(57)【要約】【課題】ＤＣ−ＤＣコンバータの接続個数を適宜に選択する場合に、各々のＤＣ−ＤＣコンバータの位相を均等に設定する技術を提供する。【解決手段】複数個のＤＣ−ＤＣコンバータ１０AないしＤＣ−ＤＣコンバータ１０Cを備え、各々のＤＣ−ＤＣコンバータの入力側および出力側の各々を並列接続して形成される電源装置２０を構成する。ＤＣ−ＤＣコンバータの各々は、コントローラ２７１ないしコントローラ２７３を具備し、スイッチ２２１ないしスイッチ２２３が導通する時比率を制御するための、変調波を用いるパルス幅変調コントローラ２３１ないしパルス幅変調コントローラ２３３と、位相特定電圧を発生させる位相特定電圧発生器と、変調波と同一周期を有し一定所定値と複数個の数との積で定められる電圧値と等しい大きさの振幅を有する、のこぎり波と、位相特定電圧とを比較して、位相が特定された変調波をパルス幅変調コントローラに供給する位相変調・変調波発生器３３１ないし位相変調・変調波発生器３３３と、を具備するようにした。【選択図】図１０
2009100515.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチの導通と切断とを制御するコントローラを有するＤＣ−ＤＣコンバータを複数個備え、前記複数個の前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側および出力側の各々を並列接続して形成される電源装置であって、
前記複数個の前記ＤＣ−ＤＣコンバータの各々が有する前記コントローラは、
前記スイッチが導通する時比率を制御するための、変調波を用いるパルス幅変調コントローラと、
他の前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおける値と比べてその大きさが順次、一定所定値だけ異なる位相特定電圧を発生させる位相特定電圧発生器と、
前記変調波と同一周期を有し前記一定所定値と前記複数個の数との積で定められる電圧値と等しい大きさの振幅を有する、のこぎり波と、前記位相特定電圧とを比較して、位相が特定された前記変調波を前記パルス幅変調コントローラに供給する位相変調・変調波発生器と、
を具備する電源装置。
【請求項２】
前記複数個の前記ＤＣ−ＤＣコンバータの少なくとも１つの前記コントローラは、
前記のこぎり波を発生する、のこぎり波発生器を具備することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記複数個の前記ＤＣ−ＤＣコンバータの少なくとも１つの前記コントローラは、
前記複数個の前記コントローラの各々における前記位相特定電圧の基準となる基準電圧を発生させる基準電圧発生器を具備し、
前記位相特定電圧発生器は、
抵抗を直列接続した分圧器として形成され、
前記複数個の前記分圧器の各々は、従属接続され、
前記基準電圧が、前記縦続接続の一端から供給されるようにして、
順次、一定所定値だけ異なる位相特定電圧を発生させることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項４】
前記分圧器は抵抗値が等しい２個の抵抗から形成されることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
【請求項５】
スイッチの導通と切断とを制御するコントローラを有するＤＣ−ＤＣコンバータを複数個備え、前記複数個の前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側および出力側の各々を並列接続して形成される電源装置の制御方法であって、
前記複数個の前記スイッチの各々をパルス幅制御するための複数個の変調波を発生させ、
一定所定値ずつその大きさが異なる前記複数個の位相特定電圧を発生させ、
前記変調波の周期と同一周期で繰り返して前記一定所定値と前記複数個の数との積で定められる電圧値と等しい大きさの振幅を有する、のこぎり波を発生させ、
前記のこぎり波と各々の前記位相特定電圧とによって、各々の前記変調波の位相を定める、
電源装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置および電源装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータを用いる電源装置において、電源装置から負荷に供給できる負荷電流の大きさを増大させようとする場合、ＭＯＳ―ＦＥＴ、ダイオード、コイル等のＤＣ−ＤＣコンバータを構成する構成部品の仕様の選択に際しては、負荷電流の大きさに合わせて、より、取り扱い電流が大きなものとする。すなわち、負荷電流の増大に伴って、ＭＯＳ―ＦＥＴ、ダイオード、コイル等に流すことができる許容電流としてより大きなものを用いるのが一般的である。しかしながら、許容電流の大きな物を使用する場合、部品サイズが大きくなる、発熱が増大し、より大きな放熱器が必要となる等の問題が生じ、電子機器の小型化、薄型化の要求に合致しない。
【０００３】
この点に鑑み、近年においては、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷電流を増大させるための上述した技術とは別の技術として、流すことができる許容電流の大きさを大きくした、ＭＯＳ―ＦＥＴ、ダイオード、コイル等を用いることなく、略同一の負荷電流仕様を有する複数個のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続して、これによって、負荷電流の大きさを増大させる方法が採用されることが多くなっている。並列接続とする場合には、負荷電流が複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの各々に分散するため、上述した、部品サイズがより大きくなる、発熱が増大する等の問題はほぼ解決するが、スイッチング動作をする各々のＤＣ−ＤＣコンバータの相互の位相の管理が、不十分であり、位相が分散されない場合には、負荷に供給される電圧のリップルは小さくならず、電源装置の利用効率も良くない。一方、各々のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングの動作の相互の位相を均等に分散させることで、負荷に流れる電流は、平均化されて力率も改善し、さらに、負荷に供給される電圧に含まれるリップル電圧の大きさを小さくすることが出来る。この結果、複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に並列接続される出力コンデンサの小型化も可能となる。ここで、位相を分散するとは、複数のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチの各々が異なる位相で導通することをいうものであり、位相を均等に分散するとは、各々のスイッチが導通を開始する時間が、順次、一定時間の時間差を有する（位相差で表現する場合には、一周期（２πラジアン）をＤＣ−ＤＣコンバータの数で均等に割った位相差を有する）ことをいうものである。
【０００４】
複数のＤＣ−ＤＣコンバータを用いる場合において、位相を分散する技術としては、予め使用するＤＣ−ＤＣコンバータの個数が分かっている場合に、各々のＤＣ−ＤＣコンバータの位相を均等に分散させる技術（例えば、特許文献１を参照）、１つのＩＣに予め定める個数の複数分のコントローラを内蔵して、分散した位相でそのコントローラが複数個のスイッチの各々を制御する技術が知られている。これらの技術では、ＤＣ−ＤＣコンバータの個数が既知であり、その個数に応じて、位相を均等に分散させることができる。
【特許文献１】特開２００４−１５９９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上述したいずれの技術も、使用するＤＣ−ＤＣコンバータの個数が当初の数から変更された場合には、その個数に応じて、回路構成を大きく変化させなければならず、使用するＤＣ−ＤＣコンバータの個数が不明である場合、任意の個数に設定する場合には、これらの技術の適用が困難であり、回路設計の柔軟性に欠けていた。
【０００６】
本発明は上述した課題を解決して、ＤＣ−ＤＣコンバータの接続個数を適宜に選択する場合に、各々のＤＣ−ＤＣコンバータの位相を均等に設定する技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の電源装置は、スイッチの導通と切断とを制御するコントローラを有するＤＣ−ＤＣコンバータを複数個備え、前記複数個の前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側および出力側の各々を並列接続して形成される電源装置であって、前記複数個の前記ＤＣ−ＤＣコンバータの各々が有する前記コントローラは、前記スイッチが導通する時比率を制御するための、変調波を用いるパルス幅変調コントローラと、他の前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおける値と比べてその大きさが順次、一定所定値だけ異なる位相特定電圧を発生させる位相特定電圧発生器と、前記変調波と同一周期を有し前記一定所定値と前記複数個の数との積で定められる電圧値と等しい大きさの振幅を有する、のこぎり波と、前記位相特定電圧とを比較して、位相が特定された前記変調波を前記パルス幅変調コントローラに供給する位相変調・変調波発生器と、を具備する。
【０００８】
