(57)【要約】【課題】全地球的航法衛星システム（ＧＮＳＳ）衛星からブロードキャストされる信号を取得するためのシステムおよび方法を提供する。【解決手段】本受信機は、信号を受信するように構成された第１の構成要素８４と、受信信号はＧＮＳＳ衛星からブロードキャストされる少なくとも１つの信号を含み、受信信号に、複数の相対時間オフセットにて局部符号レプリカを乗算し、信号を単一の局部発振器を用いてダウンコンバートし、フィルタリングし、サンプル周波数をデシメートするように構成された第２の構成要素９０、各信号に対して、信号パワーメトリックを決定し、周波数オフセットを推定する第３の構成要素９４と、ＧＮＳＳ衛星からブロードキャストされた信号の存在を検出し、決定された信号パワーメトリックおよび推定された周波数オフセットに基づいて、検出された信号の符号および周波数オフセットの初期推定値を取得する第４の構成要素９６と、を備える【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
全地球的航法衛星システム（ＧＮＳＳ）衛星からブロードキャストされる少なくとも１つの信号を取得するための全地球的航法衛星システム受信機であって、
信号を受信するように構成された第１の構成要素（８４）と、前記受信信号はＧＮＳＳ衛星からブロードキャストされる少なくとも１つの信号を含み、
受信信号に、複数の相対時間オフセットにて局部符号レプリカを乗算し、前記信号を単一の局部発振器を用いてダウンコンバートし、前記ダウンコンバートされた信号をフィルタリングし、前記フィルタリングされた信号のサンプル周波数をデシメートするように構成された第２の構成要素（９０）と、
前記フィルタリングされダウンコンバートされた信号のそれぞれに対して、信号パワーメトリックを決定し、周波数オフセットを推定するように構成された第３の構成要素（９４）と、
ＧＮＳＳ衛星からブロードキャストされた信号の存在を検出し、前記決定された信号パワーメトリックおよび推定された周波数オフセットに基づいて、前記検出された信号の符号および周波数オフセットの初期推定値を取得するように構成された第４の構成要素（９６）と
を備える受信機。
【請求項２】
前記第２の構成要素は、少なくとも１つのカスケード積分器くし形（ＣＩＣ）フィルタを備え、前記フィルタリングされダウンコンバートされた信号は、同相および直交位相信号を含み、前記第３の構成要素は、前記同相および直交位相信号に基づいて振幅または振幅の２乗の少なくとも１つ、および位相信号を発生するように構成された直交座標から極座標への変換構成要素を備え、前記第３の構成要素は、到来する同相および直交位相信号を複素数サンプルの実数部および虚数部として表し、極座標への変換の前に現在の複素数サンプルおよび遅延された複素数サンプルの複素乗算を行うように構成され、前記現在の複素数サンプルおよび遅延された複素数サンプルの１つは複素共役化され、次いで前記第３の構成要素は前記複素乗算から得られる平均化された実数および虚数成分に基づいて、パワーメトリックおよび周波数推定値を決定する、請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
全地球的航法衛星システム（ＧＮＳＳ）衛星からブロードキャストされる少なくとも１つの信号を取得するための全地球的航法衛星システム受信方法であって、
信号を受信するステップと、前記受信信号はＧＮＳＳ衛星からブロードキャストされる少なくとも１つの信号を含み、
受信信号に、複数の相対時間オフセットにて局部符号レプリカを乗算するステップと、
前記受信信号を単一の局部発振器を用いてダウンコンバートするステップと、
前記ダウンコンバートされた信号をフィルタリングするステップと、
前記フィルタリングされた信号のサンプル周波数をデシメートするステップと、
前記デシメートされた信号のそれぞれに対して、信号パワーメトリックおよび周波数オフセットを決定するステップと、
ＧＮＳＳ衛星からブロードキャストされた信号の存在を検出し、前記決定された信号パワーメトリックおよび推定された周波数オフセットに基づいて、前記ブロードキャストされた信号の符号および周波数オフセットの初期推定値を取得するステップと、を含み、
前記第２の構成要素は、少なくとも１つのカスケード積分器くし形（ＣＩＣ）フィルタを備え、
