(57)【要約】【課題】単相誘導電動機を高効率運転する。【解決手段】周波数指令形成手段１８は、外部指令に応じて運転周波数ｆを決定し、運転指令形成手段１９は、運転周波数ｆに基づいて、補助巻線１５の電圧振幅ＶＡ、主巻線１６の電圧振幅ＶＢおよび主巻線１６と補助巻線１５との電圧位相差θを形成する。２相電圧指令演算手段２０は、電圧振幅ＶＡ、ＶＢと電圧位相差θに基づいて電圧指令Ａ、Ｂ、Ｎを演算し、出力電圧演算手段２１は、電圧指令Ａ、Ｂ、Ｎのうちの最小値を基準とした相対値としてアーム１３ｕ、１３ｖ、１３ｗの出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを演算する。ＰＷＭ変換手段２３は、出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗおよび直流電圧検出手段２２により検出された直流電圧Ｖdcに基づいてＰＷＭ信号Ｄup〜Ｄwnを生成する。【選択図】図１
2009261212.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
中点を介して接続される主巻線と補助巻線を備えた誘導電動機を正弦波状の２相電圧により駆動するインバータ装置であって、
直流電源を入力とし、前記誘導電動機の主巻線、補助巻線および中点がそれぞれ接続される３アームを有する半導体スイッチと、
前記２相電圧の周波数指令を形成する周波数指令形成手段と、
前記周波数指令に基づいて前記２相電圧の各相ごとに独立した振幅指令および前記２相電圧の位相差指令を形成する運転指令形成手段と、
前記２相電圧の振幅指令と位相差指令および前記周波数指令に基づいて、前記２相電圧を形成するための３つの出力電圧指令を演算する２相電圧指令演算手段と、
前記３つの出力電圧指令のうちの最小値を求め、その最小値を基準とした相対値として前記半導体スイッチの各アームの出力電圧を演算する出力電圧演算手段と、
前記各アームの出力電圧をそれぞれＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ変換手段と、
前記ＰＷＭ信号に基づいて前記３アームの半導体スイッチをオンオフ制御する駆動手段とから構成されていることを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記直流電源の電圧を検出する直流電圧検出手段を備え、
前記ＰＷＭ変換手段は、前記各アームの出力電圧および前記検出された直流電圧に基づいて前記各アームの出力電圧を前記ＰＷＭ信号に変換することを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記運転指令形成手段は、加速期間では相対的に高い振幅指令を形成し、それ以外の期間では相対的に低い振幅指令を形成することを特徴とする請求項１または２記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記運転指令形成手段は、前記主巻線の電圧が前記補助巻線の電圧よりも高くなるように前記２相電圧の振幅指令を形成するとともに、前記主巻線と前記補助巻線の電流位相差が９０度となるように前記２相電圧の位相差指令を形成することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記直流電源は、単相交流電源を倍電圧整流する構成であることを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載のインバータ装置。
【請求項６】
前記直流電源の電圧を検出する直流電圧検出手段と、
前記直流電源からの入力電流を検出する直流電流検出手段と、
前記直流電源の検出電圧と検出電流とから電力を演算する電力演算手段と、
前記演算した電力と前記振幅指令とに基づいて運転時の異常判定を行う運転異常判定手段とを備え、
前記周波数指令形成手段は、前記異常判定結果に基づいて運転の継続または停止を行うことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項７】
