(57)【要約】【課題】電磁波の反射特性や耐電力特性に優れたコーナ部を有し、かつ、コンパクト化および製造容易化を図れる導波管を提供する。【解決手段】導波管１００は、管軸１１Ａ、１１Ｂの方向に延びている一対の延在部１０Ａ、１０Ｂと、延在部の対のうちの一方の管軸１１Ａと延在部の対のうちの他方の管軸１１Ｂとの間のなす角が所望の角度になるように、延在部の対を互いに接続させるコーナ部１２と、コーナ部１２に設けられた１以上の金属棒２０と、を備える。  このコーナ部１２は、金属面１５により区画された中空領域１６を有しており、金属棒２０は、中空領域１６を貫くように延びている。【選択図】図１
2009010844.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
管軸の方向に延びている一対の延在部と、
前記延在部の対のうちの一方の管軸と前記延在部の対のうちの他方の管軸との間のなす角が所望の角度になるように、前記延在部の対を互いに接続させるコーナ部と、
前記コーナ部に設けられた１以上の金属棒と、
を備え、
前記コーナ部は、金属面により区画された中空領域を有しており、
前記金属棒は、前記中空領域を貫くように延びている導波管。
【請求項２】
前記金属面は、相対する一対の幅広面と相対する一対の幅狭面とからなり、
前記金属棒は、前記幅広面に平行なＨ面に交差する方向に延びている請求項１記載の導波管。
【請求項３】
前記なす角が略直角になっている請求項２記載の導波管。
【請求項４】
前記金属棒の本数は、２本または３本である請求項１乃至３の何れかに記載の導波管。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、導波管に係り、更に詳しくは、導波管のコーナ部を伝搬する電磁波の反射損失を改善させる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
矩形導波管の回路システムを構築する場合、導波管のレイアウト上、リジッドな導波管を曲げる必要がある。導波管を所望の角度に折り曲げると、ここが不連続部分となり、この不連続部分では、大きな反射波が生じる。つまり、このような導波管の曲げ構造の部分（以下、「コーナ部」という）は、同一断面の直線的に延びる部分（以下、「延在部」という）と異なる特性インピーダンスを持つ回路となる。このため、当該コーナ部の伝送経路を伝搬する電磁波の反射損失を適切に抑えるように、従来から様々な曲げ導波管が提案され（例えば、非特許文献１参照）、すでに市販品としても提供されている。
【０００３】
例えば、矩形導波管内を伝搬させる電磁波の方向を曲げ方向に沿ってスムーズに変化できるように、矩形導波管を一定の曲率半径で９０°に曲げた従来製品（以下、「円形ベンド」という）がある。これにより、上述の不連続部分が無くなり、導波管を伝搬する電磁波の反射損失を適切に抑えることができる。
【０００４】
また、矩形導波管を略直角に折り曲げ、この外側の角部を管軸の方向に対して、４５°をなす方向にテーパ状に切り落とし、この切り落とした部分に別部材の管壁を配設するというマイター構造と称される従来製品もある。そして、この場合、マイター構造の導波管のコーナ部に相当する管内に、容量性の導体ネジを挿入することにより、反射損失の低減を図ることができるとされている（以下、このような導体ネジ付きのマイター構造の導波管を「同調形マイターベンド」という）。
【非特許文献１】小口文一著、「マイクロ波およびミリ波回路」（丸善、昭和３９年、第３１４頁〜第３１５頁）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上述の円形ベンドでは、電磁波の反射損失を適切に抑える観点から、矩形導波管のコーナ部の曲率半径を充分に小さくすることができず、導波管のコーナ部が大型化するという問題がある。また、導波管の引き抜き曲げ加工時の歪により、導波管の性能が低下する場合もある。また、導波管のコーナ部のＳパラメータでの反射損失|Ｓ11|（ｄＢ）は、通常、「−４０ｄＢ」以下であることが好ましいと考えられるが、この円形ベンドでは、必ずしも反射損失|Ｓ11|を適切かつ充分に低くできるとは限らない。なお、円形ベンドの反射損失の測定結果は後述する。
【０００６】
