(57)【要約】【課題】スイッチング素子の発熱量を正確に検出して、装置全体の温度を一定温度範囲で制御するＤＣ・ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】スイッチング素子に設定電流以上の電流が流れると、第１温度から第２温度に変化する過電流検出抵抗を、第２温度で分圧抵抗の抵抗値に対して無視できない大きさとなるＰＴＣサーミスタへ熱結合させる。過電流検出抵抗が第２温度となると、分圧抵抗で分圧した出力分電圧ＶｏｄがＶｏｄ’に上昇し、スイッチング素子のオン時間が短縮して、設定電圧Ｖｓより低い電圧に定電圧制御しようとするので、温度上昇が防止される。【選択図】図１
2009089451.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
不安定な直流入力電圧の電源入力端子から流れる電源電流を、スイッチング素子でスイッチング制御し、直流入力電圧を変圧した出力電圧を出力端子に発生させる変圧手段と、
前記スイッチング素子をスイッチング制御するＯＮ制御時間を調整可能なスイッチング制御信号を生成し、ＯＮ制御時間を調整したスイッチング制御信号によってスイッチング素子をスイッチング制御することにより、変圧する出力電圧の電圧を制御する制御手段と、
出力端子に発生する出力電圧を、出力端子と接地端子間に直列に接続した高圧側抵抗と低圧側抵抗からなる分圧抵抗で分圧し、高圧側抵抗と低圧側抵抗の接続点に、出力電圧に比例する出力分電圧を発生させる分圧手段と、
出力分電圧と基準電圧とを比較し、出力分電圧と基準電圧との差電圧を制御手段に出力する比較手段とを備え、
差電圧が減少する出力電圧となるようにＯＮ制御時間を調整したスイッチング制御信号により制御手段で前記スイッチング素子を制御し、出力電圧を安定化させるＤＣ・ＤＣコンバータであって、
設定電流未満の電流が流れる際の第１温度から、設定電流以上の電流が流れると少なくとも第２温度に上昇する過電流検出抵抗を前記スイッチング素子に直列に接続するとともに、
抵抗値が、第１温度で低圧側抵抗の抵抗値より充分小さく、第２温度で低圧側抵抗の抵抗値に対して無視できない大きさとなるように、抵抗値の正温度係数が非線形変化するＰＴＣサーミスタを、分圧抵抗の前記接続点と接地端子との間で低圧側抵抗と直列に接続し、
過電流検出抵抗とＰＴＣサーミスタを熱結合させることを特徴とするＤＣ・ＤＣコンバータ。
【請求項２】
直流電源に接続する直流入力端子と直流出力端子との間に、直流入力端子から順に直列に接続された降圧スイッチング素子とインダクタンス素子と逆流防止ダイオードと、
前記降圧スイッチング素子と前記インダクタンス素子との接続点と接地端子の間に接続されたフライホイールダイオードと、
前記インダクタンス素子と前記逆流防止ダイオードとの接続点と前記接地端子の間に接続された昇圧スイッチング素子と、
前記逆流防止ダイオードの出力端と前記接地端子との間に接続された平滑コンデンサと、
前記降圧スイッチング素子をスイッチング制御するＯＮ制御時間を調整可能な降圧スイッチング制御信号と、前記昇圧スイッチング素子をスイッチング制御するＯＮ制御時間を調整可能な昇圧スイッチング制御信号を生成し、直流入力端子と接地端子間の不安定な直流入力電圧に対して、降圧スイッチング制御信号によって降圧スイッチング素子をスイッチング制御して降圧制御し、若しくは昇圧スイッチング制御信号によって前記昇圧スイッチング素子をスイッチング制御して昇圧制御する制御回路と、
直流出力端子と接地端子の間に、直列に接続される高圧側抵抗と低圧側抵抗とからなり、高圧側抵抗と低圧側抵抗の接続点に、出力電圧に比例する出力分電圧を発生させる分圧抵抗と、
出力分電圧と基準電圧とを比較し、出力分電圧と基準電圧との差電圧を制御回路に出力する比較手段とを備え、
差電圧が減少する出力電圧となるように、ＯＮ制御時間を調整した降圧スイッチング制御信号と昇圧スイッチング制御信号を生成し、前記降圧スイッチング素子と昇圧スイッチング素子をＯＮ、ＯＦＦ制御し、出力電圧を安定化させるＤＣ・ＤＣコンバータであって、
フライホイールダイオードと昇圧スイッチング素子の接地側を、設定電流未満の電流が流れる際の第１温度から、設定電流以上の電流が流れると第２温度以上に上昇する過電流検出抵抗を介して接地端子に接続するとともに、
抵抗値が、第１温度で低圧側抵抗の抵抗値より充分小さく、第２温度で低圧側抵抗の抵抗値に対して無視できない大きさとなるように、抵抗値の正温度係数が非線形変化するＰＴＣサーミスタを、分圧抵抗の前記接続点と接地端子との間で低圧側抵抗と直列に接続し、
過電流検出抵抗とＰＴＣサーミスタを熱結合させることを特徴とするＤＣ・ＤＣコンバータ。
【請求項３】
過電流検出抵抗とＰＴＣサーミスタを、プリント配線基板上に配線される熱伝導率が大きいグランドパターンに近接させて、前記プリント配線基板上に実装し、グランドパターンを介して過電流検出抵抗とＰＴＣサーミスタを熱結合させることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のＤＣ・ＤＣコンバータ。
【請求項４】
過電流検出抵抗とＰＴＣサーミスタと降圧スイッチング素子と昇圧スイッチング素子とを、プリント配線基板上に配線される同一の熱伝導率が大きいグランドパターンに近接させて、前記プリント配線基板上に実装し、グランドパターンを介して過電流検出抵抗と降圧スイッチング素子と昇圧スイッチング素子を、ＰＴＣサーミスタと熱結合させることを特徴とする請求項２に記載のＤＣ・ＤＣコンバータ。
【請求項５】
過電流検出抵抗による電圧降下を異常監視電圧と比較し、異常監視電圧を超えた際に、制御回路へ異常停止信号を出力する監視回路を備え、
