(57)【要約】【課題】出力配線長を延長しても始動用の高圧パルス電圧を所定範囲内に維持できる高圧放電灯点灯装置を提供する。【解決手段】始動パルス発生回路７は、コンデンサＣ１とトランスＴ１の１次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ７の直列接続からなるトランス１次巻線回路と、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２を高圧放電灯８に接続し、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に発生する電圧を昇圧した高圧パルス電圧を高圧放電灯８に印加する２次巻線回路と、トランスＴ１に設けられた３次巻線Ｎ３に発生する電圧により高圧パルス電圧の電圧レべルを検出する始動パルス検出回路１１，１２を有する３次巻線回路とからなり、３次巻線回路の検出結果により、スイッチング素子Ｑ７がオンする時の前記コンデンサＣ１の電圧を制御するコンデンサ電圧可変手段２０を含み、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２より発生する高圧パルス電圧を所定範囲内に維持する始動パルス制御回路を有する。【選択図】図１
2009176642.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の出力を電力変換して負荷である高圧放電灯に電力を供給する電力変換回路と、
電力変換回路の出力を矩形波交流に変換し、高圧放電灯に印加する極性反転回路と、
始動用の高圧パルス電圧を高圧放電灯に印加する始動パルス発生回路と、
上記各回路を制御する制御回路を備えた高圧放電灯点灯装置において、
前記始動パルス発生回路は、
少なくともコンデンサとトランスの１次巻線とスイッチング素子の直列接続からなるトランス１次巻線回路と、
前記トランスの２次巻線を高圧放電灯に接続し、トランスの１次巻線に発生する電圧を昇圧した高圧パルス電圧を高圧放電灯に印加する２次巻線回路と、
前記トランスに設けられた３次巻線に発生する電圧により高圧パルス電圧の電圧レべルを検出する始動パルス検出回路を有する３次巻線回路とからなり、
前記制御回路は、前記３次巻線回路の検出結果により、前記スイッチング素子がオンする時の前記コンデンサの電圧を制御するコンデンサ電圧可変手段を含み、前記トランスの２次巻線より発生する高圧パルス電圧を所定範囲内に維持する始動パルス制御回路を有することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記コンデンサ電圧可変手段は、少なくとも前記コンデンサに充電する経路の時定数もしくは前記スイッチング素子がオンするタイミングを変化させることを特徴とする請求項１記載の高圧放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記コンデンサ電圧可変手段は、前記コンデンサを充電する充電電源と、この充電電源から前記コンデンサに充電する時定数を制御するインピーダンスと、この充電電源から前記コンデンサに充電を開始したことを検出する充電開始検出回路と、この充電開始検出回路で充電開始を検出した後、所定時間後に信号を出力するタイマー回路を備え、
前記始動パルス制御回路は、前記充電開始検出回路で充電開始を検出した後、前記タイマー回路で設定された所定時間後に前記スイッチング素子をオンすることにより前記トランスの１次巻線にパルス状の電流を流して前記トランスの２次巻線に高圧パルス電圧を発生させる構成であり、前記コンデンサに充電する経路の時定数を変化させることにより、前記スイッチング素子がオンした時の前記コンデンサの電圧を変化させ、前記トランスの２次巻線に発生する高圧パルス電圧を所定範囲内に維持することを特徴とする請求項１記載の高圧放電灯点灯装置。
【請求項４】
前記コンデンサ電圧可変手段は、前記コンデンサを充電する充電電源と、この充電電源から前記コンデンサに充電する時定数を制御するインピーダンスと、この充電電源から前記コンデンサに充電を開始したことを検出する充電開始検出回路と、この充電開始検出回路で充電開始を検出した後、所定時間後に信号を出力するタイマー回路を備え、
前記始動パルス制御回路は、前記充電開始検出回路で充電開始を検出した後、前記タイマー回路で設定された所定時間後に前記スイッチング素子をオンすることにより前記トランスの１次巻線にパルス状の電流を流して前記トランスの２次巻線に高圧パルス電圧を発生させる構成であり、前記コンデンサに充電する経路の時定数は一定であり、前記タイマー回路の計時する所定時間を変化させることにより、前記スイッチング素子がオンした時の前記コンデンサの電圧を変化させ、前記トランスの２次巻線に発生する高圧パルス電圧を所定範囲内に維持することを特徴とする請求項１記載の高圧放電灯点灯装置。
【請求項５】
請求項３または４において、パルス検出回路と、充電開始検出回路と、タイマー回路と、制御回路のうち少なくとも１つにマイコンを用いたことを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれかに記載の高圧放電灯点灯装置を具備したことを特徴とする照明器具。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は始動時の高圧パルス電圧のピーク値を調整する手段を具備する高圧放電灯点灯装置及びこれを用いた照明器具に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
高圧放電灯はコンパクトな形状で高ワットの大光束を得ることができ、点光源に近く配光制御が容易であるので、白熱ランプやハロゲンランプの代替として最近使用されるようになってきた。一般に高圧放電灯は始動するのに数ｋＶの高圧パルス電圧が必要とされており、従来例としての代表的な回路構成を図１０に示す。
【０００３】
