(57)【要約】【課題】誤り訂正符号化処理を行った送信データをより高精度に復号する無線通信システムを提供する。【解決手段】この無線通信システムは、誤り訂正符号化処理を行って信号を送信する送信装置と、誤り訂正処理を行う受信装置とを備え、前記受信装置は、受信したパイロット信号から伝搬路特性を推定し、各変調信号における雑音の分散を推定して、前記伝播特性と前記雑音の分散を復号処理（最尤系列推定、ターボ復号等）に使用するものである。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
誤り訂正符号化処理を行って信号を送信する送信装置と通信する受信装置であって、受信したパイロット信号から、伝搬路特性を推定する伝搬路特性推定部と、各変調信号における雑音の分散を推定する干渉雑音推定部と、前記伝搬路特性と前記雑音の分散から受信したデータ信号に対し、誤り訂正処理を行う復号部と、を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の受信装置において、前記復号部は、前記雑音の分散を用いてユークリッド距離を正規化することを特徴とする受信装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の受信装置において、前記干渉雑音推定部は、前記伝搬路特性と、受信したパイロット信号から雑音の分散を推定することを特徴とする受信装置。
【請求項４】
請求項１または２に記載の受信装置において、前記干渉雑音推定部は、前記伝搬路特性と、前記復号部で復号されたデータから生成された受信信号レプリカから雑音の分散を推定することを特徴とする受信装置。
【請求項５】
誤り訂正符号化処理を行って信号を送信する送信装置と、誤り訂正処理を行う受信装置とを備える無線通信システムにおいて、前記受信装置は、受信したパイロット信号から伝搬路特性を推定し、各変調信号における雑音の分散を推定し、前記雑音の分散を復号処理に使用することを特徴とする無線通信システム。
【請求項６】
請求項５に記載の無線通信システムにおいて、前記復号処理は、受信した信号から計算されるユークリッド距離を前記雑音の分散で正規化することを特徴とする無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムおよび受信装置に関し、特に、誤り訂正符号化処理を行った送信データを高精度に復号できる無線通信システムおよび受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信技術の発展により様々な無線通信システムが混在している。
近年の無線通信システムでは、無線信号が通過する無線伝搬路の変動だけでなく、より低い受信レベルでもデータを復調できるように、通信路符号化・復号技術が適用されている。
【０００３】
この通信路符号化・復号技術の中で、特に最近使用されているものとして、畳み込み符号化やターボ符号化があり、復号処理としては最尤系列推定（ビタビ復号）やターボ復号があり、これらは携帯電話や無線ＬＡＮ（Local Area Network）などで既に使用されている。
【０００４】
しかしながら、これらはもともと符号理論の分野で開発された技術であり、時間的、もしくは周波数的に無相関なガウス性を有する加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：Additive White Gaussian Noise）のみが送信信号に対して擾乱を与えるという場合において最適化されたものであり、ＡＷＧＮ環境下であるという前提では、受信ビットのみを用いて復号できるという特徴がある。
【０００５】
ここでは、最尤系列推定（ＭＬＳＥ：Maximum Likelihood Sequence Estimation）について説明する。最尤系列推定で判定に用いられる式は、k番目のサンプルにおける受信信号をr(k)、そのときの送信信号をs(k)とすると、各信号における雑音の分散が一定であるという前提で式（１）のように表される。式（１）において、σ２は雑音の分散、Ｎは系列長を表すものとする。
【０００６】
【数１】
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【０００７】
この式（１）は、各受信信号がガウス分布で表されることを前提としており、各系列のガウス分布の乗算で表されている。これは、系列全体の受信信号の結合確率密度関数を表しており、起こりうる全ての送信信号s(k)を全ての時系列で総当たりし、式（１）の値が最大となるような系列が送信された系列であるとする手法である。
次に、式（１）を変形すると、式（２）のように表される。
【０００８】
【数２】
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【０００９】
