(57)【要約】【課題】  直交同期検波や位相検波器を介さずに、測定すべき正弦波信号の振幅と位相を標本化処理のみによって検出する方法を提供する。【解決手段】  標本化信号で被測定正弦波信号を標本化する。得られた標本を□、△、■、▲とし、■、▲の極性を反転する。□と極性反転された■を加算して奇数番目の組の平均値を求める。△と極性反転された▲を加算して偶数番目の組の平均値を求める。前記奇数番目の組の平均値及び前記偶数番目の組の平均値に基づき予め定められた演算を行うことにより、前記被測定正弦波信号の振幅と位相を算出する。前記標本化信号の周期は、前記被測定正弦波信号の１以上の奇数周期について４分の１毎に設定されているとともに、前記被測定正弦波信号と前記標本化信号は互いに位相同期関係が保持されている。【選択図】              図１
2009014432.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定正弦波信号と位相同期関係を保持する信号を標本化信号として前記被測定正弦波信号を標本化する標本化回路と、
前記標本化回路による標本をディジタル値に変換するＡ−Ｄ変換器と、
変換された前記ディジタル値の極性と絶対値を取得するとともに、前記標本化回路における標本化の順番に従って前記ディジタル値を偶数番目の組と奇数番目の組に分離する手段と、
前記偶数番目の組と前記奇数番目の組に基づき予め定められた演算を行うことにより、前記被測定正弦波信号の振幅と位相を算出する演算部とを備え、
前記標本化回路の標本化の周期は、前記被測定正弦波信号の１以上の奇数周期について４分の１毎に設定されていることを特徴とする正弦波の振幅・位相検出装置。
【請求項２】
前記演算部による演算に先立って、前記偶数番目の組と前記奇数番目の組のそれぞれについて、複数の標本値を加算する加算器を備えることを特徴とする請求項１記載の正弦波の振幅・位相検出装置。
【請求項３】
前記被測定正弦波信号を定振幅化して前記標本化回路に入力する振幅制限増幅器と、前記被測定正弦波信号の振幅を抑圧する振幅抑圧増幅器とを備え、前記振幅抑圧増幅器の出力に基づき前記被測定正弦波信号の振幅が算出されることを特徴とする請求項１記載の正弦波の振幅・位相検出装置。
【請求項４】
少なくとも２ポートをもつ被測定デバイスに入出力される信号についてポートごとに振幅・位相を検出する第１振幅・位相検出装置及び第２振幅・位相検出装置と、
前記第１振幅・位相検出装置による検出結果と第２振幅・位相検出装置による検出結果を比較する比較処理部と、
標本化信号を発生する第１発振器と、
被測定正弦波信号を発生する第２発振器と、を備え、
前記被測定正弦波信号と前記標本化信号の間では位相同期関係が保持され、
前記標本化信号の周期は、前記被測定正弦波信号の１以上の奇数周期について４分の１毎に設定され、
前記第１振幅・位相検出装置及び第２振幅・位相検出装置は、それぞれ、前記標本化信号に基づき前記被測定正弦波信号を標本化する標本化回路と、前記標本化回路による標本をディジタル値に変換するＡ−Ｄ変換器と、変換された前記ディジタル値の極性と絶対値を取得するとともに、前記標本化回路における標本化の順番に従って前記ディジタル値を偶数番目の組と奇数番目の組に分離する手段と、前記偶数番目の組と前記奇数番目の組に基づき予め定められた演算を行うことにより、前記被測定正弦波信号の振幅と位相を算出する演算部と、を備えることを特徴とする計測システム。
【請求項５】
中間周波数発振器と、
前記被測定正弦波の周波数と前記中間周波数発振器の中間周波数の和または差の周波数の信号を発生させる周波数変移部と、
少なくとも２ポートをもつ前記被測定デバイスに入出力される信号を前記周波数変移部の出力信号と混合することにより、それぞれ、中間周波信号に変換する第１周波数変換器及び第２周波数変換器と、を備え、
前記第１振幅・位相検出装置及び第２振幅・位相検出装置は、それぞれ、前記第１周波数変換器及び第２周波数変換器の出力に基づき振幅・位相を検出する、ことを特徴とする請求項４記載の計測システム。
【請求項６】
被測定デバイスの少なくとも１つのポートに接続された方向性結合器と、
前記方向性結合器から出力される信号についてそれぞれ振幅・位相を検出する第１振幅・位相検出装置及び第２振幅・位相検出装置と、
前記第１振幅・位相検出装置による検出結果と第２振幅・位相検出装置による検出結果を比較する比較処理部と、
標本化信号を発生する第１発振器と、
被測定正弦波信号を発生する第２発振器と、を備え、
前記被測定正弦波信号と前記標本化信号の間では位相同期関係が保持され、
前記標本化信号の周期は、前記被測定正弦波信号の１以上の奇数周期について４分の１毎に設定され、
