(57)【要約】【課題】  太陽電池等の変動する入力電源の電圧を安定した所望の出力電圧に変換（昇圧）して惑星探査機の観測機器等の負荷を駆動する動作電力を得る低ノイズのＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】  入力電源Ｅの両端に直列接続された入力コイルＬ１、第１中間コンデンサＣ１及び第１中間コイルＬｍ１、入力コイルＬ１及び第１中間コンデンサＣ１のノードａにそれぞれ一端が接続されたスイッチＳ及びダイオードＤ、スイッチＳの他端であるノードｄと入力電源Ｅの負端子間に接続された第２中間コイルＬｍ２、ダイオードＤの他端であるノードｃとノードｄ間に接続された第２中間コンデンサＣ２、ノードｃに出力コイルＬ２を介して接続された負荷Ｒにより構成されている。【選択図】図１
2009089564.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電源の正負端子に直列接続された入力インダクタ及びスイッチ素子と、該スイッチ素子及び前記スイッチ素子のノードに整流素子を介して負荷が接続され、前記入力電源の電圧を同極性の所望電圧に変換して前記負荷に出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記入力インダクタンスの出力側と前記入力電源の負端子間に接続された第１中間インダクタと、
前記スイッチ素子の出力側と前記入力電源の負端子間に接続された第２中間インダクタとを備え、
前記入力インダクタ及び前記出力インダクタは、前記第１中間インダクタ及び前記第２中間インダクタと磁気結合されていることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記入力インダクタ及び前記第１中間インダクタ間に接続された第１中間コンデンサと、前記スイッチ素子及び前記整流素子の出力側に接続された第２中間コンデンサとを備えることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
入力電源の正負端子間に直列接続された入力インダクタ及びスイッチ素子と、該スイッチ素子及び前記入力インダクタのノードに整流素子を介して負荷が接続され、前記入力電源の電圧を同極性の所望電圧に昇圧して前記負荷に出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記入力インダクタと前記整流素子のノード及び前記入力電源の負端子間に直列接続された第１中間インダクタ及び第１中間コンデンサと、
前記整流素子及び前記負荷間に接続された出力インダクタと、
前記スイッチ素子の出力端及び前記入力電源の負端子間に接続された第２中間インダクタと、
該第２中間インダクタ及び前記スイッチ素子のノードと前記整流素子及び前記出力インダクタのノード間に接続された第２中間コンデンサと
を備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記入力インダクタと前期第１中間インダクタ（または前記第２中間インダクタ）、及び前記出力インダクタと前記第２中間インダクタ（または前記第１中間インダクタ）は、等しいインダクタンスの比を有することを特徴とする請求項１、２又は３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記入力インダクタ、前記出力インダクタ、前記第１中間インダクタ及び前記第２中間インダクタは、共通のコアに巻線が巻回されたトランスにより構成されることを特徴とする請求項１、２又は３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記負荷の出力電圧を検出して前記スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するフィードバック制御回路を備え、前記入力電源の電圧変動に拘わらず略一定の出力電圧を前記負荷に出力することを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記入力電源は太陽電池であり、惑星探査機を含む人工衛星に搭載された各種観測機器に動作電力を供給することを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に人工衛星に搭載された各種観測機器の動作電源として好適な太陽電池の起電力を、負荷であるこれらの機器が希望する所定の直流電圧に昇圧して出力するスイッチング型のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
人工衛星、特に太陽からの距離の変化が大きい惑星を探査する惑星探査機（衛星）にあっては、搭載された各種観測及び制御機器の動力源として、太陽光を利用する太陽電池を用いるのが一般的である。太陽電池を使用することにより、宇宙空間で長期間に渡り動作電力を比較的安定的に得ることが可能である。
【０００３】
