(57)【要約】【課題】ＦＭチューナの中間周波バンドパスフィルタ（ＩＦＢＰＦ）の可変帯域を隣接妨害への対策として狭めると、高変調の受信信号に歪みが生じ、ステレオ音声に聴感上の違和感が生じる。【解決手段】ＦＭ検波回路７８の出力信号ＳＤＥＴから隣接妨害検出回路１００により隣接妨害を検出する。隣接妨害の発生時には帯域幅制御回路９４は、ＩＦＢＰＦ７４の帯域を狭める。一方、隣接妨害の発生時には、ステレオ分離度制御回路９６は、マトリクス回路８２のマトリクス処理におけるステレオ分離度を低減させる。【選択図】図１
2009021721.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号に対して、受信目標ＦＭ信号の搬送波周波数を所定の中間周波数にシフトさせる周波数変換を行い、中間信号を生成する中間信号生成回路と、
通過帯域幅を可変設定でき、前記中間信号に変換された前記受信目標ＦＭ信号を通過するバンドバスフィルタと、
前記バンドパスフィルタを通過した前記受信目標ＦＭ信号を検波して、検波出力信号を生成する検波回路と、
ステレオコンポジット信号である前記検波出力信号から左信号と右信号とを分離するステレオ復調回路と、
前記ステレオ復調回路にて生成される前記左信号と前記右信号との分離度を制御するステレオ分離度制御部と、
前記受信目標ＦＭ信号に対する隣接信号の干渉を検出する隣接干渉検出部と、
前記隣接信号の干渉強度に応じて前記バンドパスフィルタの前記通過帯域幅の広狭を制御し、前記干渉強度が所定の弱干渉状態に比べて強い強干渉状態では、前記通過帯域幅を前記弱干渉状態におけるより狭い所定の狭通過帯域幅とする帯域幅制御部と、
を有し、
前記ステレオ分離度制御部は、前記干渉強度に応じて前記分離度を変化させ、前記弱干渉状態より前記強干渉状態にて分離度を低くすること、
を特徴とするＦＭチューナ。
【請求項２】
請求項１に記載のＦＭチューナにおいて、
前記検波出力信号が前記ステレオコンポジット信号であるかモノラル信号であるかを判別する信号種別判別部を有し、
前記ステレオ分離度制御部は、前記検波出力信号が前記ステレオコンポジット信号である場合に選択的に、前記干渉強度に応じた前記分離度の制御を行うこと、
を特徴とするＦＭチューナ。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載のＦＭチューナにおいて、
前記受信目標ＦＭ信号の受信電界強度を検出する受信電界強度検出部を有し、
前記帯域幅制御部は、前記受信電界強度に応じて前記通過帯域幅の広狭を制御し、前記受信電界強度が所定の強電界状態に比べて弱い弱電界状態では、前記通過帯域幅を前記強電界状態におけるより狭い所定の狭通過帯域幅とし、
前記ステレオ分離度制御部は、前記受信電界強度に応じて前記分離度を変化させ、前記強電界状態より前記弱電界状態にて分離度を低くすること、
を特徴とするＦＭチューナ。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれか１つに記載のＦＭチューナにおいて、
