(57)【要約】【課題】検波回路の入出力特性に、環境温度や製造プロセス等に起因したバラツキがあっても、当該バラツキを適切に補正することが容易となる補正回路を提供する。【解決手段】入力された高周波信号を検波する検波回路に対応して設けられ、該検波回路の出力レベルを補正する補正回路であって、前記検波回路に所定の信号レベルの基準ＤＣ信号を入力し、該入力に応じた該検波回路の出力レベルをサンプリングして記憶する検出部と、前記補正における補正量を算出する算出部と、を備え、該算出部は、前記基準ＤＣ信号の信号レベル、および前記サンプリングされた出力レベルに基づいて、前記補正量を算出する補正回路とする。【選択図】図１
2009267922.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された高周波信号を検波する検波回路に対応して設けられ、該検波回路の出力レベルを補正する補正回路であって、
前記検波回路に所定の信号レベルの基準ＤＣ信号を入力し、該入力に応じた該検波回路の出力レベルをサンプリングして記憶する検出部と、
前記補正における補正量を算出する算出部と、
を備え、
該算出部は、
前記基準ＤＣ信号の信号レベル、および前記サンプリングされた出力レベルに基づいて、前記補正量を算出することを特徴とする補正回路。
【請求項２】
前記算出部は、
前記基準ＤＣ信号の信号レベル、および前記サンプリングされた出力レベルに基づいて、前記検波回路の入出力特性として予測される予測特性データを求め、
該予測特性データ、および、前記検波回路の目標とすべき入出力特性を表す目標特性データに基づいて、前記補正量を算出することを特徴とする請求項１に記載の補正回路。
【請求項３】
前記検出部は、
前記検波回路に、Ｎ（Ｎ≧２とする）通りの信号レベルの前記基準ＤＣ信号をそれぞれ入力して、これらの入力に応じた該検波回路の出力レベルの各々をサンプリングし、
前記算出部は、
前記予測特性データとして、前記検波回路の入力レベルについてのＮ−１次式を含む、前記検波回路の入出力特性を表す関係式を求めることを特徴とする請求項２に記載の補正回路。
【請求項４】
前記検出部は、
前記検波回路に、０ボルト、＋Ｖボルト、および、−Ｖボルト（ただしＶは、任意の実数とする）、の３通りの前記基準ＤＣ信号をそれぞれ入力し、これらの入力に応じた該検波回路の出力レベルの各々をサンプリングすることを特徴とする請求項３に記載の補正回路。
【請求項５】
前記検波回路の入出力特性として、所定の入力レベル（「Ｘボルト」とする）に対応する出力レベルＹを求めるにあたって、
前記検出部は、
前記検波回路に、Ｘボルト、および、−Ｘボルトの前記基準ＤＣ信号をそれぞれ入力し、これらの入力に応じた該検波回路の出力レベルの各々をサンプリングし、
前記算出部は、
該サンプリングのなされた各出力レベルの平均値を、前記出力レベルＹとして求めることを特徴とする請求項２に記載の補正回路。
【請求項６】
前記検波回路の入出力特性として、所定の入力レベル（「Ｘボルト」とする）に対応する出力レベルＹを求めるにあたって、
前記検出部は、
前記検波回路に、０ボルト、Ｘボルト、および、−Ｘボルトの前記基準ＤＣ信号をそれぞれ入力し、これらの入力に応じた該検波回路の出力レベルの各々を、それぞれＶzeroDC、Ｐ、および、Ｑとしてサンプリングするとともに、
前記検波回路の入力側を短絡させたときの、該検波回路の出力レベルを、ＶzeroACとしてサンプリングし、
前記算出部は、
（Ｐ＋Ｑ）／２−ＶzeroDC＋ＶzeroAC
で表される式の計算結果を、前記出力レベルＹとして求めることを特徴とする請求項２に記載の補正回路。
【請求項７】
前記検出部は、
前記検波回路に１種類の信号レベルの前記基準ＤＣ信号を入力するごとに、該検波回路の出力レベルを複数回サンプリングするとともに、該サンプリングされた出力レベルの平均値を記憶することを特徴とする請求項１から請求項６の何れかに記載の補正回路。
【請求項８】
前記検波回路の出力レベルを検出する、第１処理と、
前記予測特性データに基づいて、該検出された出力レベルに対応する、前記検波回路の入力レベルを特定する、第２処理と、
前記目標特性データに基づいて、該特定された入力レベルに対応する、前記検波回路の出力レベルを特定する、第３処理と、
前記第１処理によって検出された出力レベルと、前記第３処理によって特定された出力レベルとの差に応じた量を、前記補正量として算出する第４処理と、
を行うことを特徴とする請求項２から請求項６の何れかに記載の補正回路。
【請求項９】
前記基準ＤＣ信号は、
ＤＡコンバータから出力されるアナログ信号であることを特徴とする請求項１から請求項８の何れかに記載の補正回路。
【請求項１０】
前記検出部は、
前記検波回路の後段側に接続されたＡＤコンバータから出力されるデジタル信号の値を検出することにより、前記検波回路の出力レベルをサンプリングすることを特徴とする請求項１から請求項８の何れかに記載の補正回路。
【請求項１１】
前記検出部は、
前記サンプリングされた出力レベルに対応する電荷を、キャパシタに充電させることにより、前記サンプリングの結果を記憶することを特徴とする請求項１から請求項８の何れかに記載の補正回路。
【請求項１２】
入力された高周波信号を検波する検波回路と、
該検波回路に対応して設けられた、請求項１から請求項１１の何れかに記載の補正回路と、
を備えたことを特徴とする受信回路。
【請求項１３】
前記検波回路には、ダイオード検波器が用いられていることを特徴とする請求項１２に記載の受信回路。
【請求項１４】
前記検波回路には、ギルバート乗算器が用いられていることを特徴とする請求項１２に記載の受信回路。
【請求項１５】
前記検波回路は、
２乗計算型作動対を含むことを特徴とする請求項１２に記載の受信回路。
【請求項１６】
前記検波回路は、
２乗計算型トランスコンダクタの出力端子が、ｔａｎｈ関数特性を有するトランスインピーダンス端子に接続された回路構成を含むことを特徴とする請求項１５に記載の受信回路。
【請求項１７】
請求項１２から請求項１６の何れかに記載の受信回路を備えたことを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信用の受信装置などに用いられる補正回路およびこれを用いた受信回路や受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、無線通信用の受信機などにおいては、入力された高周波信号を検波する検波回路や、検波回路の出力レベルを補正する補正回路が用いられている。
【０００３】
このような検波回路や補正回路、およびその周辺に関する概略的な構成図を、図１４に示す。本図に示すように、検波器１００２に入力された高周波信号は、ＤＣ（直流）信号に変換された後、ＬＰＦ１００３を介して、ＡＤコンバータ１００４に入力される。そしてＡＤコンバータ１００４によって所定の処理が施された後、更に後段回路に伝送される。
