(57)【要約】【課題】制御モードが複数存在する電動機について、その運転を維持しつつ永久磁石の温度上昇を抑制するように、制御モードの切換を行なう。【解決手段】磁石温度推定部４２０は、交流モータＭ１，Ｍ２の回転子に装着された永久磁石の温度を推定する。モード切換判定部４００は、判定値設定部４１０により設定された判定値を用いて、矩形波電圧制御モードおよびＰＷＭ制御モードの間での交流モータＭ１，Ｍ２のそれぞれの制御モード切換を判定する。判定値設定部４１０は、モード切換判定部４００で用いる判定値について、磁石温度の上昇時には、磁石温度の非上昇時と比較して、矩形波制御モードが適用されるモータ運転領域が相対的に広く設定されるように変化させる。【選択図】図１１
2009171640.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石を回転子に有する電動機の駆動制御装置であって、
前記永久磁石の温度を推定する磁石温度推定部と、
前記電動機の制御モード切換に用いる判定値を、前記磁石温度推定部によって推定された磁石温度に応じて設定する判定値設定部と、
前記判定値設定部により設定された判定値を用いて、前記電動機の固定子巻線に矩形波電圧を印加する第１の制御モードと、パルス幅変調制御に従って前記固定子巻線への印加電圧を制御する第２の制御モードとの間の制御モード切換を判定するモード切換判定部とを備え、
前記判定値設定部は、前記モード切換判定部で用いる判定値について、前記磁石温度の非上昇時には第１の判定値に設定する一方で、前記磁石温度の上昇時には、前記第１の判定値の使用時と比較して、前記第１の制御モードが適用される前記電動機の運転領域が相対的に広く設定されるような第２の判定値に設定する、電動機の駆動制御装置。
【請求項２】
前記判定値設定部は、前記磁石温度の上昇時には、前記第１の制御モードが適用される前記電動機の運転領域が相対的に広く設定される方向に、前記第２の判定値を徐々に変化させ、
前記駆動制御装置は、
前記磁石温度の上昇時において、前記判定値設定部によって前記第２の判定値が予め定められた限界値まで変化されたときに、前記電動機の負荷制限を指示するための負荷制限部をさらに備える、請求項１記載の電動機の駆動制御装置。
【請求項３】
前記判定値設定部は、前記第２の判定値の設定時に前記磁石温度が所定温度以下となったときには、前記第１の判定値を設定するように構成される、請求項１または２に記載の電動機の駆動制御装置。
【請求項４】
前記磁石温度推定部は、前記電動機の循環冷却系に使用される冷媒の温度および前記電動機の固定子温度の少なくとも一方を用いて、前記磁石温度を算出する、請求項１から３のいずれか１項に記載の電動機の駆動制御装置。
【請求項５】
前記回転子が車輪との間で駆動力を伝達可能に連結された前記電動機と、
請求項１から４のいずれか１項に記載の電動機の駆動制御装置とを備える、電動車両。
【請求項６】
永久磁石を回転子に有する電動機の駆動制御方法であって、
前記永久磁石の温度推定に基づいて前記永久磁石の温度状態を判定するステップと、
前記電動機の制御モード切換に用いる判定値を、前記永久磁石の温度状態に応じて設定するステップと、
設定された前記判定値を用いて、前記電動機の固定子巻線に矩形波電圧を印加する第１の制御モードと、パルス幅変調制御に従って前記固定子巻線への印加電圧を制御する第２の制御モードとの間の制御モード切換を判定するステップとを備え、
前記設定するステップは、前記判定値を、前永久磁石の温度非上昇時には第１の判定値に設定する一方で、前記永久磁石の温度上昇時には、前記第１の判定値の使用時と比較して、前記第１の制御モードが適用される前記電動機の運転領域が相対的に広く設定されるような第２の判定値に設定する、電動機の駆動制御方法。
【請求項７】
前記設定するステップは、前記永久磁石の温度上昇時には、前記第１の制御モードが適用される前記電動機の運転領域が相対的に広く設定される方向に、前記第２の判定値を徐々に変化させ、
前記駆動制御方法は、
前記永久磁石の温度上昇時において、前記判定値設定部によって前記第２の判定値が予め定められた限界値まで変化されたときに、前記電動機の負荷制限を指示するステップをさらに備える、請求項６記載の電動機の駆動制御方法。
【請求項８】
前記設定するステップは、前記第２の判定値の設定時に前記永久磁石が所定温度以下となったときには、前記第１の判定値を設定する、請求項６または７に記載の電動機の駆動制御方法。
【請求項９】
前記永久磁石の温度推定値は、前記電動機の循環冷却系に使用される冷媒の温度および前記固定子の温度の少なくとも一方を用いて算出される、請求項６から８のいずれか１項に記載の電動機の駆動制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電動機の駆動制御装置および駆動制御方法ならびに電動車両に関し、より特定的には、永久磁石を回転子に有する電動機において、永久磁石の減磁を防ぐ技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、環境に配慮した自動車として、ハイブリッド自動車（Hybrid Vehicle）や電気自動車（Electric Vehicle）などの電動車両が大きく注目されている。このような電動車両は、二次電池などからなる蓄電装置と、当該蓄電装置から電力を受けて駆動力を発生するための電動機（モータジェネレータ）とを備えている。電動機は、発進時や加速時などにおいて駆動力を発生するとともに、制動時などにおいて車両の運動エネルギーを電気エネルギーに変換する発電を行なう。この発電電力は、蓄電装置に回収される。
【０００３】
このような電動車両に搭載される電動機は、界磁磁束の高密度化や電力回生の容易性などから永久磁石形同期機（permanent magnetic synchronous machine）が用いられることが多い。特に、磁気抵抗の非対称性によって生じる駆動トルク（リラクタンストルク）を併用して利用できる埋込構造の永久磁石形同期機（interior permanent magnet synchronous machine）が頻繁に採用される。
【０００４】
一般的に、永久磁石は、環境温度に応じて保持力が変化することが知られている。たとえば、永久磁石の主成分である強磁性体が相転移を生じるキュリー点を超えるような高温の環境温度に晒されると、永久磁石の保持力が低下し、元に戻らない不可逆減磁が生じ得る。
【０００５】
また、永久磁石形同期機等の交流電動機をインバータにより駆動制御する際に、電動機を高効率に駆動するために、一般的にはベクトル制御に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）に従ってモータ電流が制御される。さらに、電動機出力を向上するために、矩形波電圧を交流モータに印加して駆動制御する矩形波電圧位相制御モードとＰＷＭ制御に従ったＰＷＭ電流制御モードとを切換えて交流電動機を制御する構成が公知である。
【０００６】
たとえば、特開２００６−３１１７７０号公報（特許文献１）には、トルクフィードバック制御による矩形波制御モードと、モータ電流フィードバック制御によるＰＷＭ制御モードとをモータ運転条件に応じて切換えるモータ駆動システムにおいて、磁石温度に依存したモータ出力特性の変化を補償するように、トルク偏差を反映してモータ電流制御の制御指令値を生成することが記載されている。
【０００７】
また、特開２００３−２４４９９０号公報（特許文献２）には、正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御とを円滑に切換えるためのモータ制御装置として、モード切換時には正弦波と矩形波とを合成した中間波の交流電圧を生成してモータに印加することが記載されている。
【０００８】
さらに、特開２００７−１６６８３０号公報（特許文献３）には、モータ内部温度と予め規定されるモータ許容温度との差に基づいて、矩形波電流の通電区間および電流ピーク指令値とを決定することが記載され、特開２００６−２２３０３７号公報（特許文献４）には、永久磁石の温度が許容温度を超えた場合に、ゲート信号を遮断することによって、永久磁石の減磁発生を防止することが記載されている。また、特開２００４−１６６４１５号公報（特許文献５）には、モータおよびモータ駆動装置（インバータ）の温度が許容値を超えないように、モータ損失とインバータ損失とを考慮して、ＰＷＭ制御および矩形波制御の切換えを制御することが記載されている。
【特許文献１】特開２００６−３１１７７０号公報
【特許文献２】特開２００３−２４４９９０号公報
【特許文献３】特開２００７−１６６８３０号公報
【特許文献４】特開２００６−２２３０３７号公報
【特許文献５】特開２００４−１６６４１５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
