(57)【要約】【課題】発振回路に可変容量ダイオードや、コイルを不要とし、発振回路のＩＣ化を容易にするＳＡＷ発振回路とそれを用いた電圧制御発振器を提供する。【解決手段】ＳＡＷ共振子２と、ＳＡＷ共振子２の出力側に接続されて帰還増幅器として機能し利得を可変可能な第１の増幅器３と、ＳＡＷ共振子２の出力側に接続されて帰還増幅器として機能し利得を可変可能とすると共に、第１の増幅器３に入力される信号とは位相が１８０°異なるＳＡＷ共振子２の出力信号が入力される第２の増幅器４と、第１の増幅器３の出力信号を移相する移相器５と、移相器５が出力信号と第２の増幅器４の出力信号とを加算演算する演算器として加算器６とを、備え、加算器６の出力信号をＳＡＷ共振子２にフィードバックすると共に発振信号として出力するようにした。【選択図】図１
2009171385.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＳＡＷ共振子と、
前記ＳＡＷ共振子の出力信号が入力され、利得が可変可能な第１の増幅器と、
前記第１の増幅器に入力される信号とは位相が１８０°異なる前記ＳＡＷ共振子の出力信号が入力され、利得が可変可能な第２の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力信号を移相する移相器と、
前記移相器の出力信号と前記第２の増幅器の出力信号とを加算演算する演算器と、
を備え、
前記演算器の出力信号を、前記ＳＡＷ共振子にフィードバックし発振信号として出力することを特徴とするＳＡＷ発振回路。
【請求項２】
請求項１に記載のＳＡＷ発振回路であって、
前記ＳＡＷ共振子が、横結合型２重モードＳＡＷ共振子、または縦結合型２重モードＳＡＷ共振子であることを特徴とするＳＡＷ発振回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のＳＡＷ発振回路と、外部より入力される制御電圧に基づいて前記第２の増幅器の利得を制御する制御回路と、を備えたことを特徴とする電圧制御発振器。
【請求項４】
請求項３に記載の電圧制御発振器であって、
前記制御回路は、前記第１の増幅器と前記第２の増幅器の利得を制御することを特徴とする請求項３に記載の電圧制御発振器。
【請求項５】
請求項３又は４に記載の電圧制御発振器であって、
前記演算器の出力信号を移相する第２の移相器を備え、
前記第２の移相器の出力信号を、前記ＳＡＷ共振子にフィードバックし発振信号として出力することを特徴とする電圧制御発振器。
【請求項６】
請求項５に記載の電圧制御発振器であって、
前記演算器と前記第２の移相器との間に振幅を一定に制御する振幅制御器を備えたことを特徴とする電圧制御発振器。
【請求項７】
モノリシック水晶フィルタと、
前記モノリシック水晶フィルタの出力信号が入力され、利得が可変可能な第１の増幅器と、
前記第１の増幅器に入力される信号とは位相が１８０°異なる前記モノリシック水晶フィルタの出力信号が入力され、利得が可変可能な第２の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力信号を移相する移相器と、
前記移相器の出力信号と前記第２の増幅器の出力信号とを加算演算する演算器と、
を備え、
前記演算器の出力信号を、前記モノリシック水晶フィルタにフィードバックし発振信号として出力することを特徴とする発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）発振回路とそれを用いた電圧制御発振器に関し、特に回路のＩＣ化を容易とするＳＡＷ発振回路とそれを用いて構成した小型な電圧制御発振器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、電圧制御発振器としては、外部より電圧を印加して水晶発振器の発振周波数を可変する電圧制御型水晶発振器が広く使用されており、通信機器や電子機器等において周波数変調回路や位相同期回路などに用いられ安定した周波数源として機能している。