ここで、式（２）が最大値をとるのは、全受信信号の分散が一定であるという条件では、|r(k)-s(k)|２の和が最小となるときであることが分かる。
したがって、ＭＬＳＥを実現するビタビ復号などは、分散が一定である場合には受信信号のみで行えば理論的に正しい系列推定が可能となる。
【００１０】
一方、無線通信システム技術において、無線ＬＡＮは本来ホットスポットとして利用されるものであるため、擾乱は受信機のＡＷＧＮのみであり問題はない。
しかし、近年の携帯電話に代表されるセルラシステムでは、周波数の有効利用を目的として、全てのセルで同一周波数を使用する１セル周波数繰り返しシステムが有望視されている。
【００１１】
この場合、復号処理は隣接セルからの干渉を受信機における雑音としてみなして復号処理するものの、干渉は隣接セルから無線伝搬路を介しても受信されるので、受信機の雑音に相関がなくても、干渉に関しては、伝搬路のインパルス応答に起因する相関が発生してしまうことがある。
【００１２】
そのため、結果的に干渉と雑音を受信機における雑音とみなしたときには、ＡＷＧＮという前提が崩れてしまい、干渉の強いセル境界付近で伝送特性が劣化してしまうという問題がでてくる。この場合、式（１）における分散σ２がkに依存することになるので、σ２はσ２(k)となり、式（２）は式（３）のように表される。
【００１３】
【数３】
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【００１４】
この場合は、|r(k)-s(k)|２/２σ２(k)（即ち、分散で正規化されたユークリッド距離）を計算し、その和を最小とする物理量を計算しなければならない。
【００１５】
これに対し、特許文献１では、復号器内部でユークリッド距離を計算した後にその分散を推定し、正規化することでＡＷＧＮとして復号処理する手法が提案されている。
図１１は、特許文献１に示された受信機の構成図とは異なるが、分散値を推定し、正規化するという説明を簡単にしたときの図である。
【００１６】
同図において、受信機は、パイロット分離部１００１、伝搬路推定部１００２、参照信号生成部１００３、伝搬路乗算部１００４、ユークリッド距離計算部１００５、ユークリッド距離分散推定部１００６、ユークリッド距離正規化部１００７、メトリック計算部１００８、生き残りパス選択部１００９から構成される。
【００１７】
まず、受信信号は、パイロット分離部１００１により、伝搬路特性推定用のパイロット信号が分離され、パイロット信号は伝搬路推定部１００２に入力され、伝搬路特性が推定される。同時に、パイロット信号を分離された受信信号は、ユークリッド距離計算部１００５に入力される。
【００１８】
一方、参照信号生成部１００３により、生成された送信され得る送信信号の参照値が生成され、伝搬路乗算部１００４により伝搬路特性を乗算して、雑音や干渉の影響を受けていない受信信号の候補が生成されて、ユークリッド計算部１００５に入力される。
【００１９】
ユークリッド計算部１００５では、パイロット信号を分離された受信信号から受信信号の候補を引き算し、その絶対値の２乗を計算することでユークリッド距離を計算する。このように計算されたユークリッド距離は、ユークリッド距離分散推定部１００６により分散が推定され、ユークリッド距離正規化部１００７により正規化される。
【００２０】
その後、メトリック計算部１００８により、正規化されたユークリッド距離を１ビット前までに計算されたメトリックに加算することでメトリックを計算し、生き残りパス選択部１００９により生き残りパスを選択する。
【００２１】
さらに、送信ビット数だけこの操作を繰り返し、図示しない系列推定部で最終状態のメトリックが最小となるパスをたどることで各ビットを推定する。ここで、メトリック計算部１００８から２本の信号が出力されるのは、同じ状態に遷移するパスが２本あるためである。
【特許文献１】特開２００６−２８６０７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
しかしながら、分散の測定は複数の同じ分散を有する信号の二乗値を平均化することで得られるものであり、本来受信ビットごとのユークリッド距離を計算した後に推定するためには、ほぼ同じ値となるような分散を持つ送信信号のユークリッド距離のみを抽出して分散を測定する必要がある。
【００２３】
さらに、特許文献１では、光ディスクのジッタに起因して変化する分散値を推定することを対象としたものであることから、予め各ビットに影響を与える分散を復号器内部で推定する必要がある。
【００２４】
また、この方式を無線通信システムに導入する場合、無線通信システムではビットの並びをランダムにするインターリーバなどが通常用いられるため、特許文献１に示される方法を導入しても、ビットに影響を与えているほぼ同じ程度の分散を有する受信ビットが点在化してしまい適切な動作ができない。
