(57)【要約】【課題】  出力電圧を可変させる特別な手段を用いずに、交流電動機の低回転速度領域を拡大してその制御性を向上させ、小型化、設置省スペース化、低コスト化を図ることができ、また交流電動機を省エネルギー運転させることができる電力変換装置を提供する。【解決手段】  逆変換器３の出力端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）と交流電動機４の入力端子（Ｒ，Ｓ，Ｔ）との配線間にそれぞれ、抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）および前記抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）に並列接続される半導体スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）と、前記半導体スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）をオンオフするゲートドライブ回路８と、を備え、制御回路が、前記半導体スイッチング素子をオンオフするための開閉制御信号を前記ゲートドライブ回路８に出力する。【選択図】図１
2009268287.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を直流電力に変換する順変換器と、前記順変換器の直流電力側に接続された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの直流電力をパルス幅変調制御により所定周波数の交流電力に変換する逆変換器と、パルス幅変調制御して交流電動機を可変速制御する制御回路と、を備えた電力変換装置において、
前記逆変換器の出力端子と前記交流電動機の入力端子との配線間にそれぞれ、抵抗および前記抵抗に並列接続される半導体スイッチング素子と、
前記半導体スイッチング素子をオンオフするゲートドライブ回路と、を備え、
前記制御回路が、前記半導体スイッチング素子をオンオフするための開閉制御信号を前記ゲートドライブ回路に出力することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御回路が、前記交流電動機の回転速度指令と予め定められた閾値との比較に基づいて前記開閉制御信号を出力し、前記半導体スイッチング素子全数をオンあるいはオフすることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御回路が、前記交流電動機の回転速度指令と予め定められた閾値との比較に基づいた低回転速度指令での運転の場合、前記逆変換器が出力する最低出力電圧に、前記抵抗による電圧降下分の電圧範囲内においてパルス幅変調制御した出力電圧を加算すると共に、前記ゲートドライブ回路への前記開閉制御信号を開から閉とすることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御回路が、前記抵抗による電圧降下分を予め、あるいは交流電動機の可変速制御中、に算出することを特徴とする請求項２または３記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電動機制御等に使用されるパルス幅変調（以下ＰＷＭと略記）制御により所定周波数の交流電力が得られる電力変換装置に係り、特に交流電動機の低回転速度領域を拡大し、その制御性を向上させる電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置（ブラシレスモータ運転制御装置）は、「ブラシレスモータを例えば空気調和機のファン駆動に適用する場合のブラシレスモータ運転制御装置に関するもの」であり、「半導体スイッチング群のトランジスタには過大な電流が流れることになり、発熱、破壊といったトランジスタ単品およびスイッチング電源の信頼性に課題」を解決するために、例えば請求項１に記載の発明では「モータ巻線電流を制御する半導体スイッチング群と、電圧コントロール信号による可変出力電圧のスイッチング電源と、モータ巻線の誘起電圧によりロータの磁極位置を検出する位置検知手段と、前記位置検知手段の出力信号に基づきロータを一定方向に回転させるために必要な信号を生成し、前記半導体スイッチング群に出力する駆動手段と、前記スイッチング電源への電圧コントロール信号および前記駆動手段へのモータ運転信号を出力するモータ回転数制御手段より構成され、前記モータ運転信号がＯＦＦ時に、少なくともモータ巻線抵抗と、前記スイッチング電源の出力安定用コンデンサとで決定される放電時定数以上の時間、計時手段による停止後一定時間駆動手段を継続させ、前記半導体スイッチング群への信号が出力される停止時駆動出力継続手段を設け」ている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図３は、従来の電力変換装置の構成を示す概略ブロック図である。図において、１はブラシレスモータ、２は半導体スイッチング群、３はスイッチング電源、３ａはスイッチング電源３の出力安定用コンデンサ、４は位置検知手段、５は駆動手段、６はモータ回転数制御手段、７は停止時駆動出力継続手段である。なお、本図面に付した符号は、従来の電力変換装置（特許文献１）に記載された符号を用いて記載している。