特許文献４のように、永久磁石の温度が許容温度を超えた場合に、ゲート信号を遮断する、すなわち、電動機運転を停止させるように制御すれば、減磁が発生するような永久磁石の過度の高温状態をより確実に防止できる。しかしながら、上述の電動車両に車両駆動力発生用として搭載された永久磁石型の電動機では、可能な限り電動機を運転可能とした上で過高温状態を回避することが好ましい。
【００１０】
この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、制御モードが複数存在する電動機について、その運転を維持しつつ永久磁石の温度上昇を抑制するように、制御モードの切換を行なうことである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明による電動機の駆動制御装置は、永久磁石を回転子に有する電動機の駆動制御装置であって、磁石温度推定部と、判定値設定部と、モード切換判定部とを備える。磁石温度推定部は、永久磁石の温度を推定する。判定値設定部は、電動機の制御モード切換に用いる判定値を、磁石温度推定部によって推定された磁石温度に応じて設定する。モード切換判定部は、判定値設定部により設定された判定値を用いて、電動機の固定子巻線に矩形波電圧を印加する第１の制御モードと、パルス幅変調制御に従って固定子巻線への印加電圧を制御する第２の制御モードとの間の制御モード切換を判定する。そして、判定値設定部は、モード切換判定部で用いる判定値について、磁石温度の非上昇時には第１の判定値に設定する一方で、磁石温度の上昇時には、第１の判定値の使用時と比較して、第１の制御モードが適用される電動機の運転領域が相対的に広く設定されるような第２の判定値に設定する。
【００１２】
この発明による電動機の駆動制御方法は、永久磁石を回転子に有する電動機の駆動制御方法であって、永久磁石の温度推定に基づいて永久磁石の温度状態を判定するステップと、電動機の制御モード切換に用いる判定値を、永久磁石の温度状態に応じて設定するステップと、設定された判定値を用いて、電動機の固定子巻線に矩形波電圧を印加する第１の制御モードと、パルス幅変調制御に従って固定子巻線への印加電圧を制御する第２の制御モードとの間の制御モード切換を判定するステップとを備える。そして、上記設定するステップは、判定値を、前永久磁石の温度非上昇時には第１の判定値に設定する一方で、永久磁石の温度上昇時には、第１の判定値の使用時と比較して、第１の制御モードが適用される電動機の運転領域が相対的に広く設定されるような第２の判定値に設定する。
【００１３】
上記電動機の駆動制御装置および制御方法によれば、第１の制御モード（矩形波制御）および第２の制御モード（ＰＷＭ制御）の切換に用いる判定値を永久磁石の推定温度（磁石温度）に応じて変化させることにより、磁石温度の上昇時には、第１の制御モードが適用される電動機の運転領域が広げられる。矩形波制御の適用時には、高周波数でのスイッチング制御が行なわれるＰＷＭ制御の適用時と比較して、モータ電流の高周波成分による磁界変動が小さくなるため、渦電流による磁石温度上昇が相対的に抑制される。このため、電動機の運転を維持しつつ、永久磁石の温度上昇を抑制するように、電動機の制御モード切換を実行できる。
【００１４】
好ましくは、駆動制御装置は、負荷制限部をさらに備える。そして、判定値設定部は、磁石温度の上昇時には、第１の制御モードが適用される電動機の運転領域が相対的に広く設定される方向に、第２の判定値を徐々に変化させる。負荷制限部は、磁石温度の上昇時において、判定値設定部によって第２の判定値が予め定められた限界値まで変化されたときに、電動機の負荷制限を指示する。あるいは、上記設定するステップは、永久磁石の温度上昇時には、第１の制御モードが適用される電動機の運転領域が相対的に広く設定される方向に、第２の判定値を徐々に変化させる。そして、駆動制御方法は、永久磁石の温度上昇時において、判定値設定部によって第２の判定値が予め定められた限界値まで変化されたときに、電動機の負荷制限を指示するステップをさらに備える。
【００１５】
このようにすると、判定値の変化による制御モード切換の調整によっては、磁石温度の上昇が困難である場合には、電動機の負荷制限によって磁石温度がさらに上昇することをより確実に防止できる。逆に言うと、磁石温度上昇に応答して直接的に負荷制限を実行する制御構成と比較して、電動機の出力を確保することができる。
【００１６】
また好ましくは、判定値設定部は、第２の判定値の設定時に磁石温度が所定温度以下となったときには、第１の判定値を設定するように構成される。あるいは、上記設定するステップは、第２の判定値の設定時に永久磁石が所定温度以下となったときには、第１の判定値を設定する。
【００１７】
このようにすると、一旦上昇した磁石温度が制御モード切換の調整によって低下した場合には、第２の制御モードの適用領域を通常に戻すことにより、電動機の駆動効率を向上できる。
【００１８】
あるいは好ましくは、磁石温度推定部は、電動機の循環冷却系に使用される冷媒の温度および電動機の固定子温度の少なくとも一方を用いて、磁石温度を算出する。または、上記判定するステップで用いられる永久磁石の温度推定値は、電動機の循環冷却系に使用される冷媒の温度および固定子の温度の少なくとも一方を用いて算出される。
【００１９】
このようにすると、電動機の回転子に装着されるためセンサによる直接の測温が困難である永久磁石の温度を、簡易かつ高精度に推定することができる。
【００２０】
本発明による電動車両は、回転子が車輪との間で駆動力を伝達可能に連結された電動機と、上記電動機を制御するための上記のいずれかの駆動制御装置とを備える。
【００２１】
上記電動車両では、電動機の運転により車両駆動力を発生可能な状況を維持しつつ、永久磁石の温度上昇を抑制するように、電動機の制御モード切換を実行できる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、制御モードが複数存在する電動機について、制御モードの切換条件を永久磁石温度に応じて変化させることによって、その運転を維持しつつ永久磁石の温度上昇を抑制するように、制御モードの切換を行なうことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一の符号を付してその詳細な説明は原則的には繰返さないものとする。
【００２４】
［全体構成］
図１は、本発明の実施の形態に従う電動機の駆動制御装置を搭載したハイブリッド自動車の一例を示す概略ブロック図である。
【００２５】
図１を参照して、電動車両の代表例として示されるハイブリッド自動車２００は、ハイブリッド車駆動装置１００と、動力分割機構２１０と、ディファレンシャルギヤ（ＤＧ）２２０と、駆動輪２３０とを備える。ハイブリッド車駆動装置１００は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、コンバータ１２と、インバータ１４，３１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０と、補機バッテリ２１と、制御装置３０と、エンジン６０と、交流モータＭ１，Ｍ２とを備える。なおインバータ１４，３１はＩＰＭ（インテリジェントパワーモジュール）３５を構成する。交流モータＭ１，Ｍ２はいずれも、本発明の実施の形態に従う電動機の駆動制御装置の制御対象となる「電動機」を構成する。
【００２６】
交流モータＭ１は、動力分割機構２１０を介してエンジン６０と結合される。そして、交流モータＭ１は、エンジン６０を始動し、またはエンジン６０の回転力によって発電する。また、交流モータＭ２は、動力分割機構２１０を介して駆動輪２３０を駆動する。
【００２７】
交流モータＭ１，Ｍ２は、一例として、永久磁石形の三相交流同期電動機で構成される。すなわち、交流モータＭ１，Ｍ２の各々は、ステータに設けられたコイルに駆動電流が流されることで生じる電流磁界（回転磁界）によって、永久磁石を有するロータを回転させるように構成される。なお、上述のように、本願における「電動機」は、いわゆるモータジェネレータの機能を有するものも含む概念であることを確認的に記載する。
【００２８】
直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。より具体的には、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御装置３０からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。
【００２９】