前記フィルタリングされダウンコンバートされた信号は、同相および直交位相信号を含み、前記決定するステップは、前記同相および直交位相信号を直交座標から極座標へ変換し、それにより振幅および位相信号を発生するステップを含み、
前記決定するステップは、同相および直交位相成分を複素数サンプルの実数部および虚数部として表すステップと、極座標への変換の前に現在の複素数サンプルおよび遅延された複素数サンプルの複素乗算を行うステップを含み、前記現在の複素数サンプルおよび遅延された複素数サンプルの１つは複素共役化され、次いで、前記複素乗算から得られる平均化された実数および虚数成分に基づいて、パワーメトリックおよび周波数推定値を決定するステップとを含む、
方法。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
全地球的航法衛星システム（ＧＮＳＳ）（たとえばＧＰＳおよびガリレオ）において、信号は、衛星から符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）を用いてブロードキャストされ、各衛星からの信号は、一意の擬似ランダム符号（拡散符号）によって識別される。受信機では、すべての衛星からの重なり合う信号は、受信機の位置を求めるために処理される。この処理は、まず信号の存在をサーチし、基準クロックに対するその周波数オフセットおよび符号オフセットを推定し（取得）、次いで推定を精密化し、受信データを復調し、位置を求める（追跡）ことを含む。取得および追跡は共に、受信信号と、擬似ランダム符号の局部的に発生されるものとで、積分期間にわたって相関をとることを含む。
【０００２】
拡散スペクトル方式においては、取得は、通常２つの次元（周波数と時間）にわたるサーチを必要とするので難しい。たとえば、空への視界が限られるため（屋内のナビゲーション）、または強い干渉が存在するためなどにより信号対雑音比が大きく悪化する状況では、さらに複雑になる。一部のケースでは、所望の信号の等価な悪化は２０ｄＢに達する。
【０００３】
２次元サーチプロセスにおけるサーチグリッドの密度は、拡散符号長と積分期間で与えられる。時間領域での分解能は、通常、拡散シーケンスの０．５チップ期間、周波数領域では相関前帯域幅の０．５倍であり、ここで相関前帯域幅は積分期間に反比例する。たとえば、ＧＰＳ  Ｃ／Ａ信号は、１．０２３ＭＨｚ（期間当たり１０２３チップ）で発生される１ｍｓの長さの拡散符号を用いる。１ｍｓの積分時間（すなわち、１ｋＨｚの相関前帯域幅）および±５ｋＨｚの周波数不確定性の場合、ビンの典型的な数は、周波数領域では２０、時間領域では２０４６であり、すなわち、合計４０，０００セルを超える。屋外では各セルの評価に１ミリ秒かかり、屋内では信号強度が弱くなるので各セルに１００ミリ秒かかり得る。この結果、サーチ時間は単一の相関器上で屋外では４０秒、屋内では４０００秒となる。
【０００４】
この問題は従来、周波数領域では、しばしば高速フーリエ変換に基づく処理により、または時間領域における類似を用いて相関器の（しばしば大規模の）バンクを使用して対処されている。しかし、このような手法は、速度および／またはハードウェアの複雑さの点からハードウェアに追加の要件を課し、その結果コストおよび電力消費が増大する。
【０００５】
弱い信号の検出は、基準クロック安定性、およびシステムの動特性（最大速度、加速度）などの要因によって制限される。最善の技法では、弱い信号を検出する必要がある場合は、より長いコヒーレント積分時間が用いられるべきである。一方、コヒーレント積分時間が増加するにつれて、検出前帯域幅は減少する。したがって周波数に対する、より精密なサーチ分解能が必要になり、クロック安定性の要件は、より厳密になる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
サーチ分解能およびクロック安定性の要件を妥当な低さに保ちながら、弱い信号を検出するために、いくつかの次善の方法を用いることができる。従来技法は、限られたコヒーレント積分時間を用い、多数の後続のコヒーレント積分の結果を非コヒーレント的に加算することである。ここで「非コヒーレント和」という用語は、通常、振幅の和を意味する。本発明は、取得時間およびハードウェア資源の点から利点をもたらすことができる、代替の次善の方法について述べる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、全地球的航法衛星システム（ＧＮＳＳ）信号を取得するためのシステムおよび方法を提供する。
