(57)【要約】      （修正有）【課題】ダイレクトコンバージョン方式や低ＩＦ方式では局部発振器信号の高調波成分によるノイズを低減させる。【解決手段】位相差がそれぞれ１２０°異なる３相信号を局部発振信号として受信信号と乗算し、それぞれの復調波の同相信号をキャンセルすることで、局部発振信号の高調波成分のうち、第３高調波によるノイズ成分をキャンセルすることができるミキサを提供する。【選択図】図２
2009218637.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
平衡信号が入力される信号入力端子と、
前記信号入力端子が入力端子に接続され、それぞれが信号出力端子とスイッチング信号入力端子を有するスイッチング部を３つ有するミキサであって、
それぞれのスイッチング部は、
前記スイッチング信号入力端子に入力されるスイッチング信号によって、
前記入力端子と前記信号出力端子を接続するか、
前記信号入力端子の反転出力を前記信号出力端子に接続するか、
前記信号入力端子と前記信号出力端子を接続しないか、
のいずれかの状態を選択するスイッチング部であるミキサ。
【請求項２】
平衡信号が入力される信号入力端子と、
第１、第２および第３のスイッチング部を有するミキサであって、
前記信号入力端子は
ソース同士が連結され、かつ定電流源を介して接地され、ドレインは定電流源を介して定電圧源に接続された第１および第２の入力トランジスタのゲートに接続され、
前記第１、第２および第３のスイッチング部はそれぞれ４つのトランジスタと２つの抵抗と２つの信号出力端子を有し、
第１のトランジスタは、
ソースが前記第１の入力トランジスタのドレインに接続され、
ドレインが第１の信号出力端子と第１の抵抗を介して電圧源に接続され、
ゲートが第１のスイッチング信号端子に接続され、
第２のトランジスタは、
ソースが前記第２の入力トランジスタのドレインに接続され、
ドレインが第２の信号出力端子と第２の抵抗を介して電圧源に接続され、
ゲートが第１のスイッチング信号端子に接続され、
第３のトランジスタは、
ソースが前記第１の入力トランジスタのドレインに接続され、
ドレインが前記第２の信号出力端子に接続され、
ゲートが前記第２のスイッチング信号端子に接続され、
第４のトランジスタは、
ソースが前記第２の入力トランジスタのドレインに接続され、
ドレインが前記第１の信号出力端子に接続され、
ゲートが前記第２のスイッチング信号端子に接続されたミキサ。
【請求項３】
前記３つのスイッチング部を構成する前記４つのトランジスタはＰチャンネル型ＦＥＴである請求項２に記載されたミキサ。
【請求項４】
平衡信号が入力される信号入力端子と、
第１、第２および第３のスイッチング部を有するミキサであって、
前記信号入力端子は
ソース同士が連結され、かつ定電流源を介して接地され、それぞれのドレインは第１および第２の抵抗を解して定電圧源に接続された第１および第２の入力トランジスタのゲートに接続され、
前記第１、第２および第３のスイッチング部はそれぞれ４つのトランジスタと２つの抵抗と２つの信号出力端子を有し、
第１のトランジスタは、
ソースが前記第１の入力トランジスタのドレインに接続され、
ドレインが第１の信号出力端子に接続され、
ゲートが第１のスイッチング信号端子に接続され、
第２のトランジスタは、
ソースが前記第２の入力トランジスタのドレインに接続され、
ドレインが第２の信号出力端子に接続され、
ゲートが第１のスイッチング信号端子に接続され、
第３のトランジスタは、
ソースが前記第１の入力トランジスタのドレインに接続され、
ドレインが前記第２の信号出力端子に接続され、
ゲートが前記第２のスイッチング信号端子に接続され、
第４のトランジスタは、
ソースが前記第２の入力トランジスタのドレインに接続され、
ドレインが前記第１の信号出力端子に接続され、
ゲートが前記第２のスイッチング信号端子に接続されたミキサ。
【請求項５】
平衡信号が入力される信号入力端子と、スイッチング信号が入力される第１および第２のスイッチング信号端子をそれぞれ有する第１、第２および第３のスイッチング部と、
前記第１、第２および第３のスイッチング部の出力が接続され、
抵抗を介して電源電圧に接続された、
平衡信号を出力する第１および第２の信号出力端子を有するミキサであって、
前記それぞれのスイッチング部は６つのトランジスタを有し、
前記信号入力端子は
ソース同士が連結され、かつ定電流源を介して接地された、第１および第２の入力トランジスタのゲートに接続され、
前記第１のトランジスタのドレインはソース同士が連結された第３および第４のトランジスタのソースに接続され、
