(57)【要約】【課題】電機子の相数を増やせるとともに、環状接続にした電機子巻線に流れる循環電流を低減できる構造とし、かつコギングトルクの低減策を容易に採ることのできる永久磁石形同期機を得ること。【解決手段】電機子が２個で界磁が１個、もしくは、電機子が１個で界磁が２個で構成され、前記電機子は、分数スロット型で各ティースに集中巻巻線が施される永久磁石形同期機であって、前記電機子は、各電機子巻線が環状に接続され、電源の奇数相数をφとしたとき隣り合う相間の電機子巻線に印加される電圧の位相差が電気角でπ（１−１／φ）であり、電機子が１個で界磁が２個の例で言えば、２個の界磁は、電機子の位置３を基準に、相対的な移動方向において、互いに逆向きにπ／２φだけずれた位置４，５に配置し、φ次空間高調波成分２ａ，２ｂの影響をキャンセルして循環電流が流れないようにする。【選択図】        図２
2009089515.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電機子が２個で界磁が１個、もしくは、電機子が１個で界磁が２個で構成され、奇数相インバータを電源とするものであり、前記界磁は、永久磁石によるものである永久磁石形同期機であって、
前記電機子は、巻線が環状に接続され、前記電源の奇数相数をφとしたとき、前記２個の電機子または前記２個の界磁は、回転方向または直線運動方向において、電気角でπ／φだけずれた空間的位相差を有して配置されている、
ことを特徴とする永久磁石形同期機。
【請求項２】
電機子が２個で界磁が１個、もしくは、電機子が１個で界磁が２個で構成され、前記電機子は、毎相毎極の電機子鉄心のティース数または溝数が１未満である分数スロット型で各ティースに集中巻巻線が施され、奇数相インバータを電源とするものであり、前記界磁は、永久磁石によるものである永久磁石形同期機であって、
前記電機子は、前記集中巻巻線からなる各電機子巻線が環状に接続され、前記電源の奇数相数をφとしたとき、隣り合う相間の電機子巻線に印加される電圧の位相差が電気角でπ（１−１／φ）であり、前記２個の電機子または前記２個の界磁は、回転方向または直線運動方向において、電気角でπ／φだけずれた空間的位相差を有して配置されている、
ことを特徴とする永久磁石形同期機。
【請求項３】
前記電機子は、前記の「隣り合う相間の電機子巻線に印加される電圧の位相差が電気角でπ（１−１／φ）」となるようにする構成として、前記電源の奇数相数φを５以上としたとき、正の整数ｍ，ｎを用いて、電機子鉄心のティース数または溝数をＳとしてＳ＝φ・ｍ・ｎとしたとき、φ・ｍ・ｎ個の電機子巻線をφ・ｎ個のグループに分け、各グループはｍ・ｎ個の電機子巻線からなり、それらのφ・ｍ・ｎ個の電機子巻線を環状に接続して各グループ毎にφ・ｎ個の電源印加端子を設け、前記φ個の電源印加端子に、任意の電源印加端子から順番に、前記電源の奇数相数φの相順において「（φ−３）／２」置きに選択した出力相電圧がｎ回繰り返して印加される構成を備えている、
ことを特徴とする請求項２に記載の永久磁石形同期機。
【請求項４】
電機子が２個で界磁が１個、もしくは、電機子が１個で界磁が２個で構成され、前記電機子は、毎相毎極の電機子鉄心のティース数または溝数が１未満である分数スロット型で各ティースに集中巻巻線が施され、ｋを正の整数とするとき相数が２×（２ｋ＋１）であるインバータを電源とするものであり、前記界磁は、永久磁石によるものである永久磁石形同期機であって、
前記電機子は、各ティースに施された集中巻巻線からなる電機子巻線を２グループに分け、それぞれのグループにおいて電機子巻線が環状に接続されるとともに、隣り合う相間の電機子巻線に印加される電圧の位相差が電気角でπ（１−１／（２ｋ＋１））であり、かつ、２グループ間において対応する電機子巻線に印加される電圧の位相差が電気角で、π／（２ｋ＋１）であり、前記２個の電機子または前記２個の界磁は、回転方向または直線運動方向において、電気角でπ／（２ｋ＋１）だけずれた空間的位相差を有して配置されている、
ことを特徴とする永久磁石形同期機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、インバータで駆動される永久磁石形同期機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石形同期機には、電動機（回転型、リニア型）と発電機（風力、水力など）とがあり、永久磁石形同期電動機は、輸送機器や産業機器、家電機器などで用いられている。ここでは、この発明の理解を容易にするため、永久磁石形同期電動機のうちの回転型を例に挙げて説明する。永久磁石形同期電動機には、ステータとロータとを、回転軸の径方向に配置するラジアルエアギャップ型構造のものと、回転軸の軸方向に配置するアキシャルエアギャップ型構造のものとがあり、ステータとロータのいずれか一方が巻線を有する電機子となり、いずれか他方が永久磁石形の界磁となる構成である。つまり、この発明は、ラジアルエアギャップ型構造のものと、アキシャルエアギャップ型構造のものとの双方を対象にしている。
【０００３】
さて、永久磁石形同期電動機において、同じトルク・出力を得る場合、電動機を小さい電流で駆動できれば、インバータでは、定格電流の小さい低コストなスイッチング素子（パワートランジスタなど）を使用できるメリットがあり、電動機では、電機子巻線に作業能率の良い細い電線を使用できるメリットがあり、全体としての低コスト化が図れる。
【０００４】
また、永久磁石形同期電動機の高出力化を図る場合でも、駆動電流を小さく抑えることができれば、コストアップを抑制でき、また、電機子巻線に使用する電線の選択範囲を広げることができる。
【０００５】
永久磁石形同期電動機に供給する駆動電流を小さくする方法としては、インバータの相数を増やす方法と、インバータから永久磁石形同期電動機に印加する電圧を高くする方法とがある。
【０００６】
前者のインバータの相数を増やす方法では、３相よりも、５相、６相、９相などと増加させると、その相数に反比例して供給電流は小さくなる。後者の永久磁石形同期電動機への供給電圧を高くする方法では、インバータの直流電源を高くする方法の他に、インバータの出力電圧を一定にして、電機子巻線の接続方法に、星形接続ではなく環状接続を採用する方法がある。
【０００７】
但し、環状接続を用いる場合は、界磁磁束によって電機子巻線に誘起される電圧に、インバータの相数と等しい次数およびその整数倍の空間高調波成分が存在すると、環状に接続されている電機子巻線に循環電流が流れる。この循環電流は、永久磁石形同期電動機の性能を低下させたり、電機子巻線を焼損させたりするので、対策が必要である。以下に、上記した２つの方法の具体例を示す。
【０００８】
例えば、特許文献１では、前者のインバータの相数を増やす方法として、９相を用いた場合が開示されている。すなわち、特許文献１では、同公報の図１に示すのように、永久磁石形同期電動機のティースに集中巻巻線を施し、それらを星状に接続し、これに同公報の図２に示すような、９アーム１８個のパワートランジスタを備えたインバータによって９相の交流電圧を印加する方法が開示されている。インバータの出力電圧ベクトル図は、同公報の図３に示す通りであり、９アーム１８個のパワートランジスタがロータの位置センサからの信号によってスイッチング動作を行うことで、永久磁石形同期電動機の１８個の巻線に順次電流が流れ、ステータ（電機子）に回転磁界が発生し、ロータ（界磁）に回転トルクが発生する。
【０００９】
また、例えば、特許文献２では、前者のインバータの相数を増やす方法として、５相を用いた場合が開示されている。加えて、後者の印加電圧を高くする方法として、極数２ｎ溝数１０ｎの分布巻巻線の環状接続及び極数４ｎ溝数５ｎの集中巻巻線の環状接続が示されている。そして、環状接続にした電機子巻線に循環電流が流れるのを防止する方法として、巻線ピッチと界磁極のピッチとの比、もしくは、極数と溝数との比を４／５にする方法が記載されている。
【００１０】
【特許文献１】特開２００４−９６９４０号公報
【特許文献２】特許第３６６８９３８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、上記の特許文献１に記載の技術では、電機子巻線が環状接続ではなく、星形接続であるので、電機子巻線に印加される電圧は低い。したがって、駆動電流を充分に小さくできないという問題がある。
