(57)【要約】【課題】信号のアップコンバート用およびダウンコンバート用の信号出力手段を１つにし、回路の小型化、低消費電力化を図る。【解決手段】第１の周波数変換手段２は、信号出力手段１の信号によって送信信号を無線周波数にアップコンバートする。第２の周波数変換手段４は、フィードバック手段３によりフィードバックされるフィードバック信号を、信号出力手段１の信号によってダウンコンバートする。パイロット信号合成手段６は、フィードバック信号にパイロット信号出力手段５のパイロット信号を合成する。Ａ−Ｄ変換手段７は、パイロット信号が合成されたフィードバック信号をデジタル信号に変換する。乗算手段８は、Ａ−Ｄ変換手段７の出力とパイロット信号出力手段５のパイロット信号とを乗算する。オフセット補償手段９は、乗算手段８の乗算結果に基づいて、フィードバック信号に含まれるＡ−Ｄ変換手段７のオフセットを補償する。【選択図】図１
2009201015.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅する送信信号の歪を補償して出力する歪補償装置において、
前記送信信号の周波数変換を行うための信号を出力する信号出力手段と、
前記信号出力手段の前記信号によって前記送信信号を無線周波数にアップコンバートする第１の周波数変換手段と、
前記第１の周波数変換手段によりアップコンバートされた前記送信信号をフィードバックするフィードバック手段と、
前記フィードバック手段のフィードバック信号を前記信号出力手段の前記信号によってダウンコンバートする第２の周波数変換手段と、
パイロット信号を出力するパイロット信号出力手段と、
前記第２の周波数変換手段によりダウンコンバートされた前記フィードバック信号に、前記パイロット信号を合成するパイロット信号合成手段と、
前記パイロット信号合成手段により前記パイロット信号が合成された前記フィードバック信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換手段と、
前記アナログ−デジタル変換手段によってデジタル変換された前記フィードバック信号に前記パイロット信号出力手段の前記パイロット信号を乗算する乗算手段と、
前記乗算手段の乗算結果に基づいて、前記アナログ−デジタル変換手段の出力に含まれるオフセットを補償するオフセット補償手段と、
を有することを特徴とする歪補償装置。
【請求項２】
前記送信信号と前記オフセット補償手段によって前記オフセットが補償された前記フィードバック信号との位相が一致するように、前記第２の周波数変換手段に出力される前記信号出力手段の前記信号の位相を制御する位相制御手段をさらに有することを特徴とする請求項１記載の歪補償装置。
【請求項３】
前記オフセット補償手段は、前記乗算手段から出力される乗算信号に含まれる前記パイロット信号に基づいて、前記オフセットを補償することを特徴とする請求項１記載の歪補償装置。
【請求項４】
前記オフセット補償手段は、前記乗算信号の直流成分を抽出し、前記パイロット信号を抽出することを特徴とする請求項３記載の歪補償装置。
【請求項５】
増幅する送信信号の歪を補償して出力する歪補償装置のオフセット補正方法において、
信号出力手段から出力される信号によって無線周波数にアップコンバートされた前記送信信号をフィードバックし、
フィードバックされた前記送信信号を前記信号出力手段から出力される前記信号によってダウンコンバートし、
ダウンコンバートした前記送信信号にパイロット信号出力手段から出力されるパイロット信号を合成し、
前記パイロット信号が合成された前記送信信号をアナログ−デジタル変換手段によってアナログ−デジタル変換し、
デジタル変換された前記送信信号に前記パイロット信号出力手段から出力される前記パイロット信号を乗算手段によって乗算し、
前記乗算手段の乗算結果に基づいて、前記アナログ−デジタル変換手段の出力に含まれるオフセットを補償する、
ことを特徴とするオフセット補正方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は歪補償装置およびオフセット補正方法に関し、特に増幅する送信信号の歪を補償して出力する歪補償装置およびその歪補償装置のオフセット補正方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信において、デジタル化による高能率伝送が多く採用されるようになっている。無線通信に多値位相変調方式を適用する場合では、基地局などの送信側で送信用電力増幅器の増幅特性を直線化して非線形歪を抑え、隣接チャネル漏洩電力を低減する技術が重要である（例えば、特許文献１，２参照）。
【０００３】
