(57)【要約】【課題】変調精度の劣化を低減すること。【解決手段】極座標変換部１１０は、同相成分信号と直交成分信号とを入力し、振幅成分ｒと位相成分Δθとに変換する。位相変換部１２０は、９０＜｜Δθ｜≦１８０の場合、（Δθ−１８０）［ｄｅｇ］を位相成分Δθ１とするとともに、１８０［ｄｅｇ］シフトを示すディジタル信号を生成し、０≦｜Δθ｜≦９０の場合、位相成分Δθを位相成分Δθ１とし、０［ｄｅｇ］シフトを示すディジタル信号を生成し、ＢＰＳＫ変調部１５０は、ディジタル信号に応じてＢＰＳＫ変調を施す。パワーアンプ１６０は、振幅成分ｒに応じた電源電圧値と、ＢＰＳＫ変調部１５０から出力された高周波位相変調信号とを掛け合わせた信号を出力する。【選択図】図１
2009188757.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号の振幅成分ｒ及び前記入力信号の位相成分Δθを形成する極座標変換手段と、
前記位相成分Δθを所定の位相だけシフトして位相成分Δθ１に変換するとともに、シフトした位相に関する情報を示すディジタル信号を生成する位相変換手段と、
前記位相成分Δθ１に基づいて、搬送波を周波数変調することにより変調波を得る周波数変調手段と、
前記ディジタル信号に応じて、前記変調波にディジタル位相変調を施すディジタル位相変調手段と、
前記振幅成分ｒによってディジタル位相変調後の前記変調波が振幅変調されたベクトル変調波を形成するパワーアンプと、
を具備するポーラ変調送信装置。
【請求項２】
前記ディジタル位相変調手段は、Ｎ値の多相（Ｎ相）ディジタル変調を施し、
前記位相変換手段は、前記位相成分Δθ１の絶対値が、π／Ｎ［ｒａｄ］以下になるように、前記位相成分Δθを２π×ｉ／Ｎ［ｒａｄ］（ｉ＝０，…，（Ｎ−１））シフトする、
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項３】
前記ディジタル位相変調手段の位相状態の位相差が、（２π×ｉ／Ｎ＋Δｐ）［ｒａｄ］の場合、
前記位相変換手段は、前記位相成分Δθを（２π×ｉ／Ｎ＋Δｐ）［ｒａｄ］シフトする、
請求項２に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項４】
入力信号の振幅成分ｒ及び前記入力信号の位相成分Δθを形成するステップと、
前記位相成分Δθを所定の位相だけシフトして位相成分Δθ１に変換するとともに、シフトした位相に関する情報を示すディジタル信号を生成するステップと、
前記位相成分Δθ１に基づいて、搬送波を周波数変調することにより変調波を得るステップと、
前記ディジタル信号に応じて、前記変調波にディジタル位相変調を施すステップと、
前記振幅成分ｒによってディジタル位相変調後の前記変調波が振幅変調されたベクトル変調波を形成するステップと、
を有する変調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特にＰＬＬ（Phase Locked Loop ：位相同期ループ）を用いて周波数変調を行うポーラ変調送信装置及び変調方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ベースバンドの変調信号によりキャリア信号を変調して送信信号を形成する（すなわち、ベースバンド変調信号を無線周波数にアップコンバートする）にあたって、ＰＬＬを用いた位相変調装置が広く用いられている。この種の位相変調装置においては、一般的に、低コスト、低消費電力、良好なノイズ特性、並びに高い送信特性、例えば変調精度が求められている。このＰＬＬを用いた位相変調装置の構成としては、分周器に変調信号を入力する構成や、ＶＣＯに変調信号を入力する構成などさまざまな構成がある。また、位相変調方式の１つとして、ＰＬＬ帯域内の変調とＰＬＬ帯域外の変調の２箇所で行う２点変調方式なども提案されている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
【０００３】
上述したような２点変調技術を用いると、ＰＬＬ帯域幅を変調帯域幅よりも狭く設定しても、ＰＬＬ帯域外まで及ぶ広帯域なＲＦ変調信号を出力することが可能となる。この結果、ＰＬＬによるノイズ特性の劣化を抑制できるようになる。  
【特許文献１】特開２０００−１１５２６４号公報
【特許文献２】特表２００２−５３０９１７号公報
