(57)【要約】【課題】スイッチング電源の消費電流を削減する。【解決手段】スイッチング電源制御回路は、入力電圧から目的レベルの出力電圧を生成するために、入力電圧が印加された負荷の導電状態を変化させる第１トランジスタのオンオフを制御する制御回路と、入力電圧に応じた電圧が制御電極に印加され、入力電圧が抵抗を介して入力電極に印加され、出力電極に対する制御電極の電圧が所定のしきい値電圧より高くなるとオンして抵抗の抵抗値に応じた第１電流を出力電極から出力する第２トランジスタからの第１電流によって、第１電流の電流値に応じたレベルの制御回路に対する電源電圧を生成する電圧生成回路と、を備え、電圧生成回路は、制御回路が電源電圧によって起動されると、負荷に流れる電流に応じた第２電流を生成する電流生成回路からの第２電流によって、電源電圧を第２電流の電流値に応じたレベルにするとともに、第２トランジスタをオフすべく、第２電流の電流値に応じたレベルの電圧を出力電極に印加する。【選択図】図１
2009290935.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧から目的レベルの出力電圧を生成するために、前記入力電圧が印加された負荷の導電状態を変化させる第１トランジスタのオンオフを制御する制御回路と、
前記入力電圧に応じた電圧が制御電極に印加され、前記入力電圧が抵抗を介して入力電極に印加され、出力電極に対する前記制御電極の電圧が所定のしきい値電圧より高くなるとオンして前記抵抗の抵抗値に応じた第１電流を前記出力電極から出力する第２トランジスタからの前記第１電流によって、前記第１電流の電流値に応じたレベルの前記制御回路に対する電源電圧を生成する電圧生成回路と、
を備え、
前記電圧生成回路は、
前記制御回路が前記電源電圧によって起動されると、前記負荷に流れる電流に応じた第２電流を生成する電流生成回路からの前記第２電流によって、前記電源電圧を前記第２電流の電流値に応じたレベルにするとともに、前記第２トランジスタをオフすべく、前記第２電流の電流値に応じたレベルの電圧を前記出力電極に印加すること、
を特徴とするスイッチング電源制御回路。
【請求項２】
請求項１に記載のスイッチング電源制御回路であって、
前記電圧生成回路は、
前記第１電流または前記第２電流の電流値に応じたレベルの前記電源電圧を一端に生成すべく、前記出力電極と前記電流生成回路とが前記一端に接続された抵抗素子であること、
を特徴とするスイッチング電源制御回路。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源制御回路であって、
前記制御電極の電圧が所定のクランプ電圧より高くならないよう、前記制御電極の電圧をクランプするクランプ回路をさらに備えること、
を特徴とするスイッチング電源制御回路。
【請求項４】
請求項１〜請求項３の何れか一項に記載のスイッチング電源回路であって、
前記スイッチング電源回路は集積回路であり、前記第２トランジスタの前記出力電極と、前記第１電流が供給される前記電圧生成回路の一端とが接続される端子を含むこと、
を特徴とするスイッチング電源制御回路。
【請求項５】
入力電圧から目的レベルの出力電圧を生成するために、前記入力電圧が印加された負荷の導電状態を変化させる第１トランジスタのオンオフを制御する制御回路と、
前記入力電圧に応じた電圧が制御電極に印加され、前記入力電圧が抵抗を介して入力電極に印加され、出力電極に対する前記制御電極の電圧が所定のしきい値電圧より高くなるとオンして前記抵抗の抵抗値に応じた第１電流を前記出力電極から出力する第２トランジスタと、
前記出力電極からの前記第１電流の電流値に応じたレベルの前記制御回路に対する電源電圧を生成する抵抗素子と、
前記制御電極の電圧が所定のクランプ電圧より高くならないよう、前記制御電極の電圧をクランプするツェナーダイオードと、
前記制御回路が前記電源電圧によって起動されると、前記負荷に流れる電流に応じた電流が充電されることにより、前記クランプ電圧より高い充電電圧を、前記電源電圧として前記制御回路に供給するとともに前記第２トランジスタの前記出力電極に印加するコンデンサと、
を備えることを特徴とするスイッチング電源制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電子機器に対する電源を生成するために、スイッチング電源装置が用いられている（例えば、特許文献１参照）。図２は、トランスを用いたスイッチング電源装置の一般的な構成を示す図である。スイッチング電源装置１００は、例えば、商用電源の交流電圧ＡＣから所望の直流の出力電圧Ｖｏｕｔを生成する装置であり、全波整流回路２００、コンデンサ２０１〜２０３、抵抗２０４、電源制御ＩＣ（Integrated Circuit）２０５、パワーＭＯＳＦＥＴ２０６、ダイオード２０７，２０８、トランス２０９、電圧監視回路２１０、及びフォトカプラ２１１を含んで構成される。
