(57)【要約】【課題】コスタスループを用いて光DQPSK信号の位相制御を行う、より安価、小型、低消費電力である光DQPSK受信器及びその位相制御方法を提供すること。【解決手段】I相信号復調のための光干渉計２７とQ相信号復調のための光干渉計２８の出力に光検出器３１、３２が配置される。光検出器３１、３２の電気信号出力の一部が取り出されリミッティングアンプ３３、３４とローパスフィルタ（LPF）３５、３６に接続される。リミッティングアンプ３３、３４の出力にはLPF３７、３８が接続される。LPF３５の出力とLPF３８の出力が乗算器３９に入力され、LPF３６の出力とLPF３７の出力が乗算器４０に入力される。乗算器３９、４０の出力が平均化回路４１、４２を通って演算回路４３、４４に入力され、片側の経路においては反転処理４５が施され、位相調整器を制御する駆動回路４６、４７の入力に接続され、駆動回路４６、４７はそれぞれ位相調整器２９、３０をフィードバック制御する。【選択図】図３
2009171363.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光DQPSK信号のI相およびQ相を復調するための位相調整機構を有する第１及び第２の光干渉計と、
前記第１の光干渉計から出力された光信号を電気信号に変換する第１の光検出器と、
前記第２の光干渉計から出力された光信号を電気信号に変換する第２の光検出器と、
前記第１の光検出器の出力から分岐された信号を入力された第１のリミッティングアンプと、
前記第２の光検出器の出力から分岐された信号を入力された第２のリミッティングアンプと、
前記第１の光検出器の出力から分岐された信号と前記第２のリミッティングアンプの出力とを乗算する第１の乗算器と、
前記第２の光検出器の出力から分岐された信号と前記第１のリミッティングアンプの出力とを乗算する第２の乗算器と、
前記第１の乗算器の出力がゼロになるように、前記第１の光干渉計の位相調整機構の駆動回路を制御する第１の演算回路と、
前記第２の乗算器の出力がゼロになるように、前記第２の光干渉計の位相調整機構の駆動回路を制御する第２の演算回路と
を備えたことを特徴とする光DQPSK受信器。
【請求項２】
前記第１及び第２リミッティングアンプの飽和出力振幅と前記第１及び第２の光検出器の出力振幅との比は、√２／２以下であることを特徴とする請求項１に記載の光DQPSK受信器。
【請求項３】
前記第１及び第２のリミッティングアンプに替えて、第１及び第２の電子分散補償（EDC）回路とすることを特徴とする請求項１又は２に記載の光DQPSK受信器。
【請求項４】
前記第１及び第２の乗算器に入力される信号をそれぞれフィルタリングするローパスフィルタを備えたことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の光DQPSK受信器。
【請求項５】
前記第１及び第２の光検出器は、それぞれ２つのフォトダイオードを有することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の光DQPSK受信器。
【請求項６】
前記第１及び第２の演算回路のいずれか一方は、反転回路を含むことを特徴とする請求項1乃至５のいずれかに記載の光DQPSK受信器。
【請求項７】
２つの光干渉計を用いて光DQPSK信号からI相信号及びQ相信号を復調するための位相調整ステップと、
光DQPSK信号から復調されたI相信号及びQ相信号をそれぞれ電気信号に変換する光検出ステップと、
電気信号に変換されたI相信号の振幅を所定の範囲に制限した第１の参照信号及び電気信号に変換されたQ相信号の振幅を所定の範囲に制限した第２の参照信号を生成する参照信号生成ステップと、
電気信号に変換されたI相信号と前記第２の参照信号とを乗算して第１の位相誤差信号を生成し、電気信号に変換されたQ相信号と前記第１の参照信号とを乗算して第２の位相誤差信号を生成する位相誤差検出ステップと、
前記第１及び第２の位相誤差信号のいずれかを反転させる反転ステップと
を有し、前記位相調整ステップは、前記第１の位相誤差量に基づいてI相信号の位相調整を行い、前記第２の位相誤差量に基づいてQ相信号の位相調整を行うことを特徴とする光DQPSK受信器の位相制御方法。
【請求項８】