太陽電池から得られる起電力は、上述した各種観測機器を正常に動作させるために必要な所定の電圧を安定的に得ることが困難又は不可能である。特に、太陽からの距離が大幅に変化する惑星探査機の場合には、太陽電池の起電力を希望する出力電圧に変換するためにスイッチング素子を含むスイッチング型のＤＣ／ＤＣコンバータを使用するのが一般的である。また、惑星探査機が惑星の電場や磁場を観測する場合には、それに使用されるＤＣ／ＤＣコンバータは、単に安定した電圧を出力するのみならず発生するノイズのレベルが低い低ノイズであることを必須要件とする。
【０００４】
一般的なＤＣ／ＤＣコンバータ（Boostコンバータ）の従来例を図９に示す。斯かる従来のＤＣ／ＤＣコンバータ９０は、図９（ａ）に示す如く、入力電源Ｖｉの両端に直列接続されるコイル（インダクタ）Ｌ及び例えばトランジスタ等のスイッチング素子（以下、単にスイッチという）Ｓ、このスイッチＳの両端にダイオード（整流素子）Ｄを介して接続される負荷抵抗Ｒ及び平滑コンデンサＣの並列接続回路により構成される。
【０００５】
図９において、（ｂ）は（ａ）に示すＤＣ／ＤＣコンバータ９０の伝達関数、（ｃ）はインダクタＬ及びダイオードＤを流れるリップル電流、（ｄ）はコイルＬとダイオードＤのノード（接続点）ａにおけるリップル電圧（又はリップル電位）及び（ｅ）はコイルＬの電圧をそれぞれ示す。
【０００６】
上述の如き従来のＤＣ／ＤＣコンバータ９０では、スイッチＳのＯＮ／ＯＦＦ又は開閉に応じて、図９（ｃ）に示す如きリップル電流が流れる。即ち、コイルＬには略三角波状のリップル電流が流れる。この三角波の振幅は、スイッチＳのＯＮ期間に比例する。そして、スイッチＳのＯＮ期間にコイルＬに蓄えられた電磁エネルギーは、スイッチＳのＯＦＦ期間にダイオードＤを介して負荷Ｒに出力される。換言すると、スイッチＳのＯＮ期間を、入力電源電圧Ｖｉに応じて制御することにより負荷Ｒに所定電圧を出力することが可能である。
【０００７】
斯かる一般的なＤＣ／ＤＣコンバータは、変動する入力電源電圧から所望の出力電圧を安定的に得ることを可能にする。しかし、コイルＬ流れるリップル電流は、スイッチＳのスイッチング周波数及びその整数倍の周波数を有する高調波のノイズを不可避的に伴う。斯かる三角波のリップル電流は、例えば方形波等のパルス波に比較してノイズレベルは低いが、上述の如く惑星の微小な電場や磁場を観測する高感度観測機器を搭載する惑星探査機等の電源には、適用不可能である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上述した如き従来のＤＣ／ＤＣコンバータは、次の如き課題乃至欠点を有する。即ち、図９に示す如き従来の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ（又はBoostコンバータ）は、入力電流が三角波、出力電流がパルス波であり、特に出力ノイズが大きいという課題がある。出力電流がパルス波であるということは、スイッチング周波数の電流の時間変化率が大きいので、スイッチング周波数及びその整数倍の周波数の高調波ノイズが大きく、上述の如き高感度の観測機器の電源には適用不可能又は困難である。
【０００９】
本発明は、従来技術の上述した如き課題に鑑みなされたものであり、構成が簡単であり且つ入力電源と同極性（非反転型）の昇圧された希望する出力電圧を得ることが可能なＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した課題を解決すると共に上述した目的を実現するため、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、次の如き特徴的な基本構成を採用している。即ち、入力電源の正負端子に直列接続された入力インダクタ及びスイッチ素子と、該スイッチ素子及び前記スイッチ素子のノードに整流素子を介して負荷が接続され、前記入力電源の電圧を同極性の所望電圧に変換して前記負荷に出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記入力インダクタンスの出力側と前記入力電源の負端子間に接続された第１中間インダクタと、
前記スイッチ素子の出力側と前記入力電源の負端子間に接続された第２中間インダクタとを備え、
前記入力インダクタ及び前記出力インダクタは、前記第１中間インダクタ及び前記第２中間インダクタと磁気結合されているＤＣ／ＤＣコンバータ。
【００１１】
また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、次の如き特徴的な構成を採用している。即ち、入力電源の正負端子間に直列接続された入力インダクタ及びスイッチ素子と、該スイッチ素子及び前記入力インダクタのノードに整流素子を介して負荷が接続され、前記入力電源の電圧を同極性の所望電圧に昇圧して前記負荷に出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記入力インダクタと前記整流素子のノード及び前記入力電源の負端子間に直列接続された第１中間インダクタ及び第１中間コンデンサと、
前記整流素子及び前記負荷間に接続された出力インダクタと、
前記スイッチ素子の出力端及び前記入力電源の負端子間に接続された第２中間インダクタと、
