(57)【要約】【課題】階層伝送方式による放送を受信する受信装置において、デインターリーブ用の保持手段を有効に活用して受信性能を向上させる。【解決手段】この受信装置は、受信信号の振幅又は位相を判定することによって判定値データを生成する変調デマッピング回路と、第１のセグメント形式において用いられるセグメントの数に対応する規模の保持手段を含み、判定値データの並び替えが行われる時間デインターリーブ回路と、第１のセグメント形式の放送が受信されているときに、硬判定値又は軟判定値を表す第１のビット数の判定値データを時間デインターリーブ回路に供給して保持手段に保持させ、セグメント数が小さい第２のセグメント形式の放送が受信されているときに、軟判定値を表す第２のビット数（＞第１のビット数）の判定値データを時間デインターリーブ回路に供給して保持手段に保持させるデータ分配回路とを具備する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のセグメント形式と、第１のセグメント形式におけるよりも少ないセグメントが用いられる第２のセグメント形式とを含む複数種類のセグメント形式が選択的に用いられる放送を受信するための受信装置であって、
受信信号によって表される振幅及び／又は位相を判定することによって判定値データを生成する変調デマッピング回路と、
第１のセグメント形式において用いられるセグメントの数に対応する規模の保持手段を含み、判定値データの並び替えが行われる時間デインターリーブ回路と、
第１のセグメント形式の放送が受信されているときに、第１のセグメント形式において用いられるセグメントの各シンボルについて、前記変調デマッピング回路によって生成される硬判定値又は軟判定値を表す第１のビット数の判定値データを前記時間デインターリーブ回路に供給して前記保持手段に保持させ、第２のセグメント形式の放送が受信されているときに、第２のセグメント形式において用いられるセグメントの各シンボルについて、前記変調デマッピング回路によって生成される軟判定値を表す第２のビット数（第２のビット数＞第１のビット数）の判定値データを前記時間デインターリーブ回路に供給して前記保持手段に保持させるデータ分配回路と、
を具備する受信装置。
【請求項２】
複数種類のセグメント形式が選択的に用いられる放送を受信して受信信号を生成する受信回路と、
前記受信回路によって生成される受信信号に対して、必要に応じて周波数デインターリーブ処理を施し、時系列の受信信号を前記変調デマッピング回路に供給する周波数デインターリーブ回路と、
をさらに具備する請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
前記時間デインターリーブ回路から出力される判定値データに基づいて、セグメント形式に応じたパラレルデータを生成するデータ多重回路と、
前記データ多重回路によって生成されるパラレルデータに基づいて、各シンボルについて第２のビット数の判定値データを出力するパラレル／シリアル変換器と、
前記パラレル／シリアル変換器から出力される判定値データに対して、最尤系列推定によって誤り訂正を行う復号器と、
をさらに具備する請求項１又は２記載の受信装置。
【請求項４】
前記保持手段が、第１のセグメント形式において用いられるセグメントの各々について、１セグメント分の判定値データの数に対応する数のバッファ列を含む、請求項１〜３のいずれか１項記載の受信装置。
【請求項５】
前記データ分配回路が、３セグメント形式の放送が受信されているときに、１ビット硬判定値を表す判定値データを前記時間デインターリーブ回路に供給して前記保持手段に保持させ、１セグメント形式の放送を受信しているときに、３ビット軟判定値を表す判定値データを前記時間デインターリーブ回路に供給して前記保持手段に保持させる、請求項１〜４のいずれか１項記載の受信装置。
【請求項６】
前記データ分配回路が、３セグメント形式の放送が受信されているときに、２ビット軟判定値を表す判定値データを前記時間デインターリーブ回路に供給して前記保持手段に保持させ、２セグメント形式の放送を受信しているときに、３ビット軟判定値を表す判定値データを前記時間デインターリーブ回路に供給して前記保持手段に保持させる、請求項１〜４のいずれか１項記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、地上ディジタル音声放送等のようにセグメントの数を動的に変化させることが許容されている階層伝送方式による放送を受信するための受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、階層伝送方式を利用する地上ディジタル音声放送が開発されている。階層伝送方式とは、変調方式等の伝送形式の異なる複数の階層を同時に伝送する伝送方式のことである。地上ディジタル音声放送においては、変調方式として、伝送路の状態が悪い場合には、誤り率特性に優れるＱＰＳＫ又はＤＱＰＳＫが用いられ、伝送路の状態が良い場合には、伝送効率の高い１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭが用いられる。
