(57)【要約】【課題】  広帯域アレイアンテナ又はアンテナシステムのアンテナパターンを制御するための改良された解決策を提供する。【解決手段】  本発明は、広帯域アレイアンテナ及び変換手段を含む広帯域アレイアンテナユニットが得られるようにして広帯域アレイアンテナのアンテナパターンを制御するための方法を提供する。本発明は、更に、アンテナシステムのアンテナパターンを制御するように構成された対応する広帯域アレイアンテナユニット及び変換手段も提供する。  アレイアンテナが瞬時広帯域波形で動作するように構成されたときに、広帯域アレイアンテナのアンテナ素子間の分離を、システム帯域巾内の最大周波数の半波長より上に増加することができる。【選択図】  図１ａ
2009188999.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２つのアンテナ素子を備え、電子システム(303)に接続された広帯域アレイアンテナ(301)のアンテナパターンを制御する方法であって、該アンテナパターンの制御は、１つ又は多数のメインローブの方向及び／又はアンテナパターンにおける打ち消し方向の制御を含み、該制御は、アンテナ素子ごとに位相シフト又は時間遅延を個々に行ってアンテナ素子と電子システムとの間の波形に影響を及ぼすことにより達成される方法において、
広帯域アレイアンテナ及び変換手段を備えており、
広帯域アレイアンテナがシステム帯域巾にわたって動作し且つ瞬時帯域巾Ｂで動作する広帯域アレイアンテナユニットが、次のようにして得られることを特徴とする、即ち、前記広帯域アレイアンテナユニットは、
前記変換手段(100,200,150,Ｔｒ１−ＴｒＮ)が、前記広帯域アレイアンテナの各アンテナ素子、又は少なくとも２つのアンテナ素子を含むサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)と、前記電子システム(303)との間に挿入されるか、或いは前記変換手段は、前記アンテナ素子／サブアレイ又は前記電子システムに一体化され、
ｑを０からＱ−１の範囲の整数インデックスとすれば、アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)ごとに、各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑに対して有効な設計要求を考慮して標準的な方法を使用して、前記瞬時帯域巾Ｂをｑ個のコンポーネントにおいて分割することから生じるＱ個のスペクトルコンポーネントｑについての重み付け関数Ｗ(ω)が計算され、そして
前記変換手段(100,200,150,Ｔｒ１−ＴｒＮ)が、離散的角周波数ωｑにおける前記重み付け関数Ｗ(ω)から計算された１つ又は多数のパラメータを使用することにより、各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)と前記電子システム(303)との間の連続的又はパルス状の波形に影響を及ぼし、
もって、前記瞬時帯域巾Ｂにわたり前記広帯域アレイアンテナのアンテナパターンの拡張制御を達成することで得られることを特徴とする、方法。
【請求項２】
前記アンテナパターンの拡張制御が、１つ又は多数のメインローブの形状、方向及び巾、並びに異なる方向におけるサイドローブレベルのような特性を制御すると共に、アンテナパターンにおいて多数の広帯域打ち消し方向を生成することを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記変換手段(100,200,150,Ｔｒ１−ＴｒＮ)が、周波数従属であって且つ周波数従属時間遅延τ(ω)又は周波数従属位相シフトφ(ω)を含む１つのパラメータで、各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)と電子システム(303)との間の波形に影響を及ぼす、請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】
各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)に対する前記時間遅延τ(ω)又は位相シフトφ(ω)の周波数従属性が、スペクトルコンポーネントｑごとに標準的な方法に基づいて計算され、これにより、１つ又は多数のメインローブの方向を瞬時帯域巾Ｂにわたって制御し且つ固定できると共に、１つ又は多数の打ち消し方向を瞬時帯域巾Ｂにわたって制御し且つ固定できることが達成される、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記変換手段(100,200,150,Ｔｒ１−ＴｒＮ)が、周波数従属であって且つ周波数従属減衰／増幅Ａ(ω)を含む１つのパラメータで、各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)と電子システム(303)との間の波形に影響を及ぼす、請求項１又は２に記載の方法。
【請求項６】
各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)に対する前記減衰／増幅Ａ(ω)の周波数従属性が、スペクトルコンポーネントｑごとに標準的な方法に基づいて計算され、これにより、メインローブの巾を瞬時帯域巾Ｂにわたって制御し且つ固定できることが達成される、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記変換手段(100,200,150,Ｔｒ１−ＴｒＮ)が、周波数従属であって且つ周波数従属時間遅延τ(ω)又は周波数従属位相シフトφ(ω)及び周波数従属減衰／増幅Ａ(ω)を含む２つのパラメータで、各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)と電子システム(303)との間の波形に影響を及ぼす、請求項１又は２に記載の方法。
【請求項８】
前記変換手段(100,200,150,Ｔｒ１−ＴｒＮ)が、周波数従属時間遅延τ(ω)又は周波数従属位相シフトφ(ω)及び周波数従属減衰／増幅Ａ(ω)を使用することにより各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)と電子システム(303)との間の波形に影響を及ぼし、これらパラメータは、各アンテナ素子又はサブアレイに対して個々にあり、各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)と電子システムとの間の各波形は、周波数従属重み付け関数Ｗ(ω)に応答して周波数従属時間遅延τ(ω)又は周波数従属位相シフトφ(ω)及び周波数従属減衰Ａ(ω)によって影響される、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記時間遅延τ(ω)の周波数従属性又は位相シフトφ(ω)の周波数従属性及び減衰／増幅Ａ(ω)の周波数従属性が、スペクトルコンポーネントｑごとに標準的な方法に基づいて計算され、これにより、メインローブの方向及び巾を瞬時帯域巾Ｂにわたって制御し且つ固定できると共に、１つ又は多数の打ち消し方向を瞬時帯域巾Ｂにわたって制御し且つ固定できることが達成される、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記変換手段(100,200,150,Ｔｒ１−ＴｒＮ)が、フーリエ変換（ＦＴ）ユニット(102)を備え、該ＦＴユニットは、各変換ユニットへの入力波形ｓｉｎ(ｔ)(101)をＱ個のスペクトルコンポーネント０ないしＱ−１(110-117)へ分割することを行い、各スペクトルコンポーネントは、中心周波数ｆｑを有し、前記周波数従属パラメータ、時間遅延τｑ及び／又は減衰／増幅αｑは、時間遅延及び／又は減衰／増幅手段を通して各スペクトルコンポーネントｑに影響を及ぼし、全てのスペクトルコンポーネントは、逆フーリエ変換（ＩＦＴ）ユニット(103)へ供給され、該ユニットは、全てのスペクトルコンポーネントを時間ドメインへ戻すように変換して、各変換手段から出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)(104)を発生する、請求項３〜９のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１１】
前記入力波形ｓｉｎ(ｔ)が、アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)から受け取られ、前記出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)は、電子システム(303)へ供給され、前記入力波形ｓｉｎ(ｔ)を前記出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)に変換するために第１又は第３の制御要素(100,150)が変換手段として使用される、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記入力波形ｓｉｎ(ｔ)は、前記電子システム(303)の波形ジェネレータから受け取られ、前記出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)は、アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)へ供給され、そして前記入力波形ｓｉｎ(ｔ)を前記出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)に変換するために第１、第３又は第４の制御要素(100,150)が変換手段として使用される、請求項１０に記載の方法。
【請求項１３】
前記変換手段(200)が、入力波形ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)(201)を受け取り、
この入力波形は、Ｑ−１個の時間ステップＴ(203)で次々に時間遅延され、１からＱ−１まで番号付けされ、そして入力波形ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)の時間遅延されたコピーとなり、
アンテナ素子ｎに対する重み付け係数ｗｎ，０からｗｎ，Ｑ−１を含むＱ個のパラメータであって、アンテナ素子番号を表す第１のインデックスと、スペクトルコンポーネントを表す連続番号ｑで、０からＱ−１の範囲の第２のインデックスとの２つのインデックスで識別されるＱ個のパラメータは、ｑ個のコンポーネントにおいて瞬時帯域巾Ｂを分割することから生じるＱ個のスペクトルコンポーネントｑに対してＷ(ωｑ)の逆フーリエ変換（ＩＦＴ）として計算され、この計算は、アンテナ素子又はサブアレイ（Ｅ１−ＥＮ）ごとに、標準的な方法を使用し、且つ各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑに対して有効な設計要求を考慮して遂行され、
前記入力波形ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)は、第１の重み付け係数ｗｎ，０で乗算され、且つ前記入力波形の各時間遅延されたコピーは、その入力波形の時間遅延されたコピーに含まれた時間ステップ遅延Ｔの数と同じ第２インデックスを有する重み付け係数で次々に乗算され、各乗算の結果は、出力波形(207)ｓｏｕｔ(ｍ・Ｔ)へと加算される、請求項１又は２に記載の方法。
【請求項１４】
一連の重み付け係数ｗｎ，０からｗｎ，Ｑ−１における最初のｘ重み付け係数及び最後のｙ重み付け係数をゼロにセットし、最初のｘ時間遅延Ｔを、ｘ・Ｔに等しい時間遅延Ｄ202へ統合すると共に、最後のｙ乗算を除外して、必要な演算の数をＱ個未満の演算へと減少させる、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
１つの入力信号ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)が各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)から放出され、出力波形ｓｏｕｔ(ｍ・Ｔ)が前記電子システム(303)へと供給され、更に、前記入力波形ｓｉｎ(ｔ)を前記出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)へ変換するために第２の制御要素(200)が変換手段として使用される、請求項１３又は１４に記載の方法。
【請求項１６】
各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)に対する１つの入力波形ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)が前記電子システム(303)の波形ジェネレータから放出され、各出力波形ｓｏｕｔ(ｍ・Ｔ)がアンテナ素子又はサブアレイに供給され、更に、前記入力波形ｓｉｎ(ｔ)を前記出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)へ変換するために第２の制御要素(200)又は第４の制御要素が変換手段として使用される、請求項１３又は１４に記載の方法。
【請求項１７】
当該方法は、
波形データを指定するステップ(1901)と、
ｑを０からＱ−１の範囲の整数インデックスとすれば、アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)ごとに、各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑに対して有効な設計要求を考慮して標準的な方法を使用して、前記瞬時帯域巾Ｂをｑ個のコンポーネントにおいて分割することから生じるＱ個のスペクトルコンポーネントｑについての重み付け関数Ｗ(ω)を計算するステップ(1903)と、
第１又は第３の制御要素(100,150)を使用して周波数ドメイン(1908)でアレイアンテナを実現化し、又は第２の制御要素(200)を使用して時間ドメイン(1909)でアレイアンテナを実現化し、又は直接デジタル合成（ＤＤＳ）ユニット(1910)を含む第４の制御要素を使用してアレイアンテナを実現化するステップ(1907)と、
を備える請求項１〜１６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１８】
各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)と電子システム(303)との間の前記波形は、パルス状の波形又は連続的な波形である、請求項１〜１７のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１９】
前記広帯域アレイアンテナユニットは、アナログ変換手段(150)を使用して実現化される、請求項１〜９のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２０】
