(57)【要約】【課題】RF電力増幅器のオープンループ・電圧ゲインのバラツキの影響が少なく、負帰還制御ループの安定性の高いパワー制御を行うこと。【解決手段】ＲＦ電力増幅装置では、ＲＦ電力増幅器１００のゲインを制御する誤差増幅器１０６の非反転入力端子に、アッテネーター１０７(Ｒ3、Ｒ4)を介して送信出力レベル指示電圧Ｖrampが供給される。誤差増幅器１０６の出力端子の自動パワー制御電圧Ｖapcにより、ＲＦ電力増幅器１００のゲインが制御される。誤差増幅器１０６の出力端子と反転入力端子との間の負帰還回路１０５の第１抵抗Ｒ1と第２抵抗Ｒ2とに、他の抵抗Ｒ5が追加される。低送信電力時には、アッテネーター１０７によって、指示電圧Ｖrampの上昇に対する送信電力Ｐoutの増加を緩和する。中高送信電力時には、追加抵抗Ｒ5により指示電圧Ｖrampの変化による制御電圧Ｖapcの変化の制御感度を向上する。【選択図】図５
2009089202.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦ送信入力信号を増幅するＲＦ電力増幅器と、カップラーと、負帰還回路と、誤差増幅器と、アッテネーターとを具備して、
前記ＲＦ電力増幅器の出力のＲＦ送信出力信号が前記カップラーに供給されることによって、前記カップラーから検出電圧が生成され、
前記負帰還回路は、一端に前記カップラーからの前記検出電圧が供給され他端が前記誤差増幅器の反転入力端子に接続された第１抵抗と、一端が前記誤差増幅器の出力端子に接続され他端が前記誤差増幅器の前記反転入力端子に接続された第２抵抗とを含み、
前記誤差増幅器の前記出力端子から自動パワー制御電圧が生成され、該自動パワー制御電圧により前記ＲＦ電力増幅器のゲインが制御され、
前記アッテネーターは、前記誤差増幅器の非反転入力端子と基準電位との間に接続された第３抵抗と、送信出力レベル指示電圧を前記誤差増幅器の前記非反転入力端子に供給する第４抵抗とを含み、
前記負帰還回路は、一端が前記誤差増幅器の前記反転入力端子に接続され他端が基準電位に接続された第５抵抗を更に含むＲＦ電力増幅装置。
【請求項２】
前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号と前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号とを増幅可能に構成され、
前記ＲＦ電力増幅器が前記ローバンドＲＦ送信入力信号を増幅する際には、前記負帰還回路の前記第５抵抗は第１抵抗値に設定され、
前記ＲＦ電力増幅器が前記ハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅する際には、前記負帰還回路の前記第５抵抗は前記第１抵抗値よりも抵抗値の低い第２抵抗値に設定される請求項１に記載のＲＦ電力増幅装置。
【請求項３】
前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのローバンドＲＦ電力増幅器と、前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのハイバンドＲＦ電力増幅器とを含み、
前記カップラーは、ローバンドカップラーと、ハイバンドカップラーとを含み、
前記ローバンドカップラーに前記ローバンドＲＦ電力増幅器の出力からのローバンドＲＦ送信出力信号が供給されることによって、前記ローバンドカップラーからローバンド検出信号が生成され、
前記ハイバンドカップラーに前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の出力からのハイバンドＲＦ送信出力信号が供給されることによって、前記ハイバンドカップラーからハイバンド検出信号が生成され、
前記ローバンドカップラーからの前記ローバンド検出信号と前記ハイバンドカップラーからの前記ハイバンド検出信号とが選択的に入力に供給される検出電圧増幅器の出力の前記検出電圧が、前記負帰還回路の前記第１抵抗の前記一端に供給され、
前記検出電圧増幅器の前記入力に前記ローバンドカップラーからの前記ローバンド検出信号が供給される際に前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は第１増幅率に設定され、前記検出電圧増幅器の前記入力に前記ハイバンドカップラーからの前記ハイバンド検出信号が供給される際に前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は前記第１増幅率よりも大きな増幅率の第２増幅率に設定される請求項２に記載のＲＦ電力増幅装置。
【請求項４】
前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのローバンドＲＦ電力増幅器と、前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのハイバンドＲＦ電力増幅器とを含み、
前記カップラーに前記ローバンドＲＦ電力増幅器の出力からのローバンドＲＦ送信出力信号と前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の出力からのハイバンドＲＦ送信出力信号とが選択的に供給されることによって、前記カップラーから検出信号が生成され、
前記カップラーからの前記検出信号が入力に供給される検出電圧増幅器の出力の前記検出電圧が、前記負帰還回路の前記第１抵抗の前記一端に供給され、
前記カップラーに前記ローバンドＲＦ電力増幅器からの前記ローバンドＲＦ送信出力信号が供給される際に前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は第１増幅率に設定され、前記カップラーに前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の前記ハイバンドＲＦ送信出力信号が供給される際に前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は前記第１増幅率よりも大きな増幅率の第２増幅率に設定される請求項２に記載のＲＦ電力増幅装置。
【請求項５】
前記ローバンドＲＦ送信出力信号はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのローバンドＲＦ周波数帯域を持ち、前記ハイバンドＲＦ送信出力信号はＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とのハイバンドＲＦ周波数帯域を持つ請求項３と請求項４とのいずれかに記載のＲＦ電力増幅装置。
【請求項６】
前記基準電位は接地電圧である請求項５に記載のＲＦ電力増幅装置。
【請求項７】
ＲＦ送信入力信号を増幅するＲＦ電力増幅器と、カップラーと、負帰還回路と、誤差増幅器と、アッテネーターとをＲＦパワーモジュールのパッケージの内部に具備して、
前記ＲＦ電力増幅器の出力のＲＦ送信出力信号が前記カップラーに供給されることによって、前記カップラーから検出電圧が生成され、
前記負帰還回路は、一端に前記カップラーからの前記検出電圧が供給され他端が前記誤差増幅器の反転入力端子に接続された第１抵抗と、一端が前記誤差増幅器の出力端子に接続され他端が前記誤差増幅器の前記反転入力端子に接続された第２抵抗とを含み、
前記誤差増幅器の前記出力端子から自動パワー制御電圧が生成され、該自動パワー制御電圧により前記ＲＦ電力増幅器のゲインが制御され、
前記アッテネーターは、前記誤差増幅器の非反転入力端子と基準電位との間に接続された第３抵抗と、送信出力レベル指示電圧を前記誤差増幅器の前記非反転入力端子に供給する第４抵抗とを含み、
前記負帰還回路は、一端が前記誤差増幅器の前記反転入力端子に接続され他端が基準電位に接続された第５抵抗を更に含むＲＦ電力増幅装置。
【請求項８】
前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号と前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号とを増幅可能に構成され、
前記ＲＦ電力増幅器が前記ローバンドＲＦ送信入力信号を増幅する際には、前記負帰還回路の前記第５抵抗は第１抵抗値に設定され、
前記ＲＦ電力増幅器が前記ハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅する際には、前記負帰還回路の前記第５抵抗は前記第１抵抗値よりも抵抗値の低い第２抵抗値に設定される請求項７に記載のＲＦ電力増幅装置。
【請求項９】
前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのローバンドＲＦ電力増幅器と、前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのハイバンドＲＦ電力増幅器とを含み、
前記カップラーは、ローバンドカップラーと、ハイバンドカップラーとを含み、
前記ローバンドカップラーに前記ローバンドＲＦ電力増幅器の出力からのローバンドＲＦ送信出力信号が供給されることによって、前記ローバンドカップラーからローバンド検出信号が生成され、
前記ハイバンドカップラーに前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の出力からのハイバンドＲＦ送信出力信号が供給されることによって、前記ハイバンドカップラーからハイバンド検出信号が生成され、
前記ローバンドカップラーからの前記ローバンド検出信号と前記ハイバンドカップラーからの前記ハイバンド検出信号とが選択的に入力に供給される検出電圧増幅器の出力の前記検出電圧が、前記負帰還回路の前記第１抵抗の前記一端に供給され、
前記検出電圧増幅器の前記入力に前記ローバンドカップラーからの前記ローバンド検出信号が供給される際に前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は第１増幅率に設定され、前記検出電圧増幅器の前記入力に前記ハイバンドカップラーからの前記ハイバンド検出信号が供給される際に前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は前記第１増幅率よりも大きな増幅率の第２増幅率に設定される請求項８に記載のＲＦ電力増幅装置。
【請求項１０】
前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのローバンドＲＦ電力増幅器と、前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのハイバンドＲＦ電力増幅器とを含み、
