(57)【要約】【課題】Ｐ１ｄＢと連携した適正なバックオフを確保し、送信部の特性確保及び適正なＰ１ｄＢ設計を可能にする。【解決手段】ミリ波帯無線送信装置は、ＯＦＤＭ変調方式により変調されたＯＦＤＭ信号からＰＡＰＲ値を求め、許容値以下のＰＡＰＲ値を持つＯＦＤＭ信号を出力するＰＡＰＲ設定部２５と、前記ＰＡＰＲ設定部２５から出力されたＯＦＤＭ信号からミリ波帯の送信信号を生成するＲＦ送信部３０と、前記許容値以下のＰＡＰＲ値の大きさに対応した制御信号Ｓ２７を出力する総合系認識部２７とを備えている。ＲＦ送信部３０内には、最終段のパワーアンプ部３６が設けられている。パワーアンプ部３６は、パラレル接続された複数段のアンプ３６−１〜３６−Ｋを有し、制御信号Ｓ２７に基づき各段のアンプ３６−１〜３６−Ｋのオン／オフ状態が制御され、オン状態のアンプによりミリ波帯の送信信号を所定のアンテナ出力電力まで増幅する。【選択図】図１
2009171487.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数分割多重変調方式により変調された信号から求められるピーク対平均電力比値の大きさに対応した制御信号を出力する制御手段と、
前記変調された信号からミリ波帯の送信信号を生成する送信手段と、
並列接続された複数段の増幅器を有し、前記制御信号に基づき前記各段の増幅器のオン／オフ状態が制御され、前記オン状態の増幅器により前記ミリ波帯の送信信号を所定のアンテナ出力電力まで増幅する最終段の電力増幅部と、
を備えたことを特徴とするミリ波帯無線送信装置。
【請求項２】
周波数分割多重変調方式により変調された周波数分割多重信号からピーク対平均電力比値を求め、許容値以下の前記ピーク対平均電力比値を持つ前記周波数分割多重信号を出力するピーク対平均電力比生成手段と、
前記ピーク対平均電力比生成手段から出力された前記周波数分割多重信号からミリ波帯の送信信号を生成する送信手段と、
前記許容値以下のピーク対平均電力比値の大きさに対応した制御信号を出力する制御手段と、
並列接続された複数段の増幅器を有し、前記制御信号に基づき前記各段の増幅器のオン／オフ状態が制御され、前記オン状態の増幅器により前記ミリ波帯の送信信号を所定のアンテナ出力電力まで増幅する最終段の電力増幅部と、
を備えたことを特徴とするミリ波帯無線送信装置。
【請求項３】
前記送信手段は、前記周波数分割多重信号から変換された中間周波数帯のアナログ信号を増幅した後、周波数変換により前記ミリ波帯の送信信号を生成することを特徴とする請求項２記載のミリ波帯無線送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３０ＧＨｚ以上の高周波（以下「ＲＦ」という。）帯であるミリ波帯の送信信号を増幅する最終段の電力増幅器（以下「パワーアンプ」という。）の特性劣化を補償できるミリ波帯無線送信装置、特に、パワーアンプにおける送信電力の飽和点制御技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムにおいて信頼性の高い高速信号伝送を実現する伝送方式として、直交周波数分割多重（以下「ＯＦＤＭ」という。）変調方式が注目されている。ＯＦＤＭ変調方式は、周波数利用率が高く、マルチパスに強い等の特徴を有しており、地上デジタル放送、無線ローカル・エリア・ネットワーク（無線ＬＡＮ）等に採用されている。
【０００３】