制御回路は、異常停止信号が入力された際に、降圧スイッチング制御信号によって降圧スイッチング素子をＯＦＦ制御することを特徴とする請求項２又は請求項４に記載のＤＣ・ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、不安定な直流入力電圧をスイッチング方式で安定した出力電圧に変換して出力するＤＣ・ＤＣコンバータに関し、更に詳しくは、内部回路素子の発熱による装置全体の温度を一定範囲内に制御するＤＣ・ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
直流入力電圧の電源入力端子から流れる電源電流を、スイッチング素子でスイッチング制御し、直流入力電圧を変圧した出力電圧を出力端子に発生させるＤＣ・ＤＣコンバータは、発電機や交流電源から平滑整流化した不安定な電源を安定した直流電圧に変圧する電源装置として汎用されている。ＤＣ・ＤＣコンバータは、入力電圧を無駄なく出力電圧に変圧するように、高い電力変換効率で入力電圧をスイッチング制御するように設計されているが、スイッチング制御の際のエネルギーロスは、回路素子の発熱として表れる。
【０００３】
一方、この種のＤＣ・ＤＣコンバータには更なる小型化・軽量化が要求され、装置全体が大型化するという理由から充分な放熱器を取り付けることができず、その結果、装置内の温度が上昇し、構成する各回路素子が劣化したり、誤動作する恐れが生じていた。そこで装置内の温度によって抵抗値が変化するサーミスタを用いて、温度上昇が生じた際に単位時間あたりのスイッチング回数を減少させ、発熱量を減少させるＤＣ・ＤＣコンバータが知られている（特許文献１）。
【０００４】
【特許文献１】特開２００３−８８１０９号公報（第５頁７欄第３行乃至８欄第４６行、図１、図３）
【０００５】
以下、この従来のＤＣ・ＤＣコンバータ１００を、図４で説明すると、スイッチング素子となるＦＥＴ１０１のソースに、直流入力電源１０２から不安定な直流電圧が印加される。ＦＥＴ１０１のドレインは、平滑コンデンサ１０４とともに平滑化回路を構成するコイル１０３の一端１０３ａに接続し、コイル１０３に直列に接続された平滑コンデンサ１０４の他端１０４ａは接地されている。また、ＦＥＴ１０１のドレインには、アノードを接地させたフライホイールダイオード１０５が接続され、この構成により、ＦＥＴ１０１がスイッチング動作すると、コイル１０３と平滑コンデンサ１０４の接続点である出力端子１０６に入力電圧を降圧した出力電圧が表れる。
【０００６】
出力端子１０６に表れる出力電圧は、出力端子１０６と接地間には、直列に接続された抵抗１０７ａ、１０７ｂからなる分圧抵抗１０７が接続され、その接続点は比較器１０８の反転入力端子に接続されることによって、出力端子１０６に表れる出力電圧を、抵抗１０７ａ、１０７ｂの抵抗比で分圧した出力分電圧が反転入力端子に入力される。比較器１０８は、非反転入力端子に入力される所定値に設定した基準電圧と比較し、その差分を差電圧としてパルス幅比較器１０９の非反転入力端子へ出力する。
【０００７】
パルス幅比較器１０９の反転入力端子には、位相発振型の三角波発生回路１１０の出力が接続し、三角波発生回路１１０は、周波数制御回路１１１の抵抗値とコンデンサ１１２の容量を掛け合わせた時定数の逆数で決定される周波数の三角波をパルス幅比較器１０９の反転入力端子へ出力する。パルス幅比較器１０９は、この三角波と差電圧のレベルを比較したパルス波形のスイッチング制御信号をＦＥＴ１０１へ出力し、ＦＥＴ１０１をＯＮ、ＯＦＦ制御する。三角波の周波数が一定であるとすれば、差電圧が大きくなるとスイッチング制御信号のパルス幅、すなわちＦＥＴ１０１のＯＮ制御時間が長くなり、逆に差電圧が小さくなると、ＦＥＴ１０１のＯＮ制御時間が短くなる。出力端子１０６に表れる出力電圧は、スイッチングするＦＥＴ１０１のＯＮ時間が長くなれば上昇するので、抵抗１０７ａ、１０７ｂの抵抗比で分圧した出力分電圧が基準電圧となるように、定電圧制御される。
【０００８】
三角波発生回路１１０から出力される三角波の周波数は、周波数制御回路１１１の抵抗値とコンデンサ１１２の容量を掛け合わせた時定数の逆数で決定され、負温度係数で抵抗値が変化するサーミスタ１１４が検知する温度により、周波数制御回路１１１の抵抗値を抵抗１１２ａの抵抗値Ｒ１と、抵抗１１２ａと抵抗１１２ｂの抵抗値を加えた抵抗値Ｒ１＋Ｒ２のいずれかとして、周波数を変化させている。すなわち、サーミスタ１１４の抵抗値による電圧降下をベース電圧とするトランジスタ１１５が、抵抗１１２ｂと並列に接続され、トランジスタ１１５は、サーミスタ１１４の温度が基準温度Ｔを越えたときに、抵抗１１２ｂを短絡していたコレクタ−エミッタ間を遮断し、周波数制御回路１１１の抵抗値がＲ１からＲ１＋Ｒ２に変化する。
【０００９】
このＤＣ・ＤＣコンバータ１００では、サーミスタ１１４は、装置全体の温度を検出するように、装置からの発熱を受ける半導体レーザ（図示せず）に装着され、装置の温度が基準温度Ｔを中心とした一定温度範囲となるように、パルス幅比較器１０９から出力されるスイッチング制御信号によってＦＥＴ１０１をスイッチング制御している。例えば、装置の温度が基準温度Ｔを越えると、負温度係数のサーミスタ１１４の抵抗値が低下し、トランジスタ１１５のエミッタ−ベース間の電圧がトランジスタ１１５の動作電圧以下となり、周波数制御回路１１１の抵抗値は、Ｒ１からＲ１＋Ｒ２に増加する。これにより三角波発生回路１１０からパルス幅比較器１０９に出力される三角波の周波数は低下し、差電圧と比較してパルス幅比較器１０９で生成されるスイッチング制御信号の周波数も低下し、ＦＥＴ１０１の単位時間あたりのスイッチング回数は減少する。従って、ＦＥＴ１０１がスイッチングにより発熱する発熱量も減少し、装置の温度は低温下する。また、装置の温度が基準温度Ｔ以下まで低下すると、トランジスタ１１５のコレクタ−エミッタ間が導通し、周波数制御回路１１１の抵抗値はＲ１＋Ｒ２からＲ１に減少する。その結果、上述と逆にＦＥＴ１０１のスイッチング周波数が増加し、装置の温度は再び徐々に上昇する。
