(57)【要約】【課題】回路構成を大型化することなく電圧のアンバランスの発生を抑止できる交流直流変換装置を提供する【解決手段】スイッチがダイオード直列回路における直列接続点とコンデンサ直列回路の直列接続点とを接続し、コンデンサ直列回路がダイオード直列回路のアノードとカソードとを接続して整流モジュールを構成し、整流モジュールが交流電源の各相にリアクトルを介して接続されて構成される変換回路、コンデンサ直列回路１０４の２つのコンデンサの各々にかかるコンデンサ電圧を電圧検出器２０、２１、検出された各コンデンサ電圧間の偏差量に応じて偏差量を補正するための補正信号を出力する調節器ＡλＲ３４、補正信号によってスイッチの制御信号を補正する加算回路２５、補正された信号によってコンデンサ直列回路の両端の電圧値を所定の値にするＰＷＭ回路３３によって交流直流変換装置を構成する。【選択図】  図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つのダイオードを直列接続したダイオード直列回路と、２つのコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路と、双方向制御可能な自己消弧形のスイッチと、を有する変換回路と、前記変換回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段と、を備える交流直流変換装置であって、
前記変換回路は、
前記スイッチが前記ダイオード直列回路における直列接続点と前記コンデンサ直列回路の直列接続点とを接続し、前記コンデンサ直列回路が前記ダイオード直列回路のアノードとカソードとを接続して整流モジュールを構成し、前記整流モジュールが多相交流電源の各相にリアクトルを介して接続されて構成され、
前記ＰＷＭ制御手段は、
前記コンデンサ直列回路の前記コンデンサの各々にかかるコンデンサ電圧を検出するコンデンサ電圧検出手段と、
前記コンデンサ電圧検出手段によって検出された各コンデンサ電圧間の偏差量を算出する偏差量算出手段と、
前記偏差量算出手段によって算出された偏差量に応じて当該偏差量を補正するための補正信号を出力する補正信号出力手段と、
前記補正信号出力手段によって出力された補正信号によって前記各整流モジュールの前記スイッチを制御するための信号を補正する信号補正手段と、
前記信号補正手段によって補正された信号によって前記コンデンサ直列回路の両端の電圧値を所定の値にするＰＷＭ回路と、
を備えることを特徴とする交流直流変換装置。
【請求項２】
前記補正手段は、前記補正信号と、前記スイッチを制御するための制御信号とを加算して信号波加算信号を生成し、前記ＰＷＭ回路は、前記信号波加算信号に基づいて前記スイッチを制御することを特徴とする請求項１に記載の交流直流変換装置。
【請求項３】
前記補正手段は、前記制御信号と比較される搬送波と前記補正信号とを加算した加算搬送波を生成し、前記ＰＷＭ回路は、前記加算搬送波に基づいて前記スイッチを制御することを特徴とする請求項１に記載の交流直流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流直流変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電圧を直流電圧に変換する装置は、交流直流変換装置と呼ばれている。図８は、従来の交流直流変換装置の一例を説明するための図である。図示した交流直流変換装置は、図８（ａ）に示すように、負荷ＬＯＡＤと接続されている。交流直流変換装置は三相の交流直流変換装置であって、交流電源１、ダイオード８、９、１０、１１、１２、１３、リアクトル５、６、７、コンデンサ１７、１８、双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３を備えている。なお、双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３は、図８（ｂ）に示すように、逆素子型半導体スイッチや半導体スイッチとダイオードを逆並列に接続したスイッチモジュールを直列に接続することによって実現することができる。
【０００３】
図８（ａ）に示した回路は、ダイオード８〜１３によって電流の極性が制限され、入力力率１でのみ動作する。
また、図示した交流直流変換装置は、図中に示した電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔを制御することによってリアクトル５、６、７に力率１となる正弦波電流を流す。流れる正弦波電流の振幅指令値を調整することにより、コンデンサ１７、１８を直列に接続した回路の両端の電圧を所望の値にすることができる。
【０００４】
図９は、図８に示した交流直流変換装置を制御する構成を説明するためのブロック図である。図示した構成は、ＡＶＲ（Automatic Voltage Regulator）２６、乗算回路２７、ＡＣＲ（Automatic Current Regulator）３１、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）回路３３を備えている。ＡＶＲ２６は、図８に示したコンデンサ１７の電圧Ｅ１、コンデンサ１８の電圧Ｅ２の加算値Ｅｄと加算値Ｅｄの設定値Ｅｄ*との偏差を検出する。そして、検出された偏差によって電流振幅指令値を乗算回路２７に出力する。
【０００５】
乗算回路２７では、電流振幅指令値と交流電源１と同相の基準正弦波Ｖｒref、Ｖｓref、Ｖｔrefとが掛け合わされて力率１を得る電流指令値Ｉｒ*、Ｉｓ*、Ｉｔ*が生成される。ＡＣＲ３１は、電流指令値Ｉｒ*、Ｉｓ*、Ｉｔ*とリアクトル５、６、７を流れる電流ＩL1、ＩL2、ＩL３との偏差に基づいて出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとして出力されるべき電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を生成する。
生成された電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*は、ＰＷＭ回路３３に入力される。ＰＷＭ回路３３は、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を発生するための点弧信号を双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３に出力してスイッチングさせる。このような制御によってリアクトル５、６、７を流れる電流を制御することができる。
