(57)【要約】【課題】回転角を調整パラメータとして有する回転直交符号によって送信信号を拡散多重することにより、送信アンテナ間の相関が高い場合の通信特性の向上を図る。【解決手段】回転角θを調整パラメータとして有する回転直交符号によって２個の入力信号ｓ１，ｓ２を拡散多重することにより、２個の拡散多重信号ｒ１，ｒ２を算出する回転符号乗算器５と、該２個の拡散多重信号ｒ１，ｒ２を２個の送信アンテナＴｘ＃１，Ｔｘ＃２に分けて同時に同じ周波数で送信する無線送信手段と、を備える。【選択図】図１
2009218718.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＭＩＭＯ無線通信システムの送信機において、
回転角を調整パラメータとして有する回転直交符号によってＮ（Ｎ＝２ｍ、ｍは１以上の整数）個の入力信号を拡散多重することにより、Ｎ個の拡散多重信号を算出する回転直交符号拡散多重手段と、
該Ｎ個の拡散多重信号をＮ個の送信アンテナに分けて同時に同じ周波数で送信する無線送信手段と、
を備えたことを特徴とする送信機。
【請求項２】
前記回転角を制御する回転角制御手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の送信機。
【請求項３】
前記回転角制御手段は、前記入力信号の符号化率及び変調方式に応じて前記回転角を変更することを特徴とする請求項２に記載の送信機。
【請求項４】
符号化率及び変調方式の組合せ毎に、前記回転角の設定値を保持する記憶手段を備えたことを特徴とする請求項３に記載の送信機。
【請求項５】
前記Ｎが２である場合において、
前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「１／３」であるときは、前記回転角は０．５×π／４から０．９×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。
【請求項６】
前記Ｎが２である場合において、
前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「１／２」であるときは、前記回転角は０．３×π／４から０．７×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。
【請求項７】
前記Ｎが２である場合において、
前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「２／３」であるときは、前記回転角は０．２×π／４から０．６×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。
【請求項８】
前記Ｎが２である場合において、
前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「３／４」であるときは、前記回転角は０．２×π／４から０．６×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。
【請求項９】
前記Ｎが２である場合において、
前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「１」であるときは、前記回転角は０．１×π／４から０．５×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。
【請求項１０】
前記Ｎが２である場合において、
前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「１／３」であるときは、前記回転角は０．６×π／４から１．０×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。
【請求項１１】
前記Ｎが２である場合において、
前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「１／２」であるときは、前記回転角は０．６×π／４から１．０×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。
【請求項１２】
前記Ｎが２である場合において、
前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「２／３」であるときは、前記回転角は０．６×π／４から１．０×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。
