(57)【要約】【課題】受光領域が複数に分割された受光素子からの光電流を、電圧変換、加算、および増幅して、ＲＦ信号として出力する受光アンプ素子において、出力ＲＦ信号のＳ／Ｎが良好な受光アンプ素子を実現する。【解決手段】受光アンプ素子のメインチャンネル回路１は、光電流ＩｐｄＡ〜ＩｐｄＤを、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄのアノードから抽出し、抽出した該光電流ＩｐｄＡ〜ＩｐｄＤを加算して加算電流を生成し、該加算電流を増幅して出力する電流加算回路２と、電流加算回路２から出力された加算電流を電圧信号に変換して、ＲＦ信号ＶＲＦとして出力するＲＦアンプＲＡと、を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受光領域が複数に分割された受光素子を有しており、
上記受光領域毎に出力される光電流を、上記受光素子の一端から抽出し、増幅および電圧信号に変換して出力すると共に、
上記光電流の和を示す加算電流を、増幅および電圧信号に変換して、ＲＦ信号として出力する受光アンプ素子であって、
上記光電流を、上記受光素子の他端から抽出し、抽出した該光電流を加算して上記加算電流を生成し、該加算電流を増幅して出力する電流加算回路と、
上記電流加算回路から出力された上記加算電流を電圧信号に変換して、ＲＦ信号として出力するＲＦアンプと、を備えることを特徴とする受光アンプ素子。
【請求項２】
上記受光素子は、上記一端としてアノードおよびカソードの一方を、上記他端として該アノードおよびカソードの他方を有するフォトダイオードであることを特徴とする請求項１に記載の受光アンプ素子。
【請求項３】
上記受光素子を複数個有しており、
上記電流加算回路は、複数個の上記受光素子毎に独立して、上記加算電流を生成し、該加算電流を増幅して出力するものであることを特徴とする請求項１または２に記載の受光アンプ素子。
【請求項４】
上記受光素子の他端は、１つの出力端子により構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の受光アンプ素子。
【請求項５】
上記電流加算回路は、カレントミラー回路により構成されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の受光アンプ素子。
【請求項６】
上記カレントミラー回路は、
コレクタ（ドレイン）が上記受光素子の他端に接続されている第１トランジスタと、コレクタ（ドレイン）が上記カレントミラー回路自身の出力端子となる第２トランジスタと、を備え、
上記第１トランジスタと上記第２トランジスタとのトランジスタサイズ比に応じて、上記加算電流の増幅度合が決定されていることを特徴とする請求項５に記載の受光アンプ素子。
【請求項７】
上記電流加算回路は、上記カレントミラー回路の第１トランジスタのコレクタ（ドレイン）と接地面との間に、該第１トランジスタに対して並列接続された切替回路をさらに備え、
上記切替回路は、上記第１トランジスタのコレクタ（ドレイン）に上記加算電流が供給される非導通状態と、該第１トランジスタへの該加算電流の供給を遮断する導通状態と、を切り替えるものであることを特徴とする請求項６に記載の受光アンプ素子。
【請求項８】
上記受光素子の一端から抽出した光電流を、電圧信号に変換して出力し、かつ、自身の利得が可変である利得可変アンプをさらに備え、
上記利得可変アンプにおける利得可変制御に応じて、上記切替回路における、導通状態および非導通状態の切り替えが制御されていることを特徴とする請求項７に記載の受光アンプ素子。
【請求項９】
上記フォトダイオードは、
Ｐ型半導体材料からなるＰ型半導体基板と、
エピタキシャル成長されたＰ型半導体材料からなり、上記フォトダイオード自身のアノードとなるＰ型エピタキシャル層と、を備え、
上記Ｐ型半導体基板と上記Ｐ型エピタキシャル層との間が絶縁されていることを特徴とする請求項２に記載の受光アンプ素子。
【請求項１０】
上記Ｐ型半導体基板と上記Ｐ型エピタキシャル層との間は、該Ｐ型半導体基板と該Ｐ型エピタキシャル層との間に介在する、Ｎ型半導体材料からなるＮ型材料層により絶縁されていることを特徴とする請求項９に記載の受光アンプ素子。
【請求項１１】
上記Ｐ型半導体基板と上記Ｐ型エピタキシャル層との間は、該Ｐ型半導体基板と該Ｐ型エピタキシャル層との間に介在する絶縁層により絶縁されていることを特徴とする請求項９に記載の受光アンプ素子。
【請求項１２】
上記フォトダイオードのアノードコンタクト領域が、該フォトダイオード自身の外周部分全体を覆うように形成されていることを特徴とする請求項２、９〜１１のいずれか１項に記載の受光アンプ素子。
【請求項１３】
請求項１〜１２のいずれか１項に記載の受光アンプ素子を備えていることを特徴とする光ピックアップ。
【請求項１４】
請求項１３に記載の光ピックアップを備えていることを特徴とする光ディスク記録再生装置。
【請求項１５】
請求項３に記載の受光アンプ素子を備えている光ピックアップを有している光ディスク記録再生装置であって、
上記受光アンプ素子のＲＦアンプは、複数個の上記受光素子毎に独立して生成された上記加算電流のうち、１の該加算電流を変換して得られた電圧信号をＲＦ信号として出力することを特徴とする光ディスク記録再生装置。
【請求項１６】
１の上記加算電流を除く該加算電流を変換して得られた電圧信号が、上記光ピックアップの上記受光アンプ素子に照射されるレーザ光の、レーザスポットの位置調整に用いられていることを特徴とする請求項１５に記載の光ディスク記録再生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばＰＤ（Photo Diode：フォトダイオード）である受光素子からの光電流を、電圧信号に変換すると共に増幅（および加算）する受光アンプ素子に関するものである。特に、本発明は、光ディスク記録再生装置に備えられる光ピックアップ用素子等の、ノイズ特性および応答周波数特性等において所定の仕様が要求される受光アンプ素子に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図２は、受光アンプ素子を備える光ディスク記録再生装置の、光学系の構成を模式的に示す図である。
【０００３】
図２に示す光ディスク記録再生装置は、光ディスク１００の再生または光ディスク１００への記録を行うべくレーザ光を光ディスク１００に照射したり、光ディスク１００から反射された信号光を受光したりする光ピックアップ２００を備えている。
【０００４】
ここで、具体的に、光ピックアップ２００では、以下の要領により、光ディスク１００へのレーザ光の照射を行っている。
【０００５】
即ち、レーザ光は、光源となるレーザ２０１から出射される。なお、このレーザ２０１が出射するレーザ光の波長は、該レーザ光が出射される対象となる光ディスク１００の種類によって異なり、例えば、ＣＤ（Compact Disc）への出射の場合７８０ｎｍ、ＤＶＤ（Digital Video Disc）への出射の場合６５０ｎｍ、青色ディスク（いわゆる、Blu-Ray Disc）への出射の場合４０５ｎｍである。レーザ２０１から出射されたレーザ光は、回折格子２０２を通過した後、コリメータレンズ２０３を介してビームスプリッタ２０４へと照射される。ビームスプリッタ２０４へと照射されたレーザ光は、該ビームスプリッタ２０４により、光ディスク１００方向に反射される。このとき、ビームスプリッタ２０４により反射されたレーザ光は、４分の１波長板２０５、収差補正レンズ２０６、および対物レンズ２０７を順次介して、光ディスク１００へと照射される。
【０００６】
こうして、光ピックアップ２００では、光ディスク１００へのレーザ光の照射を行っている。
【０００７】
一方、光ピックアップ２００では、以下の要領により、光ディスク１００から反射された信号光の受光を行っている。
【０００８】
即ち、光ディスク１００にて反射された信号光は、対物レンズ２０７、収差補正レンズ２０６、４分の１波長板２０５、ビームスプリッタ２０４、およびスポットレンズ２０８を順次介して、受光アンプ素子２０９により受光される。
【０００９】
こうして、光ピックアップ２００では、光ディスク１００から反射された信号光の受光を行っている。
【００１０】
また、レーザ２０１から出射されたレーザ光は、該レーザ光を受光する受光アンプ素子２１０を備えた図示しないフロントモニタ（レーザパワーモニタ）により、該レーザ光の強度等がモニタされている。
【００１１】
ここで、上記光ディスク記録再生装置では、トラッキングサーボの代表的な方法として差動プッシュプル法が、フォーカシングサーボの代表的な方法として非点収差法がそれぞれ採用されている。
【００１２】
差動プッシュプル法では、レーザ２０１から出射されたレーザ光が、回折格子２０２を通過することによって、０次回折光、１次回折光、および−１次回折光という、３つのレーザ光に分割される。この分割により生成された３つのレーザ光はそれぞれ、光ディスク１００の図示しない記録面で反射された後、受光領域が複数に分割された受光アンプ素子２０９により受光されて、光電変換が為される。そして、受光アンプ素子２０９は、３つのレーザ光をそれぞれ複数に分割された受光領域毎に光電変換することにより得られた複数の光電流に基づいて、トラッキング誤差信号を示す電気信号を、生成および出力する。上記光ディスク記録再生装置では、このトラッキング誤差信号により、トラッキングサーボが実施される。
【００１３】
