(57)【要約】【課題】ＩＣＩ推定方法及びＩＣＩ低減等化器を提供する。【解決手段】受信信号からチャンネル応答を推定するチャンネル推定部と、推定されたチャンネル応答からチャンネル応答の基本成分とチャンネル応答の変動成分とを計算するチャンネル計算部と、チャンネル応答の変動成分と周波数領域の受信信号とを乗算し、その乗算結果をフィルタ係数によってフィルタリングし、そのフィルタリング結果に基づいて受信信号に含まれたＩＣＩ成分を推定するＩＣＩ推定部と、周波数領域の受信信号からＩＣＩ成分を減算する減算部と、減算部の出力信号をチャンネル応答の基本成分に基づいて等化させる等化部と、を備えるＩＣＩ低減等化器である。【選択図】図３
2009055612.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号からチャンネル応答を推定するチャンネル推定部と、
前記推定されたチャンネル応答からチャンネル応答の基本成分とチャンネル応答の変動成分とを計算するチャンネル計算部と、
前記チャンネル応答の変動成分と周波数領域の受信信号とを乗算し、その乗算結果をフィルタ係数によってフィルタリングし、そのフィルタリング結果に基づいて前記受信信号に含まれたＩＣＩ（Ｉｎｔｅｒ−Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）成分を推定するＩＣＩ推定部と、
前記周波数領域の受信信号から前記ＩＣＩ成分を減算する減算部と、
前記減算部の出力信号を前記チャンネル応答の基本成分に基づいて等化させる等化部と、を備えることを特徴とするＩＣＩ低減等化器。
【請求項２】
前記チャンネル推定部は、
前記周波数領域の受信信号または時間領域の受信信号から前記チャンネル応答を推定することを特徴とする請求項１に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項３】
前記周波数領域の受信信号は、前記時間領域の受信信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）した信号であることを特徴とする請求項２に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項４】
前記チャンネル応答の基本成分は、１シンボル区間中に変動しないチャンネル応答成分であり、前記チャンネル応答の変動成分は、１シンボル区間中に変動するチャンネル応答成分であることを特徴とする請求項１に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項５】
チャンネルをＭ１次モデルに近似化する場合に、
前記チャンネル計算部は、チャンネル応答の第１次変動成分ないしチャンネル応答の第Ｍ１次変動成分を前記ＩＣＩ推定部に出力することを特徴とする請求項１に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項６】
前記ＩＣＩ推定部は、
前記チャンネル応答の変動成分と前記周波数領域の受信信号とを乗算して、その乗算結果を出力する乗算部と、
前記乗算結果を前記フィルタ係数によってフィルタリングして、そのフィルタリング結果を出力するフィルタバンクと、
前記フィルタリング結果を合算して前記ＩＣＩ成分を出力する合算部と、を備えることを特徴とする請求項１に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項７】
チャンネルをＭ１次モデルに近似化する場合に、
前記乗算部は、前記チャンネル計算部から出力されるチャンネル応答の第１次変動成分と前記周波数領域の受信信号とを乗算して、第１乗算結果を出力する第１乗算器、ないし前記チャンネル計算部から出力されるチャンネル応答の第Ｍ１次変動成分と前記周波数領域の受信信号とを乗算して、第Ｍ１乗算結果を出力する第Ｍ１乗算器を備えることを特徴とする請求項６に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項８】
チャンネルをＭ１次モデルに近似化する場合に、
前記フィルタバンクは、前記乗算部の第１乗算器から出力される第１乗算結果を第１フィルタ係数によってフィルタリングして、第１フィルタリング結果を出力する第１フィルタ、ないし前記乗算部の第Ｍ１乗算器から出力される第Ｍ１乗算結果を第Ｍ１フィルタ係数によってフィルタリングして、第Ｍ１フィルタリング結果を出力する第Ｍ１フィルタを備えることを特徴とする請求項６に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項９】
前記第１フィルタないし前記第Ｍ１フィルタは、線形時不変フィルタであることを特徴とする請求項８に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項１０】
前記第１フィルタないし前記第Ｍ１フィルタは、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタであることを特徴とする請求項９に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項１１】
前記第１フィルタないし前記第Ｍ１フィルタそれぞれのフィルタタップの数は、システム要求仕様によって決定されることを特徴とする請求項１０に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項１２】
チャンネルをＭ１次モデルに近似化する場合に、
前記合算部は、前記フィルタバンクの第１フィルタから出力される第１フィルタリング結果、ないし前記フィルタバンクの第Ｍ１フィルタから出力される第Ｍ１フィルタリング結果を合算して、前記ＩＣＩ成分を出力することを特徴とする請求項６に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項１３】
前記等化部は、１タップ等化器で具現されることを特徴とする請求項１に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項１４】
ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）システムの受信器に適用されることを特徴とする請求項１に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項１５】
受信信号から推定されたチャンネル応答から、チャンネル応答の第１次変動成分ないしチャンネル応答の第Ｍ１次変動成分を計算するステップと、
前記チャンネル応答の第１次変動成分ないし前記チャンネル応答の第Ｍ１次変動成分それぞれと周波数領域の受信信号とを乗算して、第１乗算結果ないし第Ｍ１乗算結果を出力するステップと、
前記第１乗算結果ないし前記第Ｍ１乗算結果それぞれを第１フィルタ係数ないし第Ｍ１フィルタ係数それぞれによってフィルタリングして、第１フィルタリング結果ないし第Ｍ１フィルタリング結果を出力するステップと、
前記第１フィルタリング結果ないし前記第Ｍ１フィルタリング結果を合算して、前記受信信号に含まれたＩＣＩ成分を推定するステップと、を含むことを特徴とするＩＣＩ推定方法。
【請求項１６】
チャンネルをＭ１次モデルに近似化する場合に、
前記受信信号から推定されたチャンネル応答を、１シンボル区間中に変動しない基本成分と、１シンボル区間中に変動する前記第１次変動成分ないし前記第Ｍ１次変動成分とに区分することを特徴とする請求項１５に記載のＩＣＩ推定方法。
【請求項１７】
前記第１乗算結果ないし前記第Ｍ１乗算結果それぞれを前記第１フィルタ係数ないし前記第Ｍ１フィルタ係数それぞれによってＦＩＲフィルタリングして、前記第１フィルタリング結果ないし前記第Ｍ１フィルタリング結果を出力することを特徴とする請求項１５に記載のＩＣＩ推定方法。
【請求項１８】
受信信号からチャンネル応答を推定するチャンネル推定部と、
前記推定されたチャンネル応答から、チャンネル応答の基本成分とチャンネル応答の第１次変動成分とを計算するチャンネル計算部と、
前記チャンネル応答の第１次変動成分と周波数領域の受信信号とを乗算して、第１乗算結果を出力する第１乗算器と、
前記第１乗算結果を第１フィルタ係数によってＦＩＲフィルタリングして、前記受信信号に含まれたＩＣＩ成分を出力する第１フィルタと、