【００１２】
また、上記の特許文献２に記載の技術では、電機子巻線に環状接続が採用され、環状巻線に循環電流が流れるのを防止する措置が講じられているので、特許文献１での上記した問題点が解決されており、駆動電流を充分に小さくすることはできるが、次のような問題がある。
【００１３】
まず、整数スロットの分布巻では、コイルの周長が長くなり、巻線の使用量が多くなるので、コストアップの要因になるとともに、巻線抵抗が大きくなり、効率の低下が招来される。
【００１４】
また、分数スロットの場合、極数と溝数との比が４／５に限定されているので、それらの最小公倍数（ＬＣＭ）を大きく取ってコギングトルクを小さくしようとする際の障害となる。
【００１５】
この発明は、上記に鑑みてなされたものであり、電機子の相数を増やせるとともに、環状接続にした電機子巻線に流れる循環電流を低減できる構造とし、かつコギングトルクの低減策を容易に採ることのできる永久磁石形同期機を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上述した目的を達成するために、この発明は、電機子が２個で界磁が１個、もしくは、電機子が１個で界磁が２個で構成され、前記電機子は、毎相毎極の電機子鉄心のティース数または溝数が１未満である分数スロット型で各ティースに集中巻巻線が施され、奇数相インバータを電源とするものであり、前記界磁は、永久磁石によるものである永久磁石形同期機であって、前記電機子は、前記集中巻巻線からなる各電機子巻線が環状に接続さ
れ、前記電源の奇数相数をφとしたとき、隣り合う相間の電機子巻線に印加される電圧の位相差が電気角でπ（１−１／φ）であり、前記２個の電機子または前記２個の界磁は、回転方向または直線運動方向において、電気角でπ／φだけずれた空間的位相差を有して配置されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
この発明によれば、電機子を分数スロット型とし各ティースに集中巻巻線を施すので、電機子の相数を増やすことができ、必要な電流値を低くすることができる。また、電機子巻線は、環状に接続し、隣り合う相間の電機子巻線に印加される電圧の位相差が電気角でπ（１−１／φ）となるようにして、各電機子巻線に最大の線間電圧が印加できるようするが、２個の電機子と１個の界磁との組み合わせにおける２個の電機子、あるいは、１個の電機子と２個の界磁との組み合わせにおける２個の界磁を、回転方向または直線運動方向において、電気角でπ／φだけずれた空間的位相差を有して配置するので、環状接続にした電機子巻線に流れる循環電流を低減できる。つまり、環状接続によっても支障なく、必要な電流値を低くすることができる。
【００１８】
したがって、インバータのスイッチング素子や、電機子の巻線、端子などの定格電流を小さくすることができ、また、電機子巻線に線径の細い電線が使用できるので、巻線の配線・結線などの作業性が向上するので、総じてコストの低減が可能となり、かつ同一電流によって得られるトルクや出力を大きくすることができるという効果を奏する。
【００１９】
また、溝数と極数との比の制約を受けないので、溝数と極数を増やして溝数と極数との差を先行技術（特許文献１，２）よりも小さくすることができる。したがって、ＬＣＭを先行技術（特許文献１，２）よりも大きくすることができるので、コギングトルクを小さくすることができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下に図面を参照して、この発明にかかる永久磁石形同期機の好適な実施の形態を詳細に説明する。
【００２１】
実施の形態１．
この実施の形態１では、図１〜図４を参照して、この発明にかかる永久磁石形同期機の原理的構成について説明する。なお、図１は、この発明の実施の形態１として、この発明の原理的事項の説明に用いる奇数相インバータの相数と、電機子巻線が星形接続である場合の相電圧、環状接続である場合の最大線間電圧および最大線間電圧間の電気的位相角との関係を示す図である。図２は、この発明の実施の形態１として、奇数相インバータの相数と次数の等しい空間高調波磁束を１個の電機子と２個の界磁との組み合わせでキャンセルする方法を説明する図である。図３は、図２に示す方法で空間高調波磁束をキャンセルする場合の合成トルクを説明する図である。図４は、この発明の実施の形態１として、奇数相インバータの相数と次数の等しい空間高調波磁束を２個の電機子と１個の界磁との組み合わせでキャンセルする方法を説明する図である。
【００２２】
前記したように、インバータの出力電圧が一定である場合に、永久磁石形同期機において電機子に供給する必要電流を小さくする方法としては、インバータの相数を増やす方法と、電機子巻線に印加する電圧を高くする方法とがある。この発明では、両者の同時実現（請求項２）と後者の実現（請求項１）とを企図している。
【００２３】
すなわち、前者のインバータの相数を増やす方法としては、電機子に相数を増やせる構造を採る。これは、請求項２に記載するように、電機子を、毎相毎極の電機子鉄心のティース数または溝数が１未満である分数スロット型とし、各ティースに集中巻巻線を施すことで実現するようにしている。この構成によれば、溝数と極数との比の制約を受けずに、ＬＣＭを大きく取ることができるという利点も生ずる。
【００２４】
また、後者の電機子に印加する電圧を高くする方法としては、前記したように、各相の電機子巻線を環状に接続するが、各相の電機子巻線に、相数に応じて、できるだけ高い電圧を印加する方法を、図１を参照して説明する。
【００２５】
図１に示すように、相電圧をＥとしたき、奇数相インバータの相数を３，５，７，９，１１と増加させると、電機子巻線が星形接続の場合その巻線電圧は、奇数相インバータの相数と無関係に相電圧Ｅのままであるが、環状接続の場合、最大線間電圧は、１．７３２Ｅ，１．９０２Ｅ，１，９５０Ｅ，１，９７０Ｅ，１，９８０Ｅと増加していく。
【００２６】
そして、奇数相インバータの相数をφとすると、環状接続した電機子巻線の最大線間電圧は、２Ｅｃｏｓ（π／２φ）となり、最大線間電圧の電気的位相角は、π（１−１／φ）となる。これは、電機子の溝数と界磁の極数との差が１である場合、つまり、毎相の並列回路数が１である場合と、電機子の溝数と界磁の極数との差が２である場合、つまり、毎相の並列回路数が２である場合とで同じである。
【００２７】
そこで、この発明では、請求項１，２に記載するように、電機子巻線への供給電流を小さくする方策として、環状に接続した電機子巻線において、隣り合う相間の電機子巻線に印加される電圧の位相差が電気角でπ（１−１／φ）となるようにした。
【００２８】
この構成によって、各相の電機子巻線では、両端に最大線間電圧が印加されるので、奇数相の各相において電機子巻線への供給電流を小さくすることができる。同時に、この構成によって、特許文献２に開示されるような極数と溝数との比の制限を設けないでＬＣＭを大きく取ることができるので、コギングトルクの充分な低減が図れるようになる。
【００２９】
そして、電機子巻線を環状接続の構成にした場合、奇数相インバータの相数と次数の等しい空間高調波磁束によって電機子巻線に流れる循環電流を低減する方策として、この発明では、請求項１に記載のように、２個の電機子と１個の界磁との組み合わせ、または、１個の電機子と２個の界磁との組み合わせを採るようにした。
【００３０】
まず、図２を参照して、１個の電機子と２個の界磁との組み合わせによって奇数相インバータの相数と次数の等しい空間高調波磁束をキャンセルする方法を説明する。２つの界磁は、それぞれ、ほぼ同一特性の永久磁石でもってほぼ同一内容の磁界を発生するので、図２に示すように、一方の界磁による基本波磁束波形１ａ、および他方の界磁による基本波磁束波形１ｂは、ほぼ同一波形であり、奇数相インバータの相数をφとすれば、一方の界磁によるφ次空間高調波磁束波形２ａ、および他方の界磁によるφ次空間高調波磁束波形２ｂもほぼ同一波形である。
【００３１】
