(57)【要約】【課題】クランプホールド用コンデンサを必要とせず、高速にクランプが可能なアナログ映像信号のクランプ回路を提供する。【解決手段】補正制御信号２１に基づいてアナログ映像信号２２の直流電位を調整して出力する調整回路１５と、調整回路１５から出力されるアナログ映像信号２３の特定の期間における直流電位を検出するレベル検出器１６と、調整回路１５から出力されるアナログ映像信号２３の特定の期間における直流電位が所定に電位となるようにレベル検出器１６の出力に基づいて補正制御信号２１を生成する処理回路１７とを備える。処理回路１７が、出力値をレベル検出器１６の出力に応じて変化させるタイマカウンタ３と、タイマカウンタ３の出力値に応じた直流電圧を補正制御信号２１として出力するＤＡコンバータ９とを有する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されるアナログ映像信号の直流電位を、入力される補正制御信号のレベルの変化に応じて増減変化させた状態で、アナログ映像信号を出力する調整回路と、
前記調整回路から出力されるアナログ映像信号の特定の期間における直流電位の高低を検出するレベル検出器と、
前記レベル検出器の出力を基に前記調整回路から出力されるアナログ映像信号の特定の期間における直流電位の高低に対応した前記補正制御信号を生成して前記調整回路に入力し、それによって前記調整回路から出力されるアナログ映像信号の特定の期間における直流電位が所定の電位となるように制御する処理回路とを備え、
前記処理回路が、出力値を前記レベル検出器の出力に応じて変化させるタイマカウンタと、前記タイマカウンタの出力値に応じたレベルを有する直流電圧を前記補正制御信号として出力するＤＡコンバータとを有するアナログ映像信号のクランプ回路。
【請求項２】
前記レベル検出器が、前記調整回路から出力されるアナログ映像信号と基準電位とを比較する比較器からなる請求項１記載のアナログ映像信号のクランプ回路。
【請求項３】
前記調整回路が、前記補正制御信号がレベルシフト量として入力されるレベルシフト回路からなる請求項２記載のアナログ映像信号のクランプ回路。
【請求項４】
前記タイマカウンタが、前記比較器の出力に応じてカウントアップする請求項２記載のアナログ映像信号のクランプ回路。
【請求項５】
前記調整回路から出力されるアナログ映像信号は１周期内の所定の期間において直流電位が最低となる水平同期信号を有し、前記特定の期間における直流電位が前記水平同期信号であり、前記基準電位が所望とするシンクチップＤＣ電位に設定される請求項２記載のアナログ映像信号のクランプ回路。
【請求項６】
前記レベル検出器が、前記調整回路から出力されるアナログ映像信号と第１の基準電位とを比較する第１の比較器と、前記調整回路から出力されるアナログ映像信号と前記第１の基準電位とは異なる第２の基準電位とを比較する第２の比較器とからなる請求項１記載のアナログ映像信号のクランプ回路。
【請求項７】
前記調整回路が、前記補正制御信号がレベルシフト量として入力されるレベルシフト回路からなる請求項６記載のアナログ映像信号のクランプ回路。
【請求項８】
前記タイマカウンタが、前記第１の比較器の出力に応じてカウントアップし、前記第２の比較器の出力に応じてカウントダウンする請求項６記載のアナログ映像信号のクランプ回路。
【請求項９】
前記調整回路から出力されるアナログ映像信号は１周期内の所定の期間において直流電位が最低となる水平同期信号を有し、前記特定の期間における直流電位が前記水平同期信号であり、前記第１の基準電位が所望とするシンクチップＤＣ電位以下に設定され、前記第２の基準電位が所望とするシンクチップＤＣ電位以上に設定されることを特徴とする請求項６記載のアナログ映像信号のクランプ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばアナログ映像信号に含まれるシンクチップＤＣ電位を基準電位にクランプする、アナログ映像信号のクランプ回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
まず図３を用いてアナログ映像信号の概要を説明する。図３（ａ）は、アナログ映像信号の波形を示し、図３（ｂ）はアナログ映像信号をクランプする部分で生成されるクランプパルスの波形を示す。
【０００３】
