(57)【要約】【課題】  出力平滑コンデンサの初期充電機能を備え、リレーと突入防止抵抗を削除することができるＨブリッジ形昇降圧コンバータを提供する。従来の技術ではスイッチング電源に必要な突入防止用抵抗とリレーが削除できない。また、ＡＣ１００ＶにおいてＰＦＣコンバータの昇圧比が高いため効率が低くて発熱が大きい。これらのため、電源の小形薄型化を阻害している。【解決手段】  ＰＦＣコンバータを電流臨界モードＨブリッジ方式とし、この回路に出力平滑コンデンサの初期充電機能を持たせることを実現した。【選択図】図１
2009027895.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
チョークコイルを介して直列に接続されたハイサイドスイッチとローサイドスイッチを有するＨブリッジコンバータを入力段に持つ昇降圧スイッチング電源において、
入力電圧の絶対値が出力電圧より低い場合にはハイサイドスイッチをオン、かつローサイドスイッチをオンオフ動作させ、
入力電圧の絶対値が出力電圧よりも高い場合には前記ハイサイドスイッチおよび前記ローサイドスイッチを同時にオンオフ動作させ、
前記チョークコイルの電流が臨界モードとなるようにして力率改善制御することを特徴とする昇降圧スイッチング電源。
【請求項２】
請求項１の昇降圧スイッチング電源において、
出力平滑コンデンサが所定の電圧よりも低い場合における初期充電モードを有し、
前記初期充電モードにおいては、前記入力電圧瞬時値に反比例した時間幅で前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチを同時にスイッチングさせて電流臨界モード動作することを特徴とする昇降圧スイッチング電源。
【請求項３】
請求項１または請求項２記載の昇降圧スイッチング電源において、
上記初期充電モードと、入力電源の力率改善動作モードを有する制御回路と、前記ハイサイドスイッチの駆動信号を高圧側に伝達するレベルシフト回路と、前記ハイサイドスイッチおよび前記ローサイドスイッチの各ドライブ回路とを内蔵した集積回路を具備することを特徴とする昇降圧スイッチング電源。
【請求項４】
請求項３の昇降圧スイッチング電源において、
前記集積回路にはスイッチング電源の外部からの電源起動停止の信号を受ける端子を有することを特徴とする昇降圧スイッチング電源。
【請求項５】
請求項２から請求項４のうちのいずれか１つの昇降圧スイッチング電源において、
前記Ｈブリッジコンバータを少なくとも２系統備えるとともに、前記初期充電モードおよび力率改善制御モードでは、それぞれのＨブリッジコンバータはインターリーブ動作することを特徴とする昇降圧スイッチング電源。
【請求項６】
力率改善制御に用いられる半導体スイッチング素子とチョークコイルにより、出力平滑コンデンサの初期充電時の電流ピーク値を一定に制御することを特徴とする昇降圧スイッチング電源。
【請求項７】
請求項１または請求項６記載の昇降圧スイッチング電源において、
ユニットの全高が８mm以上１０mm未満であるとともに、液晶パネルを用いたテレビジョン装置あるいは画像モニタ装置のパネル部の背面に実装され、液晶パネル部のセット厚み
が２０mm以上３５mm以下であることを特徴とする昇降圧スイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流入力電流の力率を改善するスイッチング電源に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流電源から整流・平滑を行って直流を得るためには、ダイオードブリッジと平滑コンデンサを用いる構成が最も単純であるが、この構成では、電源電圧のピーク付近にしか入力電流が通流しない、いわゆるコンデンサインプット形の整流回路となり、力率の低下や入力高調波の増大をもたらす。入力高調波の問題は国際規格で規制され、入力電力に応じた対策が必要となっている。この動きに対し、さまざまな力率改善（ＰＦＣ：Power Factor Correction）コンバータ、あるいは高力率コンバータと称するコンバータが提案されている。
【０００３】
このうち最も一般的な回路は昇圧形ＰＦＣコンバータと称する回路方式であり、これは交流を整流ダイオードブリッジの正極側と負極側の間にコイルとスイッチの直列回路を接続し、コイルとスイッチの接続点に昇圧ダイオードのアノード側を接続し、昇圧ダイオードのカソード側を出力平滑コンデンサの高電圧側に接続し、出力平滑コンデンサの低電圧側とダイオードブリッジの負極側を接続した構成の回路である。
【０００４】
これに対して、最近、家庭電化製品や情報機器分野においては、このＰＦＣコンバータの低コスト化や高性能化を求める動きが顕著になっており、ＰＦＣコンバータ方式を工夫する努力がなされている。
【０００５】
この動きの一例として、〔特許文献１〕に示された技術がある。この提案は、ＰＦＣコンバータにＨブリッジと呼ばれる回路方式を使用することにより、ＰＦＣ回路電圧を低減し、これにより、高耐圧部品を使用しなくても良いＰＦＣ回路を提供するものである。
【０００６】
【特許文献１】特開２００４−２０８３８９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明が解決しようとする課題は、スイッチング電源における（１）ＡＣ１００Ｖにおける効率が低いこと、（２）小形薄型化の阻害要因排除、および（３）波形歪、の３点を同時に改善し、小形薄型かつ高効率，低ノイズな電源を提供することである。
【０００８】
まず、従来の昇圧形ＰＦＣコンバータを有するスイッチング電源において、これら３つの観点から問題点を述べる。従来のＰＦＣコンバータにおいては、（１）の効率に関しては、特にＡＣ１００Ｖ入力時には昇圧比が高くなることから、効率が低いという問題を抱えており根本的な解決が求められる。
【０００９】
