(57)【要約】【課題】保護回路を別途設けることなく過大な入力電圧に対して負荷を保護することができるとともに負荷変動による効率低下も抑制可能なスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】過大な入力電圧が印加されると制御手段（比較回路１及び駆動回路２）がスイッチング停止期間Ｔoffの比率を高くして直流出力電圧Ｖdcを低下させるので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングが実質的に停止して負荷Ｌを過電圧から保護することができる。さらに、スイッチング動作期間Ｔonとスイッチング停止期間Ｔoffの比率変化で直流出力電圧Ｖdcを一定値となるように制御するので、従来例のようにスイッチング周波数の制御と間欠スイッチング制御とを切り換える場合に比較して効率の低下を抑えることができる。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスと、トランスの１次巻線とともに共振回路を形成するコンデンサと、トランスの１次巻線に流れる電流を断続する１乃至複数のスイッチング素子と、トランスの２次側に生じる交流出力を整流平滑する整流平滑手段と、整流平滑手段で整流平滑された直流出力が所望の一定値となるようにスイッチング素子のスイッチングを制御する制御手段とを備えたスイッチング電源装置であって、
制御手段は、スイッチングを行うスイッチング動作期間とスイッチングを停止するスイッチング停止期間との比率を変化させることによって直流出力を所望の一定値となるように制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
制御手段は、直流出力を所定の目標値と比較し、直流出力が目標値を上回ったときに停止信号を出力するとともに直流出力が目標値を下回ったときに開始信号を出力する比較回路と、比較回路から開始信号が出力されたときにスイッチング素子のスイッチング動作期間を開始するとともに比較回路から停止信号が出力されたときにスイッチング素子のスイッチング停止期間を開始する駆動回路とを有することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
トランスの１次側に入力される入力電圧を検出し、検出した入力電圧に応じて、入力電圧が相対的に低いときはスイッチング周波数を低下させ、入力電圧が相対的に高いときはスイッチング周波数を上昇させるスイッチング周波数調整手段を備えたことを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
制御手段は、スイッチング素子がオフしたタイミングで前記スイッチング停止期間を開始することを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
整流平滑手段の出力側に直流出力を昇圧する昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを接続したことを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
制御手段は、スイッチング動作期間が所定時間以上継続した場合にスイッチング停止期間に切り替えることを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
制御手段は、スイッチング動作期間が第１の所定時間以上継続してスイッチング停止期間に切り替えた後、第２の所定時間が経過したらスイッチング動作期間に再度切り替えることを特徴とする請求項６記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のスイッチング電源装置として、図５に示すものがある（特許文献１参照）。この従来装置は、交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢ及び平滑コンデンサＣ０によって整流平滑してなる直流電源から所望の直流電圧を作成するものであって、電界効果トランジスタからなり平滑コンデンサＣ０の両端間に直列接続された一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のソース・ドレイン間にインダクタＬ１及びコンデンサＣ１とともに１次巻線ｎ１が直列接続されたトランスＴと、トランスＴの２次巻線ｎ21，ｎ22に逆並列に接続された一対の整流素子（ダイオード）Ｄ１，Ｄ２と、ダイオードＤ１を介して一方の２次巻線ｎ21に直列接続された平滑用のコンデンサＣ２と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフ（スイッチング）する駆動回路（発振回路）ＤＲと、コンデンサＣ２の両端電圧（出力電圧）を所望の目標値と比較し、出力電圧が目標値と一致するように駆動回路ＤＲを制御してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数をフィードバック制御するフィードバック制御回路ＦＣとを備え、コンデンサＣ２と並列に接続された負荷Ｌに一定の直流電圧を印加することができる。但し、インダクタＬ１はトランスＴの１次巻線ｎ１による漏れインダクタンスにより形成される場合もある。
