(57)【要約】【課題】電動車両外部の交流電源からの交流電力を直流電力に変換して蓄電装置を充電する構成の電源システムにおいて、蓄電装置の充電電流の交流成分を抑制する。【解決手段】コンバータ制御部２０５は、外部電源からの交流電力から変換された直流電圧が出力される電力線上の電圧Ｖｈを目標電圧Ｖｈｒに制御する。電圧制御部２１０ａは、コンバータの入力電圧Ｖｂ、電圧Ｖｈ、および目標電圧Ｖｈｒに基づいて、コンバータの電圧変換比βの基本量β０を求める。電流平滑制御部２１０ｂは、充電電流の変動によって生じる電圧変動Ｖｌａｃを抑制するように電圧Ｖｈを変化させるために必要な電圧変換比βの補正量βｃを設定する。変調部２７０は、コンバータを構成する半導体スイッチング素子のデューティ比が、基本量β０および補正量βｃの和による電圧変換比βに従ったものとなるように、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。【選択図】図３
2009060759.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力線上の電力を用いて走行駆動力を発生可能な電動車両に搭載される電源システムであって、
充放電可能な蓄電装置と、
前記電力線と前記蓄電装置との間に接続され、前記蓄電装置と前記電力線との間で双方向に直流電圧変換を行なうための、複数の電力用半導体スイッチング素子を含んで構成されたコンバータと、
前記電力線の電圧を検出する電圧検出器と、
前記電力線の電圧を目標電圧に維持するように、前記コンバータの各前記電力用半導体スイッチング素子のオンオフを制御するための制御装置と、
前記電動車両が外部電源と接続される充電モードにおいて、前記外部電源からの交流電圧を、前記交流電圧の周波数に関連した周波数成分が重畳された直流電圧に変換して、前記電力線に出力するための充電電力変換装置とを備え、
前記制御装置は、
前記目標電圧と、前記電圧検出器による検出電圧と、前記蓄電装置の出力電圧とに基づいて、前記コンバータによる電圧変換比の基本量を設定するための電圧制御部と、
前記充電モードにおいて、前記蓄電装置の充電電流に重畳される前記周波数成分に対応する電流変動を打ち消すように前記電力線上の電圧を変化させるように、前記電圧変換比の補正量を設定する電流平滑制御部と、
前記基本量および前記補正量の和に従う前記電圧変換比に基づいて、前記複数の電力用半導体スイッチング素子のオンオフを制御する信号を発生する変調部とを含む、電源システム。
【請求項２】
前記コンバータは、
前記複数の電力用半導体スイッチング素子のうちの１つを介して、前記電力線および前記蓄電装置の間に電気的に接続されるリアクトルをさらに含み、
前記電流平滑制御部は、
前記電圧検出器による検出電圧と、前記電圧変換比と、前記蓄電装置の出力電圧とに基づいて、前記リアクトルの電圧を推定する電圧推定部と、
前記電圧推定部により推定されたリアクトル電圧から、前記周波数成分に対応する電圧変動を抽出するための周波数フィルタ部と、
前記周波数フィルタ部によって抽出された前記電圧変動を打ち消すように前記電力線上の電圧を変化させるための、前記電圧変換比の補正量を求める制御演算部とを含む、請求項１記載の電源システム。
【請求項３】
前記蓄電装置の入出力電流を検出するための電流検出器をさらに備え、
前記電流平滑制御部は、
前記充電モードにおいて、前記電流検出器により検出された充電電流から前記電流変動を抽出するための周波数フィルタ部と、
前記周波数フィルタ部によって抽出された前記電流変動を打ち消すように前記電力線上の電圧を変化させるための、前記電圧変換比の補正量を求める制御演算部とを含む、請求項１記載の電源システム。
【請求項４】
前記電動車両は、
星形結線された第１の多相巻線を固定子巻線として含む第１の交流回転電機と、
星形結線された第２の多相巻線を固定子巻線として含む第２の交流回転電機とをさらに備え、
前記電源システムは、
前記第１の多相巻線に接続され、前記第１の交流回転電機と前記電力線との間で電力変換を行なう第１のインバータと、
前記第２の多相巻線に接続され、前記第２の交流回転電機と前記電力線との間で電力変換を行なう第２のインバータと、
前記充電モードにおいて、前記第１の多相巻線の第１の中性点および前記第２の多相巻線の第２の中性点と、前記外部電源との間を電気的に接続するためのコネクタ部と、
前記第１および第２のインバータの電力用半導体スイッチング素子のオンオフを制御するインバータ制御装置とをさらに備え、
前記第１および第２の交流回転電機の少なくとも一方は、前記走行駆動力の発生に用いられ、
前記インバータ制御装置は、前記充電モードにおいて、前記第１および前記第２のインバータならびに前記第１および第２の多相巻線のインダンタンスが前記充電電力変換装置として動作することによって、前記コネクタ部を経由して前記第１および第２の中性点へ供給された前記外部電源からの交流電圧を、前記直流電圧に変換して前記電力線に出力するように、前記第１および第２のインバータの各々を制御する、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源システム。
【請求項５】
電力線上の電力を用いて走行駆動力を発生可能な電動車両に搭載される電源システムの制御方法であって、
前記電源システムは、
充放電可能な蓄電装置と、
前記電力線と前記蓄電装置との間に接続され、前記蓄電装置と前記電力線との間で双方向に直流電圧変換を行なうための、複数の電力用半導体スイッチング素子を含んで構成されたコンバータと、
前記電力線の電圧を検出する電圧検出器と、
前記電力線の電圧を目標電圧に維持するように、前記コンバータの各前記電力用半導体スイッチング素子のオンオフを制御するための制御装置と、
前記電動車両が外部電源と接続される充電モードにおいて、前記外部電源からの交流電圧を、前記交流電圧の周波数に関連した周波数成分が重畳された直流電圧に変換して、前記電力線に出力するための充電電力変換装置とを備え、
前記制御方法は、
前記目標電圧と、前記電圧検出器による検出電圧と、前記蓄電装置の出力電圧とに基づいて、前記コンバータによる電圧変換比の基本量を演算するステップと、
前記充電モードにおいて、前記蓄電装置の充電電流に重畳される前記周波数成分に対応する電流変動を打ち消すように前記電力線上の電圧を変化させるように、前記電圧変換比の補正量を演算するステップと、
前記基本量および前記補正量の和に従う前記電圧変換比に基づいて、前記複数の電力用半導体スイッチング素子のオンオフを制御する信号を発生するステップとを備える、電源システムの充電制御方法。
【請求項６】
前記コンバータは、
前記複数の電力用半導体スイッチング素子のうちの１つを介して、前記電力線および前記蓄電装置の間に電気的に接続されるリアクトルをさらに含み、
前記補正量を演算するステップは、
前記電圧検出器による検出電圧と、前記電圧変換比と、前記蓄電装置の出力電圧とに基づいて、前記リアクトルの電圧を推定するサブステップと、
推定されたリアクトル電圧から、前記周波数成分に対応する電圧変動を抽出するサブステップと、
抽出された前記電圧変動を打ち消すように前記電力線上の電圧を変化させるための、前記電圧変換比の補正量を求める制御演算を行なうサブステップとを含む、請求項５記載の電源システムの充電制御方法。
【請求項７】
前記電源システムは、
前記蓄電装置の入出力電流を検出するための電流検出器をさらに備え、
前記補正量を演算するステップは、
前記充電モードにおいて、前記電流検出器により検出された充電電流から前記電流変動を抽出するサブステップと、
前記抽出された前記電流変動を打ち消すように前記電力線上の電圧を変化させるための、前記電圧変換比の補正量を求める制御演算を行なうサブステップとを含む、請求項５記載の電源システムの充電制御方法。
