(57)【要約】      （修正有）【課題】高パワーの信号を被測定物に印加してその被測定物の出力の２次高調波歪を、よりダイナミックレンジを拡大して測定できる技術を提供する。【解決手段】信号源１が試験用周波数で試験パワーを有し、かつ試験周波数成分の２次高調波成分を除去した試験信号を出力する。方向性結合手段４は被測定物からの試験信号を２つに分岐して出力する。パワー測定手段５は方向性結合手段の一方に接続され試験信号のトータルパワーを測定する。基本波除去フィルタ６は方向性結合手段の他方に接続され試験信号の２次高調波成分をパスさせ基本波成分を除去する。同調測定手段７はトータルパワーに対する、２次高調波成分のパワーを周波数帯域を制限して選択的に測定する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
試験用周波数で試験パワーを有し、かつ該試験用周波数成分の２次高調波成分がフィルタで除去された試験信号を被測定物（８）に向けて出力する信号源（１）と、該被測定物から該試験信号を受けて２つに方向性をもって分岐して出力する方向性結合手段（４）と、前記方向性結合手段で分岐された一方に接続され該試験信号のトータルパワーを測定するパワー測定手段（５）と、前記方向性結合手段で分岐された他方に接続され該試験信号から２次高調波成分をパスさせ基本波成分を除去する基本波除去フィルタ（６）と、前記パワー測定手段が測定したトータルパワーに対する、該基本波除去フィルタから出力される該２次高調波成分のパワーを、周波数帯域を制限して選択的に測定する同調測定手段（７）と、を備えたことを特徴とする２次高調波歪測定装置。
【請求項２】
前記同調測定手段は、スペクトラムナライザであって、ローカル信号を掃引して、掃引された該ローカル信号と前記該基本波除去フィルタをパスした前記２次高調波成分とをミキシングして中間間周波数に変換するヘテロダイン受信部（７ｂ）と、該ヘテロダイン受信部の出力を前記周波数帯域を制限して出力するＩＦ部（７ｃ）と、該ＩＦ部の出力を検出することにより、前記２次高調波成分のパワーを測定するレベル検出部（７ｄ）とを備え、前記ＩＦ部は、制限できる前記周波数帯域の最小幅として１０Ｈｚが設定可能であることを特徴とする請求項１に記載の２次高調波歪測定装置。
【請求項３】
前記被測定物を外して前記信号源の出力を前記方向性結合手段の入力へ接続した状態で、前記試験周波数が約１ＧＨｚの周波数で、前記試験パワーが＋３０ｄＢｍのとき、前記同調測定手段は、前記帯域制限を１０Ｈｚとして測定可能であり、測定できる前記２次高調波成分のパワーは、前記トータルパワーに対してー１２０ｄＢｃ以下であることを特徴とする請求項２に記載の２次高調波歪測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号の２次高調波歪を測定する２次高調波歪測定装置に係り、特に、特に、携帯電話等の移動体通信に利用される周波数領域及び送信パワーの信号についての２次高調波歪を広ダイナミックレンジで測定できる技術に関する。より具体的には、約６００ＭＨｚ以上の周波数帯、約１００ｍＷ以上（２０ｄＢｍ以上）の信号の２次高調波歪を広ダイナミックレンジで測定する技術である。
【背景技術】
【０００２】
一般には、無線機器等に使用されるデバイス等の歪を測定する技術としては、特許文献１のものがある。この技術は、試験用のデバイスから出力される信号を、直接に（スルーで）パワー測定手段（特許文献１ではデジタイザ）へ入力させるスルールートと、信号のもつ基本波成分を除去し、高調波成分を通過させてパワー測定手段へ入力させるフィルタルートとをスイッチで切替できる構成において、そのスイッチで切り替えて測定したスルールートにおけるパワーに対するフィルタルートにおけるパワーの比を歪率として測定していた。
【０００３】