図３（ａ）において、アナログ映像信号は、その周期を表す水平同期信号の期間Ａと、バースト信号の期間Ｂと、映像信号の期間Ｃとを有する。期間Ａはシンクと呼ばれる部分であり、アナログ映像信号はシンクチップＤＣ電位という最低電位Ｄとなる。期間Ｂではアナログ映像信号の基準となるペデスタル電位に正弦波が重畳されている。ペデスタル電位は画像の黒レベルに相当し、通常シンクチップＤＣ電位より０．３Ｖ高く設定される。続く期間Ｃにおいては、このペデスタル電位上に映像信号が形成される。前述のようにペデスタル電位は黒レベルであるので、映像信号はペデスタル電位以上の電位となる。
【０００４】
以上のように、アナログ映像信号は直流電圧に交流信号成分が重畳された信号であり、その直流電圧レベル（信号の平均値）が変動する。このため、コンデンサカップリング等の信号処理によってペデスタル電位が変動すると、画像においても黒レベルが変動することによって、色レベルに変動が生じた映像が生成されることになる。
【０００５】
アナログ映像信号の直流電圧レベルを一定にするクランプ処理には、シンクチップＤＣ電位あるいはペデスタル電位を所望値にクランプする２種類がある。ここではシンクチップＤＣ電位を所望値にクランプする方法について説明する。図３（ｂ）のクランプパルスは、アナログ映像信号の水平同期信号を検出した信号である。このクランプパルスを用いて期間ＡのシンクチップＤＣ電位を最低電位にクランプするクランプ回路を設ける。このことにより、ペデスタル電位も安定化し、画像の黒レベルを一定化させる。
【０００６】
図４は、特許文献１に開示されている技術を用いたクランプ回路である。このクランプ回路は、出力されるアナログ映像信号を監視し、水平同期信号の電位を基準電位にクランプする動作を行う。図４において、符号１０はレベルシフト回路を示し、符号１１は増幅器を示す。入力されたアナログ映像信号はレベルシフト回路１０と増幅器１１を介して出力される。符号１２はクランプホールド用コンデンサを示す。このクランプホールド用コンデンサ１２の電位がレベルシフト回路１０に入力される。入力アナログ映像信号のシンクチップＤＣ電位は、レベルシフト回路１０によってクランプホールド用コンデンサ１２の電位に基づいた電位に設定されて出力される。符号１３は比較器を示す。この比較器１３は、クランプパルスのＨレベル（ハイレベル）によってアクティブとなり、クランプホールド用コンデンサ１２を充電または放電する。符号１４は直流電圧源を示す。この直流電圧源１４の電圧は、比較器１３の非反転入力端子に入力される。比較器１３の反転入力端子には、増幅器１１から出力されるアナログ映像信号が入力される。
【０００７】
図５は図４に示した従来のアナログ映像信号のクランプ回路の動作を示すタイミングチャートである。図５において、（ａ）はクランプパルスの波形を示し、（ｂ）はクランプホールド用コンデンサ１２の電位、すなわちクランプホールド電位の波形を示し、（ｃ）は出力アナログ映像信号（ボトムクランプ）の波形を示す。
【０００８】
以下に、図５を用いて図４のアナログ映像信号のクランプ回路の動作を説明する。
【０００９】
上記のように入力されたアナログ映像信号は、レベルシフト回路１０によってクランプホールド用コンデンサ１２の電位をシンクチップＤＣ電位として出力される。さらに増幅器１１で増幅されて出力されるアナログ映像信号は、比較器１３で直流電圧源１４の電位と比較される。直流電圧源１４の電位は、所望のシンクチップＤＣ電位に設定されている。クランクパルスがＨレベルとなる期間Ａにおいて、比較器１３はアクティブとなり、この時水平同期信号が直流電圧源１４の電位以下であれば、比較器１３はＨレベルを出力してクランプホールド用コンデンサ１２を充電する。図５に示すように、当初０Ｖであったクランプホールド用コンデンサ１２の電位が上昇するに従い、シンクチップＤＣ電位も上昇する。この動作がクランプパルス毎に繰り返され、やがて出力されるアナログ映像信号のシンクチップＤＣ電位が直流電圧源１４の電位に等しくなる。
【００１０】
逆に、水平同期信号が直流電圧源１４の電位以上であれば、比較器１３はＬレベル（ローレベル）を出力してクランプホールド用コンデンサ１２を放電し、出力されるアナログ映像信号のシンクチップＤＣ電位を低下させる。すなわち、フィードバックが働き、出力されるアナログ映像信号のシンクチップＤＣ電位は、所望値である直流電圧源１４の電位に一定化される。
