(57)【要約】【課題】フィードバック巻線を用いることなく始動用の高圧パルス電圧を検出し、その検出結果により始動用の高圧パルス電圧を調整し、出力線長が増加しても始動用の高圧パルス電圧を規定値内に維持することができる高圧放電灯点灯装置を提供する。【解決手段】始動パルス発生回路７は、少なくともコンデンサＣ１とトランスＴ１の１次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ７の直列接続からなる１次巻線回路と、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２を高圧放電灯８に接続し、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に発生する電圧を昇圧した高圧パルス電圧を高圧放電灯８に印加する２次巻線回路と、始動用の高圧パルス電圧に相当する電気特性が発生するパルス検出部Ｐｓと、パルス検出部Ｐｓの電気特性を検出するパルス検出回路１２とを備え、パルス検出回路１２で得られた検出値を元に、始動用の高圧パルス電圧を始動パルス調整手段１５で調整し、所定範囲内に維持するように動作する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の出力を電力変換して負荷である高圧放電灯に電力を供給する電力変換回路と、
電力変換回路の出力を矩形波交流に変換し、高圧放電灯に印加する極性反転回路と、
始動用の高圧パルス電圧を高圧放電灯に印加する始動パルス発生回路と、
この始動パルス発生回路を制御する制御回路と、
高圧放電灯に印加する始動用の高圧パルス電圧を所定範囲内に調整する始動パルス調整手段とを備えた高圧放電灯点灯装置において、
前記始動パルス発生回路は、
少なくともコンデンサとトランスの１次巻線とスイッチング素子の直列接続からなる１次巻線回路と、
前記トランスの２次巻線を高圧放電灯に接続し、トランスの１次巻線に発生する電圧を昇圧した高圧パルス電圧を高圧放電灯に印加する２次巻線回路と、
前記始動用の高圧パルス電圧に相当する電気特性が発生するパルス検出部と、
前記パルス検出部の電気特性を検出するパルス検出回路とを備え、
前記パルス検出回路で得られた検出値を元に、前記始動用の高圧パルス電圧を始動パルス調整手段で調整し、所定範囲内に維持するように動作することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項２】
請求項１において、前記パルス検出部とは、高圧放電灯の両端であることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項３】
請求項１において、前記パルス検出部とは、前記トランスの１次巻線の両端であることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項４】
請求項１において、前記パルス検出部とは、前記１次巻線回路内のインピーダンスの両端であることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかにおいて、前記パルス検出回路により検出する電気特性とは、高圧放電灯に印加される始動用の高圧パルス電圧のピーク値もしくは始動用の高圧パルス電圧と相関のある電気特性のピーク値であることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項６】
請求項１〜４のいずれかにおいて、前記パルス検出回路により検出する電気特性とは、高圧放電灯に印加される始動用の高圧パルス電圧もしくは始動用の高圧パルス電圧と相関のある電気特性が、第１の所定値から第２の所定値まで変化するのに要する時間であることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項７】
請求項１〜４のいずれかにおいて、前記パルス検出回路により検出する電気特性とは、高圧放電灯に印加される始動用の高圧パルス電圧もしくは始動用の高圧パルス電圧と相関のある電気特性の第１の時間と第２の時間における差であることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれかにおいて、前記パルス検出回路により検出する電気特性と比較される少なくとも１つ以上の基準値レべルを持ち、始動パルス電圧波形から基準値レべルを判定することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれかに記載の高圧放電灯点灯装置を具備したことを特徴とする照明器具。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は始動時の高圧パルス電圧のピーク値を調整する手段を具備する高圧放電灯点灯装置及びこれを用いた照明器具に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図３６は従来の高圧放電灯点灯装置を示すブロック図である。高圧放電灯点灯装置は、商用電源１が投入されると、制御電源回路１０が制御電源を生成して、制御回路９が動作し、昇圧チョッパ回路３、降圧チョッパ回路４、極性反転回路６、始動パルス発生回路７に制御信号を送り、それぞれが動作を開始する。昇圧チョッパ回路３は、整流回路２で整流された出力を規定の電圧に昇圧し、降圧チョッパ回路４は高圧放電灯８に流れる電流が規定の電流になるように出力を調整する。極性反転回路６は、高圧放電灯８に規定の周波数の交流矩形波電圧を出力する。始動パルス発生回路７は、高圧パルス電圧を発生させて高圧放電灯８を始動させる。
【０００３】
高圧放電灯は、一例として始動時の高圧パルス電圧が３〜５ｋＶ（ピーク値）と規定されている。高圧放電灯点灯装置は、出力配線長が長くなると高圧パルス電圧が出力容量の増大によって減衰するため、高圧放電灯の始動パルス電圧規定値を下回り、例えば出力配線長が１０ｍの場合、高圧放電灯が始動しない問題が発生する。よって、高圧放電灯点灯装置の出力配線長は、２ｍ以下の規定があり、施工上の制約となっている。出力配線長が１０ｍであっても高圧パルス電圧４ｋＶを出力できるように設計すればよいが、この高圧放電灯点灯装置を２ｍ以下で使用すると高圧パルス電圧が５、６ｋＶ（ピーク値）以上になり、配線、ソケット、高圧放電灯等でリークの可能性がある。
【０００４】
そこで、特許文献１（特開２００７−５２９７７）では、図３７に示すように、高圧パルス電圧をフィードバックして一定化することにより、出力配線長が増加して出力容量が増えても、高圧パルス電圧を規定値内に維持することができる高圧放電灯点灯装置を提案している。この高圧放電灯点灯装置は、高圧放電灯８に始動時に高圧パルス電圧を供給する始動パルス発生回路７と、始動パルス発生回路を制御する制御回路９を有する。始動パルス発生回路７は、高圧放電灯８の始動時のみ動作し、高圧パルス電圧を発生する。始動パルス発生回路７は、外部制御信号によりオン／オフ可能なスイッチング素子Ｑ７、商用電源１の交流電圧を整流し、昇圧チョッパ回路３で昇圧した直流電圧Ｖｃ３で充電されるコンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ７の過電流保護を行うインダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ７のオン／オフにより発生する高圧パルス電圧を昇圧するトランスＴ１、トランスＴ１で発生した高電圧パルスが極性反転回路６に回り込まないようにブロックするコンデンサＣ２を有する。また、トランスＴ１に設けられた３次巻線Ｎ３に発生する電圧を分圧する電圧分圧回路１１と、この電圧分圧回路１１の出力から始動パルス電圧成分を検出し、前記制御回路９にフィードバックするパルス検出回路１２とを備えており、パルス検出回路１２の出力を、制御回路９にフィードバックする。高圧パルス電圧が規定値内に維持されるよう制御回路９がスイッチング素子Ｑ７を制御する。
【特許文献１】特開２００７−５２９７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１の技術では、始動パルス電圧をフィードバックして一定化することにより、出力線が延長されて出力容量が増えても、始動用の高圧パルス電圧を規定値内に維持することができる。しかし、始動用の高圧パルス電圧を検出するためには、フィードバック巻線Ｎ３が必要となる。さらに、このフィードバック巻線は、始動用の高圧パルス電圧を得るためのトランスＴ１の３次巻線Ｎ３であるため、高電圧からの絶縁も必要となり、トランスの大型化、コストアップの要因となる。
