(57)【要約】【課題】ＡＤ変換器が出力する離散波形の信号対雑音比、および、ＡＤ変換器の有効ビット数を精度よく測定する。【解決手段】入力信号に応じてＡＤ変換器が出力する離散波形において、前記入力信号の信号成分と、前記ＡＤ変換器において生じる雑音との信号対雑音比を測定する測定装置であって、ＡＤ変換器が出力する離散波形のスペクトラムを受け取り、入力信号の基本波周波数を基準としたスペクトラムの上側波帯および下側波帯の間で非対称な側波帯に応じてスペクトラムを補償するスペクトラム補償部と、スペクトラム補償部が補償したスペクトラムに基づいて、離散波形の位相雑音波形を算出する位相雑音波形算出部とを備える測定装置を提供する。【選択図】図２
2009192536.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号に応じてＡＤ変換器が出力する離散波形において、前記入力信号の信号成分と、前記ＡＤ変換器において生じる雑音との信号対雑音比を測定する測定装置であって、
前記ＡＤ変換器が出力する前記離散波形のスペクトラムを受け取り、前記入力信号の基本波周波数を基準とした前記スペクトラムの上側波帯および下側波帯の間で非対称な側波帯に応じて前記スペクトラムを補償するスペクトラム補償部と、
前記スペクトラム補償部が補償した前記スペクトラムに基づいて、前記離散波形の位相雑音波形を算出する位相雑音波形算出部と
を備える測定装置。
【請求項２】
前記位相雑音波形算出部が算出した前記位相雑音波形を周波数領域の位相雑音スペクトラムに変換する第２周波数領域変換部と、
前記位相雑音スペクトラムに基づいて、前記信号対雑音比を算出するＳＮＲ算出部と
を更に備える
請求項１に記載の測定装置。
【請求項３】
前記スペクトラム補償部は、前記非対称な側波帯の周波数成分を、パワー換算で２倍に増加させることにより、前記スペクトラムを補償する
請求項１に記載の測定装置。
【請求項４】
前記信号対雑音比に基づいて、前記ＡＤ変換器の有効ビット数を算出する有効ビット測定部を更に備える
請求項２に記載の測定装置。
【請求項５】
前記有効ビット測定部は、所定の周波数の前記入力信号に対する前記スペクトラムに基づいて、前記所定の周波数とは異なる周波数の前記入力信号が前記ＡＤ変換器に入力された場合の、前記有効ビット数の最良値または最悪値の少なくとも一方を算出する
請求項４に記載の測定装置。
【請求項６】
前記ＡＤ変換器におけるサンプリングクロックのナイキスト周波数より低い周波数の前記入力信号を、前記ＡＤ変換器に入力する基準信号発生部を更に備え、
前記有効ビット測定部は、当該入力信号に対する前記スペクトラムに基づいて、前記ナイキスト周波数より高い周波数の前記入力信号が前記ＡＤ変換器に入力された場合の、前記有効ビット数の最良値または最悪値の少なくとも一方を算出する
請求項４に記載の測定装置。
【請求項７】
前記スペクトラム補償部は、前記スペクトラムに含まれる、前記入力信号の前記基本波周波数の成分の高調波成分を除去する
請求項１に記載の測定装置。
【請求項８】
コンピュータを、入力信号に応じてＡＤ変換器が出力する離散波形において、前記入力信号の信号成分と、前記ＡＤ変換器において生じる雑音との信号対雑音比を測定する測定装置として機能させるプログラムであって、
前記コンピュータを、
前記ＡＤ変換器が出力する前記離散波形のスペクトラムを受け取り、前記入力信号の基本波周波数を基準とした前記スペクトラムの上側波帯および下側波帯の間で非対称な側波帯に応じて前記スペクトラムを補償するスペクトラム補償部と、
前記スペクトラム補償部が補償した前記スペクトラムに基づいて、前記離散波形の位相雑音波形を算出する位相雑音波形算出部と
して機能させるプログラム。
【請求項９】
入力信号に応じてＡＤ変換器が出力する離散波形において、前記入力信号の信号成分と、前記ＡＤ変換器において生じる雑音との信号対雑音比を測定する測定装置であって、
前記ＡＤ変換器が出力する前記離散波形のスペクトラムを受け取り、受け取った前記スペクトラムにおいて、前記入力信号の基本波周波数より高周波数側の上側波帯、および、前記基本波周波数より低周波側の下側波帯のうち、いずれかを自己の側波帯とする片側波帯スペクトラムを生成する片側波帯スペクトラム生成部と、
前記片側波帯スペクトラムに基づいて、前記離散波形の位相雑音波形を算出する位相雑音波形算出部と
を備える測定装置。
【請求項１０】
前記位相雑音波形の時間領域における値に基づいて、前記信号対雑音比を算出するＳＮＲ算出部を更に備える
請求項９に記載の測定装置。
【請求項１１】
前記ＳＮＲ算出部は、前記位相雑音波形の時間領域におけるピークツゥピーク値に基づいて、前記信号対雑音比のピークツゥピーク値を算出する
請求項１０に記載の測定装置。
【請求項１２】
前記信号対雑音比のピークツゥピーク値から、前記ＡＤ変換器の瞬時有効ビット数を算出する有効ビット測定部を更に備える
請求項１１に記載の測定装置。
【請求項１３】
前記ＳＮＲ算出部は、前記位相雑音波形の時間領域におけるＲＭＳ値に基づいて、前記信号対雑音比のＲＭＳ値を算出する
請求項１０に記載の測定装置。
【請求項１４】
前記信号対雑音比のＲＭＳ値から、前記ＡＤ変換器の平均有効ビット数を算出する有効ビット測定部を更に備える
請求項１３に記載の測定装置。
【請求項１５】
前記片側波帯スペクトラム生成部は、前記上側波帯および前記下側波帯のうち、帯域が広い方を自己の側波帯とする前記片側波帯スペクトラムを生成する
請求項９に記載の測定装置。
【請求項１６】
前記位相雑音波形算出部が算出した前記位相雑音波形を周波数領域の位相雑音スペクトラムに変換する第２周波数領域変換部と、
前記位相雑音スペクトラムに基づいて、前記信号対雑音比を算出するＳＮＲ算出部と
を更に備える請求項９に記載の測定装置。
【請求項１７】
ＡＤ変換器を試験する試験装置であって、
請求項１または９に記載の測定装置と、
前記測定装置における測定結果に基づいて、前記ＡＤ変換器の良否を判定する判定部と
を備える試験装置。
【請求項１８】
コンピュータを、入力信号に応じてＡＤ変換器が出力する離散波形において、前記入力信号の信号成分と、前記ＡＤ変換器において生じる雑音との信号対雑音比を測定する測定装置として機能させるプログラムであって、
前記コンピュータを、
前記ＡＤ変換器が出力する前記離散波形のスペクトラムを受け取り、受け取った前記スペクトラムにおいて、前記入力信号の基本波周波数より高周波数側の上側波帯、および、前記基本波周波数より低周波側の下側波帯のうち、いずれかを自己の側波帯とする片側波帯スペクトラムを生成する片側波帯スペクトラム生成部と、
前記片側波帯スペクトラムに基づいて、前記離散波形の位相雑音波形を算出する位相雑音波形算出部と
して機能させるプログラム。
【請求項１９】
ＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器において生じる雑音を測定するデータ処理部とを備える電子デバイスであって、
前記データ処理部は、
入力信号に応じてＡＤ変換器が出力する離散波形のスペクトラムを受け取り、前記入力信号の基本波周波数を基準とした前記スペクトラムの上側波帯および下側波帯の間で非対称な側波帯に応じて前記スペクトラムを補償するスペクトラム補償部と、
前記スペクトラム補償部が補償した前記スペクトラムに基づいて、前記離散波形の位相雑音波形を算出する位相雑音波形算出部と
を有する電子デバイス。
【請求項２０】
ＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器において生じる雑音を測定するデータ処理部とを備える電子デバイスであって、
前記データ処理部は、
入力信号に応じて前記ＡＤ変換器が出力する離散波形のスペクトラムを受け取り、受け取った前記スペクトラムにおいて、前記入力信号の基本波周波数より高周波数側の上側波帯、および、前記基本波周波数より低周波側の下側波帯のうち、いずれかを自己の側波帯とする片側波帯スペクトラムを生成する片側波帯スペクトラム生成部と、
前記片側波帯スペクトラムに基づいて、前記離散波形の位相雑音波形を算出する位相雑音波形算出部と
を有する電子デバイス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、測定装置、試験装置、プログラム、及び電子デバイスに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＡＤ変換器で生じるジッタを測定する方法として、ジッタの少ないサイン波等の入力信号と、ジッタの少ないサンプリングクロックとをＡＤ変換器に入力して、ＡＤ変換器の出力に含まれるジッタを測定する方法が考えられる。ここで、ＡＤ変換器で生じるジッタとは、例えば、変換開始コマンド（start conversion command）を与えるサンプリングクロックのゼロクロスのタイミングから、入力信号のレベルが保持される瞬間（the moment）までのアパーチャ遅れのバラツキ等によるジッタである。このジッタは、アパーチャジッタ（aperture jitter）とも呼ばれる。
【０００３】
なお、アパーチャジッタは、アナログ入力を保持する時刻の理想時刻からの不規則な揺らぎ時間（random variation in the time required to hold an analog input）を指す。したがって、アパーチャジッタは、ある種の瞬時位相雑音と考えられる。
【０００４】
高分解能（high resolution）ＡＤ変換器に供給されるサンプリングクロックのジッタ（位相雑音）は非常に小さく（例えば、−１４０ｄＢｃ／Ｈｚ、オフセット周波数＝１００ｋＨｚ）、測定のために高価な専用測定器が必要となる。このため、ジッタの非常に小さいサンプリングクロックを精確に且つ安価に測定できる方法および装置が望まれている。
【０００５】
ＡＤ変換器の出力に含まれるジッタを測定する方法としては、ＡＤ変換器の出力離散波形（output discrete waveform）をフーリエ変換したスペクトラムに基づいて、ジッタを測定する方法が考えられる。例えば、スペクトラムに含まれる雑音成分のエネルギーから、ジッタの実効値、信号対雑音比を推定する方法が考えられる。
【０００６】
なお、信号対雑音比は、信号パワーと雑音パワーの比として定義される（be defined as the ratio of signal power to noise power）。ここで、信号パワーおよび雑音パワーは、観測可能な正の周波数に対してあたえられる。ＡＤ変換器４００で生じる雑音としては、量子化雑音（quantization noise）、アパーチャジッタ、および、熱雑音（thermal noise）等があり、これらの影響で信号対雑音比が劣化する。
【０００７】
ＡＤ変換器の量子化雑音と、アパーチャジッタ（およびサンプリングクロックジッタ）とによる信号対雑音比ＳＮＲは、下式で与えられる。
【数１】
2009192536.tif 000003
式（１）
ここで、ＶＦＳ／２は、ＡＤ変換器に入力されるアナログのサイン波の振幅、ｆｉｎは当該サイン波の周波数、ΔはＡＤ変換器の量子化ステップ、σΔφはアパーチャジッタを示す。
【０００８】
