(57)【要約】【課題】交流電源電圧に同期した交流出力電圧を得ることができると共に交流電源電圧に非同期の交流出力電圧を得ることができる電力変換装置が要求されている。【解決手段】第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直列回路、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 の直列回路、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の直列回路と、第７及び第８のスイッチＱ７ 、Ｑ８ の直列回路とを設ける。第７及び第８のスイッチＱ７ 、Ｑ８ の直列回路と第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 の直列回路との間に絶縁トランスＴ１を有するＤＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−２を接続する。同期モード時にＤＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−２の正側入力導体９１と正側出力導体９３とを第１のモード切換スイッチＳＷ１で接続し、負側入力導体９２と負側出力導体９４とを第２のモード切換スイッチＳＷ２で接続する。【選択図】図２
2009261142.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換回路と該電力変換回路の制御回路とから成り、
前記電力変換回路は、交流電源（３）に接続される交流入力端子（４）と、負荷（１１）に接続される交流出力端子（６）と、前記交流電源（３）と前記負荷（１１）とに接続される共通端子（５又は７）と、第1及び第2の正側直流導体（８１，８２）と、第1及び第2の負側直流導体（８３，８４）と、前記第1の正側直流導体（８１）と前記第1の負側直流導体（８３）との間に接続された第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路と、前記第２の正側直流導体（８２）と前記第２の負側直流導体（８４）との間に接続された第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の直列回路と、前記第２の正側直流導体（８２）と前記第２の負側直流導体（８４）との間に接続された第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の直列回路と、前記第1の正側直流導体（８１）と前記第1の負側直流導体（８３）との間に接続された第７及び第８のスイッチ（Ｑ７，Ｑ８）の直列回路と、前記第1の正側直流導体（８１）と前記第1の負側直流導体（８３）との間に接続された平滑コンデンサ（C1）と、電力変換モードを切換るために前記第1の正側直流導体（８１）と前記第２の正側直流導体（８２）との間に接続された第1のモード切換スイッチ（ＳＷ１）及び前記第１の負側直流導体（８３）と前記第２の負側直流導体（８４）との間に接続された第２のモード切換スイッチ（ＳＷ２）と、前記第1の正側直流導体（８１）及び前記第１の負側直流導体（８３）と前記第２の正側直流導体（８２）及び前記第２の負側直流導体（８４）との間に接続された直流―直流変換回路（ＣＯＮＶ−２又はＣＯＮＶ−２ａ）と、前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）をインダクタを介して前記交流入力端子（４）に接続する手段（８５）と、前記第5及び第6のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続点（１０）を前記交流出力端子（６）に接続する手段（８６）と、前記第3及び第4のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の相互接続点（９）を前記共通端子（５又は７）に接続する手段（８７）と、前記第７及び第８のスイッチ（Ｑ７，Ｑ８）の相互接続点（２５）を前記共通端子（５又は７）に接続する手段（８８）とを備え、
前記直流―直流変換回路（ＣＯＮＶ−２又はＣＯＮＶ−２ａ）は、前記第1の正側直流導体（８１）に接続された正側入力導体（９１）と、前記第1の負側直流導体（８３）に接続された負側入力導体（９２）と、前記第２の正側直流導体（８２）に接続された正側出力導体（９３）と、前記第２の負側直流導体（８４）に接続された負側出力導体（９４）と、前記正側入力導体（９１）と前記負側入力導体（９２）との間に少なくとも１つの直流―直流変換スイッチ（Ｑ９）を介して接続されたトランスの１次巻線（Ｎ１）と、前記１次巻線（Ｎ１）に対して電磁結合され且つ電気的に絶縁されている２次巻線（Ｎ２）と、前記２次巻線（Ｎ２）と前記正側出力導体（９３）及び前記負側出力導体（９４）との間に接続された整流平滑回路（Ｄ１０，Ｃ２）とを有し、
前記制御回路は、
前記交流電源（３）の交流電源電圧に同期した交流出力電圧を前記負荷（１１）に供給する同期モードを示す同期モード指令信号と前記交流電源（３）の交流電源電圧に非同期の交流出力電圧を前記負荷（１１）に供給する非同期モードを示す非同期モード指令信号とを発生するモード指令信号発生手段（１００）と、
前記同期モード指令信号に応答して前記電力変換回路を交流―直流―交流変換動作させるための前記第1、第2、第３、第４、第５及び第６のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４、Ｑ５，Ｑ６）又は前記第1、第2、第５、第６、第７及び第８のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２、Ｑ５，Ｑ６、Ｑ７，Ｑ８）の制御信号を発生する同期モードスイッチ制御信号発生手段（１０１）と、
前記非同期モード指令信号に応答して前記第1、第2、第７及び第８のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２、Ｑ７，Ｑ８）を交流―直流変換動作させるための制御信号を発生する交流―直流変換スイッチ制御信号発生手段（１０７）と、
前記非同期モード指令信号に応答して前記直流―直流変換スイッチ（Ｑ９）を直流―直流変換動作させるための制御信号を発生する直流―直流変換スイッチ制御信号発生手段（１０８）と、
前記非同期モード指令信号に応答して前記第３、第４、第５及び第６のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４、Ｑ５，Ｑ６）を直流―交流変換動作させる制御信号を発生する直流―交流変換スイッチ制御信号発生手段（１０９）と、
前記同期モード指令信号に応答して前記第１及び第２のモード切換スイッチ（ＳＷ１、ＳＷ２）をオン制御し、前記非同期モード指令信号に応答して前記第１及び第２のモード切換スイッチ（ＳＷ１、ＳＷ２）をオフ制御するモード切換スイッチ制御手段（１０３）と
から成ることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）をインダクタを介して前記交流入力端子（４）に接続する代りに前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）を直接に前記交流入力端子（４）に接続し、且つ前記第７及び第８のスイッチ（Ｑ７，Ｑ８）の相互接続点（２５）をインダクタを介して前記共通端子（５又は７）に接続することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）をインダクタを介して前記交流入力端子（４）に接続する代りに、前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）を直接に前記交流入力端子（４）に接続し、且つ前記第７及び第８のスイッチ（Ｑ７，Ｑ８）の相互接続点（２５）をインダクタを介して前記共通端子（５又は７）に接続し且つ前記第3及び第4のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の相互接続点（９）をインダクタを介して前記共通端子（５又は７）に接続することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
更に、前記第７及び第８のスイッチ（Ｑ７，Ｑ８）の相互接続点（２５）と前記共通端子（５又は７）との間に接続されたインダクタを有していることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項５】
更に、前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の相互接続点（９）と前記共通端子（５又は７）との間に接続されたインダクタを有していることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項６】
更に、前記第5及び第6のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続点（１０）と前記交流出力端子（６）との間に接続されたインダクタを有していることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記モード指令信号発生手段（１００）は、前記交流電源（３）の交流電圧の周波数を検出する周波数検出手段（１０４）と、基準周波数発生手段（１０５）と、前記周波数検出手段（１０４）で検出された周波数と前記基準周波数発生手段（１０５）の基準周波数とを比較して前記周波数検出手段（１０４）で検出された周波数と前記基準周波数との差が所定値よりも小さい時に前記同期モード指令信号を発生し、前記周波数検出手段（１０４）で検出された周波数と前記基準周波数との差が所定値以上の時に前記非同期モード指令信号を発生する周波数比較手段（１０６）とから成ることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記直流―直流変換回路は、フォワード型直流―直流変換回路、フライバック型直流―直流変換回路、プッシュプル型直流―直流変換回路、及びハーフブリッジ型直流―直流変換回路から選択された１つであることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第７及び第８のスイッチ（Ｑ７，Ｑ８）をそれぞれダイオードに置き換えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記同期モードスイッチ制御信号発生手段（１０１）は、
前記交流入力端子（４）又は前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）と前記共通端子（５又は７）との間の第１の電圧（Ｖｉｎ又はＶｃｏｎｖ）と前記交流出力端子（６）又は前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続点（１０）と前記共通端子（５又は７）との間の第２の電圧（Ｖｏ又はＶｉｎｖ）とをほぼ等しくする第１の同期モードの時に、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）とを前記交流電源電圧（Ｖｉｎ）の周期でオン・オフ制御し、且つ前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）を前記交流電源電圧（Ｖｉｎ）の周期よりも短い周期でオン・オフ制御する第１の機能と、
前記第２の電圧（Ｖｏ又はＶｉｎｖ）を前記第１の電圧（Ｖｉｎ又はＶｃｏｎｖ）よりも低くする第２の同期モードの時に、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を前記交流電源電圧（Ｖｉｎ）の周期でオン・オフ制御し、且つ前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）と前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）とを前記交流電源電圧（Ｖｉｎ）の周期よりも短い周期でオン・オフ制御する第２の機能と、
前記第２の電圧（Ｖｏ又はＶｉｎｖ）を前記第１の電圧（Ｖｉｎ又はＶｃｏｎｖ）よりも高くする第３の同期モードの時に、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）とを前記交流電源電圧（Ｖｉｎ）の周期よりも短い周期でオン・オフ制御し、且つ前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）を前記交流電源電圧（Ｖｉｎ）の周期でオン・オフ制御する第３の機能と
からなるの３つの機能の内の少なくとも２つの機能を有していることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源電圧を複数の形態で電圧変換すること及び力率改善を行うことができる電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換可能な電力変換装置をハーフブリッジ型ＡＣ−ＤＣコンバータとハーフブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータとの組み合せによって構成することは公知である。また、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換装置の効率を向上させるために、ハーフブリッジ型ＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチとハーフブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータのスイッチの全てを高い繰返し周波数でオン・オフ制御しないで、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換装置に含まれているスイッチの一部のみを高い繰返し周波数でオン・オフし、残りのスイッチを整流器として動作させるために交流電源電圧の周期でオン・オフする方式が本件出願人に係る特開２０００−２６２０７１号公報（特許文献１）に開示されている。この特許文献１に開示されている電力変換装置の主回路は、後述する本願の実施例を示す図２の電力変換回路１から直流―直流変換回路ＣＯＮＶ−２と第７及び第８のスイッチＱ７，Ｑ８と第１及び第２のモードを切換スイッチＳＷ１，ＳＷ２を削除し、第１及び第２の正側直流導体８１，８２を連結し、且つ第１及び第２の負側直流導体８３，８４を連結たものに相当する。しかし、特許文献１に開示されている電力変換装置では、交流電源３と負荷１１が共通に接地され、平滑コンデンサＣ１が接地されてないので、交流電源電圧の振幅が例えば５０Ｈｚ又は６０ＨＺで変化すると、平滑コンデンサＣ１の正側電位及び負側電位も交流電源電圧に追従して変化する。もし、平滑コンデンサＣ１の電圧が、変換用の第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６の耐圧を考慮して交流電源電圧の実効値の２倍程度に設定されていると、交流電源電圧の周波数が大きく変動した時に、交流電源電圧の周波数に依存しない一定周波数の交流出力電圧を得ることができない。この種のことは、交流電源３が例えば周波数が変動し易い発電機等で構成されている場合に生じる。