【０００４】
検波器１００２は、環境温度の変化などによって入出力特性がバラつく（変動する）ため、このバラつきによる出力レベルの誤差を補正するための補正機構１００７が設けられている。また、例えば温度センサやレプリカ回路などを備えて、当該バラつきの度合を予測するバラツキ予測手段１００６も設けられており、補正機構１００７は、このバラツキ予測手段１００６の指示に応じて、当該誤差を補正する。
【０００５】
しかしながら、このような補正回路（補正機構）等では、検波器における入力レベルの正確な検出（検波）が難しく、上述した補正を適切に行うことが難しいため、種々の改善がなされている。例えば特許文献１には、環境温度の変化等による検波精度のバラツキを抑える技術が開示されている。しかしながら当該技術によっても、製造プロセスのバラツキ等によって検波精度に個体差がある場合には、これを解消することは難しい。
【０００６】
また特許文献２によれば、検波信号をＯＮ／ＯＦＦさせ、その差分を見ることで、検波回路のＤＣバイアス点のバラツキを消すものが開示されている。これによれば、温度特性やＤＣ特性に関するバラツキをある程度抑えることができるが、製造プロセスのバラツキ等によって検波回路自体の入出力特性がばらつく場合には、適切な補正が難しい。
【特許文献１】特開２００２−３１９８２４号公報
【特許文献２】特開２００５−１２６１０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
検波回路の出力レベルに対する補正の精度が、環境温度や製造プロセス（製品ごとの個体差）などの影響によって劣化すると、当該検波回路を有する受信装置においては、受信処理が適切に実行されないおそれがある。本発明はこのような問題点に鑑み、検波回路の入出力特性に、環境温度や製造プロセス等に起因したバラツキがあっても、このようなバラツキを考慮して、出力レベルを補正することが容易となる補正回路の提供を目的とする。また、このような補正回路を備えた受信回路、および受信装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために本発明に係る補正回路は、入力された高周波信号を検波する検波回路に対応して設けられ、該検波回路の出力レベルを補正する補正回路であって、前記検波回路に所定の信号レベルの基準ＤＣ信号を入力し、該入力に応じた該検波回路の出力レベルをサンプリングして記憶する検出部と、前記補正における補正量を算出する算出部と、を備え、該算出部は、前記基準ＤＣ信号の信号レベル、および前記サンプリングされた出力レベルに基づいて、前記補正量を算出する構成（第１の構成）とする。
【０００９】
本構成によれば、所定の信号レベルの基準ＤＣ信号が検波回路に入力され、この入力に応じた検波回路の出力レベルがサンプリングされる。また、このサンプリングされた出力レベルは、検波回路の実際の入出力特性（環境温度や製造プロセス等に起因したバラツキがあれば、これらも含まれる）を反映する。そのため本構成によれば、検波回路の入出力特性に、環境温度や製造プロセス等に起因したバラツキがあっても、このようなバラツキを考慮して、出力レベルを補正することが容易となる。
【００１０】
また上記第１の構成において、前記算出部は、前記基準ＤＣ信号の信号レベル、および前記サンプリングされた出力レベルに基づいて、前記検波回路の入出力特性として予測される予測特性データを求め、該予測特性データ、および、前記検波回路の目標とすべき入出力特性を表す目標特性データに基づいて、前記補正量を算出する構成としてもよい。
【００１１】
本構成によれば、高周波信号の検波時における検波回路の出力レベルを検出した場合、予測特性データに基づいて入力レベルを特定するとともに、この特定された入力レベルと目標特性データに基づいて、この場合の目標とすべき出力レベルを特定することが可能となる。その結果、検出された出力レベルと目標とすべき出力レベルの差を、補正量として算出することが可能となる。
【００１２】
また上記第２の構成において、前記検出部は、前記検波回路に、Ｎ（Ｎ≧２とする）通りの信号レベルの前記基準ＤＣ信号をそれぞれ入力し、これらの入力に応じた該検波回路の出力レベルの各々をサンプリングし、前記算出部は、前記予測特性データとして、前記検波回路の入力レベルについてのＮ−１次式による、前記検波回路の入出力特性を表す関係式を求める構成（第３の構成）としてもよい。
【００１３】
本構成によれば、予測特性データを、任意の入力レベルに対応したものとすることが可能となる。
【００１４】
また上記第３の構成において、前記検出部は、前記検波回路に、０ボルト、＋Ｖボルト、および、−Ｖボルト（ただしＶは、任意の実数とする）、の３通りの前記基準ＤＣ信号をそれぞれ入力し、これらの入力に応じた該検波回路の出力レベルの各々をサンプリングする構成（第４の構成）としてもよい。
【００１５】
本構成によれば、３通りの基準ＤＣ信号を用いて、検波回路の入力レベルについての２次式による、検波回路の入出力特性を表す関係式を、極力簡潔に求めることが可能となる。その結果、予測特性データを求めるための回路規模や処理時間を、抑えることが可能となる。
【００１６】
また上記第２の構成において、前記検波回路の入出力特性として、所定の入力レベル（「Ｘボルト」とする）に対応する出力レベルＹを求めるにあたって、前記検出部は、前記検波回路に、Ｘボルト、および、−Ｘボルトの前記基準ＤＣ信号をそれぞれ入力し、これらの入力に応じた該検波回路の出力レベルの各々をサンプリングし、前記算出部は、該サンプリングのなされた各出力レベルの平均値を、前記出力レベルＹとして求める構成（第５の構成）としてもよい。
【００１７】
本構成によれば、検波回路の入出力特性として、Ｘボルトに対応する出力レベルＹを求めることが容易となる。
【００１８】
また上記第２の構成において、前記検波回路の入出力特性として、所定の入力レベル（「Ｘボルト」とする）に対応する出力レベルＹを求めるにあたって、前記検出部は、前記検波回路に、０ボルト、Ｘボルト、および、−Ｘボルトの前記基準ＤＣ信号をそれぞれ入力し、これらの入力に応じた該検波回路の出力レベルの各々を、それぞれＶzeroDC、Ｐ、および、Ｑとしてサンプリングするとともに、前記検波回路の入力側を短絡させたときの、該検波回路の出力レベルを、ＶzeroACとしてサンプリングし、前記算出部は、（Ｐ＋Ｑ）／２−ＶzeroDC＋ＶzeroACで表される式の計算結果を、前記出力レベルＹとして求める構成（第６の構成）としてもよい。
【００１９】
本構成によれば、検波回路の入出力特性として、Ｘボルトに対応する出力レベルＹを求めることが容易となる。また基準ＤＣ信号自体に、正規の値からのズレが存在していたとしても、当該ズレを吸収することが可能となる。
【００２０】
また上記第１から第６の何れかの構成において、前記検出部は、前記検波回路に１種類の信号レベルの前記基準ＤＣ信号を入力するごとに、該検波回路の出力レベルを複数回サンプリングするとともに、該サンプリングされた出力レベルの平均値を記憶する構成（第７の構成）としてもよい。
