(57)【要約】【課題】  スイッチングによる電力変換ロスを低減すると共に、無効電力を効率良く処理する直流−交流変換の電力変換器を提供する。【解決手段】  ＤＣ−ＤＣ変換器として用いられる第１のスイッチング回路１では直流パルス電圧信号を発生させるための高速スイッチング動作を行う。ＤＣ−ＡＣ変換器として用いられる第２のスイッチング回路４は、第１のスイッチング回路Ｓ１と同期するが、交流正弦波信号の周波数でスイッチングを行う。【選択図】  図１
2009095120.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列接続された極性が等しい２つの一次巻線と、直列接続された極性が等しい２つの二次巻線とを備えたトランスと、
前記２つの一次巻線の接続点に一方の出力端子が接続された直流電源と、
前記２つの一次巻線と前記直流電源の他方の出力端子との間にそれぞれ配置された２つのスイッチ素子を備えて構成されて、前記２つのスイッチ素子のオン・オフを制御することにより、前記直流電源から出力される直流電圧を、位相が異なるパルス幅変調された第１及び第２の直流パルス電圧信号に変換する第１のスイッチング回路と、
４つのダイオードがブリッジ接続されて構成され、前記トランスの二次側に並列接続されて、前記第１及び第２の直流パルス電圧信号を合成して、正弦波電圧波形を作るために必要なパルス幅変調信号として出力するダイオードブリッジ回路と、
前記パルス幅変調信号を前記正弦波電圧波形の半周期に相当するスイッチング周期で交互に極性を反転させて通過させる第２のスイッチング回路と、
前記第２のスイッチング回路の出力側に設けられて前記第２のスイッチング回路を通過する前記パルス幅変調信号を平滑する平滑回路とを備え、
前記第１のスイッチング回路と前記第２のスイッチング回路とは、前記平滑回路から出力される交流電圧波形が前記正弦波電圧波形となるように同期して動作することを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
直列接続された極性が等しい２つの一次巻線と、直列接続された極性が等しい２つの二次巻線とを備えたトランスと、
直流電源と、
直列接続された２つのスイッチ素子からなる第１のアーム回路と、直接接続された２つのスイッチ素子からなる第２のアーム回路とが前記直流電源と並列接続されて構成され、前記第１のアーム回路の中点が前記２つの一次巻線の一方に接続され、前記第２のアーム回路の中点が前記２つの一次巻線の他方に接続され、４つの前記スイッチ素子のオン・オフを制御することにより、前記直流電源から出力される直流電圧を、位相が異なるパルス幅変調された第１及び第２の直流パルス電圧信号に変換する第１のスイッチング回路と、
４つのダイオードがブリッジ接続されて構成され、前記トランスの二次側に並列接続されて、前記第１及び第２の直流パルス電圧信号を合成して、正弦波電圧波形を作るために必要なパルス幅変調信号として出力するダイオードブリッジ回路と、
前記パルス幅変調信号を前記正弦波電圧波形の半周期に相当するスイッチング周期で交互に極性を反転させて通過させる第２のスイッチング回路と、
前記第２のスイッチング回路の出力側に設けられて前記第２のスイッチング回路を通過する前記パルス幅変調信号を平滑する平滑回路とを備え、
前記第１のスイッチング回路と前記第２のスイッチング回路とは、前記平滑回路から出力される交流電圧波形が前記正弦波電圧波形となるように同期して動作することを特徴とする電力変換器。
【請求項３】
前記直流電源の２つの前記出力端子間には電源用コンデンサが並列接続されている請求項１または２に記載の電力変換器。
【請求項４】
直列接続された極性が等しい２つの一次巻線と、直列接続された極性が等しい２つの二次巻線とを備えたトランスと、
直流電源と、
直列接続された２つのスイッチ素子からなる第１のアーム回路と、直接接続された２つのコンデンサからなる第２のアーム回路とが前記直流電源と並列接続されて構成され、前記第１のアーム回路の中点が前記２つの一次巻線の一方に接続され、前記第２のアーム回路の中点が前記２つの一次巻線の他方に接続され、２つの前記スイッチ素子のオン・オフを制御することにより、前記直流電源から出力される直流電圧を、位相が異なるパルス幅変調された第１及び第２の直流パルス電圧信号に変換する第１のスイッチング回路と、
４つのダイオードがブリッジ接続されて構成され、前記トランスの二次側に並列接続されて、前記第１及び第２の直流パルス電圧信号を合成して、正弦波電圧波形を作るために必要なパルス幅変調信号として出力するダイオードブリッジ回路と、
前記パルス幅変調信号を前記正弦波電圧波形の半周期に相当するスイッチング周期で交互に極性を反転させて通過させる第２のスイッチング回路と、
