(57)【要約】【課題】一半導体基板上で寄生構造を改良し、昇圧動作起動時に突入電流を十分に抑制でき、常時安定して昇圧動作する高性能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること。【解決手段】このＤＣ−ＤＣコンバータの場合、各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８を形成するための各Ｐ−拡散領域部は、それらの全体を囲うように一領域部として配設されたＮ−ウエル領域部により素子分離されていると共に、電源電圧ＶDDの印加されるＰ−型半導体基板上の電荷伝送用トランジスタＴｒ１、Ｔｒ３を形成するためのＮ−拡散領域部から電気的に遮蔽された状態となるため、電源を投入した昇圧動作起動時に各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８の寄生バイポーラ構造に電流トリガが流れても、電源電圧ＶDD用入力端子と入力電圧ＶIN用端子との間で過大電流の流れが阻止される。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
チャージポンプ方式の所定数の昇圧用トランジスタが一半導体基板構造上で入力電圧用端子と出力電圧用端子との間に直列接続された構成部分を含む半導体デバイスとしてのＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記所定数の昇圧用トランジスタを形成するための所定数の拡散領域部が基板電位から分離するための素子分離領域部により素子分離されて成ることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記素子分離領域部は、前記所定数の拡散領域部の全体を囲うように一領域部として配設されたことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記素子分離領域部は、前記所定数の拡散領域部のそれぞれを別個に囲うように所定数の個別領域部として配設されたことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記素子分離領域部は、前記一半導体基板とは異なる導電型のウエル領域部であることを特徴とする請求項２又は３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記素子分離領域部は、絶縁性領域部であることを特徴とする請求項２又は３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記一半導体基板はＰ型基板であり、前記所定数の昇圧用トランジスタはＮ型電界効果トランジスタであり、前記ウエル領域部はＮ型ウエル領域部であることを特徴とする請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源回路等に用いられるチャージポンプ方式の半導体デバイス（１チップ構成を示す）としてのＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば液晶表示装置に用いられる負方向４倍昇圧チャージポンプ方式の場合、一半導体基板構造としてＮ−型半導体基板上で総計８個のトランジスタと総計４個の容量素子としてのコンデンサとを入出力電圧用端子間に接続配備して構成されたものが知られている。
具体的に云えば、８個のトランジスタとして、正側電源電圧入力用端子（以下、電源電圧用入力端子と呼ぶ）に接続された電源電圧線と負側電源電圧入力用端子（以下、入力電圧用端子と呼ぶ）に接続された入力電圧線との間にＰ型、Ｎ型のトランジスタを直列接続した対構成を２段並列接続して成る総計４個の電荷伝送用トランジスタと、入力電圧用端子と出力電圧用端子との間に直列接続された総計４個のＮ型昇圧用トランジスタとを用いた場合を例示できる。
【０００３】
４個のコンデンサは、電源電圧用入力端子と入力電圧用端子との間に接続され、且つゲート電極にクロック信号が入力される一対のＰ型、Ｎ型の電荷伝送用トランジスタの結線間からの引き出し線に端子を介して一端側が接続される第１のコンデンサ及び第３のコンデンサと、電源電圧用入力端子と入力電圧用端子との間に接続され、且つゲート電極にクロック反転信号が入力される他の一対のＰ型、Ｎ型の電荷伝送用トランジスタの結線間からの引き出し線に端子を介して一端側が接続される第２のコンデンサと、電源電圧線と出力電圧用端子との間に接続された第４のコンデンサとに分けられる。
【０００４】
電源電圧用入力端子と入力電圧用端子との間に直列接続された総計４個のＮ型昇圧用トランジスタについて、入力電圧用端子に接続された側から第１のＮ型昇圧用トランジスタ、第２のＮ型昇圧用トランジスタ、第３のＮ型昇圧用トランジスタ、第４のＮ型昇圧用トランジスタとすると、第１のコンデンサの他端側は、第１のＮ型昇圧用トランジスタ（クロック反転信号が入力される）及び第２のＮ型昇圧用トランジスタ（クロック信号が入力される）の結線間からの引き出し線に端子を介して接続される。第２のコンデンサの他端側は、第２のＮ型昇圧用トランジスタ及び第３のＮ型昇圧用トランジスタ（クロック反転信号が入力される）の結線間からの引き出し線に端子を介して接続される。第３のコンデンサの他端側は、第３のＮ型昇圧用トランジスタ及び第４のＮ型昇圧用トランジスタ（クロック信号が入力される）の結線間からの引き出し線に端子を介して接続される。
