(57)【要約】【課題】スイッチング周波数を変更することなく軽負荷時の効率を向上させることが可能な電源回路を提供する。【解決手段】本発明の電源回路においては、一対の入力端子１、１から一対の出力端子10、10へ伸びる２本の直列線路２、20を互いに連結する並列線路３にスイッチング素子４が介在し、一方の直列線路２には、互いに直列に接続された複数の誘導素子５、50が介在する。これら複数の誘導素子５、50の合成インダクタンス値は、低電流域では大きく、高電流域では低電流域での合成インダクタンス値よりも小さくなる。【選択図】図１
2009050102.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対の入力端子から一対の出力端子へ伸びる２本の直列線路を互いに連結する並列線路に介在するスイッチング素子と、前記２本の直列線路の内、少なくとも１本の直列線路に介在すると共に互いに直列に接続された複数の誘導素子とを具え、これら複数の誘導素子の合成インダクタンス値は、低電流域では大きく、高電流域では低電流域での合成インダクタンス値よりも小さくなる電源回路。
【請求項２】
前記複数の誘導素子の一部の１或いは複数の誘導素子に対して並列に接続された１或いは複数のスイッチング素子と、これら１或いは複数のスイッチング素子をオン／オフ制御する制御回路とを具え、該制御回路は、前記一対の出力端子に接続されている負荷の大きさに応じて前記１或いは複数のスイッチング素子をオン／オフ制御する請求項１に記載の電源回路。
【請求項３】
前記一対の出力端子に接続されている負荷に流れる電流の大きさを検出する電流検出手段を具え、前記制御回路は、該電流検出手段によって検出された電流の大きさに応じて前記１或いは複数のスイッチング素子をオン／オフ制御する請求項２に記載の電源回路。
【請求項４】
互いに直列に接続された誘導素子は２つであって、一方の誘導素子は、インダクタンス値が低電流域から定格電流値付近の高電流域に亘ってゼロよりも大きい略一定の値をとるリアクトル直流重畳特性を有し、他方の誘導素子は、低電流域にて電流値が大きくなるにつれてインダクタンス値が徐々に低下するリアクトル直流重畳特性を有している請求項１乃至請求項３の何れかに記載の電源回路。
【請求項５】
互いに直列に接続された誘導素子は２つであって、一方の誘導素子は、インダクタンス値が低電流域から定格電流値付近の高電流域に亘ってゼロよりも大きい略一定の値をとるリアクトル直流重畳特性を有し、他方の誘導素子は、インダクタンス値が低電流域ではゼロよりも大きい略一定の値をとり、高電流域では略ゼロとなるリアクトル直流重畳特性を有している請求項１乃至請求項３の何れかに記載の電源回路。
【請求項６】
一対の入力端子から一対の出力端子へ伸びる２本の直列線路を互いに連結する並列線路に介在するスイッチング素子と、前記２本の直列線路の内、少なくとも１本の直列線路及び該直列線路に対して並列に接続された１或いは複数本の並列線路に介在する複数の誘導素子と、これら複数の誘導素子の間で通電すべき誘導素子を切り換える誘導素子切換え手段と、該誘導素子切換え手段の動作を制御する制御回路とを具え、前記複数の誘導素子は互いに異なるリアクトル直流重畳特性を有しており、前記制御回路は、切換えの結果として低電流域でのインダクタンス値が高電流域でのインダクタンス値に比べて大きくなるように、前記誘導素子切換え手段の動作を制御する電源回路。
【請求項７】
前記誘導素子切換え手段は、前記複数の誘導素子にそれぞれ直列に接続された複数のスイッチング素子から構成され、前記制御回路は、これら複数のスイッチング素子をオン／オフ制御する請求項６に記載の電源回路。
【請求項８】
誘導素子は２つであって、一方の誘導素子は、インダクタンス値が低電流域から定格電流値付近の高電流域に亘ってゼロよりも大きい略一定の値をとるリアクトル直流重畳特性を有し、他方の誘導素子は、低電流域にて電流値が大きくなるにつれてインダクタンス値が徐々に低下するリアクトル直流重畳特性を有している請求項６又は請求項７に記載の電源回路。
【請求項９】
誘導素子は２つであって、一方の誘導素子は、インダクタンス値が低電流域から定格電流値付近の高電流域に亘ってゼロよりも大きい略一定の値をとるリアクトル直流重畳特性を有し、他方の誘導素子は、インダクタンス値が低電流域ではゼロよりも大きい略一定の値をとり、高電流域では略ゼロとなるリアクトル直流重畳特性を有している請求項６又は請求項７に記載の電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子をオン／オフ制御することによって電力の変換を行なう電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
