(57)【要約】【課題】  周波数変化を伴う入力信号に対しても高速かつ高精度に追従することができるクロックデータ再生回路を提供する。【解決手段】  本発明のクロックデータ再生回路は、制御電圧Ｖｃに対応する発振周波数でクロック信号Ｓｃを出力する電圧制御型発振器５５と、入力信号（受信データ）ＲＤとクロック信号Ｓｃとの位相差に対応してアップ信号Ｓｕ又はダウン信号Ｓｄを出力する位相比較器５２と、アップ信号Ｓｕ又はダウン信号Ｓｄに対応するチャージポンプ電流Ｉｐを生成するチャージポンプ５３と、チャージポンプ電流Ｉｐに対応する制御電圧Ｖｃを生成するループフィルタ５４と、位相差に基づいてチャージポンプ５３又はループフィルタ５４若しくはこれらの双方の動作パラメータを切り替える制御部５８とを備えている。【選択図】      図４
2009188811.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号からクロックとデータの再生を行うクロックデータ再生回路であって、
制御電圧に対応する発振周波数でクロック信号を出力する電圧制御型発振器と、
入力信号に対するクロック信号の位相の遅れ又は進みに対応してアップ信号又はダウン信号を出力する位相比較器と、
アップ信号又はダウン信号に対応するチャージポンプ電流を生成するチャージポンプと、
チャージポンプ電流に対応する制御電圧を生成するループフィルタと、
入力信号とクロック信号との位相差の大小に基づいて前記チャージポンプ又は前記ループフィルタ若しくはこれらの双方の動作パラメータを切り替える制御部と、
を備えていることを特徴とするクロックデータ再生回路。
【請求項２】
前記制御部は、前記位相差が所定範囲内である場合は、そうでない場合よりも前記チャージポンプのチャージポンプ電流をより小さい値に切り替えるものである請求項１に記載のクロックデータ再生回路。
【請求項３】
前記ループフィルタは、直列接続された抵抗とコンデンサによってチャージポンプ電流を積分することで制御電圧を生成するものであり、
前記制御部は、前記位相差が所定範囲内である場合は、そうでない場合よりも前記ループフィルタの抵抗をより小さい値に切り替えるものである請求項１又は２に記載のクロックデータ再生回路。
【請求項４】
入力信号からクロックとデータの再生を行うクロックデータ再生回路であって、
制御電圧に対応する発振周波数でクロック信号を出力する電圧制御型発振器と、
入力信号に対するクロック信号の位相の遅れ又は進みに対応してアップ信号又はダウン信号を出力する位相比較器と、
アップ信号又はダウン信号に対応するチャージポンプ電流を生成するチャージポンプと、
チャージポンプ電流に対応する制御電圧を生成するループフィルタと、
入力信号の送信元に対応して前記チャージポンプ又は前記ループフィルタ若しくはこれらの双方の動作パラメータを切り替える制御部と、
を備えていることを特徴とするクロックデータ再生回路。
【請求項５】
前記制御部は、前記チャージポンプ電流の変更タイミングを前記送信元ごとに記憶しており、
特定の前記送信元からの入力信号の受信時に、これに対応する変更タイミングで前記チャージポンプ電流を切り替える請求項４に記載のクロックデータ再生回路。
【請求項６】
前記ループフィルタは、直列接続された抵抗とコンデンサによってチャージポンプ電流を積分することで制御電圧を生成するものであり、
前記制御部は、前記ループフィルタの抵抗の変更タイミングを前記送信元ごとに記憶しており、
特定の前記送信元からの入力信号の受信時に、これに対応する変更タイミングで前記ループフィルタの抵抗を切り替える請求項４又は５に記載のクロックデータ再生回路。
【請求項７】
光ファイバを介してＰ２ＭＰ形態で接続された複数の宅側装置と共にＰＯＮシステムを構成し、当該宅側装置から送信される上りバースト信号を時分割多重方式で受信する局側装置であって、
前記宅側装置が送信した上りバースト信号からクロックとデータの再生を行うクロックデータ再生回路と、
前記上りバースト信号のタイムスロットにおいて、受信当初は前記再生回路でのセトリング時間が短くなり、その後に前記再生回路を構成する発振器用の制御電圧のリップルが抑制されるように、当該再生回路の動作パラメータを切り替える制御部と、
を備えていることを特徴とする局側装置。
【請求項８】
