(57)【要約】【課題】受信側における逆行列の処理を簡素化したデータ受信装置等を提供することを目的とする。【解決手段】マルチパス特性が既知の伝送路を介して送信されてきた擬周期化された長さＭの送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））（送信データＢを構成する個々のデータの時間長をτとする。）を、受信するデータ受信装置であって、マルチパスが、τ毎に、Ｍ個発生しているとみなして、Ｍ個の受信点データに基づいて、Ｍ個の連立方程式を生成する連立方程式生成手段１６と、該連立方程式生成手段で生成されたＭ個の連立方程式を解くことによって、送信データＢのｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１）を求める連立方程式解法手段１７とを有することを特徴とする。【選択図】図１２
2009060409.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信側で、長さＭの時系列送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））（送信データＢを構成する個々のデータの時間長をτとする。）を、マルチパス特性が既知の伝送路を介して送信し、
受信側で、マルチパスが、τ毎に、Ｍ−１個発生しているとみなして、Ｍ個の受信点データに基づいて、Ｍ個の連立方程式を生成し、
このＭ個の連立方程式を解くことによって、送信データＢのｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１）を求めることを特徴とするデータ伝送方法。
【請求項２】
前記マルチパス特性におけるマルチパス数（直接波は除外する）がＮ（Ｎ≦Ｍ―１）で、受信側における直接波との最大遅延時間がＴmaxである場合、
送信側で、データＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の前部のＴmaxに対応する長さの部分のデータ又はデータＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の後部のＴmaxに対応する長さの部分のデータを、データＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の後又は前に付加して送信することを特徴とする請求項１記載のデータ伝送方法。
【請求項３】
前記Ｔmaxに対応する長さの部分のデータは、前記Ｔmax以上の時間に対応する長さの部分のデータであることを特徴とする請求項２記載のデータ伝送方法。
【請求項４】
送信側で、データＢの前部のＴmaxに対応する長さの部分のデータ又はデータＢの後部のＴmaxに対応する長さの部分のデータを、データＢの後又は前に付加する代わりに、
送信側で、データＢの前部のＴ１に対応する長さの部分のデータ及びデータＢの後部のＴ２に対応する長さの部分のデータ（但し、Ｔ１＋Ｔ２≧Ｔmax）を、データＢの後又は前に付加することを特徴とする請求項２又は３記載のデータ伝送方法。
【請求項５】
マルチパス特性が既知の伝送路を介して送信された送信データであって、擬周期化されて送信される長さＭの送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））（送信データＢを構成する個々のデータの時間長をτとする。）を、受信するデータ受信方法において、
マルチパスが、τ毎に、Ｍ―１個発生しているとみなして、Ｍ個の受信点データに基づいて、Ｍ個の連立方程式を生成する連立方程式生成ステップと、
該立方程式生成ステップで生成されたＭ個の連立方程式を解くことによって、送信データＢのｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１）を求めることを特徴とするデータ受信方法。
【請求項６】
前記マルチパス特性におけるマルチパス数がＮ（Ｎ≦Ｍ―１）で、受信側における直接波との最大遅延時間がＴmaxである場合、
送信側で、データＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の前部のＴmaxに対応する長さの部分のデータ又はデータＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の後部のＴmaxに対応する長さの部分のデータを、データＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の後又は前に付加して送信することを特徴とする請求項５記載のデータ受信方法。
【請求項７】
マルチパス特性が既知の伝送路を介して送信されてきた擬周期化された長さＭの送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））（送信データＢを構成する個々のデータの時間長をτとする。）を、受信するデータ受信装置において、
マルチパスが、τ毎に、Ｍ―１個発生しているとみなして、Ｍ個の受信点データに基づいて、Ｍ個の連立方程式を生成する連立方程式生成手段と、
該連立方程式生成手段で生成されたＭ個の連立方程式を解くことによって、送信データＢのｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１）を求める連立方程式解法手段とを有することを特徴とするデータ受信装置。
【請求項８】
前記マルチパス特性におけるマルチパス数（直接波は除外する）がＮ（Ｎ≦Ｍ―１）で、受信側における直接波との最大遅延時間がＴmaxである場合、
前記擬周期化された長さＭの送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））は、
送信側で、データＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の前部のＴmaxに対応する長さの部分のデータ又はデータＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の後部のＴmaxに対応する長さの部分のデータを、データＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の後又は前に付加された送信データであることを特徴とする請求項７記載のデータ受信装置。
【請求項９】