前記ステレオ分離度制御部は、前記強干渉状態に対応する前記ステレオ復調回路の出力をモノラル信号とさせること、を特徴とするＦＭチューナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数変調（Frequency Modulation：ＦＭ）された信号を受信するＦＭチューナに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＦＭ信号は、音声信号等に基づいて搬送波の周波数を変化させるため、その伝送には例えばＡＭ信号に比べて広い周波数帯域を必要とする。そのため、ＦＭチューナにおいて、目的とする伝送信号を受信する場合に、その周波数に近い周波数で伝送される他の信号からの妨害（隣接妨害）を受けやすく、これが、検波される音声信号の品質に悪影響を及ぼすことがある。この隣接妨害は、受信目的の信号（希望波）を抽出するバンドパスフィルタ（Band Pass Filter：ＢＰＦ）の帯域を狭くすることで軽減を図れる。
【０００３】
図４は、従来のＦＭチューナの構成を説明するブロック図である。アンテナにて受信されたＲＦ（Radio Frequency）信号は、所定の中間周波数（Intermediate Frequency：ＩＦ）ｆＩＦを有する中間信号へ周波数変換され、ＩＦＢＰＦ２に入力される。ＩＦＢＰＦ２は、ｆＩＦを中心周波数とするバンドパスフィルタであり、その帯域幅ＷＦは、例えば、約４０ｋＨｚ〜約２２０ｋＨｚといった範囲で可変に構成される。
【０００４】
ＩＦＢＰＦ２を通過したＦＭ信号は、リミッタアンプ４に供給される。リミッタアンプ４は、ＦＭ信号の振幅を増幅して矩形波とし、ＦＭ信号にのったノイズを除去する。リミッタアンプ４で増幅され矩形波とされたＦＭ信号は、ＦＭ検波回路６に入力される。ＦＭ検波回路６は、リミッタアンプ４の出力信号をＦＭ検波する。
【０００５】
このＦＭ検波出力に基づいて音声信号が再生される。また、ＦＭ検波出力は、隣接妨害検出回路８に入力される。隣接妨害検出回路８は、ＦＭ信号の希望波に隣接する妨害波を検出する。
【０００６】
リミッタアンプ４はシグナルメータ（Ｓメータ）回路１０にも接続されている。リミッタアンプ４は、数段のバッファアンプを直列に繋げた回路から構成されている。Ｓメータ回路１０は、リミッタアンプ４の各バッファアンプの出力を入力信号とし、それらに基づいてＦＭ信号の信号強度に応じた受信電界強度信号を生成する。
【０００７】
帯域幅制御回路１２は、隣接妨害検出回路８の出力とＳメータ回路１０からの受信電界強度信号とを入力され、それらに基づいて、ＩＦＢＰＦ２の通過帯域幅ＷＦを制御する。帯域幅制御回路１２は、隣接妨害が生じている場合には、帯域幅ＷＦを狭くするように制御する。これにより、ＦＭ検波回路６には隣接妨害波が除去されたＦＭ信号が入力され、隣接妨害による音声品質の劣化を抑制できる。
【０００８】
また、帯域幅制御回路１２は、受信電界強度が所定の弱電界状態である場合にも、帯域幅ＷＦを狭くするように制御する。これにより、ＩＦＢＰＦ２を通過するノイズ成分を少なくすることができ、感度の向上が図られる。
【特許文献１】特開２００４−３１２０７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ＦＭステレオ放送において、搬送波を周波数変調する変調信号は、左右の音声信号（Ｌ信号及びＲ信号）の和信号“Ｌ＋Ｒ”に応じた成分と、差信号“Ｌ−Ｒ”に応じた成分とが別々の帯域に収納される。具体的には（Ｌ＋Ｒ）信号は、そのままの帯域に格納されるが、（Ｌ−Ｒ）信号については、当該成分で副搬送波（例えば３８ｋＨｚ）を変調することによって（Ｌ＋Ｒ）信号の帯域より高い領域にシフトされる。この方式では、（Ｌ＋Ｒ）信号のみを用いてモノラル音声を再生できると共に、（Ｌ＋Ｒ）信号と（Ｌ−Ｒ）信号とをマトリクス処理することによりＬ，Ｒ信号を分離し、ステレオ音声を再生できる。
