(57)【要約】【課題】シングルキャリア伝送を行う必要があるＭＩＭＯシステムにおいて、簡易な構成で優れたビット誤り率特性を実現させることができる無線受信装置及び無線受信方法を提供する。【解決手段】受信機２０側では、アンテナＲｘ１〜Ｒｘｎで受信した信号に対し、ＧＩ部２１−１〜２１−ｎでＧＩ除去後、ＦＤＥ部２２によりＳＣ−ＦＤＥを行い、その１次推定結果をＩＳＩキャンセラー２３に渡し、時間方向に分散した時刻ｋにおける信号成分を集約させ、ＭＬＤ部２４によって２次推定結果を得る。この２時推定結果をＩＳＩキャンセラー２３に時刻ごとに逐次フィードバックし、更新する。この処理をＦＤＥ部２２のブロックごとにＩ回繰り返した後のＭＬＤ２４による推定信号を復調し、データを得る。【選択図】図１
2009171564.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＭＩＭＯシングルキャリア伝送よる無線通信の信号を受信する受信装置であって、
受信信号の周波数領域等化を行って仮判定値を求める周波数領域等化部と、
前記仮判定値を用いて、受信信号から符号間干渉を除去する符号間干渉除去部と、
前記符号間干渉を除去した受信信号に対し最尤判定を行ってＭＩＭＯ信号分離を行う最尤判定部と、
を備えること
を特徴とする無線受信装置。
【請求項２】
前記符号間干渉除去部は、
前記最尤判定部が出力する仮判定値を用いて符号間干渉を除去すること
を特徴とする請求項３に記載の無線受信装置。
【請求項３】
ＭＩＭＯシングルキャリア伝送よる無線通信の信号を受信する無線受信方法であって、
受信信号の周波数領域等化を行って仮判定値を求める周波数領域等化手順と、
前記仮判定値を用いて、受信信号から符号間干渉を除去する符号間干渉除去手順と、
前記符号間干渉を除去した受信信号に対し最尤判定を行ってＭＩＭＯ信号分離を行う最尤判定手順と、
を特徴とする無線受信方法。
【請求項４】
前記符号間干渉除去手順と前記最尤判定手順を繰り返し行うこと
を特徴とする請求項１に記載の無線受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル無線通信方式におけるデータ伝送方式に関するものである。特に、周波数選択性通信路に於けるマルチ入力マルチ出力（Multiple-Iinput Multiple-Output,以下ＭＩＭＯと称す）システムに於いて優れたビット誤り率特性を実現させる無線受信装置及び無線受信方法を提供するものである。
【背景技術】
【０００２】
第１の従来技術としてＶｉｔｅｒｂｉアルゴリズムを利用した最尤系列推定方式が上げられる。この方式は受信系列を送信された可能性のある全ての系列と比較する。例として、長さＬビットの２値系列の復号を行うためには、送信された可能性のある２Ｌ個の異なる符号系列の尤度（受信系列Ｙにおいて、Ｘが送信されたという条件付確率ｐ（Ｙ／Ｘ））を比較し、この尤度を最大にする最も確からしい符号系列Ｘを選択する。
【０００３】
第２の従来技術としてＳＣ−ＦＤＥ（Single-Carrier Frequency Domain Equalization：シングルキャリア周波数領域等化）方式がある。この方式は受信機側で受信データを高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform，以下ＦＦＴと称す）により周波数領域に変換し、ＭＭＳＥ基準の重み行列を乗算するＮｕｌｌｉｎｇと呼ばれる方法を用いて周波数等化と信号分離を同時に行う。この処理の後、高速逆フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform，以下ＩＦＦＴと称す）により時間領域に戻し、そのままデータを復調する（非特許文献１参照）。
【非特許文献１】宇都宮、高橋、岩波、岡本著、“ＬＤＰＣ符号化ＭＭＯ  ＳＣ  ＦＤＥ方式に関する一比較検討”、電子情報通信学会  ソサイエティ大会  ２００７年  ９月。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