一方、上述の同調形マイターベンドでは、導体ネジの先端で、電磁波による電界集中が発生するので、導波管の耐電力特性に難点がある。また、導波管のコーナ部のＳパラメータでの反射損失|Ｓ11|（ｄＢ）は、通常、「−４０ｄＢ」以下であることが好ましいと考えられるが、この同調形マイターベンドでは、この条件を満足する比帯域幅が、必ずしも適切かつ充分に広いとは言えない場合がある。なお、同調形マイターベンドの反射損失の測定結果は後述する。
【０００７】
更に、導波管の簡易な設計変更により、導波管の様々な用途にコーナ部の反射特性を適合できれば有益であるが、上述の従来製品（円形ベンドや同調形マイターベンド）は、このような適合機能に優れているとは言い難い。
【０００８】
以上に述べたとおり、円形ベンドや同調形マイターベンドなどの従来製品は、電磁波の反射特性や耐電力特性などの性能面、および、コンパクト化や製造容易化などの構造面の両方について、未だ改善の余地が多々ある。
【０００９】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、電磁波の反射特性や耐電力特性に優れたコーナ部を有し、かつ、コンパクト化および製造容易化を図ることができる導波管を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するため、本発明は、管軸の方向に延びている一対の延在部と、
前記延在部の対のうちの一方の管軸と前記延在部の対のうちの他方の管軸との間のなす角が所望の角度になるように、前記延在部の対を互いに接続させるコーナ部と、
前記コーナ部に設けられた１以上の金属棒と、を備え、
前記コーナ部は、金属面により区画された中空領域を有しており、前記金属棒は、前記中空領域を貫くように延びている、導波管を提供する。
【００１１】
このような導波管は、以下に述べるように、電磁波の反射特性や耐電力特性に優れたコーナ部を有し、かつ、コンパクト化および製造容易化を図れると期待できる管部材である。
【００１２】
まず、上記導波管において、前記金属面を、相対する一対の幅広面と相対する一対の幅狭面とから構成してもよく、前記金属棒を、前記幅広面に平行なＨ面に交差する方向に延ばしてもよい。
【００１３】
このような導波管では、中空領域には、電磁波の電界の方向に対し、導電性の突起部が何等存在せず、このことが、導波管の耐電力特性を改善させ、当該導波管の大電力回路システムへの適用を容易化させる。
【００１４】
また、上記導波管において、前記なす角を略直角に設定してもよい。
【００１５】
このような導波管は、円形ベンドや同調形マイターベンドに比べて、コンパクト化や製造容易化を図ることができると考えられる。
【００１６】
具体的には、この導波管は、上述の円形ベンドの如く、Ｈ面を大きな曲率半径で曲げる必要がなく、幅広面（Ｈ面）の直角コーナ構造になっている。このため、当該直角コーナ構造の採用により、曲げ構造部分の大型化の問題が解消され、ひいては、導波管の導波管回路システムへの配設の際のスペースを削減できる。
【００１７】
また、このような導波管の製造には、従来の同調形マイターベンドの如く、管軸の方向に対して、４５°をなす方向にテーパ状に切り落とし、この切り落とした部分に別部材の管壁を配設するという複雑な工程を必要とせず、例えば、金属製の基台を準備して、この表面に凹溝をＬ字に切削加工すれば、この導波管を簡易に製造できる。
【００１８】
また、上記導波管において、前記金属棒の本数を、３本としてもよい。
【００１９】
この導波管では、金属棒の寸法や装着位置の最適設計により、単一モード（基本モード）の伝搬周波数帯域のほぼ全域に亘り、電磁波の反射損失として|Ｓ11|＝−３０ｄＢ〜−５５ｄＢという低反射特性が得られる。よって、標準的な導波管の使用周波数帯域（例えば８．４ＧＨｚ〜１２．４ＧＨｚ）のほぼ全域を適切かつ充分に低い反射損失に保つように、単一のコーナ部を用いてカバーできる。
【００２０】
また、上記導波管において、前記金属棒の本数を、２本としてもよい。
【００２１】
この導波管では、金属棒の寸法や装着位置の最適設計により、特定の周波数帯域（例えば、９．６ＧＨｚ近傍）での電磁波の反射損失として|Ｓ11|が「−５０ｄＢ」という超低反射損失が得られる。よって、特定の周波数帯域を活用するような製品（例えば高周波加熱装置）に、この導波管を組み込むと有用である。
【００２２】
