(57)【要約】【課題】シンボル間干渉やキャリア間干渉やコード間干渉によって受信機における信号の受信特性が悪化することを防ぐことができる受信機及び受信方法を提供する。【解決手段】送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ生成部と、前記レプリカ信号を用いて受信信号からコード間干渉を除去する干渉キャンセラ部と、前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去部と、前記到来波除去部が所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成部と、前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調部とを備える【選択図】図４
2009267450.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ生成部と、
前記レプリカ信号を用いて受信信号からコード間干渉を除去する干渉キャンセラ部と、  前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去部と、
前記到来波除去部が所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成部と、
前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調部と、
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記干渉キャンセラ部は、前記レプリカ信号を用いて前記所定の時間帯ごとに、受信信号からコード間干渉を除去することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記到来波除去部は、前記レプリカ信号を用いて前記干渉キャンセラ部の出力信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項４】
前記干渉キャンセラ部は、前記レプリカ生成部が作成したレプリカを用いて所定の時間帯毎に周波数領域でコード間干渉を除去することを特徴とする請求項１から３までのいずれかの項に記載の受信機。
【請求項５】
前記干渉キャンセラ部は、前記レプリカ生成部が作成したレプリカを用いて時間領域でコード間干渉を除去することを特徴とする請求項１から３までのいずれかの項に記載の受信機。
【請求項６】
前記到来波除去部は、
所定の時間帯ごとの到来波のレプリカを作成する遅延波レプリカ生成部と、
受信信号から前記遅延波レプリカ生成部が作成した所定の時間帯ごとの到来波のレプリカを減算する減算部と、
を備えることを特徴とする請求項１から５までのいずれかの項に記載の受信機。
【請求項７】
前記遅延波レプリカ生成部は、識別された到来波の数に基づいて前記所定の時間帯を設定することを特徴とする請求項６に記載の受信機。
【請求項８】
前記遅延波レプリカ生成部は、識別された到来波の時間に基づいて前記所定の時間帯を設定することを特徴とする請求項６に記載の受信機。
【請求項９】
前記遅延波レプリカ生成部は、識別された到来波の受信電力に基づいて前記所定の時間帯を設定することを特徴とする請求項６に記載の受信機。
【請求項１０】
前記遅延波レプリカ生成部は、前記所定の時間帯をガードインターバル長を超えない区間となるように設定することを特徴とする請求項７から９までのいずれかの項に記載の受信機。
【請求項１１】
前記復調部が復調処理を行った結果を基に、誤り訂正復号を行い、ビット毎の信号を判定する信号判定部を備え、
前記レプリカ生成部は、前記信号判定部が算出した判定値を基に、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を作成することを特徴とする請求項１から１０までのいずれかの項に記載の受信機。
【請求項１２】
前記信号判定部は、前記復調部が復調処理を行った結果を基に、誤り訂正復号を行い、算出するビット毎の対数尤度比を判定値とすることを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
【請求項１３】
雑音電力推定値を推定する伝搬路・雑音電力推定部を備え、
前記合成部は、チャネルインパルス応答推定値及び前記雑音電力推定値を基にフィルタ係数を決定することを特徴とする請求項１から１２までのいずれかの項に記載の受信機。
【請求項１４】
前記合成部は、式（Ａ）若しくは式（Ｂ）で表わされるフィルタ係数Ｗｍ、又は、式（Ｃ）で表わされるフィルタ係数Ｗ’ｉ，ｍを用いることを特徴とする請求項１３に記載の受信機（ただし、ｍは自然数、Ｈ＾ｍはｍ番目の伝搬路の伝達関数、Ｈ＾ＨｍはＨ＾ｍのハミルトニアン、Ｃｍｕｘはコード多重数、σ＾Ｎ２は雑音電力の推定値、ｉは到来波除去部の数以下の自然数、Ｈ＾ｉ，ｍはｉ番目の到来波除去部におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数、Ｈ＾Ｈｉ，ｍはＨ＾ｉ，ｍのハミルトニアンである）。
【数１】
2009267450.tif 000038
【数２】
2009267450.tif 000039
【数３】
2009267450.tif 000040
【請求項１５】
前記伝搬路・雑音電力推定部は、
前記レプリカ信号作成部が作成するレプリカ信号とチャネルインパルス応答推定値とに基づいて受信信号のレプリカ信号を作成する受信信号レプリカ生成部と、
前記受信信号レプリカ生成部が作成するレプリカ信号と受信信号との差分を求めることにより雑音電力の推定を行う雑音電力推定部と、
を備えることを特徴とする請求項１３又は１４に記載の受信機。
【請求項１６】
送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ生成過程と、
前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去過程と、
前記到来波除去過程で所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成過程と、
前記合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調過程とを有し、
前記到来波除去過程では、前記レプリカ信号を用いて所定の時間帯ごとに、受信信号からコード間干渉を除去することを特徴とする受信方法。
【請求項１７】
送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ生成過程と、
前記レプリカ信号を用いて受信信号からコード間干渉を除去する干渉キャンセラ過程と、
前記レプリカ信号を用いて前記干渉キャンセラ過程での出力信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去過程と、
前記到来波除去過程で所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成過程と、
前記合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調過程と、
を有することを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信機及び受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）などのマルチキャリア伝送方式と、ＣＤＭ（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：符号分割多重）方式を組み合わせた方式として、ＭＣ−ＣＤＭＡ（Ｍｕｌｔｉ  Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ：マルチキャリア符号分割多重接続）、ＭＣ−ＣＤＭ（Ｍｕｌｔｉ  Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：マルチキャリア符号分割多重）、Ｓｐｒｅａｄ−ＯＦＤＭ方式などがある。
これらの方式では、符号化及び拡散符号を乗算したデータをサブキャリアに亘って配置することにより周波数ダイバーシチ効果を獲得することで、マルチパスフェージング環境下で良好な特性が得られる
【０００３】
図１９（ａ）及び図１９（ｂ）は、ＭＣ−ＣＤＭ方式におけるサブキャリアと各サブキャリアに対応する直交符号の関係の一例を示す図である。図１９（ａ）及び図１９（ｂ）では、横軸に周波数を取っている。
図１９（ａ）は、一例として、ＭＣ−ＣＤＭ方式における８個のサブキャリアを示している。また、図１９（ｂ）は、各サブキャリアに対応する直交符号として、Ｃ８，１、Ｃ８，２、Ｃ８，７の３種類を示している。
ここで、Ｃ８，１＝（１，１，１，１，１，１，１，１）、Ｃ８，２＝（１，１，１，１，−１，−１，−１，−１）、Ｃ８，７＝（１，−１，−１，１，１，−１，−１，１）である。
【０００４】
データに対しこの３種類の直交符号を掛けることにより、３つのデータ系列を同一時間、同一周波数を用いて、コード多重し通信を行うことができるのがＭＣ−ＣＤＭ方式の特徴の一つとなっている。
なお、Ｃ８，１、Ｃ８，２、Ｃ８，７の３種類の直交符号は全て周期が８の直交符号であり、一周期の間で加算を行うことにより直交符号間でデータの分離を行うことができる。なお、図１９（ａ）中のＳＦｆｒｅｑは前記直交符号の周期を示している。
【０００５】
図２０（ａ）及び図２０（ｂ）、図２１（ａ）及び図２１（ｂ）は、ＭＣ−ＣＤＭ方式の信号が空中を伝搬し、受信機において受信された際の符号Ｃ’８，１、Ｃ’８，２、Ｃ’８，７、Ｃ’’８，１、Ｃ’’８，２、Ｃ’’８，７の様子を示す図である。これらの図では、横軸に周波数を取っている。
図２０（ａ）及び図２０（ｂ）は、前記直交符号の周期中で周波数変動がない場合を示している。図２０（ｂ）において、Ｃ’８，１＝（０．５，０．５，０．５，０．５，０．５，０．５，０．５，０．５）、Ｃ’８，２＝（０．５，０．５，０．５，０．５，−０．５，−０．５，−０．５，−０．５）、Ｃ８，７＝（０．５，−０．５，−０．５，０．５，０．５，−０．５，−０．５，０．５）である。
このとき、直交符号Ｃ８，１で逆拡散する。つまり直交符号Ｃ８，１との内積をとる、すなわち周期ＳＦｆｒｅｑ内の全ての値を足した場合、直交符号Ｃ’８，１は４となり、直交符号Ｃ’８，２、Ｃ’８，７は０となる。この様な状況を、符号間の直交性が保たれているという。
【０００６】
図２１（ａ）及び図２１（ｂ）は、前記直交符号の周期中で周波数変動が存在する場合を示している。図２１（ｂ）において、Ｃ’’８，１＝（１，１，１，１，０．２５，０．２５，０．２５，０．２５）、Ｃ’’８，２＝（１，１，１，１，−０．２５，−０．２５，−０．２５，−０．２５）、Ｃ’’８，７＝（１，１，１，１，０．２５，−０．２５，−０．２５，０．２５）である。
