(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ受信機において使用されるクロック信号の周波数を適切に制御することが可能な技術を提供する。【解決手段】算出回路９０は、Ｉチャネル復調データＩＲ及びＱチャネル復調データＱＲに基づいて、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々の電力値を算出する。位相変動量算出回路７０は、複数のパイロット信号のうち電力値が所定範囲内にあるパイロット信号における、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量を累積加算値ＰＳ１として算出する。制御回路８０は、累積加算値ＰＳ１に基づいて、ＯＦＤＭ受信機において使用されるクロック信号の周波数を制御する。【選択図】図２
2009033492.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭに基づいて変調された、アナログ信号のベースバンド信号をアナログ・デジタル変換して得られるデジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行する際に用いられるクロック信号の周波数を制御するクロック信号制御回路であって、
前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して得られる復調信号に基づいて、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々の電力値を算出する算出回路と、
前記複数のパイロット信号のうち前記電力値が所定範囲内にあるパイロット信号において、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量を算出する位相変動量算出回路と、
前記位相変動量に基づいて前記クロック信号の周波数を制御する制御回路と
を備える、クロック信号制御回路。
【請求項２】
ＯＦＤＭに基づいて変調された、アナログ信号のベースバンド信号をアナログ・デジタル変換して得られるデジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行する際に用いられるクロック信号の周波数を制御するクロック信号制御回路であって、
前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して得られる復調信号に基づいて、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々の電力値を算出する算出回路と、
前記複数のパイロット信号のうち前記電力値が所定のしきい値よりも大きいパイロット信号において、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量を算出する位相変動量算出回路と、
前記位相変動量に基づいて前記クロック信号の周波数を制御する制御回路と
を備える、クロック信号制御回路。
【請求項３】
ＯＦＤＭに基づいて変調された、アナログ信号のベースバンド信号をアナログ・デジタル変換して得られるデジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行する際に用いられるクロック信号の周波数を制御するクロック信号制御回路であって、
前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して得られる復調信号に基づいて、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々のＩ成分及びＱ成分の振幅値を算出する算出回路と、
前記複数のパイロット信号のうち、前記Ｉ成分の振幅値が第１の所定範囲内にあり、かつ前記Ｑ成分の振幅値が第２の所定範囲内にあるパイロット信号において、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量を算出する位相変動量算出回路と、
前記位相変動量に基づいて前記クロック信号の周波数を制御する制御回路と
を備える、クロック信号制御回路。
【請求項４】
ＯＦＤＭに基づいて変調された、アナログ信号のベースバンド信号をアナログ・デジタル変換して得られるデジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行する際に用いられるクロック信号の周波数を制御するクロック信号制御回路であって、
前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して得られる復調信号に基づいて、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々のＩ成分及びＱ成分の振幅値を算出する算出回路と、
前記複数のパイロット信号のうち、前記Ｉ成分の振幅値が第１のしきい値よりも大きく、かつ前記Ｑ成分の振幅値が第２のしきい値よりも大きいパイロット信号において、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量を算出する位相変動量算出回路と、
前記位相変動量に基づいて前記クロック信号の周波数を制御する制御回路と
を備える、クロック信号制御回路。
【請求項５】
ＯＦＤＭに基づいて変調された、アナログ信号のベースバンド信号をアナログ・デジタル変換して得られるデジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行する際に用いられるクロック信号の周波数を制御するクロック信号制御回路であって、
前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して得られる復調信号に基づいて、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々の電力値を算出する算出回路と、
前記複数のパイロット信号のうち前記電力値が所定範囲内にあるパイロット信号の周波数及び位相誤差に基づいて、前記電力値が所定範囲内にあるパイロット信号の間での周波数変化に対する位相変動率を算出し、当該位相変動率に基づいて、前記複数のパイロット信号における最低周波数及び最高周波数のパイロット信号の間での、前記クロック信号の周波数誤差に起因する位相変動量を算出する位相変動量算出回路と、
前記位相変動量に基づいて前記クロック信号の周波数を制御する制御回路と
を備える、クロック信号制御回路。
【請求項６】
ＯＦＤＭに基づいて変調された、アナログ信号のベースバンド信号をアナログ・デジタル変換して得られるデジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行する際に用いられるクロック信号の周波数を制御するクロック信号制御回路であって、
前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して得られる復調信号に基づいて、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々の電力値を算出する算出回路と、
前記複数のパイロット信号のうち前記電力値が所定のしきい値よりも大きいパイロット信号の周波数及び位相誤差に基づいて、前記電力値が所定のしきい値よりも大きいパイロット信号の間での周波数変化に対する位相変動率を算出し、当該位相変動率に基づいて、前記複数のパイロット信号における最低周波数及び最高周波数のパイロット信号の間での、前記クロック信号の周波数誤差に起因する位相変動量を算出する位相変動量算出回路と、
前記位相変動量に基づいて前記クロック信号の周波数を制御する制御回路と
を備える、クロック信号制御回路。
【請求項７】
ＯＦＤＭに基づいて変調された、アナログ信号のベースバンド信号をアナログ・デジタル変換して得られるデジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行する際に用いられるクロック信号の周波数を制御するクロック信号制御回路であって、
前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して得られる復調信号に基づいて、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々のＩ成分及びＱ成分の振幅値を算出する算出回路と、
前記複数のパイロット信号のうち、前記Ｉ成分の振幅値が第１の所定範囲内にあり、かつ前記Ｑ成分の振幅値が第２の所定範囲内にあるパイロット信号の周波数及び位相誤差に基づいて、前記Ｉ成分の振幅値が第１の所定範囲内にあり、かつ前記Ｑ成分の振幅値が第２の所定範囲内にあるパイロット信号の間での周波数変化に対する位相変動率を算出し、当該位相変動率に基づいて、前記複数のパイロット信号における最低周波数及び最高周波数のパイロット信号の間での、前記クロック信号の周波数誤差に起因する位相変動量を算出する位相変動量算出回路と、
前記位相変動量に基づいて前記クロック信号の周波数を制御する制御回路と
を備える、クロック信号制御回路。
【請求項８】
