(57)【要約】【課題】誘導加熱分野において、サイリスタを利用して高周波帯域の高出力を安定に出力できるようにする。【解決手段】本発明の構成は、ＤＣ電源と、前記ＤＣ電源の陽極と陰極にそれぞれ連結される変圧器の二つの１次捲線と、前記変圧器の二つの１次捲線と共に動作して合成された高周波を出力する変圧器の２次捲線と、互いに直列連結されて前記変圧器の二つの１次捲線間に連結される第１サイリスタ及び第２サイリスタ、互いに直列連結されて前記ＤＣ電源の陽極と陰極間に連結されながらその直列中間点が前記第１サイリスタ及び第２サイリスタの直列中間点と連結される第１キャパシタ及び第２キャパシタで構成される半波ブリッジタイプの発振部を多数個含んで構成されることを特徴とする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣ電源と、前記ＤＣ電源の陽極と陰極にそれぞれ連結される変圧器の二つの１次捲線と、前記変圧器の二つの１次捲線と共に動作して合成された高周波を出力する変圧器の２次捲線と、互いに直列連結されて前記変圧器の二つの１次捲線間に連結される第１サイリスタ及び第２サイリスタ、互いに直列連結されて前記ＤＣ電源の陽極と陰極間に連結されながらその直列中間点が前記第１サイリスタ及び第２サイリスタの直列中間点と連結される第１キャパシタ及び第２キャパシタで構成される半波ブリッジタイプの発振部を多数個含んで構成されることを特徴とする高周波電源供給装置。
【請求項２】
ＤＣ電源と、変圧器の多数個の１次捲線と、前記変圧器の多数個の１次捲線と共に動作して合成された高周波を出力する変圧器の２次捲線と、互いに直列連結されて前記ＤＣ電源の陽極と陰極間に連結される第１サイリスタ及び第２サイリスタ、互いに直列連結されて前記ＤＣ電源の陽極と陰極間に連結されながらその直列中間点が前記第１サイリスタ及び第２サイリスタの直列中間点と前記変圧器それぞれの１次捲線を通じて連結される第１キャパシタ及び第２キャパシタで構成される半波ブリッジタイプの発振部を多数個含んで構成されることを特徴とする高周波電源供給装置。
【請求項３】
前記第１ないし第２スイッチング素子がサイリスタ又はゲートターンオフサイリスタで構成されることを特徴とする請求項１又は２に記載の高周波電源供給装置。
【請求項４】
誘導性負荷を持つサイリスタに誘導性逆電圧（Inductive-kick）がかかることを防止するために前記それぞれのサイリスタより早い逆回復時間特性を持つ素子と抵抗を並列で連結構成したことを前記それぞれのサイリスタと直列で連結して構成されることを特徴とする請求項１又は２に記載の高周波電源供給装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は高周波電源供給装置に関し、より詳しくは誘導加熱分野において、サイリスタを利用して高周波帯域の高出力を安定に出力できるように構成される高周波電源供給装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
誘導加熱で使われる高周波電源供給装置は一般的に図８のような構造を持つ単相全波ブリッジ回路で具現される。しかし、このような単相全波ブリッジ回路では図９で図示されたようにサイリスタの逆方向バイアス維持時間が短くて一定以上の周波数を発振するのに限界がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
時分割形式で動作する多数個の半波ブリッジタイプの発振部を変圧器の１次捲線を通じて連結されるように構成することで図６に図示されたようにサイリスタの逆方向バイアス維持時間を長くして同じターンオフ時間特性（tq）を持つサイリスタで従来技術と比べて数倍の高周波数と大出力が可能な高周波電源供給装置を構成することができる。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