該第２中間インダクタ及び前記スイッチ素子のノードと前記整流素子及び前記出力インダクタのノード間に接続された第２中間コンデンサと
を備えるＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の効果】
【００１２】
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、次の如き特有の効果を奏する。即ち、従来のＤＣ／ＤＣコンバータに対して相互に磁気結合された入出力インダクタ及び中間インダクタを付加するという簡単な構成により、入出力インダクタのリップル電流を低減又は実質的にゼロにすることが可能であるので、低ノイズ化が可能となる。また、入出力インダクタ及び中間インダクタは、磁気的に結合され且つ両端電圧が等しいので、同じコアに巻回した１個のトランスで安価に構成することが可能である。従って、変動する入力電源から安定した出力電圧を低ノイズで得る事を必須条件とする惑星探査機等の観測機器用電源として特に好適である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの好適実施例の構成及び動作を、添付図面を参照して詳細に説明する。
【００１４】
先ず、図１は、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの好適な実施例の説明図である。図１（ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図、図１（ｂ）は伝達関数、図１（ｃ１）〜（ｃ４）はＤＣ／ＤＣコンバータを構成する複数のコイル（インダクタ）の電流波形図、図１（ｄ）は図１（ａ）に示す回路各部のリップル電位波形図及び図１（ｅ）はコイル電圧を示す。
【００１５】
図１（ａ）を参照して、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータ１０の好適な実施例の構成について説明する。このＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、例えば太陽電池である入力電源Ｅと、この入力電源Ｅの正負端子間に直列接続された入力コイル（インダクタ）Ｌ１、第１中間コンデンサＣ１及び第１中間コイルＬｍ１と、入力コイルＬ１及び第１中間コンデンサＣ１のノードａ及び入力電源Ｅの負端子（−）間に直列接続されたスイッチ（スイッチ素子）Ｓ及び第２中間コイルＬｍ２と、この第２中間コイルＬｍ２の両端間に第２中間コンデンサＣ２及び出力コイルＬ２の直列回路を介して接続された負荷（抵抗Ｒ及び平滑コンデンサＣの並列回路）と、第２中間コンデンサＣ２及び出力コイルＬ２のノートｃ及びノードａ間に接続されたダイオード（整流素子）Ｄとにより構成されている。また、上述したノードａ及びｃに加えて、第１中間コンデンサＣ１及び第１中間コイルの接続点をノードｂ、第２中間コンデンサＣ２及び第２中間コイルＬｍ２の接続点をノードｄとする。
【００１６】
図１（ｃ１）〜（ｃ４）は、入力コイルＬ１、中間コイルＬｍ１、Ｌｍ２及び出力コイルＬ２と、それらコイル間の結合度が異なる場合における、それぞれのコイルＬ１、Ｌｍ１、Ｌｍ２及びＬ２に流れるリップル電流の概略波形を示している。即ち、図１（ｃ１）は、入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１間及び出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２間の結合がない場合の入力コイルＬ１、第１中間コイルＬｍ１、出力コイルＬ２及び第２中間コイルＬｍ２に流れる電流（リップル電流）を、図中左から右に順次図示している。この場合には、全てのコイルＬ１、Ｌｍ１、Ｌ２及びＬｍ２に大きな三角波のリップル電流が流れることを示している。図１（ｃ２）は、入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１間の結合度がｋ１１＝ｎ１１の場合の各コイルに流れるリップ電流を示す。この場合には、入力コイルＬ１のリップル電流のみが抑えられる（残りのコイルＬｍ１、Ｌ２及びＬｍ２のリップル電流は、図１（ｃ１）の場合と同様）ことを示している。
【００１７】
図１（ｃ３）は、出力コイルＬ２及び第２中間コイルＬｍ２間の結合度がｋ２２＝ｎ２２である場合の各コイルのリップル電流を示している。この場合には、出力コイルＬ２のみのリップル電流が抑えられている（残りのコイルＬ１、Ｌｍ１及びＬｍ２のリップル電流は、図１（ｃ１）の場合と同様）ことを示している。また、図１（ｃ４）は、入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１間の結合度がｋ１１＝ｎ１１であり且つ出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２間の結合度がｋ２２＝ｎ２２である場合の各コイルのリップル電流を示している。この場合には、入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２両方のリップル電流が抑えられ、低ノイズが実現することを示している。