しかし、このような測定は一般的な数十ｄＢｃ程度の歪を測定する分には対応できるが、今日、それを越える歪測定が要求されるようになってきた。
【０００４】
例えば、携帯電話で使用される通信方式は、送信と受信を切り変えて通信するＴＤＭＡ方式から送信と受信を同時に行うＣＤＭＡ方式へ移り、そのＣＤＭＡ方式が主流となってきた。このＣＤＭＡ方式の主流化に伴い、携帯端末のフロントエンド部に用いられるデバイス等において、送信信号を出力した状態で、受信帯域内に回り込む受信帯域雑音を押さえる要求が市場に現れてきた。この受信帯域雑音の発生要因の一つが２次高調波である。
【０００５】
現在、多くの携帯端末が保証する受信レベルはー１０６ｄＢｍであり、一方で送信電力では、ＧＳＭ通信方式とＷ−ＣＤＭＡ通信方式の混在形の携帯端末において最大パワーで＋３３ｄＢｍである。
【０００６】
この条件から単純に考えれば、＋３３ｄＢｍのパワーで送信しているときに―１０６ｄＢｍの受信パワーに影響する歪率を測定できることがベターである。そうすると１４０ｄＢｃの測定ダイナミックレンジが在ることが望ましい。ただ、将来はともかく、現状は、受信帯域に落ちて雑音となる歪みを考えれば、ここまでのダイナミックレンジは要求されていない。
【０００７】
しかしながら、歪測定のダイナミックレンジの拡大は要求されている。上記のフロントエンド部のバンド切替に用いられるＳＡＷフィルタ等の、いわば受動素子形のデバイスの多くが出荷段階で２次高調波の歪測定を実施されている。このように受動素子形のデバイスであれば歪み量はかなり少ないので、相当のダイナミックレンジが必要となる。
【０００８】
【特許文献１】特開２００７−１９２６５７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上記、高パワーにおける歪測定の広ダイナミックレンジ化を計るべく図２の構成で実験を行った。ここでは、その結果について説明し、その詳細構成の説明は「発明を実施するための最良の形態」の欄で本発明と合わせて行う。
【００１０】
図２の構成で試験した結果、約１２０ｄＢｃまでのダイナミックレンジを確保することができた。また、メカニカルスイッチで構成した切替スイッチ９及び切替スイッチ１０での伝送で生じる歪みに起因して、ダイナミックレンジが約１２０ｄＢｃ止まりであることも分かった。なお、この切替スイッチ９，１０の機能は、特許文献１と同様のスルールートとフィルタルートの切替にある。
【００１１】
本発明の目的は、高パワーの信号を被測定物に印加してその被測定物の出力の２次高調波歪を、よりダイナミックレンジを拡大して測定できる技術を提供するものである。さらには、例えば、約１ＧＨｚの周波数帯で＋３０ｄＢｍ（１ｗ）のパワーを印加して、１２０ｄＢｃを越えるダイナミックレンジで２次高調波歪を測定可能な技術を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
請求項1に記載の発明は、試験周波数で試験パワーを有し、かつ該試験周波数成分の２次高調波成分がフィルタで除去された試験信号を被測定物（８）に向けて出力する信号源（１）と、該被測定物から該試験信号を受けて２つに方向性をもって分岐して出力する方向性結合手段（４）と、前記方向性結合手段で分岐された一方に接続され該試験信号のトータルパワーを測定するパワー測定手段（５）と、前記方向性結合手段で分岐された他方に接続され該試験信号から２次高調波成分をパスさせ基本波成分を除去する基本波除去フィルタ（６）と、前記パワー測定手段が測定したトータルパワーに対する、該基本波除去フィルタから出力される該２次高調波成分のパワーを、周波数帯域を制限して選択的に測定する同調測定手段（７）と、を備えた。