本発明の電源装置では、スイッチの導通と切断とを制御するコントローラを有するＤＣ−ＤＣコンバータを複数個備え、複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの入力側および出力側の各々を並列接続して形成されるので、負荷に供給する電流の大きさをＤＣ−ＤＣコンバータの個数に比例して増大させることができる。また、複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの各々はコントローラを有して形成されている。そして、各々のコントローラは、変調波を用いるパルス幅変調コントローラが配されており、この変調波に同期してスイッチが導通する時比率が変化するパルス幅変調をおこなうことができる。また、各々のコントローラは、他のＤＣ−ＤＣコンバータにおける値と比べてその大きさが順次、一定所定値だけ異なる位相特定電圧を発生させる位相特定電圧発生器が配されており、複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの各々において、すべて、異なる位相特定電圧を有することができる。また、各々のコントローラは、各々の位相特定電圧と、のこぎり波の電圧とを比較して、各々のパルス幅変調コントローラに位相が特定された各々の変調波を供給する位相変調・変調波発生器が配されている。ここで、のこぎり波は、時間経過に対して直線的にその電圧が変化する波形であり、この、のこぎり波は、変調波と同一周期を有しており、この、のこぎり波の振幅は、一定所定値と複数個の数、すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータの数、との積で定められる電圧値と等しい大きさとされている。このような、のこぎり波と、各々の、一定所定値だけ異なる位相特定電圧との大きさを比較して、一定所定ラジアンの位相差を有する変調波を複数個得ることができる。そして、複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの位相は均等に分散される。
【０００９】
本発明の電源装置の制御方法は、スイッチの導通と切断とを制御するコントローラを有するＤＣ−ＤＣコンバータを複数個備え、前記複数個の前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側および出力側の各々を並列接続して形成される電源装置の制御方法であって、前記複数個の前記スイッチの各々をパルス幅制御するための複数個の変調波を発生させ、一定所定値ずつその大きさが異なる前記複数個の位相特定電圧を発生させ、前記変調波の周期と同一周期で繰り返して前記一定所定値と前記複数個の数との積で定められる電圧値と等しい大きさの振幅を有する、のこぎり波を発生させ、前記のこぎり波と各々の前記位相特定電圧とによって、各々の前記変調波の位相を定める。
【００１０】
本発明の電源装置の制御方法では、スイッチの導通と切断とを制御するコントローラを有するＤＣ−ＤＣコンバータを複数個備え、前記の複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの入力側および出力側の各々を並列接続して形成される電源装置の制御方法であるので、この制御方法によって負荷に供給する電流の大きさをＤＣ−ＤＣコンバータの個数に比例して増大させることができる。また、複数個のスイッチの各々をパルス幅制御するための複数個の変調波を発生させるので、この変調波の位相に応じて各々のＤＣ−ＤＣコンバータの位相を制御することができる。ここで、変調波の位相は、一定所定値ずつその大きさが異なる複数個の位相特定電圧を発生させ、変調波の周期と同一周期で繰り返して一定所定値と複数個の数との積で定められる電圧値と等しい大きさの振幅を有する、のこぎり波を発生させ、のこぎり波と各々の位相特定電圧とによって、各々の変調波の位相を定めることができる。このようにして、複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの位相は均等に分散される。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの接続個数を適宜に設定する場合に、簡便に各々のＤＣ−ＤＣコンバータの位相を均等にずらすことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、実施形態の電源装置の説明を図面に沿って行う。
【００１３】
（降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータについて）
図１は、複数のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続されて構成される電源装置の要素である任意の１個のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、所謂、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして構成されている。このＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、入力コンデンサ２１、ＭＯＳ―ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｓｉｄｅ−Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のスイッチ２２、パルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）コントローラ２３、ダイオード２４、コイル２５、出力コンデンサ２６を主なる構成部品として構成され、直流電圧である入力電圧ＶＩを降圧して安定化した直流電圧である出力電圧ＶＯを得るようになされている。
【００１４】
図２は、図１に示す降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の主要部分の動作波形図である。なお、各々のグラフの横軸は時間軸である。図３では、出力電圧ＶＯを入力電圧ＶＩの３分の１に降圧したときの各部の波形である。ゲートパルスＧＰは、スイッチ２２のゲートに印加され、ＦＥＴ２２はＰチャンネルＭＯＳ-ＦＥＴとされているので、ゲートパルスＧＰがローレベルのときにスイッチ２２は導通し、ゲートパルスＧＰがハイレベルのときにスイッチ２２は切断する。図２のゲートパルスＧＰは、紙面上方がスイッチ２２の導通の状態を表し（電圧の値はローレベル）、紙面下方がスイッチ２２の切断の状態を表す（電圧の値はハイレベル）ものである。ゲートパルスＧＰについては、以下の説明においては、すべて、上述した意味内容を有するものである。
【００１５】
スイッチ電流ＩＳは、スイッチ２２に流れる電流を示し、スイッチ２２が導通する間は電流が流れ、スイッチ２２が切断する間は電流の大きさは零となる。ダイオード電流ＩＤは、ダイオード２４に流れる電流を示し、スイッチ２２が導通する間は電流の大きさは零となり、スイッチ２２が切断する間は、コイル２５に蓄えられた磁気エネルギーを放出するために所定の時間、電流を流す。コイル電流ＩＬは、ダイオード電流ＩＤとスイッチ電流ＩＳとの和の電流と等しい大きさの電流である。なお、スイッチ２２が導通する時間とスイッチ２２が切断する時間との和が１周期の時間であり、スイッチ２２は周期ごとに、導通と切断とを切り返す。スイッチ２２が導通する時間を１周期の時間で割ったものを時比率と称している。すなわち、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、時比率を制御して出力電圧ＶＯを制御している。
【００１６】
図１に示す回路では、出力電圧ＶＯが印加される負荷（図示せず）に流れる電流の値を増やそうとすると、各構成部品に流れる電流が増し、各構成部品は定格の大きなものが必要となり、そのサイズは大型化する。さらに、発熱が増え、より大きな放熱器が必要となることもあり、ＤＣ−ＤＣコンバータとしてのサイズが大きくなり、電子機器の小型・薄型化の要求に合致しないものとなる。
【００１７】
（比較例として、３個のＤＣ−ＤＣコンバータが同位相で動作する場合について）
図３は、図１に示す降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ１０を３個並列に接続して、同位相で動作させる場合、すなわち、３個のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の入力側を相互に接続し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力側を相互に接続して、３個のスイッチを同位相で制御する場合における電源装置における主要部分の動作波形図である。最上段のゲートパルスＧＰは、各々のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の電圧を示し、図に示すように、すべての、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０について、同位相とされている。スイッチ電流ＩＳＳは、各々のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配される３個のスイッチに流れる電流の和（実際にこのような電流が流れる回路構成部は存在しない）をグラフとして示す図である。
【００１８】
スイッチ電流ＩＳ１は、１個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配されるスイッチ２２に流れる電流を示す図である。また、ダイオード電流ＩＤ１は、１個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配されるダイオード２４に流れる電流を示す図である。また、コイル電流ＩＬ１は、１個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配されるコイル２５に流れる電流を示す図である。同様に、スイッチ電流ＩＳ２、ダイオード電流ＩＤ２、コイル電流ＩＬ２の各々は、２個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配される、スイッチ２２、ダイオード２４、コイル２５の各々に流れる電流を示す図であり、スイッチ電流ＩＳ３、ダイオード電流ＩＤ３、コイル電流ＩＬ３の各々は、３個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配される、スイッチ２２、ダイオード２４、コイル２５の各々に流れる電流を示す図である。
【００１９】
図３に示す各部の波形から見て取れるように、３個のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の各々から負荷に対して当分に電流が分散されて供給される。このために、各々のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作は、単独動作と同等であるが、３個のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作における位相が同一であるために、負荷に流れるリップル電流の大きさは、３倍の値となってしまい電源の利用効率は悪い。