【００１８】
次に、図２を参照して、図１に示す本発明のＤＣ／ＤＣコンバータ１０の動作を詳細に説明する。図２において、図２（ａ）は図１（ａ）に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０と同じ回路である。図２（ｂ）は、図２（ａ）においてスイッチＳがＯＮ状態時の、各コイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１、Ｌｍ２、コンデンサＣ１、Ｃ２及び負荷Ｒを流れる電流と各ノードａ〜ｄの電位を示している。他方、図２（ｃ）は、スイッチＳがＯＦＦ状態時の、各コイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１、Ｌｍ２、コンデンサＣ１、Ｃ２及び負荷Ｒを流れる電流と各ノードａ〜ｄの電位を示している。
【００１９】
先ず、図２（ｂ）の場合について説明する。スイッチＳがＯＮのとき、図中に破線で示す如く、全てのコイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２に励磁電流が流れる。即ち、入力電源Ｅから出力である負荷Ｒに電流が流れる。第１中間コンデンサＣ１には、前半は放電方向で後半は充電方向の電流が流れる。他方、第２中間コンデンサＣ２には、放電方向の電流が流れる。
【００２０】
次に、図２（ｃ）を参照して、スイッチＳがＯＦＦの際の動作を説明する。このとき、全てのコイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２に開放電流がダイオードＤを介して入力電源Ｅから出力である負荷Ｒに電流が流れる。上述したスイッチＳがＯＮのときとは逆方向に、第１中間コンデンサＣ１には、前半は充電方向で後半は放電方向の電流が流れる。他方、第２中間コンデンサＣ２には、充電方向の電流が流れる。
【００２１】
図２（ｂ）及び図２（ｃ）に示した各ノードａ〜ｄの電位は、後述するＬ１＝ Ｌ２（即ち、入力コイルＬ１のインダクタンス＝出力コイルL２のインダクタンス）、Ｌｍ１＝Ｌｍ２（即ち、第１中間コイルＬｍ１のインダクタンス＝第２中間コイルＬｍ２のインダクタンス）のときの値である。スイッチＳがＯＮのとき及びＯＦＦのとき、何れの場合においても入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２に電流が流れている。即ち、スイッチＳがＯＮのとき右上がりで、ＯＦＦのとき右下がりの三角波となる（パルス波にならないことに注目されたい）。
【００２２】
以下に、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータ１０の動作を解析する。この動作解析において、スイッチＳは理想スイッチ、ダイオードＤは理想ダイオード、スイッチＳがＯＮしている時間をton、スイッチＳがＯＦＦしている時間をtoffとする。また、スイッチＳのスイッチング周波数における第１中間コンデンサＣ１及び第２中間コンデンサＣ２のインピーダンスは充分小さく（静電容量が充分大きい）、第１中間コンデンサＣ１は入力電圧に等しい電圧Ｖｉの電圧源、第２中間コンデンサＣ２は出力電圧に等しい電圧Ｖｏの電圧源と見なせるものとする。
【００２３】
（ａ）スイッチＳがＯＮのとき
各ノードａ〜ｄの電位（Ｖa〜Ｖｄ）及び各コイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１、Ｌｍ２のリップル電流の大きさ（ΔIL1〜ΔＩLm2）の関係は、次のとおりである。
Vb=Va-Vi
Vc=Va-Vo
Vd=Va
ΔIL1＋ΔLlm1＝ΔLlm2＋ΔIL2
【００２４】
また、各コイルＬ１〜Ｌｍ２のリップル電流（ΔIL1〜ΔＩLm2）の大きさは、以下のとおりである（「⇒」の右側は、Ｌ１＝Ｌ２及びＬｍ１＝Ｌｍ２のときの値を示す）。
ΔIL1＝（1/L2+1/Lm2）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×Vｉ×ton/L1⇒（Vｉ×ton/L１/2）
ΔILm1＝（1/L2+1/Lm2）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×Vｉ×ton/Lm1⇒（Vｉ×ton/Lm1/2）
ΔIL2＝（1/L1+1/Lm1）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×Vｉ×ton/L2⇒（Vｉ×ton/L2/2）
ΔILm2＝（1/L1+1/Lm1）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×Vｉ×ton/Lm2⇒（Vｉ×ton/Lm2/2）
【００２５】
各ノードａ〜ｄの電位（Vａ〜Vd）は、次のとおりである（「⇒」の右側は、Ｌ１＝Ｌ２及びＬｍ１＝Ｌｍ２のときの値を示す）。
Vａ＝（1/L1+1/Lm1）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×Vｉ ⇒（Vｉ/2）
