(57)【要約】【課題】充電回路のトランスの偏磁を防止でき、しかも負荷コンデンサの充電電圧精度も高めることができる。【解決手段】単相ブリッジ構成のインバータ２は、１つの相のみのスイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオン／オフさせ、他の相のスイッチ（Ｓ２、Ｓ３）は常時オフまたは省いた構成とし、スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオンさせた充電期間Ｔ１でトランスのコアにかかる電圧時間積と、スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオフさせた充電維持期間Ｔ２でトランスのコアにかかる電圧時間積を近い値にし、充電期間Ｔ１でのトランスの磁束の偏りに対して、充電維持期間Ｔ２ではトランスの励磁エネルギー放出の電流によってトランスの磁束が初期値に戻るようにする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相ブリッジ構成のインバータの出力をトランスで取り出し、この出力を整流回路で整流し、この整流出力をリアクトルと負荷コンデンサの直列回路に流して該負荷コンデンサを充電するコンデンサ充電装置において、
前記インバータは、１つの相のみのスイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオン／オフさせ、他の相のスイッチ（Ｓ２、Ｓ３）は常時オフまたは省いた構成とし、前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオンさせた充電期間Ｔ１で前記トランスのコアにかかる電圧時間積と、前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオフさせた充電維持期間Ｔ２で前記トランスのコアにかかる電圧時間積を近い値にしたことを特徴とするコンデンサ充電装置。
【請求項２】
単相ブリッジ構成のインバータの出力をトランスで取り出し、この出力を整流回路で整流し、この整流出力をリアクトルと負荷コンデンサの直列回路に流して該負荷コンデンサを充電するコンデンサ充電装置において、
前記インバータは、１つの相のみのスイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオン／オフさせ、他の相のスイッチ（Ｓ２、Ｓ３）は常時オフまたは省いた構成とし、前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオンさせた充電期間Ｔ１で前記トランスのコアにかかる電圧時間積と、前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオフさせた充電維持期間Ｔ２で前記トランスのコアにかかる電圧時間積を近い値にし、
前記整流回路は半波整流回路に構成して前記充電期間Ｔ１に前記リアクトルから負荷コンデンサに充電電流を流し、
前記トランスは、３巻線構成にし、この３次巻線と前記負荷コンデンサとの間にダイオードを設け、前記充電維持期間Ｔ２に前記トランスへの循環電流路を設けたことを特徴とするコンデンサ充電装置。
【請求項３】
単相ブリッジ構成のインバータの出力をトランスで取り出し、この出力を整流回路で整流し、この整流出力をリアクトルと負荷コンデンサの直列回路に流して該負荷コンデンサを充電するコンデンサ充電装置において、
前記インバータは、一方の相のスイッチ（Ｓ１、Ｓ４）と他方の相のスイッチ（Ｓ２、Ｓ３）を交互にオン／オフさせ、前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）またはスイッチ（Ｓ２、Ｓ３）をオンさせた充電期間Ｔ１で前記トランスのコアにかかる電圧時間積と、前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）またはスイッチ（Ｓ２、Ｓ３）をオフさせた充電維持期間Ｔ２で前記トランスのコアにかかる電圧時間積を近い値にしたことを特徴とするコンデンサ充電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力用コンデンサを直流電源として高電圧・大電流のパルスを発生させるパルス電源において、コンデンサを設定電圧まで高い精度で繰り返し充電するコンデンサ充電装置に係り、特に負荷コンデンサを粗充電する急速充電回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種のパルス電源の使用用途としては、エキシマレーザーやオソナイザなどがあり、充電電圧の設定値に対する充電精度が特に高精度を要求される（例えば０．