このとき、直交符号Ｃ８，１で逆拡散した場合、直交符号Ｃ’’８，１は５となり、直交符号Ｃ’’８，２は３となり、直交符号Ｃ’’８，７は０となる。つまり、直交符号Ｃ’’８，１と直交符号Ｃ’’８，２の間で干渉成分が存在し、符号間の直交性が保たれていない状況となる。
このように、伝搬路の周波数変動が早い（周波数方向に早く変動する）場合には、ＭＣ−ＣＤＭ方式においては、コード間干渉（ＭＣＩ：Ｍｕｌｔｉ−Ｃｏｄｅ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が特性劣化の原因となる。
【０００７】
前記符号間の直交性の崩れによる特性劣化を改善するための一手法が、特許文献１及び非特許文献１、非特許文献２に記載されている。これらの従来技術では、下りリンク、上りリンクの違いはあるが、双方ともＭＣ−ＣＤＭ通信時のコード多重によるコード間干渉を取り除くため、誤り訂正後、または逆拡散後のデータを用いて、所望コード以外の信号を除去することにより、特性の改善を図っている。
【０００８】
一方、マルチキャリア伝送において、ガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ）区間を越える遅延波が存在すると、前のシンボルがＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）区間に入り込むことにより生じる、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ  Ｓｙｍｂｏｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）や、高速フーリエ変換区間にシンボルの切れ目、つまり信号の不連続区間が入ることによって生じるキャリア間干渉（ＩＣＩ：Ｉｎｔｅｒ  Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が生じる。
【０００９】
図２２は、マルチパス環境を経て送信機から受信機に到達する信号を示す図である。図２２において、横軸は時間を示している。シンボルの前には、シンボルの後半部分をコピーしたガードインターバル（ＧＩ）が付加されている。
直接波ｓ１（最初に到来した波）と同期をとり、区間ｔ３でＦＦＴ処理を行った場合、遅延波ｓ２は遅延時間がガードインターバル以内の遅延ｔ２におさまった場合を示し、遅延波ｓ３はガードインターバルを超える遅延ｔ３が生じた遅延波を示している。なお、直接波、遅延波を到来波とも称する。
【００１０】
遅延波ｓ３の前にある斜線部は、所望シンボルの前のシンボルが所望シンボルのＦＦＴ区間に入った部分を示し、前記斜線部分がシンボル間干渉（ＩＳＩ）成分となる。また、遅延波ｓ３では、区間ｔ３にシンボルの切れ目が入ることになり、これがキャリア間干渉（ＩＣＩ）の原因となる。
【特許文献１】特開２００５−１９８２２３号公報
【非特許文献１】Ｙ．Ｚｈｏｕ、Ｊ．Ｗａｎｇ、Ｍ．Ｓａｗａｈａｓｈｉ、“Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｏｆ  Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  ＯＦＣＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ−Ｐａｒｔ  Ｉ：Ｈｙｂｒｉｄ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ、”ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、ｐｐ．７１８−７２９、Ｖｏｌ．５３、Ｎｏ．４、Ａｐｒｉｌ  ２００５
【非特許文献２】Ｙ．Ｚｈｏｕ、Ｊ．Ｗａｎｇ、Ｍ．Ｓａｗａｈａｓｈｉ、“Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｏｆ  Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  ＯＦＣＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ−Ｐａｒｔ  ＩＩＩ：Ｔｕｒｂｏ−Ｃｏｄｅｄ、”ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＪＳＡＣ）、ｐｐ．１３２−１４０、Ｖｏｌ．２４、Ｎｏ．１、Ｊａｎｕａｒｙ  ２００６
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ガードインターバルを超える遅延波が受信機に到来した場合、非特許文献１、非特許文献２において、所望コード以外の信号除去を周波数領域の信号（ＦＦＴ処理後の信号）に対して行っているため、シンボル間干渉、キャリア間干渉により所望コード以外の信号除去に用いるレプリカの精度が劣化し、特性が悪くなるという問題がある。
また、特許文献１では、所望コード以外の信号除去を時間領域の信号（ＦＦＴ処理前の信号）に対して行い、所望コード以外の信号のシンボル間干渉やキャリア間干渉は除去できるが、所望コードの信号のシンボル間干渉やキャリア間干渉は残るため、特性が劣化するという問題がある。
【００１２】
上述したように、特許文献１及び非特許文献１において、シンボル間干渉、キャリア間干渉、コード間干渉が同時に発生した場合、シンボル間干渉やキャリア間干渉を取り除くことができず、コード間干渉のレプリカにシンボル間干渉やキャリア間干渉成分が含まれてしまい、レプリカ精度の劣化が生じ、キャンセラの性能が劣化し、受信機における信号の受信特性が悪化するという問題があった。
【００１３】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、シンボル間干渉やキャリア間干渉やコード間干渉によって受信機における信号の受信特性が悪化することを防ぐことができる受信機及び受信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
（１）  本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、本発明の一態様による受信機は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ生成部と、前記レプリカ信号を用いて受信信号からコード間干渉を除去する干渉キャンセラ部と、  前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去部と、前記到来波除去部が所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成部と、前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調部とを備える。
【００１５】
（２）  また、本発明の一態様による受信機の前記干渉キャンセラ部は、前記レプリカ信号を用いて前記所定の時間帯ごとに、受信信号からコード間干渉を除去する。
【００１６】
（３）  また、本発明の一態様による受信機の前記到来波除去部は、前記レプリカ信号を用いて前記干渉キャンセラ部の出力信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する。
【００１７】
（４）  また、本発明の一態様による受信機の前記干渉キャンセラ部は、前記レプリカ生成部が作成したレプリカを用いて所定の時間帯毎に周波数領域でコード間干渉を除去する。
【００１８】
（５）  また、本発明の一態様による受信機の前記干渉キャンセラ部は、前記レプリカ生成部が作成したレプリカを用いて時間領域でコード間干渉を除去する。
【００１９】
（６）  また、本発明の一態様による受信機の前記到来波除去部は、所定の時間帯ごとの到来波のレプリカを作成する遅延波レプリカ生成部と、受信信号から前記遅延波レプリカ生成部が作成した所定の時間帯ごとの到来波のレプリカを減算する減算部とを備える。
【００２０】
（７）  また、本発明の一態様による受信機の前記遅延波レプリカ生成部は、識別された到来波の数に基づいて前記所定の時間帯を設定する。
【００２１】
（８）  また、本発明の一態様による受信機の前記遅延波レプリカ生成部は、識別された到来波の時間に基づいて前記所定の時間帯を設定する。
【００２２】
（９）  また、本発明の一態様による受信機の前記遅延波レプリカ生成部は、識別された到来波の受信電力に基づいて前記所定の時間帯を設定する。
【００２３】
（１０）  また、本発明の一態様による受信機の前記遅延波レプリカ生成部は、前記所定の時間帯をガードインターバル長を超えない区間となるように設定する。
【００２４】
（１１）  また、本発明の一態様による受信機は、前記復調部が復調処理を行った結果を基に、誤り訂正復号を行い、ビット毎の信号を判定する信号判定部を備え、前記レプリカ生成部は、前記信号判定部が算出した判定値を基に、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を作成する。
【００２５】
（１２）  また、本発明の一態様による受信機の前記信号判定部は、前記復調部が復調処理を行った結果を基に、誤り訂正復号を行い、算出するビット毎の対数尤度比を判定値とする。
【００２６】
（１３）  また、本発明の一態様による受信機は、雑音電力推定値を推定する伝搬路・雑音電力推定部を備え、前記合成部は、チャネルインパルス応答推定値及び前記雑音電力推定値を基にフィルタ係数を決定する。
【００２７】
（１４）  また、本発明の一態様による受信機の前記合成部は、式（Ａ）若しくは式（Ｂ）で表わされるフィルタ係数Ｗｍ、又は、式（Ｃ）で表わされるフィルタ係数Ｗ’ｉ，ｍを用いることを特徴とする請求項１３に記載の受信機（ただし、ｍは自然数、Ｈ＾ｍはｍ番目の伝搬路の伝達関数、Ｈ＾ＨｍはＨ＾ｍのハミルトニアン、Ｃｍｕｘはコード多重数、σ＾Ｎ２は雑音電力の推定値、ｉは到来波除去部の数以下の自然数、Ｈ＾ｉ，ｍはｉ番目の到来波除去部におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数、Ｈ＾Ｈｉ，ｍはＨ＾ｉ，ｍのハミルトニアンである）。
【００２８】
【数１】
2009267450.tif 000003
【００２９】
【数２】
2009267450.tif 000004
【００３０】
【数３】
2009267450.tif 000005
【００３１】
（１５）  また、本発明の一態様による受信機の前記伝搬路・雑音電力推定部は、前記レプリカ信号作成部が作成するレプリカ信号とチャネルインパルス応答推定値とに基づいて受信信号のレプリカ信号を作成する受信信号レプリカ生成部と、前記受信信号レプリカ生成部が作成するレプリカ信号と受信信号との差分を求めることにより雑音電力の推定を行う雑音電力推定部とを備える。
【００３２】