【０００３】
また、音声データのみならず簡易動画データ等を送信することも考慮して、１セグメント形式及び３セグメント形式と呼ばれる２つの伝送形式が規定されている。セグメントとは、伝送信号の基本帯域のことであり、地上ディジタル音声放送においては（６／１４）ＭＨｚ（約４３０ｋＨｚ）と規定されている。３セグメント形式は、１セグメント形式と比較して３倍のデータ伝送容量を有する伝送形式であり、より高品位な放送サービスを提供するためのものである。
【０００４】
３セグメント分の周波数帯域が割り当てられた放送業者は、１セグメント形式と３セグメント形式とを動的に切り換えることができるので、例えば、音声のみの放送の場合には１セグメント形式を選択し、音声と簡易動画の放送の場合には３セグメント形式を選択する。このように、地上ディジタル音声放送の規格は、放送サービスの品質と受信装置の消費電力とを最適に保つことが可能な規格となっている。また、１セグメント分の周波数帯域のみが割り当てられた放送業者も存在することから、地上ディジタル音声放送の選局を変更する際には、１セグメント形式と３セグメント形式との受信動作の切換が受信装置において発生することになる。
【０００５】
受信装置においては、最大セグメント数に対応する規模のデインターリーブ用保持手段が実装されているので、受信している放送に使用されているセグメント数が最大セグメント数よりも小さい場合には、受信している放送に使用されていないセグメントのためのデインターリーブ用保持手段が不使用の状態となる。
【０００６】
デインターリーブ用保持手段の規模は非常に大きい場合が多く、例えば、伝送モード３、時間インターリーブ長４の地上ディジタル音声放送において、１６ＱＡＭ変調方式によるシンボルデータがインターリーブ処理されている場合に、その硬判定値（４ビット）に対してデインターリーブ処理を施すためには、１セグメント当り２９１，８４０ビット分のデインターリーブ用保持手段が必要となる。さらに、３セグメント形式に対応するためには、２９１，８４０×３＝８７５，５２０ビット分のデインターリーブ用保持手段が必要となる。しかしながら、そのような受信装置によって１セグメント形式の放送を受信する場合には、８７５，５２０−２９１，８４０＝５８３，６８０ビット分のデインターリーブ用保持手段が無駄になってしまう。
【０００７】
関連する技術として、特許文献１には、階層伝送方式とその送受信装置が開示されている。従来の階層伝送方式においては、階層伝送信号のインターリーブを行う際に、各階層について共通のインターリーブ回路を用いて１シンボル毎にインターリーブを行っているので、階層によらず一定のインターリーブ距離しか得られなかった。特許文献１によれば、多値化レベルの異なる複数の階層を用いる階層伝送方式において、これら複数の階層の内で、多値化レベルの小さい階層のインターリーブ距離を多値化レベルの大きい階層に比べて大きくとり、各階層について共通にインターリーブ処理を施すことを特徴としている。これにより、インターリーブ回路を共通にしながら、伝送路における雑音の影響を低下させ、あるいは、メモリ規模を削減することができる。しかしながら、インターリーブ距離を変化させるためには、送信側と受信側の両方で対応する必要があり、受信側のみで対応することはできない。
【特許文献１】特開平１０−１０７８６５号公報（第２、４頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
そこで、上記の点に鑑み、本発明は、地上ディジタル音声放送等のようにセグメントの数を動的に変化させることが許容されている階層伝送方式による放送を受信するための受信装置において、デインターリーブ用の保持手段を有効に活用して受信性能を向上させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するため、本発明の１つの観点に係る受信装置は、第１のセグメント形式と、第１のセグメント形式におけるよりも少ないセグメントが用いられる第２のセグメント形式とを含む複数種類のセグメント形式が選択的に用いられる放送を受信するための受信装置であって、受信信号によって表される振幅及び／又は位相を判定することによって判定値データを生成する変調デマッピング回路と、第１のセグメント形式において用いられるセグメントの数に対応する規模の保持手段を含み、判定値データの並び替えが行われる時間デインターリーブ回路と、第１のセグメント形式の放送が受信されているときに、第１のセグメント形式において用いられるセグメントについて、変調デマッピング回路によって生成される硬判定値又は軟判定値を表す第１のビット数の判定値データを時間デインターリーブ回路に供給して保持手段に保持させ、第２のセグメント形式の放送が受信されているときに、第２のセグメント形式において用いられるセグメントについて、変調デマッピング回路によって生成される軟判定値を表す第２のビット数（第２のビット数＞第１のビット数）の判定値データを時間デインターリーブ回路に供給して保持手段に保持させるデータ分配回路とを具備する。
【００１０】
ここで、受信装置が、複数種類のセグメント形式が選択的に用いられる放送を受信して受信信号を生成する受信回路と、受信回路によって生成される受信信号に対して、必要に応じて周波数デインターリーブ処理を施し、時系列の受信信号を変調デマッピング回路に供給する周波数デインターリーブ回路とをさらに具備するようにしても良い。
【００１１】
また、受信装置が、時間デインターリーブ回路から出力される判定値データに基づいて、セグメント形式に応じたパラレルデータを生成するデータ多重回路と、データ多重回路によって生成されるパラレルデータに基づいて、各シンボルについて第２のビット数の判定値データを出力するパラレル／シリアル変換器と、パラレル／シリアル変換器から出力される判定値データに対して、最尤系列推定によって誤り訂正を行う復号器とをさらに具備するようにしても良い。
【００１２】
以上において、保持手段が、第１のセグメント形式において用いられるセグメントの各々について、１セグメント分の判定値データの数に対応する数のバッファ列を含むようにしても良い。
【００１３】
また、データ分配回路が、３セグメント形式の放送が受信されているときに、１ビット硬判定値を表す判定値データを時間デインターリーブ回路に供給して保持手段に保持させ、１セグメント形式の放送を受信しているときに、３ビット軟判定値を表す判定値データを時間デインターリーブ回路に供給して保持手段に保持させるようにしても良い。
【００１４】
あるいは、データ分配回路が、３セグメント形式の放送が受信されているときに、２ビット軟判定値を表す判定値データを時間デインターリーブ回路に供給して保持手段に保持させ、２セグメント形式の放送を受信しているときに、３ビット軟判定値を表す判定値データを時間デインターリーブ回路に供給して保持手段に保持させるようにしても良い。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、第１のセグメント形式の放送を受信しているときに、第１のセグメント形式において用いられるセグメントの各シンボルについて第１のビット数の判定値データを時間デインターリーブ回路に供給して保持手段に保持させ、第１のセグメント形式におけるよりも少ないセグメントが用いられる第２のセグメント形式の放送を受信しているときに、第２のセグメント形式において用いられるセグメントの各シンボルについて第２のビット数（＞第１のビット数）の判定値データを時間デインターリーブ回路に供給して保持手段に保持させることにより、デインターリーブ用の保持手段を有効に活用して受信性能を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下に、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照番号を付して、説明を省略する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置は、受信回路１０と、周波数デインターリーブ回路２０と、変調デマッピング回路３０と、データ分配回路４０と、時間デインターリーブ回路５１〜５３と、データ多重回路６０と、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換器７０と、３ビットビタビ復号器８０とを有している。
【００１７】
受信回路１０は、アンテナ１０ａを用いて、地上ディジタル音声放送等のように複数種類のセグメント形式が選択的に用いられる放送を受信し、変調波を抽出してＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を施すことにより、周波数系列の受信信号を生成して周波数デインターリーブ回路２０に出力する。周波数デインターリーブ回路２０は、受信回路１０によって生成される周波数系列の受信信号に対して、必要に応じて周波数デインターリーブ処理を施し、受信信号（Ｉ＋ｊＱ）を出力する。例えば、データＩ及びＱのビット幅は、それぞれ１０ビットである。