【００１０】
従って、このＤＣ・ＤＣコンバータ１００によれば、出力端子１０６に表れる出力電圧を低電圧制御しつつ、装置の温度上昇をサーミスタ１１４で検出し、装置の温度を基準温度Ｔを中心とした一定温度範囲となるように、ＦＥＴ１０１のスイッチング周波数を制御している。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、この従来のＤＣ・ＤＣコンバータ１００は、装置からの発熱を受ける半導体レーザにサーミスタ１１４を装着して、半導体レーザの発熱温度を装置の温度と仮定し、装置の温度を一定温度範囲とするように制御するので、装置自体の温度を正確に検出するものではなく、また、発熱源となるスイッチング素子の発熱量を直接監視するものでもないので、温度上昇による回路素子の劣化や誤動作を完全に防止できるものではなかった。
【００１２】
装置全体の温度を検出可能な位置や発熱源となるスイッチング素子の近傍に、温度を検知するサーミスタ１１４を配置すれば、より正確に装置自体の温度上昇を検出できるが、周波数制御回路１１１の一部としてプリント配線基板上での実装位置がある程度制約され、サーミスタ１１４のみを上記位置へ配置する為には、余分な配線が必要となり、プリント配線基板への実装密度が低下すると共に、製造工程も煩わしいものとなる。
【００１３】
本発明は、このような従来の問題点を考慮してなされたものであり、スイッチング素子の発熱量を正確に検出して、装置全体の温度を一定温度範囲で制御するＤＣ・ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００１４】
また、スイッチング素子の近傍に、熱検知素子であるサーミスタを配置することなく、プリント配線基板への各回路素子の実装位置を変更することなく、装置全体の温度を一定温度範囲で制御するＤＣ・ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上述の目的を達成するため、請求項１のＤＣ・ＤＣコンバータは、不安定な直流入力電圧の電源入力端子から流れる電源電流を、スイッチング素子でスイッチング制御し、直流入力電圧を変圧した出力電圧を出力端子に発生させる変圧手段と、スイッチング素子をスイッチング制御するＯＮ制御時間を調整可能なスイッチング制御信号を生成し、ＯＮ制御時間を調整したスイッチング制御信号によってスイッチング素子をスイッチング制御することにより、変圧する出力電圧の電圧を制御する制御手段と、出力端子に発生する出力電圧を、出力端子と接地端子間に直列に接続した高圧側抵抗と低圧側抵抗からなる分圧抵抗で分圧し、高圧側抵抗と低圧側抵抗の接続点に、出力電圧に比例する出力分電圧を発生させる分圧手段と、出力分電圧と基準電圧とを比較し、出力分電圧と基準電圧との差電圧を制御手段に出力する比較手段とを備え、差電圧が減少する出力電圧となるようにＯＮ制御時間を調整したスイッチング制御信号により制御手段でスイッチング素子を制御し、出力電圧を安定化させるＤＣ・ＤＣコンバータであって、
設定電流未満の電流が流れる際の第１温度から、設定電流以上の電流が流れると少なくとも第２温度に上昇する過電流検出抵抗をスイッチング素子に直列に接続するとともに、抵抗値が、第１温度で低圧側抵抗の抵抗値より充分小さく、第２温度で低圧側抵抗の抵抗値に対して無視できない大きさとなるように、抵抗値の正温度係数が非線形変化するＰＴＣサーミスタを、分圧抵抗の前記接続点と接地端子との間で低圧側抵抗と直列に接続し、過電流検出抵抗とＰＴＣサーミスタを熱結合させることを特徴とする。
【００１６】
スイッチング素子に設定電流未満の電流が流れている間は、直列に接続される過電流検出抵抗にも同じ電流が流れ、過電流検出抵抗の温度は第１温度となる。過電流検出抵抗に熱結合するＰＴＣサーミスタの温度もほぼ第１温度となるので、その抵抗値は、低圧側抵抗の抵抗値より充分小さく、高圧側抵抗と低圧側抵抗の抵抗値比で出力電圧を分圧した出力分電圧と基準電圧との差電圧が制御手段へ出力される。制御手段は、差電圧が減少するようにＯＮ制御時間を調整したスイッチング制御信号によりスイッチング素子をスイッチング制御するので、基準電圧から設定する設定出力電圧に定電圧制御される。
【００１７】
スイッチング素子に設定電流以上の電流が流れると、直列に接続される過電流検出抵抗にも同じ電流が流れ、電流値の二乗に比例して発熱量が増加する過電流検出抵抗の温度は、急激に上昇して第２温度となる。過電流検出抵抗に熱結合するＰＴＣサーミスタの温度もほぼ第２温度となるので、その抵抗値が低圧側抵抗の抵抗値に対して無視できない大きさとなり、ＰＴＣサーミスタの抵抗値を加えた分圧抵抗により分圧される見かけ上の出力分電圧は、現実の出力電圧を分圧した出力分電圧に比べて高くなる。その結果、制御手段で生成するスイッチング制御信号のＯＮ制御時間は、設定出力電圧に定電圧制御するＯＮ制御時間に比べて短くなり、基準電圧から設定される設定出力電圧より低い疑似設定出力電圧に定電圧制御される。スイッチング制御信号のＯＮ制御時間が短くなることにより、スイッチング素子に流れる電流値も低下してスイッチング素子の発熱量が低下し、過電流検出抵抗と熱結合するＰＴＣサーミスタの温度は第１温度まで低下する。
【００１８】
スイッチング素子に流れる電流が設定電流未満に制御されるので、装置内の温度は一定温度内に制御される。
【００１９】
