(57)【要約】      （修正有）【課題】送、受信混在信号から受信信号を弁別増幅し、同時双方向通信システムを提供する。【解決手段】送信信号Ａを増幅して負荷となる入出力手段１Ｔ１に出力し、Ａと同一にして増幅した出力信号Ａ２と１Ｔ１からの信号ｂとを含む出力信号ｃ１を出力端子１ＴＡ３に出力し、Ａと同一の基準出力信号ａ１を出力端子１ＴＡ２に出力する回路１Ｂ１と、ａ１とｃ１を入力として、１Ｔ１からの信号ｂのみを弁別増幅した送信信号Ｂを出力端子１ＴＡ７に出力する回路１Ｂ２と、Ｂを増幅して負荷となる入出力手段１Ｔ２に出力し、Ｂと同一にして増幅した出力信号Ｂ２と１Ｔ２からの信号ａとを含むを出力信号ｄ１を出力端子１ＴＡ１０に出力し、Ｂと同一の基準出力信号ｂ１を出力端子１ＴＡ１２に出力する回路１Ｂ３と、ｂ１とｄ１を入力として、１Ｔ２からの信号ａのみを弁別増幅した送信信号Ａ´を出力端子１ＴＡ１４に出力して、Ａとする回路１Ｂ４とを有する。【選択図】図１
2009088822.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１）入力された送信信号Ａを増幅して負荷となる第１の入出力手段に出力し、２）前記第１の入出力手段の負荷状態を検知し、前記送信信号Ａと同一波形かつ同一位相にして増幅した出力信号Ａ２と前記第１の入出力手段からの信号ｂとを含む出力信号ｃ１を第１の出力端子に出力し、３）前記送信信号Ａと同一の基準出力信号ａ１を第２の出力端子に出力する回路１と、
４）前記基準出力信号ａ１と前記出力信号ｃ１を入力として、前記第１の入出力手段からの信号ｂのみを弁別増幅した送信信号Ｂを第３の出力端子に出力する回路２と、
５）入力された前記送信信号Ｂを増幅して負荷となる第２の入出力手段に出力し、６）前記第２の入出力手段の負荷状態を検知し、前記送信信号Ｂと同一波形かつ同一位相にして増幅した出力信号Ｂ２と前記第２の入出力手段からの信号ａとを含むを出力信号ｄ１を第４の出力端子に出力し、６）前記送信信号Ｂと同一の基準出力信号ｂ１を第５の出力端子に出力する回路３と、
７）前記基準出力信号ｂ１と前記出力信号ｄ１を入力として、前記第２の入出力手段からの信号ａのみを弁別増幅した送信信号Ａ´を第６の出力端子に出力して、前記回路１の送信信号Ａとする回路４とを有することを特徴とする同時双方向通信システム。
【請求項２】
請求項１記載の同時双方向通信システムにおいて、前記第１、第２の入出力手段は、それぞれマイクとしても利用可能なスピーカが用いられていることを特徴とする同時双方向通信システム。
【請求項３】
請求項１及び２のいずれか１項に記載の同時双方向通信システムにおいて、前記回路２及び回路４では、前記送信信号Ｂ及び送信信号Ａ´がそれぞれ自動利得調整回路によって増幅されていることを特徴とする同時双方向通信システム。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の同時双方向通信システムにおいて、前記回路１では、前記第１の入出力手段のインピーダンスに比例した駆動電圧を、第１の負帰還回路を利用して形成させ、前記第１の入出力手段のインピーダンスの変化に比例させて、前記送信信号Ａと同一波形かつ同一位相の前記送信信号Ａ２を形成し、かつ、前記回路３では、前記第２の入出力手段のインピーダンスに比例した駆動電圧を第２の負帰還回路を利用して形成させ、前記第２の入出力手段のインピーダンスの変化を比例させて、前記送信信号Ｂと同一波形かつ同一位相の前記送信信号Ｂ２を形成したことを特徴とする同時双方向通信システム。
【請求項５】
請求項４記載の同時双方向通信システムにおいて、前記回路１及び回路３では、前記第１、第２の負帰還回路には、前記第１、第２の入出力手段に受信される信号ｂ、ａの受信を容易にするため、負帰還量を制限する回路が設けられていることを特徴とする同時双方向通信システム。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか１項に記載の同時双方向通信システムにおいて、前記回路２では、前記送信信号Ａを含む前記基準出力信号ａ１を按分して小信号を通過させる出力負荷基準回路と、按分した大信号を通過させる消去用増幅回路と、前記出力信号ｃ１中の送信信号Ａを前記基準出力信号ａ１に対して逆位相にした信号ｃ２を受信する第１の能動素子を有する出力回路とを有し、前記出力負荷基準回路と、前記消去用増幅回路と、前記第１の能動素子の出力回路を連結して、送信信号は消去し、受信信号は前記消去用増幅回路で増幅する信号弁別回路を有することを特徴とする同時双方向通信システム。
【請求項７】
請求項１〜５のいずれか１項に記載の同時双方向通信システムにおいて、前記回路２では、前記基準出力信号ａ１を逆位相にした信号ａ２を按分して小信号を通過させる出力負荷基準回路と、按分した大信号を通過させる消去用増幅回路と、前記出力信号ｃ１を受信する第１の能動素子を有する出力回路とを有し、前記出力負荷基準回路と、前記消去用増幅回路と、前記第１の能動素子の出力回路を連結して、送信信号は消去し、受信信号は前記消去用増幅回路で増幅する信号弁別回路を有することを特徴とする同時双方向通信システム。
【請求項８】
請求項６及び７のいずれか１項に記載の同時双方向通信システムにおいて、前記第１の能動素子のコレクタ対応端子とエミッタ対応端子間には抵抗とコンデンサ又は抵抗とダイオードからなる直列回路が設けられたことを特徴とする同時双方向通信システム。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれか１項に記載の同時双方向通信システムにおいて、前記回路４では、前記送信信号Ｂを含む前記基準出力信号ｂ１を按分して小信号を通過させる出力負荷基準回路と、按分した大信号を通過させる消去用増幅回路と、前記出力信号ｄ１中の送信信号Ｂを前記基準出力信号ｂ１に対して逆位相にした信号ｄ２を受信する第２の能動素子を含む出力回路とを有し、前記出力負荷基準回路と、前記消去用増幅回路と、前記第２の能動素子の出力回路を連結して、送信信号は消去し、受信信号は前記消去用増幅回路で増幅する信号弁別回路を有することを特徴とする同時双方向通信システム。
【請求項１０】
請求項１〜８のいずれか１項に記載の同時双方向通信システムにおいて、前記回路４では、前記基準出力信号ｂ１を逆位相にした信号ｂ２を按分して小信号を通過させる出力負荷基準回路と、按分した大信号を通過させる消去用増幅回路と、前記出力信号ｄ１を受信する第２の能動素子を含む出力回路とを有し、前記出力負荷基準回路と、前記消去用増幅回路と、前記第２の能動素子の出力回路を連結して、送信信号は消去し、受信信号は前記消去用増幅回路で増幅する信号弁別回路を有することを特徴とする同時双方向通信システム。
【請求項１１】
請求項９及び１０のいずれか１項に記載の同時双方向通信システムにおいて、前記第２の能動素子のコレクタ対応端子とエミッタ対応端子間には抵抗とコンデンサ又は抵抗とダイオードからなる直列回路が設けられたことを特徴とする同時双方向通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランジスタ、真空管、電界効果トランジスタ等の能動素子を用いて、負荷となる入出力手段（例えば、マイク兼スピーカ）を抵抗負荷となるように増幅回路を作動させて入出力手段を駆動し、入出力手段からの入力信号を出力信号から弁別する同時双方向通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在の電子工学で超広帯域、超高増幅度の同チャンネル、かつ同時双方向通信方式を実現させる事は不可能であった。故に、例えば、特許文献１に記載されているように、レシーバーとマイクロホンを別々に配置し、それぞれの信号が混入しないようにして伝送するのが一般的であった。
また、従来採用されている双方向通信方式としては、携帯電話のように上りと下りの２チャンネルを使用する方式や、また、ＰＨＳのように１つのチャンネルを時分割してピンポン玉のように信号を交互にやり取りする方法も採用されている。
