(57)【要約】【課題】  入力電圧範囲の広い電源回路において、補助電源回路の損失を抑制することができ、ひいては、回路の小型化、発熱減少による高放熱構造の簡略化に伴う低コスト化を実現することができる補助電源回路を提供すること。【解決手段】  補助巻線５及びダイオードＤ２と、コンデンサＣtrからPWMコントローラ２への供給ラインと、コンパレータcomp1と、抵抗Ｒtrと、補助巻線５における補助巻線電圧を検出するダイオードＤ３を介する検出ラインと、ダイオードＤ３を介する検出ラインで検出する補助巻線電圧値に基づいて、抵抗Ｒtrを接続状態、非接続状態にスイッチＳＷで切り替えるコンパレータcomp2を備えた。【選択図】        図１
2009112083.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング電源回路のトランスへの通電をオンオフするスイッチ素子を駆動制御する駆動制御手段へ電源供給する補助電源回路において、
前記トランスに設けた補助巻線で生じる補助巻線電圧により前記駆動制御手段へ電源供給する第１の電源供給手段と、
コンデンサに充電した電荷の放電により前記駆動制御手段へ電源供給する第２の電源供給手段と、
前記コンデンサの充電電圧が所定のしきい値電圧を超えると前記駆動制御手段へ起動指令を出力する起動指令手段と、
前記駆動制御手段へ供給する電源電流を抵抗成分により調整する調整手段と、
前記第１電源供給手段における補助巻線電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段の検出する補助巻線電圧値に基づいて、前記調整手段を接続状態、非接続状態に切り替える切替手段と、
を備えることを特徴とする補助電源回路。
【請求項２】
請求項１に記載の補助電源回路において、
前記切替手段は、前記第１電源供給手段の補助巻線電圧値が前記駆動制御手段へ供給するのに充分な電圧値になると、前記調整手段を接続状態から非接続状態に切り替えることを特徴とする補助電源回路。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の補助電源回路において、
前記切替手段は、
前記電圧検出手段の検出する補助巻線電圧値と所定の閾値電圧値を比較するコンパレータと、
前記コンパレータの比較結果により前記調整手段に通電する接続状態から、前記調整手段に通電しない非接続状態に切り替えるトランジスタと、
を備えることを特徴とする補助電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、補助電源回路の技術分野に属する。
【背景技術】
【０００２】
従来では、パルス幅制御回路の出力するパルスによりスイッチ回路をオンオフさせて、１次巻線への直流入力電圧を変化させ、ＤＣ／ＤＣコンバータとして３次巻線から電源を供給している（例えば、特許文献１参照。）。
また、コントローラの電圧端子ＶccにコンデンサＣ１を接続し、抵抗Ｒ１を介して電圧ＶinによりコンデンサＣ１を充電し、コントローラの出力パルスによりMOSFETをオンオフさせ、１次巻線への直流入力電圧を変化させ、ＤＣ／ＤＣコンバータとするものもある（例えば、非特許文献１参照。）。
【特許文献１】特開平１１−１６８８８３号公報（第２−１２頁、全図）
【非特許文献１】?汎用、絶縁型フライバック・コントローラLT1725"、１７頁、図７、[online(PDF)]、リニアテクノロジー株式会社、[平成１９年１０月１８日検索]、インターネット〈URL:http//www.linear-tech.co.jp/pc/productDetail.jsp?navId=H0,C1,C1003,C1042,C1113,P1919の資料の日本語データシートのLT1725-汎用絶縁型フライバック・コントローラのPDFファイル〉
