(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ方式の通信システムは、周波数の有効利用およびマルチパスへの耐性を高めることが出来るため、現在実用が進んでいる。しかし、ＯＦＤＭ方式はスペクトルの重なった多重化信号であるため、ＣＦＯが存在する場合にはキャリア間の直行性が崩れ、誤り率特性が劣化する。また、Ｉ／Ｑ信号の復調においても、π／２位相の異なる局発振信号を得るのが難しいため、Ｉ／Ｑ信号間で不平衡が生じ、誤り率特性が劣化する。【解決手段】本発明では、パイロット信号の位相差からＣＦＯやＩ／Ｑインバランス補正を同時に行える方法を提供する。【選択図】図３
2009164974.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パイロット信号を含むＯＦＤＭ方式による通信の受信信号を補正する方法であって、
前記パイロット信号は、複数シンボルからなるショートＴＳとロングＴＳを有し、
前記ショートＴＳの最後のシンボルと前記ロングＴＳの最初のシンボルから受信信号のＩ／Ｑインバランスの補正係数を求め、前記受信信号のＩ／Ｑインバランスを補正する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ダイレクトコンバージョン受信機におけるキャリア周波数（ＣＦＯ）およびＩ／Ｑ不均衡の従来の補正手法に関する。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式は，周波数の有効利用および周波数選択性フェージングチャネルへの耐性を高めることが可能な通信方式であることから、ＤＡＢ、ＤＶＢ  よびＩＥＥＥ  ８０２．１１ａ等の種々の無線通信方式として採用されている。しかしながら、ＯＦＤＭはキャリア周波数オフセット（ＣＦＯ）に対して影響を受けやすく、結果的に、キャリア間干渉（ＩＣＩ）を生じ誤り率特性を著しく劣化させることになる。
【０００３】
ダイレクトコンバージョンＯＦＤＭ受信機(ＤＣＲ)では、ＣＦＯに加えて無線周波数帯（ＲＦ）障害、例えば、直流オフセットおよびＩ／Ｑ不均衡等が存在する。受信機のダイレクトコンバージョン構造は、上記の障害を引き起こすが、受信機の小型化・低コスト化・省力化が可能であるという特徴を有し、市場要求に合った低コスト受信端末機を供給し得ることから、上記のＲＦ障害の補正問題が重要な課題となっていきている。
【０００４】
自己ミキシングにより引き起こされる直流オフセットは、一般に、ＡＣカップリングにより前段で除去することができる。従って、ＣＦＯ  正およびＩ／Ｑ不均衡補正問題が非常に重要な課題となる。
【０００５】
ＣＦＯは主に、送受信機における局部発信機（ＬＯｓ）における周波数の不一致により引き起こされ、一方、Ｉ／Ｑ不均衡は、Ｉ相（Ｉ）成分とＱ相（Ｑ）成分が理想的状態から歪むことにより引き起こされるものである。その際、Ｉ／Ｑ不均衡は周波数特性より、周波数非選択性Ｉ／Ｑ不均衡あるいは周波数選択性Ｉ／Ｑ不均衡に分類される。
【０００６】
局部発信機により生じた、すなわち、局部発信機の振幅差と位相差を生じるＩ／Ｑ不均衡は、信号帯域において一定であることから周波数非選択性Ｉ／Ｑ不均衡と呼ばれている。一方、広帯域受信機では、ＩブランチとＱブランチに設置されたフィルタなどアナログ部品の特性の違いから生じたＩ／Ｑ不均衡は、周波数特性の影響を受けることから周波数選択性Ｉ／Ｑ不均衡と呼ばれている（非特許文献１）。これらＩ／Ｑ不均衡は、イメージ干渉を生じる原因として知られている。
【０００７】
