(57)【要約】【課題】高速のＡ／Ｄ変換器や複雑なソフトウェア演算を不要にし、かつ低速から高速まで安定に制御できる。【解決手段】ＰＷＭインバータ４の直流母線の電流をシャント抵抗器７で検出し、コントローラ８は、シャント抵抗器で検出する直流電流をローパスフィルタで平均化処理し、この平均直流電流に含まれる脈動成分（周波数変動分）を抑制するように同期電動機１の速度指令値を補正する。または、コントローラはインバータの平均直流電流に直流電圧検出値を乗じて平均直流電力を求め、この平均直流電力に含まれる脈動成分（周波数変動分）を抑制するように速度指令値を補正する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期電動機を電圧型インバータで駆動し、同期電動機の速度指令値ω*に対応した電圧指令Ｖ*をインバータ電圧指令値とし、速度指令値ω*の積分によってインバータ電圧指令値の位相θから前記インバータの３相電圧指令Ｖ*を求める同期電動機のＶ／ｆ制御装置において、
前記インバータの直流母線の検出電流をローパスフィルタで平均化処理するフィルタ平均処理部と、
前記フィルタ平均処理部に得る平均直流電流に含まれる脈動成分を抑制するように前記速度指令値ω*を補正する安定化処理部と、
を備えたことを特徴とする同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
【請求項２】
同期電動機を電圧型インバータで駆動し、同期電動機の速度指令値ω*に対応した電圧指令Ｖ*をインバータ電圧指令値とし、速度指令値ω*の積分によってインバータ電圧指令値の位相θから前記インバータの３相電圧指令Ｖ*を求める同期電動機のＶ／ｆ制御装置において、
前記インバータの直流母線の検出電流をローパスフィルタで平均化処理するフィルタ平均処理部と、
前記フィルタ平均処理部で平均化処理した平均直流電流に前記インバータの直流電圧検出値を乗じて平均直流電力を求め、前記平均直流電力に含まれる脈動成分を抑制するように前記速度指令値ω*を補正する安定化処理部と、
を備えたことを特徴とする同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
【請求項３】
前記安定化処理部は、
前記平均直流電流または前記平均直流電力から直流に近い成分をカットして前記脈動成分を抽出するハイパスフィルタと、
前記ハイパスフィルタで抽出する脈動成分のゲインＫiを設定する安定化ゲイン設定器と、
前記安定化ゲイン設定器の出力を、速度指令値ω*が高くなるほど低くした補正値Δωを求める演算器を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
【請求項４】
前記安定化処理部は、
前記平均直流電流または平均直流電力の検出値を速度指令値ω*で除算してトルク推定値を求める割り算器と、
前記割り算器で求めるトルク推定値から直流に近い成分をカットして前記脈動成分を抽出するハイパスフィルタと、
前記ハイパスフィルタで抽出する脈動成分のゲインＫiを設定する安定化ゲイン設定器を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同期電動機のＶ／ｆ制御装置に係り、特に、永久磁石同期電動機のＶ／ｆ安定化制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
同期電動機は、通常、回転子の磁極位置情報を位置センサで検出する必要があるが、使用環境によっては位置センサの取り付けが困難、あるいは低コスト化や位置センサ故障回避のために、位置センサがなくても駆動できるセンサレス制御法が数多く提案されている。
【０００３】