前記第２のスイッチング回路の出力側に設けられて前記第２のスイッチング回路を通過する前記パルス幅変調信号を平滑する平滑回路とを備え、
前記第１のスイッチング回路と前記第２のスイッチング回路とは、前記平滑回路から出力される交流電圧波形が前記正弦波電圧波形となるように同期して動作することを特徴とする電力変換器。
【請求項５】
直列接続された極性が等しい２つの一次巻線と、直列接続された極性が異なる２つの二次巻線とを備えたトランスと、
前記２つの一次巻線の接続点に一方の出力端子が接続された直流電源と、
前記２つの一次巻線と前記直流電源の他方の出力端子との間にそれぞれ配置された第１及び第２のスイッチ素子を備えて構成されて、該第１及び第２のスイッチ素子のオン・オフを制御することにより、前記直流電源から出力される直流電圧を、位相が異なるパルス幅変調された第１及び第２の直流パルス電圧信号に変換する第１のスイッチング回路と、
前記トランスの二次側に配置され且つ第３及び第４のスイッチ素子を備えて構成されて、該第３及び第４のスイッチ素子のオン・オフを制御することにより、前記第１及び第２の直流パルス電圧信号を合成して、正弦波電圧波形を作るために必要なパルス幅変調信号として出力する同期整流回路と、
前記パルス幅変調信号を前記正弦波電圧波形の半周期に相当するスイッチング周期で交互に極性を反転させて通過させる第２のスイッチング回路と、
前記第２のスイッチング回路の出力側に設けられて前記第２のスイッチング回路を通過する前記パルス幅変調信号を平滑する平滑回路とを備え、
前記２つの二次巻線の共通接続点が、前記第２のスイッチング回路の一方の入力点に接続され、
前記同期整流回路は、前記２つのスイッチ素子が、前記第２のスイッチング回路の他方の入力点と前記２つの二次巻線との間にそれぞれ配置された構成を有し、
前記同期整流回路の前記第３及び第４のスイッチ素子のオン期間が、前記第１のスイッチング回路の前記第１及び第２のスイッチ素子のオン期間よりも広くなるようにした状態で、前記第１のスイッチング回路の前記第１及び第２のスイッチ素子と前記同期整流回路の前記第３及び第４のスイッチ素子とが同期して動作し、
前記第１のスイッチング回路と前記第２のスイッチング回路とが、前記平滑回路から出力される交流電圧波形が前記正弦波電圧波形となるように同期して動作することを特徴とする電力変換器。
【請求項６】
直列接続された極性が等しい２つの一次巻線と、直列接続された極性が異なる２つの二次巻線とを備えたトランスと、
直流電源と、
直列接続された第１及び第２のスイッチ素子からなる第１のアーム回路と、直列接続された第３及び第４のスイッチ素子からなる第２のアーム回路とが前記直流電源と並列接続されて構成され、前記第１のアーム回路の中点が前記２つの一次巻線の一方に接続され、
前記第２のアーム回路の中点が前記２つの一次巻線の他方に接続され、前記第１乃至第４の前記スイッチ素子のオン・オフを制御することにより、前記直流電源から出力される直流電圧を、位相が異なるパルス幅変調された第１及び第２の直流パルス電圧信号に変換する第１のスイッチング回路と、
前記トランスの二次側に配置され且つ第５及び第６のスイッチ素子を備えて構成されて、該第５及び第６のスイッチ素子のオン・オフを制御することにより、前記第１及び第２の直流パルス電圧信号を合成して、正弦波電圧波形を作るために必要なパルス幅変調信号として出力する同期整流回路と、
前記パルス幅変調信号を前記正弦波電圧波形の半周期に相当するスイッチング周期で交互に極性を反転させて通過させる第２のスイッチング回路と、
前記第２のスイッチング回路の出力側に設けられて前記第２のスイッチング回路を通過する前記パルス幅変調信号を平滑する平滑回路とを備え、
前記２つの二次巻線の共通接続点が、前記第２のスイッチング回路の一方の入力点に接続され、
前記同期整流回路は、前記２つのスイッチ素子が、前記第２のスイッチング回路の他方の入力点と前記２つの二次巻線との間にそれぞれ配置された構成を有し、
前記同期整流回路の前記第５及び第６のスイッチ素子のオン期間が、前記第１のスイッチング回路の前記第１乃至第４のスイッチ素子のオン期間よりも広くなるようにした状態で、前記第１のスイッチング回路の前記第１乃至第４のスイッチ素子と前記同期整流回路の前記第５及び第６のスイッチ素子とが同期して動作し、
前記第１のスイッチング回路と前記第２のスイッチング回路とが、前記平滑回路から出力される交流電圧波形が前記正弦波電圧波形となるように同期して動作することを特徴とする電力変換器。
【請求項７】
前記直流電源の２つの前記出力端子間には電源用コンデンサが並列接続されている請求項５または６に記載の電力変換器。
【請求項８】
直列接続された極性が等しい２つの一次巻線と、直列接続された極性が異なる２つの二次巻線とを備えたトランスと、
直流電源と、
