(57)【要約】【課題】低慣性の特徴を持つ永久磁石同期電動機等の同期電動機に負荷外乱が発生した場合にも過渡振動的な応答を抑制・改善できる。【解決手段】フィルタ平均処理部３６はインバータ４の直流母線から直流平均電流を検出し、トルク脈動推定部３８はインバータの直流平均電流と直流電圧から直流平均電力を求め、この直流平均電力と周波数指令値ω*からトルク推定値を求め、これから直流に近い成分を除去することでトルク脈動成分ΔＴを求める。安定化ゲイン設定器３９は、ΔＴに応じた補正値Δωで補正することでトルク脈動を抑制したＶ／ｆ安定化を図る。  安定化ゲイン設定器４０はトルク脈動分ΔＴに対応させた電圧補正値Δｖを求め、この電圧補正値Δｖでインバータの電圧指令値Ｖmに対してフィードバック補償する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期電動機を電圧型インバータで駆動し、インバータの直流母線電流をローパスフィルタで平均化処理して、この直流平均電流に含まれる脈動成分を抑制するようにインバータの周波数指令値ω*を補正する安定化処理手段を備えた同期電動機のＶ／ｆ制御装置において、
前記直流平均電流にインバータの直流電圧を乗じて直流平均電力Ｐを求め、この直流平均電力Ｐと周波数指令値ω*からトルク推定値Ｔ＾を求め、トルク推定値Ｔ＾から直流に近い成分を除去することでトルク脈動成分ΔＴを求めるトルク脈動推定部と、
前記トルク脈動分ΔＴに対応させた電圧補正値Δｖを求め、この電圧補正値Δｖでインバータの電圧指令瞬時値Ｖmに対してフィードバック補償する安定化ゲイン設定器と、
を備えたことを特徴とする同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
【請求項２】
同期電動機を電圧型インバータで駆動し、インバータの直流母線電流をローパスフィルタで平均化処理して、この直流平均電流に含まれる脈動成分を抑制するようにインバータの周波数指令値ω*を補正する安定化処理手段を備えた同期電動機のＶ／ｆ制御装置において、
前記直流平均電流にインバータの直流電圧を乗じて直流平均電力Ｐを求め、この直流平均電力Ｐと周波数指令値ω*からトルク推定値Ｔ＾を求め、トルク推定値Ｔ＾から直流に近い成分を除去することでトルク脈動成分ΔＴを求めるトルク脈動推定部と、
前記トルク脈動分ΔＴに対応させた位相補正値Δθを求め、この位相補正値Δθでインバータの電圧位相θに対してフィードバック補償する安定化ゲイン設定器と、
を備えたことを特徴とする同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
【請求項３】
同期電動機を電圧型インバータで駆動し、インバータの直流母線電流をローパスフィルタで平均化処理して、この直流平均電流に含まれる脈動成分を抑制するようにインバータの周波数指令値ω*を補正する安定化処理手段を備えた同期電動機のＶ／ｆ制御装置において、
前記直流平均電流にインバータの直流電圧を乗じて直流平均電力Ｐを求め、この直流平均電力Ｐと周波数指令値ω*からトルク推定値Ｔ＾を求め、トルク推定値Ｔ＾から直流に近い成分を除去することでトルク脈動成分ΔＴを求めるトルク脈動推定部と、
前記トルク脈動分ΔＴに対応させた電圧補正値Δｖを求め、この電圧補正値Δｖでインバータの電圧指令瞬時値Ｖmに対してフィードバック補償する第１の安定化ゲイン設定器と、
前記トルク脈動分ΔＴに対応させた位相補正値Δθを求め、この位相補正値Δθでインバータの電圧位相θに対してフィードバック補償する第２の安定化ゲイン設定器と、
を備えたことを特徴とする同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
【請求項４】
同期電動機を電圧型インバータで駆動し、インバータの直流母線電流をローパスフィルタで平均化処理して、この直流平均電流に含まれる脈動成分を抑制するようにインバータの周波数指令値ω*を補正する安定化処理手段を備えた同期電動機のＶ／ｆ制御装置において、