【特許文献３】特開２００３−１０１５９９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、２点変調の場合、ＩＱ信号の振幅、位相（位相変化：瞬時周波数）が変化し、ＩＱ平面上の原点を通過の際、大きな位相変化（約１８０度）が生じる。図１３及び図１４を用いて説明する。図１３Ａに、ＩＱ平面上におけるＩＱコンスタレーションの推移の一例を示し、図１３Ｂに、図１３ＡのようにＩＱコンスタレーションが推移した場合の位相変化を示す。
【０００５】
図１３Ａ及び図１３Ｂから、ＩＱ信号の振幅、位相が原点付近を通過して変化する場合に（図１３Ａ（ａ）参照）、大きな位相変化（約１８０度）が生じることがわかる（図１３Ｂ（ａ）参照）。
【０００６】
図１４は、２点変調を行った場合に、ＩＱ信号の位相成分の変化の様子をシミュレーションにより計算した例である。図１４から分かるように、２点変調の場合、瞬時的に位相が変化、つまり、急激な周波数変動が起こる。
【０００７】
このように、ポーラ変調において、ＶＣＯ／ＰＬＬを用いた２点変調を用いる場合、変調波がＩＱ座標上で原点付近を通過する場合、急激な位相変化が生じてしまい、変調が困難となる。
【０００８】
特に、変調波の帯域が広帯域になるほど、また、変調波のピークファクタが大きいほど、急激な位相変化が生じる傾向にあるため、ＣＤＭＡや多値ＱＡＭやＯＦＤＭに２点変調を用いたポーラ変調を適用する際、位相成分が急激に変化するため、変調精度の劣化が生じる。
【０００９】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、変調精度の劣化を低減することができるポーラ無線送信装置及び変調方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
かかる課題を解決するため本発明のポーラ変調送信装置の一つの態様は、入力信号の振幅成分ｒ及び前記入力信号の位相成分Δθを形成する極座標変換手段と、前記位相成分Δθを所定の位相だけシフトして位相成分Δθ１に変換するとともに、シフトした位相に関する情報を示すディジタル信号を生成する位相変換手段と、前記位相成分Δθ１に基づいて、搬送波を周波数変調することにより変調波を得る周波数変調手段と、前記ディジタル信号に基づいて、前記変調波にディジタル位相変調を施すディジタル位相変調手段と、前記振幅成分ｒによってディジタル位相変調後の前記変調波が振幅変調されたベクトル変調波を形成するパワーアンプと、を具備する構成を採る。
【００１１】
本発明のポーラ変調送信装置の一つの態様は、前記ディジタル位相変調手段は、Ｎ値の多相（Ｎ相）ディジタル変調を施し、前記位相変換手段は、前記位相成分Δθ１の絶対値が、π／Ｎ［ｒａｄ］以下になるように、前記位相成分Δθを２π×ｉ／Ｎ［ｒａｄ］（ｉ＝０，…，（Ｎ−１））シフトする、構成を採る。
【００１２】
本発明のポーラ変調送信装置の一つの態様は、前記ディジタル位相変調手段の位相状態の位相差が、（２π×ｉ／Ｎ＋Δｐ）［ｒａｄ］の場合、前記位相変換手段は、前記位相成分Δθを（２π×ｉ／Ｎ＋Δｐ）［ｒａｄ］シフトする、構成を採る。
【００１３】
本発明の変調方法の一つの態様は、入力信号の振幅成分ｒ及び前記入力信号の位相成分Δθを形成するステップと、前記位相成分Δθを所定の位相だけシフトして位相成分Δθ１に変換するとともに、シフトした位相に関する情報を示すディジタル信号を生成するステップと、前記位相成分Δθ１に基づいて、搬送波を周波数変調することにより変調波を得るステップと、前記ディジタル信号に基づいて、前記変調波にディジタル位相変調を施すステップと、前記振幅成分ｒによってディジタル位相変調後の前記変調波が振幅変調されたベクトル変調波を形成するステップと、を有するようにした。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、変調精度の劣化を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００１６】
（実施の形態１）
図１は、本実施の形態１に係るポーラ変調送信装置の要部構成を示すブロック図である。図１において、ポーラ変調送信装置１００は、極座標変換部１１０、位相変換部１２０と、ＶＣＯ／ＰＬＬ（Voltage Controlled Oscillator/Phase Locked Loop）回路１３０と、遅延調整部１４０と、ＢＰＳＫ変調部１５０と、パワーアンプ１６０とを備えて構成される。
【００１７】
極座標変換部１１０は、同相成分信号と直交成分信号とを入力し、振幅成分ｒと位相成分Δθとに変換する。極座標変換部１１０は、振幅成分ｒをパワーアンプ１６０の電源電圧に入力するとともに、位相成分Δθを位相変換部１２０に出力する。
【００１８】