異なる送信元からのバースト信号を時分割多重方式で受信する受信方法であって、
前記バースト信号のタイムスロットにおいて、受信当初はクロックデータ再生回路でのセトリング時間が短くなり、その後に前記再生回路を構成する発振器用の制御電圧のリップルが抑制されるように、当該再生回路の動作パラメータを切り替えることを特徴とする時分割多重方式の受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の宅側装置と光ファイバ網で結ばれるＰＯＮ（Passive Optical Network）システムの局側装置と、これに好適に用いられる受信方法及びクロックデータ再生回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＰＯＮシステムは、Ｐ２ＭＰ(Point to Multi Point)の接続形態における光分岐を無電力で行う光通信システムのことをいい、集約局としての局側装置と、複数の加入者宅に設置された宅側装置とを、一本の光ファイバから光カプラを介して複数の光ファイバに分岐する光ファイバ網によって接続したものである（例えば、特許文献１及び２参照）。
このＰＯＮシステムにおいては、半導体レーザ等の光源を直接或いは外部変調したＮＲＺ（Non-Return to Zero）光信号を伝送し、情報を送受信する。
【０００３】
局側装置が送信する光信号は、複数の波長を多重した信号となっており、各宅側装置は自分宛の信号のみを受信できるようになっている。
逆に、宅側装置からの送信はタイミング調整されており、局側装置が受信する光信号は時分割多重されたものとなっている。すなわち、各宅側装置から局側装置への上りバースト通信は、信号の衝突を防止すべく局側装置によって時分割で管理されている。
そして、伝送距離、光ファイバの曲げ半径及び外部温度等の外乱により、各宅側装置から局側装置への光信号の強度は大きく異なるので、局側装置は強度が相違する上りの光信号を正確に受信する必要がある。
【０００４】
そこで、局側装置のＰＯＮ側受信部は、トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ：Transimpedance Amplifer）やリミティングアンプ（ＬＩＡ：Limiting Amplifer）等よりなる増幅器を備え、この増幅器で信号強度を均一化する。
また、局側装置のＰＯＮ側受信部では、増幅器の次段にクロックデータ再生（Clock and Data Recovery：ＣＤＲ）回路を備えており、この再生回路において、送信側のデータレートと同期したクロックが抽出され、このクロックを用いてデータを再生するようになっている。
【０００５】
なお、この場合のデータレートは使用する通信形態やシステムによって異なり、各通信システムは規格化されている。例えば、ＧＥ−ＰＯＮ（Gigabit Ethernet PON）でのデータレートは１．２５Ｇｂｐｓである。
ところで、増幅器から出力されたクロックデータ再生回路への入力信号には、ノイズやジッターが含まれている。従って、この入力信号をそのまま処理した場合、ビットエラー率（Bit Error Rate：ＢＥＲ）が非常に高くなり、信頼性の高い通信を確立できない。
【０００６】
すなわち、ここで再生されるクロックのレートが、入力データレートと異なっている場合には、再生されたレートが送信側の送信データと異なってしまい、通信が成立しないことになる。このため、クロックデータ再生装置が生成するクロック信号は、高い精度で入力データと同期していることが求められる。
そこで、ＰＯＮシステムの局側装置に使用するクロックデータ再生回路では、ノイズやジッターを含んだランダムデータから、データと同じ速度のクロックを再生し、更に再生したクロックを用いてデータをサンプリングし、データ再生を行うようになっている。
【０００７】
上記クロックデータ再生回路は、一般に、位相同期方式によってクロック及びデータを再生するＰＬＬ回路よりなり、この回路は、位相比較器（ＰＤ：Phase Detector）と、チャージポンプ（ＣＰ：Charge Pump）と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）よりなるループフィルタと、電圧制御型発振器（ＶＣＯ：Voltage-Controlled Oscillator）と、分周器（Divider）とから構成される。