前記第２のトランジスタのドレインはソース同士が連結された第５および第６のトランジスタのソースに接続され、
前記第３および第６のトランジスタのドレインは前記第１の信号出力端子に接続され、
前記第４および第５のトランジスタのドレインは前記第２の信号出力端子に接続され、
前記第３および第５のトランジスタのゲートは前記第１のスイッチング信号端子に接続され、
前記第４および第６のトランジスタのゲートは前記第２のスイッチング信号端子に接続されたミキサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル放送の画像受信機若しくは音声受信機に用いるミキサ関する発明である。より具体的には、通信信号を変調したり、受信した信号を同期検波する際にこれらの信号と局部発振信号を混合するミキサに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、チューナの小型化にともない、トラッキングフィルタを持たないチューナが使用されている。このタイプのチューナは、局部発振器信号の高調波により妨害波を受信してしまうといった問題点を有している。具体的にはダイレクトコンバージョン方式の受信装置においては、受信周波数の３倍の周波数の信号も受信してしまい、所望波の受信に対するＳ／Ｎ比を劣化させてしまうことがある。
【０００３】
この問題に対して、局部発振器信号の高調波に対する信号を相殺させる方法が提案されている（特許文献１）。このアプローチでは、局部発振器信号の第３高調波による妨害波を相殺しようとするとき、互いに位相が６０度異なった局部発振器信号を用いて二つのミキサに掛け、その出力を加算する。通常、ダイレクトコンバージョン方式や低ＩＦ方式のチューナでは２相以上の出力信号が必要となるので、特許文献１の方法では、２相の出力信号を得るには四つのミキサが必要となる上に、局部発振器信号として０°、６０°の位相の信号だけではなく、９０°、１５０°の信号が必要となる。しかし、それらの信号を精度良く生成させることは容易ではない。
【０００４】
一方、非特許文献１においては、互いに位相が４５°ずつずれた局部発振器信号を用いて局部発振器信号の高調波に対する妨害波を相殺させる方法が提案されている。しかし、多くのミキサを必要とする上に、１：√２といった整数比ではないミキサのゲインの比率を精度良く実現する必要があり、高調波の相殺精度をあまり期待できない。
【０００５】
さらに、局部発振器の第３高調波による妨害波を除去する方法として、３相の局部発振器信号を用いる方法（非特許文献２）があるが、この方法では局部発振器信号の第２高調波による妨害波が除去できないといった問題があった。
【特許文献１】ＵＳＰＡＴ．６７６６１５８
【非特許文献１】ＩＥＥＥ  ＪＳＳＣ  ３６−１２，  ｐｐ．２００３−２０１５，  ２００１
【非特許文献２】Ｙａｍａｊｉ，  Ｔ．；  Ｉｔａｋｕｒａ，  Ｔ．；  Ｉｔｏ，  Ｒ．；  Ｕｅｎｏ，  Ｔ．；  Ｏｋｕｎｉ，  Ｈ．；Ｂａｌａｎｃｅｄ  ３−ｐｈａｓｅ  ａｎａｌｏｇ  ｓｉｇｎａｌ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｆｏｒ  ｒａｄｉｏ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  ａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，  ２００６．  ＩＳＣＡＳ  ２００６．  Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ．  ｐｐ． ２１−２４，  ２００６
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
受信送信機器は、より小型化が求められ、またより高い信号帯域が使用されるという状況下では、ダイレクトコンバージョン方式や低ＩＦ方式が多く利用されてきている。しかし、上記のような従来技術では、第３高調波を相殺するために局部発振器信号に対して多くの相数を必要とするため、機器の小型化ができないという課題があった。
【０００７】
そこで、本発明では、局部発振器の相数を抑えながら局部発振器信号の第３高調波に対する受信信号を相殺する機能を実現でき、ダイレクトコンバージョン方式や低ＩＦ方式の受信機に用いることができるミキサを実現することを目的とする。特に、局部発振器の相数とミキサの数はできるだけ少なくし、また、１：１以外のゲインなどの比率を必要としないような構成を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