位相変換部１２０は、位相成分Δθに応じて、位相成分Δθを位相成分Δθ１に変換するとともに、変換位相に関する情報を示すディジタル信号（本実施の形態では、ＢＰＳＫ信号）を生成する。位相成分Δθから位相成分Δθ１への変換の対応関係について、図２を用いて説明する。
【００１９】
図２は、位相変換部１２０における、位相成分Δθと、変換後の位相成分Δθ１及びディジタル信号（ＢＰＳＫ信号）との対応関係を示す。
【００２０】
同図に示すように、０［ｄｅｇ］≦｜Δθ｜≦９０［ｄｅｇ］の場合、位相変換部１２０は、位相成分Δθ１として、ΔθをＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に出力する。また、０［ｄｅｇ］≦｜Δθ｜≦９０［ｄｅｇ］の場合、位相変換部１２０はＢＰＳＫ信号として、０（Ｌ）を遅延調整部１４０に出力する。
【００２１】
一方、９０［ｄｅｇ］＜｜Δθ｜≦１８０［ｄｅｇ］の場合、位相変換部１２０は、位相成分Δθ１として、（Δθ−１８０）［ｄｅｇ］をＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に出力する。また、９０［ｄｅｇ］＜｜Δθ｜≦１８０［ｄｅｇ］の場合、位相変換部１２０は、ＢＰＳＫ信号として、１（Ｈ）を遅延調整部１４０に出力する。このようにすることで、位相変換部１２０からＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に、｜Δθ１｜≦９０［ｄｅｇ］を満たすΔθ１が出力される。
【００２２】
図１に戻り、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０は、位相変換部１２０から出力される位相成分Δθ１に対し、周波数変換を施し、ＰＭ変調波を生成する。ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０は、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０の周波数制御端子に、位相成分Δθ１を重畳して位相変調を実現する。
【００２３】
遅延調整部１４０は、後段のＢＰＳＫ変調部１５０において、位相変換部１２０から出力されるディジタル信号（本実施の形態では、ＢＰＳＫ信号）とＰＭ変調波とが同期するように、ディジタル信号を遅延する。このようにすることで、位相変換部１２０からＢＰＳＫ変調部１５０までの振幅成分の経路と、位相成分の経路との遅延差が補償されるようになる。
【００２４】
図３に、遅延調整部１４０の構成例を示す。遅延調整部１４０は、信号遅延器１４１を備え、信号遅延器１４１は、振幅成分の経路と位相成分の経路との差を示す遅延差情報に基づいて、ディジタル信号を遅延させる。遅延は、主にＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０における周波数変調処理によるものであるので、遅延量を固定値としてもよいし、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０のＰＬＬのループフィルタの帯域幅に応じて遅延時間が変わるような場合には、ループ帯域幅に応じて遅延差情報を変えるようにしてもよい。図４を用いて補足説明する。
【００２５】
図４（ａ）は位相変調信号を示し、図４（ｂ）はＰＭ変調波を示し、位相変調信号とＰＭ変調波との遅延差が遅延時間Ｔｄの場合の例である。このとき、遅延調整部１４０は、ディジタル信号を遅延時間Ｔｄだけ遅延させる。図４（ｃ），図４（ｄ）に、遅延調整前のディジタル信号及び遅延調整後のディジタル信号を示す。このようにすることで、ＰＭ変調波と遅延調整後のディジタル信号との遅延差をなくし同期することができる。
【００２６】
ＢＰＳＫ変調部１５０は、ＰＭ変調波に対し、ＢＰＳＫ信号に応じて、ＢＰＳＫ変調を施し、ＢＰＳＫ変調後の高周波位相変調信号をパワーアンプ１６０に出力する。
【００２７】
図５に、ＢＰＳＫ変調部１５０の構成例を示す。ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０から出力されるＰＭ変調波は２分岐され、一方はセレクタ１５２に入力され、他方はインバータ（ＮＯＴ回路）１５１に出力される。インバータ１５１によって、ＰＭ変調波の１８０位相反転信号が生成される。セレクタ１５２には、０（Ｌ）又は１（Ｈ）のＢＰＳＫ信号が入力され、ＢＰＳＫ信号に応じて、ＰＭ変調波又はＰＭ変調波の１８０位相反転信号が、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１５３に出力される。ＬＰＦ１５３は、ＢＰＳＫ変調によって生じるスプリアスを低減する。したがって、スプリアスが問題にならない程度であれば、ＬＰＦ１５３を必ずしも設ける必要はない。