Ｅは直流電源、４は降圧チョッパ回路、６は極性反転回路、７は始動パルス発生回路、Ｔ１は高圧パルストランスである。降圧チョッパ回路４はスイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ２、インダクタＬ３、平滑コンデンサＣ４から構成されており、その構成及び動作はごく一般的なものであるので、説明は省略する。また、極性反転回路６はスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６のフルブリッジ回路から構成され、始動パルス発生回路７および高圧放電灯８に数十〜数百Ｈｚの矩形波を印加するものである。
【０００４】
始動パルス発生回路７は、高圧放電灯８と直列に２次巻線Ｎ２を接続されたトランスＴ１と、その１次巻線Ｎ１にパルス電流を流すためのコンデンサＣ１と、その充電抵抗Ｒｃと、コンデンサＣ１を放電させるためのスイッチング素子Ｑ７を備えている。そのパルス発生動作については周知であり、例えば極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオン、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がオフのときは、コンデンサＣ４からスイッチング素子Ｑ３、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１、充電用の抵抗Ｒｃ、コンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ６を介してコンデンサＣ１に充電電流が流れて、コンデンサＣ１はスイッチング素子Ｑ７側が＋となるように充電される。その後、極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオフ、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がオンになると、コンデンサＣ４の電圧とコンデンサＣ１の電圧を加算した高い電圧がスイッチング素子Ｑ７に印加され、スイッチング素子Ｑ７のブレークオーバー電圧を超えることでコンデンサＣ１の電荷がスイッチング素子Ｑ７を介して急峻に放電され、その急峻な放電電流が高圧パルストランスＴ１の１次巻線Ｎ１に流れるためにパルス電圧が発生し、そのパルス電圧をトランスＴ１によって昇圧した高圧パルス電圧が２次巻線Ｎ２に発生し、高圧放電灯８を絶縁破壊する。一般に高圧放電灯８は、始動パルス電圧が３〜５ｋＶと規定されている。
【０００５】
高圧放電灯点灯装置は、出力配線長が長くなると出力容量の増大によって始動パルス電圧が減衰するため、ランプの始動パルス電圧が規定値を下回り、ランプが始動できない課題がある。これを回避するために出力配線長が長い状態でも３〜５ｋＶを出力する高圧放電灯点灯装置にすればよいが、この場合、出力配線長が短い状態ではパルス電圧が５ｋＶ以上となり、配線やソケット等でリークする恐れがある。
【０００６】
この課題を解決した例として、特開２００７−５２９７７号が挙げられる。図１１にその回路構成を示す。始動パルス発生回路は、高圧放電灯８の始動時のみ動作し、高圧パルス電圧を発生する。始動パルス発生回路は、トランスＴ１、外部制御信号によりオン／オフ可能なスイッチング素子Ｑ７、コンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ７の過電流保護用のインダクタＬ１を有する。また、トランスＴ１の３次巻線Ｎ３、電圧分圧回路１１およびパルス検出回路１２で高圧パルス電圧を検出し、高圧パルス電圧が所定範囲内にない場合は制御回路９によりスイッチング素子Ｑ７をオン・オフさせ、高圧パルスを所定範囲内に入るように制御する。
【特許文献１】特開２００７−５２９７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１の回路構成によれば、コンデンサＣ１とスイッチング素子Ｑ７をオン・オフする制御回路が独立しているため、スイッチング素子Ｑ７をオンする時のコンデンサＣ１の電圧制御の精度に課題があり、高圧パルス電圧を所定範囲内に維持することが困難であるという課題がある。
【０００８】
本発明は上述の点に鑑みてなされたものであり、その目的は出力配線長を延長しても始動用の高圧パルス電圧を所定範囲内に維持できる高圧放電灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源Ｅの出力を電力変換して負荷である高圧放電灯８に電力を供給する電力変換回路Ｂと、電力変換回路Ｂの出力を矩形波交流に変換し、高圧放電灯８に印加する極性反転回路６と、始動用の高圧パルス電圧を高圧放電灯８に印加する始動パルス発生回路７と、上記各回路を制御する制御回路を備えた高圧放電灯点灯装置において、前記始動パルス発生回路７は、少なくともコンデンサＣ１とトランスＴ１の１次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ７の直列接続からなるトランス１次巻線回路と、前記トランスＴ１の２次巻線Ｎ２を高圧放電灯８に接続し、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に発生する電圧を昇圧した高圧パルス電圧を高圧放電灯８に印加する２次巻線回路と、前記トランスＴ１に設けられた３次巻線Ｎ３に発生する電圧により高圧パルス電圧の電圧レべルを検出する始動パルス検出回路１１，１２を有する３次巻線回路とからなり、前記制御回路は、前記３次巻線回路の検出結果により、前記スイッチング素子Ｑ７がオンする時の前記コンデンサＣ１の電圧を制御するコンデンサ電圧可変手段２０を含み、前記トランスＴ１の２次巻線Ｎ２より発生する高圧パルス電圧を所定範囲内に維持する始動パルス制御回路を有することを特徴とするものである。
【００１０】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記コンデンサ電圧可変手段２０は、少なくとも前記コンデンサＣ１に充電する経路の時定数もしくは前記スイッチング素子Ｑ７がオンするタイミングを変化させることを特徴とする。