少なくとも２つのアンテナ素子(Ｅ１−ＥＮ)を備え、電子システム(303)に接続された広帯域アレイアンテナ(301)のアンテナパターンを制御するように構成された広帯域アレイアンテナユニットであって、前記アンテナパターンの制御は、１つ又は多数のメインローブの方向及び／又はアンテナパターンにおける打ち消し方向の制御を含み、このアンテナパターンの制御は、アンテナ素子ごとに位相シフト又は時間遅延を個々に行ってアンテナ素子と電子システムとの間の波形に影響を及ぼすことにより達成されるように構成された広帯域アレイアンテナユニットにおいて、
広帯域アレイアンテナ及び変換手段を備えており、
前記広帯域アレイアンテナがシステム帯域巾にわたって動作し且つ瞬時帯域巾Ｂで動作するように構成された当該広帯域アレイアンテナユニットが、次のようにして得られることを特徴とする、即ち、当該広帯域アレイアンテナユニットは、
前記変換手段(100,200,150,Ｔｒ１−ＴｒＮ)が、前記広帯域アレイアンテナの各アンテナ素子、又は少なくとも２つのアンテナ素子を含むサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)と、前記電子システム(303)との間に挿入されるように構成されるか、或いは前記変換手段は、前記アンテナ素子／サブアレイ又は前記電子システムに一体化され、
ｑを０からＱ−１の範囲の整数インデックスとすれば、アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)ごとに、各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑに対して有効な設計要求を考慮して標準的な方法を使用して、前記瞬時帯域巾Ｂをｑ個のコンポーネントにおいて分割することから生じるＱ個のスペクトルコンポーネントｑについての重み付け関数Ｗ(ω)を計算するように構成され、そして
前記変換手段(100,200,150,Ｔｒ１−ＴｒＮ)が、離散的角周波数ωｑにおける前記重み付け関数Ｗ(ω)から計算された１つ又は多数のパラメータを使用することにより、各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)と前記電子システム(303)との間の連続的又はパルス状の波形に影響を及ぼすように構成され、
もって、前記瞬時帯域巾Ｂにわたり前記広帯域アレイアンテナのアンテナパターンの拡張制御を達成することで得られることを特徴とする、広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項２１】
前記アンテナパターンの拡張制御は、１つ又は多数のメインローブの形状、方向及び巾、並びに異なる方向におけるサイドローブレベルのような特性を制御すると共に、アンテナパターンにおいて多数の広帯域打ち消し方向を生成するための手段を含む、請求項２０に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項２２】
前記変換手段(100,200,150,Ｔｒ１−ＴｒＮ)は、周波数従属であって且つ周波数従属時間遅延τ(ω)又は周波数従属位相シフトφ(ω)を含む１つのパラメータで、各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)と電子システム(303)との間の波形に影響を及ぼすように構成される、請求項２０又は２１に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項２３】
各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)に対する前記時間遅延τ(ω)又は位相シフトφ(ω)の周波数従属性は、スペクトルコンポーネントｑごとに標準的な方法に基づいて計算されるように構成され、これにより、１つ又は多数のメインローブの方向を瞬時帯域巾Ｂにわたって制御し且つ固定するように構成できると共に、１つ又は多数の打ち消し方向を瞬時帯域巾Ｂにわたって制御し且つ固定するように構成できることが達成される、請求項２２に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項２４】
前記変換手段(100,200,150,Ｔｒ１−ＴｒＮ)は、周波数従属であって且つ周波数従属減衰／増幅Ａ(ω)を含む１つのパラメータで、各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)と電子システム(303)との間の波形に影響を及ぼすように構成される、請求項２０又は２１に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項２５】
各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)に対する前記減衰／増幅Ａ(ω)の周波数従属性は、スペクトルコンポーネントｑごとに標準的な方法に基づいて計算されるよう構成され、これにより、メインローブの巾を瞬時帯域巾Ｂにわたって制御し且つ固定するよう構成できることが達成される、請求項２４に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項２６】
前記変換手段(100,200,150,Ｔｒ１−ＴｒＮ)は、周波数従属であって且つ周波数従属時間遅延τ(ω)又は周波数従属位相シフトφ(ω)及び周波数従属減衰／増幅Ａ(ω)を含む２つのパラメータで、各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)と電子システム(303)との間の波形に影響を及ぼすように構成される、請求項２０又は２１に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項２７】
前記変換手段(100,200,150,Ｔｒ１−ＴｒＮ)は、周波数従属時間遅延τ(ω)又は周波数従属位相シフトφ(ω)及び周波数従属減衰／増幅Ａ(ω)を使用することにより、各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)と電子システム(303)との間の波形に影響を及ぼすように構成され、これらパラメータは、各アンテナ素子又はサブアレイに対して個々にあり、各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)と電子システムとの間の各波形は、周波数従属の重み付け関数Ｗ(ω)に応答して、周波数従属時間遅延τ(ω)又は周波数従属位相シフトφ(ω)及び周波数従属減衰Ａ(ω)によって影響される、請求項２６に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項２８】
前記時間遅延τ(ω)の周波数従属性又は位相シフトφ(ω)の周波数従属性及び減衰／増幅Ａ(ω)の周波数従属性は、スペクトルコンポーネントｑごとに標準的な方法に基づいて計算されるように構成され、これにより、メインローブの方向及び巾を瞬時帯域巾Ｂにわたって制御し且つ固定するように構成できると共に、１つ又は多数の打ち消し方向を瞬時帯域巾Ｂにわたって制御し且つ固定するように構成できることが達成される、請求項２７に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項２９】
前記変換手段(100,200,150,Ｔｒ１−ＴｒＮ)は、フーリエ変換（ＦＴ）ユニット(102)を備え、該ＦＴユニットは、各変換ユニットへの入力波形ｓｉｎ(ｔ)(101)をＱ個のスペクトルコンポーネント０ないしＱ−１(110-117)へ分割することを行い、各スペクトルコンポーネントは、中心周波数ｆｑを有し、前記周波数従属パラメータ、時間遅延τｑ及び／又は減衰／増幅αｑは、時間遅延及び／又は減衰／増幅手段を通して各スペクトルコンポーネントｑに影響を及ぼすように構成され、全てのスペクトルコンポーネントは、逆フーリエ変換（ＩＦＴ）ユニット(103)へ供給され、該ユニットは、全てのスペクトルコンポーネントを時間ドメインへ戻すように変換して、各変換手段から出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)(104)を発生するように構成される、請求項２２〜２８のいずれか一項に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項３０】
前記入力波形ｓｉｎ(ｔ)は、アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)から受け取られるように構成され、前記出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)は、電子システム(303)へ供給され、前記入力波形ｓｉｎ(ｔ)を前記出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)に変換するために第１又は第３の制御要素(100,150)が変換手段として使用されるように構成される、請求項２９に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項３１】
前記入力波形ｓｉｎ(ｔ)は、前記電子システム(303)の波形ジェネレータから受け取られるように構成され、前記出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)は、アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)へ供給され、そして前記入力波形ｓｉｎ(ｔ)を前記出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)に変換するために第１、第３又は第４の制御要素(100,150)が変換手段として使用されるように構成される、請求項２９に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項３２】
前記変換手段(200)は、入力波形ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)(201)を受け取るように構成され、
前記入力波形は、Ｑ−１個の時間ステップＴ(203)で次々に時間遅延され、１からＱ−１まで番号付けされ、そして前記入力波形ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)の時間遅延されたコピーとなるように構成され、
アンテナ素子ｎに対する重み付け係数ｗｎ，０からｗｎ，Ｑ−１を含むＱ個のパラメータであって、アンテナ素子番号を表す第１のインデックスと、スペクトルコンポーネントを表す連続番号ｑで、０からＱ−１の範囲の第２のインデックスとの２つのインデックスで識別されるＱ個のパラメータは、ｑ個のコンポーネントにおいて瞬時帯域巾Ｂを分割することから生じるＱ個のスペクトルコンポーネントｑに対してＷ(ωｑ)の逆フーリエ変換（ＩＦＴ）として計算されるように構成され、この計算は、アンテナ素子又はサブアレイ（Ｅ１−ＥＮ）ごとに、標準的な方法を使用し、且つ各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑに対して有効な設計要求を考慮して遂行され、
前記入力波形ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)は、第１の重み付け係数ｗｎ，０で乗算されるように構成され、且つ前記入力波形の各時間遅延されたコピーは、その入力波形の時間遅延されたコピーに含まれた時間ステップ遅延Ｔの数と同じ第２インデックスを有する重み付け係数で次々に乗算されるように構成され、各乗算の結果は、出力波形(207)ｓｏｕｔ(ｍ・Ｔ)へと加算されるように構成される、請求項２０又は２１に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項３３】
一連の重み付け係数ｗｎ，０からｗｎ，Ｑ−１における最初のｘ重み付け係数及び最後のｙ重み付け係数をゼロにセットするように構成され、最初のｘ時間遅延Ｔを、ｘ・Ｔに等しい時間遅延Ｄ202へ統合するように構成されると共に、最後のｙ乗算を除外して、必要な演算の数をＱ個未満の演算へと減少させる、請求項３２に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項３４】
１つの入力波形ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)が各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)から放出されるように構成され、出力波形ｓｏｕｔ(ｍ・Ｔ)が前記電子システム(303)へと供給され、更に、前記入力波形ｓｉｎ(ｔ)を前記出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)へ変換するために第２の制御要素(200)が変換手段として使用されるように構成される、請求項３２又は３３に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項３５】
各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)に対する１つの入力波形ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)が前記電子システム(303)の波形ジェネレータから放出されるように構成され、各出力波形ｓｏｕｔ(ｍ・Ｔ)がアンテナ素子又はサブアレイに供給され、更に、前記入力波形ｓｉｎ(ｔ)を前記出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)へ変換するために第２の制御要素(200)又は第４の制御要素が変換手段として使用されるように構成される、請求項３２又は３３に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項３６】
前記広帯域アレイアンテナユニットは、
波形データを指定し(1901)、
ｑを０からＱ−１の範囲の整数インデックスとすれば、アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)ごとに、各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑに対して有効な設計要求を考慮して標準的な方法を使用して、前記瞬時帯域巾Ｂをｑ個のコンポーネントにおいて分割することから生じるＱ個のスペクトルコンポーネントｑについての重み付け関数Ｗ(ω)を計算し(1903)、
第１又は第３の制御要素(100,150)を使用して周波数ドメイン(1908)でアレイアンテナを実現化し(1907)、又は第２の制御要素(200)を使用して時間ドメイン(1909)でアレイアンテナを実現化し、又は直接デジタル合成（ＤＤＳ）ユニット(1910)を含む第４の制御要素を使用してアレイアンテナを実現化する、
ための手段を備えた、請求項２０〜３５のいずれか一項に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項３７】
