(57)【要約】【課題】簡単な構成で高性能、少実装面積、低コストの電力変換装置の電流検出回路を提供する。【解決手段】一つの相出力端子と電気負荷の間に電流検出用抵抗１を直列に接続し、一つの相出力端子から出力される被検出相電流により電流検出用抵抗の端子間に生じる電圧を増幅する増幅回路２と、増幅回路により増幅された電流検出アナログ信号電圧を直流電源の負荷側の電位を基準としたアナログーデジタル変換回路４へ伝送するレベルシフトアナログ伝送回路３を備え、増幅回路およびレベルシフトアナログ伝送回路は相出力の電位を基準とした制御用直流電源１１より電源供給を受けて駆動し、増幅回路出力の電流検出アナログ信号電圧値はレベルシフトアナログ伝送回路に供給される制御用直流電源の正極電位を基準とした電圧値としたものである。【選択図】図１
2009065809.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子と逆向きに並列接続したダイオードの並列接続体を２個直列接続し、接続部を相出力端子とした直列接続体を１相分のアームとし、前記アームを直流電源の正極と負極間に２個以上並列接続した電力変換装置において、
一つの前記相出力端子と電気負荷の間に挿入される電流検出用抵抗と、
一つの相出力端子から出力される被検出相電流が前記電流検出用抵抗を流れることにより前記電流検出用抵抗の端子間に生じる電圧を増幅する増幅回路と、
前記増幅回路により増幅された電流検出アナログ信号電圧を前記直流電源の負荷側の電位を基準としたアナログーデジタル変換回路へ伝送するレベルシフトアナログ伝送回路とを備え、
前記増幅回路および前記レベルシフトアナログ伝送回路は相出力の電位を基準とした制御用直流電源より電源供給を受けて駆動し、前記増幅回路出力の電流検出アナログ信号電圧値は前記レベルシフトアナログ伝送回路に供給される前記制御用直流電源の正極電位を基準とした電圧値であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
２相以上の各相出力端子と前記電気負荷の間にそれぞれ挿入される電流検出用抵抗を備え、２相以上の電流検出値を取りこみ多相型の電力変換制御を行うことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子と逆向きに並列接続したダイオードの並列接続体を２個直列接続し、接続部を相出力端子とした直列接続体を１相分のアームとし、前記アームを直流電源の正極と負極間に２個以上並列接続した電力変換装置において、
前記直流電源の正極と前記電力変換装置との間に挿入される電流検出用抵抗と、
前記正極に流れる被検出相電流が前記電流検出用抵抗を流れることにより前記電流検出用抵抗の端子間に生じる電圧を増幅する増幅回路と、
前記増幅回路により増幅された電流検出アナログ信号電圧を前記直流電源の負極側の電位を基準としたアナログーデジタル変換回路へ伝送するレベルシフトアナログ伝送回路とを備え、
前記増幅回路および前記レベルシフトアナログ伝送回路は前記直流電源の正極の電位を基準とした制御用直流電源より電源供給を受けて駆動し、前記増幅回路出力の電流検出アナログ信号電圧値はレベルシフトアナログ伝送回路に供給される前記制御用直流電源の正極電位を基準とした電圧値であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子と逆向きに並列接続したダイオードの並列接続体を２個直列接続し、接続部を相出力端子とした直列接続体を１相分のアームとし、前記アームを直流電源の正極と負極間に２個以上並列接続した電力変換装置において、
前記直流電源の正極と接続するアーム内に挿入される電流検出用抵抗と、
前記アームに流れる被検出電流が前記電流検出用抵抗を流れることにより前記電流検出用抵抗の端子間に生じる電圧を増幅する増幅回路と、
前記増幅回路により増幅された電流検出アナログ信号電圧を前記直流電源の負極側の電位を基準としたアナログーデジタル変換回路へ伝送するレベルシフトアナログ伝送回路とを備え、