すなわち、上記目的を達成するために本発明は、
平衡信号が入力される信号入力端子と、
前記信号入力端子が入力端子に接続され、それぞれが信号出力端子とスイッチング信号入力端子を有するスイッチング部を３つ有するミキサであって、
それぞれのスイッチング部は、
前記スイッチング信号入力端子に入力されるスイッチング信号によって、
前記入力端子と前記信号出力端子を接続するか、
前記信号入力端子の反転出力を前記信号出力端子に接続するか、
前記信号入力端子と前記信号出力端子を接続しないか、
のいずれかの状態を選択するスイッチング部であるミキサを提供する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明のミキサは、３相の局部発振器信号を用いて入力信号を切換ながら出力することで位相が１２０度ずつ異なる出力信号を得ることができるので、局部発振信号の第３高調波成分によって復調される信号を相殺することができる。また、局部発振器信号を６相とすることで、相数が偶数となり、局部発振器信号に対しても平衡を保つようにミキサにおける信号処理を施すことにより局部発振器信号の第２高調波による妨害波を除去することができる。すなわち、局部発振器信号の第２高調波および第３高調波の成分が多く存在したとしても、良好なＳ／Ｎの信号を復調することができる。
【００１０】
具体的な一例として、約２ＧＨｚ近辺の携帯電話で使用される周波数帯が、テレビ放送で使用される約４００ＭＨｚから７００ＭＨｚの信号の周波数に対して、３倍の関係にある。したがって、テレビ放送帯域の信号を復調する際に本発明のミキサをチューナに利用することで、携帯電話帯域の信号が同時に復調され信号のＳ／Ｎが劣化するのを回避することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
（実施の形態１）
本発明のミキサの動作原理について説明する。
ミキサにおいて高周波信号である入力信号を３相の局部発振器信号で混合し、ベースバンド信号である３相の出力信号を得る場合を考える。入力信号をａｓｉｎ（ωｓｔ＋φ）、局部発振器信号の角周波数をωLとし、ミキサ出力には局部発振器信号の第２高調波による変調成分が含まれないようにすると、局部発振器信号の第３高調波まで考慮したミキサ出力は（１）（２）（３）式のようになる。
【００１２】
【数１】
2009218637.tif 000003
ただし、ｋ、ｈはそれぞれ変換ゲインである。
【００１３】
ここで、ミキサ出力信号における局部発振器信号の基本波に対する成分は、３相において位相が１２０度ずつずれているのに対して、局部発振器信号の第３高調波に対する成分はすべて同相である。したがって、３相の信号の同相成分を除去することにより、局部発振器信号の第３高調波に対する信号成分を除去することができる。
【００１４】
すなわち、局部発振器信号の第２高調波による変調成分が含まれないようにしながら３相の局部発振器信号により高周波信号に対して混合を行い、その結果として３相の信号を取り出すことで、前述の解決課題を解決できる。そのために、高周波信号を６相の局部発振器信号により混合を行なうことによって３相の出力信号を得るようにする。局部発振器信号を６相とすることで、相数が偶数となり、局部発振器信号に対しても平衡を保つようにミキサにおける信号処理を施すことにより局部発振器信号の第２高調波による妨害波を除去することができる。
【００１５】
図１に上記原理を実現する本発明のミキサの構成を示す。本発明のミキサ１は、信号入力端子（ＲＦ＋とＲＦ−）と３つのスイッチング部（１０、１１、１２）を含む。信号入力端子には差動信号が入力される。スイッチング部はそれぞれ２つの信号出力端子（ＯＰ１、ＯＮ１とＯＰ２、ＯＮ２とＯＰ３、ＯＮ３）を有する。スイッチング部にはそれぞれ２つの入力端子を有し、それぞれが信号入力端子と接続されている。
【００１６】
スイッチング部は別にスイッチング信号（１５、１６、１７）が入力され、このスイッチング信号によって入力された信号入力端子と信号出力端子の接続状態が切り替えられる。スイッチング信号が入力される端子はスイッチング信号入力端子である。スイッチング信号は、局部発振器の信号の位相が１２０度ずつ異なった信号である。ここでは、スイッチング信号１５は位相が０°、スイッチング信号１６は位相が２４０°、スイッチング信号１７は位相が１２０°である信号であるとする。それぞれの信号は、１８０°ずれた信号も付与される。スイッチング信号は差動信号として入力されるためである。