また、発明者は、先に特許文献２において、ベース対応端子、エミッタ対応端子及びコレクタ対応端子を備えた能動素子を用い、対アース間入力信号電圧が、ベース対応端子よりもエミッタ対応端子の方が大きい入力回路を有する増幅回路において、コレクタ対応端子とエミッタ対応端子間に負荷となる出力回路を接続すると共に、コレクタ対応端子とベース対応端子間が入力される信号周波数に対してハイインピーダンスとなるように構成することにより、エミッタ対応端子に入力された信号がコレクタ対応端子を通じてアース側に流れるのを阻止して実質的にベース対応端子側に流れるようにした電流増幅型の広帯域増幅回路を提案した。
【０００３】
【特許文献１】特開平８−１６３２２６号公報
【特許文献２】特許第３１６７１２１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
また、以上述べたように、現在行われている方式ではチャンネルを１つ無駄に使用したりまた、時分割方式では、送、受信信号の切り替え同期をとる複雑な回路が必要である同時にメモリーに蓄積した情報を２倍のスピードで送信する煩わしい操作が必要である。また、現在高周波帯域で同じチャンネルで同時に送信と受信を行おうとすると受信信号取り出し端子に受信信号よりも数倍乃至数百倍大きな送信信号が漏出して受信信号のみを取り出すことが極めて困難となる。
そこで、本発明は広帯域で送信信号と受信信号が混在している信号から受信信号を弁別して増幅して以上の欠点を改良した同時双方向通信システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
前記目的に沿う第１の発明に係る同時双方向通信システムは、１）入力された送信信号Ａを増幅して負荷となる第１の入出力手段に出力し、２）前記第１の入出力手段の負荷状態を検知し、前記送信信号Ａと同一波形かつ同一位相にして増幅した出力信号Ａ２と前記第１の入出力手段からの信号ｂとを含む出力信号ｃ１を第１の出力端子に出力し、３）前記送信信号Ａと同一の基準出力信号ａ１を第２の出力端子に出力する回路１と、
４）前記基準出力信号ａ１と前記出力信号ｃ１を入力として、前記第１の入出力手段からの信号ｂのみを弁別増幅した送信信号Ｂを第３の出力端子に出力する回路２と、
５）入力された前記送信信号Ｂを増幅して負荷となる第２の入出力手段に出力し、６）前記第２の入出力手段の負荷状態を検知し、前記送信信号Ｂと同一波形かつ同一位相にして増幅した出力信号Ｂ２と前記第２の入出力手段からの信号ａとを含むを出力信号ｄ１を第４の出力端子に出力し、６）前記送信信号Ｂと同一の基準出力信号ｂ１を第５の出力端子に出力する回路３と、
７）前記基準出力信号ｂ１と前記出力信号ｄ１を入力として、前記第２の入出力手段からの信号ａのみを弁別増幅した送信信号Ａ´を第６の出力端子に出力して、前記回路１の送信信号Ａとする回路４とを有する。
【０００６】
ここで、第１、第２の入出力手段はそれぞれ一つのもの（例えば、マイクとしても利用可能なスピーカ）であってもよく、これによって伝送線の省略が可能となる。このように、マイク兼スピーカを第１、第２の入出力手段とし、本発明を携帯電話に応用すると、自動車を運転中に、横に携帯電話を置いて通話ができる。なお、第１、第２の入出力手段のそれぞれに、別々の機器（例えば、マイクとスピーカ）を用いることもでき、この場合、使用する増幅器の増幅度は小さくしておくのが好ましい。
更に、この同時双方向通信システムを、電波関連に用いたならば、チャンネルを上り、下りに分けなくてよいので極めて広いブロードバンドの超高速で高品質な双方向通信が出来る。
【０００７】
また、ＰＨＳに本発明を応用すれば、メモリに蓄積したり上り、下りの回線の切り替えと同時に２倍のスピードで送信する等、煩雑な手続きが不要になり、同チャンネルで、瞬間的にも常時に高速の双方向通信が可能となる等の利点がある。
更に、本発明を応用したメガホンを作れば遠くからの返答を即時に然も明瞭に聞くことが出来るようになる。
そして、伝送経路の途中に無線設備を配置すれば、同一の周波数の電波に送信信号と受信信号を載せることででき、電波の利用効率も増す。
【０００８】
その他に応用範囲としては、スピーカがマイクを兼ねている場合、放送と同時に、応答を聞くことが出来る。従って、インターホン、校内放送設備、駅の案内放送、町中の一斉案内拡声放送等、無数の装置が、外線設備は其の儘で放送機器を改良するか若しくは本発明の理論を利用した拡声放送機器に取り替えることによって２線式同時通話が可能となる。
【０００９】
また、第２の発明に係る同時双方向通信システムは、第１の発明に係る同時双方向通信システムにおいて、前記回路２及び回路４では、前記送信信号Ｂ及び送信信号Ａ´がそれぞれ自動利得調整回路によって増幅されている。これによって、信号の強度に合わせて増幅するので、例えば、明瞭でより歪みの少ない音声で通話が可能となる。
【００１０】
第３の発明に係る同時双方向通信システムは、第１、第２の発明に係る同時双方向通信システムにおいて、前記回路１では、前記第１の入出力手段のインピーダンスに比例した駆動電圧を、第１の負帰還回路を利用して形成させ、前記第１の入出力手段のインピーダンスの変化に比例させて、前記送信信号Ａと同一波形かつ同一位相の前記送信信号Ａ２を形成し、かつ、前記回路３では、前記第２の入出力手段のインピーダンスに比例した駆動電圧を第２の負帰還回路を利用して形成させ、前記第２の入出力手段のインピーダンスの変化を比例させて、前記送信信号Ｂと同一波形かつ同一位相の前記送信信号Ｂ２を形成する。
【００１１】
第３の発明に係る同時双方向通信システムにおいて、前記回路１及び回路３では、前記第１、第２の負帰還回路には、前記第１、第２の入出力手段に受信される信号ｂ、ａの受信を容易にするため、負帰還量を制限する回路が設けられているのが好ましい。
【００１２】
第４の発明に係る同時双方向通信システムは、第１〜第３の発明に係る同時双方向通信システムにおいて、前記回路２では、前記送信信号Ａを含む前記基準出力信号ａ１を按分して小信号を通過させる出力負荷基準回路（Ｋ）と、按分した大信号を通過させる消去用増幅回路（Ｍ）と、前記出力信号ｃ１中の送信信号Ａを前記基準出力信号ａ１に対して逆位相にした信号ｃ２を受信する第１の能動素子（３ＲＴ２）を有する出力回路とを有し、前記出力負荷基準回路（Ｋ）と、前記消去用増幅回路（Ｍ）と、前記第１の能動素子（３ＲＴ２）の出力回路を連結して、送信信号は消去し、受信信号は前記消去用増幅回路で増幅する信号弁別回路を有する。
なお、按分とは一つの信号（例えば、ａ１）を所定の割合で分割することをいい、ここでは、小信号と大信号に分けている（なお、双方とも増幅又は減衰している場合も含む、以下、同じ）。これによって、信号ａ１及び信号ｃ１に含まれる送信信号を相殺して、受信信号ｂを増幅する。なお、括弧内の符号は図３に示すものを理解を容易にするために記した（第５〜第７の発明においても同じ）。
【００１３】
また、第５の発明に係る同時双方向通信システムは、第１〜第３の発明に係る同時双方向通信システムにおいて、前記回路２では、前記基準出力信号ａ１を逆位相にした信号ａ２を按分して小信号を通過させる出力負荷基準回路（Ｋ）と、按分した大信号を通過させる消去用増幅回路（Ｍ）と、前記出力信号ｃ１を受信する第１の能動素子（３ＴＲ２）を有する出力回路とを有し、前記出力負荷基準回路（Ｋ）と、前記消去用増幅回路（Ｍ）と、前記第１の能動素子（３ＴＲ２）の出力回路を連結して、送信信号は消去し、受信信号は前記消去用増幅回路で増幅する信号弁別回路を有する。
なお、信号ｃ１を回路１で逆転処理して入力しているので、動作は第４の発明と同じとなる。
【００１４】
なお、第４、第５の発明に係る同時双方向通信システムにおいて、前記第１の能動素子（３ＴＲ２）のコレクタ対応端子とエミッタ対応端子間には抵抗とコンデンサ又は抵抗とダイオードからなる直列回路が設けらるのが好ましい。これによって、回路の安定性を確保し、信号弁別能力を格段に大きくすることができる。
【００１５】
第６の発明に係る同時双方向通信システムは、第１〜第５の発明に係る同時双方向通信システムにおいて、前記回路４では、前記送信信号Ｂを含む前記基準出力信号ｂ１を按分して小信号を通過させる出力負荷基準回路（Ｋ）と、按分した大信号を通過させる消去用増幅回路（Ｍ）と、前記出力信号ｄ１中の送信信号Ｂを前記基準出力信号ｂ１に対して逆位相にした信号ｄ２を受信する第２の能動素子（３ＴＲ２）を含む出力回路とを有し、前記出力負荷基準回路（Ｋ）と、前記消去用増幅回路（Ｍ）と、前記第２の能動素子（３ＴＲ２）の出力回路を連結して、送信信号は消去し、受信信号は前記消去用増幅回路で増幅する信号弁別回路を有する。