前記増幅回路および前記レベルシフトアナログ伝送回路は前記直流電源の正極の電位を基準とした制御用直流電源より電源供給を受けて駆動し、増幅回路出力の電流検出アナログ信号電圧値は前記レベルシフトアナログ伝送回路に供給される制御用直流電源の正極電位を基準とした電圧値であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子と逆向きに並列接続したダイオードの並列接続体を２個直列接続し、接続部を相出力端子とした直列接続体を１相分のアームとし、前記アームを直流電源の正極と負極間に２個以上並列接続した電力変換装置の電流検出方法において、
一つの前記相出力端子と電気負荷の間に電流検出用抵抗を挿入し、
一つの相出力端子から出力される被検出相電流が前記電流検出用抵抗を流れることにより前記電流検出用抵抗の端子間に生じる電圧を増幅し、
前記増幅された電流検出アナログ信号電圧を前記直流電源の負荷側の電位を基準としてアナログーデジタル変換し、
前記増幅およびレベルシフトアナログ伝送は相出力の電位を基準とした制御用直流電源より電源供給を受けて駆動し、前記増幅出力の電流検出アナログ信号電圧値は前記アナログーデジタル変換で用いられる前記制御用直流電源の正極電位を基準とした電圧値としたことを特徴とする電力変換装置の電流検出方法。
【請求項６】
２相以上の各相出力端子と前記電気負荷の間にそれぞれ電流検出用抵抗を挿入し、２相以上の電流検出値を取り込んで多相型の電力変換制御を行うことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置の電流検出方法。
【請求項７】
半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子と逆向きに並列接続したダイオードの並列接続体を２個直列接続し、接続部を相出力端子とした直列接続体を１相分のアームとし、前記アームを直流電源の正極と負極間に２個以上並列接続した電力変換装置の電流検出方法において、
前記直流電源の正極と前記電力変換装置との間に電流検出用抵抗を挿入し、
前記正極に流れる被検出相電流が前記電流検出用抵抗を流れることにより前記電流検出用抵抗の端子間に生じる電圧を増幅し、
前記増幅された電流検出アナログ信号電圧を前記直流電源の負荷側の電位を基準としてアナログーデジタル変換し、
前記増幅および前記レベルシフトアナログ伝送は前記直流電源の正極の電位を基準とした制御用直流電源より電源供給を受けて駆動し、前記増幅出力の電流検出アナログ信号電圧値はレベルシフトアナログ伝送で用いられる前記制御用直流電源の正極電位を基準とした電圧値としたことを特徴とする電力変換装置の電流検出方法。
【請求項８】
半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子と逆向きに並列接続したダイオードの並列接続体を２個直列接続し、接続部を相出力端子とした直列接続体を１相分のアームとし、前記アームを直流電源の正極と負極間に２個以上並列接続した電力変換装置の電流検出方法において、
前記直流電源の正極と接続するアーム内に電流検出用抵抗を挿入し、
前記アームに流れる被検出電流が前記電流検出用抵抗を流れることにより前記電流検出用抵抗の端子間に生じる電圧を増幅し、
前記増幅により増幅された電流検出アナログ信号電圧を前記直流電源の負極側の電位を基準としてアナログーデジタル変換し、