このうち、位相比較器は、入力データの位相と発振器が出力したクロックの位相を比較し、発振器の位相が遅れている場合にはアップ信号を出力し、かつ、進んでいる場合にはダウン信号を出力する。
【０００８】
チャージポンプは、これらアップ信号或いはダウン信号に基づいてチャージポンプ電流を出力し、ループフィルタを介して発振器に入力する制御電圧を変化させる。電圧制御型発振器は、制御電圧の増減により発振周波数を変化させ、入力データと発振周波数の生成クロックのレートが近づくように変化する。
このように、ＰＬＬ方式のクロックデータ再生回路では、フィードバック制御によって生成クロックの周波数が入力データと位相同期するように制御され、データ再生が可能となっている（特許文献３）。
【０００９】
【特許文献１】特開２００４−６４７４９号公報（図４）
【特許文献２】特開２００４−２８９７８０号公報（図３１）
【特許文献３】特開２０００−３４９６２７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
前記した通り、各宅側装置から局側装置への上りバースト通信は、信号の衝突を防止すべく局側装置によって時分割で管理されているので、局側装置のＰＯＮ受信部は、宅側装置ごとに、強度が大きく相違しかつ周波数が乱れたバースト信号を受信する。
そこで、上記クロックデータ再生回路においても、この回路への入力データの周波数が異なる周波数に変化した場合を想定する必要があり、このような場合でも、クロックデータ再生回路が生成するクロック周波数も、その入力信号の変化にいち早く追従せねばならない。
【００１１】
このように、入力信号に周波数オフセットΔｆoffset が加わったとき、入力クロックと電圧制御型発振器の発振周波数との誤差がΔｆlock 以下となるまでに要する時間（セトリング時間）をｔｓとすると、ｔｓは次の式（１）で表わされることが知られている。
【００１２】
【数１】
2009188811.tif 000003
【００１３】
なお、式（１）は抵抗とキャパシタを直列接続した回路構成のローパスフィルタの場合（図５のフィルタ回路部分を参照）を想定しており、Ｒｐはそのローパスフィルタの抵抗、Ｉｐはチャージポンプ電流、Ｋｖｃｏは電圧制御型発振器の利得、Ｍは分周比である。
上記の式（１）から明らかなように、周波数差がほぼ無くなるまでのセトリング時間ｔｓは、ローパスフィルタの抵抗Ｒｐ及びチャージポンプ電流Ｉｐが大きいほど短くなることが分かる。
【００１４】
これに対して、二値出力のチャージポンプを用いた場合、電圧制御型発振器の制御電圧がある幅（リップル幅）を持って振動するが、かかるリップル幅は入力データの周波数が変化したあと時間の経過とともに小さくなる。
かかるリップルが早く収束するか否かを判定する有用なパラメータとして、例えばダンピングファクタ ζ（ゼータ）があり、この値は次の式（２）で表されることが知られている。
【００１５】
【数２】
2009188811.tif 000004
【００１６】
式（２）において、一般にダンピングファクタζの値が０．７〜１．０程度の時にリップルの収束時間が短くなり、余分なリップルを持たない挙動が得られるが、かかるダンピングファクタζは、ローパスフィルタの抵抗Ｒｐ及びチャージポンプ電流Ｉｐが大きいほど大きくなり、リップルが収束し難くなることが分かる。
このように、上記式（１）及び（２）に注目すると、セトリング時間ｔｓを短縮するためには、ローパスフィルタの抵抗Ｒｐとチャージポンプ電流Ｉｐが大きいほど効果があるが、そのことは、電圧制御型発振器に対するコントロール電圧の余分なリップルを抑制するという観点からすると却って逆効果であり、両者がトレードオフの関係になっている。
【００１７】
このため、例えば、ＰＯＮシステムの局側装置に搭載されたクロックデータ再生回路の場合を想定すると、宅側装置ごとの上りバースト信号に高速に追従すべくセトリング時間ｔｓをできるだけ短縮するように、ローパスフィルタの抵抗値その他の内部パラメータを設定しても、今度は、発振器に入力する制御電圧のリップルの収束時間が長くなってしまい、宅側装置によっては上りバースト信号に正確に追従できない時間が長くなり、上りバースト信号に対する追従性能が却って悪化することになる。
【００１８】