【０００５】
このような構成の負方向４倍昇圧機能を持つＤＣ−ＤＣコンバータの場合、電源電圧用入力端子及び入力電圧用端子の間に所定の電圧差の電圧を印加する（例えば電源電圧ＶDD用入力端子には５Ｖ、入力電圧ＶIN用端子には０Ｖを印加したとする）と共に、各トランジスタにスイッチング動作のタイミングを制御するためのクロック信号又はクロック反転信号を伝送することにより、各コンデンサに蓄積保持された電荷が各Ｎ型昇圧用トランジスタのスイッチング動作で重畳された結果、出力電圧用端子から入力時の電圧差の４倍の電圧値（ここでは−１５Ｖ）が出力される。
【０００６】
尚、上述したＤＣ−ＤＣコンバータを構成する各トランジスタや各コンデンサは、一半導体基板上に形成されて１チップデバイスとなるものである。こうした構造に関連する周知技術は、例えば特許文献１や特許文献２に開示されている。
【特許文献１】特開平９−１２９８７８号公報
【特許文献２】特開２００２−３１５３２３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上述した負方向昇圧機能のＤＣ−ＤＣコンバータの場合、図４に示す半導体基板構造の側面断面方向からの概略図を参照すれば、電源電圧ＶDDが印加されるＮ−型基板上で各Ｎ型昇圧用トランジスタを形成するためのＰ−拡散領域部が表面側に所定の間隔で孤立して露呈されるように配設され、且つこれらのＰ−拡散領域部上に各Ｎ型昇圧用トランジスタの電極を形成するための高濃度な拡散領域Ｎ＋が配設される構造であり、ＮＰＮ接合型トランジスタの寄生パイポーラ構造となっている。
【０００８】
電源を投入した昇圧動作起動時において、出力電圧ＶOUT用端子が入力電圧ＶIN用端子に比べて高い電位状態になっている負方向昇圧動作時の場合、各Ｎ型昇圧用トランジスタにおいて、上記寄生パイポーラ構造にベース電流が流れてしばしば電源電圧ＶDD用入力端子と入力電圧ＶIN用端子との間に過大な電流が流れてしまうことがあり、こうした場合には昇圧動作が不安定になったり、或いは立ち上がらなくなることがあるばかりでなく、昇圧動作できても電源間に過電流が流れて電源変動や電源ノイズを生じてしまうといった問題（換言すれば昇圧動作は起動から動作安定に至るまでの間に異常状態になっているという問題）がある。
【０００９】
因みに、ここでの寄生パイポーラ構造の細部を図５に示す寄生構造の等価回路を参照して説明すれば、特に入力電圧ＶIN用端子と出力電圧ＶOUT用端子との間に直列接続されるチャージポンプ方式の昇圧用トランジスタの場合、スイッチング動作のオフ時には漏れ電流が少なく、各トランジスタ間の端子における静止時の入力インピーダンスが高くなってノイズの影響を受け易いことも影響し、昇圧動作起動時に電流トリガが寄生パイポーラ構造のベース電極側に入り、一半導体構造上で各Ｎ型昇圧用トランジスタについては、出力電圧ＶOUT用端子側から入力電圧ＶIN用端子側へ向かってそれらの寄生ＮＰＮトランジスタがダーリントン接続される構造になっているため、昇圧動作起動時に出力電圧ＶOUT用端子に流れる電流トリガが増幅されて流れることに伴い、電源電圧ＶDD用入力端子と入力電圧ＶIN用端子との間に異常電流が流れてしまうことが判かっている。
【００１０】
こうした過電流（異常電流と合わせて突入電流と呼ばれても良い）の影響を回避するため、出力電圧用端子とこれに接続される負荷との間に抵抗器を挿入する手法、電源電圧用入力端子及び入力電圧用端子の間にＮ型ＭＯＳトランジスタを挿入し、出力電圧用端子における出力電圧の絶対値が入力電圧用端子における入力電圧の絶対値以上になるまで入力電圧と出力電圧とを短絡させる手法等も考えられるが、何れも技術的に寄生パイポーラ構造を改良して過電流の発生を抑止するような手法ではないため、適用し難いという事情がある。
そこで、本発明の技術的課題は、一半導体基板上で寄生構造を改良し、電源投入による昇圧動作起動時に突入電流を十分に抑制でき、常時安定して昇圧動作する高性能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記技術的課題を解決するための第１の発明は、
チャージポンプ方式の所定数の昇圧用トランジスタ（例えば図１中のＮ型昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８）が一半導体基板構造上で入力電圧用端子（例えば図１中の入力電圧ＶIN用端子）と出力電圧用端子（例えば図１中の出力電圧ＶOUT用端子）との間に直列接続された構成部分を含む半導体デバイスとしてのＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記所定数の昇圧用トランジスタを形成するための所定数の拡散領域部（例えば図２中の昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８が形成される各Ｐ−拡散領域部）が基板電位から分離するための素子分離領域部（例えば図２中の各Ｐ−拡散領域部を囲ったＮ−ウエル領域部）により素子分離されて成ることを特徴とする。
