(57)【要約】【課題】スイッチ素子の数を削減するとともに、スイッチ素子のスイッチング損失、ノイズを低減できる電源装置。【解決手段】直流電源Vinを断続することによりパルス電圧を発生する電圧発生回路13と、第１スイッチ手段Q2を有し、電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、第１スイッチ手段のオン／オフにより正負非対称波形の第１交流電圧を発生して負荷7-1〜17-nの一端に出力する第１交流電圧発生回路1aと、第２スイッチ手段Q4を有し、電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、第２スイッチ手段のオン／オフにより正負非対称波形の第２交流電圧を発生して負荷の他端に出力する第２交流電圧発生回路1bとを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源を断続することによりパルス電圧を発生する電圧発生回路と、
第１スイッチ手段を有し、前記電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、前記第１スイッチ手段のオン／オフにより正負非対称波形の第１交流電圧を発生して負荷の一端に出力する第１交流電圧発生回路と、
第２スイッチ手段を有し、前記電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、前記第２スイッチ手段のオン／オフにより正負非対称波形の第２交流電圧を発生して前記負荷の他端に出力する第２交流電圧発生回路と、
を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記パルス電圧に同期して前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段とを交互にオンさせる第１制御回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記第１制御回路は、前記パルス電圧が印加される期間に前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段をオフさせることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
前記第１交流電圧発生回路は、前記第１スイッチ手段に接続される１次巻線と誘起される電圧を前記第１交流電圧として出力する２次巻線とを有する第１トランスを有し、
前記第２交流電圧発生回路は、前記第２スイッチ手段に接続される１次巻線と誘起される電圧を前記第２交流電圧として出力する２次巻線とを有する第２トランスを有することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の電源装置。
【請求項５】
前記第１交流電圧発生回路は、前記第１トランスの２次巻線と前記負荷の一端との間に接続された第１コンデンサを有し、
前記第２交流電圧発生回路は、前記第２トランスの２次巻線と前記負荷の他端との間に接続された第２コンデンサを有することを特徴とする請求項４記載の電源装置。
【請求項６】
前記第１交流電圧発生回路は、前記第１トランスの２次巻線と前記負荷の一端との間に前記第１トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを有し、
前記第２交流電圧発生回路は、前記第２トランスの２次巻線と前記負荷の他端との間に前記第２トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを有することを特徴とする請求項４記載の電源装置。
【請求項７】
前記電圧発生回路は、
前記直流電源の両極間に直列に接続され、オン／オフすることによりパルス電圧を発生する第３スイッチ手段及び第４スイッチ手段と、
前記第３スイッチ手段または前記第４スイッチ手段に並列に接続された第３トランスの１次巻線と第３コンデンサからなり、前記第３スイッチ手段及び前記第４スイッチ手段のオン／オフにより発生したパルス電圧が印加される第３直列共振回路と、
前記第３トランスの２次巻線に発生するパルス電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路と、
前記直流出力電圧に基づき前記第３スイッチ手段及び前記第４スイッチ手段を交互にオン／オフさせる第２制御回路と、
を有することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項８】
前記第１制御回路は、前記第３スイッチ手段又は前記第４スイッチ手段のオンに同期して、前記第２制御回路の前記第３スイッチ手段及び前記第４スイッチ手段の動作周波数に対して一周期おきに前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段とを交互にオン／オフさせることを特徴とする請求項７記載の電源装置。
【請求項９】