【０００３】
フィードバック制御回路ＦＣは出力電圧と基準電圧（目標値）との差分に応じた電圧を増幅して出力する誤差増幅器（図示せず）を有しており、出力電圧が基準電圧より大きくなるとき、フィードバック制御回路ＦＣから出力される誤差電圧に基づいて駆動回路ＤＲの発振周波数（スイッチング周波数）が上昇する。その結果、トランスＴの１次側に形成されている共振回路の共振インピーダンスが増大してトランスＴの１次巻線ｎ１への共振電流が減少するために出力電圧が低下することになる。一方、出力電圧が基準電圧より小さくなるときには、フィードバック制御回路ＦＣから出力される誤差電圧に基づいて駆動回路ＤＲの発振周波数が下降し、トランスＴの１次側に形成されている共振回路の共振インピーダンスが減少してトランスＴの１次巻線ｎ１への共振電流が増加するために出力電圧が上昇することになる。
【０００４】
上述のようなスイッチング電源装置は大きな電力を高効率且つ低ノイズで作成できるという利点を持っている。しかしながら、軽負荷の状態においては出力電圧の上昇を抑えるためにスイッチング周波数を上昇させる必要があるため、スイッチング周波数を上昇させることでスイッチング損失が増えて効率が低下してしまうという問題がある。そこで、このような問題を解決するため、軽負荷の状態となったときにはスイッチング周波数の上昇によって出力電圧を低下させるのではなく、スイッチングを行うスイッチング動作期間とスイッチングを停止するスイッチング停止期間との比率を変化させることによって出力電圧を低下させる制御（以下、「間欠スイッチング制御」と呼ぶ。）を行うようにしたスイッチング電源装置が提供されている。
【特許文献１】特許第２７３４２９６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記後者の従来例によれば軽負荷時の効率低下を抑えることは可能であるが、スイッチング周波数の制御から間欠スイッチング制御に切り換わるまでの間で効率が徐々に低下することは避けられない。また、入力側にサージ電圧が印加された場合や直流電源の不具合によって過大な入力電圧が印加された場合、駆動回路ＤＲが出力可能な発振周波数の上限までスイッチング周波数を上昇させても出力電圧を充分に抑制することができない虞があり、過大な入力電圧が印加された場合に負荷を保護するため、別途、過電圧保護回路を設ける必要が生じてしまう。
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的は、保護回路を別途設けることなく過大な入力電圧に対して負荷を保護することができるとともに負荷変動による効率低下も抑制可能なスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、トランスと、トランスの１次巻線とともに共振回路を形成するコンデンサと、トランスの１次巻線に流れる電流を断続する１乃至複数のスイッチング素子と、トランスの２次側に生じる交流出力を整流平滑する整流平滑手段と、整流平滑手段で整流平滑された直流出力が所望の一定値となるようにスイッチング素子のスイッチングを制御する制御手段とを備えたスイッチング電源装置であって、制御手段は、スイッチングを行うスイッチング動作期間とスイッチングを停止するスイッチング停止期間との比率を変化させることによって直流出力を所望の一定値となるように制御することを特徴とする。
【０００８】
請求項１の発明によれば、過大な入力電圧が印加されると制御手段がスイッチング停止期間の比率を高くして直流出力を低下させようとするので、スイッチング素子のスイッチングが実質的に停止して負荷を過電圧から保護することができる。また、スイッチング動作期間とスイッチング停止期間の比率変化で直流出力を一定値となるように制御するので、従来例のようにスイッチング周波数の制御と間欠スイッチング制御とを切り換える場合に比較して効率の低下を抑えることができる。