ＯＦＤＭに基づいて変調された、アナログ信号のベースバンド信号をアナログ・デジタル変換して得られるデジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行する際に用いられるクロック信号の周波数を制御するクロック信号制御回路であって、
前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して得られる復調信号に基づいて、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々のＩ成分及びＱ成分の振幅値を算出する算出回路と、
前記複数のパイロット信号のうち、前記Ｉ成分の振幅値が第１のしきい値よりも大きく、かつ前記Ｑ成分の振幅値が第２のしきい値よりも大きいパイロット信号の周波数及び位相誤差に基づいて、前記Ｉ成分の振幅値が第１のしきい値よりも大きく、かつ前記Ｑ成分の振幅値が第２のしきい値よりも大きいパイロット信号の間での周波数変化に対する位相変動率を算出し、当該位相変動率に基づいて、前記複数のパイロット信号における最低周波数及び最高周波数のパイロット信号の間での、前記クロック信号の周波数誤差に起因する位相変動量を算出する位相変動量算出回路と、
前記位相変動量に基づいて前記クロック信号の周波数を制御する制御回路と
を備える、クロック信号制御回路。
【請求項９】
請求項１乃至請求項８のいずれか一つに記載のクロック信号制御回路と、
前記クロック信号を生成するクロック信号発振器と、
無線信号たるＯＦＤＭ信号を受信する受信アンテナと、
前記ＯＦＤＭ信号に対して主搬送波周波数信号を乗算して前記ベースバンド信号を生成する乗算回路と、
前記ベースバンド信号を前記デジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、
前記クロック信号を用いて、前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して前記復調信号を生成する高速フーリエ変換回路と
を備える、ＯＦＤＭ受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重方式（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以後、「ＯＦＤＭ」と呼ぶ）に基づいて変調された無線信号（以後、「ＯＦＤＭ信号」と呼ぶ）を受信するＯＦＤＭ受信機及び当該ＯＦＤＭ受信機におけるクロック信号制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル信号を伝送する方法として、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波を設け、それぞれの副搬送波の振幅及び位相にデータを割り当てるＯＦＤＭ伝送方式が提案されている。この伝送方式では、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の技術を用いてデジタル変調が行われる。
【０００３】
ＯＦＤＭ伝送方式では、並列に伝送される多数の副搬送波により伝送帯域を分割している。よって、副搬送波１波に割り当てられる伝送帯域は狭くなって副搬送波１波についてのデータ伝送速度は遅くなるものの、副搬送波の数が多数あるので総合的なデータ伝送速度については従来の変調方式に劣ることはない。
【０００４】
また、ＯＦＤＭ伝送方式では、多数の副搬送波が並列に伝送されるために１シンボル（１つのＯＦＤＭシンボル）の信号量が減少することから、シンボルの伝送速度が遅くなる。したがって、いわゆるマルチパス妨害の存在する伝送路においては、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、ＯＦＤＭ伝送方式はマルチパス妨害に対して強い方式であることが期待できる。
【０００５】
以上に記載した特長から、ＯＦＤＭ伝送方式は、地形や建築物等によるマルチパス妨害の影響を強く受ける地上波をデジタル伝送する場合に有利であり、日本の地上波デジタル放送方式にも採用されている。
【０００６】
ところで、ＯＦＤＭ伝送方式の受信機において、ＯＦＤＭ信号を正しく復調するためには、復調回路中で各種の同期を取ることが必要であり、また、復調処理における全ての処理の基準となるクロック信号も送信側のクロック信号と同期させなければならない。したがって、送信側のクロック信号と同期したクロック信号を受信側において発生させるための方法が、従来から種々提案されている。例えば特許文献１には、１シンボル内でのパイロット信号の位相変動量を算出し、当該位相変動量に基づいてクロック信号の周波数を制御することによって、当該クロック信号を送信側クロック信号と同期させて、受信側で送信側のクロック信号を再生する技術が開示されている。
【０００７】
【特許文献１】特開２００２−９４４８０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記特許文献１の技術では、マルチパスの影響が考慮されていないため、クロック信号の周波数を適切に制御することができない。
【０００９】
そこで、本発明は上述の問題に鑑みて成されたものであり、ＯＦＤＭ受信機において使用されるクロック信号の周波数を適切に制御することが可能な技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明の第１のクロック信号制御回路は、ＯＦＤＭに基づいて変調された、アナログ信号のベースバンド信号をアナログ・デジタル変換して得られるデジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行する際に用いられるクロック信号の周波数を制御するクロック信号制御回路であって、前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して得られる復調信号に基づいて、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々の電力値を算出する算出回路と、前記複数のパイロット信号のうち前記電力値が所定範囲内にあるパイロット信号において、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量を算出する位相変動量算出回路と、前記位相変動量に基づいて前記クロック信号の周波数を制御する制御回路とを備える。
【００１１】
また、この発明の第２のクロック信号制御回路は、ＯＦＤＭに基づいて変調された、アナログ信号のベースバンド信号をアナログ・デジタル変換して得られるデジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行する際に用いられるクロック信号の周波数を制御するクロック信号制御回路であって、前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して得られる復調信号に基づいて、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々の電力値を算出する算出回路と、前記複数のパイロット信号のうち前記電力値が所定のしきい値よりも大きいパイロット信号において、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量を算出する位相変動量算出回路と、前記位相変動量に基づいて前記クロック信号の周波数を制御する制御回路とを備える。
【００１２】
また、この発明の第３のクロック信号制御回路は、ＯＦＤＭに基づいて変調された、アナログ信号のベースバンド信号をアナログ・デジタル変換して得られるデジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行する際に用いられるクロック信号の周波数を制御するクロック信号制御回路であって、前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して得られる復調信号に基づいて、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々のＩ成分及びＱ成分の振幅値を算出する算出回路と、前記複数のパイロット信号のうち、前記Ｉ成分の振幅値が第１の所定範囲内にあり、かつ前記Ｑ成分の振幅値が第２の所定範囲内にあるパイロット信号において、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量を算出する位相変動量算出回路と、前記位相変動量に基づいて前記クロック信号の周波数を制御する制御回路とを備える。
【００１３】
また、この発明の第４のクロック信号制御回路は、ＯＦＤＭに基づいて変調された、アナログ信号のベースバンド信号をアナログ・デジタル変換して得られるデジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行する際に用いられるクロック信号の周波数を制御するクロック信号制御回路であって、前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して得られる復調信号に基づいて、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々のＩ成分及びＱ成分の振幅値を算出する算出回路と、前記複数のパイロット信号のうち、前記Ｉ成分の振幅値が第１のしきい値よりも大きく、かつ前記Ｑ成分の振幅値が第２のしきい値よりも大きいパイロット信号において、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量を算出する位相変動量算出回路と、前記位相変動量に基づいて前記クロック信号の周波数を制御する制御回路とを備える。