前記直流平均電流にインバータの直流電圧を乗じて直流平均電力Ｐを求め、この直流平均電力Ｐと周波数指令値ω*からトルク推定値Ｔ＾を求め、トルク推定値Ｔ＾から直流に近い成分を除去することでトルク脈動成分ΔＴを求めるトルク脈動推定部と、
前記トルク脈動分ΔＴに対応させたγδ回転座標上のγ軸電圧補正値Δｖγを求め、このγ軸電圧補正値Δｖγでインバータのγδ回転座標上のγ軸電圧指令値ｖγ１*に対してフィードバック補償する安定化ゲイン設定器と、
を備えたことを特徴とする同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
【請求項５】
トルク脈動推定部は、前記安定化処理手段で周波数指令値ω*を補正した周波数指令値ω１*と前記直流平均電力Ｐからトルク推定値Ｔ＾を求め、トルク推定値Ｔ＾から直流に近い成分を除去することでトルク脈動成分ΔＴを求めることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
【請求項６】
トルク脈動推定部は、前記安定化処理手段で周波数指令値ω*を補正した周波数指令値ω１*に含まれるトルク脈動分を除去し、この周波数指令値ω１*と前記直流平均電力Ｐからトルク推定値Ｔ＾を求め、トルク推定値Ｔ＾から直流に近い成分を除去することでトルク脈動成分ΔＴを求めることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
【請求項７】
前記安定化処理手段は、周波数指令値ω*が高くなるほど前記補正値Δωを低くするゲインＫiにしたことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
【請求項８】
前記安定化処理手段は、前記トルク脈動推定部のトルク推定値から直流に近い成分をカットした脈動成分を抽出して前記補正値Δωを得ることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同期電動機のＶ／ｆ制御装置に係り、特に、低慣性の特徴を持つ同期電動機のＶ／ｆ安定化制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石同期電動機は、通常、回転子の磁極位置情報を位置センサで検出する必要があるが、使用環境によっては位置センサの取り付けが困難、あるいは低コスト化や位置センサ故障回避のために、位置センサがなくても駆動できるセンサレス制御法が数多く提案されている。
【０００３】
Ｖ／ｆ制御法は、電動機の一次電圧を回転数に合わせて一定に制御する手法であり、基本的に位置センサや電流センサを用いないオープンループ構成となる。しかし、Ｖ／ｆ制御法を同期電動機の駆動装置に適用した場合は、磁極位置を検出していないために負荷の急変などによって不安定な制御状態を招き、場合によっては脱調する可能性が高い。
【０００４】
図７は、一般的な電圧形ＰＷＭインバータによる同期電動機の駆動装置である。この装置をＶ／ｆ制御法で制御する場合に脱調なく安定化を図るために、同期電動機１の２相の電流を交流電流センサ２で検出し、このモータ電流に含まれる脈動成分をコントローラ３で抽出することでＰＷＭインバータ４の制御位相を補正する。５はＰＷＭインバータ４の直流電圧源、６は平滑コンデンサである。
【０００５】
このＶ／ｆ制御における安定化手法として、モータ電流検出値をインバータ出力電圧基準のγδ座標（インバータの電圧ベクトル方向をδ軸として、δ軸より９０度遅れた位相をγ軸とするインバータの直交座標）に変換し、δ軸電流の脈動成分を周波数指令値にフィードバックして安定化する手法がある（例えば、非特許文献１参照）。この手法では電流をフィードバックすることで負荷変動にも対応できる。
【０００６】
図８の（ａ）は、非特許文献１等で提案される同期電動機のＶ／ｆ安定化制御の構成図である。Ｖ／ｆ制御装置になるコントローラ３は、基本的にはｆ／Ｖ変換器３１では周波数指令値ω*から所望の電圧振幅値になる電圧指令Ｖ*を求める。このｆ／Ｖ変換は、駆動する同期電動機の定格速度と定格電圧の比率を用いる。積分器３２は周波数指令値ω*の積分によってインバータ電圧指令値の位相θを求める。これら電圧指令Ｖ*（ｖδ*）と位相θおよびγ軸成分の電圧指令ｖγ*から座標変換器３３がＰＷＭインバータ４の３相電圧指令値に変換する。ＰＷＭインバータ４は、各種ＰＷＭ手法、例えば一般的な三角波比較ＰＷＭ方式などによってインバータをＰＷＭ制御する。
