(57)【要約】【課題】マイクロホンの微弱信号がバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）やプリエンファシス回路を通過する際のＳ／Ｎ劣化を低減したＦＭ変調回路を提供する。【解決手段】信号レベルを大きくする第一の乗算器１と、乗算した信号レベルが過大にならないようにするダイナミックレンジＡＧＣ回路２と、バンドパスフィルタ３と、６ｄＢ／ｏｃｔの傾斜の周波数特性を与えるプリエンファシス回路４と、β2を乗算するための第二の乗算器５と、最大周波数偏移を超えないように動作するオーディオＡＧＣ回路６と、クリッピングによる矩形波の発生を抑えたリミッタＡＧＣ回路７と、ロースピードデータ８を重畳するデータ加算回路９と、例えばＦＭ変調器１０として、ＦＭ変調機能（又はＰＭ変調機能）を備えた電圧制御発振器（Voltage  Controlled  Oscillator：VCO）を備えている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
音声信号を含むアナログ信号を入力とするＦＭ変調回路において、前記アナログ信号を所要レベルに増幅するダイナミックレンジ利得回路と、該ダイナミックレンジ利得回路の出力信号のレベルを自動的に所要範囲に保つダイナミックレンジＡＧＣ回路と、所定周波数帯域を通過するバンドパスフィルタと、該バンドパスフィルタ出力信号に所定の周波数特性を付与するプリエンファシス回路と、該プリエンファシス回路の出力信号レベルが所定値を越えないように制御するリミッタＡＧＣ回路と、該リミッタＡＧＣ回路の出力信号によって搬送波信号を等価的にＦＭ変調するＦＭ変調器と、を備えたことを特徴とするＦＭ変調回路。
【請求項２】
前記プリエンファシス回路とリミッタＡＧＣ回路との段間に、前記プリエンファシス回路とリミッタＡＧＣ回路による信号の減衰量を補うためのデビエーションゲイン回路と、その出力信号のレベルを自動的に所要範囲に保つ音声信号ＡＧＣ回路とを挿入したことを特徴とする請求項１記載のＦＭ変調回路。
【請求項３】
前記バンドパスフィルタが、ＩＩＲフィルタであることを特徴とした請求項１又は請求項２記載のＦＭ変調回路。
【請求項４】
前記リミッタＡＧＣ回路の出力信号のサブ・オーディオ周波数帯域にロースピードデータを重畳するデータ加算回路を備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項３いずれか一項記載のＦＭ変調回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＦＭ変調回路、詳細には、変調信号に含まれる雑音を低減した音声信号処理回路を備えたＦＭ変調回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
業務用やレジャー用陸上移動無線通信機（Land Mobile Radio：ＬＭＲ）を含む移動無線通信システムでは、受信電界強度が大きく変動しても、復調音声信号レベルが変動せず安定した通信が可能であるＦＭ変調（Frequency Modulation）方式やＰＭ変調（Phase Modulation）方式が主として採用されている。このことは、デジタル化された移動無線通信システムにおいても同様である。
周知の通りＦＭ変調は、音声情報を搬送波の周波数変化（周波数偏移：Deviation）として変調するもので、隣接するチャネルへの妨害を防止するために、変調した搬送波の最大周波数偏移が、厳しく制限されている。陸上移動無線通信システムでは、ナロー化の過渡期にあたり、チャネル間隔（チャネル・セパレーション）が複数設定されているが、例えば、ワイド方式（Wide）ではチャネル間隔が２５ｋＨｚであり、その最大周波数偏移は５ｋＨｚ。また、ナロー方式（Narrow）では、チャネル間隔が１２．５ｋＨｚであり、その最大周波数偏移は２．５ｋＨｚとなっている。