従来の電力変換装置では、発明の前提条件である構成として、スイッチング電源３を備えている。このスイッチング電源３は、モータ回転数制御手段６からの電圧コントロール信号に応じてスイッチングデューティを可変させて出力電圧を可変させ、この出力電圧に応じて回転数を変化させている。また、モータ回転数制御手段６は、駆動手段５へモータ運転信号を同時に出力している（段落０００５参照）。
【０００４】
このように、従来の電力変換装置は、所望のモータ回転数を得るために、モータ回転数制御手段６からの電圧コントロール信号に応じて出力電圧を可変させることができるスイッチング電源３を備え、高速から低速におけるモータ回転数を制御しているのである。
【特許文献１】特開平５−２３６７９１号公報（４頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
一般的な電力変換装置においては、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する順変換器（コンバータ）、この直流電力を交流電力に変換して交流電動機へ供給する逆変換器（インバータ）、ＰＷＭ制御して交流電動機を可変速制御等する制御回路を備え、順変換器（コンバータ）の出力電圧は一定の電圧値（直流電圧Ｖｐｎ）であること、逆変換器（インバータ）の出力電圧は一定の電圧値（直流電圧Ｖｐｎ）とＰＷＭ制御における半導体スイッチング素子をオンオフするパルス幅比率とにより決定されること、逆変換器（インバータ）の出力電圧の最低値は、一定の電圧値（直流電圧Ｖｐｎ）とＰＷＭ制御における最小時比率により決定されること、が知られている。
【０００６】
この場合、交流電動機の回転数は、逆変換器の出力電圧値に比例するため、回転数指令が小さく（低速）なるにつれて、逆変換器を構成する半導体スイッチング素子の最小オン時間（半導体スイッチング素子の仕様で決定されるオン可能な最小時間）の存在により、ＰＷＭ制御信号のオン時間が最も短い最小オン時間になると、逆変換器からは最小オン時間に対応した電圧よりも低い電圧は出力できなくなり、このときに交流電動機の回転速度は最低速度（この際の出力電圧は最低出力電圧）となって、最低速度以下で低速に回転させることはできなくなる（交流電動機の低回転速度領域が、逆変換器の最低出力電圧（最小オン時間）で制限されてしまう）という問題がある。
【０００７】
このように、通常、逆変換器３からの最大出力電圧は直流電圧Ｖｐｎで決定されるため、ＰＷＭ制御信号のオンオフ比と直流電圧Ｖｐｎとの関係から、直流電圧Ｖｐｎが高いほど最小オン時間時の出力電圧は高くなるのである。
従来の電力変換装置ではこの問題に対し、モータ回転数制御手段６からの電圧コントロール信号に応じて出力電圧を可変させることができるスイッチング電源３を備え、高速から低速におけるモータ回転数を制御しているが、出力電圧を可変させるために、スイッチング電源３内にリアクトルやコンデンサ等の比較的大きな受動素子が必要となり、電力変換装置が大型化すると共に、電力変換装置の設置省スペース化、低コスト化、を図ることができないという問題がある。
また、一定の電圧値（直流電圧Ｖｐｎ）で低速回転のみの制御の場合、交流電動機に必要以上の電力を供給しているということになり、交流電動機を効率良く、省エネルギー運転させることができないという問題もある。
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、出力電圧を可変させる特別な手段を用いずに、交流電動機の低回転速度領域を拡大してその制御性を向上させ、小型化、設置省スペース化、低コスト化を図ることができ、また交流電動機を省エネルギー運転させることができる電力変換装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１に記載の発明は、交流電源を直流電力に変換する順変換器と、前記順変換器の直流電力側に接続された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの直流電力をパルス幅変調制御により所定周波数の交流電力に変換する逆変換器と、パルス幅変調制御して交流電動機を可変速制御する制御回路と、を備えた電力変換装置において、前記逆変換器の出力端子と前記交流電動機の入力端子との配線間にそれぞれ、抵抗および前記抵抗に並列接続される半導体スイッチング素子と、前記半導体スイッチング素子をオンオフするゲートドライブ回路と、を備え、前記制御回路が、前記半導体スイッチング素子をオンオフするための開閉制御信号を前記ゲートドライブ回路に出力するものである。
