(57)【要約】【課題】チャネルのドップラー周波数がより高いことによりチャネル状態情報の品質が劣化した場合においても、システムの伝送品質を確保でき、且つより低い複雑度を有する適応変調方法およびその装置を提供する。【解決手段】本発明に係る適応変調方法およびその装置は、主に、単一入力単一出力チャネルのマルコフモデルに基づいて、各マルコフ状態に対応する単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードが示されているモード選択行列を決定し、情報信号の伝送過程で、前記単一入力単一出力チャネルの現在のマルコフ状態に基づいて、前記モード選択行列を検索し、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードを決定することを含む。【選択図】図５
2009105898.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
適応変調方法であって、
単一入力単一出力チャネルのマルコフモデルに基づいて、各マルコフ状態に対応する単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードが示されているモード選択行列を決定し、
情報信号の伝送過程で、前記単一入力単一出力チャネルの現在のマルコフ状態に基づいて、前記モード選択行列を検索し、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードを決定する、
ことを含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
モード選択行列を決定することは、
各マルコフ状態に対応して、前記単一入力単一出力チャネルの各変調モードでのビット誤り率を決定し、
各マルコフ状態に対応して、決定されたビット誤り率に基づいて、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に各変調モードを用いる際の予想ビット誤り率を決定し、
各マルコフ状態に対応して、前記予想ビット誤り率に基づいて、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードを決定する、
ことを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
【数１】
2009105898.tif 000068
によって、マルコフ状態
【数２】
2009105898.tif 000069
における単一入力単一出力チャネルの次の時刻に第Ｍｉの変調モードを用いる際の予想ビット誤り率
【数３】
2009105898.tif 000070
を算出し、
ここで、
【数４】
2009105898.tif 000071
は当該単一入力単一出力チャネルがマルコフ状態
【数５】
2009105898.tif 000072
からマルコフ状態
【数６】
2009105898.tif 000073
に遷移する遷移確率を表し、
【数７】
2009105898.tif 000074
はマルコフ状態
【数８】
2009105898.tif 000075
における単一入力単一出力チャネルの第Ｍｉの変調モードでのビット誤り率を表し、Ｎは単一入力単一出力チャネルのマルコフモデルに含まれるマルコフ状態の数を表す、
ことを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記各マルコフ状態に対応して、前記予想ビット誤り率に基づいて、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードを決定することは、
各マルコフ状態に対応して、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻の予想ビット誤り率がシステムの許容可能な最大ビット誤り率以下となる変調モードを決定し、
各マルコフ状態に対応して、決定された変調モードから最大の情報信号伝送速度を有する変調モードをそれぞれ選択して、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードとする、
ことを含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項５】
前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードを決定することは、
チャネル推定結果に基づいて前記単一入力単一出力チャネルの現在のマルコフ状態を決定し、
決定されたマルコフ状態に基づいて前記モード選択行列を検索し、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードを決定して、送信側にフィードバックする、
ことを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項６】
多入力多出力直交周波数分割多重（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）システムの適応変調方法であって、
前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのチャネルと等価なＫ組の単一入力単一出力並列サブチャネル（各組の個数はＮＴ）のために、ＮＴ個のマルコフモデルを確立し、各組のＮＴ個の単一入力単一出力並列サブチャネルがそれぞれ１つのマルコフモデルに対応し、ここで、Ｋはシステムのサブキャリア数であり、ＮＴはＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの送信アンテナ数であり、
各単一入力単一出力並列サブチャネルのマルコフモデルに基づいて、各マルコフ状態に対応する各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に用いる変調モードが示されているモード選択行列を決定し、
情報信号の伝送過程で、それぞれ各単一入力単一出力並列サブチャネルの現在のマルコフ状態に基づいて、前記モード選択行列を検索し、各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に用いる変調モードを決定する、
ことを含むことを特徴とする方法。
【請求項７】
前記各単一入力単一出力並列サブチャネルのマルコフモデルに基づいてモード選択行列を決定することは、
各マルコフ状態に対応して、各単一入力単一出力並列サブチャネルの各変調モードでのビット誤り率をそれぞれ決定し、
各マルコフ状態に対応して、決定されたビット誤り率に基づいて、各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に各変調モードを用いる際の予想ビット誤り率を決定し、
各マルコフ状態に対応して、前記予想ビット誤り率に基づいて、各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に用いる変調モードをそれぞれ決定する、
ことを含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
【数９】
2009105898.tif 000076
によって、マルコフ状態
【数１０】
2009105898.tif 000077
における第ｊ個の単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に第Ｍｉの変調モードを用いる際の予想ビット誤り率
【数１１】
2009105898.tif 000078
を算出し、
ここで、
【数１２】
2009105898.tif 000079
は当該単一入力単一出力並列サブチャネルがマルコフ状態
【数１３】
2009105898.tif 000080
からマルコフ状態
【数１４】
2009105898.tif 000081
に遷移する遷移確率を表し、
【数１５】
2009105898.tif 000082
はマルコフ状態
【数１６】
2009105898.tif 000083
における第ｊ個の単一入力単一出力並列サブチャネルの第Ｍｉの変調モードでのビット誤り率を表し、Ｎは単一入力単一出力チャネルのマルコフモデルに含まれるマルコフ状態の数を表す、
ことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記各マルコフ状態に対応して、前記予想ビット誤り率に基づいて、各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に用いる変調モードをそれぞれ決定することは、
各マルコフ状態に対応して、各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻の予想ビット誤り率がシステムの許容可能な最大ビット誤り率以下となる変調モードをそれぞれ決定し、
各マルコフ状態に対応して、決定された変調モードから最大の情報信号伝送速度を有する変調モードをそれぞれ選択して、各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に用いる変調モードとする、
ことを含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に用いる変調モードを決定することは、
チャネル推定結果に基づいて各単一入力単一出力並列サブチャネルの現在のマルコフ状態をそれぞれ決定し、
決定されたマルコフ状態に基づいて前記モード選択行列を検索し、各並列サブチャネルの次の時刻に用いる変調モードをそれぞれ決定して、送信側にフィードバックする、
ことを含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項１１】
前記ＮＴ個のマルコフモデルを確立することは、
プリトレーニング過程で、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおけるＫ個のサブキャリア上の各単一入力単一出力並列サブチャネルの状態を同時に統計し、前記ＮＴ個のマルコフモデルを決定する、
ことを含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項１２】
適応変調装置であって、
単一入力単一出力チャネルのマルコフモデルに基づいて、各マルコフ状態に対応する前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードが示されているモード選択行列を決定するモード行列生成手段と、
情報信号の伝送過程で、前記単一入力単一出力チャネルの現在のマルコフ状態に基づいて、前記モード選択行列を検索し、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードを決定する変調モード選択手段と、
を含むことを特徴とする装置。
【請求項１３】
前記モード行列生成手段は、
プリトレーニング過程でチャネル推定を行う第１チャネル推定モジュールと、
第１チャネル推定モジュールからのチャネル推定結果に基づいて、前記単一入力単一出力チャネルのためにマルコフモデルを確立するマルコフモデル確立モジュールと、
確立された前記単一入力単一出力チャネルのマルコフモデルに基づいて、各マルコフ状態に対応する前記単一入力単一出力チャネルの各変調モードでのビット誤り率を算出するビット誤り率算出モジュールと、
算出されたビット誤り率に基づいて、各マルコフ状態に対応して、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に各変調モードを用いる際の予想ビット誤り率を決定し、決定された予想ビット誤り率に基づいて、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いることが可能な変調モード集合を決定する変調モード集合生成モジュールと、
各マルコフ状態に対応して、それぞれ前記変調モード集合から１つの変調モードを選択して、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードとする変調モード選択モジュールと、
を含むことを特徴とする請求項１２に記載の装置。
【請求項１４】
前記変調モード選択手段は、
情報信号の伝送過程でチャネル推定を行う第２チャネル推定モジュールと、
第２チャネル推定モジュールからのチャネル推定結果に基づいて、前記単一入力単一出力チャネルの現在のマルコフ状態を決定する状態決定モジュールと、
前記単一入力単一出力チャネルの現在のマルコフ状態に基づいて、前記モード選択行列を検索し、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードを決定する変調モード決定モジュールと、
を含むことを特徴とする請求項１２に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信技術分野に関し、特に高速無線通信システムに適用する適応変調方法およびその装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
多入力多出力（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）技術は、無線通信システムのスペクトル効率を大幅に高めることができる。直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）技術は、一定の循環プレフィックスを追加して、周波数選択性チャネルをフラットフェージングチャネルに転化させることにより、マルチパス遅延時間に有効に対抗することができる。ＭＩＭＯおよびＯＦＤＭの両技術の優位性を組み合わせて提出されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムが、高速無線通信システムとして広く注目されている。
【０００３】
非適応システムに対して、適応変調技術は、現在のチャネル状態情報に基づいて送信パラメータを合理的に調整することにより、システム性能を著しく高めることができる。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて適応変調技術を使用し、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭのチャネル状況により変調モードを合理的に調整して、周波数利用率の向上および通信品質の確保の目的を遂げることができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
通常、従来の適応変調方法は、チャネル推定または予測によりチャネル状態情報が精確に得られるという仮定の下で行われる。しかし、受信側のチャネル状態情報の推定値を直接利用して適応変調を行う方法は、チャネルフェージングの変化が十分に遅い場合のみに適用される。ドップラー周波数がより高い場合、チャネル変化が速すぎるため、当該方法はより大きな性能損失を招き、ひいてはビット誤り率が高すぎるため適応変調方法が使用不可になる。チャネルの高速変化による性能損失に対抗するために、適応変調システムにチャネル予測器を導入してチャネル変化を予測するようにしてよい。しかしながら、このように予測によりチャネル状態情報を取得する方法は、チャネルの高速変化による性能損失をある程度のみで軽減することができる。ドップラー周波数が高まるに従って、チャネル予測誤差が大きくなり、適応変調アルゴリズムのビット誤り率の性能が著しく劣化する。実際のシステムにおいて、一旦ビット誤り率がシステムの許容可能な最大値を超えれば、情報伝送が無効伝送になり、これによって、このような適応変調方法の応用が制限されている。
【０００５】
ここからわかるように、ドップラー周波数がより高いことによりチャネル状態情報の品質がある程度まで低下した場合、従来の適応変調方法は、基本的にシステムのビット誤り率の要求を満たすことができない。これによって、実際の通信システムにおける適応変調技術の応用は制限されている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、上記技術問題を解決するために、ドップラー周波数がより高い場合においてもシステムのビット誤り率の要求を満足することができる適応変調方法およびその装置を提供している。
