(57)【要約】【課題】アンテナから出力される高周波電力を低下させることなく、反射波電力による最終段電力増幅器の破壊を防止することが可能な大電力高周波出力装置を提供する。【解決手段】大電力高周波出力装置は、高周波電力を増幅して出力する増幅部と、増幅部の出力側に設けられ、制御信号に基づいて入力インピーダンスを変化させて高周波電力を出力する可変インピーダンス整合部と、高周波電力を出力するアンテナと、アンテナからの反射波電力を、増幅部に入力された高周波電力で直交検波して、同相および直交検波出力信号を出力する直交検波部と、同相および直交検波出力信号に応じて制御信号を生成し、可変インピーダンス整合部に送出する制御部とを備えている。制御部は、同相および直交検波出力信号から得られた反射波電力の位相情報に基づいて、反射波電力の位相が予め定められた範囲内に入るよう可変インピーダンス整合部の伝送路の移相量を変化させる制御信号を生成する。【選択図】図１
2009301747.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波電力を受け取り、増幅して出力する高周波電力増幅部と、
前記高周波電力増幅部の出力側に設けられ、入力された制御信号に基づいて入力インピーダンスを変化させて前記高周波電力を出力する可変インピーダンス整合部と、
前記可変インピーダンス整合部から出力された前記高周波電力を出力するアンテナと、
前記アンテナからの反射波電力を、前記高周波電力増幅部に入力された前記高周波電力で直交検波して、同相検波出力信号および直交検波出力信号を出力する直交検波部と、
前記同相検波出力信号および前記直交検波出力信号に応じて前記制御信号を生成し、前記可変インピーダンス整合部に送出する制御部と
を備えた大電力高周波出力装置であって、
前記制御部は、前記同相検波出力信号および直交検波出力信号から得られた反射波電力の位相情報に基づいて、前記反射波電力のインピーダンスが、前記高周波電力増幅部が破壊されない範囲内に入るよう、前記可変インピーダンス整合部の伝送路の移相量を変化させる制御信号を生成する、大電力高周波出力装置。
【請求項２】
前記高周波電力増幅部の出力からみた前記可変インピーダンス整合部の入力における、前記反射波電力のインピーダンスは、第１インピーダンス領域の値または第２インピーダンス領域の値の一方に分類可能であり、
前記第１インピーダンス領域は、前記高周波電力増幅部を流れる電流が過電流状態となることによって前記高周波電力増幅部が破壊されるインピーダンスを含み、
前記第２インピーダンス領域は、前記高周波電力増幅部を流れる電流の電流値が耐破壊限界を超えないことにより、前記高周波電力増幅部が破壊されないインピーダンスを含み、
前記制御部は、前記反射波電力のインピーダンスが前記第２インピーダンス領域内に入るような前記制御信号を生成して、前記可変インピーダンス整合部の伝送路の移相量を変化させる、請求項１に記載の大電力高周波出力装置。
【請求項３】
前記制御部は、アナログ形式の前記同相検波出力信号および前記直交検波出力信号をそれぞれデジタル形式に変換する変換器、および、前記第２インピーダンス領域を特定するための制御テーブルを保持した記憶部を有しており、
前記デジタル形式の前記同相検波出力信号、前記直交検波出力信号および、前記制御テーブルに基づいて、前記制御信号を生成する、請求項２に記載の大電力高周波出力装置。
【請求項４】
前記記憶部は、半導体メモリである、請求項３に記載の大電力高周波出力装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記制御信号を、１ビット以上のデジタル信号に変換して送出する、請求項３に記載の大電力高周波出力装置。
【請求項６】
前記制御部は、前記制御信号を、アナログ信号に変換して送出する、請求項３に記載の大電力高周波出力装置。
【請求項７】
前記制御部は、前記制御信号を、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号に変換して送出する、請求項３に記載の大電力高周波出力装置。
【請求項８】
前記高周波信号を発振して、前記高周波電力増幅部および前記直交検波部に入力する高周波電力発振部をさらに備えた、請求項１に記載の大電力高周波出力装置。
【請求項９】
前記可変インピーダンス整合部の出力と前記アンテナとの間に設けられ、前記可変インピーダンス整合部の出力電力を前記アンテナへ送出し、かつ、前記アンテナからの前記反射波電力を取り出す方向性結合器をさらに備えた、請求項８に記載の大電力高周波出力装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＲＦ帯からマイクロ波帯で動作する大電力高周波出力装置に関する。より具体的には、大電力高周波出力装置において、高周波電力増幅器を効率よく保護するための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球環境保護が世界的に問題となっており、シリコン・カーバイト（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）などの高速動作と高耐圧および大電力密度を備えた材料を用いたパワー半導体が、大電力を取り扱う機器の省エネルギーデバイスとして注目されている。
【０００３】
ＲＦ帯からマイクロ波帯の高周波を利用する、通信システムの基地局の送信用パワー増幅器への展開をはじめとして、数百Ｗの高周波電力を照射することにより食品を加熱する電子レンジなどの調理機器へのパワー半導体の利用も開発が進められている。
【０００４】
これらの機器では、大電力と高効率とを両立させるために、アンテナに最も近い、即ち、最終段の電力増幅器は飽和に近い非線形動作状態で使用するのが一般的である。従って、電力増幅器が安定に動作するためには電力増幅器の次段に接続される回路の入力インピーダンスと、電力増幅器の出力インピーダンスとの整合が非常に重要である。
【０００５】
このインピーダンス整合が最適な状態からずれると、出力パワーの低下や効率の低下を招くこととなり、最悪の場合には電力増幅器の破壊を招く場合もある。
【０００６】
また、電力増幅器からアンテナまでの全てのインピーダンス整合を最適にしたとしても、機器の使用状態やアンテナ周囲の環境変化などにより、アンテナのインピーダンス整合が崩れることにより、アンテナで反射が起こり、その反射波電力が逆流し、電力増幅器へ入力されることにより、電力増幅器の出力電力および効率の低下、最悪の場合には破壊に至る場合もある。特に、電子レンジ等の調理機器の場合、アンテナ周囲の空間が非常に狭いことと、調理する食品の形状や物性などにより、アンテナのインピーダンス状態は非常に複雑となり、大きな反射波電力が発生する確率は非常に高くなる。
【０００７】
従来、アンテナのインピーダンス整合が崩れた場合でも電力増幅器の安定動作を確保するために、電力増幅器の出力側にアイソレータを配置し、アンテナからの反射波電力が電力増幅器へ逆流するのを阻止する方法が一般的に使われている。この従来例の構成と動作を、図１７を参照して説明する。
