(57)【要約】【課題】フルブリッジインバータの出力電流に生じるリプルをその出力電流の平均値が零となる辺りで小さくすることができ、これにより直流から交流への変換効率の向上およびノイズの低減が図れ、さらに、直流電源回路への電流の逆流を防ぎ、直流電源回路の負側出力端の電位の変動幅を小さく抑えて漏洩電流を低減することができる系統連系インバータ装置を提供する。【解決手段】フルブリッジインバータ１０と単相三線式電源系統との間の電源ラインＬａ，Ｌｂを短絡するための電源ライン短絡回路が設けられ、フルブリッジインバータ１０に対する駆動パルス信号がオフ期間でフルブリッジインバータ１０の出力電流が下降するときに、電源ライン短絡回路が作動して電源ラインＬａ，Ｌｂの相互間が短絡される。【選択図】      図１
2009089541.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
フルブリッジインバータの出力をリアクタを介して電源系統に連系出力する系統連系インバータ装置において、
前記フルブリッジインバータと前記リアクタとの間で、前記フルブリッジインバータの出力を短絡する短絡手段と、
前記フルブリッジインバータに対する駆動用のパルス信号がオフ期間で前記フルブリッジインバータの出力電流が減少するときに前記短絡手段を動作させる制御手段と、
を備えることを特徴とする系統連系インバータ装置。
【請求項２】
フルブリッジインバータの出力をリアクタを介して電源系統に連系出力する系統連系インバータ装置において、
前記フルブリッジインバータと前記リアクタとの間で、前記フルブリッジインバータの出力を短絡する短絡手段と、
前記フルブリッジインバータの出力に還流電流が生じるときに前記短絡手段を動作させる制御手段と、
を備えることを特徴とする系統連系インバータ装置。
【請求項３】
直流電圧を出力する直流電源回路と、
第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の直列回路、および第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の直列回路を有し、各スイッチング素子のオン，オフにより前記直流電源回路の出力電圧を単相交流電圧に変換して出力するフルブリッジインバータと、
を備え、前記フルブリッジインバータから出力される単相交流電圧を単相三線式電源系統に連系出力する系統連系インバータ装置において、
前記フルブリッジインバータと前記単相三線式電源系統との間の一対の電源ラインのそれぞれに設けられた一対のリアクタと、
前記電源ラインの相互間に接続され、一方の電源ラインから他方の電源ラインへの方向の電流径路を形成する第１スイッチ、および他方の電源ラインから一方の電源ラインへの方向の電流径路を形成する第２スイッチを有する電源ライン短絡回路と、
前記第１スイッチング素子を正弦波の正側半サイクル期間においてオン，オフし負側半サイクル期間においてオフするパルス幅変調形の第１駆動パルス信号、前記第３スイッチング素子を前記正弦波の正側半サイクル期間においてオフし、負側半サイクル期間においてオン，オフするパルス幅変調形の第２駆動パルス信号、前記正弦波の正側半サイクル期間中の少なくとも前記第１スイッチング素子のオフ期間に前記第２スイッチをオンする第３駆動パルス信号、前記正弦波の負側半サイクル期間中の少なくとも前記第３スイッチング素子のオフ期間において前記第１スイッチをオンする第４駆動パルス信号を出力する制御手段と、
を備えることを特徴とする系統連系インバータ装置。
【請求項４】
前記第１スイッチと前記第２スイッチは、一方の電源ラインと他方の電源ライン間に直列に接続された逆方向の２つのＭＯＳＦＥＴ及び各ＭＯＳＦＥＴに逆並列接続されたダイオードからなり、前記第３駆動パルス信号と前記第４駆動パルス信号は、それぞれ前記第２駆動パルス信号と前記第１駆動パルス信号に対して相補的に動作するとともに、前記第３駆動パルス信号は、前記第３スイッチング素子と前記第２スイッチが同時にオン状態とならないよう、オン，オフの互いの切換タイミングにわずかなずれを有し、前記第４駆動パルス信号は、前記第１スイッチング素子と前記第１スイッチが同時にオン状態とならないよう、オン，オフの互いの切換タイミングにわずかなずれを有することを特徴とする請求項３に記載の系統連系インバータ装置。
【請求項５】
前記フルブリッジインバータの各スイッチング素子は、低いオン抵抗特性を有するスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴであり、
前記電源ライン短絡回路の各スイッチ素子は、還流ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴである、