【００１３】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記同調測定手段は、スペクトラムナライザであって、ローカル信号を掃引して、掃引された該ローカル信号と前記該基本波除去フィルタをパスした前記２次高調波成分とをミキシングして中間間周波数に変換するヘテロダイン受信部（７ｂ）と、該ヘテロダイン受信部の出力を前記周波数帯域を制限して出力するＩＦ部（７ｃ）と、該ＩＦ部の出力を検出することにより、前記２次高調波成分のパワーを測定するレベル検出部（７ｄ）とを備え、前記ＩＦ部は、制限できる前記周波数帯域の最小幅として１０Ｈｚが設定可能である構成とした。
【００１４】
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の発明において、前記被測定物を外して前記信号源の出力を前記方向性結合手段の入力へ接続した状態で、前記試験周波数が約１ＧＨｚの周波数で、前記試験パワーが＋３０ｄＢｍのとき、前記同調測定手段は、前記帯域制限を１０Ｈｚとして測定可能であり、測定できる前記２次高調波成分のパワーは、前記トータルパワーに対してー１２０ｄＢｃ以下である構成とした。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、従来のように切替スイッチを用いることなく、常時、一方は基本波除去フィルタを経由し同調測定手段とに接続される系統、他方はパワーメータと同調測定手段とで接続される系統に、２分岐して接続される構成としたので、広ダイナミックレンジが確保できた。
【００１６】
また、同調手段として、掃引受信が可能で、帯域幅が１０Ｈｚまで設定可能なスペクトラムアナライザを用いることで、試験周波数、或いはその２次高調波成分の設定確度が少々ずれても掃引受信できることから確実に捉えることができ、かつ帯域１０Ｈｚまで絞れるから雑音を低減してダイナミックレンジを確保して測定できる。
【００１７】
また、前記被測定物を外して方向性緩衝手段の出力を前記整合手段の入力へ接続した状態で、かつ前記試験周波数が約１ＧＨｚの周波数で、試験パワーが３０ｄＢｍのとき、前記同調測定手段が測定できる前記２次高調波成分のパワーは、前記トータルパワーに対して、−１２０ｄＢｃ以下になった。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本発明に係る実施形態について、図面を参照しながら説明する。図１は、本発明に係る実施形態の機能構成を示す図である。図２は、従来技術の機能構成を示す図である。図３は、本発明に係る実施形態と従来の実施形態との測定結果の比較を示す図である。      
【００１９】
以下に、「本発明の実施形態」、「従来の実施形態」及び「本発明と従来との比較」の順で説明する。
【００２０】
「本発明の実施形態」
図１において、信号源１は、信号発生手段１ａ、パワーアンプ１ｂ、アイソレータ１ｃ及びローパスフィルタ１ｄで構成される。信号発生手段１ａは、周波数確度の高い且つ安定な周波数を発生する。通常は、高確度の基準信号源を有しそれにＰＬＬ（フエーズロックループ）で同期した周波数で、その周波数が可変な試験信号を出力する。例えば、９４６．００００ＭＨｚの信号を出力可能にされている。試験用のパワーとしては、ほぼ１０ｄＢｍを出力できる。信号発生手段１ａとしては、試験周波数として、６００ＭＨｚ以上で試験使用している携帯無線で使用される周波数範囲で出力できることが望ましい。このような信号発生手段１ａとしては、例えば、当出願人が製造販売する「ＭＧ３６８１Ａ  デシタル信号発生器」が使用可能である。
【００２１】
パワーアンプ１ｂは、信号発生手段１ａで十分な試験パワーを出力できれば、それだけでよいが、不十分な場合は、増幅するパワーアンプ１ｂが必要である。パワーアンプ１ｂが出力する試験パワーとしては、約＋３０ｄＢｍを越えるものが望ましい。
【００２２】
