(57)【要約】【課題】安価、小型で、無負荷又は軽負荷時の電力損失を低減できるスイッチング電源回路を提供すること。【解決手段】ＲＣＣ方式のスイッチング電源回路において、ドライブコイル６５のフライバック電圧波形が、出力コイル６４の電圧波形と相似であることを利用し、このフライバック電圧をセンシングコンデンサ５８に発生する直流電圧Ｖｓとして検出し、この電圧を基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、誤差増幅トランジスタ６７で増幅して第２スイッチング素子のベースとエミッタ間に接続されたタイミングコンデンサ５５に電流を流し、その充放電時間を変化させて第１スイッチング素子６０のスイッチングタイムを制御し、無負荷又は軽負荷時の発振周波数を抑えることにより電力損失を低減させる。【選択図】図１
2009153292.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側に励磁コイル、ドライブコイルを有し、２次側に出力コイルを有するフライバックトランスと、前記ドライブコイルから電圧が印加されて自励発振し、前記励磁コイルを励磁するバイポーラトランジスタからなる第１スイッチング素子と、この第１スイッチング素子のスイッチングタイムを制御するバイポーラトランジスタからなる第２スイッチング素子と、この第２スイッチング素子のベース・エミッタ間に接続され、前記ドライブコイルからの電流を、インピーダンス回路を介して供給されるタイミングコンデンサとを具備し、前記励磁コイルに直流電圧を供給し、前記ドライブコイルからの電圧によりタイミングコンデンサの充放電時間を変化させることにより前記第２スイッチング素子のスイッチングタイミングを制御し、この第２スイッチング素子のスイッチングタイムにより第１スイッチング素子のスイッチングタイムを制御して出力コイルの出力電圧を制御するようにしたスイッチング電源回路において、
前記ドライブコイルからのフライバック電圧により充電されるセンシングコンデンサと、このセンシングコンデンサの電圧を出力電圧に基づいて予め設定した基準電圧とするツェナーダイオードと、センシングコンデンサの電圧がツェナー電圧を超えたときに導通して前記タイミングコンデンサに抵抗を介して結合するトランジスタとを具備し、前記センシングコンデンサの充電電圧を前記タイミングコンデンサに供給してタイミングコンデンサの放電時間を制御することを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
１次側に励磁コイル、ドライブコイルを有し、２次側に出力コイルを有するフライバックトランスと、前記ドライブコイルから電圧が印加されて自励発振し、前記励磁コイルを励磁するバイポーラトランジスタからなる第１スイッチング素子と、この第１スイッチング素子のスイッチングタイムを制御するバイポーラトランジスタからなる第２スイッチング素子と、この第２スイッチング素子のベース・エミッタ間に接続され、前記ドライブコイルからの電流を、インピーダンス回路を介して供給されるタイミングコンデンサとを具備し、前記励磁コイルに直流電圧を供給し、前記ドライブコイルからの電圧によりタイミングコンデンサの充放電時間を変化させることにより前記第２スイッチング素子のスイッチングタイミングを制御し、この第２スイッチング素子のスイッチングタイムにより第１スイッチング素子のスイッチングタイムを制御して出力コイルの出力電圧を制御するようにしたスイッチング電源回路において、
前記フライバックトランスの１次側に、前記出力コイルと比例する電圧を出力するセンシングコイルを設け、このセンシングコイルからのフライバック電圧により充電されるセンシングコンデンサと、このセンシングコンデンサの電圧を出力電圧に基づいて予め設定した基準電圧とするツェナーダイオードと、センシングコンデンサの電圧がツェナー電圧を超えたときに導通して前記タイミングコンデンサに抵抗を介して結合するトランジスタとを具備し、前記センシングコンデンサの充電電圧を前記タイミングコンデンサに供給してタイミングコンデンサの放電時間を制御することを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項３】
センシングコイルの捲き数を出力コイルと同一又はそれ以上に構成して、センシングコイルに発生する電圧を出力コイルに発生する電圧と同一又はそれ以上としたことを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
