(57)【要約】【課題】軽負荷・無負荷時にもブートストラップ回路に用いられるコンデンサに十分な充電が可能で、本来の降圧コンバータの性能を阻害することのないブートストラップ回路および該回路を用いる降圧コンバータを提供する。【解決手段】ＰＷＭ信号１１によりハイサイドのドライバ１２を介してスイッチング素子Q1（１３）をオン／オフし、スイッチング素子Q1（１３）のオン期間に同期してスイッチQx（１１２）をオンすることでCB−端子をスイッチング素子Q1（１３）のソース端子に接続し、スイッチング素子Q1（１３）のオフ期間に同期してスイッチQy（１１４）をオンすることでCB−端子を接地する構成（コンデンサ充放電経路形成手段）１１０を付加する。これにより、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）のCB−端子を降圧コンバータ回路から分離・独立させる。【選択図】図１Ａ
2009106115.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ドレインに入力電圧が供給されたNチャネルMOSFETを用いるスイッチング素子のゲートにドライバから電圧を印加してスイッチング制御を行うために、前記ドライバの電源電圧を前記入力電圧以上に昇圧するコンデンサを有するブートストラップ回路において、
前記スイッチング素子のオフに同期して前記コンデンサを充電し、前記スイッチング素子のオンに同期して前記コンデンサを放電して前記ドライバに電源電圧として印加する充放電経路を降圧コンバータ回路と独立して形成するコンデンサ充放電経路形成手段を備えていることを特徴とするブートストラップ回路。
【請求項２】
前記コンデンサ充放電経路形成手段は、
前記スイッチング素子のオフに同期して前記コンデンサの充電経路を形成するために前記コンデンサのアース側端子をアースに接続する第１のスイッチと、
前記スイッチング素子のオンに同期して前記コンデンサの放電経路を形成するために前記コンデンサのアース側端子を前記スイッチング素子のソース端子に接続する第２のスイッチと、
を備えることを特徴とする請求項１記載のブートストラップ回路。
【請求項３】
前記第１のスイッチにＮチャネルMOSFETを使用し、前記第２のスイッチにＰチャネルMOSFETを使用し、前記ＮチャネルMOSFETのドレインおよび前記ＰチャネルMOSFETのドレインを前記コンデンサのアース側端子に接続したことを特徴とする請求項２記載のブートストラップ回路。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のブートストラップ回路を、ハイサイドにNチャネルMOSFETを用いるスイッチング素子を駆動するドライバの電源に使用したことを特徴とする降圧コンバータ。
【請求項５】
請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のブートストラップ回路を、ハイサイドにNチャネルMOSFETを用いるスイッチング素子を駆動するドライバの電源に使用し、同期整流方式の降圧コンバータを構成したことを特徴とする同期整流型降圧コンバータ。
【請求項６】
請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のブートストラップ回路を、ハイサイドにNチャネルMOSFETを用いるスイッチング素子を駆動するドライバの電源に使用し、ダイオード整流方式の降圧コンバータを構成したことを特徴とするダイオード整流型降圧コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ドレインに入力電圧が供給されたNチャネルMOSFETを用いるスイッチング素子のゲートにドライバから電圧を印加してスイッチング制御を行うために前記ドライバの電源電圧を前記入力電圧以上に昇圧するコンデンサを有するブートストラップ回路及び該回路を用いる降圧コンバータに関し、特に軽負荷・無負荷時にもブートストラップ回路に用いられるコンデンサに十分な充電が可能となるようにしたものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング素子にＮチャネルMOSFETを使用する降圧コンバータ（降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ）においては、該スイッチング素子のゲートにハイサイドのドライバから電圧を印加してスイッチング制御を行うために該ドライバの電源電圧を前記スイッチング素子に入力する入力電圧以上に昇圧するコンデンサを有する回路(この回路を一般にブートストラップ回路と称している)が必要である。図３Ａ〜図３Ｃは、従来のブートストラップ回路を備える降圧コンバータの構成及び動作を説明する図である。