(57)【要約】【課題】ループの安定性を維持したまま、歪み補償量を大きくすることができるカルテシアンフィードバック送信機を得る。【解決手段】入力されるベースバンド入力信号の同相成分及び直交成分を帰還信号と加算する加算器２０，２１と、加算器を介したベースバンド信号を帯域制限する低域通過フィルタ２，３と、低域通過フィルタの出力信号を直交変調する直交変調器４と、直交変調器により変調された変調信号を増幅する増幅器６と、増幅器の出力信号を分岐する信号分岐手段７と、信号分岐手段により分岐された増幅器の出力信号を直交復調して加算器に帰還信号として負帰還する直交復調器１００とを備えたカルテシアンフィードバック送信機において、加算器２０，２１から信号分岐手段７までの送信経路または信号分岐手段７から加算器２０，２１までの帰還経路のいずれかの信号伝送経路に負の群遅延回路９を設ける。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されるベースバンド入力信号の同相成分及び直交成分を帰還信号と加算する加算器と、
前記加算器を介したベースバンド信号を帯域制限する低域通過フィルタと、
前記低域通過フィルタの出力信号を直交変調する直交変調器と、
前記直交変調器により変調された変調信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器の出力信号を分岐する信号分岐手段と、
前記信号分岐手段により分岐された前記増幅器の出力信号を直交復調して前記加算器に帰還信号として負帰還する直交復調器と
を備えたカルテシアンフィードバック送信機において、
前記加算器から前記信号分岐手段までの送信経路または前記信号分岐手段から前記加算器までの帰還経路のいずれかの信号伝送経路に負の群遅延回路を設けた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。
【請求項２】
請求項１に記載のカルテシアンフィードバック送信機において、
前記負の群遅延回路として、コンデンサ、インダクタ及び抵抗で構成される直列共振回路を信号伝送経路に対して並列接続したものを少なくとも１つ用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。
【請求項３】
請求項１に記載のカルテシアンフィードバック送信機において、
前記負の群遅延回路として、インダクタ、コンデンサ及び抵抗で構成される並列共振回路を信号伝送経路に対して直列接続したものを少なくとも１つ用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。
【請求項４】
請求項１に記載のカルテシアンフィードバック送信機において、
前記負の群遅延回路として、コンデンサ、インダクタ及び抵抗で構成される直列共振回路を信号伝送経路に対して並列接続したものと、インダクタ、コンデンサ及び抵抗で構成される並列共振回路を信号伝送経路に対して直列接続したものとを、それぞれ少なくとも１つ以上用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。
【請求項５】
請求項１に記載のカルテシアンフィードバック送信機において、
前記負の群遅延回路として、抵抗とショートスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものを少なくとも１つ用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。
【請求項６】
請求項１に記載のカルテシアンフィードバック送信機において、
前記負の群遅延回路として、抵抗性成分を有するショートスタブを、信号伝送経路に対して並列接続したものを少なくとも１つ用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。
【請求項７】
請求項１に記載のカルテシアンフィードバック送信機において、
前記負の群遅延回路として、抵抗とオープンスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものを少なくとも１つ用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。
【請求項８】
請求項１に記載のカルテシアンフィードバック送信機において、
前記負の群遅延回路として、抵抗性成分を有するオープンスタブを、信号伝送経路に対して並列接続したものを少なくとも１つ用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。