【００１６】
第７の発明に係る同時双方向通信システムは、第１〜第５の発明に係る同時双方向通信システムにおいて、前記回路４では、前記基準出力信号ｂ１を逆位相にした信号ｂ２を按分して小信号を通過させる出力負荷基準回路（Ｋ）と、按分した大信号を通過させる消去用増幅回路（Ｍ）と、前記出力信号ｄ１を受信する第２の能動素子（３ＴＲ２）を含む出力回路とを有し、前記出力負荷基準回路（Ｋ）と、前記消去用増幅回路（Ｍ）と、前記第２の能動素子（３ＴＲ２）の出力回路を連結して、送信信号は消去し、受信信号は前記消去用増幅回路で増幅する信号弁別回路を有する。
なお、回路４と回路２は同一なので、（Ｋ）、（Ｍ）、（３ＴＲ２）は、図３に示す回路２のものを付記した。
【００１７】
そして、第６及び第７の発明に係る同時双方向通信システムにおいて、前記第２の能動素子のコレクタ対応端子とエミッタ対応端子間には抵抗とコンデンサ又は抵抗とダイオードからなる直列回路が設けられるのがよい。
なお、第６、第７の発明に係る同時双方向通信システムの作用、効果は、第４、第５の発明に係る同時双方向通信システムと同様であるので省略する。
【００１８】
特に、本発明においては、通常伝送路端末（即ち第１、第２の入出力手段）は、整合抵抗が例えば、５００Ωとか６００Ωとかと言っても完全な抵抗体ではなく、現実的には誘導リアクタンス（ＸL）成分か混入している。従って、送信信号周波数の変化と共にその出力電圧も変化する。そこで、本発明に係る同時双方向通信システムにおいては、その伝送路端末の総合インピーダンスに比例して駆動する送信信号電圧を変化させて伝送路端末の総合インピーダンスの変化によって起こる送信信号電流の変化を防止して見掛け上、抵抗（Ｒ）＝伝送路端末の総合インピーダンス（Ｚ）の関係を実現させ本発明の課題を解決した。
【発明の効果】
【００１９】
本発明に係る同時双方向通信システムによって、従来極めて困難であった同時双方向通信が可能となった。これによって、電話、インターホン、その他の通信のシステムに変革が発生し、一段と簡略化したシステムで、大量のデータの授受が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
続いて、添付した図面を参照しつつ、本発明を具体化した実施の形態につき説明し、本発明の理解に供する。
ここで、図１は本発明の第１の実施の形態に係る同時双方向通信システムの概略ブロック図を示す。図１に示すように、本発明の第１の実施の形態に係る同時双方向通信システム１０は、１）入力された送信信号Ａを増幅して負荷となる第１の入出力手段の一例であるマイク兼スピーカ（１Ｔ１）に出力し、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）の負荷状態を検知し、送信信号Ａと同一波形かつ同一位相にして増幅した出力信号Ａ２とマイク兼スピーカ（１Ｔ１）からの信号ｂとを含むを出力信号ｃ１を第１の出力端子（１ＴＡ３）に出力し、送信信号Ａと同一の基準出力信号ａ１を第２の出力端子（１ＴＡ２）に出力する回路１（１Ｂ１）と、２）基準出力信号ａ１と出力信号ｃ１を入力として、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）からの信号ｂのみを弁別増幅した送信信号Ｂを第３の出力端子（１ＴＡ７）に出力する回路２（１Ｂ２）と、３）入力された送信信号Ｂを増幅して負荷となる第２の入出力手段の一例であるマイク兼スピーカ（１Ｔ２）に出力し、マイク兼スピーカ（１Ｔ２）の負荷状態を検知し、送信信号Ｂと同一波形かつ同一位相にして増幅した出力信号Ｂ２とマイク兼スピーカ（１Ｔ２）からの信号ａとを含むを出力信号ｄ１を第４の出力端子（１ＴＡ１０）に出力し、送信信号Ｂと同一の基準出力信号ｂ１を第５の出力端子（１ＴＡ１２）に出力する回路３（１Ｂ３）と、４）基準出力信号ｂ１と出力信号ｄ１を入力としてマイク兼スピーカ（１Ｔ２）からの信号ａのみを弁別増幅した送信信号Ａ´を第６の出力端子（１ＴＡ１４）に出力して、回路１（１Ｂ１）の送信信号（入力信号）Ａとする回路４（１Ｂ４）とを有している。
【００２１】
以上の構成ように、マイク兼スピーカ（１Ｔ２）から音声によって入力された受信信号ａを増幅して、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）から音として出力し、更に、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）から同時に音声として入力された受信信号ｂを増幅して、マイク兼スピーカ（１Ｔ２）から出力し、双方ともそれぞれ一つのマイク兼スピーカ（１Ｔ１）、（１Ｔ２）を用いて同時通話を行っている。
なお、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）、（１Ｔ２）としては、この実施の形態ではダイナミックスピーカを使用しているが、音声電圧を加えると音声を発生し、外部から音声が加わると電気信号を発するものであれば、他の機器でも適用可能である。ここで、回路１（１Ｂ１）と回路３（１Ｂ３）は全く同一であり、回路２（１Ｂ２）と回路４（１Ｂ４）は全く同一であるので、以下の説明ではそれぞれ片側の回路１（１Ｂ１）、回路２（１Ｂ２）のみを詳細に説明する。また、回路２と回路４で、同一の構成要素は回路２では第１とし、回路４では第２と記載して説明を省略する。
【００２２】
図１に示すように、本発明の第１の実施の形態に係る同時双方向通信システム１０は、入力された送信信号Ａを負荷となるマイク兼スピーカ（１Ｔ１）に出力し、送信信号Ａと同一の基準出力信号ａ１と、送信信号Ａにマイク兼スピーカ（１Ｔ１）からの受信信号ｂが混ざった出力信号ｃ１とを出力する回路１（１Ｂ１）を有している。まず、この回路１（１Ｂ１）について図２を参照しながら説明する。
入力端子（１ＴＡ１）に送信信号Ａを、結合コンデンサ（２Ｃ２）を介して送信信号電流増幅用能動素子の一例であるトランジスタ（２ＴＲ１）のベースに入力する。抵抗（２Ｒ１）、（２Ｒ２）、（２Ｒ３）、（２Ｒ４）、（２Ｒ５）、可変抵抗（２ＶＲ１）はベース電流を決めるための素子である。
【００２３】
トランジスタ（２ＴＲ１）のエミッタ側にはトランジスタ（２ＴＲ２）、（２ＴＲ４）を有するカレントミラー回路が接続され、トランジスタ（２ＴＲ１）の信号電流を抵抗（２Ｒ６）／（２Ｒ７）の比率で増幅して、コレクタ負荷抵抗（２Ｒ９）に流すようにしている。コンデンサ（２Ｃ５）は２２μＦで後述する受信信号をトランジスタ（２ＴＲ４）で増幅するために設けたものであり、抵抗（２Ｒ８）はエミッタ抵抗である。
【００２４】
可変抵抗（２ＶＲ２）はトランジスタ（２ＴＲ１）の負荷抵抗であって、コンデンサ（２Ｃ３）を介して、入力端子（１ＴＡ１）に加えられた送信信号Ａと位相が逆で同一波形の信号ａ１を出力端子（１ＴＡ２）に出力するためのものである。抵抗（２Ｒ１０）はトランジスタ（２ＴＲ４）に直流電流を供給するためのものであり、トランジスタ（２ＴＲ３）、コンデンサ（２Ｃ４）、（２Ｃ１）はデカプリング回路を構成し、電源に含まれる出力信号を除去するためのものである。
【００２５】
トランジスタ（２ＴＲ４）からの信号は、ドライバ用のトランジスタ（２ＴＲ９）のベースに入力される。トランジスタ（２ＴＲ９）のエミッタには、抵抗（２Ｒ１７）を介してトランジスタ（２ＴＲ１０）が接続されている。
そして、トランジスタ（２ＴＲ９）のコレクタ負荷抵抗として、抵抗（２Ｒ１６）とダイオード接続されたトランジスタ（２ＴＲ８）が接続されている。そして、トランジスタ（２ＴＲ９）のコレクタに、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）を駆動するダーリントン接続されたトランジスタ（２ＴＲ５）、（２ＴＲ６）のベースが接続されている。なお、コンデンサ（２Ｃ６）はスピーカ（１Ｔ１）への直流電流を遮断するためのものである。
【００２６】
また、ダーリントン接続されたトランジスタ（２ＴＲ５）、（２ＴＲ６）のコレクタには、負荷抵抗（２Ｒ１１）と（２Ｒ１２）が直列に接続されていると共に、トランジスタ（２ＴＲ１０）のベースにも接続されている。