前記周波数領域の受信信号から前記ＩＣＩ成分を減算する減算部と、
前記減算部の出力信号を前記チャンネル応答の基本成分に基づいて等化させる等化部と、を備えることを特徴とするＩＣＩ低減等化器。
【請求項１９】
前記チャンネル応答の基本成分は、１シンボル区間中に変動しないチャンネル応答成分であり、前記チャンネル応答の第１次変動成分は、１シンボル区間中に変動するチャンネル応答成分であることを特徴とする請求項１８に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項２０】
前記チャンネル推定部は、
ｉ−１番目のシンボル区間の中央でのチャンネル応答サンプル値に基づいて、以前のシンボル区間でのチャンネル応答推定値を出力し、
ｉ番目のシンボル区間の中央でのチャンネル応答サンプル値に基づいて、現在のシンボル区間でのチャンネル応答推定値を出力し、
ｉ＋１番目のシンボル区間の中央でのチャンネル応答サンプル値に基づいて、次のシンボル区間でのチャンネル応答推定値を出力することを特徴とする請求項１８に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項２１】
前記チャンネル計算部は、
前記現在のシンボル区間でのチャンネル応答推定値を前記チャンネル応答の基本成分として出力し、
前記次のシンボル区間でのチャンネル応答推定値から前記以前のシンボル区間でのチャンネル応答推定値を減算し、その減算結果を前記現在のシンボル区間でのチャンネル応答推定値で除算し、その除算結果を前記チャンネル応答の第１次変動成分として出力することを特徴とする請求項２０に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項２２】
前記チャンネル計算部は、
前記チャンネル推定部から出力されるチャンネル応答推定値を１シンボル区間だけ遅延させて出力する第１遅延器と、
前記第１遅延器の出力信号を再び１シンボル区間だけ遅延させて出力する第２遅延器と、
前記チャンネル推定部から出力される前記次のシンボル区間でのチャンネル応答推定値から、前記第２遅延器から出力される前記以前のシンボル区間でのチャンネル応答推定値を減算する減算器と、
前記減算器から出力される減算結果を前記第１遅延器から出力される前記現在のシンボル区間でのチャンネル応答推定値で除算し、その除算結果を前記チャンネル応答の第１次変動成分として前記第１乗算器に出力する除算器と、を備えることを特徴とする請求項２１に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項２３】
前記チャンネル計算部は、チャンネルを１次線形モデルに近似化することを特徴とする請求項２２に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項２４】
前記等化部は、
前記減算部の出力信号を前記第１遅延器から出力される前記チャンネル応答の基本成分で除算して出力することを特徴とする請求項２２に記載のＩＣＩ低減等化器。
【請求項２５】
前記等化部は、１タップ等化器で具現されることを特徴とする請求項２４に記載のＩＣＩ低減等化器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＩＣＩ（Ｉｎｔｅｒ−Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）推定方法及びＩＣＩ低減等化器に係り、特にチャンネルをＭ１次モデルに近似化してＩＣＩ成分を推定するＩＣＩ推定方法及びＩＣＩ低減等化器に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）システムは、多様な放送／通信システムに適用されている。ＯＦＤＭシステムは、互いに直交性を有する複数のサブキャリアを利用してデータを伝送する放送／通信システムである。
【０００３】
図１は、ＯＦＤＭシステムでの送信器及び受信器を示す図面である。
図１に示すように、ＯＦＤＭ送信器１１０は、エンコーダ１１１、マッパ１１２、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）ブロック１１３、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｐｒｅｆｉｘ）挿入部１１４、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）送信部１１５及び送信アンテナ１１６を備える。ＯＦＤＭ受信器１２０は、受信アンテナ１２１、ＲＦ受信部１２２、ＣＰ除去部１２３、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）ブロック１２４、等化部１２５、デマッパ１２６及びデコーダ１２７を備える。
ＯＦＤＭ送信器１１０では、ＩＳＩ（Ｉｎｔｅｒ−Ｓｙｍｂｏｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の防止及びチャンネルの推定のために、ＩＦＦＴ処理された送信信号にＣＰを挿入する。ＣＰが挿入された送信信号Ｓｉ（ｎ）は、ＲＦ送信部１１５及び送信アンテナ１１６を経て有線または無線チャンネルに出力される。ＯＦＤＭ受信器１２０において、ＣＰが除去された受信信号ｒｉ（ｎ）は、ＦＦＴブロック１２４により周波数領域の受信信号Ｒｉ（ｋ）に変換される。等化部１２５は、周波数領域の受信信号Ｒｉ（ｋ）を等化させて推定された送信信号
【０００４】
【数１】
2009055612.tif 000003
【０００５】
を出力する。
ＯＦＤＭ受信器１２０で送信信号を正確に推定しようとすれば、チャンネルの応答特性を正確に把握せねばならない。しかし、時間選択性によりチャンネルの応答特性が経時的に変わり、周波数選択性により周波数ごとにチャンネルの応答特性が異なるため、チャンネルの応答特性を正確に把握しがたい。一方、移動受信環境で、チャンネルの時間選択性及びチャンネルの周波数選択性は、サブキャリア間の直交性を損傷させてＩＣＩをもたらす。たとえ、ＣＰに含まれたパイロットを利用してチャンネルの応答特性を正確に把握するとしても、ＩＣＩの影響により送信信号の推定が不正確になりうる。
ＩＣＩは、ＯＦＤＭ受信器が送信信号を正確に推定することをさらに複雑にする。ＯＦＤＭ受信器が送信信号を正確に推定するためには、まず、受信信号に含まれたＩＣＩ成分を推定し、その推定結果に基づいて、受信信号に含まれたＩＣＩ成分を除去または低減させねばならない。受信信号に含まれたＩＣＩ成分を除去または低減させるために、それほど演算量及び計算複雑度が増大するので、ＯＦＤＭ受信器の構造が複雑になる。推定の正確性と計算複雑度との間のトレードオフ関係を考慮して、ＯＦＤＭ受信器を設計する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的は、チャンネルをＭ１次モデルに近似化してＩＣＩ成分を推定するＩＣＩ推定方法を提供するところにある。
本発明の他の目的は、前記ＩＣＩ推定方法により推定されたＩＣＩ成分を除去または低減させるＩＣＩ低減等化器を提供するところにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の望ましい実施形態によるＩＣＩ低減等化器は、チャンネル推定部、チャンネル計算部、ＩＣＩ推定部、減算部及び等化部を備える。前記チャンネル推定部は、受信信号からチャンネル応答を推定する。前記チャンネル計算部は、前記推定されたチャンネル応答からチャンネル応答の基本成分とチャンネル応答の変動成分とを計算する。前記ＩＣＩ推定部は、前記チャンネル応答の変動成分と周波数領域の受信信号とを乗算し、その乗算結果をフィルタ係数によってフィルタリングし、そのフィルタリング結果に基づいて、前記受信信号に含まれたＩＣＩ成分を推定する。前記減算部は、前記周波数領域の受信信号から前記ＩＣＩ成分を減算する。前記等化部は、前記減算部の出力信号を前記チャンネル応答の基本成分に基づいて等化させる。
【０００８】
本発明の一実施形態において、前記チャンネル応答の基本成分は、１シンボル区間中に変動しないチャンネル応答成分であり、前記チャンネル応答の変動成分は、１シンボル区間中に変動するチャンネル応答成分である。チャンネルをＭ１次モデルに近似化する場合に、前記チャンネル計算部は、チャンネル応答の第１次変動成分ないしチャンネル応答の第Ｍ１次変動成分を前記ＩＣＩ推定部に出力できる。
