(57)【要約】【課題】ランプ電圧の変動範囲の上限が電源電圧を超えていても定常時に安定点灯している時は略境界モードで動作し、電力ロスを低減して安定したスイッチング動作が得られるようにしたＤＣ−ＤＣ変換回路を有する放電灯点灯装置を提供する。【解決手段】誘導性素子２１に流れる電流をスイッチングするスイッチング素子２２を備え、直流電源１からの入力電圧を該電圧に比較して低い電圧から高い電圧に至る出力電圧に変換し得る昇降圧コンバータ２を有し、変換された電力を放電灯５に印加する電力変換回路２，３と、少なくとも放電灯５が定常時に安定点灯している条件では、昇降圧コンバータ２を構成するスイッチング素子２２がオンからオフした後、誘導性素子２１の電流が略ゼロに達したときから遅延回路６５０による所定の遅延時間を設けてからスイッチング素子２２が再びオンするようなスイッチング制御を行う制御回路６を有する。【選択図】図１
2009272255.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタまたはトランスのような誘導性素子と、該誘導性素子に流れる電流をスイッチングするスイッチング素子を少なくとも備え、直流電源からの入力電圧を該電圧に比較して低い電圧から高い電圧に至る出力電圧に変換し得る昇降圧コンバータを有し、変換された電力を放電灯に印加する電力変換回路と、
少なくとも放電灯が定常時に安定点灯している条件では、前記昇降圧コンバータを構成するスイッチング素子がオンからオフした後、前記誘導性素子の電流が略ゼロに達したときから所定の遅延時間を設けてから前記スイッチング素子が再びオンするようなスイッチング制御を行う制御回路とを有することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
請求項１において、点灯装置の温度を検出する温度検出回路を備え、前記制御回路は前記温度検出回路による温度の検出値によって前記遅延時間を決定することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項３】
請求項１において、前記昇降圧コンバータは出力電流の検出手段を備え、前記制御回路は前記出力電流の検出値によって前記遅延時間を決定することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項４】
請求項１において、前記制御回路は、前記昇降圧コンバータの出力電力によって前記遅延時間を決定することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかに記載の放電灯点灯装置と、該放電灯点灯装置により点灯される高圧放電灯を備えることを特徴とする照明装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は直流電源から放電灯が必要とする電圧に変換するＤＣ−ＤＣ変換回路を有し、変換された電力により放電灯を安定点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１５に放電灯点灯装置の従来例を示す。この放電灯点灯装置は、直流電源としての整流平滑回路１１の出力電圧から放電灯５を安定点灯させるために必要な電圧にまで降圧するバックコンバータ構成のＤＣ−ＤＣ変換回路２と、それによって得られた直流電圧より放電灯５に交番電圧を供給するためのインバータ回路３、及び、消灯状態の放電灯５を始動させるために高電圧を印加させるための始動回路４からなる。バックコンバータ構成のＤＣ−ＤＣ変換回路２は、整流平滑回路１１の出力端子１２に接続されたスイッチング素子２２、インダクタ２１１、コンデンサ２４の直列回路と、インダクタ２１１の回生電流をコンデンサ２４に放出するためのダイオード２３から構成されている。
【０００３】
図１５の放電灯点灯装置の出力は主にＤＣ−ＤＣ変換回路２で調整され、この従来例では、ランプ電流、ランプ電圧をＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力端で検出し、電力指令値発生回路６０１から出力される電力指令値に基づいて、ランプ電圧の検出値に応じたランプ電流の制御目標値を電流指令値演算部６０２で演算し、フィードバック制御を行っている。ＤＣ−ＤＣ変換回路２を構成するバックコンバータのスイッチング素子２２のオン・オフ制御信号は誤差増幅器６０３の出力と三角波発振器６０４の出力をコンパレータ６０５で比較する三角波比較方式により得ており、スイッチング信号は周波数一定でデューティ可変により出力調整を行うＰＷＭ信号となる。
【０００４】