前記参照信号生成ステップは、前記第１及び第２の参照信号の飽和出力振幅と電気信号に変換されたI相信号及びQ相信号の出力振幅との比を√２／２以下にすることを特徴とする請求項７に記載の光DQPSK受信器の位相制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光DQPSK受信器及びその位相制御方法に関し、より詳細には、コスタスループによる位相制御を行う光DQPSK受信器及びその位相制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
情報通信網はこれまでの電話回線網から脱却し、インターネット網における利便性や経済性と電話網における信頼性や安定性という両者の良い面を併せ持つ光によるフルIPのネットワーク（NGN：Next Generation Network）に向かっている。NGNにおける情報通信技術を語るとき情報のディジタル化やネットワークのIP化、ユビキタス化、ブロードバンド化が鍵となる。光通信のブロードバンド化は波長多重により飛躍的に進展してきたが、最近では時間軸上に情報を多重する時分割多重のビットレート向上が著しい。これまでの波長多重通信ではNRZ（Nonreturn-To-Zero）またはRZ（Retusn-To-Zero）フォーマットを用いた２値振幅シフトキーイング（OOF：On-Off Keying）が主流であった。
【０００３】
近年、デュオバイナリ方式、CSRZ（Carrier-Suppressed Return-To Zero）、光DPSK（Differential Phase Shift Keying）などの変復調技術が光通信に適応され始めている。特に、光DPSKをRZで強度変調を施すRZ-DPSKは、従来のOOFに比べ伝送用光ファイバ内で発生する非線形光学効果による信号品質劣化に対する劣化耐力に優れ、差動受信によりS/N改善効果も得られる変復調技術である。
【０００４】
さらに最近、ビットレート向上に有利なDQPSK（Differential Quadrature Phase Shift Keying）変復調フォーマットが検討され始め、将来の光通信における有力候補と目されている。これはDPSK符号が０または１のディジタル電気信号を０またはπの光の位相変化に割り当てる二値符号であるのに対し、DQPSK符号が４つの位相変化（０、π／２、π、３π／２）にディジタル電気信号の（０、０）、（０、１）、（１、０）、（１、１）を割り当てる４値符号であるというものである。従って、同じシンボルレートを用いた場合、DQPSKはDPSKに比べ２倍の情報量を割り当てることができスペクトル効率が２倍となることから、電気デバイスの速度に対する要求、光ファイバの分散の調整、偏波モード分散が緩和される。
【０００５】
典型的な光DQPSK受信器（非特許文献１）では、I相およびQ相の信号を復調するための２個のマッハツェンダ干渉計から構成される。各マッハツェンダ干渉計は伝送システムにおけるシンボル時間に相当する光遅延要素τを有し、また、干渉計のアームで設けられる光信号に対する位相差がI相では+π／４、Q相では−π／４に設定される。各干渉計の２つの光出力ポートは光信号を電気信号に変換するフォトダイオードを２個備える光検出器に接続される。
【０００６】
ここで、光DQPSK受信器において、干渉計のアーム間の位相差は正確に+π／４、−π／４に設定されることが重要である。干渉計における位相誤差は信号品質Q値を著しく劣化させる。そこで、正確な位相差を得るために、通常、フィードバックにより位相が制御される。
【０００７】
DQPSK信号の復調における位相制御は無線通信システムにおいて数々の検討がなされている。無線通信システムにおける代表的な位相制御法としてコスタスループが挙げられる（非特許文献２）。図１にコスタスループの基本的な構成を示す。I相の位相を制御する場合、I相の主信号の出力の一部を取り出し（A）、I相と直交の関係にあるQ相の信号成分（B）と乗算することによって信号の位相関係の相関をとる。乗算する相手となるQ相の信号成分（B）はいわば参照信号として使われるものであり、この場合発信器の出力位相を９０°ずらして主信号と掛け合わせることでこの参照信号を得ている。相関の結果（C）はI相に含まれるQ相成分の大きさと位相方向（位相が進んでいるか遅れているか）の情報を含んでおり、理想的に位相が補償されI相信号中に余分なQ相成分がなくなった場合、相関の結果（C）はゼロとなる。制御ループは相関結果がゼロになるよう相関結果を制御対象（この場合は発信器）の位相（すなわち周波数）にフィードバック制御することになる。