【００２８】
図１に戻り、パワーアンプ１６０は、振幅成分ｒに応じた電源電圧値と、ＢＰＳＫ変調部１５０から出力された高周波位相変調信号とを掛け合わせた信号を出力する。
【００２９】
以下、上述のように構成されたポーラ変調送信装置１００の動作及び特性について説明する。
【００３０】
先ず、極座標変換部１１０によって、同相成分信号及び直交成分信号が、振幅成分ｒ及び位相成分Δθに変換される。
【００３１】
位相変換部１２０によって、位相成分Δθに応じて、位相成分Δθが位相成分Δθ１に変換され、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０によって、位相成分Δθ１に対し、周波数変換が施され、ＰＭ変調波が生成される。また、位相変換部１２０からは、Δθに応じて、０（Ｌ）／１（Ｈ）がＢＰＳＫ信号として、ＢＰＳＫ変調部１５０に出力される。位相成分Δθから位相成分Δθ１への変換の対応関係、及び、ΔθとＢＰＳＫ信号との対応関係は、図２の通りである。
【００３２】
遅延調整部１４０では、後段のＢＰＳＫ変調部１５０において、位相変換部１２０から出力されるＢＰＳＫ信号とＰＭ変調波とが同期するように、ＢＰＳＫ信号が遅延される。
【００３３】
ＢＰＳＫ変調部１５０によって、ＰＭ変調波に対し、ＢＰＳＫ信号に応じて、ＢＰＳＫ変調が施され、ＢＰＳＫ変調後の高周波位相変調信号がパワーアンプ１６０に出力される。
【００３４】
パワーアンプ１６０からは、振幅成分ｒに応じた電源電圧値と、ＢＰＳＫ変調部１５０から出力された高周波位相変調信号とが掛け合わせた信号が出力される。
【００３５】
このようにすることで、位相変換部１２０からＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０には、Δθ１≦９０［ｄｅｇ］を満たす位相成分Δθ１が出力されるようになる。
【００３６】
具体的には、図２に示すように、０［ｄｅｇ］≦｜Δθ｜≦９０［ｄｅｇ］の場合、位相成分Δθは、そのまま位相成分Δθ１として、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に出力される。このとき、ＢＰＳＫ信号として、０（Ｌ）がＢＰＳＫ変調部１５０に出力される。したがって、ＢＰＳＫ変調部１５０では、位相反転されないので、０［ｄｅｇ］≦｜Δθ｜≦９０［ｄｅｇ］の場合、位相成分Δθの変調は、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０によって行われることになる。
【００３７】
一方、９０［ｄｅｇ］＜｜Δθ｜≦１８０［ｄｅｇ］の場合、位相成分Δθは、（１８０−Δθ）［ｄｅｇ］に変換され、（Δθ−１８０）［ｄｅｇ］が位相成分Δθ１として、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に出力される。このとき、ＢＰＳＫ信号として、１（Ｈ）がＢＰＳＫ変調部１５０に出力される。したがって、９０［ｄｅｇ］＜｜Δθ｜≦１８０［ｄｅｇ］の場合、位相成分Δθの変調は、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０によって、（Δθ−１８０）［ｄｅｇ］だけ位相変調された後、ＢＰＳＫ変調部１５０によって、位相反転されることにより行われることになる。
【００３８】
上述したように、位相変換部１２０によって、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に入力される位相成分Δθ１が、常に、９０［ｄｅｇ］以下となるように変換されるので、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に、線形性及び応答特性が高いＶＣＯを用いることなく、ポーラ変調送信装置１００は、広帯域の変調に対し変調精度を保つことができる。
【００３９】
図６Ａに、従来のポーラ変調送信装置による位相成分Δθの変動の様子を示し、図６Ｂに、本実施の形態に係るポーラ変調送信装置による位相成分Δθの変動の様子を示す。なお、図６Ａ及び図６Ｂともに、Δθを２πで正規化し、Δθ＝±０．５Ｖ（１Ｖｐｐ）とした場合の例である。図６Ａ，図６Ｂから分かるように、本実施の形態に係るポーラ変調送信装置では、従来のポーラ変調送信装置に比べ、ＶＣＯの所要感度を半分以下に抑えることができる。
【００４０】