【００１２】
このような構成により、各昇圧用トランジスタは電源電圧が印加される半導体基板から電気的に遮蔽された状態となるため、電源を投入した昇圧動作起動時に各昇圧用トランジスタの寄生パイポーラ構造に電流トリガが流れても、電源電圧ＶDD用入力端子と入力電圧用端子ＶINとの間で過大電流の流れが阻止される（寄生バイポーラ構造で説明すれば、コレクタ電極側の電位が電源電圧に接続されておらず、電流トリガがベース電極側に注入されてもコレクタ電極側から電流増幅されたコレクタ電流が流れない構造となることによる）。
【００１３】
従って、昇圧動作起動時には突入電流が大幅に少なくなり、昇圧動作が不安定になったり、或いは立ち上がらなくなるような事態は改善され、電源変動や電源ノイズも十分に抑制される。
即ち、本発明によれば、一半導体基板上で寄生構造を改良し、電源投入による昇圧動作起動時に突入電流を十分に抑制でき、常時安定して昇圧動作する高性能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供できる。
【００１４】
又、第２の発明は、
前記素子分離領域部は、前記所定数の拡散領域部の全体を囲うように一領域部として配設された（例えば図２中の各Ｐ−拡散領域部を囲ったＮ−ウエル領域部）ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータである。
このような構成により、一領域部の素子分離領域部とすれば、一半導体基板上では加工し易く、殆ど工数を要することなく容易に作製することができる。
【００１５】
更に、第３の発明は、
前記素子分離領域部は、前記所定数の拡散領域部のそれぞれを別個に囲うように所定数の個別領域部として配設された（例えば図３中の各Ｐ−拡散領域部を囲った各Ｎ−ウエル領域部）ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータである。
このような構成により、所定数の個別領域部の素子分離領域部とすれば、各素子に合わせた条件で分離することができる。
【００１６】
加えて、第４の発明は、
前記素子分離領域部は、前記一半導体基板とは異なる導電型のウエル領域部（例えば図２中のＰ−半導体基板上の各Ｐ−拡散領域部を囲ったＮ−ウエル領域部、或いは図３中のＰ−半導体基板上の各Ｐ−拡散領域部を囲った各Ｎ−ウエル領域部）であることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータである。
このような構成により、一半導体基板上で容易に素子分離領域部を配設することができる。
【００１７】
一方、第５の発明は、
前記素子分離領域部は、絶縁性領域部であることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータである。
このような構成により、一般的な半導体加工技術を導入し、素子分離領域部となる絶縁性領域部を酸化絶縁膜の形成により容易に配設することができる。
【００１８】
他方、第６の発明は、
前記一半導体基板はＰ型基板（例えば図２中のＰ−半導体基板、或いは図３中のＰ−半導体基板）であり、前記所定数の昇圧用トランジスタはＮ型電界効果トランジスタ（例えば図１中の昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８）であり、前記ウエル領域部はＮ型ウエル領域部（例えば図２中のＰ−半導体基板上の各Ｐ−拡散領域部を囲うＮ−ウエル領域部、或いは図３中のＰ−半導体基板上の各Ｐ−拡散領域部を囲う各Ｎ−ウエル領域部）であることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータである。
このような構成により、汎用的なＰ型半導体基板を対象とし、容易に素子分離領域部を配設した上、昇圧動作起動時に過電流の発生し難い各昇圧用トランジスタの形成を行うことができるため、従来よりも常時安定して昇圧動作する高性能で信頼性が高いＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、図を参照して本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を説明する。
（実施形態）
（構成）
先ず、構成及び各部の機能を説明する。
図１は、本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成を例示した回路図である。
このＤＣ−ＤＣコンバータは、負方向４倍昇圧チャージポンプ方式のもので、一半導体基板構造としてＰ−型半導体基板上で総計８個のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ８と総計４個の容量素子としてのコンデンサＣ１〜Ｃ４とを入出力電圧用端子間に接続配備して構成されている。
