(57)【要約】      （修正有）【課題】局部発振器を用いてキャリア帯域の信号をベースバンドまたは中間周波数に変換するチューナにおいて、局部発振信号の高調波成分のうち、第３高調波によるノイズ成分をキャンセルすることができるチューナを提供する。【解決手段】位相差がそれぞれ１２０°異なる３相信号を局部発振信号として受信信号と乗算し、それぞれの復調波の同相信号をキャンセルすることで、局部発振信号の高調波成分のうち、第３高調波によるノイズ成分をキャンセルする。【選択図】図１
2009182928.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した信号とそれぞれ位相が１２０°異なる３相の局部発振信号を混合する第1のミキサと、
前記第1のミキサの出力を用いて前記出力中に含まれる同相信号を相殺するキャンセル部を有するチューナ。
【請求項２】
前記キャンセル部は、前記第１のミキサ出力とそれぞれ位相が１２０°異なる３相の局部発信信号を混合する第２のミキサである請求項１記載のチューナ。
【請求項３】
前記第２のミキサの出力を入力するポリフェーズ・フィルタを有する請求項２記載のチューナ。
【請求項４】
前記第２のミキサは、入力される信号をそれぞれｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）、ｙ３（ｔ）とした時、係数をｃ１（ｔ）、ｃ２（ｔ）、ｃ３（ｔ）とし互いに位相が１２０°異なる（５）式、（６）式、（７）式の関係を満たす信号ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）、ｚ３（ｔ）を出力し、かつ（８）式の関係を満たす請求項２または３の何れかの請求項に記載したチューナ。
【数１００】
2009182928.tif 000018
・・・（５）
【数１０１】
2009182928.tif 000019
・・・（６）
【数１０２】
2009182928.tif 000020
・・・（７）
【数１０３】
2009182928.tif 000021
・・・（８）
【請求項５】
前記係数のそれぞれは（９）式の関係を満たす請求項４記載のチューナ。
【数１０４】
2009182928.tif 000022
・・・（９）
ここでＴ２はｃ１（ｔ）の周期である
【請求項６】
前記係数のそれぞれは（１０）式および（１１）式の関係を満たす請求項４または５の何れかの請求項に記載されたチューナ。
【数１０５】
2009182928.tif 000023
・・・（１０）
【数１０６】
2009182928.tif 000024
・・・（１１）
ここでＴ２はｃ１（ｔ）の周期である
【請求項７】
前記第２のミキサは、
６相デジタル信号を発生する局部発振器と、
前記第１のミキサの出力の全てを入力し、前記６相デジタル信号のうち３相分の信号で出力を切り替える第１および第２のアナログスイッチと、
前記第１および第２のアナログスイッチの出力を差動入力とする差動増幅器を有する請求項２または３の何れかの請求項に記載したチューナ。
【請求項８】
前記キャンセル部は、同相信号除去増幅器である請求項１記載のチューナ。
【請求項９】
前記同相信号除去増幅器の出力を入力するポリフェーズ・フィルタを有する請求項８記載のチューナ。
【請求項１０】
前記同相信号除去増幅器の出力を周波数変換する周波数変換部を有する請求項８または９の何れかの請求項に記載されたチューナ。
【請求項１１】
前記ポリフェーズ・フィルタの出力を１相の出力に変換する３相１相変換器をさらに有し、
前記ポリフェーズ・フィルタの出力をｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）、ｘ３（ｔ）とし、係数をｂ１、ｂ２、ｂ３をとした場合に出力をｙ１（ｔ）として（１２）式を満たす３相１相変換器を有する請求項９に記載のチューナ。
【数１０７】
2009182928.tif 000025
・・・（１２）
【請求項１２】
前記同相信号除去増幅器の出力が入力されるフィルタと、
前記フィルタの出力に３相デジタル信号を混合しそれぞれ位相が１２０°異なる信号を出力するミキサと、
前記ミキサの出力を入力するポリフェーズ・フィルタを有する請求項８記載のチューナ。
【請求項１３】
前記キャンセル部は、入力信号をｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）、ｘ３（ｔ）とし、出力信号をｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）、ｙ３（ｔ）としたときに、（１４）式の１次変換を行う３相３相変換器である請求項１記載のチューナ。
【数１０８】
2009182928.tif 000026
・・・（１４）
ここで係数ｂ１、ｂ２、ｂ３は（１５）式を満足する
【数１０９】
2009182928.tif 000027
・・・（１５）
【請求項１４】
前記キャンセル部の出力を入力するポリフェーズ・フィルタを有する請求項１３記載のチューナ。
【請求項１５】
前記ポリフェーズ・フィルタの出力を１相の出力に変換する３相１相変換器をさらに有し、
前記ポリフェーズ・フィルタの出力をｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）、ｘ３（ｔ）とし、係数をｂ１、ｂ２、ｂ３をとした場合に出力をｙ１（ｔ）として（１２）式を満たす３相１相変換器を有する請求項１４に記載のチューナ。
【数１１０】
2009182928.tif 000028
・・・（１２）
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル放送の画像受信機若しくは音声受信機に関する発明である。より具体的には、局部発振信号の高調波による妨害受信信号を除去する機能を有するチューナおよびその周辺回路を含む受信回路およびそれらを含むテレビ受信機および音声受信機また、チューナの製造方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年普及が進むデジタル放送は、高品質かつ多チャンネルのサービスを受信できるというメリットがあるほか、デジタル信号処理の特性を活かして移動体での受信性能の向上が期待される。それに伴い、携帯電話のような携帯受信端末や移動する自動車内で、デジタルテレビ放送やデジタルラジオ放送を受信する受信機（以下「デジタル放送受信機」という。）の普及が予想される。
【０００３】
このような受信機では、局部発振器とミキサを用いて、高周波帯域で伝送されている所望の信号をベースバンド若しくは中間周波数に変換する。
【０００４】
この周波数変換においては、ミキサにおいて局部発振信号を精度良く乗算することがなされていないので、局部発振信号の高調波に対応する周波数の信号も入力信号に対して乗算してしまう。したがって、ミキサ出力信号には、局部発振信号の高調波周波数に対応する周波数の妨害波を含んでしまっている。