【００２１】
本構成によれば、例えば一時的なノイズの発生等により、サンプリング結果に誤差が生じた場合であっても、平均化によって当該誤差の影響を小さくすることが可能となる。
【００２２】
また上記第２から第６の何れかの構成において、前記検波回路の出力レベルを検出する、第１処理と、前記予測特性データに基づいて、該検出された出力レベルに対応する、前記検波回路の入力レベルを特定する、第２処理と、前記目標特性データに基づいて、該特定された入力レベルに対応する、前記検波回路の出力レベルを特定する、第３処理と、前記第１処理によって検出された出力レベルと、前記第３処理によって特定された出力レベルとの差に応じた量を、前記補正量として算出する第４処理と、を行う構成（第８の構成）としてもよい。本構成によれば、補正量の算出を適切に行うことが可能となる。
【００２３】
また上記第１から第８の何れかの構成において、前記基準ＤＣ信号は、ＤＡコンバータから出力されるアナログ信号である構成（第９の構成）としてもよい。本構成によれば、基準ＤＣ信号の信号レベルをプログラマブルに設定することが容易となり、補正回路における補正方法の自由度を大きくすることが容易となる。
【００２４】
また上記第１から第８の何れかの構成において、前記検出部は、前記検波回路の後段側に接続されたＡＤコンバータから出力されるデジタル信号の値を検出することにより、前記検波回路の出力レベルをサンプリングする構成（第１０の構成）としてもよい。本構成によれば、検波回路の出力レベルを、デジタル値としてサンプリングして記憶することが可能となり、補正量の算出における計算の精度を向上させることが容易となる。
【００２５】
また上記第１から第８の何れかの構成において、前記検出部は、前記サンプリングされた出力レベルに対応する電荷を、キャパシタに充電させることにより、前記サンプリングの結果を記憶する構成（第１１の構成）としてもよい。本構成によれば、サンプリングの結果を記憶させるための回路構成を小さくすることが容易となる。
【００２６】
また本発明に係る受信回路は、入力された高周波信号を検波する検波回路と、該検波回路に対応して設けられた、上記第１から第１１の何れかの構成に係る補正回路と、を備えた構成（第１２の構成）とする。本構成によれば、上記構成による利点を享受しつつ、受信に必要な検波処理を実行させることが可能である。
【００２７】
また上記第１２の構成において、前記検波回路には、ダイオード検波器が用いられている構成（第１３の構成）としてもよい。本構成によれば、検波回路の回路構成を簡潔にすることができ、検波回路の小型化が容易となる。
【００２８】
また上記第１２の構成において、前記検波回路には、ギルバート乗算器が用いられている構成（第１４の構成）としてもよい。本構成によれば、検波回路の高周波に対する入出力特性を、入力レベルの２次式に近似させることが容易となる。そのため、特に、予測特性データを入力レベルの２次式で表す場合において、予測特性データを極力正確なものとすることが可能となる。
【００２９】
また上記第１２の構成において、前記検波回路は、２乗計算型作動対を含む構成（第１５の構成）としてもよい。本構成によれば、検波回路の高周波に対する入出力特性を、入力レベルの２次式に近似させることが容易となる。そのため、特に、予測特性データを入力レベルの２次式で表す場合において、予測特性データを極力正確なものとすることが可能となる。
【００３０】
また上記第１５の構成において、前記検波回路は、２乗計算型トランスコンダクタの出力端子が、ｔａｎｈ関数特性を有するトランスインピーダンス端子に接続された回路構成を含む構成（第１６の構成）としてもよい。本構成によれば、検波回路の入力レベルが比較的大きい状況でも、検波回路の高周波に対する入出力特性を、入力レベルの２次式に近似させることが容易となる。そのため、予測特性データの精度を極力低下させることなく、入力レベルのダイナミックレンジを広げることが可能となる。
【００３１】
また本発明に係る受信装置は、上記第１２から第１６の何れかの構成に係る受信回路を備えた構成とする。本構成によれば、上記構成により得られる利点を享受し得る受信装置となる。
【発明の効果】
【００３２】
上述した通り、本発明に係る補正回路によれば、所定の信号レベルの基準ＤＣ信号が検波回路に入力され、この入力に応じた検波回路の出力レベルがサンプリングされる。また、このサンプリングされた出力レベルは、検波回路の実際の入出力特性（環境温度や製造プロセス等に起因したバラツキがあれば、これらも含まれる）を反映する。そのため本構成によれば、検波回路の入出力特性に、環境温度や製造プロセス等に起因したバラツキがあっても、このようなバラツキを考慮して、出力レベルを補正することが容易となる。
【００３３】
また本発明に係る受信回路および受信装置によれば、当該補正回路により得られる利点を享受することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３４】
本発明の実施形態について、実施例１から実施例６の各々を例に挙げて、以下に説明する。
【００３５】
［実施例１］
まず本発明に係る実施例１について、無線受信機（受信装置）を挙げて以下に説明する。当該無線受信機における検波器周辺に係る構成を、図１に示す。本図に示すように、無線受信機９は、アンテナ装置１、検波器２、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）３、ＡＤコンバータ４、および補正回路５などを備えている。
【００３６】
アンテナ装置１は、電波に乗って到来するＲＦ信号（高周波信号）を受信して、後段側に伝送する。なおこのＲＦ信号は、例えばテレビ放送局による放送信号である。
【００３７】
検波器２は、スイッチ１３によって、入力側がアンテナ装置１に接続されている場合には、アンテナ装置１からＲＦ信号が入力される。そしてこのＲＦ信号を直流（ＤＣ）に変換して（検波処理を施して）、後段側に出力する。なお検波器２は、スイッチ１３によって、入力側がＤＡコンバータ１２に接続されている場合には、後述する通り、ＤＡコンバータ１２から直流の信号が入力される。また以降、検波器２に入力される電圧等の大きさ（レベル）を「入力レベル」、出力される電圧等の大きさ（レベル）を「出力レベル」と、それぞれ表現することがある。
【００３８】
また検波器２としては、種々の回路構成のものが採用され得る。例えば検波器２として、図８に示すような回路構成の、ダイオード検波器が採用されていても良く、図９に示すような回路構成の、ギルバート乗算器が採用されていても良い。また検波器２の回路構成においては、図１０に示すような２乗計算型差動対が含まれていても良い。
【００３９】