【請求項８】
前記電動車両は、
星形結線された第１の多相巻線を固定子巻線として含む第１の交流回転電機と、
星形結線された第２の多相巻線を固定子巻線として含む第２の交流回転電機とをさらに備え、
前記電源システムは、
前記第１の多相巻線に接続され、前記第１の交流回転電機と前記電力線との間で電力変換を行なう第１のインバータと、
前記第２の多相巻線に接続され、前記第２の交流回転電機と前記電力線との間で電力変換を行なう第２のインバータと、
前記充電モードにおいて、前記第１の多相巻線の第１の中性点および前記第２の多相巻線の第２の中性点と、前記外部電源との間を電気的に接続するためのコネクタ部と、
前記第１および第２のインバータの電力用半導体スイッチング素子のオンオフを制御するインバータ制御装置とをさらに備え、
前記第１および第２の交流回転電機の少なくとも一方は、前記走行駆動力の発生に用いられ、
前記インバータ制御装置は、前記充電モードにおいて、前記第１および前記第２のインバータならびに前記第１および第２の多相巻線のインダンタンスが前記充電電力変換装置として動作することによって、前記コネクタ部を経由して前記第１および第２の中性点へ供給された前記外部電源からの交流電圧を、前記直流電圧に変換して前記電力線に出力するように、前記第１および第２のインバータの各々を制御する、請求項５〜７のいずれか１項に記載の電源システムの充電制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電源システムおよびその充電制御方法に関し、より特定的には、蓄電装置に蓄積された電力を用いて走行駆動力を発生可能な電動車両に搭載される電源システムにおける蓄電装置の充電制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド自動車（Hybrid Vehicle）や電気自動車（Electric Vehicle）などの、走行駆動力源として電動機を搭載する電動車両が広く用いられるようになっている。このような電動車両では、車両運転時に回生制動時の電動機の発電電力を蓄電装置の充電電力として用いることにより、燃費を向上させる手法が一般的に用いられている。
【０００３】
さらに近年では、このような電動車両について、運転停止後の駐車中に、蓄電装置を外部電源によって充電する構成が提案されている。たとえば、特許第２６９５０８３号公報（特許文献１）には、入力／出力ポートに接続された車両外部の電源からの電力を、車両に搭載された蓄電池に与えるように動作することが可能な電動機駆動および動力処理装置が開示されている。特許文献１の構成によれば、モータ巻線の中性点にＥＭＩフィルタを介して入力／出力ポートが接続される単相電源から交流電力を直流電力に変換して車両に搭載された蓄電池を充電することが可能である。
【０００４】
また、特開平８−１２６１２１号公報（特許文献２）には、２個の車両駆動用永久磁石モータの中性点に外部電源を接続し、モータのコイルをリアクトルとして利用して車両に搭載されたバッテリの充電電力を発生させる電気自動車の車載充電装置が開示されている。
【０００５】
また、特開平５−２０７６６４号公報（特許文献３）には、モータ駆動用電力変換器に双方向電力変換特性を持たせ、電気自動車の蓄電池充電には外部から交流または直流電力を供給して、電力変換器のチョッパ制御との組合わせで昇圧充電または降圧充電する構成が開示されている。この際に、チョッパ制御に必要なリアクトルに交流モータの巻線が利用される。
【特許文献１】特許第２６９５０８３号公報
【特許文献２】特開平８−１２６１２１号公報
【特許文献３】特開平５−２０７６６４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
車両外部の交流電源によって、車両に搭載された直流電源（代表的には二次電池）を充電する場合には、外部電源からの交流電力を二次電池充電用の直流電力に変換する必要がある。この際に、交流電力を変換した直流電力には、電源周波数に関連した周波数（たとえば電源周波数の２倍）で変動するリップル成分が、直流電圧および直流電流に重畳することがある。
【０００７】
このため、極低温環境下での外部充電では、二次電池の充電電流がリップル成分によって変動することにより、二次電池の端子電圧がそれに伴って変動するため、充電電流の変動幅が大きいと電池電圧が過電圧レベルに達して、充電が継続できなくなる可能性がある。一方で、このような現象を避けるために、充電電流の平均値（実効値）を下げると、単位時間での充電量が低下するため、充電時間が長くなるといった問題点が生じる。
【０００８】
さらに、蓄電装置の充電経路に、コンバータ部品等としてリアクトルが接続される場合には、当該リアクトルにリップル成分の交流電流が常に流れることとなるので、無効電力の発生により充電効率が低下する。
【０００９】
この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、車両外部の交流電源からの交流電力を直流電力に変換して車両に搭載された蓄電装置を充電する構成の電源システムにおいて、蓄電装置の充電電流の交流成分を抑制して、効率的な充電を行なうことである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明による電動車両は、電力線上の電力を用いて走行駆動力を発生可能な電動車両に搭載される電源システムであって、充放電可能な蓄電装置と、コンバータと、電圧検出器と、制御装置と、充電電力変換装置とを備える。コンバータは、電力線と蓄電装置との間に接続され、蓄電装置と電力線との間で双方向に直流電圧変換を行なうように、複数の電力用半導体スイッチング素子を含んで構成される。電圧検出器は、電力線の電圧を検出する。制御装置は、電力線の電圧を目標電圧に維持するように、コンバータの各電力用半導体スイッチング素子のオンオフを制御する。充電電力変換装置は、電動車両が外部電源と接続される充電モードにおいて、外部電源からの交流電圧を、交流電圧の周波数に関連した周波数成分が重畳された直流電圧に変換して、電力線に出力する。そして、制御装置は、電圧制御部と、電流平滑制御部と、変調部とを含む。電圧制御部は、目標電圧と、電圧検出器による検出電圧と、蓄電装置の出力電圧とに基づいて、コンバータによる電圧変換比の基本量を設定する。電流平滑制御部は、充電モードにおいて、蓄電装置の充電電流に重畳される周波数成分に対応する電流変動を打ち消すように電力線上の電圧を変化させるように、電圧変換比の補正量を設定する。変調部は、基本量および補正量の和に従う電圧変換比に基づいて、複数の電力用半導体スイッチング素子のオンオフを制御する信号を発生する。
【００１１】
この発明による電源システムの充電制御方法において、電源システムは、充放電可能な蓄電装置と、コンバータと、電圧検出器と、制御装置と、充電電力変換装置とを備える。コンバータは、電力線と蓄電装置との間に接続され、蓄電装置と電力線との間で双方向に直流電圧変換を行なうように、複数の電力用半導体スイッチング素子を含んで構成される。電圧検出器は、電力線の電圧を検出する。制御装置は、電力線の電圧が目標電圧に維持されるように、コンバータの各電力用半導体スイッチング素子のオンオフを制御する。充電電力変換装置は、電動車両が外部電源と接続される充電モードにおいて、外部電源からの交流電圧を、交流電圧の周波数に関連した周波数成分が重畳された直流電圧に変換して、電力線に出力する。そして、制御方法は、目標電圧と、電圧検出器による検出電圧と、蓄電装置の出力電圧とに基づいて、コンバータによる電圧変換比の基本量を演算するステップと、充電モードにおいて、蓄電装置の充電電流に重畳される周波数成分に対応する電流変動を打ち消すように電力線上の電圧を変化させるように、電圧変換比の補正量を演算するステップと、基本量および補正量の和に従う電圧変換比に基づいて、複数の電力用半導体スイッチング素子のオンオフを制御する信号を発生するステップとを備える。