【００１７】
従って、スイッチング信号１５には、０°だけではなく、１８０°の信号も与えられる。同様にスイッチング信号１６には４２０°の位相の信号が付与され、スイッチング信号１７には３００°の信号が付与される。なお、位相が４２０°の信号とは、位相が６０°の信号と同じである。結局、スイッチング信号は、０°、６０°、１２０°、１８０°、２４０°、３００°の６つの位相の信号からなる。
【００１８】
３つのスイッチング部は同じ構成なので、スイッチング部１０についてさらに説明を加える。スイッチングアップ１０は、入力された差動信号を同時に切り替えるスイッチである。切り替える状態は、差動信号を端子２１と端子２３に接続する、端子２２と端子２４に接続する、どちらの端子にも接続しないという３つの状態を有する。端子２１と端子２４は信号出力端子ＯＰ１に接続され、端子２２と端子２３はＯＮ１に接続されている。
【００１９】
すなわち、入力された差動信号が端子２１と端子２３に接続された時は、信号出力端子ＯＰ１にはＲＦ＋が出力され、ＯＮ１にはＲＦ−が出力される。また、差動信号が端子２２と端子２４に接続されたときは、ＯＰ１にはＲＦ−が出力され、ＯＮ１にはＲＦ＋が出力される。また、差動信号がどの端子とも接続されなければ、ＯＰ１とＯＮ１の間の出力はゼロとなる。
【００２０】
スイッチング信号１５の位相が０°から６０°の間は、ＯＰ１にＲＦ＋が出力され、ＯＮ１にはＲＦ−が出力される。また、スイッチング信号１５の位相が１８０°から２４０°まではＯＰ１にはＲＦ−が出力されＯＮ１にはＲＦ＋が出力される。
【００２１】
スイッチング部１１と１２は、スイッチング信号が１２０度ずつ異なるので、スイッチング部１０と同じ動作を位相１２０°分、すなわち、２／３周期、４／３周期遅れて行う。
【００２２】
図２には、より具体的な回路構成で本実施の形態のミキサ２を示す。入力信号はＲＦ＋とＲＦ−に接続される。入力信号はそれぞれトランジスタＭ１（以後、トランジスタは単に「Ｍ１」等と表す。）とＭ２のゲートに接続されている。Ｍ１およびＭ２のソースは共に接続され共通の電流源Ｉ１を介して接地される。また、Ｍ１とＭ２のドレインはそれぞれ電流源Ｉ２およびＩ３を介して電源電圧Ｖｓｕｐに接続される。従って、Ｍ１、Ｍ２、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３で差動増幅器が構成され、入力信号はこの差動増幅器で受けられる。
【００２３】
ＬＯ０、ＬＯ６０、ＬＯ１２０、ＬＯ１８０、ＬＯ２４０、ＬＯ３００にはそれぞれ局部発振器信号の一つと位相が０°、６０°、１２０°、１８０°、２４０°、３００°異なる局部発振器信号が入力される。これが図１のスイッチング信号の入力に相当する。また、これらのスイッチング信号を受けるスイッチング部が図１の場合同様３つある。
【００２４】
ＬＯ０とＬＯ１８０が入力されるスイッチング部はＭ３、Ｍ４、Ｍ９、Ｍ１０によって構成される。また、ＬＯ１２０とＬＯ３００が入力されるスイッチング部はＭ７、Ｍ８、Ｍ１３、Ｍ１４によって構成される。また、ＬＯ２４０とＬＯ６０が入力されるスイッチング部はＭ５、Ｍ６、Ｍ１１、Ｍ１２によって構成される。
【００２５】
今ＬＯ０とＬＯ１８０が入力されるスイッチング部に注目すると、Ｍ３とＭ１０のドレインはＯＰ１に接続され、Ｍ４とＭ９のドレインはＯＮ１に接続される。さらに、Ｍ３とＭ４のドレインはそれぞれ抵抗Ｒ１およびＲ２を介して電源電圧Ｖｓｕｐに接続される。
【００２６】
スイッチング信号ＬＯ０は、Ｍ３とＭ４のゲートに入力され、ＬＯ１８０はＭ９とＭ１０のゲートに入力される。
【００２７】
Ｍ３とＭ９のソースはＭ１のドレインであるノードＰ１に接続され、Ｍ４とＭ１０のソースはＭ２のドレインであるノードＰ２に接続されている。
【００２８】
以下同様にＬＯ１２０とＬＯ３００が入力されるスイッチング部に注目すると、Ｍ７とＭ１４のドレインはＯＰ３に接続され、Ｍ８とＭ１３のドレインはＯＮ３に接続される。さらに、Ｍ７とＭ８のドレインはそれぞれ抵抗Ｒ５およびＲ６を介して電源電圧Ｖｓｕｐに接続される。
【００２９】
スイッチング信号ＬＯ１２０は、Ｍ７とＭ８のゲートに入力され、ＬＯ３００はＭ１３とＭ１４のゲートに入力される。
【００３０】
Ｍ７とＭ１３のソースはＭ１のドレインであるノードＰ１に接続され、Ｍ８とＭ１４のソースはＭ２のドレインであるノードＰ２に接続されている。
【００３１】
またＬＯ２４０とＬＯ６０が入力されるスイッチング部に注目すると、Ｍ６とＭ１３のドレインはＯＰ２に接続され、Ｍ５とＭ１２のドレインはＯＮ２に接続される。さらに、Ｍ５とＭ６のドレインはそれぞれ抵抗Ｒ３およびＲ４を介して電源電圧Ｖｓｕｐに接続される。