Ｖ／ｆ制御法は、電動機の一次電圧を回転数に合わせて一定に制御する手法であり、基本的に位置センサや電流センサを用いないオープンループ構成となる。しかし、Ｖ／ｆ制御法を同期電動機の駆動装置に適用した場合は、磁極位置を検出していないために負荷の急変などによって不安定な制御状態を招き、場合によっては脱調する可能性が高い。
【０００４】
図７は、一般的な電圧形ＰＷＭインバータによる同期電動機の駆動装置である。この装置をＶ／ｆ制御法で制御する場合に脱調なく安定化を図るために、同期電動機１の２相の電流を交流電流センサ２で検出し、このモータ電流に含まれる脈動成分をコントローラ３で抽出することでＰＷＭインバータ４の制御位相を補正する。５はＰＷＭインバータ４の直流電圧源、６は平滑コンデンサである。
【０００５】
このＶ／ｆ制御における安定化手法として、モータ電流検出値をインバータ電圧基準のγδ座標（インバータの電圧ベクトル方向をδ軸として、δ軸より９０度遅れた位相をγ軸とするインバータの直交座標）に変換し、γ軸電流の脈動成分を速度指令値にフィードバックして安定化する手法がある（例えば、非特許文献１参照）。この手法では電流をフィードバックすることで負荷変動にも対応できる。
【０００６】
図８の（ａ）は、非特許文献１等で提案される同期電動機のＶ／ｆ安定化制御の構成図である。Ｖ／ｆ制御装置になるコントローラ３は、基本的にはｆ／Ｖ変換器３１では速度指令値ω*から所望の電圧振幅値になる電圧指令Ｖ*を求める。このｆ／Ｖ変換は、駆動する同期電動機の定格速度と定格電圧の比率を用いる。積分器３２は速度指令値ω*の積分によってインバータ電圧指令値の位相θを求める。これら電圧指令Ｖ*（ｖδ*）と位相θおよびγ軸成分の電圧指令ｖγ*から座標変換器３３がＰＷＭインバータ４の３相電圧指令値に変換する。ＰＷＭインバータ４は、各種ＰＷＭ手法、例えば一般的な三角波比較ＰＷＭ方式などによってインバータをＰＷＭ制御する。
【０００７】
Ｖ／ｆ安定化制御手段として、座標変換器３４は電流センサ２で検出するモータ電流ｉu，ｉwを、ＰＷＭインバータの一次電圧の位相情報θを基に座標変換してγ、δ軸の電流ｉγ，ｉδに変換し、安定化処理部３５は座標変換器３４からのδ軸電流ｉδを用いて補正周波数Δωを求め、補正周波数Δωで速度指令値ω*をω１*に補正する。安定化処理部３５は、例えば、図８の（ｂ）に示す構成とし、ハイパスフィルタ３５Ａで直流に近い成分をカットして脈動成分（補正周波数Δω）のみを抽出し、安定化ゲイン設定器３５Ｂで補正ゲインＫiを決定する。
【０００８】
上記の同期電動機のＶ／ｆ安定化手法を低慣性のＰＭモータに適用した場合、フィードバックループに積分器が入るため、負荷変動や速度変動に対し、オーバーシュートや振動成分が残り、静定にも時間がかかる。この現象を改善する他のＶ／ｆ安定化制御方法として、ｑ軸トルク電流の脈動成分をインバータｄ軸電圧に直接フィードバックして（比例項）、応答の速い安定化制御を実現する方法も提案されている（例えば、非特許文献２参照）。
【０００９】
なお、モータ電流を検出するセンサを不要にする手法として、インバータの直流電流をシャント抵抗等で検出し、この直流電流からモータ電流を演算する手法もある（例えば、非特許文献３参照）。
【非特許文献１】伊東、豊崎、大沢「永久磁石同期電動機のＶ／ｆ制御の高性能化」、電学論Ｄ，１２２巻３号、２００２年
【非特許文献２】山本、小野「低慣性ＰＭモータに適応するＶ／ｆ制御方式」、電気学会産業応用部門大会、１−５６、２００５年
【非特許文献３】福本、渡邉、濱根、林「三相ＰＷＭインバータの直流電流検出による交流電流演算の一手法」、電学論Ｄ，１２７巻２号、２００７年
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