センシングコイルは、捲き始め側をドライブコイルのマイナス側に接続し、巻き終わり側から巻き始め側に向かって検波ダイオードとセンシングコンデンサを接続したことを特徴とする請求項２又は３記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、出力が５０Ｗ以下の比較的低出力のスイッチング電源であって、高効率で各国の省電力規制、特に無負荷時の省電力化に合致した電源を安価に提供可能なスイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
出力が５０Ｗ以下の比較的低出力の直流電源回路には、図７に示すようなＲＣＣ（Ｒｉｎｇｉｎｇ  Ｃｈｏｋｅ  Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ）方式のスイッチング電源回路が使用されてきている（非特許文献１）。
この図７において、＋側端子１８と−側端子１９との間に、ＡＣ電圧を整流した直流電圧が印加されると、起動抵抗２１を介してＭＯＳ・ＦＥＴからなる第１スイッチング素子２２のゲートに閾値電圧以上の電圧が瞬時に印加される。すると、第１スイッチング素子２２に微小なドレイン電流が流れ、これにより、フライバックトランス２４の励磁コイル２５に電圧が発生し、その影響でドライブコイル２７にも電圧が発生する。このドライブコイル２７に発生した電圧は、抵抗３１，３３、コンデンサ３４を介して第１スイッチング素子２２のゲートに加わり、これにより正帰還ループが形成されて、第１スイッチング素子２２は、図８（ａ）のｔ１時に瞬時にオン状態となる。このとき第１スイッチング素子２２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、図８（ａ）に示すように０となる。第１スイッチング素子２２がオン状態となったことにより、フライバックトランス２４には、＋側端子１８と−側端子１９の間に印加した直流電圧と略同等の電圧が印加され、ドライブコイル２７には、励磁コイル２５の巻数に対する出力コイル２６の巻数比によって決まる電圧Ｖｄが発生する。
【０００３】
このドライブコイル２７に発生する電圧Ｖｄにより、抵抗３１、フォトカプラ３２の受光素子４６を介してコンデンサ２８に充電が始まる。コンデンサ２８に充電される電圧Ｖｃは、図８（ｅ）に示すような波形となり、この電圧Ｖｃがｔ２時に第２スイッチング素子２３のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅに達すると、第２スイッチング素子２３にベース電流が流れてオン状態となる。第２スイッチング素子２３がオン状態になると、第１スイッチング素子２２のゲート・ソース間電圧が略０Ｖとなるため、第１スイッチング素子２２は、瞬時にオフ状態となる。第１スイッチング素子２２がオンしてからオフするまでの期間ｔ１〜ｔ２に、図８（ｂ）に示すように、励磁コイル２５に電流Ｉｄが流れる。
【０００４】
第１スイッチング素子２２がｔ２時にオフすると同時に、２次側の出力コイル２６に励磁コイル２５側とは正負反転した電圧が発生する。この電圧は、整流ダイオード４０、平滑コンデンサ４１でそれぞれ整流、平滑化されて負荷１７に供給される。このとき、出力コイル２６に流れる電流Ｉｏを図８（ｃ）に示す。この電流Ｉｏは、急激に立ち上がり、以後徐々に０に向って減少していき、整流ダイオード４０がオフするまで降下する。この整流ダイオード４０がオフするｔ３時と同時に、出力コイル２６の内部の残留磁束により、ドライブコイル２７に、図８（ｄ）に示す反転した電圧Ｖｄが発生し、再び第１スイッチング素子２２をオンにする。この間、コンデンサ２８には、抵抗２９とツェナーダイオード３０を介して反転した電圧Ｖｄにより負に充電される。この発振動作を繰り返すことで出力電圧が得られる。
【０００５】
ここで、抵抗４８で検出した出力電圧Ｖｏは、ツェナーダイオード４７の基準電圧 ツェナー電圧 Ｖｒｅｆと比較され、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、その差分がフォトカプラ３２の発光素子４５に流れる。これにより、フォトカプラ３２の受光素子４６のコレクタ・エミッタ間のインピーダンスが変化するので、第１スイッチング素子２２のオン期間にコンデンサ２８を充電する経路にある抵抗３１、フォトカプラ３２の受光素子４６、コンデンサ２８による時定数が変化する。すると、コンデンサ電圧Ｖｃが出力電圧Ｖｏに対応して、すなわち、出力電圧Ｖｏが高くなればそれだけ早くコンデンサ電圧ＶｃがＶｂｅに達し、逆に出力電圧Ｖｏが低くなればそれだけ遅くコンデンサ電圧ＶｃがＶｂｅに達する。コンデンサ電圧ＶｃがＶｂｅに達すると、第２スイッチング素子２３をオンして第１スイッチング素子２２をオフする。この時定数の変化により、ＶｃがＶｂｅに達するまでの時間が変化し、第１スイッチング素子２２のオン期間がコントロールされ、出力電圧Ｖｏが安定する。