【０００５】
特に所望信号が４５０ＭＨｚから７５０ＭＨｚにあるテレビ信号である場合、その第３高調波となる１ＧＨｚから２ＧＨｚ帯域には携帯電話の伝送帯域があり、テレビチューナにとっては局部発信器の３次高調波によって、所望信号以外の信号が同時に復調されるのは、信号のＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）を劣化させる要因として大きな問題となる。従来はミキサに信号を入れる前にトラッキングフィルタを用いて、この妨害波を十分に遮断していたが、モバイル用途のチューナにおいては、十分な妨害波遮断特性を持つトラッキングフィルタを用いることが困難である。
【０００６】
このような問題に対して、局発振信号の高調波に対する信号を相殺させて、不要な周波数帯の信号の復調を回避する技術が提案されている。
【０００７】
特許文献１は、２つの局部発信器から位相の異なる信号と受信信号をミキサで混合するチューナであって、局部発振器の位相は受信信号の３次高調波を相殺するように予め調整しておく発明が開示されている。
【０００８】
また、非特許文献１には多数の局部発信器とミキサを組み合わせて高周波成分を相殺する技術が開示されている。
【特許文献１】ＵＳＰ６，７６６，１５８
【非特許文献１】ＩＥＥＥ  ＪＳＳＣ  ３７−１２、ｐｐ．１７１０−１７２０、２００２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかし、この方法を用いて従来のＩ／Ｑ信号を得ようとすると、局部発振器に要求される相数が多くなってしまうといった問題点があった。たとえば、局部発振器の第３高調波に対応する周波数成分をキャンセルしながらＩ／Ｑ信号を得ようとすると、１２相もの相数の局部発振信号が必要になってしまう。
【００１０】
また、非特許文献１では、ミキサを多数必要とするうえに、ゲインの比を精度良く設定値に合わせる必要がある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は上記課題に鑑みて想到されたものである。すなわち、位相が２π／３異なる３相の信号を第１局部発振信号として第１ミキサにおいて高周波信号と混合し、得られたベースバンドまたは中間周波信号である３相信号を、位相が２π／３異なる３相の信号を第２局部発振信号として第２ミキサにおいて３相のベースバンド信号または中間周波信号と混合し、結果として１相の中間周波信号を得ることで３次高調波成分を相殺しながら中間周波信号を得る。１相の中間周波信号は直接に復調してＩ／Ｑのベースバンド信号を得ることができる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明のチューナは、３次高調波成分を相殺させるので、復調を対象とする周波数より３倍高い周波数帯に別の信号があっても、それを復調しないので、良好なＳ／Ｎの信号を復調することができる。
【００１３】
具体的な一例として、約２ＧＨｚ近辺の携帯電話で使用される周波数帯が、テレビ放送で使用される約４００ＭＨｚから７００ＭＨｚの信号の周波数に対して、３倍の関係にある。したがって、テレビ放送帯域の信号を復調する際に本願のチューナを利用することで、携帯電話帯域の信号が同時に復調され信号のＳ／Ｎが劣化するのを回避することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明のチューナは、高周波帯域に変調されている所望の信号を３相の局部発振信号でダウンコンバートする第1のミキサと、第1のミキサの出力に含まれる同相信号を相殺するキャンセル部を有する。また、キャンセル部の出力に対して隣接する信号を除去するためにポリフェーズ・フィルタを有していても良い。また、キャンセル部の出力をさらに周波数変換する周波数変換部を有していても良い。また、周波数変換部が同相信号キャンセルの機能を有しても良い。以下に好適な実施の形態について説明する。
【００１５】
（実施の形態１）
図１に本発明の第１の実施の形態のチューナの構成を示す。これは帯域幅８ＭＨｚのＯＦＤＭ信号を受信するテレビチューナを想定している。第１ミキサの出力信号は中心周波数が０であるベースバンド信号である。また、チューナの出力信号は中心周波数を４．５７１ＭＨｚとする中間周波数（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号（以下「ＩＦ信号」と呼ぶ）である。
【００１６】
本実施の形態のチューナ１は、低雑音アンプ１０（Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：以下「ＬＮＡ」と呼ぶ）、第１ミキサ１５、第１局部発振器７０、ベースバンド信号フィルタ２０（以下「ＢＢ信号フィルタ」という。）、第２ミキサ３０、第２局部発振器７５、ＩＦ−ＰＰＦ４０（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｐｏｌｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｆｉｌｔｅｒ：以下「ＩＦ−ＰＰフィルタ」と呼ぶ。）、３相／１相変換器６０（以下「３Ｐ／１Ｐ変換器」という。）、バッファ６５を含む。本実施の形態において、キャンセル部は第２ミキサ３０であり、周波数変換部も第２ミキサで兼用している。
【００１７】
ＬＮＡ１０は、アンテナやケーブルから受信した高周波信号（以下「ＲＦ信号」と呼ぶ）を増幅する。増幅されたＲＦ信号Ｓｒｆは、第１ミキサ１５で第１局部発振器７０からの信号Ｓｌｏ１と混合され、３相のベースバンド信号Ｓｄ３に変換される。これらのベースバンド信号の詳細は後述するが、ＲＦ信号が正弦波である場合それぞれは同じ信号であって、位相が２π／３だけ異なる。また、これらのベースバンド信号には、所望する信号が伝送されていた帯域より高い周波数帯域で伝送されていた信号に関する成分も含まれている。これらの信号は同じ周波数の信号としてベースバンド信号Ｓｄ３に含まれる。
【００１８】
第１ミキサ１５から出力されるこれらのベースバンド信号は、ＢＢ信号フィルタ２０で妨害波や第２ミキサ３０で受信妨害を発生させる周波数成分を遮断される。
【００１９】
第２ミキサ３０では、ＢＢ信号フィルタ２０を通過したベースバンド信号Ｓｄ３ｆが、第２局部発振器７５の信号Ｓｌｏ２と周波数混合される。この混合時に３相のベースバンド信号の係数を操作し、ベースバンド信号に含まれる所望信号より高い帯域からダウンコンバートされた信号を相殺し除去する。また、このときには、ベースバンドからＩＦ信号Ｓｉｆに変換される。
【００２０】
ＩＦ信号Ｓｉｆはイメージ信号が発生しているので、これをＩＦ−ＰＰフィルタ４０で除去する。ＩＦ−ＰＰフィルタは、負の周波数成分を除去することができるため、イメージ信号のないＩＦ信号を得ることができる。
【００２１】