（２）に関しては、従来技術ではリレーが必要な為、小形薄型化を阻害している。これは、電源投入時、出力平滑コンデンサが充電されていない状態では、出力平滑コンデンサへの突入電流を防止するため、リレーと初期充電抵抗あるいはサーミスタを並列にした回路を昇圧コンバータの前段に配置し、リレーをオフ状態にしてインピーダンスの高い初期充電抵抗あるいはサーミスタを通して出力平滑コンデンサを初期充電し、初期充電完了後にリレーをオンして入力インピーダンスを下げ定常損失を低減する方法が採られている。さらに、回路の安全性を確保する目的から、異常時にＰＦＣコンバータ以降への電力を遮断するため、初期充電に用いられるリレーとは別に電源オンオフ用のリレーを設ける場合が少なくない。このため、主回路上に主電流が流れる２個のリレーが直列に実装配置される。しかしながら、これらのリレーは面実装や横に寝かした状態で基板実装できないため基板上の高さが１５〜２０mm程度となっており、スイッチング電源の小形薄型化の阻害要因となっている。
【００１０】
（３）については、入力電流が不連続波形となる場合に、波形歪が大きくなる問題がある。
【００１１】
次に、上記の特許文献に記載された回路方式において、（１）の効率は昇圧形ＰＦＣコンバータに比べて出力平滑コンデンサの電圧を低減できるため、昇圧比を低くでき、昇圧形ＰＦＣコンバータよりも効率向上が期待できる。しかしながら、入力電圧の瞬時値と出力平滑コンデンサ電圧値の大小関係に依存せず常に２つのスイッチが同時にオンオフする動作であるため、スイッチをオフしてコイルに蓄積されたエネルギーを出力平滑コンデンサ側に放出するモードでは常に入力電源が切り離され、入力電流は完全にゼロとなり入力電流波形は不連続となってしまう。このため、入力から出力へのエネルギー伝達効率が低く、この結果、特許文献１の回路においては、一般的な昇圧形回路よりも１回のスイッチングあたりの入力電流量が増加する結果を招き、回路効率の点で不利となる。入力電流波形が常に不連続となることは（３）の波形歪についても歪みが大きくなる原因になる。なお、上記特許文献には（２）の小形薄型化に関する記載はなされていない。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために、本発明の昇降圧スイッチング電源は、チョークコイルを介して直列に接続されたハイサイドスイッチとローサイドスイッチを有するＨブリッジコンバータを入力段に持つスイッチング電源において、入力電圧瞬時値の絶対値が出力電圧よりも低い場合にはハイサイドスイッチをオン、かつローサイドスイッチをオンオフ動作させ、入力電圧瞬時値の絶対値が出力電圧よりも高い場合はハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチを同時にオンオフ動作させ、チョークコイルの電流が臨界モードとなるようにして力率改善制御することを特徴とするものである。
【００１３】
また、本発明の昇降圧スイッチング電源は、前記入力電圧瞬時値に反比例した時間幅でハイサイドスイッチとローサイドスイッチを同時にスイッチングさせて電流臨界モード動作させることにより、出力平滑コンデンサの初期充電時の充電電流を一定に制御することを特徴とするものである。
【００１４】
また、本発明の昇降圧スイッチング電源は、上記初期充電動作と力率改善動作を行う制御回路とハイサイドスイッチの駆動信号を高圧側に伝達するレベルシフト回路、およびハイサイドスイッチ，ローサイドスイッチの各ドライブ回路を集積したＩＣを備えることを特徴とするものである。
【００１５】
また、本発明の昇降圧スイッチング電源は、この集積回路にはシステムからの電源起動／停止信号を受ける端子を有することを特徴とするものである。
【００１６】
また、本発明の昇降圧スイッチング電源は、Ｈブリッジ回路を２系統備え、電流臨界モードで２相インターリーブ動作することを特徴とするものである。
【００１７】
また、本発明の昇降圧スイッチング電源は、ユニットの全高が６mm以上１０mm未満であるとともに、液晶パネルを用いたテレビジョン装置あるいは画像モニタ装置のパネル部の背面に実装され、パネル部のセット厚みが２０mm以上３５mm以下であることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１８】
本発明の昇降圧スイッチング電源は、Ｈブリッジ回路を用いているため、ＡＣ１００Ｖにおける効率を高くすることができる。
【００１９】
また、本発明の昇降圧スイッチング電源は、電源投入時、出力平滑コンデンサへの充電電流を一定に制御しながらコンデンサを初期充電できる。このため、過電流の心配が無く、また初期充電時間を短くでき、例えばテレビジョンなどで電源投入から起動までの時間を最短化することが可能である。
【００２０】
更に、本発明の昇降圧スイッチング電源は、異常時においても、ハイサイドスイッチをオフにすることにより、ＰＦＣコンバータ以降への電力を遮断することが可能になるため、電源オンオフ用のリレーも設ける必要がなく、部品点数の削減，リレー駆動電力の低減，低コスト化を促進することができるという利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。
【実施例１】
【００２２】
本発明の第１の実施の形態につき、図１と図２，図３，図４，図５を用いて説明する。
【００２３】