【０００７】
本発明の実施例に係る適応変調方法において、
単一入力単一出力チャネルのマルコフモデルに基づいて、各マルコフ状態に対応する単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードが示されているモード選択行列を決定し、
情報信号の伝送過程で、前記単一入力単一出力チャネルの現在のマルコフ状態に基づいて、前記モード選択行列を検索し、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードを決定することを含む。
【０００８】
本発明の実施例に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの適応変調方法において、
前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのチャネルと等価なＫ組の単一入力単一出力並列サブチャネル（各組の個数はＮＴ）のために、ＮＴ個のマルコフモデルを確立し、各組のＮＴ個の単一入力単一出力並列サブチャネルがそれぞれ１つのマルコフモデルに対応し、ここで、Ｋはシステムのサブキャリア数であり、ＮＴはＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの送信アンテナ数であり、
各単一入力単一出力並列サブチャネルのマルコフモデルに基づいて、各マルコフ状態に対応する各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に用いる変調モードが示されているモード選択行列を決定し、
情報信号の伝送過程で、それぞれ各単一入力単一出力並列サブチャネルの現在のマルコフ状態に基づいて、前記モード選択行列を検索し、各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に用いる変調モードを決定することを含む。
【０００９】
本発明の実施例に係る適応変調装置において、
単一入力単一出力チャネルのマルコフモデルに基づいて、各マルコフ状態に対応する前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードが示されているモード選択行列を決定するモード行列生成手段と、
情報信号の伝送過程で、前記単一入力単一出力チャネルの現在のマルコフ状態に基づいて、前記モード選択行列を検索し、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に選択して用いる変調モードを決定する変調モード選択手段とを含む。
【発明の効果】
【００１０】
本発明に係る適応変調方法およびその装置からわかるように、チャネルのドップラー周波数がより高いことによりチャネル状態情報の品質が劣化した場合においても、本発明の実施例により提供される適応変調方法およびその装置は、やはりシステムのビット誤り率の要求を満足できる。また、実験の証明によると、本発明の実施例に係る適応変調方法およびその装置の実現複雑度は、チャネル予測器を利用する従来の適応変調方法より顕著に低い。
【００１１】
また、本発明の実施例により提供される適応変調方法およびその装置は、適応変調の最適化目標の相違によって、システムのビット誤り率の要求を満足する変調モードを選択し、例えば、情報信号伝送速度がより大きい変調モードを選択することにより、システムのビット誤り率の要求を満足する場合において、さらにシステムの情報伝送の性能を最適化することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
本発明の目的、解決手段をさらに明確にするように、以下、図面を参照して実施例を挙げながら、本発明についてさらに詳しく説明する。
【００１３】
以下、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを応用環境として、本発明により提供される適応変調方法およびその装置について詳しく説明する。
【００１４】
本発明の実施例に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、Ｋ個のサブキャリアと、ＮＴ個の送信アンテナと、ＮＲ個の受信アンテナとがあり、ここで、
【数１】
2009105898.tif 000003
である。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの循環プレフィックス（ＣＰ：Ｃｙｃｌｅ  Ｐｒｅｆｉｘ）が十分に長いとすれば、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにシンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ−Ｓｙｍｂｏｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が存在しないが、ドップラー周波数の影響のため、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにはサブキャリア間干渉（ＩＣＩ：Ｉｎｔｅｒ−ｃａｒｒｉｅｒ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が存在する。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの送信側は、直並列変換によって情報信号を各アンテナに多重化し、且つチャネル状況に基づいてｍ＋１種の変調モード
【数２】
2009105898.tif 000004
のうちのいずれかの変調モードを適応選択して上記情報信号を送信することができる。ここで、Ｍ０はこのシンボル間隔内で当該アンテナが情報を送信しないことを表し、
【数３】
2009105898.tif 000005
はｍ個の異なる変調モードを表す。また、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける各送信アンテナの電力が同じであり、且つ総送信電力が一定であると仮定し、受信側はこの時刻のチャネル状態情報を精確に推定でき、第Ｋ個のサブキャリアの第ｔ個のシンボル間隔内でのチャネルフェージング係
数行列を
【数４】
2009105898.tif 000006
で表す。
【００１５】
上記条件を満足するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに基づいて、本実施例に係る適応変調方法の最適化目標は、システムのビット誤り率の要求を満足する前提で、情報信号伝送速度を最大化するように変調モードを選択し、即ち、以下の数式１を満足することにある。
【数５】
2009105898.tif 000007
ここで、
【数６】
2009105898.tif 000008
は第ｋ個のサブキャリアに対応する第ｊ個のアンテナ上の伝送速度を表し、
【数７】
2009105898.tif 000009
であり、ＢＥＲはシステムのビット誤り率を表し、
【数８】
2009105898.tif 000010
はシステムの許容可能な最大ビット誤り率である。
【００１６】
マルチアンテナ間の干渉を除去することにより、ビット誤りの伝播を考えない場合において、上記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの多入力多出力チャネルは、Ｋ組（各組はＮＴ個）の単一入力単一出力並列サブチャネルと等価になる。ここで、ＫはＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのサブキャリア数である。この場合において、式１により表される最適化目標をさらに容易に算出するために、上記最適化目標を、各単一入力単一出力並列サブチャネルのビット誤り率が要求を満足することを確保する前提で、各単一入力単一出力並列サブチャネルの伝送速度を最大化し、即ち、以下の数式２を満足することと近似的に等価にしてよい。
【数９】
2009105898.tif 000011
ここで、
【数１０】