アイソレータ１ｃは、パワーアンプ１ｂ側からローパスフィルタ１ｄ側へは損失少なく試験信号を伝達させるが、ローパスフィルタ１ｄ側からパワーアンプ１ｂ側への伝達を防止するため損失ができるだけ大になるよう設計されている。つまり、ローパスフィルタ１ｄ側で発生した信号、例えば、インピーダンス不整合によって生じる反射波等の信号源１側への逆流を防止している。これは、信号源１側とＤＵＴ８側との結合による不安定さを防止するために用いている。パワーアンプ等を用いて高パワーな信号を安定に伝送するときに有効である。アイソレータ１ｃは、一般には、数百ＭＨｚ以上であればフェライトのフラディー回転の特性を利用して作られ市販されている。
【００２３】
ローパスフィルタ１ｄは、パワーアンプ１ｂ及びアイソレータ１ｃからの試験信号の周波数成分に含まれる基本波周波数成分（例  ９４６ＭＨｚ）をパスさせるとともに、その２次高調波成分（例：１８９２ＭＨｚ）を取り除いた後に、整合手段２へ送る。２次高調波成分のパワーをパワーアンプ１ｂが出力する試験信号の試験パワーに対して、−１２０ｄＢｃ以下に減衰させる。望ましくは−１４０ｄＢｃ以下とする。一般には、パワーアンプ１ｂや信号発生手段１ａの出力は２次高調波成分が−数十ｄＢｃなので、これを−１２０ｄＢｃ以下、望ましくは−１４０ｄＢｃ以下にする。
【００２４】
整合手段２は、試験信号の基本波周波数成分をパスさせる帯域を有して、ローパスフィルタ１ｄから受けた試験信号を被試験物であるＤＵＴ８へ整合良く伝達する。整合手段２は、この例ではカプラ２ａ（方向性結合器とも呼ばれる）で構成されている。
【００２５】
カプラ２ａは、この例ではいわゆるλ／４の線路で構成されており、試験信号の基本波周波数の伝送帯域内で、ローパスフィルタ１ｄの出力インピーダンスとその負荷側（カプラ２ａの入力側）をみたインピーダンスと整合をとり、かつＤＵＴ８の入力インピーダンスとその入力側（カプラ２ａの出力側）をみたインピーダンスとの整合をとるために設けられている。カプラ２ａに設けられている終端抵抗Ｒ、ローパスフィルタ１ｄの出力インピーダンスは、ＤＵＴ８の入力インピーダンスと同じ値になるように設計されている。
【００２６】
図１において、ＤＵＴ８を試験するときは、図１のように試験ルートにＤＵＴ８を入れて試験するが、ＤＵＴ８に入力すべき試験パワーＰｉｎを後段のパワー測定手段５で校正（確認）するとき、或いは２次高調波歪測定装置としての測定系もしくは全体のダイナミックレンジを後段の同調測定手段７で確認するときは、ＤＵＴ８の代わりに同軸線路等でスルールートを形成する。試験パワーＰｉｎとしては、＋３０ｄＢｍを越えるパワーとなることがある。
【００２７】
ＤＵＴ８から出力される測定信号には、測定対象である２次高調波成分が含まれる可能性が大である。したがって、ここ後段の整合手段３、方向性結合手段４は基本波周波数成分及び２次高調波成分の双方を伝達する必要がある。
【００２８】
整合手段３は、ＤＵＴ８の出力インピーダンスと方向性結合手段４を介して接続されるパワー測定手段５や基本波除去フィルタ６の入力インピーダンスとのインピーダンス整合を図るために設けられ、かつ、後段のパワー測定手段５は＋３０ｄＢｍ等の高パワーを直接受けて測定できないのでパワー測定手段５が受信測定可能なパワー範囲にＤＵＴ８の出力パワーを下げることによりパワー的な整合を図るために設けられている。整合手段３は、これらの目的を達成するために、ここでは２０ｄＢのパワー減衰を図るために抵抗減衰器ＡＴＴで構成されている。なお、抵抗減衰器ＡＴＴの減衰量が大きくしていくと、後段で同調測定手段７の入力換算雑音の影響を受けやすくなり２次高調波成分を測定するときのＳ／Ｎを悪化させ、測定ダイナミックレンジを狭くすることになりかねないので注意が必要である。
【００２９】