そして、トランジスタ（２ＴＲ７）と、エミッタ抵抗（２Ｒ１３）、ベース抵抗（２Ｒ１４）、（２Ｒ１５）、可変抵抗（２ＶＲ３）、コンデンサ（２Ｃ８）によって定電流電源回路が構成されている。
【００２７】
次に、この回路１（１Ｂ１）の動作について説明する。
入力端子（１ＴＡ１）から送信信号Ａが入力されたとし、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）からの受信信号ｂはゼロとする。
入力信号Ａはトランジスタ（２ＴＲ１）で電流増幅され、トランジスタ（２ＴＲ２）、（２ＴＲ４）を有するカレントミラー回路で増幅されて、トランジスタ（２ＴＲ９）、ダーリントン接続されたトランジスタ（２ＴＲ５）、（２ＴＲ６）を駆動して、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）を作動させる。
【００２８】
ここで、送信信号の電圧は一定でも、送信信号Ａの周波数が変わると、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）にかかる電圧が変化する。この理由は、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）にインダンクタンスを含み、加えられる周波数によってそのインピーダンスが変わるためである。負帰還を考慮しないと、駆動電圧は変化しないので、ダーリントン接続されたトランジスタ（２ＴＲ５）、（２ＴＲ６）のコレクタに流れる電流Ｉは、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）のインピーダンスが増加するのに反比例して減少する。
【００２９】
電流Ｉが減少すると、負荷抵抗（２Ｒ１１）、（２Ｒ１２）の信号電圧が減少し、抵抗（２Ｒ１７）の両端信号が高くなり、その結果、抵抗（２Ｒ１６）の両端の信号電圧が高くなり、ダーリントン接続されたトランジスタ（２ＴＲ５）、（２ＴＲ６）のベース電流を増加するように作用し、結果として、実質的に変化せず、このようにして、負帰還がかかり、負荷抵抗（２Ｒ１１）、（２Ｒ１２）にかかる電圧が、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）のインピーダンスに左右されない出力となり、結果としてコンデンサ（２Ｃ７）を介して、端子（１ＴＡ３）から信号ｃ１を得ることができる。
【００３０】
次に、送信信号Ａがゼロで、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）から微弱な受信信号ｂが入力された状態について説明する。
信号ｂは、コンデンサ（２Ｃ６）を介して、ダーリントン接続されたトランジスタ（２ＴＲ５）、（２ＴＲ６）を介して、抵抗（２Ｒ１１）、コンデンサ（２Ｃ７）を介して端子（１ＴＡ３）から出力される。
【００３１】
その一部の信号は、トランジスタ（２ＴＲ１０）のベースに加わり、このトランジスタ（２ＴＲ１０）で増幅され、抵抗（２Ｒ１７）、トランジスタ（２ＴＲ９）のベースから、抵抗（２Ｒ９）、コンデンサ（２Ｃ５）を流れ、抵抗（２Ｒ７）と抵抗（２Ｒ８）に分割されて、トランジスタ（２ＴＲ４）で増幅される。トランジスタ（２ＴＲ４）で増幅された受信信号は、コレクタ負荷抵抗（２Ｒ９）に重畳して流れ、抵抗（２Ｒ９）に大きい受信信号電圧が発生し、結果として、トランジスタ（２ＴＲ９）のベースから抵抗（２Ｒ９）に向かう受信信号が流れにくくなる。ここで、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）、ダーリントン接続されたトランジスタ（２ＴＲ５）、（２ＴＲ６）、負荷抵抗（２Ｒ１１）、（２Ｒ１２）、トランジスタ（２ＴＲ１０）、抵抗（２Ｒ１７）、トランジスタ（２ＴＲ９）、ダイオード接続されたトランジスタ（２ＴＲ８）、抵抗（２Ｒ１６）を有して第１の負帰還回路が形成されている。
【００３２】
この説明を更に具体的に説明すると、以下の通りとなる。
本説明文は、伝送路端末の一例でもあるマイク兼スピーカ（１Ｔ１）であるインピーダンスが送信信号Ａの周波数の変化によって変動しても、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）を駆動する電圧を発生する抵抗（２Ｒ１６）の両端に発生する駆動電圧がマイク兼スピーカ（１Ｔ１）のインピーダンスに比例するので、出力端子（１ＴＡ２）及び（１ＴＡ３）に取り出される信号ａ１、ｃ１はスピーカ（１Ｔ１）のインピーダンスの影響を受けることなく、あたかもスピーカ（１Ｔ１）が抵抗で形成されていると錯覚するような送信信号電圧を送出する。
【００３３】
マイク兼スピーカ（１Ｔ１）のインピーダンスはコーン紙の振動及び、コイルの内部抵抗また、送信信号周波数の影響で複雑に変動するが、この実施の形態では、強烈な負帰還作用により抵抗（２Ｒ１６）に誘起されるマイク兼スピーカ（１Ｔ１）を駆動する送信信号電圧をマイク兼スピーカ（１Ｔ１）のインピーダンスに比例させることによってマイク兼スピーカ（１Ｔ１）をみかけ上の抵抗化を行っている。この実施の形態において、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）のインピーダンスの変動の影響を少なくする注意点は、抵抗（２Ｒ１６）と（２Ｒ１７）及び、抵抗（２Ｒ１７）と抵抗（２Ｒ１１＋２Ｒ１２）の両電力比率を大きくすることである。
【００３４】
従って、抵抗（２Ｒ１６）の駆動電流とマイク兼スピーカ（１Ｔ１）の出力電流の比率が小さいときには、抵抗（２Ｒ１１＋２Ｒ１２）の抵抗値を大きくすればよい。この回路では、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）の両端電圧が、Ｐ−Ｐ（ピークトウピーク）で１０Ｖ（例えば、インピーダンスが５０Ω）から１／１０の１．００２２４９Ｖ（インピーダンスが５Ω）に小さくなっているのに対して、抵抗（２Ｒ１７＋２Ｒ１１＋２Ｒ１２）の合計電圧は、Ｐ−Ｐ４．０１ＶからＰ−Ｐ  ４．００９９９８２Ｖとほぼ完全に一致して変動していない。また、これ位の差があったとしても、図３のトランジスタ（３ＴＲ２）の働きで消去してしまう。なお、トランジスタ（３ＴＲ２）は能動素子の一例であって、信号弁別回路の一つの出力回路を構成している。
【００３５】
なお、この実施の形態においては、何れのトランジスタにも１ｍＡ以上の直流電流が流れているのでベースとエミッタ間の信号減衰率及び、ベース入力電流は無視している。これらのベース入力電流を考慮に入れて計算しても複雑になるだけで答えは殆ど変わらないことがわかっている。
次に、その計算式を示す。マイク兼スピーカ（１Ｔ１）のインピーダンスが５Ωのときの例である。ｘ＝出力電流、у＝駆動電流、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）のインピーダンスを５Ω、抵抗（２Ｒ１６）を５ＫΩとすると、以下の式が成り立つ。
（５Ω）・ｘ＝（５ＫΩ）・у、（２Ｒ１１＋２Ｒ１２）Ω・ｘ＋（２Ｒ１７）Ω・у＝４．０１Ｖ、なお、４．０１Ｖはトランジスタ（２ＴＲ９）のベースに入力される広帯域標準信号発生器からの電圧である。この式を解くと、ｘ＝２００．４４９８ｍＡ、у＝０．２００４４９９ｍＡとなる。
【００３６】
次に、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）のインピーダンスが５０Ωになった場合には、上記式で５Ωを５０Ωとすればよいので、ｘは２００ｍＡ、ｙは２ｍＡとなり、抵抗（２Ｒ１１）に流れる送信信号Ａの電流は実質的に変化しない。
なお、トランジスタ（２ＴＲ９）をカスコード・アンプにすることもでき、これによって高い送信周波数まで対応できる。
【００３７】
トランジスタ（２ＴＲ９）のベースに接続している抵抗（２Ｒ９）は、トランジスタ（２ＴＲ４）のコレクタ負荷抵抗である。同トランジスタ（２ＴＲ４）のエミッタ抵抗（２Ｒ７）はコンデンサ（２Ｃ５）を介してコレクタ負荷抵抗（２Ｒ９）と接続されている。従って、トランジスタ（２ＴＲ４）のベースに送信信号Ａを入力すると、入力した送信信号電流は、エミッタ抵抗（２Ｒ７）及び、（２Ｒ８）を通過してアースに至る。その結果、増幅された送信信号Ａが、コレクタから出力して負荷抵抗（２Ｒ９）を流れてコンデンサ（２Ｃ５）とエミッタ抵抗（２Ｒ７）を通過してエミッタ端子に戻る。