【０００７】
Ｖ／ｆ安定化制御手段として、座標変換器３４は電流センサ２で検出するモータ電流ｉu，ｉwを、ＰＷＭインバータの出力電圧の位相情報θを基に座標変換してγ、δ軸の電流ｉγ，ｉδに変換し、安定化処理部３５は座標変換器３４からのδ軸電流ｉδを用いて補正周波数Δωを求め、補正周波数Δωで周波数指令値ω*をω１*に補正する。安定化処理部３５は、例えば、図８の（ｂ）に示す構成とし、ハイパスフィルタ３５Ａで直流に近い成分をカットして脈動成分（補正周波数Δω）のみを抽出し、安定化ゲイン設定器３５Ｂで補正ゲインＫiを決定する。
【０００８】
上記の同期電動機のＶ／ｆ安定化手法を低慣性のＰＭモータに適用した場合、フィードバックループに積分器が入るため、負荷変動や速度変動に対し、オーバーシュートや振動成分が残り、静定にも時間がかかる。この現象を改善する他のＶ／ｆ安定化制御方法として、ｑ軸トルク電流の脈動成分をインバータｄ軸電圧に直接フィードバックして（比例項）、応答の速い安定化制御を実現する方法も提案されている（例えば、非特許文献２参照）。
【０００９】
なお、モータ電流を検出するセンサを不要にする手法として、インバータの直流電流をシャント抵抗等で検出し、この直流電流からモータ電流を演算する手法もある（例えば、非特許文献３参照）。
【非特許文献１】伊東、豊崎、大沢「永久磁石同期電動機のＶ／ｆ制御の高性能化」、電学論Ｄ，１２２巻３号、２００２年
【非特許文献２】山本、小野「低慣性ＰＭモータに適応するＶ／ｆ制御方式」、電気学会産業応用部門大会、１−５６、２００５年
【非特許文献３】福本、渡邉、濱根、林「三相ＰＷＭインバータの直流電流検出による交流電流演算の一手法」、電学論Ｄ，１２７巻２号、２００７年
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
永久磁石同期電動機のＶ／ｆ制御装置において、前記の非特許文献１や２の手法では、モータ電流（少なくとも２相分）を検出して脈動成分を抽出し、その脈動を打ち消す方向に周波数指令値や電圧指令値を調整するフィードバック制御を行っている。このＶ／ｆ制御には交流電流センサが必要となるが、実用上はモータの過電流保護などの安全装置にもつ交流電流センサを利用することができる。しかし、低コストおよび小型化重視の用途では交流電流センサがコスト高の要因となるし、実装スペースの問題も発生する。
【００１１】
この点、非特許文献３の手法は、インバータの直流電流を１つのシャント抵抗で検出し、この直流電流から３相のモータ電流を再現することができ、３相電流を再現した後は非特許文献１あるいは２の手法を用いて、図８のようなブロック構成にしたＶ／ｆ安定化制御が考えられる。また、交流電流センサが不要となるため、低コスト化が実現できる。さらに、シャント抵抗器の両端電圧を直流電流情報として過電流保護を行っている場合にはシャント抵抗の追加が不要となる。
【００１２】
ここで、ＰＷＭインバータの直流電流は図９のようにＰＷＭパルスを含んだ波形となる。この瞬時のパルス電流値は、交流電流のいずれの相の情報を持っているので、ＰＷＭインバータの通電パターンから把握できる。そこで、非特許文献３ではパルス電流値を入手できるタイミングでＡ／Ｄ変換して、その瞬時電流値を基にモータの交流電流値を推定・再現している。このため、ＰＷＭインバータの直流電流からモータの交流３相電流を再現するには、高速のＡ／Ｄ変換器および複雑なソフトウェア演算処理が必要となる。
【００１３】
特に、ＰＷＭ制御のキャリア周波数を高くする用途、あるいは高速回転駆動を必要とする用途では、Ａ／Ｄ変換処理も高速に行う必要があり、コストアップの要因となるし、モータ電流の再現が困難となることが予測される。
【００１４】