【請求項９】
請求項１に記載のカルテシアンフィードバック送信機において、
前記負の群遅延回路として、抵抗とオープンスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものと、抵抗と前記オープンスタブとは線路長の異なるオープンスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものを用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。
【請求項１０】
請求項１に記載のカルテシアンフィードバック送信機において、
前記負の群遅延回路として、抵抗とショートスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものと、抵抗と前記ショートスタブとは線路長の異なるショートスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものを用いた
ことを特徴とするカルテシアンフィードバック送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、増幅器の非線形歪みが付加された出力の一部をベースバンド信号にフィードバックすることによって歪みを低減するカルテシアンフィードバック送信機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のカルテシアンフィードバック送信機として、入力されるベースバンド入力信号の同相成分及び直交成分を帰還信号と加算する加算器と、加算器を介したベースバンド信号を帯域制限する低域通過フィルタと、低域通過フィルタの出力信号を直交変調する直交変調器と、直交変調器により変調された変調信号を増幅する増幅器と、増幅器の出力信号を分岐する信号分岐手段と、信号分岐手段により分岐された増幅器の出力信号を直交復調して加算器に帰還信号として負帰還する直交復調器とを備え、低域通過フィルタの出力信号を直交変調器により直交変調した変調信号を増幅器に入力することにより増幅器で発生する非線形歪みの補償を行うものがある（例えば、特許文献1参照）。
【０００３】
このカルテシアンフィードバック送信機において、ベースバンド信号入力端子より入力されたベースバンド入力信号の同相成分及び直交成分は、加算器に入力され、加算器により、直交復調器の出力である帰還信号と加算される。そして、この加算されたベースバンド信号は、低域通過フィルタで周波数帯域の制限が行われた後、直交変調器に入力されて変調され、変調信号の同相成分と直交成分に変換される。さらに、この変調信号は、増幅器により増幅された後、信号分岐手段を介して出力端子から出力される。
【０００４】
また、信号分岐手段により増幅器からの出力信号の一部は、帰還されて、直交復調器に入力される。直交復調器に入力された信号は、直交復調器によって復調されて帰還信号の同相成分と直交成分に変換される。そして、帰還信号の同相成分及び直交成分は、前記加算器に入力される。直交復調器の出力する帰還信号は、増幅器の非線形歪みを持っているが、この帰還信号を前述のように加算器に帰還することにより、非線形歪みを補償することができる。
【０００５】
ところで、このカルテシアンフィードバック送信機では、あらかじめベースバンド入力信号が入力端子から入力されて帰還信号として加算器に戻ってくるループの位相回りが１８０度となるように設計されている。
【０００６】
例えば、ベースバンド信号入力端子をＰｏｒｔ１、信号分岐手段からの出力信号を出力する出力端子をＰｏｒｔ２、直交復調器の出力に出力端子を設けて回路を切断した場合の出力端子をＰｏｒｔ３とした場合、Ｐｏｒｔ１からＰｏｒｔ３までの経路を開ループと定義すると、Ｐｏｒｔ３からの出力信号ＶＦＢは式（１）で表される。
【０００７】
ＶＦＢ＝Ｒｅ[Ａ・Ｖｉｎ]                              （１）
ただし、式（１）において
Ａ＝ａ０・ｅｘｐｊθ０                                （２）
Ｖｉｎ＝ｒｉｎ・ｅｘｐｊφｉｎ                        （３）
【０００８】
上式において、Ａは開ループの複素利得であり、ａ０は開ループ利得、θ０は開ループ位相である。またｒｉｎは入力信号の振幅、φｉｎは入力信号の位相である。図９に、開ループの複素利得Ａの一例を示す。
【０００９】
今、図９のように開ループの複素利得Ａを入力信号の位相φｉｎの同相成分Ａｘ及び直交成分Ａｙに分解すると、次式のようになる。