【００１４】
また、この発明の第５のクロック信号制御回路は、ＯＦＤＭに基づいて変調された、アナログ信号のベースバンド信号をアナログ・デジタル変換して得られるデジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行する際に用いられるクロック信号の周波数を制御するクロック信号制御回路であって、前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して得られる復調信号に基づいて、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々の電力値を算出する算出回路と、前記複数のパイロット信号のうち前記電力値が所定範囲内にあるパイロット信号の周波数及び位相誤差に基づいて、前記電力値が所定範囲内にあるパイロット信号の間での周波数変化に対する位相変動率を算出し、当該位相変動率に基づいて、前記複数のパイロット信号における最低周波数及び最高周波数のパイロット信号の間での、前記クロック信号の周波数誤差に起因する位相変動量を算出する位相変動量算出回路と、前記位相変動量に基づいて前記クロック信号の周波数を制御する制御回路とを備える。
【００１５】
また、この発明の第６のクロック信号制御回路は、ＯＦＤＭに基づいて変調された、アナログ信号のベースバンド信号をアナログ・デジタル変換して得られるデジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行する際に用いられるクロック信号の周波数を制御するクロック信号制御回路であって、前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して得られる復調信号に基づいて、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々の電力値を算出する算出回路と、前記複数のパイロット信号のうち前記電力値が所定のしきい値よりも大きいパイロット信号の周波数及び位相誤差に基づいて、前記電力値が所定のしきい値よりも大きいパイロット信号の間での周波数変化に対する位相変動率を算出し、当該位相変動率に基づいて、前記複数のパイロット信号における最低周波数及び最高周波数のパイロット信号の間での、前記クロック信号の周波数誤差に起因する位相変動量を算出する位相変動量算出回路と、前記位相変動量に基づいて前記クロック信号の周波数を制御する制御回路とを備える。
【００１６】
また、この発明の第７のクロック信号制御回路は、ＯＦＤＭに基づいて変調された、アナログ信号のベースバンド信号をアナログ・デジタル変換して得られるデジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行する際に用いられるクロック信号の周波数を制御するクロック信号制御回路であって、前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して得られる復調信号に基づいて、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々のＩ成分及びＱ成分の振幅値を算出する算出回路と、前記複数のパイロット信号のうち、前記Ｉ成分の振幅値が第１の所定範囲内にあり、かつ前記Ｑ成分の振幅値が第２の所定範囲内にあるパイロット信号の周波数及び位相誤差に基づいて、前記Ｉ成分の振幅値が第１の所定範囲内にあり、かつ前記Ｑ成分の振幅値が第２の所定範囲内にあるパイロット信号の間での周波数変化に対する位相変動率を算出し、当該位相変動率に基づいて、前記複数のパイロット信号における最低周波数及び最高周波数のパイロット信号の間での、前記クロック信号の周波数誤差に起因する位相変動量を算出する位相変動量算出回路と、前記位相変動量に基づいて前記クロック信号の周波数を制御する制御回路とを備える。
【００１７】
また、この発明の第８のクロック信号制御回路は、ＯＦＤＭに基づいて変調された、アナログ信号のベースバンド信号をアナログ・デジタル変換して得られるデジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行する際に用いられるクロック信号の周波数を制御するクロック信号制御回路であって、前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して得られる復調信号に基づいて、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々のＩ成分及びＱ成分の振幅値を算出する算出回路と、前記複数のパイロット信号のうち、前記Ｉ成分の振幅値が第１のしきい値よりも大きく、かつ前記Ｑ成分の振幅値が第２のしきい値よりも大きいパイロット信号の周波数及び位相誤差に基づいて、前記Ｉ成分の振幅値が第１のしきい値よりも大きく、かつ前記Ｑ成分の振幅値が第２のしきい値よりも大きいパイロット信号の間での周波数変化に対する位相変動率を算出し、当該位相変動率に基づいて、前記複数のパイロット信号における最低周波数及び最高周波数のパイロット信号の間での、前記クロック信号の周波数誤差に起因する位相変動量を算出する位相変動量算出回路と、前記位相変動量に基づいて前記クロック信号の周波数を制御する制御回路とを備える。
【００１８】
また、この発明のＯＦＤＭ受信機は、上述の第１乃至第８のクロック信号制御回路のいずれか一つと、前記クロック信号を生成するクロック信号発振器と、無線信号たるＯＦＤＭ信号を受信する受信アンテナと、前記ＯＦＤＭ信号に対して主搬送波周波数信号を乗算して前記ベースバンド信号を生成する乗算回路と、前記ベースバンド信号を前記デジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、前記クロック信号を用いて、前記デジタル信号に対して離散的フーリエ変換を実行して前記復調信号を生成する高速フーリエ変換回路とを備える。
【発明の効果】
【００１９】
この発明の第１のクロック信号制御回路及び当該第１のクロック信号制御回路を備えるＯＦＤＭ受信機によれば、同一シンボル期間中のパイロット信号のうち電力値が所定範囲内にあるパイロット信号における、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量に基づいてクロック信号の周波数を制御するため、マルチパスの影響を排除してクロック信号の周波数を制御することができる。
【００２０】
また、この発明の第２のクロック信号制御回路及び当該第２のクロック信号制御回路を備えるＯＦＤＭ受信機によれば、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号のうち電力値が所定のしきい値よりも大きいパイロット信号における、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量を算出しているため、マルチパスの影響をある程度排除してクロック信号の周波数を制御することができる。
【００２１】
また、この発明の第３のクロック信号制御回路及び当該第３のクロック信号制御回路を備えるＯＦＤＭ受信機によれば、同一シンボル期間中のパイロット信号のうち、Ｉ成分の振幅値が第１の所定範囲内にあり、かつＱ成分の振幅値が第２の所定範囲内にあるパイロット信号における、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量に基づいてクロック信号の周波数を制御するため、マルチパスの影響を排除してクロック信号の周波数を制御することができる。
【００２２】
また、この発明の第４のクロック信号制御回路及び当該第４のクロック信号制御回路を備えるＯＦＤＭ受信機によれば、同一シンボル期間中のパイロット信号のうち、Ｉ成分の振幅値が第１のしきい値よりも大きく、かつＱ成分の振幅値が第２のしきい値よりも大きいパイロット信号における、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量に基づいてクロック信号の周波数を制御するため、マルチパスの影響をある程度排除してクロック信号の周波数を制御することができる。
【００２３】
また、この発明の第５のクロック信号制御回路及び当該第５のクロック信号制御回路を備えるＯＦＤＭ受信機によれば、クロック信号の周波数を制御する際には、同一シンボル期間中のパイロット信号のうち、電力値が所定範囲内にあるパイロット信号の位相誤差を使用しているため、マルチパスの影響を排除してクロック信号の周波数を制御することができる。
【００２４】
また、この発明の第６のクロック信号制御回路及び当該第６のクロック信号制御回路を備えるＯＦＤＭ受信機によれば、クロック信号の周波数を制御する際には、同一シンボル期間中のパイロット信号のうち、電力値が所定のしきい値よりも大きいパイロット信号の位相誤差を使用しているため、マルチパスの影響を排除してクロック信号の周波数を制御することができる。