これら課題を解決するものとして、インバータ直流母線のパルス状の電流からＰＷＭキャリア成分を除去するローパスフィルタ等を用いて平均化処理し、この直流平均電流に含まれる脈動成分（周波数変動分）を抑制するように周波数指令値を補正、またはインバータの直流平均電流に直流電圧検出値を乗じて直流平均電力を求め、この直流平均電力に含まれる脈動成分（周波数変動分）を抑制するように周波数指令値を補正するＶ／ｆ制御装置を本願出願人は既に提案している。この提案では、安定化ゲイン設定器３５Ｂの出力を周波数指令値ω*が高くなるほど低くした補正値Δωを求めること、または直流平均電流または直流平均電力の検出値を周波数指令値ω*で除算してトルク推定値を求め、このトルク推定値から直流に近い成分をカットした脈動成分を抽出して周波数指令値ω*を補正することも提案している。
【００１５】
上記の直流平均電力による安定化制御のブロック構成図を図１０の（ａ）に示す。図８における交流電流センサ２に代えて、直流母線の電流をシャント抵抗器７で検出し、シャント抵抗器７で検出するインバータ直流母線電流に比例した電圧ｖshからフィルタ平均処理部（ローパスフィルタ）３６で平均化処理した平均化電流ｉdcを求める。この平均化電流ｉdcは図１１に示すように有効電流分になる。ＰＷＭインバータ４の直流電圧Ｖdcを電圧検出器８で検出する。３相電圧指令値生成部３７は、電圧指令瞬時値Ｖmと位相θからＰＷＭインバータ４の３相電圧指令Ｖ*を生成する。この演算式は下記のようになる。ＰＷＭインバータのスイッチングパターン生成方法は任意であるが、例えばキャリア比較方式によって電圧指令値とキャリア波をコンパレートしてＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭインバータおよび電動機を駆動する。
【００１６】
【数１】
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【００１７】
安定化処理部３５は、図１０の（ｂ）に示すように、直流電圧Ｖdcと平均化電流ｉdcを乗算器３５Ｃで乗じて直流平均電力を求め、この直流平均電力を割り算器３５Ｄで周波数指令値ω*で除算し、トルク推定値（Ｔ＾＝Ｐ／ω*）を求め、これをハイパスフィルタ３５Ａの入力とする。この安定化処理により、直流電流・直流電圧検出値および周波数指令値からトルク推定値を演算して、そのトルク脈動成分を抑制するように周波数指令値を補正するので、高負荷時や高速回転時においても常にトルク変動に基づいて安定化制御を行うことができ、同期電動機のトルク変動に応じて全速度／全負荷領域でより安定なＶ／ｆ制御を実現できる。
【００１８】
ここで、図１０の装置構成では、Ｖ／ｆ制御を不安定にするトルク脈動を検出し、その脈動を抑制するように周波数指令値ω*を変化させているが、周波数指令値ω１*の積分で得られる位相θから見ると、周波数フィードバックゲインＫiによる位相補正は一次遅れの応答（積分項）となる。この一次遅れは、通常の一般的な電動機であれば問題にはならないが、機械的時定数の小さい低慣性モータ（例えば超高速回転が必要な電動機等）であると、負荷トルク変動等の外乱に対して補償が遅れ、トルク変動の整定に時間がかかり、振動的な挙動となる。このことは、非特許文献２に詳細に言及されている。
【００１９】
本発明の目的は、低慣性の特徴を持つ永久磁石同期電動機等の同期電動機に負荷外乱が発生した場合にも過渡振動的な応答を抑制・改善できる同期電動機のＶ／ｆ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明は、前記の課題を解決するため、インバータの直流平均電流からトルク脈動成分を推定し、このトルク脈動分に応じて電圧指令瞬時値Ｖmの大きさに対してフィードバック補償、補正した周波数指令の積分で得る位相θに対してフィードバック補償、電圧指令瞬時値Ｖmと位相θの両方に対してフィードバック補償、回転座標上の磁束方向の電圧指令値に対してフィードバック補償するようにしたもので、以下の構成を特徴とする。
【００２１】