図１は本発明の昇降圧スイッチング電源の第１の実施の形態を示す回路図である。図１の構成を説明する。交流電源１は入力フィルタ２と整流器３を介して入力電圧３５となり、全波整流波形となる。また、入力フィルタ２から補助電源５が接続される。整流器３の直流出力側には、分圧抵抗２２ａ，２２ｂとともに，ハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０のドレインが接続される。ハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０のソースにはチョークコイル１２の一端（巻き始め）と環流ダイオード１１のカソードが接続される。環流ダイオード１１のアノードは整流器３のグランドに接続される。また、チョークコイル１２のもう一方にはローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５のドレインと昇圧ダイオード１４のアノードが接続される。ローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５のソースはグランドに接続され、昇圧ダイオード１４のカソードは出力平滑コンデンサ１６の高電圧側に接続される。
【００２４】
出力平滑コンデンサ１６の低電圧側はグランドに接続される。ハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０，環流ダイオード１１，チョークコイル１２，ローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５，昇圧ダイオード１４の構成はＨ形としており、Ｈブリッジ回路３７と称する。
【００２５】
出力平滑コンデンサ１６の高電圧側には分圧抵抗３３ａ，３３ｂの直列対と、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１７が接続され、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１７の出力には負荷１８が接続される。チョークコイル１２には補助巻線１３を有し、一方（巻き始め）がグランドに、もう一方は制御ＩＣ３６内部のゼロ電流検出回路２７に接続される。
【００２６】
出力平滑コンデンサ１６の電圧を出力電圧３９と称する。分圧抵抗３３ａ，３３ｂの中点は制御ＩＣ３６内部のエラーアンプ３１と、オフセット２４、および初期充電判定回路３８に接続される。オフセット２４の出力はコンパレータ２３に接続される。
【００２７】
分圧抵抗２２ａ，２２ｂの中点は制御ＩＣ３６内部のコンパレータ２３および可変電流源２８に接続される。制御ＩＣ３６のＧＮＤ電位は、ローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５のソース電位と同電位である。制御ＩＣ３６には基準電圧３２があり、エラーアンプ３１に接続される。エラーアンプ３１の出力はコンパレータ２６に接続される。制御ＩＣ内の電源Ｖｃｃに定電流源２９と可変電流源２８が接続され、これらの出力はスイッチ３０と接続されている。スイッチ３０は初期充電判定回路３８からの出力により定電流源２９と可変電流源２８のいずれかを選択して制御ＩＣ３６の外部にあるコンデンサ３４と電流源とを接続し、コンデンサに電荷を充電する役割を持つ。
【００２８】
また、初期充電判定回路３８の出力はスイッチ４３にも接続され、スイッチ４３のオンオフを制御する。コンデンサ３４は制御ＩＣ内のスイッチ３０の他、ＭＯＳＦＥＴ２５のドレイン、コンパレータ２６とも接続されている。ＭＯＳＦＥＴ２５のソースはグランドに、ゲートはＲＳフリップフロップ２１のＱバー出力に接続される。コンパレータ２６の出力はＲＳフリップフロップ２１のＲバー入力に接続される。ゼロ電流検出回路２７の出力はＲＳフリップフロップ２１のＳバー入力に接続される。ＲＳフリップフロップ２１のＱ出力はドライブ回路１９とＯＲ回路２０に接続される。ドライブ回路１９の出力はローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５のゲートに接続される。コンパレータ２３の出力はスイッチ４３を介してＯＲ回路２０に接続される。ＯＲ回路２０の出力はレベルシフト回路９に接続され、レベルシフト回路９の出力はドライブ回路８に入力される。
【００２９】
ドライブ回路８は制御ＩＣ３６外部のコンデンサ７に接続される。ドライブ回路８の出力はハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０のゲートに接続される。補助電源５の出力はコンデンサ６に接続され、コンデンサ６の出力がＶｃｃとして制御ＩＣに入力される他、ダイオード４を介してコンデンサ７に接続される。また、制御ＩＣ３６には制御ＩＣ３６全体の動作のオンオフを制御するオンオフ信号入力端子４４があり、制御ＩＣ３６の外部に接続される。
【００３０】
次に、図１の動作を説明する。まず、出力平滑コンデンサ１６が全く充電されていない場合、このスイッチング電源に交流電源１が接続されると、入力フィルタ２，整流器３を通して入力電圧３５がハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０のドレインに印加される。同時に、補助電源５が動作を開始する。
【００３１】
補助電源５の出力は入力と絶縁されており、コンデンサ６にＶｃｃ電圧１５Ｖを出力する。Ｖｃｃは制御電源として制御ＩＣ３６に入力され、制御ＩＣ３６が起動する。また、初期状態においてはハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０，ローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５ともにオフ状態である。出力平滑コンデンサ１６の電圧はゼロであるため、Ｖｃｃ−ダイオード４−コンデンサ７−チョークコイル１２−昇圧ダイオード１４−出力平滑コンデンサ１６−グランドのルートで電流が流れる。
【００３２】