前記第１制御回路は、前記第３スイッチ手段又は前記第４スイッチ手段のオンに同期して、前記第２制御回路の前記第３スイッチ手段及び前記第４スイッチ手段の動作周波数に対して一周期おきに前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段とを交互にオン／オフさせ、且つ前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段とのオン／オフを間欠周期で繰り返させる、又は前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段とのオン／オフを完全に停止する機能を有することを特徴とする請求項７記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧をトランスを介して別の直流電圧に変換する直流電源装置と、直流電圧をトランスを介して交流電圧に変換する交流電源装置を備えた電源装置に関し、特に交流電圧を負荷としての放電灯に供給して放電灯を点灯させる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電源装置は、直流電圧をトランスを介して交流電圧に変換するもので、交流電圧により負荷を駆動することができる。この交流電源装置に負荷を接続した装置の一例としては、交流電圧により負荷としての冷陰極放電灯を点灯させる放電灯点灯装置が知られている。
【０００３】
冷陰極放電灯（ＣＣＦＬ：Cold Cathode Fluorescent Lamp）は、一般的に、交流電源装置により、数１０ｋＨｚの周波数で且つ数百Ｖ〜千数百Ｖの電圧が印加されることにより点灯する。また、外部電極蛍光灯（ＥＥＦＬ：External Electrode Fluorescent Lamp）と呼ばれる蛍光管もある。外部電極蛍光灯と冷陰極放電灯とは電極の構造が相違し、それ以外の相違はほとんどなく、発光原理も冷陰極放電灯と同じである。このため、外部電極蛍光灯や冷陰極放電灯を点灯させるための交流電源装置は、原理的には同じである。このため、以下、冷陰極放電灯（放電灯と略称する。）を用いて説明する。
【０００４】
放電灯と交流電源装置は、液晶ＴＶ、液晶モニタ、照明装置、液晶表示装置、看板などに用いられている。交流電源装置に求められる特性としては、（ａ）交流電圧周波数が５０ｋＨｚ程度であり、（ｂ）放電灯に印加される電圧は交流電圧で、正負対称の波形である。
【０００５】
（ａ）について、放電灯に印加される電圧周波数は、一般的におおよそ１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ程度である。これは、放電灯の輝度特性や効率特性、放電灯をセットに組み込んだときの輝度特性など、様々な特性を考慮し、ユーザーが決定する。交流電源装置は、決定された周波数、又はその付近の周波数で駆動される。このため、交流電源装置の都合で周波数を設定、変化させることができないことが多い。液晶ＴＶや液晶モニタ、照明装置などではおおよそ５０ｋＨｚ付近で用いられることが多いので、以下、５０ｋＨｚの交流電源装置を用いるものとする。
【０００６】
（ｂ）について、一般的に、放電灯に印加される電圧は交流電圧で、正負対称の波形である必要がある。放電灯はガラスのチューブ状になっており、内部には水銀、希ガス等が封入されている。この放電灯に直流電圧を印加しても発光はする。しかし、内部の水銀が片方に片寄ってしまい、次第に放電灯両端での輝度に差が出てきてしまうため、寿命が著しく短くなる。このため、放電灯には交流電圧を印加するが、交流電圧であつても電圧波形の正負の形に違いがあれば、水銀分布の偏りが生じてしまう可能性がある。このため、正負対称の波形を印加することが求められる。また、理想的には正弦波や台形波が良く、実際にも正弦波電圧を印加する印加システムが多い。
【０００７】
また、液晶ＴＶなどでは映像処理信号や音声処理信号など様々な信号系統があり、それらの周波数と交流電圧の駆動周波数とが干渉し、画像や音声に悪影響を与えることがある。このため、交流電圧の駆動周波数を干渉の発生しない一定の周波数で動作させることが求められることが多い。
【０００８】
図４に従来の非共振型ハーフブリッジ回路を採用した放電灯点灯装置の回路構成図を示す。この放電灯点灯装置は、直流電源Ｖｉｎの直流電圧をＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２で図５に示すゲート信号Ｑ１ｇ，Ｑ２ｇに基づいてスイッチングして矩形波電圧を生成し、リアクトルＬ１とコンデンサＣ２とのフィルタ作用により正負対称の正弦波電圧にして、トランスＴ１により所望の電圧値に変換してコンデンサＣ２から電圧Ｖｏｕｔを出力する。これによれば、２つのスイッチ素子で容易に正負対称の正弦波電圧Ｖｏｕｔが得られるので、コスト面で有利である。
【０００９】
次に、放電灯点灯装置の動作を図５に示すタイミングチャートに従って説明する。時刻ｔ１１〜時刻ｔ１２において、スイッチ素子Ｑ１がオンすると、コンデンサＣ１が充電されるとともにトランスＴ１の１次巻線Ｐ１に電流が流れる。時刻ｔ１３〜時刻ｔ１４において、スイッチ素子Ｑ２がオンすると、コンデンサＣ１が放電してトランスＴ１の１次巻線Ｐ１に逆方向に電流が流れる。これにより、１次巻線Ｐ１に交流電流が流れる。
【００１０】
時刻ｔ１２〜時刻ｔ１３、時刻ｔ１４〜時刻ｔ１５の期間では、主にコンデンサＣ１とコンデンサＣ２のキャパシタンス成分と１次巻線Ｐ１のインダクタンス成分との直並列共振作用により１次巻線Ｐ１に流れる電流が振動し、ダイオードＤ１，Ｄ２が導通する期間が生じる。電流波形Ｑ１ｉ，Ｑ２ｉで負側に流れている電流がそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流である。ここで、時刻ｔ１１について注目すると、ダイオードＤ２が導通している時にスイッチ素子Ｑ１がオンする。ダイオードには蓄積効果があるため、ごくわずかの期間であるが、ダイオードは逆方向に電流を流してしまう。即ち、スイッチ素子Ｑ１からスイッチ素子Ｑ２へ短絡電流が流れる。短絡電流の電流量、時間は主にダイオードＤ２の逆回復時間特性で決まる。この時間が短いダイオードであれば短絡電流を小さくできるが、原理的にゼロにはならない。即ち、時刻ｔ１１でスイッチ素子Ｑ１がオンした瞬間にスイッチングロスが生じる。