前記被測定正弦波信号は、前記方向性結合器を経由して前記被測定デバイスに入力され、
前記第１振幅・位相検出装置及び第２振幅・位相検出装置は、それぞれ、前記標本化信号に基づき前記被測定正弦波信号を標本化する標本化回路と、前記標本化回路による標本をディジタル値に変換するＡ−Ｄ変換器と、変換された前記ディジタル値の極性と絶対値を取得するとともに、前記標本化回路における標本化の順番に従って前記ディジタル値を偶数番目の組と奇数番目の組に分離する手段と、前記偶数番目の組と前記奇数番目の組に基づき予め定められた演算を行うことにより、前記被測定正弦波信号の振幅と位相を算出する演算部と、を備えることを特徴とする計測システム。
【請求項７】
標本化信号で被測定正弦波信号を標本化するステップと、
得られた標本を、標本化された順番に第１標本点、第２標本点、第３標本点、第４標本点とし、第１標本点と第３標本点の組および第２標本点と第４標本点の組について、各組の一方の標本を基準にして他方の極性を反転するステップと、
第１標本点の標本値と第３標本点の標本値を加算して奇数番目の組の平均値を求めるステップと、
第２標本点の標本値と第４標本点の標本値を加算して偶数番目の組の平均値を求めるステップと、
前記奇数番目の組の平均値及び前記偶数番目の組の平均値に基づき予め定められた演算を行うことにより、前記被測定正弦波信号の振幅と位相を算出するステップと、を備え、
前記標本化信号の周期は、前記被測定正弦波信号の１以上の奇数周期について４分の１毎に設定されているとともに、前記被測定正弦波信号と前記標本化信号は互いに位相同期関係が保持されている、ことを特徴とする振幅・位相検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、正弦波形の振幅と位相の検出技術に関する。本発明は、ベクトルボルトメータによる振幅・位相の測定や、ベクトルネットワークアナライザ（以下VNAと略記）などによる伝送特性や反射特性の測定法に適用することを目的とし、同期検波や位相検波を用いない簡易な構成の振幅・位相検出方式を提供しようとするもので、対象とする周波数範囲は、原理的には低周波からマイクロ波やミリ波帯の超高周波に及ぶものである。
【背景技術】
【０００２】
正弦波の振幅・位相の測定法としては、従来ベクトルボルトメータに代表される測定器が知られている。また、通信システムにおける信号検出に関連する振幅と位相の検出には、同期検波の後に適宜の処理を行う方式が知られている。さらに、VNAに代表される回路の伝送特性の測定器などにおいても、振幅と位相の測定には直交同期検波に続く処理あるいは対数圧縮増幅器と位相検波器が用いられている。
【０００３】
直交同期検波や位相検波器は確立された技術ではあるが、直交搬送波の同期回路や直交検波回路などのやや複雑な構成の回路を必要とする。直交同期検波や位相検波（これらは一種のアナログ回路である）の後にディジタル処理を行うためには、A-D変換器も必要である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明は、4相標本化回路とそれに続くA-D変換器により被測定正弦波信号を直接ディジタル化することで、直交同期検波や位相検波を必要としない、ディジタル処理による簡易な構成の振幅・位相検出方式を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
この発明に係る正弦波の振幅・位相検出装置は、
被測定正弦波信号と位相同期関係を保持する信号を標本化信号として前記被測定正弦波信号を標本化する標本化回路と、
前記標本化回路による標本をディジタル値に変換するＡ−Ｄ変換器と、
変換された前記ディジタル値の極性と絶対値を取得するとともに、前記標本化回路における標本化の順番に従って前記ディジタル値を偶数番目の組と奇数番目の組に分離する手段と、
前記偶数番目の組と前記奇数番目の組に基づき予め定められた演算を行うことにより、前記被測定正弦波信号の振幅と位相を算出する演算部とを備え、
前記標本化回路の標本化の周期は、前記被測定正弦波信号の１以上の奇数周期について４分の１毎に設定されているものである。
【０００６】
「前記標本化回路の標本化の周期は、前記被測定正弦波信号の１以上の奇数周期について４分の１毎に設定され」について補足する。
被測定正弦波信号の１周期の場合：０、４分の１周期、４分の２周期、４分の３周期、・・・、である。これは図１の例に対応する。
被測定正弦波信号の３周期の場合：０、４分の３周期、４分の６（２分の３）周期、４分の９周期、・・・、である。