Ｖｉｔｅｒｂｉアルゴリズムは考慮するマルチパス遅延波成分が増加すると、等化の際に必要となる状態数が指数関数的に増加するため、演算量、メモリ量の増加という観点からシステムの複雑化が問題となり、用いるのが困難となる。
【０００５】
従来までのＳＣ−ＦＤＥ方式は、時間分散性のＩＳＩによる影響を完全に取り除くことができず、等化及び信号分離は不十分である。しかし、ＳＣ−ＦＤＥ伝送方式では、周波数領域等化の後に最尤判定（Maximum Likelihood Detection、以下ＭＬＤと称す）を行う方法は従来検討されていない。
【０００６】
本発明は、斯かる実情に鑑み、シングルキャリア伝送を行う必要があるＭＩＭＯシステムにおいて、簡易な構成で優れたビット誤り率特性を実現させることができる無線受信装置及び無線受信方法を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、ＭＩＭＯシングルキャリア伝送よる無線通信の信号を受信する受信装置であって、
受信信号の周波数領域等化を行って仮判定値を求める周波数領域等化部と、前記仮判定値を用いて、受信信号から符号間干渉を除去する符号間干渉除去部と、前記符号間干渉を除去した受信信号に対し最尤判定を行ってＭＩＭＯ信号分離を行う最尤判定部と、を備えることを特徴とする。
【０００８】
ここで、前記符号間干渉除去部は、前記最尤判定部が出力する仮判定値を用いて符号間干渉を除去することを特徴とする。
【０００９】
また、本発明は、ＭＩＭＯシングルキャリア伝送よる無線通信の信号を受信する無線受信方法であって、
受信信号の周波数領域等化を行って仮判定値を求める周波数領域等化手順と、前記仮判定値を用いて、受信信号から符号間干渉を除去する符号間干渉除去手順と、前記符号間干渉を除去した受信信号に対し最尤判定を行ってＭＩＭＯ信号分離を行う最尤判定手順と、を特徴とする。
【００１０】
ここで、前記符号間干渉除去手順と前記最尤判定手順を繰り返し行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
このように本発明は、ＭＩＭＯシングルキャリア伝送方式に於いて、受信機で通信路チャネル行列が既知である時、シングルキャリア周波数等化によって受信信号を１次判定した後、さらに符号間干渉除去を行って、最尤判定によって２次判定を行うことによって、ＭＩＭＯ通信路における信号の空間多重分離、さらに符号間干渉等化を従来技術より正確に、かつ、簡易なシステム構成で実現することが出来る。
【００１２】
すなわち、本発明では、シングルキャリア周波数等化による判定結果を符号間干渉除去部に出力し、各アンテナの受信信号から時間分散性の符号間干渉を除去し、その処理した信号を最尤判定部によって判別することで各送信アンテナのチャネル間の干渉を除去し、空間多重分離を実現することが出来る。
【００１３】
また、本発明では、繰り返し等化による利得を得るため、最尤判定部による判別結果を符号間干渉除去部に繰り返しフィードバックすることで、大きな繰り返し復調利得を実現することが出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
まず本発明の概略を、図１を用いて説明する。
図１は、ＭＩＭＯシングルキャリア伝送方式の送信機及び受信機を示すブロック図である。送信機１０は、入力データをＰＳＫあるいはＱＡＭに変調するＰＳＫ  ｏｒ  ＱＡＭ変調部１１、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部１２、ＧＩ（Guard Interval）付加部１３−１〜１３−ｎ、アンテナＴｘ１〜Ｔｘｎを備える。受信機２０は、アンテナＲｘ１〜Ｒｘｎ、ＧＩ（Guard Interval）除去部２１−１〜２１−ｎ、ＦＤＥ（Frequency Domain Equalization：周波数領域等化）部２２、ＩＳＩ（Inter-Symbol Interference：符号間干渉）キャンセラー（符号間干渉除去部とも称する）２３、ＭＬＤ（最尤判定）部２４、ＰＳＫ  ｏｒ  ＱＡＭ復調部２５を備える。さらに、ＦＤＥ部２２は、Ｓ／Ｐ変換部３１−１〜３１−ｎ、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部３２−１〜３２−ｎ、Ｎｕｌｌｉｎｇ（信号分離）部３３、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）部３４−１〜３４−ｎ、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部３５−１〜３５−ｎを備える。