前記カップラーに前記ローバンドＲＦ電力増幅器の出力からのローバンドＲＦ送信出力信号と前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の出力からのハイバンドＲＦ送信出力信号とが選択的に供給されることによって、前記カップラーから検出信号が生成され、
前記カップラーからの前記検出信号が入力に供給される検出電圧増幅器の出力の前記検出電圧が、前記負帰還回路の前記第１抵抗の前記一端に供給され、
前記カップラーに前記ローバンドＲＦ電力増幅器からの前記ローバンドＲＦ送信出力信号が供給される際に前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は第１増幅率に設定され、前記カップラーに前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の前記ハイバンドＲＦ送信出力信号が供給される際に前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は前記第１増幅率よりも大きな増幅率の第２増幅率に設定される請求項８に記載のＲＦ電力増幅装置。
【請求項１１】
前記ローバンドＲＦ送信出力信号はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのローバンドＲＦ周波数帯域を持ち、前記ハイバンドＲＦ送信出力信号はＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とのハイバンドＲＦ周波数帯域を持つ請求項９と請求項１０とのいずれかに記載のＲＦ電力増幅装置。
【請求項１２】
前記基準電位は接地電圧である請求項１１に記載のＲＦ電力増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、基地局との通信を行う携帯電話端末のような通信端末機器中に搭載されるＲＦ送信用のＲＦ電力増幅装置に関し、特にRF電力増幅器のオープンループ・電圧ゲインのバラツキの影響が少なく、負帰還制御ループの安定性の高いRF電力増幅器のパワー制御を行うのに有益な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
世界中のどんな場所でも無線通信すると言う携帯電話端末等の通信端末機器の能力であるユビキタス・カバレージは、今日現実のものではなく、現在開発が進められている。
【０００３】
下記非特許文献１によれば、これらのモバイルシステムは、ＧＳＭ、ＧＰＲＳ、ＥＤＧＥ、ＷＣＤＭＡのセルラーと、例えばＩＥＥＥ  ８０３．１１−ｂ、−ａ、−ｇ等のネットワーク、例えばブルートゥース、ジグビー等のパーソナルエリアネットワーク等とを含んでいる。これらのシステムの特性は、一定包落線と包落線変化との信号、時分割とコード分割とのマルチプレックス、高(数ワット)から低(マイクロワット)への送信出力電力の広範囲な組み合わせに及んでいる。その結果、マルチモード応用でのＲＦ電力増幅器への要望が、大きくなっている。尚、ＧＳＭは、Global System for Mobile Communicationの略である。また、ＧＰＲＳは、General Packet Radio Serviceの略である。更に、ＥＤＧＥは、Enhanced Data for GSM Evolution; Enhanced Data for GPRSの略である。また、ＷＣＤＭＡは、Wideband Code Division Multiple Accessの略である。
【０００４】
一方、下記非特許文献２には、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の周波数帯域を含むクワッドバンドを送信するＲＦ電力増幅器モジュールが記載されている。尚、ＤＣＳはDigital Cellar Systemの略称、ＰＣＳはPersonal Communication Systemの略称である。このＲＦ電力増幅器モジュールは、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００との第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号を増幅する第１電力増幅器と、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００との第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号を増幅する第２電力増幅器と、第１電力増幅器の第１出力整合回路と、第２電力増幅器の第２出力整合回路と、第１出力整合回路に接続された第１方向性カップラーと、第２出力整合回路に接続された第２方向性カップラーと、第１方向性カップラーと第２方向性カップラーの出力が供給される対数パワー検出器・電力コントローラとを含んでいる。この対数パワー検出器は、方向性カップラーの出力を増幅する４段の多段増幅器と、多段増幅器の入力信号と多段増幅器の３つの段間出力信号と多段増幅器の最終出力信号とが供給される５段の検出器とで構成されている。方向性カップラーの出力と設定電圧とが対数パワー検出器により比較されて、方向性カップラーの出力が設定電圧と一致するように電力コントローラからの出力のＡＰＣ(Automatic Power Control)電圧ＶapcがＲＦ電力増幅器の利得を制御する。
【０００５】
また、下記非特許文献１には、送信電力が低い動作領域ではパワー検出器の検出感度が低く十分な検出電圧が得られないので、所望するパワー制御が行えないと言う問題を解決するため、送信電力が低い動作領域で擬似検波電圧を生成することが記載されている。送信電力が低い動作領域でベースバンド信号処理ユニットからの送信出力レベル指示電圧Ｖrampと自動パワー制御電圧Ｖapcとが低い動作領域では、所定の電流Ｉrefまでは自動パワー制御電圧Ｖapcの上昇によって徐々に増加する感度アップ電流Ｉsuがパワー検出回路で生成される。この感度アップ電流Ｉsuはパワー検出器の出力に供給されることにより、パワー検出器の出力から擬似検波電圧が生成される。送信電力が低く十分な検出電圧が得られない動作領域では、この擬似検波電圧によってＲＦ電力増幅器の利得が制御される。擬似検波電圧を生成する感度アップ電流Ｉsuは、所定の電流Ｉrefに到達すると略一定の電流となる。このように、送信電力が低い動作領域で擬似検波電圧を生成するために、自動パワー制御電圧Ｖapcの上昇に対する感度アップ電流Ｉsuの増加のスロープが所定の電流Ｉrefを境界にして補正される。
【０００６】
【非特許文献１】Ｅａｒｌ  ＭｃＣｕｎｅ，  “Ｈｉｇｈ−Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，  Ｍｕｌｔｉ−Ｍｏｄｅ，  Ｍｕｌｔｉ−Ｂａｎｄ  Ｔｅｒｍｉｎａｌ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ”，  ＩＥＥＥ  ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  ｍａｇａｚｉｎｅ，  Ｍａｒｃｈ  ２００５，  ＰＰ．４４〜５５．
【非特許文献２】Ｓｈｕｙｕｎ  Ｚｈａｎｇ  ｅｔ  ａｌ，“Ａ  Ｎｏｖｅｌ  Ｐｏｗｅｒ−Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ  Ｍｏｄｕｌｅ  ｆｏｒ  Ｑｕａｄ−Ｂａｎｄ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｈａｎｄｓｅｔ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”，  ＩＥＥＥ  ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ  ＯＮ  ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ  ＴＨＥＯＲＹ  ＡＮＤ  ＴＥＣＨＮＩＱＵＥＳ，  ＶＯＬ．５２，  Ｎｏ．１１，  ＮＯＶＥＭＢＥＲ  ２００３，  ＰＰ．２２０３−２２１０．
【特許文献１】特開２００５−２２３８７７号  公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明者等は本発明に先立って、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の周波数帯域を含むクワッドバンドを送信するＲＦ電力増幅器モジュールの開発に従事した。この開発に際して、前記特許文献１に記載されたように、送信電力が低く十分な検出電圧が得られない動作領域での制御性の高いパワー制御方式が必要とされた。
【０００８】
図１は、本発明に先立って本発明者等によって検討されたクワッドバンドを送信するＲＦ電力増幅器モジュールのパワー検出回路の構成を示す図である。
【０００９】
図１において、携帯電話のＲＦ集積回路からのRF送信信号Ｖinは、RF電力増幅器(PA)１００の入力に供給される。RF電力増幅器(PA)１００の出力のRF送信増幅信号Ｖoutは、カップラー(CPl)１０１の主線路を介して負荷ＲＬに供給される。
【００１０】
パワー検出のために、RF送信増幅信号Ｖoutの一部が、カップラー(CPl)１０１の主線路から副線路へ伝達される。カップラー１０１を介して伝達されたRF送信増幅信号Ｖoutの一部はパワー検出器(Det_Ckt)１０２に供給されて、パワー検出器１０２のトランジスタやダイオードの検波素子によって検波される。パワー検出器１０２からの検出電圧は、加算器１０４の一方の入力端子に供給される。スロープ補正回路(Slope_Ckt)１０３は、前記特許文献１に記載されたものと類似の擬似検波電圧Ｖsuの生成による感度アップの機能を有している。図１の左に示すように、送信出力レベル指示電圧Ｖrampの上昇に応答する自動パワー制御電圧Ｖapcの上昇によって擬似検波電圧Ｖsuが徐々に増加する。しかし、途中で擬似検波電圧Ｖsuの増加は停止して、擬似検波電圧Ｖsuは略一定の電圧となる。スロープ補正回路１０３からの擬似検波電圧Ｖsuは、加算器１０４の他方の入力端子に供給される。その結果、加算器１０４の出力から、パワー検出器１０２の検出電圧とスロープ補正回路１０３の擬似検波電圧Ｖsuとの加算電圧である検出電圧Ｖdetが生成される。
【００１１】
加算器１０４の出力の検出電圧Ｖdetは負帰還回路１０５の抵抗Ｒ１の一端に接続され、抵抗Ｒ１の他端は誤差増幅器(Error_Amp)１０６の反転入力端子−と負帰還回路１０５の抵抗Ｒ２の一端に接続される。抵抗Ｒ２の他端は誤差増幅器１０６の出力端子に接続され、誤差増幅器１０６の非反転入力端子＋にはベースバンド信号処理ユニットからの送信出力レベル指示電圧ＶrampがＲＦ集積回路を介して供給される。このようにして、誤差増幅器１０６の出力端子から、自動パワー制御電圧Ｖapcが生成される。検出電圧Ｖdetと自動パワー制御電圧Ｖapcと送信出力レベル指示電圧Ｖrampとの間に、次式の関係が成立する。