被測定正弦波信号の５周期の場合：０、４分の５周期、４分の１０（２分の５）周期、４分の１５周期、・・・、である。（以下、同様）
【０００７】
前記演算部による演算に先立って、前記偶数番目の組と前記奇数番目の組のそれぞれについて、複数の標本値を加算する加算器を備えるようにしてもよい。
【０００８】
前記被測定正弦波信号を定振幅化して前記標本化回路に入力する振幅制限増幅器と、前記被測定正弦波信号の振幅を抑圧する振幅抑圧増幅器とを備え、前記振幅抑圧増幅器の出力に基づき前記被測定正弦波信号の振幅が算出されるようにしてもよい。
【０００９】
この発明に係る計測システムは、
少なくとも２ポートをもつ被測定デバイスに入出力される信号についてポートごとに振幅・位相を検出する第１振幅・位相検出装置及び第２振幅・位相検出装置と、
前記第１振幅・位相検出装置による検出結果と第２振幅・位相検出装置による検出結果を比較する比較処理部と、
標本化信号を発生する第１発振器と、
被測定正弦波信号を発生する第２発振器と、を備え、
前記被測定正弦波信号と前記標本化信号の間では位相同期関係が保持され、
前記標本化信号の周期は、前記被測定正弦波信号の１以上の奇数周期について４分の１毎に設定され、
前記第１振幅・位相検出装置及び第２振幅・位相検出装置は、それぞれ、前記標本化信号に基づき前記被測定正弦波信号を標本化する標本化回路と、前記標本化回路による標本をディジタル値に変換するＡ−Ｄ変換器と、変換された前記ディジタル値の極性と絶対値を取得するとともに、前記標本化回路における標本化の順番に従って前記ディジタル値を偶数番目の組と奇数番目の組に分離する手段と、前記偶数番目の組と前記奇数番目の組に基づき予め定められた演算を行うことにより、前記被測定正弦波信号の振幅と位相を算出する演算部と、を備えるものである。
【００１０】
中間周波数発振器と、
前記被測定正弦波の周波数と前記中間周波数発振器の中間周波数の和または差の周波数の信号を発生させる周波数変移部と、
少なくとも２ポートをもつ前記被測定デバイスに入出力される信号を前記周波数変移部の出力信号と混合することにより、それぞれ、中間周波信号に変換する第１周波数変換器及び第２周波数変換器と、を備え、
前記第１振幅・位相検出装置及び第２振幅・位相検出装置は、それぞれ、前記第１周波数変換器及び第２周波数変換器の出力に基づき振幅・位相を検出する、ように構成してもよい。
【００１１】
この発明に係る計測システムは、
被測定デバイスの少なくとも１つのポートに接続された方向性結合器と、
前記方向性結合器から出力される信号についてそれぞれ振幅・位相を検出する第１振幅・位相検出装置及び第２振幅・位相検出装置と、
前記第１振幅・位相検出装置による検出結果と第２振幅・位相検出装置による検出結果を比較する比較処理部と、
標本化信号を発生する第１発振器と、
被測定正弦波信号を発生する第２発振器と、を備え、
前記被測定正弦波信号と前記標本化信号の間では位相同期関係が保持され、
前記標本化信号の周期は、前記被測定正弦波信号の１以上の奇数周期について４分の１毎に設定され、
前記被測定正弦波信号は、前記方向性結合器を経由して前記被測定デバイスに入力され、
前記第１振幅・位相検出装置及び第２振幅・位相検出装置は、それぞれ、前記標本化信号に基づき前記被測定正弦波信号を標本化する標本化回路と、前記標本化回路による標本をディジタル値に変換するＡ−Ｄ変換器と、変換された前記ディジタル値の極性と絶対値を取得するとともに、前記標本化回路における標本化の順番に従って前記ディジタル値を偶数番目の組と奇数番目の組に分離する手段と、前記偶数番目の組と前記奇数番目の組に基づき予め定められた演算を行うことにより、前記被測定正弦波信号の振幅と位相を算出する演算部と、を備えるものである。
【００１２】
この発明に係る振幅・位相検出方法は、
標本化信号で被測定正弦波信号を標本化するステップと、
得られた標本を、標本化された順番に第１標本点、第２標本点、第３標本点、第４標本点とし、第１標本点と第３標本点の組および第２標本点と第４標本点の組について、各組の一方の標本を基準にして他方の極性を反転するステップと、
第１標本点の標本値と第３標本点の標本値を加算して奇数番目の組の平均値を求めるステップと、
第２標本点の標本値と第４標本点の標本値を加算して偶数番目の組の平均値を求めるステップと、
前記奇数番目の組の平均値及び前記偶数番目の組の平均値に基づき予め定められた演算を行うことにより、前記被測定正弦波信号の振幅と位相を算出するステップと、を備え、
前記標本化信号の周期は、前記被測定正弦波信号の１以上の奇数周期について４分の１毎に設定されているとともに、前記被測定正弦波信号と前記標本化信号は互いに位相同期関係が保持されているものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