従来、ＯＦＤＭ変調方式を採用したミリ波帯無線送受信装置に関する技術として、例えば、次のような文献等に記載されるものがあった。
【０００４】
【特許文献１】特開２００３−１６３６０１号公報
【特許文献２】特開２００７−１９５１２９号公報
【０００５】
特許文献１には、ＯＦＤＭ変調方式を採用したミリ波帯無線送受信装置の一般的な技術が記載されている。又、特許文献２には、ＯＦＤＭ変調方式を用いたＲＦ送信部において生じる高い最大電力（以下「ピーク電力」という。）をパワーアンプで増幅する際に、バックオフを大きく取る必要が有り、電力効率が著しく低下するという問題を解決するために、送信時のピーク電力を抑圧するマルチインプット・マルチアウトプット（ＭＩＭＯ）−ＯＦＤＭ送受信機の技術が記載されている。
【０００６】
ＯＦＤＭ変調方式では、ピーク電力の問題がある。ＯＦＤＭ信号は、多数のサブキャリア（搬送波）信号を合成することで生成されるため、複数のサブキャリアの位相が一致すると、合成波に高いピーク電力が生じる。このピーク電力が送信側の最終段パワーアンプの線形増幅領域の上限を超えると、送信信号の波形が歪み、帯域外に不要な輻射を生じ、受信側での誤り率が劣化する上に、周辺帯域に対して大きな影響を及ぼす。これを解決するために、ピーク電力を抑圧する方法（例えば、歪み法、符号化法、位相回転法等）が種々提案されている。この中で、位相回転法は、ピーク電力抑圧手法として有効な方法であり、各サブキャリア信号に位相回転処理を施してピーク電力を抑圧する手法であり、送信信号を歪ませることなくピーク電力を抑圧することが可能である。
【０００７】
特許文献２の技術では、位相回転法（例えば、ＳＬＭ法）を採用し、ミリ波帯無線送信側のベースバンド部（以下「ＢＢ部」という。）において、ピーク電力の大きさを評価するためのピーク対平均電力比（Peak-to-Average  Power  Ratio、以下「ＰＡＰＲ」という。）値を求め、このＰＡＰＲ値をデジタル／アナログ（以下「Ｄ／Ａ」という。）変換器で中間周波数（以下「ＩＦ」という。）のアナログ信号に変換した後、ＲＦ送信部において、そのアナログ信号をミリ波帯の送信信号に変換し、最終段のパワーアンプで電力増幅してアンテナから送信する際に、前記ＰＡＰＲ値が所定値よりも大きい時には、前記Ｄ／Ａ変換器を制御してこのＤ／Ａ変換器の出力信号を小さくすることにより、ピーク電力を抑圧している。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、従来の特許文献２等に記載されたミリ波帯無線送信装置では、次のような課題があった。
【０００９】
図３は、従来の課題を説明するためのパワーアンプの入出力特性を示す図である。
この図３において、横軸は入力電力Pin（ｄＢ）、縦軸は出力電力Pout（ｄＢ）である。利得Ｇ（ｄＢ）は小信号（線形）領域での利得である。入力電力Pinが大きなレベルになると、パワーアンプの利得が低下してくるが、小信号利得（ＧｄＢ）より利得が１ｄＢ低下したときの出力電力Pout（＝Ｇ−１ｄＢ）を、１ｄＢ利得圧縮時出力電力（Ｐ１ｄＢ）として定義される。
【００１０】