2009105898.tif 000012
は第ｋ個のサブキャリアに対応する第ｊ個の並列サブチャネル上の伝送速度を表し、
【数１１】
2009105898.tif 000013
であり、ＢＥＲは各単一入力単一出力並列サブチャネルのビット誤り率を表す。
【００１７】
上記最適化目標を実現するために、本実施例に係る適応変調方法は、プリトレーニング過程および伝送過程という２つの過程により実現されることができる。
【００１８】
具体的に、図１に示すように、本実施例に係るプリトレーニング過程は主に下記のステップを含む。
【００１９】
ステップ１０１において、持続時間がＴ個のシンボル間隔である時間帯内で、送信側は既知シンボルを送信し、受信側は受信したシンボルに基づいてチャネル推定を行う。
【００２０】
ステップ１０２において、受信側はチャネル推定結果に基づいて、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの多入力多出力チャネルと等価な各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルのために、それぞれマルコフモデルを確立する。
【００２１】
ステップ１０３において、受信側は、確立されたマルコフモデルに基づいて、モード選択行列を決定する。
【００２２】
ここで、前記モード選択行列は、各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルがそれぞれ各マルコフ状態に対応する際、次の時刻に用いるべき変調モードを示している。
【００２３】
上記ステップ１０２およびステップ１０３に記載の方法については、後に詳しく説明する。
【００２４】
本実施例に係る伝送過程は、図２に示すように、主に下記のステップを含む。
【００２５】
ステップ２０１において、受信側はチャネル推定を行い、且つチャネル推定値に基づいて各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルの現在のマルコフ状態を決定する。
【００２６】
具体的に、当該ステップにおいて、上記ステップ１０２で各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルのために確立されたマルコフモデルに対応して、受信側はチャネル推定値に基づいて各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルの現在のマルコフ状態をそれぞれ決定する。
【００２７】
ステップ２０２において、受信側は、決定された各サブキャリアの各並列サブチャネルの現在のマルコフ状態に基づいてモード選択行列を検索し、各サブキャリアの各並列サブチャネルのために変調モードを決定し、且つこの変調モードを送信側にフィードバックする。
【００２８】
前記モード選択行列は各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルがそれぞれ各マルコフ状態に対応して次の時刻に用いるべき変調モードを示しているため、ステップ２０１により決定された当該並列サブチャネルの現在のマルコフ状態に基づいて、前記モード選択行列から当該単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に用いるべき変調モードを検索して得ることができる。
【００２９】
ステップ２０３において、送信側は、受信側からフィードバックされた変調モードに基づいて、それぞれ各サブキャリアの各並列サブチャネルに対して適応変調を行うことにより、適応伝送を実現する。
【００３０】
以下、本実施例の上記ステップ１０２において各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルのためにマルコフモデルを確立する過程について詳しく説明する。
【００３１】
１つのマルコフモデルが、状態集合と、定常分布シーケンスと、状態遷移確率行列との３つの要素により構成されることは既知である。
【００３２】
本実施例において、１つの単一入力単一出力並列サブチャネルのマルコフモデルの状態集合は、Δ（単位：ｄＢ）を量子化間隔として当該単一入力単一出力並列サブチャネルの信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）の主区間
【数１２】
2009105898.tif 000014
を均一に量子化して得られた信号対雑音比のＮ個のサブ区間
【数１３】
2009105898.tif 000015
である。ここで、各サブ区間は１つのマルコフ状態
【数１４】
2009105898.tif 000016
に対応する。
【００３３】
本実施例において、１つの単一入力単一出力並列サブチャネルのマルコフモデルの定常分布シーケンスは
【数１５】
2009105898.tif 000017
であり、ここで、
【数１６】
2009105898.tif 000018
はマルコフ状態
【数１７】
2009105898.tif 000019
における当該単一入力単一出力並列サブチャネルの定常分布確率を表す。実際の応用において、各マルコフ状態における各単一入力単一出力並列サブチャネルの定常分布確率は、当該単一入力単一出力並列サブチャネルの信号対雑音比の確率密度関数により得られ、即ち、下記の数式３によって算出されることができる。
【数１８】
2009105898.tif 000020
ここで、
【数１９】
2009105898.tif 000021
はマルコフ状態
【数２０】
2009105898.tif 000022
に対応する信号対雑音比のサブ区間を表し、
【数２１】
2009105898.tif 000023
は当該単一入力単一出力並列サブチャネル（例えば第ｊ個のサブチャネル）の信号対雑音比の確率密度関数を表し、数学の導出またはシミュレーションにより得られることができる。例えば、シミュレーション過程において、各並列サブチャネルの各時刻に表れたチャネルの信号対雑音比の状況をエルゴード性に基づいてそれぞれ考察することにより、各単一入力単一出力並列サブチャネルの信号対雑音比の確率密度関数を決定するようにしてよい。
【００３４】
各単一入力単一出力並列サブチャネルのマルコフモデルの定常分布シーケンスは、上記数式３による算出方法の他に、プリトレーニング過程において当該単一入力単一出力並列サブチャネルが各マルコフ状態にある回数を統計することによっても取得されることができる。
【００３５】
本実施例において、１つの単一入力単一出力並列サブチャネルのマルコフモデルの状態遷移確率行列は、プリトレーニング過程において当該単一入力単一出力並列サブチャネルが各マルコフ状態間で遷移する回数を統計することによって取得されることができる。説明を簡単にするために、本実施例において、当該単一入力単一出力並列サブチャネルのマルコフ状態
【数２２】
2009105898.tif 000024
からマルコフ状態
【数２３】
2009105898.tif 000025
への遷移確率を
【数２４】
2009105898.tif 000026
で表す。これにより、当該単一入力単一出力並列サブチャネルのマルコフモデルの状態遷移確率行列
【数２５】
2009105898.tif 000027
が得られる。
【００３６】
プリトレーニング過程において、上記算出または統計過程により、各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルのマルコフモデルの状態集合と、定常分布シーケンスと、状態遷移確率行列とが決定されることができる。これにより、各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルのマルコフモデルが決定される。
【００３７】