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、従来のようなパルス幅制御回路の出力するパルスによりスイッチ回路をオンオフさせて、１次巻線へ直流電圧を入力するものでは、入力電圧の範囲が広い場合に顕著となる損失をいかにして抑制するかが問題となる。
【０００４】
本発明は、上記問題点に着目してなされたもので、その目的とするところは、入力電圧範囲の広い電源回路において、補助電源回路の損失を抑制することができ、ひいては、回路の小型化、発熱減少による高放熱構造の簡略化に伴う低コスト化を実現することができる補助電源回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成するため、本発明では、スイッチング電源回路のトランスへの通電をオンオフするスイッチ素子を駆動制御する駆動制御手段へ電源供給する補助電源回路において、前記トランスに設けた補助巻線で生じる補助巻線電圧により前記駆動制御手段へ電源供給する第１の電源供給手段と、コンデンサに充電した電荷の放電により前記駆動制御手段へ電源供給する第２の電源供給手段と、前記コンデンサの充電電圧が所定のしきい値電圧を超えると前記駆動制御手段へ起動指令を出力する起動指令手段と、前記駆動制御手段へ供給する電源電流を抵抗成分により調整する調整手段と、前記第１電源供給手段における補助巻線電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段の検出する補助巻線電圧値に基づいて、前記調整手段を接続状態、非接続状態に切り替える切替手段と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００６】
よって、本発明にあっては、入力電圧範囲の広い電源回路において、補助電源回路の損失を抑制することができ、ひいては、回路の小型化、発熱減少による高放熱構造の簡略化に伴う低コスト化を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下、本発明の補助電源回路を実現する実施の形態を、請求項１，２に係る発明に対応する実施例１と、請求項１，２，３に係る発明に対応する実施例２に基づいて説明する。
なお、説明上、電圧値や抵抗値を指すものとして、電源や抵抗等の符号を用いている箇所を有する。
【実施例１】
【０００８】
まず、構成を説明する。
図１は実施例１の補助電源回路を用いたスイッチング回路の回路図である。
実施例１では、補助電源回路１を介し、PWMコントローラ２へ電源を供給する。
実施例１の補助電源回路１は、コンパレータcomp1,comp2、コンデンサＣtr、ツェナーダイオードＤ１、ダイオードＤ２，Ｄ３、スイッチＳＷ，抵抗Ｒtr、補助巻線５、基準電源６を主要な構成としている。
【０００９】
コンパレータcomp1は、基準電源６で示している閾値電圧Ｖthと、コンデンサＣtrにチャージされた電圧を比較し、比較結果をPWMコントローラ２のイネーブル端子ENへ出力する。
コンパレータcomp2は、入力端子の一方を補助巻線５の電圧を検出するようダイオードＤ３のカソードへ接続し、他方をスイッチング電源回路のグランドラインへ接続する。そして、補助巻線５の電圧が予め設定される所定電圧まで立ち上がると、出力の切り替え、つまりスイッチＳＷをオフ（開路）させる出力を行う。
【００１０】
コンデンサＣtrは、一方をコンパレータcomp1の入力端子に接続し、他方をスイッチング電源回路のグランドラインへ接続する。そして、充電電圧をPWMコントローラ２の電源供給端子Ｖccへ供給する。