エアーコンディショナやパワーコンディショナは、例えば図２１に示す昇圧チョッパ回路を具えている。図示の如く、一対の入力端子(11)(11)から一対の出力端子(12)(12)に向けて２本の直列線路(21)(22)が伸びており、両直列線路(21)(22)を互いに連結する第１並列線路(33)には、スイッチング素子ＳＷ(45)が介在する。又、前記第１並列線路(33)よりも出力端子側にて両直列線路(21)(22)を互いに連結する第２並列線路(35)には出力側コンデンサＣout(47)が介在すると共に、前記第１並列線路(33)よりも入力端子側にて両直列線路(21)(22)を互いに連結する第３並列線路(34)には入力側コンデンサＣin(46)が介在する。一方の直列線路(21)には、スイッチング素子ＳＷ(45)と入力側コンデンサＣin(46)との間にリアクトルＬ(55)が介在すると共に、スイッチング素子ＳＷ(45)と出力側コンデンサＣout(47)との間にダイオードＤ(48)が介在する。該ダイオードＤ(48)は、電流が直列線路(21)を入力端子(11)から出力端子(12)に向かって流れる方向に接続されている。一対の入力端子(11)(11)には直流電源(49)が接続され、一対の出力端子(12)(12)には負荷Ｒ(400)が接続されている。
【０００３】
スイッチング素子ＳＷ(45)をオンに設定すると、直流電源(49)により入力された電圧ＶinによってリアクトルＬ(55)にエネルギーが蓄えられ、この状態でスイッチング素子ＳＷ(45)をオフに設定すると、前記リアクトルＬ(55)に蓄えられたエネルギーはダイオードＤ(48)を通して出力側コンデンサＣout(47)に供給されて充電が行なわれる。これらの動作が繰り返されることによって、入力電圧Ｖin以上の出力電圧が得られることになる。
【０００４】
ところで、エアーコンディショナやパワーコンディショナは、重負荷(定格電力)での運転時間よりも軽負荷(低出力)での運転時間が長く、昇圧チョッパ回路の軽負荷時の変換効率を改善することによってシステム全体の運転効率を効果的に高めることが出来る。
又、昇圧チョッパ回路において生じる損失は導通損とスイッチング損に大別することが出来、軽負荷時には導通損に比べてスイッチング損が大きい。
【０００５】
スイッチング損を減少させる方法として、スイッチング周波数を下げる方法が知られている(特許文献１参照)。
スイッチング損は、図２２(ａ)乃至(ｃ)に示す如く、スイッチング素子のターンオン時及びターンオフ時にスイッチング素子に電圧が印加された状態で電流が流れるために生じる。そこで、同図(ｄ)及び(ｅ)に示す如く、スイッチング周波数を下げることによってターンオン及びターンオフの回数を減少させて損失を減少させる。
【０００６】
尚、互いに直列に接続された複数のインダクタを具え、充電時のインダクタンス値を放電時よりも大きな値とすることによって電流検出や電流制御の精度を向上させる蓄電装置が提案されている(特許文献２参照)。
【特許文献１】特開平６−３１９２５９号公報
【特許文献２】特開２０００−１１６０２５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、スイッチング周波数を下げる従来の方法によっては、スイッチング周波数を変更できる範囲が可聴域に達しない範囲に制限される問題があった。又、スイッチング周波数を下げることによってリアクトルに流れる電流のピーク値が大きくなるため、使用できるコアが該電流ピーク値によって制限される問題があった。
そこで本発明の目的は、スイッチング周波数を変更することなく軽負荷時の効率を向上させることが可能な電源回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る第１の電源回路は、一対の入力端子から一対の出力端子へ伸びる２本の直列線路を互いに連結する並列線路に介在するスイッチング素子と、前記２本の直列線路の内、少なくとも１本の直列線路に介在すると共に互いに直列に接続された複数の誘導素子とを具えている。そして、これら複数の誘導素子の合成インダクタンス値は、低電流域では大きく、高電流域では低電流域での合成インダクタンス値よりも小さくなる。
【０００９】
本発明に係る第１の電源回路においては、互いに直列に接続された複数の誘導素子の合成インダクタンス値は、これら複数の誘導素子のインダクタンス値を互いに加算した値となり、従来の１つの誘導素子のインダクタンス値よりも大きくなる。又、該合成インダクタンス値は、低電流域で高電流域での合成インダクタンス値よりも大きくなる。従って、特に軽負荷時に、スイッチング素子に流れる電流のピーク値が小さくなってスイッチング損が減少し、この結果、効率が向上する。この様に、スイッチング周波数を変更することなく軽負荷時の効率を向上させることが出来る。
【００１０】
具体的には、前記複数の誘導素子の一部の１或いは複数の誘導素子に対して並列に接続された１或いは複数のスイッチング素子と、これら１或いは複数のスイッチング素子をオン／オフ制御する制御回路とを具え、該制御回路は、前記一対の出力端子に接続されている負荷の大きさに応じて前記１或いは複数のスイッチング素子をオン／オフ制御する。
【００１１】
互いに直列に接続された複数の誘導素子を具えた電源回路においては、１つの誘導素子を具えた従来の昇圧チョッパ回路に比べて、誘導素子の巻線抵抗による損失が誘導素子の増加分だけ大きくなる。負荷が小さいときには、スイッチング損の減少量が巻線抵抗による損失の増大量を上回って全体として効率が向上するが、負荷が大きいときには、巻線抵抗による損失の増大量がスイッチング損の減少量を上回って全体として効率が低下する。