（１）同期電動機を電圧型インバータで駆動し、インバータの直流母線電流をローパスフィルタで平均化処理して、この直流平均電流に含まれる脈動成分を抑制するようにインバータの周波数指令値ω*を補正する安定化処理手段を備えた同期電動機のＶ／ｆ制御装置において、
前記直流平均電流にインバータの直流電圧を乗じて直流平均電力Ｐを求め、この直流平均電力Ｐと周波数指令値ω*からトルク推定値Ｔ＾を求め、トルク推定値Ｔ＾から直流に近い成分を除去することでトルク脈動成分ΔＴを求めるトルク脈動推定部と、
前記トルク脈動分ΔＴに対応させた電圧補正値Δｖを求め、この電圧補正値Δｖでインバータの電圧指令瞬時値Ｖmに対してフィードバック補償する安定化ゲイン設定器と、
を備えたことを特徴とする。
【００２２】
（２）同期電動機を電圧型インバータで駆動し、インバータの直流母線電流をローパスフィルタで平均化処理して、この直流平均電流に含まれる脈動成分を抑制するようにインバータの周波数指令値ω*を補正する安定化処理手段を備えた同期電動機のＶ／ｆ制御装置において、
前記直流平均電流にインバータの直流電圧を乗じて直流平均電力Ｐを求め、この直流平均電力Ｐと周波数指令値ω*からトルク推定値Ｔ＾を求め、トルク推定値Ｔ＾から直流に近い成分を除去することでトルク脈動成分ΔＴを求めるトルク脈動推定部と、
前記トルク脈動分ΔＴに対応させた位相補正値Δθを求め、この位相補正値Δθでインバータの電圧位相θに対してフィードバック補償する安定化ゲイン設定器と、
を備えたことを特徴とする。
【００２３】
（３）同期電動機を電圧型インバータで駆動し、インバータの直流母線電流をローパスフィルタで平均化処理して、この直流平均電流に含まれる脈動成分を抑制するようにインバータの周波数指令値ω*を補正する安定化処理手段を備えた同期電動機のＶ／ｆ制御装置において、
前記直流平均電流にインバータの直流電圧を乗じて直流平均電力Ｐを求め、この直流平均電力Ｐと周波数指令値ω*からトルク推定値Ｔ＾を求め、トルク推定値Ｔ＾から直流に近い成分を除去することでトルク脈動成分ΔＴを求めるトルク脈動推定部と、
前記トルク脈動分ΔＴに対応させた電圧補正値Δｖを求め、この電圧補正値Δｖでインバータの電圧指令瞬時値Ｖmに対してフィードバック補償する第１の安定化ゲイン設定器と、
前記トルク脈動分ΔＴに対応させた位相補正値Δθを求め、この位相補正値Δθでインバータの電圧位相θに対してフィードバック補償する第２の安定化ゲイン設定器と、
を備えたことを特徴とする。
【００２４】
（４）同期電動機を電圧型インバータで駆動し、インバータの直流母線電流をローパスフィルタで平均化処理して、この直流平均電流に含まれる脈動成分を抑制するようにインバータの周波数指令値ω*を補正する安定化処理手段を備えた同期電動機のＶ／ｆ制御装置において、
前記直流平均電流にインバータの直流電圧を乗じて直流平均電力Ｐを求め、この直流平均電力Ｐと周波数指令値ω*からトルク推定値Ｔ＾を求め、トルク推定値Ｔ＾から直流に近い成分を除去することでトルク脈動成分ΔＴを求めるトルク脈動推定部と、
前記トルク脈動分ΔＴに対応させたγδ回転座標上のγ軸電圧補正値Δｖγを求め、このγ軸電圧補正値Δｖγでインバータのγδ回転座標上のγ軸電圧指令値ｖγ１*に対してフィードバック補償する安定化ゲイン設定器と、
を備えたことを特徴とする。
【００２５】
（５）トルク脈動推定部は、前記安定化処理手段で周波数指令値ω*を補正した周波数指令値ω１*と前記直流平均電力Ｐからトルク推定値Ｔ＾を求め、トルク推定値Ｔ＾から直流に近い成分を除去することでトルク脈動成分ΔＴを求めることを特徴とする。
【００２６】
（６）トルク脈動推定部は、前記安定化処理手段で周波数指令値ω*を補正した周波数指令値ω１*に含まれるトルク脈動分を除去し、この周波数指令値ω１*と前記直流平均電力Ｐからトルク推定値Ｔ＾を求め、トルク推定値Ｔ＾から直流に近い成分を除去することでトルク脈動成分ΔＴを求めることを特徴とする。
【００２７】
（７）前記安定化処理手段は、周波数指令値ω*が高くなるほど前記補正値Δωを低くするゲインＫiにしたことを特徴とする。