（１６）  また、本発明の一態様による受信方法は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ生成過程と、前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去過程と、前記到来波除去過程で所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成過程と、前記合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調過程とを有し、前記到来波除去過程では、前記レプリカ信号を用いて所定の時間帯ごとに、受信信号からコード間干渉を除去する。
【００３３】
（１７）  また、本発明の一態様による受信方法は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ生成過程と、前記レプリカ信号を用いて受信信号からコード間干渉を除去する干渉キャンセラ過程と、前記レプリカ信号を用いて前記干渉キャンセラ過程での出力信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去過程と、前記到来波除去過程で所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成過程と、前記合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調過程とを有する。
【発明の効果】
【００３４】
本発明の受信機及び受信方法では、コード間干渉に加え、シンボル間干渉やキャリア間干渉によって受信機における信号の受信特性が悪化することを効果的に防ぐことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
（第１の実施形態）
始めに、本発明の第１の実施形態について説明する。本実施形態では、ガードインターバルを超える遅延波に起因するシンボル間干渉（ＩＳＩ）およびチャネル間干渉（ＩＣＩ）、さらに伝搬路の周波数選択性に起因するコード間干渉（ＭＣＩ）が存在する場合においても良好な特性を得ることのできる受信機について説明する。
【００３６】
図１は、本発明の第１の実施形態による送信機１００ａの構成を示す概略ブロック図である。この送信機１００ａは、Ｓ／Ｐ（Ｓｅｒｉａｌ／Ｐａｒａｌｌｅｌ：シリアル／パラレル）変換部１、コード毎信号処理部２−１〜２−Ｃｍｕｘ（Ｃｍｕｘはコード多重数）、コード多重部８、パイロット多重部９、スクランブリング部１０、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）部１１、ＧＩ挿入部１２、ＭＡＣ（Ｍｅｄｉａ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｃｏｎｔｒｏｌ：媒体アクセス制御）部７０、フィルタリング処理部７１、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ：ディジタル／アナログ）変換部７２、周波数変換部７３、送信アンテナ７４を備えている。
【００３７】
コード毎信号処理部２−１〜２−Ｃｍｕｘは、それぞれ誤り訂正符号化部３、ビットインタリーバ部４、変調部５、シンボルインタリーバ部６、周波数−時間拡散部７を備えている。
【００３８】
Ｓ／Ｐ変換部１には、ＭＡＣ部７０から出力された情報信号が入力され、Ｓ／Ｐ変換部１の直列−並列変換の出力がコード毎信号処理部２−１〜２−Ｃｍｕｘに出力される。
なお、コード毎信号処理部２−２〜２−Ｃｍｕｘの構成は、コード毎信号処理部２−１と同じであるので、それらを代表して、コード毎信号処理部２−１について説明する。
【００３９】
コード毎信号処理部２−１に入力された信号は、誤り訂正符号化部３においてターボ符号化、もしくはＬＤＰＣ（Ｌｏｗ  Ｄｅｎｓｉｔｙ  Ｐａｒｉｔｙ  Ｃｈｅｃｋ：低密度パリティ検査）符号化、畳み込み符号化などいずれかの誤り訂正符号化処理が行われ、誤り訂正符号化部３の出力はビットインタリーバ部４により、周波数選択性フェージングによる受信電力の落ち込みに基づいてバースト誤りが生ずるのを改善するために、ビット毎にその順番を適切な順序で入れ替えられて変調部５に出力される。
【００４０】
ビットインタリーバ部４の出力は、変調部５において、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ：２相位相偏移変調）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ：４相位相偏移変調）、１６ＱＡＭ（１６  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：１６値直交振幅変調）、６４ＱＡＭ（６４  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：６４値直交振幅変調）などのシンボル変調処理が行われ、シンボルインタリーバ部６に出力される。
【００４１】
変調部５の出力は、シンボルインタリーバ部６によりバースト誤りの改善のためにシンボル毎にその順番を適切な順序で入れ替えられ、周波数−時間拡散部７に出力される。シンボルインタリーバ部６の出力は、周波数−時間拡散部７により所定の拡散コード（チャネライゼーションコード）で拡散される。
ここでは、拡散コードとしてＯＶＳＦ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｆａｃｔｏｒ：直交可変拡散率）符号、ウォルシュ−アダマール（Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ）符号などの直交符号を用いているが、他の拡散コードを用いても良い。
【００４２】
異なる拡散コードで拡散された信号が、コード毎信号処理部２−１〜２−Ｃｍｕｘの出力として出力され、コード多重部８にてコード多重（加算処理）され、パイロット多重部９に出力される。続いて、パイロット多重部９において、伝搬路推定などに使用するパイロット信号（ＰＩＣＨ：Ｐｉｌｏｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ）が所定の位置に挿入（多重）される。挿入方法は、時間多重、周波数多重、コード多重などがある。
【００４３】
その後、スクランブリング部１０において送信機１００ａに固有のスクランブリングコードにてスクランブルされた後、ＩＦＦＴ部１１において周波数時間変換が行われ、ＧＩ挿入部１２に出力される。
ＧＩ挿入部１２においてガードインターバルの挿入が行われた後、フィルタリング部７１によるフィルタリング処理、Ｄ／Ａ変換部７２によるデジタルアナログ変換処理、周波数変換部７３による周波数変換処理などが行われ、送信アンテナ７４から送信信号として受信機に送信される。
【００４４】
図１では、コード毎信号処理部２−１〜２−Ｃｍｕｘにビットインタリーバ部４及びシンボルインタリーバ部６の双方が配置されているが、これはいずれか一方だけ配置しても良い。
また、コード毎信号処理部２−１〜２−Ｃｍｕｘにビットインタリーバ部４及びシンボルインタリーバ部６の双方を配置しなくても良い。
【００４５】
図２は、本発明の第１の実施形態で用いるフレームフォーマットの一例を示す図である。この図は、送信機１００ａから受信機２００ａ（図３）に送信するマルチキャリア信号のフレームフォーマットを示している。
図２では、横軸に時間をとり、縦軸に受信電力をとっている。図２に示すように、パイロット信号（ＰＩＣＨ）はフレームの前後及び真ん中に配置されている。
データの伝送に用いられるデータトラフィック信号（ＤＴＣＨ：Ｄａｔａ  Ｔｒａｆｆｉｃ  Ｃｈａｎｎｅｌ）は、フレームの前半と後半に配置されており、Ｃｍｕｘ個の異なる拡散コードにて拡散された信号が、コード多重されている。ここでは、Ｃｍｕｘ＝４の場合をデータが４個積み重なった場合で示している。また、パイロット信号（ＰＩＣＨ）の受信電力と、データトラフィック信号（ＤＴＣＨ）の１コードあたりの受信電力の比を、ＰＰＩＣＨ／ＤＴＣＨで表して図示している。
【００４６】
図３は、本発明の第１の実施形態による受信機２００ａの構成を示す概略ブロック図である。この受信機２００ａは、シンボル同期部２１、伝搬路・雑音電力推定部２２、信号検出部２３、コード毎復号部２４−１〜２４−Ｃｍｕｘ（信号判定部とも称する）、レプリカ生成部２８、Ｐ／Ｓ（Ｐａｒａｌｌｅｌ／Ｓｅｒｉａｌ：パラレル／シリアル）変換部３９、受信アンテナ７５、周波数変換部７６、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ：アナログ／ディジタル）変換部７７を備えている。
【００４７】
レプリカ生成部２８は、コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−Ｃｍｕｘ、コード多重部３４、パイロット多重部３５、スクランブリング部３６、ＩＦＦＴ部３７、ＧＩ挿入部３８を備えている。
レプリカ生成部２８は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号ｒ（ｔ）に基づいて作成する。より具体的には、レプリカ生成部２８は、復号部２６が算出した対数尤度比を基に、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を作成する。
【００４８】
また、コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−Ｃｍｕｘは、ビットインタリーバ部３０、シンボル生成部３１、シンボルインタリーバ部３２、周波数−時間拡散部３３を備えている。
また、コード毎復号部２４−１〜２４−Ｃｍｕｘは、ビットデインターリーバ部２５、復号部２６、加算部２７を備えている。
【００４９】
受信アンテナ７５で受信した受信信号は、周波数変換部７６による周波数変換処理、Ａ／Ｄ変換部７７によるアナログデジタル変換処理を経た後、デジタル受信信号ｒ（ｔ）としてシンボル同期部２１においてシンボル同期が行われる。
シンボル同期部２１では、ガードインターバル（ＧＩ）と有効信号区間との相関特性などを使用してシンボル同期が行われ、その結果に基づいて、以降の信号処理を行う。
続いて、伝搬路推定・雑音電力推定部２２は、受信信号に含まれるパイロット信号（ＰＩＣＨ）を利用し、チャネルインパルス応答の推定や雑音電力推定値を推定する。
伝搬路推定方法としては、パイロット信号のレプリカ信号を作成し、その絶対値の２乗誤差が最小になるようにＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  Ｌｅａｓｔ  Ｓｑｕａｒｅ：逐次最小二乗）アルゴリズムを行ったり、受信信号とパイロット信号のレプリカとの相互相関を時間軸又は周波数軸でとることにより取得したり、様々な方法があるが、これに限るものではない。
【００５０】
また、雑音電力推定方法に関しても、受信したパイロット信号から、推定されたチャネルインパルス応答を利用し、パイロット信号のレプリカを作成し、これらの差分より求める方法などを用いることができるが、これに限るものではない。