【請求項１３】
前記Ｎが２である場合において、
前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「３／４」であるときは、前記回転角は０．４×π／４から０．８×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。
【請求項１４】
前記Ｎが２である場合において、
前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「１」であるときは、前記回転角は０．２×π／４から０．６×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の送信機。
【請求項１５】
ＭＩＭＯ無線通信システムの受信機において、
複数の受信アンテナで同じ周波数の信号を受信する無線受信手段と、
パイロット信号に基づいて伝送路推定処理を行う伝送路推定手段と、
送信機において送信信号の拡散多重に用いられたものと同じ回転直交符号によって拡散多重された既知のパイロット信号に対して、前記伝送路推定処理結果を適用し、受信参照基準点を求めるシンボルレプリカ生成手段と、
該受信参照基準点に基づいて、前記複数の受信アンテナで受信された信号から受信点を判定する受信処理手段と、
を備えたことを特徴とする受信機。
【請求項１６】
前記送信機に合わせて前記回転角を制御する回転角制御手段を備えたことを特徴とする請求項１５に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＭＩＭＯ無線通信システムの送信機および受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、伝送路マルチ化（ＭＩＭＯ：Multiple Input Multiple Output）技術を用いたＭＩＭＯ無線通信システムが、高速で信頼性の高い無線通信を実現するものとして検討されている。ＭＩＭＯ無線通信システムは、同一時間に同一周波数で複数の信号を複数のアンテナから送信することを特徴としている。ＭＩＭＯ無線通信システムの代表的な方式としては、例えば、時空間符号化（ＳＴＣ：Space Time Coding）方式、空間多重（ＳＭ：Spatial Multiplexing）方式などが知られている。
【０００３】
図１４には、従来のＳＭ方式のＭＩＭＯ無線通信システムにおける送信機１００の構成が示されている。図１４において、誤り訂正符号器２は、入力される送信データを誤り訂正符号化する。シンボルマッパ（変調器）３は、その誤り訂正符号化データのビット列を変調シンボルにマッピングする。例えば、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調方式を用い、ＱＰＳＫ変調シンボルにマッピングする。変調シンボルデータのビット列は、直並列変換器４により並列信号ｓ１，ｓ２に変換される。一方の信号ｓ１は、送信アンテナＴｘ＃１に対応して設けられたＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調器６−１に入力される。もう一方の信号ｓ２は、送信アンテナＴｘ＃２に対応して設けられたＯＦＤＭ変調器６−２に入力される。ＯＦＤＭ変調器６−１，６−２は、入力信号を直交周波数分割多重方式で変調する。ＯＦＤＭ変調後の信号は、それぞれの送信アンテナＴｘ＃１，Ｔｘ＃２から送信される。このSM方式によれば、伝送速度を向上させることができる。
【０００４】
一般的にＭＩＭＯ無線通信システムは、送信アンテナ間の相関が低い、即ちマルチパスリッチな環境下で良好な通信特性が得られることが知られている。このため、送信アンテナ間の相関が高い場合は通信特性が劣化する。この点について図１５，図１６を参照して説明する。図１５，図１６には、ＱＰＳＫ変調方式を用いた場合のコンスタレーション（信号点配置）の例が示されている。図１５は送信アンテナ間の相関が低い場合の例であり、図１６は送信アンテナ間の相関が高い場合の例である。
【０００５】
図１５（送信アンテナ間の相関が低い場合）において、送信アンテナＴｘ＃１から送信される信号のコンスタレーションＣｏｎ−Ａは、無線伝搬路の影響を受けて受信機に到達する時点でコンスタレーションＣｏｎ−Ｂとなっている。送信アンテナＴｘ＃２から送信される信号のコンスタレーションＣｏｎ−Ｃは、無線伝搬路の影響を受けて受信機に到達する時点でコンスタレーションＣｏｎ−Ｄとなっている。これにより、受信機で受信された信号は、コンスタレーションＣｏｎ−Ｅとなる。送信アンテナ間の相関が低い場合は、図１５のコンスタレーションＣｏｎ−Ｅに示されるように、１６個の受信シンボル点が重なることなく配置され識別可能となる。