【００２８】
（８）前記安定化処理手段は、前記トルク脈動推定部のトルク推定値から直流に近い成分をカットした脈動成分を抽出して前記補正値Δωを得ることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２９】
以上のとおり、本発明によれば、インバータの直流平均電流からトルク脈動成分を推定し、このトルク脈動分に応じて電圧指令瞬時値Ｖmの大きさに対してフィードバック補償、補正した周波数指令の積分で得る位相θに対してフィードバック補償、電圧指令瞬時値Ｖmと位相θの両方に対してフィードバック補償、回転座標上の磁束方向の電圧指令値に対してフィードバック補償するようにしたため、低慣性の特徴を持つ永久磁石同期電動機等の同期電動機に負荷外乱が発生した場合にも過渡振動的な応答を抑制・改善できる。
【００３０】
特に、インバータの直流平均電流に含まれる脈動成分（周波数変動分）を抑制するように周波数指令値を補正、またはインバータの直流平均電流に直流電圧検出値を乗じて直流平均電力を求め、この直流平均電力に含まれる脈動成分（周波数変動分）を抑制するように周波数指令値を補正するＶ／ｆ制御装置に適用して、コスト低減を図る上で効果的になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
（実施形態１）
図１は、本実施形態を示す同期電動機のＶ／ｆ制御装置のブロック構成図である。同図が図１０と異なる部分は、トルク脈動推定による周波数指令値ω*に対するフィードバック補償に加え、電圧指令値（瞬時値）Ｖmに対するフィードバック補償を追加した点にある。
【００３２】
図１において、トルク脈動推定部３８は、同図の（ｂ）に示すように、乗算器３８Ａでは直流平均電流ｉdcと直流電圧検出値Ｖdcから直流平均電力Ｐを求め、割り算器３８Ｂでは直流平均電力Ｐと周波数指令値ω*からトルク推定値（Ｔ＾＝Ｐ／ω*）を求め、ハイパスフィルタ３８Ｃはトルク推定値から直流に近い成分を除去することでトルク脈動成分ΔＴを求める。安定化ゲイン設定器３９は、補正ゲインＫiが設定され、トルク脈動推定部３８で求めるトルク脈動成分ΔＴに対応させた速度補正値Δωを求める。なお、ハイパスフィルタ３８Ｃは、実際は高周波成分の高ゲイン化を防止するローパスフィルタを設けることもできる。
【００３３】
上記までのトルク脈動推定部３８と安定化ゲイン設定器３９による速度補正制御は図１０の構成と同様になる。本実施形態では、安定化ゲイン設定器４０を追加する。安定化ゲイン設定器４０は、トルク脈動推定部３８で推定するトルク脈動成分ΔＴに対応する電圧補正値ΔｖをゲインＫｖをΔＴに乗じて求め、この補正値Δｖを電圧指令瞬時値Ｖmに対するフィードバック値とする。
【００３４】
この構成により、負荷トルクに外乱が発生したときに、これをトルク脈動成分ΔＴとして求め、これに対応する補正値Δｖを求め、電圧指令瞬時値Ｖmの大きさに対して直接的にフィードバックを与えている。すなわち、周波数フィードバック補償Ｋiによるトルク脈動の抑制に加えて、位相θと分離した電圧指令瞬時値Ｖmの大きさ成分のみに更なる補償を与えている。
【００３５】
本実施形態によれば、位相θの補償とは分離して、安定化ゲイン設定器４０のゲインＫｖで電圧指令値Ｖmの大きさに対する補償効果を加減することができる。これにより、特に低慣性な電動機に対して、基本的には周波数補正のゲインＫiによる一次遅れの安定化制御を施した後に、負荷外乱による過渡振動的な応答については、積分器３２を介さない電圧指令値（瞬時値）Ｖmに対するフィードバックのゲインＫvで補償量を調整することができる。
【００３６】
（実施形態２）
図２は、本実施形態を示す同期電動機のＶ／ｆ制御装置のブロック構成図である。同図が図１と異なる部分は、安定化ゲイン設定器４０に代えて、安定化ゲイン設定器４１を設けた点にある。
【００３７】
実施形態１では、電圧指令瞬時値Ｖmに対するフィードバック補償を追加して、負荷外乱による過渡振動的な応答を安定化した。それに対し、本実施形態では、安定化ゲイン設定器４１では補正した周波数指令値ω１*の積分によって積分器３２に得る位相θに対して、安定化フィードバック補償を行う点が異なる。