水晶発振器の発振周波数を変化させるためには、水晶振動子からみた発振回路側の等価容量を変化させることが必要である。従来の等価容量を変化させる方法は、発振回路を構成する容量素子として可変容量素子（バラクター）を用い、その容量値を外部から印加する電圧により制御して発振回路側の等価容量を変化させるものであり、電圧により水晶発振器の発振周波数を制御可変するものである。
次に、特許文献１により開示された従来の電圧制御発振器について説明する。
図１５は、従来の電圧制御発振器の構成を示す図である。電圧制御発振器１０１は、帰還増幅器として機能する増幅器Ｑ１１と負荷容量となるコンデンサＣ１２、Ｃ１３を備えたコルピッツ発振回路１０２と、コルピッツ発振回路１０２の入力端と接地との間に直列に接続した水晶振動子Ｘ１４とコイルＬ１５と可変容量ダイオードＤ１６と、コイルＬ１５と可変容量ダイオードＤ１６との接続点に接続した抵抗Ｒ１７とにより構成し、抵抗Ｒ１７の他端に制御電圧Ｖｉｎを印加する。そして、上記構成において、制御電圧Ｖｉｎの大きさによって可変容量ダイオードＤ１６の容量を変化させ、この容量値変化によって発振回路の発振周波数を制御するよう動作している。ここで、制御電圧Ｖｉｎによって発振周波数が変化する範囲を、周波数可変範囲と称する。コイルＬ１５は、一般に伸長コイルと称しているものであり、コイルＬ１５のインダクタンスを大きくすることによって、周波数可変範囲が大きくなることが知られている。これにより、コイルＬ１５の値を大きくするよう設計することによって、広い周波数可変範囲を備えた電圧制御発振器を実現することが可能である。
【特許文献１】特開２００１−７６４９公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上述したような従来の電圧制御発振器は、以下に示すような問題があった。従来の電圧制御発振器は、発振回路の発振周波数を変化させるための可変容量ダイオードや、周波数可変範囲を大きくするための伸張コイルを必要としているが、これらの部品は、電圧制御発振器をＩＣ化する場合、製造工程を複雑とすると共に、パッケージのサイズも大きくなり、また、ＩＣの信頼性が低下するというリスクがあった。従って、電圧制御発振器をＩＣ化するメリットが低減するという問題を生じていた。
そこで、例えば、可変容量ダイオードや、コイルを外付けとして、他の構成要素をＩＣ化する方法もあるが、電圧制御発振器の実装面積が大きくなるという問題が残る。
一方、周波数可変範囲を大きくするために伸張コイルを使用すると、発振回路の安定度が劣化して異常発振などの問題が発生しやすく、周波数可変範囲を大きくすればするほど異常発振を起こし易くなる。
本発明は、上述したような問題を解決するためになされたものであって、発振回路に可変容量ダイオードや、コイルを不要とし、ＩＣ化を容易にする発振回路及びＳＡＷ発振回路とそれを用いた電圧制御発振器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態又は適用例として実現することが可能である。
【０００５】
［適用例１］ＳＡＷ共振子と、前記ＳＡＷ共振子の出力信号が入力され、利得が可変可能な第１の増幅器と、前記第１の増幅器に入力される信号とは位相が１８０°異なる前記ＳＡＷ共振子の出力信号が入力され、利得が可変可能な第２の増幅器と、前記第１の増幅器の出力信号を移相する移相器と、前記移相器の出力信号と前記第２の増幅器の出力信号とを加算演算する演算器と、を備え、前記演算器の出力信号を、前記ＳＡＷ共振子にフィードバックし発振信号として出力することを特徴とする。
【０００６】
このような本発明のＳＡＷ発振回路によれば、発振回路に可変容量ダイオードや、コイルを不要とし、発振回路を容易にＩＣ化して小型化することが可能となる。また、２重モードフィルタの２つのモードの発振周波数間で発振させることができるので、発振回路の周波数可変範囲を広くすることが出来る。
【０００７】
［適用例２］適用例１に記載のＳＡＷ発振回路であって、ＳＡＷ共振子が、横結合型２重モードＳＡＷ共振子、または縦結合型２重モードＳＡＷ共振子であることを特徴とする。