上記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、各サブキャリアのチャネルが同じ分布であることは既知であるため、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの多入力多出力チャネルと等価なＫ組の単一入力単一出力並列サブチャネルは、マルコフモデルを共用することができる。しかし、各組のＮＴ個の単一入力単一出力並列サブチャネルが異なる分布である場合が多いため、各組のＮＴ個の単一入力単一出力並列サブチャネルのためにマルコフモデルをそれぞれ確立しなければならない。つまり、本実施例に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、異なるサブキャリアの対応する単一入力単一出力並列サブチャネルは１つのマルコフモデルを共用することができ、即ち、当該ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの第１個のサブキャリアから第Ｋ個のサブキャリアまでの第１個の単一入力単一出力並列サブチャネルは、第１個のマルコフモデルを共用することができ、第１個のサブキャリアから第Ｋ個のサブキャリアまでの第２個の単一入力単一出力並列サブチャネルは、第２個のマルコフモデルを共用することができ、…、順次類推して、第１個のサブキャリアから第Ｋ個のサブキャリアまでの第ＮＴ個の単一入力単一出力並列サブチャネルは、第ＮＴ個のマルコフモデルを共用することができる。従って、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムでは、Ｋ×ＮＴ個のマルコフモデルを確立することなく、総ＮＴ個の単一入力単一出力並列サブチャネルのマルコフモデルを確立する必要がある。また、このＮＴ個の単一入力単一出力並列サブチャネルのマルコフモデルによって、１つのＭＩＭＯチャネルのマルコフモデルが構成されることができる。ここからわかるように、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの各サブキャリアにおいてチャネルの分布が同じである特性を利用して、確立されるマルコフモデルの個数をＫ×ＮＴ個からＮＴ個に減少することができ、これにより、本実施例に係る適応方法の複雑度を大いに低下することができる。
【００３８】
さらに、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの各サブキャリアにおいてチャネルの分布が同じである特性を利用して、持続時間の長さがＴ個のシンボル間隔であるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭチャネルの１回のプリトレーニングを、持続長がＴである同一サブキャリアのＭＩＭＯチャネルのＫ回のプリトレーニングと見なしてよい。つまり、Ｔ個のシンボルの持続時間内で同時にＫ個のサブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルの状態遷移状況を観察することは、総Ｋ×Ｔ回のプリトレーニング結果を得ることができ、Ｋ×Ｔ回のプリトレーニングと等価である。従って、プリトレーニング期間内でＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの全部のサブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルの状態を同時に観察して統計することによって、より短いプリトレーニング時間内で相対的に精確なマルコフモデルを取得し、プリトレーニング過程に必要な時間を大いに短縮することができる。
【００３９】
以下、本実施例のステップ１０３において受信側は確立されたマルコフモデルに基づいてモード選択行列を決定する方法について詳しく説明する。図３に示すように、本実施例に係るモード選択行列は下記のステップにより決定されることができる。
【００４０】
ステップ１０３１において、確立された各サブキャリアの各並列サブチャネルのマルコフモデルに基づいて、いずれかのマルコフ状態における各サブキャリアの各並列サブチャネルの各変調モードに対応するビット誤り率をそれぞれ算出する。
【００４１】
上記のように、本実施例に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの各サブキャリアが１つのマルコフモデルを共用することができるため、上記ステップ１０３１を、いずれかのマルコフ状態における各単一入力単一出力並列サブチャネルの各変調モードに対応するビット誤り率をそれぞれ算出するように簡略化してよい。
【００４２】
本実施例において、マルコフ状態
【数２６】
2009105898.tif 000028
における第ｊ個の単一入力単一出力並列サブチャネルが第Ｍｉの変調モードを用いる際のビット誤り率が
【数２７】
2009105898.tif 000029
であると仮定する。
【数２８】
2009105898.tif 000030
は下記の数式４によって算出されることができる。
【数２９】
2009105898.tif 000031
ここで、
【数３０】
2009105898.tif 000032
は、第Ｍｉの変調モードにおいて信号対雑音比が
【数３１】
2009105898.tif 000033
であるときの近似ビット誤り率を表し、実際のシミュレーション測定によって得られ、または理論的に導出される各変調モードでの信号対雑音比とビット誤り率との関係式によって得られることができる。
【数３２】
2009105898.tif 000034
【００４３】
は、上記数式４による算出方法の他に、直接上記の
【数３３】
2009105898.tif 000035
によっても得られることができる。例えば、
【数３４】
2009105898.tif 000036
、最小値または平均値を求めるなどである。
【００４４】
ステップ１０３２において、ステップ１０３１で算出されたビット誤り率に基づいて、各マルコフ状態に対応して、それぞれ各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に各変調モードを用いる際の予想ビット誤り率を算出する。
【００４５】
同様に、本実施例に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの各サブキャリアが１つのマルコフモデルを共用することができるため、上記ステップ１０３２を、各マルコフ状態に対応して、各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に各変調モードを用いる際の予想ビット誤り率をそれぞれ算出するように簡略化してよい。
【００４６】
具体的に、本実施例において、マルコフ状態
【数３５】
2009105898.tif 000037
における第ｊ個の単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に第Ｍｉの変調モードを用いる際の予想ビット誤り率が
【数３６】
2009105898.tif 000038
であるとすれば、
【数３７】
2009105898.tif 000039
は下記の数式５によって算出されることができる。
【数３８】
2009105898.tif 000040
ここで、
【数３９】
2009105898.tif 000041
は第ｊ個の並列サブチャネルのマルコフ状態Ｓｌからマルコフ状態Ｓｎに遷移する確率であり、
【数４０】
2009105898.tif 000042
は上述したように、マルコフ状態Ｓｎにおける第ｊ個の並列サブチャネルの第Ｍｉの変調モードでのビット誤り率を表し、Ｎは単一入力単一出力チャネルのマルコフモデルに含まれるマルコフ状態の数を表す。
【００４７】
上記の数式５からわかるように、現在のマルコフ状態
【数４１】
2009105898.tif 000043
における第ｊ個の単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に第Ｍｉの変調モードを用いる際の予想ビット誤り率は、当該単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に遷移可能なマルコフ状態
【数４２】
2009105898.tif 000044
、およびマルコフ状態
【数４３】
2009105898.tif 000045
からマルコフ状態
【数４４】
2009105898.tif 000046