到来信号は、時間シフトされた拡散符号レプリカと乗算され、ゼロ（または非常に低い）公称周波数に変換される。周波数変換と符号乗算は、任意の順序で行うことができる。変換された信号は、フィルタリングされ、大幅にダウンサンプリングされる。次いで、到来信号に対する局部符号レプリカのアラインメントのレベルを表す信号パワーメトリック、および周波数オフセットが決定される。これは複数のスライスにわたって行われ、各スライスは１つの符号オフセットに対するパワーメトリックおよび周波数推定値を供給する。高速な取得は、多数のスライスの並列連接によって達成される。
【０００８】
取得および追跡制御ユニットは、複数の取得スライスからのパワーメトリック出力を用いて、到来信号に対する局部符号レプリカの最適アラインメントを決定する。特定の取得スライスの出力にてパワーメトリックのピークが決定されると、関係する符号および周波数オフセットが捕捉され、追跡ユニットに初期条件として供給される。
【０００９】
本発明の好ましい実施形態および代替実施形態について、以下の図面を参照して以下に詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施形態による、全地球的航法衛星システム（ＧＮＳＳ）信号を取得するシステムおよび方法を示す概略図である。
【図２】本発明の実施形態による、全地球的航法衛星システム（ＧＮＳＳ）信号を取得するシステムおよび方法を示す概略図である。
【図３】本発明の実施形態による、全地球的航法衛星システム（ＧＮＳＳ）信号を取得するシステムおよび方法を示す概略図である。
【図４】本発明の実施形態による、全地球的航法衛星システム（ＧＮＳＳ）信号を取得するシステムおよび方法を示す概略図である。
【図５】本発明の実施形態による、全地球的航法衛星システム（ＧＮＳＳ）信号を取得するシステムおよび方法を示す概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
図１は、本発明の一実施形態により全地球的航法衛星システム（ＧＮＳＳ）から受け取った信号を効率的に取得する、例示のシステム８０を示す。システム８０は、符号乗算および周波数ダウンコンバージョン・ユニット８４、符号発生構成要素８６、局部発振器（ＬＯ）８８、フィルタおよびダウンサンプル構成要素９０、および信号パワーメトリックおよび周波数オフセット推定器９４を含む。
【００１２】
符号乗算および周波数ダウンコンバージョン・ユニット８４は、アンテナおよびフロントエンド受信機構成要素（図示せず）を通じてＧＮＳＳから信号を受け取り、符号発生構成要素８６から受け取った拡散符号と、ＬＯ８８によって発生されるただ１つの単一周波数信号とに基づいて、局部符号レプリカと到来信号の間の様々な相対時間シフトを表す複数のダウンコンバートされた中間周波数（ＩＦ）信号を発生する。
【００１３】
フィルタおよびダウンサンプル構成要素９０は、符号乗算および周波数ダウンコンバージョン・ユニット８４から出力される信号のサンプル周波数（ｆ＊）をさらに減少（デシメート）させる。後に説明するように、フィルタおよびダウンサンプル構成要素９０ではまた、フィルタリングが生ずる。信号パワーメトリックおよび周波数オフセット推定器９４は、フィルタおよびダウンサンプル構成要素９０の出力を受け取り、その受信信号の信号パワーメトリック値および、周波数オフセット推定値の両方を発生する。推定器９４は、時間が変化された拡散符号のそれぞれに基づいて、信号パワーメトリックおよび周波数オフセットの推定を行う。推定器９４の出力は、取得および追跡コントローラ９６へ送られ、コントローラ９６は、推定器９４の出力を用いて信号の存在の検出、そのパラメータの推定、および追跡の初期化を行う。
【００１４】
ダウンコンバージョン・ユニット８４、符号発生構成要素８６、ＬＯ８８、ならびにフィルタおよびダウンサンプル構成要素９０によって行われる機能は、従来技術ではＬＯ８８が、受信され得るＧＮＳＳ信号の可能な周波数の予め定義された推定に基づいて、ある周波数の範囲にわたって、あるΔｆのステップを有する複数の周波数を生成するという点を除いて、従来技術によって行われる。また、本発明では、フィルタおよびダウンサンプル構成要素９０は、行われる機能は従来技術で知られているが、従来技術には見られないハードウェア構成要素を用いて実装される。
