(57)【要約】【課題】回路規模の増大及び消費電力の増大を抑えつつ無線通信に使用する伝送チャネル上の信号フレームを検出する。【解決手段】Ａ／Ｄ変換部１２０によって受信信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングし、Ａ／Ｄ変換部１２０から順次出力されるサンプリングデータは間引部１３０によって間引かれながらハーフバンド相関フィルタ１４０に入力される。ハーフバンド相関フィルタ１４０は、ショートトレーニングシンボルの時間長に間引部１３０から入力される数のサンプリングデータとショートトレーニングシンボルに対応した参照信号との相互相関演算を行って相関値を算出する。同期判定部１５０はハーフバンド相関フィルタ１４０によって算出された相関値に基づいて信号フレームの検出及びシンボルタイミングの推定を行う。【選択図】図２
2009130914.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信側の装置で信号フレームの先頭に付加される所定の波形パターンの信号が複数繰り返されたトレーニングシンボルに基づいて信号フレームの検出を行う信号検出装置において、
順次、受信信号を信号フレームの復元に必要なサンプリング周波数でサンプリングし、サンプリングにより得られるサンプルポイントのサンプリングデータを出力するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段から順次出力される前記サンプリングデータが入力され、サンプリングデータを間引くための所定の間引条件に従って、順次入力されるサンプリングデータを間引きながら出力する間引手段と、
前記間引手段から順次出力される前記サンプリングデータが入力され、前記所定の波形パターンの信号の時間長に前記間引手段から出力されるサンプリングデータの数に基づいて定められるサンプル数分のサンプリングデータに係る相関値を順次算出する相関手段と、
前記相関手段により算出される相関値に基づいて信号フレームを検出する同期判定手段と、
を備えることを特徴とする信号検出装置。
【請求項２】
前記間引条件は、入力されるサンプリングデータをｎ（ｎは正の整数）個置きに出力することである
ことを特徴とする請求項１記載の信号検出装置。
【請求項３】
前記相関手段は、
前記間引手段から出力される前記サンプリングデータはまず１段目に入力され、入力されるサンプリングデータに対して自身に定められた係数を乗算して乗算値を出力する前記サンプル数に等しい段数の係数乗算手段と、
（ｉ−１）（ｉは２から前記サンプル数までの各値）段目の前記係数乗算手段の入力端とｉ段目の前記係数乗算手段の入力端との間の各々に１個設けられており、（ｉ−１）段目の前記係数乗算手段に入力されるサンプリングデータを前記間引手段から出力されるサンプリングデータの時間間隔に基づく時間遅延させてｉ段目の前記係数乗算手段へ出力する遅延レジスタ手段と、
各前記係数乗算手段から出力される前記サンプル数分の乗算値を加算して前記相関値を算出する加算手段と、
を備えることを特徴とする請求項１記載の信号検出装置。
【請求項４】
前記相関手段は、
奇数段目の各前記係数乗算手段から出力される乗算値の合計と偶数段目の各前記係数乗算手段から出力される乗算値の合計との差分を求めて他の相関値を算出する差分算出手段
を更に備え、
前記同期判定手段は、前記相関値の他に、前記差分算出手段により算出される前記他の相関値に基づいて信号フレームを検出する
ことを特徴とする請求項３記載の信号検出装置。
【請求項５】
前記信号フレームが伝送する伝送チャネルには、
第１種伝送チャネルと、
２つの連続する第１種伝送チャネルの各々の周波数帯域の全てにわたる第２種伝送チャネルと
があり、
前記第１種伝送チャネルを伝送する前記信号フレームは、当該第１種伝送チャネルに対応した前記トレーニングシンボルを有し、
前記第２種伝送チャネルを伝送する前記信号フレームは、当該第２種伝送チャネルに係る２つの前記第１種伝送チャネルの夫々に対応した前記トレーニングシンボルを有する
ことを特徴とする請求項３記載の信号検出装置。
【請求項６】
前記信号フレームが伝送する伝送チャネルには、
第１種伝送チャネルと、
２つの連続する第１種伝送チャネルの各々の周波数帯域の全てにわたる第２種伝送チャネルと
２つの連続する第１種伝送チャネルの各々の周波数帯域の半分にわたる第３種伝送チャネルと
があり、
前記第１種伝送チャネルを伝送する前記信号フレームは、当該第１種伝送チャネルに対応した前記トレーニングシンボルを有し、
前記第２種伝送チャネルを伝送する前記信号フレームは、当該第２種伝送チャネルに係る２つの前記第１種伝送チャネルの夫々に対応した前記トレーニングシンボルを有し、
前記第３種伝送チャネルを伝送する前記信号フレームは、当該第３種伝送チャネルに対応した前記トレーニングシンボルを有する
ことを特徴とする請求項４記載の信号検出装置。
【請求項７】
前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリング周波数は、前記第２種伝送チャネルの周波数帯域幅のｎ（ｎは正の整数）倍であり、
前記間引条件は入力されたサンプリングデータを前記ｎに２を乗算した値から１引いた値置きに出力することである
ことを特徴とする請求項５又は請求項６記載の信号検出装置。
【請求項８】
送信側の装置で信号フレームの先頭に付加される所定の波形パターンの信号が複数繰り返されたトレーニングシンボルに基づいて信号フレームの検出を行う信号検出装置において、
順次、受信信号を信号フレームの復元に必要なサンプリング周波数でサンプリングし、サンプリングにより得られるサンプルポイントのサンプリングデータを出力するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段から出力される前記サンプリングデータはまず１段目に入力され、入力されるサンプリングデータに対して自身に定められた係数を乗算して乗算値を出力する複数段の係数乗算手段と、
（ｉ−１）（ｉは２から前記複数までの各値）段目の前記係数乗算手段の入力端とｉ段目の前記係数乗算手段の入力端との間の各々に対してｎ（ｎは２以上の整数）個設けられており、サンプリングデータが（ｉ−１）段目の前記係数乗算手段に入力される時間より前記Ａ／Ｄ変換手段から出力されるサンプリングデータの時間間隔の前記ｎ倍に基づく時間遅延してｉ段目の前記係数乗算手段に入力されるようにするための直列接続された遅延レジスタ手段と、
各前記係数乗算手段から出力される乗算値を加算して相関値を算出する加算手段と、
前記加算手段により算出される相関値に基づいて信号フレームを検出する同期判定手段と、
を備えることを特徴とする信号検出装置。
【請求項９】
前記加算手段から連続して出力される前記ｎ個の相関値を加算し、加算の結果得られる加算値に基づいて前記相関値を更新する更新手段を更に備えることを特徴とする請求項８記載の信号検出装置。
【請求項１０】
奇数段目の各前記係数乗算手段から出力される乗算値の合計と偶数段目の各前記係数乗算手段から出力される乗算値の合計との差分を求めて他の相関値を算出する差分算出手段を更に備え、
前記同期判定手段は、前記相関値の他に、前記差分算出手段により算出される前記他の相関値に基づいて信号フレームを検出する
ことを特徴とする請求項８記載の信号検出装置。
【請求項１１】
前記加算手段から連続して出力される前記ｎ個の相関値を加算し、加算の結果得られる加算値に基づいて前記相関値を更新する第１更新手段と、
前記差分算出手段から連続して出力される前記ｎ個の他の相関値を加算し、加算の結果得られる加算値に基づいて前記他の相関値を更新する第２更新手段と、
を更に備えることを特徴とする請求項１０記載の信号検出装置。
【請求項１２】
前記信号フレームが伝送する伝送チャネルには、
第１種伝送チャネルと、
２つの連続する第１種伝送チャネルの各々の周波数帯域の全てにわたる第２種伝送チャネルと
があり、
前記第１種伝送チャネルを伝送する前記信号フレームは、当該第１種伝送チャネルに対応した前記トレーニングシンボルを有し、
前記第２種伝送チャネルを伝送する前記信号フレームは、当該第２種伝送チャネルに係る２つの前記第１種伝送チャネルの夫々に対応した前記トレーニングシンボルを有する
ことを特徴とする請求項８記載の信号検出装置。
【請求項１３】
前記信号フレームが伝送する伝送チャネルには、
第１種伝送チャネルと、
２つの連続する第１種伝送チャネルの各々の周波数帯域の全てにわたる第２種伝送チャネルと
２つの連続する第１種伝送チャネルの各々の周波数帯域の半分にわたる第３種伝送チャネルと
があり、
前記第１種伝送チャネルを伝送する前記信号フレームは、当該第１種伝送チャネルに対応した前記トレーニングシンボルを有し、
前記第２種伝送チャネルを伝送する前記信号フレームは、当該第２種伝送チャネルに係る２つの前記第１種伝送チャネルの夫々に対応した前記トレーニングシンボルを有し、
前記第３種伝送チャネルを伝送する前記信号フレームは、当該第３種伝送チャネルに対応した前記トレーニングシンボルを有する
ことを特徴とする請求項１０記載の信号検出装置。
【請求項１４】
前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリング周波数は、前記第２種伝送チャネルの周波数帯域幅のｍ（ｍは正の整数）倍であり、
前記ｎは前記ｍに２を乗算した値である
ことを特徴とする請求項１２又は請求項１３記載の信号検出装置。
【請求項１５】
送信側の装置で信号フレームの先頭に付加される所定の波形パターンの信号が複数繰り返されたトレーニングシンボルに基づいて信号フレームの検出を行う信号検出装置で行われる信号検出方法において、
順次、受信信号を信号フレームの復元に必要なサンプリング周波数でサンプリングするＡ／Ｄ変換ステップと、
前記所定の波形パターンの信号の時間長に基づいて定められる時間内の前記Ａ／Ｄ変換ステップにおけるサンプリングにより得られるサンプリングデータのうちの所定数間隔にあるサンプリングデータに係る相関値を順次算出する相関ステップと、
前記相関ステップにおいて算出される相関値に基づいて信号フレームを検出する同期判定ステップと、
を有することを特徴とする信号検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非同期で到来する信号フレームを検出する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＩＥＥＥ（Institute of Electrical and Electronic Engineers）８０２．１１などの規格において採用されるマルチキャリア変調方式の一つであるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を用いた無線ＬＡＮ（Local Area Network）通信（以下、「ＯＦＤＭ無線ＬＡＮ通信」と言う。）では、送信側の無線通信機器は、図２５又は図２６にフレームフォーマットを示す信号フレームＦ１００，Ｆ２００を送信する。
【０００３】
図２５の信号フレームＦ１００は既存の伝送チャネル（以下、「単一チャネル」と言う。）上の信号フレームである。信号フレームＦ１００の先頭には、受信側の無線通信機器において信号フレームＦ１００の検出及びシンボルタイミングの推定などに用いられるトレーニングシンボルＦ１１０が付加されている。但し、トレーニングシンボルＦ１１０は、所定の波形パターンの信号（以下、「ショートトレーニングシンボル」と言う。）の複数回の繰り返しを含む。なお、信号フレームＦ１００には、データ長並びにデータシンボルＦ１３０の変調多値数及び符号化率などの情報を有する制御情報シンボルＦ１２０及び通信データに係るデータシンボルＦ１３０が含まれている。
【０００４】
図２６の信号フレームＦ２００は、ＯＦＤＭ無線ＬＡＮ通信の更なる高速伝送を目的としてＩＥＥＥ８０２．１１において検討されている規格における単一チャネルの２倍の周波数帯域幅の伝送チャネル（以下、「拡張チャネル」と言う。）上の信号フレームである。なお、以下において、拡張チャネルのうち周波数帯域が高い側の単一チャネルに対応する部分を「Ｕｐｐｅｒチャネル」と言い、周波数帯域が低い側の単一チャネルに対応する部分を「Ｌｏｗｅｒチャネル」と言う。
【０００５】
信号フレームＦ２００の先頭には、Ｕｐｐｅｒチャネル及びＬｏｗｅｒチャネルの夫々に対するトレーニングシンボルＦ１１０と同じ波形パターンのトレーニングシンボルＦ２１０及びトレーニングシンボルＦ２１５が付加されている。
なお、信号フレームＦ２００には、互いに同じ制御情報を持つＵｐｐｅｒチャネル及びＬｏｗｅｒチャネルに対する制御情報シンボルＦ２２０及び制御情報シンボルＦ２２５が含まれている。また、信号フレームＦ２００には、拡張チャネルに対する拡張チャネルのチャネル特性の推定などに用いられるトレーニングシンボルＦ２３０、及び拡張チャネルに対するデータシンボルＦ２４０が含まれている。
【０００６】
図２７に構成を示す信号フレームＦ１００，Ｆ２００を検出する機能を備えた無線通信機器１０００は、アンテナ１０１０により受信信号を受信する。そして、Ａ／Ｄ変換部１０２０はアンテナ１０１０で受信された受信信号を所定のサンプリング周波数で順次サンプリングし、サンプリングにより得られたサンプリングデータを出力する。
相関フィルタ１０３０，１０３５は、一般的なＦＩＲ（Finite Impulse Response）型のフィルタであり、Ａ／Ｄ変換部１０２０から出力される所定数のサンプリングデータと予め定められた参照信号との相互相関演算を行って相関値を算出する。なお、所定数は、ショートトレーニングシンボルの時間長にＡ／Ｄ変換部１０２０から相関フィルタ１０３０，１０３５に入力されるサンプリングデータの数に等しい。
【０００７】
加算回路１０４０は、相関フィルタ１０３０から出力される相関値と相関フィルタ１０３５から出力される相関値とを加算する。減算回路１０４５は相関フィルタ１０３０から出力される相関値から相関フィルタ１０３５から出力される相関値を減算する。除算回路１０５０は、減算回路１０４５から出力される減算値を加算回路１０４０から出力される加算値によって除算する。
【０００８】
時間同期回路１０６０は、加算回路１０４０から出力される加算値に基づいて信号フレームの検出及びシンボルタイミングの推定を行う。受信チャネル判定回路１０７０は、減算回路１０４５から出力される減算値と除算回路１０５０から出力される除算値とに基づいて検出した信号フレームに関する伝送チャネルを判定する（例えば、特許文献１参照。）。
【０００９】
また、信号フレームＦ１００，Ｆ２００を検出する機能を備えた他の無線通信機器として、図２８に示す無線通信機器２０００がある。
Ａ／Ｄ変換部２０２０はアンテナ２０１０で受信された受信信号を所定のサンプリング周波数で順次サンプリングし、サンプリングにより得られたサンプリングデータを出力する。
【００１０】