ツェナーダイオードＤ１は、アノードをグランドラインへ接続し、カソードをPWMコントローラ２の電源供給端子へ接続し、PWMコントローラ２の電源電圧Ｖccが許容電圧を超えないようにしてPWMコントローラ２を保護する。
ダイオードＤ３は、アノードを補助巻線５に接続し、カソードをコンパレータcomp2の入力端子に接続し、補助巻線５からコンパレータcomp2へ電流が流れるよう整流する。
【００１１】
スイッチＳＷは、入力電源Ｖinの正極側から抵抗Ｒtrへの接続を切り替える。具体的には、入力電源Ｖinの電圧が所定の電圧に達するまでは、スイッチＳＷをオン（閉路）状態にし、入力電源Ｖinの電圧が所定の電圧に達すると、スイッチＳＷをオフ（開路）状態にする。
抵抗Ｒtrは、入力電源Ｖinの正極側からPWMコントローラ２の電源供給端子の間に設けられ、コンデンサＣtrをチャージする。
【００１２】
補助巻線５は、トランス４と同じ鉄心に設けられ、ダイオードＤ２を介して、PWMコントローラ２の電源供給端子に接続される。そして、トランス４の変圧で生じる電圧を、ダイオードＤ２を介してPWMコントローラ２の電源供給端子へ送る。
基準電源６は、コンパレータcomp1がPWMコントローラ２を起動させる閾値電圧Ｖthを、コンパレータcomp1の入力端子へ出力する。
【００１３】
この補助電源回路１を用いたスイッチング電源回路は、補助電源回路１、PWMコントローラ２、スイッチ素子３、トランス４、ダイオードＤ４、コンデンサＣ１を主要な構成としている。
PWMコントローラ２は、補助電源回路１を介して供給される電圧Ｖccを電源電圧とし、コンパレータcomp1からの起動を示す出力により起動し、スイッチ素子３をオンオフさせる出力、つまりPWM制御によるゲート制御信号を出力する。
【００１４】
スイッチ素子３は、例えばパワーＭＯＳＦＥＴであり、PWMコントローラ２のゲート制御により入力電源Ｖinからトランス４へ流す電流のオンオフを行う。
トランス４は、１次側巻線へ流れる電流によって蓄えたエネルギーを２次巻線へ変圧、出力する。
【００１５】
ダイオードＤ４は、トランス４から負荷側へ電流が流れるよう整流する。
コンデンサＣ１は、トランス４から負荷側へ流れる電流を平滑化する。
【００１６】
作用を説明する。
[補助電源回路により内部動作のための電源供給を行う作用]
別の従来の回路例（非特許文献１と近似した回路の例）を図２に示す。
図２は、従来の回路構成を示す図である。
【００１７】
図２の回路構成では、図１に対して、コンパレータcomp2、スイッチＳＷ，ダイオードＤ３を設けず、入力電源ＶinからPWMコントローラ２の電源供給端子への電源供給路には、抵抗Ｒtrが常時接続された状態で設けられる。
コンパレータcomp1、ツェナーダイオードＤ１、ダイオードＤ２、基準電源６、PWMコントローラ２、スイッチ素子３、トランス４、補助巻線５、ダイオードＤ４、コンデンサＣ１については、図１の構成と同様であるので説明を省略する。
【００１８】
次に、図２の回路構成を参照して、スイッチング電源回路の起動動作について説明する。
図３は、図２の補助電源回路１を用いたスイッチング電源回路のPWMコントローラの電源電圧Ｖcc、PWMコントローラ２の電源電流Ｉcc、PWMコントローラへの制御信号ＥＮ、PWMコントローラ２の出力状態のタイムチャートである。
【００１９】
まず、起動前の状態では、コンデンサＣtrのチャージ電圧である電圧Ｖccは、PWMコントローラ２の起動しきい値Ｖth(on)より低い状態である。
そのため、PWMコントローラ２はスイッチ動作を停止、遮断した状態である。
この停止時の電流Ｉccは非常に小さく、例えば５００uA以下である。そして、この時点では、補助巻線５の電圧は発生していない（図３の起動期間(1)を参照）。
【００２０】
次に起動期間になると、抵抗値の大きい抵抗ＲtrからコンデンサＣtrを充電し、充電電流の一部は電流Ｉcc＝Ｉcc(start)（停止時の非常に小さい値）を供給する。