【０００６】
ここで、点弧信号の生成方法について説明する。双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３の状態と、交流直流変換装置の出力電圧Ｖｕ、Ｖｒ、Ｖｗ、リアクトル５を流れる電流ＩL1、コンデンサ１７の電圧Ｅ１、コンデンサ１８の電圧Ｅ２の関係は、以下のようになる（Ｕ相を例に挙げる）。
Ｓ１  オン        Ｖｕ＝０
Ｓ２  オフ        Ｖｕ＝Ｅ１または−Ｅ２
ＩL1＞０であれば、ＩL1は図中に示したダイオード８（Ｄ1）→コンデンサ１７（Ｃ1）の順で流れることによってＶｕ＝Ｅ１となる。
ＩL1＜０であれば、図中に示したコンデンサ１７（Ｃ1）→ダイオード８（Ｄ1）の順でＩL1が流れることによってＶｕ＝−Ｅ２となる。
【０００７】
図１０は、ＰＷＭ回路３３の動作を説明するための図である。ＰＷＭ回路３３は、ＡＣＲ３１が出力した電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を入力する。電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*が正極性であれば、比較器４０が電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を搬送波ＣＡＲＲ１と比較する。また、負極性であれば、比較器４１が、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を搬送波ＣＡＲＲ２と比較する。
搬送波ＣＡＲＲ１との比較では、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*が低下するほど比較器４０の出力のデューティ比が高くなり、０以下になると全ての双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３がオンとなる。搬送波ＣＡＲＲ２との比較では、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*が高まるほど比較器４１の出力のデューティ比が高くなり、０以上になると全ての双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３がオンとなる
加算回路４２は、比較器４０、比較器４１の比較結果の論理積をとって双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３に点弧信号を出力する。
【０００８】
図１１、図１２は、双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３に出力される点弧信号と出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの関係を説明するための図である。図１１、図１２のいずれにおいても、（ａ）は電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の出力タイミングを、（ｂ）は双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングを、（ｃ）は出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの出力タイミングを示している。縦軸は信号の状態を示し、横軸は時間を示している。
【０００９】
図１１は、Ｖｕが正極性、Ｖｖ、Ｖｗが負極性の場合の点弧信号と出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの関係を示していて、図１２は、Ｖｕが負極性、Ｖｖ、Ｖｗが正極性の場合の点弧信号と出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの関係を示している。図１１、図１２に示した状態では、リアクトル５、６、７を流れる電流は前記したように力率が１であるため、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの電圧の極性は、それぞれ対応する交流電源の電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔと等しくなる。
【００１０】
このような交流直流変換装置の従来技術としては、例えば、特許文献１、特許文献２、特許文献３が挙げられる。特許文献１には、双方向スイッチを使った３レベル変換回路が記載されている（特許文献１の図１）。特許文献２及び特許文献３には、特許文献１に記載されている双方向スイッチの正電圧もしくは負電圧を交流端子に発生させるための双方向スイッチをダイオードとすることによって電力を交流から直流の一方向にのみ流す整流回路が記載されている（特許文献２、特許文献３ともに図１）。
【特許文献１】特開昭５７−２０１７７号公報
【特許文献２】特開平５−１６１３５９号公報
【特許文献３】特開２００４−１７３４５５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、図８に示した交流直流変換装置では、加算値Ｅｄが所望の値になるように回路を動作させる場合、負荷ＬＯＡＤのアンバランスやコンデンサ１７、１８の漏れ電流の違い等により、コンデンサ１７、１８のコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２がアンバランスになるという欠点がある。
図１３は、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のアンバランスを抑えるための従来技術を説明するための図である。図１３に示した従来技術は、コンデンサ１７、コンデンサ１８のアンバランスを抑えるため、バランス用抵抗４５、バランス用のＤＣ／ＤＣ変換（双方向チョッパ）回路４７を回路に追加している。また、アンバランスは、コンデンサ１７、コンデンサ１８の容量を大きくすることによっても抑えることが可能である。
【００１２】
図１３に示したバランス用抵抗４５、バランス用のＤＣ／ＤＣ変換回路４７の追加やコンデンサの大型化は、回路構成を大型化し、ひいては交流直流変換装置が大型化する原因となる。
本発明は、上記した点に鑑みてなされたものであって、回路構成を大型化することなく電圧のアンバランスの発生を抑止できる交流直流変換装置を提供することを目的にする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