送信側で、長さＭの既知の時系列送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））（送信データＢを構成する個々のデータの時間長をτとする。）を、マルチパス特性が未知の伝送路を介して送信し、
受信側で、マルチパスが、τ毎に、Ｍ−１個発生しているとみなして、Ｍ個の受信点データに基づいて、Ｍ個の連立方程式を生成し、
このＭ個の連立方程式を解くことによって、マルチパス特性Ｐ（ｐ０、ｐ１、・・・、ｐ（Ｍ−１））を求めることを特徴とするデータ伝送方法。
【請求項１０】
マルチパス特性が未知の伝送路を介して送信された送信データであって、擬周期化されて送信される長さＭの既知の送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））（送信データＢを構成する個々のデータの時間長をτとする。）を、受信するデータ受信方法において、
マルチパスが、τ毎に、Ｍ―１個発生しているとみなして、Ｍ個の受信点データに基づいて、Ｍ個の連立方程式を生成する連立方程式生成ステップと、
該立方程式生成ステップで生成されたＭ個の連立方程式を解くことによって、マルチパス特性Ｐ（ｐ０、ｐ１、・・・、ｐ（Ｍ−１））を求めることを特徴とするデータ受信方法。
【請求項１１】
マルチパス特性が未知の伝送路を介して送信されてきた擬周期化された長さＭの既知の送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））（送信データＢを構成する個々のデータの時間長をτとする。）を、受信するデータ受信装置において、
マルチパスが、τ毎に、Ｍ―１個発生しているとみなして、Ｍ個の受信点データに基づいて、Ｍ個の連立方程式を生成する連立方程式生成手段と、
該連立方程式生成手段で生成されたＭ個の連立方程式を解くことによって、マルチパス特性Ｐ（ｐ０、ｐ１、・・・、ｐ（Ｍ−１））を求める連立方程式解法手段とを有することを特徴とするデータ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、データ伝送方法、データ受信方法及びデータ受信装置に係り、特に、受信側で、マルチパスを利用して連立方程式を生成し、この連立方程式を解くことによって、送信データを求めるデータ伝送方法、データ受信方法及びデータ受信装置に関する。
【０００２】
なお、本発明の送信方法、送信装置及び受信装置が適用される無線通信システムは、移動通信システム、無線ＬＡＮ通信システム等の無線通信システムである。
【０００３】
データとしては、音声データも含むものである。
【背景技術】
【０００４】
末広らは、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列の行ベクトルとデータベクトル間のクロネッカー積を利用した新しい情報伝送方式である、Suehiro's DFT（ＳＤ）方式を考案した（非特許文献１、２参照）。
【０００５】
この方式は、現在様々な通信に利用されているＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式と比べ、無線周波数利用効率が約2.5倍になることが確認されている（非特許文献３参照）。
【０００６】
先ず、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個（Ｎは、４以上の自然数）の行ベクトルのそれぞれと長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）のデータとのクロネッカ積をとることによって生成された長さＭ×Ｎの信号を送受信する伝送方法であるＳＤ方式について説明する。
（ＤＦＴ行列と送信信号）
Ｎ次のＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列について説明する。
【０００７】
Ｎ次のＤＦＴ行列ＦＮを、
ＦＮ＝［ｆＮ（ｉ，ｊ）］                        ・・・（１）
とする。なお、Ｎ次逆ＤＦＴ行列ＦＮをも同じである。
【０００８】
ここで、ｉは、行番号で、０≦ｉ≦Ｎ−１であり、ｊは、列番号で、０≦ｊ≦Ｎ−１である。
【０００９】
また、ｆＮ（ｉ，ｊ）＝exp（２π√-1ｉｊ／Ｎ）／√Ｎ      ・・・（２）
である。
【００１０】
また、単位円をＮ分割した点に相当する変数ＷＮを、図１に示すように、次のように定義する。
【００１１】
ＷＮ≡exp（２π√-1）／Ｎ                        ・・・（３）
このＷＮを用いると、ＤＦＴ行列ＦＮは、図２に示すようになる。
【００１２】
なお、ＷＮは回転子であり、以下の関係が成立する。
【００１３】
ＷＮＮ＝ｅｊ２π＝１                                      ・・・(４)
ＷＮＮ−ｋ＝ＷＮ２Ｎ−ｋ＝・・・＝ＷＮ−ｋ                     ・・・(５)
図２に示すように、Ｎ次のＤＦＴ行列ＦＮは、ベクトルｆＮ、０、ベクトルｆＮ、１・・・ベクトルｆＮ、Ｎ−１のＮ個の行ベクトルを有している。この行ベクトル同士は、周期相互相関が全てのシフト（ゼロシフトを除く）において、ゼロである。
【００１４】
したがって、図３に示すように、送信部＃０、送信部＃１・・・送信部＃（Ｎ−１）のＮ個の長さＭの送信データ：データＸＯ（ｘ００、ｘ０１、・・・、ｘ０（Ｍ−１））、データＸ１（ｘ１０、ｘ１１、・・・、ｘ１（Ｍ−１））・・・データＸ（Ｎ−１）（ｘ（Ｎ−１）０、ｘ（Ｎ−１）１、・・・、ｘ（Ｎ−１）（Ｍ−１））を、それぞれ、行ベクトルｆＮ、０、行ベクトルｆＮ、１・・・、行ベクトルｆＮ、Ｎ−１を用いて、次のようにして生成された信号Ｓ０、Ｓ１・・・、ＳＮ−１を送信する。
2009060409.tif 000003
生成された信号Ｓ０、Ｓ１・・・、ＳＮ−１を送信することにより、複数の送信部から、相関なく、データを送信することができる。なお、送信される信号の長さは、Ｎ×Ｍの長さとなる。
【００１５】
つまり、信号Ｓ０、Ｓ１・・・、ＳＮ−１を任意の二つの信号の周期相互相関が全てのシフトで0（ゼロ）となるので、適切なマッチドフィルタを設計すればこれらの信号を足し合わせて送信しても、受信時にそれぞれのデータ列を分離することが可能になる。
（整合フィルタ）
長さＭのベクトルＩＭ（１、０、・・・・、０）を定義する。
【００１６】
ここでベクトルｆｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）とＩＭのクロネッカ積