【００２５】
また、この発明の第７のクロック信号制御回路及び当該第７のクロック信号制御回路を備えるＯＦＤＭ受信機によれば、クロック信号の周波数を制御する際には、同一シンボル期間中のパイロット信号のうち、Ｉ成分の振幅値が第１の所定範囲内にあり、かつＱ成分の振幅値が第２の所定範囲内にあるパイロット信号の位相誤差を使用しているため、マルチパスの影響を排除してクロック信号の周波数を制御することができる。
【００２６】
また、この発明の第８のクロック信号制御回路及び当該第８のクロック信号制御回路を備えるＯＦＤＭ受信機によれば、クロック信号の周波数を制御する際には、同一シンボル期間中のパイロット信号のうち、Ｉ成分の振幅値が第１のしきい値よりも大きく、かつＱ成分の振幅値が第２のしきい値よりも大きいパイロット信号の位相誤差を使用しているため、マルチパスの影響を排除してクロック信号の周波数を制御することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信機の構成を示すブロック図である。図１に示されるように、本実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信機は、受信アンテナ１０１と、乗算回路１０２と、主搬送波発振回路１０３と、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０４と、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１０５と、副搬送波周波数信号復調回路１２０と、クロック信号発振器１１６と、クロック信号制御回路１３０とを備えている。
【００２８】
副搬送波周波数信号復調回路１２０は、デマルチプレクサ１０６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７，１０８と、複素乗算回路１０９と、数値制御発振回路（ＮＣＯ）１１０と、加算回路１１１と、高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１１２と、相関値演算回路１１３と、搬送波周波数誤差演算回路１１４とを備えている。
【００２９】
クロック信号発振器１１６は、例えばＶＣＸＯ（Voltage Controlled Xtal Oscillator）を有しており、当該クロック信号発振器１１６が発生するクロック信号ＣＬＫが、送信側において副搬送波を変調する際に用いられたクロック信号の再生信号となる。クロック信号発振器１１６が発生するクロック信号ＣＬＫの周波数は、クロック信号制御回路１３０から出力される制御信号ＣＳによって制御される。
【００３０】
受信アンテナ１０１は無線信号たるＯＦＤＭ信号を受信する。乗算回路１０２は主搬送波発振回路１０３から出力される主搬送波周波数信号と、受信アンテナ１０１で受信されたＯＦＤＭ信号とを乗算して出力する。主搬送波発振回路１０３は、送信側でＯＦＤＭ信号を生成する際に使用された主搬送波と同じ周波数の正弦波信号を主搬送波周波数信号として出力する。乗算回路１０２からの出力信号は帯域通過フィルタ１０４を通ってアナログ・デジタル変換回路１０５に入力される。これにより、乗算回路１０２の出力信号から、複数の副搬送波が占める周波数帯域を有するベースバンド信号が抽出されて、アナログ・デジタル変換回路１０５に入力される。ベースバンド信号は、ＰＳＫ変調等によって変調された複数の副搬送波が加え合わされて構成されている。
【００３１】
アナログ・デジタル変換回路１０５は、クロック信号発振器１１６から出力されるクロック信号ＣＬＫを用いてアナログ信号のベースバンド信号をサンプリングし、当該アナログ信号のベースバンド信号を、デジタル信号のベースバンド信号ＢＳに変換して出力する。デマルチプレクサ１０６は、ベースバンド信号ＢＳをＩチャネルデータＸＩとＱチャネルデータＸＱとに分離して出力する。ローパスフィルタ１０７は、ＩチャネルデータＸＩを、それに含まれる不要な高域成分を除去して出力し、ローパスフィルタ１０８は、ＱチャネルデータＸＱを、それに含まれる不要な高域成分を除去して出力する。
【００３２】
複素乗算回路１０９は、数値制御発振回路１１０から出力されるＩチャネルデータＣＩ及びＱチャネルデータＣＱと、ローパスフィルタ１０７，１０８で処理された後のＩチャネルデータＸＩ及びＱチャネルデータＸＱとを複素乗算し、それによって得られたデータをＩチャネルデータＴＩＲとＱチャネルデータＴＱＲとに分離して出力する。
【００３３】
数値制御発振回路１１０は、ベースバンド信号ＢＳが含む各副搬送波に共通の周波数誤差を除去するための補正用正弦波信号をＩチャネルデータＣＩとＱチャネルデータＣＱとに分離して出力する。数値制御発振回路１１０は、加算回路１１１の出力信号に基づいて補正用正弦波信号の周波数を制御する。これにより、複素乗算回路１０９では、ベースバンド信号ＢＳが含む各副搬送波の周波数誤差が除去されて、複素乗算回路１０９からは、周波数補正後のベースバンド信号ＢＳのＩ成分及びＱ成分がそれぞれＩチャネルデータＴＩＲ及びＱチャネルデータＴＱＲとして出力される。
【００３４】
相関値演算回路１１３は、ＩチャネルデータＴＩＲ及びＱチャネルデータＴＱＲが入力され、それらをそのまま採用した場合のデータと、有効シンボル期間だけ遅延させたデータとを用いて、有効シンボル期間だけ相互に離れたベースバンド信号ＢＳ間の相関値ＣＯＲを演算して出力する。
【００３５】
高速フーリエ変換回路１１２は、クロック信号ＣＬＫに同期して動作しており、複素乗算回路１０９から出力されるＩチャネルデータＴＩＲ及びＱチャネルデータＴＱＲに基づいて、周波数補正後のデジタル信号のベースバンド信号ＢＳに対して離散的フーリエ変換を実行し、それによって得られた復調信号をＩチャネル復調データＩＲとＱチャネル復調データＱＲとに分離して出力する。高速フーリエ変換回路１１２は、クロック信号ＣＬＫを用いて、離散的フーリエ変換を実行する際の時間窓を設定する。
【００３６】
ここで、離散的フーリエ変換を行う際の変換の範囲を規定する時間窓は、クロック信号ＣＬＫに周波数誤差があると、本来の位置からずれることになる。クロック信号ＣＬＫに周波数誤差が存在する場合には、時間窓には、ＯＦＤＭシンボルごとに異なる位置ずれが生じることになる。したがって、この場合には、各副搬送波の位相に対しては、時間によって変動する位相回転が与えられる。そして、時間窓が本来の位置よりある時間だけずれると、同一シンボル期間中における各副搬送波にはその周波数に比例した位相誤差が生じる。
【００３７】
本実施の形態１では、後述するように、クロック信号制御回路１３０によってクロック信号ＣＬＫの周波数を適切に制御し、それによって、クロック信号ＣＬＫに含まれる周波数誤差を除去することができる。その結果、高速フーリエ変換回路１１２での時間窓を適切に設定することができ、正確な復調信号を得ることができる。
【００３８】
搬送波周波数誤差演算回路１１４は、Ｉチャネル復調データＩＲとＱチャネル復調データＱＲとに基づいて、ベースバンド信号ＢＳに含まれるパイロット信号の位相誤差を検出し、その位相誤差に基づいて、ベースバンド信号ＢＳに含まれる副搬送波の周波数誤差ＤＦを求めて加算回路１１１に出力する。パイロット信号の位相は既知であるため、その位相誤差を検出することによって、ベースバンド信号ＢＳに含まれる副搬送波の周波数誤差ＤＦを算出することができる。
【００３９】
加算回路１１１は、相関値演算回路１１３から出力される相関値ＣＯＲと、搬送波周波数誤差演算回路１１４から出力される周波数誤差ＤＦとを加算して数値制御発振回路１１０に供給する。
【００４０】
ここで、ＯＦＤＭシンボルでは、有効シンボルの終端近傍の一部分と同一内容の信号が有効シンボルの先頭に付加されており、この付加された信号の時間長はガードインターバル期間と呼ばれている。したがって、ガードインターバル期間は、シンボル期間の周期で現れることになる。
【００４１】
このように、ガードインターバル期間における信号は有効シンボルの終端近傍の一部分と同一内容であるため、ベースバンド信号ＢＳの副搬送波に周波数誤差が含まれていない場合には、ベースバンド信号ＢＳと、それを有効シンボル期間分だけ遅延させたベースバンド信号ＢＳとの間の相関値ＣＯＲは、１シンボル期間ごとにピーク値をとることになる。これに対して、ベースバンド信号ＢＳの副搬送波に周波数誤差が含まれている場合には、相関値ＣＯＲはピーク値を示すことなく、常に小さい値となる。
【００４２】
そこで、本実施の形態１では、相関値ＣＯＲがピーク値をとるように、数値制御発振回路１１０の補正用正弦波信号の周波数を、相関値ＣＯＲ及び周波数誤差ＤＦに基づいて制御している。これにより、ベースバンド信号ＢＳの各副搬送波の周波数誤差を適切に除去することができる。例えば、ベースバンド信号ＢＳの各副搬送波の周波数誤差がΔｆとすると、数値制御発振回路１１０では、補正用正弦波信号が、ＣＯＳ（２π（−Δｆ）ｔ）＋ｊｓｉｎ（２π（−Δｆ）ｔ）となるように、その周波数が制御される。
【００４３】
また、本実施の形態１に係る相関値演算回路１１３は、相関値ＣＯＲがピーク値となるタイミングで、高速フーリエ変換回路１１２に離散的フーリエ変換を開始させるため、復調信号の周波数誤差を最小にすることができる。