以上のように、本実施の形態によれば、位相変換部１２０は、位相成分Δθを所定の位相だけシフトして位相成分Δθ１に変換するとともに、シフトした位相に関する情報を示すＢＰＳＫ信号を生成し、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０は、位相成分Δθ１に基づいて、搬送波を周波数変調することにより位相変調波を取得し、ＢＰＳＫ変調部１５０は、ＢＰＳＫ信号に応じて、位相変調波にディジタル位相変調（ＢＰＳＫ変調）を施すようにした。
【００４１】
ＢＰＳＫ変調の場合、位相変換部１２０は、２値のＢＰＳＫディジタル変調を施し、位相変換部１２０は、位相成分Δθ１の絶対値が、π／２［ｒａｄ］以下になるように、位相成分Δθを２π×ｉ／２［ｒａｄ］（ｉ＝０，１）シフトする。
【００４２】
つまり、位相変換部１２０は、９０＜｜Δθ｜≦１８０の場合、（Δθ−１８０）［ｄｅｇ］を位相成分Δθ１とするとともに、１８０［ｄｅｇ］シフトを示すＢＰＳＫ信号を生成し、０≦｜Δθ｜≦９０の場合、位相成分Δθを位相成分Δθ１とし、０［ｄｅｇ］シフトを示すＢＰＳＫ信号を生成し、ＢＰＳＫ変調部１５０は、ＢＰＳＫ信号に応じてＢＰＳＫ変調を施す。
【００４３】
このようにすることで、９０［ｄｅｇ］を超える位相変化に対しては、ＢＰＳＫ変調部１５０によって位相反転することにより行なわれ、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０では、９０［ｄｅｇ］以下の位相変化が施されることになるので、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に、線形性及び応答特性が高いＶＣＯを用いることなく、ポーラ変調送信装置１００は、広帯域の変調に対し変調精度を保つことができる。
【００４４】
なお、以上の説明では、ＢＰＳＫ変調部１５０の２位相状態の位相が、理想的な１８０度である場合を想定し、位相変換部１２０が、図２に示すような変換を行う場合について説明したが、ＢＰＳＫ変調部１５０の２位相状態の位相が１８０度からΔｐだけずれていて、２位相状態の実際の位相差が（１８０＋Δｐ）［ｄｅｇ］となるような場合には、図７のような変換を行えばよい。
【００４５】
つまり、ＢＰＳＫ変調部１５０の位相状態の位相差が、（２π／Ｎ＋Δｐ）［ｒａｄ］の場合、位相変換部１２０は、位相成分Δθを（２π×／Ｎ＋Δｐ）［ｒａｄ］シフトする。
【００４６】
図７は、位相変換部１２０における、位相成分Δθと、変換後の位相成分Δθ１及びＢＰＳＫ信号との対応関係を示す図である。
【００４７】
すなわち、ＢＰＳＫ変調部１５０の２位相状態の位相差が（１８０＋Δｐ）［ｄｅｇ］とすると、０［ｄｅｇ］≦｜Δθ｜≦９０［ｄｅｇ］の場合、位相変換部１２０は、位相成分Δθ１として、ΔθをＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に出力し、９０［ｄｅｇ］＜｜Δθ｜≦１８０［ｄｅｇ］の場合、位相成分Δθ１として、（Δθ−１８０−Δｐ）［ｄｅｇ］をＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に出力する。なお、ＢＰＳＫ信号については、図２と同様である。
【００４８】
このようにして、位相変換部１２０が、位相成分Δθから位相成分Δθ１に位相変換するようにすることで、位相成分Δθが（２π／Ｎ＋Δｐ）［ｒａｄ］シフトされるので、後段のＢＰＳＫ変調部１５０における位相のずれΔｐを、前段の位相変換部１２０において補償することができる。
【００４９】
（実施の形態２）
本実施の形態では、ＢＰＳＫ変調に代えて、多相ＰＳＫ変調を行うポーラ変調送信装置について説明する。なお、以下では、多相ＰＳＫ変調として、ＱＰＳＫ変調を行う場合を例に説明する。また、図１と共通する構成部分には、図１と同一の符号を付して説明を省略する。
【００５０】
図８のポーラ変調送信装置２００は、図１のポーラ変調送信装置１００に対して、位相変換部１２０及びＢＰＳＫ変調部１５０に代えて、位相変換部２１０及びＱＰＳＫ変調部２２０を備えて構成される。
【００５１】
位相変換部２１０は、位相成分Δθに応じて、位相成分Δθを位相成分Δθ１に変換するとともに、変換位相に関する情報を示すディジタル信号（本実施の形態では、ＱＰＳＫ信号）を生成する。位相成分Δθから位相成分Δθ１への変換の対応関係について、図９を用いて説明する。
【００５２】
図９は、位相変換部２１０における、位相成分Δθと、変換後の位相成分Δθ１及びＱＰＳＫ信号との対応関係を示す図である。
【００５３】