１％以下の精度）。充電装置は、決められた時間内で負荷コンデンサを充電電圧指令値によって与えられる電圧に充電する。この動作は例えば１秒間に４０００回繰り返される。
【０００３】
図５は従来の充電装置の回路構成例であり、充電電圧指令値に対し、高速で高精度な充電精度を得るため、１回の充電期間に急速充電期間と微調整期間を設け、先ず急速充電期間で負荷コンデンサを指令値より数％低い電圧（目標電圧）まで急速に充電し、次に微調整期間で電圧指令値Ｖ＊まで追加充電する。この追加充電は、急速充電回路のみでは指令値に対する高精度充電が困難なため、急速充電回路で負荷コンデンサを僅かに低く充電し、微調整回路の追加充電によって高精度充電を実現している（例えば、特許文献１参照）。この回路構成と動作を以下に説明する（波形は図６参照）。
【０００４】
＜急速充電期間の動作＞
直流電源１を電源とし、単相ブリッジ構成にしたインバータ２の半導体スイッチＳ１、Ｓ４をオンすると、回路には矢印Ａの経路で電流が流れ、リアクトル５にエネルギーを蓄積しつつコンデンサ６を充電する。次回の充電には、インバータ２の半導体スイッチＳ２、Ｓ３をオンすると、回路には矢印Ｂの経路で電流が流れ、リアクトル５に蓄えられたエネルギーはコンデンサ６へ移行してコンデンサ６を充電する。
【０００５】
リアクトル５のリアクトル値をＬ、コンデンサ６のコンデンサ容量をＣ、直流電圧ＶＤＣの値を昇圧トランス３の昇圧比で換算した（ｎ１／ｎ２）×Ｅ、リアクトル５に流れる電流をｉ、コンデンサ６の電圧をｖ、コンデンサ６の目標充電電圧（指令値より数％低い電圧）をＶ（以下、粗充電電圧と呼ぶ）とすると、充電器が粗充電電圧値Ｖまで充電するには常に電流ｉ、電圧ｖを検出すると同時にリアルタイムで以下の演算を行い、
【０００６】
【数１】
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【０００７】
式（１）の成立時にインバータ２のスイッチＳ１、Ｓ４をオフする。
【０００８】
＜微調整期間の動作＞
スイッチ２６は通常オンしておき、定電流制御回路２９によるインバータ２１の制御によってリアクトル２４には定電流指令２８によって設定された（一定の直流）電流を流しておく。この電流は矢印Ｃ，Ｄの循環電流経路になる。
【０００９】
スイッチ２６をオフすると回路には矢印Ｅの経路で電流が流れ、コンデンサ６を追加充電する。微調整期間では、指令値とコンデンサ６の電圧を（コンパレータなどで）常に比較し、コンデンサ６の電圧が設定値Ｖ＊と一致するまでスイッチ２６をオフする。
【００１０】
なお、急速充電回路方式として、ＬＣ振動電流として供給するＬＣ共振型とする場合もある（例えば、特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００５−０８６９７０号公報
【特許文献２】特開２００５−１０８９１０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
図５に示す急速充電回路において、コンデンサ６を充電した後にコンデンサ６が放電するまでの１サイクル期間で、インバータ２のスイッチング動作は１回になり、このスイッチング動作を相補的に繰り返す。
【００１２】
すなわち、図７の（ａ）にＬＣ共振型の急速充電回路を示し、図７の（ｂ）に充電タイムチャートを示すように、モード１ではスイッチＳ１，Ｓ４をオンしてコンデンサ６の急速充電を開始し、Ｓ１，Ｓ４をオフして急速充電を完了し、コンデンサ６を微調整充電した後にコンデンサ６から負荷に放電する。次に、モード２では、スイッチＳ３，Ｓ２をオンしてコンデンサ６の急速充電を開始し、Ｓ３，Ｓ２をオフして急速充電を完了し、コンデンサ６を微調整充電した後にコンデンサ６から負荷に放電する。