各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)と電子システム(303)との間の前記波形は、パルス状の波形又は連続的な波形であるように構成される、請求項２０〜３６のいずれか一項に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項３８】
当該広帯域アレイアンテナユニットは、アナログ変換手段(150)を使用して実現化される、請求項２０〜２９のいずれか一項に記載の広帯域アレイアンテナユニット。
【請求項３９】
電子システム(303)に接続されたアンテナシステムのアンテナパターンを制御するように構成された変換手段であって、アンテナシステムは、少なくとも２つのアンテナ素子を含み、前記アンテナパターンの制御は、１つ又は多数のメインローブの方向及び／又はアンテナパターンにおける打ち消し方向の制御を含み、この制御は、アンテナ素子ごとに位相シフト又は時間遅延を個々に行ってアンテナ素子と電子システムとの間の波形に影響を及ぼすことにより達成されるように構成された変換手段において、
瞬時帯域巾Ｂを占有するように構成されたアンテナパターンの拡張制御が、次のようにして得られることを特徴とする、即ち、前記アンテナパターンの拡張制御は、
前記変換手段(100,200,150,Ｔｒ１−ＴｒＮ)が、前記アンテナシステムのアンテナ素子、又は少なくとも２つのアンテナ素子を含むサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)、の少なくとも１つを除く全部と、前記電子システム(303)との間に挿入されるように構成されるか、又は前記変換手段は、前記アンテナ素子／サブアレイ又は前記電子システムに一体化され、
ｑを０からＱ−１の範囲の整数インデックスとすれば、アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)ごとに、各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑに対して有効な設計要求を考慮して標準的な方法を使用して、前記瞬時帯域巾Ｂをｑ個のコンポーネントにおいて分割することから生じるＱ個のスペクトルコンポーネントｑについての重み付け関数Ｗ(ω)を計算するように構成され、そして
前記変換手段(100,200,150,Ｔｒ１−ＴｒＮ)が、離散的角周波数ωｑにおける前記重み付け関数Ｗ(ω)から計算された１つ又は多数のパラメータを使用することにより、各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)の少なくとも１つを除く全部と前記電子システム(303)との間の連続的又はパルス状の波形に影響を及ぼすように構成され、
もって、前記瞬時帯域巾Ｂにわたり前記アンテナシステムのアンテナパターンの拡張制御を達成することで得られることを特徴とする、変換手段。
【請求項４０】
前記アンテナパターンの拡張制御は、１つ又は多数のメインローブの形状、方向及び巾、並びに異なる方向におけるサイドローブレベルのような特性を制御すると共に、アンテナパターンにおいて多数の広帯域打ち消し方向を生成するための手段を含む、請求項３９に記載の変換手段。
【請求項４１】
前記アンテナシステムは、少なくとも２つのアンテナ素子を伴うアレイアンテナ、又はメインアンテナと、少なくとも１つのアンテナ素子又はサブアレイを各々含む補助アンテナとを備える、請求項３９に記載の変換手段。
【請求項４２】
前記変換手段(100,200,150,Ｔｒ１−ＴｒＮ)が、フーリエ変換（ＦＴ）ユニット(102)を備え、該ＦＴユニットは、各変換ユニットへの入力波形ｓｉｎ(ｔ)(101)をＱ個のスペクトルコンポーネント０ないしＱ−１(110-117)へ分割することを行うよう構成され、各スペクトルコンポーネントは、中心周波数ｆｑを有し、前記周波数従属パラメータ、時間遅延τｑ及び／又は減衰／増幅αｑは、時間遅延及び／又は減衰／増幅手段を通して各スペクトルコンポーネントｑに影響を及ぼすよう構成され、全てのスペクトルコンポーネントは、逆フーリエ変換（ＩＦＴ）ユニット(103)に接続され、該ユニットは、全てのスペクトルコンポーネントを時間ドメインへ戻すように変換し、各変換手段から出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)(104)を発生するよう構成される、請求項４０又は４１に記載の変換手段。
【請求項４３】
前記変換手段(200)が、入力波形ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)(201)を受け取るように構成され、
前記入力波形は、Ｑ−１個の時間ステップＴ(203)で次々に時間遅延され、１からＱ−１まで番号付けされ、そして前記入力波形ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)の時間遅延されたコピーとなるように構成され、
アンテナ素子ｎに対する重み付け係数ｗｎ，０からｗｎ，Ｑ−１を含むＱ個のパラメータであって、アンテナ素子番号を表す第１のインデックスと、スペクトルコンポーネントを表す連続番号ｑで、０からＱ−１の範囲の第２のインデックスとの２つのインデックスで識別されるＱ個のパラメータは、ｑ個のコンポーネントにおいて瞬時帯域巾Ｂを分割することから生じるＱ個のスペクトルコンポーネントｑに対してＷ(ωｑ)の逆フーリエ変換（ＩＦＴ）として計算されるように構成され、この計算は、アンテナ素子又はサブアレイ（Ｅ１−ＥＮ）ごとに、標準的な方法を使用し、且つ各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑに対して有効な設計要求を考慮して遂行され、
前記入力波形ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)は、第１の重み付け係数ｗｎ，０で乗算されるように構成され、且つ前記入力波形の各時間遅延されたコピーは、その入力波形の時間遅延されたコピーに含まれた時間ステップ遅延Ｔの数と同じ第２インデックスを有する重み付け係数で次々に乗算されるように構成され、各乗算の結果は、出力波形(207)ｓｏｕｔ(ｍ・Ｔ)へと加算されるように構成される、請求項４０又は４１に記載の変換手段。
【請求項４４】
少なくとも２つのアンテナ素子(Ｅ１−ＥＮ)を含み、システム帯域巾にわたって動作するように構成された広帯域アレイアンテナ(301)であって、該広帯域アレイアンテナのアンテナパターンを制御するように構成され、更に、電子システムに接続され、前記アンテナパターンの制御は、アンテナ素子ごとにパラメータが個々にあるようにして広帯域アレイアンテナと電子システムとの間の波形に影響を及ぼすことにより達成されるように構成された広帯域アレイアンテナにおいて、
該広帯域アレイアンテナが瞬時広帯域波形で動作するように構成されたときに、該広帯域アレイアンテナのアンテナ素子間の分離を、従来のアレイアンテナ設計に比して、システム帯域巾内の最大周波数の半波長より上に増加することにより、該広帯域アレイアンテナが瞬時帯域巾Ｂを有する波形で動作するように構成され、これにより、アンテナパターンに格子ローブが現れることなく、アンテナ素子(Ｅ１−ＥＮ)の数が実質的に減少されることを特徴とする、広帯域アレイアンテナ。
【請求項４５】
前記パラメータは、非周波数従属である、請求項４４に記載の広帯域アレイアンテナ。
【請求項４６】
前記パラメータは、周波数従属である、請求項４４に記載の広帯域アレイアンテナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、広帯域アレイアンテナの分野に係る。
【背景技術】
【０００２】
１つ又は多数のメインローブの方向及び形状、異なる方向におけるサイドローブレベル及びアレイアンテナの打ち消し方向を制御することがしばしば望まれる。これは、メインローブ、サイドローブレベルの狭帯域制御を許すと共に、アレイアンテナのアンテナパターンにおける多数の狭帯域打ち消し方向の位置も制御する位相シフターで行うことができる。打ち消し方向とは、アンテナ図において放射又は受信電力が最小となる方向である。今日では、真の時間遅延解決策も利用されている。これらの解決策では、各アンテナ素子が全ての周波数に対して固定の時間遅延を有する。この固定時間遅延は、異なるアンテナ素子で異なるものである。これらの解決策は、広帯域メインローブを制御できるようにするが、アンテナパターンにおいて狭帯域打ち消し方向を生成することしかできない。広い周波数範囲にわたって打ち消し方向を生成するためには、望ましい広帯域打ち消し方向の周りに多数の狭帯域打ち消し方向を指定しなければならない。これは、サイドローブのレベルが増加するという望ましからぬ副作用を招く。レーダーアンテナのような多くの用途では、サイドローブを低いレベルに保持しながら広帯域ローブ形成を達成することが望まれる。
【０００３】
従って、従来の解決策では、少なくとも２つのアンテナ素子で構成されて電子システムに接続されたアレイアンテナのアンテナパターンを制御する方法が今日存在する。アンテナパターンの制御は、アンテナパターンにおける１つ又は多数のメインローブの方向及び／又は打ち消し方向を制御することを含む。この制御は、アンテナ素子ごとに位相シフト又は時間遅延を個々に行うようにしてアンテナ素子と電子システムとの間の波形に影響を及ぼすことにより達成される。電子システムは、レーダー又は通信システムである。アレイアンテナと電子システムとの間の接続は、直接的に行うこともできるし、例えば、位相シフターを経て間接的に行うこともできる。しかしながら、アンテナパターンの制御は、メインローブ、サイドローブレベルの狭帯域制御しか行えないと共に、アンテナパターンにおいて狭帯域打ち消し方向しか生成できないという欠点がある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従って、１つ又は多数のメインローブの形状、方向及び巾、並びに異なる方向におけるサイドローブレベルのような特性を制御することで広い帯域巾にわたりアンテナパターンを制御できるようにすると共に、アンテナパターンにおいて多数の広帯域打ち消し方向を生成できるようにすることにより、広帯域アレイアンテナ又はアンテナシステムのアンテナパターンを制御するための改良された解決策が要望される。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の目的は、従来の解決策に伴う上述した不備を除去すると共に、前記問題を解決して、広い帯域巾にわたり広帯域アレイアンテナ又はアンテナシステムのアンテナパターンを制御する改良された解決策を達成するために、
・広帯域アレイアンテナのアンテナパターンを制御する方法、
・広帯域アレイアンテナのアンテナパターンを制御するように構成された広帯域アレイアンテナユニット、
・アンテナシステムのアンテナパターンを制御するように構成された変換手段、
・広帯域アレイアンテナのアンテナパターンを制御するように構成された広帯域アレイアンテナ、
を提供することである。アンテナパターンの制御は、１つ又は多数のメインローブの形状、方向及び巾、並びに異なる方向におけるサイドローブレベルのような特性を制御すると共に、アンテナパターンにおいて多数の広帯域打ち消し方向を生成できるようにすることを含む。
【０００６】
この目的は、少なくとも２つのアンテナ素子を備え、電子システムに接続された広帯域アレイアンテナのアンテナパターンを制御する方法を提供することにより達成される。アンテナパターンの制御は、１つ又は多数のメインローブの方向及び／又はアンテナパターンにおける打ち消し方向の制御を含む。この制御は、アンテナ素子ごとに位相シフト又は時間遅延を個々に行ってアンテナ素子と電子システムとの間の波形に影響を及ぼすことによって達成され、更に、広帯域アレイアンテナ及び変換手段を備えていて、広帯域アレイアンテナがシステム帯域巾にわたって動作し且つ瞬時帯域巾Ｂで動作する広帯域アレイアンテナユニットが、次のようにして得られ、即ち、
・変換手段は、広帯域アレイアンテナの各アンテナ素子、又は少なくとも２つのアンテナ素子を含むサブアレイと、電子システム(303)との間に挿入されるか、或いは変換手段は、アンテナ素子／サブアレイ又は電子システムに一体化され、
・ｑを０からＱ−１の範囲の整数インデックスとすれば、アンテナ素子又はサブアレイごとに、各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑに対して有効な設計要求を考慮して標準的方法を使用して、瞬時帯域巾Ｂをｑ個のコンポーネントにおいて分割することから生じるＱ個のスペクトルコンポーネントｑについての重み付け関数Ｗ(ω)が計算され、
・変換手段は、離散的角周波数ωｑにおいて重み付け関数Ｗ(ω)から計算された１つ又は多数のパラメータを使用することにより、各アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)と電子システム(303)との間の連続的又はパルス状の波形に影響を及ぼし、
以上から、瞬時帯域巾Ｂにわたり広帯域アレイアンテナのアンテナパターンの拡張制御を達成することで得られる。
【０００７】
前記目的は、更に、少なくとも２つのアンテナ素子を備え、電子システムに接続された広帯域アレイアンテナのアンテナパターンを制御するように構成された広帯域アレイアンテナユニットを提供することによって達成される。アンテナパターンの制御は、１つ又は多数のメインローブの方向及び／又はアンテナパターンにおける打ち消し方向の制御を含む。このアンテナパターンの制御は、アンテナ素子ごとに位相シフト又は時間遅延を個々に行ってアンテナ素子と電子システムとの間の波形に影響を及ぼすことにより達成されるように構成され、更に、広帯域アレイアンテナ及び変換手段を備えていて、広帯域アレイアンテナがシステム帯域巾にわたって動作し且つ瞬時帯域巾Ｂで動作するように構成された広帯域アレイアンテナユニットは、次のようにして得られ、即ち
・変換手段は、広帯域アレイアンテナの各アンテナ素子、又は少なくとも２つのアンテナ素子を含むサブアレイと、電子システムとの間に挿入されるように構成されるか、或いは変換手段は、アンテナ素子／サブアレイ又は電子システムに一体化され、
・ｑを０からＱ−１の範囲の整数インデックスとすれば、アンテナ素子又はサブアレイごとに、各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑに対して有効な設計要求を考慮して標準的な方法を使用して、瞬時帯域巾Ｂをｑ個のコンポーネントにおいて分割することから生じるＱ個のスペクトルコンポーネントｑについての重み付け関数Ｗ(ω)を計算するように構成され、そして
・変換手段は、離散的角周波数ωｑにおける重み付け関数Ｗ(ω)から計算された１つ又は多数のパラメータを使用することにより、各アンテナ素子又はサブアレイと電子システム(303)との間の連続的又はパルス状の波形に影響を及ぼすように構成され、
以上から、瞬時帯域巾Ｂにわたり広帯域アレイアンテナのアンテナパターンの拡張制御を達成することで得られる。
【０００８】