【００２０】
具体的に云えば、８個のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ８として、電源電圧ＶDD用入力端子に接続された電源電圧線と入力電圧ＶIN用端子に接続された入力電圧線との間にＰ型、Ｎ型のトランジスタを直列接続した対構成を２段並列接続して成る総計４個の電荷伝送用トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４と、入力電圧ＶIN用端子と出力電圧ＶOUT用端子との間に直列接続された総計４個の昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８とを用いている。
【００２１】
電荷伝送用トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のうち、直列接続された対構成の一方側の電荷伝送用トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２には、それぞれＰ型電界効果トランジスタ、Ｎ型電界効果トランジスタを用いている。直列接続された対構成の他方側の電荷伝送用トランジスタＴｒ３、Ｔｒ４の場合も、それぞれＰ型電界効果トランジスタ、Ｎ型電界効果トランジスタを用いている。昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８は、何れもＮ型電界効果トランジスタを用いている。
【００２２】
４個のコンデンサＣ１〜Ｃ４は、電源電圧ＶDD用入力端子と入力電圧ＶIN用端子との間に接続され、且つゲート電極に何れも外部からクロック信号ＣＬＫが入力される電荷伝送用トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の結線間からの引き出し線に端子Ｃ１Ｐを介して一端側が接続される第１のコンデンサＣ１及び第３のコンデンサＣ３と、電源電圧ＶDD用入力端子と入力電圧ＶIN用端子との間に接続され、且つゲート電極に何れもクロック信号ＣＬＫを内部のインバータで反転したクロック反転信号が入力される電荷伝送用トランジスタＴｒ３、Ｔｒ４の結線間からの引き出し線に端子Ｃ２Ｐを介して一端側が接続される第２のコンデンサＣ２と、電源電圧線と出力電圧ＶOUT用端子との間に接続された第４のコンデンサＣ４とに分けられる。
【００２３】
第１のコンデンサＣ１の他端側は、入力電圧ＶIN用端子に近い第１の昇圧用トランジスタＴｒ５（クロック反転信号が入力される）及び第２の昇圧用トランジスタＴｒ６（クロック信号が入力される）の結線間からの引き出し線に端子Ｃ１Ｎを介して接続されている。第２のコンデンサＣ２の他端側は、第２の昇圧用トランジスタＴｒ６及び第３の昇圧用トランジスタＴｒ７（クロック反転信号が入力される）の結線間からの引き出し線に端子Ｃ２Ｎを介して接続されている。第３のコンデンサＣ３の他端側は、第３の昇圧用トランジスタＴｒ７及び第４の昇圧用トランジスタＴｒ８（クロック信号が入力される）の結線間からの引き出し線に端子Ｃ３Ｎを介して接続されている。
【００２４】
即ち、端子Ｃ１Ｎは、昇圧用トランジスタＴｒ５のソース電極側及び昇圧用トランジスタＴｒ６のドレイン電極側の間に接続される。端子Ｃ２Ｎは、昇圧用トランジスタＴｒ６のソース電極側及び昇圧用トランジスタＴｒ７のドレイン電極側の間に接続される。端子Ｃ３Ｎは、昇圧用トランジスタＴｒ７のソース電極側及び昇圧用トランジスタＴｒ８のドレイン電極側の間に接続される。昇圧用トランジスタＴｒ８のソース電極側に出力電圧ＶOUT用端子が接続されている。
本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧ＶIN用端子と出力電圧ＶOUT用端子との間に直列接続された各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８の半導体基板構造が特徴となっている。
【００２５】
図２は、本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの要部を半導体基板構造の側面断面により例示したものである。図２を参照すれば、ここではＰ−型半導体基板上の各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８の形成される各Ｐ−拡散領域部が基板電位から分離するための素子分離領域部であって、各Ｐ−拡散領域部の全体を囲うように一領域部として配設されたＮ−ウエル領域部により素子分離されて成っている点を特徴としている。
又、Ｐ−型半導体基板上の電荷伝送用トランジスタＴｒ１、Ｔｒ３を形成するためのＮ−拡散領域部には、電源電圧ＶDDが印加され、電荷伝送用トランジスタＴｒ２、Ｔｒ４を形成するためのＰ−拡散領域部、並びに昇圧用トランジスタＴｒ５のドレインＮ＋拡散領域部には、入力電圧ＶINが印加されるようになっている。
【００２６】
（動作）
次に、動作を説明する。