なお、図７において、励磁コイル２５と並列に、スイッチング電源における切り替わりの過渡状態で発生する高いスパイク電圧を防止するため、ダイオード３５、コンデンサ３６、抵抗３７からなるスナバー回路３８が接続されている。
【０００６】
以上の図７に示すスイッチング電源回路は、商用の入力交流電圧Ｖｉが高かったり低かったりしても、出力電圧Ｖｏは略一定となるだけでなく、出力電流Ｉｏが増加しても出力電圧Ｖｏにほとんど変化がなく一定となる。また、発振周波数が数十〜数百ｋＨｚときわめて高いため、特にトランスが極めて小型化され、それに伴って全体の構成も小型化されている。
【０００７】
【非特許文献１】戸川治朗著「実用電源回路設計ハンドブック」ＣＱ出版、１９９９年３月１日第１７版発行、Ｐ．１４０〜１４７。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上述の従来のＲＣＣ型のスイッチング電源では、軽負荷を含め、無負荷の状態では、発振を停止することがなく、通常動作よりもむしろ高い周波数で発振する。ＲＣＣ型のスイッチング電源は、発振用のコンデンサ２８、スナバー回路３８のコンデンサ３６、平滑用のコンデンサ４１等の充放電電流が流れ、コイルや抵抗器等の負荷抵抗による発熱として電力を消費し、スイッチング・ロスが大きくなる。特に無負荷の場合は、不要なロスであって、省電力規制を満足させることが困難であるという問題があった。
また、図７に示すスイッチング電源回路は、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、フォトカプラ３２の発光素子４５に電流が流れて発光し、これを受光素子４６が受光して抵抗３１、受光素子４６、コンデンサ２８による時定数が変化するように構成されているため、特にフォトカプラ３２や出力電圧Ｖｏの検出回路などの高価な素子を必要とするという問題があった。
【０００９】
本発明は、安価、小型で、無負荷時の電力消費を極力抑えることにより各国の省電力規制に対応できるスイッチング電源回路を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
１次側に励磁コイル、ドライブコイルを有し、２次側に出力コイルを有するフライバックトランスと、前記ドライブコイルから電圧が印加されて自励発振し、前記励磁コイルを励磁するバイポーラトランジスタからなる第１スイッチング素子と、この第１スイッチング素子のスイッチングタイムを制御するバイポーラトランジスタからなる第２スイッチング素子と、この第２スイッチング素子のベース・エミッタ間に接続され、前記ドライブコイルからの電流を、インピーダンス回路を介して供給されるタイミングコンデンサとを具備し、前記励磁コイルに直流電圧を供給し、前記ドライブコイルからの電圧によりタイミングコンデンサの充放電時間を変化させることにより前記第２スイッチング素子のスイッチングタイミングを制御し、この第２スイッチング素子のスイッチングタイムにより第１スイッチング素子のスイッチングタイムを制御して出力コイルの出力電圧を制御するようにしたスイッチング電源回路において、
前記ドライブコイルからのフライバック電圧により充電されるセンシングコンデンサと、このセンシングコンデンサの電圧を出力電圧に基づいて予め設定した基準電圧とするツェナーダイオードと、センシングコンデンサの電圧がツェナー電圧を超えたときに導通して前記タイミングコンデンサに抵抗を介して結合するトランジスタとを具備し、前記センシングコンデンサの充電電圧を前記タイミングコンデンサに供給してタイミングコンデンサの放電時間を制御する。
【００１１】
前記出力コイルに発生する電圧の検出は、前記ドライブコイルに発生するフライバック電圧として検出し、このフライバック電圧をダイオードとセンシングコンデンサで整流及び平滑して得られる直流電圧をツェナーダイオードによる基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、その比較結果に基づいて誤差増幅トランジスタのコレクタ電流を制御することにより前記タイミングコンデンサの放電時間を変化させ、このタイミングコンデンサの放電時間の変化により前記第２スイッチング素子のスイッチングタイミングを変化させ、このスイッチングタイミングの変化により前記第１スイッチング素子のスイッチングタイムを制御し、軽負荷時に前記励磁コイルに発生する電圧の周波数を低減してロスを減らすように制御する。