ＯＦＤＭ信号は、多数のサブキャリア信号を合成することで生成されるために、複数のサブキャリアの位相が一致すると合成波に高いピーク電力が生じるので、ＰＡＰＲ値が大きな値になる。大きなＰＡＰＲ値を有する信号を歪みなく増幅するためには、パワーアンプを最大出力電力（＝Ｐ１ｄＢ）よりもかなり低い小信号（線形）領域の出力電力Poutで動作させる必要がある。パワーアンプにおいて、信号を歪みなく増幅するためには、利得は一定であることが理想的であるが、パワーアンプから出力できる出力電力Poutには上限があるため（Ｐ１ｄＢで飽和電力になる）、飽和電力付近では入力電力Pinを増やしても出力電力Poutの増加が頭打ちになる。この頭打ちは、入力電力Pinの増大に伴ってパワーアンプの利得が低下することを意味しており、利得圧縮と呼ばれる。
【００１１】
パワーアンプの低歪み動作のためには、瞬時信号電力に対するパワーアンプの利得圧縮を抑制する必要があるため、パワーアンプを飽和状態で動作させることはできず、飽和出力電力（＝Ｐ１ｄＢ）よりも低い出力電力Poutで動作させざるを得ない。飽和出力電力と実際の動作出力電力の差をバックオフと呼ぶ。
【００１２】
パワーアンプでは、送信信号を所定のアンテナ出力電力まで増幅する必要がある。しかし、ＰＡＰＲ値が大きいほどパワーアンプの動作効率（＝出力電力Pout／入力電力Pin）が悪くなる。従来の特許文献２のようなピーク電力抑圧方法では、Ｄ／Ａ変換器を制御しすぎると、このＤ／Ａ変換器の出力レベルが小さくなるため、パワーアンプへの負担が大きくなる。特に、現在のパワーアンプにおいては、Ｐ１ｄＢの上限が限定されている上、ピークの出力電力値も制限される。更に、Ｐ１ｄＢが高いパワーアンプは、構造や製造プロセス等が複雑なため、高価である。
【００１３】
このように、従来のミリ波帯無線送信装置においては、パワーアンプのＰ１ｄＢ制約により、送信出力レベルに制限が出て、特性に制約が出てくるという課題があった。
【００１４】
この課題を解決するために、例えば、入力電力Pinの大きさに応じて、パワーアンプのバイアス電流を制御することにより利得を可変させることも考えられる。しかし、周波数の低いマイクロ波帯等では、バイアス電流の制御により利得を可変させることも可能であるが、ミリ波帯のように周波数の高い入力電力Pinを増幅するためのパワーアンプでは、バイアス電流による特性の変動が激しいため、所望の特性が得られない等、扱い難いという問題が生じ、未だ技術的に十分満足のゆくミリ波帯無線送信装置を実現することが困難であった。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明のミリ波帯無線送信装置では、ＯＦＤＭ変調方式により変調されたＯＦＤＭ信号から求められるＰＡＰＲ値の大きさに対応した制御信号を出力する制御手段と、前記変調されたＯＦＤＭ信号からミリ波帯の送信信号を生成する送信手段と、並列接続（以下「パラレル接続」という。）された複数段のアンプを有し、前記制御信号に基づき前記各段のアンプのオン／オフ状態が制御され、前記オン状態のアンプにより前記ミリ波帯の送信信号を所定のアンテナ出力電力まで増幅する最終段の電力増幅部（以下「パワーアンプ部」という。）とを備えている。
【発明の効果】
【００１６】
本発明のミリ波帯無線送信装置によれば、ＰＡＰＲ値をトリガにして最終段パワーアンプ部のアンプ数を変化させる構成にしたので、Ｐ１ｄＢと連携した適正なバックオフを確保することができ、これにより、送信部の特性確保及び適正なＰ１ｄＢ設計を行うことができる。従って、最終段パワーアンプ部のバックオフを気にすることなく、容易に送信装置の設計を行うことが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