図１３は、従来の歪補償装置の回路図である。図に示す歪補償装置は、入力されるベースバンド信号ＢＢをＲＦ（Radio Frequency）帯域に変調して増幅し、端末などに無線送信する。歪補償装置は、信号の増幅の際に生じる歪を補償して信号を無線送信する。
【０００４】
ＭＩＸ（mixer）１０１は、入力されるベースバンド信号ＢＢにＬＵＴ（Look Up Table）１１８に記憶されている歪補償係数を乗算する。歪補償係数が乗算されたベースバンド信号ＢＢは、ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）１０２によりアナログ信号に変換される。
【０００５】
ＭＯＤ（modulation）１０４は、ＤＡＣ１０２から出力される信号を、ＬＯ（local）１０３から出力される信号によりＲＦ帯域に変換する。パワーアンプ１０５は、ＲＦ帯域に変換された信号を増幅し、アンテナ１０６に出力する。
【０００６】
カプラ１０７は、パワーアンプ１０５で増幅された信号をフィードバックする。ＭＩＸ１０９は、カプラ１０７によりフィードバックされる信号を、ＬＯ１０８から出力される信号によりＩＦ（Inter-frequency）帯にダウンコンバートする。ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）１１０は、ＭＩＸ１０９でダウンコンバートされた信号をデジタル信号に変換する。
【０００７】
ＭＩＸ１１１は、ＡＤＣ１１０によってデジタル変換された信号に、ＮＣＯ（Numerically Controlled Oscillator）１１２から出力される信号を乗算して、ベースバンド信号ＢＢを復調する。
【０００８】
ＮＣＯ１１２には、ＣＬＫ（clock）１１３から、ベースバンド信号を復調するためのクロック信号が入力される。位相制御部１１４は、ＮＣＯ１１２の出力するクロック信号の位相を制御し、比較器１１７に入力されるベースバンド信号ＢＢとフィードバック信号との位相を一致するようにする。
【０００９】
ＤＣ（Direct Current）オフセット制御部１１５は、ＭＩＸ１１１の出力信号から、ＡＤＣ１１０で発生するＤＣオフセットを検波し、そのＤＣオフセットを打ち消すように、オフセット補正信号を生成する。また、ＤＣオフセット制御部１１５は、比較器１１７から出力される比較結果からもＡＤＣ１１０のＤＣオフセット量を算出し、オフセット補正信号を生成する。
【００１０】
加算器１１６は、ＭＩＸ１１１から出力される信号に、ＤＣオフセット制御部１１５から出力されるオフセット補正信号を加算する。
比較器１１７は、歪補償装置に入力されるベースバンド信号ＢＢと、加算器１１６から出力されるフィードバック信号との差分演算を行う。比較器１１７は、ベースバンド信号ＢＢとフィードバック信号との差分値がゼロとなるように、ＬＵＴ１１８の歪補償係数を更新する。
【００１１】
このように、歪補償装置は、ベースバンド信号ＢＢのフィードバック信号に基づいて歪補償係数を更新し、その歪補償係数を入力されるベースバンド信号ＢＢに乗算することにより、パワーアンプ１０５で発生する信号の歪を補償する。
【００１２】
ところで、ＡＤＣ１１０で発生するＤＣオフセットを十分に抑圧できない場合、送信信号にはキャリアリークが増加し、スプリアスとして現れる。ＤＣオフセットは、温度、経年変化により、絶えず変化するため、スプリアスを常時所定レベル以下に抑えるには、歪補償動作時に常に抑圧するように制御しなければならない。
【００１３】
図１４は、ＤＣオフセットの抑圧を説明する図のその１である。図の周波数スペクトルは、図１３のＭＩＸ１０９から出力される信号の周波数スペクトルを示している。横軸は周波数、縦軸は振幅パワーを示している。なお、図１３の歪補償装置において、例えば、ＬＯ１０３の出力する信号の周波数は２１４０ＭＨｚ、ＬＯ１０８の出力する信号の周波数は２２３２．１６ＭＨｚ、ＣＬＫ１１３の出力するクロック信号の周波数は３０．７２ＭＨｚとする。ＡＤＣ１１０のサンプリング周波数ｆｓは１２２．８８ＭＨｚとする。
【００１４】
ベースバンド信号ＢＢは、ＬＯ１０３によって２１４０ＭＨｚ帯にアップコンバートされる。この信号は、カプラ１０７によってフィードバックされ、２２３２．１６ＭＨｚのＬＯ１０８によってダウンコンバートされる。従って、ＭＩＸ１０９の出力の周波数スペクトルは、図１４に示すように、９２．１６ＭＨｚ（２２３２．１６ＭＨｚ−２１４０ＭＨｚ）の周波数帯に現れる。なお、図１４中の矢印Ａ１０１は、キャリアリークを示している。
【００１５】
図１５は、ＤＣオフセットの抑圧を説明する図のその２である。図の周波数スペクトルは、図１３のＡＤＣ１１０から出力される信号の±ＡＸＩＳにおける周波数スペクトルを示している。