本発明は、上記のような問題点に鑑み、周波数変化を伴う入力信号に対しても高速かつ高精度に追従することができるクロックデータ再生回路を提供することを目的とする。
また、本発明は、宅側装置ごとに時分割多重された上りバースト信号に対しても、高速かつ高精度に追従することができる局側装置と、時分割多重方式の受信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明の第１のクロックデータ再生回路（請求項１）は、制御電圧に対応する発振周波数でクロック信号を出力する電圧制御型発振器と、入力信号に対するクロック信号の位相の遅れ又は進みに対応してアップ信号又はダウン信号を出力する位相比較器と、アップ信号又はダウン信号に対応するチャージポンプ電流を生成するチャージポンプと、チャージポンプ電流に対応する制御電圧を生成するループフィルタとを備えたクロックデータ再生回路において、
入力信号とクロック信号との位相差の大小に基づいて前記チャージポンプ又は前記ループフィルタ若しくはこれらの双方の動作パラメータを切り替える制御部を設けたことを特徴としている。
【００２０】
上記構成に係る第１のクロックデータ再生回路によれば、制御部が、入力信号とクロック信号との位相差の大小に基づいてチャージポンプやループフィルタの動作パラメータを変更するようになっているので、入力信号を受信した後で当該動作パラメータを変更することにより、セトリング時間の短縮と制御電圧のリップルの早期収束との両立を図る制御を行うことができ、周波数変化を伴う入力信号に対しても高速かつ高精度に追従することができる。
【００２１】
具体的には、前記制御部は、前記位相差が所定範囲内である場合は、そうでない場合よりも前記チャージポンプ電流をより小さい値に切り替えるものを採用することができる（請求項２）。
また、前記ループフィルタが、直列接続された抵抗とコンデンサによってチャージポンプ電流を積分することで制御電圧を生成するものである場合には、前記制御部は、前記位相差が所定範囲内である場合は、そうでない場合よりも前記ループフィルタの抵抗をより小さい値に切り替えるものであってもよい（請求項３）。
【００２２】
この場合、位相差が所定範囲内でない場合には、チャージポンプ電流やループフィルタの抵抗が大きめに設定され、これによってセトリング時間が短縮される。
また、位相差が所定範囲内となった場合には、チャージポンプ電流やループフィルタの抵抗が小さめに設定され、これによって制御電圧のリップル抑制が達成される。
【００２３】
また、本発明の第２のクロックデータ再生回路（請求項４）は、制御電圧に対応する発振周波数でクロック信号を出力する電圧制御型発振器と、入力信号に対するクロック信号の位相の遅れ又は進みに対応してアップ信号又はダウン信号を出力する位相比較器と、アップ信号又はダウン信号に対応するチャージポンプ電流を生成するチャージポンプと、チャージポンプ電流に対応する制御電圧を生成するループフィルタとを備えたクロックデータ再生回路において、
入力信号の送信元に対応して前記チャージポンプ又は前記ループフィルタ若しくはこれらの双方の動作パラメータを切り替える制御部を設けたことを特徴としている。
【００２４】
上記構成に係る第２のクロックデータ再生回路によれば、制御部が、入力信号の送信元に対応してチャージポンプやループフィルタの動作パラメータを変更するようになっているので、入力信号の受信後に送信元別に当該動作パラメータを変更することにより、セトリング時間の短縮と制御電圧のリップルの早期収束との両立を図る制御を行うことができ、送信元が異なるために周波数変化を伴う入力信号に対しても高速かつ高精度に追従することができる。
【００２５】
具体的には、前記制御部は、前記チャージポンプ電流の変更タイミングを前記送信元ごとに記憶しており、特定の前記送信元からの入力信号の受信時に、これに対応する変更タイミングで前記チャージポンプ電流を切り替えるものを採用することができる（請求項５）。
また、前記ループフィルタが、直列接続された抵抗とコンデンサによってチャージポンプ電流を積分することで制御電圧を生成するものである場合には、前記制御部は、前記ループフィルタの抵抗の変更タイミングを前記送信元ごとに記憶しており、特定の前記送信元からの入力信号の受信時に、これに対応する変更タイミングで前記ループフィルタの抵抗を切り替えるものであってもよい（請求項６）。