請求項２のＤＣ・ＤＣコンバータは、直流電源に接続する直流入力端子と直流出力端子との間に、直流入力端子から順に直列に接続された降圧スイッチング素子とインダクタンス素子と逆流防止ダイオードと、前記降圧スイッチング素子と前記インダクタンス素子との接続点と接地端子の間に接続されたフライホイールダイオードと、前記インダクタンス素子と前記逆流防止ダイオードとの接続点と前記接地端子の間に接続された昇圧スイッチング素子と、前記逆流防止ダイオードの出力端と前記接地端子との間に接続された平滑コンデンサと、前記降圧スイッチング素子をスイッチング制御するＯＮ制御時間を調整可能な降圧スイッチング制御信号と、前記昇圧スイッチング素子をスイッチング制御するＯＮ制御時間を調整可能な昇圧スイッチング制御信号を生成し、直流入力端子と接地端子間の不安定な直流入力電圧に対して、降圧スイッチング制御信号によって降圧スイッチング素子をスイッチング制御して降圧制御し、若しくは昇圧スイッチング制御信号によって前記昇圧スイッチング素子をスイッチング制御して昇圧制御する制御回路と、直流出力端子と接地端子の間に、直列に接続される高圧側抵抗と低圧側抵抗とからなり、高圧側抵抗と低圧側抵抗の接続点に、出力電圧に比例する出力分電圧を発生させる分圧抵抗と、出力分電圧と基準電圧とを比較し、出力分電圧と基準電圧との差電圧を制御回路に出力する比較手段とを備え、差電圧が減少する出力電圧となるように、ＯＮ制御時間を調整した降圧スイッチング制御信号と昇圧スイッチング制御信号を生成し、前記降圧スイッチング素子と昇圧スイッチング素子をＯＮ、ＯＦＦ制御し、出力電圧を安定化させるＤＣ・ＤＣコンバータであって、
フライホイールダイオードと昇圧スイッチング素子の接地側を、設定電流未満の電流が流れる際の第１温度から、設定電流以上の電流が流れると第２温度以上に上昇する過電流検出抵抗を介して接地端子に接続するとともに、抵抗値が、第１温度で低圧側抵抗の抵抗値より充分小さく、第２温度で低圧側抵抗の抵抗値に対して無視できない大きさとなるように、抵抗値の正温度係数が非線形変化するＰＴＣサーミスタを、分圧抵抗の前記接続点と接地端子との間で低圧側抵抗と直列に接続し、過電流検出抵抗とＰＴＣサーミスタを熱結合させることを特徴とする。
【００２０】
不安定な直流入力電圧が、定電圧制御する設定出力電圧より高い場合には、昇圧スイッチング素子をＯＦＦ制御すると同時に、降圧スイッチング素子を降圧スイッチング制御信号によりＯＮ、ＯＦＦ制御する降圧モードで、直流入力電圧を降圧させて出力電圧を発生させる。また、不安定な直流入力電圧が、定電圧制御する設定出力電圧より低い場合には、降圧スイッチング素子をＯＮ制御すると同時に、昇圧スイッチング素子を昇圧スイッチング制御信号によりＯＮ、ＯＦＦ制御する昇圧モードで、直流入力電圧を昇圧させて出力電圧を発生させる。
【００２１】
フライホイールダイオード若しくは昇圧スイッチング素子に設定電流未満の電流が流れている間は、直列に接続される過電流検出抵抗にも同じ電流が流れ、過電流検出抵抗の温度は第１温度となる。過電流検出抵抗に熱結合するＰＴＣサーミスタの温度もほぼ第１温度となるので、その抵抗値は、低圧側抵抗の抵抗値より充分小さく、高圧側抵抗と低圧側抵抗の抵抗値比で出力電圧を分圧した出力分電圧と基準電圧との差電圧が制御手段へ出力される。制御手段は、差電圧が減少するようにＯＮ制御時間を調整した降圧スイッチング制御信号と昇圧スイッチング制御信号により降圧スイッチング素子と昇圧スイッチング素子をＯＮ、ＯＦＦ制御するので、基準電圧から設定する設定出力電圧に定電圧制御される。
【００２２】
フライホイールダイオード若しくは昇圧スイッチング素子に設定電流以上の電流が流れると、直列に接続される過電流検出抵抗にも同じ電流が流れ、電流値の二乗に比例して発熱量が増加する過電流検出抵抗の温度は、急激に上昇して第２温度となる。過電流検出抵抗に熱結合するＰＴＣサーミスタの温度もほぼ第２温度となるので、その抵抗値が低圧側抵抗の抵抗値に対して無視できない大きさとなり、ＰＴＣサーミスタの抵抗値を加えた分圧抵抗により分圧される見かけ上の出力分電圧は、現実の出力電圧を分圧した出力分電圧に比べて高くなる。その結果、スイッチング素子をＯＮ、ＯＦＦ制御するスイッチング制御信号のＯＮ制御時間は、設定出力電圧に定電圧制御するＯＮ制御時間に比べて短くなり、基準電圧から設定される設定出力電圧より低い疑似設定出力電圧に定電圧制御される。スイッチング制御信号のＯＮ制御時間が短くなることにより、フライホイールダイオード若しくは昇圧スイッチング素子に流れる電流値も低下して発熱量が低下し、過電流検出抵抗と熱結合するＰＴＣサーミスタの温度は第１温度まで低下する。
【００２３】
降圧モードで昇圧スイッチング素子に電流は流れず、昇圧モードでフライホイールダイオードに電流が流れないので、降圧モードでフライホイールダイオードに流れる電流と、昇圧モードで昇圧スイッチング素子に流れる電流は、それぞれ各モードでのＤＣ・ＤＣコンバータコンバータの出力電力にほぼ比例し、フライホイールダイオード若しくは昇圧スイッチング素子に流れる電流による発熱を検知して温度制御するので、出力電力に応じて変化する装置の温度が一定温度内に制御される。
【００２４】
請求項３のＤＣ・ＤＣコンバータは、過電流検出抵抗とＰＴＣサーミスタを、プリント配線基板上に配線される熱伝導率が大きいグランドパターンに近接させて、前記プリント配線基板上に実装し、グランドパターンを介して過電流検出抵抗とＰＴＣサーミスタを熱結合させることを特徴とする。
【００２５】
過電流検出抵抗とＰＴＣサーミスタが実装されるプリント配線基板のグランドパターンへ近接させることにより、過電流検出抵抗による発熱はグランドパターンを介してＰＴＣサーミスタに伝達される。