【００３２】
スイッチング信号ＬＯ２４０は、Ｍ１３とＭ１２のゲートに入力され、ＬＯ６０はＭ５とＭ６のゲートに入力される。
【００３３】
Ｍ５とＭ１１のソースはＭ１のドレインであるノードＰ１に接続され、Ｍ６とＭ１２のソースはＭ２のドレインであるノードＰ２に接続されている。
【００３４】
トランジスタＭ１、Ｍ２および定電流源Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３はトランスコンダクタンス・アンプ（電圧を入力とし、電流を出力とするアンプ）を形成し、高周波信号である入力信号電圧を電流信号に変換している。定電流源Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３に流れる電流を素子名称で代用すると、（４）式の関係が成り立つように設定している。
Ｉ１＞Ｉ２＋Ｉ３          ・・・・（４）
ただし、ここで、Ｉ２＝Ｉ３である。
【００３５】
定電流源Ｉ２およびＩ３は、混合におけるスイッチング素子に流れる電流の直流成分を低減させるためのものであり、スイッチングの際に発生する１／ｆノイズの低減を目的としたものである。定電流源Ｉ２およびＩ３は抵抗であっても良いし、定電流源Ｉ２およびＩ３はなくても良い。
【００３６】
以上のように接続された回路の動作について説明する。まず、それぞれのスイッチング信号はＮチャンネルＦＥＴのゲートに接続されているので、スイッチング信号が正弦波であるとすると、あるスイッチング信号がＸの値より大きい時には、他のスイッチング信号は全てＸ以下の値になっているといった値Ｘが存在する。そして、それは位相が６０°進む間この関係が保持される。この位相
の範囲である角度を導通角と呼ぶ。具体的にはスイッチング信号ＬＯ０がＸ以上の値を有するのは位相角度で６０°の間であり、この間は他のスイッチング信号の値はこれより小さい。すなわち、この位相角度６０°の間はＬＯ０がゲートに接続されているトランジスタＭ３とＭ４だけがＯＮ状態となっている。すると、Ｍ３のドレインとＭ４のドレインにはＲＦ＋とＲＦ−の反転された電圧が出力される。一方、ＬＯ１８０が入力されたときはＭ９とＭ１０がＯＮ状態となる。Ｍ９にはＭ４のドレインに流れる電流がながれ、Ｍ１０にはＭ３に流れる電流が流れるためＭ１０とＭ９のドレインにはＲＦ−とＲＦ＋の反転された電圧が出力される。これは図１のスイッチング部１０の動作と同じである。
【００３７】
ＬＯ１２０とＬＯ３００が入力されるスイッチング部もＬＯ２４０とＬＯ６０が入力されるスイッチング部も同様に動作する。
【００３８】
以上を言い換えると以下のようになる。ミキサに入力された高周波の電流信号に対して、ノードＰ１から出力される分はトランジスタＭ３、Ｍ５、Ｍ７、Ｍ９、Ｍ１１、Ｍ１３によってスイッチングされ、六つの出力信号端ＯＰ１、ＯＮ１、ＯＰ２、ＯＮ２、ＯＰ３、ＯＮ３に振り分けられる。同様に、ノードＰ２から出力される分はトランジスタＭ４、Ｍ６、Ｍ８、Ｍ１０、Ｍ１２、Ｍ１４によってスイッチングされ、六つの出力信号端ＯＰ１、ＯＮ１、ＯＰ２、ＯＮ２、ＯＰ３、ＯＮ３に振り分けられる。電流の振り分けは局部発振器信号ＬＯ０、ＬＯ６０、ＬＯ１２０、ＬＯ１８０、ＬＯ２４０、ＬＯ３００の大小比較によって行なわれる。すなわち、局部発振器信号の位相に応じて、位相が６０度変化するごとにスイッチングされるトランジスタが変わり、電流の振り分けが行なわれる。
【００３９】
このとき、局部発振器信号の第２高調波による妨害波は３相の出力信号に対して同相信号となって現れるので、差動信号として扱うことにより除去することができる。たとえば、出力信号端ＯＰ１、ＯＮ１を差動信号出力として考えた場合、ノードＰ１からの信号は出力信号端ＯＰ１に導通角６０度だけ振り分けられ、出力信号端ＯＮ１にも導通角６０度だけ振り分けられる。そして互いの導通角が１８０度ずれているため、結果として局部発振器信号の第２高調波による変調成分は出力信号端ＯＰ１とＯＮ１に等しく現れることになる。１８０度ずれた信号の第２高調波成分は位相も大きさも揃った同じ信号になるからである。
【００４０】
図３に本発明のミキサを用いたチューナ４の一構成例を示す。
図３のチューナは、ＬＮＡ１１０、第１ミキサ１１５、第１局部発振器１７０、ローパスフィルターフィルタ１２１、同相信号除去増幅器１３３、ＢＢ信号ポリフェーズ・フィルタ１４２、第２ミキサ１５０、第２局部発振器１７５、第２ＩＦフィルタ１６１、バッファ１６５を含む。ここで第１ミキサ１１５が図１のミキサ１である。
【００４１】