一般に降圧コンバータは、図３Ａに示すようにＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号１１にしたがってドライバ（Q1 driver）１２を駆動し、スイッチング素子Q1（１３）のオン期間に入力電圧VCCからインダクタ電流ILをインダクタンスL１（１５）に供給することでインダクタンスL１（１５）にエネルギーを蓄積し、またスイッチング素子Q1（１３）のオフ期間に接地電位→インダクタンスL１（１５）→負荷という経路で蓄積されたエネルギーを負荷に放出(以下、この回路を‘降圧コンバータ回路’と称す)して降圧コンバータを実現する。ここでダイオードD1（１４）（後述の図４Ａでは、オン状態のスイッチQs（２３）またはスイッチQs（２３）を製作する際に半導体プロセスで作成されるPN接合ダイオード２４）は、スイッチング素子Q1（１３）がオフの期間、インダクタンスL１（１５）から負荷に流れる電流経路を提供する。またコンデンサ１６は出力電圧を平滑する平滑コンデンサとして機能する。
【０００３】
図３Ａに示すように従来のブートストラップ回路１０は、電源VREG（２）、ダイオードDB（４）およびコンデンサCB（６）とから構成され、電源VREG（２）よりダイオードDB（４）を介して電流ICBによりブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）を充電するようにしている。そしてブートストラップ回路１０をハイサイドのスイッチング素子Q1（１３）を動作させるドライバ（Q1 driver）１２の電源として用い、ＰＷＭ信号１１にしたがってドライバ（Q1 driver）１２を駆動することでスイッチング素子Q1（１３）をオン／オフ制御して降圧コンバータを実現している。図３Ｂは図３Ａに示す降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ１がオン期間の動作を説明する図であり、図３Ｃはスイッチング素子Ｑ１がオフ期間の動作を説明する図である。
【０００４】
いま図３Ｃに示すようにＮチャネルMOSFET Q1（１３）がオフの場合には、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）には電源VREG（２）よりダイオードDB（４）を介して電流ICBにより充電が行われる。一方、図３Ｂに示すようにＮチャネルMOSFET Q1（１３）がオンの場合には、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）の両端電圧（VREG−VFB） (但し、VFBはダイオードDB（４）の順方向電圧)が入力電圧VCCに加算された（VREG−VFB＋VCC）という電圧でハイサイドのドライバ（Q1 driver）１２が駆動され、ＮチャネルMOSFET Q1（１３）をスイッチング制御する。このブートストラップ回路は図４Ａ〜図４Ｃに示す従来の同期整流方式の降圧コンバータまたは図５Ａ〜図５Ｃに示す従来のダイオード整流方式の降圧コンバータにおいても同じ原理で動作可能である。
【０００５】
図３Ａまたは図４Ａに示す回路でブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）を充電する場合、まず図３ＡのD1（１４）または図４ＡのQs（２３）もしくはPN接合ダイオード２４が導通してCB−端子の電位をGNDレベル(厳密に言うと、GNDレベルからD1（１４）、PN接合ダイオード２４またはQs（２３）の電圧ドロップ分だけシフトした電圧)に固定しておく必要がある。さらに、無負荷時または軽負荷時においては負荷電流Ioが減少することで、図３Ｃのスイッチング素子Q1（１３）のオフ期間にダイオードD1（１４）が導通しても、充電電流ICBが十分に確保できなくなる。すなわち、充電電流ICBはインダクタ電流ILの一部であり（ICB＜IL）、インダクタ電流ILの平均値と負荷電流Ioの平均値は等しいから、負荷電流Ioが小さいと充電電流ICBを大きくすることができなくなる。また、インダクタ電流ILがゼロになるとCB−端子の電位をGNDレベルに維持できなくなるので、コンデンサCB（６）を充電することができなくなる。これにより、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）を十分に充電できず、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）の充電電圧が降下し、最終的にスイッチング素子Q1（１３）を駆動できなくなることがある。そこで、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）の充電不足を回避する回路も併せて必要になっている。
【０００６】
図４Ａ〜図４Ｃは、従来のブートストラップ回路を備える同期整流型降圧コンバータの構成及び動作を説明する図である。図４Ａは従来のブートストラップ回路を備える同期整流型降圧コンバータの構成を示す図であり、図４Ｂは図４Ａに示す同期整流型降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ１がオン期間の動作を説明する図であり、図４Ｃはスイッチング素子Ｑ１がオフ期間の動作を説明する図である。図４Ａ〜図４Ｃは、それぞれ図３Ａ〜図３Ｃに相当する図であり、スイッチQs（２３）とダイオードD1（１４）の部分以外の構成・動作は同じである。
