(57)【要約】【課題】使用周波数帯域を通過させるために設けるフィルタの群遅延の影響を抑止し、フィルタの通過周波数付近の周波数帯域を使用可能として伝送効率を向上させる。【解決手段】ＰＬＣモデム１０の受信部３００の入力部であるアナログ部３０１には、所定の使用周波数帯域より低い周波数を遮断するアナログハイパスフィルタ（ＨＰＦ）３１１が設けられ、デジタル部３０２には、アナログＨＰＦ３１１の群遅延特性の逆特性をフィルタ係数として持つ遅延逆特性フィルタ３２１が設けられる。遅延逆特性フィルタ３２１により、アナログＨＰＦ３１１の群遅延特性を補正し、群遅延による受信ＣＩＮＲの劣化を抑止する。【選択図】図１
2009212795.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力部に設けられ受信信号の使用周波数帯域を通過させるアナログフィルタと、
前記アナログフィルタの出力側に設けられ前記アナログフィルタの群遅延特性の逆特性をフィルタ係数として持つデジタルフィルタによる遅延逆特性フィルタと、
を備える通信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の通信装置であって、
自装置の既知の送信信号を参照信号として用いて前記遅延逆特性フィルタの逆特性フィルタ係数を算出し、前記遅延逆特性フィルタに設定するフィルタ係数設定部を備える通信装置。
【請求項３】
請求項２に記載の通信装置であって、
前記フィルタ係数設定部は、
前記アナログフィルタを通過後の参照信号データを入力するもので、
前記参照信号データを複素平面上に変換する複素変換部と、
前記複素平面上に変換したデータの共役複素数を得る共役複素数変換部と、
前記共役複素数変換後のデータを実平面上に逆変換する逆複素変換部とを備え、
前記逆複素変換部の出力を逆特性フィルタ係数として前記遅延逆特性フィルタに出力する通信装置。
【請求項４】
請求項３に記載の通信装置であって、
前記フィルタ係数設定部は、所定のタイミングで自装置の既知の送信信号を前記アナログフィルタを介して入力して初期化した状態での前記遅延逆特性フィルタを通過後の参照信号データを入力し、前記逆特性フィルタ係数を算出して、信号衝突が発生していない場合に前記算出した逆特性フィルタ係数を出力して前記遅延逆特性フィルタの逆特性フィルタ係数を更新する通信装置。
【請求項５】
請求項４に記載の通信装置であって、
前記フィルタ係数設定部は、前記信号衝突が発生している場合には、前記遅延逆特性フィルタの逆特性フィルタ係数を更新せずに元の状態に戻す通信装置。
【請求項６】
請求項１ないし５のいずれか一項に記載の通信装置であって、
前記アナログフィルタは、使用周波数帯域より低い周波数を遮断するハイパスフィルタまたはバンドパスフィルタである通信装置。
【請求項７】
請求項１ないし６のいずれか一項に記載の通信装置であって、
複数のサブキャリアを用いたマルチキャリア伝送方式の通信を行う通信装置。
【請求項８】
請求項１ないし６のいずれか一項に記載の通信装置であって、
電力線を伝送路として通信を行う通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリア伝送方式等の広帯域の通信を行う通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式等の複数のサブキャリアを用いたマルチキャリア伝送方式は、過酷な伝送路でも高品質の通信が可能となるという大きな利点を持っており、無線通信だけでなく電力線通信等の有線通信にも利用されている。近年、この種のマルチキャリア伝送方式の電力線通信装置が種々提案され、実用化されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
電力線通信装置の場合、例えば２ＭＨｚ〜３０ＭＨｚの周波数帯域が用いられるが、この使用周波数帯域の低域側のすぐ近くに中波放送帯があるため、この中波放送の影響を抑止する必要がある。そこで、通信装置の入力部の伝送路に遮断周波数１．６ＭＨｚ、通過周波数２．０ＭＨｚのハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を設けるようにしている。図１３は通信装置の入力部に設けるハイパスフィルタの周波数特性を示す特性図であり、ハイパスフィルタの振幅特性と群遅延特性を示したものである。図１４は図１３の特性を持つハイパスフィルタの群遅延による受信ＣＩＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ  ｔｏ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｐｌｕｓ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）の劣化を示す特性図であり、（ａ）は受信スペクトルを示し、（ｂ）は受信ＣＩＮＲを示している。図１４はＯＦＤＭのマルチキャリア通信を行う場合の例であり、図１４（ｂ）中のサブキャリア番号が各周波数のキャリアに相当する。
【０００４】
ハイパスフィルタの通過帯域と阻止帯域の間の過度帯域を狭くすればするほど、群遅延偏差が大きくなる。電力線通信装置のように２ＭＨｚ以上を通過帯域として、１．７ＭＨｚ以下を阻止帯域とするような、急峻なフィルタを構成すると群遅延偏差が大きくなる。
上記のような特性を持つハイパスフィルタでは、周波数特性として３ＭＨｚ以下に大きな群遅延が生じるため、２ＭＨｚ〜３ＭＨｚの周波数帯域では、通信装置の受信スペクトルで見た受信レベルが大きいのに対し、群遅延によってこの周波数帯域に相当する番号１〜３０付近のサブキャリアの受信ＣＩＮＲが劣化するという問題点がある。
【０００５】
従来の電力線通信装置では、周波数帯域として例えば４ＭＨｚ〜２１ＭＨｚ（特許文献２参照）や４ＭＨｚ〜３０ＭＨｚなどを用いて、上記ハイパスフィルタの群遅延による性能劣化を回避する等の対策がとられている。一方、２ＭＨｚ〜４ＭＨｚの周波数帯域を用いるには、何らかの対策を講じる必要がある。ＯＦＤＭの直交変換に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いる通信装置では、伝送データのシンボル間にガードインターバルを設ける場合、上記群遅延の影響を抑止するためにガードインターバルを長くするなどの対策がとられている。
また、既知のシンボルと既知のシンボルを受信したときのシンボルから伝送路補償を行う技術があるが、ガードインターバル長を超える伝送路遅延の補償ができなかった（例えば、非特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２０００−１６５３０４号公報
【特許文献２】特開２００３−１８８７７８号公報
【非特許文献１】船田、外４名、「高速フェージング環境下におけるＯＦＤＭパケット無線伝送方式の振幅位相変動補償方式に関する一検討」、電子情報通信学会技術研究報告ＲＣＳ無線通信システム、社団法人電子情報通信学会、２０００年５月２６日、第１００巻、第８３号、ｐ．９−１４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
通信装置は、年々高速化が進み、より高速な通信に対応するために、可能な限り広い周波数帯域を利用し、伝送効率を向上させることが望まれている。上記のような電力線通信装置の場合、ハイパスフィルタの群遅延による影響を回避するために４ＭＨｚ以上の周波数帯域を用いるようにすると、低域での周波数帯域を広げることができず、さらなる伝送効率の向上を図ることができないという課題がある。また、ガードインターバルを長くするようにした場合、データシンボルに対するガードインターバルの割合が大きくなり、伝送効率が低下してしまうという課題がある。
【０００７】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、使用周波数帯域を通過させるために設けるフィルタの群遅延の影響を抑止でき、フィルタの通過周波数付近の周波数帯域を使用可能として伝送効率を向上させることができる通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の通信装置は、入力部に設けられ受信信号の使用周波数帯域を通過させるアナログフィルタと、前記アナログフィルタの出力側に設けられ前記アナログフィルタの群遅延特性の逆特性をフィルタ係数として持つデジタルフィルタによる遅延逆特性フィルタと、を備えるものである。
上記構成により、遅延逆特性フィルタによって、使用周波数帯域を通過させるアナログフィルタの群遅延特性を補正し、アナログフィルタの群遅延の影響を抑止できる。このため、フィルタの通過周波数付近の周波数帯域を使用可能として伝送効率を向上させることができる。
【０００９】
また、本発明は、上記の通信装置であって、自装置の既知の送信信号を参照信号として用いて前記遅延逆特性フィルタの逆特性フィルタ係数を算出し、前記遅延逆特性フィルタに設定するフィルタ係数設定部を備えるものを含む。
上記構成により、自装置の既知の送信信号を参照信号として用いて逆特性フィルタ係数を算出して設定することで、装置間のバラツキを吸収して実際の装置ごとに適切な遅延逆特性フィルタの逆特性フィルタ係数を設定することが可能となる。
【００１０】
また、本発明は、上記の通信装置であって、前記フィルタ係数設定部は、前記アナログフィルタを通過後の参照信号データを入力するもので、前記参照信号データを複素平面上に変換する複素変換部と、前記複素平面上に変換したデータの共役複素数を得る共役複素数変換部と、前記共役複素数変換後のデータを実平面上に逆変換する逆複素変換部とを備え、前記逆複素変換部の出力を逆特性フィルタ係数として前記遅延逆特性フィルタに出力するものを含む。