【０００３】
一定周波数の交流出力電圧を得るために次の方法を採用することが考えられる。
（１）交流電源電圧の周波数が大きく変動した時に交流電源を切り離し、蓄電池を平滑コンデンサに並列に接続し、蓄電池の電圧を交流に変換して負荷に供給する。
（２）平滑コンデンサＣ１の電圧が交流電源電圧の実効値の２倍よりも高くなるようにＡＣ−ＤＣ変換回路を構成する。
しかし、上記（１）の方法は、蓄電池に基づく電力供給が長引くと、蓄電池の容量低下によって交流出力電圧の供給を継続できなくなるという問題点を有する。また、上記（２）の方法は、変換用の第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６の耐圧を高くすることが要求され、第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６のコストの上昇を招くのみでなく、スイッチング損失が増加して電力変換装置の効率の低下を招くという問題点を有する。
【特許文献１】特開２０００−２６２０７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従って、本発明が解決しようとする課題は、電力変換効率が高く且つ交流電源電圧の周波数が変化した時にも一定周波数の交流出力電圧を得ることができる電力変換装置が要求されていることであり、本発明の目的は上記要求に応えることができる電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記課題を解決し、上記目的を達成するための本発明を、実施例を示す図面の符号を参照して説明する。但し、特許請求の範囲及びここでの参照符号は本発明の理解を助けるためのものであり、本発明を限定するものではない。
本発明の電力変換装置は、電力変換回路と該電力変換回路の制御回路とから成る。
前記電力変換回路は、交流電源（３）に接続される交流入力端子（４）と、負荷（１１）に接続される交流出力端子（６）と、前記交流電源（３）と前記負荷（１１）とに接続される共通端子（５又は７）と、第1及び第2の正側直流導体（８１，８２）と、第1及び第2の負側直流導体（８３，８４）と、前記第1の正側直流導体（８１）と前記第1の負側直流導体（８３）との間に接続された第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路と、前記第２の正側直流導体（８２）と前記第２の負側直流導体（８４）との間に接続された第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の直列回路と、前記第２の正側直流導体（８２）と前記第２の負側直流導体（８４）との間に接続された第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の直列回路と、前記第1の正側直流導体（８１）と前記第1の負側直流導体（８３）との間に接続された第７及び第８のスイッチ（Ｑ７，Ｑ８）の直列回路と、前記第1の正側直流導体（８１）と前記第1の負側直流導体（８３）との間に接続された平滑コンデンサ（C1）と、電力変換モードを切換るために前記第1の正側直流導体（８１）と前記第２の正側直流導体（８２）との間に接続された第1のモード切換スイッチ（ＳＷ１）及び前記第１の負側直流導体（８３）と前記第２の負側直流導体（８４）との間に接続された第２のモード切換スイッチ（ＳＷ２）と、前記第1の正側直流導体（８１）及び前記第１の負側直流導体（８３）と前記第２の正側直流導体（８２）及び前記第２の負側直流導体（８４）との間に接続された直流―直流変換回路（ＣＯＮＶ−２又はＣＯＮＶ−２ａ）と、前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）をインダクタを介して前記交流入力端子（４）に接続する手段（８５）と、前記第5及び第6のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続点（１０）を前記交流出力端子（６）に接続する手段（８６）と、前記第3及び第4のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の相互接続点（９）を前記共通端子（５又は７）に接続する手段（８７）と、前記第７及び第８のスイッチ（Ｑ７，Ｑ８）の相互接続点（２５）を前記共通端子（５又は７）に接続する手段（８８）とを備えている。
前記直流―直流変換回路（ＣＯＮＶ−２又はＣＯＮＶ−２ａ）は、前記第1の正側直流導体（８１）に接続された正側入力導体（９１）と、前記第1の負側直流導体（８３）に接続された負側入力導体（９２）と、前記第２の正側直流導体（８２）に接続された正側出力導体（９３）と、前記第２の負側直流導体（８４）に接続された負側出力導体（９４）と、前記正側入力導体（９１）と前記負側入力導体（９２）との間に少なくとも１つの直流―直流変換スイッチ（Ｑ９）を介して接続されたトランスの１次巻線（Ｎ１）と、前記１次巻線（Ｎ１）に対して電磁結合され且つ電気的に絶縁されている２次巻線（Ｎ２）と、前記２次巻線（Ｎ２）と前記正側出力導体（９３）及び前記負側出力導体（９４）との間に接続された整流平滑回路（Ｄ１０，Ｃ２）とを有している。
前記制御回路は、
前記交流電源（３）の交流電源電圧に同期した交流出力電圧を前記負荷（１１）に供給する同期モードを示す同期モード指令信号と前記交流電源（３）の交流電源電圧に非同期の交流出力電圧を前記負荷（１１）に供給する非同期モードを示す非同期モード指令信号とを発生するモード指令信号発生手段（１００）と、
前記同期モード指令信号に応答して前記電力変換回路を交流―直流―交流変換動作させるための前記第1、第2、第３、第４、第５及び第６のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４、Ｑ５，Ｑ６）又は前記第1、第2、第５、第６、第７及び第８のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２、Ｑ５，Ｑ６、Ｑ７，Ｑ８）の制御信号を発生する同期モードスイッチ制御信号発生手段（１０１）と、
前記非同期モード指令信号に応答して前記第1、第2、第７及び第８のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２、Ｑ７，Ｑ８）を交流―直流変換動作させるための制御信号を発生する交流―直流変換スイッチ制御信号発生手段（１０７）と、
前記非同期モード指令信号に応答して前記直流―直流変換スイッチ（Ｑ９）を直流―直流変換動作させるための制御信号を発生する直流―直流変換スイッチ制御信号発生手段（１０８）と、
前記非同期モード指令信号に応答して前記第３、第４、第５及び第６のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４、Ｑ５，Ｑ６）を直流―交流変換動作させる制御信号を発生する直流―交流変換スイッチ制御信号発生手段（１０９）と、
前記同期モード指令信号に応答して前記第１及び第２のモード切換スイッチ（ＳＷ１、ＳＷ２）をオン制御し、前記非同期モード指令信号に応答して前記第１及び第２のモード切換スイッチ（ＳＷ１、ＳＷ２）をオフ制御するモード切換スイッチ制御手段（１０３）とから成る。
【０００６】
なお、請求項２に示すように、前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）をインダクタを介して前記交流入力端子（４）に接続する代りに前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）を直接に前記交流入力端子（４）に接続し、且つ前記第７及び第８のスイッチ（Ｑ７，Ｑ８）の相互接続点（２５）をインダクタを介して前記共通端子（５又は７）に接続することができる。
また、請求項３に示すように、前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）をインダクタを介して前記交流入力端子（４）に接続する代りに、前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）を直接に前記交流入力端子（４）に接続し、且つ前記第７及び第８のスイッチ（Ｑ７，Ｑ８）の相互接続点（２５）をインダクタを介して前記共通端子（５又は７）に接続し且つ前記第3及び第4のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の相互接続点（９）をインダクタを介して前記共通端子（５又は７）に接続することことができる。
また、請求項４に示すように、請求項１の電力変換装置において、更に、前記第７及び第８のスイッチ（Ｑ７，Ｑ８）の相互接続点（２５）と前記共通端子（５又は７）との間にインダクタを接続することができる。
また、請求項５に示すように、請求項１の電力変換装置において、更に、前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の相互接続点（９）と前記共通端子（５又は７）との間にインダクタを接続することができる。
また、請求項６に示すように、請求項１乃至５のいずれの電力変換装置において、更に、前記第5及び第6のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続点（１０）と前記交流出力端子（６）との間にインダクタを接続することが望ましい。
また、請求項７に示すように、前記モード指令信号発生手段（１００）は、前記交流電源（３）の交流電圧の周波数を検出する周波数検出手段（１０４）と、基準周波数発生手段（１０５）と、前記周波数検出手段（１０４）で検出された周波数と前記基準周波数発生手段（１０５）の基準周波数とを比較して前記周波数検出手段（１０４）で検出された周波数と前記基準周波数との差が所定値よりも小さい時に前記同期モード指令信号を発生し、前記周波数検出手段（１０４）で検出された周波数と前記基準周波数との差が所定値以上の時に前記非同期モード指令信号を発生する周波数比較手段（１０６）とから成ることが望ましい。
また、請求項８に示すように、前記直流―直流変換回路を、フォワード型直流―直流変換回路、フライバック型直流―直流変換回路、プッシュプル型直流―直流変換回路、及びハーフブリッジ型直流―直流変換回路から選択することが望ましい。
また、請求項９に示すように、前記第７及び第８のスイッチ（Ｑ７，Ｑ８）をそれぞれダイオードに置き換えることができる。
また、請求項１０に示すように、前記同期モードスイッチ制御信号発生手段（１０１）は、前記交流入力端子（４）又は前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）と前記共通端子（５又は７）との間の第１の電圧（Ｖｉｎ又はＶｃｏｎｖ）と前記交流出力端子（６）又は前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続点（１０）と前記共通端子（５又は７）との間の第２の電圧（Ｖｏ又はＶｉｎｖ）とをほぼ等しくする第１の同期モードの時に、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）とを前記交流電源電圧（Ｖｉｎ）の周期でオン・オフ制御し、且つ前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）を前記交流電源電圧（Ｖｉｎ）の周期よりも短い周期でオン・オフ制御する第１の機能と、前記第２の電圧（Ｖｏ又はＶｉｎｖ）を前記第１の電圧（Ｖｉｎ又はＶｃｏｎｖ）よりも低くする第２の同期モードの時に、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を前記交流電源電圧（Ｖｉｎ）の周期でオン・オフ制御し、且つ前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）と前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）とを前記交流電源電圧（Ｖｉｎ）の周期よりも短い周期でオン・オフ制御する第２の機能と、前記第２の電圧（Ｖｏ又はＶｉｎｖ）を前記第１の電圧（Ｖｉｎ又はＶｃｏｎｖ）よりも高くする第３の同期モードの時に、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）とを前記交流電源電圧（Ｖｉｎ）の周期よりも短い周期でオン・オフ制御し、且つ前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）を前記交流電源電圧（Ｖｉｎ）の周期でオン・オフ制御する第３の機能とからなるの３つの機能の内の少なくとも２つの機能を有していることが望ましい。
【発明の効果】
【０００７】
各請求項の発明によれば、第１及び第２のモード切換スイッチ（ＳＷ１，ＳＷ２）がオンの時に、第１及び第２の正側直流導体（８１，８２）及び第１及び第２の負側直流導体（８３，８４）がそれぞれ相互に接続され、直流―直流変換回路（ＣＯＮＶ−２又はＣＯＮＶ−２ａ）が電気的に除外される。この状態では、第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６、又は第１、第２、第５、第６、第７及び第８のスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６、Ｑ７，Ｑ８を特許文献１と同様にＡＣ−ＤＡ−ＡＣ変換制御することができる。これにより、交流電源電圧の周波数に追従して変化する周波数を有する交流出力電圧を得ることができる。この電力変換の効率は、特許文献１と同様に高い。第１及び第２のモードを切換スイッチ（ＳＷ１，ＳＷ２）がオフの時には、第１及び第２の正側直流導体（８１，８２）の相互間及び第１及び第２の負側直流導体（８３，８４）の相互間が電気的に分離され、これらの間に絶縁トランスを含んでいる直流―直流変換回路（ＣＯＮＶ−２又はＣＯＮＶ−２ａ）が接続される。直流―直流変換回路（ＣＯＮＶ−２）の１次巻線（Ｎ１）と２次巻線（Ｎ２）は電気的に絶縁分離されているので、２次巻線（Ｎ２）側の直流電圧は交流電源電圧の周波数に依存する振幅変化に追従して変化しない。これにより、交流電源電圧の周波数に依存しない一定周波数を有する交流出力電圧が容易に得られる。また、平滑コンデンサ（Ｃ１）の電圧を特別に高める必要がないので、第１〜第８のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ８）のコストの低減、スイッチング損失による変換効率の向上が可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
次に、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
【実施例１】
【０００９】