【００１０】
ここで、ＦＭ信号は高変調になるほど、帯域幅が広がる。そのため、隣接妨害を抑制するためにＩＦＢＰＦ２の帯域を制限した場合に希望波のＦＭ変調度が高いと、検波出力の音声信号の歪みを生じるおそれがある。特に、上述のように、ステレオ放送では、ＦＭ信号中にて（Ｌ＋Ｒ）信号より高帯域の成分となる（Ｌ−Ｒ）信号はＩＦＢＰＦ２の帯域制限の影響をより強く受け、（Ｌ＋Ｒ）信号より大きな歪みを生じやすい。その結果、再生されたステレオ音声が聴覚上の違和感を生じやすいという問題があった。
【００１１】
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであり、隣接妨害の抑制を図りつつ、聴覚上の違和感が低減した再生音声が得られるＦＭチューナを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明に係るＦＭチューナは、受信信号に対して、受信目標ＦＭ信号の搬送波周波数を所定の中間周波数にシフトさせる周波数変換を行い、中間信号を生成する中間信号生成回路と、通過帯域幅を可変設定でき、前記中間信号に変換された前記受信目標ＦＭ信号を通過するバンドバスフィルタと、前記バンドパスフィルタを通過した前記受信目標ＦＭ信号を検波して、検波出力信号を生成する検波回路と、ステレオコンポジット信号である前記検波出力信号から左信号と右信号とを分離するステレオ復調回路と、前記ステレオ復調回路にて生成される前記左信号と前記右信号との分離度を制御するステレオ分離度制御部と、前記受信目標ＦＭ信号に対する隣接信号の干渉を検出する隣接干渉検出部と、前記隣接信号の干渉強度に応じて前記バンドパスフィルタの前記通過帯域幅の広狭を制御し、前記干渉強度が所定の弱干渉状態に比べて強い強干渉状態では、前記通過帯域幅を前記弱干渉状態におけるより狭い所定の狭通過帯域幅とする帯域幅制御部と、を有し、前記ステレオ分離度制御部が、前記干渉強度に応じて前記分離度を変化させ、前記弱干渉状態より前記強干渉状態にて分離度を低くする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、隣接妨害時にバンドパスフィルタの通過帯域幅を狭くする場合に、ステレオ音声の左右の分離度を低くすることで、聴覚上の違和感の軽減を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。図１は、実施形態に係るＦＭチューナの概略のブロック構成図である。本ＦＭチューナ５０は、その主要部のＩＣ化を図りつつ共通の回路基板上に形成され、基本的に一体のチューナモジュールとして構成される。
【００１５】
当該モジュールは例えば、自動車の車載オーディオ機器にその一部として組み込まれる。アンテナ５４で受信されたＲＦ信号ＳＲＦはＦＭチューナ５０において、ＦＭ−ＲＦ同調増幅回路５６、第１局部発振部５８、第１混合回路６０、バンドパスフィルタ（Band Pass Filter：ＢＰＦ）６２，６６、バッファアンプ６４，７２、第２局部発振部６８、第２混合回路７０、ＩＦＢＰＦ７４、リミッタアンプ７６、ＦＭ検波回路７８、ノイズキャンセラ８０、及びマトリクス回路（ＭＰＸ回路）８２を含んで構成される信号処理系で処理され、希望局の音声信号に対応した出力信号ＳＯＵＴが生成される。
【００１６】