【００１２】
上記電源システムおよび電源システムの制御方法によれば、外部電源からの交流電圧から変換された直流電圧の交流成分に起因する、蓄電装置の充電電流の電流変動（交流成分）を打ち消すように、充電電力変換装置から当該直流電圧が出力される電力線の電圧を、コンバータにより制御する電圧変換比の補正により変化させることができる。これにより、充電電流の変動に伴って蓄電装置の端子電圧が変動することによる充電不具合や、当該充電不具合を回避するために充電電流の平均値（実効値）を抑えることによる充電時間の長期化を防止することができる。
【００１３】
好ましくは、コンバータは、複数の電力用半導体スイッチング素子のうちの１つを介して、電力線および蓄電装置の間に電気的に接続されるリアクトルをさらに含む。さらに、電流平滑制御部は、電圧推定部と、周波数フィルタ部と、制御演算部とを含む。電圧推定部は、電圧検出器による検出電圧と、電圧制御部および電流平滑制御部によって決定された電圧変換比と、蓄電装置の出力電圧とに基づいて、リアクトルの電圧を推定する。周波数フィルタ部は、電圧推定部により推定されたリアクトル電圧から、周波数成分に対応する電圧変動を抽出する。制御演算部は、周波数フィルタ部によって抽出された電圧変動を打ち消すように電力線上の電圧を変化させるための、電圧変換比の補正量を求める。あるいは、補正量を演算するステップは、電圧検出器による検出電圧と、電圧変換比と、蓄電装置の出力電圧とに基づいて、リアクトルの電圧を推定するサブステップと、推定されたリアクトル電圧から、周波数成分に対応する電圧変動を抽出するサブステップと、抽出された電圧変動を打ち消すように電力線上の電圧を変化させるための、電圧変換比の補正量を求める制御演算を行なうサブステップとを含む。
【００１４】
このような構成とすることにより、蓄電装置の充電電流の電流変動（交流成分）を、コンバータ内に配置されたリアクトルの電圧変動に基づいて間接的に検出することができる。このため、蓄電装置に設けられた電流センサの値を用いることなく、蓄電装置の充電電流の電流変動を抑制するコンバータ制御を実現することができる。これにより、たとえば蓄電装置およびコンバータが離隔して配置されるような車両レイアウトにおいて、電流センサ値の伝送遅れに起因する制御誤差の発生等を回避して、上記コンバータ制御を実行することができる。さらに、コンバータ中のリアクトルに充電時に流れる直流電流の交流成分が抑制されるので、コンバータでの電力変換効率を向上することができる。
【００１５】
また好ましくは、電源システムは、蓄電装置の入出力電流を検出するための電流検出器をさらに備える。そして、電流平滑制御部は、周波数フィルタ部と、制御演算部とを含む。周波数フィルタ部と、充電モードにおいて、電流検出器により検出された充電電流から電流変動を抽出する。制御演算部は、周波数フィルタ部によって抽出された電流変動を打ち消すように電力線上の電圧を変化させるための、電圧変換比の補正量を求める。あるいは、補正量を演算するステップは、充電モードにおいて、電流検出器により検出された充電電流から電流変動を抽出するサブステップと、抽出された電流変動を打ち消すように電力線上の電圧を変化させるための、電圧変換比の補正量を求める制御演算を行なうステップとを含む。
【００１６】
このような構成とすることにより、蓄電装置の充電電流の検出値に基づいて、充電電流の電流変動（交流成分）を抑制するコンバータ制御をより正確に実行することができる。なお、この構成は、充電電流を検出するための電流検出器と、コンバータの制御装置とが比較的近接配置される車両レイアウトに好適である。
【００１７】
さらに好ましくは、電動車両は、星形結線された第１の多相巻線を固定子巻線として含む第１の交流回転電機と、星形結線された第２の多相巻線を固定子巻線として含む第２の交流回転電機とをさらに備える。そして、電源システムは、第１および第２のインバータと、第１および第２のインバータの電力用半導体スイッチング素子のオンオフを制御するインバータ制御装置と、コネクタ部とをさらに備える。第１のインバータは、第１の多相巻線に接続され、第１の交流回転電機と電力線との間で電力変換を行なう。第２のインバータは、第２の多相巻線に接続され、第２の交流回転電機と電力線との間で電力変換を行なう。コネクタ部は、充電モードにおいて、第１の多相巻線の第１の中性点および第２の多相巻線の第２の中性点と、外部電源との間を電気的に接続する。さらに、第１および第２の交流回転電機の少なくとも一方は、走行駆動力の発生に用いられる。そして、インバータ制御装置は、充電モードにおいて、第１および第２のインバータならびに第１および第２の多相巻線のインダンタンスが充電電力変換装置として動作することによって、コネクタ部を経由して第１および第２の中性点へ供給された外部電源からの交流電圧を、直流電圧に変換して電力線に出力するように、第１および第２のインバータの各々を制御する。
【００１８】
このような構成とすることにより、走行駆動力発生に用いられる第１および第２の交流回転電機および第１および第２のインバータを用いて、新たな機器を設けることなく、外部電源からの供給電力を蓄電装置の充電電流に変換することが可能な車両構成において、蓄電装置の充電電流の交流成分をコンバータ制御により低減することができる。
【発明の効果】
【００１９】
この発明によれば、車両外部の交流電源からの交流電力を直流電力に変換して車両に搭載された蓄電装置を充電する構成の電源システムにおいて、蓄電装置の充電電流の交流成分を抑制して、効率的な充電を行なうことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その詳細な説明は原則的に繰り返さないものとする。
【００２１】
図１は、本発明の実施の形態による電源システムが搭載された電動車両の全体構成を示す回路図である。
【００２２】
図１を参照して、電動車両１００は、蓄電装置１０と、コンバータ２０と、平滑コンデンサＣ１と、インバータ３０−１，３０−２と、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２と、制御装置２００とを備える。
【００２３】
蓄電装置１０は、代表的には、ニッケル水素二次電池あるいはリチウムイオン二次電池等の二次電池によって構成されるので、以下では、蓄電装置１０について、単に二次電池あるいはバッテリとも称する。ただし、電気二重層キャパシタ等の二次電池以外の蓄電装置を、二次電池１０に代えて適用可能である点について、確認的に記載する。
【００２４】
二次電池１０には、少なくとも、電流センサ１０６が設けられる。電流センサ１０６は、二次電池１０の入出力電流Ｉｂを検出する。以下では、二次電池１０の放電時にＩｂ＞０であり、充電時にＩｂ＜０であるものとする。検出された電流Ｉｂは、制御装置２００へ伝送される。
【００２５】
コンバータ２０は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「半導体スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）等を適用することが可能である。
【００２６】
