(57)【要約】【課題】ＬＮＡを備えない受信機においても受信感度および妨害特性の改善を両立させることができるようにする。【解決手段】Ｑ値を可変に構成した同調回路２と、妨害波のレベルを検出する第２のレベル検出部１２ｃと、検出した妨害波のレベルに応じて同調回路２のＱ値を切り替えるように制御する制御部１０ｄとを備え、妨害波のレベルが所定の閾値より小さいときは同調回路２を高いＱ値に設定することにより、同調回路２の後段に接続されたＦＥ回路３の入力信号レベルが大きくなるようにして受信感度を高くする一方、妨害波のレベルが所定の閾値以上のときは同調回路２を低いＱ値に設定することにより、ＦＥ回路３の入力信号レベル、ひいては妨害波の入力レベルが小さくなるようにして妨害特性を良好にすることができるようにする。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナで受信した広帯域の高周波信号から目的の周波数帯域に同調した高周波信号を抽出して出力する同調回路と、
上記同調回路より出力された高周波信号を周波数変換するミキサを備えたフロントエンド回路と、
上記アンテナで受信した上記高周波信号に含まれる妨害波のレベルを検出する妨害波検出部と、
上記妨害波検出部により検出された上記妨害波のレベルに応じて、上記同調回路のＱ値を切り替える切替部とを備えたことを特徴とする受信機。
【請求項２】
上記同調回路は、コイルと、同調周波数を切り替えるために容量値が可変に構成された可変容量回路と、上記Ｑ値を切り替えるために抵抗値が可変に構成された可変抵抗回路とを備え、
上記切替部は、上記可変抵抗回路の抵抗値を切り替えることによって上記Ｑ地を切り替えることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
上記切替部は、上記妨害波検出部により検出された上記妨害波のレベルが所定の閾値より小さいときは上記Ｑ値を第１の値に設定するように切り替え、上記妨害波検出部により検出された上記妨害波のレベルが上記所定の閾値以上のときは上記Ｑ値を上記第１の値よりも小さい第２の値に設定するように切り替えることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項４】
上記可変抵抗回路は、第１の抵抗と、上記第１の抵抗よりも抵抗値が小さい第２の抵抗とを備え、
上記切替部は、上記妨害波検出部により検出された上記妨害波のレベルが所定の閾値より小さいときは上記第１の抵抗を選択するように切り替え、上記妨害波検出部により検出された上記妨害波のレベルが上記所定の閾値以上のときは上記第２の抵抗を選択するように切り替えることを特徴とする請求項２に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は受信機に関し、特に、当該受信機の受信感度および妨害特性を改善する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
受信機の性能を評価する指標として、受信感度（雑音指数：ＮＦ）や選択度（妨害排除能力）が広く知られている。受信感度は、Ｓ／Ｎ比や歪み率などによって規定されるものであり、受信機に定められた条件の出力を得るために必要な最小の入力信号レベルを言う。選択度は妨害特性とも呼ばれ、目的とする周波数帯域の信号を受信している際に他の周波数帯域の妨害信号が与えられたときに、それを不要なものとして排除する能力を言う。
【０００３】
フロントエンド部のミキサによって周波数変換を行う受信機の場合、選択度に関する妨害受信には、スプリアス受信やインタ・モジュレーション（相互変調妨害）が存在する。スプリアス受信は、目的周波数の信号と一定の周波数関係にある、本来不要な周波数帯域の信号を受信してしまう現象を言う。いわゆるイメージ妨害もスプリアス受信の一種である。インタ・モジュレーションは、回路の入出力特性が非直線性であるために生じる歪み成分のスプリアス周波数と目的信号の周波数とが重なった場合に、目的信号の受信を妨げてしまう現象を言う。
【０００４】
一般に、受信機はアンテナ入力段のフロントエンド部にＬＮＡ（Low Noise Amplifier）およびミキサを備え、その後段にバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、ＩＦ（Intermediate Frequency）アンプ、復調回路などの回路を複数段にわたって更に備えている。各段の回路でノイズ（信号の歪み）を生じるが、受信機の初段に位置するＬＮＡのゲインが大きいほど、それより後段に接続されている回路の雑音指数の影響は小さくなり、ＬＮＡの雑音指数が受信機全体の雑音指数に対して支配的になる。また、ＬＮＡ自身の雑音指数も、ゲインが大きくなるほど改善される。よって、受信機全体の受信感度を上げるためには、ＬＮＡのゲインを大きくするのが良いとされている。