図１５の放電灯点灯装置は主として、ランプ電圧の変動範囲が直流電源１１の電圧より低い場合の従来例であるが、ランプ電圧が電源電圧に比ベて低い条件から高い条件まで変動する場合の従来例として、出力制御回路６の構成はそのままで、図１６のようにＤＣ−ＤＣ変換回路２の構成がフライバックコンバータとなった例がある。このフライバックコンバータでは、スイッチング素子２２がオンすると、直流電源１からトランス２１の１次巻線に電流１１が流れて、トランス２１にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子２２がオフすると、トランス２１の蓄積エネルギーによる逆起電力によりダイオード２３がオンとなり、２次巻線からコンデンサ２４に電流Ｉ２が流れて、出力コンデンサ２４が充電される。スイッチング素子２２のオン期間とオフ期間を制御することにより、出力コンデンサ２４の電圧は直流電源１の電源電圧に比ベて低い条件から高い条件まで変化させることができる。同様の機能を実現する昇降圧コンバータとして、バックブーストコンバータ（極性反転型チョッパー回路）がある。
【０００５】
図１５、図１６の放電灯点灯装置では、スイッチング周波数が一定であるため、回路定数、電源条件、負荷条件によってインダクタ２１１あるいはトランス２１の電流がゼロである期間を有する不連続モード動作と、電流がゼロにならない条件でスイッチング動作を行う連続モード動作がある。不連続モード動作では、電流がゼロになる期間が存在するため、ＤＣ−ＤＣ変換回路２でのスイッチング電流のピークが増大し、それにより効率が低下する。連続モード動作では、直流電流が重畳するため、効率の低下を招く。
【０００６】
そこで、図１７に示す特許第２８６０３０４号の電源装置の例では、トランス２１の電流を連続モードと不連続モードの境界で動作させる（以下「境界モード動作」）従来例を示している。スイッチング素子２２の制御回路７は、１次電流検出用の抵抗７２０、オン・オフ制御用フリップフロップ７２２、コンパレータ７２４、トランス２１の電流がゼロになったことを検出する減磁検出回路７２６を備えている。Ｉｒは電流源、Ｃｒはコンデンサ、Ｒｒは放電用抵抗、Ｓ１は放電スイッチである。この回路では、スイッチング素子２２がオンのとき、抵抗７２０により検出される１次電流Ｉ１の大きさとコンデンサＣｒの充電電圧Ｖｒの大小関係で決まる所定の時間の経過後、コンパレータ７２４によりフリップフロップ７２２がリセットされて、スイッチング素子２２がオフし、トランス２１の２次側に吐き出される電流がゼロになった時点で減磁検出回路７２６によりフリップフロップ７２２がセットされて、スイッチング素子２２が再度オンするように動作する。このため、スイッチング素子２２のオン・オフ制御信号は周波数、デューティともに可変となるような動作となっている。このようなスイッチング動作はすでに既知のものである。
【特許文献１】特許第２８６０３０４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図１７に示す特許第２８６０３０４号の電源装置では、トランス２１の電流がゼロになってからスイッチ素子２２をオンさせる構成となる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータのオンオフサイクルのうち、常にトランス２１に電流が流れているので、効率が良い反面、トランスの２次側のダイオード２３では、２次側の電流がゼロになってから、ダイオードの特性としてリンギングの電流が発生する。
【０００８】
一般にダイオードの特性として順バイアスが与えられているオン状態から、バイアス方向（極性）が変化して逆バイアスがかかった場合、残された電荷によって通電が可能な状態となる時間がある。この逆方向の通電が可能な時間を逆回復時間（Ｔｒｒ）という。この逆回復時間に、スイッチ素子２２がオンされると、２次側のダイオードには逆バイアスの電圧が発生するが、逆回復時間Ｔｒｒの間は電流が流れ、電力ロスとなる。逆回復時間Ｔｒｒは、ダイオードの個々の特性、流れる電流、温度によって変化する。当然、逆回復時間Ｔｒｒが長くなる状態では電力ロスも大きくなり、温度が高い状態などでは特に電力ロスが大きくなり、ダイオードのストレスが増大してしまって、設計時の想定よりもストレスが大きくなる問題がある。
【０００９】