以上の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の交流直流変換装置は、２つのダイオードを直列接続したダイオード直列回路と、２つのコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路と、双方向制御可能な自己消弧形のスイッチと、を有する変換回路と、前記変換回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段と、を備える交流直流変換装置であって、前記変換回路が、前記スイッチが前記ダイオード直列回路における直列接続点と前記コンデンサ直列回路の直列接続点とを接続し、前記コンデンサ直列回路が前記ダイオード直列回路のアノードとカソードとを接続して整流モジュールを構成し、前記整流モジュールが多相交流電源の各相にリアクトルを介して接続されて構成され、前記ＰＷＭ制御手段は、前記コンデンサ直列回路の前記コンデンサの各々にかかるコンデンサ電圧を検出するコンデンサ電圧検出手段と、前記コンデンサ電圧検出手段によって検出された各コンデンサ電圧間の偏差量を算出する偏差量算出手段と、前記偏差量算出手段によって算出された偏差量に応じて当該偏差量を補正するための補正信号を出力する補正信号出力手段と、前記補正信号出力手段によって出力された補正信号によって前記各整流モジュールの前記スイッチを制御するための信号を補正する信号補正手段と、前記信号補正手段によって補正された信号によって前記コンデンサ直列回路の両端の電圧値を所定の値にするＰＷＭ回路と、を備えることを特徴とする。
【００１４】
本発明の請求項２に記載の交流直流変換装置は、請求項１に記載の発明において、前記補正手段が、前記補正信号と、前記スイッチを制御するための制御信号とを加算して信号波加算信号を生成し、前記ＰＷＭ回路は、前記信号波加算信号に基づいて前記スイッチを制御することを特徴とする。
本発明の請求項３に記載の交流直流変換装置は、請求項１に記載の発明において、前記補正手段が、前記制御信号と比較される搬送波と前記補正信号とを加算した搬送波を生成し、前記ＰＷＭ回路は、前記加算搬送波に基づいて前記スイッチを制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
請求項１に記載の発明によれば、各コンデンサ電圧間の偏差量に応じた補正信号によって各整流モジュールのスイッチを制御するための信号を補正することができるから、スイッチがオン、オフするタイミングを電圧の偏差に応じて調整することができる。このため、コンデンサの充電時間が電圧の偏差に応じて調整され、各コンデンサにかかる電圧の偏差を抑えることができる。
請求項２に記載の発明によれば、スイッチの制御信号を直接補正することによってスイッチがオン、オフするタイミングを電圧の偏差に応じて調整することができる。このため、コンデンサの充電時間が電圧の偏差に応じて調整され、各コンデンサにかかる電圧の偏差を抑えることができる。
請求項３に記載の発明によれば、スイッチの制御信号と比較される搬送波を補正することによってスイッチがオン、オフするタイミングを電圧の偏差に応じて調整することができる。このため、コンデンサの充電時間が電圧の偏差に応じて調整され、各コンデンサにかかる電圧の偏差を抑えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図を参照して本発明に係る交流直流変換装置の実施形態１、実施形態２を説明する。
(実施形態１）
・１  回路構成
図１は、本発明の実施形態１の交流直流変換装置（以下、実施形態中では単に変換装置とも記す）の変換回路を説明するための図である。図示した変換回路は、３つのダイオード直列回路１０１、１０２、１０３を備えている。ダイオード直列回路１０１は、２つのダイオード８、９を直列に接続して構成されている。ダイオード直列回路１０２は２つのダイオード１０、１１を直列に接続して構成され、ダイオード直列回路１０３は、２つのダイオード１２、１３を直列に接続して構成されている。
【００１７】
また、変換回路は、２つのコンデンサ１７、１８を直列接続したコンデンサ直列回路１０４と、双方向制御可能な自己消弧形の双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３とを備えている。なお、ここでは、双方向制御可能とは正負両方向に電流を流す能力を有することをいい、自己消弧形のスイッチとは、入力した信号によってオン、オフする構成のスイッチをいう。
【００１８】
図１に示した変換回路は、双方向スイッチＳ１がダイオード直列回路１０１における直列接続点Ｐ１とコンデンサ直列回路１０４の直列接続点Ｐ４とを接続している。また、双方向スイッチＳ２がダイオード直列回路１０２における直列接続点Ｐ２とコンデンサ直列回路１０４の直列接続点Ｐ４とを接続し、双方向スイッチＳ３がダイオード直列回路１０３における直列接続点Ｐ３とコンデンサ直列回路１０４の直列接続点Ｐ４とを接続している。
コンデンサ直列回路１０４は、ダイオード直列回路１０１、１０２、１０３のアノードとカソードとを接続して整流モジュール１００を構成している。整流モジュール１００は、多相の交流電源１のＶｒ、Ｖｓ、Ｖｔの各相にリアクトル５、６、７を介して接続されている。
【００１９】
変換回路は、電圧Ｅｄをコンデンサ１７にかかる電圧（コンデンサ電圧）Ｅ１と、コンデンサ１８にかかるコンデンサ電圧Ｅ２とに分割して測定する電圧検出器２０、２１を備えている。電圧検出器２０は、コンデンサ１７にかかるコンデンサ電圧を検出する。また、電圧検出器２１は、コンデンサ１８にかかるコンデンサ電圧を検出する。このような電圧検出器２０、２１は、図２に示す回路と共に実施形態１のコンデンサ電圧検出手段として機能する。
【００２０】
図２は、実施形態１のコンデンサ電圧検出手段を説明するための図である。図２に示した回路は、ＡＶＲ（Automatic Voltage Regulator）２６、乗算回路２７、ＡＣＲ（Automatic Current Regulator）３１、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）回路３３を備えている。ＡＶＲ２６は、コンデンサ電圧Ｅ１、コンデンサ電圧Ｅ２の加算値Ｅｄと加算値Ｅｄの設定値Ｅｄ*との偏差を検出する。そして、検出された偏差によって電流振幅指令値を乗算回路２７に出力する。