ミリ波帯無線送信装置は、ＯＦＤＭ変調方式により変調されたＯＦＤＭ信号からＰＡＰＲ値を求め、許容値以下の前記ＰＡＰＲ値を持つ前記ＯＦＤＭ信号を出力するＰＡＰＲ生成手段と、前記ＰＡＰＲ生成手段から出力された前記ＯＦＤＭ信号からミリ波帯の送信信号を生成する送信手段と、前記許容値以下のＰＡＰＲ値の大きさに対応した制御信号を出力する制御手段と、パラレル接続された複数段のアンプを有し、前記制御信号に基づき前記各段のアンプのオン／オフ状態が制御され、前記オン状態のアンプにより前記ミリ波帯の送信信号を所定のアンテナ出力電力まで増幅する最終段のパワーアンプ部とを備えている。
【実施例１】
【００１８】
（実施例１の構成）
図１は、本発明の実施例１を示すミリ波帯無線送信装置を有するミリ波帯無線送受信装置の概略の構成図である。
【００１９】
このミリ波帯無線送受信装置は、例えば、広帯域ミリ波ＲＦ部モジュールに設けられる装置であり、無線フレームの送受信を制御する図示しない媒体アクセス制御（ＭＡＣ；Media  Access  Control）回路部に接続されたＢＢ部１０、及びこのＢＢ部１０に接続された送信手段（例えば、ＲＦ送信部）３０により構成されるミリ波帯無線送信装置と、前記ＢＢ部１０、及びＲＦ受信部５０により構成されるミリ波帯無線受信装置等とを備えている。
【００２０】
ＢＢ部１０は、無線フレームの組立・解除、誤り訂正符号の符号化・復号化、ＲＦ送信部３０の制御、ＲＦ受信部５０の制御等を行う図示しない機能ブロック部の他に、デジタル変調処理を行ってシリアル信号からなるＯＦＤＭ信号ＹＶ（μ）（但し、添え字「Ｖ」付きの「ＹＶ（μ）」はベクトル表示を表す。）出力する変調部２０と、そのＯＦＤＭ信号ＹＶ（μ）からピーク電力の大きさを評価するためのＰＡＰＲ値を求め、許容値以下のＯＦＤＭ信号Ｙ（μ）を設定等して出力するＰＡＰＲ生成手段（例えば、ＰＡＰＲ設定部）２５と、その許容値以下のＯＦＤＭ信号Ｙ（μ）をＩＦ帯のアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器２６と、そのＰＡＰＲ値を認識して使用するパワーアンプ数を制御するための制御信号Ｓ２７を出力する制御手段（例えば、総合系認識部）２７と、アナログ信号からなるＩＦ帯の受信信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル（以下「Ａ／Ｄ」という。）２８と、その変換されたデジタル信号に対してデジタル復調処理を行う復調部２９等とを有している。
【００２１】
ＲＦ送信部３０は、Ｄ／Ａ変換器２６から出力されるＩＦ帯のアナログ信号を増幅するＩＦアンプ３１を有し、この出力側に、自動利得制御（以下「ＡＧＣ」という。）回路３２が接続されている。ＡＧＣ回路３２は、ＩＦアンプ３１の出力信号の利得を制御する回路であり、この出力側に、アンプ３３を介して周波数変換器３４が接続されている。周波数変換器３４は、アンプ３３のＩＦ帯出力信号をミリ波帯に周波数アップコンバートする回路である。周波数変換器３４の出力側と、総合系認識部２７の制御信号Ｓ２７により制御されるドライバ３５の出力側とには、最終段のパワーアンプ部３６を介して、送信アンテナ３７が接続されている。
【００２２】
