(57)【要約】【課題】回路増加を招くことなく隣接チャネル漏洩電力検出機能を実現する無線通信装置を得る。【解決手段】スイッチ１１は、送信期間において、送信信号ＴＸのフィードバック信号ＦＢを選択信号Ｓ１１として選択する。受信処理部１５内のＦＦＴ部１６Ａは、送信期間において、２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２（送信信号ＴＸのフィードバック信号ＦＢに基づく）に対しＦＦＴ処理を行い送信スペクトルＴＳ１を得る。ＡＣＰ検出器１２は、送信期間において、送信スペクトルＴＳ１に基づきＡＣＰの有無を検出し、検出結果に基づき、送信処理部２の出力レベルを指示するレベル制御信号ＬＣ１２、及び無線部６及び高出力増幅器７それぞれのＯＮ／ＯＦＦを指示するＯＮ・ＯＦＦ制御信号ＮＦ１２を出力する。【選択図】図１
2009152708.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信用ベースバンド信号を生成する送信処理部と、
前記送信用バースバンド信号をアップコンバートして送信信号を出力する送信信号出力部と、
前記送信信号をフィードバック信号として内部にフィードバックさせるフィードバック部と、
外部より受ける受信信号及び前記フィードバック信号のうち、一方を第１の選択信号として選択する第１の選択手段と、
前記第１の選択信号をダウンコンバートして受信用ベースバンド信号を得る受信信号入力部と、
前記受信用ベースバンド信号に関連するＦＦＴ処理対象ベースバンド信号対し、ＦＦＴ処理を含む内部処理を行う受信処理部とを備え、前記受信処理部は前記ＦＦＴ処理を行うＦＦＴ部を含み、
前記フィードバック信号が前記第１の選択信号として選択されている場合、前記ＦＦＴ部による前記ＦＦＴ処理結果に基づき、隣接チャネル漏洩電力の有無を検出する隣接チャネル漏洩電力検出部をさらに備える、
無線通信装置。
【請求項２】
請求項１記載の無線通信装置であって、
前記第１の選択手段は送信期間において前記フィードバック信号を前記第１の選択信号として選択し、
前記隣接チャネル漏洩電力検出部は、前記送信期間において前記ＦＦＴ処理結果に基づき、隣接チャネル漏洩電力の有無を検出する前記フィードバック信号を前記第１の選択信号として選択する、
無線通信装置。
【請求項３】
請求項２記載の無線通信装置であって、
前記送信信号出力部は、
前記送信用ベースバンド信号を内挿補間を行い第１の数倍の送信用オーバーサンプリング信号を得るインタポレーション部と、
前記送信用オーバーサンプリング信号をアップコンバート及び増幅して前記送信信号を得るアップコンバート・増幅部とを含み、
前記受信信号入力部は前記第１の選択信号をダウンコンバートして前記第１の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を得るダウンコンバート部と、
前記第１の数倍の受信用オーバーサンプリング信号をデシメーション処理して前記第１の数より小さい第２の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を得るデシメーション部とを含み、
前記受信用ベースバンド信号は前記第１の数倍の受信用オーバーサンプリング信号及び前記第２の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を含み、前記ＦＦＴ処理対象ベースバンド信号は前記第２の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を含み、
前記ＦＦＴ部は全期間において所定の処理速度で前記ＦＦＴ処理を行う、
無線通信装置。  
【請求項４】
請求項２記載の無線通信装置であって、
前記送信信号出力部は、
前記送信用ベースバンド信号を内挿補間を行い第１の数倍の送信用オーバーサンプリング信号を得るインタポレーション部と、
前記送信用オーバーサンプリング信号をアップコンバート及び増幅して前記送信信号を得るアップコンバート・増幅部とを含み、
前記受信信号入力部は前記第１の選択信号をダウンコンバートして前記第１の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を得るダウンコンバート部と、
前記第１の数倍の受信用オーバーサンプリング信号をデシメーション処理して前記第１の数より小さい第２の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を得るデシメーション部と、
前記第１の数倍の受信用オーバーサンプリング信号及び前記第２の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を受け、前記第１の数倍及び前記第２の数倍の受信用オーバーサンプリング信号のうち、一方を選択オーバーサンプリング信号として選択する第２の選択手段とを含み、
前記受信用ベースバンド信号は前記第１の数倍及び前記第２の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を含み、前記ＦＦＴ処理対象ベースバンド信号は前記選択オーバーサンプリング信号を含み、
前記第２の選択手段は、受信期間において前記第２の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を前記選択オーバーサンプリング信号として選択し、前記送信期間において前記第１の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を前記選択オーバーサンプリング信号として選択する、
無線通信装置。
【請求項５】
請求項４記載の無線通信装置であって、
前記ＦＦＴ部は前記受信期間において第１の処理速度で前記ＦＦＴ処理を行い、前記送信期間において前記第１の処理速度より早い第２の処理速度で前記ＦＦＴ処理を行う、
無線通信装置。
【請求項６】
請求項４記載の無線通信装置であって、
前記ダウンコンバート部より前記第１の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を一時保存して所定の転送速度で出力する記憶部をさらに備え、
前記第２の選択手段は前記記憶部より前記第１の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を受け、
前記ＦＦＴ部は前記送信期間及び前記受信期間において所定の処理速度で前記ＦＦＴ処理を行い、
前記所定の転送速度は、前記第１の数倍の受信用オーバーサンプリング信号に対し、前ＦＦＴ部による前記ＦＦＴ処理を可能にする速度を含む、
無線通信装置。
【請求項７】
請求項１記載の無線通信装置であって、
受信期間と送信期間のいずれにも属さない期間をフィードバック信号処理期間として指示するフィードバック信号処理タイミング信号を出力するフィードバック信号処理タイミング生成部と、
前記送信期間中に得た前記受信用ベースバンド信号を一時保存する記憶部とをさらに備え、前記記憶部は前記フィードバック信号処理タイミング信号によって認識される前記フィードバック信号処理期間において、一時保存した前記受信用ベースバンド信号を出力し、
前記第１の選択手段は、前記送信期間において前記フィードバック信号を前記第１の選択信号として選択し、
前記ＦＦＴ部は、前記フィードバック信号処理タイミング信号によって認識される前記フィードバック信号処理期間において、前記記憶部より出力される前記受信用ベースバンド信号を前記ＦＦＴ処理対象ベースバンド信号として前記ＦＦＴ処理を行い、