受信信号保持回路２０３０は、Ａ／Ｄ変換部２０２０から入力される所定数のサンプリングデータを保持し、ＭＦ係数乗算回路２０４０は、受信信号保持回路２０３０に保持されている各サンプリングデータと各ＭＦ係数とを乗算して乗算値を算出する。なお、所定数は、ショートトレーニングシンボルの時間長にＡ／Ｄ変換部２０２０から受信信号保持回路２０３０に入力されるサンプリングデータの数に等しい。
【００１１】
＋方向位相回転演算回路２０５０は、ＭＦ係数乗算回路２０４０から出力される各乗算値に対して所定量プラス方向に位相回転処理を施し、合計回路２０６０は位相回転処理が施された後の各乗算値を加算する。
−方向位相回転演算回路２０５５は、ＭＦ係数乗算回路２０４０から出力される各乗算値に対して所定量マイナス方向に位相回転処理を施し、合計回路２０６５は位相回転処理が施された後の各乗算値を加算する。
【００１２】
タイミング検出識別回路２０７０は、合計回路２０６０から出力される加算値と合計回路２０６５から出力される加算値とに基づいて信号フレームの検出及びシンボルタイミングの推定を行う（例えば、特許文献２参照。）。
【特許文献１】特開２００７−１８４８５１号公報
【特許文献２】特開２００５−０７２８７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、拡張チャネルの周波数帯域を無線通信に用いる無線通信機器１０００は、単一チャネルの周波数帯域を無線通信に用いる場合に比べ、複素信号の標本化定理からＡ／Ｄ変換器１０２０のサンプリング周波数を高く設定する必要がある。また、相関フィルタ１０３０，１０３５が相関値の算出に用いるサンプリングデータの数はショートトレーニングシンボルの時間長にＡ／Ｄ変換器１０２０から相関フィルタ１０３０，１０３５に入力される数に等しい。
【００１４】
このため、相関フィルタ１０３０，１０３５は、単一チャネルの周波数帯域が無線通信に使用される場合に比べて、相関値の算出に多くのサンプリングデータの数を使用することになる。この結果、ＦＩＲ型のフィルタである相関フィルタ１０３０，１０３５の回路規模は大きくなってしまい、さらには、回路規模の増大により消費電力が増大してしまう。
【００１５】
また、同様に、単一チャネルの周波数帯域が無線通信に使用される場合に比べて、受信信号保持回路２０３０は多くのサンプリングデータを保持し、ＭＦ係数乗算回路２０４０は多くのサンプリングデータに対してＭＦ係数を乗算することになる。この結果、相関フィルタの一部に相当する受信信号保持回路２０３０及びＭＦ係数乗算回路２０４０の回路規模は大きくなってしまい、さらには、回路規模の増大により消費電力が増大してしまう。
【００１６】
そこで、本発明は、信号フレームの検出を小さい回路規模で実現することが可能な信号検出装置及び信号検出方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記目的を達成するために本発明の信号検出装置は、送信側の装置で信号フレームの先頭に付加される所定の波形パターンの信号が複数繰り返されたトレーニングシンボルに基づいて信号フレームの検出を行う信号検出装置において、順次、受信信号を信号フレームの復元に必要なサンプリング周波数でサンプリングし、サンプリングにより得られるサンプルポイントのサンプリングデータを出力するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段から順次出力される前記サンプリングデータが入力され、サンプリングデータを間引くための所定の間引条件に従って、順次入力されるサンプリングデータを間引きながら出力する間引手段と、前記間引手段から順次出力される前記サンプリングデータが入力され、前記所定の波形パターンの信号の時間長に前記間引手段から出力されるサンプリングデータの数に基づいて定められるサンプル数分のサンプリングデータに係る相関値を順次算出する相関手段と、前記相関手段により算出される相関値に基づいて信号フレームを検出する同期判定手段と、を備える。
【発明の効果】
【００１８】
上記の信号検出装置によれば、間引手段はＡ／Ｄ変換手段から出力されるサンプリングデータを間引条件に従って間引いて相関手段へ出力する。これにより、相関手段が相関値の算出に用いるサンプリングデータの数が減少するので、信号検出装置を小さい回路規模で実現することができる。
上記の信号検出装置において、前記間引条件は、入力されるサンプリングデータをｎ（ｎは正の整数）個置きに出力することであるとしてもよい。
【００１９】
これによれば、相関手段に入力されたサンプリングデータは、受信信号がＡ／Ｄ変換手段のサンプリング周波数より低いサンプリング周波数でサンプリングされたことと略等価になり、相関手段における相関値の算出処理の負担が軽減する。
上記の信号検出装置において、前記相関手段は、前記間引手段から出力される前記サンプリングデータはまず１段目に入力され、入力されるサンプリングデータに対して自身に定められた係数を乗算して乗算値を出力する前記サンプル数に等しい段数の係数乗算手段と、（ｉ−１）（ｉは２から前記サンプル数までの各値）段目の前記係数乗算手段の入力端とｉ段目の前記係数乗算手段の入力端との間の各々に１個設けられており、（ｉ−１）段目の前記係数乗算手段に入力されるサンプリングデータを前記間引手段から出力されるサンプリングデータの時間間隔に基づく時間遅延させてｉ段目の前記係数乗算手段へ出力する遅延レジスタ手段と、各前記係数乗算手段から出力される前記サンプル数分の乗算値を加算して前記相関値を算出する加算手段と、を備えるようにしてもよい。
【００２０】
これによれば、相関手段は既知のＦＩＲ型のフィルタであることから、相関手段の開発のための負担が小さい。
上記の信号検出装置において、前記相関手段は、奇数段目の各前記係数乗算手段から出力される乗算値の合計と偶数段目の各前記係数乗算手段から出力される乗算値の合計との差分を求めて他の相関値を算出する差分算出手段を更に備え、前記同期判定手段は、前記相関値の他に、前記差分算出手段により算出される前記他の相関値に基づいて信号フレームを検出するようにしてもよい。
【００２１】
これによれば、奇数段目の各係数乗算手段による乗算値の合計と偶数段目の各係数乗算手段による乗算値の合計との差分を信号フレームの検出に用いることにより、各係数乗算手段の乗算値を加算して算出された相関値では検出できない信号フレームも検出できる可能性がある。
本発明の信号検出装置は、送信側の装置で信号フレームの先頭に付加される所定の波形パターンの信号が複数繰り返されたトレーニングシンボルに基づいて信号フレームの検出を行う信号検出装置において、順次、受信信号を信号フレームの復元に必要なサンプリング周波数でサンプリングし、サンプリングにより得られるサンプルポイントのサンプリングデータを出力するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段から出力される前記サンプリングデータはまず１段目に入力され、入力されるサンプリングデータに対して自身に定められた係数を乗算して乗算値を出力する複数段の係数乗算手段と、（ｉ−１）（ｉは２から前記複数までの各値）段目の前記係数乗算手段の入力端とｉ段目の前記係数乗算手段の入力端との間の各々に対してｎ（ｎは２以上の整数）個設けられており、サンプリングデータが（ｉ−１）段目の前記係数乗算手段に入力される時間より前記Ａ／Ｄ変換手段から出力されるサンプリングデータの時間間隔の前記ｎ倍に基づく時間遅延してｉ段目の前記係数乗算手段に入力されるようにするための直列接続された遅延レジスタ手段と、各前記係数乗算手段から出力される乗算値を加算して相関値を算出する加算手段と、前記加算手段により算出される相関値に基づいて信号フレームを検出する同期判定手段と、を備える。
【００２２】
上記の信号検出装置によれば、相関値の算出は（ｎ−１）個置きのサンプリングデータを用いて行われるため、係数乗算手段の個数は所定の波形パターンの信号の時間長にＡ／Ｄ変換手段から出力されるサンプリングデータの数より少ない個数でよい。従って、信号検出装置を小さい回路規模で実現することができる。
上記の信号検出装置において、前記加算手段から連続して出力される前記ｎ個の相関値を加算し、加算の結果得られる加算値に基づいて前記相関値を更新する更新手段を更に備えるようにしてもよい。
【００２３】
これによれば、遅延レジスタ手段、係数乗算手段及び加算手段からなるブロックの回路規模を大きくすることなく、多くのサンプリングデータを用いた信号フレームの検出が行われるので、信号フレームの検出能力が向上する。
上記の信号検出装置において、奇数段目の各前記係数乗算手段から出力される乗算値の合計と偶数段目の各前記係数乗算手段から出力される乗算値の合計との差分を求めて他の相関値を算出する差分算出手段を更に備え、前記同期判定手段は、前記相関値の他に、前記差分算出手段により算出される前記他の相関値に基づいて信号フレームを検出するようにしてもよい。
【００２４】
これによれば、奇数段目の各係数乗算手段による乗算値の合計と偶数段目の各係数乗算手段による乗算値の合計との差分を信号フレームの検出に用いることにより、各係数乗算手段の乗算値を加算して算出された相関値では検出できない信号フレームも検出できる可能性がある。
上記の信号検出装置において、前記加算手段から連続して出力される前記ｎ個の相関値を加算し、加算の結果得られる加算値に基づいて前記相関値を更新する第１更新手段と、前記差分算出手段から連続して出力される前記ｎ個の他の相関値を加算し、加算の結果得られる加算値に基づいて前記他の相関値を更新する第２更新手段と、を更に備えるようにしてもよい。
【００２５】
これによれば、遅延レジスタ手段、係数乗算手段及び加算手段からなるブロック並びに遅延レジスタ手段、係数乗算手段及び差分算出手段からなるブロックの夫々の回路規模を大きくすることなく、多くのサンプリングデータを用いた信号フレームの検出が行われるので、信号フレームの検出能力が向上する。
本発明の信号検出方法は、送信側の装置で信号フレームの先頭に付加される所定の波形パターンの信号が複数繰り返されたトレーニングシンボルに基づいて信号フレームの検出を行う信号検出装置で行われる信号検出方法において、順次、受信信号を信号フレームの復元に必要なサンプリング周波数でサンプリングするＡ／Ｄ変換ステップと、前記所定の波形パターンの信号の時間長に基づいて定められる時間内の前記Ａ／Ｄ変換ステップにおけるサンプリングにより得られるサンプリングデータのうちの所定数間隔にあるサンプリングデータに係る相関値を順次算出する相関ステップと、前記相関ステップにおいて算出される相関値に基づいて信号フレームを検出する同期判定ステップと、を有する。
【００２６】
上記の信号検出方法によれば、相関値の算出には所定数間隔にあるサンプリングデータを用いて行うため、小さい回路規模の信号検出装置を用いて信号フレームの検出が行える。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
≪第１の実施の形態≫
以下、本発明の第１の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
＜信号フレームと伝送チャネルとの関係＞
まず、本実施の形態に係る信号検出部が検出する信号フレームと伝送チャネルとの関係について図１を参照しつつ説明する。図１は本実施の形態の信号検出部が検出する信号フレームと伝送チャネルとの関係を示す模式図である。
【００２８】
図１では、４つの単一チャネルＣｈ１〜Ｃｈ４と、３つの拡張チャネルＣＨ１〜ＣＨ３とを示している。
拡張チャネルＣＨ１の周波数帯域は単一チャネルＣｈ１の周波数帯域の全てと単一チャネルＣｈ２の周波数帯域の全てとにわたる。拡張チャネルＣＨ２の周波数帯域は単一チャネルＣｈ２の周波数帯域の全てと単一チャネルＣｈ３の周波数帯域の全てとにわたる。拡張チャネルＣＨ３の周波数帯域は単一チャネルＣｈ３の周波数帯域の全てと単一チャネルＣｈ４の周波数帯域の全てとにわたる。
【００２９】
拡張チャネルＣＨ１〜ＣＨ３の周波数帯域幅は、単一チャネルＣｈ１〜Ｃｈ４の周波数帯域幅の２倍である。
本実施の形態の信号検出部を備える無線通信機器は、単一チャネルＣｈ２，Ｃｈ３、及び拡張チャネルＣＨ２の何れかを用いて無線通信を行うものとし、信号検出部は、拡張チャネルＣＨ２上の信号フレームＦ３１０、及び単一チャネルＣｈ２，Ｃｈ３上の信号フレームＦ３３０，Ｆ３２０を検出する。
【００３０】
無線通信機器は、拡張チャネルＣＨ１，ＣＨ３を用いた無線通信を行わないが、拡張チャネルＣＨ１，ＣＨ３を用いて無線通信を行っている他の無線通信機器の無線通信を妨害しないように、信号検出部は、拡張チャネルＣＨ１，ＣＨ３上の信号フレームＦ３５０，Ｆ３４０も検出する。
但し、信号フレームＦ３１０，Ｆ３４０，Ｆ３５０は、図２６に示したフレームフォーマットを有する信号フレームである。また、信号フレームＦ３２０，Ｆ３３０は、図２５に示したフレームフォーマットを有する信号フレームである。
【００３１】
なお、本実施の形態及び後述する実施の形態では、単一チャネルの周波数帯域幅を２０ＭＨｚとし、拡張チャネルの周波数帯域幅を４０ＭＨｚとする。
＜無線通信機器＞
本実施の形態の信号検出部を備える無線通信機器について図２を参照しつつ説明する。図２は本実施の形態の信号検出部を備える無線通信機器の装置構成図である。但し、本発明は信号フレームの検出に関するものであることから、本実施の形態及び後述する実施の形態では受信側の機能についてのみ説明する。
【００３２】
無線通信機器１００は、電波を受信するアンテナ１１０と、Ａ／Ｄ変換部１２０と、間引部１３０と、ハーフバンド相関フィルタ１４０と、同期判定部１５０と、ＦＦＴ部１６０と、復調部１７０とを備える。但し、Ａ／Ｄ変換部１２０と間引部１３０とハーフバンド相関フィルタ１４０と同期判定部１５０とを含むブロックが無線通信機器１００の信号検出部に相当する。
【００３３】
（Ａ／Ｄ変換部１２０）
Ａ／Ｄ変換部１２０は、アンテナ１１０から入力される受信信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングし、サンプリングにより順次得られるサンプルポイントのサンプリングデータをＦＦＴ部１６０及び間引部１３０へ出力する。
Ａ／Ｄ変換部１２０のサンプリング周波数は無線通信機器１００が無線通信に使用する周波数帯域幅が最大である拡張チャネルの周波数帯域幅に応じて複素信号の標本化定理に基づいて定められる。本実施の形態では拡張チャネルの周波数帯域幅が４０ＭＨｚであることから４０ＭＨｚ以上のサンプリング周波数で受信信号をサンプリングする必要があり、Ａ／Ｄ変換部１２０のサンプリング周波数を４０ＭＨｚとする。
【００３４】
これに対して、単一チャネルのみ無線通信に使用する無線通信機器が備える信号検出部内のＡ／Ｄ変換部のサンプリング周波数は、単一チャネルの周波数帯域幅が２０ＭＨｚであることから、２０ＭＨｚでよい。
従って、Ａ／Ｄ変換部１２０のサンプリング周波数は、単一チャネルのみ無線通信に使用する無線通信機器が備える信号検出部内のＡ／Ｄ変換部の最低のサンプリング周波数の２倍になっている。