ＯＦＤＭ通信方式におけるＣＦＯ推定/補正に関する研究はかなり報告されている。これらの研究では、ＯＦＤＭ通信方式における局部発信機によるＩ／Ｑ不均衡の影響および補正手法や、ＣＦＯおよび局部発信機によるＩ／Ｑ不均衡が存在する場合の補正手法が提案されている。しかし、周波数選択性Ｉ／Ｑ不均衡を考慮するには至っていない、現時点までに、ＣＦＯおよび２種類のＩ／Ｑ不均衡を考慮に入れた補正法は非特許文献２のみである。
【非特許文献１】M.Valkama, M.Renfors,and V.Koivunen, " Advanced methods for I/Q imbalance compensation incommunication receivers,"  IEEE Trans. SignalProcessing, vol.49, no.10, pp.2335-2344, Oct. 2001
【非特許文献２】G.Xing, M.Shen andH.Liu,  "Frequency Offset and I/Q ImbalanceCompensation for Direct-Conversion Receivers,"  IEEE Trans. Wireless Commun, vol.4, no.2, pp. 673-680, Mar.2005.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
非特許文献２は、隣接するパイロットシンボルに対し位相回転を施した修正周期パイロット（ＭＰＰ）を用いているが、同手法は周期パイロット（ＰＰ）のみから構成されたＩＥＥＥ  ８０２．１１ａ無線ＬＡＮ  （ＷＬＡＮ）システムには直接適用できない。それは、ＰＰではＣＦＯ推定におけるＣＦＯ符号の曖昧性が生じ、また、ＣＦＯが存在しないとき、正確なＩ／Ｑ不均衡補正が得られないからである。
【０００９】
そこで本発明は、ＭＰＰに基づく補正手法を改善することにより、ＩＥＥＥ  ８０２．１１ａ  ＷＬＡＮに対応し得る有効な補正手法を提案する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、上記の課題を解決するために想到されたものであり、
パイロット信号を含むＯＦＤＭ方式による通信の受信信号を補正する方法であって、
前記パイロット信号は、複数シンボルからなるショートＴＳとロングＴＳを有し、
前記ショートＴＳの最後のシンボルと前記ロングＴＳの最初のシンボルから受信信号のＩ／Ｑインバランスの補正係数を求め、前記受信信号のＩ／Ｑインバランスを補正する方法を提供するものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の特徴は、ＣＦＯ符号検出および評価関数の病的状態を避けるために自己相関関数に基づく推定器により強化している点にある。また、プリアンブル内のショートトレーニング系列（ＴＳ）をロングＴＳと共に用い、新たなＩ／Ｑ不均衡補正手法を提案することにある。本発明は、ＩＥＥＥ  ８０２．１１ａのプリアンブルの特徴を利用し、種々のＣＦＯおよびＩ／Ｑ不均衡状況下に対処し得る有効な手法である．
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
本明細書では、式中で大(小)太字は行列（列ベクトル）として用いる。また、文中では、ベクトルＸ等のように文字の前に「ベクトル」という言葉を付ける場合もある。また、式中で上付添字の「Ｈの変形」、「イタリック文字のＴ」、アスタリスク、長い十字（ダガー）はエルミート、転置、共役および擬似逆行列として用いられ、下付添字の「イタリック文字のＩおよびＱ」は同相（Ｉブランチ）および直交（Ｑブランチ）成分として用いる。また、文字の頭に記号がついたものは、ハットＡ（Ａという文字の上にハットという記号がついたもの）と標記する場合もある。
【００１３】
