(57)【要約】【課題】交流電力を直流電力に変換する動作及び直流電力を交流電力に変換する動作の双方において電力変換効率を向上させる。【解決手段】力行時には、アーム上段のスイッチング素子がＯＦＦ状態に維持され、各アームの下段のスイッチング素子は周期的に切り替わる系統交流電圧の極性が＋となる側のスイッチング素子のみがスイッチング動作するようコンバータを制御する一方、回生時には、アーム上段のスイッチング素子は系統交流電圧の極性が＋となる側のスイッチング素子がＯＮされ、反対側のアームの下段のスイッチング素子のみがスイッチング動作するようにコンバータを制御する。これにより、直流側での損失を低減すると共に、スイッチングに起因して発生する交流電流の脈動を低減することができ、交流電力を直流電力に変換する動作及び直流電力を交流電力に変換する動作の双方において電力変換効率を向上することができる。【選択図】図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
２個のスイッチング素子を直列接続したアームを２つ並列に接続したフルブリッジ構成のコンバータと、
上記コンバータの各スイッチング素子を制御して系統交流電力と直流電力との間の双方向の変換動作を切り替え、交流電力から直流電力への変換動作時には、周期的に切り替わる交流電圧の極性がプラス側となるアームの下段側のスイッチング素子のみをスイッチング動作させ、他のスイッチング素子をオフ状態に制御する制御部と
を備えることを特徴とする系統連系コンバータ装置。
【請求項２】
２個のスイッチング素子を直列接続したアームを２つ並列に接続したフルブリッジ構成のコンバータと、
上記コンバータの各スイッチング素子を制御して系統交流電力と直流電力との間の双方向の変換動作を切り替え、交流電力から直流電力への変換動作時には、周期的に切り替わる交流電圧の極性がプラス側となるアームの下段側のスイッチング素子をスイッチング動作させると共に反対側のアームの下段側のスイッチング素子をオン状態とし、他のスイッチング素子をオフ状態に制御する制御部と
を備えることを特徴とする系統連系コンバータ装置。
【請求項３】
２個のスイッチング素子を直列接続したアームを２つ並列に接続したフルブリッジ構成のコンバータと、
上記コンバータの各スイッチング素子を制御して系統交流電力と直流電力との間の双方向の変換動作を切り替え、直流電力から交流電力への変換動作時には、周期的に切り替わる交流電圧の極性がマイナス側となるアームの下段側のスイッチング素子をスイッチング動作させると共に反対側のアームの上段側のスイッチング素子をオン状態とし、他のスイッチング素子をオフ状態に制御する制御部と
を備えることを特徴とする系統連系コンバータ装置。
【請求項４】
上記制御部は、上記コンバータを、各アームの直列に接続された２個のスイッチング素子が同時にオンになることを禁止する制御条件と共に、アーム上段側のスイッチング素子の状態を切替える場合に、アーム下段側のスイッチング素子のスイッチング動作を一定期間停止させることを特徴とする請求項３記載の系統連系コンバータ装置。
【請求項５】
上記コンバータの各アームの下段側のスイッチング素子に、低オン電圧且つスイッチング速度の速い素子を使用し、各アームの上段側のスイッチング素子に、下段側のスイッチング素子と比較してスイッチング速度が遅く、且つ低オン電圧の素子を使用することを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の系統連系コンバータ装置。
【請求項６】
上記コンバータの各アームの下段側のスイッチング素子と、各アームの各スイッチング素子に並列に接続される環流用のダイオードとの少なくとも一方に、シリコンカーバイトからなる素子を用いることを特徴とする請求項５記載の系統連系コンバータ装置。
【請求項７】
上記制御部は、直流側に設けた蓄電装置の充電状態に応じて電力指令値を生成し、該電力指令値の極性及び交流電源の極性に対応して上記コンバータの各スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の系統連系コンバータ装置。
【請求項８】
上記制御部は、上記蓄電装置の充電状態が第１の設定値と該第１の設定値よりも大きい第２の設定値との間にある状態において、上記蓄電装置に並列に接続された機器から電力の供給を要求された場合、上記コンバータの動作を停止させることを特徴とする請求項７記載の系統連系コンバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力及び交流電力を系統に連系して相互に変換する系統連系コンバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、太陽光発電装置や風力発電装置等で発電し、商用電源に電力を回生するパワーコンディショナー等の系統連系電力変換装置が製品化されている。例えば、特許文献１には、２個のスイッチング素子を直列接続したアームを２つ並列接続したフルブリッジ構成のインバータからなる系統連系インバータ装置が提案されている。