パワーアンプ部３６は、ミリ波帯の送信信号を所定のアンテナ出力電力まで増幅する素子（以下「デバイス」という。）であり、ドライバ３５によりオン／オフ状態がそれぞれ切り替えられる複数（Ｋ）個のアンプ３６−１〜３６−Ｋを有し、これらのアンプ３６−１〜３６−Ｋが、周波数変換器３４と送信アンテナ３７との間にパラレル接続されている。各アンプ３６−１〜３６−Ｋとしては、Ｐ１ｄＢの低いデバイスを使用することが可能なので、低コスト化を図ることができる。パワーアンプ部３６の出力側には、送信信号強度指示器（Transmit  Signal  Strength  Indicator、以下「ＴＳＳＩ」という。）の認識部（以下「ＴＳＳＩ認識部」という。）３８が接続され、この出力側に、周波数逓倍器駆動用のドライバ３９が接続されている。
【００２３】
更に、ＲＦ送受信部共用の局部信号発生部４０が設けられている。局部信号発生部４０は、数十ＧＨｚの局部信号Ｓ４０を発生する回路であり、電圧制御型発振器（ＶＣＯ）等で構成され、この出力側に、ＲＦ送信部側の切替器４１とＲＦ受信部側の切替器４２とが接続されている。送信側の切替器４１は、局部信号発生部４０から出力される局部信号Ｓ４０の出力先を、周波数変換器３４又は周波数逓倍器４３のいずれか一方に切り替える回路である。
【００２４】
周波数逓倍器４３は、ドライバ３９により駆動され、切替器４１から与えられる数十ＧＨｚの局部信号Ｓ４０の周波数を数倍にして周波数変換器３４へ与える回路であり、位相同期（Phase  Locked  Loop、以下「ＰＬＬ」という。）回路等により構成されている。周波数変換器３４は、切替器４１又は周波数逓倍器４３から与えられる数十ＧＨｚの局部信号に基づき、アンプ３３から出力されるＩＦ帯の出力信号の周波数をミリ波帯の周波数へ変換する機能を有している。
【００２５】
受信側の切替器４２も、局部信号発生部４０から出力される局部信号Ｓ４０の出力先を、ＲＦ受信部５０側の周波数逓倍器４４又は周波数変換器５５のいずれか一方に切り替える回路である。
【００２６】
ＲＦ受信部５０は、受信アンテナ５１を有し、これには受信信号強度指示器（Receive  Signal  Strength  Indicator、以下「ＲＳＳＩ」という。）の認識部（以下「ＲＳＳＩ認識部」という。）５２を介してドライバ５３が接続されると共に、低雑音アンプ５４を介して周波数変換器５５が接続されている。ドライバ５３は、ＲＳＳＩ認識部５２の出力信号により制御され、周波数逓倍器４４を駆動する回路である。周波数逓倍器４４は、切替器４２から与えられる数十ＧＨｚの局部信号Ｓ４０の周波数を数倍にして周波数変換器５５へ与える回路であり、ＰＬＬ回路等により構成されている。周波数変換器５５は、切替器４２又は周波数逓倍器４４から与えられる数十ＧＨｚの局部信号に基づき、低雑音アンプ５４から出力されるミリ波帯の受信信号の周波数をＩＦ帯に周波数ダウンコンバートする回路である。
【００２７】
周波数変換器５５の出力側には、この周波数変換器５５の出力信号を増幅するアンプ５６と、このアンプ５６の出力信号の利得を制御するＡＧＣ回路５７と、このＡＧＣ回路５７の出力信号を増幅してＩＦ帯のアナログ信号をＢＢ部１０内のＡ／Ｄ変換器２８へ与えるＩＦアンプ５８とが、縦続接続されている。
【００２８】
図２は、図１中の変調部２０の一例を示す概略の構成図である。
この変調部２０は、位相回転法（例えば、ＳＬＭ法）によるＯＦＤＭ変調を行うものであり、送信するシリアル信号のデータＸをパラレル信号に変換してＮ個のデータシンボルＸＶ（＝Ｘ０，Ｘ１，・・・，ＸＮ−１）に変換するシリアル／パラレル（以下「Ｓ／Ｐ」という。）変換部２１を有している。Ｓ／Ｐ変換部２１の出力側には、Ｎ個の乗算器２２−０〜２２−（Ｎ−１）を介して、逆離散フーリエ変換（以下「ＩＤＦＴ」という。）部２３が接続されている。