【０００６】
本発明は、上記のような課題を解決するために、フィードバック巻線を用いることなく始動用の高圧パルス電圧を検出し、その検出結果により始動用の高圧パルス電圧を調整し、出力線長が増加しても始動用の高圧パルス電圧を規定値内に維持することができる高圧放電灯点灯装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１の発明は、前記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源Ｅの出力を電力変換して負荷である高圧放電灯８に電力を供給する電力変換回路Ｂと、電力変換回路Ｂの出力を矩形波交流に変換し、高圧放電灯８に印加する極性反転回路６と、始動用の高圧パルス電圧を高圧放電灯８に印加する始動パルス発生回路７と、この始動パルス発生回路７を制御する制御回路９と、高圧放電灯８に印加する始動用の高圧パルス電圧を所定範囲内に調整する始動パルス調整手段１５とを備えた高圧放電灯点灯装置において、前記始動パルス発生回路７は、少なくともコンデンサＣ１とトランスＴ１の１次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ７の直列接続からなる１次巻線回路と、前記トランスＴ１の２次巻線Ｎ２を高圧放電灯８に接続し、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に発生する電圧を昇圧した高圧パルス電圧を高圧放電灯８に印加する２次巻線回路と、前記始動用の高圧パルス電圧に相当する電気特性が発生するパルス検出部Ｐｓと、前記パルス検出部Ｐｓの電気特性を検出するパルス検出回路１２とを備え、前記パルス検出回路１２で得られた検出値を元に、前記始動用の高圧パルス電圧を始動パルス調整手段１５で調整し、所定範囲内に維持するように動作することを特徴とするものである。
【０００８】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記パルス検出部Ｐｓとは、高圧放電灯８の両端であることを特徴とする（図１）。
【０００９】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、前記パルス検出部Ｐｓとは、前記トランスＴ１の１次巻線Ｎ１の両端であることを特徴とする（図５）。
【００１０】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記パルス検出部Ｐｓとは、前記１次巻線回路内のインピーダンス（例えばインダクタＬ１）の両端であることを特徴とする（図６）。
【００１１】
請求項５の発明は、請求項１〜４の発明において、前記パルス検出回路１２により検出する電気特性とは、高圧放電灯８に印加される始動用の高圧パルス電圧のピーク値もしくは始動用の高圧パルス電圧と相関のある電気特性のピーク値であることを特徴とする（図２、図３）。
【００１２】
請求項６の発明は、請求項１〜４の発明において、前記パルス検出回路１２により検出する電気特性とは、高圧放電灯８に印加される始動用の高圧パルス電圧もしくは始動用の高圧パルス電圧と相関のある電気特性が、第１の所定値から第２の所定値まで変化するのに要する時間Ｔであることを特徴とする（図３）。
【００１３】
請求項７の発明は、請求項１〜４の発明において、前記パルス検出回路１２により検出する電気特性とは、高圧放電灯８に印加される始動用の高圧パルス電圧もしくは始動用の高圧パルス電圧と相関のある電気特性の第１の時間ｔ１と第２の時間ｔ２における差であることを特徴とする（図４）。
【００１４】
請求項８の発明は、請求項１〜７の発明において、前記パルス検出回路１２により検出する電気特性と比較される少なくとも１つ以上の基準値レべルを持ち、始動パルス電圧波形から基準値レべルを判定することを特徴とする（図２８）。
【００１５】
請求項９の発明は、請求項１〜８の高圧放電灯点灯装置を具備した照明器具である（図３５）。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、フィードバック巻線を用いることなく始動用の高圧パルス電圧を検出するので、トランスの大型化、コストアップを回避できる。また、高圧放電灯の両端、トランスの１次巻線の両端、１次巻線回路のインピーダンスの両端等から始動用の高圧パルス電圧を検出することで、より正確に始動用の高圧パルス電圧を検出することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の全体構成を示す回路図である。以下、その回路構成について説明する。この高圧放電灯点灯装置は、商用交流電源を昇圧チョッパ回路等により整流平滑して所定の直流電圧を出力する直流電源Ｅと、直流電源Ｅの出力電圧を高圧放電灯８が必要とする適切な電力へと変換する電力変換回路Ｂと、電力変換回路Ｂの出力電圧を低周波の矩形波電圧に変換する極性反転回路６と、高圧放電灯８の始動に必要な始動用の高圧パルス電圧を発生する始動パルス発生回路７と、始動パルス発生回路７を制御する制御回路９と、高圧放電灯８に印加する始動用の高圧パルス電圧を所定の値に調整する始動パルス調整手段１５とから構成されている。
【００１８】
図２には、高圧放電灯８の始動時に印加される電圧波形を示す。図２に示すように、高圧放電灯８の始動時の電圧波形は、極性反転回路６で変換された低周波の矩形波電圧に始動パルス発生回路７により発生した始動用の高圧パルス電圧が重畳した波形となる。
【００１９】
本実施形態では、始動パルス発生回路７から出力される始動用の高圧パルス電圧を検出するために、高圧放電灯８の両端電圧を抵抗分圧回路Ｒ１〜Ｒ４を用いて分圧し、その分圧した電圧をマイコンＩＣ１（例えばＰＩＣ１２Ｆ６７５、マイクロチップ社）に入力し、抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した電圧と抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧した電圧との差を取得することにより、高圧放電灯８の両端に発生する始動用の高圧パルス電圧を検出し、その検出結果を受けた始動パルス調整手段１５が、コンデンサＣ１の電圧を調整し、あるいは制御回路９によりスイッチング素子Ｑ７をオンさせるタイミングを可変制御して、始動用の高圧パルス電圧を所定範囲内に維持するものである。
【００２０】
このような構成で始動用の高圧パルス電圧の検出を行うことで、トランスＴ１の大型化、コストアップを回避でき、なおかつ、より正確に始動用の高圧パルス電圧を検出することが可能となる。
【００２１】
ここで、上記マイコンＩＣ１を用いて始動用の高圧パルス電圧を検出するには、図３に示すように、始動用の高圧パルス電圧のピーク値を検出するか、もしくは始動用の高圧パルス電圧が第１の所定値から第２の所定値に変化するのに要する時間Ｔを検出するか、あるいは、図４に示すように、始動用の高圧パルス電圧の所定時間ｔ１における電圧Ｖ１と所定時間ｔ２における電圧Ｖ２との差を検出するか、いずれの場合であっても同様の効果を得ることができる。
【００２２】
なお、極性反転回路６の具体例としては、フルブリッジ構成の極性反転回路のほか、ハーフブリッジ構成でも構わない。
【００２３】
（実施形態２）
図５を用いて実施形態２を説明する。実施形態１とはパルス検出部Ｐｓの構成が異なる。実施形態１では、始動用の高圧パルス電圧の検出のために、高圧放電灯８の両端に抵抗分圧回路を検出していたが、実施形態２では、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１の両端から始動用の高圧パルス電圧を検出している。
【００２４】
基本的に、トランスは１次巻線Ｎ１で発生した電圧を巻数比倍（Ｎ２／Ｎ１）した電圧が２次巻線Ｎ２（高圧放電灯両端）に発生するので、１次巻線Ｎ１の両端電圧を検出することでも高圧放電灯８の両端に印加される始動用高圧パルス電圧を正確に検出することが可能である。
【００２５】
そのため、実施形態２では、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１の両端電圧を抵抗分圧回路Ｒ１〜Ｒ４を用いて分圧し、その分圧した電圧をマイコンＩＣ１（例えばＰＩＣ１２Ｆ６７５、マイクロチップ社）に入力し、抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した電圧と抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧した電圧との差を取得することにより、高圧放電灯８の両端に発生する始動用の高圧パルス電圧を検出するものである。このような構成にすることにより、検出抵抗Ｒ１〜Ｒ４に印加される電圧を実施形態１に比べると、より低く抑えることが可能となり、パルス検出回路１２を小型化できる。