上記具体的構成においては、負荷が大きいときに、１或いは複数の誘導素子に対して並列に接続された１或いは複数のスイッチング素子がオンとなることによって、１或いは複数の誘導素子に流れるべき電流の大部分が１或いは複数のスイッチング素子に流れることになる。この結果、誘導素子の巻線抵抗による損失の増大量が少なく抑えられて、従来の昇圧チョッパ回路と同程度の効率を得ることが出来る。
【００１２】
又、具体的には、前記一対の出力端子に接続されている負荷に流れる電流の大きさを検出する電流検出手段を具え、前記制御回路は、該電流検出手段によって検出された電流の大きさに応じて前記１或いは複数のスイッチング素子をオン／オフ制御する。
【００１３】
負荷に流れる電流の大きさは、負荷の大きさに応じて変化する。従って、上記具体的構成によれば、負荷の大きさに応じてスイッチング素子がオン／オフ制御されることになる。
【００１４】
更なる具体的構成においては、互いに直列に接続された誘導素子は２つであって、一方の誘導素子は、インダクタンス値が低電流域から定格電流値付近の高電流域に亘ってゼロよりも大きい略一定の値をとるリアクトル直流重畳特性を有し、他方の誘導素子は、低電流域にて電流値が大きくなるにつれてインダクタンス値が徐々に低下するリアクトル直流重畳特性を有している。
他の具体的構成においては、互いに直列に接続された誘導素子は２つであって、一方の誘導素子は、インダクタンス値が低電流域から定格電流値付近の高電流域に亘ってゼロよりも大きい略一定の値をとるリアクトル直流重畳特性を有し、他方の誘導素子は、インダクタンス値が低電流域ではゼロよりも大きい略一定の値をとり、高電流域では略ゼロとなるリアクトル直流重畳特性を有している。
上記リアクトル直流重畳特性を有する２つの誘導素子によれば、低電流域で高電流域に比べて大きな合成インダクタンス値を得ることができる。
【００１５】
本発明に係る第２の電源回路は、一対の入力端子から一対の出力端子へ伸びる２本の直列線路を互いに連結する並列線路に介在するスイッチング素子と、前記２本の直列線路の内、少なくとも１本の直列線路及び該直列線路に対して並列に接続された１或いは複数本の並列線路に介在する複数の誘導素子と、これら複数の誘導素子の間で通電すべき誘導素子を切り換える誘導素子切換え手段と、該誘導素子切換え手段の動作を制御する制御回路とを具えている。そして、前記複数の誘導素子は互いに異なるリアクトル直流重畳特性を有しており、前記制御回路は、切換えの結果として低電流域でのインダクタンス値が高電流域でのインダクタンス値に比べて大きくなるように、前記誘導素子切換え手段の動作を制御する。
【００１６】
本発明に係る第２の電源回路においては、低電流域で、従来の誘導素子よりも大きなインダクタンス値を有する誘導素子が通電される。又、低電流域でのインダクタンス値は、高電流域でのインダクタンス値に比べて大きい。従って、軽負荷時に、スイッチング素子に流れる電流のピーク値が小さくなってスイッチング損が減少し、この結果、効率が向上する。この様に、スイッチング周波数を変更することなく軽負荷時の効率を向上させることが出来る。
【００１７】
具体的には、前記誘導素子切換え手段は、前記複数の誘導素子にそれぞれ直列に接続された複数のスイッチング素子から構成され、前記制御回路は、これら複数のスイッチング素子をオン／オフ制御する。
【００１８】
上記具体的構成においては、複数の誘導素子にそれぞれ直列に接続された複数のスイッチング素子がオン／オフされることによって、複数の誘導素子の間で通電すべき誘導素子が切り換えられる。
【００１９】
又、具体的構成においては、誘導素子は２つであって、一方の誘導素子は、インダクタンス値が低電流域から定格電流値付近の高電流域に亘ってゼロよりも大きい略一定の値をとるリアクトル直流重畳特性を有し、他方の誘導素子は、低電流域にて電流値が大きくなるにつれてインダクタンス値が徐々に低下するリアクトル直流重畳特性を有している。
他の具体的構成においては、誘導素子は２つであって、一方の誘導素子は、インダクタンス値が低電流域から定格電流値付近の高電流域に亘ってゼロよりも大きい略一定の値をとるリアクトル直流重畳特性を有し、他方の誘導素子は、インダクタンス値が低電流域ではゼロよりも大きい略一定の値をとり、高電流域では略ゼロとなるリアクトル直流重畳特性を有している。
上記リアクトル直流重畳特性を有する２つの誘導素子の間で通電すべき誘導素子を切り換えることによって、低電流域で高電流域に比べて大きなインダクタンス値を得ることが出来る。
【発明の効果】
【００２０】
本発明に係る第１の電源回路においては、複数の誘導素子を互いに直列に接続して低電流域でのインダクタンス値を高めることによって、スイッチング周波数を変更することなく軽負荷時の効率を向上させることが出来る。
本発明に係る第２の電源回路においては、低電流域で従来の誘導素子よりも大きなインダクタンス値を有する誘導素子に通電することによって、スイッチング周波数を変更することなく軽負荷時の効率を向上させることが出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明を昇圧チョッパ回路に実施した形態につき、４つの実施例に基づき具体的に説明する。
第１実施例
