(57)【要約】【課題】ダイレクトコンバージョン方式の無線受信機で、比較的小さな回路規模にて送受信機間の周波数オフセットを補正する。【解決手段】判定部１２は、同期を検出したタイミングにおける同期を捕捉したチャネル（ＴＦＣ）に対応するマッチドフィルタ１１の出力を選択・出力（出力信号ａ）する。ｎシンボル遅延回路２１及び複素共役演算器２２により、この出力信号ａをｎシンボル分遅延させてから複素共役をとり、乗算器２３によって出力信号ａに乗算させる。乗算器２３の出力はそのまま逆正接演算器２４に入力され、積分器は必要ない。【選択図】図１
2009141634.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
各チャネル毎の複数のマッチドフィルタを有する同期捕捉回路を有するダイレクトコンバージョン方式の無線受信機であって、
前記同期捕捉回路は、同期を検出したタイミングにおける同期を捕捉したチャネルに対応する前記マッチドフィルタの出力を選択・出力する判定手段を更に有し、
前記判定手段の出力を入力してｎシンボル分遅延させるｎシンボル遅延回路と、
該ｎシンボル遅延回路の出力の複素共役をとる複素共役演算器と、
該複素共役演算器の出力を入力して前記判定手段の出力に乗算する乗算器と、
該乗算器の出力に基づき周波数偏差を求める逆正接演算器と、
を有することを特徴とする無線受信機。
【請求項２】
各チャネル毎の複数のマッチドフィルタを有する同期捕捉回路を有するダイレクトコンバージョン方式の無線受信機であって、
前記各マッチドフィルタの出力を入力して該入力の何れかを選択・出力するスイッチ手段を有し、
前記同期捕捉回路は、同期を検出したタイミングにおける同期を捕捉したチャネルに対応する前記マッチドフィルタの出力を、前記スイッチ手段により選択・出力させる判定手段を有し、
前記スイッチ手段の出力信号または該出力信号を１サンプル分ずつ遅延させた各遅延信号の何れかを入力してｎシンボル分遅延させるｎシンボル遅延回路と、該ｎシンボル遅延回路の出力の複素共役をとる複素共役演算器と、該複素共役演算器の出力を入力して前記スイッチ手段の出力信号または前記各遅延信号の何れかに乗算する乗算器とから成る多段構成の各回路部と、
前記多段構成の各回路部の各乗算器の出力の平均を演算する平均値演算手段と、
該平均値演算手段の出力に基づき周波数偏差を求める逆正接演算器と、
を有することを特徴とする無線受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ方式等のダイレクトコンバージョン方式による無線受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話や無線ＬＡＮ等と比較して近距離を非常に高速に伝送する為の無線パーソナルエリアネットワーク（ＷＰＡＮ）が検討されている。ＷＰＡＮを実現するための技術として、３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚを利用する超広帯域無線（ＵＷＢ）が有力視されている。
【０００３】
ＵＷＢの一方式として、WiMedia Allianceが推進する、マルチバンドＯＦＤＭ（ＭＢ−ＯＦＤＭ）方式が検討されている。ＭＢ−ＯＦＤＭ方式は、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重)変調と、特定の周波数パターンに従って搬送周波数を切り替える周波数ホッピングとを組み合わせた方式である。
【０００４】
上記ＭＢ−ＯＦＤＭ方式やＯＦＤＭ方式に限らず、最近の無線通信方式においては、受信機の構成としてダイレクトコンバージョン方式が用いられることが多い。特にＭＢ−ＯＦＤＭ方式の場合は、搬送波周波数に対して変調帯域が非常に広帯域であることから、通常、ダイレクトコンバージョン方式が用いられる。
【０００５】
ダイレクトコンバージョン方式は、ゼロＩＦ方式とも呼ばれ、従来、受信機において受信した信号を、無線周波数帯から中間周波数に変換（ダウンコンバート）することなく、一気にベースバンドに変換する方式である。
【０００６】
ダイレクトコンバージョン方式の無線受信機の一般的な構成例を図６に示す。