ことを特徴とする請求項３または請求項４に記載の系統連系インバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電圧をフルブリッジインバータで交流電圧に変換して電源系統に連系出力する系統連系インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電圧をフルブリッジインバータで単相交流電圧に変換し、それを商用の単相三線式電源系統に連系出力する系統連系インバータ装置がある。このような系統連系インバータ装置の例を図４と図７にそれぞれ示す。
【０００３】
（１）まず、図４の系統連系インバータ装置について説明する。  
１は太陽電池（ＰＶ）で、家屋の屋根等に設置されており、光を受けることで直流電圧を出力する。この出力電圧がコンバータたとえば昇圧チョッパ２に供給される。昇圧チョッパは、直流リアクタ３、スイッチング素子たとえばＭＯＳＦＥＴ４、逆流防止用ダイオード５、およびコンデンサ６からなるいわゆるＤＣ−ＤＣコンバータであり、制御部２０から供給される所定周期の駆動パルス信号に応じてＭＯＳＦＥＴ４がオン，オフすることにより、太陽電池１の出力電圧を目標レベルの直流電圧に昇圧して出力する。目標レベルとして、当該系統連系インバータ装置の良好なインバータ効率を得るための最適なレベルが予め定められている。
【０００４】
この太陽電池１および昇圧チョッパ２からなる直流電源２０の出力電圧（昇圧電圧）Ｖｄｃが、フルブリッジインバータ１０に供給される。フルブリッジインバータ１０は、スイッチング素子ＳＨａとスイッチング素子ＳＬａの直列回路、およびスイッチング素子ＳＨｂとスイッチング素子ＳＬｂの直列回路を有し、これらスイッチング素子ＳＨａ，ＳＬａ，ＳＨｂ，ＳＬｂのオン，オフ（スイッチング）により上記直流電源回路の出力電圧Ｖｄｃを単相交流電圧に変換して出力する。なお、スイッチング素子ＳＨａ，ＳＬａ，ＳＨｂ，ＳＬｂとしては、逆並列にダイオードが接続されたＩＧＢＴや還流ダイオード（寄生ダイオードともいう）Ｄを有するＭＯＳＦＥＴが用いられている。
【０００５】
このフルブリッジインバータ１０の出力端に、電源ラインＬａ，Ｌｂを介して総電圧２００Ｖの単相三線式電源系統が接続される。この単相三線式電源系統は、２つの交流電源ＡＣａ，ＡＣｂを備え、これら交流電源ＡＣａ，ＡＣｂの相互接続点（中性点）ＮをグラウンドＧ接続してなり、交流電源ＡＣａ，ＡＣｂからそれぞれ単相１００Ｖの交流電圧を出力する。また、交流電源ＡＣａ，ＡＣｂ間では単相交流２００Ｖが出力されるようになっている。
【０００６】
そして、フルブリッジインバータ１０と単相三線式電源系統との間の電源ラインＬａ，Ｌｂに一対のリアクタＬＬａ，ＬＬｂが設けられ、これらリアクタＬＬａ，ＬＬｂから単相三線式電源系統にかけての同電源ラインＬａ，Ｌｂの相互間にコンデンサＣが接続されている。このリアクタＬＬａ，ＬＬｂおよびコンデンサＣにより、電源ラインＬａ，Ｌｂの高周波成分を除去するためのフィルタが構成されている。
【０００７】
制御部２０は、スイッチング素子ＳＨａ，ＳＬｂをオン，オフするためのパルス幅変調形の駆動パルス信号ＰＷＭを出力するとともに、スイッチング素子ＳＨｂ，ＳＬａをオン，オフするためのパルス幅変調形の駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｘを出力する。
【０００８】
駆動パルス信号ＰＷＭは、図５に示すように、後述の正弦波信号Ｖ１の正側半サイクル期間においてオン，オフデューティが徐々に大きくなって徐々に小さくなり、正弦波信号Ｖ１の負側半サイクル期間では駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｘと逆の位相（相補の関係）を持つ。駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｘは、正弦波信号Ｖ１の正側半サイクル期間において駆動パルス信号ＰＷＭと逆の位相（相補の関係）を持ち、正弦波信号Ｖ１の負側半サイクル期間ではオン，オフデューティが徐々に大きくなって徐々に小さくなる。この駆動パルス信号ＰＷＭ，ＰＷＭ−Ｘは、図６に示す正弦波信号Ｖ１と三角波信号Ｖ２との電圧比較に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）により生成されるもので、スイッチング素子ＳＨａ，ＳＬａの同時オンによる短絡路が形成されないよう、かつスイッチング素子ＳＨｂ，ＳＬｂの同時オンによる短絡路が形成されないよう、オン，オフの互いの切換タイミングにわずかなずれを有する。正弦波信号Ｖ１は、単相三線式電源系統の交流電圧とほぼ同じ周波数を持つ。
【０００９】