【００４４】
図２はクロック信号制御回路１３０の構成を示すブロック図である。図２に示されるように、クロック信号制御回路１３０は、Ｉチャネル復調データＩＲ及びＱチャネル復調データＱＲに基づいて、各シンボル期間ごとに、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号の各々の電力値を算出する算出回路９０と、各シンボル期間ごとに、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号のうち電力値が所定範囲内にあるパイロット信号における、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量を算出する位相変動量算出回路７０と、位相変動量算出回路７０で算出された位相変動量に基づいてクロック信号ＣＬＫの周波数を制御する制御回路８０とを備えている。
【００４５】
算出回路９０は、セレクタ３０，４０と、信号レベル算出回路１７とを備えている。位相変動量算出回路７０は、スイッチ回路１８，１９と、ＲＡＭ６，７と、符号反転回路１０と、複素乗算回路１１と、ＲＯＭ１２と、累積加算回路１５とを備えている。制御回路８０は、オフセット加算回路１６と、ループフィルタ５０と、クロック発振制御回路６０とを備えている。
【００４６】
セレクタ３０は、Ｉチャネル復調データＩＲからパイロット信号（パイロットシンボル）に対応するデータのみを選択し、それをデータＰＩＲとして出力するスイッチ回路３１と、スイッチ回路３１から出力されるデータＰＩＲに対して送信側で規定された位相に応じて補正を行って、補正後のデータＰＩＲを出力する位相補正回路３２とを有している。同様に、セレクタ４０は、Ｑチャネル復調データＱＲからパイロット信号に対応するデータのみを選択し、それをデータＰＱＲとして出力するスイッチ回路４１と、スイッチ回路４１から出力されるデータＰＱＲに対して送信側で規定された位相に応じて補正を行って、補正後のデータＰＱＲを出力する位相補正回路４２とを有している。
【００４７】
送信側で規定された位相とは、例えば、日本デジタル地上波放送規格に規定された位相である。日本デジタル地上波放送規格では、パイロット信号の振幅および位相（ＩＱ平面上での振幅および位相）は、あらかじめ送信側で規定するようになっており、その規定値が受信側において既知となっている。具体例としては、送信側でパイロット信号の位相を０またはπと規定する場合には、受信側では、受信したパイロット信号の位相が０であるかπであるかを予め認識している。このパイロット信号の位相がπである場合、位相補正回路３２，４２は、パイロット信号の位相が結果的にπだけ減算されるように、それぞれデータＰＩＲ，ＰＱＲに対して補正を行う。これにより、位相誤差を考慮しなければ、各パイロット信号の位相は零となる。
【００４８】
信号レベル算出回路１７は、補正後のデータＰＩＲ，ＰＱＲに基づいて各パイロット信号の電力値を算出する。
【００４９】
スイッチ回路１８は、信号レベル算出回路１７での算出結果に基づいて、補正後のデータＰＩＲから、電力値が所定範囲内にあるパイロット信号に対応するデータのみを選択して、それをデータＩＲＰとして出力する。スイッチ回路１８からは、シンボル期間ごとに、同一シンボル期間内の複数のデータＩＲＰが、対応するパイロット信号の周波数が低いものから順に直列的に出力される。
【００５０】
同様に、スイッチ回路１９は、信号レベル算出回路１７での算出結果に基づいて、補正後のデータＰＱＲから、電力値が所定範囲内にあるパイロット信号に対応するデータのみを選択し、それをデータＱＲＰとして出力する。スイッチ回路１９からは、シンボル期間ごとに、同一シンボル期間内の複数のデータＰＩＲが、対応するパイロット信号の周波数が低いものから順に直列的に出力される。
【００５１】
ＲＡＭ６は、スイッチ回路１８から入力されるデータＩＲＰを記憶する。そして、ＲＡＭ６は、その次のデータＩＲＰが入力されるとそれを記憶するとともに、すでに記憶しているデータＩＲＰを遅延データｄＩＲＰとして出力する。したがって、遅延データｄＩＲＰは、スイッチ回路１８から現在出力されているデータＩＲＰに対応するパイロット信号の周波数よりも低く、かつそれに最も隣接する周波数を有するパイロット信号に対応するデータＩＲＰとなる。ＲＡＭ６は、この動作をデータＩＲＰが入力されるたびに行う。
【００５２】
同様に、ＲＡＭ７は、スイッチ回路１９から入力されるデータＱＲＰを記憶する。そして、ＲＡＭ７は、その次のデータＱＲＰが入力されるとそれを記憶するとともに、すでに記憶しているデータＱＲＰを遅延データｄＱＲＰとして出力する。したがって、遅延データｄＱＲＰは、スイッチ回路１９から現在出力されているデータＱＲＰに対応するパイロット信号の周波数よりも低く、かつそれに最も隣接する周波数を有するパイロット信号に対応するデータＱＲＰとなる。ＲＡＭ７は、この動作をデータＱＲＰが入力されるたびに行う。符号反転回路１０は、遅延データｄＱＲＰの符号を反転して遅延データ−ｄＱＲＰとして出力する。
【００５３】
複素乗算回路１１は、データＩＲＰ，ＱＲＰ及び遅延データｄＩＲＰ，−ｄＱＲＰから、（ＩＲＰ＋ｊＱＲＰ）・（ｄＩＲＰ−ｊｄＱＲＰ）を算出し、その算出結果の実数成分及び虚数成分をそれぞれ実数成分データＲＮ及び虚数成分データＪＮとして出力する。
【００５４】
ＲＯＭ１２は、アークタンジェントデータを格納している。ＲＯＭ１２は、記憶するアークタンジェントデータと、複素乗算回路１１から出力される実数成分データＲＮ及び虚数成分データＪＮとを使用して、同一シンボル期間中の、電力値が所定範囲内にある複数のパイロット信号において、周波数が隣接する２つのパイロット信号間の位相誤差の差、つまり位相変動量ＰＳを求めて出力する。
【００５５】
累積加算回路１５は、同一シンボル期間において、ＲＯＭ１２から出力される位相変動量ＰＳを１シンボル期間にわたって累積して加算し、その加算結果を累積加算値ＰＳ１として出力する。これにより、累積加算回路１５では、同一シンボル期間の、電力値が所定範囲内にある複数のパイロット信号のうち、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量が累積加算値ＰＳ１として求められる。累積加算回路１５はこの処理をシンボル期間ごとに行う。
【００５６】
オフセット加算回路１６は、累積加算値ＰＳ１にオフセット値を加算し、その結果を誤差値ＰＳ２として出力する。ループフィルタ５０は、誤差値ＰＳ２から雑音成分を除去し、フィルタリング後の誤差値ＰＳ２を誤差値ＰＳ３として出力する。クロック発振制御回路６０は、誤差値ＰＳ３に応じた制御信号ＣＳを生成し、クロック信号発振器１１６に出力する。
【００５７】
以上のようにして、アナログ・デジタル変換回路１０５と、副搬送波周波数信号復調回路１２０と、クロック信号制御回路１３０と、クロック信号発振器１１６とは、クロック信号ＣＬＫの周波数を制御するＰＬＬ回路を構成し、当該ＰＬＬ回路は、誤差値ＰＳ３が零となるように動作する。これにより、マルチパスの影響を排除してクロック信号ＣＬＫの周波数を適切に制御することができる。以下に、本実施の形態１に係る制御方法によってクロック信号ＣＬＫの周波数が適切に制御される理由について詳細に説明する。
【００５８】
上述の特許文献１の技術では、クロック信号ＣＬＫの周波数を制御する際には、同一シンボル期間内のすべてのパイロット信号を使用している。通常、ＯＦＤＭ受信機で受信するＯＦＤＭ信号はマルチパスの影響を受けるため、クロック信号ＣＬＫに周波数誤差がある場合、特許文献１の図３（ｂ）に示される様子とは異なり、同一シンボル期間内において、パイロット信号の位相誤差がその周波数に応じて線形に推移するとは限らない。したがって、同一シンボル期間内のすべてのパイロット信号を使用すると、マルチパスの影響を排除できず、クロック信号ＣＬＫの周波数を適切に制御することができない。
【００５９】
例えば主信号に対してクロック信号が時間的にΔｔだけずれ、かつ主信号から時間ｔmだけ遅延したゲインαの信号がマルチパスとして存在する場合には、主信号の振幅を１に正規化すると、伝送特性ｈd（２πｆ）（ｆは主信号の周波数）は以下の式で表すことができる。
【００６０】
【数１】
2009033492.tif 000003
【００６１】
ただし、ω＝２πｆである。
【００６２】
したがって、受信したＯＦＤＭ信号にマルチパスが与える位相誤差θmは、以下の式で表すことができる。
【００６３】
【数２】
2009033492.tif 000004
【００６４】
図３はマルチパスに起因する位相誤差θmと、主信号の周波数ｆとの関係を示す図である。図３に示されるように、周波数ｆに応じて周期的に繰り返す位相歪が、受信したＯＦＤＭ信号には付加されていることになる。したがって、受信した各副搬送波の位相には、マルチパスに起因する位相誤差θmが含まれていることになる。よって、クロック信号ＣＬＫに周波数誤差が生じている場合には、同一シンボル期間内において、パイロット信号の位相誤差はその周波数に応じて線形には推移せず、同一シンボル期間内のすべてのパイロット信号を使用すると、マルチパスに起因する位相誤差θmの影響を排除できず、クロック信号ＣＬＫの周波数に誤差が残留することになる。
【００６５】