図１には、Ｉ／Ｑインバランスを考慮に入れたＤＣＲの数学モデルを示している。ＬＯにより引き起こされる周波数非選択性Ｉ／Ｑ不均衡は、振幅差αと位相差φにより特徴づけられ、ブランチ成分の不整合は、ＧＩ（ｆ）およびＧＱ（ｆ）の周波数特性をもつ二個の実係数低域通過型フィルタ（ＬＰＦｓ）によりモデル化されている。但し、ＧＩ（ｆ）およびＧＱ（ｆ）は、絶対値ｆ＞Ｂ／２において零であり、Ｂは帯域幅である。一方ＣＦＯは、周波数オフセットΔｆをもつ中間周波数ｆｃで変調されたＲＦ帯における次式の受信信号ブレブｒ（ｔ）により定義できる。
【００１４】
【数１】
2009164974.tif 000003
ブレブｒ（ｔ）は、（１）式の左辺を表す。
【数２】
2009164974.tif 000004
但し、（２）式の左辺チルドｒ（ｔ）、ｓ（ｔ）およびｈ（ｔ）は受信信号、送信信号およびチャネル応答のベースバンド表現である。
【００１５】
このとき、非特許文献１と２における導出に従うと、ダウンコンバージョンされたベースバンド信号ダッシュｒ（ｔ）は次式となる。
【数３】
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但し、ダッシュｒ（ｔ）は上式の左辺である。また、
【数４】
2009164974.tif 000006
【数５】
2009164974.tif 000007
【００１６】
ナイキストのサンプリング定理を満たす周期ＴＳのＡＤ変換器（ＡＤＣ）により、上式を離散化する。このとき、ｃ１（ｔ）、ｃ２（ｔ）およびｈ（ｔ）がＬ１ＴＳ、Ｌ２ＴＳおよびＬｈＴＳの広がりをもつとすると、次式の離散時間信号が得られる。
【数６】
2009164974.tif 000008
【数７】
2009164974.tif 000009
ここで上式の左辺を「左矢印ｒ（ｋ）」と呼び、最右辺で太字ｈの上に左矢印がついたものを「ベクトル左矢印ｈ」と呼ぶ。
【数８】
2009164974.tif 000010
ここで上式の左辺を「右矢印ｒ（ｋ）」と呼び、最右辺で太字ｈの上に右矢印がついたものを「ベクトル右矢印ｈ」と呼ぶ。
【００１７】
但し、ベクトルｈは（ｈ０、・・・ｈＬｈ−１）の転置行列、ベクトルｃ１は（ｃ１，０、・・・ｃ１、Ｌ１−１）の転置行列、ベクトルｃ２は（ｃ２，０、・・・ｃ２、Ｌ２−１）の転置行列である。
【００１８】
ここで、左矢印ｒ（ｋ）は所望信号であり右矢印ｒ（ｋ）、はＩ／Ｑインバランスによるイメージ干渉である。ここでは、Ｎ個のサブキャリアからなるＯＦＤＭシステムを考慮する。なお、帯域幅Ｂがｆ０＝Ｂ／Ｎの間隔をもつＮ個のサブチャネルに分解されるとことから、ナイキストのサンプリング周期はＴＳ＝１／（Ｎｆ０）となる。また、ＣＦＯはε＝Δｆ／ｆ０により示される正規化ＣＦＯを表す。今後、ΔｆｋＴＳをεｋ／Ｎで表す。
【００１９】
＜ＭＰＰに基く補正法＞
図２は、非特許文献２のＣＦＯおよびＩ／Ｑインバランス補正に用いられたＭＰＰ構造である。ＭＰＰ隣接パイロットシンボル間にπ／４の位相回転が施されている点においてＰＰとは異なる。なお、本発明でＣＦＯ推定、Ｉ／Ｑインバランス補正およびＣＦＯ補正の３段階から構成されている。
【００２０】
完全なタイミング同期の下、ガードインターバル（ＧＩ）あるいはＣＰを取り除いた後、受信パイロットサンプルを次式のように並べる。
【００２１】
【数９】
2009164974.tif 000011
但し、ハットｒ（ｍ、ｋ）＝ｒ（（ｍ−１）ハットＫ＋ｋ）は第ｍ番目の受信パイロットシンボルの第ｋ番目のサンプルを示す。このとき、行列ハットＲの第ｋ番目の列ベクトルハットｒ（ｋ）は次式となる。
【００２２】
【数１０】
2009164974.tif 000012
但し、
【数１１】
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【数１２】
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【数１３】