【００５１】
伝搬路・雑音電力推定部２２より出力されたチャネルインパルス応答および雑音電力推定値は、信号検出部２３に入力され、ビット毎の対数尤度比の算出に利用される。信号検出部として、例えば、ＭＡＰ検出器（最大事後確率検出器、最大事後確率（ＭＡＰ）復号法を用いる（後述））などがある。
信号検出部２３では、初回には、受信信号およびチャネルインパルス応答、雑音電力推定値を用いて、ビット毎の対数尤度比を出力する。対数尤度比とは、受信されたビットが０であるのが最もらしいか、１であるのが最もらしいかを示す値であり、通信路のビット誤り率に基づいて算出される。
【００５２】
図３では、Ｃｍｕｘ個の出力が、それぞれコード毎復号部２４−１〜２４−Ｃｍｕｘに出力されているが、これはそれぞれ異なる拡散コードに割り当てられたビットの対数尤度比を出力する。
また、後述する繰り返し時には、受信信号と復号結果より得られるレプリカ信号、およびチャネルインパルス応答、雑音電力推定値を用いて、ビット毎の対数尤度比を出力する。
【００５３】
続いて、コード毎復号部２４−１〜２４−Ｃｍｕｘでは、入力信号に対して、ビットデインタリーバ部２５においてビット毎にデインタリーブ処理を行う。デインタリーブ処理は、インタリーブ処理と逆の処理であって、インタリーブの処理による順番の入れ替えを元に戻す。
ビットデインタリーバ部２５の出力に対し、復号部２６においてＭＡＰ復号処理を行う。具体的には、復号部２６は信号検出部２３の復調部５０（図４、後述）が軟判定を行った結果を基に、誤り訂正復号を行い、ビット毎の対数尤度比を算出する。
なお、ＭＡＰ復号処理とは、ターボ復号、ＬＤＰＣ復号、ビタビ復号（Ｖｉｔｅｒｂｉ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ）など通常の誤り訂正復号時に、硬判定を行わず、情報ビットおよびパリティビットも含めて対数尤度比などの軟判定結果を出力する方法である。すなわち、硬判定は受信信号を０、１のみに判定するのに対して、軟判定はどの程度確からしいかの情報（軟判定情報）を元に判定する。
【００５４】
続いて、復号部２６の入力と復号部２６の出力との差分λ２を加算部２７で算出し、レプリカ生成部２８に出力する。
レプリカ生成部２８への入力はビットインタリーバ部３０に入力され、ビットインタリーバ部３０では、ビット毎にλ２を入れ替えてシンボル生成部３１に出力される。
ビットインタリーバ部３０の出力は、シンボル生成部３１において、λ２の大きさを考慮し、送信機１００ａと同じ変調方式（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなど）でシンボル変調処理が行われる。
シンボル生成部３１の出力は、シンボルインタリーバ部３２によりシンボル毎に順番を入れ替えられ、シンボルインタリーバ部３２の出力は周波数−時間拡散部３３により所定の拡散コード（チャネライゼーションコード）で拡散される。
【００５５】
なお、受信機２００ａは、コード毎復号部及びコード毎シンボル生成部を、コード多重数Ｃｍｕｘ（Ｃｍｕｘは１以上の自然数）だけ備えている。
異なる拡散コードで拡散された信号（コードチャネル）が、コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−Ｃｍｕｘから出力され、コード多重部３４にてコード多重（加算処理）される。また、前記コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−Ｃｍｕｘは、前記異なる拡散コードで拡散された信号（コードチャネル）を、信号検出部２３にも入力する。続いて、パイロット多重部３５において、伝搬路推定などに使用するパイロット信号が所定の位置に挿入（時間多重）される。その後、スクランブリング部３６において送信機１００ａに固有のスクランブリングコードにてスクランブルされた後、ＩＦＦＴ部３７に入力される。  ＩＦＦＴ部３７において周波数時間変換が行われ、ＧＩ挿入部３８においてガードインターバルの挿入が行われた後、信号検出部２３に出力され、スクランブリング部３６からの出力とともに繰り返し時の信号処理に利用される。
なお、上記繰り返し復号動作が所定回数行われた後、復号部２６の出力が、Ｐ／Ｓ変換部３９に入力され、パラレルシリアル変換された後、復号結果としてＭＡＣ部（図示省略）に出力される。
【００５６】
図４は、本発明の第１の実施形態による信号検出部２３（図３）の構成の一例を示す概略ブロック図である。ここでは、信号検出部２３に、ＭＡＰ検出器を適用している。信号検出部２３は、ソフトキャンセラ部４５−１〜４５−３（到来波除去部とも称する）、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ−Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ−Ｅｒｒｏｒ：最小二乗誤差）フィルタ部４６（合成部とも称する）、コード毎復調部４７−１〜４７−Ｃｍｕｘを備えている。
【００５７】
ソフトキャンセラ部４５−１〜４５−３は、遅延波レプリカ生成部４１、加算部４２（減算部とも称する）、ＧＩ除去部４３、ＦＦＴ部４４、ＭＣＩレプリカ生成部５１、加算部５２をそれぞれ備えている。
なお、遅延波レプリカ生成部４１と加算部４２を遅延波キャンセラ部５３とも称する。また、ＭＣＩレプリカ生成部５１と加算部５２を干渉キャンセラ部５４とも称する。
【００５８】
ソフトキャンセラ部４５−１〜４５−３は、レプリカ生成部２８が作成する時間領域のレプリカ信号を用いて受信信号ｒ（ｔ）から所定の時間帯ごとに遅延波を除去する。
遅延波レプリカ生成部４１は、受信信号ｒ（ｔ）から推定される伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答推定値とレプリカ生成部２８（図３）が生成する時間領域のレプリカ信号ｓ＾（ｔ）とに基づいて、所定の時間帯ごとの遅延波のレプリカを作成する。
加算部４２は、受信信号ｒ（ｔ）から遅延波レプリカ生成部４１が作成した所定の時間帯ごとの遅延波のレプリカを減算する。さらに、ＭＣＩレプリカ生成部５１は、レプリカ生成部２８のコード毎シンボル生成部２９−１〜２９−Ｃｍｕｘの各々から出力される各コードの周波数領域のレプリカ信号Ｓｎ＾（ｋ）と伝搬路推定値の伝達関数とに基づいて、ＭＣＩレプリカを生成する。
加算部５２は、ＦＦＴ部４４の出力信号からＭＣＩレプリカを減算することで、ＭＣＩの除去を行う。
コード毎復調部４７−１〜４７−Ｃｍｕｘは、逆拡散部４８、シンボルデインタリーバ部４９、復調部５０をそれぞれ備えている。
【００５９】
信号検出部２３に入力された受信信号ｒ（ｔ）は、信号検出部２３に入力されたレプリカ信号ｓ＾（ｔ）とチャネルインパルス応答推定値ｈ〜（ｔ）を基に求められた遅延波レプリカ生成部４１の出力との差分を加算部４２で算出し、これがＧＩ除去部４３に出力される。
ＧＩ除去部４３においてガードインターバル（ＧＩ）が除去され、ＦＦＴ部４４に出力される。ＦＦＴ部４４では、入力信号に対し時間周波数変換を行い、信号Ｒ〜ｉを得る。そして、さらに、信号Ｒ〜ｉと、信号検出部２３に入力された周波数領域のレプリカ信号Ｓ＾ｎ（ｋ）、（ｎ＝１，２，・・・，Ｃｍｕｘ、ｋはサブキャリア）とチャネルインパルス応答推定値ｈ〜（ｔ）に対する伝達関数Ｈ〜（ｋ）を基に求められたＭＣＩレプリカ生成部５１からの出力との差分を加算部５２で算出し、ＭＭＳＥフィルタ部４６に出力する。
なお、信号検出部２３には、ソフトキャンセラ部がＢ（Ｂは１以上の自然数）ブロック設けられている。なお、ｉは自然数であり、１≦ｉ≦Ｂである。
なお、図４は、Ｂ＝３の場合の例であり、ソフトキャンセラ部の数は遅延波を除去する所定の時間帯の数（遅延波をブロックに分割する数）で決定される。
【００６０】
続いて、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、ソフトキャンセラ部４５−１〜４５−３が所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号を合成する。具体的には、ソフトキャンセラ部の出力Ｒ〜ｉ’及び、チャネルインパルス応答推定値、雑音電力推定値を用いて、ＭＭＳＥフィルタ部４６において、ＭＭＳＥフィルタリング処理が行われ、信号Ｙ’が得られる。
【００６１】
この信号Ｙ’を用いて、Ｃｍｕｘ個のコード毎復号部４７−１〜４７−Ｃｍｕｘでは、各コードにおいてビット毎の対数尤度比の出力を行う。なお、前記コード毎復号部４７−１〜４７−Ｃｍｕｘに入力する信号は、前記信号Ｙ’に、送信機１００のスクランブル部１０に対するデスクランブル処理をした信号である。
逆拡散部４８は、それぞれの拡散コードを用いて逆拡散処理を行う。シンボルデインタリーバ部４９は、逆拡散部４８の出力に対してシンボル毎に入れ替えを行う。
復調部５０は、ＭＭＳＥフィルタ部４６が合成した信号に対して軟判定を行う。復調部５０は、シンボルデインタリーバ部４９の出力に対してビット毎の対数尤度比λ１を軟判定結果として出力する。
復調部５０は、以下の式（１）〜式（３）を利用することにより、対数尤度比λ１を算出する。つまり、シンボルデインタリーバ部４９のｎシンボル目の出力をＺｎとすると、ＱＰＳＫ変調時の軟判定結果λ１は、以下の式（１）及び式（２）で表すことができる。
【００６２】
【数４】
2009267450.tif 000006
【００６３】
【数５】
2009267450.tif 000007
【００６４】
ここで、Ｒ［］はカッコ内の実部を、Ｉｍ［］はカッコ内の虚部をとることを示し、μ（ｎ）はｎシンボルでの基準シンボル（パイロット信号の振幅）を示す。なお、変調信号は、以下の式（３）で表すことができる。
【００６５】
【数６】
2009267450.tif 000008
【００６６】
なお、ここでは、ＱＰＳＫ変調の例を示したが、他の変調方式においても同様にビット毎の軟判定結果（対数尤度比）λ１を求めることができる。
【００６７】
図３及び図４では、ビットインタリーバ部３０、ビットデインタリーバ部２５、およびシンボルインタリーバ部３２、シンボルデインタリーバ部４９の双方が配置されているが、これはいずれか一方、つまりビットインタリーバ部３０及びビットデインタリーバ部２５のみでも良いし、シンボルインタリーバ部３２及びシンボルデインタリーバ部４９のみでも良い。
また、ビットインタリーバ部３０、ビットデインタリーバ部２５、及びシンボルインタリーバ部３２、シンボルデインタリーバ部４９の全てが配置されていなくても良い。
【００６８】
図５は、本発明の第１の実施形態による受信機２００ａの処理を示すフローチャートである。始めに、信号検出部２３は初回動作か否かを判定する（ステップＳ１）。ステップＳ１で初回動作であると判定した場合には、ＧＩ除去部４３は受信信号ｒ（ｔ）からガードインターバル（ＧＩ）を除去する（ステップＳ２）。