前記のような従来の問題点を解決するための手段として、本発明の一例によれば、図１に図示されたように、ＤＣ電源、前記ＤＣ電源の陽極と陰極にそれぞれ連結される変圧器の二つの１次捲線、前記変圧器の二つの１次捲線と共に動作して合成された高周波を出力する変圧器の２次捲線及び前記変圧器の二つの１次捲線と前記ＤＣ電源の陽極と陰極に連結されて時分割形式で動作する多数個の半波ブリッジタイプの発振部を含む高周波電源供給装置を構成されることを特徴とする。
【０００５】
また、前記多数個の半波ブリッジタイプのそれぞれの発振部は、互いに直列連結されて前記変圧器の二つの１次捲線の間に連結される第１サイリスタ及び第２サイリスタ、互いに直列連結されて前記ＤＣ電源の陽極と陰極間に連結されながらその直列中間点が前記第１サイリスタ及び第２サイリスタの直列中間点と連結される第１キャパシタ及び第２キャパシタを含んで構成されることを特徴とする。
【０００６】
このときの前記第１ないし第２サイリスタはターンオン能力だけを持つサイリスタで具現できるがゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ：Gate-Turn-off Thyristor）のようなターンオン及びターンオフ能力を全て持つ他の種類のサイリスタで具現される事もできることを特徴とする。
【０００７】
また、前記多数個の半波ブリッジタイプのそれぞれの発振部は前記第１ないし第２サイリスタにかかる誘導性逆電圧（Inductive-kick）を防止するための図３に図示されたように前記第１サイリスタに直列連結される第１高速回復素子、前記第１高速回復素子と並列連結される第１抵抗、前記第２サイリスタに直列連結される第２高速回復素子、前記第２高速回復素子と並列連結される第２抵抗をされに含んで構成できることを特徴とする。
【０００８】
このときの前記第１ないし第２高速回復素子は直列で連結される前記第１ないし第２サイリスタより早い逆回復時間特性（trr）を持つダイオード又は前記特性を持つサイリスタでも構成することもできることを特徴とする。
【０００９】
前記のような問題点を解決するための手段として本発明のまた他の実施例によれば図２に図示されたように、ＤＣ電源、変圧器の多数個の１次捲線、前記変圧器の多数個の１次捲線と共に動作して合成された高周波を出力する変圧器の２次捲線及び前記変圧器のそれぞれの１次捲線と前記ＤＣ電源の陽極と陰極に連結されて時分割形式で動作する多数個の半波ブリッジタイプの発振部を含んで構成される高周波電源供給装置を構成されることを特徴とする。
【００１０】
そして、前記多数個の半波ブリッジタイプの発振部のそれぞれは、互いに直列連結されて前記ＤＣ電源の陽極と陰極間に連結される第１サイリスタ及び第２サイリスタと、互いに直列連結されて前記ＤＣ電源の陽極と陰極間に連結されながらその直列中間点が前記第１サイリスタ及び第２サイリスタの直列中間点と前記変圧器のそれぞれの１次捲線を通じて連結される第１キャパシタ及び第２キャパシタを含んで構成されることを特徴とする。
【００１１】
このときの前記第１ないし第２サイリスタはターンオン能力のみを持つサイリスタで具現することができるがゲートターンオフサイリスタのようなターンオン及びターンオフ能力を全て持つ他の種類のサイリスタで具現できることを特徴とする。
【００１２】
また、前記多数個の半波ブリッジタイプのそれぞれの発振部は前記第１ないし第２サイリスタにかかる誘導性逆電圧（Inductive-kick）を防止するために図４で図示されたように前記第１サイリスタに直列連結される第１高速回復素子、前記第１高速回復素子と並列連結される第１抵抗、前記第２サイリスタに直列連結される第２高速回復素子、前記第２高速回復素子と並列連結される第２抵抗をさらに含んで構成できることを特徴とする。