【０００８】
同様なコスタスループが光DQPSKにおいて報告されている（非特許文献２）。図２（非特許文献３）にその構成を示す。本構成はI相主信号（またはQ相主信号）の一部を取り出し（ｓAまたはｓB）、直交する参照信号（ｄAまたはｄB）と掛け合わせ（乗算器１および乗算器２）、その結果を制御対象（この場合は干渉計の位相）にフィードバック制御するものである。原理的にはI相とQ相の相関をとってフィードバックするというコスタスループという点で無線信号の場合と類似の構成と考えられるが、光信号における構成では参照信号を得るために識別回路１６および１７の結果を用いている。これは参照信号の生成に、無線信号ではPLLにより周波数制御を施した発信器が容易に実現できるのに対し、光信号では周波数がTHzと高いためPLLと発信器の組み合わせが現実的な手段ではないことに起因する。
【０００９】
このように、光信号を電気信号に変換し、シンボルレートの領域でコスタスループを行うことにより、dither-peak-detection法で問題となる位相変動によるQ値劣化を本質的に回避することができる。
【００１０】
【非特許文献１】R. A. Griffin and A. C. Carter, “Optical Differential Quadrature Phase-Shift Key (oDQPSK) for High Capacity Optical Transmission”, OFC2002, 2002年, pp367-368,.
【非特許文献２】杉浦彰彦、Bluetooth情報通信の基礎、Interface、2001年8  月、pp60-68.
【非特許文献３】Z. Tao, A. Isomura, T. Hoshida, and J.C. Rasmussen, “Dither-free, Accurate, and Robust Phase Offset Monitor and Control Method for Optical DQPSK Demodulator”, ECOC2007, 2007年, 3-5-2, pp75-76.
【特許文献１】特願2007-221365号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、識別回路を用いて参照信号を生成する従来のコスタスループでは、主信号のシンボルレートに同期するという高速で動作する識別回路が必要となる。識別回路はDフリップフロップを単独または複数組み合わせて構成するものであり光信号の電気的再生手段として通常良く用いられるものではあるが、クロックレートが高速になるほど高価となり、サイズが大きく、かつ、消費電力が大きくなるとう課題があった。
【００１２】
光DQPSKは光DPSKに比べビットレート向上に効果を発揮する変復調方式であることから光DQPSKは高いビットレートで使われることが前提となり、自ずと主信号のシンボルレートが高くなる。従って、光DQPSK復調における位相制御の参照信号生成にシンボルレートと一致する識別回路が必要になることは、価格、サイズ、消費電力から本質的な問題となる。
【００１３】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、コスタスループを用いて光DQPSK信号の位相制御を行う、より安価、小型、低消費電力である光DQPSK受信器及びその位相制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、光DQPSK受信器であって、光DQPSK信号のI相およびQ相を復調するための位相調整機構を有する第１及び第２の光干渉計と、前記第１の光干渉計から出力された光信号を電気信号に変換する第１の光検出器と、前記第２の光干渉計から出力された光信号を電気信号に変換する第２の光検出器と、前記第１の光検出器の出力から分岐された信号を入力された第１のリミッティングアンプと、前記第２の光検出器の出力から分岐された信号を入力された第２のリミッティングアンプと、前記第１の光検出器の出力から分岐された信号と前記第２のリミッティングアンプの出力とを乗算する第１の乗算器と、前記第２の光検出器の出力から分岐された信号と前記第１のリミッティングアンプの出力とを乗算する第２の乗算器と、前記第１の乗算器の出力がゼロになるように、前記第１の光干渉計の位相調整機構の駆動回路を制御する第１の演算回路と、前記第２の乗算器の出力がゼロになるように、前記第２の光干渉計の位相調整機構の駆動回路を制御する第２の演算回路とを備えたことを特徴とする。