【０００３】
従来からアナログＦＭ変調用の音声信号処理回路では、このような最大周波数偏移を逸脱しないようにするために、ＡＧＣ回路（Auto Gain Control：自動利得制御）と、リミッタを備えるのが一般的である。ＡＧＣ回路は、最大周波数偏移に該当するレベルの閾値（リファレンス値）が設定されており、閾値と比較して増幅度を増減して信号レベルを一定に保つように機能し、クリッピングにより不自然な音声にならないように応答特性に所要の時定数を持つように設計されている。またリミッタは、ＡＧＣ回路で除去できない突発的な過大信号をクリッピング（飽和）することによって変調器に入力する信号が過大レベルにならないようにしている。
また一方で、３００Ｈｚ以下のサブ・オーディオ（Sub Audio）帯域には、後述するようにロースピードデータ（シグナリング）を重畳して、各種情報を伝達する場合もある。また、３ｋＨｚ以上の周波数帯域は、通常スプラッタフィルタ（ＬＰＦ）でカットされる。
【０００４】
図５は、マイクロホン等から供給される音声等のアナログ信号によって高周波信号（搬送波）をＦＭ変調する場合の、上述したような機能を備えた従来のＦＭ変調回路の一例を示すブロック図である。
図５に示すＦＭ変調回路は、図示を省略したマイクロホン（ＭＩＣ）から供給された音声信号（アナログ信号）の、３００Ｈｚ〜３ｋＨｚの周波数帯域信号を取り出す（通過する）バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４１と、その周波数帯域内において音声信号周波数に対し、例えば６ｄＢ／ｏｃｔの傾斜の周波数特性を与えるプリエンファシス回路（Pre-emphasis：前置強調回路）４２と、プリエンファシス処理を施した信号のレベルが、例えば変調機能を備えた後述の電圧制御発振器（Voltage Controlled Oscillator：ＶＣＯ）において変調する上で適切なレベルになるようにデビエーションゲイン（dev.Gain）β1を乗算するための乗算器４３と、乗算器４３のオーディオ出力信号レベルを所要レベルに保持するオーディオＡＧＣ回路４４と、オーディオＡＧＣ回路４４によって除去不可能な突発的な過大信号レベルをクリッピングし、瞬間的に最大レベルを越えた場合であっても最大周波数偏移（最大デビエーション）を超えないようにするリミッタ回路４５と、リミッタ回路４５の出力信号の３００Ｈｚ以下のサブ・オーディオ帯域（Sub.Audio）においてロースピードデータ４６を重畳するデータ加算回路４７と、例えばＦＭ変調器４８として、ＦＭ変調機能（又はＰＭ変調機能）を備えた電圧制御発振器（Voltage Controlled Oscillator：ＶＣＯ）を備えている。
【０００５】
図６は、上述したＡＧＣ回路４４の機能を説明するための信号波形図である。無線通信システムが、ナロー方式で、最大周波数偏移を２．５ｋＨｚとするとき、ＡＧＣ回路４４の入力前のトーン信号が、図６（ａ）示すように振幅値が５ｋＨｚの周波数偏移（縦軸の数値は周波数偏移に該当するレベルを示す）になる場合を想定している。ＡＧＣ回路４４では、このレベルのままでは大きすぎるので、その閾値を周波数偏移が２ｋＨｚに該当するレベルとし、図６（ｂ）に示すように、振幅のピークレベルにおける周波数偏移が２ｋＨｚになるように自動制御した様子を示している。なお、この例で、最大周波数偏移を２ｋＨｚに設定したのは、３００Ｈｚ以下の周波数帯域（サブ・オーディオ帯域）を利用したロースピードデータの重畳を考慮した結果であり、必ずしもこの例に限る必要はなく、音声信号のみの場合はそれ以上の最大周波偏移に設定することが多い。
【０００６】