図１に実施例１に従う電力変換装置が、ＤＣ−ＤＣ（直流―直流）変換回路ＣＯＮＶ−２の動作時即ち、非同期モード時を基準にして概略的に示されている。この場合の電力変換回路１は、ＡＣ−ＤＣ（交流―直流）変換回路ＣＯＮＶ−１とＤＣ−ＤＣ（直流―直流）変換回路ＣＯＮＶ−２とＤＣ−ＡＣ（直流―交流）変換回路ＩＮＶとの組合で示すことができる。交流電源３は交流入力端子４と電源側の共通端子５即ち接地端子との間に接続されている。負荷１１の一端は交流出力端子６に接続され、他端は負荷側の共通端子７を介して電源側の共通端子５に接続されている。従って、交流電源３と負荷１１とは共通に接地されている。交流入力端子４と交流出力端子６との間にＡＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−１とＤＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−２とＤＣ−ＡＣ変換回路ＩＮＶとが順次に配置されている。ＡＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−１とＤＣ−ＡＣ変換回路ＩＮＶとの間の第１及び第２の正側直流導体８１，８２の間に第１のモード切換スイッチＳＷ１が接続され、第１及び第２の負側直流導体８３，８４の間に第２のモード切換スイッチＳＷ２が接続されている。交流電源３の交流入力電圧に同期した交流出力電圧を得る時には、第１及び第２の第１のモード切換スイッチＳＷ１、ＳＷ２がオン制御される。これにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−２に無関係にＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換が生じる。交流電源３の交流入力電圧に非同期の交流出力電圧を得る時には、第１及び第２の第１のモード切換スイッチＳＷ１、ＳＷ２がオフ制御される。これにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−２によるＤＣ−ＤＣ変換を伴って周波数が一定の交流出力電圧が得られる。
【００１０】
図２に実施例１に従う電力変換装置が詳しく示されている。この電力変換装置は、力率改善機能を有する電圧調整装置と呼ぶこともできるものであって、大別して電力変換回路１とこの制御回路２とから成る。
電力変換回路１は、図１に示した交流電源３、交流入力端子４、電源側の共通端子５、交流出力端子６、負荷側の共通端子７、第１及び第２の正側直流導体８１，８２、第１及び第２の負側直流導体８３，８４、第１及び第２のモード切換スイッチＳＷ１、ＳＷ２の他に、第１、第２、第３、第４、第５、第６、第７、第８及び第９のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑ6、Ｑ７，Ｑ８ 、Ｑ９と、有極の電解コンデンサからなる第１及び第２の平滑コンデンサＣ１、Ｃ２と、入力段リアクトルと呼ぶこともできる第１のインダクタＬ1 と、出力段リアクトルと呼ぶこともできる第のインダクタＬ2 と、入力段フィルタ用コンデンサＣｆ1 と、出力段フィルタ用コンデンサＣｆ2 と、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２を有する絶縁トランスＴ１と、整流ダイオードＤ１０とを備えている。
【００１１】
第１〜第９のスイッチＱ1 〜Ｑ９ はソースをバルク（サブストレート）に接続した構造の絶縁ゲート型（ＭＯＳ型）電界効果トランジスタであって、第１、第２、第３、第４、第５、第６、第７、第８及び第９のＦＥＴスイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 、Ｓ5 、Ｓ6 、Ｓ７，Ｓ８、Ｓ９とこれに逆並列に接続された第１、第２、第３、第４、第５、第６、第７、及び及び第９のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 、Ｄ７，Ｄ８、Ｄ９とを有する。なお、第１〜第９のダイオードＤ1 〜Ｄ９ を第１〜第９のスイッチＱ1 〜Ｑ９ に内蔵させないで個別部品とすることができる。また、第１〜第９のＦＥＴスイッチＳ1 〜Ｓ９ をバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ(絶縁・ゲート・バイポーラ・トランジスタ)等の別の半導体スイッチとすることができる。
【００１２】
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直列回路は第１の正側直流導体８１と第１の負側直流導体８３との間に接続させている。第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 の直列回路と第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の直列回路は第２の正側直流導体８２と第２の負側直流導体８４との間に接続させている。本発明に従って追加された第７及び第８のスイッチＱ７ 、Ｑ８ の直列回路は第１の正側直流導体８１と第１の負側直流導体８３との間に接続させている。本発明に従って追加された第９のスイッチＱ９の一端は１次巻線Ｎ１と正側入力導体９１を介して第１の正側直流導体８１に接続され、第９のスイッチＱ９の他端は負側入力導体９２に接続されている。本発明に従って追加された２次巻線Ｎ２の一端は整流平滑回路を構成する整流ダイオードとしての第１０のダイオードＤ１０と正側出力導体９３を介して第２の正側直流導体８２に接続され、２次巻線Ｎ２の他端は負側出力導体９４を介して第２の負側直流導体８４に接続されている。整流平滑回路を構成する第２の平滑コンデンサＣ２は正側出力導体９３と負側出力導体９４との間即ち第２の正側直流導体８２と第２の負側直流導体８４との間に接続されている。
【００１３】
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点８は第１のインダクタＬ1 と接続手段としての交流入力導体８５とを介して交流入力端子４に接続されている。第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の相互接続点１０は出力段の第２のインダクタＬ2 と接続手段としての交流出力導体８６とを介して交流出力端子６に接続されている。第２の直列回路を構成している第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 の相互接続点９は接続手段としての接続導体８７によって共通端子５に接続されている。本発明によって追加された第７及び第８のスイッチＱ７ 、Ｑ８ の相互接続点２５は接続手段としての接続導体８８によって共通端子５に接続されている。
【００１４】
第１のフィルタ用コンデンサＣｆ1 は入力電流の高周波成分を除去するために交流入力端子４と共通端子５間に接続されている。第２のフィルタ用コンデンサＣｆ2 は出力電圧の高周波成分を除去するために交流出力端子６と共通端子７間に接続されている。
なお、入力側の第１のインダクタＬ1は交流出力端子６に交流電源端子３の交流電源電圧Ｖｉｎよりも高い交流出力電圧Ｖ0を得るため、及び交流入力端子４における力率改善及び電流の波形改善を行うために必要なものである。図１では、交流入力端子４と第１及び第２のスイッチＱ1、Ｑ2の相互接続点８との間に第１のインダクタＬ1が接続されているが、この代りに第１のインダクタＬ1を第３及び第４のスイッチＱ3、Ｑ4の相互接続点９と共通端子５との間に接続することができる。即ち、図２において点線で示す第３のインダクタＬ3の位置に第１のインダクタＬ1を移動することができる。また、特許文献１のＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換と同様な電力変換を行う時に、後述の変形例に示すように第３及び第４のスイッチＱ3、Ｑ4の代りに第７及び第８のスイッチＱ７、Ｑ８を使用することができる。この変形例の場合には、交流入力端子４と第１及び第２のスイッチＱ1、Ｑ2の相互接続点８との間に接続された第１のインダクタＬ1を省き、この代りに第１のインダクタＬ1を第７及び第８のスイッチＱ７、Ｑ８の相互接続点２５と共通端子５との間に接続することができる。即ち、図２において点線で示す第４のインダクタＬ４の位置に第１のインダクタＬ1を移動することができる。また、第１のインダクタＬ1に追加して点線で示す第３及び第４のインダクタＬ３，Ｌ４のいずれか一方又は両方を設けることもできる。また、第３及び第４のインダクタＬ３，Ｌ４の両方を設け、第１のインダクタＬ1を省くこともできる。
フィルタ機能を有する第２のインダクタＬ２は第５及び第６のスイッチＱ５、Ｑ６の相互接続点１０と交流出力端子６との間に接続されている。しかし、負荷１１が十分なインダクタンスを有する時には、第２のインダクタＬ２を省くこともできる。
【００１５】
制御回路２によって第１〜第９のスイッチＱ1 〜Ｑ９ を制御するために、制御回路２と第１〜第９のスイッチＱ1 〜Ｑ９ のゲート（制御端子）との間がライン１２、１３、１４、１５、１６、１７、２８，２９、３０で接続されている。なお、周知のように第１〜第９のスイッチＱ１〜Ｑ９の制御はゲート・ソース間に制御信号を供給して行われる。しかし、図２では図示を簡単化するために第１〜第９のスイッチＱ１〜Ｑ９の駆動回路の詳細は省略されている。
制御回路２によって第１〜第９のスイッチＱ1 〜Ｑ９ の制御信号を形成するために、交流入力端子４及び共通端子５がライン１８、１９によって、また交流出力端子６がライン２０によって、また第１の平滑コンデンサＣ１の両端即ち第１の正側直流導体８１と第１の負側直流導体８３がライン２１、２２によって、また第２の平滑コンデンサＣ２の両端即ち第２の正側直流導体８２と第２の負側直流導体８４がライン２６、２７によって、また交流入力端子４ に流れる電流を検出する電流検出器２３がライン２４によって制御回路２にそれぞれ接続されている。更に、本発明で追加された第１及び第２のモード切換スイッチＳＷ１，ＳＷ２の制御端子がライン３１，３２によって制御回路２にそれぞれ接続されている。
【００１６】
図１及び図２の制御回路２の詳細を図３〜図７によって説明する前に、図２の電力変換回路１の動作を説明する。電力変換回路１は、前述した特許文献１と同様に第１、第２及び第３の同期モードから選択された１つの同期モ−ドで動作することができる。この同期モードの場合には、第１及び第２のモード切換スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオン状態にし、且つ特許文献１と同様に第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６のみを使用してＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換し、本発明に従って追加された第７、第８及び第９のスイッチＱ７、Ｑ８、Ｑ９はオフに保つ。
第１の同期モードは、交流電源３の電圧即ち交流入力電圧Ｖin（例えば１００Ｖ）とほぼ同一の出力電圧Ｖ0 が交流出力端子６と負荷側の共通端子７との間に得られる時に発生し、電圧非変換モードと呼ぶことができるものである。
第２の同期モードは、交流入力電圧Ｖin（１００Ｖ）よりも低い出力電圧Ｖ0 が交流出力端子６と負荷側の共通端子７との間に得られる時に発生し、降圧モードと呼ぶことができるものである。
第３の同期モードは、交流入力電圧Ｖinよりも高い出力電圧Ｖ0 が交流出力端子６と負荷側の共通端子７との間に得られる時に発生し、昇圧モードと呼ぶことができるものである。
なお、本実施例では、後述から明らかなように、図４の示す第１の指令値Ｖｒｃと第２の指令値Ｖｒｉとの大小関係によって、第１、第２及び第３の同期モ−ドが決定されている。第１の指令値Ｖｒｃは、図２の交流入力端子４と電源側の共通端子５との間の電圧Ｖｉｎ又は第１及び第２のスイッチＱ1、Ｑ2の相互接続点８と電源側の共通端子５との間の第１の電圧Ｖconvと比例関係を有する。第２の指令値Ｖriは、図２の交流出力端子６と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の電圧Ｖｏ又は第５及び第６のスイッチＱ5、Ｑ6の相互接続点１０と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の第２の電圧Ｖinvと比例関係を有する。従って、第１の電圧Ｖconvと第２の電圧Ｖinvとがほぼ等しい時を第１の同期モ−ド、第２の電圧Ｖinvが第１の電圧Ｖconvよりも低い時を第２の同期モ−ド、第２の電圧Ｖinvが第１の電圧Ｖconvよりも高い時を第３の同期モ−ドと呼ぶこともできる。
いずれの同期モードにおいても、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 から成る入力段スイッチ回路と第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6から成る出力段スイッチ回路のいずれか一方又は両方の高周波（例えば２０ｋＨｚ）のオン・オフが禁止される。このため入力段スイッチ回路及び／又は出力段スイッチ回路の損失低減効果が生じる。
【００１７】
（非変換モード）
交流入力電圧Ｖinと同一の出力電圧Ｖ0 を得る時に生じる非変換モード即ち第１の同期モードの場合には、第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 に図８（Ｂ）〜（Ｇ）の第１〜第６の制御信号ＶQ1〜ＶQ6が供給される。即ち、第１及び第５のスイッチＱ1 、Ｑ5 は電源３の５０Ｈｚの正弦波電圧と同一の周波数の５０Ｈｚ方形波パルスによって１８０度間隔で断続的にオンになり、第２及び第６のスイッチＱ2 、Ｑ6 は第１及び第５のスイッチＱ1 、Ｑ5 と反対に動作する。また、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 は図８（Ａ）の交流入力電圧Ｖinの周波数の２倍よりも高い周波数（例えば２０ｋＨｚ）でオン・オフ制御される。なお、力率改善及び入力電流の波形改善がされるように第３及び第４のスイッチＱ3、Ｑ4が高い周波数でオン・オフされる。
図８に示すように各スイッチＱ1 〜Ｑ6 を制御すると、交流入力電圧Ｖinが正の半波の期間（ｔ0 〜ｔ1 ）では、交流電源３、第１のインダクタＬ1 、第１のスイッチＱ1 、第５のスイッチＱ5 、第２のインダクタＬ2 、及び負荷１１の経路で正方向電流が流れる。また、交流入力電圧Ｖinが負の半波の期間（ｔ1 〜ｔ2 ）では、交流電源３、負荷１１、第２のインダクタＬ2 、第６のスイッチＱ6 、第２のスイッチＱ2 、及び第１のインダクタＬ1 の経路で負方向電流が流れる。この非変換モードの場合、第１、第２、第５及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ5 、Ｑ6 は高周波（例えば２０ｋＨｚ）でオン・オフされないので、単位時間当りのスイッチング回数が少なくなり、スイッチング損失による効率低下が少なくなる。