2009060409.tif 000004
を整合する信号とする整合フィルタを用意する。
【００１７】
このマッチドフィルタにＳｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）を入力すると、出力の中央からＭ個の部分は、データＸｋになる。
【００１８】
また、(ｇ≠k, 0≦k≦N-1, 0≦ｇ≦N-1)としたときのＳｇを
2009060409.tif 000005
（擬周期信号）
Ｓ０からＳＮ−１までを足し合わせた信号をＳsumとする。Ｓsumは長さＭＮの有限長系列であるため、マルチパスチャネル通過の際に、DFT行列によって得られた周期性を失ってしまう。すると、マッチドフィルタ出力からＸｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）を得ることができなくなる。
【００１９】
周期的な無限長の信号である場合、マルチパスチャネルは信号の周期性に影響を与えない。しかし、無限長の系列を送信することは実用的ではない。そこで、無限長の周期系列から必要な長さを切り出す擬周期信号を導入する。
【００２０】
まず、想定されるマルチパス遅延時間よりも大きな値L2を与える。
また、直接経路信号が存在しなかったり極めて小さな電力レベルである場合、遅延時間がマイナスであることがある。その時間を考慮した値をL1とする。
このL1,L2を使って図４のような擬周期信号を作り送信する。
【００２１】
ここでL2にあたる部分をサイクリックプレフィックス、L1にあたる部分をサイクリックポストフィックスと呼ぶ。受信時にはマッチドフィルタ入力前に両者を取り除く必要がある。
（パイロット信号）
データ列X0を長さをMとして以下のように決める。
【００２２】
X0=(1,0,0,0,...,0)                      ・・・・（９）
2009060409.tif 000006
X0=(p0,p1,p2,p3,...,p(L2-1), 0, 0, ..., 0) ・・・・（１１）
ただし、(p0,p1,p2,p3,...,pk,...,p(L2-1) )は、時間kだけ遅れて到達したパスに乗算される複素係数である。
【００２３】
このpkは一般に、振幅係数rkと位相回転θkを用いて、
pk = rk ・ e jθk                                       ・・・・（１２）
と表される。
【００２４】
なお、パイロット信号として、長さＭのＺＣＺ（zero  Correlatioｎ  Zoｎe  Sequeｎce）系列の信号、長さＭのＺＣＣＺ（zero  Crosscorrelation  Zone  Sequence）系列の信号、Ｍ次のＤＦＴの行ベクトルの信号を用いることが出来る。
2009060409.tif 000007
パイロット信号として、長さＭのＺＣＺ等を用いても、マルチパス特性を検出することができる。
（連立方程式）
パイロット信号の挿入によってマルチパス特性を知ることができることを示した。
パイロット以外のデータ信号部分Xk(1<k<N-1)の、それぞれのマッチドフィルタ出力の中心からM個の部分（dk0〜dk(M-1)）は、データとマルチパス特性が以下の式のような関係を示す。
【００２５】
(p0,p1,...,pL2-2,pL2-1,0,...,0,0,0)・xk0
+(0,p0,p1,...,pL2-2,pL2-1,0,...,0,0)・xk1
+(0,0,p0,p1,...,pL2-2,pL2-1,0,...,0)・xk2
・ 
・. 
・. 
+(p２,p３,p４,0,...,0,0,0,0,p0,p1)・xk(M-2)
+(p１,p２,p３,p４,0,...,0,0,0,0,p0)・xk(M-1)
=(dk0,dk1,dk2,...,dk(M-2),dk(M-1) )           ・・・・（１３）
これを行列を用いて表現すると次の式（１４）のようになる。
【００２６】
【数１】
2009060409.tif 000008
ここで、
【００２７】
【数２】
2009060409.tif 000009
とすると、
Ｄｋ＝ＰｔＸｋ                              ・・・・（１７）
となる。
【００２８】
式（１７）をＸｋについて解くことで、受信側では送信データを得ることができる。
この連立方程式を簡単に解くためには、式（１７）の両辺左からPの逆行列を掛ければよい。
【００２９】
Ｐ-１Ｄｋ＝Ｐ-１ＰｔＸｋ
＝ｔＸｋ                                ・・・・（１８）
【非特許文献１】N.Suehiro  ,C.Han,  T.Imoto,  and  N.Kuroyanagi,  "An  information  transmission  method  using  Kronecker  product"  ,Proceedings  of  the  IASTED  International  Conference  Communication  Systems  and  Networks,  pp.206-209,  Sept.2002.
【非特許文献２】N.Suehiro,  C.Han,  and  T.Imoto,  "Very  Efficient  wireless  usage  based  on  pseudo-coherent  addition  of  multipath  signals  using  Kronecker  product  with  rows  of  DFT  matrix",  Proceedings  of  International  Simposium  on  Information  Theory,  pp.385,  June2003.
【非特許文献３】Naoki  Suehiro,  Rongzhen  Jin,  Chenggao  Han,  Takeshi  Hashimoto,  "Performance  of  Very  Efficient  Wireless  Frequency  Usage  System  Using  Kronecker  Product  with  Rows  of  DFT  Matrix",  Proceedings  of  2006  IEEE  Information  Theory  Workshop  (ITW'06),  pp.526-529,  Oct.2006..