また、図７は、上述したリミッタ回路の機能を説明するための信号波形図である。即ち、図７（ａ）の円で囲った信号のピーク部分７−１乃至７−３は夫々、突発的にＡＧＣ回路の閾値である±２ｋＨｚを越えている。このように突発的なピークレベル信号をＡＧＣ回路４４が排除できないのは、上述したように、オーディオ信号（音声信号）の振幅値を制御する際に、音声が不自然にならないようにＡＧＣ応答特性に若干の遅延時間を持たせていることも一因である。そこで、その後段のリミッタ回路４５は、図７（ｂ）に示すように、突発的なパルス状ピーク信号をクリッピング（リミット）して、変調後の搬送波信号周波数が最大周波数偏移２ｋＨｚを逸脱しないように制御している。このとき、クリッピングした信号波形は、その部分が矩形波になっている。
【０００７】
なお、上述したようなＦＭ変調回路に関して、例えば特許文献１には、マイクロホンからの音声信号と、他の装置等から供給されるデータ信号の両者に対応するＦＭ無線通信機が、特許文献２や特許文献３には、ＰＬＬループを構成するＶＣＸＯ、ＶＣＯを変調器とするＦＭ変調回路が開示されているので参照することができる。
また、ＦＭ変調回路において使用されるリミッタ回路４５は、通常、最大周波数偏移が最大値を越えることを防止するために使用するので、瞬間デビエーション制御回路（Instantaneous Deviation Control：ＩＤＣ）と呼ばれることがあり、例えば、図８に示すような回路、又は、それと等価な回路が使用される。図８に示す回路は、入力端と出力端に設けた直流阻止用コンデンサＣ１１、Ｃ１２の間に、ダイオードＤ１１とＤ１２とを向かい合わせに直列に接続するとともに、ダイオードの接続点とアース間に抵抗Ｒ１１を接続し、電源ライン（＋Ｂ）から抵抗Ｒ１２、Ｒ１３を介して二つのダイオードＤ１１、Ｄ１２に順方向に電流を流すように構成したものである。この回路は、ダイオードＤ１１、Ｄ１２に順方向に電流を流すことによって、ダイオードの順方向のダイオード電圧（ダイオードの順方向の等価的な電気的抵抗値）を設定することによって、ダイオード電圧以上の信号波形をクリップするものである。この回路の応答は非常に早く、本発明において使用するＡＧＣ回路のような処理遅延時間は有しない。
【特許文献１】特開平８−２１３９３０号公報
【特許文献２】特開２００４−３４１０４６公報
【特許文献３】特開平１０−６５４５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、前述した従来のＦＭ変調回路では、いくつかの問題点を備えたものであった。
即ち、音声信号の３００Ｈｚ乃至３ｋＨｚの帯域周波数信号をフィルタリングする際に使用するフィルタとして、デジタル処理に適した、例えばＩＩＲフィルタを使用する場合、フィルタ出力の信号対雑音比（Signal Noise Ratio：Ｓ／Ｎ）が劣ったものとなり、フィルタの設計によっては高調波ノイズを完全に除去できない場合があったので、混入又は発生するノイズにより伝達する信号そのもののＳ／Ｎが悪化する場合があった。特に、３００Ｈｚ以下の周波数帯域（Sub-Audio帯域）においてロースピードデータを重畳する場合は、３００Ｈｚ以下の信号除去能力を高くする必要から、ＩＩＲフィルタの次数を高くして減衰特性を急峻にすると、更にＳ／Ｎ特性の悪化が大きくなることから、上記の問題が顕著であった。
【０００９】
また、他の問題点として、音声信号処理回路の終段にリミッタ回路を配置すると、過大信号波形のピーク部分をクリッピングするので高調波を多く含んだ矩形波形となり、その高調波成分がそのまま変調器のＶＣＯ等に供給されるので、最大周波数偏移を逸脱した搬送波信号が送信される虞があった。