また、非点収差法では、非点収差に起因してビーム形状が変化された、光ディスク１００から反射された信号光を、受光領域が複数に分割された受光アンプ素子２０９により受光する。そして、受光アンプ素子２０９は、各受光領域において受光した、信号光の光量のバランスに基づいて、フォーカシング誤差信号を出力する。上記光ディスク記録再生装置では、このフォーカシング誤差信号により、フォーカシングサーボが実施される。
【００１４】
さらに、受光アンプ素子２０９は、複数に分割された上記受光領域からの光電流をそれぞれ、光電変換することで電気信号を生成する。そして、受光アンプ素子２０９は、生成した該電気信号を合算（加算）及び増幅した電気信号を、光ディスク１００の図示しないピットから各種情報を読み出すためのＲＦ（Radio Frequency）信号として出力する。
【００１５】
図７は、上記受光アンプ素子の構成を模式的に示す図である。
【００１６】
図７に示すとおり、上記光ディスク記録再生装置に備えられる受光アンプ素子３５０は、ＰＤ受光領域（受光領域）３００Ａ〜３００Ｄを有する受光素子３００、ＰＤ受光領域３０１Ａ〜３０１Ｄを有する受光素子３０１、およびＰＤ受光領域３０２Ａ〜３０２Ｄを有する受光素子３０２を備える構成である。受光素子３００〜３０２は、例えばＰＤである。即ち、受光アンプ素子３５０は、受光領域がそれぞれ４分割された、３個の受光素子３００〜３０２を備える、いわゆる１２分割受光素子の構造を有している。
【００１７】
例えば、受光素子３００〜３０２のうち、中央に配された受光素子３０１は、メインチャンネルを構成する受光素子であり、受光素子３０１の両サイドに配された受光素子３００、３０２は、サブチャンネルを構成する受光素子である。フォーカシング誤差信号およびＲＦ信号を示す電気信号は、受光素子３０１のＰＤ受光領域３０１Ａ〜３０１Ｄからそれぞれ供給される信号に基づいて、所定の演算を行うことにより生成される。一方、トラッキング誤差信号は、受光素子３００のＰＤ受光領域３００Ａ〜３００Ｄからそれぞれ供給される信号、受光素子３０１のＰＤ受光領域３０１Ａ〜３０１Ｄからそれぞれ供給される信号、および、受光素子３０２のＰＤ受光領域３０２Ａ〜３０２Ｄからそれぞれ供給される信号に基づいて、所定の演算を行うことにより生成される。
【００１８】
ところで、近年では、図２に示す光ピックアップ２００の小型化に伴い、受光素子３００〜３０２の出力端子数は、削減傾向にある。そして、こうした近年の傾向に伴い、受光アンプ素子３５０では、以下の構造が提案されている。
【００１９】
即ち、受光アンプ素子３５０内部では、受光素子３００のＰＤ受光領域３００Ａと受光素子３０２のＰＤ受光領域３０２Ａとが、スイッチ３０３Ａを介して接続されている。また、受光アンプ素子３５０内部では、受光素子３００のＰＤ受光領域３００Ｂと受光素子３０２のＰＤ受光領域３０２Ｂとが、スイッチ３０３Ｂを介して接続されている。また、受光アンプ素子３５０内部では、受光素子３００のＰＤ受光領域３００Ｃと受光素子３０２のＰＤ受光領域３０２Ｃとが、スイッチ３０３Ｃを介して接続されている。さらに、受光アンプ素子３５０内部では、受光素子３００のＰＤ受光領域３００Ｄと受光素子３０２のＰＤ受光領域３０２Ｄとが、スイッチ３０３Ｄを介して接続されている。なお、スイッチ３０３Ａ〜３０３Ｄは、自身のオン状態に、自身に接続されたＰＤ受光領域３０２Ａ〜３０２Ｄのいずれかと後述する受光アンプ回路３１３との間の経路を短絡し、自身のオフ状態に、該経路を開放するものである。
【００２０】
そして、互いに接続されたＰＤ受光領域３００ＡおよびＰＤ受光領域３０２Ａと、互いに接続されたＰＤ受光領域３００ＢおよびＰＤ受光領域３０２Ｂと、互いに接続されたＰＤ受光領域３００ＣおよびＰＤ受光領域３０２Ｃと、互いに接続されたＰＤ受光領域３００ＤおよびＰＤ受光領域３０２Ｄと、は、それぞれ異なる受光アンプ回路３１３を介して、図示しない信号処理回路に接続されている。
【００２１】
なお、各受光アンプ回路３１３は、以下の構成を有している。即ち、受光アンプ回路３１３は、増幅器３１０および抵抗３１１、３１２により構成されている。増幅器３１０の非反転入力端は、抵抗３１１を介して、図示しない外部の基準電圧源（符号「Ｖｒｅｆ」参照）に接続されている。増幅器３１０の反転入力端は、上記互いに接続された２つのＰＤ受光領域のいずれか、例えば互いに接続されたＰＤ受光領域３００ＡおよびＰＤ受光領域３０２Ａに接続されており、かつ、抵抗３１２を介して増幅器３１０自身の出力端に接続されている。増幅器３１０の出力端はさらに、上記信号処理回路に接続されている。
【００２２】
受光アンプ回路３１３は、一般的な増幅回路（いわゆる、トランスインピーダンスアンプ）を構成している。即ち、受光アンプ回路３１３では、上記互いに接続された２つのＰＤ受光領域からの光電流を、電圧信号へと変換すると共に増幅して、上記信号処理回路に出力する。より具体的に、ＰＤ受光領域３００ＡおよびＰＤ受光領域３０２Ａに接続された受光アンプ回路３１３では、ＰＤ受光領域３００Ａからの光電流Ｉ３００Ａと、ＰＤ受光領域３０２Ａからの光電流Ｉ３０２Ａとを、電圧信号へと変換すると共に増幅して、電圧（Ｖ３００Ａ＋Ｖ３０２Ａ）として、上記信号処理回路に出力する。また、ＰＤ受光領域３００ＢおよびＰＤ受光領域３０２Ｂに接続された受光アンプ回路３１３では、ＰＤ受光領域３００Ｂからの光電流Ｉ３００Ｂと、ＰＤ受光領域３０２Ｂからの光電流Ｉ３０２Ｂとを、電圧信号へと変換すると共に増幅して、電圧（Ｖ３００Ｂ＋Ｖ３０２Ｂ）として、上記信号処理回路に出力する。また、ＰＤ受光領域３００ＣおよびＰＤ受光領域３０２Ｃに接続された受光アンプ回路３１３では、ＰＤ受光領域３００Ｃからの光電流Ｉ３００Ｃと、ＰＤ受光領域３０２Ｃからの光電流Ｉ３０２Ｃとを、電圧信号へと変換すると共に増幅して、電圧（Ｖ３００Ｃ＋Ｖ３０２Ｃ）として、上記信号処理回路に出力する。そして、ＰＤ受光領域３００ＤおよびＰＤ受光領域３０２Ｄに接続された受光アンプ回路３１３では、ＰＤ受光領域３００Ｄからの光電流Ｉ３００Ｄと、ＰＤ受光領域３０２Ｄからの光電流Ｉ３０２Ｄとを、電圧信号へと変換すると共に増幅して、電圧（Ｖ３００Ｄ＋Ｖ３０２Ｄ）として、上記信号処理回路に出力する。
【００２３】
一方、受光素子３０１のＰＤ受光領域３０１Ａ〜３０１Ｄは、受光アンプ素子３５０において、それぞれ独立して接続されている。即ち、ＰＤ受光領域３０１Ａ〜３０１Ｄは、それぞれ異なる受光アンプ回路３２３を介して、上記信号処理回路に接続されている。
【００２４】
なお、各受光アンプ回路３２３は、以下の構成を有している。即ち、受光アンプ回路３２３は、増幅器３２０および抵抗３２１、３２２により構成されている。増幅器３２０の非反転入力端は、抵抗３２１を介して、上記外部の基準電圧源に接続されている。増幅器３２０の反転入力端は、ＰＤ受光領域３０１Ａ〜３０１Ｄのいずれかに接続されており、かつ、抵抗３２２を介して増幅器３２０自身の出力端に接続されている。増幅器３２０の出力端はさらに、上記信号処理回路に接続されている。
【００２５】
受光アンプ回路３２３は、受光アンプ回路３１３と同じく、一般的な増幅回路（いわゆる、トランスインピーダンスアンプ）を構成している。即ち、受光アンプ回路３２３では、ＰＤ受光領域３０１Ａ〜３０１Ｄのいずれかからの光電流を、電圧信号へと変換すると共に増幅して、上記信号処理回路に出力する。ＰＤ受光領域３０１Ａ〜３０１Ｄからの光電流Ｉ３０１Ａ〜Ｉ３０１Ｄは、それぞれ異なる受光アンプ回路３２３を通過し、電圧Ｖ３０１Ａ〜Ｖ３０１Ｄとして、上記信号処理回路に出力される。
【００２６】
トラッキング誤差信号は、上記信号処理回路において、電圧（Ｖ３００Ａ＋Ｖ３０２Ａ）、電圧（Ｖ３００Ｂ＋Ｖ３０２Ｂ）、電圧（Ｖ３００Ｃ＋Ｖ３０２Ｃ）、電圧（Ｖ３００Ｄ＋Ｖ３０２Ｄ）及び電圧Ｖ３０１Ａ〜Ｖ３０１Ｄに基づいて生成される。
【００２７】
フォーカシング誤差信号は、上記信号処理回路において、電圧Ｖ３０１Ａ〜Ｖ３０１Ｄに基づいて生成される。
【００２８】
さらに、各受光アンプ回路３２３の後段には、加算アンプ（ＲＦアンプ）としての受光アンプ回路３３６が接続されている。
【００２９】
なお、受光アンプ回路３３６は、以下の構成を有している。即ち、受光アンプ回路３３６は、並列接続された抵抗３３０、増幅器３３１、周知のバイアス回路３３２、抵抗３３３、並列接続された抵抗３３４、および抵抗３３５により構成されている。並列接続された抵抗３３０は、各受光アンプ回路３２３の出力端（各増幅器３２０の出力端）と、増幅器３３１の非反転入力端との間に接続されている。増幅器３３１の非反転入力端はさらに、抵抗３３３を介してバイアス回路３３２に接続されている。増幅器３３１の反転入力端は、並列接続された抵抗３３４を介して上記外部の基準電圧源に接続されており、かつ、抵抗３３５を介して増幅器３３１自身の出力端に接続されている。増幅器３３１の出力端はさらに、上記信号処理回路に接続されている。
【００３０】
受光アンプ回路３３６は、一般的な加算回路を構成している。即ち、受光アンプ回路３３６では、各受光アンプ回路３２３の出力電圧Ｖ３０１Ａ〜Ｖ３０１Ｄを加算および増幅して、電圧ｋ（Ｖ３０１Ａ＋Ｖ３０１Ｂ＋Ｖ３０１Ｃ＋Ｖ３０１Ｄ）、即ち、ＲＦ信号ＶＲＦとして、上記信号処理回路に出力する。ここで、パラメータ「ｋ」は、受光アンプ回路３３６の増幅率である。なお、このＲＦ信号ＶＲＦは、上述したとおり、例えば光ディスク１００（図２参照）の図示しないピットから各種情報を読み出すために用いられる信号である。
【００３１】
以上、図７に係る技術については、特許文献３を参照されたい。
