高効率の送信装置として、ポーラ変調方式を用いたポーラ変調送信装置が提案されている（例えば特許文献１及び特許文献２参照）。ポーラ変調送信装置について簡単に説明する。
【０００３】
ポーラ変調送信装置は、先ず、送信データに応じた、振幅成分信号及び位相成分信号を生成する。そして、振幅成分信号に基づいてパワーアンプの電源電圧を形成すると共に、位相成分信号を送信帯域の信号に変換する（すなわちアップコンバートする）ことにより位相変調信号を形成する。振幅成分信号に基づいて形成された電源電圧はパワーアンプの電源入力端に供給され、位相成分信号に基づいて形成された位相変調信号はパワーアンプの信号入力端に供給される。
【０００４】
これにより、パワーアンプの信号入力端に入力される位相変調信号は、振幅方向の変動成分を持たない定包絡信号となる。したがって、パワーアンプとして、効率の良い非線形増幅器を使用できるので、高効率（低消費電力）の送信装置を実現できる。
【特許文献１】特許第３２０７１５３号公報
【特許文献２】特開２００１−１５６５５４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、例えば３ＧＰＰ  ＬＴＥ（3GPP Long Term Evolution）では、端末の能力や送信するデータレート等に応じて、送信帯域幅を可変とすることが提案されている。
【０００６】
実際上、ポーラ変調送信装置においては、送信帯域幅を変化させる場合、位相パスに設けられた位相変調器によって、位相成分信号を所望の送信帯域の信号に変換することで、パワーアンプから出力される送信信号の帯域幅を変えるようになっている。
【０００７】
一方で、３ＧＰＰ規格では、ＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage Ratio：隣接チャネル漏洩電力）を規定値以下とすることが規定されている。図６及び図７に、その様子を示す。
【０００８】
図６は、送信帯域幅が５［ＭＨｚ］の場合の送信信号電力の広がりと、ＡＣＬＲ１、ＡＣＬＲ２との関係を示す。図７は、送信帯域幅が１０［ＭＨｚ］の場合の送信信号電力の広がりと、ＡＣＬＲ１、ＡＣＬＲ２との関係を示す。図６及び図７では、共に、隣接チャネル及び次隣接チャネルを、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）で使用されている例が示されている。
【０００９】
３ＧＰＰ規格では、送信信号の中心周波数から所定周波数だけ離れた周波数での隣接チャネル漏洩電力をＡＣＬＲ１とし、さらに所定周波数だけ離れた周波数での次隣接チャネル漏洩電力をＡＣＬＲ２として、ＡＣＬＲ１及びＡＣＬＲ２を規定値以下に抑制することが要求されている。
【００１０】
図６では、ＡＣＬＲ１とＡＣＬＲ２の両方が規定値以下に抑制された例が示されている。図７では、ＡＣＬＲ２が規定値よりも大きいので、次隣接チャネルで使用されるＵＭＴＳに規格での許容値以上の干渉が生じる例が示されている。
【００１１】
実際上、図６のように送信帯域幅を小さくした場合には、ＡＣＬＲ１を規定値以下とすること、すなわち低次（中心周波数に近いほど低次である）の歪みを抑制してＡＣＬＲ１を規定値以下とすること、が難しい。これに対して、図７のように送信帯域幅を大きくした場合には、ＡＣＬＲ２を規定値以下とすること、すなわち高次（中心周波数から遠いほど高次である）の歪みを抑制してＡＣＬＲ１２規定値以下とすること、が難しい。
【００１２】
しかしながら、ポーラ変調送信装置においてこの要求を満たそうとすると、回路構成の複雑化や消費電流の増加を招く。
【００１３】
この点について説明する。ポーラ変調送信装置においては、ＡＭ（振幅変調）パスに、例えば電源制御ＩＣ(Integrated Circuit)といった、振幅誤差及び遅延誤差が発生する回路要素が含まれるので、静特性に対して変調特性が劣化し易い。つまり、動特性のヒシテリシス特性が発生する。これは、所謂メモリ効果と同様の現象であり、これが原因となって送信信号に歪みが発生し易くなる。
【００１４】
この歪みを抑制する方法としては、電源制御ＩＣの動特性をキャンセルして静特性に近づけるために、ＡＭパスに歪み補償回路を設ける方法が考えられる。しかしながら、前記動特性は広がりをもつので、歪み補償回路のみで特性補償を行うことは困難である。
【００１５】