本発明は、このような従来のＦＭ変調回路に関する問題点を解決するためになされたものであって、構成や処理が簡単なＩＩＲフィルタを使用した場合であっても、Ｓ／Ｎを良好に保ち、また、リッミタ（クリッピング）の影響による最大周波数偏移の許容範囲逸脱を防止することが可能なＦＭ変調回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明はかかる課題を解決するために、請求項１記載のＦＭ変調回路では、音声信号を含むアナログ信号を入力とするＦＭ変調回路において、入力されたアナログ信号を所要レベルに増幅するダイナミックレンジ利得回路と、該ダイナミックレンジ利得回路の出力信号のレベルを自動的に所要範囲に保つダイナミックレンジＡＧＣ回路と、所定周波数帯域を通過するバンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタ出力信号に所定の周波数特性を付与するプリエンファシス回路と、更にそのプリエンファシス回路の出力信号レベルが所定値を越えないように制御するリミッタＡＧＣ回路と、このリミッタＡＧＣ回路の出力信号によって搬送波信号を等価的にＦＭ変調するＦＭ変調器と、を備えたことを特徴とする。
請求項２記載の発明は、請求項１記載のＦＭ変調回路において、上記プリエンファシス回路とリミッタＡＧＣ回路との段間に、これらプリエンファシス回路とリミッタＡＧＣ回路による信号の減衰量を補うためのデビエーションゲイン回路と、その出力信号のレベルを自動的に所要範囲に保つ音声信号ＡＧＣ回路とを挿入したことを特徴とする。
【００１１】
請求項３記載の発明は、請求項１又は請求項２記載のＦＭ変調回路において、そのバンドパスフィルタが、ＩＩＲフィルタであることを特徴としている。
請求項４記載の発明は、請求項１乃至請求項３いずれか一項記載のＦＭ変調回路において、そのリミッタＡＧＣ回路の出力信号のサブ・オーディオ周波数帯域にロースピードデータを重畳するデータ加算回路を備えたことを特徴としている。
【発明の効果】
【００１２】
本発明は上述したように構成するので、夫々以下のような効果が得られる。即ち、請求項１記載のＦＭ変調回路では、上記バンドパスフィルタとプリエンファシス回路の前段に、入力されたアナログ信号を所要レベルに増幅するダイナミックレンジ利得回路と、その出力信号のレベルを自動的に所要範囲に保つダイナミックレンジＡＧＣ回路とを備えるとともに、上記プリエンファシス回路の後段に、その出力信号レベルが所定値を越えないように制御するリミッタＡＧＣ回路と、ＦＭ変調器と、を備えたものである。従って、上述したようにノイズ混入が大きいＩＩＲフィルタ等のバンドパスフィルタを通過する前に、マイクロホンから供給される微小信号を所要レベルに増幅するので、フィルタにおいて発生するノイズレベルに対する音声信号レベルが大きくなり、Ｓ／Ｎの劣化を防止することが可能である。なお、ダイナミックレンジ利得回路のゲインαとして、後段のバンドパスフィルタ３とプリエンファシス回路４による音声信号の減衰（ロス）量を加味した倍率（増幅度）にしておけば、後段の変調器に入力する信号レベルを適切な値にすることができる。
請求項２記載の発明は、請求項１記載のＦＭ変調回路において、上記プリエンファシス回路とリミッタＡＧＣ回路との段間に、これらプリエンファシス回路とリミッタＡＧＣ回路による信号の減衰量を補うためのデビエーションゲイン回路と、その出力信号のレベルを自動的に所要範囲に保つ音声信号ＡＧＣ回路とを挿入したので、段間のプリエンファシス回路とリミッタＡＧＣ回路による信号の減衰量を補ってＳ／Ｎの悪化を軽減し、安定した変調信号を変調器に供給することが可能である。
【００１３】
請求項３記載の発明は、請求項１又は請求項２記載のＦＭ変調回路において、そのバンドパスフィルタが、ＩＩＲフィルタであるので、簡単な構成で急峻な減衰特性を得ることが可能である。