【０００８】
このような本発明のＳＡＷ発振回路によれば、発振回路の共振子として２重モードのＳＡＷ共振子を使用しており、発振回路を２つのモードの周波数間で発振させることができるので、発振回路の周波数可変範囲を広くすることが可能である。また、縦結合型２重モードＳＡＷ共振子を使用すると、横結合型２重モードＳＡＷ共振子を使用した場合と比べ、ＳＡＷ発振回路の周波数可変範囲を更に広くすることが可能である。
【０００９】
［適用例３］適用例１又は２に記載のＳＡＷ発振回路と、外部より入力される制御電圧に基づいて第２の増幅器の利得を制御する制御回路と、を備えたことを特徴とする。
【００１０】
このような本発明の電圧制御発振器によれば、発振回路に可変容量ダイオードや、コイルを不要とし、電圧制御発振器を容易にＩＣ化して小型化することが可能となる。また、電圧制御発振器は、２重モードフィルタの２つのモードの発振周波数間で発振させることができるので、電圧制御発振器の周波数可変範囲を広くすることができる。更に、発振回路に振幅制御器を設けたので、片側の増幅器の利得を固定できるとともに、制御電圧発生器の回路構成を簡易化でき、電圧制御発生器の小型化やコストの低減を図ることができる。
【００１１】
［適用例４］適用例３に記載の電圧制御発振器であって、ＳＡＷ発振回路と、外部より入力される制御信号に基づいて第１の増幅器と第２の増幅器の利得を制御することを特徴とする。
【００１２】
このような本発明の電圧制御発振器によれば、発振回路に可変容量ダイオードや、コイルを不要とし、電圧制御発振器を容易にＩＣ化して小型化することが可能となる。また、２重モードフィルタの２つのモードの発振周波数間で発振させることができるので、電圧制御発振器の周波数可変範囲を広くすることが出来る。
【００１３】
［適用例５］適用例３又は４に記載の電圧制御発振器であって、演算器の出力信号を移相する第２の移相器を備え、第２の移相器の出力信号を、ＳＡＷ共振子にフィードバックし発振信号として出力することを特徴とする。
【００１４】
このような本発明の電圧制御発振器によれば、発振回路に可変容量ダイオードや、コイルを不要とし、電圧制御発振器を容易にＩＣ化して小型化することが可能となる。また、電圧制御発振器は、２重モードフィルタの２つのモードの発振周波数間で発振させることができるので、電圧制御発振器の周波数可変範囲を広くすることができる。更に、発振回路に第２の移相器を設け、発振回路の発振ループの位相を調整することができるので、安定した発振動作の電圧制御発振器を実現可能である。
【００１５】
［適用例６］適用例５に記載の電圧制御発振器であって、演算器と第２の移相器との間に振幅を一定に制御する振幅制御器を備えたことを特徴とする。
【００１６】
このような本発明の電圧制御発振器によれば、発振回路に振幅制御器を設けたので、片側の増幅器の利得を固定できるとともに、制御電圧発生器の回路構成を簡易化でき、電圧制御発生器の小型化やコストの低減を図ることができる。
【００１７】
［適用例７］モノリシック水晶フィルタと、前記モノリシック水晶フィルタの出力信号が入力され、利得が可変可能な第１の増幅器と、前記第１の増幅器に入力される信号とは位相が１８０°異なる前記モノリシック水晶フィルタの出力信号が入力され、利得が可変可能な第２の増幅器と、前記第１の増幅器の出力信号を移相する移相器と、前記移相器の出力信号と前記第２の増幅器の出力信号とを加算演算する演算器と、を備え、前記演算器の出力信号を、前記モノリシック水晶フィルタにフィードバックし発振信号として出力することを特徴とする。
【００１８】
このような本発明の発振回路によれば、発振回路に可変容量ダイオードや、コイルを不要とし、発振回路を容易にＩＣ化して小型化することが可能となる。また、２重モードフィルタの２つのモードの発振周波数間で発振させることができるので、発振回路の周波数可変範囲を広くすることが出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、図示した実施形態に基づいて本発明を詳細に説明する。