【００１１】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、前記コンデンサ電圧可変手段２０は、前記コンデンサＣ１を充電する充電電源２１と、この充電電源２１から前記コンデンサＣ１に充電する時定数を制御するインピーダンス２２と、この充電電源２１から前記コンデンサＣ１に充電を開始したことを検出する充電開始検出回路２３と、この充電開始検出回路２３で充電開始を検出した後、所定時間後に信号を出力するタイマー回路２４を備え、前記始動パルス制御回路は、前記充電開始検出回路２３で充電開始を検出した後、前記タイマー回路２４で設定された所定時間後に前記スイッチング素子Ｑ７をオンすることにより前記トランスＴ１の１次巻線Ｎ１にパルス状の電流を流して前記トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に高圧パルス電圧を発生させる構成であり、前記コンデンサＣ１に充電する経路の時定数を変化させることにより、前記スイッチング素子Ｑ７がオンした時の前記コンデンサＣ１の電圧を変化させ、前記トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に発生する高圧パルス電圧を所定範囲内に維持することを特徴とする。
【００１２】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記コンデンサ電圧可変手段２０は、前記コンデンサＣ１を充電する充電電源２１と、この充電電源２１から前記コンデンサＣ１に充電する時定数を制御するインピーダンス２２と、この充電電源２１から前記コンデンサＣ１に充電を開始したことを検出する充電開始検出回路２３と、この充電開始検出回路２３で充電開始を検出した後、所定時間後に信号を出力するタイマー回路２４を備え、前記始動パルス制御回路は、前記充電開始検出回路２３で充電開始を検出した後、前記タイマー回路２４で設定された所定時間後に前記スイッチング素子Ｑ７をオンすることにより前記トランスＴ１の１次巻線Ｎ１にパルス状の電流を流して前記トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に高圧パルス電圧を発生させる構成であり、前記コンデンサＣ１に充電する経路の時定数は一定であり、図５〜図８に示すように、前記タイマー回路２４の計時する所定時間を変化させることにより、前記スイッチング素子Ｑ７がオンした時の前記コンデンサＣ１の電圧を変化させ、前記トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に発生する高圧パルス電圧を所定範囲内に維持することを特徴とする。
【００１３】
請求項５の発明は、請求項３または４の発明において、パルス検出回路１２と、充電開始検出回路２３と、タイマー回路２４と、制御回路９のうち少なくとも１つにマイコン（図７の一点鎖線）を用いたことを特徴とする。
【００１４】
請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載の高圧放電灯点灯装置を具備したことを特徴とする照明器具である（図９）。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、出力配線長を延長された場合にも、所定範囲内の高圧パルス電圧を高圧放電灯に印加でき、確実に高圧放電灯を始動出来るとともに、安全性を確保出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態を添付の図面に基づいて説明する。
（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の回路図である。直流電源Ｅは例えば商用交流電源を整流・平滑した直流電圧である。電力変換回路Ｂは例えば降圧チョッパ回路よりなり、直流電源Ｅの直流電圧を降圧して、負荷である高圧放電灯８に供給する電力を適正な値に制御する。極性反転回路６は電力変換回路Ｂの出力電圧を低周波で極性反転させて高圧放電灯８に矩形波交流電力を供給する。
【００１７】
極性反転回路６の出力にはコンデンサＣ２が並列接続されている。コンデンサＣ２の両端には、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２を介して高圧放電灯８が接続されている。トランスＴ１の１次巻線Ｎ１には、コンデンサＣ１と、インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ７の直列回路が接続されている。トランスＴ１の３次巻線Ｎ３には電圧分圧回路１１を介してパルス検出回路１２が接続されており、パルス検出回路１２の出力に制御回路９が接続されている。ここまでの構成は、図９の従来例と同様である。
【００１８】
従来例（図９）との違いは、コンデンサＣ１への充電電源２１と、充電経路のインピーダンス２２と、充電開始を検出する充電開始検出回路２３と、充電開始を検出してから所定時間後に信号を出力するタイマー回路２４とからなるコンデンサ電圧可変手段２０を具備した点である。また、制御回路９はタイマー回路２４の出力を受けてスイッチング素子Ｑ７をオン制御し、パルス検出回路１２の出力を受けてインピーダンス２２の増減を制御する。
【００１９】
本実施形態では、トランスＴ１の３次巻線Ｎ３の電圧を電圧分圧回路１１を介してパルス検出回路１２に入力してパルス電圧を検出し、検出されたパルス電圧が高い場合には、制御回路９より充電経路のインピーダンス２２を増加させるように信号を出力する。逆に検出されたパルス電圧が低い場合には、充電経路のインピーダンス２２を減少させるように信号を出力する。このように構成することで、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に発生する高圧パルス電圧を所定範囲内に維持することができる。
【００２０】
なお、高圧放電灯８は始動直後に管電圧が大幅に低下すると共に大きな管電流が流れるので、電力変換回路Ｂの出力電圧の低下または出力電流の増大を検出することにより高圧放電灯８が点灯したことを判別することが可能であり、高圧放電灯８の点灯判別後は、コンデンサＣ１の充電またはスイッチング素子Ｑ７のオン動作を禁止することにより、始動パルスの発生を停止させることは言うまでも無い。