【０００８】
図１７は、従来例の高周波電力出力装置３００の構成を示すブロック図である。高周波電力出力装置３００は、高周波電力を発振する高周波電力発振部３０１、高周波電力増幅器３０２、インピーダンス整合部３０３、アイソレータ３０４が直列に接続され、アイソレータ３０４の出力にアンテナ３０５が接続されている。高周波電力発振部３０１の出力電力は高周波電力増幅器３０２で増幅され、インピーダンス整合部３０３とアイソレータ３０４を介してアンテナ３０５より放出される。機器の使用状態やアンテナ周囲の環境変化などにより、アンテナのインピーダンス整合が崩れると、アンテナで反射が起こり、その反射波電力の逆流が発生するが、高周波電力増幅器３０２の出力に配置されたインピーダンス整合部３０３とアンテナ３０５の間にアイソレータ３０４が直列に配置されていることにより、アンテナから逆流してきた反射波電力は、アイソレータ３０４により、その電力の大半を吸収されてしまうので、高周波電力増幅器３０２へ入力される反射波電力は極僅かとなり、高周波電力増幅器３０２は出力電力が低下することもなく破壊も回避することができる。
【０００９】
また、アイソレータを使用せずに、アンテナからの反射波電力による電力増幅器の破壊を防止することを目的とした従来技術として、反射波電力を検出し、その反射波電力の大きさに応じて電力増幅器と負荷（アンテナ）との間に配置した可変減衰器の減衰量を増やして、電力増幅器への反射波電力の注入量を減らすことで、電力増幅器の破壊を防止する方法がある（例えば、特許文献１参照）。
【００１０】
また、アイソレータを使用せずに、アンテナからの反射波電力による、電力増幅器の破壊を防止することを目的とした従来技術として、電力増幅器（トランジスタ）で消費される電流を監視し、電流が予め定められた規定値を超えないように、電力増幅器（トランジスタ）のバイアスを制御することにより、電力増幅器に過電流が流れるのを防ぎ、破壊を防止する方法がある（例えば、特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００６−１６６１５３号公報
【特許文献２】特開２００２−０７６７９１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、アイソレータは取り扱う電力が大きくなるほど形状も大きくなり、大きなコストの上昇を招く。また、特許文献１の方法では電力増幅器出力とアンテナ間に減衰器を配置し、その減衰量を大きくすることで電力増幅器への反射波電力を抑制しているので、同時にアンテナから出力される高周波電力も低下してしまう。
【００１２】
また、特許文献２の方法では、反射波電力が逆流して電力増幅器に入力された時に、電力増幅器の電流の増加を察知し、電流を減少させるように動作するので、これも特許文献１の方法と同様に、アンテナから出力される高周波電力が低下してしまう。
【００１３】
本発明の目的は、アンテナから出力される高周波電力を低下させることなく、反射波電力による最終段電力増幅器の破壊を防止することができる、大電力高周波出力装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明による大電力高周波出力装置は、高周波電力を受け取り、増幅して出力する高周波電力増幅部と、前記高周波電力増幅部の出力側に設けられ、入力された制御信号に基づいて入力インピーダンスを変化させて前記高周波電力を出力する可変インピーダンス整合部と、前記可変インピーダンス整合部から出力された前記高周波電力を出力するアンテナと、前記アンテナからの反射波電力を、前記高周波電力増幅部に入力された前記高周波電力で直交検波して、同相検波出力信号および直交検波出力信号を出力する直交検波部と、前記同相検波出力信号および前記直交検波出力信号に応じて前記制御信号を生成し、前記可変インピーダンス整合部に送出する制御部とを備えており、前記制御部は、前記同相検波出力信号および直交検波出力信号から得られた反射波電力の位相情報に基づいて、前記反射波電力のインピーダンスが、前記高周波電力増幅部が破壊されない範囲内に入るよう、前記可変インピーダンス整合部の伝送路の移相量を変化させる制御信号を生成する。
【００１５】
前記高周波電力増幅部の出力からみた前記可変インピーダンス整合部の入力における、前記反射波電力のインピーダンスは、第１インピーダンス領域の値または第２インピーダンス領域の値の一方に分類可能であり、前記第１インピーダンス領域は、前記高周波電力増幅部を流れる電流が過電流状態となることによって前記高周波電力増幅部が破壊されるインピーダンスを含み、前記第２インピーダンス領域は、前記高周波電力増幅部を流れる電流の電流値が耐破壊限界を超えないことにより、前記高周波電力増幅部が破壊されないインピーダンスを含み、前記制御部は、前記反射波電力のインピーダンスが前記第２インピーダンス領域内に入るような前記制御信号を生成して、前記可変インピーダンス整合部の伝送路の移相量を変化させてもよい。
【００１６】
前記制御部は、アナログ形式の前記同相検波出力信号および前記直交検波出力信号をそれぞれデジタル形式に変換する変換器、および、前記第２インピーダンス領域を特定するための制御テーブルを保持した記憶部を有しており、前記デジタル形式の前記同相検波出力信号、前記直交検波出力信号および、前記制御テーブルに基づいて、前記制御信号を生成してもよい。
【００１７】
前記記憶部は、半導体メモリであってもよい。
【００１８】
前記制御部は、前記制御信号を、１ビット以上のデジタル信号に変換して送出してもよい。
【００１９】
前記制御部は、前記制御信号を、アナログ信号に変換して送出してもよい。
【００２０】
前記制御部は、前記制御信号を、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号に変換して送出してもよい。
【００２１】
前記大電力高周波出力装置は、前記高周波信号を発振して、前記高周波電力増幅部および前記直交検波部に入力する高周波電力発振部をさらに備えていてもよい。
【００２２】
前記大電力高周波出力装置は、前記可変インピーダンス整合部の出力と前記アンテナとの間に設けられ、前記可変インピーダンス整合部の出力電力を前記アンテナへ送出し、かつ、前記アンテナからの前記反射波電力を取り出す方向性結合器をさらに備えていてもよい。
【発明の効果】
【００２３】
本発明の高周波電力出力装置によれば、アンテナからの反射波電力を直交検波し、高周波電力増幅器出力からみた可変インピーダンス整合部の入力における反射波のインピーダンスによって高周波電力増幅器が破壊されないよう、可変インピーダンス整合部で調整する。これにより、アイソレータ等の高価な部品を使用せず、かつ、高周波電力増幅器の高周波出力電力を低下させずに、アンテナのインピーダンス不整合に起因するアンテナからの反射波電力による高周波電力増幅器の破壊を防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、添付の図面を参照しながら、本発明による大電力高周波出力装置の概念を説明する。その後、大電力高周波出力装置の実施形態を説明する。