【００３５】
（間引部１３０）
間引部１３０にはＡ／Ｄ変換部１２０から順次出力されるサンプリングデータが入力される。間引部１３０は、サンプリングデータを間引くための所定の間引条件に従って順次入力されるサンプリングデータを間引きながらハーフバンド相関フィルタ１４０へ出力する。
【００３６】
間引条件は、Ａ／Ｄ変換部１２０から順次出力されるサンプリングデータが１個置きにハーフバンド相関フィルタ１４０に入力されるように、Ａ／Ｄ変換部１２０から順次入力されるサンプリングデータを間引くことである。
なお、間引部１３０は、入力されるサンプリングデータを単に間引くものであって、アンチエイリアシングフィルタを有するものではない。
【００３７】
「間引部１３０によるサンプリングデータの間引処理」
間引部１３０によるサンプリングデータの間引処理について図３を参照しつつ説明する。図３は図２の間引部１３０によるサンプリングデータの間引処理を説明するための図である。
図３（ａ）は、Ａ／Ｄ変換部１２０から出力されるサンプリングデータを示しており、時間Ｔ１〜時間Ｔ２３の各時間にサンプリングデータが存在する様子を示している。
【００３８】
図３（ｂ）は、間引部１３０から出力されるサンプリングデータを示しており、時間Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６、・・・，Ｔ２２の各時間にサンプリングデータが存在する様子を示している。
図３（ａ）及び図３（ｂ）から、間引部１３０は、Ａ／Ｄ変換部１２０から出力されるサンプリングデータのうち時間Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５、・・・，Ｔ２３の各時間に存在するサンプリングデータ、つまり１個置きのサンプリングデータを間引いている様子が分かる。
【００３９】
また、図３（ａ）及び図３（ｂ）から、ショートトレーニングシンボルの時間長において、間引部１３０から出力されるサンプリングデータの数はＡ／Ｄ変換部１２０から出力されるサンプリングデータの数に対して半分になっている様子が分かる。
「間引部１３０からの出力データに関する信号スペクトラム」
間引部１３０は、Ａ／Ｄ変換部１２０から順次入力されるサンプリングデータを１個置きにハーフバンド相関フィルタ１４０へ出力する。
【００４０】
このため、間引部１３０から出力されるサンプリングデータに関するナイキスト周波数（以下、「間引後ナイキスト周波数」と言う。）は、Ａ／Ｄ変換部１２０から出力されるサンプリングデータに関するナイキスト周波数の半分となる。
Ａ／Ｄ変換部１２０から出力されるサンプリングデータの信号成分のうち間引後ナイキスト周波数を超える周波数の信号成分は折り返し信号成分（エイリアシス成分）となって間引部１３０から出力される。
【００４１】
また、無線通信のベースバンド信号処理では、９０度位相が異なる直交したＩ軸信号とＱ軸信号とを夫々処理するため、折り返し信号成分は当該折り返し信号成分の元となった信号成分に対して位相回転が逆方向の信号成分として現れる。
上記の点を踏まえて、間引部１３０から出力される各信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０のショートトレーニングシンボルが付加された期間におけるサンプリングデータ（以下、「トレーニング期間信号」と言う。）のベースバンドでの信号スペクトラムについて図４を参照しつつ説明する。なお、図４及び信号スペクトラムを示す他の図ではスペクトラム密度を「密度」と記載する。
【００４２】
本実施の形態では、Ａ／Ｄ変換部１２０のサンプリング周波数を４０ＭＨｚとしていることから、Ａ／Ｄ変換部１２０からの出力データに関するナイキスト周波数は２０ＭＨｚであり、当該出力データは−２０ＭＨｚから２０ＭＨｚに信号成分を持つことができる。
これに対して、間引部１３０はＡ／Ｄ変換部１２０から順次入力されるサンプリングデータを間引いて１個置きに出力することから、間引部１３０からの出力データに関するナイキスト周波数は１０ＭＨｚであり、当該出力データは−１０ＭＨｚから１０ＭＨｚにしか信号成分をもつことができない。
【００４３】
［信号フレームＦ３１０］
図４（ａ）の上段側はＡ／Ｄ変換部１２０から出力される信号フレームＦ３１０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示し、下段側は間引部１３０から出力される信号フレームＦ３１０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示す。
【００４４】
信号フレームＦ３１０では、拡張チャネルＣＨ２のＵｐｐｅｒチャネル及びＬｏｗｅｒチャネルの双方にショートトレーニングシンボルが存在することから、Ａ／Ｄ変換部１２０から出力されるトレーニング期間信号は、図４（ａ）の上段側に示すように、−２０ＭＨｚから２０ＭＨｚに信号成分を持つ。
間引部１３０から出力されるトレーニング期間信号は、−１０ＭＨｚから１０ＭＨｚにしか信号成分を持つことができない。また、上述したように折り返し信号成分は当該折り返し信号成分の元となった信号成分に対して位相回転が逆方向の信号成分として現れる。
【００４５】
このことから、図４（ａ）の下段側に示すように、間引部１３０から出力されるトレーニング期間信号では、Ａ／Ｄ変換部１２０から出力されるトレーニング期間信号の信号成分のうち、１０ＭＨｚから２０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって−１０ＭＨｚから０ＭＨｚに現れ、−２０ＭＨｚから−１０ＭＨｚの信号成分は折り返しの信号成分となって０ＭＨｚから１０ＭＨｚに現れる。
【００４６】
［信号フレームＦ３２０，Ｆ３４０］
図４（ｂ）の上段側はＡ／Ｄ変換部１２０から出力される信号フレームＦ３２０，Ｆ３４０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示し、下段側は間引部１３０から出力される信号フレームＦ３２０，Ｆ３４０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示す。
【００４７】
信号フレームＦ３２０，Ｆ３４０では、拡張チャネルＣＨ２のＵｐｐｅｒチャネルにのみショートトレーニングシンボルが存在することから、Ａ／Ｄ変換部１２０から出力されるトレーニング期間信号は、図４（ｂ）の上段側に示すように、０ＭＨｚから２０ＭＨｚに信号成分を持つ。
間引部１３０から出力されるトレーニング期間信号は、−１０ＭＨｚから１０ＭＨｚにしか信号成分を持つことができない。また、上述したように折り返し信号成分は当該折り返し信号成分の元となった信号成分に対して位相回転が逆方向の信号成分として現れる。
【００４８】
このことから、図４（ｂ）の下段側に示すように、間引部１３０から出力されるトレーニング期間信号では、Ａ／Ｄ変換部１２０から出力されるトレーニング期間信号の信号成分のうち、１０ＭＨｚから２０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって−１０ＭＨｚから０ＭＨｚに現れる。
［信号フレームＦ３３０，Ｆ３５０］
図４（ｃ）の上段側は、Ａ／Ｄ変換部１２０から出力される信号フレームＦ３３０，Ｆ３５０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示し、下段側は間引部１３０から出力される信号フレームＦ３３０，Ｆ３５０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示す。
【００４９】
信号フレームＦ３３０，Ｆ３５０では、拡張チャネルＣＨ２のＬｏｗｅｒチャネルにのみショートトレーニングシンボルが存在することから、Ａ／Ｄ変換部１２０から出力されるトレーニング期間信号は、図４（ｃ）の上段側に示すように、−２０ＭＨｚから０ＭＨｚに信号成分を持つ。
間引部１３０から出力されるトレーニング期間信号は、−１０ＭＨｚから１０ＭＨｚにしか信号成分を持つことができない。また、上述したように折り返し信号成分は当該折り返し信号成分の元となった信号成分に対して位相回転が逆方向の信号成分として現れる。
【００５０】
このことから、図４（ｃ）の下段側に示すように、間引部１３０から出力されるトレーニング期間信号では、Ａ／Ｄ変換部１２０から出力されるトレーニング期間信号の信号成分のうち、−２０ＭＨｚから−１０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって０ＭＨｚから１０ＭＨｚに現れる。
信号フレームＦ３２０，Ｆ３３０のトレーニングシンボル（図２５のトレーニングシンボルＦ１１０が対応）及び信号フレームＦ３１０，Ｆ３４０，Ｆ３５０の２つのトレーニングシンボル（図２６のトレーニングシンボルＦ２１０，Ｆ２１５が対応）の信号波形は上述したように互いに同じ波形パターンである。
【００５１】
以上のことから、エイリアシングの発生を利用して得られる間引部１３０から出力される各信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムは、信号フレームの検出では、互いに同じスペクトラムパターンであると仮定してよいと考えられる。
従って、各信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０を検出するために、ハーフバンド相関フィルタ１４０において相互相関演算に同じ参照信号を用いることができる。
【００５２】
（ハーフバンド相関フィルタ１４０）
ハーフバンド相関フィルタ１４０は、順次、間引部１３０から出力される所定数のサンプリングデータと、参照信号との相互相関演算を行って相関値を算出し、算出した相関値を同期判定部１５０へ出力する。
但し、参照信号は、送信時の信号フレームＦ３１０のトレーニング期間信号の波形パターンに基づいて定められる。また、ハーフバンド相関フィルタ１４０が相互相関演算に用いるサンプリングデータの所定数は、ショートトレーニングシンボルの時間長（以下、「相関単位時間」と言う。）に間引部１３０から出力されるサンプリングデータの数に基づいて定められる数である。
【００５３】
ここで、図２のハーフバンド相関フィルタ１４０のフィルタ構成図を図５に示す。
ハーフバンド相関フィルタ１４０は、ＦＩＲ型のフィルタであり、遅延レジスタ１４１１〜１４１７と、固定係数乗算器１４２０〜１４２７と、加算器１４３とを備える。
間引部１３０から順次出力されるサンプリングデータは、まず、固定係数乗算器１４２０と遅延レジスタ１４１１に入力される。
【００５４】
遅延レジスタ１４１１〜１４１７は入力されるサンプリングデータを所定期間遅延させて出力する遅延レジスタである。なお、所定期間は間引部１３０から出力されるサンプリングデータの時間間隔に相当する。
固定係数乗算器１４２０〜１４２７は、入力されるサンプリングデータに対して乗算係数を乗算し、乗算値を加算器１４３へ出力する。但し、例えば、参照信号（送信時の信号フレームＦ３１０のトレーニング期間信号の波形パターンに基づいて定められる信号）の複素共役を各固定係数乗算器１４２０〜１４２７の乗算係数として用いることができる。
【００５５】
加算器１４３は、固定係数乗算器１４２０〜１４２７から入力される各乗算値を加算し、加算値を相関値として同期判定部１５０へ出力する。
但し、図５のハーフバンド相関フィルタ１４０のタップ数は８となっているが、実際のタップ数は相関単位時間に間引部１３０からハーフバンド相関フィルタ１４０に入力されるサンプリングデータの数に基づいて定められる数になる。
【００５６】
従って、間引部１３０がＡ／Ｄ変換部１２０から順次入力されるサンプリングデータを間引いて１個置きに出力していることを踏まえると、ハーフバンド相関フィルタ１４０のタップ数は、間引部１３０を設けない場合に相関フィルタに必要なタップ数の略半分になる。
従って、間引部１３０を設けない場合に必要な相関フィルタの回路規模の略半分にハーフバンド相関フィルタ１４０の回路規模が抑えられるとともに、回路規模が抑えられるのに伴いハーフバンド相関フィルタ１４０の消費電力も抑えられる。
【００５７】
（同期判定部１５０）
同期判定部１５０は、ハーフバンド相関フィルタ１４０から出力される相関値を所定の閾値と比較する。そして、同期判定部１５０は、閾値を超える相関値のピークが所定周期（ショートトレーニングシンボルの時間長）で連続して現れることを観測して、信号フレームの検出及びシンボルタイミングの推定を行う。同期判定部１５０は、推定したシンボルタイミングを示すシンボルタイミング信号をＦＦＴ部１６０へ出力する。
【００５８】
（ＦＦＴ部１６０）
ＦＦＴ部１６０は、同期判定部１５０から入力されるシンボルタイミング信号に従ってＡ／Ｄ変換部１２０から入力される所定数のサンプリングデータに対してＦＦＴを施し、ＦＦＴの結果得られた周波数軸上のデータを復調部１７０へ出力する。
（復調部１７０）
復調部１７０は、ＦＦＴ部１６０から入力される周波数軸上のデータを復調し、復調データを後段の回路へ出力する。
【００５９】
＜無線通信機器の動作の概要＞
図２の無線通信機器１００の動を説明する。
無線通信機器１００では、アンテナ１１０によって受信された受信信号がＡ／Ｄ変換部１２０に入力される。Ａ／Ｄ変換部１２０は入力される受信信号をサンプリング周波数“４０ＭＨｚ”でサンプリングし、サンプリングにより得られる各サンプルポイントのサンプリングデータをＦＦＴ部１６０及び間引部１３０へ出力する。
【００６０】
Ａ／Ｄ変換部１２０から順次出力されるサンプリングデータは、間引部１３０によって１個置きに間引かれながらハーフバンド相関フィルタ１４０に入力される。
ハーフバンド相関フィルタ１４０は、所定数のサンプリングデータと参照信号との相互相関演算を順次行って相関値を算出し、同期判定部１５０はハーフバンド相関フィルタ１４０から順次入力される相関値に基づいて信号フレームの検出及びシンボルタイミングの推定を行う。
【００６１】
ＦＦＴ部１６０は、同期判定部１５０により推定されたシンボルタイミングに基づいてＡ／Ｄ変換部１２０から入力される所定数のサンプリングデータに対してＦＦＴを施す。そして、復調部１７０は、ＦＦＴの結果得られる周波数軸上のデータを復調し、復調データを後段の回路へ出力する。
≪第２の実施の形態≫
以下、本発明の第２の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１の実施の形態と実質的に同じ構成要素には第１の実施の形態と同じ符号を付し、第１の実施の形態の説明が適用できるため本実施の形態ではその説明を省略する。
【００６２】
本実施の形態の信号検出部を備える無線通信機器は第１の実施の形態の無線通信機器１００と同様拡張チャネルＣＨ２及び単一チャネルＣｈ２，Ｃｈ３の何れかを用いて無線通信を行うものとする。