式（１）からわかるように、ＡＤ変換器に入力されるサイン波の周波数が十分小さいと、信号対雑音比ＳＮＲＱは、量子化雑音が支配項になる。即ち、式（１）は下式となり、一定値を示す。
【数２】
2009192536.tif 000004
式（２）
【０００９】
逆に、ｆｉｎが十分大きく、量子化ステップが十分小さいとき、信号対雑音比ＳＮＲＴは、アパーチャジッタが支配項になる。したがって式（１）は下式となり、ＳＮＲＴは、対数周波数ｌｏｇ１０ｆｉｎに対してリニアに変化する。
【数３】
2009192536.tif 000005
すなわち、
【数４】
2009192536.tif 000006
式（３）
【００１０】
図２８Ａは、ＡＤ変換器の有効ビット数と、ＡＤ変換器へのアナログ入力の周波数との関係の一例を示す図である。上述したように、アナログ入力の周波数が小さい領域（ｆｉｎ＜１００ＭＨｚ）では、有効ビット数ＥＮＯＢＱは略一定値となる。また、アナログ入力の周波数が大きい領域（ｆｉｎ＞１００ＭＨｚ）では、有効ビット数ＥＮＯＢＴは直線で変化する。この直線を求めるには、アナログ入力の周波数が大きい領域で、少なくとも２点の有効ビット数の測定が必要となる。
【００１１】
図２８Ｂは、ＡＤ変換器の出力をフーリエ変換したスペクトラムの一例を示す。本例では、低周波数の入力信号をＡＤ変換器に印加したケース（図２８Ｂ左図）と、高周波数の入力信号をＡＤ変換器に印加したケース（図２８Ｂ右図）の、それぞれの入力信号に対してＡＤ変換器が出力するそれぞれの離散波形データのスペクトラムを示す。
【００１２】
これらのスペクトラムには、入力信号の周波数に応じた信号成分（例えば、図２８Ｂにおける線スペクトルの成分）と、ＡＤ変換器で生じた雑音成分（例えば、図２８Ｂにおける線スペクトル以外の成分）とが含まれる。また、雑音成分には、入力信号の周波数に依存しない量子化誤差の成分と、入力信号の周波数に依存するジッタ成分とが含まれる。このため、図２８Ｂに示すように、それぞれのスペクトラムのエネルギー（信号成分と雑音成分の和）の差分Δを求めることにより、入力信号の周波数に依存するジッタ成分のエネルギーが求められると仮定されている。但し、この仮定についての検証はされていない。
【００１３】
一方、ＡＤ変換器の振幅方向の有効ビット数（Effective Number of
Bits）（以下、ＥＮＯＢ）は、量子化誤差成分から計算により求めることもできる。即ち、ＡＤ変換器に任意の周波数の入力信号を入力した場合における、ＡＤ変換器より出力される離散波形データのスペクトラムの信号／雑音比から、ＥＮＯＢを計算できる。しかし、ジッタ成分のみのＥＮＯＢを測定する方法および装置は知られていない。
【００１４】
以上のように、スペクトラム差測定からジッタを推定する方法では、２パス測定が必要である。また、低周波数（図２８Ａの左側の領域）のアナログ入力を用いて、アパーチャジッタが支配項となる有効ビット数または信号対雑音比（図２８Ａの右側の領域におけるＥＮＯＢＴまたはＳＮＲＴ）を測定できない。
【００１５】
また、図２８Ｂに示した２つのスペクトラムは、異なる時間で観測される（同時に観測されない）ので、雑音成分のジッタ成分を雑音成分の量子化誤差成分から精度よく分離して求めることは困難である。さらに、係る方法は、スペクトラムに含まれる雑音成分のエネルギーからジッタを求めるので、ジッタの実効値を算出することのみ可能であり、瞬時値の変動であるジッタのピーク値、ピークツゥピーク値等、および、アパーチャジッタ波形を算出することはできない。このため、ＡＤ変換器の設計へのフィードバックは困難である。
【００１６】
図２９は、ＡＤ変換器の出力をフーリエ変換したスペクトラムに基づいて、ジッタを測定する他の方法を説明する図である。本例の方法は、スペクトラムのうち、入力信号の基本波（fundamental）周波数を中心とした略対称且つ高調波を含まない周波数範囲の周波数成分を抽出して、フーリエ逆変換することにより、ＡＤ変換器の出力波形の解析信号を生成する。
【００１７】
このように、不規則な振幅揺らぎ、時間揺らぎを周波数領域で観測するには、信号と強い相関をもつ高調波をゼロにする（the harmonic components are all set to zero）ことが重要である。高調波をゼロにすると、スペクトラムには基本波の線スペクトルと、不規則雑音とが残る。
【００１８】
解析信号の実数部及び虚数部の逆正接から、ＡＤ変換器の出力波形の瞬時位相が得られるので、当該瞬時位相からジッタが求まる。当該方法は、例えば特許文献１に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】米国特許第６，５２５，５２３号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
本例の方法は、出力波形の瞬時位相が得られるので、ジッタのピーク値、ピークツゥピーク値等をも算出することができる。しかし、ＡＤ変換器が出力する離散波形をフーリエ変換すると、図２８Ｂ左に示すような高調波を含むスペクトラムが得られる。エイリアシングにより、基本波の線スペクトルの近傍にも、高調波の線スペクトルがあらわれている。従って、図２９に示した方法のように、高調波を含まない周波数成分をフィルタで抽出すると、観測できる周波数範囲が狭くなり、広帯域のジッタを観測することができない。
【００２１】
このように、図２９に示した方法では、入力信号の基本波周波数から離れた周波数の雑音成分は観測されない。このため、ジッタのピーク値、ピークツゥピーク値等を観測でき、且つ広帯域のジッタを観測できる方法が望まれている。さらに、ＡＤ変換器の変換レートは、より高速化することが予測されるので、ＡＤＣ内部の固有ジッタ成分、または、サンプリングクロックのジッタ成分のみに対応するＥＮＯＢを測定する方法および装置が提供されることが望ましい。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
上記課題を解決するために、本発明の第１の態様においては、入力信号に応じてＡＤ変換器が出力する離散波形において、前記入力信号の信号成分と、ＡＤ変換器において生じる雑音との信号対雑音比を測定する測定装置であって、ＡＤ変換器が出力する離散波形のスペクトラムを受け取り、入力信号の基本波周波数を基準としたスペクトラムの上側波帯および下側波帯の間で非対称な側波帯に応じてスペクトラムを補償するスペクトラム補償部と、スペクトラム補償部が補償したスペクトラムに基づいて、離散波形の位相雑音波形を算出する位相雑音波形算出部とを備える測定装置、当該測定装置を用いた試験装置および電子デバイス、並びに、当該測定装置を機能させるプログラムおよび記録媒体を提供する。
【００２３】
本発明の第２の態様においては、入力信号に応じてＡＤ変換器が出力する離散波形において、入力信号の信号成分と、ＡＤ変換器において生じる雑音との信号対雑音比を測定する測定装置であって、ＡＤ変換器が出力する離散波形のスペクトラムを受け取り、受け取ったスペクトラムにおいて、入力信号の基本波周波数より高周波数側の上側波帯、および、基本波周波数より低周波側の下側波帯のうち、いずれかを自己の側波帯とする片側波帯スペクトラムを生成する片側波帯スペクトラム生成部と、片側波帯スペクトラムに基づいて、離散波形の位相雑音波形を算出する位相雑音波形算出部とを備える測定装置、当該測定装置を用いた試験装置および電子デバイス、並びに、当該測定装置を機能させるプログラムおよび記録媒体を提供する。
【００２４】
本発明の第３の態様においては、被測定クロック信号のジッタを測定する測定装置であって、予め定められたサンプリング周波数で、入力信号の波形を測定する信号測定部と、信号測定部が測定した波形を、所定の周波数範囲のスペクトラムに変換する周波数領域変換部と、周波数範囲における入力信号の基本波周波数より高周波数側の側波帯と、基本波周波数より低周波数側の側波帯との間で非対称な側波帯を検出し、検出した非対称な側波帯の周波数成分に応じて、周波数領域変換部が変換したスペクトラムを補償するスペクトラム補償部と、スペクトラム補償部が補償したスペクトラムに基づいて、被測定クロック信号のジッタを測定するジッタ測定部とを備える測定装置、当該測定装置を用いた試験装置および電子デバイス、並びに、当該測定装置を機能させるプログラムおよび記録媒体を提供する。
【００２５】
本発明の第４の態様においては、被測定クロック信号のジッタを測定する測定装置であって、予め定められたサンプリング周波数で、入力信号の波形を測定する信号測定部と、信号測定部が測定した波形を、所定の周波数範囲のスペクトラムに変換する周波数領域変換部と、信号測定部が出力する波形のスペクトラムを受け取り、受け取ったスペクトラムにおいて、入力信号の基本波周波数より高周波数側の上側波帯、および、基本波周波数より低周波側の下側波帯のうち、いずれかを自己の側波帯とする片側波帯スペクトラムを生成する片側波帯スペクトラム生成部と、片側波帯スペクトラム生成部が生成した片側波帯スペクトラムに基づいて、被測定クロック信号のジッタを測定するジッタ測定部とを備える測定装置、当該測定装置を用いた試験装置および電子デバイス、並びに、当該測定装置を機能させるプログラムおよび記録媒体を提供する。
【００２６】
なお、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではない。また、これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の一つの実施形態に係る、測定装置２００の構成の一例を示す図である。
【図２】データ処理部２４の構成例を示す図である。
【図３Ａ】第１周波数領域変換部２０が出力するスペクトラムの一例を示す図である。
【図３Ｂ】図３Ａに示したスペクトラムから高調波の線スペクトルを除去したスペクトラムを示す図である。
【図３Ｃ】図３Ｂに示したスペクトラムから負の周波数成分を除去したスペクトラムを示す図である。
【図４Ａ】スペクトラム補償部４０に入力されるスペクトラムの一例を示す図である。
【図４Ｂ】スペクトラム補償部４０において非対称な側波帯が補償された後のスペクトラムの一例を示す図である。
【図５Ａ】スペクトラム補償部４０に入力されるスペクトラムの他の例を示す図である。
【図５Ｂ】図５Ａに示したスペクトラムの非対称な側波帯が補償された後のスペクトラムの一例を示す図である。
【図６Ａ】位相雑音スペクトラムの一例を示す図である。
【図６Ｂ】位相雑音スペクトラムの一例を示す図である。
【図７】従来法で測定した有効ビット数ＥＮＯＢＱと、測定装置２００で測定した有効ビット数ＥＮＯＢＴとの測定結果を示す図である。
【図８】従来法で測定した有効ビット数ＥＮＯＢＱと、測定装置２００で測定した有効ビット数ＥＮＯＢＴとの測定結果を示す図である。
【図９】位相雑音波形算出部３０の構成の一例を示す図である。
【図１０】解析信号生成部６２が生成する解析信号の一例を示す図である。
【図１１】瞬時位相算出部６４が算出する瞬時位相の一例を示す図である。
【図１２】瞬時位相雑音算出部６６が算出する瞬時位相雑音の一例を示す図である。
【図１３Ａ】第１周波数領域変換部２０が出力するスペクトラムの他の例を示す図である。
【図１３Ｂ】高調波成分を除去したスペクトラムの一例を示す図である。