第３及び第４のスイッチＱ3、Ｑ4のオン・オフによる力率改善及び波形改善は次のように行われる。交流入力電圧Ｖｉｎの正の半波の期間であって、且つ第３のスイッチＱ3がオンの期間には、電源３、第１のインダクタＬ1、第１のスイッチＱ1、及び第３のスイッチＱ3の経路に電流が流れる。第３のスイッチＱ３のオン・オフ時間の調整即ち制御によって、交流入力電流を操作即ち調整することが可能になり、力率改善及び波形改善即ち高調波成分の除去が可能になる。交流入力電圧Ｖｉｎの負の半波期間であり、且つ第４のスイッチＱ4がオンの期間には、電源３、第４のスイッチＱ4、第２のスイッチＱ2、及び第１のインダクタＬ1の経路に電流が流れる。第４のスイッチＱ４のオン・オフ時間の調整即ち制御によって、交流入力電流を操作即ち調整することが可能になり、力率改善及び波形改善即ち高調波成分の除去が可能になる。この結果、交流入力電流が近似正弦波になる。
【００１８】
（降圧モード）
電源電圧即ち交流入力電圧Ｖinよりも低い出力電圧Ｖ0が得られる時に生じる降圧モード即ち第２の同期モードの場合には、第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 に図９（Ｂ）〜（Ｇ）に示す第１〜第６の制御信号ＶQ1〜ＶQ6が供給される。即ち、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は図９（Ａ）の交流入力電圧Ｖinと同一の低周波（５０Ｈｚ）でオン・オフし、第３〜第６のスイッチＱ3 〜Ｑ6 は高周波（例えば２０ｋＨｚ）のＰＷＭ（パルス幅変調）パルスでオン・オフする。図９の交流入力電圧Ｖinの正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第１及び第５のスイッチＱ1、Ｑ5 がオンの期間には、交流電源３、第１のインダクタＬ1 、第１のスイッチＱ1 、第５のスイッチＱ5 、第２のインダクタＬ2 及び負荷１１の経路で正方向電流が流れる。この時の第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の電圧Ｖｉｎｖは、入力交流電圧Ｖｉｎにほぼ等しくなる。また、入力交流電圧Ｖinの正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第１及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ6 がオンの期間には、交流電源３、第１のインダクタＬ1 、第１のスイッチＱ1 、第１及び第２の平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の並列回路（以下、単に平滑コンデンサＣ１，Ｃ２と呼ぶ。）、第６のスイッチＱ6 、第２のインダクタＬ2 及び負荷１１の経路で正方向電流が流れる。この時の第５及び第６のスイッチＱ５、Ｑ６の相互接続点１０と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の電圧Ｖｉｎｖは入力交流電圧Ｖｉｎから平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖｃを減算した値にほぼ等しくなる。なお、図２では第２の平滑コンデンサＣ２が第１の平滑コンデンサＣ１に第１及び第２のモード切換スイッチＳＷ１，ＳＷ２を介して並列接続されているが、同期モードにおいて第２の平滑コンデンサＣ２を電力変換回路から切り離すこともできる。この場合には第１の平滑コンデンサＣ１のみが同期モードにおける電力変換に関係する。
【００１９】
降圧モードにおける交流入力電圧Ｖinの負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第２及び第６のスイッチＱ２，Ｑ6 がオンの期間には、交流電源３、負荷１１、第２のインダクタＬ2 、第６のスイッチＱ6 、第２のスイッチＱ2 及び第１のインダクタＬ1 の経路で負方向の電流が流れる。この時の第５及び第６のスイッチＱ５、Ｑ６の相互接続点１０と共通端子５又は７との間の電圧Ｖｉｎｖの値は交流入力電圧Ｖｉｎにほぼ等しくなる。また、交流入力電圧Ｖinの負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第２及び第５のスイッチＱ２，Ｑ5 のオンの期間には、交流電源３、負荷１１、第２のインダクタＬ2 、第５のスイッチＱ5 、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、第２のスイッチＱ2 及び第１のインダクタＬ1 の経路で負方向電流が流れる。この時の第５及び第６のスイッチＱ５、Ｑ６の相互接続点１０と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の電圧Ｖｉｎｖの値はＶｉｎ−Ｖｃにほぼ等しくなる。
上述から明らかなように、降圧モード時には、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の高周波でのオン・オフ動作によって、第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の電圧Ｖｉｎｖが交流入力電圧Ｖｉｎとほぼ同一になる期間と、第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の電圧Ｖｉｎｖが交流入力電圧ＶｉｎからコンデンサＣの電圧Ｖｃを差し引いた値になる期間とが交互に生じる。この結果、交流入力電圧Ｖinよりも低い出力電圧Ｖ0 が得られる。
【００２０】
降圧モード時の第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４のオン・オフによっても、非変換モード時と同様に、力率改善及び電流の波形改善即ち高周波成分の除去の動作が生じる。
第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４のオン・オフによって次に示すように平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖｃの制御も達成される。降圧モードにおいて平滑コンデンサＣ１、Ｃ２は第１、第２、第５及び第６のスイッチＱ1 Ｑ2 、Ｑ5 、Ｑ6 を通る回路で充電される。このため、もし平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖc を制御しないと、この電圧Ｖc は徐々に高くなる。そこで、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 を高い周波数（例えば２０ｋＨｚ）でオン・オフして平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の電荷を放出し、この電圧Ｖc を制御する。平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の放電回路は次のようにして形成される。まず、交流入力電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第４のスイッチＱ4 のオンの期間には、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、第１のスイッチＱ1 、第１のインダクタＬ1 、電源３及び第４のスイッチＱ4 から成る閉回路で平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の放電電流が流れる。この時、第１のインダクタＬ1 にエネルギーが蓄積される。次に、入力交流電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第３のスイッチＱ3 のオン期間には、第１のインダクタＬ1 、電源３、第３のスイッチＱ3 、第１のスイッチＱ1 から成る閉回路で第１のインダクタＬ1 のエネルギーの放出が行われ、第１のインダクタＬ1 のエネルギーは電源３に帰還される。第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 が図９（Ｄ）（Ｆ）に示すように交流入力電圧Ｖinよりも十分に高い周波数でＰＷＭパルスで断続され、このＰＷＭパルスの幅の制御によって平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の放電期間が制御され、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖc はほぼ一定値に保たれる。なお、交流入力電圧Ｖinが負の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第３のスイッチＱ3 がオンの期間には、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、第３のスイッチＱ3 ，電源３、第１のインダクタＬ1 及び第２のスイッチＱ2 から成る閉回路で平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の電荷が放出される。また、交流入力電圧Ｖinが負の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第４のスイッチＱ4 のオン期間には、第１のインダクタＬ1 、第２のスイッチＱ2 、第４のスイッチＱ4 及び電源３から成る閉回路で第１のインダクタＬ1 のエネルギーが放出される。
【００２１】
（昇圧モード）
交流入力電圧Ｖinよりも高い出力電圧Ｖ0 が得られる時に生じる昇圧モード即ち第３の同期モードの場合には、図１０（Ｂ）〜（Ｇ）に示す制御信号ＶQ1〜ＶQ6で第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 がオン・オフ制御される。即ち、第１〜第４のスイッチＱ1 〜Ｑ4 は高周波でオン・オフされ、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 は電源周波数（５０Ｈｚ）でオン・オフされる。図１０の入力交流電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第１及び第５のスイッチＱ1 、Ｑ５のオン期間には、電源３、第１のインダクタＬ1 、第１のスイッチＱ1 、第５のスイッチＱ5 、第２のインダクタＬ2 、負荷１１から成る経路で第１の方向の電流が流れる。この時の第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の電圧Ｖｉｎｖは、交流入力電圧Ｖｉｎとほぼ同一になる。昇圧モードにおいて、交流入力電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第２及び第５のスイッチＱ2 、Ｑ５のオン期間には、電源３、第１のインダクタＬ1 、第２のスイッチＱ2 、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、第５のスイッチＱ5 、第２のインダクタＬ2 及び負荷１１から成る経路で第１の方向の電流が流れる。この時には、交流入力電圧Ｖinに平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖc が加算された値の出力電圧Ｖ0が得られる。
【００２２】
昇圧モードにおいて、入力交流電圧Ｖinが負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第２及び第６のスイッチＱ2 、Ｑ６がオンの期間には、電源３、負荷１１、第２のインダクタＬ2 、第６のスイッチＱ6 、第２のスイッチＱ2 及び第１のインダクタＬ1 から成る経路で第２の方向の電流が流れる。この時は入力交流電圧Ｖinに第１のインダクタＬ1 の電圧が加算されて出力電圧Ｖ0 となる。また、入力交流電圧Ｖinが負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第１及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ６がオンの期間には、電源３、負荷１１、第２のインダクタＬ2 、第６のスイッチＱ6 、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、第１のスイッチＱ1 及び第１のインダクタＬ1 から成る経路で第２の方向の電流が流れる。この時の第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の電圧Ｖｉｎｖは入力交流電圧Ｖｉｎとほぼ同一になる。
【００２３】
この昇圧モ−ドにおいても、第３及び第４のスイッチＱ3、Ｑ４のオン・オフによって非変換モード時と同様に力率の改善及び波形改善が行われる。
第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４のオン・オフによって次に示すようなコンデンサＣの電圧Ｖｃ制御も達成される。昇圧モードにおいて平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の放電が生じ、この電圧が低下する。そこで、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 を第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 よりも高い周波数（例えば２０ｋＨｚ）で断続することによって平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖc をほぼ一定に制御する。この詳しい動作を次に述べる。入力交流電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第４のスイッチＱ4 のオン期間には、電源３、第１のインダクタＬ1 、第１のスイッチＱ1 、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、第４のスイッチＱ4 から成る閉回路で平滑コンデンサＣ１、Ｃ２を充電する。この時、第１のインダクタＬ1 の蓄積エネルギーの放出があるので、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２は、電源３の電圧Ｖinと第１のインダクタＬ1 の電圧との和で充電される。即ち、出力電圧Ｖ0 よりも高い電圧で平滑コンデンサＣ１、Ｃ２が充電される。入力交流電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第３のスイッチＱ3 のオン期間には、電源３、第１のインダクタＬ1 、第１のスイッチＱ1 、第３のスイッチＱ3 の経路に電流が流れ、第１のインダクタＬ1 にエネルギーが蓄積される。
入力交流電圧Ｖinが負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第３のスイッチＱ3 がオンの期間には、電源３、第３のスイッチＱ3 、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、第２のスイッチＱ2 及び第１のインダクタＬ1 から成る経路に電流が流れ、電源３の電圧Ｖinと第１のインダクタＬ1 の電圧の和で平滑コンデンサＣ１、Ｃ２が充電される。