また、本実施の形態の信号検出部は、第１の実施の形態の信号検出部による検出対象の信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０に加え、図６に示す信号フレームＦ３６０も検出対象とする。但し、図６は本実施の形態の信号検出部が検出する信号フレームと伝送チャネルとの関係を示す模式図である。
【００６３】
なお、以下において、隣接する単一チャネルの夫々の周波数帯域の半分にまたがる伝送チャネルを「他通信チャネル」と言い、他通信チャネルの周波数帯域幅は単一チャネルの周波数帯域幅に等しい。
信号フレームＦ３６０は、単一チャネルＣｈ２，Ｃｈ３の各々の半分の周波数帯域にまたがる他通信チャネルを伝送し、図２５に示したフレームフォーマットを有する信号フレームである。
【００６４】
なお、本実施の形態及び後述する実施の形態では、他通信チャネルの周波数帯域幅を２０ＭＨｚとする。
＜信号検出部＞
本実施の形態の信号検出部について図７を参照しつつ説明する。図７は本実施の形態の信号検出部の装置構成図である。
【００６５】
信号検出部は、Ａ／Ｄ変換部１２０と、間引部１３０と、ハーフバンド相関フィルタ２４０と、同期判定部２５０とを備える。
（間引部１３０）
「間引部１３０からの出力データに関する信号スペクトラム」
［信号フレームＦ３６０］
図８の上段側はＡ／Ｄ変換部１２０から出力される信号フレームＦ３６０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示し、下段側は間引部１３０から出力される信号フレームＦ３６０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示す。
【００６６】
信号フレームＦ３６０では、拡張チャネルＣＨ２のＵｐｐｅｒチャネルの下側半分の周波数帯域とＬｏｗｅｒチャネルの上側半分の周波数帯域とにわたるショートトレーニングシンボルが存在することから、Ａ／Ｄ変換部１２０から出力されるトレーニング期間信号は、図８の上段側に示すように、−１０ＭＨｚから１０ＭＨｚに信号成分を持つ。
間引部１３０から出力されるトレーニング期間信号は−１０ＭＨｚから１０ＭＨｚにしか信号成分を持つことができないが、Ａ／Ｄ変換部１２０から出力されるトレーニング期間信号は−１０ＭＨｚから１０ＭＨｚにしか信号成分を持っていないため、エイリアシングの発生は起こらない。
【００６７】
このことから、図８の下段側に示すように、間引部１３０から出力されるトレーニング期間信号の信号スペクトラムのスペクトラムパターンは、Ａ／Ｄ変換部１２０から出力されるトレーニング期間信号の信号スペクトラムのスペクトラムパターンと同じである。
また、信号フレームＦ３６０のトレーニングシンボル（図２５のトレーニングシンボルＦ１１０が対応）は、信号フレームＦ３２０，Ｆ３３０のトレーニングシンボル（図２５のトレーニングシンボルＦ１１０が対応）及び信号フレームＦ３１０，Ｆ３４０，Ｆ３５０の２つのトレーニングシンボル（図２６のトレーニングシンボルＦ２１０，Ｆ２１５が対応）と同じ波形パターンである。
【００６８】
上記の内容と図４を用いて説明したことから、間引部１３０から出力される信号フレームＦ３６０のトレーニング期間信号のベースバンドでのスペクトラムパターンは、間引部１３０から出力される信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０のトレーニング期間信号のベースバンドでのスペクトラムパターンと異なる。
しかしながら、間引部１３０から出力される信号フレームＦ３６０のトレーニング期間信号を１０ＭＨｚ周波数シフトして得られる信号のベースバンドでのスペクトラムパターンは、信号フレームの検出では、間引部１３０から出力される信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０のトレーニング期間信号のベースバンドでのスペクトラムパターンと同じである仮定してよいと考えられる。
【００６９】
従って、信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０の検出用の相関フィルタの乗算係数の係数符号（正又負）を、入力段側から非反転及び反転を交互に繰り返した乗算係数を持つ相関フィルタにより信号フレームＦ３６０の検出が可能である。
このことを踏まえて、ハーフバンド相関フィルタ２４０は構成されており、以下にハーフバンド相関フィルタ２４０について説明する。
【００７０】
（ハーフバンド相関フィルタ２４０）
ハーフバンド相関フィルタ２４０は、遅延レジスタ１４１１〜１４１７と、固定係数乗算器１４２０〜１４２７と、加算器２４１，２４２，２４３と、減算器２４４とを備える。
加算器２４１は、固定係数乗算器１４２０，１４２２，１４２４，１４２６から入力される各乗算値を加算し、加算値を加算器２４３及び減算器２４４へ出力する。
【００７１】
加算器２４２は、固定係数乗算器１４２１，１４２３，１４２５，１４２７から入力される各乗算値を加算し、加算値を加算器２４３及び減算器２４４へ出力する。
加算器２４３は、加算器２４１から入力される加算値と加算器２４２から入力される加算値とを加算し、加算の結果得られる加算値を第1相関値として同期判定部２５０へ出力する。
【００７２】
減算器２４４は、加算器２４１から入力される加算値から加算器２４２から入力される加算値を減算して、減算の結果得られる減算値を第２相関値として同期判定部２５０へ出力する。
上述したハーフバンド相関フィルタ２４０において、遅延レジスタ１４１１〜１４１７、固定係数乗算器１４２０〜１４２７、及び加算器２４１，２４２，２４３により構成される相関フィルタ（以下、「第１相関フィルタ」と言う。）は、第１の実施の形態の相関フィルタ１４０と等価な構成となっており、信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０を検出するための相関フィルタを形成している。
【００７３】
また、遅延レジスタ１４１１〜１４１７、固定係数乗算器１４２０〜１４２７、加算器２４１，２４２、及び減算器２４４により構成される相関フィルタ（以下、「第２相関フィルタ」と言う。）は、減算器２４４によって加算器２４１により算出される加算値から加算器２４２により算出される加算値を減算する構成となっている。これにより、第２相関フィルタの乗算係数は、第１相関フィルタの乗算係数に対して、その係数符号（正又は負）が入力段側から非反転及び反転を交互に繰り返したものとなっている。従って、第２相関フィルタは信号フレームＦ３６０を検出するための相関フィルタを形成している。
【００７４】
（同期判定部２５０）
同期判定部２５０は、ハーフバンド相関フィルタ２４０から出力される第１相関値を所定の閾値と比較する。そして、同期判定部２５０は、閾値を超える相関値のピークが所定周期（ショートトレーニングシンボルの時間長）で連続して現れることを観測して、信号フレームの検出及びシンボルタイミングの推定を行う。
【００７５】
同期判定部２５０は、ハーフバンド相関フィルタ２４０から出力される第２相関値を所定の閾値と比較する。そして、同期判定部２５０は、閾値を超える相関値のピークが所定周期（ショートトレーニングシンボルの時間長）で連続して現れることを観測して、信号フレームの検出及びシンボルタイミングの推定を行う。
同期判定部２５０は、推定したシンボルタイミングを示すシンボルタイミング信号を不図示のＦＦＴ部へ出力する。
【００７６】
≪第３の実施の形態≫
以下、本発明の第３の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１の実施の形態と実質的に同じ構成要素には第１の実施の形態と同じ符号を付し、第１の実施の形態の説明が適用できるため本実施の形態ではその説明を省略する。
【００７７】
本実施の形態の無線通信機器は第１の実施の形態の無線通信機器１００と同様拡張チャネルＣＨ２及び単一チャネルＣｈ２，Ｃｈ３の何れかを用いて無線通信を行うものとする。
また、本実施の形態の信号検出部は、第１の実施の形態の信号検出部による検出対象の信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０に加え、隣接する単一チャネル及び隣接する単一チャネルを含む拡張チャネル上の図９に示す信号フレームＦ５１０〜Ｆ５４０も検出対象とする。但し、図９は本実施の形態の信号検出部が検出する信号フレームと伝送チャネルとの関係を示す模式図である。
【００７８】
図９は、６つの単一チャネルＣｈ１〜Ｃｈ４，ＣｈＡ，ＣｈＢと、５つの拡張チャネルＣＨ１〜ＣＨ３，ＣＨＡ，ＣＨＢとを示している。
拡張チャネルＣＨＡの周波数帯域は単一チャネルＣｈＡの周波数帯域の全てと単一チャネルＣｈ１の周波数帯域の全てとにわたる。拡張チャネルＣＨＢの周波数帯域は単一チャネルＣｈ４の周波数帯域の全てと単一チャネルＣｈＢの周波数帯域の全てとにわたる。
【００７９】
信号フレームＦ５１０，Ｆ５２０は、単一チャネルＣｈ４，Ｃｈ１を伝送し、図２５に示したフレームフォーマットを有する信号フレームである。また、信号フレームＦ５３０，Ｆ５４０は、拡張チャネルＣＨＢ，ＣＨＡを伝送し、図２６に示したフレームフォーマットを有する信号フレームである。
＜無線通信機器＞
本実施の形態の信号検出部を備える無線通信機器について図１０を参照しつつ説明する。図１０は本実施の形態の信号検出部を備える無線通信機器の装置構成図である。
【００８０】
無線通信機器３００は、アンテナ１１０と、Ａ／Ｄ変換部３２０と、間引部３３０と、ハーフバンド相関フィルタ３４０と、同期判定部１５０と、ＦＦＴ部１６０と、復調部１７０とを備える。但し、Ａ／Ｄ変換部３２０と間引部３３０とハーフバンド相関フィルタ３４０と同期判定部１５０とを含むブロックが無線通信機器３００の信号検出部に相当する。
【００８１】
（Ａ／Ｄ変換部３２０）
Ａ／Ｄ変換部３２０は、アンテナ１１０から入力される受信信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングし、サンプリングにより順次得られるサンプルポイントのサンプリングデータをＦＦＴ部１６０及び間引部３３０へ出力する。
Ａ／Ｄ変換部３２０のサンプリング周波数は無線通信機器３００が無線通信に使用する周波数帯域幅が最大である拡張チャネルの周波数帯域幅に応じて複素信号の標本化定理に基づいて定められる。本実施の形態では拡張チャネルの周波数帯域幅が４０ＭＨｚであることから４０ＭＨｚ以上のサンプリング周波数で受信信号をサンプリングする必要がある。また、信号検出部は単一チャネルＣｈ１〜Ｃｈ４上の各信号フレーム及び拡張チャネルＣＨ１〜ＣＨ３，ＣＨＡ，ＣＨＢ上の各信号フレームを検出対象としている。このことから、Ａ／Ｄ変換部３２０のサンプリング周波数を８０ＭＨｚ（拡張チャネルの周波数帯域幅の２倍）とする。
【００８２】
（間引部３３０）
間引部３３０にはＡ／Ｄ変換部３２０から順次出力されるサンプリングデータが入力される。間引部３３０は、サンプリングデータを間引くための所定の間引条件に従って順次入力されるサンプリングデータを間引きながらハーフバンド相関フィルタ３４０へ出力する。
【００８３】
間引条件は、Ａ／Ｄ変換部３２０から順次出力されるサンプリングデータが３個置きにハーフバンド相関フィルタ３４０に入力されるように、Ａ／Ｄ変換部３２０から順次入力されるサンプリングデータを間引くことである。
なお、間引部１３０は、入力されるサンプリングデータを単に間引くものであって、アンチエイリアシングフィルタを有するものではない。
【００８４】
「間引部３３０からの出力データに関する信号スペクトラム」
間引部３３０から出力される各信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０，Ｆ５１０〜Ｆ５４０のショートトレーニングシンボルが付加された期間における信号（トレーニング期間信号）のベースバンドでの信号スペクトラムについて図１１及び図１２を参照しつつ説明する。
【００８５】
本実施の形態では、Ａ／Ｄ変換部３２０のサンプリング周波数を８０ＭＨｚとしていることから、Ａ／Ｄ変換部３２０からの出力データに関するナイキスト周波数は４０ＭＨｚであり、当該出力データは−４０ＭＨｚから４０ＭＨｚに信号成分をもつことができる。
これに対して、間引部３３０はＡ／Ｄ変換部３２０から順次入力されるサンプリングデータを間引いて３個置きに出力することから、間引部３３０から出力される出力データに関するナイキスト周波数は１０ＭＨｚであり、当該出力データは−１０ＭＨｚから１０ＭＨｚにしか信号成分をもつことができない。
【００８６】
［信号フレームＦ５２０，Ｆ５４０］
図１１（ａ）の上段側はＡ／Ｄ変換部３２０から出力される信号フレームＦ５２０，Ｆ５４０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示し、下段側は間引部３３０から出力される信号フレームＦ５２０，Ｆ５４０のベースバンドでの信号スペクトラムを示す。
【００８７】
信号フレームＦ５２０，Ｆ５４０では、単一チャネルＣｈ１に対応する周波数帯域にのみショートトレーニングシンボルが存在することから、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号は、図１１（ａ）の上段側に示すように、−４０ＭＨｚから−２０ＭＨｚに信号成分を持つ。
図１１（ａ）の下段側に示すように、間引部３３０から出力されるトレーニング期間信号では、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号の信号成分のうち、−４０ＭＨｚから−３０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって０ＭＨｚから１０ＭＨｚに現れ、−３０ＭＨｚから−２０ＭＨｚの信号成分は折り返しの信号成分となって−１０ＭＨｚから０ＭＨｚに現れる。
【００８８】
［信号フレームＦ３３０］
図１１（ｂ）の上段側はＡ／Ｄ変換部３２０から出力される信号フレームＦ３３０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示し、下段側は間引部３３０から出力される信号フレームＦ３３０のベースバンドでの信号スペクトラムを示す。
信号フレームＦ３３０では、単一チャネルＣｈ２上にのみショートトレーニングシンボルが存在することから、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号は、図１１（ｂ）の上段側に示すように、−２０ＭＨｚから０ＭＨｚに信号成分を持つ。
【００８９】
図１１（ｂ）の下段側に示すように、間引部３３０から出力されるトレーニング期間信号では、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号の信号成分のうち、−２０ＭＨｚから−１０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって０ＭＨｚから１０ＭＨｚに現れる。
［信号フレームＦ３２０］