【００２１】
（実施形態２）
図２は本発明の実施形態２の回路図である。本実施形態では、図１の直流電源Ｅ、電力変換回路Ｂ、極性反転回路６の具体的な回路構成について説明する。以下、その回路構成について説明する。整流回路２は、ダイオードブリッジＤＢよりなり、商用交流電源１を全波整流して脈流電圧を出力する。ダイオードブリッジＤＢの出力端には、インダクタＬ２とスイッチング素子Ｑ１の直列回路が接続されており、スイッチング素子Ｑ１の両端にはダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ３が接続されている。インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ３は昇圧チョッパ回路３を構成している。スイッチング素子Ｑ１のオン・オフはチョッパ制御回路３０により制御される。チョッパ制御回路３０は市販の集積回路（例えばＭＣ３３２６２など）を用いて容易に実現可能である。スイッチング素子Ｑ１が商用交流電源１の商用周波数よりも十分に高い周波数でオン・オフ制御されることにより、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧は、規定の直流電圧に昇圧されて平滑コンデンサＣ３に充電されると共に、商用交流電源１からの入力電流と入力電圧の位相がずれないように回路に抵抗性を持たせる力率改善制御を行っている。なお、ダイオードブリッジＤＢの交流入力端に高周波漏洩阻止用のフィルタ回路を設けても良い。
【００２２】
本実施形態で用いる直流電源Ｅは、商用交流電源１を整流・平滑した平滑コンデンサＣ３の直流電圧であり、ダイオードブリッジＤＢの出力に接続された昇圧チョッパ回路３の出力電圧であるが、これに限定されるものではなく、直流電源Ｅは電池でもよいし、市販の直流電源でもよい。
【００２３】
直流電源Ｅには、電力変換回路としての降圧チョッパ回路４が接続されている。降圧チョッパ回路４は負荷である高圧放電灯８に目標電力を供給するための安定器としての機能を有している。また、始動時からアーク放電移行期間を経て安定点灯期間に至るまで高圧放電灯８に適正な電力を供給するように降圧チョッパ回路４の出力電圧を可変制御される。
【００２４】
降圧チョッパ回路４の回路構成について説明する。直流電源Ｅである平滑コンデンサＣ３の正極はスイッチング素子Ｑ２、インダクタＬ３を介してコンデンサＣ４の正極に接続されており、コンデンサＣ４の負極は平滑コンデンサＣ３の負極に接続されている。コンデンサＣ４の負極には回生電流通電用のダイオードＤ２のアノードが接続されており、ダイオードＤ２のカソードはスイッチング素子Ｑ２とインダクタＬ３の接続点に接続されている。
【００２５】
降圧チョッパ回路４の回路動作について説明する。スイッチング素子Ｑ２は出力制御回路４０からの制御信号により高周波でオン・オフ駆動され、スイッチング素子Ｑ２がオンのとき、直流電源Ｅからスイッチング素子Ｑ２、インダクタＬ３、コンデンサＣ４を介して電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオフのとき、インダクタＬ３、コンデンサＣ４、ダイオードＤ２を介して回生電流が流れる。これにより、直流電源Ｅの直流電圧を降圧した直流電圧がコンデンサＣ４に充電される。出力制御回路４０によりスイッチング素子Ｑ２のオンデューティ（一周期に占めるオン時間の割合）を変えることにより、コンデンサＣ４に得られる電圧を可変制御できる。
【００２６】
降圧チョッパ回路４の出力には極性反転回路６が接続されている。極性反転回路６はスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６よりなるフルブリッジ回路であり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６のペアとＱ４，Ｑ５のペアが出力制御回路４０からの制御信号により低周波で交互にオンされることで、降圧チョッパ回路４の出力電力を矩形波交流電力に変換して高圧放電灯８に供給するものである。負荷である高圧放電灯８は、メタルハライドランプや高圧水銀ランプのような高輝度高圧放電灯（ＨＩＤランプ）である。
【００２７】
（変形例１）
極性反転回路６はフルブリッジ回路を例示したが、ハーフブリッジ回路であっても良い。その場合、２個のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の直列回路に代えて、２個の電解コンデンサの直列回路を配置し、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を低周波で交互にオン・オフさせれば良い。
【００２８】
（変形例２）
また、電力変換回路としての降圧チョッパ回路４は極性反転回路６を構成するフルブリッジ回路またはハーフブリッジ回路のスイッチング素子と兼用しても良い。例えば、図２の回路図において、降圧チョッパ回路４を省略し、極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の接続点の間に、チョッパチョークとしてのインダクタＬ３と出力コンデンサＣ２の直列回路を接続し、出力コンデンサＣ２の両端にトランスＴ１の２次巻線Ｎ２と高圧放電灯８の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ６を低周波で交互にオン・オフすると共に、スイッチング素子Ｑ４がオンとなる出力極性では、スイッチング素子Ｑ５を高周波でオン・オフし、スイッチング素子Ｑ６がオンとなる出力極性では、スイッチング素子Ｑ３を高周波でオン・オフすれば、極性反転回路６と電力変換回路としての降圧チョッパ回路４を一体化できる。その場合、周知のようにスイッチング素子Ｑ３，Ｑ５の寄生ダイオード（ＭＯＳＦＥＴに内蔵された逆方向ダイオード）が降圧チョッパ回路の回生電流通電用のダイオードとして兼用されることになる。
【００２９】
（実施形態３）