ＩＦ−ＰＰフィルタ４０の出力Ｓｉｆｐは、３相のＩＦ信号であるため、これを３Ｐ／１Ｐ変換器６０で１相の相補信号に変換する。このようにして得た１相（単相）の相補信号Ｓｉｆ１は、ＲＦ信号中の所望した信号が伝送されていた帯域より高い周波数帯域からダウンコンバートされた信号のない、ＩＦ信号である。この単相のＩＦ信号はバッファなどで適宜増幅し出力Ｓｏｔとすることができる。
【００２２】
以下各構成部分について詳細に説明を行う。
ＬＮＡ１０は、ＲＦ信号Ｓｒｆを増幅する初段の増幅器であり、特に限定されるものではない。しかし、相互変調歪の少ない構成のものが好適に用いられる。また、後の信号処理においては、相補信号であれば信号処理の際に歪が発生しにくい回路構成が可能であるため、非平衡−平衡変換できる構成のものであれば、より好適に用いることができる。
【００２３】
第１ミキサ１５は、ＬＮＡ１０からの出力信号であるＲＦ信号に第１局部発振器７０からの信号Ｓｌｏ１を混合し、ダウンコンバートし、３相のベースバンド信号Ｓｄ３にする。本実施の形態では、ＬＮＡからの出力信号であるＲＦ信号が相補信号としているため、６相発振器を第１局部発振器として用いた例を示している。
【００２４】
第１ミキサ１５は、この周波数混合器１３が主体であるが、前段にトランスコンダクタンスアンプ１２を配設してもよい。トランスコンダクタンスアンプは周波数特性がフラットな増幅器である。なお、周波数混合器１３は乗算器である。
【００２５】
図２には、周波数混合器１３と第１局部発信器７０の回路例を示す。入力信号Ｓｒｆは入力端子ＩＮに加えられる。第１局部発振器８５は、Ｖ１からＶ６までの局部発振器からなりそれぞれ６０°毎に位相が異なる信号を生成する。Ｖ１乃至Ｖ６からの出力信号はｓ０乃至ｓ３００で表し、数字は位相を表す。入力端子ＩＮは２つのトランジスタＭ１とＭ２のゲートにそれぞれ接続されている。これら２つのトランジスタは、ソースを共通にされ、電流源Ｉ１に接続されている。一方、これら２つのトランジスタのドレインはそれぞれ抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して電圧Ｖｓｕｐに接続されている。すなわち、入力部分は差増増幅器であるトランスコンダクタンスアンプを構成している。
【００２６】
入力段の２つのトランジスタＭ１、Ｍ２のドレインと抵抗Ｒ１、Ｒ２の間には、位相が０°、６０°、１２０°、１８０°、２４０°、３００°の局部発振器（Ｖ１乃至Ｖ６）にゲートを接続されたトランジスタ（Ｍ３乃至Ｍ１４）のソースが接続されている。入力段のトランジスタＭ１、Ｍ２は、差動増幅器であったので、左右２つのトランジスタがある。それぞれのトランジスタのドレインに、各位相毎のトランジスタが接続されているので、１つの位相のトランジスタは、左右それぞれ２つ存在する。
【００２７】
図２では、Ｍ３とＭ４は位相が０°の局部発振器信号Ｖ１がゲートに接続されたトランジスタである。以降順次、Ｍ５とＭ６は６０°、Ｍ７とＭ８は１２０°、Ｍ９とＭ１０は１８０°、Ｍ１１とＭ１２は２４０°、Ｍ１３とＭ１４は３００°の局部発振器信号（それぞれＶ６、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ３、Ｖ５）がゲートに接続されている。
【００２８】
また、Ｍ３からＭ１４のトランジスタのドレインはそれぞれの出力端子に接続されている。具体的には、位相が０°と１８０°の局部発振器からの信号をゲートに接続されているＭ３、Ｍ４、Ｍ９、Ｍ１０は、出力端子ＯＰ１に接続されている。同様に位相が６０°と２４０°の局部発振器からの信号をゲートに接続されているＭ５、Ｍ６、Ｍ１１、Ｍ１２は、出力端子ＯＰ２に接続されている。また、位相が１２０°と３００°の局部発振器からの信号をゲートに接続されているＭ７、Ｍ８、Ｍ１３、Ｍ１４は、出力端子ＯＰ３に接続されている。出力端子ＯＰ１、ＯＰ２、ＯＰ３はそれぞれＲＦ信号からダウンコンバートされ、かつ１２０°毎に位相の異なるベースバンド信号Ｓｄ３を出力する。
【００２９】
図３にこれらの６つの局部発振器の信号の様子を示す。位相０°の信号は太い実線、それから６０°位相が遅れた信号は細い点線、１２０°遅れた信号は太い一点鎖線で表した。また、位相が１８０°遅れた信号は細い実線、２４０°遅れた信号は太い点線、３００°遅れた信号は細い一点差線で表した。
【００３０】
図２の第１ミキサは、これら６つの信号のうち、最も出力が大きな信号をゲートに入力されたトランジスタだけが動作する。例えば、図３を参照して、時刻ｔ１からｔ２の期間は、位相が６０°の信号が最も大きい。したがって、この期間は、図２のＭ５とＭ６の２つのトランジスタＯＮとなって、信号を出力する。その出力はＯＰ２から出力される。
【００３１】
このようにして、３相のベースバンド信号を得ることができる。この信号はＲＦ信号を直接ベースバンド信号にダウンコンバートしているため、イメージ信号は含まれていない。しかし、局部発振器の信号に含まれる３次高調波によってＲＦ信号中の該当する帯域に変調されている信号を同時にダウンコンバートしている。
【００３２】
図４を用いてこの事をより詳しく説明する。図４は、周波数と信号の関係を示す。図４（ａ）は、ＲＦ信号を表す。ＲＦ信号には、ここで示した信号以外にも多くの信号が重畳されているが、ここでは、所望波として周波数がｆ１の信号とその隣接波および周波数がｆ１の３倍（３ｆ１）の信号を示す。なお、所望波８０は斜め斜線、隣接波８１は縦線、妨害波８２を横線で示す。
【００３３】
図４（ｂ）は、第１ミキサの出力信号Ｓｄ３を示す。局部発振器Ｖ１乃至Ｖ６は周波数ｆ１の信号をベースバンド信号まで直接ダウンコンバートする。隣接波も同様にｆ１の周波数だけダウンコンバートされ、ベースバンド信号の隣接信号として存在する。一方、局部発振器の信号の第３高調波によって、ＲＦ信号中の周波数３ｆ１の信号も同時にベースバンド信号にダウンコンバートされる。この高い周波数帯で伝送されている信号は所望波の信号にとってはノイズとなって、信号のＳ／Ｎを劣化させる。本発明は、この３ｆ１の帯域で伝送されている信号（以後「３ｆ１信号」という。）を相殺させることで、所望波のＳＮＲを良好にする。
【００３４】
再び図１を参照して、本発明のチューナの説明を続ける。第１のミキサ１５から出力された３相のベースバンド信号Ｓｄ３は、通過帯域が４ＭＨｚよりわずかに広いローパスフィルタであるＢＢ信号フィルタ２０を通過する。このフィルタを通過させることによって、妨害波をある程度遮断し、また第２局部発振器の信号の高調波によって受信妨害を発生させる周波数成分を遮断する。すなわち、図４（ｂ）の周波数と信号の関係で説明すると、第２ミキサの局部発振器７５の信号の高調波帯域に余分な信号があった場合は、その信号が妨害波としてベースバンド信号に重畳されてしまうので、そのような信号を削除しておくということである。
【００３５】
ここで、第１ミキサの出力１５について、さらに詳しく説明を行う。ＲＦ信号Ｓｒｆを（１）式とする。
【数１】
2009182928.tif 000003
・・・（１）
【００３６】