【００３２】
ここからは、受光アンプ素子３５０の、加算アンプとしての受光アンプ回路３３６から出力されるＲＦ信号ＶＲＦに含まれるノイズについて考察する。
【００３３】
図８は、従来技術に係る受光アンプ素子３５０のメインチャンネルの回路構成を示す図である。図８に示すとおり、受光アンプ素子３５０のメインチャンネル回路５００は、従来、以下の構成を有している。
【００３４】
即ち、メインチャンネル回路５００は、受光素子４００において、図７に示すＰＤ受光領域３０１Ａ〜３０１Ｄにそれぞれ対応する受光領域として領域４００Ａ〜４００Ｄ（以下、説明の便宜上「ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄ」と称する）を有している。即ち、受光領域がＰＤ４００Ａ〜４００Ｄに４分割されている受光素子４００はいずれも、アノードが接地されている。ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄのカソードは、それぞれ異なるメイン前段アンプＭＡに接続されている。
【００３５】
なお、各メイン前段アンプＭＡは、以下の構成を有している。即ち、メイン前段アンプＭＡは、増幅器４０１、並列接続された抵抗４０２、およびスイッチ４０３により構成されている。増幅器４０１の非反転入力端は、上記外部の基準電圧源（符号「Ｖｒｅｆ」参照）に接続されている。増幅器４０１の反転入力端は、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄのいずれかのカソードに接続されており、かつ、並列接続された抵抗４０２を介して増幅器４０１自身の出力端に接続されている。なお、並列接続された抵抗４０２と、増幅器４０１の出力端との間には、スイッチ４０３が設けられている。
【００３６】
また、各メイン前段アンプＭＡの出力端（各増幅器４０１の出力端）は、それぞれ異なるメイン後段アンプＭＢに接続されている。
【００３７】
なお、各メイン後段アンプＭＢは、以下の構成を有している。即ち、メイン後段アンプＭＢは、抵抗４０４、増幅器４０５、および抵抗４０６〜４０８により構成されている。メイン前段アンプＭＡの出力端（増幅器４０１の出力端）は、抵抗４０４を介して増幅器４０５の非反転入力端に接続されている。増幅器４０５の非反転入力端はさらに、抵抗４０８を介して上記外部の基準電圧源に接続されている。増幅器４０５の反転入力端は、抵抗４０６を介して上記外部の基準電圧源に接続されている。増幅器４０５の反転入力端はさらに、抵抗４０７を介して増幅器４０５自身の出力端に接続されている。増幅器４０５の出力端はさらに、上記信号処理回路に接続されている。
【００３８】
上記電圧Ｖ３０１Ａ〜Ｖ３０１Ｄは、それぞれ異なるメイン後段アンプＭＢから、上記信号処理回路へと出力される。
【００３９】
つまり、メイン前段アンプＭＡおよびメイン後段アンプＭＢは、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄからの信号（光電流）を、１つのＰＤ毎に独立に、電圧信号に変換すると共に増幅するアンプである。
【００４０】
各メイン前段アンプＭＡと各メイン後段アンプＭＢの間には、加算アンプ（ＲＦアンプ）ＳＡが接続されている。
【００４１】
なお、加算アンプＳＡは、以下の構成を有している。即ち、加算アンプＳＡは、並列接続された抵抗４０９、増幅器４１０、バイアス回路４１１、抵抗４１２、並列接続された抵抗４１３、および抵抗４１４により構成されている。並列接続された抵抗４０９は、各メイン前段アンプＭＡの出力端と増幅器４１０の非反転入力端との間に接続されている。増幅器４１０の非反転入力端はさらに、抵抗４１２を介してバイアス回路４１１に接続されている。並列接続された抵抗４１３は、上記外部の基準電圧源と増幅器４１０の反転入力端との間に接続されている。増幅器４１０の反転入力端はさらに、抵抗４１４を介して増幅器４１０自身の出力端に接続されている。増幅器４１０の出力端はさらに、上記信号処理回路に接続されている。
【００４２】
加算アンプＳＡは、前段のメインアンプ、即ち、４個のメイン前段アンプＭＡからの出力信号を加算して出力することにより、上記ＲＦ信号ＶＲＦを出力するものである。
【００４３】
ここで、加算アンプＳＡが出力する上記ＲＦ信号ＶＲＦに含まれるノイズは、４個のメイン前段アンプＭＡにおいて発生したノイズの合計を、加算アンプＳＡの増幅率ｋで乗じた量となる。
【００４４】
ここで、４個のメイン前段アンプＭＡにおける入力換算雑音を、ｖｎＡ（ＰＤ４００Ａに接続されているメイン前段アンプＭＡ）、ｖｎＢ（ＰＤ４００Ｂに接続されているメイン前段アンプＭＡ）、ｖｎＣ（ＰＤ４００Ｃに接続されているメイン前段アンプＭＡ）、ｖｎＤ（ＰＤ４００Ｄに接続されているメイン前段アンプＭＡ）とする。また、４個のメイン前段アンプＭＡにおけるゲイン抵抗をそれぞれＲｆＡ（ＰＤ４００Ａに接続されているメイン前段アンプＭＡ）、ＲｆＢ（ＰＤ４００Ｂに接続されているメイン前段アンプＭＡ）、ＲｆＣ（ＰＤ４００Ｃに接続されているメイン前段アンプＭＡ）、ＲｆＤ（ＰＤ４００Ｄに接続されているメイン前段アンプＭＡ）とする。さらに、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄが出力する光電流の値をそれぞれＩｐｄＡ（ＰＤ４００Ａ）、ＩｐｄＢ（ＰＤ４００Ｂ）、ＩｐｄＣ（ＰＤ４００Ｃ）、ＩｐｄＤ（ＰＤ４００Ｄ）とする。
【００４５】
この場合、加算アンプＳＡの出力、即ち、ＲＦ信号ＶＲＦは、下記数式（１）のように表される。
【００４６】
ＶＲＦ＝[（ＩｐｄＡ×ＲｆＡ＋ｖｎＡ）＋（ＩｐｄＢ×ＲｆＢ＋ｖｎＢ）＋（ＩｐｄＣ×ＲｆＣ＋ｖｎＣ）＋（ＩｐｄＤ×ＲｆＤ＋ｖｎＤ）]×ｋ          ・・・（１）
ここで、ＲｆＡ＝ＲｆＢ＝ＲｆＣ＝ＲｆＤ＝ＲｆおよびＩｐｄＡ＝ＩｐｄＢ＝ＩｐｄＣ＝ＩｐｄＤ＝ｉという関係が成立し、かつ、加算アンプＳＡの増幅率ｋ＝１とする場合、加算アンプＳＡの出力、即ち、ＲＦ信号ＶＲＦは、下記数式（２）のように表される。
【００４７】
ＶＲＦ＝４×ｉ×Ｒｆ＋（ｖｎＡ＋ｖｎＢ＋ｖｎＣ＋ｖｎＤ）        ・・・（２）
なお、ここで加算アンプＳＡの増幅率ｋ＝１とする理由は、応答周波数特性等とのトレードオフを考慮する必要こそあるものの、加算アンプＳＡの増幅率ｋ＝１とすることにより、加算アンプＳＡではノイズ特性が比較的良好なものとなるためである。
【００４８】
さらに、入力換算雑音ｖｎＡ〜ｖｎＤはいずれも、発生源がランダムであるため、下記数式（３）、
【００４９】
【数１】
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【００５０】
と近似することができる。
【００５１】
上記数式（３）を、上記数式（２）に適用することにより、加算アンプＳＡの出力、即ち、ＲＦ信号ＶＲＦは、下記数式（４）のように表される。
【００５２】
ＶＲＦ＝４×ｉ×Ｒｆ＋２×ｖｎ                                  ・・・（４）
以上のことから、４個のメイン前段アンプ（単独アンプ）ＭＡの出力信号が加算される加算アンプＳＡを用いた受光アンプ素子３５０においては、電圧信号を加算しないＲＦアンプを用いて信号を出力する受光アンプ素子と比較して、約２倍の雑音成分が発生するということが分かる。
【００５３】
このため、上記入力換算雑音の増加に起因して、４個のメイン前段アンプＭＡの出力信号が加算される加算アンプＳＡを用いた受光アンプ素子３５０においては、１個のメインアンプを用いて信号を出力する受光アンプ素子と比較して、ＲＦ信号ＶＲＦのノイズ特性が、常に−６ｄＢ程度悪化すると考えられる。即ち、４個のメイン前段アンプＭＡの出力信号が加算される加算アンプＳＡを用いた受光アンプ素子３５０においては、１個のメインアンプを用いて信号を出力する受光アンプ素子と比較して、ＲＦ信号ＶＲＦのＳ／Ｎ（信号対雑音比）が悪化する。
【００５４】
以上、図８に係る技術については、特許文献４を参照されたい。
【特許文献１】特開平６−０３７５５６号公報（１９９４年２月１０日公開）
【特許文献２】特開平１０−２５６８４１号公報（１９９８年９月２５日公開）
【特許文献３】特開２００７−８７４５９号公報（２００７年４月５日公開）
【特許文献４】特開２００３−１８７４８４号公報（２００３年７月４日公開）
【特許文献５】特開平９−３３１０８０号公報（１９９７年１２月２２日公開）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００５５】
上述したとおり、従来、受光領域が複数に分割された受光素子からの光電流を、電圧変換、加算、および増幅して、ＲＦ信号として出力する受光アンプ素子においては、該分割された各受光領域からの光電流がそれぞれ光電変換された電圧信号が、加算アンプで加算されているため、該加算アンプが出力するＲＦ信号のＳ／Ｎが悪化してしまうという問題が発生していた。しかしながら、上記受光アンプ素子において、該出力ＲＦ信号のＳ／Ｎ悪化に係る問題を解決することができる技術は、従来提案されていなかった。
【００５６】
そこで、受光領域が複数に分割された受光素子からの光電流を、電圧変換、加算、および増幅して、ＲＦ信号として出力する受光アンプ素子においては、予てから、出力ＲＦ信号のＳ／Ｎの改善が望まれていた。