本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、ランプ電圧の変動範囲の上限が電源電圧を超える場合においても、定常時に安定点灯している時には略境界モードで動作することを前提とし、電力ロスを増加させることを防いで、安定したスイッチング動作が得られるようにしたＤＣ−ＤＣ変換回路を有する放電灯点灯装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、インダクタ２１１またはトランス２１のような誘導性素子と、該誘導性素子に流れる電流をスイッチングするスイッチング素子２２を少なくとも備え、直流電源１からの入力電圧を該電圧に比較して低い電圧から高い電圧に至る出力電圧に変換し得る昇降圧コンバータ２を有し、変換された電力を放電灯５に印加する電力変換回路２，３と、少なくとも放電灯５が定常時に安定点灯している条件では、前記昇降圧コンバータ２を構成するスイッチング素子２２がオンからオフした後、前記誘導性素子の電流が略ゼロに達したときから所定の遅延時間を設けてから前記スイッチング素子２２が再びオンするようなスイッチング制御を行う制御回路６とを有することを特徴とするものである。
【００１１】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、図７に示すように、点灯装置の温度を検出する温度検出回路６７０を備え、前記制御回路６は前記温度検出回路６７０による温度の検出値によって前記遅延時間を決定することを特徴とする。
【００１２】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、図１０に示すように、前記昇降圧コンバータ２は出力電流の検出手段を備え、前記制御回路６は前記出力電流の検出値によって前記遅延時間を決定することを特徴とする。
【００１３】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、図１２に示すように、前記制御回路６は、前記昇降圧コンバータ２の出力電力によって前記遅延時間を決定することを特徴とする。
【００１４】
請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の放電灯点灯装置と、該放電灯点灯装置により点灯される高圧放電灯５を備える照明装置である。
【発明の効果】
【００１５】
請求項１の発明によれば、電源電圧を放電灯が必要とする電圧に変換するフライバックコンバータなどの昇降圧コンバータを出力調整手段として有する放電灯点灯装置において、負荷電圧が大幅に変動するような放電灯負荷では、定常時に安定点灯している時には、略境界モードで動作することを前提とし、ダイオードの逆回復時間が長くなる条件下では、スイッチング素子が再度オンするまでに遅延時間を設けて略境界モードに比べてオフ時間を長くすることによって、ダイオードの逆回復時間が発生している間はスイッチング素子をオンさせないことでダイオードに逆バイアスをかけないようにしているので、ダイオードに発生する逆回復時間におけるロスを著しく低減することが可能になる。
【００１６】
請求項２の発明によれば、温度検出回路によって温度を検出することにより、高温の環境ではダイオードの逆回復時間が長くなるのに応じてスイッチング素子がオンするまでの遅延時間を長くなるように設定することで、ダイオードに発生する逆回復時間におけるロスをさらに低減することが可能になる。
【００１７】
請求項３の発明によれば、２次側に電流検出回路を設けて、２次側に流れる電流を検出することで、電流が多くなったことにより逆回復時間が長くなることを想定して遅延時間を長くすることによって、より適切にダイオードのストレスを抑えることが可能となる。
【００１８】
請求項４の発明によれば、昇降圧コンバータの出力電力によって遅延時間を決定するようにしたので、請求項３の発明と同様の効果を奏することができるほか、例えば、放電灯の始動時のように大電力が投入される期間では、ノイズ等の観点からスイッチング周波数を著しく低くしたくないという場合には、出力電力が始動時よりも低くなる安定点灯時においてのみ遅延時間を長くして逆回復時間のダイオードのロスを低減するような制御が可能となり、出力モードに応じて効果を使い分けることも可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
図１に本発明の基本的な実施の形態を示す。図中、１は直流電源、２はＤＣ−ＤＣ変換回路、３はインバータ回路、４は始動回路、５は放電灯、６は出力制御回路である。
【００２０】