実際には、ＡＭパスを構成する、ディジタルアナログ変換器、フィルタ回路及び電源制御ＩＣ等の回路構成を、広帯域に亘って特性の良いものを用いれば、変化させる全体帯域に亘って歪み特性の良い送信信号を形成できると考えられるが、このようにすると回路構成の複雑化や消費電流の増加を招く。
【００１６】
本発明は、かかる点を考慮してなされたものであり、送信帯域幅を変化させる場合でも、回路構成の複雑化及び消費電流の増加を抑えつつ、ＡＣＬＲ１とＡＣＬＲ２の両方を規定値以下に抑制することができるポーラ変調送信装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明のポーラ変調送信装置の一つの態様は、送信帯域幅を変化させることができるポーラ変調送信装置であって、パワーアンプと、送信帯域幅情報を入力し、位相成分信号を前記送信帯域幅情報に応じた帯域幅の位相変調信号に変調し、当該位相変調信号を前記パワーアンプの信号入力端に供給する位相変調信号形成部と、振幅成分信号に基づいて前記パワーアンプの電源電圧を形成し、当該電源電圧を前記パワーアンプの電源入力端に供給する電源電圧形成部と、前記送信帯域幅情報に応じて変化するオフセット電圧を形成するオフセット電圧形成部と、前記オフセット電圧形成部によって形成された前記オフセット電圧を、前記パワーアンプに供給される前記電源電圧に付与するオフセット電圧付与部と、を具備する構成を採る。
【００１８】
本発明のポーラ変調送信装置の一つの態様は、前記オフセット電圧形成部は、前記送信帯域幅情報が第１の送信帯域幅を示す場合、無線規格で定められたＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage Ratio）１を最小にする第１のオフセット電圧を形成し、前記送信帯域幅情報が前記第１の送信帯域幅よりも広い第２の送信帯域幅を示す場合、無線規格で定められたＡＣＬＲ２を最小にする第２のオフセット電圧を形成する構成を採る。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、送信帯域幅を変化させる場合でも、回路構成の複雑化及び消費電流の増加を抑えつつ、ＡＣＬＲ１とＡＣＬＲ２の両方を規定値以下に抑制することができるポーラ変調送信装置を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００２１】
図１に、本発明の実施の形態に係るポーラ変調送信装置の構成を示す。ポーラ変調送信装置１０は、３ＧＰＰ  ＬＴＥの規格に定められているように、送信帯域幅を変化させることができるようになっている。
【００２２】
ポーラ変調送信装置１０は、Ｉ／Ｑ生成部１１によって送信データに相当するＩ（ｔ）成分信号及びＱ（ｔ）成分信号を生成し、これらをｒ／θ変換部１２に送出する。ｒ／θ変換部１２は、Ｉ（ｔ）成分信号及びＱ（ｔ）成分信号から、振幅成分信号ｒ（ｔ）及び位相成分信号θ（ｔ）を形成する。振幅成分信号ｒ（ｔ）は、ｒ（ｔ）＝（Ｉ（ｔ）２＋Ｑ（ｔ）２）１／２であり、位相成分信号θ（ｔ）は、Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）のなす角を示すものである。
【００２３】
歪補償回路１３は、例えばルックアップテーブルを有する構成となっている。歪補償回路１３は、ルックアップテーブルを用いて振幅成分信号ｒ（ｔ）を歪補償することで、歪補償後の振幅成分信号ｒ１（ｔ）を出力する。また、歪補償回路１３は、ルックアップテーブルを用いて位相成分信号θ（ｔ）を歪補償することで、歪補償後の位相成分信号θ１（ｔ）を出力する。
【００２４】
具体的には、歪補償回路１３は、ＡＭパスの動特性に起因する歪みや、ＡＭ（振幅変調）パスとＰＭ（位相変調）パスとの間の処理遅延の差に起因する歪みを補償するものである。ＡＭパスとＰＭパスとの間の処理遅延の差に起因する歪みは、処理遅延差分だけ、振幅成分信号ｒ（ｔ）と位相成分信号θ（ｔ）とに遅延差を持たせればよい。本実施の形態のポーラ変調送信装置１０は、主に、ＡＭパスの動特性に起因する歪みを補償することに特徴があるので、遅延差に起因する歪補償については説明を省略する。
【００２５】
振幅成分信号ｒ１（ｔ）は、加算回路１４にてオフセット電圧が加えられることで、振幅成分信号ｒ２（ｔ）とされる。振幅成分信号ｒ２（ｔ）は、ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）１５及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６を介して、電源制御ＩＣによって構成された電源電圧形成部１７に入力される。電源電圧形成部１７は、ＬＰＦ１６から出力された振幅成分信号に基づいて、パワーアンプ（非線形スイッチングアンプ）１８の電源電圧を形成し、これをパワーアンプ１８の電源入力端に供給する。