【００３８】
エミッタ抵抗（２Ｒ８）には増幅された送信信号電流が流れないので、エミッタ抵抗（２Ｒ８）の上部は送信信号電圧的にほぼ０Ｖである。従って、トランジスタ（２ＴＲ１）と（２ＴＲ４）の送信信号電流増幅比はエミッタ抵抗（２Ｒ６）と（２Ｒ７）の比率によって決まる。
また、コンデンサ（２Ｃ５）に関係する位相ずれが心配されるが、抵抗（２Ｒ１０）を高抵抗（例えば、２〜５ＫΩ）に設定すればコンデンサ（２Ｃ５）に依る位相ずれは起こらない。以上の説明によって両出力端子（１ＴＡ２）と（１ＴＡ３）より出力する両送信信号電圧は同相で比例関係である。
【００３９】
次に、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）に相手側より受信された信号ｂの作用を、例を挙げて説明する。本回路は設計時に、マイク兼スピーカ（１Ｔ１）の整合抵抗を５０Ωとしている。マイク兼スピーカ（１Ｔ１）と駆動回路を構成する抵抗（２Ｒ１６）の比率は、５０Ω対５ＫΩであるから、伝送路（ライン）の反射を防止するためにラインとマイク兼スピーカ（１Ｔ１）のインピーダンス（負荷抵抗）の整合を図る必要があり、抵抗（２Ｒ１７）の必要な抵抗値は例えば、下記の通りである。（２Ｒ１１）＋（２Ｒ１２）＝２０Ω、２０Ω×１００＝２ＫΩ、即ち２ＫΩ必要である。
【００４０】
ところが、抵抗（２Ｒ１７）は２ＫΩ必要であるのに対して、設計上５Ωしかない。当然、不足抵抗分は上部送信信号電圧変動値検出用のトランジスタ（２ＴＲ９）のベースのベース抵抗で補うことになり、その抵抗値を計算すると以下の通りである。
２ＫΩ−５Ω＝１．９９５ＫΩ、これに上記トランジスタ（２ＴＲ９）のエミッタ接地電流増幅率（ｈｆｅ）を掛けた数値が必要なベース抵抗値である。今、仮に、エミッタ接地信号電流増幅率（ｈｆｅ）を１５０とすると、１．９９５ＫΩ×１５０＝２９９．２５ＫΩである。
【００４１】
トランジスタ（２ＴＲ４）のエミッタからベースに到達する受信信号電流を計算する。トランジスタ（２ＴＲ４）に「２ＳＣ１２１３」（日立製）を使用した場合、コレクタＤＣ電流を３ｍＡとすると、エミッタ入力抵抗は、約１０Ωである。抵抗（２Ｒ７）を５Ωとして更に、抵抗（２Ｒ８）を１００Ωとすると、１００Ω÷（１０＋５＋１００）Ω＝０．８６９５６５、即ち、コンデンサ（２Ｃ５）を通過した受信信号電流の０．８６９５６５倍がトランジスタ（２ＴＲ４）のベースに到達することになる。
【００４２】
故に、トランジスタ（２ＴＲ４）のエミッタ接地信号電流増幅率（ｈｆｅ）に０．８６９５６５倍を掛けて、更にコレクタ負荷抵抗（２Ｒ９）の抵抗値を掛けて、以上の合計抵抗値にエミッタ抵抗（２Ｒ８）１００Ωをプラスした値が上記の２９９．２５ＫΩになればよい。ここで、トランジスタ（２ＴＲ４）のエミッタ接地信号電流増幅率（ｈｆｅ）を２００すると、２００×０．８６９５６５＝１７３．９１３、（２９９．２５ＫΩ−１００Ω）÷１７３．９１３＝１．７２ＫΩ即ち、逆計算するとトランジスタ（２ＴＲ４）のコレクタ負荷抵抗（２Ｒ９）の抵抗値は１．７２ＫΩとなる。
【００４３】
なお、上記計算に抵抗（２Ｒ１０）は抵抗値が大きく、また、コンデンサ（２Ｃ５）はインピーダンスが小さいので無視している。なお、このエミッタ入力信号電流増幅回路については、特許第３１６７１２１号の請求項１及びこの実施の形態に詳細に記載されている。以上のようにして、スピーカ（１Ｔ１）のインピーダンスの変化に比例させて、送信信号と同一波形かつ同一位相の送信信号Ａ２を形成している。即ち、このようにして、第１の負帰還回路を利用して、周波数が変化しても、出力は変わらない出力信号Ａ２を形成している。また、トランジスタ（２ＴＲ４）、エミッタ抵抗（２Ｒ７）、コレクタ抵抗（２Ｒ９）、コンデンサ（２Ｃ５）で受信信号ｂの電流を制限して、信号ｂの受信を容易にしている（回路３においても同様）。
なお、以上のように、第１の負帰還回路を利用して、周波数が変化しても、出力は変わらない出力信号Ａ２を形成する回路は、一般的なオーディオ製品のスピーカに応用した場合、回路的にフラットで音質も、低域及び高域の両サイドに広げたオーディオ製品ができる。
【００４４】
次に、図３を参照しながら、回路２（１Ｂ２）について説明する。この回路２（１Ｂ２）は、図１、図２に記載された回路１（１Ｂ１）の両端子（１ＴＡ２）、（１ＴＡ３）から取り出された信号ａ１、ｃ１中の送信信号Ａを消去用増幅回路を使用して完全に消去すると共に、受信信号ｂは、同じ消去用増幅回路を使用して大きく増幅する回路である。
【００４５】
端子（１ＴＡ５）にコンデンサ（３Ｃ１）を介して入力された信号ｃ１は、トランジスタ（３ＴＲ１）によって増幅されてコレクタ負荷回路、即ち、抵抗（３Ｒ２４）、トランジスタ（３ＴＲ１５）、抵抗（３Ｒ４）に誘導される。誘導された送信信号電流（Ｃ２）は、抵抗（３Ｒ２４）と、ダイオード接続されたトランジスタ（３ＴＲ１５）及び抵抗（３Ｒ４）に２分割される。分割される電圧の割合は、抵抗（３Ｒ２４）が１に対して、トランジスタ（３ＴＲ１５）及び抵抗（３Ｒ４）の直列回路が９である。但し、下記説明例に従っての場合である。誘導された送信信号電流は、両トランジスタ（３ＴＲ２）、（３ＴＲ５）に適宜の比率、例えばトランジスタ（３ＴＲ２）を１とすれば、トランジスタ（３ＴＲ５）を９とした電流比率で各々のコレクタに取り出す。これは、各々のエミッタ抵抗（３Ｒ５）、（３Ｒ９）の値を逆比率にすると共に、抵抗（３Ｒ２４）を抵抗（３Ｒ４）の１／１０にすればよい。なお、（３Ｒ１）及び（３Ｒ２）はベース抵抗、（３Ｒ３）はエミッタ抵抗、（３Ｒ４）はコレクタ負荷抵抗である。
【００４６】
端子（１ＴＡ５）に入力された信号ｃ１は、トランジスタ（３ＴＲ１）で位相を逆位相に反転されている。従って、トランジスタ（３ＴＲ５）と、トランジスタ（３ＴＲ１４）のコレクタは直結されていて互いのベースに入力された送信信号Ａは逆位相なので９割の送信信号Ａは此処で消去される。
【００４７】
故に、残り１割の送信信号Ａがトランジスタ（３ＴＲ２）のコレクタと、トランジスタ（３ＴＲ１４）のコレクタとの間に接続されている出力負荷基準回路Ｋと並列に消去用増幅回路Ｍを流れる。ここで、出力負荷基準回路Ｋは、抵抗（３Ｒ１２）、トランジスタ（３ＴＲ７）、ダイオード（３Ｄ１）、抵抗（３Ｒ１３）、ダイオード（３Ｄ２）を有してなり、消去用増幅回路Ｍはダーリントン接続された両トランジスタ（３ＴＲ１１）、（３ＴＲ１３）を有する。トランジスタ（３ＴＲ７）のベースにはｎ個のダイオード（３Ｄ３）が接続されている。
【００４８】
ここで、上記消去用増幅回路Ｍの作用を説明する。入力端子（１ＴＡ４）にコンデンサ（３Ｃ１１）を介して信号ａ１が入力されるとトランジスタ（３ＴＲ１４）のコレクタより送信信号電流ａ２が出力される。次に、その送信信号電流ａ２はトランジスタ（３ＴＲ１３）のエミッタに入力する。その際のエミッタ入力抵抗が仮に５Ωと仮定して次段のトランジスタ（３ＴＲ１１）の電流増幅率（ｈｆｅ）が２００とすると、ダーリントン接続された両トランジスタ（３ＴＲ１３）、（３ＴＲ１１）の直列等価抵抗は実質的に５Ω÷２００＝０．０２５Ωとなる。
【００４９】
出力負荷基準回路Ｋの直列等価抵抗は、抵抗（３Ｒ１３）が特別な高抵抗値でないかぎり実質的に抵抗（３Ｒ１２）とトランジスタ（３ＴＲ７）のエミッタ入力抵抗の合計値となる。なお、トランジスタ（３ＴＲ７）のベース抵抗はｎ個のダイオード（３Ｄ３）の直列回路である。従ってベース抵抗を無視すればエミッタ入力抵抗はエミッタに入力する直流電流を例えば３ｍＡとすると約１０Ωである（トランジスタが２ＳＣ１２１３の場合）。また、抵抗（３Ｒ１２）の値を１０Ωとすると出力負荷基準回路Ｋの実質的な信号抵抗は約２０Ωである。
【００５０】