ＤＣ−ＤＣ変換回路２はフライバックコンバータの構成を有する。直流電源１の正極はトランス２１の１次巻線の一端に接続されており、該１次巻線の他端はスイッチング素子２２の一端に接続されている。スイッチング素子２２の他端は１次側電流検出手段を介して直流電源１の負極に接続されている。直流電源１の負極は回路グランドに接続されている。トランス２１の２次巻線の一端は、ダイオード２３のアノードに接続されており、ダイオード２３のカソードはコンデンサ２４の正極に接続されている。コンデンサ２４の負極は２次側電流検出手段を介してトランス２１の２次巻線の他端に接続されている。トランス２１の１次巻線と２次巻線は図中の黒丸で示される極性に巻回されている。スイッチング素子２２がオンして、１次側電流Ｉ１が流れているオン期間にはトランス２１にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子２２がオフすると、トランス２１の蓄積エネルギーによる逆起電力により、出力コンデンサ２４が充電される。
【００２１】
次に、インバータ回路３はＤＣ−ＤＣ変換回路２のコンデンサ２４に充電された直流電圧を交流電圧に変換するためのフルブリッジインバータ回路で、４個のスイッチング素子とそのドライブ回路３１を備えている。コンデンサ２４の正極に接続された第１及び第２のスイッチング素子は、コンデンサ２４の負極に接続された第３及び第４のスイッチング素子とそれぞれ直列に接続され、それらの接続点の間に交流電圧が生じるように、第１及び第４のスイッチング素子がオンする期間と第２及び第３のスイッチング素子がオンする期間とが交番するように制御される。
【００２２】
次に、始動回路４はインバータ回路３の出力電圧を受けて、放電灯５が無負荷状態のときには、放電灯５を起動するための高電圧パルスを発生させるものであり、放電灯５が点灯した後は、高電圧パルスの発生を停止させるように構成されている。なお、放電灯５は例えば車の前照灯として用いるＨＩＤランプであり、その場合、直流電源１は車載用のバッテリーということになる。
【００２３】
次に、出力制御回路６について説明する。この放電灯点灯装置は、放電灯５に与える電力をＤＣ−ＤＣ変換回路２の動作により制御している。まず、電力指令値発生回路６０１は、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電力を決定するための電力指令値を発生する。電流指令値演算部６０２は電力指令値発生回路６０１から与えられた電力指令値とコンデンサ２４の電圧とからＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電流の制御目標となる電流指令値を演算する。そのために、ＤＣ−ＤＣ変換回路２のコンデンサ２４の電圧は出力電圧検出手段により検出されて、アンプ６０７を介して電流指令値演算部６０２に入力される。電流指令値演算部６０２で演算された電流指令値は、誤差増幅器６０３の一方の入力となる。誤差増幅器６０３の他方の入力には、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力とインバータ回路３の入力の間に設けられた出力電流検出手段により検出された出力電流がアンプ６０６を介して入力されている。誤差増幅器６０３では、電流指令値演算部６０２から与えられた電流指令値とアンプ６０６を介して入力された出力電流の検出値とから１次側ピーク電流指令を作成し、コンパレータ６１０（以下、「Ｃｏｍｐ２」）の反転入力端子に入力する。
【００２４】
ＤＣ−ＤＣ変換回路２のトランス２１の１次側電流Ｉ１の検出値と２次側電流Ｉ２の検出値は、出力制御回路６に入力されている。１次側電流Ｉ１の検出値は、コンパレータＣｏｍｐ２の非反転入力端子に入力されており、その検出値が１次側ピーク電流指令よりも大きくなると、発振回路６０８のＲｅｓｅｔ端子にリセット信号を送る。これにより、スイッチング素子２２はオンからオフへと変化する。
【００２５】
また、２次側電流Ｉ２の検出値は、コンパレータ６０９（以下、「Ｃｏｍｐ１」）の反転入力端子に入力されている。コンパレータＣｏｍｐ１の非反転入力端子は回路グランドに接続されている。したがって、２次側電流Ｉ２の検出値がゼロになると、コンパレータＣｏｍｐ１から発振回路６０８のＳｅｔ端子にセット信号が送られる。これにより、スイッチング素子２２はオフからオンへと変化する。発振回路６０８はセット・リセットフリップフロップを含んで構成されており、そのＱ出力によりＤＣ−ＤＣ変換回路２のスイッチング素子２２をオン・オフ制御する。遅延回路６５０はコンパレータＣｏｍｐ１の出力を、発振回路６０８に伝える時間を遅らせる機能を持つ。
【００２６】