Vｂ＝-（1/L2+1/Lm2）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×Vｉ ⇒-（Vｉ/2）
Vｃ＝1/L1+1/Lm1）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×Vｉ+Vｏ⇒（Vｉ/2）+Vｏ
Vｄ＝1/L1+1/Lm1）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×Vｉ⇒（Vｉ/2）
【００２６】
また、各コイルＬ１〜Ｌｍ２の両端電圧（VL1〜VLm2）は、次のとおりである（「⇒」の右側は、Ｌ１＝Ｌ２及びＬｍ１＝Ｌｍ２のときの値を示す）。
VL1＝(1/L2+1/Lm2)/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×Vｉ ⇒（Vｉ/2）
VLm1＝（1/L2+1/Lm2）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×Vｉ ⇒（Vｉ/2）
VL2＝（1/L1+1/Lm1）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×Vｉ ⇒（Vｉ/2）
VLm2＝（1/L1+1/Lm1）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×Vｉ ⇒（Vｉ/2）
【００２７】
（ｂ）スイッチＳがＯＦＦのとき
各ノードａ〜ｄの電位（Ｖa〜Ｖd）及び各コイルＬ１〜Ｌｍ２のリップル電流（ΔIL1〜ΔＩLm2）の大きさは、次のとおりである。
Vｂ=Vａ-Vｉ
Vｃ=Vａ
Vｄ=Vａ-Vｏ
ΔIL1＋ΔILm1＝ΔILm2＋ΔIL2
【００２８】
ここで、各コイルＬ１〜Ｌｍ２のリップル電流（ΔIL1〜ΔＩLm2）の大きさは、次のとおりである（「⇒」の右側は、Ｌ１＝Ｌ２及びＬｍ１＝Ｌｍ２のときの値を示す）。
ΔIL1＝(1/L2+1/Lm2)/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×（Vo−Vｉ）⇒（（Vo−Vｉ）/2）
ΔILm1＝（1/L2+1/Lm2）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×（Vo−Vｉ）⇒（（Vo−Vｉ）/2）
ΔIL2＝（1/L1+1/Lm1）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×(Vo−Vｉ)⇒（（Vo−Vｉ）/2）
ΔILm2＝（1/L1+1/Lm1）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×（Vo−Vｉ）⇒（（Vo−Vｉ）/2）
【００２９】
各ノードａ〜ｄの電位（Ｖa〜Ｖd）は、次のとおりである（Ｌ１＝Ｌ２及びＬｍ１＝Ｌｍ２のときの値を示す）。
Vａ＝{1/L1+1/Lm1）×Vｉ+1/L2+1/Lm2｝×Vo｝/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）⇒（Vｉ+Vｏ）/2
Vｂ＝（1/L2+1/Lm2）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×（Vｏ−Vｉ）⇒（Vｏ−Vｉ）/2
Vｃ＝｛（1/L1+1/Lm1）×Vｉ+(1/L2+1/Lm2)×Vｏ｝/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）
⇒（Vｉ+ Vｏ）/2
Vｄ＝-（1/L1+1/Lm1）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×（Vｏ−Vｉ）⇒−(Vｏ−Vｉ)/2
【００３０】
各コイルＬ１〜Ｌｍ２の両端電圧（ＶL1〜ＶLm2）は、次のとおりである（「⇒」の右側は、Ｌ１＝Ｌ２及びＬｍ１＝Ｌｍ２のときの値を示す）。
VL1＝-（1/L2+1/Lm2）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×(Vｏ−Vｉ)⇒-（Vｏ−Vｉ）/2
VLm1＝-（1/L2+1/Lm2）/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×(Vｏ−Vｉ)⇒-（Vｏ−Vｉ）/2
VL2＝-（1/L1+1/Lm1）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×(Vｏ−Vｉ)⇒-（Vｏ−Vｉ）/2
VLm2＝-（1/L1+1/Lm1）/（1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2）×(Vｏ−Vｉ)⇒-（Vｏ−Vｉ）/2
【００３１】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が正常に動作するための条件は、以下のとおりである。
ΔＩｘ （ＯＮ）＝ΔIｘ （ＯＦＦ）
