(57)【要約】【課題】直流電源としてのコンデンサの静電容量を大きくすることなく、変圧器の一次側の電流還流期間を短くして損失を低減させ、高効率化、小形化、低コスト化を可能にする。【解決手段】直流電源（コンデンサ１１）の両端に接続されたインバータ回路２０Ａと、このインバータ回路２０Ａの出力側に一次巻線９１が接続された変圧器９と、その二次巻線９２に接続されたダイオード７，８からなる整流回路とを備え、インバータ回路２０Ａを構成するスイッチング素子１〜４のオンオフにより変圧器９及び整流回路を介して直流電圧を出力させるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、一次巻線９１の内部端子９１aとインバータ回路２０Ａの負側入力端子との間に、内部端子９１aから前記負側入力端子に向かう方向に電流を通流させる外部スイッチング素子５を接続する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の両端に接続されたインバータ回路と、このインバータ回路の出力側に一次巻線が接続された変圧器と、この変圧器の二次巻線に接続された整流回路と、を備え、前記インバータ回路を構成するスイッチング素子のオンオフにより前記変圧器及び前記整流回路を介して直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記一次巻線の内部端子と前記インバータ回路の負側入力端子との間に、前記内部端子から前記負側入力端子に向かう方向に電流を通流させる外部スイッチング素子を接続したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
直流電源の両端に接続されたインバータ回路と、このインバータ回路の出力側に一次巻線が接続された変圧器と、この変圧器の二次巻線に接続された整流回路と、を備え、前記インバータ回路を構成するスイッチング素子のオンオフにより前記変圧器及び前記整流回路を介して直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記インバータ回路の正側入力端子と前記一次巻線の内部端子との間に、前記正側入力端子から前記内部端子に向かう方向に電流を通流させる外部スイッチング素子を接続したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１に記載したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記直流電源の電圧が低下した時に、前記正側入力端子に接続されている前記インバータ回路内のスイッチング素子の制御信号を用いて前記外部スイッチング素子を駆動することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１に記載したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記直流電源の電圧が低下した時に、前記負側入力端子に接続されている前記インバータ回路内のスイッチング素子の制御信号を用いて前記外部スイッチング素子を駆動することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１または２に記載したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記直流電源の電圧が低下した時に、前記外部スイッチング素子を常にオン状態とすることを特徴としたＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子を有するインバータ回路と変圧器とにより直流電源電圧を絶縁して所望の大きさの直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図８は、この種のＤＣ−ＤＣコンバータの従来技術を示す回路図であり、特許文献１，２に記載されている回路と実質的に同一である。
この従来技術は、一般的なフルブリッジ形のＤＣ−ＤＣコンバータであり、１１は直流電源としてのコンデンサ、１〜４はフルブリッジ形のインバータ回路２０Ａを構成するスイッチング素子、９は一次巻線９１がスイッチング素子１，２の接続点とスイッチング素子３，４の接続点との間に接続された変圧器、７，８は変圧器９の二次巻線９２の両端にアノードが接続され、かつカソードが共通接続されて整流回路を構成するダイオード、１０は前記カソードに一端が接続された平滑用のリアクトル、１３はリアクトル１０の他端と前記二次巻線９２の内部端子９２ａとの間に接続された負荷、１２は負荷１３の両端に接続されたコンデンサである。
【０００３】
次に、図９は図８の動作説明図である。
図９に示すように、スイッチング素子１〜４の制御信号は何れも導通比５０％の信号であり、スイッチング素子１の制御信号の反転信号がスイッチング素子２の制御信号となり、スイッチング素子３の制御信号の反転信号がスイッチング素子４の制御信号となる。
【０００４】
ここで、スイッチング素子４の制御信号に対してスイッチング素子１の制御信号を図示のように遅らせることにより、スイッチング素子１，４が同時にオンしている期間ａと、スイッチング素子２，３が同時にオンしている期間ｃとが生成され、変圧器９に電圧が発生する。スイッチング素子４の制御信号に対するスイッチング素子１の制御信号の遅れ時間を調整することにより、期間ａ，ｃが変化するので、出力電圧を制御することができる。
【０００５】
いま、コンデンサ１１による入力電圧が低下した場合、図１０に示すように、スイッチング素子４の制御信号に対してスイッチング素子１の制御信号を更に遅らせれば、変圧器９に電圧が印加される時間を長くして出力電圧を一定に保つことができる。