また、請求項２に記載の発明は、請求項１記載の発明における前記制御回路が、前記交流電動機の回転速度指令と予め定められた閾値との比較に基づいて前記開閉制御信号を出力し、前記半導体スイッチング素子全数をオンあるいはオフするものである。
また、請求項３に記載の発明は、請求項１記載の発明における前記制御回路が、前記交流電動機の回転速度指令と予め定められた閾値との比較に基づいた低回転速度指令での運転の場合、前記逆変換器が出力する最低出力電圧に、前記抵抗による電圧降下分の電圧範囲内においてパルス幅変調制御した出力電圧を加算すると共に、前記ゲートドライブ回路への前記開閉制御信号を開から閉とするものである。
また、請求項４に記載の発明は、請求項２または３記載の発明における前記制御回路が、前記抵抗による電圧降下分を予め、あるいは交流電動機の可変速制御中、に算出するものである。
【発明の効果】
【０００９】
請求項１乃至４のいずれかに記載の発明によると、出力電圧を可変させる特別な手段を用いずに、交流電動機の低回転速度領域を拡大してその制御性を向上させ、小型化、設置省スペース化、低コスト化を図ることができ、また交流電動機の低回転速度領域での運転が可能となり、より低い交流電力で交流電動機を効率良く制御できるため、交流電動機を省エネルギー運転させることができる。
また、逆変換器３の出力端子と交流電動機４の入力端子の間における極端なサージ電圧を抑制することができ、通常備えるスナバ回路等のサージ電圧抑制手段を必要とせず、また逆変換器３の半導体スイッチング素子の耐圧を低くすることができ、安価な半導体スイッチング素子を用いることができる。
また、低速回転から高速回転への移行においても速度変動は発生せず、線形性を維持することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明の実施の形態について図に基づいて説明する。
【実施例１】
【００１１】
図１は、本発明における電力変換装置の構成を示す概略ブロック図である。図において、１は交流電源、２は順変換器、３は逆変換器、４は交流電動機、５は直流電圧検出回路、６は制御回路、７は平滑コンデンサ、８はゲートドライブ回路、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は電流制限抵抗、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３は半導体スイッチング素子、Ｕ，Ｖ，Ｗは逆変換器３の出力端子、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流電動機４の入力端子、ｒ１，ｒ２，ｒ３は交流電動機４の固定子巻線の一相分の抵抗値、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３の内部ダイオード、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３はゲート信号、ＰＷＭはＰＷＭ制御信号である。
【００１２】
本発明が従来技術と異なる部分は、逆変換器３の出力端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）と交流電動機４の入力端子（Ｒ，Ｓ，Ｔ）との配線間に、電流制限抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）と、電流制限抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）に並列接続される半導体スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）と、半導体スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）を開閉するゲートドライブ回路８と、ゲートドライブ回路８への開閉制御信号を出力する制御回路６と、を備えた部分である。
【００１３】
順変換器２は交流電源１を直流電力に変換し、平滑コンデンサ７は直流電力をさらに平滑し直流電圧値をほぼ一定に維持し、逆変換器３は６個の半導体スイッチング素子で構成され三相交流電力を出力すると共に、制御回路６からのＰＷＭ制御信号に基づいて直流電力を交流電力に変換し交流電動機４に交流電力を供給する。