【００１２】
Ｖdet＋Ｒ1・(Ｖapc−Ｖdet)／(Ｒ1＋Ｒ2)＝Ｖramp        (1)式
上記(1)式より、次式が得られる。
【００１３】
Ｖapc＝(Ｒ1＋Ｒ2)・Ｖramp／Ｒ1−Ｒ2・Ｖdet／Ｒ1    (2)式
すなわち、誤差増幅器１０６と負帰還回路１０５とによって、自動パワー制御電圧Ｖapcは上記(2)式のように送信出力レベル指示電圧Ｖrampの非反転増幅成分と検出電圧Ｖdetの反転増幅成分との和となる。このような関係の自動パワー制御電圧Ｖapcによって、RF電力増幅器(PA)１００の増幅ゲインが制御され、RF送信増幅信号Ｖoutや送信電力Ｐoutのレベルが制御されることができる。
【００１４】
図２は、図１のＲＦ電力増幅器モジュールでの自動パワー制御電圧Ｖapcに対する送信電力Ｐoutの変化の特性を示す図である。
【００１５】
図２に示すように、送信電力Ｐoutが−10dBmから−5dBmの極めて低い送信電力でパワー検出器１０２から十分な検出電圧が得られない動作領域でも、スロープ補正回路１０３からの擬似検波電圧Ｖsuが利用されることで、比較的制御性の高いパワー制御が実現される。この低送信電力動作領域でのパワー制御は、擬似検波電圧Ｖsuと送信出力レベル指示電圧Ｖrampとの誤差増幅器１０６での電圧比較によって実現される。送信電力Ｐoutが−5dBmから＋5dBmの中間送信電力の動作領域では、パワー検出器１０２から検出電圧が得られ始める一方、スロープ補正回路１０３からの擬似検波電圧Ｖsuも少しずつ飽和を開始する。従って、この中間送信電力動作領域でのパワー制御は、パワー検出器１０２の検出電圧とスロープ補正回路１０３の擬似検波電圧Ｖsuとの加算電圧である検出電圧Ｖdetと送信出力レベル指示電圧Ｖrampとの誤差増幅器１０６での電圧比較により実現される。送信電力Ｐoutが＋5dBm以上の高送信電力の動作領域では、パワー検出器１０２から十分な検出電圧が得られる一方、スロープ補正回路１０３からの擬似検波電圧Ｖsuは完全に飽和している。従って、この高送信電力動作領域でのパワー制御は、略パワー検出器１０２による検出電圧Ｖdetと送信出力レベル指示電圧Ｖrampとの誤差増幅器１０６での電圧比較により実現される。
【００１６】
しかしながら、本発明者等による検討の結果、図１に示されたＲＦ電力増幅器モジュールでのパワー制御は、下記のような問題を有することが明らかとされた。
【００１７】
それは、パワー制御の動作で、RF電力増幅器１００のオープンループ・電圧ゲインのバラツキの影響が極めて大きいと言うものである。すなわち、図２のように送信電力Ｐoutが−10dBmから−5dBmの極めて低い送信電力の動作領域でのパワー制御では、スロープ補正回路１０３が正規の制御経路をバイパスして擬似検波電圧Ｖsuを誤差増幅器１０６の負帰還回路１０５にフィードバックしている。正規の制御経路は、RF電力増幅器１００、カップラー１０１、パワー検出器１０２である。この変則フィードバック・クローズド・ループの外部のRF電力増幅器１００のRF送信増幅信号Ｖoutや送信電力Ｐoutのレベルが制御されるが、RF電力増幅器１００のオープンループ・電圧ゲインのバラツキが、送信電力Ｐoutのバラツキの原因となるものである。また、RF電力増幅器１００のオープンループ・電圧ゲインのバラツキは、低送信電力動作領域だけではなく、中間送信電力の動作領域や高送信電力動作領域でのRF電力増幅器１００の送信電力Ｐoutのバラツキの原因となることも明らかとされた。図２の特性曲線上の白丸はバラツキの分布中心を示し、白丸と垂直な太線はバラツキの上限と下限との間の分布範囲を示している。
【００１８】
図３も、本発明に先立って本発明者等によって検討されたクワッドバンドを送信するＲＦ電力増幅器モジュールのパワー検出回路の構成を示す図である。図３のＲＦ電力増幅器モジュールのパワー検出回路では、本発明者等による上記検討の結果を参考にして、擬似検波電圧Ｖsuを生成するスロープ補正回路(Slope_Ckt)１０３は廃止された。その代わりに、送信電力が低く十分な検出電圧が得られない動作領域での制御性を向上するために、送信出力レベル指示電圧Ｖrampのレベルを減衰して誤差増幅器(Error_Amp)１０６の非反転入力端子＋に供給するアッテネーター１０７が追加された。このアッテネーター１０７は直列接続された２個の分圧抵抗Ｒ3、Ｒ4により構成され、抵抗Ｒ4の一端に送信出力レベル指示電圧Ｖrampが供給され、抵抗Ｒ4の他端は誤差増幅器１０６の非反転入力端子＋と抵抗Ｒ3の一端に接続され、抵抗Ｒ3の他端は接地電圧GNDに接続されている。
【００１９】
図４は、図３のＲＦ電力増幅器モジュールでの自動パワー制御電圧Ｖapcに対する送信電力Ｐoutの変化の特性を示す図である。
【００２０】
送信電力Ｐoutが−10dBmから−5dBmの極めて低い送信電力でパワー検出器(Det_Ckt)１０２から十分な検出電圧が得られない動作領域では、送信出力レベル指示電圧Ｖrampの分圧抵抗Ｒ3、Ｒ4による分圧電圧により、図４の特性Ｌ１に示すように、パワー制御が実現される。この低送信電力動作領域ではパワー検出器１０２から検出電圧が得られないので、送信出力レベル指示電圧Ｖrampの分圧抵抗Ｒ3、Ｒ4による分圧電圧によるオープン・ループでのパワー制御が実行される。アッテネーター１０７の分圧抵抗Ｒ3、Ｒ4によるアッテネーションによって、図４の特性Ｌ１に示すように、送信出力レベル指示電圧Ｖrampの増加に対する送信電力Ｐoutの増加を緩和することができる。分圧抵抗Ｒ3、Ｒ4によるアッテネーションは、−10dBmから−5dBmの極めて低い送信電力の動作領域だけではなく、−5dBmから＋5dBmの中間送信電力の動作領域や、＋5dBm以上の高送信電力の動作領域でも行われる。その結果、中間送信電力の動作領域や高送信電力の動作領域での送信出力レベル指示電圧Ｖrampの変化に対する送信電力Ｐoutの変化の制御感度が低くなることが判明した。これは、次のようなメカニズムによって、発生する。図３に示すパワー検出回路では、検出電圧Ｖdetと自動パワー制御電圧Ｖapcと送信出力レベル指示電圧Ｖrampとの間に、次式の関係が成立する。
【００２１】
Ｖdet＋Ｒ1・(Ｖapc−Ｖdet)／(Ｒ1＋Ｒ2)＝Ｒ3・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4)  (3)式
上記(3)式より、次式が得られる。
【００２２】
Ｖapc＝(Ｒ1＋Ｒ2)・Ｒ3・Ｖramp／Ｒ1・(Ｒ3+Ｒ4)−Ｒ2・Ｖdet／Ｒ1
＝(1＋Ｒ2／Ｒ1)・Ｒ3・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4)−Ｒ2・Ｖdet／Ｒ1    (4)式
すなわち、前記(2)式と比較すると上記(4)式で示される送信出力レベル指示電圧Ｖrampの変化に対する自動パワー制御電圧Ｖapcの変化の制御感度は、Ｒ3・／(Ｒ3+Ｒ4)の分小さくなる。図３に示すパワー検出回路で図１に示すパワー検出回路の前記(2)式で示される制御感度と同じ制御感度を得るためには、図３に示すパワー検出回路の負帰還回路１０５の(Ｒ1＋Ｒ2)／Ｒ1の値を図１に示すパワー検出回路の負帰還回路１０５の(Ｒ1＋Ｒ2)／Ｒ1の値よりも大きくすれば良い。このようにして、図３に示すパワー検出回路の制御感度の特性は、図４の特性Ｌ２に示すように図２の特性と同様に高い制御感度を得ることができる。しかし、図３に示すパワー検出回路の負帰還回路１０５の(Ｒ1＋Ｒ2)／Ｒ1の値が大きくしたことにより、パワー検出器１０２からの検出電圧Ｖdetに対する誤差増幅器１０６の反転電圧ゲイン−Ｒ2／Ｒ1(前記(4)式の右辺の第２項参照)の値が大きくなる。その結果、誤差増幅器１０６、RF電力増幅器１００、カップラー１０１、パワー検出器１０２、負帰還回路１０５で構成される負帰還制御ループの位相余裕が小さくなって、負帰還制御ループが不安定となり、発振の危険性が増加することが、本発明者等の検討によって判明した。
【００２３】
本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等の検討の結果、なされたものである。従って、本発明の目的とするところは、RF電力増幅器のオープンループ・電圧ゲインのバラツキの影響が少なく、負帰還制御ループの安定性の高いRF電力増幅器のパワー制御を行うことが可能なRF電力増幅装置を提供することにある。本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００２５】
即ち、本発明の代表的なＲＦ電力増幅装置では、ＲＦ電力増幅器(１００)のゲインを制御する誤差増幅器(１０６)の非反転入力端子に、アッテネーター(１０７、Ｒ3、Ｒ4)を介して送信出力レベル指示電圧(Ｖramp)が供給される。誤差増幅器(１０６)の出力端子の自動パワー制御電圧(Ｖapc)により、前記ＲＦ電力増幅器(１００)のゲインが制御される。また、誤差増幅器(１０６)の出力端子と反転入力端子との間の負帰還回路(１０５)の第１抵抗(Ｒ1)と第２抵抗(Ｒ2)とに、他の抵抗(Ｒ5)が追加される(図５参照)。
【発明の効果】
【００２６】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。すなわち、RF電力増幅器のオープンループ・電圧ゲインのバラツキの影響が少なく、負帰還制御ループの安定性の高いRF電力増幅器のパワー制御を行うことが可能なRF電力増幅を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
《代表的な実施の形態》
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
【００２８】
〔１〕本発明の代表的な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置は、ＲＦ送信入力信号(Ｖin)を増幅するＲＦ電力増幅器(１００)と、カップラー(１０１)と、負帰還回路(１０５)と、誤差増幅器(１０６)と、アッテネーター(１０７)とを具備する。
【００２９】
前記ＲＦ電力増幅器の出力のＲＦ送信出力信号(Ｖout)が前記カップラー(１０１)に供給されることによって、前記カップラー(１０１)から検出電圧(Ｖdet)が生成される。
【００３０】
前記負帰還回路(１０５)は、一端に前記カップラーからの前記検出電圧が供給され他端が前記誤差増幅器(１０６)の反転入力端子に接続された第１抵抗(Ｒ1)と、一端が前記誤差増幅器の出力端子に接続され他端が前記誤差増幅器の前記反転入力端子に接続された第２抵抗(Ｒ2)とを含む。