本発明の一実施形態において、前記ＩＣＩ推定部は、前記チャンネル応答の変動成分と前記周波数領域の受信信号とを乗算して、その乗算結果を出力する乗算部と、前記乗算結果を前記フィルタ係数によってフィルタリングして、そのフィルタリング結果を出力するフィルタバンクと、前記フィルタリング結果を合算して、前記ＩＣＩ成分を出力する合算部と、を備える。
本発明の一実施形態において、チャンネルをＭ１次モデルに近似化する場合に、前記乗算部は、前記チャンネル計算部から出力されるチャンネル応答の第１次変動成分と前記周波数領域の受信信号とを乗算して、第１乗算結果を出力する第１乗算器、ないし前記チャンネル計算部から出力されるチャンネル応答の第Ｍ１次変動成分と前記周波数領域の受信信号とを乗算して、第Ｍ１乗算結果を出力する第Ｍ１乗算器を備える。
本発明の一実施形態において、チャンネルをＭ１次モデルに近似化する場合に、前記フィルタバンクは、前記乗算部の第１乗算器から出力される第１乗算結果を第１フィルタ係数によってフィルタリングして、第１フィルタリング結果を出力する第１フィルタ、ないし前記乗算部の第Ｍ１乗算器から出力される第Ｍ１乗算結果を第Ｍ１フィルタ係数によってフィルタリングして、第Ｍ１フィルタリング結果を出力する第Ｍ１フィルタを備える。前記第１フィルタないし前記第Ｍ１フィルタは、線形時不変フィルタでありうる。前記第１フィルタないし前記第Ｍ１フィルタは、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタでありうる。
本発明の一実施形態において、前記等化部は、１タップ等化器で具現される。
本発明の一実施形態によるＩＣＩ低減等化器は、ＯＦＤＭシステムの受信器に適用される。
【０００９】
本発明の望ましい実施形態によるＩＣＩ推定方法は、受信信号から推定されたチャンネル応答から、チャンネル応答の第１次変動成分ないしチャンネル応答の第Ｍ１次変動成分を計算するステップと、前記チャンネル応答の第１次変動成分ないし前記チャンネル応答の第Ｍ１次変動成分それぞれと周波数領域の受信信号とを乗算して、第１乗算結果ないし第Ｍ１乗算結果を出力するステップと、前記第１乗算結果ないし前記第Ｍ１乗算結果それぞれを第１フィルタ係数ないし第Ｍ１フィルタ係数それぞれによってフィルタリングして、第１フィルタリング結果ないし第Ｍ１フィルタリング結果を出力するステップと、前記第１フィルタリング結果ないし前記第Ｍ１フィルタリング結果を合算して、前記受信信号に含まれたＩＣＩ成分を推定するステップと、を含む。
チャンネルをＭ１次モデルに近似化する場合に、前記受信信号から推定されたチャンネル応答は、１シンボル区間中に変動しない基本成分と、１シンボル区間中に変動する前記第１次変動成分ないし前記第Ｍ１次変動成分とに区分される。
【００１０】
本発明の他の実施形態によるＩＣＩ低減等化器は、受信信号からチャンネル応答を推定するチャンネル推定部と、前記推定されたチャンネル応答から、チャンネル応答の基本成分とチャンネル応答の第１次変動成分とを計算するチャンネル計算部と、前記チャンネル応答の第１次変動成分と周波数領域の受信信号とを乗算して、第１乗算結果を出力する第１乗算器と、前記第１乗算結果を第１フィルタ係数によってＦＩＲフィルタリングして、前記受信信号に含まれたＩＣＩ成分を出力する第１フィルタと、前記周波数領域の受信信号から前記ＩＣＩ成分を減算する減算部と、前記減算部の出力信号を前記チャンネル応答の基本成分に基づいて等化させる等化部と、を備える。
【００１１】
前記チャンネル計算部は、チャンネルを１次線形モデルに近似化できる。前記チャンネル計算部は、前記現在のシンボル区間でのチャンネル応答推定値を前記チャンネル応答の基本成分として出力できる。また、前記チャンネル計算部は、前記次のシンボル区間でのチャンネル応答推定値から前記以前のシンボル区間でのチャンネル応答推定値を減算し、その減算結果を前記現在のシンボル区間でのチャンネル応答推定値で除算し、その除算結果を前記チャンネル応答の第１次変動成分として出力できる。
前記チャンネル計算部は、前記チャンネル推定部から出力されるチャンネル応答推定値を１シンボル区間だけ遅延させて出力する第１遅延器と、前記第１遅延器の出力信号を再び１シンボル区間だけ遅延させて出力する第２遅延器と、前記チャンネル推定部から出力される前記次のシンボル区間でのチャンネル応答推定値から、前記第２遅延器から出力される前記以前のシンボル区間でのチャンネル応答推定値を減算する減算器と、前記減算器から出力される減算結果を前記第１遅延器から出力される前記現在のシンボル区間でのチャンネル応答推定値で除算し、その除算結果を前記チャンネル応答の第１次変動成分として前記第１乗算器に出力する除算器と、を備える。
前記等化部は、前記減算部の出力信号を前記第１遅延器から出力される前記チャンネル応答の基本成分で除算して出力できる。前記等化部は、１タップ等化器で具現される。
【発明の効果】
【００１２】
受信信号に含まれたＩＣＩ成分を除去するために多くの演算量及び高い計算複雑度を要求する従来技術に比べて、本発明によるＩＣＩ低減等化器は、相対的に少ない演算量及び低い計算複雑度を要求する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、添付された図面を参照して、本発明の望ましい実施形態を詳細に説明する。
図２Ａ及び図２Ｂは、本発明の望ましい実施形態によるＩＣＩ低減等化器を示す図面である。
図２Ａ及び図２Ｂには、ＩＣＩ低減等化器２３０と共にＲＦ受信部２２２、ＣＰ除去部２２３及びＦＦＴブロック２２４が示されている。ＩＣＩ低減等化器２３０は、チャンネル推定部２４０、チャンネル計算部２５０、ＩＣＩ推定部２６０、減算部２７０及び等化部２８０を備える。図２Ａ及び図２Ｂに示したＩＣＩ推定部２６０は、乗算部２６１、フィルタバンク２６５及び合算部２６９を備える。
チャンネル推定部２４０は、受信信号からチャンネル応答
【００１４】
【数２】
2009055612.tif 000004
【００１５】
を推定する。図２Ａには、チャンネル推定部２４０が周波数領域の受信信号Ｒｉ（ｋ）からチャンネル応答を推定する実施形態が示されており、図２Ｂには、チャンネル推定部２４０が時間領域の受信信号ｒＣＰ（ｎ）からチャンネル応答を推定する実施形態が示されている。ｒＣＰ（ｎ）は、ＣＰが除去される前の受信信号を表し、ｒｉ（ｎ）は、ＣＰが除去された受信信号を表す。時間領域の受信信号ｒｉ（ｎ）は、ＦＦＴブロック２２４により周波数領域の受信信号Ｒｉ（ｋ）に変換される。
チャンネル計算部２５０は、推定されたチャンネル応答
【００１６】
【数３】
2009055612.tif 000005
【００１７】
から、チャンネル応答の基本成分
【００１８】
【数４】
2009055612.tif 000006
【００１９】
とチャンネル応答の変動成分
【００２０】
【数５】
2009055612.tif 000007
【００２１】
とを計算する。ここで、チャンネル応答の基本成分
【００２２】
【数６】
2009055612.tif 000008
【００２３】
は、１シンボル区間中に変動しないチャンネル応答成分であり、チャンネル応答の変動成分
【００２４】
【数７】
2009055612.tif 000009
【００２５】
は、１シンボル区間中に変動するチャンネル応答成分である。チャンネル応答の基本成分
【００２６】
【数８】
2009055612.tif 000010
【００２７】
及びチャンネル応答の変動成分
【００２８】
【数９】
2009055612.tif 000011
【００２９】
についての詳細な内容は、図３を参照して説明する。
ＩＣＩ推定部２６０は、チャンネル応答の変動成分
【００３０】
【数１０】
2009055612.tif 000012
【００３１】
と周波数領域の受信信号Ｒｉ（ｋ）とを乗算し、その乗算結果をフィルタ係数Ｆ（ｑ）によってフィルタリングし、そのフィルタリング結果に基づいて、受信信号に含まれたＩＣＩ成分を推定する。ＩＣＩ推定部２６０の乗算部２６１は、チャンネル応答の変動成分
【００３２】
【数１１】
2009055612.tif 000013
【００３３】