【００２６】
（実施形態３）
図６を用いて実施形態３を説明する。実施形態１、２とはパルス検出部Ｐｓの構成が異なる。この実施形態３では、始動用の高圧パルス電圧と相関関係にある電気特性により、始動用の高圧パルス電圧を検出するものである。実施形態２で述べたように、始動用の高圧パルス電圧と始動パルス発生回路７のトランスＴ１の１次巻線電圧には、相関関係がある。また、トランスＴ１の１次巻線電圧と始動パルス発生回路７内のインダクタＬ１の巻線電圧には相関がある。すなわち、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１のインダクタンス値をＬｔ１、インダクタＬ１のインダクタンス値をＬ１、トランス１次巻線両端電圧をＶＬｔ１、インダクタＬ１の巻線両端電圧をＶＬ１とした場合、ＶＬ１＝（Ｌ１／Ｌｔ１）×ＶＬｔ１の関係がある。
【００２７】
したがって、始動用の高圧パルス電圧を、これと相関関係のあるインダクタＬ１の巻線両端から検出し、その検出結果を受けて、その検出結果を受けた始動パルス調整手段１５が、コンデンサＣ１の電圧を調整し、あるいは制御回路９によりスイッチング素子Ｑ７をオンさせるタイミングを可変制御して、始動用の高圧パルス電圧を所定範囲内に維持するものである。
【００２８】
また、図７に示すように、過電流防止用のインダクタＬ１をトランス構成にし、その２次巻線より電圧を検出することにより、分圧回路を簡略化でき、より小型化することが可能となる。
【００２９】
（実施形態４）
図８は本発明の実施形態４の回路図である。直流電源Ｅは例えば商用交流電源を整流・平滑した直流電圧である。電力変換回路Ｂは例えば降圧チョッパ回路よりなり、直流電源Ｅの直流電圧を降圧して、負荷である高圧放電灯８に供給する電力を適正な値に制御する。極性反転回路６は電力変換回路Ｂの出力電圧を低周波で極性反転させて高圧放電灯８に矩形波交流電力を供給する。
【００３０】
極性反転回路６の出力にはコンデンサＣ２が並列接続されている。コンデンサＣ２の両端には、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２を介して高圧放電灯８が接続されている。トランスＴ１の１次巻線Ｎ１には、コンデンサＣ１と、インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ７の直列回路が接続されている。トランスＴ１の１次巻線Ｎ１には電圧分圧回路１１を介してパルス検出回路１２が接続されており、パルス検出回路１２の出力に制御回路９が接続されている。
【００３１】
本実施形態では、コンデンサＣ１への充電電源２１と、充電経路のインピーダンス２２と、充電開始を検出する充電開始検出回路２３と、充電開始を検出してから所定時間後に信号を出力するタイマー回路２４とからなるコンデンサ電圧可変手段２０を具備している。また、制御回路９はタイマー回路２４の出力を受けてスイッチング素子Ｑ７をオン制御し、パルス検出回路１２の出力を受けてインピーダンス２２の増減を制御する。
【００３２】
本実施形態では、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１の電圧を電圧分圧回路１１を介してパルス検出回路１２に入力してパルス電圧を検出し、検出されたパルス電圧が高い場合には、制御回路９より充電経路のインピーダンス２２を増加させるように信号を出力する。逆に検出されたパルス電圧が低い場合には、充電経路のインピーダンス２２を減少させるように信号を出力する。このように構成することで、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に発生する高圧パルス電圧を所定範囲内に維持することができる。
【００３３】
なお、高圧放電灯８は始動直後に管電圧が大幅に低下すると共に大きな管電流が流れるので、電力変換回路Ｂの出力電圧の低下または出力電流の増大を検出することにより高圧放電灯８が点灯したことを判別することが可能であり、高圧放電灯８の点灯判別後は、コンデンサＣ１の充電またはスイッチング素子Ｑ７のオン動作を禁止することにより、始動パルスの発生を停止させることは言うまでも無い。
【００３４】
（実施形態５）
図９は本発明の実施形態５の回路図である。本実施形態では、図８の直流電源Ｅ、電力変換回路Ｂ、極性反転回路６の具体的な回路構成について説明する。以下、その回路構成について説明する。整流回路２は、ダイオードブリッジＤＢよりなり、商用交流電源１を全波整流して脈流電圧を出力する。ダイオードブリッジＤＢの出力端には、インダクタＬ２とスイッチング素子Ｑ１の直列回路が接続されており、スイッチング素子Ｑ１の両端にはダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ３が接続されている。インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ３は昇圧チョッパ回路３を構成している。スイッチング素子Ｑ１のオン・オフはチョッパ制御回路３０により制御される。チョッパ制御回路３０は市販の集積回路（例えばＭＣ３３２６２など）を用いて容易に実現可能である。スイッチング素子Ｑ１が商用交流電源１の商用周波数よりも十分に高い周波数でオン・オフ制御されることにより、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧は、規定の直流電圧に昇圧されて平滑コンデンサＣ３に充電されると共に、商用交流電源１からの入力電流と入力電圧の位相がずれないように回路に抵抗性を持たせる力率改善制御を行っている。なお、ダイオードブリッジＤＢの交流入力端に高周波漏洩阻止用のフィルタ回路を設けても良い。
【００３５】
本実施形態で用いる直流電源Ｅは、商用交流電源１を整流・平滑した平滑コンデンサＣ３の直流電圧であり、ダイオードブリッジＤＢの出力に接続された昇圧チョッパ回路３の出力電圧であるが、これに限定されるものではなく、直流電源Ｅは電池でもよいし、市販の直流電源でもよい。
【００３６】
直流電源Ｅには、電力変換回路としての降圧チョッパ回路４が接続されている。降圧チョッパ回路４は負荷である高圧放電灯８に目標電力を供給するための安定器としての機能を有している。また、始動時からアーク放電移行期間を経て安定点灯期間に至るまで高圧放電灯８に適正な電力を供給するように降圧チョッパ回路４の出力電圧を可変制御される。
【００３７】
降圧チョッパ回路４の回路構成について説明する。直流電源Ｅである平滑コンデンサＣ３の正極はスイッチング素子Ｑ２、インダクタＬ３を介してコンデンサＣ４の正極に接続されており、コンデンサＣ４の負極は平滑コンデンサＣ３の負極に接続されている。コンデンサＣ４の負極には回生電流通電用のダイオードＤ２のアノードが接続されており、ダイオードＤ２のカソードはスイッチング素子Ｑ２とインダクタＬ３の接続点に接続されている。
【００３８】
降圧チョッパ回路４の回路動作について説明する。スイッチング素子Ｑ２は出力制御回路４０からの制御信号により高周波でオン・オフ駆動され、スイッチング素子Ｑ２がオンのとき、直流電源Ｅからスイッチング素子Ｑ２、インダクタＬ３、コンデンサＣ４を介して電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオフのとき、インダクタＬ３、コンデンサＣ４、ダイオードＤ２を介して回生電流が流れる。これにより、直流電源Ｅの直流電圧を降圧した直流電圧がコンデンサＣ４に充電される。出力制御回路４０によりスイッチング素子Ｑ２のオンデューティ（一周期に占めるオン時間の割合）を変えることにより、コンデンサＣ４に得られる電圧を可変制御できる。
【００３９】
降圧チョッパ回路４の出力には極性反転回路６が接続されている。極性反転回路６はスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６よりなるフルブリッジ回路であり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６のペアとＱ４，Ｑ５のペアが出力制御回路４０からの制御信号により低周波で交互にオンされることで、降圧チョッパ回路４の出力電力を矩形波交流電力に変換して高圧放電灯８に供給するものである。負荷である高圧放電灯８は、メタルハライドランプや高圧水銀ランプのような高輝度高圧放電灯（ＨＩＤランプ）である。