【０００９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、制御手段は、直流出力を所定の目標値と比較し、直流出力が目標値を上回ったときに停止信号を出力するとともに直流出力が目標値を下回ったときに開始信号を出力する比較回路と、比較回路から開始信号が出力されたときにスイッチング素子のスイッチング動作期間を開始するとともに比較回路から停止信号が出力されたときにスイッチング素子のスイッチング停止期間を開始する駆動回路とを有することを特徴とする。
【００１０】
請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、トランスの１次側に入力される入力電圧を検出し、検出した入力電圧に応じて、入力電圧が相対的に低いときはスイッチング周波数を低下させ、入力電圧が相対的に高いときはスイッチング周波数を上昇させるスイッチング周波数調整手段を備えたことを特徴とする。
【００１１】
請求項３の発明によれば、入力電圧の上昇に伴ってスイッチング周波数調整手段がスイッチング周波数を上昇させるので、スイッチング素子に流れる電流のピーク値を減少させることができ、その結果、スイッチング素子としてピーク電流耐量の大きなものを使用する必要が無くなるためにスイッチング素子が小型化できる。
【００１２】
請求項４の発明は、請求項１〜３の何れか１項の発明において、制御手段は、スイッチング素子がオフしたタイミングで前記スイッチング停止期間を開始することを特徴とする。
【００１３】
請求項４の発明によれば、スイッチング素子がオンしているときにスイッチング停止期間を開始する場合と比較して損失やノイズを低減することができる。
【００１４】
請求項５の発明は、請求項１〜４の何れか１項の発明において、整流平滑手段の出力側に直流出力を昇圧する昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを接続したことを特徴とする。
【００１５】
請求項５の発明によれば、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータによって整流平滑手段の出力を昇圧するので、直流出力を一定値に制御可能な入力電圧の下限を下げることができる。
【００１６】
請求項６の発明は、請求項１〜５の何れか１項の発明において、制御手段は、スイッチング動作期間が所定時間以上継続した場合にスイッチング停止期間に切り替えることを特徴とする。
【００１７】
請求項６の発明によれば、スイッチング動作期間が所定時間以上継続した場合を過負荷の状態と判断して制御手段がスイッチング停止期間に切り替えることによって負荷を保護することができる。
【００１８】
請求項７の発明は、請求項６の発明において、制御手段は、スイッチング動作期間が第１の所定時間以上継続してスイッチング停止期間に切り替えた後、第２の所定時間が経過したらスイッチング動作期間に再度切り替えることを特徴とする。
【００１９】
請求項７の発明によれば、過負荷の状態が解消されれば、制御手段によって自動的に正常な動作状態に復帰することができる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、スイッチング素子のスイッチングが実質的に停止して負荷を過電圧から保護することができるとともに、従来例のようにスイッチング周波数の制御と間欠スイッチング制御とを切り換える場合に比較して効率の低下を抑えることができ、その結果、保護回路を別途設けることなく過大な入力電圧に対して負荷を保護することができるとともに負荷変動による効率低下も抑制可能になるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
（実施形態１）
本実施形態の回路構成図を図１に示す。但し、本実施形態の基本構成は図５に示した従来例とほぼ共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００２２】
本実施形態は、直流出力電圧Ｖdcを所定の目標値（基準電圧Ｖf）と比較し、直流出力電圧Ｖdcが基準電圧Ｖfを上回ったときに停止信号（Ｌレベルの信号）を出力するとともに直流出力電圧Ｖdcが基準電圧Ｖfを下回ったときに開始信号（Ｈレベルの信号）を出力する比較回路１と、比較回路１から開始信号が出力されたときにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作期間Ｔonを開始するとともに比較回路１から停止信号が出力されたときにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング停止期間Ｔoffを開始する駆動回路２とを備えた点に特徴がある。
