(57)【要約】【課題】強電力の妨害波に起因する、ＲＦ_ＡＧＣアンプの出力飽和を抑制する。【解決手段】チューナ回路は、ＲＦ信号を増幅するＲＦ_ＡＧＣアンプ(13)と、ＲＦ_ＡＧＣアンプの出力信号に対して帯域制限を加えるトラッキングフィルタ(14)と、前記トラッキングフィルタの出力信号を直交検波によってベースバンド帯の信号に変換するミキサ(15)と、変換によって得られた信号を増幅するＢＢ_ＡＧＣアンプ(20)と、を備える。ミキサの出力信号の信号レベルに応じた電圧を出力するＲＦ_ＡＧＣ回路(23)の出力端子(31)とＢＢ_ＡＧＣアンプの出力信号の信号レベルに応じた電圧を出力するＢＢ_ＡＧＣ回路(24)の出力端子(41)との間に直列にトランジスタ (26)を設け、ミキサの出力信号の信号レベルに応じてトランジスタを制御することにより、ＲＦ_ＡＧＣアンプへの制御電圧値を減少させる一方でＢＢ_ＡＧＣアンプへの制御電圧値を増加させる。【選択図】図６
2009055388.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
自身の制御端子に加えられた制御電圧に応じた増幅率にて、入力したＲＦ信号を増幅して出力する第１増幅手段と、
前記第１増幅手段の出力信号に対して帯域制限を加えるトラッキングフィルタと、
前記トラッキングフィルタの出力信号を周波数変換し、周波数変換後の信号を出力する周波数変換手段と、
自身の制御端子に加えられた制御電圧に応じた増幅率にて、前記周波数変換手段の出力信号に基づく信号を増幅して出力する第２増幅手段と、
前記周波数変換手段の出力信号の信号レベルに応じた第１電圧を出力する第１電圧出力手段及び前記第２増幅手段の出力信号の信号レベルに応じた第２電圧を出力する第２電圧出力手段を有し、前記第１電圧を前記第１増幅手段の制御端子に供給し且つ前記第２電圧を前記第２増幅手段の制御端子に供給することにより、前記第１及び第２増幅手段の各増幅率を制御する増幅率制御手段と、
を備えたチューナ回路において、
第１及び第２電圧出力手段の各出力端子間に直列にトランジスタを介在させ、前記周波数変換手段の出力信号の信号レベルに応じた電圧にて前記トランジスタを制御することにより、その電圧に応じた電流を前記トランジスタを介して第１及び第２電圧出力手段の各出力端子間に流すようにした
ことを特徴とするチューナ回路。
【請求項２】
前記電流を第１及び第２電圧出力手段の各出力端子間に流すことによって、前記第１増幅手段の制御端子への印加電圧を減少させる一方で前記第２増幅手段の制御端子への印加電圧を増加させる
ことを特徴とする請求項１に記載のチューナ回路。
【請求項３】
前記第１電圧出力手段は、前記周波数変換手段の出力信号の信号レベルを検出し、検出した信号レベルに応じた第１検出電圧を出力する第１検出手段と、前記第１検出手段と前記第１電圧出力手段の出力端子との間に直列に介在する第１抵抗と、を有して、前記第１検出電圧と前記電流による前記第１抵抗での電圧降下とに基づく電圧を前記第１電圧として自身の出力端子から出力し、
前記第２電圧出力手段は、前記第２増幅手段の出力信号の信号レベルを検出し、検出した信号レベルに応じた第２検出電圧を出力する第２検出手段と、前記第２検出手段と前記第２電圧出力手段の出力端子との間に直列に介在する第２抵抗と、を有して、前記第２検出電圧と前記電流による前記第２抵抗での電圧降下とに基づく電圧を前記第２電圧として自身の出力端子から出力し、
前記トランジスタは、前記第１検出電圧によって制御される
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のチューナ回路。
【請求項４】
前記トランジスタは、バイポーラトランジスタであり、
第１及び第２電圧出力手段の各出力端子間に直列に前記トランジスタだけでなくコレクタ抵抗をも介在させ、前記コレクタ抵抗の抵抗値に応じたコレクタ電流を前記電流として第１及び第２電圧出力手段の各出力端子間に流すようにした
ことを特徴とする請求項１〜請求項３の何れかに記載のチューナ回路。
【請求項５】
アンテナの受信信号中の、所定の周波数帯域の信号を抽出するＲＦフィルタ手段を更に備え、
前記第１増幅手段は、前記ＲＦフィルタ手段によって抽出された信号を前記ＲＦ信号として入力する
ことを特徴とする請求項１〜請求項４の何れかに記載のチューナ回路。
【請求項６】
前記周波数変換手段の出力信号を増幅した信号に帯域制限を加えるフィルタ手段を更に備え、
前記第２増幅手段は、前記フィルタ手段の出力信号を増幅して出力する
ことを特徴とする請求項１〜請求項５の何れかに記載のチューナ回路。
【請求項７】
アンテナと、請求項１〜請求項６の何れかに記載のチューナ回路と、を備えた受信装置であって、
前記アンテナの受信信号が前記チューナ回路に供給され、
前記チューナ回路におけるＲＦ信号は、前記受信信号に基づく信号である
ことを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、チューナ回路及びそれを有する受信装置に関し、特に、ＲＦ_ＡＧＣ閉ループ内にトラッキングフィルタを含むチューナ回路におけるＡＧＣ（Auto Gain Control）技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、多相の位相変調方式（４−ＰＳＫ等）や多相の直交振幅変調方式（１６値ＱＡＭ等）を用いた、衛星デジタル放送、地上デジタル放送及びデジタルケーブルテレビ放送などが実用化されている。一般に、デジタル変調方式を用いた放送システム又は通信システムにおいては、伝送すべき情報によって搬送波の位相と振幅を変調させる。このため、受信装置側にて安定した復調性能を得るためには、受信信号の振幅が一定となるように制御した上で受信信号をデジタル復調部に入力する必要がある。
【０００３】
図１１に、この種のシステムの受信装置に内蔵される、従来のチューナ回路の回路ブロック図を示す。図１１のチューナ回路は、アンテナ１１１を介して地上デジタル放送による放送波を受信する。この放送波は、ＯＦＤＭ（直交周波数多重分割；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）伝送方式に従ったＯＦＤＭ信号である。
【０００４】