ＬＰＦ３は、検波器２から出力された信号に対しフィルタ処理を施して、不要な高周波成分を取り除いた後、この信号を後段側に伝送する。またＡＤコンバータ４は、ＬＰＦ３から伝送されてきた信号（アナログ信号）を、その大きさ（電圧値）に応じたデジタル信号に変換して、後段側に出力する。ＡＤコンバータ４の出力値は、検波器２の出力レベルを表している。
【００４０】
また補正回路５は、校正機構１１、ＤＡコンバータ１２、スイッチ１３、および加算器１４などを有している。これにより補正回路５は、ＡＤコンバータ４の出力値を補正する。なお当該補正の具体的な内容については、改めて説明する。
【００４１】
校正機構１１は、演算制御機能を備えており、ＤＡコンバータ１２へのデジタル信号の出力、スイッチ１３の切替の制御、加算器１４への加算値情報の出力などを実行する。また校正機構１１は、情報記憶用のキャパシタを備えており、ＡＤコンバータの出力値をサンプリングするとともに、このサンプリングの結果を、当該キャパシタに記憶させることが可能となっている。なお、校正機構１１が行う処理の内容については、改めて説明する。
【００４２】
ＤＡコンバータ１２は、校正機構１１から伝送されたデジタル信号をアナログ信号に変換し、後段側に出力する。またスイッチ１３は、校正機構１１による指示に応じて、検波器２の入力側を、アンテナ装置１とＤＡコンバータ１２の何れかに、切替可能に接続する。
【００４３】
加算器１４は、ＡＤコンバータ４から出力されるデジタル信号が示す値に、校正機構１１から伝送された加算値情報が示す加算値（補正量と見ることもできる）を加算する加算処理（補正処理と見ることもできる）を施す。この加算処理がなされることにより、検波器２の出力レベルが補正され、加算器１４の後段側から見れば、検波器２の入出力特性が補正されることになる。なお加算処理の施されたデジタル信号は、後段の回路に伝送されて、所定の処理が施されることになる。
【００４４】
上述した構成により無線受信機９は、通常の動作時（ＲＦ信号の受信時）においては、アンテナ装置１によって受信されたＲＦ信号を、スイッチ１３、検波器２、ＬＰＦ３、ＡＤコンバータ４、および加算器１４を順に経由させて、内部の信号処理装置に取り込む。これにより無線受信機９は、受信信号に基づいた各種の処理を実行することが可能となっている。
【００４５】
またこのとき補正回路５は、加算器１４を通じて、ＡＤコンバータ４の出力値に予め設定された加算値を継続的に加算することにより、検波器２の出力レベルの補正（検波器２の利得の補正）を実行する。ここで当該加算値の設定の手順について、図２のフローチャートを参照しながら以下に説明する。
【００４６】
先ず校正機構１１は、ＲＦ信号の受信時において、ＡＤコンバータ４の出力値を検出することにより、検波器２の出力レベルを検出する（ステップＳ１）。そして当該出力レベルの検出結果、予測特性データ、および目標特性データに基づいて、検波器２における出力誤差を算出する（ステップＳ２）。
【００４７】
なお「予測特性データ」は、検波器２における高周波信号の入出力特性（入力レベルと出力レベルとの対応関係を定める特性）を示すデータとして、補正回路５によって、予め予測されて生成されているデータを示す。予測特性データの生成方法については、改めて説明する。また「目標特性データ」は、検波器２における高周波信号の目標とすべき入出力特性を示すデータとして、予め設定されているデータを示す。何れのデータも、校正機構１１が備える記憶装置に記憶されている。
【００４８】
ここでステップＳ１からＳ２の処理を理解容易とするため、当該処理の内容について具体例を挙げて説明する。先ず図３において、実線のグラフ（Ｌ１）は、本例での予測特性データのグラフを、破線のグラフ（Ｌ２）は、目標特性データのグラフを、それぞれ示している。なお当該グラフでは、横軸が検波器２の入力レベルを、縦軸が検波器２の出力レベルを、それぞれ示している。
【００４９】
そしてステップＳ１の処理により、検波器２の出力レベルとして、２Ｖｒｍｓが検出されたとする。このとき、予測特性データに基づくと、この検出された出力レベル（２Ｖｒｍｓ）に対応する検波器２の入力レベルは、１００ｍＶｒｍｓであると特定される。そこで検波器２における入力レベルは、１００ｍＶｒｍｓであったと仮定される。
【００５０】
また目標特性データに基づくと、この特定された入力レベル（１００ｍＶｒｍｓ）に対応する検波器２の出力レベルは０．８Ｖｒｍｓと特定される。そのため、目標特性データによれば、検波器２の出力レベルとしては、０．８Ｖｒｍｓとなるのが目標（理想）であったといえる。しかしながら実際には、検波器２の出力レベルとして２Ｖｒｍｓが検出されているから、この場合の検波器２の出力誤差は、２Ｖｒｍｓ−０．８Ｖｒｍｓ＝１．２Ｖｒｍｓと算出される。このようにして、ステップＳ２の処理がなされる。
【００５１】
ステップＳ２の処理がなされた後、校正機構１１は、算出された分の出力誤差を打ち消すように、加算値を設定（或いは更新）する（ステップＳ３）。例えば先に説明した例では、出力誤差は１．２Ｖｒｍｓと算出されているから、これを打ち消すべく、−１．２Ｖｒｍｓに相当する加算値（補正量）が設定されることになる。なお、加算値の設定（或いは更新）の処理を実行させるタイミングは、例えば、後述する予測特性データ生成処理が実行された時としたり、所定の周期としたりすることが可能である。
【００５２】
このような一連の処理によって加算値が設定されることにより、検波器２の出力レベルの補正が、適切に実行されることとなる。ただし、このような補正が適切になされるためには、先述した予測特性データが予め精度良く取得され、その結果、ＲＦ信号受信時における検波器２の出力レベルに基づいて、この出力レベルに対応する入力レベルが良好に特定可能となっている必要がある。
【００５３】
そこで補正回路５は、予測特性データを生成するための処理（予測特性データ生成処理）を適宜実行する。ここで予測特性データ生成処理の内容について、図４のフローチャートを参照しながら以下に説明する。
【００５４】
校正機構１１は、予測特性データ生成処理を実行すべきタイミングが到来すると、先ず、検波器２の入力側の接続先がＤＡコンバータ１２に切替えられるように、スイッチ１３を制御する（ステップＳ１１）。なお予測特定データ生成処理を実行するタイミングは、例えば所定の周期ごと、或いは、ユーザからの指示があった時としても良く、その他の手法により当該タイミングを定めるようにしても構わない。
【００５５】
その後、校正機構１１は、ＤＡコンバータ１２にデジタル信号を出力することで、ＤＡコンバータ１２に、所定の信号レベル（例えば１０ｍＶ）の直流信号である基準ＤＣ信号を出力させる。この基準ＤＣ信号は、スイッチ１３を経て、検波器２に入力されることになる（ステップＳ１２）。
【００５６】
この基準ＤＣ信号は、更にＬＰＦ３、ＡＤコンバータ４に伝送されることとなる。そこで校正機構１１は、ＡＤコンバータ４の出力値をサンプリングする（ステップＳ１３）。なお、このサンプリングにより得られたデータ（サンプリングデータ）は、検波器２の出力レベルを表している。