同期電動機のＶ／ｆ制御装置において、前記の非特許文献１や２の手法では、モータ電流（少なくとも２相分）を検出して脈動成分を抽出し、その脈動を打ち消す方向に速度指令値や電圧指令値を調整するフィードバック制御を行っている。このＶ／ｆ制御には交流電流センサが必要となるが、実用上はモータの過電流保護などの安全装置にもつ交流電流センサを利用することができる。しかし、低コストおよび小型化重視の用途では交流電流センサがコスト高の要因となるし、実装スペースの問題も発生する。
【００１１】
この点、非特許文献３の手法は、インバータの直流電流を１つのシャント抵抗で検出し、この直流電流から３相のモータ電流を再現することができ、３相電流を再現した後は非特許文献１あるいは２の手法を用いて、図８のようなブロック構成にしたＶ／ｆ安定化制御が考えられる。また、交流電流センサが不要となるため、低コスト化が実現できる。さらに、シャント抵抗器の両端電圧を直流電流情報として過電流保護を行っている場合にはシャント抵抗の追加が不要となる。
【００１２】
ここで、ＰＷＭインバータの直流電流は図９のようにＰＷＭパルスを含んだ波形となる。この瞬時のパルス電流値は、交流電流のいずれの相の情報を持っているので、ＰＷＭインバータの通電パターンから把握できる。そこで、非特許文献３ではパルス電流値を入手できるタイミングでＡ／Ｄ変換して、その瞬時電流値を基にモータの交流電流値を推定・再現している。このため、ＰＷＭインバータの直流電流からモータの交流３相電流を再現するには、高速のＡ／Ｄ変換器および複雑なソフトウェア演算処理が必要となる。
【００１３】
特に、ＰＷＭ制御のキャリア周波数を高くする用途、あるいは高速回転駆動を必要とする用途では、Ａ／Ｄ変換処理も高速に行う必要があり、コストアップの要因となるし、モータ電流の再現が困難となることが予測される。
【００１４】
本発明の目的は、高速のＡ／Ｄ変換器や複雑なソフトウェア演算を不要にし、かつ低速から高速まで安定に制御できる同期電動機のＶ／ｆ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は、前記の課題を解決するため、インバータの直流母線の検出電流をローパスフィルタで平均化処理し、この平均直流電流に含まれる脈動成分（周波数変動分）を抑制するように速度指令値を補正、またはインバータの平均直流電流に直流電圧検出値を乗じて平均直流電力を求め、周波数で除算したトルク推定値の脈動成分（周波数変動分）を抑制するように速度指令値を補正するもので、以下の構成を特徴とする。
【００１６】
（１）同期電動機を電圧型インバータで駆動し、同期電動機の速度指令値ω*に対応した電圧指令Ｖ*をインバータ電圧指令値とし、速度指令値ω*の積分によってインバータ電圧指令値の位相θから前記インバータの３相電圧指令Ｖ*を求めるＶ／ｆ制御装置において、
前記インバータの直流母線の検出電流をローパスフィルタで平均化処理するフィルタ平均処理部と、
前記フィルタ平均処理部に得る平均直流電流に含まれる脈動成分を抑制するように前記速度指令値ω*を補正する安定化処理部と、
を備えたことを特徴とする。
【００１７】
（２）同期電動機を電圧型インバータで駆動し、同期電動機の速度指令値ω*に対応した電圧指令Ｖ*をインバータ電圧指令値とし、速度指令値ω*の積分によってインバータ電圧指令値の位相θから前記インバータの３相電圧指令Ｖ*を求めるＶ／ｆ制御装置において、
前記インバータの直流母線の検出電流をローパスフィルタで平均化処理するフィルタ平均処理部と、
前記フィルタ平均処理部で平均化処理した平均直流電流に前記インバータの直流電圧検出値を乗じて平均直流電力を求め、前記平均直流電力に含まれる脈動成分を抑制するように前記速度指令値ω*を補正する安定化処理部と、
を備えたことを特徴とする。
【００１８】
（３）前記安定化処理部は、
前記平均直流電流または前記平均直流電力から直流に近い成分をカットして前記脈動成分を抽出するハイパスフィルタと、