なお、図１０では、図９における変圧器９の一次電圧を破線で示してある。
【０００６】
【特許文献１】特開平９−３１２９７３号公報（段落［００２９］、図２７等）
【特許文献２】特開２００４−３１２９０６号公報（段落［０００２］〜［０００６］、図７，図８等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図９に示した期間ｂ，ｄでは、スイッチング素子１，３、またはスイッチング素子２，４がオンしているので、変圧器９の一次側では電流が環流して流れ続けることになり、これらの期間ｂ，ｄは変圧器９の一次電圧が零となる。
すなわち、入力電圧が低下した図１０の場合に対し、図９のように入力電圧が正常である場合には、変圧器９に電圧が印加されていない期間ｂ，ｄが発生する。これらの期間ｂ，ｄでは、入力側から負荷側に電力を伝送していないにも関わらず、変圧器９の一次側には電流が流れて損失が発生している。従って、この損失を低減するためには、期間ｂ，ｄを短縮する必要がある。
【０００８】
ここで、コンデンサ１１の静電容量を大きくすると、入力電圧の変化も少なくなるため、予め期間ｂ，ｄが短くなるように回路を設計することができる。しかし、コンデンサ１１の静電容量を大きくすると、装置が大形化してコスト高になるという問題が生じる。
【０００９】
そこで、本発明の解決課題は、直流電源としてのコンデンサの静電容量を大きくすることなく、変圧器の一次側を電流が還流する期間を短くして損失を低減させ、高効率化、小形化、低コスト化を可能にしたＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、直流電源の両端に接続されたインバータ回路と、このインバータ回路の出力側に一次巻線が接続された変圧器と、この変圧器の二次巻線に接続された整流回路と、を備え、前記インバータ回路を構成するスイッチング素子のオンオフにより前記変圧器及び前記整流回路を介して直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記一次巻線の内部端子と前記インバータ回路の負側入力端子との間に、前記内部端子から前記負側入力端子に向かう方向に電流を通流させる外部スイッチング素子を接続したものである。
【００１１】
請求項２に係る発明は、直流電源の両端に接続されたインバータ回路と、このインバータ回路の出力側に一次巻線が接続された変圧器と、この変圧器の二次巻線に接続された整流回路と、を備え、前記インバータ回路を構成するスイッチング素子のオンオフにより前記変圧器及び前記整流回路を介して直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記インバータ回路の正側入力端子と前記一次巻線の内部端子との間に、前記正側入力端子から前記内部端子に向かう方向に電流を通流させる外部スイッチング素子を接続したものである。
【００１２】
請求項３に係る発明は、請求項１において、前記直流電源の電圧が低下した時に、前記正側入力端子に接続されている前記インバータ回路内のスイッチング素子の制御信号を用いて、前記外部スイッチング素子を駆動するものである。
【００１３】
請求項４に係る発明は、請求項１において、前記直流電源の電圧が低下した時に、前記負側入力端子に接続されている前記インバータ回路内のスイッチング素子の制御信号を用いて、前記外部スイッチング素子を駆動するものである。
【００１４】
請求項５に係る発明は、請求項１または２に記載したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記直流電源の電圧が低下した時に、前記外部スイッチング素子を常にオン状態とするものである。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、入力電圧が正常である場合に変圧器の一次電流の環流期間を短くして変圧器の一次側における損失を低減し、装置の高効率化を図ることができる。また、損失が少なくなるので冷却部品も小形、小容量のもので済み、低コスト化が可能になる。
更に、直流電源としてのコンデンサの静電容量を減らしても外部スイッチング素子の動作によって所望の出力電圧を得ることができるため、コンデンサひいては装置全体の一層の小形化、低コスト化が可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、本発明の要点は、変圧器の一次巻線の内部端子とインバータ回路の負側または正側入力端子との間に外部スイッチング素子を接続し、この外部スイッチング素子を通常時はオフとし、入力電圧が低下した際にオンすることにより、変圧器の一次側に環流電流が流れる期間が短くなるような設計を可能にして通常時の損失を低下させ、直流電源として小形かつ安価なコンデンサを使用可能とした点にある。
【００１７】
図１は、本発明の第１実施形態を示す回路図である。この第１実施形態は、図８と同様に一般的なフルブリッジ形のＤＣ−ＤＣコンバータに関するもので、図８と異なる点は、変圧器９の一次巻線９１の内部端子９１ａとフルブリッジ形のインバータ回路２０Ａの負側入力端子（コンデンサ１１の負極）との間に外部スイッチング素子５を接続した点にあり、他の構成は図８と同一である。
また、図２は本発明の第２実施形態を示す回路図であり、図１におけるスイッチング素子２，３の代わりにダイオード１５，１４を接続してなるインバータ回路２０Ｂにより２石フォワードコンバータを構成した点、及び、変圧器９の二次巻線９２の一端がコンデンサ１２と負荷１３との接続点に接続されている点を除いて、図１と同様の構成である。