図１は、本発明に係るＳＡＷ発振回路の第１の実施形態の構成を示す図である。ＳＡＷ発振回路１は、横結合型２重モードＳＡＷ共振子（ＳＡＷフィルタ）と、横結合型２重モードＳＡＷ共振子２の出力側に接続されて帰還増幅器として機能し利得を可変可能な第１の増幅器３と、横結合型２重モードＳＡＷ共振子２の出力側に接続されて帰還増幅器として機能し利得を可変可能とすると共に、第１の増幅器３に入力される信号とは位相が１８０°異なる横結合型２重モードＳＡＷ共振子２の出力信号が入力される第２の増幅器４と、第１の増幅器３の出力信号を移相する移相器５と、移相器５の出力信号と第２の増幅器４の出力信号とを加算演算する演算器として機能する加算器６とを、備え、加算器６の出力信号を横結合型２重モードＳＡＷ共振子２にフィードバックすると共に発振信号として出力する。つまり、本実施形態のＳＡＷ発振回路１は、第１の増幅器３と、第２の増幅器４のそれぞれの帰還回路に横結合型２重モードＳＡＷ共振子２が挿入された構成であり、第１の増幅器３の利得はＧｌ、第２の増幅器４の利得はＧｈとしている。
【００２０】
図２は、横結合型２重モードＳＡＷ共振子の構成を示す図である。
横結合型２重モードＳＡＷ共振子２は、圧電基板７と、圧電基板７の一主面に配置された一対の反射器８（８ａ、８ｂ）と、一対の反射器８の間に設けられた一対のＩＤＴ（Interdigital Transducer）９ａ、９ｂとを形成する導電性パターンとから構成される。
図２に示した横結合型２重モードＳＡＷ共振子２は、一対のＩＤＴ９をＳＡＷの伝搬方向に対して平列に配置した構成である。具体的には、一対のＩＤＴ９は、ＳＡＷの伝搬方向に垂直な方向に沿って配置されている。圧電基板７は、圧電性を有する単結晶、例えば、水晶、タンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ3）、四ホウ酸リチウム（Ｌｉ2Ｂ4Ｏ7）などにより構成する。
圧電基板７に配置される反射器８は、梯子型に形成される導電性パターンであり、圧電基板７上にはＳＡＷの伝搬方向に、梯子状の電極部が直交するようにして配置する。
また圧電基板７に配置されるＩＤＴ９は、信号の入力側となる電極と信号の出力側となる電極の２つを噛合わせることで、１つのＩＤＴ９を構成する。ＩＤＴ９は圧電基板７上において、反射器８ａ、８ｂの間に一対、並列に配置される。
上記のような構成の横結合型２重モードＳＡＷ共振子２では、ＩＤＴ９ａを信号の入力側としてＩＤＴ９ｂを信号の出力側として使用し、ＩＤＴ９ａを構成する櫛歯状電極の一端は接地される。
【００２１】
次に、移相器５について説明する。移相器を実現する手段としては、多くの方法が有るが、本実施形態においては、回路構成が簡易であり、低コストで実現できるＣＲ回路が望ましい。また、一段構成のＣＲ回路で所望の機能を実現できるように、移相器５の移相角度は、最大でも４５°程度が好ましい。この移相器５の機能は、後述するが、発振回路の発振周波数を所定の範囲で任意に変化させるために必要である。また、移相器５の具体的な移相角度については、発振回路に必要な可変周波数特性に合わせて適宜決定する。
図３に、移相器５の構成例を示す。図３に示すように、本実施形態において用いる移相器５は、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とにより構成する一段のＣＲ回路からなる。
【００２２】
次に、上述したような構成のＳＡＷ発振回路１は、帰還増幅回路の発振ループの位相特性を、同相とするか、１８０°位相反転させるかにより、Ｓ０モード（対称モード）とＡ０モード（斜対称モード）からなる２つの発振モードにより発振させることができる。前述したようにＳＡＷ共振子２に備えたＩＤＴは、ＩＤＴ９ａに信号が入力されて、音響結合してＩＤＴ９ｂより信号が出力される。このとき、発振ループの位相変化がない場合、ＩＤＴ９ａとＩＤＴ９ｂとで発振するＳＡＷが同位相となり、ＳＡＷ発振回路としてＳ０モードの発振がなされ、ｆｌの周波数の信号が得られる。