【００１５】
送信機１０側では、Ｓ／Ｐ部１２が、ＰＳＫ  ｏｒ  ＱＡＭ変調部１１により変調されたデータをＭシンボルからなるブロックに分割し、ＧＩ付加部１３−１〜１３−ｎがブロックごとにＧＩ（Guard Interval）を付加し、各アンテナＴｘ１〜Ｔｘｎから送信する。
【００１６】
受信機２０側では、アンテナＲｘ１〜Ｒｘｎで受信した信号に対し、ＧＩ除去部２１−１〜２１−ｎでＧＩ除去後、ＦＤＥ部２２によりＳＣ−ＦＤＥを行い、その１次推定結果（数式１）をＩＳＩキャンセラー２３に渡し、時間方向に分散した時刻ｋにおける信号成分を集約させ、ＭＬＤ部２４によって２次推定結果（数式２）を得る。この数式２をＩＳＩキャンセラー２３に時刻ごとに逐次フィードバックし、数式３を更新する。この処理をＦＤＥ部２２のブロックごとにＩ回繰り返した後のＭＬＤ２４による推定信号を数式４としたとき、最終的にこの信号を復調し、データを得る。
【００１７】
【数１】
2009171564.tif 000003
【００１８】
【数２】
2009171564.tif 000004
【００１９】
【数３】
2009171564.tif 000005
【００２０】
【数４】
2009171564.tif 000006
【００２１】
受信機２０側でＧＩ除去後、得られる信号ｙ（ｋ）は次式（数式５）で表される。
【００２２】
【数５】
2009171564.tif 000007
【００２３】
数式５に於いて、ｙ（ｋ）は時刻第ｋシンボル目の受信信号ベクトル、ｘ（ｋ）は送信信号ベクトル、ｗ（ｋ）は雑音ベクトルであり、マルチパス遅延波数をＬとした。通信路行列Ｈｉは送信アンテナ数ｎＴ、受信アンテナ数ｎＲのとき、次式（数式６）のようなｎＴ×ｎＲの行列で表され、ＦＦＴ部３２−１〜３２−ｎによるＦＦＴ処理のブロック単位に対し、時不変な複素ガウス変数の要素を取る。
【００２４】
【数６】
2009171564.tif 000008
【００２５】
次に、マルチパス（ｌ＝０，１，…，Ｌ）毎に独立とした受信信号ｙ（ｋ）を、ｐポイントのＦＦＴにより周波数領域に変換後、Ｎｕｌｌｉｎｇ部３３は、次式（数式７）のようなＭＭＳＥ重み行列ｗ（ｋ）を用いて、周波数領域等化と信号分離（Ｎｕｌｌｉｎｇ）を同時に行う。
【００２６】
【数７】
2009171564.tif 000009
【００２７】
数式７に於いてＧ（ｊ）は、周波数軸上の第ｊポイント目におけるＭＩＭＯ通信路行列、σ２は雑音の分散、ＩｎはｎＴ次の単位行列である。この後、ＩＦＦＴ部３４−１〜３４−ｎにより時間領域に戻し、１次推定結果（数式１）を得る。
【００２８】
【数１】
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【００２９】
１次推定結果（数式１）を利用し、マルチパス遅延波の影響により時間方向に分散した信号成分を、ＩＳＩキャンセラー２３により抽出する。ＩＳＩキャンセラー２３の出力は、次式（数式８）で表される。
【００３０】
【数８】
2009171564.tif 000011
【００３１】
数式８に於いて出力結果（数式９）はｎＲ（Ｌ＋１）×１の列ベクトルである。
【００３２】
【数９】
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【００３３】
このように、数式９で表される受信信号からＳＣ−ＦＤＥによって推定した数式１０で表される信号と、通信路行列Ｈｉからなるレプリカを減算することで、時間分散性のＩＳＩを除去し、各遅延波成分から所望時刻ｋの信号成分のみを抽出することができる。