前記運転指令形成手段は、前記演算した電力に基づいて前記２相電圧の振幅指令を形成することを特徴とする請求項６記載のインバータ装置。
【請求項８】
主巻線と補助巻線を備えた誘導電動機と、
直流電源と、
前記直流電源を入力とし、前記誘導電動機を正弦波状の２相電圧により駆動する請求項１ないし７の何れかに記載のインバータ装置とから構成されていることを特徴とするインバータシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、主巻線と補助巻線を備えた誘導電動機を駆動するインバータ装置およびインバータシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、省エネルギーが重要となる中、電動機の高効率駆動が課題となっている。高効率化の観点からは、永久磁石電動機を採用してインバータ駆動する技術が優れており、エアコンや冷蔵庫などに使用されている。しかし、電動機のコストアップは必至であり、世界中に普及するには限界がある。
【０００３】
産業機器や家電機器には単相誘導電動機が広く使用されている。単相誘導電動機は、単相電源に直結される主巻線と、単相電源に対し進相コンデンサを介して接続される補助巻線とを備えている。単相誘導電動機は、世界中で最も生産量が多く且つ安価である。この単相誘導電動機をインバータ駆動する技術として、特許文献１に記載された電動機駆動装置がある。この電動機駆動装置は３アームの半導体スイッチを備えており、各アームの出力端子はそれぞれ主巻線端子、補助巻線端子、共通端子に接続されている。電動機駆動装置は、９０度の位相差を持つ３種の正弦波電圧をＰＷＭ出力することにより、主巻線と補助巻線に対し９０度の位相差を持つ正弦波電圧を供給する。
【特許文献１】特開平０２−１１１２８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記従来技術のように９０度位相差の正弦波電圧を供給するだけでは高効率駆動にならない。高効率駆動を達成するためには、単相誘導電動機の主巻線と補助巻線のそれぞれに、最適な振幅の電流を９０度の位相差で流す必要があるからである。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、広く普及し且つ低コストである単相誘導電動機を高効率運転することができるインバータ装置およびインバータシステムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、請求項１記載のインバータ装置は、
中点を介して接続される主巻線と補助巻線を備えた誘導電動機を正弦波状の２相電圧により駆動するインバータ装置であって、
直流電源を入力とし、前記誘導電動機の主巻線、補助巻線および中点がそれぞれ接続される３アームを有する半導体スイッチと、
前記２相電圧の周波数指令を形成する周波数指令形成手段と、
前記周波数指令に基づいて前記２相電圧の各相ごとに独立した振幅指令および前記２相電圧の位相差指令を形成する運転指令形成手段と、
前記２相電圧の振幅指令と位相差指令および前記周波数指令に基づいて、前記２相電圧を形成するための３つの出力電圧指令を演算する２相電圧指令演算手段と、
前記３つの出力電圧指令のうちの最小値を求め、その最小値を基準とした相対値として前記半導体スイッチの各アームの出力電圧を演算する出力電圧演算手段と、
前記各アームの出力電圧をそれぞれＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ変換手段と、
前記ＰＷＭ信号に基づいて前記３アームの半導体スイッチをオンオフ制御する駆動手段とから構成されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、広く普及し且つ低コストである単相誘導電動機を高効率で駆動することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１ないし図５を参照しながら説明する。