【００２５】
図１は、本発明の大電力高周波出力装置１００の基本構成を示すブロック図である。高周波電力を発振する高周波電力発振部１０１、高周波電力増幅器１０２、可変インピーダンス整合部１０３、方向性結合器１０４が直列に接続され、方向性結合器１０４の出力にアンテナ１０７が接続されている。さらに、直交検波部１０５、制御部１０６が備えられており、方向性結合器１０４の逆方向電力出力と、高周波電力発振部１０１の出力がそれぞれ直交検波部１０５の入力に接続され、直交検波部１０５の検波出力が制御部１０６の入力に接続されている。制御部の出力は可変インピーダンス整合部１０３のインピーダンス制御信号入力に接続されている。
【００２６】
高周波電力発振部１０１の出力電力は高周波電力増幅器１０２で増幅され、可変インピーダンス整合部１０３と方向性結合器１０４を介して、アンテナ１０７より放出される。機器の使用状態やアンテナ周囲の環境変化などにより、アンテナのインピーダンス整合が崩れると、アンテナで反射が起こり、その反射波電力がアンテナ１０７から方向性結合器１０４、可変インピーダンス整合部１０３を介して逆流し、高周波電力増幅器１０２へ入力される。
【００２７】
一方、方向性結合器１０４の逆方向電力出力からはアンテナ１０７からの反射波電力が出力され、直交検波部１０５へ入力される。直交検波部１０５では高周波電力発振部１０１の出力信号で、方向性結合器１０４から入力された反射波電力を直交検波する。このとき、高周波電力発振部１０１の出力信号と反射波電力の周波数は同一であるので、直交検波部１０５での直交検波は、完全な同期検波となる。直交検波部１０５からは同相検波出力信号および直交検波出力信号が出力され、制御部１０６へ入力される。
【００２８】
制御部１０６は、直交検波部１０５から入力された同相検波出力信号および直交検波出力信号から、反射波電力の位相情報を検出して、可変インピーダンス整合部１０３の伝送路の移相量を変化させる。「移相量」とは、高周波信号の位相の変化量を意味する。
【００２９】
このとき制御部１０６は、高周波電力増幅器１０２の出力からみた、可変インピーダンス整合部１０３の入力インピーダンスを変化させて、検出した反射波電力の位相情報が予め定められた範囲内となるように、可変インピーダンス整合部１０３へのインピーダンス制御信号を制御する。「予め定められた範囲内」とは、高周波電力増幅器１０２が破壊されないインピーダンス範囲内を意味する。
【００３０】
この構成によれば、アンテナから電力増幅器へ逆流する反射波電力を取出し、直交検波し、同相検波出力信号および直交検波出力信号を基に、電力増幅器出力からみた可変インピーダンス整合部の入力における反射波のインピーダンスが、予め定められた範囲内になるように制御できるので、高周波電力増幅器の高周波出力電力を低下させずに、アンテナからの反射波電力による高周波電力増幅器の破壊を防止することができる。
【００３１】
以下、大電力高周波出力装置の実施形態を説明する。
【００３２】
図２は、本実施形態による大電力高周波出力装置２００のブロック構成図である。
【００３３】
大電力高周波出力装置２００は、高周波電力発振部２０１、高周波電力バッファアンプ２０８、最終段高周波電力増幅器２０２、可変インピーダンス整合部２０３、方向性結合器２０４、直交検波部２０５、制御部２０６、反射波低域通過フィルタ２０９、反射波バッファアンプ２１０、発振信号低域通過フィルタ２１１、電力分配器２２０より構成される。さらに、直交検波部２０５は、π／２移相器２１２、同相（Ｉ）側ミキサー２１３、直交（Ｑ）側ミキサー２１４により構成され、制御部２０６は、同相（Ｉ）側アナログ−デジタル変換器２１５、直交（Ｑ）側アナログ−デジタル変換器２１６、演算処理部２１７、データ記憶装置２１８、インピーダンス制御信号出力部２１９より構成される。
【００３４】
高周波電力発振部２０１は、通常、電圧制御発振器（ＶＣＯ）とフェーズ・ロックド・ループ（ＰＬＬ）、またはデジタル制御発振器（ＤＣＯ）とデジタル・フェーズ・ロックド・ループ（ＤＰＬＬ）で構成されるが、これに限るものではなく、安定した発振周波数が得られる構成であれば他の構成でも構わない。
【００３５】
高周波電力発振部２０１から出力された高周波電力信号は、高周波電力バッファアンプ２０８で増幅されたのち、電力分配器２２０を経て最終段高周波電力増幅器２０２でさらに増幅され、可変インピーダンス整合部２０３、方向性結合器２０４を経てアンテナ２０７より放出される。
【００３６】
方向性結合器２０４は、２本の平行なマイクロストリップ線路２０４ａおよび２０４ｂによつ誘導結合を利用した回路である。マイクロストリップ線路２０４ａおよび２０４ｂを利用すると、非常に簡単な構成で低通過損失の方向性結合器が得られる。
【００３７】
方向性結合器２０４は以下のように機能する。すなわち、入力端子Ｐ１から入力された信号は、マイクロストリップ線路２０４ａを経て出力端子Ｐ２から出力されると同時に、マイクロストリップ線路２０４ａとマイクロストリップ線路２０４ｂの誘導結合により、順方向出力端子Ｐ４からも出力されるが、逆方向出力端子Ｐ３からは出力されない。同様に、出力端子Ｐ２から入力された信号は、マイクロストリップ線路２０４ａを経て入力端子Ｐ１から出力されると同時に、マイクロストリップ線路２０４ａとマイクロストリップ線路２０４ｂの誘導結合により、逆方向出力端子Ｐ３からも出力されるが、順方向出力端子Ｐ４からは出力されない。
【００３８】
入力端子Ｐ１から出力端子Ｐ２、および出力端子Ｐ２から入力端子Ｐ１への通過電力損失と、逆方向出力端子Ｐ３および順方向出力端子Ｐ４より出力される電力の大きさは、マイクロストリップ線路２０４ａとマイクロストリップ線路２０４ｂの誘導結合の大きさによって決まる。結合を大きくすれば、逆方向および順方向出力端子Ｐ３およびＰ４より出力される電力は大きくなるが、通過電力損失も大きくなる。逆に、結合を小さくすれば、逆方向および順方向出力端子Ｐ３およびＰ４より出力される電力は小さくなるが、通過電力損失は小さくできる。一般的に、取り出したい信号の要求されるダイナミックレンジの幅と、許容される通過電力損失により結合の大きさは決められる。
【００３９】
本実施形態においては、順方向出力端子Ｐ４から出力された電力は、終端抵抗２２１で消費され、逆方向出力端子Ｐ３から反射波電力の一部が取り出される。よって、方向性結合器２０４を利用することにより、インピーダンス整合部２０３からアンテナ２０７へ高周波電力信号を通過させ、アンテナ２０７からインピーダンス整合部２０３へ逆流する反射波の一部を取り出すことができる。
【００４０】
通常、大電力信号を出力する高周波電力増幅器の出力インピーダンスは非常に低くなり、数Ω以下となる場合が一般的である。可変インピーダンス整合部２０３の入力インピーダンスは、最終段高周波電力増幅器２０２の出力インピーダンスと最適な整合がとれるように構成されている。
【００４１】
機器の使用状態やアンテナ周囲の環境変化などにより、アンテナ２０７のインピーダンス整合が崩れると、アンテナ２０７で高周波電力信号の反射が起こり、その反射波電力が、方向性結合器２０４の出力端子Ｐ２に逆流する。そしてその反射波電力は、方向性結合器２０４、可変インピーダンス整合部２０３を介して最終段高周波電力増幅器２０２の出力へ入力されることになる。