【００１３】
このときの前記第１ないし第２高速回復素子は直列で連結される前記第１ないし第２サイリスタより早い逆回復時間特性（trr）を持つダイオード又は前記特性を持つサイリスタでも具現することができることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
くだんのように本発明の高周波電源供給装置は多数個の半波ブリッジタイプの発振部を時分割で動作させて高周波を発振させることで従来の単相全波ブリッジ回路と比べて、同一発振周波数でサイリスタの逆方向バイアス維持時間が数倍に増えるようになる。従って同一ターンオフ時間特性（tq）を持つサイリスタで従来方式と比べて数倍の高い周波数と高出力を安定に出力することができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下添付された図面を参照して本発明が属する技術分野で通常の知識を持つ者が本発明を容易に実施することができる望ましい実施例を詳しく説明する。但し、本発明の望ましい実施例に対する動作原理を詳しく説明するにおいて関連する公知技術の場合にはその説明を略する。
【００１６】
図１に図示された本発明の一実施例による高周波電源供給装置の回路図を参照すれば、高周波電源供給装置はＤＣ電源（ＤＣ１）、前記ＤＣ電源の陽極と陰極にそれぞれ連結される変圧器の二つの１次捲線（ＴＰ１１、ＴＰ１２）、前記変圧器の二つの１次捲線と共に動作して合成された高周波を出力する変圧器の２次捲線（ＴＳ１）及び前記変圧器の二つの１次捲線（ＴＰ１１、ＴＰ１２）とＤＣ電源（ＤＣ１）の陽極と陰極に連結されて時分割形式で動作する多数個の半波ブリッジタイプの発振部（Ｕ１１、Ｕ１２〜Ｕ１ｎ）を含んで構成される。
【００１７】
そして、多数個の半波ブリッジタイプの発振部（Ｕ１１、Ｕ１２〜Ｕ１ｎ）のそれぞれ互いに直列連結されて変圧器の二つの１次捲線（ＴＰ１１、ＴＰ１２）の間に連結される第１サイリスタ（Ｓ１１１、Ｓ１２１〜Ｓ１ｎ１）及び第２サイリスタ（Ｓ１１２、Ｓ１２２〜Ｓ１ｎ２）、互いに直列連結されてＤＣ電源（ＤＣ１）の陽極と陰極間に連結されながらその直列中間点が前記第１サイリスタ及び前記第２サイリスタの直列中間点と連結される第１キャパシタ（Ｃ１１１、Ｃ１２１〜Ｃ１ｎ１）及び第２キャパシタ（Ｃ１１２、Ｃ１２２〜Ｃ１ｎ２）を含んで構成する。
【００１８】
このときの第１ないし第２サイリスタはターンオン能力のみを持つサイリスタで具現できるがゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ：Gate-Turn-off Thyristor）のようにターンオン及びターンオフ能力をすべて持つ他の種類のサイリスタで具現されることもできる。
【００１９】
図３は、図１の実施例に誘導性逆電圧防止回路を追加して構成実施した例として、多数個の半波ブリッジタイプのそれぞれの発振部（Ｕ３１、Ｕ３２〜Ｕ３ｎ）はサイリスタにかかる誘導性逆電圧を防止するために第１サイリスタ（Ｓ３１１、Ｓ３２１〜Ｓ３ｎ１）に直列連結される第１高速回復素子（Ｄ３１１、  Ｄ３２１〜Ｄ３ｎ１）と第１高速回復素子と並列連結される第１抵抗（Ｒ３１１、Ｒ３２１〜Ｒ３ｎ１）、第２サイリスタ（Ｓ３１２、Ｓ３２２〜Ｓ３ｎ２）に直列連結される第２高速回復素子（Ｄ３１２、Ｄ３２２〜Ｄ３ｎ２）と前記第２高速回復素子と並列連結される第２抵抗（Ｒ３１２、Ｒ３２２〜Ｒ３ｎ２）を含んで構成される。
【００２０】
このときの前記第１ないし第２高速回復素子は直列で連結される前記第１ないし第２サイリスタより早い逆回復時間特性（trr）を持つダイオード又は前記特性を持つサイリスタで具現されることもできる。
【００２１】