【０００３】
特許文献１のインバータ装置は、一方のアームは低オン電圧且つスイッチング速度の速いスイッチング素子を用いて、数十ｋＨｚ程度以下の高周波スイッチングにより系統電圧に対応する正弦波電流への波形変換を行い、他方のアームは高周波用に比べてスイッチング速度が遅く且つ低オン電圧のスイッチング素子を用いて、系統電圧の極性に対応して出力電流の極性を切り換えるようにしている。
【特許文献１】特開２０００−１５２６６１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１の技術におけるスイッチングの特徴は、一方のアームのスイッチング素子を通常のスイッチング動作とし、他方のアームのスイッチング素子は、電源電圧の極性に応じて切り替えるものであり、このような構成にすることで、他方のアームにおけるスイッチング損失を減らすことができる。
【０００５】
しかしながら、特許文献１に開示されているような従来の技術では、太陽電池、燃料電池等の直流電力を系統に連系し、直流電力を交流電力に回生することのみが検討されており、交流電力を直流電力に変換することや、直流側に接続されたコンデンサや二次電池等の蓄電装置の特性を考慮した制御については、考慮がなされていない。
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、交流電力を直流電力に変換する動作及び直流電力を交流電力に変換する動作の双方において、電力変換効率に優れる系統連系コンバータ装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明による第１の系統連系コンバータ装置は、２個のスイッチング素子を直列接続したアームを２つ並列に接続したフルブリッジ構成のコンバータと、上記コンバータの各スイッチング素子を制御して系統交流電力と直流電力との間の双方向の変換動作を切り替え、交流電力から直流電力への変換動作時には、周期的に切り替わる交流電圧の極性がプラス側となるアームの下段側のスイッチング素子のみをスイッチング動作させ、他のスイッチング素子をオフ状態に制御する制御部とを備えることを特徴とする。
【０００８】
本発明による第２の系統連系コンバータ装置は、２個のスイッチング素子を直列接続したアームを２つ並列に接続したフルブリッジ構成のコンバータと、上記コンバータの各スイッチング素子を制御して系統交流電力と直流電力との間の双方向の変換動作を切り替え、交流電力から直流電力への変換動作時には、周期的に切り替わる交流電圧の極性がプラス側となるアームの下段側のスイッチング素子をスイッチング動作させると共に反対側のアームの下段側のスイッチング素子をオン状態とし、他のスイッチング素子をオフ状態に制御する制御部とを備えることを特徴とする。
【０００９】
本発明による第３の系統連系コンバータ装置は、２個のスイッチング素子を直列接続したアームを２つ並列に接続したフルブリッジ構成のコンバータと、上記コンバータの各スイッチング素子を制御して系統交流電力と直流電力との間の双方向の変換動作を切り替え、直流電力から交流電力への変換動作時には、周期的に切り替わる交流電圧の極性がマイナス側となるアームの下段側のスイッチング素子をスイッチング動作させると共に反対側のアームの上段側のスイッチング素子をオン状態とし、他のスイッチング素子をオフ状態に制御する制御部とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、交流電力を直流電力に変換する動作及び直流電力を交流電力に変換する動作の双方において電力変換効率を向上することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。図１〜図９は本発明の実施の第１形態に係り、図１は系統連系コンバータ装置の構成図、図２はコントローラの制御ブロック図、図３は電流指令生成部のブロック図、図４は電力指令値演算のフローチャート、図５はコンバータの制御パターンを示す説明図、図６は力行時のスイッチングパターンを示す波形図、図７は力行時の各部波形を示す波形図、図８は回生時のスイッチングパターンを示す波形図、図９は回生時の各部波形を示す波形図である。
【００１２】
図１に示す系統連系コンバータ装置１は、スイッチング素子を適切に制御することにより、交流電力を直流電力に変換する変換動作と直流電力から交流電力に変換する変換動作とを切換えるものである。本実施の形態においては、直流の電力機器５０と単相交流の系統交流電源１００との間で、系統連系コンバータ装置１が双方向の電力変換動作を行う例について説明する。
【００１３】
