(57)【要約】      （修正有）【課題】太陽光発電における系統連係型インバータ制御装置の電力を系統に効率よく供給する。【解決手段】系統電源の電圧値とインバータ電流値とをマイコンのＡ／Ｄコンバータに取り込み、系統電圧のゼロクロスポイントとインバータ電流のゼロクロスポイントを検出して、２つのゼロクロスポイントが同期する様に全波基準正弦波信号の位相を変化させることにより、系統電圧と系統連係型インバータ装置の電流との同期をとることができ、力率を改善することができる。【選択図】図１
2009142005.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
系統連系型インバータ制御装置であって、前記系統電源の電圧のゼロクロスポイントとインバータ電流のゼロクロスポイントを検出する手段と、前記２つのゼロクロスポイントが同期する様に前記基準全波正弦波信号の位相を変化させて出力する手段とを備えたことを特徴とする系統連系型インバータ制御装置。
【請求項２】
前記系統電源の電圧のゼロクロスポイントとインバータ電流のゼロクロスポイントを検出する手段と、前記２つのゼロクロスポイントが同期する様に前記基準全波正弦波信号の位相を変化させて出力する手段はマイコンであることを特徴とする請求項１記載の系統連系型インバータ制御装置。
【請求項３】
系統連系型インバータの制御方法において、系統電圧値とインバータ電流値をマイコンのＡ／Ｄコンバータに取り込むステップと、前記系統電圧値と前記インバータ電流値からそれぞれ可変定数を引き算するステップと、前記ステップのそれぞれの計算値に対してフィルタ計算処理と基準正弦波信号値を計算するステップと、前記ステップの計算値から前記系統電圧と前記インバータ電流のゼロクロスを求めるステップと、前記ステップの結果が正ならば上位バッファーに、結果が負であれば下位バッファーに格納するステップと、前記系統電圧と前記インバータ電流のゼロクロスを比較するステップと、前記ステップの結果が一致していれば、Ｄ／Ａコンバータの出力タイミングを維持するステップと、前記ステップの結果が一致していなければ、Ｄ／Ａコンバータの出力タイミングを変更するステップと、基準全波正弦波信号を出力するステップとからなることを特徴とするインバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、太陽電池から出力される直流電力を交流電力に変換して出力する系統連係型インバータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
太陽電池から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータ装置において図４を一例として説明する。
【０００３】
図４の系統連係インバータ制御３は入力電圧一定制御がされており、入力電圧コンデンサ１４、直流電力を交流電力に変換するインバータブリッジ４とチョークコイル１０、１１、平滑コンデンサ１２および制御回路部５で構成されている。また、制御回路部５分圧抵抗１６、電圧誤差増幅１５、系統電圧のフィルタ２１、乗算器１８、電流検出器２４、電流誤差増幅器１７、ＰＷＭ変調器２２、ドライブ回路２３で構成されている。
【０００４】
図４の制御方法について述べる。図４は、太陽電池１はＤＣ−ＤＣコンバータ２に接続されており、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は系統連係型インバータ３に接続されている。系統連係型インバータ３はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力を系統１３と同位相の交流電力に変換するものである。
【０００５】
系統連係型インバータ３は、電流制御型インバータであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２からの出力電力、すなわち系統連係型インバータ３の入力電力を蓄えるコンデンサ１４とＤＣ−ＤＣコンバータ２の直流電圧を系統１３の交流電圧に変換用のＦＥＴブリッジ４、ＰＷＭの矩形波を正弦波に変換するコイル１０とコイル１１、系統１３に出力するためのコンデンサ１２および制御回路部５で構成されている。
【０００６】
直流電圧を交流電圧に変換するＦＥＴブリッジ４は制御回路部５においてＦＥＴ６とＦＥＴ９がＯＮしているときはＦＥＴ７とＦＥＴ８がＯＦＦし、ＦＥＴ７とＦＥＴ８がＯＦＦしているときはＦＥＴ６とＦＥＴ９がＯＮするように制御されるような構成となっている。
【０００７】
インバータ入力電圧一定制御は分圧１６によって定められており、電圧誤差増幅器１５でインバータの入力電圧の分圧電圧と基準電圧Ｖrefとの誤差信号を生成し、この誤差信号を乗算器１８の一方の入力とする。また、系統電圧１３を検出し、フィルタ２１によって基本波成分のみを抽出しその基準正弦波信号を乗算器１８の他方の入力とする。乗算器１８は入力した誤差信号と基準正弦波信号とを乗算し、インバータ出力電流基準信号を生成する。