したがって、相対運動する１個の電機子および２個の界磁の配置関係として、図２に示すように、２個の界磁を電気角でπ／φの空間的位相差を有して配置すれば、１個の電機子の位置３が、一方の界磁の位置４と、他方の界磁の位置５との中央に在るとき、一方の界磁によるφ次空間高調波磁束波形２ａと、他方の界磁によるφ次空間高調波磁束波形２ｂとは、丁度逆相の関係になり、φ次空間高調波磁束波形２ａ，２ｂによって１個の電機子の巻線に誘起される電圧も逆相になるので、環状接続である１個の電機子の巻線では、循環電流が流れない。
【００３２】
要するに、１個の電機子の位置３を基準に、一方の界磁の位置４と、他方の界磁の位置５とを、回転方向または直線運動方向に対して互いに逆向きに、電気角でπ／２φだけずらして配置すれば、１個の電機子の巻線では、循環電流の発生が低減される。
【００３３】
この場合、図３に示すように、界磁１個の基本波磁束によるトルクＴ’に対して、界磁２個の合成基本波磁束による合成トルクＴは、Ｔ＝２Ｔ’ｃｏｓ（π／２φ）となり、「１−ｃｏｓ（π／２φ）」だけ低下するが、奇数相インバータの相数が増えるほど、つまり、相数の多い電機子を用いるほど、その減少分は小さくなるので、無視できるようになる。
【００３４】
次に、図４を参照して、２個の電機子と１個の界磁との組み合わせで、奇数相インバータの相数と次数の等しい空間高調波磁束をキャンセルする方法を説明する。奇数相インバータの相数φと次数の等しいφ次空間高調波磁束をキャンセルする原理は、図２と同様である。電機子が２個で界磁が１個の場合は、例えば図４に示すように、２個の電機子相互間を直列に接続するとともに、２個の電機子を１個の界磁を基準にして配置する。
【００３５】
図４では、理解を容易にするため、奇数相インバータの相数φを３とした場合に、２個の電機子の配置方法および巻線の接続方法が示されている。電機子の毎相の巻線数は、この発明では、基本的には１であるので、奇数相インバータの相数φが３である場合、２個の電機子は、それぞれ３個の巻線を有している。そして、電機子では、巻線が直列に繋がって環状になっているので、巻線が３個の場合はいわゆるΔ結線されることになる。
【００３６】
図４において、Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１は、一方の電機子が有するΔ結線の３端子であり、Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２は、他方の電機子が有するΔ結線の３端子である。そして、２個の電機子に対して電源は１つであるので、２個の電機子が共用する電源端子Ｕ，Ｖ，Ｗが設けられる。すなわち、電源端子Ｕには、一方の電機子の端子Ｕ１と他方の電機子の端子Ｕ２とが接続され、電源端子Ｖには、一方の電機子の端子Ｖ１と他方の電機子の端子Ｖ２とが接続され、電源端子Ｗには、一方の電機子の端子Ｗ１と他方の電機子の端子Ｗ２とが接続される。
【００３７】
この場合に、一方の電機子の３端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１と、他方の電機子の３端子Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２とは、それぞれ界磁の位置９を基準に、回転方向または直線運動方向に対して互いに逆向きに、ψ（ψ＝π／２φ＝π／６）だけずれた位置となるように配置される。
【００３８】
そして、２個の電機子がそれぞれ独立して存在する場合、一方の電機子では、巻線１０ａは、一端が端子Ｕ１に接続され、他端が端子Ｖ１に接続される。巻線１１ａは、一端が端子Ｖ１に接続され、他端が端子Ｗ１に接続される。巻線１２ａは、一端が端子Ｗ１に接続され、他端が端子Ｕ１に接続される。
【００３９】
また、他方の電機子でも同様に、巻線１０ｂは、一端が端子Ｕ２に接続され、他端が端子Ｖ２に接続される。巻線１１ｂは、一端が端子Ｖ２に接続され、他端が端子Ｗ２に接続される。巻線１２ｂは、一端が端子Ｗ２に接続され、他端が端子Ｕ２に接続される。
【００４０】
この２個の電機子の巻線を直列に繋ぐ場合、図４では、誇張して示してあるが、図４に示すように、一方の電機子の巻線１０ａの他端を端子Ｖ１から外し、他方の電機子の巻線１０ｂの一端を端子Ｕ２から外し、巻線１０ａの他端と巻線１０ｂの一端とを接続する。また、一方の電機子の巻線１１ａの他端を端子Ｗ１から外し、他方の電機子の巻線１１ｂの一端を端子Ｖ２から外し、巻線１１ａの他端と巻線１１ｂの一端とを接続する。また、一方の電機子の巻線１２ａの他端を端子Ｕ１から外し、他方の電機子の巻線１２ｂの一端を端子Ｗ２から外し、巻線１２ａの他端と巻線１２ｂの一端とを接続する。
【００４１】
このように、電機子が２個で界磁が１個の場合は、一方の電機子の巻線と他方の電機子の巻線とを直列に接続して全体として環状接続となるようにするが、界磁との配置関係として、界磁を基準に、２個の電機子を回転方向または直線運動方向に対して互いに逆向きに、電気角でπ／２φだけずらして配置すれば、換言すると、２個の電機子を電気角でπ／φの空間的位相差を有して配置すれば、１個の界磁によるφ次空間高調波磁束により、一方の電機子の巻線に誘起される電圧と、他方の電機子の巻線に誘起される電圧とは、互いに逆相となるので、１個の界磁によるφ次空間高調波磁束の影響をキャンセルすることができ、循環電流の発生を低減できる。
【００４２】
以降、この発明の理解を容易にするために、請求項３に対応する実施の形態２，３として、相数に応じた電機子の構成例を示す。そのうち、請求項３で用いる定数ｍは、並列回路数を示しているが、実施の形態２は、並列回路数が１の場合を示し、実施の形態３は、並列回路数が２の場合を示している。だだし、実施の形態２，３では、並列回路数をｍに代えてｐで示している。そして、請求項４に対応する実施の形態４として、インバータの相数が、奇数相×２である場合の電機子の構成例を示す。
【００４３】
実施の形態２．
この実施の形態２では、並列回路数ｐが１である場合に（請求項３）、請求項２に記載の「隣り合う相間の電機子巻線に印加される電圧の位相差が電気角でπ（１−１／φ）」となるようにする電機子巻線の構成法について説明する。
【００４４】
前記の図１において、星形接続にした場合の相電圧位相角と環状接続にした場合の最大線間電圧位相角との比較から、例えば、相数が５である場合、５相インバータの各相出力電圧の位相角は７２°であるのに対し、環状接続にした場合に最大線間電圧を得る位相角は２倍の１４４°であるので、５相対応に設けた５個の電源印加端子に、順番に、５相インバータの相順において１つ置きの出力相電圧を印加すれば、５相対応に設けた各電機子巻線に最大線間電圧１．９０２Ｅを印加できることが解る。このことは、奇相数φが７，９，１１，・・と増加する場合も同様である。
【００４５】
つまり、環状接続にした奇数相φに対応する各電機子巻線に最大線間電圧が印加できるようにするためには、奇数相φ対応に設けたφ個の電源印加端子に、順番に、φ相インバータの相順において「（φ−３）／２」置きに選択した出力相電圧を印加すればよいことになる。
【００４６】
そこで、並列回路数ｐが１である場合は、請求項２に記載の「隣り合う相間の電機子巻線に印加される電圧の位相差が電気角でπ（１−１／φ）」となるようにする構成を、正の整数ｎを用いて、電機子鉄心のティース数または溝数をＳとしてＳ＝φ・ｐ・（２ｎ−１）＝φ（２ｎ−１）、界磁の極数をＰとしてＰ＝Ｓ±１＝φ（２ｎ−１）±１としたとき、φ（２ｎ−１）個の電機子巻線を（２ｎ−１）個ずつφ個のグループに分け、φ個のグループをそれらの電機子巻線を直列に繋いで環状に接続して各接続端に電源印加端子を設け、前記φ個の電源印加端子に、任意の電源印加端子から順番に、前記電源の奇数相数φの相順において「（φ−３）／２」置きに選択した出力相電圧を印加することで実現する。
【００４７】
この場合、毎相スロット数ｓは、ｓ＝２ｎ−１であるので、毎相毎極のスロット数ｓｐｐは、ｓｐｐ＝Ｓ／Ｐ・φ＝１／φ｛１±１／φ（２ｎ−１）｝＜１となり、当該並列回路数が１である電機子は、分数スロット型であることが解る。
【００４８】
以下、請求項３に記載の電機子巻線の並列回路数が１である場合の具体的な構成例を、奇数相インバータの相数φが７，５，９の３つの場合について示す。
【００４９】