【００２３】
駆動回路２は、一定周波数の方形パルスからなる駆動信号ＶＨ，ＶＬを、開始信号が入力された時点から停止信号が入力される時点まで出力するものである。但し、２つの駆動信号ＶＨ，ＶＬは互いの位相がπだけずれており、したがって、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は駆動信号ＶＨ，ＶＬによって交互にオンされる（図２参照）。
【００２４】
比較回路１は、反転入力側に直流出力電圧Ｖdcが入力され、非反転入力側に入力抵抗Ｒ１を介して基準電圧Ｖfが入力される比較器（コンパレータ）ＣＰと、比較器ＣＰの非反転入力端と出力端の間に挿入された帰還抵抗Ｒ２とを有しており、入力抵抗Ｒ１と帰還抵抗Ｒ２の抵抗比によって決まるヒステリシスが付与されている。つまり、図２に示すように直流出力電圧Ｖdcが低い方のしきい値電圧ＶTHLを下回ると比較器ＣＰの出力がＬレベルからＨレベルに切り替わって比較回路１から開始信号が出力され、直流出力電圧Ｖdcが高い方のしきい値電圧ＶTHHを上回ると比較器ＣＰの出力がＨレベルからＬレベルに切り替わって比較回路１から停止信号が出力されることになる。なお、比較器ＣＰの反転入力端に対して直流出力電圧Ｖdcを直接入力するのではなく、フォトカプラ等を用いてトランスＴの１次側と２次側を電気的に絶縁する構成としてもよい。
【００２５】
而して、入力電圧が上昇して直流出力電圧Ｖdcが目標値よりも高くなると制御手段（比較回路１及び駆動回路２）がスイッチング動作期間Ｔonの比率（＝Ｔon/(Ｔon+Ｔoff)）を低くすることで直流出力電圧Ｖdcを低くし、反対に入力電圧が下降して直流出力電圧Ｖdcが目標値よりも低くなると制御手段がスイッチング動作期間Ｔonの比率を高くすることで直流出力電圧Ｖdcを高くし、負荷Ｌが軽負荷や重負荷の場合においても直流出力電圧Ｖdcを一定値（目標値）に保つことができる。また、本実施形態によれば、過大な入力電圧が印加されると制御手段がスイッチング停止期間Ｔoffの比率を高くして直流出力電圧Ｖdcを低下させようとするので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングが実質的に停止して負荷Ｌを過電圧から保護することができる。さらに、スイッチング動作期間Ｔonとスイッチング停止期間Ｔoffの比率変化で直流出力電圧Ｖdcを一定値となるように制御するので、従来例のようにスイッチング周波数の制御と間欠スイッチング制御とを切り換える場合に比較して効率の低下を抑えることができる。
【００２６】
ここで、駆動回路２においては比較回路１から停止信号が出力されてスイッチング動作期間Ｔonからスイッチング停止期間Ｔoffに移行する際、スイッチング素子Ｑ１又はＱ２がオフするタイミングでスイッチング停止期間Ｔoffを開始することが望ましい。つまり、何れかのスイッチング素子Ｑ１又はＱ２がオンしており、トランスＴの２次側へ電力が供給されているときにスイッチング停止期間Ｔoffを開始するとトランスＴの２次側に接続されているダイオードＤ１又はＤ２に電流が流れている時にスイッチングが停止してしまうことになり、ダイオードＤ１又はＤ２にリカバリー電流が流れて電力の損失やノイズが発生してしまう。一方、定常のスイッチング状態においては、スイッチング素子Ｑ１又はＱ２がオンとなってからトランスＴの２次側へ電力が供給され、そして、１次側の共振回路の共振動作によりトランスＴの２次側への電力供給が停止した後にスイッチング素子Ｑ１又はＱ２がオフするようにスイッチング周波数が設定されているので、スイッチング素子Ｑ１又はＱ２がオフとなるタイミングにおいてはトランスＴの２次側への電力供給が停止しており、トランスＴの２次側に接続されているダイオードＤ１又Ｄ２に電流が流れていない。したがって、スイッチング素子Ｑ１又はＱ２がオフするタイミングでスイッチング停止期間Ｔoffを開始すれば、ダイオードＤ１又はＤ２の通電が停止しているときにスイッチングを停止するので、リカバリー電流による電力損失やノイズを低減することができる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の同時オンを防止する等のためにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が何れもオフとなる微少な休止期間（デッドタイム）を設けている場合には、この休止期間中にスイッチング停止期間Ｔoffを開始してもよい。
【００２７】