図１は、本実施例の昇圧チョッパ回路の構成を表わしている。一対の入力端子(１)(１)から一対の出力端子(10)(10)へ向けて２本の直列線路(２)(20)が伸びており、両直列線路(２)(20)を互いに連結する第１並列線路(３)には、スイッチング素子ＳＷ(４)が介在する。又、前記第１並列線路(３)よりも出力端子側にて両直列線路(２)(20)を互いに連結する第２並列線路(31)には出力側コンデンサＣout(41)が介在すると共に、前記第１並列線路(３)よりも入力端子側にて両直列線路(２)(20)を互いに連結する第３並列線路(30)には入力側コンデンサＣin(40)が介在する。一方の直列線路(２)には、スイッチング素子ＳＷ(４)と入力側コンデンサＣin(40)との間に互いに直列に接続された第１リアクトルＬ１(５)及び第２リアクトルＬ２(50)が介在すると共に、スイッチング素子ＳＷ(４)と出力側コンデンサＣout(41)との間にダイオードＤ(44)が介在する。該ダイオードＤ(44)は、電流が直列線路(２)を入力端子(１)から出力端子(10)に向かって流れる方向に接続されている。
一対の入力端子(１)(１)には直流電源(42)が接続され、一対の出力端子(10)(10)には負荷Ｒ(43)が接続されている。
【００２２】
上記第１リアクトルＬ１(５)は、従来の昇圧チョッパ回路に装備されているリアクトルと同一であって、電磁鋼板からなるコアを有している。一方、上記第２リアクトルＬ２(50)はセンダストからなるコアを有しており、第１リアクトルＬ１(５)及び第２リアクトルＬ２(50)は互いに異なるリアクトル直流重畳特性を有している。
図２は、電磁鋼板からなるコアを有するリアクトルのリアクトル直流重畳特性の一例を表わしている。尚、該リアクトルのコイルの巻数は８０Ｔである。又、コアは、図４に示す円筒形状を有しており、比透磁率は５０、高さＨは３２ｍｍ、外径ＯＤは５０ｍｍ、内径ＩＤは２３ｍｍである。該リアクトルのインダクタンス値Ｌは、図２に示す如く低電流域から高電流域に亘って略一定となっている。
又、図３は、センダストからなるコアを有するリアクトルのリアクトル直流重畳特性の一例を表わしている。尚、該リアクトルのコイルの巻数は９５Ｔである。又、コアは、図４に示す円筒形状を有しており、比透磁率は８０、高さＨは３０ｍｍ、外径ＯＤは６０ｍｍ、内径ＩＤは３５ｍｍである。該リアクトルのインダクタンス値Ｌは、図３に示す如く低電流域から高電流域に亘って電流値が大きくなるにつれて徐々に減少している。
【００２３】
本実施例の昇圧チョッパ回路においては、第１リアクトルＬ１(５)と第２リアクトルＬ２(50)とが互いに直列に接続されているので、これらのリアクトル(５)(50)の合成インダクタンス値は、第１リアクトルＬ１(５)のインダクタンス値と第２リアクトルＬ２(50)のインダクタンス値とを加算した値となる。従って、第１リアクトルＬ１(５)と第２リアクトルＬ２(50)の合成リアクトルのリアクトル直流重畳特性は、図５(ａ)に示す第１リアクトルＬ１(５)のリアクトル直流重畳特性と同図(ｂ)に示す第２リアクトルＬ２(50)のリアクトル直流重畳特性とが重ね合わせられて、同図(ｃ)に示す如く、低電流域ではインダクタンス値が大きく、高電流域ではインダクタンス値が低電流域よりも小さいものとなる。
【００２４】
本実施例の昇圧チョッパ回路においては、低電流域で、第１リアクトルＬ１(５)及び第２リアクトルＬ２(50)の合成インダクタンス値は第１リアクトルＬ１(５)と同じ従来のリアクトルのインダクタンス値に比べて大きくなるので、スイッチング素子ＳＷ(４)に流れる電流のピーク値が小さくなってスイッチング損が減少する。この結果、図６に示す如く低電流域での効率ηが従来に比べて高くなる。
【００２５】
図７は、本実施例の第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２のインダクタンス値を実測した結果、図８は、これらの第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２の合成インダクタンス値を実測した結果を表わしている。尚、本実施例の第１リアクトルＬ１のコイルの巻数は８０Ｔである。又、コアは、図４に示す円筒形状を有しており、比透磁率は５０、高さＨは３２ｍｍ、外径ＯＤは５０ｍｍ、内径ＩＤは２３ｍｍである。一方、第２リアクトルＬ２のコイルの巻数は８５Ｔである。又、コアは、図４に示す円筒形状を有しており、比透磁率は７０、高さＨは２６ｍｍ、外径ＯＤは３５ｍｍ、内径ＩＤは２０ｍｍである。
図８に示す如く、第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２の合成インダクタンス値Ｌは、図７に示す第１リアクトルＬ１のインダクタンス値と第２リアクタンスＬ２のインダクタンス値を加算した値となっている。
【００２６】
図９は、本実施例の昇圧チョッパ回路の効率と、本実施例の第１リアクトルＬ１と同じリアクトルを具えた従来の昇圧チョッパ回路の効率とを実測した結果を表わしている。
図示の如く、本実施例の昇圧チョッパ回路によれば、低電流域で従来の昇圧チョッパ回路に比べて高い効率ηが得られている。
【００２７】
本実施例の昇圧チョッパ回路は、第１リアクトルＬ１(５)と同じリアクトルを具えた従来の昇圧チョッパ回路に対して第２リアクトルＬ２(50)を追加するだけの簡易な変更によって実現することが出来る。