前記隣接チャネル漏洩電力検出部は、前記フィードバック信号処理タイミング信号によって認識される前記フィードバック信号処理期間において、前記ＦＦＴ部による前記ＦＦＴ処理結果に基づき、隣接チャネル漏洩電力の有無を検出する、
無線通信装置。
【請求項８】
請求項７記載の無線通信装置であって、
前記送信信号出力部は、
前記送信用ベースバンド信号を内挿補間を行い第１の数倍の送信用オーバーサンプリング信号を得るインタポレーション部と、
前記送信用オーバーサンプリング信号をアップコンバート及び増幅して前記送信信号を得るアップコンバート・増幅部とを含み、
前記受信信号入力部は前記第１の選択信号をダウンコンバートして前記第１の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を得るダウンコンバート部と、
前記第１の数倍の受信用オーバーサンプリング信号をデシメーション処理して前記第１の数より小さい第２の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を得るデシメーション部と、
前記第１の数倍の受信用オーバーサンプリング信号及び前記第２の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を受け、前記第１の数倍及び前記第２の数倍の受信用オーバーサンプリング信号のうち、一方を選択オーバーサンプリング信号として選択する第２の選択手段とを含み、
前記受信用ベースバンド信号は前記第１の数倍及び前記第２の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を含み、前記ＦＦＴ処理対象ベースバンド信号は前記選択オーバーサンプリング信号を含み、
前記記憶部は、前記送信期間中に得た前記第１の数倍の受信用ベースバンド信号を一時保存し、前記フィードバック信号処理期間に一時保存した前記第１の数倍の受信用ベースバンド信号を所定の転送速度で出力し、
前記第２の選択手段は、前記受信期間において前記第２の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を前記選択オーバーサンプリング信号として選択し、前記フィードバック信号処理期間において前記記憶部より得た前記第１の数倍の受信用オーバーサンプリング信号を前記選択オーバーサンプリング信号として選択し、
前記ＦＦＴ部は前記受信期間及び前記送信期間において第１の処理速度で前記ＦＦＴ処理を行い、前記フィードバック信号処理期間において前記第１の処理速度より早い第２の処理速度で前記ＦＦＴ処理を行い、
前記所定の転送速度は、前記第１の数倍の受信用オーバーサンプリング信号に対し、前ＦＦＴ部による前記ＦＦＴ処理を可能にする速度を含む、
無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、無線通信装置に係り、特に隣接チャネル漏洩電力(ＡＣＰ）検出機能を備えた時分割複信(ＴＤＤ)方式の無線通信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
無線通信装置では隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰ：Adjacent Channel leakage Power）の規格があり、適応的な歪補償を行う場合、誤った動作により隣接チャネル漏洩電力が規格を上回ることがないか監視する必要がある。監視方法の一つは送信フィードバック信号を高速フーリエ変換(ＦＦＴ：Fast Fourier Transform)処理を行い、周波数軸で隣接チャネル帯域の出力レベルが隣接チャネル漏洩電力の規格値を上回ることが無いように監視するものである。隣接チャネル漏洩電力が規格を満足しない場合、送信デジタル信号のレベルダウンを指示、または、無線部（ＴＲＸ）及び高出力増幅器（ＨＰＡ：High Power Amplifier）を停止させることで隣接チャネルに影響を与えないような処置を行う。
【０００３】
従来の無線通信装置では、特許文献１で開示された無線通信装置のように、ベースバンド信号生成部を含むＰＨＹ／ＭＡＣユニットと無線部及び高出力増幅器を含むＴＲＸ／ＨＰＡユニットとが物理的に分離されているケースが多く、ＴＲＸ／ＨＰＡユニット内にＦＦＴ回路を実装し隣接チャネル漏洩電力の検出を行うのが一般的であった。
【０００４】
【特許文献１】特開２００１−２１７７９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述したように、従来の無線通信装置では、隣接チャネル漏洩電力検出機能を実装する場合、フィードバック信号を周波数軸に変換するために、ＴＲＸ／ＨＰＡユニット内に新しくＦＦＴ回路を実装する必要があり、回路の増加を招くという問題点があった。
【０００６】
この発明は、上記の問題点を解消するためになされたもので、回路増加を招くことなく隣接チャネル漏洩電力検出機能を実現する無線通信装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る請求項１記載の無線通信装置は、送信用ベースバンド信号を生成する送信処理部と、前記送信用バースバンド信号をアップコンバートして送信信号を出力する送信信号出力部と、前記送信信号をフィードバック信号として内部にフィードバックさせるフィードバック部と、外部より受ける受信信号及び前記フィードバック信号のうち、一方を第１の選択信号として選択する第１の選択手段と、前記第１の選択信号をダウンコンバートして受信用ベースバンド信号を得る受信信号入力部と、前記受信用ベースバンド信号に関連するＦＦＴ処理対象ベースバンド信号対し、ＦＦＴ処理を含む内部処理を行う受信処理部とを備え、前記受信処理部は前記ＦＦＴ処理を行うＦＦＴ部を含み、前記フィードバック信号が前記第１の選択信号として選択されている場合、前記ＦＦＴ部による前記ＦＦＴ処理結果に基づき、隣接チャネル漏洩電力の有無を検出する隣接チャネル漏洩電力検出部をさらに備える。
【発明の効果】
【０００８】
この発明における請求項１記載の無線通信装置ＭＰ隣接チャネル漏洩電力検出部は、送信信号のフィードバック信号が第１の選択信号として選択されている場合、ＦＦＴ部によるＦＦＴ処理結果に基づき、隣接チャネル漏洩電力の有無を検出している。
【０００９】
上記ＦＦＴ処理結果は、第１の選択信号をダウンコンバートして得られる受信用ベースバンド信号に関連するＦＦＴ処理対象ベースバンド信号対しするＦＦＴ処理結果である。
【００１０】
すなわち、受信処理部の内部処理に用いられるＦＦＴ部を、送信期間においてフィードバック信号の周波数軸への変換に使用してＦＦＴ処理結果を得ている。その結果、ＦＦＴ部からのＦＦＴ処理結果に基づき、隣接チャネル漏洩電力検出部が隣接チャネル漏洩電力の有無を検出することができる。
【００１１】
その結果、請求項１記載の無線通信装置は、隣接チャネル漏洩電力検出用にＦＦＴ部を別途設けることなく、隣接チャネル漏洩電力検出機能を実現することができる効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
＜実施の形態１＞
図１はこの発明の実施の形態１である無線通信装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１の無線通信装置は、適応デジタルプリディストータ(ＡＤＰＤ:Adaptive Digital Pre-Distortion)を適用したＷｉＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access)基地局装置に相当する。