直列接続された第１及び第２のスイッチ素子からなる第１のアーム回路と、直接接続された２つのコンデンサからなる第２のアーム回路とが前記直流電源と並列接続されて構成され、前記第１のアーム回路の中点が前記２つの一次巻線の一方に接続され、前記第２のアーム回路の中点が前記２つの一次巻線の他方に接続され、前記第１及び第２の前記スイッチ素子のオン・オフを制御することにより、前記直流電源から出力される直流電圧を、位相が異なるパルス幅変調された第１及び第２の直流パルス電圧信号に変換する第１のスイッチング回路と、
前記トランスの二次側に配置され且つ第３及び第４のスイッチ素子を備えて構成されて、該第３及び第４のスイッチ素子のオン・オフを制御することにより、前記第１及び第２の直流パルス電圧信号を合成して、正弦波電圧波形を作るために必要なパルス幅変調信号として出力する同期整流回路と、
前記パルス幅変調信号を前記正弦波電圧波形の半周期に相当するスイッチング周期で交互に極性を反転させて通過させる第２のスイッチング回路と、
前記第２のスイッチング回路の出力側に設けられて前記第２のスイッチング回路を通過する前記パルス幅変調信号を平滑する平滑回路とを備え、
前記２つの二次巻線の共通接続点が、前記第２のスイッチング回路の一方の入力点に接続され、
前記同期整流回路は、前記２つのスイッチ素子が、前記第２のスイッチング回路の他方の入力点と前記２つの二次巻線との間にそれぞれ配置された構成を有し、
前記同期整流回路の前記第３及び第４のスイッチ素子のオン期間が、前記第１のスイッチング回路の前記第１及び第２のスイッチ素子のオン期間よりも広くなるようにした状態で、前記第１のスイッチング回路の前記第１及び第２のスイッチ素子と前記同期整流回路の前記第３及び第４のスイッチ素子とが同期して動作し、
前記第１のスイッチング回路と前記第２のスイッチング回路とが、前記平滑回路から出力される交流電圧波形が前記正弦波電圧波形となるように同期して動作することを特徴とする電力変換器。
【請求項９】
前記第２のスイッチング回路は、直列接続された２つのスイッチ素子からなる第１のアーム回路と、直接接続された２つのスイッチ素子からなる第２のアーム回路とが並列接続されて構成されており、
前記第１及び第２のアーム回路は、前記ダイオードブリッジ回路または前記同期整流回路に並列接続されており、
前記第１のアーム回路の中点と前記第２のアーム回路の中点との間に前記平滑回路が接続されている請求項１，２，４，５，６または８に記載の電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を交流電力に変換するための電力変換器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の直流−交流電力変換器は、直流電源をＤＣ−ＤＣコンバータで後段の変換処理に必要な直流電圧まで昇圧し、その後、ＤＣ−ＡＣインバータにて直流−交流変換を行い、所要の交流電圧を発生させている。たとえば、このような用途に使用されるＤＣ−ＤＣコンバータには特開２００１−３３９９４５号公報（特許文献１）に一例が記載されており、またＤＣ−ＡＣインバータについては特開２００３−１４３７６０号公報（特許文献２）に記載されている。
【０００３】
図７は従来の直流−交流変換をするための電力変換器の回路構成を示しており、図８は図７の従来の電力変換器の回路の各部の動作波形を示している。図７にＡ乃至Ｇの符号で示した部分に現れる動作波形は、図８（Ａ）乃至（Ｇ）に示す通りである。なお図８（Ｓ）は、後述する第２のスイッチング回路を構成するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６の一つに与えられる制御信号波形である。トランジスタスイッチ素子Ｑ１及びＱ２と、ダイオードＤ１及びＤ２と、コンデンサＣ１とから構成される第１のスイッチング回路１は、直流電源ＤＣに接続した２つのトランジスタスイッチ素子Ｑ１及びＱ２のオン・オフを制御することにより、直流電源ＤＣの直流電圧［図８（Ａ）］を図８（Ｂ）及び図８（Ｃ）に示すような直流パルス電圧信号に変換する。トランスＴは、この直流パルス電圧信号を後段の変換処理に必要な電圧まで昇圧する。トランジスタスイッチ素子Ｑ１及びＱ２のオン／オフ時間のデユーテイ比とトランスＴの一次／二次巻線比を決めることで、図８（Ｄ）に示すＤの位置の出力電圧を制御している。その後、この電圧は、ダイオードブリッジ回路２を有する整流回路３で整流されて平滑される。整流はダイオードブリッジ回路２で実施され、平滑はインダクタＬ１とコンデンサＣ２とからなる平滑回路で実施される。このようにして平滑された直流電圧は図８（Ｅ）に示す通りである。ＤＣ−ＡＣインバータ回路を構成する第２のスイッチング回路４は、４つのスイッチ素子Ｑ３〜Ｑ６と４つのダイオードＤ３〜Ｄ６によって構成される。これらのスイッチ素子Ｑ３〜Ｑ６のオン・オフを制御することで、直流電圧を図８（Ｆ）に示すようなパルス幅変調信号に変換し出力する。そしてこのパルス幅変調信号を時系列に並べ、パルス幅変調信号の実効電力が所要の正弦波電圧波形となるようにスイッチ素子Ｑ３〜Ｑ６のオン／オフ時間のデユーテイ比を制御し、インダクタＬ２とコンデンサＣ３とからなる平滑回路５を通すことで、図８（Ｇ）に示すように正弦波電圧波形を得る。