【００１８】
図２は、地上ディジタル音声放送において用いられる階層データと伝送スペクトルとの関係を表す図である。地上ディジタル音声放送においては、１セグメント形式及び３セグメント形式と呼ばれる２つの伝送形式が規定されている。セグメントとは、伝送信号の基本帯域のことであり、地上ディジタル音声放送においては（６／１４）ＭＨｚ（約４３０ｋＨｚ）と規定されている。
【００１９】
図２の（ａ）に示すように、１セグメント形式においては、Ａ階層データのみが伝送される。一方、図２の（ｂ）に示すように、３セグメント形式は、１セグメント形式の３倍のデータ伝送容量を有する伝送形式であり、Ａ階層データ及びＢ階層データの２階層のデータ伝送が可能となっている。３セグメント形式においては、Ａ階層データ及びＢ階層データに対して、周波数インターリーブ処理が施されている。
【００２０】
図３は、地上ディジタル音声放送における放送業者への周波数帯域の割り当ての例を示す図である。図３においては、放送業者Ａ〜Ｅの各々に、１セグメント分の周波数帯域が割り当てられ、放送業者Ｆに、３セグメント分の周波数帯域が割り当てられている。３セグメント分の周波数帯域が割り当てられた放送業者Ｆは、１セグメント形式と３セグメント形式とを動的に切り換えることができるので、例えば、音声のみの放送の場合には１セグメント形式を選択し、音声と簡易動画の放送の場合には３セグメント形式を選択する。従って、地上ディジタル音声放送を受信する受信装置においては、１セグメント形式と３セグメント形式との受信動作の切換が必要となる。
【００２１】
地上ディジタル音声放送においては、規定されている伝送方式の一部として、畳み込み符号化及びビットインターリーブと、変調マッピングと、時間インターリーブと、周波数インターリーブとの処理が含まれている。
【００２２】
図４は、地上ディジタル音声放送において規定されている畳み込み符号化処理を行う畳み込み符号化回路の例を示す図である。この畳み込み符号化回路は、Ｄフリップフロップ等の１ビットの記憶素子１と、２つの入力データの排他的論理和を求めるＥＯＲゲート２とによって構成される。入力データは入力端子に１ビットずつ入力され、Ｘ出力端子及びＹ出力端子から１組の出力データが出力される。
【００２３】
図５は、図４に示す畳み込み符号化回路における入力データ及び出力データの例を示す図である。全ての記憶素子１における初期データをゼロとしておくと、図４に示すように、入力データＩＮのビット系列が畳み込み符号化回路に入力され、畳み込み符号化が行われて、出力データＸのビット系列及び出力データＹのビット系列が出力される。ここで、１ビットの出力データＸと１ビットの出力データＹとによって、２ビットの出力データＯＵＴ（ＸＹ）が形成される。
【００２４】
このように、畳み込み符号化においては、入力ビットを拘束長程度離れた近隣のビットに分散して重ね合わせることによって冗長度を付加している。その結果、ある出力ビットに誤りが生じた場合においても、そのビットの近隣のビットに当該ビットの情報が含まれているため、受信装置において誤りを訂正することが可能となる。ただし、ある出力ビットの情報は、そのビットの近隣のビットにしか含まれていないので、伝送路においてバースト状に連続した誤りが発生した場合には、誤り訂正能力が低下してしまう。これを防止するために、畳み込み符号化回路から出力されるデータにおけるビットの順序を所定の規則に従って入れ替えるビットインターリーブ回路が、畳み込み符号化回路の後段に設けられている。
【００２５】
ビットインターリーブ回路から出力されるデータは、変調回路によって変調マッピング処理が施される。地上ディジタル音声放送における変調方式としては、ＱＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び、６４ＱＡＭが用いられるが、ここでは、例として、ＱＰＳＫ変調マッピングについて説明する。
【００２６】
図６は、ＱＰＳＫ変調マッピングにおける振幅及び位相情報を表す図である。図６において、Ｉ軸は実数を表しており、Ｑ軸は虚数を表している。ＱＰＳＫ変調マッピングにおいては、パラレルデータ（Ｂ０，Ｂ１）の値に応じて、４種類の位相が得られる。図７は、ＱＰＳＫ変調マッピングにおける入力データ及び出力データの例を示す図である。変調回路は、２ビットの入力データＩＮをパラレル化して得られるパラレルデータ（Ｂ０，Ｂ１）の値に応じて、複素数を表す出力データ（シンボルデータ）ＯＵＴ（Ｉ＋ｊＱ）を生成する。
【００２７】
変調回路から出力されるシンボルデータは、時間インターリーブ回路に入力される。ここでは、地上ディジタル音声放送の時間インターリーブにおいて使用されている畳み込みインターリーブ方式について説明する。