前記目的は、更に、電子システムに接続されたアンテナシステムのアンテナパターンを制御するように構成された変換手段であって、アンテナシステムは、少なくとも２つのアンテナ素子を含み、アンテナパターンの制御は、１つ又は多数のメインローブの方向及び／又はアンテナパターンにおける打ち消し方向の制御を含み、この制御は、アンテナ素子ごとに位相シフト又は時間遅延を個々に行うようにしてアンテナ素子と電子システムとの間の波形に影響を及ぼすことにより達成されるように構成され、瞬時帯域巾Ｂを占有するように構成されたアンテナパターンの拡張制御が、次のことで得られ、即ち、
・変換手段は、アンテナシステムのアンテナ素子、又は少なくとも２つのアンテナ素子を含むサブアレイ、の少なくとも１つを除く全部と、電子システムとの間に挿入されるように構成されるか、又は変換手段は、アンテナ素子／サブアレイ又は電子システムに一体化され、
・ｑを０からＱ−１の範囲の整数インデックスとすれば、アンテナ素子又はサブアレイごとに、各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑに対して有効な設計要求を考慮して標準的な方法を使用して、瞬時帯域巾Ｂをｑ個のコンポーネントにおいて分割することから生じるＱ個のスペクトルコンポーネントｑについての重み付け関数Ｗ(ω)を計算するように構成され、そして
・変換手段は、離散的角周波数ωｑにおける重み付け関数Ｗ(ω)から計算された１つ又は多数のパラメータを使用することにより、アンテナ素子又はサブアレイ(Ｅ１−ＥＮ)の少なくとも１つを除く全部と電子システムとの間の連続的又はパルス状の波形に影響を及ぼすように構成され、
以上から、瞬時帯域巾Ｂにわたってアンテナシステムのアンテナパターンの拡張制御を達成することで得られる。
【０００９】
前記目的は、更に、少なくとも２つのアンテナ素子を含み、システム帯域巾にわたって動作するように構成された広帯域アレイアンテナを提供することにより達成される。この広帯域アレイアンテナは、該広帯域アレイアンテナのアンテナパターンを制御するように構成され、電子システムに接続される。アンテナパターンの制御は、アンテナ素子ごとにパラメータが個々にあるようにして広帯域アレイアンテナと電子システムとの間の波形に影響を及ぼすことにより達成されるように構成され、広帯域アレイアンテナは、該広帯域アレイアンテナが瞬時広帯域波形で動作するように構成されたときに、該広帯域アレイアンテナのアンテナ素子間の分離を、従来のアレイアンテナ設計に比して、システム帯域巾内の最大周波数の半波長より上に増加することにより、瞬時帯域巾Ｂを有する波形で動作するように構成される。その結果、アンテナパターンに格子ローブが現れることなく、アンテナ素子の数が実質的に減少される。
【発明の効果】
【００１０】
詳細な説明に述べられる従属請求項の１つ又は多数の特徴を実施することにより更に別の効果が達成される。これら効果の幾つかは、次の通りである。
【００１１】
・本発明は、１つ又は多数のメインローブの形状、方向及び巾、並びに異なる方向におけるサイドローブレベルのような特性を制御すると共に、アンテナパターンにおいて多数の広帯域打ち消し方向を生成することを含むアンテナパターンの拡張制御を提供する。
【００１２】
・本発明は、変換手段のアナログ実現化又はデジタル実現化のいずれでも実施することができる。
【００１３】
・本発明は、連続波形及びパルス波形の両方に適用でき、更なる効果を与える。
【００１４】
上述されていない１つ又は多数の従属請求項の特徴が実施される場合には付加的な効果が達成される。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１ａ】周波数ドメインにおいて変換手段を実現化するデジタル解決策を概略的に示す。
【図１ｂ】周波数ドメインにおいて変換手段を実現化するアナログ解決策を概略的に示す。
【図２ａ】時間ドメインにおける変換手段の実現化を概略的に示す。
【図２ｂ】優勢な非周波数従属の「真の時間遅延」も含む変換手段の実施形態として時間ドメインでの実現化を概略的に示す。
【図２ｃ】減衰／増幅及び時間遅延を角周波数ω・(２・π・ｆ)の関数として示すグラフである。
【図３ａ】本発明をいかに実施できるかの一実施形態を概略的に示すブロック図である。
【図３ｂ】本発明をいかに実施できるかの一実施形態を概略的に示すブロック図である。
【図４】広帯域アンテナパターンを定義するのに使用される角度の定義を示す。
【図５】アンテナ素子数及び周波数の関数として電力を概略的に示す。
【図６ａ】アンテナ素子数及び周波数の関数として遅延を概略的に示す。
【図６ｂ】メインローブ方向における入射波頭を概略的に示す。
【図７】周波数独立の真の時間遅延（デルタ遅延）からの偏差を、アンテナ素子数及び周波数の関数として概略的に示す。
【図８】本発明により得られる広帯域打ち消し方向及びメインローブでのアレイファクタを示す。
【図９】異なるＦＦＴ長さに対し２０°における広帯域打ち消し方向のアンテナパターンを示す。
【図１０】異なるＦＦＴ長さに対し３０°におけるメインローブのアンテナパターンを示す。
【図１１】異なるＦＦＴ長さに対し４０°における広帯域打ち消し方向のアンテナパターンを示す。
【図１２】異なるＦＦＴ長さに対し５０°における広帯域打ち消し方向のアンテナパターンを示す。
【図１３】固定巾の１つのメインローブで素子数及び周波数の関数として電力を概略的に示す。
【図１４】固定巾の１つのメインローブで素子数及び周波数の関数として時間遅延を概略的に示す。
【図１５】本発明により得られる周波数独立位置及び固定巾の１つのメインローブでのアレイファクタを示す。
【図１６】異なるＦＦＴ長さに対し隣接する広帯域打ち消し方向と共に３０°における１つのメインローブのアンテナパターンを示す。
【図１７】パルス波形の一例を示す。
【図１８】多数の角度において時間の関数としてパルス波形に対して得られる波形を示す。
【図１９】本発明の方法のデジタル実現化を概略的に示すフローチャートである。
【図２０】直線アレイのためのアンテナパターンを示す。
【図２１】円形アレイのためのアンテナパターンを示す。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
本発明は、添付図面を参照して以下に詳細に説明する。本発明は、広い帯域巾にわたりアンテナパターンをどのように整形できるかについて多数の実施例を記述することにより説明される。これは、送信モードではアンテナ素子への波形に又は受信モードではアンテナ素子からの波形に、以下に述べるように、幾つかのパラメータで影響を及ぼすことにより達成される。
【００１７】
広帯域打ち消し方向とは、以下の説明では、アンテナパターンにおいて放射電力／感度が、最大放射／感度を有する方向における放射電力／感度より実質的に低く、最小であるような方向として使用される。
【００１８】
アンテナパターンは、アンテナが送信モードで動作されるときには放射電力が方向の関数であるとして定義され、又、アンテナが受信モードで動作されるときには感度が方向の関数であるとして定義される。
【００１９】
図１ａは、広帯域アレイアンテナに対する周波数従属の「真の時間遅延」解決策を実際に実現化する一実施例を概略的に示す。広帯域アレイアンテナは、帯域巾が瞬時動作帯域巾Ｂ以上のアレイアンテナとして定義される。瞬時帯域巾Ｂは、図３を参照して以下に説明する瞬時動作帯域巾である。この実施例では、時間遅延は、周波数に従属するパラメータとして使用される。広帯域アレイアンテナは、少なくとも２つのアンテナ素子を含む。又、その実現化は、任意の周波数従属の減衰／増幅も含み、即ち波形の振幅が減衰されるか又は増幅される。この任意の実施形態では、２つの周波数従属のパラメータ、即ち時間遅延及び減衰／増幅が使用される。アンテナの可逆原理のために、本発明の解決策は、特に指示のない限り、送信及び受信の両方に適用できる。以下の説明において、本発明は、特に指示のない限り、受信モードについて述べる。広帯域アレイアンテナのアンテナ素子ｎからの入力波形ｓｉｎ(ｔ)は、例えば、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用するフーリエ変換（ＦＴ）ユニット１０２へ供給されるが、スペクトルを計算する他の方法を使用することもできる。ＦＴユニットは、入力波形ｓｉｎ(ｔ)１０１の瞬時帯域巾Ｂを、Ｑ個のスペクトルコンポーネント０からＱ−１へ変換し、この実施例では、８個のスペクトルコンポーネント１１０−１１７へ変換し、各スペクトルコンポーネントは、中心周波数ｆｑを有する。しかしながら、変換は、それより多数の又は少数のスペクトルコンポーネントへと行うことができる。時間遅延τｑ（１２０−１２７）及び任意の周波数従属の減衰／増幅αｑ（１３０−１３７）は、当業者に良く知られた適当な時間遅延及び／又は減衰／増幅手段を通して各スペクトルコンポーネントに影響を及ぼす。従って、スペクトルコンポーネント１１０は、時間遅延τ０１２０及び減衰／増幅α０１３０を有し、スペクトルコンポーネント１１１は、時間遅延τ１１２１及び減衰／増幅α１１３１を有し、等々となり、スペクトルコンポーネント１１７は、時間遅延τ７１２７及び減衰／増幅α７１３７を有する。全てのスペクトルコンポーネントが逆フーリエ変換（ＩＦＴ）ユニット１０３へ供給され、これは、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）又は他の方法、例えば、ＩＤＦＴ（逆離散的フーリエ変換）を使用して、周波数ドメインから時間ドメインへ変換し、従って、全てのスペクトルコンポーネントを時間ドメインへ戻すように変換し、そして出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)１０４を発生する。
【００２０】
時間遅延τｑ及び減衰／増幅αｑは、各スペクトルコンポーネントｑに影響を及ぼすアンテナ素子ｎに対するパラメータの一例であり、但し、パラメータは、周波数従属である。これら周波数従属パラメータの一般的な呼称は、τｎ，ｑ及びαｎ，ｑであり、但し、ｎは１からＮ、ｑは０からＱ−１の範囲である。
【００２１】
ＦＴユニット、時間遅延及び減衰／増幅手段、並びにＩＦＴユニットは、第１制御要素１００の一部分である。
【００２２】
本発明は、周波数従属の時間遅延τ(ω)のみを使用して実施することができる。この解決策は、周波数従属の減衰／増幅が要求されないので、実現化が簡単である。しかしながら、これは、メインローブの巾の制御性をかなり減少させる。
【００２３】
図１ａに基づき周波数従属の時間遅延及び減衰／増幅の両方で実施される機能について以下に説明する。
【００２４】
周波数従属の重み付け関数Ｗ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・ω・τ(ω)から計算されるパラメータは、各アンテナ素子ｎと電子システムとの間の波形に影響を及ぼし、但し、Ａ(ω)は、減衰／増幅の周波数従属性を考慮し、τ(ω)は、時間遅延の周波数従属性を考慮するものである。或いは、重み付け関数は、Ｗ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・φ(ω)として定義することもでき、この場合も、Ａ(ω)は、減衰／増幅の周波数従属性を考慮するものであるが、φ(ω)は、位相シフトの周波数従属性を考慮するものである。各補助アンテナ素子は、１つの第１制御要素１００に接続される。第１制御要素に入力する入力波形ｓｉｎ(ｔ)１０１の関数として各第１制御要素１００から放出される出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)１０４は、次の式（１）の助けで計算することができる。ｓｉｎ(ｔ)は、アンテナが受信アンテナとして働くときには、各アンテナ素子からのビデオ、中間周波（ＩＦ）又は高周波（ＲＦ）波形であるが、広帯域アレイアンテナが送信アンテナとして働くときは電子システムの波形ジェネレータからのビデオ、中間周波（ＩＦ）又は高周波（ＲＦ）レベルの波形でもある。
2009188999.tif 000003
【００２５】
式（１）において、記号
2009188999.tif 000004
は、コンボリューションを象徴するものである。コンボリューションの原理は、当業者に良く知られており、例えば、１９６５年にRonald N. Bracewellにより書かれたマグローヒル・ハイヤー・エジュケーション(McGraw-Hill HigherEducation)の“The Fourier Transform and its Applications”において更に検討することができる。
【００２６】
前記及び以下の説明で使用する記号は、次の意味を有する。
ω＝角周波数（２・π・ｆ）
ｗ(ｔ)＝時間ドメイン重み付け関数
ｗ(ｔ−τ)＝時間遅延された時間ドメイン重み付け関数
Ｗ(ω)＝ｗ(ｔ)のフーリエ変換である周波数ドメイン重み付け関数
Ａ(ω)＝Ｗ(ω)の絶対値
αｑ＝アンテナ素子ｎに対するω＝ωｑにおけるＷ(ω)のＡ(ωｑ)絶対値で、一般的に、αｎ，ｑと呼称される
τ＝時間遅延及び積分変数
τｑ＝アンテナ素子ｎに対するω＝ωｑにおけるτ(ω)の時間遅延で、一般的に、τｎ，ｑと呼称され、τｎ，ｑ＝アンテナ素子ｎのスペクトルコンポーネントｑの時間遅延
τ(ω)＝ωの関数としての時間遅延
φ(ω)＝ωの関数としての位相シフト
φｑ＝アンテナ素子ｎに対するω＝ωｑにおけるφ(ω)の位相シフトで、一般に、φｎ，ｑと呼称され、φｎ，ｑ＝アンテナ素子ｎのスペクトルコンポーネントｑの位相シフト
【００２７】
上述したように、τｎ，ｑ及びαｎ、ｑは、各スペクトルコンポーネントｑに影響を及ぼすアンテナ素子ｎに対する周波数従属パラメータの一例である。位相シフトφｎ，ｑは、各スペクトルコンポーネントｑに影響を及ぼすアンテナ素子ｎに対する周波数従属パラメータの別の例である。
【００２８】
図１ａは、第１制御要素のデジタル実現化を示す。図１ｂは、それに対応するアナログ実現化を示すもので、入力波形ｓｉｎ(ｔ)１０１が第３制御要素１５０に入る。各アンテナ素子ｎから到来する入力波形１０１は、中心周波数ｆｑを有するＱ個のバンドパスフィルタＦｑに供給され、但し、ｑは、０からＱ−１までの整数値をとる。従って、入力波形１０１は、Ｑ個のスペクトルコンポーネントに分割されると共に、時間遅延τｑ、或いは位相シフトφｑ及び任意の周波数従属の減衰／増幅αｑが、当業者に良く知られた適当な時間遅延又は位相シフト及び減衰／増幅手段を通して、各スペクトルコンポーネントに影響を及ぼす。全てのスペクトルコンポーネントは、加算ネットワーク１５１に接続されて出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)１０４を発生する。各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑは、等距離スペクトルコンポーネント分割の場合は、次の式に基づいて計算することができる。
2009188999.tif 000005
但し、ｆｃは、瞬時帯域巾Ｂをもつ周波数帯域の中心周波数である。瞬時帯域巾Ｂは、瞬時動作帯域巾である。第３制御要素１５０は、Ｑ個のバンドパスフィルタＦｑと、時間遅延及び増幅／減衰のための手段と、加算ネットワーク１５１とを備えている。
【００２９】