【００２８】
尚、上記実施例においては、第１リアクトルＬ１(５)及び第２リアクトルＬ２(50)のコアは互いに異なる磁性材料から形成されているが、同じ磁性材料から形成することも可能である。
【００２９】
第２実施例
図１０は、本実施例の昇圧チョッパ回路の構成を表わしており、図示の如く２本の直列線路(２)(20)の内、一方の直列線路(２)に、互いに直列に接続された第１リアクトルＬ１(51)及び第２リアクトルＬ２(52)が介在する。これら２つのリアクトル(51)(52)以外の他の具体的構成は、第１実施例と同じであるので、説明を省略する。
【００３０】
第１リアクトルＬ１(51)及び第２リアクトルＬ２(52)は共に、電磁鋼板からなるコアを有している。第１リアクトルＬ１(51)は、従来の昇圧チョッパ回路に装備されているリアクトルと同一であって、図１１(ａ)に示す如く、低電流域から高電流域に亘ってインダクタンス値がゼロよりも大きい略一定の値をとるリアクトル直流重畳特性を有している。一方、第２リアクトルＬ２(52)は、同図(ｂ)に示す如く、低電流域ではインダクタンス値がゼロよりも大きい略一定の値をとり、高電流域ではインダクタンス値が略ゼロとなるリアクトル直流重畳特性を有している。この様に、両リアクトルＬ１、Ｌ２は、低電流域で同じリアクトル直流重畳特性を有している。
本実施例の昇圧チョッパ回路においては、第１リアクトルＬ１(51)と第２リアクトルＬ２(52)とが互いに直列に接続されているので、これらのリアクトル(51)(52)の合成リアクトルのリアクトル直流重畳特性は、図１１(a)に示す第１リアクトルＬ１(51)のリアクトル直流重畳特性と同図(ｂ)に示す第２リアクトルＬ２(52)のリアクトル直流重畳特性とが重ね合わせられて、同図(ｃ)に示す如く、低電流域ではインダクタンス値が大きく、高電流域ではインダクタンス値が低電流域よりも小さいものとなる。
【００３１】
本実施例の昇圧チョッパ回路においては、低電流域で、第１リアクトルＬ１(51)及び第２リアクトルＬ２(52)の合成インダクタンス値は第１リアクトルＬ１(51)と同じ従来のリアクトルのインダクタンス値に比べて大きくなるので、スイッチング素子ＳＷ(４)に流れる電流のピーク値が小さくなってスイッチング損が減少する。この結果、低電流域での効率が従来に比べて高くなる。
【００３２】
本実施例の昇圧チョッパ回路は、第１リアクトルＬ１(51)と同じリアクトルを具えた従来の昇圧チョッパ回路に対して第２リアクトルＬ２(52)を追加するだけの簡易な変更によって実現することが出来る。
【００３３】
尚、上記実施例においては、第１リアクトルＬ１(51)及び第２リアクトルＬ２(52)のコアは同じ磁性材料から形成されているが、互いに異なる磁性材料から形成することも可能である。
【００３４】
第３実施例
本実施例の昇圧チョッパ回路は、第１実施例と同じ第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２を具えており、高電流域で第２リアクトルＬ２を電気的に回路から切り離すものである。
図１２は、本実施例の昇圧チョッパ回路の構成を表わしており、２本の直列線路(２)(20)の内、一方の直列線路(２)には、互いに直列に接続された第２のスイッチング素子ＳＷ２(６)及び第２のダイオードＤ２(60)が第２リアクトルＬ２(50)に対して並列に接続されている。該第２ダイオードＤ２(60)は、電流が第１リアクトルＬ１(５)及び第２リアクトルＬ２(50)の連結点から第２スイッチング素子ＳＷ２(６)に向かって流れる方向に接続されている。又、他方の直列線路(20)には、出力側コンデンサＣout(41)と出力端子(10)との間に、負荷Ｒ(43)に流れる電流の大きさを検出する電流検出器(７)が介在し、該電流検出器(７)によって検出された電流値は制御回路(８)に供給される。制御回路(８)は、供給された電流値が所定の閾値以下であるときには、第２スイッチング素子ＳＷ２(６)をオフするための駆動信号を作成して第２スイッチング素子ＳＷ２(６)に供給し、前記電流値が前記所定の閾値を上回るときには、第２スイッチング素子ＳＷ２(６)をオンするための駆動信号を作成して第２スイッチング素子ＳＷ２(６)に供給する。他の具体的構成は、第１実施例と同じであるので、説明を省略する。
【００３５】
本実施例の昇圧チョッパ回路においては、前記電流検出器(７)によって検出された電流値が所定の閾値以下であるときには、第２スイッチング素子ＳＷ２(６)がオフとなって、第１リアクトルＬ１(５)からの電流は第２リアクトルＬ２(50)に流れる。これに対し、前記電流検出器(７)によって検出された電流値が所定の閾値を上回るときには、第２スイッチング素子ＳＷ２(６)がオンとなって、第１リアクトルＬ１(５)から第２リアクトルＬ２(50)に流れるべき電流の大部分が第２ダイオードＤ２(60)及び第２スイッチング素子ＳＷ２(６)に流れることになる。
【００３６】
図１に示す第１実施例の昇圧チョッパ回路においては、第１リアクトルＬ１(５)と同じ１つのリアクトルを具えた従来の昇圧チョッパ回路に比べて、リアクトルの巻線抵抗による損失が第２リアクトルＬ２(50)の分だけ大きくなる。負荷が小さいときには、スイッチング損の減少量が巻線抵抗による損失の増大量を上回って全体として効率が向上するが、負荷が大きいときには、巻線抵抗による損失の増大量がスイッチング損の減少量を上回って全体として効率が低下する。