この駆動パルス信号ＰＷＭ，ＰＷＭ−Ｘの出力により、図６に示すように、平均値が正弦波状に変化する電流Ｉａがフルブリッジインバータ１０から出力される。正側半サイクル期間について見ると、スイッチング素子ＳＨａ，ＳＬｂが共にオンのとき、昇圧チョッパ２の正側出力端、スイッチング素子ＳＨａ、リアクタＬＬａ、交流電源ＡＣａ，ＡＣｂ、リアクタＬＬｂ、スイッチング素子ＳＬｂ、直流電源２０の負側出力端の経路で電流が流れる。このスイッチング素子ＳＨａ，ＳＬｂのオン期間が徐々に長くなって徐々に短くなっていくことにより、出力電流Ｉａの平均値が正側レベルにおいて徐々に増大して徐々に減少する。負側半サイクル期間について見ると、スイッチング素子ＳＨｂ，ＳＬａが共にオンのとき、直流電源２０の正側出力端、スイッチング素子ＳＨｂ、リアクタＬＬｂ、交流電源ＡＣｂ，ＡＣａ、リアクタＬＬａ、スイッチング素子ＳＬａ、直流電源２０の負側出力端の経路で電流が流れる。このスイッチング素子ＳＨｂ，ＳＬａのオン期間が徐々に長くなって徐々に短くなっていくことにより、出力電流Ｉａの平均値が負側レベルにおいて徐々に増大して徐々に減少する。
【００１０】
ただし、正側半サイクル期間において、スイッチング素子ＳＨａ，ＳＬｂがオフしたとき（スイッチング素子ＳＨｂ，ＳＬａはまだオフ状態）、それまでリアクタＬＬａ，ＬＬｂに蓄えられたエネルギに基づくリアクタ電流が、直流電源２０の負側出力端、スイッチング素子ＳＬａの還流ダイオードＤ、リアクタＬＬａ、交流電源ＡＣａ，ＡＣｂ、リアクタＬＬｂ、スイッチング素子ＳＨｂの還流ダイオードＤ、昇圧チョッパ２の正側出力端の経路で還流する。。また、負側半サイクル期間において、スイッチング素子ＳＨｂ，ＳＬａがオフしたとき（スイッチング素子ＳＨａ，ＳＬｂはまだオフ状態）、それまでリアクタＬＬｂ，ＬＬａに蓄えられたエネルギに基づくリアクタ電流が、直流電源２０の負側出力端、スイッチング素子ＳＬｂの還流ダイオードＤ、リアクタＬＬｂ、交流電源ＡＣｂ，ＡＣａ、リアクタＬＬａ、スイッチング素子ＳＨａの還流ダイオードＤ、昇圧チョッパ２の正側出力端の経路で還流する。。
【００１１】
すなわち、リアクタＬＬａ，ＬＬｂに蓄えられたエネルギに基づく逆起電力が直流電源２０の出力電圧に相当するレベルＶｄｃまで上昇し、直流電源２０の正側出力端の電位（グラウンドＧから見た電位）が中間電位の＋Ｖｄｃ／２、直流電源２０の負側出力端の電位（グラウンドＧから見た電位）が中間電位の−Ｖｄｃ／２となる。このため直流電源２０からフルブリッジインバータ１０への出力電流Ｉは、図６のように、正負に大きく変動する。このリプル電流は、電流実効値を増大させ、回路損失の原因となる。また、この電流経路が発生させる磁気ノイズが増大する。また、図６に示すように出力電流Ｉａが零およびその付近となるところでも大きな振幅のまま残り、リアクタＬＬａ，ＬＬｂのコアの高周波損失が増加し、直流から交流への変換効率の低下を招くとともに、ノイズの増大を招くという問題がある。
【００１２】
（２）上記の不具合を解消するものとして、図７に示す系統連系インバータ装置が知られている（例えば特許文献１）。  
この系統連系インバータ装置は、制御部３０を備える。制御部３０は、フルブリッジインバータ１０のスイッチング素子ＳＨａをオン，オフするための駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｈ、スイッチング素子ＳＬａをオン，オフするための駆動パルス信号ＰＷＭ−ＸＨ、スイッチング素子ＳＨｂをオン，オフするための駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｌ、スイッチング素子ＳＬｂをオン，オフするための駆動パルス信号ＰＷＭ−ＸＬを出力する。この４つの駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｈ，ＰＷＭ−ＸＨ，ＰＷＭ−Ｌ，ＰＷＭ−ＸＬの波形を図８に示している。
【００１３】
駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｈは、図９に示す正弦波信号Ｖ１と三角波信号Ｖ２ａとの電圧比較に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）により生成されるもので、正弦波信号Ｖ１の正側半サイクル期間ではオン，オフデューティが徐々に大きくなって徐々に小さくなり、負側半サイクル期間でオフ（０Ｖ）となる。駆動パルス信号ＰＷＭ−ＸＨは、ＰＷＭ−Ｈと逆の位相（相補の関係）を持ち、負側半サイクル期間でオン（１Ｖ）となる。
【００１４】
駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｌは、同様に図９に示す正弦波信号Ｖ１と三角波信号Ｖ２ｂとの電圧比較に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）により生成されるもので、正弦波信号Ｖ１の正側半サイクル期間でオフ（０Ｖ）となり、負側半サイクル期間ではオン，オフデューティが徐々に大きくなって徐々に小さくなる。駆動パルス信号ＰＷＭ−ＸＬは、駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｌと逆の位相（相補の関係）を持つ。
【００１５】