【００４２】
アンテナ２０７からの反射波信号の一部は、方向性結合器２０４の逆方向出力端子Ｐ３を経て直交検波器２０５に向けて出力され、反射波低域通過フィルタ２０９に入力される。反射波低域通過フィルタ２０９は、高周波電力発振部２０１で出力される周波数の高調波を抑圧するよう遮断周波数が決められている。反射波低域通過フィルタ２０９で高調波成分を抑圧された反射波電力は、反射波バッファアンプ２１０によって、後段の直行検波部２０５で直行検波するのに十分な電力まで増幅されたのち、直交検波部２０５へ入力される。ここで、反射波電力が直交検波するのに十分であり、増幅の必要が無い場合は、反射波バッファアンプ２１０は省いてもよいことは言うまでもない。直交検波部２０５へ入力された反射波電力は、２分配され、それぞれ、同相（Ｉ）側ミキサー２１３および直交（Ｑ）側ミキサー２１４へ入力される。
【００４３】
一方、電力分配器２２０で分配された高周波電力バッファアンプ２０８の出力電力の一部は、発振信号低域通過フィルタ２１１に入力される。このフィルタは前述の反射波低域通過フィルタ２０９と同様の特性を持ち、高周波電力発振部２０１で出力される周波数の高調波を抑圧するよう遮断周波数が決められている。発振信号低域通過フィルタ２１１で高調波成分を抑圧された発振信号電力は、直交検波部２０５へ入力される。直交検波部２０５へ入力された発振信号電力は、π／２移相器２１２に入力され、入力された発振信号電力に対して、同相の同相発振信号電力と、π／２だけ位相シフトした直交発振信号電力が出力される。同相発振信号電力は同相（Ｉ）側ミキサー２１３へ、直交発振信号電力は直交（Ｑ）側ミキサー２１４へそれぞれ入力される。
【００４４】
同相（Ｉ）側ミキサー２１３は、反射波電力を、π／２移相器２１２から入力された同相発振信号電力と積算することによる検波、即ち、反射波電力を同相発振信号電力で同期検波し、２つの入力信号の乗算結果として、同相（Ｉ）成分検波信号が出力され、制御部２０６へ入力される。同様に、直交（Ｑ）側ミキサー２１４は、反射波電力を、π／２移相器２１２から入力された直交発振信号電力で同期検波し、直交（Ｑ）成分検波信号が出力され、制御部２０６へ入力される。このとき、図２には示していないが、同相（Ｉ）成分検波信号および直交（Ｑ）成分検波信号のＳ／Ｎ比を向上する目的で、同相（Ｉ）側ミキサー２１３および直交（Ｑ）側ミキサー２１４のそれぞれの出力に低域通過フィルタを配置してもよい。
【００４５】
直交検波部２０５の同相（Ｉ）側ミキサー２１３および直交（Ｑ）側ミキサー２１４より出力され制御部２０６へ入力された同相（Ｉ）成分検波信号および直交（Ｑ）成分検波信号は、それぞれ、同相（Ｉ）アナログ−デジタル変換器２１５および直交（Ｑ）アナログ−デジタル変換器２１６へ入力され、デジタル信号に変換されて、演算処理部２１７へ入力される。
【００４６】
演算処理部２１７は、反射波電力を発振信号電力で直交同期検波して得られた同相（Ｉ）成分検波信号および直交（Ｑ）成分検波信号より、反射波電力のインピーダンスをデジタル演算により算出し、その演算結果を基に、データ記憶装置２１８に格納されたインピーダンス制御信号データを参照して、インピーダンス制御信号を決定し、インピーダンス制御信号出力部２１９を経て、可変インピーダンス制御部２０３へ出力する。
【００４７】
インピーダンス制御信号出力部２１９は、演算処理部２１７から入力されたインピーダンス制御信号を、可変インピーダンス整合部２０３の可変素子の素子値制御方法に合わせた信号形式に変換して、可変インピーダンス整合部２０３へ送出する。ここで述べる信号形式には、１ビット以上のデジタルデータ形式、アナログ電圧形式、更には、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号形式などが含まれる。
【００４８】
上記構成によれば、反射波電力を直交検波して得られた同相検波出力信号および直交検波出力信号を、デジタル信号に変換するので、高速なデジタル演算処理が可能となり、反射波電力のインピーダンスを高速かつ容易に正確に算出することができる。よって、正確なインピーダンス制御信号を高速に可変インピーダンス整合部２０３へ送出し、可変インピーダンス整合部２０３を制御することができる。その結果、高周波電力増幅器２０２の高周波出力電力を低下させずに、アンテナからの反射波電力による高周波電力増幅器２０２の破壊を防止することができる。
【００４９】
図３は、一般的な高周波電力増幅器の出力整合回路の回路構成を示す。
【００５０】
高周波電力増幅器４０１の出力（ドレイン）に、ある一定の電気長を有するマイクロストリップ線路４０３、直流カット用コンデンサ４０４が直列に接続され、直流カット用コンデンサ４０４は、出力整合回路の出力端子４０５に接続され、次段の回路に接続される。高周波電力増幅器４０１の出力の直近には、シャント用コンデンサ４０２の一端が接続され、シャント用コンデンサ４０２の他端は接地されている。更に、高周波電力増幅器４０１の出力とマイクロストリップ線路４０３の間にインダクタ４０６の一端が接続されており、インダクタ４０６の他端にはバイパスコンデンサ４０７の一端が接続され、バイパスコンデンサ４０７の他端は接地されている。また、インダクタ４０６とバイパスコンデンサ４０７の接続点は、直流電源供給端子４０８に接続されていて、この直流電源供給端子から高周波電力増幅器４０１の駆動電源（Ｖｄｄ）を供給する。なお、高周波電力増幅器４０１の入力部の回路についての説明は、本発明に特に関連しない。よって説明は省略する。
【００５１】
インダクタ４０６は、高周波電力増幅器４０１の出力インピーダンス整合に影響しないよう、動作周波数において、十分にインピーダンスが大きくなるようにインダクタンス値を選定される。図３では、インダクタ４０６は、高周波電力増幅器４０１とマイクロストリップ線路４０３の間に接続されているが、マイクロストリップ線路４０３と直流カット用コンデンサ４０４の間に接続しても構わない。
【００５２】
通常は、シャント用コンデンサ４０２とマイクロストリップ線路４０３で、高周波電力増幅器４０１の出力インピーダンスの整合をとるが、直流カット用コンデンサ４０４をインピーダンス整合用のコンデンサとして使用しても構わない。
【００５３】
図４は、マイクロストリップ線路４０３の電気長が変化した場合のインピーダンスの変化を模式的に示した図である。初期のインピーダンスをＡ点とした場合、マイクロストリップ線路４０３の電気長を長くした場合にはＢ点に、逆に、電気長を短くした場合はＣ点に、それぞれインピーダンスが変化する。従って、マイクロストリップ線路４０３の電気長を変化させることで、伝送線路の移相量を変化させることができる。
【００５４】