【００２９】
Ｎ個の乗算器２２−０〜２２−（Ｎ−１）は、Ｎ個のデータシンボルＸＶ（＝Ｘ０，Ｘ１，・・・，ＸＮ−１）と、位相回転量を表すＭ通りの要素ｐＶ（μ）（＝ｐ０（μ），ｐ１（μ），・・・，ｐＮ−１（μ）、但し、０≦μ＜Ｍ）とを、それぞれ乗算してデータＸＶ（μ）をＩＤＦＴ部２３へ与える回路である。ＩＤＦＴ部２３は、データＸＶ（μ）に対してＩＤＦＴ処理を行い、この処理結果であるＯＦＤＭ信号ＹＶ（＝Ｙ０，Ｙ１，・・・，ＹＮ−１）を生成するものであり、この出力側に、パラレル／シリアル（以下「Ｐ／Ｓ」という。）変換部２４が接続されている。
【００３０】
Ｐ／Ｓ変換部２４は、パラレル信号であるＯＦＤＭ信号ＹＶ（＝Ｙ０，Ｙ１，・・・，ＹＮ−１）をシリアル信号であるＯＦＤＭ信号ＹＶ（μ）に変換するものであり、この出力側に、ＰＡＰＲ設定部２５が接続されている。ＰＡＰＲ部２５は、ＯＦＤＭ信号ＹＶ（μ）をデジタルミキサー（混合器）等で合成した後、演算によってピーク電力と平均電力の比率であるＰＡＰＲ値を求め、許容値以下のＯＦＤＭ信号Ｙ（μ）をＤ／Ａ変換器２６側へ出力すると共に、そのＰＡＰＲ値を総合系認識部２７等へ出力する機能を有している。出力されたＰＡＰＲ値から、図示しないマルチプレクサ等により、位相回転量を表すＭ通りの要素ｐＶ（μ）が生成されて乗算器２２−０〜２２−（Ｎ−１）へ与えられる。
【００３１】
（実施例１の送信動作）
シリアル信号のデータＸを送信する場合には、図１のＢＢ部１０内に設けられた図２の変調部２０において、以下のような処理が行われる。
ＯＦＤＭ変調方式において、送信するＮ個のデータシンボルＸＶを
ＸＶ＝（Ｘ０，Ｘ１，・・・，ＸＮ−１）
とすると、ＯＦＤＭ信号
ＹＶ＝（Ｙ０，Ｙ１，・・・，ＹＮ−１）
は、ＮポイントのＩＤＦＴを用いることで、次式（１）のように生成される。
【００３２】
【数１】
2009171487.tif 000003
【００３３】
ＩＤＦＴ処理により多数のサブキャリア信号を合成しているため、複数のサブキャリアの位相が一致するところでは高いピーク電力が生じる。このピーク電力の大きさを評価するために、次式（２）で示されるＰＡＰＲ（１つのＯＦＤＭ信号におけるピーク電力と平均電力の比率）が定義されている。
【００３４】
【数２】
2009171487.tif 000004
【００３５】
そこで、図２に示す位相回転法（例えば、ＳＬＭ法）による変調部２０では、位相回転量を表すベクトル
【００３６】
【数３】
2009171487.tif 000005
【００３７】
位相回転処理を終えたデータＸＶ（μ）に対してＩＤＦＴ部２３でＩＤＦＴ処理を行い、この処理結果をＰ／Ｓ変換部２４でパラレルデータに変換すれば、次式（４）のようなＯＦＤＭ信号ＹＶ（μ）＝Ｙn（μ）が生成される。
【００３８】
【数４】
2009171487.tif 000006
【００３９】
以上の処理を全てのμについて行い、生成されたＭ個のＯＦＤＭ信号の中で、許容値以下のＰＡＰＲ値を持つＯＦＤＭ信号Ｙ（μ）をＰＡＰＲ設定部２５で設定し、Ｄ／Ａ変換器２６及び総合系認識部２７へ与える。Ｄ／Ａ変換器２６では、許容値以下のＰＡＰＲ値を持つＯＦＤＭ信号Ｙ（μ）をＩＦ帯のアナログ信号に変換し、図１のＲＦ送信部３０へ送る。