図６に示す構成例では、アンテナにより受信された受信信号は、増幅器５１により増幅された後、直交検波部５２に入力する。尚、増幅に関してはＡＧＣ(Automatic Gain Control)制御を行うが、ここでは省略する。直交検波部５２には、Ｌｏ発振部５３から互いに直交するＬｏ発振信号が入力しており、これにより上記入力信号をベースバンド信号に変換する。このベースバンド信号は、Ａ／Ｄコンバータ５４によりＡ／Ｄ変換される。その後は、ディジタル信号処理にて同期／復調処理等が行われる。
【０００７】
Ａ／Ｄコンバータ５４の出力は、同期捕捉部５５、乗算器５６、周波数補正部５７に入力し、同期捕捉部５５により同期検出が行われ、乗算器５６と周波数補正部５７とにより周波数偏差を補正する。補正後の信号はＦＦＴ(Fast Fourier Transform；高速フーリエ変換)部５８に入力される。尚、ＦＦＴ部５８及びその後段の構成（乗算器５９、回線推定部６０、デスプレッド部／デマップ部６１、デインターリーブ部／ビタビ復号器６２）は、ここでは関係ないので特に説明しない。
【０００８】
ここで、無線通信の場合、送受信機間の同期は重要な課題である。ＭＢ−ＯＦＤＭ方式に限らず、ＯＦＤＭ変調を用いる無線方式においては、情報を送る為のＯＦＤＭシンボル群（ヘッダやＰＳＤＵ）に先立って、同期捕捉の為の既知の符号（プリアンブル）を付加することが一般的である。
【０００９】
受信機の同期捕捉部５５においては、予め既知のプリアンブルと同じパターンのマッチドフィルタを用意して、符号の相関特性によるピークを検出することにより、同期の検出を行う。
【００１０】
図７に、同期捕捉部５５の構成例を示す。
図示のように、マッチドフィルタ７１は、チャネル（ＴＦＣ）の数だけ用意され、受信信号（Ａ／Ｄコンバータ５４の出力）を各マッチドフィルタ７１（ＴＦＣ  １〜ＴＦＣ  Ｎ）へ入力し、その出力のピークから判定部７２は受信信号のＴＦＣと同期タイミングを検出している。
【００１１】
ところで、送信機と受信機とは異なる周波数基準に基づいている為、又は送信機と受信機との相対的な移動により、受信機において受信される信号には、周波数偏差（誤差）（通常、数十ppmオーダ）を伴う。これを補正する為に、上記周波数補正部５７（ＡＦＣ回路）がある。
【００１２】
図８に、上記周波数補正部５７（ＡＦＣ回路）の構成例を示す。
周波数補正部５７の入力信号は上記の通りＡ／Ｄコンバータ５４の出力（ディジタル信号）であり、このディジタル入力信号をｎ×ｍサンプル遅延回路８１によって、ｍサンプル分の時間のｎ倍の時間分遅延させた後、複素共役演算器８２により複素共役をとったものを乗算器８３において上記ディジタル信号と乗算させる。乗算器８３からの出力は積分器８４において長さｍの区間で積分され、逆正接演算器８５においてその逆正接（actan）をとったものを位相回転量としてこれをｎシンボル区間で割ったものを周波数補正量として、数値制御発振器（ＮＣＯ８６）に出力する。そして、数値制御発振器（ＮＣＯ８６）によりこの周波数補正量をキャンセルするような信号を発生させて、これを乗算器５６により受信信号に乗算させることにより、周波数偏差の補正が可能となる。
【００１３】
ＭＢ−ＯＦＤＭ方式の場合、上記ｎは１もしくは３とするのが一般的である。また、Ａ／Ｄコンバータ５４は所定のサンプリング・クロックに基づいて動作しており、ここでは１シンボル当りｍサンプルが出力されており、ｍ＝‘１６５’とするのが一般的である。よって、上記“ｍサンプル分の時間”とは、“１シンボル分の時間”を意味することになる。
【００１４】
これら周波数補正を含む、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式の受信回路に関しては、例えば特許文献１に記載の発明があるが、一般的なＡＦＣ回路は上記自己相関を演算する為に、長期間の遅延回路と長区間の積分器を要するため、回路規模や演算の為の消費電力が大きくなる。
【特許文献１】特開２００７−１９９８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