同図に示すように、−４５［ｄｅｇ］≦Δθ＜４５［ｄｅｇ］の場合、位相変換部２１０は、位相成分Δθ１として、ΔθをＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に出力する。また、−４５［ｄｅｇ］≦Δθ＜４５［ｄｅｇ］の場合、位相変換部２１０は、ＱＰＳＫ信号として、０［ｄｅｇ］シフトを示す“００”を遅延調整部１４０に出力する。
【００５４】
４５［ｄｅｇ］≦Δθ＜１３５［ｄｅｇ］の場合、位相変換部２１０は、位相成分Δθ１として、Δθ−９０［ｄｅｇ］をＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に出力する。また、４５［ｄｅｇ］≦Δθ＜１３５［ｄｅｇ］の場合、位相変換部２１０は、ＱＰＳＫ信号として、９０［ｄｅｇ］シフトを示す“０１”を遅延調整部１４０に出力する。
【００５５】
１３５［ｄｅｇ］≦Δθ＜２２５［ｄｅｇ］の場合、位相変換部２１０は、位相成分Δθ１として、Δθ−１８０［ｄｅｇ］をＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に出力する。また、１３５［ｄｅｇ］≦Δθ＜２２５［ｄｅｇ］の場合、位相変換部２１０は、ＱＰＳＫ信号として、１８０［ｄｅｇ］シフトを示す“１０”を遅延調整部１４０に出力する。
【００５６】
２２５［ｄｅｇ］≦Δθ＜３１５［ｄｅｇ］の場合、位相変換部２１０は、位相成分Δθ１として、Δθ−２７０［ｄｅｇ］をＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に出力する。また、２２５［ｄｅｇ］≦Δθ＜３１５［ｄｅｇ］の場合、位相変換部２１０は、ＱＰＳＫ信号として、２７０［ｄｅｇ］シフトを示す“１１”を遅延調整部１４０に出力する。
【００５７】
このような変換を行うことで、位相変換部１２０からＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に、Δ｜θ１｜≦４５［ｄｅｇ］を満たすΔθ１が出力される。
【００５８】
ＱＰＳＫ変調部２２０は、ＰＭ変調波に対し、ＱＰＳＫ信号に応じて、ＱＰＳＫ変調を施し、ＱＰＳＫ変調後の高周波位相変調信号をパワーアンプ１６０に出力する。図１０に、ＱＰＳＫ変調部２２０の構成例を示す（特許文献３参照）。図１０のＱＰＳＫ変調部２２０は、分周器２２１、遅延器２２２−１〜２２２−３、セレクタ２２３、及び、ＬＰＦ２２４を備えて構成される。なお、ＱＰＳＫ変調部２２０の構成は、図１０に示す構成に限らず、他の構成であってもよい。
【００５９】
以下、上述のように構成されたポーラ変調送信装置２００の動作及び特性について説明する。
【００６０】
先ず、極座標変換部１１０によって、同相成分信号及び直交成分信号が、振幅成分ｒ及び位相成分Δθに変換される。
【００６１】
位相変換部２１０によって、位相成分Δθに応じて、位相成分Δθが位相成分Δθ１に変換され、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０によって、位相成分Δθ１に対し、周波数変換が施され、ＰＭ変調波が生成される。また、位相変換部２１０からは、Δθに応じて、“００”，“０１”，“１０”，“１１”がＱＰＳＫ信号として、ＱＰＳＫ変調部２２０に出力される。位相成分Δθから位相成分Δθ１への変換の対応関係、及び、ΔθとＱＰＳＫ信号との対応関係は、図９の通りである。
【００６２】
遅延調整部１４０では、後段のＱＰＳＫ変調部２２０において、位相変換部２１０から出力されるディジタル信号（本実施の形態では、ＱＰＳＫ信号）とＰＭ変調波とが同期するように、ＱＰＳＫ信号が遅延される。
【００６３】
ＱＰＳＫ変調部２２０によって、ＰＭ変調波に対し、ＱＰＳＫ信号に応じて、ＱＰＳＫ変調が施され、ＱＰＳＫ変調後の高周波位相変調信号がパワーアンプ１６０に出力される。
【００６４】
パワーアンプ１６０からは、振幅成分ｒに応じた電源電圧値と、ＱＰＳＫ変調部２２０から出力された高周波位相変調信号とが掛け合わせた信号が出力される。
【００６５】
このようにすることで、位相変換部２１０からＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０には、−４５≦Δθ１≦４５［ｄｅｇ］を満たす位相成分Δθ１が出力されるようになる。
【００６６】