一方、発振ループの位相が１８０°変換される場合、ＩＤＴ９ａとＩＤＴ９ｂとで発振するＳＡＷは逆位相となりＳＡＷ発振回路として、Ｓ０モードによる発振周波数より高い周波数のＡ０モードの発振がなされ、ｆｈの周波数の信号が得られる。このように発振ループの位相を制御することにより、ＳＡＷ発振回路１は、１つのＳＡＷ共振子を使用して２つのモードでの発振が可能である。
【００２３】
また、本実施形態のＳＡＷ発振回路１においては、帰還増幅器として機能する第１の増幅器３と第２の増幅器４を、それぞれの入力側を並列に接続して、更に、それぞれの出力信号を加算することにより構成した。また、第１の増幅器３と、第２の増幅器４は差動増幅器であり、第１の増幅器３が出力する信号と第２の増幅器４が出力する信号とは、位相が１８０°異なるように接続されている。そして、第１の増幅器３の利得と第２の増幅器４の利得とをそれぞれ個別に可変可能とし、第１の増幅器３の利得と第２の増幅器４の利得との配分比を所定の値に設定し、それぞれの出力信号を加算することにより、ＳＡＷ発振回路１の発振ループの位相を０°から１８０°までの任意の値に可変可能とした。このとき、第１の増幅器３の出力信号と第２の増幅器４の出力信号を加算する際に、一方の出力信号の位相を所定値だけ進めるか遅らせることが必要であり、本実施形態においては、移相器５を用いて第１の増幅器３の出力信号を所定の値に位相を変化させた。
【００２４】
次に、ＳＡＷ発振回路１は、発振回路の発振ループの位相を０°から１８０°までの間で任意に設定することにより、所定の周波数範囲（前述したｆｌの周波数からｆｈの周波数範囲）で所望の周波数の信号を得ることが可能である。一方、前述したように、発振回路の発振ループの位相は、第１の増幅器３と、第２の増幅器４との利得の配分比を所定値に設定することにより、所望の値に設定することが出来る。従って、ＳＡＷ発振回路１においては、第１の増幅器３と第２の増幅器４との利得の配分比を所定値に設定することにより、ｆｌの周波数からｆｈの周波数範囲で、所望の周波数の信号を得ることが可能となる。
【００２５】
次に、発振ループの位相と発振周波数の関係をベクトル図により説明する。
図４は、本発明に係るＳＡＷ発振回路において、発振ループの位相と発振周波数の関係を示すベクトル図である。（ａ）に示したベクトル図は、前述したＳＡＷ発振回路１において、第１の増幅器３の出力に接続されている移相器５が０°の場合であり、このときは、第１の増幅器３と第２の増幅器４との利得の配分比を変えると、発振ループの位相が、０°と１８０°の２ポイントに変化するので、この場合では、発振回路の発振周波数は、ｆｌの周波数、或いは、ｆｈの周波数の２ポイントの信号のみを出力する。したがって、第１の増幅器３と第２の増幅器４との利得の配分比を設定することにより、ｆｌの周波数からｆｈの周波数範囲で、任意の周波数の信号を得るためには、（ｂ）に示すように、移相器５により、第１の増幅器３の出力信号を所定値だけ位相変換することが必要である。（ｂ）に示したベクトル図は、前述したＳＡＷ発振回路１において、第１の増幅器３の出力に接続されている移相器５がφ°位相変換する場合を示し、［Ａ］ベクトルをφ°位相を変化させた［Ａ’］ベクトルと、［Ｂ］ベクトルとのベクトル合成によりｆａの周波数の信号が出力される。また、（ｃ）に示したベクトル図は、［Ａ’］ベクトルの大きさを第１の増幅器３と第２の増幅器４との利得の配分比を変えることにより変化させたもので、［Ａ’］ベクトルと［Ｂ］ベクトルとのベクトル合成によりｆｂの周波数の信号が出力される。
【００２６】
次に、本発明に係るＳＡＷ発振回路において、具体的な周波数可変特性の一例について説明する。
図５は、本発明に係るＳＡＷ発振回路の周波数可変特性例を示すグラフ図である。図５は、移相器５を４５°とした場合の特性を示し、横軸は第１の増幅器３の利得Ｇｌ（低周波側）と第２の増幅器４の利得Ｇｈ（高周波側）の配分比を示し、縦軸は、Ｇｈ／Ｇｌを変化させたときの周波数可変範囲を示す。この例では、第１の増幅器３と第２の増幅器４の利得をそれぞれ変化させて、Ｇｈ／Ｇｌを０．１から１０まで変化させると、発振回路の周波数は、０．１ＭＨｚ程度変化することがわかる。