【００２０】
（３個のＤＣ−ＤＣコンバータが異なる位相（均等位相）で動作する場合について）
図４は、３個のＤＣ−ＤＣコンバータ１０が２π／３（ラジアン）づつ、均等に位相をずらされて動作する場合について、各部の波形を図示するものである。スイッチ電流ＩＳＳは、各々のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配される３個のスイッチに流れる電流の和（実際にこのような電流が流れる回路構成部は存在しない）をグラフとして示す図である。ゲートパルスＧＰ１は、１個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配されるＰＷＭコントローラ２３から出力されるゲートパルスを示す図である。また、ダイオード電流ＩＤ１は、１個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配されるダイオード２４に流れる電流を示す図である。また、コイル電流ＩＬ１は、１個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配されるコイル２５に流れる電流を示す図である。同様に、ダイオード電流ＩＤ２、コイル電流ＩＬ２の各々は、２個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配される、ダイオード２４、コイル２５の各々に流れる電流を示す図であり、ダイオード電流ＩＤ３、コイル電流ＩＬ３の各々は、３個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配される、ダイオード２４、コイル２５の各々に流れる電流を示す図である。また、リップル電圧ΔＶＯは出力電圧ＶＯに含まれるリップル電圧である。
【００２１】
負荷に供給される電流の値としては、３個のＤＣ−ＤＣコンバータが同位相で動作する場合と同じであるが、各々のＤＣ−ＤＣコンバータは、２π／３（ラジアン）づつ、均等に位相をずらされて動作するために、負荷に生ずるリップル電圧ΔＶＯの周波数は等価的に３倍となり、この結果、リップル電圧ΔＶＯの値は小さくなる。そのため、各々のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配される出力コンデンサ２６の小型化も図れる。このように位相を均等に分散することで、大電流を必要とするＤＣ−ＤＣコンバータの小型化、高精度化が可能になる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータから、ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ  Ｓｃａｌｅ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）に供給される電圧に含まれるリップル電圧成分を減少させて、ＬＳＩの動作の安定化、その動作の高精度化の要求にも対応できる。
【００２２】
（ＤＣ−ＤＣコンバータを均等位相で動作させる技術について）
本実施形態の要部である、ＤＣ−ＤＣコンバータを均等位相で動作させる技術について説明をする。説明の順序は、図５、図６を参照してパルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラの構成、作用の説明をまず行い、次いで、図７を参照して位相を分散する処理の概念説明を行い、最後に、図８、図９、図１０を参照して具体的な回路の構成とその作用の説明を行う。
【００２３】
図５は、ＰＷＭコントローラ２３の主要部を示す図である。ＰＷＭコントローラ２３は、誤差信号（エラー信号）ＳＥをその出力端に発生させるエラーアンプ２３５と、設定基準電圧発生器２３７と、コンパレータ２３６と、を主要構成部品として形成されている。エラーアンプ２３５の負極性入力端子には出力電圧ＶＯが入力され、エラーアンプ２３５の正極性入力端子には設定基準電圧発生器２３７からの電圧である電圧ＶＲＥＦが入力されている。コンパレータ２３６の負極性入力端子には誤差信号ＳＥが入力されるようになされている。また、コンパレータ２３６の正極性入力端子には３角波発生器２３８からの変調波としての３角波ＶＴが入力されている。そして、コンパレータ２３６の出力端子からゲートパルスＧＰが出力されるようになされている。
【００２４】
図６は、ＰＷＭコントローラ２３の作用を説明するための図である。図６は、誤差信号ＳＥと３角波ＶＴとゲートパルスＧＰとの関係を示す図であり、誤差信号ＳＥが３角波ＶＴを上回る場合には、ゲートパルスＧＰがローレベルとなり、誤差信号ＳＥが３角波ＶＴを下回る場合には、ゲートパルスＧＰがハイレベルとなって、パルス幅変調（ＰＷＭ）が行われる。図６から見て取れるように、３角波ＶＴのスタート点（３角波のレベルが最小となる点）の位置がゲートパルスＧＰの位相を定めるので、３角波ＶＴのスタート点の位置を管理することによって、複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの相互の位相の管理ができることを示している。なお、図５、図６では、コンパレータ２３６の正極性端子に入力される変調波は、３角波ＶＴであるとして説明をおこなったが、変調信号は、３角波ＶＴのみならず、のこぎり波であっても良く、変調波として、３角波、または、のこぎり波を用いることは周知の技術である。
【００２５】
図７は、位相を分散する処理を説明するための図である。図７の最上段の信号波形は、のこぎり波ＶＳであり、時刻０では電圧値は０Ｖ（ボルト）であり、のこぎり波ＶＳの電圧が電圧ＶＰ１（ΔＶＰ／２）Ｖと等しくなる時刻が時刻ｔ１、のこぎり波ＶＳの電圧が電圧ＶＰ２（ΔＶＰ＋ΔＶＰ／２）Ｖと等しくなる時刻が時刻ｔ２、のこぎり波ＶＳの電圧が電圧ＶＰ３（２ΔＶＰ＋ΔＶＰ／２）Ｖと等しくなる時刻が時刻ｔ３、である。また、のこぎり波ＶＳの電圧の最大値は、（３ΔＶＰ）Ｖである。このように、のこぎり波ＶＳの最大電圧値と、電圧ＶＰ１、電圧ＶＰ２および電圧ＶＰ３との関係を定めることによって、時刻ｔ１と時刻ｔ２との間の時間と、時刻ｔ２と時刻ｔ２との間の時間と、時刻ｔ３と次の周期の時刻ｔ１との間の時間と、をすべて等しくできる。
【００２６】
また、位相差の観点から見れば、時刻ｔ１を３角波ＶＴ１のスタート点、時刻ｔ２を３角波ＶＴ２のスタート点、時刻ｔ３を３角波ＶＴ３のスタート点、に各々定めることによって、３角波ＶＴ１と３角波ＶＴ２との位相差、３角波ＶＴ２と３角波ＶＴ３との位相差、３角波ＶＴ３と３角波ＶＴ１との位相差、を２π／３（ラジアン）となるように設定することができる。ここで、のこぎり波ＶＳと、３角波ＶＴ１ないし３角波ＶＴ３との繰り返しの周期は同一とされている。また、３角波ＶＴ１ないし３角波ＶＴ３に替えてのこぎり波を用いる場合においても、これらの、のこぎり波と、のこぎり波ＶＳとの繰り返しの周期は同一とされる。ここで、電圧ＶＰ１、電圧ＶＰ２および電圧ＶＰ３の各々は、位相を特定するための電圧であるので、位相特定電圧と称される。
【００２７】
図示はしないが、時刻ｔ１を３角波ＶＴ１のスタート点、時刻ｔ２を３角波ＶＴ２のスタート点、時刻ｔ３を３角波ＶＴ３のスタート点、に各々定めるためのハードウエアは、例えば、のこぎり波ＶＳの電圧と電圧ＶＰ１とをコンパレータで比較して、コンパレータの出力端子から得られるパルス信号の立ち上がりエッジと３角波ＶＴ１のスタート点とが同期するようにし、同様にして、のこぎり波ＶＳの電圧と電圧ＶＰ２とをコンパレータで比較して、コンパレータの出力端子から得られるパルス信号の立ち上がりエッジと３角波ＶＴ２のスタート点とが同期するようにし、のこぎり波ＶＳの電圧と電圧ＶＰ３とをコンパレータで比較して、コンパレータの出力端子から得られるパルス信号の立ち上がりエッジと３角波ＶＴ３のスタート点とが同期するようにして構成することができる。
【００２８】
図８は、ＤＣ−ＤＣコンバータが１個である場合における電圧ＶＰの設定の方法を示す図である。電圧ＶＰは、基準電圧を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧した電圧であり、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との値が等しい場合には、分圧した電圧は基準電圧の半分の値となり、抵抗Ｒ１が零である場合には、分圧した電圧は零となり、抵抗Ｒ２が零である場合には、分圧した電圧は基準電圧の値となる。そして、分圧した電圧が基準電圧の半分の値の場合には、３角波ＶＴの位相はπ、分圧した電圧が零の場合には、３角波ＶＴの位相は０、分圧した電圧が基準電圧の値の場合には、３角波ＶＴの位相は２πとなる。このように、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗値の比を適宜定めることによって、３角波ＶＴの位相を適宜定めることができる。基準電圧発生器、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２はＰＷＭコントローラの一部としてＩＣの内部に形成されるが、基準電圧や、抵抗の大きさは、特に制限はなく、ＩＣの消費電力に大きな影響を与えない程度の大きさにすれば良い。ここで、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで形成される直列接続回路は、電圧ＶＰの位相特定電圧を発生させるので、位相特定電圧発生器と称される。
【００２９】