【特許文献１】特開平１０−１９１１０１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、上記従来のクランプ回路では、クランプパルス期間中にシンクチップＤＣ電位をホールドするためのコンデンサが必要になる。しかも、シンクチップＤＣ電位を安定させるためには、静電容量は大きくしなくてはならない。
【００１２】
一方、短時間に所望のシンクチップＤＣ電位にするためには、クランプホールド用コンデンサ１２を急速に充電しなくてはならず、比較器１３の電流供給能力を高める必要がある。図４において、クランプパルスの時間をｔ１、クランプホールド用コンデンサ１２の静電容量値をｃ１、比較器１３の供給電流をｉ１とすると、クランプパルス１周期でのクランプホールド用コンデンサ１２の充電電圧ΔＶは、
ΔＶ=（ｔ１×ｉ１）／ｃ１
であるから、静電容量値ｃ１を小さくするか、比較器１３の電流供給能力を高くする必要がある。このことはフィードバックループを不安定とし、かえってアナログ映像信号を所望のシンクチップＤＣ電位に安定できなくなる場合があるといった問題がある。
【００１３】
したがって、本発明の目的は、クランプホールド用コンデンサを必要とせず、高速にクランプが可能なアナログ映像信号のクランプ回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するために、本発明のアナログ映像信号のクランプ回路は、調整回路と、レベル検出器と、処理回路とからなる。
【００１５】
調整回路は、入力されるアナログ映像信号の直流電位を、入力される補正制御信号のレベルの変化に応じて増減変化させた状態で、アナログ映像信号を出力する。レベル検出器は、調整回路から出力されるアナログ映像信号の特定の期間における直流電位の高低を検出する。処理回路は、レベル検出器の出力を基に調整回路から出力されるアナログ映像信号の特定の期間における直流電位の高低に対応した補正制御信号を生成して調整回路に入力し、それによって調整回路から出力されるアナログ映像信号の特定の期間における直流電位が所定の電位となるように制御する。
【００１６】
ここで、処理回路は、出力値をレベル検出器の出力に応じて変化させるタイマカウンタと、タイマカウンタの出力値に応じたレベルを有する直流電圧を補正制御信号として出力するＤＡコンバータとを有する。
【００１７】
この構成によれば、調整回路から出力されるアナログ映像信号の特定の期間における直流電位の高低をレベル検出器により検出し、レベル検出器の出力に基づいて処理回路により補正制御信号を生成し、この処理回路をレベル検出器の出力に応じて出力値を変化させるタイマカウンタとタイマカウンタの出力値に応じた直流電圧を出力するＤＡコンバータとにより構成しており、タイマカウンタとＤＡコンバータとが従来例のクランプホールド用コンデンサのような機能を実現し、クランプホールド用コンデンサを省くことが可能となる。したがって、クランプホールド用コンデンサ値と充電電流に依存しないカウントアップ、カウントダウンでシンクチップＤＣ電位を決めることが可能であり、クランプホールド用コンデンサに急速充電するような高いゲインの比較器を使用しないため、クランプ動作を不安定にすることなく高速なクランプ動作が可能となる。
【００１８】
また、クランプホールド用コンデンサが不要となるため、集積回路化した場合に、外付け部品が少なくなるという利点もある。
【００１９】
上記のアナログ映像信号のクランプ回路においては、レベル検出器が、調整回路から出力されるアナログ映像信号と基準電位とを比較する比較器からなることが好ましい。
【００２０】
また、上記構成では、調整回路が、補正制御信号がレベルシフト量として入力されるレベルシフト回路からなることが好ましい。
【００２１】
また、上記構成では、タイマカウンタが、比較器の出力に応じてカウントアップすることが好ましい。
【００２２】
また、上記構成では、調整回路から出力されるアナログ映像信号は１周期内の所定の期間において直流電位が最低となる水平同期信号を有し、特定の期間における直流電位が水平同期信号であり、基準電位が所望とするシンクチップＤＣ電位に設定されることが好ましい。
【００２３】
また、上記のアナログ映像信号のクランプ回路においては、レベル検出器が、調整回路から出力されるアナログ映像信号と第１の基準電位とを比較する第１の比較器と、調整回路から出力されるアナログ映像信号と第１の基準電位とは異なる第２の基準電位とを比較する第２の比較器とからなる構成でもよい。