以下、図１の回路の動作について説明する。図１の回路では、出力調整値として働く誤差増幅器６０３の出力をトランス２１の１次側に流れる電流Ｉ１のピーク指令値とし、この指令値と１次側電流Ｉ１の検出値をコンパレータＣｏｍｐ２で比較し、検出値が指令値を超えると、発振回路６０８のＱ出力はＬレベルになり、スイッチング素子２２をオフさせる。スイッチング素子２２がオフした後、トランス２１のエネルギーが全てに２次側に吐き出され、２次側電流Ｉ２がゼロになったことをコンパレータＣｏｍｐ１で検出し、遅延回路６５０にＨ信号（ハイ信号）を送る。遅延回路６５０は、そのＨ信号のタイミングを遅らせて発振回路６０８のＳｅｔ入力に伝える。発振回路６０８のＳｅｔ入力にＨ信号が入ると、出力ＱをＨレベルとし、スイッチング素子２２をオンさせる。
【００２７】
（実施形態１）
図２に本発明の具体的な実施形態１の回路構成を示す。スイッチング素子間電圧検出回路６１１はダイオードＤａ１，Ｄａ２、Ｄｂ，Ｄｃ、抵抗Ｒａ，Ｒｂ、コンデンサＣａからなり、ＤＣ−ＤＣ変換回路２のスイッチング状態を検出する回路である。スイッチング素子間電圧、すなわち、ＦＥＴ２２１のドレイン・ソース間電圧はコンデンサＣａ、抵抗Ｒａを介してコンパレータＣｏｍｐ１の反転入力端子とコンパレータＣｏｍｐ２の非反転入力端子に印加されている。
【００２８】
ダイオードＤａ１，Ｄａ２の順方向電圧をオフセット電圧Ｖｏｆとして利用している。また、この実施形態では、ＦＥＴ２２１のオンタイミングの検出にはコンデンサＣａによるスイッチング素子間電圧の変化量の検出とダイオードＤａ１，Ｄａ２を介した絶対値の検出の両方で行うことが可能となっている。
【００２９】
以下、詳しく説明する。スイッチング素子間電圧、すなわち、ＦＥＴ２２１のドレイン・ソース間電圧は、コンデンサＣａと抵抗Ｒａの直列回路を介してコンパレータＣｏｍｐ１の反転入力端子とコンパレータＣｏｍｐ２の非反転入力端子に印加されている。コンデンサＣａと抵抗Ｒａの直列回路には図示された極性でダイオードＤａ１，Ｄａ２の直列回路が並列接続されている。コンパレータＣｏｍｐ１の反転入力端子とコンパレータＣｏｍｐ２の非反転入力端子は、過大電圧クランプ用のダイオードＤｂのアノードと過小電圧クランプ用のダイオードＤｃのカソードに接続されている。コンパレータＣｏｍｐ１の非反転入力端子とダイオードＤｂのカソードは所定の電圧Ｖｄｄに接続されており、ダイオードＤｃのアノードは回路グランドに接続されている。
【００３０】
ダイオードＤａ２のアノードは抵抗Ｒｂを介して制御用電源電圧Ｖｃｃによりプルアップされている。したがって、ＦＥＴ２２１がオンしたとき、コンパレータＣｏｍｐ２の非反転入力端子の電位はＦＥＴ２２１のドレイン・ソース間電圧にダイオードＤａ１，Ｄａ２の順方向オン電圧によるオフセット電圧Ｖｏｆを加えた電圧となる。また、抵抗Ｒｂ，ＲａとコンデンサＣａは微分回路を構成しており、ＦＥＴ２２１のドレイン・ソース間電圧がΔＶ低下したことをコンパレータＣｏｍｐ１により検出できるように設定されている。コンパレータＣｏｍｐ１の非反転入力端子に印加される基準電圧は、クランプ回路の基準電圧Ｖｄｄで兼用されている。
【００３１】
図２のＦＥＴ２２１がオンすると、直流電源１からトランス２１の１次巻線に電流Ｉ１が流れる。ＦＥＴ２２１のドレイン・ソース間電圧はドレイン電流に略比例するので、１次側電流Ｉ１に応じた電圧がスイッチング素子間電圧として得られる。この電圧は抵抗Ｒａを介してコンパレータＣｏｍｐ２の非反転入力端子に印加し、誤差増幅器６０３の出力（１次側電流ピーク指令）と比較される。これにより、１次側電流Ｉ１が所定のピーク指令値に達した時点でＦＥＴ２２１をオフさせるためのＲｅｓｅｔ信号が得られる。
【００３２】
次に、ＦＥＴ２２１がオフすると、トランス２１の１次巻線には蓄積エネルギーによる逆起電圧が直流電源１に重畳される方向に発生するから、トランス２１の２次巻線に電流Ｉ２が流れている期間は、ＦＥＴ２２１のドレイン・ソース間電圧は直流電源１の電圧よりも高くなる。したがって、コンパレータＣｏｍｐ１の基準電圧をＶｄｄに設定しておけば、２次巻線に流れる電流Ｉ２がゼロになるタイミングを検出することができる。なお、ダイオードＤｂはＦＥＴ２２１のドレイン・ソース間電圧が高くなり過ぎる期間に、コンパレータＣｏｍｐ１，Ｃｏｍｐ２への入力電圧を（Ｖｄｄ＋ダイオードＤｂの順方向電圧）にクランプして、コンパレータＣｏｍｐ１，Ｃｏｍｐ２を保護するものである。
【００３３】
トランス２１の２次巻線の電流Ｉ２が流れ終わったときは、１次側の電圧が下がり始めコンデンサＣａ、抵抗Ｒａ，Ｒｂで形成される微分回路にて、立ち下がり電圧が検出されて、コンパレータＣｏｍｐ１の反転入力が下がり、コンパレータＣｏｍｐ１の出力がＨになる。
【００３４】