【０００６】
図１６（送信アンテナ間の相関が高い場合）において、送信アンテナＴｘ＃１から送信される信号のコンスタレーションＣｏｎ−Ａは、無線伝搬路の影響を受けて受信機に到達する時点でコンスタレーションＣｏｎ−Ｂとなっている。送信アンテナＴｘ＃２から送信される信号のコンスタレーションＣｏｎ−Ｃは、無線伝搬路の影響を受けて受信機に到達する時点でコンスタレーションＣｏｎ−Ｄとなっている。これにより、受信機で受信された信号は、コンスタレーションＣｏｎ−Ｅとなる。しかしながら、送信アンテナ間の相関が高い場合は、図１６のコンスタレーションＣｏｎ−Ｅに示されるように、複数の受信シンボル点（図１６中の破線で囲まれた内側の受信シンボル点）が重なってしまい、１６個の受信シンボル点を正確に識別することが困難となる。これは、送信アンテナ間の相関が高い場合、複数の送信アンテナから送信された信号が混ざり合う際に、各送信信号のシンボル点間距離が極めて近くなるために起こる。送信アンテナ間の相関は、送信アンテナ間隔が狭い場合やＬＯＳ（Line of Sight）環境において高くなる傾向がある。
【０００７】
送信アンテナ間の相関が高い場合の通信特性劣化に対する対策の一つとして、例えば、「Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ  ＭＩＭＯ」技術が知られている。「Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ  ＭＩＭＯ」技術では、送信前にユニタリー行列等を乗算することにより通信特性の劣化を抑えている。但し、送信側がどのような行列（Precoder）を使用するのか決定するためには、受信側から無線伝搬路の情報をフィードバックしてもらう必要があり、ネットワーク負荷の増大や通信遅延が問題となる。
【０００８】
一方、特許文献１には、マルチキャリア伝送方式において周波数ダイバシティ効果を調整する技術が開示されている。特許文献１記載の技術では、回転角を調整パラメータとして有する回転直交符号によって送信信号を拡散多重している。
【特許文献１】国際公開第２００７／０００９６４号パンフレット
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかし、上述した従来の「Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ  ＭＩＭＯ」技術では、受信側から送信側へ無線伝搬路の情報をフィードバックするために、ネットワーク負荷の増大や通信遅延の問題がある。一方、特許文献１記載の技術を応用して、送信アンテナ間の高相関に対処できれば、ネットワーク負荷の増大や通信遅延の問題は解消する。
【００１０】
本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、回転角を調整パラメータとして有する回転直交符号によって送信信号を拡散多重することにより、送信アンテナ間の相関が高い場合の通信特性の向上を図ることのできるＭＩＭＯ無線通信システムの送信機および受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記の課題を解決するために、本発明に係る送信機は、ＭＩＭＯ無線通信システムの送信機において、回転角を調整パラメータとして有する回転直交符号によってＮ（Ｎ＝２ｍ、ｍは１以上の整数）個の入力信号を拡散多重することにより、Ｎ個の拡散多重信号を算出する回転直交符号拡散多重手段と、該Ｎ個の拡散多重信号をＮ個の送信アンテナに分けて同時に同じ周波数で送信する無線送信手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１２】
本発明に係る送信機においては、前記回転角を制御する回転角制御手段を備えたことを特徴とする。
【００１３】
本発明に係る送信機においては、前記回転角制御手段は、前記入力信号の符号化率及び変調方式に応じて前記回転角を変更することを特徴とする。
【００１４】
本発明に係る送信機においては、符号化率及び変調方式の組合せ毎に、前記回転角の設定値を保持する記憶手段を備えたことを特徴とする。