上記構成により、共役複素数を得ることで簡単な構成で容易に逆特性フィルタ係数を算出して設定することが可能となる。
【００１１】
また、本発明は、上記の通信装置であって、前記フィルタ係数設定部は、所定のタイミングで自装置の既知の送信信号を前記アナログフィルタを介して入力して初期化した状態での前記遅延逆特性フィルタを通過後の参照信号データを入力し、前記逆特性フィルタ係数を算出して、信号衝突が発生していない場合に前記算出した逆特性フィルタ係数を出力して前記遅延逆特性フィルタの逆特性フィルタ係数を更新するものを含む。
上記構成により、所定のタイミングで自装置の既知の送信信号を用いて逆特性フィルタ係数を算出して設定することができ、装置ごとに実特性に対する適切な遅延逆特性フィルタの逆特性フィルタ係数を設定することが可能となる。
【００１２】
また、本発明は、上記の通信装置であって、前記フィルタ係数設定部は、前記信号衝突が発生している場合には、前記遅延逆特性フィルタの逆特性フィルタ係数を更新せずに元の状態に戻すものを含む。
上記構成により、参照信号となる送信信号に信号衝突が発生している場合は逆特性フィルタ係数を更新しないことで、逆特性フィルタ係数の誤設定を抑止できる。
【００１３】
また、本発明は、上記いずれかの通信装置であって、前記アナログフィルタは、使用周波数帯域より低い周波数を遮断するハイパスフィルタまたはバンドパスフィルタであるものを含む。
【００１４】
また、本発明は、上記いずれかの通信装置であって、複数のサブキャリアを用いたマルチキャリア伝送方式の通信を行うものを含む。
【００１５】
また、本発明は、上記いずれかの通信装置であって、電力線を伝送路として通信を行うものを含む。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、使用周波数帯域を通過させるために設けるフィルタの群遅延の影響を抑止でき、フィルタの通過周波数付近の周波数帯域を使用可能として伝送効率を向上させることができる通信装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
本実施形態では、広帯域の通信を行う通信装置として、電力線を伝送路として通信を行うマルチキャリア伝送方式の電力線通信システムに用いる電力線通信装置（ＰＬＣ（Ｐｏｗｅｒ  Ｌｉｎｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）モデム）を例に説明する。
【００１８】
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係る通信装置の主要部の構成を示すブロック図である。
【００１９】
通信装置としてのＰＬＣモデム１０の受信部３００には、アナログの受信信号を入力する入力部であるアナログ部３０１と、デジタル信号に変換された受信データを処理するデジタル部３０２とが設けられる。アナログ部３０１には、アナログフィルタの一例として、所定の使用周波数帯域より低い周波数を遮断するアナログハイパスフィルタ（ＨＰＦ）３１１と、受信信号を所定レベルに調整する自動利得制御（ＡＧＣ）アンプ３１２と、アナログの受信信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器（ＡＤＣ）３１３とを備える。
【００２０】
アナログＨＰＦ３１１は、例えば図１３に示すように、遮断周波数１．６ＭＨｚ、通過周波数２．０ＭＨｚの周波数特性を持つアナログのハイパスフィルタであり、キャパシタやインダクタ等を含んで構成される。このアナログＨＰＦ３１１により、２．０ＭＨｚより低い周波数を遮断し、２．０ＭＨｚ以上の周波数の受信信号を通過させる。なお、アナログＨＰＦの代わりに、バンドパスフィルタを用いてもよい。
【００２１】
デジタル部３０２には、アナログＨＰＦ３１１の群遅延特性の逆特性を持つ遅延逆特性フィルタ３２１と、受信データの復調、復号等の各種処理を行う信号処理部３２２とを備える。遅延逆特性フィルタ３２１は、デジタルフィルタで構成され、自装置に設けられるアナログＨＰＦ３１１の群遅延特性を補正してキャンセルするために、周波数ごとに遅延量を補正する時間軸上のイコライザ機能を持つものである。
【００２２】
アナログＨＰＦ３１１の群遅延特性は、高周波では遅延量が小さく、低周波になるに従って大きな遅延量を有するように、周波数によって異なる遅延特性を持つことによるもの（周波数ごとの遅延量の差）である。ここで、群遅延は、Δθ／Δω（Δ２πｆｔ／２πΔｆ）で表され、近隣の周波数間Δｆでの時間差を示す。各周波数における信号の到達時間が同じであれば、どの周波数を切り出してもΔｆが同じの場合、この時間差は同じになる。つまり、各周波数における信号の到達時間が異なることによって生じる周波数間の時間差が群遅延である。