図９は、ＤＣ−ＤＣコンバータが３個である場合における電圧ＶＰ１ないし電圧ＶＰ３の設定の方法を示す図である。ＩＣ３の端子３−１と端子３−２を短絡、ＩＣ３の端子３−３とＩＣ２の端子２−２を接続、ＩＣ２の端子２−３とＩＣ３の端子３−２を接続、ＩＣ１の端子１−３を接地して、各々の抵抗を直列に接続していく。段数を増やしてＮ個接続するときも同様に接続していけば良い。ここで、抵抗Ｒ１ないし抵抗Ｒ６の抵抗値がすべて等しい抵抗値Ｒである場合には、電圧ＶＰ１の値を（ΔＶＰ／２）Ｖ、電圧ＶＰ２の値を（ΔＶＰ＋ΔＶＰ／２）Ｖ、電圧ＶＰ３の値を（２ΔＶＰ＋ΔＶＰ／２）Ｖに各々設定することができる。このようにして、３角波ＶＴ１の位相、３角波ＶＴ２の位相、３角波ＶＴ３の位相、を均等に２π／３ずらすことが可能となる。ここで、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで形成される直列接続回路、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とで形成される直列接続回路、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６とで形成される直列接続回路の各々は、電圧ＶＰ１、電圧ＶＰ２および電圧ＶＰ３の各々の位相特定電圧を発生させるので、各々が位相特定電圧発生器と称される。
【００３０】
ここで、上述した抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の各々を従属接続した両端に印加される電圧である基準電圧発生器からの電圧は、３ΔＶＰ（Ｖ）である。すなわち、一定所定値であるΔＶＰ（Ｖ）と複数個の数、この場合は３個との積で定められる電圧値と等しい大きさ値の３ΔＶＰ（Ｖ）であるが、この値は、のこぎり波のピーク電圧の値（振幅）と等しいものであることが、３角波ＶＴ１の位相、３角波ＶＴ２の位相、３角波ＶＴ３の位相、を均等に２π／３ずらすことができる条件であることは、図７から見て、自明である。これは、図８に示す基準電圧の大きさと、のこぎり波のピーク電圧の値を等しく設定すること、と、同じ意味である。
【００３１】
図９では、ＤＣ−ＤＣコンバータが３個である場合における電圧ＶＰ１ないし電圧ＶＰ３の設定の方法を示したが、同様にして、並列接続するＤＣ−ＤＣコンバータがＮ個の場合であっても、抵抗値がすべて等しい抵抗値Ｒを２個直列に接続して形成される、各々のＩＣの直列接続の両端の各々を他のＩＣの抵抗の２個直列の接続端に接続するようにすれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの数Ｎの値が未知である場合にも自動的に、位相特定電圧を順次、一定所定値だけ異なるように特定して設定できる。この結果、各々のＤＣ−ＤＣコンバータの位相を均等に分散し、位相を２π／Ｎ毎ずらすことができる。そして、抵抗ＲがＩＣの内部に形成されている場合には、別途に部品を追加することなく、かつ、自動的に位相が均等に分散される。ここで、Ｎは正の整数である。図９では、基準電圧発生器は各々のＩＣに配されるものとしているが、いずれかの１つの基準電圧発生器のみが用いられている。そして、基準電圧は、位相電圧特定器として機能する分圧器の縦続接続の一端から供給されて、自動的に、Ｎの数によらず、順次、一定所定値だけ異なる位相特定電圧である、電圧ＶＰ１ないし電圧ＶＰ３を設定することができる。
【００３２】
表１はＩＣ接続数と各ＩＣの抵抗Ｒの電圧値の関係を表にした物である。この表では、基準電圧を１０Ｖとして計算しているが、基準電圧の値は何Ｖでも構わない。
【００３３】
【表１】
2009100515.tif 000003
【００３４】
（３角波１と３角波３とを入れ替えています）
図１０は、３個のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続された電源装置２０の回路構成を示す図である。電源装置２０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０ＡとＤＣ−ＤＣコンバータ１０ＢとＤＣ−ＤＣコンバータ１０Ｃとの並列接続により構成されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０Ａ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０Ｂ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０Ｃの各々の基本的な構成態様は図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１０と同様である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と異なる点は、電圧ＶＰ１、電圧ＶＰ２、電圧ＶＰ３、を位相の分散が均等となるように自動的に得るための回路構成部として、基準電圧発生器３２１、基準電圧発生器３２２、基準電圧発生器３２３の各々をＩＣ１ないしＩＣ３の各々のＩＣが備える点、電圧ＶＰ１、電圧ＶＰ２、電圧ＶＰ３、の各々の値に応じて、３角波ＶＴ１、３角波ＶＴ２、３角波ＶＴ３、の各々のスタート点の位置を制御する、位相変調・３角波発生器３３１、位相変調・３角波発生器３３２、位相変調・３角波発生器３３３を備える点、のこぎり波発生器３１１、のこぎり波発生器３１２、のこぎり波発生器３１３を備える点の３点である。なお、のこぎり波発生器はいずれかの１個を使って各々のＤＣ−ＤＣコンバータの位相を合わせるために、のこぎり波発生器３１１とのこぎり波発生器３１２とは使用さない。また、各々のＩＣに備えられた分圧器を形成する、すべての抵抗を直列に従属接続して、電圧ＶＰ１、電圧ＶＰ２、電圧ＶＰ３を得るために、基準電圧発生器３２３からの基準電圧のみが、この縦続接続の一端から供給されるようになされ、基準電圧発生器３２１と基準電圧発生器３２２とは使用されていない。
【００３５】
図１０において、コントローラ２７１は、図１に示すＰＷＭコントローラ２３と同様な機能を有するＰＷＭコントローラ２３１に加えて、上述した、基準電圧発生器３２１、位相変調・３角波発生器３３１、のこぎり波発生器３１１、抵抗値Ｒの２個の抵抗を有して構成され、コントローラ２７２は、図１に示すＰＷＭコントローラ２３と同様な機能を有するＰＷＭコントローラ２３２に加えて、上述した、基準電圧発生器３２２、位相変調・３角波発生器３３２、のこぎり波発生器３１２、抵抗値Ｒの２個の抵抗を有して構成され、コントローラ２７３は、図１に示すＰＷＭコントローラ２３と同様な機能を有するＰＷＭコントローラ２３３に加えて、上述した、基準電圧発生器３２３、位相変調・３角波発生器３３３、のこぎり波発生器３１３、抵抗値Ｒの２個の抵抗を有して構成されている。
【００３６】
また、図１０において、スイッチ２２１、スイッチ２２２、スイッチ２２３の各々は図１に示すスイッチ２２と同様の構成を有し、同様に作用する。また、コイル２５１、コイル２５２、コイル２５３の各々は図１に示すコイル２５と同様の構成を有し、同様に作用する。また、ダイオード２４１、ダイオード２４２、ダイオード２４３の各々は図１に示すダイオード２４と同様の構成を有し、同様に作用する。また、出力コンデンサ２６１、出力コンデンサ２６２、出力コンデンサ２６３の各々は図１に示す出力コンデンサ２６と同様の構成を有し、同様に作用する。そして、入力電圧ＶＩが入力側の端子に印加され、出力側の端子から、出力電圧ＶＯが得られて、負荷に一定の電圧である出力電圧ＶＯを印加する。ここで、のこぎり波発生器３１３からの、のこぎり派の繰り返しの周期と、位相変調・３角波発生器３３１ないし位相変調・３角波発生器３３３からの、３角波の繰り返しの周期とは同一の周期とされている。また、上述したように変調波として、位相変調・３角波発生器３３１ないし位相変調・３角波発生器３３３から発生する３角波に替えてのこぎり波としても同様に作用し、同様の効果を得ることができる。この場合には、位相変調・３角波発生器３３１ないし位相変調・３角波発生器３３３は、変調波として、例えば、３角波またはのこぎり波を発生する機能を有するものであるので、より広義な名称として、位相変調・変調波発生器と称される。
【００３７】
実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの並列接続による電源装置では、比較的に低電流のＤＣ−ＤＣコンバータを複数段接続するだけで、大電流、大型の部品を用いることなく、大電流のＤＣ−ＤＣコンバータを容易に得ることが出来るようになる。しかも、表１に示すようにして、位相特定電圧を一定所定電圧の差を有して順次設定することによって、位相を均等にすることで、出力のリップル電圧およびリップル電流を低減させることが可能となる。
【００３８】
実施形態の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータでは、位相特定電圧を順次、一定所定値だけ異ならせて、各々のＤＣ−ＤＣコンバータの位相を均等なものとしているが、特に、位相特定電圧を発生する位相特定電圧発生器として、抵抗を直列接続して形成される分圧器を採用して、各々のＤＣ−ＤＣコンバータに配される分圧器を、従属接続し、各々の分圧器の抵抗値をすべて等しくすることによって、並列接続するＤＣ−ＤＣコンバータの数によらず、自動的に位相が均等に分散する動作をおこなわせることができる。なお、分圧器を構成するすべての抵抗の抵抗値を等しくすることなく、２個の抵抗から構成される各々の分圧器の抵抗値の比率を任意の比率（２個の抵抗の一方が０Ω（オーム）である、０と∞とを含む）とする場合においても、各々のＤＣ−ＤＣコンバータに配される分圧器が同一の構成、すなわち、直列接続のより電位が高い側の抵抗の値が、すべて等しく、直列接続のより電位が低い側の抵抗の値が、すべて等しいものとすれば、均等に位相の分散をすることができることはいうまでもない。
【００３９】
また、実施形態は、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに付いて説明したが、本発明の技術思想は、昇圧型や反転型、昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ（チョッパー）においても適用できるものであり、同様にして、位相を均等に分散させることができ、同様の効果を得ることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】複数のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続されて構成される電源装置の要素である任意の１個のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図である。
【図２】図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの主要部分の動作波形図である。