＜基本原理＞
図１は、本発明の実施の形態に係る振幅・位相検出方式（被測定正弦波の4相標本化）の基本原理を説明するための波形図（一例）である。図２は、本発明の実施の形態に係る振幅・位相検出方式の処理フローチャートである。
【００１４】
図１は、f(t/T)=A sin(2πt/T+π/6)  の波形（この場合はA=1）を示している。横軸は t/T （tは時間、Tは被測定正弦波の周期）で目盛ってある。
【００１５】
この被測定正弦波の周波数のちょうど4倍の繰り返し周波数をもった標本化パルスでこの被測定正弦波を標本化するものとする（図２のＳ１）。被測定正弦波の周期で正規化した標本化パルスの位相を、図1では(t/T=0、1/4、2/4、3/4、 ・・・) としている。このとき、被測定正弦波に対する標本点は□、△、■、▲ ・・・ の系列で示すようになる。以下、このような標本化を4相標本化と称する。
【００１６】
図1の場合には、□と■の組および△と▲の組に対する標本点の被測定正弦波の瞬時値（すなわち標本値）は、それぞれ A sin(π/6)、A sin(7π/6) = -A sin(π/6)、・・・および A sin(2π/3) = A cos(π/6)、A sin(5π/3) = -A sin(2π/3) = -A cos(π/6)、・・・ 等となる。□と■の組をsine系列、△と▲の組をcosine系列と呼ぶことにする。
【００１７】
これら2組の標本の系列は互いに直交した標本系列をなしている。■と▲の標本値の極性を反転させて（図２のＳ２）、四角および三角の組ごとに標本値をN(N = 2、4、6、・・・)個ずつ加算すると(図２のＳ３)、 s(N) = AN sin(π/6)およびc(N) = AN cos(π/6)となる。初期位相がπ/6でなく、たとえば7π/6の場合にはs(N)は負値となることは自明である。
【００１８】
c(N) と s(N) を互いに直交したベクトルの成分として合成すれば一つの合成ベクトルが得られる。すなわち、 c(N) と s(N) に対して、以下の（１）（２）式の演算を施すことにより被測定正弦波の振幅と位相を検出することができる（図２のＳ４）。
【００１９】
【数１】
2009014432.tif 000003
【００２０】
【数２】
2009014432.tif 000004
【００２１】
なお、θの演算においてc(N)が0に近い値になった場合（図１の曲線が左に移動して最大値が横軸の0に近づいたとき）には、式（２）に代えて、以下の式（３）の演算を施せばよい。
【００２２】
【数３】
2009014432.tif 000005
【００２３】
このようにして検出したθは、□で示した標本化パルスを基準とした被測定正弦波の位相を与えたことになる。
【００２４】
＜基本原理の標本化処理の具体化＞
以下の説明においては、いくつかの発振器から送出される信号の波形を正弦波としている。それによって駆動されるいくつかの回路では、取り扱う波形が方形波である場合がある。正弦波形から方形波形へ、またはその逆の波形変換は容易であるから、発振器が方形波形を送出する場合も含めて、以下の説明では個々の構成ブロックにおける波形変換のことについての記述は省略する。
【００２５】
図３は、上に述べた基本原理の標本化処理の1実施例を示すブロック図である。
図３において、１は周波数4fiの発振器(以下、4fi発振器と称する)である。fiは、前記基本原理における1/Tに相当する周波数である。4fi発振器１の出力は、標本化回路２と４段リングカウンタ３に送られる。４段リングカウンタは１種の分周器の作用をもつもので、この第1段の出力（図３の符号ａ）は周波数fiをもつPLL（位相同期ループ）発振器４に送られる。PLL４は４段リングカウンタ３の一つの出力信号（図３の符号ａ）に位相同期された被測定正弦波を発生する。すなわち、PLL４の出力信号の位相は４段リングカウンタ３の出力信号の位相と一定の関係をもつように調整されることになる。PLL４の出力信号は標本化回路２に加えられる。標本化回路２は、印加された正弦波を整形して発生される標本化パルスを用いてPLL４の出力の被測定正弦波を１周期につき４回標本化する。
【００２６】