ＦＭチューナ５０は上述の構成要素の他、水晶発振回路９０、Ｓメータ回路９２、帯域幅制御回路９４、ステレオ分離度制御回路９６、パイロット信号抽出回路９８、隣接妨害検出回路１００、変調度検出回路１０２、マルチパスノイズ検出回路１０４を含んで構成される。また、ＦＭチューナ５０は、図示しないシステムバスに接続され、当該システムバスを介し、マイクロコンピュータ等の制御部（不図示）の制御を受けて動作する。
【００１７】
ＲＦ信号ＳＲＦはＦＭ−ＲＦ同調増幅回路５６に入力される。ＦＭ−ＲＦ同調増幅回路５６は、ＲＦ信号ＳＲＦのうち、受信目標ＦＭ信号の搬送波周波数ｆＲに応じた帯域から外れた成分を減衰させる。これにより、ＦＭ−ＲＦ同調増幅回路５６は、受信希望局の周波数ｆＲを含む帯域のＲＦ信号ＳＲＦを通過させ、このＦＭ−ＲＦ同調増幅回路５６の出力信号は第１混合回路６０に入力される。
【００１８】
第１局部発振部５８は第１発振回路１１０及び分周回路１１２を含んで構成される。第１発振回路１１０は、水晶発振回路９０が出力する原発振信号Ｓ０を基準発振信号として利用するＰＬＬ回路で構成される。当該ＰＬＬ回路は、受信希望局に応じた周波数ｆＯＳＣ１の発振信号ＳＯＳＣ１を出力する。第１発振回路１１０は、制御部によりｆＯＳＣ１を制御され、ｆＯＳＣ１は、αを分周回路１１２の分周比として、α・（ｆＲ＋ｆＩＦ１）に設定される。分周回路１１２は、既に述べたように第１発振回路１１０からのＳＯＳＣ１をα分周してＳＬＯ１を生成し、第１混合回路６０へ出力する。
【００１９】
第１混合回路６０は、入力されたＲＦ信号ＳＲＦを、第１局部発振部５８から入力される第１局部発振信号ＳＬＯ１と混合して、第１中間信号ＳＩＦ１を生成する。ＳＬＯ１の周波数ｆＬＯ１は、ＳＲＦに含まれる周波数ｆＲの希望局の信号が第１混合回路６０によるＳＩＦ１への周波数変換にて所定の第１中間周波数ｆＩＦ１に変換されるように調整される。第１中間周波数ｆＩＦ１は、例えば、１０．７ＭＨｚに設定される。
【００２０】
ＳＩＦ１は、ＢＰＦ６２、バッファアンプ６４及びＢＰＦ６６を経て、第２混合回路７０に入力される。例えば、ＢＰＦ６２，６６はセラミックフィルタを用いて構成することができる。
【００２１】
第２局部発振部６８は、ｆＩＦ１＝１０．７ＭＨｚ、ｆＩＦ２＝４５０ｋＨｚに設定する場合に対応して、周波数ｆＬＯ２が１０．２５ＭＨｚであるＳＬＯ２を生成する。このＳＬＯ２を生成するために、本実施形態の第２局部発振部６８は分周回路１１４を有している。分周回路１１４は、水晶発振回路９０が出力する例えば２０．５ＭＨｚの発振信号Ｓ０を２分周して、上記ＳＬＯ２を生成し、第２混合回路７０へ供給する。
【００２２】
第２混合回路７０は、ＢＰＦ６６から入力された第１中間信号ＳＩＦ１を、第２局部発振部６８から入力される第２局部発振信号ＳＬＯ２と混合して、第２中間周波数ｆＩＦ２の第２中間信号ＳＩＦ２を生成する。ＳＬＯ２の周波数ｆＬＯ２は、（ｆＩＦ１−ｆＩＦ２）に設定され、ＳＩＦ１に含まれる周波数ｆＩＦ１の目的受信信号は第２混合回路７０において周波数ｆＩＦ２に変換される。第２中間周波数ｆＩＦ２は、例えば、４５０ｋＨｚに設定される。
【００２３】
ＳＩＦ２は、バッファアンプ７２を経由して、ＩＦＢＰＦ７４に入力される。ＩＦＢＰＦ７４は、ｆＩＦ２を中心周波数とし、かつ通過帯域幅ＷＦを可変設定できるバンドパスフィルタである。ＩＦＢＰＦ７４の通過帯域幅ＷＦは、後述するように帯域幅制御回路９４により制御される。
【００２４】