尚、以下では、交流電力から直流電力への変換を「力行」、直流電力から交流電力への変換を「回生」と記載する。
【００１４】
系統連系コンバータ装置１は、直流電圧を平滑してリップルの少ない安定な直流電圧を維持するための蓄電装置２、交流電力と直流電力との双方向変換を行うコンバータ３、系統交流電源１００の交流電圧Ｖａｃに対する高周波ノイズを除去するフィルタ４、コンバータ３を駆動する駆動回路１０、及び駆動回路１０を介してコンバータ３を制御する制御部としてのコントローラ２０を主として構成されている。蓄電装置２に接続される電力機器５０は、例えば電気自動車用充電器等であり、本形態においては、電力機器５０とコントローラ２０とが相互通信可能に接続される。
【００１５】
蓄電装置２は、大容量電解コンデンサ等からなる平滑コンデンサ、鉛バッテリやリチウムイオンバッテリ等の二次電池、電気二重層コンデンサ等を単独で或いは組み合わて構成されており、直流側に接続された電力機器５０との電力の需給を安定化することができる。この蓄電装置２には、電圧センサ５が接続され、電圧センサ５によって検出された直流電圧がコントローラ２０に入力される。
【００１６】
また、交流側のフィルタ４は、コンバータ３と系統交流電源１００との間に直列に挿入されるリアクトル６及び並列に挿入されるコンデンサ７から構成されている。リアクトル６とコンデンサ７とを系統交流電源１００に接続する電源ラインには、交流電流を検出する電流センサ８が設けられ、この電流センサ８による交流電流検出値がコントローラ２０に入力される。また、同電源ラインには、系統交流電源１００の交流電圧を検出する電圧センサ９が接続され、この電圧センサ９による交流電圧検出値もコントローラ２０に入力される。
【００１７】
一方、交流電力と直流電力との双方向変換を行うコンバータ３は、パワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を使用したフルブリッジ構成のＨブリッジ型コンバータである。すなわち、コンバータ３は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を直列接続して構成されるアームと、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を直列接続して構成されるアームとが並列に接続されている。
【００１８】
各アームの上段側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は、蓄電装置２のプラス側に接続され、各アームの下段側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は、蓄電装置２のマイナス側に接続されている。また、各アームの中間接続点Ｐ１（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点），Ｐ２（スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点）は、フィルタ４を介して系統交流電源１００に接続されている。更に、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には、それぞれ、逆方向の環流用のダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ，３，Ｄ４が並列に接続されている。
【００１９】
ブリッジを構成する各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、各アームの下段側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４には、スイッチング速度が速く、且つオン電圧の低い（オン抵抗の低い）素子を用いる。一方、各アームの上段側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は、オン電圧は低いがアーム下段側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４よりもスイッチング速度の遅い素子を用いることができ、変換効率を犠牲にすることなくコスト低減を図ることができる。
【００２０】
コントローラ２０は、マイクロコンピュータを中心として、このマイクロコンピュータにインターフェースを介して各種制御回路を付加して構成されている。コントローラ２０は、電圧センサ５，９からの直流電圧検出値、交流電圧検出値、電流センサ８からの交流電流検出値に基づいて、駆動回路１０を介してコンバータ３の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のＯＮ，ＯＦＦを制御し、交流電力と直流電力との間の力行動作と回生動作とを制御する。
【００２１】