コンデンサ７の容量は、出力平滑コンデンサ１６の容量よりはるかに小さいので、コンデンサ７は約１５Ｖまで充電される。制御ＩＣ３６ではＶｃｃが印加され、かつオンオフ信号入力端子４４にオン信号が入力されたことにより初期充電判定回路３８とゼロ電流検出回路２７が動作を開始する。チョークコイル１２に流れる電流は上記したコンデンサ７の初期充電電流がなくなるとゼロであるからゼロ電流検出回路２７によりＲＳフリップフロップ２１にセット信号が入力され、Ｑ出力がＨｉｇｈとなる。これに伴い、ドライブ回路１９に駆動信号としてＱ出力が伝達され、ローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５がターンオンする。同時に、Ｑ出力はＯＲ回路２０を通過してレベルシフト回路９を通り、ドライブ回路８に伝えられる。ドライブ回路８はコンデンサ７の充電エネルギーを使ってハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０をターンオンさせる。
【００３３】
一方、Ｑバー出力はＨｉｇｈからＬｏｗに変化し、ＭＯＳＦＥＴ２５はオフするため、それまで短絡されていたコンデンサ３４に充電が開始される。このとき、出力平滑コンデンサ１６の電圧はゼロであるから、初期充電判定回路３８は初期充電モードと判定し、スイッチ３０を可変電流源２８に接続する。その一方、スイッチ４３を開放するためコンパレータ２３の出力はＯＲ回路２０に伝達されず、ＯＲ回路の入力はＬｏｗレベルとなり、ＲＳフリップフロップ２１のＱ出力信号がそのままレベルシフト回路９に伝達される。
【００３４】
ハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０とローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５がターンオンしたと同時にコンデンサ３４に可変電流源２８から充電が開始される。可変電流源２８は、入力電圧３５から分圧抵抗２２ａ，２２ｂで分圧された電圧に応じて電流量を変化させることができる。可変電流源２８の電流量は入力電圧３５の瞬時値に比例する。スイッチ３０が可変電流源に接続されているので、コンデンサ３４は可変電流源２８から出力された電流により充電される。コンデンサ３４の値は、例えば０.０１μＦ程度である。一方、エラーアンプ３１は一方の入力である出力平滑コンデンサ１６電圧がゼロであるため、コンパレータ２６に対しては一定の直流電圧（Ｖ３１）を出力する。コンデンサ３４がこの直流電圧にまで充電されるとコンパレータ２６がそれまでのＨｉｇｈからＬｏｗに反転し、ＲＳフリップフロップ２１にリセット信号が入力される。エラーアンプ３１が一定電圧（Ｖ３１）を出しているので、コンデンサ３４の電圧がエラーアンプ３１の電圧に達する時間は入力電圧３５の値に反比例することになる。ハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０とローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５がオンしている間（Ｔon期間）は図２のモードＡのルートで電流が流れ、チョークコイル１２にエネルギーを蓄える。各部波形は図３に示すとおりであり、チョークコイル１２の電流は図示のように立ち上がる。
【００３５】
このときの電流上昇率をｄｉ／ｄｔ、チョークコイル１２のインダクタンスをＬ、入力電圧３５の値をＶinとすると、
ｄｉ／ｄｔ＝Ｖin／Ｌ      …（式１）
一方、可変電流源２８の電流と入力電圧３５の変換ゲインをＧとすると、可変電流源２８の電流Ｉは
Ｉ＝Ｇ・Ｖin      …（式２）
したがって、Ｔonは、コンデンサ３４の容量をＣ３４とすると、
Ｔon＝Ｃ３４・Ｖ３１／（Ｇ・Ｖin）      …（式３）
チョークコイル１２の電流ピーク値Ｉpeakは
Ｉpeak＝Ｃ３４・Ｖ３１／（Ｇ・Ｌ）      …（式４）
となって、Ｖinの瞬時値に依らずピーク電流値は一定となる。
【００３６】
ＲＳフリップフロップ２１にリセット信号が入ると、ＱがＨｉｇｈからＬｏｗに反転してハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０，ローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５ともターンオフする。このときの電流経路は図２のモードＢとなり、環流ダイオード１１−チョークコイル１２−昇圧ダイオード１４−出力平滑コンデンサ１６−グランドの経路でチョークコイル１２に蓄えたエネルギーを出力平滑コンデンサ１６に放出し、出力平滑コンデンサ１６を充電する。これらのタイミングと波形を図３に示す。チョークコイル１２の電流は図３に示すように低下する。
【００３７】
このときのチョークコイル１２の電流低下率は、出力平滑コンデンサ１６の電圧をＶoutとすると、
−ｄｉ／ｄｔ＝Ｖout／Ｌ      …（式５）
となって、出力平滑コンデンサ１６の電圧上昇とともに電流の勾配は急峻になる。初期充電において、チョークコイル１２や出力平滑コンデンサ１６に流れる電流のピーク値は（式４）で規定されることから、これらの定数を調整することにより電流ピーク値を設定することができる。Ｇ，Ｖ３１は一定とし、チョークコイル１２のＬ値とＣ３４の値で調整する。
【００３８】
チョークコイル１２の電流がゼロまで低下すると、補助巻線１３とゼロ電流検出回路２７がこれを検出し、ＲＳフリップフロップ２１にセット信号を入力し、再びハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０とローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５がターンオンする。本発明においては、必ずチョークコイル１２の電流がゼロになったことを検出してからハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０とローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５をターンオンさせる。これにより、ハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０とローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５はゼロ電流ターンオンモードで動作することになり、ハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０とローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５がターンオンした際にリカバリ損失が発生することがない。なお、ダイオード４とコンデンサ７はブートストラップ回路を構成しており、モードＢの環流時にコンデンサ７は約１５Ｖまで充電されている。