そして、ＦＦＴ部４４はＦＦＴ処理（時間周波数変換処理）を行う（ステップＳ３）。次に、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、通常のＭＭＳＥフィルタ処理を行う（ステップＳ４）。
【００６９】
そして、逆拡散部４８は、逆拡散処理を行う（ステップＳ５）。次に、シンボルデインタリーバ部４９は、シンボルデインタリーバ処理を行う（ステップＳ６）。そして、復調部５０は、軟判定ビット出力処理を行う（ステップＳ７）。
次に、ビットデインタリーバ部２５は、ビットデインタリーバ処理を行う（ステップＳ８）。そして、復号部２６は、復号処理を行う（ステップＳ９）。次に、上述したステップＳ５〜Ｓ９の処理を、所定回数繰り返したか否かについて判定する（ステップＳ１０）。
なお、図３で説明したように、Ｃｍｕｘ個の並列に配置された回路において処理を行っても良い。なお、初回のＭＭＳＥフィルタ処理については後述する。
【００７０】
ステップＳ１０でステップＳ５〜Ｓ９の処理を、所定回数繰り返していないと判定した場合には、Ｃｍｕｘコード分の復号結果λ２を用いて、ビットインタリーバ部３０は、対数尤度比をビットインタリーブする（ステップＳ１１）。
そして、シンボル生成部３１は、変調信号レプリカ作成を行う（ステップＳ１２）。次に、シンボルインタリーバ部３２は、シンボルインタリーバ処理を行う（ステップＳ１３）。そして、周波数−時間拡散部３３は、所定の拡散コードを用いて拡散処理を行う（ステップＳ１４）。
【００７１】
上述したステップＳ１１〜Ｓ１４の処理をＣｍｕｘ回だけ繰り返した後、コード多重部３４は、コード多重を行う（ステップＳ１５）。そして、パイロット多重部３５は、パイロット信号を多重する（ステップＳ１６）。
次に、スクランブリング部３６は、スクランブリング処理を行う（ステップＳ１７）。そして、ＩＦＦＴ部３７は、ＩＦＦＴ処理を行う（ステップＳ１８）。次に、ＧＩ挿入部３８は、ガードインターバル（ＧＩ）を挿入する（ステップＳ１９）。ステップＳ１９でガードインターバル（ＧＩ）が挿入された時間領域のレプリカ信号とステップＳ１５のコード多重後の周波数領域のレプリカ信号を、繰り返し復調時に使用する。
【００７２】
ステップＳ１で繰り返し時である、つまり初回動作ではないと判定した場合には、ソフトキャンセラ部４５−１〜４５−３は、ブロック毎に所定の遅延波以外を除去する（ステップＳ２０）。
そして、ＧＩ除去部４３は、ガードインターバル（ＧＩ）の除去処理を行う（ステップＳ２１）。次に、ＦＦＴ部４４は、ＦＦＴ処理を行う（ステップＳ２２）。そして、ＦＦＴ処理により周波数領域に変換した信号からＭＣＩレプリカを除去することによりコード間干渉（ＭＣＩ）を除去する（ステップＳ２３）。このステップＳ２３のＭＣＩレプリカの除去をコード多重した全てのコードチャネル（Ｃｍｕｘコード分）に対して行う。
【００７３】
上述したステップＳ２０〜Ｓ２３の処理をＢ（Ｂは自然数）ブロック分行った後、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、Ｂブロックからの出力信号をＭＭＳＥフィルタにより、最小二乗誤差規範に従い合成する。つまり、ＭＭＳＥフィルタ処理を行う（ステップ２４）。なお、ステップ２４以降は、ステップＳ５に進み、初回処理と同様の処理を行う。
ステップＳ１０で、上述した処理を所定回数繰り返したと判定するまで、ステップＳ１〜Ｓ９、Ｓ１１〜Ｓ２４の処理を繰り返す。
【００７４】
次に、ソフトキャンセラ部４５−１〜４５−３の処理について具体的に説明する。ここでは、ｉ番目のソフトキャンセラ部４５−ｉの遅延波レプリカ生成部４１及び加算部４２の動作について説明する。
まず、ソフトキャンセラ部４５−ｉでは、遅延波レプリカ生成部４１においてｈｉを生成し、これとレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算を行ったものを、受信信号ｒ（ｔ）から減算する。これが、加算部４２の出力となる（但し、ｉはｉ≦Ｂの自然数（自然数Ｂについては後述する））。
【００７５】
図６は、本発明の第１の実施形態によるチャネルインパルス応答推定値の一例を示す図である。図６において、横軸は時間を示しており、縦軸は受信電力を示している。
ここでは、伝搬路・雑音電力推定部２２から得られたチャネルインパルス応答推定値が得られた場合について説明する。また、６パスのチャネルインパルス応答推定値Ｐ１〜Ｐ６が得られた場合について説明する。
ここでは、ソフトキャンセラ部４５−１〜４５−３において、６パスの遅延波を、２パスずつの３つの遅延波に分解する。つまり、Ｐ１〜Ｐ６を、Ｐ１及びＰ２、Ｐ３及びＰ４、Ｐ５及びＰ６に分解する。
【００７６】
図７は、本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラ部４５−１におけるチャネルインパルス応答推定値の一例を示す図である。図７において、横軸は時間を示しており、縦軸は受信電力を示している。
図７に示すように、まずソフトキャンセラ部４５−１においては、点線で囲まれた第３パス（Ｐ３）、第４パス（Ｐ４）、第５パス（Ｐ５）、第６パス（Ｐ６）をｈ１（ｔ）と定義し、遅延波レプリカ生成部４１で作成する。
【００７７】
遅延波レプリカ生成部４１の出力は、ｈ１（ｔ）とｓ＾（ｔ）とを畳み込み演算したものであり、加算部４２の出力は受信信号ｒ（ｔ）から、ｈ１（ｔ）とｓ＾（ｔ）とを畳み込み演算したものを減算したものとなる。
つまり、レプリカが正しく生成された場合には、加算部４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ１（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。これにより、図７の実線で示された伝搬路を経て受信された信号Ｐ１、Ｐ２が、加算部４２の出力となる。ｔ１は、ソフトキャンセラ部４５−１の減算部から出力される信号の最大遅延時間を示す。
【００７８】
図８は、本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラ部４５−２におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。図８において、横軸は時間を示しており、縦軸は受信電力を示している。
図８に示すように、ソフトキャンセラ部４５−２においては、点線で囲まれた第１パス（Ｐ１）、第２パス（Ｐ２）、第５パス（Ｐ５）、第６パス（Ｐ６）をｈ２（ｔ）と定義し、遅延波レプリカ生成部４１で作成する。
遅延波レプリカ生成部４１の出力は、ｈ２（ｔ）とｓ＾（ｔ）とを畳み込み演算したものであり、加算部４２の出力は受信信号ｒ（ｔ）から、ｈ２（ｔ）とｓ＾（ｔ）とを畳み込み演算したものを減算したものとなる。
【００７９】
つまり、レプリカが正しく生成された場合には、加算部４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ２（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。
これにより、図８の実線で示された伝搬路を経て受信された信号Ｐ３、Ｐ４が、加算部４２の出力となる。ｔ２は、ソフトキャンセラ部４５−２の減算部から出力される信号の最大遅延時間を示す。
【００８０】
図９は、本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラ部４５−３におけるチャネルインパルス応答推定値の一例を示す図である。図９において、横軸は時間を示しており、縦軸は受信電力を示している。
図９に示すように、ソフトキャンセラ部４５−３においては、点線で囲まれた第１パス（Ｐ１）、第２パス（Ｐ２）、第３パス（Ｐ３）、第４パス（Ｐ４）をｈ３（ｔ）と定義し、遅延波レプリカ生成部４１で作成する。
【００８１】
遅延波レプリカ生成部４１の出力は、ｈ３（ｔ）とｓ＾（ｔ）とを畳み込み演算したものであり、加算部４２の出力は受信信号ｒ（ｔ）から、ｈ３（ｔ）とｓ＾（ｔ）とを畳み込み演算したものを減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、加算部４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ３（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。
これにより、図９の実線で示された伝搬路を経て受信された信号Ｐ５、Ｐ６が、加算部４２の出力となる。ｔ３は、ソフトキャンセラ部４５−３の減算部から出力される信号の最大遅延時間を示す。
【００８２】
図７〜図９の説明では、ソフトキャンセラ部４５−１〜４５−３が、識別された遅延波の数に基づいて、所定の時間帯を設定する場合について説明した。つまり、チャネルインパルス応答推定値を基に、識別された遅延波の数に基づいて、ソフトキャンセラ部４５−１〜４５−３毎に作成および減算を行うレプリカ信号を変える場合について説明した。図７〜図９は、遅延波を２波ずつに分割した例である。この方法の他に、以下のような方法を使用することができる。
【００８３】
例えば、ソフトキャンセラ部４５−１〜４５−３が、識別された遅延波の時間に基づいて所定の時間帯を設定する。つまり、遅延波の到達時間をＢ個に分割し、どの時間帯に到達した遅延波であるかによってどのソフトキャンセラ部で処理するかを決定するようにしても良い。つまり識別された遅延波の時間に基づいて、ソフトキャンセラ部毎に作成および減算を行うレプリカ信号を変えるようにしても良い。
【００８４】
図１０は、識別された遅延波の時間に基づいて所定の時間帯を設定する場合について説明する図である。図１０では、横軸に時間をとり、縦軸に受信電力をとっている。図１０では、一例として、ガードインターバル（ＧＩ）長に基づいて所定の時間帯を設定する場合を示す。図１０は、Ｐ１〜Ｐ７の遅延波が到来し、最初に到来したと推定した波と、最後に到来したと推定した波との時間差をＴａｌｌとする。
所定の時間帯の設定を、ガードインターバル（ＧＩ）長ＴＧＩを基準に行うとすると、最初に到来した波の到来時間から順に、ガードインターバル長ＴＧＩごとに遅延波を分割し、分割した時間帯毎に各ソフトキャンセラ部で処理を行う。
【００８５】
図１０では、各時間帯がガードインターバル長ＴＧＩになるように遅延波を時間帯Ａ〜時間帯Ｃに３分割し（Ｂ＝３の例）、時間帯Ａはソフトキャンセラ部４５−１で処理を行い、時間帯Ｂはソフトキャンセラ部４５−２で処理を行い、時間帯Ｃはソフトキャンセラ部４５−３で処理を行う。
【００８６】
また、ソフトキャンセラ部４５−１〜４５−３が、識別された遅延波の受信電力に基づいて所定の時間帯を設定するようにしても良い。つまり、全受信信号を到達時間の順に遅延波に含まれる受信信号がほぼ一定になるようＢ個に分割し、これに基づいてどのソフトキャンセラ部で処理するかを決定するようにしても良い。つまり、識別された遅延波の受信電力に基づいて、ソフトキャンセラ部毎に作成および減算を行うレプリカ信号を変えるようにしても良い。