【図１４】図２から図１３に関連して説明した測定装置２００の動作例を示すフローチャートである。
【図１５】データ処理部２４の他の構成例を示す図である。
【図１６】片側波帯スペクトラム生成部３４に与えられるスペクトラム、および、片側波帯スペクトラム生成部３４が生成する片側波帯スペクトラムの一例を示す図である。
【図１７】片側波帯スペクトラム生成部３４に与えられるスペクトラム、および、片側波帯スペクトラム生成部３４が生成する片側波帯スペクトラムの他の例を示す図である。
【図１８Ａ】図１６に示した片側波帯スペクトラムから算出した時間領域の位相雑音波形を示す。
【図１８Ｂ】図１８Ａに示した位相雑音波形のヒストグラムを示す。
【図１９Ａ】図１７に示した片側波帯スペクトラムから算出した時間領域の位相雑音波形を示す。
【図１９Ｂ】図１９Ａに示した位相雑音波形のヒストグラムを示す。
【図２０】ＳＮＲ算出部２６における信号対雑音比の算出結果の一例を示す図である。
【図２１】図１５から図２０に関連して説明した測定装置２００の動作例を示すフローチャートである。
【図２２】本発明の一つの実施形態に係る、測定装置１００の構成の一例を示す図である。
【図２３】測定装置１００の他の構成例を示す図である。
【図２４Ａ】瞬時位相雑音または位相ジッタのピークツゥピーク値の測定結果を示す図である。
【図２４Ｂ】ジッタのＲＭＳ値の測定結果を示す図である。
【図２５】測定装置１００の構成の他の例を示す図である。
【図２６Ａ】本発明の一つの実施形態に係る、試験装置６００の構成の一例を示す図である。
【図２６Ｂ】本発明の他の実施形態に係る、試験装置７００の構成の一例を示す図である。
【図２７】コンピュータ１９００の構成の一例を示す図である。
【図２８Ａ】ＡＤ変換器の有効ビット数と、ＡＤ変換器へのアナログ入力の周波数との関係の一例を示す図である。
【図２８Ｂ】ＡＤ変換器の出力をフーリエ変換したスペクトラムの一例を示す。
【図２９】ＡＤ変換器の出力をフーリエ変換したスペクトラムに基づいて、ジッタを測定する他の方法を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではない。また、実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
【００２９】
図１は、本発明の一つの実施形態に係る、測定装置２００の構成の一例を示す図である。測定装置２００は、ＡＤ変換器４００において生じるジッタを測定する装置であって、基準信号発生部１６、クロック発生部１０、バッファメモリ２２、データ処理部２４、ＳＮＲ算出部２６、及び、有効ビット測定部８０を備える。
【００３０】
基準信号発生部１６は、ＡＤ変換器４００への入力信号として、アナログの基準信号を生成する。また、基準信号発生部１６は、一定周期の繰り返し信号を生成してＡＤ変換器４００に印加してよい。例えば基準信号発生部１６は、サイン波等の入力信号を、ＡＤ変換器４００に印加してよい。また、基準信号発生部１６は、ジッタの小さい入力信号を発生することが好ましい。
【００３１】
クロック発生部１０は、ＡＤ変換器４００に、入力信号をサンプリングさせるサンプリングクロックを入力する。例えばクロック発生部１０は、一定周期のクロック信号を発生して、ＡＤ変換器４００に供給してよい。また、クロック発生部１０は、ジッタが無い、又はジッタができるだけ小さいサンプリングクロックを生成することが望ましい。また、測定装置２００は、クロック発生部１０を備えず、外部（external）発振器からサンプリングクロックを受け取り、ＡＤ変換器４００に供給してもよい。
【００３２】
ＡＤ変換器４００は、基準信号発生部１６から与えられるアナログの入力信号を、離散波形（以下では、ＡＤ変換器４００が出力する信号を、単に「離散波形」と称する）に変換する。例えばＡＤ変換器４００は、クロック発生部１０から与えられるサンプリングクロックの立ち上がりエッジ毎に、入力信号のレベルを検出して、入力信号のレベルに応じたデジタルデータ列（出力コード列）を出力する。
【００３３】
バッファメモリ２２は、ＡＤ変換器４００が出力する離散波形（デジタルデータ列）を格納する。データ処理部２４は、バッファメモリ２２が格納した離散波形のデータを処理して、ＳＮＲ算出部２６に供給するデータを生成する。例えばデータ処理部２４は、離散波形のデータから、離散波形における位相雑音を示すデータを生成してよい。
【００３４】
また、データ処理部２４は、ＡＤ変換器４００において生じた位相雑音のデータを生成してよい。例えばデータ処理部２４は、ＡＤ変換器４００におけるアパーチャジッタ等の位相雑音を含み、ＡＤ変換器４００における量子化雑音等の振幅雑音を含まない雑音のデータを生成してよい。
【００３５】
また、データ処理部２４は、時間領域の位相雑音波形を生成してよく、周波数軸の位相雑音スペクトラムを生成してもよい。それぞれの場合におけるデータ処理部２４の構成および動作は後述する。
【００３６】
ＳＮＲ算出部２６は、データ処理部２４から与えられるデータに基づいて、ＡＤ変換器４００が出力する離散波形における信号対雑音比（ＳＮＲ）を算出する。有効ビット測定部８０は、ＳＮＲ算出部２６が算出した信号対雑音比に基づいて、ＡＤ変換器４００の有効ビット数を測定する。ＳＮＲ算出部２６および有効ビット測定部８０の動作は式（４）から（７）に関連して後述する。
【００３７】
図１に示した構成により、ＡＤ変換器４００が出力する離散波形の信号対雑音比、および、ＡＤ変換器４００の有効ビット数を測定することができる。また、有効ビット数を測定しない場合、測定装置２００は、有効ビット測定部８０を備えなくともよい。
【００３８】
図２は、データ処理部２４の構成例を示す図である。本例のデータ処理部２４は、ＡＤ変換器４００が出力する離散波形の位相雑音を、周波数軸で示したデータをＳＮＲ算出部２６に供給する。データ処理部２４は、第１周波数領域変換部２０、スペクトラム補償部４０、位相雑音波形算出部３０、および、第２周波数領域変換部３２を有する。
【００３９】
第１周波数領域変換部２０は、ＡＤ変換器４００が離散化した波形を、所定の周波数範囲のスペクトラムに変換する。例えば第１周波数領域変換部２０は、ＡＤ変換器４００が出力したデータ列をフーリエ変換して、当該スペクトラムを算出してよい。
【００４０】
また、第１周波数領域変換部２０は、サンプリングクロックのサンプリング周波数ｆｓに応じた、−ｆｓ／２からｆｓ／２までの周波数範囲のスペクトラムを算出する。第１周波数領域変換部２０は、当該スペクトラムのうち負の成分を除去した、零周波数からｆｓ／２までの周波数範囲でスペクトラムを算出して、スペクトラム補償部４０に入力してよい。
【００４１】
スペクトラム補償部４０は、スペクトラムの非対称な側波帯を補償する。具体的には、スペクトラム補償部４０は、第１周波数領域変換部２０が出力するスペクトラムを受け取り、入力信号の基本波周波数（fundamental frequency）を中心として、当該スペクトラムの非対称な部分を検出する。そして、スペクトラム補償部４０は、検出した非対称な部分に基づいて、スペクトラムを定数倍することにより補償する。スペクトラム補償部４０の具体的な動作は、図３Ａから図３Ｃにおいて後述する。
【００４２】
位相雑音波形算出部３０は、スペクトラム補償部４０が補償したスペクトラムに基づいて、入力信号の位相雑音波形（ジッタ）を測定する。位相雑音波形算出部３０は、当該スペクトラムをフーリエ逆変換した解析信号を生成して、当該解析信号から位相雑音波形を測定してよい。位相雑音波形算出部３０の具体的な動作は、図９から図１２において後述する。
【００４３】
第２周波数領域変換部３２は、位相雑音波形算出部３０が算出した位相雑音波形を、周波数領域のスペクトラムに変換する。例えば第２周波数領域変換部３２は、位相雑音波形をフーリエ変換することで、当該スペクトラムを算出してよい。
【００４４】
なお、本例ではＳＮＲ算出部２６は、第２周波数領域変換部３２が生成した位相雑音波形のスペクトラムに基づいて、ＡＤ変換器４００が出力する離散波形の信号対雑音比を算出する。ＳＮＲ算出部２６は、式（４）に関連して後述する方法で、信号対雑音比を算出してよい。
【００４５】
図３Ａは、第１周波数領域変換部２０が出力するスペクトラムの一例を示す図である。なお、図３Ａに示すスペクトラムには、基本波周波数の成分の、２次から１３次までの高調波の線スペクトルが含まれている。図３Ｂは、図３Ａに示したスペクトラムから高調波の線スペクトルを除去したスペクトラムを示す図である。図３Ｃは、図３Ｂに示したスペクトラムから負の周波数成分を除去したスペクトラムを示す図である。なお、図３Ａから図５Ｂにおいて、ｆｉｎは入力信号の基本波周波数であり、ｆｓはサンプリングクロックのサンプリング周波数である。当該スペクトラムには、入力信号の基本波周波数の成分の他に、雑音成分が含まれている。
【００４６】
図３Ａに示すように、当該スペクトラムの周波数範囲（観測帯域）は、入力信号の基本波周波数がその中心になるとは限らない。すなわち、観測帯域において基本波周波数より高周波数側の上側波帯（upper sideband）、および、基本波周波数より低周波数側の下側波帯（lower sideband）が非対称なスペクトラムとなる。このため、負の周波数成分を除去した図３Ｃに示すスペクトラムをそのままフーリエ逆変換しても、ＡＤ変換器４００が出力する離散波形の解析信号を精度よく生成できない。
【００４７】
また、特許文献１に示した方法では、被測定信号の基本波周波数を中心とした、所定の周波数帯域を通過させるフィルタを用いて、解析信号を生成している。この場合、上述したように、フィルタの帯域外の雑音を観測できない。
【００４８】
これに対し、スペクトラム補償部４０は、帯域制限フィルタを用いずに、与えられるスペクトラムの全ての周波数成分を通過させる。但し、スペクトラム補償部４０は、上述した非対称な成分を補償すべく、当該スペクトラムに、当該非対称な成分に応じた定数を乗算する。これにより、ＡＤ変換器４００が出力する離散波形に含まれる雑音の情報を広帯域に渡って保持して、且つ離散波形の解析信号を精度よく生成することにより、ＡＤ変換器４００において生じたジッタを精度よく測定することができる。
【００４９】
スペクトラム補償部４０は、入力信号の基本波周波数ｆｉｎに基づいて、非対称な側波帯を検出してよい。例えばスペクトラム補償部４０は、スペクトラムの周波数範囲（本例では、０Ｈｚからｆｓ／２）における、入力信号の基本波周波数ｆｉｎより高周波数側の上側波帯（本例では、ｆｉｎからｆｓ／２）と、基本波周波数ｆｉｎより低周波数側の下側波帯（本例では、０Ｈｚからｆｉｎ)から、アンバランスな非対称側波帯を検出する。ここで、非対称な側波帯とは、スペクトラムの正の周波数範囲（本例では０Ｈｚからｆｓ／２、４０９６ポイントのＦＦＴを例とすると、２０４９ラインから４０９６ライン)において、スペクトラムを入力信号の基本波周波数ｆｉｎを中心に折り返して（is flipped）、上側波帯および下側波帯を重ねたとき、相対する帯域が存在しない側波帯の部分であってよい。非対称な側波帯を検出する方法の一例を、図４Ａおよび図４Ｂを用いて説明する。
【００５０】
図４Ａは、スペクトラム補償部４０に入力されるスペクトラムの一例を示す図である。また、図４Ｂは、スペクトラム補償部４０において非対称な側波帯が補償された後のスペクトラムの一例を示す図である。