【００１３】
図１に示すように、物理レイヤ処理部１、インタポレーション部３、ＡＤＰＤ部４、無線（送受信機能）部６、高出力増幅器７、カプラ８、サーキュレータ９、アンテナ１０、スイッチ１１及びＡＣＰ検出器１２から構成される。そして、物理レイヤ処理部１（ＰＨＹ）は送信処理部２及び受信処理部１５を含み、受信処理部１５は内部にＦＦＴ部１６Ａを有しており、ＡＤＰＤ部４は内部にプリディストータ５を有している。
【００１４】
物理レイヤ処理部１内の送信処理部２（ＰＨＹ［Ｔｘ］）は、バースト(Burst）単位で転送されてくる情報データを、時間−周波数の２次元平面にマッピングして送信用ベースバンド信号を生成する。
【００１５】
インタポレーション部３は送信用ベースバンド信号を内挿補間して６倍（第１の数倍）オーバーサンプリング信号をＡＤＰＤ部４内のプリディストータ５に出力する。プリディストータ５は高出力増幅器７の入出力関係の歪みと逆特性を有しており、６倍オーバーサンプリング信号に対しプリディストーション処理を行い高出力増幅器７の歪み性能を改善する。
【００１６】
無線部（ＴＲＸ）６はプリディストータ５を通過した６倍オーバーサンプリング信号に対しアップコンバート処理を行いアップコンバート信号を高出力増幅器７に出力する。高出力増幅器７（ＨＰＡ）はアップコンバート信号を増幅してカプラ８及びサーキュレータ９を介してアンテナ１０から送信信号ＴＸを出力する。
【００１７】
このように、インタポレーション部３、ＡＤＰＤ部４（プリディストータ５）、無線部６（アップコンバート部分）及び高出力増幅器７により、送信用ベースバンド信号をアップコンバート及び増幅して送信信号ＴＸを出力する送信信号出力部を構成する。また、無線部６のアップコンバート部分と高出力増幅器７とによりアップコンバート・増幅部を構成する。
【００１８】
サーキュレータ９は前述した送信信号のアンテナ１０への出力とともに、アンテナ１０より受信した受信信号ＲＸをスイッチ１１に出力する。
【００１９】
スイッチ１１（第１の選択手段）は、後述するタイミング信号ＳＴＭに基づき、カプラ８より内部フィードバックさせた送信信号ＴＸのフィードバック信号ＦＢ及び受信信号ＲＸのうち一方を選択し選択信号Ｓ１１（第１の選択信号）として無線部６に出力する。
【００２０】
無線部６は、スイッチ１１からの選択信号Ｓ１１に対してダウンコンバート処理を行いダウンコンバート信号ＳＤ６（６倍オーバーサンプリング信号）をＡＤＰＤ部４を通過してデシメーション部１４に出力する。
【００２１】
デシメーション部１４は無線部６からのダウンコンバート信号ＳＤ６をレート変換するデシメーション処理を行い２倍（第２の数倍）オーバーサンプリング信号ＳＤ２を得る。このようなダウンコンバート信号ＳＤ６及び２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２は受信用ベースバンド信号となる。なお、本明細書中において受信様ベースバンド信号とは、スイッチ１１による選択内容（受信信号ＲＸ，）に拘わらず、選択信号Ｓ１１に基づく２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２及びダウンコンバート信号ＳＤ６を意味する。
【００２２】
このように、無線部６（ダウンコンバート部分）及びデシメーション部１４により、選択信号Ｓ１１をダウンコンバート処理及びデシメーション処理を行う受信信号入力部を構成する。
【００２３】
受信処理部１５は内部のＦＦＴ部１６Ａによって２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２に対してＦＦＴ処理を行う。すなわち、デシメーション部１４より得られる２倍オーバーサンプリング信号がＦＦＴ処理対象ベースバンド信号となる。ＦＦＴ部１６Ａは受信期間及び送信期間のいずれにおいてもクロック周波数４０ＭＨｚでＦＦＴ処理を行う。
【００２４】
この際、受信期間、すなわち、当該２倍オーバーサンプリング信号が受信信号ＲＸに基づく場合、ＦＦＴ部１６ＡのＦＦＴ処理により時間−周波数の２次元平面の２倍オーバーサンプリング信号から、サブキャリアに分割してバースト単位の情報（サブキャリア）が抽出される。
【００２５】
一方、送信期間、すなわち、当該２倍オーバーサンプリング信号が送信信号ＴＸのフィードバック信号ＦＢに基づく場合、ＦＦＴ部１６ＡのＦＦＴ処理によりフィードバック信号ＦＢが周波数軸に変換されることになる。このフィードバック信号ＦＢの周波数軸変換結果（ＦＦＴ処理結果）である送信スペクトルＴＳ１がＡＣＰ検出器１２に付与される。
【００２６】
ＡＣＰ検出器１２は、送信期間において、送信スペクトルＴＳ１に基づきＡＣＰの有無を検出し、検出結果に基づき、送信処理部２の出力レベルを指示するレベル制御信号ＬＣ１２を送信処理部２に出力し、無線部６及び高出力増幅器７それぞれのＯＮ／ＯＦＦを指示するＯＮ・ＯＦＦ制御信号ＮＦ１２を無線部６及び高出力増幅器７に出力する。
【００２７】
すなわち、ＡＣＰ検出器１２は、送信スペクトルＴＳ１に基づき、規定周波数の漏洩電力レベルが規格値を上回ったと判断した場合、無線部６及び高出力増幅器７に停止（ＯＦＦ）を指示するＯＮ・ＯＦＦ制御信号ＮＦ１２を出力し、送信処理部２に出力レベルのレベルダウンを指示するレベル制御信号ＬＣ１２を出力する。
【００２８】
ＧＰＳ部２０は、時刻に関するＧＰＳ基準に基づき、受信期間及び送信期間を指示するタイミング信号ＳＴＭを生成する。ＧＰＳ部２０は、ＷｉＭＡＸのＴＤＤ装置である場合、ＧＰＳ基準から５ｍｓ周期のフレームを認識することができる。フレーム内において受信割り当て区間/送信割り当て区間が決められているため、受信期間及び送信期間を正確に指示するタイミング信号ＳＴＭを生成することができる。
【００２９】
スイッチ１１は、タイミング信号ＳＴＭに基づき、送信期間においてフィードバック信号ＦＢを選択信号Ｓ１１として選択し、受信期間において受信信号ＲＸを選択信号Ｓ１１として選択する。
【００３０】
ＦＦＴ部１６Ａ及びＡＣＰ検出器１２はそれぞれタイミング信号ＳＴＭに基づき受信期間及び送信期間を認識することにより、選択信号Ｓ１１がフィードバック信号ＦＢであるか受信信号ＲＸであるかを正確に認識することができる。したがって、ＡＣＰ検出器１２は、送信期間において、送信スペクトルＴＳ１に基づきＡＣＰの有無を検出することができる。その結果、ＡＣＰ検出器１２はフィードバック信号ＦＢが選択信号Ｓ１１として選択されている際に、送信スペクトルＴＳ１に基づきＡＣＰの有無を検出することができる。
【００３１】
なお、実施の形態１の無線通信装置は、ＷｉＭＡＸ基地局装置でありＴＤＤ（Time Division Duplex：時分割複信）方式を採用している。受信処理部１５（ＰＨＹ［Ｒx］）は、送信期間において送信出力のフィードバック信号ＦＢに基づく２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２を処理し、受信期間において受信信号ＲＸに基づく２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２を処理する。
【００３２】
以下、実施の形態１の無線通信装置による送信期間におけるＡＣＰ検出動作について説明する。なお、実施の形態１においてＲＦ信号である受信信号ＲＸ及び送信信号ＴＸの信号帯域幅は２０ＭＨｚであるとする。また、送信期間中はＧＰＳ部２０から出力されるタイミング信号ＳＴＭが送信期間を指示している。