また、以上に述べたように、上記導波管では、金属棒の簡易な設計変更により、導波管の様々な用途にコーナ部の反射特性を適合でき極めて有益である。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、電磁波の反射特性や耐電力特性に優れたコーナ部を有し、かつ、コンパクト化および製造容易化を図ることができる導波管が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の好ましい実施形態を、図面を参照しながら説明する。
【００２５】
図１は、本発明の実施形態による矩形導波管のコーナ部周辺の一構成例を示した斜視図である。図３は、本発明の実施形態による矩形導波管のコーナ部周辺の他の構成例を示した斜視図である。図１では、３本の金属棒２０が配された例が示され、図３では、２本の金属棒２１が配された例が示されている。
【００２６】
また、図２は、図１の矩形導波管のコーナ部周辺を平面視した模式図である。図４は、図３の矩形導波管のコーナ部周辺を平面視した模式図である。
【００２７】
まず、図１および図２を参照しながら、本実施形態の矩形導波管１００の構成について説明する。なお、図３および図４に示された矩形導波管１１０の構成は、以下の説明および図面を参照すれば容易に理解できるので、ここでは、この矩形導波管１１０の詳細な構成の説明は省略する。また、図１、図２、図３および図４に示された各種の寸法「Ｗ」、「ｄ」、「ｃ」、「ｘ」、「ｙ」、「Ｒ」、「Ｒｃ」については、後述する。
【００２８】
本実施形態の矩形導波管１００は、図１および図２に示すように、管軸１１Ａ、１１Ｂの方向に延びている一対の延在部１０Ａ、１０Ｂと、この延在部１０Ａの管軸１１Ａと、延在部１０Ｂの管軸１１Ｂとの間のなす角（交差角）θが所望の角度（ここでは、θ＝９０°）になるように、延在部１０Ａ、１０Ｂを互いに接続させるコーナ部１２と、このコーナ部１２に設けられた３本の円柱状の金属棒２０と、を備える。
【００２９】
上述の延在部１０Ａ、１０Ｂおよび上述のコーナ部１２は、図１に示すように、相対する一対の幅広面１３と相対する一対の幅狭面１４とからなる内壁面１５（金属面）を有している。この内壁面１５は、アルミニウムや銅など金属により構成され、この内壁面１５により区画された矩形断面の中空領域１６が、マイクロ波やミリ波の伝送経路として使用される。
【００３０】
この中空領域１６の断面形状は、通常は、この中を伝送してゆく電磁波の遮断周波数や電磁波モード選択などの兼ね合いから、所定の寸法に設定されている。中空領域１６の寸法の設定法は、矩形導波管では公知なので、ここでは、詳細な説明は省略するが、本実施形態の矩形導波管１００では、所定の伝搬周波数帯域のＴＥ10（基本モード）の電磁波を伝搬できるように、設計されている。
【００３１】
また、本実施形態では、上述の幅広面１３と平行な面が、この電磁波の磁界方向と平行なＨ面に相当し、上述の幅狭面１４と平行な面が、この電磁波の電界方向と平行なＥ面に相当する。そして、矩形導波管１００のコーナ部１２では、図２に示すように、幅広面１３（Ｈ面）の両辺（言い換えれば、一対の幅狭面１４の上辺）が、外側角部１３Ａおよび内側角部１３Ｂにおいて直角に折れたＨ面直角コーナ構造となっている。このように幅広面１３（Ｈ面）を面状に直角に曲げているので、伝搬周波数帯域を広く取ることができる。
【００３２】
また、円柱状の３本の金属棒２０は、図１に示すように、一対の幅広面１３の間において、これらの幅広面１３に平行なＨ面と交差（ここでは、直交）する方向に、コーナ部１２の中空領域１６を貫くように延びている。
【００３３】
これにより、内壁面１５のうちの幅広面１３を除いて、中空領域１６に存在する導体は、金属棒２０（詳細は後述）を含めて全て、電磁波の電界と平行であり、絶縁破壊を誘起する電界集中を起こし難い構造になっている。このように、中空領域１６には、電磁波の電界の方向に対し、導電性の突起部が何等存在せず、このことが、矩形導波管１００の耐電力特性を改善させ、当該矩形導波管１００の大電力回路システムへの適用を容易化させる。
【００３４】
そして、以下に述べるように、金属棒２０の本数に応じた寸法や装着位置などを最適に設計することにより、コーナ部１２を伝送される電磁波（入射波と反射波）の干渉効果に基づいて反射損失を適切に抑制できる。
【００３５】
次に、矩形導波管１００、１１０のコーナ部１２における金属棒２０、２１の設計例について説明する。
【００３６】