【００２８】
図８は、地上ディジタル音声放送において使用されている時間インターリーブ処理を概念的に示す図である。変調マッピング処理が施されたシンボルデータは、１セグメント分のデータを１単位として、時間インターリーブ回路に入力される。地上ディジタル音声放送においては、３８４個のシンボルデータが１セグメントを構成している。
【００２９】
時間インターリーブ回路は、互いに異なる段数を有する３８４列のシンボルバッファ列（シンボルデータを保持するＦＩＦＯメモリやシフトレジスタ等の保持手段）を含んでおり、時間インターリーブ回路に入力されるシンボルデータは、クロック信号に同期して、第１列〜第３８４列のシンボルバッファ列の初段に順次書き込まれる。各々のシンボルバッファ列において、初段に入力されたシンボルデータは、クロック信号に同期して、終段に向けて１段ずつシフトされる。そして、第１列〜第３８４列のシンボルバッファ列の終段から、クロック信号に同期して、シンボルデータが順次読み出される。
【００３０】
即ち、書き込み側においては、１シンボルを書き込む毎にシンボルバッファ列が切り換えられ、また、読み出し側においても、１シンボルを読み出す毎にシンボルバッファ列が切り換えられる。その際に、３８４列のシンボルバッファ列において段数が互いに異なっているので、シンボルデータの並び替えが行われる。
【００３１】
具体的には、第（ｉ＋１）列のシンボルバッファ列に、４×ｍ（ｉ）段のシンボルバッファが含まれている（ｉ＝０、１、２、・・・、３８３）。ここで、ｍ（ｉ）＝（ｉ×５）ｍｏｄ９６、即ち、ｍ（ｉ）は、（ｉ×５）を９６で割った余りである。例えば、ｍ（０）＝０ｍｏｄ９６＝０であるので、第１列のシンボルバッファ列には０段のシンボルバッファが含まれており（入出力直結）、ｍ（１）＝５ｍｏｄ９６＝５であるので、第２列のシンボルバッファ列には２０段のシンボルバッファが含まれている。
【００３２】
時間インターリーブ回路から出力されるシンボルデータは、周波数インターリーブ回路に入力されて周波数インターリーブ処理が施された後、送信回路によって搬送波に乗せて送信される。
【００３３】
以上説明したように、送信側において、畳み込み符号化及びビットインターリーブと、変調マッピングと、時間インターリーブと、周波数インターリーブとの処理が、この順で行われるので、受信装置においては、その逆順に、周波数デインターリーブと、時間デインターリーブと、変調デマッピングと、ビタビ復号との処理を行うことにより、受信信号を復号することができる。
【００３４】
しかしながら、変調デマッピング処理を時間デインターリーブ処理よりも先に行えば、１シンボル当りのデータのビット数が削減されて、時間デインターリーブ処理のために使用される保持手段の規模を小さくすることができる。従って、時間デインターリーブ処理と変調デマッピング処理との順番を入れ替える復号方式の方が一般的である。本発明は、そのような復号方式に適用される。
【００３５】
再び図１を参照すると、変調デマッピング回路３０は、周波数デインターリーブ回路２０から入力される受信信号（Ｉ＋ｊＱ）に対して変調デマッピング処理を施す。図９は、図１に示す受信装置における変調デマッピング処理を説明するための図である。変調デマッピング処理は、複素数を表す受信信号に基づいて、シンボルデータに対応する判定値データのビットの組を生成する演算であり、ＱＰＳＫ変調信号のデマッピング処理においては、図９に示すように、入力された受信信号に最も近い識別点を表す２ビット（Ｂ０及びＢ１の各々について１ビット）の判定値データが生成される。例えば、図９の第１象限に位置する受信信号は、２ビットの判定値データ（Ｂ０，Ｂ１）＝（０，０）に量子化され、図９の第２象限に位置する受信信号は、２ビットの判定値データ（Ｂ０，Ｂ１）＝（１，０）に量子化される。このような判定値は、硬判定値と呼ばれる。
【００３６】
一方、図１０に示すように、入力された受信信号に近い１つ又は複数の識別点を表す軟判定値を用いるようにしても良い。図１０において、例えば、データＢ１を表す「００」は、データＢ１の値が「０」である尤もらしさが大きいことを表しており、データＢ１を表す「０１」は、データＢ１の値が「０」である尤もらしさが第１に大きく、データＢ１の値が「１」である尤もらしさが第２に大きいことを表している。このような判定値は、軟判定値と呼ばれる。
【００３７】
軟判定値を用いることにより、後段のビタビ復号処理において、誤り訂正能力が向上する。２ビット軟判定値としては、図１０に示すように、入力された受信信号に近い１つ又は複数の識別点を表す４ビット（Ｂ０及びＢ１の各々について２ビット）の判定値データが生成される。また、３ビット軟判定値としては、６ビット（Ｂ０及びＢ１の各々について３ビット）の判定値データが生成される。なお、硬判定値は、１ビット幅の軟判定値と等価である。