【００３３】
送信時のフィードバック信号ＦＢはデシメーション部１４と共にプリディストータ５にも取り込まれる。プリディストータ５はフィードバック信号ＦＢ（選択信号Ｓ１１）に基づき、プリディストーション処理に用いる補正係数を適応的に更新する。
【００３４】
実施の形態１では、送信時、送信処理部２から出力されたベースバンド（送信）信号は、インタポレーション部３によって内挿補間されることにより６倍オーバーサンプリング信号となる。
【００３５】
この６倍オーバーサンプリング信号、プリディストータ５のプリディストーション処理において逆歪特性が演算され、無線部６のアップコンバート信号処理により無線周波数に変換され、高出力増幅器７で増幅される。その後、高出力増幅器７の出力が送信信号ＴＸとなる。この送信信号ＴＸが、カプラ８及びサーキュレータ９を通過して、アンテナ１０のアンテナから空間に出力される。
【００３６】
また、送信信号ＴＸはカプラ８においてフィードバック信号ＦＢとしてフィードバックされ、スイッチ１１の一方入力として付与される。スイッチ１１はタイミング信号ＳＴＭに基づき、選択信号Ｓ１１としてフィードバック信号ＦＢを選択する。したがって、フィードバック信号ＦＢは選択信号Ｓ１１としてスイッチ１１を通過する。
【００３７】
フィードバック信号ＦＢ（選択信号Ｓ１１）は、無線部６のダウンコンバート処理により受信用ベースバンド信号（６倍オーバーサンプリング信号）であるダウンコンバート信号ＳＤ６に変換される。このダウンコンバート信号ＳＤ６は、デシメーション部１４のデシメーション処理（レート変換処理）により、２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２にレート変換される。
【００３８】
受信処理部１５内のＦＦＴ部１６Ａは、デシメーション部１４の出力である２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２をＦＦＴ処理により周波数軸に変換して送信スペクトルＴＳ１を得る。
【００３９】
ＡＣＰ検出器１２は送信スペクトルＴＳ１と規格値とを比較して、上回っている場合は送信処理部２に送信用ベースバンド信号の出力レベルのレベルダウンを指示するレベル制御信号ＬＣ１２を送信処理部２に出力し、ＯＦＦ状態を指示するＯＮ・ＯＦＦ制御信号ＮＦ１２を無線部６及び高出力増幅器７に出力する。
【００４０】
図２は送信スペクトルＴＳ１と隣接チャネル漏洩電力規格ＬＰ１との関係を示すグラフである。同図に示すように、デシメーション部１４の出力である２倍オーバーサンプリング信号をＦＦＴ部１６ＡによりＦＦＴ処理すると、自帯域(ＤＣ〜１０ＭＨｚ)と隣接チャネル漏洩電力の規定周波数(１０ＭＨｚ)を含む周波数(ＤＣ〜２０ＭＨｚ)までの、周波数軸に変換された送信スペクトルＴＳ１を得ることができる。
【００４１】
図２に示す場合は、ＡＣＰ検出器１２は、規定周波数ＰＦ１である１０ＭＨｚから２０ＭＨｚの全区間において、送信スペクトルＴＳ１が規格値である隣接チャネル漏洩電力規格ＬＰ１を下回っているため、隣接チャネル漏洩電力は無いと判断することになる。
【００４２】
上述したように、この発明による実施の形態１の無線通信装置によれば、従来、受信時のサブキャリア分割にのみ使用していた受信処理部１５内のＦＦＴ部１６Ａを、送信時のフィードバック信号ＦＢ（選択信号Ｓ１１）の周波数軸への変換にも使用し、送信時には送信スペクトルＴＳ１を得るようにしている。その結果、ＦＦＴ部１６Ａからの送信スペクトルＴＳ１に基づき、ＡＣＰ検出器１２がＡＣＰ検出の有無を検出することができる。
【００４３】
その結果、実施の形態１の無線通信装置は、ＡＣＰ検出用にＦＦＴ部を別途設けることなく、隣接チャネル漏洩電力検出機能を実現することができる効果を奏する。
【００４４】
加えて、ＦＦＴ部１６Ａは送信期間においても、受信期間と同じ４０ＭＨｚの処理クロックで動作するため、送信期間においてＦＦＴ部１６Ａが利用されることによる処理負荷を必要最小限に抑えることができる。
【００４５】
＜実施の形態２＞
図３はこの発明の実施の形態２である無線通信装置の構成を示すブロック図である。実施の形態２の無線通信装置は、実施の形態１と同様、適応デジタルプリディストータを適用したＷｉＭＡＸＢ基地局装置に相当する。
【００４６】
同図に示すように、デシメーション部１４と受信処理部１５との間にスイッチ１７を介挿している。スイッチ１７（第２の選択手段）は、無線部６の出力であるダウンコンバート信号ＳＤ６とデシメーション部１４の出力である２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２とを受け、タイミング信号ＳＴＭに基づき、ダウンコンバート信号ＳＤ６及び２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２のうち一方を選択オーバーサンプリング信号Ｓ１７として出力する。
【００４７】
すなわち、スイッチ１７は、タイミング信号ＳＴＭに基づき、送信期間においてダウンコンバート信号ＳＤ６を選択オーバーサンプリング信号Ｓ１７として出力し、受信期間において２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２を選択オーバーサンプリング信号Ｓ１７として出力する。
【００４８】
ＦＦＴ部１６Ｂは実施の形態１のＦＦＴ部１６Ａと同様、タイミング信号ＳＴＭに基づき選択オーバーサンプリング信号Ｓ１７に対しＦＦＴ処理を行い、受信時にはサブキャリア分割を行い、送信時には送信スペクトルＴＳ２を得る。すなわち、ＦＦＴ部１６ＢはＦＦＴ処理対象ベースバンド信号を選択オーバーサンプリング信号Ｓ１７としている。
【００４９】
また、ＦＦＴ部１６Ｂは受信時においてクロック周波数４０ＭＨｚでＦＦＴ処理を行うが、送信時においてはクロック周波数１２０ＭＨｚでＦＦＴ処理を行う。なお、他の構成は図１で説明した実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
【００５０】
まず、実施の形態２の無線通信装置による受信期間における動作について説明する。なお、実施の形態２においても、実施の形態１と同様、ＲＦ信号である受信信号ＲＸ及び送信信号ＴＸの信号帯域幅は２０ＭＨｚであるとする。また、受信期間中はＧＰＳ部２０から出力されるタイミング信号ＳＴＭが受信期間を指示している。
【００５１】
実施の形態２の無線通信装置は、アンテナ１０からの受信信号ＲＸは、サーキュレータ９を通過し、スイッチ１１のスイッチを通過して、選択信号Ｓ１１として無線部６に付与される。選択信号Ｓ１１は無線部６によるダウンコンバート処理により受信用ベースバンド信号であるダウンコンバート信号ＳＤ６に変換される。
【００５２】
ダウンコンバート信号ＳＤ６は、デシメーション部１４でデシメーション処理されて２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２となり、スイッチ１７の選択オーバーサンプリング信号Ｓ１７として受信処理部１５内のＦＦＴ部１６Ｂに付与される。
【００５３】
そして、ＦＦＴ部１６Ｂにより、２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２（選択オーバーサンプリング信号Ｓ１７）は、クロック周波数４０ＭＨｚでＦＦＴ処理され、サブキャリアに分割される。
【００５４】
次に、実施の形態２の無線通信装置による送信期間中におけるＡＣＰ検出動作について説明する。送信期間中はＧＰＳ部２０から出力されるタイミング信号ＳＴＭが送信期間を指示している。