【００４０】
（変形例１）
極性反転回路６はフルブリッジ回路を例示したが、ハーフブリッジ回路であっても良い。その場合、２個のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の直列回路に代えて、２個の電解コンデンサの直列回路を配置し、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を低周波で交互にオン・オフさせれば良い。
【００４１】
（変形例２）
また、電力変換回路としての降圧チョッパ回路４は極性反転回路６を構成するフルブリッジ回路またはハーフブリッジ回路のスイッチング素子と兼用しても良い。例えば、図９の回路図において、降圧チョッパ回路４を省略し、極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の接続点の間に、チョッパチョークとしてのインダクタＬ３と出力コンデンサＣ２の直列回路を接続し、出力コンデンサＣ２の両端にトランスＴ１の２次巻線Ｎ２と高圧放電灯８の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ６を低周波で交互にオン・オフすると共に、スイッチング素子Ｑ４がオンとなる出力極性では、スイッチング素子Ｑ５を高周波でオン・オフし、スイッチング素子Ｑ６がオンとなる出力極性では、スイッチング素子Ｑ３を高周波でオン・オフすれば、極性反転回路６と電力変換回路としての降圧チョッパ回路４を一体化できる。その場合、周知のようにスイッチング素子Ｑ３，Ｑ５の寄生ダイオード（ＭＯＳＦＥＴに内蔵された逆方向ダイオード）が降圧チョッパ回路の回生電流通電用のダイオードとして兼用されることになる。
【００４２】
（実施形態６）
図１０は本発明の実施形態６の要部構成を示す回路図である。主要部の回路構成は、図８と同じで良い。図９の回路では、充電電源２１は単一極性の直流電源Ｅを用いてコンデンサＣ１を一方向に充電しているが、図１０の回路では、極性反転回路６と同期して極性が反転する正負両極性の電源を用いてコンデンサＣ１を正方向と負方向に交互に充電している。本実施形態の充電電源２１は、極性反転回路６の出力極性が反転した直後からコンデンサＣ１の充電を開始し、スイッチング素子Ｑ７がオンした後は次回の極性反転時までコンデンサＣ１の充電を停止するものとする。また、コンデンサＣ１は極性反転回路６の出力極性が反転する度に正方向と負方向に交互に充電されるので、スイッチング素子Ｑ７は正負いずれの方向にも電流を通電可能な双方向性のスイッチング素子が使用されている。なお、双方向性のスイッチング素子Ｑ７の具体例としては、例えば逆方向ダイオードを内蔵した２個のＭＯＳＦＥＴをソース端子を共通として逆直列接続したようなスイッチ回路を用いることができる。
【００４３】
トランスＴ１の２次巻線Ｎ２については図示していないが、図８と同様に極性反転回路６の出力側のコンデンサＣ２及び高圧放電灯８と共に直列閉回路を構成するように接続されている。
【００４４】
１次巻線回路のインダクタＬ１に誘起されるパルス電圧は、本実施形態ではコンデンサＣ１の充電極性に応じて極性が反転するので、全波整流用の整流器ＤＢ２を介して抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路よりなる電圧分圧回路を接続し、正負いずれの方向のパルス電圧についてもピーク値を検出可能としている。
【００４５】
スイッチング素子Ｑｓはサンプルホールド用のスイッチであり、パルス電圧の発生タイミングに同期してスイッチが閉じられて、抵抗Ｒ２の電圧をサンプルホールド用のコンデンサＣｓに検出電圧Ｖｃｓとして保持させる。コンデンサＣｓに保持された検出電圧ＶｃｓはコンパレータＣＰにより基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、Ｖｃｓ＞ＶｒｅｆであればコンパレータＣＰの出力はＨｉｇｈ、Ｖｃｓ≦ＶｒｅｆであればコンパレータＣＰの出力はＬｏｗとなる。コンパレータＣＰの出力がＨｉｇｈになると、抵抗Ｒｏを介してフォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＰＣ１−Ｄが光信号を出力し、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＣ１−Ｔｒがオンとなる。すると、トライアックＱ８のゲートコンデンサＣｇの両端が短絡されて、トライアックＱ８はオフとなり、インピーダンス２２は抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路となるから、充電電源２１からコンデンサＣ１への充電速度は遅くなる。逆に、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＣ１−Ｔｒがオフのときは、ゲート電源ＶｇによりゲートコンデンサＣｇが充電されて、トライアックＱ８がオンとなり、抵抗Ｒ６の両端を短絡するから、インピーダンス２２は抵抗Ｒ５のみとなり、充電電源２１からコンデンサＣ１への充電速度は速くなる。
【００４６】
上述のように、充電電源２１は極性反転回路６の出力極性が反転した直後からコンデンサＣ１の充電を開始し、充電開始検出回路２３はコンデンサＣ１の充電開始を検出すると、タイマー回路２４の計時動作を開始させ、タイマー回路２４は一定時間の計時を終了すると、スイッチング素子Ｑ７にオン信号を出力する。本実施形態では、充電開始検出回路２３は極性反転回路６の出力極性の反転を検出することで、コンデンサＣ１の充電開始のタイミングを検出している。
【００４７】
極性反転回路６は図９に例示したようにスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６のフルブリッジ回路で構成されており、極性反転制御回路としての低周波発振回路６０の出力により、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６のペアがオン、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のペアがオフとなる期間と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６のペアがオフ、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のペアがオンとなる期間とが交互に反転するように制御されている。そこで、本実施形態の充電開始検出回路２３は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６の駆動信号を検出し、この駆動信号がＨｉｇｈからＬｏｗに反転したタイミングまたはＬｏｗからＨｉｇｈに反転したタイミングをコンデンサＣ１の充電開始のタイミングとして検出し、そのタイミングからタイマー回路２４の計時動作を開始させている。タイマー回路２４はコンデンサＣ１が始動パルスを発生可能な電圧に充電されるのに適する一定時間を計時して、スイッチング素子Ｑ７のオン信号を出力する。ただし、コンデンサＣ１の充電経路のインピーダンス２２が可変であるので、コンデンサＣ１の充電時間が一定であっても、パルス発生時のコンデンサＣ１の充電電圧はインピーダンス２２に応じて可変となる。
【００４８】
図１１は本実施形態の動作波形図である。図中、Ｑ３，Ｑ６駆動信号は極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６のオン信号であり、Ｑ４，Ｑ５駆動信号は極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のオン信号である。Ｑｓ駆動信号はサンプルホールド用のスイッチング素子Ｑｓのオン信号であり、パルス電圧が発生するタイミングに合わせてスイッチング素子Ｑｓがオンされるように、低周波発振回路６０からオン信号を出力している。Ｑ７駆動信号はスイッチング素子Ｑ７のオン信号であり、極性反転のタイミングから一定時間遅れてタイマー回路２４から出力される。なお、図１０の回路では、Ｑｓ駆動信号を低周波発振回路６０で生成しているが、タイマー回路２４によりＱｓ駆動信号を生成して出力するように構成しても良い。Ｑｓ駆動信号はＱ７駆動信号がオンとなる直前にオンとなり、パルス電圧のピーク検出後にはオフとなることが好ましい。
【００４９】