半導体スイッチング素子Ｑ１は、主負母線ＭＮＬおよびノードＮｄの間に電気的に接続され、半導体スイッチング素子Ｑ２は、主正母線ＭＰＬおよびノードＮｄの間に電気的に接続される。以下では、半導体スイッチング素子Ｑ１を下アーム素子とも称し、半導体スイッチング素子Ｑ２を上アーム素子とも称する。半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御装置２００からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２によりオン／オフを制御される。
【００２７】
リアクトルＬ１は、蓄電装置１０の正極とノードＮｄとの間に接続される。すなわち、リアクトルＬ１は、半導体スイッチング素子Ｑ２を介して、主正母線ＭＰＬおよび蓄電装置１０の間に電気的に接続されている。
【００２８】
電圧センサ１０５は、コンバータ２０の入力側（二次電池側）電圧、すなわち、二次電池１０の出力電圧Ｖｂを検出する。なお、電圧Ｖｂについては、通常、二次電池１０に対応して設けられる電圧センサ（図示せず）によって測定してもよい。検出された電圧Ｖｂは、制御装置２００へ伝送される。
【００２９】
平滑コンデンサＣ１は、主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬ間に接続される。電圧センサ１１０は、主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬ間の直流電圧Ｖｈを検出する。検出された電圧Ｖｂは、制御装置２００へ送出される。
【００３０】
インバータ３０−１，３０−２は、主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬに並列接続される。インバータ３０−１は、半導体スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６および逆並列ダイオードＤ１１〜Ｄ１６からなる通常の三相インバータである。半導体スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６は、制御装置２００からのスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６によりオン／オフを制御される。同様に、インバータ３０−２は、半導体スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２６および逆並列ダイオードＤ２１〜Ｄ２６からなる通常の三相インバータである。半導体スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２６は、制御装置２００からのスイッチング制御信号Ｓ２１〜Ｓ２６によりオン／オフを制御される。
【００３１】
インバータ３０−１のＵ、Ｖ、Ｗ相はモータジェネレータＭＧ１のＵ相コイル巻線Ｕ１、Ｖ相コイル巻線Ｖ１およびＷ相コイル巻線Ｗ１とそれぞれ接続されている。同様に、インバータ３０−２のＵ、Ｖ、Ｗ相は、モータジェネレータＭＧ２のＵ相コイル巻線Ｕ２、Ｖ相コイル巻線Ｖ２およびＷ相コイル巻線Ｗ２とそれぞれ接続されている。
【００３２】
モータジェネレータＭＧ１およびＭＧ２は、エンジン（図示せず）および動力分割機構（図示せず）に共通に接続されており、モータジェネレータＭＧ２は、図示しない車輪の駆動力、すなわち、電動車両１００の走行駆動力を発生可能に構成されている。また、モータジェネレータＭＧ２は、電動車両１００の回生制動時には回生発電を行なう。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００３３】
また、モータジェネレータＭＧ１は、エンジンの回転力によって回転駆動されて発電機として動作するとともに、エンジンの起動時には、エンジンのスタータとして電動機として動作することができる。この際に、インバータ３０−１は、モータジェネレータＭＧ１の駆動電力または発電電力である交流電力と、主正母線ＭＰＬ上の直流電力との間での双方向の電力変換を行なう。同様に、インバータ３０−２は、モータジェネレータＭＧ２の駆動電力または発電電力である交流電力と、主正母線ＭＰＬ上の直流電力との間での双方向の電力変換を行なう。
【００３４】
なお、動力分割機構（図示せず）を、エンジン出力軸ならびにモータジェネレータＭＧ１およびＭＧ２の出力軸と連結された遊星歯車機構によって構成することにより、モータジェネレータＭＧ１およびＭＧ２の回転数およびエンジン回転数の比率を可変に制御する無段変速機構を構成できるので、エンジンの動作点を適切に設定することが可能となる。
【００３５】
モータジェネレータＭＧ１に対応して、電流センサ１２１および回転角センサ１２５が配置される。電流センサ１２１は、モータジェネレータＭＧ１の各相電流であるモータ電流ＭＲＣ１を検出するように設けられる。回転角センサ１２５は、モータジェネレータＭＧ１のロータ回転角θ１を検出する。検出されたモータ電流ＭＲＣ１およびロータ回転角θ１は、制御装置２００へ伝送される。制御装置２００では、ロータ回転角θ１，θ２に基づきモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の回転数（回転角速度）を算出することができる。
【００３６】
同様に、モータジェネレータＭＧ２に対応して、電流センサ１２２および回転角センサ１２６が配置される。電流センサ１２２は、モータジェネレータＭＧ２の各相電流であるモータ電流ＭＲＣ２を検出するように設けられる。回転角センサ１２６は、モータジェネレータＭＧ２のロータ回転角θ２を検出する。検出されたモータ電流ＭＲＣ２およびロータ回転角θ２は、制御装置２００へ伝送される。なお、各相電流の瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ１２１，１２２は２相分の電流を検出するように配置すれば足りる。
【００３７】
制御装置２００は、代表的には、マイクロコンピュータ（図示せず）およびメモリ（図示せず）を内蔵する電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、所定のプログラム処理に従って、上位の電子制御ユニット（ＥＣＵ）から入力された指令値に従って、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２が動作するように、コンバータ２０およびインバータ３０−１，３０−２のスイッチング制御のためのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２（コンバータ２０）、Ｓ１１〜Ｓ１６（インバータ３０−１）、およびＳ２１〜Ｓ２６（インバータ３０−２）を生成する。
【００３８】
制御装置２００へ入力される指令値は、電動車両１００の走行状況を検出するセンサ（図示せず）からの信号あるいは、アクセル開度およびブレーキ踏込量などに基づいて設定された、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のトルク目標値ＴＲ１，ＴＲ２ならびに電圧Ｖｈの目標電圧Ｖｈｒを含む。制御装置２００は、検出されたモータ電流ＭＲＣ１，ＭＲＣ２およびロータ回転角θ１，θ２に基づき、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の出力トルクがトルク目標値ＴＲ１，ＴＲ２となるように、インバータ３０−１，３０−２からモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２への供給電流（または供給電圧）を制御するべく、スイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６，Ｓ２１〜Ｓ２６を生成する。なお、一般的に、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２が走行駆動力を発生する力行動作時には、トルク目標値ＴＲ１，ＴＲ２は正値に設定され、回生制動時には、トルク目標値ＴＲ１，ＴＲ２は負値に設定される。