コンバータ１２は、直流電源Ｂから供給された直流電圧を昇圧してインバータ１４，３１へ供給する。より具体的には、コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＵを受けると、直流電圧を昇圧してインバータ１４，３１に供給する。また、コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＤを受けると、インバータ１４（または３１）から供給された直流電圧を降圧して直流電源ＢおよびＤＣ／ＤＣコンバータ２０へ供給する。さらに、コンバータ１２は、制御装置３０からの信号ＳＴＰ１によって昇圧動作および降圧動作を停止する。
【００３０】
インバータ１４は、コンバータ１２から直流電圧が供給されると、制御装置３０からの制御信号ＤＲＶ１に基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。また、インバータ１４は、ハイブリッド車駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置３０からの制御信号ＤＲＶ１に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンバータ１２へ供給する。
【００３１】
インバータ３１は、コンバータ１２から直流電圧が供給されると、制御装置３０からの制御信号ＤＲＶ２に基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ２を駆動する。また、インバータ３１は、ハイブリッド車駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車の回生制動時、交流モータＭ２が発電した交流電圧を制御装置３０からの制御信号ＤＲＶ２に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンバータ１２へ供給する。
【００３２】
なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車等の電動車両を運転する運転者によるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００３３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、制御装置３０からの制御信号ＤＲＶによって駆動され、直流電源Ｂからの直流電圧を変換して補機バッテリ２１を充電する。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、制御装置３０からの信号ＳＴＰ２によって停止される。補機バッテリ２１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０から供給される電力を蓄積する。
【００３４】
制御装置３０は、インバータ１４を制御するための制御信号ＤＲＶ１、インバータ３１を制御するための制御信号ＤＲＶ２、コンバータ１２を制御するための信号ＰＷＭＵ，ＰＷＭＤ、コンバータ１２の停止信号ＳＴＰ１、および、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の停止信号ＳＴＰ２を生成する。
【００３５】
図２は、図１に示す動力分割機構２１０の模式図である。
図２を参照して、動力分割機構２１０は、リングギヤ２１１と、キャリアギヤ２１２と、サンギヤ２１３とから成る。エンジン６０のシャフト２５１は、プラネタリキャリア２５３を介してキャリアギヤ２１２に接続され、交流モータＭ１のシャフト２５２は、サンギヤ２１３に接続され、交流モータＭ２のシャフト２５４は、リングギヤ２１１に接続されている。なお、交流モータＭ２のシャフト２５４は、ＤＧ２２０を介して駆動輪２３０の駆動軸に結合される。
【００３６】
交流モータＭ１は、シャフト２５２、サンギヤ２１３、キャリアギヤ２１２およびプラネタリキャリア２５３を介してシャフト２５１を回転し、エンジン６０を始動する。また、交流モータＭ１は、シャフト２５１、プラネタリキャリア２５３、キャリアギヤ２１２、サンギヤ２１３およびシャフト２５２を介してエンジン６０の回転力を受け、その受けた回転力によって発電する。
【００３７】
図３は、図１のハイブリッド車駆動装置１００において交流モータＭ１，Ｍ２の駆動制御に関する部分を詳細に示す図である。
【００３８】
図３を参照して、直流電源Ｂは、直流電圧を出力する。電圧センサ１０は、直流電源Ｂから出力される電圧Ｖｂを検出し、その検出した電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。
【００３９】
システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによってオンされると、直流電源Ｂからの直流電圧をコンデンサＣ１に供給する。コンデンサＣ１は、直流電源ＢからシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２を介して供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をコンバータ１２へ供給する。電圧センサ１１は、コンデンサＣ１の両端の電圧Ｖｃを検出し、その検出した電圧Ｖｃを制御装置３０へ出力する。
【００４０】
コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子（スイッチング素子）Ｑ１，Ｑ２とを含む。本実施の形態において、スイッチング素子としては、代表的にはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられるが、制御信号によりオンオフ制御可能な任意の電力用半導体素子を適用可能である。さらに、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流す逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続されている。
【００４１】
コンバータ１２は、直流電源Ｂからの直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２へ出力する電圧変換動作および、ハイブリッド自動車の回生制動時に、コンデンサＣ２の電圧を降圧して直流電源Ｂへ供給する電圧変換動作の両方が可能な双方向の昇降圧コンバータとして構成される。
【００４２】
コンデンサＣ２は、コンバータ１２から供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４，３１へ供給する。電圧センサ１３は、コンデンサＣ２の両側の電圧、すなわち、コンバータ１２の出力電圧ＶＨを検出する。
【００４３】
インバータ１４は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると制御装置３０からの制御信号ＤＲＶ１に基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲ１によって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ１４は、ハイブリッド車駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置３０からの制御信号ＤＲＶ１に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介してコンバータ１２へ供給する。
【００４４】
インバータ３１は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると制御装置３０からの制御信号ＤＲＶ２に基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ２を駆動する。これにより、交流モータＭ２は、トルク指令値ＴＲ２によって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ３１は、ハイブリッド車駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車の回生制動時、交流モータＭ２が発電した交流電圧を制御装置３０からの制御信号ＤＲＶ２に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介してコンバータ１２へ供給する。
【００４５】
交流モータＭ１，Ｍ２には回転角検出部３２Ａ，３２Ｂがそれぞれ配置される。回転角検出部３２Ａ，３２Ｂは、交流モータＭ１，Ｍ２の回転軸に連結されて、交流モータＭ１，Ｍ２のロータ（回転子）の回転位置に基づいて回転角θ１，θ２を検出し、検出した回転角θ１，θ２を制御装置３０へ出力する。
【００４６】