なお、ここでは、２本の円柱状の金属棒２１および３本の円柱状の金属棒２０の各々について、電磁波の反射損失低減の観点での金属棒２０、２１の装着位置および寸法の最適設計例を述べるが、金属棒２０、２１の形態はこれに限らない。例えば、金属棒２０、２１の形状が三角柱や四角柱であっても、これに適した最適設計を行うことができ、金属棒２０、２１の本数が４本以上であっても、これに適した最適設計を行うことができる。
【００３７】
下記表１には、金属棒２０、２１の寸法および装着位置についての最適設計の結果がまとめられている。
【００３８】
【表１】
2009010844.tif 000003
まず、３本の金属棒２０の寸法および装着位置についての最適設計の結果を述べる。
【００３９】
上記表１および図２に示すように、内側角部１３Ｂと外側角部１３Ａを通る仮想直線１０１Ｃ上（図２の破線参照）に配された中央の金属棒２０の最適な半径「Ｒｃ」は１．０ｍｍであり、この金属棒２０の長さ「ｄ」（幅狭面１４の幅に相当）は、１０．２ｍｍである。この場合、内側角部１３Ｂから外側の幅狭面１４に鉛直に引かれた２本の仮想直線１０１Ａ、１０１Ｂ（図２の点線参照）を基準に取った当該金属棒２０の最適な装着位置としては、仮想直線１０１Ａ、１０１Ｂから金属棒２０の中心までの距離「ｃ」が１４．９９ｍｍである。なお、ここでは、矩形状の中空領域１６の広い方の幅「Ｗ」（幅広面１３の幅に相当）は、２２．９ｍｍに設定されている（以下、同じ）。
【００４０】
また、仮想直線１０１Ｃより電磁波入口側に配された金属棒２０の最適な半径「Ｒ」は１．０ｍｍであり、この金属棒２０の長さ「ｄ」（幅狭面１４の幅に相当）は、１０．２ｍｍである。この場合、内側角部１３Ｂから外側の幅狭面１４に鉛直に引かれた２本の仮想直線１０１Ａ、１０１Ｂを基準に取った当該金属棒２０の最適な装着位置としては、仮想直線１０１Ｂから金属棒２０の中心までの距離「ｘ」が２０．２９ｍｍであり、仮想直線１０１Ａから金属棒２０の中心までの距離「ｙ」が７．３３ｍｍである。
【００４１】
また、仮想直線１０１Ｃより電磁波出口側に配された金属棒２０の最適な半径「Ｒ」は１．０ｍｍであり、この金属棒２０の長さ「ｄ」（幅狭面１４の幅に相当）は、１０．２ｍｍである。この場合、内側角部１３Ｂから外側の幅狭面１４に鉛直に引かれた２本の仮想直線１０１Ａ、１０１Ｂを基準に取った当該金属棒２０の最適な装着位置としては、仮想直線１０１Ａから金属棒２０の中心までの距離「ｘ」が２０．２９ｍｍであり、仮想直線１０１Ｂから金属棒２０の中心までの距離「ｙ」が７．３３ｍｍである。
【００４２】
次に、２本の金属棒２１の寸法および装着位置についての最適設計の結果を述べる。
【００４３】
上記表１および図４に示すように、内側角部１３Ｂと外側角部１３Ａを通る仮想直線１０１Ｃ（図４の破線参照）より電磁波入口側に配された金属棒２１の最適な半径「Ｒ」は０．７ｍｍであり、この金属棒２１の長さ「ｄ」（幅狭面１４の幅に相当）は、１０．２ｍｍである。この場合、内側角部１３Ｂから外側の幅狭面１４に鉛直に引かれた２本の仮想直線１０１Ａ、１０１Ｂ（図４の点線参照）を基準に取った当該金属棒２１の最適な装着位置としては、仮想直線１０１Ｂから金属棒２１の中心までの距離「ｘ」が１７．７０ｍｍであり、仮想直線１０１Ａから金属棒２１の中心までの距離「ｙ」が８．８９ｍｍである。
【００４４】
また、仮想直線１０１Ｃより電磁波出口側に配された金属棒２１の最適な半径「Ｒ」は０．７ｍｍであり、この金属棒２１の長さ「ｄ」（幅狭面１４の幅に相当）は、１０．２ｍｍである。この場合、内側角部１３Ｂから外側の幅狭面１４に鉛直に引かれた２本の仮想直線１０１Ａ、１０１Ｂを基準に取った当該金属棒２１の最適な装着位置としては、仮想直線１０１Ａから金属棒２１の中心までの距離「ｘ」が１７．７０ｍｍであり、仮想直線１０１Ｂから金属棒２１の中心までの距離「ｙ」が８．８９ｍｍである。
【００４５】
次に、矩形導波管１００（３本の金属棒２０の場合）の周波数特性についてのシミュレーション結果および試作品の測定結果を述べる。また、矩形導波管１１０（２本の金属棒２１の場合）の周波数特性についてのシミュレーション結果を述べる。
【００４６】
図５は、本実施形態による矩形導波管の周波数特性のシミュレーション結果を示した図である。
【００４７】