【００３９】
また、制御装置２００は、検出された電圧ＶｂおよびＶｈに基づき、電圧Ｖｈが目標電圧Ｖｈｒとなるように、コンバータ２０のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。そして、一定のスイッチング周期（オン期間およびオフ期間の和）内での半導体スイッチング素子Ｑ１および／またはＱ２のオン期間比（デューティ比）が、制御装置２００により制御される。
【００４０】
コンバータ２０は、制御装置２００からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に基づいて、二次電池１０と主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬとの間で双方向の直流電圧変換を行なう。コンバータ２０は、基本的には、二次電池１０の放電時（Ｉｂ＞０）には、二次電池１０から受ける直流電力を昇圧し、二次電池１０の充電時（Ｉｂ＜０）には、主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬから受ける直流電力（回生電力）を降圧するように動作する。
【００４１】
昇圧動作時において、制御装置２００は、上アーム素子Ｑ２をオフ状態に維持し、かつ、下アーム素子Ｑ１をオンオフさせて、そのデューティ比を制御する。これにより、下アーム素子Ｑ１のオン期間においては、二次電池１０からリアクトルＬ１、下アーム素子Ｑ１、および主負母線ＭＮＬを順に介して、ポンプ電流が流れる。リアクトルＬ１は、このポンプ電流により電磁エネルギーを蓄積する。そして、下アーム素子Ｑ１がオン状態からオフ状態に遷移すると、リアクトルＬ１は、蓄積した電磁エネルギーを放電電流に重畳する。その結果、コンバータ２０から主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬへ供給される直流電力の平均電圧は、デューティ比に従って、リアクトルＬ１の電磁エネルギーと、二次電池１０から供給されるエネルギーとに相当する電圧だけ昇圧される。なお、昇圧動作時について、下アーム素子Ｑ１のオフ期間に、上アーム素子Ｑ２をオン状態として、上アーム素子および下アーム素子が相補的かつ交互にオンオフするように、コンバータ２０を制御することも可能である。
【００４２】
一方、降圧動作時において、制御装置２００は、基本的な動作としては、下アーム素子Ｑ１をオフ状態に維持し、かつ、上アーム素子Ｑ２をオンオフさせて、そのデューティ比を制御する。これにより、上アーム素子Ｑ２のオン期間においては、主正母線ＭＰＬから上アーム素子Ｑ２およびリアクトルＬ１を順に介して、充電電流が二次電池１０へ流れる。そして、上アーム素子Ｑ２がオン状態からオフ状態に遷移すると、リアクトルＬ１が電流変化を妨げるように磁束を発生するので、充電電流は、ダイオードＤ１およびリアクトルＬ１を介して流れ続ける。一方で、電気エネルギー的にみると、主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬから直流電力が供給されるのは上アーム素子Ｑ２のオン期間だけであるので、充電電流が一定に保たれるとすると（リアクトルＬ１のインダクタンスが十分に大きいとすると）、コンバータ２０から二次電池１０へ供給される直流電力の平均電圧は、主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬ間の直流電圧をデューティ比に従って降圧した値となる。なお、降圧動作時についても、上アーム素子Ｑ２のオフ期間に、下アーム素子Ｑ１をオン状態として、上アーム素子および下アーム素子が相補的かつ交互にオンオフするように、コンバータ２０を制御することも可能である。
【００４３】
周知のように、昇降圧型チョッパで構成されるコンバータ２０は、昇圧動作時の下アーム素子Ｑ１のオン期間比が高くなるほど、昇圧動作が強調されて、主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬ間の直流電圧Ｖｈが高くなる。また、降圧動作時には、上アーム素子Ｑ２オン期間比が低くなるほど（逆に言うとオフ期間比が高くなるほど）、電圧比Ｖｈ／Ｖｂが高い電圧変換が行なわれる。
【００４４】
さらに、本発明の実施の形態による電動車両１００は、以下に説明するように、外部電源９０または９０♯から供給される交流電力によって二次電池（蓄電装置）１０を充電可能に構成されている。
【００４５】
電動車両１００は、さらに、モータジェネレータＭＧ１の中性点ＮＰ１およびモータジェネレータＭＧ２の中性点ＮＰ２を、外部電源９０と接続するためのコネクタ５０と、リレースイッチ５１と、コンデンサＣ２とを備える。すなわち、電動車両１００は、コネクタ９２によってコネクタ５０に接続される外部電源９０（代表的には商用電源）から交流電源を、リレースイッチ５１を経由して中性点ＮＰ１，ＮＰ２間に供給できるように構成されている。コンデンサＣ２は、外部電源９０から供給される交流電圧の高周波成分を除去するために配置される。
【００４６】
したがって、電動車両１００の停車中に、コネクタ５０およびコネクタ９２を接続し、かつ、リレースイッチ５１をオンすることによって、外部電源９０を中性点ＮＰ１およびＮＰ２と電気的に接続することができる。この場合には、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のリアクトル成分（コイル巻線Ｕ１、Ｖ１，Ｗ１，Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２のインダクタンス）と、インバータ３０−１，３０−２とによって、外部電源９０からの交流電圧を直流電圧に変換する、本発明での「充電電力変換装置」が構成される。そして、変換された直流電圧が、主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬの間に出力されて、二次電池１０の充電に用いられる。
【００４７】
あるいは、上述のような中性点充電方式ではなく、インバータ３０−１，３０−２を介することなく、外部電源９０♯からの交流電圧を直流電圧に変換する外部充電用の電力変換器９５を別途備える構成としてもよい。その場合には、コネクタ５０♯およびコネクタ９２♯の接続により、電動車両１００と接続された外部電源９０♯からの交流電圧が、コンデンサＣ２♯により高周波成分を除去された後、電力変換器９５によって直流電圧に変換される。そして、電力変換器９５から主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬ間に出力された直流電圧が、二次電池１０（蓄電装置）の充電に用いられる。この場合には、電力変換器９５が、本発明での「充電電力変換装置」に対応する。
【００４８】
このように、本実施の形態による電動車両１００は、車両走行中の回生制動発電による二次電池（蓄電装置）１０の充電に加えて、外部電源９０，９０♯からの供給電力によって、二次電池１０を充電することができる。以下では、このような外部電源９０，９０♯によって二次電池（蓄電装置）１０を充電する動作モードを、「外部充電モード」と称することとする。一般的に、外部充電モードは、車両駐車時に比較的長時間（たとえば夜間）に渡り実行される。
【００４９】