標本化回路２によって標本化された出力標本は、図１に□、△、■、▲、・・・で示した標本値の系列となる。標本化回路２の出力標本系列をA-D変換器５に導き、ここでディジタル数値系列に変換する。A-D変換器5の出力のディジタル数値系列は、極性反転部6に送られる。極性反転部6は、図１において■と▲で示した標本値の極性を反転させる。４段リングカウンタ３の第３段（図３の符号c）および第４段（図３の符号ｄ）の出力信号は、極性を反転させるべき標本値に対応したタイミングを有しているので、これらの信号によって極性反転の操作を実行することができる。なお、A-D変換器５の出力ディジタル数値系列の表現が極性ビットと絶対値ビットの系列からなっている場合には、この極性反転の操作は単に極性ビットを反転するだけでよい。この場合、４段リングカウンタ３は単なる1/4分周器でよいことになる。
【００２７】
極性反転部６の出力信号は、選択部７に送られる。選択部７は４段リングカウンタ３の各段からの出力信号の制御により、極性反転部6から到来したディジタル数値系列を□ すなわち sine 系列、△ すなわち cosine 系列の2つの数値系列に分離する。sine 系列の信号と cosine 系列の数値系列は1つのベクトルの互いに直交する成分をなす。分離された数値系列のおのおのについて加算器８および９により、個別に N （N=2、 4、 8、 ・・・） 個ずつ加算し、加算結果を N で割ることにより各系列の平均化された値を得ることができる。
【００２８】
加算と除算の処理は次のようにして簡易に実行することができる。各系列の信号が2進 kビットの整数値で表現されている場合には、たとえば N=2n （nは正整数）のように選び、単純に加算結果の上位kビットを選択すればよい。この平均化処理は標本化とA-D変換の過程で生じる雑音による誤差を軽減するためのもので、不必要であれば省略することができる。
【００２９】
加算器８および９による加算結果を演算部１０に送ることにより、式（１）および（２）（又は（３））に示した演算を行うことができる。
【００３０】
なお、図３中の1点鎖線で示した回路（正弦波の振幅・位相検出装置の本体）１１は、後述の実施例でも使用される。
【００３１】
図４は、図３の回路のタイミングチャート（一例）である。
図４のグラフは、上から順番に、PLL発振器４の出力信号ｆｉ、発振器１の出力信号４ｆｉ、標本化回路２の標本化信号（パルス）、４段リングカウンタ３のａ，ｂ，ｃ，ｄ出力を示す。
【００３２】
出力信号４ｆｉは、出力信号ｆｉの４倍の周波数の信号である。これら２つの信号の間では位相同期関係が保持されている（図３の例では、４段リングカウンタ３の出力ａがＰＬＬ発振器４に入力されている）。なお、図４において、出力信号４ｆｉと出力信号ｆｉが原点で同時に０となっているが、これは一例である。本発明は、両者が同時に０とならないケースも含む。
【００３３】
図４の例では、標本化回路２は、標本化信号の立ち上がりで出力信号ｆｉをサンプリングする。なお、発振器１の出力信号４ｆｉ（正弦波）が標本化信号（パルス信号）に変換されているが、前述のように、正弦波形から方形波形へ、またはその逆の波形変換は容易であるから、波形変換のことについての記述は省略する。
【００３４】
４段リングカウンタ３の出力ａは、最初の標本化である□を識別するための信号である。同様に、出力ｂ、ｃ、ｄは△、■、▲を識別するための信号である。
【００３５】
４段リングカウンタ３の出力ａにより、そのときＡ−Ｄ変換器５から出力されているディジタル信号は□であること、すなわちsine系列のデータであることを識別することができる。
【００３６】
４段リングカウンタ３の出力ｂにより、そのときＡ−Ｄ変換器５から出力されているディジタル信号は△であること、すなわちcosine系列のデータであることを識別することができる。
【００３７】
４段リングカウンタ３の出力ｃにより、そのときＡ−Ｄ変換器５から出力されているディジタル信号は■であること、すなわちsine系列のデータであり，その極性を反転させるべきことを識別することができる。
【００３８】
４段リングカウンタ３の出力ｄにより、そのときＡ−Ｄ変換器５から出力されているディジタル信号は▲あること、すなわちcosine系列のデータであり、その極性を反転させるべきことを識別することができる。
【００３９】
なお、極性反転部６から演算部１０までの部分の処理は、ハードウエアで実行することもできるし、それらの一部分あるいは全部をソフトウエア処理により実行することもできる。また、極性反転部６と選択部７の順序は交換してもかまわない。
【００４０】
４段リングカウンタ３の出力とPLL発振器４とを互いに位相同期させる方法には、図３のような構成の他に、図５に示す構成もある。
【００４１】
図５において、１２は位相比較器(Phase Comparator PC)である。図５では、図３におけるPLL発振器４は自走発振器４に変更され、4fi発振器１をVCO（電圧制御発振器）とする。
【００４２】