図１１の動作波形図において、Ｃｓ電圧はサンプルホールド用のコンデンサＣｓの電圧であり、サンプルホールド用のスイッチング素子Ｑｓがオンしているときの抵抗Ｒ２の電圧をサンプルホールドした電圧である。ＰＣ１−Ｔｒコレクタ電圧は、インピーダンス可変制御用のトライアックＱ８のゲートコンデンサＣｇの電圧である。Ｃ１電圧はコンデンサＣ１の電圧、出力電圧は無負荷時の高圧放電灯８の印加される電圧である。
【００５０】
以下、図１１の動作波形図を用いて本実施形態の動作について説明する。
【００５１】
なお、図１０の充電電源２１の具体例としては、図９に示した極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点とスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の接続点の間に、極性反転後、パルス発生タイミングまで閉じているスイッチ回路を介して、充電経路としてのインピーダンス２２とパルス発生用のコンデンサＣ１の直列回路を接続したような構成を想定しているが、これに限定されるものではない。
【００５２】
まず、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオン、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がオフになると、充電電源２１からインピーダンス２２を介してコンデンサＣ１に充電電流が流れて、コンデンサＣ１の電圧が上昇して行く。充電開始検出回路２３では極性反転のタイミングを検出し、タイマー回路２４を作動させて、一定時間の経過後にスイッチング素子Ｑ７をオンさせる。これにより、コンデンサＣ１の電荷はトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に放出されて、昇圧されたパルス電圧が２次巻線Ｎ２に現れて、これがコンデンサＣ２を介して高圧放電灯８の両端に印加される。また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオフ、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がオンになると、充電電源２１からインピーダンス２２を介してコンデンサＣ１に逆方向に充電電流が流れて、コンデンサＣ１の電圧が負方向に増大して行く。充電開始検出回路２３では極性反転のタイミングを検出し、タイマー回路２４を作動させて、一定時間の経過後にスイッチング素子Ｑ７をオンさせる。これにより、コンデンサＣ１の電荷はトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に放出されて、昇圧されたパルス電圧が２次巻線Ｎ２に現れて、これがコンデンサＣ２を介して高圧放電灯８の両端に印加される。
【００５３】
ここで、高圧パルス電圧はコンデンサＣ１に蓄積された電圧と相関関係があるので、高圧パルス電圧を可変とするには、スイッチング素子Ｑ１がオンする瞬間のコンデンサＣ１の電圧を変えればよい。そこで、高圧パルス電圧を１次巻線回路のインダクタＬ１の誘起電圧で検出し、それが所定値以上であれば、スイッチング素子Ｑ１がオンする瞬間のコンデンサＣ１の電圧を低く抑えることで高圧パルス電圧の波高値を低くすることができる。またその逆として、１次巻線回路のインダクタＬ１の誘起電圧の検出値が所定値以下であれば、スイッチング素子Ｑ１がオンする瞬間のコンデンサＣ１の電圧を高くすることで高圧パルス電圧の波高値を高くすることができる。
【００５４】
まず、時刻Ｔ１１においてコンパレータＣＰの入力はそれぞれ＋側：０Ｖ、−側：Ｖｒｅｆとなっているため、コンパレータＣＰの出力電圧はＬｏｗとなり、フォトカプラＰＣ１の１次側の発光ダイオードＰＣ１−Ｄはオフしている。これを受けてフォトカプラＰＣ１の２次側のフォトトランジスタＰＣ１−Ｔｒもオフとなり、トライアックＱ８のゲート電源Ｖｇから充電されるゲートコンデンサＣｇの電荷が引き抜かれないため、トライアックＱ８はオンしている。この場合、充電電源２１からインピーダンス２２の抵抗Ｒ５を介してコンデンサＣ１に電流が流れ、コンデンサＣ１に電荷が充電されていき、時刻Ｔ１３でスイッチング素子Ｑ７がオンした瞬間にコンデンサＣ１に蓄積されていた電荷がスイッチング素子Ｑ７を介してトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に急峻に流れる。この電流の傾きｄｉ／ｄｔと１次巻線Ｎ１のインダクタンス値ＬN1で決まる電圧ＬN1・ｄｉ／ｄｔをトランスＴ１の巻数比で昇圧した電圧が２次巻線Ｎ２に発生し、高圧放電灯８を絶縁破壊する。
【００５５】
ここで、２次巻線Ｎ２に発生したパルス電圧をインダクタＬ１の検出巻線から整流器ＤＢ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２で検出し、時刻Ｔ１２でサンプルホールド用のスイッチング素子Ｑｓをオンさせて抵抗Ｒ２の電圧をサンプルホールド用のコンデンサＣｓに印加し、その後、時刻Ｔ１４でサンプルホールド用のスイッチング素子ＱｓをオフすることでコンデンサＣｓの電圧を保持する。この保持されたコンデンサＣｓの電圧Ｖｃｓが基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きいときは、コンパレータＣＰの出力がＨｉｇｈ、フォトカプラＰＣ１の１次側の発光ダイオードＰＣ１−Ｄがオン、フォトカプラＰＣ１の２次側のフォトトランジスタＰＣ１−Ｔｒがオン、トライアックＱ８がオフとなり、コンデンサＣ１はＲ５とＲ６の直列抵抗で充電されることになるため、充電の時定数が大きくなり、スイッチング素子Ｑ７がオンする瞬間のコンデンサＣ１の充電電圧は低くなる。したがって、時刻Ｔ２３でスイッチング素子Ｑ７がオンすると、２次巻線Ｎ２に発生する高圧パルス電圧は時刻Ｔ１３で発生した電圧に比べて低くなる。
【００５６】
次に時刻Ｔ２４でコンデンサＣｓの電圧Ｖｃｓが基準電圧Ｖｒｅｆを下回ると、コンパレータＣＰの出力がＬｏｗとなり、フォトカプラＰＣ１の１次側の発光ダイオードＰＣ１−Ｄがオフ、フォトカプラＰＣ１の２次側のフォトトランジスタＰＣ１−Ｔｒがオフ、トライアックＱ８がオンとなり、コンデンサＣ１は抵抗Ｒ５で充電されることになるため、充電の時定数が小さくなり、スイッチング素子Ｑ７がオンする瞬間のコンデンサＣ１の充電電圧は高くなる。このようにしてコンデンサＣ１への充電経路のインピーダンス２２を変化させることにより、始動パルス電圧が所定範囲となるように制御できる。
【００５７】
（実施形態７）
図１２は本発明の実施形態７の要部構成を示す回路図である。主要部の回路構成は、図８と同じで良い。実施形態６と異なる点は、実施形態６ではコンデンサＣ１に充電する経路の時定数を変化させることにより高圧パルス電圧の波高値を制御したが、本実施形態ではコンデンサＣ１の充電の時定数は一定とし、スイッチング素子Ｑ７をオンするタイミングを変化させることにより高圧パルス電圧の波高値を制御している。
【００５８】
充電電源２１は、実施形態６と同様に、極性反転回路６と同期して極性が反転する正負両極性の電源を用いてコンデンサＣ１を正方向と負方向に交互に充電しており、極性反転回路６の出力極性が反転した直後からコンデンサＣ１の充電を開始し、スイッチング素子Ｑ７がオンした後は次回の極性反転時までコンデンサＣ１の充電を停止するものとする。
【００５９】
本実施形態では、インピーダンス２２は固定抵抗Ｒ５で構成されており、充電の時定数は一定である。充電電源２１からインピーダンス２２を介してコンデンサＣ１の充電が開始すると、コンデンサＣ１の電圧は抵抗Ｒ５とコンデンサＣ１の時定数で増大する。
【００６０】
上述のように、高圧パルス電圧はコンデンサＣ１に蓄積された電圧と相関関係があるので、高圧パルス電圧の波高値を可変とするには、スイッチング素子Ｑ７がオンする瞬間のコンデンサＣ１の電圧を変えればよい。すなわち、高圧パルス電圧を１次巻線回路のインダクタＬ１の誘起電圧で検出し、それが所定値以上であればコンデンサＣ１の電圧が低いときにスイッチング素子Ｑ７をオンすることで高圧パルス電圧の波高値を低くすることができる。またその逆として、１次巻線回路のインダクタＬ１の誘起電圧の検出値が所定値以下であれば、コンデンサＣ１の電圧が高いときにスイッチング素子Ｑ７をオンすることで高圧パルス電圧の波高値を高くすることができる。
【００６１】