Vｘ（ＯＮ）×ｔon ＝ - Vｘ（ＯＦＦ）×ｔoff
ここで、ｘは、コイルＬ１、Ｌｍ１、Ｌ２及びＬｍ２の何れかを示す。この式を解くと、下記が得られる。
Vｏ ＝ Vｉ×（ｔon + ｔoff）/ｔoff ＝ Vｉ/（1-D）； D ＝ ｔon/（ｔon
+ ｔoff）
これは、このＤＣ／ＤＣコンバータ１０が昇圧コンバータとして動作することを示している。
【００３２】
以上の説明から理解される如く、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２のリップル電流が三角波である昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する。
【００３３】
（３）入出力リップル電流の低減及びゼロリップル化
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２を流れるリップル電流の低減又はゼロリップル化について、図３を参照して説明する。図３（ａ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路中の２個のコイル（入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２）、これらのコイルを流れるリップル電流及び両端電圧を示す。図３（ａ）に示す如く、回路中に同じ両端電圧が発生するコイルＬ１及びＬ２があったとき、図３(ｂ)に示す如くこれら２個のコイルＬ１及びＬ２を同極性に結合させると、これら２個のコイルは図３（ｃ）の等価回路となる。次に、これら２個のコイルＬ１及びＬ２が図３(ｄ)（１）に示す如き結合係数及び巻数比の関係にあるとき、それぞれのコイルのリップル電流は結合前の半分（又は１／２）に減少する。ここで、コイルＬ１及びＬ２が図３（ｅ）（２）のような結合係数及び巻数比の関係にあるとき、コイルＬ１のリップル電流は結合前と変わらないが、コイルＬ２のリップル電流はゼロ（ゼロリップル）となる。一方、コイルＬ１及びＬ２が図３（ｆ）（３）のような結合係数及び巻数比の関係にあると、コイルＬ１のリップル電流はゼロ（ゼロリップル）となり、コイルＬ２のリップル電流は結合前と変わらない。
【００３４】
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータ１０においては、図１及び上述した数式で示した如く、常にVＬ＝VＬｍ又はVL１＝VLm2及びVL1＝VLm2が成立する。特に、L１＝L２及びLｍ１＝Lｍ２のとき、VL1＝VLm1＝VL2＝VLm2が成立し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の全てのコイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２の両端電圧波形は等しくなる。従って、これらのコイルＬ１〜Ｌｍ２を適切に結合させることにより、入力コイルＬ１及び／又は出力コイルＬ２のリップル電流を減少させることができる。
【００３５】
図１には、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、入力コイルＬ１及び第１中間コイルＬｍ１のみを結合させて入力コイルＬ１のみの電流をゼロリップル化した場合、出力コイルＬ２及び第２中間コイルＬｍ２のみを結合させて出力コイルＬ２のみの電流をゼロリップル化した場合及び入力コイルＬ１及び第１中間コイルＬｍ１と出力コイルＬ２及び第２中間コイルＬｍ２との両方を結合させて入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２の両コイルの電流をゼロリップル化した場合のリップル電流波形を示している。また、結合させるコイルの組み合わせを入れ換えて入力コイルＬ１と第２中間コイルＬｍ２、出力コイルＬ２と第１中間コイルＬｍ１を結合させても同様の効果が得られる。
【００３６】
次に、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの応用例又は具他例について説明する。図４は、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置の具体例を示す。このＤＣ／ＤＣコンバータ装置４０は、バッテリ、太陽電池等の不安定な直流入力電源４４の電圧を、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータ４２により昇圧安定化して、電気・電子回路、他のＤＣ／ＤＣコンバータ、バッテリ等の負荷４６に供給する。負荷４６の出力電圧が指定した電圧になるようにフィードバックするフィードバック制御回路４８によりＤＣ／ＤＣコンバータ４２のスイッチＳのＯＮ時間を制御する。図４のＤＣ／ＤＣコンバータ装置４０では、上述のように入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１及び出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２をそれぞれ適切に磁気結合させて、入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２を流れるリップル電流を低減又はゼロリップル化している。