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３０】
ＳＤ方式における式（１８）の場合はもとより、ＳＤ方式に限らず、一般的に、受信側において、受信信号に基づいて連立方程式を生成し、この連立方程式を解いて、送信信号を推定する場合は、逆行列を求める必要がある。
【００３１】
しかしながら、次数が大きくなると、逆行列を求める処理が膨大になるという問題がある。
【００３２】
本発明は、上記問題に鑑みなされたものであり、受信側における逆行列の処理を簡素化したデータ伝送方法、データ受信方法及びデータ受信装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
上記目的達成するために、本発明のデータ伝送方法は、送信側で、長さＭの時系列送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））（送信データＢを構成する個々のデータの時間長をτとする。）を、マルチパス特性が既知の伝送路を介して送信し、受信側で、マルチパスが、τ毎に、Ｍ−１個発生しているとみなして、Ｍ個の受信点データに基づいて、Ｍ個の連立方程式を生成し、このＭ個の連立方程式を解くことによって、送信データＢのｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１）を求めるように構成することができる。
【００３４】
また、上記目的を達成するために、本発明のデータ伝送方法は、前記マルチパス特性におけるマルチパス数（直接波は除外する）がＮ（Ｎ≦Ｍ―１）で、受信側における直接波との最大遅延時間がＴmaxである場合、送信側で、データＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の前部のＴmaxに対応する長さの部分のデータ又はデータＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の後部のＴmaxに対応する長さの部分のデータを、データＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の後又は前に付加して送信するように構成することができる。
【００３５】
また、上記目的を達成するために、本発明のデータ伝送方法は、前記Ｔmaxに対応する長さの部分のデータは、前記Ｔmax以上の時間に対応する長さの部分のデータであるように構成することができる。
【００３６】
また、上記目的を達成するために、本発明のデータ伝送方法は、送信側で、データＢの前部のＴmaxに対応する長さの部分のデータ又はデータＢの後部のＴmaxに対応する長さの部分のデータを、データＢの後又は前に付加する代わりに、送信側で、データＢの前部のＴ１に対応する長さの部分のデータ及びデータＢの後部のＴ２に対応する長さの部分のデータ（但し、Ｔ１＋Ｔ２≧Ｔmax）を、データＢの後又は前に付加するように構成することができる。
【００３７】
また、上記目的を達成するために、本発明のデータ受信方法は、マルルチパス特性が既知の伝送路を介して送信された送信データであって、擬周期化されて送信される長さＭの送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））（送信データＢを構成する個々のデータの時間長をτとする。）を、受信するデータ受信方法において、マルチパスが、τ毎に、Ｍ個発生しているとみなして、Ｍ個の受信点データに基づいて、Ｍ個の連立方程式を生成する連立方程式生成ステップと、該立方程式生成ステップで生成されたＭ個の連立方程式を解くことによって、送信データＢのｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１）を求めるように構成することができる。
【００３８】
また、上記目的を達成するために、本発明のデータ受信方法は、前記マルチパス特性におけるマルチパス数がＮ（Ｎ≦Ｍ―１）で、受信側における直接波との最大遅延時間がＴmaxである場合、送信側で、データＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の前部のＴmaxに対応する長さの部分のデータ又はデータＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の後部のＴmaxに対応する長さの部分のデータを、データＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の後又は前に付加して送信するように構成することができる。
【００３９】
また、上記目的を達成するために、本発明のデータ受信装置は、マルチパス特性が既知の伝送路を介して送信されてきた擬周期化された長さＭの送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））（送信データＢを構成する個々のデータの時間長をτとする。）を、受信するデータ受信装置において、マルチパスが、τ毎に、Ｍ個発生しているとみなして、Ｍ個の受信点データに基づいて、Ｍ個の連立方程式を生成する連立方程式生成手段と、
該連立方程式生成手段で生成されたＭ個の連立方程式を解くことによって、送信データＢのｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１）を求める連立方程式解法手段とを有するように構成することができる。
【００４０】