【特許文献１】特開２００１−３３９９４５号公報
【特許文献２】特開２００３−１４３７６０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
一般に電圧変換器は小型化が要求されているが、そのためには、トランス、チョークコイル、コンデンサなどの電圧変換器を構成する電力部品を小さくする必要があり、部品を小さくするためには、スイッチ素子を数百kHz以上の高い周波数で制御する必要がある。しかし、高い周波数でスイッチング制御を行うと、スイッチング時に電力ロスが発生し、従来の直流−交流変換の電力変換器のように第１のスイッチ回路１（ＤＣ−ＤＣコンバータ回路）と第２のスイッチ回路４（ＤＣ−ＡＣインバータ回路）とで構成している場合、高速スイッチングをスイッチ回路１及び４で２回行うため、スイッチングロスが更に大きくなるという欠点があった。また整流用のダイオードＤ１１〜Ｄ１４の電圧ドロップによる損失が大きいという欠点も有する。また従来の電力変換器では、インダクタとコンデンサとからなるフィルター回路が必要であった。
【０００５】
本発明の目的は、直流−交流変換の電力変換器で高速スイッチングを行う箇所を１箇所に限定して、スイッチングロスを軽減した電力変換器を提供することにある。
【０００６】
本発明の他の目的はダイオードブリッジ回路のかわりにスイッチ素子を備えた同期整流回路を採用することで、ダイオードの電圧ドロップによるロスを減らすとともに、負荷側で発生した無効電力を入力直流電力側に戻すことで無駄な電力の消費を回避し、さらに電力変換器を構成する素子の破損の危険性を防ぐことができる直流−交流変換の電力変換器を提供することにある。
【０００７】
本発明のさらに他の目的は、同期整流回路のスイッチ制御タイミングを調整することで整流時の損失を極力小さくした電力変換器を提供することにある。
【０００８】
本発明のさらに他の目的は、フィルター回路を不要とした電力変換器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
基本となる本発明は、直列接続された極性が等しい２つの一次巻線及び直列接続された極性が等しい２つの二次巻線を備えたトランスと、２つの一次巻線の接続点に一方の出力端子が接続された直流電源と、第１のスイッチング回路と、ダイオードブリッジ回路と、第２のスイッチング回路と、平滑回路とを備えている。第１のスイッチング回路は、トランスの２つの一次巻線と直流電源の他方の出力端子との間にそれぞれ配置された２つのスイッチ素子を備えて構成されている。第１のスイッチング回路は、２つのスイッチ素子のオン・オフを制御することにより、直流電源から出力される直流電圧を、位相が異なるパルス幅変調された第１及び第２の直流パルス電圧信号に変換する。またダイオードブリッジ回路は、４つのダイオードがブリッジ接続されて構成され、トランスの二次側に並列接続されて、第１及び第２の直流パルス電圧信号を合成して、正弦波電圧波形を作るために必要なパルス幅変調信号として出力する。また第２のスイッチング回路は、パルス幅変調信号を正弦波電圧波形の半周期に相当するスイッチング周期で交互に極性を反転させて通過させる。そして平滑回路は、第２のスイッチング回路の出力側に設けられて第２のスイッチング回路を通過する前記パルス幅変調信号を平滑する。本発明では、第１のスイッチング回路と第２のスイッチング回路とは、平滑回路から出力される交流電圧波形が正弦波電圧波形となるように同期して動作する。本発明では、第１のスイッチング回路を構成する２つのスイッチ素子は、高速スイッチングを行うが、第２のスイッチング回路は、第１のスイッチング回路と同期して動作（一部の動作タイミング合っているが、動作周波数は一致しない）はするものの、ダイオードブリッジ回路から出力されたパルス幅変調信号を正弦波電圧波形の半周期に相当するスイッチング周期で交互に極性を反転させて通過させるように動作するだけである。したがって第２のスイッチング回路は、第１のスイッチング回路のように高速スイッチングを行うことがない。したがって本発明によれば、直流−交流変換の電力変換器で高速スイッチングを行う箇所を１箇所に限定して、スイッチングロスを軽減した電力変換器を提供することができる。また本発明によれば、従来のように、インダクタ及びコンデンサからなるフィルターを用いる必要がなくなる利点が得られる。
