(57)【要約】【課題】  電源電圧に影響されない安定した交流ゼロクロス信号を得る。【解決手段】  フォトカプラ５の電流によって交流信号のゼロクロス信号波形を得る交流電圧ゼロクロス検出回路１０。フォトカプラ５に、フォトカプラの入力側通電路に流れる電流を制御するトランジスタ４を接続し、トランジスタには、ツェナーダイオード６を接続する。ツェナーダイオードにより電流が分岐されるため、トランジスタがフォトカプラに流す電流が一定の値以下に制限されるが、ゼロクロス信号を得る電圧領域ではトランジスタは大きな増幅率を示し、電源電圧に依存しにくい交流ゼロクロス信号が得られる。【選択図】        図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１端子および第２端子の間の電流通路となる入力側通電路と、該入力側通電路に流れる電流によって通電状態が制御される出力側通電路とを有するフォトカプラと、
第１出力端子および第２出力端子を有し、交流信号を受け取り整流された信号を出力する、前記フォトカプラの第１端子に該第１出力端子が接続された整流回路と、
前記フォトカプラの第２端子と前記整流回路の第２出力端子とに接続され、前記フォトカプラの入力側通電路に流れる電流を、制御端子に印加される電圧または該制御端子から流れ込む電流に応じて制御する電流制御部と、
前記整流回路の第１出力端子および第２出力端子から出力される整流された信号から、前記制御端子に出力する電圧または電流信号を生成する信号生成部と
を備え、前記フォトカプラの出力側通電路に流す電流を前記電流制御部によって制御して前記交流信号のゼロクロスタイミングを示すゼロクロス信号波形を得る交流電圧ゼロクロス検出回路。
【請求項２】
前記信号生成部が、前記整流回路の第１出力端子に一方の端子が接続された抵抗器と、第１端子および第２端子を有し、該第１端子が前記整流回路の第２出力端子に接続され、該第２端子が該抵抗器の他方の端子に接続されたツェナーダイオードとを有し、該抵抗器の他方の端子および該ツェナーダイオードの第２端子の作るノードを制御端子として前記電圧または電流信号を出力するものであり、
前記電流制御部が、一方の端子が前記整流回路の前記第２出力端子に接続された負荷抵抗器と、前記ツェナーダイオードの前記第２端子、前記フォトカプラの前記入力側通電路の第２端子および前記負荷抵抗器の他方の端子に接続され、前記フォトカプラの前記入力側通電路を流れる電流を前記電圧または電流信号によって制御するトランジスタと
を備えるものである、請求項１に記載のゼロクロス検出回路。
【請求項３】
前記整流回路の前記第１出力端子が正側出力端子であり、
前記整流回路の前記第２出力端子が負側出力端子であり、
前記フォトカプラの第１端子が入力通電路内の発光ダイオードのアノードにつながるアノード端子であり、
前記フォトカプラの第２端子が前記発光ダイオードのカソードにつながるカソード端子であり、
前記ツェナーダイオードの第１端子がアノード端子であり、
前記ツェナーダイオードの第２端子がカソード端子であり、
前記トランジスタは、ベース端子が前記ツェナーダイオードの前記第２端子に接続され、エミッタ端子が前記負荷抵抗器の他方の端子に接続され、コレクタ端子が前記フォトカプラの前記入力側通電路のカソード端子に接続されたＮＰＮ型バイポーラトランジスタである、請求項２に記載のゼロクロス検出回路。
【請求項４】
前記整流回路の第１出力端子に一方の端子が接続された追加抵抗器と、
前記整流回路の第２出力端子にアノードが接続され、該追加抵抗器の他方の端子にカソードが接続された追加ツェナーダイオードと、
前記抵抗器の前記他方の端子にコレクタが接続され、前記ツェナーダイオードのカソードにエミッタが接続され、前記追加ツェナーダイオードの前記カソードにベースが接続されるＮＰＮ型バイポーラトランジスタである追加トランジスタと
をさらに備え、前記抵抗器と前記ツェナーダイオードとが前記追加トランジスタを介して接続されている、請求項３に記載のゼロクロス検出回路。
【請求項５】
前記整流回路の前記第１出力端子が負側出力端子であり、
前記整流回路の前記第２出力端子が正側出力端子であり、
前記フォトカプラの第１端子が入力通電路内の発光ダイオードのカソードにつながるカソード端子であり、
前記フォトカプラの第２端子が前記発光ダイオードのアノードにつながるアノード端子であり、
前記ツェナーダイオードの第１端子がカソード端子であり、
前記ツェナーダイオードの第２端子がアノード端子であり、
前記トランジスタは、ベース端子が前記ツェナーダイオードの前記第２端子に接続され、エミッタ端子が前記負荷抵抗器の他方の端子に接続され、コレクタ端子が前記フォトカプラの前記入力側通電路のカソード端子に接続されるＰＮＰ型バイポーラトランジスタである、請求項２に記載のゼロクロス検出回路。