図１は、単相誘導電動機を駆動するインバータシステムの構成を示している。インバータシステム１は、直流電源２、インバータ装置３および単相誘導電動機４（以下、誘導電動機４と称す）から構成されている。インバータ装置３は、直流電源２を入力とし、誘導電動機４を正弦波状の２相電圧により駆動するものである。
【０００９】
直流電源２は、倍電圧整流回路５から構成されている。直流電源線６、７間には整流ブリッジ８とコンデンサ９、１０が接続されている。交流電源１１の一端子はリアクトル１２を介して整流ブリッジ８の一入力端子に接続されており、交流電源１１の他端子は整流ブリッジ８の他入力端子に接続されている。整流ブリッジ８の他入力端子は、直列接続されたコンデンサ９と１０の共通接続ノードに接続されている。
【００１０】
インバータ装置３において、直流電源線６、７間には、３つのスイッチングアーム１３ｕ、１３ｖ、１３ｗを有するインバータ主回路１３（半導体スイッチに相当）が接続されている。スイッチングアーム１３ｕは、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子１４up、１４unが２個直列に接続された構成を備えている。同様に、スイッチングアーム１３ｖは直列接続されたスイッチング素子１４vp、１４vnから構成されており、スイッチングアーム１３ｗは直列接続されたスイッチング素子１４wp、１４wnから構成されている。誘導電動機４は、中点Ｎｍを介して接続された補助巻線１５と主巻線１６を備えており、スイッチングアーム１３ｕ、１３ｖ、１３ｗの各出力端子Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗは、それぞれ補助巻線１５、主巻線１６、中点Ｎｍに接続されている。
【００１１】
制御部１７は、ＣＰＵコアやメモリ等の基本構成の他、Ａ／Ｄ変換器、タイマ、入出力ポート、通信インターフェースなどの周辺回路を備えたマイクロプロセッサにより構成されている。制御部１７は、フラッシュメモリなどの不揮発性メモリに記憶された制御プログラムを実行することにより誘導電動機４を制御する。図１では、このマイクロプロセッサが実行する制御機能をブロック構成により表している。
【００１２】
周波数指令形成手段１８は、外部指令（例えば後述するＵＰ、ＤＯＷＮ、ＫＥＥＰ）に応じて周波数指令である運転周波数ｆを決定する。この運転周波数ｆは、運転指令形成手段１９と２相電圧指令演算手段２０の入力信号となる。運転指令形成手段１９は、この運転周波数ｆに基づいて、補助巻線１５の電圧振幅ＶＡと主巻線１６の電圧振幅ＶＢ（振幅指令に相当）および主巻線１６と補助巻線１５との電圧位相差θ（位相差指令に相当）を形成する。
【００１３】
２相電圧指令演算手段２０は、電圧振幅ＶＡ、ＶＢと電圧位相差θに基づいて、２相電圧を形成するために誘導電動機４の３つの端子に必要な電圧指令Ａ、Ｂ、Ｎを演算する。出力電圧演算手段２１は、電圧指令Ａ、Ｂ、Ｎのうちの最小値を求め、その最小値を基準とした相対値として各スイッチングアーム１３ｕ、１３ｖ、１３ｗの出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを演算する。
【００１４】
直流電圧検出手段２２は、例えば分圧手段により直流電源線６、７間の電圧を検出し、その検出した直流電圧Ｖdcを出力する。ＰＷＭ変換手段２３は、各スイッチングアーム１３ｕ、１３ｖ、１３ｗの出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗおよび検出された直流電圧Ｖdcに基づいて、出力電圧ＵをＰＷＭ信号Ｄup、Ｄunに変換し、出力電圧ＶをＰＷＭ信号Ｄvp、Ｄvnに変換し、出力電圧ＷをＰＷＭ信号Ｄwp、Ｄwnに変換する。駆動手段２４は、ＰＷＭ信号Ｄup、Ｄun、Ｄvp、Ｄvn、Ｄwp、Ｄwnを入力し、対応するスイッチング素子１４up、１４un、１４vp、１４vn、１４wp、１４wnのゲートを駆動する。
【００１５】
次に、本インバータ装置３の作用について図２ないし図５も参照して説明する。