以下、続いて図１を参照して本発明の高周波電源供給装置の動作をより詳しく説明する。先ず、第１半波ブリッジタイプの発振部（Ｕ１１）の第１サイリスタ（Ｓ１１１）をトリガーしてターンオンさせれば、電流はＤＣ電源（ＤＣ１）で変圧器の１次捲線（ＴＰ１１）と前記第１サイリスタを経って第１キャパシタ（Ｃ１１１）と第２キャパシタ（Ｃ１１２）を充電させる。
【００２２】
くだんのように第１、２キャパシタを充電させながら一定時間が過ぎると前記第１キャパシタと第２キャパシタの直列中間点電圧が高くなり、前記第１サイリスタが逆方向バイアスされてターンオフ状態になる。
【００２３】
そして、第２半波ブリッジタイプの発振部（Ｕ１２）の第２サイリスタ（Ｓ１２２）をトリガーしてターンオンさせれば、電流はＤＣ電源（ＤＣ１）で変圧器の１次捲線（ＴＰ１２）と第２サイリスタ（Ｓ１２２）を経って前記第１キャパシタと第２キャパシタを逆方向で充電させるようになる。
【００２４】
また前記のように第１、２キャパシタを逆方向で充電させながら、一定時間が過ぎると第１キャパシタ（Ｃ１２１）と第２キャパシタ（Ｃ１２２）の直列中間点電圧が低くなり、前記第２サイリスタが逆方向バイアスされターンオフ状態になる。このようにそれぞれの半波ブリッジタイプの発振部の第１サイリスタと第２サイリスタを互いに反対で最後の段の第ｎ半波ブリッジタイプの発振部（Ｕ１ｎ）まで動作するようになる。
【００２５】
そして、第１半波ブリッジタイプの発振部（Ｕ１１）の第２サイリスタ（Ｓ１１２）をトリガーしてターンオンさせれば、電流はＤＣ電源（ＤＣ１）で変圧器の１次捲線（ＴＰ１２）、第２サイリスタ（Ｓ１１２）を経って第１キャパシタ（Ｃ１１１）と第２キャパシタ（Ｃ１１２）を逆方向で充電させるようになり、一定時間が過ぎると前記第１キャパシタと第２キャパシタの直列中間点電圧が低くなり、第１サイリスタ（Ｓ１１２）が逆方向バイアスされてターンオフ状態になる。
【００２６】
次に、第２半波ブリッジタイプの発振部（Ｕ１２）の第１サイリスタ（Ｓ１２１）をトリガーしてターンオンさせれば、電流はＤＣ電源で変圧器の１次捲線（ＴＰ１１）と第１サイリスタ（Ｓ１２１）を経って第１キャパシタ（Ｃ１２１）と第２キャパシタ（Ｃ１２２）を充電させる。
【００２７】
このとき、一定時間が過ぎると第１キャパシタ（Ｃ１２１）と第２キャパシタ（Ｃ１２２）の直列中間点電圧が高くなり第２サイリスタ（Ｓ１２１）が逆方向バイアスされてターンオフ状態になる。このようにそれぞれの半波ブリッジタイプの発振部の第２サイリスタと第１サイリスタを前記のように記述したことと反対で最後の段の第ｎ半波ブリッジタイプの発振部（Ｕ１ｎ）まで動作することになる。従って、くだんのようなスイッチング動作が繰り返し遂行されれば変圧器の２次捲線（ＴＳ１）には交番される出力が出るようになって誘導性負荷（Inductive Load）に高周波電流が流れるようになる。
【００２８】
また、図５に図示したようにそれぞれのサイリスタに直列連結される高速回復素子と、前記高速回復素子と並列連結される抵抗で構成されてそれぞれのサイリスタにかかる誘導性逆電圧を防止することと同時に出力端に高周波電流が流れるように３相半波ブリッジ回路（スイッチング動作説明は略する）を構成することもできる。
【００２９】
図２に図示された本発明の他の実施例による高周波電源供給装置の回路構成に対して詳しく説明する。前記高周波電源供給装置はＤＣ電源（ＤＣ２）、変圧器の多数個の１次捲線（ＴＰ２１、ＴＰ２２〜Ｔ２ｎ）、変圧器の多数個の１次捲線（ＴＰ２１、  ＴＰ２２〜Ｔ２ｎ）と共に動作して合成された高周波を出力する変圧器の２次捲線（ＴＳ２）及び前記変圧器のそれぞれの１次捲線とＤＣ電源（ＤＣ２）の陽極と陰極に連結されて時分割形式で動作する多数個の半波ブリッジタイプの発振部（Ｕ２１、Ｕ２２〜Ｕ２ｎ）を含んで構成される。
【００３０】