ここで、位相誤差θmがｎ×π（ｎは整数）のとき、マルチパスの影響は存在しないと考えることができる。位相誤差θm＝ｎπとなる条件は、αｓｉｎ（２πｆｔm）＝０となる。この場合には、ｔm＝ｎ／（２ｆ）となる。マルチパスの遅延時間ｔmがこの条件を満足するとき、マルチパスの影響は零となる。
【００６６】
マルチパスの影響が零になる周波数の中間点、つまり、ｆ＝０／（２ｔm）、１／（２ｔm）、２／（２ｔm）、３／（２ｔm）の中間点は、ｆ＝１／（４ｔm）、３／（４ｔm）、５／（４ｔm）となる。
【００６７】
ｆ＝１／（４ｔm）のとき、位相誤差θmは以下のようになる。
【００６８】
【数３】
2009033492.tif 000005
【００６９】
また、ｆ＝３／（４ｔm）のとき、位相誤差θmは以下のようになる。
【００７０】
【数４】
2009033492.tif 000006
【００７１】
また、ｆ＝５／（４ｔm）のとき、位相誤差θmは以下のようになる。
【００７２】
【数５】
2009033492.tif 000007
【００７３】
以上より、位相誤差θmは、周期１／ｔmの周期関数となる。
【００７４】
一方で、上記式（１）に示される振幅成分｜ｈd（２πｆ）｜も、（１±α）内の値をとる周期１／ｔmの周期関数となる。したがって、電力値が等しいパイロット信号間では、それらの位相がマルチパスから受けている影響はほぼ同じであるといえる。
【００７５】
本実施の形態１に係る位相変動量算出回路７０では、上述のように、同一シンボル期間における複数のパイロット信号のうち、電力値が所定範囲内にあるパイロット信号、つまり、マルチパスからの影響をほぼ等しく受けるパイロット信号の間の位相変動量を算出しているため、マルチパスに起因する位相誤差θmの影響を除去してクロック信号ＣＬＫの周波数を制御することができる。以下に位相変動量算出回路７０の動作についてさらに詳細に説明する。
【００７６】
図４はクロック信号ＣＬＫに周波数誤差が含まれている場合における位相変動量算出回路７０の動作を説明するための図である。図４（ａ）は、同一シンボル期間内に含まれる複数のパイロット信号ＳＰ０〜ＳＰ４を示す図であって、横軸に周波数を、縦軸に電力値をそれぞれ示している。図４（ｂ）は、パイロット信号ＳＰ０〜ＳＰ４のそれぞれに含まれる位相誤差を示す図であって、横軸に周波数を、縦軸に位相誤差をそれぞれ示している。
【００７７】
図４（ａ）に示されるように、同一シンボル期間内の複数のパイロット信号においては、本来的には電力値が一定であるはずが、マルチパスの影響を受けて電力値が変化している。また、図４（ｂ）に示されるように、パイロット信号の位相誤差も、マルチパスの影響を受けて、その周波数に応じて線形には推移しない。
【００７８】
本実施の形態１では、位相変動量算出回路７０において、同一シンボル期間内の複数のパイロット信号ＳＰ０〜ＳＰ４のうち、電力値が第１のしきい値ＴＨ１以上であって第２のしきい値ＴＨ２以下であるパイロット信号ＳＰ０、ＳＰ１，ＳＰ４間の位相変動量が算出される。具体的には、同一シンボル期間内の、電力値が所定範囲内にあるパイロット信号ＳＰ０，ＳＰ１，ＳＰ４のうち、まず、パイロット信号ＳＰ１の位相誤差θ１と、パイロット信号ＳＰ０の位相誤差θ０との差（θ１−θ０）が位相変動量８１（位相変動量ＰＳ）として算出される。このとき、パイロット信号ＳＰ０，ＳＰ１の間では、マルチパスに起因する位相誤差θmがほぼ等しいため、（θ１−θ０）を求めることによって、位相変動量８１から位相誤差θmの影響を除去することができる。そして、パイロット信号ＳＰ４の位相誤差θ４と、パイロット信号ＳＰ１の位相誤差θ１との差（θ４−θ１）が位相変動量８４（位相変動量ＰＳ）として算出される。このときも、パイロット信号ＳＰ１，ＳＰ４の間では、マルチパスに起因する位相誤差θmがほぼ等しいため、（θ４−θ１）を求めることによって、位相変動量８４から位相誤差θmの影響を除去することができる。そして、累積加算回路１５において、位相変動量８１と位相変動量８４とが加算されて、その結果が累積加算値ＰＳ１となる。
【００７９】
本実施の形態１では、位相変動量８１と位相変動量８４とを加算しているが、これは、同一シンボル期間の、電力値が所定範囲内のパイロット信号ＳＰ０，ＳＰ１，ＳＰ４のうち、最低周波数のパイロット信号ＳＰ０と最高周波数のパイロット信号ＳＰ４との間の位相変動量８５を求めることに等しい。したがって、累積加算値ＰＳ１は、最低周波数のパイロット信号ＳＰ０と、最高周波数のパイロット信号ＳＰ４との間の位相変動量８５を示すことになる。
【００８０】
このように、同一シンボル期間の、電力値が所定範囲内のパイロット信号ＳＰ０，ＳＰ１，ＳＰ４のうち、最低周波数のパイロット信号ＳＰ０と最高周波数のパイロット信号ＳＰ４との間の位相変動量８５を求めることによって、マルチパスに起因する位相誤差θmの影響を位相変動量８５から除去することができる。したがって、位相変動量８５に基づいてクロック信号ＣＬＫの周波数を制御することによって、マルチパスの影響を排除してクロック信号ＣＬＫの周波数を適切に制御することができる。
【００８１】
さらに、パイロット信号のＳＮ比が悪化すると、その電力値が低下することから、電力値が第１のしきい値ＴＨ１よりも小さいパイロット信号を使用しないことによって、ＳＮ比の悪いパイロット信号を排除して位相変動量８５を求めることができる。よって、位相変動量８５の検出精度が向上し、クロック信号ＣＬＫの周波数を適切に制御することができる。
【００８２】
図５は本実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信機の動作を示すフローチャートである。図５に示されるように、ステップｓ１において、Ｉチャネル復調データＩＲおよびＱチャネル復調データＱＲから、パイロット信号に対応するデータＰＩＲ，ＰＱＲがセレクタ３０，４０によって選択される。
【００８３】
次にステップｓ２において、信号レベル算出回路１７では、セレクタ３０，４０で選択されたデータＰＩＲ，ＰＱＲに基づいて、各パイロット信号の電力値が算出される。
【００８４】
次にステップｓ３において、データＰＩＲ，ＰＱＲのうち、電力値が所定範囲内のパイロット信号に対応するデータＩＲＰ，ＱＲＰがスイッチ回路１８，１９で選択される。
【００８５】
次にステップｓ４において、データＩＲＰ，ＱＲＰがそれぞれＲＡＭ６，７に記憶される。ＲＡＭ６，７は、次のパイロット信号に対応するデータＩＲＰ，データＱＲＰがそれぞれ入力されると、記憶しているデータＩＲＰ，ＱＲＰをそれぞれ出力する。つまり、ＲＡＭ６は、記憶したデータＩＲＰを、電力値が所定範囲内にあるパイロット信号の発生間隔に相当する時間だけ遅延させて遅延データｄＩＲＰとして出力し、ＲＡＭ７は、記憶したデータＱＲＰを、電力値が所定範囲内にあるパイロット信号の発生間隔に相当する時間だけ遅延させて遅延データｄＱＲＰとして出力する。そして、ＲＡＭ７から出力された遅延データｄＱＲＰは、符号反転回路１０により符号が反転されて、遅延データ−ｄＱＲＰとして複素乗算回路１１に入力される。
【００８６】
次にステップｓ５において、複素乗算回路１１では、データＩＲＰ，ＱＲＰ及び遅延データｄＩＲＰ，−ｄＱＲＰに基づいて複素乗算が実行される。複素乗算回路１１の演算結果は、実数成分データＲＮ及び虚数成分データＪＮに分離されて、複素乗算回路１１から出力される。ＲＯＭ１２では、実数成分データＲＮ及び虚数成分データＪＮに基づいて、同一シンボル期間内の、電力値が所定範囲内にある複数のパイロット信号において、周波数が隣接しているパイロット信号間の位相変動量ＰＳが求められる。
【００８７】
次にステップｓ６において、累積加算回路１５では、同一シンボル期間内において、ＲＯＭ１２から出力される位相変動量ＰＳが１シンボル期間にわたって累積加算される。累積加算回路１５は、１シンボル期間にわたる累積加算が終了すると、累積加算値ＰＳ１を出力して、内部の累積加算値ＰＳ１を初期化する。累積加算回路１５から、シンボル期間ごとに、累積加算値ＰＳ１が出力される。
【００８８】
次にステップｓ７において、オフセット加算回路１６では、累積加算値ＰＳ１にオフセット値が加算されて、その結果が誤差値ＰＳ２としてオフセット加算回路１６から出力される。
【００８９】
ここで、高速フーリエ変換回路１１２での時間窓は、理想的には、ＯＦＤＭシンボルにおいて有効シンボルだけが含まれるように、その位置及び幅が設定される。時間窓の位置が時間軸上で後方にずれると、有効シンボルの前半部分のデータが時間窓からはみ出てしまうとともに、隣接する次のＯＦＤＭシンボルでのガードインターバル期間のデータが時間窓に含まれてしまうことになる。
【００９０】
この場合、高速フーリエ変換回路１１２では、隣接する次のＯＦＤＭシンボルのデータが本来のデータに取って代わって処理されることになり、離散的フーリエ変換によって得られる復調信号に符号間干渉を生じることになり、復調信号のビット誤り率に大きな影響を与えることになる。
【００９１】
そこで、本実施の形態１では、オフセット加算回路１６において、累積加算値ＰＳ１にオフセット値を加算することによって、クロック信号ＣＬＫに周波数誤差が残留している場合であっても時間窓が後方にずれないように、当該時間窓の位置を本来の位置よりも予め前方に設定している。
【００９２】