【請求項６】
前記整流回路の第１出力端子に一方の端子が接続された追加抵抗器と、
前記整流回路の第２出力端子にカソードが接続され、該追加抵抗器の他方の端子にアノードが接続された追加ツェナーダイオードと、
前記抵抗器の前記他方の端子にコレクタが接続され、前記ツェナーダイオードのカソードにエミッタが接続され、前記追加ツェナーダイオードの前記カソードにベースが接続されたＰＮＰ型バイポーラトランジスタである追加トランジスタと
をさらに備え、前記抵抗器と前記ツェナーダイオードとが前記追加トランジスタを介して接続されている、請求項５に記載のゼロクロス検出回路。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれかに記載される交流電圧ゼロクロス検出回路と、
該ゼロクロス検出回路からのゼロクロス信号波形の示すゼロクロスポイントから、トルク指令値に基づいてサイリスタまたはトライアックの点弧角を制御するトリガ制御部と
を備える位相制御回路。
【請求項８】
請求項７に記載される位相制御回路と、
前記交流信号を与える交流電源とモータとの電流経路に挿入されたサイリスタまたはトライアックであって、前記タイミング制御部と接続されたゲートを有するサイリスタまたはトライアックと
を備えるインダクションモータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電圧のゼロクロス点を検出回路、位相制御回路、およびモータ制御装置
に関する。特に、複数の電源電圧の交流電圧や電源電圧が変動しうる交流電圧において用いるゼロクロス点の検出回路、該検出回路を用いる位相制御回路、および該位相制御回路を用いるモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、交流電源によってモータなどを駆動する際などに、モータに与える電圧波形を適切に制御するために、交流電圧が各周期において０または０に近い値となるタイミング（零点、あるいは、ゼロクロス点）を検出し、そのゼロクロス点に基づいてモータに与える駆動波形を制御することが行われている。
【０００３】
従来のゼロクロス検出回路としては、たとえば、図１に示すような回路がある。この回路においては、交流電源１０２の交流（交流電源電圧波形Ｅ）が、ダイオードブリッジ整流回路１０４によって全波整流され、その出力電流ＩFによってフォトカプラ１０６の一次側にある発光素子１０６Ａを適当な抵抗１０８を通じて駆動する。そして、そのフォトカプラ１０６の二次側である受光素子１０６Ｂの出力から、ゼロクロス信号Ｖ0が生成される。
【０００４】
この場合の電圧および電流波形を図２に示す。このゼロクロス信号Ｖ0は、たとえば、適切な制御手段や増幅手段（いずれも図示しない）によってモータ（図示しない）を駆動する駆動電圧波形のための基準信号となる。
【０００５】
また、従来の交流電圧のゼロクロス検出回路の他の例が、特許文献１（特開平４−３５９６９５号公報）に開示されている。
【特許文献１】特開平４−３５９６９５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図１に示した従来の回路においては、図２に示したように、フォトカプラ１０６を作動させてゼロクロス信号Ｖ0が立ち上がるために一定の電流が必要であることから、ゼロクロス信号Ｖ0のパルスは、一定の時間的な幅を持つこととなる。そして、その幅は、フォトカプラ１０６の順電流ＩFが電源１０２の電圧に影響されるため、図２Ａに示した交流電源電圧Ｅが１００Ｖの場合と図２Ｂに示した２００Ｖの場合とで異なるものとなる。この様子を１００Ｖと２００Ｖの場合を対比して図３に示す。このように、従来のゼロクロス信号検出回路では、基準信号となるべきゼロクロス信号のタイミングが交流電源電圧の値の影響を受けてしまうという課題がある。
【０００７】
これを防止するためには、交流電源電圧を１００Ｖとする場合と２００Ｖとする場合とでゼロクロス信号Ｖ0の幅が同じとなるように、交流電源電圧別の回路定数によって回路を作製する必要がある。一例としては、交流電源電圧に応じて抵抗１０８を選択し、ゼロクロス信号Ｖ0のパルス幅が同じになるよう設定する必要がある。
【０００８】
また、図１の構成では、交流電源電圧がゼロクロス付近にない場合にフォトカプラに電流が流れる。このため、実際にフォトカプラが電流ＩFを必要とする期間は、電流の立ち上がりから立下り部までの間だけであるにもかかわらず、その大半の期間はフォトカプラに大きな電流が流れるため、フォトカプラに高い耐久性が要求されるという問題もある。