【０００３】
スイッチング電源装置１００に交流電圧ＡＣが供給されると、全波整流回路２００は、入力される交流電圧ＡＣを全波整流して出力する。コンデンサ２０１は、全波整流回路２００からの出力を平滑化し、入力電圧Ｖｉｎとする。そして、平滑化された入力電圧Ｖｉｎは、抵抗２０４の一端に印加される。コンデンサ２０２は、抵抗２０４と接続されているため、抵抗２０４の抵抗値に応じた電流が供給される。スイッチング電源装置１００においては、コンデンサ２０２の充電電圧を電源制御ＩＣ２０５に対する電源電圧としているため、コンデンサ２０２が充電されることにより電源制御ＩＣ２０５が起動する。そして電源制御ＩＣ２０５は、パワーＭＯＳＦＥＴ２０６のスイッチング制御を開始する。パワーＭＯＳＦＥＴ２０６のスイッチング制御が開始されると、トランス２０９の一次コイルＬ１の両端には電圧が発生するため、一次コイルＬ１の両端の電圧変化に応じてトランス２０９の二次コイルＬ２及び補助コイルＬ３の夫々の両端に電圧が発生する。そして、トランス２０９の補助コイルＬ３で発生する電流は、ダイオード２０７で整流され、コンデンサ２０２に供給される。したがって、電源制御ＩＣ２０５が起動した後においては、電源制御ＩＣ２０５の電源電圧は、トランス２０９の補助コイルＬ３及びダイオード２０７から安定的に確保されることとなる。
【０００４】
また、ダイオード２０８及びコンデンサ２０３は、トランス２０９の二次コイルＬ２の電流を整流するとともに、平滑化するため、コンデンサ２０３の一端には直流の充電電圧が発生する。電圧監視回路２１０は、コンデンサ２０３の充電電圧である出力電圧Ｖｏｕｔが、所望の電圧レベルより高いと、例えば、ハイレベル（以下、Ｈレベル）の信号を出力し、所望の電圧レベルより低いと、例えば、ローレベル（以下、Ｌレベル）の信号を出力する。フォトカプラ２１１は、入力と出力との間を電気的に絶縁しつつ、例えば、入力される信号の論理レベルと同じ論理レベルの信号を出力する。電源制御ＩＣ２０５は、フォトカプラ２１１から、Ｈレベルの信号が入力されると、パワーＭＯＳＦＥＴ２０６をオフする期間を増加すべく、スイッチングパルスのデューティー比を調整する。一方、電源制御ＩＣ２０５は、フォトカプラ２１１からＬレベルの信号が入力されると、パワーＭＯＳＦＥＴ２０６がオンする期間を増加すべく、スイッチングパルスのデューティー比を調整する。したがって、スイッチング電源装置１００においては、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧レベルとなるように、パワーＭＯＳＦＥＴ２０６がフィードバック制御されることとなる。このように、スイッチング電源装置１００は、交流電圧ＡＣから所望の直流の出力電圧Ｖｏｕｔを生成可能である。
【特許文献１】特開２００５−１９８４７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
前述のように、スイッチング電源装置１００の起動時には、まず、電源制御ＩＣ２０５に対する電源電圧を生成するために、抵抗２０４を介して電流がコンデンサ２０２に供給される。電源制御ＩＣ２０５が起動し、パワーＭＯＳＦＥＴ２０６のスイッチング制御が開始されると、電源制御ＩＣ２０５に対する電源電圧は、トランス２０９の補助コイルＬ３及びダイオード２０７を介してコンデンサ２０２に供給される電流により確保される。したがって、電源制御ＩＣ２０５が起動された後は、抵抗２０４からの電流は不要となるが、実際には、抵抗２０４から電流が流れ続けるため、電流が無駄に消費されてしまうという問題があった。
【０００６】
本発明は上記課題を鑑みてなされたものであり、スイッチング電源の消費電流を削減可能なスイッチング電源制御回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明のスイッチング電源制御回路は、入力電圧から目的レベルの出力電圧を生成するために、前記入力電圧が印加された負荷の導電状態を変化させる第１トランジスタのオンオフを制御する制御回路と、前記入力電圧に応じた電圧が制御電極に印加され、前記入力電圧が抵抗を介して入力電極に印加され、出力電極に対する前記制御電極の電圧が所定のしきい値電圧より高くなるとオンして前記抵抗の抵抗値に応じた第１電流を前記出力電極から出力する第２トランジスタからの前記第１電流によって、前記第１電流の電流値に応じたレベルの前記制御回路に対する電源電圧を生成する電圧生成回路と、を備え、前記電圧生成回路は、前記制御回路が前記電源電圧によって起動されると、前記負荷に流れる電流に応じた第２電流を生成する電流生成回路からの前記第２電流によって、前記電源電圧を前記第２電流の電流値に応じたレベルにするとともに、前記第２トランジスタをオフすべく、前記第２電流の電流値に応じたレベルの電圧を前記出力電極に印加することとする。
