(57)【要約】【課題】力率を改善することができるアーク機器用電源装置を提供する。【解決手段】アーク機器用電源装置は、各整流素子に対して半導体スイッチング素子が逆並列に接続され、三相交流電源を整流する三相全波整流回路と、前記三相交流電源と前記三相全波整流回路に接続された交流リアクトルと、前記三相全波整流回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの出力を高周波交流に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力を整流して負荷に供給する整流回路を備えている。さらに、アーク機器用電源装置は、前記各半導体スイッチング素子をスイッチング制御して、前記三相交流電源の入力電圧と入力電流との位相を一致させる制御回路を備えている。【選択図】図３
2009124859.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
各整流素子に対して半導体スイッチング素子が逆並列に接続され、三相交流電源を整流する三相全波整流回路と、
前記三相交流電源と前記三相全波整流回路に接続された交流リアクトルと、
前記三相全波整流回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサの出力を高周波交流に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路の出力を整流して負荷に供給する整流回路と、
前記各半導体スイッチング素子をスイッチング制御して、前記三相交流電源の入力電圧と入力電流との位相を一致させる制御回路と、
を備えたアーク機器用電源装置。
【請求項２】
各整流素子の少なくとも２つに対して半導体スイッチング素子が逆並列に接続され、単相交流電源を整流する単相全波整流回路と、
前記単相交流電源と前記単相全波整流回路に接続された交流リアクトルと、
前記単相全波整流回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサの出力を高周波交流に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路の出力を整流して負荷に供給する整流回路と、
前記各半導体スイッチング素子をスイッチング制御して、前記単相交流電源の入力電圧と入力電流との位相を一致させる制御回路と、
を備えたアーク機器用電源装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記各半導体スイッチング素子をオンにしたときに、前記交流リアクトルにエネルギーを蓄積し、前記各半導体スイッチング素子をオフにしたときに、前記交流リアクトルに蓄積したエネルギーで前記平滑コンデンサを充電する処理を繰り返して、入力電圧と入力電流との位相を一致させる請求項１または２に記載のアーク機器用電源装置。
【請求項４】
前記三相交流電源の各相の相電圧を検出する相電圧検出部と、
前記三相交流電源の各相の線電流を検出する線電流検出部と、
を備え、
前記制御回路は、前記相電圧検出部及び線電流検出部が検出した各相の相電圧及び線電流に基づいて、前記各半導体スイッチング素子をスイッチング制御する請求項１に記載のアーク機器用電源装置。
【請求項５】
前記整流素子はダイオードであり、前記半導体スイッチング素子はＩＧＢＴである請求項１または２に記載のアーク機器用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、アーク溶接機やアーク溶断機等のアーク機器用の電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、インバータ機器等の高調波を発生する機器の増加により、他の電気機器に様々な悪影響を与えている。そのため、各国では、用途や入力電力などに応じてクラス分けされた高調波電流規制が行われている。例えば、欧州ではIEC61000-3-2やIEC61000-3-12により高調波規格が規定され、日本ではJIS C 61000-3-2:2005により高調波規格が規定されている。
【０００３】
このような規格による規制の対象は、家電機器だけでなく、溶接機や溶断機等の工業用の電気機器も当然含まれる。そこで、工業用の電気機器では、高調波の規制に対応するため、電源にＰＦＣ（power factor correction：力率改善）回路を設けたものが提案されている。例えば、図１に示すプラズマカッティングシステムでは、電源にＰＦＣ回路３５を付加して高調波電流を抑制している（特許文献１参照）。