と周波数領域の受信信号Ｒｉ（ｋ）とを乗算し、その乗算結果を出力する。ＩＣＩ推定部２６０のフィルタバンク２６５は、乗算部２６１から出力される乗算結果をフィルタ係数Ｆ（ｑ）によってフィルタリングして、そのフィルタリング結果を出力する。ＩＣＩ推定部２６０の合算部２６９は、フィルタバンク２６５から出力されるフィルタリング結果を合算して、ＩＣＩ成分
【００３４】
【数１２】
2009055612.tif 000014
【００３５】
を出力する。ＩＣＩ推定部２６０の具体的な内容は、図３を参照して説明する。
減算部２７０は、周波数領域の受信信号Ｒｉ（ｋ）からＩＣＩ成分
【００３６】
【数１３】
2009055612.tif 000015
【００３７】
を減算する。等化部２８０は、減算部２７０の出力信号をチャンネル応答の基本成分
【００３８】
【数１４】
2009055612.tif 000016
【００３９】
に基づいて等化させる。等化部２８０は、等化結果を推定された送信信号
【００４０】
【数１５】
2009055612.tif 000017
【００４１】
として出力する。
図２Ａ及び図２Ｂに示したＩＣＩ低減等化器２３０は、ＯＦＤＭシステムの受信器に適用される。すなわち、ＯＦＤＭシステムの送信器から出力された送信信号Ｓｉ（ｎ）が有線または無線チャンネルを通じてＯＦＤＭシステムの受信器に受信されれば、ＯＦＤＭシステムの受信器に備えられるＩＣＩ低減等化器２３０は、受信信号に含まれたＩＣＩ成分
【００４２】
【数１６】
2009055612.tif 000018
【００４３】
を推定し、その推定結果に基づいて、受信信号に含まれたＩＣＩ成分
【００４４】
【数１７】
2009055612.tif 000019
【００４５】
を除去または低減させ、ＩＣＩ成分
【００４６】
【数１８】
2009055612.tif 000020
【００４７】
が除去または低減された信号を等化させて推定された送信信号
【００４８】
【数１９】
2009055612.tif 000021
【００４９】
を出力する。
【００５０】
図３は、図２Ａ及び図２Ｂに示したＩＣＩ低減等化器２３０を具体的に示す図面である。
図３に示したＩＣＩ低減等化器は、チャンネル推定部３４０、チャンネル計算部３５０、第１乗算器３６１＿１ないし第Ｍ１乗算器３６１＿Ｍ１、第１フィルタ３６５＿１ないし第Ｍ１フィルタ３６５＿Ｍ１、合算部３６９、減算部３７０及び等化部３８０を備える。図３での第１乗算器３６１＿１ないし第Ｍ１乗算器３６１＿Ｍ１は、図２Ａ及び図２Ｂでの乗算部２６１に対応し、図３での第１フィルタ３６５＿１ないし第Ｍ１フィルタ３６５＿Ｍ１は、図２Ａ及び図２Ｂでのフィルタバンク２６５に対応し、図３での合算部３６９は、図２Ａ及び図２Ｂでの合算部２６９に対応する。以下では、複数の数式を参照して、図３に示したＩＣＩ低減等化器を説明する。
ＯＦＤＭシステムの送信器から出力される送信信号Ｓｉ（ｎ）は、数式１のように表現される。
【００５１】
【数２０】
2009055612.tif 000022
【００５２】
数式１で、Ｎｇは、ＣＰのサイズであり、Ｎは、ＦＦＴのサイズ、すなわちサブキャリアの総個数である。そして、
【００５３】
【数２１】
2009055612.tif 000023
【００５４】
は、例えば、ｉ番目のＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）マッピングシンボルを表す。
経時的に線形的に変わる多重経路チャンネルの離散応答をｈｌｔｖ（ｎ，ｌ）とすれば、サンプリング周期のｌ倍ほど遅延される経路に対して、チャンネル応答ｈｉ（ｎ，ｌ）は数式２のように定義される。
【００５５】
【数２２】
2009055612.tif 000024
【００５６】
数式２で、Ｐは、多重経路による遅延のうち最大遅延を表す。
一方、送信信号Ｓｉ（ｎ）が数式１のように表現され、チャンネル応答ｈｉ（ｎ，ｌ）が数式２のように定義されれば、ＯＦＤＭシステムの受信器で、ＣＰが除去された受信信号ｒｉ（ｎ）は、数式３のように表現される。
【００５７】
【数２３】
2009055612.tif 000025
【００５８】
数式３で、
【００５９】
【数２４】
2009055612.tif 000026
【００６０】
は、ＡＷＧＮ（Ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ  Ｗｈｉｔｅ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｎｏｉｓｅ）を表す。
時間領域の受信信号ｒｉ（ｎ）は、ＦＦＴにより数式４のような周波数領域の受信信号Ｒｉ（ｋ）に変換される。
【００６１】
【数２５】
2009055612.tif 000027
【００６２】
数式４で、
【００６３】
【数２６】
2009055612.tif 000028
【００６４】
であり、
【００６５】
【数２７】
2009055612.tif 000029
【００６６】
は、
【００６７】
【数２８】
2009055612.tif 000030
【００６８】
をＦＦＴした信号である。
数式４を参照すれば、周波数領域の受信信号は、次の数式５のように行列形態で表現される。
【００６９】
【数２９】
2009055612.tif 000031
【００７０】
数式５で、行列Ｇｉは、チャンネルゲイン行列（または、等化行列）である。サブキャリア間の直交性が維持される場合には、行列Ｇｉの主対角要素以外の要素はいずれもゼロになる。しかし、サブキャリア間の直交性が損傷されてＩＣＩ成分が受信信号に含まれれば、行列Ｇｉの主対角要素以外の要素がノンゼロになる。行列Ｇｉの主対角要素以外の要素がノンゼロであれば、ＯＦＤＭ受信器が送信信号を推定することがさらに複雑になる。
数式５でＡＷＧＮ成分
【００７１】
【数３０】
2009055612.tif 000032
【００７２】
を排除するならば、次の数式６のようにシンボルを推定できる。
【００７３】
【数３１】
2009055612.tif 000033
【００７４】
等化行列Ｇｉを単純化するために、本発明では、下記の数式８のようにチャンネルをＭ１次モデルに近似化させる。
まず、ｉ番目のシンボル区間に対してチャンネルベクトル
【００７５】
【数３２】
2009055612.tif 000034
【００７６】
を数式７のように定義する。
【００７７】
【数３３】
2009055612.tif 000035
【００７８】
数式７で、チャンネルベクトル
【００７９】
【数３４】
2009055612.tif 000036
【００８０】
の各要素は、チャンネル応答ｈｌｔｖ（ｎ，ｌ）から推定されたＭ個のサンプル値である。
【００８１】
【数３５】
2009055612.tif 000037
【００８２】
の各要素は、図３での
【００８３】
【数３６】
2009055612.tif 000038
【００８４】
に対応する。数式７を参照すれば、Ｍ１次モデルに近似化されたチャンネルは、次の数式８のように表現される。すなわち、チャンネル応答ｈｉ（ｎ，ｌ）は、１シンボル区間中に変動しない基本成分（basic component）と、１シンボル区間中に変動する変動成分（fluctuating component）とに区分される。
【００８５】
【数３７】
2009055612.tif 000039
【００８６】
数式８で、
【００８７】
【数３８】
2009055612.tif 000040
【００８８】
である。数式８に示すように、チャンネルのＭ１次モデルは、
【００８９】
【数３９】
2009055612.tif 000041
【００９０】
及びチャンネル係数
【００９１】
【数４０】
2009055612.tif 000042
【００９２】
により決定される。本発明の一実施形態において、ｉ番目のシンボル区間に対してチャンネル係数
【００９３】
【数４１】
2009055612.tif 000043
【００９４】
を定数に設定できる。また、本発明の一実施形態において、
【００９５】
【数４２】
2009055612.tif 000044
【００９６】
は、数式９を満足するように設定される。
【００９７】
【数４３】
2009055612.tif 000045
【００９８】
数式８に示すように、
【００９９】
【数４４】
2009055612.tif 000046
【０１００】
は、チャンネル応答の変動成分に係る。数式８に表現されたチャンネル応答の変動成分において、因子ｎと因子ｌとは互いに分離されている。一方、チャンネル応答の基本成分は、チャンネル応答ｈｉ（ｎ，ｌ）のほとんどのエネルギーを含む。