また、直流電圧検出回路５は平滑コンデンサ７の両端の直流電圧Ｖｐｎを検出し制御回路６へ出力し、制御回路６は上位装置（図示しない）からの任意の回転速度指令に基づいてＰＷＭ制御信号（ＰＷＭ）を演算してこれを逆変換器３へ出力すると共に、開閉制御信号をゲートドライブ回路８へ出力する。
更に、ゲートドライブ回路８は半導体スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）を駆動するための電源を備え（図示しない）、制御回路６からの開閉制御信号に対応したゲート信号（Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）を半導体スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）へ出力する。
また更に、逆変換器３の出力端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）と、交流電動機４の入力端子（Ｒ，Ｓ，Ｔ）とは、それぞれ電流制限抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）を介して接続されており、半導体スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）はそれぞれ電流制限抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）に並列接続される。
【００１４】
次に、本発明における電力変換装置の動作について説明する。
一般的に、交流電動機４の可変速制御中、上位装置（図示しない）から制御回路６へ交流電動機４を低速で回転する指令が与えられると、その指令に応じて、制御回路６はＰＷＭ制御信号のオン時間を短くする演算処理を行ない、その結果、交流電動機４に印加する逆変換器３の出力電圧は低下する。しかしながら、低速で回転する指令がゼロ近傍の指令になるにつれて、逆変換器３を構成する半導体スイッチング素子の最小オン時間（半導体スイッチング素子の仕様で決定されるオン可能な最小時間）の存在により、ＰＷＭ制御信号のオン時間が最も短い最小オン時間になると、逆変換器３からは最小オン時間に対応した電圧よりも低い電圧は出力できなくなり、このとき交流電動機４の回転速度は最低速度（この際の出力電圧は最低出力電圧）となって、最低速度以下で低速に回転させることはできなくなる。また、通常、逆変換器３からの最大出力電圧は直流電圧Ｖｐｎで決定されるため、ＰＷＭ制御信号のオンオフ比と直流電圧Ｖｐｎとの関係から、直流電圧Ｖｐｎが高いほど最小オン時間時の出力電圧は高くなるのである。
従来の電力変換装置（特許文献１）では、直流電圧Ｖｐｎを可変させる手段を備え、必要な出力電圧の高い低いに応じて直流電圧Ｖｐｎを可変させることにより、所望の出力電圧を得ていたのである。
【００１５】
本発明における電力変換装置では、直流電圧Ｖｐｎを可変させる手段を備えずに、交流電動機４を最小オン時間（最低出力電圧）の回転よりもさらに低速回転させるため以下のよう実施する。
交流電動機４の可変速制御中、上位装置（図示しない）から制御回路６へ交流電動機４を低速で回転する指令が与えられると、制御回路６は閉制御信号を出力し、半導体スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）の全てを同時に閉制御する。これにより逆変換器３から交流電動機４へ供給する交流電力は、逆変換器３の出力端子と交流電動機４の入力端子との配線間の電流制限抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）を流れるようになり、電流制限抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）の電圧降下ＶＲによって交流電動機４の固定子巻線に逆変換器３からの最低出力電圧よりも電圧降下ＶＲだけ更に低い電圧を印加することができ、その結果、交流電動機４は低速回転することができるのである。
【００１６】