また、上記目的を達成するために、本発明のデータ受信装置は、前記マルチパス特性におけるマルチパス数（直接波は除外する）がＮ（Ｎ≦Ｍ―１）で、受信側における直接波との最大遅延時間がＴmaxである場合、前記擬周期化された長さＭの送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））は、送信側で、データＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の前部のＴmaxに対応する長さの部分のデータ又はデータＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の後部のＴmaxに対応する長さの部分のデータを、データＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の後又は前に付加された送信データであるように構成することができる。
【００４１】
また、上記目的を達成するために、送信側で、長さＭの既知の時系列送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））（送信データＢを構成する個々のデータの時間長をτとする。）を、マルチパス特性が未知の伝送路を介して送信し、受信側で、マルチパスが、τ毎に、Ｍ−１個発生しているとみなして、Ｍ個の受信点データに基づいて、Ｍ個の連立方程式を生成し、このＭ個の連立方程式を解くことによって、マルチパス特性Ｐ（ｐ０、ｐ１、・・・、ｐ（Ｍ−１））を求めるように構成することができる。
【００４２】
また、上記目的を達成するために、マルチパス特性が未知の伝送路を介して送信された送信データであって、擬周期化されて送信される長さＭの既知の送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））（送信データＢを構成する個々のデータの時間長をτとする。）を、受信するデータ受信方法において、マルチパスが、τ毎に、Ｍ―１個発生しているとみなして、Ｍ個の受信点データに基づいて、Ｍ個の連立方程式を生成する連立方程式生成ステップと、該立方程式生成ステップで生成されたＭ個の連立方程式を解くことによって、マルチパス特性Ｐ（ｐ０、ｐ１、・・・、ｐ（Ｍ−１））を求めるように構成することができる。
【００４３】
また、上記目的を達成するために、マルチパス特性が未知の伝送路を介して送信されてきた擬周期化された長さＭの既知の送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））（送信データＢを構成する個々のデータの時間長をτとする。）を、受信するデータ受信装置において、マルチパスが、τ毎に、Ｍ―１個発生しているとみなして、Ｍ個の受信点データに基づいて、Ｍ個の連立方程式を生成する連立方程式生成手段と、該連立方程式生成手段で生成されたＭ個の連立方程式を解くことによって、マルチパス特性Ｐ（ｐ０、ｐ１、・・・、ｐ（Ｍ−１））を求める連立方程式解法手段とを有するように構成することができる。
【発明の効果】
【００４４】
本発明によれば、受信側における逆行列の処理を簡素化したデータ伝送方法、データ受信方法及びデータ受信装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４５】
（巡回行列の逆行列）
先ず、巡回行列の逆行列は、通常の行列の逆行列と比較して、簡単に求めることができることを示す。
【００４６】
一般的に、ベクトル［ａ０  ａ１  ａ２  ａ３  ・・・・ａＮ−１］の転置ベクトル［ａ０  ａ１  ａ２  ａ３  ・・・・ａＮ−１］ＴのＤＦＴ変換は、図５の式（１９）の真ん中の式で示される。ここで、［ａ０  ａ１  ａ２  ａ３  ・・・・ａＮ−１］ＴのＤＦＴ変換したものを、式（１９）の右辺のように、［ｃ０  ｃ１  ｃ２  ｃ３  ・・・・ｃＮ−１］Ｔと表現する。
【００４７】
また、［ａ０  ａ１  ａ２  ａ３  ・・・・ａＮ−１］ＴをＤＦＴ変換したものは、式（２０）のように変形することができる。
【００４８】
ベクトル［ａ０  ａ１  ａ２  ａ３  ・・・・ａＮ−１］の一つ循環したベクトル［ａＮ−１  ａ０  ａ１  ａ２  ａ３  ・・・・ａＮ−２］の転置ベクトル［ａＮ−１  ａ０  ａ１  ａ２  ａ３  ・・・・ａＮ−２］ＴのＤＦＴ変換は、図６の式（２１）となる。
【００４９】
また、［ａＮ−１  ａ０  ａ１  ａ２  ａ３  ・・・・ａＮ−２］ＴをＤＦＴ変換したものは、式（２２）のように変形することができる。
【００５０】
式（１８）の左辺と式（２２）の左辺を比較すると、［ｃ０  ｃ１  ｃ２  ｃ３  ・・・・ｃＮ−１］Ｔが、
【００５１】
【数３】
2009060409.tif 000010
となっている。
【００５２】
これによれば、ベクトル［ａ０  ａ１  ａ２  ａ３  ・・・・ａＮ−１］の一つ循環されたベクトル［ａＮ−１  ａ０  ａ１  ａ２  ａ３  ・・・・ａＮ−２］の転置ベクトルをＤＦＴ変換したものは、式（１９）の［ｃ０  ｃ１  ｃ２  ｃ３  ・・・・ｃＮ−１］Ｔの各要素に対して、ＤＦＴ行列の第２番目の列ベクトルの対応する要素が、それぞれ、乗算されたものとなっている。
【００５３】
次に、巡回行列Ａを図７に示し、この巡回行列Ａの倒置行列ＡＴを図８に示す。
【００５４】
上記考察に基き、倒置行列ＡＴをＤＦＴ変換したものを図９に示す。
【００５５】
図９によれば、
ＦＮＡＴ＝√ＮΛＣＦＮ      ・・・（２９）
と表すことができる。なお、ΛＣは、図９の式（２８）で表された対角行列である。
【００５６】
これによれば、
ＡＴ＝ＦＮ―１√ＮΛＣＦＮ      ・・・（３０）
と変形することができる。
【００５７】
また、行列ＡＢの倒置行列（ＡＢ）Ｔは、ＢＴＡＴであるので、式（３０）は、
Ａ＝√ＮＦＮ―１ΛＣＦＮ      ・・・（３１）    
と変形することができる。
【００５８】
また、行列ＡＢの逆行列（ＡＢ）−１は、Ｂ−１Ａ−１であるので、式（３１）のＡの逆行列Ａ―１は、
Ａ―１＝（１／√Ｎ）ＦＮ―１ΛＣＦＮ  ・・・（３２）    
と変形することができる。
【００５９】
これによれば、巡回行列Ａの逆行列は、ＦＮ及びＦＮ―１は、既知であるので、対角行列ΛＣを計算することにより、簡単に得ることができる。