このチューナ４は、ＲＦ信号Ｓｒｆを一旦３相のベースバンド信号に落としてからＩＦ信号に周波数変換を行うダウンアップ・コンバージョン方式である。
【００４２】
第１ミキサ１１５は、ＬＮＡ１１０からの入力信号を６相の第１局部発信器１７０からの３相信号Ｓｌｏ１と混合し、ベースバンド帯域の信号Ｓｄ３とする。このＳｄ３は波形が同一で位相が１２０°ずつ異なる信号である。この信号にはＲＦ信号Ｓｒｆの第３高調波からの成分が同相信号として存在する。
【００４３】
第１ミキサ１１５の出力Ｓｄ３をローパスフィルタ１２１を通し、その他の妨害波などをできるだけ除去する。ローパスフィルタ１２１の出力Ｓｄ３ｆは同相信号除去増幅器１３３に入力される。この時点で同相信号として重畳していたＲＦ信号の３倍の周波数成分は相殺される。
【００４４】
同相信号除去増幅器１３３の出力Ｓｄｆは３相のベースバンド帯域の信号である。この信号をＢＢ信号ポリフェーズ・フィルタ１４２を用いて隣接波を除去し、信号Ｓｄｆｆとする。その後、第２ミキサ１５０で単相のＩＦ信号Ｓｉｆ１に周波数変換し、通常のＩＦフィルタ１６１で余分な成分を除去し、信号Ｓｉｆ１ｆとした後、出力アンプ１６５から出力Ｓｏｔとする。
【００４５】
また、図４に３相信号Ｓｌｏ１を出力する第１局部発振器１７０の一構成例を示す。図４は３相信号を出力するリング発振器である。このリング発振器は、インバータＶ１乃至Ｖ６と、コンデンサＣ１乃至Ｃ６と、定電流源Ｉｃと、出力端子ＯＵＴ１乃至６を含む。インバータＶ１、Ｖ２、Ｖ３はそれぞれの出力が次のインバータの入力となるように接続されており、インバータＶ３の出力はインバータＶ１の入力に接続されている。すなわち、インバータＶ１乃至Ｖ３はリング状に接続されている。なお、ここで、インバータは反転増幅器と同意味として使う。
【００４６】
インバータＶ１の出力は、コンデンサＣ１を介してインバータＶ４の入力に接続されており、インバータＶ１の入力は、コンデンサＣ２を介してインバータＶ４の出力に接続されている。
同様にインバータＶ２の出力は、コンデンサＣ３を介してインバータＶ５の入力に接続されており、インバータＶ２の入力は、コンデンサＣ４を介してインバータＶ５の出力に接続されている。
【００４７】
また、インバータＶ３の出力は、コンデンサＣ５を介してインバータＶ６の入力に接続されており、インバータＶ３の入力は、コンデンサＣ６を介してインバータＶ６の出力に接続されている。つまり、第１の増幅器列のインバータＶ１は第２の増幅器列のインバータＶ４と対応している。同様にインバータＶ２とＶ５、およびインバータＶ３とＶ６も対応している。
【００４８】
インバータＶ１乃至Ｖ６は駆動電源Ｖｃｃで駆動されており、接地側には定電流源Ｉｃが接続されている。出力端子ＯＵＴ１乃至６はインバータＶ１乃至Ｖ６の出力端に接続されている。このように接続されたインバータは以下のように動作する。
【００４９】
まず、インバータＶ１、Ｖ２、Ｖ３に注目すると、インバータＶ１の入力が最初にゼロであったとすると、遅延時間ｔ後に出力が１になる。この出力はインバータＶ２の入力となり、やはり遅延時間ｔ後にインバータＶ２はゼロの出力となる。同様にこの出力はインバータＶ３の入力となり、遅延時間ｔ後にインバータＶ３は１を出力する。インバータＶ３の出力はインバータＶ１の入力となり、以下同様の動作を繰り返す。
【００５０】
すなわち、インバータＶ１の出力は時間３ｔ毎に変化し、周期は６ｔである。インバータＶ２およびＶ３の出力も同様である。しかし、インバータＶ１から見ると、インバータＶ３の出力は２ｔ分だけ遅れており、インバータＶ２の出力は４ｔだけ遅れている。周期が６ｔであるので、２ｔは位相で１２０度に対応し、４ｔは２４０度に対応する。
【００５１】
このように、インバータＶ１、Ｖ２、Ｖ３の出力はＯＵＴ１の位相をゼロ度とすると、ＯＵＴ２は２４０度、ＯＵＴ３は１２０度だけ位相がずれた信号である。この意味でＯＵＴ１をＰ０、ＯＵＴ２をＰ２４０、ＯＵＴ３をＰ１２０と表す。
【００５２】
Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６のインバータはそれぞれ対応する反転増幅器同士の出力を、位相差が１８０度となるように容量結合させている。このようにすることで、二つのリング発振器の位相差を確実に１８０度とし、結果として位相差が６０度ずつ異なる６相の発振信号を得ることができる。
【００５３】
本発明第1の実施の形態においては、増幅素子であるトランジスタＭ１、Ｍ２および、スイッチング素子であるトランジスタＭ３〜Ｍ１４にＦEＴを用いていたが、図５に示すようにバイポーラトランジスタを用いてもよい。図５では、図１のトランジスタＭ１乃至Ｍ１４のゲートをベースに、ソースをエミッタに、ドレインをコレクタになるようにバイポーラトランジスタＱ１乃至Ｑ１４で置き換えたミキサ３である。