【００３４】
【数１０】
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【００３５】
ＩＳＩキャンセラー２３はＦＤＥ部２２のブロック単位Ｍで動作する。したがって数式８に於いて、ブロックの両端（ｋ＝Ｍ−Ｌ＋１，…，Ｍ−１，Ｍ）及び（ｋ＝１，…，Ｌ−１）の処理に関して、数式１１に対し値を得ることができない部分が存在する。
【００３６】
【数１１】
2009171564.tif 000014
【００３７】
そこで、図２のようにブロック両端のシンボルを遅延波の数Ｌだけそれぞれコピーすることでダミーデータを生成する。
【００３８】
前段のＩＳＩキャンセラー２３からの出力結果（数式１２で表す）を用いてＭＬＤ部２４がＭＬＤによる判定を行う。
【００３９】
【数１２】
2009171564.tif 000015
【００４０】
ＭＬＤの信号点レプリカを数式１３としたとき、
【００４１】
【数１３】
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【００４２】
アンテナ数がｎＴ×ｎＴ  のＭＩＭＯ通信で多値変調数をｍとした場合、ｎＴｍ通りの数式１３が存在する。ＭＬＤでは以下の式（数式１４）を用いる。
【００４３】
【数１４】
2009171564.tif 000017
【００４４】
数式１４を最小にする数式１３をＭＬＤ部２４の判別結果として出力する。このとき数式１３を次の時刻のシンボルの判定時に於けるＩＳＩキャンセラー２３に逐次フィードバックする。
【００４５】
具体的には、数式８でｋ＝ｋ＋１としたとき、前記数式３の部分を前記数式２に置き換える。このようにしてＦＤＥ部２２は、ＳＣ−ＦＤＥの推定結果を逐次修正し、ＩＳＩキャンセラー２３の動作を改善していく。そしてＦＤＥ部２２のブロックごとにＩＳＩキャンセラー２３の計算、ＭＬＤ部２４による検出をＩ回繰り返し行った後、ＭＬＤ部２４による出力結果（数式１３で表わされる出力結果）をＰＳＫ  ｏｒ  ＱＡＭ復調部２５が復調し、データを得る。
【００４６】
以下、実施例に基づいて本発明の効果を具体的に説明するが、もとより本発明はこれらの実施例に限定されるものではない。
【実施例１】
【００４７】
通信路はＭＩＭＯシステムであり、各送受信アンテナ間はマルチパス数１６の１ｄＢ指数減衰準静的レイリーフェージング通信路（Quasi-static Rayleigh fading channel）とし、１シンボル毎遅延のタップ付き遅延線のマルチパスモデルを仮定している。この通信路の遅延プロファイルを図３に示す。
【００４８】
ＳＣ−ＦＤＥの１ブロックはＭ＝６４シンボル、Ｇｕａｒｄ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ長は１６シンボル、ＦＦＴのポイント数はｐ＝６４としている。また通信路のチャネル推定は受信側で完全であるということを前提としている。
【００４９】
図４に変調にＢＰＳＫを用いた場合、図５に変調にＱＰＳＫを用いた場合の計算機シミュレーションによる誤り率（Bit Error Rate，ＢＥＲ）特性を示す。どちらもアンテナ本数は４×４のＭＩＭＯシステムであり、比較対象として各方式のＡＷＧＮ通信路の場合の特性と、ＳＣ−ＦＤＥの出力をそのまま復調した場合の特性を示している。ＭＬＤのフィードバックを５回繰り返した場合、ＳＣ−ＦＤＥの出力をそのまま復調した場合に対し、ＢＥＲ＝１０−４で、図４に於いて約９ｄＢ、図５に於いても約９ｄＢの利得が得られている。
【００５０】
図６に変調に１６ＱＡＭ、アンテナ本数２×２のＭＩＭＯシステムの場合の計算機シミュレーションによるＢＥＲ特性を示す。比較対象としてＡＷＧＮ通信路の場合の特性と、ＳＣ−ＦＤＥの出力をそのまま復調した場合の特性を用いている。ＭＬＤのフィードバックを５回繰り返した場合、ＳＣ−ＦＤＥの出力をそのまま復調した場合に対し、ＢＥＲ＝１０−４で約５ｄＢの利得が得られている。
【産業上の利用可能性】
【００５１】