【０００７】
図４Ａ〜図４Ｃの同期整流型降圧コンバータでは、無負荷時または軽負荷時、スイッチング素子Q1（１３）のオフ期間にインダクタ電流ILが逆流すると効率悪化を招くため、インダクタ電流ILが逆流するのを検知して同期整流側のスイッチQs（２３）を遮断することが必要である。しかしこのような遮断機能を入れた場合、負荷電流Ioが微小であると、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）を充電する電流はスイッチング素子Q1（１３）がオフかつ同期整流側のスイッチQs（２３）がオンしている期間のインダクタ電流ILで制限されてしまい、図３Ｃの場合と同様にブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）を充電できなくなってしまう。そこでブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）を充電できる程度の期間だけ、図４Ｃに示すようにインダクタ電流ILを意図的に逆流させるようにスイッチQs（２３）を制御することが一般に行われている。この種の従来例としては例えば下記特許文献１に示される回路が知られている。すなわち、特許文献１の第４図，第５図に示されているように、ローサイドのトランジスタが逆電流を許容してブートストラップ回路のコンデンサ７６を充電する時間を確保している。
【０００８】
図５Ａ〜図５Ｃは、従来のブートストラップ回路を備える別のダイオード整流型降圧コンバータの構成及び動作を説明する図である。図５Ａは、従来のブートストラップ回路を備える別のダイオード整流型降圧コンバータの構成を示す図であり、図５Ｂは図５Ａに示すダイオード整流型降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ１がオン期間の動作を説明する図であり、図５Ｃはスイッチング素子Ｑ１がオフ期間の動作を説明する図である。図５Ａ〜図５Ｃは、それぞれ図３Ａ〜図３Ｃに相当する図であり、スイッチQB（３３）およびそのドライバ（QB driver）３２以外の構成・動作は同じである。図４Ａ〜図４Ｃの同期整流型と異なり、図５Ａ〜図５Ｃのダイオード整流型降圧コンバータの場合には、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）のCB−端子は、充電時の電流経路を確保するためにCB−端子を接地側に接続するスイッチQB（３３）およびそのドライバ（QB driver）３２を追加している。これにより、図４Ａ〜図４Ｃの同期整流型と同様な原理で、図５Ｃに示すようにスイッチング素子Q1（１３）がオフ期間にスイッチQB（３３）をオンす
ることでインダクタ電流ILが無くてもブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）の充電が可能であるようにしている。この種の従来例として例えば下記特許文献２に示される回路が知られている。すなわち、特許文献２の第６図に示されているスイッチQsが図５Ａ〜図５ＣのスイッチQBに相当し、図５Ａ〜図５ＣのスイッチQBと同様に、スイッチング素子Qがオフ期間にスイッチQsをオンすることでインダクタ電流が無くてもブートストラップ回路に用いられるコンデンサCBの充電が可能であるようにしている。
【０００９】
また従来、下記特許文献３に示されるようなブートストラップ回路を備える降圧コンバータが知られている。すなわち、特許文献３に示されるブートストラップ回路を備える降圧コンバータにおいては、軽負荷になると、スイッチング周波数を落としてブートストラップ回路に用いられるコンデンサの充電時間を確保するようにしている。
【特許文献１】米国特許第６７４７４４１号明細書(FIG.４，FIG.５)
【特許文献２】米国特許第６７９８２６９号明細書(FIG.６)
【特許文献３】特開平１０−５６７７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上述した特許文献１及び２を含めて従来の降圧コンバータにおける軽負荷時または無負荷時においてはブートストラップ回路に用いられるコンデンサCBを充電するために、スイッチング素子Q1がオフ期間に、同期整流型ではスイッチQsを、ダイオード整流型ではスイッチQBをオンする制御を行っている。この場合、スイッチング素子Q1のソース側電位を変化させる、すなわちインダクタの電流を変化させることとなり、降圧コンバータ自身の電流経路に影響を与えてしまうため、ブートストラップ回路がない本来の降圧コンバータに比べ、電源効率の悪化や出力リップルの増大などの副作用が現れてしまい、本来の降圧コンバータの性能が阻害されてしまうという課題があった。
【００１１】