コントローラ２０によるコンバータ３の制御は、周知の三角波キャリア比較方式を基本としており、図２に示すように、電流指令生成部２１、補償器２２、三角波キャリア発生器２３、ゲート信号生成部２４によって示される機能構成を有している。また、電流指令生成部２１の機能は、図３に示すように、電力指令値演算部２５、ＰＬＬ制御部２６、正弦波演算部２７、除算器２８、乗算器２９によって示すことができる。
【００２２】
電流指令生成部２１は、電力機器５０からの要求電力、直流電圧検出値、交流電圧検出値、充電状態等に基づいて電力指令値を演算して交流電流指令を生成し、交流電流指令と交流電流検出値との偏差を補償器２２を通して出力する。そして、補償器２２からの出力と三角波キャリア発生器２３で発生する三角波キャリアとを比較し、その比較出力と電力指令値とに基づいて、ゲート信号生成部２４でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御するためのゲート信号を生成する。
【００２３】
交流電流指令は、ＰＷＭ制御により負荷が要求する線間電圧・周波数を制御するための制御指令であり、電力指令値演算部２５で、電力機器５０からの要求電力、蓄電装置２の充電状態、直流電圧検出値に基づいて電力指令値を演算し、この電力指令値と直流電圧とを除算器２８を通して電流指令を出力する。また、交流電圧検出値からＰＬＬ制御部２６を介して電源相電圧の周波数での位相θが出力され、この位相θに基づいて単位正弦波が正弦波演算部２７で演算される。正弦波演算部２７からの単位正弦波と電流指令は乗算器２９で乗算され、交流電流指令が出力される。
【００２４】
電力変換の方向は、交流電流指令（電力指令値）の符号によって決定される。交流電流指令が＋のとき、ゲート信号生成部２４でコンバータ３を力行（交流電力から直流電力への変換）動作させるゲート信号が生成され、交流電流指令が−のとき、ゲート信号生成部２４でコンバータ３を回生（直流電力から交流電力への変換）動作させるゲート信号が生成される。
【００２５】
コントローラ２０は、電力機器５０から電力要求が送信されたとき、この電力要求を受信して電力指令値を演算し、演算した電力指令値に従ってコンバータ３を動作させる。この電力指令値の演算は、図４のフローチャートに示すように、蓄電装置２の充電状態に応じて実行される。
【００２６】
すなわち、コントローラ２０は、電力機器５０から電力要求を受信すると、先ず、最初のステップＳ１，Ｓ２で、蓄電装置２の充電状態が設定値ＳＥＴ１以上、且つ設定値ＳＥＴ２（ＳＥＴ２＞ＳＥＴ１）未満の設定範囲内にあるか否かを調べる。そして、蓄電装置２の充電状態が設定範囲内にある場合、ステップＳ３で要求電力が設定値ＳＥＴ３以下か否かを調べ、要求電力が設定値ＳＥＴ３以下の場合には、ステップＳ５へ進んで、電力指令を０としてコンバータ３の作動を停止させる。
【００２７】
一方、ステップＳ１，Ｓ２において充電状態が設定範囲内でない場合、或いは、ステップＳ３において要求電力が設定値ＳＥＴ３を超えている場合には、ステップＳ４へ進んで電力指令値が要求電力となるよう演算し、演算した電力指令値から交流電流指令を生成してコンバータ３を動作させる。交流電流指令が＋のときには、蓄電装置２の充電及び電力機器５０への電力供給を行い、交流電流指令が−のときには、系統へ電力を回生することで蓄電装置２の充電状態を一定に保つ。
【００２８】
ここで、各設定値ＳＥＴ１〜ＳＥＴ３は、蓄電装置２やコンバータ３の効率に基づいて設定される。一般に、直流側の機器に電力を供給する場合、蓄電装置を介することなくコンバータから直接電力を供給した方がエネルギー効率は高いが、要求電力が小さい状態では、コンバータの変換効率は低い。従って、蓄電装置２の充電状態が設定値ＳＥＴ１〜ＳＥＴ２の範囲内にある場合には、コンバータ３を停止させることによりコンバータ３での損失を低減することができ、蓄電装置２の充電状態が設定値ＳＥＴ３を超えた場合、コンバータ３を動作させて直接機器に電力を供給することにより、効率向上を図ることができる。
【００２９】
以上の電力指令によるコンバータ３の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、図５に示す制御パターンに従って駆動される。尚、図５においては、ブリッジ構成のコンバータ３に対する制御パターンとして、本形態の制御パターンを図５（ａ）に示し、従来の制御パターンを図５（ｂ）に示している。
【００３０】
これらの制御パターンにおいて、指令は、電力制御の指令値を意味し、符号＋，−は、中間接続点Ｐ１における交流電源電圧の極性を意味する。また、ＳＷはスイッチング動作を意味し、ＯＮはスイッチング素子が常にオン状態であることを意味し、ＯＦＦはスイッチング素子が常にオフ状態であることを意味する。尚、電力指令値の代わりに、実効電流指令値を用いても良い。
【００３１】