図１１（ｃ）の上段側はＡ／Ｄ変換部３２０から出力される信号フレームＦ３２０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示し、下段側は間引部３３０から出力される信号フレームＦ３２０のベースバンドでの信号スペクトラムを示す。
【００９０】
信号フレームＦ３２０では、単一チャネルＣｈ３上にのみショートトレーニングシンボルが存在することから、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号は、図１１（ｃ）の上段側に示すように、０ＭＨｚから２０ＭＨｚに信号成分を持つ。
図１１（ｃ）の下段側に示すように、間引部３３０から出力されるトレーニング期間信号では、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号の信号成分のうち、１０ＭＨｚから２０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって−１０ＭＨｚから０ＭＨｚに現れる。
【００９１】
［信号フレームＦ５１０，Ｆ５３０］
図１１（ｄ）の上段側はＡ／Ｄ変換部３２０から出力される信号フレームＦ５１０，Ｆ５３０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示し、下段側は間引部３３０から出力される信号フレームＦ５１０，Ｆ５３０のベースバンドでの信号スペクトラムを示す。
【００９２】
信号フレームＦ５１０，Ｆ５３０では、単一チャネルＣｈ４に対応する周波数帯域にのみショートトレーニングシンボルが存在することから、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号は、図１１（ｄ）の上段側に示すように、２０ＭＨｚから４０ＭＨｚに信号成分を持つ。
図１１（ｄ）の下段側に示すように、間引部３３０から出力されるトレーニング期間信号では、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号の信号成分のうち、２０ＭＨｚから３０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって０ＭＨｚから１０ＭＨｚに現れ、３０ＭＨｚから４０ＭＨｚの信号成分は折り返しの信号成分となって−１０ＭＨｚから０ＭＨｚに現れる。
【００９３】
［信号フレームＦ３５０］
図１２（ａ）の上段側はＡ／Ｄ変換部３２０から出力される信号フレームＦ３５０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示し、下段側は間引部３３０から出力される信号フレームＦ３２０のベースバンドでの信号スペクトラムを示す。
信号フレームＦ３５０では、単一チャネルＣｈ１，Ｃｈ２の夫々にショートトレーニングシンボルが存在することから、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号は、図１２（ａ）の上段側に示すように、−４０ＭＨｚから０ＭＨｚに信号成分を持つ。
【００９４】
図１２（ａ）の下段側に示すように、間引部３３０から出力されるトレーニング期間信号では、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号の信号成分のうち、−４０ＭＨｚから−３０ＭＨｚ及び−２０ＭＨｚから−１０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって０ＭＨｚから１０ＭＨｚに現れ、−３０ＭＨｚから−２０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって−１０ＭＨｚから０ＭＨｚに現れる。
【００９５】
［信号フレームＦ３１０］
図１２（ｂ）の上段側はＡ／Ｄ変換部３２０から出力される信号フレームＦ３１０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示し、下段側は間引部３３０から出力される信号フレームＦ３１０のベースバンドでの信号スペクトラムを示す。
信号フレームＦ３１０では、単一チャネルＣｈ２，Ｃｈ３の夫々にショートトレーニングシンボルが存在することから、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号は、図１２（ｂ）の上段側に示すように、−２０ＭＨｚから２０ＭＨｚに信号成分を持つ。
【００９６】
図１２（ｂ）の下段側に示すように、間引部３３０から出力されるトレーニング期間信号では、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号の信号成分のうち、−２０ＭＨｚから−１０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって０ＭＨｚから１０ＭＨｚに現れ、１０ＭＨｚから２０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって−１０ＭＨｚから０ＭＨｚに現れる。
【００９７】
［信号フレームＦ３４０］
図１２（ｃ）の上段側はＡ／Ｄ変換部３２０から出力される信号フレームＦ３４０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示し、下段側は間引部３３０から出力される信号フレームＦ３４０のベースバンドでの信号スペクトラムを示す。
信号フレームＦ３４０では、単一チャネルＣｈ３，Ｃｈ４の夫々にショートトレーニングシンボルが存在することから、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号は、図１２（ｃ）の上段側に示すように、０ＭＨｚから４０ＭＨｚに信号成分を持つ。
【００９８】
図１２（ｃ）の下段側に示すように、間引部３３０から出力されるトレーニング期間信号では、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号の信号成分のうち、１０ＭＨｚから２０ＭＨｚ及び３０ＭＨｚから４０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって−１０ＭＨｚから０ＭＨｚに現れ、２０ＭＨｚから３０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって０ＭＨｚから１０ＭＨｚに現れる。
【００９９】
なお、上記の折り返し信号成分は、無線通信のベースバンド信号処理では、９０度位相が異なる直交したＩ軸信号とＱ軸信号とを夫々処理するため、当該折り返し信号成分の元となった信号成分に対して位相回転が逆方向の信号成分として現れる。
信号フレームＦ３２０，Ｆ３３０，Ｆ５１０，Ｆ５２０のトレーニングシンボル（図２５のトレーニングシンボルＦ１１０が対応）及び信号フレームＦ３１０，Ｆ３４０，Ｆ３５０，Ｆ５２０，Ｆ５４０の２つのトレーニングシンボル（図２６のトレーニングシンボルＦ２１０，Ｆ２１５が対応）の信号波形は上述したように互いに同じ波形パターンである。
【０１００】
以上のことから、エイリアシングの発生を利用して得られる間引部３３０から出力される各信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０，Ｆ５１０〜Ｆ５４０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムは、信号フレームの検出では、互いに同じスペクトラムパターンであると仮定してよいと考えられる。
従って、各信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０，Ｆ５１０〜Ｆ５４０を検出するために、ハーフバンド相関フィルタ３４０において相互相関演算に同じ参照信号を用いることができる。
【０１０１】
（ハーフバンド相関フィルタ３４０）
ハーフバンド相関フィルタ３４０は、順次、間引部３３０から出力される所定数のサンプリングデータと、参照信号との相互相関演算を行って相関値を算出し、算出した相関値を同期判定部１５０へ出力する。
但し、参照信号は、送信時の信号フレームＦ３１０のトレーニング期間信号の波形パターンに基づいて定められる。また、ハーフバンド相関フィルタ３４０が相互相関演算に用いるサンプリングデータの所定数は、ショートトレーニングシンボルの時間長に間引部３３０から出力されるサンプリングデータの数に対応した数である。なお、ハーフバンド相関フィルタ３４０は、図７に示したフィルタ構成を持つＦＩＲ型のフィルタにより実現することができる。
【０１０２】
Ａ／Ｄ変換部３２０のサンプリング周波数はＡ／Ｄ変換部１２０のサンプリング周波数の２倍になっているが、間引部３３０のサンプリングデータの間引率が間引部１３０のサンプリングデータの間引率の２倍になっている。このことから、ハーフバンド相関フィルタ３４０はハーフバンド相関フィルタ１４０と同じ回路規模である。
従って、本実施の形態の信号検出部は第１の実施の形態の信号検出部と同じ回路規模でより多くの伝送チャネル上の信号フレームを検出することが可能になる。
【０１０３】
≪第４の実施の形態≫
以下、本発明の第４の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１の実施の形態と実質的に同じ構成要素には第１の実施の形態と同じ符号を付し、第１の実施の形態の説明が適用できるため本実施の形態ではその説明を省略する。
【０１０４】
なお、本実施の形態の無線通信機器は、第１の実施の形態の無線通信機器１００と同じ伝送チャネルを無線通信に用い、同じ伝送チャネル上の信号フレームを検出するものである。
＜無線通信機器＞
本実施の形態の信号検出部を備える無線通信機器について図１３を参照しつつ説明する。図１３は本実施の形態の信号検出部を備える無線通信機器の装置構成図である。
【０１０５】
無線通信機器４００は、アンテナ１１０と、Ａ／Ｄ変換部１２０と、相関フィルタ４４０と、同期判定部１５０と、ＦＦＴ部１６０と、復調部１７０とを備える。
（相関フィルタ４４０）
図１３の相関フィルタ４４０のフィルタ構成図を図１４に示す。
相関フィルタ４４０は、遅延レジスタ４４１１〜４４１１４と、固定係数乗算器４４２０〜４４２１４と、加算器４４３と、遅延レジスタ４４４と、加算器４４５とを有する。
【０１０６】
Ａ／Ｄ変換部１２０から順次出力されるサンプリングデータは、まず、固定係数乗算器４４２０と遅延レジスタ４４１１に入力される。
遅延レジスタ４４１１〜４４１１４は入力されるサンプリングデータを所定期間遅延させて出力する遅延レジスタである。なお、所定期間はＡ／Ｄ変換部１２０から出力されるサンプリングデータの時間間隔に相当する。
【０１０７】
相関フィルタ４４０が備える遅延レジスタ４４１１〜４４１１４の個数は、ショートトレーニングシンボルの時間長（相関単位時間）にＡ／Ｄ変換部１２０から相関フィルタ４４０に入力されるサンプリングデータの数に応じた数になる。
従って、本実施の形態では、Ａ／Ｄ変換部１２０と相関フィルタ４４０との間に第１の実施の形態の間引部１３０に相当する構成要素が存在しないため、相関フィルタ４４０が備える遅延レジスタ４４１１〜４４１１４の削減が図られていない。
【０１０８】
固定係数乗算器４４２０〜４４２１４は、入力されるサンプリングデータに対して乗算係数を乗算し、乗算値を加算器４４３へ出力する。但し、例えば、参照信号（送信時の信号フレームＦ３１０のトレーニング期間信号の波形パターンに基づいて定められる信号）の複素共役を各固定係数乗算器４４２０〜４４２１４の乗算係数として用いることができる。
【０１０９】
なお、サンプリングデータが、固定係数乗算器４４２２×（ｉ−１）（ｉ＝１〜７）の入力端に入力される時間よりＡ／Ｄ変換部１２０から出力されるサンプリングデータの時間間隔の２倍に基づいて定まる時間遅延して固定係数乗算器４４２２×ｉの入力端に入力されるように、それらの間には２つの遅延レジスタが設けられている。
相関フィルタ４４０が備える固定係数乗算器４４２０〜４４２１４は、構成素子（Ａ／Ｄ変換部１２０、各遅延レジスタ４４１１〜４４１１４）の出力端に対して１つ置きに設けられている。このことから、相関フィルタ４４０が備える固定係数乗算器４４２０〜４４２１４の個数は、相関単位時間にＡ／Ｄ変換部１２０から相関フィルタ４４０に入力されるサンプリングデータの数の半分に応じた数になる。
【０１１０】
従って、本実施の形態では、Ａ／Ｄ変換部１２０と相関フィルタ４４０との間に第１の実施の形態の間引部１３０に相当する構成要素が存在していないが、第１の実施の形態のハーフバンド相関フィルタ１４０と同様に相関フィルタ４４０が備える固定係数乗算器４４２０〜４４２１４の削減が図られている。
加算器４４３は、固定係数乗算器４４２０〜４４２１４から入力される各乗算値を加算し、加算値を遅延レジスタ４４４及び加算器４４５へ出力する。
【０１１１】
遅延レジスタ４４４には加算器４４３から出力される加算値が入力される。遅延レジスタ４４４は入力される加算値を所定期間遅延させて出力する遅延レジスタである。なお、所定期間はＡ／Ｄ変換部１２０から出力されるサンプリングデータの時間間隔に相当する。また、遅延レジスタ４４４は、固定係数乗算器４４２２×（ｉ−１）（ｉ＝１〜７）の入力端と固定係数乗算器４４２２×ｉの入力端との間に設けられる遅延レジスタの個数より１少ない個数設けられる。
【０１１２】
加算器４４５は、加算器４４３から出力される加算値と、遅延レジスタ４４４から出力される１サンプル前の加算値とを加算し、加算の結果得られる加算値を相関値として同期判定部１５０へ出力する。
上述した相関フィルタ４４０の遅延レジスタ４４１１〜４４１１４、固定係数乗算器４４２０〜４４２１４及び加算器４４３からなる回路ブロックは、Ａ／Ｄ変換部１２０から入力されるサンプリングデータを１個置きに間引いて、間引かれなかったサンプリングデータを用いて相関値を算出していることと等価となる。
【０１１３】
従って、図１４のフィルタ構成を持つ相関フィルタ４４０を信号検出部に用いることにより、当該信号検出部は、第１の実施の形態の信号検出部と同じく、信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０を検出してシンボルタイミングの推定が可能になる。
また、第１の実施の形態の信号検出部は、信号フレームの検出及びシンボルタイミングの推定に、Ａ／Ｄ変換部１２０から出力されるサンプリングデータのうち間引部１３０で間引かれなかった１個置きのサンプリングデータのみを用いている。これに対して、本実施の形態の信号検出部は、仮にＡ／Ｄ変換部１２０と相関フィルタ４４０との間に間引部１３０に相当する構成要素があったとしても間引かれなかった所定数の１個置きのサンプリングデータを用いて得られる相関値と、当該構成要素があったならば間引かれたはずの所定数の１個置きのサンプリングデータを用いて得られる相関値とを利用して、信号フレームの検出及びシンボルタイミングの推定を行う。このため、本実施の形態の信号検出部は第１の実施の形態の信号検出部より信号フレームの検出能力及びシンボルタイミングの推定精度が向上する。