図２は、周波数指令形成手段１８および運転指令形成手段１９に係る動作を示したもので、上から順に外部指令、運転周波数ｆ、電圧振幅ＶＡ、ＶＢ、電圧位相差θを表している。周波数指令形成手段１８は、外部指令としてＵＰ、ＤＯＷＮ、ＫＥＥＰを入力し、それに応じて運転周波数ｆを出力する。この場合、ＵＰ指令を受けると運転周波数ｆを所定の傾きで増加させ、ＫＥＥＰ指令を受けると運転周波数ｆを維持する。図２には示していないが、ＤＯＷＮ指令を受けると運転周波数ｆを所定の傾きで減少させる。例えばエアコンや冷蔵庫のコンプレッサ駆動に本インバータ装置３が使用される場合には、目標の温度と実際の温度との差に応じて外部指令が与えられる。
【００１６】
運転指令形成手段１９は、周波数指令形成手段１８から運転周波数ｆを入力し、以下の（１）式、（２）式によりそれぞれ補助巻線１５の電圧振幅ＶＡ、主巻線１６の電圧振幅ＶＢを演算する。定数Ｋ１とＫ２は、誘導電動機４の構造により決まる定数である。一般的な単相誘導電動機では、主巻線の方が補助巻線よりも高い電圧が必要となるように設計されているので、Ｋ１＜Ｋ２、ＶＡ＜ＶＢの関係となる。
ＶＡ＝Ｋ１×ｆ    …（１）
ＶＢ＝Ｋ２×ｆ    …（２）
【００１７】
さらに、運転指令形成手段１９は、電圧振幅ＶＡ、ＶＢにより生じる主巻線１６と補助巻線１５の電流位相差が９０度となるように、補助巻線１５と主巻線１６との電圧位相差θを決める。この電圧位相差θは、例えば実験的に求めた値である。後述するように、加速状態から速度維持状態に変化した時点（時刻ｔ２、ｔ５）から時間ｔａが経過すると（時刻ｔ３、ｔ６）、電圧振幅ＶＡ、ＶＢを低減するとともに、主巻線１６と補助巻線１５の電流位相差が９０度となるように電圧位相差θを再設定する。
【００１８】
２相電圧指令演算手段２０は、例えば時間ｔｅ毎に周期的に実行される処理であり、まずは次の（３）式に従い出力電気角λを演算する。λ０は、前回の処理で演算された出力電気角である。出力電気角λ、λ０は、電気角０度〜３６０度を示すように処理された信号であり、インバータ装置３の電源投入時に０に初期化される。
λ＝３６０×ｔｅ×f＋λ０    …（３）
【００１９】
さらに、２相電圧指令演算手段２０は、誘導電動機４の３つの端子に必要な電圧指令Ａ、Ｂ、Ｎを、それぞれ（４）式、（５）式、（６）式のように演算する。ＡとＢは符号を有する信号である。
Ｎ＝０                                        …（４）
Ａ＝ＶＡ×ｓｉｎ（λ−４５）                  …（５）
Ｂ＝ＶＢ×ｓｉｎ（λ−１３５−（θ−９０））  …（６）
【００２０】
出力電圧演算手段２１は、電圧指令Ａ、Ｂ、Ｎをインバータ装置３が出力できる電圧Ｕ、Ｖ、Ｗに変換する。具体的には、（７）式に示すように電圧指令Ａ、Ｂ、Ｎのうちの最小値ｂａｓｅを求め、その最小値ｂａｓｅを基準とした相対値として（８）式〜（10）式により出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを求める。
ｂａｓｅ＝ｍｉｎ（Ａ，Ｂ，Ｎ）    …（７）
Ｕ＝Ａ−ｂａｓｅ    …（８）
Ｖ＝Ｂ−ｂａｓｅ    …（９）
Ｗ＝Ｎ−ｂａｓｅ    …（10）
【００２１】
図３（ａ）は、補助巻線１５の電圧振幅ＶＡが１１０Ｖ、主巻線１６の電圧振幅ＶＢが１４１Ｖ、電圧位相差θが９０度の場合の出力電気角λに対する出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを示している。
【００２２】
ＰＷＭ変換手段２３は、出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗと直流電圧検出手段２２により検出された直流電圧Ｖdcとに基づく（11）式〜（13）式に従って、ＰＷＭ化するための搬送波の振幅に対する割合Ｕduty、Ｖduty、Ｗdutyを算出する。
Ｕduty＝Ｕ／Ｖdc    …（11）
Ｖduty＝Ｖ／Ｖdc    …（12）
Ｗduty＝Ｗ／Ｖdc    …（13）
【００２３】
ＰＷＭ変換手段２３は、これらの割合Ｕduty、Ｖduty、Ｗdutyと搬送波とを比較して各相のＰＷＭ信号Ｄup、Ｄun、Ｄvp、Ｄvn、Ｄwp、Ｄwnを形成し、それらを駆動手段２４を通してスイッチング素子１４up、１４un、１４vp、１４vn、１４wp、１４wnの各ゲートに供給する。