【０００９】
さらに、特許文献１（特開平４−３５９６９５号公報）に開示される交流電圧のゼロクロス検出回路においては、交流電源電圧が変化することによって生じる出力電力が立ち上がりタイミングの変化が、交流電源電圧の変化による出力電圧の変化を補正するように働き、出力電力の実効的な変化がキャンセルされるように動作する。しかし、そのタイミングの変化と交流電源電圧の変化との関係は一定ではない。例えば、交流電源電圧が正弦波のピーク付近にあるときのタイミングの変化量とゼロクロス付近にあるときの変化量とはまったく異なるものとなる。このため、例えばモータを動作させる際の点弧角（firing angle）を制御する基準信号として特許文献１の回路を用いるためにはさらに複雑な波形処理を行う必要がある。
【００１０】
加えて、例えば交流電源電圧が１００Ｖと２００Ｖの両者で特許文献１に開示される回路を用いる場合には、基準となるタイミングが電圧によって変わるため、出力を最大にしたり最小にするための点弧角が交流電源電圧ごとに異なってしまうという課題もある。
【００１１】
本発明は、上記課題の少なくともいずれかを解決することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、第１端子および第２端子の間の電流通路となる入力側通電路と、該入力側通電路に流れる電流によって通電状態が制御される出力側通電路とを有するフォトカプラと、第１出力端子および第２出力端子を有し、交流信号を受け取り整流された信号を出力する、前記フォトカプラの第１端子に該第１出力端子が接続された整流回路と、前記フォトカプラの第２端子と前記整流回路の第２出力端子とに接続され、前記フォトカプラの入力側通電路に流れる電流を、制御端子に印加される電圧または該制御端子から流れ込む電流に応じて制御する電流制御部と、前記整流回路の第１出力端子および第２出力端子から出力される整流された信号から、前記制御端子に出力する電圧または電流信号を生成する信号生成部とを備え、前記フォトカプラの出力側通電路に流す電流を前記電流制御部によって制御して前記交流信号のゼロクロスタイミングを示すゼロクロス信号波形を得る交流電圧ゼロクロス検出回路を提供する。
【００１３】
また、本発明は、上記の交流電圧ゼロクロス検出回路と、該ゼロクロス検出回路からのゼロクロス信号波形の示すゼロクロスポイントから、トルク指令値に基づいてサイリスタまたはトライアックの点弧角を制御するトリガ制御部とを備える位相制御回路を提供する。
【００１４】
本発明は、位相制御回路と、前記交流信号を与える交流電源とモータとの電流経路に挿入されたサイリスタまたはトライアックであって、前記タイミング制御部と接続されたゲートを有するサイリスタまたはトライアックとを備えるインダクションモータの制御装置を提供する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明のある実施態様では、例えば、交流電源電圧が１００Ｖと２００Ｖの両方に同一の回路を用いても、ゼロクロス信号Ｖ0の幅がほとんど変化しないようなゼロクロス検出回路を実現することができる。このとき、フォトカプラの入力側通電路の電流が制御されて、フォトカプラの劣化を遅らせることができる。
【００１６】
また、他の実施態様では、交流電源電圧によって変化しないゼロクロス信号に基づいて、交流電源電圧によらずにサイリスタまたはトライアックをトリガする（点弧する）ことができる。
【００１７】
さらに、他の実施態様では、交流電源電圧が異なる場合であっても、電源電圧の違いを考慮することなくモータを駆動することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図４は、本願の第１の実施形態の交流電圧ゼロクロス検出回路１０の回路構成を示す回路図である。回路１０は、フォトカプラ５によって、そのフォトカプラ５の一次側として交流電源に電気的に接続されている検出部１０ａと、フォトカプラ５の二次側として、一次側とは電気的に絶縁されている出力部１０ｂとに分けられている。
【００１９】
回路１０の検出部１０ａには、フォトカプラ５の入力側通電路（５ａ−５ｂ）がつながっており、さらに、整流ブリッジ回路２、トランジスタ４、負荷抵抗７、抵抗器３、ツェナーダイオード６が接続されている。また、回路１０の出力部１０ｂには、電流制限抵抗８がフォトカプラの出力側通電路（５ｃ−５ｄ）と直流電源（図示しない）との間に直列に挿入されている。ゼロクロス信号Ｖ0は、このフォトカプラの出力側通電路の抵抗８側の端子５ｃの電圧波形として得られる。
【００２０】