【００５７】
そして更に校正機構１１は、サンプリングデータを、当該基準ＤＣ信号に係る電圧値に対応付けて記憶する。つまり１回のサンプリングがなされる毎に、１対のサンプリングデータが得られ、記憶されることになる。なお当該サンプリングデータは、ＤＣ信号が検波器２等を経る過程で受ける影響を、反映していることになる。
【００５８】
また校正機構１１は、予測特性データの生成（ステップＳ１５）のために必要な分のサンプリングデータが得られるまで、基準ＤＣ信号の値を変えながら、ステップ１２およびステップ１３の処理を繰返す（ステップＳ１４）。そして必要な分のサンプリングデータが取得されたら（ステップＳ１４のＹ）、校正機構１１は、当該取得されたサンプリングデータに基づいて予測特性データを生成（或いは更新）する（ステップＳ１５）。
【００５９】
その後、校正機構１１は、検波器２の入力側の接続先がアンテナ装置１に切替えられるように、スイッチ１３を制御する（ステップＳ１６）。これにより無線受信機９は、通常の動作状態（ＲＦ信号の受信が可能な状態）に復帰することとなり、また、予測特性データ生成処理は完了する。
【００６０】
ところで、上述した予測特性データ生成処理のより具体的な態様としては、複数のものが挙げられる。本実施例では、その中の一態様として、以下に説明する処理が実行される。なお他の態様の一部については、別の実施例において説明する。
【００６１】
先ず校正機構１１は、ステップＳ１２の処理として１種類の基準ＤＣ信号（この値を、Ｐ１［Ｖ］とする）が、検波器２に入力されるようにする。そしてこの結果、ＡＤコンバータ４の出力値としてＱ１［Ｖ］がサンプリングされたとする。つまり、（Ｐ１，Ｑ１）というサンプリングデータが取得されたとする。
【００６２】
ここで目標特性データに係る関係式を、ｙ＝ｆ（ｘ）とする。ただしｘは検波器２の入力レベル、ｙは検波器２の出力レベルを表すもの（以降の説明でも同様）とする。このときＡＤコンバータ４の出力値として、理想的には、ｆ（Ｐ１）［Ｖ］がサンプリングされるべきだったと言える。つまりこの場合、検波器２の出力誤差は、Ｑ１−ｆ（Ｐ１）［Ｖ］であったと見ることができる。
【００６３】
そこで校正機構１１は、予測特性データとして、下記の（１）式で示される関係式を生成する（ステップＳ１５）。
ｙ＝ｆ（ｘ）＋｛Ｑ１−ｆ（Ｐ１）｝      ・・・（１）
この（１）式に従った予測特性データによれば、入力レベルや入力信号の周波数の如何に関わらず、検波器２の出力誤差は、Ｑ１−ｆ（Ｐ１）［Ｖ］であると仮定されることになる。
【００６４】
そのため、入力レベルや入力信号の周波数によって出力誤差が大きく変動する場合には、このようにして生成された予測特性データによって入力レベルが予測されると、予測の誤差が大きくなるおそれがある。しかし、予測特性データの生成に必要なサンプリングデータは１個で足りるため、処理負担の観点からは極めて有利である。
【００６５】
［実施例２］
次に本発明に係る実施例２について、以下に説明する。本実施例は、予測特性データ生成処理の内容を除いては、実施例１と基本的に同様であるため、重複した説明は省略する。なお本実施例においても、先述したステップＳ１１〜Ｓ１６の処理は行われるが、その具体的な内容が、実施例１のものとは一部異なっている。
【００６６】
実施例１によれば、検波器２の入力レベルや入力信号の周波数によって、出力誤差が大きく変動する場合には、入力レベルを精度良く予測することが難しい。また特に、検波器２がＤＣオフセットを持っており、かつ、検波器２の前段にＤＣカットが挿入されている場合には、上述した態様によって生成された予測特性データでは、入力レベルを精度良く予測することができない。ここで、このような問題が発生する理由について、以下に説明する。
【００６７】
先述した検波器２がＤＣオフセットを持っており、かつ、検波器２の前段にＤＣカットが挿入されている場合、検波器２の周辺の構成をモデル化すると、図５に示す通りとなる。本モデルでは、ＤＡコンバータ２０２からは所定のＤＣ信号が、高周波信号発生部２０３からは所定のＡＣ信号が、検波器２０１の入力端に向けて出力される。何れの信号が検波器２０１に入力されるかについては、スイッチ２０５によって切替え可能となっている。また検波器２０１の入力端には、入力換算オフセット電圧（オフセット電圧）を加えるオフセット処理部２０６が挿入されており、高周波信号発生部２０３とスイッチ２０５との間には、ＤＣカット２０４が挿入されている。
【００６８】
ここで、ＤＡコンバータ２０２が検波器２０１の入力端に接続されている時に得られる、検波器２０１のＤＣ信号に対する入出力特性（以下「ＤＣ特性」と表現する）、および、高周波信号発生部２０３が検波器２０１の入力端に接続されている時に得られる、検波器２０１のＡＣ信号に対する入出力特性（以下「ＡＣ特性」と表現する）に着目する。先ず、入力換算オフセット電圧が０Ｖである場合におけるＤＣ特性のグラフを、図６の左側（Ａで示す）に、またこの場合におけるＡＣ特性のグラフを、図６の右側（Ｂで示す）に、それぞれ示す。なおこれらのグラフでは、横軸が検波器２０１の入力レベルを、縦軸が検波器２０１の出力レベルを、それぞれ示している。
【００６９】
図６の各グラフに示すように、検波器２０１におけるＤＣ特性とＡＣ特性は、互いにほぼ一致する。そのため例えば図６に示すように、所定の電圧Ｖａ［Ｖ］のＤＣ信号が検波器２０１に入力された場合の出力レベルと、振幅がＶａ［Ｖｒｍｓ］のＡＣ信号が検波器２０１に入力された場合の出力レベルは、ほぼ一致する。
【００７０】
しかしながら、入力換算オフセット電圧が０Ｖでない場合には、事情が異なる。ここで、入力換算オフセット電圧が０Ｖではない場合におけるＤＣ特性のグラフを、図７の左側（Ｃで示す）に、またこの場合におけるＡＣ特性のグラフを、図７の右側（Ｄで示す）に、それぞれ示す。
【００７１】
図７のグラフに示すように、入力換算オフセット電圧が０Ｖでない場合の検波器２０１におけるＤＣ特性のグラフは、入力換算オフセット電圧が０Ｖである場合に比べて、横軸方向に平行移動したものとなっている。一方で、入力換算オフセット電圧が０Ｖでない場合の検波器２０１におけるＡＣ特性は、同様の場合におけるＤＣ特性のグラフとは全く異なったものとなる。
【００７２】
例えば図７に示すように、所定の電圧Ｖａ［Ｖ］のＤＣ信号が検波器２０１に入力された場合の出力レベルと、振幅がＶａ［Ｖｒｍｓ］のＡＣ信号が検波器２０１に入力された場合の出力レベルは、一致しない。そのため、ＤＣ特性を求めることによって、先述した予測特性データが生成されても、ＡＣ信号（高周波信号など）が検波器に入力された場合における出力誤差を精度良く予測することはできないといえる。
【００７３】