コンパレータＣｏｍｐ１の出力には遅延回路６５０が接続されていて、Ｈ信号を時間的に遅延させて発振回路６０８のＳｅｔ入力に伝達する。遅延回路６５０によってＤＣ−ＤＣ変換回路２の次のオン・タイミングは遅延されて、遅延回路６５０の出力から発振回路６０８のＳｅｔ入力にＨ信号が伝達されると、発振回路６０８のＱ出力よりスイッチングのオン信号が発生される。
【００３５】
遅延回路６５０によってオフ時間は、任意の時間遅延される。遅延時間の効果について、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の動作波形を図３と図４を用いて説明する。
【００３６】
図３は、境界モードと呼ばれる、ＤＣ−ＤＣ変換回路２１の１次側電流Ｉ１と２次側電流Ｉ２が絶え間なく順番に動作して、両方とも電流が流れていない時間がない動作モードである。スイッチ２２１のドライブ信号とスイッチ２２１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ、トランス１次側電流Ｉ１、トランス２１の２次側電圧、トランス２１の２次側電流Ｉ２、ダイオード２３のロス電力のそれぞれの波形を示した図である。スイッチ２２１のドライブ信号がオフからオンになる瞬間に、ダイオード２３の逆回復時間Ｔｒｒの間、ダイオード２３のロス電力が生じていることが分かる。
【００３７】
境界モードで動作した場合、トランス２１の２次電流Ｉ２がゼロになるときにスイッチ２２１のドライブ信号がオンになる。このとき、１次側に電流が流れ、２次側に起電力が発生し、トランス２１の２次側電圧が発生する。しかし、ダイオード２３は、スイッチ２２１のオフしている時間に順方向に電流が流れていて、ダイオードの内部に電流を流した時にキャリアがたまっているため、逆起電力が発生してもキャリアがなくなるのにかかる時間、つまり逆回復時間（Ｔｒｒ）が発生し、２次側の電圧が逆方向に発生しても電流が流れ、ロス電力となってダイオード２３に電力ストレスを与えることになる。
【００３８】
一方、図４で示すように、図３よりオフ区間を増加させてやることで、逆回復時間（Ｔｒｒ）が発生しているときにスイッチ２２１のドライブ信号をオンしないでおくと、トランス２１の２次側の電圧が発生しないため、ダイオード２３のロス電力は高くならない。こうすることによって、ダイオード２３の境界モードでの逆回復時間（Ｔｒｒ）でのロス分を抑えることが可能になる。
【００３９】
これらの構成のなかで、スイッチング素子間電圧検出回路６１１の構成は、図２に例示した実施形態に限定するものではなく、同様な働きをするものであればなんでもよいし、発振回路６０８やコンパレータＣｏｍｐ１，Ｃｏｍｐ２、出力制御回路６などは、同様の機能があれば限定されるものでない。
【００４０】
図５に遅延回路６５０の内部構成を例示する。この例では、遅延回路６５０は、定電流源６５１と抵抗６５２、トランジスタ６５３、コンデンサ６５４、コンパレータ６５５、そして電圧源６５６からなる。
【００４１】
コンパレータＣｏｍｐ１よりＨ信号が入力されるとトランジスタ６５３はオン状態になる。そうすると定電流源６５１から抵抗６５２を通じてコンデンサ６５４に電流が流れ、抵抗６５２とコンデンサ６５４の時定数によりコンデンサ６５４の電圧が高くなっていく。コンデンサ６５４の電圧が電圧源６５６の電圧より高くなったときにコンパレータ６５５からＨ信号が出力される。これが発振回路６０８のＳｅｔ入力となる。
【００４２】
図６に遅延時間が発生するタイムチャートを詳しく示した。図５と図６より、コンパレータ６５５の反転入力端子に入力される電圧が高くなると、タイムチャートが示すように遅延時間が長くなり、コンパレータ６５５からＨ信号が出力されるタイミングが遅くなることが分かる。これにより、コンパレータＣｏｍｐ１の出力が発振回路６０８に届くまでに遅延時間を設けることが可能になる。
【００４３】
このように構成することにより、ダイオード２３の逆回復時間が発生しているときに、次のオンタイミングを遅らせて、電力ロスを低減させる効果が得られる。
【００４４】
遅延回路６５０の構成は、入力信号と出力信号の間に所定の遅延時間を与える構成であれば、同じ効果が得られるので、ここに例示された構成に縛られるものではない。
【００４５】
また、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の構成も、ゼロクロススイッチングをするスイッチング電源であれば、図示された構成に限定されるものではない。すなわち、スイッチング電源で誘導性素子に流れる電流がゼロクロスするタイミングでスイッチング素子がオンすることで、回生電流通電用のダイオードに逆回復時間が発生し、その瞬間ダイオードに逆方向の電圧が印加されるような構成の場合、本制御方式を採用することでダイオードの逆回復時間のストレスを低減することが可能になる。
