(57)【要約】【課題】直流の入力電圧の過渡的な変動に速やかに応答して直流出力電圧を安定に供給でき、しかも、スイッチング電源装置の動作効率を低下させることがない電源出力制御装置を提供する。【解決手段】出力電圧と基準電圧との誤差に対応する誤差電圧を生成する誤差増幅器１１、バッテリ電圧の電圧レベルに基づいて振幅が変化する波形電圧を生成する鋸波発生回路１２、波形電圧と誤差電圧とを比較し、比較の結果に基づいて制御パルスのデューティ比を制御するＰＷＭ回路１３によってバッテリ電圧の変化に応じてデューティ比が変化する制御パルスを生成し、この制御パルスに基づいてバッテリ電圧の変動を補償する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されるバッテリ電圧の変動を、当該バッテリ電圧の変化に応じてデューティ比が変化する制御パルスを使って補償して出力電圧とする電源出力制御装置であって、
前記出力電圧と所定の基準電圧との誤差に対応する誤差電圧を生成する誤差電圧生成手段と、
前記バッテリ電圧の電圧レベルに応じて振幅が変化する波形電圧を生成する波形電圧生成手段と、
前記波形電圧と、前記誤差電圧とを比較し、比較の結果に基づいて前記制御パルスのデューティ比を制御するデューティ比制御手段と、
を備えることを特徴とする電源出力制御装置。
【請求項２】
前記波形電圧生成手段は、
前記バッテリ電圧を、前記バッテリ電圧の電圧レベルに応じた電流値を有する電流に変換する電圧・電流変換回路と、
前記電圧・電流変換回路の変換によって得られた電流によって充電され、所定の周期で充放電される充放電回路と、を備え、
前記充放電回路の充放電電圧を前記波形電圧として出力することを特徴とする請求項１に記載の電源出力制御装置。
【請求項３】
前記出力電圧は、前記バッテリ電圧の電力エネルギを、前記制御パルスのデューティ比に応じて蓄積する電力蓄積素子を介して導出され、
前記波形電圧生成手段は、
前記バッテリ電圧が増加した場合、前記電力蓄積素子に電力が蓄積される蓄積時間が短くなるように前記波形電圧の振幅を変化させ、前記バッテリ電圧が低下した場合、前記電力蓄積素子の前記蓄積時間が長くなるように前記波形電圧の振幅を変化させることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電源出力制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源の出力を制御する電源出力制御装置に係り、特にバッテリ電源から供給される電圧の変動を抑えて一定の出力電圧を維持する電源出力制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、携帯電話機やゲーム機等に搭載される小型のバッテリ電源が開発されている。バッテリ電源は充電された後、携帯電話機等において所望の値の電圧を各部品に出力する。このようなバッテリ電源には、バッテリ電源から電力の供給を受ける負荷の変動によらず出力電圧を所望の値に設定するための構成が備えられている。出力電圧を調整する構成を備えた従来技術としては、例えば、特許文献１のスイッチング電源装置が挙げられる。
【０００３】
特許文献１に記載されたスイッチング電源装置は、直流の電圧を入力し、直流の出力電圧として出力する電源として機能する。出力電圧は、コイルに入力され、コイルに接続されたスイッチのオン、オフにより充放電され、出力される。
そして、特許文献１のスイッチング制御装置は、自装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）の出力電圧を分割し、分割によって得られた電圧と基準電圧との差分の誤差電圧を増幅する。増幅された誤差電圧は、パルス幅変調（Pulse Width Modulation：ＰＷＭ）回路に供給される。パルス幅変調回路は、パルス波形を有するパルス電圧を出力する。パルス電圧のデューティ比は、供給された誤差電圧にしたがって制御される。
【０００４】
前記したスイッチは、パルス幅変調回路から出力されるパルス電圧によってオン、オフされてコイルに電力を充放電する。このようなフィードバック制御により、特許文献１のスイッチング制御装置は、出力電圧と基準電圧との差分（誤差）を使い、出力電圧を保障することができる。