図３では、４段リングカウンタ３の出力信号がPLL発振器４に入力されることで、PLL発振器４は４段リングカウンタ３の出力信号の位相と一定の関係をもつように制御されている。
【００４３】
これに対し、図５では、位相比較器１２は周波数fiの信号で動作し、位相比較器１２の出力によって4fi発振器１を制御することで、周波数fiと位相同期が成立するようにしている。すなわち、4fi発振器１、４段リングカウンタ３、位相比較器１２からなるループ回路は、ループ回路内で動作周波数は部分的に異なるが、一つのPLLを構成している。
【００４４】
なお、以下に記述する種々の実施例では、簡単のために、図５に示した構成を採用した回路を示すが、図３の形式の構成も採用できることは明らかである。
【００４５】
以下の説明においてはさらなる変形を施して、実用に供する場合の動作特性の向上を図るための実施例について述べる。
【００４６】
第1の変形は標本化周波数の低減である。被測定正弦波信号を4相標本化するにあたって、これまでの説明では標本化周波数を4fiとしていた。周波数fiが比較的小さい場合には4fiで標本化することは必ずしも実用上重大な障害にはならない。しかしながら、大きいfiの場合においても無理なく標本化およびA-D変換の動作を実行できるようにするために低い標本化周波数を選択したい場合がある。信号をそれより低い周波数で標本化するという低減標本化技術はすでにサンプリングオシロスコープで実施されている。
【００４７】
しかしながら、本発明の原理を適用するためには実質的に４相標本化が行われるように標本化周波数を設定しなければならない。これは図６に示す回路により実行することができる。図６は、図５に示した回路構成の一部を変更する実施例を示すものである。
【００４８】
図６では、4fi発振器１と標本化回路２との間に、新たに1/N分周器２０を挿入する。この場合、Nは適宜の奇数とする（標本化の周期は、周波数fiの被測定正弦波の１以上の奇数周期について４分の１毎に設定されている）。このように設定すると、周波数4fiの正弦波の4N周期につき4回の標本化が行われることになるので、周波数fiの被測定正弦波の周期に換算すると、そのN周期の期間に4点の標本化が行われることになる。
【００４９】
たとえばN=11とした場合、標本点の間隔は周波数fiの正弦波のN/4 = 2.75 周期ごととなる。この標本化過程をさらに詳しく説明する。N=3,7,11,15・・・の場合には△と▲の順序が図１の場合とは反対になり、系列の順序は□、▲、■、△、・・・となる。N=5,9,13・・・の場合には図1の場合と同じになる。したがって，N=3,7,11,15・・・の場合には、極性反転の接続を以下のようにすればよい。すなわち、図３、図５、図６および後出の図７における４段リングカウンタ３のｄ端子からの出力をｂ端子からの出力に変更する。この結果、系列の極性反転の位相は変わるが、実質的に４相標本化が実現していることに変わりはない。
【００５０】
第２の変形はダイナミックレンジのさらなる拡大の方策である。
被測定信号のS/N比はフィルタによって実用上問題とならない程度に改善することは容易であるが、A-D変換器の量子化ビット数を限りなく大きくすることはできない。量子化雑音の限界以上のダイナミックレンジを必要とする場合における変形の方法を図７に示す。図７は、図３に示した回路構成の一部を変更する実施例を示すものである。
【００５１】
図７において、PLL発振器４から標本化回路２に接続する回路を２分して、一方を振幅制限増幅器２１に接続し、他方を対数増幅器２２に接続する。
【００５２】
振幅制限増幅器２１は小振幅の入力信号対しても十分の増幅度を有し、大振幅の入力信号の場合と等しい大振幅の定振幅出力信号を送出する。したがって、標本化回路２には常に大振幅の信号が印加されることになる。したがって、A-D変換器５を常に許容最大振幅の範囲で動作させることが可能となり、量子化雑音による劣化を無視しうるようになる。
【００５３】
振幅制限増幅器２１を経た信号は一定振幅となるので、振幅情報は失われてしまう。このためA-D変換器５に続く処理は位相情報の検出のみに使われることになる。検出された位相情報は演算部１０から出力される。
【００５４】
失われた振幅情報の検出には、対数増幅器２２とそれに続くA-D変換器２３が用いられる。対数増幅器２２は振幅抑圧増幅器の代表例であって、入力信号の振幅の広いダイナミックレンジに対してほぼ入力信号の対数に比例した直流出力信号を送出する。この出力信号をA-D変換器２３によりA-D変換することにより、対数増幅器２２の入力信号の振幅情報をディジタル信号として取り出すことが可能となり、これを振幅の結果出力として送出することができる。
【００５５】