【００５７】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、受光領域が複数に分割された受光素子からの光電流を、電圧変換、加算、および増幅して、ＲＦ信号として出力する受光アンプ素子において、出力ＲＦ信号のＳ／Ｎが良好な受光アンプ素子、光ピックアップ、およびそれを備える光ディスク記録再生装置を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００５８】
本発明に係る受光アンプ素子は、上記の問題を解決するために、受光領域が複数に分割された受光素子を有しており、上記受光領域毎に出力される光電流を、上記受光素子の一端から抽出し、増幅および電圧信号に変換して出力すると共に、上記光電流の和を示す加算電流を、増幅および電圧信号に変換して、ＲＦ信号として出力する受光アンプ素子であって、上記光電流を、上記受光素子の他端から抽出し、抽出した該光電流を加算して上記加算電流を生成し、該加算電流を増幅して出力する電流加算回路と、上記電流加算回路から出力された上記加算電流を電圧信号に変換して、ＲＦ信号として出力するＲＦアンプと、を備えることを特徴としている。
【００５９】
上記の構成によれば、本発明に係る受光アンプ素子では、受光素子の一端から光電流を抽出し、増幅および電圧信号に変換して出力する一方、受光素子の他端から該光電流を抽出し、抽出した該光電流を加算して加算電流を生成し、該加算電流を増幅および電圧信号に変換して、ＲＦ信号として出力することが可能となる。
【００６０】
受光素子の他端から抽出された光電流は、増幅および電圧信号に変換される前の段階で加算が行われるため、その後の増幅は加算機能を有していないＲＦアンプで充分となる。これにより、ＲＦアンプが出力するＲＦ信号のＳ／Ｎが悪化することを抑制することができる。
【００６１】
ここで従来、出力ＲＦ信号のノイズ特性悪化に係る問題を解決する手段として、例えば、特許文献１に開示されている差動形フォトダイオード出力装置では、逆バイアスしたフォトダイオードのカソードおよびアノードの両方から、同量かつ互いに極性の異なった信号電流（光電流）を取り出すことで、２倍の出力信号電流を得て、Ｓ／Ｎ（信号対雑音比）を改善している。また、特許文献２に開示されているフォトダイオード増幅回路では、フォトダイオードの出力信号電流をカレントミラーでのエミッタ面積比Ｎに応じてＮ倍に電流増幅した電流を、電流‐電圧変換して得られた電圧信号を用いることで、信号成分のレベルのみをＮ倍とし、Ｓ／Ｎの改善を図っている。
【００６２】
しかしながら、特許文献１、２に開示されている技術を、受光領域が複数に分割された受光素子からの光電流を、電圧変換、加算、および増幅して、ＲＦ信号として出力する受光アンプ素子に適用した場合には、加算アンプの使用が避けられないため、結果的に、上記出力ＲＦ信号のＳ／Ｎの良化に限界がある。
【００６３】
一方、本発明に係る受光アンプ素子では、電流加算回路にて光電流を加算して、該加算して得られた加算電流をＲＦアンプにて増幅および電圧信号へと変換する構成により、加算アンプそのものを省略可能であるため、出力ＲＦ信号のＳ／Ｎの良化を大幅に良化させることができる。
【００６４】
従って、受光領域が複数に分割された受光素子からの光電流を、電圧変換、加算、および増幅して、ＲＦ信号として出力する受光アンプ素子において、出力ＲＦ信号のＳ／Ｎが良好な受光アンプ素子を実現可能であるという効果を奏する。
【００６５】
また、本発明に係る受光アンプ素子は、上記受光素子は、上記一端としてアノードおよびカソードの一方を、上記他端として該アノードおよびカソードの他方を有するフォトダイオードであることを特徴としてもよい。
【００６６】
また、本発明に係る受光アンプ素子は、上記受光素子を複数個有しており、上記電流加算回路は、複数個の上記受光素子毎に独立して生成された上記加算電流を出力するものであることを特徴としている。
【００６７】
上記の構成によれば、電流加算回路は、複数個の受光素子（複数に分割された受光領域）それぞれから出力された光電流に対して、加算電流の生成および出力を行うことができると共に、該加算電流の生成および出力を各該光電流毎に独立して行うことができる。各該光電流毎に生成および出力された各加算電流は、それぞれ異なる用途に適用可能である。
【００６８】
また、本発明に係る受光アンプ素子は、上記受光素子の他端は、１つの出力端子により構成されていることを特徴としている。
【００６９】
また、本発明に係る受光アンプ素子は、上記電流加算回路は、カレントミラー回路により構成されていることを特徴としている。
【００７０】
上記の構成によれば、電流加算回路は、一般的なカレントミラー回路により構成できるため、電流加算回路を、簡単かつ単純な構成により実現することが可能となる。
【００７１】
また、本発明に係る受光アンプ素子は、上記カレントミラー回路は、コレクタ（ドレイン）が上記受光素子の他端に接続されている第１トランジスタと、コレクタ（ドレイン）が上記カレントミラー回路自身の出力端子となる第２トランジスタと、を備え、上記第１トランジスタと上記第２トランジスタとのトランジスタサイズ比に応じて、上記加算電流の増幅度合が決定されていることを特徴としている。
【００７２】
上記の構成によれば、カレントミラー回路における加算電流の増幅率は、第１トランジスタと第２トランジスタとのトランジスタサイズ比に応じて決定可能である。こうして、該トランジスタサイズ比に応じて加算電流の増幅率を決定すれば、該加算電流に含まれた雑音成分を増幅することなく、該加算電流の信号成分のみを増幅することが可能となるため、出力ＲＦ信号のＳ／Ｎをさらに良化させることが可能となる。
【００７３】
また、本発明に係る受光アンプ素子は、上記電流加算回路は、上記カレントミラー回路の第１トランジスタのコレクタ（ドレイン）と接地面との間に、該第１トランジスタに対して並列接続された切替回路をさらに備え、上記切替回路は、上記第１トランジスタのコレクタ（ドレイン）に上記加算電流が供給される非導通状態と、該第１トランジスタへの該加算電流の供給を遮断する導通状態と、を切り替えるものであることを特徴としている。
【００７４】
また、本発明に係る受光アンプ素子は、上記受光素子の一端から抽出した光電流を、電圧信号に変換して出力し、かつ、自身の利得が可変である利得可変アンプをさらに備え、上記利得可変アンプにおける利得可変制御に応じて、上記切替回路における、導通状態および非導通状態の切り替えが制御されていることを特徴としている。
【００７５】
上記の構成によれば、光電流を加算する必要がないとき、切替回路を導通状態とすることで、電流加算回路は、該光電流の加算を実施しない。
【００７６】
ところで、本発明に係る受光アンプ素子を光ディスク記録再生装置に備えた場合、該受光アンプ素子がＲＦ信号を出力する必要がある場合は、主に光ディスクから情報を読み出す場合である一方、該光ディスクへの記録を行う場合については、該ＲＦ信号を出力する必要がない。そのため、切替回路は、可変利得アンプの利得可変制御（ゲイン切り替え）に応じて、その切り替えタイミングを制御することにより、電流加算回路では、該光ディスクの再生時にのみ、加算電流を出力することができる。
【００７７】
また、ＲＦアンプは、比較的高速で駆動するものであるため、光ディスクへの記録時にもＲＦ信号を出力するように該ＲＦアンプを駆動させると、該ＲＦアンプ自身の発振、および、該ＲＦアンプから出力される信号の利得可変アンプへの入力信号帰還に起因する該利得可変アンプの発振が発生する虞がある。しかしながら、本発明に係る電流加算回路では、上記利得可変制御に応じた切り替えタイミングの制御により、該光ディスクへの記録時には、加算電流の出力を停止することができるため、ＲＦアンプの動作安定性が向上し、上記発振等による不具合が発生する虞を低減することができる。
【００７８】
また、本発明に係る受光アンプ素子は、上記フォトダイオードは、Ｐ型半導体材料からなるＰ型半導体基板と、エピタキシャル成長されたＰ型半導体材料からなり、上記フォトダイオード自身のアノードとなるＰ型エピタキシャル層と、を備え、上記Ｐ型半導体基板と上記Ｐ型エピタキシャル層との間が絶縁されていることを特徴としている。
【００７９】
上記の構成によれば、フォトダイオードのカソードだけでなく、フォトダイオードのアノードからも電流を抽出することが可能となる。なお、上記絶縁は、該Ｐ型半導体基板と該Ｐ型エピタキシャル層との間に介在する、Ｎ型半導体材料からなるＮ型材料層により行われてもよいし、該Ｐ型半導体基板と該Ｐ型エピタキシャル層との間に介在する絶縁層により行われても良い。
【００８０】
また、本発明に係る受光アンプ素子は、上記フォトダイオードのアノードコンタクト領域が、該フォトダイオード自身の外周部分全体を覆うように形成されていることを特徴としている。
【００８１】
上記の構成によれば、フォトダイオードのアノードの直列抵抗を低減させることができるため、ＲＦアンプ全体の入力抵抗を低減させることができる。また、上記の構成によれば、光キャリアがフォトダイオードのアノード（アノード領域）を拡散した状態で移動する距離が短くなるため、本発明に係る受光アンプ素子では、応答速度の劣化を改善することができる。これらにより、本発明に係る受光アンプ素子では、応答周波数特性の悪化を抑制することが可能となる。
【００８２】
また、本発明に係る光ピックアップは、上記のいずれかの受光アンプ素子を備えていることを特徴としている。また、本発明に係る光ディスク記録再生装置は、該本発明に係る光ピックアップを備えていることを特徴としている。
【００８３】
上記の構成によれば、本発明に係る光ピックアップまたはそれを備えた光ディスク記録再生装置は、上述した本発明に係る受光アンプ素子を備えるため、出力ＲＦ信号のＳ／Ｎを良化させることができる。