【００１５】
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「１／３」であるときは、前記回転角は０．５×π／４から０．９×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。
【００１６】
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「１／２」であるときは、前記回転角は０．３×π／４から０．７×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。
【００１７】
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「２／３」であるときは、前記回転角は０．２×π／４から０．６×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。
【００１８】
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「３／４」であるときは、前記回転角は０．２×π／４から０．６×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。
【００１９】
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号がＱＰＳＫ変調方式且つ符号化率「１」であるときは、前記回転角は０．１×π／４から０．５×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。
【００２０】
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「１／３」であるときは、前記回転角は０．６×π／４から１．０×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。
【００２１】
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「１／２」であるときは、前記回転角は０．６×π／４から１．０×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。
【００２２】
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「２／３」であるときは、前記回転角は０．６×π／４から１．０×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。
【００２３】
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「３／４」であるときは、前記回転角は０．４×π／４から０．８×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。
【００２４】
本発明に係る送信機においては、前記Ｎが２である場合において、前記入力信号が１６ＱＡＭ変調方式且つ符号化率「１」であるときは、前記回転角は０．２×π／４から０．６×π／４ラジアンまでの値であることを特徴とする。
【００２５】
本発明に係る受信機は、ＭＩＭＯ無線通信システムの受信機において、複数の受信アンテナで同じ周波数の信号を受信する無線受信手段と、パイロット信号に基づいて伝送路推定処理を行う伝送路推定手段と、送信機において送信信号の拡散多重に用いられたものと同じ回転直交符号によって拡散多重された既知のパイロット信号に対して、前記伝送路推定処理結果を適用し、受信参照基準点を求めるシンボルレプリカ生成手段と、該受信参照基準点に基づいて、前記複数の受信アンテナで受信された信号から受信点を判定する受信処理手段と、を備えたことを特徴とする。
【００２６】
本発明に係る受信機においては、前記送信機に合わせて前記回転角を制御する回転角制御手段を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、回転角を調整パラメータとして有する回転直交符号によって送信信号を拡散多重することにより、送信アンテナ間の相関が高い場合の通信特性の向上を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るＳＭ方式のＭＩＭＯ無線通信システムの送信機１の構成を示すブロック図である。図２は、同実施形態に係るＳＭ方式のＭＩＭＯ無線通信システムの受信機２０の構成を示すブロック図である。