（Ａ）図５〜図７は、奇数相インバータの相数φが７である場合の電機子巻線の構成例を説明する図である。なお、図５は、この発明の実施の形態２として、請求項３に記載の電機子巻線の並列回路数が１である場合の具体的な構成例（その１：奇数相インバータの相数が７、電機子巻線の毎相の巻線数が１）を説明する図である。図６は、図５に示す環状接続を一筆書きの７端子星型環状接続で表現した場合の各電源印加端子と７相インバータとの接続関係を説明する図である。図７は、図６に示す一筆書きの７端子星型環状接続での各電源印加端子と７相インバータの７アームとの接続関係を説明する図である。
【００５０】
図５では、奇数相インバータは相数φが７、界磁は極数ＰがＰ＝７±１、電機子は並列回路数ｐがｐ＝１，毎極毎相スロット数ｓ＝２ｎ−１がｎ＝１として１、溝数ＳがＳ＝φ・ｐ・ｓ＝７×１×１＝７とした場合の、ラジアルエアギャップ型での電機子の界磁側周面を平面に展開した電機子巻線接続状態、または、アキシャルエアギャップ型での電機子の界磁側端面の電機子巻線接続状態が示されている。
【００５１】
図５において、電機子鉄心に設けられる７個のティース（歯）Ｓ１〜Ｓ７のそれぞれに集中巻巻線（電機子巻線）Ｗ１〜Ｗ７が施され、それらの電機子巻線Ｗ１〜Ｗ７は、各々電機子鉄心の対応する溝（スロット）に収められている。
【００５２】
電機子巻線Ｗ１〜Ｗ７は、巻き方向が同方向に向かう矢印で示すように全て同じ方向であり、隣接する電機子巻線との間で、巻き始め端子（白丸○印）と巻き終わり端子（黒丸●印）とを接続する形で環状に接続されている。そして、７つの接続端には、電源印加端子Ｔ１〜Ｔ７が設けられている。
【００５３】
ここで、電源印加端子Ｔ１〜Ｔ７の番号付与が、電機子巻線Ｗ１〜Ｗ７の接続順に対応した連続番号付与ではなく、右回りで言えば、Ｔ１，Ｔ４，Ｔ７，Ｔ３，Ｔ６，Ｔ２，Ｔ５と２つ置きの番号付与になっているのは、奇数相インバータの相数φが７である場合、その７相インバータの相順が、右回りでＶ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４，Ｖ５，Ｖ６，Ｖ７であれば、前記したように、電機子巻線Ｗ１〜Ｗ７の各々に最大線間電圧を印加できるようにするため（φ−３）／２＝２、つまり、２つ置きの相電圧を、任意の電源印加端子Ｔ１から順番に印加するので、電源印加端子Ｔ１，Ｔ４，Ｔ７，Ｔ３，Ｔ６，Ｔ２，Ｔ５の表記は、相電圧Ｖ１，Ｖ４，Ｖ７，Ｖ３，Ｖ６，Ｖ２，Ｖ５が印加されることを示している。
【００５４】
図６では、右側に一筆書きの７端子星型環状接続した電機子巻線が示され、左側に７相インバータが示されている。図６の右側に示すように、７相インバータの相数に等しい７個の頂点を有する一筆書きの星形模様を描き、各頂点に順番に、図６では右回り方向を示すが、Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７と電源印加端子の番号を付与すると、電機子巻線Ｗ１は電源印加端子Ｔ１と電源印加端子Ｔ４との間に配置され、電機子巻線Ｗ２は電源印加端子Ｔ４と電源印加端子Ｔ７との間に配置され、電機子巻線Ｗ３は電源印加端子Ｔ７と電源印加端子Ｔ３との間に配置され、電機子巻線Ｗ４は電源印加端子Ｔ３と電源印加端子Ｔ６との間に配置され、電機子巻線Ｗ５は電源印加端子Ｔ６と電源印加端子Ｔ２との間に配置され、電機子巻線Ｗ６は電源印加端子Ｔ２と電源印加端子Ｔ５との間に配置され、電機子巻線Ｗ７は電源印加端子Ｔ５と電源印加端子Ｔ１との間に配置される形になる。
【００５５】
このように、７個の電機子巻線Ｗ１〜Ｗ７を環状に接続し、それらの接続端に２つ置きの相電圧を印加する場合、一筆書きの７端子星型環状接続で表現することができる。この一筆書きの７端子星型環状接続では、電源印加端子Ｔ１〜Ｔ７は、図６に示すように、７相インバータの相電圧Ｖ１〜Ｖ７と１対１に対応した関係になる。
【００５６】
図７では、右側に一筆書きの７端子星型環状接続した電機子巻線が示され、左側に７相インバータのスイッチング回路が示されている。図７の左側に示すように、７相インバータのスイッチング回路は、直流電源Ｅの両端に、コンデンサＣと共に、直列に接続したスイッチング素子「Ｔｒ１，Ｔｒ１１」「Ｔｒ２，Ｔｒ１２」「Ｔｒ３，Ｔｒ１３」「Ｔｒ４，Ｔｒ１４」「Ｔｒ５，Ｔｒ１５」「Ｔｒ６，Ｔｒ１６」「Ｔｒ７，Ｔｒ１７」による７つのアームが並列に接続されている。なお、１４個のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ１４は、それぞれ、例えばＩＧＢＴであり、それぞれにダイオードＤ１〜Ｄ１４が逆並列に接続されている。
【００５７】
図７に示すように、７相インバータのスイッチング回路での相順が、第１アーム「Ｔｒ１，Ｔｒ１１」、第２アーム「Ｔｒ２，Ｔｒ１２」、第３アーム「Ｔｒ３，Ｔｒ１３」、第４アーム「Ｔｒ４，Ｔｒ１４」、第５アーム「Ｔｒ５，Ｔｒ１５」、第６アーム「Ｔｒ６，Ｔｒ１６」、第７アーム「Ｔｒ７，Ｔｒ１７」の順であるとすれば、一筆書きの７端子星型環状接続した電機子巻線の電源印加端子Ｔ１は、第１アーム「Ｔｒ１，Ｔｒ１１」の出力端に接続され、電源印加端子Ｔ２は、第２アーム「Ｔｒ２，Ｔｒ１２」の出力端に接続され、電源印加端子Ｔ３は、第３アーム「Ｔｒ３，Ｔｒ１３」の出力端に接続され、電源印加端子Ｔ４は、第４アーム「Ｔｒ４，Ｔｒ１４」の出力端に接続され、電源印加端子Ｔ５は、第５アーム「Ｔｒ５，Ｔｒ１５」の出力端に接続され、電源印加端子Ｔ６は、第６アーム「Ｔｒ６，Ｔｒ１６」の出力端に接続され、電源印加端子Ｔ７は、第７アーム「Ｔｒ７，Ｔｒ１７」の出力端に接続される。
【００５８】
図示しない制御部が、界磁の相対的な移動方向における位置の検出信号を受けて、各アームのスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御して、７個の環状接続した電機子巻線に所定方向に向かうパルス電流を流し、界磁と同期を採ることで、回転トルクまたは推進力を発生させる。
【００５９】
ここで、図１５は、この発明による永久磁石形同期機の特性を先行技術と比較して示す図であるが、図５に示す構成では、図１５の上から第２行目に示す「最大線間電圧Ｖｍ＝１．９５０Ｅ、巻線係数Ｋｗ＝０．９７５、二重分布係数Ｋｄ＝０．９７５、総合巻線係数Ｋ＝０．９５１、電流低減率Ｋｉ＝０．０７３、トルク定数比Ｋｔ＝１３．０２、ＬＣＭ＝５６」の特性が得られる。
【００６０】
（Ｂ）図８〜図９は、奇数相インバータの相数φが５である場合の電機子巻線の構成例を説明する図である。なお、図８は、この発明の実施の形態２として、請求項３に記載の電機子巻線の並列回路数が１である場合の具体的な構成例（その２：奇数相インバータの相数が５、電機子巻線の毎相の巻線数が３）を説明する図である。図９は、図８に示す一筆書きの５端子星形環状接続での電源印加端子と５相インバータとの接続関係を説明する図である。
【００６１】
図８では、奇数相インバータは相数φが５、界磁は極数ＰがＰ＝１５±１、電機子は並列回路数ｐがｐ＝１，毎極毎相スロット数ｓ＝２ｎ−１がｎ＝２として３、溝数ＳがＳ＝φ・ｐ・ｓ＝５×１×３＝１５とした場合の、ラジアルエアギャップ型での電機子の界磁側周面を平面に展開した電機子巻線接続状態、または、アキシャルエアギャップ型での電機子の界磁側端面の電機子巻線接続状態が示されている。
【００６２】
図８において、電機子鉄心に設けられる１５個のティース（歯）Ｓ１〜Ｓ１５のそれぞれに集中巻巻線（電機子巻線）Ｗ１〜Ｗ１５が施され、それらの電機子巻線Ｗ１〜Ｗ１５は、各々電機子鉄心の対応する溝（スロット）に収められている。
【００６３】
連続する３個の電機子巻線Ｗ１〜Ｗ３，Ｗ４〜Ｗ６，Ｗ７〜Ｗ９，Ｗ１０〜Ｗ１２，Ｗ１３〜Ｗ１５は、それぞれ、巻き方向が矢印で示すように交互に逆向きとなっていて、互いの巻き始め端と巻き終わり端とを接続する形で直列に繋がれている。そして、連続する３個の電機子巻線Ｗ１〜Ｗ３，Ｗ４〜Ｗ６，Ｗ７〜Ｗ９，Ｗ１０〜Ｗ１２，Ｗ１３〜Ｗ１５は、隣接する電機子巻線との間で、巻き始め端子（白丸○印）と巻き終わり端子（黒丸●印）とを接続する形で環状に接続され、５つの接続端には、電源印加端子Ｔ１〜Ｔ５が設けられている。
【００６４】