【０００５】
ところが、ゲインの大きいＬＮＡを用いると、ＬＮＡのダイナミックレンジの制限などにより、妨害特性を悪化させてしまう不都合が生じる。すなわち、受信感度を改善するためにゲインの大きいＬＮＡを用いると、妨害特性が悪化してしまう。逆に、妨害特性を改善するためにゲインの小さいＬＮＡを用いると、受信感度が悪化してしまう。このように、固定ゲインのＬＮＡを用いて受信感度および妨害特性の改善を両立させることは困難であった。
【０００６】
なお、受信信号のレベルを検出して、検出した受信レベルに応じてＬＮＡの利得を可変にするＡＧＣ（Automatic Gain Control）という技術が存在する。例えばＲＦ（Radio Frequency）−ＡＧＣ回路は、受信レベルに応じてＬＮＡのゲインを可変制御することにより、アンテナで受信された高周波信号の利得を調節している（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】ＷＯ２００５／０５３１７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
車載用オーディオ装置に搭載される受信機の場合、受信感度と妨害特性とを両立することが困難な場合が多い。すなわち、受信感度を高めるために、一般的にはＬＮＡを用いる必要がある。その一方、妨害特性を高めるためにＬＮＡを用いず、受信信号をミキサに直接入力する手段をとることがある。しかしながら、この場合はＬＮＡがないので、受信感度が悪化してしまう。そこで、ミキサの雑音指数を良くするための手段がとられることがあるが、そうすると今度は妨害特性が悪化してしまう。
【０００８】
本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、ＬＮＡを備え得ない受信機においても受信感度および妨害特性の改善を両立させることができるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記した課題を解決するために、本発明では、Ｑ値を可変に構成した同調回路と、妨害波のレベルを検出する妨害波検出部と、検出した妨害波のレベルに応じて同調回路のＱ値を切り替える切替部とを備えている。
【発明の効果】
【００１０】
上記のように構成した本発明によれば、例えば、妨害波のレベルが所定の閾値より小さいときは同調回路が高いＱ値に設定され、妨害波のレベルが所定の閾値以上のときは低いＱ値に設定される。妨害波のレベルが所定の閾値より小さいときは妨害特性よりも受信感度の改善が重要となるが、このとき同調回路のＱ値は高くなっている。このため、同調回路の後段に接続されたフロントエンド回路の入力信号レベルが大きくなり、これによって受信感度を高くすることができる。
【００１１】
一方、妨害波のレベルが所定の閾値以上のときは受信感度よりも妨害特性の改善が重要となるが、このとき同調回路のＱ値は低くなっている。このため、フロントエンド回路の入力信号レベルが小さくなり、これに伴い妨害波のレベルも小さくなるので、妨害特性を良好にすることができる。このように、本発明によれば、ＬＮＡがなくてＡＧＣ動作を行えない環境においても、妨害波のレベルに応じて受信感度の改善と妨害特性の改善とを両立させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本実施形態による受信機の構成例を示す図である。図１に示すように、本実施形態による受信機は、アンテナ１、同調回路２、フロントエンド（ＦＥ）回路３、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５、ＩＦアンプ６、第１のＡ／Ｄ変換回路７、整流回路８、第２のＡ／Ｄ変換回路９およびＤＳＰ（Digital Signal Processor）１０を備えて構成されている。これらの構成（アンテナ１および同調回路２のコイルを除く）は、例えばＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）プロセスにより１つの半導体チップに集積されている。