【００２６】
位相成分信号θ１（ｔ）は、ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）１９及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０を介して、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路を有する周波数シンセサイザでなる位相変調器２１に入力される。位相変調器２１は、ＬＰＦ２０から出力された位相成分信号を、送信帯域幅情報に応じた無線帯域の信号にアップコンバートする。位相変調器２１は、例えば、送信帯域幅情報に応じて１．４ＭＨｚ、３ＭＨｚ、５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１５ＭＨｚ又は２０ＭＨｚの帯域の位相変調信号を形成する。位相変調信号は、パワーアンプ１８の信号入力端に供給される。
【００２７】
かかる構成に加えて、ポーラ変調送信装置１０は、オフセット電圧形成部２２を有する。オフセット電圧形成部２２は、送信帯域幅情報に応じたオフセット電圧を形成し、このオフセット電圧を加算回路１４に出力する。これにより、加算回路１４では、歪補償回路１３から出力された振幅成分信号ｒ１（ｔ）にオフセット電圧が加算されて、オフセットされた振幅成分信号ｒ２（ｔ）が出力される。
【００２８】
次に、ポーラ変調送信装置１０による、動特性と、歪補償回路１３による歪補償と、オフセット電圧を加算することによる作用と、の関係について説明する。
【００２９】
図２に、ポーラ変調送信装置１０における、歪補償及びオフセット電圧加算前の、静特性と動特性の関係を示す。なお、一般的なポーラ変調送信装置においても、静特性と動特性は図２のような関係となる。図２は、電源電圧形成部（電源制御ＩＣ）１７への入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとを表したものである。図中の実線が静特性を示すものであり、図中の領域ＡＲが動特性を示すものである。図から、動特性領域ＡＲが静特性からずれていることが分かる。これが、歪みの要因であり、ＡＣＬＲ１、ＡＣＬＲ２が劣化する要因である。
【００３０】
図３に、歪補償回路１３の動作を示す。歪補償回路１３は、動特性の傾きを静特性の傾きに近づける機能を有する。すなわち、図２の例の場合、動特性領域ＡＲの傾きは、静特性の傾きよりも小さいので、歪補償回路１３は、図３に示すように、予め振幅成分信号ｒ１（ｔ）に図２の関係と逆特性を付与する。具体的には、歪補償回路１３は、振幅成分信号ｒ（ｔ）と振幅成分信号ｒ１（ｔ）との傾きが「１」よりも大きくなるように、すなわち振幅成分信号ｒ（ｔ）に「１」よりも大きな乗算係数を乗算して振幅成分信号ｒ１（ｔ）を形成する。
【００３１】
図４及び図５に、オフセット電圧形成部２２及び加算回路１４によるオフセット電圧付与動作を示す。
【００３２】
図４において、曲線Ｌ１はオフセット電圧を加算しない場合の振幅成分信号ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）の関係を示し、曲線Ｌ２はオフセット電圧を加算した場合の振幅成分信号ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）の関係を示す。なお、図４及び図５は、オフセット電圧がマイナスの電圧の例である。
【００３３】
図５は、オフセット電圧形成部２２で形成するオフセット電圧の説明に供する図である。図５は、オフセット電圧と、ＡＣＬＲ１、ＡＣＬＲ２との関係を実際に測定したものである。この図から、ＡＣＬＲ１とＡＣＬＲ２とでは、最適なオフセット電圧が異なることが分かる。つまり、ＡＣＬＲ１はオフセット電圧Ｖ１を加算した場合に最も小さくなるのでオフセット電圧Ｖ１が最適値であり、ＡＣＬＲ２はオフセット電圧Ｖ２を加算した場合に最も小さくなるのでオフセット電圧Ｖ２が最適値である。
【００３４】
本発明の発明者らは、図６のように送信帯域幅を小さくした場合には、ＡＣＬＲ１が規定値を超えやすい傾向があり、これに対して図７のように送信帯域幅を大きくした場合には、ＡＣＬＲ２が規定値を超えやすい傾向があることを考慮して、送信帯域幅に応じてオフセット電圧を変えるという着想に至った。