入力交流電圧Ｖinが負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第４のスイッチＱ4 のオンの期間には、電源３、第４のスイッチＱ４ 、第２のスイッチＱ2 及び第１のインダクタＬ1 から成る経路に電流が流れ、第１のインダクタＬ1 にエネルギーが蓄積される。
【００２４】
上述から明らかなように、第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２は主として昇圧のために使用されている。第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４は、主として力率改善及び波形改善のために使用されている。第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６は主として降圧のために使用されている。
【００２５】
交流電源３の交流入力電圧Ｖinに同期しない交流出力電圧Ｖ0を得る非同期モードで図２の電力変換回路１を動作させる時は、第１及び第２のモード切換スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオフ状態に、且つ第１、第２、第７及び第８のスイッチＱ１、Ｑ２，Ｑ７，Ｑ８と第１のインダクタＬ１とから成るブリッジ型のＡＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−１を周知の方法で制御し、第１の平滑コンデンサＣ１を充電する。また、フォワード型のＤＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−２の第９のスイッチＱ９を周知の方法で制御して第２の平滑コンデンサＣ２を充電する。また、第３、第４、第５及び第６のスイッチＱ３、Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６と第２のインダクタＬ２とから成るブリッジ型のＤＣ−ＡＣ変換回路ＩＮＶを周知の方法で制御して交流出力電圧Ｖｏを得る。ＤＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−２のトランスＴ１によって第２の平滑コンデンサＣ２は交流電源３から電気的に分離されているので、交流電源３の電圧変動によって第２の平滑コンデンサＣ２の電圧が変動しない。これにより、交流出力電圧Ｖｏの周波数を一定に保つことができる。
【００２６】
次に、制御回路２の一例を詳しく説明する。制御回路２は、図３に示すように大別してモード指令信号発生手段１００と、同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１と、非同期モードスイッチ制御信号発生手段１０２と、モード切換スイッチ制御手段１０３とを有する。
【００２７】
モード指令信号発生手段１００は、交流電源３の交流電源電圧Ｖｉｎに同期した交流出力電圧Ｖｏを負荷１１に供給する同期モードを示す同期モード指令信号と、交流電源３の交流電源電圧Ｖｉｎに非同期の交流出力電圧Ｖｏを負荷１１に供給する非同期モードを示す非同期モード指令信号とを発生するものであって、交流電源３の交流電源電圧Ｖｉｎの周波数を検出する周波数検出手段１０４と、基準周波数発生手段１０５と、周波数検出手段１０４で検出された周波数と基準周波数発生手段１０５の基準周波数とを比較して周波数検出手段１０４で検出された周波数と基準周波数との差が所定値よりも小さい時に同期モード指令信号を発生し、周波数検出手段１０４で検出された周波数と基準周波数との差が所定値以上の時に非同期モード指令信号を発生する周波数比較手段１０６とから成る。周波数比較手段１０６に含まれている所定値は、例えば定格周波数のー１％〜＋１％の範囲内の値である。なお、周波数検出手段１０４と基準周波数発生手段１０５と周波数比較手段１０６とで自動的にモード指令信号発生を形成するモード指令信号発生手段１００を設ける代りに、交流電源３の周波数が予め分かる場合には、手動操作で例えば論理の１からなる同期モード指令信号と例えば論理の０からなる非同期モード指令信号とを選択的に発生させる手段を設けることもできる。
【００２８】
同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１は、モード指令信号発生手段１００の同期モード指令信号に応答して電力変換回路１を特許文献１と同様にＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換動作させるための第1、第2、第３、第４、第５及び第６のスイッチＱ１，Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４、Ｑ５，Ｑ６の制御信号を発生する。この同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１の詳細は追って説明する。
【００２９】
非同期モードスイッチ制御信号発生手段１０２は、ＡＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０７と、ＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０８と、ＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０９とを含んでいる。ＡＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０７は、モード指令信号発生手段１００の非同期モード指令信号に応答して第1、第2、第７及び第８のスイッチＱ１，Ｑ２、Ｑ７，Ｑ８を制御する信号を発生する。このＡＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０７の詳細は追って説明する。ＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０８は、モード指令信号発生手段１００の非同期モード指令信号に応答して直流―直流変換スイッチとしての第９のスイッチＱ９を制御する信号を発生する。このＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０８の詳細は追って説明する。ＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０９は、モード指令信号発生手段１００の非同期モード指令信号に応答して第３、第４、第５及び第６のスイッチＱ３，Ｑ４、Ｑ５，Ｑ６を制御する信号を発生する。このＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０９の詳細は追って説明する。モード切換スイッチ制御手段１０３は、モード指令信号発生手段１００の同期モード指令信号に応答して第１及び第２のモード切換スイッチＳＷ１、ＳＷ２をオン制御し、モード指令信号発生手段１００の非同期モード指令信号に応答して第１及び第２のモード切換スイッチＳＷ１、ＳＷ２をオフ制御するものであって、図２のライン３１，３２に接続されている。
なお、同期モード時においては、ＡＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０７とＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０８とＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０９とによる制御が禁止され、非同期モード時においては、同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１による制御が禁止される。
【００３０】
制御回路２に含まれている同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１は、図４に示すように、入力電圧検出回路４１、直流電圧検出回路４２、出力電圧検出回路４３、第１の指令値発生手段４４、第２の指令値発生手段４５、方形波発生器４６、第１、第２及び第３の演算回路４７、４８、４９、第１及び第２のリミッタ５０、５１、比較波発生手段又はキャリア波発生手段としての三角波発生器５２、第１、第２及び第３のコンパレータ５３、５４、５５、第１、第２及び第３のＮＯＴ回路５６、５７、５８を有する。
【００３１】
入力電圧検出回路４１は、ライン１８、１９によって交流入力端子４と共通端子５とに接続されており、交流電源３の交流電源電圧Ｖinを検出し、基準正弦波を発生する。直流電圧検出回路４２はライン２１、２２によって第１の平滑コンデンサＣ１の両端に接続され、第１の平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖc を示す検出信号を出力する。出力電圧検出回路４３はライン２０、１９によって交流出力端子６と負荷側の共通端子７に接続され、交流出力電圧Ｖ0 を示す検出信号を出力する。各検出回路４１、４２、４３は、交流電源電圧Ｖin、第１の平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖc 、交流出力電圧Ｖ0 の実際の値よりも低い電圧を出力するが、理解を容易にするためにここでは実際の電圧と同一の値が出力されるものとする。なお、既に説明したように同期モ―ドの時には第１の平滑コンデンサＣ１に対して第２の平滑コンデンサＣ２が並列に接続され、第２の平滑コンデンサＣ２も第１の平滑コンデンサＣ１と同様に充放電されるが、説明を容易にするために第２の平滑コンデンサＣ２を無視して説明する。
【００３２】
第１の指令値発生手段４４は、入力段電圧指令値発生手段又はコンバータ電圧指令値発生手段とも呼ぶことができるものであり、直流基準電圧源５９と、２つの減算器６０、６３と、２つの比例積分（ＰＩ）回路６１、６４と、乗算器６２とから成る。減算器６０は基準電圧源５９の基準電圧と直流電圧検出回路４２の検出出力の差を示す誤差信号を出力する。この誤差信号は比例積分回路６１を介して乗算器６２に入力し、入力電圧検出回路４１から得られた基準正弦波（例えば実効値１００Ｖの正弦波）に乗算される。乗算器６２の出力は第１の平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖc を一定に保つための入力電流指令値である。減算器６３は乗算器６２の出力（入力電流指令値）と電流検出器２３に接続されたライン２４の検出値（検出電流値）との差を示す信号を出力する。減算器６３の出力は比例積分回路６４を介して出力される。比例積分回路６４の出力は第１の指令値Ｖrcとなる。第１の指令値Ｖｒｃは、第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の相互接続点８と第３及び第４のスイッチＱ３、Ｑ４の相互接続点９との間の基本波の電圧Ｖｃｏｎｖを所望値にするための指令値である。ここで、基本波とは交流電源電圧Ｖｉｎと同一の周波数の信号である。なお、この第１の指令値Ｖrcは交流電源電圧Ｖinに同期した正弦波又は正弦波に近似した波形であり、第１の平滑コンデンサＣ１の電圧を所定値に制御するための情報と入力の力率を改善するための情報とを含む。
【００３３】
第２の指令値発生手段４５は、出力段電圧指令値発生手段又はインバータ電圧指令値発生手段とも呼ぶことができるものであって、基準出力電圧指令値発生器６６と、減算器６７と、比例積分微分（ＰＩＤ）回路６８とから成る。
この具体例では、交流電源電圧Ｖｉｎが一定の状態において交流出力電圧Ｖｏを変えることができるように第２の指令値発生手段４５が構成されている。このために、基準出力電圧指令値発生器６６は可変構成であって、第１、第２及び第３のモードに応じて異なる値の基準出力電圧指令値を発生させることができる。基準出力電圧指令値発生器６６は、非変換モード時には入出力電圧が等しいこと即ちＶｏ＝Ｖinであることを示す第１の基準出力電圧指令値Ｖｏ１を発生し、降圧モード時には、出力電圧Ｖｏが交流電源電圧Ｖinよりもａボルト低いこと即ちＶｏ＝Ｖin−ａを示す第２の基準出力電圧指令値Ｖｏ２を発生し、昇圧モード時には、交流出力電圧Ｖｏが交流電源電圧Ｖinよりもｂボルト高いこと即ちＶｏ＝Ｖin＋ｂを示す第３の基準出力電圧指令値Ｖｏ３を発生する。基準出力電圧指令値発生器６６の出力は、交流電源電圧Ｖｉｎに同期して正弦波又は正弦波に近似した波形を有する。
なお、非変換モードと降圧モードと昇圧モードとの全てが要求されず、３つのモ−ドの内の任意の２つのモードのみが要求される場合には、３つのモードから選択された２つのモードのための２つの基準出力電圧指令値を出力するように基準出力電圧指令値発生器６６を構成する。
減算器６７は基準電圧指令値発生器６６の出力と出力電圧検出回路４３の出力との差を示す信号を出力する。この減算器６７の出力は比例積分微分（ＰＩＤ）回路６８を介して出力され、第２の指令値Ｖriとなる。第２の指令値Ｖｒｉは第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４の相互接続点９と第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０との間の基本波の電圧Ｖｉｎｖを所望値にするための指令値であり、交流電源電圧Ｖinに同期した正弦波又は正弦波に近似した波形から成る。
第２の指令値発生手段４５から発生する第２の指令値Ｖｒｉは、交流入力電圧Ｖinが一定の場合には、非変換モード時に第１の指令値Ｖｒｃに等しい値、降圧モード時に第１の指令値Ｖｒｃよりも低い値、昇圧モード時に第１の指令値Ｖｒｃよりも高い値になる。
交流出力電圧Ｖｏを常に一定に保つ時には、基準電圧指令値発生器６６の出力が一定に保たれる。即ち、交流入力電圧Ｖｉｎが例えば１００Ｖの場合と例えば２００Ｖの場合とのいずれであっても、一定の交流出力電圧Ｖｏ（例えば１００Ｖ）を得る時には、基準電圧指令値発生器６６の出力が一定に保たれる。このように基準電圧指令値発生器６６の出力が一定あっても、交流電源電圧Ｖｉｎが変化すると、入力電圧検出回路４１の出力が変化し、第１の指令値発生手段４４から得られる第１の指令値Ｖｒｃが変化し、交流出力電圧Ｖｏを一定に保つ制御が生じる。
交流出力電圧Ｖｏまたは交流電源電圧Ｖｉｎの変化に基づく第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６の制御モードの切り換えは後述する演算手段によって自動的に行われる。
【００３４】
本実施例の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１は、降圧モード、昇圧モ−ド、及び非変換モ−ドを選択的に設定するための方形波発生器46と第１、第２及び第3の演算回路47、48、49とを有する。
【００３５】