ＩＦＢＰＦ７４から出力されたＳＩＦ２は、リミッタアンプ７６を経て、ＦＭ検波回路７８に入力される。ＦＭ検波回路７８は例えば、クオドラチュア検波回路で構成される。ＦＭ検波回路７８は、リミッタアンプ７６から入力されたＳＩＦ２をＦＭ検波し、検波出力信号ＳＤＥＴを出力する。
【００２５】
ノイズキャンセラ８０は、検波出力信号ＳＤＥＴからパルスノイズを除去する。例えば、車載のＦＭチューナでは、車両のエンジン、電動ミラーやワイパーなどの動作に起因して、時間幅の短く振幅の大きいパルス状のノイズが受信信号に重畳し得る。ノイズキャンセラ８０は、このようなパルスノイズによる音質劣化を抑制する。パルスノイズを除去されたＳＤＥＴはマトリクス回路８２に入力される。
【００２６】
ノイズキャンセラ８０の出力にはパイロット信号抽出回路９８が設けられている。ＳＤＥＴは、（Ｌ＋Ｒ）信号、（Ｌ−Ｒ）信号及びパイロット信号ＳＰＬからなるステレオコンポジット信号であり、パイロット信号抽出回路９８はこのＳＤＥＴからパイロット信号ＳＰＬを抽出する。抽出されたパイロット信号ＳＰＬは、マトリクス回路８２に入力される。
【００２７】
また、パイロット信号抽出回路９８は、ＳＤＥＴ中におけるパイロット信号ＳＰＬの有無に応じて、ステレオインジケータ信号ＳＳＩを生成する。ＳＤＥＴ中にパイロット信号ＳＰＬが検出される場合には、信号ＳＳＩは、受信信号がステレオ放送であることを表す状態として、例えば、論理値“１”に対応する所定の電圧ＶＨ（Ｈレベル）に設定され、一方、パイロット信号ＳＰＬが検出されない場合には、信号ＳＳＩは、モノラル放送であることを表す状態として、例えば、論理値“０”に対応する所定の電圧ＶＬ（Ｌレベル、ＶＬ＜ＶＨ）に設定される。ＳＳＩは、ステレオ分離度制御回路９６に入力される。
【００２８】
マトリクス回路８２は、ステレオ放送時には、パイロット信号抽出回路９８から入力されるパイロット信号ＳＰＬを用いて、ＳＤＥＴからパイロット信号ＳＰＬを相殺し、（Ｌ＋Ｒ）信号、（Ｌ−Ｒ）信号をそれぞれ抽出することができる。そして、それら（Ｌ＋Ｒ）信号と（Ｌ−Ｒ）信号とから、マトリクス方式によりＬ信号とＲ信号とを分離し出力することができる。
【００２９】
ステレオ分離度制御回路９６は、マトリクス回路８２でのマトリクス処理における、差信号（Ｌ−Ｒ）の和信号（Ｌ＋Ｒ）に対する相対的な強度を調整して、ステレオ信号の分離度を制御する。このステレオ分離度の制御については後述する。
【００３０】
Ｓメータ回路９２は、例えば、ＢＰＦ６６から入力されたＳＩＦ１に基づいて、ＳＩＦ１に含まれる変動成分信号ＳＭ−ＡＣを生成すると共に、当該変動成分を低域通過フィルタ（Low Pass Filter：ＬＰＦ）で平滑化して受信電界強度信号ＳＭ−ＤＣを生成する。
【００３１】
図２は、Ｓメータ回路９２の概略の構成を示す回路図である。Ｓメータ回路９２は、例えば、直列に接続された６段のリミッタアンプ１２０-1〜１２０-6、それらの出力を並列に入力される加算器１２２、加算器１２２の出力電流ＩＯＵＴをＳＭ−ＤＣ及びＳＭ−ＡＣそれぞれの出力回路へ取り出すカレントミラー回路１２４、カレントミラー回路１２４の出力電流に基づいてそれぞれＳＭ−ＤＣを生成する平滑化回路１２６を含んで構成される。
【００３２】
ＳＩＦ１は初段のリミッタアンプ１２０-1に入力され、各リミッタアンプ１２０で順次増幅されると共に、各リミッタアンプ１２０-k（ｋは１≦ｋ≦６なる整数）の出力信号ＳＡｋとして加算器１２２に入力される。加算器１２２は、各ＳＡｋと基準電圧Ｖaとの電圧差δVＡｋ（≡ＳＡｋ−Ｖa）を求め、δVＡｋ＞０なるδVＡｋについて、当該電圧差に応じた電流δIＡｋを生成し、それらの合成電流をＩＯＵＴとして出力する。