【００５４】
また、増幅素子にはバイポーラトランジスタを使用し、スイッチング素子にＦＥＴを使用するようにしてもよいし、増幅素子にＦＥＴを使用し、スイッチング素子にバイポーラトランジスタを用いるようにしてもよい。
【００５５】
（実施の形態２）
図６は本発明第２の実施の形態であるミキサ４の回路図である。本発明第１の実施の形態と原理は同じであるが、ミキサの構造がフォールデッド構造になっている点が異なる。本発明第１の実施の形態においては、トランジスタＭ３〜Ｍ１４がＮチャネルであったのに対して、本発明第２の実施の形態においては、トランジスタＭ３〜Ｍ１４がＰチャネルである点が大きな相違点である。定電流源Ｉ２、Ｉ３により電流の直流成分の向きが反転している。そのためには、定電流源の電流値に対して次の（５）式の条件を満たす必要がある。
Ｉ１＜Ｉ２＋Ｉ３              ・・・・（５）
ただし、Ｉ２＝Ｉ３である。
【００５６】
ミキサをフォールデッド構造にすることの利点は、電源電圧を低く設定することが可能であることである。ミキサのトランスコンダクタンス・アンプ部とスイッチングおよび負荷部を縦積みにしなくても済むために、低電圧動作が可能になる。フォールデッド構造のさらなる利点は、トランスコンダクタンス・アンプ部にＮチャネルのトランジスタを用い、スイッチング部にＰチャネルのトランジスタを用いることができる点である。トランジスタの増幅性能としてはＮチャネルの方が有利であるのに対して、１／ｆノイズの発生の観点からはＰチャネルの方が有利である。フォールデッド構造にすることにより、増幅性能を落とすことなく１／ｆノイズを小さくすることができるので、特にダイレクトコンバージョン方式のチューナに用いる際に有利となる。
【００５７】
本発明第２の実施の形態においては、増幅素子であるトランジスタＭ１、Ｍ２および、スイッチング素子であるトランジスタＭ３〜Ｍ１４にＦEＴを用いていたが、増幅素子およびスイッチング素子にバイポーラトランジスタを用いてもよい。また、増幅素子にはバイポーラトランジスタを使用し、スイッチング素子にＦＥＴを使用するようにしてもよいし、増幅素子にＦＥＴを使用し、スイッチング素子にバイポーラトランジスタを用いるようにしてもよい。
【００５８】
（実施の形態３）
図７は本発明第３の実施の形態であるミキサ５の回路図である。本発明第１の実施の形態と原理は同じであるが、ミキサの構造がスイッチング・ミキサとなっている点が異なる。出力端ＯＰ１,ＯＮ１、ＯＰ２、ＯＮ２、ＯＰ３、ＯＮ３に対する負荷としては、同相モードに対する直流インピーダンスが十分に高くなるようにする。本発明第１の実施の形態や第２の実施の形態においては、スイッチング素子に直流電流が重畳して流れているが、本発明第３の実施の形態においてはスイッチング素子に流れる電流に直流成分が含まれない。
【００５９】
ミキサ構造としてスイッチング・ミキサにすることの利点は、１／ｆノイズを大幅に低減することができることである。しかし、局部発振器信号のレベルを相当に高くする必要があることや、大信号に対する歪が発生することを考慮する必要がある。
【００６０】
本発明第３の実施の形態においては、増幅素子であるトランジスタＭ１、Ｍ２にＦEＴを用いていたが、増幅素子にバイポーラトランジスタを用いてもよい。バイポーラトランジスタは信号のスイッチング動作をさせるのに信号に直流電流を重畳させる必要があるので、その場合でもスイッチング素子であるトランジスタＭ３〜Ｍ１４はＦＥＴを使用する。
【００６１】
（実施の形態４）
本発明第４の実施の形態であるミキサ６の回路図を図８に示す。このミキサは送信機に用いるミキサであり、ベースバンド信号を局部発振器信号により変調し、高周波信号を生成する。ベースバンド信号は平衡な３相信号であり、局部発振器信号は６相の信号を平衡な３相信号として用いている。
【００６２】
３つの平衡なベースバンド信号をそれぞれ１つづつのスイッチング部が受け持つ。例としてＢＰ１とＢＮ１が入力端子であるスイッチング部２０について接続関係を説明する。ＢＰ１とＢＮ１はトランジスタＭ１およびＭ２のゲートに接続される。トランジスタＭ１とＭ２はソースが共通に接続され定電流源Ｉ１を介して接地される。トランジスタＭ１とＭ２のドレインには、それぞれソースを共通に接続した２つのトランジスタが接続されている。
【００６３】