【特許文献１】米国特許第６３６３８６８号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１に記載のシステムは、商用電源から三相の交流電力が入力される構成であるが、ＰＦＣはインダクタ、スイッチ及びダイオードを１組だけ備えた構成であった。そのため、このシステムでは、入力電圧Ｖｉｎに対して入力電流Ｉｉｎが図２に示すような波形となる。また、改善された力率は０．８５〜０．９程度であり、力率をこれ以上改善することができなかった。
【０００５】
そこで、この発明は、さらに力率を改善することができるアーク機器用電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
（１）各整流素子に対して半導体スイッチング素子が逆並列に接続され、三相交流電源を整流する三相全波整流回路と、
前記三相交流電源と前記三相全波整流回路に接続された交流リアクトルと、
前記三相全波整流回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサの出力を高周波交流に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路の出力を整流して負荷に供給する整流回路と、
前記各半導体スイッチング素子をスイッチング制御して、前記三相交流電源の入力電圧と入力電流との位相を一致させる制御回路と、
を備えたことを特徴とする。
【０００７】
この構成においては、三相全波整流回路の各整流素子に対して半導体スイッチング素子が逆並列に接続されており、制御回路は、各半導体スイッチング素子をスイッチング制御することで、三相交流電源の入力電圧と入力電流との位相を一致させる。したがって、入力電流波形の形状を入力電圧波形とほぼ同様にすることが可能となり、力率をほぼ１にすることができので、従来の構成よりも力率を大幅に改善できる。また、この構成においては、従来のアーク用電源装置よりも部品点数を削減できるので、装置を小型にできる。また、部品点数が少ないので、信頼性を向上できる。さらに、全デジタル制御により、温度ドリフトによる出力変動を減少させることができる。また、制御回路の共通化により、開発時間を短縮でき、信頼を向上できる。
【０００８】
（２）各整流素子の少なくとも２つに対して半導体スイッチング素子が逆並列に接続され、単相交流電源を整流する単相全波整流回路と、
前記単相交流電源と前記単相全波整流回路に接続された交流リアクトルと、
前記単相全波整流回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサの出力を高周波交流に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路の出力を整流して負荷に供給する整流回路と、
前記各半導体スイッチング素子をスイッチング制御して、前記単相交流電源の入力電圧と入力電流との位相を一致させる制御回路と、
を備えたことを特徴とする。
【０００９】
この構成においては、単相全波整流回路の少なくとも２つの整流素子に対して半導体スイッチング素子が逆並列に接続されており、制御回路は、各半導体スイッチング素子をスイッチング制御することで、単相交流電源の入力電圧と入力電流との位相を一致させる。したがって、入力電流波形の形状を入力電圧波形とほぼ同様にすることが可能となり、力率をほぼ１にすることができので、従来の構成よりも力率を大幅に改善できる。また、この構成においては、従来のアーク用電源装置よりも部品点数を削減できるので、装置を小型にできる。また、部品点数が少ないので、信頼性を向上できる。さらに、全デジタル制御により、温度ドリフトによる出力変動を減少させることができる。また、制御回路の共通化により、開発時間を短縮でき、信頼を向上できる。
【００１０】
（３）前記制御回路は、前記各半導体スイッチング素子をオンにしたときに、前記交流リアクトルにエネルギーを蓄積し、前記各半導体スイッチング素子をオフにしたときに、前記交流リアクトルに蓄積したエネルギーで前記平滑コンデンサを充電する処理を繰り返して、入力電圧と入力電流との位相を一致させることを特徴とする。
【００１１】
この構成においては、制御回路は、各半導体スイッチング素子をオン・オフすることで、交流リアクトルにエネルギーを蓄積し、この交流リアクトルに蓄積したエネルギーで平滑コンデンサを充電する処理を繰り返す。したがって、半導体スイッチング素子をオン時間とオフ時間を適切に制御することで、入力電圧と入力電流との位相を一致させることができる。