【００３９】
出力平滑コンデンサ１６はこのようにして初期充電され電圧が上昇する。出力平滑コンデンサ１６の電圧は初期充電判定回路３８で検出しており、予め定めた電圧になった時に定常運転モードと判定し、スイッチ３０を定常モードの位置である定電流源２９側に切り替えるとともに、スイッチ４３をオンする。なお、このスイッチ３０と可変電流源２８，定電流源２９の構成は模式的なものであり、定電流源を１つ用意して初期充電モードにおいて定電流源の電流を入力電圧に比例して変化させるように構成しても良い。
【００４０】
次に定常運転について述べる。定常運転モードで初期充電モードと異なる点は、定電流源２９を用いる点と、入力電圧３５と出力平滑コンデンサ１６の電圧の大小関係によって動作モードを変更する点である。
【００４１】
定常運転モードにおいては、コンデンサ３４は定電流源２９により充電される。エラーアンプ３１の出力は出力平滑コンデンサ１６と基準電圧３２の大小関係により変化するが、制御が安定すればほぼ一定値となる。このエラーアンプ３１の出力電圧とコンデンサ３４の充電電圧が一致したところでローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５がターンオフするため、図２に示すモードＡの期間、言い換えればオン時間は、入力電圧瞬時値（入力電圧３５）に依存せずほぼ一定となる。このときチョークコイル１２の電流上昇率は（１）式から入力電圧Ｖin（瞬時値）に比例する。オン時間（Ｔon）一定とすれば、ピーク電流もＶinに比例する。
【００４２】
次に図４によりこの定常動作における入力電圧３５と出力平滑コンデンサ１６の電圧の大小関係によるモード変更について説明する。出力平滑コンデンサ１６の電圧は図では１８０Ｖに設定されている。なおこの電圧はユーザが指定することが可能であり使いやすい電圧に設定することができる。図１のコンパレータ２３に入力電圧３５を分圧抵抗２２ａ，２２ｂで分圧した電圧値と、出力平滑コンデンサ１６の電圧を分圧抵抗３３ａ，３３ｂで分圧した値とを入力し、それらを比較することで出力平滑コンデンサ１６の電圧に対し、入力電圧３５の瞬時値が低い場合には、ハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０のゲート電圧を常にＨｉｇｈとする。なお、出力平滑コンデンサ１６の電圧を分圧した方にはオフセット２４を入れている。オフセット２４は入力，出力電圧に換算し１０〜２０Ｖに相当する値である。この結果、コンパレータ２３は、入力電圧３５に対し、出力平滑コンデンサ１６電圧からオフセット２４の１０〜２０Ｖ（Ｖof２４）を差し引いた電圧を比較して切り替わる。コンパレータ２３がＨｉｇｈとなれば、スイッチ４３がオンであるので、ＯＲ回路２０の出力はＨｉｇｈとなってハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０がＯＮし、ローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５がオン時の動作はモードＡ（図２）となって初期充電モードと変わらないが、ローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５がオフした時はモードＣとなる。モードＣでは入力電源からハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０−チョークコイル１２−昇圧ダイオード−出力平滑コンデンサ１６を通る経路で電流が流れ、出力平滑コンデンサ１６にエネルギーを供給する。モードＢとモードＣの違いは、入力電源を通るか否かであり、モードＣにおいては入力電源を通る経路が形成されているため、入力側から見るとローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５のオンオフに関わらず入力電流が連続し、モードＢに比べて波形の実効値が高く、入力フィルタ２で波形を平滑化しやすいメリットを持つ。また、本発明のモードに依れば、従来のＨブリッジ制御方法に対しＡＣ入力電圧が低い時の入力電流を増加させることになり、力率の向上に効果がある。
【００４３】
本発明による入力電圧３５と出力平滑コンデンサ１６の電圧によるモードの変化と入力電流電圧波形を図５に示す。出力平滑コンデンサ１６からオフセット電圧を差し引いた電圧よりも交流電源１の電圧が低い領域においては、ハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０がオン状態であり、交流電源１の電圧が高くなるとハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０はローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５と同時にスイッチングする。この違いは図４に示すとおりである。図４の左側が入力電圧が低い場合でモードＡとモードＣにより動作する。図４の右側は入力電圧が高い場合でモードＡとモードＢにより動作する。