【００２４】
この構成により、直流電圧検出手段２２で検出された直流電圧Ｖdcにより補正された電圧が、スイッチングアーム１３ｕ、１３ｖ、１３ｗを通して誘導電動機４の各端子に印加される。従って、交流電源１１の電圧変動や倍電圧整流回路５の電圧リプルに関わらず、出力電圧演算手段２１が演算した出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗが誘導電動機４に供給される。
【００２５】
補助巻線１５と主巻線１６に供給される電圧はそれぞれＵ−Ｗ、Ｖ−Ｗであり、図３（ａ）に対応して同図（ｂ）に示す電圧Ａ、Ｂの波形となる。この電圧Ａ、Ｂは、運転指令形成手段１９で形成された補助巻線１５の電圧振幅ＶＡ、主巻線１６の電圧振幅ＶＢおよび主巻線１６と補助巻線１５との電圧位相差θを有する電圧と一致する。
【００２６】
図２において、運転周波数ｆを増加させるＵＰ指令から運転周波数ｆを維持するＫＥＥＰ指令に変化すると運転周波数ｆは一定となる。その後時間ｔａが経過すると、運転指令形成手段１９は、補助巻線１５の電圧振幅ＶＡ、主巻線１６の電圧振幅ＶＢおよび主巻線１６と補助巻線１５との電圧位相差θを変化させる。電圧振幅ＶＡ、ＶＢは減少方向に変化させ、電圧位相差θは主巻線１６と補助巻線１５の電流位相差が９０度となるように例えば実験的に求めた値に変える。その結果、上述した通りの作用により、誘導電動機４の補助巻線１５と主巻線１６のそれぞれに対応した電圧Ａ、Ｂが供給される。
【００２７】
図４は、上記時間ｔａが経過した後の（ａ）出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗと（ｂ）電圧Ａ、Ｂの波形を示している。補助巻線１５の電圧振幅ＶＡは７０Ｖ、主巻線１６の電圧振幅ＶＢは１００Ｖ、電圧位相差θは７０度である。
【００２８】
この時間ｔａにおける運転指令形成手段１９の作用について図５を参照して説明する。
誘導電動機４を始動し或いは加速運転する時には、定速運転する時よりも高いトルクＴ１が必要となる。また、誘導電動機４の実際の回転周波数は、周波数指令である運転周波数ｆに対し若干遅れて追従する。そこで、ＵＰ指令の期間（時刻ｔ１〜ｔ２、ｔ４〜ｔ５）と、ＫＥＥＰ指令への移行後実際の回転周波数が安定するのに要する期間（時刻ｔ２〜ｔ３、ｔ５〜ｔ６）においては、誘導電動機４に比較的高い電圧を供給する。これにより、誘導電動機４は、図５の実線で示すトルク特性を呈し、始動や加速に必要なトルクＴ１に対して十分なトルクを発生し得る。
【００２９】
一方、回転周波数が一定となる安定回転の状態になると、安定回転を維持するのに必要なトルクＴ２は上記トルクＴ１よりも小さくなる。そこで、回転周波数が安定する時刻ｔ３、ｔ６において、誘導電動機４の供給電圧を比較的低い電圧に変化させる。安定回転を維持するのに必要な比較的低いトルクＴ２においては、図５に示すトルク特性から分かるように、電圧の大小変化に対する回転速度の変化幅が小さくなる。このため、誘導電動機４への供給電圧を低減しても、誘導電動機４はほぼ同等の回転性能を発揮し続けることができる。しかも、電圧を低減することにより消費電力が小さくなり、消費電力の低減が図られる。
【００３０】
以上説明したように、本実施例のインバータ装置３は、補助巻線１５の電圧振幅ＶＡ、主巻線１６の電圧振幅ＶＢおよび主巻線１６と補助巻線１５の電圧位相差θをそれぞれ独立して制御できる。誘導電動機４の主巻線１６と補助巻線１５は一般に相異なる巻線構造を備えているので、主巻線１６と補助巻線１５に単に９０度位相差の正弦波電圧を供給するだけでは駆動効率が低下する。インバータ装置３を用いると、駆動対象の誘導電動機４に合わせて最適な電圧の供給が可能となるので、主巻線１６と補助巻線１５に最適な振幅の電流を９０度の位相差で流すことができ、誘導電動機４のトルク特性と消費電力の適正化を図ることができる。
【００３１】