【特許文献１】特開２００３−２７４６４８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記した特許文献１等の従来技術は、入力電圧の変化に対する充分なフィードバック制御の応答性が得られない場合がある。このとき、従来技術では、入力電圧の過渡的な変化が出力電圧に現れて、安定した直流電圧の供給が妨げられる。
この点を解消するには、フィードバック制御の応答性を向上させ、入力電圧の変動に速やかに対応すればよい。ただし、フィードバック制御の応答性向上には、一般的にはスイッチング周波数を増加させる必要があって、スイッチング電源装置の動作効率を低下させるという不具合を生じることになる。
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであって、スイッチング電源装置において、直流の入力電圧の過渡的な変動に速やかに応答して直流出力電圧を安定に供給でき、しかも、スイッチング周波数の増加によってスイッチング制御装置の動作効率を低下させることがない電源出力制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
以上の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の電源出力制御装置は、入力されるバッテリ電圧の変動を、当該バッテリ電圧の変化に応じてデューティ比が変化する制御パルスを使って補償し、出力電圧とする電源出力制御装置であって、自装置の出力電圧と所定の基準電圧との誤差に対応する誤差電圧を生成する誤差電圧生成手段と、前記バッテリ電圧の電圧レベルに応じて振幅が変化する波形電圧を生成する波形電圧生成手段と、前記波形電圧と、前記誤差電圧とを比較し、比較の結果に基づいて前記制御パルスのデューティ比を制御するデューティ比制御手段と、を備えることを特徴とする。このような発明によれば、バッテリ電圧の電圧レベルに応じて振幅が変化する波形電圧と誤差電圧とを比較する。そして、この比較の結果に基づいて、バッテリ電圧の変動を補償するための制御パルスのデューティ比を制御することができる。バッテリ電圧の変化はフィードバックに反映されるよりも早く波形電圧の振幅に表れる。このため、バッテリ電圧の変化にフィードバック制御よりも高速に応答し、補償する電源出力制御装置を提供することができる。
さらに、このような制御を、波形電圧生成手段、ＰＷＭ回路等のデューティ比制御手段といった周知の構成を使って比較的簡易に実現することができる。
【０００７】
また、本発明の請求項２に記載の電源出力制御装置は、請求項１に記載の発明において、前記波形電圧生成手段が、前記バッテリ電圧を、前記バッテリ電圧の電圧レベルに応じた電流値を有する電流に変換する電圧・電流変換回路と、前記電圧・電流変換回路の変換によって得られた電流によって充電され、所定の周期で充放電される充放電回路と、を備え、前記充放電回路の充放電電圧を前記波形電圧として出力することを特徴とする。
このような構成によれば、比較的簡易な構成でありながら、バッテリ電圧の電圧レベルに応じて振幅が速やかに変化する波形電圧生成手段を実現することが可能になる。
【０００８】
また、本発明の請求項３に記載の電源出力制御装置は、請求項１または請求項２に記載の発明において、前記出力電圧が、前記バッテリ電圧の電力エネルギを、前記制御パルスのデューティ比に応じて蓄積する電力蓄積素子を介して導出され、前記波形電圧生成手段は、前記バッテリ電圧が増加した場合、前記電力蓄積素子に電力が蓄積される蓄積時間が短くなるように前記波形電圧の振幅を変化させ、前記バッテリ電圧が低下した場合、前記電力蓄積素子の前記蓄積時間が長くなるように前記波形電圧の振幅を変化させることを特徴とする。
【０００９】
このような構成によれば、コイル等の電力蓄積素子という簡易な構成により、バッテリ電圧の低下及び増加に伴う出力電圧の変動を補償することができる。
すなわち、本発明の電源出力制御装置は、直流入力電圧の変動を、スイッチのオン、オフを制御する制御パルスのパルス幅に速やかに反映させるフィードフォワード制御の構成を有した電源出力制御装置である。直流の入力電圧を、電圧・電流変換回路によって電流に変換し、この電流でコンデンサ等を充電し、さらに別途放電手段によって充電された電力エネルギを放電することによって入力電圧に比例する振幅を持つ波形電圧を生成することができる。