また、出力コイルに発生する電圧に比例する電圧の検出は、ドライブコイルとは別にフライバックトランスの１次側に設けたセンシングコイルに発生するフライバック電圧として検出してもよい。
【００１２】
ドライブコイルまたはセンシングコイルに発生する電圧は、出力コイルに発生する電圧と相似であり、これを整流して得られる出力電圧に比例した直流電圧は、ドライブコイルまたはセンシングコイルのマイナス側から、ダイオードを介して、その一端が、ドライブコイルまたはセンシングコイルのプラス側に接続されたコンデンサに接続され、コンデンサのプラス側から抵抗を介して誤差増幅用トランジスタのエミッタに接続され、トランジスタのベースはツェナーダイオードを介して、コンデンサのマイナス側に接続され、コンデンサの電圧は、ツェナーダイオードのツェナー電圧と比較され、誤差分に応じた電流が、トランジスタのコレクタから前記タイミングコンデンサを充電するように接続されており、タイミングコンデンサの充放電時間を変化させ、前記第２スイッチング素子のスイッチングのタイミングを変化させることにより、前記第１スイッチング素子のスイッチングタイムを制御する。
【発明の効果】
【００１３】
請求項１及び２記載の発明によれば、出力直流電圧を、ドライブコイルまたはセンシングコイルに発生するフライバック電圧から得られる直流電圧により間接的に検出し、ツェナーダイオードのツェナー電圧と比較し、誤差増幅用トランジスタからタイミングコンデンサに供給する電流を変化させ、このタイミングコンデンサの充放電時間を変化させて第２スイッチング素子のスイッチングのタイミングを変化させることにより、第１スイッチング素子のスイッチングタイムを制御するようにしたので、無負荷又は軽負荷の場合に発振周波数を低減することができ、スイッチング・ロスを低く抑えることができるという効果を有する。
また、従来のスイッチング電源のようなフォトカプラや出力電圧Ｖｏの検出回路などにより２次側から１次側にフィードバックする必要がなく、しかも、１次側と２次側の間の絶縁が容易になり、さらに、高価な素子を必要とせず、安価に提供できると共に、発振周波数が数十〜数百ｋＨｚときわめて高くでき、特にトランスが極めて小型化され、それに伴って全体の構成も小型化できるという効果を有する。
【００１４】
請求項３記載の発明によれば、センシングコイルの捲き数を、出力コイルの捲き数と同一又はそれ以上とすることにより、出力電圧と同一又はそれ以上の電圧をより正確にセンシングコンデンサに発生させることができるので、出力電圧の基準電圧に対する誤差を少なくすることができるという効果を有する。
【００１５】
請求項４記載の発明によれば、センシングコンデンサのマイナス側が入力端子に直接接続されているので、ノイズに対して影響を受け難く、より安定なスイッチング動作をすることができるという効果を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
本発明のスイッチング電源回路は、１次側に励磁コイル６３、ドライブコイル６５を有し、２次側に出力コイル６４を有するフライバックトランス６２と、前記ドライブコイル６５から電圧が印加されて自励発振し、前記励磁コイル６３を励磁するバイポーラトランジスタからなる第１スイッチング素子６０と、この第１スイッチング素子６０のスイッチングタイムを制御するバイポーラトランジスタからなる第２スイッチング素子５４と、この第２スイッチング素子５４のベース・エミッタ間に接続され、前記ドライブコイル６５からの電流を、抵抗５３を介して供給されるタイミングコンデンサ５５とを具備し、前記励磁コイル６３にＡＣ電圧を整流した直流電圧を供給し、スイッチングして前記出力コイル６４から出力するようにしたＲＣＣ方式が採用され、前記フライバックトランス６２のドライブコイル６５に発生するフライバック電圧をダイオード５９で整流しコンデンサ５８で平滑することにより、コンデンサ５８の電圧を出力直流電圧として間接的に検出し、誤差増幅用トランジスタ６７のベースに接続されたツェナーダイオード５６のツェナー電圧と比較し、誤差に比例した電圧分をトランジスタ６７のコレクタ電流として出力し、前記タイミングコンデンサ５５に供給して充放電時間を変化させて前記第２スイッチング素子５４のスイッチングタイミングを変化させることにより、前記第１スイッチング素子６０のスイッチングタイムを制御する。誤差増幅トランジスタ６７の出力電圧は、前記５６のツェナー電圧によって決まる。
【００１７】