さらに、インバータ装置３は、始動段階、加速段階で高いトルクが必要なときには高い電圧を供給し、必要なトルクが低減する安定状態では低い電圧を供給するように制御するので、始動性能を低下させることなく安定状態での消費電力の低減を実現している。また、インバータ装置３を用いると定格周波数を超える周波数で誘導電動機４を駆動して電動機出力を増加させることができるので、例えばコンプレッサ用電動機に適用する場合に、電動機サイズひいてはコンプレッササイズを小型化できる。この小型化により一層の省電力化が図られる。
【００３２】
単相の誘導電動機４は世界で最も広く普及し且つ低コストであり、エアコンや冷蔵庫のコンプレッサをはじめとして種々の機器に搭載されている。こうした既存の機器に対し本インバータ装置３をユニット化して取り付けることにより、機器の効率を高め、消費電力を低減することが可能となる。
【００３３】
ＰＷＭ変換手段２３は、出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗおよび直流電圧検出手段２２により検出された直流電圧Ｖdcに基づいて、各スイッチングアーム１３ｕ、１３ｖ、１３ｗの出力電圧Ｕ、Ｖ、ＷをＰＷＭ信号Ｄup〜Ｄwnに変換する。これにより、直流電源の電圧変動に対してＰＷＭデューティが自動調整されるので、電源事情のよくない条件（電源電圧の変動が大きい条件）においても誘導電動機４に対し最適な電圧の供給が可能となり、従来の電動機駆動装置に比べて電源電圧変動による特性劣化が改善される。
【００３４】
出力電圧演算手段２１は、電圧指令Ａ、Ｂ、Ｎのうちの最小値を基準とした相対値として出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを演算するので、インバータ主回路１３の３つのスイッチングアーム１３ｕ、１３ｖ、１３ｗのうちＰＷＭスイッチングされるのは２つのスイッチングアームのみとなる。従って、インバータ主回路１３のスイッチング損失を低減できる。
【００３５】
また、補助巻線１５の電圧振幅ＶＡと主巻線１６の電圧振幅ＶＢが等しく且つ電圧位相差θが９０度の場合、出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗの最大値は２１／２×ＶＡとなる。一方、本実施例の直流電源２は交流電源１１を倍電圧整流するので、交流電源１１の実効値をＶACとすれば直流電源の電圧は最大で２３／２×ＶACとなる。この電圧を電圧Ｕ、Ｖ、Ｗの最大値とすると、電圧振幅ＶＡは２×ＶACとなる。つまり、倍電圧整流回路５を備えた本実施例によれば、補助巻線１５と主巻線１６に対して最大で交流電源電圧ＶACの２１／２倍の電圧（実効値）を供給できる。
【００３６】
（第２の実施例）
図６は、単相誘導電動機を駆動するインバータシステムの構成を示している。ここで、図１と同一部分には同一符号を付している。このインバータシステム２５は、直流電源２６とインバータ装置３と誘導電動機４から構成されている。直流電源２６は、バッテリ２７と、それに並列して１つのコンデンサ２８を備えている。
【００３７】
単相誘導電動機は中小容量の電動機として広く使用され、信頼性やコストの面で確立されているが、交流電源が必須条件であるがために自動車などのバッテリを電源とする製品には使用されていない。しかしながら、本インバータ装置３を搭載することにより、バッテリ２７と単相誘導電動機４との組合せを可能として、自動車機器に信頼性やコストの優れた電動機を搭載することができる。
【００３８】
（第３の実施例）
図７は、本発明の第３の実施例を示す動作波形図である。これを図２に示す波形と比較すると、時刻ｔ３、ｔ４、ｔ６において所定の傾きを有して電圧振幅ＶＡ、ＶＢおよび電圧位相差θを変化させている。これにより、電圧の急峻な変化に伴い発生する誘導電動機４の振動を緩和することができる。その他、本実施例によっても第１の実施例と同様の効果が得られる。
【００３９】
（第４の実施例）
図８は、本発明の第４の実施例を示す動作波形図である。本実施例では、図２、図７に示す動作波形と異なり、電圧振幅ＶＡ、ＶＢおよび電圧位相差θをステップ状に変化させている。電圧の急峻な変化に伴い発生する誘導電動機４の振動を許容できる製品では、より簡易な構成である本実施例を採用することができる。本実施例によっても第１の実施例と同様の効果が得られる。