上記２つの結果出力を組み合わせることにより、図３の回路による結果出力と等価な情報をうることができる。図７の回路によれば、A-D変換器５の量子化雑音の影響から逃れられるので、位相情報のS/N比を改善することができる。
【００５６】
さらに、対数増幅器２２の系統に、適切な帯域制限フィルタや図３における加算回路８、９と同様な加算回路を導入することにより、振幅情報のS/N比を図３の構成に比して大幅に改善することもできる。
【００５７】
図７の回路によれば、図３の場合に比して、振幅と位相検出の両方について、処理可能な信号のダイナミックレンジを大幅に拡大することが可能となる。
【００５８】
＜測定器としての振幅・位相検出＞
前記の基本原理は、単にある正弦波について、その振幅の検出と標本化パルスのタイミングとの相対位相の検出を、４相標本化により実行する原理を示したものである。実際の応用においては、基準となる被測定正弦波と、それがある被測定回路あるいはシステムにより変形を受けた後の被測定正弦波との振幅比と位相差を検出することが求められる。前記の基本原理をこの目的のために適用する方法の実施例を以下に述べる。
【００５９】
図８は、前記の原理を用いてDUT（被測定デバイス）１３の伝送特性を測定する１実施例である。DUT１３はたとえばフィルタなどの電気回路である。図８では、図３中で方形の点線で囲った部分の回路１１を、２つ使用する（１１−１、１１−２）。これら２つの回路１１−１、１１−２の動作原理は、図３の場合と全く同じものである。
【００６０】
図３で説明したことからわかるように、回路１１−１の結果出力はDUT１３の入力信号の振幅と（標本化時点を基準とした）位相を与え、回路１１−２の結果出力はDUT１３の出力信号の振幅と位相を与える。したがって、上記２つの結果出力を比較処理部１４で処理することにより、DUT１３を信号が通過するときに受ける振幅の変化と位相の推移を検出することができる。この比較処理は、通常はソフトウエアの助けによりディジタル演算処理によって実行されるが、ハードウエアで実行することも可能である。
【００６１】
これまでの説明では発振器４は固定周波数fiとしてきたが、これを掃引発振器に置き換えてfiを可変とすれば、広帯域にわたってDUTの特性を測定することができる。
【００６２】
図８では、位相比較器１２が回路１１−１からの信号で動作するようになっているが、回路１１−２からの信号で動作するように構成してもよい（図９、図１０においても同様）。
また、図８では、回路１１−１と１１−２の２つを分けて配置しているが、ひとつの回路１１−１の機能を時分割的に他の回路１１−２にも共用することも可能である。
【００６３】
なお、図８ではDUT１３の伝送特性を測定する例を示しているが、反射特性を測定する場合には、DUT１３の入力側に方向性結合器を設置することで入力信号と反射信号に分離して、分離された2組の信号をそれぞれ回路１１−１と１１−２に入力すればよい。その回路例を図９に示す。
【００６４】
図８に示した構成は、比較的低い周波数帯の測定に適したものである。高い周波数帯、たとえばマイクロ波帯やミリ波帯を対象とする場合、あるいは低い周波数帯においても測定系の雑音帯域幅を小さくしたい場合には、狭帯域の中間周波数帯に周波数変換を行って振幅・位相の測定を行うことが望ましい。この場合の構成の１実施例を図１０に示す。
【００６５】
図１０において、４は周波数fiを発生させる自走発振器である。上記説明では自走発振器４は掃引発振器とする可能性を記述したが、図１０の構成では自走発振器４の周波数は一定値fiとする。この周波数は後述のように中間周波数となる。
【００６６】
１６は、DUT１３の測定対象となる周波数fsを発生させる発振器である。fsは固定周波数の発振器の場合もありうるが、一般的には掃引発振器による可変周波数である。以後１６を掃引発振器と称することにする。これは、上記説明で述べた自走発振器４の機能を掃引発振器とすることの代わりに、この機能を掃引発振器１６にもたせるためである。
【００６７】
１７は周波数変移PLLで、掃引発振器１６の出力信号（周波数はfs）と自走発振器４の出力信号（周波数はfi）を混合して、周波数fs+fiまたはfs-fiのいずれかを発生させるPLLである。どちらの周波数を用いても本発明の方式の動作原理は変わらないので、以下の説明では周波数変移PLL１７の動作は周波数fs+fiを発生させるものとする。
【００６８】
１８−１および１８−２は周波数変換器であって、それぞれ、周波数fs+fiの信号を局部発振器とし、これと周波数fsの入力信号を加えて差周波数fiの成分を取り出す機能をもつものである。このことから容易にわかるように、周波数変換器１８−１および１８−２の出力信号の周波数は、掃引発振器１６の周波数がどのように変化しても常に一定周波数fiとなる。