ダーリントン接続された両トランジスタ（３ＴＲ１１）、（３ＴＲ１３）の等価抵抗は、０．０２５Ωであるから、並列接続された出力負荷基準回路Ｋとダーリントン接続された両トランジスタ（３ＴＲ１１）、（３ＴＲ１３）を流れる送信信号の比率は、（２０Ω＋０．０２５Ω）÷０．０２５Ω＝８０１即ち、出力負荷基準回路Ｋを流れる方が８０１分の１となって出力負荷基準回路Ｋを流れる送信信号電流の方が大きく減少していることが分かる。また、送信信号Ａが上記並列回路を流れる。このようにして、前記基準出力信号ａ１を逆位相にして信号ａ２を消去用増幅回路Ｍと出力負荷基準回路Ｋとで按分して、トランジスタ（３ＴＲ２）のコレクタに流れる。なお、信号ａ１が信号ｃ２に対して逆位相であれば、そのまま、あるいはエミッタ入力にしてそのまま処理できる。
【００５１】
送信信号Ａの電流は先に説明してあるように、誘導された送信信号Ａの電流総量の１割であるから結論として８０１×１０＝８０１０、即ち８０１０分の１と送信信号電流は、大きく消去された事になる。デシベル表示すれば電流なのでマイナス３９．０４ｄｂである。なお、トランジスタ（３ＴＲ２）のコレクタとエミッタ間に接続されているコンデンサ（３Ｃ３）と抵抗（３Ｒ８）は、端子（１ＴＡ５）と端子（１ＴＡ４）に入力された同位相の送信信号電流を完全に消去する為のものである。
【００５２】
即ち、トランジスタ（３ＴＲ２）のコレクタより出力した送信信号電流をトランジスタ（３ＴＲ１１）のエミッタより出力する送信信号電流よりも微小に多くすることによって、トランジスタ（３ＴＲ２）のコレクタとエミッタ間に、反対側のトランジスタ（３ＴＲ１１）のエミッタより出力する送信信号電流と逆極性の送信信号電流が常時リング上、即ち、トランジスタ（３ＴＲ２）のエミッタ、ベース、コレクタ、コンデンサ（３Ｃ３）、抵抗（３Ｒ８）、エミッタに流れるようにしただけである。
【００５３】
このように構成することによってダーリントン接続されたトランジスタ（３ＴＲ１１）、（３ＴＲ１３）は、送信信号Ａの電流の単なるパス回路となって増幅作用を行わない。
然し、受信信号電流に対して本発明は、両端子（１ＴＡ５）、（１ＴＡ４）には逆位相若しくは、１方だけの端子にしか受信信号電流は入力しないように設計されている。
【００５４】
今、仮に、端子（１ＴＡ５）に受信信号電流が入力されないと仮定すると、トランジスタ（３ＴＲ２）のベースは無信号となる。その際、トランジスタ（３ＴＲ１１）と出力負荷基準回路Ｋの中のトランジスタ（３ＴＲ７）の両エミッタから受信信号電流が出力する。然しこの時、トランジスタ（３ＴＲ１１）のエミッタに接続されている抵抗（３Ｒ１５）は１００ＫΩ以上の高抵抗値であるから出力した受信信号電流は、全て、トランジスタ（３ＴＲ２）のコレクタに向かう。その結果、受信信号電流はコンデンサ（３Ｃ３）と抵抗（３Ｒ８）を通過してエミッタからベースに流出する。
【００５５】
その際、流出した受信信号電流の電流増幅率（ｈｆｅ）倍された受信信号電流がコレクタからコンデンサ（３Ｃ３）及び、抵抗（３Ｒ８）を経てエミッタに戻る。故に、抵抗（３Ｒ８）に重畳して両トランジスタ（３ＴＲ７）、（３ＴＲ１１）のエミッタから出力した受信信号電流に対して反抗する受信信号電圧が発生するので受信信号電流はここで阻止される。
【００５６】
即ち、トランジスタ（３ＴＲ２）、（３ＴＲ１３）においては、特許第３１６７１２１号に記載の通り、ベース、エミッタ及びコレクタを備えたトランジスタを用い、対アース間入力信号電圧が、ベース対応端子よりもエミッタ対応端子の方が大きい入力回路を有する増幅回路において、コレクタ・エミッタ間に負荷となる出力回路を接続すると共に、コレクタ・ベース間が入力される信号周波数に対してハイインピーダンスとなるように構成することにより、エミッタに入力された信号がコレクタ対応端子を通じてアース側に流れるのを阻止して実質的にベース対応端子側に流れるように構成した理論に基づいている。なお、消去用増幅回路Ｍを従来の増幅器に変更することもできる。
【００５７】
従って、受信信号電流はダーリントン接続されたトランジスタ（３ＴＲ１３）のエミッタから全てベースを経由して、コンデンサ（３Ｃ１０）を通過してアースに到る。するとここでも、上記理論によって、アースに流出した受信信号電流がトランジスタ（３ＴＲ１３）の電流増幅率（ｈｆｅ）倍に増幅された受信信号電流が、コレクタから出力して次の、トランジスタ（３ＴＲ１１）のベースからエミッタへと通過する。
【００５８】
而して、先に説明した理由によってトランジスタ（３ＴＲ２）のコレクタ側には受信信号電流は、行かないで出力負荷基準回路Ｋを回ってトランジスタ（３ＴＲ１３）のエミッタに戻る。然しその途中で、再度トランジスタ（３ＴＲ１１）で電流増幅率（ｈｆｅ）倍に増幅された受信信号電流が、同素子のエミッタから出力して出力負荷基準回路Ｋを回ってトランジスタ（３ＴＲ１１）のコレクタに戻る。
【００５９】
その結果、出力負荷基準回路（Ｋ）中の両ダイオード（３Ｄ１）、（３Ｄ２）及び、抵抗（３Ｒ１３）と結合回路の２次側回路を形成している『トランジスタ（３ＴＲ９）、抵抗（３Ｒ１７）、トランジスタ（３ＴＲ１０）』に大きく増幅された受信信号電流が流れる。そして、トランジスタ（３ＴＲ１０）のコレクタに設けられているボリューム（３ＶＲ２）の中間タップ、即ち、出力端子（１ＴＡ７）に受信信号電流が取り出される。
【００６０】
以上説明したように、ダーリントン接続された両トランジスタ（３ＴＲ１３）、（３ＴＲ１１）回路は、受信信号電流に対してはその増幅倍率だけ増幅するのに対して、送信信号電流に対してはトランジスタ（３ＴＲ１３）が増幅作用を行わないので送信信号電流に対しての消去用増幅倍率と受信信号電流に対しての増幅倍率は、若干異なることになる。然し、増幅段数が多くなるとその差は縮まる。なお、トランジスタ（３ＴＲ２）、（３ＴＲ５）、（３ＴＲ１４）はエミッタ入力にすることもできる。
回路４では、回路２と同じように、送信信号Ｂを含む基準出力信号ｂ１を按分して小信号を通過させる出力負荷基準回路と、按分した大信号を通過させる消去用増幅回路と、出力信号ｄ１中の送信信号Ｂを基準出力信号ｂ１に対して逆位相にした信号ｄ２を受信する第２の能動素子を含む出力回路とを有し、出力負荷基準回路と、消去用増幅回路と、第２の能動素子の出力回路を連結して、送信信号は消去し、受信信号は消去用増幅回路で増幅する信号弁別回路を有する。
【００６１】
なお、回路４において、回路２と同様、基準出力信号ｂ１を逆位相にした信号ｂ２を按分して小信号を通過させる出力負荷基準回路と、按分した大信号を通過させる消去用増幅回路と、出力信号ｄ１を受信する第２の能動素子を含む出力回路とを有し、出力負荷基準回路と、消去用増幅回路と、第２の能動素子の出力回路を連結して、送信信号は消去し、受信信号は消去用増幅回路で増幅する信号弁別回路とすることもできる。なお、詳細には回路２の説明に記載されている。
【００６２】
次に、周辺回路を簡単に説明する。トランジスタ（３ＴＲ３）、（３ＴＲ４）及び、抵抗（３Ｒ７）は定電流電源トランジスタ（３ＴＲ６）の出力コレクタ電流を一定に保つ回路である。今、定電流電源トランジスタ（３ＴＲ６）のコレクタ出力電流が少なくなったと仮定すると、同コレクタ電位が低くなる。すると当然これと高抵抗値の両抵抗（３Ｒ１５）、（３Ｒ１０）で接続されているトランジスタ（３ＴＲ４）のベースの直流電圧も当然下がる。
【００６３】
その時、上側のトランジスタ（３ＴＲ３）ベースの直流電圧はベース抵抗（３Ｒ１８）及び、（３Ｒ２１）で、固定されているので、両トランジスタ（３ＴＲ３）、（３ＴＲ４）のベース間の直流電圧は高くなる。故に、抵抗（３Ｒ７）を流れる電流は多くなる。従って、トランジスタ（３ＴＲ３）のコレクタ負荷抵抗（３Ｒ６）に誘起される電圧は高くなる。その結果、コレクタ負荷抵抗（３Ｒ６）にベースを接続している定電流電源トランジスタ（３ＴＲ６）のコレクタ出力電流は増加して低かった同コレクタ電圧を高くする。なお、抵抗（３Ｒ７）の抵抗値に対してコレクタ負荷抵抗（３Ｒ６）の値は、数拾倍の高抵抗値である。
【００６４】
また、トランジスタ（３ＴＲ８）及び、これに接続されている抵抗（３Ｒ１４）、（３Ｒ１６）及び、コンデンサ（３Ｃ５）（３Ｃ７）は、出力電流が電源部に漏出するのを防止するデカプリング回路Ｑである。そして、出力負荷基準回路（Ｋ）の中のトランジスタ（３ＴＲ７）はダーリントン接続されたトランジスタ（３ＴＲ１１）の受信信号を増幅する際のエミッタ抵抗値を下げて増幅効率を増す為に設けたものである。なお、トランジスタ（３ＴＲ１２）は電源平滑回路を構成する。更に、トランジスタ（３ＴＲ１６）、抵抗（３Ｒ２５）、（３Ｒ２６）は定電流回路を形成していてトランジスタ（３ＴＲ１３）のコレクタ電流を増加して、結果的にエミッタ入力抵抗を小さくするためのものである。