他の構成は図４の系統連系インバータ装置と同じである。
【００１６】
このような構成によれば、駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｈ，ＰＷＭ−ＸＨ，ＰＷＭ−Ｌ，ＰＷＭ−ＸＬの出力により、図９に示すように、平均値が正弦波状に変化する電流Ｉａがフルブリッジインバータ１０から出力される。
【００１７】
正弦波信号Ｖ１の正側半サイクル期間について見ると、スイッチング素子ＳＨａがオンのとき（スイッチング素子ＳＬｂはオン状態）、直流電源２０の正側出力端、スイッチング素子ＳＨａ、リアクタＬＬａ、交流電源ＡＣａ，ＡＣｂ、リアクタＬＬｂ、スイッチング素子ＳＬｂ、直流電源２０の負側出力端の経路で電流が流れる。そして、スイッチング素子ＳＨａのオン期間が徐々に長くなって徐々に短くなることにより、出力電流Ｉａの平均値が正側において徐々に増大して徐々に減少する。負側半サイクル期間について見ると、スイッチング素子ＳＨｂがオンのとき（スイッチング素子ＳＬａはオン状態）、直流電源２０の正側出力端、スイッチング素子ＳＨｂ、リアクタＬＬｂ、交流電源ＡＣｂ，ＡＣａ、リアクタＬＬａ、スイッチング素子ＳＬａ、直流電源２０の負側出力端の経路で電流が流れる。そして、スイッチング素子ＳＨｂのオン期間が徐々に長くなって徐々に短くなることにより、出力電流Ｉａの平均値が負側において徐々に増大して徐々に減少する。この場合の直流電源２０の正側出力端の電位（グラウンドＧから見た電位）は＋Ｖｄｃ／２、負側出力端の電位（グラウンドＧから見た電位）は−Ｖｄｃ／２となる。
【００１８】
一方、正側半サイクル期間において、スイッチング素子ＳＨａがオフしてスイッチング素子ＳＬａがオンしたとき（スイッチング素子ＳＬｂはオン状態）、それまでリアクタＬＬａ，ＬＬｂに蓄えられたエネルギに基づくリアクタ電流が、スイッチング素子ＳＬｂ、スイッチング素子ＳＬａの還流ダイオードＤ、リアクタＬＬａ、交流電源ＡＣａ，ＡＣｂ、リアクタＬＬｂの経路で還流する。この還流により、リアクタＬＬａ，ＬＬｂの逆起電力は、交流電源ＡＣａ，ＡＣｂ各相の電圧で値は等しい。このため、直流電源２０の負側出力端の電位（グラウンドＧから見た電位）は両交流電源ＡＣａ，ＡＣｂの等分割電位となり、零となる。負側半サイクル期間では、スイッチング素子ＳＨｂがオフしてスイッチング素子ＳＬａがオンしたとき（スイッチング素子ＳＬａはオン状態）、それまでリアクタＬＬｂ，ＬＬａに蓄えられたエネルギに基づくリアクタ電流が、スイッチング素子ＳＬａ、スイッチング素子ＳＬｂ、リアクタＬＬａ、交流電源ＡＣｂ，ＡＣａ、リアクタＬＬａの経路で還流する。この場合も正側半サイクル期間と同様に、直流電源２０の負側出力端の電位（グラウンドＧから見た電位）は零となる。
【００１９】
フルブリッジインバータ１０によりリアクタＬＬａ，ＬＬｂの還流経路が形成され、太陽電池１および昇圧チョッパ２からなる直流電源回路への電流の逆流を防ぐことができる。
【００２０】
また、フルブリッジインバータ１０の出力電流Ｉａにスイッチングに伴うリプルが生じるが、上記したようにリアクタＬＬａ，ＬＬｂに蓄えられたエネルギに基づく逆起電力が消費されるので、図９から分かるように、出力電流Ｉａが零となる辺りのリプルは小さくなってほぼ零となる。これにより、直流から交流への変換効率が向上するとともに、ノイズの低減が図れる。
【特許文献１】特開平９―３０８２６３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
図７の系統連系インバータ装置では、正側半サイクル期間においてオン期間が徐々に変化するスイッチング素子ＳＨａのオン時、および負側半サイクル期間においてオン期間が徐々に変化するスイッチング素子ＳＨｂのオン時、直流電源２０の負側出力端の電位が−Ｖｄｃ／２となる。しかしながら、正側半サイクル期間でスイッチング素子ＳＨａがオフしているとき、および負側半サイクル期間でスイッチング素子ＳＨｂがオフしているとき、直流電源２０の負側出力端の電位が零となる。
【００２２】
つまり、直流電源２０の負側出力端の電位は、スイッチング素子のオン，オフに伴って−Ｖｄｃ／２と零との間で大きく変動する。この変動幅は、Ｖｄｃが３００Ｖ程度であるとすると、１５０Ｖにも達する。この大きな電位の変動は、漏洩電流を引き起こし、保護用の漏電遮断器が頻繁に作動するなどの不具合を生じてしまう。
【００２３】
この発明は上記の事情を考慮したもので、その目的は、フルブリッジインバータの出力電流に生じるリプルをその出力電流の平均値が零となる辺りで小さくすることができ、これにより直流から交流への変換効率の向上およびノイズの低減が図れ、さらには、直流電源回路の負側出力端の電位の変動幅を小さく抑えることができ、漏洩電流を低減したすぐれた系統連系インバータ装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