ここでωｓは所望波の角周波数、φは位相を表す。ａは振幅である。第1局部発振器の信号の角周波数をωＬとし、第1ミキサからの位相が異なる３種の出力信号をそれぞれｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）、ｘ３（ｔ）とすると以下の（２）式、（３）式、（４）式のように表される。
【数２】
2009182928.tif 000004
・・・（２）
【数３】
2009182928.tif 000005
・・・（３）
【数４】
2009182928.tif 000006
・・・（４）
ここで、ｋおよびｈはミキサのゲインである。
【００３７】
それぞれの式において、右辺第１項は、所望波をダウンコンバートした結果を表し、右辺第２項は局部発振器の信号の第３高調波成分によって、所望波の３倍の周波数帯からダウンコンバートされた妨害波である。ｘ１（ｔ）の所望波の位相はφであり、ｘ２（ｔ）およびｘ３（ｔ）の所望波の位相は−１２０°と−２４０°であり、３種の所望波はそれぞれ１２０°位相がずれている。しかし、高調波成分による妨害波は全て同一位相であることがわかる。
【００３８】
したがって、第１ミキサ出力の３つの信号を一次変換する場合、ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）、ｘ３（ｔ）の係数を適切に定めることによって、高調波成分による同相の妨害波だけを相殺させることができる。
【００３９】
次に同相の妨害波を相殺させる第２ミキサ３０について説明する。第２ミキサ３０は３相の信号Ｓｄ３ｆが入力され、６相の第２局部発振器信号Ｓｌｏ２を周波数混合され、中心周波数４．５７１ＭＨｚの中間周波数信号に変換される。第２ミキサは３相の信号Ｓｉｆを出力する。
【００４０】
図５に第２ミキサの１相出力分のミキサ１００を示す。第２ミキサ全体はミキサ１００が３つ組み合わさっている。このミキサ１００はアナログスイッチ１０４、１０５と差動増幅器１０６により構成されている。第２局部発振器７５の信号Ｓｌｏ２は６相のデジタル信号であり、アナログスイッチ１０４、１０５のオン／オフを制御する。第２局部発振器信号Ｓｌｏ２の例を図６に示す。Ｌ１乃至Ｌ６の信号がアナログスイッチ１０４、１０５をオン／オフし、入力信号を切り替え、出力を得る。
【００４１】
ここで、第２ミキサの入力信号をｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）、ｙ３（ｔ）とする。これらは、ＢＢ信号フィルタ２０の出力Ｓｂｂｆである。より具体的には（２）式乃至（４）式で与えられたｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）、ｘ３（ｔ）と考えてよい。第２ミキサの出力をｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）、ｚ３（ｔ）とすると、それぞれの信号は次の（５）乃至（７）式のように表される。
【数５】
2009182928.tif 000007
・・・（５）
【数６】
2009182928.tif 000008
・・・（６）
【数７】
2009182928.tif 000009
・・・（７）
【００４２】
ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）、ｙ３（ｔ）はそれぞれ１２０°位相の異なる所望信号であり、またそれぞれの信号は第３高調波による同相の妨害波成分であるキャリア周波数３ｆ１の信号成分を有している。従って、ｃ１（ｔ）、ｃ２（ｔ）、ｃ３（ｔ）を次の（８）式のような関係におくことで３倍高調波の同相の妨害波成分を相殺することができる。
【数８】
2009182928.tif 000010
・・・（８）
【００４３】
さらに、第２ミキサ３０において第２局部発振器９０の偶数次高調波に対する妨害波を抑制するために次の（９）式の条件を満たすようにｃ１（ｔ）、ｃ２（ｔ）、ｃ３（ｔ）を設定することが望ましい。
【数９】
2009182928.tif 000011
・・・（９）
ここでＴ２はｃ１（ｔ）の周期である。
【００４４】
さらに、ｃ１（ｔ）、ｃ２（ｔ）、ｃ３（ｔ）を以下の（１０）、（１１）式のようにすることで、ｃ１（ｔ）、ｃ２（ｔ）、ｃ３（ｔ）は第３高調波を含まないようにすることができる。
【数１０】
2009182928.tif 000012
・・・（１０）
【数１１】
2009182928.tif 000013
・・・（１１）
なお、後述するがｃ２（ｔ）、ｃ３（ｔ）はｃ１（ｔ）と同じ信号で位相が異なるだけである。従って（１０）式、（１１）式はｃ２（ｔ）、ｃ３（ｔ）にも同様に適用できる。
【００４５】
ｃ１（ｔ）、ｃ２（ｔ）、ｃ３（ｔ）が第３高調波を含まないということは、第２ミキサの出力であるｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）、ｚ３（ｔ）のどれもが第２局部発振器の第３高調波に対する妨害波を抑制することができるということである。
【００４６】
ここで、図５のミキサの動作についてさらに詳細に説明する。図５のミキサは、ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）、ｙ３（ｔ）が入力される入力端子１０１、１０２、１０３と、それぞれの信号の出力を切り替えるアナログスイッチ１０４、１０５と、これらのアナログスイッチの出力の差を出力する差動増幅器１０６を含む。２つのアナログスイッチには、ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）、ｙ３（ｔ）の出力がそれぞれ入力される。アナログスイッチの切替動作はデジタル信号Ｌ１乃至Ｌ６によって行われる。ここでアナログスイッチ１０４にはＬ１、Ｌ２、Ｌ３のデジタル信号が入力され、アナログスイッチ１０５にはＬ４、Ｌ５、Ｌ６のデジタル信号が入力される。従ってＬ１、Ｌ２、Ｌ３は同時にＯＮにはならず、またＬ４、Ｌ５、Ｌ６も同時にＯＮにはならない。
【００４７】
また、アナログスイッチ１０４の出力に着目すると、Ｌ１によってｙ１（ｔ）が出力され、Ｌ２によってｙ２（ｔ）が出力されＬ３によってｙ３（ｔ）が出力される。同様にアナログスイッチ１０５では、Ｌ４によってｙ２（ｔ）が出力され、Ｌ５によってｙ３（ｔ）が出力され、Ｌ６によってｙ１（ｔ）が出力される。
【００４８】
図６はＬ１乃至Ｌ６のデジタル信号の一例を示したものである。例えば、区間１１０では、Ｌ１とＬ４の信号がＯＮになることを示す。信号Ｌ１はｙ１（ｔ）を出力し、信号Ｌ４はｙ２（ｔ）を出力する。従ってこの区間１１０では、ミキサはｙ１（ｔ）−ｙ２（ｔ）の信号を出力する。
【００４９】