図５（ｂ）に示すように、従来の制御パターンでは、全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がスイッチング動作を行うのに対し、本形態による制御パターンでは、図５（ａ）に示すように、アーム上段側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は、交流電源電圧の極性及び電力指令値に応じてオン状態とオフ状態とが切り替えられ、アーム下段側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は、交流電源電圧の極性及び電力指令値に応じてスイッチング動作を行う。これにより、各アームの上段側のスイッチング素子の制御アルゴリズムを簡単化することができると共に、アーム上下の短絡を確実に防止することができ、装置の信頼性を向上させることができる。
【００３２】
次に、以上の制御パターンによるコンバータ３の動作について、図６〜図９に示す波形図を用いて説明する。
【００３３】
［力行動作］
力行動作時のコンバータ３の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４におけるスイッチングパターンは図６に示され、各部の波形は図７に示される。尚、図７（ａ）は本形態の制御パターンによる各部の波形を示し、図７（ｂ）は従来の制御パターンによる各部の波形を示している。
【００３４】
従来の制御パターンによる力行動作では、全ての素子をスイッチング動作させており、図７（ｂ）に示す波形から分かるように、直流電流が正負に振動している。これは、直流側に接続された平滑コンデンサや二次電池等の蓄電装置２において、充電と放電が行われることを意味している。この際、蓄電装置２を充電する時間比率の方が長いことから、直流側に接続された蓄電装置２が充電され電圧が上昇する。この力行動作時の蓄電装置２における充放電は、一般的に入力インピーダンスが高い蓄電装置２の損失が増大することを示している。
【００３５】
これに対し、本形態の制御パターンによる力行動作では、アーム上段のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が常にＯＦＦ状態に維持され、各アームの下段のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は、周期的に切り替わる系統交流電圧の極性が＋となる側のスイッチング素子のみがスイッチング動作する。
【００３６】
すなわち、中間接続点Ｐ１の極性が＋の期間では、スイッチング素子Ｑ２のみが唯一スイッチング動作し、スイッチング素子Ｑ２がスイッチング動作のＯＮのタイミングでダイオードＤ４を介してリアクトル６に蓄積されるエネルギーが、スイッチング素子Ｑ２がスイッチング動作のＯＦＦのタイミングでダイオードＤ１を介して直流側の蓄電装置２に放出される。また、中間接続点Ｐ１の極性が−の期間（中間接続点Ｐ２の極性が＋の期間）では、スイッチング素子Ｑ４のみが唯一スイッチング動作し、同様に、スイッチング素子Ｑ４及びダイオードＤ２を介してリアクトル６に蓄積されるエネルギーがダイオードＤ３を介して直流側の蓄電装置２に放出される。
【００３７】
従って、本形態の制御パターンによる力行動作では、図７（ａ）に示すように、直流電流は一方向の＋の極性のみの直流電流、すなわち蓄電装置２を充電する方向にのみ電流が流れ、蓄電装置２の損失を低減して交流電力を効率的に直流電力に変換することができると共に、スイッチングに起因して発生する交流電流の脈動を低減することができる。
【００３８】
また、従来の制御パターンでは全ての素子がスイッチング動作することから、スイッチング損失が大きくなるのに対し、本形態の制御パターンでは、同じ期間でスイッチングを行っている素子は１つの素子のみであり、スイッチング損失を低減することができる。
【００３９】
［回生動作］
回生動作時のコンバータ３の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４におけるスイッチングパターンは図８に示され、各部の波形は図９に示される。尚、図８（ａ）は、本形態の制御パターンによる各スイッチング素子のスイッチングパターンを示し、図８（ｂ）は従来の制御パターンによる各スイッチング素子のスイッチングパターンを示している。また、図９（ａ）は本形態の制御パターンによる各部の波形を示し、図９（ｂ）は従来の制御パターンによる各部の波形を示している。
【００４０】
この回生動作においても、図８（ｂ）に示すように、全ての素子がスイッチング素子をスイッチング動作させる従来の制御パターンでは、図９（ｂ）に示すように、直流電流が正負に振動しており、直流側に接続された蓄電装置２から充電と放電が行われ、損失が発生する。
【００４１】