コンデンサＣtrの電圧は、PWMコントローラ２が起動するしきい値Ｖth(on)まで上昇する。このとき、抵抗Ｒtrを流れる電流は電流Ｉcc（start）より大きく設定される必要がある（図３の起動期間(2)を参照）。
【００２１】
次に起動の状態では、コンデンサＣtrの電圧が閾値電圧Ｖth(on)に達すると、PWMコントローラ２が起動する。そして、PWMコントローラ２は、スイッチ動作を始める。起動後は電流Ｉccが増大する（図３の起動(3)を参照）。Ｉcccの値は、例えば５mA程度である。
【００２２】
次に起動から補助巻線５の電圧が立ち上がるまでを説明する。電流Ｉcc(動作時）は抵抗Ｒtrを流れる電流Ｉtrより大きいとする。従って、コンデンサＣtrは放電して電圧Ｖccが低下を始める。一方、PWMコントローラ２のスイッチ動作により、補助巻線電圧が発生してくることになる（図３の(4)を参照）。
次に動作期間では、補助巻線５による電圧が立ち上がり電流Ｉccを供給する（図３の動作期間(5)を参照）。
【００２３】
この補助電源回路の抵抗Ｒtrを流れる電流値Ｉtrをスタートアップ電流Ｉcc(start）より大きく、且つ動作時電流Ｉccより十分小さく設定することで、抵抗Ｒtrによる電力損失を小さくしている。スイッチング電源回路が動き出すと、補助巻線５からの電圧をスイッチング電源回路の動作電圧（Ｖcc)に用いることで、補助電源回路のトータル損失は小さく抑えられる。
【００２４】
しかしながら、この補助電源回路では、抵抗Ｒtrには常に(Ｖin−Ｖcc)２／Ｒtrの電力損失が発生する。そしてこの損失は、入力電圧範囲が広い場合に増大する。
例えば、スイッチング電源の入力電源Ｖinの電圧が１００ｖ〜５００ｖの範囲である場合、閾値電圧Ｖth(on)を１５ｖとすると、抵抗Ｒtrの最大値は、入力電源Ｖinの電圧が１００ｖだと、５００μAを供給する条件から、(100v-15v)/500μA=170kΩとなる。このときの電力損失は、500μA２×170kΩ=0.0425Wとなる。
ここで、抵抗損失が最大になる条件は、入力電源Ｖinが最大値となる電圧Ｖin=５００ｖの時である。この時、抵抗損失は、(500v-15v)２/170kΩ=1.38Wとなり非常に大きくなる。
この損失は、特に、周囲温度が高い密閉された環境では、大きい問題となり、装置やユニットの小型化を妨げ、熱による信頼性の低下をもたらすことになる。
【００２５】
[スイッチング電源回路の内部動作用の電源供給を損失を抑制して行う作用]
図４は、図１の補助電源回路１を用いたスイッチング電源回路のPWMコントローラの電源電圧Ｖcc、PWMコントローラ２の電源電流Ｉcc、PWMコントローラへの制御信号ＥＮ、PWMコントローラ２の出力状態、補助巻線５の電圧（時間平均値）のタイムチャートである。
実施例１の補助電源回路１を用いたスイッチング電源回路において、閾値電圧Ｖthを用いた判断に基づくコンパレータcomp1の出力でPWMコントローラ２が起動するまでの間（図４の起動期間(1),(2)参照)では、抵抗Ｒtrに電流Ｉtrが流れており、抵抗Ｒtrによる損失が発生する。
【００２６】
また次に、PWMコントローラ２が起動した後、補助巻線電圧が立ち上がるまでの間（図４の期間(4)参照）においても、抵抗Ｒtrに電流Ｉtrが流れており、抵抗Ｒtrによる損失が発生する。
また次に、補助巻線電圧が立ち上がり、補助巻線５による電圧Ｖccの供給が始まるが、スイッチＳＷが閉じられている間（図４の期間(5a)参照）においても、抵抗Ｒtrに電流Ｉtrが流れており、抵抗Ｒtrによる損失が発生する。
【００２７】