【００１５】
図２は、図１に示されるシステム８０のより詳細な実施例を示す。例示のシステム８０は、前処理されたＩＦ信号を受け取る、ハードウェア構成要素の複数のスライスを含む。この実施形態では、スライスのそれぞれにわたって時間遅延拡散符号を供給するのに、単一の符号発生構成要素８６を用いることができる。符号発生構成要素８６は、符号発生器１４０、符号クロック１４２、およびシフトレジスタ１４４を含む。符号発生器１４０は、取得および追跡コントローラ９６からの入力情報と、符号クロック１４２からのクロック信号に基づいて、拡散符号を発生する。符号発生器１４０の出力は、シフトレジスタ１４４に送られ、シフトレジスタ１４４は、各スライスに拡散符号の時間遅延受渡しを行う。別法として、符号発生器８６からは単一の符号のみを出力することができ、時間遅延された到来信号のサンプルを複数のスライスに受渡しするように、前処理されたＩＦ入力に、シフトレジスタ１４４を配置することができる。それぞれのスライス内では、符号乗算および周波数ダウンコンバージョン・ユニット８４は、第１の乗算器１５０にて拡散符号を受け取り、乗算器１５０は、それに前処理されたＩＦ信号を乗算する。ＬＯ８８は、局部発振器１５６と、位相遅延構成要素１６０とを含む。局部発振器８８は、Ｉ信号およびＱ信号を生成し、これらは、乗算器１５０から出力される信号の周波数ダウンコンバージョンを行うために、ダウンコンバージョン・ユニット８４内の乗算器１５８および１６２に送られる。
【００１６】
ダウンコンバージョン・ユニット８４からのＩ信号およびＱ信号は、フィルタおよびダウンサンプル構成要素９０のカスケード積分器くし形（ＣＩＣ）フィルタ９０−１および９０−２に供給される。ＣＩＣフィルタ９０−１および９０−２は、さらにダウンサンプリングおよびフィルタリングを行う。ＣＩＣフィルタの代わりに、他のハードウェアデバイスを用いてもよい。
【００１７】
ここに述べる取得方法の主要な利点の１つは、比較的低速な拡散符号（ＧＰＳおよびガリレオＬ１用に計画されたＧＰＳ  Ｃ／ＡおよびＢＯＣ（１，１））に対して、固定のＬＯ１５６が使用できることである。最も容易で、最も経済的なハードウェア実装は、サンプリング周波数ｆ＊の１／４で動作するＬＯを用いたものである。しかし、高速な拡散符号（ＧＰＳ軍用Ｐコード、ならびにＧＰＳおよびガリレオＬ５用に計画された符号）に対しては、ドップラーおよび局部クロック誤差によって引き起こされる受信符合ドリフトによって、積分時間が制限されることが留意されなければならない。したがって、敏感な取得（長い積分時間）に対しては、少なくとも符号クロック、およびオプションとして、局部レプリカを発生するために用いられる局部発振器は、調整可能でなければならず、本明細書で述べる方法によって評価される周波数ビンのサイズは、適当な数の周波数オフセットでのレプリカの発生によって制限されなければならない。このようにして、この方法は従来技法と同様になるが、たとえば、場合によっては周波数推定の精度が改善されるなど、一部の実装においては依然として有利になり得る。また、評価される周波数ビンの数は、従来の方法よりも依然として大幅に少ない。また、ほとんどの用途において、高速符号（Ｌ５）を独立に取得することは、Ｌ１の取得から得られる結果によって補助され得るので、不要となることが期待できる。
【００１８】
符号乗算および周波数ダウンコンバージョンは、いずれの順序でも行うことができる。また、入力信号は、外部的にアナログ直交ミキサによってゼロＩＦにダウンコンバートすることができ、すなわちゼロＩＦへの変換は、受信機フロントエンドの一部として行うことができる。
【００１９】
図３および４は、信号パワーメトリックおよび周波数オフセット推定器９４に対する２つの異なる実施形態を示す。図３に示されるように、推定器２００は、ＣＩＣの９０−１および９０−２（図２）から、同相信号Ｉと直交位相信号Ｑの組合せを受け取る。受け取った組合せ信号は、乗算器２１０に加えられ、遅延デバイス２０６によって遅延され複素共役構成要素２０８によって処理された同じ信号が乗算され、これらの動作は当業者には知られている。
【００２０】