図７は、ミキサの出力をｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）、ｙ３（ｔ）の出力の観点で整理したものである。横軸は時間軸であり縦方向は出力電圧を表す。それぞれ軸上は出力がゼロで上方向は出力が正、下方向は負の電圧出力を表す。ミキサ１００の出力は特定の時刻における３つの出力の和として表される。例えば区間１１１ではｙ１（ｔ）の正の出力があり、ｙ２（ｔ）は負の出力があり、ｙ３（ｔ）の出力はゼロであることを示している。これは図６で例示したＬ１とＬ４の信号がＯＮになった時の状態である。
【００５０】
また、この関係はいずれの時刻を見ても、ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）、ｙ３（ｔ）のいずれかから、残り２つの信号のどちらかを差し引いている関係になっている。ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）、ｙ３（ｔ）には、第１局部発振器の第３高調波による妨害波は同相として重畳していたので、常にミキサの出力からは第３高調波による妨害波は相殺され出力されなくなる。
【００５１】
図６に示した第２局部発信器信号は、さらに（９）乃至（１１）式を満足している。従って偶数次の（第２および第４）高調波と第３高調波成分を有していない。従ってこれらの高調波による受信妨害は抑圧される。第２ミキサ３０の出力Ｓｉｆを図４（ｃ）に示す。中心周波数がｆ２で妨害波となるＲＦにおける周波数が３ｆ１である信号は相殺されて、存在していない。なお、隣接波はＢＢ信号フィルタ２０によって幾分減衰されている。
【００５２】
図１に戻って、第２ミキサ３０の出力はそれぞれ位相が１２０°異なる３相のＩＦ信号Ｓｉｆであるが、各相の信号は相補信号となっているので、第２ミキサの出力は、３相それぞれに対して平衡−非平衡変換がなされる。そして、各相の信号が非平衡の３相信号に対してＩＦ−ＰＰフィルタ４０で隣接信号を除去するフィルタ処理を行う。その際、正の周波数と負の周波数を分けてフィルタリングを行なうポリフェーズ・フィルタを用いることにより、負の周波数成分を除去する。
【００５３】
このＩＦ−ＰＰフィルタ４０では、スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いることもでき、精度の高いフィルタの実現が可能である。ＩＦ−ＰＰフィルタの特性を図４（ｄ）に示す。また、このＩＦ−ＰＰフィルタによって選択されたＩＦ信号Ｓｉｆｐの周波数アロケーションを図４（ｅ）に示す。ここでは妨害波であるＲＦにおける周波数が３ｆ１である信号８２および隣接波８１が除去された所望波８０の信号を得ることができる。
【００５４】
周波数選択された３相のＩＦ信号Ｓｉｆｐは、１対の相補信号Ｓｉｆ１に変換され出力信号Ｓｏｔとして出力される。その出力された信号はその後Ａ／Ｄ変換されてから復調が行なわれる。出力の最終段にはバッファ６５を配設してもよい。
【００５５】
以上のように、本実施の形態のチューナ１は、高周波帯域に変調されている所望の信号をダウンコンバートする際に、局部発振器の高調波成分によって、所望信号より高い帯域で送信されている信号を同時にダウンコンバートし、所望信号に対するＳ／Ｎを劣化させるという課題を解決する。また、第１ミキサを３相ミキサとしたときに正確なＩ／Ｑ信号を得にくいという課題に対して、イメージ信号を含まないＩＦ信号を生成するといった形で解決する。
【００５６】
（実施の形態２）
図８に本発明の第２の実施の形態にかかわるチューナ２の構成を示す。これは帯域幅８ＭＨｚのＯＦＤＭ信号を受信するテレビチューナを想定している。出力信号は中心周波数を４．５７１ＭＨｚとするＩＦ信号である。第１ミキサの出力信号は中心周波数が−４．５７１ＭＨｚであるＩＦ信号である。
【００５７】
本実施の形態のチューナ２は、ＬＮＡ１０、第１ミキサ１５、第１局部発振器７１、ローパスフィルターフィルタ２１、同相信号除去増幅器３３、第１ＩＦフィルタ４１、第２ミキサ５０、第２局部発振器７５、第２ＩＦフィルタ６１、バッファ６５を含む。本実施の形態において、キャンセル部は同相信号除去増幅器および第２ミキサであり、周波数変換部は第２ミキサである。
【００５８】
本実施の形態では、第１局部発信器７１は所望波の中心周波数ｆ１に対して、ｆ１＋ｆ２の周波数の信号Ｓｌｏ１を出力する。これにより、ＲＦ信号ＳｒｆはＬＮＡ１０により増幅された後、第１ミキサ１５により周波数が混合されて３相のＩＦ信号Ｓｄ３に変換される。ＲＦ信号をＩＦ信号に変換しているので、この時点においてのイメージ信号は中心周波数が−４．５７１ＭＨｚとする信号になる。図１１（ａ）に第１ミキサの出力のスペクトルを示す。図１１での所望波８０、隣接波８１、妨害波８２の表示は、図４の表示と同じである。
【００５９】
第１ミキサ１５の出力である３相のＩＦ信号Ｓｄ３は、それぞれ平衡−非平衡変換機能を有するローパスフィルタ２１を通過することにより妨害波をある程度遮断する。この時点においては、第１局部発振器７１の第３高調波による妨害波を同相信号として含んでいる。そしてローパスフィルタ２１を通過した３相信号Ｓｄ３ｆは同相信号除去機能つきの増幅器３３を通ることにより、同相信号成分が除去された３相信号Ｓｄｆに変換される。この時点において、３相信号の同相信号が除去されることにより、第１局部発振器の第３高調波による妨害波成分であるＲＦにおける周波数が３ｆ１−ｆ２である信号が除去される。
【００６０】
同相信号除去機能付きの増幅器３３の出力信号Ｓｄｆは、ポリフェーズ・フィルタである第１ＩＦフィルタ４１において不要波をある程度除去する。特に第２局部発振器信号７５の５次以上の高調波により受信妨害を発生させる周波数成分を十分に遮断する。
【００６１】
図９に同相信号除去増幅器３３の構成の一例を示す。同相信号除去増幅器３３は、トランジスタＱ１乃至Ｑ３と、抵抗Ｒ１乃至Ｒ６と、電流源Ｉ２を含む。入力端子Ｉｎａ、Ｉｎｂ、Ｉｎｃは、それぞれＱ１、Ｑ２、Ｑ３のベースに接続されている。３つのトランジスタのエミッタにはそれぞれ抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３を介して、１つの電流源Ｉ２に接続されている。また、３つのトランジスタのコレクタにはそれぞれ抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６を介して電圧電源Ｖｃｃに接続されている。そして、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３のコレクタからはＯｕｔａ、Ｏｕｔｂ、Ｏｕｔｃの３つの出力端子が設けられている。
【００６２】
ローパスフィルタ２１からの３つの出力Ｓｄ３ｆは、それぞれ入力端子Ｉｎａ、Ｉｎｂ、Ｉｎｃに入力される。３つのトランジスタＱ１乃至Ｑ３は、エミッタに共通の電流源Ｉ２が接続されているので、３つの入力端子に加わる信号が同相であると、理想的には出力端子Ｏｕｔａ、Ｏｕｔｂ、Ｏｕｔｃの電圧は変化しない。従って、同相の信号成分は除去される。実際には同相信号除去比は有限であるため、同相信号成分はある程度減衰することになる。
【００６３】