請求項１に係る発明の系統連系インバータ装置は、フルブリッジインバータの出力をリアクタを介して電源系統に連系出力するものであって、フルブリッジインバータとリアクタとの間で、フルブリッジインバータの出力を短絡する短絡手段と、フルブリッジインバータに対する駆動用のパルス信号がオフ期間でフルブリッジインバータの出力電流が減少するときに上記短絡手段を動作させる制御手段と、を備える。
【発明の効果】
【００２５】
この発明の系統連系インバータ装置によれば、フルブリッジインバータの出力電流に生じるリプルをその出力電流の平均値が零となる辺りで小さくすることができ、これにより直流から交流への変換効率の向上およびノイズの低減が図れる。さらに、直流電源回路の負側出力端の電位の変動幅を小さく抑えることで漏洩電流を低減できる安全性が向上する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、この発明の一実施形態について図面を参照して説明する。なお、図面において図４および図７と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【００２７】
図１に示すように、フルブリッジインバータ１０とフィルタとの間の電源ラインＬａ，Ｌｂの相互間に電源ライン短絡回路が接続されている。電源ライン短絡回路は、電源ラインＬａから電源ラインＬｂへの方向の電流径路を形成するための第１スイッチ素子Ｓａと、電源ラインＬｂから電源ラインＬａへの方向の電流径路を形成するための第２スイッチ素子Ｓｂとを直列に接続して構成されている。スイッチ素子Ｓａ，Ｓｂには、逆並列接続された還流ダイオードＤ（寄生ダイオード）を有する低オン抵抗特性を有するスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴが用いられている。
【００２８】
第１スイッチ素子ＳａのＭＯＳＦＥＴは、オフ時に電源ラインＬａから電源ラインＬｂに電流が流れない方向に接続され、第２スイッチ素子Ｓｂは、オフ時に電源ラインＬｂから電源ラインＬａに電流が流れない方向に接続されている。すなわち、電源ラインＬａから電源ラインＬｂ方向に電流が流れる時（図１中Ａ方向）には、第１スイッチ素子Ｓａがオンすると第２のスイッチ素子Ｓｂのオン、オフにかかわらずスイッチ素子Ｓｂの還流ダイオードＤを通って電源ラインＬａから電源ラインＬｂの方向に電流が流れ、第１のスイッチ素子Ｓａがオフでは電源ラインＬａから電源ラインＬｂの方向に電流が流れない。なお、電源ラインＬａから電源ラインＬｂの方向に電流が流れている時にスイッチ素子Ｓａ、Ｓｂの両方をオンすると第２スイッチ素子Ｓｂの還流ダイオードＤよりもＭＯＳＦＥＴからなる第２スイッチ素子Ｓｂの方が抵抗が小さいため、両電源ライン間の電流は、両スイッチ素子Ｓａ、Ｓｂを通して流すことができ、効率が向上する。
【００２９】
一方、電源ラインＬｂから電源ラインＬａの方向に電流が流れる時（図１中Ｂ方向）には、第２スイッチ素子Ｓｂがオンすると第１スイッチ素子Ｓｂの還流ダイオードＤを通って両電源ライン間が短絡され、第２スイッチ素子Ｓｂがオフでは両電源ライン間は短絡されない。なお、電源ラインＬｂから電源ラインＬａの方向に電流が流れている時にスイッチ素子Ｓａ、Ｓｂの両方をオンすると電流は両スイッチ素子Ｓａ、Ｓｂを通って流れ、効率が向上する。
【００３０】
なお、フルブリッジインバータ１０の第１スイッチング素子ＳＨａ、第２スイッチング素子ＳＬａ、第３スイッチング素子ＳＨｂ、および第４スイッチング素子ＳＬｂにも、低いオン抵抗特性を有するスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴが用いられている。
【００３１】
制御部４０は、図９に示した正弦波信号Ｖ１と三角波信号Ｖ２ａとの電圧比較に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）により、第１スイッチング素子ＳＨａおよび第４スイッチング素子ＳＬｂを正弦波の正側半サイクル期間において共にオン，オフし負側半サイクル期間においてオフする第１駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｈを出力し、図９に示した正弦波信号Ｖ１と三角波信号Ｖ２ｂとの電圧比較に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）により、第３スイッチング素子ＳＨｂおよび第２スイッチング素子ＳＬａを正弦波の正側半サイクル期間においてオフし負側半サイクル期間において共にオン，オフする第２駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｌを出力するとともに、上記第１駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｈと逆の位相で第１スイッチ素子Ｓａをオン，オフする第４駆動パルス信号ＰＷＭ−ＸＨを出力し、上記生成した第２駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｌと逆の位相で第２スイッチ素子Ｓｂをオン，オフする第３駆動パルス信号ＰＷＭ−ＸＬを出力する。