ＢＰＦ１１２は、受信したＯＦＤＭ信号の内の、所定の周波数帯域のＲＦ信号を抽出し、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３は、このＲＦ信号を増幅する。今、ＢＰＦ１１２によって、ＵＨＦ（Ultra High Frequency）帯の信号が抽出されるとする。トラッキングフィルタ１１４（以下、ＴＦ１１４と略記する）は、受信信号に対して更なる帯域制限を加え、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３の出力信号の中から所望チャンネルの信号成分を抽出する。
【０００５】
ミキサ１１５は、ダイレクトコンバージョン方式による直交検波を行う。即ち、ＴＦ１１５は、ＴＦ１１４の出力信号と局部発振器１１６から出力される局部発振信号とを混合することによりＴＦ１１４の出力信号に対する周波数変換を行い、これによってベースバンド帯の信号を生成する。局部発振器１１６は、ＰＬＬ回路１１７から与えられる同調電圧に応じた周波数を有する局部発振信号を出力する。
【０００６】
ミキサ１１５の出力信号は、アンプ１１８によって増幅された後、ＬＰＦ１１９にて高周波成分が除去される。ＢＢ_ＡＧＣアンプ１２０は、ＬＰＦ１１９の出力信号を増幅して出力する。Ａ／Ｄ変換器１２１は、ＢＢ_ＡＧＣアンプ１２０の出力信号をデジタル信号に変換し、この変換によって得られたデジタル信号をデジタル復調部１２２に出力する。デジタル復調部１２２は、Ａ／Ｄ変換器１２１からのデジタル信号に対して復調処理を施し、これによってＴＳ（トランスポートストリーム）信号を生成して出力する。
【０００７】
ＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３及びＢＢ_ＡＧＣアンプ１２０の増幅率は可変となっている。ＲＦ_ＡＧＣ回路１２３及びＢＢ_ＡＧＣ回路１２４は、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３及びＢＢ_ＡＧＣアンプ１２０の増幅率に対するＡＧＣ制御を行って、チューナ回路の受信性能の最適化を図る。ＲＦ_ＡＧＣ回路１２３は、ミキサ１１５の出力信号の信号レベルに応じてＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３の増幅率を制御するための制御電圧をＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３に出力し、ＢＢ_ＡＧＣ回路１２４は、デジタル復調部１２２への入力信号の信号レベルに応じてＢＢ_ＡＧＣアンプ１２０の増幅率を制御するための制御電圧をＢＢ_ＡＧＣアンプ１２０に出力する。
【０００８】
チューナ回路の受信信号におけるＵＨＦ帯の内、上記の所望チャンネルの成分を希望波（希望信号）と呼ぶ。チューナ回路の受信信号におけるＵＨＦ帯には、希望波以外のチャンネル成分が含まれるが、それを妨害波（妨害信号）と呼ぶ。
【０００９】
受信周波数帯域（今の例の場合、ＵＨＦ帯）内において、希望波以外に強電力の妨害波が存在していた場合を想定する（図４も参照）。希望波と妨害波を含む受信信号は、ＴＦ１１４に送られ、ＴＦ１１４によって妨害波が除去されて希望波のみを含む信号がミキサ１１５に出力される。故に、受信信号には希望波と妨害波が含まれているにも拘らず、ＲＦ_ＡＧＣ回路１２３は、希望波の信号レベルにのみ基づいてＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３の増幅率を設定する。しかし、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３の入力信号には希望波と妨害波が含まれており、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１１３は希望波だけでなく妨害波も同時に増幅してしまうため、強電力の妨害波が存在する時、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の出力飽和が発生してチューナ内部で相互変調歪みが発生してしまう。
【００１０】
この歪みが発生すると、正常な受信特性が得られず、結果としてデジタル通信におけるビット誤り率の低下を招く。この歪みは、後段回路によって排除することができないため、極力発生を阻止すべきである。
【００１１】
尚、下記特許文献１には、チューナ回路のＡＧＣ動作に関する技術が開示されている。但し、特許文献１のチューナ回路では、図１１のチューナ回路と異なり、妨害波を除去するための段間フィルタ（図１１のＴＦ１１４に対応）をＡＧＣ閉ループの外に設けている。従って、特許文献１に記載の技術は、図１１のチューナ回路が抱える問題の解決手法を提供するものではない。
【００１２】
【特許文献１】特開２００６−１４８７８３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
そこで本発明は、増幅手段の出力飽和の発生を抑制するチューナ回路及び受信装置を提供することを目的とする。
【００１４】
上記目的を達成するために本発明に係るチューナ回路は、自身の制御端子に加えられた制御電圧に応じた増幅率にて、入力したＲＦ信号を増幅して出力する第１増幅手段と、前記第１増幅手段の出力信号に対して帯域制限を加えるトラッキングフィルタと、前記トラッキングフィルタの出力信号を周波数変換し、周波数変換後の信号を出力する周波数変換手段と、自身の制御端子に加えられた制御電圧に応じた増幅率にて、前記周波数変換手段の出力信号に基づく信号を増幅して出力する第２増幅手段と、前記周波数変換手段の出力信号の信号レベルに応じた第１電圧を出力する第１電圧出力手段及び前記第２増幅手段の出力信号の信号レベルに応じた第２電圧を出力する第２電圧出力手段を有し、前記第１電圧を前記第１増幅手段の制御端子に供給し且つ前記第２電圧を前記第２増幅手段の制御端子に供給することにより、前記第１及び第２増幅手段の各増幅率を制御する増幅率制御手段と、を備えたチューナ回路において、第１及び第２電圧出力手段の各出力端子間に直列にトランジスタを介在させ、前記周波数変換手段の出力信号の信号レベルに応じた電圧にて前記トランジスタを制御することにより、その電圧に応じた電流を前記トランジスタを介して第１及び第２電圧出力手段の各出力端子間に流すようにしたことを特徴とする。
【００１５】
前記トランジスタを設けることにより、第１及び第２増幅手段に対する制御電圧を適切に配分することができる。この結果、第１増幅手段の出力飽和の発生を抑制することが可能となる。