【００２７】
次に、本発明に係るＳＡＷ発振回路において、移相器５の移相角度を変化させた際の周波数可変特性の一例について説明する。
図６は、本発明に係るＳＡＷ発振回路において、移相器５の移相角度を変化させた際の周波数可変特性例を示すグラフ図である。（ａ）から（ｆ）に示したグラフ図の横軸は、第１の増幅器３の利得Ｇｌ（低周波側）と第２の増幅器４の利得Ｇｈ（高周波側）の配分比を示し、縦軸は、周波数可変範囲を示す。図６に示すように、移相器５の移相角度を大きくすると、次第に、周波数可変特性の傾斜が平坦となることが分かる。また、移相器５の移相角度の極性を反転させると、周波数可変特性の傾斜が反転することが分かる。従って、移相器５に必要な移相角度については、発振回路に要求する可変周波数特性に合わせて適宜決定すればよい。
【００２８】
図７は、本発明に係るＳＡＷ発振回路の第２の実施形態の構成を示す図である。なお、図１と同一部位には同一符号を付して説明は省略する。この図７に示すＳＡＷ発振回路１０は、ＳＡＷ共振子が縦結合型２重モードＳＡＷ共振子１１により構成されている点が上記図１に示したＳＡＷ発振回路１とは異なるものである。
【００２９】
図８は、縦結合型２重モードＳＡＷ共振子の構成を示す図である。
縦結合型２重モードＳＡＷ共振子１１は、圧電基板１２と、圧電基板１２の一主面に配置された一対の反射器１３ａ、１３ｂと一対の反射器１３の間に設けられた一対のＩＤＴ１４ａ、１４ｂとを形成する導電性パターンとから構成され、一対のＩＤＴ１４をＳＡＷの伝搬方向に対して縦に配置したことが特徴であり、他の構成や特徴については、前述した横結合型２重モード弾性表面波素子と同様である。
なお、ＳＡＷ発振回路は、ＳＡＷ共振子として、縦結合型２重モードＳＡＷ共振子を使用すると、横結合型２重モードＳＡＷ共振子を使用した場合と比べ、ＳＡＷ発振回路の周波数可変範囲を更に広くすることができるという利点がある。
【００３０】
以上、二つの増幅器を使用して構成したＳＡＷ発振回路について説明したが、発振回路に使用しているＳＡＷ共振子の変わりに、モノリシック水晶フィルタ（ＭＣＦ）を使用しても同様に２つの増幅器を使用して発振回路の構成が可能である。
ＭＣＦは水晶基板に、例えば、２個の電極対を設け、近接した２つの電極対間において生ずる音響結合により作用するフィルタである。ＭＣＦにおいても、Ｓ０モード（対称モード）とＡ０モード（斜対称モード）からなる２つの振動モードを利用して、２重モードフィルタを構成することができる。
図９に、ＭＣＦの構成例を示す。図９に示すように、ＭＣＦ１５は、水晶基板１６の表面上に入力側の電極対１７ａ、１７ｂと出力側の電極対１８ａ、１８ｂとを形成した構成である。
【００３１】
次に、本発明に係るＳＡＷ発振回路を電圧制御発振器に適用した場合の具体的な回路について説明する。
図１０は、本発明に係る電圧制御発振器の第１の実施形態の構成を示す図である。
なお、図１と同一部位には同一符号を付して説明は省略する。
この図１０に示す電圧制御発振器１９は、図１に示したＳＡＷ発振回路１と、外部より入力される制御電圧Ｖｉｎに基づいて第１の増幅器３と第２の増幅器４との利得を制御する制御電圧発生器２０とを備えている。
なお、ここではＳＡＷ発振回路を電圧制御発振器として機能させるために必要な制御電圧発生器２０を主体に説明する。
前述したように、ＳＡＷ発振回路は、第１の増幅器３と第２の増幅器４の利得の配分比を所定値に設定することにより、任意の周波数信号を得ることが出来る。
そこで、制御電圧発生器２０に所定の値の制御電圧を入力したときに、制御電圧発生器２０より増幅器の利得を制御する制御信号が出力され、第１の増幅器３と第２の増幅器４の利得の配分比を所定値に制御できれば、制御電圧発生器２０に所定値の制御電圧を入力することにより、所望の周波数の信号を得ることが出来る。従って、電圧制御発振器１９が出力する周波数信号は、制御電圧発生器２０に入力する制御電圧により制御されることとなる。
【００３２】