Ａｘ＝Ｒｅ[Ａ] ＝ａ０・ｃｏｓθ０                    （４）
Ａｙ＝Ｒｅ[Ａ] ＝ａ０・ｓｉｎθ０                    （５）
【００１０】
上式において、入力信号と同相成分であるＡｘが１以上となる場合、ループが不安定である。つまり、ループが不安定となる条件は式（６）となる。
Ａｘ  ≧  １                                         （６）
これをｄＢ表示で表すと式（７）となる。
Ａｘ  ≧  ０（ｄＢ）                                 （７）
【００１１】
図１０に、従来のカルテシアンフィードバック送信機における開ループ利得ａ０及び位相θ０の周波数特性の一例を示す。図１１は、開ループ利得ａ０及び入力信号の位相φｉｎの同相成分Ａｘを示している。Ａｘは前述の式（４）を用いて求めており、例えば、Ａ点では開ループ利得ａ０が約−２２ｄＢ、開ループ位相θ０が約０ｄｅｇである。このとき、図１１において、Ａｘは約−２２ｄＢであることが分かる。図１１より、このカルテシアンフィードバック送信機は、Ａｘ  ＜０ｄＢであり、ループが不安定となる条件式（７）を満たさないため、安定に動作する。
【００１２】
【特許文献１】特開平６−３０３０４５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、より線形性が求められる増幅器にカルテシアンフィードバック送信機を適用しようとすると、歪み補償量を大きくするために、ループ利得を上げなければならず、ループが不安定になる周波数帯域がでてくる。例えば、歪み補償量を大きくするために、図１２のようにループ利得を上げるとする。図１３（ａ）は、開ループ利得ａ０及び入力信号の位相φｉｎの同相成分Ａｘを示しており、図１３（ｂ）は、図１３（ａ）の拡大図である。図１３（ｂ）において、Ｂ−Ｃ間の周波数帯域は、Ａｘ  ≧０ｄＢであり、式（７）を満たすため、ループが不安定となる。
【００１４】
この発明は上述した点に鑑みてなされたもので、ループの安定性を維持したまま、歪み補償量を大きくすることができるカルテシアンフィードバック送信機を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
この発明に係るカルテシアンフィードバック送信機は、入力されるベースバンド入力信号の同相成分及び直交成分を帰還信号と加算する加算器と、前記加算器を介したベースバンド信号を帯域制限する低域通過フィルタと、前記低域通過フィルタの出力信号を直交変調する直交変調器と、前記直交変調器により変調された変調信号を増幅する増幅器と、前記増幅器の出力信号を分岐する信号分岐手段と、前記信号分岐手段により分岐された前記増幅器の出力信号を直交復調して前記加算器に帰還信号として負帰還する直交復調器とを備えたカルテシアンフィードバック送信機において、前記加算器から前記信号分岐手段までの送信経路または前記信号分岐手段から前記加算器までの帰還経路のいずれかの信号伝送経路に負の群遅延回路を設けたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
この発明によれば、加算器から信号分岐手段までの送信経路または信号分岐手段から加算器までの帰還経路のいずれかの信号伝送経路に負の群遅延回路を設けることで、通常の低域通過フィルタ、直交変調器、増幅器及び直交復調器などのコンポーネントによって生じる位相遅れを、負の群遅延回路が有する位相進み特性を用いることで低減し、安定性を向上させることができ、さらに、安定性が向上することで、開ループ利得を上げることができるために、カルテシアンフィードバック送信機の安定性を維持したまま、歪み補償量を大きくできるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係るカルテシアンフィードバック送信機の構成を示すブロック図である。図１に示す実施の形態１に係るカルテシアンフィードバック送信機は、入力されるベースバンド入力信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを帰還信号と加算する加算器２０，２１と、加算器２０，２１を介したベースバンド信号を帯域制限する低域通過フィルタ２，３と、低域通過フィルタ２，３の出力信号を直交変調する直交変調器４と、直交変調器４により変調された変調信号を増幅する増幅器６と、増幅器６の出力信号を分岐する信号分岐手段７と、信号分岐手段７により分岐された増幅器６からの出力信号の一部を減衰する減衰器８と、減衰器８を介した出力に対し負の群遅延を与える負の群遅延回路９と、負の群遅延回路９からの出力信号を減衰する減衰器１０と、減衰器１０を介した出力信号を直交復調して加算器２０，２１に帰還信号として負帰還する直交復調器１００とを備えている。なお、１は入力端子であり、１１は出力端子である。