また、上述した特許文献３に示す降圧コンバータにおける軽負荷時の制御では、コンデンサを充電している時間と充電できないでいる時間の比は変わらないため平均充電電圧は低いままである。軽負荷時には充電時間をある程度長くするので、一瞬駆動能力を確保することができるが、一方で充電できない時間（すなわち放電期間）も長くなるためじきに充電電圧が下がり、駆動能力が不足する時間も周波数が落ちるにしたがい長くなってしまうという課題があった。
【００１２】
そこで本発明は、軽負荷・無負荷時にもブートストラップ回路に用いられるコンデンサに十分な充電が可能で、本来の降圧コンバータの性能を阻害することのないブートストラップ回路および該回路を用いる降圧コンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明のブートストラップ回路は、ドレインに入力電圧が供給されたNチャネルMOSFETを用いるスイッチング素子のゲートにドライバから電圧を印加してスイッチング制御を行うために、前記ドライバの電源電圧を前記入力電圧以上に昇圧するコンデンサを有するブートストラップ回路において、前記スイッチング素子のオフに同期して前記コンデンサを充電し、前記スイッチング素子のオンに同期して前記コンデンサを放電して前記ドライバに電源電圧として印加する充放電経路を降圧コンバータ回路と独立して形成するコンデンサ充放電経路形成手段を備えるものである。
【発明の効果】
【００１４】
本発明のブートストラップ回路は、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCBのCB−端子をコンデンサ充放電経路形成手段を介して降圧コンバータ回路に接続し、これによりブートストラップ回路に用いられるコンデンサCBを充電する電流経路を独立させてい
る。そのため、コンデンサCBの充電時の降圧コンバータ回路への影響、すなわち電源効率の悪化や出力リップルの増大などの副作用の発生を回避することができる。また軽負荷時や無負荷時などの負荷状態に関係なく、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCBを常に安定して充電することができる。
【００１５】
また本発明のブートストラップ回路を備える降圧コンバータは、コンデンサ充放電経路形成手段を有するブートストラップ回路を備え、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCBのCB−端子をコンデンサ充放電経路形成手段を介して降圧コンバータ回路に接続し、これによりブートストラップ回路に用いられるコンデンサCBを充電する電流経路を独立させている。そのため、コンデンサCBの充電時の降圧コンバータ回路への影響、すなわち電源効率の悪化や出力リップルの増大などの副作用の発生を回避できることから降圧コンバータ回路の安定動作や電源効率の向上を見込むことができる。また軽負荷時や無負荷時などの負荷状態に関係なく、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCBを常に安定して充電することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
本発明の実施形態に係るブートストラップ回路は、図１Ａまたは図２Ａに示すブートストラップ回路１００において、図４Ａまたは図５Ａに示す従来のブートストラップ回路１０の構成要素である、電源VREG（２）、ダイオードDB（４）およびブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）の構成に加え、さらに、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）のCB−端子をＰチャネルMOSFET Qx（１１２）及びNチャネルMOSFET Qy（１１４）のドレインに接続し、ＰチャネルMOSFET Qx（１１２）のゲートを当該スイッチQxを駆動するQx driver（１１１）の出力側に接続し、ＰチャネルMOSFET Qx（１１２）のソースをスイッチング素子Q1（１３）のソース端子に接続し、一方、NチャネルMOSFET Qy（１１４）のゲートを当該スイッチQyを駆動するQy driver（１１３）の出力側に接続し、NチャネルMOSFET Qy（１１３）のソースを接地する構成にしている。
【００１７】
そしてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号１１にしたがうスイッチング素子Q1（１３）のオン期間に同期してスイッチQx（１１２）をオンすることでCB−端子をスイッチング素子Q1（１３）のソース端子に接続し、スイッチング素子Q1（１３）のオフ期間に同期してスイッチQy（１１４）をオンすることでCB−端子を接地する構成（コンデンサ充放電経路形成手段）１１０を付加してブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）のCB−端子を降圧コンバータ回路から分離・独立させるようにしたものである。ここで降圧コンバータ回路とは、上述したようにＰＷＭ信号１１によりハイサイドのドライバ（Q1