【００２６】
請求項４のＤＣ・ＤＣコンバータは、過電流検出抵抗とＰＴＣサーミスタと降圧スイッチング素子と昇圧スイッチング素子とを、プリント配線基板上に配線される同一の熱伝導率が大きいグランドパターンに近接させて、前記プリント配線基板上に実装し、グランドパターンを介して過電流検出抵抗と降圧スイッチング素子と昇圧スイッチング素子を、ＰＴＣサーミスタと熱結合させることを特徴とする。
【００２７】
過電流検出抵抗の他に降圧スイッチング素子と昇圧スイッチング素子もＰＴＣサーミスタと熱結合するので、降圧スイッチング素子や昇圧スイッチング素子が第２温度に上昇しても第１温度へ温度制御される。
【００２８】
請求項５のＤＣ・ＤＣコンバータは、過電流検出抵抗による電圧降下を異常監視電圧と比較し、異常監視電圧を超えた際に、制御回路へ異常停止信号を出力する監視回路を備え、制御回路は、異常停止信号が入力された際に、降圧スイッチング制御信号によって降圧スイッチング素子をＯＦＦ制御することを特徴とする。
【００２９】
過電流検出抵抗による電圧降下が異常監視電圧を超える電流が流れると、降圧スイッチング素子がＯＦＦ制御されるので、出力側に接続する負荷の短絡などによる異常時に電源入力端子と出力端子間が遮断される。
【発明の効果】
【００３０】
請求項１の発明によれば、装置内で最も発熱量が大きいスイッチング素子の発熱量の変化を、スイッチング素子に流れる電流の二乗に比例する過電流検出抵抗の発熱による温度で検知するので、装置内の温度上昇に素早く対応する温度制御が可能となる。
【００３１】
ＰＴＣサーミスタと過電流検出抵抗を熱結合させるので、温度を検知使用とする位置に制約されずに、低圧側抵抗と直列に接続する位置にＰＴＣサーミスタを実装することができる。
【００３２】
また、出力電圧は、基準電圧と比較して定電圧制御する設定出力電圧を超えることなく、設定出力電圧以下の疑似設定出力電圧に定電圧制御しながら、スイッチング素子の発熱量を低下させることができる。
【００３３】
また、請求項２の発明によれば、請求項１の発明に加えて、直流入力電圧に対して出力電圧を昇降圧するＤＣ・ＤＣコンバータコンバータの昇圧モードと降圧モードのいずれのモードでも、装置内の温度上昇に素早く対応する温度制御が可能となる。
【００３４】
更に、ＤＣ・ＤＣコンバータコンバータの出力電力を過電流検出抵抗に流れる電流で表すので、簡単な構成で出力電力増加による装置全体の発熱量の増加を検知できる。また、過電流検出抵抗に流れる電流の二乗に比例する過電流検出抵抗の発熱による温度で出力電力増による発熱量の増加を検知するので、装置全体の温度上昇に素早く対応する温度制御が可能となる。
【００３５】
これに加えて請求項３の発明によれば、過電流検出抵抗とＰＴＣサーミスタを近接させるグランドパターンは、プリント配線基板を製造する際に同時に容易に形成できるので、別に熱伝導率が大きい部材を用意してこれらの素子に近接させて設置することなく、過電流検出抵抗とＰＴＣサーミスタを熱結合させることができる。
【００３６】
これに加えて請求項４の発明によれば、過電流検出抵抗を近接させるグランドパターンを、降圧スイッチング素子と昇圧スイッチング素子の近傍まで延長するだけで、降圧スイッチング素子や昇圧スイッチング素子の温度上昇に対しても温度制御が可能となる。  
【００３７】
これに加えて請求項５の発明によれば、異常電流を監視する為の抵抗を、発熱を監視し温度制御を行う過電流検出抵抗として利用するので、発熱を監視する為に過電流検出抵抗を別に用意する必要がない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３８】
以下、本発明の一実施の形態に係る昇降圧モードで動作するＤＣ・ＤＣコンバータ（以下、昇降圧コンバータという）１を、図１乃至図３を用いて説明する。図１は、昇降圧コンバータ１のブロック図、図２は、ＰＴＣサーミスタの温度と抵抗値の関係を示すグラフ、図３は、昇降圧コンバータ１の出力電圧、出力電流及び変換効率の関係を示すグラフである。
【００３９】
本実施の形態に係る昇降圧コンバータ１は、車載用バッテリーを直流電源とし、直流電源から入力される不安定な直流入力電圧Ｖｉを、一定の設定電圧Ｖｓの出力電圧Ｖｏに変圧して車の各電気機器へ出力するもので、入力側の電源入力端子２と接地端子３間に直流電源である車載用バッテリーが、出力側の出力端子４と接地端子３間に、負荷となる車の各電気機器が接続される。ここでは、負荷に対する最大出力電力を６０Ｗ、設定電圧Ｖｓを１５Ｖとする昇降圧コンバータ１で説明する。
【００４０】
図１に示すように、電源入力端子２と他側の出力端子４間には、入力側から降圧スイッチング素子５、インダクタ６、及び入力側から出力側を順方向とする逆流防止ダイオード７が直列に接続されている。また、この直列に接続された降圧スイッチング素子５とインダクタ６の接続点、インダクタ６と逆流防止ダイオード７の接続点、及び逆流防止ダイオード７と出力端子４の各接続点と、接地端子３との間には、それぞれ接地側をアノードとするフライホイールダイオード８、昇圧スイッチング素子９、及び平滑コンデンサ１０が接続されている。
【００４１】
この昇降圧コンバータ１は、直流入力電圧Ｖｉの昇圧と降圧に共通するインダクタ６を用いる１コイル方式の昇降圧コンバータであり、直流入力電圧Ｖｉが設定電圧Ｖｓ以上である場合に動作する降圧回路３０は、インダクタ６とフライホイールダイオード８と平滑コンデンサ１０とで形成されるπ形回路と、π形回路に入力電圧Ｖｉを加える降圧スイッチング素子５とで構成される。降圧スイッチング素子５は、直流入力電圧Ｖｉから降圧スイッチング素子５のオン時間をパルス幅とするパルス電圧を形成し、インダクタ６と平滑コンデンサ１０は、このパルス電圧を整流平滑化して、負荷が接続される出力端子４に入力電圧Ｖｉを降圧した出力電圧Ｖｏを発生させる。