前記ハイパスフィルタで抽出する脈動成分のゲインＫiを設定する安定化ゲイン設定器と、
前記安定化ゲイン設定器の出力を、速度指令値ω*が高くなるほど低くした補正値Δωを求める演算器を備えたことを特徴とする。
【００１９】
（４）前記安定化処理部は、
前記平均直流電流または平均直流電力の検出値を速度指令値ω*で除算してトルク推定値を求める割り算器と、
前記割り算器で求めるトルク推定値から直流に近い成分をカットして前記脈動成分を抽出するハイパスフィルタと、
前記ハイパスフィルタで抽出する脈動成分のゲインＫiを設定する安定化ゲイン設定器を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
以上のとおり、本発明によれば、インバータの直流母線の検出電流をローパスフィルタで平均化処理し、この平均直流電流に含まれる脈動成分（周波数変動分）を抑制するように速度指令値を補正、またはインバータの平均直流電流に直流電圧検出値を乗じて平均直流電力を求め、この平均直流電力に含まれる脈動成分（周波数変動分）を抑制するように前記速度指令値を補正するため、高速のＡ／Ｄ変換器や複雑なソフトウェア演算を不要にし、かつ低速から高速まで安定に制御できる。
【００２１】
具体的には、
（１）インバータ直流母線の電流からローパスフィルタ等を用いて平均化処理し、この平均直流電流に含まれる有効電流分を検出するため、非特許文献３による交流電流検出方式に比べて、高速Ａ／Ｄ変換処理や複雑なソフトウェア演算を必要としない。
【００２２】
（２）インバータの直流電流だけでなく直流電圧も検出することで、平均直流電力の脈動を抑制することができる。
【００２３】
（３）運転速度領域が広い同期電動機に適用する場合などに、安定化ゲインを速度に応じて自動的に変化させることで、低速から高速まで安定に制御することができる。
【００２４】
（４）直流電流・直流電圧検出値および速度指令値からトルク推定値を演算して、そのトルク脈動成分を抑制するように速度指令値を補正するので、同期電動機のトルク変動に応じて全速度／全負荷領域で安定な制御を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
（実施形態１）
図１は、本実施形態を示す同期電動機のＶ／ｆ制御装置の基本構成図である。同図が図７と異なる部分は、更なる低コスト化を実現するために、モータ１の交流電流センサ（×２個分）を省略し、その代わりとして、過電流防止用に設けられるシャント抵抗器７でＰＷＭインバータの直流母線の平均電流を検出し、コントローラ８が平均直流電流に含まれる脈動成分を抑制するように速度指令値を補正する点にある。
【００２６】
なお、直流電圧源５は、バッテリ等の直流電源や三相交流電源を整流した直流電源など、その形態は問わない。また、シャント抵抗器７はインバータの下側（基準電位側）に介挿する場合を示すが、直流母線の上側（プラス電位側）で検出しても良い。
【００２７】
図１の構成とする本実施形態では、シャント抵抗器７などから検出されるパルス状の電圧情報（シャント抵抗値で除算すれば電流情報となる）から、ＰＷＭパルスのキャリア周波数成分を除去するローパスフィルタ回路を介した後に、コントローラ８に取り込み、この電流情報でＶ／ｆ安定化制御を行う。図２は、ローパスフィルタ回路を介した直流電流波形を示し、この電流はインバータ直流母線の電流平均値、すなわちＰＷＭインバータ４から同期電動機１に供給する有効電流値に相当する。
【００２８】
図３の（ａ）は、コントローラ８のブロック構成図である。同図が図８と異なる部分は、シャント抵抗器７で検出する直流母線電流に比例した電圧ｖshからフィルタ平均処理部（ローパスフィルタ）３６で平均化処理した平均化電流ｉdcを求める点にある。
【００２９】