ここで、コンパレータcomp2は、PWMコントローラ２が起動後、補助巻線電圧が立ち上がり、補助巻線５から電圧Ｖccが供給開始された後、スイッチＳＷを開く指令を出力する。
これによりスイッチＳＷが開くと抵抗Ｒtrを電流が流れなくなるため、損失が発生しなくなる。
補助巻線５から電圧Ｖccが供給開始された後、速やかにスイッチＳＷを開くため、抵抗Ｒtrの発熱を抑制することができる。
【００２８】
PWMコントローラの起動時の抵抗Ｒtrを流れる電流Ｉtrが流れ始めてから補助巻線５からの電圧Ｖcc供給に切り替わる時間は、一般に数１０msec程度と短い。そのため、実施例１の補助電源回路１では、数１０msec程度に対する過渡熱対策を行えばよく、回路の小型化、放熱構造の簡略化に伴う低コスト化が実現する。
実施例１の補助電源回路にあっては、以下の効果を有する。
(1)スイッチング電源回路のトランス４への通電をオンオフするスイッチ素子３を駆動制御するPWMコントローラ２へ電源供給する補助電源回路１において、トランス４に設けた補助巻線５で生じる巻線電圧によりPWMコントローラ２へ電源供給する補助巻線５及びダイオードＤ２と、コンデンサＣtrに充電した電荷の放電によりPWMコントローラ２へ電源供給するコンデンサＣtrからPWMコントローラ２への供給ラインと、コンデンサＣtrの充電電圧が基準電源６で設定する閾値電圧Ｖthを超えるとPWMコントローラ２へ起動指令を出力するコンパレータcomp1と、コンデンサＣtrをチャージする電流を抵抗成分により調整する抵抗Ｒtrと、補助巻線５における補助巻線電圧を検出するダイオードＤ３を介する検出ラインと、ダイオードＤ３を介する検出ラインで検出する補助巻線電圧値に基づいて、抵抗Ｒtrを接続状態、非接続状態にスイッチＳＷで切り替えるコンパレータcomp2を備えるため、入力電圧範囲の広い電源回路において、補助電源回路の損失を抑制することができ、ひいては、回路の小型化、発熱減少による高放熱構造の簡略化に伴う低コスト化を実現することができる。
【００２９】
(2)コンパレータcomp2は、補助巻線５の補助巻線電圧値がPWMコントローラ２へ供給するのに充分な電圧値になると、抵抗Ｒtrを接続状態から非接続状態に切り替えるため、補助巻線５から電圧Ｖccを供給開始した後、速やかに抵抗Ｒtrが回路上切断状態となるため、損失を抑制することができ、抵抗Ｒtrの発熱を減少させることができる。
【実施例２】
【００３０】
実施例２の補助電源回路は、トランジスタにより抵抗の接続、非接続を切り替える例である。
構成を説明する。
図５は実施例２の補助電源回路を用いたスイッチング電源回路の回路構成を示す図である。
実施例２の補助電源回路１では、コンパレータcomp3の一方の入力端子に補助巻線５の電圧を検出するダイオードＤ３を介した検出ラインを接続し、もう一方の入力端子には閾値電圧を出力する基準電源７を接続する。
【００３１】
コンパレータcomp3の出力端子は、抵抗Ｒ１を介してトランジスタ８のベースへ接続する。
抵抗ＲtrとコンデンサＣtrの間は、トランジスタ８のエミッタ−コレクタにより接続する。
ダイオードＤ３とコンパレータcomp3の入力端子の間と、グランドの間に、コンデンサＣ３を介在させる。そして、抵抗Ｒ２をコンデンサＣ３と並列に設ける。
コンデンサＣ３は、補助巻線の検出電圧を、変動を抑制し安定した検出電圧値にする。
抵抗Ｒ２は、補助巻線５に発生する電圧が低下したときにコンデンサＣ３の電荷を放電するためのブリーダである。
その他構成は実施例１と同様であるので説明を省略する。
【００３２】
作用を説明する。
[スイッチング電源回路の内部動作用の電源供給を損失を抑制して行う作用]
実施例２では、補助巻線５の検出電圧によりコンデンサＣ３の電圧Ｖaux2を立ち上げるようにする。そして電圧Ｖaux2と基準電源７の閾値電圧をコンパレータcomp3が比較する。
【００３３】