【００３８】
一方、１６ＱＡＭ変調信号のデマッピング処理においては、硬判定値として４ビット（Ｂ０〜Ｂ３の各々について１ビット）の判定値データが生成され、２ビット軟判定値として８ビット（Ｂ０〜Ｂ３の各々について２ビット）の判定値データが生成され、３ビット軟判定値として１２ビット（Ｂ０〜Ｂ３の各々について３ビット）の判定値データが生成される。
【００３９】
また、６４ＱＡＭ変調のデマッピング処理においては、硬判定値として６ビット（Ｂ０〜Ｂ５の各々について１ビット）の判定値データが生成され、２ビット軟判定値として１２ビット（Ｂ０〜Ｂ５の各々について２ビット）の判定値データが生成され、３ビット軟判定値として１８ビット（Ｂ０〜Ｂ５の各々について３ビット）の判定値データが生成される。
【００４０】
本実施形態においては、３セグメント形式の放送を受信する場合には、変調デマッピング回路３０が硬判定値又は３ビット軟判定値を生成し、１セグメント形式の放送を受信する場合には、変調デマッピング回路３０が３ビット軟判定値を生成する。
【００４１】
図１１は、変調デマッピング回路の出力データのフォーマットを示す図である。ここでは、ＱＰＳＫ変調又は１６ＱＡＭ変調信号のデマッピング処理において、３ビット軟判定値を用いるものとする。変調デマッピング回路３０は、１つのシンボルについての判定値データを、１２ビットのデータＤ［１１：０］として出力する。ここで、［ｎ：ｍ］は、ビット番号ｎ〜ｍのデータを意味する。なお、本実施形態においては、一般にならい、最下位ビットのビット番号を「０」とし、上位ビットに向かってビット番号をインクリメントする。
【００４２】
図１１に示すように、ＱＰＳＫ変調信号のデマッピング処理においては、変調デマッピング回路３０が、判定値データＢ０〜Ｂ１（硬判定値は２ビット、３ビット軟判定値は２×３＝６ビット）を生成し、残りをゼロとして、１２ビットのデータＤ［１１：０］を出力する。一方、１６ＱＡＭ変調信号のデマッピング処理においては、変調デマッピング回路３０が、判定値データＢ０〜Ｂ３（硬判定値は４ビット、３ビット軟判定値は４×３＝１２ビット）を生成し、１２ビットのデータＤ［１１：０］として出力する。
【００４３】
図１２は、データ分配回路の入力データ及び出力データを示すタイミングチャートである。ここでは、１６ＱＡＭ変調信号の復調処理を行う場合について説明する。
３セグメント形式の放送を受信する場合には、変調デマッピング回路３０からデータ分配回路４０に、３つのセグメントＳ０〜Ｓ２のデータＤ［１１：０］が順次入力される。各セグメントは、３８４個のシンボルを含んでいる。データ分配回路４０は、セグメントＳ０のデータＤ［３：０］を時間デインターリーブ回路５１に分配し、セグメントＳ１のデータＤ［３：０］を時間デインターリーブ回路５２に分配し、セグメントＳ２のデータＤ［３：０］を時間デインターリーブ回路５３に分配する。これにより、時間デインターリーブ回路５１は、Ａ階層の硬判定値のデインターリーブ処理を行うために用いられ、時間デインターリーブ回路５２及び５３は、Ｂ階層の硬判定値のデインターリーブ処理を行うために用いられる。
【００４４】
一方、１セグメント形式の放送を受信する場合には、変調デマッピング回路３０からデータ分配回路４０に、１つのセグメントＳ０のデータＤ［１１：０］が入力される。１セグメントは、３８４個のシンボルを含んでいる。データ分配回路４０は、データＤ［３：０］を時間デインターリーブ回路５１に分配し、データＤ［７：４］を時間デインターリーブ回路５２に分配し、データＤ［１１：８］を時間デインターリーブ回路５３に分配する。これにより、時間デインターリーブ回路５１〜５３は、Ａ階層の３ビット軟判定値のデインターリーブ処理を行うために用いられる。
【００４５】
図１３は、図１に示す受信装置における時間デインターリーブ処理を概念的に示す図である。時間デインターリーブ回路５１〜５３の各々は、互いに異なる段数を有する３８４列の判定値バッファ列（判定値を保持するＦＩＦＯメモリやシフトレジスタ等）を含んでおり、時間デインターリーブ回路に入力される判定値データは、クロック信号に同期して、第１列〜第３８４列の判定値バッファ列の初段に順次書き込まれる。各々の判定値バッファ列において、初段に入力された軟判定値は、クロック信号に同期して、終段に向けて１段ずつシフトされる。そして、第１列〜第３８４列の判定値バッファ列の終段から、クロック信号に同期して、判定値データが順次読み出される。
【００４６】