前記増幅および前記レベルシフトアナログ伝送は前記直流電源の正極の電位を基準とした制御用直流電源より電源供給を受けて駆動し、前記増幅出力の電流検出アナログ信号電圧値はレベルシフトアナログ伝送で用いられる前記制御用直流電源の正極電位を基準とした電圧値としたことを特徴とする電力変換装置の電流検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、電流検出器を備えた電力変換装置とその電流検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、インバータ装置はサーボアンプ装置などの電力変換装置の主回路Ｐ母線電流、または出力相の電流、出力相アーム電流の検出は、主回路Ｎ母線を基準電位とした制御回路との絶縁が必要なため、市販のＤＣＣＴなどの電流検出器を使用するのが一般的であり、あるいは、被検出電流を電流検出用抵抗により電圧値として検出し、増幅器およびレベルシフトアナログ伝送回路を介して、基準電位の異なるＡ／Ｄコンバータへ伝送する非絶縁電流検出方式などがあるが、検出精度が低い、回路部品点数が多くコスト高、部品実装面積が大きい、など小型の電力変換装置には不向きであった（特許文献１参照）。
【０００３】
図７は従来の電流検出回路のブロック図である。
図７において、６１は主回路の直流電源であり正極がＰ母線、負極がＮ母線、６２は主回路に接続された電気負荷、６３は各回路２、３、５、の回路の制御用直流電源で負極がＮ母線と異なる電位を持っている。１は電流検出用抵抗、２は電流検出用抵抗１の端子間電圧を増幅する増幅回路、５は増幅回路２により増幅した制御用直流電源６３の負極電位
を基準とした電流検出アナログ信号電圧を、制御用直流電源６３の正極電位基準の信号に変換する電流検出値基準電位変換回路、３は変換された電流検出アナログ信号電圧をアナログーデジタル変換回路へ伝送するレベルシフトアナログ伝送回路で、４はＮ母線の電位を基準としたアナログーデジタル変換回路である。
【０００４】
次に動作について説明する。
直流電源６１の正極から電気負荷６２へ流れる被検出電流により電流検出用抵抗１の端子間に電圧を生じ、その電圧を増幅回路２により増幅し電流検出アナログ信号を生成する。この電流検出アナログ信号は制御用直流電源６３の負極電位を基準とした電圧であるため、電流検出値基準電位変換回路５で制御用直流電源６３の正極電位を基準とした電圧に変換し、直流電源６１の負極側の電位を基準としたアナログーデジタル変換回路４へ、レベルシフトアナログ伝送回路３により伝送する。制御用直流電源６３の負極電位は直流電源６１の負極電位からツェナーダイオード６のツェナー電圧分浮いており、各回路２，３，５の制御用直流電源としている。
【０００５】
図８は図７の具体的な実施例の回路図である。図８の６５が図７の電流検出用抵抗１と増幅回路２相当の回路で、図８の６６が図７の制御用直流電源回路６３に相当し、図８の７０は図７のツェナーダイオード６で、図８の７１が図７の電流検出値基準電位変換回路５であり、図８の６７が図７のレベルシフトアナログ伝送回路３である。図８の制御用直流電源６６は直流電源６１の正極と負極間の電圧を抵抗６８、６９とツェナーダイオード７０で制御用直流電源を生成している。図８の電流検出値基準電位変換回路７１は増幅回路６５で検出した電流検出アナログ信号電圧を電流検出値基準電位変換回路７１の増幅器とトランジスタで抵抗７２に流れる電流電流を制御することにより電圧ー電流変換し、抵抗７２と同じ電流が流れる抵抗７３の端子間電圧を、制御用直流電源回路６６の正極電位を基準とした電流検出アナログ信号電圧値へ変換している。図８のレベルシフトアナログ伝送回路６７は、電流検出アナログ信号電圧である抵抗７３の端子間電圧を増幅器とトランジスタで抵抗７４の端子間電圧と同電位となるように電圧ー電流変換制御を行い、抵抗７４と抵抗７５は同一電流が流れることにより、抵抗７５の端子間電圧が直流電源６１の負荷電位を基準とする電流検出アナログ信号に変換することができる。つまり、直流電源６１の負極電位からツエナーダイオード７０のツエナー電圧分基準電位が浮いた電流検出アナログ信号が、直流電源６１の負極電位基準の信号へ、レベルシフト電圧変換できる。
【０００６】
【特許文献１】特開２０００−１５５１３９号公報（第５頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来の電流検出回路は、図７のように直流電源６１の負極電位から変化の無い安定した直流電位分浮いた回路のため、電力変換装置の出力相端子のように負極と相端子間電圧が、随時変化するような箇所の相電流検出は不可能である。