方形波発生器４６は、増幅器６９とリミッタ７０とから成る。増幅器６９は入力電圧検出回路４１から得られる図１１（Ａ）の５０Ｈｚの基準正弦波Ｖf をピークが２００Ｖよりも十分に高い電圧に増幅するものである。リミッタ７０は、三角波発生器５２の出力三角波の最大値以上の第１の電圧＋Ｖs （＋２００Ｖ）と三角波の最小値以下の第２の電圧−Ｖs （−２００Ｖ）との間に増幅器出力６９を制限し、図１２（Ｂ）に示す＋Ｖs の高レベルと−Ｖs の低レベルとを交互に有する方形波電圧Ｖs を発生する。
【００３６】
第１の演算回路４７は、コンバータ電圧指令値発生手段即ち第１の指令値発生手段４４、インバータ電圧指令値発生手段即ち第２の指令値発生手段４５、及び方形波発生器４６に接続されており、Ｖrc＋Ｖs −Ｖriの演算を実行する。即ち、第１の演算回路４７は加算器と減算器とを含み、コンバータ電圧指令値即ち第１の指令値Ｖrcに方形波電圧Ｖs を加算した値からインバータ電圧指令値即ち第２の指令値Ｖriを減算する。なお、加算と減算の順序を逆にしてＶrc−Ｖri＋Ｖs とすることもできる。
【００３７】
第２の演算回路４８はコンバータ電圧指令値発生手段即ち第１の指令値発生手段４４とインバータ電圧指令値発生手段即ち第２の指令値４５と方形波発生器４６とに接続されており、Ｖri＋Ｖs −Ｖrcの演算を実行する。即ち、第２の演算回路４８は加算器と減算器とを含み、インバータ電圧指令値即ち第２の指令値Ｖriに方形波電圧Ｖs を加算した値からコンバータ電圧指令値即ち第１の指令値Ｖrcを減算する。なお、加算と減算の順序を逆にしてＶri−Ｖrc＋Ｖs とすることもできる。
【００３８】
第１のリミッタ５０は、第１の演算回路４７の出力を方形波電圧Ｖs の最大値＋Ｖs と同一又は＋Ｖsよりも少し高い値に設定された上限値と方形波電圧Ｖs の最小値−Ｖs と同一又は−Ｖsよりも少し低い値に設定された下限値との間に制限して第１のスイッチ制御指令値Ｖr1を出力する。この具体例では上限値が＋Ｖs、下限値が−Ｖsである。なお、第１のスイッチ制御指令値Ｖr１は入力段スイツチＱ1、Ｑ2に基づいて発生させるべき電圧を指令する第1の値と呼ぶこともできる。
第１の値Ｖｒ１は、第１及び第２の同期モード時に図１２（Ａ）及び図１３（Ａ）に示すように方形波電圧Ｖｓと同じ値となる。第３の同期モードの時に図１４（Ａ）に示すように＋Ｖｓと−Ｖｓとの間の第２の値となる。
【００３９】
第２のリミッタ５１は第２の演算回路４８の出力を方形波電圧Ｖs の最大値＋Ｖs と同一又は＋Ｖsよりも少し高い値に設定された上限値と方形波電圧Ｖs の最小値−Ｖs と同一又は−Ｖsよりも少し低い値に設定された下限値との間に制限して第２のスイッチ制御指令値Ｖr3を出力する。この具体例では上限値が＋Ｖs、下限値が−Ｖsである。なお、第２のスイッチ制御指令値Ｖr3を出力段スイッチＱ5、Ｑ6に基づいて発生させるべき電圧を指令する第２の値と呼ぶこともできる。
第２の値と呼ばれることもあるＶｒ３は、第１及び第３の同期モードの時に図１２（Ｃ）及び図１４（Ｃ）に示すように方形波電圧Ｖｓと同一になり、第２の同期モ−ド時に図１３（Ｃ）に示すように＋Ｖｓと−Ｖｓとの間の値となる。
【００４０】
第３の演算回路４９はインバータ電圧指令値発生手段４５と第２のリミッタ５１とに接続され、Ｖr3−Ｖriの演算を実行する。即ち、第３の演算回路４９は減算器であって、第２のスイッチ制御指令値Ｖr3からインバータ電圧指令値Ｖriを減算して指令値Ｖr2を発生する。この指令値Ｖr2は、第３の値と呼ぶこともできるものであって、第１の平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖｃの指令値、又は力率改善指令値と呼ぶこともできる。第１の平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖｃの１／２の電位を基準にして、第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の相互接続点８の基本波の電圧をＶ１，第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４の相互接続点９の基本波の電圧をＶ２、第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０の基本波の電圧をＶ３とした時に、このＶ１，Ｖ２，Ｖ３とスイッチ制御指令値Ｖｒ１，Ｖｒ２，Ｖｒ３との関係は、
Ｖ１＝（Ｖｃ／２）Ｖｒ１，
Ｖ２＝（Ｖｃ／２）Ｖｒ２，
Ｖ３＝（Ｖｃ／２）Ｖｒ３，
Ｖｉｎｖ＝Ｖ３−Ｖ２，
Ｖｃｏｎｖ＝Ｖ１−Ｖ２となる。
Ｖｒ２は、第１、第２及び第３のモードのいずれにおいても図１２（Ｂ）、図１３（Ｂ）及び図１４（Ｂ）に示すように＋Ｖｓ−Ｖｓとの間の値になる。
【００４１】
第１、第２及び第３の演算回路４７，４８，４９と第１及び第２のリミッタ５０，５１とから成る演算手段から得られる出力Ｖｒ１，Ｖｒ２，Ｖｒ３に基づいて、第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６の第１〜第６の制御信号ＶQ1〜ＶQ6を形成する制御信号形成手段として、三角波発生器５２と第１、第２及び第３のコンパレータ５３，５４，５５と第１、第２及び第３のＮＯＴ回路５６、５７、５８とが設けられている。
比較波発生器又はキャリア波発生器としての三角波発生器５２は交流電源３の交流電源電圧Ｖinの周波数（５０Ｈｚ）の２倍よりも高い周波数（例えば２０ｋＨｚ）の三角波電圧Ｖtを図１２〜図１４に示すように発生する。三角波電圧Ｖｔの最大値は方形波電圧Ｖｓの最大値及び第１及び第２のリミッタ５０，５１の上限値＋Ｖｓと同一又はこれよりも少し低い値に設定される。三角波電圧Ｖｔの最低値は、方形波電圧Ｖｓの最低値及び第１及び第２のリミッタ５０，５１の下限値−Ｖｓと同一又はこれよりも少し高く設定される。図４では１つの三角波発生器５２が第１、第２及び第３のコンパレータ５３、５４、５５に接続されているが、第１、第２及び第３のコンパレータ５３、５４、５５のための専用の３つの三角波発生器を設けることもできる。また、三角波発生器５２を周知の鋸波発生回路にすることができる。
【００４２】
第１のコンパレータ５３は第１のリミッタ５０と三角波発生器５２とに接続され、図１２（Ａ）、図１３（Ａ）及び図１４（Ａ）に示すように第１の値Ｖr1と三角波電圧Ｖt とを比較して図８（Ｂ）、図９（Ｂ）及び図１０（Ｂ）に示す第１のスイッチＱ1 のオン・オフ制御信号ＶQ1をライン１２に出力する。
【００４３】
第２のコンパレータ５４は第３の演算回路４９と三角波発生器５２とに接続され、図１２（Ｂ）、図１３（Ｂ）及び図１４（Ｂ）に示すように第２の値Ｖr2と三角波電圧Ｖt とを比較して図８（Ｄ）、図９（Ｄ）及び図１０（Ｄ）に示す第３のスイッチＱ3 のオン・オフ制御信号ＶQ3をライン１４に出力する。
【００４４】
第３のコンパレータ５５は第２のリミッタ５１と三角波発生器５２とに接続され、図１２（Ｃ）、図１３（Ｃ）及び図１４（Ｃ）に示すように第２の値Ｖr3と三角波電圧Ｖt とを比較して図８（Ｆ）、図９（Ｆ）及び図１０（Ｆ）に示す第５のスイッチＱ5 のオン・オフ制御信号ＶQ5をライン１６に出力する。
【００４５】
第１の逆相信号形成手段としてのＮＯＴ回路５６は第１のコンパレータ５３に接続され、第１のスイッチＱ1 のオン・オフ制御信号ＶQ1の逆相信号から成る図８（Ｃ）、図９（Ｃ）及び図１０（Ｃ）に示す第２のスイッチＱ2 のオン・オフ制御信号ＶQ2をライン１３に出力する。
【００４６】
第２の逆相信号形成手段としてのＮＯＴ回路５７は、第２のコンパレータ５４に接続され、第３のスイッチＱ3 のオン・オフ制御信号ＶQ3の逆相信号から成る図８（Ｅ）、図９（Ｅ）及び図１０（Ｅ）に示す第４のスイッチＱ4 のオン・オフ制御信号ＶQ4をライン１５に出力する。
【００４７】
第３の逆相信号形成手段としてのＮＯＴ回路５８は、第３のコンパレータ５５に接続され、第５のスイッチＱ5 のオン・オフ制御信号ＶQ5の逆相信号から成る図８（Ｇ）、図９（Ｇ）及び図１０（Ｇ）に示す第６のスイッチＱ6 のオン・オフ制御信号ＶQ6を出力する。
なお、第１、第２及び第３のコンパレータ５３、５４、５５に第１、第２及び第３のＮＯＴ回路５６、５７、５８をそれぞれ内蔵させることができる。
【００４８】
（同期モード切換制御）
次に、基準出力電圧指令値発生器６６の出力の切換えによって交流出力電圧Ｖｏの切換え及び同期モード切換を行うことができることを図１５〜図１７を参照して説明する。ここで、各モードの交流電源電圧Ｖinを１００Ｖ、非変換モードの交流出力電圧Ｖｏ を１００Ｖ、降圧モードの交流出力電圧Ｖｏ を８０Ｖ、昇圧モードの交流出力電圧Ｖｏ を１２０Ｖとする。また、理解を容易にするために、コンバータ電圧指令値即ち第１の指令値Ｖrcは各モードにおいて１００Ｖとし、またインバータ電圧指令値即ち第２の指令値Ｖriは非変換モードで１００Ｖ、降圧モードで８０Ｖ、昇圧モードで１２０Ｖとする。
【００４９】
（非変換モード）
上記条件において、交流電源電圧Ｖinの正の半波期間の非変換モードの第１の演算回路４７の出力は、Ｖrc＋Ｖs −Ｖri＝１００＋２００−１００＝２００Ｖとなる。この値は第１のリミッタ５０の上限に一致するので、第１のリミッタ５０から出力される第１の値Ｖr1も２００Ｖとなる。このＶr1＝２００Ｖは図１５に示すように三角波電圧Ｖt の最大値２００Ｖに一致し、三角波電圧Ｖt を横切らない。この結果、交流電源電圧Ｖinの正の半波の期間の第１のコンパレータ５３の出力は連続して高レベルになる。また、非変換モードにおける交流電源電圧Ｖinの負の半波期間の第１のコンパレータ５３の出力は連続して低レベルになる。これにより、非変換モード時には図８（Ｂ）（Ｃ）に示すように第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は５０Hzの低周波でオン・オフ制御され、整流素子として動作する。
【００５０】
非変換モード時の交流電源電圧Ｖinの正の半波期間の第２の演算回路４８の出力は、Ｖri＋Ｖs −Ｖrc＝１００＋２００−１００＝２００Ｖとなる。この値は第２のリミッタ５１の上限に一致しているので、第２の値Ｖr3も２００Ｖになる。また、交流電源電圧Ｖinの負の半波期間のＶr3は−２００Ｖになる。この結果、第３のコンパレータ５５の出力は第１のコンパレータ５３の出力と同一になり、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 は図８（Ｆ）（Ｇ）に示すように低周波（５０Ｈｚ）でオン・オフ制御され、整流素子として動作する。
【００５１】
非変換モード時の交流電源電圧Ｖinの正の半波期間の第３の演算回路４９の出力Ｖr2はＶr3−Ｖri＝２００−１００＝１００Ｖとなる。また、交流電源電圧Ｖinの負の半波の期間の第３の演算回路４９の出力Ｖr2は−１００Ｖになる。従って、図１５に示すように第２のコンパレータ５４において第３の値Ｖr2が三角波電圧Ｖt を横切り、図８（Ｄ）（Ｅ）に示すように第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 に例えば２０ｋＨｚの高周波のオン・オフ制御信号（ＰＷＭパルス）が供給される。
【００５２】
（降圧モード）
降圧モード時の交流電源電圧Ｖinの正の半波期間の第１の演算回路４７の出力は、Ｖrc＋Ｖs −Ｖri＝１００＋２００−８０＝２２０Ｖとなる。これは第１のリミッタ５０で制限されるので、第１の値Ｖr1は２００Ｖとなり、図１６に示すように第１のコンパレータ５３において三角波電圧Ｖt を横切らない。このため、第１のコンパレータ５３の出力は高レベルになる。交流電源電圧Ｖinの負の半波ではＶr1が−２００Ｖとなり、第１のコンパレータ５３の出力は低レベルになる。従って、降圧モード時には第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 が図９（Ｂ）（Ｃ）に示すように低周波でオン・オフ制御され、整流素子として動作する。
降圧モード時の交流電源電圧Ｖinの正の半波期間の第２の演算回路４８の出力は、Ｖri＋Ｖs −Ｖrc＝８０＋２００−１００＝１８０Ｖとなる。この値は第２のリミッタ５１で制限されないので、第２の値Ｖr3も１８０Ｖとなり、第３のコンパレータ５５において図１６に示すように三角波電圧Ｖt を横切る。交流電源電圧Ｖinの負の半波期間にはＶr3が−１８０Ｖとなり、三角波電圧Ｖt を横切る。従って、降圧モード時には、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 が図９（Ｆ）（Ｇ）に示すように高周波のオン・オフ制御信号即ちＰＷＭパルスで制御される。
降圧モード時の正の半波期間の第３の演算回路４９の出力即ち第３の値Ｖr2はＶr3−Ｖri＝１８０−８０＝１００Ｖになり、第２のコンパレータ５４において図１６に示すように三角波電圧Ｖt を横切る。また、負の半波期間にはＶr2が−１００Ｖとなり、三角波電圧Ｖt を横切る。この結果、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 には図９（Ｄ）（Ｅ）に示すように高周波のオン・オフ制御信号が供給される。
【００５３】
（昇圧モード）
昇圧モード時の交流電源電圧Ｖinの正の半波期間の第１の演算回路４７の出力は、Ｖrc＋Ｖs −Ｖri＝１００＋２００−１２０＝１８０Ｖとなる。これは第１のリミッタ５０の制限を受けないので、第１の値Ｖr1も１８０Ｖとなり、第１のコンパレータ５３を図１７に示すように三角波電圧Ｖt を横切る。また、負の半波期間にはＶr1が−１８０Ｖとなり、三角波電圧Ｖt を横切る。この結果、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は図１０（Ｂ）（Ｃ）に示すように高周波のオン・オフ制御信号即ちＰＷＭパルスで制御される。
昇圧モードにおける第２の演算回路４８の出力はＶri＋Ｖs −Ｖrc＝１２０＋２００−１００＝２２０Ｖとなり、第２のリミッタ５１で２００Ｖに制限される。これにより、第３のコンパレータ５５の入力即ち第２の値Ｖr3は２００Ｖとなり、図１７に示すように三角波電圧Ｖt を横切らない。また負の半波期間にはＶr3が−２００Ｖとなり、三角波電圧Ｖt を横切らない。この結果、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 は図１０（Ｆ）（Ｇ）に示すように低周波でオン・オフ制御され、整流素子として動作する。
昇圧モード時の正の半波期間における第３の演算回路４９の出力即ち第３の値Ｖr2はＶr3−Ｖri＝２００−１２０＝８０Ｖとなり、図１７に示すように三角波電圧Ｖt を横切る。また負の半波期間の第３の値Ｖr2は−８０Ｖとなり、三角波電圧Ｖt を横切る。この結果、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 は図１０（Ｄ）（Ｆ）に示すように高周波でオン・オフ制御される。
なお、交流電源電圧Ｖｉｎの変化に拘らず交流出力電圧Ｖｏを一定に保つ時にも図１５〜図１７と同様な動作が生じる。
【００５４】
上述から明らかなように同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１は特許文献１と同様に次の効果を有する。