【００１０】
また、一定電流から前記変換された電流を差し引いた電流でコンデンサ等を充電し、充電された電力エネルギを放電することによって入力電圧に反比例する振幅を持つ波形電圧を生成することができる。
直流の入力電圧と振幅との間には、必ずしも線形性は必要でなく、振幅は入力電圧の変化に応じて増加または減少するものであればよい。入力電圧の変化に応じて振幅をいずれの方向に変化させるかは、電源出力制御装置に使用される誤差増幅器の極性や、デューティ比制御手段（ＰＷＭ回路）に備えられる比較器の極性等によって適正な方向を選択すればよい。
さらに、波形電圧は鋸波あるいは三角波であって、生成された鋸波あるいは三角波と、出力電圧と基準電圧との差を増幅した誤差増幅器の誤差電圧とを比較した結果に基づいて制御パルスのデューティ比を制御することで、入力電圧の変動を速やかにスイッチをオン、オフするデューティ比に反映させることができる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、スイッチング電源装置において、直流の入力電圧の過渡的な変動に速やかに応答して直流出力電圧を安定に供給することができる。しかも、入力電圧の変動によって振幅が変化する波形電圧を生成し、この波形電圧を使って入力電圧の変動に応答する。このため、スイッチング周波数を高めてフィードバックすることがなく、スイッチング周波数の増加によってスイッチング制御装置の動作効率を低下させることがない電源出力制御装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、図を参照して本発明に係る電源出力制御装置の一実施形態を説明する。
（装置構成）
図１は、本実施形態の電源出力制御装置を説明するための回路図である。本実施形態の電源出力制御装置は、スイッチング電源装置等の電源装置に適用される電源出力制御装置であり、直流電圧を入力し、降下して直流電圧として出力する降圧コンバータに適用されるものとした。本実施形態の電源出力制御装置は、直流電圧ＶBATを入力し、直流電圧ＶOUTとして出力する。本明細書の実施形態では、以降、ＶBATを入力電圧ＶBAT、ＶOUTを出力電圧ＶOUTとも記す。
【００１３】
図示した電源出力制御装置は、入力されるバッテリ電圧である入力電圧ＶBATの変動を、入力電圧ＶBAT電圧の変化に応じてデューティ比が変化する制御パルスを使って補償し、出力電圧とする電源出力制御装置である。電源出力制御装置は、このために、制御パルスを生成する制御回路１を有し、誤差電圧と制御パルスに基づいて入力電圧ＶBATの変動を補償している。
制御回路１は、出力電圧ＶOUTと、所定の基準電圧ＶREFとの誤差に対応する誤差電圧を生成する誤差増幅器１１を有している。誤差増幅器１１は、自装置（電源出力制御装置）の出力電圧ＶOUTと所定の基準電圧との誤差に対応する誤差電圧を生成していて、本実施形態の誤差電圧生成手段として機能する。なお、誤差電圧を、以降誤差電圧ＶEAOとも記すものとする。
【００１４】
また、制御回路１は、入力電圧ＶBATの電圧レベルに基づいて振幅が変化する波形電圧であるＲＡＭＰ電圧を生成する鋸波発生回路１２、ＲＡＭＰ電圧と誤差電圧とを比較し、比較の結果に基づいて制御パルスのデューティ比を制御するＰＷＭ回路１３とを有している。鋸波発生回路１２によって生成される波形電圧は、立ち上がりと立下りの傾きが異なる、いわゆる鋸波と呼ばれる波形を有するものとする。
【００１５】
以上の構成のうち、誤差増幅器１１は、出力電圧ＶOUTを分割する抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２と、分割された電圧値と基準電圧ＶREFとを比較する比較器１４とを有し、分割された電圧値と基準電圧ＶREFとの差分を増幅する機能を有している。増幅された差分が、誤差電圧ＶEAOとして出力される。
なお、本実施形態の構成では、誤差増幅器１１が、誤差電圧ＶEAOをそのまま出力してもよいし、反転して出力してもよい。図１の構成では、誤差電圧ＶEAOを反転して出力するものとした。このような場合、出力電圧ＶOUTの上昇によって誤差電圧ＶEAOは低下することになる。