【００１６】
ＡＤＣ１１０は、フィードバック信号を１２２．８８ＭＨｚでサンプリングする。従って、ＡＤＣ１１０の出力の周波数スペクトルは、図１５に示すような周波数帯に現れる。なお、図の矢印Ａ１０２は、ＡＤＣ１１０で発生するＤＣオフセット成分を示している。
【００１７】
図１６は、ＤＣオフセットの抑圧を説明する図のその３である。図の周波数スペクトルは、図１３のＡＤＣ１１０から出力される信号の＋ＡＸＩＳにおける周波数スペクトルを示している。
【００１８】
ＡＤＣ１１０から実際に出力される信号は、図１５のマイナス成分が正側に折り返されて出力される。従って、ＡＤＣ１１０から出力される信号の周波数スペクトルは、図１６に示すように、３０．７２ＭＨｚ，９２．１６ＭＨｚ，…の周波数帯に現れる。なお、図の矢印Ａ１０３は、ＡＤＣ１１０のＤＣオフセット成分を示している。
【００１９】
図１７は、ＤＣオフセットの抑圧を説明する図のその４である。図の周波数スペクトルは、図１３のＭＩＸ１１１から出力される信号の周波数スペクトルを示している。
ＭＩＸ１１１は、フィードバック信号に３０．７２ＭＨｚのクロック信号をミキシングする。これにより、図１６に示すフィードバック信号およびＤＣオフセットの周波数スペクトルは、図１７に示すように、３０．７２ＭＨｚ移動する。その結果、ＭＩＸ１１１の出力では、矢印Ａ１０４に示すように、ＤＣ付近にベースバンド信号ＢＢが現れ、矢印Ａ１０５に示すように、３０．７２ＭＨｚにＡＤＣ１１０のＤＣオフセットが現れる。
【００２０】
このように、ＤＣオフセットは、ベースバンド信号ＢＢおよびキャリアリークの周波数帯とは異なる３０．７２ＭＨｚに現れるので、ＤＣオフセット制御部１１５は、３０．７２ＭＨｚの信号成分をモニタすることにより、ＤＣオフセットを抑圧することができる。
【特許文献１】特開２００１−２６７８５０号公報
【特許文献２】特開平１０−７９６９３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
しかし、従来の歪補償装置では、ＤＣオフセットを分離するのにフィードバック信号をＩＦ帯に変換してＡＤＣでサンプリングするため２つのＬＯ（発振器）が必要であり、回路が大型化し、消費電力が大きいという問題点があった。
【００２２】
本件はこのような点に鑑みてなされたものであり、アップコンバート用とフィードバック用の発振器を１つにして回路を小型化し、消費電力を低減することができる歪補償装置およびオフセット補正方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
上記課題を解決するために、増幅する送信信号の歪を補償して出力する歪補償装置が提供される。この歪補償装置は、前記送信信号の周波数変換を行うための信号を出力する信号出力手段と、前記信号出力手段の前記信号によって前記送信信号を無線周波数にアップコンバートする第１の周波数変換手段と、前記第１の周波数変換手段によりアップコンバートされた前記送信信号をフィードバックするフィードバック手段と、前記フィードバック手段のフィードバック信号を前記信号出力手段の前記信号によってダウンコンバートする第２の周波数変換手段と、パイロット信号を出力するパイロット信号出力手段と、前記第２の周波数変換手段によりダウンコンバートされた前記フィードバック信号に、前記パイロット信号を合成するパイロット信号合成手段と、前記パイロット信号合成手段により前記パイロット信号が合成された前記フィードバック信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換手段と、前記アナログ−デジタル変換手段によってデジタル変換された前記フィードバック信号に前記パイロット信号出力手段の前記パイロット信号を乗算する乗算手段と、前記乗算手段の乗算結果に基づいて、前記アナログ−デジタル変換手段の出力に含まれるオフセットを補償するオフセット補償手段と、を有する。
【００２４】
このような歪補償装置によれば、送信信号をアップコンバートした信号と同じ信号でフィードバック信号をダウンコンバートする。ダウンコンバートしたフィードバック信号にパイロット信号を合成し、デジタル変換する。そして、デジタル変換されたフィードバック信号とパイロット信号とを乗算し、その乗算結果に基づいて、アナログ−デジタル変換手段のオフセットを補償する。
【００２５】
これにより、アップコンバート用とダウンコンバート用の信号出力手段が１つで済み、アナログ−デジタル変換手段のオフセットを抑圧できる。
【発明の効果】
【００２６】