図５の横軸に、電磁波の周波数（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ[ＧＨｚ]）をとり、縦軸にＳパラメータでの反射損失|Ｓ11|（ｄＢ）の計算値をとっている。図５には、上述の金属棒２１の最適設計に準拠した矩形導波管１１０の周波数特性のシミュレーション結果（図５の破線参照）と、上述の金属棒２０の最適設計に準拠した矩形導波管１００の周波数特性のシミュレーション結果（図５の実線参照）と、が示されている。
【００４８】
なお、金属棒２０、２１の最適設計に辿り着く過程においては、上述のとおり、金属棒２０、２１の特性に関与する設計パラメータが多岐に亘るので、既存の「Ｅ面、Ｈ面平面回路法」と独自の解析手法とを組合せた設計ソフトにより、矩形導波管１００、１１０の周波数特性が効率的に反複計算されている。但し、この設計ソフト自体はすでに公知であり、ここでは、この詳細な説明は省略する。
【００４９】
また、図５には、汎用の高周波３次元電磁界解析シミュレータ（ＨＦＳＳ；商標）を用いた矩形導波管１００の周波数特性（但し、金属棒２０の場合のみ）のシミュレーション結果も併記されている（図５の丸いドット参照）。
【００５０】
なお、以上に述べたシミュレーションは、構造体が完全導体（つまり、導電率が無限大の理想導体）であると仮定してなされている。マイクロ波回路の設計や電磁界解析では、通常、構造体を完全導体と仮定しても大きな誤差は生じない。
【００５１】
ここで、図５に示すように、上述の設計ソフトによるシミュレーション結果（実線）とＨＦＳＳによるシミュレーション結果（丸いドット）とが、ほぼ一致したことにより、この設計ソフトによるシミュレーション結果の妥当性が裏付けられている。
【００５２】
図５によれば、本実施形態の矩形導波管１００（３本の金属棒２０）は、単一モード（基本モード）の伝搬周波数帯域のほぼ全域に亘り電磁波の反射損失として|Ｓ11|＝−３０ｄＢ〜−５５ｄＢという低反射特性を有することが分かる。よって、本実施形態の矩形導波管１００によれば、標準的な矩形導波管の使用周波数帯域（例えば、８．４ＧＨｚ〜１２．４ＧＨｚ）のほぼ全域を適切かつ充分に低い反射損失に保つように、単一のコーナ部１２を用いてカバーできる。つまり、この使用周波数帯域の範囲に限れば、コーナ部１２による電磁波の反射損失は「−４０ｄＢ以下」、その定在波比ＶＳＷＲは１．０２以下、その比帯域幅は４３％となり好適である。
【００５３】
また、図５によれば、本実施形態の矩形導波管１１０（２本の金属棒２１）は、周波数帯域が９．６ＧＨｚ近傍での電磁波の反射損失として、|Ｓ11|が「−５０ｄＢ」以下という超低反射損失を有することが分かる。よって、特定の周波数帯域を活用するような製品（例えば高周波加熱装置）に、矩形導波管１１０を組み込むと有用である。なお、この場合、低反射損失となる周波数帯域は、金属棒２１の寸法や装着位置に基づいて変更することができる。
【００５４】
このように、本実施形態の矩形導波管１００、１１０は、金属棒２０、２１の簡易な設計変更により、導波管の様々な用途にコーナ部１２の反射特性を適合でき極めて有益である。
【００５５】
また、本実施形態では、上述の３本の金属棒２０の最適設計に準拠した矩形導波管１００の試作品が製作されている（以下、この試作品を「試作導波管１２０」という）。
【００５６】
そこで、この試作導波管１２０の周波数特性について測定した結果を以下に述べる。
【００５７】
試作導波管１２０は、図６に示す如く、Ｌ字状の凹溝４０が形成された硬質アルミ製の基台４１と、平板状の硬質アルミ製の蓋４２とを位置決めピン４３を用いて重ね合わせることにより製作されている。凹溝４０の壁面および蓋４２の内面は、図１に示した内壁面１５に相当しており、これらは表面仕上げがなされている。また、図１に示した金属棒２０に相当する硬質アルミ製の円柱ポスト４４が、３本、上述の最適設計値に基づいて凹溝４０のコーナ部分の適所に装着されている。
【００５８】
このような試作導波管１２０は、円形ベンドや同調形マイターベンドに比べて、コンパクト化や製造容易化を図ることができると考えられる。
【００５９】
具体的には、この試作導波管１２０は、従来の円形ベンドの如く、Ｈ面を大きな曲率半径で曲げる必要がなく、幅広面１３（Ｈ面）の直角コーナ構造になっている。このため、この直角コーナ構造の採用により、曲げ構造部分の大型化の問題が解消され、ひいては、導波管の導波管回路システムへの配設の際のスペースを削減できる。
【００６０】