本実施例で実行される予測特性データ生成処理では、この点が改善されるようになっている。本実施例で実行される予測特性データ生成処理について、以下に説明する。校正機構１１は、先述したステップＳ１２〜Ｓ１４の処理として、Ｎ（Ｎ≧２とする）種類の基準ＤＣ信号（これらの値を、それぞれ、Ｐ１［Ｖ］、Ｐ２［Ｖ］、・・・、ＰＮ［Ｖ］とする）が、順次検波器２に入力されるようにする。つまり、ステップＳ１２〜Ｓ１３の処理が、基準ＤＣ信号の大きさが順次変更されながら、Ｎ回実行されるようにする。
【００７４】
そしてこの結果、ＡＤコンバータ４の出力値として、Ｑ１［Ｖ］、Ｑ２［Ｖ］、・・・、ＱＮ［Ｖ］が、順にサンプリングされたとする。つまり、（Ｐ１，Ｑ１）、（Ｐ２，Ｑ２）、・・・、（ＰＮ，ＱＮ）というサンプリングデータが取得されたとする。そこで次に、これらのサンプリングデータを用いて、検波器２の入出力特性を近似的に示す関係式として、ｙ＝ｆ（ｘ）を求める。ここでのｆ（ｘ）は、入力レベルｘについてのＮ−１次式を表している。
【００７５】
なお当該関係式を求める具体的な手法としては、まず、ｘ軸が検波器２の入力レベル、ｙ軸が検波器２の出力レベルを表す領域において、（Ｐ１，Ｑ１）、（Ｐ２，Ｑ２）、・・・、（ＰＮ，ＱＮ）の各座標を考える。つまり、Ｐ１、Ｐ２、・・・、ＰＮの各々を入力レベル、Ｑ１、Ｑ２、・・・、ＱＮの各々を出力レベルと考える。そして、これらの座標に基づいて、例えばラグランジュの補間法を用いることにより、上述した関係式が求められる。
【００７６】
ここで当該関係式ｙ＝ｆ（ｘ）は、各種の基準ＤＣ信号を用いたサンプリングを通じて求められているため、検波器２のＤＣ特性を近似的に表しているといえる。校正機構１１は、当該関係式を用いて、検波器２のＡＣ特性に係る関係式を、次の（２）式に従って算出する。
ｙ＝ｇ（Ａ）＝∫ｆ（Ａｓｉｎ（ｗｔ））ｄｔ／ｔ｜ｔ→∞    ・・・（２）
ここでＡは、ＡＣ信号の振幅（入力振幅で、単位はＶｒｍｓ）を、ｗは、ＡＣ信号の周波数を表す。またＡを検波器２の入力レベルと見れば、（２）式は、ｙ＝ｇ（ｘ）と表すこともできる。
【００７７】
なお正弦波入力(周波数ｗ[rad/s])の信号（ＡＣ信号）が検波器２に入力されると、検波器２は、入力値ｘ=ｓｉｎ（ｗｔ）（ただしｔは時間）に対して、ｙ（ｘ）＝ｘ2を出力する。この出力は、ＬＰＦに通されて、高周波成分(ｗの整数倍の高調波)が除去され、直流成分のみが取り出される。この時、検波器２が理想的な２乗計算を行えば、直流成分（ＤＣ）と２倍高調波（２ｗ）のみが出力される。また理想的なＬＰＦを想定すれば、２倍高調波は完全に消え去ることになる。そしてこのようなフィルタ演算は、上述の（２）式で示す通りの、無限時間までの積分演算がなされることで実現される。
【００７８】
また（２）式によれば、図６や図７にグラフとして示されているＤＣ特性から、ＡＣ特性が算出されることになる。校正機構１１は、予測特性データとして、上述の（２）式で示される関係式を生成する（ステップＳ１５）。これにより、検波器２がＤＣオフセットを持っており、かつ、検波器２の前段にＤＣカットが挿入されている場合であっても、高周波信号（ＡＣ信号）に係る入力レベルを精度良く予測することが容易となる。
【００７９】
また本実施例における予測特性データ生成処理は、複数の基準ＤＣ信号（入力レベル）によるサンプリング結果に基づいてなされる。そのため、検波器２の入力レベルによって、出力誤差が大きく変動する場合であっても、先述した実施例１に比べて、入力レベルを精度良く予測することが容易となる。
【００８０】
ただし本実施例による予測特性データの生成手法において、Ｎを大きくし過ぎると、検波器の入出力特性に係る関係式を求める際に、計算量が大きくなり過ぎるおそれがある。そこで、上述したＮを３として、計算を簡略にすることも有効である。このようにすると、検波器の入出力特性に係る関係式は２次式で表現されることとなるが、実際の検波器の殆どでは、小信号の入出力における特性は２次式によって良好に表現可能であるため、実用性は高いと考えられる。
【００８１】
またＮを３として計算を簡略にする場合、３種類の基準ＤＣ信号のそれぞれの値を、Ａ［Ｖ］、−Ａ［Ｖ］および、０［Ｖ］（Ａは任意の実数）とすることによって、計算をより一層、簡略化させることが可能である。
【００８２】
［実施例３］
次に本発明に係る実施例３について、以下に説明する。本実施例は、予測特性データ生成処理の内容を除いては、実施例１と基本的に同様であるため、重複した説明は省略する。なお本実施例においても、先述したステップＳ１１〜Ｓ１６の処理は行われるが、その具体的な内容が、実施例１のものとは一部異なっている。
【００８３】
本実施例に係る予測特性データ生成処理の内容について、以下に説明する。なお、本実施例に係る予測特性データ生成処理では、ある特定の入力レベル（これを、Ｘ［Ｖｒｍｓ］とする）に対応する出力レベル（これを、Ｙ［Ｖｒｍｓ］とする）を、精度良く求めることが可能となっている。
【００８４】
校正機構１１は、先述したステップＳ１２〜Ｓ１４の処理として、Ｘ［Ｖ］および−Ｘ［Ｖ］の大きさの基準ＤＣ信号が、順次検波器２に入力されるようにする。つまり、ステップＳ１２〜Ｓ１３の処理が、このように基準ＤＣ信号の大きさが変更されながら、２回実行されるようにする。
【００８５】
そしてこの結果、ＡＤコンバータ４の出力値として、Ｓ１［Ｖ］およびＳ２［Ｖ］がサンプリングされたとする。つまり、（Ｘ，Ｓ１）、および（−Ｘ，Ｓ２）というサンプリングデータが取得されたとする。次に校正機構１１は、これらのサンプリングデータを用いて、サンプリング値の平均値（Ｓ１＋Ｓ２）／２を求め、この値を先述したＹとして扱う。
【００８６】
この手法は、ＤＣ特性を２次式で近似した場合において、Ｘ［Ｖｒｍｓ］の入力レベルに対応するＡＣ特性による出力レベルは、±Ｘ［Ｖ］の入力レベルに対応するＤＣ特性による出力レベルの平均で表されるという理論的推察に基づいている。このように推察される理由は、以下の通りである。
【００８７】
ＤＣ特性を、ｙ＝ｆ（ｘ）＝ａｘ2＋ｂｘ＋ｃ（ａ、ｂ、ｃは定数）とすると、このときのＡＣ特性は、先述した（２）式より、
ｙ＝ｇ（Ａ）＝∫ｆ（Ａｓｉｎ（ｗｔ））ｄｔ／ｔ｜ｔ→∞
＝ａ×Ａ2＋ｃ      ・・・（３）
と表現される。
【００８８】
またここで、次の（４）式で表される関係式が成立する。
｛ｆ（ｘ）＋ｆ（−ｘ）｝／２＝ａｘ2＋ｃ＝ｇ（ｘ）      ・・・（４）
そのため（３）式と（４）式を考慮すれば、当該理論的推察がなされることとなる。従って、上述したＹは、Ｘ［Ｖｒｍｓ］の入力レベルに対応する出力レベルを、良好に表すといえる。
【００８９】
また上述した手法によりＹの値を求める際に、検波器２の出力レベルがノイズなどの影響で一時的に変動すると、このＹの値が正確に求められないおそれがある。そこで、上述した手法を繰り返すことによって、Ｙを複数回求めることとし、これらの平均値を採用することにより、Ｙの値を極力正確に求めることが可能となる。
【００９０】