図３は本発明の実施形態３の要部構成を示す回路図である。主要部の回路構成は、図１と同じで良い。図２の回路では、充電電源２１は単一極性の直流電源Ｅを用いてコンデンサＣ１を一方向に充電しているが、図３の回路では、極性反転回路６と同期して極性が反転する正負両極性の電源を用いてコンデンサＣ１を正方向と負方向に交互に充電している。本実施形態の充電電源２１は、極性反転回路６の出力極性が反転した直後からコンデンサＣ１の充電を開始し、スイッチング素子Ｑ７がオンした後は次回の極性反転時までコンデンサＣ１の充電を停止するものとする。また、コンデンサＣ１は極性反転回路６の出力極性が反転する度に正方向と負方向に交互に充電されるので、スイッチング素子Ｑ７は正負いずれの方向にも電流を通電可能な双方向性のスイッチング素子が使用されている。なお、双方向性のスイッチング素子Ｑ７の具体例としては、例えば逆方向ダイオードを内蔵した２個のＭＯＳＦＥＴをソース端子を共通として逆直列接続したようなスイッチ回路を用いることができる。
【００３０】
トランスＴ１の２次巻線Ｎ２については図示していないが、図１と同様に極性反転回路６の出力側のコンデンサＣ２及び高圧放電灯８と共に直列閉回路を構成するように接続されている。
【００３１】
トランスＴ１の３次巻線Ｎ３に誘起されるパルス電圧は、本実施形態ではコンデンサＣ１の充電極性に応じて極性が反転するので、全波整流用の整流器ＤＢ２を介して抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路よりなる電圧分圧回路を接続し、正負いずれの方向のパルス電圧についてもピーク値を検出可能としている。
【００３２】
スイッチング素子Ｑｓはサンプルホールド用のスイッチであり、パルス電圧の発生タイミングに同期してスイッチが閉じられて、抵抗Ｒ２の電圧をサンプルホールド用のコンデンサＣｓに検出電圧Ｖｃｓとして保持させる。コンデンサＣｓに保持された検出電圧ＶｃｓはコンパレータＣＰにより基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、Ｖｃｓ＞ＶｒｅｆであればコンパレータＣＰの出力はＨｉｇｈ、Ｖｃｓ≦ＶｒｅｆであればコンパレータＣＰの出力はＬｏｗとなる。コンパレータＣＰの出力がＨｉｇｈになると、抵抗Ｒｏを介してフォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＰＣ１−Ｄが光信号を出力し、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＣ１−Ｔｒがオンとなる。すると、トライアックＱ８のゲートコンデンサＣｇの両端が短絡されて、トライアックＱ８はオフとなり、インピーダンス２２は抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路となるから、充電電源２１からコンデンサＣ１への充電速度は遅くなる。逆に、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＣ１−Ｔｒがオフのときは、ゲート電源ＶｇによりゲートコンデンサＣｇが充電されて、トライアックＱ８がオンとなり、抵抗Ｒ６の両端を短絡するから、インピーダンス２２は抵抗Ｒ５のみとなり、充電電源２１からコンデンサＣ１への充電速度は速くなる。
【００３３】
上述のように、充電電源２１は極性反転回路６の出力極性が反転した直後からコンデンサＣ１の充電を開始し、充電開始検出回路２３はコンデンサＣ１の充電開始を検出すると、タイマー回路２４の計時動作を開始させ、タイマー回路２４は一定時間の計時を終了すると、スイッチング素子Ｑ７にオン信号を出力する。本実施形態では、充電開始検出回路２３は極性反転回路６の出力極性の反転を検出することで、コンデンサＣ１の充電開始のタイミングを検出している。
【００３４】
極性反転回路６は図２または図１０に例示したようにスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６のフルブリッジ回路で構成されており、極性反転制御回路としての低周波発振回路６０の出力により、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６のペアがオン、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のペアがオフとなる期間と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６のペアがオフ、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のペアがオンとなる期間とが交互に反転するように制御されている。そこで、本実施形態の充電開始検出回路２３は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６の駆動信号を検出し、この駆動信号がＨｉｇｈからＬｏｗに反転したタイミングまたはＬｏｗからＨｉｇｈに反転したタイミングをコンデンサＣ１の充電開始のタイミングとして検出し、そのタイミングからタイマー回路２４の計時動作を開始させている。タイマー回路２４はコンデンサＣ１が始動パルスを発生可能な電圧に充電されるのに適する一定時間を計時して、スイッチング素子Ｑ７のオン信号を出力する。ただし、コンデンサＣ１の充電経路のインピーダンス２２が可変であるので、コンデンサＣ１の充電時間が一定であっても、パルス発生時のコンデンサＣ１の充電電圧はインピーダンス２２に応じて可変となる。
【００３５】
図４は本実施形態の動作波形図である。図中、Ｑ３，Ｑ６駆動信号は極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６のオン信号であり、Ｑ４，Ｑ５駆動信号は極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のオン信号である。Ｑｓ駆動信号はサンプルホールド用のスイッチング素子Ｑｓのオン信号であり、パルス電圧が発生するタイミングに合わせてスイッチング素子Ｑｓがオンされるように、低周波発振回路６０からオン信号を出力している。Ｑ７駆動信号はスイッチング素子Ｑ７のオン信号であり、極性反転のタイミングから一定時間遅れてタイマー回路２４から出力される。なお、図３の回路では、Ｑｓ駆動信号を低周波発振回路６０で生成しているが、タイマー回路２４によりＱｓ駆動信号を生成して出力するように構成しても良い。Ｑｓ駆動信号はＱ７駆動信号がオンとなる直前にオンとなり、パルス電圧のピーク検出後にはオフとなることが好ましい。