【００１６】
（鋸波発生回路）
鋸波発生回路１２は、入力電圧ＶBATの電圧レベルに応じた振幅を有する鋸波の波形電圧を発生する機能を有している。このため、鋸波発生回路１２は、入力電圧ＶBATを分割する抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４と、分割された電圧値をバッファする演算増幅器１６を有し、バッファされた電圧でトランジスタ１６ａを制御して抵抗Ｒ５を流れる電流量を変化させている。これにより、入力電圧ＶBATの電圧レベルを電流に変換して取り出している。この結果、入力電圧ＶBATが、入力電圧ＶBATの電圧レベルに応じた電流値を有する電流に変換される。
【００１７】
また、鋸波発生回路１２は、取り出された電流をコピーするカレントミラー回路１７、コンデンサＣ１、コンデンサＣ１の両端に接続されたスイッチ１８、スイッチ１８を一定の周期（１ＭＨｚ）でオン、オフするためのクロック発生器（ＣＬＫＧＥＮ）１９を有している。
コンデンサＣ１の一方の端子にはカレントミラー回路１７によってコピーされた電流の出力端子が接続され、他方の端子は接地端子に接続されている。このような状態で、スイッチ１８を例えば１ＭＨｚでオン、オフさせる。このとき、変換によって得られた電流によって、１ＭＨｚの周期でコンデンサＣ１が充放電される。この結果、コンデンサＣ１の端子からは入力電圧ＶBATの電圧レベルに対応した振幅をもつＲＡＭＰ電圧が波形電圧として出力される。
【００１８】
なお、誤差電圧ＶEAOを反転して出力する構成では、ＲＡＭＰ電圧の振幅Ｖｍと入力電圧ＶBATとは比例している。
このような鋸波発生回路１２は、本実施形態の波形電圧生成手段として機能する。また、演算増幅器１６、トランジスタ１６ａ、抵抗Ｒ５が電圧・電流変換回路として機能する。さらにコンデンサＣ１及びスイッチ１８を含む構成が充放電回路として機能する。
ＰＷＭ回路１３は、誤差電圧ＶEAOとＲＡＭＰ電圧とを入力し、比較してパルス電圧ＰＷＭ  ＯＵＴを出力する比較器２０を有している。ＰＷＭ回路１３は、本実施形態のデューティ比制御手段として機能する。
【００１９】
ＰＷＭ回路１３の出力であるパルス電圧ＰＷＭ  ＯＵＴは、ゲートドライブ（ＧＤＲＩＶＥ）回路２２に入力されている。ＧＤＲＩＶＥ回路２２は、パルス電圧ＰＷＭ  ＯＵＴのデューティ比に応じてスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２をオン、オフする回路である。
ＧＤＲＩＶＥ回路２２の出力によって、トランジスタで構成されるスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２が交互にオン、オフされる。スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２によって構成されるスイッチング回路は、入力電圧ＶBATを入力しており、その出力が電力蓄積素子であるコイル２１を介して導出される。
【００２０】
つまり、入力電圧ＶBATの電圧レベルに対応した電力エネルギがパルス電圧ＰＷＭ  ＯＵＴのデューティ比に応じてコイル２１に蓄積され、さらに、蓄積されたエネルギは出力電圧端子VOUTに転送され、出力電圧ＶOUTとして出力される。
出力電圧ＶOUTの出力端子には、平滑コンデンサＣ２が接続されている。このため、出力電圧ＶOUTは、平滑コンデンサＣ２によって平滑され、安定した電圧レベルを有するものとなる。したがって、このような構成によれば、負荷抵抗Ｒ６の値が変化した場合にも出力電圧ＶOUTを一定の値に保つことが可能である。
【００２１】
（動作波形）
図２は、入力電圧ＶBATの変動とＲＡＭＰ電圧及び誤差電圧ＶEAOとの関係を説明するための図である。図示したように、本実施形態の構成によれば、ＲＡＭＰ電圧の振幅Ｖｍが、入力電圧ＶBATの変動に速やかに対応して変化する。一方、従来のフィードバック制御に使われる誤差電圧ＶEAOは、フィードバック制御のループが応答するまで変化せず、補償の時間遅延を発生する。
【００２２】