開示の装置では、回路を小型化でき、また、消費電力を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
図１は、歪補償装置の概要を説明する図である。図１に示すように歪補償装置は、信号出力手段１、第１の周波数変換手段２、フィードバック手段３、第２の周波数変換手段４、パイロット信号出力手段５、パイロット信号合成手段６、アナログ−デジタル変換手段（図中Ａ−Ｄ変換手段）７、乗算手段８、およびオフセット補償手段９を有している。
【００２８】
信号出力手段１は、送信信号の周波数変換を行うための信号を出力する。
第１の周波数変換手段２は、信号出力手段１の信号によって、送信信号を無線周波数にアップコンバートする。
【００２９】
フィードバック手段３は、第１の周波数変換手段２によりアップコンバートされた送信信号をフィードバックする。
第２の周波数変換手段４は、フィードバック手段３によりフィードバックされた送信信号のフィードバック信号を、信号出力手段１の信号によってダウンコンバートする。すなわち、図１の歪補償装置は、１つの信号出力手段１でアップコンバート用の信号とダウンコンバート用の信号とを発生し、フィードバック信号を直接送信信号に変換するようにする。
【００３０】
パイロット信号出力手段５は、Ａ−Ｄ変換手段７で発生するオフセットを検出するためのパイロット信号を出力する。
パイロット信号合成手段６は、第２の周波数変換手段４によりダウンコンバートされたフィードバック信号に、パイロット信号出力手段５のパイロット信号を合成する。
【００３１】
Ａ−Ｄ変換手段７は、パイロット信号合成手段６によりパイロット信号が合成されたフィードバック信号を、デジタル信号に変換する。
乗算手段８は、Ａ−Ｄ変換手段７によってデジタル変換されたフィードバック信号にパイロット信号出力手段５のパイロット信号を乗算する。
【００３２】
オフセット補償手段９は、乗算手段８の乗算結果に基づいて、フィードバック信号に含まれるＡ−Ｄ変換手段７のオフセットを補償する。
Ａ−Ｄ変換手段７から出力される信号には、パイロット信号の周波数帯とフィードバック信号の周波数帯とに周波数スペクトルが現れることになる。乗算手段８は、このＡ−Ｄ変換手段７の出力信号にパイロット信号合成手段６に出力されるパイロット信号を乗算するので、乗算手段８の出力では、前述の周波数スペクトルは、パイロット信号の周波数分シフトされて出力される。これにより、乗算手段８の出力では、ＤＣ帯域にパイロット信号が現れる。
【００３３】
このＤＣ帯域に現れるパイロット信号は、Ａ−Ｄ変換手段７を通過したものであるので、Ａ−Ｄ変換手段７のオフセット成分を含んでいる。従って、オフセット補償手段９は、乗算手段８から出力される信号のＤＣ成分をモニタすれば、Ａ−Ｄ変換手段７のオフセットを抑圧することができる。
【００３４】
このように、歪補償装置は、送信信号をアップコンバートした信号と同じ信号でフィードバック信号をダウンコンバートする。ダウンコンバートしたフィードバック信号にパイロット信号を合成し、Ａ−Ｄ変換手段７でデジタル変換する。そして、Ａ−Ｄ変換手段７の出力とパイロット信号とを乗算し、その乗算結果に基づいて、Ａ−Ｄ変換手段７で発生するオフセットを補償する。
【００３５】
これにより、アップコンバート用とダウンコンバート用の信号出力手段が１つで済み、Ａ−Ｄ変換手段のオフセットを抑圧でき、回路の小型化、また、消費電力を低減することができる。
【００３６】
次に、実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
図２は、歪補償装置の回路図である。図に示すように、歪補償装置は、ＭＩＸ１１，１９，２２、ＤＡＣ１２，２９、ＬＯ１３、ＭＯＤ１４、パワーアンプ１５、アンテナ１６、カプラ１７、位相シフタ１８、加算器２０，２５、ＡＤＣ２１、ＣＬＫ２３、ＤＣオフセット制御部２４、比較器２６、ＬＵＴ２７、および位相制御部２８を有している。歪補償装置は、図の点線枠に示すデジタル部と、その他のアナログ部とに分けられ、さらに、信号をパワーアンプ１５で増幅してアンテナ１６から無線送信するＦＷ系回路と、パワーアンプ１５で増幅した信号をフィードバックして信号処理をするＦＢ系回路とに分けられる。歪補償装置は、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）通信システムの基地局に設置される。
【００３７】
ＭＩＸ１１は、Ｉ相、Ｑ相からなるデジタルのベースバンド信号ＢＢに、ＬＵＴ２７に記憶されている歪補償係数を乗算する。
ＤＡＣ１２は、ＭＩＸ１１で歪補償が施されたベースバンド信号をアナログ信号に変換する。
【００３８】