【００３１】
前記誤差増幅器の前記出力端子から自動パワー制御電圧(Ｖapc)が生成され、該自動パワー制御電圧により前記ＲＦ電力増幅器(１００)のゲインが制御される。
【００３２】
前記アッテネーター(１０７)は、前記誤差増幅器の非反転入力端子と基準電位との間に接続された第３抵抗(Ｒ3)と、送信出力レベル指示電圧(Ｖramp)を前記誤差増幅器の前記非反転入力端子に供給する第４抵抗(Ｒ4)とを含む。
【００３３】
前記負帰還回路は、一端が前記誤差増幅器の前記反転入力端子に接続され他端が基準電位に接続された第５抵抗(Ｒ5)を更に含む(図５参照)。
【００３４】
前記実施の形態によれば、前記負帰還回路(１０５)に前記第５抵抗(Ｒ5)が追加されたので、送信出力レベル指示電圧(Ｖramp)の変化に対する自動パワー制御電圧(Ｖapc)の変化の制御感度を向上することができる。
【００３５】
本発明の好適な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置では、前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号と前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号とを増幅可能に構成されている。前記ＲＦ電力増幅器が前記ローバンドＲＦ送信入力信号を増幅する際には、前記負帰還回路の前記第５抵抗は第１抵抗値(Ｒ5A)に設定され、前記ＲＦ電力増幅器が前記ハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅する際には、前記負帰還回路の前記第５抵抗は前記第１抵抗値(Ｒ5A)よりも抵抗値の低い第２抵抗値(Ｒ5B)に設定される(図７参照)。
【００３６】
前記好適な実施の形態によれば、送信周波数の高低によりカップラー(１０１)からの検出電圧(Ｖdet)が高低となっても、ＲＦ電力増幅器(１００)のゲイン制御の制御感度を略一定とすることができる。
【００３７】
本発明のより好適な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置では、前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのローバンドＲＦ電力増幅器(１)と、前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのハイバンドＲＦ電力増幅器(２)とを含む。
【００３８】
前記カップラーは、ローバンドカップラー(CPL_LB)と、ハイバンドカップラー(CPL_ＨB)とを含む。
【００３９】
前記ローバンドカップラー(CPL_LB)に前記ローバンドＲＦ電力増幅器の出力からのローバンドＲＦ送信出力信号が供給されることによって、前記ローバンドカップラーからローバンド検出信号(RF_in_LB)が生成される。
【００４０】
前記ハイバンドカップラー(CPL_HB)に前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の出力からのハイバンドＲＦ送信出力信号が供給されることによって、前記ハイバンドカップラーからハイバンド検出信号(RF_in_HB)が生成される。
【００４１】
前記ローバンドカップラーからの前記ローバンド検出信号と前記ハイバンドカップラーからの前記ハイバンド検出信号とが選択的に入力に供給される検出電圧増幅器(２４)の出力の前記検出電圧(Ｖdet)が、前記負帰還回路(１０５)の前記第１抵抗(Ｒ1)の前記一端に供給される。
【００４２】
前記検出電圧増幅器の前記入力に前記ローバンドカップラーからの前記ローバンド検出信号が供給される際に、前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は第１増幅率に設定される。前記検出電圧増幅器の前記入力に前記ハイバンドカップラーからの前記ハイバンド検出信号が供給される際に、前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は前記第１増幅率よりも大きな増幅率の第２増幅率に設定される(図９参照)。
【００４３】
前記より好適な実施の形態によれば、送信周波数の低高によりカップラー(CPL_LB、CPL_HB)から検出信号(RF_in_LB、RF_in_HB)が低高となっても、ＲＦ電力増幅器(１、２)のゲイン制御の制御感度を略一定とすることができる。
【００４４】
本発明の他のより好適な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置では、前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのローバンドＲＦ電力増幅器(１)と、前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのハイバンドＲＦ電力増幅器(２)とを含む。
【００４５】
前記カップラー(５４)に前記ローバンドＲＦ電力増幅器の出力からのローバンドＲＦ送信出力信号と前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の出力からのハイバンドＲＦ送信出力信号とが選択的に供給されることによって、前記カップラーから検出信号(７９)が生成される。
【００４６】
前記カップラーからの前記検出信号が入力に供給される検出電圧増幅器(６４)の出力の前記検出電圧(Ｖdet)が、前記負帰還回路(１０５)の前記第１抵抗(Ｒ1)の前記一端に供給される。
【００４７】
前記カップラーに前記ローバンドＲＦ電力増幅器からの前記ローバンドＲＦ送信出力信号が供給される際に、前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は第１増幅率に設定される。前記カップラーに前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の前記ハイバンドＲＦ送信出力信号が供給される際に、前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は前記第１増幅率よりも大きな増幅率の第２増幅率に設定される(図１０参照)。
【００４８】
前記他のより好適な実施の形態によれば、送信周波数の低高によりカップラーから検出信号が低高となっても、ＲＦ電力増幅器(１、２)のゲイン制御の制御感度を略一定とすることができる。
【００４９】
本発明の具体的な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置では、前記ローバンドＲＦ送信出力信号はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのローバンドＲＦ周波数帯域を持ち、前記ハイバンドＲＦ送信出力信号はＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とのハイバンドＲＦ周波数帯域を持つ。
【００５０】
本発明の具体的な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置では、前記基準電位は接地電圧(GND)である。
【００５１】
〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置は、ＲＦ送信入力信号(Ｖin)を増幅するＲＦ電力増幅器(１００)と、カップラー(１０１)と、負帰還回路(１０５)と、誤差増幅器(１０６)と、アッテネーター(１０７)とをＲＦパワーモジュールのパッケージの内部に具備する。
【００５２】
前記ＲＦ電力増幅器の出力のＲＦ送信出力信号(Ｖout)が前記カップラー(１０１)に供給されることによって、前記カップラー(１０１)から検出電圧(Ｖdet)が生成される。
【００５３】
前記負帰還回路(１０５)は、一端に前記カップラーからの前記検出電圧が供給され他端が前記誤差増幅器(１０６)の反転入力端子に接続された第１抵抗(Ｒ1)と、一端が前記誤差増幅器の出力端子に接続され他端が前記誤差増幅器の前記反転入力端子に接続された第２抵抗(Ｒ2)とを含む。
【００５４】
前記誤差増幅器の前記出力端子から自動パワー制御電圧(Ｖapc)が生成され、該自動パワー制御電圧により前記ＲＦ電力増幅器(１００)のゲインが制御される。
【００５５】
前記アッテネーター(１０７)は、前記誤差増幅器の非反転入力端子と基準電位との間に接続された第３抵抗(Ｒ3)と、送信出力レベル指示電圧(Ｖramp)を前記誤差増幅器の前記非反転入力端子に供給する第４抵抗(Ｒ4)とを含む。
【００５６】
前記負帰還回路は、一端が前記誤差増幅器の前記反転入力端子に接続され他端が基準電位に接続された第５抵抗(Ｒ5)を更に含む(図５参照)。
【００５７】
《実施の形態の説明》
次に、実施の形態について更に詳述する。
【００５８】
《ＲＦ電力増幅器モジュールの基本的なパワー検出回路》
図５は、本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器モジュールの基本的なパワー検出回路の構成を示す図である。図５に示すパワー検出回路は、図３に示すパワー検出回路の誤差増幅器(Error_Amp)１０６の負帰還回路１０５の抵抗Ｒ1の他端と誤差増幅器１０６の反転入力端子−と抵抗Ｒ2の一端と接地電圧GNDとの間に抵抗Ｒ5が追加されたものであり、その他の構成は図３と同一である。図５に示すパワー検出回路では、誤差増幅器１０６に抵抗Ｒ5が追加されたので、送信出力レベル指示電圧Ｖrampと自動パワー制御電圧Ｖapcと検出電圧Ｖdetとの間の関係は、次のようにして求められる。
【００５９】
すなわち、パワー検出器(Det_Ckt)１０２の出力から負帰還回路１０５の抵抗Ｒ1に流入する電流を、Ｉ1とする。また、誤差増幅器１０６の出力から負帰還回路１０５の抵抗Ｒ2に流入する電流を、Ｉ2とする。更に、負帰還回路１０５の抵抗Ｒ5から接地電圧GNDに流入する電流を、Ｉ5とする。電流Ｉ1と電流Ｉ2と電流Ｉ5との間には、次式の関係が成立する。
【００６０】
Ｉ1＋Ｉ2＝Ｉ5    ∴Ｉ2＝Ｉ5−Ｉ1                  (5)式
誤差増幅器１０６による負帰還によってアッテネーター１０７の２個の抵抗Ｒ3、Ｒ4による送信出力レベル指示信号Ｖrampの分圧電圧Ｖramp´と略等しい電圧が負帰還回路１０５の抵抗Ｒ5の両端の間に供給されるので、抵抗Ｒ5に流れる電流Ｉ5は次のように求めることができる。
【００６１】
Ｉ5＝Ｖramp´／Ｒ5＝Ｒ3・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4)・Ｒ5    (6)式