誤差増幅トランジスタ６７に接続されている抵抗５７により、タイミングコンデンサ５５の充電時間を変えることができ、無負荷時の発振周波数を低く抑えることにより電力損失を低減させる。
【実施例１】
【００１８】
本発明によるスイッチング電源回路の実施例１を示す図１において、商用のＡＣ電源４９を整流器１３で整流した直流電源を＋側端子１８と−側端子１９との間に供給し、これらの端子１８，１９間に、平滑コンデンサ２０と、起動用抵抗５０とバイポーラトランジスタからなる第２スイッチング素子５４との直列回路と、フライバックトランス６２の励磁コイル６３とバイポーラトランジスタからなる第１スイッチング素子６０との直列回路とを互いに並列に接続する。前記第１スイッチング素子６０のベースは、前記起動用抵抗５０と第２スイッチング素子５４の接続点と、コンデンサ５１の一端と、ダイオード６１のカソードとに接続され、このダイオード６１のアノードは第１スイッチング素子６０のエミッタに接続されている。前記コンデンサ５１の他端には、抵抗５２、充電抵抗５３、タイミングコンデンサ５５を介して−側端子１９に接続され、充電抵抗５３とタイミングコンデンサ５５の接続点は、前記第２スイッチング素子５４のベース及び誤差増幅トランジスタ６７のコレクタが接続されている。誤差増幅トランジスタ６７のベースはツェナーダイオード５６を介して充電抵抗５３と抵抗５２の接続点の接続され、さらにドライブコイル６５のプラス側に接続されている。
【００１９】
前記フライバックトランス６２には、前記励磁コイル６３に加えて、出力コイル６４とドライブコイル６５が設けられており、ドライブコイル６５のマイナス側は前記−側端子１９と平滑コンデンサ２０の一端に接続され、前記ドライブコイル６５のマイナス側よりダイオード５９を介してセンシングコンデンサ５８の一端に接続され、センシングコンデンサ５８の他端はドライブコイル６５のプラス側に接続されている。ダイオード５９とセンシングコンデンサ５８の接続点は、抵抗５７を介して、誤差増幅トランジスタ６７のエミッタに接続されている。
【００２０】
前記フライバックトランス６２の出力コイル６４の一端には、整流ダイオード４０を介して平滑コンデンサ４１の一端に接続されると共に、出力端子４２を介して負荷１７の一端に接続され、また、前記出力コイル６４の他端には、前記平滑コンデンサ４１の他端に接続されると共に、出力端子４３を介して前記負荷１７の他端に接続されている。
前記励磁コイル６３と並列に、スイッチング電源における切り替わりの過渡状態で発生する高いスパイク電圧を防止するため、ダイオード３５、コンデンサ３６、抵抗３７からなるスナバー回路３８が接続されている。
なお、フライバックトランス６２の励磁コイル６３、出力コイル６４、ドライブコイル６５における黒点側が巻き始めを表している。
【００２１】
次に、以上の構成における電源回路のレギュレータとしての基本的な作用を図４に基づき説明する。
出力電圧Ｖｏは、出力コイル６４に発生する電圧Ｖｅを整流ダイオード４０と平滑コンデンサ４１で整流、平滑化したものであり、図７に示す従来のＲＣＣ方式の回路では、この出力電圧Ｖｏを出力側で直接検出し、フォトカプラ３２等を用いて１次側にフィードバックして出力電圧Ｖｏの制御を行っていた。
しかるに、本発明では、ドライブコイル６５に発生する電圧波形Ｖｄが、出力コイル６４に発生する電圧波形Ｖｅと相似であることを利用し、ドライブコイル６５に発生する電圧Ｖｅを、出力コイル６４の電圧の整流と同相で整流し、センシングコンデンサ５８に発生する電圧Ｖｓを、出力電圧Ｖｏの検出電圧としている。ＶｏとＶｓの間には、Ｖｓ／Ｖｏ＝Ｎ２／Ｎ３（Ｎ２はドライブコイル６５の捲き数、Ｎ３は出力コイル６４の捲き数）の関係がある。
【００２２】
例えば、出力電圧Ｖｏが設定値より高くなったものとすると、電圧Ｖｄも高くなるので、抵抗５３を介してタイミングコンデンサ５５に充電し、タイミングコンデンサ５５が急速に充電し、第２スイッチング素子のトランジスタ５４のベース電圧がＶｂｅに達する時間が短くなる。すなわち、第１スイッチング素子６０のオン期間が短くなるので、出力電圧Ｖｏは低くなる。
【００２３】
逆に、出力電圧Ｖｏが設定値より低くなったものとすると、上述とは逆の現象が起こり、第１スイッチング素子６０のオン期間が長くなるので、出力電圧Ｖｏは高くなる。
このようにして、タイミングコンデンサ５５の充放電時間を制御することで、第１スイッチング素子６０のオン時間を制御し、出力電圧Ｖｏを略一定に保っている。
【００２４】