【特許文献１】特開２００４−４７５８５号公報
【特許文献２】特許第３２０５７６２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、上記制御の場合、系統連係型インバータ３は系統１３との同期をとるためにハードウェアの位相遅れを考慮し、定数を設定しなければならない。また、系統連係型インバータ３に流れる電流と系統電圧１３が同期しなければ無効電力が増えしまうため、力率の効率を向上するための配慮も必要となる。
【０００９】
本発明は、系統連係型インバータ制御装置の電力を系統に効率よく供給することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の請求項１記載の系統連係型インバータ装置は、スイッチングパターン信号に基づいてスイッチング素子のブリッジをＯＮ／ＯＦＦ制御して直流電源から入力した直流電力を交流電力に変換し、系統電源に連系して供給する手段と、基準全波正弦波信号に基づいたパルス幅変調により前記スイッチングパターン信号を生成する手段とからなる系統連系型インバータ制御装置であって、前記系統電源の電圧のゼロクロスポイントとインバータ電流のゼロクロスポイントを検出する手段と、前記２つのゼロクロスポイントが同期する様に前記基準全波正弦波信号の位相を変化させて出力する手段とを備えたことを特徴とする。
【００１１】
本発明の請求項２記載の系統連係型インバータ装置は、請求項１において、系統電源の電圧のゼロクロスポイントとインバータ電流のゼロクロスポイントを検出する手段と、前記２つのゼロクロスポイントが同期する様に前記基準全波正弦波信号の位相を変化させて出力する手段はマイコンであることを特徴とする。
【００１２】
本発明の請求項３記載の系統連係型インバータ装置は、請求項１または請求項２において、スイッチングパターン信号に基づいてスイッチング素子のブリッジをＯＮ／ＯＦＦ制御して直流電源から入力した直流電力を交流電力に変換し、系統電源に連系して供給する手段と、基準全波正弦波信号に基づいたパルス幅変調により前記スイッチングパターン信号を生成する手段とを備えた系統連系型インバータの制御方法において、系統電圧値とインバータ電流値をマイコンのＡ／Ｄコンバータに取り込むステップと、前記系統電圧値と前記インバータ電流値からそれぞれ可変定数を引き算するステップと、前記ステップのそれぞれの計算値に対してフィルタ計算処理と基準正弦波信号値を計算するステップと、前記ステップの計算値から前記系統電圧と前記インバータ電流のゼロクロスを求めるステップと、前記ステップの結果が正ならば上位バッファーに、結果が負であれば下位バッファーに格納するステップと、前記系統電圧と前記インバータ電流のゼロクロスを比較するステップと、前記ステップの結果が一致していれば、Ｄ／Ａコンバータの出力タイミングを維持するステップと、前記ステップの結果が一致していなければ、Ｄ／Ａコンバータの出力タイミングを変更するステップと、基準全波正弦波信号を出力するステップとからなることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によると、マイコンからの全波基準正弦波信号の位相を変化させることにより、系統電圧と系統連係型インバータ装置の電流との同期をとることができ、力率を改善することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００１５】
（実施の形態１）
図１は、系統連係型インバータ制御装置及び制御方法のブロック図である。
【００１６】
本システムにおいて、太陽電池１はＤＣ−ＤＣコンバータ２に接続されており、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は系統連係型インバータ３に接続されている。系統連係型インバータ３はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力を系統１３と同位相の交流電力に変換するものである。
【００１７】
系統連係型インバータ３は、電流制御型インバータであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２からの出力電力、すなわち系統連係型インバータ３の入力電力を蓄えるコンデンサ１４とＤＣ−ＤＣコンバータ２の直流電圧を系統１３の交流電圧に変換用のＦＥＴブリッジ４、ＰＷＭの矩形波を正弦波に変換するコイル１０とコイル１１、系統１３に出力するためのコンデンサ１２および制御回路部５で構成されている。
【００１８】
直流電圧を交流電圧に変換するＦＥＴブリッジ４は制御回路部５においてＦＥＴ６とＦＥＴ９がＯＮしているときはＦＥＴ７とＦＥＴ８がＯＦＦし、ＦＥＴ７とＦＥＴ８がＯＦＦしているときはＦＥＴ６とＦＥＴ９がＯＮするように制御されるような構成となっている。