【００２３】
この群遅延特性によって、低い周波数では前のシンボルの信号が遅れて漏れ込み、ノイズ成分となって受信ＣＩＮＲが劣化する。この点に鑑み、本実施形態では遅延逆特性フィルタ３２１を設け、遅延逆特性フィルタ３２１によって群遅延特性を補正し、周波数間の時間差をほぼ一定（周波数によらず遅延量をほぼ一定）にすることによって群遅延を解消し、群遅延による受信ＣＩＮＲの劣化を抑止する。
【００２４】
ここで、ＰＬＣモデム１０の具体的構成例を示す。図２は、ＰＬＣモデム１０の概観を示す図であり、図２（ａ）は前面を示す外観斜視図、図２（ｂ）は背面を示す概観斜視図である。図２に示すＰＬＣモデム１０は、筐体１００を有しており、筐体１００の前面には、図２（ａ）に示すようにＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ  Ｅｍｉｔｔｉｎｇ  Ｄｉｏｄｅ）２３Ａ、２３Ｂ、２３Ｃからなる表示部２３が設けられている。また、筐体１００の背面には、図２（ｂ）に示すように電源コネクタ２１、及びＲＪ４５等のＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）用モジュラージャック２２が設けられている。電源コネクタ２１には、電源ケーブル１Ｂが接続され、モジュラージャック２２には、ＬＡＮケーブル（図２では図示せず）が接続される。なお、ＰＬＣモデム１０には、更にＤｓｕｂ（Ｄ−ｓｕｂｍｉｎｉａｔｕｒｅ）コネクタを設け、Ｄｓｕｂケーブルを接続するようにしてもよい。
【００２５】
図３は、ＰＬＣモデム１０のハードウェアの一例を示すブロック図である。ＰＬＣモデム１０は、図３に示すように、回路モジュール３０及びスイッチング電源２０を有している。スイッチング電源２０は、各種（例えば、＋１．２Ｖ、＋３．３Ｖ、＋１２Ｖ）の電圧を回路モジュール３０に供給するものであり、例えば、スイッチングトランス、ＤＣ−ＤＣコンバータ（いずれも図示せず）を含んで構成される。スイッチング電源２０への電源の供給は、電源コネクタ２１からインピーダンスアッパー２７、交流直流変換器２４を介して行われる。
【００２６】
回路モジュール３０には、メインＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）１１、ＡＦＥ・ＩＣ（Ａｎａｌｏｇ  Ｆｒｏｎｔ  ＥＮＤ・Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ)１２、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３、ドライバＩＣ１５、カプラ１６、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１７、メモリ１８、及びイーサネットＰＨＹ・ＩＣ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  ｌａｙｅｒ・Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）１９が設けられている。カプラ１６は、電源コネクタ２１に接続され、さらに電源ケーブル１Ｂ、電源プラグ２５、コンセント２を介して電力線１Ａに接続される。また、表示部２３は、メインＩＣに接続され、モジュラージャック２２には、パーソナルコンピュータ等の機器に接続するためのＬＡＮケーブル２６が接続される。なお、メインＩＣ１１は電力線通信を行う場合の通信制御部として機能する。
【００２７】
メインＩＣ１１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）１１Ａ、ＰＬＣ・ＭＡＣ（Ｐｏｗｅｒ  Ｌｉｎｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ・Ｍｅｄｉａ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ｌａｙｅｒ）ブロック１１Ｃ、及びＰＬＣ・ＰＨＹ（Ｐｏｗｅｒ  Ｌｉｎｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ・Ｐｈｙｓｉｃａｌ  ｌａｙｅｒ）ブロック１１Ｂで構成されている。ＣＰＵ１１Ａは、３２ビットのＲＩＳＣ（Ｒｅｄｕｃｅｄ  Ｉｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ  Ｓｅｔ  Ｃｏｍｐｕｔｅｒ）プロセッサを実装している。ＰＬＣ・ＭＡＣブロック１１Ｃは、送信信号及び受信信号のＭＡＣ層（Ｍｅｄｉａ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ｌａｙｅｒ）を管理する。また、ＰＬＣ・ＰＨＹブロック１１Ｂは、送信信号及び受信信号のＰＨＹ層（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  ｌａｙｅｒ）を管理する。