【００２５】
本発明は、上述のような実情を考慮してなされたものであって、誤り訂正符号化処理を行った送信データをより高精度に復号する無線通信システムおよび受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
上記の課題を解決するために、本発明の無線通信システムは、誤り訂正符号化処理を行って信号を送信する送信装置と、誤り訂正処理を行う受信装置とを備えたものであって、
該受信装置は、受信したパイロット信号から、伝搬路特性を推定する伝搬路特性推定部と、各変調信号における雑音の分散を推定する干渉雑音推定部と、前記伝搬路特性と前記雑音の分散から受信したデータ信号に対し、誤り訂正処理を行う復号部と、を備えるものである。
【００２７】
さらに、前記復号部は、誤り訂正処理を行うときには、前記雑音の分散を用いて計算した正規化されたユークリッド距離を用いるものとする。
前記干渉雑音推定部は、前記伝搬路特性と、受信したパイロット信号から雑音の分散を推定するか、または、前記伝搬路特性と、前記復号部で復号されたデータから生成された受信信号レプリカから雑音の分散を推定するようにした。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、誤り訂正符号化処理を行った送信データに対して、無線通信システムにおける雑音の変化の原因を把握して、復号部の外部で雑音の分散を推定し、その分散を復号に使用するため、より高い精度で復号することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、図面を参照して本発明の無線通信システムおよび受信装置の好適な実施形態について説明する。
以下の実施形態では、１周波数繰り返しセルラシステムの伝送方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を用いるものとし、隣接セルからの干渉が周波数選択性フェージングを受けてサブキャリア毎に雑音（ここでは、干渉と受信装置における雑音の和）の分散が異なる場合を想定する。
【００３０】
尚、雑音の分散が時間的に変化する場合でも、同様に分散を推定し、その分散値を考慮した誤り訂正処理が行えるので、分散がシンボルごとに変化するシングルキャリア方式でも導入が可能である。
【００３１】
＜第１の実施形態＞
第１の実施形態では、復号アルゴリズムとして最尤系列推定を用いる場合を想定しているが、この最尤系列推定を実現するアルゴリズムには、一般に、ビタビアルゴリズムが用いられることが多い。
【００３２】
図１は、第１の実施形態における無線通信システムの概要図である。同図において、１０ａは希望信号を送信している第１基地局装置、１０ｂは隣接セルで他の端末と通信しており、干渉信号を送信している第２基地局装置、２０ａは第１基地局装置１０ａと通信をしている端末装置である。
【００３３】
この場合、端末装置２０ａについては、第１基地局装置１０ａから送信される信号３０ａは希望信号、第２基地局装置１０ｂから送信される信号４０ｂは干渉信号となる。
また、端末装置２０ｂについては、第２基地局装置１０ｂから送信される信号３０ｂは希望信号、第１基地局装置１０ａから送信される信号４０ａは干渉信号となる。
【００３４】
ここで、ＯＦＤＭ方式を想定した場合、希望信号の周波数特性と干渉信号の周波数特性、および受信装置における熱雑音が各サブキャリアの受信状況を決定することになる。そのため、雑音に相当する各サブキャリアの干渉と雑音の和は周波数選択性を持つ、即ち有相関となり、その結果各サブキャリアで雑音の分散が異なってくるので、式（３）を最大とするような系列を推定する必要がある。
【００３５】
図２は、第１の実施形態に係る送信装置の一例である。同図において、送信装置は、符号部１００、インターリーバ部１０１、変調部１０２、Ｓ／Ｐ（直並列）変換部１０３、ＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換：Inverse Discrete Fourier Transform）部１０４、Ｐ／Ｓ（並直列）変換部１０５、パイロット信号生成部１０６、パイロット多重部１０７、ＧＩ（ガードインターバル：Guard Interval）挿入部１０８、無線部１０９、送信アンテナ１１０より構成される。
【００３６】
まず、送信ビットは、符号部１００により通信路符号化され、インターリーバ部１０１により符号ビットが並び替えられ、変調部１０２により変調がなされる。その後、Ｓ／Ｐ変換部１０３により変調データが並列化され、ＩＤＦＴ部１０４により時間信号に変換される。時間信号は、Ｐ／Ｓ変換部１０５により直列化される。
【００３７】