【００１３】
同調回路２は、アンテナ１で受信した広帯域の高周波信号から目的の周波数帯域に同調した高周波信号を抽出して出力する。この同調回路２は、コイルＬおよびコンデンサＣを用いたＬＣ共振回路により構成されている。図２は、同調回路２の構成例を示す図である。図２に示すように、本実施形態の同調回路２は、半導体チップの外部に接続されたコイルＬと、半導体チップの内部においてコイルＬに対して並列に接続された複数のコンデンサＣ１，Ｃ２，・・・，Ｃｎから成る容量アレイと、同じく半導体チップの内部においてコイルＬに対して並列に接続された複数の抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２から成る抵抗アレイとを備えている。
【００１４】
複数のコンデンサＣ１，Ｃ２，・・・，Ｃｎから成る容量アレイは、同調周波数を切り替えるために容量値が可変に構成された可変容量回路の一例である。複数のコンデンサＣ１，Ｃ２，・・・，Ｃｎは、容量値がそれぞれ異なっている。そして、各々のコンデンサＣ１，Ｃ２，・・・，Ｃｎに対してスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，・・・，ＳＷ１ｎが直列に設けられていて、何れか１つのスイッチをオンとすることにより、コイルＬに並列接続されるコンデンサの容量値を可変とし、ひいては同調周波数を調整できるように構成されている。
【００１５】
なお、可変容量回路の構成はこれに限定されない。例えば、複数のコンデンサＣ１，Ｃ２，・・・，Ｃｎの容量値を同じまたは異なる値とし、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，・・・，ＳＷ１ｎの何れか１つまたは複数のスイッチをオンとすることにより、コイルＬに対して接続されるコンデンサの容量値を可変とするようにしても良い。また、容量アレイの代わりに、可変容量ダイオード（バラクタ）などを用いても良い。
【００１６】
複数の抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２から成る抵抗アレイは、同調回路２のＱ値を切り替えるために抵抗値が可変に構成された可変抵抗回路の一例である。複数の抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２は、抵抗値がそれぞれ異なっている。例えば、第１の抵抗Ｒｄ１と第２の抵抗Ｒｄ２の抵抗値は、Ｒｄ１＞Ｒｄ２の関係になっている。そして、各々の抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２に対してスイッチＳＷ２１，ＳＷ２２が直列に設けられていて、何れか一方をオンとすることにより、同調回路２のＱ値を切り替えることができるようにしている。同調回路２のＱ値は、Ｑ＝Ｒｄ１／ωＬあるいはＱ＝Ｒｄ２／ωＬで与えられる。なお、可変抵抗回路の構成はこれに限定されない。例えば、抵抗アレイの代わりに、可変抵抗器などを用いても良い。
【００１７】
上述したスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１ｎおよびスイッチＳＷ２１，ＳＷ２２の選択動作は、ＤＳＰ１０により制御する（詳しくは後述する）。
【００１８】
ＦＥ回路３は、アンテナ１で受信され同調回路２で同調がとられた高周波信号（ＲＦ信号）を周波数変換するミキサ３ａを備えている。ミキサ３ａは、同調回路２より出力されるＲＦ信号と、図示しない局部発振回路から供給される局部発振信号とを混合し、周波数変換を行って中間周波信号（ＩＦ信号）を生成して出力する。本実施形態のＦＥ回路３は、例えば、いわゆるダイレクトミキサ方式のフロントエンド回路であり、ＬＮＡなどの高周波増幅回路を備えずに同調回路２とＢＰＦ５との間を接続する（同調回路２とミキサ３ａとの間にＬＮＡを備えない）ように構成されている。
【００１９】
ＢＰＦ５は、ＦＥ回路３より供給されたＩＦ信号に対して帯域制限を行い、希望波周波数のみが含まれる狭帯域のＩＦ信号を抽出する。ＩＦアンプ６は、ＢＰＦ５より出力された狭帯域ＩＦ信号を増幅する。第１のＡ／Ｄ変換回路７は、ＩＦアンプ６より出力された狭帯域ＩＦ信号をアナログ−デジタル変換する。このようにしてデジタルデータとされた狭帯域のデジタルＩＦ信号は、ＤＳＰ１０に入力される。
【００２０】