【００４６】
（実施形態２）
図７に本発明の実施形態２の回路構成を示す。図２に示した実施形態１の構成に比べると、遅延時間固定の遅延回路６５０から遅延時間可変の遅延回路６６０に変更し、さらに温度を検出するための温度検出回路６７０を設け、その検出出力を遅延回路６６０の基準電圧とした点が異なる。
【００４７】
図８は温度検出回路６７０の構成を示したもので、抵抗６７１、サーミスタ６７２、Ａ／Ｄ変換器６７３、関数器６７４、Ｄ／Ａ変換器６７５から構成される。抵抗６７１とサーミスタ６７２は制御電源電圧Ｖｃｃを分圧し、その分圧点の電圧がＡ／Ｄ変換器６７３に入力されている。サーミスタ６７２は温度に対して負特性の可変抵抗であり、温度が高くなると抵抗値が低くなる。固定抵抗である抵抗６７１との直列回路によって制御電源電圧Ｖｃｃを分圧することで、分圧された電圧は、温度が高いほど低い電圧となる。この電圧はＡ／Ｄ変換器６７３によりデジタル値に変換され、関数器６７４により所定の出力値に変換されてＤ／Ａ変換器６７５に入力される。関数器６７４は例えばメモリテーブルのようなもので良い。Ｄ／Ａ変換器６７５の出力はアナログ電圧であり、遅延回路６６０（図９）のコンパレータ６５５の反転入力端子に基準電圧として印加されている。
【００４８】
図８のＡ／Ｄ変換器６７３と関数器６７４、そしてＤ／Ａ変換器６７５による信号処理は、汎用のマイクロコンピュータを用いることでも実現可能であり、同じ機能が得られればこれ以外の構成でも構わない。
【００４９】
図９に遅延回路６６０の構成を示す。図５の遅延回路６５０とほぼ同様の構成であるが、コンパレータ６６５の反転入力端子に印加される基準電圧を、図８に示した温度検出回路６７０のＤ／Ａ変換器６７５の出力に変更してある点が異なる。
【００５０】
図８の温度検出回路６７０は、サーミスタ６７２より温度によって抵抗値が変化する特性を電気信号に変えて遅延回路６６０に伝達する。温度検出回路６７０の出力はすでに説明したとおり、温度によってその出力値を所定の特性で変化させ、温度が高いときに出力電圧を高くするようにセットしてある。
【００５１】
ダイオード２３の逆回復時間（Ｔｒｒ）の特性は、温度によって変化する場合が多く、特に高温時は逆回復時間が長くなる傾向になり、ロスも増大する。よって、高温時と常温時とで遅延時間を可変とすることによって、逆回復時間（Ｔｒｒ）の温度特性によってダイオード２３のロスが大きくなることを防ぐ効果がある。
【００５２】
ダイオード２３の逆回復時間は、素子によって差が多いだけでなく、高温になるとその時間が長くなり、略境界モードで動作した場合にダイオード２３のロスが多くなる傾向がある。一般的に、逆回復時間はダイオード特性でも重要な特性のひとつであり、素子の価格が高価なほど逆回復時間が短い。よって本発明の構成によって、逆回復時間が温度環境に応じて調節可能であることによって、より安価なダイオードを選択することも可能になる効果がある。
【００５３】
（実施形態３）
図１０は、本発明の実施形態３の回路構成を示す。図２に示した実施形態１の構成に比べると、遅延時間固定の遅延回路６５０から遅延時間可変の遅延回路６６０に変更し、さらに遅延時間設定回路６８０を追加した点が異なる。図１１は遅延時間設定回路６８０の内部構成を示した。
【００５４】
図１１に示した遅延時間設定回路６８０の入力は、アンプ６０６の出力であり、ＤＣ−ＤＣ変換回路２からインバータ回路３への出力電流を検出したものをアンプ６０６で増幅したものである。図１１のＡ／Ｄ変換器６８３、Ｄ／Ａ変換器６８５は、図８のＡ／Ｄ変換器６７３、Ｄ／Ａ変換器６７５と同等のもので良く、図１１の関数器６８４については図８の関数器６７４に比べて異なる設定がしてある。図８の関数器６７４は温度検出のＡ／Ｄ変換値から遅延時間を設定する関数になっていたが、図１１の関数器６８４は、ＤＣ−ＤＣ変換回路２からインバータ回路３への出力電流に応じて遅延時間となるコンパレータ６５５の反転入力端子に印加される電圧を設定するように調整してある。
【００５５】
ダイオード２３の特性としては、出力電流が多いほど逆回復時間が長くなるため、出力電流が増加するにつれて、遅延時間を増加させることによって、境界モードで発生する逆回復時間におけるロスを低減することが可能になる。
【００５６】
（実施形態４）
図１２は、本発明の実施形態４の回路構成を示す。図２に示した実施形態１の構成に比べると、遅延時間固定の遅延回路６５０から遅延時間可変の遅延回路６６０に変更し、さらに遅延時間設定回路７００を追加した点が異なる。図１３、図１４は遅延時間設定回路７００の内部構成を示した。