【００１９】
制御回路部５は以下の要素から構成されている。出力電流制御、系統連係型インバータ３の入力電圧一定制御、ＦＥＴブリッジ４の駆動制御のためのゲートドライブ回路２３、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭ変調器２２、ＰＷＭ変調パターンを構成するためのマイコン１９からの全波正弦波信号、系統１３と系統連係型インバータ３との同期をとるための電流検出器２４で構成されている。
【００２０】
マイコン１９はＡ／Ｄコンバータ、高速の演算処理能力およびＤ／Ａコンバータを有している。マイコン１９のＡ／Ｄコンバータには系統１３からフィルタ２１を通して基準となるための正弦波信号と系統連係型インバータ３の電流検出器２４の信号がフィルタ２０を通して入力される。マイコン１９内部の高速演算処理はＡ／Ｄコンバータの値に対してデジタルフィルタ処理をするためのものである。マイコン１９から乗算器１８に対してデータを送るＤ／ＡコンバータはＰＷＭ変調パターンを出力するためのものである。
【００２１】
以上のように構成されたシステムの動作を説明する。
【００２２】
系統連係型インバータ３はＰＷＭ変調器２２によって出力されたパターンをドライブ回  路２３によってドライブされ、ドライブ回路２３からＦＥＴブリッジ４の各ＦＥＴ６、ＦＥＴ７、ＦＥＴ８、ＦＥＴ９のゲートパルスを制御することで直流電圧を交流電圧に変換し、系統１３に返す。
【００２３】
制御回路部５はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力、すなわち系統連係型インバータ３の入力電圧の平滑コンデンサ１４の出力電圧を電圧誤差増幅回路１５の分圧比１６によって電圧を一定に制御される。ＰＷＭパルスパターンは電流誤差増幅器１７で電流検出器２４において検出された電流と乗算器１８の出力との増幅信号がのこぎり波と比較されることによりＰＷＭパルスパターンを生成している。乗算器１８はマイコン１９のＤ／Ａコンバータから出力された基準全波正弦波信号と電圧誤差増幅器１５の出力とを乗算するためのものである。
【００２４】
次に、基準全波正弦波信号について説明する。基準全波正弦波信号はＰＷＭパルスパターンを決定するためのもので、系統連係型インバータ３の電流検出器２４からＰＷＭパルスバターンに応じた電流波形が得られる。基準全波正弦波信号はマイコン１９のＡ／Ｄコンバータに入力される系統１３の電圧波形にフィルタ２１を通したものが基本となっている。この系統１３からの電圧波形を基準全波正弦波になるように、Ａ／Ｄコンバータ値とゼロクロスを検出するための可変式定数との引き算を行う。そのとき、Ａ／Ｄコンバータと可変定数との引き算をした値の正の時間と、負の時間を格納しておく。この正の時間と負の時間が同じでなければ可変定数の値を変更し、正の時間と負の時間が同じになるように可変定数を補正する。すなわち、正の時間と負の時間のデューティーが５０％５０％となるように補正をかける。この方法は、他にもＡ／Ｄコンバータの値と可変定数との値の正負をマイコンから正の場合はＨＩＧＨパルス、負の場合はＬＯＷパルスとして出力したものをパルス幅変調が可能なポートに入力してデューティーが５０％５０％になるように可変定数を補正することも可能である。この動作と同時に、毎回読み込まれるＡ／Ｄコンバータの値に対してデジタルフィルタ演算処理を行い、フィルタをかけることで、Ｄ／Ａコンバータからの基準正弦波信号が出力されている。また、この基準正弦波信号はＡ／Ｄコンバータ値と可変定数との引き算値により絶対値の値をＤ／Ａコンバータから出力することにより基準全波正弦波信号を作り出している。
【００２５】
以上のような制御を行うことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧をＦＥＴブリッジ４で直流電圧を交流電圧に変換することができる。
【００２６】
図２は、マイコン１９の内部の処理動作を説明する。
【００２７】
マイコン１９のＡ／Ｄコンバータは系統２７の電圧波形がフィルタ２９を経由して入力される。このとき系統の電圧波形２７はフィルタ２９を通過する際にフィルタ後の系統電圧波形３３のように位相遅れが生じる。マイコン３０はフィルタ後の系統電圧波形３３を基にＡ／Ｄコンバータの値と可変定数との引き算、フィルタ処理により基準全波正弦波信号３４をＤ／Ａコンバータより出力する。この基準正弦波信号を基にＰＷＭパルスパターンでドライブ３１がインバータ２５のＦＥＴを動作させる。このときインバータ２５の電流検出器２６よりインバータ電流波形３５が表れる。インバータ電流波形３５はフィルタ２８を経由する際、フィルタ後のインバータ電流波形３６のように位相遅れが生じる。このフィルタ後のインバータ電流波形３６はマイコン３７のＡ／Ｄコンバータに入力される。マイコン３７はフィルタ系統電圧波形２９のＡ／Ｄ値を処理した時と同様にフィルタ後のインバータ電流波形３６のＡ／Ｄ値を可変定数で引き算しゼロクロスポイントを検出する。またデューティ５０％５０％に可変定数を補正する。系統２７からのフィルタ後の系統電圧のＡ／Ｄ値とインバータ電流検出器のフィルタ後のＡ／Ｄ値から検出した各々のゼロクロスポイントを同期させるために基準全波正弦波信号の位相を変化させてマイコン３０のＤ／Ａコンバータから出力する。その後、系統２７のフィルタ後の波形のゼロクロスとインバータ電流検出器２６のフィルタ後の波形のゼロクロスとの位相が同期した時点で基準全波正弦波信号の位相を決定する。