これらの第１実施形態、第２実施形態は、請求項１，３，４，５に係る発明の実施形態に相当する。
【００１８】
上記第１実施形態及び第２実施形態では、図１におけるスイッチング素子２，３と図２におけるダイオード１５，１４の動作が異なるだけで外部スイッチング素子５の動作等は同様であるため、ここでは図１の第１実施形態についてその動作を説明する。
【００１９】
図３は、コンデンサ１１の電圧が正常である場合の動作説明図である。
スイッチング素子１〜４の制御信号は図１０の場合と同一にし、図９に示した一次電流の環流期間ｂ，ｄが存在しないように設計することにより、変圧器９に常に電圧が印加されるようにする。これにより、入力側から負荷側へ電力を常に伝送して変圧器９の一次側における損失を低減することができる。
なお、外部スイッチング素子５は、全期間にわたってオフ状態としている。
【００２０】
次に、図４はコンデンサ１１の電圧が低下した場合の動作説明図である。
この場合、スイッチング素子１，３を導通比５０％未満でオンオフさせ、スイッチング素子２，４を何れもオフ状態としている。また、外部スイッチング素子５は、スイッチング素子１，３の制御信号の論理和によって駆動される。すなわち、インバータ回路２０Ａの正側入力端子に接続されたスイッチング素子１，３の制御信号の論理和によって駆動される。
【００２１】
従って、図４に示すように、スイッチング素子１がオンしている期間で変圧器９に正の電圧が発生し、スイッチング素子３がオンしている期間で変圧器９に負の電圧が発生する。このとき、外部スイッチング素子５をスイッチング素子１，３の制御信号の論理和でオンさせることにより、変圧器９の一次巻線９１が等価的に減少するので、変圧器９の二次電圧を増加させることができる。また、この二次電圧はスイッチング素子１，３の制御信号のパルス幅によって調整可能であるから、入力電圧が低下した場合でも所望の出力電圧を得ることができる。
【００２２】
このように、本実施形態によれば、入力電圧の低下時に変圧器９の一次側で環流期間が発生することになるが、一般に入力電圧が低下する期間に比べて十分に長い期間である正常時の環流期間を減らすことができるので、変圧器９の一次側における損失を低減でき、装置の高効率化、冷却部品の小形化、低コスト化が可能となる。
更に、コンデンサ１１の静電容量を減らして入力電圧が大きく低下しても外部スイッチング素子５の動作により変圧器９の一次巻線を等価的に減少させて所望の出力電圧を得ることができるため、コンデンサ１１ひいては装置全体の小形化、低コスト化が可能である。
【００２３】
次いで、図５は本発明の第３実施形態を示す回路図である。この実施形態では、図１における外部スイッチング素子５を、一次巻線９１の内部端子９１ａとインバータ回路２０Ａの正側入力端子との間に接続してあり、他の構成は図１と同一である。
また、図６は本発明の第４実施形態を示す回路図であり、図２における外部スイッチング素子５を、内部端子９１ａとインバータ回路２０Ｂの正側入力端子との間に接続した点以外は図２と同一である。
これらの第３実施形態、第４実施形態は、請求項２，５に係る発明の実施形態に相当する。
【００２４】
第３実施形態、第４実施形態の動作はほぼ同一であるため、第３実施形態について、その動作を説明する。
コンデンサ１１の電圧が正常である場合の動作は、図３と同様である。
【００２５】
コンデンサ１１の電圧が低下した場合には、図７に示すように、スイッチング素子１，３をオフ状態にし、スイッチング素子２，４を導通比５０％未満でオンオフさせると共に、外部スイッチング素子５を常にオン状態とする。
【００２６】
これにより、変圧器９の一次電圧、二次電圧、一次電流の波形は図４と同様になり、入力電圧の正常時における環流期間の短縮により変圧器９の損失低減、装置の高効率化、冷却部品の小形化、低コスト化を図ることができる。また、コンデンサ１１の静電容量を減少させても所望の出力電圧が得られるので、この点でも小形化、低コスト化が可能となる。
更に、外部スイッチング素子５は、通常時は常にオフ状態とし、入力電圧が低下した場合のみ常にオン状態とすれば良く、高周波でスイッチングすることがないため、スイッチング損失をほぼ零にすることができる。よって、入力電圧が低下した場合の損失も低減でき、一層の高効率化が可能となる。
【００２７】
なお、本発明は、直流電圧を異なるレベルの直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータや、絶縁を必要とするＤＣ−ＤＣコンバータに適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示す回路図である。
【図３】第１実施形態の動作説明図である。
【図４】第１実施形態の動作説明図である。
【図５】本発明の第３実施形態を示す回路図である。
【図６】本発明の第４実施形態を示す回路図である。
【図７】第３実施形態の動作説明図である。
【図８】従来技術を示す回路図である。
【図９】図８の動作説明図である
【図１０】図８の動作説明図である。
【符号の説明】
【００２９】
１〜５：スイッチング素子
７，８，１４，１５：ダイオード
９：変圧器
９１：一次巻線
９１ａ，９２ａ：内部端子
９２：二次巻線
１０：リアクトル
１１，１２：コンデンサ
１３：負荷
２０Ａ，２０Ｂ：インバータ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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