ＩΔおよびＱΔは、乗算器２１０から出力され、平均化構成要素２１４に送られる。例示の平均化構成要素は、積分およびダンプ（Ｉ＆Ｄ）デバイスである。次いで、構成要素２１４の出力（Ａｖｇ（ＩΔ）＋ｊＡｖｇ（ＱΔ））はデバイス２２０に供給され、デバイス２２０は、直交座標から極座標への変換を行って振幅成分（信号パワーメトリック）と位相成分（周波数オフセット推定値）を生成する。直交座標から極座標への変換を行う例示のアルゴリズムは、座標回転デジタルコンピュータ（ＣＯＲＤＩＣ）アルゴリズムである。他の変換アルゴリズムを用いることもできる。次いで、振幅および位相成分は、取得および追跡コントローラ９６に送られる。直交座標から極座標への変換デバイス２２０は、以下の実施形態により信号パワーメトリック（振幅）を発生する。
【００２１】
入力信号：
【００２２】
【数１】
2009258107.tif 000003
【００２３】
乗算後：
【００２４】
【数２】
2009258107.tif 000004
【００２５】
パワーメトリック：
【００２６】
【数３】
2009258107.tif 000005
【００２７】
ただし、ｊは虚数単位であり、ｓｋは、時間ｋ／ｆｓにてＣＩＣフィルタ９０−１および９０−２から来るＩ成分およびＱ成分を表す複素数である（ｆｓはＣＩＣフィルタの出力でのサンプル周波数である）。
【００２８】
Ａは、高調波信号（存在する場合）の振幅であり、信号が無い場合は０となる。
特定のハードウェア実装によっては、振幅の２乗（Ａ２）を用いることも有利となり得る。
【００２９】
直交座標から極座標への変換デバイス２２０は、位相を次のように発生する。
周波数は、平均化されたＩΔおよびＱΔの角度から直接推定される。
【００３０】
【数４】
2009258107.tif 000006
【００３１】
ただし、ｆｓは、（乗算器２１０の入力での）サンプリング周波数である。
推定が偏りを受けるのを避けるために、乗算器２１０の入力での付加的ノイズは、白色である必要があり、すなわち、連続するサンプルは互いに独立であることが必要である。この条件は、くし形セクション内で単一の遅延を有するＣＩＣフィルタが用いられる場合は十分に満足され、追加の平滑化は適用されない。
【００３２】
図４は、図１および２に示されるような信号パワーメトリックおよび周波数オフセット推定器９４の代替実施形態を示す。例示の推定器２５０は、ＣＩＣ９０−１、９０−２からＩ信号およびＱ信号を、オプションのフィルタリング構成要素２５６および２５８内に受け取る。一実施例は、移動平均フィルタリング（Ｎ個の連続するサンプルの和をとり、オプションとしてＮで除算する）であるが、一般には他の任意のデジタルフィルタを適用することができる。最大感度を実現するためには、付加的ノイズをできるだけフィルタリングで除去する必要がある。特定の実装によっては、位相のモジュロ演算は、２ｆＩＦＭＡＸ（ナイキストのサンプリング定理）よりも大幅に高いサンプリング周波数が必要になり得る。この場合は、追加のフィルタリング（平滑化）が適用される。これは、ＣＩＣのくし形セクションでの１より多いサンプル遅延、または構成要素２５６内での追加のフィルタリングによって実現することができる。直交座標から極座標への変換デバイス２６０は、受け取ったＩ信号およびＱ信号から、振幅および位相値を発生する。直交座標から極座標への変換は、たとえばＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いて達成することができる。出力された位相値（φ）は、組合せ器２６６にて、遅延デバイス２６４によって遅延された位相から減算される。次に、組合せ器２６６の出力は、位相値の平滑化を行ってデルタ位相（Δφ）を生成するために、位相アンラップ構成要素２６８に通される。位相アンラップ構成要素２６８から出力されたΔφは、Ｉ＆Ｄ（平均化）構成要素２７０に送られる。次いで、平均化された出力Ａｖｇ（Δφ）は、以下の式に従って周波数オフセット推定値を発生するために、オプションのスケーリングデバイス２７４に送られる。
【００３３】
【数５】
2009258107.tif 000007
【００３４】
Δφはまた、分散推定器２８２に送られ、分散推定器２８２は、予め定義されたオプションに応じて、位相増加分散値（ｖａｒ（Δφ））、または位相増加値の修正型２次モーメント（ｖａｒｍｏｄ（Δφ））を生成する。電力弁別器２８４は、Ｉ＆Ｄデバイス２８０からの平均化された振幅値（Ａｖｇ（Ａ））と、分散推定器２８２の出力の１つとを受け取って信号パワーメトリック値を決定する。以下の電力弁別器のオプションを参照されたい。