【００５１】
スペクトラム補償部４０は、入力信号の基本波周波数ｆｉｎ（本例では、３６４９ライン）が、スペクトラムの正の周波数帯の中心周波数（本例では、４０９６・３／４＝３０７２ライン）より大きいか否かを判定する。そして、図４Ａに示すように、基本波周波数ｆｉｎが、中心周波数（３０７２ライン）より大きい場合は、図４Ａに示すようにＤＣ成分（本例では２０４９ライン）からｆＡ（本例では、ｆＡ＝３６４９−（４０９６−３６４９）＝３２０２ライン）までの低周波数側の帯域が、非対称な側波帯（a part of non-symmetric sideband）となる。
【００５２】
図５Ａは、スペクトラム補償部４０に入力されるスペクトラムの他の例を示す図である。また、図５Ｂは、図５Ａに示したスペクトラムの非対称な側波帯が補償された後のスペクトラムの一例を示す図である。図４Ａの場合とは逆に、図５Ａに示すように基本波周波数ｆｉｎ（２５４５ライン）が、中心周波数（３０７２ライン）より小さいときは、高周波数側の帯域（本例では、３０４１ラインから４０９５ラインまでの帯域）が、非対称な側波帯の部分となる。
【００５３】
スペクトラム補償部４０は、図４Ａおよび図５Ａに関連して上述した方法により、非対称な側波帯の部分を検出してよい。スペクトラム補償部４０には、入力信号の基本波周波数が予め与えられてよい。スペクトラム補償部４０は、基本波周波数のスペクトルとして、与えられるスペクトラムにおいてエネルギーが最大の線スペクトルを検出することによりもとめてもよい。
【００５４】
スペクトラム補償部４０は、検出した非対称な側波帯の部分αに応じて、第１周波数領域変換部２０が変換したスペクトラムを補償する。スペクトラム補償部４０は、非対称な側波帯の部分αの周波数成分を増加させて、当該スペクトラムの非対称性を補償してよい。
【００５５】
当該スペクトラムが電力のスペクトラムの場合、図４Ｂおよび図５Ｂに示すように、スペクトラム補償部４０は非対称な側波帯の部分αの周波数成分を２倍してよい。また、当該スペクトラムが複素スペクトラムのとき、スペクトラム補償部４０は周波数成分αを√２倍してよい。つまり、スペクトラム補償部４０は、非対称な側波帯の部分αを、パワー換算で２倍相当に増加させるように、スペクトラムを補償してよい。
【００５６】
また、スペクトラム補償部４０は、非対称な側波帯の部分αを増加させる処理に代えて、非対称な側波帯の部分α以外の周波数成分（図４Ａの例では３２０２ラインから４０９６ラインまでの周波数成分、図５Ａの例では２０４９ラインから３０４１ラインまでの周波数成分）を、パワー換算で１／２倍（電力スペクトラムのとき１／２倍、複素スペクトラムのとき１／√２倍）相当に減少させるように、スペクトラムを補償してもよい。以上のような処理により、スペクトラム補償部４０は、スペクトラムの非対称な成分を補償することができる。
【００５７】
位相雑音波形算出部３０は、スペクトラム補償部４０が補償したスペクトラムを、時間領域の信号に変換し、変換した時間領域の信号に基づいて、離散波形の位相雑音波形を算出する。例えば位相雑音波形算出部３０は、スペクトラム補償部４０が補償したスペクトラムを、フーリエ逆変換によりもとめた解析信号に基づいて、被測定信号のジッタを算出してよい。
【００５８】
位相雑音波形算出部３０に入力されるスペクトラムは、スペクトラム補償部４０により非対称性が補償されているので、位相雑音波形算出部３０は、離散波形の解析信号を精度よく算出することができ、離散波形の位相雑音波形を精度よく測定することができる。第２周波数領域変換部３２は、位相雑音波形算出部３０が算出した位相雑音波形を、周波数軸の位相雑音スペクトラムに変換する。
【００５９】
図６Ａおよび図６Ｂは、位相雑音スペクトラムの一例を示す図である。図６Ａおよび図６Ｂにおいて横軸は、入力信号の基本波周波数からのオフセット周波数を示す。図６Ａは、図２８Ａ左に示した離散波形のスペクトラムに対して、スペクトラム補償部４０での補償をせずに求めた位相雑音波形のスペクトラムを示す。図２８Ａ左のスペクトラムでは、下側波帯の一部（−１１．１５〜０ＭＨｚ）が、ナイキストゾーン（観測範囲）により打ち切られており（is truncated）、観測できない。このため、位相雑音スペクトラムには、図６Ａに示すように、１０ＭＨｚ近傍において３ｄＢ程度の段差が生じてしまう。
【００６０】
図６Ｂは、図２８Ａ左に示した離散波形のスペクトラムに対して、スペクトラム補償部４０での補償を行ってから求めた位相雑音波形のスペクトラムを示す。上述したように、スペクトラム補償部４０で非対称な側波帯の部分を補償することで、位相雑音スペクトラムには、図６Ａに示したような段差はあらわれない。
【００６１】
このように、測定装置２００によれば、位相雑音スペクトラムを精度よく測定することができる。ＳＮＲ算出部２６は、第２周波数領域変換部３２が生成した位相雑音スペクトラムに基づいて、ＡＤ変換器４００が出力する離散波形の信号対雑音比を算出する。式（３）から、信号対雑音比ＳＮＲＴは下式で与えられる。
【数５】
2009192536.tif 000007
式（４）
ただし、Ｔｉｎは基本波の周期、ＧΔφΔφ（ｆ）は位相雑音スペクトラムを示す。ＳＮＲ算出部２６は、式（４）に基づいて、信号対雑音比ＳＮＲＴを算出してよい。つまり、ＳＮＲ算出部２６は、所定の帯域にわたり位相雑音スペクトラムの各周波数成分を加算（積算）した値に基づいて、信号対雑音比を算出してよい。
【００６２】
また、ＳＮＲ算出部２６は、式（４）に代えて、下式を用いて信号対雑音比を算出してもよい。
【数６】
2009192536.tif 000008
ここで、ｅｎｂｗは等価雑音帯域幅を示す。等価雑音帯域幅は、図２５において後述する窓関数乗算部１４が用いる窓関数により定めてよい。例えばハニング窓関数を用いる場合、ｅｎｂｗ＝１．５としてよい。
【００６３】
また、有効ビット測定部８０は、ＳＮＲ算出部２６が算出した信号対雑音比ＳＮＲＴに基づいて、ＡＤ変換器４００の有効ビット数ＥＮＯＢＴを測定する。一般に、有効ビット数ＥＮＯＢは、信号対雑音比ＳＮＲを用いて式（５）のように与えられる。また、式（５）は、式（３）を用いて以下のように変形される。
【数７】
2009192536.tif 000009
式（５）
【００６４】
また、ナイキスト周波数によるエイリアシングを考慮すると、式（５）は以下のように変形される。
【数８】
2009192536.tif 000010
式（６）
ただし、ｆＮｙｑは、ナイキスト周波数（ｆｓ／２）を示す。
【００６５】
有効ビット測定部８０は、式（５）または式（６）に基づいて、有効ビット数ＥＮＯＢＴを測定してよい。また、有効ビット数ＥＮＯＢＴは、入力信号の基本波周波数ｆｉｎが、ｆＮｙｑから２ｆＮｙｑの間で極大値をとる。つまり、式（６）は、有効ビット数の最良値を与える。また、有効ビット数の最悪値は、下式で与えられる。
【数９】
2009192536.tif 000011
式（７）
【００６６】
図７および図８は、従来法で測定した有効ビット数ＥＮＯＢＱと、測定装置２００で測定した有効ビット数ＥＮＯＢＴ，ＲＭＳとの測定結果を示す図である。なお図７は、ＡＤ変換器４００において大きなアパーチャジッタが生じるケースでの測定結果を示す。また図８は、ＡＤ変換器４００において小さなアパーチャジッタが生じるケースでの測定結果を示す。具体的には、図７の測定では、図８の測定におけるサンプリングクロックの周波数を変えずに振幅を１０倍程度変化させることで、アパーチャジッタの大きさを変化させて有効ビット数ＥＮＯＢを測定した。また、図７および図８において横軸は、入力信号の基本波周波数ｆｉｎを対数で示す。
【００６７】
図７に示すように、アパーチャジッタが大きく、量子化雑音の影響が相対的に小さくなるケースでは、従来法の測定結果と、測定装置２００の測定結果とは、ほぼ一致している。つまり図７の測定結果から、アパーチャジッタが大きい場合に測定装置２００が正しく有効ビット数を測定できることが検証された。
【００６８】
また、図８に示すように、アパーチャジッタを比較的に小さくしたケースでは、アパーチャジッタが支配的となるｆｉｎ＞１００ＭＨｚの領域において、ＥＮＯＢＱおよびＥＮＯＢＴ、ＲＭＳはほぼ一致している。また、量子化雑音が支配的となるｆｉｎ＜１００ＭＨｚの領域では、ＥＮＯＢＱは略一定値となるが、ＥＮＯＢＴ、ＲＭＳは対数周波数に対してリニアに変化しており、式（５）に対応している。すなわち、測定装置２００は、ＥＮＯＢＴ、ＲＭＳを正しく測定できていることが検証できた。
【００６９】
また、図８に示すように、小さなアパーチャジッタが生じているときの有効ビット数ＥＮＯＢの測定結果は、式（６）とよく一致している。なお、図８において、式（６）に基づく理論値を直線で示す。つまり、式（６）が、有効ビット数ＥＮＯＢの最良値を与えることが検証された。また、図７に示すように大きなアパーチャジッタが生じているときの有効ビット数ＥＮＯＢの測定結果は、式（７）とよく一致している。つまり、式（７）が、有効ビットＥＮＯＢの最悪値を与えることが検証された。
【００７０】
有効ビット測定部８０は、式（６）に基づいて、有効ビット数ＥＮＯＢの最良値を算出してよい。また、有効ビット測定部８０は、式（７）に基づいて、有効ビット数ＥＮＯＢの最悪値を算出してもよい。なお、式（６）および式（７）は、比例関係を示す式であるので、ある一つの周波数におけるＥＮＯＢを測定すれば、そのＥＮＯＢの値と、式（６）および式（７）に基づいて、全ての帯域における有効ビット数ＥＮＯＢの最良値および最悪値を求めることができる。
【００７１】
有効ビット測定部８０は、所定の周波数の入力信号に対する位相雑音スペクトラムに基づいて、所定の周波数とは異なる周波数の入力信号がＡＤ変換器に入力された場合の、有効ビット数ＥＮＯＢの最良値または最悪値の少なくとも一方を算出してよい。また、有効ビット測定部８０は、所定の帯域にわたる有効ビット数ＥＮＯＢの最良値および最悪値を算出してもよい。
【００７２】
また、基準信号発生部１６は、サンプリングクロックのナイキスト周波数（ｆｓ／２）より低い周波数の入力信号をＡＤ変換器４００に入力してよい。この場合であっても、有効ビット測定部８０は、例えばナイキスト周波数より高い周波数の入力信号がＡＤ変換器４００に入力された場合の有効ビット数ＥＮＯＢの最良値および最悪値を算出することができる。このため、性能が比較的に低く安価な基準信号発生部１６を用いて、ＡＤ変換器４００の有効ビット数ＥＮＯＢを、所定の帯域に渡って測定することができる。
【００７３】
図９は、位相雑音波形算出部３０の構成の一例を示す図である。位相雑音波形算出部３０は、解析信号生成部６２、瞬時位相算出部６４、および、瞬時位相雑音算出部６６を有する。
【００７４】
図１０は、解析信号生成部６２が生成する解析信号の一例を示す図である。解析信号生成部６２は、スペクトラム補償部４０が補償したスペクトラムを、フーリエ逆変換することにより、時間領域の解析信号に変換する。解析信号とは、例えば被測定信号の波形を実数部として、被測定信号の位相を９０度遅らせた波形を虚数部とする信号であってよい。また、図３Ｃに示すように、負の周波数成分を除去したスペクトラムをスペクトラム補償部４０に供給し、非対称な側波帯の部分を補償したあと、補償後のスペクトラムを解析信号生成部６２においてフーリエ逆変換することで解析信号を求めてもよい。