【００１０】
また上記の構成において、ダイオードブリッジ回路を同期整流回路に置き換えることができる。なお同期整流回路を用いる場合には、トランスの二次側は、極性が異なる２つの二次巻線を直列に接続する。そして同期整流回路は、トランスの二次側に配置され且つ第３及び第４のスイッチ素子を備えて構成されて、該第３及び第４のスイッチ素子のオン・オフを制御することにより、第１及び第２の直流パルス電圧信号を合成して、正弦波電圧波形を作るために必要なパルス幅変調信号として出力するものである。この同期整流回路は、２つのスイッチ素子が、第２のスイッチング回路の他方の入力点と２つの二次巻線との間にそれぞれ配置された構成を有する。そしてこの同期整流回路では、第３及び第４のスイッチ素子のオン期間が、第１のスイッチング回路の第１及び第２のスイッチ素子のオン期間よりも広くなるようにした状態で、第１のスイッチング回路の第１及び第２のスイッチ素子と同期整流回路の第３及び第４のスイッチ素子とが同期して動作させる。ダイオードブリッジ回路に代えて同期整流回路を採用した場合には、ダイオードブリッジ回路を採用していた場合には順方向の大きな電圧ドロップが発生したのに対して、同期整流回路に使用可能なＦＥＴやＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子のオン抵抗は極めて小さいため、変換ロスの大きな低減が図れる。加えて、負荷側で発生した無効電力はダイオード整流では経路が断たれていたため電力変換器の大きな負担となっていたが、同期整流回路では無効電力を入力直流電源側に戻す経路ができるため電圧変換器を構成する素子の破損を防ぐと共に無効電力の入力直流電源側への電力回収も可能となる。さらに同期整流回路のスイッチ素子のオン期間が、第１のスイッチング回路のスイッチ素子のオン期間よりも広くなるようにした状態で、第１のスイッチング回路のスイッチ素子と同期整流回路のスイッチ素子とを同期して動作させることで、同期整流回路の電力損失をさらに小さくすることが可能となる。
【００１１】
またこの場合に直流電源と並列に電源用コンデンサを配置した場合には、同期整流回路からトランス及び第１のスイッチング回路を介して電源用コンデンサに無効電力を蓄積することができる。
【００１２】
なお前述の第１のスイッチング回路は、直列接続された２つのスイッチ素子からなる第１のアーム回路と、直接接続された２つのスイッチ素子からなる第２のアーム回路とが直流電源と並列接続されて構成され、第１のアーム回路の中点が２つの一次巻線の一方に接続され、第２のアーム回路の中点が２つの一次巻線の他方に接続された構成と置き換えることができる。この構成の第１のスイッチング回路では、４つのスイッチ素子のオン・オフを制御することにより、直流電源から出力される直流電圧を、位相が異なるパルス幅変調された第１及び第２の直流パルス電圧信号に変換する。このような構成の第１のスイッチング回路を用いても、基本となる発明と同様に、直流−交流変換の電力変換器で高速スイッチングを行う箇所を１箇所に限定して、スイッチングロスを軽減した電力変換器を提供することができる。
【００１３】
この第１のスイッチング回路を用いる場合にもダイオードブリッジ回路に代えて同期整流回路を用いることができる。この場合の同期整流回路は、トランスの二次側に配置され且つ第５及び第６のスイッチ素子を備えて構成されて、該第５及び第６のスイッチ素子のオン・オフを制御することにより、第１及び第２の直流パルス電圧信号を合成して、正弦波電圧波形を作るために必要なパルス幅変調信号として出力するものである。そしてこの同期整流回路は、２つのスイッチ素子が、第２のスイッチング回路の他方の入力点と２つの二次巻線との間にそれぞれ配置された構成を有している。そして同期整流回路の第５及び第６のスイッチ素子のオン期間は、第１のスイッチング回路の第１乃至第４のスイッチ素子のオン期間よりも広くなるようにした状態で、第１のスイッチング回路の第１乃至第４のスイッチ素子と同期整流回路の第５及び第６のスイッチ素子とが同期して動作する。
【００１４】
さらに第１のスイッチング回路としては、直列接続された２つのスイッチ素子からなる第１のアーム回路と、直接接続された２つのコンデンサからなる第２のアーム回路とが直流電源と並列接続されて構成され、第１のアーム回路の中点が２つの一次巻線の一方に接続され、第２のアーム回路の中点が２つの一次巻線の他方に接続されたものに置き換えることができる。この第１のスイッチング回路では、２つのスイッチ素子のオン・オフを制御することにより、直流電源から出力される直流電圧を、位相が異なるパルス幅変調された第１及び第２の直流パルス電圧信号に変換する。このような構成の第１のスイッチング回路を構成しても、前述と同様に、高速スイッチングを行う箇所を１箇所に限定して、スイッチングロスを軽減した電力変換器を提供することができる。このような第１のスイッチング回路を用いる場合にも、ダイオードブリッジ回路に代えて同期整流回路を用いることができる。