ここで、電源印加端子Ｔ１〜Ｔ５の番号付与が、連続する３個の電機子巻線Ｗ１〜Ｗ３，Ｗ４〜Ｗ６，Ｗ７〜Ｗ９，Ｗ１０〜Ｗ１２，Ｗ１３〜Ｗ１５の接続順に対応した連続番号付与ではなく、左周りで言えば、Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５，Ｔ２，Ｔ４と１つ置きの番号付与になっているのは、奇数相インバータの相数φが５である場合、その５相インバータの相順が、左回りでＶ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４，Ｖ５であれば、前記したように、連続する３個の電機子巻線Ｗ１〜Ｗ３，Ｗ４〜Ｗ６，Ｗ７〜Ｗ９，Ｗ１０〜Ｗ１２，Ｗ１３〜Ｗ１５の各々に最大線間電圧を印加できるようにするため（φ−３）／２＝１、つまり１つ置きの相電圧を、任意の電源印加端子Ｔ１から順番に印加するので、電源印加端子Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５，Ｔ２，Ｔ４の表記は、相電圧Ｖ１，Ｖ３，Ｖ５，Ｖ２，Ｖ４が印加されることを示している。
【００６５】
図９では、右側に一筆書きの５端子星型環状接続した電機子巻線が示され、左側に５相インバータが示されている。図９の右側に示すように、５相インバータの相数に等しい５個の頂点を有する一筆書きの星形模様を描き、各頂点に順番に、図９では右回り方向を示すが、Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５と電源印加端子の番号を付与すると、電機子巻線Ｗ１５，Ｗ１４，Ｗ１３の組は電源印加端子Ｔ１と電源印加端子Ｔ３との間に配置され、電機子巻線Ｗ１２，Ｗ１１，Ｗ１０の組は電源印加端子Ｔ３と電源印加端子Ｔ５との間に配置され、電機子巻線Ｗ９，Ｗ８，Ｗ７の組は電源印加端子Ｔ５と電源印加端子Ｔ２との間に配置され、電機子巻線Ｗ６，Ｗ５，Ｗ４の組は電源印加端子Ｔ２と電源印加端子Ｔ４との間に配置され、電機子巻線Ｗ３，Ｗ２，Ｗ１の組は電源印加端子Ｔ４と電源印加端子Ｔ１との間に配置される形になる。
【００６６】
このように、５個の直列接続電機子巻線「Ｗ１〜Ｗ３」「Ｗ４〜Ｗ６」「Ｗ７〜Ｗ９」「Ｗ１０〜Ｗ１２」「Ｗ１３〜Ｗ１５」を環状に接続し、それらの接続端に１つ置きの相電圧を印加する場合、一筆書きの５端子星型環状接続で表現することができる。この一筆書きの５端子星型環状接続では、電源印加端子Ｔ１〜Ｔ５は、図９に示すように、５相インバータの相電圧Ｖ１〜Ｖ５と１対１に対応した関係になる。
【００６７】
ここで、図８に示す構成では、図１５の上から第１行目に示す「最大線間電圧Ｖｍ＝１．９０２Ｅ、巻線係数Ｋｗ＝０．９８、二重分布係数Ｋｄ＝０．９５、総合巻線係数Ｋ＝０．９３１、電流低減率Ｋｉ＝０．１０５、トルク定数比Ｋｔ＝８．８７、ＬＣＭ＝２４０」の特性が得られる。
【００６８】
（Ｃ）図１０は、奇数相インバータの相数φが９である場合の電機子巻線の構成例を説明する図である。なお、図１０は、この発明の実施の形態２として、請求項３に記載の電機子巻線の並列回路数が１である場合の具体的な構成例（その３：奇数相インバータの相数が９、電機子巻線の毎相の巻線数が３）を説明する図である。
【００６９】
図１０では、奇数相インバータは相数φが９、界磁は極数ＰがＰ＝２７±１、電機子は並列回路数ｐがｐ＝１，毎極毎相スロット数ｓ＝２ｎ−１がｎ＝２として３、溝数ＳがＳ＝φ・ｐ・ｓ＝９×１×３＝２７とした場合の、ラジアルエアギャップ型での電機子の界磁側周面を平面に展開した電機子巻線接続状態、または、アキシャルエアギャップ型での電機子の界磁側端面の電機子巻線接続状態が示されている。
【００７０】
図１０において、電機子鉄心に設けられる２７個のティース（歯）Ｓ１〜Ｓ２７のそれぞれに集中巻巻線（電機子巻線）Ｗ１〜Ｗ２７が施され、それらの電機子巻線Ｗ１〜Ｗ２７は、各々電機子鉄心の対応する溝（スロット）に収められている。
【００７１】
連続する３個の電機子巻線Ｗ１〜Ｗ３，Ｗ４〜Ｗ６，Ｗ７〜Ｗ９，Ｗ１０〜Ｗ１２，Ｗ１３〜Ｗ１５，Ｗ１６〜Ｗ１８，Ｗ１９〜Ｗ２１，Ｗ２２〜Ｗ２４，Ｗ２５〜Ｗ２７は、それぞれ、巻き方向が交互に逆向きとなっていて、互いの巻き始め端と巻き終わり端とを接続する形で直列に繋がれている。そして、連続する３個の電機子巻線Ｗ１〜Ｗ３，Ｗ４〜Ｗ６，Ｗ７〜Ｗ９，Ｗ１０〜Ｗ１２，Ｗ１３〜Ｗ１５，Ｗ１６〜Ｗ１８，Ｗ１９〜Ｗ２１，Ｗ２２〜Ｗ２４，Ｗ２５〜Ｗ２７は、隣接する電機子巻線との間で、巻き始め端子と巻き終わり端子とを接続する形で環状に接続され、９つの接続端には、電源印加端子Ｔ１〜Ｔ９が設けられている。
【００７２】
ここで、電源印加端子Ｔ１〜Ｔ９の番号付与が、連続する３個の電機子巻線Ｗ１〜Ｗ３，Ｗ４〜Ｗ６，Ｗ７〜Ｗ９，Ｗ１０〜Ｗ１２，Ｗ１３〜Ｗ１５，Ｗ１６〜Ｗ１８，Ｗ１９〜Ｗ２１，Ｗ２２〜Ｗ２４，Ｗ２５〜Ｗ２７の接続順に対応した連続番号付与ではなく、左周りで言えば、Ｔ１，Ｔ５，Ｔ９，Ｔ４，Ｔ８，Ｔ３，Ｔ７，Ｔ２，Ｔ６と３つ置きの番号付与になっているのは、奇数相インバータの相数φが９である場合に、その９インバータの相順が、左回りでＶ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４，Ｖ５，Ｖ６，Ｖ７，Ｖ８，Ｖ９であれば、前記したように、連続する３個の電機子巻線Ｗ１〜Ｗ３，Ｗ４〜Ｗ６，Ｗ７〜Ｗ９，Ｗ１０〜Ｗ１２，Ｗ１３〜Ｗ１５，Ｗ１６〜Ｗ１８，Ｗ１９〜Ｗ２１，Ｗ２２〜Ｗ２４，Ｗ２５〜Ｗ２７の各々に最大線間電圧を印加できるようにするため（φ−３）／２＝３、つまり３つ置きの相電圧を、任意の電源印加端子Ｔ１から順番に印加するので、電源印加端子Ｔ１，Ｔ５，Ｔ９，Ｔ４，Ｔ８，Ｔ３，Ｔ７，Ｔ２，Ｔ６の表記は、相電圧Ｖ１，Ｖ５，Ｖ９，Ｖ４，Ｖ８，Ｖ３，Ｖ７，Ｖ２，Ｖ６が印加されることを示している。
【００７３】
図１０に示す９相の場合も、一筆書きの９端子星型環状接続で表現することができ、そこでの電源印加端子Ｔ１〜Ｔ９は、９相インバータの相電圧Ｖ１〜Ｖ９と１対１に対応した関係になる。
【００７４】
ここで、図１０に示す構成では、図１５の上から第６行目に示す「最大線間電圧Ｖｍ＝１．９７０Ｅ、巻線係数Ｋｗ＝０．９９３８、二重分布係数Ｋｄ＝０．９８５、総合巻線係数Ｋ＝０．９７９、電流低減率Ｋｉ＝０．０５６、トルク定数比Ｋｔ＝１７．４８、ＬＣＭ＝７５６」の特性が得られる。
【００７５】
なお、図を用いた説明は省略したが、図１５では、さらに２つの特性例を示してある。一つは、相数φ＝９の蘭の第１行目に示す、溝数Ｓ＝９、極数Ｐ＝１０の場合である。この場合には、「最大線間電圧Ｖｍ＝１．９７０Ｅ、巻線係数Ｋｗ＝０．９８４８、二重分布係数Ｋｄ＝０．９８５、総合巻線係数Ｋ＝０．９７、電流低減率Ｋｉ＝０．０５６、トルク定数比Ｋｔ＝１７．３２、ＬＣＭ＝１８０」の特性が得られる。
【００７６】
もう一つは、相数φ＝２７での溝数Ｓ＝２７、極数Ｐ＝２８の場合である。この場合には、「最大線間電圧Ｖｍ＝１．９９７Ｅ、巻線係数Ｋｗ＝０．９９８４、二重分布係数Ｋｄ＝０．９９８、総合巻線係数Ｋ＝０．９９６８、電流低減率Ｋｉ＝０．０１８５、トルク定数比Ｋｔ＝５３．８８、ＬＣＭ＝７５６」の特性が得られる。
【００７７】
実施の形態３．
この実施の形態３では、並列回路数ｐが２である場合に（請求項３）、請求項２に記載の「隣り合う相間の電機子巻線に印加される電圧の位相差が電気角でπ（１−１／φ）」となるようにする電機子巻線の構成法について説明する。
【００７８】
並列回路数ｐが２である場合も、並列に接続される各々の回路において、並列回路数ｐが１である場合と同様に、環状接続にした奇数相φに対応する各電機子巻線に最大線間電圧が印加できるようにするためには、奇数相φ対応に設けたφ個の電源印加端子に、順番に、φ相インバータの相順において「（φ−３）／２」置きに選択したインバータ出力相電圧を印加すればよい。
【００７９】
そこで、並列回路数ｐが２である場合は、請求項２に記載の「隣り合う相間の電機子巻線に印加される電圧の位相差が電気角でπ（１−１／φ）」となるようにする構成を、正の整数ｎを用いて、電機子鉄心のティース数または溝数をＳとしてＳ＝φ・ｐ・（２ｎ−１）＝２φ（２ｎ−１）、界磁の極数をＰとしてＰ＝Ｓ±２＝２φ（２ｎ−１）±２としたとき、２φ（２ｎ−１）個の電機子巻線をφ（２ｎ−１）個ずつの２つの大グループに分け、各大グループをそれぞれ（２ｎ−１）個ずつφ個のグループに分け、各大グレープにおいてφ個のグループをそれらの電機子巻線を直列に繋いで環状に接続して各接続端に電源印加端子を設け、前記２つの大グレープにおける前記φ個の電源印加端子の対応するもの同士に、任意の電源印加端子から順番に、前記電源の奇数相数φの相順において「（φ−３）／２」置きに選択した出力相電圧を印加することで実現する。