【００７５】
図１１は、瞬時位相算出部６４が算出する瞬時位相の一例を示す図である。瞬時位相算出部６４は、解析信号生成部６２が算出した解析信号に基づいて、被測定信号の瞬時位相を算出する。例えば瞬時位相算出部６４は、解析信号の実数部及び虚数部の逆正接を求めることにより、被測定信号の瞬時位相を算出してよい。
【００７６】
ここで、解析信号の実数部及び虚数部の逆正接から求めた瞬時位相の関数は、例えば−πからπの範囲の主値（principal value）であらわされる。すなわち、πの次の値が−πとなるような不連続な関数となる。この場合、瞬時位相算出部６４は、例えば瞬時位相の関数における不連続点に、２πを順次加算することにより瞬時位相の位相をアンラップして、図１１に示すような連続な瞬時位相を算出してよい。
【００７７】
図１２は、瞬時位相雑音算出部６６が算出する瞬時位相雑音の一例を示す図である。瞬時位相雑音算出部６６は、瞬時位相算出部６４が算出した瞬時位相に基づいて、被測定信号の瞬時位相雑音を算出する。例えば瞬時位相雑音算出部６６は、瞬時位相から、直線成分を除去することにより、瞬時位相雑音を算出してよい。瞬時位相雑音算出部６６は、例えば最小２乗法等により瞬時位相を直線で近似して、当該直線成分を算出してよい。
【００７８】
上述した処理では、瞬時位相雑音の各値は、ラジアン単位で算出される。瞬時位相雑音算出部６６は、被測定信号の基本波周波数に基づいて、ラジアン単位の瞬時位相雑音を、時間単位の瞬時位相雑音に変換してもよい。例えば、ラジアン単位の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を、２πｆｉｎで除算することにより、時間単位の瞬時位相雑音を算出してよい。瞬時位相雑音算出部６６は、算出した瞬時位相雑音を、第２周波数領域変換部３２に供給してよい。
【００７９】
また、位相雑音波形算出部３０において、瞬時位相雑音算出部６６が算出した瞬時位相雑音に基づいて、被測定信号のジッタを算出することもできる。例えば入力信号の立ち上がりエッジのタイミングで、瞬時位相雑音の値をサンプリングすることにより、入力信号のタイミングジッタ系列を取得することもできる。
【００８０】
図１３Ａは、第１周波数領域変換部２０が出力するスペクトラムの他の例を示す図である。図１３Ａに示すように、離散波形のスペクトラムには、基本波周波数ｆｉｎの成分の高調波成分（ｆ２、ｆ３、ｆ４、・・・）があらわれる。スペクトラム補償部４０は、図４Ａから図５Ｂに関連して説明した非対称な側波帯の部分の補償を行う前に、または、補償を行った後に、これらの高調波成分を除去してよい。図１３Ｂは、高調波成分を除去したスペクトラムの一例を示す図である。
【００８１】
これらの高調波成分は、基本波周波数ｆｉｎの整数倍の周波数にあらわれるが、スペクトラムの周波数範囲（本例では、０からｆｓ／２まで）外の高調波成分は、当該周波数範囲の境界の周波数（本例では、０及びナイキスト周波数ｆｓ／２）で順次折り返されて、当該周波数範囲内にあらわれる。スペクトラム補償部４０は、フーリエ変換の標本点の数（the number of sample points）(本例では４０９６)と、入力信号の基本波周波数ｆｉｎとに基づいて、除去すべき高調波成分を検出してよい。
【００８２】
図１３Ａを用いて、高調波成分を検出する方法の一例を説明する。まず、スペクトラム補償部４０は、２次の高調波成分を検出する。２次の高調波成分は、本来は周波数２ｆｉｎ（本例ではｆ＝１６００）にあらわれるので、スペクトラム補償部４０は、当該周波数が、スペクトラムの周波数範囲か否かを判定してよい。そして、スペクトラムの周波数範囲（本例では０＜ｆ＜２０４８）であるときは、当該周波数の成分を、２次の高調波成分として除去する。ここで、周波数成分の除去とは、当該周波数成分のレベルを零に置き換える処理であってよい。
【００８３】
また、図１３Ａには示されていないが、周波数２ｆｉｎが周波数範囲に含まれないとき、スペクトラム補償部４０は、周波数２ｆｉｎを、周波数ｆｓ／２を中心として折り返した周波数ｆ２_foldedを算出する。ここで、周波数ｆ２_foldedは、２ｆｉｎ−（ｆｓ／２−２ｆｉｎ）で与えられてよい。
【００８４】
次に、スペクトラム補償部４０は、入力信号の基本波周波数ｆｉｎに基づいて、３次の高調波成分を検出する。３次の高調波成分は周波数ｆ３（本例ではｆ＝２４００）にあらわれる。２次高調波と同様に、スペクトラム補償部４０は、３次の高調波成分の周波数が、周波数範囲に含まれるか否かを判定する。本例では、３次高調波成分の周波数ｆ３は、周波数範囲外となる。このため、スペクトラム補償部４０は、周波数ｆ３を、周波数ｆｓ／２を中心として折り返した周波数ｆ３_folded（本例では１６９６=２０４８−（２４００−２０４８）を算出する。ｆ３_foldedは周波数範囲に含まれるので、当該周波数ｆ３_foldedの周波数成分を零に置き換える。
【００８５】
次に、スペクトラム補償部４０は、３入力信号の基本波周波数ｆｉｎに基づいて、４次の高調波成分を検出する。本例では、４次の高調波成分の周波数ｆ４は周波数ｆ４（本例ではｆ＝３２００）にあらわれる。３次高調波と同様に、スペクトラム補償部４０は、４次の高調波成分の周波数が、周波数範囲に含まれるか否かを判定する。本例では、４次高調波成分の周波数ｆ４は周波数範囲外となる。このため、スペクトラム補償部４０は、周波数ｆ４を、周波数ｆｓ／２を中心として折り返した周波数ｆ４_folded（本例ではｆ＝８９６）を算出する。
【００８６】
本例では、６次の高調波成分の周波数ｆ６（本例では４８００）は、周波数範囲外となる。このため、周波数ｆ６を、周波数ｆｓ／２を中心として折り返した周波数ｆ６_folded（本例ではｆ＝−７０４）を算出する。求めた周波数が負になるので、折り返した周波数ｆ６_foldedを、周波数０を中心として更に折り返した周波数ｆ６_folded2を算出する。そして、当該周波数ｆ６_folded2の周波数成分を零に置き換える。
【００８７】
以上のような処理を繰り返すことにより、スペクトラムに含まれる高調波成分を除去することができ、スペクトラムには基本波成分と、不規則雑音が残る。このため、ＡＤ変換器４００で生じたアパーチャジッタを精度よく測定することができる。また、スペクトラム補償部４０は、予め定められた次数までの高調波成分を除去してよい。また、スペクトラム補償部４０は、予め定められたレベル以上の高調波成分を除去してよい。
【００８８】
また、クロック発生部１０は、基本波周波数ｆｉｎに対してコヒーレントな周波数をサンプリング周波数ｆｓとするサンプリングクロックを生成してよい。これにより、スペクトラムにおける高調波成分は線スペクトルとなるので、高調波成分を除去する処理の演算量を最小化できる。
【００８９】
図１４は、図２から図１３Ｂに関連して説明した測定装置２００の動作例を示すフローチャートである。上述したように、ＡＤ変換器４００は、入力信号の波形を、所定のサンプリング周波数で測定する（Ｓ３００）。次に、第１周波数領域変換部２０は、ＡＤ変換器４００が出力する離散波形の波形データをフーリエ変換してスペクトラムを求める（Ｓ３０２）。
【００９０】
次に、スペクトラム補償部４０は、スペクトラムにおける、入力信号の基本波周波数成分の高調波成分を除去する（Ｓ３０４）。また、スペクトラム補償部４０は、高調波成分を除去した後、スペクトラムの非対称な周波数帯域を検出して、当該非対称な成分に基づいてスペクトラムを補償する（Ｓ３０６）。なお、Ｓ３０６においては、非対称な成分に基づいてスペクトラムを補償した後に、高調波成分を除去してもよい。
【００９１】
次に、位相雑音波形算出部３０は、スペクトラム補償部４０が出力するスペクトラムの全帯域成分をフーリエ逆変換して、離散波形の解析信号を求める（Ｓ３０８）。そして、位相雑音波形算出部３０は、解析信号に基づいて、離散波形の位相雑音波形を算出する（Ｓ３１２）。
【００９２】
第２周波数領域変換部３２は、離散波形の位相雑音波形をフーリエ変換して、位相雑音スペクトラムを算出する（Ｓ３１４）。そして、ＳＮＲ算出部２６は、位相雑音スペクトラムに基づいて、信号対雑音比ＳＮＲを算出する（Ｓ３１６）。また、有効ビット測定部８０は、信号対雑音比ＳＮＲに基づいて、有効ビット数ＥＮＯＢを測定する（Ｓ３１８）。
【００９３】
図１５は、データ処理部２４の他の構成例を示す図である。本例のデータ処理部２４は、ＡＤ変換器４００が出力する離散波形の位相雑音、すなわち時間領域のデータをＳＮＲ算出部２６に供給する。データ処理部２４は、第１周波数領域変換部２０、片側波帯スペクトラム生成部３４、および、位相雑音波形算出部３０を有する。
【００９４】
第１周波数領域変換部２０は、図２に関連して説明した第１周波数領域変換部２０と同一であってよい。片側波帯スペクトラム生成部３４は、第１周波数領域変換部２０が生成した離散波形のスペクトラムを受け取り、当該スペクトラムに基づいて片側波帯スペクトラムを生成する。片側波帯スペクトラム生成部３４の動作は、図１６および図１７を用いて後述する。
【００９５】
位相雑音波形算出部３０は、片側波帯スペクトラム生成部３４が生成した片側波帯スペクトラムに基づいて、ＡＤ変換器４００が出力する離散波形の位相雑音波形を算出する。位相雑音波形算出部３０は、図２に関連して説明した位相雑音波形算出部３０と同一の機能および構成を有してよい。
【００９６】
例えば位相雑音波形算出部３０は、片側波帯スペクトラムをフーリエ逆変換してよい。片側波帯スペクトラムは、負の周波数成分が除去されているので、当該スペクトラムをフーリエ逆変換することで、離散波形の解析信号を得ることができる。位相雑音波形算出部３０は、当該解析信号に基づいて、図９に関連して説明したように、時間領域の位相雑音波形Δφ（ｔ）を算出してよい。
【００９７】
図１６は、片側波帯スペクトラム生成部３４に与えられる入力スペクトラム、および、片側波帯スペクトラム生成部３４が生成する片側波帯スペクトラムの一例を示す図である。図１６の上のスペクトラムが片側波帯スペクトラム生成部３４に与えられる入力スペクトラムであり、図１６の下のスペクトラムは片側波帯スペクトラム生成部３４が生成する片側波帯スペクトラムを示す。
【００９８】
片側波帯スペクトラム生成部３４は、受け取った入力スペクトラム（図１６上）の正の周波数帯域において、入力信号の基本波周波数ｆｉｎより高周波数側の上側波帯、および、基本波周波数ｆｉｎより低周波数側の下側波帯を検出してよい。そして、片側波帯スペクトラム生成部３４は、上側波帯および下側波帯のいずれかを自己の側波帯とする、片側波帯スペクトラム（図１６下）を生成する。片側波帯スペクトラム生成部３４が、このような片側波帯スペクトラムを生成することで、離散波形のスペクトラムにおいて上側波帯および下側波帯が非対称であっても、位相雑音波形を精度よく生成することができる。
【００９９】
なお、片側波帯スペクトラム生成部３４は、上側波帯および下側波帯のうち帯域が広い方を、片側波帯スペクトラムの側波帯とすることが好ましい。これにより、広帯域の雑音成分を含む位相雑音波形を算出することができる。
【０１００】