第１ＩＦフィルタ４１の出力Ｓｄｆｆのスペクトルを図１１（ｂ）に示す。横線で示した妨害波８２が相殺され除去されている。
【００６４】
再び図８にもどって、第２ミキサ５０において、ＩＦ信号Ｓｉｆは６相の第２局部発振器７１の信号Ｓｌｏ２と周波数混合され、中心周波数４．５７１ＭＨｚの中間周波数信号に変換される。第２ミキサ５０は単相の相補信号を出力するものである。その構成は、例えば図５で示したものを用いることができる。従って第２ミキサ５０はアナログスイッチ１０４、１０５と差動増幅器１０６により構成されている。
【００６５】
第２局部発振器信号Ｓｌｏ２は９．１４２ＭＨｚの６相のデジタル信号であり、アナログスイッチ１０４、１０５のオン／オフを制御する。第２局部発振器信号Ｓｌｏ２は、例えば図６で示した信号と同じものを用いることができる。この信号によるｃ１（ｔ）、ｃ２（ｔ）、ｃ３（ｔ）は図１０に示すようになる。これは図７で示したものと同じになる。従って、これらは（８）式の条件を満たすので、第１局部発振器７１の第３高調波による妨害波は除去されることになる。すなわち、本実施の形態における第２ミキサも同相信号をキャンセルする機能を有する。なお、「同相信号をキャンセルする」は本明細書において「同相信号除去」と同意に扱う。
【００６６】
同相信号除去機能つきの増幅器３３においてもこの妨害波はある程度除去されるが、同相信号除去率が有限であるため、完全には除去できていない。また、ｃ１（ｔ）、ｃ２（ｔ）、ｃ３（ｔ）は（９）乃至（１１）式を満たすので、第２、第３および第４高調波成分を持たず、これらの高調波による受信妨害は抑圧される。したがって、第５高調波以上の高次の高調波に対する妨害波を主に考慮することになる。第２ミキサ５０の出力Ｓｉｆ１のスペクトルを図１１（ｃ）に示す。
【００６７】
第２ミキサ５０の出力は単相の平衡ＩＦ信号Ｓｉｆ１である。そして、第２ＩＦフィルタ６１において隣接信号を十分に除去するフィルタ処理を行う。本実施の形態においては、第２ミキサ５０の出力は単相の信号であるので、正の周波数成分と負の周波数成分を分離することはできないので、負の周波数成分に対応する信号成分は第１ＩＦフィルタ４１で十分に遮断しておく必要がある。第２ＩＦフィルタ６１の出力Ｓｉｆ１ｆのスペクトルを図１１（ｄ）に示す。
【００６８】
第２ＩＦフィルタ６１には、スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いることもでき、精度の高いフィルタの実現が可能である。第２ＩＦフィルタ６１の出力信号Ｓｉｆ１ｆは、最終出力Ｓｏｔとして出力され、その後増幅やＡ／Ｄ変換されてから復調が行なわれる。なお、最終段にバッファ６５を配設してもよい。
【００６９】
本実施の形態の利点は、二つのＩＦフィルタ４１、６１を用いることで、受信帯域のすぐ隣の周波数の信号をよく除去することができるので、隣接妨害波が強くても所望波をよく受信できるチューナを実現できることである。信号帯域幅は７．６１ＭＨｚであるので、ＩＦの信号帯域はそれぞれ−８．３７６ＭＨｚから−０．７６６ＭＨｚおよび０．７６６ＭＨｚから８．３７６ＭＨｚとなる。両方ともＩＦ信号帯域の周波数の絶対値が小さい値は中心周波数の中心周波数より低いので、第１および第２ＩＦフィルタの双方において周波数が0付近の周波数を遮断することにより、両側の隣接信号を効率よく遮断することができる。
【００７０】
本実施の形態の第２の利点は、第１ミキサ１５の出力がＩＦ信号であるため、第1ミキサが発生するフリッカー雑音に対して影響を受けにくいことである。さらに、第1ミキサ１５の出力がベースバンド信号である場合には、中心周波数におけるサブキャリアの受信が困難であったが、本実施の形態ではすべてのサブキャリアが受信できる。
【００７１】
本実施の形態の他の利点として、第２ミキサ５０の構成が簡単であることが挙げられる。
本実施の形態はＯＦＤＭ信号を受信するチューナであったが、受信する信号はＯＦＤＭでなくてもよく、他のデジタル変調方式のものであっても良いし、アナログ信号を受信するものであってもよい。
【００７２】
（実施の形態３）
図１２に本発明第３の実施の形態にかかわるチューナ３を示す。
本実施の形態のチューナ２は、ＬＮＡ１０、第１ミキサ１５、第１局部発振器７１、ローパスフィルタフィルタ２１、同相信号除去増幅器３３、第１ＩＦフィルタ４１、第２ミキサ５１、第２局部発振器７６、第２ＩＦフィルタ６２、バッファ６５を含む。本実施の形態において、キャンセル部は同相信号除去増幅器３３および第２ミキサであり、周波数変換部は第２ミキサである。
【００７３】
本実施の形態のチューナ３は、第２の実施の形態と同じく低ＩＦ方式のダブル・スーパーヘテロダイン方式（２段のＩＦ信号を持つ受信方式）であるが、第２ミキサ５１の出力が３相信号であり、第２ＩＦフィルタ６２が３相のポリフェーズ・フィルタとなっている点が異なっている。
【００７４】
図１３に第２ミキサ５１の構成の一例を示す。第２ミキサ５１は、入力端子１５１乃至１５３とアナログスイッチ１５４乃至１５６と出力端子１５７乃至１５９からなる。アナログスイッチはデジタル信号Ｌ１乃至Ｌ３によって切替動作を行う。このデジタル信号は第２局部発振器７６から供給される３相の信号である。
【００７５】
第１ＩＦフィルタ４１の３つの出力をｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）、ｘ３（ｔ）としてそれぞれを入力端子１５３、１５２、１５１に入力する。これらの入力信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）、ｘ３（ｔ）は、アナログスイッチ１５４乃至１５６の全てに接続される。一方、デジタル信号Ｌ１乃至Ｌ３はアナログスイッチ１５４乃至１５６に入力され、入力信号を切り替える。アナログスイッチの出力はそれぞれｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）、ｚ３（ｔ）となり、出力端子１５９、１５８、１５７から出力される。
【００７６】
アナログスイッチに着目すると、アナログスイッチ１５４では、デジタル信号Ｌ１でｘ３（ｔ）が出力され、Ｌ２でｘ２（ｔ）が、そしてＬ３でｘ１（ｔ）が出力される。同様にアナログスイッチ１５５では、Ｌ１でｘ２（ｔ）、Ｌ２でｘ３（ｔ）、Ｌ３でｘ１（ｔ）が出力される。また、アナログスイッチ１５６では、Ｌ１でｘ１（ｔ）、Ｌ２でｘ２（ｔ）、Ｌ３でｘ３（ｔ）が出力される。
【００７７】
図１４には、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３の出力一例を示す。このデジタル信号による入力信号の切替によって、ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）、ｚ３（ｔ）は（５）、（６）、（７）式と同じように得ることができる。ただし、（５）、（６）、（７）式において、ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）、ｙ３（ｔ）をそれぞれｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）、ｘ３（ｔ）に置き換える。すなわち、出力信号ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）、ｚ３（ｔ）は、同じ信号で位相がそれぞれ１２０°ずつ異なる信号である。従って、本実施の形態における第２ミキサ５１も同相信号をキャンセルする機能を有する。