（１）非変換モードには第１、第２、第５及び第６のスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６、また、降圧モードには第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 、また、昇圧モードにおいては第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 をそれぞれ５０Ｈｚの低周波でオン・オフ制御するので、単位時間当りのスイッチング回数及びスイッチング損失が少なくなり、電力変換装置の効率を高めることができる。
（２）第１、第２及び第３の同期モードのいずれにおいても、第３及び第4のスイッチＱ3、Ｑ4が高周波でオン．オフ制御されるので、力率改善及び交流入力電流の波形改善即ち高調波成分の低減を図ることができる。
（３）基準出力電圧指令値発生器６６の出力を変えることによって第１、第２及び第３の同期モードの切換が実行され、所望の交流出力電圧Ｖｏが得られる。従って、モード切換回路の構成が簡単になり、電力変換装置のコストの低減、及び小型化が達成される。
（４）基準出力電圧指令値発生器６６の出力を一定に保つことによって、交流電源電圧Ｖｉｎの変化に拘らず一定の交流出力電圧Ｖｏを得ることができる。また、交流電源電圧Ｖｉｎの変化に応じて第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６を第１、第２及び第３のモードから選択された最適なモードで制御することができる。
【００５５】
図５に非同期モードスイッチ制御信号発生手段１０２に含まれているＡＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０７の一例が詳細に示されている。なお、図５の入力電圧検出回路４１、直流電圧検出回路４２、三角波発生器５２、第１のコンパレータ５３、第１のＮＯＴ回路５６、直流基準電圧源５９、２つの減算器６０、６３、２つの比例積分（ＰＩ）回路６１、６４、及び乗算器６２は図４で同一の参照符号で示すものと同一であり、兼用されているが、理解を容易にするためにＡＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０７の一部としても示されている。勿論、これ等を図４と兼用しないで図５のＡＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０７のために別に設けることもできる。図５のＡＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０７は図４に示されていない第４のコンパレータ１１１、第４のＮＯＴ回路１１２とを有する。図５の第１及び第４のコンパレータ５３、１１１の一方の入力端子（正端子）は比例積分（ＰＩ）回路６４に直接に接続されている。即ち、図５では、比例積分（ＰＩ）回路６４が図４の第１の演算回路４７及び第１のリミッタ５０を介さないで第１及び第４のコンパレータ５３、１１１に直接に接続されている。第１及び第４のコンパレータ５３、１１１の他方の入力端子（負端子）は三角波発生器５２に接続されている。この比例積分（ＰＩ）回路６４と第１及び第４のコンパレータ５３、１１１との間の信号伝送は、図３のモード指令信号発生手段１００の出力で制御される。即ち、モード指令信号発生手段１００が同期モード指令信号を発生している時には、図４の第１のリミッタ５０の出力が第１のコンパレータ５３の一方の入力端子（正端子）に入力し、モード指令信号発生手段１００が非同期モード指令信号を発生していない時には、図５に示すように比例積分（ＰＩ）回路６４の出力が第１のコンパレータ５３及び第４のコンパレータ１１１の一方の入力端子（正端子）に入力する。なお、図示を簡略化するために第１、第２、第３及び第４のコンパレータ５３、５４，５５，１１１に信号を選択的に入力させるための手段は省略されている。第１、第２、第３及び第４のコンパレータ５３、５４，５５，１１１がデジタル比較手段である場合には、モード指令信号発生手段１００の出力によって第１、第２、第３及び第４のコンパレータ５３、５４，５５，１１１への入力信号の伝送を制御する。第１、第２、第３及び第４のコンパレータ５３、５４，５５，１１１がアナログ比較手段の場合には、第１、第２、第３及び第４のコンパレータ５３、５４，５５，１１１の入力段に信号選択回路を設け、選択された信号のみを第１、第２、第３及び第４のコンパレータ５３、５４，５５，１１１に入力させる。
図５の第１及び第４のコンパレータ５３、１１１は、図４の第１のコンパレータ５３と同様に動作し、力率改善を伴って交流電源電圧Ｖｉｎを直流電圧に変換する。
第４のコンパレータ１１１の出力端子はライン２９を介して図２に示す第８のスイッチＱ８の制御端子（ゲート）に接続され、且つ第４のＮＯＴ回路１１２とライン２８を介して図２の第７のスイッチＱ７の制御端子（ゲート）に接続されている。従って、非同期モードにおいては、ＡＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−１は第１、第２、第７及び第８のスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ７，Ｑ８から成るブリッジ型コンバータとして動作する。
なお、第４のコンパレータ１１１を省き、点線１１０で示すように第１のコンパレータ５３をライン２９及び第４のＮＯＴ回路１１２に接続することもできる。また、第４のＮＯＴ回路１１２を省き、第１のＮＯＴ回路５６をライン２８に接続することもできる。
【００５６】
図６に非同期モードスイッチ制御信号発生手段１０２に含まれているＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０８の一例が詳しく示されている。ＤＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−２は、図２の第２の平滑コンデンサＣ２の電圧を検出するライン２６，２７に接続された直流電圧検出回１１３と、基準電圧電源１１４の基準電圧と直流電圧検出回路１１３の出力との差の信号を得る誤差増幅器１１５と、誤差増幅器１１５の出力と三角波発生器５２の三角波電圧とを比較してＰＷＭパルスを形成し、ライン３０を介して図２の第９のスイッチＱ９の制御端子に送るコンパレータ１１６とから成る。なお、三角波発生器５２は図４で同一の参照符号で示すものであり、兼用されている。勿論、三角波発生器５２を図４と兼用しないで図６のＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０８のために別に設けることもできる。ＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０８は第２の平滑コンデンサＣ２の電圧が一定になるように第９のスイッチＱ９をオンオフ制御する。これにより、交流電源電圧Ｖｉｎの変動に無関係に安定化した直流電圧を得ることができる。即ち、第２の平滑コンデンサＣ２の電圧は交流電源電圧Ｖｉｎの周波数（例えば５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）に基づく振幅変動に干渉されず、一定になる。非同期モードにおいて第２の平滑コンデンサＣ２はＤＣ−ＡＣ変換回路ＩＮＶの電源として機能する。
【００５７】
図７に非同期モードスイッチ制御信号発生手段１０２に含まれているＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０９の一例が詳しく示されている。なお、図７の出力電圧検出回路４３、三角波発生器５２、第２及び第３のコンパレータ５４，５５、第２及び第３のＮＯＴ回路５７，５８、基準電圧指令値発生器６６、減算器６７、比例積分微分（ＰＩＤ）回路６８は図４で同一の参照符号で示すものと同一であり、兼用されているが、理解を容易にするためにＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０９を構成するものとして示されている。勿論、図７に示す各部を図４と兼用しないで図７のＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０９のために別に設けることもできる。
図７において、第２及び第３のコンパレータ５４，５５の一方の入力端子（正端子）は、比例積分微分（ＰＩＤ）回路６８に直接に接続されている。即ち、非同期モードには、比例積分微分（ＰＩＤ）回路６８が図４の第３の演算回路４９第２のリミッタ５１を介さないで第２及び第３のコンパレータ５４，５５に接続される。第２及び第３のコンパレータ５４，５５の他方の入力端子（負端子）は、三角波発生器５２に接続されている。比例積分微分（ＰＩＤ）回路６８と第２及び第３のコンパレータ５４，５５との間の信号伝送及び三角波発生器５２と第２及び第３のコンパレータ５４，５５との間の信号伝送は、図３のモード指令信号発生手段１００の出力で制御される。
図７において、第３のコンパレータ５５の出力端子は、ライン１７を介して図２の第６のスイッチＱ６の制御端子に接続され、且つ第３のＮＯＴ回路５８とライン１６とを介し図２の第５のスイッチＱ５の制御端子に接続されている。図７における第３のコンパレータ５５の出力端子と第５及び第６のスイッチ、Ｑ５、Ｑ６との接続は図４と異なる。この第３のコンパレータ５５の出力端子と第５及び第６のスイッチ、Ｑ５、Ｑ６との接続の切換はモード指令信号発生手段１００の出力で実効され、同期モードの時に図４の回路を形成し、非同期モードの時に図７の回路を形成する。
非同期モードの時のＤＣ−ＡＣ変換回路ＩＮＶは、周知のブリッジ型インバータとして動作し、第２の平滑コンデンサＣ２の電圧を交流出力電圧Ｖｏに変換して負荷１１に供給する。
なお、既に説明したように、非同期モードの時には図５のＡＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０７、図６のＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０８、及び図７のＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０９のみを動作させ、図４の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１の動作を禁止する。
【００５８】
上述から明らかなように本実施例は、特許文献１に開示されているＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換装置と同様な効果を有する他に、交流電源電圧Ｖｉｎの周波数が変動しても、負荷１１に一定周波数の交流出力電圧Ｖｏを供給できる効果を有する。
また、第１の平滑コンデンサＣ１の電圧が比較的低い状態で負荷１１に一定周波数の交流出力電圧Ｖｏを供給できる。このため第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６の耐圧を高くすることが不要になり、第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６のコストの上昇を抑制すること、及びスイッチング損失の増加を抑制して電力変換装置の効率の低下を防ぐことができる。
また、本実施例では、同期モードのための回路と非同期モードのための回路とが多くの部分で兼用されているので、比較的簡単な回路で同期モードと非同期モードとを得ることができる。
【実施例２】
【００５９】
図１８は変形された同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ａを示す。図１８の変形された同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ａにおいて図４の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１と実質的に同一の部分に同一の符号を付してその説明を省略する。なお、実施例２の電力変換装置の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ａ以外の部分は実施例１と同様に構成されている。
図１８の変形された同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ａは図４の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１の第１、第２及び第３の演算回路４７，４８，４９を変形した第１、第２及び第３の演算回路４７ａ，４８ａ，４９ａを設け、この他は図４と同一に形成したものである。
図１８の第１の演算回路４７ａは、第１及び第２の指令値発生手段４４，４５に接続され、次式の演算を行い、差信号△Ｖを出力する。
△Ｖ＝Ｖｒｉ−Ｖｒｃ
第２の演算回路４８ａは第１の演算回路４７ａと方形波発生器４６とに接続され、次の演算を行う。
もし△Ｖ＞０なら
Ｖｒ１＝Ｖｓ−△Ｖ
Ｖｒ３＝Ｖｓ
もし△Ｖ＝０なら
Ｖｒ１＝Ｖｓ
Ｖｒ３＝Ｖｓ
もし△Ｖ＜０なら
Ｖｒ１＝Ｖｓ
Ｖｒ３＝Ｖｓ＋△Ｖ
第３の演算回路４９ａは第１の指令値発生手段４４と第２の演算回路４８ａとに接続され、次の演算を行う。
Ｖｒ２＝Ｖｒ１−Ｖｒｃ
図１８の第１、第２及び第３のモードで第２及び第３の演算回路４８ａ，４９ａから得られるＶｒ１，Ｖｒ２，Ｖｒ３は、図４で同一符号で示すものと同一である。従って、実施例２によっても、実施例１と同一の効果を得ることができる。
【実施例３】
【００６０】
図１９は変形された同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｂを示す。図１９の変形された同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｂにおいて図４の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１と実質的に同一の部分に同一の符号を付してその説明を省略する。なお、実施例３の電力変換装置の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｂ以外の部分は実施例１と同様に構成されている。
図１９の変形された同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｂは図４の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１の第１、第２及び第３の演算回路４７，４８，４９を変形した第１及び第２の演算回路４７ｂ，４８ｂと選択回路４９ｂとを設け、更に、２つの加算器７１、７３と１つの減算器７２と、第３のリミッタ７４を設け、この他は図４と同一に形成したものである。
図１９の第１の演算回路４７ｂは、第１及び第２の指令値発生手段４４，４５に接続され、Ｖｒｃ−Ｖｒｉの減算を行い、差信号△Ｖ１を出力する。
第２の演算回路４８ｂは、第１及び第２の指令値発生手段４４，４５に接続され、Ｖｒｉ−Ｖｒｃの減算を行い、差信号△Ｖ２を出力する。
選択回路４９ｂは、第１及び第２の指令値発生手段４４，４５と第１の演算回路４７ｂとに接続され、第１の演算回路４７ｂの出力△Ｖ１に基づいて次の演算を行う。