【００１５】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の光DQPSK受信器であって、前記第１及び第２リミッティングアンプの飽和出力振幅と前記第１及び第２の光検出器の出力振幅との比は、√２／２以下であることを特徴とする。
【００１６】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の光DQPSK受信器であって、前記第１及び第２のリミッティングアンプに替えて、第１及び第２の電子分散補償（EDC）回路とすることを特徴とする。
【００１７】
請求項４に記載の発明は、請求項１乃至３のいずれかに記載の光DQPSK受信器であって、前記第１及び第２の乗算器に入力される信号をそれぞれフィルタリングするローパスフィルタを備えたことを特徴とする。
【００１８】
請求項５に記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の光DQPSK受信器であって、前記第１及び第２の光検出器は、それぞれ２つのフォトダイオードを有することを特徴とする。
【００１９】
請求項６に記載の発明は、請求項1乃至５のいずれかに記載の光DQPSK受信器であって、前記第１及び第２の演算回路のいずれか一方は、反転回路を含むことを特徴とする。
【００２０】
請求項７に記載の発明は、光DQPSK受信器の位相制御方法であって、光干渉計を用いて光DQPSK信号からI相信号及びQ相信号を復調するための位相調整ステップと、光DQPSK信号から復調されたI相信号及びQ相信号をそれぞれ電気信号に変換する光検出ステップと、電気信号に変換されたI相信号の振幅を所定の範囲に制限した第１の参照信号及び電気信号に変換されたQ相信号の振幅を所定の範囲に制限した第２の参照信号を生成する参照信号生成ステップと、電気信号に変換されたI相信号と前記第２の参照信号とを乗算して第１の位相誤差量を決定し、電気信号に変換されたQ相信号と前記第１の参照信号とを乗算して第２の位相誤差量を決定する位相誤差検出ステップと、前記第１及び第２の位相誤差信号のいずれかを反転させる反転ステップとを有し、前記位相調整ステップは、前記第１の位相誤差量に基づいてI相信号の位相調整を行い、前記第２の位相誤差量に基づいてQ相信号の位相調整を行うことを特徴とする。
【００２１】
請求項８に記載の方法は、請求項７に記載の光DQPSK受信器の位相制御方法であって、前記参照信号生成ステップは、前記第１及び第２の参照信号の飽和出力振幅と電気信号に変換されたI相信号及びQ相信号の出力振幅との比を√２／２以下にすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明により、コスタスループを構成するにあたって参照信号の生成に必要であった高価、大型、高消費電力である識別回路の代わりにリミッティングアンプを利用することで、より安価、小型、低消費電力である光DQPSK受信器を実現できる。さらには、光干渉計の位相がどのような状態にあったとしてもヒステリシスによる無限ループは発生せず、確実に干渉計の位相を最適な値にロックすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
［実施形態１］
図３は、実施形態１の本発明の光DQPSK受信器の位相制御法とその構成を示す図である。I相信号復調のための光干渉計２７とQ相信号復調のための光干渉計２８の出力にフォトダイオード２個から構成される光検出器３１および３２が配置される。光検出器３１および３２の電気信号出力の一部が取り出されリミッティングアンプ３３および３４とローパスフィルタ３５および３６に接続される。リミッティングアンプ３３および３４の出力にはローパスフィルタ３７および３８が接続される。ローパスフィルタ３５の出力とローパスフィルタ３８の出力が乗算器３９に入力される。また、ローパスフィルタ３６の出力とローパスフィルタ３７の出力が乗算器４０に入力される。乗算器３９および４０の出力が平均化回路４１および４２を通って演算回路４３および４４に入力され、片側の経路（この場合Q相）においては反転処理４５が施され、位相調整器を制御する駆動回路４６および４７の入力に接続され、駆動回路４６および４７はそれぞれ光干渉計２７および２８の位相調整器２９および３０をフィードバック制御する。