【００１１】
同様に、時刻ｔ１３でもダイオードＤ１の逆回復時間特性によりスイッチ素子Ｑ２がオンした瞬間にスイッチングロスが生じる。また、短絡電流が流れるため、ノイズの面でも不利である。即ち、各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２はハードスイッチング動作を行う。
【００１２】
図６に従来の共振型フルブリッジ回路を採用した放電灯点灯装置の回路構成図を示す。この放電灯点灯装置は、直流電源Ｖinの直流電圧をスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４で図７に示すゲート信号Ｑ１ｇ〜Ｑ４ｇに基づいてスイッチングして矩形波電圧を生成し、リアクトルＬ１とコンデンサＣ２とのフィルタ作用により正負対称の正弦波電圧にして、トランスＴ１により所望の電圧値に変換してコンデンサＣ２から電圧Ｖoutを出力する。
【００１３】
図７のタイミングチャートに示すように、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とは、所定のデッドタイムを有するゲート信号Ｑ１ｇ，Ｑ２ｇにより相補的にオン／オフ動作する。スイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４とは、所定のデッドタイムを有するゲート信号Ｑ３ｇ，Ｑ４ｇにより相補的オン／オフ動作する。スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２による第１アームのゲート信号Ｑ１ｇ，Ｑ２ｇと、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４とによる第２アームのゲート信号Ｑ３ｇ，Ｑ４ｇとは、１８０度位相差を有する。図７において、Ｑ１ｖ〜Ｑ４ｖはスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉ〜Ｑ４ｉはスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン電流、ＶＴは１次巻線Ｐ１とリアクトルＬ１との直列回路の両端電圧、Ｖｓ１は２次巻線Ｓ１の両端電圧である。
【００１４】
図６に示す回路は、図７に示すタイミングチャートで共振動作を行うので、各スイッチ素子のオン時にスイッチングロスは発生しない。また、出力電圧として正負対称の正弦波電圧が得られるので、効率特性重視あるいはノイズ特性重視の交流電源として用いられている。しかし、４個のスイッチ素子が必要であるため、コスト面で不利てある。
【００１５】
図８に従来の放電灯点灯装置の配置例１を示す。図８では、放電灯点灯装置である液晶ＴＶを裏側から見た図である。パネル１３ａの表側には放電灯７−１〜７−ｎが併設され、インバータ基板１１ａをパネル１３ａの右側に寄せて配置してコネクタ１５ａ，１５ｂ、電線９ａ，９ｂを介して放電灯７−１〜７−ｎに接続する。図９に図８に示す放電灯点灯装置の配置例１の回路例１を示した。
【００１６】
しかし、図９の回路例１では、パネルのサイズ、即ち、放電灯がある程度以上長くなった場合には回路を構成できない。これは放電灯が長くなるほど放電灯のインピーダンスが高くなるのでトランスＴ１には高い出力電圧が必要になるからである。出力電圧が高いほどトランスの絶縁構造や安全対策が困難になり、トランスが大型化、高コスト化してしまう。一般的には２０００〜２５００Ｖrms程度の出力電圧が限界である。
【００１７】
放電灯が長い場合には、図１０に示す放電灯点灯装置を用いて、トランスＴ１とトランスＴ２とをそれぞれ逆位相で動作することにより、各トランスＴ１，Ｔ２の出力電圧を半分にすることができる。図１１は図１０に示す放電灯点灯装置の回路例２の配置例２を示す図である。しかし、図１１では、トランスＴ２の２次巻線Ｓ２の出力配線が長くなってしまう。出力配線は高圧高周波であるため、出力配線が長いほどリーク電流が増大し効率が低下してしまう。また、ノイズの発生源にもなってしまう。
【００１８】
図１２に示す回路例３は、図１１の配置例２の問題を解決したものである。図１２に示す放電灯点灯装置は、パネル１３ａの両端にインバータ基板１１ｄ，１１ｅを配置し、インバータ基板１１ｄに実装された交流電源装置の交流電圧とインバータ基板１１ｅに実装された交流電源装置の交流電圧とを１８０度位相差で動作させて放電灯７−１〜７−ｎに両端に印加する。制御回路１０ｂは、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチングして正負対称の正弦波電圧をトランスＴ１の２次巻線Ｓ１に出力する。制御回路１０ｃは、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４に対して、１８０度位相差を設けてスイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８をスイッチングして正負対称の正弦波電圧をトランスＴ２の２次巻線Ｓ２に出力する。これによれば、高圧高周波配線が最短で配置できるため、特に大型液晶パネルでは良く用いられている。