また、整合手段２及び整合手段３は、上記のようにスルールート形成時、又は試験ルート形成時のいずれであってもインピーダンスの整合がとれるように構成されている。
【００３０】
なお、上記の整合手段２及び整合手段３の説明、及び後段の説明において、「整合をとる」や「整合させる」と記載し、記載することがあるが、完全に整合させることは困難であり、幾分は残留する（不整合分がある）ことが知られている。２次高調波測定において、不整合が生じたとき問題になるのは、不整合にも基づいて試験信号の基本波周波数成分と同じ反射波が発生し、それが異なった位相で本来の基本波周波数成分と再結合すると波形が変化し高調波成分を生成し、ダイナミックレンジを狭めたり、誤差の要因になりかねないということである。したがって、ここで説明する「整合をとる」や「整合させる」とは、この発明における２次高調波の測定のダイナミックレンジを狭める、或いは誤差に影響しない、程度のものを言う。
【００３１】
方向性結合手段４は、整合手段３からの試験信号を分岐して基本波除去フィルタ６とパワー測定手段５とへ出力する。一方で、方向性結合手段４は、基本波除去フィルタ６側からパワー測定手段５側への不要信号の流れを防止し、かつパワー測定手段５側から基本波除去フィルタ６側への不要信号の流れを防止する。不要信号とは、主に、基本波除去フィルタ６の入力端、パワー測定手段５の入力端、或いは同調測定手段７の入力端等で発生する恐れのある不整合分による反射波の成分である。基本波除去フィルタ６及びパワー測定手段５のそれぞれは、方向性結合手段４とは、同じインピーダンスで整合をとるように構成されているが、不整合分を生ずる可能性があるからである。
【００３２】
なお、原則として、方向性結合手段４は、試験信号に含まれている２次高調波成分を損失少なく基本波除去フィルタ６へ伝送し、試験信号に含まれている基周波数成分を損失少なくパワー測定手段５とへ出力すれば良い。理由は、基本波除去フィルタ６では、基本波周波数分が除去されるからであり、パワー測定手段５では、基本波周波数成分のパワーを測定できれば十分であるからである。なお、パワー測定手段５は、基本波周波数成分と２次高調波成分の双方のトータルパワーを測定するが、トータルパワーに対する２次高調成分のパワーは無視できるほど小さいためである。
【００３３】
基本波除去フィルタ６は、方向性結合手段４から受けた試験用信号から基本波周波数成分を除去し、２次高調波成分だけを同調測定手段７へ送る。これは、パワーの大きい基本波周波数成分を同調測定手段７へ入力させたことにより、それが原因で同調測定手段７の内部の回路で歪みが発生し、その内部歪みが本来の試験信号の２次高調波歪測定に対する誤差となりかねないので、これを防止するためである。
【００３４】
パワー測定手段５は、方向性結合手段４からの試験信号のトータルパワーＰｆを測定し、測定した値Ｐｆを同調測定手段７へ送る。但し、上記のように試験信号の基本波周波数成分のみを測定しても問題はない。
【００３５】
同調測定手段７は、２次高調波成分に周波数同調し、かつ狭帯域に帯域制限して２次高調波成分のパワーＰ２ｆを測定し、歪率＝（２次高調波成分のパワーＰ２ｆ）／（トータルパワーＰｆ）を求めて表示する。同調測定手段７としては、原理的には、基本波周波数（９４６ＭＨｚ）の２倍の２次高調波成分（例：１８９２ＭＨｚ）に同調して測定するバンドパスフィルタと、そのバンドパスフィルタからのパワーを測定するパワー検出器と、歪率を計算する演算手段で構成することができる。が、２次高調波成分をＳ／Ｎ良く、かつダイナミックレンジを広くして測定するためには、バンドパスフィルタの分解能帯域幅を相当に狭くしなければならない。そこで、図１の実施形態では、スペクトラムアナライザを用いている。
【００３６】