【００２９】
まず、図１を参照して本実施形態に係る送信機１を説明する。
図１において、誤り訂正符号器２は、入力される送信データを誤り訂正符号化する。シンボルマッパ（変調器）３は、その誤り訂正符号化データのビット列を変調シンボルにマッピングする。本実施形態では、変調方式として、ＱＰＳＫ変調方式又は１６ＱＡＭ（16-positions Quadrature Amplitude Modulation）変調方式を利用する。
【００３０】
シンボルマッパ３出力後の変調シンボルデータのビット列は、直並列変換器４により並列信号ｓ１，ｓ２に変換される。並列信号ｓ１，ｓ２は回転符号乗算器５に入力される。回転符号乗算器５は、並列信号ｓ１，ｓ２に回転直交符号を乗算し、乗算結果の拡散多重信号ｒ１，ｒ２を出力する。
【００３１】
ＯＦＤＭ変調器６−１，６−２及び多重器７−１，７−２は、２本の送信アンテナＴｘ＃１，Ｔｘ＃２の各々に対応して設けられる。これにより、ＯＦＤＭ変調器６−１、多重器７−１及びの送信アンテナＴｘ＃１から成る第１の無線送信系統と、ＯＦＤＭ変調器６−２、多重器７−２及びの送信アンテナＴｘ＃２から成る第２の無線送信系統とを構成する。
【００３２】
回転符号乗算器５の一方の出力信号ｒ１は、第１の無線送信系統のＯＦＤＭ変調器６−１に入力される。ＯＦＤＭ変調器６−１は、入力信号ｒ１をＯＦＤＭ方式で変調する。多重器７−１は、そのＯＦＤＭ変調信号に対して、所定のパイロット信号を時間多重する。多重器７−１出力後の多重信号は、送信アンテナＴｘ＃１から送信される。回転符号乗算器５のもう一方の出力信号ｒ２は、第２の無線送信系統のＯＦＤＭ変調器６−２に入力される。ＯＦＤＭ変調器６−２は、入力信号ｒ２をＯＦＤＭ方式で変調する。多重器７−２は、そのＯＦＤＭ変調信号に対して、所定のパイロット信号を時間多重する。多重器７−２出力後の多重信号は、送信アンテナＴｘ＃２から送信される。これにより、２個の拡散多重信号ｒ１，ｒ２は、２個の送信アンテナＴｘ＃１，Ｔｘ＃２に分けて同時に同じ周波数で送信される。
【００３３】
回転角制御器８は、回転直交符号の回転角θを回転符号乗算器５に指示する。回転角制御器８は、誤り訂正符号器２から符号化率Ｒの情報を受け取る。この情報は、誤り訂正符号器２で使用された符号化率Ｒを示す。さらに、回転角制御器８は、シンボルマッパ３から変調方式情報Ａを受け取る。変調方式情報Ａは、シンボルマッパ３で使用された変調方式を示す。回転角制御器８は、符号化率Ｒ及び変調方式情報Ａに基づいて、回転角テーブル９から回転角θの設定値を読み出す。回転角テーブル９は、符号化率と変調方式の組合せ毎に、回転角θの設定値を記憶している。
【００３４】
回転符号乗算器５は、回転角制御器８から指示された回転角θの回転直交符号を並列信号ｓ１，ｓ２に適用する。これにより、並列信号ｓ１，ｓ２の符号化率Ｒ及び変調方式に対応した回転角θの回転直交符号が、該並列信号ｓ１，ｓ２に適用される。
【００３５】
上述した図１の送信機１では、回転角θを調整パラメータとして有する回転直交符号により入力信号ｓ１，ｓ２を拡散多重して得た２個の拡散多重信号ｒ１，ｒ２を、２個の送信アンテナＴｘ＃１，Ｔｘ＃２に分けて同時に同じ周波数で送信する。その際、入力信号ｓ１，ｓ２の符号化率Ｒ及び変調方式に応じた適切な回転角θを与えることができるように構成している。
【００３６】
次に、図２を参照して本実施形態に係る受信機２０を説明する。
図２に示されるように、受信機２０は、送信機１と同様に回転角制御器８及び回転角テーブル９を有する。図２において、受信機２０は２本の受信アンテナＲｘ＃１，Ｒｘ＃２を有する。分離器２１−１，２１−２及びＯＦＤＭ復調器２２−１，２２−２は、２本の受信アンテナＲｘ＃１，Ｒｘ＃２の各々に対応して設けられる。これにより、受信アンテナＲｘ＃１、分離器２１−１及びＯＦＤＭ復調器２２−１から成る第１の無線受信系統と、受信アンテナＲｘ＃２、分離器２１−２及びＯＦＤＭ復調器２２−２から成る第２の無線受信系統とを構成する。
【００３７】