【００３３】
カレントミラー回路１２４は、ＩＯＵＴが流れる入力側経路と、２つの並列に設けられた出力側経路とを有し、入力側のＩＯＵＴを各出力側経路にそれぞれ折り返す。一方に出力側経路には抵抗Ｒ１及びキャパシタＣ１からなる平滑化回路１２６が設けられる。平滑化回路１２６は大きな時定数を有し、十分に平滑化され実質的に直流とみなせる信号であるＳＭ−ＤＣを生成する。他方の出力側経路に取り出されたＩＯＵＴに応じた信号は、種々の変動成分を含んだまま、ＳＭ−ＡＣとして出力される。
【００３４】
ＳＭ−ＡＣは、例えば、マルチパスノイズ検出回路１０４に入力される。マルチパスノイズ検出回路１０４は、高域通過フィルタ（High Pass Filter：ＨＰＦ）１３０、検波回路１３２を含んで構成される。ＨＰＦ１３０のカットオフ周波数ｆＣは、ＳＭ−ＡＣに含まれるマルチパスノイズが主要成分がＨＰＦ１３０を通過するように設定される。ＦＭラジオ放送では例えば、ｆＣは５０ｋＨｚ程度とすることができる。検波回路１３２はＨＰＦ１３０を通過した高周波成分を整流検波して直流電圧に変換する。これにより、マルチパスノイズ検出回路１０４は、受信信号中におけるマルチパスノイズの強弱に応じた電圧レベルの直流信号ＳＭＰを生成し、当該ＳＭＰはステレオ分離度制御回路９６に入力される。
【００３５】
隣接妨害検出回路１００は、ＦＭ検波回路７８の出力信号ＳＤＥＴに基づいて隣接妨害を検出する。隣接妨害は、受信希望局に近い周波数に他の局が存在する場合に生じ得る。隣接妨害を与える放送局と希望局とのＲＦ周波数の差をΔｆとすると、隣接妨害の発生時のＳＤＥＴは、希望局に対応する音声帯域の信号成分に重畳して、Δｆに応じた周波数を有する高周波成分を有する。隣接妨害検出回路１００は、ＨＰＦ１３４、検波回路１３６を含んで構成され、隣接妨害により生じ得る高域成分の強弱に応じた電圧レベルの直流信号ＳＡＩを出力する。例えば、日本におけるＦＭ放送のチャンネルステップが１００ｋＨｚであることなどから、ＨＰＦ１３４のカットオフ周波数ｆＣは例えば、１００ｋＨｚ程度とすることができる。ＳＡＩは、帯域幅制御回路９４及びステレオ分離度制御回路９６にて利用される。
【００３６】
変調度検出回路１０２は、ＳＤＥＴに基づいて受信信号の変調度を検出する。変調度検出回路１０２は、ＬＰＦ１３８、検波回路１４０を含んで構成され、隣接妨害等に起因する高域成分を除去し、変調度に応じた電圧レベルの直流信号ＳＭＤを出力する。ＳＭＤは帯域幅制御回路９４にて利用される。
【００３７】
帯域幅制御回路９４は、Ｓメータ回路９２が生成するＳＭ−ＤＣ、隣接妨害検出回路１００が生成するＳＡＩ、及び変調度検出回路１０２が生成するＳＭＤに基づいて、ＩＦＢＰＦ７４の帯域幅ＷＦを制御する。例えば、帯域幅制御回路９４は、ＳＡＩに基づいて、隣接妨害の強度が所定の閾値を超えた状態か否かを判定し、閾値以下では、ＷＦを音声歪みが生じないように広めの基準帯域幅に設定する。一方、ＳＡＩが閾値を超えた場合には、帯域幅制御回路９４は、隣接妨害が発生しているとして、ＷＦを基準帯域幅より狭め、これにより、ＩＦＢＰＦ７４にて隣接妨害波の除去を図ることができる。
【００３８】