また、抵抗Ｒ1に流れる電流Ｉ1は次のように求めることができる。
【００６２】
Ｉ1＝(Ｖdet−Ｖramp´)／Ｒ1＝Ｖdet／Ｒ1−Ｒ3・Ｖramp／Ｒ1・(Ｒ3+Ｒ4)  (7)式
従って、上記(5)式と上記(6)式と上記(7)式とから、次式が得られる。
【００６３】
Ｉ2＝Ｉ5−Ｉ1
＝Ｒ3・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4)・Ｒ5−Ｖdet／Ｒ1＋Ｒ3・Ｖramp／Ｒ1・(Ｒ3+Ｒ4)
＝Ｒ3・(Ｒ1+Ｒ5)・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4)・Ｒ1・Ｒ5−Ｖdet／Ｒ1  (8)式
また、自動パワー制御電圧Ｖapcと分圧電圧Ｖramp´との間に次式の関係が成立するので、上記(6)式を代入すれば、下記のようになる。
【００６４】
Ｖapc＝Ｒ2・Ｉ2＋Ｖramp´
＝Ｒ2・Ｒ3・(Ｒ1+Ｒ5)・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4)・Ｒ1・Ｒ5−Ｒ2・Ｖdet／Ｒ1
＋Ｒ3・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4)
＝Ｒ3・(Ｒ1・Ｒ2＋Ｒ2・Ｒ5＋Ｒ1・Ｒ5)・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4)・Ｒ1・Ｒ5
−Ｒ2・Ｖdet／Ｒ1
＝(1＋Ｒ2／Ｒ1＋Ｒ5／Ｒ1)・Ｒ3・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4)−Ｒ2・Ｖdet／Ｒ1    (9)式
すなわち、上記(4)式で示される送信出力レベル指示電圧Ｖrampの変化に対する自動パワー制御電圧Ｖapcの変化の制御感度と比較すると、上記(9)式で示される送信出力レベル指示電圧Ｖrampの変化に対する自動パワー制御電圧Ｖapcの変化の制御感度は抵抗Ｒ5と抵抗Ｒ1との比Ｒ5／Ｒ1の分だけ大きくなる。
【００６５】
言い換えれば、図５に示すパワー検出回路では、抵抗Ｒ5の追加によって上記(6)式で求められる電流Ｉ5が増加する。誤差増幅器１０６の負帰還回路１０５では、抵抗Ｒ1、Ｒ2の間には略Ｒ2＞Ｒ1の関係が成立している。従って、抵抗Ｒ5に流れる電流Ｉ5の大部分は、抵抗Ｒ1に流れる。従って、図３に示すパワー検出回路と比較すると、図５に示すパワー検出回路では、送信出力レベル指示電圧Ｖrampの変化に応答した電流Ｉ5による負帰還回路１０５の抵抗Ｒ1の電圧降下が増大する。このようにして、図５に示すパワー検出回路では、送信出力レベル指示電圧Ｖrampの変化に対する自動パワー制御電圧Ｖapcの変化の制御感度を向上することができる。
【００６６】
図６は、図５のＲＦ電力増幅器モジュールでの自動パワー制御電圧Ｖapcに対する送信電力Ｐoutの変化の特性を示す図である。
【００６７】
送信電力Ｐoutが−10dBmから−5dBmの極めて低い送信電力でパワー検出器(Det_Ckt)１０２から十分な検出電圧が得られない動作領域では、送信出力レベル指示電圧Ｖrampの分圧抵抗Ｒ3、Ｒ4による分圧電圧により、図４の特性Ｌ１と同様に図６に示すように、パワー制御が実現される。すなわち、アッテネーター１０７の分圧抵抗Ｒ3、Ｒ4によるアッテネーションによって、低い送信電力の動作領域で送信出力レベル指示電圧Ｖrampの増加に対する送信電力Ｐoutの増加を緩和することができる。また、−5dBmから＋5dBmの中間送信電力の動作領域や、＋5dBm以上の高送信電力の動作領域では、誤差増幅器１０６の負帰還回路１０５への抵抗Ｒ5の追加によって上記のように送信出力レベル指示電圧Ｖrampの変化に対する自動パワー制御電圧Ｖapcの変化の制御感度を向上することができる。この時に、誤差増幅器１０６の(R1+R2)／R1の値を大きくする必要が無いので、負帰還制御ループの位相余裕も小さくなることも無く、負帰還制御ループが不安定となり発振の危険性が増加することを回避することが可能となる。図６に示した自動パワー制御電圧Ｖapcに対する送信電力Ｐoutの変化の特性も、RF電力増幅器１００のオープンループ・電圧ゲインのバラツキの影響を受けている。しかし、図６の変化特性でのバラツキの影響は、図２の変化特性でのバラツキの影響よりも大幅に低減されていることが理解できる。
【００６８】
《マルチバンドの送信周波数に対応するパワー検出回路》
図７は、本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器モジュールでマルチバンドの送信周波数に対応するパワー検出回路の構成を示す図である。
【００６９】
本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器モジュールは、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のクワッドバンドの送信周波数を送信することができるように構成されている。ＧＳＭ８５０のRF送信信号の周波数は８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚであり、ＧＳＭ９００のRF送信信号の周波数は８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚである。また、ＤＣＳ１８００のRF送信信号の周波数は１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚであり、ＰＣＳ１９００のRF送信信号の周波数は１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚである。更に、本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器モジュールは、オプション機能によりＷＣＤＭＡの１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚのRF送信信号を送信することも可能となっている。このように、ＲＦ電力増幅器モジュールは、略０．８ＧＨｚ〜０．９ＧＨｚのローバンドRF送信信号と略１．７ＧＨｚ〜２．０ＧＨｚのハイバンドRF送信信号とを送信する。
【００７０】
図７のＲＦ電力増幅器モジュールでは、上記のローバンドRF送信信号またはハイバンドRF送信信号のRF送信増幅信号Ｖoutの一部が、カップラー(CPl)１０１の主線路から副線路へ伝達される。カップラー１０１を介して伝達されたRF送信増幅信号Ｖoutの一部はパワー検出器(Det_Ckt)１０２に供給されて、パワー検出器１０２のトランジスタやダイオードの検波素子によって検波される。ローバンドRF送信信号の周波数と比較すると、ハイバンドRF送信信号の周波数は略２倍となっている。従って、ローバンドRF送信信号の周波数と比較すると、略２倍の周波数を有するハイバンドRF送信信号はカップラー１０１からパワー検出器１０２の出力までの信号損失が大きくなる。その結果、ＲＦ電力増幅器モジュールがハイバンドRF送信信号を送信するモードでのパワー検出器１０２の出力からの検出電圧Ｖdetのレベルは、ローバンドRF送信信号の送信モードよりも低下する。
【００７１】
図７のマルチバンドの送信周波数に対応するパワー検出回路は、ハイバンドRF送信信号の送信モードでのパワー検出器１０２の出力からの検出電圧Ｖdetのレベル低下による自動パワー制御電圧Ｖapcのレベル低下を補償する機能を有している。図７のパワー検出回路の負帰還回路１０５では、図５のパワー検出回路の抵抗Ｒ５は２個の抵抗Ｒ5A、Ｒ5Bとバンド切換スイッチとによって置換されている。一方の抵抗Ｒ5AはローバンドRF送信信号に対応するよう比較的高い抵抗値に設定され、他方の抵抗Ｒ5BはハイバンドRF送信信号に対応するよう比較的低い抵抗値に設定されている。ローバンドRF送信信号の送信モードではバンド切換スイッチによって高抵抗Ｒ5Aが接地電位GNDに接続され、ハイバンドRF送信信号の送信モードではバンド切換スイッチによって低抵抗Ｒ5Bが接地電位GNDに接続される。
【００７２】
その結果、上記(10)式の右辺の第２項の検出電圧Ｖdetのレベルの高・低に対応して、上記(10)式の右辺の第１項の抵抗比Ｒ5／Ｒ1の大・小が制御される。このようにして、図７のパワー検出回路では、ハイバンドRF送信信号の送信モードでのパワー検出器１０２の出力からの検出電圧Ｖdetのレベル低下による自動パワー制御電圧Ｖapcのレベル低下を補償することができる。
【００７３】
《ＲＦ電力増幅器モジュールを搭載した携帯電話端末》
図８は、図５または図７の本発明の１つの実施の形態または本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器モジュールを搭載した携帯電話端末の構成を示す図である。
【００７４】
携帯電話端末は、アンテナANT、RF信号処理ユニット５００、ＲＦ電力増幅器モジュール２００、ベースバンド信号処理ユニット３００、中央処理ユニット(CPU)４００を含んでいる。尚、中央処理ユニット４００は、ベースバンド信号処理ユニット３００と一体化されて集積化されることができる。ＲＦ電力増幅器モジュール２００は、アンテナANTへのRF送信信号とアンテナANTで受信されたRF受信信号との分波を行うデュプレクサ(DUPL)２６０を含む。デュプレクサ２６０には、ローバンドRF送受信信号切換スイッチ２５０aとハイバンドRF送受信信号切換スイッチ２５０bとが接続されている。ローバンドRF送受信信号切換スイッチ２５０aとハイバンドRF送受信信号切換スイッチ２５０bとは、中央処理ユニット４００からの送受信モード信号Modeによって、送信モードと受信モードとに切り換えられる。ローバンドRF送受信信号切換スイッチ２５０aの一方の端子とハイバンドRF送受信信号切換スイッチ２５０bの一方の端子には、ローパスフィルタ(LPF)２４０a、２４０bを介してRF電力増幅器２１０a、２１０bからの送信出力信号Ｐoutが供給されることができる。
【００７５】
一方のRF電力増幅器２１０aはＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのRF送信出力信号を出力する一方、他方のRF電力増幅器２１０bはＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡの１９２０〜１９８０ＭＨｚのRF送信出力信号を出力する。RF電力増幅器２１０a、２１０bからの送信出力信号Ｐoutの一部はカップラー２２０a、２２０bを介して制御回路２３０に供給される一方、中央処理ユニット４００のディジタル・アナログ変換器DACからの送信出力レベル指示信号Ｖrampが制御回路２３０に供給される。この制御回路２３０は、図５または図７に示したように、パワー検出器１０２、負帰還回路１０５、誤差増幅器１０６、アッテネーター１０７を含んでいる。制御回路２３０からの自動パワー制御電圧Ｖapcによって、RF電力増幅器２１０a、２１０bからの送信出力信号Ｐoutのレベルが制御される。