【００３７】
即ち、図４に示すＤＣ／ＤＣコンバータ装置４０は、直流入力電源４２と、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、中間コイルＬｍ１及びＬｍ２、中間コンデンサＣ１及びＣ２、スイッチＳ及びダイオードＤよりなるＤＣ／ＤＣコンバータ４２と、負荷抵抗Ｒ及び出力（又は平滑）コンデンサＣを含む負荷４６と、負荷４６の出力電圧をフィードバックしてスイッチＳのＯＮ時間を制御するフィードバック制御回路４８とにより構成されている。
【００３８】
次に、図４に示すＤＣ／ＤＣコンバータ装置４０の動作を、図５及び図６の動作波形図を参照して説明する。図５及び図６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ装置４０の入出力コイルＬ１及びＬ２のリップル電流をゼロリップルにする以下の条件でシミュレーションした結果の動作波形を示す。
Vｉ＝50V、 Vｏ＝120V
Ｌ１＝Ｌ２＝118μH、 Ｌｍ１＝Ｌｍ２＝50μH
Ｃ１＝Ｃ２＝5μF、Ｃ＝100μF
Ｓ＝理想スイッチ、 Ｄ＝理想ダイオード
スイッチング周波数＝100ｋHz、 ton＝4.17μs
【００３９】
図５（ａ）〜（ｈ）は、図４のＤＣ／ＤＣコンバータ装置４０における各コイルＬ１〜Ｌｍ２間の結合がない場合の動作波形である。図５（ａ）〜（ｄ）及び図５（ｅ）〜（ｈ）は、それぞれ各コイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２の電圧及び電流波形を示す。全てのコイルＬ１〜Ｌｍ２の両端電圧が等しく、スイッチＳがＯＮのときVｉ/2≒60V、スイッチＳがＯＦＦのとき-（Vｏ-Vｉ）/2≒-35Vとなっている。各コイルＬ１〜Ｌｍ２を流れるリップル電流は、ΔIL1＝ΔIL2＝Vｉ/2/L×ｔon≒1.2A、ΔILm1＝ΔILm2＝Vｉ/2/L×ｔon≒2.9Aとなっている。
【００４０】
次に、図６（ａ）〜（ｈ）は、図４のＤＣ／ＤＣコンバータ装置４０における入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１及び出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２をそれぞれ下記の条件で結合させた場合の動作波形である。尚、図５と同様に、図６（ａ）〜（ｄ）及び図６（ｅ）〜（ｈ）は、それぞれコイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２の電圧波形及び電流波形を示す。
巻数比
Ｌ１：Ｌｍ１間 ； ｎ１１ ＝ √（Lｍ１ / L１） ＝ 0.65
Ｌ２：Ｌｍ２間 ； ｎ２２ ＝ √（Lｍ２ / L２） ＝ 0.65
結合係数
Ｌ１：Ｌｍ１間 ； k１１ ＝ n１１ ＝ 0.65
Ｌ２：Ｌｍ２間 ； k２２ ＝ n２２ ＝ 0.65
【００４１】
全てのコイルＬ１〜Ｌｍ２の両端電圧が等しく、スイッチＳがＯＮのときVｉ/2≒60V、スイッチＳがＯＦＦのとき-（Vｏ-Vｉ）/2≒-35Vとなっている。各コイルＬ１〜Ｌｍ２のリップル電流は、ΔIL1＝ΔIL2≒0A（ゼロリップル）、ΔILm1＝ΔILm2＝Vｉ/2/L×ｔon≒2.9Aとなっている。このように、入出力コイルＬ１及びＬ２を流れるリップル電流は大幅に低減又は実質的にゼロリップル化されている。即ち、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータを使用することにより、図６（ｅ）及び（ｆ）に示す如く、入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２のリップル電流をゼロリップルにすることができ、ノイズを大幅に低減可能である。また、電磁適合性性能が高く、追加するフィルタを小さくすることができるので、ＤＣ／ＤＣコンバータを小型化することができる。更に、２個又は４個のコイルの両端電圧が等しいので、全てのコイルを結合させて1個のトランスで構成することもでき、ＤＣ／ＤＣコンバータの小型化が可能であり且つ安価に実施可能である。
【００４２】
次に、本発明の他の実施例について説明する。図７は、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置の他の実施例の回路図を示す。このＤＣ／ＤＣコンバータ装置７０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７２、直流入力電源７４、負荷７６及びフィードバック制御回路７８により構成されている。このＤＣ／ＤＣコンバータ装置７０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７２のスイッチＳをバイポーラトランジスタＴで構成する点で、図４に示すＤＣ／ＤＣコンバータ装置４０と相違する。その他の構成は、実質的に同じである。