【００４２】
また、直流入力電圧Ｖｉが設定電圧Ｖｓ未満である場合に動作する昇圧回路４０は、昇圧スイッチング素子９と逆流防止ダイオード７と平滑コンデンサ１０とから形成されるπ形回路と、このπ形回路に、直流入力電圧Ｖｉを昇圧した電圧を加えるインダクタ６とで構成される。昇圧スイッチング素子９をスイッチング制御することによって、インダクタ６の出力には、直流入力電圧Ｖｉを昇圧した電圧が発生し、逆流防止ダイオード７と平滑コンデンサ１０の整流平滑化回路を通して出力端子４、接地端子３間に昇圧した出力電圧Ｖｏが出力される。
【００４３】
降圧スイッチング素子５は、入力端５ａとなるコレクタが電源入力端子２に、出力端５ｂとなるエミッタがインダクタ６に接続するＮＰＮ形トランジスタで構成され、ベースは、制御回路１１に接続し、制御回路１１から降圧スイッチング素子５をＯＮ、ＯＦＦ制御する降圧スイッチング制御信号を入力するようになっている。
【００４４】
また、昇圧スイッチング素子９は、コレクタがインダクタ６と逆流防止ダイオード７の接続点に、エミッタが後述する過電流検出抵抗１４を介して接地端子３に接続するＮＰＮ形トランジスタで構成され、ベースは、制御回路１１に接続し、制御回路１１から昇圧スイッチング素子５をＯＮ、ＯＦＦ制御する昇圧スイッチング制御信号を入力するようになっている。
【００４５】
制御回路１１は、電源入力端子２に印加される直流入力電圧Ｖｉを監視し、不安定な直流入力電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏを定電圧制御しようとする設定電圧Ｖｓ以上である場合には、降圧モードとなり、ＯＦＦ制御する昇圧スイッチング制御信号を出力して昇圧スイッチング素子９をＯＦＦ制御すると共に、後述するデューティ比δ１にＰＷＭ変調した降圧スイッチング制御信号を出力して降圧スイッチング素子５をＯＮ、ＯＦＦ制御する。また、逆に、直流入力電圧Ｖｉが設定電圧Ｖｓ未満である場合には、昇圧モードとなり、ＯＮ制御する降圧スイッチング制御信号を出力して降圧スイッチング素子５をＯＮ制御すると共に、後述するデューティ比δ２にＰＷＭ変調した昇圧スイッチング制御信号を出力して昇圧スイッチング素子９をＯＮ、ＯＦＦ制御する。
【００４６】
昇圧スイッチング素子９のエミッタと過電流検出抵抗１４との接続点には、更にフライホイールダイオード８のアノードが接続し、制御回路１１の降圧モードでは、フライホイールダイオード８に流れる電流が、昇圧モードでは、昇圧スイッチング素子９に流れる電流がそれぞれ過電流検出抵抗１４に流れる。過電流検出抵抗１４に流れる電流は、降圧モードと昇圧モードにおいて、インダクタ６が蓄積して出力端子４から出力電力として放出するエネルギーを表すので、出力電力にほぼ比例する昇降圧コンバータ１全体の損失による発熱量は、概ねこの過電流検出抵抗１４に流れる電流値で表すことができる。
【００４７】
そこで、本実施の形態では、過電流検出抵抗１４を昇降圧コンバータ１全体の温度上昇の目安となる発熱素子として作用させる。昇降圧コンバータ１全体の損失による温度上昇でいずれかの回路素子が劣化したり誤動作する恐れが生じるような過電流値より充分に低い電流値を設定電流として、発熱素子として作用する過電流検出抵抗１４にこの設定電流を越える電流が流れると、熱結合する後述するＰＴＣサーミスタ１２の抵抗値が急激に上昇し始める温度、ここでは摂氏８０度以上の温度となるように、過電流検出抵抗１４の抵抗値が決定される。しかしながら、過電流検出抵抗１４の単位時間あたりの発熱量は、抵抗値をｒ、電流値をＩとして、ｒ＊Ｉ２で表され、過電流検出抵抗１４の温度上昇は、主に設定電流に依存するので、過電流検出抵抗１４は、摂氏８０度未満の温度で、通常動作時に流れる電流による損失ができる限り小さくなるように、０．０２５Ω程度の低抵抗の抵抗を用いることができる。
【００４８】
また、過電流検出抵抗１４の高圧側は、出力が制御回路１１に接続するコンパレータ１３の非反転入力端子に接続し、接地側は第１基準電源１５を介してコンパレータ１３の反転入力端子に接続し、過電流検出抵抗１４による電圧降下を第１基準電源１５の第１基準電圧と比較している。第１基準電圧は、出力端子４と接地端子３間が短絡するなどで過電流検出抵抗１４に異常電流が流れたときにコンパレータ１３から「Ｈ」レベルの異常停止信号を出力するようにその電圧が設定されるもので、ここでは例えば、１０Ａの電流が流れたときに「Ｈ」レベルを出力するように、０．２５Ｖに設定される。コンパレータ１３の通常出力は「Ｌ」レベルであり、「Ｈ」レベルの異常停止信号が制御回路１１へ出力されると、制御回路は、ＯＦＦ制御する降圧スイッチング制御信号を出力して降圧スイッチング素子５をＯＦＦ制御し、電源入力端子２と出力端子４間を遮断する。
【００４９】
出力端子４と接地端子３間には、高圧側抵抗１６ａと低圧側抵抗１６ｂとからなる分圧抵抗１６と、その接地端子３側にＰＴＣサーミスタ１２が、直列に接続されている。高圧側抵抗１６ａと低圧側抵抗１６ｂは、分圧抵抗１６に電流が流れて出力が損失しないように高い抵抗値の抵抗を用い、ここでは、高圧側抵抗１６ａの抵抗値Ｒ１を１６０ｋΩ、低圧側抵抗１６ｂの抵抗値Ｒ２を８ｋΩとしている。ＰＴＣサーミスタ１２は、温度上昇に伴って抵抗値が増加する正温度係数のサーミスタで、本実施の形態では、図２に示すように、摂氏８０度以下でほぼ抵抗値が一定であり、摂氏８０度を超えると温度上昇に伴って抵抗値が急激に非線形変化する抵抗値−温度特性のＰＴＣサーミスタ１２を用いている。ＰＴＣサーミスタ１２の抵抗値Ｒｐｔｃがほぼ一定の摂氏８０度以下では、その抵抗値Ｒｐｔｃが分圧抵抗１６の各抵抗値１６０ｋΩ、８ｋΩに対して無視できる大きさの０．５ｋΩとなっている。