【００３６】
図４の動作波形図において、Ｃｓ電圧はサンプルホールド用のコンデンサＣｓの電圧であり、サンプルホールド用のスイッチング素子Ｑｓがオンしているときの抵抗Ｒ２の電圧をサンプルホールドした電圧である。ＰＣ１−Ｔｒコレクタ電圧は、インピーダンス可変制御用のトライアックＱ８のゲートコンデンサＣｇの電圧である。Ｃ１電圧はコンデンサＣ１の電圧、出力電圧は無負荷時の高圧放電灯８の印加される電圧である。
【００３７】
以下、図４の動作波形図を用いて本実施形態の動作について説明する。
【００３８】
なお、図３の充電電源２１の具体例としては、図２または図１０に示した極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点とスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の接続点の間に、極性反転後、パルス発生タイミングまで閉じているスイッチ回路を介して、充電経路としてのインピーダンス２２とパルス発生用のコンデンサＣ１の直列回路を接続したような構成を想定しているが、これに限定されるものではない。
【００３９】
まず、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオン、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がオフになると、充電電源２１からインピーダンス２２を介してコンデンサＣ１に充電電流が流れて、コンデンサＣ１の電圧が上昇して行く。充電開始検出回路２３では極性反転のタイミングを検出し、タイマー回路２４を作動させて、一定時間の経過後にスイッチング素子Ｑ７をオンさせる。これにより、コンデンサＣ１の電荷はトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に放出されて、昇圧されたパルス電圧が２次巻線Ｎ２に現れて、これがコンデンサＣ２を介して高圧放電灯８の両端に印加される。また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオフ、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がオンになると、充電電源２１からインピーダンス２２を介してコンデンサＣ１に逆方向に充電電流が流れて、コンデンサＣ１の電圧が負方向に増大して行く。充電開始検出回路２３では極性反転のタイミングを検出し、タイマー回路２４を作動させて、一定時間の経過後にスイッチング素子Ｑ７をオンさせる。これにより、コンデンサＣ１の電荷はトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に放出されて、昇圧されたパルス電圧が２次巻線Ｎ２に現れて、これがコンデンサＣ２を介して高圧放電灯８の両端に印加される。
【００４０】
ここで、高圧パルス電圧はコンデンサＣ１に蓄積された電圧と相関関係があるので、高圧パルス電圧を可変とするには、スイッチング素子Ｑ１がオンする瞬間のコンデンサＣ１の電圧を変えればよい。そこで、高圧パルス電圧をトランスＴ１の３次巻線Ｎ３で間接的に検出し、それが所定値以上であれば、スイッチング素子Ｑ１がオンする瞬間のコンデンサＣ１の電圧を低く抑えることで高圧パルス電圧の波高値を低くすることができる。またその逆として、トランスＴ１の３次巻線Ｎ３での検出値が所定値以下であれば、スイッチング素子Ｑ１がオンする瞬間のコンデンサＣ１の電圧を高くすることで高圧パルス電圧の波高値を高くすることができる。
【００４１】
まず、時刻Ｔ１１においてコンパレータＣＰの入力はそれぞれ＋側：０Ｖ、−側：Ｖｒｅｆとなっているため、コンパレータＣＰの出力電圧はＬｏｗとなり、フォトカプラＰＣ１の１次側の発光ダイオードＰＣ１−Ｄはオフしている。これを受けてフォトカプラＰＣ１の２次側のフォトトランジスタＰＣ１−Ｔｒもオフとなり、トライアックＱ８のゲート電源Ｖｇから充電されるゲートコンデンサＣｇの電荷が引き抜かれないため、トライアックＱ８はオンしている。この場合、充電電源２１からインピーダンス２２の抵抗Ｒ５を介してコンデンサＣ１に電流が流れ、コンデンサＣ１に電荷が充電されていき、時刻Ｔ１３でスイッチング素子Ｑ７がオンした瞬間にコンデンサＣ１に蓄積されていた電荷がスイッチング素子Ｑ７を介してトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に急峻に流れる。この電流の傾きｄｉ／ｄｔと１次巻線Ｎ１のインダクタンス値ＬN1で決まる電圧ＬN1・ｄｉ／ｄｔをトランスＴ１の巻数比で昇圧した電圧が２次巻線Ｎ２に発生し、高圧放電灯８を絶縁破壊する。
【００４２】
ここで、２次巻線Ｎ２に発生したパルス電圧を３次巻線Ｎ３から整流器ＤＢ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２で検出し、時刻Ｔ１２でサンプルホールド用のスイッチング素子Ｑｓをオンさせて抵抗Ｒ２の電圧をサンプルホールド用のコンデンサＣｓに印加し、その後、時刻Ｔ１４でサンプルホールド用のスイッチング素子ＱｓをオフすることでコンデンサＣｓの電圧を保持する。この保持されたコンデンサＣｓの電圧Ｖｃｓが基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きいときは、コンパレータＣＰの出力がＨｉｇｈ、フォトカプラＰＣ１の１次側の発光ダイオードＰＣ１−Ｄがオン、フォトカプラＰＣ１の２次側のフォトトランジスタＰＣ１−Ｔｒがオン、トライアックＱ８がオフとなり、コンデンサＣ１はＲ５とＲ６の直列抵抗で充電されることになるため、充電の時定数が大きくなり、スイッチング素子Ｑ７がオンする瞬間のコンデンサＣ１の充電電圧は低くなる。したがって、時刻Ｔ２３でスイッチング素子Ｑ７がオンすると、２次巻線Ｎ２に発生する高圧パルス電圧は時刻Ｔ１３で発生した電圧に比べて低くなる。