【００８４】
また、本発明に係る光ディスク記録再生装置は、上記の受光アンプ素子を備えている光ピックアップを有している光ディスク記録再生装置であって、上記受光アンプ素子のＲＦアンプは、複数個の上記受光素子毎に独立して生成された上記加算電流のうち、１の該加算電流を変換して得られた電圧信号をＲＦ信号として出力することを特徴としている。また、このとき、本発明に係る光ディスク記録再生装置は、１の上記加算電流を除く該加算電流を変換して得られた電圧信号が、上記光ピックアップの上記受光アンプ素子に照射されるレーザ光の、レーザスポットの位置調整に用いられているのがさらに好ましい。
【００８５】
上記の構成によれば、複数個の受光素子からそれぞれ出力される光電流のみをモニタしていた、即ち、従来技術に係るレーザスポットの位置調整に比べ、位置調整の精度を向上させることが可能となる。
【発明の効果】
【００８６】
以上のとおり、本発明に係る受光アンプ素子は、受光領域が複数に分割された受光素子を有しており、上記受光領域毎に出力される光電流を、上記受光素子の一端から抽出し、増幅および電圧信号に変換して出力すると共に、上記光電流の和を示す加算電流を、増幅および電圧信号に変換して、ＲＦ信号として出力する受光アンプ素子であって、上記光電流を、上記受光素子の他端から抽出し、抽出した該光電流を加算して上記加算電流を生成し、該加算電流を増幅して出力する電流加算回路と、上記電流加算回路から出力された上記加算電流を電圧信号に変換して、ＲＦ信号として出力するＲＦアンプと、を備える構成である。
【００８７】
従って、受光領域が複数に分割された受光素子からの光電流を、電圧変換、加算、および増幅して、ＲＦ信号として出力する受光アンプ素子において、出力ＲＦ信号のＳ／Ｎが良好な受光アンプ素子を実現可能であるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００８８】
本発明の一実施の形態について、図１〜７、および図９に基づいて説明すると以下の通りである。なお、説明の便宜上、すでに図面を用いて説明した部材と同一の機能を有する部材には、同一の符号を付記してその説明を省略する。
【００８９】
図１は、本発明に係る受光アンプ素子のメインチャンネルの回路構成を示す図である。なお、図１に示すメインチャンネル回路１は、例えば、図８に示す従来技術に係るメインチャンネル回路５００に替わり、受光アンプ素子に具備することが好適な回路である。また、メインチャンネル回路１を具備した本発明に係る受光アンプ素子は、例えば、図２に示す光ディスク記録再生装置の受光アンプ素子２０９として好適に用いられるものである。
【００９０】
図１に示すメインチャンネル回路１は、例えばＰＤである受光素子４００、メイン前段アンプ（利得可変アンプ）ＭＡ、電流加算回路２、メイン後段アンプＭＢ、およびＲＦアンプＲＡを備える構成である。なお、受光素子４００は、図７に示すＰＤ受光領域３０１Ａ〜３０１Ｄにそれぞれ対応する受光領域として領域４００Ａ〜４００Ｄ（以下、説明の便宜上「ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄ」と称する）を有している。即ち、受光素子４００は、受光領域がＰＤ４００Ａ〜４００Ｄに４分割されているものである。
【００９１】
ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄはいずれも、アノード（他端）が電流加算回路２に接続されている。
【００９２】
電流加算回路２は、ＰＤ４００Ａのアノードから該ＰＤ４００Ａが出力する光電流ＩｐｄＡを、ＰＤ４００Ｂのアノードから該ＰＤ４００Ｂが出力する光電流ＩｐｄＢを、ＰＤ４００Ｃのアノードから該ＰＤ４００Ｃが出力する光電流ＩｐｄＣを、およびＰＤ４００Ｄのアノードから該ＰＤ４００Ｄが出力する光電流ＩｐｄＤを、それぞれ抽出する。そして、電流加算回路２は、上記抽出した光電流ＩｐｄＡ〜ＩｐｄＤを加算して加算電流（ＩｐｄＡ＋ＩｐｄＢ＋ＩｐｄＣ＋ＩｐｄＤ）を生成すると共に、該加算電流（ＩｐｄＡ＋ＩｐｄＢ＋ＩｐｄＣ＋ＩｐｄＤ）を増幅し、出力電流Ｎ（ＩｐｄＡ＋ＩｐｄＢ＋ＩｐｄＣ＋ＩｐｄＤ）として出力する。ここで、パラメータ「Ｎ」は、電流加算回路２の電流増幅率であり、この「Ｎ」は、例えば１〜３０に設定されるのが好ましい。
【００９３】
上記出力電流Ｎ（ＩｐｄＡ＋ＩｐｄＢ＋ＩｐｄＣ＋ＩｐｄＤ）は、後述するＲＦアンプＲＡの増幅器１０の反転入力端に入力される。
【００９４】
なお、電流加算回路２の具体的な回路構成については、後述する。
【００９５】
ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄのカソード（一端）は、それぞれ異なるメイン前段アンプＭＡに接続されている。
【００９６】
また、各メイン前段アンプＭＡの出力端（各増幅器４０１の出力端）は、それぞれ異なるメイン後段アンプＭＢに接続されている。
【００９７】
電圧Ｖ３０１Ａ〜Ｖ３０１Ｄは、それぞれ異なるメイン後段アンプＭＢから、図示しない信号処理回路へと出力される。
【００９８】
つまり、メイン前段アンプＭＡおよびメイン後段アンプＭＢは、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄからの信号（光電流）を、１つのＰＤ毎に独立に、電圧信号に変換すると共に増幅するアンプである。
【００９９】
なお、各メイン前段アンプＭＡおよび各メイン後段アンプＭＢの構成および処理は、上述した図８に示す各メイン前段アンプＭＡおよび各メイン後段アンプＭＢの構成および処理と同じであるため、これらの詳細な説明については省略する。
【０１００】
ここで、電流加算回路２は、ＲＦアンプＲＡに接続されている。
【０１０１】
なお、ＲＦアンプＲＡは、以下の構成を有している。即ち、ＲＦアンプＲＡは、増幅器１０、バイアス回路１１、並列接続された抵抗１２、抵抗１３、およびスイッチ１４により構成されている。電流加算回路２は、増幅器１０の反転入力端に接続されている。増幅器１０の反転入力端はさらに、並列接続された抵抗１２を介して増幅器１０自身の出力端に接続されている。増幅器１０の非反転入力端は、抵抗１３を介してバイアス回路１１に接続されている。バイアス回路１１は、ＲＦアンプＲＡの基準電圧を生成するものであり、所定のレベルの電圧を増幅器１０の非反転入力端に印加するものである。なお、並列接続された抵抗１２と、増幅器１０の出力端との間には、該並列接続された抵抗１２の抵抗値を切り替えるためのスイッチ１４が設けられている。
【０１０２】
ＲＦアンプＲＡは、電流加算回路２から出力された電流、即ち、上記出力電流Ｎ（ＩｐｄＡ＋ＩｐｄＢ＋ＩｐｄＣ＋ＩｐｄＤ）が入力されると、光電変換により、該出力電流Ｎ（ＩｐｄＡ＋ＩｐｄＢ＋ＩｐｄＣ＋ＩｐｄＤ）を、電圧信号へと変換すると共に増幅して、ＲＦ信号ＶＲＦとして、上記信号処理回路に出力する。
【０１０３】
ＲＦアンプＲＡの動作原理とメイン前段アンプＭＡとは、同じ動作原理となる。即ち、１つのメイン前段アンプＭＡが出力する信号は、光電流ＩｐｄＡ〜ＩｐｄＤのいずれかに、帰還抵抗である抵抗４０２の抵抗値を乗じたレベルの信号となる。例えば、ＰＤ４００Ａのカソードに接続されたメイン前段アンプＭＡが出力する信号のレベルは、ＩｐｄＡ×（抵抗４０２の抵抗値）となる。また、ＲＦアンプＲＡが出力するＲＦ信号ＶＲＦは、出力電流Ｎ（ＩｐｄＡ＋ＩｐｄＢ＋ＩｐｄＣ＋ＩｐｄＤ）に、帰還抵抗である、並列接続された抵抗１２の抵抗値を乗じたレベルの信号となる。
【０１０４】
この場合、ＲＦ信号ＶＲＦは、上記記号ｉおよびｖｎと、帰還抵抗である、並列接続された抵抗１２の抵抗値Ｒｆを使って表すと、下記数式（５）、
ＶＲＦ＝Ｎ（ＩｐｄＡ＋ＩｐｄＢ＋ＩｐｄＣ＋ＩｐｄＤ）・Ｒｆ＋ｖｎ
＝４・Ｎ・ｉ・Ｒｆ＋ｖｎ                                ・・・（５）
となり、従来の出力、即ち、上記数式（４）と比較して、ＲＦ信号ＶＲＦの信号成分がＮ倍となり、同雑音成分が半分となる。
【０１０５】
図８に示すメインチャンネル回路５００を用いてＲＦ信号ＶＲＦを出力している、従来技術に係る受光アンプ素子では、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄが出力する光電流ＩｐｄＡ〜ＩｐｄＤを、一旦複数のメイン前段アンプＭＡにて電圧信号に変換し、該複数のメイン前段アンプＭＡから出力された電圧信号を、加算アンプＳＡにて加算及び増幅することで、ＲＦ信号ＶＲＦを生成していた。一方、図１に示すメインチャンネル回路１を用いてＲＦ信号ＶＲＦを出力している、本発明に係る受光アンプ素子では、複数のメイン前段アンプＭＡの前段に備えられた電流加算回路２でＰＤ４００Ａ〜４００Ｄが出力する光電流ＩｐｄＡ〜ＩｐｄＤを加算および増幅し、該加算および増幅された電流を、単独アンプであるＲＦアンプＲＡにて電圧信号に変換することでＲＦ信号ＶＲＦを生成する。
【０１０６】
結果、図１に示すメインチャンネル回路１を用いてＲＦ信号ＶＲＦを出力している、本発明に係る受光アンプ素子では、ＲＦ信号の信号成分を従来のＮ倍に、同雑音成分を従来の半分程度に低減することが可能となるため、該ＲＦ信号のＳ／Ｎを大幅に良化させることができる。
【０１０７】