【００５５】
カプラ８からフィードバックされるフィードバック信号ＦＢはスイッチ１１の選択信号Ｓ１１として無線部６に付与される。スイッチ１１は無線部６によるダウンコンバート処理により受信用ベースバンド信号であるダウンコンバート信号ＳＤ６に変換される。
【００５６】
ダウンコンバート信号ＳＤ６は、デシメーション部１４をバイパスすることによりデシメーション処理されることなく、６倍オーバーサンプリング信号の状態で、スイッチ１７により選択された選択オーバーサンプリング信号Ｓ１７として受信処理部１５内のＦＦＴ部１６Ｂに付与される。
【００５７】
そして、ＦＦＴ部１６Ｂにより、ダウンコンバート信号ＳＤ６（選択オーバーサンプリング信号Ｓ１７）は、クロック周波数１２０ＭＨｚでＦＦＴ処理され、送信スペクトルＴＳ２を得る。
【００５８】
ＡＣＰ検出器１２は送信スペクトルＴＳ２と規格値とを比較して、上回っている場合は送信処理部２に送信用ベースバンド信号の出力レベルのレベルダウンを指示するレベル制御信号ＬＣ１２を送信処理部２に出力し、ＯＦＦ状態を指示するＯＮ・ＯＦＦ制御信号ＮＦ１２を無線部６及び高出力増幅器７に出力する。
【００５９】
図４は送信スペクトルＴＳ２と隣接チャネル漏洩電力規格ＬＰ２との関係を示すグラフである。同図に示すように、無線部６の出力であるダウンコンバート信号ＳＤ６（６倍オーバーサンプリング信号）をＦＦＴ部１６ＢによりＦＦＴ処理すると、自帯域(ＤＣ〜１０ＭＨｚ)と隣接チャネル漏洩電力の規定周波数(１０ＭＨｚ)を含む周波数(ＤＣ〜６０ＭＨｚ)までの、周波数軸に変換された送信スペクトルＴＳ２を得ることができる。
【００６０】
図４に示す場合は、ＡＣＰ検出器１２は、規定周波数ＰＦ１（１０ＭＨｚ）及びＰＦ２（３０ＭＨｚ）を含む１０〜６０ＭＨｚの全区間において、送信スペクトルＴＳ２が規格値である隣接チャネル漏洩電力規格ＬＰ２を下回っているため、隣接チャネル漏洩電力は無いと判断することになる。
【００６１】
上述したように、この発明による実施の形態２の無線通信装置によれば、従来、受信期間中におけるサブキャリア分割にのみ使用していた受信処理部１５内のＦＦＴ部１６Ｂを、送信期間にいおいてもフィードバック信号ＦＢ（選択信号Ｓ１１，Ｓ１７）の周波数軸への変換に使用し、送信スペクトルＴＳ２を得るようにしている。その結果、ＦＦＴ部１６Ｂからの送信スペクトルＴＳ２に基づき、ＡＣＰ検出器１２がＡＣＰ検出の有無を検出することができる。
【００６２】
その結果、実施の形態２の無線通信装置は、実施の形態１と同様、ＡＣＰ検出用にＦＦＴ部を別途設けることなく、隣接チャネル漏洩電力検出機能を実現することができる効果を奏する。
【００６３】
ＡＤＰＤ部４では、送信期間において、信号帯域幅(２０ＭＨｚ)の６倍帯域幅(１２０ＭＨｚ)までのフィードバック信号ＦＢを処理している。この際、ダウンコンバート信号ＳＤ６（６倍オーバーサンプリング信号）を２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２に変換するデシメーション処理をバイパスすることにより、６倍帯域幅までの漏洩電力情報を有したダウンコンバート信号ＳＤ６を選択オーバーサンプリング信号Ｓ１７としてＦＦＴ部１６ＢによるＦＦＴ処理対象とすることができる。
【００６４】
また、送信期間において、ＦＦＴ部１６Ｂの処理クロックの周波数を受信期間中の４０ＭＨｚ（第１の処理速度）から１２０ＭＨｚ（第２の処理速度）に切り替えている。したがって、ＦＦＴ部１６Ｂの時間ステップ(ΔＴ)は実施の形態１と比較して１／３で済ますことができ、ＦＦＴ処理対象を２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２から、６倍オーバーサンプリング信号であるダウンコンバート信号ＳＤ６に変更しても、実施の形態１と同程度のＦＦＴ処理時間で送信スペクトルＴＳ２を得ることができる。
【００６５】
ＦＦＴ処理後の周波数帯域をＳＰとすると、ＦＦＴ処理前の時間ステップΔＴとの関係は、以下の式(1)で表される。
ＳＰ＝１／ΔＴ…(1)
【００６６】
式(1)より、時間ステップ(ΔＴ)が実施の形態１の１／３となることから、ＦＦＴ部１６ＢによるＦＦＴ処理後の周波数帯域（Ｆ）は実施の形態１（２０ＭＨｚ）と比較して３倍となる（６０ＭＨｚ）。
【００６７】
このように、実施の形態２においてＦＦＴ処理対象となる信号は、実施の形態１では狭い周波数帯域(ＤＣ〜２０ＭＨｚ)用の２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２であったのに対して、実施の形態２では広い周波数帯域(ＤＣ〜６０ＭＨｚ)用のダウンコンバート信号ＳＤ６（６倍オーバーサンプリング信号）となっている。
【００６８】
このように、実施の形態２の無線通信装置は、６倍オーバーサンプリング信号を２倍オーバーサンプリング信号に変換するデシメーション部１４によるデシメーション処理を送信時にバイパスさせている。さらに、実施の形態２の無線通信装置は、送信時に受信時の３倍の周波数のクロックでＦＦＴ処理を行うＦＦＴ部１６Ｂを受信処理部１５内に有している。これら２つの機能を持たせたことにより、実施の形態２の無線通信装置は、実施の形態１と比較して広い周波数帯域の漏洩電力の検出を、実施の形態１と同程度の処理時間で無く実現することができる。
【００６９】
＜実施の形態３＞
図５はこの発明の実施の形態３である無線通信装置の構成を示すブロック図である。実施の形態３の無線通信装置は、実施の形態１と同様、適応デジタルプリディストータを適用したＷｉＭＡＸＢ基地局装置に相当する。
【００７０】
同図に示すように、デシメーション部１４と受信処理部１５との間にスイッチ１９を介挿している。さらに、実施の形態３では、ダウンコンバート信号ＳＤ６を一時記憶し、４０ＭＨｚの転送レートでスイッチ１９に出力する遅延ダウンコンバート信号ＤＳＤ６を出力している。
【００７１】
スイッチ１９は、メモリ１８（記憶部）の出力である遅延ダウンコンバート信号ＤＳＤ６とデシメーション部１４の出力である２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２とを受け、タイミング信号ＳＴＭに基づき、遅延ダウンコンバート信号ＤＳＤ６及び２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２のうち一方を選択信号Ｓ１９として出力する。すなわち、スイッチ１９は、タイミング信号ＳＴＭに基づき、送信期間において遅延ダウンコンバート信号ＤＳＤ６を選択信号Ｓ１９として出力し、受信期間において２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２を選択信号Ｓ１９として出力する。
【００７２】
ＦＦＴ部１６Ｃは、選択信号Ｓ１９に対しＦＦＴ処理を行い、受信時にはサブキャリア分割を行い、送信時には送信スペクトルＴＳ３を得る。また、ＦＦＴ部１６ＣはＦＦＴ部１６Ａと同様、受信期間及び送信期間においてクロック周波数４０ＭＨｚ（所定の処理速度）でＦＦＴ処理を行う。なお、他の構成は図１で説明した実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
【００７３】
まず、実施の形態３の無線通信装置による受信期間中における動作について説明する。なお、実施の形態３においても、実施の形態１及び実施の形態２と同様、ＲＦ信号である受信信号ＲＸ及び送信信号ＴＸの信号帯域幅は２０ＭＨｚであるとする。また、受信期間中はＧＰＳ部２０から出力されるタイミング信号ＳＴＭが受信期間を指示している。