【００１８】
ここで、本実施の形態１の特徴とするところは、信号分岐手段７から直交復調器１００への信号伝送経路に、負の群遅延回路９を備えたことにある。図２は、実施の形態１における負の群遅延回路９の構成を示す図である。負の群遅延回路９は、図２に示すように、インダクタＬｓ、コンデンサＣｓ及び抵抗Ｒｓで構成される直列共振回路を、信号伝送経路に並列接続したもの２つと、インダクタＬｐ、コンデンサＣｐ及び抵抗Ｒｐで構成される並列共振回路を、信号伝送経路に直列接続したもの１つをπ型に配置して構成している。
【００１９】
次に動作について説明する。本実施の形態１のカルテシアンフィードバック送信機も、従来例によるカルテシアンフィードバック送信機と同様に、ベースバンド信号入力端子１より入力されたベースバンド入力信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑは、加算器２０及び２１に入力される。加算器２０および２１は、この同相成分Ｉ及び直交成分Ｑから直交復調器１００の出力である帰還信号を加算し、加算ベースバンド信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを出力する。この加算ベースバンド信号は、低域通過フィルタ２及び３で周波数帯域が低域に制限された後、直交変調器４に入力される。直交変調器４に入力された信号は、直交変調器４によって変調されて変調信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑに変換される。この変調信号は、増幅器６へ入力される。
【００２０】
さらに、この変調信号は、増幅器６で増幅された後、信号分岐手段７を介して出力端子１１から出力される。なお、信号分岐手段７により増幅器６からの出力信号の一部は、減衰器８で減衰された後、負の群遅延回路９に入力される。
【００２１】
ここで、図２に示す構成の負の群遅延回路９は、ＬＣ並列共振回路及びＬＣ直列共振回路の共振現象を利用したもので、共振周波数の近傍で局所的に負の群遅延を生じる。例えば図３に、図２に示した負の群遅延回路９の振幅および位相特性を示す。図３において、横軸は周波数ｆ、縦軸は通過特性Ｓ２１の振幅及び位相特性である。図２に示した負の群遅延回路９では、図３のように、共振周波数（ここでは１ＧＨｚ）の近傍で周波数ｆの増加に伴い、位相も増加するため、ｄθ／ｄｆは正となる。
【００２２】
ここで、群遅延ＧＤは、式（８）より求めることができる。
ＧＤ＝−ｄθ／ｄω＝ −ｄθ／ｄ（２πｆ）          （８）
式（８）において、ｄθ／ｄｆ＞０の場合に、負の群遅延が生じることが分かる。このため、図２に示す回路は共振周波数の近傍で負の群遅延を有する。
【００２３】
なお、図２に示した負の群遅延回路９は、ＬＣ並列共振回路及びＬＣ直列共振回路のπ型構成であるが、これをＴ型としても良い。また、ＬＣ並列共振回路及びＬＣ直列共振回路を自由に組み合わせて多段化しても良い。また、ＬＣ並列共振回路またはＬＣ直列共振回路のうち、どちらか一方を少なくとも１つ用いた構成でも良い。
【００２４】
図４に、本実施の形態１における開ループの利得及び位相の周波数特性の一例を示す。また、図８は、図４と比較して示す従来例による開ループ利得ａ０及び入力信号の位相φｉｎの同相成分Ａｘを示しており、図８（ｂ）は、図８（ａ）の拡大図である。図８（ｂ）において、従来のカルテシアンフィードバック送信機は、Ｂ−Ｃ間の周波数帯域では、Ａｘ≧０ｄＢであり、ループが不安定であったが、本実施の形態１では、Ａｘ＜０ｄＢであり、Ｂ−Ｃ間においてもループが安定であることが分かる。
【００２５】
図１に戻り、負の群遅延回路９の出力信号は、減衰器１０を介して、直交復調器１００に入力される。直交復調器１００に入力された信号は、直交復調器１００によって復調されて帰還信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑに変換される。そして、帰還信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑは、加算器２０及び２１に入力される。直交復調器１００の出力する帰還信号は、増幅器６の非線形歪みを持っているが、この帰還信号を前述のように加算器２０，２１に帰還することにより、非線形歪みを補償する。
【００２６】