以下に具体的な構成について説明する。１次巻線回路のインダクタＬ１の誘起電圧の検出値から高圧パルス電圧の波高値をコンデンサＣｓの電圧Ｖｃｓとして検出するまでの動作については実施形態６と同様である。本実施形態では、コンパレータＣＰに代えてオペアンプＯＰを用いており、オペアンプＯＰとトランジスタＱｔによりバッファ回路を構成している。オペアンプＯＰの増幅率は極めて高いので、＋側入力端子と−側入力端子は同一電圧（仮想短絡状態）となり、オペアンプＯＰの出力電圧はコンデンサＣｓの電圧Ｖｃｓ＋トランジスタＱｔのベース・エミッタ間電圧ＶBEとなる。つまり、オペアンプＯＰとトランジスタＱｔは、サンプルホールド用のコンデンサＣｓの電圧Ｖｃｓを低インピーダンス化して抵抗Ｒｔ４の両端に印加するための増幅率＝１のバッファアンプとして動作している。このため、抵抗Ｒｔ４にはコンデンサＣｓの電圧Ｖｃｓを抵抗Ｒｔ４で割った電流が流れて、これと略同じ電流がトランジスタＱｔのコレクタ電流として抵抗Ｒｔ３にも流れる。抵抗Ｒｔ３、トランジスタＱｔ、抵抗Ｒｔ４の直列回路は抵抗Ｒｔ２と並列に接続され、抵抗Ｒｔ１と共にタイマー回路２３のコンデンサＣｔの充電時定数を構成している。
【００６２】
図１３は本実施形態の動作波形図である。図１１に比べると、コンデンサＣｔの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆに達したときに、スイッチング素子Ｑ７の駆動信号がオンとなり、コンデンサＣ１の電圧が放出されている点が異なる。このため、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ７の駆動信号はオンのタイミングがコンデンサＣｓの電圧に応じて可変となる。
【００６３】
タイマー回路２３は汎用のタイマー用ＩＣで構成されており、内部電源から抵抗Ｒｔ１に流れる電流と同じ電流（またはこれと比例する電流）をコンデンサＣｔにも流し、コンデンサＣｔの電圧がある電圧Ｖｒｅｆに達するとスイッチング素子Ｑ７のオン信号を出力するように構成されている。高圧パルス電圧が高くなると、１次巻線回路のインダクタＬ１の誘起電圧も上昇し、コンデンサＣｓの電圧Ｖｃｓが上昇する。オペアンプＯＰは＋側入力電圧と−側入力電圧が等しくなるように動作するため、コンデンサＣｓの電圧Ｖｃｓが上昇すると抵抗Ｒｔ４の両端電圧も上昇し、その結果、抵抗Ｒｔ３、トランジスタＱｔ、抵抗Ｒｔ４に流れる電流が増加する。このため、コンデンサＣｔに流れる電流が増加し、コンデンサＣｔの電圧がある電圧Ｖｒｅｆに達するまでの時間が短くなる。その結果、コンデンサＣ１の電圧が低い時点でスイッチング素子Ｑ７がオンするため、高圧パルス電圧が上昇した場合にはそれを下げる方向に回路が動作する。逆に、高圧パルス電圧が低下してきた場合は、抵抗Ｒｔ４の両端電圧が低下し、その結果、コンデンサＣｔの充電電流が低下し、スイッチング素子Ｑ７がオンするタイミングが遅れるため、高圧パルス電圧を上昇させるように回路が動作する。このように構成することにより、高圧パルス電圧を所定の範囲内に収めるよう制御することが可能である。
【００６４】
なお、図１２の回路では、Ｑｓ駆動信号を低周波発振回路６０で生成しているが、本実施形態ではパルス発生タイミングが可変であるので、タイマー回路２４によりＱｓ駆動信号を生成して出力するように構成しても良い。Ｑｓ駆動信号はＱ７駆動信号がオンとなる直前にオンとなり、パルス電圧のピーク検出後にはオフとなることが好ましい。
【００６５】
（実施形態８）
図１４は本発明の実施形態８の回路図である。回路構成は図８の実施形態４とほぼ同じであるが、インピーダンス２２を可変とする制御に代えて、タイマー回路２４の計時時間を可変とする制御とした点が異なる。また、本実施形態では、図中の１点鎖線で囲んだ部分のパルス検出回路１２、制御回路９、充電開始検出回路２３、タイマー回路２４をマイコンにて実現しており、実施形態７と同様の効果を得ることが出来る。
【００６６】
図１５のフローチャートで動作を説明する。マイコン内蔵のタイマーＴでスイッチング素子Ｑ７がオンしてからオフするまでの時間Ｔｐを計時し、マイコン内蔵のタイマーｔでコンデンサＣ１に充電を開始してからスイッチング素子Ｑ７がオンするまでの時間ｔ１を計時する。そのために、タイマーＴ、ｔと所定値Ｔｐ、ｔ１を比較し、Ｔ＞Ｔｐでスイッチング素子Ｑ７をオフ、ｔ＞ｔ１でスイッチング素子Ｑ７をオンするように構成している。
【００６７】
まずはじめに、タイマーＴ、ｔをリセット（Ｔ＝０、ｔ＝０）し、タイマーＴをカウントし始め、スイッチング素子Ｑ７をオンとして、パルス電圧Ｖｐを検出する。その後、タイマーＴが所定時間Ｔｐを経過しているか判別し、所定時間Ｔｐを経過するまで待機する。所定時間Ｔｐの経過後にスイッチング素子Ｑ７をオフし、別のタイマーｔをカウントし始める。スイッチング素子Ｑ７がオフすると、コンデンサＣ１への充電が開始するので、タイマーｔはコンデンサＣ１への充電が開始してからの時間を計時するタイマー回路２４に相当する。
【００６８】
次に先ほど検出したパルス電圧Ｖｐがパルス電圧の規定範囲上限値ＶｐＨもしくは規定範囲下限値ＶｐＬから外れていないか確認する。Ｖｐ＞ＶｐＨの場合は規定の充電時間ｔ１から所定値ｔ０を減算した値を新たな充電時間ｔ１とする。逆にＶｐ＜ＶｐＬの場合は規定の充電時間ｔ１に所定値ｔ０を加算した値を新たな充電時間ｔ１とする。次にタイマーｔのカウント時間がｔ１を経過したか判別し、経過するまで待機する。ｔ＞ｔ１となると、スイッチング素子Ｑ７をオンさせて、高圧パルス電圧を発生させる。以下、同じ動作を繰り返す。
【００６９】
このように構成することにより、パルス電圧Ｖｐが規定範囲上限値ＶｐＨを上回る場合にはスイッチング素子Ｑ７をオンするまでのコンデンサＣ１の充電時間ｔ１を短くし、その結果、コンデンサＣ１に充電される電圧が低い状態でスイッチング素子Ｑ７がオンするため、パルス電圧Ｖｐを低く抑えることが出来る。逆にパルス電圧Ｖｐが規定範囲下限値ＶｐＬを下回る場合には、スイッチング素子Ｑ７をオンするまでのコンデンサＣ１の充電時間ｔ１を長くし、その結果、コンデンサＣ１に充電される電圧が高い状態でスイッチング素子Ｑ７がオンするため、パルス電圧Ｖｐを上昇させることが出来る。
【００７０】
なお、実施形態４〜６ではコンデンサＣ１の充電時定数を可変とし、実施形態７，８ではコンデンサＣ１の充電時間を可変としたが、両者を併用しても構わない。また、実施形態８では制御回路にマイコンを用いたが、実施形態４〜７においても制御回路の一部にマイコンを用いても構わない。例えば、パルス電圧の検出はマイコンのＡ／Ｄ変換入力ポートにより実施しても良いし、インピーダンス２２の可変制御やタイマー回路２４の時定数切り替えはマイコンの２値出力ポートを用いて実施しても構わない。
【００７１】
（実施形態９）
本実施形態では、始動パルス調整手段１５として降圧チョッパ回路４の出力電圧を可変制御している。回路構成は実施形態１〜４と同じでよい。
【００７２】
図１６は高圧放電灯８への出力配線長が短く、配線の浮遊容量が非常に小さいときの各部波形である。このときのトランスＴ１の昇圧後の高圧パルス電圧の最大値を、高圧パルス電圧の目標値Ｖｍとし、降圧チョッパ回路４の出力電圧値を降圧チョッパ回路３の通常時の出力目標値Ｖｒとする。
【００７３】
図１７は高圧放電灯８への出力配線長が長く、配線の浮遊容量の影響でトランスＴ１の昇圧後の高圧パルス電圧が減衰した時の各部波形である。トランスＴ１の昇圧後の高圧パルス電圧は、実施形態１〜４のいずれかの手段で検出され、電圧分圧回路１１による電圧の分圧を経て、パルス検出回路１２で高圧パルス電圧成分を検出し、降圧チョッパ回路４にフィードバックされる。降圧チョッパ回路４は、フィードバックされた高圧パルス電圧Ｖｐと、高圧パルス電圧の目標値Ｖｍの差（目標値からの不足電圧ΔＶ）から、出力目標値を通常時目標値ＶｒよりもΔＶだけ高く設定する。
【００７４】
図１８は、降圧チョッパ回路４の出力目標値Ｖｄが、降圧チョッパ回路４の入力電圧より高い電圧値である場合の各部波形である。この時、降圧チョッパ回路４は、昇圧チョッパ回路３に出力目標値Ｖｄを伝達する。昇圧チョッパ回路３は、出力目標値Ｖｕとして、降圧チョッパ回路４の出力目標値Ｖｄよりも高い電圧を設定する。このように昇圧チョッパ回路３の出力電圧を上げることで、降圧チョッパ回路４の入力電圧が上がり、降圧チョッパ回路４の出力の上限を広げることができる。
【００７５】
以上のように、トランスＴ１による昇圧後の高圧パルス電圧の不足分を、降圧チョッパ回路４の出力電圧で補うことにより、始動時の高圧放電灯８の両端電圧のピーク値を常に一定に保つことができ、始動パルス調整手段１５として用いることができる。
【００７６】
（実施形態１０）
本実施形態では、降圧チョッパ回路４は、始動時に出力電圧がある一定の変化をするように制御され、降圧チョッパ回路４の出力電圧が所定の値に達したタイミングで始動パルス発生回路７のスイッチング素子Ｑ７をオン制御している。回路構成は実施形態１〜４と同じでよい。
【００７７】
図１９に各部の動作波形を示す。
【００７８】