【図３】３個のＤＣ−ＤＣコンバータが同位相で動作する場合について、各部の波形を図示するものである。
【図４】３個のＤＣ−ＤＣコンバータが２π／３（ラジアン）づつ、均等に位相をずらされて動作する場合について、各部の波形を図示するものである。
【図５】ＰＷＭコントローラの主要部を示す図である。
【図６】ＰＷＭコントローラの作用を説明するための図である。
【図７】位相を分散する処理を説明するための図である。
【図８】ＤＣ−ＤＣコンバータが１個である場合における電圧ＶＰの設定の方法を示す図である。
【図９】ＤＣ−ＤＣコンバータが３個である場合における電圧ＶＰ１ないし電圧ＶＰ３の設定の方法を示す図である。
【図１０】３個のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続された電源装置の回路構成を示す図である。
【符号の説明】
【００４１】
１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ  ＤＣ−ＤＣコンバータ、  ２０  電源装置、  ２１  入力コンデンサ、  ２２、２２１、２２２、２２３  スイッチ、  ２３、  ２３１、２３２、２３３  ＰＷＭコントローラ、  ２４、２４１、２４２、２４３  ダイオード、  ２５、２５１、２５２、２５３  コイル、  ２６、２６１、２６２、２６３  出力コンデンサ、２３５  エラーアンプ、２３５  エラーアンプ、  ２３６  コンパレータ、  ２３７  設定基準電圧発生器、  ２３８  ３角波発生器、  ２７１、２７２、２７３  コントローラ、  ３１１、３１２、３１３のこぎり波発生器、  ３２１、３２２、３２３  基準電圧発生器、  ３３１、３３２、３３３  位相変調・３波発生器（位相変調・変調波発生器）
【図１】
2009100515.tif 000004
【図２】
2009100515.tif 000005
【図３】
2009100515.tif 000006
【図４】
2009100515.tif 000007
【図５】
2009100515.tif 000008
【図６】
2009100515.tif 000009
【図７】
2009100515.tif 000010
【図８】
2009100515.tif 000011
【図９】
2009100515.tif 000012
【図１０】
2009100515.tif 000013
【手続補正書】
【提出日】平成19年10月19日(2007.10.19)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置および電源装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータを用いる電源装置において、電源装置から負荷に供給できる負荷電流の大きさを増大させようとする場合、ＭＯＳ―ＦＥＴ、ダイオード、コイル等のＤＣ−ＤＣコンバータを構成する構成部品の仕様の選択に際しては、負荷電流の大きさに合わせて、より、取り扱い電流が大きなものとする。すなわち、負荷電流の増大に伴って、ＭＯＳ―ＦＥＴ、ダイオード、コイル等に流すことができる許容電流としてより大きなものを用いるのが一般的である。しかしながら、許容電流の大きな物を使用する場合、部品サイズが大きくなる、発熱が増大し、より大きな放熱器が必要となる等の問題が生じ、電子機器の小型化、薄型化の要求に合致しない。
【０００３】
この点に鑑み、近年においては、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷電流を増大させるための上述した技術とは別の技術として、流すことができる許容電流の大きさを大きくした、ＭＯＳ―ＦＥＴ、ダイオード、コイル等を用いることなく、略同一の負荷電流仕様を有する複数個のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続して、これによって、負荷電流の大きさを増大させる方法が採用されることが多くなっている。並列接続とする場合には、負荷電流が複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの各々に分散するため、上述した、部品サイズがより大きくなる、発熱が増大する等の問題はほぼ解決するが、スイッチング動作をする各々のＤＣ−ＤＣコンバータの相互の位相の管理が、不十分であり、位相が分散されない場合には、負荷に供給される電圧のリップルは小さくならず、電源装置の利用効率も良くない。一方、各々のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングの動作の相互の位相を均等に分散させることで、負荷に流れる電流は、平均化されて力率も改善し、さらに、負荷に供給される電圧に含まれるリップル電圧の大きさを小さくすることが出来る。この結果、複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に並列接続される出力コンデンサの小型化も可能となる。ここで、位相を分散するとは、複数のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチの各々が異なる位相で導通することをいうものであり、位相を均等に分散するとは、各々のスイッチが導通を開始する時間が、順次、一定時間の時間差を有する（位相差で表現する場合には、一周期（２πラジアン）をＤＣ−ＤＣコンバータの数で均等に割った位相差を有する）ことをいうものである。
【０００４】
複数のＤＣ−ＤＣコンバータを用いる場合において、位相を分散する技術としては、予め使用するＤＣ−ＤＣコンバータの個数が分かっている場合に、各々のＤＣ−ＤＣコンバータの位相を均等に分散させる技術（例えば、特許文献１を参照）、１つのＩＣに予め定める個数の複数分のコントローラを内蔵して、分散した位相でそのコントローラが複数個のスイッチの各々を制御する技術が知られている。これらの技術では、ＤＣ−ＤＣコンバータの個数が既知であり、その個数に応じて、位相を均等に分散させることができる。
【特許文献１】特開２００４−１５９９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上述したいずれの技術も、使用するＤＣ−ＤＣコンバータの個数が当初の数から変更された場合には、その個数に応じて、回路構成を大きく変化させなければならず、使用するＤＣ−ＤＣコンバータの個数が不明である場合、任意の個数に設定する場合には、これらの技術の適用が困難であり、回路設計の柔軟性に欠けていた。
【０００６】
本発明は上述した課題を解決して、ＤＣ−ＤＣコンバータの接続個数を適宜に選択する場合に、各々のＤＣ−ＤＣコンバータの位相を均等に設定する技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の電源装置は、スイッチの導通と切断とを制御するコントローラを有するＤＣ−ＤＣコンバータを複数個備え、前記複数個の前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側および出力側の各々を並列接続して形成される電源装置であって、前記複数個の前記ＤＣ−ＤＣコンバータの各々が有する前記コントローラは、前記スイッチが導通する時比率を制御するための、変調波を用いるパルス幅変調コントローラと、他の前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおける値と比べてその大きさが順次、一定所定値だけ異なる位相特定電圧を発生させる位相特定電圧発生器と、前記変調波と同一周期を有し前記一定所定値と前記複数個の数との積で定められる電圧値と等しい大きさの振幅を有する、のこぎり波と、前記位相特定電圧とを比較して、位相が特定された前記変調波を前記パルス幅変調コントローラに供給する位相変調・変調波発生器と、を具備する。
【０００８】
本発明の電源装置では、スイッチの導通と切断とを制御するコントローラを有するＤＣ−ＤＣコンバータを複数個備え、複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの入力側および出力側の各々を並列接続して形成されるので、負荷に供給する電流の大きさをＤＣ−ＤＣコンバータの個数に比例して増大させることができる。また、複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの各々はコントローラを有して形成されている。そして、各々のコントローラは、変調波を用いるパルス幅変調コントローラが配されており、この変調波に同期してスイッチが導通する時比率が変化するパルス幅変調をおこなうことができる。また、各々のコントローラは、他のＤＣ−ＤＣコンバータにおける値と比べてその大きさが順次、一定所定値だけ異なる位相特定電圧を発生させる位相特定電圧発生器が配されており、複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの各々において、すべて、異なる位相特定電圧を有することができる。また、各々のコントローラは、各々の位相特定電圧と、のこぎり波の電圧とを比較して、各々のパルス幅変調コントローラに位相が特定された各々の変調波を供給する位相変調・変調波発生器が配されている。ここで、のこぎり波は、時間経過に対して直線的にその電圧が変化する波形であり、この、のこぎり波は、変調波と同一周期を有しており、この、のこぎり波の振幅は、一定所定値と複数個の数、すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータの数、との積で定められる電圧値と等しい大きさとされている。このような、のこぎり波と、各々の、一定所定値だけ異なる位相特定電圧との大きさを比較して、一定所定ラジアンの位相差を有する変調波を複数個得ることができる。そして、複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの位相は均等に分散される。
【０００９】