【００１９】
なお、従来の技術として例えば、特許文献１がある。
【特許文献１】特開平８−１６２２８０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
しかし、図１２の回路例３では、２つの交流電源装置が必要であるため、フルブリッジ回路を適用した場合には８つのスイッチ素子が必要である。また、ハーフブリッジ回路を適用してスイッチ素子を４個にすることができるが、前述したようにハードスイッチング動作となってしまうため、スイッチング損失、ノイズの面で不利である。また、図１２に示す回路例３では、制御回路１０ｂと制御回路１０ｃとの２つの制御回路を設けているとともに制御回路間で同期をとる必要があるため、制御回路が増えて高価になる。
【００２１】
また液晶ＴＶなどのシステム全体では交流電源装置以外に信号処理や音声出力用に直流電源装置も必要になる。
【００２２】
本発明の課題は、交流電源装置と直流電源装置を組み合わせることで、スイッチ素子の数を削減するとともに、スイッチ素子のスイッチング損失、ノイズを低減できる電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
前記課題を解決するために、請求項１の発明は、直流電源を断続することによりパルス電圧を発生する電圧発生回路と、第１スイッチ手段を有し、前記電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、前記第１スイッチ手段のオン／オフにより正負非対称波形の第１交流電圧を発生して負荷の一端に出力する第１交流電圧発生回路と、第２スイッチ手段を有し、前記電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、前記第２スイッチ手段のオン／オフにより正負非対称波形の第２交流電圧を発生して前記負荷の他端に出力する第２交流電圧発生回路とを備えることを特徴とする。
【００２４】
請求項２の発明は、請求項１記載の電源装置において、前記パルス電圧に同期して前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段とを交互にオンさせる第１制御回路を備えたことを特徴とする。
【００２５】
請求項３の発明は、請求項２記載の電源装置において、前記第１制御回路は、前記パルス電圧が印加される期間に前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段をオフさせることを特徴とする。
【００２６】
請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の交流電源装置において、前記第１交流電圧発生回路は、前記第１スイッチ手段に接続される１次巻線と誘起される電圧を前記第１交流電圧として出力する２次巻線とを有する第１トランスを有し、前記第２交流電圧発生回路は、前記第２スイッチ手段に接続される１次巻線と誘起される電圧を前記第２交流電圧として出力する２次巻線とを有する第２トランスを有することを特徴とする。
【００２７】
請求項５の発明は、請求項４記載の電源装置において、前記第１交流電圧発生回路は、前記第１トランスの２次巻線と前記負荷の一端との間に接続された第１コンデンサを有し、前記第２交流電圧発生回路は、前記第２トランスの２次巻線と前記負荷の他端との間に接続された第２コンデンサを有することを特徴とする。
【００２８】
請求項６の発明は、請求項４記載の電源装置において、前記第１交流電圧発生回路は、前記第１トランスの２次巻線と前記負荷の一端との間に前記第１トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを有し、前記第２交流電圧発生回路は、前記第２トランスの２次巻線と前記負荷の他端との間に前記第２トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを有することを特徴とする。
【００２９】
請求項７の発明は、請求項１記載の電源装置において、前記電圧発生回路は、前記直流電源の両極間に直列に接続され、オン／オフすることによりパルス電圧を発生する第３スイッチ手段及び第４スイッチ手段と、前記第３スイッチ手段または前記第４スイッチ手段に並列に接続された第３トランスの１次巻線と第３コンデンサからなり、前記第３スイッチ手段及び前記第４スイッチ手段のオン／オフにより発生したパルス電圧が印加される第３直列共振回路と、前記第３トランスの２次巻線に発生するパルス電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路と、前記直流出力電圧に基づき前記第３スイッチ手段及び前記第４スイッチ手段を交互にオン／オフさせる第２制御回路とを有することを特徴とする。
【００３０】
請求項８の発明は、請求項７記載の電源装置において、前記第１制御回路は、前記第３スイッチ手段又は前記第４スイッチ手段のオンに同期して、前記第２制御回路の前記第３スイッチ手段及び前記第４スイッチ手段の動作周波数に対して一周期おきに前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段とを交互にオン／オフさせることを特徴とする。
【００３１】