これに対し、本形態の制御パターンによる回生動作では、アーム上段のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は、中間接続点の極性が＋となる側のスイッチング素子がＯＮされ、このＯＮされたスイッチング素子が属するアームと反対側のアームの下段のスイッチング素子のみがスイッチング動作するように制御される。
【００４２】
具体的には、図８（ａ）に示すように、回生動作時に中間接続点Ｐ１の極性が＋のときには、この中間接続点Ｐ１側のアームの上段のスイッチング素子Ｑ１がＯＮされ、極性が＋となる中間接続点Ｐ２側のアームの下段のスイッチングＱ４がスイッチング動作する。また、中間接続点Ｐ１の極性が−のときには、この中間接続点Ｐ１側のアームの下段のスイッチングＱ２がスイッチング動作し、極性が＋となる中間接続点Ｐ２側のアームの上段のスイッチング素子Ｑ３がＯＮされる。
【００４３】
すなわち、直流側から交流側への回生は、直流側の電圧が交流側の電圧よりも高いことが前提であることから、中間接続点Ｐ１の極性が＋の期間でスイッチング素子Ｑ１をＯＮに維持すると共に、スイッチング素子Ｑ４をスイッチング動作させ、系統電源相に同期した電力を回生する。また、中間接続点Ｐ１の極性が−の期間（中間接続点Ｐ２の極性が＋の期間）では、スイッチング素子Ｑ３をＯＮに維持すると共に、スイッチング素子Ｑ２をスイッチング動作させることで、系統側に電力を回生する。
【００４４】
従って、図９（ａ）に示すように、回生動作には、−の極性の放電方向にのみ直流電流が流れ、入力インピーダンスが高い蓄電装置２の損失を低減して直流電力を効率的に系統交流電力に回生することができると共に、スイッチングに起因して発生する交流電流の脈動を低減することができる。また、同じ期間でスイッチングを行っている素子は１つの素子のみとなることから、スイッチング損失の低減を図ることができる。
【００４５】
この回生動作においては、アーム上段側のスイッチング素子の状態を切替える場合に、アーム下段側のスイッチング素子のスイッチング動作を一定期間停止させることから、各アームの上段側のスイッチング素子の制御アルゴリズムを簡単化すると共に、アーム上下の短絡を確実に防止することができ、装置の信頼性を向上することができる。
【００４６】
以上の力行／回生の双方向の電力変換を行うコンバータ３では、前述したように、アーム下側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４として、スイッチング速度が速く且つオン電圧の低い素子を用いる。このスイッチング速度が速く且つオン電圧の低いスイッチング素子として、特に、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）素子を用いることにより、スイッチング損失を大幅に低減してスイッチング周波数を高めることが可能となり、交流電源の脈動をより効果的に低減することが可能となる。
【００４７】
さらに、低コスト化を図りつつ効率を向上させるためには、スイッチング素子と並列に接続される環流用のダイオードにＳｉＣ素子を用いるようにしても良い。全ての素子をＳｉＣ素子に置き換えるよりも低コストとしながらダイオードでの損失を低減することができ、電力変換効率に優れたコンバータ装置を構成することが可能となる。
【００４８】
このように本実施の形態においては、力行時には、アーム上段のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が常にＯＦＦ状態に維持され、各アームの下段のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は、周期的に切り替わる系統交流電圧の極性が＋となる側のスイッチング素子のみがスイッチング動作するよう制御される一方、回生時には、アーム上段のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は、中間接続点の極性が＋となる側のスイッチング素子がＯＮされ、このＯＮされたスイッチング素子が属するアームと反対側のアームの下段のスイッチング素子のみがスイッチング動作するように制御される。
【００４９】
これにより、電力指令値を変化させない限り、直流側の電流の方向を一方向のみに維持することができ、直流側に接続された蓄電装置２の損失を低減すると共に、スイッチングに起因して発生する交流電流の脈動を低減することができ、交流電力を直流電力に変換する動作及び直流電力を交流電力に変換する動作の双方において電力変換効率を向上することができる。
【００５０】
次に、本発明の実施の第２形態について説明する。図１０及び図１１は本発明の実施の第２形態に係り、図１０はコンバータの制御パターンを示す説明図、図１１は力行時のスイッチングパターンを示す波形図である。
【００５１】
第２形態は、力行動作における第１形態の制御パターン（図４参照）を若干変更し、変換効率の更なる向上を図るものである。
【００５２】