driver）１２を介してスイッチング素子Q1（１３）を駆動し、スイッチング素子Q1（１３）のオン期間に入力電圧VCCからインダクタ電流ILをインダクタンスL１（１５）に供給することでインダクタンスL１（１５）にエネルギーを蓄積し、またスイッチング素子Q1（１３）のオフ期間に接地電位→インダクタンスL１（１５）→負荷という経路で蓄積されたエネルギーを負荷および／またはコンデンサ１６に放出する回路を指している。
【００１８】
なお、スイッチＱｓ（２３）はローサイドのドライバ（Qs driver）２２を介してＰＷＭ信号１１の反転で駆動され、スイッチング素子Q1（１３）とスイッチＱｓ（２３）は相補的にオン／オフして、両者が同時にオンすることがないようにされている。また、ローサイドのドライバ（Qs driver）２２は、図示しない保護回路がインダクタ電流ILの逆流を検知すると、スイッチＱｓ（２３）をオフするよう機能する。
【００１９】
このように本発明の実施形態に係るブートストラップ回路では、コンデンサ充放電経路形成手段を設け、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCBのCB−端子をこのコンデンサ充放電経路形成手段を介して降圧コンバータ回路に接続することにより、ブートス
トラップ回路に用いられるコンデンサCBのCB−端子を降圧コンバータ回路から分離・独立させている。ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCBを充電する電流経路を独立させているため、降圧コンバータ回路への影響、すなわち電源効率の悪化や出力リップルの増大などの副作用の発生を回避することができる。また軽負荷時や無負荷時などの負荷状態に関係なく、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCBを常に安定して充電することができる。
［実施例１］
図１Ａ〜図１Ｃは、本発明の実施形態に係るブートストラップ回路を備える降圧コンバータの第１の実施例を示す図であり、第１の実施例は同期整流型降圧コンバータに適用したものである。図１Ａは本発明の実施形態に係るブートストラップ回路を備える降圧コンバータの第１の実施例の構成を示す図であり、図１Ｂは図１Ａに示す第１の実施例の降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ１がオン期間の動作を説明する図であり、図１Ｃはスイッチング素子Ｑ１がオフ期間の動作を説明する図である。第１の実施例は、上記した本発明の実施形態に係るブートストラップ回路１００を備えていることはもちろんである。そして図４Ａ〜図４Ｃに示す従来の同期整流型降圧コンバータと同様に、図１Ａ〜図１Ｃの同期整流型降圧コンバータにおいてもＰＷＭ信号１１によりドライバ（Q1 driver）１２を介してスイッチング素子Q1（１３）を駆動し、スイッチング素子Q1（１３）のオン期間に入力電圧VCCからインダクタ電流ILをインダクタンスL１（１５）に供給することでインダクタンスL１（１５）にエネルギーを蓄積し、またスイッチング素子Q1（１３）のオフ期間にインダクタンスL１（１５）に蓄積されたエネルギーを負荷および／またはコンデンサ１６に放出して降圧コンバータを実現する。ここでオン状態のスイッチQs（２３）またはスイッチQs（２３）を製作する際に半導体プロセスで作成されるPN接合ダイオード２４は、スイッチング素子Q1（１３）がオフの期間、インダクタンスL１（１５）から負荷に流れる向きの電流の経路を提供し、またコンデンサ１６は出力電圧を平滑する平滑コンデンサとして機能する。
【００２０】
ＰＷＭ信号１１にしたがう上述のスイッチング素子Q1（１３）のオフ期間では、ブートストラップ回路１００は、図１Ｃに示すように、Qy driver（１１３）を介してＰＷＭ信号１１の反転でスイッチQy（１１４）を駆動することにより、スイッチング素子Q1（１３）のオフ期間に同期してスイッチQy（１１４）をオンし、CB−端子を接地する。これにより、電源VREG（２）よりダイオードDB（４）、コンデンサCB（６）およびスイッチQy（１１４）という経路で電流ICBによりブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）を充電することができる。
【００２１】
また、スイッチング素子Q1（１３）のオン期間では、図１Ｂに示すように、Qx driver（１１１）を介してＰＷＭ信号１１によりスイッチQx（１１２）を駆動することにより、スイッチング素子Q1（１３）のオン期間に同期してスイッチQx（１１２）をオンすることでCB−端子をスイッチング素子Q1（１３）のソース端子に接続する。これにより、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）に充電された電圧と入力電圧VCCが加算された電圧でハイサイドのドライバ（Q1 driver）１２およびスイッチング素子Q1（１３）のゲート端子を駆動してスイッチング素子Q1（１３）をオンすることができる。スイッチング素子Q1（１３）をオンすることにより、入力電圧VCCからインダクタ電流ILをインダクタンスL１（１５）に供給して、インダクタンスL１（１５）にエネルギーを蓄積することができる。