検出部１０ａにおいては、整流ブリッジ回路２が、正側出力２ａと負側出力２ｂを有していて、その正側出力２ａに、フォトカプラ５の入力側通電路５ａ−５ｂにおける内部の発光ダイオードのアノード端子５ａが接続されている。そして、その正側出力２ａには、抵抗器３の端子３ａがさらに接続されている。抵抗器３のもう一方の端子である端子３ｂには、ツェナーダイオードのカソード端子６ｂが接続されていて、そのツェナーダイオードのアノード端子６ａは、整流ブリッジ回路２の負側出力２ｂにつながっている。そして、その整流ブリッジ回路２の負側出力２ｂには、負荷抵抗器７の端子７ａがさらにつながっている。なお、本実施形態では整流ブリッジ回路２は、全波整流を行う回路を示しているが、半波整流を行う回路とすることもできる。
【００２１】
検出部１０ａに設けられるトランジスタ４は、ツェナーダイオード６のカソード端子６ｂと、フォトカプラ５の入力側通電路の発光ダイオードのカソード端子５ｂと、そして、負荷抵抗器７の端子７ｂとに接続されている。より具体的には、トランジスタ４のベース端子４ｂはツェナーダイオード６のカソード端子６ｂおよび抵抗３の端子３ｂに、エミッタ端子４ｅは負荷抵抗器７の端子７ｂに、そして、コレクタ端子４ｃはフォトカプラ５のカソード端子５ｂに接続されている。図示するように、トランジスタ４は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである。
【００２２】
このように接続することにより、トランジスタ４において、フォトカプラ５の入力側通電路のカソード端子５ｂと負荷抵抗器７の端子７ｂとの間の電流、つまり、フォトカプラ５の入力側通電路を流れる電流が、ツェナーダイオード６のカソード端子６ｂから与えられる電流によって制御される。すなわち、トランジスタ４と負荷抵抗７は、ベース端子４ｂを制御端子として、そこに流される電流によってフォトカプラ５の入力側通電路の電流を制御するような電流制御部として動作する。そして、そのとき、抵抗器３の端子３ｂとツェナーダイオード６のカソード端子６ｂとが接続されたノードが、入力側通電路を制御するための電流信号を出力する制御端子となることにより、ツェナーダイオード６と抵抗３とが電流制御部を制御するための電流出力を生成する信号生成部として動作している。
【００２３】
これにより、トランジスタ４のベース電流が抵抗３を介して得られ、そのベース電流に応じてトランジスタ４によって増幅されたコレクタ電流がフォトカプラ５の入力側通電路の順電流として流れる。その結果トランジスタ４の電流増幅作用によって、このフォトカプラ５の順電流の立ち上がりおよび立下り部の傾きが急峻になる。この様子を、図５を用いて説明する
【００２４】
図５は、交流電圧が１００Ｖと２００Ｖの場合において、フォトカプラの順電流ＩFとゼロクロス信号Ｖ0の動作を説明するチャートである。なお、図５の前半の半周期分は、比較のため図１の従来の回路構成の場合の動作を記載している。図に示したように、本実施の形態においてはフォトカプラの順電流の立ち上がりおよび立下り部の傾きが急峻になる。図において、Ａは、クリップされるフォトカプラの順電流のレベルを示している。これは、ツェナーダイオード６にクランプ電圧以上の電圧がかかった場合にツェナーダイオード６のバイパス作用によって抵抗３を介して流れる電流が分岐される結果、トランジスタ４のベース電流がクリップされることにより生じる。このため、フォトカプラ５やトランジスタ４の動作特性を考慮して適当な値の負荷抵抗器７を用いるなどの手法により、フォトカプラ５の順電流のスレッショルドレベルＩthを電流値Ａより小さくなるように設定することにより、交流電源の電圧が変化した場合のゼロクロス信号の立ち上がりや立下りのタイミングの変化を小さくすることができる。
【００２５】
また、フォトカプラ５の電流レベルがＡによってクリップされるため、フォトカプラ５の電流が過大となることが防止でき、フォトカプラ５の劣化が防止できる。
【００２６】
図６に、本発明の他の実施形態を示す。この実施形態は、上述の回路１０におけるトランジスタ４に加えて追加のトランジスタ２４を用いてダーリントン接続を利用するものである。なお、図６においては、図４と同様の要素には同様の符号を用い、さらに、フォトカプラ５の二次側は図４と同様であるため記載を省略している。この場合にも、抵抗２３を介して得られるトランジスタ２４のベース電流をクリップするために、追加のツェナーダイオード２６が用いられる。具体的には、整流ブリッジ回路２の正側出力２ａに追加の抵抗器２３の端子２４ａが接続され、その追加抵抗器２３の端子２３ｂに追加のツェナーダイオード２６のカソード２６ｂが接続される。ツェナーダイオード２６のアノード２６ａは、整流ブリッジ回路２の負側出力２ｂに接続される。さらに、追加のトランジスタ２４は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであって、コレクタ端子２４ｃが抵抗器３の端子３ｂに、エミッタ端子２４ｅがツェナーダイオード６のカソード６ｂに、そして、ベース端子２４ｂが追加の抵抗器２３の端子２３ｂおよび追加のツェナーダイオード２６のカソード２６ｂに接続される。