なお、図１に示すメインチャンネル回路１のＰＤ４００Ａ〜４００Ｄは、アノードが電流加算回路２に接続されており、カソードがメイン前段アンプＭＡに接続されているが、これに限定されない。即ち、受光素子としてのＰＤの構造にもよるが、本発明に係る受光アンプ素子のメインチャンネル回路では、ＰＤのアノードがメイン前段アンプＭＡに接続されており、ＰＤのカソードが電流加算回路２に接続されている構成であってもよい。
【０１０８】
ここで、図１に示すメインチャンネル回路１のＰＤ４００Ａ〜４００Ｄを有する受光素子４００は、図７に示す受光アンプ素子３５０において、メインチャンネルを構成する受光素子部分、即ち、ＰＤ受光領域３０１Ａ〜３０１Ｄを有する受光素子３０１部分に適用されるものである。
【０１０９】
ここで、本発明に係る受光アンプ素子では、図７に示す受光アンプ素子３５０において、多分割された受光領域としてＰＤ受光領域３００Ａ〜３００Ｄを有する受光素子３００部分においても、該ＰＤ受光領域３００Ａ〜３００Ｄに対応するＰＤのアノードまたはカソードが、電流加算回路２に接続されている構成であってもよい。これにより、電流加算回路２では、ＰＤ受光領域３００Ａ〜３００Ｄから出力される光電流を抽出および加算することができる。また、本発明に係る受光アンプ素子では、図７に示す受光アンプ素子３５０において、多分割された受光領域としてＰＤ受光領域３０２Ａ〜３０２Ｄを有する受光素子３０２部分においても、該ＰＤ受光領域３０２Ａ〜３０２Ｄに対応するＰＤのアノードまたはカソードが、電流加算回路２に接続されている構成であってもよい。これにより、電流加算回路２では、ＰＤ受光領域３０２Ａ〜３０２Ｄから出力される光電流を抽出および加算することができる。
【０１１０】
電流加算回路２により、ＰＤ受光領域３００Ａ〜３００Ｄおよび／またはＰＤ受光領域３０２Ａ〜３０２Ｄから出力される光電流を抽出および加算する上記構成によれば、ＰＤ受光領域３０１Ａ〜３０１Ｄから出力される光電流を抽出および加算した出力電流については、上記ＲＦ信号ＶＲＦを生成するための信号として好適に用いることができる。
【０１１１】
一方、ＰＤ受光領域３００Ａ〜３００Ｄおよび／またはＰＤ受光領域３０２Ａ〜３０２Ｄから出力される光電流を抽出および加算した出力電流については、光ピックアップ２００（図２参照）の組立工程で実施される、レーザスポットの位置調整に使用する基準信号として好適に用いることができる。
【０１１２】
ここで、上記レーザスポットの位置調整について、図２、３、７を参照して簡単に説明する。
【０１１３】
図３は、光ピックアップにおけるレーザスポットの位置調整の様子を示す図である。
【０１１４】
図２に示す光ピックアップ２００では、回折格子２０２にてレーザ光が分割されて生成された、０次回折光、１次回折光、および−１次回折光がそれぞれ、受光素子３００の中心部分、受光素子３０１の中心部分、および受光素子３０２の中心部分に照射されるように、組立工程で調整されている（図３参照）。なお、図３では、受光素子３０１に照射される光をメインビーム、受光素子３００または受光素子３０２に照射される光をサブビームと称している。
【０１１５】
従来、図７に示すとおり、受光アンプ素子３５０内部では、上述したとおり、受光素子３００のＰＤ受光領域３００Ａと受光素子３０２のＰＤ受光領域３０２Ａとがスイッチ３０３Ａを介して、受光素子３００のＰＤ受光領域３００Ｂと受光素子３０２のＰＤ受光領域３０２Ｂとがスイッチ３０３Ｂを介して、受光素子３００のＰＤ受光領域３００Ｃと受光素子３０２のＰＤ受光領域３０２Ｃとがスイッチ３０３Ｃを介して、受光素子３００のＰＤ受光領域３００Ｄと受光素子３０２のＰＤ受光領域３０２Ｄとがスイッチ３０３Ｄを介して、それぞれ接続されている。
【０１１６】
ここで、レーザスポットの位置調整時には、スイッチ３０３Ａ〜３０３Ｄをオフ状態として、受光素子３０２のＰＤ受光領域３０２Ａ〜３０２Ｄと受光アンプ回路３１３との間の経路を開放することで、受光素子３００のＰＤ受光領域３００Ａ〜３００Ｄから出力される光電流のみを受光アンプ回路３１３に出力する。
【０１１７】
そして、受光素子３００のＰＤ受光領域３００Ａ〜３００Ｄから出力される光電流ＩｐｄＡ〜ＩｐｄＤを、各受光アンプ回路３１３を通じて得られた各該受光アンプ回路３１３の出力電圧が全て等しくなったとき、即ち、Ｖ３００Ａ＝Ｖ３００Ｂ＝Ｖ３００Ｃ＝Ｖ３００Ｄとなったとき、フォーカスからのクロストークは最小となる。このとき、上記電圧Ｖ３００Ａ〜Ｖ３００Ｄをモニタすれば、上記レーザスポットの位置調整は、簡単に実施することができる。また、このとき、タンジェンシャル方向（図３「タンジェンシャル方向」参照）における位置調整は、上記レーザスポットの位置調整により同時に実施されている。さらに、サブビームの一方のレーザスポットの位置調整は、サブビームの他方のレーザスポットの位置を調整することにより可能である。
【０１１８】
そして、上記調整終了後には、スイッチ３０３Ａ〜３０３Ｄをオン状態として、受光素子３００のＰＤ受光領域３００Ａと受光素子３０２のＰＤ受光領域３０２Ａとを、受光素子３００のＰＤ受光領域３００Ｂと受光素子３０２のＰＤ受光領域３０２Ｂとを、受光素子３００のＰＤ受光領域３００Ｃと受光素子３０２のＰＤ受光領域３０２Ｃとを、受光素子３００のＰＤ受光領域３００Ｄと受光素子３０２のＰＤ受光領域３０２Ｄとを、それぞれ短絡状態とする。
【０１１９】
これにより、トラッキング誤差信号は、ＰＤ受光領域３００Ａ〜３００Ｄ、３０２Ａ〜３０２ＤおよびＰＤ受光領域３０１Ａ〜３０１Ｄから得られる。
【０１２０】
ＰＤ受光領域３００Ａ〜３００Ｄおよび／またはＰＤ受光領域３０２Ａ〜３０２Ｄから出力される光電流を抽出および加算する上記構成によれば、該加算された電流を用いて、さらに高精度の上記レーザスポットの位置調整が可能となる。
【０１２１】
即ち、まずは、ＰＤ受光領域３００Ａ〜３００ＤおよびＰＤ受光領域３０２Ａ〜３０２Ｄから出力される光電流をそれぞれ加算した電流を、それぞれモニタすることで、２つのサブビームの、上記タンジェンシャル方向の位置調整を実施する。そして、その後は、上述したとおり、受光素子３００のＰＤ受光領域３００Ａ〜３００Ｄから出力される光電流を用いて、即ち、スイッチ３０３Ａ〜３０３Ｄをオフ状態として、回転方向（図３「＋θ回転」参照）の位置調整を行う。
【０１２２】
こうして、レーザスポットの位置調整を実施することで、受光素子３００のＰＤ受光領域３００Ａ〜３００Ｄから出力される光電流のみをモニタしていた、即ち、一方のサブビームのみモニタしていた、従来のレーザスポットの位置調整方法に比べ、位置調整の精度を向上させることが可能となる。
【０１２３】
ここからは、電流加算回路２の具体的な回路構成について、図４、５を参照して説明する。
【０１２４】
図４は、電流加算回路２の一構成例を示す図である。また、図５は、電流加算回路２の別の構成例を示す図である。
【０１２５】
図４に示す電流加算回路２１は、トランジスタ（第１トランジスタ）Ｑ６１、トランジスタ（第２トランジスタ）Ｑ６２を備える構成である。なお、図４では、電流加算回路２１とＰＤ４００Ａ〜４００Ｄとの接続関係を明確に図示するために、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄをさらに図示しているが、厳密に言えば、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄは、電流加算回路２１を構成する部材でない。トランジスタＱ６１は、コレクタがＰＤ４００Ａ〜４００Ｄのアノードに接続され、エミッタが接地面ｇｎｄに接地されており、ベースがトランジスタＱ６１自身のコレクタおよびトランジスタＱ６２のベースに接続されている。トランジスタＱ６２は、コレクタが電流加算回路２１の出力端子として図１に示すＲＦアンプＲＡの増幅器１０の反転入力端に接続され、エミッタが接地面ｇｎｄに接地されている。なお、図４および図５では、ＰＤ４００Ａ〜４００ＤとトランジスタＱ６１との間のノードを「Ｑ」と称している。また、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄは、アノードが互いに共通化されている。即ち、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄの出力端子は、上記ノード「Ｑ」部分の１つのみとなる。
【０１２６】
トランジスタＱ６１、Ｑ６２は、一般的なカレントミラー回路を構成している。つまり、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄが出力する光電流の和である電流（ＩｐｄＡ＋ＩｐｄＢ＋ＩｐｄＣ＋ＩｐｄＤ）が、基準電流としてトランジスタＱ６１のコレクタに入力されると、電流加算回路２１は、該基準電流に正確に追従する電流Ｎ（ＩｐｄＡ＋ＩｐｄＢ＋ＩｐｄＣ＋ＩｐｄＤ）を、トランジスタＱ６２のコレクタから出力することができる。
【０１２７】
また、図５に示す電流加算回路２２は、図４に示す電流加算回路２１の構成において、トランジスタＱ６１のコレクタと接地面ｇｎｄとの間に、バイパススイッチ（切替回路）６３をさらに備える構成である。なお、図５では、電流加算回路２２とＰＤ４００Ａ〜４００Ｄとの接続関係を明確に図示するために、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄをさらに図示しているが、厳密に言えば、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄは、電流加算回路２２を構成する部材でない。
【０１２８】