制御装置３０は、外部に設けられた電子制御装置（ＥＣＵ）からトルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２およびモータ回転数ＭＲＮ１，ＭＲＮ２を受ける。制御装置３０は、さらに、回転角検出部３２Ａ，３２Ｂからの回転角θ１，θ２に加えて、電圧センサ１０から電圧Ｖｂを受け、電圧センサ１１から電圧Ｖｃを受け、電圧センサ１３から電圧ＶＨを受け、電流センサ２４からモータ電流ＭＣＲＴ１を受け、電流センサ２８からモータ電流ＭＣＲＴ２を受ける。
【００４７】
制御装置３０は、電圧ＶＨ、モータ電流ＭＣＲＴ１、トルク指令値ＴＲ１、および回転角θ１に基づいて、インバータ１４が交流モータＭ１を駆動するときにインバータ１４に含まれるスイッチング素子をスイッチング制御するための制御信号ＤＲＶ１を生成するとともにインバータ１４へ出力する。同様に、制御装置３０は、電圧ＶＨ、モータ電流ＭＣＲＴ２、トルク指令値ＴＲ２、および回転角θ２に基づいて、インバータ３１が交流モータＭ２を駆動するときにインバータ３１に含まれるスイッチング素子をスイッチング制御するための制御信号ＤＲＶ２を生成するとともにインバータ３１へ出力する。
【００４８】
制御装置３０は、インバータ１４（または３１）が交流モータＭ１（またはＭ２）を駆動するとき、電圧Ｖｂ，ＶＨ、トルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）およびモータ回転数ＭＲＮ１（またはＭＲＮ２）に基づいて、コンバータ１２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御するための制御信号ＰＷＭＵを生成するとともにコンバータ１２へ出力する。
【００４９】
制御装置３０は、ハイブリッド自動車２００の回生制動時、交流モータＭ１またはＭ２で発電された交流電圧を直流電圧に変換するように制御信号ＤＲＶ１，２を生成する。制御装置３０は、制御信号ＤＲＶ１，ＤＲＶ２をインバータ１４，３１へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給し、インバータ３１は、交流モータＭ２で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給するように動作する。
【００５０】
さらに、制御装置３０は、インバータ１４（または３１）から供給された直流電圧を降圧するように制御信号ＰＷＭＤを生成して、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１またはＭ２が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。
【００５１】
図４は、インバータ１４，３１の構成を説明する概略図である。図４に示されるように、インバータ１４，３１の各々は、電源ライン１とアースライン２との間に並列に設けられた、Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６およびＷ相アーム１７を構成する、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８により構成される。各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８には、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。図示するように、各相アームの中間点は、対応の交流モータＭ１またはＭ２のステータコイルの各相端に接続されている。
【００５２】
図５は、交流モータＭ１，Ｍ２に用いられる永久磁石形回転電機の要部の構成例を示す図である。
【００５３】
図５を参照して、永久磁石形同期機のロータにおいては、ロータコア５０に複数の穴５２を開け、この穴５２の内部に永久磁石５４を挿入配置することによって極が形成される。そして、ステータ４０では、ロータコア５０を取り囲むように複数のコイル（図示せず）が配置される。複数のコイルに通電して形成された回転磁界に基づいて、ロータが回転駆動される。
【００５４】
ここで、ステータ４０のコイルによって発生される磁束は永久磁石５４を貫くため、永久磁石５４において渦電流が発生する。磁石中に発生した渦電流は、電動機の小型化、高速化および高出力化に伴い、その発熱および損失の問題が顕著となる。すなわち、発熱は磁石の減磁につながり、電動機の故障原因となる。
【００５５】
図６は、交流モータＭ１，Ｍ２の断面を模式的に示す図である。図６において、交流モータＭ１，Ｍ２の断面方向は交流モータＭ１，Ｍ２の回転軸と平行方向である。
【００５６】
図６を参照して、交流モータＭ１，Ｍ２はケース６５に収納される。交流モータＭ１はロータコア５０．１と、永久磁石５４．１とを含む。永久磁石５４．１はロータコア５０．１に挿入される。交流モータＭ１は、さらに、ステータコア４０．１と、ステータコア４０．１に巻回されるステータコイル４６．１とを含む。ステータコア４０．１（およびステータコイル（４６．１）はロータコア５０．１の周囲に設けられる。
【００５７】
交流モータＭ２は、ロータコア５０．２と、永久磁石５４．２とを含む。永久磁石５４．２はロータコア５０．２に挿入される。交流モータＭ２は、さらに、ステータコア４０．２と、ステータコア４０．２に巻回されるステータコイル４６．２とを含む。ステータコア４０．２（およびステータコイル４６．２）はロータコア５０．２の周囲に設けられる。
【００５８】
なお、永久磁石５４．１の数および永久磁石５４．２の数は特に限定されるものではない。
【００５９】
軸Ｘは交流モータＭ１の回転軸であるとともに交流モータＭ２の回転軸である。図６に示すように、ロータコア５０．１の軸Ｘ方向の長さは、ロータコア５０．２の軸Ｘ方向の長さよりも長い。このように交流モータＭ１と交流モータＭ２とでは構造が異なる。
【００６０】
ケース６５の底部に溜められた油７０はロータコア５０．１，５０．２の各々の回転により掻き揚げられる。ロータコア５０．１およびステータ（ステータコア４０．１とおよびステータコイル４６．１）は油７０により冷却される。同様に、ロータコア５０．２およびステータ（ステータコア４０．２とおよびステータコイル４６．２）は油７０により冷却される。このようにして、油７０を冷却媒体とする交流モータＭ１，Ｍ２の「循環冷却系」が構成される。
【００６１】
油７０は具体的には自動変速機のＡＴＦ（Automatic Transmission Fluid）である。本実施の形態によれば液体である冷却油によりロータおよびステータを冷却することができる。さらに本実施の形態ではＡＴＦによりロータおよびステータを冷却することができる。なお本実施の形態では冷却媒体は油であるが、たとえば冷却媒体は気体でもよい。
【００６２】
ケース６５の底部には油７０の温度を検知するための温度センサ７２が設けられる。また、交流モータＭ２のステータの温度を検知するために、温度センサ７４がステータコイル４６．２の近傍に設けられる。
【００６３】
［電動機の制御モード］
次に、インバータ１４，３１による交流モータＭ１，Ｍ２の駆動制御について、詳細に説明する。
【００６４】
図７には、本発明の実施の形態に従う電動機の駆動制御装置では、交流モータＭ１，Ｍ２の制御、すなわち、インバータ１４，３１における電力変換について、下記の３つの制御モードを切換えて使用する。
【００６５】
正弦波ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、電圧指令の相関波形が正弦波となる正弦波ＰＷＭ制御モードでは、この基本波成分振幅をインバータ入力電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。
【００６６】
一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータに印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。
【００６７】
過変調ＰＷＭ制御は、上記電圧指令の振幅を歪ませた上で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。過変調ＰＷＭ制御では、基本波成分を歪ませることによって、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。このように、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御が「ＰＷＭ制御モード」に含まれる。なお、過変調ＰＷＭ制御を適用することなく、正弦波ＰＷＭ制御のみによって、「ＰＷＭ制御モード」を構成してもよい。
【００６８】
図８は、ＰＷＭ制御モードにおけるインバータのスイッチング制御信号の生成を説明するための波形図である。
【００６９】