ＤＳＰ１０は、その機能構成として、復調部１０ａ、第１のレベル検出部１０ｂ、第２のレベル検出部１０ｃおよび制御部１０ｄを備えている。復調部１０ａは、第１のＡ／Ｄ変換回路７より入力された狭帯域のデジタルＩＦ信号をベースバンド信号に復調して出力する。
【００２１】
整流回路８は、ＦＥ回路３より出力された広帯域のＩＦ信号を整流する。整流回路８の後段には平滑用のコンデンサＣが接続されている。第２のＡ／Ｄ変換回路９は、整流回路８および平滑コンデンサＣにより直流とされた広帯域ＩＦ信号をアナログ−デジタル変換する。このようにしてデジタルデータとされた広帯域のデジタルＩＦ信号は、ＤＳＰ１０に入力される。
【００２２】
ＤＳＰ１０の第１のレベル検出部１０ｂは、第１のＡ／Ｄ変換回路７より入力される狭帯域デジタルＩＦ信号に基づいて、アンテナ１で受信されたＲＦ信号に含まれる希望波周波数の受信電界強度（希望波のアンテナレベル）を検出する。また、第２のレベル検出部１０ｃは、本発明の妨害波検出部に相当するものであり、第１のＡ／Ｄ変換回路７より入力される狭帯域デジタルＩＦ信号と、第２のＡ／Ｄ変換回路９より入力される広帯域デジタルＩＦ信号とに基づいて、アンテナ１で受信したＲＦ信号に含まれる妨害波周波数の受信電界強度（妨害波のアンテナレベル）を検出する。
【００２３】
ここで、ＤＳＰ１０による希望波のアンテナレベルおよび妨害波のアンテナレベルの検出方法について説明する。まず、希望波のアンテナレベルＶＤは、次の（式１）に示す演算によって求めることができる。
ＶＤ＝ＶＩＦＮ＋ＧＲＦ＋ＧＩＦ  ・・・（式１）
ただし、
ＶＩＦＮ:希望波のＩＦアンプ出力レベル
ＧＲＦ:ＲＦ段（ＦＥ回路３）の利得
ＧＩＦ:ＩＦアンプ６の利得
【００２４】
なお、第１のＡ／Ｄ変換回路７からＤＳＰ１０に入力されるＩＦ信号は、希望波周波数のみが含まれる狭帯域のＩＦ信号である。したがって、第１のＡ／Ｄ変換回路７からＤＳＰ１０に入力されるＩＦ信号のレベルを第１のレベル検出部１０ｂが検出することにより、希望波のＩＦアンプ出力レベルＶＩＦＮは簡単に求めることができる。
【００２５】
また、ＦＥ回路３はＬＮＡを備えておらず、ＡＧＣ動作を行わないことから、ＲＦ段の利得ＧＲＦは固定である。よって、ＲＦ段の利得ＧＲＦをＤＳＰ１０においてあらかじめ把握しておくことが可能である。また、図示はしていないが、第１のＡ／Ｄ変換回路７の最大入力を超えないようにＤＳＰ１０によってＩＦアンプ６の利得ＧＩＦが調整されているため、ＩＦアンプ６の利得ＧＩＦはＤＳＰ１０が把握している。
【００２６】
一方、第２のＡ／Ｄ変換回路９からＤＳＰ１０に入力される広帯域デジタルＩＦ信号は、希望波周波数および妨害波周波数の両方が含まれる広帯域のＩＦ信号である。したがって、その信号レベルＶＩＦＷは、次の（式２）で表される。
ＶＩＦＷ＝√{(ＶＤ(ＧＲＦ＋ＧＲＥＣ))2＋(ＶＵＤ(ＧＲＦ＋ＧＲＥＣ))2}  ・・・（式２）
ただし、
ＶＵＤ:妨害波のアンテナレベル
ＧＲＥＣ:整流回路８の利得
【００２７】
ここで、整流回路８の利得ＧＲＥＣは固定値であるから、これをＤＳＰ１０においてあらかじめ把握しておくことが可能である。したがって、上記（式１）および（式２）から、広帯域デジタルＩＦ信号のレベルＶＩＦＷと希望波のＩＦアンプ出力レベルＶＩＦＮとが分かれば、妨害波のアンテナレベルＶＵＤを求めることができる。上述のように、ＤＳＰ１０は、第１のＡ／Ｄ変換回路７から入力されるＩＦ信号のレベルを検出することにより、希望波のＩＦアンプ出力レベルＶＩＦＮを簡単に求めることができる。また、ＤＳＰ１０は、第２のＡ／Ｄ変換回路９から入力されるＩＦ信号のレベルを検出することにより、広帯域デジタルＩＦ信号のレベルＶＩＦＷを簡単に求めることができる。
【００２８】
ＤＳＰ１０の制御部１０ｄは、例えばユーザにより指定された受信チャンネルに応じて、当該受信チャンネルに対応する周波数に同調するように同調回路２のスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１ｎを制御する。すなわち、制御部１０ｄは、コンデンサＣ１〜Ｃｎに接続されたスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１ｎの何れかをオンとするための制御信号を発生し、これによってスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１ｎを制御することにより、コイルＬに対して並列接続されるコンデンサの容量値を可変とし、同調周波数を調整する。
【００２９】