【００７４】
実施の形態３の無線通信装置は。アンテナ１０からの受信信号ＲＸは、サーキュレータ９を通過し、スイッチ１１のスイッチを通過して、選択信号Ｓ１１として無線部６に付与される。選択信号Ｓ１１は無線部６によるダウンコンバート処理により受信用ベースバンド信号であるダウンコンバート信号ＳＤ６に変換される。
【００７５】
ダウンコンバート信号ＳＤ６は、デシメーション部１４でデシメーション処理されて２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２となり、スイッチ１９の選択信号Ｓ１９として受信処理部１５内のＦＦＴ部１６Ｃに付与される。
【００７６】
そして、ＦＦＴ部１６Ｃにより、２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２（選択信号Ｓ１９）は、クロック周波数４０ＭＨｚでＦＦＴ処理され、サブキャリアに分割される。
【００７７】
次に、実施の形態３の無線通信装置による送信時のＡＣＰ検出動作について説明する。送信期間中はＧＰＳ部２０から出力されるタイミング信号ＳＴＭが送信期間を指示している。
【００７８】
カプラ８からフィードバックされるフィードバック信号ＦＢはスイッチ１１の選択信号Ｓ１１として無線部６に付与される。そして、選択信号Ｓ１１は無線部６によるダウンコンバート処理により受信用ベースバンド信号であるダウンコンバート信号ＳＤ６に変換される。
【００７９】
ダウンコンバート信号ＳＤ６はメモリ１８に一時保存され、メモリ１８より遅延ダウンコンバート信号ＤＳＤ６として出力される。ダウンコンバート信号ＳＤ６は６倍オーバーサンプリング信号であるため１２０ＭＨｚの転送レートを有している。メモリ１８はダウンコンバート信号ＳＤ６の１２０ＭＨｚの転送レートを４０ＭＨｚの転送レート（所定の転送速度）に変換して遅延ダウンコンバート信号ＤＳＤ６として出力している。
【００８０】
そして、ＦＦＴ部１６Ｃは、遅延ダウンコンバート信号ＤＳＤ６（選択信号Ｓ１９）を、クロック周波数４０ＭＨｚでＦＦＴ処理することにより、送信スペクトルＴＳ３を得る。
【００８１】
ＡＣＰ検出器１２は送信スペクトルＴＳ３と規格値とを比較して、上回っている場合は送信処理部２に送信用ベースバンド信号の出力レベルのレベルダウンを指示するレベル制御信号ＬＣ１２を送信処理部２に出力し、ＯＦＦ状態を指示するＯＮ・ＯＦＦ制御信号ＮＦ１２を無線部６及び高出力増幅器７に出力する。
【００８２】
図６は送信スペクトルＴＳ３と隣接チャネル漏洩電力規格ＬＰ２との関係を示すグラフである。同図に示すように、メモリ１８の出力である遅延ダウンコンバート信号ＤＳＤ６（６倍オーバーサンプリング信号）をＦＦＴ部１６ＣによりＦＦＴ処理すると、自帯域(ＤＣ〜１０ＭＨｚ)と隣接チャネル漏洩電力の規定周波数(１０ＭＨｚ)を含む周波数(ＤＣ〜６０ＭＨｚ)までの、周波数軸に変換された送信スペクトルＴＳ３を得ることができる。
【００８３】
図６に示す場合は、ＡＣＰ検出器１２は、規定周波数ＰＦ１（１０ＭＨｚ）及びＰＦ２（３０ＭＨｚ）を含む１０〜６０ＭＨｚの全区間において、送信スペクトルＴＳ３が規格値である隣接チャネル漏洩電力規格ＬＰ２を下回っているため、隣接チャネル漏洩電力は無いと判断することになる。
【００８４】
上述したように、この発明による実施の形態３の無線通信装置によれば、従来、受信時のサブキャリア分割にのみ使用していた受信処理部１５内のＦＦＴ部１６Ｃを、送信時のフィードバック信号ＦＢ（選択信号Ｓ１１，Ｓ１９）の周波数軸への変換に使用し、送信時には送信スペクトルＴＳ３を得るようにしている。その結果、ＦＦＴ部１６Ｃからの送信スペクトルＴＳ３に基づき、ＡＣＰ検出器１２がＡＣＰ検出の有無を検出することができる。
【００８５】
その結果、実施の形態３の無線通信装置は、実施の形態１及び実施の形態２と同様、ＡＣＰ検出用にＦＦＴ部を別途設けることなく、隣接チャネル漏洩電力検出機能を実現することができる効果を奏する。
【００８６】
ＡＤＰＤ部４では、送信期間において、信号帯域幅(２０ＭＨｚ)の６倍帯域幅(１２０ＭＨｚ)までのフィードバック信号を処理している。この際、遅延ダウンコンバート信号ＤＳＤ６（６倍オーバーサンプリング信号）を２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２に変換するデシメーション処理をバイパスすることにより、６倍帯域幅までの漏洩電力情報を有した遅延ダウンコンバート信号ＤＳＤ６を選択信号Ｓ１９としてＦＦＴ部１６ＣによるＦＦＴ処理対象とすることができる。
【００８７】
加えて、実施の形態３の無線通信装置におけるメモリ１８はダウンコンバート信号ＳＤ６の１２０ＭＨｚの転送レートを４０ＭＨｚの転送レートに変換して遅延ダウンコンバート信号ＤＳＤ６として出力している。このため、ＦＦＴ部１６Ｃは、６倍オーバーサンプリング信号である遅延ダウンコンバート信号ＤＳＤ６をＦＦＴ処理対象としても、受信時と同じ４０ＭＨｚ処理クロックで支障なく送信スペクトルＴＳ３を得ることができる。
【００８８】
このように、実施の形態３の無線通信装置は、メモリ１８から出力される遅延ダウンコンバート信号ＤＳＤ６の転送レートを４０ＭＨｚにして、ＦＦＴ部１６ＣによるＦＦＴ処理を可能にすることにより、送信期間においてＦＦＴ部１６Ｃが利用されることによる処理負荷を必要最小限に抑えることができる。
【００８９】
ＦＦＴ部１６Ｃの送信時における処理クロックは実施の形態１のＦＦＴ部１６Ａと同様に４０ＭＨｚであり、その時間ステップ(ΔＴ)は実施の形態１と同一となる。一方、ＦＦＴ部１６ＣのＦＦＴ処理対象を実施の形態１の２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２から、６倍オーバーサンプリング信号である遅延ダウンコンバート信号ＤＳＤ６に変更している。このため、実施の形態１と比較した場合、送信スペクトルＴＳ３を得るためには、ＦＦＴ部１６Ａの３倍のＦＦＴ処理時間が必要となる。
【００９０】
実施の形態２で示した式(1)より、ダウンコンバート信号ＳＤ６自体の時間ステップ(ΔＴ)が実施の形態１の１／３となることから、ＦＦＴ部１６ＣによるＦＦＴ処理後の周波数帯域（Ｆ）は、実施の形態２と同様、実施の形態１（２０ＭＨｚ）と比較して３倍となる（６０ＭＨｚ）。
【００９１】
このように、実施の形態３の無線通信装置は、６倍オーバーサンプリング信号を２倍オーバーサンプリング信号に変換するデシメーション部１４によるデシメーション処理を送信時にバイパスさせてダウンコンバート信号ＳＤ６をメモリ１８に一時保存させる機能を有している。そして、メモリ１８において、ダウンコンバート信号ＳＤ６をＦＦＴサイズ分保存し、低速クロック（４０ＭＨｚ）でスイッチ１９を介してＦＦＴ部１６Ｃに転送する機能を有している。
【００９２】
したがって、実施の形態３の無線通信装置は、これらの機能を持たせたことにより、実施の形態２と同様、実施の形態１と比較して広い周波数帯域の漏洩電力の検出を実現することができる。
【００９３】
なお、ＦＦＴ処理は有限数の連続なデータ(サンプル数)を用いて周波数軸への変換を行っている。この有限のデータ数が上記ＦＦＴサイズとなる。
【００９４】
＜実施の形態４＞
図７はこの発明の実施の形態４である無線通信装置の構成を示すブロック図である。実施の形態４の無線通信装置は、実施の形態１と同様、適応デジタルプリディストータを適用したＷｉＭＡＸＢ基地局装置に相当する。
【００９５】