【００１５】
なお前述の第２のスイッチング回路としては、直列接続された２つのスイッチ素子からなる第１のアーム回路と、直接接続された２つのスイッチ素子からなる第２のアーム回路とが並列接続されて構成されたものを用いることができる。このような構成の第２のスイッチング回路を用いた場合には、第１及び第２のアーム回路は、ダイオードブリッジ回路または同期整流回路に並列接続される。そして第１のアーム回路の中点と第２のアーム回路の中点との間に平滑回路を接続すればよい。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、第１のスイッチング回路では直流パルス電圧信号を発生させるための高速スイッチング動作を行うが、第２のスイッチング回路は第１のスイッチング回路と同期はするものの、高速スイッチング動作はせずに交流正弦波信号の周波数でスイッチング動作をするだけであるため、第２のスイッチング回路ではスイッチングロスが発生せず、電力変換ロスを大きく軽減させることができる。
【００１７】
またダイオードブリッジ回路に代えて同期整流回路を採用した場合には、変換ロスの大きな低減が図れる。加えて、負荷側で発生した無効電力はダイオード整流では経路が断たれていたため電力変換器の大きな負担となっていたが、同期整流回路では無効電力を入力直流電源側に戻す経路ができるため電圧変換器を構成する素子の破損を防ぐと共に無効電力の入力直流電源側への電力回収も可能となる。さらに同期整流回路のスイッチ素子のオン期間が、第１のスイッチング回路のスイッチ素子のオン期間よりも広くなるようにした状態で、第１のスイッチング回路のスイッチ素子と同期整流回路のスイッチ素子とを同期して動作させることで、同期整流回路のスイッチングロスが低減でき、同期整流回路の電力損失をさらに小さくすることが可能となる利点が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、図面を参照して本発明の電力変換装置の実施の形態を詳細に説明する。図１は、本発明の電力変換器の第１の実施の形態の回路構成図である。図１に示すように、電力変換器は、第１のスイッチング回路１と、トランスＴと、ダイオードブリッジ回路２と、第２のスイッチング回路４と、平滑回路５とを備えている。トランスＴは、直列接続された極性が等しい２つの一次巻線Ｗ１，Ｗ２と、直列接続された極性が等しい２つの二次巻線Ｗ３，Ｗ４とを備えている。第１のスイッチング回路１は、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するものである。第１のスイッチング回路１は、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を備えている。第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２は、ＭＯＳ型ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）によって構成されている。これらＭＯＳ型ＦＥＴのドレイン・ソース間には、ダイオードＤ１及びＤ２がそれぞれ逆並列接続されている。第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のＦＥＴのソースは、コンデンサＣ１の一端が接続された直流電源Ｅのマイナス端子にそれぞれ接続されている。また第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のＦＥＴのドレインは、直列に接続されたトランスＴの一次巻線Ｗ１及びＷ２の一端と他端とに接続されている。直流電源ＤＣのプラス端子はトランスＴの直列接続された２つの一次巻線Ｗ１及びＷ２の接続点に接続されている。トランスＴの直列された二次巻線Ｗ３及びＷ４の両端には、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４からなるダイオードブリッジ回路２が並列接続されている。すなわちダイオードＤ１１とダイオードＤ１２の接続点に二次巻線Ｗ３の一端（非接続端子）が接続され、ダイオードＤ１３とダイオードＤ１４の接続点に二次巻線Ｗ４の一端（非接続端子）が接続されている。
【００１９】