本発明の課題は、例えばＭＢ−ＯＦＤＭ方式等のようなダイレクトコンバージョン方式の無線システムにおける無線受信機において、同期捕捉回路に用いられるマッチドフィルタ出力を利用してそのピーク値の自己相関により送受信機間の周波数オフセットを補正することができ、これにより比較的小さな回路規模にて送受信機間の周波数オフセットを補正することができる無線受信機等を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の第１の無線受信機は、各チャネル毎の複数のマッチドフィルタを有する同期捕捉回路を有するダイレクトコンバージョン方式の無線受信機であって、前記同期捕捉回路は、同期を検出したタイミングにおける同期を捕捉したチャネルに対応する前記マッチドフィルタの出力を選択・出力する判定手段を更に有し、前記判定手段の出力を入力してｎシンボル分遅延させるｎシンボル遅延回路と、該ｎシンボル遅延回路の出力の複素共役をとる複素共役演算器と、該複素共役演算器の出力を入力して前記判定手段の出力に乗算する乗算器と、該乗算器の出力に基づき周波数偏差を求める逆正接演算器とを有する。
【００１７】
上記構成の無線受信機では、同期捕捉回路に用いられるマッチドフィルタ出力（特にシンボル周期で出力されるピーク値出力）を利用することにより、従来の積分器は必要なくなる。また、自己相関を求める為のｎシンボル遅延回路等は、シンボル周期のクロックで動作するものとなる。
【００１８】
また、本発明の第２の無線受信機は、各チャネル毎の複数のマッチドフィルタを有する同期捕捉回路を有するダイレクトコンバージョン方式の無線受信機であって、前記各マッチドフィルタの出力を入力して該入力の何れかを選択・出力するスイッチ手段を有し、前記同期捕捉回路は、同期を検出したタイミングにおける同期を捕捉したチャネルに対応する前記マッチドフィルタの出力を、前記スイッチ手段により選択・出力させる判定手段を有し、前記スイッチ手段の出力信号または該出力信号を１サンプル分ずつ遅延させた各遅延信号の何れかを入力してｎシンボル分遅延させるｎシンボル遅延回路と、該ｎシンボル遅延回路の出力の複素共役をとる複素共役演算器と、該複素共役演算器の出力を入力して前記スイッチ手段の出力信号または前記各遅延信号の何れかに乗算する乗算器とから成る多段構成の各回路部と、前記多段構成の各回路部の各乗算器の出力の平均を演算する平均値演算手段と、該平均値演算手段の出力に基づき周波数偏差を求める逆正接演算器とを有する。
【００１９】
第２の無線受信機は、基本的には上記第１の無線受信機に基づき、更に無線回線による多重反射が発生するケースに対応した構成となっている。
【発明の効果】
【００２０】
本発明の無線受信機等によれば、例えばＭＢ−ＯＦＤＭ方式等のようなダイレクトコンバージョン方式の無線システムにおける無線受信機において、同期捕捉回路に用いられるマッチドフィルタ出力を利用してそのピーク値の自己相関により送受信機間の周波数オフセットを補正することができ、これにより比較的小さな回路規模にて送受信機間の周波数オフセットを補正することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
尚、以下の説明ではＭＢ−ＯＦＤＭ方式の無線システムにおける無線受信機を例にして説明するが、この例に限らない。
【００２２】
図１に、本例の無線受信機における周波数補正に係る構成例（周波数補正装置と呼ぶものとする）を示す。
ここでは、周波数補正装置を含む無線受信機の全体構成は特に示さないが、基本的には図６に示す従来構成と略同様であるが、本例の周波数補正回路２０の入力は、図示の通り、同期捕捉回路１０の出力ａとなっている。つまり、図６における周波数補正部５７を周波数補正回路２０に、同期捕捉部５５を同期捕捉回路１０に置き換えたうえで、周波数補正回路２０の入力を、Ａ／Ｄコンバータ５４の出力ではなく、同期捕捉回路１０の出力ａとした構成となっている。
【００２３】
ここで、本例の同期捕捉回路１０は、従来と同様に各チャネル（ＴＦＣ）毎の複数のマッチドフィルタ１１を有しており、判定部１２はこの複数のマッチドフィルタ１１の出力に基づいて従来と同様に同期検出信号を出力しているが、更に、何れかのマッチドフィルタ１１の出力を選択・出力する（これが図示の出力信号ａ）。これは、同期を検出したタイミングにおける同期を捕捉したチャネル（ＴＦＣ）に対応するマッチドフィルタ１１の出力を選択・出力するものである。
【００２４】
そして、周波数補正回路２０は、ｎシンボル遅延回路２１、複素共役演算器２２、乗算器２３、逆正接演算器２４、及び数値制御発振器（ＮＣＯ）２５を有する。