同図に示すように、実施の形態４の無線通信装置は、フィードバック信号処理タイミング生成部２１が新たに設けられたことを特徴の一つとしている。また、送信処理部２は受信処理部１５内のＦＦＴ部１６Ｄの少なくとも一部の機能を送信信号のＩＦＦＴ(Inverse FFT)処理に利用している。
【００９６】
フィードバック信号処理タイミング生成部２１はＧＰＳ部２０よりタイミング信号ＳＴＭを受け、タイミング信号ＳＴＭに基づき、フィードバック信号処理期間Ｔｆｂであるか否かを指示するフィードバック信号処理タイミング信号ＳＴＦを出力する。
【００９７】
図８はフィードバック信号処理タイミング信号ＳＴＦとタイミング信号ＳＴＭとの関係を示す説明図である。同図に示すように、タイミング信号ＳＴＭをギャップ区間ｔｇを設けながら所定周期毎に受信期間及び送信期間を切り替えて指示している。すなわち、ギャップ区間ｔｇは受信期間及び送信期間のいずれにも属さない期間である。
【００９８】
しかし、前述したように、受信期間は勿論、送信期間においてもＦＦＴ部１６Ｄは利用されているため、受信期間及び送信期間のいずれにおいても、ＦＦＴ部１６Ｄは送信スペクトルＴＳ４を生成するためのフィードバック信号処理を行うことができない。
【００９９】
そこで、フィードバック信号処理タイミング生成部２１は、図８に示すように、受信期間及び送信期間のいずれにも該当しない、タイミング信号ＳＴＭにけるギャップ区間ｔｇを、フィードバック信号処理期間Ｔｆｂとして指示するフィードバック信号処理タイミング信号ＳＴＦを出力している。
【０１００】
フィードバック信号処理タイミング生成部２１のフィードバック信号処理タイミング信号ＳＴＦはＡＣＰ検出器２２及びＦＦＴ部１６Ｄに出力される。なお、ＦＦＴ部１６Ｄ、スイッチ１１及びスイッチ１９にはタイミング信号ＳＴＭが付与される。
【０１０１】
ＦＦＴ部１６Ｄは、選択信号Ｓ１９に対しＦＦＴ処理を行い、タイミング信号ＳＴＭにより受信期間であるか送信期間であるかを認識し、受信時にはサブキャリア分割を行い、送信時には送信処理部２のＩＦＦＴ処理に利用される。
【０１０２】
さらに、ＦＦＴ部１６Ｄは、フィードバック信号処理タイミング信号ＳＴＦによって認識されるフィードバック信号処理期間Ｔｆｂにおいて、選択信号Ｓ１９に対しＦＦＴ処理を行い送信スペクトルＴＳ４を得る。
【０１０３】
ＦＦＴ部１６Ｄは受信時においてクロック周波数４０ＭＨｚでＦＦＴ処理を行い、送信時においてはクロック周波数４０ＭＨｚでＩＦＦＴ処理に利用される。ただし、フィードバック信号処理期間Ｔｆｂにおいてはクロック周波数１２０ＭＨｚでＦＦＴ処理を行う。
【０１０４】
ＡＣＰ検出器２２は、フィードバック信号処理タイミング信号ＳＴＦによって認識されるフィードバック信号処理期間Ｔｆｂにおいて、送信スペクトルＴＳ４と規格値とを比較して、その比較結果に基づき、レベル制御信号ＬＣ２２を送信処理部２に出力し、ＯＮ・ＯＦＦ制御信号ＮＦ２２を無線部６及び高出力増幅器７に出力する。なお、レベル制御信号ＬＣ２２及びＯＮ・ＯＦＦ制御信号ＮＦ２２の指示内容はレベル制御信号ＬＣ１２及びＯＮ・ＯＦＦ制御信号ＮＦ２２と同様である。
【０１０５】
メモリ２８はダウンコンバート信号ＳＤ６の１２０ＭＨｚの転送レートをＦＦＴ部１６ＤのＦＦＴサイズ分一時記憶し、フィードバック信号処理タイミング信号ＳＴＦに基づき、フィードバック信号処理期間Ｔｆｂにおいて、１２０ＭＨｚの転送レート（所定の転送速度）のまま一時保存したダウンコンバート信号ＳＤ６を出力する。なお、他の構成は図５で示した実施の形態３と同様であるため、説明は省略する。
【０１０６】
まず、実施の形態４の無線通信装置による受信期間における動作について説明する。なお、実施の形態４においても、実施の形態１〜実施の形態３と同様、ＲＦ信号である受信信号ＲＸ及び送信信号ＴＸの信号帯域幅は２０ＭＨｚであるとする。また、受信期間中はＧＰＳ部２０から出力されるタイミング信号ＳＴＭが受信期間を指示している。
【０１０７】
実施の形態４の無線通信装置は。アンテナ１０からの受信信号ＲＸは、サーキュレータ９を通過し、スイッチ１１のスイッチを通過して、選択信号Ｓ１１として無線部６に付与される。選択信号Ｓ１１は無線部６によるダウンコンバート処理により受信用ベースバンド信号であるダウンコンバート信号ＳＤ６に変換される。
【０１０８】
ダウンコンバート信号ＳＤ６は、デシメーション部１４でデシメーション処理されて２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２となり、スイッチ１９の選択信号Ｓ１９として受信処理部１５内のＦＦＴ部１６Ｄに付与される。
【０１０９】
そして、ＦＦＴ部１６Ｄにより、２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２（選択信号Ｓ１９）は、クロック周波数４０ＭＨｚでＦＦＴ処理され、サブキャリアに分割される。
【０１１０】
次に、実施の形態４の無線通信装置による送信期間における動作について説明する。送信期間中はＧＰＳ部２０から出力されるタイミング信号ＳＴＭが送信期間を指示している。
【０１１１】
カプラ８からフィードバックされる送信信号ＴＸのフィードバック信号ＦＢはスイッチ１１の選択信号Ｓ１１として無線部６に付与される。選択信号Ｓ１１は無線部６によるダウンコンバート処理により受信用ベースバンド信号であるダウンコンバート信号ＳＤ６に変換される。
【０１１２】
ダウンコンバート信号ＳＤ６はメモリ２８に一時保存され、フィードバック信号処理期間Ｔｆｂ期間になるまで保存される。
【０１１３】
送信期間において、送信処理部２はＦＦＴ部１６Ｄを利用してＩＦＦＴ処理を行い送信用ベースバンド信号を出力する。
【０１１４】
次に、実施の形態４の無線通信装置によるフィードバック信号処理期間ＴｆｂにおけるＡＣＰ検出動作について説明する。フィードバック信号処理期間Ｔｆｂ中はフィードバック信号処理タイミング生成部２１から出力されるフィードバック信号処理タイミング信号ＳＴＦがフィードバック信号処理期間Ｔｆｂであることを指示している。
【０１１５】
この際、メモリ２８に保存されたいたＦＦＴサイズ分のダウンコンバート信号ＳＤ６が出力される。ダウンコンバート信号ＳＤ６は６倍オーバーサンプリング信号であり、１２０ＭＨｚの転送レートは維持されている。すなわち、メモリ２８から１２０ＭＨｚの転送レートでダウンコンバート信号ＳＤ６が出力される。なお、図８で示して受信期間直後のフィードバック信号処理期間Ｔｆｂ（ギャップ区間ｔｇ）は、直近の送信期間においてメモリ２８に格納されたダウンコンバート信号ＳＤ６信号が出力されることになる。
【０１１６】
そして、ＦＦＴ部１６Ｄは、ダウンコンバート信号ＳＤ６（選択信号Ｓ１９）を、クロック周波数１２０ＭＨｚでＦＦＴ処理することにより、送信スペクトルＴＳ４を得る。
【０１１７】
ＡＣＰ検出器２２は、送信スペクトルＴＳ４と規格値とを比較して、上回っている場合は送信処理部２に送信用ベースバンド信号の出力レベルのレベルダウンを指示するレベル制御信号ＬＣ２２を出力し、ＯＦＦ状態を指示するＯＮ・ＯＦＦ制御信号ＮＦ２２を無線部６及び高出力増幅器７に出力する。
【０１１８】
図９は送信スペクトルＴＳ４と隣接チャネル漏洩電力規格ＬＰ２との関係を示すグラフである。同図に示すように、メモリ２８の出力であるダウンコンバート信号ＳＤ６（６倍オーバーサンプリング信号）をＦＦＴ部１６ＤによりＦＦＴ処理すると、自帯域(ＤＣ〜１０ＭＨｚ)と隣接チャネル漏洩電力の規定周波数(１０ＭＨｚ)を含む周波数(ＤＣ〜６０ＭＨｚ)までの、周波数軸に変換された送信スペクトルＴＳ４を得ることができる。