【０１１４】
≪第５の実施の形態≫
以下、本発明の第５の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１、第２又は第４の実施の形態と実質的に同じ構成要素には第１、第２又は第４の実施の形態と同じ符号を付し、第１、第２又は第４の実施の形態の説明が適用できるため本実施の形態ではその説明を省略する。
【０１１５】
なお、本実施の形態の信号検出部を備える無線通信機器は、第２の実施の形態の無線通信機器と同じ伝送チャネルを無線通信に用い、同じ伝送チャネル上の信号フレームを検出するものである。
＜信号検出部＞
本実施の形態の信号検出部について図１５を参照しつつ説明する。図１５は本実施の形態の信号検出部の装置構成図である。
【０１１６】
信号検出部は、Ａ／Ｄ変換部１２０と相関フィルタ５４０と同期判定部２５０とを備える。
（相関フィルタ５４０）
相関フィルタ５４０は、遅延レジスタ４４１１〜４４１１４と、固定係数乗算器４４２０〜４４２１４と、加算器５４１、５４２、５４３、５４５、５４８と、減算器５４６と、遅延レジスタ５４４、５４７とを備える。なお、第４の実施の形態の相関フィルタ４４０と同様、相関フィルタ５４０では固定係数乗算器４４２０〜４４２１４の削減が図られている。
【０１１７】
加算器５４１は、固定係数乗算器４４２０，４４２４，４４２８，４４２１２から入力される各乗算値を加算し、加算値を加算器５４３及び減算器５４６へ出力する。
加算器５４２は、固定係数乗算器４４２２，４４２６，４４２１０，４４２１４から入力される各乗算値を加算し、加算値を加算器５４３及び減算器５４６へ出力する。
加算器５４３は、加算器５４１から入力される加算値と加算器５４２から入力される加算値とを加算し、加算の結果得られる加算値を遅延レジスタ５４４及び加算器５４５へ出力する。
【０１１８】
遅延レジスタ５４４には加算器５４３から出力される加算値が入力される。遅延レジスタ５４４は入力される加算値を所定期間遅延させて出力する遅延レジスタである。なお、所定期間はＡ／Ｄ変換部１２０から出力されるサンプリングデータの時間間隔に相当する。また、遅延レジスタ５４４は、固定係数乗算器４４２２×（ｉ−１）（ｉ＝１〜７）の入力端と固定係数乗算器４４２２×ｉの入力端との間に設けられる遅延レジスタの個数より１少ない個数設けられる。
【０１１９】
加算器５４５は、加算器５４３から出力される加算値と、遅延レジスタ５４４から出力される１サンプル前の加算値とを加算し、加算の結果得られる加算値を第１相関値として同期判定部２５０へ出力する。
減算器５４６は、加算器５４１から入力される加算値から加算器５４２から入力される加算値を減算して、減算の結果得られる減算値を遅延レジスタ５４７及び加算器５４８へ出力する。
【０１２０】
遅延レジスタ５４７には減算器５４６から出力される減算値が入力される。遅延レジスタ５４７は入力される減算値を所定期間遅延させて出力する遅延レジスタである。なお、所定期間はＡ／Ｄ変換部１２０から出力されるサンプリングデータの時間間隔に相当する。また、遅延レジスタ５４７は、固定係数乗算器４４２２×（ｉ−１）（ｉ＝１〜７）の入力端と固定係数乗算器４４２２×ｉの入力端との間に設けられる遅延レジスタの個数より１少ない個数設けられる。
【０１２１】
加算器５４８は、減算器５４６から出力される減算値と、遅延レジスタ５４７から出力される１サンプル前の減算値とを加算し、加算の結果得られる加算値を第２相関値として同期判定部２５０へ出力する。
上述した相関フィルタ５４０において、遅延レジスタ４４１１〜４４１１４、固定係数乗算器４４２０〜４４２１４、加算器５４１，５４２，５４３、遅延レジスタ５４４及び加算器５４５により構成される相関フィルタ（以下、「第３相関フィルタ」と言う。）は、第４の実施の形態の相関フィルタ４４０と等価な構成となっている。従って、第３相関フィルタは信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０を検出するための相関フィルタを形成している。
【０１２２】
また、遅延レジスタ４４１１〜４４１１４、固定係数乗算器４４２０〜４４２１４、加算器５４１，５４２、減算器５４６、遅延レジスタ５４７及び加算器５４８により構成される相関フィルタ（以下、「第４相関フィルタ」と言う。）は、減算器５４６によって加算器５４１により算出される加算値から加算器５４２により算出される加算値を減算する構成となっている。これにより、第４相関フィルタの乗算係数は、第３相関フィルタの乗算係数に対して、その係数符号（正又は負）が入力段側から非反転及び反転を交互に繰り返したものとなっている。従って、第４相関フィルタは信号フレームＦ３６０を検出するための相関フィルタを形成している。
【０１２３】
≪第６の実施の形態≫
以下、本発明の第６の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１又は第３の実施の形態と実質的に同じ構成要素には第１又は第３の実施の形態と同じ符号を付し、第１又は第３の実施の形態の説明が適用できるため本実施の形態ではその説明を省略する。
【０１２４】
なお、本実施の形態の信号検出部を備える無線通信機器は、第３の実施の形態の無線通信機器３００と同じ伝送チャネルを無線通信に用い、同じ伝送チャネル上の信号フレームを検出するものである。
＜信号検出部＞
本実施の形態の信号検出部について図１６を参照しつつ説明する。図１６は本実施の形態の信号検出部の装置構成図である。
【０１２５】
信号検出部は、Ａ／Ｄ変換部３２０と相関フィルタ６４０と同期判定部１５０とを備える。
（相関フィルタ６４０）
相関フィルタ６４０は、遅延レジスタ６４１１〜６４１１２と、固定係数乗算器６４２０〜６４２１２と、加算器６４３と、遅延レジスタ６４４，６４５，６４６と、加算器６４７とを有する。
【０１２６】
Ａ／Ｄ変換部３２０から順次出力されるサンプリングデータは、まず固定係数乗算器６４２０と遅延レジスタ６４１１に入力される。
遅延レジスタ６４１１〜６４１１２は入力されるサンプリングデータを所定期間遅延させて出力する遅延レジスタである。なお、所定期間はＡ／Ｄ変換部３２０から出力されるサンプリングデータの時間間隔に相当する。
【０１２７】
但し、相関フィルタ６４０が備える遅延レジスタ６４１１〜６４１１２の個数は、相関単位時間にＡ／Ｄ変換部３２０から相関フィルタ６４０へ入力されるサンプリングデータの数に応じた数になる。
固定係数乗算器６４２０〜６４２１２は、入力されるサンプリングデータに対して乗算係数を乗算し、乗算値を加算器６４３へ出力する。但し、例えば、参照信号（送信時の信号フレームＦ３１０のトレーニング期間信号の波形パターンに基づいて定められる信号）の複素共役を、各固定係数乗算器６４２０〜６４２１２の乗算係数として用いることができる。
【０１２８】
なお、サンプリングデータが、固定係数乗算器６４２４×（ｉ−１）（ｉ＝１〜３）の入力端に入力される時間よりＡ／Ｄ変換部３２０から出力されるサンプリングデータの時間間隔の４倍に基づいて定まる時間遅延して固定係数乗算器６４２４×ｉの入力端に入力されるように、それらの間には４つの遅延レジスタが設けられている。
相関フィルタ６４０が備える固定係数乗算器６４２０〜６４２１２は、構成素子（Ａ／Ｄ変換部１２０、各遅延レジスタ６４１１〜６４１１２）の出力端に対して３つ置きに設けられている。このことから、相関フィルタ６４０が備える固定係数乗算器６４２０〜６４２１２の個数は、相関単位時間にＡ／Ｄ変換部３２０から相関フィルタ６４０に入力されるサンプリングデータの数の１／４に応じた数になる。
【０１２９】
従って、本実施の形態では、Ａ／Ｄ変換部３２０と相関フィルタ６４０との間に第１の実施の形態の間引部１３０に相当する構成要素が存在していないが、第３の実施の形態のハーフバンド相関フィルタ３４０と同様に相関フィルタ６４０が備える固定係数乗算器６４２０〜６４２１２の削減が図られている。
加算器６４３は、固定係数乗算器６４２０〜６４２１２から入力される各乗算値を加算し、加算値を遅延レジスタ６４４及び加算器６４７へ出力する。
【０１３０】
遅延レジスタ６４４には加算器６４３から出力される加算値が入力される。遅延レジスタ６４４は入力される加算値を所定期間遅延させて出力する遅延レジスタである。遅延レジスタ６４５，６４６には遅延レジスタ６４４，６４５から出力される加算値が入力される。遅延レジスタ６４５，６４６は入力される加算値を所定期間遅延させて出力する遅延レジスタである。なお、所定期間はＡ／Ｄ変換部３２０から出力されるサンプリングデータの時間間隔に相当する。また、遅延レジスタ６４４，６４５，６５６は、固定係数乗算器６４２４×（ｉ−１）（ｉ＝１〜３）の入力端と固定係数乗算器６４２４×ｉの入力端との間に設けられる遅延レジスタの個数より１少ない個数設けられる。
【０１３１】
加算器６４７は、加算器６４３から出力される加算値と、遅延レジスタ６４６から出力される１サンプル前の加算値と、遅延レジスタ６４５から出力される２サンプル前の加算値と、遅延レジスタ６４４から出力される３サンプル前の加算値とを加算し、加算の結果得られる加算値を相関値として同期判定部１５０へ出力する。
上述した相関フィルタ６４０の遅延レジスタ６４１１〜６４１１２、固定係数乗算器６４２０〜６４２１２及び加算器６４３からなる回路ブロックは、Ａ／Ｄ変換部３２０から入力されるサンプリングデータを３個置きに間引いて、間引かれなかったサンプリングデータを用いて相関値を算出していることと等価となる。
【０１３２】
従って、図１６のフィルタ構成を持つ相関フィルタ６４０を信号検出部に用いることにより、本実施の形態の信号検出部は、第３の実施の形態の信号検出部と同じく、信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０，Ｆ５１０〜Ｆ５４０を検出してシンボルタイミングの推定が可能になる。
≪第７の実施の形態≫
以下、本発明の第７の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
【０１３３】
但し、本実施の形態は、複数のアンテナを用いたダイバーシチ受信或いはＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）受信などの機能を備える無線通信機器を対象とする。
なお、本実施の形態の無線通信機器は単一チャネルのみを用いて無線通信を行うものとし、信号検出部は図２５にフレームフォーマットを示した信号フレームを検出対象とする。
【０１３４】
＜無線通信機器＞
本実施の形態の無線通信機器について図１７を参照しつつ説明する。図１７は本実施の形態の無線通信機器の装置構成図である。
無線通信機器７００は、電波を受信するアンテナ７１０，７１５と、Ａ／Ｄ変換部７２０，７２５と、マルチプレクサ７３０と、相関フィルタ７４０と、同期判定部７５０と、ＦＦＴ部７６０，７６５と、復調部７７０とを備える。
【０１３５】
（Ａ／Ｄ変換部７２０，７２５）
Ａ／Ｄ変換部７２０，７２５は、アンテナ７１０，７１５から入力された受信信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングし、サンプリングにより順次得られるサンプルポイントのサンプリングデータをＦＦＴ部７６０，７６５及びマルチプレクサ７３０へ出力する。なお、Ａ／Ｄ変換部７２０，７２５のサンプリング周波数は無線通信機器７００が無線通信に使用する単一チャネルの周波数帯域幅に応じて複素信号の標本化定理に基づいて定められる。
【０１３６】
（マルチプレクサ７３０）
マルチプレクサ７３０は、Ａ／Ｄ変換部７２０，７２５のサンプリング周波数の２倍の動作周波数で動作し、Ａ／Ｄ変換部７２０からの入力データとＡ／Ｄ変換部７２５からの入力データとを交互に選択して相関フィルタ７４０へ出力する。
例えば、Ａ／Ｄ変換部７２０から出力されるサンプリングデータをデータＤＡ１，ＤＡ２，・・・とし、Ａ／Ｄ変換部７２５から出力されるサンプリングデータをデータＤＢ１，ＤＢ２，・・・とする。マルチプレクサ７３０から出力されるデータはデータＤＡ１，ＤＢ１，ＤＡ２，ＤＢ２，・・・となる。
【０１３７】
（相関フィルタ７４０）
相関フィルタ７４０は、図１４に示したフィルタ構成を有する相関フィルタであり、マルチプレクサ７３０から入力されるサンプリングデータに基づいて相互相関演算を行って相関値を算出し、算出した相関値を同期判定部７５０へ出力する。
（同期判定部７５０）
同期判定部７５０は、相関フィルタ７４０から入力される相関値を所定の閾値と比較する。そして、同期判定部７５０は、閾値を超える相関値のピークが所定周期（ショートトレーニングシンボルの時間長）で連続して現れることを観測して、信号フレームの検出及びシンボルタイミングの推定を行う。同期判定部７５０は、推定したシンボルタイミングを示すシンボルタイミング信号をＦＦＴ部７６０，７６５へ出力する。
【０１３８】
（ＦＦＴ部７６０，７６５）
ＦＦＴ部７６０，７６５は、同期判定部７５０から入力されるシンボルタイミング信号に従ってＡ／Ｄ変換部７２０，７２５から入力出力される所定数のサンプリングデータに対してＦＦＴを施し、ＦＦＴの結果得られた周波数軸上のデータを復調部７７０へ出力する。
【０１３９】
（復調部７７０）
復調部７７０は、ＦＦＴ部７６０から入力される周波数軸上のデータとＦＦＴ部７６５から入力される周波数軸上のデータとをダイバーシチ合成或いはＭＩＭＯ分離により復調処理を行い、復調データを後段の回路部へ出力する。
上記の構成を有する無線通信機器７００では、１つの相関フィルタ７４０により、アンテナ７１０，７１５で受信された受信信号の各々の相関値を合成した相関値が得られる。このため、ダイバーシチ受信或いはＭＩＭＯ受信などの機能を備える無線通信機器に備える信号検出部の回路規模を小さくすることができる。
【０１４０】
≪第８の実施の形態≫
以下、本発明の第８の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
但し、本実施の形態は、複数の無線端末と異なる伝送チャネルを利用して通信を行う基地局などの無線通信機器を対象とする。
なお、本実施の形態の無線通信機器は単一チャネルのみを用いて無線通信を行うものとし、信号検出部は図２５にフレームフォーマットを示した信号フレームを検出対象とする。
【０１４１】
＜無線通信機器＞
本実施の形態の無線通信機器８００の構成について図１８を参照しつつ説明する。図１８は本実施の形態の無線通信機器８００の装置構成図である。
無線通信機器８００は、電波を受信するアンテナ８１０，８１５と、Ａ／Ｄ変換部８２０，８２５と、マルチプレクサ８３０と、相関フィルタ８４０と、デマルチプレクサ８５０と、同期判定部８６０，８６５と、ＦＦＴ部８７０，８７５と、復調部８８０，８８５とを備える。
【０１４２】
（Ａ／Ｄ変換部８２０，８２５）