上記従来の図８の構成と比較して、積分器８４が必要なくなっており、また、上記ｎ×ｍサンプル遅延回路の代わりにｎシンボル遅延回路２１を設けてある。但し、遅延量は変わらない。すなわち、ｎシンボル遅延回路２１は、ＯＦＤＭシンボルの１シンボル分に相当する時間のｎ倍の遅延量の遅延を施すものであり、遅延量自体は上記の通りｎ×ｍサンプル遅延回路８１でも同じである。尚、‘ｎ’の意味は、従来でも説明したように、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式の場合、上記ｎは１もしくは３とする。
【００２５】
よく知られているように、マッチドフィルタ１１の出力はピークがシンボル周期で現れるものであるので（図３に一例を示してある）、上記本例の周波数補正回路２０は、この様にシンボル周期で現れるマッチドフィルタ１１のピーク出力を、周波数補正に利用するものである。
【００２６】
すなわち、従来の周波数補正回路は上記の通りＡ／Ｄコンバータ出力を入力しているのでＡ／Ｄコンバータの上記サンプリング・クロック（サンプリング周期）に応じた動作を行っていたのに対して、本例の周波数補正回路２０は、シンボル周期のクロック信号で動作する。これより、本例のｎシンボル遅延回路２１は、上記の通り、“ｎ×ｍサンプル”ではなく、ｎシンボル分の遅延（シンボル周期のクロックでｎ回分）となる。
【００２７】
つまり、Ａ／Ｄ変換出力に関しては１シンボル当りｍサンプルの出力がマッチドフィルタ１１に（従来では遅延回路８１に）入力されるが、本例の遅延回路２１への入力（従来では積分器８４の出力）は、シンボル周期（１シンボル当り１個）で動作することになる。
【００２８】
尚、上記シンボル周期のクロック信号は、特に図示しないが、例えば、上記サンプリング・クロック信号を逓倍器等により逓倍（ここでは上記例により１６５倍）することにより生成する。
【００２９】
また、従来の上記積分器８４は上記の通り“長さｍ（１つのＯＦＤＭシンボル分）”の区間で積分するものであるから、周波数補正はシンボル周期でのみ行うのであり、更に積分結果とマッチドフィルタ１１のピーク出力とはほぼ等価であると見做すことができるので、本例の回路構成は、概略的には、積分器８４をマッチドフィルタ１１で置き換えるものと考えることができる。
【００３０】
上述したようにして、本例の周波数補正回路２０では、従来のような積分器８４が必要なくなり、以下のように動作するものである。
すなわち、上記同期捕捉回路１０からの出力信号ａは、ｎシンボル遅延回路２１と乗算器２３に入力される。ｎシンボル遅延回路２１によってこの出力信号ａを上記の通りｎシンボル分遅延させた後、複素共役演算器８２により複素共役をとったものを乗算器８３において上記出力信号ａと乗算させる。そして、逆正接演算器２４において、乗算器８３による乗算結果の逆正接を取ることにより位相回転量φを求め、更にこの位相回転量φを遅延時間で割ることにより周波数偏差を求める。この周波数偏差を数値制御発振器（ＮＣＯ）２５に渡すことにより、周波数偏差を補正する。
【００３１】
ここで、図２（ａ）、（ｂ）に、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式における標準的なデータフレーム構成を示す。
図２（ａ）に示すフレームは、ＰＬＣＰ(Physical Layer Convergence Protocol)プリアンブル３１、ＰＬＣＰヘッダ３２、及びＰＳＤＵ３３（ペイロード）という、３つの部分から構成される。このうち、ＰＬＣＰプリアンブル３１は、図２（ｂ）に示すように、
パケット／フレーム同期シーケンス３４とチャネル推定シーケンス３５とから構成され、それぞれのシーケンスにて周波数パケット／フレーム同期、及び無線回線の伝達関数の推定を行う。
【００３２】
周波数補正は、パケット／フレーム同期シーケンス３４の受信時において行う。
ＭＢ−ＯＦＤＭ方式のパケット長は、最大でも数百マイクロ秒程度であり、また従来のIEEE802.11標準に見られるようなサイクリック・プレフィックスを持たないため、ＰＳＤＵ３３（ペイロード）区間におけるＯＦＤＭシンボルにおいては、自己相関による周波数偏差の検出、補正は行わず、パケット／フレーム同期シーケンス３４区間にて求めた周波数補正量にてパケットの最後まで補正を掛ける。
【００３３】