【００５０】
高圧側抵抗１６ａと低圧側抵抗１６ｂの接続点１６ｃは、反転入力端子に第２基準電源１８の第２基準電圧Ｖｒを入力するコンパレータ１７の非反転入力端子に接続している。第２基準電圧Ｖｒは、ＰＴＣサーミスタ１２の温度が摂氏８０度以下でその抵抗値が無視できる大きさであるとして、定電圧制御しようとする設定電圧Ｖｓを高圧側抵抗１６ａと低圧側抵抗１６ｂの抵抗値Ｒ１、Ｒ２で分圧した電圧、すなわち、ＶｓＲ２／（Ｒ１＋Ｒ２）に設定される。昇降圧コンバータ１の通常動作時のＰＴＣサーミスタ１２の温度は、摂氏８０度以下であり、その抵抗値を無視すると、コンパレータ１７は、出力端子４に表れる出力電圧Ｖｏを抵抗値Ｒ１、Ｒ２で分圧した出力分電圧Ｖｏｄと第２基準電圧Ｖｒとを比較し、両者の差電圧ΔＶを制御回路１１へ出力する。
【００５１】
制御回路１１は、差電圧ΔＶを減少させて出力電圧Ｖｏを設定電圧Ｖｓに定電圧出力制御するように、それぞれデューティ比δ１、δ２を決定した降圧スイッチング制御信号と昇圧スイッチング制御信号を生成し、降圧スイッチング素子５と昇圧スイッチング素子９をスイッチング制御する。
【００５２】
例えば、実際の出力電圧Ｖｏが設定電圧Ｖｓより高く、コンパレータ１７より正の差電圧ΔＶが入力される場合には、昇圧スイッチング制御信号のデューティ比δ２を０として昇圧スイッチング素子９をオフ制御し、降圧スイッチング制御信号のデューティ比δ１で降圧スイッチング素子５をスイッチング制御する降圧モードとする。降圧スイッチング素子５をスイッチング制御することによって、その出力側には、入力電圧Ｖｉでパルス幅がδ１のパルス電圧波形が現れ、直列に接続されるインダクタ６と並列に接続される平滑コンデンサ１０のＬＣ平滑化回路を通して出力端子４、接地端子３間に定電圧の出力電圧Ｖｏが出力される。インダクタ６に蓄積・放出される磁気エネルギーが均衡し、フライホイールダイオード８やインダクタ６の直列抵抗分等による損失を無視すれば、エネルギー保存の法則から、出力電圧Ｖｏ＝入力電圧Ｖｉ＊δ１の関係が得られるので、制御回路１１は、降圧スイッチング制御信号降圧のデューティ比δ１を変化させて出力電圧Ｖｏを設定電圧Ｖｓまで降圧させ、差電圧ΔＶを０に近づけることができる。
【００５３】
一方、出力電圧Ｖｏが設定電圧Ｖｓより低く、コンパレータ１７より負の差電圧ΔＶが入力される場合には、降圧スイッチング制御信号のデューティ比δ１を１として降圧スイッチング素子５をオン制御し、昇圧スイッチング制御信号のデューティ比δ２で昇圧スイッチング素子９をスイッチング制御する昇圧モードとする。昇圧スイッチング素子９をスイッチング制御することによって、インダクタ６の出力には、昇圧した電圧が現れ、逆流防止ダイオード７と平滑コンデンサ１０の整流平滑化回路を通して出力端子４、接地端子３間に昇圧された出力電圧Ｖｏが出力される。同様に、インダクタ６に蓄積・放出される磁気エネルギーが均衡し、逆流防止ダイオード７やインダクタ６の直列抵抗分等による損失を無視すれば、出力電圧Ｖｏ＝入力電圧Ｖｉ／（１−δ２）の関係が得られるので、制御回路１１は、昇圧スイッチング制御信号のデューティ比δ２を変化させて出力電圧Ｖｏを設定電圧Ｖｓまで昇圧し、差電圧ΔＶを０に近づけることができる。
【００５４】
一般に、１≧δ１＞δ２≧０の関係で、昇圧スイッチング素子９のスイッチング制御を、降圧スイッチング素子５のオン期間内でオン制御するとの条件で制御すると、出力電圧Ｖｏは、入力電圧Ｖｉ＊δ１／（１−δ２）の関係で表され、それぞれのスイッチング素子５、９のオンデューティ比δ１、δ２を調整しながら、任意に設定する出力電圧Ｖｏに入力電圧Ｖｉを昇降圧させ、出力電圧を安定化することができる。
【００５５】
昇降圧コンバータ１の上述した各回路素子は、図示しない一枚のプリント配線基板上に実装される。分圧抵抗１６の近傍に実装されるＰＴＣサーミスタ１２と、フライホイールダイオード８及び昇圧スイッチング素子９の近傍に実装される過電流検出抵抗１４とは、異なる位置に実装されるが、共通するグランドパターン１９に近接して配置される。グランドパターン１９は、各回路素子に接続する接地端子３間を接地電位で接続するために、各回路素子を実装するプリント配線基板上の導電パターンとして形成されるものであるが、良熱伝導体である金、銅箔などの金属から形成されるので、近接して配置される過電流検出抵抗１４とＰＴＣサーミスタ１２両者は熱結合し、過電流検出抵抗１４の発熱がＰＴＣサーミスタ１２に伝達される。
【００５６】
また、本実施の形態では、ＰＴＣサーミスタ１２を近接させる同一のグランドパターン１９上に降圧スイッチング素子５や昇圧スイッチング素子９も近接させて配置するので、これらの素子による発熱もＰＴＣサーミスタ１２に伝達される。
【００５７】
以下、このように構成された昇降圧コンバータ１の温度制御動作について説明する。スイッチング素子５、９のオンデューティ比δ１、δ２を調整しながら、昇降圧コンバータ１が通常動作している間は、過電流検出抵抗１４に設定電流未満の電流が流れ、過電流検出抵抗１４の発熱による温度は、摂氏６０度前後となっている。過電流検出抵抗１４と熱結合するＰＴＣサーミスタ１２の温度も摂氏６０度前後となり、図２に示すように、ＰＴＣサーミスタ１２の抵抗値Ｒｐｔｃは、温度制御領域となる摂氏８０度未満であるので、分圧抵抗１６の各抵抗値Ｒ１、Ｒ２に対して無視できる大きさの０．５ｋΩと安定している。従って、制御回路１１は、摂氏８０度未満では温度変化による影響を受けずに、差電圧ΔＶを０に近づけるように、スイッチング素子５、９のオンデューティ比δ１、δ２を調整し、出力電圧Ｖｏが設定電圧Ｖｓに定電圧制御される。