【００６５】
以上のように回路を形成することによって消去用増幅回路（Ｍ）を通過する直流電流をトランジスタ（３ＴＲ５）の分だけ増加させて、結果的に消去用増幅回路（Ｍ）の直流等価抵抗を小さくする効果がある。
【００６６】
従って、図１〜図３の説明からも明らかなように、回路１（１Ｂ１）の端子（１ＴＡ１）に入力された送信信号Ａは増幅されてスピーカ（１Ｔ１）を駆動することになるが、このとき同時にスピーカ（１Ｔ１）に入力された微小な入力信号ｂを、スピーカ（１Ｔ１）のインピーダンスに応じてその大きさ及び位相が補正された出力信号ｂを含む信号ｃ１として端子（１ＴＡ３）及び端子（１ＴＡ５）を通じて回路２（１Ｂ２）に入力される。一方、回路１（１Ｂ１）の端子（１ＴＡ２）からは送信信号と全く同じ信号ａ１が出力されて、回路２（１Ｂ２）の端子（１ＴＡ４）に入力される。
【００６７】
回路２（１Ｂ２）では、信号ｃ１と信号ａ１とから、送信信号Ａの成分を相殺し、スピーカ（１Ｔ１）からの入力信号ｂのみを得て、周知の構成の自動利得調整回路（ＡＶＣ）で増幅し、端子（１ＴＡ７）から送信信号Ｂとして出力する。
回路３（１Ｂ３）と回路１（１Ｂ１）は全く同一の回路であるので、この信号Ｂを増幅して、スピーカ（１Ｔ２）を駆動し、スピーカ（１Ｔ２）からの入力信号ａと、送信信号Ｂをスピーカ（１Ｔ２）のインピーダンスに応じて処理した信号とを含む信号ｄ１を端子（１ＴＡ１０）、（１ＴＡ１２）を介して回路４（１Ｂ４）に送る。
【００６８】
一方、端子（１ＴＡ１１）、（１ＴＡ１３）を通じて回路４（１Ｂ４）に入力され信号ｄ１、ｂ１は、送信信号Ｂの成分は除去され、スピーカ（１Ｔ２）の入力信号ａを増幅した送信信号Ａ´のみとなって、回路１（１Ｂ１）の入力される。
これによって、マイク兼用のスピーカ（１Ｔ１）、（１Ｔ２）を用いて双方向通信が可能となる。なお、この実施の形態において、伝送路を伸ばす場合には、ライン（Ｌ１）、（Ｌ２）を延長することになる。なお、ライン（Ｌ１）、（Ｌ２）の部分にそれぞれ送信機及び受信機を配置することもでき、これによって遠距離通信が可能となる。
【００６９】
次に、図４に示す本発明の第２の実施の形態に係る同時双方向通信システムについて説明する。図４は、本発明の携帯電話のブロック図を示したものである。図１のブロック図と相違する点は、回路２（１Ｂ２）の出力端子（１ＴＡ７）と、回路３（１Ｂ３）の入力端子（１ＴＡ８）との接合部に、変調回路（ＭＯＤ）と、搬送波発生器（ＣＡＲＲ）を設けたことである。
【００７０】
従って、ここで、ＡＦ信号（Ｂ）は変調されてＲＦ信号（Ｂ´）と変化して入力端子（１ＴＡ８）に入力される。故に、送受信アンテナ（４Ｔ２）よりＲＦ信号（Ｂ´）となって送信される。ここで、回路３（１Ｂ３）、回路４（１Ｂ４）は図１の回路と同様であるが、使用部品は高周波用の部品を使用するのがよい。
次に、回路４（１Ｂ４）の出力端子（１ＴＡ１４）と、回路１（１Ｂ１）入力端子（１ＴＡ１）の間に、ＲＦ信号（Ａ´）をＡＦ信号（Ａ）に復調する復調器（ＤＥＭ）が接続されている。なお、ブロック（ＡＧＣ）はオートゲインコントロール回路を示す。
【００７１】
次に、図５に示す本発明の第３の実施の形態に係る同時双方向通信システムについて説明する。図５は、図４の携帯電話ブロック回路図に反射波対策を取り入れた携帯電話ブロック回路図である。
ただ、送受信アンテナ（４Ｔ２）と回路３（１Ｂ３）の間に高周波部品で構成されたブロック（５Ｂ１）を接続すると共に、変調回路（ＭＯＤ）の出力を入力端子（５ＴＡ１）に入力したものである。
【００７２】
そして、ブロック（５Ｂ１）の両出力端子（５ＴＡ３）及び（５ＴＡ４）の直前に復調器ブロック（ＤＥＭ）を設けたものである。回路３（１Ｂ３）は低周波の回路で、ブロック（５Ｂ１）で高周波処理された信号を復調器ブロック（ＤＥＭ）を通じて低周波にして処理している。なお、出力端子（５ＴＡ４）及び復調器ブロック（ＤＥＭ）を除去して回路２（１Ｂ２）の出力端子（１ＴＡ７）と回路３（１Ｂ３）の入力端子（１ＴＡ８）を直結することもある。
【００７３】
現在採用されている携帯電話の通信可能範囲は、小ゾーン方式である。
故に、発射される前の変調送信波と反射され受信された反射波を一緒に復調して変調送信波から信号に戻した信号（端子５ＴＡ３からの出力信号）と発射される前の変調送信波のみを検波整流して信号に戻した信号（端子５ＴＡ４からの出力信号）とを比較すると、反射波の時間的遅れが目立たなく、その上に回路３（１Ｂ３）には送信信号修正回路が設けてあるので反射波を含めて送信信号は、回路４（１Ｂ４）の送信信号消去回路（ｔｓｅｎｄ）で完全に消去され端子（１ＴＡ１４）に受信信号のみが取り出される。
【００７４】
次に、図６について説明する。本回路は、図１の回路１（１Ｂ１）の内部回路である図２と、送信信号に対しての対応は同じであるが、受信信号に対しての対応が少し変わっている。それを、説明する前に回路構成及び、作用を説明する。
抵抗（６Ｒ２）及び、（６Ｒ３）はベース抵抗である。コンデンサ（６Ｃ２）は結合用である。また、トランジスタ（６ＴＲ１）、抵抗（６Ｒ１）、コンデンサ（６Ｃ１）は、デカプリング回路を構成している。端子（６ＴＡ１）は、入力端子である。端子（６ＴＡ１）に入力した送信信号は、トランジスタ（６ＴＲ２）によって増幅され直列接続された両コレクタ負荷抵抗（６Ｒ５）、（６Ｒ６）に増幅された送信信号が取り出される。その際一部の送信信号はトランジスタ（６ＴＲ１０）のベースに入力する。
【００７５】
而してトランジスタ（６ＴＲ１０）によって増幅された送信信号電流は、コレクタより出力して、エミッタに伝送路端末として、マイク兼スピーカ（６Ｔ１）を接続され、然も、ダーリントン接続された両トランジスタ（６ＴＲ４）、（６ＴＲ７）のベースに接続されているコレクタ負荷回路『ダイオード接続されたトランジスタ（６ＴＲ９）、抵抗（６Ｒ１５）、ボリューム（６ＶＲ２）』（注  以後Ｆ回路と記す）を通過して電源（Ｖｃｃ）に到る。
【００７６】
故に、伝送路端末のマイク兼スピーカ（６Ｔ１）が駆動されると共に、ダーリントン接続された両トランジスタ（６ＴＲ４）、（６ＴＲ７）のコレクタより、更に増幅された送信信号電流が出力する。ダーリントン接続された両トランジスタ（６ＴＲ４）、（６ＴＲ７）のコレクタにはカレントミラー回路『２個のエミッタ抵抗（６Ｒ１１）、（６Ｒ１４）、両トランジスタ（６ＴＲ５）、（６ＴＲ６）』が設けられており、その基準回路である、ダイオード接続されたトランジスタ（６ＴＲ６）のコレクタにトランジスタ（６ＴＲ８）のコレクタが接続されている。
【００７７】
また、同トランジスタ（６ＴＲ８）のベースは、トランジスタ（６ＴＲ１１）のエミッタに直結されている。また、トランジスタ（６ＴＲ１１）のベースは、トランジスタ（６ＴＲ８）のエミッタに直結されている。故に、両トランジスタ（６ＴＲ８）、（６ＴＲ１１）は、変則的にカレントミラー回路を形成している。
また、その形成させた目的は、両エミッタ抵抗（６Ｒ１７）と（６Ｒ１１）を流れる送信信号電流の比率をトランジスタ（６ＴＲ１０）のコレクタ負荷Ｆ回路を流れる送信信号電流とマイク兼スピーカ（６Ｔ１）を流れる送信信号電流の比率に等しくする為である。なお、コレクタ負荷Ｆ回路の中に設けられたボリューム（６ＶＲ２）は、この比率を等しく調節する為のものである。
【００７８】
更に、ダーリントン接続された両トランジスタ（６ＴＲ４）、（６ＴＲ７）のコレクタからダイオード（６Ｄ１）がｎ個、直列に接続されている。また、その下部に両負荷抵抗（６Ｒ８）、（６Ｒ９）がアースとの間に接続されている。負荷抵抗（６Ｒ８）とトランジスタ（６ＴＲ１１）のベース間に抵抗（６Ｒ１０）が接続されている。また、トランジスタ（６ＴＲ１１）のベースと抵抗（６Ｒ１０）の接続点に、トランジスタ（６ＴＲ５）のコレクタが接続されている。以上のように回路が形成されているので、トランジスタ（６ＴＲ８）のコレクタに送信信号電流は、引き込まれて抵抗（６Ｒ１０）、（６Ｒ８）、（６Ｒ９）を通過してアースに到る。
【００７９】