【００１２】
（４）前記三相交流電源の各相の相電圧を検出する相電圧検出部と、
前記三相交流電源の各相の線電流を検出する線電流検出部と、
を備え、
前記制御回路は、前記相電圧検出部及び線電流検出部が検出した各相の相電圧及び線電流に基づいて、前記各半導体スイッチング素子をスイッチング制御することを特徴とする。
【００１３】
この構成においては、制御回路は、前記相電圧検出部及び線電流検出部が検出した各相の相電圧及び線電流に基づいて、前記各半導体スイッチング素子をスイッチング制御する。したがって、入力電圧及び入力電流の状態を確実に把握できるので、入力電流波形の形状を入力電圧波形とほぼ同様にすることができる。
【００１４】
（５）前記整流素子はダイオードであり、前記半導体スイッチング素子はＩＧＢＴである。
【００１５】
この構成においては、ＩＧＢＴは、入力信号によってオン・オフができる自己消弧型で、パワートランジスタ等の他のスイッチング素子よりも高速でスイッチングが可能であるため、大電力の高速スイッチングが可能となる。また、ダイオードとＩＧＢＴを逆並列接続することで、交流リアクトルへの誘導エネルギーの蓄積やこの誘導エネルギーを用いた平滑コンデンサの充電を容易に行うことができる。
【発明の効果】
【００１６】
この発明によれば、商用電源が三相交流であっても単相交流であっても、力率をほぼ１にすることができ、従来の装置よりも大幅に力率を改善できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
図３は、この発明の第１実施形態のアーク機器用電源装置の構成図である。図３に示すように、アーク機器用電源装置（以下、電源装置と称する。）１０１は、インプットステージ１２１、インバータステージ１３１、ＤＳＰモジュール１５１・１５３、トーチ１６１、及びワークピース１６３を備えている。
【００１８】
インプットステージ１２１は、線電流検出器１２３、相電圧検出器１２５、交流リアクトル（以下、リアクトルと称する。）１２７、及び三相全波整流回路１２９を備えている。
【００１９】
線電流検出器１２３は、三相交流電源の各相の線電流を検出して、各線電流に応じた値をＤＳＰモジュール１５１に出力する。なお、図３にはＵ，Ｖ，Ｗの各相にＣＴを設けた例を示しているが、例えばＵ相とＷ相にだけＣＴを設けても良い。この場合には、Ｕ相とＷ相の線電流から計算によりＶ相の線電流を求めることができる。
【００２０】
相電圧検出器１２５は、三相交流電源の各相の電圧を検出して、各相電圧に応じた値をＤＳＰモジュール１５１に出力する。
【００２１】
ＤＳＰモジュール１５１は、線電流検出器１２３が検出した各相の線電流及び相電圧検出器１２５が検出した各相の相電圧に基づいて、三相全波整流回路１２９のＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor ）１７１〜１７６に、スイッチング制御を行うための制御信号を出力する。
【００２２】
リアクトル１２７は、平滑コンデンサ１３３を充電するためのエネルギーを蓄積する。
【００２３】
三相全波整流回路１２９は、６つのダイオード（整流素子）Ｄ１〜Ｄ６と、６つのＩＧＢＴ（半導体スイッチング素子）１７１〜１７６を備えている。６つのダイオードＤ１〜Ｄ６は、フルブリッジ型に接続され、それぞれＩＧＢＴ（半導体スイッチング素子）１７１〜１７６が逆並列接続されている。ダイオードとＩＧＢＴを逆並列接続することで、後述するように、リアクトル１２７へのエネルギーの蓄積やこのエネルギーを用いたコンデンサ１３３の充電を容易に行うことができる。ＩＧＢＴ１７１〜１７６は、ＤＳＰモジュール１５１によりスイッチング動作を制御される。ＩＧＢＴは、入力信号によってオン・オフができる自己消弧型であるので、大電力の高速スイッチングが可能となる。三相全波整流回路１２９は、三相交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗからの交流電流を直流電流に整流する機能と、力率を改善する機能を備えている。
【００２４】
インバータステージ１３１は、平滑コンデンサ（以下、コンデンサと称する。）１３３、インバータ回路１３５、高周波変圧器１３７、全波整流回路１３９、平滑リアクトル１４１、電流検出器１４３、及びパルストランス１４５を備えている。
【００２５】
コンデンサ１３３は、インプットステージ１２１が整流した電圧を平滑化する。