【００５８】
通常動作から昇降圧コンバータ１の出力に接続する負荷の消費電力の変動等によって出力電流が増加すると、定電圧制御下でフライホイールダイオード８若しくは昇圧スイッチング素子９から過電流検出抵抗１４に流れる電流が設定電流を越えて増加し、電流値の二乗に比例する過電流検出抵抗１４の発熱量は急激に上昇する。発熱量の上昇により、過電流検出抵抗１４の温度が摂氏８０度を超えると、熱結合するＰＴＣサーミスタ１２の温度も温度制御領域に達する摂氏８０度を超えて、抵抗値Ｒｐｔｃは、分圧抵抗１６の各抵抗値Ｒ１、Ｒ２に対して無視できない大きさに増加する。
【００５９】
ＰＴＣサーミスタ１２の抵抗値Ｒｐｔｃが増加することにより、高圧側抵抗１６ａと低圧側抵抗１６ｂの接続点１６ｃの電位は、ＶｏＲ２／（Ｒ１＋Ｒ２）で表される出力分電圧Ｖｏｄから、Ｖｏ（Ｒ２＋Ｒｐｔｃ）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒｐｔｃ）で表されるＶｏｄ’に上昇する。従って、コンパレータ１７は、ＶｓＲ２／（Ｒ１＋Ｒ２）に設定される第２基準電圧ＶｒとこのＶｏｄ’を比較して差電圧ΔＶ’を制御回路１１へ出力するが、差電圧ΔＶ’は、抵抗値Ｒｐｔｃが無視される差電圧ΔＶに対して、正の温度調整電圧が加わったものとなる。制御回路１１は、この差電圧ΔＶ’を０とするように、降圧スイッチング制御信号のデューティ比δ１と昇圧スイッチング制御信号のデューティ比δ２を生成し、降圧スイッチング素子５と昇圧スイッチング素子９をスイッチング制御するので、出力電圧Ｖｏは、ＶｓＲ２（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒｐｔｃ）／（Ｒ１＋Ｒ２）（Ｒ２＋Ｒｐｔｃ）と、図３に示すように、設定電圧Ｖｓより低い電圧に定電圧制御される。すなわち、この温度制御下での定電圧制御では、スイッチング素子５、９のオン時間を短くするデューティ比δ１、δ２でスイッチング素子５、９をスイッチング制御するので、過電流検出抵抗１４に流れる電流が減少し、高圧スイッチング素子５や昇圧スイッチング素子９の発熱量が減少するので、昇降圧コンバータ１全体の温度が低下する。
【００６０】
過電流検出抵抗１４に流れる電流が減少することにより、過電流検出抵抗１４と熱結合するＰＴＣサーミスタ１２の温度は低下し、ＰＴＣサーミスタ１２の抵抗値Ｒｐｔｃも下がり、低下した抵抗値Ｒｐｔｃにより定まる出力電圧Ｖｏで定電圧制御する温度制御を繰り返す。。この温度制御によって、昇降圧コンバータ１の全体は、所定の温度範囲で変動し、各回路素子が劣化したり、誤動作する温度に達する前に、温度が低下する。
【００６１】
また、本実施の形態では、降圧スイッチング素子５や昇圧スイッチング素子９もグランドパターン１９を介してＰＴＣサーミスタ１２に熱結合するので、これらのスイッチング素子５、９のいずれかが異常に発熱し、温度制御領域を越える温度となっても、上述の温度制御が働いてスイッチング素子５、９のオン時間が短くなることにより、異常温度上昇が防止される。
【００６２】
このように、本実施の形態によれば、図３に示すように、負荷による消費電力が増加しても、出力電圧を低下させて出力電力と変換効率を９０％以上に維持しつつ、スイッチング素子５、９の発熱を抑えることができる。
【００６３】
上述の実施の形態において、温度制御領域を摂氏８０度以上としているが、異なる正温度特性を有するＰＴＣサーミスタを採用することにより、任意に設定できる。
【００６４】
また、過電流検出抵抗１４とＰＴＣサーミスタ１２は、グランドパターン１９によって熱結合させているが、熱伝導率の高い他の熱伝導体を介して熱結合させてもよい。
【００６５】
また、過電流検出抵抗は、昇圧スイッチング素子９のみに直列に接続してもよく、更に、出力電流が流れる出力線に接続し、出力電流に応じて発熱させるようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６６】
本発明は、不安定な入力電圧の入力を、安定した出力電圧として出力するＤＣ・ＤＣコンバータに適している。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】本発明の一実施の形態に係る昇降圧コンバータ１のブロック図である。
【図２】ＰＴＣサーミスタの温度と抵抗値の関係を示すグラフである。
【図３】昇降圧コンバータ１の出力電圧、出力電流及び変換効率の関係を示すグラフである。
【図４】従来のＤＣ・ＤＣコンバータ１００を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００６８】
１      ＤＣ・ＤＣコンバータ（昇降圧コンバータ）
２      電源入力端子
３      接地端子
４      出力端子
５      スイッチング素子（降圧スイッチング素子）
６      インダクタ（インダクタンス素子）
７      逆流防止ダイオード
８      フライホイールダイオード
９      スイッチング素子（昇圧スイッチング素子）
１０    平滑コンデンサ
１１    制御手段（制御回路）
１２    ＰＴＣサーミスタ
１４    過電流検出抵抗
１６    分圧抵抗
１６ａ  高圧側抵抗
１６ｂ  低圧側抵抗
１７    比較手段（コンパレータ）
１９    グランドパターン
Ｖｏ    出力電圧
Ｖｏｄ  出力分電圧
Ｖｒ    基準電圧（第２基準電圧）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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