また、図８のように制御用直流電源回路６６で抵抗６８、６９とツェナーダイオード７０で制御用直流電源を生成すると、制御用直流電源の精度はツエナーダイオードの特性に左右され、しかも直流電源６１の電圧変動は、制御用直流電源電圧の変動分となるため、従来の電流検出は電力変換装置Ｐ母線電流検出および相電流検出に適応不可能である。
更に、電流検出増幅回路６５とレベルシフトアナログ伝送回路６７の間には電流検出値基準電位変換回路７１が必要であり、このように回路が複雑なほど回路上の信号伝達遅延が生じ電流検出器としての性能が低下し、回路を構成する部品点数が多くなり、部品実装面積も広くとる必要があるので、トータル的にコスト高になるという問題があった。
【０００８】
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、部品点数が少なく、安価で、且つ、高精度な電流検出ができる電力変換装置および電流検出方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記問題を解決するため、請求項１記載の電力変換装置の発明は、半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子と逆向きに並列接続したダイオードの並列接続体を２個直列接続し、接続部を相出力端子とした直列接続体を１相分のアームとし、前記アームを直流電源の正極と負極間に２個以上並列接続した電力変換装置において、一つの前記相出力端子と電気負荷の間に挿入される電流検出用抵抗と、一つの相出力端子から出力される被検出相電流が前記電流検出用抵抗を流れることにより前記電流検出用抵抗の端子間に生じる電圧を増幅する増幅回路と、前記増幅回路により増幅された電流検出アナログ信号電圧を前記直流電源の負荷側の電位を基準としたアナログーデジタル変換回路へ伝送するレベルシフトアナログ伝送回路とを備え、前記増幅回路および前記レベルシフトアナログ伝送回路は相出力の電位を基準とした制御用直流電源より電源供給を受けて駆動し、前記増幅回路出力の電流検出アナログ信号電圧値は前記レベルシフトアナログ伝送回路に供給される前記制御用直流電源の正極電位を基準とした電圧値であることを特徴としている。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の電力変換装置において、２相以上の各相出力端子と前記電気負荷の間にそれぞれ挿入される電流検出用抵抗を備え、２相以上の電流検出値を取りこみ多相型の電力変換制御を行うことを特徴としている。
請求項３記載の電力変換装置の発明は、半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子と逆向きに並列接続したダイオードの並列接続体を２個直列接続し、接続部を相出力端子とした直列接続体を１相分のアームとし、前記アームを直流電源の正極と負極間に２個以上並列接続した電力変換装置において、前記直流電源の正極と前記電力変換装置との間に挿入される電流検出用抵抗と、前記正極に流れる被検出相電流が前記電流検出用抵抗を流れることにより前記電流検出用抵抗の端子間に生じる電圧を増幅する増幅回路と、前記増幅回路により増幅された電流検出アナログ信号電圧を前記直流電源の負極側の電位を基準としたアナログーデジタル変換回路へ伝送するレベルシフトアナログ伝送回路とを備え、前記増幅回路および前記レベルシフトアナログ伝送回路は前記直流電源の正極の電位を基準とした制御用直流電源より電源供給を受けて駆動し、前記増幅回路出力の電流検出アナログ信号電圧値はレベルシフトアナログ伝送回路に供給される前記制御用直流電源の正極電位を基準とした電圧値であることを特徴としている。