図８を参照して、曲線Ｗ１は、後述する方法で算出される各相での電圧指令信号を示す。曲線Ｗ２は、所定周波数の三角波やのこぎり波で構成されるキャリア波である。ＰＷＭ制御モードでは、電圧指令信号Ｗ１とキャリア波Ｗ２との電圧の高低関係に従って、図３の制御信号ＤＲＶ１，ＤＲＶ２に相当する、パルス状のスイッチング制御信号が生成される。そして、インバータ１４，３１中の対応相のスイッチング素子は、このスイッチング制御信号に応じて、上下アームで相補的にスイッチング動作を行なう。
【００７０】
一般に、スイッチング素子のスイッチング周波数に相当する、キャリア波の周波数は、可聴周波数帯を避けるために、５〜１０ｋＨｚ程度の高周波数に設定される。このため、交流モータＭ１，Ｍ２の１回転中には、インバータのスイッチング素子によるスイッチング動作が多数回実行される。
【００７１】
この結果、図９に示されるように、ＰＷＭ制御モード時のインバータ出力電流ＷＶ１には、そのスイッチング周波数に応じた高調波成分（リプル電流）が発生する。なお、高調波成分の次数は特に限定されるものではない。
【００７２】
高調波成分が大きくなるほど、永久磁石５４を貫く磁界の変動が大きくなるため、永久磁石５４に生じる渦電流が大きくなる。この結果、磁石温度が上昇し易くなる。
【００７３】
一方で、矩形波制御モード時には、スイッチング制御信号は、交流モータＭ１，Ｍ２の回転数に相当する周波数の矩形波信号とされる。このため、矩形波制御モード時のインバータ出力電流ＷＶ２には、ＰＷＭ制御モード時のインバータ出力電流ＷＶ１のような高周波成分は発生しない。この結果、渦電流による永久磁石５４の温度上昇については、ＰＷＭ制御モード時に大きくなる一方で、矩形波制御モード時には比較的小さくなる。
【００７４】
図１０に示されるように、交流モータＭ１，Ｍ２に生じる誘起電圧に対応するように、概略的には、比較的低回転数の運転領域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御モードが用いられ、中回転数の運転領域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御モード、高回転数の運転領域Ａ３では、矩形波制御モードが適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御モードおよび矩形波制御モードの適用により、交流モータＭ１の出力向上が実現される。
【００７５】
次に、本実施の形態による電動機の制御装置および制御方法に従う交流モータＭ１，Ｍ２の制御モード設定について詳細に説明する。
【００７６】
図１１は、本実施の形態による電動機の駆動制御装置によるモータ制御構成を説明する機能ブロック図である。図１１に示されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置３０によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現することができる。なお、各交流モータＭ１，Ｍ２の制御構成は同様であるので、図１１では、交流モータＭ１の制御構成について代表的に説明する。
【００７７】
図１１を参照して、矩形波電圧制御部３００は、矩形波制御モードの選択時に、交流モータＭ１がトルク指令値ＴＲ１に従ったトルクを出力するような電圧位相の矩形波電圧が発生されるように、インバータ１４のスイッチング動作を制御する制御信号ＤＲＶ１を生成する。矩形波電圧制御部３００は、演算部３０５と、トルク検出部３１０と、電圧位相制御部３２０と、矩形波発生部３３０とを含む。
【００７８】
ＰＷＭ制御部３５０は、ＰＷＭ制御モードの選択時に、交流モータＭ１がトルク指令値ＴＲ１に従ったトルクを出力するように、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御に従ってインバータ１４におけるスイッチング動作の制御信号ＤＲＶ１を生成する。ＰＷＭ制御部３５０は、電流指令生成部３６０と、電流制御部３７０と、ＰＷＭ回路３８０とを含む。
【００７９】
磁石温度推定部４２０は、交流モータＭ１の運転状態パラメータに基づいて、永久磁石５４の温度を推定する。図示するように、運転状態パラメータとしては、トルク指令値ＴＲ１、回転数ＭＲＮ１、ステータコイル温度Ｔｓ、モータの冷却油温度Ｔａ等が含まれる。永久磁石５４の温度推定手法の詳細については、後程詳細に説明する。磁石温度推定部４２０は、推定演算により算出した磁石温度ＴＭＧ１を出力する。
【００８０】
判定値設定部４１０は、磁石温度推定部４２０からの磁石温度ＴＭＧ１に基づいて、モード切換判定部４００での交流モータＭ１のモード切換判定に用いられる判定値を設定する。
【００８１】
モード切換判定部４００は、判定値設定部４１０により設定された判定値を用いて、図３に示したＰＷＭ制御モードおよび矩形波制御モード間のモード切換を判定する。さらに、モード切換判定部４００は、ＰＷＭ制御モード中でも、正弦波ＰＷＭ制御モードおよび過変調ＰＷＭ制御の切換を判定する機能を有する。過変調ＰＷＭ制御の選択時には、制御信号ＯＭがオンされる。モード切換判定部４００によるモード切換判定の詳細についても、後ほど詳細に説明する。
【００８２】
切換スイッチ４０５は、モード切換判定部４００によって選択される制御モードに従って、Ｉ側およびＩＩ側のいずれかに設定される。
【００８３】
ＰＷＭ制御モードの選択時には、切換スイッチ４０５はＩ側に設定されており、ＰＷＭ制御部３５０によって設定された制御信号ＤＲＶ１に従い、擬似的な正弦波電圧が交流モータＭ１に印加される。一方、矩形波制御モードの選択時には、切換スイッチ４０５はＩＩ側に設定されており、矩形波電圧制御部３００によって設定された制御信号ＤＲＶ１に従い、インバータ１４により矩形波電圧が交流モータＭ１に印加される。
【００８４】
次に、各ブロックの機能の詳細を説明する。
矩形波電圧制御部３００において、トルク検出部３１０は、交流モータＭ１の出力トルクを検出する。トルク検出部３１０は、公知のトルクセンサを用いて構成することもできるが、下記（１）式に示す演算に従って出力トルクＴｑを検出するように構成することもできる。
【００８５】
Ｔｑ＝Ｐｍ／ω
＝（ｉｕ・ｖｕ＋ｉｖ・ｖｖ＋ｉｗ・ｖｗ）／ω        …（１）
ここで、Ｐｍは交流モータＭ１に供給される電力を表わし、ωは交流モータＭ１の角速度を表わす。また、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは交流モータＭ１の各相電流値を示し、ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは交流モータＭ１に供給される各相電圧を表わす。ｖｕ，ｖｖ，ｖｗにはインバータ１４の電圧指令信号を用いてもよいし、インバータ１４から交流モータＭ１に供給される実際の値を電圧センサにより検出して用いてもよい。また、出力トルクＴｑは、交流モータＭ１の設計値で決まるものなので、電流の振幅および位相から推定してもよい。
【００８６】
演算部３０５は、トルク指令値ＴＲ１に対する、トルク検出部３１０によって検出された出力トルクＴｑの偏差であるトルク偏差ΔＴｑを演算する。演算部３０５により生成されたトルク偏差ΔＴｑは、電圧位相制御部３２０へ供給される。
【００８７】
電圧位相制御部３２０では、トルク偏差ΔＴｑに応じて電圧位相φｖを生成する。この電圧位相φｖは交流モータＭ１に印加されるべき矩形波電圧の位相を示す。具体的には、電圧位相制御部３２０は、電圧位相φｖを生成する際のパラメータとして、トルク偏差ΔＴｑとともにインバータ１４の入力電圧ＶＨや交流モータＭ１の角速度ωを用い、それらを所定の演算式に代入して、あるいは等価の処理を施して、必要な電圧位相φｖを生成する。
【００８８】
矩形波発生部３３０は、電圧位相制御部３２０からの電圧位相φｖに従った矩形波電圧を発生するように、インバータ１４の制御信号ＤＲＶ１を生成する。このようにして、矩形波電圧制御部３００によって、交流モータＭ１のトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御が実行されることになる。すなわち、矩形波制御モードは、本発明での「第１の制御モード」に対応する。
【００８９】
一方、ＰＷＭ制御部３５０において、電流指令生成部３６０は、トルク指令値ＴＲ１に基づき、電流振幅｜Ｉ｜および電流位相φｉを生成する。電流制御部３７０は、たとえば比例積分（ＰＩ）制御に基づき、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ＭＣＲＴ１と、電流指令生成部３６０によって生成された電流振幅｜Ｉ｜および電流位相φｉとの差に応じて、交流モータＭ１への印加電圧の指令値（電圧指令信号）を生成する。電圧指令信号は、その電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相φｖによって表わされる。ここで電圧位相φｖはｑ軸を基準とした電圧ベクトルの角度である。