【００４３】
図８は、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置の更に他の具体例を示す回路図である。このＤＣ／ＤＣコンバータ装置８０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ８２、直流入力電源８４、負荷８６及びフィードバック制御回路８８により構成されている。このＤＣ／ＤＣコンバータ装置８０は、図４及び図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータ装置４０、７０と類似する構成であるが、スイッチＳ及びダイオードＤをパワーＭＯＳＦＥＴ（以下、ＭＴと省略することもある）で構成した点で相違する。パワーＭＯＳＦＥＴに並列に接続されているダイオードは、パワーＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードである。出力電圧が指定した電圧になるようにフィードバック制御回路８８によりフィードバックしてスイッチＭＴのＯＮ時間を制御する。スイッチＭＴのＯＦＦ期間にダイオードＤの代わりのパワーＭＯＳＦＥＴをＯＮ（同期整流）することにより、パワーＭＯＳＦＥＴでの電力損失を低減可能である。
【００４４】
以上、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータを好適実施例及び具体例に基づいて詳述した。しかし、斯かる実施例及び具体例は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではないことに留意されたい。本発明の要旨や精神を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変形変更が可能であること、当業者には容易に理解できよう。
【００４５】
上述の如き特徴的な構成を採用し且つ特有の効果を有する本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、広範の用途に適用可能である。具体例を挙げると、太陽電池を電力源とする電源システム・機器、バッテリを電力源とする電源システム・機器、バッテリ充放電システム・機器、低ノイズであることが必要な電源システム・機器等である。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の好適実施例の説明図であり、（ａ）は回路図、（ｂ）はその伝達関数、（ｃ１〜ｃ４）は種々の条件における各部のリップル電流、（ｄ）はリップル電圧及び（ｅ）はコイル電圧を示す。
【図２】図１（ａ）に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図であり、（ａ）は回路図、（ｂ）はスイッチＳがＯＮの場合の各部電位及び電流の流れを示し、（ｃ）はスイッチＳがＯＦＦの場合の各部電位及び電流の流れを示す。
【図３】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるリップル電流を低減する説明図である。
【図４】本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータを使用するＤＣ／ＤＣコンバータ装置の具体例を示す図である。
【図５】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、各コイル間の磁気結合がない場合の各コイルの電圧波形（ａ）〜（ｄ）及び電流波形（ｅ）〜（ｈ）を示す。
【図６】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、各コイル間を磁気結合する場合の各コイルの電圧波形（ａ）〜（ｄ）及び電流波形（ｅ）〜（ｈ）を示す。
【図７】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータを使用するＤＣ／ＤＣコンバータ装置の他の具体例を示す図である。
【図８】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータを使用するＤＣ／ＤＣコンバータ装置の更に他の具体例を示す図である。
【図９】従来の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【符号の説明】
【００４７】
Ｌ１  入力コイル（入力インダクタ）
Ｌ２  出力コイル（出力インダクタ）
Ｌｍ１  第１中間コイル（第１中間インダクタ）
Ｌｍ２  第２中間コイル（第２中間インダクタ）
Ｓ、Ｔ、ＭＴ  スイッチ（スイッチ素子）
Ｄ    ダイオード（整流素子）
Ｅ、４４、７４、８４  入力電源
Ｒ、４６、７６、８６  負荷
ａ〜ｄ  ノード
１０、４２、７２、８２  ＤＣ／ＤＣコンバータ
４８、７８、８８  フィードバック制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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