請求項９の発明は、請求項７記載の電源装置において、前記第１制御回路は、前記第３スイッチ手段又は前記第４スイッチ手段のオンに同期して、前記第２制御回路の前記第３スイッチ手段及び前記第４スイッチ手段の動作周波数に対して一周期おきに前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段とを交互にオン／オフさせ、且つ前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段とのオン／オフを間欠周期で繰り返させる、又は前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段とのオン／オフを完全に停止する機能を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００３２】
本発明によれば、第１交流電圧発生回路は、電圧発生回路のパルス電圧が印加され、第１スイッチ手段のオン／オフにより正負非対称波形の第１交流電圧を発生して負荷の一端に出力し、第２交流電圧発生回路は、パルス電圧が印加され、第２スイッチ手段のオン／オフにより正負非対称波形の第２交流電圧を発生して負荷の他端に出力するので、負荷の両端に印加される電圧は正負対称波形になる。従って、負荷の両端電圧が正負対称波形であるので、水銀の偏りによる寿命の低減は起きにくい。また、交流電源装置と直流電源装置を組み合わせることで、スイッチ素子の数を削減するとともに、スイッチ素子のスイッチング損失、ノイズを低減できる。
【００３３】
また、第１制御回路は、第３スイッチ手段又は第４スイッチ手段のオンに同期して、第２制御回路の第３スイッチ手段及び第４スイッチ手段の動作周波数に対して一周期おきに第１スイッチ手段と第２スイッチ手段とを交互にオン／オフさせるので、負荷の両端に印加される電圧は正負対称波形になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３４】
以下、本発明の電源装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。以下の実施例では、本発明の交流電源装置を放電灯点灯装置に適用した場合について説明する。この放電灯点灯装置は、本発明の交流電源装置に負荷としての放電灯が接続されて構成される。
【００３５】
なお、この例では、負荷を放電灯としたが、負荷は放電灯でなくても良く、本発明の交流電源装置は、その他の負荷に適用しても良い。
【実施例１】
【００３６】
図１は本発明の実施例１の電源装置の構成を示す図である。図１に示す電源装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１３と、パネル３ａの両端に配置されたインバータ基板１ａとインバータ基板１ｂからなるインバータ部とにより構成されている。
【００３７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ部１３において、直流電源Ｖinの両端にはＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子Ｑ１１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子Ｑ１２との直列回路が接続されている。スイッチ素子Ｑ１２のドレイン−ソース間にはリアクトルＬ１０とトランスＴ１０の１次巻線Ｐ１０とコンデンサＣ１０からなる第３直列共振回路が接続されている。トランスＴ１０の２次巻線Ｓ１０の両端には、ダイオードＤ１０とコンデンサＣ１１からなる整流平滑回路が接続され、コンデンサＣ１０の両端電圧を直流出力電圧Ｖｏとして負荷１２に供給している。
【００３８】
また、コンデンサＣ１０と負荷１２との接続点には制御回路５ａが接続されている。制御回路５ａは、スイッチ素子Ｑ１１，Ｑ１２にゲート信号Ｑ１１ｇ，Ｑ１２ｇを印加してスイッチ素子Ｑ１１，Ｑ１２をオン／オフさせることにより、直流出力電圧Ｖｏが所望の電圧になるよう制御する。
【００３９】
なお、スイッチ素子Ｑ１１，Ｑ１２のドレイン−ソース間のダイオードＤ１１，Ｄ１２はスイッチ素子Ｑ１１，Ｑ１２の寄生ダイオードであっても良い。また、リアクトルＬ１０はトランスＴ１０の１次巻線Ｐ１０と２次巻線Ｓ１０間のリーケージインダクタンスであっても良い。
【００４０】
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１３の動作を図２のタイミングチャートを参照しながら説明する。
【００４１】
図２において、Ｑ１１ｇ，Ｑ１２ｇはスイッチ素子Ｑ１１，Ｑ１２のゲート信号、Ｑ１２ｖはスイッチ素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧、Ｃ１０ｉはコンデンサＣ１０に流れる電流、Ｄ１０ｉはダイオードＤ１０に流れる電流である。
【００４２】
図２に示すように、周期１／ｆ＝Ｔの期間において、制御回路５ａからゲート信号Ｑ１１ｇ，Ｑ１２ｇがスイッチ素子Ｑ１１，Ｑ１２に交互に印加されて、スイッチ素子Ｑ１１とスイッチ素子Ｑ１２とは周波数ｆで交互にオン／オフする。
【００４３】
なお、ゲート信号Ｑ１１ｇとゲート信号Ｑ１２ｇとの間にはスイッチ素子Ｑ１１，Ｑ１２が同時にオンするのを防ぐために、ゲート信号Ｑ１１，Ｑ１２がともにＬレベルとなるデッドタイムが設けられている。
【００４４】
時刻ｔ１０において、スイッチ素子Ｑ１１がオンすると、リアクトルＬ１０とトランスＴ１０の１次巻線Ｐ１０とコンデンサＣ１０からなる第３直列共振回路に入力電圧Ｖｉｎが印加され、第３直列共振回路にはコンデンサＣ１０を充電する方向の電流Ｃ１０ｉが流れる。なお、スイッチ素子Ｑ１１がオンした直後には、共振動作によりコンデンサＣ１０を放電する方向の電流が流れている。