【００２６】
この場合、例えば、変更タイミング以前のチャージポンプ電流やループフィルタの抵抗を大きめに設定し、かつ、変更タイミング以降のチャージポンプ電流やループフィルタの抵抗を小さめに設定しておくことにより、セトリング時間の短縮と制御電圧のリップル抑制とが両立した制御を、送信元ごとに行うことができる。
【００２７】
本発明の局側装置（請求項７）は、宅側装置から送信される上りバースト信号を時分割多重方式で受信する局側装置において、
宅側装置が送信した上りバースト信号からクロックとデータの再生を行うクロックデータ再生回路と、前記上りバースト信号のタイムスロットにおいて、受信当初は前記再生回路でのセトリング時間が短くなり、その後に前記再生回路を構成する発振器用の制御電圧のリップルが抑制されるように、当該再生回路の動作パラメータを切り替える制御部と、を備えていることを特徴とする。
【００２８】
また、本発明の受信方法（請求項８）は、異なる送信元からのバースト信号を時分割多重方式で受信する受信方法であって、前記バースト信号のタイムスロットにおいて、受信当初はクロックデータ再生回路でのセトリング時間が短くなり、その後に前記再生回路を構成する発振器用の制御電圧のリップルが抑制されるように、当該再生回路の動作パラメータを切り替えることを特徴とする。
上記局側装置及び受信方法によれば、受信当初は再生回路でのセトリング時間が短くなり、その後に制御電圧のリップルが抑制されるように動作パラメータを切り替えるので、セトリング時間の短縮と制御電圧のリップル抑制とを両立させることができる。
【発明の効果】
【００２９】
以上の通り、本発明のクロックデータ再生回路によれば、周波数変化を伴う入力信号に対しても高速かつ高精度に追従することができる。
従って、上記再生回路をＰＯＮシステムの局側装置に採用することにより、宅側装置ごとに周波数が異なる上りバースト信号に対しても、高速かつ高精度に追従することができる局側装置及び受信方法を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
〔ＰＯＮシステムの全体構成〕
図１は、本発明の一実施形態に係るＰＯＮシステムの概略構成図である。
図１において、局側装置１は、複数の宅側装置２〜４に対する集約局として設置される。宅側装置２〜４はそれぞれ、ＰＯＮシステムの加入者宅に設置される。
局側装置１に接続された伝送路である一本の光ファイバ５（幹線）は光カプラ６を介して複数の光ファイバ（支線）７〜９に分岐しており、これによって構成された光ファイバ網の各分岐した光ファイバ７〜９の終端に、それぞれ宅側装置２〜４が接続されている。
【００３１】
更に、局側装置１は上位ネットワーク１１と接続され、宅側装置２〜４はそれぞれのユーザネットワーク１２〜１４と接続されている。
なお、図１では３個の宅側装置２〜４を示しているが、一つの光カプラ６から例えば３２分岐して３２個の宅側装置を接続することが可能である。また、図１では、光カプラ６を１個だけ使用しているが、光カプラを縦列に複数段設けることにより、さらに多くの宅側装置を局側装置１と接続することができる。
【００３２】
図１において、各宅側装置２〜４から局側装置１への上り方向には波長λ１でデータが送信される。逆に、局側装置１から宅側装置２〜４への下り方向には波長λ２でデータが送信される。例えば、ＰＯＮの一例であるＧＥ−ＰＯＮの規格として、ＩＥＥＥ規格８０２．３ａｈ−２００４のＣｌａｕｓｅ６０があり、この場合、これら上り方向及び下り方向の波長λ１及びλ２は、以下の範囲の値とすることができる。
１２６０ｎｍ≦λ１≦１３６０ｎｍ
１４８０ｎｍ≦λ２≦１５００ｎｍ
【００３３】
また、本実施形態では、宅側装置２，３，４における上り方向通信の伝送レートＬ［Gbps］が１種類の場合を想定しており、Ｌの値は例えば１である。
一方、局側装置１における下り方向通信の伝送レートＤ［Gbps］も１種類であり、Ｄの値は例えば１である。
【００３４】
〔局側装置の構成〕
図２は、局側装置１の内部構成の概略を示すブロック図である。
図２において、上位ネットワーク１１からの下り方向に送信すべきフレームは、上位側受信部１０１により受信され、いったん下り用バッファ１０２に送られる。この下り用バッファ１０２は、管理系通信処理部１０８の指示に基づいて、後段のＰＯＮ側送信部１０３へフレームを渡す。