そして、前記多数個の半波ブリッジタイプのそれぞれの発振部は互いに直列連結されてＤＣ電源（ＤＣ２）の陽極と陰極間に連結される第１サイリスタ（Ｓ２１１、Ｓ２２１〜Ｓ２ｎ１）及び第２サイリスタ（Ｓ２１２、Ｓ２２２〜Ｓ２ｎ２）と、互いに直列連結されてＤＣ電源（ＤＣ２）の陽極と陰極間に連結されながらその直列中間点が前記第１サイリスタ及び前記第２サイリスタの直列中間点と変圧器それぞれの１次捲線（ＴＰ２１、ＴＰ２２〜Ｔ２ｎ）を通じて連結される第１キャパシタ（Ｃ２１１、Ｃ２２１〜Ｃ２ｎ１）及び第２キャパシタ（Ｃ２１２、Ｃ２２２〜Ｃ２ｎ２）を含んで構成される。
【００３１】
このときの第１ないし第２サイリスタはターンオン能力のみを持つサイリスタで具現できるがゲートターンオフサイリスタのようにターンオン及びターンオフ能力をすべて持つ他の種類のサイリスタで具現されることもできる。
【００３２】
また、図４のように多数個の半波ブリッジタイプのそれぞれの発振部（Ｕ４１、Ｕ４２〜Ｕ４ｎ）はサイリスタにかかる誘導性逆電圧を防止するために第１サイリスタ（Ｓ４１１、Ｓ４２１〜Ｓ４ｎ１）に直列連結される第１高速回復素子（Ｄ４１１、Ｄ４２１〜Ｄ４ｎ１）と前記第１高速回復素子と並列連結される第１抵抗（Ｒ４１１、Ｒ４２１〜Ｒ４ｎ１）と、第２サイリスタ（Ｓ４１２、Ｓ４２２〜Ｓ４ｎ２）に直列連結される第２高速回復素子（Ｄ４１２、Ｄ４２２〜Ｄ４ｎ２）と前記第２高速回復素子と並列連結される第２抵抗（Ｒ４１２、Ｒ４２２〜Ｒ４ｎ２）を含んで構成される。
【００３３】
このときの第１ないし第２サイリスタはターンオン能力のみを持つサイリスタで具現できるがゲートターンオフサイリスタのようにターンオン及びターンオフ能力をすべて持つ他の種類のサイリスタで具現されることもできる。また、前記第１ないし第２高速回復素子は直列で連結される前記第１ないし第２サイリスタより早い逆回復時間特性（ｔｒｒ）を持つダイオード又は前記の特性を持つサイリスタで構成することもできる。
【００３４】
以下、くだんの図２の高周波電源供給装置の動作に対して詳しく説明する。先ず、第１半波ブリッジタイプの発振部（Ｕ２１）の第１サイリスタ（Ｓ２１１）をトリガーしてターンオンさせれば、電流はＤＣ電源（ＤＣ２）で第１サイリスタ（Ｓ２１１）、変圧器の１次捲線（ＴＰ２１）を経って第１キャパシタ（Ｃ２１１）と第２キャパシタ（Ｃ２１２）を充電させて、一定時間が過ぎると前記第１キャパシタと第２キャパシタの直列中間点電圧が高くなり、第１サイリスタ（Ｓ２１１）が逆方向バイアスされてターンオフ状態になる。
【００３５】
そして、第２半波ブリッジタイプの発振部（Ｕ２２）の第２サイリスタ（Ｓ２２２）をトリガーしてターンオンさせれば、電流はＤＣ電源（ＤＣ２）で第２サイリスタ（Ｓ２２２）、変圧器の１次捲線（ＴＰ２２）を経って第１キャパシタ（Ｃ２２１）と第２キャパシタ（Ｃ２２２）を逆方向で充電させて、一定時間が過ぎると前記第１キャパシタと第２キャパシタの直列中間点電圧が低くなり、第２サイリスタが逆方向バイアスされてターンオフ状態になる。
【００３６】
このようにそれぞれの半波ブリッジタイプの発振部の第１サイリスタと第２サイリスタを互いに反対で最後の端の第ｎ半波ブリッジタイプの発振部（Ｕ２ｎ）まで動作するようになる。
【００３７】
そして、第１半波ブリッジタイプの発振部（Ｕ２１）の第２サイリスタ（Ｓ２１２）をトリガーしてターンオンさせれば、電流はＤＣ電源（ＤＣ２）で第２サイリスタ（Ｓ２１２）、変圧器の１次捲線（ＴＰ２１）を経って第１キャパシタ（Ｃ２１１）と第２キャパシタ（Ｃ２１２）を逆方向で充電させて、一定時間が過ぎると前記第１キャパシタと第２キャパシタの直列中間点電圧が低くなり、第１サイリスタ（Ｓ２１２）が逆方向バイアスされてターンオフ状態になる。
【００３８】