第１形態では、図５の制御パターンに従って、力行時にスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオフ状態の場合、ダイオードＤ２，Ｄ４を通して電流が流れることになる。この図５に示す制御パターンとすることにより、スイッチングロスの低減や制御の簡単化を図ることができるが、第２形態では、図１０に示すように、アーム上段のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は、第１形態と同様、常にＯＦＦ状態に維持されるが、各アームの下段のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は、周期的に切り替わる系統交流電圧の極性が＋となる側のスイッチング素子がスイッチング動作すると共に、このスイッチング動作するスイッチング素子のアームと反対側のアームのスイッチング素子がＯＮ状態となる制御パターンとしている。
【００５３】
すなわち、図１１に示すように、中間接続点Ｐ１の極性が−の期間では、スイッチング素子Ｑ２がＯＮ状態に維持されてスイッチング素子Ｑ４がスイッチング動作し、中間接続点Ｐ１の極性が＋の期間では、スイッチング素子Ｑ２がスイッチング動作し、スイッチング素子Ｑ４がＯＮ状態に維持される。
【００５４】
この第２形態のパターンでは、第１形態でダイオードＤ２，Ｄ４の順方向に流れる電流が、ダイオードＤ２，Ｄ４に代わってスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を通して流れることになる。これは、同期整流の技術を適用したものであり、一般に、ダイオードの順方向電圧降下よりもＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子の逆導通電圧降下の方が小さいことに着目したものである。
【００５５】
第１形態の制御パターンでは、ダイオードＤ２，Ｄ４に順方向電流が流れるとき、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４はＯＦＦ状態とされており、一般的なダイオードでは、略０．６Ｖ程度の電圧降下が生じ、流れる電流値に比例して電力損失が増加する。従って、第２形態では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４に、ダイオードＤ２，Ｄ４よりも導通損失の少ないスイッチング素子を用いて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を、それぞれ、ダイオードＤ２，Ｄ４が順方向にバイアスされる期間でＯＮ状態とし、より電流が流れ易いスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４に電流を流すことで、効率を改善することが可能となる。特に、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４としてＳｉＣ素子を用いる場合には、ＯＮ抵抗を極めて低くできるため、ダイオードに比較して大幅に損失を低減することができる。
【００５６】
このように、第２形態では、第１形態に対して、環流用のダイオードＤ２，Ｄ４が導通する期間でスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をＯＮ状態として、ダイオードＤ２，Ｄ４に代えてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４に電流を流すことにより、ダイオードでの電力損失を回避し、コンバータ全体の効率をより向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の実施の第１形態に係り、系統連系コンバータ装置の構成図
【図２】同上、コントローラの制御ブロック図
【図３】同上、電流指令生成部のブロック図
【図４】同上、電力指令値演算のフローチャート
【図５】同上、コンバータの制御パターンを示す説明図
【図６】同上、力行時のスイッチングパターンを示す波形図
【図７】同上、力行時の各部波形を示す波形図
【図８】同上、回生時のスイッチングパターンを示す波形図
【図９】同上、回生時の各部波形を示す波形図
【図１０】本発明の実施の第２形態に係り、コンバータの制御パターンを示す説明図
【図１１】同上、力行時のスイッチングパターンを示す波形図
【符号の説明】
【００５８】
１  系統連系コンバータ装置
２  蓄電装置
３  コンバータ
２０  コントローラ
５０  電力機器
１００  系統交流電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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