【００９０】
電流制御部２２０は、制御信号ＯＭがオンされる過変調ＰＷＭ制御モードの選択時には、電圧指令の電圧振幅｜Ｖ｜を歪ませることにより、変調率が０．６１よりも大きくなるように電圧指令を生成する。
【００９１】
ＰＷＭ回路３８０は、図８に示したように、電流制御部３７０からの電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相φｖによって示される電圧指令信号Ｗ１とキャリア波Ｗ２との電圧比較に基づき、インバータ１４の各相の上下アーム素子のオンオフを制御するスイッチング制御信号を生成する。このスイッチング制御信号に従って、交流モータＭ１の各相ステータコイルに疑似正弦波電圧が印加される。
【００９２】
このようにして、ＰＷＭ制御部３５０によって、交流モータＭ１のモータ電流ＭＣＲＴ１を電流指令生成部３６０によって設定されたモータ電流指令と合致させるためのフィードバック制御が実行されることになる。すなわち、ＰＷＭ制御モードは、本発明での「第２の制御モード」に対応する。
【００９３】
ここで、図１２および図１３を用いて、モード切換判定部４００によるモード切換判定の詳細を説明する。
【００９４】
図１１に示したように、たとえば、制御装置３０が、図１３に示すフローチャートに従った制御処理を実現するプログラムを所定周期毎に実行することにより、モード切換判定部４００によるモード切換判定が実現される。
【００９５】
図１３を参照して、まず制御装置３０は、ステップＳ１００により、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるかどうかを判定する。そして、制御装置３０は、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるとき（Ｓ１００のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１１０により、ＰＷＭ制御モードに従う電圧指令の電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相φｖ、ならびに、インバータ入力電圧ＶＨに基づいて、インバータ１４の入力電圧ＶＨを交流モータＭ１への電圧指令（交流電圧）に変換する際の変調率を演算する。
【００９６】
そして、制御装置３０は、ステップＳ１２０により、ステップＳ１１０で求めた変調率が判定値ｋｒ以上であるかどうかを判定する。そして、変調率≧ｋｒのときには（Ｓ１２０のＹＥＳ判定時）、制御装置３０は、処理をステップＳ１５０に進めて、矩形波制御モードを選択するように制御モードを切換える。
【００９７】
図７に示したように、理論的にはｋｒ＝０．７８に設定される。すなわち、変調率≧０．７８のときには、ＰＷＭ制御モードでは適切な交流電圧を発生することができないため、矩形波制御モードを選択するように制御モードを切換える必要がある。ここで、判定値をｋｒ♯（＜０．７８）に変更すれば、判定値ｋｒ＝０．７８の通常時と比較して、矩形波制御モードが適用される交流モータＭ１の運転領域を相対的に広げることができる。
【００９８】
一方、ステップＳ１２０のＮＯ判定時、すなわち、ステップＳ１１０で求めた変調率＜ｋｒであるとき（Ｓ１２０のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ１６０により、ＰＷＭ制御モードを継続的に選択する。
【００９９】
一方、制御装置３０は、現在の制御モードが矩形波制御モードであるとき（Ｓ１００のＮＯ判定時）には、ステップＳ１３０により、インバータ１４から交流モータＭ１に供給される交流電流位相（実電流位相）φｉの絶対値が、判定値φ０の絶対値よりも小さくなるか否かを監視する。なお、判定値φ０は、交流モータＭ１の駆動時（力行時）および回生時で異なる値に設定されてもよい。
【０１００】
制御装置３０は、実電流位相φｉの絶対値が判定値φ０の絶対値よりも小さくなると（Ｓ１３０のＹＥＳ判定時）、制御モードを矩形波制御モードからＰＷＭ制御に切換えるべきと判定する。この際には、制御装置３０は、処理をステップＳ１６０に進めて、ＰＷＭ制御モードを選択する。
【０１０１】
一方、制御装置３０は、ステップＳ１１０がＮＯ判定のとき、すなわち実電流位相φｉの絶対値が判定値φ０の絶対値以上であるときには、ステップＳ１５０により、制御モードを矩形波制御モードに維持する。
【０１０２】
これにより、図１２に示すように、矩形波電圧の電圧位相φｖと、判定値φ０との比較により、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切換が判定される。したがって、ステップＳ１３０で用いられる判定値をφ０♯（｜φ０♯｜＜｜φ０｜）に変更すれば、判定値φ０の通常時と比較して、矩形波制御モードが適用される交流モータＭ１の運転領域を相対的に広げることができる。
【０１０３】
ＰＷＭ制御モードの選択時には、制御装置３０は、ステップＳ１７０により、変調率が０．６１以下であるかどうかを判定する。そして、制御装置３０は、変調率≦０．６１のときはステップＳ１８０により正弦波ＰＷＭ制御モードを選択する一方で、変調率＞０．６１のとき（Ｓ１７０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１９０により過変調ＰＷＭ制御モードを選択する。なお、正弦波ＰＷＭ制御のみでＰＷＭ制御モードを構成する場合には、ステップＳ１７０〜Ｓ１９０は省略される。
【０１０４】
図１４には、図１１の判定値設定部４１０による制御処理を説明するフローチャートが示される。図１４に示すフローチャートに従う一連の制御処理を実行するプログラムについても、制御装置３０により所定周期毎に実行される。
【０１０５】
図１４を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２００により、磁石温度推定部４２０からの磁石温度ＴＭＧ１に基づいて、永久磁石５４の温度が上昇しているか否かを判定する。簡略的には、磁石温度ＴＭＧ１と、予め定めたしきい値Ｔｔｈとの比較により、ステップＳ２００の判定を実行できる。たとえば、しきい値Ｔｔｈは、永久磁石５４の磁気特性を考慮して、不可逆減磁が発生する温度領域に対してマージンを持ち、かつ、これ以上の温度が上昇すると減磁が発生するような温度に設定すればよい。
【０１０６】
磁石温度ＴＭＧ１がしきい値Ｔｔｈ以下であり、永久磁石５４の温度上昇が非発生であると判定されると（Ｓ２００のＮＯ判定時）、制御装置３０は、ステップＳ２１０に処理を進めて、モード切換判定部４００で用いられる判定値として、通常値であるｋｒ（＝０．７８）およびφ０を設定する。
【０１０７】
一方、磁石温度ＴＭＧ１がしきい値Ｔｔｈより高く、永久磁石５４の温度上昇が発生していると判定されると（Ｓ２００のＹＥＳ判定時）、制御装置３０は、ステップＳ２２０に処理を進めて、モード切換判定部４００で用いられる判定値を、通常値からｋｒ♯（＜０．７８）およびφ０＃（｜φ０♯｜＜｜φ０｜）に変化させる。
【０１０８】
図１５には、図１０と比較されるべき、上記の判定値を通常時から変更した際の交流モータの運転領域と適用される制御モードとの関係が示される。
【０１０９】
図１５を参照して、判定値を通常値から変更することによって、たとえば、通常時には過変調ＰＷＭ制御モードが適用される交流モータＭ１の運転領域Ａ２において、矩形波制御モードを選択するように設定できる。このような運転領域は、比較的高出力領域であるため、矩形波制御モードを適用することによって、モータ電流の高周波成分をカットすることによる永久磁石５４の温度上昇抑制を図ることができる。あるいは、図示するように通常時には正弦波ＰＷＭ制御モードが適用される運転領域まで、矩形波制御モードの適用が拡大されるように、判定値を変更することも可能である。
【０１１０】
再び、図１４を参照して、永久磁石５４の温度上昇が一旦発生して判定値が変更されることによって、永久磁石５４の温度上昇が抑制されると、図６に示した交流モータＭ１，Ｍ２の循環冷却系の効果によって、磁石温度ＴＭＧ１がしきい値Ｔｔｈ以下に復帰することが期待される。このように磁石温度ＴＭＧ１が低下すると、ステップＳ２００がＮＯ判定とされることにより、モード切換判定部４００での判定値が通常値（ｋｒ、φ０）に復帰する。これにより、ＰＷＭ制御モードが適用される運転領域を通常に戻して、交流モータを高効率に駆動することができる。なお、永久磁石５４の温度上昇の非発生状態から発生状態への遷移時のしきい値と、その反対の遷移時のしきい値とを異なる値として、両遷移の判定間にヒステリシスを設けてもよい。このようにすると、しきい値近傍の温度領域において、モード切換判定部４００の判定値の設定が頻繁に変更されることを防止できる。
【０１１１】