本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの場合、負方向４倍昇圧機能を持つもので、電源電圧ＶDD用入力端子及び入力電圧ＶIN用端子の間に所定の電圧差の電圧を印加する（例えば電源電圧ＶDD用入力端子には５Ｖ、入力電圧ＶIN用端子には０Ｖを印加したとする）と共に、各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ８にスイッチング動作のタイミングを制御するためのクロック信号又はクロック反転信号を伝送することにより、各コンデンサＣ１〜Ｃ３に蓄積保持された負電荷が各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８のスイッチング動作で重畳された結果、出力電圧ＶOUT用端子から入力時の電圧差の４倍の負電圧値（ここでは−１５Ｖ）が出力される。
【００２７】
本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８を形成するための各Ｐ−拡散領域部は、それらの全体を囲うように一領域部として配設されたＮ−ウエル領域部により素子分離されていると共に、電源電圧ＶDDの印加されるＰ−型半導体基板上の電荷伝送用トランジスタＴｒ１、Ｔｒ３を形成するためのＮ−拡散領域部から電気的に遮蔽された状態となるため、電源を投入した昇圧動作起動時に各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８の寄生バイポーラ構造に電流トリガが流れても、電源電圧ＶDD用入力端子（寄生バイポーラ構造のコレクタ端子に相当する）への電流経路がなくなるので、電源電圧ＶDD用入力端子と入力電圧ＶIN用端子との間で過大電流の流れが阻止される（各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８の寄生バイポーラ構造のコレクタ端子に相当するＮ−拡散領域の電位が電源電圧ＶDDに接続されておらず、電流トリガが寄生バイポーラ構造のベース電極に注入されても、コレクタ端子側からは増幅された電流が流れない構造となっていることによる）。
【００２８】
従って、昇圧動作起動時には突入電流が大幅に少なくなり、昇圧動作が不安定になったり、或いは立ち上がらなくなるような事態は改善され、電源変動や電源ノイズも十分に抑制される。
即ち、本実施形態によれば、一半導体基板上で寄生構造を改良し、電源投入による昇圧動作起動時に突入電流を十分に抑制でき、常時安定して昇圧動作する高性能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供できる。
【００２９】
又、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、汎用的なＰ−半導体基板を対象とし、殆ど工数を要することなく容易に加工できる。即ち、一領域部の素子分離領域部となるＮ−ウエル領域部を配設した上、昇圧動作起動時に過電流の発生し難い各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８の形成を行うことができるため、常時安定して昇圧動作する高性能で信頼性が高いものとなる。
【００３０】
（応用例１）
上記実施形態において、各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８を形成するための各Ｐ−拡散領域部の全体を囲うように一領域部として配設されたＮ−ウエル領域部の代わりに、各Ｐ−拡散領域部のそれぞれを個別領域部のＮ−ウエル領域部で別個に囲うようにしたものである。
図３は、応用例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータの要部を半導体基板構造の側面断面により例示したものである。図３を参照すれば、ここではＰ−型半導体基板上の各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８の形成される各Ｐ−拡散領域部が基板電位から分離するための素子分離領域部であって、各Ｐ−拡散領域部のそれぞれを別個に囲うように４箇所の個別領域部として配設された各Ｎ−ウエル領域部によってそれぞれ素子分離されて成っている点を特徴としている。
【００３１】
このような構成により、応用例１のＤＣ−ＤＣコンバータの場合、各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８を形成するための各Ｐ−拡散領域部は、それらを別個に囲うように個別領域部として配設された各Ｎ−ウエル領域部によりそれぞれ素子分離されていると共に、電源電圧ＶDDの印加されるＰ−型半導体基板上の電荷伝送用トランジスタＴｒ１、Ｔｒ３を形成するためのＮ−拡散領域部から電気的に遮蔽された状態となるため、上記実施形態の場合と同様に、電源を投入した昇圧動作起動時に各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８では電源電圧ＶDD用入力端子から入力電圧ＶIN用端子へ流れる過大電流の流れが阻止される。
【００３２】