【００６０】
したがって、巡回行列Ａの逆行列は、通常の行列の逆行列に比較して、簡単に得ることができる。
（本願発明の前提）
送信側で、図１０に示す長さＭの時系列送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））（送信データＢを構成する個々のデータの時間長（タイムスロット）をτとする。）を、擬周期化した信号を送信する。
【００６１】
つまり、送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））は、長さＭの時系列データであって、各データは、タイムスロットτ毎に、τの期間送信される。
【００６２】
また、擬周期化された擬周期信号は、送信データＢの前半のＬ個のデータを、後半に付加した信号（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１）、ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｌ−１）；）であり、各データは、タイムスロットτ毎に、τの期間送信される。
【００６３】
なお、擬周期信号の生成方式は、これに限らず実施することができる。しかしながら、Ｌτの長さは、マルチパス特性の最大の遅延Ｔmaxよりも、大きく無ければならない。
【００６４】
さらに、受信側において、回線のマルチパス特性が既知であるとする。
【００６５】
また、回線のマルチパス特性は、タイムスロットτ毎に、得られているとする。
【００６６】
なお、タイムスロットτ毎に、概ね、マルチパスが発生していれば問題ない。しかしながら、タイムスロットτ毎に、マルチパスが発生していない場合は、タイムスロット毎に、回線のマルチパス特性が発生していると見なして、マルチパス特性を測定する。
【００６７】
タイムスロット毎に、回線のマルチパス特性が発生していると見なす仕方には、次に示す種々の方法がある。
【００６８】
（１）タイムスロット毎に、回線のマルチパス特性の平均値を算出する。
【００６９】
（２）タイムスロット毎に、複数のマルチパス特性のベクトル和を算出する。
【００７０】
このようにして、マルチパス特性は、タイムスロット毎の、振幅と位相で表現することができる。
（本願発明）
ここでは、説明を簡単にするために、
図１０において、Ｍ＝４、Ｌ＝３の擬周期信号であって、回線のマルチパス数＝３の場合について、図１１を用いて説明する。
【００７１】
この場合、受信側では、直接波Ｂ（ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ０、ｂ１、ｂ２）と、３つの係数ｐ０、ｐ１及びｐ２のマルチパス波を受信する。
【００７２】
係数Ｐ０のマルチパス波は、直接波Ｂのτ後に受信され、係数Ｐ１のマルチパス波は、直接波Ｂの２τ後に受信され、係数Ｐ２のマルチパス波は、直接波Ｂの３τ後に受信される。
【００７３】
したがって、図１１に示すように、直接波Ｂのデータｂ０を受信した時点をｔ０とすると、その後のτ毎の時点を、ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５、ｔ６、ｔ７、ｔ８及びｔ９とし、その時点の受信信号をｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４、ｄ５、ｄ６、ｄ７、ｄ８及びｄ９とすると（なお、時点ｔ０の受信信号をｄ０としている。）、
ｄ０、ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４、ｄ５、ｄ６、ｄ７、ｄ８及びｄ９は、
ｄ０＝ｂ０
ｄ１＝ｂ１＋ｐ０ｂ０
ｄ２＝ｂ２＋ｐ０ｂ１＋ｐ１ｂ０
ｄ３＝ｂ３＋ｐ０ｂ２＋ｐ１ｂ１＋ｐ２ｂ０
ｄ４＝ｂ０＋ｐ０ｂ３＋ｐ１ｂ２＋ｐ２ｂ１
ｄ５＝ｂ１＋ｐ０ｂ０＋ｐ１ｂ３＋ｐ２ｂ２
ｄ６＝ｂ２＋ｐ０ｂ１＋ｐ１ｂ０＋ｐ２ｂ３
ｄ７＝      ｐ０ｂ２＋ｐ１ｂ１＋ｐ２ｂ０
ｄ８＝               ｐ１ｂ２＋ｐ２ｂ１
ｄ９＝                       ｐ２ｂ２
となる。時点ｔ３、ｔ４、ｔ５及びｔ６の受信データｄ３、ｄ４、ｄ５及びｄ６について注目する（図１１における波線内の受信データ）。
【００７４】
ｄ３＝ｂ３＋p0ｂ２＋p１ｂ１＋p２ｂ０  ・・・・・（３３）
ｄ４＝ｂ０＋p0ｂ３＋p１ｂ２＋p２ｂ１  ・・・・・（３４）
ｄ５＝ｂ１＋p0ｂ０＋p１ｂ３＋p２ｂ２  ・・・・・（３５）
ｄ６＝ｂ２＋p0ｂ１＋p１ｂ０＋p２ｂ３  ・・・・・（３６）
受信データｄ３、ｄ４、ｄ５及びｄ６は受信した信号であり既知として扱える。また、マルチパス特性ｐ０、ｐ１及びｐ２は、前提により既知である。してみると、この４つの式（３３）〜（３６）に基づいて、４つの未定係数ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３を求めることができる。
【００７５】
４つの式（３３）〜（３６）を次のように変形する。
【００７６】
ｄ３＝p２ｂ０＋p１ｂ１＋p0ｂ２＋  ｂ３  ・・・・・（３７）
ｄ４＝  ｂ０＋p２ｂ１＋p１ｂ２＋p0ｂ３  ・・・・・（３８）
ｄ５＝p0ｂ０＋  ｂ１＋p２ｂ２＋p１ｂ３  ・・・・・（３９）
ｄ６＝p１ｂ０＋p0ｂ１＋  ｂ２＋p２ｂ３  ・・・・・（４０）
式（２９）〜（３２）は、次にように、行列を用いて表現することができる。
【００７７】
【数４】
2009060409.tif 000011
とすれば、
Ｄ＝ＰＢ                              ・・・・・（４５）
と表すことができる。
【００７８】
したがって、Ｂは、次の式で求めることができる。
【００７９】
Ｂ＝Ｐ−１Ｄ                            ・・・・・（４６）