【００８７】
図１１は、到達時間の順に遅延波に含まれる受信信号がほぼ一定になるように全受信信号を３個に分割した場合を示す図である。図１１では、横軸に時間をとり、縦軸に受信電力をとっている。図１１では、受信信号が、最初に到来した時刻ｔ１０から時間Ｔａｌｌ遅れた時刻ｔ１１までの到来波があると伝搬路推定した場合のチャネルインパルス応答推定値を示す。
到来波が存在する時間Ｔａｌｌおける総受信電力がＰａｌｌである場合、分割してできる領域Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３の信号電力値が、Ｐａｌｌ／Ｂとなるように、インパルス応答を時間帯Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３に分割する。
【００８８】
そして、時間帯Ｔ１についてはソフトキャンセラ部４５−１で処理を行い、時間帯Ｔ２についてはソフトキャンセラ部４５−２で処理を行い、時間帯Ｔ３については、ソフトキャンセラ部４５−３で処理を行う。
なお、総受信電力は、例えば、到来波が存在する時間Ｔａｌｌにおいて、時間軸方向に積分を行うことにより受信信号電力を算出することができる。
【００８９】
上述した所定の時間帯を設定する方法（図１１）により各ソフトキャンセラ部の減算部から出力される信号の最大遅延時間Ｔ１〜Ｔ３がガードインターバル（ＧＩ）長より短くなるように設定することで、ガードインターバル（ＧＩ）を超える長遅延波が到来した場合においても、シンボル間干渉（ＩＳＩ）、チャネル間干渉（ＩＣＩ）を低減することが可能となる。
【００９０】
次に、図４の信号検出部２３のコード間干渉（ＭＣＩ）を除去する干渉キャンセラ部の動作について説明する。
ＭＣＩレプリカ生成部５１は、レプリカ生成部２８のコード毎シンボル生成部２９−１〜２９−Ｃｍｕｘ各々から出力される周波数領域のレプリカ信号Ｓｎ＾（ｋ）（ただし、ｎ＝１，２，・・・，Ｃｍｕｘ、ｋはサブキャリア）と伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答推定値の周波数領域に変換した伝達関数とを乗算することでＭＣＩレプリカを生成する。
図７〜９で説明した例に基づいてソフトキャンセラ部４５−１〜４５−３が動作した場合、ソフトキャンセラ部４５−１に属するＭＣＩレプリカ生成部が出力する第ｎコードチャンネル（ｎ＝１，２，・・・，Ｃｍｕｘ）に対する信号をＲ１，ｎ＾（ｋ）とすると以下の式（４）で表され、受信信号ｒ（ｔ）を構成するコード多重された全てのコードチャネル（Ｃｍｕｘ個）に対して各々、ＭＣＩレプリカを生成する。
【００９１】
【数７】
2009267450.tif 000009
【００９２】
ただし、ｆｆｔ［ａ］は、信号ａを時間領域から周波数領域へ変換することを示す。
同様に、ソフトキャンセラ部４５−２、またはソフトキャンセラ部４５−３のＭＣＩレプリカ生成部は、以下の式（５）、式（６）となる。
【００９３】
【数８】
2009267450.tif 000010
【００９４】
【数９】
2009267450.tif 000011
【００９５】
なお、以下では、ソフトキャンセラ部４５−ｂに属するＭＣＩレプリカ生成部が出力する全てのコードチャネルに対するＭＣＩレプリカをまとめてＲ＾ｂ（ｋ）とする。
【００９６】
次に、加算部５２は、ＦＦＴ部からの出力信号からＭＣＩレプリカ生成部の出力信号を減算する。ソフトキャンセラ部４５−１に属する加算部５２が出力する第ｎコードチャネルの信号をＲ〜１、ｎ’（ｋ）とすると以下の式（７）となり、コード多重された全てのコードチャネル（Ｃｍｕｘ個）に対して各々、減算を行う。Ｒ〜１（ｋ）はＦＦＴ部からの出力信号を示す。
【００９７】
【数１０】
2009267450.tif 000012
【００９８】
同様に、ソフトキャンセラ部４５−２、またはソフトキャンセラ部４５−３の加算部５２の出力信号は、以下の式（８）、式（９）となる。
【００９９】
【数１１】
2009267450.tif 000013
【０１００】
【数１２】
2009267450.tif 000014
【０１０１】
なお、以下では、ソフトキャンセラ部４５−ｂに属する加算部５２が出力する全てのコードチャネルに対する信号をまとめてＲ〜ｂ’（ｋ）と記す。
【０１０２】
以上ように、遅延波キャンセラ部５３から出力される信号がガードインターバル長より短くなる時間帯となるように遅延波を除去し、ガードインターバル長より短い時間帯の信号に対して、ＦＦＴ処理を行い、周波数領域でコード間干渉（ＭＣＩ）を除去することにより、ガードインターバル長より長い遅延波が到来した場合においても、シンボル間干渉（ＩＳＩ）、チャネル間干渉（ＩＣＩ）に影響されることなくコード間干渉（ＭＣＩ）を低減することが可能となる。
【０１０３】
図１２（ａ）〜図１２（ｃ）は、本発明の第１の実施形態による初回処理におけるチャネルインパルス応答推定値とＭＭＳＥフィルタ部を示す図である。ここでは、図４で示したＭＭＳＥフィルタ部４６と、図５で示したステップＳ４及びステップＳ２３の動作について説明する。
まず、初回のＭＭＳＥフィルタ部４６の動作について示す。受信信号を周波数領域で表現すると、受信信号Ｒは、以下の式（１０）のように表すことができる。
【０１０４】
【数１３】
2009267450.tif 000015
【０１０５】
ここで、Ｈ＾は推定された伝搬路の伝達関数を示しており、ガードインターバル内の遅延波のみが存在すると仮定すると、Ｎｃ＊Ｎｃの対角行列で表すことができる。なお、Ｎｃはｓｐｒｅａｄ−ＯＦＣＤＭのサブキャリア数を示している。Ｈ＾は、以下の式（１１）のように表すことができる。
【０１０６】
【数１４】
2009267450.tif 000016
【０１０７】
Ｓは送信シンボルを表しており、以下の式（１２）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。
【０１０８】
【数１５】
2009267450.tif 000017
【０１０９】
同様に、受信信号Ｒ、雑音成分Ｎは、以下の式（１３）、式（１４）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。
【０１１０】
【数１６】
2009267450.tif 000018
【０１１１】
【数１７】
2009267450.tif 000019
【０１１２】
なお、式（１２）〜式（１４）において、添え字に用いたＴは転置行列であることを表している。
このような受信信号を受信したとき、ＭＭＳＥフィルタ部４６の出力Ｙは、以下の式（１５）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。
【０１１３】
【数１８】
2009267450.tif 000020
【０１１４】
ＭＭＳＥフィルタ部４６は、チャネルインパルス応答推定値及び雑音電力推定値を基にＭＭＳＥフィルタ係数Ｗを決定する。ここで、ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗは、以下の式（１６）に示すように、Ｎｃ＊Ｎｃの対角行列で表すことができる。
【０１１５】
【数１９】
2009267450.tif 000021
【０１１６】
さらに、上記ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｍの各要素は、周波数方向拡散時は以下の式（１７）で表すことができる。
【０１１７】
【数２０】
2009267450.tif 000022
【０１１８】
なお、
【０１１９】
【数２１】
2009267450.tif 000023
【０１２０】
はコード多重時の他コードからの干渉成分であり、
【０１２１】
【数２２】
2009267450.tif 000024
【０１２２】
は雑音電力の推定値を示している。また、添え字のＨはハミルトニアン（共役転置）を示している。
また、上記のＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｍの各要素は、時間方向拡散時はコード間の直交性が保たれていると仮定して以下の式（１８）で表すことができる。
【０１２３】
【数２３】
2009267450.tif 000025
【０１２４】
なお、図１２（ａ）〜図１２（ｃ）は、初回処理において図６に示した伝搬路を通った信号が、前記係数に基づいたＭＭＳＥフィルタ部４６に入力される様子を示している。
なお、図１２（ａ）は、図６に示したチャネルインパルス応答Ｐ１〜Ｐ６を示している。図１２（ｂ）は、前記チャネルインパルス応答Ｐ１〜Ｐ６を周波数軸で表現した、伝達関数を示している。
【０１２５】
次に、繰り返し時のＭＭＳＥフィルタ部の動作について説明する。まず繰り返し復調時に、ｉ番目のソフトキャンセラ部４５−ｉにおいて使用されるレプリカ信号ｒ＾ｉは、以下の式（１９）のように表すことができる。
【０１２６】
【数２４】
2009267450.tif 000026
【０１２７】
ここで、ｈ＾ｉは、ｉ番目のソフトキャンセラ部４５−ｉにおいて処理を行う遅延波のみを抽出した遅延プロファイルである。ｓ＾（ｔ）は、前回のＭＡＰ復号によって得られた対数尤度比λ２を基に算出されたレプリカ信号である。
【０１２８】
【数２５】
2009267450.tif 000027
【０１２９】
は畳み込み演算を示している。従って、ソフトキャンセラ部４５−ｉの出力、つまり、図４のｉ番目のソフトキャンセラ部４５の出力Ｒ〜ｉは、以下の式（２０）のように表すことができる。
【０１３０】
【数２６】
2009267450.tif 000028
【０１３１】
ここでΔは、レプリカの不確定性による誤差信号と熱雑音成分を含む。このとき、ＭＭＳＥフィルタ部４６の出力Ｙ’は、以下の式（２１）で表すことができる。
【０１３２】
【数２７】
2009267450.tif 000029
【０１３３】
ここで、レプリカ信号は精度よく生成されており、前記Δにはレプリカの誤差による成分は含まれず、熱雑音成分のみが含まれると仮定すると、ＭＭＳＥフィルタ係数の部分行列は、以下の式（２２）のように対角行列で表すことができる。
【０１３４】
【数２８】
2009267450.tif 000030
【０１３５】
さらに、ＭＭＳＥフィルタ部４６への入力信号は、後述するように周波数選択性が少なくなっており、フラットフェージングに近い状態になっていること、および干渉キャンセラ部によりコード間干渉を除去するからコード多重時のコード間干渉もないと仮定すると、各要素は以下の式（２３）で表すことができる。
【０１３６】
【数２９】
2009267450.tif 000031
【０１３７】
なお、Ｈ＾ｉ’，ｍはｉ’番目のソフトキャンセラ部におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数であり、Ｈ＾ｉ’，ｍＨはＨ＾ｉ’，ｍのハミルトニアンである。
【０１３８】