【００２６】
インバータ回路１３５は、４つのダイオード（整流素子）Ｄ７〜Ｄ１０と、４つのＩＧＢＴ（半導体スイッチング素子）１８１〜１８４を備えている。４つのダイオードＤ７〜Ｄ１０は、フルブリッジ型に接続され、それぞれＩＧＢＴ１８１〜１８４が逆並列接続されている。ＩＧＢＴ１８１〜１８４は、パルストランス１４５を介してＤＳＰモジュール１５３によりスイッチング動作を制御される。インバータ回路１３５は、直流電圧を例えば２０ｋＨｚから１００ｋＨｚの高周波交流電圧に変換する。
【００２７】
高周波変圧器１３７は、インバータ回路１３５が生成した高周波電圧を変圧する。アーク機器の負荷により異なるが、高周波変圧器１３７は、インバータ回路１３５により変換された高周波交流電圧を例えば６０Ｖに変圧する。
【００２８】
全波整流回路１３９は、フルブリッジ型に接続された４つのダイオードＤ１１〜Ｄ１４を備えている。全波整流回路１３９は、高周波変圧器１３７が変圧した高周波交流電圧を全波整流する。全波整流回路１３９のダイオードＤ１２・Ｄ１４カソードは、負出力端子１４９に接続されている。
【００２９】
平滑リアクトル１４１は、全波整流された高周波電圧を平滑化する。平滑リアクトル１４１は、正出力端子１４７に接続されている。
【００３０】
ワークピース１６３は、正出力端子１４７に接続されている。
【００３１】
トーチ１６１は、負出力端子１４９に接続されている。
【００３２】
全波整流回路１３９で全波整流回路された高周波電圧は、平滑リアクトル１４１で平滑化されて、トーチ１６１及びワークピース１６３に供給される。
【００３３】
電流検出器１４３は、トーチ１６１及びワークピース１６３に流れる電流を検出して、その電流に応じた信号をＤＳＰモジュール１５３に出力する。
【００３４】
ＤＳＰモジュール１５３は、電流検出器１４３が出力した信号に応じた制御信号を、パルストランス１４５を介してインバータ回路１３５に出力する。そして、ＤＳＰモジュール１５３は、この制御信号により、インバータ回路１３５のＩＧＢＴ１８１〜１８４のスイッチング動作を制御する。
【００３５】
電源装置１０１は以上のような構成であり、ユーザは電源装置１０１のトーチ１６１及びワークピース１６３を用いてアーク溶接やアーク溶断を行うことができる。
【００３６】
次に、電源装置１０１の特徴である力率改善について説明する。電源装置１０１のＤＳＰモジュール１５１は、線電流検出器１２３及び相電圧検出器１２５で三相交流電源のＵ，Ｖ，Ｗの各相の線電流及び相電圧を検出する。そして、ＤＳＰモジュール１５１は、三相全波整流回路１２９のＩＧＢＴ１７１〜１７６に対して制御信号を出力してスイッチング制御（パルス幅変調（ＰＷＭ））を行い、三相交流電源のＵ，Ｖ，Ｗの各相の線電流を相電圧の位相に一致させるとともに、出力電圧を一定電圧に制御する。
【００３７】
具体的には、電源装置１０１では、三相交流電源１１１の各相とも、以下に説明する制御を行う。図４Ａは交流電源の入力電圧波形図、図４Ｂ及び図４Ｃはスイッチング素子の制御信号の波形図、図４Ｄは交流電源の入力電流波形図、並びに図４Ｅは交流電源の入力電圧及び入力電流の波形図である。
【００３８】
三相交流電源１１１のＵ相を例に挙げて説明する。ＤＳＰモジュール１５１は、相電圧検出器１２５で三相交流電源１１１のＵ相の相電圧を検出し、線電流検出器１２３でＵ相の線電流を検出する。ＤＳＰモジュール１５１は、図４Ａに示すように、三相交流電源１１１のＵ相電圧の極性が正のときには、図４Ｂに示すように、下側のＩＧＢＴ１７２に制御信号（チョッパ信号）Ｓｃｐ１を出力して、このＩＧＢＴ１７２を所定の周波数でオン・オフを繰り返し実行させる。
【００３９】
ＩＧＢＴ１７２がオンのときには、リアクトル１２７、ＩＧＢＴ１７２、ダイオードＤ４・Ｄ６の経路に電流が流れて、リアクトル１２７に誘導エネルギーが蓄積される。また、ＩＧＢＴ１７２をオフのときには、リアクトル１２７に蓄積されたエネルギーによる誘導電流がダイオードＤ１を介してコンデンサ１３３に流れて、コンデンサ１３３が充電される。したがって、ＩＧＢＴ１７２のオンとオフの時間を適切に制御することにより誘導エネルギーを自由に変化させることができる。また、ＩＧＢＴ１７２のオン時間をオフ時間よりも長くなるように制御することで、コンデンサ１３３の両端電圧を電源電圧よりも高くできる。例えば、三相交流電源１１１の入力電圧Ｖ１が２２０Ｖであるのに対して、コンデンサ１３３の充電電圧Ｖ２は最大で約３８０Ｖにすることができる。
【００４０】