一方、パイロット信号生成部１０６により生成された伝搬路推定用信号は、パイロット多重部１０７で前述の直列化された時間信号と多重され、ＧＩ挿入部１０８によりガードインターバルが挿入される。
最後に、無線部１０９により無線周波数にアップコンバートされ、送信アンテナ１１０により送信される。
【００３８】
図３は、第１の実施形態に係る受信装置の一例である。同図において、受信装置は、受信アンテナ１１１、無線部１１２、ＧＩ除去部１１３、パイロット分離部１１４、伝搬路特性推定部１１５、干渉雑音推定部１１６、Ｓ／Ｐ変換部１１７、ＤＦＴ部１１８、Ｐ／Ｓ変換部１１９、参照信号生成部１２０、伝搬路特性乗算部１２１、ユークリッド距離計算部１２２、ユークリッド距離正規化部１２３、デインターリーバ部１２４、最尤系列推定部１２５から構成される。
【００３９】
ここで、参照信号生成部１２０、伝搬路特性乗算部１２１、ユークリッド距離計算部１２２、ユークリッド距離正規化部１２３、デインターリーバ部１２４、最尤系列推定部１２５が一般的に言われている復号部であり、復号部には受信信号と雑音の分散、伝搬路特性が入力される。
【００４０】
まず、受信信号は、受信アンテナ１１１で受信され、無線部１１２において無線周波数からダウンコンバートされる。
次に、ＧＩ除去部１１３によりガードインターバルが除去され、パイロット分離部１１４においてパイロット信号とデータ信号に分離される。
【００４１】
伝搬路特性推定部１１５では、分離されたパイロット信号から、希望信号が通過した伝搬路の周波数応答が推定される。ここで、希望信号が通過した伝搬路の周波数応答は、伝搬路のインパルス応答に対し、セル半径などに応じて設計される遅延波の最大遅延時間に応じた時間窓をかけ、干渉を含む雑音を抑圧することで推定される。
干渉雑音推定部１１６では、このように推定された伝搬路の周波数応答と元の受信パイロット信号を用いて、各サブキャリアの雑音の分散が推定される。
【００４２】
一方、分離されたデータ信号は、Ｓ／Ｐ変換部１１７により並列化された後、ＤＦＴ部１１８により周波数変換されることで各サブキャリアが分離される。各サブキャリアの信号は、Ｐ／Ｓ変換部１１９により直列化される。
【００４３】
次に、復号部の処理について説明する。
まず、参照信号生成部１２０では、送信され得る全送信信号の候補を生成し、その後、伝搬路特性乗算部１２１では、推定された伝搬路の周波数応答を用いて、受信され得る全ての受信信号の候補を生成し、その後、ユークリッド距離計算部１２２において、受信信号と受信信号の候補の距離を計算することで、ユークリッド距離を計算する。
【００４４】
次に、ユークリッド距離正規化部１２３は、干渉雑音推定部１１６により推定された雑音の分散と、ユークリッド距離計算部１２２により計算されたユークリッド距離とから正規化されたユークリッド距離を計算する。
【００４５】
二値位相変調（BPSK：Binary Phase Shift Keying）の場合、１サブキャリアに１ビットの符号ビットの情報がのるので、サブキャリアとビットのインデックスが同一になるため、k番目のビットのユークリッド距離は、式（４）で計算される。
【００４６】
【数４】
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【００４７】
式（４）において、ｄ(k,1)、ｄ(k,0)は、送信ビットがそれぞれ１、０の場合のｋ番目のサブキャリアにおける正規化されたユークリッド距離、Ｒ(k)はｋ番目のサブキャリアの受信信号でありＰ／Ｓ変換部１１９の出力、Ｈｅｓｔ(k)はｋ番目のサブキャリアにおける伝搬路の複素利得であり伝搬路特性推定部１１５の出力である。Ｒ(k)、Ｈｅｓｔ(k)は複素数で表される。また、Ｓｒｅｆ(k,1)、Ｓｒｅｆ(k,0)は、送信ビットが１の場合と０の場合でそれぞれの送信信号の候補であり、参照信号生成部１２０の出力である。尚、σ２（ｋ）は干渉雑音推定部１１６の出力であるが、この値の代表的な算出方法、即ち干渉雑音推定部１１６の詳細な動作については後述する。また、σ２（ｋ）は、ＯＦＤＭシンボル毎に算出されるものとしている。
【００４８】
伝搬路特性乗算部１２１は、式（４）中のＨｅｓｔ(k)×Ｓｒｅｆ(k,m)の演算を行う。そして、ユークリッド距離計算部１２２は、式（４）の分子に対応した演算を行う。さらに、ユークリッド距離正規化部１２３では、式（４）の分母に示された除算が行われ、d(k,m)が出力される。
【００４９】
また、式（４）では、ＢＰＳＫの場合で説明したが、他の変調方式の場合であっても、各符号ビットにおけるユークリッド距離の計算に使用できる。
例えば、１サブキャリアに２ビットの符号ビットの情報がのるＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）の場合、ＱＰＳＫシンボルを構成する１ビット目と２ビット目に分けて、以下の式（４'）、式（４''）で計算される。