【００７６】
携帯電話端末の送信動作モードでは、ベースバンド信号処理ユニット３００から送信ベースバンド信号Ｉ、ＱがRF信号処理ユニット５００に供給される。RF信号処理ユニット５００で送信ベースバンド信号Ｉ、ＱはRF送信信号に周波数アップコンバージョンされ、周波数アップコンバージョンされたRF送信信号はRF電力増幅器２１０a、２１０bの一方により増幅されて、アンテナANTに供給される。
【００７７】
携帯電話端末の受信動作モードでは、アンテナANTによって受信されたRF受信信号は、デュプレクサ２６０を経由してローバンドRF送受信信号切換スイッチ２５０a又はハイバンドRF送受信信号切換スイッチ２５０bからローバンドローノイズアンプ１３０a又はハイバンドノイズアンプ１３０aに供給される。尚、ローノイズアンプ１３０a、１３０aは、RF信号処理ユニット５００と一体化されて集積化されることができる。ローノイズアンプ１３０a、１３０aによって増幅されたRF受信信号は、RF信号処理ユニット５００に供給される。RF信号処理ユニット５００でRF受信信号は周波数ダウンコンバージョンされ、周波数ダウンコンバージョンされた受信ベースバンド信号Ｉ、Ｑは、ベースバンド信号処理ユニット３００に供給される。
【００７８】
《デュアルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュール》
図９は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるデュアルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュールの構成を示す図である。
【００７９】
図９に示したＲＦ電力増幅器モジュールは、ローバンドRF電力増幅器(RF_PA_LB)１、ローバンドカップラーＣＰＬ＿ＬＢ、ローバンド整合回路(MN_LB)５、ローバンドローパスフィルタ(LPF_LB)７を含んでいる。また、このＲＦ電力増幅器モジュールは、ハイバンドRF電力増幅器(RF_PA_HB)２、ハイバンドカップラーＣＰＬ＿ＬＢ、ハイバンド整合回路(MN_HB)６、ハイバンドローパスフィルタ(LPF_HB)８を含んでいる。ローバンド入力端子(Pin_LB)３３にはＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのRF送信入力信号が供給され、ハイバンド入力端子(Pin_HB)３４にはＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡの１９２０〜１９８０ＭＨｚのRF送信入力信号が供給される。ローバンドローパスフィルタ７からのローバンドRF送信出力信号とハイバンドローパスフィルタ８からのハイバンドRF送信出力信号のいずれか一方が、アンテナスイッチ(ANT_SW)９により選択されて出力端子(Ｐout)３７に伝達される。ローバンドカップラーＣＰＬ＿ＬＢでは、ローバンドRF送信出力信号の一部が主線路から副線路へ伝達されて、ローバンドRFパワー検出入力信号RF_in_LBが生成される。ハイバンドカップラーＣＰＬ＿HＢでは、ハイバンドRF送信出力信号の一部が主線路から副線路へ伝達されて、ハイバンドRFパワー検出入力信号RF_in_HBが生成される。ローバンドRFパワー検出入力信号RF_in_LBとハイバンドRFパワー検出入力信号RF_in_HBとは、ローバンドRFパワー検出器１０とハイバンドRFパワー検出器１６とにそれぞれ供給される。ローバンドRFパワー検出器１０とハイバンドRFパワー検出器１６とは、それぞれ供給されるRFパワー検出入力信号に対して大きなダイナミックレンジを持つように構成されている。すなわち、低レベルのRFパワー検出入力信号は、従属接続された多段増幅器(RF AmP)１２、１８と第１検出器(DET1)１４、２０とで検出される。また、高レベルのRFパワー検出入力信号は、減衰器(ATT)１１、１７と第２検出器(DET２)１３、１９とで検出される。第１検出器１４、２０の検出出力信号と第２検出器１３、１９の検出出力信号とは、加算器１５、２１で加算される。加算器１５、２１の加算検出出力信号電流(Σidet_LB、Σidet_HB)３８のいずれか一方は、選択スイッチ２２で選択されて電流・電圧変換器(I/V_Conv)２３の電流入力端子３９に供給される。電流・電圧変換器２３で電圧に変換された検出信号電圧(Ｖdet_in)４０は検出電圧増幅器(Ｖdet_Amp)２４により電圧増幅され、検出電圧増幅器２４の出力から検出電圧(Ｖdet)４１が生成される。
【００８０】
バンド選択信号(BAND)４２がハイレベルでローバンドRF送信入力信号Pin_LBが選択されると検出電圧増幅器２４の電圧増幅率は小さな値に設定され、逆にバンド選択信号(BAND)４２がローレベルでハイバンドRF送信入力信号Pin_HBが選択されると検出電圧増幅器２４の電圧増幅率は大きな値に設定される。この検出電圧増幅器２４は、２つの演算増幅器(OP1)２５、(OP2)２６と、抵抗Ｒ６１、Ｒ６２、Ｒ６３、Ｒ６４、Ｒ６５、Ｒ６６と、電圧利得切換スイッチ(Gv_SW)２７、２８とにより構成されている。演算増幅器２５の非反転入力端子と反転入力端子には、基準電圧Ｖrefと抵抗Ｒ６１を介しての接地電圧GNDとが供給されている。演算増幅器２６の反転入力端子と非反転入力端子には、抵抗Ｒ６３を介しての演算増幅器２５の出力信号と電流・電圧変換器２３の出力よりの検出出力信号電圧４０とが供給されている。
【００８１】
バンド選択信号(BAND)４２がハイレベルでローバンドRF送信入力信号Pin_LBが選択されると、電圧利得切換スイッチGv_SWの２個のスイッチ２７、２８はともにオフ状態に制御される。逆にバンド選択信号４２がローレベルでハイバンドRF送信入力信号Pin_HBが選択されると、電圧利得切換スイッチGv_SWの２個のスイッチ２７、２８はともにオン状態に制御される。抵抗Ｒ６１と抵抗Ｒ６４との抵抗値をＺ１とし、抵抗Ｒ６２と抵抗Ｒ６３との抵抗値をＺ２とし、抵抗Ｒ６５と抵抗Ｒ６６との抵抗値をＺ３とする。バンド選択信号(BAND)４２がハイレベルでローバンドRF送信入力信号Pin_LBが選択され電圧利得切換スイッチGv_SWの２個のスイッチ２７、２８がともにオフ状態である場合を想定する。この場合の検出電圧増幅器２４の出力からパワー検出出力信号Ｖdetは、下記のようになる。
【００８２】
Ｖdet＝(１＋(Ｚ１／Ｚ２))×(Ｖdet_in−Ｖref)      …(10)式
一方、バンド選択信号(BAND)４２がローレベルでハイバンドRF送信入力信号Pin_HBが選択され電圧利得切換スイッチＧｖ＿ＳＷの２個のスイッチがともにオン状態である場合を想定する。この場合の検出電圧増幅器２４の出力からパワー検出出力信号Ｖdetは、下記のようになる。尚、Ｚ２３は、抵抗値Ｚ２と抵抗値Ｚ３との並列抵抗である。従って、抵抗値Ｚ２と抵抗値Ｚ３との並列抵抗Ｚ２３の抵抗値は、抵抗Ｒ６２と抵抗Ｒ６３の抵抗値Ｚ２よりも低い抵抗となる。
【００８３】
Ｖdet＝(１＋(Ｚ１／Ｚ２３))×(Ｖdet_in−Ｖref)    …(11)式
従って、バンド選択信号(BAND)４２がローレベルでハイバンドRF送信入力信号Pin_HBが選択されると、検出電圧増幅器２４の電圧増幅率は(11)式のように大きな値に設定される。
【００８４】
このようにして、検出電圧増幅器２４の出力からパワー検出出力信号(Ｖdet)４１が生成され、パワー検出出力信号(Ｖdet)４１は制御回路２９に供給される。制御回路２９は、図７のパワー検出回路と全く同様に、誤差増幅器(EA)３０、負帰還回路１０５、アッテネーター１０７を含んでいる。また、図９の制御回路２９の負帰還回路１０５では、誤差増幅器３０の反転入力端子の入力容量の影響を低減するため、抵抗Ｒ2の両端の間に容量Ｃfが接続されている。制御回路２９の誤差増幅器３０の出力端子４４は、切り換えスイッチ３２の入力端子に接続されている。切り換えスイッチ３２の一方の出力端子４５からローバンドRF電力増幅器１のためのローバンド自動パワー制御電圧Ｖapc_LBが生成され、切り換えスイッチ３２の他方の出力端子４６からハイバンドRF電力増幅器２のためのハイバンド自動パワー制御電圧Ｖapc_HBが生成される。
【００８５】
図１に示したＲＦ電力増幅器モジュールでは、検出電圧増幅器２４の演算増幅器２５の反転入力端子には抵抗Ｒ６１を介してオフセット電圧Ｖoffが印加されていた。しかし、図９に示したＲＦ電力増幅器モジュールでは、検出電圧増幅器２４の演算増幅器２５の反転入力端子には抵抗Ｒ６１を介して接地電圧GNDが印加される。
【００８６】
すなわち、図１に示したＲＦ電力増幅器モジュールでは、送信出力レベル指示電圧Ｖrampは、誤差増幅器１０６の非反転入力端子にアッテネーターを介することなく直接供給されていた。従って、検出電圧増幅器２４の内部回路の素子ばらつきによって、送信出力レベル指示電圧Ｖrampがゼロボルトでも、若干のレベルの自動パワー制御電圧Ｖapcが発生されないようにして、若干の送信電力Ｐoutが出力されないようにする必要があった。そのために、検出電圧増幅器２４の演算増幅器２５の反転入力端子に、抵抗Ｒ６１を介してオフセット電圧Ｖoffを印加していた。
【００８７】
それに対して、図９に示したＲＦ電力増幅器モジュールでは、送信出力レベル指示電圧Ｖrampは、アッテネーター１０７の２個の分圧抵抗Ｒ3、Ｒ4を介して誤差増幅器１０６の非反転入力端子に供給されている。アッテネーター１０７による減衰によって、送信出力レベル指示電圧Ｖrampが確かなレベルの電圧に上昇することで、若干の送信電力Ｐoutの出力が開始されるようになる。従って、図９に示したＲＦ電力増幅器モジュールでは、検出電圧増幅器２４の演算増幅器２５の反転入力端子には抵抗Ｒ６１を介してオフセット電圧Ｖoffを印加する必要がなくなり接地電圧GNDを印加すれば良くなったものである。
【００８８】
尚、図９に示したＲＦ電力増幅器モジュールでは、ローバンドRF電力増幅器１とハイバンドRF電力増幅器２の電力増幅トランジスタとしては、ＬＤ(Laterally Diffused)構造のNチャンネルMOSトランジスタまたはヘテロバイポーラトランジスタが使用されている。
【００８９】
《シングルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュール》