この結果、第４駆動パルス信号ＰＷＭ−ＸＨによって第１スイッチ素子Ｓａは第１スイッチング素子ＳＨａと相補的にオン、オフし、第３駆動パルス信号ＰＷＭ−ＸＬによって第２スイッチ素子Ｓｂは第３スイッチング素子ＳＨｂと相補的にオン、オフする。この制御部４０から出力される駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｈ，ＰＷＭ−ＸＨ，ＰＷＭ−Ｌ，ＰＷＭ−ＸＬは、図７の系統連系インバータ装置と同じく図８に示す波形を有する。
【００３２】
すなわち、第１駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｈは、正弦波信号Ｖ１の正側半サイクル期間においてオン，オフデューティが徐々に大きくなって徐々に小さくなり、正弦波信号Ｖ１の負側半サイクル期間でオフ（０Ｖ）となる。第４駆動パルス信号ＰＷＭ−ＸＨは、正弦波信号Ｖ１の正側半サイクル期間において駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｈと逆の位相（相補の関係）を持ち、正弦波信号Ｖ１の負側半サイクル期間でオン（１Ｖ）となる。
【００３３】
第２駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｌは、正弦波信号Ｖ１の正側半サイクル期間でオフ（０Ｖ）となり、負側半サイクル期間においてオン，オフデューティが徐々に大きくなって徐々に小さくなる。第３駆動パルス信号ＰＷＭ−ＸＬは、正弦波信号Ｖ１の正側半サイクル期間でオン（１Ｖ）となり、正弦波信号Ｖ１の負側半サイクル期間では駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｌと逆の位相（相補の関係）を持つ。
【００３４】
なお、厳密には、第４駆動パルス信号ＰＷＭ−ＸＨは、第１スイッチ素子Ｓａと第１スイッチング素子ＳＨａが同時にオンして直流電源間が短絡されないように第１駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｈとの間でオン，オフの互いの切換タイミングにわずかなずれが設けられている。同様に、第３駆動パルス信号ＰＷＭ−ＸＬは、第２スイッチ素子Ｓｂと第１スイッチング素子ＳＨｂが同時にオンして直流電源間が短絡されないように第１駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｌとの間で、オン，オフの互いの切換タイミングにわずかなずれが設けられている。
【００３５】
このような構成によれば、駆動パルス信号ＰＷＭ−Ｈ，ＰＷＭ−Ｌにより、フルブリッジインバータ１０から図９に示すように、平均値が正弦波状に変化する電流Ｉａが出力される。
【００３６】
正弦波信号Ｖ１の正側半サイクル期間について見ると、スイッチング素子ＳＨａ，ＳＬｂが共にオフからオンに切換わって、出力電流Ｉａが上昇するとき、昇圧チョッパ２の正側出力端、スイッチング素子ＳＨａ、リアクタＬＬａ、交流電源ＡＣａ，ＡＣｂ、リアクタＬＬｂ、スイッチング素子ＳＬｂ、昇圧チョッパ２の負側出力端の経路で電流が流れる。そして、スイッチング素子ＳＨａのオン期間が徐々に長くなって徐々に短くなることにより、出力電流Ｉａの平均値が正側レベルにおいて徐々に増大して徐々に減少する。スイッチング素子ＳＨａ，ＳＬｂがオンの時には、出力電流Ｉａが増加し、ＰＷＭ−ＸＨがオフ、ＰＷＭ−ＸＬがオンとなっているため、第１スイッチ素子Ｓａはオフし、第２スイッチ素子Ｓｂはオンとなっている。この状態では電源ラインＬａ側がＬｂ側よりも高電位となっているが、第１スイッチ素子Ｓａがオフしているため、電源ラインＬａ，Ｌｂ間は短絡されない。
【００３７】
一方、正側半サイクル期間において、スイッチング素子ＳＨａ，ＳＬｂがオンからオフに切換わり、出力電流Ｉａが減少するとき、それまでリアクタＬＬａ，ＬＬｂに流れるタ電流が、それまでの出力電流Ｉａと同じ方向に流れようとする。このため、電源ラインＬｂ側がＬａ側よりも高電位となり、図中Ｂ方向の還流電流が生じる。切換わり直後は、ＰＷＭ−ＸＬはオンを継続しているため、第２スイッチ素子Ｓｂもオンを継続し、この時点ではＰＷＭ−ＸＨは、若干オンまでに遅れがあるため、オフ状態にある。そのため、第２スイッチ素子Ｓｂがオン、第１スイッチ素子Ｓａがオフの状態にあるので、Ｂ方向の還流電流は、リアクタＬＬａ、交流電源ＡＣａ，ＡＣｂ、リアクタＬＬｂ、スイッチ素子Ｓｂ、スイッチ素子Ｓａの還流ダイオードＤ、リアクタＬＬａの経路で還流する。つまり、電源ラインＬａ，Ｌｂの相互間が電源ライン短絡回路によって短絡された状態となる。この場合、直流電源２０の電位（グラウンドＧから見た電位）は不定（ハイインピーダンス）となる。実際には、静電容量が存在するため、直流電源２０の負側出力端の電位（グラウンドＧから見た電位）は、切換わり直前の−Ｖｄｃ／２に近い値をそのまま保持していると考えられる。