つまり、送信データＢ（ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３）は、受信データの行列と、マルチパス特性の逆行列から求めることができる。
【００８０】
なお、マルチパス特性の行列は、式（４３）に示されているように、循環行列であるので、上述したように、簡単に求めることができる。
【００８１】
なお、上記説明では、Ｍ＝４、Ｌ＝３、マルチパス数＝３の場合をについて説明したが、本願発明は、これに限らず実施することができる。
【００８２】
つまり、送信側で、長さＭの時系列送信データＢ（ｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１））（送信データＢを構成する個々のデータの時間長をτとする。）を、マルチパス特性が既知の伝送路を介して送信し、受信側で、マルチパスが、τ毎に、Ｍ−１個発生しているとみなして、Ｍ個の受信点データに基づいて、Ｍ個の連立方程式を生成し、このＭ個の連立方程式を解くことによって、送信データＢのｂ０、ｂ１、・・・・・、ｂ（Ｍ−１）を求めるようにしてもよい。
【００８３】
また、マルチパス特性におけるマルチパス数（直接波は除外する）がＮ（Ｎ≦Ｍ―１）で、受信側における直接波との最大遅延時間がＴmaxである場合、送信側で、データＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の前部のＴmaxに対応する長さの部分のデータ又はデータＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の後部のＴmaxに対応する長さの部分のデータを、データＢ（ｂ０、ｂ０１、・・・・・、ｂ０（Ｍ−１））の後又は前に付加して送信するようにしてもよい。
【００８４】
また、Ｔmaxに対応する長さの部分のデータは、Ｔmax以上の時間に対応する長さの部分のデータであるようにしてもよい。
【００８５】
また、送信側で、データＢの前部のＴmaxに対応する長さの部分のデータ又はデータＢの後部のＴmaxに対応する長さの部分のデータを、データＢの後又は前に付加する代わりに、送信側で、データＢの前部のＴ１に対応する長さの部分のデータ及びデータＢの後部のＴ２に対応する長さの部分のデータ（但し、Ｔ１＋Ｔ２≧Ｔmax）を、データＢの後又は前に付加するようにしてもよい。
（受信装置）
本発明の受信装置は、図１２のように構成することができる。
【００８６】
図１２の受信機は、アンテナ１４、データ信号受信部１５、連立方程式生成手段１６及び連立方程式解法手段１７から構成されている。
【００８７】
また、通信方式は、ＳＤ方式、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）等の通信方式に適用できる。
【００８８】
図１２の受信機の動作の概要を説明する。マルチパスの影響を受けた受信波は、データ信号受信部１５でベースバンド信号に変換される。ベースバンド信号に変換された受信信号は、連立方程式生成手段１６で、上述したように、時系列の受信信号に基づいて、連立方程式を生成する。連立方程式解法手段１７は、既知のマルチパス特性を用いて、連立方程式生成手段１６で生成された連立方程式を解く、ことによって、受信信号を得る。
【００８９】
上述したように、本発明は、従来、通信の妨害の原因となっているマルチパス特性の存在を利用して、巡回型の行列を生成できるようにし、簡単な処理によって、送信信号を推測することができる。
（変形例１）
また、本発明は、マルチパス特性を既知のものとして、受信するものであるが、送信信号と同時、マルチパス特性測定用パイロット信号を送信し、受信側で、マルチパス特性の検出を行って、上述したように、受信するようにしてもよい。
【００９０】
この場合の受信装置の例を受信１３に示す。
【００９１】
図１３の受信機は、アンテナ１１、１４、パイロット信号受信部１２、マルチパス特性測定部１３、データ信号受信部１５、連立方程式生成手段１６及び連立方程式解法手段１７から構成されている。なお、アンテナ１１、１４は、一つのアンテナであってもよい。また、その場合、データ信号受信部１５が、パイロット信号受信部１２を兼用してもよい。
【００９２】
図１の受信機の動作を説明する。パイロット信号受信部１２では、パイロット信号を受信する。送信されたパイロット信号と実際に受信されたパイロット信号とに基づいて、マルチパス特性測定部１３で、マルチパス特性を推定する。この推定されたマルチパス特性に基づいて、連立方程式生成手段１６は、連立方程式を生成する。
【００９３】
なお、パイロット信号は、データ信号とは、別の信号で、少なくとも、データ信号とは区別される信号である。パイロット信号として、自己相関が高く、データ信号等との相互相関が低い信号が用いられる。また、送信されるパイロット信号は、受信側に予め知らせておき、受信機では既知の信号として、取り扱うことができる。その結果、受信側では、本来受信されるべき信号と実際に受信された信号とを比較することにより、マルチパス特性を推測することができる。
【００９４】
なお、マルチパスの測定は、通信に先だってパイロット信号を送信して、通信に先だって行っても良いし、パイロット信号とデータ信号とを同時に送信し、リアルタイム（通信しながら）で、マルチパスの測定を行うようにしてもよい。
（変形例２）
なお、上記説明では、既知のマルチパス特性の存在を利用して、巡回型の行列を生成し、簡単な処理によって、送信信号を推測する場合であった。
【００９５】
同様にして、既知の送信信号によって、巡回型の行列を生成し、簡単な処理によって、マルチパス特性を推測することができる。
【００９６】
つまり、図１０において、Ｍ＝４、Ｌ＝３の既知の擬周期信号であって、これから推測する回線のマルチパス数＝３の場合について説明する。
【００９７】
この場合、図１１に示すように、受信側では、直接波と、３つのマルチパス波を受信する。