への遷移確率と関係があり、即ち、当該単一入力単一出力並列サブチャネルの現在のマルコフ状態からいずれかのマルコフ状態に遷移する状態遷移確率を用いて、当該単一入力単一出力並列サブチャネルの遷移先のマルコフ状態に対応するビット誤り率を重み付け平均して得られる重み付け平均値である。
【００４８】
ステップ１０３３において、上記ステップ１０３２で決定された各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルの各マルコフ状態に対応する次の時刻の予想ビット誤り率によって、各マルコフ状態に対応して、各サブキャリアの各並列サブチャネルの次の時刻に選択可能な、システムのビット誤り率の要求を満足する変調モードからなる変調モード集合をそれぞれ決定し、つまり、予想ビット誤り率がシステムの許容可能な最大ビット誤り率以下となる変調モードからなる集合を決定する。
【００４９】
上記ステップ１０３２に対応して、下記の数式６を満足する変調モード
【数４５】
2009105898.tif 000047
が、システムのビット誤り率の要求を満足する選択可能な変調モードである。
【数４６】
2009105898.tif 000048
ステップ１０３４において、上記ステップ１０３３で得られた変調モード集合から１つの変調モード、例えば最大の情報信号伝送速度を有する変調モードを選択する。
【００５０】
説明すべきものとして、上記ステップ１０３４における変調モードの選択方法は、システムの適応変調方法の最適化目標と関係がある。例えば、本実施例に対応すると、上述したように、本実施例により提供される適応変調方法の最適化目標は、システムのビット誤り率の要求を満足する前提で、情報信号伝送速度を最大化するように、変調モードを選択することにあるため、上記ステップ１０３４において、具体的に変調モード集合から最大の情報信号伝送速度を有する変調モードを選択する。従って、異なる適応変調方法の最適化目標に対応して、変調モード集合から変調モードを選択する異なる方法を用いてよい。例えば、システムの適応変調方法の最適化目標は、情報信号伝送速度がシステムの目標伝送速度に達した場合において、最小ビット誤り率を最小化することであれば、上記ステップ１０３４を、上記ステップ１０３３で得られた変調モード集合から、情報信号速度がシステムの目標伝送速度以上であり、且つ最小の予想ビット誤り率を有する変調モードを選択することに取り替えるようにしてよい。
【００５１】
上記ステップ１０３１〜１０３４により、各マルコフ状態に対応する各サブキャリアの各並行サブチャネルが次の時刻に用いるべき変調モード、即ちモード選択行列を得ることができる。前記モード選択行列を決定した後、受信側は前記モード選択行列を保存する。
【００５２】
図４は、上記実施例に係る方法により決定されるモード選択行列の例を示している。ここで、用いられるチャネルモデルは、ＣＯＳＴ２０７の６パスのチャネルモデルであり、具体的なパラメータは表１に示す通りである。
【表１】
2009105898.tif 000049
【００５３】
上記のチャネルモデルにおいて、各チャネルの中心周波数は５ＧＨｚであり、帯域幅は２．５ＭＨｚであり、平均信号対雑音比は３５ｄＢであり、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムには、２５６個のサブキャリアと、４個の送信アンテナと、４個の受信アンテナとがあり、移動局の移動速度は４０ｋｍ／ｈである。４個の送信アンテナおよび４個の受信アンテナのＭＩＭＯチャネルによって、総４個の等価な単一入力単一出力並列サブチャネルが形成されることができるため、総４個のマルコフモデルを確立する必要がある。送信側には、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭおよび６４ＱＡＭである６種の選択可能な変調モードがあり、モード選択行列においてそれらの変調モードをそれぞれ１、２、３、４、５、６で表す。また、送信側は信号対雑音比が極めて低い場合に情報を送信しないことを選択することができるため、この場合を０で表す。信号対雑音比の量子化主区間は５ｄＢから３０ｄＢまでであり、量子化間隔は０．１ｄＢであり、全部で２５１個のマルコフ状態がある。ここで、より小さい量子化主区間を選択することにより、チャネル状態数を減少することができるとともに、基本的にアルゴリズムの性能に影響を及ぼさない。
【００５４】
図４に示すモード選択行列は５欄に分け、各欄の左側の列の番号は各マルコフ状態の番号１〜２５１を表し、各欄の最上の行は各並列サブチャネルの番号１〜４を表す。例えば、モード選択行列の第１５０行第２列の要素が４であることは、ＭＩＭＯチャネルの第２個の等価な単一入力単一出力並列サブチャネルが第１５０個のマルコフ状態にある際、このサブチャネルが、次の送信時刻に情報を送信するために、第４の変調モード、即ち１６ＱＡＭを選択すべきであることを表す。
【００５５】
受信側が上記のモード選択行列を得た後、プリトレーニング過程が終了し、伝送過程を実行する。図２に示すように、伝送過程において、受信側は、チャネル推定値に基づいて各単一入力単一出力並列サブチャネルの現在の状態を決定し、上記モード選択行列を検索することにより、この並列サブチャネルの次の送信時刻の変調モードを決定し、この情報を送信側にフィードバックする。送信側において、フィードバックされた変調パラメータに基づいて各サブチャネルに対して適応変調を行なうことにより、適応変調を実現する。
【００５６】
また、上記実施例に係る適応変調方法に対応して、本発明の実施例は適応変調装置を提供している。図５に示すように、その内部構成は主に、
各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルに対応するマルコフモデルに基づいて、各マルコフ状態に対応する各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に用いるべき変調モードからなるモード選択行列を決定するモード行列生成手段５０１と、
情報信号の伝送過程で、それぞれ各単一入力単一出力並列サブチャネルの現在のマルコフ状態に基づいて、前記モード選択行列を検索し、各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に用いる変調モードを決定する変調モード選択手段５０２とを含む。
【００５７】
ここで、前記モード行列生成手段５０１は、
プリトレーニング過程でチャネル推定を行う第１チャネル推定モジュール５０１１と、
第１チャネル推定モジュールのチャネル推定結果に基づいて、各サブキャリアの各単一入力単一出力並行サブチャネルのためにマルコフモデルをそれぞれ確立するマルコフモデル確立モジュール５０１２（具体的な過程はステップ１０２を参照）と、
確立された各サブキャリアの単一入力単一出力並列サブチャネルのマルコフモデルに基づいて、各マルコフ状態に対応して、各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルの各変調モードでのビット誤り率をそれぞれ算出するビット誤り率算出モジュール５０１３（具体的な過程はステップ１０３１を参照）と、
算出されたビット誤り率に基づいて、各マルコフ状態に対応して、各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に各変調モードを用いる際の予想ビット誤り率をそれぞれ決定し、決定された予想ビット誤り率に基づいて、各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に用いることが可能な、システムのビット誤り率の要求を満足する変調モード集合を決定する変調モード集合生成モジュール５０１４（具体的な過程はステップ１０３２および１０３３を参照）と、
各マルコフ状態に対応して、それぞれ前記変調モード集合から１つの変調モードを選択して、各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に用いる変調モードとする変調モード選択モジュール５０１５（具体過程はステップ１０３４を参照）とを含む。
【００５８】