ＬＯ１３は、信号の周波数をアップコンバートおよびダウンコンバートするための信号を出力する発振器である。ＬＯ１３は、例えば、２１４０ＭＨｚの周波数の信号を出力する。
【００３９】
ＭＯＤ１４は、ＬＯ１３から出力される信号により、ＤＡＣ１２から出力される信号をＲＦ帯域にアップコンバートする。
パワーアンプ１５は、ＭＯＤ１４でアップコンバートされた信号を増幅する。アンテナ１６は、パワーアンプ１５で増幅された信号を携帯電話などの端末に無線送信する。
【００４０】
カプラ１７は、パワーアンプ１５で増幅された信号をフィードバックする。
位相シフタ１８は、ＬＯ１３から出力される信号の位相をシフトし、ＭＩＸ１９に出力する。
【００４１】
ＭＩＸ１９は、位相シフタ１８から出力される、位相調整されたＬＯ１３の信号と、カプラ１７よりフィードバックされるフィードバック信号とを乗算する。すなわち、ＭＩＸ１９は、フィードバック信号をＭＯＤ１４のアップコンバートと同じ周波数の信号でダウンコンバートし、フィードバック信号をベースバンド信号ＢＢにダイレクトコンバージョンする。
【００４２】
加算器２０は、ＭＩＸ１９から出力されるフィードバック信号に、ＣＬＫ２３から出力されるクロック信号を加算する。クロック信号は、以下で詳述するが、ＡＤＣ２１のＤＣオフセットを検出するためにフィードバック信号に合成される。以下では、フィードバック信号に合成されるＣＬＫ２３のクロック信号を、パイロット信号と呼ぶ。
【００４３】
ＡＤＣ２１は、加算器２０によりパイロット信号が合成されたフィードバック信号をデジタル信号に変換する。ＡＤＣ２１は、例えば、１２２．８８ＭＨｚのサンプリング周波数でフィードバック信号をデジタル変換する。
【００４４】
ＭＩＸ２２は、ＡＤＣ２１から出力される、パイロット信号が合成されたフィードバック信号と、ＣＬＫ２３から出力されるクロック信号とを乗算し、乗算結果（乗算信号）をＤＣオフセット制御部２４に出力する。
【００４５】
ＣＬＫ２３は、クロック信号を出力する発振器である。クロック信号の周波数は、ＡＤＣ２１のサンプリング周波数より小さく、ベースバンド信号ＢＢの周波数帯（例えば、Ｗ−ＣＤＭＡの場合２０ＭＨｚ）と重ならないようにする。例えば、クロック信号の周波数は、３０．７２ＭＨｚにする。
【００４６】
ＤＣオフセット制御部２４は、ＭＩＸ２２の乗算結果に基づいて、ＡＤＣ２１で発生するＤＣオフセットを打ち消すための正負のオフセット補正信号を生成する。また、ＤＣオフセット制御部２４は、比較器２６から出力される比較結果に基づいてもＡＤＣ２１のＤＣオフセット量を算出し、オフセット補正信号を生成する。ここで、ＤＣオフセットについて説明する。
【００４７】
図３は、ＤＣオフセットを説明する図である。図３の波形Ｗ１は、ＡＤＣ２１から出力されるデジタル信号の信号波形を示している。横軸は時間であり、縦軸は振幅値である。
本来、ＡＤＣ２１から出力されるデジタル信号は、例えば、２．５Ｖなどの基準電圧を基準に振幅すべきである。しかし、ＡＤＣ２１は、内部で発生するＤＣオフセットにより、その基準がずれる場合がある。
【００４８】
例えば、図３の例の場合、デジタル振幅は、矢印Ａ１の基準を中心に振れなければならない。しかし、図３では、ＡＤＣ２１のＤＣオフセットによって、デジタル振幅の基準が矢印Ａ２に示すようにずれている。
【００４９】
図４は、ＤＣオフセットの補正を説明する図である。図４において図３と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。
図４では、図３に対し、ＤＣオフセットが補償されている。すなわち、図４の波形Ｗ１に示すデジタル信号は、矢印Ａ１に示す本来の基準を中心に振れている。このオフセット補償は、ＤＣオフセット制御部２４から出力されるオフセット補正信号の加減算により行われる。
【００５０】
図２の説明に戻る。加算器２５は、ＡＤＣ２１から出力される信号に、ＤＣオフセット制御部２４から出力されるオフセット補正信号を加算する。これにより、ＡＤＣ２１で発生したＤＣオフセットがキャンセルされる。
【００５１】
比較器２６は、歪補償装置に入力されるベースバンド信号ＢＢ（Ｒｅｆ信号）と、フィードバックされたベースバンド信号ＢＢ（ＦＢ信号）との差分演算を行う。比較器２６は、差分演算がゼロとなるように、ＬＵＴ２７に記憶されている歪補償係数を更新する。
【００５２】
ＬＵＴ２７は、歪補償係数を記憶している。ＬＵＴ２７は、ベースバンド信号ＢＢの電力に応じたアドレスを生成し、そのアドレスに対応した歪補償係数をＭＩＸ１１に出力する。また、比較器２６によって算出された歪補償係数を更新する。
【００５３】