【００１６】
具体的には例えば、前記電流を第１及び第２電圧出力手段の各出力端子間に流すことによって、前記第１増幅手段の制御端子への印加電圧を減少させる一方で前記第２増幅手段の制御端子への印加電圧を増加させる。
【００１７】
また具体的には例えば、前記第１電圧出力手段は、前記周波数変換手段の出力信号の信号レベルを検出し、検出した信号レベルに応じた第１検出電圧を出力する第１検出手段と、前記第１検出手段と前記第１電圧出力手段の出力端子との間に直列に介在する第１抵抗と、を有して、前記第１検出電圧と前記電流による前記第１抵抗での電圧降下とに基づく電圧を前記第１電圧として自身の出力端子から出力し、前記第２電圧出力手段は、前記第２増幅手段の出力信号の信号レベルを検出し、検出した信号レベルに応じた第２検出電圧を出力する第２検出手段と、前記第２検出手段と前記第２電圧出力手段の出力端子との間に直列に介在する第２抵抗と、を有して、前記第２検出電圧と前記電流による前記第２抵抗での電圧降下とに基づく電圧を前記第２電圧として自身の出力端子から出力し、前記トランジスタは、前記第１検出電圧によって制御される。
【００１８】
また具体的には例えば、前記トランジスタは、バイポーラトランジスタであり、第１及び第２電圧出力手段の各出力端子間に直列に前記トランジスタだけでなくコレクタ抵抗をも介在させ、前記コレクタ抵抗の抵抗値に応じたコレクタ電流を前記電流として第１及び第２電圧出力手段の各出力端子間に流すようにするとよい。
【００１９】
これにより、コレクタ抵抗の抵抗値の調整を介して、第１及び第２増幅手段に対する制御電圧の配分を最適化することが可能となる。
【００２０】
また具体的には例えば、当該チューナ回路は、アンテナの受信信号中の、所定の周波数帯域の信号を抽出するＲＦフィルタ手段を更に備え、前記第１増幅手段は、前記ＲＦフィルタ手段によって抽出された信号を前記ＲＦ信号として入力する。
【００２１】
また具体的には例えば、当該チューナ回路は、前記周波数変換手段の出力信号を増幅した信号に帯域制限を加えるフィルタ手段を更に備え、前記第２増幅手段は、前記フィルタ手段の出力信号を増幅して出力する。
【００２２】
本発明に係る受信装置は、アンテナと、上記のチューナ回路と、を備えた受信装置であって、前記アンテナの受信信号が前記チューナ回路に供給され、前記チューナ回路におけるＲＦ信号は、前記受信信号に基づく信号であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、増幅手段の出力飽和の発生を抑制可能なチューナ回路及び受信装置を提供することができる。
【００２４】
本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。
【００２６】
図１は、本発明の実施形態に係るチューナ回路１及び受信装置２の回路ブロック図である。チューナ回路１は、符号１２〜２５にて参照される各部位を含む。受信装置２は、チューナ回路１及びアンテナ１１を備える。尚、チューナ回路１に、更に、アンテナ１１が含まれていると考えても構わない。
【００２７】
チューナ回路１は、アンテナ１１を介して地上デジタル放送による放送波を受信する。この放送波は、ＯＦＤＭ（直交周波数多重分割；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）伝送方式に従って伝送されたＯＦＤＭ信号である。ＯＦＤＭ伝送方式は、１チャンネルの帯域内に互いに直交する多数のサブキャリアを多重して伝送する方式である。図示されない送信機では、サブキャリアごとに、伝送すべきベースバンド信号に応じてサブキャリアをＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの変調方式で変調し、その変調によって得られる信号に対して逆高速フーリエ変換（IFFT；Inverse Fast Fourier Transform）を施すことでＯＦＤＭ信号を生成する。ベースバンド信号は、伝送されるべき映像信号や音声信号を含む。生成されたＯＦＤＭ信号は、所定の搬送波帯域に周波数変換された後、送信機から送信される。
【００２８】
アンテナ１１を介して受信したＯＦＤＭ信号は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１２に送られる。ＢＰＦ１２は、受信したＯＦＤＭ信号に帯域制限を加えることによって、受信したＯＦＤＭ信号の内の、所定の周波数帯域の信号を抽出する。今、ＢＰＦ１２によって、ＵＨＦ（Ultra High Frequency）帯の信号が抽出されるとする。ＢＰＦ１２の入力信号はＢＰＦ１２による帯域制限前のＲＦ信号であり、ＢＰＦ１２の出力信号はＢＰＦ１２による帯域制限後のＲＦ信号である。
【００２９】
ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３は、ＢＰＦ１２から出力されるＲＦ信号を増幅して出力する。ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３における増幅率は、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３に設けられた制御端子（不図示）への印加電圧値によって制御される。具体的には、その印加電圧値が増加するに従ってＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の増幅率が増大するように、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３は設計されている。ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３は、所謂ＬＮＡ（Low  Noise Amplifier）として機能する。ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３（及びＢＢ_ＡＧＣアンプ２０）に対するＡＧＣ（Auto Gain Control）動作については後述する。
【００３０】
ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３からの、増幅されたＲＦ信号はトラッキングフィルタ１４（以下、ＴＦ１４と略記する）に入力される。ＴＦ１４は、入力信号に対して、更なる帯域制限を加える。ＢＰＦ１２によってＲＦ信号のＵＨＦ帯が抽出されるが、ＴＦ１４によって、そのＵＨＦ帯中の所望チャンネルが抽出されることになる。図２に、ＢＰＦ１２によって抽出される帯域とＴＦ１４によって抽出される帯域との関係を示す。図２において、符号２００は、ＢＰＦ１２が抽出する帯域（ＵＨＦ帯）を示しており、符号２０１は、ＴＦ１４が抽出する帯域を示している。ＴＦ１４が抽出する帯域は、ＢＰＦ１２が抽出する帯域中の一部帯域である。尚、外部からチューナ回路１に与えられる選局チャンネル指令信号に従って上記の所望チャンネルは決定される。
【００３１】
ＴＦ１４によって抽出された信号は、ミキサ１５に出力される。ミキサ１５は、ＴＦ１４の出力信号と局部発振器１６から出力される局部発振信号とを混合することにより、ＴＦ１４の出力信号に対する周波数変換を行う。局部発振器１６は、ＰＬＬ回路１７から与えられる同調電圧に応じて発振周波数を変化させることができる可変周波数発振器である。従って、同調電圧に応じた周波数を有する局部発振信号がミキサ１５に与えられる。尚、ＰＬＬ回路１７は、例えば、デジタル復調部２２によって制御される。
【００３２】
チューナ回路１は、ダイレクトコンバージョン方式を採用し、ＲＦ信号を直接ベースバンド帯の信号に変換する。このため、ミキサ１５は、ＴＦ１４の出力信号に対して直交検波を行う。図３に、チューナ回路１内の、ミキサ１５の周辺の一部回路図を示す。ミキサ１５は、第１ミキサ１５ａ及び第２ミキサ１５ｂから形成され、局部発振器１６から出力される局部発振信号は、位相が互いに９０度異なる２つの信号からなる。第１ミキサ１５ａが局部発振信号を形成する一方の信号とＴＦ１４の出力信号とを周波数混合し、且つ、第２ミキサ１５ｂが局部発振信号を形成する他方の信号とＴＦ１４の出力信号とを周波数混合する。即ち、直交検波が行われ、ミキサ１５からは、互いに位相が９０度異なるベースバンド帯の２つの信号が出力される。但し、ミキサ１５の出力信号には、後段回路で除去されるべき不要な高周波成分も含まれている。この２つの信号は、Ｉ（In-Phase）信号とＱ（Quadrature-Phase）信号とから成る。Ｉ信号は第１ミキサ１５ａから出力され、Ｑ信号は第２ミキサ１５ｂから出力される。
【００３３】
ミキサ１５の後段に設けられた、アンプ１８、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１９、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０及びＡ／Ｄ変換器２１は、ミキサ１５から出力されるベースバンド帯の２つの信号の夫々に対して個別に必要な処理を行う。
【００３４】
ミキサ１５の出力信号は、アンプ１８によって増幅された後、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１９に送られる。ＬＰＦ１９は、増幅されたミキサ１５の出力信号に対して帯域制限を加えて、不要な所定の高周波成分を除去する。
【００３５】
ＬＰＦ１９の出力信号（即ち、ＬＰＦ１９による帯域制限後のＩ信号及びＱ信号）は、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０に入力される。ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０は、ＬＰＦ１９の出力信号を増幅して出力する。ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０における増幅率は、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０に設けられた制御端子（不図示）への印加電圧値によって制御される。具体的には、その印加電圧値が増加するに従ってＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の増幅率が増大するように、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０は設計されている。
【００３６】
Ａ／Ｄ変換器２１は、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の出力信号（アナログの出力信号）をデジタル信号に変換し、この変換によって得られたデジタル信号をデジタル復調部２２に出力する。Ａ／Ｄ変換器２１の出力信号は、ミキサ１５からのＩ信号に基づくデジタル信号と、ミキサ１５からのＱ信号に基づくデジタル信号と、から形成される。
【００３７】
デジタル復調部２２は、Ａ／Ｄ変換器２１の出力信号から映像信号や音声信号を表す信号を復調する。デジタル復調部２２は、Ａ／Ｄ変換器２１から出力されたデジタル信号列に対して高速フーリエ変換（FFT；Fast Fourier Transform）を施すＦＦＴ処理部と、放送波の空間伝播時の伝送路特性を推定し、その推定結果に基づいて高速フーリエ変換後の信号の等化処理を行う等化処理部と、等化処理後の信号に対して誤り訂正処理を施す誤り訂正処理部と、を含む（全て不図示）。誤り訂正処理後の信号は、ＴＳ（トランスポートストリーム）信号に変換されて出力される。
【００３８】
このＴＳ信号は、地上デジタル放送によって伝達されるべき映像信号や音声信号をＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）の規格に従って符号化した信号である。ＴＳ信号は、ＭＰＥＧデコーダ（不図示）に送られてデコードされた後、表示装置やスピーカ（双方不図示）に送られ、映像として表示又は音声として出力される。受信装置２は、ＭＰＥＧデコーダ、表示装置及びスピーカをも含みうる。
【００３９】
チューナ回路１の受信信号におけるＵＨＦ帯の内、上記の所望チャンネルの成分を希望波と呼ぶ。チューナ回路１の受信信号におけるＵＨＦ帯には、希望波以外のチャンネル成分が含まれるが、それを妨害波と呼ぶ。希望波及び妨害波を夫々希望信号及び妨害信号と読み替えることもできる。希望波はＴＦ１４を通過するが、妨害波はＴＦ１４によって除去される。
【００４０】