【００３５】
ＰＯＮ側送信部１０３は、物理層符号化部１０５、電気光変換素子１０６及び送信スケジューラ１０７を備えている。
物理層符号化部１０５は、下り用バッファ１０２からのフレームに所定の方法で符号化を施すとともに、シリアルなビット信号として電気光変換素子１０６に出力する。
送信スケジューラ１０７は、管理系通信処理部１０８が決定した送信タイミングで物理層符号化部１０５にビットデータを出力させ、下り信号の送信時期を制御する。
【００３６】
また、電気光変換素子１０６は、符号化されたビットデータ（電気信号）を光信号に変換し、変換された下り方向の光信号（波長λ２及び伝送レートＤ［Gbps］）は、合分波部１０４を介して宅側装置２〜４に送信される。
一方、宅側装置２〜４（図１）から上り方向に送信された光信号（波長λ１及び伝送レートＬ［Gbps］）は、合分波部１０４を通過してＰＯＮ側受信部１０９で受信される。
【００３７】
このＰＯＮ側受信部１０９は、光電変換素子１１０、増幅器１１１、クロックデータ再生部１１２、物理層復号化部１１３及びフレーム再生部１１４を内部に備えている。
このうち、光電変換素子１１０は、フォトダイオードやアバランシェフォトダイオード等の半導体受光素子であり、受光量に応じた電気信号を出力する。
増幅器１１２は、電気信号を増幅して出力し、その出力信号は後段のクロックデータ再生部１１２に入力される。
【００３８】
このクロックデータ再生部１１２は、増幅器１１１から受けた電気信号に同期してタイミング成分（クロック）とデータとを再生する。この再生部１１２の詳細については、後述する。
物理層復号化部１１３は、再生されたデータに施されている符号を復号する。フレーム再生部１１４は、復号されたデータからフレームの境界を検出して、例えば、イーサネット（登録商標）フレームを復元する。
【００３９】
フレーム種別判定部１１５は、フレーム再生部１１４で再生されたフレームのヘッダ部分を読み取ることにより、受信した上りフレームがデータフレームであるか、或いは、宅側装置２〜４とのメディアアクセス制御のための制御フレームであるかを判定する。
なお、上記制御フレームの例として、ＰＯＮシステム特有のＭＰＣＰ（Multi-point Control Protocol）フレームや、機器の保守管理のためのＯＡＭ（Operations, Administration and Maintenance）フレーム等を挙げることができる。
【００４０】
局側装置１が宅側装置２〜４に対して上り方向データの送出開始時刻と送出許可量を指示する制御フレームであるグラントや、宅側装置２〜４が局側装置１に対して上り方向データの蓄積量に関する値を通知するための制御フレームであるレポートは、上記ＭＰＣＰフレームの一種である。
フレーム種別判定部１１５は、判定結果がデータフレームであれば、これを上り用バッファ１１６のデータ用キューに蓄積させる。このデータ用キューに蓄積された上りのデータフレームは、上位側送信部１１７に送られ、この送信部１１７においてヘッダ情報の変更等の所定の処理が行われたあと、上位ネットワーク１１へ送出される。
【００４１】
一方、フレーム種別判定部１１５は、判定結果がレポート等の制御フレームであれば、これを上り用バッファ１１６の制御用キューに蓄積させる。この制御用キューに蓄積された制御フレームは、管理系通信処理部１０８に送られる。
管理系通信処理部１０８は、上記制御フレームを、その種別に対応して動的帯域割当部１１８又はＯＡＭ処理部１１９に送る。
【００４２】
例えば、制御フレームがＭＰＣＰフレームの一種であるレポートの場合、管理系通信処理部１０８は、そのレポートを動的帯域割当部１１８に送る。動的帯域割当部１１８は、レポートでの帯域要求に基づいて、所定の帯域割当アルゴリズムを実行して制御情報としてのグラントを生成する。
管理系通信処理部１０８は、上記グラントを下り用バッファ１０２の制御用キューにいったん蓄積させるとともに、そのグラントの送信タイミングをＰＯＮ側送信部１０３の送信スケジューラ１０７に指示し、これによってグラントが合分波部１０４を介して下り方向に送信される。
【００４３】
また、管理系通信処理部１０８は、上記グラントを、ＰＯＮ側受信部１０９の受信スケジューラ１２０にも転送する。この受信スケジューラ１２０は、宅側装置２〜４のＬＬＩＤを記憶しており、これに基づいて次受信のバースト時期判定機能を有している。