【００４３】
次に時刻Ｔ２４でコンデンサＣｓの電圧Ｖｃｓが基準電圧Ｖｒｅｆを下回ると、コンパレータＣＰの出力がＬｏｗとなり、フォトカプラＰＣ１の１次側の発光ダイオードＰＣ１−Ｄがオフ、フォトカプラＰＣ１の２次側のフォトトランジスタＰＣ１−Ｔｒがオフ、トライアックＱ８がオンとなり、コンデンサＣ１は抵抗Ｒ５で充電されることになるため、充電の時定数が小さくなり、スイッチング素子Ｑ７がオンする瞬間のコンデンサＣ１の充電電圧は高くなる。このようにしてコンデンサＣ１への充電経路のインピーダンス２２を変化させることにより、始動パルス電圧が所定範囲となるように制御できる。
【００４４】
（実施形態４）
図５は本発明の実施形態４の要部構成を示す回路図である。主要部の回路構成は、図１と同じで良い。実施形態３と異なる点は、実施形態３ではコンデンサＣ１に充電する経路の時定数を変化させることにより高圧パルス電圧の波高値を制御したが、本実施形態ではコンデンサＣ１の充電の時定数は一定とし、スイッチング素子Ｑ７をオンするタイミングを変化させることにより高圧パルス電圧の波高値を制御している。
【００４５】
充電電源２１は、実施形態３と同様に、極性反転回路６と同期して極性が反転する正負両極性の電源を用いてコンデンサＣ１を正方向と負方向に交互に充電しており、極性反転回路６の出力極性が反転した直後からコンデンサＣ１の充電を開始し、スイッチング素子Ｑ７がオンした後は次回の極性反転時までコンデンサＣ１の充電を停止するものとする。
【００４６】
本実施形態では、インピーダンス２２は固定抵抗Ｒ５で構成されており、充電の時定数は一定である。充電電源２１からインピーダンス２２を介してコンデンサＣ１の充電が開始すると、コンデンサＣ１の電圧は抵抗Ｒ５とコンデンサＣ１の時定数で増大する。
【００４７】
上述のように、高圧パルス電圧はコンデンサＣ１に蓄積された電圧と相関関係があるので、高圧パルス電圧の波高値を可変とするには、スイッチング素子Ｑ７がオンする瞬間のコンデンサＣ１の電圧を変えればよい。すなわち、高圧パルス電圧を３次巻線Ｎ３で間接的に検出し、それが所定値以上であればコンデンサＣ１の電圧が低いときにスイッチング素子Ｑ７をオンすることで高圧パルス電圧の波高値を低くすることができる。またその逆として、３次巻線Ｎ３での検出値が所定値以下であれば、コンデンサＣ１の電圧が高いときにスイッチング素子Ｑ７をオンすることで高圧パルス電圧の波高値を高くすることができる。
【００４８】
以下に具体的な構成について説明する。３次巻線Ｎ３での検出値から高圧パルス電圧の波高値をコンデンサＣｓの電圧Ｖｃｓとして検出するまでの動作については実施形態３と同様である。本実施形態では、コンパレータＣＰに代えてオペアンプＯＰを用いており、オペアンプＯＰとトランジスタＱｔによりバッファ回路を構成している。オペアンプＯＰの増幅率は極めて高いので、＋側入力端子と−側入力端子は同一電圧（仮想短絡状態）となり、オペアンプＯＰの出力電圧はコンデンサＣｓの電圧Ｖｃｓ＋トランジスタＱｔのベース・エミッタ間電圧ＶBEとなる。つまり、オペアンプＯＰとトランジスタＱｔは、サンプルホールド用のコンデンサＣｓの電圧Ｖｃｓを低インピーダンス化して抵抗Ｒｔ４の両端に印加するための増幅率＝１のバッファアンプとして動作している。このため、抵抗Ｒｔ４にはコンデンサＣｓの電圧Ｖｃｓを抵抗Ｒｔ４で割った電流が流れて、これと略同じ電流がトランジスタＱｔのコレクタ電流として抵抗Ｒｔ３にも流れる。抵抗Ｒｔ３、トランジスタＱｔ、抵抗Ｒｔ４の直列回路は抵抗Ｒｔ２と並列に接続され、抵抗Ｒｔ１と共にタイマー回路２３のコンデンサＣｔの充電時定数を構成している。
【００４９】
図６は本実施形態の動作波形図である。図４に比べると、コンデンサＣｔの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆに達したときに、スイッチング素子Ｑ７の駆動信号がオンとなり、コンデンサＣ１の電圧が放出されている点が異なる。このため、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ７の駆動信号はオンのタイミングがコンデンサＣｓの電圧に応じて可変となる。
【００５０】
タイマー回路２３は汎用のタイマー用ＩＣで構成されており、内部電源から抵抗Ｒｔ１に流れる電流と同じ電流（またはこれと比例する電流）をコンデンサＣｔにも流し、コンデンサＣｔの電圧がある電圧Ｖｒｅｆに達するとスイッチング素子Ｑ７のオン信号を出力するように構成されている。高圧パルス電圧が高くなると、３次巻線Ｎ３の電圧も上昇し、コンデンサＣｓの電圧Ｖｃｓが上昇する。オペアンプＯＰは＋側入力電圧と−側入力電圧が等しくなるように動作するため、コンデンサＣｓの電圧Ｖｃｓが上昇すると抵抗Ｒｔ４の両端電圧も上昇し、その結果、抵抗Ｒｔ３、トランジスタＱｔ、抵抗Ｒｔ４に流れる電流が増加する。このため、コンデンサＣｔに流れる電流が増加し、コンデンサＣｔの電圧がある電圧Ｖｒｅｆに達するまでの時間が短くなる。その結果、コンデンサＣ１の電圧が低い時点でスイッチング素子Ｑ７がオンするため、高圧パルス電圧が上昇した場合にはそれを下げる方向に回路が動作する。逆に、高圧パルス電圧が低下してきた場合は、抵抗Ｒｔ４の両端電圧が低下し、その結果、コンデンサＣｔの充電電流が低下し、スイッチング素子Ｑ７がオンするタイミングが遅れるため、高圧パルス電圧を上昇させるように回路が動作する。このように構成することにより、高圧パルス電圧を所定の範囲内に収めるよう制御することが可能である。
【００５１】
なお、図５の回路では、Ｑｓ駆動信号を低周波発振回路６０で生成しているが、本実施形態ではパルス発生タイミングが可変であるので、タイマー回路２４によりＱｓ駆動信号を生成して出力するように構成しても良い。Ｑｓ駆動信号はＱ７駆動信号がオンとなる直前にオンとなり、パルス電圧のピーク検出後にはオフとなることが好ましい。
【００５２】
（実施形態５）