これに対し、本実施例の昇圧チョッパ回路においては、上述の如く負荷が大きいときに、第２スイッチング素子ＳＷ２(６)がオンとなって第１リアクトルＬ１(５)から第２リアクトルＬ２(50)に流れるべき電流の大部分が第２スイッチング素子ＳＷ２(６)に流れるので、リアクトルの巻線抵抗による損失は従来の昇圧チョッパ回路と同程度となって、図６及び図１３に示す如く、高電流域にて従来の昇圧チョッパ回路と同程度の効率ηが得られる。
【００３７】
尚、上記実施例の昇圧チョッパ回路は、第１実施例と同一の第１リアクトル及び第２リアクトルを具えているが、これらのリアクトルに代えて、第２実施例と同一の第１リアクトル及び第２リアクトルを採用することも可能である。
又、上記実施例の昇圧チョッパ回路においては、負荷電流の大きさに応じて第２スイッチング素子ＳＷ２(６)が切り換えられるが、入力電流の大きさ、第１スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流の大きさ、或いは第１リアクトルＬ１に流れる電流の大きさに応じて切り換える構成を採用することも可能である。
更に、第１実施例乃至第３実施例の昇圧チョッパ回路は、２つのリアクトルＬ１、Ｌ２を具えているが、３つ以上の複数のリアクトルを装備することも可能である。
【００３８】
第４実施例
図１４は、本実施例の昇圧チョッパ回路の構成を表わしており、２本の直列線路(２)(20)の内、一方の直列線路(２)には、昇圧用のスイッチング素子ＳＷ(４)と入力側コンデンサＣin(40)との間に、互いに直列に接続された第１リアクトルＬ１(53)及びリアクトル切換え用の第１スイッチング素子ＳＷ１(61)が介在すると共に、該直列線路(２)と第１並列線路(３)とを互いに連結する第４並列線路(32)には、互いに直列に接続された第２リアクトルＬ２(54)及びリアクトル切換え用の第２スイッチング素子ＳＷ２(62)が介在する。他方の直列線路(20)には、出力側コンデンサＣout(41)と出力端子(10)との間に、負荷に流れる電流の大きさを検出する電流検出器(７)が介在し、該電流検出器(７)によって検出された電流値は制御回路(９)に供給される。制御回路(９)は、供給された電流値に応じて、リアクトル切換え用第１スイッチング素子ＳＷ１(61)をオン／オフするための駆動信号を作成して該スイッチング素子ＳＷ１(61)に供給すると共に、リアクトル切換え用第２スイッチング素子ＳＷ２(62)をオン／オフするための駆動信号を作成して該スイッチング素子ＳＷ２(62)に供給する。
【００３９】
上記第１リアクトルＬ１(53)は電磁鋼板からなるコアを有する一方、上記第２リアクトルＬ２(54)はセンダストからなるコアを有しており、第１リアクトルＬ１(53)及び第２リアクトルＬ２(54)は互いに異なるリアクトル直流重畳特性を有している。
図１５は、上記第１リアクトルＬ１(53)及び上記第２リアクトルＬ２(54)のインダクタンス値を実測した結果を表わしている。尚、第１リアクトルＬ１のコイルの巻数は８０Ｔである。又、コアは、図４に示す円筒形状を有しており、比透磁率は５０、高さＨは３２ｍｍ、外径ＯＤは５０ｍｍ、内径ＩＤは２３ｍｍである。一方、第２リアクトルＬ２のコイルの巻数は１６０Ｔである。又、コアは、図４に示す円筒形状を有しており、比透磁率は７０、高さＨは２６ｍｍ、外径ＯＤは６５ｍｍ、内径ＩＤは２０ｍｍである。
図１５に示す如く、６Ａ以下の低電流域では、第２リアクトルＬ２のインダクタンス値Ｌが第１リアクトルＬ１のインダクタンス値よりも大きくなっているが、電流値が６Ａを上回ると、第２リアクトルＬ２のインダクタンス値Ｌよりも第１リアクトルＬ１のインダクタンス値の方が大きくなる。
【００４０】
図１４に示す制御回路(９)は、電流検出器(７)から供給された電流値が所定の閾値以下であるときには、リアクトル切換え用第１スイッチング素子ＳＷ１(61)をオフするための駆動信号を作成して該スイッチング素子ＳＷ１(61)に供給すると共に、リアクトル切換え用第２スイッチング素子ＳＷ２(62)をオンするための駆動信号を作成して該スイッチング素子ＳＷ２(62)に供給する。これに対し、前記制御回路(９)は、供給された電流値が前記所定の閾値を上回るときには、リアクトル切換え用第１スイッチング素子ＳＷ１(61)をオンするための駆動信号を作成して該スイッチング素子ＳＷ１(61)に供給すると共に、リアクトル切換え用第２スイッチング素子ＳＷ２(62)をオフするための駆動信号を作成して該スイッチング素子ＳＷ２(62)に供給する。本実施例では、前記所定の閾値は、第１リアクトルＬ１のインダクタンス値と第２リアクトルＬ２のインダクタンス値が等しくなる電流値、即ち６Ａに設定される。
【００４１】