【００２４】
図４に、本発明のコスタスループにおけるリミッティングアンプの動作を示す。I相およびQ相の信号振幅の光干渉計の位相差依存性を示す。尚、縦軸の振幅は１で規格化してあり、横軸の位相の単位はπである。
【００２５】
主信号出力の振幅（図３のEまたはFにおける信号振幅）は、図４中V(H,H)、V(L,L)、V(H,L)、V(L,H)で示されるカーブを描き、三角関数の位相が０に対してπ／２、π、３π／２ずらした合計４本の曲線として表される。I相およびQ相の光干渉計の位相は＋π／４および−π／４にロックされる状態を理想とする。この場合、すなわち位相が＋π／４および−π／４のとき、I相およびQ相の信号振幅（図３のEまたはFにおける信号振幅）はHigh状態で+√２／２、Low状態で−√２／２となる。
【００２６】
ここで、例えばI相の光干渉計が＋π／４からずれプラスの方向にシフトした場合を考えると、図４の＋π／４から右側の振幅曲線をたどることになり、Highレベルが+√２／２＋αと+√２／２−α、Lowレベルが−√２／２−αと−√２／２+αとなり、Highレベル、Lowレベルとも二つの振幅にスプリットする。これと同様なスプリットする現象は、シフトの方向がマイナスの場合でも発生する。また、同様な信号振幅のスプリットはQ相側（−π／４）での位相ずれによっても観測される。このような信号振幅のスプリットはアイ閉じとなることから信号品質Q値を著しく劣化させる。
【００２７】
ここで、この振幅信号にリミッティングアンプをかけることを考える。主信号のリミッティングアンプ出力の振幅（図３のGまたはHにおける信号振幅）は、図４中V(H,H)_LIM、V(L,L)_LIM、V(H,L)_LIM、V(L,H)_LIMで表される曲線となる。但し、図４ではリミッティングアンプの飽和にかかわる係数を0.5に設定している。つまり、V(H,H)_LIM、V(L,L)_LIM、V(H,L)_LIM、V(L,H)_LIMで表される４本の曲線は、V(H,H)、V(L,L)、V(H,L)、V(L,H)の４本の曲線の0.5以上の値が0.5で飽和する状態を表している。
【００２８】
ここで、主信号出力とリミッティングアンプ出力の乗算した結果を平均化処理した出力（図３中IまたはJにおける信号振幅）を考える。これは図４中Q相信号のI成分４８から参照信号のI成分４９を引いた値となる。すなわち、この場合のモニタ出力は、cosω＞0.5の領域では、
[V(H,L)−V(H,H)]−[V(L,H)−V(H,H)]
=sinω−cosω−０
=√2sin(ω−π／4)
と表せられる。これより干渉計の位相ωがπ／4の時モニタ出力はゼロとなり、π／4より大きい方向にずれるとモニタ出力はプラスの値、π/4より小さい方向にずれるとモニタ出力はマイナスの値を示す。位相がさらにずれ、cosω＜0.5の領域までくると、モニタ出力は、
[V(H,L)−V(H,H)]−[V(L,H)−V(H,H)]
=sinω−cosω−0.5＋cosω
=sinω−0.5
という値を示すことになる。
【００２９】
図５に、モニタ出力（図３中IまたはJにおける信号振幅）の光干渉計の位相差依存性を示す。但し、リミッティングアンプの飽和にかかわる係数を0.3、0.5、0.8について計算した。係数が0.3および0.5の場合にモニタ出力はπ／４でゼロとなり、右上がりの単調増加となる傾向を示す。つまり、係数が0.3および0.5の場合、π／４から位相ずれが発生するとモニタ出力は+または−の有限な値を有することになり、モニタ出力がゼロのとき位相が一意にπ／４に決まる。図３における演算回路４３または４４においてフィードバック制御に必要な処理（たとえば、比例、微分、積分処理）を施して、モニタ結果がゼロになるよう制御ループを組めば位相を+π／４にロックすることができる。
【００３０】
このようにリミッティングアンプの出力を参照信号として主信号出力との相関をとることで、π／４からの位相ずれの大きさおよび方向（位相がπ／４よりマイナスの方向にずれたのか、または、プラスの方向にずれたのか）がわかり、安定なフィードバック制御を実現することができる。
【００３１】