本実施例での予測特性データ生成処理では、予測特性データとして、入力レベルＸ［Ｖｒｍｓ］に対応する入出力特性が求められる。しかし、例えばＸを複数種類設定し、各々のＸに対応するＹを求めるともに、得られた複数の座標（Ｘ，Ｙ）に基づいた近似式や補間式を求め、これを予測特性データとすることもできる。このようにすれば、実施例２の場合と同様に、予測特性データを広範囲の入力レベルに対応させることができる。
【００９１】
なお本実施例において求められたＹの値は、例えば、先述した実施例２の手法によって予測特性データ（広範囲に渡る、入力レベルと出力レベルとの対応関係）が求められた後、この予測特性データに対して、Ｘ［Ｖｒｍｓ］の入力レベルに対応する出力レベルを修正するために用いられることも可能である。
【００９２】
［実施例４］
次に本発明に係る実施例４について、以下に説明する。本実施例は、予測特性データ生成処理の内容を除いては、実施例１と基本的に同様であるため、重複した説明は省略する。なお本実施例においても、先述したステップＳ１１〜Ｓ１６の処理は行われるが、その具体的な内容が、実施例１のものとは一部異なっている。
【００９３】
ただし本実施例では、先述したスイッチ１３の切替を通じて、検波器２の入力側を短絡状態（無入力状態）とすることが可能となっている。つまりスイッチ１３は、校正機構１１による指示に応じて、検波器２の入力側を、アンテナ装置１に接続された状態、ＤＡコンバータ１２に接続された状態、および短絡された状態の何れかとすることが可能となっている。
【００９４】
上述した実施例３に係る予測特性データの生成処理によれば、ある入力レベルＸに対応する出力レベルＹを精度良く求めることができる。しかしながら、ステップＳ１２の処理で用いられる基準ＤＣ信号自体に、何らかの要因による誤差（バラツキ）がある場合には、当該予測においても相応の誤差が発生するおそれがある。そこで本実施例では、この点を改善させた、予測特性データ生成処理が実行されるようになっている。本実施例に係る予測特性データ生成処理の内容を、以下に説明する。なおここでも、ある入力レベルＸ［Ｖｒｍｓ］に対応する出力レベルＹ［Ｖｒｍｓ］を求めるものとする。
【００９５】
まず校正機構１１は、ステップＳ１２〜Ｓ１４の処理として、Ｘ［Ｖ］、−Ｘ［Ｖ］、および０［Ｖ］の大きさの基準ＤＣ信号が、順次検波器２に入力されるようにする。つまり、ステップＳ１２〜Ｓ１３の処理が、このように基準ＤＣ信号の大きさが変更されながら、３回実行されるようにする。
【００９６】
そしてこの結果、ＡＤコンバータ４の出力値として、Ｐ［Ｖ］、Ｑ［Ｖ］、およびＶzeroDC［Ｖ］がサンプリングされたとする。つまり、（Ｘ，Ｐ）、（−Ｘ，Ｑ）、および（０，ＶzeroDC）というサンプリングデータが取得されたとする。次に校正機構１１は、これらのサンプリングデータを用いて、ＰとＱの平均値（Ｐ＋Ｑ）／２を求める。
【００９７】
更に校正機構１１は、検波器２の入力側がアンテナ装置１とＤＡコンバータ１２の何れからも切り離されるように（短絡状態となるように）スイッチ１３を制御し、検波器２が無入力状態となるようにする。そして校正機構１１は、この状態における検波器２の出力レベルをサンプリングする。このサンプリング結果を、ＶzeroAC［Ｖ］とする。
【００９８】
その後校正機構１１は、次の（５）式によって、先述した出力レベルＹを算出する。
Ｙ＝（Ｐ＋Ｑ）／２＋ＶzeroDC−ＶzeroAC      ・・・（５）
なお、このようにしてＸ［Ｖｒｍｓ］に対応する出力レベルが算出される理由は、以下の通りである。
【００９９】
基準ＤＣ信号にオフセットがない場合、検波器２におけるＤＣ特性が、ｙ＝ｆ（ｘ）＝ａｘ2＋ｂｘ＋ｃ（ただし、ａ、ｂ、ｃは定数）で表されるとする。この場合、実際には基準ＤＣ信号にオフセットαが存在していれば、ＤＣ特性は次の（６）式で示される通りとなる。
ｙ＝ｆ（ｘ）＝ａ（ｘ−α）2＋ｂ（ｘ−α）＋ｃ      ・・・（６）
【０１００】
しかしながら実際のＡＣ特性においては、基準ＤＣ信号のオフセットαは全く影響しないため、ＡＣ特性を表す関係式は、先述した（３）式と同様に、次の（７）式で示される通りとなる。
ｙ＝ｇ（Ａ）＝∫ｆ（Ａｓｉｎ（ｗｔ））ｄｔ／ｔ｜ｔ→∞
＝ａ×Ａ2＋ｃ      ・・・（７）
また、先述した（４）式と同様に、次の（８）式の関係式も成立する。
｛ｆ（ｘ）＋ｆ（−ｘ）｝／２＝ａｘ2＋ｃ＝ｇ（ｘ）      ・・・（８）
【０１０１】
また（６）式において正負の平均化を施すと、次の（９）式が得られる。
ｙ＝ｈ（ｘ）＝ａｘ2＋ａα2−ｂα＋ｃ      ・・・（９）
更に、先述したＶzeroDC、および、ＶzeroACは、次の（１０）式および（１１）式によっても表すことが可能である。
ＶzeroDC＝ｆ（０）＝ａα2−ｂα＋ｃ      ・・・（１０）
ＶzeroAC＝ｇ（０）＝ｃ                      ・・・（１１）
そして（９）式、（１０）式、および（１１）式から、次の（１２）式が導かれる。
ｈ（ｘ）−ＶzeroDC＋ＶzeroAC＝ａｘ2＋ｃ＝ｇ（ｘ）      ・・・（１２）
【０１０２】
そのため（１２）式を考慮すれば、（５）式に基づいて算出されたＹは、基準ＤＣ信号にオフセットが存在していても、Ｘ［Ｖｒｍｓ］の入力レベルに対応する出力レベルを良好に表すといえる。
【０１０３】
本実施例での予測特性データ生成処理では、予測特性データとして、入力レベルＸ［Ｖｒｍｓ］に対応する入出力特性が求められる。しかし、例えばＸを複数種類設定し、各々のＸに対応するＹを求めるともに、得られた複数の座標（Ｘ，Ｙ）に基づいた近似式や補間式を求め、これを予測特性データとすることもできる。このようにすれば、実施例２の場合と同様に、予測特性データを広範囲の入力レベルに対応させることができる。
【０１０４】
なお本実施例において求められたＹの値は、例えば、先述した実施例２の手法によって予測特性データ（広範囲に渡る、入力レベルと出力レベルとの対応関係）が求められた後、この予測特性データに対して、Ｘ［Ｖｒｍｓ］の入力レベルに対応する出力レベルを修正するために用いられることも可能である。
【０１０５】
［実施例５］
次に本発明に係る実施例５について、以下に説明する。本実施例は、検波器２の構成内容を除いては、実施例２と基本的に同様であるため、重複した説明は省略する。本実施例における検波器２の回路構成には、２乗計算型作動対が含まれている。この２乗計算型作動対の構成図を、図１１に示す。
【０１０６】
本図に示すように、当該２乗計算型作動対は、ｔａｎｈ関数特性を持つ負荷を有するものとなっている。なお当該２乗計算型作動対は、２乗計算型トランスコンダクタの出力端子が、ｔａｎｈ関数特性を有するトランスインピーダンス端子に接続されていると見ることもできる。このように、検波回路の負荷がｔａｎｈ関数特性を持つことで、検波器２の入出力特性に係る関係式を２次式で近似できる範囲を、比較的広くすることが可能となっている。その結果、検波器２におけるダイナミックレンジを広げることが容易となっている。
【０１０７】