上述したように、実施の形態１によれば、負の群遅延回路９を備えることで、通常の低域通過フィルタ２，３、直交変調器４、増幅器６及び直交復調器１００などのコンポーネントによって生じる位相遅れを、負の群遅延回路９が有する位相進み特性を用いることで低減し、安定性を向上させることにある。さらに、安定性が向上すると、図４のように開ループ利得を上げることができるために、カルテシアンフィードバック送信機の安定性を維持したまま、歪み補償量を大きくできるという効果がある。
【００２７】
なお、上記実施の形態１では、負の群遅延回路９を、減衰器８と１０との間の帰還経路に設けたが、加算器２０，２１から信号分岐手段７までの送信経路または信号分岐手段７から加算器２０，２１までの帰還経路のいずれかの信号伝送経路に設けてもよく、実施の形態１と同様な効果を奏する。
【００２８】
実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２に係る負の群遅延回路９を説明するもので、図６（ａ）は負の群遅延回路９の構成を示す図、図６（ｂ）は負の群遅延回路９の振幅および位相特性を示す図である。図６（ａ）に示すように、実施の形態２では、抵抗とマイクロストリップ線路で構成されたショートスタブの直列接続回路を、信号伝送線路に対して並列に接続することで、図１に示したカルテシアンフィードバック送信機における負の群遅延回路９を構成している。なお、図６（ａ）に示した負の群遅延回路９は、信号伝送線路に対して、抵抗とマイクロストリップ線路で構成されたショートスタブを並列に接続したものを１つ用いているが、これをいくつ組み合わせても良い。また、抵抗性成分を有するショートスタブのみで負の群遅延回路９を構成してもよい。
【００２９】
次に動作について説明する。図６（ｂ）において、横軸は周波数ｆ、縦軸は通過特性Ｓ２１の振幅及び位相特性である。図６（ａ）に示した負の群遅延回路９では、図６（ｂ）のように、共振周波数（ここでは２ＧＨｚ、４ＧＨｚ）の近傍で周波数ｆの増加に伴い、位相も増加するため、ｄθ／ｄｆは正となる。このため、前記式（８）より負の群遅延が生じる。この負の群遅延回路９は、ショートスタブの線路長がｌ＝λ／２，λ，３λ／２，・・・となる周波数の近傍で負の群遅延特性が得られる。
【００３０】
本負の群遅延回路９を用いた場合の動作は実施の形態１と同様である。本実施の形態２における負の群遅延回路９を備えることで、簡易な構成でカルテシアンフィードバック送信機の安定性を維持したまま、歪み補償量を大きくできる。
【００３１】
実施の形態３．
図７は、この発明の実施の形態３に係る負の群遅延回路９を説明するもので、図７（ａ）は負の群遅延回路９の構成を示す図、図７（ｂ）は負の群遅延回路９の振幅および位相特性を示す図である。図７（ａ）に示すように、実施の形態３では、抵抗とマイクロストリップ線路で構成されたオープンスタブの直列接続回路を、信号伝送線路に対して並列に接続することで、図１に示したカルテシアンフィードバック送信機における負の群遅延回路９を構成している。なお、図７（ａ）に示した負の群遅延回路９は、信号伝送線路に対して、抵抗とマイクロストリップ線路で構成されたオープンスタブを並列に接続したものを１つ用いているが、これをいくつ組み合わせても良い。また、抵抗性成分を有するオープンスタブのみで負の群遅延回路９を構成してもよい。
【００３２】
次に動作について説明する。図７（ｂ）において、横軸は周波数ｆ、縦軸は通過特性Ｓ２１の振幅及び位相特性である。図７（ａ）に示した負の群遅延回路９では、図７（ｂ）のように、共振周波数（ここでは１ＧＨｚ、３ＧＨｚ、５ＧＨｚ）の近傍で周波数ｆの増加に伴い、位相も増加するため、ｄθ／ｄｆは正となる。このため、前記式（８）より負の群遅延が生じる。この負の群遅延回路は、オープンスタブの線路長がｌ＝λ／４，３λ／４，５λ／４，・・・となる周波数の近傍で負の群遅延特性が得られる。
【００３３】
この負の群遅延回路を用いた場合の動作は実施の形態１と同様である。本実施の形態３における負の群遅延回路９を備えることで、簡易な構成でカルテシアンフィードバック送信機の安定性を維持したまま、歪み補償量を大きくできる。
【００３４】
実施の形態４．
図８は、この発明の実施の形態４に係る負の群遅延回路９の構成を示す図である。本実施の形態４では、線路長の異なる（ｌ１≠ｌ２）、すなわち共振周波数の異なるマイクロストリップ線路で構成されたオープンスタブと抵抗の直列接続回路を、信号伝送線路に対して並列に接続することで、図１に示したカルテシアンフィードバック送信機における負の群遅延回路９を構成している。
【００３５】