請求項４記載の発明は、請求項１乃至請求項３いずれか一項記載のＦＭ変調回路において、そのリミッタＡＧＣ回路の出力信号のサブ・オーディオ周波数帯域にロースピードデータを重畳するデータ加算回路を備えたので、音声信号のみならず、無線機の制御データやその他のデータを同時に送信することが可能である。特に、ロースピードデータを重畳する機能を備えた無線通信機においては、サブ・オーディオ帯域である３００Ｈｚ以下の周波数帯域への音声信号漏洩レベルを減少させるために急峻な減衰特性をもったバンドバスフィルタが不可欠であり、必然的に発生するバンドパスフィルタによるＳ／Ｎ劣化を防止することができる本発明の効果が著しいものとなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明を図示した実施態様例を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
図１は本発明に係るＦＭ変調回路の一実施例を示すもので、上記図５に示したものと同様に、マイクロホン等から供給される音声等のアナログ信号によって高周波信号（搬送波）をＦＭ変調する場合のＦＭ変調回路に関するものである。この例は、高次数のＩＩＲフィルタの前段に、音声信号のダイナミックレンジを十分に確保するために信号レベルを大きくする回路（ダイナミックレンジ  ゲイン回路、又はダイナミックレンジ利得回路とも記す）を備えることによって、ＩＩＲフィルタによる送信Ｓ／Ｎ特性の劣化を補うことを一つの特徴とし、また、リミッタ処理に代えて、時定数が小さくアタックの早い（処理応答が早い）ＡＧＣ回路（ダイナミックレンジＡＧＣ回路）を備えることにより、突発的に大きな信号のピーク部分をクリッピングして矩形波にすることなく、従って、高調波歪み信号の発生が少なく、最大周波数偏移を許容範囲に保ち得るように構成したものである。
【００１５】
即ち、図１に示すＦＭ変調回路は、図示を省略したマイクロホン（ＭＩＣ）から供給された音声信号（アナログ信号）に、所要の計数α（ダイナミックレンジ  ゲイン：dy.Gain）を乗じて、後段の変調器において最大周波数偏移を得るに十分なレベルとなるように信号レベルを大きくする第一の乗算器１と、乗算した信号レベルが過大にならないように、しかもクリッピング波形を含まないように所要の時定数をもち、適切な遅延時間をもったダイナミックレンジＡＧＣ回路２と、３００Ｈｚ〜３ｋＨｚの周波数帯域信号を取り出す（通過する）バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３と、その周波数帯域内において音声信号周波数に対し、例えば６ｄＢ／ｏｃｔの傾斜の周波数特性を与えるプリエンファシス回路（Pre-emphasis：前置強調回路）４と、プリエンファシス処理を施した信号のレベルが、後段の例えば、変調機能を備えた電圧制御発振器（Voltage Controlled Oscillator：ＶＣＯ）において搬送波信号を変調する上で適切なレベルになるようにデビエーションゲイン（dev.Gain）β2を乗算するための第二の乗算器（デビエーションゲイン回路）５と、この乗算器５のオーディオ出力信号レベルが瞬間的に最大レベルを越えた場合であっても、最大周波数偏移（最大デビエーション）を超えないように動作するオーディオＡＧＣ回路（音声信号ＡＧＣ回路とも記す）６と、オーディオＡＧＣ回路６によって除去し得なかった瞬間的な最大レベル信号成分を除去するが、クリッピングによる矩形波の発生を抑えたリミッタＡＧＣ回路７と、リミッタＡＧＣ回路７の出力信号の３００Ｈｚ以下のサブ・オーディオ帯域（Sub.Audio）においてロースピードデータ８を重畳するデータ加算回路９と、例えばＦＭ変調器１０として、ＦＭ変調機能（又はＰＭ変調機能）を備えた電圧制御発振器（Voltage Controlled Oscillator：ＶＣＯ）を備えている。