なお、このＲＣＣ型スイッチング電源回路の出力電圧Ｖｏは、出力電流Ｉｏが増加するに従いやや低くなる。その理由は、ドライブコイル６５に発生する電圧Ｖｅが、出力コイル６４に発生する電圧Ｖｅと、これを整流・平滑化した電圧Ｖｏとは、正確に一致しておらず、負荷１７側に流れる電流Ｉｏが増加すると、出力線のインピーダンスによる電圧降下分は制御できないということにある。本発明は、この特性を巧みに利用したものである。
【００２５】
次に、負荷１７が無負荷又は軽負荷である場合の作用を、図２の動作波形図に基づいて説明する。
＋側端子１８と−側端子１９の間に直流電圧が印加されると、起動用抵抗５０を通って第１スイッチング素子６０のベースに電流が流れ、発振が開始し、図２のｔ１時に瞬時に第１スイッチング素子６０がオン状態になる。この第１スイッチング素子６０がオン状態になると、この第１スイッチング素子６０のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが図２（ａ）に示すように、略０Ｖになるので、励磁コイル６３には、＋側端子１８の電圧に等しい電圧Ｖｉが発生し、また、ドライブコイル６５には、励磁コイル６３の巻き数をＮ１、ドライブコイル６５の巻き数をＮ２としたとき、電圧Ｖｉ×Ｎ２／Ｎ１倍の電圧Ｖｄが発生する。同時に、出力コイル６４には、図２（ｇ）に示すような負の電圧Ｖｉ×Ｎ３／Ｎ１＝Ｖｅが発生するが、出力コイル６４は極性が逆であり、整流ダイオード４０、検波ダイオード５９には、電流が流れない。
【００２６】
前記ドライブコイル６５に発生した電圧Ｖｄは、抵抗５２とコンデンサ５１を介して第１スイッチング素子６０のベースに電流を流してオン状態を保持している。同時に充電抵抗５３を通してタイミングコンデンサ５５を充電する。ｔ２時にタイミングコンデンサ５５の電圧Ｖｃが第２スイッチング素子５４をオンする閾値Ｖｔｕに達すると第２スイッチング素子５４はオンし、第２スイッチング素子５４のコレクタに接続されている第１スイッチング素子６０のベースは、第２スイッチング素子５４を介して−側端子１９の−側電位になりオフ状態になる。
ここで、第１スイッチング素子６０がオンしてからオフするまでに第１スイッチング素子６０のコレクタと励磁コイル６３に流れる電流Ｉｄは、図２（ｄ）に示すような間欠した鋸歯状波形となる。
【００２７】
ｔ２時に第１スイッチング素子６０がオフすると、励磁コイル６３、ドライブコイル６５、出力コイル６４は、フライバック原理により、それぞれ電圧の極性が反転するので、出力コイル６４は、出力側に図２（ｅ）に示すような電流Ｉｏを供給する。この電流Ｉｏを供給すると、励磁コイル６３には、図２（ａ）に示すような電圧が発生する。また、ドライブコイル６５には、図２（ｆ）に示すような負電圧Ｖｄが発生する。
【００２８】
ｔ２時に励磁コイル６３の電流Ｉｄが停止した瞬間、この励磁コイル６３に蓄積した磁気エネルギーは、
（１／２）・Ｌ・Ｉｄ・Ｉｄ（Ｌは励磁コイル６３のインダクタンス）
であり、このエネルギーが出力コイル６４により整流ダイオード４０を介して図２（ｅ）の電流Ｉｏとして放出されるとともに、後述するように、ドライブコイル６５によりセンシングコンデンサ５８とタイミングコンデンサ５５を充電する。
【００２９】
ｔ２時にフライバック原理により、それぞれ電圧の極性が反転した瞬間、タイミングコンデンサ５５、抵抗５３、ドライブコイル６５、タイミングコンデンサ５５の閉回路が形成され、図２（ｂ）のように放電を開始する。
【００３０】
センシングコンデンサ５８に発生した電圧は、ツェナーダイオード５６のツェナー電圧（基準電圧Ｖｒｅｆ）と比較され、負荷１７が無負荷の場合には、センシングコンデンサ５８に発生する電圧がツェナー電圧を越えるために、ｔ３時にツェナーダイオード５６が導通して誤差増幅トランジスタ６７のベースに電流を供給して誤差増幅トランジスタ６７がオンする。
【００３１】
ｔ３時に誤差増幅トランジスタ６７がオンすると、センシングコンデンサ５８から、抵抗５７、誤差増幅トランジスタ６７のエミッタ・コレクタにも電流が流れ、この電流がタイミングコンデンサ５５を充電し、前述の放電を阻止する。このタイミングコンデンサ５５の放電を阻止し、逆に充電することによりタイミングコンデンサ５５は、第２スイッチング素子５４がオフする閾値Ｖｔｌに達する前に電圧が高くなるので、第２スイッチング素子のトランジスタ５４はオン状態を保持する。
【００３２】
センシングコンデンサ５８の電荷は、ｔ４時以降、誤差増幅トランジスタ６７のベース電流とコレクタ電流として放電され、その電圧が低下していく。誤差増幅トランジスタ６７のベース電流が０になると、タイミングコンデンサ５５への充電がなくなり、タイミングコンデンサ５５が徐々に放電してｔ５時に電圧Ｖｂｅがオフする閾値Ｖｔｌ以下になった瞬間に、それまでオン状態にあった第２スイッチング素子のトランジスタ５４はオフして初期の状態に戻る。再び起動抵抗５０を通して第１スイッチング素子６０のトランジスタにベース電流を流してオン状態にする。以上のｔ１〜ｔ５を１周期としてこれを繰り返す。