またダイオードブリッジ回路２の出力部（ダイオードＤ１１及びＤ１３のカソードとダイオードＤ１２及びＤ１４のアノードには、４つのスイッチ素子Ｑ３〜Ｑ６がブリッジ接続されてなるＤＣ−ＡＣコンバータとして機能する第２のスイッチング回路４が接続されている。４つのスイッチ素子Ｑ３〜Ｑ６は、ＭＯＳ型ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）によって構成されており、ＭＯＳ型ＦＥＴのドレイン・ソース間には、ダイオードＤ３乃至Ｄ６がそれぞれ逆並列接続されている。第２のスイッチング回路４の出力部には、インダクタＬ２とコンデンサＣ３とからなる平滑回路５が接続されている。具体的には、スイッチ素子Ｑ３のＦＥＴのソースとスイッチ素子Ｑ４のＦＥＴのドレインの接続点とが、コンデンサＣ３の一端に接続され、スイッチ素子Ｑ５のＦＥＴのソースとスイッチ素子Ｑ５のＦＥＴのドレインの接続点とが、インダクタＬ２の一端に接続されている。インダクタＬ２の他端とコンデンサＣ３の他端とが接続されて、平滑回路５の一方の出力端子を構成しており、コンデンサＣ３の他端が平滑回路５の他方の出力端子を構成している。なお前述のダイオードＤ１乃至Ｄ６は製造上寄生される寄生ダイオードでも良く、寄生ダイオードのみでは順方向の電圧降下が大きいときは外付けにすればよい。
【００２０】
図２（Ａ）乃至（Ｆ）は、図１の電力変換器の回路のＡ乃至Ｆの位置に現れる動作波形を示しており、図２（Ｓ）は第２のスイッチング回路４のスイッチ素子Ｑ３及びＱ６の制御信号である。第２のスイッチング回路４のスイッチ素子Ｑ４及びＱ５の制御信号は、図２（Ｓ）の信号を反転した信号である。第１、第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をオン・オフ制御して、位相が異なるパルス変調を行い、図２（Ｂ）及び（Ｃ）に示す第１、第２の直流パルス電圧信号を出力する。トランスＴで昇圧したのち、ダイオードブリッジ回路２にて、第１、第２の直流パルス電圧信号が合成され、図２（Ｄ）のパルス幅変調信号を出力する。第２のスイッチング回路４は図２（Ｄ）のパルス幅変調信号を所要の正弦波電圧波形の半周期に相当するスイッチング周期（平滑回路５から出力する正弦波信号の周期）で交互に極性を反転させて通過させる。すなわち図２（Ｓ）の制御信号でスイッチ素子Ｑ７〜Ｑ１０を制御し、交互に極性が反転した図２（Ｅ）に示すパルス幅変調信号を出力する。第２のスイッチング回路４の出力［図２（Ｅ）］は、平滑回路５を通すことで図２（Ｆ）に示す正弦波電圧波形となる。本実施の形態では、第１のスイッチング回路と第２のスイッチング回路とは、平滑回路から出力される交流電圧波形が正弦波電圧波形となるように同期して動作する。本実施の形態では、第１のスイッチング回路１を構成する２つのスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２は、高速スイッチングを行う。しかし第２のスイッチング回路４は、第１のスイッチング回路１と同期して動作はするものの、ダイオードブリッジ回路２から出力されたパルス幅変調信号［図２（Ｅ）］を正弦波電圧波形［図２（Ｆ）］の半周期に相当するスイッチング周期で交互に極性を反転させて通過させるように動作するだけである。したがって第２のスイッチング回路４は、第１のスイッチング回路のように高速スイッチングを行うことがない。したがって本実施の形態によれば、直流−交流変換の電力変換器で高速スイッチングを行う箇所を第１のスイッチング回路１に限定するため、スイッチングロスを軽減できる。
【００２１】
図３は、図１の実施の形態の変形例を示す第２の実施の形態の回路である。この回路では、図１の電力変換器のダイオードブリッジ回路２を同期整流回路６に置き換えたものである。トランスＴの二次側巻線に、第３、第４のスイッチ素子Ｑ７，Ｑ８から構成された同期整流回路６が接続されている。第３、第４のスイッチ素子Ｑ７，Ｑ８もＭＯＳ型ＦＥＴによって構成されている。これらのＦＥＴのドレイン・ソース値にはダイオードＤ及びＤ８が逆並列接続されている。トランスＴの２つの二次巻線Ｗ３及びＷ４は、極性が異なる状態（極性が判定している状態）で直列に接続されている。そして二次巻線Ｗ３及びＷ４の共通接続点ＣＰが、第２のスイッチング回路４の一方の入力点に接続され、第３、第４のスイッチ素子Ｑ７，Ｑ８は、第２のスイッチング回路４の他方の入力点とトランスＴの２つの二次巻線Ｗ３及びＷ４の非共通接続端子との間にそれぞれ接続されている。すなわちスイッチ素子Ｑ７を構成するＦＥＴのドレインが二次巻線Ｗ４に接続され、スイッチ素子Ｑ８を構成するＦＥＴのドレインが二次巻線Ｗ３に接続されている。そしてスイッチ素子Ｑ７，Ｑ８を構成する２つのＦＥＴのソースが第２のスイッチング回路４の他方の入力点に接続されている。この例では、第３、第４のスイッチ素子Ｑ７，Ｑ８のオン・オフを制御することにより、第１、第２の直流パルス電圧信号を合成し、正弦波電圧波形を作るために必要なパルス幅変調信号を出力する。