【００８０】
この場合、毎相スロット数ｓは、ｓ＝２ｎ−１であるので、毎相毎極のスロット数ｓｐｐは、ｓｐｐ＝Ｓ／Ｐ・φ＝１／φ｛１±１／φ（２ｎ−１）｝＜１となり、当該並列回路数が２である電機子も、分数スロット型であることが解る。
【００８１】
以下、請求項３に記載の電機子巻線の並列回路数が２である場合の具体的な構成例を、奇数相インバータの相数φが７，９の２つの場合について示す。
【００８２】
（Ｄ）図１１は、奇数相インバータの相数φが７である場合の電機子巻線の構成例を説明する図である。なお、図１１は、この発明の実施の形態３として、請求項３に記載の電機子巻線の並列回路数が２である場合の具体的な構成例（その１：奇数相インバータの相数が７、電機子巻線の毎相の巻線数が１）を説明する図である。
【００８３】
図１１では、奇数相インバータは相数φが７、界磁は極数ＰがＰ＝Ｓ±２＝１４±２、電機子は並列回路数ｐがｐ＝２，毎極毎相スロット数ｓ＝２ｎ−１がｎ＝１として１、溝数ＳがＳ＝φ・ｐ・ｓ＝７×２×１＝１４とした場合の、ラジアルエアギャップ型での電機子の界磁側周面を平面に展開した電機子巻線接続状態、または、アキシャルエアギャップ型での電機子の界磁側端面の電機子巻線接続状態が示されている。
【００８４】
図１１において、電機子鉄心に設けられる１４個のティース（歯）Ｓ１〜Ｓ１４のそれぞれに集中巻巻線（電機子巻線）Ｗ１〜Ｗ１４が施され、それらの電機子巻線Ｗ１〜Ｗ１４は、各々電機子鉄心の対応する溝（スロット）に収められている。
【００８５】
電機子巻線Ｗ１〜Ｗ１４は、巻き方向が同方向に向かう矢印で示すように全て同じ方向であり、隣接する電機子巻線との間で、巻き始め端子と巻き終わり端子とを接続する形で環状に接続されている。そして、１４個の接続端に電源印加端子が設けられるが、電機子巻線Ｗ１〜Ｗ７の直列回路ｐ１と電機子巻線Ｗ８〜Ｗ１４の直列回路ｐ２とを並列に７相インバータに接続するので、１４個の電源印加端子は、直列回路ｐ１および直列回路ｐ２の共用となる７つの電源印加端子Ｔ１〜Ｔ７に分けられる。７つの電源印加端子Ｔ１〜Ｔ７の番号付与順序は、実施の形態２での（Ａ）にて説明したように、右回りで示してあるが２つ置きに、Ｔ１，Ｔ４，Ｔ７，Ｔ３，Ｔ６，Ｔ２，Ｔ５となっている。
【００８６】
すなわち、電源印加端子Ｔ１は、直列回路ｐ１と直列回路ｐ２の並列接続端、つまり、電機子巻線Ｗ１の巻き終わり端子と電機子巻線Ｗ１４の巻き始め端子との接続端と、電機子巻線Ｗ７の巻き始め端子と電機子巻線Ｗ８の巻き終わり端子との接続端とにそれぞれ設けられる。そして、電源印加端子Ｔ４，Ｔ７，Ｔ３，Ｔ６，Ｔ２，Ｔ５は、電源印加端子Ｔ４が電機子巻線Ｗ１の巻き始め端子と電機子巻線Ｗ２の巻き終わり端子との接続端と、電機子巻線Ｗ８の巻き始め端子と電機子巻線Ｗ９の巻き終わり端子との接続端とにそれぞれ設けられるように、直列回路ｐ１および直列回路ｐ２における配置順序において隣接間で先の電機子巻線の巻き始め端子と後の電機子巻線の巻き終わり端子との接続端にそれぞれ設けられる。
【００８７】
直列回路ｐ１および直列回路ｐ２では、電源印加端子Ｔ１，Ｔ４，Ｔ７，Ｔ３，Ｔ６，Ｔ２，Ｔ５に、７相インバータの出力相電圧Ｖ１，Ｖ４，Ｖ７，Ｖ３，Ｖ６，Ｖ２，Ｖ５が並列に印加されることで、各電機子巻線に最大線間電圧が印加される。
【００８８】
ここで、図１１に示す構成では、図１５の上から第３行目に示す「最大線間電圧Ｖｍ＝１．９５０Ｅ、巻線係数Ｋｗ＝０．９７５、二重分布係数Ｋｄ＝０．９７５、総合巻線係数Ｋ＝０．９５１、電流低減率Ｋｉ＝０．０７３、トルク定数比Ｋｔ＝１３．０２、ＬＣＭ＝１１２」の特性が得られる。
【００８９】
（Ｅ）図１２は、奇数相インバータの相数φが９である場合の電機子巻線の構成例を説明する図である。なお、図１２は、この発明の実施の形態３として、請求項３に記載の電機子巻線の並列回路数が２である場合の具体的な構成例（その２：奇数相インバータの相数が９、電機子巻線の毎相の巻線数が１）を説明する図である。
【００９０】
図１２では、奇数相インバータは相数φが９、界磁は極数ＰがＰ＝Ｓ±２＝１８±２、電機子は並列回路数ｐがｐ＝２，毎極毎相スロット数ｓ＝２ｎ−１がｎ＝１として１、溝数ＳがＳ＝φ・ｐ・ｓ＝９×２×１＝１８とした場合の、ラジアルエアギャップ型での電機子の界磁側周面を平面に展開した電機子巻線接続状態、または、アキシャルエアギャップ型での電機子の界磁側端面の電機子巻線接続状態が示されている。
【００９１】
図１２において、電機子鉄心に設けられる１８個のティース（歯）Ｓ１〜Ｓ１８のそれぞれに集中巻巻線（電機子巻線）Ｗ１〜Ｗ１８が施され、それらの電機子巻線Ｗ１〜Ｗ１８は、各々電機子鉄心の対応する溝（スロット）に収められている。
【００９２】
電機子巻線Ｗ１〜Ｗ１８は、巻き方向が同方向に向かう矢印で示すように全て同じ方向であり、隣接する電機子巻線との間で、巻き始め端子と巻き終わり端子とを接続する形で環状に接続されている。そして、１８個の接続端に電源印加端子が設けられるが、電機子巻線Ｗ１〜Ｗ９の直列回路ｐ１と電機子巻線Ｗ１０〜Ｗ１８の直列回路ｐ２とを並列に９相インバータに接続するので、１８個の電源印加端子は、直列回路ｐ１および直列回路ｐ２の共用となる９つの電源印加端子Ｔ１〜Ｔ９に分けられる。９つの電源印加端子Ｔ１〜Ｔ９の番号付与順序は、実施の形態２での（Ｃ）にて説明したように、左回りで示してあるが、３つ置きに、Ｔ１，Ｔ５，Ｔ９，Ｔ４，Ｔ８，Ｔ３，Ｔ７，Ｔ２，Ｔ６となっている。
【００９３】
すなわち、電源印加端子Ｔ１は、直列回路ｐ１と直列回路ｐ２の並列接続端、つまり、電機子巻線Ｗ１の巻き終わり端子と電機子巻線Ｗ１８の巻き始め端子との接続端と、電機子巻線Ｗ９の巻き始め端子と電機子巻線Ｗ１０の巻き終わり端子との接続端とにそれぞれ設けられる。そして、残りの電源印加端子Ｔ５，Ｔ９，Ｔ４，Ｔ８，Ｔ３，Ｔ７，Ｔ２，Ｔ６は、電源印加端子Ｔ５が電機子巻線Ｗ８の巻き始め端子と電機子巻線Ｗ９の巻き終わり端子との接続端と、電機子巻線Ｗ１７の巻き始め端子と電機子巻線Ｗ１９の巻き終わり端子との接続端とにそれぞれ設けられるように、直列回路ｐ１および直列回路ｐ２における配置順序において隣接間で先の電機子巻線の巻き始め端子と後の電機子巻線の巻き終わり端子との接続端にそれぞれ設けられる。
【００９４】
直列回路ｐ１および直列回路ｐ２では、電源印加端子Ｔ１，Ｔ５，Ｔ９，Ｔ４，Ｔ８，Ｔ３，Ｔ７，Ｔ２，Ｔ６に、９相インバータの出力相電圧Ｖ１，Ｖ５，Ｖ９，Ｖ４，Ｖ８，Ｖ３，Ｖ７，Ｖ２，Ｖ６が並列に印加されることで、各電機子巻線に最大線間電圧が印加される。
【００９５】
ここで、図１２に示す構成では、図１５の上から第５行目に示す「最大線間電圧Ｖｍ＝１．９７０Ｅ、巻線係数Ｋｗ＝０．９８４８、二重分布係数Ｋｄ＝０．９７５、総合巻線係数Ｋ＝０．９７、電流低減率Ｋｉ＝０．０５６、トルク定数比Ｋｔ＝１７．３２、ＬＣＭ＝１８０」の特性が得られる。
【００９６】
なお、図を用いた説明は省略したが、図１５では、さらに、相数φ＝９の蘭の第４行目に、溝数Ｓ＝５４、極数Ｐ＝５６の場合を示してある。この場合には、「最大線間電圧Ｖｍ＝１．９７０Ｅ、巻線係数Ｋｗ＝０．９９８４、二重分布係数Ｋｄ＝０．９９８、総合巻線係数Ｋ＝０．９９６８、電流低減率Ｋｉ＝０．０１８５、トルク定数比Ｋｔ＝５３．８８、ＬＣＭ＝７５６」の特性が得られる。
【００９７】
実施の形態４．
この実施の形態４では、この発明の変形態様として、２×奇数相のインバータを用いる場合を示す。すなわち、請求項４に記載するように、電機子が２個で界磁が１個、もしくは、電機子が１個で界磁が２個で構成され、前記電機子は、毎相毎極の電機子鉄心のティース数または溝数が１未満である分数スロット型で各ティースに集中巻巻線が施され、前記界磁は、永久磁石によるものであるこの発明の前提構成において、ｋを正の整数とするとき、相数が２×（２ｋ＋１）であるインバータを電源とするものである。
【００９８】