また、試作導波管１２０の製造には、従来の同調形マイターベンドの如く、管軸の方向に対して、４５°をなす方向にテーパ状に切り落とし、この切り落とした部分に別部材の管壁を配設するという複雑な工程を必要とせず、上述のとおり、基台４１を準備して、この表面に凹溝４０をＬ字に切削加工すれば、試作導波管１２０を簡易に製造できる。
【００６１】
図７は、試作導波管の周波数特性の測定結果を示した図である。なお、この周波数特性の測定は、ヒューレットパッカード社製のネットワークアナライザ（ＨＰ８５１０Ｂ）を用いてなされている（図８および図１０も同じ）。
【００６２】
図７の横軸に、電磁波の周波数（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ[ＧＨｚ]）をとり、縦軸にＳパラメータでの反射損失|Ｓ11|（ｄＢ）の測定値をとっている。なお、図５に示したＨＦＳＳによる周波数特性のシミュレーション結果との比較を目的として、図７中に当該データも併記されている（図７の丸いドット参照）。
【００６３】
図７によれば、試作導波管１２０は、単一モード（基本モード）の伝搬周波数帯域のほぼ全域に亘り、電磁波の反射損失として、|Ｓ11|＝−３０ｄＢ〜−５５ｄＢという低反射特性を有することが分かる。また、図７の試作導波管１２０の周波数特性によれば、電磁波の反射損失|Ｓ11|が「−４０ｄＢ」における比帯域幅を適切かつ充分に広くでき、矩形導波管の使用周波数帯域（例えば、８．４ＧＨｚ〜１２．４ＧＨｚ）のほほ全域をカバーできることが分かる。
【００６４】
なお、図７に示すように、ＨＦＳＳによるシミュレーション結果（丸いドット）と試作導波管１２０による測定結果が、ほぼ一致したことにより、上述の設計ソフトによるシミュレーション結果の妥当性が、実験的な検証の面からも裏付けられている。
【００６５】
図８は、試作導波管の周波数特性の測定結果と、第１従来製品（市販品）の周波数特性の測定結果との間の比較結果を示した図である。
【００６６】
第１従来製品１３０として、試作導波管１２０とほぼ同等の伝搬周波数帯域を有する市販品が選ばれており、ここでは、図９に示す如く、東京電気精器社製の円形ベンド（ＴＨＢ−１０）が用いられている。
【００６７】
図８の横軸に、電磁波の周波数（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ[ＧＨｚ]）をとり、縦軸にＳパラメータでの反射損失|Ｓ11|（ｄＢ）の測定値をとっている。図８には、試作導波管１２０の周波数特性（図８の太い実線参照）の測定結果と、第１従来製品１３０の周波数特性（図８の細い実線参照）と、が示されている。
【００６８】
図８の第１従来製品１３０の周波数特性によれば、矩形導波管の使用周波数帯域（例えば、８．４ＧＨｚ〜１２．４ＧＨｚ）において電磁波の反射損失|Ｓ11|を適切かつ充分に低くできず、低反射特性が得られないという性能面で難点があることが分かる。
【００６９】
図１０は、試作導波管の周波数特性の測定結果と、第２従来製品（市販品）の周波数特性の測定結果との間の比較結果を示した図である。
【００７０】
第２従来製品１４０として、試作導波管１２０とほぼ同等の伝搬周波数帯域を有する市販品が選ばれており、ここでは、図１１に示す如く、島田理化工業社製の同調形マイターベンド（Ｈベンド）が用いられている。
【００７１】
図１０の横軸に、電磁波の周波数（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ[ＧＨｚ]）をとり、縦軸にＳパラメータでの反射損失|Ｓ11|（ｄＢ）の測定値をとっている。図１０には、試作導波管１２０の周波数特性（図１０の太い実線参照）の測定結果と、第２従来製品１４０の周波数特性（図１０の細い実線参照）と、が示されている。
【００７２】
図１０の第２従来製品１４０の周波数特性によれば、矩形導波管の使用周波数帯域（例えば、８．４ＧＨｚ〜１２．４ＧＨｚ）における比帯域幅を広くできず、広帯域特性が得られないという性能面で難点があることが分かる。
【００７３】
以上に述べたように、本実施形態の矩形導波管１００は、図１および図２に示した如く、管軸１１Ａ、１１Ｂの方向に延びている一対の延在部１０Ａ、１０Ｂと、延在部１０Ａの管軸１１Ａと延在部１０Ｂの管軸１１Ｂとの間のなす角θが直角（９０°）になるように、これらの延在部１０Ａ、１０Ｂを互いに接続させるコーナ部１２と、このコーナ部１２に装着された３本の円柱状の金属棒２０と、を備える。そして、延在部１０Ａ、１０Ｂおよびコーナ部１２は、内壁面１５（金属面）の一対の幅広面１３と一対の幅狭面１４に区画された矩形状の中空領域１６を有しており、金属棒２０は、幅広面１３に対し直交する方向に中空領域１６を貫くように延びている。