図１６に示した例では、上側波帯の帯域が、下側波帯の帯域より広いので、片側波帯スペクトラム生成部３４は、与えられるスペクトラムの上側波帯を、片側波帯スペクトラムの側波帯として選択する。この場合、片側波帯スペクトラム生成部３４は、離散波形のスペクトラム（図１６上）における基本波周波数の周波数成分ｆｉｎが、片側波帯スペクトラム（図１６下）の直流の周波数成分ｆｄｃとなるように、基本波周波数の周波数成分ｆｉｎおよび上側波帯の周波数をシフトさせて、片側波帯スペクトラムを生成する。このとき、片側波帯スペクトラム生成部３４は、基本波周波数の周波数成分ｆｉｎおよび上側波帯以外の周波数成分を零としてよい。
【０１０１】
つまり、片側波帯スペクトラム生成部３４は、受け取ったスペクトラムの上側波帯および基本波周波数の周波数成分を、片側波帯スペクトラムの直流成分および側波帯に、周波数軸において正順（順序を変えずに）に推移させてよい。片側波帯スペクトラム生成部３４は、下式に基づいて、与えられるスペクトラムＳｉｎ（ｆ）から、片側波帯スペクトラムＳａ（ｆ）を生成してよい。
【数１０】
2009192536.tif 000012
式（８）
ただし、ｆｕは、上側波帯の帯域幅を示す。
【０１０２】
図１７は、片側波帯スペクトラム生成部３４に与えられるスペクトラム、および、片側波帯スペクトラム生成部３４が生成する片側波帯スペクトラムの他の例を示す図である。本例では、受け取ったスペクトラム（図１７上）における下側波帯の帯域が、上側波帯の帯域より広いので、片側波帯スペクトラム生成部３４は、受け取ったスペクトラムの下側波帯を、片側波帯スペクトラムの側波帯として選択する。
【０１０３】
この例では、片側波帯スペクトラム生成部３４は、離散波形のスペクトラム（図１７上）における基本波周波数の周波数成分ｆｉｎおよび下側波帯の各周波数成分を、周波数軸において逆順に並べ替える。そして、基本周波数の周波数成分ｆｉｎが、片側波帯スペクトラム（図１７下）の直流の周波数成分ｆｄｃとなるように、逆順に並べ替えた後の基本波周波数の周波数成分ｆｉｎおよび下側波帯をシフトさせることで、片側波帯スペクトラムを生成する。このとき、片側波帯スペクトラム生成部３４は、基本波周波数の周波数成分ｆｉｎおよび下側波帯以外の周波数成分を零としてよい。
【０１０４】
つまり、片側波帯スペクトラム生成部３４は、受け取ったスペクトラムの下側波帯および基本波周波数の周波数成分を、片側波帯スペクトラムの直流成分および側波帯に、周波数軸において逆順（順序を逆にして）に推移させてよい。片側波帯スペクトラム生成部３４は、次式に基づいて、与えられるスペクトラムＳｉｎ（ｆ）から、片側波帯スペクトラムＳａ（ｆ）を生成してよい。
【数１１】
2009192536.tif 000013
式（９）
ただし、ｆｌは下側波帯の帯域幅を示す。
【０１０５】
図１６および図１７に関連して説明した処理により、広帯域の片側波帯スペクトラムを生成することができる。このため、位相雑音波形算出部３０は、当該片側波帯スペクトラムをフーリエ逆変換することで、広帯域における雑音の情報を維持して、離散波形の解析信号を生成することができる。
【０１０６】
なお、図１６および図１７において説明した例では、片側波帯スペクトラム生成部３４は、正側の基本波周波数の周波数成分ｆｉｎが直流成分ｆｄｃとなるように正側の基本波周波数の周波数成分および側波帯をシフトさせた。他の例では、片側波帯スペクトラム生成部３４は、負側の基本波周波数の周波数成分−ｆｉｎが直流成分ｆｄｃとなるように、負側の基本波周波数の周波数成分および側波帯をシフトさせてもよい。
【０１０７】
また、片側波帯スペクトラム生成部３４は、図１３Ａおよび図１３Ｂに関連して説明したスペクトラム補償部４０と同様の処理により、片側波帯スペクトラムにおける高調波を除去してよい。例えば、片側波帯スペクトラム生成部３４は、与えられるスペクトラムにおける高調波の線スペクトルを除去した後に、図１６および図１７に関連して説明した処理を行って片側波帯スペクトラムを生成してよい。また、片側波帯スペクトラム生成部３４は、片側波帯スペクトラムを生成した後に、片側波帯スペクトラムにおける高調波の線スペクトラムを除去してもよい。これにより、不規則雑音の成分を精度よく測定することができる。
【０１０８】
また、図１５に関連して説明したデータ処理部２４によれば、時間領域における位相雑音波形を精度よく求めることができる。つまり、離散波形のスペクトラムから位相雑音波形を精度よく求めるには、当該スペクトラムの上側波帯および下側波帯が同一の帯域幅で観測されなければならない。しかし、図４Ａ、図５Ａ、図１６、図１７等で示すように、上側波帯および下側波帯が同一の帯域幅で観測される（基本波周波数が、観測帯域の中央に位置する）ことは少ない。
【０１０９】
さらに、片側波帯スペクトラム生成部３４は、図１４のＳ３０６に関連して説明したスペクトラム補償部４０と同様の方法で、片側波帯スペクトラムにおける非対称な側波帯を補償してよい。例えば片側波帯スペクトラム生成部３４は、与えられる入力スペクトラムの各周波数成分を、パワー換算で２倍（複素スペクトラムの場合には√２倍）に増加させてから、片側波帯スペクトラムに変換してよい。また、片側波帯スペクトラム生成部３４は、片側波帯スペクトラムを生成した後に、片側波帯スペクトラムの各周波数成分を、パワー換算で２倍に増加させてよい。
【０１１０】
これにより、図１５に関連して説明したデータ処理部２４によれば、非対称な側波帯が補償されたスペクトラムにおける基本波周波数の成分を直流成分とする片側波帯スペクトラムを生成して、位相雑音波形を算出する。このため、データ処理部２４は、位相雑音波形を精度よく算出することができる。
【０１１１】
データ処理部２４が図１５に関連して説明した機能および構成を有する場合、ＳＮＲ算出部２６は、データ処理部２４が算出した位相雑音波形の時間領域における値に基づいて、離散波形の信号対雑音比を算出する。例えばＳＮＲ算出部２６は、時間領域の位相雑音波形のＲＭＳ値、ピークツゥピーク値等に基づいて、信号対雑音比を算出してよい。
【０１１２】
図１８Ａは、図１６に示した片側波帯スペクトラムから算出した時間領域の位相雑音波形を示す。また、図１８Ｂは、図１８Ａに示した位相雑音波形のヒストグラムを示す。図１８Ａの縦軸が、図１８Ｂの横軸に対応する。
【０１１３】
ＳＮＲ算出部２６は、データ処理部２４から与えられる位相雑音波形、または、位相雑音波形のヒストグラムに基づいて、位相雑音波形のＲＭＳ値またはピークツゥピーク値を算出してよい。本例では、ＲＭＳ値として１２７μｒａｄ、ピークツゥピーク値として４６５μｒａｄが得られた。
【０１１４】
図１９Ａは、図１７に示した片側波帯スペクトラムから算出した時間領域の位相雑音波形を示す。また、図１９Ｂは、図１９Ａに示した位相雑音波形のヒストグラムを示す。本例では、ＲＭＳ値として１６８μｒａｄ、ピークツゥピーク値として５９０μｒａｄが得られた。
【０１１５】
ＳＮＲ算出部２６は、位相雑音波形のＲＭＳ値、または、ピークツゥピーク値に基づいて、離散波形の信号対雑音比を算出してよい。例えばＳＮＲ算出部２６は、位相雑音波形のＲＭＳ値σΔφを下式に代入することで信号対雑音比のＲＭＳ値ＳＮＲＴ、ＲＭＳを算出してよい。
【数１２】
2009192536.tif 000014
式（１０）
同様に、ＳＮＲ算出部２６は、位相雑音波形のピークツゥピーク値ｄ｛Δφ｝を下式に代入することで、信号対雑音比のピークツゥピーク値ＳＮＲＴ、ＰｋＰｋを算出してよい。
【数１３】
2009192536.tif 000015
式（１１）
【０１１６】
図２０は、ＳＮＲ算出部２６における信号対雑音比の算出結果の一例を示す図である。図２０では、位相雑音波形のＲＭＳ値に基づいて算出した信号対雑音比、および、ピークツゥピーク値に基づいて算出した信号対雑音比を示す。有効ビット測定部８０は、ＳＮＲ算出部２６から与えられる信号対雑音比に基づいて、ＡＤ変換器４００における有効ビット数を測定する。
【０１１７】
図２１は、図１５から図２０に関連して説明した測定装置２００の動作例を示すフローチャートである。なお、Ｓ３００からＳ３０４までの処理は、図１４に関連して説明した処理と同一なので、その説明を省略する。
【０１１８】
スペクトラムの高調波成分を除去した後、片側波帯スペクトラム生成部３４は、当該スペクトラムに基づいて片側波帯スペクトラムを生成する（Ｓ３２０）。片側波帯スペクトラム生成部３４は、Ｓ３２０において、上述したように片側波帯スペクトラムにおける非対称な側波帯を補償してよい。次に、位相雑音波形算出部３０は、片側波帯スペクトラムをフーリエ逆変換して、離散波形の解析信号を求める（Ｓ３２２）。そして、位相雑音波形算出部３０は、解析信号に基づいて離散波形の位相雑音波形を算出して、位相雑音波形の時間領域におけるＲＭＳ値、ピークツゥピーク値等を算出する（Ｓ３２４）。
【０１１９】
そして、ＳＮＲ算出部２６は、位相雑音波形の値に基づいて、信号対雑音比ＳＮＲを算出する（Ｓ３１６）。また、有効ビット測定部８０は、信号対雑音比ＳＮＲに基づいて、有効ビット数ＥＮＯＢを測定する（Ｓ３１８）。有効ビット測定部８０は、信号対雑音比のＲＭＳ値ＳＮＲＴ、ＲＭＳを式（５）に代入して、有効ビット数のＲＭＳ値ＥＮＯＢＴ、ＲＭＳを求めてよい。また、有効ビット測定部８０は、信号対雑音比のピークツゥピーク値ＳＮＲＴ、ＰｋＰｋを式（５）に代入して、有効ビット数のピークツゥピーク値ＥＮＯＢＴ、ＰｋＰｋを求めてよい。このような処理により、位相雑音波形を精度よく算出して、信号対雑音比および有効ビット数を算出することができる。
【０１２０】
また、図２１に関連して説明した処理において、データ処理部２４は、Ｓ３２４において算出した位相雑音波形をフーリエ変換して、位相雑音スペクトラムを更に算出してもよい。この場合、ＳＮＲ算出部２６および有効ビット測定部８０は、図２から図１４に関連して説明した方法で、ＳＮＲおよびＥＮＯＢを算出してよい。
【０１２１】
本例の処理によれば、ＡＤ変換器４００の位相雑音波形（アパーチャジッタ波形）を精度よく検出することができる。また、測定装置２００は、以下の効果を奏する。
（ａ）測定装置２００は、ＡＤ変換器４００への低周波数のアナログ入力に対して、量子化誤差によりマスクされることなく、有効ビット数のＲＭＳ値ＥＮＯＢＴ，ＲＭＳおよびピークツゥピーク値ＥＮＯＢＴ，ＰｋＰｋを測定することができる。（For small fin, measurement apparatus200 can measure ENOBT,RMS and ENOBT,PkPk without being masked by the dominant quantization noise.）
（ｂ）低コスト且つ低周波数の信号発生器を用いるだけで、有効ビット数ＥＮＯＢＴ，ＲＭＳ、ＥＮＯＢＴ，ＰｋＰｋの試験を行うことができる。（ENOBT,RMS and ENOBT,PkPk tests are possible by only using a low-cost low-frequency signal generator）