【００５０】
【数５】
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【００５１】
式（４'）、式（４''）において、ｍ１およびｍ２は、それぞれＱＰＳＫシンボルを構成する１ビット目、２ビット目のビットの値、即ち０か１の値が代入される。
例えば、ＱＰＳＫシンボルを構成する１ビット目がｍ１＝０のときのユークリッド距離を計算する場合、１ビット目が０であるＱＰＳＫの２つの信号点Ｓｒｅｆ(k,0,m2)のうち、値が最小となるものを式（４'）におけるユークリッド距離とする。このように計算することで、１サブキャリアに数ビット含まれる変調方式を採用しても計算可能となる。
【００５２】
その後、ユークリッド距離正規化部１２３の出力である正規化されたユークリッド距離は、デインターリーバ部１２４によりビットの並び替えを元に戻し、最後に最尤系列推定部１２５により、最も確率の高い送信ビット系列が推定される。
【００５３】
次に、伝搬路の周波数応答の推定法および雑音の推定法の一例について説明する。
ここでは、パイロット信号を用いて伝搬路特性推定と雑音推定の両方を行う場合、即ち、上述の伝搬路特性推定部１１５、干渉雑音推定部１１６について説明する。
【００５４】
まず、伝搬路特性推定部１１５について説明する。
図４は、伝搬路特性推定部１１５の構成を示す一例である。同図において、伝搬路特性推定部１１５は、第１のＤＦＴ部２０１、複素除算部２０２、ＩＤＦＴ部２０３、時間フィルタ部２０４、第２のＤＦＴ部２０５から構成される。
【００５５】
受信パイロット信号は、第１のＤＦＴ部２０１により周波数軸の信号に変換され、パイロット信号は送受信側で既知の信号となるので、複素除算部２０２において送信パイロット信号で除算することで伝搬路の周波数応答を一旦得る。
【００５６】
得られた周波数応答から雑音の影響をさらに低減するために、ＩＤＦＴ部２０３により時間軸における伝搬路のインパルス応答に変換する。ここで、伝搬路のインパルス応答は無線伝搬路における遅延波の最大遅延時間の長さしかないので、時間フィルタ部２０４により、最大遅延時間以降のサンプルにのる干渉を含む雑音を抑圧、もしくは削除する。
その後、第２のＤＦＴ部２０５により、雑音の影響を低減されたインパルス応答を周波数応答に変換することで、伝搬路の周波数応答を得る。
【００５７】
ここで、この場合の伝搬路の推定精度は、時間フィルタにより大幅に向上することが知られており、一般にインパルス応答の長さはＯＦＤＭの場合、ＯＦＤＭシンボルの１０〜２０％の長さで設計されることが多いため、２０％の場合、実際にデータを検出する有効シンボル長がＯＦＤＭシンボル長の８０％になることから、有効シンボル区間／ガードインターバル区間＝８０／２０＝４、即ちデシベルに変換すると１０×ｌｏｇ１０４＝６ｄＢのフィルタ利得が得られる。
【００５８】
このように、伝搬路推定精度を時間フィルタにより受信時の信号雑音比より高めることができるので、推定された伝搬路の周波数応答を用いて干渉雑音電力も推定できる。
【００５９】
次に、干渉雑音推定部１１６について説明する。
図５は、干渉雑音推定部１１６の構成を示す一例である。同図において、干渉雑音推定部１１６は、ＤＦＴ部２１１、複素乗算部２１２、誤差測定部２１３、平均化部２１４から構成される。
【００６０】
得られた伝搬路の周波数応答
まず、ＤＦＴ部２１１では、受信パイロット信号を周波数軸の受信信号に変換する。一方、複素乗算部２１２では、送信パイロット信号と推定された伝搬路の周波数応答を乗算することで、干渉や雑音の影響を受けていない参照パイロット信号を得る。
誤差測定部２１３では、得られた参照パイロット信号と受信パイロット信号から、干渉を含む雑音による２乗誤差を式（９）により得る。
【００６１】
【数６】
2009130486.tif 000008
【００６２】
上記の式（９）において、ｅ(k)はｋ番目のサブキャリアの２乗誤差、Ｒｐ(k)はｋ番目のサブキャリアの受信パイロット信号、Ｈｅｓｔ(k)は伝搬路特性推定部１１５で推定されたｋ番目のサブキャリアにおける伝搬路の複素利得、Ｓｐ(k)は既知の送信パイロット信号である。
【００６３】
尚、受信パイロット信号は、上述のパイロット分離部１１４により得られ、通常、送信パイロット信号は、送受信側で既知の信号であり、それを送信してどれだけ送信パイロット信号が歪んだかを測定ることで伝搬路推定を行うことが前提となるので、受信側でも送信パイロット信号は既知となっており、それを用いるものとしている。
【００６４】
次に、平均化部２１４では、このように得られた２乗誤差を平均化する。