【００７８】
第２局部発振器７６の信号Ｓｌｏ２は３相の信号であるので、６相の信号を生成する場合と比べて生成するのは容易である。例えば、高い周波数の信号を分周して正確な３相信号を生成する場合は、出力信号の３倍の周波数の信号が必要となるが、正確な６相信号を得るには出力信号の６倍の周波数の信号が必要となり、その値は２７．４２６ＭＨｚとなる。チューナ内部には、あまり高い周波数の信号を持つことは、他の信号への干渉の可能性を秘め、あまり好ましいことではない。
【００７９】
第２局部発振器信号Ｓｌｏ２を３相信号としたことにより、第２ミキサ５１において第２局部発振器信号Ｓｌｏ２の第２高調波に対するミキシング出力が発生してしまう。（９）式の条件を満たさないためである。しかし、第２局部発振器信号Ｓｌｏ２の第２高調波の周波数は基本波の周波数と符号が異なるので、それによって発生する妨害波は所望波と大きく離れている。この様子を図１５に示す。
【００８０】
図１５において、所望波８０、隣接波８１、妨害波８２の表示は図４と同じである。第１ミキサの出力Ｓｄ３は実施の形態２と同じように、−ｆ２を中心周波数とするＩＦ信号である。これを図１５（ａ）に示した。また、図１５（ｂ）は、第１ＩＦフィルタ４１の出力Ｓｄｆｆを示す。また、第１ＩＦフィルタの出力の中心周波数を−ｆ２からｆ２にコンバートする際に、第２局部発振器信号Ｓｌｏ２の第２高調波の周波数によって、所望波に対して妨害波となる領域８３がｆ２の５倍高調波の周波数の点であることを示している。
【００８１】
これは、Ｓｌｏ２は２ｆ２の周波数を出力するが、その第２高調波すなわち、−４ｆ２の周波数によって、５ｆ２の帯域の信号がｆ２の帯域にダウンコンバートされるためである。ここで、２ｆ２の第２高調波の符号がマイナスになっているのは、３相信号の第２高調波の周波数は基本波と符号が反対になるためである。つまり、第２高調波として＋４ｆ２の周波数成分を含まないため、−３ｆ２の帯域の信号は妨害波とならない。したがって、本実施の形態の構成においては、第１ＩＦフィルタ４１においてこの妨害波の周波数成分を十分に遮断しておくことができる。
【００８２】
第２ミキサ５１の出力Ｓｉｆは第２ＩＦフィルタ５３によって隣接波を除去する。この出力Ｓｉｆは３相の信号であるので、第２ＩＦフィルタ６２をポリフェーズ・フィルタで構成することで隣接波を精度よく遮断することができる。隣接波を除去された信号Ｓｉｆ１ｆは適宜バッファ６５を介して出力Ｓｏｔとして出力する。図１５の（ｃ）に第２ミキサの出力Ｓｉｆが中心周波数ｆ２のアップコンバートされている様子を示す。また図１５（ｄ）には、第２ＩＦフィルタ６２によって隣接波８１が除去された信号Ｓｉｆ１ｆを示す。
【００８３】
本発明第３の実施の形態の利点の一つは、第２ＩＦフィルタ６２が３相のポリフェーズ・フィルタであるために、正の周波数と負の周波数を区別した周波数選択性フィルタを用いることができ、隣接信号などをより多く遮断することが容易な点である。
【００８４】
また、第２ミキサ５１において第２局部発振器信号７６の第２高調波に対するミキシングを許容することにより、第２ミキサの構造を簡単にすることができるといった利点もある。
【００８５】
（実施の形態４）
図１６に本発明第４の実施の形態にかかわるチューナ４の構成を示す。
本実施の形態のチューナ４は、ＬＮＡ１０、第１ミキサ１５、第１局部発振器７０、ローパスフィルターフィルタ２１、同相信号除去増幅器３３、ＢＢ信号ポリフェーズ・フィルタ４２、第２ミキサ５０、第２局部発振器７５、第２ＩＦフィルタ６１、バッファ６５を含む。本実施の形態において、キャンセル部は同相信号除去増幅器３３および第２ミキサであり、周波数変換部は第２ミキサである。
【００８６】
本実施の形態のチューナ４は、第１の実施の形態のチューナ１と同じくＲＦ信号Ｓｒｆを一旦３相のベースバンド信号に落としてからＩＦ信号に周波数変換を行うダウンアップ・コンバージョン方式であるが、ベースバンド信号におけるフィルタとしてポリフェーズ・フィルタとなるＢＢ信号ポリフェーズ・フィルタ４３を用いている点が異なる。
【００８７】
第１ミキサ１５は、ＬＮＡ１０からの入力信号を６相の第１局部発信器７０からの３相信号Ｓｌｏ１と混合し、ベースバンド帯域の信号Ｓｄ３とする。このＳｄ３は波形が同一で位相が１２０°ずつ異なる信号である。この信号にはＲＦ信号Ｓｒｆの３倍高調波からの成分が同相信号として存在する。
【００８８】
第１ミキサ１５の出力Ｓｄ３をローパスフィルタ２１を通し、その他の妨害波などをできるだけ除去する。ローパスフィルタ２１の出力Ｓｄ３ｆは同相信号除去増幅器３３に入力される。この時点で同相信号として重畳していたＲＦ信号の３倍の周波数成分は相殺される。
【００８９】
同相信号除去増幅器３３の出力Ｓｄｆは３相のベースバンド帯域の信号である。この信号をＢＢ信号ポリフェーズ・フィルタ４２を用いて隣接波を除去し、信号Ｓｄｆｆとする。その後、第２ミキサ５０で単相のＩＦ信号Ｓｉｆ１に周波数変換し、通常のＩＦフィルタ６１で余分な成分を除去し、信号Ｓｉｆ１ｆとした後、出力Ｓｏｔとする。なお、本実施の形態における第２ミキサ図８の第２ミキサ５０と同じものを利用することができるので、同相信号をキャンセルする機能を有する。
【００９０】
本実施の形態の利点の一つは、ベースバンドにおけるフィルタがポリフェーズ・フィルタであるため、３相それぞれにフィルタを設けた場合に比べて回路を簡素化できることである。また、第１ミキサ出力をベースバンド信号としたため、ＩＦ信号とした場合に比べて隣接妨害などを遮断するフィルタとして単なるローパスフィルタを用いることができるので、その分、回路を簡素化することができる。
【００９１】
（実施の形態５）
図１７に本発明第５の実施の形態にかかわるチューナの構成を示す。
本実施の形態のチューナ５は、ＬＮＡ１０、第１ミキサ１５、第１局部発振器７１、ローパスフィルターフィルタ２１、同相信号除去増幅器３３、ＩＦ−ＰＰフィルタ４３、３相１相変換器５３、バッファ６５を含む。本実施の形態において、キャンセル部は同相信号除去増幅器３３および３相１相変換器５３である。
【００９２】
アンテナやケーブルから受信した信号はＬＮＡにより増幅された後、第１ミキサ１５により周波数が混合されて３相のＩＦ信号Ｓ３ｄに変換される。ＲＦ信号をＩＦ信号に変換しているので、この時点においてのイメージ信号が妨害波として混入している。３相のＩＦ信号Ｓｄ３は、それぞれ平衡−非平衡変換機能を有するローパスフィルタ２１を通過することにより妨害波をある程度遮断する。