ここで、図１に示した電動車両の構成のうち、二次電池（蓄電装置）１０、コンバータ２０、インバータ３０−１，３０−２、およびこれらに配置されるセンサ群１０５，１０６，１１０等、ならびに、制御装置２００により、本発明に従う「電源システム」が構成される。特に、主正母線ＭＰＬは本発明における「電力線」に対応し、電圧センサ１１０は本発明での「電圧検出器」に対応し、電流センサ１０６は本発明での「電流検出器」に対応する。また、コンバータ２０を構成する半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、本発明での「複数の電力用半導体スイッチング素子」に対応する。また、インバータ３０−１，３０−２は本発明での「第１のインバータ」および「第２のインバータ」に対応する。さらに、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は本発明での「第１の交流回転電機」および「第２の交流回転電機」に対応する。また、上記外部充電モードが、本発明での「充電モード」に対応する。また、制御装置２００は、本発明での「制御装置」および「インバータ制御装置」に対応する。
【００５０】
次に、本発明の実施の形態による電動車両に搭載された電源システムにおける外部充電モードでの充電制御について説明する。
【００５１】
図２は、外部充電モードにおける二次電池１０の充電電流の概略的な波形図である。
図２に示すように、外部充電モードにおいて、充電電流｜Ｉｂ｜には、外部電源９０、９０♯の電源周波数に関連した周波数、たとえば、外部電源９０，９０♯が単相交流電源である場合は電源周波数の２倍の周波数の交流成分が重畳される。すなわち、交流成分は、充電電流Ｉｂの電流変動に対応する。たとえば、充電電流｜Ｉｂ｜の変動幅は｜Ｉ１−Ｉ２｜である。
【００５２】
この変動幅が大きいと、充電電流の変動に伴って二次電池１０の端子間電圧が変動するため、内部抵抗が大きい極低温環境下での外部充電では、二次電池１０の端子間電圧が上限に達することにより充電の継続が不可能となる可能性がある。一方で、このような現象を避けるために、充電電流｜Ｉｂ｜の平均値（実効値）を下げると、単位時間での充電量が低下するため、充電時間が長くなるといった問題点が生じる。さらに、充電経路に接続されたリアクトルＬ１にリップル成分の交流電流が常に流れることとなるので、無効電力の発生により充電効率が低下する。
【００５３】
したがって、以下に説明するように、本実施の形態による電源システムでは、このような外部電源の電源周波数に起因する充電電流の電流変動（交流成分）を、コンバータ２０による直流電圧Ｖｈの制御することによって抑制する。
【００５４】
図３は、この発明の実施の形態による電源システムにおけるコンバータ制御部２０５の構成を説明する概略ブロック図である。
【００５５】
図３に示したコンバータ制御部２０５は、図１に示した制御装置２００によって達成される機能の一部分であり、図３に示した各ブロックは、制御装置２００によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現されるものである。
【００５６】
図３を参照して、コンバータ制御部２０５は、電圧制御部２１０ａと、電流平滑制御部２１０ｂと、加算部２６０と、変調部２７０とを含む。
【００５７】
コンバータ制御部２０５は、コンバータ２０による電圧変換比βを演算し、演算した電圧変換比βに従ったデューティ比で半導体スイッチング素子Ｑ１および／またはＱ２がオンオフ制御されるように、変調部２７０がスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を発生するように構成される。電圧制御部２１０ａは、フィードフォワード制御部２１５と、フィードバック制御部２２０と、減算部２２５とを有する。
【００５８】
ここで、電圧変換比βは、コンバータ２０の入出力電圧の逆比、すなわちＶｂ／Ｖｈで示されるものとする。したがって、少なくとも昇圧動作時にオンオフされる半導体スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎおよびオフ期間Ｔｏｆｆにより、デューティ比（オン期間比）αを下記（１）式で定義すれば、電圧変換比βは（２）式で示される。すなわち、電圧変換比βは、少なくとも降圧動作時にオンオフされる半導体スイッチング素子Ｑ２のデューティ比（オン期間比）に相当する。
【００５９】
α＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）…（１）
β＝Ｖｂ／Ｖｈ＝１−α…（２）
フィードフォワード制御部２１５は、電圧Ｖｈの目標電圧Ｖｈｒと、電圧Ｖｂすなわちコンバータ２０の入力電圧に基づいて、理論昇圧比の逆数としてのβ（ＦＦ）を下記（３）式に従って演算する。
【００６０】
β（ＦＦ）＝Ｖｂ／Ｖｈｒ…（３）
フィードバック制御部２２０は，減算部２２２と、ＰＩ制御部２２４と、演算部２２６とを含む。
【００６１】
減算部２２２は、電圧センサ１１０による電圧Ｖｈの検出電圧と目標電圧Ｖｈｒとの電圧偏差ΔＶｈ（ΔＶｈ＝Ｖｈｒ−Ｖｈ）を演算する。ＰＩ制御部２２４は、減算部２２２によって求められた電圧偏差ΔＶｈに比例積分演算を行ない、その演算結果を出力する。演算部２２６は、ＰＩ制御部２２４によって比例積分演算された電圧偏差を、目標電圧Ｖｈｒで除算することにより、電圧Ｖｈのフィードバックに基づいて修正されるべき電圧変換比を示すβ（ＦＢ）を演算する。
【００６２】
減算部２２５は、フィードフォワード制御部２１５によって求められたβ（ＦＦ）およびフィードバック制御部２２０によって求められたβ（ＦＥ）に基づいて、電圧Ｖｈを目標電圧Ｖｈｒに制御するための電圧変換比βの基本量β０を算出する。これにより、フィードフォワード制御により設定される目標電圧Ｖｈｒに基づく理論的な電圧変換比に対して、目標電圧Ｖｈｒ＞電圧Ｖｈのときには、電圧変換比β（β０）を低下させる方向、すなわち、電圧Ｖｈを上昇させる方向に、フィードバック制御が作用する。
【００６３】
外部充電モード時に動作する電流平滑制御部２１０ｂは、リアクトル電圧推定部２４０と、バンドパスフィルタ２４５と、補正量演算部２５０とを有する。
【００６４】
リアクトル電圧推定部２４０は、乗算部２４２と、減算部２４４とを含む。乗算部２４２は、コンバータ２０による電圧変換比βと、電圧センサ１１０による電圧Ｖｈの検出値との乗算により、ノードＮｄの推定電圧Ｖｄ♯を演算する。そして、減算部２４４は、電圧センサ１０５による電圧Ｖｂの検出値と乗算部２４２で求められた推定電圧Ｖｄ♯とに基づいて、リアクトルＬ１の電圧Ｖｌの推定電圧Ｖｌ♯を演算する（Ｖｌ♯＝Ｖｂ−Ｖｄ♯）。なお、外部充電時においては、Ｉｂ＜０であるので、Ｖｌ♯についてもＶｌ♯＜０となる。
【００６５】
バンドパスフィルタ２４５は、リアクトル電圧推定部２４０によって推定された推定電圧Ｖｌ♯から、外部電源９０，９０♯の電源周波数に対応した交流成分を抽出する。たとえば、外部電源９０，９０♯の電源周波数が６０（Ｈｚ）である場合には、バンドパスフィルタ２４５は、推定電圧Ｖｌ♯中の１２０（Ｈｚ）近傍の周波数成分を抽出するように設計される。抽出された交流電圧成分は、電圧変動Ｖｌａｃとして出力される。
【００６６】
補正量演算部２５０は、バンドパスフィルタ２４５によって抽出された電圧変動Ｖｌａｃを入力として比例制御演算を行なうＰＩ制御部２５２と、ＰＩ制御部２５２による制御演算結果を目標電圧Ｖｈｒで除算するための演算部２５４とを有する。演算部２５４による演算結果は、補正量βｃとして出力される。
【００６７】