ＯＦＤＭの場合、伝搬路のインパルス応答の長さがＯＦＤＭシンボル長より短くなるので、近い周波数同士の干渉の変動は周波数軸上では相関がある。そのため、ＯＦＤＭシンボル内で平均化する場合には、複数の隣接サブキャリアをブロック化し、ブロック内平均値をブロック内の雑音の分散として扱う。
【００６５】
さらに、複数のＯＦＤＭシンボルを時間多重するフレーム化がなされている場合には、伝搬路の時間変動が緩やかな範囲で同じサブキャリア番号を用いて平均化してもよい。
この平均値は、時間、周波数方向に平均化するＯＦＤＭシンボル数をＸ、周波数方向に平均化するためのブロック内サブキャリア数をＹとすると、式（１０）で計算できる。
【００６６】
【数７】
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【００６７】
上記の式（１０）において、ｅ(x,y)はフレーム内のｘ番目のＯＦＤＭシンボルのｙ番目のサブキャリアにおける式（９）で計算される２乗誤差である。また、ｋはｙ'からｙ'＋Ｙのサブキャリアの範囲に含まれる全てのサブキャリアインデックスである。
【００６８】
このように、無線通信システムでは、雑音の分散は伝搬路に依存することが多く、この特徴を用いて雑音を干渉雑音推定部１１６で推定し、その値を復号部に入力することで、高い信頼性を持って送信データを検出できる。
【００６９】
一般に、干渉を含む雑音の相関は伝搬路に依存するものであり、隣接する複数のサブキャリア間で相関が高くなるため、分散を推定するときに隣接する複数のサブキャリア間で平均化することで推定でき、分散の推定精度が復号部の中で計算するより高まる。
【００７０】
さらに、送信装置において、インターリーブのようにビットを並び替えるような場合には、各ビットにのる雑音の分散の相関が隣接ビット間で低くなり、分散を推定しにくくなるが、本発明はビットの並びではなく伝搬路の相関を利用しているため、分散の推定にインターリーブの有無とは関係なくなるという効果もある。
【００７１】
また、この推定方式は、ＯＦＤＭ方式に基づくＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ（DFT-Spread-OFDM）方式に周波数領域等化（FDE：Frequency Domain Equalization）などの等化を用いる場合に必要な雑音推定にも適用可能である。
【００７２】
次に、第１の実施形態の受信装置における効果について説明する。
図６は、第１の実施形態の受信装置を用いた結果を示す一例である。同図において、横軸は受信Ｅｓ／Ｎ０、縦軸はビット誤り率を示す。ここで、Ｅｓは１サブキャリアあたりのエネルギー、Ｎ０は干渉も含めた平均雑音電力密度を表す。
【００７３】
同図の実線による曲線は、分散値まで考慮し、ユークリッド距離を正規化してメトリックを計算した特性を表し、点線による曲線は、雑音の分散値を考慮せずに、単にユークリッド距離のみを用いて復号した特性を示している。分散を考慮しないということは、式（４）における分母を１（もちろん、定数であれば１である必要はない。）にするということと同等であり、図３においては、ユークリッド距離正規化部１２３がない場合に相当する。この図６より、第１の実施形態の受信装置に効果があることが確認できる。
【００７４】
＜第２の実施形態＞
第２の実施形態は、第１の実施形態で用いられた復号アルゴリズムを最大事後確率（MAP：Maximum A Posteriori probability）推定アルゴリズムに置き換えた場合である。
一般に、ＭＡＰアルゴリズムでは、ＢＣＪＲ（Bahl-Cocke Jelinek-Raviv）アルゴリズムが用いられることが多いため、この方式を用いることを前提としている。
【００７５】
図７は、第２の実施形態に係る受信装置の一例である。同図において、受信装置は、受信アンテナ１１１、無線部１１２、ＧＩ除去部１１３、パイロット分離部１１４、伝搬路特性推定部１１５、干渉雑音推定部１１６、Ｓ／Ｐ変換部１１７、ＤＦＴ部１１８、Ｐ／Ｓ変換部１１９、参照信号生成部１２０、伝搬路特性乗算部１２１、ユークリッド距離計算部１２２、ユークリッド距離正規化部１２３、デインターリーバ部１２４、ＭＡＰ推定部１２６から構成される。
【００７６】
また、第１の実施形態と同様に、参照信号生成部１２０、伝搬路特性乗算部１２１、ユークリッド距離計算部１２２、ユークリッド距離正規化部１２３、デインターリーバ部１２４、ＭＡＰ推定部１２６からなるブロックがＭＡＰ復号部を構成している。
同図において、伝搬路特性乗算部１２１までの受信処理は、図３と同じであるため、ここでは説明を省略する。第１の実施形態との違いは、ＭＡＰ推定部１２６の復号処理が異なるだけである。
【００７７】
このようにユークリッド距離を正規化するために、予め受信信号から雑音の分散を推定しておくことで、ＭＡＰ推定においても式（３）で表される確率密度関数の信頼性が向上し、復号性能が向上する。
【００７８】
＜第２の実施形態の変形例＞