また、直流カット用コンデンサ４０４をインピーダンス整合用可変素子として使用して、コンデンサの静電容量を変化させた場合、初期のインピーダンスを図４に示すＡ点とすると、直流カット用コンデンサ４０４の静電容量を大きくした場合にはＢ点に、逆に、静電容量を小さくした場合はＣ点に、それぞれインピーダンスが変化する。従って、直流カット用コンデンサ４０４の静電容量を変化させることで、伝送線路の移相量を変化させることができる。
【００５５】
可変インピーダンス制御部２０３は、制御部２０６のインピーダンス制御信号出力部２１９より適切な信号形式に変換されて入力されたインピーダンス制御信号により、上記のマイクロストリップ線路４０３や直流カット用コンデンサ４０４などの可変素子の素子値を変化させることによって、信号伝送線路の移相量を変化し、最終段高周波電力増幅器２０２の出力からみた可変インピーダンス整合部２０３の入力インピーダンスを変化させるように動作するよう構成される。
【００５６】
すなわち、同相検波出力信号および直交検波出力信号を基に、電力増幅器２０２の出力からみた可変インピーダンス整合部２０３の入力における反射波のインピーダンスを電力増幅器２０２が破壊されないインピーダンス領域に制御することで、高周波出力電力を低下させずに、アンテナからの反射波電力による高周波電力増幅器の破壊を防止することが可能な大電力高周波出力装置２００を実現することができる。
【００５７】
なお、本実施形態においては、反射波のインピーダンスを検出するために方向性結合器を利用した。しかしこれは例である。他の構成によっても実現できる。
【００５８】
ここで、図５および６を参照しながら、電力増幅器２０２が破壊されないインピーダンス領域を説明する。
【００５９】
図５は、電力増幅器２０２のドレイン電流（Ｉｄ）ロードプルデータの一例を示す。このような増幅器出力のインピーダンスに対するドレイン電流の分布は、一般に使われるロードプル法により、容易に測定できる。
【００６０】
たとえば制御部２０６のデータ記憶装置２１８は、図５に示すドレイン電流（Ｉｄ）ロードプルデータを予め保持している。演算部２１７は、反射波のインピーダンスを検出し、検出したインピーダンスを用いて保持されているロードプルデータを参照して、インピーダンスの調整の要否を決定し、必要な場合にはさらにそのロードプルデータに基づいてインピーダンスを調整する。
【００６１】
本実施形態では、ドレイン電流（Ｉｄ）＝５００ｍＡにおいて増幅器が過電流により破壊されるとする。この電流値も実験等によって特定することが可能である。
【００６２】
Ｉｄ＞５００ｍＡとなる領域、即ち、図５中のドレイン電流（Ｉｄ）＝５００ｍＡによって囲まれる領域が、電力増幅器２０２が過電流により破壊されるインピーダンス領域となる。この領域を、以下「破壊領域」という。
【００６３】
従って、「電力増幅器が破壊されない領域」とは、電流値が耐破壊限界以下となる、図５中のドレイン電流（Ｉｄ）＝５００ｍＡによって囲まれる破壊領域の外の領域を意味している。制御部２０６は、電力増幅器２０２が破壊されない領域に反射波電力のインピーダンスが入るよう、インピーダンス制御信号を生成し、可変インピーダンス整合部２０３を制御する。なお、図から明らかなように、反射波電力のインピーダンスは「破壊領域」か「破壊領域以外の領域」かに分類することが可能であり、そのいずれに属するかによって、後の制御方法が異なっている。
【００６４】
次に、図６を参照しながら、検出した反射波電力のインピーダンスに応じたインピーダンスの制御方法を説明する。図６は、位相を回す方向を説明するための図である。
【００６５】
まず、反射波電力のインピーダンスが破壊領域外にある場合、たとえば図６中Ｄ点に位置している場合には、移相制御を行う必要はない。制御部２０６は、位相を変化させるインピーダンス制御信号を出力しないため、可変インピーダンス整合部２０３の移相量に変化はない。
【００６６】
次に、反射波電力のインピーダンスが破壊領域内にある場合、たとえば図６中Ａ、Ｂ、Ｃ点に位置している場合には、以下のように移相量を制御する。
【００６７】
原則としては、破壊領域外へインピーダンスを変化させるために、制御部２０６は、移相量が少ない方向に移相する。そして、インピーダンスが破壊領域のほぼ中央にあることにより、移相量がどの方向においても同等の場合には、実軸に近づける方向に移相する。
【００６８】
図６中Ａ、Ｂ、Ｃ点を例に挙げて説明する。
【００６９】
反射波電力のインピーダンスが図６のＡ点に位置する場合、移送量の最も小さい方向である、Ａ→Ａ'の方向へインピーダンスを移相するよう、インピーダンスが制御される。この移送を実現するためには、図８〜１０に関連して後述するように、直列のインダクタＬのインダクタンス値を大きくする、または、直列コンデンサＣの静電容量を小さくすればよい。
【００７０】
また、反射波電力のインピーダンスが図６のＢ点に位置する場合、移送量の最も小さい方向である、Ｂ→Ｂ' の方向へインピーダンスを移相するよう、インピーダンスが制御される。この移送を実現するためには、図８〜１０に関連して後述するように、直列のインダクタＬのインダクタンス値を小さくする、または、直列コンデンサＣの静電容量を大きくすればよい。
【００７１】
一方、反射波電力のインピーダンスが図６のＣ点に位置する場合、インピーダンスが破壊領域のほぼ中央にあるため、Ｃ→Ｃ' の方向へインピーダンスを移相するよう、インピーダンスが制御される。この移送を実現するためには、図８〜１０に関連して後述するように、直列のインダクタＬのインダクタンス値を小さくする、または、直列コンデンサＣの静電容量を大きくすればよい。
【００７２】
なお、「インピーダンスが破壊領域のほぼ中央にある」とは、インピーダンスを破壊領域の外へ動かすために回さなければいけない位相角度、すなわち、図６における、Ａ→Ａ’の角度およびＢ→Ｂ’の角度、が実質的に同じになることをいう。
【００７３】
次に、図７を参照しながら、大電力高周波出力装置２００の初期動作を説明する。初期動作を特にとりあげる理由は、システム起動時により安全に動作させるためである。システム起動時は反射波電力のインピーダンスが制御できていないため、その状態において電力増幅器２０２を高出力動作させると、電力増幅器２０２が破壊される可能性がある。そこで、システム起動時は、電力増幅器２０２は低出力動作させ、反射波のインピーダンスを検出し、反射波インピーダンスの破壊領域外への制御が完了した後に、電力増幅器２０２を通常の高出力動作させるように制御するのが好ましい。
【００７４】
図７は、大電力高周波出力装置２００の初期動作のアルゴリズムを示すフローチャートである。
【００７５】
ステップＳ１において、電力増幅器２０２は低出力で動作を開始する。次のステップＳ２において、制御部２０６は反射波のインピーダンスを検出する。そしてステップＳ３において、反射波のインピーダンスが破壊領域内か否かを判定する。破壊領域内であればステップＳ４に進み、図６とともに説明した方法によってインピーダンスの移相量を制御する。一方、破壊領域内でなければステップＳ５に進む。
【００７６】
ステップＳ５においては位相が制御されているため、電力増幅器２０２は高出力で動作する。その後も通常の高出力動作を行うが、常時または間欠的に反射波のインピーダンスを監視し（ステップＳ６）、必要に応じてステップＳ２以降の処理を行う。