【００３３】
以上の無負荷時の作用において、電力ロスを少なくするために、発振周波数を低く抑えるには、抵抗５７を大きくして誤差増幅トランジスタ６７のコレクタ電流を減らすか、センシングコンデンサ５８を大きくして放電の時定数を大きくすればよい。このようにして無負荷時の発振周波数を低く抑えて電源の無負荷時のスイッチング損失を減少させることにより、省電力規制に対応する電源を提供できる。
なお、無負荷時の発振周波数は、低くすればそれだけスイッチング・ロスを小さくすることはできるが、あまり低くすると騒音（可聴音）として認識される発振音を生ずる可能性があるので１０〜２０ｋＨｚ程度まで抑えることが好適である。
【００３４】
次に、負荷１７に負荷が接続された場合の動作を、負荷が比較的小さい場合と大きい場合（通常の負荷）に分けて説明する。
負荷が接続された場合でも、基本的な動作は図２の説明と変わるところはない。しかし、本発明のスイッチング電源の基本的な動作として、負荷が接続されて電流Ｉｏが増大すると、出力コイル６４で発生する電圧が負荷の大きさに従ってやや降下し、同時にドライブコイル６５で発生する電圧もやや降下する。
【００３５】
ここで、無負荷から軽負荷に移行する場合の動作を説明する。
負荷１７が比較的小さい場合は、センシングコンデンサ５８に充電される電荷は少なくなるが、ツェナーダイオード５６のツェナー電圧（Ｖｒｅｆ）よりもセンシングコンデンサ５８に発生する電圧の方が高いために、前述の無負荷の場合と同様にして誤差増幅トランジスタ６７がオンして、センシングコンデンサ５８から誤差増幅トランジスタ６７を介してタイミングコンデンサ５５を短時間だけ充電する。しかし、図３（ｃ）に示されるように、センシングコンデンサ５８に充電された電荷が少ないので、図３（ｂ）に示されるようにタイミングコンデンサ５５を充電してＶｂｅを前記閾値Ｖｔｌ以上に維持する時間が短くなり、無負荷の場合よりも周期が短くなり通常の周波数で発振する。
【００３６】
負荷１７が比較的大きい場合は、センシングコンデンサ５８に発生する電圧はツェナーダイオード５６のツェナー電圧（Ｖｒｅｆ）を超えなくなる。すると、ツェナーダイオード５６を介して供給されるベース電流が流れなくなるので、誤差増幅トランジスタ６７がオンせず、センシングコンデンサ５８からタイミングコンデンサ５５を充電する電流が流れず、図４（ｂ）に示されるようにタイミングコンデンサ５５の電圧Ｖｃがすぐに前記閾値Ｖｔｌに達して、通常の高い周波数で発振する。
【００３７】
ツェナーダイオード５６のツェナー電圧（基準電圧Ｖｒｅｆ）、センシングコンデンサ５８の容量及び抵抗５７の抵抗値を適宜に設定することにより、無負荷時の発振周波数をノイズ源とならないように、通常（３００ｋＨｚ）の１／３０の１０ｋＨｚ程度に抑えることが望ましい。
【実施例２】
【００３８】
次に、本発明の実施例２を図５に基づいて説明する。
この実施例２は、実施例１のドライブコイル６５、検波ダイオード５９、センシングコンデンサ５８、抵抗５７、誤差増幅トランジスタ６７、基準電圧ツェナーダイオード５６で構成される回路を次の回路に置き換えたものである。
【００３９】
図５に示すように、フライバックトランス６２にドライブコイル６５とは別にセンシングコイル６６を設け、このセンシングコイル６６の巻き始め端側（＋側）をドライブコイル６５の捲き始め端側に接続し、巻き終わり端側から巻き始め端側に向かって検波ダイオード５９とセンシングコンデンサ５８を接続し、検波ダイオード５９はカソード側を巻き始め端側に、アノード側をセンシングコンデンサ５８側に接続されている。検波ダイオード５９とセンシングコンデンサ５８の接続点より抵抗５７を介して、誤差増幅トランジスタ６７のエミッタに接続し、この誤差増幅トランジスタ６７のベースはツェナーダイオード５６を介してドライブコイル６５とセンシングコイル６６の接続点に接続されている。誤差増幅トランジスタ６７のコレクタはタイミングコンデンサ５５と抵抗５３の接続点に接続されている。
【００４０】
このように接続すると、ドライブコイル６５に発生する電圧波形と、センシングコイル６６に発生する電圧波形は相似であるので、センシングコンデンサ５８には、出力電圧Ｖｏに比例した電圧が得られ、図１の回路と同等の動作をすることになる。センシングコイル６６の捲き数Ｎ４を、出力コイルの６４の捲き数Ｎ３と同一又はそれ以上とすることにより、出力電圧Ｖｏと同一又はそれ以上の電圧となり、正確にセンシングコンデンサ５８に電圧を発生させることができるので、出力電圧Ｖｏの出力電圧に対する誤差を少なくすることができる。