具体的な操作過程において、変調モード選択モジュール５０１５は、異なる適応変調の最適化目標を実現するために、前記変調モード集合から、例えば伝送速度が最大となる変調モードを選択し、または他の選択方式を用いるようにしてよい。
【００５９】
前記変調モード選択手段５０２は、
情報信号の伝送過程でチャネル推定を行う第２チャネル推定モジュール５０２１と、
第２チャネル推定モジュール５０２１からのチャネル推定結果に基づいて、各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルの現在のマルコフ状態をそれぞれ決定する状態決定モジュール５０２２と、
各単一入力単一出力並列サブチャネルの現在のマルコフ状態に基づいて、前記モード選択行列を検索し、各サブキャリアの各単一入力単一出力並列サブチャネルの次の時刻に用いるべき変調モードを決定する変調モード決定モジュール５０２３とを含む。
【００６０】
上記実施例からわかるように、チャネルのドップラー周波数がより高いことによりチャネル状態情報の品質が劣化した場合においても、本発明の実施例により提供される適応変調方法およびその装置は、やはりシステムの伝送品質を確保することができる。これにより、適応変調方法の適用範囲が広がっている。
【００６１】
また、本発明の実施例により提供される適応変調方法およびその装置は、適応変調の最適化目標の相違によって、システムのビット誤り率の要求を満足する変調モードを選択することにより、システムのビット誤り率の要求を満足する場合において、さらにシステムの情報伝送の性能を最適化することができる。例えば、適応変調方法の最適化目標が、システムのビット誤り率の要求を満足する場合において、システムの伝送速度を最大化することであれば、本発明の実施例により提供される適応変調方法およびその装置は、システムのビット誤り率の要求を満足する全部の変調モードから、伝送速度が最大となる変調モードを選択するようにしてよい。これにより、システムの有効情報速度とスループットが著しく向上することができる。
【００６２】
説明すべきものとして、上記の実施例はすべてＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの適応変調を例として説明されたが、本願に係る適応変調方法およびその装置が、他のいかなるシステム（例えば単一入力単一出力システム）にも応用できることは、当業者にとって理解できるものである。
【００６３】
以下、単一入力単一出力システムにおいて適応変調を行う方法を示す。当該方法は主に、
まず、単一入力単一出力チャネルのマルコフモデルに基づいて、モード選択行列を決定し、
情報信号の伝送過程で、前記単一入力単一出力チャネルの現在のマルコフ状態に基づいて、前記モード選択行列を検索し、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードを決定して、送信側にフィードバックすることを含む。
【００６４】
上記のモード選択行列の決定方法は具体的に、以下のステップを含む。
【００６５】
まず、各マルコフ状態に対応して、前記単一入力単一出力チャネルの各変調モードを用いる際のビット誤り率を決定する。
【００６６】
当該ステップにおいて、
【数４７】
2009105898.tif 000050
によって、マルコフ状態
【数４８】
2009105898.tif 000051
における単一入力単一出力チャネルの次の時刻に第Ｍｉの変調モードを用いる際の予期ビット誤り率
【数４９】
2009105898.tif 000052
を算出するようにしてよい。ここで、
【数５０】
2009105898.tif 000053
は当該単一入力単一出力チャネルのマルコフ状態
【数５１】
2009105898.tif 000054
からマルコフ状態
【数５２】
2009105898.tif 000055
への遷移確率を表し、
【数５３】
2009105898.tif 000056
はマルコフ状態
【数５４】
2009105898.tif 000057
における単一入力単一出力チャネルの第Ｍｉの変調モードを用いる際のビット誤り率を表す。
【００６７】
次に、各マルコフ状態に対応して、決定されたビット誤り率に基づいて、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に各変調モードを用いる際の予想ビット誤り率を決定する。
【００６８】
最後に、各マルコフ状態に対応して、前記予想ビット誤り率に基づいて、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードを決定する。
【００６９】
当該ステップにおいて、各マルコフ状態に対応して、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に各変調モードを用いる際の予想ビット誤り率がシステムの許容可能な最大ビット誤り率以下となる変調モードを決定し、各マルコフ状態に対応して、決定された変調モードから最大の情報信号伝送速度を有する変調モードをそれぞれ選択して、前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードとする。上述したように、システムの適応変調の最適化目標の相違に基づいて、他の方法によって、決定された変調モードから１つの変調モードを選択して前記単一入力単一出力チャネルの次の時刻に用いる変調モードとするようにしてもよい。
【００７０】
以下、具体例を通じて本発明の実施例により提供される適応変調方法の性能について説明する。
【００７１】
図６の（ａ）〜（ｃ）は、２５６個のサブキャリアと、４個の送信アンテナと、４個の受信アンテナとを有するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、システムの許容可能な最大ビット誤り率が
【数５５】
2009105898.tif 000058
である場合に、本発明の実施例により提供される適応変調方法と、従来の適応変調方法と、理想的な適応変調方法との間で、ビット誤り率、有効情報速度、およびスループット性能の比較をそれぞれ示す図である。当該ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける適応変調の最適化目標は、システムのビット誤り率の要求を満足する変調モードを選択し、且つ情報信号伝送速度を最大化することである。比較に用いられる従来の適応変調方法は、正規化最小二乗平均（ＮＬＭＳ：Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ  Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ）のチャネル予測器を利用する適応変調方法である。前記理想的な適応変調方法とは、理想的な場合において、精確なチャネル状態情報が既知となっている適応変調方法であるが、実際には精確なチャネル状態情報を知ることができないため、このような方法は現実で応用することができない。図６の（ａ）〜（ｃ）において、四角印の曲線は本発明の実施例に用いられる適応変調方法を表し、三角印の曲線はＮＬＭＳチャネル予測器を利用する従来の適応変調方法を表し、星印の曲線は理想的な適応方法を表す。図６の（ａ）〜（ｃ）において、横座標は移動局の移動速度を表し、縦座標はビット誤り率と、有効情報速度と、スループットとをそれぞれ表す。ここで、有効情報速度は、単位帯域幅および単位時間内における有効ビットの伝送速度を表す。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭフレームの瞬間ビット誤り率がシステムの許容可能な最大ビット誤り率以下である場合、このフレームのすべてのビットは有効ビットであり、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭフレームの瞬間ビット誤り率がシステムの許容可能な最大ビット誤り率より大きい場合、このフレームのすべてのビットは無効ビットである、ということは既知である。スループットは、単位帯域幅および単位時間内における瞬間ビット誤り率が０であるフレームに含まれるビットの伝送速度を表す。