【００１６】
この実施例の回路構成における第一の特徴は、マイクロホンからの微弱な音声信号を、第一の乗算器１において所要倍率の計数α（ダイナミックレンジ  ゲイン：dy.Gain）を乗じ、更に、ダイナミックレンジＡＧＣ回路２によって、クリッピング波形を発生することなく過大な信号レベルを除去した上で、バンドパスフィルタ３に供給するように構成した点である。
即ち、マイクロホンの信号レベルは、有効信号レベルに対して微小なレベルであり、また、プリエンファシス回路４は３ｋＨｚを０ｄＢとして１ｋＨｚでは約−１０ｄＢ、３００Ｈｚを約−２０ｄＢといった特性（６ｄＢ／ｏｃｔ）となるように信号を制御するものであり、ある程度のロス（損失）を伴うので、マイクロホン信号を変調器において所要の周波数偏移（デビエーション）を得るように、必要なレベルに大幅に増幅する必要がある。そこで、Ｓ／Ｎに影響を与えるバンドパスフィルタ３の入力前段において信号レベルを大きくしておき、バンドパスフィルタ３以降で信号レベルを上昇する必要がないようにしている。ここでダイナミックレンジ  ゲイン（α）は、有効信号レベルの最大値が最大周波数偏移を与える上で必要なマイクロホン信号レベルにするための倍率（計数）である。
【００１７】
なお、Ｎをバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３に関係して発生するノイズ、Ｓ2を従来回路（図５）におけるプリエンファシス回路４２の出力端における信号レベル、Ｓ3を図１に示す本発明におけるプリエンファシス回路４の出力信号レベル、としたとき、（Ｓ3／Ｎ）＞（Ｓ2／Ｎ）であるようにするには、
Ｓ3＝Ｓ2＊α  とすれば、α＝Ｓ3／Ｓ2＞１  である。
この場合、図５に示した従来の回路におけるマイクロホン信号レベルの処理に比べて図１の本発明におけるマイクロホン信号レベルのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３に入力する前の信号レベルが大きいので、その最大値でリミットされ、矩形波になる可能性が高くなる。そこで本発明のように、図１のダイナミックレンジＡＧＣ２を備えることにより、短形波が発生しないようにしている。
【００１８】
即ち、図１のバンドパスフィルタ３でフィルタリングし、プリエンファシス回路４で周波数特性を整形した後、第二の乗算器５において乗算するデビエーションゲイン（ｄｅｖ．Ｇａｉｎ：β2）を設定する。この例では、マイクロホン出力信号は、第一の乗算器（ダイナミックレンジ  ゲイン設定部）５においてレベルを上昇しているため、図５の（従来のＦＭ変調回路）デビエーションゲイン（β1）よりも、大きく設定する事はない（β2＜β1）。
なお、図１に示す例では、従来と同様に瞬間的な応答がないように時定数を持つオーディオＡＧＣ回路（音声信号ＡＧＣ回路）６を使用する。その後、変調器（ＶＣＯ）１０への出力が、最大デビエーションを超えることなく、同時に、波形のクリッピングによる高調波発生を防止するために、アタックを瞬時に行う比較的時定数が小さい（遅延時間が小さい）リミッタＡＧＣ回路７を使用する。
【００１９】
図２は、本発明の作用効果を説明するための信号波形図であり、図２（ａ）は上記図７（ａ）と同じ信号を入力した場合、円で囲った信号のピーク部分２−１乃至２−３の突発的にＡＧＣ回路の閾値である±２ｋＨｚを越えた信号波形部分は、本発明では、図２（ｂ）に示すように、夫々の信号のピーク部分がクリッピングされることなく、従って矩形波となることなく、２ｋＨｚのレベル以下になっている。このような本発明の効果は、マイクロホンの微弱な信号をある程度増幅して、バンドパスフィルタ３とプリエンファシス回路４に供給したこと、更に、従来のようなリミッタ回路４５を使用せずリミッタＡＧＣ回路７を使用したことが主たる理由である。