【００９３】
この時点においては、第１局部発振器７１の第３高調波による妨害波を同相信号として含んでいる。そしてローパスフィルタ２１を通過した３相信号Ｓ３ｄｆは同相信号除去機能つきの増幅器３３を通ることにより、同相信号成分が除去された３相信号Ｓｄｆに変換される。この時点において、３相信号の同相信号が除去されることにより、第１局部発振器の第３高調波による妨害波成分が除去される。
【００９４】
同相信号除去機能付きの増幅器３３の出力信号Ｓｄｆは、ポリフェーズ・フィルタである第１ＩＦフィルタ４３（ＩＦ−ＰＰＦ）において不要波を除去し、信号Ｓｄｆｆにする。特にイメージ信号となっている周波数の絶対値が所望波と等しくその符号が異なっている信号成分を十分に除去する必要がある。この時点では、信号は３相信号であるので、それを１相のＩＦ信号Ｓｄｆｆｘに変換する。その際、１相のみを取り出すということもできるが、次のように行う。いま、３相の信号をｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）、ｘ３（ｔ）とし、取り出す１相をｙ１（ｔ）としたとき、（１２）式を満たす関係にする。
【数１２】
2009182928.tif 000014
（１２）
【００９５】
すると、（１２）式の条件を満たしているので、同相信号除去機能付きの増幅器３３によって除去しきれなかった第１局部発振器信号の第３高調波による妨害波成分をここでさらに抑制することができる。その後適宜バッファ６５を介して出力信号Ｓｏｔとする。
【００９６】
本実施の形態においては、出力信号がＩＦ信号であったが、ベースバンド信号としても良い。その際は、ベースバンド信号は２相信号である必要があり、３相−２相変換は、図１７の３相１相変換器で（１３）式のように行えばよい。
【数１３】
2009182928.tif 000015
（１３）
【００９７】
（実施の形態６）
図１８に実施の形態６におけるチューナの構成図を示す。
本実施の形態のチューナ６は、ＬＮＡ１０、第１ミキサ１５、第１局部発振器７１、ローパスフィルターフィルタ２１、３相３相変換器３５、ＩＦ−ＰＰフィルタ４３、３相１相変換器５３、バッファ６５を含む。本実施の形態において、キャンセル部は３相３相変換器３５である。
【００９８】
実施の形態５においては、第１ミキサにおける第１局部発振器の第３高調波に対する妨害波を同相信号除去増幅器で除去していたが、実施例６においては、３相３相変換器３５において行なう。３相３相変換器３５は第１ミキサ１５の３相の出力Ｓｄ３に対して１次変換の操作を行うことに相当する。
【００９９】
図１９に３相３相変換器３５の一部の構成の一例を示す。３相３相変換器３５の一部１２０は、３相の入力信号が入力され、それぞれの入力信号ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）、ｘ３（ｔ）とした時、ｂ１、ｂ２、ｂ３倍する増幅器１２１、１２２、１２３と、増幅器１２２と増幅器１２３の出力を加える加算器１２５と、加算器１２５の出力と増幅器１２１の出力を加算する加算器１２４を含む。最終出力は加算器１２４の出力である。３相３相変換器３５は、図１９の変換器１２０が３つ用意されたものである。
【０１００】
３相３相変換器３５は、１次変換前の信号をｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）、ｘ３（ｔ）とし、１次変換後の信号をｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）、ｙ３（ｔ）としたときに、（１４）式のように１次変換を施す。
【数１４】
2009182928.tif 000016
・・・・・（１４）
このとき、（１５）式の関係が成り立つように係数ｂ１、ｂ２、ｂ３を設定することにより同相信号を除去することができる。
【数１５】
2009182928.tif 000017
・・・・・（１５）
【０１０１】
３相信号の同相信号成分を３相の信号の平均であるとし、同相信号成分を減ずるとすると、ｂ１：ｂ２：ｂ３=１−１／３：−１／３：−１／３、すなわちｂ１＝２、ｂ２＝−１、ｂ３＝−１とする。また、３相信号が理想的な３相信号に同相信号が重畳していると仮定すると、ｂ１＝１、ｂ２＝−１、ｂ３＝０としてもよい。
【０１０２】
同相信号除去増幅器においては、同相信号除去比に限度があるが、このような３相３相変換を行なうことにより、妨害波の高い除去率が期待できる。この３相３相変換器と同相信号除去増幅器を併用することにより、妨害波のさらに高い除去率が期待できる。その際、同相信号除去増幅器を３相３相変換器の前に設置しても、後ろに設置しても、前と後ろ両方に設置しても良い。
【０１０３】
なお、第１ミキサの出力信号に対して信号の１次変換を行なう場合を説明したが、第１ミキサの出力信号に対して周波数選択フィルタなどを通過させた後の信号に対しても同様な操作を行なうことができる。
【産業上の利用可能性】
【０１０４】
本発明のチューナは無線信号を受信する受信機に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１０５】
【図１】実施の形態１のチューナの構成を示す図。
【図２】実施の形態１のチューナの乗算器の構成を示す図。
【図３】実施の形態１の第１局部発信器信号を示す図。
【図４】実施の形態１のチューナにおける各要素での信号の周波数アロケーションを示す図。
【図５】実施の形態１の第２のミキサの構成を示す図。
【図６】実施の形態１の第２局部発信器信号を示す図。
【図７】実施の形態１の第２のミキサの入力信号を出力するタイミングを示す図。
【図８】実施の形態２のチューナの構成を示す図。
【図９】実施の形態２の同相信号除去機能付増幅器の構成を示す図。
【図１０】実施の形態２の第２のミキサでの信号出力のタイミングを示す図。
【図１１】実施の形態２のチューナの各部での信号の周波数アロケーションを示す図。
【図１２】実施の形態３のチューナの構成を示す図。
【図１３】実施の形態３の第２ミキサの構成を示す図。
【図１４】実施の形態３の第２局部発信器信号を示す図。
【図１５】実施の形態３のチューナの各部での信号の周波数アロケーションを示す図。
【図１６】実施の形態４のチューナの構成を示す図。
【図１７】実施の形態５のチューナの構成を示す図。
【図１８】実施の形態６のチューナの構成を示す図。
【図１９】３相３相変換器の一部の構成の一例を示す図。
【符号の説明】
【０１０６】
１乃至６  チューナ
１０  ＬＮＡ
１５  第１ミキサ
２０  ベースバンド信号フィルタ
３０  第２ミキサ
４０  ＩＦ−ＰＰフィルタ
６０  ３Ｐ／１Ｐ変換器
７０  第１局部発振器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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