Ａ／Ｄ変換部８２０，８２５は、アンテナ８１０，８１５から入力された受信信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングし、サンプリングにより順次得られるサンプルポイントのサンプリングデータをＦＦＴ部８７０，８７５及びマルチプレクサ８３０へ出力する。なお、Ａ／Ｄ変換部８２０，８２５のサンプリング周波数は無線通信機器８００が無線通信に使用する単一チャネルの周波数帯域幅に応じて複素信号の標本化定理に基づいて定められる。
【０１４３】
（マルチプレクサ８３０）
マルチプレクサ８３０は、図１７のマルチプレクサ７３０と同じ機能を備え、Ａ／Ｄ変換部８２０からの入力データとＡ／Ｄ変換部８２５からの入力データとを交互に選択して相関フィルタ８４０へ出力する。
（相関フィルタ８４０）
相関フィルタ８４０は、マルチプレクサ８３０から入力される、Ａ／Ｄ変換部８２０から出力される所定数のサンプリングデータに係る相関値と、Ａ／Ｄ変換部８２５から出力される所定数のサンプリングデータに係る相関値と、を交互に算出し、算出した相関値をデマルチプレクサ８５０へ出力する。所定数は、ショートトレーニングシンボルの時間長にＡ／Ｄ変換部８２０，８２５から出力されるサンプリングデータの数に基づいて定められる数である。
【０１４４】
図１９の相関フィルタ８４０のフィルタ構成図を図１９に示す。
相関フィルタ８４０は、遅延レジスタ８４１１〜８４１１４と、固定係数乗算器８４２０〜８４２１４と、加算器８４３とを有する。
マルチプレクサ８３０から順次出力されるサンプリングデータは、まず、固定係数乗算器８４２０と遅延レジスタ８４１１に入力される。
【０１４５】
遅延レジスタ８４１１〜８４１１４は入力されるサンプリングデータを所定期間遅延させて出力する遅延レジスタである。なお、所定期間はマルチプレクサ８３０から出力されるサンプリングデータの時間間隔に相当する。
固定係数乗算器８４２０〜８４２１４は、入力されるサンプリングデータに対して乗算係数を乗算し、乗算値を加算器８４３へ出力する。但し、例えば、参照信号（送信時の信号フレームＦ１００のトレーニング期間信号の波形パターンに基づいて定められる信号）の複素共役を各固定係数乗算器８４２０〜８４２１４の乗算係数として用いることができる。
【０１４６】
加算器８４３は、固定係数乗算器８４２０〜８４２１４から入力される各乗算値を加算し、加算の結果得られる加算値を相関値としてデマルチプレクサ８５０へ出力する。
（デマルチプレクサ８５０）
デマルチプレクサ８５０は、マルチプレクサ８３０と逆の動作を行い、相関フィルタ８４０から入力される相関値を同期判定部８６０と同期判定部８６５とへ交互に出力する。
【０１４７】
（同期判定部８６０，８６５）
同期判定部８６０，８６５は、デマルチプレクサ８５０から入力される相関値を所定の閾値と比較する。そして、同期判定部８６０，８６５は、閾値を超える相関値のピークが所定周期（ショートトレーニングシンボル）で連続して現れることを観測して、信号フレームの検出及びシンボルタイミングの推定を行う。同期判定部８６０，８６５は、推定したシンボルタイミングを示すシンボルタイミング信号をＦＦＴ部８７０，８７５へ出力する。
【０１４８】
（ＦＦＴ部８７０，８７５）
ＦＦＴ部８７０，８７５は、同期判定部８６０，８６５から入力されるシンボルタイミング信号に従ってＡ／Ｄ変換部８２０，８２５から出力される所定数のサンプリングデータに対してＦＦＴを施し、ＦＦＴの結果得られた周波数軸上のデータを復調部８８０，８８５へ出力する。
【０１４９】
（復調部８８０，８８５）
復調部８８０，８８５は、ＦＦＴ部８７０，８７５から入力される周波数軸上のデータに対して復調処理を施し、復調データを後段の回路部へ出力する。
上記の構成を有する無線通信機器８００では、１つの相関フィルタ８４０により、アンテナ８１０，８１５で受信された受信信号の各々の相関値が得られる。
【０１５０】
このため、複数の無線端末と異なる伝送チャネルを利用して通信を行う基地局などの無線通信機器に備える信号検出部の回路規模を小さくすることができる。
≪補足≫
本発明は上記の実施の形態に限られるものではなく、例えば、次のようなものであっても良い。
【０１５１】
（１）  上記の各実施の形態では、検出対象の信号フレームのフレームフォーマットを図２５或いは図２６に示すフレームフォーマットであるとしている。しかしながら、上記の各実施の形態の信号検出部は先頭に所定の波形パターンが繰り返されてなるトレーニングシンボルを持つフレームフォーマットの信号フレームであれば適用できる。
（２）  上記の各実施の形態では、図２５のフレームフォーマットを持つ信号フレームと図２６のフレームフォーマットを持つ信号フレームとの双方を検出対象としている。しかしながら、第１から第６の各実施の形態の信号検出部を図２５に示すフレームフォーマットを持つ信号フレームのみを検出する無線通信機器に適用してもよい。
【０１５２】
（３）  上記の各実施の形態ではＯＦＤＭ無線通信を対象としているが、これに限らず、上記の各実施の形態の信号検出部は他の無線通信或いは有線通信にも適用できる。
（４）  上記の各実施の形態では、単一チャネルの周波数帯域幅を２０ＭＨｚとし、拡張チャネルの周波数帯域幅を４０ＭＨｚとしているが、単一チャネルの周波数帯域幅は２０ＭＨｚに、拡張チャネルの周波数帯域幅は４０ＭＨｚに限られるものではない。
【０１５３】
（５）  上記の第４の実施の形態において用いる相関フィルタを、相関フィルタ４４０から遅延レジスタ４４４及び加算器４４５を削除した相関フィルタとしてもよい。
また、上記の第５の実施の形態において用いる相関フィルタを、相関フィルタ５４０から遅延レジスタ５４４，５４７及び加算器５４５，５４８を削除した相関フィルタとしてもよい。
【０１５４】
さらに、上記の第６の実施の形態において用いる相関フィルタを、相関フィルタ６４０から遅延レジスタ６４４，６４５，６４６及び加算器６４７を削除した相関フィルタとしてもよい。
（６）  上記の各実施の形態において、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数は複素信号の標本化定理より無線通信機器が使用する伝送チャネルの最大の周波数帯域幅に応じて定めればよい。
【０１５５】
（７）  第１から第３の各実施の形態では、間引部１３０，３３０の間引条件は、入力されるサンプリングデータを１個又は３個置きに出力することであるが、第１及び第３の実施の形態では入力されるサンプリングデータをｎ（２又は４以上の整数）個置きに出力することであっても良く、第２の実施の形態では入力されるサンプリングデータをｎ（２以上の整数）個置きに出力することであっても良い。
【０１５６】
また、間引条件は、間引部１３０，３３０から出力される各信号フレームのトレーニング期間信号の信号スペクトラムが信号フレームの検出に関して互いに同じスペクトラムパターンとして取り扱えるように、定められるものであってもよい。
さらに、間引条件は、入力されるサンプリングデータの数に対して出力するサンプリングデータの数が少なくなるようにサンプリングデータを間引くものであってもよい。
【０１５７】
（８）  上記の第４及び第５の実施の形態では隣り合う固定係数乗算器の入力端の間には２個の遅延レジスタが設けられ、上記の第６の実施の形態では隣り合う固定係数乗算器の入力端の間には４個の遅延レジスタが設けられている場合であるが、第４及び第６の実施の形態において、隣り合う固定係数乗算器の入力端の間にｎ（ｎは３又は５以上の整数）個の遅延レジスタが設けられるようにしてもよい。また、第５の実施の形態において、隣り合う固定係数乗算器の入力端の間にｎ（ｎは３以上の整数）個の遅延レジスタが設けられるようにしてもよい。
【０１５８】
（９）  上記の第４又は第６の実施の形態では、隣り合う固定係数乗算器の入力端の間に２個又は４個の遅延レジスタが設けられているので、加算器４４３又は加算器６４３から連続して出力される２個又は４個の加算値を加算し、加算により得られる加算値を相関値として出力している。しかしながら、これに限られるものではなく、隣り合う固定係数乗算器の入力端の間にｎ（ｎは３又は５以上の整数）個の遅延レジスタが設けられていれば、各固定係数乗算器の乗算値を加算することによって連続して得られるｎ個の加算値を加算し、加算により得られる加算値を相関値として出力するようにしてもよい。
【０１５９】
（１０）  上記の第５の実施の形態では、隣り合う固定係数乗算器の入力端の間に２個の遅延レジスタが設けられているので、加算器５４３から連続して出力される２個の加算値を加算し、加算により得られる加算値を第１相関値として出力している。しかしながら、これに限られるものではなく、隣り合う固定係数乗算器の入力端の間にｎ（ｎは３以上の整数）個の遅延レジスタが設けられていれば、各固定係数乗算器の乗算値を加算することによって連続して得られるｎ個の加算値を加算し、加算により得られる加算値を第１相関値として出力するようにしてもよい。
【０１６０】
また、隣り合う固定係数乗算器の入力端の間に２個の遅延レジスタが設けられているので、減算器５４６から連続して出力される２個の減算値を加算し、加算により得られる加算値を第２相関値として出力している。しかしながら、これに限られるものではなく、隣り合う固定係数乗算器の入力端の間にｎ（ｎは３以上の整数）個の遅延レジスタが設けられていれば、奇数段目の各固定係数乗算器の乗算値の合計から偶数段目の各固定係数乗算器の乗算値の合成を減算することによって連続して得られるｎ個の減算値を加算し、加算により得られる加算値を第２相関値として出力するようにしてもよい。
【０１６１】
（１１）  上記の第３及び第６の実施の形態では、図２５及び図２６に示すフレームフォーマットを有する信号フレームを検出対象としているが、第３及び第６の実施の形態と同一構成の信号検出部は、さらに、図２０及び図２１に示すフレームフォーマットを有する信号フレームも検出対象にしてもよい。
図２０に示すフレームフォーマットを有する信号フレームｆ１００は、連続する３つの単一チャネルの全ての帯域を周波数帯域とする第１拡張チャネルを伝送する。信号フレームｆ１００は、３つの単一チャネルの夫々に対応したトレーニングシンボルｆ１１０，ｆ１１１，ｆ１１５を有しており、各トレーニングシンボルｆ１１０，ｆ１１１，ｆ１１５は図２５のトレーニングシンボルＦ１１０と同じ波形パターンをしている。
【０１６２】
なお、第１拡張チャネルのうち、周波数帯域が高い側から低い側へ順に単一チャネルに対応する部分を「ＵｐｐｅｒＡチャネル」、「Ｍｉｄｄｌｅチャネル」、「ＬｏｗｅｒＡチャネル」と言う。
但し、信号フレームｆ１００には、ＬｏｗｅｒＡチャネル、Ｍｉｄｄｌｅチャネル、ＵｐｐｅｒＡチャネルの夫々に対応した制御情報シンボルｆ１２０，ｆ１２１，ｆ１２５、第１拡張チャネルのチャネル特性の推定などに用いられるトレーニングシンボルｆ１３０、及びデータシンボルｆ１４０が含まれている。
【０１６３】
図２１に示すフレームフォーマットを有する信号フレームｆ２００は、連続する４つの単一チャネルの全ての帯域を周波数帯域とする第２拡張チャネルを伝送する。信号フレームｆ２００は、４つの単一チャネルの夫々に対応したトレーニングシンボルｆ２１０，ｆ２１１，ｆ２１３，ｆ２１５を有しており、各トレーニングシンボルｆ２１０，ｆ２１１，ｆ２１３，ｆ２１５は図２５のトレーニングシンボルＦ１１０と同じ波形パターンをしている。
【０１６４】
なお、第２拡張チャネルのうち、周波数帯域が高い側から低い側へ順に単一チャネルに対応する部分を「ＵｐｐｅｒＵチャネル」、「ＭｉｄｄｌｅＵチャネル」、「ＭｉｄｄｌｅＬチャネル」、「ＬｏｗｅｒＬチャネル」と言う。
但し、信号フレームｆ２００には、ＵｐｐｅｒＵチャネル、ＭｉｄｄｌｅＵチャネル、ＭｉｄｄｌｅＬチャネル、ＬｏｗｅｒＬチャネルの夫々に対応した制御情報シンボルｆ２２０，ｆ２２１，ｆ２２３，ｆ２２５、第２拡張チャネルのチャネル特性の推定などに用いられるトレーニングシンボルｆ２３０、及びデータシンボルｆ２４０が含まれている。
【０１６５】
ここでの無線通信機器は、さらに、単一チャネルＣｈ１〜Ｃｈ３にまたがる第１拡張チャネル、単一チャネルＣｈ２〜Ｃｈ４にまたがる第１拡張チャネル、及び単一チャネルＣｈ１〜Ｃｈ４にまたがる第２拡張チャネルも無線通信に用いる。
信号検出部は、図９に示す信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０，Ｆ５１０〜Ｆ５４０に加えて、図２２に示す信号フレームＦ６１０〜Ｆ６６０及び図２３に示す信号フレームＦ７１０〜Ｆ７７０も検出対象とする。但し、図２２及び図２３は信号検出部が検出する信号フレームと伝送チャネルとの関係を示す模式図である。なお、信号フレームＦ６１０〜Ｆ６６０は図２０に示したフレームフォーマットを有する信号フレームであり、信号フレームＦ７１０〜Ｆ７７０は図２１に示したフレームフォーマットを有する信号フレームである。また、チャネルＣｈａ〜Ｃｈｄは単一チャネルである。
【０１６６】
以下では、第３の実施の形態の信号検出部を例に記載する。
なお、Ａ／Ｄ変換部３２０のサンプリング周波数は８０ＭＨｚとなっており、複素信号の標本化定理により定まる、第２拡張チャネル上の信号フレームを復元するのに必要な８０ＭＨｚ以上の条件を満たしている。
間引部３３０から出力される信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０，Ｆ５１０〜Ｆ５４０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムは図１１及び図１２に示すものになる。
【０１６７】
間引部３３０から出力される信号フレームＦ６３０，Ｆ７３０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムは、図１２（ａ）に示すものになる。
間引部３３０から出力される信号フレームＦ６４０，Ｆ７４０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムは、図１１（ａ）に示すものになる。
間引部３３０から出力される信号フレームＦ６５０，Ｆ７６０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムは、図１２（ｃ）に示すものになる。
【０１６８】
間引部３３０から出力される信号フレームＦ６６０，Ｆ７７０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムは、図１１（ｄ）に示すものになる。
［信号フレームＦ６１０，Ｆ７２０］
図２４（ａ）の上段側はＡ／Ｄ変換部３２０から出力される信号フレームＦ６１０，Ｆ７２０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示し、下段側は間引部３３０から出力される信号フレームＦ６１０，Ｆ７２０のベースバンドでの信号スペクトラムを示す。
【０１６９】