又、応用例１のＤＣ−ＤＣコンバータの場合、汎用的なＰ−半導体基板を対象として各素子に合わせた条件で分離して容易に作製することができる。即ち、４箇所の個別領域部の素子分離領域部となる各Ｎ−ウエル領域部を配設した上、昇圧動作起動時に過電流の発生し難い各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８の形成を行うことができるため、上記実施形態の場合と同様に、常時安定して昇圧動作する高性能で信頼性が高いものとなる。
【００３３】
（応用例２）
上記実施形態又は応用例１において、一領域部として配設されたＮ−ウエル領域部又は個別領域部として配設された各Ｎ−ウエル領域部の代わりに、一般的な半導体加工技術を導入し、素子分離領域部としての絶縁性領域部を酸化絶縁膜の形成により配設するものである。
このような酸化絶縁膜を形成する場合、例えば一半導体基板（ウエハ）上で酸化絶縁膜を形成しようとする一領域部又は４箇所の個別領域部（それ以外の領域部はマスクとする）に対して所望の深さでピークとなるように酸素イオンを注入した後、活性化ガス雰囲気中でアニール（熱処理）することにより、酸化膜を形成する。引き続き、各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８の素子動作領域部（各Ｐ−拡散領域部）の確定箇所をマスクにして、それらを一括に囲うような一領域部又は個別に囲うような個別領域部に所定の大きさ及び深さで溝部を形成（但し、酸素イオン注入領域内で行う）した後、ＣＶＤで溝部を埋め込むようにして酸化絶縁膜を形成してから表面出しを行えば良い。
【００３４】
こうした手順により、各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８を形成するための各Ｐ−拡散領域部の全体を囲う一領域部の酸化絶縁膜、或いは各Ｐ−拡散領域部のそれぞれを別個に囲う個別領域の各酸化絶縁膜を容易に形成することができる。この後、各Ｐ−拡散領域部を配設して各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８の形成を行い、応用例２のＤＣ−ＤＣコンバータを作製すれば、上記実施形態のＮ−ウエル領域部又は応用例１の各Ｎ−ウエル領域部を配設した場合と同様な作用効果が得られる。
【００３５】
即ち、応用例２のＤＣ−ＤＣコンバータの場合も、酸化絶縁膜又は各酸化絶縁膜が電源電圧ＶDDの印加されるＰ−型半導体基板上の電荷伝送用トランジスタＴｒ１、Ｔｒ３を形成するためのＮ−拡散領域部から電気的に遮蔽された状態となるため、上記実施形態や応用例１の場合と同様に、電源を投入した昇圧動作起動時に各昇圧用トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８の寄生バイポーラ構造に電流トリガが流れても、電源電圧ＶDD用入力端子と入力電圧ＶIN用端子との間で過大電流の流れが阻止される。
従って、応用例２のＤＣ−ＤＣコンバータについても、上記実施形態や応用例１の場合と同様に、常時安定して昇圧動作する高性能で信頼性が高いものとなる。
【００３６】
尚、上述した実施形態、応用例１、応用例２では、何れも総計８個のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ８と総計４個の容量素子としてのコンデンサＣ１〜Ｃ４とを入出力電圧用端子間に接続配備して構成された負方向４倍昇圧チャージポンプ方式の場合を説明したが、正方向昇圧させたり、或いは各デバイスの数を変えて他の倍数の昇圧を行わせるように変更した構成とすることも容易であるので、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは上述した実施形態、応用例１、応用例２に開示した内容に限定されない。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成を例示した回路図である。
【図２】図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの要部を半導体基板構造の側面断面により例示したものである。
【図３】応用例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータの要部を半導体基板構造の側面断面により例示したものである。
【図４】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの要部を半導体基板構造の側面断面方向から示した概略図である。
【図５】図４に示す半導体基板構造における寄生構造を示した等価回路である。
【符号の説明】
【００３８】
Ｃ１〜Ｃ４  コンデンサ、Ｔｒ１〜Ｔｒ４  電荷伝送用トランジスタ、Ｔｒ５〜Ｔｒ８  昇圧用トランジスタ
【図１】
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【図２】
2009206119.tif 000004
【図３】
2009206119.tif 000005
【図４】
2009206119.tif 000006
【図５】
2009206119.tif 000007