【００４４】
前述したように出力平滑コンデンサ１６電圧よりも入力電圧が低い部分において入力電流は臨界モードになっている。この波形は整流器３の交流側を見たものであり、入力フィルタ２の入力側においてはこの低電圧領域の電流は平滑化されて連続波形になる。また、Ｈブリッジを単純に電流臨界モードで動作させると低電圧領域では周波数が高くなるがこれを低く保つ効果も生まれる。すなわち、モードＣにおいては、
−ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖout−Ｖin）／Ｌ      …（式６）
これをモードＢの
−ｄｉ／ｄｔ＝Ｖout／Ｌ      …（式５）
と比較すると、（式６）の方が減衰電流の勾配が緩やかであることからチョークコイル１２を流れる電流がゼロに低下するまでの時間が長い。この結果、入力電圧が低い時にはハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０をオンし、モードＣを用いる方がスイッチング周波数を低く抑えられる効果が得られる。
【００４５】
なお、スイッチ４３は必ずしも必要ではない。スイッチ４３がない場合には初期充電モードにおいても予め決められたオフセット電圧と入力電圧３５，コンデンサ１６電圧の関係によりハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０がオンする領域が発生する。初期充電波形にはほとんど影響がない。
【００４６】
また、この実施例においては、オンオフ信号入力端子４４からの信号がオフとなると、ハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０，ローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５の駆動信号が全てオフとなり、ＲＳフリップフロップ２１，定電流源２９，コンパレータ２３，２６の動作も停止する。例えばスイッチング電源の外部で負荷の動作を止めたい場合にはこのオンオフ信号入力端子４４にオフ信号を与えることで給電する電力のオンオフを制御することが可能である。
【００４７】
本発明によれば、出力平滑コンデンサ１６の初期充電を簡単にかつ確実に行うことができ、突入電流を防止できることから、従来必要であった突入電流防止抵抗あるいはサーミスタと、これを短絡するリレーを削除することが可能となる。さらに、オンオフ信号入力端子４４によりＰＦＣ回路以降の出力のオンオフをコントロールできることから、従来入力側に取り付けていたオンオフスイッチ用のリレーを削除することが可能になる。この結果、スイッチング電源に使う部品の小形低背化が促進され、これまでにない薄型の電源が実現できるようになる。
【００４８】
また、この実施例において、ハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０としてＰチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。この場合にはドライバ８の構成が簡単化できる他、ダイオード４，コンデンサ７のブートストラップ回路が不要となる。
【００４９】
また、図１に示したＩＣ３６は、高耐圧プロセスを用いて１チップに集積化すると最も小型化できユーザの使い勝手が向上する。
【００５０】
また、ＩＣ３６は複数のチップを１パッケージ化する方法を採用して実現してもよい。また、レベルシフト回路９とドライバ８を１つのドライブＩＣとし、ＩＣ３６のその他の部分をまとめて制御ＩＣとし、２つのＩＣで制御回路を構成してもよい。この方法を用いると、ＩＣ３６を作成するために従来のＰＦＣ制御ＩＣのプロセスがそのまま使えるため、ＩＣメーカは従来のＰＦＣ制御ＩＣの機能を小変更するのみで良く、ＩＣの開発コストを抑えることが可能である。
【実施例２】
【００５１】
次に、本発明の第２の実施の形態を図６，図７，図８，図９を用いて説明する。図６は昇降圧スイッチング電源の主回路部を示し、図７はその制御回路を示している。図６，図７において、図１と同じ構成要素には同じ記号を付与している。図６が図１の主回路部と異なる点は、主回路であるＨブリッジ回路を２組用意し、これらを並列に接続している点である。すなわち、Ｈブリッジ回路３７を構成するハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０ａ，環流ダイオード１１ａ，チョークコイル１２ａ，ローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５ａ，昇圧ダイオード１４ａの接続形態は図１の主回路と同じである。これに加えて図６ではハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０ｂ，環流ダイオード１１ｂ，チョークコイル１２ｂ，ローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５ｂ，昇圧ダイオード１４ｂを有し、これらも同じ接続とする。そして、ハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０ａとハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０ｂのドレインを共通にして入力電圧３５に接続し、昇圧ダイオード１４ａ，１４ｂのカソード同士を接続して出力平滑コンデンサ１６に接続される。出力平滑コンデンサ１６と後段の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１７，負荷１８の接続形態は図１と同じである。チョークコイル１２ａ，１２ｂはそれぞれ補助巻線１３ａ，１３ｂを有し、その巻き始めはグランドに接続されている。制御ＩＣ３６において図６に示されているのはハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０ａおよび１０ｂに接続されるドライブ回路８ａである。ドライブ回路８ａ，８ｂは制御ＩＣの外部のコンデンサ７ａ，７ｂとそれぞれ接続されている。コンデンサ７ａ，７ｂにはそれぞれダイオード４ａ，４ｂのカソードが接続され、ダイオード４ａ，４ｂのアノードはコンデンサ６に接続されている。コンデンサ６は補助電源５に接続される。