この場合に、前記電機子は、各ティースに施された集中巻巻線からなる電機子巻線を２グループに分け、それぞれのグループにおいて電機子巻線が環状に接続されるとともに、隣り合う相間の電機子巻線に印加される電圧の位相差が電気角でπ（１−１／（２ｋ＋１））であり、かつ、２グループ間において対応する電機子巻線に印加される電圧の位相差が電気角でπ／（２ｋ＋１）であり、前記２個の電機子または前記２個の界磁は、それぞれ、相対的な移動方向においてπ／（２ｋ＋１）だけずれた空間的位相差を有して配置されている。
【００９９】
具体的には、前記電源は、（２ｋ＋１）相の２つにおいて対応する相電圧が電気角でπ／（２ｋ＋１）の位相差を有するように構成されている。そして、前記電機子は、前記の「電機子巻線を２グループに分け、それぞれのグループにおいて隣り合う相間の電機子巻線に印加される電圧の位相差が電気角でπ（１−１／（２ｋ＋１））であり、かつ、２グループ間において対応する電機子巻線に印加される電圧の位相差が電気角でπ／（２ｋ＋１）」となるようにする構成として、電機子鉄心のティース数または溝数が２×（２ｋ＋１）であり、２×（２ｋ＋１）個の電機子巻線を（２ｋ＋１）個ずつの２グループに分け、各グループにおいて環状に接続される電機子巻線の接続端に電源印加端子を設け、一方のグレープにおける（２ｋ＋１）個の電源印加端子が前記電源の一方の（２ｋ＋１）相に接続され、他方のグレープにおける（２ｋ＋１）個の電源印加端子が前記電源の他方の（２ｋ＋１）相に接続される構成を備えている。
【０１００】
以下、図１３を参照して説明する。なお、図１３は、この発明の実施の形態４として、請求項４に記載の発明の具体的な構成例を説明する図である。図１３では、インバータの相数φがφ＝２×（２ｋ＋１）においてｋ＝１としてφ＝２×３で、電機子巻線数が２×３個である場合の電機子巻線の接続方法と、６相インバータとの接続関係とが示されている。なお、界磁の磁極Ｐは、Ｐ＝８である。
【０１０１】
２×３個の電機子巻線を有する電機子は、電機子鉄心に設けられる６個のティース（歯）のそれぞれに集中巻巻線（電機子巻線）Ｗ１〜Ｗ６が施され、それらの電機子巻線Ｗ１〜Ｗ６は、各々電機子鉄心の対応する溝（スロット）に収められているが、その６個の電機子スロット（溝）の１つ置きに電機子巻線を直列に接続して、２×３個の電機子巻線が３個ずつの２グループに分けられている。
【０１０２】
つまり、図１３の右側に示すように、電機子巻線Ｗ１〜Ｗ６は、電機子巻線Ｗ１，Ｗ３，Ｗ５を直列に繋いで△結線にした２グループでの一方の環状接続巻線Ｇ１と、電機子巻線Ｗ２，Ｗ４，Ｗ６を直列に繋いで△結線にした２グループでの他方の環状接続巻線Ｇ２とに分けられる。
【０１０３】
そして、２グループでの一方の環状接続巻線Ｇ１では、電機子巻線Ｗ１は、一端が電源印加端子Ｔ１に接続され、他端が電源印加端子Ｔ３に接続される。電機子巻線Ｗ３は、一端が電源印加端子Ｔ３に接続され、他端が電源印加端子Ｔ５に接続される。電機子巻線Ｗ５は、一端が電源印加端子Ｔ５に接続され、他端が電源印加端子Ｔ１に接続される。
【０１０４】
また、２グループでの他方の環状接続巻線Ｇ２では、電機子巻線Ｗ２は、一端が電源印加端子Ｔ２に接続され、他端が電源印加端子Ｔ４に接続される。電機子巻線Ｗ４は、一端が電源印加端子Ｔ４に接続され、他端が電源印加端子Ｔ６に接続される。電機子巻線Ｗ６は、一端が電源印加端子Ｔ６に接続され、他端が電源印加端子Ｔ２に接続される。
【０１０５】
図１３の左側に示すように、６相インバータのスイッチング回路は、正極（＋）側母線と負極（−）側母線との間に、コンデンサＣと共に、直列に接続したスイッチング素子「Ｔｒ１，Ｔｒ２」「Ｔｒ３，Ｔｒ４」「Ｔｒ５，Ｔｒ６」「Ｔｒ７，Ｔｒ８」「Ｔｒ９，Ｔｒ１０」「Ｔｒ１１，Ｔｒ１２」による６つのアームが並列に接続されている。なお、１２個のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ１２は、それぞれ、例えばＩＧＢＴであり、それぞれにダイオードＤ１〜Ｄ１２が逆並列に接続されている。
【０１０６】
ここで、６相インバータのスイッチング回路は、３つのアーム「Ｔｒ１，Ｔｒ２」「Ｔｒ３，Ｔｒ４」「Ｔｒ５，Ｔｒ６」が２グループの一方用３相インバータ２０となり、残り３つのアーム「Ｔｒ７，Ｔｒ８」「Ｔｒ９，Ｔｒ１０」「Ｔｒ１１，Ｔｒ１２」が２グループの他方用３相インバータ２１となっている。
【０１０７】
すなわち、２グループの一方用３相インバータ２０では、第１のアーム「Ｔｒ１，Ｔｒ２」の出力相電圧Ｖ１が電源印加端子Ｔ１に印加され、第２のアーム「Ｔｒ３，Ｔｒ４」の出力相電圧Ｖ３が電源印加端子Ｔ３に印加され、第３のアーム「Ｔｒ５，Ｔｒ６」の出力相電圧Ｖ５が電源印加端子Ｔ５に印加されている。
【０１０８】
また、２グループの他方用３相インバータ２１では、第１のアーム「Ｔｒ７，Ｔｒ８」の出力相電圧Ｖ２が電源印加端子Ｔ２に印加され、第２のアーム「Ｔｒ９，Ｔｒ１０」の出力相電圧Ｖ４が電源印加端子Ｔ４に印加され、第３のアーム「Ｔｒ１１，Ｔｒ１２」の出力相電圧Ｖ６が電源印加端子Ｔ６に印加されている。
【０１０９】
そして、２×３個の電機子巻線の各々に最大線間電圧を印加できるように、２グループの一方用３相インバータ２０と２グループの他方用３相インバータ２１との間では、互いに対応する出力相電圧Ｖ１とＶ２，Ｖ３とＶ４，Ｖ５とＶ６が、それぞれ、π／（２ｋ＋１）においてｋ＝１であるから、６０°の時間的位相差を有するように制御される。
【０１１０】
次に、図１４を参照して、環状接続した場合に問題になる循環電流の低減方法を説明する。ここでは、インバータは３相の２つであり、それぞれ一定の関係を有して独立に動作するので、第３空間高調波磁束の影響が問題になる。そこで、図１４は、図１３に示す３相×２として動作する６相インバータと、電機子巻線数が３×２個である電機子との接続態様において、第３空間高調波磁束を１個の電機子と２個の界磁との組み合わせでキャンセルする方法を説明する図である。
【０１１１】
図１４において、２つの界磁は、それぞれ、ほぼ同一特性の永久磁石でもってほぼ同一内容の磁界を発生するので、図１４に示すように、一方の界磁による基本波磁束波形２３ａ、および他方の界磁による基本波磁束波形２３ｂは、ほぼ同一波形であり、３相インバータのもとでは、一方の界磁による３次空間高調波磁束波形２４ａ、および他方の界磁による３次空間高調波磁束波形２４ｂもほぼ同一波形である。
【０１１２】
したがって、相対移動する１個の電機子と２個の界磁との配置関係として、図１４に示すように、１個の電機子の位置２５を基準に、一方の界磁の位置２６と他方の界磁の位置２７とを相対移動方向に対して互いに逆向きに、電気角でπ／２・（２ｋ＋１）＝π／６＝３０°だけずらして配置すれば、つまり、２個の界磁を電気角でπ／（２ｋ＋１）＝π／３＝６０°の空間的位相差を有して配置すれば、１個の電機子の位置２５が、一方の界磁の位置２４と、他方の界磁の位置２５との中央に在るとき、一方の界磁による３次空間高調波磁束波形２３ａと、他方の界磁による３次空間高調波磁束波形２３ｂとは、丁度逆相の関係になり、３次空間高調波磁束波形２３ａ，２３ｂによって１個の電機子の巻線に誘起される電圧も逆相になるので、環状接続である２グループの電機子巻線では、循環電流が流れない。
【０１１３】
なお、電機子が２個で、界磁が１個の場合には、２個の電機子のそれぞれにおける２グループの環状接続した電機子巻線の対応するもの同士を、例えば、図４に示すように環状に接続し、２個の電機子の間に、π／（２ｋ＋１）＝π／３＝６０°の空間的位相差を設ければよい。
【０１１４】
ここで、図１３に示す構成では、図１５の下から第３行目に示す「最大線間電圧Ｖｍ＝１．７３２Ｅ、巻線係数Ｋｗ＝０．８６６、二重分布係数Ｋｄ＝０．８６６、総合巻線係数Ｋ＝０．７５、電流低減率Ｋｉ＝０．０８０５、トルク定数比Ｋｔ＝９．３２、ＬＣＭ＝２４」の特性が得られる。
【０１１５】
さて、図１５において、電流低減率Ｋｉは、星形接続では、１／φであり、環状接続では、１／φ・｛１／２ｃｏｓ（９０°／φ）である。最大線間電圧Ｖｍは、相電圧Ｅを基準に、２Ｅｃｏｓ（９０°／φ）として求めた。二重巻線係数Ｋｄは、２個の電機子または２個の界磁がずれて存在されることによる一種の分布係数である。総合巻線係数Ｋは、Ｋ＝Ｋｗ×Ｋｄである。回転機では、溝数と極数との最小公倍数であるＬＣＭが大きくなると、コギングトルクは小さくなる。