ＡＦＥ・ＩＣ１２は、ＤＡ変換器（ＤＡＣ；Ｄ／Ａ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１２Ａ、ＡＤ変換器（ＡＤＣ；Ａ／Ｄ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１２Ｄ、及び可変増幅器（ＶＧＡ；Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｇａｉｎ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１２Ｂ、１２Ｃで構成されている。カプラ１６は、コイルトランス１６Ａ、及びカップリング用コンデンサ１６Ｂ、１６Ｃで構成されている。なお、ＣＰＵ１１Ａは、メモリ１８に記憶されたデータを利用して、ＰＬＣ・ＭＡＣブロック１１Ｃ、及びＰＬＣ・ＰＨＹブロック１１Ｂの動作を制御するとともに、ＰＬＣモデム１０全体の制御も行う。
【００２８】
図３のＰＬＣモデム１０における各要素は、図１の要素と概略次のように対応する。すなわち、アナログ部３０１がＡＦＥ・ＩＣ１２の受信系部分に対応し、アナログＨＰＦ３１１がＨＰＦ１７に、ＡＧＣアンプ３１２が可変増幅器１２Ｃに、ＡＤＣ３１３がＡＤＣ１２Ｄにそれぞれ対応する。また、デジタル部３０２がメインＩＣ１１の受信系部分に対応し、ＰＬＣ・ＰＨＹブロック１１Ｂに遅延逆特性フィルタ３２１が設けられ、信号処理部３２２がＰＬＣ・ＰＨＹブロック１１Ｂ及びＰＬＣ・ＭＡＣブロック１１Ｃに対応する。
【００２９】
図３のＰＬＣモデム１０による通信は、概略次のように行われる。モジュラージャック２２から入力されたデータは、イーサネットＰＨＹ・ＩＣ１９を介してメインＩＣ１１に送られ、デジタル信号処理を施すことによってデジタル送信信号が生成される。生成されたデジタル送信信号は、ＡＦＥ・ＩＣ１２のＤＡ変換器（ＤＡＣ）１２Ａによってアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ１３、ドライバＩＣ１５、カプラ１６、電源コネクタ２１、電源ケーブル１Ｂ、電源プラグ２５、コンセント２を介して電力線１Ａに出力される。
【００３０】
電力線１Ａから受信された信号は、カプラ１６を経由してハイパスフィルタ１７に送られ、ＡＦＥ・ＩＣ１２の可変増幅器（ＶＧＡ）１２Ｃでゲイン調整がされた後、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）１２Ｄでデジタル信号に変換される。そして、変換されたデジタル信号は、メインＩＣ１１に送られ、デジタル信号処理を施すことによって、デジタルデータに変換される。変換されたデジタルデータは、イーサネットＰＨＹ・ＩＣ１９を介してモジュラージャック２２から出力される。
【００３１】
本実施形態において、遅延逆特性フィルタ３２１のフィルタ係数は、予めアナログＨＰＦ３１１の特性に応じて設定しておけばよい。開発や設計の段階でアナログＨＰＦ３１１のスペック上の群遅延特性から逆特性のフィルタ係数を演算して、そのフィルタ係数を設定して固定値として使用する。なお、遅延逆特性フィルタ３２１のフィルタ係数を個別の装置ごとに適宜設定することも可能である。この場合の構成例については後の実施形態で詳述する。
【００３２】
図４はアナログＨＰＦと遅延逆特性フィルタの特性を示す図であり、（ａ）はアナログＨＰＦ３１１のインパルス応答特性を示し、（ｂ）は遅延逆特性フィルタ３２１のインパルス応答特性を示している。図４（ａ）に示すインパルス応答特性を持つアナログＨＰＦ３１１の出力信号に対し、図４（ｂ）に示すインパルス応答特性を持つ遅延逆特性フィルタ３２１のフィルタ係数を与えることで、アナログＨＰＦ３１１の逆特性を加えることができ、群遅延特性をキャンセルするように補正できる。
【００３３】
群遅延逆特性フィルタの構成例を図５に示す。このフィルタはＦＩＲフィルタで実現したものであり、図５において、Ｘは群遅延の逆特性を実現するための入力信号であり、Ｙは入力信号ＸをＦＩＲフィルタで処理した出力信号である。また、Ａ０，Ａ１，Ａ２，…，Ａｎがフィルタ係数である。このフィルタ係数Ａ０，Ａ１，Ａ２，…，Ａｎを図４（ｂ）に示すインパルス応答特性を持つようにする。
【００３４】
図６は本実施形態による遅延逆特性フィルタを用いた場合の受信ＣＩＮＲを示す特性図である。図６はＯＦＤＭのマルチキャリア通信を行う場合の例であり、図中のサブキャリア番号が各周波数のキャリアに相当する。本実施形態では、遅延逆特性フィルタ３２１によってアナログＨＰＦ３１１の群遅延をキャンセルすることにより、２ＭＨｚ〜３ＭＨｚの周波数帯域に相当する番号１〜３０付近の低周波帯域のサブキャリアにおいても受信ＣＩＮＲが劣化することなく、良好な受信結果が得られる。