本発明の電源装置の制御方法は、スイッチの導通と切断とを制御するコントローラを有するＤＣ−ＤＣコンバータを複数個備え、前記複数個の前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側および出力側の各々を並列接続して形成される電源装置の制御方法であって、前記複数個の前記スイッチの各々をパルス幅制御するための複数個の変調波を発生させ、一定所定値ずつその大きさが異なる前記複数個の位相特定電圧を発生させ、前記変調波の周期と同一周期で繰り返して前記一定所定値と前記複数個の数との積で定められる電圧値と等しい大きさの振幅を有する、のこぎり波を発生させ、前記のこぎり波と各々の前記位相特定電圧とによって、各々の前記変調波の位相を定める。
【００１０】
本発明の電源装置の制御方法では、スイッチの導通と切断とを制御するコントローラを有するＤＣ−ＤＣコンバータを複数個備え、前記の複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの入力側および出力側の各々を並列接続して形成される電源装置の制御方法であるので、この制御方法によって負荷に供給する電流の大きさをＤＣ−ＤＣコンバータの個数に比例して増大させることができる。また、複数個のスイッチの各々をパルス幅制御するための複数個の変調波を発生させるので、この変調波の位相に応じて各々のＤＣ−ＤＣコンバータの位相を制御することができる。ここで、変調波の位相は、一定所定値ずつその大きさが異なる複数個の位相特定電圧を発生させ、変調波の周期と同一周期で繰り返して一定所定値と複数個の数との積で定められる電圧値と等しい大きさの振幅を有する、のこぎり波を発生させ、のこぎり波と各々の位相特定電圧とによって、各々の変調波の位相を定めることができる。このようにして、複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの位相は均等に分散される。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの接続個数を適宜に設定する場合に、簡便に各々のＤＣ−ＤＣコンバータの位相を均等にずらすことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、実施形態の電源装置の説明を図面に沿って行う。
【００１３】
（降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータについて）
図１は、複数のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続されて構成される電源装置の要素である任意の１個のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、所謂、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして構成されている。このＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、入力コンデンサ２１、ＭＯＳ―ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｓｉｄｅ−Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のスイッチ２２、パルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）コントローラ２３、ダイオード２４、コイル２５、出力コンデンサ２６を主なる構成部品として構成され、直流電圧である入力電圧ＶIを降圧して安定化した直流電圧である出力電圧ＶOを得るようになされている。
【００１４】
図２は、図１に示す降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の主要部分の動作波形図である。なお、各々のグラフの横軸は時間軸である。図３では、出力電圧ＶOを入力電圧ＶIの３分の１に降圧したときの各部の波形である。ゲートパルスＧPは、スイッチ２２のゲートに印加され、ＦＥＴ２２はＰチャンネルＭＯＳ-ＦＥＴとされているので、ゲートパルスＧPがローレベルのときにスイッチ２２は導通し、ゲートパルスＧPがハイレベルのときにスイッチ２２は切断する。図２のゲートパルスＧPは、紙面上方がスイッチ２２の導通の状態を表し（電圧の値はローレベル）、紙面下方がスイッチ２２の切断の状態を表す（電圧の値はハイレベル）ものである。ゲートパルスＧPについては、以下の説明においては、すべて、上述した意味内容を有するものである。
【００１５】
スイッチ電流ＩSは、スイッチ２２に流れる電流を示し、スイッチ２２が導通する間は電流が流れ、スイッチ２２が切断する間は電流の大きさは零となる。ダイオード電流ＩDは、ダイオード２４に流れる電流を示し、スイッチ２２が導通する間は電流の大きさは零となり、スイッチ２２が切断する間は、コイル２５に蓄えられた磁気エネルギーを放出するために所定の時間、電流を流す。コイル電流ＩLは、ダイオード電流ＩDとスイッチ電流ＩSとの和の電流と等しい大きさの電流である。なお、スイッチ２２が導通する時間とスイッチ２２が切断する時間との和が１周期の時間であり、スイッチ２２は周期ごとに、導通と切断とを切り返す。スイッチ２２が導通する時間を１周期の時間で割ったものを時比率と称している。すなわち、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、時比率を制御して出力電圧ＶOを制御している。
【００１６】
図１に示す回路では、出力電圧ＶOが印加される負荷（図示せず）に流れる電流の値を増やそうとすると、各構成部品に流れる電流が増し、各構成部品は定格の大きなものが必要となり、そのサイズは大型化する。さらに、発熱が増え、より大きな放熱器が必要となることもあり、ＤＣ−ＤＣコンバータとしてのサイズが大きくなり、電子機器の小型・薄型化の要求に合致しないものとなる。
【００１７】
（比較例として、３個のＤＣ−ＤＣコンバータが同位相で動作する場合について）
図３は、図１に示す降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ１０を３個並列に接続して、同位相で動作させる場合、すなわち、３個のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の入力側を相互に接続し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力側を相互に接続して、３個のスイッチを同位相で制御する場合における電源装置における主要部分の動作波形図である。最上段のゲートパルスＧPは、各々のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の電圧を示し、図に示すように、すべての、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０について、同位相とされている。スイッチ電流ＩSSは、各々のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配される３個のスイッチに流れる電流の和（実際にこのような電流が流れる回路構成部は存在しない）をグラフとして示す図である。
【００１８】
スイッチ電流ＩS1は、１個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配されるスイッチ２２に流れる電流を示す図である。また、ダイオード電流ＩD1は、１個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配されるダイオード２４に流れる電流を示す図である。また、コイル電流ＩL1は、１個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配されるコイル２５に流れる電流を示す図である。同様に、スイッチ電流ＩS2、ダイオード電流ＩD2、コイル電流ＩL2の各々は、２個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配される、スイッチ２２、ダイオード２４、コイル２５の各々に流れる電流を示す図であり、スイッチ電流ＩS3、ダイオード電流ＩD3、コイル電流ＩL3の各々は、３個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配される、スイッチ２２、ダイオード２４、コイル２５の各々に流れる電流を示す図である。
【００１９】
図３に示す各部の波形から見て取れるように、３個のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の各々から負荷に対して当分に電流が分散されて供給される。このために、各々のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作は、単独動作と同等であるが、３個のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作における位相が同一であるために、負荷に流れるリップル電流の大きさは、３倍の値となってしまい電源の利用効率は悪い。
【００２０】
（３個のＤＣ−ＤＣコンバータが異なる位相（均等位相）で動作する場合について）
図４は、３個のＤＣ−ＤＣコンバータ１０が２π／３（ラジアン）づつ、均等に位相をずらされて動作する場合について、各部の波形を図示するものである。スイッチ電流ＩSSは、各々のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配される３個のスイッチに流れる電流の和（実際にこのような電流が流れる回路構成部は存在しない）をグラフとして示す図である。ゲートパルスＧP1は、１個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配されるＰＷＭコントローラ２３から出力されるゲートパルスを示す図である。また、ダイオード電流ＩD1は、１個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配されるダイオード２４に流れる電流を示す図である。また、コイル電流ＩL1は、１個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配されるコイル２５に流れる電流を示す図である。同様に、ダイオード電流ＩD2、コイル電流ＩL2の各々は、２個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配される、ダイオード２４、コイル２５の各々に流れる電流を示す図であり、ダイオード電流ＩD3、コイル電流ＩL3の各々は、３個目のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配される、ダイオード２４、コイル２５の各々に流れる電流を示す図である。また、リップル電圧ΔＶOは出力電圧ＶOに含まれるリップル電圧である。