一方、上位装置（図示しない）から制御回路６へ交流電動機４を高速で回転する指令が与えられた際は、制御回路６は開制御信号を出力し、半導体スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）の全てを同時に開制御する（半導体スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）を同時に動作させる）。これにより逆変換器３から交流電動機４へ供給する交流電力は、半導体スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）を介して交流電動機４へ流れる。なお、半導体スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）には、交流電力が介されるため、例えば電流双方向性を備えている素子を使用すればよい。また、制御回路６からの開閉制御信号は、例えば上位装置（図示しない）から回転速度指令に応じた予め定められた閾値に応じて、開あるいは閉制御信号として出力されればよい。また、半導体スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）は、ＩＧＢＴやＭＯＳ-ＦＥＴ、ＲＣ-ＩＧＢＴ（ＲｅｖｅｒｓｅＣｏｎｄｕｃｔｉｎｇ−ＩＧＢＴ）を使用すればよい。
【００１７】
交流電動機４を最低出力電圧の回転よりもさらに低速回転させるための、ＰＷＭ制御信号の最小オン時間をさらに短くする方法としては、ＰＷＭ制御信号において高分解能な出力が可能な制御回路を使用することもできるが高価である。また、オン時間を短くすると、他回路や配線による影響でＰＷＭ制御信号（方形波）に歪が発生し、逆変換器３の出力電圧に影響が生じてしまう。
本発明における電力変換装置では、このような問題点も生じることなく、交流電動機４を最小オン時間（最低出力電圧）の回転よりもさらに低速回転させることができるのである。
【００１８】
どの程度まで交流電動機４を最低出力電圧よりもさらに低速回転させることができるのか否かは、予め選定される電流制限抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）および交流電動機４の固定子巻線抵抗（ｒ１，ｒ２，ｒ３）の値が既知であるため、制御回路６において逆変換器３が出力する最低出力電圧における電流制限抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）の電圧降下ＶＲは、式（１）を用いて算出する（算出は、可変速制御する以前の予め、あるいは可変速制御中）ことができ（Ｒ２、Ｒ３についても同様の式が成立）、最低出力電圧と電圧降下ＶＲとから容易にその程度を図ることができる。すなわち、所望のどの程度までの低速が必要であるかが決定されれば、それに応じた電流制限抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）を予め選定すればよい。
なお、本発明によれば、逆変換器３からの交流電力が、低速時（小電流時）のみ電流制限抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）を介して交流電動機４へ供給されることになるため、選定される電流制限抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）の容量は小容量かつ小型のものを用いればよい。
【００１９】
【数１】
2009268287.tif 000003
【００２０】
図２は、本発明におけるＰＷＭ制御の出力波形を表したものである。図２（ａ）は、高速運転における最小オン時間Ｔｍｉｎの出力波形を表し、キャリア周期Ｔでは最低出力電圧Ｖｏとなる（この場合の開閉制御信号は「開制御信号」である）。図２（ｂ）は、低速運転における最小オン時間Ｔｍｉｎの出力波形、およびオン時間Ｔｏｍａｘの出力波形を表し、それぞれキャリア周期Ｔでは本発明における最低出力電圧Ｖａ、従来における最低出力電圧Ｖｏとなる（この場合の開閉制御信号は「閉制御信号」である）。
すなわち、高速運転の場合、最小オン時間Ｔｍｉｎにおけるパルス幅、交流電動機４の入力端子電圧Ｖｐｎの振幅で最低出力電圧Ｖｏとなるところ、低速運転の場合、開閉制御信号は「閉制御信号」とすると交流電動機４の入力端子電圧（Ｖｐｎ−ＶＲ）となるため、制御回路６において最小オン時間Ｔｍｉｎに式（１）で算出される電圧降下ＶＲ分を加算することにより、最小オン時間Ｔｍｉｎに式（１）で算出される電圧降下ＶＲ分を加算したパルス幅（オン時間Ｔｏｍａｘ）、交流電動機４の入力端子電圧（Ｖｐｎ−ＶＲ）の振幅で、高速運転の場合と同様の最低出力電圧Ｖｏとすることができるのである。
また、電圧降下ＶＲ分の電圧範囲内においては、ＰＷＭ制御により最小オン時間Ｔｍｉｎからオン時間Ｔｏｍａｘまでの間の所望のオン時間を設定することができ、低回転速度指令に応じた最低出力電圧Ｖｏ以下の出力電圧を得ることができ、交流電動機４の低回転速度領域は、この電圧降下ＶＲ分だけ拡大できるようになり、交流電動機４を最小オン時間（最低出力電圧）の回転よりもさらに低速回転させることができる。