【００２２】
なお、スイッチQx（１１２）とQy（１１４）は相補的にオン／オフし、両者が同時にオンすることがないようにされている。
このように本発明の実施形態に係るブートストラップ回路を備える降圧コンバータの第１の実施例ではコンデンサ充放電経路形成手段を有するブートストラップ回路を備え、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCBのCB−端子を上記コンデンサ充放電経路形
成手段を介して降圧コンバータ回路に接続させることにより、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCBを充電する電流経路を独立させている。このため、降圧コンバータ回路への影響、すなわち電源効率の悪化や出力リップルの増大などの副作用の発生を回避できることから、降圧コンバータ回路の安定動作や電源効率の向上を見込むことができる。また軽負荷時や無負荷時などの負荷状態に関係なく、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCBを常に安定して充電することができる。
［実施例２］
図２Ａ〜図２Ｃは、本発明の実施形態に係るブートストラップ回路を備える降圧コンバータの第２の実施例を示す図であり、第２の実施例はダイオード整流型降圧コンバータに適用したものである。図２Ａは本発明の実施形態に係るブートストラップ回路を備える降圧コンバータの第２の実施例の構成を示す図であり、図２Ｂは図２Ａに示す第２の実施例の降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ１がオン期間の動作を説明する図であり、図２Ｃはスイッチング素子Ｑ１がオフ期間の動作を説明する図である。第２の実施例は、上記した本発明の実施形態に係るブートストラップ回路１００を備えていることはもちろんである。そして図３Ａ〜図３Ｃもしくは図５Ａ〜図５Ｃに示す従来のダイオード整流型降圧コンバータと同様に、図２Ａ〜図２Ｃのダイオード整流型降圧コンバータにおいても、ＰＷＭ信号１１によりドライバ（Q1 driver）１２を介してスイッチング素子Q1（１３）を駆動し、スイッチング素子Q1（１３）のオン期間に入力電圧VCCからインダクタ電流ILをインダクタンスL１（１５）に供給することでインダクタンスL１（１５）にエネルギーを蓄積し、またスイッチング素子Q1（１３）のオフ期間にインダクタンスL１（１５）に蓄積されたエネルギーを負荷および／またはコンデンサ１６に放出して降圧コンバータを実現する。ここでダイオードD1（１４）は、スイッチング素子Q1（１３）がオフの期間、インダクタンスL１（１５）から負荷に流れる向きの電流の経路を提供し、またコンデンサ１６は出力電圧を平滑する平滑コンデンサとして機能する。
【００２３】
ＰＷＭ信号１１にしたがう上述のスイッチング素子Q1（１３）のオフ期間では、ブートストラップ回路１００は、図２Ｃに示すように、Qx driver（１１１）を介してＰＷＭ信号１１の反転でスイッチQx（１１２）を駆動することにより、スイッチング素子Q1（１３）のオフ期間に同期してスイッチQy（１１４）をオンすることでCB−端子を接地する。これにより、電源VREG（２）よりダイオードDB（４）、コンデンサCB（６）およびスイッチQy（１１４）という経路で電流ICBによりブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）を充電することができる。
【００２４】
また、スイッチング素子Q1（１３）のオン期間では、図２Ｂに示すように、Qx driver（１１１）を介してＰＷＭ信号１１によりスイッチQx（１１２）を駆動することにより、スイッチング素子Q1（１３）のオン期間に同期してスイッチQx（１１２）をオンすることでCB−端子をスイッチング素子Q1（１３）のソース端子に接続する。これにより、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCB（６）に充電された電圧と入力電圧VCCが加算された電圧でハイサイドのドライバ（Q1 driver）１２およびスイッチング素子Q1（１３）のゲート端子を駆動してスイッチング素子Q1（１３）をオンすることができる。スイッチング素子Q1（１３）をオンすることにより、入力電圧VCCからインダクタ電流ILをインダクタンスL１（１５）に供給してインダクタンスL１（１５）にエネルギーを蓄積することができる。また、スイッチQx（１１２）とQy（１１４）は相補的にオン／オフし、両者が同時にオンすることがないようにされている。
【００２５】