請求項４記載の電力変換装置の発明は、半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子と逆向きに並列接続したダイオードの並列接続体を２個直列接続し、接続部を相出力端子とした直列接続体を１相分のアームとし、前記アームを直流電源の正極と負極間に２個以上並列接続した電力変換装置において、前記直流電源の正極と接続するアーム内に挿入される電流検出用抵抗と、前記アームに流れる被検出電流が前記電流検出用抵抗を流れることにより前記電流検出用抵抗の端子間に生じる電圧を増幅する増幅回路と、前記増幅回路により増幅された電流検出アナログ信号電圧を前記直流電源の負極側の電位を基準としたアナログーデジタル変換回路へ伝送するレベルシフトアナログ伝送回路とを備え、前記増幅回路および前記レベルシフトアナログ伝送回路は前記直流電源の正極の電位を基準とした制御用直流電源より電源供給を受けて駆動し、増幅回路出力の電流検出アナログ信号電圧値は前記レベルシフトアナログ伝送回路に供給される制御用直流電源の正極電位を基準とした電圧値であることを特徴としている。
請求項５記載の電力変換装置における電流検出方法の発明は、半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子と逆向きに並列接続したダイオードの並列接続体を２個直列接続し、接続部を相出力端子とした直列接続体を１相分のアームとし、前記アームを直流電源の正極と負極間に２個以上並列接続した電力変換装置の電流検出方法において、一つの前記相出力端子と電気負荷の間に電流検出用抵抗を挿入し、一つの相出力端子から出力される被検出相電流が前記電流検出用抵抗を流れることにより前記電流検出用抵抗の端子間に生じる電圧を増幅し、前記増幅された電流検出アナログ信号電圧を前記直流電源の負荷側の電位を基準としてアナログーデジタル変換し、前記増幅およびレベルシフトアナログ伝送は相出力の電位を基準とした制御用直流電源より電源供給を受けて駆動し、前記増幅出力の電流検出アナログ信号電圧値は前記アナログーデジタル変換で用いられる前記制御用直流電源の正極電位を基準とした電圧値としたことを特徴としている。
請求項６記載の発明は、請求項１記載の電力変換装置の電流検出方法において、２相以上の各相出力端子と前記電気負荷の間にそれぞれ電流検出用抵抗を挿入し、２相以上の電流検出値を取り込んで多相型の電力変換制御を行うことを特徴としている。
請求項７記載の電力変換装置における電流検出方法の発明は、半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子と逆向きに並列接続したダイオードの並列接続体を２個直列接続し、接続部を相出力端子とした直列接続体を１相分のアームとし、前記アームを直流電源の正極と負極間に２個以上並列接続した電力変換装置の電流検出方法において、前記直流電源の正極と前記電力変換装置との間に電流検出用抵抗を挿入し、前記正極に流れる被検出相電流が前記電流検出用抵抗を流れることにより前記電流検出用抵抗の端子間に生じる電圧を増幅し、前記増幅された電流検出アナログ信号電圧を前記直流電源の負荷側の電位を基準としてアナログーデジタル変換し、前記増幅および前記レベルシフトアナログ伝送は前記直流電源の正極の電位を基準とした制御用直流電源より電源供給を受けて駆動し、前記増幅出力の電流検出アナログ信号電圧値はレベルシフトアナログ伝送で用いられる前記制御用直流電源の正極電位を基準とした電圧値としたことを特徴としている。
請求項８記載の電力変換装置における電流検出方法の発明は、半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子と逆向きに並列接続したダイオードの並列接続体を２個直列接続し、接続部を相出力端子とした直列接続体を１相分のアームとし、前記アームを直流電源の正極と負極間に２個以上並列接続した電力変換装置の電流検出方法において、前記直流電源の正極と接続するアーム内に電流検出用抵抗を挿入し、前記アームに流れる被検出電流が前記電流検出用抵抗を流れることにより前記電流検出用抵抗の端子間に生じる電圧を増幅し、前記増幅により増幅された電流検出アナログ信号電圧を前記直流電源の負極側の電位を基準としてアナログーデジタル変換し、前記増幅および前記レベルシフトアナログ伝送は前記直流電源の正極の電位を基準とした制御用直流電源より電源供給を受けて駆動し、前記増幅出力の電流検出アナログ信号電圧値はレベルシフトアナログ伝送で用いられる前記制御用直流電源の正極電位を基準とした電圧値としたことを特徴としている。