図１３（ａ）〜図１３（ｇ）は、本発明の第１の実施形態による繰り返し処理におけるチャネルインパルス応答推定値とＭＭＳＥフィルタ部を示す図である。図１３（ａ）〜図１３（ｇ）では、繰り返し処理において図７〜図９に示した伝搬路を通った信号が、前記ＭＭＳＥフィルタ係数に基づいたＭＭＳＥフィルタ部４６に入力される様子を示している。なお、ここではソフトキャンセラブロック部の数Ｂを３としている。
ＭＭＳＥフィルタ部４６は、初回復調時には式（１７）又は式（１８）で表わされるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｍを用い、繰り返し復調時には式（２３）で表わされるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗ’ｉ，ｍを用いる。
【０１３９】
なお、図１２（ａ）と同様に、図１３（ａ）、図１３（ｃ）、図１３（ｅ）は、図７〜図９に示したチャネルインパルス応答Ｐ１〜Ｐ６を示している。図１３（ｂ）、図１３（ｄ）、図１３（ｆ）は、前記チャネルインパルス応答Ｐ１〜Ｐ６を周波数軸で表現した、伝達関数を示している。なお、横軸は周波数を、縦軸は受信電力を示している。
【０１４０】
図１４は、本発明の第１の実施形態による伝搬路・雑音電力推定部２２（図３）の構成を示す概略ブロック図である。伝搬路・雑音電力推定部２２は、伝搬路推定部６１、プリアンブルレプリカ生成部６２、雑音電力推定部６３を備えている。
【０１４１】
伝搬路推定部６１は、受信信号に含まれるパイロット信号を用いてチャネルインパルス応答の推定を行う。
プリアンブルレプリカ生成部６２は、伝搬路推定部６１によって求められたチャネルインパルス応答推定値と、既知情報であるパイロット信号（ＰＩＣＨ）の信号波形とを用いてパイロット信号のレプリカ信号を作成する。
雑音電力推定部６３は、受信信号に含まれるパイロット信号部分と、プリアンブルレプリカ生成部６２より出力されるパイロット信号のレプリカ信号との差分をとることにより雑音電力の推定を行う。
なお、伝搬路推定部６１における伝搬路推定方法としては、ＲＬＳアルゴリズムなどを用いて、最小二乗誤差規範に基づき導出を行う方法や、周波数相関を用いる方法など様々な方法を使用することができる。
【０１４２】
本発明の第１の実施形態による受信機２００ａによれば、レプリカ生成部２８が作成したレプリカ信号を用いて受信信号ｒ（ｔ）から所定の時間帯ごとに遅延波レプリカ生成部４１が遅延波を除去し、その所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号をＭＭＳＥフィルタ部４６が合成し、その合成した信号に対して復調部５０が軟判定を行うようにしたので、遅延波を除去した信号に対してＦＦＴの処理を行うことが可能となり、ガードインターバル長を超える遅延波によるシンボル間干渉（ＩＳＩ）、チャネル間干渉（ＩＣＩ）を低減することが可能となる。
さらに、前記所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号において、周波数領域でコード間干渉（ＭＣＩ）を除去することによりガードインターバルを超える遅延波が到来した場合においても、シンボル間干渉（ＩＳＩ）、チャネル間干渉（ＩＣＩ）の影響が小さいレプリカを用いてコード間干渉（ＭＣＩ）の除去を行えるので、除去精度が向上する。
さらに、前記所定の時間帯ごとに遅延波を除去した後、周波数領域でコード間干渉（ＭＣＩ）を除去するので、前記所定の時間帯の大きさにより変化する前記コード間干渉ＭＣＩの大きさに影響されず、安定した特性を得ることが可能となる。その結果、例えば、前記コード間干渉ＭＣＩの大きさを考慮することなく、ＧＩ長、あるいは時間帯毎の信号電力のみで前記所定の時間帯を柔軟に設定することが可能となる。
【０１４３】
（第１の実施形態の変形例）
本実施形態の変形例の無線受信機は、第１の実施形態に比べ、異なる雑音電力推定方法を使用する。
【０１４４】
図１５は、本発明の第１の実施形態の変形例による無線受信機の構成を示す概略ブロック図である。無線受信機の構成は、第１の実施形態による無線受信機（図３）とほぼ同じであるが、図３における伝搬路・雑音電力推定部２２が異なる。入力信号に関してみると、図３に記載の伝搬路・雑音電力推定部２２では受信信号ｒ（ｔ）のみが入力されているのに対し、図１５の伝搬路・雑音電力推定部３２２では受信信号ｒ（ｔ）と、レプリカ信号作成部２８の出力であるレプリカ信号ｓ＾（ｔ）が入力されている。
【０１４５】
図１６は、本発明の第１の実施形態の変形例による伝搬路・雑音電力推定部３２２（図１５）の構成のを示す概略ブロック図である。伝搬路・雑音電力推定部３２２は、伝搬路推定部６１、受信信号レプリカ生成部３６２、雑音電力推定部３６３を備える。
伝搬路推定部６１は、受信信号に含まれるＰＩＣＨを用いてチャネルインパルス応答の推定を行う。
受信信号レプリカ生成部３６２は、レプリカ信号作成部２８が作成するレプリカ信号とチャネルインパルス応答推定値とに基づいて受信信号ｒ（ｔ）のレプリカを作成する。具体的には、受信信号レプリカ生成部３６２は、伝搬路推定部６１によって求められたチャネルインパルス応答推定値ｈ＾（ｔ）と、既知情報であるＰＩＣＨ信号波形及びＭＡＰ復号部２６の出力から得られたビット毎の対数尤度比λ２から求められたレプリカ信号ｓ＾（ｔ）とを用いてＰＩＣＨのレプリカ信号およびＤＴＣＨのレプリカ信号を作成する。
雑音電力推定部３６３は、受信信号レプリカ生成部３６２が作成するレプリカ信号
【０１４６】
【数３０】
2009267450.tif 000032
【０１４７】
と受信信号ｒ（ｔ）との差分を求めることにより雑音電力の推定を行う。これにより、雑音電力推定部３６３の計算する雑音電力推定値に、ＭＡＰ復号結果の誤差およびガウス雑音成分の双方を含むことが可能となり、ＭＭＳＥフィルタ部４６におけるＭＭＳＥフィルタ係数がより適切に求められる。
なお、本実施形態による無線受信機の伝搬路・雑音電力推定部３２２による雑音電力推定方法は、以降の第２の実施形態による無線受信機にも適用可能である。
【０１４８】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。第２の実施形態では、ガードインターバルを超える遅延波に起因するシンボル間干渉（ＩＳＩ）およびチャネル間干渉（ＩＣＩ）、さらに伝搬路の周波数選択性に起因するコード間干渉（ＭＣＩ）が存在する場合においても良好な特性を得ることのできる受信機について説明する。
なお、第２の実施形態における送信機は、第１の実施形態による送信機１００ａ（図１）と同じものを使用することができるので、その説明を省略する。
【０１４９】
図１７は、本発明の第２の実施形態による受信機２００ｂの構成を示す概略ブロック図である。第１の実施形態に比べて、レプリカ生成部、信号検出部の構成が異なる。以下、第１の実施形態と異なる部分について説明する。
【０１５０】
第２の実施形態の受信機２００ｂにおけるレプリカ生成部１２８は、コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−Ｃｍｕｘ、コード毎レプリカ生成部１２９−１〜１２９−Ｃｍｕｘを備えている。
コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−Ｃｍｕｘは各々、ビットインタリーバ部３０、シンボル生成部３１、シンボルインタリーバ部３２、周波数−時間拡散部３３を備えており、第１の実施形態と同様の動作により、復号部２６からの出力信号を用いて、各コードチャネルのレプリカ信号Ｓ＾ｎ（ｋ）（ｎ＝１，２，・・・，Ｃｍｕｘ）を生成する。
【０１５１】
コード毎レプリカ生成部１２９−１〜１２９−Ｃｍｕｘは、コード多重部１３４、パイロット多重部１３５、スクランブリング部１３６、ＩＦＦＴ部１３７、ＧＩ挿入部１３８を備えている。
コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−Ｃｍｕｘから出力される異なる拡散コードで拡散された信号（コードチャネル）Ｓ＾ｎ（ｋ）（ただし、ｎ＝１，２，・・・，Ｃｍｕｘ、ｋはサブキャリア）が、コード多重部１３４にてコード多重（加算処理）される。
例えば、コード毎レプリカ生成部１２９−１に属するコード多重部は、第１コードチャネルの信号Ｓ＾１（ｋ）を除くコードチャネル信号をコード多重する。コード毎レプリカ生成部１２９−ｎに属するコード多重部の出力信号をＳｃ＾ｎ’（ｋ）とすると、以下の式（２４）となる。
【０１５２】
【数３１】
2009267450.tif 000033
【０１５３】
続いて、パイロット多重部１３５において、コード多重部の出力信号Ｓｃ＾ｎ’（ｋ）に伝搬路推定などに使用するパイロット信号が所定の位置に挿入される。また、パイロット多重部１３５は、パイロット多重部１３５が属するコード毎レプリカ生成部１２９−ｎにおいて所望信号となるコード毎シンボル生成部２９−ｎからの出力信号Ｓ＾ｎ（ｋ）に、前記Ｓ＾ｎ’（ｋ）と同様、伝搬路推定などに使用するパイロット信号が所定の位置に挿入される。例えば、コード毎レプリカ生成部１２９−３に属するパイロット多重部１３５は、コード毎シンボル生成部２９−３が出力する信号Ｓ＾３（ｋ）にパイロット信号を挿入する。
その後、スクランブリング部１３６において、パイロット多重部１３５からの前記Ｓｃ＾ｎ’（ｋ）、およびＳ＾ｎ（ｋ）の２種類の信号に対する各出力信号を送信機に固有のスクランブリングコードにてスクランブルした後、ＩＦＦＴ部１３７に出力される。
ＩＦＦＴ部１３７において、前記２種類の信号に対して周波数時間変換が行われ、ＧＩ挿入部１３８においてガードインターバルの挿入が行われる。
コード毎レプリカ生成部１２９−ｎに属するＧＩ挿入部１３８の前記２種類の信号に対する出力信号をｓｃ＾ｎ（ｔ）、ｓ＾ｎ（ｔ）とすると、以下の式（２５）となる。
【０１５４】
【数３２】
2009267450.tif 000034
【０１５５】
ただし、ｉｆｆｔ［Ａ］は、信号Ａを周波数領域から時間領域へ変換することを示す。
これらの処理により、受信信号を構成する全てのコードチャネルに対するレプリカを生成する。なお、以下では、コード毎レプリカ生成部１２９−１〜１２９−ＣｍｕｘのＧＩ挿入部１３８が出力する２種類の信号各々を、ｓｃ＾（ｔ）＝（ｓｃ＾１（ｔ）、ｓｃ＾２（ｔ）、・・・、ｓｃ＾ｎ（ｔ）、・・・、ｓｃ＾Ｃｍｕｘ（ｔ））、ｓ＾（ｔ）＝（ｓ＾１（ｔ）、ｓ＾２（ｔ）、・・・、ｓ＾ｎ（ｔ）、・・・、ｓ＾Ｃｍｕｘ（ｔ））と記す。
【０１５６】
図１８は、本発明の第２の実施形態の受信機２００ｂにおける信号検出部１２３の構成を示す概略ブロック図である。
信号検出部１２３は、ＭＣＩレプリカ生成部１５１、加算部１５２、ソフトキャンセラ部１４５−１〜１４５−３（到来波除去部とも称する）、ＭＭＳＥフィルタ部４６（合成部とも称する）、コード毎復調部４７−１〜４７−Ｃｍｕｘを備えている。なお、ＭＣＩレプリカ生成部１５１および加算部１５２をまとめて干渉キャンセラ部１５４とも称する。
【０１５７】