【００２１】
負荷に供給される電流の値としては、３個のＤＣ−ＤＣコンバータが同位相で動作する場合と同じであるが、各々のＤＣ−ＤＣコンバータは、２π／３（ラジアン）づつ、均等に位相をずらされて動作するために、負荷に生ずるリップル電圧ΔＶOの周波数は等価的に３倍となり、この結果、リップル電圧ΔＶOの値は小さくなる。そのため、各々のＤＣ−ＤＣコンバータ１０に配される出力コンデンサ２６の小型化も図れる。このように位相を均等に分散することで、大電流を必要とするＤＣ−ＤＣコンバータの小型化、高精度化が可能になる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータから、ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ  Ｓｃａｌｅ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）に供給される電圧に含まれるリップル電圧成分を減少させて、ＬＳＩの動作の安定化、その動作の高精度化の要求にも対応できる。
【００２２】
（ＤＣ−ＤＣコンバータを均等位相で動作させる技術について）
本実施形態の要部である、ＤＣ−ＤＣコンバータを均等位相で動作させる技術について説明をする。説明の順序は、図５、図６を参照してパルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラの構成、作用の説明をまず行い、次いで、図７を参照して位相を分散する処理の概念説明を行い、最後に、図８、図９、図１０を参照して具体的な回路の構成とその作用の説明を行う。
【００２３】
図５は、ＰＷＭコントローラ２３の主要部を示す図である。ＰＷＭコントローラ２３は、誤差信号（エラー信号）ＳEをその出力端に発生させるエラーアンプ２３５と、設定基準電圧発生器２３７と、コンパレータ２３６と、を主要構成部品として形成されている。エラーアンプ２３５の負極性入力端子には出力電圧ＶOが入力され、エラーアンプ２３５の正極性入力端子には設定基準電圧発生器２３７からの電圧である電圧ＶREFが入力されている。コンパレータ２３６の負極性入力端子には誤差信号ＳEが入力されるようになされている。また、コンパレータ２３６の正極性入力端子には３角波発生器２３８からの変調波としての３角波ＶTが入力されている。そして、コンパレータ２３６の出力端子からゲートパルスＧPが出力されるようになされている。
【００２４】
図６は、ＰＷＭコントローラ２３の作用を説明するための図である。図６は、誤差信号ＳEと３角波ＶTとゲートパルスＧPとの関係を示す図であり、誤差信号ＳEが３角波ＶTを上回る場合には、ゲートパルスＧPがローレベルとなり、誤差信号ＳEが３角波ＶTを下回る場合には、ゲートパルスＧPがハイレベルとなって、パルス幅変調（ＰＷＭ）が行われる。図６から見て取れるように、３角波ＶTのスタート点（３角波のレベルが最小となる点）の位置がゲートパルスＧPの位相を定めるので、３角波ＶTのスタート点の位置を管理することによって、複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの相互の位相の管理ができることを示している。なお、図５、図６では、コンパレータ２３６の正極性端子に入力される変調波は、３角波ＶTであるとして説明をおこなったが、変調信号は、３角波ＶTのみならず、のこぎり波であっても良く、変調波として、３角波、または、のこぎり波を用いることは周知の技術である。
【００２５】
図７は、位相を分散する処理を説明するための図である。図７の最上段の信号波形は、のこぎり波ＶSであり、時刻０では電圧値は０Ｖ（ボルト）であり、のこぎり波ＶSの電圧が電圧ＶP1（ΔＶP／２）Ｖと等しくなる時刻が時刻ｔ1、のこぎり波ＶSの電圧が電圧ＶP2（ΔＶP＋ΔＶP／２）Ｖと等しくなる時刻が時刻ｔ2、のこぎり波ＶSの電圧が電圧ＶP3（２ΔＶP＋ΔＶP／２）Ｖと等しくなる時刻が時刻ｔ3、である。また、のこぎり波ＶSの電圧の最大値は、（３ΔＶP）Ｖである。このように、のこぎり波ＶSの最大電圧値と、電圧ＶP1、電圧ＶP2および電圧ＶP3との関係を定めることによって、時刻ｔ1と時刻ｔ2との間の時間と、時刻ｔ2と時刻ｔ3との間の時間と、時刻ｔ3と次の周期の時刻ｔ1との間の時間と、をすべて等しくできる。
【００２６】
また、位相差の観点から見れば、時刻ｔ1を３角波ＶT1のスタート点、時刻ｔ2を３角波ＶT2のスタート点、時刻ｔ3を３角波ＶT3のスタート点、に各々定めることによって、３角波ＶT1と３角波ＶT2との位相差、３角波ＶT2と３角波ＶT3との位相差、３角波ＶT3と３角波ＶT1との位相差、を２π／３（ラジアン）となるように設定することができる。ここで、のこぎり波ＶSと、３角波ＶT1ないし３角波ＶT3との繰り返しの周期は同一とされている。また、３角波ＶT1ないし３角波ＶT3に替えてのこぎり波を用いる場合においても、これらの、のこぎり波と、のこぎり波ＶSとの繰り返しの周期は同一とされる。ここで、電圧ＶP1、電圧ＶP2および電圧ＶP3の各々は、位相を特定するための電圧であるので、位相特定電圧と称される。
【００２７】
図示はしないが、時刻ｔ1を３角波ＶT1のスタート点、時刻ｔ2を３角波ＶT2のスタート点、時刻ｔ3を３角波ＶT3のスタート点、に各々定めるためのハードウエアは、例えば、のこぎり波ＶSの電圧と電圧ＶP1とをコンパレータで比較して、コンパレータの出力端子から得られるパルス信号の立ち上がりエッジと３角波ＶT1のスタート点とが同期するようにし、同様にして、のこぎり波ＶSの電圧と電圧ＶP2とをコンパレータで比較して、コンパレータの出力端子から得られるパルス信号の立ち上がりエッジと３角波ＶT2のスタート点とが同期するようにし、のこぎり波ＶSの電圧と電圧ＶP3とをコンパレータで比較して、コンパレータの出力端子から得られるパルス信号の立ち上がりエッジと３角波ＶT3のスタート点とが同期するようにして構成することができる。
【００２８】
図８は、ＤＣ−ＤＣコンバータが１個である場合における電圧ＶPの設定の方法を示す図である。電圧ＶPは、基準電圧を抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2とで分圧した電圧であり、抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2との値が等しい場合には、分圧した電圧は基準電圧の半分の値となり、抵抗Ｒ1が零である場合には、分圧した電圧は零となり、抵抗Ｒ2が零である場合には、分圧した電圧は基準電圧の値となる。そして、分圧した電圧が基準電圧の半分の値の場合には、３角波ＶTの位相はπ、分圧した電圧が零の場合には、３角波ＶTの位相は０、分圧した電圧が基準電圧の値の場合には、３角波ＶTの位相は２πとなる。このように、抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2との抵抗値の比を適宜定めることによって、３角波ＶTの位相を適宜定めることができる。基準電圧発生器、抵抗Ｒ1、抵抗Ｒ2はＰＷＭコントローラの一部としてＩＣの内部に形成されるが、基準電圧や、抵抗の大きさは、特に制限はなく、ＩＣの消費電力に大きな影響を与えない程度の大きさにすれば良い。ここで、抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2とで形成される直列接続回路は、電圧ＶPの位相特定電圧を発生させるので、位相特定電圧発生器と称される。
【００２９】
図９は、ＤＣ−ＤＣコンバータが３個である場合における電圧ＶP1ないし電圧ＶP3の設定の方法を示す図である。ＩＣ3の端子３−１と端子３−２を短絡、ＩＣ3の端子３−３とＩＣ2の端子２−２を接続、ＩＣ2の端子２−３とＩＣ3の端子３−２を接続、ＩＣ1の端子１−３を接地して、各々の抵抗を直列に接続していく。段数を増やしてＮ個接続するときも同様に接続していけば良い。ここで、抵抗Ｒ1ないし抵抗Ｒ6の抵抗値がすべて等しい抵抗値Ｒである場合には、電圧ＶP1の値を（ΔＶP／２）Ｖ、電圧ＶP2の値を（ΔＶP＋ΔＶP／２）Ｖ、電圧ＶP3の値を（２ΔＶP＋ΔＶP／２）Ｖに各々設定することができる。このようにして、３角波ＶT1の位相、３角波ＶT2の位相、３角波ＶT3の位相、を均等に２π／３ずらすことが可能となる。ここで、抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2とで形成される直列接続回路、抵抗Ｒ3と抵抗Ｒ4とで形成される直列接続回路、抵抗Ｒ5と抵抗Ｒ6とで形成される直列接続回路の各々は、電圧ＶP1、電圧ＶP2および電圧ＶP3の各々の位相特定電圧を発生させるので、各々が位相特定電圧発生器と称される。
【００３０】
ここで、上述した抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2、抵抗Ｒ3と抵抗Ｒ4、抵抗Ｒ5と抵抗Ｒ6の各々を従属接続した両端に印加される電圧である基準電圧発生器からの電圧は、３ΔＶP（Ｖ）である。すなわち、一定所定値であるΔＶP（Ｖ）と複数個の数、この場合は３個との積で定められる電圧値と等しい大きさ値の３ΔＶP（Ｖ）であるが、この値は、のこぎり波のピーク電圧の値（振幅）と等しいものであることが、３角波ＶT1の位相、３角波ＶT2の位相、３角波ＶT3の位相、を均等に２π／３ずらすことができる条件であることは、図７から見て、自明である。これは、図８に示す基準電圧の大きさと、のこぎり波のピーク電圧の値を等しく設定すること、と、同じ意味である。
【００３１】