図１０は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるシングルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュールの構成を示す図である。
【００９０】
図１０に示したＲＦ電力増幅器モジュールは、ローバンドRF電力増幅器(RF_PA_LB)４７、ローバンド整合回路(MN_LB)４９、ローバンドローパスフィルタ(LPF_LB)５１を含んでいる。また、このＲＦ電力増幅器モジュールは、ハイバンドRF電力増幅器(RF_PA_HB)４８、ハイバンド整合回路(MN_HB)５０、ハイバンドローパスフィルタ(LPF_HB)５２を含んでいる。ローバンド入力端子(Pin_LB)７３にはＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのRF送信入力信号が供給され、ハイバンド入力端子(Pin_HB)７４にはＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡの１９２０〜１９８０ＭＨｚのRF送信入力信号が供給される。ローバンドローパスフィルタ５１からのローバンドRF送信出力信号とハイバンドローパスフィルタ５２からのハイバンドRF送信出力信号のいずれか一方が、アンテナスイッチ(ANT_SW)５３により選択されて出力端子(Ｐout) ７７に伝達される。尚、アンテナスイッチ５３と出力端子７７との間には、カップラーＣＰＬの主線路が接続されている。ローバンドRF送信出力信号とハイバンドRF送信出力信号とのいずれの一部がカップラーＣＰＬの主線路から副線路へ伝達されて、カップラーＣＰＬの出力端子７８からRFパワー検出入力信号が生成される。カップラーＣＰＬの出力端子７８のRFパワー検出入力信号は、RFパワー検出器５５に供給される。RFパワー検出器５５は、供給されるRFパワー検出入力信号に対して大きなダイナミックレンジを持つように構成されている。すなわち、低レベルのRFパワー検出入力信号は、従属接続された多段増幅器(RF Amp)５７と第１検出器(DET1)６１とで検出される。また、高レベルのRFパワー検出入力信号は、ローバンド減衰器(ATTLB)５６とローバンド減衰器(ATTLB)５６とハイバンド減衰器(ATTHB)５９と切り換えスイッチ５８と第２検出器(DET２)６０とで検出される。尚、ローバンド減衰器５６の減衰量(アッテネーション)は、ハイバンド減衰器５９の減衰量よりも大きな減衰量に設定されている。第１検出器６１の検出出力信号と第２検出器６２の検出出力信号とは、加算器６２で加算される。加算器６２の加算検出出力信号電流(Σidet)７９は、電流・電圧変換器(I/V_Conv)６３の電流入力端子に供給される。電流・電圧変換器６３で電圧に変換された検出信号電圧(Ｖdet_in)８０は検出電圧増幅器(Ｖdet_Amp)６４により電圧増幅され、検出電圧増幅器６４の出力から検出電圧(Ｖdet)８１が生成される。
【００９１】
バンド選択信号(BAND)８２がハイレベルでローバンドRF送信入力信号Pin_LBが選択されると検出電圧増幅器６４の電圧増幅率は小さな値に設定され、逆にバンド選択信号(BAND)８２がローレベルでハイバンドRF送信入力信号Pin_HBが選択されると検出電圧増幅器６４の電圧増幅率は大きな値に設定される。この検出電圧増幅器２４は、２つの演算増幅器(OP1)２５、(OP2)２６と、抵抗Ｒ６１、Ｒ６２、Ｒ６３、Ｒ６４、Ｒ６５、Ｒ６６と、電圧利得切換スイッチ(Gv_SW)６７、６８とにより構成されている。演算増幅器６７の非反転入力端子と反転入力端子には、基準電圧Ｖrefと抵抗Ｒ６１を介しての接地電圧GNDとが供給されている。演算増幅器６８の反転入力端子と非反転入力端子には、抵抗Ｒ６３を介しての演算増幅器６７の出力信号と電流・電圧変換器６３の出力よりの検出出力信号電圧８０とが供給されている。
【００９２】
バンド選択信号(BAND)８２がハイレベルでローバンドRF送信入力信号Pin_LBが選択されると、電圧利得切換スイッチGv_SWの２個のスイッチ６５、６６はともにオフ状態に制御される。逆にバンド選択信号８２がローレベルでハイバンドRF送信入力信号Pin_HBが選択されると、電圧利得切換スイッチGv_SWの２個のスイッチ６５、６６はともにオン状態に制御される。抵抗Ｒ６１と抵抗Ｒ６４との抵抗値をＺ１とし、抵抗Ｒ６２と抵抗Ｒ６３との抵抗値をＺ２とし、抵抗Ｒ６５と抵抗Ｒ６６との抵抗値をＺ３とする。バンド選択信号(BAND) ８２がハイレベルでローバンドRF送信入力信号Pin_LBが選択され電圧利得切換スイッチGv_SWの２個のスイッチ６５、６６がともにオフ状態である場合を想定する。この場合の検出電圧増幅器６４の出力からパワー検出出力信号Ｖdetは、下記のようになる。
【００９３】
Ｖdet＝(１＋(Ｚ１／Ｚ２))×(Ｖdet_in−Ｖref)      …(12)式
一方、バンド選択信号(BAND)８２がローレベルでハイバンドRF送信入力信号Pin_HBが選択され電圧利得切換スイッチＧｖ＿ＳＷの２個のスイッチがともにオン状態である場合を想定する。この場合の検出電圧増幅器６４の出力からパワー検出出力信号Ｖdetは、下記のようになる。尚、Ｚ２３は、抵抗値Ｚ２と抵抗値Ｚ３との並列抵抗である。従って、抵抗値Ｚ２と抵抗値Ｚ３との並列抵抗Ｚ２３の抵抗値は、抵抗Ｒ６２と抵抗Ｒ６３の抵抗値Ｚ２よりも低い抵抗となる。
【００９４】
Ｖdet＝(１＋(Ｚ１／Ｚ２３))×(Ｖdet_in−Ｖref)    …(13)式
従って、バンド選択信号(BAND)８２がローレベルでハイバンドRF送信入力信号Pin_HBが選択されると、検出電圧増幅器６４の電圧増幅率は(13)式のように大きな値に設定される。
【００９５】
このようにして、検出電圧増幅器６４の出力からパワー検出出力信号(Ｖdet)８１が生成され、パワー検出出力信号(Ｖdet)４１は制御回路６９に供給される。制御回路6９は、図７のパワー検出回路と全く同様に、誤差増幅器(EA７０、負帰還回路１０５、アッテネーター１０７を含んでいる。また、図１０の制御回路６９の負帰還回路１０５では、誤差増幅器７０の反転入力端子の入力容量の影響を低減するため、抵抗Ｒ2の両端の間に容量Ｃfが接続されている。制御回路６９の誤差増幅器７０の出力端子は、切り換えスイッチ７２の入力端子に接続されている。切り換えスイッチ７２の一方の出力端子８４からローバンドRF電力増幅器１のためのローバンド自動パワー制御電圧Ｖapc_LBが生成され、切り換えスイッチ７２の他方の出力端子８５からハイバンドRF電力増幅器２のためのハイバンド自動パワー制御電圧Ｖapc_HBが生成される。
【００９６】
《ＲＦパワー検出半導体集積回路》
図１１は、図９に示した本発明の更に他の１つの実施の形態によるデュアルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュールのRFパワー検出器１０、電流・電圧変換器２３、検出電圧増幅器２４とバイアス回路Bias_Cktとを含むＲＦパワー検出半導体集積回路の回路ブロックを示す図である。
【００９７】
図１２は、図９に示した本発明の更に他の１つの実施の形態によるデュアルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュールのRFパワー検出器１０、電流・電圧変換器２３、検出電圧増幅器２４とバイアス回路Bias_Cktとを含むＲＦパワー検出半導体集積回路の詳細な回路を示す図である。
【００９８】
図１１に示すように、多段増幅器(RFAMP)１２は、カップラーCPL_LB、CPL_HBからのRFパワー検出入力信号RFinを電圧増幅する従属接続された複数の増幅器AMP1、AMP2＆AMP2A、AMP3により構成されている。ＲＦパワー検出入力信号RFinは結合容量C1を介して第１増幅器AMP1の入力に供給され、第１増幅器AMP1の出力は結合容量C2を介して第２増幅器AMP2、AMP2Aの入力に供給され、第２増幅器AMP2の出力は結合容量C3を介して第３増幅器AMP3の入力に供給される。
【００９９】
更に図１２に示すように、多段増幅器１２の第１増幅器AMP1は、結合容量C1とソース接地のNチャンネルMOSFET(以下、N-MOSと略する)Ｑ14と入力抵抗Ｒ19と負荷抵抗Ｒ20で構成されている。第２増幅器AMP2は結合容量C2とソース接地のN-MOS  Ｑ16と入力抵抗Ｒ21と負荷抵抗Ｒ23で構成され、第３増幅器AMP3は結合容量C3とソース接地のN-MOS  Ｑ17と入力抵抗Ｒ24と負荷抵抗Ｒ25で構成されている。また、他の第２増幅器AMP2Aは、ソース接地のN-MOS  Ｑ15と負荷抵抗Ｒ22で構成されている。N-MOS  Ｑ14、Ｑ15、Ｑ16、Ｑ17の全てのゲート入力は、バイアス用のダイオード接続されたN-MOS  Ｑ13で生成されたバイアス電圧によりバイアスされている。
【０１００】
また図１１に示すように第１検出器(DET1)１の第１検出回路Det1の入力端子には結合容量Ｃ7を介して多段増幅器１２の第１増幅器AMP1の増幅出力信号が供給され、第２検出回路Det2の入力端子には結合容量Ｃ9を介して多段増幅器１２の第２増幅器AMP2Aの増幅出力信号が供給されている。また、第３検出回路Det3の入力端子には結合容量Ｃ10を介して多段増幅器１２の第３増幅器AMP3の増幅出力信号が供給されている。第１検出回路Det1と第２検出回路Det2と第３検出回路Det3の入力端子には、バイアス回路Bias_CktのPチャンネルMOSFET(以下、P-MOSと略する)Ｑ4で生成されたバイアス電流がダイオード接続されたN-MOS  Ｑ5と平滑容量Ｃ8とに供給されることにより生成されたバイアス電圧が入力抵抗Ｒ2、Ｒ3、Ｒ4を介して供給されている。
【０１０１】
更に図１２に示すように、第１検出器(DET1)１４の第１検出回路Det1は、結合容量Ｃ7とソース接地のN-MOS  Ｑ20と入力抵抗Ｒ2とで構成されている。第２検出回路Det2は結合容量Ｃ9とソース接地のN-MOS  Ｑ21と入力抵抗Ｒ3とで構成され、第３検出回路Det3は結合容量Ｃ10とソース接地のN-MOS  Ｑ22と入力抵抗Ｒ4とで構成されている。N-MOS  Ｑ20、Ｑ21、Ｑ22のゲート入力には、ダイオード接続されたN-MOS  Ｑ5と平滑容量Ｃ8とで生成されたバイアス電圧が入力抵抗Ｒ2、Ｒ3、Ｒ4を介して供給されている。ＲＦパワー検出半導体集積回路は、ＲＦ電力増幅器RF_PA_LB、RF_PA_HBが極めて高い送信出力電力Ｐoutを出力している高出力モードから極めて低い送信出力電力を出力している低出力モードまでの広入力範囲をカバーする大きな入力ダイナミックレンジが必要である。従って、パワー検出回路は、多段増幅器１２(AMP1、AMP2、AMP2、AMP3)と、第１検出器１４(Det1、Det2、Det3)と、減衰器(ATT)１１と、第２検出器１３(Det4)とによって構成されている。