数式８を数式４で
【０１０１】
【数４５】
2009055612.tif 000047
【０１０２】
に関する式に代入すれば、数式１０を得る。
【０１０３】
【数４６】
2009055612.tif 000048
【０１０４】
数式１０で、
【０１０５】
【数４７】
2009055612.tif 000049
【０１０６】
は、クロネッカーデルタ（すなわち、ユニットデルタ機能）を表し、
【０１０７】
【数４８】
2009055612.tif 000050
【０１０８】
であり、
【０１０９】
【数４９】
2009055612.tif 000051
【０１１０】
である。
数式１０は、次の数式１１のような行列形態で表される。
【０１１１】
【数５０】
2009055612.tif 000052
【０１１２】
数式１１で、
【０１１３】
【数５１】
2009055612.tif 000053
【０１１４】
である。すなわち、
【０１１５】
【数５２】
2009055612.tif 000054
【０１１６】
は、Ｎ×Ｎの対角行列である。
また、数式１１でフィルタ係数行列
【０１１７】
【数５３】
2009055612.tif 000055
【０１１８】
は、次の通りである。
【０１１９】
【数５４】
2009055612.tif 000056
【０１２０】
前記行列式に示すように、フィルタ係数行列
【０１２１】
【数５５】
2009055612.tif 000057
【０１２２】
は、シンボルインデックスｉに対して独立的であり、Ｔｏｅｐｌｉｔｚ特性を有する。
数式１１を数式６に代入すれば、次の数式１２を得る。
【０１２３】
【数５６】
2009055612.tif 000058
【０１２４】
数式１２で、
【０１２５】
【数５７】
2009055612.tif 000059
【０１２６】
は、Ｎ×Ｎの単位行列を表し、
【０１２７】
【数５８】
2009055612.tif 000060
【０１２８】
である。
【０１２９】
【数５９】
2009055612.tif 000061
【０１３０】
は、正規化された変動成分に対応する。
数式１２を単純化させるために高次成分を切れば、次の数式１３を得る。
【０１３１】
【数６０】
2009055612.tif 000062
【０１３２】
チャンネル応答は、シンボル区間中に非常に遅く変わるため、
【０１３３】
【数６１】
2009055612.tif 000063
【０１３４】
も非常に遅く変わる。したがって、
【０１３５】
【数６２】
2009055612.tif 000064
【０１３６】
をＦＦＴした
【０１３７】
【数６３】
2009055612.tif 000065
【０１３８】
は、低域通過特性を表す。本発明では、かかる特性に鑑みて、Ｎ個のサブキャリアのうち２Ｑｐ個のサブキャリアによる成分のみを考慮する。すなわち、キャリアインデックスが−Ｑｐないし＋Ｑｐであるサブキャリアによる成分のみを考慮する。かかる点を反映すれば、数式１３から次の数式１４が導出される。
【０１３９】
【数６４】
2009055612.tif 000066
【０１４０】
以下では、数式１４及び図３を参照して、本発明の望ましい実施形態を説明する。
チャンネル計算部３５０は、チャンネル推定部３４０から入力される推定されたチャンネル応答
【０１４１】
【数６５】
2009055612.tif 000067
【０１４２】
または
【０１４３】
【数６６】
2009055612.tif 000068
【０１４４】
から、チャンネル応答の基本成分
【０１４５】
【数６７】
2009055612.tif 000069
【０１４６】
とチャンネル応答の変動成分
【０１４７】
【数６８】
2009055612.tif 000070
【０１４８】
とを計算する。数式８で
【０１４９】
【数６９】
2009055612.tif 000071
【０１５０】
に関する式の両辺をＦＦＴすれば、数式１５を得る。
【０１５１】
【数７０】
2009055612.tif 000072
【０１５２】
チャンネル計算部３５０は、数式１５を利用して
【０１５３】
【数７１】
2009055612.tif 000073
【０１５４】
から
【０１５５】
【数７２】
2009055612.tif 000074
【０１５６】
を計算する。
【０１５７】
【数７３】
2009055612.tif 000075
【０１５８】
は、チャンネル応答の基本成分
【０１５９】
【数７４】
2009055612.tif 000076
【０１６０】
として等化部３８０に出力される。また、チャンネル計算部３５０は、数式１２で
【０１６１】
【数７５】
2009055612.tif 000077
【０１６２】
と
【０１６３】
【数７６】
2009055612.tif 000078
【０１６４】
との関係式を利用して
【０１６５】
【数７７】
2009055612.tif 000079
【０１６６】
から
【０１６７】
【数７８】
2009055612.tif 000080
【０１６８】
を計算する。図３に示したように、チャンネルをＭ１次モデルに近似化する場合に、チャンネル計算部３５０は、チャンネル応答の第１次変動成分
【０１６９】
【数７９】
2009055612.tif 000081
【０１７０】
ないしチャンネル応答の第Ｍ１次変動成分
【０１７１】
【数８０】
2009055612.tif 000082
【０１７２】
を出力する。
図３において、第１乗算器３６１＿１は、チャンネル応答の第１次変動成分
【０１７３】
【数８１】
2009055612.tif 000083
【０１７４】
と周波数領域の受信信号Ｒｉ（ｋ）とを乗算して、第１乗算結果
【０１７５】
【数８２】
2009055612.tif 000084
【０１７６】
を出力する。同様に、第Ｍ１乗算器３６１＿Ｍ１は、チャンネル応答の第Ｍ１次変動成分
【０１７７】
【数８３】
2009055612.tif 000085
【０１７８】
と周波数領域の受信信号Ｒｉ（ｋ）とを乗算して、第Ｍ１乗算結果
【０１７９】
【数８４】
2009055612.tif 000086
【０１８０】
を出力する。
図３において、第１フィルタ３６５＿１は、第１乗算器３６１＿１から出力される第１乗算結果
【０１８１】
【数８５】
2009055612.tif 000087
【０１８２】
を第１フィルタ係数
【０１８３】
【数８６】
2009055612.tif 000088
【０１８４】
によってフィルタリングして、第１フィルタリング結果Ｉ１を出力する。同様に、第Ｍ１フィルタ３６５＿Ｍ１は、第Ｍ１乗算器３６１＿Ｍ１から出力される第Ｍ１乗算結果
【０１８５】
【数８７】
2009055612.tif 000089
【０１８６】
を第Ｍ１フィルタ係数
【０１８７】
【数８８】
2009055612.tif 000090
【０１８８】
によってフィルタリングして、第Ｍ１フィルタリング結果を出力する。本発明の一実施形態において、第１フィルタ３６５＿１ないし第Ｍ１フィルタ３６５＿Ｍ１は、ＦＩＲフィルタで具現される。例えば、フィルタバンク２６５に備えられる各フィルタ３６５＿１，３６５＿２，…，３６５＿Ｍ１は、数式１４で
【０１８９】
【数８９】
2009055612.tif 000091
【０１９０】
を計算する。以下では、図４を参照してＦＩＲフィルタを説明する。
【０１９１】
図４は、図３での第１フィルタ３６５＿１を示す図面である。
図４に示すように、ＦＩＲフィルタで具現された第１フィルタ３６５＿１は、複数の遅延器４６２＿１ないし４６２＿２Ｑｐ−１、複数の乗算器４６３＿１ないし４６３＿２Ｑｐ及び合算器４６４を備える。第１フィルタ３６５＿１は、第１乗算結果
【０１９２】
【数９０】
2009055612.tif 000092
【０１９３】
及び第１フィルタ係数Ｆ１（−Ｑｐ），Ｆ１（−Ｑｐ＋１），Ｆ１（−Ｑｐ＋２），Ｆ１（−Ｑｐ＋３），…，Ｆ１（Ｑｐ−１），Ｆ１（Ｑｐ）を入力されてＦＩＲフィルタリングを行う。合算器４６４は、第１フィルタリング結果Ｉ１を図３での合算部３６９に出力する。