位相制御部２８は、位相シフタ１８を制御するための位相制御信号を出力する。位相制御部２８は、比較器２６に入力されるＦＢ信号の位相がＲｅｆ信号の位相と一致するように、位相シフタ１８を制御する。
【００５４】
ＤＡＣ２９は、位相制御部２８から出力される位相制御信号をアナログ信号に変換する。位相シフタ１８は、ＤＡＣ２９から出力される位相制御信号の電圧によって、ＬＯ１３からＭＩＸ１９に出力される信号の位相をシフトする。
【００５５】
図５は、Ｒｅｆ信号とＦＢ信号のベクトル図である。図５の横軸はＩ相、縦軸はＱ相を示している。また、図５のベクトルＶ１，Ｖ２は、それぞれ、比較器２６に入力されるＦＢ信号とＲｅｆ信号を示している。
【００５６】
ＦＢ信号は、ベクトルＶ１に示すように、ベクトルＶ２のＲｅｆ信号に対し、位相がθ回転している。これは、比較器２６に入力されるＦＢ信号が、Ｒｅｆ信号に対し、パワーアンプ１５やＭＩＸ１９などの回路を経て入力されるからである。
【００５７】
位相制御部２８は、比較器２６に入力されるＦＢ信号の位相がＲｅｆ信号の位相と一致するように、位相シフタ１８を制御する。例えば、図５の例の場合、位相制御部２８は、比較器２６に入力されるＦＢ信号が反時計回りにθ回転するように、位相シフタ１８を制御する。
【００５８】
図６は、位相シフタの回路図である。図に示すように、位相シフタ１８は、端子ＩＮ、端子ＯＵＴ、端子ＣＮＴ、ハイブリッド回路４１（図中ＨＹＢ）、コンデンサＣ１，Ｃ２、チョークコイルＣＨＣ１，ＣＨＣ２、およびバラクタダイオードＶＤ１，ＶＤ２を有している。
【００５９】
端子ＩＮは、ＬＯ１３と接続され、ＬＯ１３の信号が入力される。端子ＯＵＴは、ＭＩＸ１９と接続され、位相シフトしたＬＯ１３の信号をＭＩＸ１９に出力する。端子ＣＮＴは、ＤＡＣ２９と接続され、アナログ変換された位相制御部２８の位相制御信号が入力される。位相シフタ１８は、端子ＣＮＴに入力される位相制御信号の電圧に応じて、端子ＩＮに入力されるＬＯ１３の信号の位相をシフトし、端子ＯＵＴに出力する。
【００６０】
端子ＩＮに入力された信号は、ハイブリッド回路４１の右側２端子から出力される。ハイブリッド回路４１から出力されるこの２つの信号は、コンデンサＣ１，Ｃ２によって全反射され、端子ＯＵＴから出力される。ハイブリッド回路４１は、全反射された信号を、端子ＩＮの信号に対し、逆相で足し合わす構成となっており、端子ＩＮは、アイソレーションポートとなる。
【００６１】
バラクタダイオードＶＤ１，ＶＤ２は、端子ＣＮＴに入力される位相制御信号の電圧によって、容量が変化する。これにより、コンデンサＣ１，Ｃ２で反射する信号の反射位相が変わるため、端子ＯＵＴに出力する信号の位相を制御できる。
【００６２】
図７は、位相シフトされる信号の波形を示した図である。図に示す波形Ｗ１１は、図６の端子ＩＮに入力される信号波形を示し、波形Ｗ１２は、図６の端子ＯＵＴから出力される信号波形を示している。図の横軸は時間であり、縦軸は電圧である。
【００６３】
位相シフタ１８の端子ＩＮに入力される信号は、端子ＣＮＴに入力される位相制御信号の電圧に応じて、図の波形Ｗ１２に示すように位相シフトし、端子ＯＵＴから出力される。
【００６４】
以下、図２の歪補償装置の動作について説明する。歪補償装置に入力されるベースバンド信号ＢＢは、ＭＩＸ１１によって歪補償係数が乗算される。歪補償係数が乗算されたベースバンド信号ＢＢは、ＤＡＣ１２によってアナログ信号に変換され、ＭＯＤ１４によりＲＦ帯域にアップコンバートされる。アップコンバートされた信号は、パワーアンプ１５によって増幅され、アンテナ１６から無線送信される。
【００６５】
パワーアンプ１５の出力は、パワーアンプ１５で生じる信号歪を補償するため、カプラ１７によってフィードバックされる。フィードバック信号は、ＭＩＸ１９によってダウンコンバートされ、加算器２０によってＣＬＫ２３のパイロット信号が合成される。
【００６６】
図８は、加算器から出力される信号の周波数スペクトルを示した図である。図の周波数スペクトルは、加算器２０の出力の周波数スペクトルを示している。図８の横軸は周波数、縦軸は振幅パワーを示している。
【００６７】
図８の矢印Ａ１は、加算器２０から出力されるフィードバック信号の周波数スペクトルを示している。ベースバンド信号ＢＢは、ＭＯＤ１４において、ＬＯ１３の周波数でアップコンバートされ、ＭＩＸ１９において、同じＬＯ１３の周波数でダウンコンバートされる。このため、フィードバック信号の周波数スペクトルは、矢印Ａ１に示すようにＤＣ付近に現れる。
【００６８】