次にステップｓ８において、誤差値ＰＳ２はループフィルタ５０に供給され、不要な雑音成分が除去された誤差値ＰＳ３としてループフィルタ５０から出力される。
【００９３】
そしてステップｓ９において、クロック発振制御回路６０は、誤差値ＰＳ３に応じた制御信号ＣＳを生成して出力する。
【００９４】
以上のように、本実施の形態１では、同一シンボル期間中のパイロット信号のうち、電力値が所定範囲内にあるパイロット信号における、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量に基づいてクロック信号ＣＬＫの周波数を制御するため、マルチパスの影響を排除してクロック信号ＣＬＫの周波数を制御することができる。さらに、ＳＮ比の悪いパイロット信号を排除して位相変動量を算出することができるため、位相変動量の検出精度が向上する。よって、クロック信号ＣＬＫの周波数を適切に制御することができる。その結果、クロック信号ＣＬＫの引き込み性能を向上することができる。
【００９５】
実施の形態２．
上述の実施の形態１では、同一シンボル期間における複数のパイロット信号のうち、電力値が所定範囲内にあるパイロット信号を使用していたが、電力値が所定のしきい値よりも大きいパイロット信号を使用しても良い。具体的には、スイッチ回路１８において、補正後のデータＰＩＲから、電力値が所定のしきい値よりも大きいパイロット信号に対応するデータのみを選択し、これをデータＩＲＰとする。また、スイッチ回路１９において、補正後のデータＰＱＲから、電力値が所定のしきい値よりも大きいパイロット信号に対応するデータのみを選択し、これをデータＱＲＰとする。以後の処理は実施の形態１と同様である。
【００９６】
これにより、位相変動量算出回路７０においては、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号のうち電力値が所定のしきい値よりも大きいパイロット信号において、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量が累積加算値ＰＳ１として算出され、制御回路８０は、当該累積加算値ＰＳ１に基づいてクロック信号ＣＬＫの周波数を制御することになる。
【００９７】
このように、同一シンボル期間における複数のパイロット信号のうち、電力値が所定のしきい値よりも大きいパイロット信号を使用する場合には、従来技術のようにすべてのパイロット信号を使用する場合と比較して、マルチパスの影響をある程度は排除して、クロック信号ＣＬＫの周波数を制御することができる。
【００９８】
さらに、上述のように、パイロット信号のＳＮ比が悪化すると、その電力値が低下することから、電力値が所定のしきい値よりも大きいパイロット信号を使用することによって、ＳＮ比の悪い復調信号を排除して位相変動量を求めることができる。よって、位相変動量の検出精度が向上し、クロック信号ＣＬＫの周波数を適切に制御することができる。
【００９９】
実施の形態３．
上述の実施の形態１では、同一シンボル期間における複数のパイロット信号のうち、電力値が所定範囲内にあるパイロット信号を使用していたが、Ｉ成分及びＱ成分の振幅値がそれぞれ所定範囲内にあるパイロット信号を使用しても良い。具体的には、信号レベル算出回路１７において、補正後のデータＰＩＲに基づいて各パイロット信号のＩ成分の振幅値を求めるとともに、補正後のデータＰＱＲに基づいて各パイロット信号のＱ成分の振幅値を求める。そして、スイッチ回路１８において、補正後のデータＰＩＲから、Ｉ成分の振幅値が第１の所定範囲内にあるパイロット信号に対応するデータのみを選択し、これをデータＩＲＰとする。また、スイッチ回路１９において、補正後のデータＰＱＲから、Ｑ成分の振幅値が第２の所定範囲内にあるパイロット信号に対応するデータのみを選択し、これをデータＱＲＰとする。以後の処理は実施の形態１と同様である。
【０１００】
これにより、位相変動量算出回路７０においては、同一シンボル期間中の複数のパイロット信号のうち、Ｉ成分の振幅値が第１の所定範囲内にあり、かつＱ成分の振幅値が第２の所定範囲内にあるパイロット信号において、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量が累積加算値ＰＳ１として算出される。そして、制御回路８０は、当該累積加算値ＰＳ１に基づいてクロック信号ＣＬＫの周波数を制御することになる。
【０１０１】
このように、同一シンボル期間における複数のパイロット信号のうち、Ｉ成分の振幅値が第１の所定範囲内にあり、かつＱ成分の振幅値が第２の所定範囲内にあるパイロット信号を使用する場合であっても、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。なお、第１及び第２の所定範囲は同じ範囲であっても良いし、異なる範囲であっても良い。
【０１０２】
実施の形態４．
上述の実施の形態２では、同一シンボル期間における複数のパイロット信号のうち、電力値が所定のしきい値よりも大きいパイロット信号を使用していたが、Ｉ成分の振幅値が第１のしきい値よりも大きく、かつＱ成分の振幅値が第２のしきい値よりも大きいパイロット信号を使用しても良い。具体的には、信号レベル算出回路１７において、補正後のデータＰＩＲに基づいて各パイロット信号のＩ成分の振幅値を求めるとともに、補正後のデータＰＱＲに基づいて各パイロット信号のＱ成分の振幅値を求める。そして、スイッチ回路１８において、補正後のデータＰＩＲから、Ｉ成分の振幅値が第１のしきい値よりも大きいパイロット信号に対応するデータのみを選択し、これをデータＩＲＰとする。また、スイッチ回路１９において、補正後のデータＰＱＲから、Ｑ成分の振幅値が第２のしきい値よりも大きいパイロット信号に対応するデータのみを選択し、これをデータＱＲＰとする。以後の処理は実施の形態１と同様である。
【０１０３】
これにより、位相変動量算出回路７０においては、同一シンボル期間における複数のパイロット信号のうち、Ｉ成分の振幅値が第１のしきい値よりも大きく、かつＱ成分の振幅値が第２のしきい値よりも大きいパイロット信号において、最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量が累積加算値ＰＳ１として算出される。そして、制御回路８０は、当該累積加算値ＰＳ１に基づいてクロック信号ＣＬＫの周波数を制御することになる。
【０１０４】
このように、同一シンボル期間における複数のパイロット信号のうち、Ｉ成分の振幅値が第１のしきい値よりも大きく、かつＱ成分の振幅値が第２のしきい値よりも大きいパイロット信号を使用する場合であっても、実施の形態２と同様の効果を得ることができる。なお、第１及び第２のしきい値は同じ値であっても良いし、異なる値であっても良い。
【０１０５】
実施の形態５．
上述の実施の形態１では、同一シンボル期間における複数のパイロット信号から、電力値が所定範囲内にあるパイロット信号を選択している。選択したパイロット信号に、高域の周波数領域のパイロット信号及び低域の周波数領域のパイロット信号が含まれている場合には、累積加算回路１５で得られる累積加算値ＰＳ１は、同一シンボル期間内における複数のパイロット信号の間での、クロック信号ＣＬＫの周波数誤差に起因する最大位相変動量、つまり、最低周波数及び最高周波数のパイロット信号の間での、クロック信号ＣＬＫの周波数誤差に起因する位相変動量と一致するか、それに近い値となる。このような累積加算値ＰＳ１に基づいて、クロック信号ＣＬＫの周波数を制御することによって、その周波数を精度良く制御することができる。
【０１０６】
例えば、上述の図４の例のように、選択したパイロット信号に、そのシンボル期間内の最低周波数及び最高周波数のパイロット信号ＳＰ０，ＳＰ４が含まれている場合には、累積加算回路１５で得られる累積加算値ＰＳ１は、パイロット信号ＳＰ０，ＳＰ４の間での、クロック信号ＣＬＫの周波数誤差に起因する位相変動量、つまりマルチパスに起因する位相誤差θmの影響が除去された、パイロット信号ＳＰ０，ＳＰ４の間での位相変動量と等しくなり、当該累積加算値ＰＳ１に基づいてクロック信号ＣＬＫの周波数を制御することによって、その周波数を精度良く制御することができる。
【０１０７】
これに対して、選択したパイロット信号に、高域の周波数領域のパイロット信号が全般的に含まれていない場合や、低域の周波数領域のパイロット信号が全般的に含まれていない場合には、累積加算回路１５で得られる累積加算値ＰＳ１は、同一シンボル期間内の複数のパイロット信号の間での、クロック信号ＣＬＫの周波数誤差に起因する最大位相変動量よりも小さくなり、このような累積加算値ＰＳ１に基づいてクロック信号ＣＬＫの周波数を制御する場合には、その周波数をあまり精度良く制御することができない。
【０１０８】
そこで、本実施の形態５では、クロック信号ＣＬＫの周波数をより精度良く制御することが可能なクロック信号制御回路１３０を提供する。
【０１０９】
図６は、本実施の形態５に係るクロック信号制御回路１３０の構成を示すブロック図である。図６に示されるように、本実施の形態５に係るクロック信号制御回路１３０は、上述の実施の形態１に係るクロック信号制御回路１３０において、位相変動率算出回路２００及び変動量算出回路２０１をさらに設けたものである。
【０１１０】