一般に、ターボ復号は、一方の復号部の出力から各ビットの尤度を算出し、それを他方の復号部に渡し、この一連の処理を所定の回数繰り返すことで徐々に送信ビットの信頼性を向上させていく手法である。
したがって、ターボ復号は、第２の実施形態で説明した復号部を２つ使用して繰り返し処理を適用することによって適用可能である。
【００７９】
図８は、ターボ復号を用いた場合の受信装置の一例である。同図において、受信装置は、受信アンテナ１１１、無線部１１２、ＧＩ除去部１１３、パイロット分離部１１４、伝搬路特性推定部１１５、干渉雑音推定部１１６、Ｓ／Ｐ変換部１１７、ＤＦＴ部１１８、Ｐ／Ｓ変換部１１９、参照信号生成部１２０、伝搬路特性乗算部１２１、ユークリッド距離計算部１２２、ユークリッド距離正規化部１２３、第１のＭＡＰ推定部１３７、第１の事前情報減算部１２８、第１のインターリーバ部１２９、第２のインターリーバ部１３０、第２のＭＡＰ推定部１３１、デインターリーバ部１３２、第２の事前情報減算部１３３から構成される。ただし、このときの送信装置の符号部には、ターボ符号化が採用されているものとする。
【００８０】
また、第２の実施形態と同様に、参照信号生成部１２０、伝搬路特性乗算部１２１、ユークリッド距離計算部１２２、ユークリッド距離正規化部１２３、第１のＭＡＰ推定部１３７、第１の事前情報減算部１２８、第１のインターリーバ部１２９、第２のインターリーバ部１３０、第２のＭＡＰ推定部１３１、デインターリーバ部１３２、第２の事前情報減算部１３３からなるブロックがターボ復号部を構成している。
図８において、図７と同じ機能を表す構成要素については、同じ符号を付して相違点について説明するものとする。
【００８１】
正規化されたユークリッド距離は、まず第１のＭＡＰ推定部１３７に入力され、誤り訂正処理が行われた後、誤り訂正処理により得られた信頼性情報が第１の事前情報減算部１２８に入力される。ここで、事前情報とは、繰り返しの中で行われる１つ前の誤り訂正処理までに改善した入力ビットが０か１かの信頼性を表す物理量である。そのため、１回目では減算は行われない。
【００８２】
次に、第１の事前情報減算部１２８より得られた各ビットの事前情報は、第１のインターリーバ部１２９によりビットの並びが並び替えられる。
第２のＭＡＰ推定部１３１では、ユークリッド距離正規化部１２３で得られたユークリッド距離を第２のインターリーバ部１３０で並び替えられたものと、第１のインターリーバ部１２９で並び替えられた事前情報を入力し、誤り訂正処理を施すことで、前のＭＡＰ推定より高い信頼性で各送信ビットの信頼性を得る。
得られた信頼性は、デインターリーバ部１３２により並びを元に戻され、第２の事前情報減算部１３３により入力された事前情報が減算される。
【００８３】
一方、第２の事前情報減算部１３３では、第２のＭＡＰ推定部１３１より出力されたビットの信頼性に対し、入力された信頼性を減算することで、第２のＭＡＰ推定部１３１により向上した信頼性を第１のＭＡＰ推定部１３７の事前情報として入力する。
【００８４】
以上の処理を所定の回数繰り返すことで、ターボ復号が可能となり、この場合もユークリッド距離正規化部１２３により各送信ビットの信頼性を向上させることができ、特性を改善することができる。
【００８５】
＜第３の実施形態＞
図９は、複数のＯＦＤＭ信号を時間的に多重することでフレーム化を行った場合に適用可能な一例を示している。これは、分散を復号データ系列から推定したものを使用する場合に相当するものであって、フレームＡにおいて、１つ前のフレームから推定された雑音の分散を用いて復号し、次に、復号結果を用いて再び送信信号のレプリカを生成し、受信信号との距離を計算することで各サブキャリアにおける雑音の分散を推定する。
【００８６】
図１０は、第３の実施形態に係る受信装置の一例である。同図において、受信装置は、受信アンテナ１１１、無線部１１２、ＧＩ除去部１１３、パイロット分離部１１４、伝搬路特性推定部１１５、Ｓ／Ｐ変換部１１７、ＤＦＴ部１１８、Ｐ／Ｓ変換部１１９、参照信号生成部１２０、伝搬路特性乗算部１２１、ユークリッド距離計算部１２２、ユークリッド距離正規化部１２３、メモリ１３４、系列推定部１３６、信号レプリカ生成部１３７、干渉雑音推定部１１６から構成される。同図において、図８と同じ機能を表す構成要素については、同じ符号を付して相違点について説明するものとする。
【００８７】
受信アンテナ１１１において受信した受信信号は、無線部１１２において無線周波数からダウンコンバートされ、ＧＩ除去部１１３においてガードインターバルが除去される。ガードインターバルが除去された信号は、パイロット分離部１１４において伝搬路推定用のパイロット信号と送信データののった信号であるデータ信号に分離される。
分離されたパイロット信号は、伝搬路特性推定部１１５に入力され、伝搬路の周波数応答が計算される。