【００５７】
図１３により遅延時間設定回路７００の内部構成を説明する。遅延時間設定回路７００は電力指令値発生回路６０１の信号（デジタル値）を入力し、電力指令値に応じて遅延時間に相当する電圧（アナログ値）を遅延回路６６０に伝える。関数器７０４は電力指令値に応じて遅延時間に相当する出力値をＤ／Ａ変換器７０５に伝える。Ｄ／Ａ変換器７０５は関数器７０４の出力値に応じてアナログ電圧を遅延回路６６０の内部にあるコンパレータ６５５の反転入力端子へと出力する。関数器７０４では電力指令値が高いほど遅延時間を長くするように設定されている。逆回復時間は出力電流が高くなればなるほど、長くなる傾向にある。出力電流は放電灯のバルブ負荷の場合、出力電力に応じて、出力電流も正比例の関係がある。よって、関数器７０４で正比例の関係を設定することによって遅延時間を設定することが可能になる。関数器７０４は別の設定とすることも可能である。
【００５８】
図１４は、遅延時間設定回路７００の関数器７１４の設定を変更した例を示す。例えば、放電灯５が高圧放電灯である場合、始動直後に光束を急速に立ち上げるために、安定出力時よりも大きな電力が過渡的に設定される。このような過渡出力時の電力指令値では、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の動作モードが連続モードとなる場合があり、この場合には、２次側の電流Ｉ２がゼロになる前に、１次側のスイッチング素子がオンになる。よって、遅延時間を設けることの効果が得られない。このような場合、遅延時間を設けると、スイッチング周波数の低下を招き、可聴周波数域まで低下すると、ノイズ等の観点から好ましくない。そこで、このような場合には、図１４の関数器７１４のように、出力電力が高い場合に、遅延時間を短くする設定とする。この設定によれば、境界モードで動作する安定出力時にのみ、ダイオード２３の逆回復時間のロスを低減することが可能になり、出力モードに応じて効果を使い分けることが可能となる。
【００５９】
（実施形態５）
実施形態１〜４のいずれかに記載の放電灯点灯装置は、高圧放電灯の点灯に特に適している。直流電源１が車載用のバッテリである場合には、高圧放電灯（ＨＩＤランプ）５を光源とする前照灯点灯装置として利用することができる。また、直流電源１が図１５に例示したような整流平滑回路１１である場合には、高圧放電灯５を光源とする屋内または屋外の照明器具として利用することもできる。
【００６０】
本発明の放電灯点灯装置の用途は、ここに例示したような前照灯点灯装置や照明器具に限定されるものではなく、プロジェクタの光源や複写機の光源のような各種の照明装置に広く利用することができることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施形態１の全体構成を示す回路図である。
【図３】本発明の境界モードにおけるＤＣ−ＤＣ変換回路の動作波形図である。
【図４】本発明の遅延時間を含んだ境界モードにおけるＤＣ−ＤＣ変換回路の動作波形図である。
【図５】本発明の実施形態１に用いる遅延回路の内部構成を示す回路図である。
【図６】本発明の実施形態１に用いる遅延回路の動作波形図である。
【図７】本発明の実施形態２の全体構成を示す回路図である。
【図８】本発明の実施形態２の温度検出回路の内部構成を示す回路図である。
【図９】本発明の実施形態２の遅延回路の構成を示す回路図である。
【図１０】本発明の実施形態３の全体構成を示す回路図である。
【図１１】本発明の実施形態３に用いる遅延時間設定回路の内部構成を示す回路図である。
【図１２】本発明の実施形態４の全体構成を示す回路図である。
【図１３】本発明の実施形態４に用いる遅延時間設定回路の内部構成を示す回路図である。
【図１４】本発明の実施形態４に用いる他の遅延時間設定回路の内部構成を示す回路図である。
【図１５】従来例１の構成を示す回路図である。
【図１６】従来例２の構成を示す回路図である。
【図１７】従来例３の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００６２】
１    直流電源
２    昇降圧コンバータ
２１  トランス
２２  スイッチング素子
２３  ダイオード
２４  コンデンサ
５    放電灯
６    出力制御回路
６５０  遅延回路（遅延時間固定）
６６０  遅延回路（遅延時間可変）
６７０  温度検出回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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