一方、ＤＳＰモジュール１５１は、図４Ａに示すように、三相交流電源１１１のＵ相電圧の極性が負のときには、図４Ｃに示すように、上側のＩＧＢＴ１７１に制御信号（チョッパ信号）Ｓｃｐ２を出力して、このＩＧＢＴ１７１を所定の周波数でオン・オフさせる。ＩＧＢＴ１７１がオンのときには、ダイオードＤ３・Ｄ５、ＩＧＢＴ１７１、リアクトル１２７の経路に電流が流れてリアクトル１２７に誘導エネルギーが蓄積される。また、ＩＧＢＴ１７１のオフのときには、リアクトル１２７に蓄積されたエネルギーによる誘導電流がダイオードＤ３・Ｄ５を介してコンデンサ１３３に流れて、コンデンサ１３３が充電される。
【００４１】
したがって、ＤＳＰモジュール１５１は、上記のようにＩＧＢＴ１７１及びＩＧＢＴ１７２のオン時間とオフ時間を適切に制御することで、図４Ｄに示すように、入力電流Ｉｉｎを入力電圧Ｖｉｎと同相の正弦波状の波形に整形することができる。
【００４２】
また、ＩＧＢＴ１７１，１７２のオン・オフのデューティ比を固定せずに、電源の電圧波形に応じて可変制御すれば、電流波形の変動（歪み）を抑制するとともに、電流波形の形状を電圧波形にさらに近似させることが可能になる。
【００４３】
このように、本発明の電源装置１０１では、図４Ｅに示すように三相交流電源のＵ，Ｖ，Ｗの各相の線電流Ｉｉｎの位相を相電圧Ｖｉｎの位相に一致させるとともに、出力電圧を一定電圧に制御することができるので、力率をほぼ１にすることができる。
【００４４】
また、本発明の電源装置１０１では、従来のアーク用電源装置よりも部品点数を削減できるので、装置を小型にできる。また、部品点数が少ないので、信頼性を向上できる。さらに、全デジタル制御により、温度ドリフトによる出力変動を減少させることができる。また、制御回路の共通化により、開発時間を短縮でき、信頼を向上できる。
【００４５】
次に、本願発明は単相交流電源に接続する電源装置にも適用できる。図５は、この発明の第２実施形態のアーク機器用電源装置の構成図である。図６は、この発明の第２実施形態のアーク機器用電源装置の変形例を示す構成図である。
【００４６】
図５に示すように、電源装置２０１は、インプットステージ２２１、インバータステージ１３１、ＤＳＰモジュール２５１・１５３、トーチ１６１、及びワークピース１６３を備えている。
【００４７】
インプットステージ２２１は、線電流検出器２２３、相電圧検出器２２５、交流リアクトル２２７、及び単相全波整流回路２２９を備えている。
【００４８】
線電流検出器２２３は、単相交流電源２１１の線電流を検出して、線電流に応じた値をＤＳＰモジュール２５１に出力する。
【００４９】
相電圧検出器２２５は、単相交流電源２１１の電圧を検出して、相電圧に応じた値をＤＳＰモジュール２５１に出力する。
【００５０】
交流リアクトル２２７は、コンデンサ１３３を充電するためのエネルギーを蓄積する。
【００５１】
単相全波整流回路２２９は、フルブリッジ型に接続されている４つのダイオード（整流素子）Ｄ２１〜Ｄ２４を備え、さらにダイオードＤ２１，Ｄ２２には、それぞれＩＧＢＴ（半導体スイッチング素子）２７１〜２７２が逆並列接続されている。ＩＧＢＴ２７１〜２７２は、ＤＳＰモジュール２５１によりスイッチング動作を制御される。単相全波整流回路２２９は、単相交流電源２１１からの交流電流を直流電流に整流する機能と、力率を改善する機能を備えている。
【００５２】
インバータステージ１３１は、図３に示した電源装置１０１のインバータステージ１３１と同じ構成であり、ＤＳＰモジュール１５３がインバータステージ１３１を制御して、図３を用いて説明した動作を行う。詳細な構成の図示を省略するが、インバータステージ１３１は、コンデンサ１３３、インバータ回路１３５、高周波変圧器１３７、全波整流回路１３９、平滑リアクトル１４１、電流検出器１４３、及びパルストランス１４５を備えている。
【００５３】
また、電源装置１０１と同様に、ワークピース１６３はインバータステージ１３１の正出力端子１４７に接続され、トーチ１６１はインバータステージ１３１の負出力端子１４９に接続されている。
【００５４】
電源装置２０１は以上のような構成であり、ユーザは電源装置２０１のトーチ１６１及びワークピース１６３を用いてアーク溶接やアーク溶断を行うことができる。
【００５５】
次に、電源装置２０１の特徴である力率改善について説明する。電源装置２０１のＤＳＰモジュール２５１は、線電流検出器２２３及び相電圧検出器２２５で単相交流電源２１１の線電流Ｉｉｎ及び相電圧Ｖｉｎを検出する。そして、ＤＳＰモジュール２５１は、単相全波整流回路２２９のＩＧＢＴ２７１〜２７２に対して制御信号を出力してスイッチング制御（パルス幅変調（ＰＷＭ））を行い、単相交流電源２１１の線電流Ｉｉｎを相電圧Ｖｉｎの位相に一致させるとともに、出力電圧を一定電圧に制御する。