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によると、相出力端子と電気負荷の間、又は直流電源正極と電力変換装置との間、あるいは直流電源正極と接続するアーム内に電流検出用抵抗を挿入することで、電力変換装置の出力相の電位が直流電源の負荷に対し変化しても電流検出が可能となり、簡単な構成で、電流検出信号の伝達遅延は小さく、実装面積も小さくすることが可能で、低コストで高精度の電流検出を実現できる。
更に、簡単な構成で、制御用直流電源があれば電流検出回路単体で動作可能なので、各出力相、直流電源の正極、各アームでの電流検出も可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
【実施例１】
【００１２】
図１は本発明の実施例１に係る電力変換装置の電流検出回路のブロック図である。
図１において、１は直流電源の正極側のＰ母線、出力相又はアームに直列に接続した電流検出用抵抗で、２はＰ母線、出力相、アームの被検出電流により電流検出用抵抗１の端子間に生ずる電圧を増幅する増幅回路である。３は増幅回路２により増幅された電流検出アナログ信号を直流電源の負極側であるＮ母線電位を基準としたアナログーデジタル変換回路４へ伝送するレベルシフトアナログ伝送回路で、１１は増幅回路２とレベルシフトアナログ伝送回路３の制御用直流電源であり、制御用直流電源１１はＰ母線又は相出力端子の電位を基準とした電源である。
【００１３】
図２は図１に示す電流検出回路を用いる電力変換装置のブロック図である。
図２において、半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子と逆向きに並列接続したダイオードの並列接続体２２、２３等を２個直列接続し、接続部を相出力端子とした直列接続体を１相分のアーム２８等とし、図２はアーム２８、２９、３０を直流電源の正極と負極間に３個並列接続した３相出力電力変換装置のブロック図であり、３２はＰ母線電流を検出する場合に備える電流検出用抵抗で、３３，３４，３５はそれぞれの出力相電流を検出する場合に備える電流検出用抵抗であり、１５，１６，１７はそれぞれのアーム電流を検出する場合に備える電流検出用抵抗である。Ｐ母線、相電流もしくはアーム電流の検出を要する場合、上の各電流検出用抵抗３２、３３〜３５、１５〜１７と、図１の検出回路とで電流検出が可能となる。
【００１４】
図３は図１に示す電流検出回路の回路図である。
図３において、３９は電力変換装置の相出力回路つまりアームであり図２の２８等に相当する。４５は相電流検出用抵抗で、３７は相電流検出用抵抗４５の端子間電圧を増幅する回路であり、３８は増幅回路３７の出力の電流検出アナログ信号を直流電源の負極側の電位を基準とするアナログーデジタル変換回路へ伝送するレベルシフトアナログ伝送回路である。３６は出力相の電位を基準とした制御用直流電源であり、Ｎ母線電位を基準とする制御用直流電源ＰＶ１からＮ母線側の半導体スイッチング素子３９がＯＮする度に抵抗４０、ダイオード４１、コンデンサ４２と、Ｎ母線側の半導体スイッチング素子を介して電流が流れ込み、このときコンデンサ４２に電荷が蓄えられ、コンデンサ４２の放電エネルギーよりＩＰ１および安定した正側の制御用直流電源ＩＰ２を生成し、増幅回路３７、レベルシフトアナログ伝送回路３８へ電源を供給する。
【００１５】
次に、動作について説明する。