【発明の効果】
【０００８】
スイッチング電源の消費電流を削減可能なスイッチング電源制御回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
本明細書および添付図面の記載の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。
【００１０】
図１は、本発明の一実施形態であるスイッチング電源装置１０の構成を示す図である。  
スイッチング電源装置１０は、入力電圧Ｖｉｎから所望の出力電圧Ｖｏｕｔを生成する装置であり、抵抗２０〜２２、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３、コンデンサ２４，３０、電源制御ＩＣ２５、パワーＭＯＳＦＥＴ２６、トランス２７、ダイオード２８，２９、電圧監視回路３１、フォトカプラ３２を含んで構成される。なお、本実施形態における入力電圧Ｖｉｎは、例えば、一般的な商用電源の交流電圧が、全波整流されるとともに平滑化された直流電圧であることとする。すなわち、本実施形態における入力電圧Ｖｉｎは、約１４０Ｖとなる。
【００１１】
抵抗２０，２１は、入力電圧Ｖｉｎを分圧して電圧Ｖａを生成するとともに、電圧Ｖａを高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３（第２トランジスタ）のゲート電極（制御電極）と、電源制御ＩＣ２５の端子ＣＬＰとに印加する。  
抵抗２２は、一端が入力電圧Ｖｉｎに印加され、他端が高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３のドレイン電極（入力電極）に接続されている。
【００１２】
高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３は、ゲート電極に印加される電圧Ｖａのレベルに応じて、抵抗２２からの電流（第１電流）をコンデンサ２４及び電源制御ＩＣ２５に供給する。なお、本実施形態における高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３は、例えば、前述の約１４０Ｖよりも十分高い耐圧を有するディスクリートのＮチャネルＭＯＳＦＥＴであることとする。
【００１３】
コンデンサ２４は、一端が高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３のソース電極（出力電極）と、ダイオード２８のカソードと、電源制御ＩＣ２５の端子ＶＣＣとに接続されている。このため、コンデンサ２４は、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３及びダイオード２８からの電流により充電される。また、コンデンサ２４の充電電圧は、端子ＶＣＣに印加される。
【００１４】
電源制御ＩＣ２５（スイッチング電源制御回路）は、パワーＭＯＳＦＥＴ２６のオンオフを制御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを所望のレベルとする集積回路である。本実施形態の電源制御ＩＣ２５は、ツェナーダイオード４０、抵抗４１，４２、制御回路４３、端子ＶＣＣ，ＣＬＰ，ＣＯＭ，ＦＢ，ＯＵＴを含んで構成される。
【００１５】
ツェナーダイオード４０（クランプ回路）のカソードは、端子ＣＬＰ、抵抗４２の一端、及びコンパレータ５２の非反転入力端子に接続される。また、ツェナーダイオード４０のアノードは、スイッチング電源装置１０のグランドＧＮＤに接続された端子ＣＯＭと接続される。したがって、ツェナーダイオード４０のカソードの電圧は、ツェナーダイオード４０の所定のツェナー電圧でクランプされることとなる。なお、本実施形態におけるツェナー電圧は、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３のしきい値電圧よりも高い電圧であることとする。
【００１６】
抵抗４１（電圧生成回路）は、端子ＶＣＣと端子ＣＯＭとの間を接続することにより、端子ＶＣＣに供給される電流に応じた電圧を発生させる。なお、本実施形態においては、端子ＶＣＣに生じる電圧を電源制御ＩＣ２５に対する電源電圧ＶＣＣとする。
【００１７】
抵抗４２は、例えば、スイッチング電源装置１０が起動または停止される際に、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３のゲート電極の電圧が不定になることを防ぐための抵抗である。具体的には、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３のゲート容量の電荷を放電するための抵抗であり、抵抗４２の一端は、端子ＣＬＰを介して高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３のゲート電極に接続され、他端は、端子ＶＣＣを介して高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３のソース電極に接続されている。なお、抵抗４２は、前述のように、ゲート電極の電圧が不定になることを防ぐための抵抗であるため、抵抗４１の抵抗値よりも十分大きい抵抗値を有することとする。