図２ａ及び２ｂを参照して更に別のデジタル実現化を以下に説明する。多くの状態では、時間的に個別のステップＴを伴う時間個別実現化が好ましい。第２制御要素（２００）から放出される出力波形ｓｏｕｔ(ｍ・Ｔ)は、第２制御要素に入る入力波形ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)の関数として式（２）の助けで計算することができる。インデックスｍは、時間の関数として直線的に増加する整数値である。Ｗ(ωｑ)は、スペクトルコンポーネントｑの中心周波数における時間遅延及び減衰／増幅を表す。図１を参照されたい。両方ともＱ・ｌｏｇ２（Ｑ）個の演算を要求する図１ａを参照して述べたＦＦＴ及びＩＦＦＴは、両方ともＱ２個の演算を要求するＤＦＴ（離散的フーリエ変換）及びＩＤＦＴ（離散的逆フーリエ変換）を計算するための計算効率の良い方法である。Ｑは、上述したように、スペクトルコンポーネントの全数である。出力波形は、次のように計算される。
2009188999.tif 000006
ｍｏｄ［ｘ、ｙ］＝ｘをｙで除算した後の余り
ωｑ＝２・π・ｆｑ＝離散的角周波数
Ｑ＝スペクトルコンポーネントの数
κ＝ＤＦＴ及びＩＤＦＴに使用される整数累乗変数
ｍ＝個別の時間ステップに対する整数累乗変数
ｑ＝スペクトルコンポーネントに対する整数累乗変数及びＤＦＴに使用される整数累乗変数
【００３０】
式（２）において明らかなように、時間個別実現化における望ましい機能は、Ｑ個の演算で達成することができる。
【００３１】
ＦＦＴ及びＤＦＴは、フーリエ変換（ＦＴ）のための異なる方法である。ＩＦＦＴ及びＩＤＦＴは、逆フーリエ変換（ＩＦＴ）のための対応する方法である。上述したように、これらの方法は、異なる効果を有し、用途に最も適した方法が選択される。しかしながら、本発明の異なる実施形態においてＦＴ及び／又はＩＦＴが要求されるときには、いずれかの方法を使用することができる。
【００３２】
図２ａは、広帯域アレイアンテナのアンテナ素子から到来する入力波形ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)２０１を示す。この入力波形２０１は、Ｑ−１個の時間ステップＴ２０３で次々に時間遅延され、１からＱ−１まで番号付けされ、そして入力波形ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)の時間遅延されたコピーとなる。従って、この入力波形は、図２ａの上部２０４に示したように、時間ステップＴで次々に時間遅延される。アンテナ素子ｎに対する重み付け係数ｗｎ，０からｗｎ，Ｑ−１を含むＱ個のパラメータは、２つのインデックスで識別され、第１のインデックスは、アンテナ素子番号を表し、そして第２のインデックスは、スペクトルコンポーネントを表す連続番号ｑで、０からＱ−１の範囲である。重み付け係数は、ｑ個のコンポーネントにおいて瞬時帯域巾Ｂを分割することから生じるＱ個のスペクトルコンポーネントｑに対して、Ｗ(ωｑ)のＩＤＦＴとして、或いはＷ(ωｑ)のＩＦＦＴとして計算され、この計算は、アンテナ素子又はサブアレイ（Ｅ１−ＥＮ）ごとに、標準的な方法を使用し、且つ各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑに対して有効な設計要求を考慮して遂行される。従って、重み付け係数ｗｎ，０からｗｎ，Ｑ−１がアンテナ素子ｎの重み付け係数となる。矢印２１１は、入力波形ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)が第１の重み付け係数ｗｎ，０で乗算され、そして入力波形の各時間遅延されたコピーが、図２ａの中間部２０５に示すように、入力波形の時間遅延されたコピーに含まれた時間ステップ遅延Ｔの数と同じ第２インデックスを有する重み付け係数で次々に乗算されることを示している。各乗算の結果は、矢印２１２で示すように、図２ａの下部２０６へ移動されるように概略的に示され、そこで、各乗算結果は、出力波形２０７、ｓｏｕｔ(ｍ・Ｔ)へと加算される。
【００３３】
図６及び７を参照して述べるように、時間遅延の優勢な部分は、周波数従属ではなく、アンテナ素子ごとに、一連の重み付け係数ｗｎ，０からｗｎ，Ｑ−１の始めと終わりに、ほぼゼロに等しい多数の非常に小さな連続的な重み付け係数が生じる。一連の重み付け係数ｗｎ，０からｗｎ，Ｑ−１における最初のｘ重み付け係数及び最後のｙ重み付け係数がほぼゼロに等しいと仮定する。従って、ハードウェアの実現化においては、最初のｘ重み付け係数及び最後のｙ重み付け係数をゼロにセットし、最初のｘ時間遅延Ｔを、図２ｂに示すｘ・Ｔに等しい時間遅延Ｄ２０２へ統合すると共に、最後のｙ乗算を除外して、必要な演算の数をＱ個未満の演算へと減少させるのが適当である。図２ｂは、他の点では、図２ａに対応している。時間遅延Ｄ２０２は、各アンテナ素子に対する非周波数従属時間遅延に対応し、これは、図６ａに示されている。残りの周波数従属時間遅延は、以後、「デルタ時間遅延」と称され、これは、図７に示されている。図２ｂは、主としてメインローブ方向の制御に使用される周波数独立の時間遅延Ｄ２０２が前にあって、「デルタ時間遅延」を計算するための計算効率の良いコンボリューションの一例である。
【００３４】
周波数独立の時間遅延Ｄを実現する手段、並びに周波数従属の時間遅延及び各時間遅延Ｔに対する減衰／増幅のための手段は、第２制御要素２００の一部分である。
【００３５】
図２ｃは、垂直軸２１５における時間遅延τ及び減衰Ａ(ω)の周波数従属性を、水平軸２１６におけるωの関数（即ち、２・π・ｆ）として示す。重み付け関数は、各アンテナ素子ｎ及び多数のω値、ω０、ω１、ω２、・・ωＱ−１に対して、良く知られた方法、例えば、シェルクノフ(Schelkunoff)の方法を使用した各周波数における古典的な実現化を通して計算される。これは、各アンテナ素子ｎに対して多数の値Ｗｎ，０、Ｗｎ，１、Ｗｎ，２・・・を生じる。従って、ωの関数としての時間遅延は、曲線２１７を形成し、減衰／増幅は、曲線２１８を形成する。重み付け係数ｗｎ，０、ｗｎ，１、ｗｎ，２・・・は、各アンテナ素子ｎに対して、Ｗｎ，０、Ｗｎ，１、Ｗｎ，２・・・のＩＤＦＴ又はＩＦＦＴとして計算される。
【００３６】
従って、図２ａ及び２ｂは、時間ドメインにおける周波数従属時間遅延及び減衰／増幅の実現化を示し、図１ａ及び１ｂは、周波数ドメインにおける対応する実現化を示す。時間ドメインにおける実現化に伴う効果は、Ｑ個の演算しか必要でないことであり、一方、周波数ドメインにおける実現化では、上述したように、Ｑ・ｌｏｇ２(Ｑ)個の演算が要求される。
【００３７】
送信モードに適用できる第４の制御要素は、各アンテナ素子／サブアレイに対し、且つｑを０からＱ−１の範囲とすれば、各スペクトルコンポーネントｑに対して、意図された波形と、各アンテナ素子又はサブアレイ（Ｅ１−ＥＮ）と電子システム３０３との間の波形に影響を及ぼすための重み付け関数Ｗ（ω）とを使用して、波形を前もって計算することにより、実現することができる。その結果は、ＤＤＳ（直接デジタル合成）ユニットにおいて、アナログ波形へ変換され、この波形は、各アンテナ素子／サブアレイへ供給される。波形を計算するための手段、及びＤＤＳユニットは、第４の制御要素の一部分である。
【００３８】
４つ全部の制御要素は、先に述べたように、ビデオレベル、中間周波（ＩＦ）レベル、又は直接的に高周波（ＲＦ）レベルで挿入することができる。制御要素を低い周波数で実現するのは容易であるが、制御要素とアンテナ素子／サブアレイとの間に必要な全てのハードウェアは、アンテナ素子／サブアレイの数で乗算する必要がある。この説明では、本発明は、ＲＦレベルで実現されるものとして述べる。
【００３９】
４つの制御要素は、入力波形を出力波形に変換する変換手段の一例である。変換手段は、全て、入力波形を受け取る入力端と、出力波形を発生する出力端との、２つの端を有している。
【００４０】
図３は、本発明をどのように実施するかの一実施形態を概略的に示すブロック図である。図３ａは、広帯域アレイアンテナ３０１が受信モードで機能する状態を示す。広帯域アレイアンテナは、帯域巾が瞬時動作帯域巾Ｂ以上であるアレイアンテナとして定義される。広帯域アレイアンテナのこの帯域巾は、広帯域アレイアンテナを使用する電子システムＥＳ３０３のシステム帯域巾と称される。瞬時帯域巾Ｂは、電子システムの瞬時動作帯域巾である。広帯域アレイアンテナは、任意であるが、１つ又は多数のサブアレイを含むことができ、各サブアレイは、２つ以上のアンテナ素子を含む。合計Ｎ個のアンテナ素子、又はアンテナ素子及びサブアレイＥ１−ＥＮの組み合わせと、それに対応する数の変換手段Ｔｒ１−ＴｒＮとが存在する。各アンテナ素子又はサブアレイと、例えば、レーダーシステム又は通信システムである電子システムＥＳ３０３との間に、１つの変換手段が挿入される。Ｔｒ１は、Ｅ１と電子システムとの間に挿入され、Ｔｒ２は、Ｅ２と電子システムとの間に挿入され、等々となって、ＴｒＮは、ＥＮと電子システムＥＳとの間に挿入され、即ちＴｒｎは、対応するアンテナ素子又はサブアレイＥｎと、電子システムＥＳとの間に挿入される。広帯域アレイアンテナユニットは、広帯域アレイアンテナ及び変換ユニットとして定義される。図３ａ及び３ｂでは、Ｅ２は、３つのアンテナ素子ｅを含むサブアレイである。図３ａの入力波形ｓｉｎ(ｔ)又はｓｉｎ(ｍ・Ｔ)３０６は、各アンテナ素子又はサブアレイから放出され、そしてそれに対応する変換手段へ供給される。出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)又はｓｏｕｔ(ｍ・Ｔ)３０７は、電子システム３０３へ供給される。波形３０６及び３０７は、各アンテナ素子又はサブアレイに対して個々に存在する。
【００４１】
図３ｂは、広帯域アレイアンテナ３０１が送信モードで機能するとき時の対応するブロック図である。図３ａとの相違は、入力波形ｓｉｎ(ｔ)又はｓｉｎ(ｍ・Ｔ)３０６が、今度は、電子システムの波形ジェネレータから放射されて変換手段Ｔｒ１−ＴｒＮへ供給され、そして出力波形ｓｏｕｔ(ｔ)又はｓｏｕｔ(ｍ・Ｔ)３０７がアンテナ素子又はサブアレイＥ１−ＥＮへ供給されることである。
【００４２】
上述したように、変換手段は、各アンテナ素子又はサブアレイと電子システムＥＳとの間に挿入される。変換手段は、その一端ではアンテナ素子又はサブアレイに直接的又は間接的に接続され、そして他端では電子システムに直接的又は間接的に接続される。一実施形態において、変換手段がビデオレベルで挿入されるときには、変換手段の一端を電子システムに直接的に接続することができ、そしてその他端を、ミクサのような電子ハードウェアを経てアンテナ素子又はサブアレイに間接的に接続することができる。別の実施形態において、変換手段がＲＦレベルで挿入されるときには、変換手段の一端をアンテナ素子又はサブアレイに直接的に接続することができ、そしてその他端を、電子システムに直接的に接続することができる。この実施形態では、必要なミクサハードウェアは、電子システムに含まれる。更に別の実施形態において、変換手段がＩＦレベルで挿入されるときには、変換手段の一端を、ミクサのような電子ハードウェアを経てアンテナ素子又はサブアレイに間接的に接続することができ、そしてその他端を、ミクサのような電子ハードウェアを経て電子システムに間接的に接続することができる。
【００４３】
変換手段は、個別のユニットでもよいし、アンテナ素子又はサブアレイ或いは電子システムに一体化することもできる。
【００４４】
変換手段は、広帯域アレイアンテナ又はアンテナシステムのアンテナパターンの拡張制御を達成するように構成できる。アンテナシステムは、電子システム３０３に接続され、少なくとも２つのアンテナ素子を含む。達成される拡張アンテナパターン制御は、１つ又は多数のメインローブの形状、方向及び巾、並びに異なる方向におけるサイドローブレベルのような特性を制御すると共に、アンテナパターンにおいて多数の広帯域打ち消し方向を生成できるようにすることを含む。アンテナシステムは、少なくとも２つのアンテナ素子を伴うアレイアンテナで構成することもできるし、或いは少なくとも１つのアンテナ素子を各々含むメインアンテナ及び補助アンテナで構成することもできる。アンテナシステムのメインアンテナは、１つ又は多数のアンテナ素子を含む任意の形式のアンテナ、例えば、レーダーアンテナでよい。アンテナシステムの補助アンテナは、単一のアンテナ素子でもよいし、又はアンテナ素子のアレイでもよい。又、各アンテナ素子は、少なくとも２つのアンテナ素子を含むサブアレイでもよい。瞬時帯域巾Ｂを占有するアンテナパターンの拡張広帯域制御は、アンテナシステムのアンテナ素子又はサブアレイ（Ｅ１−ＥＮ）の少なくとも１つを除く全部と、電子システム（３０３）との間に変換手段１００、２００、１５０、Ｔｒ１−ＴｒＮを挿入するよう構成するか、或いはアンテナ素子／サブアレイ又は電子システムに変換手段を一体化することによって、達成される。これは、変換手段がアンテナシステムにおいて実施されるとき、アンテナ素子又はサブアレイからの全ての波形、又は１つを除く全ての波形を、変換手段に通さねばならないことを意味する。重み付け関数Ｗ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・ω・τ(ω)又はＷ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・φ(ω)は、ｑを０からＱ−１の範囲の整数インデックスとすれば、アンテナ素子又はサブアレイ（Ｅ１−ＥＮ）ごとに、各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑに対して有効な設計要求を考慮して標準的な方法を使用して、瞬時帯域巾Ｂをｑ個のコンポーネントにおいて分割することから生じるＱ個のスペクトルコンポーネントｑについて計算されるように構成される。変換手段、１００、２００、１５０、Ｔｒ１−ＴｒＮは、離散的角周波数ωｑにおいて重み付け関数Ｗ(ω)から計算された１つ又は多数のパラメータを使用することにより、アンテナ素子又はサブアレイ（Ｅ１−ＥＮ）の少なくとも１つを除く全部と電子システム３０３との間の波形に影響を及ぼすように構成され、従って、瞬時帯域巾Ｂにわたりアンテナシステムのアンテナパターンの制御を達成する。波形は、連続的でもよいし又はパルス状でもよい。
【００４５】
アンテナシステムが、１つのアンテナ素子又はサブアレイを伴うメインアンテナと、少なくとも１つのアンテナ素子を伴う補助アンテナとを備える状況においては、変換手段が補助アンテナのアンテナ素子のみに接続され、且つ変換手段からの出力波形が、変換手段を接続していないメインアンテナの波形に追加されれば、充分である。重要なことは、全ての波形、又は１つを除く全ての波形が変換手段を通して送信された場合に、少なくとも２つの波形が相互作用することである。１つの波形が変換手段によって影響されない場合には、この波形が基準として働き、他の波形に影響する変換手段のパラメータがこの基準に対して適応される。
【００４６】
以下の説明において、本発明は、図１ａ及び１ｂを参照して述べたように、周波数ドメインにおいて実現されるものとして説明する。しかしながら、本発明は、図２ａ及び２ｂを参照して述べたように、時間ドメインにおいて実現することもできる。