次に、制御電圧発生器２０について説明する。制御電圧発生器２０に必要な機能は、電圧制御発振器１９に制御電圧Ｖｉｎを入力したときに、第１の増幅器３の利得Ｇｌと第２の増幅器４の利得Ｇｈの配分比であるＧｈ／Ｇｌを、所望の周波数信号が得られる値に設定することである。そのために、制御電圧発生器２０に要求される機能は、次のような手順により求める。
先ず、予め、次に示す電圧制御発振器の特性を決定しておく。
電圧制御発振器の可変周波数−（Ｇｈ／Ｇｌ）特性・・・・（１）
第１の増幅器と第２の増幅器の合成後の利得−（Ｇｈ／Ｇｌ）特性・・・・（２）
ここで、（１）の特性の例と、（２）の特性の例を示すと、次のようである。
【００３３】
図１１は、電圧制御発振器の特性例を示すグラフ図であり、（ａ）は、電圧制御発振器の可変周波数−（Ｇｈ／Ｇｌ）特性の例を示し、（ｂ）は、第１の増幅器と第２の増幅器の合成後の利得−（Ｇｈ／Ｇｌ）特性の例を示す。これらの特性は、回路シミュレーションなどを行い、求めておく。なお、図１１（ｂ）に示した合成後の利得特性は、利得の変化が少ない例を示しているが、通常、電圧制御発振器の特性を決定する際は、合成後の利得の変化について、その大きさを考慮する必要が有る。
【００３４】
次に、第１の増幅器と第２の増幅器の合成後の利得が、制御電圧Ｖｉｎに対してほぼ一定であるとともに、電圧制御発振器の可変周波数が、制御電圧Ｖｉｎに対してほぼ直線で変化するとの制約条件において、下記の関数を求めておく。
Ｇｈ＝ｈ１（Ｖｉｎ）・・・・（３）
Ｇｌ＝ｈ２（Ｖｉｎ）・・・・（４）
そして、制御電圧発生器２０は、（３）式と（４）式に示す関数に従ったＧｈ制御信号とＧｌ制御信号を出力させるようにすればよい。
また、制御電圧発生器２０の具体的回路は、メモリー回路を含むデジタル演算処理回路や、アナログ非線形信号発生回路などを用いて実現することが出来る。
【００３５】
図１２は、本発明に係る電圧制御発振器の第２の実施形態の構成を示す図である。
この図１２に示す電圧制御発振器２１は、加算器６の出力側に振幅を一定に制御する振幅制御器２３を設けたことと、第１の増幅器２２の利得を固定にし、制御電圧発生器２４は、第２の増幅器４の利得を制御したことが図１０に示した第１の実施形態の電圧制御発振器とは異なる。
電圧制御発振器２１を構成するＳＡＷ発振回路の基本的な動作は、第１の実施形態と同様であるので、加算器６の出力側に振幅を一定に制御する振幅制御器２３を設けたこと、第１の増幅器２２の利得を固定にし、制御電圧発生器２４により第２の増幅器４の利得を制御したことについて説明する。
図１２に示すように、第１の増幅器２２と第２の増幅器４の出力信号を加算した発振回路の出力信号を、振幅制御器２３を用いて一定の振幅に制御することにより、第１の実施形態において説明した合成後の利得が、制御電圧Ｖｉｎに対してほぼ一定であるという制約条件を緩和することが可能となる。従って、第２の実施形態においては、電圧制御発振器の可変周波数が、制御電圧Ｖｉｎに対してほぼ直線で変化するとの制約条件のみが要求されるので、制御電圧Ｖｉｎを（５）式のように表す。
Ｖｉｎ＝Ｈ（Ｇｈ／Ｇｌ）・・・・（５）
従って、Ｇｈ／Ｇｌは、（６）式のように示すことが出来る。
Ｇｈ／Ｇｌ＝Ｈ-1（Ｖｉｎ）・・・・（６）
第２の実施形態の場合、第１の増幅器２２の利得を固定としたことにより、Ｇｌは、一定となるので、Ｇｌ＝Ａとして一定とすれば、Ｇｈは、（７）式により求めることができるので、制御電圧発生器２４は、（７）式に示す関数に従ったＧｈ制御信号を出力させるようにすればよい。
Ｇｈ＝Ｈ-1（Ｖｉｎ）×Ａ・・・・（７）
第２の実施形態によれば、上述したように、制御電圧発生器２４に要求される制約条件が緩和されるので、制御電圧発生器２４の回路構成が、特にアナログ回路で構成した場合に簡易化することができる。
なお、第２の実施形態においては、第１の増幅器２２の利得を固定し、第２の増幅器４の利得を制御するように説明したが、第２の増幅器４の利得を固定し、第１の増幅器２２の利得を制御するよう構成してもよい。
【００３６】
図１３は本発明に係る電圧制御発振器の第３の実施形態の構成を示す図である。