図４に、ＢＰＦ１２への入力信号の波形例を示す。図４における波形２１０は、ＢＰＦ１２の入力信号中におけるＵＨＦ帯の信号波形を示している。ＵＨＦ帯は、互いに周波数の異なる複数のチャンネルにて分割され、今、ＵＨＦ帯の第１５チャンネルが希望波に相当するものとする。この場合、第１５チャンネル以外のチャンネルについての放送波は、妨害波となる。波形２１０は、ＵＨＦ帯の第２３及び２５チャンネルに強電力の妨害波が存在している場合を表している。
【００４１】
このような状況は、例えば、図５に示す如く、第１５チャンネルの放送波を送信する送信局のエリア２２１と第２３及び２５チャンネルの放送波を送信する送信局のエリア２２２の境界に受信装置２が位置し、エリア２２１がエリア２２２よりも広いような場合に生じうる。
【００４２】
チューナ回路１は、強電力の妨害波が存在している時においても、安定した受信を実現する。この安定した受信は、チューナ回路１における特異なＡＧＣ動作によって実現される。ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３及びＢＢ_ＡＧＣアンプ２０に対するＡＧＣ動作について説明する。ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３及びＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の各増幅率は、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３及びＢＢ_ＡＧＣ回路２４並びに電圧調整回路２５によって、制御される。
【００４３】
図６に、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３及びＢＢ_ＡＧＣ回路２４並びに電圧調整回路２５の各内部回路をも表した、チューナ回路１の一部回路図を示す。ＲＦ_ＡＧＣ回路２３は、符号３１〜３６にて参照される各部位を備え、ＢＢ_ＡＧＣ回路２４は、符号４１〜４５にて参照される各部位を備え、電圧調整回路２５は、符号２６〜２８にて参照される各部位を備える。符号３１は、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３の出力端子を表し、符号４１は、ＢＢ_ＡＧＣ回路２４の出力端子を表している。
【００４４】
ＲＦ_ＡＧＣ回路２３において、レベル検出回路３２の入力端子には、ミキサ１５の出力信号が与えられる。レベル検出回路３２は、自身の入力端子に与えられた信号の信号レベル（信号強度）を検出し、検出した信号レベルに応じた電圧を出力する。レベル検出回路３２の出力電圧を「第１検出電圧」とも呼ぶ。
【００４５】
図３に示す如く、ミキサ１５の出力信号は第１ミキサ１５ａの出力信号と第２ミキサ１５ｂの出力信号とから形成されるが、第１ミキサ１５ａの出力信号と第２ミキサ１５ｂの出力信号の内の一方がレベル検出回路３２の入力端子に与えられる。尚、第１ミキサ１５ａの出力信号と第２ミキサ１５ｂの出力信号の平均信号レベルに応じた電圧を、レベル検出回路３２に出力させるようにしてもよい。
【００４６】
第１検出電圧が現れる、レベル検出回路３２の出力端子を端子３７と呼ぶ。端子３７は、プルアップ抵抗としての抵抗３３を介して電源電圧ラインに接続されていると共に、コンデンサ３４を介してグランドラインに接続されている。また、端子３７は、抵抗３５を介して出力端子３１に接続されている。出力端子３１と抵抗３５との接続点は、コンデンサ３６を介してグランドラインに接続されている。電源電圧ラインには、チューナ回路１の電源電圧値ＶＣＣ（＞０［Ｖ］）が印加されている。グランドラインの電位は、０［Ｖ］である。
【００４７】
ＲＦ_ＡＧＣ回路２３の出力端子３１は、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の制御端子に接続されており、出力端子３１における電圧によってＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の増幅率が定まる。希望波の受信レベルが或る基準レベルよりも低い時、その受信レベルが小さくなるに従ってより大きな電圧値を有する電圧が出力端子３１から出力されるように、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３は設計されている。これにより、希望波の受信レベルが小さくなるに従ってＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の増幅率は大きくされ、希望波の受信レベルが大きくなるに従ってＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の増幅率は小さくされる。一方、希望波の受信レベルが基準レベル以上である時にはＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の増幅率を１とするための電圧が出力端子３１から出力されるように、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３は設計されている。尚、希望波の受信レベルとは、チューナ回路１が受信した希望波の信号レベル（信号強度）を意味する。
【００４８】
ＢＢ_ＡＧＣ回路２４において、レベル検出回路４２の入力端子には、Ａ／Ｄ変換器２１の出力信号が与えられる。レベル検出回路４２は、自身の入力端子に与えられた信号の信号レベル（信号強度）を検出し、検出した信号レベルに応じた電圧を出力する。レベル検出回路４２の出力電圧を「第２検出電圧」とも呼ぶ。
【００４９】
Ａ／Ｄ変換器２１の出力信号は、ミキサ１５からのＩ信号に基づくデジタル信号とミキサ１５からのＱ信号に基づくデジタル信号とから形成されるが、それらの２つのデジタル信号の内の一方がレベル検出回路４２の入力端子に与えられる。尚、上記２つのデジタル信号の平均信号レベルに応じた電圧を、レベル検出回路４２に出力させるようにしてもよい。また、Ａ／Ｄ変換器２１の入力信号と出力信号は信号表現形式が異なるだけであるので、Ａ／Ｄ変換器２１の入力信号の信号レベルに応じた電圧を、レベル検出回路４２に出力させるようにしてもよい。
【００５０】
ＢＢ_ＡＧＣ回路２４は、レベル検出回路４２からの第２検出電圧を、抵抗４３及びコンデンサ４５から成るローパスフィルタを介して出力端子４１に与えることにより、Ａ／Ｄ変換器２１の出力信号の信号レベルに応じた電圧を出力端子４１から出力し、これによってＡ／Ｄ変換器２１の出力信号の信号レベルを所望レベルに保とうとする。