【００１８】
制御回路４３は、電源電圧ＶＣＣを駆動電圧として、端子ＦＢから入力される、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた論理レベルの信号ＶＰＣに基づいて、パワーＭＯＳＦＥＴ２６のスイッチング制御を行う回路である。制御回路４３は、内部電源回路５０、定電圧発生回路５１、コンパレータ５２、及び駆動回路５３を含んで構成される。
【００１９】
内部電源回路５０は、抵抗４１の一端に発生する電源電圧ＶＣＣに基づいて、定電圧発生回路５１、コンパレータ５２、駆動回路５３を駆動するための駆動電圧を生成する回路である。  
定電圧発生回路５１は、所定レベルの電圧Ｖｂをコンパレータ５２の反転入力端子に印加する回路である。  
コンパレータ５２は、ツェナーダイオード４０のカソードの電圧が、定電圧発生回路５１の所定レベルの電圧Ｖｂより高くなると、駆動回路５３を起動させるための起動信号を出力する回路である。
【００２０】
駆動回路５３は、コンパレータ５２から起動信号が入力されると起動し、パワーＭＯＳＦＥＴ２６のスイッチング制御をするための駆動信号ＶＤＲを端子ＯＵＴに出力する回路である。詳述すると、駆動回路５３は、論理レベルの信号ＶＰＣに応じてＨレベルのデューティー比が変化する駆動信号ＶＤＲを出力する回路である。具体的には、例えば、Ｈレベルの信号ＶＰＣが入力されると、駆動回路５３は、駆動信号ＶＤＲのＨレベルのデューティー比を減少させる。一方、Ｌレベルの信号ＶＰＣが入力されると、駆動回路５３は、駆動信号ＶＤＲのＨレベルのデューティー比を増加させる。
【００２１】
パワーＭＯＳＦＥＴ２６（第１トランジスタ）は、電源制御ＩＣ２５からのＨレベルの駆動信号ＶＤＲが出力されるとオンし、Ｌレベルの駆動信号ＶＤＲが出力されるとオフするＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。
【００２２】
トランス２７は、一次コイルＬ１（負荷）、二次コイルＬ２、補助コイルＬ３を備えており、一次コイルＬ１及び補助コイルＬ３と二次コイルＬ２との間は絶縁されている。トランス２７においては、一次コイルＬ１の両端の電圧の変化に応じて、二次コイルＬ２と補助コイルＬ３の夫々の両端に電圧が発生する。本実施形態における一次コイルＬ１は、一端に入力電圧Ｖｉｎが印加され、他端はパワーＭＯＳＦＥＴ２６のドレイン電極と接続されている。したがって、パワーＭＯＳＦＥＴ２６のスイッチング制御が開始されると、二次コイルＬ２と補助コイルＬ３の夫々の両端に電圧が発生することとなる。
【００２３】
ダイオード２８は、トランス２７の補助コイルＬ３からの電流（第２電流）を整流し、コンデンサ２４に供給する。したがって、本実施形態においては、パワーＭＯＳＦＥＴ２６のスイッチング制御が開始されると、コンデンサ２４は、抵抗２２からの電流と、ダイオード２８からの電流により充電される。なお、トランス２７の補助コイルＬ３及びダイオード２８が本発明における電流生成回路に相当する。
【００２４】
ダイオード２９は、トランス２７の二次コイルＬ２からの電流を整流し、コンデンサ３０に供給する。コンデンサ３０は、ダイオード２９からの電流により充電されるため、充電電圧として出力電圧Ｖｏｕｔが発生する。
【００２５】
電圧監視回路３１は、コンデンサ３０の充電電圧である出力電圧Ｖｏｕｔが、所望の電圧レベルより高いと、例えば、ハイレベル（以下、Ｈレベル）の信号を出力し、所望の電圧レベルより低いと、例えば、ローレベル（以下、Ｌレベル）の信号を出力する回路である。
【００２６】
フォトカプラ３２は、入力と出力との間を電気的に絶縁しつつ、例えば、入力される信号の論理レベルと同じ論理レベルの信号ＶＰＣを出力する電子部品である。具体的には、入力される電気信号を光信号に変換するとともに、変換された光信号を受光し、再度電気信号に変換し、信号ＶＰＣとして出力する。
【００２７】
ここで、図１に示したスイッチング電源装置１０の動作を説明する。なお、本実施形態では、前述のように、例えば商用電源の交流電圧から生成された入力電圧Ｖｉｎを所望の出力電圧Ｖｏｕｔに変換することとしている。したがって、本実施形態では、交流電圧が供給されると、入力電圧Ｖｉｎは、０Ｖから約１４０Ｖまで変化することとなる。また、前述のように、抵抗４２の抵抗値は、抵抗４１の抵抗値よりも十分大きいこととしているため、抵抗４２を介して流れる電流は無視できることとする。