一方の受信アンテナＲｘ１で受信した受信信号は、分離器２０−１に入力される。分離器２０−１は、受信信号から、時間多重されたパイロット信号を分離する。分離されたパイロット信号は、伝送路推定器２５に入力される。ＯＦＤＭ復調器２１−１は、パイロット信号分離後の受信信号に対してＯＦＤＭ方式の復調を行う。このＯＦＤＭ復調信号は、最尤推定（ＭＬＤ：Maximum Likelihood Detection）器２３に入力される。もう一方の受信アンテナＲｘ２で受信した受信信号は、分離器２０−２に入力される。分離器２０−２は、受信信号から、時間多重されたパイロット信号を分離する。分離されたパイロット信号は、伝送路推定器２５に入力される。ＯＦＤＭ復調器２１−２は、パイロット信号分離後の受信信号に対してＯＦＤＭ方式の復調を行う。このＯＦＤＭ復調信号は、最尤推定器２３に入力される。
【００３８】
最尤推定器２３は、ＯＦＤＭ復調信号に対して、ＳＭ方式の受信処理及びシンボルデマッピングを行い、軟判定値を求める。ここで、最尤推定器２３は、シンボルレプリカ生成器２６から受信シンボル参照基準点を受け取り、該参照基準点に基づいて受信シンボル点を軟判定する。誤り訂正復号器２４は、その軟判定値に対して誤り訂正復号を行う。
【００３９】
伝送路推定器２５は、パイロット信号に基づいて伝送路推定処理を行う。シンボルレプリカ生成器２６は、その伝送路推定処理結果に基づいて、受信シンボルの参照基準点を算出する。ここで、シンボルレプリカ生成器２６は、回転角制御器８から回転角θの指示を受け、該回転角θの回転直交符号を既知のパイロット信号に乗算し、この乗算結果のパイロット信号に対して伝送路推定処理結果を適用し、受信シンボル参照基準点を求める。シンボルレプリカ生成器２６は、図１の回転符号乗算器５と同様の回転符号乗算器を有する。
【００４０】
回転角制御器８は、最尤推定器２３から変調方式情報Ａを受け取る。さらに、回転角制御器８は、誤り訂正復号器２４から符号化率Ｒの情報を受け取る。回転角制御器８及び回転角テーブル９は上述した送信機１と同様であり、回転角テーブル９が有する回転角θの設定値は送信機１と同一である。回転角制御器８は、最尤推定器２３からの変調方式情報Ａ及び誤り訂正復号器２４からの符号化率Ｒに対応した回転角θの設定値を回転角テーブル９から取得し、該回転角θをシンボルレプリカ生成器２６へ指示する。これにより、シンボルレプリカ生成器２６によって算出される受信シンボル参照基準点は、該当する符号化率Ｒ及び変調方式に対応した回転角θの回転直交符号が適用されたものとなる。
【００４１】
上述した図２の受信機２０では、送信機１において送信信号の拡散多重に用いられたものと同じ回転直交符号によって受信シンボル参照基準点を求める。その際、送信信号に該当する回転角θを与えることができるように構成している。
【００４２】
なお、上述の受信機２０では、最尤推定（ＭＬＤ）を用いたが、線形フィルターなどを用いて軟判定値を求めてもよい。
【００４３】
次に、本実施形態に係る回転直交符号について説明する。
本実施形態に係る回転角θの回転直交符号が（１）式に示されている。（１）式において、回転直交符号は回転角θの回転行列として表されている。
【００４４】
【数１】
2009218718.tif 000003
【００４５】
図１の回転符号乗算器５及び図２のシンボルレプリカ生成器２６内の回転符号乗算器では、（１）式に示されるように、入力信号ｓ１，ｓ２に対して回転角θの回転直交符号を乗算した結果が出力信号ｒ１，ｒ２となる。例えば、図１の送信機１において、直並列変換器４から並列出力される信号ｓ１のビット列を「ｓ１１，ｓ１２，ｓ１３，・・・」、信号ｓ２のビット列を「ｓ２１，ｓ２２，ｓ２３，・・・」とすると、回転符号乗算器５から並列出力される信号ｒ１のビット列「ｒ１１，ｒ１２，ｒ１３，・・・」、信号ｒ２のビット列「ｒ２１，ｒ２２，ｒ２３，・・・」は、（２）〜（４）式のように算出される。
【００４６】
【数２】
2009218718.tif 000004
【００４７】
【数３】
2009218718.tif 000005
【００４８】
【数４】
2009218718.tif 000006
【００４９】
次に、本実施形態に係る回転角θの設定範囲について説明する。
回転角θは（５）式で表す。
θ＝ｘ×π／４      ・・・（５）
但し、回転角θの単位はラジアンである。ｘは変数であり、符号化率と変調方式の組合せに応じた値である。
【００５０】
図３に、変調方式としてＱＰＳＫ変調方式、１６ＱＡＭ変調方式を採用した場合の各符号化率Ｒとの組合せにおける、（５）式の変数ｘの値の設定範囲を示す。
【００５１】
［ＱＰＳＫ変調方式の場合の変数ｘの設定範囲］
ＱＰＳＫ変調方式の場合には、図３に示される設定範囲から以下のように変数ｘの値を設定する。
符号化率Ｒが「１／３」のとき、変数ｘの値は０．５から０．９までの範囲から設定する。