すなわち、受信スケジューラ１２０は、上記グラントに基づいて、各宅側装置２〜４から受ける上りバースト信号を受信する時期を特定し、ＰＯＮ側受信部１０９のクロックデータ再生部１１２及び物理層復号化部１１３は、当該受信スケジューラ１２０が特定する受信時期に合わせて作動する。
【００４４】
更に、管理系通信処理部１０８は、制御フレームがＯＡＭフレームである場合、そのＯＡＭフレームをＯＡＭ処理部１１９に送り、ＯＡＭ処理部１１９はＯＡＭフレームの内容に則った所定の処理（例えば、障害通知、ループバック試験及びリンク監視等）を行う。
管理系通信処理部１０８は、上記ＯＡＭフレームを下り用バッファ１０２の制御用キューにいったん蓄積させるとともに、そのＯＡＭフレームの送信タイミングをＰＯＮ側送信部１０３の送信スケジューラ１０７に指示し、これによってＯＡＭフレームが合分波部１０４を介して下り方向に送信される。
【００４５】
〔宅側装置の構成〕
図３は、宅側装置２の内部構成の概略を示すブロック図である。
図３において、局側装置１（図１）から下り方向に送信されて来る光信号は、合分波部２０１を通過して、光受信部２０２により電気信号に変換され、さらに、この電気信号はＰＯＮ側受信部２０４により受信される。
【００４６】
ＰＯＮ側受信部２０４は、受信したフレームのヘッダ部分（プリアンブル部分を含む）を読み取ることにより、当該フレームが自己宛（ここでは、自己又は自己の配下のユーザネットワーク１２内の装置宛を意味する。）であるか否かを判定する。
判定の結果、自己宛であれば当該フレームを取り込み、そうでなければ当該フレームを廃棄する。例えば、上記の宛先判定を行うためのヘッダ情報の例として、ＩＥＥＥ規格８０２．３ａｈ−２００４に記載の論理リンク識別子（ＬＬＩＤ）を挙げることができる。
【００４７】
更に、ＰＯＮ側受信部２０４は、フレームのヘッダ部分を読み取ることにより、受信したフレームがデータフレームであるか、又は、グラント等の制御フレームであるかを判定する。判定の結果、データフレームであれば、ＰＯＮ側受信部２０４はこれをデータ中継処理部２０７に送る。
データ中継処理部２０７は、ユーザネットワーク側送信部２０８に対する送信制御等の所定の中継処理を行い、処理後のフレームはユーザネットワーク側送信部２０８からユーザネットワーク１２へ送出される。
【００４８】
また、上記判定の結果、フレームがグラントであれば、ＰＯＮ側受信部２０４はこれを制御信号処理部２０６に転送する。制御信号処理部２０６は、グラントに基づいて上り方向の送出タイミングと送出量をデータ中継処理部２０７に指示する。
一方、ユーザネットワーク１２からのフレームはユーザネットワーク側受信部２０９により受信され、データ中継処理部２０７に転送される。転送されたフレームはデータ中継処理部２０７内のバッファメモリに一旦蓄積され、また、そのデータ量が制御信号処理部２０６に通知される。
【００４９】
制御信号処理部２０６は、ＰＯＮ側送信部２０５に対して送信制御を行い、所定のタイミングで、バッファメモリに蓄積されているフレームをＰＯＮ側送信部２０５に出力させるとともに、通知されたバッファメモリ内のデータ蓄積量に基づいてレポートを生成してＰＯＮ側送信部２０５に出力させる。
ＰＯＮ側送信部２０３の出力は、光送信部２０３で光信号に変換され、波長λ１、伝送レートＬ［Gbps］の信号として、合分波部２０１を介して上り方向に送信される。
【００５０】
〔局側装置のクロックデータ再生部〕
〔第１実施形態：位相差に対応してチャージポンプ電流が可変のＣＤＲ〕
図４は、第１実施形態のクロックデータ再生部１１２を示す機能ブロック図である。また、図５は、そのクロックデータ再生部１１２の回路構成図である。
図４及び図５に示すように、この再生部１１２は、シリアル信号よりなる上り信号からクロックとデータの再生を行うクロックデータ再生回路５１よりなり、この再生回路５１は、高精度にクロック信号を再生するために、位相同期方式によってクロック及びデータを再生するＰＬＬ回路より構成されている。
【００５１】
図示のように、本実施形態のクロックデータ再生回路５１は、前段側（図４の左側）から後段側（図４の右側）に向かって、位相比較器５２、チャージポンプ５３、ループフィルタ５４、電圧制御型発振器（ＶＣＯ又はＶＣＸＯ）５５及び分周器５６を備えている。