図２に示した例では、ＲＡＭＰ電圧の振幅Ｖｍが、誤差電圧ＶEAOよりも小さい場合（ＲＡＭＰ電圧＜誤差電圧ＶEAO）にＰＷＭ  ＯＵＴがＬｏｗレベル（以降Ｌレベルと記す）になる。また、反対に、ＲＡＭＰ電圧の振幅Ｖｍが、誤差電圧ＶEAOよりも大きい場合（ＲＡＭＰ電圧＞誤差電圧ＶEAO）にＰＷＭ  ＯＵＴがＨｉｇｈレベル（以降Ｈレベルと記す）になる。
【００２３】
入力電圧ＶBATの変動に対し、鋸波の振幅Ｖｍは速やかに変化する。これに対して誤差電圧ＶEAOは、フィードバック制御のループが応答するまでに時間遅延があり、即座には変化することができない。図２中では、波形電圧ＲＡＭＰ、誤差電圧ＶEAOが、ＲＡＭＰ＜ＶEAOのときＰＷＭ  ＯＵＴがＬレベルになり、この区間においてスイッチＳＷ１がオンしてコイル２１にエネルギが蓄積される。
【００２４】
図２において、入力電圧ＶBATが増加しても、誤差電圧ＶEAOは即座に応答できないため一定のままであり、鋸波ＲＡＭＰの振幅Ｖｍだけが入力電圧ＶBATに比例して増加する。その結果、ＰＷＭ  ＯＵＴのＬレベルの区間が短くなり、コイル２１に蓄積されるエネルギが減少する。つまり、入力電圧ＶBATが増加したことによって出力電圧ＶOUTが増加することを妨げるよう作用する。
【００２５】
また、反対に、入力電圧ＶBATが減少した場合にも、誤差電圧ＶEAOは即座に応答できないため一定のままであり、鋸波ＲＡＭＰの振幅Ｖｍだけが入力電圧ＶBATに比例して減少する。その結果、ＰＷＭ  ＯＵＴのＬレベルの区間が長くなり、コイル２１に蓄積されるエネルギが増加する。つまり、入力電圧ＶBATが減少したことによって出力電圧ＶOUTが減少することを妨げるよう作用する。このような構成は、ＰＷＭ  ＯＵＴのデューティ比に応じてコイル２１の蓄積エネルギ量を制御していることになる。
【００２６】
すなわち、本実施形態は、入力電圧ＶBATが増加した場合、コイル２１に電力エネルギが蓄積される蓄積時間が短くなるようにＲＡＭＰ電圧の振幅を変化させ、入力電圧ＶBATが低下した場合、コイル２１のエネルギ蓄積時間が長くなるようにＲＡＭＰ電圧の振幅を変化させるものといえる。そして、上記の制御により、入力電圧ＶBATの変動に従来のフィードバック制御よりも高速に応答して入力電圧ＶBATの変動による出力電圧の変動を補償できる。
なお、以上述べた構成は、電源装置として降圧コンバータの例について説明した。しかし、本実施形態は、昇圧コンバータ、昇圧・降圧コンバータにも同様にして適用することが可能である。
【００２７】
（変形例）
次に、以上述べた本実施形態の変形例を説明する。
図３は、本実施形態の変形例を説明するための図であって、図１に示した電源出力制御装置と同様の構成を含んでいる。図３では、図１に記した構成と同様の構成には同様の符号を付して示し、説明の一部を略すものとする。
図３に示した構成において、誤差増幅器３１は、誤差電圧ＶEAOを反転させることなく出力する点で図１の誤差増幅器１１と相違する。また、このような構成に対応して、鋸波発生回路３２が入力電圧ＶBATの電圧レベルの変化に反比例して変化する振幅を有する鋸波を生成する点が、鋸波発生回路１２と相違する。
【００２８】
すなわち、鋸波発生回路は、図１に示したカレントミラー回路１７に加え、カレントミラー回路３７をさらに有している。カレントミラー回路３７には、定電流源３０が接続されている。そして、定電流源３０から、カレントミラー回路３７及びコンデンサＣ１に電流が供給されている。カレントミラー回路１７を流れる電流がカレントミラー回路３７にもコピーされる。このため、定電流源３０によって供給される電流のうち、コピーされた電流量を除いた電流に対応する電力エネルギがコンデンサＣ１に蓄積される。
【００２９】
コンデンサＣ１に蓄積された電力エネルギは、ＲＡＭＰ電圧として出力される。つまり、図３に示した回路では、入力電圧ＶBATに応じた電流が大きいほどコンデンサＣ１に蓄積される電力エネルギが小さくなる。このため、鋸波発生回路３２からは、入力電圧ＶBATの電圧レベルと振幅が反比例するＲＡＭＰ電圧が出力されることになる。