図１の同調測定手段７において、可変ＡＴＴ７ａは可変抵抗減衰器であって２次高調波成分のパワーを後段のヘテロダイン受信部７ｂが飽和しない適切なパワーに調整して入力させるものである。この場合は、減衰量は０でも十分である。ヘテロダイン受信部７ｂは、ローカル信号源（不図示）を有し、そのローカル信号源からのローカル信号と２次高調波成分とを混合器（不図示）でミキシングして、２次高調波成分を中間周波数信号に変換してＩＦ部７ｃへ送る。ローカル信号源はＰＬＬ回路で構成され、確度の良い周波数を出力し、かつ制御部からの指示された範囲で周波数掃引可能である。例えば、２次高調波成分を１８９２ＭＨｚとし、ローカル信号源の掃引幅ＳＰＡＮを１ＭＨｚとすれば、ローカル周波数は（１８９２ＭＨｚ＋中間周波数±０．５ＭＨｚ）となり、ＩＦ部７ｃが受ける中間周波数信号としては中間周波数を中心に±０．５ＭＨｚ間の信号を受信できる。言い方変えると信号発生手段１ａの周波数がΔＦだけズレていたとしても、そのズレの２倍の２ΔＦが±０．５ＭＨｚ内であれば確実に掃引受信できる。
【００３７】
ＩＦ部７ｃは、中間周波数を中心として分解能帯域幅（ＲＢＷ）が可変のバンドパスフィルタであり、操作部７ｇからの指示で制御部７ｆ経由で制御される。測定ダイナミックレンジの下限を決定づけるのは、２次高調波歪測定装置自身の内部で生じる内部の２次高調波か雑音である。前者の内部の２次高調波歪を防止することについて、これまでも説明してきた。後者の雑音については、このＩＦ部７ｃの分解能帯域幅によって決定づけられる。したがって、ＩＦ部７ｃの分解能帯域幅（ＲＢＷ）は狭いほどＳ／Ｎがよくなるので良い。ここでは、分解能帯域幅（ＲＢＷ）として１０Ｈｚが好ましい。
【００３８】
レベル検出部７ｄは、ＩＦ部７ｃから受けた帯域制限された２次高調波成分のパワーＰ２ｆを測定する。演算部７ｅは、レベル検出部７ｄから受けた２次高調波成分のパワーＰ２ｆと、パワー測定手段５から受けたトータルパワーＰｆとの比である歪率＝（２次高調波成分のパワーＰ２ｆ）／（トータルパワーＰｆ）を求めて、表示部７ｈに表示させる。
【００３９】
このようなスペクトラムアナライザとしては、出願人により製造販売されている「ＭＳ２７８１Ｂ」スペクトラムアナライザが利用できる。
【００４０】
パワー測定手段５で測定したトータルパワーＰｆと同調測定手段７で測定された２次高調波成分のパワーＰ２ｆを比較するのには、方向性結合手段４で試験信号が分岐されていることから、方向性結合手段４からパワー測定手段５までの経路の基本波損失Ｌ１（挿入損失或いは定損）と、方向性結合手段４から同調測定手段７までの経路の高調波損失Ｌ２（挿入損失或いは定損）とを基に校正しておく必要がある。なお、同調測定手段７内の校正は単独でなされているものとする。つまり、２次高調波成分のパワーＰ２ｆに（｜Ｌ１｜−｜Ｌ２｜）だけ減算するか、トータルパワーＰｆから（｜Ｌ２｜−｜Ｌ１｜）だけ減算する。なお、基本波損失Ｌ１と高調波損失Ｌ２は固定で既知であるから、予め調べておけば良い。
【００４１】
実際に、図１でスルールートを構成して、測定ダイナミックレンジを測定してみた。条件、及び結果は次の通りである。
信号源側条件
試験周波数（基本波周波数）：９４６ＭＨｚ
試験パワーＰｉｎ：＋３０ｄＢｍ
同調測定手段（ＭＳ２７８１Ｂスペクトラムアナライザ）の条件
周波数掃引幅：１ＭＨｚ
可変ＡＴＴ：０ｄＢ
分解能帯域幅（ＲＢＷ）：１０Ｈｚ
測定結果：
ダイナミックレンジ：基本波周波数成分に対して−１４３．６４ｄＢｃ
これは、目標としたー１２０ｄＢｃ以下となった。
【００４２】
「従来の実施形態」
図２を基に、従来の実施形態について説明しておく。図１とは、基本波除去フィルタ６を切替スイッチ９と切替スイッチ１０の２つで切り替えている点が異なる。また、この場合は、図１の  パワー測定手段５はなく、基本波周波数成分を含むトータルパワーＰｓｆと２次高調波成分のパワーＰｓ２ｆのいずれも、同調測定手段７であるスペクトラムアナライザの同調周波数を基本波周波数、その２倍の２次高調波のそれぞれに切り替えて測定している。切替スイッチ９と切替スイッチ１０は内部に切替リレーを有し電源で駆動される。基本波除去フィルタ６の高調波損失Ｌ３（挿入損或いは定損）分だけ、２次高調波成分のパワーに加算されて補正されている。