【００２８】
以上のような制御を行うことにより、系統２７とインバータ２５が同期したシステムが構成できる。また同期させることにより力率改善を行うことができる。
（実施の形態２）
図３に、マイコン１９の内部処理のフローを示し、説明を行う。
【００２９】
まず、Ｓｔｅｐ１で、系統電圧とインバータ電流をマイコンのＡ／Ｄコンバータで取り込む。取り込んだ２つのＡ／Ｄ値は、Ｓｔｅｐ２でデューティ補正計算を行う。すなわち、Ａ／Ｄコンバータ値と可変定数との引き算を行う。その引き算された値に対してｓｔｅｐ３で系統電圧、インバータ電流とのデジタルフィルタ計算処理が行われる。デジタルフィルタ計算より、基準正弦波信号の値が計算される。Ｓｔｅｐ４で、Ｓｔｅｐ３で計算された値から、系統電圧、インバータ電流のゼロクロスを検出し、Ｓｔｅｐ５で正の値を上位バッファーに格納、負の値を下位バッファーに格納する。その後、Ｓｔｅｐ６で系統電圧のゼロクロスとインバータ電流のゼロクロスが一致しているかを確認する。一致していなければ力率の改善が必要となるので一致していないなら、Ｓｔｅｐ８でＤ／Ａコンバータの出力タイミングを変更し、Ｓｔｅｐ９において基準全波正弦波信号を出力する。ゼロクロスが一致している場合、Ｓｔｅｐ７でＤ／Ａコンバータの出力タイミングを維持してＳｔｅｐ９で基準全波正弦波信号を出力する。
【００３０】
以上のステップにより、系統電圧とインバータ電流の同期をとっている。
【産業上の利用可能性】
【００３１】
本発明によれば、系統電圧とインバータ電流の同期をとることのできる、高精度、高力率のインバータ制御装置およびインバータ制御方法を提供することができる。  
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の一実施例の系統連系型インバータ制御装置の構成図
【図２】本発明の一実施例の系統連系型インバータ制御装置の動作波形を示した図
【図３】本発明の一実施例の系統連系型インバータ制御装置のマイコンのフローチャート
【図４】従来の一実施例の系統連系型インバータ制御装置の構成図
【符号の説明】
【００３３】
１     太陽電池
２     ＤＣ−ＤＣコンバータ
３     系統連係型インバータ
４     ＦＥＴブリッジ
５     制御部
６     ＦＥＴ（ＦＥＴブリッジ）
７     ＦＥＴ（ＦＥＴブリッジ）
８     ＦＥＴ（ＦＥＴブリッジ）
９     ＦＥＴ（ＦＥＴブリッジ）
１０   チョークコイル
１１   チョークコイル
１２   平滑コンデンサ
１３   系統
１４   インバータ入力コンデンサ
１５   電圧誤差増幅器
１６   分圧抵抗
１７   電流誤差増幅器
１８   乗算器
１９   マイコン
２０    フィルタ（インバータ電流）
２１   フィルタ（系統電圧）
２２   ＰＷＭ変調器
２３   ドライブ回路
２４   電流検出器
２５   インバータ部
２６   電流検出器
２７   系統
２８   フィルタ（インバータ電流）
２９   フィルタ（系統電圧）
３０   マイコン
３１   ドライブ回路
３２   系統電圧波形
３３   フィルタ後の系統電圧波形
３４   全波正弦波波形
３５   インバータ電流波形
３６   フィルタ後のインバータ電流波形
３７   位相変化の全波正弦波波形
３８   系統電圧とインバータ電流の位相波形
３９   ＤＣ−ＤＣコンバータ
４０   系統連係型インバータ
４１   ＦＥＴブリッジ
４２   制御部
４３   ＦＥＴ（ＦＥＴブリッジ）
４４   ＦＥＴ（ＦＥＴブリッジ）
４５   ＦＥＴ（ＦＥＴブリッジ）
４６   ＦＥＴ（ＦＥＴブリッジ）
４７   チョークコイル
４８   チョークコイル
４９   平滑コンデンサ
５０   系統
５１   インバータ入力コンデンサ
５２   電圧誤差増幅器
５３   分圧抵抗
５４   電流誤差増幅器
５５   乗算器
５６   フィルタ（系統電圧）
５７   ＰＷＭ変調器
５８   ドライブ回路
５９   電流検出器
６０   太陽電池
【図１】
2009142005.tif 000003
【図２】
2009142005.tif 000004
【図３】
2009142005.tif 000005
【図４】
2009142005.tif 000006