【００３８】
実施形態１と同様に、基本的には周波数フィードバックゲインＫiによって安定化を行うが、前述のとおり、位相θを介したフィードバックループに積分を含むため、一次遅れの応答になる。そこで、本実施形態では、位相θに対してゲインＫθをもつ位相補正値Δθを求め、この位相補正値で直接にフィードバック補償を行う。このフィードバックループには積分を含まないため、より高速な補償応答を実現することができる。特に低慣性な電動機に適用する場合、負荷外乱による振動的な応答に対して振動を抑制する（整定時間を短くする）改善効果がある。
【００３９】
（実施形態３）
本実施形態では、実施形態１と実施形態２を合わせた形態で、負荷外乱に対する過渡的な振動を改善する。ブロック構成図を図３に示し、安定化ゲイン設定器４０による電圧指令瞬時値Ｖmの安定化フィードバック補償と、安定化ゲイン設定器４１による位相θの安定化フィードバック補償を行う。
【００４０】
本実施形態によれば、位相θと電圧Ｖmに対して、別々に安定化フィードバック補償ゲインを調整・決定することができ、位相／電圧の調整量に自由度がある。
【００４１】
（実施形態４）
実施形態１〜３では、位相、電圧指令値の大きさ、あるいはその両方についてフィードバックゲインを与えるため、その調整に自由度がある一方で、調整項目を増やすことにもなる。
【００４２】
そこで、本実施形態では調整すべきゲインをまとめて簡素化する。本実施形態のブロック構成図を図４に示す。
【００４３】
一般に、永久磁石同期電動機の制御において、永久磁石の磁束方向をｄ軸としｄ軸に対して９０度進んだ位相をｑ軸とした直交２軸ｄｑ座標系を考える。これに対し、制御器内部の周波数で回転する推定ｄ軸をγ軸とし、γ軸に対して９０度進んだ位相をδ軸とした直交２軸γδ座標系を定義する。前記の図８においては、インバータ電圧指令の位相θを基準とし、周波数指令値ω１*で回転するγδ回転座標を定義して、インバータ電圧指令値Ｖ*を生成する。
【００４４】
図４に示す構成は、周波数フィードバック補償、フィルタ平均処理とトルク脈動推定などについては前述の実施形態１〜３と同等である。補正された周波数指令値ω１*を積分器３２で積分して電圧指令の位相θを導き、これを座標変換器３３でのγδ座標から３相交流への変換に用いる。座標変換器３３ではＶδ*とＶγ*と電圧位相θを用いて座標変換し、３相の電圧指令値に変換する。
【００４５】
ｆ／Ｖ変換器３１による変換については、前述までの実施形態では電圧指令値（瞬時値）Ｖmに変換していたが、ここではγδ座標系におけるδ軸電圧Ｖδ*に変換する。３相電圧指令値Ｖｍからγδ座標への変換係数は√（３／２）であるため、簡単に求められる。
【００４６】
γ軸電圧指令値Ｖγ*については、安定化ゲイン設定機４２によるゲインＫｖγの安定化フィードバック補償で、トルク脈動成分ΔＴに応じたγ軸電圧補正値Δｖγをフィードバックする。元来のγ軸電圧指令値ｖγ１*（表面磁石同期電動機ならば通常ｖγ１*＝０）とΔｖγを合わせて、最終的なγ軸電圧指令値ｖγ*を生成する。
【００４７】
なお、ｖγ１*に加える安定化制御項の符号は正となっている。これは負荷トルクによる変動は、最終的にγ軸の電圧外乱に等価であることが前記の非特許文献２で示されており、正のトルク（電流）が発生したときは正のγ軸電圧を与えてトルク（電流）の変化を抑制するためである。
【００４８】
本実施形態によれば、直交２軸回転座標上の電圧ｖγへのフィードバック補償を行うことにより、位相と大きさの両方をひとつのゲイン調整で行うことができる。そのため、調整が容易となる。
【００４９】
（実施形態５）
実施形態１〜４におけるトルク脈動推定部３８は、図１の（ｂ）に示す構成になるが、本実施形態では図５にトルク脈動推定部３８の構成を示すように、トルク推定演算には周波数指令値ω*を用いるのに代えて、周波数フィードバックによる補正後の周波数指令値ω１*を用いてトルク推定演算を行う。
【００５０】