図１６には、図１１の判定値設定部４１０による制御処理のバリエーションが示される。図１６に示すフローチャートに従う一連の制御処理を実行するプログラムについても、制御装置３０により所定周期毎に実行される。
【０１１２】
図１６を参照して、制御装置３０は、図１４と同様のステップＳ２００により、永久磁石５４の温度が上昇しているか否かを判定する。そして、永久磁石５４の温度上昇が非発生であると判定されると（Ｓ２００のＮＯ判定時）、制御装置３０は、図１４と同様のステップＳ２１０により、モード切換判定部４００で用いられる判定値を通常値（ｋｒ，φ０）に設定する。
【０１１３】
一方、永久磁石５４の温度上昇が発生していると判定されると（Ｓ２００のＹＥＳ判定時）、制御装置３０は、ステップＳ２２２により、モード切換判定部４００で用いられる判定値を、現在の値から所定値だけ、矩形波制御モードが適用される交流モータの運転領域が拡大する方向に変化させる。なお、ステップＳ２２２による処理は、別途カウント値を導入して、ステップＳ２００でのＹＥＳ判定が所定回数連続したときに実行するように構成してもよい。ステップＳ２２２により、モード切換判定部４００で用いられる判定値は、矩形波制御モードが適用される交流モータの運転領域が徐々に拡大するように変化される。
【０１１４】
さらに、制御装置３０は、ステップＳ２２４により、ステップＳ２２２によって変更した判定値が、予め設定した限界値に到達したかどうかを判定する。変更後の判定値が、限定値へ到達した場合（Ｓ２２４のＹＥＳ判定時）には、矩形波制御モードの適用拡大のみでは、永久磁石５４の温度上昇を抑制できない状況であるため、制御装置３０は、ステップＳ２３０により、モード切換判定部４００で用いられる判定値を現在値に維持するとともに、交流モータＭ１の負荷制限を実行するフラグを生成する。
【０１１５】
再び図１１を参照して、負荷制限部４３０は、判定値設定部４１０によってステップＳ２２４のＹＥＳ判定時に設定されるフラグＦＬＭに応答して、負荷制限指示を発生する。この負荷制限指示が発生されると、磁石温度ＴＭＧ１等を考慮して、永久磁石５４のさらなる温度上昇を抑制するように。交流モータＭ１のトルク指令値や電流値に予め定めた制限が設定される。この制限度合は、磁石温度や車両運低状況等に応じて可変としてもよい。
【０１１６】
再び、図１６を参照して、制御装置３０は、変更後の判定値が、限定値へ未到達であると（Ｓ２２４のＮＯ判定時）には、ステップＳ２２２に従って、モード切換判定部４００で用いられる判定値を変化させる。
【０１１７】
このようにすると、永久磁石５４の温度上昇時における矩形波制御モードが適用される交流モータの運転領域の拡大を段階的に実行するとともに、矩形波制御モードの適用拡大のみ対応不能となった場合にも、交流モータの負荷制限によって、永久磁石５４の温度上昇を抑制可能となる。
【０１１８】
［永久磁石の温度推定］
次に、図１１に示した磁石温度推定部４２０による永久磁石の温度推定について、詳細に説明する。
【０１１９】
交流モータのロータは回転可能に構成されるので、温度センサなどを用いてロータに設けられる永久磁石の温度を直接的に検出しようとすると、回転するロータと静止しているステータ側との間のセンサ配線を回転ジョイントなどによって構成する必要がある。そのため、モータの構造が複雑化してしまう。
【０１２０】
図１７は、永久磁石に生じる渦電流を説明するための図である。図１７を参照して、永久磁石５４を貫く磁界が破線の矢印に示される方向に変動した場合には、永久磁石５４において渦電流Ｉが生じる。渦電流Ｉは永久磁石５４の表面付近のみ流れる。渦電流Ｉによってジュール熱が生じるので永久磁石５４の温度が上昇する。磁界の変動が大きくなるほど渦電流Ｉが大きくなる。この結果、永久磁石５４の温度が高くなる。なお、永久磁石５４を貫通する磁界が時間的に一定である場合には、渦電流によるジュール熱は発生しない。
【０１２１】
制御装置３０は、交流モータＭ１，Ｍ２の構造の違いに基づいて、交流モータＭ１，Ｍ２の状態に関する複数のパラメータの中から交流モータＭ１，Ｍ２のそれぞれに対応する第１および第２のパラメータを選択する。後述するように、本実施の形態では、第１のパラメータは油７０の温度Ｔａであり、第２のパラメータは、ステータコイル４６．２の温度Ｔｓである。制御装置３０は、温度Ｔｓに基づいて交流モータＭ１に含まれる永久磁石５４．１の温度を推定し、温度Ｔｓに基づいて、交流モータＭ２に含まれる永久磁石５４．２の温度を推定する。交流モータの構造に応じて複数のパラメータの中から適切なパラメータが選択されることで、永久磁石の温度をより正確に推定することができる。
【０１２２】
図１８は、本実施の形態による磁石温度推定部４２０の温度推定方法を説明するための熱モデル図である。
【０１２３】
図１８に示されるように、磁石の温度、発熱量、および熱容量をそれぞれ、Ｔｍ，Ｑｍ，Ｍｍとする。同様にロータの温度、発熱量、および熱容量をそれぞれ、Ｔｒ，Ｑｒ，Ｍｒとする。ステータの温度、発熱量、および熱容量をそれぞれ、Ｔｓ，Ｑｓｍ，Ｍｓとする。雰囲気（油）の温度をＴｏとする。磁石とロータとの間の熱抵抗、ロータとステータとの間の熱抵抗、ステータと雰囲気との間の熱抵抗、およびロータと雰囲気との間の熱抵抗をそれぞれＲ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４とする。図１８に示す熱モデルに用いられるこれらのパラメータは、交流モータＭ１，Ｍ２の状態に関する複数のパラメータに相当する。
【０１２４】
なお、この熱モデルでは温度の単位を［℃］とする。またこの熱モデルでは「発熱量」とは１秒あたりの発熱量であり、その単位は［Ｗ］（＝［Ｊ／秒］）である。さらに、熱容量の単位は［Ｊ／℃］であり、熱抵抗の単位は［℃／Ｗ］である。
【０１２５】
この熱モデルの状態が定常状態であるときには以下の式（２）〜（４）の関係が成立する。
Ｑｍ＝（Ｔｍ−Ｔｒ）／Ｒ１  …（２）
Ｑｍ＋Ｑｒ＝（Ｔｒ−Ｔｓ）／Ｒ２＋（Ｔｒ−Ｔｏ）／Ｒ４  …（３）
Ｑｓ＝（Ｔｓ−Ｔｏ）／Ｒ３−（Ｔｒ−Ｔｓ）／Ｒ２  …（４）
上記式（２）〜（４）から以下の式（５）が得られる。
Ｔｍ＝（Ｒ１＋Ｒ４）Ｑｍ＋Ｒ４（Ｑｒ＋Ｑｓ）−（Ｒ４／Ｒ３）Ｔｓ＋（１＋Ｒ４／Ｒ３）Ｔｏ  …（５）
式（５）は温度Ｔｍが発熱量および温度により定まる線形関数であることを示す。次に式（５）の妥当性、すなわち図１８の熱モデルの妥当性について説明する。
【０１２６】
図１９は、図１８の熱モデルを交流モータＭ１に適用した結果を示す図である。
図１９を参照して、グラフは磁石の温度Ｔｍを目的変数とし、磁石の発熱量Ｑｍ、ロータコアの発熱量Ｑｒ、ステータの発熱量Ｑｓ、ステータの温度Ｔｓ、および油温Ｔｏを説明変数としてＮ＝３６の重回帰分析を行なった結果を表わす。温度は実測値であり、発熱量は計算値である。この結果、交流モータＭ１では磁石の発熱量Ｑｍと油温Ｔｏとの間に高い相関が得られた。
【０１２７】
図１９のグラフにおいて、横軸は回帰式により得られる磁石温度の推定値を示し、縦軸は磁石温度の実測値を示す。上記の重回帰分析の結果、寄与率（Ｒ2）は０．９０５９と
なった。
【０１２８】
寄与率は実測値と推定値との一致の度合いを示す値であり、０から１の範囲の値となる。寄与率が１に近いほど推定値と実測値との差は小さくなる。図１９に示されるように、推定値と実測値との関係を示す複数の点は、推定値と実測値とが等しいことを示す直線の近傍に分布する。
【０１２９】
図２０は、図１８の熱モデルを交流モータＭ２に適用した結果を示す図である。
図２０を参照して、グラフは磁石の温度Ｔｍを目的変数とし、磁石の発熱量Ｑｍ、ロータコアの発熱量Ｑｒ、ステータの発熱量Ｑｓ、ステータの温度Ｔｓ、油温Ｔｏを説明変数としてＮ＝３６の重回帰分析を行なった結果を表わす。交流モータＭ１の場合と同様に、温度は実測値であり、発熱量は計算値である。この結果、交流モータＭ２では磁石の発熱量Ｑｍとステータの温度Ｔｓとの間に高い相関が得られた。
【０１３０】
図２０のグラフにおいて横軸は回帰式により得られる磁石温度の推定値を示し、縦軸は磁石温度の実測値を示す。上記の重回帰分析の結果、寄与率（Ｒ2）は０．９６９９とな
った。図１９と同様に図２０のグラフにおいても推定値と実測値との関係を示す複数の点は、推定値と実測値とが等しいことを示す直線の近傍に分布する。
【０１３１】
図１９から、交流モータＭ１では磁石温度と油温との相関が高いことが導き出される。図２０から、交流モータＭ２では磁石温度とステータの温度との相関が高いことが導出される。このような結果が得られる理由については、以下のように考えられる。
【０１３２】
図６において、油７０の温度は交流モータＭ１，Ｍ２の雰囲気温度である。したがって交流モータの動作点が変わらないまま交流モータの使用が続く場合には、雰囲気温度と永久磁石との温度とはほぼ等しくなると考えられる。このため、交流モータＭ１の温度と油温とは相関関係にあると考えられる。