（ｃ）測定装置２００は、時間領域においてアパーチャジッタ波形を求めることができる。このため、アパーチャジッタ波形のＲＭＳ値σΔφおよびピークツゥピーク値ｄ｛Δφ｝から、有効ビット数のＲＭＳ値ＥＮＯＢＴ，ＲＭＳおよびピークツゥピーク値ＥＮＯＢＴ，ＰｋＰｋを、それぞれ直接求めることができる。（Since the proposed method can extract the aperture jitter waveform in the time domain, it can directly measure ENOBT,RMS and ENOBT,PkPk from  σΔφ  and  ｄ｛Δφ（ｔ）｝, respectively.）
（ｄ）有効ビット数のＲＭＳ値ＥＮＯＢＴ、ＲＭＳから、アパーチャジッタによる有効ビット数の平均値を得ることができる。また、有効ビット数のＲＭＳ値Ｔ、ＰｋＰｋから、瞬時アパーチャジッタによる有効ビット数の最悪値を得ることができる。（ENOBT,RMS provides the average ENOB due to the aperture jitter, while ENOBT,PkPk provides the worst-case ENOB due to the instantaneous aperture jitter.）
（ｅ）ＡＤ変換器４００における故障発生に対して、故障要因の分析が可能となる。本例の測定結果は、ＡＤ変換器４００の設計にフィードバックすることができる。
【０１２２】
上述したように、本例の測定装置２００は、時間領域の位相雑音波形から有効ビット数を直接求めるので、有効ビット数のピークツゥピーク値ＥＮＯＢＴ、ＰｋＰｋを測定することができる。図７および図８に、図２１に関連して説明した方法で測定した有効ビット数のピークツゥピーク値ＥＮＯＢＴ、ＰｋＰｋの測定結果を示す。なお、図２１に関連して説明した方法で測定した有効ビット数のＲＭＳ値の測定結果は、図７および図８に示したＥＮＯＢＴ、ＲＭＳと同様になる。
【０１２３】
図７および図８に示す例のように、有効ビット数のピークツゥピーク値は、ＲＭＳ値に対して２ビット程度の損失を受けることがわかる。なお、有効ビット数のＲＭＳ値は、ＡＤ変換器４００の有効ビットの平均値を与えている。また、有効ビット数のピークツゥピーク値は、ＡＤ変換器４００の瞬時有効ビット数を与えている。瞬時有効ビット数とは、各瞬間におけるＡＤ変換器４００の有効ビット数を指してよい。また、有効ビット数のピークツゥピーク値は、瞬時有効ビット数の最悪値であってよい。
【０１２４】
図２２は、本発明の一つの実施形態に係る、測定装置１００の構成の一例を示す図である。測定装置１００は、被測定クロック信号ＣＬＫのジッタを測定する装置であって、基準信号発生部１６，信号測定部１２、バッファメモリ２２、第１周波数領域変換部２０、スペクトラム補償部４０、及びジッタ測定部６０を備える。基準信号発生部１６が発生する信号は、例えば一定周期の繰り返し信号であってよい。
【０１２５】
信号測定部１２は、被測定クロック信号ＣＬＫがあたえるサンプリング周波数で、基準信号発生部１６が供給する入力信号を測定する。信号測定部１２は、例えば与えられる被測定クロック信号ＣＬＫの立ち上がりエッジ毎に入力信号の信号レベルを検出して、当該信号レベルに応じたデジタルデータ列（出力コード列）を、入力信号の離散波形として出力するＡＤ変換器であってよい。
【０１２６】
バッファメモリ２２、第１周波数領域変換部２０、および、スペクトラム補償部４０は、図１および図２に関連して説明したバッファメモリ２２、第１周波数領域変換部２０、および、スペクトラム補償部４０と同一であってよい。ジッタ測定部６０は、スペクトラム補償部４０が補償したスペクトラムに基づいて、被測定クロック信号ＣＬＫのジッタを測定する。ジッタ測定部６０は、当該スペクトラムをフーリエ逆変換した解析信号を生成して、当該解析信号からジッタを測定してよい。
【０１２７】
ジッタ測定部６０は、図２に関連して説明した位相雑音波形算出部３０を有してよい。また、ジッタ測定部６０は、位相雑音波形算出部３０が算出した位相雑音波形を、被測定クロック信号ＣＬＫの各エッジのタイミングでリサンプリングすることで、被測定信号クロック信号ＣＬＫのタイミングジッタ系列（被測定クロック信号の各エッジにおけるジッタを示す）を算出してよい。また、ジッタ測定部６０は、タイミングジッタ系列のＲＭＳ値、ピークツゥピーク値等を算出してよい。また、ジッタ測定部６０は、タイミングジッタ系列において隣接する値の差分系列を求めることで、被測定クロック信号の周期ジッタ系列を算出してもよい。
【０１２８】
このような構成により、被測定クロック信号ＣＬＫのジッタを測定することができる。また、被測定クロック信号ＣＬＫのジッタを測定する場合、信号測定部１２で生じるジッタは、できるだけ小さいか、または、既知であることが好ましい。
【０１２９】
図２３は、測定装置１００の他の構成例を示す図である。本例の測定装置１００は、図２２に示した測定装置１００の構成に対して、スペクトラム補償部４０に代えて片側波帯スペクトラム生成部３４を備える点で相違する。他の構成は、図２２に示した測定装置１００と同一であってよい。
【０１３０】
また、片側波帯スペクトラム生成部３４は、図１５に関連して説明した片側波帯スペクトラム生成部３４と同一であってよい。ジッタ測定部６０は、図１５に関連して説明した位相雑音波形算出部３０を有してよい。このような構成により、位相雑音波形を精度よく算出することができる。このため、被測定クロック信号ＣＬＫのジッタを精度よく測定することができる。また、上述したように、片側波帯スペクトラム生成部３４は、図１４のＳ３０６に関連して説明したスペクトラム補償部４０と同様の方法で、片側波帯スペクトラムにおける非対称な側波帯を補償してよい。
【０１３１】
図２４Ａは、瞬時位相雑音または位相ジッタのピークツゥピーク値の測定結果を示す図である。また、図２４Ｂは、ジッタのＲＭＳ値の測定結果を示す図である。本例では、図２２において説明した測定装置１００による測定結果を丸印でプロットした。また、図２８Ｂに関連して説明した方法による測定結果を四角印でプロットして、図２９に関連して説明した方法による測定結果を三角印でプロットした。
【０１３２】
また、被測定信号の基本波周波数として、５１ＭＨｚ、５５ＭＨｚ、７１ＭＨｚの３通りについて測定した。図２９に関連して説明した方法では、基本波周波数から２ＭＨｚの範囲における周波数成分から、ジッタ値を算出した。
【０１３３】
図２４Ａおよび図２４Ｂに示すように、図２８Ｂに関連して説明した方法では、ジッタのピークツゥピーク値を測定することができないが、測定装置１００は、ピークツゥピーク値を測定できる。また、図２４Ａ及び図２４Ｂに示すように、測定装置１００の測定結果は、図２９に関連して説明した方法より大きいジッタ値が測定される。これは、測定装置１００は、図２９に関連して説明した方法より広帯域のジッタを測定するからである。このように、測定装置１００によれば、広帯域のジッタを精度よく測定でき、且つジッタのピークツゥピーク値も測定することができる。
【０１３４】
図２５は、測定装置１００の構成の他の例を示す図である。本例の測定装置１００は、図２２または図２３に関連して説明した測定装置１００の構成に加え、窓関数乗算部１４を更に備える。他の構成は、図２２または図２３に関連して説明した測定装置１００と同一であってよい。窓関数乗算部１４は、バッファメモリ２２の後段に設けられる。図２５では、図２２に示した測定装置１００の構成に、窓関数乗算部１４を追加した構成を示すが、図２３に示した測定装置１００の構成に、窓関数乗算部１４を追加してもよい。また、図１から図２１に関連して説明した測定装置２００においても、同様に窓関数乗算部１４を設けてよい。
【０１３５】
窓関数乗算部１４は、信号測定部１２が測定したサンプリング結果に、予め定められた窓関数を乗算して、第１周波数領域変換部２０に入力してよい。例えば窓関数乗算部１４は、ハニング（Ｈａｎｎｉｎｇ）窓関数等のように、両端の値が略零となり、中央の値が略１となる窓関数を、当該データ列に乗算してよい。これにより、信号測定部１２から取り込んだデータ列のデータ長が、被測定信号の周期の整数倍でなくとも、データ列をフーリエ変換してスペクトラムを求めることができる。
【０１３６】
例えば、クロック発生部１０が、被測定信号の周期とノンコヒーレントなサンプリングクロックを生成する場合であっても、窓関数乗算部１４を設けることにより、サンプリング結果を周波数領域の信号に精度よく変換することができる。
【０１３７】
また、ジッタ測定部６０は、瞬時位相雑音算出部６６が算出した瞬時位相雑音を補正する補正部を更に有してよい。瞬時位相雑音算出部６６が算出した瞬時位相雑音は、窓関数乗算部１４が窓関数を乗算したことによる誤差を含む。補正部は、窓関数乗算部１４が乗算した窓関数に基づいて、瞬時位相雑音を補正する。例えば補正部は、瞬時位相雑音算出部６６が算出した時間領域の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を、時間領域の窓関数ｗ（ｔ）で除算した結果（Δφ（ｔ）／ｗ（ｔ））を、補正後の瞬時位相雑音関数として出力してよい。
【０１３８】
図２６Ａは、本発明の一つの実施形態に係る、試験装置６００の構成の一例を示す図である。試験装置６００は、半導体チップ等の被試験デバイス５００を試験する装置であって、測定装置１００及び判定部１１０を備える。測定装置１００は、被試験デバイス５００が出力する被測定信号のジッタを測定する。被測定信号は、クロック信号であってよい。測定装置１００は、図２２から図２５に関連して説明した測定装置１００と同一であってよい。
【０１３９】
また、測定装置１００は、被試験デバイス５００に所定の試験信号を入力して、被測定信号を出力させる信号入力部を更に備えてよい。判定部１１０は、測定装置１００が測定したジッタに基づいて、被試験デバイス５００の良否を判定する。例えば判定部１１０は、ジッタのＲＭＳ値、ピークツゥピーク値等が、所定の範囲内であるか否かに基づいて、被試験デバイス５００の良否を判定してよい。
【０１４０】
図２６Ｂは、本発明の他の実施形態に係る、試験装置７００の構成の一例を示す図である。試験装置７００は、ＡＤ変換器４００を試験する装置であって、測定装置２００及び判定部２１０を備える。測定装置２００は、ＡＤ変換器４００が出力する信号のジッタを測定する。測定装置２００は、図１から図２１に関連して説明した測定装置２００と同一であってよい。
【０１４１】
判定部２１０は、測定装置２００における測定結果に基づいて、ＡＤ変換器４００の良否を判定する。例えば判定部２１０は、ＡＤ変換器４００が出力する離散波形の信号対雑音比、ＡＤ変換器４００の有効ビット数、これらの最良値、最悪値、位相雑音波形のＲＭＳ値、または、ピークツゥピーク値等が、所定の範囲内であるか否かに基づいて、ＡＤ変換器４００の良否を判定してよい。
【０１４２】
図２７は、コンピュータ１９００の構成の一例を示す図である。コンピュータ１９００は、与えられるプログラムに基づいて、図１から図２６Ｂにおいて説明した測定装置１００、測定装置２００、試験装置６００、又は試験装置７００を制御して、図１から図２６Ｂにおいて説明したように機能させてよい。また、コンピュータ１９００は、測定装置１００、測定装置２００、試験装置６００、又は試験装置７００のいずれかの、少なくとも一部の構成要素として機能してよい。