具体的には、図９に示すように、−４５≦Δθ＜４５［ｄｅｇ］の場合、位相成分Δθは、そのまま位相成分Δθ１として、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に出力される。このとき、ＱＰＳＫ信号として、０［ｄｅｇ］シフトを示す“００”がＱＰＳＫ変調部２２０に出力される。したがって、ＱＰＳＫ変調部２２０では、位相変化を伴わず、−４５≦Δθ≦４５［ｄｅｇ］の場合、位相成分Δθの変調は、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０によって行われることになる。
【００６７】
また、４５［ｄｅｇ］≦Δθ＜１３５［ｄｅｇ］の場合、位相成分Δθは、（Δθ−９０）［ｄｅｇ］に変換され、（Δθ−９０）［ｄｅｇ］が位相成分Δθ１として、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に出力される。このとき、ＱＰＳＫ信号として、９０［ｄｅｇ］シフトを示す“０１”がＱＰＳＫ変調部２２０に出力される。したがって、４５［ｄｅｇ］≦Δθ＜１３５［ｄｅｇ］の場合、位相成分Δθの変調は、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０によって、（Δθ−９０）［ｄｅｇ］だけ位相変調された後、ＱＰＳＫ変調部２２０によって、位相が９０度シフトされることにより行われることになる。
【００６８】
また、１３５［ｄｅｇ］≦Δθ＜２２５［ｄｅｇ］の場合、位相成分Δθは、（Δθ−１８０）［ｄｅｇ］に変換され、（Δθ−１８０）［ｄｅｇ］が位相成分Δθ１として、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に出力される。このとき、ＱＰＳＫ信号として、１８０［ｄｅｇ］シフトを示す“１０”がＱＰＳＫ変調部２２０に出力される。したがって、１３５［ｄｅｇ］≦Δθ＜２２５［ｄｅｇ］の場合、位相成分Δθの変調は、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０によって、（Δθ−１８０）［ｄｅｇ］だけ位相変調された後、ＱＰＳＫ変調部２２０によって、位相が１８０度シフトされることにより行われることになる。
【００６９】
また、２２５［ｄｅｇ］≦Δθ＜３１５［ｄｅｇ］の場合、位相成分Δθは、（Δθ−２７０）［ｄｅｇ］に変換され、（Δθ−２７０）［ｄｅｇ］が位相成分Δθ１として、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に出力される。このとき、ＱＰＳＫ信号として、２７０［ｄｅｇ］シフトを示す“１１”がＱＰＳＫ変調部２２０に出力される。したがって、２２５［ｄｅｇ］≦Δθ＜３１５［ｄｅｇ］の場合、位相成分Δθの変調は、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０によって、（Δθ−２７０）［ｄｅｇ］だけ位相変調された後、ＱＰＳＫ変調部２２０によって、位相が２７０度シフトされることにより行われることになる。
【００７０】
上述したように、ＱＰＳＫ変調部２２０によって、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に入力される位相成分Δθ１が、常に、±４５［ｄｅｇ］以内となるように変換されるので、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に、線形性及び応答特性が高いＶＣＯを用いることなく、ポーラ変調送信装置１００は、広帯域の変調に対し変調精度を保つことができる。
【００７１】
以上のように、本実施の形態によれば、位相変換部２１０は、位相成分Δθ１の絶対値が、π／４［ｒａｄ］以下になるように、位相成分Δθをπ×ｉ／２［ｒａｄ］（ｉ＝０，１，２，３）シフトするとともに、シフトした位相に関する情報を示すＱＰＳＫ信号を生成し、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０は、位相成分Δθ１に基づいて、搬送波を周波数変調することにより位相変調波を取得し、ＱＰＳＫ変調部２２０は、ＱＰＳＫ信号に応じて、位相変調波にディジタル位相変調（ＱＰＳＫ変調）を施すようにした。
【００７２】
このようにすることで、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０では、９０［ｄｅｇ］以下の位相変化が施されることになるので、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に、線形性及び応答特性が高いＶＣＯを用いることなく、ポーラ変調送信装置２００は、広帯域の変調に対し変調精度を保つことができる。
【００７３】