次に、第２半波ブリッジタイプの発振部（Ｕ２２）の第１サイリスタ（Ｓ２２１）をトリガーしてターンオンさせれば、電流はＤＣ電源（ＤＣ２）で第１サイリスタ（Ｓ２２１）、変圧器の１次捲線（ＴＰ２２）を経って第１キャパシタ（Ｃ２２１）と第２キャパシタ（Ｃ２２２）を充電させる。
【００３９】
前記のように第１、２キャパシタを充電させながら、一定時間が過ぎると前記第１キャパシタと第２キャパシタの直列中間点電圧が高くなり、第２サイリスタ（Ｓ２２１）が逆方向バイアスされてターンオフ状態になる。このようにそれぞれの半波ブリッジタイプの発振部の第２サイリスタと第１サイリスタが前述したことと反対で最後の端の第ｎ半波ブリッジタイプの発振部（Ｕ２ｎ）まで動作するようになる。
【００４０】
従って、前記のように動作が繰り返し遂行されれば変圧器の２次捲線（ＴＳ２）には交番される出力が発生するようになって誘導性負荷（Inductive Load）に高周波電流が流れるようになる。そして、サイリスタがターンオフされるときには逆回復時間（trr）の間に逆回復電流が流れるようになり、誘導性回路でこの逆回復電流が流れている途中素子が完全にターンオフ状態になる瞬間、誘導性逆電圧（Inductive-kick）が発生する。これは場合によって正常電圧の数倍もなる電圧としてサイリスタの耐圧を超過して素子が破壊されることもある。
【００４１】
このようにサイリスタが破壊されることを防止するために本発明では図７に図示したようにそれぞれのサイリスタに直列で逆回復時間特性が前記サイリスタより短い高速回復素子と前記高速回復素子と並列連結された抵抗を連結構成する。
【００４２】
従って、高速回復素子が直列連結されたサイリスタより先にターンオフされるので誘導性逆電圧が高速回復素子にかかるようになり、前記逆電圧は高速回復素子と並列連結された抵抗を通じて減少されるようになる。このように高速回復素子の構成位置はくだんのような原理を基礎にして自由に変更構成することができる。
【００４３】
また、本発明の実施例の中には変圧器を使わずに変圧器の１次捲線数位の負荷を直接連結することもできるし、高周波電源供給装置を製作する時半波ブリッジタイプの発振部の個数は任意で決めることができるが正確な交番出口波形を得るために奇数で決めるのが望ましい。以上で本発明を望ましい実施例に対して説明したが、本発明は前記のような実施例に限定されるのではなく、特許請求の範囲で請求する本発明の要旨を脱しない範囲で当分野で通常の知識を持った者なら誰でも多様な変形が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の一実施例による高周波電源供給装置の回路図。
【図２】本発明の他の実施例による高周波電源供給装置の回路図。
【図３】図１の回路に誘導性逆電圧防止回路を追加した回路図。
【図４】図２の回路に誘導性逆電圧防止回路を追加した回路図。
【図５】図３を基礎にする一実施例の回路図。
【図６】図５のサイリスタの電圧波形。
【図７】サイリスタにかかる誘導性逆電圧防止回路の原理図。
【図８】従来の高周波電源供給装置の回路図。
【図９】図８のサイリスタの電圧波形
【符号の説明】
【００４５】
ＴＰ、ＴＰ１１、ＴＰ１２、ＴＰ２１、ＴＰ２２、ＴＰ２ｎ、ＴＰ３１、ＴＰ３２、ＴＰ４１、ＴＰ４２、ＴＰ４ｎ、ＴＰ５１、ＴＰ５２  変圧器の１次捲線
ＴＳ、ＴＳ１、ＴＳ２、ＴＳ３、ＴＳ４、ＴＳ５  変圧器の２次捲線
Ｕ１１、Ｕ１２、Ｕ１ｎ、Ｕ２１、Ｕ２２、Ｕ２ｎ、Ｕ３１、Ｕ３２、Ｕ３ｎ、Ｕ４１、Ｕ４２、Ｕ４ｎ  半波ブリッジタイプの発振部
ＬＥＡ、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４  インダクター
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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