【００３５】
つまり、オフセット電圧形成部２２は、第１の送信帯域幅情報（例えば５ＭＨｚ）を入力するとＡＣＬＲ１を最も小さくするオフセット電圧Ｖ１を形成し、第２の送信帯域幅情報（例えば１０ＭＨｚ）を入力するとＡＣＬＲ２を最も小さくするオフセット電圧Ｖ２を形成する。これにより、簡易な構成によって、ＡＣＬＲ１、ＡＣＬＲ２を規格で定められた規定値以下とすることができる。
【００３６】
なお、本実施の形態のポーラ変調送信装置１０は、歪補償回路１３によって、動特性の線形性を補償し、オフセット電圧を加算することによって、線形性の補償のみでは補償できない動特性領域ＡＲの広がりを補償していると言うこともできる。動特性領域ＡＲの広がりを全て補償することは困難なため、本実施の形態においては、送信帯域情報をパラメータとして、オフセット電圧を変化させることで、簡易な構成でＡＣＬＲ１、ＡＣＬＲ２を規格で定められた規定値以下にしている。
【００３７】
これにより、ＤＡＣ１５、ＬＰＦ１６及び電源電圧形成部１７で構成されるＡＭパスを広帯域化（すなわち回路構成を複雑化及び消費電力を増加）することなく、ＡＣＬＲ１、ＡＣＬＲ２を規格で定められた規定値以下とすることができる。
【００３８】
以上説明したように、本実施の形態によれば、送信帯域幅を変化させることができるポーラ変調送信装置１０において、送信帯域幅情報に応じて変化するオフセット電圧を形成するオフセット電圧形成部２２と、オフセット電圧形成部２２によって形成されたオフセット電圧を振幅成分信号ｒ１（ｔ）に付与する加算回路１４とを設けたことにより、送信帯域幅を変化させる場合でも、回路構成の複雑化及び消費電流の増加を抑えつつ、ＡＣＬＲ１とＡＣＬＲ２の両方を規定値以下に抑制することができるポーラ変調送信装置１０を実現できる。
【００３９】
なお、上述した実施の形態では、オフセット電圧を、歪補償回路１３から出力された振幅成分信号ｒ１（ｔ）に加算する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えばＤＡＣ１５の出力、ＬＰＦ１６の出力又は電源電圧形成部１７の出力に加算してもよい。
【００４０】
また上述した実施の形態では、一例として、送信帯域幅が５ＭＨｚの場合にＡＣＬＲ１を最小にするオフセット電圧Ｖ１を加算し、送信帯域幅が１０ＭＨｚの場合にＡＣＬＲ２を最小にするオフセット電圧Ｖ２を加算する場合について説明したが、送信帯域幅を１．４ＭＨｚ、３ＭＨｚ、５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１５ＭＨｚ、２０ＭＨｚで変化させる場合、例えば５ＭＨｚ以下の帯域幅に対してはオフセット電圧Ｖ１を加算し、１０ＭＨｚ以上の帯域幅に対してはオフセット電圧Ｖ２を加算すればよい。どの送信帯域幅を境に、加算するオフセット電圧Ｖ１とオフセット電圧Ｖ２を切り換えるかは、各装置の特性に応じて適宜設定すればよい。
【産業上の利用可能性】
【００４１】
本発明は、送信帯域幅を変化させることができるポーラ変調送信装置に好適である。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の実施の形態に係るポーラ変調送信装置の構成を示すブロック図
【図２】ＡＭパスにおける静特性と動特性との関係を示す図
【図３】歪補償回路の説明に供する図
【図４】オフセット電圧の加算の様子を示す図
【図５】実施の形態によるオフセット電圧の説明に供する図
【図６】送信帯域幅が５ＭＨｚの場合の、送信信号電力の広がりと、ＡＣＬＲ１、ＡＣＬＲ２とを示す図
【図７】送信帯域幅が１０ＭＨｚの場合の、送信信号電力の広がりと、ＡＣＬＲ１、ＡＣＬＲ２とを示す図
【符号の説明】
【００４３】
１０  ポーラ変調送信装置
１３  歪補償回路
１４  加算回路
１５、１９  ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）
１６、２０  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１７  電源電圧形成部
１８  パワーアンプ
２１  位相変調器
２２  オフセット電圧形成部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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