【００７７】
このようにシステム起動時の初期制御をすることにより、システム起動時の反射波インピーダンスが破壊領域内であった場合に、いきなり増幅器が破壊してしまうのを防ぐことができる。
【００７８】
次に、図８〜１０を参照しながら、本実施形態による可変インピーダンス整合部２０３の構成例を説明する。
【００７９】
図８に示すように、高周波電力増幅器６５１の出力（ドレイン）は、第１の直流カット用コンデンサ６０２、マイクロストリップ線路６０３、第２の直流カット用コンデンサ６０４、出力端子６０６の順に直列に接続されている。また、高周波電力増幅器６５１の出力とＧＮＤ間に、シャント用コンデンサ６０１が接続されている。また、マイクロストリップ線路６０３と第２の直流カット用コンデンサ６０４の間に抵抗器６０５の一端が接続され、抵抗器６０５の他端は、制御電圧入力端子６０７に接続されている。また、高周波電力増幅器６５１の出力にインダクタ６５２の一端が接続され、インダクタ６５２の他端は直流電源供給端子６５４の一端に接続されている。更に、インダクタ６５２と直流電源供給端子６５４の間とＧＮＤ間にバイパスコンデンサ６５３の一端が接続されている。
【００８０】
このとき、マイクロストリップ線路６０３は、誘電体に強誘電体を使用した、強誘電体基板上に形成されている。また、第１の直流カット用コンデンサ６０２および第２の直流カット用コンデンサ６０４は、インピーダンス整合に影響しないように、回路が動作する周波数において、インピーダンスが十分に小さくなるように、それぞれのコンデンサの容量値が選定されている。また、インダクタ６５２は、インピーダンス整合に影響しないように、回路が動作する周波数において、インピーダンスが十分に大きくなるようにインダクタのインダクタンス値が選定されている。
【００８１】
また、抵抗器６０５は、通常は、数百Ω〜数ｋΩの抵抗値を有する固定抵抗器を用いるが、回路が動作する周波数において、インピーダンスが十分に大きくなるインダクタンス値を有するインダクタを用いてもよい。
【００８２】
図８の構成において、制御電圧入力端子６０７に直流電圧を印加すると、直流的には回路はＯＰＥＮであるので、抵抗器６０５を介してもマイクロストリップ線路６０３には、制御電圧入力端子６０７に印加した直流電圧と同じ電圧が印加されることになり、マイクロストリップ線路６０３を形成する強誘電体基板に同電圧が印加された状態となる。強誘電体は、印加する電圧を変化させることにより、その誘電率が変化する材料である。従って、強誘電体基板上に形成したマイクロストリップ線路に直流電圧を印加し、その電圧を変化させることにより、伝送線路とＧＮＤ間の誘電率が変化し、その結果、マイクロストリップ線路の電気長が変化する。従って、制御電圧入力端子６０７に印加する直流電圧を変化させることにより、マイクロストリップ線路６０３の電気長を変化させ、結果として、移相量を変化させることができる。
【００８３】
図８の構成の場合、制御電圧入力端子６０７に直流電圧を供給する、インピーダンス制御信号出力部２１９は、演算処理部２１７より入力されたインピーダンス制御信号を直流電圧に変換して、制御電圧入力端子６０７に供給するので、デジタル−アナログ変換器で構成するか、もしくは、インピーダンス制御信号出力部２１９と制御電圧入力端子６０７の間に積分器（図示せず）を配置して、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号出力で構成するのが好ましいが、それに限るものではない。
【００８４】
続いて、図９に示すように、高周波電力増幅器７５１の出力（ドレイン）に、シャント用コンデンサ７０１、第１の直流カット用コンデンサ７０２、インダクタ７５２のそれぞれの一端が接続されており、シャント用コンデンサ７０１の他端はＧＮＤに、第１の直流カット用コンデンサ７０２の他端は第１の高周波スイッチ７０６のＣｏｍｍｏｎ端子に、インダクタ７５２の他端はバイパスコンデンサ７５３、及び直流電源供給端子７５４にそれぞれ接続され、バイパスコンデンサ７５３の他端はＧＮＤに接続されている。
【００８５】
第１の高周波スイッチ７０６の、（ａ）側端子は第１のマイクロストリップ線路７０３の一端に、（ｂ）側端子は第２のマイクロストリップ線路７０４の一端に、それぞれ接続され、第１のマイクロストリップ線路７０３の他端は第２の高周波スイッチ７０７の（ａ）側端子に、第２のマイクロストリップ線路７０４の他端は第２の高周波スイッチ７０７の（ｂ）側端子にそれぞれ接続されている。第２の高周波スイッチ７０７のＣｏｍｍｏｎ端子は第２の直流カット用コンデンサ７０５の一端に接続され、第２の直流カット用コンデンサ７０５の他端は出力端子７０８に接続されている。
【００８６】
更に、第１の高周波スイッチ７０６の制御端子と第２の高周波スイッチ７０７の制御端子が接続されており、制御信号入力端子７０９に接続されている。制御信号入力端子７０９に入力された制御信号により、第１の高周波スイッチ７０６と第２の高周波スイッチ７０７は同時に動作し、第１の高周波スイッチ７０６と第２の高周波スイッチ７０７が共に（ａ）端子側に接続された状態（以下、この状態を第１の状態と称す）と、第１の高周波スイッチ７０６と第２の高周波スイッチ７０７が共に（ｂ）端子側に接続された状態（以下、この状態を第２の状態と称す）の２通りの状態が選択的に制御される。
【００８７】
また、第１の直流カット用コンデンサ７０２および第２の直流カット用コンデンサ７０５は、インピーダンス整合に影響しないように、回路が動作する周波数において、インピーダンスが十分に小さくなるように、それぞれのコンデンサの容量値が選定されている。また、インダクタ７５２は、インピーダンス整合に影響しないように、回路が動作する周波数において、インピーダンスが十分に大きくなるようにインダクタのインダクタンス値が選定されている。
【００８８】
ここで、第１のマイクロストリップ線路７０３及び第２のマイクロストリップ線路７０４は、それぞれ電気長が異なるよう設計されており、第１の高周波スイッチ７０６と第２の高周波スイッチ７０７を、制御信号入力端子７０９に入力する制御信号を切換えて、上記第１の状態及び第２の状態に経路を切換えることにより、マイクロストリップ線路部分の電気長を、予め設定された２種類の電気長に、選択的に切換えることができ、結果として、２種類の移相量を選択的に切換えることができる。
【００８９】
図９の構成の場合、電気長の異なる２種類のマイクロストリップ線路を切換えて、２種類の移相量を切換える構成としたが、それに限るものではなく、３種類、またはそれ以上の種類のマイクロストリップ線路を切換える構成としてもよい。
【００９０】
また、図９の構成の場合、制御信号入力端子７０９に制御信号を供給する、インピーダンス制御信号出力部２１９は、演算処理部２１７より入力されたインピーダンス制御信号を、１ビット以上の２値信号に変換して、制御信号入力端子７０９に出力する構成とするのが好ましい。
【００９１】