元来の周波数指令値ω*に対して、周波数フィードバックした補正指令値ω１*は、トルク変動による脱調を防止するために、通常は変動が抑制される方向にオフセットを持つことが多い。これにより、元来の周波数指令値ω*と実回転速度の間には若干のオフセット誤差を生じることがある。この影響は微少だが、より実回転数に近い値でトルク推定するために、本実施形態では、補正後の周波数指令値ω１*を用いことで、より実速度に近い値でトルク推定演算を行うことができる。
【００５１】
（実施形態６）
本実施形態では、実施形態５の補正周波数指令値ω１*に含まれるトルク脈動分を除去するローパスフィルタを挿入する。トルク脈動推定部３８の構成図を図６に示し、周波数指令値ω１*をローパスフィルタ３８Ｄを通して割り算器３８Ｂの入力とする。
【００５２】
周波数フィードバック補償により補正された周波数指令値ω１*は、トルク脈動に応じて変化する指令値であるため、負荷外乱等の過渡時には振動的な指令値になる場合がある。この振動成分は、トルク脈動に対して位相や大きさがずれた形で補償しようとする波形となるため、各部のフィードバック補償ゲインおよびその位相・大きさと干渉して、逆に不安定な振動を引き起こす可能性がある。
【００５３】
そこで、本実施形態では、周波数指令値ω１*に対して過渡的なトルク脈動成分を除去するローパスフィルタ３８Ｄを挿入して、トルク推定演算には速度の平均値を与えるようにする。これにより、補正した周波数指令値ω１*の過渡的な脈動によって引き起こされる可能性がある不安定なフィードバック補償を除去することができる。
【００５４】
（変形例）
以上までの実施形態では、インバータの直流平均電流と直流電圧検出値および周波数指令値からトルク脈動を検出して、そのトルク脈動成分を抑制するように周波数指令値を補正する同期電動機のＶ／ｆ制御装置の場合を示すが、インバータの直流母線電流を平均化処理し、この直流平均電流に含まれる脈動成分（周波数変動分）を抑制するように周波数指令値を補正するＶ／ｆ制御装置に適用して同等の作用効果を奏する。この場合、各実施形態におけるトルク脈動推定部３８は、負荷安定化ゲイン設定器４０〜４２と共に、負荷外乱による過渡振動的な応答を改善する手段として別途に設ける。
【００５５】
同様に、安定化ゲイン設定器３９の出力を周波数指令値ω*が高くなるほど低くした補正値Δωを求めること、または直流平均電流または直流平均電力の検出値を周波数指令値ω*で除算してトルク推定値を求め、このトルク推定値から直流に近い成分をカットした脈動成分を抽出して周波数指令値ω*を補正するＶ／ｆ制御装置に適用して同等の作用効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】実施形態１を示す同期電動機のＶ／ｆ制御装置のブロック構成図。
【図２】実施形態２を示す同期電動機のＶ／ｆ制御装置のブロック構成図。
【図３】実施形態３を示す同期電動機のＶ／ｆ制御装置のブロック構成図。
【図４】実施形態４を示す同期電動機のＶ／ｆ制御装置のブロック構成図。
【図５】実施形態５のトルク脈動推定部の構成図。
【図６】実施形態６のトルク脈動推定部の構成図。
【図７】電圧形ＰＷＭインバータによる同期電動機の駆動装置。
【図８】同期電動機のＶ／ｆ安定化制御の従来構成図。
【図９】ＰＷＭインバータの直流電流波形。
【図１０】直流平均電力による安定化制御のブロック構成図。
【図１１】フィルタ平均処理の電流波形図。
【符号の説明】
【００５７】
１  同期電動機
２  交流電流センサ
３  コントローラ
４  ＰＷＭインバータ
５  直流電圧源
６  平滑コンデンサ
７  シャント抵抗器
３１  ｆ／Ｖ変換器
３２  積分器
３６  フィルタ平均処理部
３７  ３相電圧指令値生成部
３８  トルク脈動推定部
３９、４０  安定化ゲイン設定器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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