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【数１４】
2009164974.tif 000016
【００２３】
但し、左矢印ｒ（ｋ）および右矢印ｒ（ｋ）に対する合成チャネルをそれぞれ、ベクトル左矢印ｈおよびベクトル右矢印ｈとする。結果的に、Ｉ／Ｑ不均衡が存在しても、非線形最小二乗（ＮＬＳ）手法を用いれば、ＣＦＯ推定値は次式の評価関数を最大にするチルドεを見つけることにより得られる。なお、ＮＬＳ手法はP.Sotica and R.Moses,"Introduction to
Spectral Analysis"  Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall, 1997.による。
【数１５】
2009164974.tif 000017
周波数選択性不均衡を補正するため、長さＬｘのＦＩＲフィルタｘをＱ（あるいはI）ブランチに置く。αをＧＱ（ｆ）の一部と見なし、補正フィルタの周波数応答Ｘ（ｆ）をαＧＱ（ｆ）・Ｘ（ｆ）＝ＧＩ（ｆ）に設定する。
【００２４】
ｇ（ｔ）＝Ｆｕ−１｛ＧＩ（ｆ）｝、また、ベクトルｇをその離散時間表現とすると共に、ｇ（ｔ）が実係数より、フィルタにより補正された信号は次式となる。なお、Ｆｕ−１はフーリエ逆変換を表す。
【数１６】
2009164974.tif 000018
ここで（１３）式の左辺をドットｒ（ｋ）とよび右辺中にあるｒの上にドットが２つあるものをダブルドットｒ（ｋ）と呼ぶ。
【００２５】
但し、ダブルドットｒ（ｋ）＝｛ｅｊ２πεｋ／Ｎ・チルドｒ｝丸×ベクトルｇはＣＦＯにより影響を受けた信号である。なお、「丸×」はコンボリューション（叩き込み積分）を表す。
このとき、ダブルドットｒ（ｋ）の実部および虚部は次式となる。
【数１７】
2009164974.tif 000019
【数１８】
2009164974.tif 000020
【００２６】
上記２式は、ｔａｎφおよびｓｅｃφに相当する２個のゲイン係数要素βおよびχにより補正された周波数非選択性インバランスの信号に対する非対称補正を示している。なお、この点については、以下の文献に記載がある。
J.K.Cavers, and
M.W.Liao, "Adaptive compensation for imbalance and offset losses in direct
conversion transceivers,"  IEEE Trans. Veh.
Technol., vol.42, no.4, pp.581-585, Nov. 1993.
【００２７】
図３は、ＣＦＯ補正を考慮に入れた全体構造であり、同図においてハットＬ＝（Ｌ−１）／２としている。明らかに、χはベクトルｘに組み込まれることから、補正問題はベクトルｘおよびβの最適化問題となる。
【００２８】
Ｉ／Ｑインバランスが存在しない場合には、受信パイロットはＣＦＯのみ影響を受けるので、最適な補正フィルタベクトルｘおよびゲイン係数βは、Ｉ／Ｑインバランス補正後の隣接するパイロットシンボルがＣＦＯにより受ける位相差に一致するとき最適になる。
ＣＦＯ推定値ハットεが与えられたとき、次式を定義する。
【００２９】
【数１９】
2009164974.tif 000021
【数２０】
2009164974.tif 000022
【数２１】
2009164974.tif 000023
このとき、ベクトルｘおよびβの最適値は次式となる（非特許文献２）。
【００３０】
【数２２】
2009164974.tif 000024
ここでベクトルＡ（ｍ）およびベクトルＢ（ｍ）は
【数２３】
2009164974.tif 000025
【数２４】