図３に示した構成では、出力電圧ＶOUTは、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２によって分割され、比較器１４において基準電圧ＶREFと比較される。誤差増幅器３１は、分割された電圧値と基準電圧ＶREFとの差分を増幅し、誤差電圧ＶEAOとして出力する。誤差電圧ＶEAOが反転されずに出力されるため、図３に示した構成では、出力電圧ＶOUTの上昇によって誤差電圧ＶEAOも上昇することになる。
【００３０】
ＰＷＭ回路１３では、誤差電圧ＶEAOと鋸波発生回路３２によって出力されたＲＡＭＰ電圧を比較器２０に入力し、パルス電圧ＰＷＭ  ＯＵＴを出力する。ＧＤＲＩＶＥ回路２２は、パルス電圧ＰＷＭ  ＯＵＴのデューティに基づいてスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２をオン、オフしてコイル２１に電力エネルギを蓄積し、出力電圧ＶOUTとして出力する。
【００３１】
図３に示した構成にあっても、パルス電圧ＰＷＭ  ＯＵＴは、ＧＤＲＩＶＥ回路２２に入力されている。ＧＤＲＩＶＥ回路２２は、パルス電圧ＰＷＭ  ＯＵＴのデューティ比に応じてスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２を交互にオン、オフする。スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２によって構成されるスイッチング回路は、入力電圧ＶBATを入力しており、その出力がコイル２１を介して出力される。
【００３２】
つまり、入力電圧ＶBATの電圧レベルに対応した電力エネルギがパルス電圧ＰＷＭ  ＯＵＴのデューティ比に応じてコイル２１に蓄積され、出力電圧ＶOUTとして出力される。
なお、図３の構成においては、波形電圧ＲＡＭＰ、誤差電圧ＶEAOが、ＲＡＭＰ＞ＶEAOのときスイッチＳＷ１がオンし、反対に、ＲＡＭＰ＜ＶEAOのときスイッチＳＷ２がオンしてコイル２１に蓄積されたエネルギが出力電圧ＶOUTとして出力される。
出力電圧ＶOUTの出力端子には、平滑コンデンサＣ２が接続されている。このため、出力電圧ＶOUTは、平滑コンデンサＣ２によって平滑され、安定した電圧レベルを有するものとなる。したがって、このような構成によれば、負荷抵抗Ｒ６の値が変化した場合にも出力電圧ＶOUTを一定の値に保つことが可能である。
【００３３】
図４は、本実施形態の他の変形例を説明するための他の図であって、鋸波に代えて三角波を波形電圧として用いた点で図１に示した電源出力制御装置と相違する構成を説明するための図である。
図４に示した構成は、三角波の波形電圧を生成するための三角波発生回路を説明するための図である。三角波発生回路は、入力電圧ＶBATを分割する抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ３と、分割された電圧値をバッファする演算増幅器４６、演算増幅器４６の出力によって制御されるトランジスタ４６ａ、トランジスタ４６ａによって抵抗Ｒ４に流れる電流値が制御され、その電流値をコピーするミラー回路４７、ミラー回路４７によってコピーされた電流によって充放電されるコンデンサＣ１１、コンデンサＣ１１の充電用トランジスタＴｒ１及び放電用トランジスタＴｒ２を備えている。また、図４に示した構成は、比較器４１、ラッチ回路を構成する２つのＮＡＮＤ回路４３、インバータ４４を有している。
【００３４】
このような構成において、入力電圧ＶBATは、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ３によって分割される。分割された抵抗は、演算増幅器４６によってバッファされる。バッファされた電圧によってトランジスタ４６ａが制御されることにより、入力電圧ＶBATを、その電圧レベルに応じた電流に変換して取り出だすことができる。この電流がカレントミラー回路４７によってコピーされ、コピーされた電流はコンデンサＣ１１の上部端子４５に出力される。
【００３５】
カレントミラー回路４７には、充電用トランジスタＴｒ１、放電用トランジスタＴｒ２があって、コンデンサＣ１１は、充電用トランジスタＴｒ１、放電用トランジスタＴｒ２によって充電、放電できる。
すなわち、充電用トランジスタＴｒ１と電源端子ＶDDとの間にスイッチＳＷ１１が接続され、放電用トランジスタＴｒ２と接地端子ＶSSとの間にスイッチＳＷ１２が接続されているので、これらスイッチＳＷ１１、スイッチＳＷ１２を交互にオン、オフさせることで、コンデンサＣ１１を充放電させる。