【００２１】
乗算回路２７では、電流振幅指令値と交流電源１と同相の基準正弦波Ｖｒref、Ｖｓref、Ｖｔrefとが掛け合わされて力率１を得る電流指令値Ｉｒ*、Ｉｓ*、Ｉｔ*が生成される。ＡＣＲ３１は、電流指令値Ｉｒ*、Ｉｓ*、Ｉｔ*とリアクトル５、６、７を流れる電流ＩL1、ＩL2、ＩL３との偏差に基づいて出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとして出力されるべき電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を生成する。なお、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*は、ＰＷＭ制御のため双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３を制御するための制御信号である。
【００２２】
図２における以上述べた構成は、図７に示した構成と同様のものである。
さらに、図２に示した回路は、電圧検出器２０、２１によってそれぞれ検出されたコンデンサ電圧Ｅ１、コンデンサ電圧Ｅ２間の偏差量を算出する減算回路２５、算出された偏差量に応じてこの偏差量を補正するための補正信号を出力する調節器ＡλＲ３４、補正信号と電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*とを加算する加算回路３２を備えている。
減算回路２５は、コンデンサ電圧Ｅ１とコンデンサ電圧Ｅ２との差分を求めることによって両者の偏差量を算出する。減算回路２５は、実施形態１の偏差量算出手段として機能する。また、調節器ＡλＲ３４は、実施形態１の補正信号出力手段として機能する。
【００２３】
加算回路３２は、調節器ＡλＲ３４によって発生された補正信号によって各整流モジュールの双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３の制御信号を補正する。つまり、ＡＣＲ３１は双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３の制御信号である電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を出力している。調節器ＡλＲ３４によって発生された補正信号は、加算回路３２において電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に一括して加算される。加算によって、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*が、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２間の偏差を打ち消すように補正される。加算後の信号を、実施形態１の信号波加算信号とする。
【００２４】
なお、このような加算回路３２は、実施形態１の信号補正手段として機能する。
信号波加算信号は、ＰＷＭ回路３３に入力される。ＰＷＭ回路３３は、信号波加算信号によって各整流モジュールの双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３を制御し、コンデンサ直列回路１０４の両端の電圧値Ｅｄを所定の値にする。この制御は、ＰＷＭ回路３３が、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を発生するための点弧信号を双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３に出力してスイッチングさせることによって行われる。制御により、実施形態１は、コンデンサ回路１０４のアンバランスが打ち消されるようにリアクトル５、６、７を流れる電流を制御することができる。
【００２５】
すなわち、加算回路２５は、コンデンサ電圧Ｅ２からコンデンサ電圧Ｅ１を差し引いて偏差としているから、コンデンサ電圧Ｅ１＜コンデンサ電圧Ｅ２である場合、プラスの偏差量を算出する。したがって、信号波加算信号は、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を全体的にプラス側にシフトさせた信号になる。また、反対に、コンデンサ電圧Ｅ１＞コンデンサ電圧Ｅ２である場合、偏差量はマイナスとなるから、信号波加算信号は、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*が全体的にマイナス側にシフトした信号になる。
【００２６】
ＰＷＭ回路３３は、信号波加算信号を入力する。そして、図１０に示したのと同様に、信号波加算信号が正極性であれば、比較器４０が信号波加算信号を搬送波ＣＡＲＲ１と比較する。また、負極性であれば、比較器４１が、信号波加算信号を搬送波ＣＡＲＲ２と比較する。
搬送波ＣＡＲＲ１との比較では、信号波加算信号が下がるほど比較器４０の出力のデューティ比が高くなり、０以下になると全ての双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３がオンとなる。搬送波ＣＡＲＲ２との比較では、信号波加算信号が上がるほど比較器４１の出力のデューティ比が高くなり、０以上になると全ての双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３がオンとなる
加算回路４２は、比較器４０、比較器４１の比較結果の論理積をとって双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３に点弧信号を出力する。
【００２７】
・ＰＷＭ制御
以下、偏差量とコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２の補正について詳細に説明する。
図３は、Ｖｕが正極性、Ｖｖ、Ｖｗが負極性である場合のＰＷＭ信号を基準にし、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランス状態と点弧信号との関係を説明するための図である。図中の実線はコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランスがとれている状態（Ｅ１＝Ｅ２）に出力される点弧信号を示す。破線はコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２がアンバランスな状態（Ｅ１＜Ｅ２）に出力される点弧信号を示す。