【００１３】
このとき、モード１とモード２ではスイッチのオン時間に差が発生する場合がある。例えば、スイッチＳ１〜Ｓ４に使用されるＩＧＢＴの場合、ターンオフ遅れ時間やコレクタ・エミッタ間飽和電圧Ｖｃｅなどにより、オン時間に差が発生する。
【００１４】
このオン時間差の発生は、トランス３に電圧の直流分が加わり偏磁させる。最悪の場合は飽和し、インバータに過大な電流が流れる。特に、コンデンサ充電装置では、要求される充電時間が、コンデンサの充電電圧目標値、充電開始前のコンデンサ残留電圧、インバータ直流電圧により大きく異なり、トランス単体の偏磁対策（磁束を制御するためのスイッチング制御や付加回路を設けること、トランスを大型化すること）だけでは、対応が困難である。さらに、コンデンサ充電装置の負荷となるパルス発生回路あるいは放電負荷は、１充電毎の充電電圧目標値が例えば５０〜１００％と大きく変化する場合があり、トランス単体の偏磁対策だけでは、対応が困難となる。
【００１５】
また、オン時間差の発生は、コンデンサの粗充電電圧に差が生じ、この差が微調整充電による微調整可能量を超える場合、コンデンサ６の充電電圧指令値に対して高精度な充電が出来なくなってしまう。
【００１６】
本発明の目的は、充電回路のトランスの偏磁を防止でき、しかも負荷コンデンサの充電電圧精度も高めることができるコンデンサ充電装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明は、前記の課題を解決するため、単相ブリッジ構成のインバータの１つの相のみのスイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオン／オフさせ、他の相のスイッチは常時オフまたはそのスイッチを削除し、スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオンさせた充電期間Ｔ１でトランスのコアにかかる電圧時間積と、スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオフさせた充電維持期間Ｔ２でトランスのコアにかかる電圧時間積を近い値にし、スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオンさせた充電期間Ｔ１でのトランスの磁束の偏りに対して、スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオフさせた充電維持期間Ｔ２ではトランスの励磁エネルギー放出の電流によってトランスの磁束が初期値に戻るようにしたもので、以下の構成を特徴とする。
【００１８】
（１）単相ブリッジ構成のインバータの出力をトランスで取り出し、この出力を整流回路で整流し、この整流出力をリアクトルと負荷コンデンサの直列回路に流して該負荷コンデンサを充電するコンデンサ充電装置において、
前記インバータは、１つの相のみのスイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオン／オフさせ、他の相のスイッチ（Ｓ２、Ｓ３）は常時オフまたは省いた構成とし、前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオンさせた充電期間Ｔ１で前記トランスのコアにかかる電圧時間積と、前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオフさせた充電維持期間Ｔ２で前記トランスのコアにかかる電圧時間積を近い値にしたことを特徴とする。
【００１９】
（２）単相ブリッジ構成のインバータの出力をトランスで取り出し、この出力を整流回路で整流し、この整流出力をリアクトルと負荷コンデンサの直列回路に流して該負荷コンデンサを充電するコンデンサ充電装置において、
前記インバータは、１つの相のみのスイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオン／オフさせ、他の相のスイッチ（Ｓ２、Ｓ３）は常時オフまたは省いた構成とし、前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオンさせた充電期間Ｔ１で前記トランスのコアにかかる電圧時間積と、前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオフさせた充電維持期間Ｔ２で前記トランスのコアにかかる電圧時間積を近い値にし、