【００３６】
また、コンデンサＣ１１の上部端子４５の電圧を入力の１つとする比較器４１の出力がＮＡＮＤ回路４３によって構成されるラッチ回路に保持される。この保持出力を入力したインバータ４４のスイッチＳＷ１１、スイッチＳＷ１２がオン、オフ制御される。
コンデンサＣ１１の上部端子４５の電圧値が、
入力電圧ＶBAT×（Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）
（ただし、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３はそれぞれ抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３の抵抗値）
を越えると、スイッチＳＷ１１がオン、スイッチＳＷ１２がオフしてコンデンサＣ１１が放電される。また、上部端子４５の電圧値が予め設定されているＶREF1を下回るとスイッチＳＷ１１がオン、スイッチＳＷ１２がオフしてコンデンサＣ１１の充電が開始される。抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４の抵抗値、コンデンサＣ１１の容量、ＶREF1の各値を適正な値に調整し、コンデンサＣ１１を充放電することにより、上部端子４５から、図５に示す三角波のＲＡＭＰ電圧を得ることができる。
【００３７】
図５に示した三角波は、前記した鋸波と同様に、振幅が入力電圧ＶBATに比例して変化し、かつ周波数は変化しない波形電圧である。また、鋸波と同様に、入力電圧ＶBATの変動に対して従来のフィードバック制御の誤差電圧ＶEAOよりも早く応答して変化する。
本実施形態の電源出力制御装置は、図５に示した三角波のＲＡＭＰ電圧を鋸波と同様に使い、ＲＡＭＰ電圧が誤差電圧ＶEAOよりも低い場合にＬレベル、ＲＡＭＰ電圧が誤差電圧ＶEAOよりも高い場合にＨレベルになる制御パルスであるパルス電圧ＰＷＭ  ＯＵＴを生成することができる。そして、この制御パルスを使って図１、図３のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２を駆動することにより、入力電圧ＶBATの変動に応じて出力電圧ＶOUTを補償することができる。
また、このような変形例も、降圧コンバータ、昇圧コンバータ、昇圧・降圧コンバータのいずれにも適用できることはいうまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の一実施形態の電源出力制御装置を説明するための回路図である。
【図２】図１示した入力電圧ＶBATの変動とＲＡＭＰ電圧及び誤差電圧ＶEAOとの関係を説明するための図である。
【図３】本実施形態の変形例を説明するための図であって、誤差増幅器が誤差電圧を反転させることなく出力する構成を説明するための図である。
【図４】本実施形態の他の変形例を説明するための図であって、鋸波に代えて三角波を波形電圧として用いる構成を説明するための図である。
【図５】図４に示した構成で生成される三角波を説明するための図である。
【符号の説明】
【００３９】
１  制御回路
１１，３１  誤差増幅器
１２  鋸波発生回路
１４，２０  比較器
１５  増幅回路
１６  演算増幅器
１７  カレントミラー回路
１８  スイッチ
２１  リアクタ
２２  ＧＤＲＩＶＥ回路
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１  コンデンサ
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ１１，ＳＷ１２  スイッチ
【図１】
2009124877.tif 000003
【図２】
2009124877.tif 000004
【図３】
2009124877.tif 000005
【図４】
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【図５】
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