【００７２】
シミュレーションが行われたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの主なシミュレーションパラメータとして、チャネルの中心周波数が５ＧＨｚ、帯域幅が２．５ＭＨｚ、チャネル平均信号対雑音比が３０ｄＢ、各ＯＦＤＭが１フレームである。送信側において選択可能な変調方式は、それぞれＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭおよび６４ＱＡＭである。受信側は直交三角分解（ＱＲ分解：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ−Ｔｒｉａｎｇｕｌａｒ  Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）方式を用いて復調する。チャネルは６パスのレイリーフェージングチャネルを用い、具体的なチャネルパラメータも表１に示す通りである。
【００７３】
図６の（ａ）〜（ｃ）に示すように、移動局の移動速度が高まる（ドップラー周波数が高まることに対応）に従って、本発明の実施例により提供される適応方法は、一貫してシステムのビット誤り率の要求を満足できるが、ＮＬＭＳ予測器を利用する適応アルゴリズムは、ビット誤り率が高すぎるため使用不可になる。一方、本発明により提供される適応アルゴリズムを利用した場合の有効情報速度およびスループットは、ＮＬＭＳ予測器を利用する適応アルゴリズムの場合より顕著に高く、理想的な適応変調アルゴリズムの場合に近づく。ここからわかるように、本発明により提供される適応アルゴリズムは、より高いドップラー周波数の場合においてシステムの伝送品質を確保することができるだけでなく、システムの有効情報速度およびスループットを著しく向上させることができる。
【００７４】
以下、また具体例を通じて本発明の実施例に係る適応変調方法の複雑度について分析する。
【００７５】
プリトレーニングが総Ｔ個のＯＦＤＭシンボル間隔を持続し、マルコフモデルに総ｎ個の状態があり、送信側にｍ種の変調モードがあると仮定する。ＱＲ分解方法を用いてＭＩＭＯチャネルを並列サブチャネルに転化させると仮定する。簡単のために、ここで加算および乗算のみの複雑度を算出する。プリトレーニング段階において、まず、ＱＲ分解を用いてＭＩＭＯチャネルを等価サブチャネルに転化させ、この過程には、
【数５６】
2009105898.tif 000059
回の浮動小数点演算が必要である。第２ステップにおいて、等価サブチャネルの信号対雑音比を算出し且つその状態を決定し、この過程には、
【数５７】
2009105898.tif 000060
回の浮動小数点演算が必要である。第３ステップにおいて、状態遷移行列を算出し、
【数５８】
2009105898.tif 000061
回の浮動小数点演算が必要である。第４ステップにおいて、モード選択行列を決定し、
【数５９】
2009105898.tif 000062
回の浮動小数点演算が必要である。そのため、プリトレーニング段階において、全部で
【数６０】
2009105898.tif 000063
回の浮動小数点演算が必要である。伝送段階において、各送信シンボル間隔内において、等価サブチャネルの信号対雑音比を算出し且つその状態を決定するだけでよく、全部で
【数６１】
2009105898.tif 000064
回の浮動小数点演算が必要である。
【００７６】
ＮＬＭＳチャネル予測器に総Ｎ個のタップがあり、その初期化段階に、
【数６２】
2009105898.tif 000065
個のＯＦＤＭシンボル間隔が必要であると仮定する。ＮＬＭＳチャネル予測器を利用する適応変調アルゴリズムの初期化段階に、
【数６３】
2009105898.tif 000066
回の浮動小数点演算が必要である。伝送段階の各シンボル間隔内において、当該アルゴリズムは、
【数６４】
2009105898.tif 000067
回の浮動小数点演算が必要である。
【００７７】
図７は、本発明の実施例に係る適応変調方法と従来の適応変調方法との複雑度の比較を示す図である。ここで、菱形印の曲線は本発明の実施例に用いられる適応変調方法を表し、星印の曲線はＮＬＭＳチャネル予測器を利用する従来の適応変調方法を表す。本発明に係るアルゴリズムでは、プリトレーニングの長さを１０００個のＯＦＤＭシンボル間隔、ＮＬＭＳチャネル予測器のタップ数を３個、初期化の長さを１０個のＯＦＤＭシンボル間隔とする。図７において、横座標は伝送シンボルの個数を表し、縦座標は浮動小数点演算の総回数である。図７に示すように、１００個のシンボルを伝送した後、本発明により提供されるアルゴリズムの複雑度が、ＮＬＭＳチャネル予測器を利用する適応変調アルゴリズムより低くなり、且つ両方の複雑度の間の差は伝送シンボル個数の増加に従って増大する。
【００７８】
上記は、本発明の好ましい実施例にすぎず、本発明の保護範囲を限定するものではない。本発明の精神と原則内で行われる種々の修正、均等置換え、改善などは全て本発明の保護範囲内に含まれるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００７９】
【図１】本発明の実施例に係るプリトレーニングのフローチャートである。
【図２】本発明の実施例に係る伝送のフローチャートである。
【図３】本発明の実施例に係る確立されたマルコフモデルに基づいてモード選択行列を決定する方法を示す図である。
【図４】本発明の実施例により決定されたモード選択行列の例を示す図である。
【図５】本発明の実施例に係る適応変調装置の構成を示す図である。
【図６（ａ）】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける移動局の移動速度の増大に従って、本発明の実施例により提供される適応変調方法と、従来の適応変調方法と、理想的な適応変調方法との間で、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのビット誤り率の比較を示す図である。
【図６（ｂ）】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける移動局の移動速度の増大に従って、本発明の実施例により提供される適応変調方法と、従来の適応変調方法と、理想的な適応変調方法との間で、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの有効情報速度の比較を示す図である。
【図６（ｃ）】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける移動局の移動速度の増大に従って、本発明の実施例により提供される適応変調方法と、従来の適応変調方法と、理想的な適応変調方法との間で、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのスループット性能の比較を示す図である。
【図７】本発明の実施例に係る適応変調方法と従来の適応変調方法との複雑度の比較を示す図である。
【符号の説明】
【００８０】
５０１：モード行列生成手段
５０１１：第１チャネル推定モジュール
５０１２：マルコフモデル確立モジュール
５０１３：ビット誤り率算出モジュール
５０１４：変調モード集合生成モジュール
５０１５：変調モード選択モジュール
５０２：変調モード選択手段
５０２１：第２チャネル推定モジュール
５０２２：状態決定モジュール
５０２３：変調モード決定モジュール
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６（ａ）】
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【図６（ｂ）】
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【図６（ｃ）】
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【図７】
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