前記整流回路は半波整流回路に構成して前記充電期間Ｔ１に前記リアクトルから負荷コンデンサに充電電流を流し、
前記トランスは、３巻線構成にし、この３次巻線と前記負荷コンデンサとの間にダイオードを設け、前記充電維持期間Ｔ２に前記トランスへの循環電流路を設けたことを特徴とする。
【００２０】
（３）単相ブリッジ構成のインバータの出力をトランスで取り出し、この出力を整流回路で整流し、この整流出力をリアクトルと負荷コンデンサの直列回路に流して該負荷コンデンサを充電するコンデンサ充電装置において、
前記インバータは、一方の相のスイッチ（Ｓ１、Ｓ４）と他方の相のスイッチ（Ｓ２、Ｓ３）を交互にオン／オフさせ、前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）またはスイッチ（Ｓ２、Ｓ３）をオンさせた充電期間Ｔ１で前記トランスのコアにかかる電圧時間積と、前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）またはスイッチ（Ｓ２、Ｓ３）をオフさせた充電維持期間Ｔ２で前記トランスのコアにかかる電圧時間積を近い値にしたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
以上のとおり、本発明によれば、単相ブリッジ構成のインバータの１つの相のみのスイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオン／オフさせ、他の相のスイッチは常時オフまたはそのスイッチを削除し、スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオンさせた充電期間Ｔ１でトランスのコアにかかる電圧時間積と、スイッチ（Ｓ１、Ｓ４）をオフさせた充電維持期間Ｔ２でトランスのコアにかかる電圧時間積を近い値にしたため、充電回路のトランスの偏磁を防止でき、しかも負荷コンデンサの充電電圧精度も高めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
（実施形態１）
図１は、本実施形態を示す急速充電回路図（ａ）と充電タイムチャート（ｂ）である。同図が図７と異なる部分は、インバータの一方の相のみのオン／オフを繰り返し、他方の相を常時オフとする点にある。
【００２３】
図１では、単相ブリッジ構成のインバータ２の出力をトランス３を介して取り出し、この出力をリアクトル５を通して整流回路４で整流し、この整流出力を負荷コンデンサ６に流して該負荷コンデンサを充電する構成になる。なお、リアクトル５を整流回路４の出力側に介挿する構成でもよい。
【００２４】
この構成で、スイッチＳ１、Ｓ４を充電周期でオン／オフを繰り返し、スイッチＳ２、Ｓ３は常時オフ状態にする。スイッチＳ１、Ｓ４をオンさせた充電期間Ｔ１では、図２の（ａ）に示す経路で充電電流が流れ、トランス３に図示極性の電圧ｖ１が印加され、図２の（ｂ）に示すようにトランスの磁束が増加する。
【００２５】
スイッチＳ１、Ｓ４をオフさせた充電維持期間Ｔ２では、トランスの励磁エネルギー放出のため、図３の（ａ）に示す経路で電流が流れ、トランス３に図示極性の電圧ｖ２（１次巻線側での等価電圧）あるいはｖ１の低い方の電圧が印加され、図３の（ｂ）に示すようにトランスの磁束が減少し、磁束が初期値に戻ろうとする。このとき、電圧ｖ１は直流電源電圧と等しくなる。
【００２６】
上記の充電期間Ｔ１でトランスのコアにかかる電圧時間積（ＥＴ積）と、充電維持期間Ｔ２でトランスのコアにかかる電圧時間積を近い値にするほど、トランスの磁束は初期状態に近づき、最大磁束密度が低い状態で使用できる。
【００２７】
したがって、充電維持期間Ｔ２を充分に長く、好ましくは期間Ｔ１とＴ２を同一にすれば、スイッチＳ１，Ｓ４オン直前の磁束密度は初期状態に戻すことができる。ただし、期間Ｔ２のモードはトランス磁束がゼロになったところで終了し（エネルギー源がなくなるため）、回路は静的（電流が流れない）になる。