矢印Ａ２は、フィードバック信号に含まれるキャリアリークを示している。キャリアリークは、ベースバンド信号ＢＢをＭＯＤ１４でアップコンバートする際の、ベースバンド信号ＢＢのＩ相、Ｑ相のＤＣレベルのばらつきによって発生する。すなわち、ＭＯＤ１４から出力される信号には、本来送信すべきでないＬＯ１３の信号の周波数成分が混入する。
【００６９】
矢印Ａ３は、パイロット信号の周波数スペクトルを示している。ＣＬＫ２３から出力されるクロック信号の周波数は、３０．７２ＭＨｚであるので、パイロット信号の周波数スペクトルは、矢印Ａ３に示すように、３０．７２ＭＨｚに現れる。
【００７０】
なお、図に示す周波数スペクトルは、特に述べない限り、単に信号の周波数帯域を示すもので、振幅パワーには特に意味を持たせていない。図に示す周波数スペクトルの傾斜は、単に信号帯域の周波数の高い側と低い側を表しているに過ぎない。また、図中のｆｓは、ＡＤＣ２１のサンプリング周波数を示している。以下の図においても同様である。
【００７１】
加算器２０によりパイロット信号が合成されたフィードバック信号は、ＡＤＣ２１によってデジタル信号に変換される。
図９は、ＡＤＣから出力される信号の±ＡＸＩＳにおける周波数スペクトルを示した図である。図９の矢印Ａ１１ａ〜Ａ１１ｅは、ＡＤＣ２１の出力でのフィードバック信号の周波数スペクトルを示している。ＡＤＣ２１の出力では、フィードバック信号は、矢印Ａ１１ａ〜Ａ１１ｅに示すような周波数スペクトルで出力される。
【００７２】
矢印Ａ１２は、ＡＤＣ２１のＤＣオフセットの周波数スペクトルを示している。ＡＤＣ２１の出力信号には、ＡＤＣ２１の内部で発生するＤＣオフセットの周波数成分が含まれる。
【００７３】
矢印Ａ１３，Ａ１４は、それぞれキャリアリークおよびパイロット信号の周波数スペクトルを示している。
図１３の歪補償回路では、２つの異なる周波数のＬＯ１０３，１０８により、フィードバック信号をＩＦ帯に変換する。そのため、図１５に示したように、キャリアリークとＤＣオフセットが別の周波数帯に現れ、ＤＣオフセットを検出することができた。これに対し、図２の歪補償回路では、１つのＬＯ１３でフィードバック信号をベースバンド信号ＢＢにダイレクトコンバージョンするため、図９に示すようにキャリアリークとＤＣオフセットとが重なってしまう。しかし、図２の歪補償回路では、パイロット信号をフィードバック信号に合成し、以下で述べるようにこのパイロット信号を検波することによりＤＣオフセットを補償することができる。
【００７４】
図１０は、ＡＤＣから出力される信号の＋ＡＸＩＳにおける周波数スペクトルを示した図である。ＡＤＣ２１から実際に出力される信号は、矢印Ａ２１，Ａ２２に示すように、図９のマイナス成分が正側に折り返されて出力される。従って、ＡＤＣ２１から出力されるフィードバック信号は、図１０に示すように、１２２．８８ＭＨｚ，２４５．７６ＭＨｚ，…の周波数帯に現れる。なお、正側に折り返されたフィードバック信号の周波数成分も折り返されている。すなわち、周波数の高低が入れ替わっている（周波数スペクトルの傾斜が右上がりから左上がりに変わっている）。
【００７５】
図の矢印Ａ２３〜Ａ２５は、それぞれＤＣオフセット、キャリアリーク、およびパイロット信号の周波数スペクトルを示している。
ＡＤＣ２１から出力される信号は、ＭＩＸ２２と加算器２５に出力される。ＭＩＸ２２は、ＡＤＣ２１から出力される信号と、ＣＬＫ２３から出力されるクロック信号とを乗算する。
【００７６】
図１１は、ＭＩＸから出力される信号の周波数スペクトルを示した図である。図の周波数スペクトルは、ＭＩＸ２２の出力の周波数スペクトルを示している。
図１１の矢印Ａ３１〜Ａ３３は、フィードバック信号の周波数スペクトルを示している。矢印Ａ３４〜Ａ３６は、それぞれＤＣオフセット、キャリアリーク、およびパイロット信号の周波数スペクトルを示している。
【００７７】
ＭＩＸ２２は、ＡＤＣ２１から出力される信号に、ＣＬＫ２３の３０．７２ＭＨｚのクロック信号を乗算する。これにより、ＡＤＣ２１から出力される信号は、３０．７２ＭＨｚ周波数シフトして出力される。すなわち、図１１の周波数スペクトルは、図１０の周波数スペクトルに対し、左に３０．７２ＭＨｚシフトしている。
【００７８】
この周波数シフトの大きさは、加算器２０でフィードバック信号に合成したパイロット信号の周波数と同じ３０．７２ＭＨｚである。そのため、ＡＤＣ２１の出力を、ＭＩＸ２２によりパイロット信号と同じ周波数で周波数シフトすると、パイロット信号は、矢印Ａ３６に示すようにＤＣに現れる。
【００７９】