なお、安定化処理部３５は、図３の（ｂ）に示すように、図８の構成と同様に、ハイパスフィルタ３５Ａと安定化ゲイン設定器３５Ｂで構成するが、この入力電流をフィルタ平均処理部３６からの平均化電流ｉdcとする。また、３相電圧指令値生成部３７は、図８の座標変換器３３と同様に、電圧指令Ｖmと位相θからＰＷＭインバータ４の３相電圧指令Ｖ*を生成する。この演算式は下記のようになる。
【００３０】
【数１】
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【００３１】
図３の構成において、シャント抵抗器７の電流検出手段から得られたパルス状の電流をフィルタ平均処理部（ローパスフィルタ）３６で平均処理する。平均化した直流電流値を安定化処理部３５に入力する。安定化処理部３５ではハイパスフィルタ３５Ａで直流電流の脈動成分のみを検出する。検出した脈動成分に安定化ゲイン設定器３５でゲインを与え、脈動成分を打ち消すように速度指令値ω*に重畳する。これにより、直流電流の脈動、すなわち脱調に繋がる不安定な速度変動を抑制することができる。
【００３２】
また、補正した速度指令値ω１*から、位相情報θとｆ／Ｖ変換によって得られる３相電圧指令瞬時値Ｖmを生成する。ｆ／Ｖ変換比は、同期電動機１の銘板等から得られる定格回転数および定格電圧値の比率を入力すればよい。位相情報θと３相瞬時値から、モータ３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の電圧指令値Ｖ*を得、ＰＷＭインバータ４では三角波比較ＰＷＭなどの一般的な手法を用いてＰＷＭインバータのスイッチング指令値を生成して電動機を制御する。
【００３３】
本実施形態によれば、インバータ直流母線の直流電流（有効電流）の脈動に応じて、それを抑制するように速度指令値を補正するため、Ｖ／ｆ制御における不安定な速度変動を抑制し、同期電動機の脱調を防止することができる。
【００３４】
また、構成上では、モータ交流電流センサが不要で、３相／２相変換、モータ回転座標変換あるいはインバータ電圧基準の回転座標変換等も不要となった上で、同期電動機におけるＶ／ｆ安定制御ができる。
【００３５】
また、直流電流検出は安価なシャント抵抗器等で実現できるため、交流電流センサ×２個を用いる従来方式よりも、システムを低コストおよび小型化することができる。
【００３６】
また、直流電流のＰＷＭ成分を除去した有効電流を用いることで、高速なＡ／Ｄ変換処理や複雑なソフトウェア演算を必要としない簡素な安定化制御装置になる。
【００３７】
（実施形態２）
実施形態１では、直流電流平均値の変動成分のみを検出して安定化しているが、本実施形態では、図１におけるコントローラ８は、インバータの平均直流電流に直流電圧検出値を乗じて平均直流電力を求め、この平均直流電力に含まれる脈動成分を抑制するように速度指令値ω*を補正することで、その脈動を安定化する。
【００３８】
図４の（ａ）はブロック構成図であり、同図が図３と異なる部分はＰＷＭインバータ４の直流電圧Ｖdcを電圧検出器３８で検出し、この直流電圧Ｖdcとフィルタ平均処理部（ローパスフィルタ）３６で平均化処理した平均化電流ｉdcとから安定化処理部３５で平均直流電力を求め、これを元に速度指令値ω*を補正する点にある。安定化処理部３５は、図４の（ｂ）に示すように、乗算器３５Ｃは直流電圧Ｖdcと平均化電流ｉdcとの乗算により平均直流電力を求める。
【００３９】
本実施形態によれば、直流電圧源が理想的でなく、何らかの脈動成分を持っている場合（例えば三相交流電源から整流した場合など）においても、平均直流電力の変動として、その脈動を安定化する速度指令値に補正することができる。
【００４０】
（実施形態３）