2009164974.tif 000026
となり、最後に、位相回転器を用いることにより、ＣＦＯは容易に補正される。
【００３１】
＜８０２．１１ａ  ＷＬＡＮに対する補正手法＞
図４はＩＥＥＥ  ８０２．１１ａ  ＷＬＡＮ標準のプリアンブルを示したものであり、ショートＴＳは各シンボルが１６個のサンプルから構成された１０個の同一パイロットシンボルであり、各パイロットシンボルが次のパイロットシンボルのサイクリックプレフィクスとなる。従って、先に記述した補正手法の適用に際して、ダッシュＫ＝Ｋと置き、関連式においてπ／４の位相回転を除去する。
【００３２】
＜ショートＴＳに基く補正＞
周期パイロット内でのＭシンボルを用いるとき，式（８）および（９）は、
【数２５】
2009164974.tif 000027
【数２６】
2009164974.tif 000028
となり、ＣＦＯ推定の評価関数は次式となる。なお、（２２）式および（２３）式の左辺はベクトルバーＥ（ε）とベクトルバーｄ（ε）である。
【数２７】
2009164974.tif 000029
【００３３】
非特許文献において、チルドεが零のときバーＪ（チルドε）が病的状態になることが指摘されているが、更に重要な問題としては、バーＪ（チルドε）がチルドεの偶関数（証明に関しては後述する）となり、εおよび−εにおいて最大化されることにある。従って、周期パイロットはＣＦＯ推定において曖昧さを残すことになる。後続のＩ／Ｑ不均衡はＣＦＯ推定値に依存することから、この曖昧さは非常重要な問題となる。
【００３４】
一方、式（６）および（７）より、ε=０かつπ／４の位相回転を取り除くと、ベクトルハットＲＱ（ｍ＋１）＝ベクトルハットＲＱ（ｍ）および、ベクトルハットｒＩ（ｍ＋１）＝ベクトルハットｒＩ（ｍ）より、ハットｒ（ｍ、ｋ）＝ａ（ｋ）＋ｂ（ｋ）の関係式を得る。
【００３５】
バーωｍをωと定義するとω＝２πハットεＫ／Ｎであることから、ＣＦＯが正確に推定されれば、ハットε=０となり、バーωｍ＝０を得る。この結果をベクトルＡ（ｍ）およびベクトルＢ（ｍ）に代入すると、ベクトルＡ（ｍ）=０およびベクトルＢ（ｍ）＝０となり、式（１９）において示されるｘおよびβに対する最適解は無意味なものとなる。
【００３６】
以上のことから、同補正手法では、周期パイロットに対してＣＦＯ推定が不完全な評価関数に基づき、正確な補正係数を得る手法にはならないことが分かる。
【００３７】
＜ショートＴＳおよびロングＴＳに基づく補正＞
明らかに、８０２．１１ａ  ＷＬＡＮシステムに適用するには、強化したＣＦＯ推定とＩ／Ｑ不均衡に対するロバストな手法が必要となる。ＣＦＯ値が零の場合には、バーＪ（チルドε）は病的状態となる。この問題を避けるため、従来の自己相関関数に基づく次式のＣＦＯ推定手法を用いる。
【数２８】
2009164974.tif 000030
【００３８】
ΔεをバーＪ（チルドε）の探索解像度とすると、絶対値ハットεａ＜Δεのときには、ＣＦＯの推定値をハットε＝０と置くことができる。実際、絶対値ε＜Ｎ／Ｋであり、かつ、Ｉ／Ｑ不均衡によるイメージ干渉が極小と仮定し得ることから、ｂ（ｋ）の電力はａ（ｋ）の電力より小さくなる。
【００３９】
周期パイロットの場合、ベクトルハットｒ（ｋ）＝ベクトルバーＥ（ε）［ａ（ｋ）ｂ（ｋ）］Ｔより、εがゼロでないとき、ベクトルバーＥ（ε）は列正則となり、次式の関係式を得る。
【数２９】
2009164974.tif 000031
【００４０】
ベクトルバーＥ＊（ε）はベクトルバーＥ（ε）の列を入れ替えた行列であり、
ベクトルバーＥ（−ε）＝ベクトルバーＥ＊（ε）の関係を有することから、
【数３０】
2009164974.tif 000032