電圧Ｖaux2が基準電源７の閾値電圧に達しない状態では、コンパレータcomp3の出力電圧がロー(L)であり、トランジスタ８のベース電流が流れ、トランジスタ８がオンになる。これにより抵抗Ｒtrに電流Ｉtrが流れる。
【００３４】
そして、補助巻線５の電圧が立ち上がることにより、電圧Ｖaux2が基準電源７の閾値電圧に達すると、コンパレータcomp3の出力電圧がハイ(Hi)になる。すると、トランジスタ８のベース電流が流れなくなる。そのため、抵抗Ｒtrは遮断され、電流Ｉtrが流れなくなる。抵抗Ｒtrが遮断されることにより損失の発生が抑制される。
言い換えると、補助巻線５からの電圧Ｖccが供給開始した後、速やかにトランジスタ８をオフにすることにより、抵抗Ｒtrにおける損失、発熱が抑制される。
【００３５】
効果を説明する。
実施例２の補助電源回路にあっては、上記(1),(2)に加えて、以下の効果を有する。
(3)切替手段は、補助巻線５からのダイオードＤ３を介した検出ラインの検出する補助巻線電圧値と基準電源７による所定の閾値電圧値を比較するコンパレータcomp3と、コンパレータcomp3の比較結果により抵抗Ｒtrに通電する接続状態から、抵抗Ｒtrに通電しない非接続状態に切り替えるトランジスタ８とを備えるため、補助巻線５から電圧Ｖccを供給開始した後、コンパレータcomp3によるトランジスタ８のオフにより、速やかに抵抗Ｒtrが回路上切断状態となるため、損失を抑制することができ、抵抗Ｒtrの発熱を減少させることができる。
【００３６】
以上、本発明の補助電源回路を実施例１、実施例２に基づき説明してきたが、具体的な構成については、これらの実施例に限られるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に係る発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加等は許容される。
【００３７】
実施例では、入力電源Ｖinの電圧からPWMコントローラ２への供給電流の調整を抵抗により行ったが、半導体などでもよく、抵抗成分により損失を生じさせるものであればよい。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】実施例１の補助電源回路を用いたスイッチング回路の回路図である。
【図２】従来の補助電源の回路構成を示す図である。
【図３】図２の回路構成のPWMコントローラの電源電圧Ｖcc、PWMコントローラの電源電流Ｉcc、PWMコントローラへの制御信号ＥＮ、PWMコントローラの出力状態のタイムチャートである。
【図４】図１の補助電源回路１を用いたスイッチング電源回路のPWMコントローラの電源電圧Ｖcc、PWMコントローラ２の電源電流Ｉcc、PWMコントローラへの制御信号ＥＮ、PWMコントローラ２の出力状態、補助巻線５の電圧（時間平均値）のタイムチャートである。
【図５】実施例２の補助電源回路を用いたスイッチング電源回路の回路構成を示す図である。
【符号の説明】
【００３９】
１  補助電源回路
２  PWMコントローラ
３  スイッチ素子
４  トランス
５  補助巻線
６  基準電源
７  基準電源
８  トランジスタ
Ｃtr  コンデンサ
Ｃ１  コンデンサ
Ｃ２  コンデンサ
Ｃ３  コンデンサ
comp1〜comp3  コンパレータ
Ｄ１  ツェナーダイオード
Ｄ２〜Ｄ４  ダイオード
Ｒtr  抵抗
Ｒ１  抵抗
Ｒ２  抵抗
ＳＷ  スイッチ
【図１】
2009112083.tif 000003
【図２】
2009112083.tif 000004
【図３】
2009112083.tif 000005
【図４】
2009112083.tif 000006
【図５】
2009112083.tif 000007