【００３５】
オプション１：
【００３６】
【数６】
2009258107.tif 000008
【００３７】
オプション２：
【００３８】
【数７】
2009258107.tif 000009
【００３９】
ただし、ｖａｒｍｏｄ（ｘ）＝Ａｖｇ（｜ｘ−Ａｖｇ（ｘ）｜）
オプション３（図示せず）：強い信号に対しては、弁別器入力のうちの１つだけが用いられる。
【００４０】
オプション４（図示せず）：弱い信号の検出を補助するために、これらのいずれのメトリックも、図３に示されるものと組み合わせて用いることができる。
本発明は、ガリレオおよび最新型のＧＰＳシステムで用いられるデータおよびパイロットチャネルを利用することができる。各データおよびパイロットチャネルは、異なる拡散符号を用いるが、同じ搬送波上に変調される。したがって、データおよびパイロットチャネルは、様々なレベルで組み合わせることができる。すべてのオプションのうち、図３および４に示される積分およびダンプ（Ｉ＆Ｄ）ブロックの入力にて、データおよびパイロットメトリックを組み合わせるのが最も妥当と考えられる。
【００４１】
図３：
ＩΔ＝ＩΔ，Ｐｉｌｏｔ＋ＩΔ，Ｄａｔａ、ＱΔ＝ＱΔ，Ｐｉｌｏｔ＋ＱΔ，Ｄａｔａ
図４：
Δφ＝ΔφＤａｔａ＋ΔφＰｉｌｏｔ、Ａ＝ＡＰｉｌｏｔ＋ＡＤａｔａ
図５は、取得および追跡コントローラ９６によって行われる、例示のプロセス３００を示す。まずブロック３１０では、すべてのスライスからの振幅／パワーメトリックが、所定の閾値と比較され、最終的には互いに比較されて、潜在的な信号の存在を判定する。ブロック３１０の具体的な実装は様々なものとなり得るが、相関ピークサーチのための標準の取得方法で用いられるものと同様な方法を用いることができる。特定のスライスの出力でピークが明確に検出された場合は（判断ブロック３１６）、コントローラは、標準の取得の精密化（位相ロックループおよび遅延ロックループでの精密な搬送波と符号の同期、ビット同期、およびフレーム同期−ブロック３１２）、ならびに追跡ユニット９６で行われる追跡へ進む。ピークが検出されたスライスに対応する符号オフセットおよび粗い周波数オフセット推定値は、この後続プロセスの初期条件として用いられる。特定のスライスの出力でピークが検出されなかった場合は（判断ブロック３１６）、コントローラは新しい符号遅延ビン、または新しい衛星を選択する（ブロック３２０）。
【００４２】
本発明は、アナログ−デジタル変換後の処理、すなわち、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）または特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）などのデジタルハードウェア内の処理について述べている。
【符号の説明】
【００４３】
８０  システム
８４  符号乗算および周波数ダウンコンバージョン・ユニット
８６  符号発生構成要素
８８  局部発振器（ＬＯ）
９０  フィルタおよびダウンサンプル構成要素
９４  信号パワーメトリックおよび周波数オフセット推定器
９６  取得および追跡コントローラ
１４０  符号発生器
１４２  符号クロック
１４４  シフトレジスタ
１５６  局部発振器（ＬＯ）
１６０  位相遅延構成要素
２００  推定器
２０６  遅延デバイス
２０８  複素共役構成要素
２１４  平均化構成要素
２２０  直交座標から極座標への変換デバイス
２５０  推定器
２５６  オプションのフィルタリング構成要素
２５８  オプションのフィルタリング構成要素
２６０  直交座標から極座標への変換デバイス
２６４  遅延デバイス
２６６  組合せ器
２６８  位相アンラップ構成要素
２７０  Ｉ＆Ｄ（平均化）構成要素
２７４  オプションのスケーリングデバイス
２８０  Ｉ＆Ｄデバイス
２８２  分散推定器
２８４  電力弁別器
３００  プロセス
【図１】
2009258107.tif 000010
【図２】
2009258107.tif 000011
【図３】
2009258107.tif 000012
【図４】
2009258107.tif 000013
【図５】
2009258107.tif 000014
【外国語明細書】
2009258107000001.pdf