パケット／フレーム同期シーケンス３４受信時には、同期捕捉回路１０において対応するマッチドフィルタ１１からは、例えば図３に示すような出力が得られる。尚、図３は、マッチドフィルタ出力の振幅を示すものであり、実際の出力は複素数である。
【００３４】
判定部１２は、このマッチドフィルタ出力の振幅のピークにより、同期の検出を行う。判定部１２は、この同期の検出タイミングで、対応するマッチドフィルタ１１の出力（複素数；ｘ）を、上記の通り遅延回路２１及び乗算器２３へ出力する。図３に示すように、マッチドフィルタ１１はプリアンブル信号のシンボル周期でピークを出力するので、乗算器２３に入力される上記信号ａ（ｘ（ｊ）とする）を、この信号ａのｎシンボル前の信号ａ（ｘ（ｊ−ｎ））の複素共役と乗算することにより、乗算器２３の出力（ｙ（ｊ））は以下の式の通りとなる。
【００３５】
【数１】
2009141634.tif 000003
【００３６】
ここで、逆正接演算器２４において、上記位相回転量φを得るには、
【００３７】
【数２】
2009141634.tif 000004
【００３８】
より、
【００３９】
【数３】
2009141634.tif 000005
【００４０】
の演算を行う。
そして、周波数オフセット（偏差）δｆは、
【００４１】
【数４】
2009141634.tif 000006
【００４２】
より得られる。ここで、ｎは、ＴＦＣにより異なり、ＴＦＣ＝１又は２のときはｎ＝３、それ以外のときはｎ＝１とする。尚、よく知られているように、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式にお
いてはＴＦＣは７パターンあり（ＴＦＣ１〜ＴＦＣ７）、図４に示すように、ＴＦＣ１、ＴＦＣ２は１シンボル毎、ＴＦＣ３、ＴＦＣ４は２シンボル毎に、周波数ホッピングするパターンである。ＴＦＣ５〜ＴＦＣ７は、周波数ホッピングしないパターンである。
【００４３】
尚、従来の同期捕捉部５５の判定部７２で上記のように受信した信号のＴＦＣと同期タイミングを検出しており、本例の判定部１２においても同様にＴＦＣの判別を行っており、これに基づき上記ｎの値が決定される。
【００４４】
図４に示すように、ＴＦＣ１、ＴＦＣ２は同一バンドに関して３シンボル周期、ＴＦＣ３〜ＴＦＣ７は１シンボル周期のパターンとなっているので、上記の通り、ＴＦＣ＝１又は２のときはｎ＝３、それ以外のときはｎ＝１とする。
【００４５】
尚、図４は、各ＴＦＣ毎の周波数ホッピングパターンとこれに応じた周波数補正のイメージを示す図である。
そして、上記算出式により得られた周波数オフセット（偏差）δｆをキャンセルするような信号を、数値制御発振器（ＮＣＯ）２５により発生させて、これを受信信号に乗算させることにより（従来の乗算器５６に相当する構成による）、周波数偏差の補正が可能となる。
【００４６】
以上説明したように、本例の周波数補正装置は、同期捕捉回路１０のマッチドフィルタの出力を利用してそのピーク値の自己相関により送受信機間の周波数オフセットを補正することができ、これにより比較的小さな回路規模にて送受信機間の周波数オフセットを補正することができる。
【００４７】
ところで、無線回線による多重反射が発生している場合には、対応するマッチドフィルタ１１の出力は、図３に示す例のような鋭いピークを示すものとはならないこともある。このような場合、通常、同期捕捉回路においてはマッチドフィルタ出力の移動平均に基づき同期検出を行うが、周波数補正に関しては本例では例えば図５の構成により対応する。
【００４８】
図５に、上記無線回線による多重反射が発生するケースに対応した、本例の周波数補正装置の構成例を示す。尚、図示の各構成において、図１に示す構成と略同様の構成に関しては同一符号を付してある。
【００４９】
まず、図示の同期捕捉回路４１は、上記図１に示した各マッチドフィルタ１１毎に対応して、その出力を入力して上記移動平均を算出して判定部４３に出力する複数の移動平均算出部４２を備える。また、同期捕捉回路４１の外部には、各マッチドフィルタ１１の出力を入力して、判定部４３から出力される選択指示信号ｂに応じて、この複数のマッチドフィルタ１１からの入力の何れかを選択・出力するスイッチ４４を備える。
【００５０】
これは、本例では、図１の判定部１２とは異なり、判定部４３には各マッチドフィルタ１１の出力が入力されない為、これに応じた構成としているものである。よって、結果的に各マッチドフィルタ１１の出力の何れかが上記出力信号ａとして、図示の周波数補正回路４０に入力される点は、図１と同じである。