【０１０２】
また、第１検出器１４(Det1、Det2、Det3)の検出用N-MOS  Ｑ20、Ｑ21、Ｑ22と後述する第２検出器１３(Det4)の検出用N-MOS  Ｑ19はダイオード接続N-MOS  Ｑ5及びＱ2によりバイアスされることにより、振幅検出の際の不感帯を低減している。また、検出用N-MOS  Ｑ20、Ｑ21、Ｑ22、Ｑ19はゲートに供給されるＲＦ交流信号の正の半サイクルに応答して大きなドレイン電流を流して、ＲＦ交流信号の負の半サイクルに応答して遮断することにより半波整流を行う。従って、検出用N-MOS  Ｑ20、Ｑ21、Ｑ22、Ｑ19は、N-MOS以外にもNPNバイポーラトランジスタを使用することができ、更にはダイオードを使用することができる。
【０１０３】
更に図１１に示すようにパワー検出器１０の減衰器(ATT)１１は、ＲＦパワー検出入力信号RFinが一端に供給される結合容量Ｃ4と、直列接続された減衰抵抗ＲATT1、Ｒ1とで構成されている。
【０１０４】
また図１１に示すように第２検出器(DET2)１３の第４検出回路Det4の入力端子には減衰器(ATT)１１の出力信号が供給され、ダイオード接続されたN-MOS  Ｑ2と平滑容量Ｃ6とで生成されたバイアス電圧が入力抵抗Ｒ1を介して供給されている。
【０１０５】
更に図１２に示すように、第２検出器１３の第４検出回路Det4はとソース接地のN-MOS  Ｑ19と入力抵抗Ｒ1とで構成されている。N-MOS  Ｑ19のゲート入力には、ダイオード接続されたN-MOS  Ｑ2と平滑容量Ｃ6とで生成されたバイアス電圧が入力抵抗Ｒ1を介して供給されている。
【０１０６】
更に図１１に示すようにパワー検出器１０の第１検出器(DET1)１４の第１検出回路Det1と第２検出回路Det2と第３検出回路Det3からの検出電流Ｉdet1、Ｉdet2、Ｉdet3と温度補償回路ＴＣＣを経由した第２検出器１３の第４検出回路Det4からの検出電流Ｉdet4とは加算器１５とで合成される。それにより、加算器１５の出力より、検出出力信号電流が形成される。
【０１０７】
更に図１２に示すように、加算器１５はカレントミラー接続されたP-MOS  Ｑ23、Ｑ24を含む。第１検出器１４の第１検出回路Det1のソース接地のN-MOS  Ｑ20に流れる検出電流Ｉdet1と第２検出器１３のソース接地のN-MOS  Ｑ21に流れる検出電流Ｉdet2と第３検出回路Det3のソース接地のN-MOS  Ｑ22に流れる検出電流Ｉdet3とは、N-MOS  Ｑ20、Ｑ21、Ｑ22のドレインで電流加算される。
【０１０８】
また図１２に示すように、第２検出器１３の第４検出回路Det4のソース接地のN-MOS  Ｑ19は、バイアス回路Bias_Cktの演算増幅器OP3の出力により制御されたP-MOS  Ｑ7の温度依存性の小さなドレイン電流が供給されたダイオード接続のN-MOS  Ｑ2によって安定にバイアスされている。尚、バイアス回路Bias_Cktの演算増幅器OP3の反転入力端子−にはバンドギャップリファレンス回路BRGからの温度依存性の極めて小さなバンドギャップリファレンス電圧ＶBRGが供給されているので、P-MOS  Ｑ6と抵抗Ｒ8とに流れる電流も温度依存性が少ない。従って、P-MOS  Ｑ6のゲート・ソース電圧ＶgsＱ6も温度依存性が少ないので、P-MOS  Ｑ7のドレイン電流も温度依存性が小さくされている。第２検出器１３の第４検出回路Det4のソース接地のN-MOS  Ｑ19に流れる検出電流Ｉdet4は、温度補償回路TCCを介して加算器１５を校正するカレントミラー接続のP-MOS  Ｑ23、Ｑ24に供給されている。
【０１０９】
更に図１１に示すように、この電流・電圧変換器２３は、ダイオード接続のN-MOS  Ｑ8により構成されている。
【０１１０】
また図１２に示すように、共通接続されたN-MOS  Ｑ20、Ｑ21、Ｑ22、Ｑ19のドレインに流れる検出電流Ｉdet1、Ｉdet2、Ｉdet3、Ｉdet4が供給されるP-MOS  Ｑ23、Ｑ24のカレントミラーの出力である検出出力信号電流が、電流・電圧変換器２３のダイオード接続のN-MOS  Ｑ8に供給される。
【０１１１】
更に図１１と図１２とに示すように、バイアス回路Bias_CktのP-MOS  Ｑ11で生成されたバイアス電流がダイオード接続されたN-MOS  Ｑ18に供給されることにより生成された基準電圧Ｖrefが、検出電圧増幅器２４の演算増幅器(OP1)２５の非反転入力端子に供給されている。また、電流・電圧変換器２３からの検出電圧(Ｖdet)４１は、検出電圧増幅器２４の演算増幅器(OP2)２６の非反転入力端子に供給されている。このようにして、検出電圧増幅器２４の出力から検出電圧(Ｖdet)４１が生成されて、検出電圧(Ｖdet)４１は図９の制御回路２９の負帰還回路１０９の抵抗Ｒ1を介して誤差増幅器３０の反転入力端子に供給される。
【０１１２】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【０１１３】
例えば、ＲＦ電力増幅器モジュールのローバンドとハイバンドのRF電力増幅器の電力増幅トランジスタとしては、ＬＤMOSトランジスタやヘテロバイポーラトランジスタ以外にGaAsやInPなどの化合物半導体のMESFETやHEMPTのNチャンネルの電界効果トランジスタを使用することができる。
【０１１４】
また、図５において、負帰還回路１０５に追加された抵抗Ｒ5は接地電圧GND以外に、電源電圧よりも低い低レベルの定電圧基準電圧に接続されることもできることは言うまでもない。更に、図５において、アッテネーター１０７の抵抗Ｒ3は、接地電圧GND以外に、同様に低レベルの定電圧基準電圧に接続されることもできる。
【図面の簡単な説明】
【０１１５】
【図１】図１は、本発明に先立って本発明者等によって検討されたクワッドバンドを送信するＲＦ電力増幅器モジュールのパワー検出器の構成を示す図である。
【図２】図２は、図１のＲＦ電力増幅器モジュールでの自動パワー制御電圧に対する送信電力の変化の特性を示す図である。
【図３】図３も、本発明に先立って本発明者等によって検討されたクワッドバンドを送信するＲＦ電力増幅器モジュールのパワー検出器の構成を示す図である。
【図４】図４は、図３のＲＦ電力増幅器モジュールでの自動パワー制御電圧に対する送信電力の変化の特性を示す図である。
【図５】図５は、本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器モジュールの基本的なパワー検出器１０の構成を示す図である。
【図６】図６は、図５のＲＦ電力増幅器モジュールでの自動パワー制御電圧に対する送信電力の変化の特性を示す図である。
【図７】図７は、本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器モジュールでマルチバンドの送信周波数に対応するパワー検出器の構成を示す図である。
【図８】図８は、図５または図７の本発明の１つの実施の形態または本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器モジュールを搭載した携帯電話端末の構成を示す図である。
【図９】図９は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるデュアルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュールの構成を示す図である。
【図１０】図１０は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるシングルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュールの構成を示す図である。
【図１１】図１１は、図９に示した本発明の更に他の１つの実施の形態によるデュアルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュールのRFパワー検出器、電流・電圧変換器、検出電圧増幅器とバイアス回路とを含むＲＦパワー検出半導体集積回路の回路ブロックを示す図である。
【図１２】図１２は、図９に示した本発明の更に他の１つの実施の形態によるデュアルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュールのRFパワー検出器、電流・電圧変換器、検出電圧増幅器とバイアス回路とを含むＲＦパワー検出半導体集積回路の詳細な回路を示す図である。
【符号の説明】
【０１１６】
１００  ＲＦ電力増幅器
１０１  カップラー
１０２  パワー検出器
１０５  負帰還回路
１０６  誤差増幅器
１０７  アッテネーター
Ｖdet  検出電圧
Ｖramp  送信出力レベル指示電圧
Ｖapc  自動パワー制御電圧
Ｒ1、Ｒ2、Ｒ3、Ｒ4、Ｒ5  抵抗
ＲL  負荷
Ｖin  RF送信信号
Ｖout  RF送信増幅信号
ANT  アンテナ
２００  ＲＦ電力増幅器モジュール
３００  ベースバンド信号処理ユニット
４００  中央処理ユニット
５００  ＲＦ信号処理ユニット
１、４７  ローバンドRF電力増幅器
２、４８  ハイバンドRF電力増幅器
５、４９  ローバンド整合回路
６、５０  ハイバンド整合回路
７、５１  ローバンドローパスフィルタ
８、５２  ハイバンドローパスフィルタ
CPL_LB  ローバンドカップラー
CPL_HB  ハイバンドカップラー
５４  カップラー
１０  ローバンドRFパワー検出回路
１６  ハイバンドRFパワー検出回路
５５  パワー検出回路
１１、１７、５６、５９  減衰器
１２、１８、５７  多段増幅器
１４、２０、６１  第1検出器
１３、１９、６９  第2検出器
１５、２１、６２  加算器
２３、６３  電流・電圧変換器
２４、６４  検出電圧増幅器
２９、６９  制御回路
３０、７０  誤差僧服器
２２、３２、７２  スイッチ
Ｐin_LB  ローバンドRF送信入力信号
Ｐin_HB  ハイバンドRF送信入力信号
Ｐout  RF送信出力信号
【図１】
2009089202.tif 000003
【図２】
2009089202.tif 000004
【図３】
2009089202.tif 000005
【図４】
2009089202.tif 000006
【図５】
2009089202.tif 000007
【図６】
2009089202.tif 000008
【図７】
2009089202.tif 000009
【図８】
2009089202.tif 000010
【図９】
2009089202.tif 000011
【図１０】
2009089202.tif 000012
【図１１】
2009089202.tif 000013
【図１２】
2009089202.tif 000014