なお、この例では、同期整流回路６の第３、第４のスイッチ素子Ｑ５，Ｑ６のオン期間が、第１のスイッチング回路１の第１、第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間よりも広くなるようにした状態で、第１のスイッチング回路１の第１、第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２と同期整流回路６の第３，４のスイッチ素子Ｑ５，６とを同期して高速スイッチングで動作させる。このようにすると、第１のスイッチング回路１と同期整流回路６とを高速スイッチングで動作させても、同期整流回路６で用いる第３，４のスイッチ素子Ｑ７，８におけるスイッチングロスは大幅に低減できる。したがって同期整流回路６の高速スイッチング動作は、実質的にロスには影響がない。
【００２２】
図４は、図１の実施の形態の第１のスイッチング回路１の変形例を示している。この例では、第１のスイッチング回路１′を直列接続された２つのスイッチ素子Ｑ１１及びＱ１２からなる第１のアーム回路と、直接接続された２つのスイッチ素子１３及びＱ１４からなる第２のアーム回路とが直流電源ＤＣと並列接続されて構成されている。第１のアーム回路の中点が２つの一次巻線Ｗ１及びＷ２の一方に接続され、第２のアーム回路の中点が２つの一次巻線Ｗ１及びＷ２の他方に接続されている。電源用コンデンサＣ１は、直流電源に並列接続されている。その他の構成は図１の例と同じである。この第１のスイッチング回路１′では、４つのスイッチ素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオン・オフを制御することにより、直流電源ＤＣから出力される直流電圧を、位相が異なるパルス幅変調された第１及び第２の直流パルス電圧信号に変換する。このような構成の第１のスイッチング回路１′を用いても、図１の実施の形態と同様に、直流−交流変換の電力変換器で高速スイッチングを行う箇所を１箇所に限定して、スイッチングロスを軽減した電力変換器を提供することができる。
【００２３】
図５は、図４に示した第１のスイッチング回路１′を図３に示した回路の第１のスイッチング回路１と置き換えた場合の回路構成例を示している。その他の構成及び動作は、図３の回路の場合と同じであるため説明を省略する。
【００２４】
図６は、図３における第１のスイッチング回路１を、別構成の第１のスイッチング回路１”で置き換えた回路を示している。図６に示す第１のスイッチング回路１”では、直列接続された２つのスイッチ素子Ｑ１及びＱ２からなる第１のアーム回路と、直接接続された２つのコンデンサＣ１１及びＣ１２からなる第２のアーム回路とが直流電源と並列接続されて構成されている。そして２つのスイッチ素子Ｑ１及びＱ２からなる第１のアーム回路の中点が２つの一次巻線Ｗ１及びＷ２の一方（Ｗ１）に接続され、２つのコンデンサＣ１１及びＣ１２からなる第２のアーム回路の中点が２つの一次巻線Ｗ１及びＷ２の他方（ｗ２）に接続されている。この第１のスイッチング回路１”でも、２つのスイッチ素子Ｑ１及びＱ２のオン・オフを制御することにより、直流電源ＤＣから出力される直流電圧を、位相が異なるパルス幅変調された第１及び第２の直流パルス電圧信号に変換することができる。
【００２５】
上記各実施の形態では、スイッチ素子としてＦＥＴを用いたが、本発明はスイッチ素子として本実施の形態で用いられるものに限定されるものではなく、ＩＧＰＴ、トランジスタ等、その他のスイッチ素子を用いることができるのは当然である。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の電力変換器の第１の実施の形態の回路構成を示す図である。
【図２】図１の回路の各部の動作波形を示す図である。
【図３】本発明の電力変換器の第２の実施の形態の回路構成を示す図である。
【図４】第３の実施の形態の電力変換器の回路構成を示す図である。
【図５】第４の実施の形態の電力変換器の回路構成を示す図である。
【図６】第５の実施の形態の電力変換器の回路構成を示す図である。
【図７】従来の電力変換器の回路構成を示す図である。
【図８】図７の回路の各部の動作波形を示す図である。
【符号の説明】
【００２７】
１  第１のスイッチ回路
２  ダイオードブリッジ整流回路
４  第２のスイッチ回路
５  平滑回路
６  同期整流回路
ＤＣ  直流電源
Ｑ１〜Ｑ１０  スイッチ素子
Ｄ１〜Ｄ１４  ダイオード
Ｌ１〜Ｌ２    インダクタンス
Ｔ  トランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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