たとえ、図４は、図３での第１フィルタ３６５＿１を示しているとしても、図３での第２フィルタ３６５＿２ないし第Ｍ１フィルタ３６５＿Ｍ１も、図４に示したような構成を有しうる。そして、本発明の一実施形態において、第１フィルタ３６５＿１ないし第Ｍ１フィルタ３６５＿Ｍ１は、線形時不変フィルタである。すなわち、図３において、第１フィルタ係数
【０１９４】
【数９１】
2009055612.tif 000093
【０１９５】
ないし第Ｍ１フィルタ係数
【０１９６】
【数９２】
2009055612.tif 000094
【０１９７】
は、線形時不変である。また、本発明の一実施形態において、フィルタバンク２６５に備えられる各フィルタのフィルタ係数は、同一に設定されてもよく、異なって設定されてもよい。一方、第１フィルタ３６５＿１ないし第Ｍ１フィルタ３６５＿Ｍ１それぞれのフィルタタップの数は、システム要求仕様によって決定される。例えば、それぞれのフィルタタップの数は、同じでもよく、または異なってもよい。さらに具体的に、ＯＦＤＭ受信器の移動度が高いほど、さらに多くのタップ数を有するＦＩＲフィルタが必要である。
図３において、合算部３６９は、フィルタバンク２６５の第１フィルタ３６５＿１から出力される第１フィルタリング結果Ｉ１、ないしフィルタバンク２６５の第Ｍ１フィルタ３６５＿Ｍ１から出力される第Ｍ１フィルタリング結果を合算して、ＩＣＩ成分
【０１９８】
【数９３】
2009055612.tif 000095
【０１９９】
を出力する。例えば、合算部３６９は、数式１４で
【０２００】
【数９４】
2009055612.tif 000096
【０２０１】
を計算する。
図３において、減算部３７０は、周波数領域の受信信号Ｒｉ（ｋ）からＩＣＩ成分
【０２０２】
【数９５】
2009055612.tif 000097
【０２０３】
を減算する。例えば、減算部３７０は、数式１４で
【０２０４】
【数９６】
2009055612.tif 000098
【０２０５】
を計算する。
図３において、等化部３８０は、減算部３７０の出力信号をチャンネル応答の基本成分
【０２０６】
【数９７】
2009055612.tif 000099
【０２０７】
に基づいて等化させる。本発明の一実施形態において、等化部３８０は、１タップ等化器で具現される。１タップ等化器で具現される等化部３８０は、減算部３７０の出力信号をチャンネル応答の基本成分
【０２０８】
【数９８】
2009055612.tif 000100
【０２０９】
で除算し、その除算結果を推定された送信信号
【０２１０】
【数９９】
2009055612.tif 000101
【０２１１】
として出力する。例えば、１タップ等化器で具現される等化部３８０は、数式１４で
【０２１２】
【数１００】
2009055612.tif 000102
【０２１３】
を計算する。
以上のように、受信信号に含まれたＩＣＩ成分を推定及び除去する本発明によるＩＣＩ低減等化器では、約
【０２１４】
【数１０１】
2009055612.tif 000103
【０２１５】
回の複素乗算が行われる。受信信号に含まれたＩＣＩ成分を除去するために多くの演算量及び高い計算複雑度を要求する従来技術に比べて、本発明によるＩＣＩ低減等化器は、相対的に少ない演算量及び低い計算複雑度を要求すると見られる。
一方、図３において、第１乗算器３６１＿１及び第１フィルタ３６５＿１は、第１フィルタリング経路を形成し、第２乗算器３６１＿２及び第２フィルタ３６５＿２は、第２フィルタリング経路を形成し、同様に、第Ｍ１乗算器３６１＿Ｍ１及び第Ｍ１フィルタ３６５＿Ｍ１は、第Ｍ１フィルタリング経路を形成する。図３から分かるように、チャンネルをＭ１次モデルに近似化する場合に、本発明の望ましい実施形態によるＩＣＩ低減等化器は、Ｍ１個のフィルタリング経路を備える。すなわち、チャンネルを１次モデルに近似化する場合には、一つのフィルタリング経路が備えられ、チャンネルを２次モデルに近似化する場合には、二つのフィルタリング経路が備えられ、チャンネルをＭ１次モデルに近似化する場合には、Ｍ１個のフィルタリング経路が備えられる。チャンネルを１次モデルに近似化する場合の実施形態が図５に示されており、これについては図５で詳細に説明する。
【０２１６】
以上の説明に基づいて、本発明の望ましい実施形態によるＩＣＩ推定方法を説明すれば、次の通りである。
受信信号から推定されたチャンネル応答
【０２１７】
【数１０２】
2009055612.tif 000104
【０２１８】
または
【０２１９】
【数１０３】
2009055612.tif 000105
【０２２０】
から、チャンネル応答の第１次変動成分
【０２２１】
【数１０４】
2009055612.tif 000106
【０２２２】
ないしチャンネル応答の第Ｍ１次変動成分
【０２２３】
【数１０５】
2009055612.tif 000107
【０２２４】
を計算する。そして、チャンネル応答の第１次変動成分
【０２２５】
【数１０６】
2009055612.tif 000108
【０２２６】
ないしチャンネル応答の第Ｍ１次変動成分
【０２２７】
【数１０７】
2009055612.tif 000109
【０２２８】
それぞれと周波数領域の受信信号Ｒｉ（ｋ）とを乗算して、第１乗算結果
【０２２９】
【数１０８】
2009055612.tif 000110
【０２３０】
ないし第Ｍ１乗算結果
【０２３１】
【数１０９】
2009055612.tif 000111
【０２３２】
を出力する。そして、第１乗算結果
【０２３３】
【数１１０】
2009055612.tif 000112
【０２３４】
ないし第Ｍ１乗算結果
【０２３５】
【数１１１】
2009055612.tif 000113
【０２３６】
それぞれを第１フィルタ係数
【０２３７】
【数１１２】
2009055612.tif 000114
【０２３８】
ないし第Ｍ１フィルタ係数
【０２３９】
【数１１３】
2009055612.tif 000115
【０２４０】
それぞれによってＦＩＲフィルタリングして、第１フィルタリング結果Ｉ１ないし第Ｍ１フィルタリング結果を出力する。そして、第１フィルタリング結果Ｉ１ないし第Ｍ１フィルタリング結果を合算して、受信信号に含まれたＩＣＩ成分
【０２４１】
【数１１４】
2009055612.tif 000116
【０２４２】
を推定する。
前述したように、チャンネルをＭ１次モデルに近似化する場合に、受信信号から推定されたチャンネル応答
【０２４３】
【数１１５】
2009055612.tif 000117
【０２４４】
または
【０２４５】
【数１１６】
2009055612.tif 000118
【０２４６】
は、１シンボル区間中に変動しない基本成分と、１シンボル区間中に変動する第１次変動成分ないし第Ｍ１次変動成分とに区分される。
【０２４７】
図５は、本発明の望ましい実施形態によってチャンネルを１次モデルに近似化する場合のＩＣＩ低減等化器を示す図面である。
図５に示すように、ＩＣＩ低減等化器は、チャンネル推定部５４０、チャンネル計算部５５０、第１乗算器５６１、第１フィルタ５６５、減算部５７０及び等化部５８０を備える。図５において、チャンネル計算部５５０は、第１遅延器５５１、第２遅延器５５３、減算器５５５及び除算器５５７を備える。チャンネルを１次モデルに近似化する場合には、一つのフィルタリング経路のみが備えられるので、図５に示したＩＣＩ低減等化器は、図３での合算部３６９のような構成要素を必要としない。
チャンネル推定部５４０は、受信信号からチャンネル応答
【０２４８】
【数１１７】
2009055612.tif 000119
【０２４９】
または
【０２５０】
【数１１８】
2009055612.tif 000120
【０２５１】
を推定する。以下では、図６を参照して、チャンネルを１次線形モデルに近似化する場合に、チャンネル推定部５４０によるチャンネル応答の推定を説明する。
【０２５２】
図６は、ｉ−１番目のシンボル区間、ｉ番目のシンボル区間及びｉ＋１番目のシンボル区間でのチャンネル応答を示す図面である。
図６に示すように、チャンネル推定部５４０は、シンボル区間の中央でチャンネル応答サンプル値を取ることができる。すなわち、０からＮ−１までのシンボル区間のうち（Ｎ／２）−１地点でチャンネル応答サンプル値を取ることができる。