が得られる。これらの二つの関係式は、チルドεが式（２４）を最大化することにより得られたとき、絶対値ハットεの符号が、ベクトルバーＥｄ（チルドε）ベクトルハットＲの第一行と第二行の電力の比較により判定し得ることを示唆している。なお、「ベクトルバーＥｄ」はベクトルバーＥのダガーであることを示す。
【００４１】
言い換えると，第一行の電力が第二行の電力より大きければ、ＣＦＯの推定値は絶対値ハットεとなり、第一行の電力が第二行の電力より小さければ、ＣＦＯの推定値はマイナス絶対値ハットεとなる。一方、ＣＦＯの探索範囲がこのＣＦＯ符号検出により半減化されることは非常に価値があることである。
【００４２】
補正係数ベクトルxおよびβを得るために、受信機において既知であるショートＴＳおよびロングＴＳの周波数領域表現(ＦＤＲ)を用いる。特に、ショートＴＳのＦＤＲにおいて１２個のゼロでない要素が存在する。ショートＴＳの時間領域表現を得るため、これらの要素を次式で示す行列
【数３１】
2009164974.tif 000033
に相当する１２個の固定したサブキャリアにより変調される。但し、ｆｉＮはＮ×ＮのＩＤＦＴ行列ＦＨの（ｉ＋１）番目の列ベクトルを示す。このとき、Ｓｔを主対角要素がこれらの要素から構成された対角行列とする。
【００４３】
同様に、ロングＴＳのＦＤＲである要素を時間領域表現し、ＳＴを主対角要素をこれらの要素から構成された対角行列とする。一般性を失うことなく、図４で「Ｐ  ｓａｍｐｌｅ」で示されているショートＴＳの最後尾の４個のパイロットシンボルとロングＴＳの最前段のパイロットシンボルを用いられるが、明らかにそれらは異なった二種類のＯＦＤＭシンボルである。
【００４４】
このとき、受信したｔ７の第１番目のサンプルであるバーｒ（１）の実部および虚部をそれぞれバーｒＩ（１）およびバーｒＱ（１）とし、
【数３２】
2009164974.tif 000034
【数３３】
2009164974.tif 000035
を定義すると共に，ロングＴＳにおける最初のパイロットシンボルに対するベクトルｒＴ，ＩおよびベクトルＲＴ，Ｑを用いれば、チャネルがプリアンブル区間内で不変、かつ、Ｉ／Ｑ不均衡が補正されるものとすると、次式の関係式が得られる。
【００４５】
【数３４】
2009164974.tif 000036
但し，
【数３５】
2009164974.tif 000037
【数３６】
2009164974.tif 000038
ここに、
【数３７】
2009164974.tif 000039
【００４６】
上式において、Ｐは一定でｔ７とＴ１のサンプル遅延を示す。このとき、ベクトルＺｔ、Ｉ、ベクトルＺｔ、Ｑ、ベクトルＺＴ、Ｉ、ベクトルＺＴ、ＱをベクトルＺｔ、および、ベクトルＺＴの実部および虚部とし、線形最小二乗手法を用いれば、式（３０）より、最適値が次式で得られる。
【数３８】
2009164974.tif 000040
但し，
【数３９】
2009164974.tif 000041
【数４０】
2009164974.tif 000042
【００４７】
ベクトルＳｔとベクトルＳＴは等しくないことから、ベクトルバーＡおよびベクトルバーＢはＣＦＯ値が零であってもフルランクとなり、ＣＦＯ値に対してロバストな解法となる。
【００４８】
＜シミュレーション結果＞
実施したＯＦＤＭシステムは、３６ＭｂｐｓモードのＩＥＥＥ  ８０２．１１ａ  ＷＬＡＮ標準とした。周波数選択性フェジングチャネルとしては、指数減衰するパワープロフィールを有する３パスからなるものとすした。Ｉ／Ｑ不均衡としては，非特許文献（２）で示された  α＝１ｄＢ、φ＝５°、ベクトルｇＩは（１，０，１）の転置行列およびベクトルｇＱは（０，１，１）の転置行列の過酷な条件を想定している。εの探索範囲は，プラスマイナス３０  ｐｐｍ  ＬＯを考察対象としていることから（−０．４８，０．４８）の範囲とする。また、補正フィルタ長としては、Ｌｘ＝５とする。