【００２８】
まず、スイッチング電源装置１０を起動すべく、入力電圧Ｖｉｎが供給されると、電圧Ｖａは上昇する。スイッチング電源装置１０が起動される前の状態では、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３のソース電極の電圧は、グランドＧＮＤと同じ電圧である。したがって、電圧Ｖａが上昇し、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３のしきい値電圧を超えると、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３はオンする。その結果、抵抗２２を介して、電源制御ＩＣ２５を起動させるための起動電流が、コンデンサ２４及び抵抗４１に供給される。これにより、抵抗４１の一端には、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３からの出力電流の電流値に応じた電源電圧ＶＣＣが生成される。電源電圧ＶＣＣが生成されると、内部電源回路５０は、定電圧発生回路５１、コンパレータ５２、及び駆動回路５３を駆動するための駆動電圧を生成する。さらに入力電圧Ｖｉｎが上昇し、電圧Ｖａが定電圧発生回路５１の電圧Ｖｂを超えると、コンパレータ５２は起動信号を出力し、駆動回路５３を起動させる。これにより、電源制御ＩＣ２５は、パワーＭＯＳＦＥＴ２６のスイッチング制御を開始することとなる。すなわち、本実施形態においては、入力電圧Ｖｉｎが上昇し、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３がオンして抵抗４１の一端に電源電圧ＶＣＣが生成されることにより、制御回路４３は起動されることとなる。
【００２９】
パワーＭＯＳＦＥＴ２６のスイッチング制御が開始されると、トランス２７の一次コイルＬ１の両端の電圧に変化が生じる。そして、一次コイルＬ１の両端の電圧変化に応じて二次コイルＬ２に発生する電流がダイオード２９で整流され、コンデンサ３０が充電されて出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。出力電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧レベルより低い場合は、電圧監視回路３１は、Ｌレベルの信号を出力するため、フォトカプラ３２も同様に、Ｌレベルの信号ＶＰＣが出力する。Ｌレベルの信号ＶＰＣが入力されると、駆動回路５３は、駆動信号ＶＤＲのＨレベルのデューティー比を増加させるため、出力電圧Ｖｏｕｔは上昇することとなる。一方、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧レベルより高い場合は、前述の動作と逆となる。具体的には、フォトカプラ３２からＨレベルの信号ＶＰＣが出力され、駆動回路５３は、駆動信号ＶＤＲのＨレベルのデューティー比を低下させる。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔは低下することとなる。このように、本実施形態においては、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧レベルとなるように、パワーＭＯＳＦＥＴ２６がフィードバック制御されることとなる。
【００３０】
また、トランス２７の一次コイルＬ１の両端の電圧変化に応じて補助コイルＬ３に発生する電流は、ダイオード２８で整流されコンデンサ２４に供給される。その結果、コンデンサ２４の充電電圧である電源電圧ＶＣＣは上昇する。高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３のゲート電極の電圧Ｖａは、入力電圧Ｖｉｎが高くなるにつれて上昇するが、ツェナーダイオード４０のツェナー電圧でクランプされる。本実施形態では、出力電圧Ｖｏｕｔが所定レベルとなる際に、電源電圧ＶＣＣがツェナーダイオード４０のツェナー電圧より高くなるよう、トランス２７の一次コイルＬ１と補助コイルＬ３との巻き数比を設定している。したがって、電源電圧ＶＣＣがソース電極に印加された高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３はオフとなり、抵抗２２からの電流は停止することとなる。このように、本実施形態におけるスイッチング電源装置１０においては、抵抗２２から流れる電流は起動時のみ発生することとなる。したがって、本実施形態では、スイッチング電源装置１０の起動時間を短縮すべく、抵抗２２の抵抗値を小さくしたとしても、消費電流の増加を抑制可能である。また、抵抗２０，２１は電圧Ｖａを発生させるためにのみ用いられる抵抗であり、抵抗２２と比較すると、スイッチング電源装置１０の起動時間への影響は少ない。したがって、本実施形態では抵抗２０，２１の抵抗値を大きくすることが可能であり、抵抗２０，２１を介して流れる電流値を抑制することが可能である。