【００４３】
実際に、図２でスルールートを構成して、測定ダイナミックレンジを測定してみた。条件、及び結果は次の通りである。
信号源側条件
試験周波数（基本波周波数）：９４６ＭＨｚ
試験パワーＰｉｎ：＋３０ｄＢｍ
同調測定手段（ＭＳ２７８１Ｂスペクトラムアナライザ）の条件
周波数掃引幅：１ＭＨｚ
可変ＡＴＴ：０ｄＢ
分解能帯域幅（ＲＢＷ）：１０Ｈｚ
測定結果：
ダイナミックレンジ：基本波周波数成分に対して−１２０．９２ｄＢｃ
この測定結果は、切替スイッチ９、１０で伝送歪が発生しているものと認められる。
【００４４】
「本発明と従来との比較」
図１における本発明に係る実施形態と、図２における従来の実施形態との測定結果の比較を、図３を基に説明する。共通条件は次の（１）（２）の通りである。
（１）固定の条件
信号源側条件
試験周波数（基本波周波数）：９４６ＭＨｚ
試験パワーＰｉｎ：＋３０ｄＢｍ
同調測定手段（ＭＳ２７８１Ｂスペクトラムアナライザ）の条件
周波数掃引幅：１ＭＨｚ
分解能帯域幅（ＲＢＷ）：１０Ｈｚ
【００４５】
（２）可変条件
測定ダイナミックレンジの測定：スルールート
ＤＵＴ８の２次高調波歪み測定：ＤＵＴはサーキュレータで試験ルート
同調測定手段の可変ＡＴＴ：０ｄＢ、１０ｄＢ条件
【００４６】
測定結果は、次の（３）（４）の通りである。
（３）測定ダイナミックレンジ
同調測定手段７の入力における整合、不整合の影響を調べるため、可変ＡＴＴ７ａを０ｄＢと、１０ｄＢ（不整合があれば０ｄＢより不整合が改善されるはず）のそれぞれについて調べた。本発明の形態では、可変ＡＴＴ７ａが１０ｄＢにすると雑音レベルになり確認できなかったが、従来の形態では約２ｄＢの差があるが、全体から比べ誤差内であり影響はなかった。可変ＡＴＴ７ａが０ｄＢでは、本発明の形態と従来の形態との差は約２０で前者がダイナミックレンジが広い。
【００４７】
（４）ＤＵＴの測定
ＤＵＴとして市販のサーキュレータを採用し、可変ＡＴＴ７ａが１０ｄＢで測定した。結果として、本発明の形態と従来の形態との差は約１ｄＢｃあったが、２次高調波歪率は、ほぼ同じー８１ｄＢｃであった。
【００４８】
上記（３）（４）によれば、歪率測定が確実に行え、かつ本発明の形態では１４０ｄＢｃの測定ダイナミックレンジが確保できる。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明に係る実施形態の機能構成を示す図である。
【図２】従来技術に係る機能構成を示す図である。
【図３】本発明に係る実施形態と従来の実施形態との測定結果の比較を示す図である。
【符号の説明】
【００５０】
１  信号源、  １ａ  信号発生手段、１ｂ  パワーアンプ、  
１ｃ  アイソレータ、  １ｄ  ローパスフィルタ、    ２  整合手段、  
２ａ  カプラ、  ３  整合手段、  ４  方向性結合手段、  ５  パワー測定手段、  
６  基本波除去フィルタ、７  同調測定手段、  ７ａ  可変ＡＴＴ、
７ｂ  ヘテロダイン受信部、７ｃ  ＩＦ部、  ７ｄ  レベル検出部、  ７ｅ  演算部、  
７ｆ  制御部、  ７ｇ  操作部、  ７ｈ  表示部、
８  ＤＵＴ、  ９  切替スイッチ、  １０  切替スイッチ
【図１】
2009264930.tif 000003
【図２】
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【図３】
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