また、制御部１０ｄは、第２のレベル検出部１０ｃにより検出された妨害波のアンテナレベルＶＵＤに基づいて、同調回路２が備えるＱ値切替用の抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２に接続されたスイッチＳＷ２１，ＳＷ２２の何れかをオンとするための制御信号を発生する。そして、この制御信号によってスイッチＳＷ２１，ＳＷ２２を制御することにより、同調回路２のＱ値を切り替える。ＤＳＰ１０の制御部１０ｄおよび同調回路２のスイッチＳＷ２１，ＳＷ２２により、本発明の切替部が構成される。
【００３０】
制御部１０ｄは、第２のレベル検出部１０ｃにより検出された妨害波のアンテナレベルＶＵＤが所定の閾値より小さいときは、同調回路２のＱ値を第１の値に設定するようにスイッチＳＷ２１，ＳＷ２２を切り替える。一方、第２のレベル検出部１０ｃにより検出された妨害波のアンテナレベルＶＵＤが所定の閾値以上のときは、制御部１０ｄは、Ｑ値を第１の値よりも小さい第２の値に設定するようにスイッチＳＷ２１，ＳＷ２２を切り替える。
【００３１】
具体的には、制御部１０ｄは、妨害波のアンテナレベルＶＵＤが所定の閾値より小さいときは第１の抵抗Ｒｄ１を選択するように第１のスイッチＳＷ２１をオンとする（第２のスイッチＳＷ２２はオフ）。一方、妨害波のアンテナレベルＶＵＤが所定の閾値以上のときは第２の抵抗Ｒｄ２を選択するように第２のスイッチＳＷ２２をオンとする（第１のスイッチＳＷ２１はオフ）。
【００３２】
すなわち、妨害波のアンテナレベルＶＵＤが所定の閾値より小さいときは、妨害特性よりも受信感度の改善が重要となる。このとき選択される第１の抵抗Ｒｄ１は、第２の抵抗Ｒｄ２に比べて抵抗値が大きい。よって、同調回路２のＱ値は高くなる。このため、同調回路２の後段に接続されたＦＥ回路３の入力信号レベルが大きくなり、第２の抵抗Ｒｄ２を選択して使用する場合に比べて受信感度を高くすることができる。
【００３３】
一方、妨害波のアンテナレベルＶＵＤが所定の閾値以上のときは、受信感度よりも妨害特性の改善が重要となる。このとき選択される第２の抵抗Ｒｄ２は、第１の抵抗Ｒｄ１に比べて抵抗値が小さい。よって、同調回路２のＱ値は低くなる。このため、同調回路２の後段に接続されたＦＥ回路３の入力信号レベルが小さくなり、これに伴い妨害波の入力レベルも小さくなる。これにより、第１の抵抗Ｒｄ１を選択して使用する場合に比べて妨害特性を良好にすることができる。
【００３４】
以上詳しく説明したように、本実施形態によれば、ＦＥ回路３にＬＮＡがなくてＡＧＣ動作を行えない環境においても、妨害波のレベルに応じて受信感度および妨害特性の改善を両立させることができる。
【００３５】
なお、上記実施形態では、ＦＥ回路３がＬＮＡを備えないダイレクトミキサ方式の構成について説明した。本実施形態はＡＧＣ動作を行うことができないダイレクトミキサ方式のＦＥ回路３を備えた受信機に特に有効であるが、ＦＥ回路３がＬＮＡを備えた受信機にも適用することが可能である。
【００３６】
また、上記実施形態で示した妨害波レベルＶＵＤの検出方法は単なる一例に過ぎず、これ以外の方法によって妨害波レベルＶＵＤを検出するようにしても良い。例えば、上記実施形態ではＤＳＰ１０のデジタル信号処理によって妨害波レベルＶＵＤを検出しているが、アナログ信号処理によって妨害波レベルＶＵＤを検出するようにしても良い。
【００３７】
その他、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３８】
本発明は、ミキサを含むフロントエンド回路を備えた受信機に有用であり、例えば、ラジオ受信機、テレビジョン受像機、携帯電話機などの無線受信機に適用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本実施形態による受信機の構成例を示す図である。
【図２】本実施形態による同調回路の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００４０】
１  アンテナ
２  同調回路
３  ＦＥ回路
３ａ  ミキサ
１０  ＤＳＰ
１０ｃ  第２のレベル検出部
１０ｄ  制御部
Ｌ  コイル
Ｃ１，Ｃ２，・・・，Ｃｎ  コンデンサ
ＳＷ１１，ＳＷ１２，・・・，ＳＷ１ｎ  同調周波数切替用のスイッチ
Ｒｄ１，Ｒｄ２  抵抗
ＳＷ２１，ＳＷ２２  Ｑ値切替用のスイッチ
【図１】
2009164981.tif 000003
【図２】
2009164981.tif 000004