【００４５】
次に、時刻ｔ１１において、スイッチ素子Ｑ１１がオフして、スイッチ素子Ｑ１２がオンすると、第３直列共振回路に流れる電流Ｃ１０ｉはコンデンサＣ１０を放電する方向に切り替わるとともに、トランスＴ１０、コンデンサＣ１０に蓄えられたエネルギーを２次巻線Ｓ１０を通して出力に放出する。なお、スイッチ素子Ｑ１２がオンした直後には、共振動作によりコンデンサＣ１０を充電する方向の電流が流れている。
【００４６】
このようにスイッチ素子Ｑ１１とスイッチ素子Ｑ１２とが交互にオン／オフを繰り返すと、スイッチ素子Ｑ１１のオンデューティをＤｏｎとすると、コンデンサＣ１０はＶｉｎ×Ｄｏｎの電圧を中心に充放電を繰り返す。
【００４７】
スイッチ素子Ｑ１２のオン期間において、コンデンサＣ１０の電圧がトランスＴ１０の２次側へ放出される。このため、直流出力電圧ＶｏはおよそＶｉｎ×Ｄｏｎ×（Ｓ１０／Ｐ１０）となる。即ち、制御回路５ａがスイッチ素子Ｑ１１とスイッチ素子Ｑ１２とのオンデューティを制御することにより、直流出力電圧Ｖｏを所望の電圧に調整する。
【００４８】
次にインバータ部について説明する。インバータ基板１ａにおいて、スイッチ素子Ｑ１１とスイッチ素子Ｑ１２との接続点とグランドとの間には、コンデンサＣ１とリアクトルＬ１とトランスＴ１の１次巻線Ｐ１とスイッチ素子Ｑ２との直列回路が接続されている。回生用のダイオードＤ５は、アノードがスイッチ素子Ｑ２のドレイン及び１次巻線Ｐ１の一端とに接続され、カソードがスイッチ素子Ｑ１１とスイッチ素子Ｑ１２との接続点とコンデンサＣ１の一端とに接続されている。
【００４９】
トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の両端にはコンデンサＣ２が並列に接続され、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１とコンデンサＣ２との接続点（非グランド電位側）には一端が共通に接続されたバラストコンデンサＣａ１〜Ｃａｎが接続されている。バラストコンデンサＣａ１〜Ｃａｎの他端は、放電灯７−１〜７−ｎの一端（ａ側）に接続されている。リアクトルＬ１とコンデンサＣ２とのフィルタを介して正負非対称波形の交流電圧がコンデンサＣ２に出力される。
【００５０】
次に、インバータ基板１ｂにおいて、スイッチ素子Ｑ１１とスイッチ素子Ｑ１２との接続点とグランドとの間には、コンデンサＣ３とリアクトルＬ２とトランスＴ２の１次巻線Ｐ２とスイッチ素子Ｑ４との直列回路が接続されている。回生用のダイオードＤ６は、アノードがスイッチ素子Ｑ４のドレイン及び１次巻線Ｐ２の一端とに接続され、カソードがスイッチ素子Ｑ１１とスイッチ素子Ｑ１２との接続点とコンデンサＣ３の一端とに接続されている。
【００５１】
トランスＴ２の２次巻線Ｓ２の両端にはコンデンサＣ４が並列に接続され、トランスＴ２の２次巻線Ｓ２とコンデンサＣ４との接続点（非グランド電位側）には一端が共通に接続されたバラストコンデンサＣｂ１〜Ｃｂｎが接続されている。バラストコンデンサＣｂ１〜Ｃｂｎの他端は、放電灯７−１〜７−ｎの他端（ｂ側）に接続されている。リアクトルＬ２とコンデンサＣ４とのフィルタを介して正負非対称波形の交流電圧がコンデンサＣ４に出力される。
【００５２】
なお、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４のドレイン−ソース間のダイオードＤ２，Ｄ４はスイッチ素子Ｑ２，Ｑ４の寄生ダイオードであっても良い。また、リアクトルＬ１はトランスＴ１の１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１との間のリーケージインダクタンスであっても良く、リアクトルＬ２はトランスＴ２の１次巻線Ｐ２と２次巻線Ｓ２との間のリーケージインダクタンスであっても良い。また、コンデンサＣ２，Ｃ４は、配線等の寄生容量を用いても良い。その場合、コンデンサＣ２，Ｃ４は削除、または小型化できる。
【００５３】
また、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１と放電灯７−１〜７−ｎの一端との間にトランスＴ１の１次巻線Ｐ１及び２次巻線Ｓ１間のリーケージインダクタンスを有していても良い。また、トランスＴ２の２次巻線Ｐ２と放電灯７−１〜７−ｎの他端との間にトランスＴ２の１次巻線Ｐ２及び２次巻線Ｓ２間のリーケージインダクタンスを有していても良い。
【００５４】
制御回路５ｂは、ゲート信号Ｑ２ｇ，Ｑ４ｇによりスイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４とを所定のデットタイムを有して交互にオン／オフさせる。また、制御回路５ｂは、スイッチ素子Ｑ１２のオンに同期してゲート信号Ｑ２ｇ，Ｑ４ｇを、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１３の動作周波数に対して一周期おきに交互にスイッチ素子Ｑ２，Ｑ４に印加する。
【００５５】
次にインバータ部の動作を図３のタイミングチャートを参照しながら説明する。図３において、Ｑ１１ｇ，Ｑ１２ｇ，Ｑ２ｇ，Ｑ４ｇはスイッチ素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２，Ｑ４のゲート信号、Ｑ１２ｖ，Ｑ２ｖ，Ｑ４ｖはスイッチ素子Ｑ１２，Ｑ２，Ｑ４のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１１ｉ，Ｑ１２ｉ，Ｑ２ｉ，Ｑ４ｉはスイッチ素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２，Ｑ４のドレイン電流、Ｖｓ１，Ｖｓ２はトランスＴ１、トランスＴ２の２次巻線Ｓ１，Ｓ２の両端電圧、Ｖａｂは放電灯７−１〜７−ｎの両端に印加される電圧である。