【００５１】
第２検出電圧が現れる、レベル検出回路４２の出力端子を端子４６と呼ぶ。端子４６は、コンデンサ４４を介してグランドラインに接続されていると共に抵抗４３を介して出力端子４１に接続されている。また、出力端子４１と抵抗４３との接続点は、コンデンサ４５を介してグランドラインに接続されている。
【００５２】
ＢＢ_ＡＧＣ回路２４の出力端子４１は、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の制御端子に接続されており、出力端子４１における電圧によってＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の増幅率が制御される。
【００５３】
電圧調整回路２５内に設けられたトランジスタ２６は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタ２６において、コレクタは抵抗２７を介して出力端子３１に接続され、エミッタは出力端子４１に接続され、ベースは抵抗２８を介して端子３７に接続されている。
【００５４】
具体的な数値例として、抵抗２７、２８、３３、３５及び４３の抵抗値を、夫々、１０［ｋΩ］、１［ＭΩ］、１０［ｋΩ］、５０［ｋΩ］及び５［ｋΩ］とし、コンデンサ３４、３６、４４及び４５の静電容量を、夫々、１０［ｎＦ］、１０［ｎＦ］、１０［ｎＦ］及び（１＋１００）［ｎＦ］とした。また、電圧電圧値ＶＣＣは、例えば、３．３［Ｖ］である。
【００５５】
レベル検出回路３２からの第１検出電圧の波形例を図７（ａ）及び（ｂ）に示す。レベル検出回路３２は、プルアップ抵抗として機能する抵抗３３と協働することにより、直流電圧をパルス幅変調した電圧信号を出力する。この直流電圧を「第１直流電圧」と呼ぶ。レベル検出回路３２の入力端子に与えられた信号の信号レベルが減少した時、第１直流電圧の電圧値は増加し、その信号レベルが増加した時、第１直流電圧の電圧値は減少する。また、このパルス幅変調された電圧信号は周期的なパルス列から形成され、周期の１サイクル中においてレベル検出回路３２の出力電圧はハイレベル電圧ＶH1とローレベル電圧ＶL1をとる（ＶＣＣ≧ＶH1＞ＶL1＞０［Ｖ］）。また更に、このパルス幅変調された電圧信号は、抵抗３５及びコンデンサ３６から成るローパスフィルタによって平滑化され、出力端子３１に現れる電圧は、概ね直流となっている。
【００５６】
従って、希望波の受信レベルが比較的小さい場合、図７（ａ）に示す如くハイレベル電圧ＶH1の比率が比較的大きくなってＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の増幅率は比較的大きくなり、希望波の受信レベルが比較的大きい場合、図７（ｂ）に示す如くハイレベル電圧ＶH1の比率が比較的小さくなってＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の増幅率は比較的小さくなる。
【００５７】
ＢＢ_ＡＧＣ回路２４内のレベル検出回路４２の入出力特性も、レベル検出回路３２のそれと同様である。レベル検出回路４２からの第２検出電圧の波形例を図８（ａ）及び（ｂ）に示す。レベル検出回路４２は、直流電圧をパルス幅変調した電圧信号を出力する。この直流電圧を「第２直流電圧」と呼ぶ。レベル検出回路４２の入力端子に与えられた信号の信号レベルが減少した時、第２直流電圧の電圧値は増加し、その信号レベルが増加した時、第２直流電圧の電圧値は減少する。また、このパルス幅変調された電圧信号は周期的なパルス列から形成され、周期の１サイクル中においてレベル検出回路４２の出力電圧はハイレベル電圧ＶH2とローレベル電圧ＶL2をとる（ＶＣＣ≧ＶH2＞ＶL2≧０［Ｖ］）。また更に、このパルス幅変調された電圧信号は、抵抗４３及びコンデンサ４５から成るローパスフィルタによって平滑化され、出力端子４１に現れる電圧は、概ね直流となっている。
【００５８】
従って、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の入力信号レベルが比較的小さい場合、図８（ａ）に示す如くハイレベル電圧ＶH2の比率が比較的大きくなってＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の増幅率は比較的大きくなり、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の入力信号レベルが比較的大きい場合、図８（ｂ）に示す如くハイレベル電圧ＶH2の比率が比較的小さくなってＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の増幅率は比較的小さくなる。
【００５９】
電圧調整回路２５において、トランジスタ２６を含む回路はエミッタ接地型のトランジスタ増幅器として機能し、端子３７から供給されるベース電流ＩBを増幅したコレクタ電流ＩCがトランジスタ２６に流れる。このコレクタ電流ＩCは、出力端子３１を介してトランジスタ２６に供給される。ＢＢ_ＡＧＣ回路２４の出力端子４１の電圧が十分に低い時においては、レベル検出回路３２の端子３７における電圧がローレベル電圧ＶL1であってもベース電流ＩBが流れるように、チューナ回路１は設計されている。
【００６０】
電圧調整回路２５の存在意義の理解容易化を図るため、ここで、電圧調整回路２５が存在していないチューナ回路を考える。図９は、チューナ回路１から電圧調整回路２５を除いたチューナ回路の回路ブロック図である。チューナ回路１から電圧調整回路２５を除いたチューナ回路は、例えば、図１１のチューナ回路のような、既存の汎用チューナ回路と等価である。図９のチューナ回路において、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３の出力端子３１から出力される電圧の値をＶ１とし、ＢＢ_ＡＧＣ回路２４の出力端子４１から出力される電圧の値をＶ２とする。ＲＦ_ＡＧＣ回路２３及びＢＢ_ＡＧＣ回路２４は、電圧調整回路２５が存在していないことを想定して設計されている。従って、仮に、図１のチューナ回路１から電圧調整回路２５を除去してＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の制御端子及びＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の制御端子への印加電圧値を夫々Ｖ１及びＶ２としたならば、Ａ／Ｄ変換器２１の出力信号の信号レベルは略一定に保たれるようになる。但し、この場合、妨害波により上述の相互変調歪みの影響が大きくなってしまう。