尚、係数が0.8の場合、モニタ出力結果がゼロとなる位相はπ／４ではなく、約0.2π〜0.3πとなっている。これはリミッティングアンプの飽和にかかわる係数を適切に選ばなければπ／４の位相を検出できないことを意味する。すなわち、sinω＜0.8の領域では、モニタ出力は、
[V(H,L)−V(H,H)]−[V(L,H)−V(H,H)]
=sinω−cosω−sinω＋cosω
=0
となり、モニタ出力がゼロのときに位相が一意に決まらない。
【００３２】
図４に再び戻って振り返ると、モニタ結果でπ／４の位相を検出するためにはQ相信号のI成分４８から参照信号のI成分４９を引いた値がπ／４を中心にプラス、マイナスで折り返す関係になっていることが条件となることがわかる。従って、リミッティングアンプの飽和にかかわる係数が√２／２以下である必要があることが判明する。これはすなわち、リミッティングアンプの飽和出力値（絶対値）（図３中のG’またはH’の出力振幅）が一部取り出した主信号出力の振幅値（絶対値）（図３中のE’、F’の出力振幅）の√２／２倍以下になれば良いということである。このようにリミッティングアンプの飽和出力の範囲は、分岐した主信号振幅との簡単な比から求めることができる。実際の回路上での設計、調整は、リミッティングアンプを選別することにより飽和出力を決定するか、分岐比を変えることで主信号出力の振幅値（図３中のE’、F’の出力振幅）を決定するか、もしくは分岐した主信号を線形増幅して主信号出力の振幅を決定すればよい。
【００３３】
乗算器３９、４０、平均化回路４１、４２、演算回路４３、４４は個別のアナログ回路部品で構成しても、一度A/D変換回路によりディジタル信号に変換してFPGAやDSPによるディジタル回路で構成しても本発明で得られる効果は同じである。
【００３４】
反転回路４５は、I相とQ相が直交する関係を保つために配置されており、I相、Q相のどちらの演算結果に対して挿入しても良い。また、反転回路４５はアナログ回路で構成してもディジタル回路で構成しても本発明で得られる効果は同じである。
【００３５】
尚、上述の実施形態１は、光干渉計２７、２８を石英系光導波路とし、位相調整機構２９、３０を導波路上に金属薄膜ヒータを配置し熱光学効果によりヒータで発生する熱量を制御することによって位相を調整する位相調整器とすることはきわめて有効である。さらに、石英系光導波路による干渉計の偏波依存性を解消するため特許文献１に示されるような波長板と旋光子との組み合わせは有効である。また、フォトダイオード２個を有する光検出器３１、３２を差動受信器とすることも有効である。
【００３６】
さらに、光干渉計２７、２８を２つならべて構成しているが、その他の構成、例えば特許文献２に示される光干渉計の構成への適応も可能である。
【００３７】
［実施形態２］
図６に、本発明の実施形態２に係る光DQPSK受信器の構成を示す図である。I相信号復調のための光干渉計５１とQ相信号復調のための光干渉計５２の出力にフォトダイオード２個から構成される光検出器５５および５６が配置される。光検出器５５および５６の電気信号出力の一部が取り出されEDC５７および５８とローパスフィルタ５９および６０に接続される。EDC５７および５８の出力にはローパスフィルタ６１および６２が分岐され接続される。ローパスフィルタ５９の出力とローパスフィルタ６２の出力が乗算器６３に入力される。また、ローパスフィルタ６０の出力とローパスフィルタ６１の出力が乗算器６４に入力される。乗算器６３および６４の出力が平均化回路６５および６６を通って演算回路６７および６８に入力され片側の経路（この場合Q相）において反転処理６９が施され、位相調整器を制御する駆動回路７０および７１の入力に接続され、駆動回路７０および７１はそれぞれ光干渉計５１および５２の位相調整器５３および５４をフィードバック制御する。本構成は実施形態１の構成におけるリミッティングアンプ３３、３４をEDC５７、５８に置き換えた構成となっている。
【００３８】
本発明の動作は実施形態１と同様な原理による。すなわち、EDC５７、５８は一般的に複数のリミッティングアンプと複数のタップおよび複数の遅延回路により構成されることから、EDC５７、５８の出力信号波形はリミッティングアンプ出力と同様にマークレベルを圧縮したような波形となる。従って実施形態１で説明したようにEDC出力の一部を参照信号として取り出し主出力信号成分と乗算することによって誤差信号を生成することが可能となる。ここで、EDC５７、５８のリミッティングアンプの飽和出力値（図３中のG’またはH’の出力振幅）と一部取り出した主信号出力の振幅値（図３中のE’、F’の出力振幅）の比が√２／２以下になるよう回路パラメータを選ぶことで効果が最大限発揮される。