【００２８】
図３（ａ）は、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*と搬送波ＣＡＲＲ１、ＣＡＲＲ２とを比較して示す図である。（ｂ）は、双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフのタイミングを示している。図中に示したａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇは、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランスがとれた状態の双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン間隔、オフ間隔を示している。図３（ａ）、（ｂ）の横軸はいずれも時間ｔであって、縦軸は信号の出力タイミングまたは双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングを示している。
【００２９】
双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３の状態により、変換回路は、以下の６つの状態を順に取る。各状態を実施形態１ではモードと記し、６つの状態をそれぞれモード１ないしモード６と記す。
なお、モード１ないし６は、動作の過程で変換回路がとる状態を動作の順にしたがって記したものである。モード２とモード６、モード３とモード５が同じ状態であるのは、変換回路が動作の過程で同じ状態になることを示す。
モード１  双方向スイッチＳ１のみがオン状態（ａ）。
モード１では、電流が、リアクトル５→双方向スイッチＳ１→コンデンサ１８→ダイオード１３／ダイオード１１→リアクトル６／リアクトル７→交流電源１→リアクトル５の経路を通って流れる。
【００３０】
モード２  双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３が全てオフ状態（ｂ）。
モード２では、電流が、リアクトル５→ダイオード８→コンデンサ１７→コンデンサ１８→ダイオード１１／ダイオード１３→リアクトル６／リアクトル７→交流電源１→リアクトル５の経路を通って流れる。
モード３  双方向スイッチＳ２のみがオン状態（ｃ）。
モード３では、電流が、リアクトル５→ダイオード８→コンデンサ１７→双方向スイッチＳ２→リアクトル６→交流電源１→リアクトル５の経路を通って流れる。
また、リアクトル５→ダイオード８→コンデンサ１７→コンデンサ１８→ダイオード１３→リアクトル７→交流電源１→リアクトル５の経路を通って流れる。
モード４  双方向スイッチＳ２、Ｓ３がオン状態（ｄ）。
モード４では、電流が、リアクトル５→ダイオード８→コンデンサ１７→双方向スイッチＳ２／双方向スイッチＳ３→リアクトル６／リアクトル７→交流電源１→リアクトル５の経路を通って流れる。
【００３１】
モード５  双方向スイッチＳ２のみがオン状態（ｅ）。
モード５では、電流が、リアクトル５→ダイオード８→コンデンサ１７→双方向スイッチＳ２→リアクトル７→交流電源１→リアクトル５の経路を通って流れる。
また、リアクトル５→ダイオード８→コンデンサ１７→コンデンサ１８→ダイオード１３→リアクトル７→交流電源１→リアクトル５の経路を通って流れる。
モード６  双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３が全てオフ状態（ｆ）。
モード６では、電流が、リアクトル５→ダイオード８→コンデンサ１７→コンデンサ１８→ダイオード１１／ダイオード１３→リアクトル６／リアクトル７→交流電源１→リアクトル５の経路を通って流れる。
【００３２】
このような変換回路において、コンデンサ電圧Ｅ１＜コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスを補正すると、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*がプラス側にシフトする（図３（ａ））。シフトによって双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングが変化し（図３（ｂ））、上記したモードのうちモード１の期間が短くなる。また、モード４の期間が長くなり、モード２、３、５、６の期間は変化しない。
コンデンサ１８は、モード１の期間充電される。また、コンデンサ１７は、モード４の期間充電される。つまり、モード１の期間が短くなり、モード４の期間が長くなることによってコンデンサ電圧Ｅ２が低下し、かつコンデンサ電圧Ｅ１が上昇する。したがって、このような制御によれば、コンデンサ電圧Ｅ１＜コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスを解消することができる。
【００３３】
反対に、コンデンサ電圧Ｅ１＞コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスを補正すると、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*がマイナス側にシフトする。シフトによって双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングが変化し、モード１の期間が長くなる。また、モード４の期間が短くなり、モード２、３、５、６の期間は変化しない。したがって、コンデンサ電圧Ｅ２が上昇し、かつコンデンサ電圧Ｅ１が低下する。したがって、このような制御によれば、コンデンサ電圧Ｅ１＞コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスを解消することができる。
【００３４】
図４は、Ｖｕが負極性、Ｖｖ、Ｖｗが正極性である場合のＰＷＭ信号を基準にし、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランス状態と点弧信号との関係を説明するための図である。図中の実線はコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランスがとれている状態（Ｅ１＝Ｅ２）に出力される点弧信号を示す。破線はコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２がアンバランスな状態（Ｅ１＜Ｅ２）に出力される点弧信号を示す。