【００９８】
上述したように、
ｄ３＝ｂ３＋p0ｂ２＋p１ｂ１＋p２ｂ０  ・・・・・（３３）
ｄ４＝ｂ０＋p0ｂ３＋p１ｂ２＋p２ｂ１  ・・・・・（３４）
ｄ５＝ｂ１＋p0ｂ０＋p１ｂ３＋p２ｂ２  ・・・・・（３５）
ｄ６＝ｂ２＋p0ｂ１＋p１ｂ０＋p２ｂ３  ・・・・・（３６）
である。
【００９９】
この式において、受信データｄ３、ｄ４、ｄ５及びｄ６は受信した信号であり既知として扱える。また、送信データｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３は、既知である。してみると、この４つの式（３３）〜（３６）に基づいて、３つの未定係数ｐ０、ｐ１及びｐ２を求めることができる。
【０１００】
式（３３）〜（３６）は、次にように、行列を用いて表現することができる。
【０１０１】
【数５】
2009060409.tif 000012
とすれば、
Ｄ＝Ｂ１Ｐ１                              ・・・・・（５１）
と表すことができる。
【０１０２】
したがって、Ｐ１は、次の式で求めることができる。
【０１０３】
Ｐ１＝Ｂ１−１Ｄ                            ・・・・・（５２）
つまり、マルチパス特性Ｐ（１、ｐ０、ｐ１、ｐ２）は、受信データの行列と、送信信号データの逆行列から求めることができる。
【０１０４】
なお、送信信号データの行列は、式（４９）に示されているように、循環行列であるので、上述したように、簡単に求めることができる。
【０１０５】
なお、上記説明では、Ｍ＝４、Ｌ＝３、マルチパス数＝３の場合をについて説明したが、本変形例は、これに限らず実施することができる。
【０１０６】
なお、本発明の受信装置は、図１２のように構成することができる。
（変形例３）
受信側でオーバサンプリングを行って受信する場合について説明する。
【０１０７】
上述したように、オーバサンプリングしない場合は、次の式（３３）〜式（３６）で表すことができた。
【０１０８】
ｄ３＝ｂ３＋p0ｂ２＋p１ｂ１＋p２ｂ０  ・・・・・（３３）
ｄ４＝ｂ０＋p0ｂ３＋p１ｂ２＋p２ｂ１  ・・・・・（３４）
ｄ５＝ｂ１＋p0ｂ０＋p１ｂ３＋p２ｂ２  ・・・・・（３５）
ｄ６＝ｂ２＋p0ｂ１＋p１ｂ０＋p２ｂ３  ・・・・・（３６）
である。
【０１０９】
例えば、３倍のオーバサンプリングした場合は、ｄ３
は、前部、中央部、後部の３つの値で受信される。これを、ｄ３a、ｄ３b及びｄ３c
とする。
【０１１０】
同様に、ｄ４、ｄ５及びｄ６をオーバサンプリングして受信した値を、
ｄ４a、ｄ４b及びｄ４c
ｄ５a、ｄ５b及びｄ５c
ｄ６a、ｄ６b及びｄ６c
とする。
【０１１１】
その結果、ｄ３a、ｄ４ａ及びｄ５ａをセットとして、式（５２）によって、マルチパス特性Ｐ（１、ｐ０ａ、ｐ１ａ、ｐ２ａ）が求まる。
【０１１２】
同様にして、ｄ３ｂ、ｄ４ｂ及びｄ５ｂをセットとして、式（５２）によって、マルチパス特性Ｐ（１、ｐ０ｂ、ｐ１ｂ、ｐ２ｂ）が求まり、ｄ３ｃ、ｄ４ｃ及びｄ５ｃをセットとして、式（５２）によって、マルチパス特性Ｐ（１、ｐ０ｃ、ｐ１ｃ、ｐ２ｃ）が求まる。
【０１１３】
このようにして、３倍のオーバサンプリングによって、３つのマルチパス特性が求まる。
【０１１４】
そこで、３つのマルチパス特性の多数決論理、平均値処理を行って、マルチパス特性を求める。
【０１１５】
本発明は、具体的に開示された実施例に限定されるものではなく、特許請求した本発明の範囲から逸脱することなく、種々の変形例や実施例が考えられる。そのため、上述の実施例は、あらゆる点で単なる例示に過ぎず限定的に解釈してはならない。本発明の範囲は請求の範囲によって示すものであり、明細書の本文にはなんら拘束されない。
【図面の簡単な説明】
【０１１６】
【図１】ＷＮを説明するための図である。
【図２】Ｎ次のＤＦＴ行列である。
【図３】ＤＦＴ行列ＦＮの行ベクトルを用いたデータの送信を説明するための図である。
【図４】擬周期信号を説明するための図である。
【図５】ベクトル［ａ０  ａ１  ａ２  ａ３  ・・・・ａＮ−１］ＴのＤＦＴ変換を説明するための図である。
【図６】ベクトル［ａＮ−１  ａ０  ａ１  ａ２  ・・・・ａＮ−２］ＴのＤＦＴ変換を説明するための図である。
【図７】巡回行列Ａを説明するための図である。
【図８】巡回行列Ａの倒置行列ＡＴを説明するための図である。
【図９】倒置行列ＡＴのＤＦＴ変換を説明するための図である。
【図１０】長さＭの時系列送信データＢの擬周期信号を説明するための図である。
【図１１】Ｍ＝４、Ｌ＝３、マルチパス数＝３の場合の受信信号を説明するための図である。
【図１２】受信装置（その１）を説明するための図である。
【図１３】受信装置（その２）を説明するための図である。
【符号の説明】
【０１１７】
１１、１４    アンテナ
１２    パイロット信号受信部
１３    マルチパス特性測定部  
１５    データ信号受信部
１６    連立方程式生成手段
１７    連立方程式解法手段
【図１】
2009060409.tif 000013
【図２】
2009060409.tif 000014
【図３】
2009060409.tif 000015
【図４】
2009060409.tif 000016
【図５】
2009060409.tif 000017
【図６】
2009060409.tif 000018
【図７】
2009060409.tif 000019
【図８】
2009060409.tif 000020
【図９】
2009060409.tif 000021
【図１０】
2009060409.tif 000022
【図１１】
2009060409.tif 000023
【図１２】
2009060409.tif 000024
【図１３】
2009060409.tif 000025