また、帯域幅制御回路９４は、例えば、隣接妨害の強度が所定の閾値以下であっても、ＳＭ−ＤＣ及びＳＭＤに基づいて、受信電界強度が所定の弱電界状態であり、かつ所定の低変調度である状態を検知した場合には、帯域幅ＷＦを狭く設定する。これにより、弱電界状態にて増加する高域成分のノイズがＩＦＢＰＦ７４にて除去され、感度の向上が図られる。なお、高変調度の場合はＷＦを狭めると音声歪みを生じ易い。そのため、帯域幅制御回路９４は、高変調度の場合には弱電界の状態であっても、隣接妨害が発生していない限り、ＷＦを基準帯域幅に設定する。一方、高変調度であっても隣接妨害が発生している状態では、音声歪み防止よりも隣接妨害除去を優先しＷＦを狭める。ちなみに、本ＦＭチューナ５０は、このときに生じ得る音声歪みの影響を、後述する分離度ＲＳＥＰの制御により聴感上、軽減する。
【００３９】
ステレオ分離度制御回路９６は、Ｓメータ回路９２からＳＭ−ＤＣ、マルチパスノイズ検出回路１０４からＳＭＰ、隣接妨害検出回路１００からＳＡＩ、パイロット信号抽出回路９８からＳＳＩを入力され、これらに基づいてステレオ分離度ＲＳＥＰを制御する。図３は、ステレオ分離度制御回路９６における制御の特性曲線の一例を模式的に示したグラフであり、横軸が受信電界強度ＶＲ（単位：ｄＢμＶ）縦軸が分離度ＲＳＥＰ（単位：ｄＢ）である。特性曲線１５０は、マルチパスノイズ及び隣接妨害がない正常な状態に対応する。この状態では、受信電界強度ＶＲが予め設定された所定の中電界以上（閾値Ｖｔｈ以上）である場合には、ＲＳＥＰは最大値に設定され、例えば、Ｌ信号，Ｒ信号が完全に分離したステレオ音声が再生される。一方、ＶＲがＶｔｈを下回る範囲では、ステレオ分離度制御回路９６は、ＶＲの変化に対して、予め設定された傾斜でＲＳＥＰを変化させ、弱電界ほど分離度ＲＳＥＰを低下させる。これにより、ステレオ音声におけるノイズ感を低減することができる。例えば、Ｖｔｈは６０ｄＢμＶ程度とし、ＲＳＥＰの最大値は４０ｄＢ程度に設定することができる。
【００４０】
次に、マルチパス信号が存在する場合、それに起因する（Ｌ−Ｒ）信号のマルチパスノイズの影響を軽減するため、ステレオ分離度制御回路９６は、マルチパスが発生していない正常時に比べて分離度ＲＳＥＰを低減させる。ここで、マルチパスノイズ強度が大きいほど、分離度ＲＳＥＰを低下させる構成とすることができ、例えば、ステレオ分離度制御回路９６は、マルチパスノイズが強くなるにしたがって、制御特性を特性曲線１５０から特性曲線１５２へ、そして特性曲線１５４へと順に変化させることができる。この制御は段階的に行うことも連続的に行うこともできる。例えば、ステレオ分離度制御回路９６に入力されたＳＭ−ＤＣをアッテネータに入力し、その減衰率をＳＭＰに応じて制御することで、マルチパスノイズに応じた連続的な変化を実現することができる。また、ＳＭＰが或る閾値を超えた範囲にて、分離度ＲＳＥＰをＳＭＰに応じて変化させるようにすることもできる。
【００４１】
さらに、本実施形態のＦＭチューナ５０では、ステレオ分離度制御回路９６は、隣接妨害の有無や強度に応じて分離度ＲＳＥＰを制御する。これにより、隣接妨害時にＩＦＢＰＦ７４の通過帯域を狭め、隣接妨害波の除去を図る際に、希望局の信号に歪みが発生しても、分離度ＲＳＥＰを低下させることによって聴感上の違和感を軽減することができる。
【００４２】
例えば、上述のアッテネータの減衰率がＳＡＩによっても可変な構成とすることで、隣接妨害の強度が強くなるにしたがって、ステレオ分離度制御回路９６の制御特性を特性曲線１５０，１５２，１５４のように次第に引き下げることができる。また、例えば、ＳＡＩが所定の閾値を超えている状態では、ステレオ分離度制御回路９６は、モノラル音声が生成されるようにマトリクス回路８２を制御してもよい。