このように本発明の実施形態に係るブートストラップ回路を備える降圧コンバータの第２の実施例ではコンデンサ充放電経路形成手段を有するブートストラップ回路を備え、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCBのCB−端子を上記コンデンサ充放電経路形成手段を介して降圧コンバータ回路に接続させることにより、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCBを充電する電流経路を独立させている。このため、降圧コンバータ
回路への影響、すなわち電源効率の悪化や出力リップルの増大などの副作用の発生を回避できることから、降圧コンバータ回路の安定動作や電源効率の向上を見込むことができる。また軽負荷時や無負荷時などの負荷状態に関係なく、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサCBを常に安定して充電することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１Ａ】本発明の実施形態に係るブートストラップ回路を備える降圧コンバータの第１の実施例の構成を示す図である。
【図１Ｂ】図１Ａに示す第１の実施例の降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ１がオン期間の動作を説明する図である。
【図１Ｃ】図１Ａに示す第１の実施例の降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ１がオフ期間の動作を説明する図である。
【図２Ａ】本発明の実施形態に係るブートストラップ回路を備える降圧コンバータの第２の実施例の構成を示す図である。
【図２Ｂ】図２Ａに示す第２の実施例の降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ１がオン期間の動作を説明する図である。
【図２Ｃ】図２Ａに示す第２の実施例の降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ１がオフ期間の動作を説明する図である。
【図３Ａ】従来のブートストラップ回路を備える降圧コンバータの一般的構成を示す図である。
【図３Ｂ】図３Ａに示す降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ１がオン期間の動作を説明する図である。
【図３Ｃ】図３Ａに示す降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ１がオフ期間の動作を説明する図である。
【図４Ａ】従来のブートストラップ回路を備える同期整流型降圧コンバータの構成を示す図である。
【図４Ｂ】図４Ａに示す同期整流型降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ１がオン期間の動作を説明する図である。
【図４Ｃ】図４Ａに示す同期整流型降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ１がオフ期間の動作を説明する図である。
【図５Ａ】従来のブートストラップ回路を備えるダイオード整流型降圧コンバータの構成を示す図である。
【図５Ｂ】図５Ａに示すダイオード整流型降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ１がオン期間の動作を説明する図である。
【図５Ｃ】図５Ａに示すダイオード整流型降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ１がオフ期間の動作を説明する図である。
【符号の説明】
【００２７】
２  電源電圧VREG
４  ダイオード(DB)
６  コンデンサ(CB)
10、100  ブートストラップ回路
11  PWM信号
12  ドライバ(Q1driver)
13  ＮチャネルMOSFET(Q１)
14  ダイオード(D１)
15  インダクタンス (L１)
16  平滑コンデンサ
22  QS driver
23  スイッチ(QS)
24  PN接合ダイオード
32  QB driver
33  スイッチ(QB)
110  コンデンサ充放電経路形成手段
111   Qx driver
112  スイッチ(Qx)
113   Qy driver
114  スイッチ(Qy)
【図１Ａ】
2009106115.tif 000003
【図１Ｂ】
2009106115.tif 000004
【図１Ｃ】
2009106115.tif 000005
【図２Ａ】
2009106115.tif 000006
【図２Ｂ】
2009106115.tif 000007
【図２Ｃ】
2009106115.tif 000008
【図３Ａ】
2009106115.tif 000009
【図３Ｂ】
2009106115.tif 000010
【図３Ｃ】
2009106115.tif 000011
【図４Ａ】
2009106115.tif 000012
【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
2009106115.tif 000017