ＭＣＩレプリカ生成部１５１は、レプリカ生成部１２８のコード毎レプリカ生成部１２９−１〜１２９−Ｃｍｕｘの各々から出力されるレプリカ信号ｓｃ＾（ｔ）と伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答とに基づいて、ＭＣＩレプリカを生成する。
加算部１５２は受信信号ｒ（ｔ）からＭＣＩレプリカを減算することで、コード間干渉（ＭＣＩ）の除去を行う。ＭＣＩレプリカ生成部が出力する第ｎコードチャンネル（ｎ＝１，２，・・・，Ｃｍｕｘ）に対するＭＣＩレプリカ信号をｒｎ＾（ｔ）とすると以下の式（２６）となり、受信信号ｒ（ｔ）を構成するコード多重された全てコードチャネルに対して各々、ＭＣＩレプリカを生成する。
【０１５８】
【数３３】
2009267450.tif 000035
【０１５９】
ただし、ｈ（ｔ）は、伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答である。また、
【０１６０】
【数３４】
2009267450.tif 000036
【０１６１】
は畳み込み演算を示している。
加算部１５２が出力する第ｎコードチャンネルに対する信号をｒｎ’（ｔ）とすると以下の式（２７）となり、受信信号ｒ（ｔ）を構成するコード多重された全てコードチャネルに対して各々、減算を行う。
【０１６２】
【数３５】
2009267450.tif 000037
【０１６３】
なお、以下では、加算部１５２が出力する、全てのコードチャネルに対する出力信号をまとめてｒ’（ｔ）＝（ｒ１’（ｔ）、ｒ２’（ｔ）、・・・、ｒｎ’（ｔ）、・・・、ｒＣｍｕｘ’（ｔ））と記す。
上述の干渉キャンセラ部１５４により、受信信号ｒ（ｔ）を構成するコード多重された各信号に対して生成した時間領域におけるＭＣＩレプリカを受信信号から除去することで所望コード以外の信号のコード間干渉（ＭＣＩ）、シンボル間干渉（ＩＳＩ）、コード間干渉（ＩＣＩ）を除去することができる。
【０１６４】
ソフトキャンセラ部１４５−１〜１４５−３は、遅延波レプリカ生成部１４１、加算部１４２（減算部とも称する）、ＧＩ除去部４３、ＦＦＴ部４４をそれぞれ備えている。遅延波レプリカ生成部１４１、加算部１４２を遅延波キャンセラ部１５３とも称する。
【０１６５】
ソフトキャンセラ部１４５−１〜１４５−３は、レプリカ生成部１２８が作成するレプリカ信号を用いて、加算部１５２の出力信号ｒ’（ｔ）から所定の時間帯ごとに遅延波を除去する。
遅延波レプリカ生成部１４１は、受信信号ｒ（ｔ）から推定される伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答推定値とレプリカ生成部１２８（図１８）が生成するレプリカ信号ｓ＾（ｔ）とに基づいて、所定の時間帯ごとの遅延波のレプリカを作成する。前記所定の時間帯は、各々の時間帯がガードインターバル長を超えないように設定する。
【０１６６】
例えば、図７〜９で説明した例と同様に、ソフトキャンセラ部１４５−１〜１４５−３が動作した場合、ソフトキャンセラ部１４５−１に属する遅延波レプリカ生成部は、（ｈ（ｔ）−ｈ１（ｔ））とレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算の結果を出力する。上述の畳み込み演算を全てのコードチャネルに対して行い、各所定の時間帯の遅延波レプリカを生成する。
加算部１４２は前記（ｈ（ｔ）−ｈ１（ｔ））とレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算の結果を加算部１５２からの出力信号ｒ’（ｔ）から減算する。
同様に、ソフトキャンセラ部４５−２では、属する遅延波レプリカ生成部で、（ｈ（ｔ）−ｈ２（ｔ））とレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算を行ったものを出力信号ｒ’（ｔ）から減算した結果が加算部１４２の出力となる。
【０１６７】
ソフトキャンセラ部４５−３では、属する遅延波レプリカ生成部で、（ｈ（ｔ）−ｈ３（ｔ））とレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算の結果を行ったものを出力信号ｒ’（ｔ）から減算した結果が加算部１４２の出力となる。
ＧＩ除去部４３、ＦＦＴ部４４、ＭＭＳＥフィルタ部４６、コード毎復調部４７−１〜４７−Ｃｍｕｘは、第１の実施形態と同様の動作を行う。
上述の遅延波キャンセラ部において、前記干渉キャンセラ部で所望コード以外の信号（ＭＣＩ）を除去した信号に対して、所定の時間帯ごとの遅延波レプリカを減算し、ガードインターバルを超えない時間帯においてＦＦＴ処理を行うことにより所望コードの信号のシンボル間干渉（ＩＳＩ）やコード間干渉（ＩＣＩ）を低減することができる。
【０１６８】
以上のように、受信信号ｒ（ｔ）から時間領域のＭＣＩレプリカを用いてコード間干渉（ＭＣＩ）を除去した後、遅延波キャンセラ部１５３から出力される信号がガードインターバル長より短くなる時間帯となるように遅延波を除去し、ガードインターバル長より短い時間帯の信号に対して、ＦＦＴ処理を行うことで、コード間干渉（ＭＣＩ）、シンボル間干渉（ＩＳＩ）、チャネル間干渉（ＩＣＩ）が同時に発生した場合においても、コード間干渉（ＭＣＩ）、シンボル間干渉（ＩＳＩ）、チャネル間干渉（ＩＣＩ）による特性劣化を抑えることが可能となる。
さらに、本実施形態の受信機は、コード間干渉（ＭＣＩ）を除去したのち、前記所定の時間帯ごとに遅延波を除去するので、前記コード間干渉ＭＣＩの大きさに影響されず、安定した特性を得ることが可能となる。その結果、例えば、前記コード間干渉ＭＣＩの大きさを考慮することなく、ＧＩ長、あるいは時間帯毎の信号電力のみで前記所定の時間帯を柔軟に設定することが可能となる。
【０１６９】
なお、上記コード多重数Ｃｍｕｘは、制御チャネル等を用いた受信側への通知や受信信号に基づいた推定により求めることが可能である。
【０１７０】
なお、以上説明した実施形態において、送信機（図１）の各部や、受信機（図３、図１７）の各部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより送信機や受信機の制御を行っても良い。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。
【０１７１】
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時刻の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時刻プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。
【０１７２】
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【０１７３】
【図１】本発明の第１の実施形態による送信機１００ａの構成を示す概略ブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態で用いるフレームフォーマットの一例を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施形態による受信機２００ａの構成を示す概略ブロック図である。
【図４】本発明の第１の実施形態による信号検出部２３（図３）の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図５】本発明の第１の実施形態による受信機２００ａの処理を示すフローチャートである。
【図６】本発明の第１の実施形態によるチャネルインパルス応答推定値の一例を示す図である。
【図７】本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラ部４５−１におけるチャネルインパルス応答推定値の一例を示す図である。
【図８】本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラ部４５−３におけるチャネルインパルス応答推定値の一例を示す図である。
【図９】本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラ部４５−３におけるチャネルインパルス応答推定値の一例を示す図である。
【図１０】識別された遅延波の時間に基づいて所定の時間帯を設定する場合について説明する図である。
【図１１】到達時間の順に遅延波に含まれる受信信号がほぼ一定になるように全受信信号を３個に分割した場合を示す図である。
【図１２】本発明の第１の実施形態による初回処理におけるチャネルインパルス応答推定値とＭＭＳＥフィルタ部を示す図である。
【図１３】本発明の第１の実施形態による繰り返し処理におけるチャネルインパルス応答推定値とＭＭＳＥフィルタ部を示す図である。
【図１４】本発明の第１の実施形態による伝搬路・雑音電力推定部２２（図３）の構成を示す概略ブロック図である。
【図１５】本発明の第１の実施形態の変形例による無線受信機の構成を示す概略ブロック図である。
【図１６】本発明の第１の実施形態の変形例による伝搬路・雑音電力推定部３２２（図１５）の構成のを示す概略ブロック図である。
【図１７】本発明の第２の実施形態による受信機２００ｂの構成を示す概略ブロック図である。
【図１８】本発明の第２の実施形態の受信機２００ｂにおける信号検出部１２３の構成を示す概略ブロック図である。
【図１９】ＭＣ−ＣＤＭ方式におけるサブキャリアと各サブキャリアに対応する直交符号の関係の一例を示す図である。
【図２０】ＭＣ−ＣＤＭ方式の信号が空中を伝搬し、受信機において受信された際の符号Ｃ’８，１、Ｃ’８，２、Ｃ’８，７、Ｃ’’８，１、Ｃ’’８，２、Ｃ’’８，７の様子を示す図である。
【図２１】ＭＣ−ＣＤＭ方式の信号が空中を伝搬し、受信機において受信された際の符号Ｃ’８，１、Ｃ’８，２、Ｃ’８，７、Ｃ’’８，１、Ｃ’’８，２、Ｃ’’８，７の様子を示す図である。
【図２２】マルチパス環境を経て送信機から受信機に到達する信号を示す図である。
【符号の説明】
【０１７４】
１・・・Ｓ／Ｐ変換部、２−１〜２−Ｃｍｕｘ・・・コード毎信号処理部、８・・・コード多重部、９・・・パイロット多重部、１０・・・スクランブリング部、１１・・・ＩＦＦＴ部、１２・・・ＧＩ挿入部、２１・・・シンボル同期部、２２・・・伝搬路・雑音電力推定部、２３・・・信号検出部、２４−１〜２４−Ｃｍｕｘ・・・コード毎復号部、２８・・・レプリカ生成部、３９・・・Ｐ／Ｓ変換部、７０・・・ＭＡＣ部、７１・・・フィルタリング処理部、７２・・・Ｄ／Ａ変換部、７３・・・周波数変換部、７４・・・送信アンテナ、７５・・・受信アンテナ、７６・・・周波数変換部、７７・・・Ａ／Ｄ変換部、１００ａ・・・送信機、２００ａ、２００ｂ・・・受信機
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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