本実施例の昇圧チョッパ回路においては、前記電流検出器(７)によって検出された電流値が前記所定の閾値以下であるときには、リアクトル切換え用第１スイッチング素子ＳＷ１(61)がオフ、リアクトル切換え用第２スイッチング素子ＳＷ２(62)がオンとなって、第１リアクトルＬ１(53)は電気的に回路から切り離され、電流は第２リアクトルＬ２(54)のみに流れることになる。これに対し、前記電流検出器(７)によって検出された電流値が前記所定の閾値を上回るときには、リアクトル切換え用第１スイッチング素子ＳＷ１(61)がオン、リアクトル切換え用第２スイッチング素子ＳＷ２(62)がオフとなって、第２リアクトルＬ２(54)は電気的に回路から切り離され、電流は第１リアクトルＬ１(53)のみに流れることになる。
【００４２】
図１６は、上記昇圧チョッパ回路において負荷電流を変化させたときのインダクタンス値の変化を表わしている。尚、図１６に示すグラフは、図１５に示す第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２のインダクタンス値の実測結果に基づいて作成したものである。図１６に示す如く、負荷電流の大きさが前記所定の閾値、即ち６Ａ以下の電流域では、第１リアクトルＬ１が電気的に回路から切り離されるので、インダクタンス値の変化は第２リアクトルＬ２のインダクタンス値の変化と同じものとなり、負荷電流の大きさが前記所定の閾値を上回る電流域では、第２リアクトルＬ２が電気的に回路から切り離されるので、インダクタンス値の変化は第１リアクトルＬ１のインダクタンス値の変化と同じものとなる。
【００４３】
本実施例の昇圧チョッパ回路においては、上述の如く、負荷が小さいときには、第１及び第２リアクトルＬ１、Ｌ２の内、第１リアクトルＬ１と同じ従来のリアクトルよりもインダクタンス値が大きい第２リアクトルＬ２(54)が通電されるので、昇圧用スイッチング素子ＳＷ(４)に流れる電流のピーク値が小さくなってスイッチング損が減少する。この結果、低電流域での効率が従来の昇圧チョッパ回路に比べて高くなる。
【００４４】
図１７は、第１リアクトルＬ１と同じ１つのリアクトルを具えた昇圧チョッパ回路の効率と第２リアクトルＬ２と同じ１つのリアクトルを具えた昇圧チョッパ回路の効率を実測した結果を表わしており、図１８は、本実施例の昇圧チョッパ回路の効率を表わしている。尚、図１８に示すグラフは、図１７に示す２つの昇圧チョッパ回路の効率の実測結果に基づいて作成したものである。図１７及び図１８に示す如く、本実施例の昇圧チョッパ回路によれば、負荷電流の大きさが６Ａ以下の電流域では、第２リアクトルＬ２と同じ１つのリアクトルを具えた昇圧チョッパ回路と同程度の効率ηが得られ、負荷電流の大きさが６Ａを上回る電流域では、第１リアクトルＬ１と同じ１つのリアクトルを具えた昇圧チョッパ回路と同程度の効率ηが得られる。
【００４５】
尚、上記実施例の昇圧チョッパ回路においては、第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２の間で通電すべきリアクトルを切り換える閾値は、第１リアクトルＬ１のインダクタンス値と第２リアクトルＬ２のインダクタンス値が等しくなる電流値に設定されているが、第１リアクトルと同じ１つのリアクトルを具えた昇圧チョッパ回路の効率と第２リアクトルと同じ１つのリアクトルを具えた昇圧チョッパ回路の効率が等しくなる電流値に設定することが望ましい。上記実施例の第１リアクトルＬ１と同じ１つのリアクトルを具えた昇圧チョッパ回路の効率と第２リアクトルＬ２と同じ１つのリアクトルを具えた昇圧チョッパ回路の効率が等しくなる電流値は、図１７に示す如く３.５Ａであり、第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２と同じ２つのリアクトルを具えた昇圧チョッパ回路においては、前記閾値は３.５Ａに設定される。
図１９は、該昇圧チョッパ回路において負荷電流を変化させたときのインダクタンス値の変化を表わし、図２０は、該昇圧チョッパ回路の効率を表わしている。図１９に示す如く、インダクタンス値の変化は、負荷電流の大きさが３.５Ａ以下の電流域では第２リアクトルＬ２のインダクタンス値の変化と同じものとなり、負荷電流の大きさが３.５Ａを上回る電流域では第１リアクトルＬ１のインダクタンス値の変化と同じものとなる。又、図２０に示す如く、負荷電流の大きさが３.５Ａ以下の電流域では、第２リアクトルＬ２と同じ１つのリアクトルを具えた昇圧チョッパ回路と同程度の効率η、負荷電流の大きさが３.５Ａを上回る電流域では、第１リアクトルＬ１と同じ１つのリアクトルを具えた昇圧チョッパ回路と同程度の効率ηが得られ、低電流域から高電流域に亘って高い効率が得られる。
【００４６】
又、上記実施例の昇圧チョッパ回路においては、負荷電流の大きさに応じてリアクトル切換え用第１スイッチング素子ＳＷ１(61)及びリアクトル切換え用第２スイッチング素子ＳＷ２(62)が切り換えられるが、入力電流の大きさに応じて切り換える構成を採用することも可能である。
更に、上記実施例の昇圧チョッパ回路は、２つのリアクトルＬ１、Ｌ２を具えているが、３つ以上の複数のリアクトルを装備することも可能である。３つ以上の複数のリアクトルの間で通電すべきリアクトルを切り換えるタイミングは、それら複数のリアクトルのリアクトル直流重畳特性の関係から求めることが出来る。
【００４７】
本発明の各部構成は上記実施の形態に限らず、特許請求の範囲に記載の技術的範囲内で種々の変形が可能である。