【００６９】
１９−１および１９−２は、中間周波帯の帯域通過フィルタおよび増幅器からなる回路である。以後、これらをIF-1およびIF-2と略記する。IF-1およびIF-2の機能により、これらの回路の入力信号レベルが非常に小さい場合においても良好なS/N比を持つ信号を出力することができる。
【００７０】
もし、ＤＵＴ１３に代えて、各種パラメータが既知である標準器（例えば、損失・移相がゼロであるもの）を使用できるのであれば、回路１１はひとつだけで済む。この場合の構成の１実施例を図１１に示す。
【００７１】
図１１において、ＤＵＴ１３に関して振幅・位相を測定し、その結果を比較処理部１４で記憶しておく。次に、ＤＵＴ１３に代えて標準器を接続して振幅・位相を測定する。その結果を、比較処理部１４で記憶していた結果と比較することで、図８の場合と同等の結果を得ることができる。順序を逆にして、最初に標準器の接続するようにしてもよい。
【００７２】
本発明は、以上の実施の形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で、種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の実施の形態に係る振幅・位相検出方式の基本原理を説明するための正弦波の4相標本化を示す波形図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る振幅・位相検出方式の処理フローチャートである。
【図３】本発明の実施の形態に係る振幅・位相検出方式を実現するための回路構成の一例を示すブロック図である。
【図４】図３の回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図５】本発明の実施の形態に係る振幅・位相検出方式を実現するための回路構成の他の例を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態に係る振幅・位相検出方式を実現するための回路構成の他の例を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施の形態に係る振幅・位相検出方式を実現するための回路構成の他の例を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態に係る振幅・位相検出方式を用いた振幅・位相検出システムの回路構成の一例を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施の形態に係る振幅・位相検出方式を用いた振幅・位相検出システムの回路構成の他の例を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施の形態に係る振幅・位相検出方式を用いた振幅・位相検出システムの回路構成の他の例を示すブロック図である。
【図１１】本発明の実施の形態に係る振幅・位相検出方式を用いた振幅・位相検出システムの回路構成の他の例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００７４】
１    4fi発振器
２    標本化回路
３    ４段リングカウンタ
４    fi発振器
５    Ａ−Ｄ変換器
６    極性反転部
７    選択部
８，９  加算器
１０    演算部
１１    回路（正弦波の振幅・位相検出装置の本体）
１２    位相比較器(Phase Comparator PC)
１３    DUT（被測定デバイス）
１４    比較処理部
１５    方向性結合器
１６    fs発振器（掃引発振器）
１７    周波数変移部（周波数変移PLL）
１８    周波数変換器
１９    中間周波帯の帯域通過フィルタおよび増幅器からなる回路（ＩＦ）
２０    1/N分周器
２１    振幅制限増幅器
２２    対数増幅器
２３    Ａ−Ｄ変換器
□  sine系列の標本点（第１標本点）：標本系列の奇数番目の組
△  cosine系列の標本点（第２標本点）：標本系列の偶数番目の組
■  sine系列の標本点（第３標本点）：標本系列の奇数番目の組
▲  cosine系列の標本点（第４標本点）：標本系列の偶数番目の組
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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