すなわち、トランジスタＭ１のドレインにはトランジスタＭ３とＭ４のソースが接続されており、またトランジスタＭ２のドレインにはトランジスタＭ５とＭ６のソースが接続されている。トランジスタＭ３、Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６のドレインは出力端子ＯＰとＯＮに接続され、また抵抗Ｒ１とＲ２を介して電源電圧と接続されている。
【００６４】
そして６相局部発振器の位相ゼロ度の信号端子は、トランジスタＭ３、Ｍ５のゲートに接続され、位相１８０度の信号端子はトランジスタＭ４、Ｍ６のゲートに接続されている。また、トランジスタＭ３、Ｍ６のドレインは出力端子ＯＰに接続され、トランジスタＭ４、Ｍ５のドレインは出力端子ＯＮに接続される。出力端子ＯＰとＯＮはそれぞれＲ１とＲ２を介して電源電圧に接続されている。
【００６５】
他の２つのスイッチング部もこれに準じており、Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６のトランジスタは、それぞれ、Ｍ７、Ｍ８、Ｍ９、Ｍ１０、Ｍ１１、Ｍ１２と、Ｍ１３、Ｍ１４、Ｍ１５、Ｍ１６、Ｍ１７、Ｍ１８、に対応する。
【００６６】
ベースバンド信号の各相の信号は局部発振器信号の平衡な一つの相によりそれぞれのスイッチング部で変調され、それらの出力がすべて加えあわされている。各相においては、ダブル・バランスト・ミキサにより変調が行われているので、出力信号である高周波信号には局部発振器信号の第２高調波成分は含まれない。局部発振器信号の第３高調波成分に関しては、それがベースバンド信号により変調されたものが出力信号である各相の高周波信号に含まれている。しかし、３相の出力がすべて加算されたところで局部発振器信号の第３高調波信号は相殺される。局部発振器信号の各相の第３高調波成分は位相がすべて同じであることと、ベースバンド信号の３相の信号の総和はゼロであることによる。
【００６７】
送信機の構成例を図９に示す。本実施の形態のミキサ６は、この図ではミキサ１８６である。ベースバンド信号は２相のデジタル信号（ＰＣＭ信号）１８０として与えられるものとする。２相のデジタル信号であるベースバンド信号は３相２相変換器が行うデジタル信号処理で３相のデジタル信号に変換される。そして、３相のうちの２相がＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）１８２によりアナログ信号に変換される。アナログ信号に変換された２相分の信号を加算して−１を乗じた信号を生成し、それを残る１相の信号１９１とする。ＤＡＣを三つ用いないのは、回路規模の増大を抑えるためである。その後、ミキサ１８６を経て第２、第３高調波信号を含まないＲＦ信号としてアンプ１８７から送信される。
【００６８】
本発明第４の実施の形態においては、増幅素子であるトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ７、Ｍ８、Ｍ１３、Ｍ１４および、スイッチング素子であるトランジスタＭ３〜Ｍ６、Ｍ９〜Ｍ１２、Ｍ１５〜Ｍ１８にＦEＴを用いていたが、増幅素子およびスイッチング素子にバイポーラトランジスタを用いてもよい。また、増幅素子にはバイポーラトランジスタを使用し、スイッチング素子にＦＥＴを使用するようにしてもよいし、増幅素子にＦＥＴを使用し、スイッチング素子にバイポーラトランジスタを用いるようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
本発明のチューナは無線信号を受信する受信機に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】本発明のミキサの構成を示す図。
【図２】本発明のミキサを実現する具体的な回路構成を示す図。
【図３】本発明のミキサを用いたチューナの構成を示す図。
【図４】本発明のミキサに入力される局部発振器の構成を示す図。
【図５】図２のトランジスタをバイポーラタイプに置き換えた場合の構成を示す図。
【図６】本発明のミキサをＰチャンネル型ＦＥＴで構成した場合を示す図。
【図７】本発明のミキサにおいて負荷抵抗を省略した場合の構成を示す図。
【図８】本発明の送信用ミキサの回路構成を示す図。
【図９】図８のミキサを用いた送信機の構成を示す図。
【符号の説明】
【００７１】
１乃至６  ミキサ
１０乃至１２  スイッチング部
１５乃至１７  スイッチング信号
４００  チューナ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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