【００６１】
他方、電圧調整回路２５を備えたチューナ回路１における、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の制御端子への印加電圧値及びＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の制御端子への印加電圧値を、それぞれ、Ｖ１'及びＶ２'とする。電圧調整回路２５を設けることによって、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の制御端子への印加電圧値はＶ１からＶ１'に変化し、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の制御端子への印加電圧値はＶ２からＶ２'に変化することになる。電圧調整回路２５の存在に起因する、この変化の様子を、図１０を参照しつつ説明する。
【００６２】
図１０は、図１のチューナ回路１におけるＡＧＣ特性を示している。図１０において、横軸はＢＰＦ１２への希望波の入力電力を表し、縦軸はＡＧＣに関与する電圧を表す。希望波の入力電力は、希望波の受信レベルに比例する。図１０において、実線２４１は、印加電圧値Ｖ１'の、希望波の入力電力依存性を示し、破線２４２は、印加電圧値Ｖ２'の、希望波の入力電力依存性を示す。希望波の入力電力を３段階に分類し、その３つの段階を、弱電界、中電界及び強電界に対応させる。弱電界、中電界及び強電界の順番で、希望波の入力電力は大きくなるものとする。
【００６３】
強電界では、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３における増幅率を比較的小さなものとするべく、レベル検出回路３２は、自身の出力信号中におけるローレベル電圧ＶL1の比率を高める。そうすると、ベース電流ＩBの時間平均値は比較的小さくなり、これに伴ってコレクタ電流ＩCの時間平均値も比較的小さくなる。この時、チューナ回路１内の各抵抗の抵抗値を適切に設定すれば、おおむねＶ１＝Ｖ１'且つＶ２＝Ｖ２'が成立する。この場合におけるチューナ回路１の動作は、電圧調整回路２５が存在しない図９（又は図１１）のチューナ回路のそれと同等となり、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の増幅率は、ほぼＲＦ_ＡＧＣ回路２３のみによって制御されることとなる。
【００６４】
強電界から中電界に移行すると、ＲＦ_ＡＧＣ回路２３は、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３における増幅率を増加させるべく自身の出力電圧を高めようとする。この場合、レベル検出回路３２の出力電圧においてハイレベル電圧ＶH1の比率が高くなり、その比率に応じたベース電流ＩB及びコレクタ電流ＩCが流れる。コレクタ電流ＩCが流れれば、コレクタ電流ＩCによる抵抗３５での電圧降下によってＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の制御端子への印加電圧値Ｖ１'はＶ１よりも低くなり、且つ、コレクタ電流ＩC（厳密にはエミッタ電流）よる抵抗４３での電圧降下によってＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の制御端子への印加電圧値Ｖ２'はＶ２よりも高くなる。
【００６５】
中電界及び強電界では、Ｖ１'＞Ｖ２'（特に例えば、Ｖ１'＞Ｖ２'＋０．６［Ｖ］）となっており、上述のようなコレクタ電流ＩCの挙動がみられる。
【００６６】
弱電界におけるチューナ回路１の動作も、中電界におけるそれと基本的には同じであり、ハイレベル電圧ＶH1の比率に応じたベース電流ＩB及びコレクタ電流ＩCが流れることによって、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の制御端子への印加電圧値Ｖ１'はＶ１よりも低くなり且つＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の制御端子への印加電圧値Ｖ２'はＶ２よりも高くなる。
【００６７】
但し、弱電界において、希望波の受信レベルが或るレベルよりも小さくなって継続的に大きなコレクタ電流ＩCが流れると、コンデンサ４５の存在によりＶ２'が高くなり、やがてトランジスタ２６のエミッタ−コレクタ間電圧はゼロに近づくと共にベース電流ＩBが流れなくなる。また、この時、Ａ／Ｄ変換器２１の出力信号の信号レベルを所望レベルに保つべく、ＢＢ_ＡＧＣ回路２４内のレベル検出回路４２は自身の出力電圧を高めようとする。この結果、トランジスタ２６はオフとなると共にＶ１'＜Ｖ２'となる。図１０においても、弱電界においてＶ１'とＶ２'の逆転がみられる。
【００６８】
ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３への入力信号は希望波と妨害波を含んでいるため、希望波だけでなく妨害波も増幅してしまう。従って、図４に示すように強電力の妨害波が存在する時、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の出力飽和が発生してチューナ内部で相互変調歪みが発生するおそれがある。しかし、図１のチューナ回路１では、電圧調整回路２５の存在によりＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の制御端子への印加電圧値がＶ１からＶ１'に低下せしめられるため、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の出力飽和が生じにくくなる。この代償として、チューナ回路１のＮＦ（雑音指数）特性の劣化が懸念されるが、ＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の制御端子への印加電圧値がＶ２からＶ２'へと上昇するため、チューナ回路全体での受信性能劣化は抑制される。即ち、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３における増幅率低下がＢＢ_ＡＧＣアンプ２０の増幅率増加によって相殺されるため、ＮＦ特性の劣化は軽微となる。