【００３８】
その後、ＰＷＭ−ＸＨがオンし、第１、第２の両スイッチ素子Ｓａ，Ｓｂがオンとなり、Ｂ方向の還流電流は、リアクタＬＬａ、交流電源ＡＣａ，ＡＣｂ、リアクタＬＬｂ、スイッチ素子Ｓｂ、スイッチ素子Ｓａ、リアクタＬＬａの経路で還流する。この際、還流ダイオードよりもスイッチ素子Ｓａの抵抗値が低いため、電力ロスが小さくなる。
【００３９】
正側半サイクル期間でスイッチング素子ＳＨａ，ＳＬｂがオンのときに、本実施形態の系統連系インバータ装置、従来の図４の系統連系インバータ装置、従来の図７の系統連系インバータ装置において電流がどのような経路で流れるか、直流電源２０の負側出力端の電位がどうなるかを、図２の“全てのインバータ装置”という項目のところに示している。また、正側半サイクル期間でスイッチング素子ＳＨａ，ＳＬｂがオフのときに、本実施形態の系統連系インバータ装置、従来の図４の系統連系インバータ装置、従来の図７の系統連系インバータ装置において電流がどのような経路で流れるか、直流電源２０の負側出力端の電位がどうなるかを、図２の“本実施形態のインバータ装置”“図４のインバータ装置”“図７のインバータ装置”という項目のところにそれぞれ対比的に示している。
【００４０】
なお、図２中の「ＳａのＤ／Ｓａ」は、還流電流が、最初はスイッチ素子Ｓａの還流ダイオードＤを経由し、その後、スイッチ素子Ｓａがオンしたところで、スイッチ素子Ｓａを流れることを意味している。
【００４１】
一方、負側半サイクル期間について見ると、スイッチング素子ＳＨｂ，ＳＬａが共にオフからオンに切換わって、出力電流Ｉａが負側レベルで上昇するとき、昇圧チョッパ２の正側出力端、スイッチング素子ＳＨｂ、リアクタＬＬｂ、交流電源ＡＣｂ，ＡＣａ、リアクタＬＬａ、スイッチング素子ＳＬａ、昇圧チョッパ２の負側出力端の経路で電流が流れる。そして、スイッチング素子ＳＨｂのオン期間が徐々に長くなって徐々に短くなることにより、出力電流Ｉａの平均値が負側において徐々に増大して徐々に減少する。スイッチング素子ＳＨｂ，ＳＬａが共にオンの状態では、直流電源２０の正側出力端の電位（グラウンドＧから見た電位）は＋Ｖｄｃ／２、負側出力端の電位（グラウンドＧから見た電位）は−Ｖｄｃ／２となる。なお、この時、ＰＷＭ−ＸＨはオン、ＰＷＭ−ＸＬはオフとなっているため、第１スイッチ素子Ｓａはオン、第２スイッチ素子Ｓｂはオフとなっている。この状態では電源ラインＬｂ側がＬａ側よりも高電位となっているが、第２スイッチ素子Ｓｂがオフしているため、電源ラインＬｂ、Ｌａ間は短絡電流が流れない。
【００４２】
続いて負側半サイクル期間で、スイッチング素子ＳＨｂ，ＳＬａがオンからオフに切換わり、出力電流Ｉａが負側レベルにおいて減少するとき、それまでリアクタＬＬｂ，ＬＬａに流れていた電流が、それまでの出力電流Ｉａと同じ方向に流れようとする。切換わり直後では、ＰＷＭ−ＸＨはオン、ＰＷＭ−ＸＬがオフのままで、電源ライン短絡回路のスイッチ素子Ｓａがオン、スイッチ素子Ｓｂがオフの状態にあるので、図中Ａ方向の還流電流が生じ、この還流電流は、リアクタＬＬｂ、交流電源ＡＣｂ，ＡＣａ、リアクタＬＬａ、スイッチ素子Ｓａ、スイッチ素子Ｓｂの還流ダイオードＤ、リアクタＬＬｂの経路で還流する。つまり、電源ラインＬｂ，Ｌａの相互間が電源ライン短絡回路によって短絡された状態となる。その後、ＰＷＭ−ＸＬがオンに変ると、スイッチ素子ＳｂがＯＮし、スイッチ素子Ｓｂの還流ダイオードＤに流れていた電流がスイッチ素子Ｓｂ本体に流れるようになる。この還流により、直流電源２０の電位は不定（ハイインピーダンス）となる。この場合も、実際には直流電源２０の負側出力端の電位（グラウンドＧから見た電位）は、静電容量により、切換わり直前の−Ｖｄｃ／２に近い値をそのまま保持していると考えられる。
【００４３】
負側半サイクル期間でスイッチング素子ＳＨｂ，ＳＬａがオンのときに、本実施形態の系統連系インバータ装置、従来の図４の系統連系インバータ装置、従来の図７の系統連系インバータ装置において電流がどのような経路で流れるか、直流電源２０の負側出力端の電位がどうなるかを、図３の“全てのインバータ装置”という項目のところに示している。また、負側半サイクル期間でスイッチング素子ＳＨｂ，ＳＬａがオフのときに、本実施形態の系統連系インバータ装置、従来の図４の系統連系インバータ装置、従来の図７の系統連系インバータ装置において電流がどのような経路で流れるか、直流電源２０の負側出力端の電位がどうなるかを、図３の“本実施形態のインバータ装置”“図４のインバータ装置”“図７のインバータ装置”という項目のところにそれぞれ対比的に示している。図３中の「ＳａのＤ／Ｓａ」は、還流電流が、最初はスイッチ素子Ｓａの還流ダイオードＤを経由し、その後、スイッチ素子Ｓａがオンしたところで、スイッチ素子Ｓａを流れることを意味している。