図４（ａ）は、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*と搬送波ＣＡＲＲ１、ＣＡＲＲ２とを比較して示す図である。（ｂ）は、双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフのタイミングを示している。図中に示したａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇは、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランスがとれた状態の双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン間隔、オフ間隔を示している。図４（ａ）、（ｂ）の横軸はいずれも時間ｔであって、縦軸は信号の出力タイミングまたは双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングを示している。
【００３５】
このような変換回路は、双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフの組み合わせによって順に６つの状態を取る。各状態を実施形態１ではモードと記し、６つの状態をそれぞれモード１ないしモード６と記す。以下、各モードの電流が流れる経路について説明する。
モード１  双方向スイッチＳ１のみがオン状態（ａ）。
モード１では、電流が、リアクトル５→交流電源１→リアクトル６／リアクトル７→ダイオード１０／ダイオード１２→コンデンサ１７→双方向スイッチＳ１→リアクトル５の経路を通って流れる。
モード２  双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３が全てオフ状態（ｂ）。
モード２では、電流が、リアクトル５→交流電源１→リアクトル６／リアクトル７→ダイオード１０／ダイオード１２→コンデンサ１７→コンデンサ１８→ダイオード９→リアクトル５の経路を通って流れる。
【００３６】
モード３  双方向スイッチＳ２のみがオン状態（ｃ）。
モード３では、電流が、リアクトル５→交流電源１→リアクトル６→双方向スイッチＳ２→コンデンサ１８→ダイオード９→リアクトル５の経路を通って流れる。
また、リアクトル５→交流電源１→リアクトル７→ダイオード１２→コンデンサ１７→コンデンサ１８→ダイオード９→リアクトル５の経路を通って流れる。
モード４  双方向スイッチＳ２、Ｓ３がオン状態（ｄ）。
モード４では、電流が、リアクトル５→交流電源１→リアクトル６／リアクトル７→双方向スイッチＳ２／双方向スイッチＳ３→コンデンサ１８→ダイオード９→リアクトル５の経路を通って流れる。
【００３７】
モード５  双方向スイッチＳ２のみがオン状態（ｅ）。
モード５では、電流が、リアクトル５→交流電源１→リアクトル６→双方向スイッチＳ２→コンデンサ１８→ダイオード９→リアクトル５の経路を通って流れる。
また、リアクトル５→交流電源１→リアクトル７→ダイオード１２→コンデンサ１７→コンデンサ１８→ダイオード９→リアクトル５の経路を通って流れる。
モード６  双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３が全てオフ状態（ｆ）。
モード６では、電流が、リアクトル５→交流電源１→リアクトル６／リアクトル７→ダイオード１０／ダイオード１２→コンデンサ１７→コンデンサ１８→ダイオード９→リアクトル５の経路を通って流れる。
【００３８】
このような変換回路において、コンデンサ電圧Ｅ１＜コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスを補正すると、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*がプラス側にシフトする（図４（ａ））。シフトによって双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングが変化し（図４（ｂ））、上記したモードのうちモード１の期間が長くなる。また、モード４の期間が短くなり、モード２、３、５、６の期間は変化しない。
コンデンサ１８は、モード１の期間充電される。また、コンデンサ１７は、モード４の期間充電される。つまり、モード１の期間が長くなり、モード４の期間が短くなることによってコンデンサ電圧Ｅ２が低下し、かつコンデンサ電圧Ｅ１が上昇する。したがって、このような制御によれば、コンデンサ電圧Ｅ１＜コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスを解消することができる。
【００３９】
反対に、コンデンサ電圧Ｅ１＞コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスを補正すると、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*がマイナス側にシフトする。シフトによって双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングが変化し、モード１の期間が短くなる。また、モード４の期間が長くなり、モード２、３、５、６の期間は変化しない。したがって、コンデンサ電圧Ｅ２が上昇し、かつコンデンサ電圧Ｅ１が低下する。したがって、このような制御によれば、コンデンサ電圧Ｅ１＞コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスを解消することができる。
【００４０】
なお、上記した動作は、Ｕ相電圧に着目して説明をしたものである。実施形態１は、Ｕ相電圧についてばかりでなく、Ｖ相、Ｗ相についても、以上述べたリアクトルやダイオードの素子に対応する素子に電流を流すことによって同様に制御することができる。したがって、他の相についても、コンデンサ電圧Ｅ１＜コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスは電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*をプラス側にシフトさせて補正することができる。また、コンデンサ電圧Ｅ１＞コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスは電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*をマイナス側にシフトさせて補正することができる。