ここで、２乗計算型作動対を備えている検波器２の入出力特性のグラフを、図１２に模式的に示す。本図において、破線のグラフは、２乗計算型作動対がリニアな特性を持つ負荷を有している場合の入出力特性を、実線のグラフは、２乗計算型作動対がｔａｎｈ関数特性を持つ負荷を有している場合の入出力特性を、それぞれ示している。
【０１０８】
本図に示すように、２乗計算型作動対がｔａｎｈ関数特性を持つ負荷を有するようにしたことで、より広い範囲の入力に対して、検波器２の入出力特性を２次式で近似できるようになっている。その結果、検波器２の入出力特性に係る関係式を２次式で近似する場合に、当該近似式の適用範囲を広くすることが可能となっている。
【０１０９】
［実施例６］
次に本発明に係る実施例６について、無線受信機を挙げて以下に説明する。当該無線受信機におけるＬＮＡ（Low Noise Amplifier）周辺の構成を、図１３に示す。本図に示すように、無線受信機は、アンテナ装置９０１、ＬＮＡ９０２、周波数変換機９０３、可変利得ＩＦアンプ９０４、および補正回路９０６などを備えている。
【０１１０】
このような構成により、アンテナ装置９０１によって受信された信号は、ＬＮＡ９０２に入力される。そして当該信号は、可変利得のＬＮＡ９０２によって増幅された後、さらに、周波数変換機９０３および可変利得ＩＦアンプ９０４によって適切なレベルの信号に変換され、無線受信機の後段回路に伝送される。
【０１１１】
ここで一般的に、ＬＮＡ９０２や周波数変換機９０３は、特に高度な性能が要求されるブロックといえる。そのため当該ブロックにおいては、適切な利得補正がなされることが、受信系全体の性能を維持させるために非常に重要である。
【０１１２】
そこで本実施例では、ＬＮＡ９０２の出力側に補正回路９０６を設け、ＬＮＡ９０２について適切な利得補正がなされるようにしている。なお補正回路９０６の構成や補正回路９０６による利得補正の手法は、実施例１から実施例５の何れかにおける補正回路５によるものと同様である。
【０１１３】
［まとめ］
以上に本発明の実施例として説明した補正回路５は、入力された高周波信号を検波する検波回路２に対応して設けられ、検波器２（補正回路）の出力レベルを補正する。そして更に、検波器２に所定の信号レベルの基準ＤＣ信号を入力し、該入力に応じた検波器２の出力レベルをサンプリングして記憶する機能と、当該補正における補正量を算出する機能を備えている。また、当該補正量の算出は、基準ＤＣ信号の信号レベル、およびサンプリングされた出力レベルに基づいてなされる。
【０１１４】
ここで、このサンプリングされた出力レベルは、検波器２の実際の入出力特性（環境温度や製造プロセス等に起因したバラツキがあれば、これらも含まれる）を反映する。そのため補正回路５によれば、検波器２の入出力特性に、環境温度や製造プロセス等に起因したバラツキがあっても、このようなバラツキを考慮して、出力レベルを適切に補正することが容易となっている。
【０１１５】
また補正回路５は、基準ＤＣ信号の信号レベル、およびサンプリングされた出力レベルに基づいて、検波器２の入出力特性として予測される予測特性データを求める。そしてこの予測特性データ、および、検波器２の目標とすべき入出力特性を表す目標特性データに基づいて、補正量を算出するようになっている。その結果、検出された出力レベルと目標とすべき出力レベルの差を、補正量として算出することが可能となっている。
【０１１６】
また先述したステップＳ１２〜Ｓ１３の処理が実行される際、校正機構１１は、検波器２に１種類の信号レベルの基準ＤＣ信号が入力されるごとに、検波器２の出力レベルを複数回サンプリングするとともに、このサンプリングされた出力レベルの平均値を記憶するようにしてもよい。このようにすれば、例えば一時的なノイズの発生等により、サンプリング結果に誤差が生じた場合であっても、平均化によって当該誤差の影響を小さくすることが可能となる。その結果、サンプリングされた出力レベル自体に代えて、当該平均値を後続の処理に用いるようにすれば、当該処理がより精度良く実行され得る。
【０１１７】
以上、本発明の実施形態について例を挙げて説明したが、実施形態はこれらに限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の改変を加えることが可能である。また各実施例に係る技術内容は、矛盾のない限り、互いに組み合わせることが可能である。
【産業上の利用可能性】
【０１１８】
本発明は、無線受信機などの分野において利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１１９】
【図１】本発明の実施例１に係る検波器周辺の構成図である。
【図２】加算値の設定に関する処理のフローチャートである。
【図３】加算値の設定に関する説明図である。
【図４】予測特性データ生成処理のフローチャートである。
【図５】検波器の入力レベル予測に関する説明図である。
【図６】検波器の入力レベル予測に関する説明図である。
【図７】検波器の入力レベル予測に関する説明図である。
【図８】ダイオード検波器の回路構成の一例を示す図である。
【図９】ギルバート乗算器の回路構成の一例を示す図である。
【図１０】２乗計算型作動対の一例を示す図である。
【図１１】ｔａｎｈ関数特性をもつ負荷を有する２乗計算型作動対の一例を示す図である。
【図１２】実施例５における検波器の入出力特性のグラフを示す図である。
【図１３】実施例６の無線受信機に係るＬＮＡ周辺の構成図である。
【図１４】従来の無線受信機に係る検波器周辺の構成図である。
【符号の説明】
【０１２０】
１    アンテナ装置
２    検波器
３    ローパスフィルタ
４    ＡＤコンバータ
５    補正回路
９    無線受信機
１１    校正機構
１２    ＤＡコンバータ
１３    スイッチ
１４    加算器
２０１    検波器
２０２    ＤＡコンバータ
２０３    高周波信号発生部
２０４    ＤＣカット
２０５    スイッチ
２０６    オフセット処理部
９０１    アンテナ装置
９０２    ＬＮＡ
９０３    周波数変換機
９０４    可変利得ＩＦアンプ
９０６    補正回路
【図１】
2009267922.tif 000003
【図２】
2009267922.tif 000004
【図３】
2009267922.tif 000005
【図４】
2009267922.tif 000006
【図５】
2009267922.tif 000007
【図６】
2009267922.tif 000008
【図７】
2009267922.tif 000009
【図８】
2009267922.tif 000010
【図９】
2009267922.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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