図７は本発明の実施形態５の回路図である。回路構成は図１の実施形態１とほぼ同じであるが、インピーダンス２２を可変とする制御に代えて、タイマー回路２４の計時時間を可変とする制御とした点が異なる。また、本実施形態は、図中の１点鎖線で囲んだ部分のパルス検出回路１２、制御回路９、充電開始検出回路２３、タイマー回路２４をマイコンにて実現しており、実施形態４と同様の効果を得ることが出来る。
【００５３】
図８のフローチャートで動作を説明する。マイコン内蔵のタイマーＴでスイッチング素子Ｑ７がオンしてからオフするまでの時間Ｔｐを計時し、マイコン内蔵のタイマーｔでコンデンサＣ１に充電を開始してからスイッチング素子Ｑ７がオンするまでの時間ｔ１を計時する。そのために、タイマーＴ、ｔと所定値Ｔｐ、ｔ１を比較し、Ｔ＞Ｔｐでスイッチング素子Ｑ７をオフ、ｔ＞ｔ１でスイッチング素子Ｑ７をオンするように構成している。
【００５４】
まずはじめに、タイマーＴ、ｔをリセット（Ｔ＝０、ｔ＝０）し、タイマーＴをカウントし始め、スイッチング素子Ｑ７をオンとして、パルス電圧Ｖｐを検出する。その後、タイマーＴが所定時間Ｔｐを経過しているか判別し、所定時間Ｔｐを経過するまで待機する。所定時間Ｔｐの経過後にスイッチング素子Ｑ７をオフし、別のタイマーｔをカウントし始める。スイッチング素子Ｑ７がオフすると、コンデンサＣ１への充電が開始するので、タイマーｔはコンデンサＣ１への充電が開始してからの時間を計時するタイマー回路２４に相当する。
【００５５】
次に先ほど検出したパルス電圧Ｖｐがパルス電圧の規定範囲上限値ＶｐＨもしくは規定範囲下限値ＶｐＬから外れていないか確認する。Ｖｐ＞ＶｐＨの場合は規定の充電時間ｔ１から所定値ｔ０を減算した値を新たな充電時間ｔ１とする。逆にＶｐ＜ＶｐＬの場合は規定の充電時間ｔ１に所定値ｔ０を加算した値を新たな充電時間ｔ１とする。次にタイマーｔのカウント時間がｔ１を経過したか判別し、経過するまで待機する。ｔ＞ｔ１となると、スイッチング素子Ｑ７をオンさせて、高圧パルス電圧を発生させる。以下、同じ動作を繰り返す。
【００５６】
このように構成することにより、パルス電圧Ｖｐが規定範囲上限値ＶｐＨを上回る場合にはスイッチング素子Ｑ７をオンするまでのコンデンサＣ１の充電時間ｔ１を短くし、その結果、コンデンサＣ１に充電される電圧が低い状態でスイッチング素子Ｑ７がオンするため、パルス電圧Ｖｐを低く抑えることが出来る。逆にパルス電圧Ｖｐが規定範囲下限値ＶｐＬを下回る場合には、スイッチング素子Ｑ７をオンするまでのコンデンサＣ１の充電時間ｔ１を長くし、その結果、コンデンサＣ１に充電される電圧が高い状態でスイッチング素子Ｑ７がオンするため、パルス電圧Ｖｐを上昇させることが出来る。
【００５７】
なお、実施形態１〜３ではコンデンサＣ１の充電時定数を可変とし、実施形態４，５ではコンデンサＣ１の充電時間を可変としたが、両者を併用しても構わない。また、実施形態５では制御回路にマイコンを用いたが、実施形態１〜４においても制御回路の一部にマイコンを用いても構わない。例えば、パルス電圧の検出はマイコンのＡ／Ｄ変換入力ポートにより実施しても良いし、インピーダンス２２の可変制御やタイマー回路２４の時定数切り替えはマイコンの２値出力ポートを用いて実施しても構わない。
【００５８】
（実施形態６）
図９は本発明の高圧放電灯点灯装置を用いた照明器具の構成例を示す。（ａ）、（ｂ）はそれぞれスポットライトにＨＩＤランプを用いた例、（ｃ）はダウンライトにＨＩＤランプを用いた例であり、図中、８は高圧放電灯、８１は高圧放電灯を装着した灯体、８２は配線、８３は点灯装置の回路を格納した安定器である。これらの照明器具を複数組み合わせて照明システムを構築しても良い。これらの点灯装置として前述の実施形態１〜５のいずれかの高圧放電灯点灯装置を用いることで、始動パルスのピーク値を適正化でき、配線８２が長くても始動可能となる。また、配線８２が短いときには始動パルスのピーク値を低減できる。
【００５９】
出力線長を延長しても始動パルス電圧の減衰しない本発明の高圧放電灯点灯装置を搭載することで、配線８２を例えば２ｍ〜１０ｍの範囲で延長することが可能となり、施工性が高まったり、安定器８３の一括設置が可能となり、電源線の引き回し距離が短くできたり、安定器８３の一括点検が可能となる等の利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】本発明の実施形態１の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施形態２の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の実施形態３の要部構成を示す回路図である。
【図４】本発明の実施形態３の動作を示す波形図である。
【図５】本発明の実施形態４の要部構成を示す回路図である。
【図６】本発明の実施形態４の動作を示す波形図である。
【図７】本発明の実施形態５の構成を示す回路図である。
【図８】本発明の実施形態５の動作を示すフローチャートである。
【図９】本発明の実施形態６の照明器具の外観を示す斜視図である。
【図１０】従来例１の回路図である。
【図１１】従来例２の回路図である。
【符号の説明】
【００６１】
Ｅ    直流電源
Ｂ    電力変換回路
Ｔ１  トランス
Ｃ１  コンデンサ
Ｑ７  スイッチング素子
７    始動パルス発生回路
８    高圧放電灯
９    制御回路
１１  電圧分圧回路
１２  パルス検出回路
２０  コンデンサ電圧可変手段
２１  充電電源
２２  インピーダンス
２３  充電開始検出回路
２４  タイマー回路
【図１】
2009176642.tif 000003
【図２】
2009176642.tif 000004
【図３】
2009176642.tif 000005
【図４】
2009176642.tif 000006
【図５】
2009176642.tif 000007
【図６】
2009176642.tif 000008
【図７】
2009176642.tif 000009
【図８】
2009176642.tif 000010
【図９】
2009176642.tif 000011
【図１０】
2009176642.tif 000012
【図１１】
2009176642.tif 000013