バイパススイッチ６３は、例えばｃ接点動作を行うスイッチが用いられるがこれに限定されず、自身のオンオフを切り替えることで、トランジスタＱ６１のコレクタと接地面ｇｎｄとの短絡状態および開放状態を切り替えることが可能なスイッチでさえあれば、周知のいかなるスイッチをも使用可能である。バイパススイッチ６３がオフ状態（非導通状態）のとき、トランジスタＱ６１のコレクタと接地面ｇｎｄとは開放され、トランジスタＱ６１のコレクタに加算電流（ＩｐｄＡ＋ＩｐｄＢ＋ＩｐｄＣ＋ＩｐｄＤ）が供給されるため、図５に示す電流加算回路２２は、図４に示す電流加算回路２１と同じ動作を行う。一方、バイパススイッチ６３がオン状態（導通状態）のとき、トランジスタＱ６１のコレクタと接地面ｇｎｄとは短絡され、図５に示す電流加算回路２２は、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄのアノードが接地面ｇｎｄに接地される構成となるため、トランジスタＱ６１のコレクタへの加算電流（ＩｐｄＡ＋ＩｐｄＢ＋ＩｐｄＣ＋ＩｐｄＤ）の供給が遮断され、結果、電流加算回路としての機能自体が停止される。
【０１２９】
図５に示す電流加算回路２２の構成によれば、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄが出力する光電流ＩｐｄＡ〜ＩｐｄＤを加算する必要がないとき、バイパススイッチ６３をオン状態とすることで、電流加算回路２２は、該光電流ＩｐｄＡ〜ＩｐｄＤの加算を実施しない。
【０１３０】
本発明に係る受光アンプ素子がＲＦ信号ＶＲＦを出力する必要がある場合は、主に光ディスクから情報を読み出す場合であるが、該光ディスクへの記録を行う場合については、該ＲＦ信号ＶＲＦを出力する必要がない。そのため、バイパススイッチ６３は、メイン前段アンプＭＡのゲイン切り替え、即ち、スイッチ４０３の切り替えと連動するように、その切り替えタイミングを制御することにより、電流加算回路２２では、該光ディスクの再生時にのみ、出力電流Ｎ（ＩｐｄＡ＋ＩｐｄＢ＋ＩｐｄＣ＋ＩｐｄＤ）を出力することができる。また、ＲＦアンプＲＡ（図１参照）は、比較的高速で駆動するものであるため、光ディスクへの記録時にもＲＦ信号ＶＲＦを出力するように該ＲＦアンプＲＡを駆動させると、該ＲＦアンプＲＡ自身の発振、および、該ＲＦアンプＲＡから出力される信号のメイン前段アンプＭＡへの入力信号帰還に起因する該メイン前段アンプＭＡの発振等の不具合が発生する虞がある。しかしながら、電流加算回路２２では、上記切り替えタイミングの制御により、該光ディスクへの記録時には、出力電流Ｎ（ＩｐｄＡ＋ＩｐｄＢ＋ＩｐｄＣ＋ＩｐｄＤ）の出力を停止することができるため、ＲＦアンプＲＡの動作安定性が向上し、上記発振等の不具合が発生する虞を低減することができる。
【０１３１】
ここで、パラメータ「Ｎ」は、電流加算回路２、つまり、電流加算回路２１または電流加算回路２２の電流増幅率である。このパラメータ「Ｎ」は、トランジスタＱ６１とトランジスタＱ６２とのサイズ比により、即ち、トランジスタＱ６２のサイズをトランジスタＱ６１のサイズのＮ倍とすることにより、適宜設定することが可能である。これにより、ＲＦ信号ＶＲＦは、信号成分のレベルのみがＮ倍に増幅されるため、Ｓ／Ｎをさらに改善することができる。
【０１３２】
電流加算回路２１または電流加算回路２２の構成によれば、図１に示す電流加算回路２を、簡単かつ単純な回路構成により実現することが可能となる。
【０１３３】
なお、図４に示す電流加算回路２１および図５に示す電流加算回路２２はいずれも、トランジスタＱ６１および／またはトランジスタＱ６２として、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを備える構成であるが、これに限定されない。即ち、トランジスタＱ６１および／またはトランジスタＱ６２は、ＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）等のＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）電界効果トランジスタであってもよい。トランジスタＱ６１および／またはトランジスタＱ６２として、ＭＯＳ電界効果トランジスタを用いた場合は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを用いた場合において、ベースがＭＯＳ電界効果トランジスタのゲートに、エミッタがＭＯＳ電界効果トランジスタのソースに、コレクタがＭＯＳ電界効果トランジスタのドレインに、それぞれ置換可能である。
【０１３４】
ここからは、ＰＤ受光領域３０１Ａ〜３０１Ｄを有している受光素子３０１（即ち、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄを有している受光素子４００）として用いられるＰＤの具体的な構造について、図６および図９を参照して説明する。
【０１３５】
図６（ａ）は、従来技術に係るＰＤの構造を示す断面図である。図６（ｂ）は、本発明に係るＰＤの一構造例を示す断面図である。図６（ｃ）は、本発明に係るＰＤの別の構造例を示す断面図である。
【０１３６】
なお、図６（ａ）〜（ｃ）に示すＰＤ６００、ＰＤ６１０、およびＰＤ６２０はいずれも、図９に示す受光素子３０１の平面図の、９０Ａ−９０Ａ線、もしくは、９０Ｂ−９０Ｂ線における断面の構造を、詳細に図示した図である。
【０１３７】
ここで、図９に示すとおり、受光素子３０１のアノード電極（アノードコンタクト領域）９１は、受光素子３０１自身の外周部分全体を覆うように形成されているのが好ましい。これにより、受光素子３０１では、アノード電極９１の直列抵抗値を低減させることが可能となるため、本発明に係る受光アンプ素子では、ＲＦアンプＲＡ（図１参照）の入力抵抗を低減させることが可能となる。結果、本発明に係る受光アンプ素子では、ノイズ特性および応答周波数特性等の悪化を抑制することができる。なお、図９に示す受光素子３０１のアノード電極９１は、後述する、図６（ａ）に示すＰＤ６００のアノード電極６０４、図６（ｂ）、（ｃ）に示すＰＤ６１０、６２０のアノード電極６１６に対応するものである。
【０１３８】
また、図９に図示されている参照符号９２Ａ〜９２Ｄの部材は、受光素子３０１のカソード電極である。このカソード電極９２Ａ〜９２Ｄはそれぞれ、後述する、図６（ａ）に示すＰＤ６００のカソード電極６０５Ａ〜６０５Ｄ、図６（ｂ）、（ｃ）に示すＰＤ６１０、６２０のカソード電極６１７Ａ〜６１７Ｄに対応するものである。
【０１３９】
図６（ａ）に示すＰＤ６００は、Ｐ型半導体基板６０１、Ｐ型エピタキシャル層６０２、Ｎ＋材料（Ｎ型不純物）層６０３Ａ、６０３Ｂ、アノード電極６０４、カソード電極６０５Ａ〜６０５Ｄ、トレンチ６０６、およびＮ型エピタキシャル層６０７を備える構成である。
【０１４０】
Ｐ型半導体基板６０１は、ＰＤ６００の最下層に設けられている。このＰ型半導体基板６０１は、Ｐ型エピタキシャル層６０２およびＮ型エピタキシャル層６０７を貫通するように２箇所突出しており、該突出している箇所は、その上端部分が露出している。該露出している上端部分は、アノード電極６０４と電気的に接続されている。
【０１４１】
Ｐ型エピタキシャル層６０２は、Ｐ型半導体基板６０１上に積層されているが、上述したとおり、Ｐ型半導体基板６０１の上記突出している箇所が貫通した状態で、Ｐ型半導体基板６０１上に積層されている。また、Ｐ型エピタキシャル層６０２は、Ｎ＋材料層６０３ＡとＮ＋材料層６０３Ｂとに挟まれた部分において、Ｎ型エピタキシャル層６０７を貫通するように１箇所突出している。
【０１４２】
Ｎ＋材料層６０３Ａ、６０３Ｂは、Ｐ型エピタキシャル層６０２上に積層されているが、Ｐ型エピタキシャル層６０２の上記突出している箇所の両側にそれぞれ設けられている。Ｎ＋材料層６０３Ａ、６０３Ｂはいずれも、その上端部分に露出している部分を有しており、該露出している部分はそれぞれ、カソード電極６０５Ａ〜６０５Ｄと電気的に接続されている。
【０１４３】
トレンチ６０６は、Ｐ型半導体基板６０１の上記突出している箇所近傍に、Ｐ型エピタキシャル層６０２およびＮ型エピタキシャル層６０７に形成されている。
【０１４４】
図６（ａ）に示すＰＤ６００が、図９に示す受光素子３０１の、９０Ａ−９０Ａ線における断面を図示した図であるとする場合、図６（ａ）に示すカソード電極６０５Ａは、ＰＤ４００Ａ（図１参照）のカソードの役割を果たし、図６（ａ）に示すカソード電極６０５Ｂは、ＰＤ４００Ｂ（図１参照）のカソードの役割を果たす。つまり、この場合、図６（ａ）に示すＰＤ６００は、カソード電極６０５Ａから光電流ＩｐｄＡを、カソード電極６０５Ｂから光電流ＩｐｄＢを、それぞれ出力することができる構造である。
【０１４５】
図６（ａ）に示すＰＤ６００が、図９に示す受光素子３０１の、９０Ｂ−９０Ｂ線における断面を図示した図であるとする場合、図６（ａ）に示すカソード電極６０５Ｃは、ＰＤ４００Ｃ（図１参照）のカソードの役割を果たし、図６（ａ）に示すカソード電極６０５Ｄは、ＰＤ４００Ｄ（図１参照）のカソードの役割を果たす。つまり、この場合、図６（ａ）に示すＰＤ６００は、カソード電極６０５Ｃから光電流ＩｐｄＣを、カソード電極６０５Ｄから光電流ＩｐｄＤを、それぞれ出力することができる構造である。
【０１４６】