ところで、過負荷の状態や負荷Ｌが短絡している状態（以下、「異常状態」と呼ぶ。）においては、直流出力電圧Ｖdcが下降してしまうことでスイッチング動作期間Ｔonの比率がほぼ１００％となる状況が継続することになる。従って、異常状態が生じていない正常状態において発生し得るスイッチング動作期間Ｔonの最大継続時間よりも長い時間を所定時間（第１の所定時間）に設定し、スイッチング動作期間Ｔonが第１の所定時間以上継続した場合に制御手段（駆動回路２）が自動的にスイッチング停止期間Ｔoffに切り替えるようにすれば、過電圧や短絡による事故から負荷Ｌを保護することができる。さらに、スイッチング動作期間Ｔonが第１の所定時間以上継続してスイッチング停止期間Ｔoffに切り替えた後、第２の所定時間が経過したら制御手段（駆動回路２）がスイッチング動作期間Ｔonに再度切り替えるようにすれば、上述のような異常状態が解消されたときに制御手段によって自動的に正常な動作状態に復帰させることができる。なお、第２の所定時間は、異常状態において第２の所定時間経過後にスイッチング動作期間Ｔonを開始し、再度第１の所定時間が経過するまでスイッチング動作期間Ｔonが継続したとしても各回路部品が発熱して破損しない程度の時間に設定する必要がある。
【００２８】
（実施形態２）
本実施形態の回路構成図を図３に示す。但し、本実施形態の基本構成は実施形態１とほぼ共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００２９】
本実施形態は、トランスＴの１次側に入力される入力電圧（平滑コンデンサＣ０の両端電圧）を検出し、検出した入力電圧に応じて、入力電圧が相対的に低いときは駆動回路２から出力する駆動信号ＶＨ，ＶＬの周波数（スイッチング周波数）を低下させ、入力電圧が相対的に高いときはスイッチング周波数を上昇させるスイッチング周波数調整回路３を備えた点に特徴がある。
【００３０】
本実施形態によれば、入力電圧の上昇に伴ってスイッチング周波数調整回路３がスイッチング周波数を上昇させるので、トランスＴの１次側に形成されている共振回路の共振インピーダンスを増大して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れる電流のピーク値を減少させることができる。その結果、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としてピーク電流耐量の大きなものを使用する必要が無くなるためにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が小型化できるという利点がある。
【００３１】
（実施形態３）
本実施形態の回路構成図を図４に示す。但し、本実施形態の基本構成は実施形態２とほぼ共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００３２】
本実施形態は、トランスＴの２次側出力を整流平滑する整流平滑手段（ダイオードＤ１，Ｄ２及びコンデンサＣ２）の出力側に直流出力電圧Ｖdcを昇圧する昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ４を接続した点に特徴がある。但し、かかる昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４については従来周知であるから詳細な説明は省略する。
【００３３】
本実施形態によれば、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ４で直流出力電圧Ｖdcを昇圧することにより、直流出力電圧Ｖdcを一定値に制御可能な入力電圧の下限を下げることができる。その結果、入力側の平滑コンデンサＣ０として容量の小さいものを使用することができるから、本実施形態をプリント配線板に実装して構成する場合に実装面積が減少して小型化を図ることができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明の実施形態１を示す回路構成図である。
【図２】同上の動作説明用の波形図である。
【図３】本発明の実施形態２を示す回路構成図である。
【図４】本発明の実施形態３を示す回路構成図である。
【図５】従来例を示す回路構成図である。
【符号の説明】
【００３５】
１  比較回路（制御手段）
２  駆動回路（制御手段）
Ｑ１，Ｑ２  スイッチング素子
Ｔ  トランス
ｎ１  １次巻線
ｎ21，ｎ22  ２次巻線
Ｄ１，Ｄ２  ダイオード（整流平滑手段）
Ｃ２  コンデンサ（整流平滑手段）
Ｌ  負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
2009055691.tif 000006
【図５】
2009055691.tif 000007