ｉ番目のシンボルを現在のシンボルと仮定し、ｉ番目のシンボル区間に対してチャンネルを１次線形モデルに近似化するために、ｉ−１番目のシンボル区間でのチャンネル応答サンプル値、ｉ番目のシンボル区間でのチャンネル応答サンプル値及びｉ＋１番目のシンボル区間でのチャンネル応答サンプル値を利用する場合を考慮しよう。この場合に、チャンネル推定部５４０は、ｉ−１番目のシンボル区間の中央でのチャンネル応答サンプル値
【０２５３】
【数１１９】
2009055612.tif 000121
【０２５４】
に基づいて、以前のシンボル区間でのチャンネル応答推定値
【０２５５】
【数１２０】
2009055612.tif 000122
【０２５６】
を出力し、ｉ番目のシンボル区間の中央でのチャンネル応答サンプル値に基づいて、現在のシンボル区間でのチャンネル応答推定値
【０２５７】
【数１２１】
2009055612.tif 000123
【０２５８】
を出力し、ｉ＋１番目のシンボル区間の中央でのチャンネル応答サンプル値
【０２５９】
【数１２２】
2009055612.tif 000124
【０２６０】
に基づいて、次のシンボル区間でのチャンネル応答推定値
【０２６１】
【数１２３】
2009055612.tif 000125
【０２６２】
を出力する。当業者ならば、
【０２６３】
【数１２４】
2009055612.tif 000126
【０２６４】
は、
【０２６５】
【数１２５】
2009055612.tif 000127
【０２６６】
に対応し、
【０２６７】
【数１２６】
2009055612.tif 000128
【０２６８】
は、
【０２６９】
【数１２７】
2009055612.tif 000129
【０２７０】
に対応し、
【０２７１】
【数１２８】
2009055612.tif 000130
【０２７２】
は、
【０２７３】
【数１２９】
2009055612.tif 000131
【０２７４】
に対応するという点を理解できるであろう。
ｉ−１番目のシンボル区間の中央でのチャンネル応答サンプル値
【０２７５】
【数１３０】
2009055612.tif 000132
【０２７６】
、ｉ番目のシンボル区間の中央でのチャンネル応答サンプル値、及びｉ＋１番目のシンボル区間の中央でのチャンネル応答サンプル値
【０２７７】
【数１３１】
2009055612.tif 000133
【０２７８】
を利用して、ｉ番目のシンボル区間に対してチャンネルを１次線形モデルに近似化する場合に、ｉ番目のシンボル区間に対するチャンネルベクトルを定義する数式７は、次の数式１６のように表現される。数式７でのＭは、数式１６で３である。
【０２７９】
【数１３２】
2009055612.tif 000134
【０２８０】
そして、チャンネルを１次線形モデルに近似化するために、数式８でＭ１を１に置けば、次の数式１７が得られる。
【０２８１】
【数１３３】
2009055612.tif 000135
【０２８２】
一方、数式８で
【０２８３】
【数１３４】
2009055612.tif 000136
【０２８４】
に関する式に含まれたチャンネル係数
【０２８５】
【数１３５】
2009055612.tif 000137
【０２８６】
を次の数式１８のように設定すれば、次の数式１９が得られる。
【０２８７】
【数１３６】
2009055612.tif 000138
【０２８８】
【数１３７】
2009055612.tif 000139
【０２８９】
数式１９で
【０２９０】
【数１３８】
2009055612.tif 000140
【０２９１】
に関する式を参照すれば、
【０２９２】
【数１３９】
2009055612.tif 000141
【０２９３】
をＦＦＴした信号のＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ−Ｍｅａｎ−Ｓｑｕａｒｅｄ−Ｅｒｒｏｒ）推定は、数式２０のように表現される。
【０２９４】
【数１４０】
2009055612.tif 000142
【０２９５】
数式１９、数式２０及び数式１２で
【０２９６】
【数１４１】
2009055612.tif 000143
【０２９７】
に関する式を利用すれば、チャンネル応答の第１次変動成分
【０２９８】
【数１４２】
2009055612.tif 000144
【０２９９】
は、次の数式２１のように計算される。
【０３００】
【数１４３】
2009055612.tif 000145
【０３０１】
一方、数式１９で
【０３０２】
【数１４４】
2009055612.tif 000146
【０３０３】
に関する式を参照すれば、チャンネル応答の基本成分は、数式２２のように表現される。ここで、チャンネル応答の基本成分は、ｉ−１番目のシンボル区間、ｉ番目のシンボル区間及びｉ＋１番目のシンボル区間でのチャンネル応答平均値といえる。
【０３０４】
【数１４５】
2009055612.tif 000147
【０３０５】
数式１６ないし数式２２に基づいて、チャンネルを１次線形モデルに近似化する場合に合うように数式１４を書き換えれば、数式２３が得られる。
【０３０６】
【数１４６】
2009055612.tif 000148
【０３０７】
数式１７での
【０３０８】
【数１４７】
2009055612.tif 000149
【０３０９】
をＦＦＴすれば、数式２３での
【０３１０】
【数１４８】
2009055612.tif 000150
【０３１１】
が得られる。図５に示すように、
【０３１２】
【数１４９】
2009055612.tif 000151
【０３１３】
は、第１フィルタ５６５に入力される第１フィルタ係数である。ｉ番目のシンボル区間に対してチャンネルを１次線形モデルに近似化する場合に、
【０３１４】
【数１５０】
2009055612.tif 000152
【０３１５】
は、次の数式２４のように設定される。
【０３１６】
【数１５１】
2009055612.tif 000153
【０３１７】
以下では、数式２３を参照して、図５に示したＩＣＩ低減等化器を説明する。
図５において、チャンネル計算部５５０は、以前のシンボル区間でのチャンネル応答推定値
【０３１８】
【数１５２】
2009055612.tif 000154
【０３１９】
、現在のシンボル区間でのチャンネル応答推定値
【０３２０】
【数１５３】
2009055612.tif 000155
【０３２１】
、及び次のシンボル区間でのチャンネル応答推定値
【０３２２】
【数１５４】
2009055612.tif 000156
【０３２３】
を利用して、チャンネル応答の基本成分
【０３２４】
【数１５５】
2009055612.tif 000157
【０３２５】
及びチャンネル応答の第１次変動成分
【０３２６】
【数１５６】
2009055612.tif 000158
【０３２７】
を計算する。前述したように、チャンネル応答の基本成分
【０３２８】
【数１５７】
2009055612.tif 000159
【０３２９】
は、１シンボル区間中に変動しないチャンネル応答成分であり、チャンネル応答の第１次変動成分
【０３３０】
【数１５８】
2009055612.tif 000160
【０３３１】
は、１シンボル区間中に変動するチャンネル応答成分である。
図５に示したように、チャンネル計算部５５０は、現在のシンボル区間でのチャンネル応答推定値
【０３３２】
【数１５９】
2009055612.tif 000161
【０３３３】
をチャンネル応答の基本成分
【０３３４】
【数１６０】
2009055612.tif 000162
【０３３５】
として出力する。また、チャンネル計算部５５０は、次のシンボル区間でのチャンネル応答推定値
【０３３６】
【数１６１】
2009055612.tif 000163
【０３３７】
から以前のシンボル区間でのチャンネル応答推定値
【０３３８】
【数１６２】
2009055612.tif 000164
【０３３９】
を減算し、その減算結果を現在のシンボル区間でのチャンネル応答推定値
【０３４０】
【数１６３】
2009055612.tif 000165
【０３４１】
で除算し、その除算結果をチャンネル応答の第１次変動成分
【０３４２】
【数１６４】
2009055612.tif 000166
【０３４３】
として出力する。すなわち、チャンネル計算部５５０は、数式２２の演算及び数式２１の演算を担当する。