【００５２】
次に、図７の回路図の接続を説明する。図７は図６における制御ＩＣ３６の内部を示しており（点線内）その外部には接続先として図６に図示した回路素子を示している。図７において、分圧抵抗３３ａ，３３ｂ，エラーアンプ３１，基準電圧３２，コンパレータ２６，補助巻線１３ａ，ゼロ電流検出回路２７ａ，ＲＳフリップフロップ２１ａ，ＭＯＳＦＥＴ２５，可変電流源２８，定電流源２９，スイッチ３０，初期充電判定回路３８，コンデンサ３４，ドライブ回路１９ａ，ローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５ａ，コンパレータ２３，ＯＲ回路２０ａ，レベルシフト回路９ａ，ドライブ回路８ａ，ハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０ａ、それにスイッチ４３の接続は図１と同様である。
【００５３】
この実施例においては、前述の図１の実施例に示したオフセット２４の代わりにゲイン４０を設けている点が異なっている。また、初期充電判定回路３８の出力とＲＳフリップフロップ２１ａのＱ出力が１８０度位相シフト回路４１に入力される。１８０度位相シフト回路４１の出力は新たに設けたＮＡＮＤ回路４２とＲＳフリップフロップ２１ｂのリセットに入力される。また、補助巻線１３ｂはゼロ電流検出回路２７ｂに入力され、ゼロ電流検出回路２７ｂはＮＡＮＤ回路４２に接続される。ＮＡＮＤ回路４２の出力はＲＳフリップフロップ２１ｂのセットに入力される。ＲＳフリップフロップ２１ｂのＱ出力はドライブ回路１９ｂとＯＲ回路２０ｂに接続され、ドライブ回路１９ｂはローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５ｂのゲートに接続される。コンパレータ２３の出力がＯＲ回路２０ｂに接続される。ＯＲ回路２０ｂの出力はレベルシフト回路９ｂ，ドライブ回路８ｂを介してハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０ｂのゲートに接続される。
【００５４】
次にこの実施例の動作を説明する。基本的な動作は図１の実施例と同じであり、初期充電モードと定常運転モードを備えている。初期充電においては、図８に各部波形を示すように、コンデンサ１６の電圧がゼロからスタートし、エラーアンプ３１に入力される分圧電圧は、基準電圧３２に比べて充分小さい値であるため、エラーアンプ３１の出力電圧は一定である。そこで、図８に示すように、コンデンサ３４の電圧は入力電圧３５に反比例した時間でエラーアンプ３１出力電圧に達し、コンパレータ２６が反転してＲＳフリップフロップ２１ａがリセットされる。この時チョークコイル１２ａに流れていた電流がピーク電流となり、図２のモードＢにて出力平滑コンデンサ１６を充電する。チョークコイル１２ａの電流がゼロになった点を補助巻線１３ａとゼロ電流検出回路２７ａにより検出し、ＲＳフリップフロップ２１ａをセットする。この動作を繰り返す点は実施例１と同じである。本実施例ではこれに加え、もう１つのＨブリッジ回路が動作する。ＲＳフリップフロップ２１ａのＱ出力、すなわちローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５ａのオン信号の出力が１８０度位相シフト回路４１に入力されている。１８０度位相シフト回路４１では、ＲＳフリップフロップ２１ａのＱ出力からこの信号のオン期間と周期を算出し、この信号に対し１８０度位相の遅れた信号を作り、そのタイミングでセット信号をＮＡＮＤ回路４２に出力し、またリセット信号をＲＳフリップフロップ２１ｂのリセットへ出力する。補助巻線１３ｂとゼロ電流検出回路２７ｂの出力からチョークコイル１２ｂを含むＨブリッジの電流が検出され、ＮＡＮＤ回路４２に入力される。１８０度位相シフト回路４１から出るセットタイミングとゼロ検出信号が揃ったとき初めてＮＡＮＤ回路４２からセット信号が出され、ＲＳフリップフロップ２１ｂにセット信号として入力される。この回路が動作することにより、チョークコイル１２ｂを含むＨブリッジはチョークコイル１２ａを含むＨブリッジに対して１８０度位相の遅れた電流波形をとりつつ、かつ常にダイオードリカバリが問題にならない電流臨界あるいは電流不連続モードで運転されることになる。
【００５５】
初期充電でのチョークコイル１２ａ，１２ｂの電流は、図８に示すとおり１８０度位相のずれた波形となる。また、出力平滑コンデンサ１６がゼロから満充電電圧に達するまで常にピーク電流値が等しい。この結果、コンデンサ１６は急速かつ電流リプルの少ない波形で充電される。コンデンサ１６が急速に充電できることにより、本発明のスイッチング電源を搭載した装置の起動時間の短縮化に寄与することができる。
【００５６】