【００７４】
このような矩形導波管１００の構成（特にコーナ部１２および金属棒２０の構成）によれば、電磁波の反射特性や耐電力特性などの性能面、および、コンパクト化や製造容易化などの構造面について、以下の効果が得られる。
【００７５】
第１の効果として、矩形導波管１００では、金属棒２０の寸法や装着位置の最適設計により、単一モード（基本モード）の伝搬周波数帯域のほぼ全域に亘り、電磁波の反射損失として|Ｓ11|＝−３０ｄＢ〜−５５ｄＢという低反射特性が得られる。よって、標準的な矩形導波管の使用周波数帯域（例えば８．４ＧＨｚ〜１２．４ＧＨｚ）のほぼ全域を適切かつ充分に低い反射損失に保つように、単一のコーナ部１２を用いてカバーできる。
【００７６】
第２の効果として、矩形導波管１００では、内壁面１５のうちの幅広面１３を除いて、中空領域１６に存在する導体は、金属棒２０を含めて全て、電磁波の電界と平行であり、絶縁破壊を誘起する電界集中を起こし難い構造になっている。このように、中空領域１６には、電磁波の電界の方向に対し、導電性の突起部が何等存在せず、このことが、矩形導波管１００の耐電力特性を改善させ、当該矩形導波管１００の大電力回路システムへの適用を容易化させる。
【００７７】
第３の効果として、矩形導波管１００（例えば、上述の試作導波管１２０）は、円形ベンドや同調形マイターベンドに比べて、コンパクト化や製造容易化を図ることができると考えられる。
【００７８】
具体的には、この矩形導波管１００は、従来の円形ベンドの如く、Ｈ面を大きな曲率半径で曲げる必要がなく、幅広面１３（Ｈ面）の直角コーナ構造になっている。このため、当該直角コーナ構造の採用により、曲げ構造部分の大型化の問題が解消され、ひいては、導波管の導波管回路システムへの配設の際のスペースを削減できる。
【００７９】
また、このような矩形導波管１００の製造には、従来の同調形マイターベンドの如く、管軸の方向に対して、４５°をなす方向にテーパ状に切り落とし、この切り落とした部分に別部材の管壁を配設するという複雑な工程を必要とせず、例えば、金属製の基台４１を準備して、この表面に凹溝４０をＬ字に切削加工すれば、試作導波管１２０を簡易に製造できる。
【００８０】
一方、本実施形態の矩形導波管１１０は、図３および図４に示した如く、管軸１１Ａ、１１Ｂの方向に延びている一対の延在部１０Ａ、１０Ｂと、延在部１０Ａの管軸１１Ａと延在部１０Ｂの管軸１１Ｂとの間のなす角θが直角（９０°）になるように、これらの延在部１０Ａ、１０Ｂを互いに接続させるコーナ部１２と、このコーナ部１２に装着された２本の円柱状の金属棒２１と、を備える。そして、延在部１０Ａ、１０Ｂおよびコーナ部１２は、内壁面１５（金属面）の一対の幅広面１３と一対の幅狭面１４に区画された矩形状の中空領域１６を有しており、金属棒２１は、幅広面１３に対し直交する方向に中空領域１６を貫くように延びている。
【００８１】
このような矩形導波管１１０の構成（特にコーナ部１２および金属棒２１の構成）によれば、電磁波の反射特性や耐電力特性などの性能面、および、コンパクト化や製造容易化などの構造面について、以下の効果が得られる。
【００８２】
この矩形導波管１１０では、金属棒２１の寸法や装着位置の最適設計により、特定の周波数帯域（ここでは、９．６ＧＨｚ近傍）での電磁波の反射損失として|Ｓ11|が「−５０ｄＢ」という超低反射損失が得られる。よって、特定の周波数帯域を活用するような製品（例えば高周波加熱装置）に、矩形導波管１１０を組み込むと有用である。
【００８３】
なお、矩形導波管１１０は、上述の第２の効果（耐電力特性）および上述の第３の効果（コンパクト化や製造容易化）と同様の効果も奏するが、ここでは、これらの効果の説明は省略する。
【００８４】
更に、本実施形態の矩形導波管１００、１１０は、金属棒２０、２１の簡易な設計変更により、導波管の様々な用途にコーナ部の反射特性を適合できるという効果も兼ね備えている。
（第１変形例）
本実施形態では、３本の金属棒２０、乃至、２本の金属棒２１を例示したが、これは飽くまで一例に過ぎない。これらの金属棒２０、２１に代えて、１本の金属棒をコーナ部の適所に装着することによっても、特定の周波数帯域の反射損失を低減できると期待される。