【００２４】
上記構成では、調整回路が、補正制御信号がレベルシフト量として入力されるレベルシフト回路からなることが好ましい。
【００２５】
また、上記構成では、タイマカウンタは、第１の比較器の出力に応じてカウントアップし、第２の比較器の出力に応じてカウントダウンすることが好ましい。
【００２６】
また、上記構成では、調整回路から出力されるアナログ映像信号は１周期内の所定の期間において直流電位が最低となる水平同期信号を有し、特定の期間における直流電位が水平同期信号であり、第１の基準電位が所望とするシンクチップＤＣ電位以下に設定され、第２の基準電位が所望とするシンクチップＤＣ電位以上に設定されることが好ましい。
【発明の効果】
【００２７】
本発明のアナログ映像信号の直流電位を許容範囲内に一定化させるアナログ映像信号のクランプ回路によると、タイマカウンタおよびＤＡコンバータをクランプ用コンデンサの代わりに使用したので、高速かつ安定にクランプ動作を行うことができる。また、クランプホールド用コンデンサが不要であるので、クランプ処理に要する時間を短縮することができ、集積回路化した場合に外付け部品点数が少なくなるといった効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、本発明の実施の形態におけるアナログ映像信号のクランプ回路について、図面を参照しながら説明する。
【００２９】
図１は本発明のアナログ映像信号のクランプ回路の回路構成図を示す。このアナログ映像信号のクランプ回路は、調整回路１５と、レベル検出器１６と、処理回路１７とからなる。
【００３０】
調整回路１５は、入力されるアナログ映像信号２２の直流電位を、入力される補正制御信号２１のレベルの変化に応じて増減変化させた状態で、アナログ映像信号２３を出力する。
【００３１】
レベル検出器１６は、調整回路１５から出力されるアナログ映像信号２３の特定の期間（クランプパルスの期間、つまり水平同期信号の期間）における直流電位の高低を検出する。
【００３２】
処理回路１７は、レベル検出器１６の出力を基に調整回路１５から出力されるアナログ映像信号２３の特定の期間における直流電位の高低に対応した補正制御信号２１を生成して調整回路１５に入力し、それによって調整回路１５から出力されるアナログ映像信号２３の特定の期間における直流電位が所定の電位となにように制御する。
【００３３】
ここで、処理回路１７は、出力値をレベル検出器１６の出力に応じて変化させるタイマカウンタ（タイマクロックカウンタあるいはシフトレジスタ）３と、タイマカウンタ３の出力値に応じたレベルを有する直流電圧を補正制御信号２１として出力するＤＡコンバータ９とを有する。
【００３４】
また、レベル検出器１６は、調整回路１５から出力されるアナログ映像信号２３と第１の基準電位Ｖｒｅｆ１とを比較する第１の比較器５と、調整回路１５から出力されるアナログ映像信号２３と第１の基準電位Ｖｒｅｆ１とは異なる第２の基準電位Ｖｒｅｆ２とを比較する第２の比較器６と、第１および第２の基準電位Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２を発生する直流電圧源７、８とからなる。そして、処理回路１７は、第１および第２の比較器５、６の出力に基づいて補正制御信号２１を生成する。
【００３５】
また、調整回路１５は、補正制御信号２１がレベルシフト量として入力されるレベルシフト回路１と、レベルシフト回路１の出力を増幅する増幅器２とからなる。
【００３６】
また、上記構成では、タイマカウンタ３は、出力値を第１の比較器５の出力に応じてカウントアップし、第２の比較器６の出力に応じてカウントダウンする。
【００３７】
また、調整回路１５から出力されるアナログ映像信号２３は１周期内の所定の期間において直流電位が最低となる水平同期信号を有し、特定の期間における直流電位が水平同期信号であり、第１の基準電位Ｖｒｅｆ１が所望とするシンクチップＤＣ電位以下に設定され、第２の基準電位Ｖｒｅｆ２が所望とするシンクチップＤＣ電位以上に設定される。
【００３８】
以下、具体的に説明する。図１において、符号１はレベルシフト回路を示し、符号２は増幅器を示す。入力されたアナログ映像信号はレベルシフト回路１と増幅器２とを介して出力される。