定常時においても、図９に示すように各チョークコイルを流れる電流は１８０度位相のずれた電流臨界波形となる。ハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０ａ，１０ｂに関しては、コンデンサ１６から検出された電圧（コンデンサ電圧を分圧抵抗３３ａ，３３ｂで分圧した電圧）にゲイン４０を乗じた値に対して、入力電圧３５から検出された電圧（入力電圧３５を分圧抵抗２２ａ，２２ｂで分圧した電圧）を比較し、後者が大きい場合にはハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０ａ，１０ｂをローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５ａ，１５ｂとそれぞれ同時にスイッチングさせる。逆にコンデンサ１６から検出された電圧（コンデンサ電圧を分圧抵抗３３ａ，３３ｂで分圧した電圧）にゲイン４０を乗じた値に対して、入力電圧３５から検出された電圧（入力電圧３５を分圧抵抗２２ａ，２２ｂで分圧した電圧）が小さい場合にはハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０ａ，１０ｂはオン状態とする。各Ｈブリッジ回路のモードは図９に示す動作状況になる。
【００５７】
本実施例は２相インターリーブＨブリッジ方式コンバータと称することとする。１相Ｈブリッジ方式に比べ、２相インターリーブＨブリッジ方式を採ることにより、ハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０ａと１０ｂが１８０度位相差を持って動作するため、入力電流が不連続となる期間を大幅に低減できる効果がある。
【００５８】
また、チョークコイル１２ａ，１２ｂの電流波形から、入力電流のリプルを低減できる効果がある。さらに、チョークコイルやハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０，ローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５を２つずつに分割することによって、発熱を分散することができる。また、出力平滑コンデンサ１６の初期充電を簡単にかつ確実に行うことができ、突入電流を防止できることから、従来必要であった突入電流防止抵抗あるいはサーミスタと、これを短絡するリレーを削除することが可能となる。この結果、スイッチング電源に使う部品の小形低背化が促進され、これまでにない薄型の電源が実現できるようになる。
【００５９】
約２００Ｗクラスのスイッチング電源において、半導体パッケージは下記のようなものである。整流器３はダイオードブリッジであり、最厚部５.３mm。ハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１０ａ，１０ｂ，ローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１５ａ，１５ｂ，環流ダイオード１１ａ，１１ｂ，昇圧ダイオード１４ａ，１４ｂはそれぞれ最厚４.７mm。チョークコイル１２ａ，１２ｂのコアは９mm厚、出力平滑コンデンサ１６は８〜１０φの電解コンデンサが利用できる。そこで、チョークコイルを実装する基板部に穴を開けて工夫することにより、厚さ１０mm未満のスイッチング電源の実現が可能になる。
【００６０】
さらに、この厚さ１０mm未満のスイッチング電源を液晶パネルを用いたテレビジョン装置あるいは画像モニタ装置のパネル部の背面に実装することにより、パネル部のセット厚みが２０mm以上３５mm以下に薄型化することが可能になる。
【００６１】
以上示したように、本発明の実施例では、電流臨界モード制御形Ｈブリッジ形昇降圧回路において、出力平滑コンデンサ初期充電を高速にかつ一定電流で行うことが可能な制御手段を取り入れ、初充電抵抗およびリレーを削除したスイッチング電源を実現したものである。
【産業上の利用可能性】
【００６２】
本発明は、商用交流電力を入力して動作する電機機器，空調機器，家庭電化製品，パソコン，サーバ等の情報機器に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】昇降圧スイッチング電源の回路図（実施例１）。
【図２】動作モード説明図（実施例１）。
【図３】初期充電での各部波形（実施例１）。
【図４】定常動作での各部波形（実施例１）。
【図５】入力電流波形（実施例１）。
【図６】インターリーブ昇降圧スイッチング電源の主回路（実施例２）。
【図７】インターリーブ昇降圧スイッチング電源の制御回路（実施例２）。
【図８】初期充電での各部波形（実施例２）。
【図９】定常動作での各部波形（実施例２）。
【符号の説明】
【００６４】
１  交流電源
２  入力フィルタ
３  整流器
４，４ａ，４ｂ  ダイオード
５  補助電源
６，７，７ａ，７ｂ  コンデンサ
８，８ａ，８ｂ  ドライブ回路
９，９ａ，９ｂ  レベルシフト回路
１０，１０ａ，１０ｂ  ハイサイドパワーＭＯＳＦＥＴ
１１，１１ａ，１１ｂ  環流ダイオード
１２，１２ａ，１２ｂ  チョークコイル
１３，１３ａ，１３ｂ  補助巻線
１４，１４ａ，１４ｂ  昇圧ダイオード
１５，１５ａ，１５ｂ  ローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ
１６  コンデンサ
１７，１１３  絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ
１８  負荷
１９，１９ａ，１９ｂ  ドライブ回路
２０，２０ａ，２０ｂ  ＯＲ回路
２１，２１ａ，２１ｂ  ＲＳフリップフロップ
２２ａ，２２ｂ，３３ａ，３３ｂ  分圧抵抗
２３，２６  コンパレータ
２４  オフセット
２５  ＭＯＳＦＥＴ
２７，２７ａ，２７ｂ  ゼロ電流検出回路
２８  可変電流源
２９  定電流源
３０，４３  スイッチ
３１  エラーアンプ
３２  基準電圧
３４  コンデンサ
３５  入力電圧
３６  制御ＩＣ
３７  Ｈブリッジ回路
３８  初期充電判定回路
３９  出力電圧
４０  ゲイン
４１  １８０度位相シフト回路
４２  ＮＡＮＤ回路
４４  オンオフ信号入力端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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