このようにして、電流平滑制御部２１０ｂは、電圧変動Ｖｌａｃを抑制するように電圧Ｖｈを変化させるために必要な、電圧変換比βの補正量βｃを設定することができる。補正量βｃは、基本的には、バンドパスフィルタ２４５によって抽出される周波数成分と同様の周波数で変化する値となる。なお、充電電流｜Ｉｂ｜の増加時（Ｉｂは低下）には、推定電圧Ｖｌ♯（Ｖｌ♯＜０）も低下する方向に変化するので、補正量βｃが電圧変換比βを低下させる方向、すなわち、電圧Ｖｈを上昇させる方向に変化するように、電流平滑制御部２１０ｂは作用する。なお、外部充電モード以外の通常動作時においては、補正量βｃ＝０に固定される。
【００６８】
加算部２６０は、電圧制御部２１０ａによって得られた電圧変換比βの基本量β０と、電流平滑制御部２１０ｂによって得られた電圧変換比βの補正量βｃとの和に従って、コンバータ２０での電圧変換比βを算出する。すなわち、外部充電モード以外の通常動作時においては、β＝β０に設定される一方で、外部充電モード時には、β＝β０＋βｃに設定される。
【００６９】
変調部２７０は、電圧変換比βを受けて、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ比が電圧変換比βに従ったものとなるように、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。（２）式から理解されるように、昇圧動作時には、電圧変換比βが上昇するに従って、下アーム素子Ｑ１のオン期間比が低下する。一方、外部充電モードを含む降圧動作時には、電圧変換比βが上昇するに従って、上アーム素子Ｑ２のオン期間比が上昇する。
【００７０】
この結果、充電電流｜Ｉｂ｜の増加時（Ｉｂは低下）には、補正量βｃが電圧変換比βを低下させる方向に変化することにより、上アーム素子Ｑ２のオン期間比が低下するように、コンバータ２０によるＶｈ制御が補正される。一方、充電電流｜Ｉｂ｜の減少時（Ｉｂは上昇）には、補正量βｃが電圧変換比βを上昇させる方向に変化することにより、上アーム素子Ｑ２のオン期間比が上昇するように、コンバータ２０によるＶｈ制御が補正される。すなわち、電流平滑制御部２１０ｂにより、電圧変動Ｖｌａｃに基づいて、電流Ｉｂ（充電電流）の変化を妨げる方向、すなわち、交流成分（電流変動）を打ち消す方向に、コンバータ２０によるＶｈ制御が補正されることになる。
【００７１】
なお、図３の構成において、リアクトル電圧推定部２４０は、本発明の「電圧推定部」に対応し、バンドパスフィルタ２４５は、本発明の「周波数フィルタ部」に対応し、補正量演算部２５０は、本発明の「制御演算部」に対応する。
【００７２】
図４は、図３に示した本発明の実施の形態によるコンバータ制御を制御装置２００に予め格納されたプログラムによって実行するためのフローチャートである。
【００７３】
図４を参照して、制御装置２００は、ステップＳ１１０により、コンバータ２０の入力電圧および出力電圧にそれぞれ相当する電圧Ｖｂおよび電圧Ｖｈの検出値、ならびに、電圧Ｖｈの目標電圧Ｖｈｒに基づき、図３に示した電圧制御部２１０ａと同様の演算によって、電圧変換比βの基本量β０を演算する。
【００７４】
そして、制御装置２００は、ステップＳ１１０により、外部充電モードであるかどうかを判断する。そして、外部充電モードである場合（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）には、制御装置２００は、ステップＳ１２０により、電流センサの検出値を用いることなく、充電電流の交流成分（電流変動）を間接的に検出する。ステップＳ１２０は、サブステップＳ１２２，Ｓ１２４，Ｓ１２６を含む。
【００７５】
制御装置２００は、サブステップＳ１２２では、図３に示したリアクトル電圧推定部２４０と同様の演算によって、リアクトル電圧Ｖｌの推定値Ｖｌ♯を求める。そして、サブステップＳ１２４では、図３のバンドパスフィルタ２４５と同様の処理により、推定電圧Ｖｌ♯から電圧変動Ｖｌａｃを抽出する。さらに、制御装置２００は、サブステップＳ１２６では、図３に示した補正量演算部２５０と同様の演算により、電圧変動Ｖｌａｃを抑制するように電圧Ｖｈを変化させるために必要な、電圧変換比βの補正量βｃを演算する。
【００７６】
そして、制御装置２００は、ステップＳ１３０では、コンバータ２０の電圧変換比βを下記（４）式に従って演算する。
【００７７】
β＝β０＋βｃ…（４）
一方、外部充電モード以外のとき（Ｓ１１０のＮＯ判定時）、すなわち通常動作時には、制御装置２００は、ステップＳ１４０により、ステップＳ１１０で求めた基本量β０をそのまま電圧変換比βに設定する（β＝β０）。
【００７８】
さらに、制御装置２００は、ステップＳ１５０により、ステップＳ１３０またはＳ１４０で求められた電圧変換比βに従って、半導体スイッチング素子Ｑ１および／またはＱ２がオンオフされるように、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を決定する。
【００７９】
上記の一連の処理により、図３に示したブロック図と同様のコンバータ制御を実行することができる。
【００８０】
なお、図４のフローチャートにおいて、ステップＳ１００は、本発明での「電圧変換比の基本量を演算するステップ」に対応し、ステップＳ１２０は、「電圧変換比の補正量を演算するステップ」に対応し、ステップＳ１５０は、「信号を発生するステップ」に対応する。特に、サブステップＳ１２２は、本発明での「リアクトルの電圧を推定するサブステップ」に対応し、サブステップＳ１２４は、本発明での「電圧変動を抽出するサブステップ」に対応し、サブステップＳ１２６は、本発明での「補正量を求める制御演算を行なうサブステップ」に対応する。
【００８１】
このように、本実施の形態による電源システムによれば、外部充電モード時に、リアクトル電圧の推定に基づいて、充電電流の交流成分によって生じる電圧変動Ｖｌａｃを求めるとともに、この電圧変動Ｖｌａｃを打ち消す方向にコンバータ２０での電圧変換比βを補正することができる。したがって、充電電流の電流変動を抑制するように、コンバータ２０によるＶｈ制御を行なうことができるので、充電電流の変動に起因する充電不具合の解消や充電時間短縮、あるいは充電時のコンバータ効率の向上を図ることが可能となる。
【００８２】
また、二次電池１０の電流検出値を直接用いることなく、コンバータ２０の入出力電圧の検出のみによってコンバータ制御を実現できるので、二次電池１０（蓄電装置）およびコンバータ２０が離れて配置される車両レイアウトにおいても、充電電流検出値の伝送遅れ等の問題を排除して、あるいは、コンバータ２０に電流センサを新たに配置することなく、外部充電モードにおいて充電電流の変動（交流成分）を抑制するコンバータ制御を実現することが可能となる。
【００８３】
（変形例）
次に、本発明の実施の形態による電源システムの変形例について説明する。なお、この変形例において、電源システムおよび電動車両の構成については、基本的に図１に示したのと同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。
【００８４】
図５は、本発明の実施の形態の変形例による電源システムにおけるコンバータ制御を説明するブロック図である。
【００８５】
図５を参照して、実施の形態の変形例によるコンバータ制御部２０５♯は、図３に示したコンバータ制御部２０５と比較して、電流平滑制御部２１０ｂにおいてリアクトル電圧推定部２４０の配置が省略されている点が異なる。さらに、バンドパスフィルタ２４５に対して、電流センサ１０６によって検出された電流Ｉｂが入力される。
【００８６】
本発明の実施の形態の変形例において、電流センサ１０６は、二次電池１０（蓄電装置）およびコンバータ２０が近接配置される車両レイアウトにより、電流センサ１０６から制御装置２００への伝送時間がコンバータ制御に影響を与えないような個所に配置されているものとする。あるいは、電流センサ１０６は、二次電池１０の充放電電流（電流Ｉｂ）を検出できるように、コンバータ２０に予め配置されているものとする。