【００２０】
図３は、本発明の基本的な考え方を説明するための信号レベルダイヤグラムである。図３（ａ）は、図５に示した従来のＦＭ変調回路のブロックに対応した信号のレベルダイヤグラム、図３（ｂ）は図１に示した本発明の実施例における信号レベルダイヤグラムの例を示したものである。両者を比較すると明らかなように、従来回路では、微弱なマイク信号がバンドパス（ＢＰＦ）４１と、プリエンファシス回路４２において更にレベルが減衰し、デビエーションゲイン乗算器４３において一挙に必要なレベル増幅を行っている。従って、乗算器４３における増幅度として大きなゲインが必要であり、その前段で突発的なノイズが混入すると、一緒に増幅されて過大レベルになる可能性が高くなる。
【００２１】
一方、本発明では、図３（ｂ）に示すように、ダイナミックレンジ  ゲイン用の第一の乗算器１において、マイク信号を所要レベルまで上昇し、ダイナミックレンジＡＧＣ回路２を経て、バンドパスフィルタ３と、プリエンファシス回路３を通過させている。更に、プリエンファシス４の出力を、デビエーションゲイン用乗算器５において、若干のゲインを与えている。従って、少なくとも、バンドパス（ＢＰＦ）３と、プリエンファシス回路４において発生するノイズが、過大信号に増幅される虞は少なくなることが理解できるであろう。
なお、図３に示すレベルダイヤグラムは一例であって、設計によっては、プリエンファシス回路のロスが無いものや、ＡＧＣ回路においても自動制御の兼ね合いで若干のロスやゲインを有するものも有り得る。
【００２２】
また、このような要求を満たすＡＧＣ回路としては、既によく知られているが、例えば、図４に示すような回路を使用することができる。この回路において、利得可変増幅器１１の出力信号の一部を分岐し、それを整流器１２によって直流信号に変換するとともに、比較器１３において基準電圧信号Ｖｒｅｆと比較し、両者の信号レベル差に応じた信号を比較器１３から出力する。この信号は、抵抗ＲとコンデンサＣの時定数回路を介して、上記の利得可変増幅器１１の利得制御端子に供給される。このようなフィードバック制御によって、基準電圧信号Ｖｒｅｆに対応した信号レベルにおいて一定になるように自動制御されるものである。この回路の応答特性は、主として上記抵抗ＲとコンデンサＣの値で決定され時定数に依存するので、本発明において必要な応答時間（応答の遅延時間：アタック時間）を得るには、これらの値を適宜設定すればよい。本発明に利用可能なＡＧＣ回路としては、この例に限ることなく、既存の回路やマイクロホン用増幅回路として市販されている集積回路を使用することができる。なお、この回路において使用する整流回路にはダイオードを使用することがあるが、これは音声信号のレベルを直流化（整流）するもので、直接音声信号をクリップするものではないので、歪みは発生しない。
【００２３】
本発明は、以上説明した例に限定する必要はなく、種々変形が可能である。例えば図１の構成において、第二の乗算器５（デビエーション  ゲイン）と、オーディオＡＧＣ回路６を除去したものでもよい。このとき、第一の乗算器１にけるダイナミックレンジ  ゲインαとして、後段のバンドパスフィルタ３とプリエンファシス回路４による音声信号の減衰（ロス）量を加味した倍率（増幅度）にしておけば、後段の変調器に入力する信号レベルを適切な値にすることができる。