【０１１９】
図９に示す場合は、ＡＣＰ検出器２２は、規定周波数ＰＦ１及びＰＦ２を含む１０〜６０ＭＨｚの全区間において、送信スペクトルＴＳ４が規格値である隣接チャネル漏洩電力規格ＬＰ２を下回っているため、隣接チャネル漏洩電力は無いと判断することになる。
【０１２０】
上述したように、この発明による実施の形態４の無線通信装置によれば、受信時のサブキャリア分割及び送信時のＩＦＦＴ処理に使用していた受信処理部１５内のＦＦＴ部１６Ｄを、フィードバック信号処理期間Ｔｆｂにおいて、フィードバック信号ＦＢ（選択信号Ｓ１９）の周波数軸への変換に使用し、送信スペクトルＴＳ４を得ている。その結果、ＦＦＴ部１６Ｄからの送信スペクトルＴＳ４に基づき、ＡＣＰ検出器２２がＡＣＰ検出の有無を検出することができる。
【０１２１】
その結果、実施の形態４の無線通信装置は、実施の形態１〜実施の形態３と同様、ＡＣＰ検出用にＦＦＴ部を別途設けることなく、隣接チャネル漏洩電力検出機能を実現することができる効果を奏する。
【０１２２】
ＡＤＰＤ部４では、送信時において、信号帯域幅(２０ＭＨｚ)の６倍帯域幅(１２０ＭＨｚ)までのフィードバック信号を処理している。この際、ダウンコンバート信号ＳＤ６（６倍オーバーサンプリング信号）を２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２に変換するデシメーション処理をバイパスすることにより、６倍帯域幅までの漏洩電力情報を有したダウンコンバート信号ＳＤ６を選択信号Ｓ１９としてＦＦＴ部１６ＤによるＦＦＴ処理対象とすることができる。
【０１２３】
また、フィードバック信号処理期間Ｔｆｂにおいて、ＦＦＴ部１６Ｄの処理クロックの周波数を受信時の４０ＭＨｚ（第１の処理速度）から１２０ＭＨｚ（第２の処理速度）に切り替えている。したがって、ＦＦＴ部１６Ｄの時間ステップ(ΔＴ)は実施の形態１と比較して１／３で済ますことができ、ＦＦＴ処理対象を２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２から、６倍オーバーサンプリング信号であるダウンコンバート信号ＳＤ６に変更しても、実施の形態１と同程度のＦＦＴ処理時間で送信スペクトルＴＳ４を得ることができる。
【０１２４】
すなわち、実施の形態４の無線通信装置は、メモリ２８から出力されるダウンコンバート信号ＳＤ６の転送レートを１２０ＭＨｚを維持させても、ＦＦＴ部１６Ｄにより支障無くＦＦＴ処理を行うことができる。
【０１２５】
実施の形態２で示した式(1)より、時間ステップ(ΔＴ)が実施の形態１の１／３となることから、ＦＦＴ部１６ＤによるＦＦＴ処理後の周波数帯域（Ｆ）は実施の形態１（２０ＭＨｚ）と比較して３倍となる（６０ＭＨｚ）。
【０１２６】
このように、実施の形態４においてＦＦＴ処理対象となる信号は、実施の形態１では狭い周波数帯域(ＤＣ〜２０ＭＨｚ)用の２倍オーバーサンプリング信号ＳＤ２であったのに対して、実施の形態４では広い周波数帯域(ＤＣ〜６０ＭＨｚ)用のダウンコンバート信号ＳＤ６となっている。
【０１２７】
このように、実施の形態４の無線通信装置は、６倍オーバーサンプリング信号を２倍オーバーサンプリング信号に変換するデシメーション部１４によるデシメーション処理を送信時にバイパスさせている。さらに、実施の形態４の無線通信装置は、フィードバック信号処理期間Ｔｆｂにおいて受信時の３倍の周波数のクロックでＦＦＴ処理を行うＦＦＴ部１６Ｄを受信処理部１５内に有している。これら２つの機能を持たせたことにより、実施の形態４の無線通信装置は、実施の形態１と比較して広い周波数帯域の漏洩電力の検出を、実施の形態１と同程度の処理期間で実現することができる。
【０１２８】
加えて、実施の形態４の無線通信装置によれば、メモリ２８にフィードバック信号ＦＢから得たダウンコンバート信号ＳＤ６をＦＦＴ部１６ＤのＦＦＴサイズ分保存し、フィードバック信号処理期間Ｔｆｂ（ギャップ区間ｔｇ）に、メモリ２８に保存していたダウンコンバート信号ＳＤ６を選択信号Ｓ１９としてＦＦＴ部１６Ｄに出力している。
【０１２９】
したがって、実施の形態４の無線通信装置は、実施の形態１〜実施の形態３と比較して、送信期間中に受信処理部内のＦＦＴ部をフィードバック信号処理に使用でない無線通信装置においても、確実に隣接チャネル漏洩電力の検出を行うことができる。
【０１３０】
また、実施の形態４の無線通信装置は、図５で示した実施の形態３の無線通信装置の改良する構成で実現している。しかし、同様にして、図１で示した実施の形態１の無線通信装置あるいは図３で示した無線通信装置の改良する構成で実現することもできる。すなわち、ＡＣＰ検出器１２、ＦＦＴ部１６Ａ，１６Ｂ、及びスイッチ１７にフィードバック信号処理タイミング信号ＳＴＦに基づく動作を行われることにより実現可能である。
【産業上の利用可能性】
【０１３１】
この発明は、時分割複信(ＴＤＤ)方式で、受信方式においてＦＦＴ回路が予め実装されている、隣接チャネル漏洩電力(ＡＣＰ)検出機能を備えた無線通信装置に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１３２】
【図１】この発明の実施の形態１である無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１における送信スペクトルと隣接チャネル漏洩電力規格との関係を示すグラフである。
【図３】この発明の実施の形態２である無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図４】実施の形態２における送信スペクトルと隣接チャネル漏洩電力規格との関係を示すグラフである。
【図５】この発明の実施の形態３である無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図６】実施の形態３における送信スペクトルと隣接チャネル漏洩電力規格との関係を示すグラフである。
【図７】この発明の実施の形態４である無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図８】フィードバック信号処理タイミング生成部が出力するフィードバック信号処理タイミング信号とタイミング信号との関係を示す説明図である。
【図９】実施の形態４における送信スペクトルと隣接チャネル漏洩電力規格との関係を示すグラフである。
【符号の説明】
【０１３３】
１  物理レイヤ処理部、２  送信処理部、３  インタポレーション部、４  ＡＤＰＤ部、５  プリディストータ、６  無線（送受信機能）部、７  高出力増幅器、８  カプラ、９  サーキュレータ、１０  アンテナ、１１，１７，１９  スイッチ、１２，２２  ＡＣＰ検出器、１４  デシメーション部、１５  受信処理部、１６Ａ〜１６Ｄ  ＦＦＴ部、１８，２８  メモリ、２０  ＧＰＳ部、２１  フィードバック信号処理タイミング生成部。
【図１】
2009152708.tif 000003
【図２】
2009152708.tif 000004
【図３】
2009152708.tif 000005
【図４】
2009152708.tif 000006
【図５】
2009152708.tif 000007
【図６】
2009152708.tif 000008
【図７】
2009152708.tif 000009
【図８】
2009152708.tif 000010
【図９】
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