【００４７】
以下の説明において、高帯域アンテナパターン
2009188999.tif 000007
は、正規アンテナパターン角度座標
2009188999.tif 000008
の関数としての波形電力
2009188999.tif 000009
の予想値として定義される。アンテナ素子／サブアレイｎに対するアンテナ素子／サブアレイパターン
2009188999.tif 000010
は、対応する仕方で定義される。式（３）において、アンテナパターンの正規化は、
2009188999.tif 000011
を与えるように選択される。
2009188999.tif 000012
【００４８】
角度
2009188999.tif 000013
は、図４に示すように定義される。Ｘ軸４０１、Ｙ軸４０２及びＺ軸４０３を伴うカルテシアン座標系では、空間内のポイント４０４に対する方向が角度θ４０５及び角度
2009188999.tif 000014
により定義される。角度
2009188999.tif 000015
は、原点４０８からポイント４０４への線４０７とＺ軸との間の角度である。角度θは、線４０７のＸ−Ｙ平面への垂直投影４０９とＸ軸との間の角度である。
【００４９】
2009188999.tif 000016
は、方向
2009188999.tif 000017
にアンテナを形成する全ての素子／サブアレイからの波形振幅の和である。式（４）を参照されたい。
2009188999.tif 000018
【００５０】
以下の記号が使用される。
2009188999.tif 000019
波形ｓがｔの関数であるとすれば、方向
2009188999.tif 000020
におけるアンテナ素子／サブアレイｎの素子パターン、
2009188999.tif 000021
波形ｓがｔの関数であるとすれば、方向
2009188999.tif 000022
におけるアンテナ素子／サブアレイｍの素子パターン、
ｓｎ(ｔ)：      時間の関数としてのアンテナ素子／サブアレイ又は電子システムからの波形で、アンテナ素子又はサブアレイｎのｓｉｎ(ｔ)に対応し、
ｓｍ(ｔ)：      時間の関数としてのアンテナ素子／サブアレイからの又は電子システムからの波形で、アンテナ素子又はサブアレイｍのｓｉｎ(ｔ)に対応し、
Ｒ：            探査ポイントまでの距離、
ｃ０：           光の速度、
τｎ：           アンテナ素子／サブアレイｎからの／への波形時間遅延、
τｍ：           アンテナ素子／サブアレイｍからの／への波形時間遅延、
θｓ：           θ方向におけるアンテナスキャン角度、
2009188999.tif 000023
2009188999.tif 000024
方向におけるアンテナスキャン角度、
ｒｎ，ｍ：         アンテナ素子／サブアレイｎからの／への波形と、アンテナ素子／サブアレイｍからの／への波形と波形との間のクロス相関関数、
ｍ：             １からＮの範囲のアンテナ素子／サブアレイインデックス、
ｎ：             １からＮの範囲のアンテナ素子／サブアレイインデックス、
ｇｍ＊：          ｇｍの複素共役、
ｓｍ＊：          ｓｍの複素共役。
【００５１】
2009188999.tif 000025
は、定数であり、アンテナパターンのピークを１に正規化する定数
2009188999.tif 000026
を導入することに注意されたい。式（３）と式（４）とで、式（５）が与えられる。
2009188999.tif 000027
【００５２】
式（５）における二乗絶対値を拡張すると、式（６）が生じる。
2009188999.tif 000028
【００５３】
定常確率プロセスに関する基本的知識は、次のものを与える。
Ｅ［ｃ・Ｙ］＝ｃ・Ｅ［Ｙ］
Ｅ［Ｘ＋Ｙ］＝Ｅ［Ｘ］＋Ｅ［Ｙ］
ｃは、定数であり、Ｘ及びＹは、２つの定常確率プロセスである。これら２つの基本的ルールの助けにより、式（６）は、式（７）へ変換することができる。
2009188999.tif 000029
代入を導入する。
2009188999.tif 000030
【００５４】
2009188999.tif 000031
であることに注意されたい。式（７）における予想値は、波形ｓｎと波形ｓｍとの間のクロス相関関数ｒｎ，ｍとして認識される。従って、式（７）は、式（８）のように書き直すことができる。
2009188999.tif 000032
式（８）を使用して、広帯域アンテナパターンを記述することができる。広帯域アンテナパターンのこの定義は、波形ｓｎと波形ｓｍとの間のクロス相関関数ｒｎ，ｍ、及びｎ＝ｍの場合のその自己相関関数に基づく。反復性自己相関関数を伴う同一波形が使用されたときに格子ローブが生じる。波状の波形は、反復性自己相関関数を伴う波形の一例で、従って、回避されねばならない。
【００５５】
瞬時広帯域波形は、各瞬間に、広い帯域巾を有する。これは、例えば、異なる狭周波数帯域へスイッチすることによって広い帯域巾をカバーすることのできるステップ型周波数波形と対照的である。狭帯域の瞬時帯域巾Ｂを有する瞬時狭帯域波形は、Ｂ・Ｌ＜＜ｃ０として定義され、ここで、Ｌは、アンテナ、この場合は広帯域アレイアンテナの最長寸法であり、そしてｃ０は、光の速度である。この定義による瞬時狭帯域でない波形及び帯域巾は、瞬時広帯域の波形、又は瞬時広帯域の帯域巾であると考えられる。この説明では、瞬時広帯域の波形、又は瞬時広帯域の帯域巾のこの定義が使用される。従って、本発明の効果は、瞬時広帯域の波形で動作できることである。瞬時広帯域の波形は、広い帯域巾を占有する波形である。
【００５６】
本発明の一部分である広帯域アレイアンテナ及びアンテナシステムは、瞬時広帯域波形で動作されねばならない「アレイ希薄化(array thin out)」特徴を含む実施形態を除き、瞬時狭帯域又は広帯域の帯域巾内の瞬時広帯域又は狭帯域の波形である任意の形式の波形で動作することができる。この「アレイ希薄化」実施形態は、以下で詳細に述べる。波形は、以下の個別の見出しのもとで説明するように、連続的又はパルス状でよい。
【００５７】
アンテナアパーチャーをサブアレイで分割するときには、各サブアレイは、不等式Ｂ・Ｌｓｕｂ＜＜ｃ０を満足するに充分なほど小さくなければならず、ここで、Ｌｓｕｂは、サブアレイの最長寸法である。
【００５８】
先に述べたように、本発明は、１つ又は多数のメインローブの形状、巾及び方向、並びに異なる方向におけるサイドローブレベルのような特性を制御することで瞬時帯域巾Ｂにわたってアンテナパターンの拡張制御を行えると共に、アンテナパターンにおいて多数の広帯域打ち消し方向を生成できるようにすることにより、広帯域アレイアンテナユニット及びそれに対応する方法を提供する。以下、本発明は、広帯域打ち消し方向、並びにアンテナパターンにおけるメインローブの周波数独立位置及び巾をどのようにして得ることができるかを示す２つの実施例について説明する。アンテナパターンの拡張制御を与えるための手段は、離散的角周波数ωｑにおいて重み付け関数Ｗ(ω)から計算された１つ又は多数のパラメータを使用する変換手段を含む。広帯域アンテナパターンは、前記式（８）により定義することができるが、本発明の範囲内で他の定義も考えられる。
【００５９】
広帯域打ち消し方向
広帯域打ち消し方向を含む広帯域アレイアンテナユニットに含まれる広帯域アレイアンテナ又はアンテナシステムのアンテナパターンの拡張制御を生成する方法を、一例として以下に説明する。
【００６０】
この方法は、６．０ＧＨｚから１８．０ＧＨｚの周波数範囲のホワイト帯域巾制限ノイズが供給される６４個のアンテナ素子より成る２．０ｍ長さのリニアアレイアンテナを備えた広帯域アレイアンテナについて説明する。１つのメインローブを３０°までスキャンし、そして２０°、４０°及び５０°に３つの帯域巾打ち消し方向を生成することが意図される。以下の呼称が使用される。
【００６１】
仮定される値
Ｌ（Ｌ＝２．０ｍ）                          アンテナ長さ
Ｎ（Ｎ＝６４）                              アンテナ素子数
ｆｃ（ｆｃ＝１２ＧＨｚ）                      中心周波数Ｈｚ
ｆｍｉｎ（ｆｍｉｎ＝６．０ＧＨｚ）                最小周波数
ｆｍａｘ（ｆｍａｘ＝１８．０ＧＨｚ）              最大周波数
θｍａｘ（θｍａｘ＝［３０．０°］）              メインローブ方向
θｍｉｎ（θｍｉｎ＝［20.0°,40.0°,50.0°］）    打ち消し方向
Ｂ（Ｂ＝１２ＧＨｚ）                         帯域巾Ｈｚ
τｐ（τｐ＝１ｎｓ）                           パルス長さｓ
【００６２】
変数
ｆ                                            周波数Ｈｚ
ｎ                                            アンテナ素子数
【００６３】
物理的定数
ｃ０                                        光速≒２．９９７９２５・１０８ｍ／ｓ
【００６４】
以下の参照文献に基づき且つ式（９）に基づいて（Ｎ−１）個の均一に分布されたゼロ点（ｚ）を単位円上に配置することにより開始する。テーパリング、即ちゼロ点の均一な分布のこの簡単な選択の理由は、計算を簡素化するためである。テーパリングの選択は、結論に影響しない。というのは、テーパリングは、主としてサイドローブレベルに影響を及ぼすもので、広帯域打ち消し方向の位置には影響しないからである。
2009188999.tif 000033
【００６５】
シェルクノフの単位円が当業者に良く知られており、以下の書籍において更に検討することができる。
Ｓ．Ａ．シェルクノフ、“A Mathematical Theory ofLinear Arrays”、Bell System Tech. J. 22 (1943)、８０  １０７、
Ｗ．Ｌ．ウィークス、“Antenna Engineering”、マグローヒル・エレクトロニック・サイエンス・シリーズ、１９６８年、
ロバートＳ．エリオット、“Antenna Theory and design”、プレンティス・ホール・インク、１９８１年、
サムエルシルバー、“Microwave Antenna Theory andDesign”、マグローヒル・ブック・カンパニー・インク、１９４９年。
【００６６】
式（１０）及び式（１１）に基づいて、単位円上のメインローブ及びゼロ点に対応する「角度」（Ψｍａｘ、Ψｍｉｎ）を計算する。ゼロ点は、メインローブの各側に位置されている。
2009188999.tif 000034
【００６７】
「角度」（Ψｍａｘ、Ψｍｉｎ）は、周波数従属であることに注意されたい。メインローブを正しい方向に操向するために、式（１２）に基づいて全てのゼロ点（ｚ）を新たな位置（ｚｒｏｔ(ｆ)）へ回転する。
2009188999.tif 000035
【００６８】
これらの新たなゼロ点と、アンテナパターンに希望の打ち消し方向を生成するのに必要な点との間の距離（ｄｎ(ｆ)）は、式（１３）で計算することができる。
2009188999.tif 000036
【００６９】
距離（ｄｎ(ｆ)）は、周波数従属であることを観察する。距離（ｄｎ(ｆ)）を最小にするセット［ｚｒｏｔ  ｎ］内のゼロ点を、アンテナパターンにおいて要求される各周波数及び各打ち消し方向に対してｅｊ・Ψｍｉｎ（ｆ）に対応する位置へ移動する。それにより得られるゼロのセットは、全て周波数従属であるが、セット［ｚｆｉｎａｌ  ｎ(ｆ)］により表わされる。但し、ｎは、０からＮ−２までの値と仮定し、従って、全部でＮ−１個のゼロ点を形成する。ここで、式（１４）に基づいてアレイファクタ（ＡＦ(θ、ｆ)）を、その積の形態の式とすることができる。
2009188999.tif 000037
【００７０】
各アンテナ素子の励起（Ｅｎ(ｆ)）に伴う方程式の系を形成して未知のものとして解くことにより、アレイの励起が計算される。ここで、アレイファクタ（ＡＦ(θ、ｆ)）は、式（１５）に基づいてその和の形態の式にすることができる。
2009188999.tif 000038
【００７１】
アレイファクタは、各アンテナ素子が等方性放射器であると仮定してアンテナアレイ構造体の利得を示すものである。素子の励起（Ｅｎ(ｆ)）は、各アンテナ素子ｎの周波数に対する振幅及び位相の両従属性を示す。位相は、その後、周波数従属の時間遅延τｎ，ｑ＝φｎ，ｑ／２・π・ｆｑへ変換することができる。変換に生じるあいまいさは、各周波数に対し各素子のメインローブ方向を与える時間遅延に対応する時間遅延に最も近い時間遅延を選択することにより解決される。図５（電力）及び図６（時間遅延）は、その結果を示す。
【００７２】
図５は、送信モードにあるアレイアンテナに対してスペクトルコンポーネントｑ及びアンテナ素子ｎの関数として電力｜Ａｎ(ωｑ) ｜２を三次元的に示している。電力は、垂直軸５０１にｄＢで示され、０ｄＢは、減衰なしに対応する。軸５０２は、６−１８ＧＨｚの周波数を示し、そして軸５０３は、アンテナ素子番号を示す。この実施例では、６４個のアンテナ素子が使用される。エリア５０４は、高い電力を表し、エリア５０５は、中間の高い電力を表し、エリア５０６は、中間の低い電力を表し、そしてエリア５０７は、低い電力を表す。この実施例における電力変化は比較的小さく、約２ｄＢ以内である。
【００７３】
図６ａは、アレイアンテナにおける周波数及びアンテナ素子の関数として周波数従属の時間遅延を三次元的に示している。時間遅延は、垂直軸６０１に秒で示されている。軸６０２は、６-１８ＧＨｚの周波数を示し、そして軸６０３は、アンテナ素子番号を示す。この実施例では、メインローブの方向が３０°に設計されている。これは、端部アンテナ素子６０５及び６０６を伴うアレイアンテナ６０４を示す図６ｂに示されている。従って、入射平面の波頭６０９は、波が距離６０８を進行してアンテナ素子６０５に到達するために要する時間に対応する時間遅延をアンテナ素子６０６に有していなければならない。アンテナアレイの長さが２ｍで且つメインローブの方向が３０°の状態では、距離６０８が１ｍとなり、光がこの距離を進行するための時間が約３．３ｎｓである。従って、素子６０６における時間遅延は、３．３ｎｓでなければならず、そしてアンテナ素子６０５の時間遅延は、各素子の波形が同相であるためにはゼロでなければならない。次いで、時間遅延は、図６ａに示すように、アレイアンテナに沿って０から３．３ｎｓの間に直線的に変化する。時間遅延は、周波数と共に一定であると思われるが、図７に示すように、周波数の関数としてある程度の小さな時間遅延変化がある。
【００７４】