【００３５】
このように第１の実施形態によれば、遅延逆特性フィルタを設け、アナログＨＰＦの群遅延特性の逆特性フィルタを実現することで、簡単な構成でフィルタの群遅延特性を補正でき、群遅延による受信ＣＩＮＲの劣化などを抑止することができる。したがって、フィルタの通過周波数近傍の周波数帯域から群遅延の影響なく使用することが可能となり、使用周波数帯域を広げて伝送効率を向上できる。
【００３６】
（第２の実施形態）
図７は本発明の第２の実施形態に係る通信装置の主要部の構成を示すブロック図である。第２の実施形態は、第１の実施形態の遅延逆特性フィルタのフィルタ係数を個別の装置ごとに適宜設定可能にした構成例である。
【００３７】
通信装置としてのＰＬＣモデム４００のアナログ部４０１には、所定の使用周波数帯域より低い周波数を遮断するアナログハイパスフィルタ（ＨＰＦ）４１１と、受信信号を所定レベルに調整する自動利得制御（ＡＧＣ）アンプ４１２と、アナログの受信信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器（ＡＤＣ）４１３と、デジタルの送信信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器（ＤＡＣ）４１４と、所定の使用周波数帯域より高い周波数を遮断するアナログローパスフィルタ（ＬＰＦ）４１５と、送信信号を増幅する増幅器（ＡＭＰ）４１６とを備える。アナログＨＰＦ４１１は、第１の実施形態と同様、例えば遮断周波数１．６ＭＨｚ、通過周波数２．０ＭＨｚの周波数特性を持つアナログのハイパスフィルタで構成される。
【００３８】
デジタル部４０２には、アナログＨＰＦ４１１の群遅延特性の逆特性を持つ遅延逆特性フィルタ４２１と、受信データの復調、復号等の各種処理を行う信号処理部４２２と、自装置の既知の送信信号を参照信号として用いて遅延逆特性フィルタ４２１のフィルタ係数を算出して設定するフィルタ係数設定部４２３とを備える。遅延逆特性フィルタ４２１は、第１の実施形態と同様、デジタルフィルタで構成され、自装置に設けられるアナログＨＰＦ４１１の群遅延特性を補正してキャンセルするために、周波数ごとに遅延量を補正する時間軸上のイコライザ機能を持つものである。第２の実施形態の遅延逆特性フィルタ４２１は、逆特性のフィルタ係数を入力して随時フィルタ特性を変更可能になっている。
【００３９】
次に、第２の実施形態における遅延逆特性フィルタ４２１のフィルタ係数を設定する構成及びその方法について説明する。図８はフィルタ係数設定部の機能構成を示すブロック図である。
【００４０】
フィルタ係数設定部４２３は、入力データをシリアル−パラレル変換するＳ／Ｐ変換部４３１と、複素変換部の一例として、パラレルの入力データ（参照信号データ）のフーリエ変換（ＦＦＴ）を行うフーリエ変換部４３２と、フーリエ変換されて複素平面上に位置するデータの共役複素数を得るための共役複素数変換を行う共役複素数変換部４３３と、逆複素変換部の一例として、共役複素数変換後のデータを元の実平面に戻す逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行う逆フーリエ変換部４３４とを備える。
【００４１】
このフィルタ係数設定部４２３では、遅延逆特性フィルタ４２１の逆特性フィルタ係数を初期値［１，０，…，０］で初期化しておき、参照信号の受信波形データを遅延逆特性フィルタ４２１に通過させた後のデータを入力し、複素平面上の共役複素数変換によって逆特性フィルタ係数を算出して、遅延逆特性フィルタ４２１にフィードバック入力することによってフィルタ係数を設定する。
【００４２】
遅延逆特性フィルタ４２１のフィルタ係数の設定時には、自装置の信号処理部４２２から出力され送信部のＤＡＣ４１４、アナログＬＰＦ４１５、増幅器４１６を介して送信される送信信号について、信号が既知であるプリアンブル部などを参照信号としてそのまま受信部で受信し、アナログＨＰＦ４１１、ＡＧＣ４１２、ＡＤＣ４１３を介して遅延逆特性フィルタ４２１に入力する。次いで、フィルタ係数設定部４２３で逆特性フィルタ係数を算出して遅延逆特性フィルタ４２１にフィードバック入力する。このフィルタ係数の設定は、通信装置の出荷時の調整において行ってもよいし、使用時に所定のタイミングでリアルタイムに行うようにしてもよい。なお、逆特性フィルタ係数の算出は、参照信号の送信信号とアナログＨＰＦ４１１を通過させた受信信号とを比較することにより、アナログＨＰＦ４１１の遅延特性を計算し、遅延逆特性フィルタ４２１の逆特性フィルタ係数を算出することも可能である。
【００４３】
上記のように自身が送信した既知の参照信号を利用して逆特性フィルタ係数を設定することによって、自装置に実装されているアナログＨＰＦの実特性を用いて、装置ごとの特性に応じて逆特性フィルタ係数を設定できる。このため、装置間のバラツキを吸収してアナログＨＰＦの群遅延特性を適切に補正することが可能になる。