【００５６】
まず、時刻ｔ２０において、ゲート信号Ｑ１２ｇによりスイッチ素子Ｑ１２がオンすると、電流Ｑ１２ｉが流れる。これに同期してスイッチ素子Ｑ２には制御回路５ｂからゲート信号Ｑ２ｇが印加され、スイッチ素子Ｑ２がオンして、電流Ｑ２ｉが流れる。このとき、スイッチ素子Ｑ１２がオンしているので、スイッチ素子Ｑ１１，Ｑ１２の接続点の電位は略０Ｖである。このため、コンデンサＣ１とリアクトルＬ１とトランスＴ１の１次巻線Ｐ１との第１直列共振回路には外部から電圧が印加されず、コンデンサＣ１の電荷を放電する方向の電流が流れる。
【００５７】
次に、時刻ｔ２１において、ゲート信号Ｑ１２ｇによりスイッチ素子Ｑ１２がオフし、ゲート信号Ｑ１１ｇによりスイッチ素子Ｑ１１がオンすると、電流Ｑ１１ｉが流れて、第１直列共振回路にはスイッチ素子Ｑ１１を通して入力電圧Ｖｉｎが印加される。このため、第１直列共振回路に流れる電流はコンデンサＣ１を充電する方向に変わる。
【００５８】
次に、時刻ｔ２２において、制御回路５ｂからスイッチ素子Ｑ２に印加されるゲート信号Ｑ２ｇがＬレベルになると、ゲート信号Ｑ２ｇによりスイッチ素子Ｑ２がオフし、第１直列共振回路に流れていた電流はダイオードＤ５を通してトランスＴ１をリセットする方向に切り替わる。
【００５９】
時刻ｔ２３において、ゲート信号Ｑ１１ｇによりスイッチ素子Ｑ１１がオフし、ゲート信号Ｑ１２ｇによりスイッチ素子Ｑ１２が再度オンすると、電流Ｑ１２ｉが流れる。これに同期してスイッチ素子Ｑ４には制御回路５ｂからゲート信号Ｑ４ｇが印加され、スイッチ素子Ｑ４がオンして、電流Ｑ４ｉが流れる。このとき、スイッチ素子Ｑ１２がオンしているので、スイッチ素子Ｑ１１，Ｑ１２の接続点の電位は略０Ｖである。このため、コンデンサＣ３とリアクトルＬ２とトランスＴ２の１次巻線Ｐ２との第２直列共振回路には外部から電圧が印加されず、コンデンサＣ３の電荷を放電する方向の電流が流れる。
【００６０】
時刻ｔ２４において、ゲート信号Ｑ１２ｇによりスイッチ素子Ｑ１２がオフし、ゲート信号Ｑ１１ｇによりスイッチ素子Ｑ１１がオンすると、第２直列共振回路にはスイッチ素子Ｑ１１を通して入力電圧Ｖｉｎが印加される。このため、第２直列共振回路に流れる電流はコンデンサＣ３を充電する方向に変わる。
【００６１】
次に、時刻ｔ２５において、制御回路５ｂからスイッチ素子Ｑ４に印加されるゲート信号Ｑ４ｇがＬレベルになると、ゲート信号Ｑ４ｇによりスイッチ素子Ｑ４がオフし、第２直列共振回路に流れていた電流はダイオードＤ６を通してトランスＴ２をリセットする方向に切り替わる。
【００６２】
そして、時刻ｔ２６において、ゲート信号Ｑ１１ｇによりスイッチ素子Ｑ１１がオフすると、時刻ｔ２０〜時刻ｔ２５の動作を繰り返す。
【００６３】
このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１３の動作周波数に対して一周期おきにスイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４とをオン／オフすると、第１直列共振回路と第２直列共振回路の共振動作により、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１とトランスＴ２の２次巻線Ｓ２には、図３に示すように、２次巻線電圧Ｖｓ１，電圧Ｖｓ２のような正負非対称の電圧が発生する。
【００６４】
スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１３の動作周波数に対して一周期おきに交互にオン／オフしているので、トランスＴ１の２次巻線Ｖｓ１とトランスＴ２の２次巻線Ｖｓ２とは、１８０度位相がずれた相似形の状態となる。
【００６５】
２次巻線電圧Ｖｓ１が放電灯７−１〜７−ｎの一端に印加され、２次巻線電圧Ｖｓ２が放電灯７−１〜７−ｎの他端に印加されると、放電灯７−１〜７−ｎの両端には２次巻線電圧Ｖｓ１と２次巻線電圧Ｖｓ２との差電圧が印加される。即ち、放電灯７−１〜７−ｎの両端に印加される電圧Ｖａｂは正負対称波形になる。従って、放電灯７−１〜７−ｎの両端電圧が正負対称波形であるので、水銀の偏りによる寿命の低減は起きにくい。
【００６６】
また、制御回路５ｂは、放電灯７−１〜７−ｎの電流値、トランスＴ１，Ｔ２の巻線電流、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４の電流等に基づき、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４のオン幅を制御することにより放電灯の電力、電流、輝度を制御することができる。
【００６７】
また、実施例１の電源装置において、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ１１，Ｑ１２がオンするタイミングにおいて、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ１１，Ｑ１２に流れる電流はゼロ、あるいは負の電流となっており、貫通電流が流れず、また、スイッチング損失、スイッチングノイズが軽減できる。