【０１３３】
しかし、交流モータＭ２は交流モータＭ１よりも軸長が長い。このため、交流モータＭ２のステータ（ステータコア４０．２およびステータコイル４６．２）はロータから発せられる熱を多く受けることになる（受熱面積が大きくなる）。一方、油７０の温度は交流モータＭ１，Ｍ２の平均的な温度を反映している。よって油７０の温度よりもステータコイル４６．２の温度のほうが、永久磁石５４．２の温度により近くなると考えられる。
【０１３４】
本実施の形態では、図１１の磁石温度推定部４２０は、交流モータＭ１の動作状態と磁石温度とを対応付けるマップを記憶し、このマップを参照して交流モータＭ１の回転子に含まれる永久磁石の温度を推定する。
【０１３５】
図２１は、磁石温度推定部４２０が記憶するマップを示す図である。
図２１を参照して、マップＭＰ１〜ＭＰ４の各々は、磁石温度と、交流モータＭ１のトルクおよび回転数により定まる交流モータＭ１の動作点との対応を定めたものである。なお油温（温度Ｔａ）の条件はマップＭＰ１〜ＭＰ４間で互いに異なる。
【０１３６】
磁石温度推定部４２０は、油温（温度Ｔａ）ごとに異なる複数のマップ（マップＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰ３，ＭＰ４等）を記憶する。なおマップの数は特に限定されるものではないが、マップの数が多いほど交流モータＭ１の回転子に含まれる永久磁石の温度をより精度よく推定することが可能になる。
【０１３７】
磁石温度推定部４２０は、温度センサ７２から温度Ｔａを受けて、複数のマップの中から温度Ｔａに対応するマップを選択する。次に磁石温度推定部４２０は、そのマップを参照して、トルク指令値ＴＲ１とモータ回転数ＭＲＮ１とにより定まるマップ上の動作点から磁石温度ＴＭＧ１を算出する。なお、図２１には、マップに定められる磁石温度の例として１１０℃、１５０℃、および１９０℃を示す。
【０１３８】
一方、磁石温度推定部４２０による交流モータＭ２の磁石温度の推定方法は以下のとおりである。磁石温度推定部４２０は、予め求められた、ステータ温度と磁石温度との相関式を記憶する。そして、磁石温度推定部４２０は、温度センサ７４により得られるステータの温度Ｔｓと、その相関式とに基づいて交流モータＭ２の磁石温度ＴＭＧ２を算出する。
【０１３９】
あるいは、磁石温度推定部４２０は、交流モータＭ１の運転状態パラメータに基づいて、上記とは他の手法に基づいて永久磁石５４の温度を推定することも可能である。たとえば、より簡易的に、トルク指令値ＴＲ１および回転数ＭＲＮ１に基づいて、交流モータＭ１，Ｍ２の永久磁石５４の温度変化量を逐次推定し、推定した温度変化量の積算に基づいて、磁石温度ＴＭＧ１，ＴＭＧ２を算出するようにしてもよい。
【０１４０】
以上説明したように、本発明の実施の形態に従う電動機の駆動制御装置および駆動制御方法によれば、交流モータＭ１，Ｍ２の矩形波制御モードおよびＰＷＭ制御モードの切換判定に用いる判定値を永久磁石の推定温度（磁石温度）に応じて変化させることにより、磁石温度の上昇時には、ＰＷＭ制御モード適用時と比較して渦電流による磁石温度上昇を抑制できる矩形波制御モードが適用されるモータ運転領域が広げられる。したがって、交流モータＭ１，Ｍ２の運転を維持しつつ、永久磁石の温度上昇を抑制するように、制御モード切換を実行できる。
【０１４１】
さらに、判定値の変化による制御モード切換の調整によっては、磁石温度の上昇が困難である場合には、交流モータＭ１，Ｍ２の負荷制限によって磁石温度がさらに上昇することを、より確実に防止できる。逆に言うと、磁石温度上昇に直接的に応答して負荷制限を実行する制御構成と比較して、交流モータＭ１，Ｍ２の出力を確保することができる。
【０１４２】
また、本発明の実施の形態に従う電動機の駆動制御装置を搭載した電動車両では、交流モータＭ１，Ｍ２の運転により車両駆動力を発生可能な状況を維持しつつ、永久磁石の温度上昇を抑制するように、制御モード切換を実行できる。
【０１４３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【０１４４】
【図１】本発明の実施の形態に従う電動機の駆動制御装置を搭載したハイブリッド自動車の一例を示す概略ブロック図である。
【図２】図１に示す動力分割機構の模式図である。
【図３】図１のハイブリッド車駆動装置において交流モータの駆動制御に関する部分を詳細に示す図である。
【図４】図３のインバータの構成を説明する概略図である。
【図５】交流モータに用いられる永久磁石形電動機の要部の構成例を示す図である。
【図６】交流モータの断面を模式的に示す図である。
【図７】交流モータの複数の制御モードを説明する概念図である。
【図８】ＰＷＭ制御モードでのスイッチング制御信号の生成を説明する波形図である。
【図９】ＰＷＭ制御モードおよび矩形波制御モードのそれぞれにおけるインバータの出力電流を模式的に示す波形図である。
【図１０】交流モータの運転領域と適用される制御モードとの関係を概略的に示す概念図である。
【図１１】本実施の形態による電動機の駆動制御装置によるモータ制御構成を説明する機能ブロック図である。
【図１２】電流位相に基づく制御モード切換を説明する概念図である。
【図１３】図１１に示したモード切換判定部による制御処理を説明するフローチャートである。
【図１４】図１１に示した判定値設定部による制御処理を説明する第１のフローチャートである。
【図１５】磁石温度上昇時における交流モータの運転領域と適用される制御モードとの関係を概略的に示す概念図である。
【図１６】図１１に示した判定値設定部による制御処理を説明する第２のフローチャートである。
【図１７】永久磁石に生じる渦電流を説明するための図である。
【図１８】温度推定方法を説明するための熱モデル図である。
【図１９】図１８の熱モデルを交流モータＭ１に適用した結果を示す図である。
【図２０】図１８の熱モデルを交流モータＭ２に適用した結果を示す図である。
【図２１】図１１の磁石温度推定部が記憶するマップを示す図である。
【符号の説明】
【０１４５】
１  電源ライン，２  アースライン，１０，１１，１３  電圧センサ、１４，３１  インバータ、１５  Ｕ相アーム、１６  Ｖ相アーム、１７  Ｗ相アーム、２０  ＤＣ／ＤＣコンバータ、２１  補機バッテリ、２４，２８  電流センサ、３０  制御装置、３２Ａ，３２Ｂ  回転角検出部、４０  ステータ、４０．１，４０．２  ステータコア、４６．１，４６．２  ステータコイル、５０，５０．１，５０．２  ロータコア、５２  穴、５４，５４．１，５４．２  永久磁石、６０  エンジン、６５  ケース、７０  油（冷却油）、７２，７４  温度センサ、１００  ハイブリッド車駆動装置、２００  ハイブリッド自動車、２１０  動力分割機構、２１１  リングギヤ、２１２  キャリアギヤ、２１３  サンギヤ、２２０  電流制御部、２３０  駆動輪、２５１，２５２，２５４  シャフト、２５３  プラネタリキャリア、３００  矩形波電圧制御部、３０５  演算部、３１０  トルク検出部、３２０  電圧位相制御部、３３０  矩形波発生部、３５０  ＰＷＭ制御部、３６０  電流指令生成部、３７０  電流制御部、３８０  ＰＷＭ回路、４００  モード切換判定部、４０５  切換スイッチ、４１０  判定値設定部、４２０  磁石温度推定部、４３０  負荷制限部、Ａ１，Ａ２，Ａ３  運転領域（交流モータ）、Ｂ  直流電源、Ｃ１，Ｃ２  コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８  ダイオード、ＤＲＶ１，２  制御信号（インバータ）、ＦＬＭ  フラグ（負荷制限）、ｋｒ，ｋｒ♯  判定値（変調率）、Ｌ１  リアクトル、Ｍ１，Ｍ２  交流モータ、ＭＣＲＴ１，ＭＣＲＴ２  モータ電流、ＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰ３，ＭＰ４  マップ、ＭＲＮ１，ＭＲＮ２  モータ回転数、ＰＷＭＤ，ＰＷＭＵ  制御信号（コンバータ）、Ｑ１〜Ｑ８  電力用半導体スイッチング素子、ＳＥ  信号（リレー）、ＳＲ１，ＳＲ２  システムリレー、Ｔａ  温度（冷却油）、ＴＭＧ１，ＴＭＧ２  磁石温度、ＴＲ１，ＴＲ２  トルク指令値、Ｔｓ  ステータコイル温度、Ｔｔｈ  しきい値（磁石温度）、Ｖｂ，Ｖｃ  電圧、ＶＨ  コンバータ出力電圧（システム電圧）、Ｗ１  電圧指令信号、Ｗ２  キャリア波、ＷＶ１，ＷＶ２  インバータ出力電流、θ１，θ２  回転角、φ０  判定値（電流位相）、φｉ  電流位相、φｖ  電圧位相。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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