符号化率Ｒが「１／２」のとき、変数ｘの値は０．３から０．７までの範囲から設定する。
符号化率Ｒが「２／３」のとき、変数ｘの値は０．２から０．６までの範囲から設定する。
符号化率Ｒが「３／４」のとき、変数ｘの値は０．２から０．６までの範囲から設定する。
符号化率Ｒが「１」のとき、変数ｘの値は０．１から０．５までの範囲から設定する。
【００５２】
［１６ＱＡＭ変調方式の場合の変数ｘの設定範囲］
１６ＱＡＭ変調方式の場合には、図３に示される設定範囲から以下のように変数ｘの値を設定する。
符号化率Ｒが「１／３」のとき、変数ｘの値は０．６から１．０までの範囲から設定する。
符号化率Ｒが「１／２」のとき、変数ｘの値は０．６から１．０までの範囲から設定する。
符号化率Ｒが「２／３」のとき、変数ｘの値は０．６から１．０までの範囲から設定する。
符号化率Ｒが「３／４」のとき、変数ｘの値は０．４から０．８までの範囲から設定する。
符号化率Ｒが「１」のとき、変数ｘの値は０．２から０．６までの範囲から設定する。
【００５３】
本実施形態では、図１及び図２の回転角テーブル９に対して、図３に示される範囲から変数ｘの値を設定する。従って、ＱＰＳＫ変調方式と各符号化率Ｒの組合せ毎に図３中の設定範囲から変数ｘの値を選択し、回転角テーブル９に格納する。同様に、１６ＱＡＭ変調方式と各符号化率Ｒの組合せ毎に図３中の設定範囲から変数ｘの値を選択し、回転角テーブル９に格納する。回転角テーブル９は、事前に作成する。
【００５４】
図４から図１３に、本実施形態に係る回転角θに関し、ＱＰＳＫ変調方式、１６ＱＡＭ変調方式のそれぞれの場合について図３に示す変数ｘの設定範囲を検証したデータを示す。
図４から図１３のグラフ図は、図１の送信機１及び図２の受信機２０から構成されるＭＩＭＯ無線通信システムをシミュレーションによって再現し、変数ｘの値を変化させて測定したパケット誤り率を示す。この測定においては、１シンボル当たりの平均受信エネルギー対雑音電力密度比（Ｅｓ／Ｎ０）を固定している。送信アンテナ間の相関値及び受信アンテナ間の相関値はともに０．９としている。なお、送信アンテナ間の相関値又は受信アンテナ間の相関値を変更しても、検証結果は同じであった。
【００５５】
［ＱＰＳＫ変調方式の場合の検証結果］
図４は、変調方式がＱＰＳＫ変調方式であり、符号化率Ｒが「１／３」の場合である。図４に示されるように、変数ｘの値が０．５から０．９までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
図５は、変調方式がＱＰＳＫ変調方式であり、符号化率Ｒが「１／２」の場合である。図５に示されるように、変数ｘの値が０．３から０．７までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
図６は、変調方式がＱＰＳＫ変調方式であり、符号化率Ｒが「２／３」の場合である。図６に示されるように、変数ｘの値が０．２から０．６までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
図７は、変調方式がＱＰＳＫ変調方式であり、符号化率Ｒが「３／４」の場合である。図７に示されるように、変数ｘの値が０．２から０．６までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
図８は、変調方式がＱＰＳＫ変調方式であり、符号化率Ｒが「１」の場合である。図８に示されるように、変数ｘの値が０．１から０．５までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
【００５６】
［１６ＱＡＭ変調方式の場合の検証結果］
図９は、変調方式が１６ＱＡＭ変調方式であり、符号化率Ｒが「１／３」の場合である。図９に示されるように、変数ｘの値が０．６から１．０までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
図１０は、変調方式が１６ＱＡＭ変調方式であり、符号化率Ｒが「１／２」の場合である。図１０に示されるように、変数ｘの値が０．６から１．０までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
図１１は、変調方式が１６ＱＡＭ変調方式であり、符号化率Ｒが「２／３」の場合である。図１１に示されるように、変数ｘの値が０．６から１．０までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