無負荷時には、図２０のように、降圧チョッパ回路４の出力電圧がある一定の変化をするように制御する。横軸は時間、縦軸は電圧値である。ここでは、降圧チョッパ回路４の出力電圧を極性反転回路６により低周波交流出力に変換した後の電圧波形を示している。低周波交流の周期は一般的には数百Ｈｚであり、振幅は数百Ｖである。
【００７９】
トランスＴ１の昇圧後の高圧パルス電圧は、実施形態１〜４のいずれかの手段で検出され、電圧分圧回路１１による電圧の分圧を経て、パルス検出回路１２で高圧パルス電圧成分を検出し、制御回路にフィードバックされる。高圧パルス電圧のフィードバックから高圧パルス電圧の変化分ΔＶを計算し、降圧チョッパ回路４の出力変化値が、高圧パルス電圧の変化分ΔＶと等しくなった時にスイッチング素子Ｑ７をオンし、高圧パルス電圧を発生させる。これにより、高圧パルス電圧の変化分（低下分）を極性反転回路６からの出力電圧の変化分（上昇分）で補うことができ、始動時に高圧放電灯８の両端に印加されるピーク電圧をほぼ一定に保つことができる。
【００８０】
また、本実施形態では、図２０のように、極性反転から連続的に変化するように、降圧チョッパ回路４の出力電圧を変化させているが、出力電圧の変化はこれに限られたものでなく、図２１に示すように、階段状に変化させてもよい。降圧チョッパ回路４の出力電圧が階段状に変化する場合、パルス検出回路１２からの出力値（高圧パルス電圧の低下値）と、降圧チョッパ回路出力変化検出回路の出力値（降圧チョッパ回路出力の上昇値）が、一番近くなった時にスイッチング素子Ｑ７がオンするように制御する。降圧チョッパ回路４の出力電圧が図２１のように階段状に変化する場合、高圧パルス電圧の変化に応じた、高圧放電灯８の両端電圧のピーク電圧の連続的な調整はできないが、その半面、各制御回路内での信号遅れ時間の影響があっても高圧放電灯８の両端電圧のピーク電圧を目標通りの値に調整しやすいという利点がある。
【００８１】
（実施形態１１）
本実施形態では、高圧パルス電圧と同極性の矩形波出力の半サイクル時のみ、高圧パルス電圧の変化量に応じた降圧チョッパ回路４の出力目標値を設定する。また、高圧パルス電圧と同極性の矩形波出力半サイクル時のみ、高圧パルス電圧を発生させる。例えば、矩形波出力電圧極性がプラスの時に高圧パルス電圧と同じ極性であるとすると、矩形波出力電圧がマイナスからプラスへの極性切替動作時にスイッチング素子Ｑ７をオンする。回路構成は実施形態１〜４と同じでよい。
【００８２】
図２２に各部の動作波形を示す。図から明らかなように、高圧パルス電圧と矩形波出力の極性の組み合わせには、降圧チョッパ回路４の出力調整が有効に働かない組合せが存在する。高圧パルス電圧と同極性の矩形波出力半サイクル時のみ降圧チョッパ回路４の出力を調整することで、出力電圧実効値が同等の場合に比較して、高圧放電灯の両端に印加されるピーク電圧の調整範囲を広げることができ、なおかつ不必要な高圧パルス電圧の発生を回避できる。
【００８３】
（実施形態１２）
本実施形態では、図２３に示すように、高圧パルス電圧と同極性の矩形波出力の半サイクル時における一定時間のみ、高圧パルス電圧変化量に応じた降圧チョッパ回路４の出力目標値を設定し、降圧チョッパ回路４の出力を調整する。例えば、矩形波出力の電圧極性がプラスの時に降圧チョッパ回路４の出力調整が有効であるとすると、矩形波出力の電圧極性がマイナスからプラスへの極性切替動作時に始動パルス発生回路制御回路はスイッチング素子Ｑ７をオンする。回路構成は実施形態１〜４と同じでよい。
【００８４】
降圧チョッパ回路４は、矩形波出力の電圧極性がマイナスからプラスへの極性切替動作時に、高圧パルス電圧変化量に応じて出力目標値を設定する。つまり、高圧パルス電圧の不足分ΔＶｐを補うように、降圧チョッパ回路４の出力目標値を一時的に引き上げる。その後、スイッチング素子Ｑ７をオフする時、降圧チョッパ回路４は出力目標値を引き下げる。
【００８５】
このように、高圧パルス電圧を発生させる時のみ降圧チョッパ回路４の出力を調整することで、実施形態９に比べて高圧放電灯８の電圧実効値を大幅に小さくすることができるので、出力電圧実効値が同等の場合に比較して、高圧放電灯の両端に印加されるパルス電圧のピーク値の調整範囲を広げることができ、なおかつ不必要な高圧パルス電圧の発生を回避できる。
【００８６】
（実施形態１３）
図２４は本発明の実施形態１３の全体構成を示す回路図である。本実施形態の始動パルス調整手段は、高圧パルス電圧のピーク値をトランスＴ１の１次巻線Ｎ１の両端電圧により検出し、電圧分圧回路１１で高圧パルス電圧の検出電圧レベルを下げてパルス検出回路１２にフィードバックし、パルス検出回路１２において次回発生させるパルス電圧の補正値を算出し、補正値に応じてインピーダンス可変制御回路７２が可変インピーダンス素子７１のインピーダンス成分Ｚを可変制御する。
【００８７】
パルス検出回路１２は例えばマイコンを用いて１次巻線Ｎ１からフィードバックされた高圧パルス電圧の値に応じたインピーダンス成分Ｚの補正値を決めるテーブルを設けておいて実現しても良い。
【００８８】
ここで、可変インピーダンス素子７１としては例えば図２５で示すような可飽和型インダクタンス素子（可飽和リアクトル）を用いることで実現可能である。インピーダンス可変制御回路７２では補正値に応じてデューティ比を可変制御されるＰＷＭ信号を発生し、積分抵抗Ｒ７２と積分コンデンサＣ７２によりバイアス電圧Ｖｃ７２を生成し、このバイアス電圧Ｖｃ７２のレベルに応じた電流が積分コンデンサＣ７２からバイアス抵抗Ｒ７１を介して制御巻線Ｎ４に流れることでスイッチング素子Ｑ７のオン時に主巻線Ｎ５が飽和に至る電流レベルが変化する構成として実現可能である。
【００８９】
インピーダンス成分Ｚの値を補正した後、制御回路９からのオン信号を受けてスイッチング素子Ｑ７がオンすると、トランス１次巻線回路の閉回路が構成され、コンデンサＣ１に充電されていた電荷を放出して１次巻線Ｎ１にパルス電圧が発生する。２次巻線Ｎ２では巻数比（Ｎ２／Ｎ１）倍に昇圧された３〜５ｋＶの範囲内の高圧パルス電圧が発生する。
【００９０】
なお、トランス１次巻線回路のスイッチング素子Ｑ７をオンする時、前記コンデンサＣ１の充電電圧Ｖｃ１は略一定電圧であるものとする。例えば、コンデンサＣ１は直流電源２１からスイッチ素子または充電抵抗のような充電素子２２を介して適宜のタイミングでコンデンサＣ３の電圧Ｖｃ３まで充電されるものとする。以下の各実施形態においても同様である。
【００９１】
このように本実施形態によれば、出力線を延長した場合においても高圧放電灯の始動に必要な一定ピーク値の高圧パルス電圧を出力可能な高圧放電灯点灯装置を安価に簡単な回路で実現することができる。
【００９２】
（実施形態１４）
図２６に本発明の実施形態１４の回路図を示す。本実施形態においては、実施形態１３の可変インピーダンス素子７１に代えて過電流防止用のインダクタＬ１を接続し、実施形態１３のインピーダンス可変制御回路７２に代えて駆動電圧可変回路７３を設けてあり、パルス電圧の補正値に応じて駆動電圧可変回路７３によりスイッチング素子Ｑ７のオン抵抗を可変制御することでトランス１次巻線回路のインピーダンスを可変制御している。
【００９３】
高圧パルス電圧のピーク値をトランスＴ１の１次巻線Ｎ１の両端電圧により検出し、電圧分圧回路１１で高圧パルス電圧の検出電圧レベルを下げてパルス検出回路１２にフィードバックし、パルス検出回路１２において次回発生させるパルス電圧の補正値を算出し、補正値に応じて駆動電圧可変回路７３がスイッチング素子Ｑ７を駆動する電圧レベルを可変制御する。
【００９４】
出力制御回路４０からパルス出力タイミング信号を受けると、駆動電圧可変回路７３で決定された駆動電圧レベルによってスイッチング素子Ｑ７をオンする。
【００９５】
スイッチング素子Ｑ７は、極性反転直後から少し遅延したタイミングでオンすることで矩形波電圧の過渡変化による外乱ノイズを除去した精度の高いピーク電圧レベルのフィードバックを可能とする。また、パルス電圧によって高圧放電灯が絶縁破壊した際に放電状態を安定させるのに必要な押し込み電力を供給できるように、次回の極性反転まで数百μｓｅｃ〜数ｍｓｅｃ前のタイミングにスイッチング素子Ｑ７をオンする。他の実施形態においても同様である。
【００９６】
図２７は本実施形態の要部構成を示す。電圧分圧回路１１では、１次巻線Ｎ１で検出した電圧を分圧し、電圧分圧した結果を複数のレファレンスレベル（図２７ではレベルＨ、レベルＭ、レベルＬの３段階）と比較するコンパレータＣＰ−Ｈ、ＣＰ−Ｍ、ＣＰ−Ｌを用いたパルス検出回路１２にフィードバックする。コンパレータＣＰ−Ｈ、ＣＰ−Ｍ、ＣＰ−Ｌによる比較結果に応じてスイッチング素子Ｑ７を駆動する電圧レベルが駆動電圧可変回路７３によって補正される。