即ち、書き込み側においては、１つの判定値データを書き込む毎に判定値バッファ列が切り換えられ、また、読み出し側においても、１つの判定値データを読み出す毎に判定値バッファ列が切り換えられる。その際に、３８４列の判定値バッファ列において段数が互いに異なっているので、判定値データの並び替えが行われる。
【００４７】
具体的には、第（ｉ＋１）列の判定値バッファ列に、４×（９５−ｍ（ｉ））段の判定値バッファが含まれている（ｉ＝０、１、２、・・・、３８３）。ここで、ｍ（ｉ）＝（ｉ×５）ｍｏｄ９６、即ち、ｍ（ｉ）は、（ｉ×５）を９６で割った余りである。例えば、ｍ（０）＝０ｍｏｄ９６＝０であるので、第１列の判定値バッファ列には３８０段の判定値バッファが含まれており、ｍ（１）＝５ｍｏｄ９６＝５であるので、第２列の判定値バッファ列には３６０段の判定値バッファが含まれている。また、ｍ（３８３）＝１９１５ｍｏｄ９６＝９１であるので、第３８４列の判定値バッファ列には１６段の判定値バッファが含まれている。
【００４８】
これにより、時間デインターリーブ回路５１〜５３の各々において、３８４列の判定値バッファ列における遅延量が、時間インターリーブ処理によって加えられた遅延量と足し合わせたときに、それぞれの判定値バッファ列の終段の出力地点において互いに等しくなるように、判定値データが遅延される。先に説明した時間インターリーブ処理によって加えられる遅延量の最大値は４×９５＝３８０シンボルであるので、時間デインターリーブ処理においては、４×（９５−ｍ（ｉ））段の遅延量が与えられる。
【００４９】
本実施形態においては、１セグメント形式の放送と３セグメント形式の放送との両方に対応するために、図１に示す時間デインターリーブ回路５１〜５３が、３セグメント形式において用いられるセグメントの数に対応する規模の保持手段を含んでいる。この保持手段は、３セグメント形式において用いられる各セグメントについて、１セグメント分の判定値データの数に対応する数の判定値バッファ列を含んでいる。
【００５０】
図１４は、本発明の第１の実施形態に係る受信装置におけるデインターリーブ用保持手段の使用形態を示す図である。図１４の（ａ）は、３セグメント形式の放送を受信する場合のデインターリーブ用保持手段の使用形態を示しており、１セグメント分の保持手段における保持容量は、２９１，８４０ビット分である。一方、図１４の（ｂ）は、１セグメント形式の放送を受信する場合のデインターリーブ用保持手段の使用形態を示しており、１セグメント分の保持手段における保持容量は、２９１，８４０×３＝８７５，５２０ビット分となる。
【００５１】
１セグメント形式の放送と３セグメント形式の放送との両方に対応している受信装置において、１セグメント形式の放送を受信する場合に、従来は、時間デインターリーブ回路５１のみを使用して、時間デインターリーブ回路５２及び５３は未使用であった。一方、本発明によれば、時間デインターリーブ回路５２及び５３を有効に活用して、軟判定に用いられる判定値データを保持することにより、３ビットビタビ復号器８０における誤り訂正能力を向上させることができる。ここで、軟判定においては、２〜６ビットの軟判定値を用いることが有効である。図１１においては、ＱＰＳＫ変調の場合の硬判定値が２ビットであるので、１２ビットの判定値データを保持する場合には、硬判定値の最大限６倍のビット数を軟判定において使用することが可能である。
【００５２】
図１に示すデータ多重回路６０は、時間デインターリーブ回路５１〜５３から出力される判定値データに基づいて、セグメント形式に応じたパラレルデータを生成する。図１５は、図１に示すデータ多重回路から出力されるパラレルデータのフォーマットを示す図である。３セグメント形式の放送を受信する場合には、データ多重回路６０が、ＱＰＳＫ変調信号の復調処理においては判定値データＢ０〜Ｂ１（硬判定、各１ビット）を含むパラレルデータＤ［１１：０］を生成し、１６ＱＡＭ変調信号の復調処理においては判定値データＢ０〜Ｂ３（硬判定、各１ビット）を含むパラレルデータＤ［１１：０］を生成する。ここで、入力された１ビット硬判定値に基づいてパラレルデータＤ［３：０］とＤ［７：４］とＤ［１１：８］とを生成することにより、硬判定値「０」が形式的に軟判定値「０００」に変換され、硬判定値「１」が形式的に軟判定値「１１１」に変換される。
【００５３】
一方、１セグメント形式の放送を受信する場合には、データ多重回路６０が、ＱＰＳＫ変調信号の復調処理においては１セグメント分の判定値データＢ０〜Ｂ１（軟判定、各３ビット）を含むパラレルデータＤ［１１：０］を生成し、１６ＱＡＭ変調信号の復調処理においては１セグメント分の判定値データＢ０〜Ｂ３（軟判定、各３ビット）を含むパラレルデータＤ［１１：０］を生成する。
【００５４】