【００２８】
これによりインパータのオン時間に関係なく、スイッチ（Ｓ１，Ｓ４）のオン直前の磁束密度が初期値にもどることになり、トランスの最大磁束密度を低くおさえられる。また、Ｔ１、Ｔ２の期間で電流が流れるダイオードがそれぞれ１個のため、ダイオード損失が低減される。
【００２９】
また、スイッチＳ１、Ｓ４とスイッチＳ２、Ｓ３を交互にオン／オフさせることによるそれぞれのオン時間差が発生することがなく、コンデンサ６の充電電圧に差が発生することなく、高い精度で充電できる。
【００３０】
（実施形態２）
図４は、本実施形態を示す急速充電回路図である。インバータ２は図１と同様に、スイッチＳ１、Ｓ４のみのオン／オフを繰り返し、スイッチＳ２、Ｓ３は常時オフまたは省いた構成とする。整流回路４は半波整流回路に構成し、充電維持期間Ｔ２にトランス３の励磁エネルギー放出経路を形成するため、トランス３を３巻線構成にし、この３次巻線とコンデンサ６との間にダイオードＤ９を設け、充電維持期間Ｔ２にトランス３への循環電流路を設ける。
【００３１】
この構成において、充電期間Ｔ１でスイッチＳ１、Ｓ４がオンすると、図４の（ａ）に示す経路で充電電流が流れ、トランス３に図示の極性の電圧ｖ１が印加され、トランスの磁束が増加する。
【００３２】
充電維持期間Ｔ２では、図４の（ｂ）に示す経路でトランスの励磁エネルギー放出の電流が流れ、トランス３に図示の電圧ｖ２（１次巻線側での等価電圧）あるいはｖ１の低い方の電圧が印加され、トランス３の磁束が減少する。このとき、電圧ｖ１はコンデンサ６の電圧と等しくなる。
【００３３】
本実施形態においても、充電期間Ｔ１でトランスのコアにかかる電圧時間積（ＥＴ積）と、充電維持期間Ｔ２でトランスのコアにかかる電圧時間積が近くなるほど、トランスの磁束は初期状態に近づき、最大磁束密度が低い状態で使用できる。
【００３４】
したがって、充電維持期間Ｔ２を充分に長く、好ましくは期間Ｔ１とＴ２を同一にすれば、スイッチＳ１，Ｓ４オン直前の磁束密度は初期状態に戻すことができる。これによりインバータのオン時間に関係なく、スイッチ（Ｓ１，Ｓ４）のオン直前の磁束密度が初期値にもどることになり、トランスの最大磁束密度を低くおさえられる。
【００３５】
また、スイッチＳ１、Ｓ４とスイッチＳ２、Ｓ３を交互にオン／オフさせることによるそれぞれのオン時間差が発生することがなく、コンデンサ６の充電電圧に差が発生することなく、高い精度で充電できる。
【００３６】
（変形例）
図１の構成において、スイッチＳ２、Ｓ３は常時オフとするため、これらスイッチを最初から省いた主回路構成として部品点数を削減した構成とすることができる。
【００３７】
また、実施形態１または実施形態２ではスイッチの片側（Ｓ１，Ｓ４）のみをオン・オフさせる回路動作で記載したが、図５で記載した、（Ｓ１，Ｓ４）および（Ｓ２，Ｓ３）を交互にオン・オフさせるインバータ動作でコンデンサを充電する場合でも同様の充電維持期間Ｔ２を設けることで同様の効果が得られる。
【００３８】
また、図１または図４の構成において、ダイオードＤ２，Ｄ３に代えてＩＧＢＴ等のスイッチに置き換え逆並列に接続した構成とすることができる。この場合、ＩＧＢＴ等は２素子入りのモジュールがあるためこれを利用し、ダイオードＤ２、Ｄ３を不要にして装置の小型化、低価格化にも有効となる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明の実施形態１を示す急速充電回路図と充電タイムチャート。
【図２】充電期間Ｔ１の充電経路図と磁束変化。
【図３】充電維持期間Ｔ２の充電経路図と磁束変化。
【図４】本発明の実施形態２を示す急速充電回路図。
【図５】従来の充電装置の回路構成例。
【図６】従来の電流、電圧波形図。
【図７】従来のＬＣ共振型の急速充電回路図と充電タイムチャート。
【符号の説明】
【００４０】
１  直流電源
２  インバータ
３  トランス
４  整流回路
５  リアクトル
６  負荷コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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