【００３１】
以上に説明した構成からなる本実施形態のスイッチング電源装置１０において、電源制御ＩＣ２５を起動するため高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３から流れる起動電流は、電源制御ＩＣ２５が起動した後、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３がオフすることにより停止される。したがって、本実施形態においては、消費電流の削減が可能である。
【００３２】
また、本実施形態においては、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３のソース電極と抵抗４１の一端が接続されるノードの電圧を、電源制御ＩＣ２５に対する電源電圧ＶＣＣとしている。したがって、ダイオード２８で整流された電流が増加するにつれて電源電圧ＶＣＣは上昇する。そして、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３のゲート電源の電圧Ｖａと電源電圧ＶＣＣとの差がしきい値電圧より小さくなると高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３はオフとなる。このため、抵抗２２を介して高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３から流れる電流は停止されることとなり、消費電流の削減が可能となる。
【００３３】
また、本実施形態においては、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３のゲート電極の電圧は、ツェナーダイオード４０でクランプされている。このため、スイッチング電源１０に入力電圧Ｖｉｎが印加され電源制御ＩＣ２５が起動される前において、すなわち、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３からの電流のみが電源制御ＩＣ２５に供給されている際には、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３のソース電極の電圧がゲート電極の電圧を超えることはない。したがって、例えば、ツェナー電圧を２０Ｖとすると、電源制御ＩＣ２５が起動される前において、電源電圧ＶＣＣの電圧は２０Ｖより低くなる。また、電源制御ＩＣ２５が起動された後の電源電圧ＶＣＣは、トランス２７の補助コイルＬ３からの電流に応じて設定可能である。例えば、電源制御ＩＣ２５が起動された後の電源電圧ＶＣＣを３０Ｖとすると、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３はオフし、抵抗２２を介して流れる消費電流を削減しつつ、パワーＭＯＳＦＥＴ２６のスイッチング制御をすることが可能となる。また、この場合において、電源制御ＩＣ２５に印加される電圧は、前述のように３０Ｖを超えることはないため、例えば入力電圧Ｖｉｎが１４０Ｖであっても、３０Ｖの耐圧を有する低耐圧プロセスを電源制御ＩＣ２５に用いればよい。すなわち、本実施形態における電源制御ＩＣ２５は低耐圧プロセスで集積化可能である。
【００３４】
なお、上記実施例は本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得ると共に、本発明にはその等価物も含まれる。
【００３５】
本実施形態では、スイッチング電源装置１０において、電源制御ＩＣ２５を集積回路で構成したが、例えば、ディスクリートの高耐圧ＭＯＳＦＥＴ２３と電源制御ＩＣ２５とを一つのパッケージに入れるシステム・イン・パッケージとしても良い。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の一実施形態であるスイッチング電源装置１０を示す図である。
【図２】一般的なスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００３７】
１０  スイッチング電源装置
２０〜２２，４１，４２  抵抗
２３  高耐圧ＭＯＳＦＥＴ
２４，３０  コンデンサ
２５  電源制御ＩＣ
２６  パワーＭＯＳＦＥＴ
２７  トランス
２８，２９  ダイオード
３１  電圧監視回路
３２  フォトカプラ
４０  ツェナーダイオード
４３  制御回路
５０  内部電源回路
５１  定電圧発生回路
５２  コンパレータ
５３  駆動回路
【図１】
2009290935.tif 000003
【図２】
2009290935.tif 000004