相電流検出値を増幅する増幅回路３７は、相電流より相電流検出抵抗４５に生ずる端子間電圧を、増幅器５０に差動入力する。増幅器５０の出力電圧は、相電流０アンペアの時にオフセット電圧を出力するように、増幅器５０の＋端子に抵抗４８を介して、所定の固定電圧をバイアスするが、このバイアス電圧は制御用直流電源ＩＰ２の負極であるＩＧ電位を基準とした電圧ではなく、制御用直流電源ＩＰ２である正極を基準電位としたリファレンス電圧とする。リファレンス回路は市販の専用デバイスで構成できるが、例えば、図５および図６のようなツエナーダイオード１３を用いた簡単な構成でも可能である。
図５は図３に示すリファレンス回路の回路例であり、図６は図５に示すリファレンス回路を簡略した回路例である。いずれも安定した正側の制御用直流電源ＩＰ２にツエナーダイオード１３の一端（カソード側）が接続されており、他端（アノード側）が抵抗４８に接続されている。これによって、いま、ダイオード１３のツエナー電圧をＶｚ、検出抵抗４５の端子間電圧をＶｉ、抵抗４６，４７をＲ１、抵抗４８、５１をＲ２とすると、増幅器５０の出力である電流検出アナログ信号電圧Ｖｏは、次の式（１）となり、制御用直流電源の正極ＩＰ２電位を基準とした出力電圧となる。
Ｖｏ＝Ｒ２／Ｒ１    ×  Ｖｉ  ＋  （ＩＰ２−Ｖｚ）…（１）
つまり、従来の図８の変換回路７１を介さなくても、電流検出増幅回路３７の出力を直接レベルシフトアナログ伝送回路３８に接続することができる。
更に、Ｖｚの生成をツエナーダイオード１３ではなく、市販の専用デバイスで生成すれば電流検出アナログ信号も高精度になる。
【００１６】
次に、レベルシフトアナログ伝送回路３８では、電流検出増幅回路３７により出力された電流検出アナログ信号を、回路内の増幅器５３の＋端子に入力し、増幅器５３の出力はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ５７のゲートを駆動させ、抵抗５６の電圧降下と増幅器５３のー端子が同電位になるようにＭＯＳＦＥＴ５７を増幅器５３で制御する。ＭＯＳＦＥＴ５７のドレイン抵抗５９を介してＮ母線に接続すると、ＭＯＳＦＥＴ５７のソースに接続された抵抗５６に流れる電流と、抵抗５９に流れる電流は同一のため、抵抗５６と抵抗５９が同値であれば、抵抗端子間の電圧降下も同値であり、これを利用すれば出力相電位のアナログ信号をＮ母線電位の回路へ伝送可能で、抵抗５９の端子間電圧をアナログーデジタル変換デバイス６０に入力すれば、相電流検出が可能となる。
【００１７】
電流検出増幅回路３７の出力である電流検出アナログ信号を制御用直流電源ＩＰ２の正極電位を基準とした電圧にしなければならない理由については、本発明の回路構成の中で電流検出精度を向上させるポイントの一つとして、増幅器５３とＭＯＳＦＥＴ５７による抵抗５６の端子間電圧の制御が重要である。抵抗５６の端子間電圧をＶｒとすると、次の式（２）となる。
Ｖｒ＝ＩＰ２−Ｖｏ  …  （２）
式（２）に式（１）を代入すると、次の式（３）となりＩＰ２が式から消える。
Ｖｒ＝Ｖｚ−Ｒ２／Ｒ１  ×  Ｖｉ  …  （３）
ＩＰ２が高精度の制御用直流電源であれば問題ないが、実回路上ＭＯＳＦＥＴ５７のスイッチング負荷、その他回路の電気的負荷によりＩＰ２の電位は安定しない。
【００１８】
例えば、リファレンス回路１２が制御用直流電源ＩＰ２の負極を基準とした回路と想定した場合、リファレンス電圧をＶｇとすると、式（１）は次の式（４）、
Ｖｏ＝Ｒ２／Ｒ１  ×  Ｖｉ  ＋Ｖｇ  …（４）
となり、式（３）は、次の式（５）、
Ｖｒ＝ＩＰ２−Ｖｇ−Ｒ２／Ｒ１  ×  Ｖｉ  …  （５）
に置き換わる。
式（５）よりＩＰ２の電圧が変動すればＶｒも変動する。つまり、電流検出精度が低下する。従って、増幅回路３７の出力である電流検出アナログ信号を制御用直流電源の正極ＩＰ２電位を基準とした電圧にすると電流検出精度が向上することがわかる。
従来技術では、レベルシフトアナログ伝送回路を使用した簡単な回路での非絶縁電流検出回路は多いが、おおよそ式（５）のように増幅回路の出力が制御用直流電源の負極を基準とした電圧値となっているため、電流検出精度が低いものと想定される。