図１０に示すように、高周波電力増幅器８５１の出力（ドレイン）に、シャント用コンデンサ８０１、マイクロストリップ線路８０２、インダクタ８５２のそれぞれの一端が接続されており、シャント用コンデンサ８０１の他端はＧＮＤに、インダクタ８５２の他端はバイパスコンデンサ８５３の一端、及び直流電源供給端子８５４にそれぞれ接続され、バイパスコンデンサ８５３の他端はＧＮＤに接続されている。マイクロストリップ線路８０２の他端は、第１の直流カット用コンデンサ８０３の一端に接続され、第１の直流カット用コンデンサ８０３の他端は、インダクタ８０７、及びバラクタダイオード８０４のアノード端子に接続され、インダクタ８０７の他端は、ＧＮＤに接続されている。
【００９２】
バラクタダイオード８０４のカソード端子は、インダクタ８０６、及び第２の直流カット用コンデンサ８０５のそれぞれの一端に接続され、インダクタ８０６の他端は、制御電圧入力端子８０９に接続され、第２の直流カット用コンデンサ８０５の他端は出力端子８０８に接続されている。
【００９３】
また、第１の直流カット用コンデンサ８０３および第２の直流カット用コンデンサ８０５は、インピーダンス整合に影響しないように、回路が動作する周波数において、インピーダンスが十分に小さくなるように、それぞれのコンデンサの容量値が選定されている。また、インダクタ８５２、８０４、８０６はいずれも、インピーダンス整合に影響しないように、回路が動作する周波数において、インピーダンスが十分に大きくなるようにそれぞれのインダクタのインダクタンス値が選定されている。
【００９４】
図１０では、インダクタ８５２は、高周波電力増幅器８５１の出力とマイクロストリップ線路８０２の間に接続されているが、マイクロストリップ線路８０２と第１の直流カット用コンデンサ８０３の間に接続しても構わない。
【００９５】
図１０の構成において、制御電圧入力端子８０９に直流電圧を印加すると、直流的には、インダクタ８０６、バラクタダイオード８０４、インダクタ８０７の直列回路となるので、バラクタダイオード８０４のカソード端子とアノード端子間に、逆バイアス電圧が掛かることになる。バラクタダイオードは、カソード端子とアノード端子間の逆バイアス電圧を変化させることにより、その両端子間の静電容量が変化する特性を有する。従って、バラクタダイオードのカソード端子とアノード端子間の逆バイアス電圧を変化させることにより、その両端子間の静電容量が変化し、その結果、伝送路の直列コンデンサの静電容量が変化する。従って、制御電圧入力端子８０９に印加する直流電圧を変化させることにより、伝送路の直列コンデンサの静電容量を変化させ、結果として、伝送路の移相量を変化させることができる。
【００９６】
図１０の構成の場合、制御電圧入力端子８０９に直流電圧を供給する、インピーダンス制御信号出力部２１９は、演算処理部２１７より入力されたインピーダンス制御信号を直流電圧に変換して、制御電圧入力端子８０９に供給するので、デジタル−アナログ変換器で構成するか、もしくは、インピーダンス制御信号出力部２１９と制御電圧入力端子８０９の間に積分器（図示せず）を配置して、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号出力で構成するのが好ましいが、それに限るものではない。
【００９７】
上記したように、本実施形態によれば、機器の使用状態やアンテナ周囲の環境変化などにより、アンテナのインピーダンス整合が崩れることにより、アンテナで反射が起こった場合でも、アンテナから電力増幅器へ逆流する反射波電力を取出し、直交検波し、同相検波出力信号および直交検波出力信号を基に、電力増幅器出力からみた可変インピーダンス整合部の入力における反射波のインピーダンスを電力増幅器が破壊されないインピーダンス領域に制御することで、高周波電力増幅器の高周波出力電力を低下させずに、アンテナからの反射波電力による高周波電力増幅器の破壊を防止することができる、大電力高周波出力装置を実現することができる。
【００９８】
図１１は、電子レンジ９０１の外観図である。電子レンジ９０１は大電力高周波出力装置２００を備えており、大電力高周波出力装置２００のアンテナ２０７から出力される大電力高周波により、食品を加熱することができる。
【００９９】
また図１２は、携帯電話等の基地局の電波塔９０２の外観図である。電波塔９０２は大電力高周波出力装置２００を備えており、大電力高周波出力装置２００のアンテナ２０７から出力される大電力高周波により、通信を行うことができる。
【０１００】
図１１に示す電子レンジ９０１および図１２に示す電波塔９０２のいずれについても、アイソレータ等の高価な部品は不要である。また、高周波電力増幅器の高周波出力電力を低下させずに、アンテナのインピーダンス不整合に起因するアンテナからの反射波電力による高周波電力増幅器の破壊を防止することができる。
【０１０１】
これまでは、方向性結合器を用いて反射波信号の一部を取り出すとして説明した。しかしながら方向性結合器は例であり、他の構成を利用することもできる。以下、図１３および１４を参照しながら説明する。
【０１０２】
図１３は、方向性結合器に代えて、サーキュレーター２５３を用いた大電力高周波出力装置２００の一部の構成を示す。
【０１０３】
サーキュレーター２５３は、同じ周波数で動作する送信回路及び受信回路を１つのアンテナに接続する場合などに用いられる磁石を用いた高周波受動素子である。あるポートに入力された信号は、特定の次のポートからのみ出力される。図１３によれば、端子Ｐ１→端子Ｐ２，端子Ｐ２→端子Ｐ３，端子Ｐ３→端子Ｐ１の方向にのみ信号が通過する。
【０１０４】
よって、サーキュレーター２５３は、可変インピーダンス整合部２０３からの高周波電力信号を端子Ｐ１で受けて端子Ｐ２からアンテナ２０７へ向けて通過させることができる。また、アンテナ２０７からの反射波信号を端子Ｐ２で受けて端子Ｐ３から直交検波器２０９の方へ向けて分波することができる。
【０１０５】
なお、方向性結合器に比べると、サーキュレーター２５３では反射波の分波レベルは大きくなるため、直交検波器２０６前の増幅器（図２の反射波バッファアンプ２１０）の利得を小さくできるか、もしくは省くことができる。
【０１０６】
図１４は、方向性結合器に代えて、ハイブリッド・カプラ２６３を用いた大電力高周波出力装置の一部の構成を示す。
【０１０７】
ハイブリッド・カプラ２６３は、マイクロストリップ線路による位相操作により、方向性結合器と同様の出力を得る回路要素である。ハイブリッド・カプラ２６３のあるポートに入力された信号は、特定の次のポートからのみ出力される。具体的には、端子Ｐ１から端子Ｐ２への信号は端子Ｐ３には出力されない。一方、端子Ｐ２に入力された信号は、端子Ｐ３に出力される。
【０１０８】
よって、ハイブリッド・カプラ２６３は、可変インピーダンス整合部２０３からの高周波電力信号を端子Ｐ１で受けて端子Ｐ２からアンテナ２０７へ向けて通過させることができる。また、アンテナ２０７からの反射波信号を端子Ｐ２で受けて端子Ｐ３から直交検波器２０９の方へ向けて分波することができる。
【０１０９】
方向性結合器２１４に比較すると、ハイブリッド・カプラ２６３は、結合度を大きくでき、反射波の分波レベルも大きく取れる。ただし、通過損失はより大きくなるので、ロスと結合度とを最適化することが必要となる。