なお、伝送路端末のマイク兼スピーカ（６Ｔ１）のインピーダンスが、送信信号周波数の変化等で変動した場合の送信信号電流は、ダイオード（６Ｄ１）がｎ個、直列接続された回路を通過する。図２の項で詳細に説明しているように送信信号周波数の変化等で変動する送信出力電流の変化は、完全に防止している。
なお、トランジスタ（６ＴＲ３）、抵抗（６Ｒ７）、（６Ｒ１２）、（６Ｒ１３）、コンデンサ（６Ｃ４）及び、ボリューム（６ＶＲ１）は、定電流電源を構成している。その上に、ボリューム（６ＶＲ１）は、トランジスタ（６ＴＲ３）のコレクタから出力する直流電流を調節するものである。
同じく、トランジスタ（６ＴＲ１２）、抵抗（６Ｒ１６）、コンデンサ（６Ｃ６）、抵抗（６Ｒ１８）、（６Ｒ１９）、ボリューム（６ＶＲ３）は、定電流電源を構成している。その上に、ボリューム（６ＶＲ３）は、トランジスタ（６ＴＲ１２）のコレクタから出力する直流電流を調節するものである。
【００８０】
以上のように回路を形成することによって、マイク兼スピーカ（６Ｔ１）を駆動する抵抗（６Ｒ１５）によって起る直流電圧の低下を軽減して、ダイオード接続されたトランジスタ（６ＴＲ９）とトランジスタ（６ＴＲ１０）のコレクタとの間の直流電圧を必要なだけ確保して信号が最大振幅でも飽和しないようにしている。この回路は（Ｖｃｃ）電圧が低い際に、大きな振幅の信号電圧を得たい時に有効である。
上記の回路に於いて、ボリューム（６ＶＲ２）のＶｃｃ側の端子には、信号電圧は誘起されないので最大振幅でも飽和しない。
【００８１】
次に、伝送路端末であるマイク兼スピーカ（６Ｔ１）に受信された受信信号電流に関して説明する。受信された受信信号電流は、ダーリントン接続された両トランジスタ（６ＴＲ４）、（６ＴＲ７）のエミッタからコレクタを通過して、ダイオード（６Ｄ１）をｎ個、直列接続した回路を経由して直列接続した２個の抵抗（６Ｒ８）、（６Ｒ９）を通ってアースに到る。その際、１部の受信信号電流は、抵抗（６Ｒ１０）を経てトランジスタ（６ＴＲ１１）のベースに入力する。このことは図２の説明で詳しく説明しているように非常にまずい事になる。
【００８２】
即ち、エミッタ抵抗（６Ｒ１７）、トランジスタ（６ＴＲ１０）のエミッタからコレクタに通過して負荷抵抗『ダイオード接続されたトランジスタ（６ＴＲ９）、抵抗（６Ｒ１５）、ボリューム（６ＶＲ２）』即ち、Ｆ回路に強い受信信号電圧を発生させる。
この発生した受信信号電圧は、マイク兼スピーカ（６Ｔ１）に相手方より受信された受信信号電流の出力を阻止しようとする。
故に、此れを防止する対策として図２では、トランジスタ（２ＴＲ９）のベース抵抗を特許第３１６７１２１号の『エミッタ入力信号電流増幅理論』を用いて必要な迄高くして防止している。
【００８３】
図６の回路では、カレントミラー回路『２個のエミッタ抵抗（６Ｒ１１）、（６Ｒ１４）、両トランジスタ（６ＴＲ５）、（６ＴＲ６）』及び、トランジスタ（６ＴＲ１１）と変則的カレントミラー回路を形成するトランジスタ（６ＴＲ８）の作用によって防止している。
即ち、トランジスタ（６ＴＲ１１）のベースに受信信号電流が入力すると同時にトランジスタ（６ＴＲ８）のエミッタにも受信信号電流が入力する。すると、此処でも特許第３１６７１２１号の『エミッタ入力信号電流増幅理論』が働いて、同コレクタより増幅された受信信号電流が出力してカレントミラー回路『２個のエミッタ抵抗（６Ｒ１１）、（６Ｒ１４）、両トランジスタ（６ＴＲ５）、（６ＴＲ６）』によって更に、増幅される。
【００８４】
また、増幅度は、両エミッタ抵抗（６Ｒ１１）、（６Ｒ１４）の比率によって決まる。
此処で、再度増幅された受信信号電流は、ダイオード（６Ｄ１）がｎ個連結された回路を通過して、抵抗（６Ｒ１０）を通りトランジスタ（６ＴＲ５）のコレクタ、及び、トランジスタ（６ＴＲ８）のエミッタにそれぞれ戻る。故に、抵抗（６Ｒ１０）には強烈な受信信号電圧が発生するので、受信信号電流は通過しにくくしている。
故に、コンデンサ（６Ｃ５）を介して出力端子（６ＴＡ３）に送、受信信号を取り出すことが出来る。
【００８５】
次に、図７を説明する。図７は、図２の回路の中で、トランジスタ（２ＴＲ９）を電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）に置き換えた回路を示す。図７は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で、ダーリントン接続した回路を示す。電界効果トランジスタ（７ＴＲ１）のソース抵抗（７Ｒ３）と、バイポーラ・トランジスタのベース電流に相当する電流が通過する抵抗（７Ｒ１）『別称をゲート制御電流通過抵抗と称す』の両抵抗値の比と、両抵抗を通過する両電流の比は、バイポーラ・トランジスタのエミッタ電流が或る程度以上ある場合は反比例するが、電界効果トランジスタの場合は、相互変換コンダクタンス（ｇｍ）の関係で必ずしも反比例しない。然し、本回路で充分に対応出来る。なお、両コンデンサ（７Ｃ１）、（７Ｃ２）はカップリング用である。また、両抵抗（７Ｒ２）、（７Ｒ５）は、ゲート抵抗を示す。また、抵抗（７Ｒ４）はゲート制御電流通過抵抗である。更に、抵抗（７Ｒ６）はソース抵抗を示す。
【００８６】
図８について説明する。本回路は、図２に記載してあるマイク兼スピーカ（１Ｔ１）とコンデンサ（２Ｃ６）との間に、伝送路との整合用の抵抗（８Ｒ１）を追加したものである。このように回路を構成することによっで送信信号出力の約５０％が無駄に消費されるという不都合が生じるが、反面、伝送路とマイク兼スピーカ（１Ｔ１）の整合を図るのに行っていた駆動用トランジスタ（２ＴＲ９）のベース抵抗を計算して抵抗値を決めていた煩わしさが不必要になるという利点がある。
以上のように、伝送路との整合用の抵抗（８Ｒ１）を設けた場合は、駆動用トランジスタ（２ＴＲ９）のベース抵抗をできるだけ大きく設定すれば、回路設計が容易となる。
【００８７】
なお、以上の実施の形態の説明において、本発明の理解を容易にするため、素子（抵抗、トランジスタ）の抵抗値やｈｆｅを具体的に記載したが、本発明の要旨を変更しない範囲で、素子の抵抗値やｈｆｅを変える場合も本発明は適用される。
【産業上の利用可能性】
【００８８】
本発明に係る同時双方向通信システムによって従来困難であった同時送受信が可能となったので、例えば、双方の入出力手段をそれぞれ一つにすることが可能となり、インターホン、電話等の通信手段に応用することによって、機器の簡略化が行える。
【図面の簡単な説明】
【００８９】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る同時双方向通信システムの各回路のブロック図である。
【図２】図１のブロックを構成する回路１の配線図である。
【図３】図１のブロックを構成する回路２の配線図である。。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係る同時双方向通信システム（携帯電話に応用）のブロック図を示す。
【図５】本発明の第３の実施の形態に係る同時双方向通信システム（携帯電話に応用）のブロック図を示す。
【図６】回路１の内部回路の別の例を示す配線図である。
【図７】電界効果トランジスタでダーリントン接続した配線図である。
【図８】本発明の第１の実施の形態に係る同時双方向通信システムの変形例を示す配線図である。
【符号の説明】
【００９０】
１０：同時双方向通信システム、Ａ：送信信号、１Ｔ１：第１の入出力手段、Ａ２：出力信号、ｂ：信号、ｃ１：出力信号、１ＴＡ３：第１の出力端子、ａ１：基準出力信号、１ＴＡ２：第２の出力端子、１Ｂ１：回路１、Ｂ：送信信号、１ＴＡ７：第３の出力端子、１Ｂ２：回路２、１Ｔ２：第２の入出力手段、Ｂ２：出力信号、ａ：信号、ｄ１：出力信号、１ＴＡ１０：第４の出力端子、ｂ１：基準出力信号、１ＴＡ１２：第５の出力端子、１Ｂ３：回路３、Ａ´：送信信号、１ＴＡ１４：第６の出力端子、１Ｂ４：回路４、ＡＶＣ：自動利得調整回路、Ｋ：出力負荷基準回路、Ｍ：消去用増幅回路、ｃ２：信号、３ＲＴ２：第１の能動素子、ａ２：信号、ｄ２：信号、ｂ２：信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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