以上の説明では、ディジタル変調としてＱＰＳＫ変調を用いる場合について説明したが、これに限られず、８ＰＳＫ変調を用いる場合にも、本発明を適用することができる。つまり、Ｎ値の多相（Ｎ相）ディジタル変調を用いる場合、位相変換部２１０が、位相成分Δθ１の絶対値が、π／Ｎ［ｒａｄ］以下になるように、位相成分Δθを２π×ｉ／Ｎ［ｒａｄ］（ｉ＝０，…，（Ｎ−１））シフトするようにすればよい。このようにすることで、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０では、π／Ｎ［ｒａｄ］以下の位相変化が施されることになるので、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に、線形性及び応答特性が高いＶＣＯを用いることなく、ポーラ変調送信装置２００は、広帯域の変調に対し変調精度を保つことができる。
【００７４】
図１１Ａに、本実施の形態の係るポーラ変調送信装置２００による位相成分Δθの変動の様子を示す。なお、図１１Ｂには、ポーラ変調送信装置２００のＱＰＳＫ変調部２２０に代え、８ＰＳＫ変調部を備えるポーラ変調送信装置による位相成分Δθの変動の様子を示す。図６と同様に、図１１Ａ及び図１１Ｂともに、Δθを２πで正規化し、Δθ＝±０．５Ｖ（１Ｖｐｐ）とした場合の例である。図１１Ａ，図１１Ｂとから分かるように、本実施の形態に係るポーラ変調送信装置では、従来のポーラ変調送信装置に比べ（図６Ａ参照）、ＶＣＯの所要感度を半分以下に抑えることができる。
【００７５】
また、ＢＰＳＫ変調（図６Ｂ参照）、ＱＰＳＫ変調（図１１Ａ参照）、８ＰＳＫ変調（図１１Ｂ参照）の比較より、変調多値数が大きくほど、ＶＣＯ／ＰＬＬ回路１３０に入力される位相成分Δθ１のピーク電圧が小さくなり、変調多値数が大きいほど、ＶＣＯの所要感度を抑えることができるようになる。
【００７６】
なお、以上の説明では、ＱＰＳＫ変調部２２０の４位相状態の位相差が、理想的な場合を想定し、位相変換部２１０が、図９に示すような変換を行う場合について説明したが、実施の形態１と同様に、ＱＰＳＫ変調部２２０の４位相状態の位相が０度、９０度、１８０度、又は、２７０度からΔｐｉ（ｉ＝０，…，（Ｎ−１））だけずれているような場合には、図１２のような変換を行えばよい。
【００７７】
このようにして、位相変換部２１０が、位相成分Δθから位相成分Δθ１に位相変換するようにすることで、位相成分Δθが（２π×ｉ／Ｎ＋Δｐｉ）［ｒａｄ］（ｉ＝０，…，（Ｎ−１））シフトされるので、後段のＱＰＳＫ変調部２２０における位相のずれΔｐｉを、前段の位相変換部２１０において補償することができる。
【産業上の利用可能性】
【００７８】
本発明は、例えば携帯電話機等の携帯端末やその基地局等の無線通信装置に適用して好適である。
【図面の簡単な説明】
【００７９】
【図１】本実施の形態１に係るポーラ変調送信装置の要部構成を示すブロック図
【図２】実施の形態１に係る位相変換部の変換例を示す図
【図３】遅延調整部の構成例を示す図
【図４】遅延調整部の動作の説明に供する図
【図５】ＢＰＳＫ変調部の構成例を示す図
【図６】図６Ａは、従来のポーラ変調送信装置による位相成分Δθの変動の様子を示す図であり、図６Ｂは、実施の形態１に係るポーラ変調送信装置による位相成分Δθの変動の様子を示す図
【図７】実施の形態１に係る位相変換部の別の変換例を示す図
【図８】本実施の形態２に係るポーラ変調送信装置の要部構成を示すブロック図
【図９】実施の形態２に係る位相変換部の変換例を示す図
【図１０】ＱＰＳＫ変調部の構成例を示す図
【図１１】図１１Ａは、ＱＰＳＫ変調を行う実施の形態２に係るポーラ変調送信装置による位相成分Δθを示す図であり、図１１Ｂは、８ＰＳＫ変調を行う実施の形態２に係るポーラ変調送信装置による位相成分Δθを示す図
【図１２】実施の形態２に係る位相変換部の別の変換例を示す図
【図１３】図１３Ａは、従来のポーラ変調のＩＱ信号の遷移を示す図であり、図１３Ｂは、従来のポーラ変調のＩＱ信号の位相変化を示す図
【図１４】従来のポーラ変調のＩＱ信号の位相成分の変化のシミュレーション結果を示す図
【符号の説明】
【００８０】
１００，２００  ポーラ変調送信装置
１１０  極座標変換部
１２０，２１０  位相変換部
１３０  ＶＣＯ／ＰＬＬ回路
１４０  遅延調整部
１５０  ＢＰＳＫ変調部
１６０  パワーアンプ
２２０  ＱＰＳＫ変調部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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