【００４１】
このような実施形態１によれば、電圧検出器２０、２１、加算回路、調節器ＡλＲ３４を設けることによってコンデンサ電圧間のアンバランスを防ぐことができる。このような素子の追加は、双方向チョッパや抵抗の追加、コンデンサの大型化よりも変換装置の大型化を防ぐことに有利である。したがって、実施形態１は、回路構成を大型化することなく電圧のアンバランスの発生を抑止できる交流直流変換装置を提供することができる。
【００４２】
（実施形態２）
次に、本発明の実施形態２について説明する。
実施形態２は、調節器ＡλＲ３４によって生成された補正信号を、制御信号である電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*と比較される搬送波と加算した加算搬送波を生成する。そして、ＰＷＭ回路３３が、加算搬送波に基づいて双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３を制御するものである。なお、実施形態２の変換装置の変換回路は、実施形態１と同様の構成であるから図示及び説明を省くものとする。
【００４３】
図５は、実施形態２のコンデンサ電圧検出手段を説明するための図である。図５に示した回路は、ＡＶＲ２６、乗算回路２７、ＡＣＲ３１を備えている。ＡＶＲ２６は、コンデンサ電圧Ｅ１、コンデンサ電圧Ｅ２の加算値Ｅｄと加算値Ｅｄの設定値Ｅｄ*との偏差を検出する。そして、検出された偏差によって電流振幅指令値を乗算回路２７に出力する。
乗算回路２７では、電流振幅指令値と交流電源１と同相の基準正弦波Ｖｒref、Ｖｓref、Ｖｔrefとが掛け合わされて力率１を得る電流指令値Ｉｒ*、Ｉｓ*、Ｉｔ*が生成される。ＡＣＲ３１は、電流指令値Ｉｒ*、Ｉｓ*、Ｉｔ*とリアクトル５、６、７を流れる電流ＩL1、ＩL2、ＩL３との偏差に基づいて出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとして出力されるべき電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を生成する。なお、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*は、ＰＷＭ制御のため双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３を制御するための制御信号である。
【００４４】
また、図５に示した回路は、電圧検出器２０、２１によって検出されたコンデンサ電圧Ｅ１、コンデンサ電圧Ｅ２間の偏差量を算出する減算回路２５、算出された偏差量に応じてこの偏差量を補正するための補正信号を出力する調節器ＡλＲ３４を備えている。
図５における以上述べた構成は、図２に示した回路と同様のものである。ただし、図５の回路では、ＰＷＭ回路５００が、回路内で発生する搬送波ＣＡＲＲ１、ＣＡＲＲ２と調節器ＡλＲ３４によって出力された補正信号とを加算する加算回路４３、４４を備えている点で実施形態１のＰＷＭ回路３３と相違する。このような実施形態２において、加算回路４３、４４は、実施形態２の信号補正手段として機能する。
【００４５】
実施形態２においても、減算回路２５は、コンデンサ電圧Ｅ１とコンデンサ電圧Ｅ２との差分を求めることによって両者の偏差量を算出する。算出された偏差量は、調節器ＡλＲ３４に入力し、調節器ＡλＲ３４は偏差量を補正するための補正信号を出力する。出力された補正信号は、ＰＷＭ回路５００に入力される。
入力された補正信号は、ＰＷＭ回路５００において極性反転され、加算回路４３においてＣＡＲＲ１と加算される。また、加算回路４４においてＣＡＲＲ２と加算される。実施形態２では、補正信号と加算されたＣＡＲＲ１を加算搬送波１、補正信号と加算されたＣＡＲＲ２を加算搬送波２と以降記すものとする。
ＰＷＭ回路５００は、実施形態１と同様に、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を入力する。電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*は、正極性であれば加算搬送波１と比較される。また、負極性であれば、加算搬送波２と比較される。
【００４６】
図６は、Ｖｕが正極性、Ｖｖ、Ｖｗが負極性である場合のＰＷＭ信号を基準にし、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランス状態と点弧信号との関係を説明するための図である。図中の実線はコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランスがとれている状態（Ｅ１＝Ｅ２）に出力される点弧信号を示す。破線はコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２がアンバランスな状態（Ｅ１＜Ｅ２）に出力される点弧信号を示す。
図６（ａ）は、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*と搬送波ＣＡＲＲ１、ＣＡＲＲ２（実線で示す）、加算搬送波１、加算搬送波２（破線で示す）との比較を説明するための図である。（ｂ）は、双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフのタイミングを示している。図中に示したａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇは、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランスがとれた状態の双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン間隔、オフ間隔を示している。図６（ａ）、（ｂ）の横軸はいずれも時間ｔであって、縦軸は信号の出力タイミングまたは双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングを示している。
【００４７】