【００２７】
このようにダーリントン接続を用いることにより、図５に示したフォトカプラの順電流の立ち上がりおよび立下りはさらに急峻になり、交流電源電圧にいっそう影響されにくいゼロクロス信号Ｖ0が得られることとなる。
【００２８】
本発明は、他の実施形態として、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタではなくＰＮＰ型バイポーラトランジスタを用いることもできる。この場合には、整流ブリッジ回路の出力端子の極性、ツェナーダイオードの極性およびフォトカプラの入力側通電路の極性が反転される。その場合であっても、交流電源電圧の値に影響されにくいゼロクロス信号を得ることができる。さらに、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタを用いた場合と同様に、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタにダーリントン接続を用いれば、交流電源電圧の値に一層影響されにくいゼロクロス信号を得ることができる。
【００２９】
図７には、図ゼロクロス検出回路を利用したモータの位相制御を行う回路の実施形態を示す。ゼロクロス検出回路１０は、図４に示したものを用いる。その出力は、トリガタイミングおよびトリガ幅決定部（トリガ制御部）３０に出力される。トリガ制御部３０は、ゼロクロス検出回路１０により検出したゼロクロス点を基点にして、トライアック５０を交流電源１の半サイクルに１回点弧する。このとき、トリガ制御部３０はモータトルク指令部４０からの設定値に応じて点弧するタイミング（点弧角）を決定する。その点弧角によって、モータ６０に流れる電流の実効値が決まるため、モータ６０のトルクが制御されることとなる。なお、モータ６０は、インダクションモータである。
【００３０】
この実施形態においては、ゼロクロス検出回路１０が交流電源電圧に依存しないゼロクロス信号Ｖ0を出力するため、例えば、電圧定格が１００〜１２０Ｖと２００〜２４０Ｖとの間で切り替えても、また、交流電源電圧が時間的に変動しても、同一の回路を用いて点呼角の差が極めて小さいモータの制御が可能となる。また、同時にフォトカプラの寿命も延ばすことも可能となる。
【００３１】
以上、本発明の実施の形態につき述べたが、本発明は既述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の技術的思想に基づいて各種の変形、変更および組み合わせが可能である。例えば、本発明のゼロクロス検出回路は、誘導電動機の位相制御における電源同期信号検出回路として用いることができ、また、交流発電機のゼロクロス検出回路としても用いることができる。さらに、サイリスタまたはトライアックの点弧角を制御する任意の回路（例えば、調光器具）におけるゼロクロス検出部として用いることもできる。また、上述の説明におけるトランジスタはすべてバイポーラトランジスタとしたが、当業者には明らかである適当な付加回路を必要に応じて用いることにより、バイポーラトランジスタの代わりに電界効果トランジスタを用いて、ツェナーダイオードによる電圧によってフォトカプラの電流を制御する本発明のゼロクロス検出回路を実現することもできる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】従来のゼロクロス検出回路の回路図である。
【図２】従来のゼロクロス検出回路の動作を説明する電圧または電流波形図である。
【図３】従来のゼロクロス検出回路の動作を説明する電圧または電流波形図である。
【図４】本発明のある実施形態のゼロクロス検出回路の回路図である。
【図５】本発明のゼロクロス検出回路の動作を、従来のものと比較して説明する電圧または電流波形図である。
【図６】本発明のある実施形態のゼロクロス検出回路の回路図である。
【図７】本発明のある実施形態のモータ駆動回路の回路図である。
【符号の説明】
【００３３】
１  交流電圧電源
２  整流ブリッジ回路
３、７  抵抗器
４  トランジスタ
５  フォトカプラ
６  ツェナーダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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