【００４３】
また、上述のＳＡＩに応じた分離度ＲＳＥＰの制御は、ステレオインジケータ信号ＳＳＩに基づいてステレオ放送であることが検出されている状態にて選択的に行う構成としてもよい。
【００４４】
上述の構成では、隣接妨害をＦＭ検波回路７８の出力信号ＳＤＥＴから検出したが、本発明において隣接妨害の検出を如何なる方法で行うかは自由である。例えば、Ｓメータ回路９２のＳＭ−ＡＣに含まれる特定の高域成分に基づいて隣接妨害を検出することもできる。
【００４５】
ステレオ分離度制御回路９６は、アナログ信号で入力された各種センサ信号から、アナログ処理によりマトリクス回路８２に対する制御信号を生成する構成の他、例えば、ロジック的な処理、ソフト的な処理でマトリクス回路８２に対する制御信号を生成する構成とすることもできる。ロジック的な処理では、例えば、各種センサ信号をＡＤＣでデジタル値に変換し、ロジック回路にて得られた結果に基づいてレジスタの内容を設定し、そのレジスタの内容に基づいてマトリクス回路８２を制御する。また、ソフト的な処理では、ＦＭチューナ５０にてデジタル化したセンサ信号をシステムバスを介して制御部へ伝送し、制御部がプログラムを実行して得られた結果に基づいて、マトリクス回路８２を制御するレジスタの内容を設定する。
【００４６】
なお、上述の構成では、帯域幅制御回路９４とステレオ分離度制御回路９６とが各種センサ信号に基づいて別個に帯域制御や分離度制御を行う例を示したが、他の構成とすることもできる。例えば、帯域幅制御回路９４が隣接妨害や弱電界と判断し、ＩＦＢＰＦ７４の帯域を狭める制御をする際に、ステレオ分離度制御回路９６に対して分離度を低下させる制御を行う構成とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の実施形態に係るＦＭチューナの概略のブロック構成図である。
【図２】Ｓメータ回路の概略の構成を示す回路図である。
【図３】ステレオ分離度制御回路における制御の特性曲線の一例を模式的に示したグラフである。
【図４】従来のＦＭチューナの構成を説明するブロック図である。
【符号の説明】
【００４８】
５０  ＦＭチューナ、５４  アンテナ、５６  ＦＭ−ＲＦ同調増幅回路、５８  第１局部発振部、６０  第１混合回路、６２，６６  ＢＰＦ、６４，７２  バッファアンプ、６８  第２局部発振部、７０  第２混合回路、７４  ＩＦＢＰＦ、７６  リミッタアンプ、７８  ＦＭ検波回路、８０  ノイズキャンセラ、８２  マトリクス回路、９０  水晶発振回路、９２  Ｓメータ回路、９４  帯域幅制御回路、９６  ステレオ分離度制御回路、９８  パイロット信号抽出回路、１００  隣接妨害検出回路、１０２  変調度検出回路、１０４  マルチパスノイズ検出回路、１１０  第１発振回路、１１２，１１４  分周回路、１２０  リミッタアンプ、１２２  加算器、１２４  カレントミラー回路、１２６  平滑化回路、１３０，１３４  ＨＰＦ、１３２，１３６，１４０  検波回路、１３８  ＬＰＦ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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