【実施例２】
【００１９】
次に、本発明の実施例２について説明する。
図４は本発明の実施例２に係る電流検出回路の回路図である。
図４において、前実施例の図３の相電流検出用抵抗４５は、本実施例の図４ではＰ母線電流検出用抵抗３２となり挿入位置が異なる（図２の抵抗３２参照）。その他では、増幅回路３７とレベルシフトアナログ伝送回路３８については、図４の場合も図３の時と構成、動作は同じである。しかし、図３の制御用直流電源３６は使用できないので、図４では制御用直流電源１１（図１参照）を加え、ツェナーダイオード４４、ＩＰ１、ＩＰ２と、Ｐ母線電位、で構成する制御用直流電源回路を新たに設けている。
動作については、電流検出用抵抗３２の端子間電圧を増幅器５０で差動増幅して、レベルシフトアナログ伝送回路３８により伝送する動作は実施例１と同じなので詳細は省略する。
【実施例３】
【００２０】
なお、実施例１では相電流検出を、実施例２ではＰ母線電流検出例を説明したが、実施例３では、図１に示す抵抗１５などのようなアームに電流検出用抵抗を挿入してここに流れる電流による電流検出用抵抗の両端電圧として検出するようにしてもよい。すなわち、アームに流れる被検出電流が電流検出用抵抗を流れることにより電流検出用抵抗の端子間に生じる電圧を増幅し、増幅された電流検出アナログ信号電圧を直流電源の負極側の電位を基準としたアナログーデジタル変換回路へレベルシフトアナログ伝送回路で伝送し、その際、増幅回路およびレベルシフトアナログ伝送回路を直流電源の正極の電位を基準とした制御用直流電源より電源供給を受けて駆動し、増幅回路出力の電流検出アナログ信号電圧値をレベルシフトアナログ伝送回路に供給される制御用直流電源の正極電位を基準とした電圧値とすればよい。
以上のように、本発明では電力変換装置の出力相の電位が直流電源の負極に対し変化しても電流検出が可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２１】
本発明では、工作機械、ロボット、一般産業機械などに使用されるサーボドライブ装置、インバータ装置に好適に使用できる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の実施例１に係る電力変換装置の電流検出回路のブロック図である。
【図２】図１に示す電流検出回路を用いる電力変換装置のブロック図である。
【図３】図１に示す電流検出回路の詳細回路図である。
【図４】本発明の実施例２に係る電流検出回路の回路図である。
【図５】図３に示すリファレンス回路の回路図である。
【図６】図５に示すリファレンス回路の簡略例の回路図である。
【図７】従来の電流検出装置のブロック図である。
【図８】図７に示す電流検出装置の回路図である。
【符号の説明】
【００２３】
１  電流検出用抵抗
２、３７  電流検出増幅回路
３、３８  レベルシフトアナログ伝送回路
４  アナログーデジタル変換回路
６、１３、４４  ツェナーダイオード
１１  制御用直流電源
１２  リファレンス回路
１４、４１、４３、４６、４７、４８、４９、５１、５５、５６、５９  抵抗
１５〜１７  アーム電流検出用抵抗
２１  主回路直流電源
２２〜２７  半導体スイッチング素子とダイオード
２８  Ｕアーム
２９  Ｖアーム
３０  Ｗアーム
３２  Ｐ母線電流検出用抵抗
３３〜３５  相電流検出用抵抗
３６  相電流検出回路制御用直流電源
３９  出力相アーム
４１、５４、５８  ダイオード
４２  コンデンサ
４５  相電流検出用抵抗
５０、５３  増幅器
５７  ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ
６０  アナログーデジタル変換デバイス
６２  電気負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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