数式２２の演算及び数式２１の演算のために、チャンネル計算部５５０に備えられる第１遅延器５５１は、チャンネル推定部５４０から出力されるチャンネル応答推定値を１シンボル区間だけ遅延させて出力する。チャンネル計算部５５０に備えられる第２遅延器５５３は、第１遅延器５５１の出力信号を再び１シンボル区間だけ遅延させて出力する。チャンネル計算部５５０に備えられる減算器５５５は、チャンネル推定部５４０から出力される次のシンボル区間でのチャンネル応答推定値
【０３４４】
【数１６５】
2009055612.tif 000167
【０３４５】
から、第２遅延器５５３から出力される以前のシンボル区間でのチャンネル応答推定値
【０３４６】
【数１６６】
2009055612.tif 000168
【０３４７】
を減算する。チャンネル計算部５５０に備えられる除算器５５７は、減算器５５５から出力される減算結果を第１遅延器５５１から出力される現在のシンボル区間でのチャンネル応答推定値
【０３４８】
【数１６７】
2009055612.tif 000169
【０３４９】
で除算し、その除算結果をチャンネル応答の第１次変動成分
【０３５０】
【数１６８】
2009055612.tif 000170
【０３５１】
として第１乗算器５６１に出力する。
図５において、第１乗算器５６１は、チャンネル応答の第１次変動成分
【０３５２】
【数１６９】
2009055612.tif 000171
【０３５３】
と周波数領域の受信信号Ｒｉ（ｋ）とを乗算して、第１乗算結果
【０３５４】
【数１７０】
2009055612.tif 000172
【０３５５】
を出力する。
図５において、第１フィルタ５６５は、第１乗算結果
【０３５６】
【数１７１】
2009055612.tif 000173
【０３５７】
を第１フィルタ係数
【０３５８】
【数１７２】
2009055612.tif 000174
【０３５９】
によってＦＩＲフィルタリングして、受信信号に含まれたＩＣＩ成分
【０３６０】
【数１７３】
2009055612.tif 000175
【０３６１】
を出力する。例えば、第１フィルタ５６５は、数式２３で
【０３６２】
【数１７４】
2009055612.tif 000176
【０３６３】
を計算する。
図５において、減算部５７０は、周波数領域の受信信号Ｒｉ（ｋ）からＩＣＩ成分
【０３６４】
【数１７５】
2009055612.tif 000177
【０３６５】
を減算する。例えば、減算部５７０は、数式２３で
【０３６６】
【数１７６】
2009055612.tif 000178
【０３６７】
を計算する。
図５において、等化部５８０は、減算部５７０の出力信号をチャンネル応答の基本成分
【０３６８】
【数１７７】
2009055612.tif 000179
【０３６９】
に基づいて等化させる。図５での等化部５８０は、１タップ等化器で具現される。１タップ等化器で具現される等化部５８０は、減算部５７０の出力信号を第１遅延器５５１から出力されるチャンネル応答の基本成分
【０３７０】
【数１７８】
2009055612.tif 000180
【０３７１】
で除算し、その除算結果を推定された送信信号
【０３７２】
【数１７９】
2009055612.tif 000181
【０３７３】
として出力する。例えば、１タップ等化器で具現される等化部５８０は、数式２３で
【０３７４】
【数１８０】
2009055612.tif 000182
【０３７５】
を計算する。
【０３７６】
図７は、図５に示したＩＣＩ低減等化器をＤＶＢ−Ｈ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｄｅｏ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｈａｎｄｈｅｌｄ）システムの受信器に適用する場合に、最大ドップラーシフトｆｄと最小ＳＮＲ（ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ  ｒａｔｉｏ）値ＳＮＲｍｉｎとの関係を示すシミュレーショングラフである。
図８は、図５に示したＩＣＩ低減等化器をＤＶＢ−Ｈシステムの受信器に適用する場合に、最大ドップラーシフトｆｄとパケットエラー率（ＰＥＲ）との関係を示すシミュレーショングラフである。
図７及び図８でシミュレーション条件は、次の通りである。ＤＶＢ−Ｈシステムにおいて、ＦＦＴサイズは８ｋであり、ガードインターバル比率は１／４であり、１６ＱＡＭ変調方式が使われ、ＣＯＳＴ２０７  ＴＵ６チャンネルをテストした。そして、図７及び図８に示すように、図５での第１フィルタ５６５のフィルタタップ数Ｑを５に設定した。
図７において、ＳＮＲｍｉｎは、ＰＥＲを５％以下にする最小ＳＮＲ値を意味する。もし、ＳＮＲｍｉｎを２１．５ｄＢに設定するならば、ＩＣＩ低減を行わない場合（ｎｏ  ＩＣＩ  ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ）に比べて、本発明によってＩＣＩ低減を行う場合（ＩＣＩ  ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ  ｗｉｔｈ  Ｑ＝５）には、性能利得が４０Ｈｚほど増加する。
図８には、ＳＮＲ値を５０ｄＢに設定した場合に、最大ドップラーシフトｆｄによるＰＥＲが示されている。図８において、ＰＥＲが５％である場合を見れば、ＩＣＩ低減を行わない場合に比べて、本発明によってＩＣＩ低減を行う場合には、性能利得が４０Ｈｚほど増加するということが分かる。
【０３７７】
以上、図面に示した具体的な実施形態を参考にして本発明を説明したが、これは、例示的なものに過ぎない。当業者は、それから多様な修正及び変形が可能であるという点を理解できるであろう。したがって、本発明の保護範囲は、特許請求の範囲により解釈されねばならず、それと同等及び均等な範囲内にあるあらゆる技術的思想は、本発明の保護範囲に含まれると解釈されねばならない。
【産業上の利用可能性】
【０３７８】
本発明は、放送／通信関連の技術分野に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０３７９】
【図１】ＯＦＤＭシステムでの送信器及び受信器を示す図面である。
【図２Ａ】本発明の望ましい実施形態によるＩＣＩ低減等化器を示す図面である。
【図２Ｂ】本発明の望ましい実施形態によるＩＣＩ低減等化器を示す図面である。
【図３】図２Ａ及び図２Ｂに示したＩＣＩ低減等化器を具体的に示す図面である。
【図４】図３での第１フィルタを示す図面である。
【図５】本発明の望ましい実施形態によってチャンネルを１次モデルに近似化する場合のＩＣＩ低減等化器を示す図面である。
【図６】ｉ−１番目のシンボル区間、ｉ番目のシンボル区間及びｉ＋１番目のシンボル区間でのチャンネル応答を示す図面である。
【図７】図５に示したＩＣＩ低減等化器をＤＶＢ−Ｈシステムの受信器に適用する場合に、最大ドップラーシフトｆｄと最小ＳＮＲ値ＳＮＲｍｉｎとの関係を示すシミュレーショングラフである。
【図８】図５に示したＩＣＩ低減等化器をＤＶＢ−Ｈシステムの受信器に適用する場合に、最大ドップラーシフトｆｄとＰＥＲとの関係を示すシミュレーショングラフである。
【符号の説明】
【０３８０】
２３０  ＩＣＩ低減等化器
２４０，３４０，５４０  チャンネル推定部
２５０，３５０，５５０  チャンネル計算部
２６０  ＩＣＩ推定部
２６１  乗算部
２６５  フィルタバンク
２６９，３６９  合算部
２７０，３７０，５７０  減算部
２８０，３８０，５８０  等化部
３６１＿１ないし３６１＿Ｍ１  第１乗算器ないし第Ｍ１乗算器
３６５＿１ないし３６５＿Ｍ１  第１フィルタないし第Ｍ１フィルタ
４６２＿１ないし４６２＿２Ｑｐ−１  遅延器
４６３＿１ないし４６３＿２Ｑｐ  乗算器
４６４  合算器
５５１  第１遅延器
５５３  第２遅延器
５５５  減算器
５５７  除算器
５６１  第１乗算器
５６５  第１フィルタ
【図１】
2009055612.tif 000183
【図２Ａ】
2009055612.tif 000184
【図２Ｂ】
2009055612.tif 000185
【図３】
2009055612.tif 000186
【図４】
2009055612.tif 000187
【図５】
2009055612.tif 000188
【図６】
2009055612.tif 000189
【図７】
2009055612.tif 000190
【図８】
2009055612.tif 000191