もし△Ｖ１＝０ならＶｒｃを選択する。
もし△Ｖ１＞０ならＶｒｃを選択する。
もし△Ｖ１＜０ならＶｒｉを選択する。
加算器７１は、第１の演算回路４７ｂと方形波発生器４６とに接続され、これらの出力を加算する。従って，図１９の第１の演算回路４７ｂと加算器７１との組み合せは図４の第１の演算回路４７と等価である。
減算器７２は、選択回路４９ｂと方形波発生器７６とに接続され、方形波電圧Ｖｓから選択回路４９ｂの出力を減算し、図４の第３の演算回路４９の出力と実質的に同じ信号を出力する。従って，図１９の選択回路４９ｂと減算器７２との組み合せは図４の第３の演算回路４９と等価である。
加算器７３は、第２の演算回路４８ｂと方形波発生器７６とに接続され、これらの出力を加算する。従って，図１９の第２の演算回路４８ｂと加算器７２との組み合せは図４の第２の演算回路４８と等価であり、Ｖｒｉ―Ｖｒｃ＋Ｖｓを出力する。
第３のリミッタ７４は減算器７２と第２のコンパレータ５４との間に接続され、減算器７２の出力を上限値＋Ｖｓと下限値―Ｖｓとの間に制限する。
第１、第２及び第３の同期モードにおいて、図１９の第１、第２及び第３のリミッタ５０，５１，７４から得られるＶｒ１，Ｖｒ２，Ｖｒ３は、図４で同一符号で示すものと同一である。従って、実施例３によっても、実施例１と同一の効果を得ることができる。
【実施例４】
【００６１】
図２０は変形された同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｃを示す。図２０の変形された同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｃにおいて図４の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１と実質的に同一の部分に同一の符号を付してその説明を省略する。なお、実施例４の電力変換装置の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｃ以外の部分は実施例１と同様に構成されている。
図２０の変形された同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｃは図４の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１の第２の演算回路４８ｂを省き、図１９の加算器７３を減算器７３´に変形し、この他は図１９と同一に形成したものである。
図２０の減算器７３´は、第１の演算回路４７ｂと方形波発生器４６とに接続され、方形波電圧Ｖｓから第１の演算回路４７ｂの出力を減算し、Ｖｓ―（Ｖｒｃ―Ｖｒｉ）＝Ｖｓ―Ｖｒｃ＋Ｖｒｉを出力する。従って，図２０の減算器７３´から図１９の加算器７３と同じ出力を得ることができる。
第１、第２及び第３のモードにおいて、図２０の第１、第２及び第３のリミッタ５０，５１，７４から得られるＶｒ１，Ｖｒ２，Ｖｒ３は、図２及び図１９で同一符号で示すものと同一である。従って、実施例４によっても、実施例１及び３と同一の効果を得ることができる。
【実施例５】
【００６２】
図２１は変形された同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｄを示す。図２１の変形された同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｄにおいて図４の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１と実質的に同一の部分に同一の符号を付してその説明を省略する。なお、実施例５の電力変換装置の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｄ以外の部分は実施例１と同様に構成されている。
図２１の変形された同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｄは図４の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１の第１、第２及び第３のＮＯＴ回路５６，５７，５８の代りに、第４、第５及び第６のコンパレータ５６’、５７’、５８’を設け、この他は図４と同一に形成したものである。第４、第５及び第６のコンパレータ５６'、５７’、５８’の負入力端子は、第１のリミッタ５０と、第３の演算回路４９と、第２のリミッタ５１とにそれぞれ接続され、Ｖｒ１，Ｖｒ２，Ｖｒ３の供給を受ける。第４、第５及び第６のコンパレータ５６'、５７’、５８’の正入力端子は三角波発生器５２に接続されている。第４、第５及び第５のコンパレータ５６'、５７’、５８’は、第１、第２及び第３のコンパレータ５３，５４，５５から出力される第１、第３及び第５の制御信号ＶQ1，ＶQ3，ＶQ5に対して逆位相の第２、第４及び第６の制御信号ＶQ2，ＶQ4，ＶQ6を形成してライン１３，１５，１７に送出する。この図２１の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｄによっても図４の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１と同一の効果を得ることができる。
なお、図１８，図１9及び図２０の第１、第２及び第３のＮＯＴ回路５６，５７，５８を図２１の第４、第５及び第６のコンパレータ５６’、５７’５８’と同様なものに置き換えることができる。
【実施例６】
【００６３】
図２２は変形されたＡＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−１ａを示す。図２２の変形されたＡＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−１ａにおいて図２のＡＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−１と実質的に同一の部分に同一の符号を付してその説明を省略する。なお、実施例６の電力変換装置のＡＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−１ａ以外の部分は実施例１と同様に構成されている。
図２２の変形されたＡＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−１ａは、図２のＡＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−１の第７及び第８のスイッチＱ７，Ｑ８の代りに第７及び第８のダイオードＤ７´，Ｄ８´を設け、この他は図２と同一に形成したものである。第７及び第８のスイッチＱ７，Ｑ８の相互接続点２５´は電源側の共通端子５に接続されている。
図２２のＡＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−１ａは、図２のＡＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−１と実質的に同一に動作し、力率改善効果を有して交流電源電圧Ｖｉｎを直流電圧に変換する。従って、図２２の実施例６によっても図２の実施例１と同様な効果を得ることができる。
【実施例７】
【００６４】
図２３は変形されたＤＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−２ａを示す。図２３の変形されたＤＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−２ａにおいて図２のＤＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−２と実質的に同一の部分に同一の符号を付してその説明を省略する。なお、実施例７の電力変換装置のＤＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−２ａ以外の部分は実施例１と同様に構成されている。
図２３のＤＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−２ａは、図２のフォワード型のＤＣ−ＤＣ変換回路ＣＯＮＶ−２をプッシュプル型に変形したものであって、図２の第９のスイッチＱ９の代りに第１及び第２の変換スイッチＱ９ａ、９ｂを有し、また図２のトランスＴ１がセンタータップを有するトランスＴ１ａに変形されている。従って、図２３のトランスＴ１ａは第１及び第２の１次巻線Ｎ１ａ，Ｎ１ｂと第１及び第２の２次巻線Ｎ２ａとＮ２ｂとを有する。また、図２３には第１及び第２の整流ダイオードＤ１０ａ，Ｄ１０ｂが設けられている。図２３の第２の平滑コンデンサＣ２には図２と同様に非同期モード時に交流電源電圧Ｖｉｎの周波数に非干渉の直流電圧が得られる。従って、図２３の実施例７によっても図２の実施例１と同様な効果が得られる。
【００６５】
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１〜１０１ｄを、第１の同期モード即ち非変換モードと第２の同期モード即ち降圧モードとの２つのみ、又は第１の同期モード即ち非変換モードと第３の同期モード即ち昇圧モードとの２つのみ、又は第２の同期モード即ち降圧モードと第３の同期モード即ち昇圧モードとの２つのみで動作させることができる。また、第１〜第３の同期モードから選択された１つのみで動作させることができる。
（２）図２では第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６を使用して特許文献１と同様なＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換を行っている。しかし、第１及び第２のモード切換スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオンしている同期モード期間には、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4の直列回路と第７及び第８のスイッチＱ７ 、Ｑ８ の直列回路とが互いに並列接続されているので、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4の直列回路の代りに第７及び第８のスイッチＱ７ 、Ｑ８ の直列回路を使用して特許文献１と同様なＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換を行うこともできる。この場合には、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4をオフに保ち、第７及び第８のスイッチＱ７ 、Ｑ８をオンオフ制御する。
（３）同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１〜１０１ｄの多くの部分をデジタル回路で構成することことができる。
（４）第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン期間の相互間、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 のオン期間の相互間、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 のオン期間の相互間、第７及び第８のスイッチＱ７ 、Ｑ８ のオン期間の相互間に周知のデッドタイム（休止期間）を設けて各スイッチのストレージによって対のスイッチが同時にオンになることを防止し、対の直流ライン間の短絡を防止してもよい。
（５）第１、第２及び第３のリミッタ５０、５１、７４を省いた構成にすることができる。
（６）方形波発生器４６のリミッタ７０及び第１、第２及び第３のリミッタ５０、５１、７４の上側制限電圧を２００Ｖよりも高くし、下側制限電圧を−２００Ｖよりも低くすることができる。
（７）電力変換回路１に対して同一回路構成のものを並列的に接続して多相の電力変換装置を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本発明の実施例１に従う電力変換装置を非モード状態で示すブロック図である。
【図２】実施例１に従う電力変換装置を詳しく示す回路図である。
【図３】図２の制御回路を示すブロック図である。
【図４】図３の同期モードスイッチ制御信号発生手段を詳しく示す回路図である。
【図５】図３のＡＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段を詳しく示す回路図である。
【図６】図３のＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段を詳しく示す回路図である。
【図７】図３のＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段を詳しく示す回路図である。
【図８】図２の電力変換装置を非変換モードで動作させた時の交流電源電圧と第１〜第６のスイッチの制御信号とを示す波形図である。
【図９】図２の電力変換装置を降圧モードで動作させた時の交流電源電圧と第１〜第６のスイッチの制御信号とを示す波形図である。
【図１０】図２の電力変換装置を昇圧モードで動作させた時の電源電圧と第１〜第６のスイッチの制御信号とを示す波形図である。
【図１１】図４の方形波発生器の入力及び出力を示す波形図である。
【図１２】非変換モード時の図４の第１、第２及び第３のコンパレータの入力を示す波形図である。
【図１３】降圧モード時の図４の第１、第２及び第３のコンパレータの入力を示す波形図である。
【図１４】昇圧モード時の図４の第１、第２及び第３のコンパレータの入力を示す波形図である。
【図１５】非変換モード時の三角波電圧と各コンパレータの入力との関係を詳しく示す波形図である。
【図１６】降圧モード時の三角波電圧と各コンパレータの入力との関係を詳しく示す波形図である。
【図１７】昇圧モード時の三角波電圧と各コンパレータの入力との関係を詳しく示す波形図である。
【図１８】実施例２の同期モードスイッチ制御信号発生手段を示す回路図である。
【図１９】実施例３の同期モードスイッチ制御信号発生手段を示す回路図である。
【図２０】実施例４の同期モードスイッチ制御信号発生手段を示す回路図である。
【図２１】実施例５の同期モードスイッチ制御信号発生手段を示す回路図である。
【図２２】実施例６のＡＣ−ＤＡ変換回路を示す回路図である。
【図２３】実施例７のＤＣ−ＤＡ変換回路を示す回路図である。
【符号の説明】
【００６７】
１  電力変換回路
２  制御回路
３  交流電源
５３、５４、５５  第１、第２及び第３のコンパレータ
５６、５７、５８  第１、第２及び第３のＮＯＴ回路
Ｑ1 〜Ｑ９   第１〜第９のスイッチ
Ｃ１、Ｃ２  第１及び第２の平滑コンデンサ
Ｌ1 、Ｌ2   第１及び第２のインダクタ
ＳＷ１，ＳＷ２  第１及び第２のモード切換スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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