【００６８】
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１３は、スイッチング損失やトランスの鉄損を考慮して、一般的には５０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ程度の周波数で動作させる。これに対して、放電灯に印加する交流電圧の周波数は、パネルメーカーやセットメーカーの要求により３０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚと決められている。この周波数でＤＣ／ＤＣコンバータ部１３を動作させるには、トランスの飽和磁束密度の関係上、コアサイズを大きくする必要がある。
【００６９】
しかし、実施例１の電源装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１３の動作周波数（例えば１００ＫＨｚ）は、放電灯７−１〜７−ｎに印加する交流電圧の周波数（例えば５０ＫＨｚ）の２倍の周波数とすることができるので、トランスＴ１０のコアを小型化でき、コストを低減できる。
【００７０】
また、液晶ＴＶなどの放電点灯装置では、輝度を幅広く調整するために、放電灯に印加する交流電圧の実効値を制御するだけでなく、インバータを間欠発振させて放電灯の輝度を調整している。実施例１の電源装置において、インバータの間欠発振動作を行うには、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４のみの発振を停止すれば良く、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１３の動作には影響をしない。また、インバータを動作／停止しても良い。
【００７１】
このように実施例１の電源装置では、スイッチ素子の使用数は従来のフルブリッジ構成のインバータと同じままで、共振動作が行え、正負対称の正弦波電圧を放電灯両端に印加でき、さらに直流電圧も出力できる。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１３、インバータ部の電源装置全体ではスイッチ素子の数を削減するとともに、スイッチ素子のスイッチング損失、ノイズを低減できる。
【００７２】
実施例１の電源装置で、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１３は、周波数固定でスイッチ素子Ｑ１１のデューティを制御したが、放電灯に印加する交流電圧の周波数の規定がない場合には、例えばスイッチ素子Ｑ１２のオン期間を固定として、スイッチ素子Ｑ１１のオン幅を可変して出力電圧を制御してもよい。
【００７３】
また、実施例１では、スイッチ素子Ｑ１２のオン期間にトランスＴ１，Ｔ２の２次側へ電力を供給する構成としたが、スイッチ素子Ｑ１１のオン期間にトランスＴ１，Ｔ２の２次側へ電力を供給する構成としてもよい。
【００７４】
なお、実施例１の放電灯点灯装置では、放電灯が複数個であったが、放電灯は単数（１灯）であっても良い。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】本発明の実施例１の放電灯点灯装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の実施例１の放電灯点灯装置の各部のタイミングチャートである。
【図３】本発明の実施例１の放電灯点灯装置の各部の詳細なタイミングチャートである。
【図４】従来の非共振型ハーフブリッジ回路を採用した放電灯点灯装置の回路構成図である。
【図５】図４に示す放電灯点灯装置の各部のタイミングチャートである。
【図６】従来の共振型フルブリッジ回路を採用した放電灯点灯装置の回路構成図である。
【図７】図６に示す放電灯点灯装置の各部のタイミングチャートである。
【図８】従来の放電灯点灯装置の配置例１を示す図である。
【図９】図８に示す放電灯点灯装置の配置例１の回路例１を示す図である。
【図１０】従来の放電灯点灯装置の回路例２を示す図である。
【図１１】図１０に示す放電灯点灯装置の回路例２の配置例２を示す図である。
【図１２】従来の放電灯点灯装置の回路例３を示す図である。
【符号の説明】
【００７６】
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ１０  トランス
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ１０  １次巻線
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ１０  ２次巻線
Ｃ１〜Ｃ４，Ｃ１０，Ｃ１１  コンデンサ
Ｃａ１〜Ｃａｎ，Ｃｂ１〜Ｃｂｎ  バラストコンデンサ
Ｄ１〜Ｄ８，Ｄ１０〜Ｄ１２  ダイオード
Ｑ１〜Ｑ８，Ｑ１１，Ｑ１２  スイッチ素子
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１０  リアクトル
Ｖｉｎ，Ｖｉｎａ，Ｖｉｎｂ  直流電源
１ａ，１ｂ，１１ａ〜１１ｅ  インバータ基板
３ａ，１３ａ  パネル
７−１〜７−ｎ  放電灯
５ａ，５ｂ，１０ｂ，１０ｃ 制御回路
１２  負荷
１３  ＤＣ／ＤＣコンバータ部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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