【０１１０】
上述した実施形態において、図６を参照しながら、位相を回す方向（移相制御方法）を説明した。図６の方法では、回す角度が小さくなる方向に移送制御を行った。
【０１１１】
しかしながら、一度移送制御を行った後、再び反射状態が変わって、再度移送制御を行う場合には、できるだけ初期のインピーダンス、すなわち、可変素子の素子値が、制御可能範囲の中央付近になるインピーダンスに近づけるように制御することが好ましい。そこで、以下のような移送制御を行えばよい。なお、上述のように「可変素子」とは、マイクロストリップ線路４０３や直流カット用コンデンサ４０４（図３）などに相当する。
【０１１２】
以下、図１５および１６を参照しながら、異なる位相制御方法を説明する。
【０１１３】
図１５は、図６と異なる方法による、位相を回す方向を説明するための図である。また図１６は、制御素子に関する制御電圧と素子値との関係を示す図である。図１５および図１６に記載の点Ａ〜Ｆはそれぞれ対応している。
【０１１４】
図１６に示すように、可変素子の素子値の可変範囲は有限である。ただし、位相可変素子として用いる素子の種類により、可変範囲の幅や素子の感度は異なる。可変範囲の中央付近と、上限または下限付近とを比較すると、制御電圧の変化量に対しては素子値の変化量（感度）は異なる。上限または下限では、可変範囲の中央付近よりも感度が衰えている。そこで、可能な限り、可変範囲の中央領域に相当する素子値を採用することが望ましい。
【０１１５】
ここで図１５を参照する。制御素子の初期のインピーダンスをＡ点とする。図１５に示すとおり、Ａ点は破壊領域外なので制御は行わない。また、図１６に示すように、Ａ点は制御素子の制御範囲のほぼ中央の領域である。
【０１１６】
次に、負荷の状態が変わり、インピーダンスがＢ点に変化したと仮定する。図１６によれば、制御素子の状態（素子値）はＡ点とＢ点で同じである。インピーダンスを破壊領域外に変更するために、インピーダンスがＣ点に移動するように位相を制御する。制御素子はＣ点で動作する。ここまでは上述の図６に示す制御方法と同様である。
【０１１７】
次に、再び負荷の状態が変わり、Ｄ点にインピーダンスが変化したと仮定する。制御素子の状態はＣ点のままである。ここで、先の説明によれば、インピーダンスがＥ点に移動するよう制御が行われる。
【０１１８】
しかしながら、本変形例においては、インピーダンスがＦ点に移動するよう制御が行われる。Ｅ点へ動かす場合には、Ｆ点に動かすよりは位相の回転量は小さくてすむ。しかしながら制御素子が可変上限に近づいてしまうため、可変幅の中央値へ近づくよう、インピーダンスをＦ点に移動させる。これにより、次の変化に対応し易くなる。
【０１１９】
本実施形態においては、インピーダンスを調整する際、演算部２１７（図２）が、反射波のインピーダンスを検出し、検出したインピーダンスを用いてデータ記憶装置２１８に保持されているロードプルデータを参照し、インピーダンスの調整の要否を決定し、必要な場合にはさらにそのロードプルデータに基づいてインピーダンスを調整するとした。
【０１２０】
このような処理は、一般にマイコンを用いることが必要となるため、回路規模や処理時間で問題が出てくる可能性がある。
【０１２１】
そこで他の例として、位相を回す方向と量を示すデータに対応する制御信号に関する情報をデータ記憶装置２１８に記憶しておき、必要に応じて出力してもよい。予め実験等で取得したロードプル情報を基に、反射波のインピーダンス値に対して、位相を回す方向と量を求めておき、それに対応するインピーダンス制御信号出力部２１９への信号情報を記憶装置に格納しておく。
【０１２２】
ただし、この場合は、インピーダンス値の分解能を高くする、即ちより正確に制御するに従い、メモリ容量も増大するため、実用上どのまでの分解能が必要かを個別に決定する必要がある。
【産業上の利用可能性】
【０１２３】
本発明の大電力高周波出力装置によれば、通信用基地局用増幅器や、電子レンジなどの高周波を使用した調理機器への展開が容易となり、産業上の利用可能性は極めて大きい。
【図面の簡単な説明】
【０１２４】
【図１】本発明の大電力高周波出力装置１００の基本構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態による大電力高周波出力装置２００のブロック構成図である。
【図３】一般的な高周波電力増幅器の出力整合回路の回路構成を示す図である。
【図４】マイクロストリップ線路４０３の電気長が変化した場合のインピーダンスの変化を模式的に示した図である。
【図５】電力増幅器２０２のドレイン電流（Ｉｄ）ロードプルデータの一例を示す図である。
【図６】位相を回す方向を説明するための図である。
【図７】大電力高周波出力装置２００の初期動作のアルゴリズムを示すフローチャートである。
【図８】可変インピーダンス整合部の第１の構成例を示す図である。
【図９】可変インピーダンス整合部の第２の構成例を示す図である。
【図１０】可変インピーダンス整合部の第３の構成例を示す図である。
【図１１】電子レンジ９０１の外観図である。
【図１２】携帯電話等の基地局の電波塔９０２の外観図である。
【図１３】方向性結合器に代えて、サーキュレーター２５３を用いた大電力高周波出力装置２００の一部の構成を示す図である。
【図１４】方向性結合器に代えて、ハイブリッド・カプラ２６３を用いた大電力高周波出力装置の一部の構成を示す図である。
【図１５】図６と異なる方法による、位相を回す方向を説明するための図である。
【図１６】制御素子に関する制御電圧と素子値との関係を示す図である。
【図１７】従来例の高周波電力出力装置３００の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１２５】
１００    本発明の大電力高周波出力装置
１０１    高周波電力発振部
１０２    高周波電力増幅器
１０３    可変インピーダンス整合部
１０４    方向性結合器
１０５    直交検波部
１０６    制御部
１０７    アンテナ
２００    本発明実施例の大電力高周波出力装置
２０１    高周波電力発振部
２０２    最終段高周波電力増幅器
２０３    可変インピーダンス整合部
２０４    方向性結合器
２０５    直交検波部
２０６    制御部
２０７    アンテナ
２０８    高周波電力バッファアンプ
２０９    反射波低域通過フィルタ
２１０    反射波バッファアンプ
２１１    発振信号低域通過フィルタ
２１２    π／２移相器
２１３    同相（Ｉ）側ミキサー
２１４    直交（Ｑ）側ミキサー
２１５    同相（Ｉ）側アナログ−デジタル変換器
２１６    直交（Ｑ）側アナログ−デジタル変換器
２１７    演算処理部
２１８    データ記憶装置
２１９    デジタル−アナログ変換器
２２０    電力分配器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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