実施形態２では、安定化ゲイン設定器３５Ｂで設定するゲインＫiを固定のものとしていた。電動機が高速回転になると、同じトルクを発生させるために必要な直流電力が大きくなる。その変動値も大きくなるので、安定化ゲインが低速〜高速まで一定であると、例えば高速域で高ゲインとなり、過剰な安定化処理によって逆に不安定な挙動を引き起こす。
【００４１】
この問題を解決するために、本実施形態では安定化ゲイン設定器３５Ｂで設定するゲインＫiを速度指令値に応じて除算する可変ゲイン設定器とし、速度指令値が高くなるほど補正値Δωを低下させ、安定化を図る。
【００４２】
図５の（ａ）にブロック構成図を示し、（ｂ）に安定化処理部３５の構成を示す。同図が図４と異なる部分は、安定化処理部３５に追加する割り算器３５Ｄで安定化ゲイン設定器３５ｂの出力を速度指令値ω*で割り算し、この演算結果を速度補正値Δωとする点にある。
【００４３】
本実施形態によれば、運転速度領域が広い同期電動機に適用する場合などに、高速になるほど安定化ゲインを自動的に下げる調整をすることで、低速から高速までより安定なＶ／ｆ制御を実現できる。
【００４４】
なお、図５の安定化処理部３５は実施形態２の場合を示すが、実施形態１の構成にも同様に適用できる。また、速度指令値ω*が高くなるほど低くした補正値Δωを求める割り算器３５Ｄに代えて、引き算器とするなど、他の演算器とすることができる。
【００４５】
（実施形態４）
実施形態３では、安定化ゲインを周波数に応じて可変としている。これは結果として、直流有効電力の脈動を回転数指令値で除算したトルク変動への安定化ゲインに等しい。
【００４６】
そこで、本実施形態では、まず先に、検出した直流電力値（有効電力Ｐ）を速度指令値ω*で除算したトルク推定値（Ｔ＾＝Ｐ／ω*）を演算し、そのトルク脈動成分をハイパスフィルタで検出して安定化ゲインを与える。
【００４７】
安定化処理部３５の構成図の一例を図６に示す。安定化ゲイン設定器３５Ｂのゲインは一定とし、割り算器３５Ｅで乗算器３５ｃの出力（直流電力）を速度指令値ω*で除算し、ここで求めるトルク推定値をハイパスフィルタ３５Ａに与えることで、トルク変動に基づいてゲインを調整する。なお、図６の安定化処理部３５は実施形態２の場合を示すが、実施形態１の構成にも同様に適用できる。
【００４８】
本実施形態によれば、直流電流・直流電圧検出値および速度指令値からトルク推定値を演算して、そのトルク脈動成分を抑制するように速度指令値を補正するので、高負荷時や高速回転時においても常にトルク変動に基づいて安定化制御を行うことができ、同期電動機のトルク変動に応じて全速度／全負荷領域でより安定なＶ／ｆ制御を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明の実施形態１を示す同期電動機のＶ／ｆ制御装置の基本構成図。
【図２】ローパスフィルタ回路を介した直流電流波形。
【図３】実施形態１のコントローラと安定化処理部の構成図。
【図４】実施形態２のコントローラと安定化処理部の構成図。
【図５】実施形態３のコントローラと安定化処理部の構成図。
【図６】実施形態４の安定化処理部の構成図。
【図７】電圧形ＰＷＭインバータによる同期電動機の駆動装置。
【図８】同期電動機のＶ／ｆ安定化制御の従来構成図。
【図９】ＰＷＭインバータの直流電流波形。
【符号の説明】
【００５０】
１  同期電動機
２  交流電流センサ
３、８  コントローラ
４  ＰＷＭインバータ
５  直流電圧源
６  平滑コンデンサ
７  シャント抵抗器
３１  ｆ／Ｖ変換器
３２  積分器
３５  安定化処理部
３６  フィルタ平均処理部
３７  ３相電圧指令値生成部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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