この図に示す電圧制御発振器２５は、図１０に示した第１の実施形態の電圧制御発振器に第２の移相器２６を追加したことのみが異なる。
第１の実施形態においては、ＳＡＷ発振回路を構成する各構成要素において生ずる位相変動が、発振ループが発振するために必要な位相条件に影響を与える場合があるが、この発振ループの位相をまとめて調整する機能は有していない。
そこで、第３の実施形態においては、ＳＡＷ発振回路の出力側に第２の移相器２６を配置し、発振ループの位相を調整できるようにしたことが特徴である。また、電圧制御発振器２５としての他の動作は、第１の実施形態で説明した電圧制御発振器１９と同様である。
【００３７】
図１４は、本発明に係る電圧制御発振器の第４の実施形態の構成を示す図である。電圧制御発振器２７は、図１２に示した第２の実施形態の電圧制御発振器に、第２の移相器２６を追加した点が異なる。
第２の実施形態においては、ＳＡＷ発振回路を構成する各構成要素において生ずる位相変動が、発振ループが発振するために必要な位相条件に影響を与える場合があるが、この発振ループの位相をまとめて調整する機能は有していない。
そこで、第４の実施形態においては、ＳＡＷ発振回路の出力側に第２の移相器２６を配置し、発振ループの位相を調整できるようにした。また、電圧制御発振器２７としての他の動作は、第２の実施形態で説明した電圧制御発振器２１と同様である。
以上、本発明に係る電圧制御発振器の第１から第４の実施形態について横結合型２重モードＳＡＷ共振子２を使用した例を用いて説明したが、他に、縦結合型２重モードＳＡＷ共振子１１またはモノリシック水晶フィルタ１５を使用して構成することも可能である。すわなち、第１から第４の実施形態の横結合型２重モードＳＡＷ共振子２は、横結合型２重モードＳＡＷ共振子以外の共振子でもよく、２重モードで共振する共振子であればよい。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明に係るＳＡＷ発振回路の第１の実施形態の構成を示す図である。
【図２】横結合型２重モードＳＡＷ共振子の構成を示す図である。
【図３】移相器５の構成例を示す図である。
【図４】本発明に係るＳＡＷ発振回路において、発振ループの位相と発振周波数の関係を示すベクトル図である。
【図５】本発明に係るＳＡＷ発振回路の周波数可変特性例を示すグラフ図である。
【図６】本発明に係るＳＡＷ発振回路において、移相器５の移相角度を変化させた際の周波数可変特性例を示すグラフ図である。
【図７】本発明に係るＳＡＷ発振回路の第２の実施形態の構成を示す図である。
【図８】縦結合型２重モードＳＡＷ共振子の構成を示す図である。
【図９】ＭＣＦの構成例を示す図である。
【図１０】本発明に係る電圧制御発振器の第１の実施形態の構成を示す図である。
【図１１】電圧制御発振器の特性例を示すグラフ図である。
【図１２】本発明に係る電圧制御発振器の第２の実施形態の構成を示す図である。
【図１３】本発明に係る電圧制御発振器の第３の実施形態の構成を示す図である。
【図１４】本発明に係る電圧制御発振器の第４の実施形態の構成を示す図である。
【図１５】従来の電圧制御発振器の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００３９】
１、１０…ＳＡＷ発振回路、２…横結合型２重モードＳＡＷ共振子、３、２２…第１の増幅器、４…第２の増幅器、５…移相器、第１の移相器、６…加算器、７、１２…圧電基板、８、８ａ、８ｂ、１３、１３ａ、１３ｂ…反射器、９、９ａ、９ｂ、１４、１４ａ、１４ｂ…ＩＤＴ、１１…縦結合型２重モードＳＡＷ共振子、１５…ＭＣＦ、１６…水晶基板、１７ａ、１７ｂ…入力側の電極対、１８ａ、１８ｂ…出力側の電極対、１９、２１、２５、２７…電圧制御発振器、２０、２４…制御電圧発生器、２３…振幅制御回路、２６…第２の移相器、Ｃ１…コンデンサ、Ｒ１…抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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