【００３９】
符号３はタイマカウンタを示す。符号４はクランプ生成ロジックを示す。このクランプ生成ロジック４は、ＡＮＤ回路４０とＮＯＲ回路４１とを有する。符号９はＤＡコンバータを示す。
【００４０】
タイマカウンタ３はクランプ生成ロジック４からの入力に基づいてクロックをカウントする。ここで、タイマカウンタ３に入力されるクロックの周波数は任意としており、クランプパルスの周波数とは無関係である。クランプパルスの周波数は、映像信号によって決められている。映像信号にも様々な方式（ＰＡＬ，ＮＴＳＣ）があるが、それらのクランプパルスの周波数は約１５．５ＫＨｚである。
【００４１】
ＤＡコンバータ９はタイマカウンタ３が出力するカウント値をアナログ値に変換し、レベルシフト量としてレベルシフト回路１へ出力する。
【００４２】
入力されたアナログ映像信号のシンクチップＤＣ電位は、レベルシフト回路１によってＤＡコンバータ９から入力されたレベルシフト量に基づいた電位に設定されて出力される。
【００４３】
符号５，６はクランプパルスによってアクティブとなる比較器を示し、符号７、８は直流電圧源を示す。
【００４４】
比較器５は増幅器２が出力するアナログ映像信号のシンク部を直流電圧源７の電位Ｖｒｅｆ１と比較し、その比較結果をクランプ生成ロジック４のＡＮＤ回路４０とＮＯＲ回路４１へ出力する。直流電圧源７の電位Ｖｒｅｆ１は、所望のシンクチップＤＣ電位レベルと同等またはわずかに低い値に設定される。比較器６は増幅器２が出力するアナログ映像信号のシンク部を直流電圧源８の電位Ｖｒｅｆ２と比較し、その比較結果をクランプ生成ロジック４のＡＮＤ回路４０とＮＯＲ回路４１へ出力する。直流電圧源８の電位Ｖｒｅｆ２は、所望のシンクチップＤＣ電位よりわずかに高い値に設定される。
【００４５】
以上のような構成により、クランプ生成ロジック４のＡＮＤ回路４０は比較器５及び比較器６からの比較結果がともにＨレベルの時、すなわち出力されるアナログ映像信号の最低電位が電位Ｖｒｅｆ１及びＶｒｅｆ２より低い時、タイマカウンタ３をカウントアップする際にＨレベルとなるレベルアップ出力信号を出力する。
【００４６】
また、クランプ生成ロジック４のＮＯＲ回路４１は比較器５及び比較器６からの比較結果がともにＬレベルの時、すなわち出力されるアナログ映像信号の最低電位が電位Ｖｒｅｆ１及びＶｒｅｆ２より高い時、タイマカウンタ３をカウントダウンする際にＨレベルとなるレベルダウン出力信号を出力する。
【００４７】
そして、出力されるアナログ映像信号の最低電位が電位Ｖｒｅｆ１と電位Ｖｒｅｆ２の間にある時、クランプ生成ロジック４の出力するレベルアップ出力信号とレベルダウン出力信号とはともにＬレベルとなるので、タイマカウンタ３はカウントアップもカウントダウンもしない。すなわち、ＤＡコンバータ９の出力するレベルシフト量は維持され、出力されるアナログ映像信号の直流電位のレベルも維持される。
【００４８】
図２は、本発明の実施の形態に係るアナログ映像信号のクランプ回路の動作を示すタイミングチャートである。図２において、（ａ）はクランプパルスの波形を示し、（ｂ）はクランプ生成ロジック４のレベルアップ出力信号の波形を示し、（ｃ）はレベルシフト回路１のレベルシフト量の波形を示し、（ｄ）はクランプ処理後の出力アナログ映像信号の波形を示す。
【００４９】
以下に、図２を用いて図１のアナログ映像信号のクランプ回路の動作を説明する。
【００５０】
まず、図１の入力端に入力されたアナログ映像信号は、調整回路であるレベルシフト回路１によってシンクチップＤＣ電位が設定され、増幅器２で増幅されて出力される。増幅器２から出力されたアナログ映像信号は、２つの比較器５、６で監視される。出力されたアナログ映像信号のシンクチップＤＣ電位が、直流電圧源７の電位Ｖｒｅｆ１より低い場合、すなわち、所望のシンクチップＤＣ電位以下の場合、比較器５はＨレベルを出力し、クランプパルス毎にクランプ生成ロジック４からタイマカウンタ３へカウントアップするレベルアップ出力信号を出力する。それによって、タイマカウンタ３はカウントアップする。
【００５１】
タイマカウンタ３のカウントアップ量は、レベルシフト量に依存している。具体的な値は記載していないが、シンクチップＤＣ電位は一般的に０．２Ｖであるので、カウントアップ量(レベルシフト量)は、０．２Ｖ以下の電圧に設定する必要がある。
【００５２】