【００５１】
よって、判定部４３は、複数の移動平均算出部４２の出力に基づき、上記図１の場合と同様に、同期を検出したタイミングにおける同期を捕捉したチャネル（ＴＦＣ）に対応するマッチドフィルタ１１の出力を、上記スイッチ４４で選択・出力させるように、上記選択指示信号ｂを生成・出力する。
【００５２】
そして、上記出力信号ａを入力する本例の周波数補正回路４０の構成は、図示の通り、
上記ｎシンボル遅延回路２１と複素共役演算器２２と乗算器２３とから成る構成が、複数段設けられた構成となっている。１段目には図示の通り、上記出力信号ａが入力される。２段目以降には、上記出力信号ａが各遅延回路４６によって遅延された信号が入力される。例えば、２段目には、１つの遅延回路４６によって遅延された信号が入力し、３段目には２つの遅延回路４６によって遅延された信号が入力するというように、ｐ段目の回路には（ｐ−１）個の遅延回路４６によって遅延された信号が入力する構成となっている。
【００５３】
ここで、各遅延回路４６によって１サンプル（上記サンプリング周期）分の遅延が施される。そして、上記複数段設けられた構成における最終段には、ｄサンプル分（ｄについては後述する）遅延された信号が入力するようになっている。
【００５４】
そして、各段の上記乗算器２３の出力が、全て、平均部４５に入力して、全ての乗算器２３出力の平均が演算され、平均部４５の出力が逆正接演算器２４に入力する。逆正接演算器２４、及び数値制御発振器（ＮＣＯ）２５は、図１と同じである。
【００５５】
ここで、無線回線において反射波が直接波に対してｄサンプル相当の時間遅れまで受信されるとする。通常、ＯＦＤＭ変調方式においては、ｄ≪ｍが成立する。これより、上記図５の構成によって、プリアンブル同期の捕捉されたＴＦＣに相当するマッチドフィルタの出力について、入射波毎にｎシンボル遅延との相関を演算する（上記周波数偏差の演算と同様）。そして、シンボル周期毎に、ｄ個の周波数偏差演算の平均を演算し、周波数補正量を得ている。
【００５６】
上記のように、本例の構成では、例えばＭＢ−ＯＦＤＭ方式等のようなダイレクトコンバージョン方式の無線システムにおける無線受信機において、比較的小さな回路規模にて周波数補正を実施することが可能となり、更に無線回線による多重反射が発生している場合にも対応可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本例の周波数補正装置の構成例である。
【図２】（ａ）、（ｂ）は、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式における標準的なデータフレーム構成を示す図である。
【図３】マッチドフィルタからの出力信号波形の一例である。
【図４】各ＴＦＣ毎の周波数ホッピングパターンとこれに応じた周波数補正のイメージを示す図である。
【図５】無線回線による多重反射が発生している場合に対応した本例の周波数補正装置の構成例である。
【図６】ダイレクトコンバージョン方式の無線受信機の一般的な構成例である。
【図７】同期捕捉部の構成例である。
【図８】周波数補正部（ＡＦＣ回路）の構成例である。
【符号の説明】
【００５８】
１０  同期捕捉回路
１１  マッチドフィルタ
１２  判定部
２０  周波数補正回路
２１  ｎシンボル遅延回路
２２  複素共役演算器
２３  乗算器
２４  逆正接演算器
２５  数値制御発振器（ＮＣＯ）
３１  ＰＬＣＰプリアンブル
３２  ＰＬＣＰヘッダ
３３  ＰＳＤＵ（ペイロード）
３４  パケット／フレーム同期シーケンス
３５  チャネル推定シーケンス
４０  周波数補正回路
４１  同期捕捉回路
４２  移動平均算出部
４３  判定部
４４  スイッチ
４５  加算器
４６  遅延回路
【図１】
2009141634.tif 000007
【図２】
2009141634.tif 000008
【図３】
2009141634.tif 000009
【図４】
2009141634.tif 000010
【図５】
2009141634.tif 000011
【図６】
2009141634.tif 000012
【図７】
2009141634.tif 000013
【図８】
2009141634.tif 000014