【０１４３】
コンピュータ１９００に与えられるプログラムは、コンピュータ１９００に、測定装置１００、測定装置２００、試験装置６００、又は試験装置７００を制御させてよい。またコンピュータ１９００を、測定装置１００、測定装置２００、試験装置６００、又は試験装置７００のいずれかの、少なくとも一部の構成要素として機能させてよい。
【０１４４】
本実施形態に係るコンピュータ１９００は、ＣＰＵ周辺部、入出力部、及びレガシー入出力部を備える。ＣＰＵ周辺部は、ホスト・コントローラ２０８２により相互に接続されるＣＰＵ２０００、ＲＡＭ２０２０、グラフィック・コントローラ２０７５、及び表示装置２０８０を有する。入出力部は、入出力コントローラ２０８４によりホスト・コントローラ２０８２に接続される通信インターフェース２０３０、ハードディスクドライブ２０４０、及びＣＤ−ＲＯＭドライブ２０６０を有する。レガシー入出力部は、入出力コントローラ２０８４に接続されるＲＯＭ２０１０、フレキシブルディスク・ドライブ２０５０、及び入出力チップ２０７０を有する。
【０１４５】
ホスト・コントローラ２０８２は、ＲＡＭ２０２０と、高い転送レートでＲＡＭ２０２０をアクセスするＣＰＵ２０００及びグラフィック・コントローラ２０７５とを接続する。ＣＰＵ２０００は、ＲＯＭ２０１０及びＲＡＭ２０２０に格納されたプログラムに基づいて動作し、各部の制御を行う。グラフィック・コントローラ２０７５は、ＣＰＵ２０００等がＲＡＭ２０２０内に設けたフレーム・バッファ上に生成する画像データを取得し、表示装置２０８０上に表示させる。これに代えて、グラフィック・コントローラ２０７５は、ＣＰＵ２０００等が生成する画像データを格納するフレーム・バッファを、内部に含んでもよい。
【０１４６】
入出力コントローラ２０８４は、ホスト・コントローラ２０８２と、比較的高速な入出力装置である通信インターフェース２０３０、ハードディスクドライブ２０４０、ＣＤ−ＲＯＭドライブ２０６０を接続する。通信インターフェース２０３０は、ネットワークを介して他の装置と通信する。ハードディスクドライブ２０４０は、コンピュータ１９００内のＣＰＵ２０００が使用するプログラム及びデータを格納する。ＣＤ−ＲＯＭドライブ２０６０は、ＣＤ−ＲＯＭ２０９５からプログラム又はデータを読み取り、ＲＡＭ２０２０を介してハードディスクドライブ２０４０に提供する。
【０１４７】
また、入出力コントローラ２０８４には、ＲＯＭ２０１０と、フレキシブルディスク・ドライブ２０５０、及び入出力チップ２０７０の比較的低速な入出力装置とが接続される。ＲＯＭ２０１０は、コンピュータ１９００が起動時に実行するブート・プログラム、および、コンピュータ１９００のハードウェアに依存するプログラム等を格納する。フレキシブルディスク・ドライブ２０５０は、フレキシブルディスク２０９０からプログラム又はデータを読み取り、ＲＡＭ２０２０を介してハードディスクドライブ２０４０に提供する。入出力チップ２０７０は、フレキシブルディスク・ドライブ２０５０、および、例えばパラレル・ポート、シリアル・ポート、キーボード・ポート、マウス・ポート等を介して各種の入出力装置を接続する。
【０１４８】
ＲＡＭ２０２０を介してハードディスクドライブ２０４０に提供されるプログラムは、フレキシブルディスク２０９０、ＣＤ−ＲＯＭ２０９５、又はＩＣカード等の記録媒体に格納されて利用者によって提供される。プログラムは、記録媒体から読み出され、ＲＡＭ２０２０を介してコンピュータ１９００内のハードディスクドライブ２０４０にインストールされ、ＣＰＵ２０００において実行される。
【０１４９】
当該プログラムは、コンピュータ１９００にインストールされる。当該プログラムは、ＣＰＵ２０００等に働きかけて、コンピュータ１９００に、前述した測定装置１００、測定装置２００、試験装置６００、又は試験装置７００を制御させてよく、コンピュータ１９００を、測定装置１００、測定装置２００、試験装置６００、又は試験装置７００のいずれかの、少なくとも一部の構成要素として機能させてもよい。
【０１５０】
以上に示したプログラムは、外部の記録媒体に格納されてもよい。記録媒体としては、フレキシブルディスク２０９０、ＣＤ−ＲＯＭ２０９５の他に、ＤＶＤまたはＣＤ等の光学記録媒体、ＭＯ等の光磁気記録媒体、テープ媒体、ＩＣカード等の半導体メモリ等を用いることができる。また、専用通信ネットワークまたはインターネットに接続されたサーバシステムに設けたハードディスク又はＲＡＭ等の記憶装置を記録媒体として使用し、ネットワークを介してプログラムをコンピュータ１９００に提供してもよい。
【０１５１】
また、図１から図２１において説明した測定装置２００およびＡＤ変換器４００は同一の電子デバイスに設けられてよい。例えば、ＡＤ変換器４００は、電子デバイスの実動作に用いられる回路であり、測定装置２００は、ＡＤ変換器４００の自己診断用回路であってよい。
【０１５２】
また、バッファメモリ２２は、電子デバイスの実動作時にも使用されてよい。データ処理部２４は、ＡＤ変換器４００の診断を行うときに、バッファメモリ２２から離散波形のデータを取り込んでよい。
【０１５３】
また、データ処理部２４は、電子デバイスに組み込まれるＤＳＰ（Digital Signal Processor）コア、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）コア、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）コア等を用いて、データを処理してよい。また、電子デバイスは、無線通信等に用いられるトランシーバー（transceiver）チップであってよい。
【０１５４】
また、図２２から図２６Ｂにおいて説明した測定装置１００および信号測定部１２も、同様に同一の電子デバイスに設けられてよい。例えば、信号測定部１２は、電子デバイスの実動作に用いられる回路であり、測定装置１００は、信号測定部１２の自己診断用回路であってよい。
【０１５５】
また、バッファメモリ２２は、電子デバイスの実動作時にも使用されてよい。データ処理部（図２２から図２６Ｂに示した窓関数乗算部１４、第１周波数領域変換部２０、スペクトラム補償部４０、片側波帯スペクトラム生成部３４、ジッタ測定部６０の構成を有する）は、信号測定部１２の診断を行うときに、バッファメモリ２２から離散波形のデータを取り込んでよい。
【０１５６】
以上、本発明の１つの側面を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更又は改良を加えることができる。その様な変更又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
【０１５７】
上記説明から明らかなように、本発明の実施形態によれば、ＡＤ変換器が出力する離散波形の信号対雑音比、および、ＡＤ変換器の有効ビット数を精度よく測定することができる。また、単一周波数の入力信号に基づいて、所定の帯域に渡る信号対雑音比および有効ビット数の最良値および最悪値を求めることができる。
【０１５８】
また、被測定クロック信号に含まれる広帯域のジッタを精度よく測定することができる。且つ、ジッタのＲＭＳ値、ピークツゥピーク値等を精度よく測定することができる。
【０１５９】
特許請求の範囲、明細書、および図面中において示した装置、システム、プログラム、および方法における動作、手順、ステップ、および段階等の各処理の実行順序は、特段「より前に」、「先立って」等と明示しておらず、また、前の処理の出力を後の処理で用いるのでない限り、任意の順序で実現しうることに留意すべきである。特許請求の範囲、明細書、および図面中の動作フローに関して、便宜上「まず、」、「次に、」等を用いて説明したとしても、この順で実施することが必須であることを意味するものではない。
【符号の説明】
【０１６０】
１０・・・クロック発生部、１２・・・信号測定部、１４・・・窓関数乗算部、１６・・・基準信号発生部、２０・・・第１周波数領域変換部、２２・・・バッファメモリ、２４・・・データ処理部、２６・・・ＳＮＲ算出部、３０・・・位相雑音波形算出部、３２・・・第２周波数領域変換部、３４・・・片側波帯スペクトラム生成部、４０・・・スペクトラム補償部、６０・・・ジッタ測定部、６２・・・解析信号生成部、６４・・・瞬時位相算出部、６６・・・瞬時位相雑音算出部、８０・・・有効ビット測定部、１００・・・測定装置、１１０・・・判定部、２００・・・測定装置、２１０・・・判定部、４００・・・ＡＤ変換器、５００・・・被試験デバイス、６００・・・試験装置、７００・・・試験装置、１９００・・・コンピュータ、２０００・・・ＣＰＵ、２０１０・・・ＲＯＭ、２０２０・・・ＲＡＭ、２０３０・・・通信インターフェース、２０４０・・・ハードディスクドライブ、２０５０・・・フレキシブルディスク・ドライブ、２０６０・・・ＣＤ−ＲＯＭドライブ、２０７０・・・入出力チップ、２０７５・・・グラフィック・コントローラ、２０８０・・・表示装置、２０８２・・・ホスト・コントローラ、２０８４・・・入出力コントローラ、２０９０・・・フレキシブルディスク、２０９５・・・ＣＤ−ＲＯＭ
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３Ａ】
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【図１３Ｂ】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８Ａ】
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【図１８Ｂ】
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【図１９Ａ】
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【図１９Ｂ】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４Ａ】
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【図２４Ｂ】
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【図２５】
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【図２６Ａ】
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【図２６Ｂ】
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【図２７】
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【図２８Ａ】
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【図２８Ｂ】
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【図２９】
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