【００４０】
（第５の実施例）
次に、本発明の第５の実施例について図９および図１０を参照しながら説明する。
図９は、単相誘導電動機を駆動するインバータシステムの構成を示しており、図１と同一部分には同一符号を付している。上述した各実施例では、回転周波数が一定の定常状態になると、誘導電動機４の主巻線１６と補助巻線１５の電圧振幅を下げ、加速時と比べて低い電圧で運転している（開ループ制御）。これに対し、本実施例のインバータシステム２９においては、インバータ装置３０は、直流電源２から直流電源線６、７を通して入力される電力を演算し、その電力に基づいて最大効率点または最大効率点に近い動作点での運転となるように電圧振幅を制御する（閉ループ制御）。
【００４１】
直流電源線７には、直流電源２からの入力電流に応じた信号を出力するシャント抵抗３１が設けられている。制御部３２に設けられた直流電流検出手段３３は、シャント抵抗３１からの信号に応じて直流電流Ｉdcを検出する。電力演算手段３４は、直流電圧検出手段２２により検出された直流電圧Ｖdcと直流電流検出手段３３により検出された直流電流Ｉdcとに基づいて電力Ｐを演算する。
【００４２】
運転異常判定手段３５は、演算された電力Ｐと電圧振幅ＶＡ、ＶＢに基づいて運転時の異常判定を行う。周波数指令形成手段３６は、この運転異常判定手段３５による異常判定結果に基づいて運転の継続または停止を行う。運転指令形成手段３７は、演算された電力Ｐに基づいて補助巻線１５の電圧振幅ＶＡと主巻線１６の電圧振幅ＶＢおよび主巻線１６と補助巻線１５との電圧位相差θを形成する。
【００４３】
次に、本実施例の作用について図１０も参照しながら説明する。
誘導電動機４を高効率で運転するためには、誘導電動機４が運転可能な範囲内で、最大効率となる振幅にまで電圧振幅ＶＡ、ＶＢ（振幅指令）を低下させる必要がある。この際、電圧振幅ＶＡ、ＶＢを低くし過ぎると逆に消費電力が大きくなり、この状態からさらに電圧振幅ＶＡ、ＶＢを下げると運転限界に達して停止する。
【００４４】
図１０は、誘導電動機４の電力―電圧特性を示している。実線は、誘導電動機４を始動してから定常状態に至るまでの最適な電力と電圧との関係および最大効率点（Ｄ点）を過ぎて運転限界（Ｅ点）に至るまでの電力と電圧との関係を示している。一点鎖線は、安定運転領域を画定する異常判定ラインである。これらの特性は、誘導電動機４の電気的特性、誘導電動機４が駆動する負荷や回転速度などの運転条件により異なるので、例えば実験的に求めた特性に基づいて安定運転領域を決定する。
【００４５】
電力と電圧の関係が異常判定ラインよりも左上の安定運転領域外（例えばＢ点）にあると、電力が異常に大きいため、運転異常判定手段３５は誘導電動機４が脱調状態にあると判定してオフ信号を出力する。これに応じて、周波数指令形成手段３６は運転周波数ｆをゼロとし、運転指令形成手段３７は電圧振幅ＶＡ、ＶＢおよび電圧位相差θをゼロとする。これにより、駆動手段２４は駆動動作を停止し、誘導電動機４は停止する。このように急激な負荷変動などにより安定運転領域外となり誘導電動機４が停止すると、図示しない再始動手段が再始動シーケンスを開始し、誘導電動機４を始動して低い回転速度から徐々に元の回転速度に復帰させる。
【００４６】
運転指令形成手段３７は、誘導電動機４を始動するとき定格電圧の電圧振幅ＶＡ、ＶＢを指令し、定常時には電圧を下げることにより電力を減少させていく。異常判定ラインよりも右下の安定運転領域内にあると、運転異常判定手段３５はオン信号を出力し、誘導電動機４を運転し続ける。その際、図１０に示すように、電力と電圧の関係が実線よりも左上にあると（例えばＡ点）、運転指令形成手段３７は電圧振幅ＶＡ、ＶＢを高めるので、電力が増大して実線上のＡ′点に戻る。逆に電力と電圧の関係が実線よりも右下にあると（例えばＣ点）、運転指令形成手段３７は、電圧振幅ＶＡ、ＶＢを下げるので電力が減少して実線上のＣ′点に戻る。
【００４７】