【００４４】
以下に、参照信号とアナログＨＰＦ４１１の出力信号から群遅延逆特性フィルタ係数を求める方法について説明する。図９に参照信号と出力信号の波形の例を示す。参照信号は図９（ａ）に示す波形の信号であり、その信号は図９（ｂ）のように振幅の異なる複数のキャリアが重畳したものである。図９（ｂ）の下から上になるに従ってキャリアの周波数が高くなる。また、出力信号は図９（ｃ）に示す波形の信号であり、その信号は図９（ｄ）のように振幅の異なる複数のキャリアが重畳したものである。
【００４５】
ここで、参照信号は各キャリアの位相がそろったものであるが、アナログＨＰＦ４１１の出力信号は低域の位相が遅れている。
【００４６】
次に、アナログＨＰＦ４１１の出力信号をフーリエ変換する。図１０に受信信号のフーリエ変換後の複素平面上でのデータの例を示す。出力信号のフーリエ係数を複素表現したものが図１０（ａ）である。一番周波数の低いキャリアの複素係数をｂｉｎ１，次に周波数の高いキャリアの複素係数をｂｉｎ２，さらに周波数の高いキャリアの複素係数をｂｉｎ３で示している。ここで各キャリアの複素係数に対して共役複素変換を行う。図１０（ｂ）は共役複素変換の結果を示しており、ｂｉｎ１，ｂｉｎ２，ｂｉｎ３に対してｂｉｎ１'，ｂｉｎ２'，ｂｉｎ３'が共役複素変換された複素係数である。図１０（ｂ）ではｂｉｎ３より周波数の高いキャリアでは群遅延がほとんどないので、共役複素変換しても係数はほとんど変わらない。
【００４７】
次に、共役複素変換された複素係数を逆フーリエ変換する。図１１に逆フーリエ変換後の複素係数データ及び群遅延逆特性のフィルタ係数の例を示す。共役複素変換後の複素係数を逆フーリエ変換したデータが図１１（ａ）である。そして、このデータの前半と後半を入れ替えたデータが図１１（ｂ）に示す群遅延逆特性のフィルタ係数である。
【００４８】
なお、参照信号は、参照信号より高い周波数帯域（例えば２８ＭＨｚ以上）を減衰させるアナログＬＰＦ４１５を通過した信号である。しかし、参照信号より高い周波数帯域を緩やかな過度帯域で減衰させればよいので、大きな群遅延偏差は発生せず、ＰＬＣモデムの通信周波数帯域にほとんど影響しない。
【００４９】
図１２は遅延逆特性フィルタのフィルタ係数設定手順を示すフローチャートである。以下の処理は、図示しない制御部の制御に基づいて信号処理部４２２において実行される。まず初めに、遅延逆特性フィルタ４２１の逆特性フィルタ係数に初期値を入力して初期化する（ステップＳ１１）。逆特性フィルタ係数の初期値は、ｈ（０）＝１、ｈ（１）＝ｈ（２）＝，…，＝ｈ（Ｎ−１）＝０とする。
【００５０】
そして、自装置が送信状態であるかどうかを判定し（ステップＳ１２）、送信状態である場合は次のステップに進む。送信状態でない場合はステップＳ１２の処理を継続する。ここで、送信状態であり逆特性フィルタ係数を算出するタイミングとしては、（１Ａ）送信する度に算出する、（１Ｂ）送信する度に算出し、その算出結果を所定の回数やタイミングで平均する、（２Ａ）送信する度に常に算出するのではなく、１日に１回など所定の周期で算出する、（２Ｂ）所定の周期で算出し、その算出結果を所定の回数やタイミングで平均する、などが挙げられる。
【００５１】
ステップＳ１２で送信状態である場合、逆特性フィルタ係数の算出前に逆特性フィルタ係数の初期化とバックアップを行う（ステップＳ１３）。このとき、ｂ（ｋ）＝ｈ（ｋ）（０≦ｋ＜Ｎ）として逆特性フィルタ係数ｈ（ｋ）をｂ（ｋ）にバックアップするとともに、初期化を行う。逆特性フィルタ係数の初期値は、ステップＳ１１と同様に、ｈ（０）＝１、ｈ（１）＝ｈ（２）＝，…，＝ｈ（Ｎ−１）＝０とする。
【００５２】
次に、自身が送信する送信信号を参照信号として受信する（ステップＳ１４）。そして、アナログＨＰＦ４１１を通した受信信号を用いてフィルタ係数設定部４２３により遅延逆特性フィルタ４２１の逆特性フィルタ係数η（ｋ）を算出する（ステップＳ１５）。このとき、フィルタ係数設定部４２３において、初期化後の遅延逆特性フィルタ４２１を通過した受信データを入力し、シリアル−パラレル変換してフーリエ変換した複素平面上のデータについて共役複素数変換を行い、共役複素数変換後のデータを逆フーリエ変換して元の実平面に戻すことによって、逆特性フィルタ係数η（ｋ）が得られる。参照信号としては、送信信号のプリアンブル部などの正弦波信号を用いることで、より簡易に逆特性フィルタ係数を算出できる。
【００５３】
その後、信号衝突が発生したかどうかを判定し（ステップＳ１６）、信号衝突が発生していない場合は、ステップＳ１５で算出した逆特性フィルタ４２１の逆特性フィルタ係数を出力して更新し（ステップＳ１７）、ステップＳ１２の処理に戻る。この場合、逆特性フィルタ係数ｈ（ｋ）＝η（ｋ）（０≦ｋ＜Ｎ）として更新する。一方、ステップＳ１６で信号衝突が発生している場合は、逆特性フィルタ４２１の逆特性フィルタ係数を更新せず元に戻すようにし（ステップＳ１８）、ステップＳ１２の処理に戻る。この場合、逆特性フィルタ係数ｈ（ｋ）＝ｂ（ｋ）（０≦ｋ＜Ｎ）としてバックアップした元のフィルタ係数に復元する。