オン時間Ｔｏｍａｘでは、従来における最低出力電圧Ｖｏと同じ出力電圧が逆変換器３に出力され、半導体スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）への閉制御信号に代わり開制御信号を出力するので、低速回転から高速回転への移行においても速度変動は発生せず、線形性を維持できる。
なお、前述した上位装置（図示しない）からの回転速度指令に応じた予め定められた閾値（半導体スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）を開閉する速度レベル）は、上記のＰＷＭ制御の演算結果に基づいて決定すればよい。高速回転から低速回転への移行は、最小オン時間Ｔｍｉｎにおける速度であり、低速回転から高速回転への移行は、オン時間Ｔｏｍａｘにおける速度である。
【００２１】
また、電流制限抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）は、交流電動機４の固定子巻線抵抗（ｒ１，ｒ２，ｒ３）と同じく、交流電動機４へ流れる電流を制限するものであるため、電流制限抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）がない場合と比して、逆変換器３の出力端子へ同じ電圧が出力されると、交流電動機４の誘起電圧は低い状態とすることができ、最低出力電圧の回転より低速で回転することができる（平滑コンデンサ７における直流電力をさらに平滑された直流電圧値に対して余裕を持たせることができる）のである。
この場合、電流制限抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）の両端に発生する電圧降下ＶＲを、半導体スイッチング素子の内部ダイオード（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）の順方向電圧ＶＦ以下の範囲で設計すればよく、電流制限抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）の抵抗値は、ＶＲ＜ＶＦを条件として、式（１）から決定すればよい。
また、電流制限抵抗（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）は、逆変換器３の出力端子と交流電動機４の入力端子の間における極端なサージ電圧を抑制することができ、通常備えるスナバ回路等のサージ電圧抑制手段を必要とせず、また逆変換器３の半導体スイッチング素子の耐圧を低くすることができ、安価な半導体スイッチング素子を用いることができる。
【００２２】
また、半導体スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）を動作させるゲートドライブ回路８に備えられる制御電源は、各々絶縁する必要があるが、逆変換器３内で使用されるゲートドライブ電源を利用することができ、ゲートドライブ回路８は部品点数も少なく、低コストで設計することができる。なお、制御回路６から出力される開閉制御信号は、フォトカプラを用いてゲートドライブ回路８と絶縁して用いればよい。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明における電力変換装置の構成を示す概略ブロック図
【図２】（ａ）本発明における高速運転時のＰＷＭ制御の出力波形図        （ｂ）本発明における低速運転時のＰＷＭ制御の出力波形図
【図３】従来の電力変換装置の構成を示す概略ブロック図
【符号の説明】
【００２４】
１  交流電源
２  順変換器
３  逆変換器
４  交流電動機
５  直流電圧検出回路
６  制御回路
７  平滑コンデンサ
８  ゲートドライブ回路
Ｕ，Ｖ，Ｗ  逆変換器３の出力端子
Ｒ，Ｓ，Ｔ  交流電動機４の入力端子
Ｑ１〜Ｑ３  半導体スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ３  半導体スイッチング素子内部ダイオード
Ｒ１〜Ｒ３  電流制限抵抗
ｒ１〜ｒ３  交流電動機４の固定子巻線抵抗
Ｖｐｎ  直流電圧検出値
ＰＷＭ  ＰＷＭ制御信号
Ｓ１〜Ｓ３  半導体スイッチング素子ゲート駆動信号
ＶＲ  電流制限抵抗電圧値
ＶＦ  半導体スイッチング素子内部ダイオード順方向電圧値
Ｔｍｉｎ  最小オン時間
Ｔｏｍａｘ  従来の最低出力電圧となるオン時間
Ｔ  キャリア周期
Ｖｏ  最低出力電圧
Ｖａ  本発明による最低出力電圧
【図１】
2009268287.tif 000004
【図２】
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【図３】
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