【００４４】
いずれの状態においても、還流電流が発生する状況にある時にはその還流電流が流れる方向に電源ライン短絡回路が電源ライン間を短絡するため、フルブリッジインバータ１０のスイッチング素子側での還流電流の流れは生じない。
【００４５】
このように、逆起電力が電源ライン短絡回路を流れるため、フルブリッジインバータ１０のスイッチング素子の動作にかかわらず、直流電源２０の負側出力端の電位が−Ｖｄｃ／２またはそれに近い値に保持されて大きく変動しないので、直流電源２からの漏洩電流を防ぐことができ、保護用の漏電遮断器（図示していない）が作動するといった不具合を解消することができる。よって、安全性および信頼性の向上が図れる。
【００４６】
また、フルブリッジインバータ１０の出力電流Ｉａにスイッチングに伴うリプルが生じるが、上記したようにリアクタＬＬａ，ＬＬｂに蓄えられたエネルギに基づく逆起電力が消費されるので、図９から分かるように、出力電流Ｉａの平均値が零となる辺りのリプルは小さくなってほぼ零となる。これにより、直流から交流への変換効率が向上するとともに、ノイズの低減が図れる。
【００４７】
しかも、リアクタ電流の還流経路が電源ライン短絡回路、フィルタ、および単相三線式電源系統を通して形成され、フルブリッジインバータ１０のスイッチング素子の還流ダイオードＤを通してリアクタ電流が流れないので、還流ダイオードＤでの電力損失が生じない。これは、フルブリッジインバータ１０のスイッチング素子として用いたスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴの低オン抵抗特性の効果を最大限に発揮できることにつながり、上記した直流から交流への変換効率の向上と合せて、電力変換効率の大幅な向上が図れる。
【００４８】
なお、上記実施形態では、電力ロス低減のため、還流電流の流れ始めは、各スイッチ素子の還流ダイオードＤを介して還流電流を流し、その後、スイッチ素子本体に電流が流れるようにスイッチ素子をオンしたが、還流ダイオードＤとスイッチ素子本体での電力ロスの差はそれほど大きくない。そのため、上記実施形態において、正側半サイクル期間全体にわたりスイッチ素子Ｓｂをオン、スイッチ素子Ｓａをオフのままとし、負側半サイクル期間中はスイッチ素子Ｓａをオン、スイッチ素子Ｓｂをオフのままとしてもよい。要するに還流電流が流れる時にのみ電源ライン間を短絡できれば、効率向上及び漏洩電流の低減は可能となる。
【００４９】
また、上記実施形態では、正側半サイクル期間全体にわたりスイッチ素子Ｓｂをオンさせたが、還流電流が流れる時、すなわち前記正弦波の正側半サイクル期間中の少なくとも第１スイッチング素子のオフ期間のみスイッチ素子Ｓｂをオンさせ、負側半サイクル期間中は第３スイッチング素子のオフ期間のみスイッチ素子Ｓａをオンさせてもよい。
【００５０】
なお、上記実施形態では、太陽電池１および昇圧チョッパ２からなる直流電源回路を例に説明したが、その直流電源の構成について限定はない。その他、この発明は上記実施形態に限定されるものではなく、要旨を代えない範囲で種々変形実施可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】一実施形態の構成を示すブロック図。
【図２】一実施形態および従来装置の正側半サイクル期間の作用を対比的に示す図。
【図３】一実施形態および従来装置の負側半サイクル期間の作用を対比的に示す図。
【図４】従来装置の構成を示すブロック図。
【図５】図４の従来装置における駆動パルス信号の波形を示す図。
【図６】図４の従来装置における駆動パルス信号生成、フルブリッジインバータの出力電流の波形、直流電源回路の出力電流の波形を示す図。
【図７】別の従来装置の構成を示すブロック図。
【図８】一実施形態および図７の従来装置における駆動パルス信号の波形を示す図。
【図９】一実施形態および図７の従来装置における駆動パルス信号生成、フルブリッジインバータの出力電流の波形、直流電源回路の出力電流の波形を示す図。
【符号の説明】
【００５２】
１…太陽電池、２…昇圧チョッパ、１０…フルブリッジインバータ、ＳＨａ，ＳＬａ，ＳＨｂ，ＳＬｂ…スイッチング素子（スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ）、Ｄ…還流ダイオード、ＬＬａ，ＬＬｂ…リアクタ、Ｃ…コンデンサ、Ｌａ，Ｌｂ…電源ライン、ＡＣａ，ＡＣｂ…交流電源、Ｇ…グラウンド、Ｓａ，Ｓｂ…スイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴ）、４０…制御部（制御手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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