【実施例３】
【００４１】
次に、本発明の実施例３を図６に基づいて説明する。
実施例３は、前記実施例２のセンシングコイル６６、検波ダイオード５９、センシングコンデンサ５８、抵抗５７、誤差増幅トランジスタ６７、基準電圧ツェナーダイオード５６の接続を次の回路に置き換えたものである。
【００４２】
センシングコイル６６の捲き始め端側をドライブコイル６５の捲き終わり端側に接続し、巻き終わり端側から巻き始め端側に向かって検波ダイオード５９とセンシングコンデンサ５８を接続し、検波ダイオード５９はカソード側を巻き終わり端側に、アノード側をセンシングコンデンサ５８の側に接続されている。センシングコンデンサ５８と検波ダイオード５９の接続点より抵抗５７を介して、誤差増幅トランジスタ６７のエミッタ接続されている。トランジスタ６７のベースは基準電圧ツェナーダイオード５６を介してドライブコイル６５とセンシングコイル６６の接続点に接続し、コレクタはトランジスタ５４のベースとタイミングコンデンサ５５の接続点に接続されている。
この回路は実施例１および実施例２と同等の動作をするが、センシングコンデンサ５８のマイナス側が入力端子１９に直接接続されているので、ノイズに対して影響を受け難くより安定なスイッチング動作をすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明によるスイッチング電源回路の実施例１を示す電気回路図である。
【図２】本発明によるスイッチング電源回路の無負荷又は軽負荷時の各部の動作波形図であり、（ａ）は第１スイッチング素子のＶｃｅの波形、（ｂ）はタイミングコンデンサのＶｃの波形、（ｃ）はセンシングコンデンサのＶｓの波形、（ｄ）は第１スイッチング素子のＩｄの波形、（ｅ）は２次側の出力コイルの電流Ｉｏの波形、（ｆ）はドライブコイルのＶｄの波形、（ｇ）は出力コイルの電圧Ｖｅの波形である。
【図３】本発明によるスイッチング電源回路の軽負荷から通常負荷に移行する時の各部の動作波形図であり、（ａ）は第１スイッチング素子のＶｃｅの波形、（ｂ）はタイミングコンデンサのＶｃの波形、（ｃ）はセンシングコンデンサのＶｓの波形、（ｄ）は第１スイッチング素子のＩｄの波形、（ｅ）は２次側の出力コイルの電流Ｉｏの波形、（ｆ）はドライブコイルのＶｄの波形、（ｇ）は出力コイルの電圧Ｖｅの波形である。
【図４】本発明によるスイッチング電源回路の通常負荷時の各部の動作波形図であり、（ａ）は第１スイッチング素子のＶｃｅの波形、（ｂ）はタイミングコンデンサＶｃの波形、（ｃ）は励磁コイルのＩｄの波形、（ｄ）は２次側の出力コイルの電流Ｉｏの波形、（ｅ）はドライブコイルのＶｄの波形、（ｆ）は出力コイルの電圧Ｖｅの波形である。
【図５】本発明によるスイッチング電源回路の実施例２を示す電気回路図である。
【図６】本発明によるスイッチング電源回路の実施例３を示す電気回路図である。
【図７】従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源回路を示す回路図である。
【図８】図７の回路における各部の動作波形図である。
【符号の説明】
【００４４】
１３…整流器、１７…負荷、１８…＋側端子、１９…−側端子、２０…平滑コンデンサ、２１…起動抵抗、２２…第１スイッチング素子、２３…第２スイッチング素子、２４…フライバックトランス、２５…励磁コイル、２６…出力コイル、２７…ドライブコイル、２８…コンデンサ、２９…抵抗、３０…ツェナーダイオード、３１…抵抗、３２…フォトカプラ、３３…抵抗、３４…コンデンサ、３５…ダイオード、３６…コンデンサ、３７…抵抗、３８…スナバー回路、４０…整流ダイオード、４１…平滑コンデンサ、４２…出力端子、４３…出力端子、４４…抵抗、４５…発光素子、４６…受光素子、４７…ツェナーダイオード、４８…抵抗、４９…ＡＣ電源、５０…起動用抵抗、５１…コンデンサ、５２…抵抗、５３…充電抵抗、５４…第２スイッチング素子、５５…タイミングコンデンサ、５６…ツェナーダイオード、５７…抵抗、５８…センシングコンデンサ、５９…検波ダイオード、６０…第１スイッチング素子、６１…ダイオード、６２…フライバックトランス、６３…励磁コイル、６４…出力コイル、６５…ドライブコイル、６６…センシングコイル、６７…誤差増幅トランジスタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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