図９では、ＤＣ−ＤＣコンバータが３個である場合における電圧ＶP1ないし電圧ＶP3の設定の方法を示したが、同様にして、並列接続するＤＣ−ＤＣコンバータがＮ個の場合であっても、抵抗値がすべて等しい抵抗値Ｒを２個直列に接続して形成される、各々のＩＣの直列接続の両端の各々を他のＩＣの抵抗の２個直列の接続端に接続するようにすれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの数Ｎの値が未知である場合にも自動的に、位相特定電圧を順次、一定所定値だけ異なるように特定して設定できる。この結果、各々のＤＣ−ＤＣコンバータの位相を均等に分散し、位相を２π／Ｎ毎ずらすことができる。そして、抵抗ＲがＩＣの内部に形成されている場合には、別途に部品を追加することなく、かつ、自動的に位相が均等に分散される。ここで、Ｎは正の整数である。図９では、基準電圧発生器は各々のＩＣに配されるものとしているが、いずれかの１つの基準電圧発生器のみが用いられている。そして、基準電圧は、位相電圧特定器として機能する分圧器の縦続接続の一端から供給されて、自動的に、Ｎの数によらず、順次、一定所定値だけ異なる位相特定電圧である、電圧ＶP1ないし電圧ＶP3を設定することができる。
【００３２】
表１はＩＣ接続数と各ＩＣの抵抗Ｒの電圧値の関係を表にした物である。この表では、基準電圧を１０Ｖとして計算しているが、基準電圧の値は何Ｖでも構わない。
【００３３】
【表１】
2009100515.tif 000014
【００３４】
（３角波１と３角波３とを入れ替えています）
図１０は、３個のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続された電源装置２０の回路構成を示す図である。電源装置２０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０AとＤＣ−ＤＣコンバータ１０BとＤＣ−ＤＣコンバータ１０Cとの並列接続により構成されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０A、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０B、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０Cの各々の基本的な構成態様は図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１０と同様である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と異なる点は、電圧ＶP1、電圧ＶP2、電圧ＶP3、を位相の分散が均等となるように自動的に得るための回路構成部として、基準電圧発生器３２１、基準電圧発生器３２２、基準電圧発生器３２３の各々をＩＣ1ないしＩＣ3の各々のＩＣが備える点、電圧ＶP1、電圧ＶP2、電圧ＶP3、の各々の値に応じて、３角波ＶT1、３角波ＶT2、３角波ＶT3、の各々のスタート点の位置を制御する、位相変調・３角波発生器３３１、位相変調・３角波発生器３３２、位相変調・３角波発生器３３３を備える点、のこぎり波発生器３１１、のこぎり波発生器３１２、のこぎり波発生器３１３を備える点の３点である。なお、のこぎり波発生器はいずれかの１個を使って各々のＤＣ−ＤＣコンバータの位相を合わせるために、のこぎり波発生器３１１とのこぎり波発生器３１２とは使用さない。また、各々のＩＣに備えられた分圧器を形成する、すべての抵抗を直列に従属接続して、電圧ＶP1、電圧ＶP2、電圧ＶP3を得るために、基準電圧発生器３２３からの基準電圧のみが、この縦続接続の一端から供給されるようになされ、基準電圧発生器３２１と基準電圧発生器３２２とは使用されていない。
【００３５】
図１０において、コントローラ２７１は、図１に示すＰＷＭコントローラ２３と同様な機能を有するＰＷＭコントローラ２３１に加えて、上述した、基準電圧発生器３２１、位相変調・３角波発生器３３１、のこぎり波発生器３１１、抵抗値Ｒの２個の抵抗を有して構成され、コントローラ２７２は、図１に示すＰＷＭコントローラ２３と同様な機能を有するＰＷＭコントローラ２３２に加えて、上述した、基準電圧発生器３２２、位相変調・３角波発生器３３２、のこぎり波発生器３１２、抵抗値Ｒの２個の抵抗を有して構成され、コントローラ２７３は、図１に示すＰＷＭコントローラ２３と同様な機能を有するＰＷＭコントローラ２３３に加えて、上述した、基準電圧発生器３２３、位相変調・３角波発生器３３３、のこぎり波発生器３１３、抵抗値Ｒの２個の抵抗を有して構成されている。
【００３６】
また、図１０において、スイッチ２２１、スイッチ２２２、スイッチ２２３の各々は図１に示すスイッチ２２と同様の構成を有し、同様に作用する。また、コイル２５１、コイル２５２、コイル２５３の各々は図１に示すコイル２５と同様の構成を有し、同様に作用する。また、ダイオード２４１、ダイオード２４２、ダイオード２４３の各々は図１に示すダイオード２４と同様の構成を有し、同様に作用する。また、出力コンデンサ２６１、出力コンデンサ２６２、出力コンデンサ２６３の各々は図１に示す出力コンデンサ２６と同様の構成を有し、同様に作用する。そして、入力電圧ＶIが入力側の端子に印加され、出力側の端子から、出力電圧ＶOが得られて、負荷に一定の電圧である出力電圧ＶOを印加する。ここで、のこぎり波発生器３１３からの、のこぎり派の繰り返しの周期と、位相変調・３角波発生器３３１ないし位相変調・３角波発生器３３３からの、３角波の繰り返しの周期とは同一の周期とされている。また、上述したように変調波として、位相変調・３角波発生器３３１ないし位相変調・３角波発生器３３３から発生する３角波に替えてのこぎり波としても同様に作用し、同様の効果を得ることができる。この場合には、位相変調・３角波発生器３３１ないし位相変調・３角波発生器３３３は、変調波として、例えば、３角波またはのこぎり波を発生する機能を有するものであるので、より広義な名称として、位相変調・変調波発生器と称される。
【００３７】
実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの並列接続による電源装置では、比較的に低電流のＤＣ−ＤＣコンバータを複数段接続するだけで、大電流、大型の部品を用いることなく、大電流のＤＣ−ＤＣコンバータを容易に得ることが出来るようになる。しかも、表１に示すようにして、位相特定電圧を一定所定電圧の差を有して順次設定することによって、位相を均等にすることで、出力のリップル電圧およびリップル電流を低減させることが可能となる。
【００３８】
実施形態の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータでは、位相特定電圧を順次、一定所定値だけ異ならせて、各々のＤＣ−ＤＣコンバータの位相を均等なものとしているが、特に、位相特定電圧を発生する位相特定電圧発生器として、抵抗を直列接続して形成される分圧器を採用して、各々のＤＣ−ＤＣコンバータに配される分圧器を、従属接続し、各々の分圧器の抵抗値をすべて等しくすることによって、並列接続するＤＣ−ＤＣコンバータの数によらず、自動的に位相が均等に分散する動作をおこなわせることができる。なお、分圧器を構成するすべての抵抗の抵抗値を等しくすることなく、２個の抵抗から構成される各々の分圧器の抵抗値の比率を任意の比率（２個の抵抗の一方が０Ω（オーム）である、０と∞とを含む）とする場合においても、各々のＤＣ−ＤＣコンバータに配される分圧器が同一の構成、すなわち、直列接続のより電位が高い側の抵抗の値が、すべて等しく、直列接続のより電位が低い側の抵抗の値が、すべて等しいものとすれば、均等に位相の分散をすることができることはいうまでもない。
【００３９】
また、実施形態は、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに付いて説明したが、本発明の技術思想は、昇圧型や反転型、昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ（チョッパー）においても適用できるものであり、同様にして、位相を均等に分散させることができ、同様の効果を得ることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】複数のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続されて構成される電源装置の要素である任意の１個のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図である。
【図２】図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの主要部分の動作波形図である。
【図３】３個のＤＣ−ＤＣコンバータが同位相で動作する場合について、各部の波形を図示するものである。
【図４】３個のＤＣ−ＤＣコンバータが２π／３（ラジアン）づつ、均等に位相をずらされて動作する場合について、各部の波形を図示するものである。
【図５】ＰＷＭコントローラの主要部を示す図である。
【図６】ＰＷＭコントローラの作用を説明するための図である。
【図７】位相を分散する処理を説明するための図である。
【図８】ＤＣ−ＤＣコンバータが１個である場合における電圧ＶPの設定の方法を示す図である。
【図９】ＤＣ−ＤＣコンバータが３個である場合における電圧ＶP1ないし電圧ＶP3の設定の方法を示す図である。
【図１０】３個のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続された電源装置の回路構成を示す図である。
【符号の説明】
【００４１】
１０、１０A、１０B、１０C  ＤＣ−ＤＣコンバータ、  ２０  電源装置、  ２１  入力コンデンサ、  ２２、２２１、２２２、２２３  スイッチ、  ２３、  ２３１、２３２、２３３  ＰＷＭコントローラ、  ２４、２４１、２４２、２４３  ダイオード、  ２５、２５１、２５２、２５３  コイル、  ２６、２６１、２６２、２６３  出力コンデンサ、２３５  エラーアンプ、２３５  エラーアンプ、  ２３６  コンパレータ、  ２３７  設定基準電圧発生器、  ２３８  ３角波発生器、  ２７１、２７２、２７３  コントローラ、  ３１１、３１２、３１３のこぎり波発生器、  ３２１、３２２、３２３  基準電圧発生器、  ３３１、３３２、３３３  位相変調・３波発生器（位相変調・変調波発生器）