【００４０】
ＲＦ送信部３０において、送られてきたＩＦ帯のアナログ信号は、ＩＦアンプ３１で増幅され、ＡＧＣ回路３２で利得が制御された後、アンプ３３で増幅される。アンプ３３で増幅されたＩＦ帯の送信信号は、周波数変換器３４でミリ波帯の送信信号に変換され、最終段のパワーアンプ部３６で増幅されて送信アンテナ３７から送信される。この送信信号の強度は、ＴＳＳＩ認識部３８で検出されて認識され、この認識結果に基づき、ドライバ３９により周波数逓倍器４３の逓倍数が制御され、周波数変換器３４で送信信号の周波数が所定値になるように制御される。
【００４１】
この際、ＰＡＰＲ設定部２５において、許容値よりも大きなＰＡＰＲ値を持つＯＦＤＭ信号Ｙ（μ）が除去されているので、最終段のパワーアンプ部３６へ供給されるピーク電力が抑圧される。これにより、送信信号波形の歪み等を防止できる。
【００４２】
更に、本実施例１では、総合系認識部２７、ドライバ３５、及びパワーアンプ部３６により、以下のような処理が行われる。
【００４３】
ＯＦＤＭ信号ＹＶ（μ）のようなサブキャリアを持った信号においては、そもそもＯＦＤＭ信号自体各サブキャリアの出力変動が大きいので、送信系全体のＰＡＰＲ変動を少なくするため、ＰＡＰＲ設定部２５において許容値よりも大きなＰＡＰＲ値を持つＯＦＤＭ信号Ｙ（μ）を除去し、許容値以下のＰＡＰＲ値を持つＯＦＤＭ信号Ｙ（μ）をＤ／Ａ変換器２６でＩＦ帯のアナログ信号に変換し、ＲＦ送信部３０へ送る。しかし、許容値を小さくしすぎると、Ｄ／Ａ変換器２６の出力信号が小さくなるため、最終段のパワーアンプ部３６への負担が大きくなる。
【００４４】
そこで本実施例１では、ＰＡＰＲ値が最終段のパワーアンプ部３６のＰ１ｄＢと関係があることから、ＰＡＰＲ設定部２５で設定されたＰＡＰＲ値に基づき、総合系認識部２７の制御信号Ｓ２７により、ドライバ３５を介してパワーアンプ部３６のオン／オフ状態を制御している。例えば、ＰＡＰＲ値＝ＡｄＢ（但し、Ａ；任意の正数）の時は１段のアンプ３６−１を使用、ＰＡＰＲ値＝ＢｄＢ（但し、Ｂ；任意の正数、Ｂ＞Ａ）の時は２段のアンプ３６−１，３６−２をパラレルに使用、ＰＡＰＲ値＝ＣｄＢ（但し、Ｃ；任意の正数、Ｃ＞Ｂ）の時は３段のアンプ３６−１〜３６−３をパラレルに使用するため、ドライバ３５によりアンプ３６−１〜３６−Ｋのオン／オフ状態が制御される。
【００４５】
この際、ＰＡＰＲ値の急激な変動に即応してアンプ数を頻繁に切り替えると、送信信号波形の歪み等の不具合が生じる虞がある。そのため、総合系認識部２７に積分機能を持たせ、ＰＡＰＲ値の変動に対する追従速度として、ＰＡＰＲ値の急激な変動値を積分機能で積分し、ヒステリシスを持たせることによって、アンプ切替速度をなだらかにすることが好ましい。
【００４６】
（実施例１の受信動作）
ミリ波帯の信号が到来すると、この信号が受信アンテナ５１で受信され、低雑音アンプ５４で増幅された後、周波数変換器５５でＩＦ帯の受信信号に変換される。この際、受信アンテナ５１で受信された信号の強度が、ＲＳＳＩ認識部５２で検出されて認識され、この認識結果に基づき、ドライバ５３により周波数逓倍器４４の逓倍数が制御され、周波数変換器５５で受信信号のＩＦ帯周波数が所定値になるように制御される。周波数変換器５５で変換されたＩＦ帯の受信信号は、アンプ５６で増幅され、ＡＧＣ回路５７で利得が制御された後、ＩＦアンプ５８で増幅されてＩＦ帯のアナログ受信信号がＢＢ部１０へ送られる。ＩＦ帯のアナログ受信信号は、ＢＢ部１０内のＡ／Ｄ変換器２８でデジタル信号に変換された後、復調部２９で元の信号に復調される。