【００６９】
また、或る程度、希望波の受信レベルが高い状態においては、コレクタ電流ＩCが無視できるほど小さくなって、ＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の増幅率は、ほぼＲＦ_ＡＧＣ回路２３のみによって制御されることとなるため、無駄にＮＦ特性を劣化させることもない。
【００７０】
また、電圧調整回路２５の存在によるＶ１からＶ１'への低下度合いとＶ２からＶ２'への上昇度合いは、コレクタ電流ＩCに依存し、コレクタ電流ＩCは、主としてコレクタ抵抗として機能する抵抗２７の抵抗値に依存する。このため、抵抗２７の抵抗値を適切に設定すれば、Ｖ１'及びＶ２'を最適化することが可能である。
【００７１】
本実施形態の如く、チューナ回路を形成すれば、低コストで、強電力の妨害波の増幅によるＲＦ_ＡＧＣアンプ１３の出力飽和を抑制でき、該出力飽和に起因する映像の乱れ等を抑制することが可能となる。また、既存のチューナ回路（図１１に示すようなチューナ回路）に対して電圧調整回路２５を接続するだけで効果が得られるため、実用性及び汎用性が極めて高い。
【００７２】
＜＜変形等＞＞
上述した説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈４を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。
【００７３】
［注釈１］
上述の実施形態では、図６のレベル検出回路３２が第１直流電圧をパルス幅変調した電圧信号を出力するとし、レベル検出回路４２が第２直流電圧をパルス幅変調した電圧信号を出力するとした。しかしながら、レベル検出回路３２に第１直流電圧そのものを出力させ且つレベル検出回路４２に第２直流電圧そのものを出力させるようにし、これによって、上述の同様の作用を得るようにしても構わない。或いは、レベル検出回路３２に第１直流電圧に応じた脈流の電圧信号を出力させ、且つ、レベル検出回路４２に第２直流電圧に応じた脈流の電圧信号を出力させるようにし、これによって、上述の同様の作用を得るようにしても構わない。レベル検出回路３２からの脈流の電圧信号を平滑化すれば第１直流電圧が得られ、レベル検出回路４２からの脈流の電圧信号を平滑化すれば第２直流電圧が得られる。パルス幅変調した電圧信号は、脈流の電圧信号の一種である。レベル検出回路３２の出力電圧の表現形式が異なっていても、上述してきたのと同様に、ミキサ１５の出力信号の信号レベルに応じてトランジスタ２６のベース電流ＩB及びコレクタ電流ＩCが制御されることに変わりはない。
【００７４】
［注釈２］
上述の実施形態では、トランジスタ２６として、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを用いているが、それを、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタに置き換えることも可能である。また、トランジスタ２６を電界効果トランジスタに置き換えることも可能である。電界効果トランジスタを用いる場合は、レベル検出回路３２の出力電圧をゲート電圧として電界効果トランジスタに与え、ゲート電圧によって、ドレイン電流としての出力端子３１−４１間電流を制御すればよい。勿論、置き換え後のチューナ回路における動作がチューナ回路１における動作と同様となるように、これらの置き換えに伴ってチューナ回路１内の一部も適宜変更される。
【００７５】
［注釈３］
本発明は、デジタル復調部に入力される受信信号の振幅調整が必要な任意のチューナ回路に適用可能であり、デジタル多値変調方式により変調された信号を受信するチューナ回路に広く適用可能である。
【００７６】
［注釈４］
図４に示すような、受信周波数帯域（上述の例において、ＵＨＦ帯）内に強電力の妨害波が存在するような状況は、移動体通信を行う場合又は移動体内において放送波を受信する場合に、特に顕著に現れる。このため、例えば、車両（不図示）に図１の受信装置２を搭載して地上デジタル放送等を受信する場合に、本発明は特に有益である。
【図面の簡単な説明】
【００７７】
【図１】本発明の実施形態に係るチューナ回路及び受信装置の回路ブロック図である。
【図２】図１のＢＰＦによって抽出される帯域とＴＦによって抽出される帯域との関係を示す図である。
【図３】図１のチューナ回路内の、ミキサ周辺の一部回路図である。
【図４】図１のＢＰＦへの入力信号の波形例を示す図である。
【図５】図４のような信号波形が得られる状況を説明するための図である。
【図６】ＲＦ_ＡＧＣ回路及びＢＢ_ＡＧＣ回路並びに電圧調整回路の各内部回路をも表した、図１のチューナ回路の一部回路図である。
【図７】図６のＲＦ_ＡＧＣ回路内のレベル検出回路から出力される第１検出電圧の波形例を示す図である。
【図８】図６のＢＢ_ＡＧＣ回路内のレベル検出回路から出力される第２検出電圧の波形例を示す図である。
【図９】図１のチューナ回路から電圧調整回路を除いたチューナ回路の回路ブロック図である。
【図１０】図１のチューナ回路における、希望波の入力電力とＲＦ_ＡＧＣアンプ及びＢＢ_ＡＧＣアンプへの制御電圧値との関係を示す図である。
【図１１】従来のチューナ回路の回路ブロック図である。
【符号の説明】
【００７８】
１  チューナ回路
２  受信装置
１１  アンテナ
１３、ＲＦ_ＡＧＣアンプ
１４  トラッキングフィルタ（ＴＦ）
１５  ミキサ
２０、ＢＢ_ＡＧＣアンプ
２３  ＲＦ_ＡＧＣ回路
２４  ＢＢ_ＡＧＣ回路
２５  電圧調整回路
２６  トランジスタ
３１、４１  出力端子
３２、４２  レベル検出回路
【図１】
2009055388.tif 000003
【図２】
2009055388.tif 000004
【図３】
2009055388.tif 000005
【図４】
2009055388.tif 000006
【図５】
2009055388.tif 000007
【図６】
2009055388.tif 000008
【図７】
2009055388.tif 000009
【図８】
2009055388.tif 000010
【図９】
2009055388.tif 000011
【図１１】
2009055388.tif 000012
【図１０】
2009055388.tif 000013