図５及び図６において明らかなように、メインローブ方向を与える時間遅延に対応する時間遅延に対する時間遅延及び電力の両方の偏差は僅かなものである。図６ａ及び６ｂにおいて、約３．３ｎｓの最大時間遅延がメインローブの方向３０°を与える。図６ａから、アンテナ素子番号及び周波数の関数としての時間遅延は、フラットな平面を表すかのように思われる。しかしながら、時間遅延目盛が１０００のファクタで拡張された図７に示すフラットな平面から時間遅延に僅かな偏差がある。しかし、図７に示すメインローブ方向を与える時間遅延からのこれらの僅かな偏差は、「デルタ時間遅延」と称されるが、希望の打ち消し方向を生成するために重要なものである。これらの「デルタ時間遅延」は、ここに述べるように、重み付け関数Ｗ(ω)を考慮している。この実施例では、電力及び時間遅延の両方を各素子の周波数の関数として制御することができる。帯域巾が８個のスペクトルコンポーネントで分割されるハードウェア実現化が、図１に示されている。時間ドメインでの別の実現化が図２ａ及び２ｂに示されている。
【００７５】
図７は、周波数及びアンテナ素子の関数として「デルタ時間遅延」を三次元的に示している。この「デルタ時間遅延」は、垂直軸７０１に秒で示されている。軸７０２は、６-１８ＧＨｚの周波数を示し、そして軸７０３は、アンテナ素子番号を示す。明らかなように、時間遅延の変化は、周波数の上昇と共に減少する。エリア７０４は、高い「デルタ時間遅延」を表し、エリア７０５は、中間の高い「デルタ時間遅延」を表し、エリア７０６は、中間の低い「デルタ時間遅延」を表し、そしてエリア７０７は、低い「デルタ時間遅延」を表す。
【００７６】
ここで、式（８）における前記定義に基づいてアレイファクタを計算することができる。その結果が図８に示され、ここでは、水平軸８０１に方向θが示され、垂直軸８０２に放射電力／感度が示されている。明らかなように、メインローブは、３０°であり、打ち消し方向は、予想されるように、２０°、４０°及び５０°である。図８-１２及び１５-１６に示されるアレイファクタは、全方向素子パターンを仮定すれば、前記アンテナパターンの定義に基づくアンテナパターンと同一である。従って、垂直軸は、送信モードでの放射電力及び受信モードでの感度を方向の関数として示す。
【００７７】
ほとんどのハードウェア実現化においては、（Ｅｎ(ｆ)）の振幅も、（Ｅｎ(ｆ)）の位相も、周波数の関数として連続的に変化することはできない。瞬時帯域巾Ｂは、通常、Ｑ個のスペクトルコンポーネントにおいて分割されねばならない。実際に、周波数分割は、図１を参照して述べたように、ＦＦＴの助けで行うことができる。個別の減衰／増幅αｎ，ｑ（ｑ＝スペクトルコンポーネント番号及びｎ＝アンテナ素子番号）、及び個別の時間遅延τｎ，ｑ、或いは個別の位相シフトφｎ，ｑは、各スペクトルコンポーネントの中心周波数において、振幅及び時間遅延、或いは位相シフトとして選択される。これは、αｎ，ｑ＝｜Ｅｎ(ｆ)｜、及びτｎ，ｑ＝arctan｛Ｉｍ［Ｅｎ(ｆｑ)］／Ｒｅ［Ｅｎ(ｆｑ)］｝／(２・π・ｆｑ)、或いはφｎ，ｑ＝arctan｛Ｉｍ［Ｅｎ(ｆｑ)］／Ｒｅ［Ｅｎ(ｆｑ)］｝として書くことができ、但し、ｆｑは、各スペクトルコンポーネントｑ（ｑ∈０・・(Ｑ−１)）の中心周波数を表す。Ｉｍは、式の虚数部分を表し、Ｒｅは、実数部分を表す。アレイファクタは、ここで、各スペクトルコンポーネントにおける中心周波数に基づき（式(１６)を参照）、又は隣接スペクトルコンポーネントを接合する周波数に基づき（式(１７)を参照）、平均値として計算することができる。
2009188999.tif 000039
【００７８】
正しいアレイファクタは、ＡＦｃｅｎｔｒｅとＡＦｊｏｉｎｔとの間になければならない。ＡＦｊｏｉｎｔは、打ち消し方向及びメインローブの両方に対して２つのアレイファクタの低い方の性能を与えるものと仮定する。
【００７９】
図９−１２では、ＦＦＴ計算において異なる数のスペクトルコンポーネントに対し打ち消し方向及びメインローブの周りの拡張された角度目盛でＡＦｊｏｉｎｔがプロットされる。従って、これらのグラフは、広帯域打ち消し方向を生成する方法を説明するときに広帯域アレイアンテナ又はアンテナシステムの一例として使用されるアレイアンテナに対して各ケースの性能下限を示す。
【００８０】
図９は、水平軸９０１に角度θを示すと共に、垂直軸９０２に放射電力を示す。ＦＦＴの長さを増加するために２０°の打ち消し方向がより鮮明になる。曲線９０４は、３２点のＦＦＴでの放射電力／感度を示し、そして曲線９０３は、１０２４点でのものを示す。
【００８１】
図１０は、水平軸１００１に角度θを示すと共に、垂直軸１００２に放射電力／感度を示す。ＦＦＴ長さを増加するために３０°の最大放射／感度方向がより鮮明になる。曲線１００４は、３２点ＦＦＴでの放射電力／感度を示し、そして曲線１００３は、１０２４点でのものを示す。
【００８２】
図１１は、水平軸１１０１に角度θを示すと共に、垂直軸１１０２に放射電力／感度を示す。ＦＦＴ長さを増加するために４０°の打ち消し方向がより鮮明になる。曲線１１０４は、３２点ＦＦＴでの放射電力／感度を示し、そして曲線１１０３は、１０２４点でのものを示す。
【００８３】
図１２は、水平軸１２０１に角度θを示すと共に、垂直軸１２０２に放射電力／感度を示す。ＦＦＴ長さを増加するために５０°の打ち消し方向がより鮮明になる。曲線１２０４は、３２点ＦＦＴでの放射電力／感度を示し、そして曲線１２０３は、１０２４点でのものを示す。
【００８４】
周波数独立位置及びメインローブの巾
広帯域アレイアンテナユニット又はアンテナシステムに含まれる広帯域アレイアンテナのアンテナパターンの拡張制御の可能性は、周波数独立位置及び１つのメインローブの固定巾を得るために本発明をどのように使用できるかを示す更に別の実施例について以下に説明する。
【００８５】
前記広帯域打ち消し方向を生成する方法を説明するときに広帯域アレイアンテナ又はアンテナシステムの一例として使用された２ｍ長さのアレイアンテナを伴う同じ条件を仮定する。このケースでは、メインローブの各側にあってメインローブの巾を制御する広帯域打ち消し方向を除いて、広帯域打ち消し方向を生成しなくてもよい。実施例を簡単化し、メインローブの各側の打ち消し方向のみに周波数独立性を導入する。例えば、３ｄＢローブ巾の周波数独立性を導入することは非常に厳しい問題である。この簡単化は、メインローブが主として最も接近した最小値に基づくものであるから、結論に影響を及ぼすことはない。メインローブ巾内の使用波形の周波数フィルタリングを最小にして、そのメインローブ巾内の受信／送信波形を歪ませないために、周波数独立で且つ固定のメインローブ巾が望まれる。全ての残りのゼロ点が単位円上に均一に分布されているときにｆｍｉｎにおける対応するゼロ点に一致する第１のゼロ点をメインローブの各側で選択する。式（９）に関連して上述した参考文献を参照されたい。
【００８６】
メインローブの中心から第１のゼロ点（θ０）への角度を計算することにより開始する。前記条件では、この角度は、式（１８）に基づいて計算することができる。
2009188999.tif 000040
【００８７】
単位円上のメインローブの左側Ψ０ｌの第１ゼロ点及び右側Ψ０ｒの第１ゼロ点に対応する「角度」（Ψ０ｌ、Ψ０ｒ）を各々式（１９）及び式（２０）の助けで計算することにより続ける。
2009188999.tif 000041
【００８８】
全ての残りのゼロ点ｚｎ(ｆ)を、式（２１）に基づき、Ψ０ｌとΨ０ｒとの間で単位円上に角度的に均一に分散させる。均一に分布されたゼロ点のこの簡単な選択は、結論に影響を及ぼすことなく、計算の続行を簡単にする。
2009188999.tif 000042
【００８９】
式（１０）に基づいてΨｍａｘ(ｆ)を計算し、式（２２）に基づいて全てのゼロ点を回転する。
2009188999.tif 000043
【００９０】
アレイファクタ（ＡＦ(θ、ｆ)）は、ここで、式（１４）と同様に積の形態で書き表すことができる。各アンテナ素子の励起Ｅｎ(ｆ)で方程式の系を形成して未知のものとして解くことにより、アレイ励起を計算することができる。その後に、アレイファクタ（ＡＦ(θ、ｆ)）を、式（１５）に基づいてその加算形態の式に形成することができる。
【００９１】
素子の励起Ｅｎ(ｆ)は、上述したように各アンテナ素子の周波数に対する振幅及び位相の従属性の両方を表す。変換に生じるあいまいさは、各周波数に対し各アンテナ素子のメインローブ方向を与える時間遅延に対応する時間遅延に最も近い時間遅延を選択することにより解決される。その結果が図１３（電力）及び図１４（時間遅延）に示されている。これらのグラフは、打ち消し方向を計算するときの状態と矛盾する著しい電力変化と、図６ａに示したメインローブ方向を与える時間遅延に対応する時間遅延から僅かに外れるだけである図１４の時間遅延とを明らかにしている。このことは、広帯域打ち消し方向及びメインローブの周波数独立巾の両方を制御しなければならないときに、２つの周波数従属パラメータ、即ち減衰／増幅及び時間遅延又は位相シフトを、各アンテナ素子の周波数の関数として調整できねばならないという結論を導く。広い周波数帯域にわたりメインローブの巾の制御しか要求されないときには、減衰／増幅を使用し、即ち１つの周波数従属パラメータのみを周波数独立の時間遅延に関連して使用して、メインローブ方向を制御するだけで充分である。しかしながら、広帯域打ち消し方向及び／又はメインローブの周波数独立方向しか要求されない場合には、時間遅延を使用し、即ち１つの周波数従属のパラメータのみを使用するだけで充分である。８個のスペクトルコンポーネントを伴う実現化の実施例が図１に示されている。
【００９２】
図１３は、１つのメインローブの周波数独立の位置及び固定巾をどのように得るか説明するときに広帯域アレイアンテナ又はアンテナシステムの一例として使用されるアレイアンテナのアンテナ素子及び周波数の関数として放射電力／感度を三次元的に示している。放射電力／感度は、垂直軸１３０１にｄＢで示されている。軸１３０２は、６−１８ＧＨｚの周波数を示し、又、軸１３０３は、アンテナ素子番号を示す。エリア１３０４は、高い電力を示し、エリア１３０５は、中間の高い電力を示し、エリア１３０６は、中間の低い電力を示し、そしてエリア１３０７は、低い電力を示す。図１３に示すように、メインローブの各側の第１ゼロ点に対して前記のように角度を選択すると、ｆｍｉｎにおいて「方形」のアパーチャー分布が生じる。周波数を上昇するためには、アパーチャーの益々小さな部分が使用され、縁素子に対してｆｍａｘにおいて非常に低い電力／感度レベルを招く。図示されたように、電力／感度変化は、実質的に０から７８ｄＢである。
【００９３】
図１４は、１つのメインローブの周波数独立の位置及び固定巾をどのように得るか説明するときに広帯域アレイアンテナ又はアンテナシステムの一例として使用されるアレイアンテナのアンテナ素子及び周波数の関数として周波数従属の時間遅延を三次元的に示している。時間遅延は、垂直軸１４０１に秒で示されている。軸１４０２は、６−１８ＧＨｚの周波数を示し、又、軸１４０３は、アンテナ素子番号を示す。
【００９４】
ここで、１つのメインローブの周波数独立の位置及び固定巾をどのように得るか説明するときに広帯域アレイアンテナ又はアンテナシステムの一例として使用されるアレイアンテナに対して式（８）に基づいてアレイファクタを計算することができる。その結果が図１５に示され、その水平軸１５０１には方向θが示され、そしてその垂直軸１５０２には放射電力／感度が示されている。メインローブは、３０°であることが明らかである。
【００９５】
上述したように、打ち消し方向の生成に関連してアレイファクタを計算するときには、振幅｜Ｅｎ(ｆｑ)｜も、時間遅延arctan｛Ｉｍ［Ｅｎ(ｆｑ)］／Ｒｅ［Ｅｎ(ｆｑ)］｝／(２・π・ｆｑ)、或いは位相シフトarctan｛Ｉｍ［Ｅｎ(ｆｑ)］／Ｒｅ［Ｅｎ(ｆｑ)］｝も、実際のハードウェア実現化において周波数の関数として連続的に変化することができない。それ故、当該帯域巾は、広帯域打ち消し方向を生成することに関連してアレイファクタを計算するときに説明したのと同様に、スペクトルコンポーネントで分割されねばならない。ＡＦｃｅｎｔｒｅ及びＡＦｊｏｉｎｔは、その後、各々、式（１６）及び（１７）に基づいて計算することができる。又、上述した広帯域打ち消し方向の計算と同様に、ＡＦｊｏｉｎｔに対して低い性能が予想される。図１６は、１つのメインローブの周波数独立の位置及び固定巾をどのように得るか説明するときに広帯域アレイアンテナ又はアンテナシステムの一例として使用されるアレイアンテナに対し、ＦＦＴ計算における異なる数のスペクトルコンポーネントについてメインローブの周りの拡張された角度目盛でＡＦｊｏｉｎｔを示している。図１６は、水平軸１６０１に角度θを示し、又、垂直軸１６０２に放射電力／感度を示す。ＦＦＴ長さを増加するために３０°の最大放射／感度方向がより鮮明になる。曲線１６０４は、３２点ＦＦＴでの放射電力／感度を示し、そして曲線１６０３は、１０２４点でのものを示す。
【００９６】
上述した実施例「広帯域打ち消し方向」及び「メインローブの周波数独立の位置及び巾」からの結論は、次の通りである。
・周波数独立のメインローブ巾を生成することができる。
・周波数従属の「真の時間遅延」又は位相シフトは、周波数独立のメインローブを広帯域打ち消し方向と結合できるようにすることが望ましい。
・周波数従属の減衰は、周波数帯域巾Ｂにわたり固定のメインローブ巾を得るのが効果的である。
・各アンテナ素子に対して比較的大きなＦＦＴが要求される。６ＧＨｚから１８ＧＨｚの非常に広い周波数範囲で動作する前記実施形態でメインローブの形状を適度に固定状態に維持するためには、１２８点の最小ＦＦＴ長さが要求される。しかしながら、この実施例より狭い帯域巾を有する多くの用途では、より短い、又は相当に短いＦＦＴ長さで充分である。
【００９７】
パルス状の波形
上述した実施例は、連続的波形に基づくものであった。しかしながら、本発明は、以下の実施形態により説明するパルス状の波形にも使用することができる。打ち消し方向を生成する方法を説明する広帯域アレイアンテナ又はアンテナシステムの一例として２ｍ長さのアレイアンテナをもつ前記実施例と同じ条件を仮定し、そしてその実施例で計算された重み付け係数を使用する。
【００９８】
帯域巾制限パルスのフーリエ変換Ｕｉｎ(ω)は、式（２３）に基づいて書き表すことができる。
2009188999.tif 000044
但し、ωｃ＝スペクトルドメインにおいてピーク振幅をもつ角周波数に等しい帯域制限パルスのキャリアの角周波数。
【００９９】
各アンテナ素子への波形（Ｕｅｌｍ(ω、ｎ)）のフーリエ変換は、式（２４）により与えられる。
2009188999.tif 000045
【０１００】
最終的に、得られる波形のフーリエ変換は、式（２５）に基づいて書き表すことができる。
2009188999.tif 000046
【０１０１】
式（２６）に基づく逆変換は、時間(ｔ)及び方位角(θ)の関数としての波形を与える。
2009188999.tif 000047
【０１０２】
本発明がパルスにも適用できることを示すための実施例として、巾τｐ＝１ｎｓをもつ帯域巾制限パルス（６ＧＨｚ−１８ＧＨｚ）が選択される。時間の関数としての包絡線が図１７に示されている。図１７は、垂直軸１７０１にパルス電力を示し、水平軸１７０２にパルス巾ｎｓを示す。
【０１０３】