【００９７】
図２８は複数の基準レベルとパルス電圧の関係を示している。基準レベルの数及び設定値は任意でよい。当然、基準レベルの設定を細分化することにより始動パルス電圧の補正も細分化される。ここで補正した値は次回の始動パルス発生時にも適用されるように制御回路にて保持する。
【００９８】
例えばパルス電圧が低いと、レベルＬのコンパレータＣＰ−Ｌしかオンせず、スイッチング素子Ｑ７の駆動電圧レべルは高くなる。また、パルス電圧が高いと、レベルＨのコンパレータＣＰ−Ｈまでオンされるから、スイッチング素子Ｑ７の駆動電圧レべルは低くなる。これにより、スイッチング素子Ｑ７の駆動電圧レベルを、例えば図２９のＶｇｓ１、Ｖｇｓ２、Ｖｇｓ３のように３段階に可変制御することができる。
【００９９】
スイッチング素子Ｑ７の駆動電圧レベルが異なると、図３０に示すように、ＦＥＴのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓに対して、ドレイン・ソース間のオン抵抗Ｒｄｓが異なることから、スイッチング素子Ｑ７のオン時のトランス１次巻線回路のインピーダンスが可変制御されることになる。
【０１００】
また、図３１に示すように、スイッチング素子Ｑ７の駆動電圧の時間的な変化（電圧上昇の傾き）を変化させても同等の制御を行うことが可能である。
【０１０１】
制御回路９からのオン信号を受けてスイッチング素子Ｑ７がオンすると、トランス１次巻線回路の閉回路が構成され、コンデンサＣ１に充電されていた電荷を放出して１次巻線Ｎ１にパルス電圧が発生する。２次巻線Ｎ２では巻数比（Ｎ２／Ｎ１）倍に昇圧された３〜５ｋＶの範囲内の高圧パルス電圧が発生する。
【０１０２】
このように本実施形態によれば、出力線を延長した場合においても高圧放電灯の始動に必要な一定ピーク値の高圧パルス電圧を出力可能な高圧放電灯点灯装置を安価に簡単な回路で実現することができる。
【０１０３】
（実施形態１５）
図３２に本発明の実施形態１５の回路図を示す。本実施形態においては、実施形態１４のスイッチング素子Ｑ７をＭＯＳＦＥＴからバイポーラトランジスタに置き換えた点と、駆動電圧可変回路７３を駆動電流可変回路７４に置き換えた点が異なる。バイポーラトランジスタのコレクタ・エミッタ間には回生用ダイオードが逆並列接続されている。
【０１０４】
実施形態１４の駆動電圧可変回路７３では、パルス電圧の補正値に応じてＭＯＳＦＥＴの駆動電圧の振幅または傾きを可変制御していたが、本実施形態の駆動電流可変回路７４では、パルス電圧の補正値に応じてバイポーラトランジスタの駆動電流（ベース電流）の振幅または傾きを可変制御している点が異なる。
【０１０５】
図３３はバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶBEとコレクタ電流Ｉｃの関係を示している。この特性から明らかなように、コレクタ電流Ｉｃを可変制御するには、パルス電圧の補正値に応じてベース・エミッタ間電圧ＶBEを可変制御すれば良い。これによりトランス１次巻線回路におけるスイッチング素子Ｑ７のオン時のインピーダンス成分を可変制御することができる。その他の構成及び動作については実施形態１４と同様である。
【０１０６】
（実施形態１６）
図３４に本発明の実施形態１６の回路図を示す。本実施形態においては、実施形態１４のスイッチング素子Ｑ７をオン抵抗の異なる２個のスイッチング素子Ｑ７ａ，Ｑ７ｂの並列回路に置き換えた点と、パルス電圧の補正値に応じてスイッチング素子Ｑ７ａまたはＱ７ｂを選択する選択制御回路７５を設けた点が異なる。選択制御回路７５によって２つのオン抵抗の異なるスイッチング素子Ｑ７ａ、Ｑ７ｂのいずれか一方をオンすることでトランス１次巻線回路のインピーダンス成分を可変制御することができる。
【０１０７】
スイッチング素子Ｑ７ａ、Ｑ７ｂのオン抵抗の差は補正精度によって選択すれば良く、必要に応じて並列個数を増やすことも可能である。また、実施形態１４で説明したゲート電圧の可変制御と組み合わせても構わない。
【０１０８】
また、スイッチング素子Ｑ７ａ、Ｑ７ｂそれぞれに直列に異なる抵抗を接続しておく構成とすることにより、スイッチング素子Ｑ７ａ、Ｑ７ｂのいずれかをオンしたときのトランス１次巻線回路のインピーダンスを可変制御する構成としても良い。その他の構成及び動作については実施形態１４と同様である。
【０１０９】
（実施形態１７）
図３５は本発明の高圧放電灯点灯装置を用いた照明器具の構成例を示す。（ａ）、（ｂ）はそれぞれスポットライトにＨＩＤランプを用いた例、（ｃ）はダウンライトにＨＩＤランプを用いた例であり、図中、８は高圧放電灯、８１は高圧放電灯を装着した灯体、８２は配線、８３は点灯装置の回路を格納した安定器である。これらの照明器具を複数組み合わせて照明システムを構築しても良い。これらの点灯装置として前述の実施形態１〜１６のいずれかの高圧放電灯点灯装置を用いることで、始動パルス電圧のピーク値を適正化でき、配線８２が長くても始動可能となる。また、配線８２が短いときには始動パルス電圧のピーク値を低減できる。
【０１１０】
出力線長を延長しても始動パルス電圧の減衰しない本発明の高圧放電灯点灯装置を搭載することで、配線８２を例えば２ｍ〜１０ｍの範囲で延長することが可能となり、施工性が高まったり、安定器８３の一括設置が可能となり、電源線の引き回し距離が短くできたり、安定器８３の一括点検が可能となる等の利点がある。
【図面の簡単な説明】
【０１１１】
【図１】本発明の実施形態１の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施形態１の動作波形図である。
【図３】本発明の実施形態１の動作波形図である。
【図４】本発明の実施形態１の動作説明図である。
【図５】本発明の実施形態２の構成を示す回路図である。
【図６】本発明の実施形態３の構成を示す回路図である。
【図７】本発明の実施形態３の一変形例の構成を示す回路図である。
【図８】本発明の実施形態４の構成を示す回路図である。
【図９】本発明の実施形態５の構成を示す回路図である。
【図１０】本発明の実施形態６の要部構成を示す回路図である。
【図１１】本発明の実施形態６の動作を示す波形図である。
【図１２】本発明の実施形態７の要部構成を示す回路図である。
【図１３】本発明の実施形態７の動作を示す波形図である。
【図１４】本発明の実施形態８の構成を示す回路図である。
【図１５】本発明の実施形態８の動作を示すフローチャートである。
【図１６】本発明の実施形態９の出力線長が最短時の動作波形図である。
【図１７】本発明の実施形態９の出力線長が中間時の動作波形図である。
【図１８】本発明の実施形態９の出力線長が最長時の動作波形図である。
【図１９】本発明の実施形態１０の動作波形図である。
【図２０】本発明の実施形態１０の極性反転回路の無負荷時の出力変化を示す波形図である。
【図２１】本発明の実施形態１０の極性反転回路の無負荷時の出力変化の他の一例を示す波形図である。
【図２２】本発明の実施形態１１の動作波形図である。
【図２３】本発明の実施形態１２の動作波形図である。
【図２４】本発明の実施形態１３の全体構成を示す回路図である。
【図２５】本発明の実施形態１３の要部構成を示す回路図である。
【図２６】本発明の実施形態１４の全体構成を示す回路図である。
【図２７】本発明の実施形態１４の要部構成を示す回路図である。
【図２８】本発明の実施形態１４の始動パルス波形を示す波形図である。
【図２９】本発明の実施形態１４の動作説明のための特性図である。
【図３０】本発明の実施形態１４の動作説明のための特性図である。
【図３１】本発明の実施形態１４の動作説明のための特性図である。
【図３２】本発明の実施形態１５の全体構成を示す回路図である。
【図３３】本発明の実施形態１５の動作説明のための特性図である。
【図３４】本発明の実施形態１６の全体構成を示す回路図である。
【図３５】本発明の実施形態１７の照明器具の外観を示す斜視図である。
【図３６】従来例のブロック図である。
【図３７】従来例の要部構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１１２】
Ｅ  直流電源
Ｂ  電力変換回路
６  極性反転回路
７  始動パルス発生回路
８  高圧放電灯
Ｐｓ  パルス検出部
１２  パルス検出回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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