ディジタル無線通信方式におけるデータ伝送方式に関するものである。特に、高品質な周波数選択性通信路の補償と空間多重信号の分離が考えられ、シングルキャリア伝送を行う必要があるＭＩＭＯシステムにおいて、簡易な構成で優れたビット誤り率特性を実現させる方法として利用可能性がある。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】送受信機のシステムモデルを示すブロック図である。
【図２】ＩＳＩキャンセラーに於けるＳＣ−ＦＤＥのブロックの両端部の処理方法を示す図である。
【図３】マルチパス通信路モデルの概略を示すモデル図である。
【図４】４×４ＭＩＭＯシステムに於ける変調にＢＰＳＫを用いた場合の計算機シミュレーションによるＢＥＲ特性の比較結果を示した図である。
【図５】４×４ＭＩＭＯシステムに於ける変調にＱＰＳＫを用いた場合の計算機シュレーションによるＢＥＲ特性の比較結果を示した図である。
【図６】２×２ＭＩＭＯシステムに於ける変調に１６ＱＡＭを用いた場合の計算機シミュレーションによるＢＥＲ特性の比較結果を示した図である。
【符号の説明】
【００５３】
１０  送信機
１１  ＰＳＫ  ｏｒ  ＱＡＭ変調部
１２  Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部
１３−１〜１３−ｎ  ＧＩ（Guard Interval）付加部
Ｔｘ１〜Ｔｘｎ  アンテナ
２０  受信機
２１−１〜２１−ｎ  ＧＩ（Guard Interval）除去部
２２  ＦＤＥ部
２３  ＩＳＩキャンセラー
２４  ＭＬＤ（最尤判定）部
２５  ＰＳＫ  ｏｒ  ＱＡＭ復調部
３１−１〜３１−ｎ  Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部
３２−１〜３２−ｎ  ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部
３３  Ｎｕｌｌｉｎｇ（信号分離）部
３４−１〜３４−ｎ  ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）部
３５−１〜３５−ｎ  Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部
【図１】
2009171564.tif 000018
【図２】
2009171564.tif 000019
【図３】
2009171564.tif 000020
【図４】
2009171564.tif 000021
【図５】
2009171564.tif 000022
【図６】
2009171564.tif 000023
【手続補正書】
【提出日】平成20年12月18日(2008.12.18)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＭＩＭＯシングルキャリア伝送よる無線通信の信号を受信する無線受信装置であって、
受信信号の周波数領域等化を行って仮判定値を求める周波数領域等化部と、
前記仮判定値を用いて、受信信号から符号間干渉を除去する符号間干渉除去部と、
前記符号間干渉を除去した受信信号に対し最尤判定を行ってＭＩＭＯ信号分離を行う最尤判定部と、
を備えること
を特徴とする無線受信装置。
【請求項２】
前記符号間干渉除去部は、
前記最尤判定部が出力する仮判定値を用いて符号間干渉を除去すること
を特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項３】
ＭＩＭＯシングルキャリア伝送よる無線通信の信号を受信する無線受信方法であって、
受信信号の周波数領域等化を行って仮判定値を求める周波数領域等化手順と、
前記仮判定値を用いて、受信信号から符号間干渉を除去する符号間干渉除去手順と、
前記符号間干渉を除去した受信信号に対し最尤判定を行ってＭＩＭＯ信号分離を行う最尤判定手順と、
を特徴とする無線受信方法。
【請求項４】
前記符号間干渉除去手順と前記最尤判定手順を繰り返し行うこと
を特徴とする請求項３に記載の無線受信方法。