位相変動率算出回路２００は、累積加算回路１５で得られた累積加算値ＰＳ１に基づいて、同一シンボル期間における、電力値が所定範囲内にあるパイロット信号の間での周波数変化に対する位相変動率αを算出する。変動量算出回路２０１は、位相変動率αに基づいて、同一シンボル期間内での複数のパイロット信号における最低周波数及び最高周波数のパイロット信号の間での、クロック信号ＣＬＫの周波数誤差に起因する位相変動量ＰＳ４を算出する。制御回路８０のオフセット加算回路１６は、位相変動量ＰＳ４にオフセット値を加算して、それを誤差値ＰＳ２として出力する。クロック信号制御回路１３０での以後の処理は、実施の形態１と同様である。
【０１１１】
図７は本実施の形態５に係る位相変動量算出回路７０の動作を説明するための図である。図７（ａ）は、同一シンボル期間内に含まれる複数のパイロット信号ＳＰ０〜ＳＰ４を示す図であって、横軸に周波数を、縦軸に電力値をそれぞれ示している。図７（ｂ）は、パイロット信号ＳＰ０〜ＳＰ４のそれぞれに含まれる位相誤差を示す図であって、横軸に周波数を、縦軸に位相誤差をそれぞれ示している。
【０１１２】
図７（ａ）に示されるように、同一シンボル期間内の複数のパイロット信号ＳＰ０〜ＳＰ４のうち、パイロット信号ＳＰ１〜ＳＰ３の電力値が第１のしきい値ＴＨ１以上であって第２のしきい値ＴＨ２以下となっている場合には、位相変動量算出回路７０では、まず、パイロット信号ＳＰ２の位相誤差θ２と、パイロット信号ＳＰ１の位相誤差θ１との差（θ２−θ１）が位相変動量２１０（位相変動量ＰＳ）として算出される。その後、パイロット信号ＳＰ３の位相誤差θ３と、パイロット信号ＳＰ２の位相誤差θ２との差（θ３−θ２）が位相変動量２１１（位相変動量ＰＳ）として算出される。そして、累積加算回路１５において、位相変動量２１０と位相変動量２１１とが加算されて、その結果が累積加算値ＰＳ１となる。本実施の形態５では、位相変動量２１０と位相変動量２１１とを加算しているが、これは、同一シンボル期間の、電力値が所定範囲内のパイロット信号ＳＰ１，ＳＰ２，ＳＰ３のうち、最低周波数のパイロット信号ＳＰ１と最高周波数のパイロット信号ＳＰ３との間の位相変動量２１２を求めることに等しい。したがって、累積加算値ＰＳ１は位相変動量２１２を示すことになる。
【０１１３】
位相変動率算出回路２００は、累積加算値ＰＳ１（位相変動量２１２）を、パイロット信号ＳＰ３の周波数ｆ３からパイロット信号ＳＰ１の周波数ｆ１を差し引いた値で除算し、その結果を位相変動率αとする。つまり、図７（ｂ）における直線２２０の傾きを求めて、その傾きを位相変動率αとする。ここで、直線２２０は、横軸がパイロット信号の周波数を、縦軸がパイロット信号の位相誤差をそれぞれ示す２次元直交座標系における、パイロット信号ＳＰ１〜ＳＰ３の座標を結ぶ直線である。
【０１１４】
変動量算出回路２０１は、パイロット信号ＳＰ０〜ＳＰ４における最低周波数のパイロット信号ＳＰ０での、クロック信号ＣＬＫの周波数誤差に起因する位相誤差θ００を位相変動率αを使用して求める。図７（ｂ）に示されるように、パイロット信号ＳＰ０での、クロック信号ＣＬＫの周波数誤差に起因する位相誤差θ００、つまりマルチパスに起因する位相誤差θmの影響を排除した位相誤差θ００は直線２２０上の値であり、パイロット信号ＳＰ０の周波数ｆ０は既知であることから、直線２２０の傾きを示す位相変動率αから位相誤差θ００を簡単に求めることできる。
【０１１５】
同様にして、変動量算出回路２０１は、パイロット信号ＳＰ０〜ＳＰ４における最高周波数のパイロット信号ＳＰ４での、クロック信号ＣＬＫの周波数誤差に起因する位相誤差θ４０を位相変動率αを使用して求める。その後、変動量算出回路２０１は、位相誤差θ４０と位相誤差θ００との差（θ４０−θ００）を求めて、これを位相変動量ＰＳ４とする。
【０１１６】
以上のように、本実施の形態５に係る位相変動量算出回路７０では、同一シンボル期間における複数のパイロット信号のうち、電力値が所定範囲内にあるパイロット信号の周波数及び位相誤差に基づいて、当該電力値が所定範囲内にあるパイロット信号の間での周波数変化に対する位相変動率αを算出している。そして、位相変動率αに基づいて、同一シンボル期間における複数のパイロット信号における最低周波数及び最高周波数のパイロット信号の間での、クロック信号ＣＬＫの周波数誤差に起因する位相変動量ＰＳ４を算出している。そして、制御回路８０では、位相変動量ＰＳ４に基づいて、クロック信号ＣＬＫの周波数を制御している。
【０１１７】
このように、本実施の形態５では、クロック信号ＣＬＫの周波数を制御する際には、上述の実施の形態１と同様に、同一シンボル期間における、電力値が所定範囲内にあるパイロット信号の位相誤差を使用しているため、マルチパスの影響を排除してクロック信号ＣＬＫの周波数を制御することができる。さらに、電力値が所定範囲内にあるパイロット信号の位相誤差を使用することによって、ＳＮ比の悪いパイロット信号を排除することができる。よって、クロック信号ＣＬＫの周波数を適切に制御することができる。
【０１１８】
また、電力値が所定範囲内にあるパイロット信号の周波数及び位相誤差に基づいて算出された位相変動率αに基づいて、同一シンボル期間内での複数のパイロット信号における最低周波数及び最高周波数のパイロット信号の間での、クロック信号ＣＬＫの周波数誤差に起因する位相変動量ＰＳ４を算出し、当該位相変動量ＰＳ４に基づいてクロック信号ＣＬＫの周波数を制御するため、図７の例のように、電力値が所定範囲内にあるパイロット信号に、同一シンボル期間内での複数のパイロット信号における最低周波数及び最高周波数のパイロット信号が含まれていない場合であっても、クロック信号ＣＬＫの周波数を精度良く制御することができる。
【０１１９】
なお、上述の実施の形態２に係るクロック信号制御回路１３０においても、同様にして、同一シンボル期間内の複数のパイロット信号のうち、電力値が所定のしきい値よりも大きいパイロット信号の周波数及び位相誤差に基づいて、当該電力値が所定のしきい値よりも大きいパイロット信号の間での周波数変化に対する位相変動率αを算出しても良い。そして、求めた位相変動率αに基づいて、同一シンボル期間内の複数のパイロット信号における最低周波数及び最高周波数のパイロット信号の間での、クロック信号ＣＬＫの周波数誤差に起因する位相変動量ＰＳ４を算出し、当該位相変動量ＰＳ４に基づいてクロック信号ＣＬＫの周波数を制御しても良い。
【０１２０】
また、上述の実施の形態３に係るクロック信号制御回路１３０においても、同様にして、同一シンボル期間内の複数のパイロット信号のうち、Ｉ成分の振幅値が第１の所定範囲内にあり、かつＱ成分の振幅値が第２の所定範囲内にあるパイロット信号の周波数及び位相誤差に基づいて、当該パイロット信号の間での周波数変化に対する位相変動率αを算出しても良い。そして、求めた位相変動率αに基づいて、同一シンボル期間内の複数のパイロット信号における最低周波数及び最高周波数のパイロット信号の間での、クロック信号ＣＬＫの周波数誤差に起因する位相変動量ＰＳ４を算出し、当該位相変動量ＰＳ４に基づいてクロック信号ＣＬＫの周波数を制御しても良い。
【０１２１】
また、上述の実施の形態４に係るクロック信号制御回路１３０においても、同様にして、同一シンボル期間内の複数のパイロット信号のうち、Ｉ成分の振幅値が第１のしきい値よりも大きく、かつＱ成分の振幅値が第２のしきい値よりも大きいパイロット信号の周波数及び位相誤差に基づいて、当該パイロット信号の間での周波数変化に対する位相変動率αを算出しても良い。そして、求めた位相変動率αに基づいて、同一シンボル期間内の複数のパイロット信号における最低周波数及び最高周波数のパイロット信号の間での、クロック信号ＣＬＫの周波数誤差に起因する位相変動量ＰＳ４を算出し、当該位相変動量ＰＳ４に基づいてクロック信号ＣＬＫの周波数を制御しても良い。
【図面の簡単な説明】
【０１２２】
【図１】本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態１に係るクロック信号制御回路の構成を示すブロック図である。
【図３】マルチパスに起因する位相誤差の特性を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態１に係る位相変動量算出回路の動作を説明するための図である。
【図５】本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信機の動作を示すフローチャートである。
【図６】本発明の実施の形態５に係るクロック信号制御回路の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施の形態５に係る位相変動量算出回路の動作を説明するための図である。
【符号の説明】
【０１２３】
７０  位相変動量算出回路、８０  制御回路、９０  算出回路、１０１  受信アンテナ、１０２  乗算回路、１０５  アナログ・デジタル変換回路、１１２  高速フーリエ変換回路、１３０  クロック信号制御回路、ＣＬＫ  クロック信号、ＰＳ１  累積加算値、ＰＳ４  位相変動量、ＳＰ０〜ＳＰ４  パイロット信号。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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