【００４７】
（実施例１の効果）
本実施例１によれば、次の（ａ）、（ｂ）のような効果がある。
【００４８】
（ａ）  最終段のパワーアンプ部３６を、Ｋ段パラレルに接続したアンプ３６−１〜３６−Ｋにより構成し、ＰＡＰＲ設定部２５で設定されるＰＡＰＲ値をトリガとして、総合系認識部２７の制御信号Ｓ２７によって動作させるアンプ数を変化させる構成にしたので、Ｐ１ｄＢ負荷（例えば、送信電力１０ｍＷ）を、パラレル接続のアンプに割り振る（例えば、アンプ３６−１に５ｍＷ、アンプ３６−２に５ｍＷを割り振る）ことができる。つまり、１段毎のアンプ３６−１〜３６−Ｋに出力電力を配分すればよいので、Ｐ１ｄＢを改善でき、送信系の特性を確保し易い。
【００４９】
即ち、ＰＡＰＲ値をトリガにして最終段パワーアンプ部３６のアンプ数を変化させる構成にしたので、Ｐ１ｄＢと連携した適正なバックオフを確保することができ、これにより、ＲＦ送信部３０の特性確保及び適正なＰ１ｄＢ設計を行うことができる。
【００５０】
（ｂ）  現存のミリ波帯のパワーアンプにおいては、Ｐ１ｄＢの上限が限定されている上、最大の出力値も制限され、更に、Ｐ１ｄＢが高いパワーアンプは高価である。そのため、本実施例１のパワーアンプ部３６のように、Ｐ１ｄＢが低いアンプ３６−１〜３６−Ｋを複数使用した方が、コストの低減を図ることができる。しかも、複数段アンプ効果により、装置合計の送信出力電力も高く設定できる上、必要以上のアンプはドライバ３５によりオフ状態にするので、省電力効果も得られる。
【００５１】
（変形例）
本発明は、上記実施例１に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（１）〜（３）のようなものがある。
（１）  ピーク電力を抑圧するために、位相回転法（例えば、ＳＬＭ法）を用いているが、歪み法、符号化法等の他の抑圧法を使用することも可能である。
（２）  ＢＢ部１０、ＲＦ送信部３０、及びＲＦ受信部５０は、図示以外の回路構成に変更してもよい。例えば、送信アンテナ３７及び受信アンテナ５１に代えて、共用の送受信アンテナ及び送受信アンテナ切替用のスイッチを設けた構成に変更してもよい。
（３）  本発明のミリ波帯無線送信装置は、広帯域ミリ波ＲＦ部モジュール以外に、ミリ波レーダ用ＲＦ部モジュール等の種々の装置や機器等に搭載できる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明の実施例１を示すミリ波帯無線送信装置を有するミリ波帯無線送受信装置の概略の構成図である。
【図２】図１中の変調部２０の一例を示す概略の構成図である。
【図３】従来の課題を説明するためのパワーアンプの入出力特性を示す図である。
【符号の説明】
【００５３】
１０    ＢＢ部
２０    変調部
２５    ＰＡＰＲ設定部
２６    Ｄ／Ａ変換器
２７    総合系認識部
２９    復調部
３０    ＲＦ送信部
３６    パワーアンプ部
３６−１〜３６−Ｋ    アンプ
５０    ＲＦ受信部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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