【００８８】
一方、分離されたデータ信号は、Ｓ／Ｐ変換部１１７により並列化され、ＤＦＴ部１１８により各サブキャリアの信号に変換される。その後、Ｐ／Ｓ変換部１１９により直列化される。
【００８９】
また、参照信号生成部１２０において、起こりうる全ての各サブキャリアの送信信号候補を生成し、伝搬路特性乗算部１２１により伝搬路の周波数応答を乗算することで、受信信号の候補を計算する。
その後、各サブキャリアの受信信号と受信信号の候補を用いてユークリッド距離計算部１２２においてユークリッド距離が計算される。
【００９０】
次に、メモリ１３４には、前のフレームで推定された各サブキャリアの雑音の分散を保存しており、ユークリッド距離正規化部１２３において、ユークリッド距離をメモリ１３４に保存されている各サブキャリアの雑音の分散で正規化する。
【００９１】
次に、正規化されたユークリッド距離に対し、系列推定部１３６において最尤系列推定、もしくはＭＡＰ推定がなされ、送信ビットが判定される。
【００９２】
さらに、信号レプリカ生成部１３７は、判定された復号データから各サブキャリアのレプリカを生成し、送信信号レプリカと推定した伝搬路の周波数応答から得られる受信信号レプリカを生成する。
【００９３】
その後、干渉雑音推定部１１６において、直列化された各サブキャリアの受信信号と受信信号レプリカから各サブキャリアの雑音の分散を推定し、メモリ１３４に格納することで次フレームの雑音の分散として保存する。
【００９４】
次フレームの復調の際には、この保存された雑音の値を用いて次フレームの送信ビットの検出、即ち、上述の第１、第２の実施形態の干渉雑音推定部１１６の代替として使用することができる。
【００９５】
尚、本発明は上述した実施形態に限定されず、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で各種の変形、修正が可能であるのは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００９６】
【図１】第１の実施形態における無線通信システムの概要図である。
【図２】第１の実施形態に係る送信装置の一例である。
【図３】第１の実施形態に係る受信装置の一例である。
【図４】伝搬路特性推定部の構成を示す一例である。
【図５】干渉雑音推定部の構成を示す一例である。
【図６】第１の実施形態の受信装置を用いた結果を示す一例である。
【図７】第２の実施形態に係る受信装置の一例である。
【図８】第２の実施形態の変形例（ターボ復号を用いた場合）に係る受信装置の一例である。
【図９】複数のＯＦＤＭ信号を時間的に多重することでフレーム化を行った場合に適用可能な一例を示している。
【図１０】第３の実施形態に係る受信装置の一例である。
【図１１】従来技術における受信機の構成図である。
【符号の説明】
【００９７】
１０ａ…第１基地局装置、１０ｂ…第２基地局装置、２０ａ，２０ｂ…端末装置、３０ａ，３０ｂ…希望信号、４０ａ，４０ｂ…干渉信号、１００…符号部、１０１…インターリーバ部、１０２…変調部、１０３…Ｓ／Ｐ変換部、１０４…ＩＤＦＴ部、１０５…Ｐ／Ｓ変換部、１０６…パイロット信号生成部、１０７…パイロット多重部、１０８…ＧＩ挿入部、１０９…無線部、１１０…送信アンテナ、１１１…受信アンテナ、１１２…無線部、１１３…ＧＩ除去部、１１４…パイロット分離部、１１５…伝搬路特性推定部、１１６…干渉雑音推定部、１１７…Ｓ／Ｐ変換部、１１８…ＤＦＴ部、１１９…Ｐ／Ｓ変換部、１２０…参照信号生成部、１２１…伝搬路特性乗算部、１２２…ユークリッド距離計算部、１２３…ユークリッド距離正規化部、１２４…デインターリーバ部、１２５…最尤系列推定部、１２６…ＭＡＰ推定部、１２７…第１のＭＡＰ推定部、１２８…第１の事前情報減算部、１２９…第１のインターリーバ部、１３０…第２のインターリーバ部、１３１…第２のＭＡＰ推定部、１３２…デインターリーバ部、１３３…第２の事前情報減算部、１３４…メモリ、１３６…系列推定部、１３７…信号レプリカ生成部、２０１…第１のＤＦＴ部、２０２…複素除算部、２０３…ＩＤＦＴ部、２０４…時間フィルタ部、２０５…第２のＤＦＴ部、２１１…ＤＦＴ部、２１２…複素乗算部、２１３…誤差測定部、２１４…平均化部、１００１…パイロット分離部、１００２…伝搬路推定部、１００３…参照信号生成部、１００４…伝搬路乗算部、１００５…ユークリッド距離計算部、１００５…ユークリッド計算部、１００６…ユークリッド距離分散推定部、１００７…ユークリッド距離正規化部、１００８…メトリック計算部、１００９…生き残りパス選択部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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