ＭＩＸ２２の出力は、ＤＣオフセット制御部２４に入力される。ＤＣオフセット制御部２４は、ＤＣ成分以外の周波数成分の信号をフィルタによって除去すれば、ＡＤＣ２１を通過したパイロット信号を抽出できる。すなわち、ＤＣオフセット制御部２４は、ＭＩＸ２２から出力される信号のＤＣ成分を抽出してモニタすることにより、ＡＤＣ２１のＤＣオフセット量を認識することができる。そして、ＤＣオフセット制御部２４は、図１１の矢印Ａ３７に示すように、ＤＣ成分の信号（パイロット信号）を抑圧するように、ＡＤＣ２１の出力にオフセット補正信号を加算すれば、ＡＤＣ２１のＤＣオフセットを補償することができる。
【００８０】
図１２は、加算器から出力される信号の周波数スペクトルを示した図である。図１２の矢印Ａ４１〜Ａ４３は、加算器２５から出力されるフィードバック信号の周波数スペクトルを示している。矢印Ａ４４〜Ａ４６は、それぞれＤＣオフセット、キャリアリーク、およびパイロット信号の周波数スペクトルを示している。
【００８１】
加算器２５の出力は、ＡＤＣ２１の出力に対し、ＤＣオフセット制御部２４のオフセット補正信号が加算されて出力される。従って、フィードバック信号、ＤＣオフセット、およびパイロット信号の周波数スペクトルは、図１０と同様の周波数に現れるが、ＤＣオフセットは、矢印Ａ４７に示すようにその振幅パワーが小さくなるようにして出力される。
【００８２】
比較器２６には、ＡＤＣ２１のＤＣオフセット成分が抑圧されたフィードバック信号が入力される。比較器２６は、このフィードバック信号とベースバンド信号ＢＢとを比較し、比較結果に基づいてＬＵＴ２７の歪補償係数を更新する。
【００８３】
このように、上記実施形態による歪補償装置は、送信信号をアップコンバートした信号と同じ信号でフィードバック信号をダウンコンバートする。ダウンコンバートしたフィードバック信号にパイロット信号を合成し、ＡＤＣ２１でデジタル変換する。そして、ＡＤＣ２１の出力とパイロット信号とを乗算し、その乗算結果に基づいて、ＡＤＣ２１のＤＣオフセットを補償する。
【００８４】
これにより、アップコンバート用とダウンコンバート用の発振器がＬＯ１３の１つで済み、ＡＤＣ２１のＤＣオフセットを抑圧でき、回路の小型化、また、消費電力を低減することができる。
【００８５】
また、ＮＣＯを削除できるとともに、ＮＣＯに要していたデータが不要になるのでメモリ量を低減でき、メモリのサイズダウンが図れる。
【図面の簡単な説明】
【００８６】
【図１】歪補償装置の概要を説明する図である。
【図２】歪補償装置の回路図である。
【図３】ＤＣオフセットを説明する図である。
【図４】ＤＣオフセットの補正を説明する図である。
【図５】Ｒｅｆ信号とＦＢ信号のベクトル図である。
【図６】位相シフタの回路図である。
【図７】位相シフトされる信号の波形を示した図である。
【図８】加算器から出力される信号の周波数スペクトルを示した図である。
【図９】ＡＤＣから出力される信号の±ＡＸＩＳにおける周波数スペクトルを示した図である。
【図１０】ＡＤＣから出力される信号の＋ＡＸＩＳにおける周波数スペクトルを示した図である。
【図１１】ＭＩＸから出力される信号の周波数スペクトルを示した図である。
【図１２】加算器から出力される信号の周波数スペクトルを示した図である。
【図１３】従来の歪補償装置の回路図である。
【図１４】ＤＣオフセットの抑圧を説明する図のその１である。
【図１５】ＤＣオフセットの抑圧を説明する図のその２である。
【図１６】ＤＣオフセットの抑圧を説明する図のその３である。
【図１７】ＤＣオフセットの抑圧を説明する図のその４である。
【符号の説明】
【００８７】
１  信号出力手段
２  第１の周波数変換手段
３  フィードバック手段
４  第２の周波数変換手段
５  パイロット信号出力手段
６  パイロット信号合成手段
７  Ａ−Ｄ変換手段
８  乗算手段
９  オフセット補償手段
【図１】
2009201015.tif 000003
【図２】
2009201015.tif 000004
【図３】
2009201015.tif 000005
【図４】
2009201015.tif 000006
【図５】
2009201015.tif 000007
【図６】
2009201015.tif 000008
【図７】
2009201015.tif 000009
【図８】
2009201015.tif 000010
【図９】
2009201015.tif 000011
【図１０】
2009201015.tif 000012
【図１１】
2009201015.tif 000013
【図１２】
2009201015.tif 000014
【図１３】
2009201015.tif 000015
【図１４】
2009201015.tif 000016
【図１５】
2009201015.tif 000017
【図１６】
2009201015.tif 000018
【図１７】
2009201015.tif 000019