【００５４】
ここで、信号衝突判定の条件としては、（１）自身の送信フレームとは異なる信号が受信側に入力されている場合、（２）自身が送信した送信フレームに対するＡＣＫフレームが通信相手から返信されなかった場合（ＮＡＣＫ応答や応答無しなど）、などが挙げられる。信号衝突が発生している場合は、逆特性フィルタ係数の算出結果に誤りが生じる可能性があるので、この場合は算出結果を破棄して元に戻すようにする。
【００５５】
このように第２の実施形態によれば、第１の実施形態の効果に加えて、実際の装置ごとに適切な遅延逆特性フィルタの逆特性フィルタ係数を設定することができ、フィルタの部品バラツキなどの装置間のバラツキを吸収して遅延逆特性フィルタによってアナログＨＰＦの群遅延特性をより高精度に補正することが可能になる。したがって、遅延逆特性フィルタを用いて簡単な構成でフィルタの群遅延による受信ＣＩＮＲの劣化などを抑止することができ、フィルタの通過周波数近傍の周波数帯域から群遅延の影響なく使用することが可能となるので、使用周波数帯域を広げて伝送効率を向上できる。
【００５６】
上述した第１〜第２の実施形態のように、遅延逆特性フィルタを電力線通信装置に適用した場合、２ＭＨｚ近傍の低周波帯域から使用可能となり、２ＭＨｚ〜３０ＭＨｚの周波数帯域全域を使用してデータ伝送を行うことができる。このため、マルチキャリア伝送方式の使用周波数帯域を低周波帯域において広げることができ、伝送効率を向上させることが可能である。また、伝送データのシンボル間に設けるガードインターバルを長くしたりする必要が無く、フィルタの群遅延による影響を抑止できるため、この点においても伝送効率の向上を図ることができる。また、ガードインターバルを設けない方式でも適用可能であり、使用周波数帯域を拡大して伝送効率を向上できる。
【００５７】
なお、本発明は上記の実施形態において示されたものに限定されるものではなく、明細書の記載、並びに周知の技術に基づいて、当業者が変更、応用することも本発明の予定するところであり、保護を求める範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
本発明は、使用周波数帯域を通過させるために設けるフィルタの群遅延の影響を抑止でき、フィルタの通過周波数付近の周波数帯域を使用可能として伝送効率を向上させることができるという効果を有し、マルチキャリア伝送方式等の広帯域の通信を行う通信装置等において有用である。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る通信装置の主要部の構成を示すブロック図
【図２】ＰＬＣモデムの概観を示す図であり、（ａ）は前面を示す外観斜視図、（ｂ）は背面を示す概観斜視図
【図３】ＰＬＣモデムのハードウェアの一例を示すブロック図
【図４】アナログＨＰＦと遅延逆特性フィルタの特性を示す図
【図５】群遅延逆特性フィルタの構成例を示す図
【図６】本実施形態による遅延逆特性フィルタを用いた場合の受信ＣＩＮＲを示す特性図
【図７】本発明の第２の実施形態に係る通信装置の主要部の構成を示すブロック図
【図８】第２の実施形態におけるフィルタ係数設定部の機能構成を示すブロック図
【図９】参照信号と出力信号の波形の例を示す図
【図１０】受信信号のフーリエ変換後の複素平面上でのデータの例を示す図
【図１１】逆フーリエ変換後の複素係数データ及び群遅延逆特性のフィルタ係数の例を示す図
【図１２】第２の実施形態における遅延逆特性フィルタのフィルタ係数設定手順を示すフローチャート
【図１３】通信装置の入力部に設けるハイパスフィルタの周波数特性を示す特性図
【図１４】図１３の特性を持つハイパスフィルタの群遅延による受信ＣＩＮＲの劣化を示す特性図
【符号の説明】
【００６０】
１０、４００  ＰＬＣモデム
３００  受信部
３０１、４０１  アナログ部
３０２、４０２  デジタル部
３１１、４１１  アナログハイパスフィルタ（ＨＰＦ）
３１２、４１２  自動利得制御（ＡＧＣ）アンプ
３１３、４１３  ＡＤ変換器（ＡＤＣ）
３２１、４２１  遅延逆特性フィルタ
３２２、４２２  信号処理部
４１４  ＤＡ変換器（ＤＡＣ）
４１５  アナログローパスフィルタ（ＬＰＦ）
４１６  増幅器（ＡＭＰ）
４２３  フィルタ係数設定部
４３１  Ｓ／Ｐ変換部
４３２  フーリエ変換部
４３３  共役複素数変換部
４３４  逆フーリエ変換部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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