【００４９】
本発明の補正方法を、非特許文献（２）の補正方法と比較した。その際、ショートＴＳにおける４個のパイロットシンボルおよびロングＴＳにおける１個のパイロットシンボルが用いられた。
【００５０】
図５は、正規化ＣＦＯの平均２乗誤差Ｅ（（ε−ハットε）２）のＳＮＲに対する特性を比較したものである。「Ｘｉｎｇ」は非特許文献２の手法によるもので、「Ｅｎｈａｎｃｅｄ」はそれを修正した場合のものである。同図より、ＣＦＯ符号検出器によりＣＦＯ符号の曖昧性が除去され、良好な特性が得られていることが分かる。
【００５１】
更に、図６には全体の特性を評価するために、ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示した。特許文献２の補正方法（「Ｅｎｈａｎｃｅｄ」）では、ＣＦＯ符号の曖昧性のために良好な特性が得られないことが分かる。また、特許文献２の補正方法は、かなり特性が改善されているものの、零ＣＦＯにおいては良好な特性が得られない。一方、本発明の補正方法（「Ｐｒｏｐｏｓｅｄ」）では、種々のＣＦＯおよびＩ／Ｑ不均衡に対しても良好な特性が得られていることが分かる。
【００５２】
以上のことより本発明の補正方法は、ＩＥＥＥ  ８０２．１１ａ  ＷＬＡＮにおけるＣＦＯおよびＩ／Ｑインバランスの有効な補正手法を提案している。修正周期パイロットを用いる補正手法を周期パイロットの場合に対して解析し、その結果、ＣＦＯ推定における符号判定の曖昧性およびゼロＣＦＯの補正問題に対処する手法の必要性を示した。本発明の補正方法では、修正周期パイロットを用いる補正手法を拡張し、ＣＦＯの補正精度が高めると共に、ＣＦＯ値に対しロバストなＩ／Ｑ不均衡補正手法を提案した。そして、ＩＥＥＥ  ８０２．１１ａ  ＷＬＡＮのプリアンブルの特徴を利用し、種々のＣＦＯおよびＩ／Ｑ不均衡に対しても良好な特性が得られることを計算機シミュレーションにより実証した。
【００５３】
＜バーＪ（−チルドε）＝バーＪ（チルドε）の証明＞
（２４）式を次式のように書き直す。
【数４１】
2009164974.tif 000043
【数４２】
2009164974.tif 000044
【００５４】
上式において、ｑ＝ベクトルバーｄＨ（チルドε）ベクトルバーｄ＊（チルドε）はスカラーである。（３８）式よりベクトルばーｄ（チルドε）をベクトルバーｄ＊（チルドε）に置き換えても、ベクトルＧ（チルドε）は不変である。従って、ベクトルバーｄ（−チルドε）＝ベクトルバーｄ＊（チルドε）より、ベクトルＧ（−チルドε）＝ベクトルＧ（チルドε）となり、結果的にバーＪ（−チルドε）＝バーＪ（チルドε）となる。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
本発明は、ＯＦＤＭ方式の通信方法およびそれを実現するための送信機および受信機に対して利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】Ｉ／Ｑインバランスが生じる時のダイレクトコンバージョン方式の受信機のモデルを示す図である。
【図２】従来のパイロット信号の構成を示す図である。
【図３】Ｉ／ＱインバランスとＣＦＯを補正する回路構成を示す図である。
【図４】ＩＥＥＥ  ８０２．１１ａＷＬＡＮのデータ構成を示す図である。
【図５】ＣＦＯとＳＮＲの関係をシミュレートした結果を示す図である。
【図６】ＢＥＲとＳＮＲの関係をシミュレートした結果を示す図である。
【図１】
2009164974.tif 000045
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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