タイマカウンタ３は増加したレベルシフト量（カウント値）を、ＤＡコンバータ９を介してレベルシフト回路１へ出力する。図２に示すように、当初低レベルであったカウントアップ量は急速に増加（加速）し、シンクチップＤＣ電位の上昇量も従来に比べ大きい。この動作がクランプパルス毎に繰り返され、出力されるアナログ映像信号のシンクチップＤＣ電位が直流電圧源７の電位Ｖｒｅｆ１以上になるまで続く。すなわち、出力されるアナログ映像信号のシンクチップＤＣ電位が所望値である、Ｖｒｅｆ１以上の電位となる。この時、比較器６はＬレベルを出力しており、動作に影響しない。
【００５３】
ここで、レベルシフト量はＤＡコンバータ９のアナログの値で決まる。ＤＡコンバータ９のアナログ側の値を任意に決めることで、シンクチップＤＣ電位に到達するスピードを決めることが可能である。
【００５４】
一方、比較器６の直流電圧源８の電位Ｖｒｅｆ２は、所望のシンクチップＤＣ電位に、わずかな電圧を加えた値に設定する。アナログ映像信号のシンクチップＤＣ電位が直流電圧源８の電位Ｖｒｅｆ２以上の電位である場合、比較器６はＨレベルを出力する。比較器６がＨレベルを出力している期間、クランプ生成ロジック４のレベルダウン出力信号はＨレベルとなり、タイマカウンタ３はカウントダウンし、レベルシフト回路１のレベルシフト量（カウント値）を減少させることでアナログ映像信号のシンクチップＤＣ電位値を低下させる。
【００５５】
以上のように、アナログ映像信号のシンクチップＤＣ電位は、直流電圧源７の電位Ｖｒｅｆ１と直流電圧源８の電位Ｖｒｅｆ２との間で安定化することができる。この時、クランプ生成ロジック４の出力信号はいずれもＬレベルを保持する。
【００５６】
ここで、レベルシフト量が大き過ぎて、シンクチップＤＣ電位を上昇する期間と低下する期間が繰り返し発生し、結果的にアナログ映像信号が安定しなくなる状態を回避するため、一度のレベルシフト増加量と減少量は、直流電圧源７の電位Ｖｒｅｆ１と直流電圧源８の電位Ｖｒｅｆ２の電位差分（Ｖｒｅｆ２−Ｖｒｅｆ１）よりも小さくなるように、タイマカウンタ３を設定しておくとよい。すなわち、シンクチップＤＣ電位として許容できる電位の範囲を直流電圧源７の電位Ｖｒｅｆ１と直流電圧源８の電位Ｖｒｅｆ２で設定し、一度のレベルシフト増加量とレベルシフト減少量とは、（Ｖｒｅｆ２−Ｖｒｅｆ１）よりも小さい範囲で大きく設定することにより、シンクチップＤＣ電位を所望のレベルに安定化することができる。
【００５７】
すなわち、本発明の要諦は、厳密にシンクチップＤＣ電位を制御するのではなく、シンクチップＤＣ電位を一定化させたいレベルの許容範囲が広ければ、高速なクランプ処理を可能とする点にある。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
本発明は、カメラやビデオカメラ等で撮影されたアナログ映像信号の処理装置に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の実施の形態によるアナログ映像信号のクランプ回路の回路構成図である。
【図２】本発明の実施の形態によるクランプ回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図３】アナログ映像信号とクランプパルスの動作波形図である。
【図４】従来のアナログ映像信号のクランプ回路の回路構成図である。
【図５】従来のクランプ回路の動作を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００６０】
１    レベルシフト回路
２    増幅器
３    タイマカウンタ
４    クランプ生成ロジック
５    比較器
６    比較器
７    直流電圧源
８    直流電圧源
９    ＤＡコンバータ
１０    レベルシフト回路
１１    増幅器
１２    クランプホールド用コンデンサ
１３    比較器
１４    直流電圧源
４０    ＡＮＤ回路
４１    ＮＯＲ回路
【図１】
2009027344.tif 000003
【図２】
2009027344.tif 000004
【図３】
2009027344.tif 000005
【図４】
2009027344.tif 000006
【図５】
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