【０１１６】
以上の実施の形態１〜４として示したこの発明による永久磁石形同期電動機の特性は、図１５に示す通りであるが、先行技術（特許文献１，２）での特性と比較して、インバータの相数φが２７である場合の総合巻線係数Ｋと、インバータの相数φが５，７，９，２７および奇数×２での電流低減率Ｋｉおよびトルク定数比Ｋｔと、インバータの相数φが５，９，２７でのＬＣＭに、従来技術と同等以上の特性が得られることが示されている。
【０１１７】
すなわち、この発明では、電機子の相数が増やせる、つまり奇数相インバータの相数を多くすることができるともに、電機子巻線を環状接続にし各電機子巻線に加える電圧を高くすることができるので、先行技術（特許文献１，２）と比べて、毎相当たりの電流を大幅に小さくすることができる。
【０１１８】
したがって、インバータのスイッチング素子や、電機子の巻線、端子などの定格電流を小さくすることができ、また、電機子巻線に線径の細い電線が使用できるので、巻線の配線・結線などの作業性が向上するので、総じてコストの低減が可能となり、かつ同一電流によって得られるトルクや出力を大きくすることができる。
【０１１９】
また、この発明では、溝数と極数との比の制約を受けないので、溝数と極数を増やして溝数と極数との差を先行技術（特許文献１，２）よりも小さくすることができる。したがって、ＬＣＭを先行技術（特許文献１，２）よりも大きくすることができるので、回転機では、先行技術（特許文献１，２）よりもコギングトルクが小さくなり、振動騒音が小さくなる。また、巻線係数を先行技術（特許文献１，２）よりも大きくすることができるので、出力やトルクを大きくすることができるとともに、効率を高くすることができる。
【０１２０】
そして、実施の形態４での図１３に示す構成で得られた特性と、特許文献１に記載の技術で得られた特性との比較から解るように、３相×２として動作するインバータを用い、３×２個の電機子巻線を３個ずつの２グループに分ける構成では、特許文献１に記載の９相のインバータを用いる場合よりも同等以上の特性が得られるので、特許文献１に記載の９相のインバータを用いる場合と同等の特性を安価な構成で得ることができるという効果がある。
【０１２１】
以上説明した電機子が２個で界磁が１個、あるいは、電機子が１個で界磁が２個である永久磁石形同期機において、多相電源に奇数相インバータを用い、電機子巻線に環状接続を採用し、２個の電機子または２個の界磁を所定の位相差を有して配置する構成は、アキシャルエアギャップ型の回転機（回転電動機、風力や水力の発電機）やリニアエアギャップ型の電動機へは、形状の対称性から電磁気的なバランスが取り易いので、そのまま支障なく適用できる。一方、ラジアルエアギャップ型の回転機（回転電動機、風力や水力の発電機）では、外径側のステータまたはロータと、内径側のステータまたはロータとの形状が非対称であるので、電磁気的なバランスを採る方策に工夫を要し、現段階では空間高調波成分の影響を完全にキャンセルするという目的達成は困難で、空間高調波成分の影響は残るという難点はあるが、用途によっては同様に適用できるものである。
【産業上の利用可能性】
【０１２２】
以上のように、この発明にかかる永久磁石形同期機は、アキシャルエアギャップ型の回転機（回転電動機、風力や水力の発電機）やリニアエアギャップ型の電動機、ラジアルエアギャップ型の回転機（回転電動機、風力や水力の発電機）の低コスト化とコギングトルクの低減とを図るのに有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１２３】
【図１】この発明の実施の形態１として、この発明の原理的事項の説明に用いる奇数相インバータの相数と、電機子巻線が星形接続である場合の相電圧（巻線電圧）、環状接続である場合の最大線間電圧および最大線間電圧間の電気的位相角との関係を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１として、奇数相インバータの相数と次数の等しい空間高調波磁束を１個の電機子と２個の界磁との組み合わせでキャンセルする方法を説明する図である。
【図３】図２に示す方法で空間高調波磁束をキャンセルする場合の合成トルクを説明する図である。
【図４】この発明の実施の形態１として、奇数相インバータの相数と次数の等しい空間高調波磁束を２個の電機子と１個の界磁との組み合わせでキャンセルする方法を説明する図である。
【図５】この発明の実施の形態２として、請求項３に記載の電機子巻線の並列回路数が１である場合の具体的な構成例（その１：奇数相インバータの相数が７、電機子巻線の毎相の巻線数が１）を説明する図である。
【図６】図５に示す環状接続を一筆書きの７端子星型環状接続で表現した場合の各電源印加端子と７相インバータとの接続関係を説明する図である。
【図７】図６に示す一筆書きの７端子星型環状接続での各電源印加端子と７相インバータの７アームとの接続関係を説明する図である。
【図８】この発明の実施の形態２として、請求項３に記載の電機子巻線の並列回路数が１である場合の具体的な構成例（その２：奇数相インバータの相数が５、電機子巻線の毎相の巻線数が３）を説明する図である。
【図９】図８に示す一筆書きの５端子星形環状接続での電源印加端子と５相インバータとの接続関係を説明する図である。
【図１０】この発明の実施の形態２として、請求項３に記載の電機子巻線の並列回路数が１である場合の具体的な構成例（その３：奇数相インバータの相数が９、電機子巻線の毎相の巻線数が３）を説明する図である。
【図１１】この発明の実施の形態３として、請求項３に記載の電機子巻線の並列回路数が２である場合の具体的な構成例（その１：奇数相インバータの相数が７、電機子巻線の毎相の巻線数が１）を説明する図である。
【図１２】この発明の実施の形態３として、請求項３に記載の電機子巻線の並列回路数が２である場合の具体的な構成例（その２：奇数相インバータの相数が９、電機子巻線の毎相の巻線数が１）を説明する図である。
【図１３】この発明の実施の形態４として、請求項４に記載の発明の具体的な構成例を説明する図である。
【図１４】図１３に示す３相×２として動作する６相インバータと、電機子巻線数が３×２個である電機子との接続態様において、第３空間高調波磁束を１個の電機子と２個の界磁との組み合わせでキャンセルする方法を説明する図である。
【図１５】この発明による永久磁石形同期機の特性を先行技術と比較して示す図である。
【符号の説明】
【０１２４】
１ａ  一方の界磁による基本波磁束波形
１ｂ  他方の界磁による基本波磁束波形
２ａ  一方の界磁によるφ次空間高調波磁束波形
２ｂ  他方の界磁によるφ次空間高調波磁束波形
３  電機子の位置
４  一方の界磁の位置
５  他方の界磁の位置
９  界磁の位置
１０ａ，１１ａ，１２ａ  一方の電機子の環状接続した巻線
１０ｂ，１１ｂ，１２ｂ  他方の電機子の環状接続した巻線
２０  ２グループの一方用３相インバータ
２１  ２グループの他方用３相インバータ
２３ａ  一方の界磁による基本波磁束波形
２３ｂ  他方の界磁による基本波磁束波形
２４ａ  一方の界磁による３次空間高調波磁束波形
２４ｂ  他方の界磁による３次空間高調波磁束波形
２５  電機子の位置
２６  一方の界磁の位置
２７  他方の界磁の位置
Ｓ１〜Ｓ２７  電機子鉄心の歯（ティース）
Ｔ１〜Ｔ９  電源印加端子
Ｗ１〜Ｗ２７  電機子巻線（集中巻巻線）
ｐ１，ｐ２  並列回路を構成する直列回路（直列に接続した電機子巻線で構成される）
【図１】
2009089515.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2009089515.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
2009089515.tif 000013
【図１２】
2009089515.tif 000014
【図１３】
2009089515.tif 000015
【図１４】
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【図１５】
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