例えば、第１リアクトル及び第２リアクトルのコアの磁性材料としては、電磁鋼板及びセンダストに限らず、フェライト、アモルファスダスト、パーマロイ等の種々の磁性材料を採用することが可能である。
又、コアの形状は図４に示す円筒状に限らず、コアの形状を変えることによって、電磁鋼板及びセンダスト以外の磁性材料から、図２或いは図３に示す如きリアクトル直流重畳特性を有するリアクトルを作製することが可能である。
更に、コアに磁気ギャップを設けることによって、電磁鋼板及びセンダスト以外の磁性材料から、図２或いは図３に示す如きリアクトル直流重畳特性を有するリアクトルを作製することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】第１実施例の昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。
【図２】電磁鋼板からなるコアを有するリアクトルのリアクトル直流重畳特性を表わすグラフである。
【図３】センダストからなるコアを有するリアクトルのリアクトル直流重畳特性を表わすグラフである。
【図４】コアの形状を表わす斜視図である。
【図５】上記実施例の第１リアクトルのリアクトル直流重畳特性、第２リアクトルのリアクトル直流重畳特性、及び合成リアクトルのリアクトル直流重畳特性を表わすグラフである。
【図６】上記実施例の昇圧チョッパ回路の効率、及び従来の昇圧チョッパ回路の効率を表わすグラフである。
【図７】上記実施例の第１リアクトル及び第２リアクトルのインダクタンス値を実測した結果を表わすグラフである。
【図８】上記の第１リアクトル及び第２リアクトルの合成インダクタンス値を実測した結果を表わすグラフである。
【図９】上記実施例の昇圧チョッパ回路の効率、及び従来の昇圧チョッパ回路の効率を実測した結果を表わすグラフである。
【図１０】第２実施例の昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。
【図１１】上記実施例の第１リアクトルのリアクトル直流重畳特性、第２リアクトルのリアクトル直流重畳特性、及び合成リアクトルのリアクトル直流重畳特性を表わすグラフである。
【図１２】第３実施例の昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。
【図１３】上記実施例の昇圧チョッパ回路の効率を表わすグラフである。
【図１４】第４実施例の昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。
【図１５】上記実施例の第１リアクトル及び第２リアクトルのインダクタンス値を実測した結果を表わすグラフである。
【図１６】上記実施例の昇圧チョッパ回路において負荷電流値を変化させたときのインダクタンス値の変化を表わすグラフである。
【図１７】上記第１リアクトルのみを具えた昇圧チョッパ回路の効率、及び上記第２リアクトルのみを具えた昇圧チョッパ回路の効率を実測した結果を表わすグラフである。
【図１８】上記実施例の昇圧チョッパ回路の効率を表わすグラフである。
【図１９】上記実施例を変形した他の実施例の昇圧チョッパ回路において負荷電流値を変化させたときのインダクタンス値の変化を表わすグラフである。
【図２０】上記他の実施例の昇圧チョッパ回路の効率を表わすグラフである。
【図２１】従来の昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。
【図２２】従来の課題を説明するための波形図である。
【符号の説明】
【００４９】
(１)  入力端子
(10)  出力端子
(４)  スイッチング素子ＳＷ
(40)  入力側コンデンサＣin
(41)  出力側コンデンサＣout
(５)  第１リアクトルＬ１
(50)  第２リアクトルＬ２
【図１】
2009050102.tif 000003
【図２】
2009050102.tif 000004
【図３】
2009050102.tif 000005
【図４】
2009050102.tif 000006
【図５】
2009050102.tif 000007
【図６】
2009050102.tif 000008
【図７】
2009050102.tif 000009
【図８】
2009050102.tif 000010
【図９】
2009050102.tif 000011
【図１０】
2009050102.tif 000012
【図１１】
2009050102.tif 000013
【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
2009050102.tif 000016
【図１５】
2009050102.tif 000017
【図１６】
2009050102.tif 000018
【図１７】
2009050102.tif 000019
【図１８】
2009050102.tif 000020
【図１９】
2009050102.tif 000021
【図２０】
2009050102.tif 000022
【図２１】
2009050102.tif 000023
【図２２】
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