【００８７】
バンドパスフィルタ２４５は、電流センサ１０６の検出値に基づいて、充電電流Ｉｂの交流成分、すなわち電流変動Ｉｂａｃを出力する。電流変動Ｉｂａｃは、図２に示した電圧変動Ｖｌａｃと同様の周波数を有する交流電流である。
【００８８】
そして、補正量演算部２５０は、ＰＩ制御部２５２♯と演算部２５４とを含む。ＰＩ制御部２５２♯は、バンドパスフィルタ２４５によって抽出された電流変動Ｉｂａｃを入力として比例制御演算を行なう。演算部２５４は、ＰＩ制御部２５２♯による制御演算結果を目標電圧Ｖｈｒで除算することによって、電圧変換比βの補正量βｃを求める。
【００８９】
このようにして、電流平滑制御部２１０ｂは、電流変動Ｉｂａｃを抑制するように電圧Ｖｈを変化させるために必要な、電圧変換比βの補正量βｃを設定することができる。すなわち、図２の場合と同様に、充電電流｜Ｉｂ｜の増加時（Ｉｂは低下）には、電流変動Ｉｂａｃが低下する方向に変化するので、補正量βｃが電圧変換比βを低下させる方向、すなわち、電圧Ｖｈを上昇させる方向に変化するように、電流平滑制御部２１０ｂは作用する。なお、外部充電モード以外の通常動作時において、補正量βｃ＝０に固定される。
【００９０】
コンバータ制御部２０５♯のその他の部分の構成および動作は、コンバータ制御部２０５と同様であるので詳細な説明は繰り返さない。
【００９１】
このようにすると、二次電池１０の充電電流Ｉｂの検出値をそのまま用いて、その電流変動（交流成分）を抑制するコンバータ制御をより正確に実行することが可能となる。なお、電流変動Ｉｂａｃと電圧変動Ｖｌａｃとは位相が異なるが、コンバータ２０のスイッチング周波数は、外部電源の電源周波数に関連した変動成分の周波数よりも比較的高いため、ＰＩ制御部２５２，２５２♯でのゲインを適宜調整することにより、図２および図５のいずれのコンバータ制御によっても、二次電池１０の充電電流の変動（交流成分）を抑制することが可能である。
【００９２】
図６は、図５に示したコンバータ制御を制御装置２００のソフトウェア処理によって実行するためのフローチャートである。
【００９３】
図６を参照して、実施の形態の変形例によるコンバータ制御では、図４に示したフローチャートと比較して、ステップＳ１２０が、サブステップＳ１２２♯、Ｓ１２４♯およびＳ１２６♯で構成される点が異なる。ステップＳ１２０以外の処理については、図４と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。
【００９４】
制御装置２００は、サブステップＳ１２２♯では、電流センサ１０６の検出値に基づいて、電流Ｉｂを取得する。そして、サブステップＳ１２４♯では、バンドパスフィルタ２４５（図５）と同様の処理により、電流Ｉｂ中の電源周波数に関連した周波数の交流成分である電流変動Ｉｂａｃを抽出する。さらに、制御装置２００は、サブステップＳ１２６♯では、図５に示した補正量演算部２５０と同様の演算により、電流変動Ｉｂａｃを抑制するように電圧Ｖｈを変化させるために必要な、電圧変換比βの補正量βｃを演算する。
【００９５】
図６に示したフローチャートに従う一連の処理により、図５に示したブロック図と同様のコンバータ制御を実行することができる。図６のフローチャートにおいて、サブステップＳ１２４♯は、本発明での「電流変動を抽出するサブステップ」に対応し、サブステップＳ１２６♯は、本発明での「補正量を求める制御演算を行なうサブステップ」に対応する。
【００９６】
なお、上記の実施の形態およびその変形例において、電動車両１００は、燃料を用いて運動エネルギーを発生する内燃機関を搭載したハイブリッド自動車の他、内燃機関を搭載しない電気自動車、燃料を用いて電気エネルギーを発生する燃料電池（Fuel Cell）をさらに搭載した燃料電池車であってもよい。
【００９７】
また、制御装置２００は、図４および図６に示したフローチャートの各ステップを備えるプログラムを図示しないメモリ（たとえば、ＲＯＭ：Read Only Memory）から読出し、その読出したプログラムを実行してフローチャートに従って処理を実行する構成とすることができる。したがって、メモリは、本実施の形態およびその変形例において説明したフローチャートの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ（ＣＰＵ）読取可能な記録媒体に相当する。
【００９８】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【００９９】
【図１】本発明の実施の形態による電源システムが搭載された電動車両の全体構成を示す回路図である。
【図２】外部充電モードにおける二次電池（蓄電装置）の充電電流の概略的な波形図である。
【図３】本発明の実施の形態による電源システムでのコンバータ制御を説明するブロック図である。
【図４】図３に示したコンバータ制御を制御装置に予め格納されたプログラムによって実行するためのフローチャートである。
【図５】本発明の実施の形態の変形例による電源システムにおけるコンバータ制御を説明するブロック図である。
【図６】図５に示したコンバータ制御を制御装置に予め格納されたプログラムによって実行するためのフローチャートである。
【符号の説明】
【０１００】
１０  二次電池（蓄電装置）、２０  コンバータ、３０−１，３０−２  インバータ、５０，５０♯，９２，９２♯  コネクタ、５１  リレースイッチ、９０，９０♯  外部電源、９５  電力変換器（外部充電用）、１００  電動車両、１０５  電圧センサ（Ｖｂ）
１０６  電流センサ、１１０  電圧センサ（Ｖｈ）、１２１，１２２  電流センサ（ＭＧ）、１２５，１２６  回転角センサ、２００  制御装置（ＥＣＵ）、２０５  コンバータ制御部、２１０ａ  電圧制御部、２１０ｂ  電流平滑制御部、２１５  フィードフォワード制御部、２２０  フィードバック制御部、２２２，２２５，２４４  減算部、２２４，２５２，２５２♯  ＰＩ制御部、２２６，２５４  演算部（除算）、２４０  リアクトル電圧推定部、２４２  乗算部、２４５  バンドパスフィルタ、２５０  補正量演算部、２６０  加算部、２７０  変調部、Ｃ１  平滑コンデンサ、Ｃ２  コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６  逆並列ダイオード、Ｉｂ  電流（充電電流）、Ｉｂａｃ  電流変動（充電電流）、ＭＧ１，ＭＧ２  モータジェネレータ、ＭＮＬ  主負母線（電力線）、ＭＰＬ  主正母線（電力線）、ＭＲＣ１，ＭＲＣ２  モータ電流、Ｎｄ  ノード、ＮＰ１，ＮＰ２  中性点、Ｑ１  電力用半導体スイッチング素子（コンバータ下アーム素子）、Ｑ２  電力用半導体スイッチング素子（コンバータ上アーム素子）、Ｑ１１〜Ｑ１６，Ｑ２１〜Ｑ２６  電力用半導体スイッチング素子（インバータ）、Ｓ１，Ｓ２  スイッチング制御信号（コンバータ）、Ｓ１１〜Ｓ１６，Ｓ２１〜Ｓ２６  スイッチング制御信号、ＴＲ１，ＴＲ２  トルク目標値、Ｕ１，Ｕ２  Ｕ相コイル巻線、Ｖ１，Ｖ２  Ｖ相コイル巻線、Ｖｂ  電圧（蓄電装置）、Ｖｈ  電圧（電力線）、Ｖｈｒ  目標電圧
Ｖｌ  リアクトル電圧、Ｖｌ♯  推定電圧（リアクトル電圧）、Ｖｌａｃ  電圧変動、Ｗ１，Ｗ２  Ｗ相コイル巻線、β  電圧変換比率、β０  基本量（電圧変換比）、βｃ  補正量（電圧変換比）、ΔＶｈ  電圧偏差、θ１，θ２  ロータ回転角。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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