なお、実施の形態１及び２において、回路を多段化した場合にも、本実施の形態４のように共振周波数をそれぞれ異なる周波数に設定しても良い。本実施の形態４における動作は、実施の形態１と同様である。本実施の形態４における負の群遅延回路９を備えることで、線路長の異なるスタブと抵抗の直列接続回路を２つ以上用い、個々のスタブと抵抗の直列接続回路がもつｄθ／ｄｆが正となる周波数範囲をずらして、全体としてｄθ／ｄｆが正となる周波数帯域を広げることで、負の群遅延特性の広帯域化を図り、カルテシアンフィードバック送信機の安定性を維持したまま、歪み補償量を大きくできる。
【００３６】
なお、この実施の形態４では、負の群遅延回路９として、抵抗とオープンスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものと、抵抗と前記オープンスタブとは線路長の異なるオープンスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものを用いたが、抵抗とショートスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものと、抵抗と前記ショートスタブとは線路長の異なるショートスタブの直列接続回路を、信号伝送経路に対して並列に接続したものを用いてもよく、同様な効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】この発明の実施の形態１に係るカルテシアンフィードバック送信機の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す負の群遅延回路９の構成の一例を示す回路図である。
【図３】図２に示す負の群遅延回路９の振幅および位相特性を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態１における開ループの利得及び位相の周波数特性の一例を示す図である。
【図５】図４と比較して示す従来例による開ループ利得ａ０及び入力信号の位相φｉｎの同相成分Ａｘを示す図である。
【図６】この発明の実施の形態２に係る負の群遅延回路９を説明するもので、図６（ａ）は負の群遅延回路９の構成を示す図、図６（ｂ）は負の群遅延回路９の振幅および位相特性を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態３に係る負の群遅延回路９を説明するもので、図７（ａ）は負の群遅延回路９の構成を示す図、図７（ｂ）は負の群遅延回路９の振幅および位相特性を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態４に係る負の群遅延回路９の構成を示す図である。
【図９】従来のカルテシアンフィードバック送信機の動作を説明するためのもので、開ループの複素利得Ａの一例を示す図である。
【図１０】従来のカルテシアンフィードバック送信機における開ループ利得ａ０及び位相θ０の周波数特性の一例を示す図である。
【図１１】従来のカルテシアンフィードバック送信機における開ループ利得ａ０及び入力信号の位相φｉｎの同相成分Ａｘを示す図である。
【図１２】従来のカルテシアンフィードバック送信機の動作を説明するもので、歪み補償量を大きくするために、ループ利得を上げる場合を示す図である。
【図１３】従来のカルテシアンフィードバック送信機の動作を説明するもので、図１３（ａ）は、開ループ利得ａ０及び入力信号の位相φｉｎの同相成分Ａｘを示しており、図１３（ｂ）は、図１３（ａ）の拡大図である。
【符号の説明】
【００３８】
１  ベースバンド信号入力端子、２，３  低域通過フィルタ、４  直交変調器、６  増幅器、７  信号分岐手段、８  減衰器、９  負の群遅延回路、１０  減衰器、１１  出力端子、１００  直交復調器、２０，２１  加算器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
2009267514.tif 000005
【図４】
2009267514.tif 000006
【図５】
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【図６】
2009267514.tif 000008
【図７】
2009267514.tif 000009
【図８】
2009267514.tif 000010
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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