即ち、本発明は、ＦＭ変調回路として不可欠なバンドパスフィルタとプリエンファシス回路の前段に、入力されたマイクロホンからの信号を所要レベルに増幅するダイナミックレンジ利得回路と、その出力信号のレベルを自動的に所要範囲に保つダイナミックレンジＡＧＣ回路と、上記プリエンファシス回路の後段に、その出力信号レベルが所定値を越えないように制御するリミッタＡＧＣ回路とを備えることによって、従来の欠点であったノイズ混入が大きいＩＩＲフィルタ等のバンドパスフィルタによる、変調信号のＳ／Ｎ劣化を防止したものである。この構成によって、Ｓ／Ｎ劣化を伴うことなく、回路構成が簡単で、あるいはデジタル処理量が少ないＩＩＲフィルタ等のバンドパスフィルタの使用を可能としたものである。勿論、図１に示したように、第二の乗算器５と、その後段のオーディオＡＧＣ回路６を備えれば、更に、Ｓ／Ｎの向上をもたらすことが出来る。なお、ＩＩＲフィルタ（Infinite Impulse Response：無限インパルス応答フィルタ）は、少ないタップ（回路構成や処理ステップ）で急峻なカットオフ特性が得られるので、移動無線通信システムの無線機に採用されている。
【００２４】
また、本発明において使用するバンドパスフィルタ３は、ＩＩＲフィルタに限らず、どのようなものでも使用可能であることは云うまでもない。更に、ＡＧＣ回路としても、図４に例示するものの他、自動的にレベルを一定に保持する機能を有する回路であれば使用可能である。例えば、簡単なフードパック機能を持った増幅回路でも、同様に機能するものであれば使用可能であろうし、本発明において使用するＦＭ変調器としても、特許文献２、３に開示されたもの他、既存の回路が広く利用可能である。ＦＭ変調器としては、本発明の実施例において説明したように、音声信号の周波数にプリエンファシス特性を与えて位相変調することによって、等価的に周波数変調（ＦＭ変調）するものの他、プリエンファシス回路を有せず、直接発振周波数を変化させるＦＭ変調方式の回路においても本発明は使用可能である。
また、各ブロックの機能を全て、あるいは一部を、ＣＰＵやＤＳＰ等を用いたデジタル回路として実現しても良いことは云うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明のＦＭ変調回路の一実施態様例を示すブロック図。
【図２】本発明の実施態様例の動作を説明するための信号波形図であり、（ａ）はオーディオＡＤＣ回路の出力信号波形図、（ｂ）はリミッタＡＧＣ回路の出力信号波形図。
【図３】ＦＭ変調回路の信号レベルダイヤグラムであり、（ａ）は図５の従来の、（ｂ）は図１の本発明の実施例における信号レベルダイヤグラム。
【図４】本発明において使用するＡＧＣ回路の一例を示す回路図。
【図５】従来のＦＭ変調回路の一実施態様例を示すブロック図。
【図６】ＡＧＣ回路の機能を説明するための信号波形図で、（ａ）は振幅値が５ｋＨｚの周波数偏移、（ｂ）は、ＡＧＣ回路で周波数偏移が２ｋＨｚに自動制御した波形。
【図７】従来のＦＭ変調回路動作を説明するための信号波形図であり、（ａ）はリミッタ入力信号の波形図、（ｂ）はリミッタ出力信号の波形図。
【図８】リミッタ回路（ＩＤＣ回路）の一例を示す回路図。
【符号の説明】
【００２６】
１  乗算器（ダイナミックレンジ  ゲイン乗算器）、２  ダイナミックレンジＡＧＣ回路、３  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、４  プリエンファシス回路（Pre-emphasis：前置強調回路）、５  第二の乗算器（デビエーションゲイン：dev.Gainβ2乗算器）、６  オーディオＡＧＣ回路、７  リミッタＡＧＣ回路、８  ロースピードデータ、９  データ加算回路、１０  ＦＭ変調器（ＦＭ変調機能付きＶＣＯ）、１１  利得可変増幅器、１２  整流器、１３  比較器、Ｒ１  抵抗器、Ｃ１  コンデンサ
【図１】
2009141711.tif 000003
【図２】
2009141711.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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