図１６は、図１に示すＰ／Ｓ変換器の入力データ及び出力データを示すタイミングチャートである。Ｐ／Ｓ変換器７０（図１）は、データ多重回路６０から出力される１２ビットのパラレルデータＤ［１１：０］に基づいて、ＱＰＳＫ変調信号の復調処理においては判定値データＢ０〜Ｂ１（各３ビット）を生成し、１６ＱＡＭ変調信号の復調処理においては判定値データＢ０〜Ｂ３（各３ビット）を生成して、３ビットビタビ復号器８０に出力する。
【００５５】
３ビットビタビ復号器８０（図１）は、形式的には常に軟判定を行うことができる。３ビットビタビ復号器８０は、Ｐ／Ｓ変換器７０から出力される判定値データに対して軟判定による誤り訂正を行うことにより、送信側における畳み込み符号化前のビットデータの再生成を行う。ビタビ復号器は、最尤系列推定によって誤り訂正を行う最尤系列推定器にビタビアルゴリズムを適用し、演算量の大幅な削減を可能としたもので、畳み込み符号の復号には一般的に用いられている。
【００５６】
本発明の第１の実施形態においては、１セグメント形式の放送と３セグメント形式の放送との両方に対応している受信装置について説明したが、本発明は、これに限らず、複数種類のセグメント形式が用いられる放送を受信する受信装置に適用することが可能である。一般に、ｉ個のセグメントを有する伝送形式とｊ個のセグメントを有する伝送形式との両方を用いる階層伝送方式において（ｉ＜ｊ）、本発明に係る受信装置は、ｉ個のセグメントを有する伝送形式の放送を受信する際に、残りの（ｊ−ｉ）個のセグメント用のデインターリーブ用保持手段の少なくとも一部に、当該ｉ個のセグメントの軟判定ビットを格納するように構成されている。その一例として、本発明の第２の実施形態について説明する。
【００５７】
図１７は、本発明の第２の実施形態に係る受信装置におけるデインターリーブ用保持手段の使用形態を示す図である。図１７の（ａ）は、３セグメント形式の放送を受信する場合のデインターリーブ用保持手段の使用形態を示しており、１６ＱＡＭ変調方式によって送信されるシンボルデータに対して２ビット軟判定を行うために３セグメント分の保持手段が使用され、１セグメント分の保持手段における保持容量は、５８３，６８０ビット分である。
【００５８】
一方、図１７の（ｂ）は、２セグメント形式の放送を受信する場合のデインターリーブ用保持手段の使用形態を示しており、１６ＱＡＭ変調方式によって送信されるシンボルデータに対して３ビット軟判定を行うために２セグメント分の保持手段が使用され、１セグメント分の保持領域における保持容量は、８７５，５２０ビット分である。両者において、保持容量の合計は、１，７５１，０４０ビット分と等しいので、デインターリーブ用の保持手段を有効に活用しているといえる。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図。
【図２】地上ディジタル音声放送の階層データと伝送スペクトルとの関係を表す図。
【図３】地上ディジタル音声放送における周波数帯域の割り当ての例を示す図。
【図４】地上ディジタル音声放送における畳み込み符号化回路の例を示す図。
【図５】図４に示す畳み込み符号化回路の入力データ及び出力データの例を示す図。
【図６】ＱＰＳＫ変調マッピングにおける振幅及び位相情報を表す図。
【図７】ＱＰＳＫ変調マッピングにおける入力データ及び出力データの例を示す図。
【図８】地上ディジタル音声放送における時間インターリーブ処理を示す図。
【図９】図１に示す受信装置における変調デマッピング処理を説明するための図。
【図１０】図１に示す受信装置における変調デマッピング処理を説明するための図。
【図１１】変調デマッピング回路の出力データのフォーマットを示す図。
【図１２】データ分配回路の入力データ及び出力データを示すタイミングチャート。
【図１３】図１に示す受信装置における時間デインターリーブ処理を概念的に示す図。
【図１４】第１の実施形態におけるデインターリーブ用保持手段の使用形態を示す図。
【図１５】データ多重回路から出力される判定値データのフォーマットを示す図。
【図１６】Ｐ／Ｓ変換器の入力データ及び出力データを示すタイミングチャート。
【図１７】第２の実施形態におけるデインターリーブ用保持手段の使用形態を示す図。
【符号の説明】
【００６０】
１０  受信回路、  １０ａ  アンテナ、  ２０  周波数デインターリーブ回路、  ３０  変調デマッピング回路、  ４０  データ分配回路、  ５１〜５３  時間デインターリーブ回路、  ６０  データ多重回路、  ７０  Ｐ／Ｓ変換器、  ８０  ３ビットビタビ復号器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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