図７は、Ｖｕが負極性、Ｖｖ、Ｖｗが正極性である場合のＰＷＭ信号を基準にし、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランス状態と点弧信号との関係を説明するための図である。図中の実線はコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランスがとれている状態（Ｅ１＝Ｅ２）に出力される点弧信号を示す。破線はコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２がアンバランスな状態（Ｅ１＜Ｅ２）に出力される点弧信号を示す。
図７（ａ）は、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*と搬送波ＣＡＲＲ１、ＣＡＲＲ２（実線で示す）、加算搬送波１、加算搬送波２（破線で示す）との比較を説明するための図である。（ｂ）は、双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフのタイミングを示している。図中に示したａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇは、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランスがとれた状態の双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン間隔、オフ間隔を示している。図７（ａ）、（ｂ）の横軸はいずれも時間ｔであって、縦軸は信号の出力タイミングまたは双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングを示している。
【００４８】
図６、図７（ａ）、（ｂ）に示すように、加算搬送波１、加算搬送波２は、搬送波ＣＡＲＲ１、ＣＡＲＲ２よりもマイナス側にシフトしている。このため、実施形態２は、補正信号によって電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*をプラス側にシフトさせた実施形態１と同様に、双方スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のスイッチングタイミングを変更することができる。
また、図示を省くが、コンデンサ電圧Ｅ１＞コンデンサ電圧Ｅ２の状態のアンバランスが発生していれば、加算搬送波１、加算搬送波２は、搬送波ＣＡＲＲ１、ＣＡＲＲ２よりもプラス側にシフトする。このため、補正信号によって電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*をマイナス側にシフトさせる実施形態１と同様に、双方スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のスイッチングタイミングを変更することができる。
【００４９】
このような実施形態２によれば、電圧検出器２０、２１、加算回路、調節器ＡλＲ３４を設けることによってコンデンサ電圧間のアンバランスを防ぐことができる。このような素子の追加は、双方向チョッパや抵抗の追加、コンデンサの大型化よりも変換装置の大型化を防ぐことに有利である。したがって、実施形態２は、実施形態１と同様に、回路構成を大型化することなく電圧のアンバランスの発生を抑止できる交流直流変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の実施形態１の交流直流変換装置の変換回路を説明するための図である。
【図２】本発明の実施形態１の、コンデンサ電圧検出手段を説明するための図である。
【図３】本発明の実施形態１の、Ｖｕが正極性、Ｖｖ、Ｖｗが負極性である場合のＰＷＭ信号を基準にしてコンデンサ電圧のバランス状態と点弧信号との関係を説明するための図である。
【図４】本発明の実施形態１の、Ｖｕが負極性、Ｖｖ、Ｖｗが正極性である場合のＰＷＭ信号を基準にしてコンデンサ電圧のバランス状態と点弧信号との関係を説明するための図である。
【図５】本発明の実施形態２のコンデンサ電圧検出手段を説明するための図である。
【図６】本発明の実施形態２の、Ｖｕが正極性、Ｖｖ、Ｖｗが負極性である場合のＰＷＭ信号を基準にしてコンデンサ電圧のバランス状態と点弧信号との関係を説明するための図である。
【図７】本発明の実施形態２の、Ｖｕが負極性、Ｖｖ、Ｖｗが正極性である場合のＰＷＭ信号を基準にしてコンデンサ電圧のバランス状態と点弧信号との関係を説明するための図である。
【図８】本発明における従来の交流直流変換装置の一例を説明するための図である。
【図９】図８に示した交流直流変換装置を制御する構成を説明するためのブロック図である。
【図１０】図９に示したＰＷＭ回路の動作を説明するための図である。
【図１１】従来技術のＶｕが正極性、Ｖｖ、Ｖｗが負極性の場合の点弧信号と出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの関係を示す図である。
【図１２】従来技術のＶｕが負極性、Ｖｖ、Ｖｗが正極性の場合の点弧信号と出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの関係を示す図である。
【図１３】コンデンサ電圧のアンバランスを抑えるための従来技術を説明するための図である。
【符号の説明】
【００５１】
１  交流電源、５，６，７  リアクトル
８，９，１０，１１，１２，１３  ダイオード、１７，１８  コンデンサ
２０，２１  電圧検出器、２５，３２，４２，４３，４４  加算回路
２７  乗算回路、３１  ＡＣＲ、３３，５００  ＰＷＭ回路
３４  調節器ＡλＲ、４０，４１  比較器
１０１，１０２，１０３  ダイオード直列回路、１０４  コンデンサ直列回路
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３  双方スイッチ
【図１】
2009089555.tif 000003
【図２】
2009089555.tif 000004
【図３】
2009089555.tif 000005
【図４】
2009089555.tif 000006
【図５】
2009089555.tif 000007
【図６】
2009089555.tif 000008
【図７】
2009089555.tif 000009
【図８】
2009089555.tif 000010
【図９】
2009089555.tif 000011
【図１０】
2009089555.tif 000012
【図１１】
2009089555.tif 000013
【図１２】
2009089555.tif 000014
【図１３】
2009089555.tif 000015