【００３９】
実施形態２で示した構成を用いることによりEDC５７、５８のリミッティング効果を有効に利用できるので、新たにリミッティングアンプを追加する必要がなく、高機能かつ小型な光DQPSK受信器を構成できる。
【００４０】
実施形態１同様、乗算器６３、６４、平均化回路６５、６６、演算回路６７、６８は個別のアナログ回路部品で構成しても、一度A/D変換回路によりディジタル信号に変換してFPGAやDSPによるディジタル回路で構成しても本発明で得られる効果は同じである。また、反転回路６９はI相とQ相が直交する関係を保つために配置されており、I相、Q相のどちらの演算結果に対して挿入しても良い。また、反転回路６９はアナログ回路で構成してもディジタル回路で構成しても本発明で得られる効果は同じである。
【００４１】
さらに、上述の実施形態２は、光干渉計５１、５２を石英系光導波路とし、位相調整機構５３、５４を導波路上に金属薄膜ヒータを配置し熱光学効果によりヒータで発生する熱量を制御することによって位相を調整する位相調整器とすることはきわめて有効である。さらに、石英系光導波路による干渉計の偏波依存性を解消するため特許文献１に示されるような波長板と旋光子との組み合わせは有効である。また、フォトダイオード２個を有する光検出器５５、５６を差動受信器とすることも有効である。
【００４２】
さらに、光干渉計５１、５２を２つならべて構成しているが、その他の構成、例えば特許文献２に示される光干渉計の構成への適応も可能である。
【００４３】
また、実施形態では光DQPSK信号への適用を述べたが、RZ-DQPSK信号への適用も有効である。
【００４４】
本発明の光DQPSK受信器とその位相制御方法は、光通信ネットワークなどに使用される光通信機器に使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】無線通信システムにおけるコスタスループの基本的な構成図である。
【図２】光DQPSKにおけるコスタスループの構成図である。
【図３】実施形態１の光DQPSK受信器の位相制御法とその構成を示す図である。
【図４】本発明のコスタスループにおけるリミッティングアンプの動作を示す図である。
【図５】本発明の位相モニタ出力の光干渉計の位相差依存性を示す図である。
【図６】実施形態２の光DQPSK受信器の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００４６】
１            中間周波数
２、３、６、２０、２１、３９、４０、６３、６４    乗算器
４、５、１４，１５、１８、１９、３５、３６、３７、３８、５９、６０、６１、６２              ローパスフィルタ
７            ループフィルタ
８            発信器
９、２６、５０        光DQPSK信号
１０、２９、５３      I相用復調器の光干渉計位相調整機構
１１、３０、５４      Q相用復調器の光干渉計位相調整機構
１２、１３、３１、３２、５５、５６            光検出器
１６、１７        識別回路
２２、２３、４１、４２、６５、６６            平均化回路
２４、２５、４６、４７、７０、７１            駆動回路
２７、５１        I相信号復調のための光干渉計    
２８、５２        Q相信号復調のための光干渉計
３３、３４        リミッティングアンプ
４３、４４、６７、６８    演算回路
４５、６７        反転回路
４８            Q相信号のI成分
４９            参照信号のI成分
５７、５８        EDC
【図１】
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【図２】
2009171363.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
2009171363.tif 000007
【図６】
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