信号フレームＦ６１０，Ｆ７２０では、単一チャネルＣｈ１，Ｃｈ２，Ｃｈ３上にのみショートトレーニングシンボルが存在するので、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号は、図２４（ａ）の上段側に示すように、−４０ＭＨｚから２０ＭＨｚに信号成分を持つ。
図２４（ａ）の下段側に示すように、間引部３３０から出力されるトレーニング期間信号では、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号の信号成分のうち、−４０ＭＨｚから−３０ＭＨｚ、−２０ＭＨｚから−１０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって０ＭＨｚから１０ＭＨｚに現れ、−３０ＭＨｚから−２０ＭＨｚ、１０ＭＨｚから２０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって−１０ＭＨｚから０ＭＨｚに現れる。
【０１７０】
［信号フレームＦ６２０，Ｆ７５０］
図２４（ｂ）の上段側はＡ／Ｄ変換部３２０から出力される信号フレームＦ６２０，Ｆ７５０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示し、下段側は間引部３３０から出力される信号フレームＦ６２０，Ｆ７５０のベースバンドでの信号スペクトラムを示す。
【０１７１】
信号フレームＦ６２０，Ｆ７５０では、単一チャネルＣｈ２，Ｃｈ３，Ｃｈ４上にのみショートトレーニングシンボルが存在するので、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号は、図２４（ｂ）の上段側に示すように、−２０ＭＨｚから４０ＭＨｚに信号成分を持つ。
図２４（ｂ）の下段側に示すように、間引部３３０から出力されるトレーニング期間信号では、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号の信号成分のうち、−２０ＭＨｚから−１０ＭＨｚ、２０ＭＨｚから３０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって０ＭＨｚから１０ＭＨｚに現れ、１０ＭＨｚから２０ＭＨｚ、３０ＭＨｚから４０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって−１０ＭＨｚから０ＭＨｚに現れる。
【０１７２】
［信号フレームＦ７１０］
図２４（ｂ）の上段側はＡ／Ｄ変換部３２０から出力される信号フレームＦ７１０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムを示し、下段側は間引部３３０から出力される信号フレームＦ７１０のベースバンドでの信号スペクトラムを示す。
信号フレームＦ７１０では、単一チャネルＣｈ１，Ｃｈ２，Ｃｈ３，Ｃｈ４上にショートトレーニングシンボルが存在するので、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号は、図２４（ｃ）の上段側に示すように、−４０ＭＨｚから４０ＭＨｚに信号成分を持つ。
【０１７３】
図２４（ｃ）の下段側に示すように、間引部３３０から出力されるトレーニング期間信号では、Ａ／Ｄ変換部３２０から出力されるトレーニング期間信号の信号成分のうち、−４０ＭＨｚから−３０ＭＨｚ、−２０ＭＨｚから−１０ＭＨｚ、２０ＭＨｚから３０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって０ＭＨｚから１０ＭＨｚに現れ、−３０ＭＨｚから−２０ＭＨｚ、１０ＭＨｚから２０ＭＨｚ、３０ＭＨｚから４０ＭＨｚの信号成分は折り返し信号成分となって−１０ＭＨｚから０ＭＨｚに現れる。
【０１７４】
なお、上記の折り返し信号成分は、無線通信のベースバンド信号処理では、９０度位相が異なる直交したＩ軸信号とＱ軸信号とを夫々処理するため、当該折り返し信号成分の元となった信号成分に対して位相回転が逆方向の信号成分として現れる。
信号フレームＦ３２０，Ｆ３３０，Ｆ５１０，Ｆ５２０のトレーニングシンボル（図２５のトレーニングシンボルＦ１１０が対応）、信号フレームＦ３１０，Ｆ３４０，Ｆ３５０，Ｆ５２０，Ｆ５４０の２つのトレーニングシンボル（図２６のトレーニングシンボルＦ２１０，Ｆ２１５が対応）、信号フレームＦ６１０〜Ｆ６６０の３つのトレーニングシンボル（図２０のトレーニングシンボルｆ１１０，ｆ１１１，ｆ１１５が対応）、信号フレームＦ７１０〜Ｆ７７０の４つのトレーニングシンボル（図２１のトレーニングシンボルｆ２１０，ｆ２１１，ｆ２１３，ｆ２１５が対応）の信号波形は上述したように互いに同じ波形パターンである。
【０１７５】
以上のことから、エイリアシングの発生を利用して得られる間引部３３０から出力される各信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０，Ｆ５１０〜Ｆ５４０，Ｆ６１０〜Ｆ６６０，Ｆ７１０〜Ｆ７７０のトレーニング期間信号のベースバンドでの信号スペクトラムは、信号フレームの検出では、互いに同じスペクトラムパターンであると仮定してよいと考えられる。
【０１７６】
従って、各信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０，Ｆ５１０〜Ｆ５４０，Ｆ６１０〜Ｆ６６０，Ｆ７１０〜Ｆ７７０を検出するために、ハーフバンド相関フィルタ３４０において相互相関演算に同じ参照信号を用いることができる。
上述したことから、第３の実施の形態の信号検出部をそのまま適用可能であることが分かる。
【０１７７】
なお、上述の記載から分かるように、第６の実施の形態の信号検出部をそのまま適用して、各信号フレームＦ３１０〜Ｆ３５０，Ｆ５１０〜Ｆ５４０，Ｆ６１０〜Ｆ６６０，Ｆ７１０〜Ｆ７７０を検出することが可能である。
（１２）  Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数に等しい周波数帯域に周波数帯域幅が最小の伝送チャネル（以下、「最小チャネル」と言う。）がｎ（ｎは整数）個含まれる場合、本発明の信号検出部は、最小チャネルの周波数帯域幅のｍ（１からｎまでの各値）倍の周波数帯域幅に対応し、先頭に最小チャネルの各々に対応したｍ個のトレーニングシンボルを有するフレームフォーマットの信号フレームのうちの任意の信号フレームを検出対象にすることができる。
【０１７８】
（１３）  上記の第１及び第２の実施の形態では、Ａ／Ｄ変換部１２０のサンプリング周波数は拡張チャネルの周波数帯域幅の１倍であり、間引部１３０の間引条件は入力されたサンプリングデータを１個置きに出力することである。また、上記の第３の実施の形態では、Ａ／Ｄ変換部３２０のサンプリング周波数は拡張チャネルの周波数帯域幅の２倍であり、間引部３３０の間引条件は入力されたサンプリングデータを３個置きに出力することである。
【０１７９】
しかしながら、これらに限られるものではなく、第１及び第３の実施の形態において、Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数を拡張チャネルの周波数帯域幅のｎ（ｎは３以上の整数）倍とし、間引部の間引条件は入力されるサンプリングデータを（ｎ×２−１）個置きに出力することとしてもよい。
また、第２の実施の形態において、Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数を拡張チャネルの周波数帯域幅のｎ（ｎは２以上の整数）倍とし、間引部の間引条件は入力されるサンプリングデータを（ｎ×２−１）個置きに出力することとしてもよい。
【０１８０】
さらに、第１から第３の実施の形態において、Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数は複素信号の標本化定理に基づいて対象とする信号フレームの全てを復元することができるように定めればよく、間引条件は対象とする信号フレームの全部又は一部を同じ相関フィルタ（同じ参照信号を利用した相関演算）により検出できるように定めればよい。なお、Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数及び間引部の間引条件の設定は、間引部から出力される信号フレームのトレーニング期間信号の信号スペクトラムが信号検出に関して同じスペクトラムパターンと仮定できるように考慮して行うことが望ましい。
【０１８１】
（１４）  上記の第４及び第５の実施の形態では、Ａ／Ｄ変換部１２０のサンプリング周波数は拡張チャネルの周波数帯域幅の１倍であり、隣り合う固定係数乗算器の入力端の間に２個の遅延レジスタが設けられている。また、上記の第６の実施の形態では、Ａ／Ｄ変換部３２０のサンプリング周波数は拡張チャネルの周波数帯域幅の２倍であり、隣り合う固定係数乗算器の入力端の間に４個の遅延レジスタが設けられている。
【０１８２】
しかしながら、これらに限られるものではなく、第４及び第６の実施の形態において、Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数を拡張チャネルの周波数帯域幅のｎ（ｎは３以上の整数）倍とし、隣り合う固定係数乗算器の入力端の間にｎ×２個の遅延レジスタを設けるようにしてもよい。
また、第５の実施の形態において、Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数を拡張チャネルの周波数帯域幅のｎ（ｎは２以上の整数）倍とし、隣り合う固定係数乗算器の入力端の間にｎ×２個の遅延レジスタを設けるようにしてもよい。
【０１８３】
さらに、第４から第６の実施の形態において、Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数は複素信号の標本化定理に基づいて対象とする信号フレームの全てを復元することができるように定めればよく、隣接する固定係数乗算器の入力端の間に設ける遅延レジスタの数は対象とする信号フレームの全部又は一部を同じ相関フィルタ（同じ参照信号を利用した相関演算）により検出できるように定めればよい。なお、Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数及び隣接する固定係数乗算器の入力端の間に設ける遅延レジスタの数の設定は、固定係数乗算器が乗算に用いるサンプリングデータに関する、信号フレームのトレーニング期間信号の信号スペクトラムが信号検出に関して同じスペクトラムパターンと仮定できるように考慮して行うことが望ましい。
【０１８４】
（１５）  上記の各実施の形態では、相関値の算出に相互相関演算を実行する相関フィルタが用いられているが、これに限らず、相関値の算出に自己相関演算を実行する相関フィルタが用いられてもよい。
（１６）上記の各実施の形態の無線通信機器或いは信号検出部は、典型的には集積回路であるＬＳＩ(Large Scale Integration)として実現されてよい。各回路を個別に１チップとしてもよいし、全ての回路又は一部の回路を含むように１チップ化されてもよい。
【０１８５】
ここでは、ＬＳＩとして記載したが、集積度の違いにより、ＩＣ(Integrated Circuit)、システムＬＳＩ、スーパＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後にプログラム化することが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。プロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがメモリに格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよい。
【０１８６】
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
【産業上の利用可能性】
【０１８７】
本発明は、非同期で到来する信号フレームを検出する信号検出装置に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１８８】
【図１】第１の実施の形態の信号検出部が検出する信号フレームと伝送チャネルとの関係を示す模式図。
【図２】第１の実施の形態の信号検出部を備える無線通信機器の装置構成図。
【図３】図２の間引部によるサンプリングデータの間引処理を説明するための図。
【図４】図２の間引部からの出力データの信号スペクトラムを説明するための図。
【図５】図２のハーフバンド相関フィルタのフィルタ構成図。
【図６】第２の実施の形態の信号検出部が検出する信号フレームと伝送チャネルとの関係を示す模式図。
【図７】第２の実施の形態の信号検出部の装置構成図。
【図８】図７の間引部からの出力データの信号スペクトラムを説明するための図。
【図９】第３の実施の形態の信号検出部が検出する信号フレームと伝送チャネルとの関係を示す模式図。
【図１０】第３の実施の形態の信号検出部を備える無線通信機器の装置構成図。
【図１１】図１０の間引部からの出力データの信号スペクトラムを説明するための図。
【図１２】図１０の間引部からの出力データの信号スペクトラムを説明するための図。
【図１３】第４の実施の形態の信号検出部を備える無線通信機器の装置構成図。
【図１４】図１３の相関フィルタのフィルタ構成図。
【図１５】第５の実施の形態の信号検出部の装置構成図。
【図１６】第６の実施の形態の信号検出部の装置構成図。
【図１７】第７の実施の形態の無線通信機器の装置構成図。
【図１８】第８の実施の形態の無線通信機器の装置構成図。
【図１９】図１８の相関フィルタの装置構成図。
【図２０】第１拡張チャネルで伝送される信号フレームのフレームフォーマット例。
【図２１】第２拡張チャネルで伝送される信号フレームのフレームフォーマット例。
【図２２】他の信号検出部が検出する信号フレームと伝送チャネルとの関係を示す模式図。
【図２３】他の信号検出部がさらに検出する信号フレームと伝送チャネルとの関係を示す模式図。
【図２４】他の信号検出部の間引部からの出力データの信号スペクトラムを説明するための図。
【図２５】単一チャネルで伝送される信号フレームのフレームフォーマット例。
【図２６】拡張チャネルで伝送される信号フレームのフレームフォーマット例。
【図２７】拡張チャネルに対応した従来の信号検出部の装置構成図。
【図２８】拡張チャネルに対応した従来の他の信号検出部の装置構成図。
【符号の説明】
【０１８９】
１００  無線通信機器
１１０  アンテナ
１２０  Ａ／Ｄ変換部
１３０  間引部
１４０  ハーフバンド相関フィルタ
１５０  同期判定部
１６０  ＦＦＴ部
１７０  復調部
１４１１〜１４１７  遅延レジスタ
１４２０〜１４２７  固定係数乗算器
１４３  加算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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