【００５６】
具体的には、電源装置２０１のＤＳＰモジュール２５１は、相電圧検出器２２５で三相交流電源１１１の相電圧を検出し、線電流検出器２２３で線電流を検出する。ＤＳＰモジュール２５１は、図４Ａに示したように、単相交流電源２１１の相電圧の極性が正のときには、図４Ｂに示すように、下側のＩＧＢＴ２７２に制御信号（チョッパ信号）Ｓｃｐ１を出力して、このＩＧＢＴ２７２を所定の周波数でオン・オフさせる。ＩＧＢＴ２７２がオンのときには、リアクトル２２７、ＩＧＢＴ２７２、ダイオードＤ２４の経路に電流が流れてリアクトル２２７に誘導エネルギーが蓄積される。また、ＩＧＢＴ２７２がオフのときには、リアクトル２２７に蓄積されたエネルギーによる誘導電流がダイオードＤ１を介してコンデンサ１３３に流れて、コンデンサ１３３が充電される。この充電電流によりコンデンサ１３３の両端電圧が電源電圧よりも高くなる。
【００５７】
一方、ＤＳＰモジュール２５１は、図４Ａに示すように、単相交流電源２１１の相電圧の極性が負のときには、図４Ｃに示すように、上側のＩＧＢＴ２７１に制御信号（チョッパ信号）Ｓｃｐ２を出力して、このＩＧＢＴ２７１を所定の周波数でオン・オフさせる。ＩＧＢＴ２７１がオンのときには、ダイオードＤ３・Ｄ５、ＩＧＢＴ２７１、リアクトル２２７の経路に電流が流れてリアクトル２２７に誘導エネルギーが蓄積される。また、ＩＧＢＴ２７１のオフのときには、リアクトル２２７に蓄積されたエネルギーによる誘導電流がダイオードＤ３・Ｄ５を介してコンデンサ１３３に流れて、コンデンサ１３３が充電される。この充電電流によりコンデンサ１３３の両端電圧が電源電圧よりも高くなる。
【００５８】
このような動作により、コンデンサ１３３に流れる電流波形Ｉｉｎは、図４Ｄに示すように、交流電源の電圧波形Ｖｉｎとほぼ相似な波形になる。また、ＩＧＢＴ２７１，２７２のオン、オフのデューティ比を固定せずに、電源の電圧波形に応じて可変制御すれば、電流波形の変動（歪み）を抑制するとともに、電流波形の形状を電圧波形にさらに近似させることが可能になる。
【００５９】
これにより、本発明の電源装置１０１では、単相交流電源２１１の線電流Ｉｉｎを相電圧Ｖｉｎの位相に一致させるとともに、出力電圧を一定電圧に制御することができるので、力率をほぼ１にすることができる。
【００６０】
図５に示したインプットステージ２２１の単相全波整流回路２２９は、図６に示す単相全波整流回路２２９Ｂのように、ダイオードＤ２２とＤ２４に対してＩＧＢＴを逆並列接続することも可能である。
【００６１】
図６に示した構成でも、図５の構成と同様に、単相交流電源の線電流を相電圧の位相に一致させるとともに、出力電圧を一定電圧に制御することができるので、力率をほぼ１にすることができる。
【００６２】
なお、図５，図６に示した電源装置２０１，２０２では、単相全波整流回路の２つのダイオードにスイッチング素子であるＩＧＢＴを逆並列接続した例を示したがこれに限るものではなく、単相全波整流回路を構成する４つのダイオードのうち少なくとも２つにスイッチング素子を逆並列接続すれば、単相交流電源の線電流を相電圧の位相に一致させるとともに、出力電圧を一定電圧に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】ＰＦＣ回路を備えた従来の電気機器のブロック図である。
【図２】従来の電気機器の入力電圧波形及び入力電流波形を示す図である。
【図３】この発明の第１実施形態のアーク機器用電源装置の構成図である。
【図４】交流電源の入力電圧・電流波形図、及びスイッチング素子の制御信号波形図である。
【図５】この発明の第２実施形態のアーク機器用電源装置の構成図である。
【図６】この発明の第２実施形態のアーク機器用電源装置の変形例を示す構成図である。
【符号の説明】
【００６４】
１０１，２０１，２０２…電源装置    １１１…三相交流電源    １２１，２２１…インプットステージ    １３１…インバータステージ    １５１，１５３，２５１…ＤＳＰモジュール    １６１…トーチ    １６３…ワークピース
１７１〜１７６，１８１〜１８４，２７１〜２７４…ＩＧＢＴ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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