図１２は、変調方式が１６ＱＡＭ変調方式であり、符号化率Ｒが「３／４」の場合である。図１２に示されるように、変数ｘの値が０．４から０．８までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
図１３は、変調方式が１６ＱＡＭ変調方式であり、符号化率Ｒが「１」の場合である。図１３に示されるように、変数ｘの値が０．２から０．６までの範囲では、パケット誤り率は比較的良好である。
【００５７】
上述したように本実施形態によれば、回転角θを調整パラメータとして有する回転直交符号によって２個の入力信号を拡散多重することにより、２個の拡散多重信号を算出する。そして、該２個の拡散多重信号を２個の送信アンテナに分けて同時に同じ周波数で送信する。その際、入力信号の符号化率及び変調方式に応じた適切な回転角θを与えることによって、送信アンテナ間の相関が高い場合の通信特性の向上を図ることができる。これにより、受信側から送信側へ無線伝搬路の情報をフィードバックすることは不要となり、ネットワーク負荷の増大や通信遅延の問題は解消する。
【００５８】
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
例えば、上述の実施形態では送信アンテナを２個としたが、送信アンテナを４個以上（但し、送信アンテナの個数Ｎは２のべき乗）とすることも可能である。送信アンテナ数Ｎが４以上である場合の回転直交符号ＧＮ（但し、Ｎ＝２ｎ、ｎは２以上の整数）は（６）式で表される。なお、送信アンテナ数Ｎが２（Ｎ＝２１）である場合の回転直交符号Ｇ２は（７）式である。また、送信アンテナ数Ｎが４（Ｎ＝２２）である場合の回転直交符号Ｇ４は（８）式となる。
【００５９】
【数５】
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【００６０】
【数６】
2009218718.tif 000008
【００６１】
【数７】
2009218718.tif 000009
【００６２】
これにより、本発明は、送信アンテナ数Ｎが２のべき乗（Ｎ＝２ｍ、ｍは１以上の整数）である場合に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明の一実施形態に係るＳＭ方式のＭＩＭＯ無線通信システムの送信機１の構成を示すブロック図である。
【図２】同実施形態に係るＳＭ方式のＭＩＭＯ無線通信システムの受信機２０の構成を示すブロック図である。
【図３】同実施形態に係る回転角θに対応する変数ｘの設定範囲である。
【図４】図３に示す変数ｘの設定範囲の検証データである。
【図５】図３に示す変数ｘの設定範囲の検証データである。
【図６】図３に示す変数ｘの設定範囲の検証データである。
【図７】図３に示す変数ｘの設定範囲の検証データである。
【図８】図３に示す変数ｘの設定範囲の検証データである。
【図９】図３に示す変数ｘの設定範囲の検証データである。
【図１０】図３に示す変数ｘの設定範囲の検証データである。
【図１１】図３に示す変数ｘの設定範囲の検証データである。
【図１２】図３に示す変数ｘの設定範囲の検証データである。
【図１３】図３に示す変数ｘの設定範囲の検証データである。
【図１４】従来のＳＭ方式のＭＩＭＯ無線通信システムにおける送信機１００の構成を示すブロック図である。
【図１５】従来のＳＭ方式のＭＩＭＯ無線通信システムにおける送信アンテナ間の相関が低い場合のコンスタレーションである。
【図１６】従来のＳＭ方式のＭＩＭＯ無線通信システムにおける送信アンテナ間の相関が高い場合のコンスタレーションである。
【符号の説明】
【００６４】
１…送信機、５…回転符号乗算器（回転直交符号拡散多重手段）、６−１，６−２…ＯＦＤＭ変調器（無線送信手段）、７−１，７−２…多重器（無線送信手段）、８…回転角制御器、９…回転角テーブル、Ｔｘ＃１，Ｔｘ＃２…送信アンテナ（無線送信手段）、２０…受信機、Ｒｘ＃１，Ｒｘ＃２…受信アンテナ（無線受信手段）、２１−１，２１−２…分離器（無線受信手段）、２２−１，２２−２…ＯＦＤＭ復調器（無線受信手段）、２３…最尤推定器（受信処理手段）、２５…伝送路推定器、２６…シンボルレプリカ生成器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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