つまり、運転指令形成手段３７は、電力と電圧の関係が安定領域内に収まるようにして、異常判定ラインに対し適度な余裕を持たせた実線に沿って電圧振幅ＶＡ、ＶＢを下げていくので、誘導電動機４を停止させることなく最大効率点（Ｄ点）で駆動することができる。ただし、最大効率点Ｄで運転するときは電圧が低いので、急な負荷変動などにより運転限界（Ｅ点）に達し、脱調により停止する可能性がある。従って、実際には、最大効率点（Ｄ点）に対し若干の余裕を持たせた領域（Ｆ領域）で運転することが好ましい。
【００４８】
以上説明したように、本実施例のインバータ装置３０は、電力演算手段３４を備え、電力と電圧との関係を安定運転領域内に留めながら、予め定めた最適な特性線に沿って電圧振幅を低下させるので、誘導電動機４を最大効率点で運転することができる。この場合、急激な負荷変動に備えて最大効率点に対し電圧振幅を若干高めに設定することにより、最大効率点に近い動作点で、より脱調が起こりにくいように安定に運転することができる。本実施例によれば、上述した各実施例よりも一層消費電力を低減できる。
【００４９】
運転異常判定手段３５は、電力と電圧振幅に基づいて運転時の異常判定を行うので、急激な負荷変動などによる誘導電動機４の脱調を早い時点で検出できる。そして、脱調を検出すると再始動手段が自動的に誘導電動機４の始動シーケンスを開始するので、誘導電動機４を継続的に運転することができる。
【００５０】
（その他の実施例）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施例に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
【００５１】
直流電圧検出手段２２は必要に応じて設ければよい。直流電圧検出手段２２を設けない場合、ＰＷＭ変換手段２３は、出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗに基づいてＰＷＭ信号Ｄup〜Ｄwnを生成すればよい。
直流電源２は、倍電圧整流回路５に替えて通常の整流回路を具備してもよい。
【００５２】
上述の各実施例では外部指令を３種（ＵＰ、ＤＯＷＮ、ＫＥＥＰ）としたが、より細かい外部指令に基づいて運転周波数ｆを決定するとよい。
誘導電動機４の振動を許容できる製品に適用する場合には、上記各実施例のように運転周波数ｆを変化させる必要はない。一定の周波数として電圧だけを変化させても、消費電力の低減効果や、直流電源電圧の変動による誘導電動機４の性能のばらつき緩和の効果を得られる。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の第１の実施例を示すインバータシステムの構成図
【図２】動作波形図
【図３】電圧振幅ＶＡが１１０Ｖ、電圧振幅ＶＢが１４１Ｖ、電圧位相差θが９０度の場合の（ａ）出力電気角λに対する出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗの波形図および（ｂ）出力電気角λに対する電圧Ａ、Ｂの波形図
【図４】電圧振幅ＶＡが７０Ｖ、電圧振幅ＶＢが１００Ｖ、電圧位相差θが７０度の場合の図３相当図
【図５】誘導電動機のトルク−回転速度特性図
【図６】本発明の第２の実施例を示す図１相当図
【図７】本発明の第３の実施例を示す図２相当図
【図８】本発明の第４の実施例を示す図２相当図
【図９】本発明の第５の実施例を示す図１相当図
【図１０】誘導電動機の電力―電圧特性を示す図
【符号の説明】
【００５４】
図面中、１、２５、２９はインバータシステム、２、２６は直流電源、３、３０はインバータ装置、４は誘導電動機、１１は交流電源（単相交流電源）、１３はインバータ主回路（半導体スイッチ）、１３ｕ、１３ｖ、１３ｗスイッチングアーム（アーム）、１５は補助巻線、１６は主巻線、１８、３６は周波数指令形成手段、１９、３７は運転指令形成手段、２０は２相電圧指令演算手段、２１は出力電圧演算手段、２２は直流電圧検出手段、２３はＰＷＭ変換手段、２４は駆動手段、３３は直流電流検出手段、３４は電力演算手段、３５は運転異常判定手段、Ｎｍは中点である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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