【００８５】
よって、本変形例の矩形導波管によれば、特定の周波数帯域を活用するような製品（例えば高周波加熱装置）に組み込む矩形導波管のコーナ部を簡易に構成できて有益な場合がある。但し、この場合、低反射損失となる特定の周波数帯域は、矩形導波管１１０（２本の金属棒２１の場合）のそれよりも狭くなると考えられる。
（第２変形例）
本実施形態では、コーナ部１２の構成としてＨ面直角コーナ構造を例示したが、これは飽くまで一例に過ぎない。例えば、延在部の対のうちの一方の管軸と、延在部の対のうちの他方の管軸との間のなす角が鋭角（例えば６０°）となる導波管であっても、この導波管中の金属棒の構成を最適化すれば、本実施形態で述べた効果と同等の効果を奏することができると考えられる。
【００８６】
更に、Ｈ面直角コーナ構造のコーナ部を２箇所に設けることにより、略Ｕ字状に形成されたＵ字導波管、または、このＵ字導波管を複数個つないで伝送経路をジグザグに長くした導波管であっても、これらの導波管中の金属棒の構成を最適化すれば、本実施形態で述べた効果と同等の効果を奏することができると考えられる。
（第１応用例）
第１応用例として、直角に曲げる構造が必要となる入出力部を有する回路に本実施形態の矩形導波管１００、１１０を組み込む例が想定される。例えば、ショートスロットハイブリッド回路の入出力部に、本実施形態の矩形導波管１００、１１０のＨ面直角コーナ構造を一体的に形成してもよい。これにより、小型かつ高性能のショートスロットハイブリッド回路が得られる。
（第２応用例）
第２応用例として、誘電体基板導波管に本実施形態の矩形導波管１００、１１０の金属棒２０、２１を組み込む例が想定される。
【００８７】
誘電体基板導波管は、誘電体基板を挟持する一対の導体層を有しており、これらの一対の導体層間を電気的に接続してなる２列の貫通導体棒群により、誘電体基板導波管の伝送経路が形成されている。貫通導体棒群の各棒は、伝送経路の端に位置して、伝送経路の方向に沿って所定間隔を隔てて配列されている。
【００８８】
このような誘電体基板導波管の伝送経路を曲げる際に、本実施形態で述べた金属棒を、伝送経路を構成する貫通導体棒群の各棒の並びの内側に装着すればよい。そうすれば、当該曲げ部の反射損失を適切に抑えることができると考えられる。
【産業上の利用可能性】
【００８９】
本発明の導波管は、電磁波の反射特性や耐電力特性に優れたコーナ部を有し、かつ、コンパクト化および製造容易化を図ることができると期待される。よって、本発明の導波管は、例えば、導波管を組み込んだ各種の導波管回路に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００９０】
【図１】本発明の実施形態による矩形導波管のコーナ部周辺の一構成例を示した斜視図である。
【図２】図１の矩形導波管のコーナ部周辺を平面視した模式図である。
【図３】本発明の実施形態による矩形導波管のコーナ部周辺の他の構成例を示した斜視図である。
【図４】図３の矩形導波管のコーナ部周辺を平面視した模式図である。
【図５】本実施形態による矩形導波管の周波数特性のシミュレーション結果を示した図である。
【図６】試作導波管の外観および内部を示した図である。
【図７】試作導波管の周波数特性の測定結果を示した図である。
【図８】試作導波管の周波数特性の測定結果と、第１従来製品の周波数特性の測定結果との間の比較結果を示した図である。
【図９】第１従来製品の外観を示した図である。
【図１０】試作導波管の周波数特性の測定結果と、第２従来製品の周波数特性の測定結果との間の比較結果を示した図である。
【図１１】第２従来製品の外観を示した図である。
【符号の説明】
【００９１】
１０Ａ、１０Ｂ  延在部
１１Ａ、１１Ｂ  管軸
１２  コーナ部
１３  幅広面
１３Ａ  内側角部
１３Ｂ  外側角部
１４  幅狭面
１５  内壁面（金属面）
１６  中空領域
２０、２１  金属棒
４０  凹溝
４１  基台
４２  蓋
４３  位置決めピン
４４  円柱ポスト
１００、１１０  矩形導波管
１２０  試作導波管
１３０  第１従来製品
１４０  第２従来製品
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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