フーリエ変換は、式（２３）の助けで計算することができる。得られる波形のフーリエ変換を角度及び周波数の関数として計算するために、Ｎ＝６４で式（２５）を使用する。式（２６）に基づく逆フーリエ変換は、波形を角度及び時間の関数として計算するのに使用される。その結果が図１８に示されている。可逆定理によれば、その結果は、テスト波形がアンテナポートに接続され、それにより生じる放射波形が全ての角度に対して時間の関数として測定されるかのように解釈することもできるし、或いは得られる波形が全ての角度から送信され、選択されたテスト波形がアンテナポートで受信されて、時間の関数として測定されるかのように解釈することもできる。この解釈とは独立して、図１８から、３つの打ち消し方向が２０°、４０°及び５０°に常時存在することが明らかであろう。
【０１０４】
図１８は、送信モードで得られる波形を、多数の角度に対し、水平軸１８０１では時間の関数として、そして垂直軸１８０２では電力の関数として示す。曲線１８０３は、３０°での放射電力を示し、曲線１８０４は、４０°での放射電力を示し、曲線１８０５は、５０°での放射電力を示し、そして曲線１８０６は、２０°での放射電力を示す。曲線１８０７は、６０°での放射電力を示し、この場合、メインローブも打ち消し方向も生成されない。
【０１０５】
パルス状の波形が使用されたときの実施例から、次の結論を得ることができる。
・パルス状の波形に対して広帯域打ち消し方向を生成することができる。
・周波数従属の「真の時間遅延」が効果的である。
・周波数従属の減衰が効果的である。
【０１０６】
フローチャート
本発明をデジタルで実現化する方法を、ステップ１９０１−１９１０を含む図１９に示すフローチャートにおいて説明する。中心周波数ｆｃ及び瞬時帯域巾Ｂのような波形データが１９０１において指定される。ステップ１９０２では、スペクトルコンポーネントの数を表す連続整数ｑが０にセットされる。ステップ１９０３では、ｑを０からＱ−１の範囲の整数インデックスとすれば、アンテナ素子又はサブアレイ（Ｅ１−ＥＮ）ごとに、各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑに対して有効な設計要求を考慮して標準的方法を使用して、瞬時帯域巾Ｂをｑ個のコンポーネントにおいて分割することから生じるＱ個のスペクトルコンポーネントｑについて重み付け関数Ｗ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・ω・τ(ω)又はＷ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・φ(ω)が計算される。各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑは、等距離スペクトルコンポーネント分割の場合は、次のように計算される。
2009188999.tif 000048
重み付け関数の計算に使用される標準的な方法は、シェルクノフの方法のような古典的なアンテナ合成方法である。設計要求は、例えば、次のものを含むことができる。
・１つ又は多数のメインローブの形状
・１つ又は多数のメインローブの方向
・１つ又は多数のメインローブの巾
・異なる方向におけるサイドローブレベル
・打ち消し方向
【０１０７】
前記説明において、本発明は、１つのメインローブの広帯域方向と組み合わせて広帯域打ち消し方向をどのように得るか、及びこのメインローブの巾及び方向を瞬時帯域巾Ｂにわたってどのように一定に保持できるかについて例示された。シェルクノフの方法のようなアンテナ合成方法を適用するときには、設計要求の他の組合せを使用することができ、例えば、広帯域打ち消し方向を、瞬時帯域巾Ｂの全体又は一部分にわたる１つ又は多数のメインローブの固定巾及び方向と組み合わせて使用することができる。
【０１０８】
ステップ１９０３が遂行された後に、整数ｑの値がステップ１９０５においてチェックされ、それがＱ−１より低い場合には、ステップ１９０６において１だけ増加され、そしてステップ１９０３の計算が次のスペクトルコンポーネントに対して遂行される。１９０５でのチェックがｑ＝Ｑ−１であるときには、全てのスペクトルコンポーネントが計算され、実現化方法の選択が１９０７において行われる。
【０１０９】
周波数ドメインでの実現化１９０８が行われる場合には、図１ａを参照して述べたように、アンテナ素子／サブアレイｎ及び周波数ｆｑに対してＷ(ω)が使用される。
【０１１０】
時間ドメインでの実現化１９０９が行われる場合には、図２ａ及び２ｂを参照して述べたように、スペクトルコンポーネントｑごとに、アンテナ素子／サブアレイｎに対して重み付け係数ｗｎ，ｑが使用される。このｗｎ，ｑは、Ｗ(ω)の逆フーリエ変換として計算される。式（２）を参照されたい。
【０１１１】
ＤＤＳでの実現化１９１０が行われる場合は、それにより得られる波形が、各アンテナ素子及びサブアレイに対して前もってデジタルで計算され、その結果が、各アンテナ素子及びサブアレイに対してＤＤＳへ供給される。計算は、時間ドメイン又は周波数ドメインのいずれかで行うことができる。式（２）を参照されたい。
【０１１２】
重み付け関数Ｗ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・ω・τ(ω)又はＷ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・φ(ω)からのパラメータの計算は、任意の便利な位置、例えば、アレイアンテナに一体化された計算ユニット、変換手段、電子システム又は個別の計算ユニットで行われ、次いで、変換手段へ転送することができる。
【０１１３】
アレイ希薄化
又、本発明は、広帯域アレイアンテナの場合に、瞬時広帯域動作に要求されるアンテナ素子の数を減少できるという付加的な効果も有する。本発明のこの「アレイ希薄化(array thin out)」特徴について以下に説明する。瞬時帯域巾Ｂを有する瞬時広帯域波形で動作するアンテナにおける素子分離は、例えば、レーダーシステムのシステム帯域巾内の最大周波数に対応する波長をλとすれば、格子ローブが現れることなく、λ／２より上に増加することができる。システム帯域巾は、瞬時帯域巾Ｂ以上である。これは、半波長の素子分離を使用する従来のアレイアンテナ設計に比して、必要なアンテナ素子の数を減少させる。
【０１１４】
広帯域アレイアンテナのアンテナ素子減少特徴又は「アレイ希薄化」特徴は、直線アレイについてと、円形アレイについての、２つの実施例で説明する。
【０１１５】
次の実施例では、式（２７）に基づく簡単なアンテナ素子図及び全アンテナ素子における同一の波形を仮定する。
2009188999.tif 000049
【０１１６】
一次元の直線アレイの場合には、素子ｎからの／への波形の時間遅延を、式（２８）に基づいて計算することができる。
2009188999.tif 000050
Ｌ＝アンテナ長さ
Ｎ＝アンテナ素子の数
【０１１７】
ホワイト帯域巾制限ガウスノイズを伴う実施例が、送信モードにおいて、式（８）に基づいて計算されて、図２０に示されている。図２０は、垂直軸２００１における放射電力を、水平軸２００２における角度θの関数として示している。曲線２００３は、６４個の素子を伴うケースを視覚化するもので、最大周波数における第１の格子ローブの角度は、矢印２０１０でマークされた角度±３１．６°において明確に見ることができる。曲線２００４は、３２個の素子を伴うケースを視覚化するもので、最大周波数における２つの第１格子ローブの角度は、各々、矢印２０１１でマークされた角度±１５．０°及び矢印２０１２でマークされた±３１．１°において明確に見ることができる。これら狭帯域格子ローブの角度は、当業者に良く知られた従来の方法により計算される。曲線２００５は、１６個の素子を伴うケースを視覚化するもので、多数の格子ローブ角度を明確に見ることができる。素子が４個又は４個未満である場合、曲線２００６及び２００７は、その結果を示す。素子が１２８以上ある場合、曲線２００８を参照、ボアサイトメインローブを伴うケースでは格子ローブ角度が見えない。ボアサイトメインローブは、アンテナアパーチャーの表面に対して垂直な方向を有する。
【０１１８】
円形アレイの場合には、素子ｎからの／への波形の時間遅延は、式（２９）に基づいて計算することができる。
2009188999.tif 000051
Ｄ＝アンテナ直径
Ｎ＝アンテナ素子の数
【０１１９】
ホワイト帯域巾制限ガウスノイズを伴う実施例が、送信モードにおいて、式（８）に基づいて計算されて、図２１に示されている。図２１は、垂直軸２１０１における放射電力を、水平軸２１０２における角度θの関数として示している。曲線２１０３は、４個のアンテナ素子を含み、曲線２１０４は、１６個のアンテナ素子を含み、曲線２１０５は、６４個のアンテナ素子を含み、曲線２１０６は、１２８個のアンテナ素子を含み、曲線２１０７は、２５６個のアンテナ素子を含み、そして曲線２１０８は、２０４８個のアンテナ素子を含む。
【０１２０】
図２０及び２１では、格子ローブが生成されない。というのは、それらは、使用するスペクトルの異なる部分に対して異なる角度で位置されるからである。等しい電力分布を伴う固定周波数又は狭帯域アンテナに対するサイドローブレベルは、当業者に良く知られたように、−１３ｄＢである。上述した広帯域アレイアンテナに対する同じレベルは、図２０において明らかなように、直線アレイに対する約３２個の素子に対応する。これは、アンテナ素子間の分離が約６５ｍｍであることを意味する。アレイアンテナの電子制御を達成するために、アンテナ素子は、通常、この実施例では瞬時帯域巾Ｂに等しいシステム帯域巾内の最大周波数の半波長だけ分離される。最大周波数が１８ＧＨｚのこの実施例では、これは、８．３ｍｍの分離を意味する。従って、アンテナ素子の数は、２４０となる。この「アレイ希薄化」特徴は、広帯域アレイアンテナが瞬時広帯域波形で動作されたときだけ有効である。
【０１２１】
従って、システム帯域巾にわたって動作し、少なくとも２つのアンテナ素子(Ｅ１−ＥＮ)を備えた従来技術による広帯域アレイアンテナ３０１は、電子システム３０３に接続されたときに広帯域アレイアンテナのアンテナパターンを制御するように構成することができる。このアンテナパターンの制御は、アンテナ素子ごとに個々のものであるパラメータでアレイアンテナと電子システムとの間の波形に影響を及ぼすことにより達成されるように構成される。これらパラメータは、一実施形態では、次の通りである。
・非周波数従属の減衰及び／又は位相シフト
・非周波数従属の減衰及び／又は時間遅延
【０１２２】
別の実施形態では、これらパラメータは、次の通りである。
・周波数従属の減衰及び／又は位相シフト
・周波数従属の減衰及び／又は時間遅延
【０１２３】
本発明のこの「アレイ希薄化」実施形態によれば、瞬時帯域巾Ｂを瞬時に占有する広帯域アレイアンテナは、その広帯域アレイアンテナが瞬時広帯域波形で動作するように構成されたときにそのアレイアンテナのアンテナ素子間の分離をシステム帯域巾内の最大周波数の半波長より上に増加することによって達成され、従って、アンテナパターンに格子ローブが現れることなく、従来のアレイアンテナ設計に比して、必要なアンテナ素子(Ｅ１−ＥＮ)の数を実質的に減少する。
【０１２４】
「アレイ希薄化」実施形態を除く本発明の全ての実施形態において、瞬時帯域巾Ｂは、広いものでも狭いものでもよい。「アレイ希薄化」実施形態は、広い瞬時帯域巾を要求する。
【０１２５】
瞬時広帯域波形で動作するように構成された広帯域アレイアンテナでは、アレイアンテナのアンテナ素子間の分離は、上述したように、この実施例では瞬時帯域巾Ｂに等しいシステム帯域巾内の最大周波数の半波長より上に増加することができる。ここに述べる実施例では、固定周波数又は狭帯域アンテナ解決策に比して、アンテナ素子の１３％しか要求されない。二次元又は三次元広帯域アレイアンテナでは、アンテナ素子の必要数を更に大きく減少することができる。従って、瞬時帯域巾Ｂを瞬時に占有する広帯域アレイアンテナは、高い瞬時帯域巾の波形で動作するときに広帯域アレイアンテナのアンテナ素子数を著しく減少した状態で得ることができる。これは、広帯域アレイアンテナのコストを減少するという明確な効果を有する。電子システムへの広帯域アレイアンテナの接続は、直接的に行うこともできるし、或いは変換手段又は他の電子コンポーネントを経て間接的に行うこともできる。
【０１２６】
本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲内で自由に変更することができる。その一例は、図１ａに示す実施形態の変形例である。
【０１２７】
図１ａに示す実施形態において、変換ユニットは、各アンテナ素子と電子システムとの間に挿入される。本発明の範囲内でのこの解決策の変形例は、全てのアンテナ素子／サブアレイに対して共通のＩＦＴユニットが使用され、即ち各アンテナ素子／サブアレイからの波形は、各アンテナ素子／サブアレイの離散的ＦＴユニットで処理されるが、各アンテナ素子／サブアレイからのスペクトルコンポーネントｑの和は、適当な時間遅延又は位相シフト及び／又は減衰／増幅の後に、共通のＩＦＴユニットで処理されるというものである。
【符号の説明】
【０１２８】
１００・・・第１制御要素、１０１・・・入力波形、１０２・・・フーリエ変換（ＦＴ）ユニット、１１０−１１７・・・スペクトルコンポーネント、１２０−１２７・・・時間遅延、１３０−１３７・・・減衰／増幅、２００・・・第２制御ユニット、２０１・・・入力波形、２０２・・・時間遅延、２０３・・・時間ステップ、２１５・・・垂直軸、２１６・・・水平軸、２１７、２１８・・・曲線、３０１・・・広帯域アレイアンテナ、３０３・・・電子システム、３０６・・・入力波形、３０７・・・出力波形、６０１・・・垂直軸、６０２、６０３・・・軸、６０４・・・アレイアンテナ、６０５、６０６・・・端部アンテナ素子、６０７・・・メインローブ方向、６０８…距離
【図１ａ】
2009188999.tif 000052
【図１ｂ】
2009188999.tif 000053
【図２ａ】
2009188999.tif 000054
【図２ｂ】
2009188999.tif 000055
【図２ｃ】
2009188999.tif 000056
【図３ａ】
2009188999.tif 000057
【図３ｂ】
2009188999.tif 000058
【図４】
2009188999.tif 000059
【図５】
2009188999.tif 000060
【図６ａ】
2009188999.tif 000061
【図６ｂ】
2009188999.tif 000062
【図７】
2009188999.tif 000063
【図８】
2009188999.tif 000064
【図９】
2009188999.tif 000065
【図１０】
2009188999.tif 000066
【図１１】
2009188999.tif 000067
【図１２】
2009188999.tif 000068
【図１３】
2009188999.tif 000069
【図１４】
2009188999.tif 000070
【図１５】
2009188999.tif 000071
【図１６】
2009188999.tif 000072
【図１７】
2009188999.tif 000073
【図１８】
2009188999.tif 000074
【図１９】
2009188999.tif 000075
【図２０】
2009188999.tif 000076
【図２１】
2009188999.tif 000077
【外国語明細書】
2009188999000001.pdf