一方、図６（ａ）に示すＰＤ６００は、アノード電極６０４が、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄ（図１参照）のアノードの役割を果たしている。アノード電極６０４は、該ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄを有する受光素子４００（図１参照）の外周部分を覆うように形成されている。しかしながら、図６（ａ）に示すＰＤ６００のアノード電極６０４は、接地面ｇｎｄに接地されているため、アノード電極６０４から光電流のみを出力することはできない。
【０１４７】
図６（ｂ）に示すＰＤ６１０は、Ｐ型半導体基板６１１、Ｎ型材料層６１２、Ｐ型材料層６１３、Ｐ型エピタキシャル層６１４、Ｎ＋材料層６１５Ａ、６１５Ｂ、アノード電極６１６、カソード電極６１７Ａ〜６１７Ｄ、トレンチ６１８Ａ、６１８Ｂ、およびＮ型エピタキシャル層６１９を備える構成である。
【０１４８】
Ｐ型半導体基板６１１は、Ｐ型半導体材料からなり、ＰＤ６１０の最下層に設けられている。なお、Ｐ型半導体材料に添加する不純物としては例えば、ホウ素が使用される。
【０１４９】
Ｎ型材料層６１２は、Ｎ型半導体材料からなり、Ｐ型半導体基板６１１上に積層されている。なお、Ｎ型半導体材料に添加する不純物としては例えば、ヒ素またはアンチモンが使用される。
【０１５０】
Ｐ型材料層６１３は、上記Ｐ型半導体材料からなり、Ｎ型材料層６１２上に積層されている。このＰ型材料層６１３は、Ｐ型エピタキシャル層６１４およびＮ型エピタキシャル層６１９を貫通するように２箇所突出しており、該突出している箇所は、その上端部分が露出している。該露出している上端部分は、アノード電極６１６と電気的に接続されているため、Ｐ型材料層６１３は、ＰＤ６１０のアノードとなる。
【０１５１】
エピタキシャル成長された上記Ｐ型半導体材料からなるＰ型エピタキシャル層６１４は、Ｐ型材料層６１３上に積層されているが、上述したとおり、Ｐ型材料層６１３の上記突出している箇所が貫通した状態で、Ｐ型材料層６１３上に積層されている。また、Ｐ型エピタキシャル層６１４は、Ｎ＋材料層６１５ＡとＮ＋材料層６１５Ｂとに挟まれた部分において、エピタキシャル成長された上記Ｎ型半導体材料からなるＮ型エピタキシャル層６１９を貫通するように１箇所突出している。
【０１５２】
Ｎ＋材料層６１５Ａ、６１５Ｂは、Ｐ型エピタキシャル層６１４上に積層されているが、Ｐ型エピタキシャル層６１４の上記突出している箇所の両側にそれぞれ設けられている。Ｎ＋材料層６１５Ａ、６１５Ｂはいずれも、その上端部分に露出している部分を有しており、該露出している部分はそれぞれ、カソード電極６１７Ａ（またはカソード電極６１７Ｄ）、６１７Ｂ（またはカソード電極６１７Ｃ）と電気的に接続されている。
【０１５３】
トレンチ６１８Ａは、Ｐ型材料層６１３の上記突出している箇所近傍に、Ｐ型エピタキシャル層６１４およびＮ型エピタキシャル層６１９に形成されている。トレンチ６１８Ｂは、Ｐ型材料層６１３の上記突出している箇所近傍に、Ｐ型エピタキシャル層６１４、Ｎ型エピタキシャル層６１９、およびＰ型材料層６１３に形成されている。
【０１５４】
図６（ｂ）に示すＰＤ６１０が、図９に示す受光素子３０１の、９０Ａ−９０Ａ線における断面を図示した図であるとする場合、図６（ｂ）に示すカソード電極６１７Ａは、ＰＤ４００Ａ（図１参照）のカソードの役割を果たし、図６（ｂ）に示すカソード電極６１７Ｂは、ＰＤ４００Ｂ（図１参照）のカソードの役割を果たす。つまり、この場合、図６（ｂ）に示すＰＤ６１０は、カソード電極６１７Ａから光電流ＩｐｄＡを、カソード電極６１７Ｂから光電流ＩｐｄＢを、それぞれ出力することができる構造である。
【０１５５】
図６（ｂ）に示すＰＤ６００が、図９に示す受光素子３０１の、９０Ｂ−９０Ｂ線における断面を図示した図であるとする場合、図６（ｂ）に示すカソード電極６１７Ｃは、ＰＤ４００Ｃ（図１参照）のカソードの役割を果たし、図６（ｂ）に示すカソード電極６１７Ｄは、ＰＤ４００Ｄ（図１参照）のカソードの役割を果たす。つまり、この場合、図６（ｂ）に示すＰＤ６１０は、カソード電極６１７Ｃから光電流ＩｐｄＣを、カソード電極６１７Ｄから光電流ＩｐｄＤを、それぞれ出力することができる構造である。
【０１５６】
一方、図６（ｂ）に示すＰＤ６１０は、アノード電極６１６が、ＰＤ４００Ａ〜４００Ｄ（図１参照）のアノードの役割を果たしている。図６（ｂ）に示すＰＤ６１０のアノード電極６１６から引き出された配線にある点「Ｑ」は、図４、５に示す、ＰＤ４００Ａ〜４００ＤとトランジスタＱ６１との間のノード「Ｑ」となる。そのため、アノード電極６１６からは、光電流ＩｐｄＡ〜ＩｐｄＤの加算電流を出力することが可能となる。
【０１５７】
なお、上述した、カソード電極６１７Ａ〜６１７Ｄおよびアノード電極６１６の役割は、後述する図６（ｃ）に示すＰＤ６２０においても同じである。
【０１５８】
また、図６（ｃ）に示すＰＤ６２０は、図６（ｂ）に示すＰＤ６１０の構造において、Ｐ型半導体基板６１１は、ＰＤ６２０の最下層に設けられており、かつ、Ｎ型材料層６１２のかわりに、酸化シリコン層（絶縁層）６２１が設けられている。なお、図６（ｃ）に示すＰＤ６２０では、絶縁層の材料として酸化シリコンを用いているが、これに限定されない。即ち、絶縁層の材料としては、酸化シリコン以外にも、窒化シリコン等の絶縁材料を用いることができる。
【０１５９】
図６（ｂ）に示すＰＤ６１０および図６（ｃ）に示すＰＤ６２０に共通する構造は、Ｐ型半導体基板６１１とＰ型エピタキシャル層６１４との間が絶縁（好ましくは、離間）されている構造である。こうした構造により、アノード電極６１６からは、光電流ＩｐｄＡ〜ＩｐｄＤを出力することが可能となる。
【０１６０】
なお、図６（ｂ）に示すＰＤ６１０および図６（ｃ）に示すＰＤ６２０ではいずれも、最下層に設けられた半導体基板がＰ型材料で形成されたＰ型半導体基板６１１である。ここで、最下層に設けられた半導体基板がＮ型材料で形成されたＮ型半導体基板であれば、アノードがメイン前段アンプＭＡ（図１参照）に接続され、カソードが電流加算回路に接続されるＰＤを実現することが可能である。
【０１６１】
以上に説明した構成を有する、本発明に係る受光アンプ素子は、図２に示す光ディスク記録再生装置（本発明に係る光ディスク記録再生装置）の光ピックアップ２００に設けられた受光アンプ素子２０９として好適に用いることができる。これにより、本発明に係る光ディスク記録再生装置では、出力ＲＦ信号のＳ／Ｎが良好な光ディスク記録再生装置を実現することができる。
【０１６２】
本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。即ち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１６３】
本発明は、受光素子からの光電流を、電圧信号に変換すると共に増幅（および加算）する受光アンプ素子に好適に用いることができる。特に、本発明は、光ディスク記録再生装置に備えられる光ピックアップ用素子等の、ノイズ特性および応答周波数特性等において所定の仕様が要求される受光アンプ素子に好適に用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１６４】
【図１】本発明に係る受光アンプ素子のメインチャンネルの回路構成を示す図である。
【図２】受光アンプ素子を備える光ディスク記録再生装置の、光学系の構成を模式的に示す図である。
【図３】光ピックアップにおけるレーザスポットの位置調整の様子を示す図である。
【図４】本発明に係る電流加算回路の一構成例を示す回路図である。
【図５】本発明に係る電流加算回路の別の構成例を示す回路図である。
【図６】図６（ａ）は、従来技術に係るＰＤの構造を示す断面図であり、図６（ｂ）は、本発明に係るＰＤの一構造例を示す断面図であり、図６（ｃ）は、本発明に係るＰＤの別の構造例を示す断面図である。
【図７】図２に示す受光アンプ素子の構成を模式的に示す図である。
【図８】従来技術に係る受光アンプ素子のメインチャンネルの回路構成を示す図である。
【図９】図６（ａ）〜図６（ｃ）に示すＰＤを示す平面図である。
【符号の説明】
【０１６５】
１  メインチャンネル回路
２、２１、２２  電流加算回路
６３  バイパススイッチ（切替回路）
９１、６１６  アノード電極（アノードコンタクト領域）
９２Ａ〜９２Ｄ、６１７Ａ〜６１７Ｄ  カソード電極
１００  光ディスク
２００  光ピックアップ
２０１  レーザ
２０２  回折格子
２０３  コリメータレンズ
２０４  ビームスプリッタ
２０５  ４分の１波長板
２０６  収差補正レンズ
２０７  対物レンズ
２０８  スポットレンズ
２０９、２１０、３５０  受光アンプ素子
３００Ａ〜３００Ｄ、３０１Ａ〜３０１Ｄ、３０２Ａ〜３０２Ｄ
ＰＤ受光領域（受光領域）
３００〜３０２、４００  受光素子
４００Ａ〜４００Ｄ  ＰＤ（受光素子４００の受光領域）
６１０、６２０  ＰＤ
３１３、３２３、３３６  受光アンプ回路
６１１  Ｐ型半導体基板
６１２  Ｎ型材料層
６１３  Ｐ型材料層
６１４  Ｐ型エピタキシャル層
６１５Ａ、６１５Ｂ  Ｎ＋材料層
６１８Ａ、６１８Ｂ  トレンチ
６１９  Ｎ型エピタキシャル層
６２１  酸化シリコン層（絶縁層）
ｇｎｄ  接地面
ＭＡ    メイン前段アンプ（利得可変アンプ）
ＭＢ    メイン後段アンプ
Ｑ６１  トランジスタ（第１トランジスタ）
Ｑ６２  トランジスタ（第２トランジスタ）
ＲＡ  ＲＦアンプ
【図１】
2009260503.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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