ＰＯＮ側受信部１０９の増幅器１１１からの入力信号（受信データＲＤ）は、クロックデータ再生回路５１の位相比較器５２に入力される。この位相比較器５２は、チャージポンプ５３、ループフィルタ５４、発振器５５及び分周器５６とともに、上り信号のクロック及びデータ再生を行う位相ロックループを構成している。
【００５２】
すなわち、位相比較器５２は、受信データＲＤの位相と後段の発振器５５のクロック信号Ｓｃ（クロック信号ＣＬを分周したもの）との位相とを比較し、その比較結果に基づいてアップ信号Ｓｕ又はダウン信号Ｓｄを出力する。この場合、出力クロック信号Ｓｃの位相が受信データＲＤの位相よりも遅れている場合はアップ信号Ｓｕが出力され、進んでいる場合はダウン信号Ｓｄが出力される。
なお、位相比較器５２は、受信データＲＤからデータ信号ＤＳを外部に出力するための、Ｄフリップフロップ等よりなるリタイマ回路５７を備えている。
【００５３】
チャージポンプ５３は、位相比較器５２からのアップ信号Ｓｕ又はダウン信号Ｓｄに対応してチャージポンプ電流Ｉｐを生成する。
ループフィルタ５４は、直列接続された抵抗ＲｐとコンデンサＣｐとから構成され、そのチャージポンプ５３が生成したチャージポンプ電流Ｉｐを積分することで制御電圧Ｖｃを出力し、この制御電圧Ｖｃに基づいて発振器５５をチャージする。
電力制御型の発振器５５は、ループフィルタ５４からの制御電圧Ｖｃに応じて発振周波数を制御し、例えば、所定の位相差を持つ複数のクロック信号（多相クロック信号）ＣＬを発振して出力する。
【００５４】
上記発振器５５が出力する発振信号ＣＬは、分周器５６によって周波数が所定の比率で逓倍され、この逓倍されたクロック信号Ｓｃが位相比較器５２にフィードバックされる。
そして、前述の通り、前記位相比較器５２が入力信号ＲＤの位相と逓倍後のクロック信号Ｓｃの位相とを比較し、その位相差に対応するアップ信号Ｓｕ又はダウン信号Ｓｄを出力することにより、位相同期方式によるフィードバック制御（位相ロックループ）が行われる。
【００５５】
ところで、前記した式（１）及び式（２）から明らかなように、チャージポンプ５３のチャージポンプ電流Ｉｐやループフィルタ５４の抵抗Ｒｐを大きくすると、周波数差の安定に要するセトリング時間ｔｓが短くなるが、発振器５５の制御電圧Ｖｃの収束度合いを示すダンピングファクタζが増大して当該制御電圧Ｖｃのリップルが収束し難くなる。
逆に、チャージポンプ電流Ｉｐやループフィルタ５４の抵抗Ｒｐを小さくすると、ダンピングファクタζが減少して制御電圧Ｖｃのリップルが収束し易くなるが、セトリング時間ｔｓが長くなってしまう。
【００５６】
従って、位相比較器５２が検出する位相差（入力信号ＲＤとクロック信号Ｓｃの位相差）が比較的大きい場合は、チャージポンプ電流Ｉｐやループフィルタ５４の抵抗Ｒｐの値を大きめに設定してセトリング時間ｔｓを短縮し、その後、位相差が比較的小さくなった場合には、その電流Ｉｐや抵抗Ｒｐの値を小さめに切り替えて制御電圧Ｖｃのリップルを収束し易くすれば、セトリング時間ｔｓの短縮とリップルの早期収束の両立が図られ、周波数変化を伴う入力信号ＲＤに対して高速かつ高精度に追従可能となるものと考えられる。
【００５７】
そこで、本実施形態のクロックデータ再生回路５１は、位相比較器５２が検出する位相差の大小に対応して、チャージポンプ５３が生成するチャージポンプ電流Ｉｐを切り替えるチャージポンプ電流制御部５８を備えている。
図５に示すように、この再生回路５１のチャージポンプ５３は、並列接続された一対の電流源５９，６０をスイッチで切り替え可能になっており、このスイッチングによって２種類のチャージポンプ電流値Ｉｐ１，Ｉｐ２（Ｉｐ１＞Ｉｐ２）を出力することができる。
【００５８】
そして、チャージポンプ電流制御部５８は、位相比較器５２のアップ信号Ｓｕとダウン信号Ｓｄの反転信号とを加算する加算器６１と、この加算器６１の出力側に接続された一対のコンパレータ６２，６３と、このコンパレータ６２，６３の出力側に接続されたアンド回路６４とを備え、このアンド回路６４の出力値に基づいて、チャージポンプ５３の２種類の電流源５９，６０のうちのいずれか一方をスイッチングする。
【００５９】
具体的には、位相比較器５２が出力するアップ信号Ｓｕと、ダウン信号Ｓｄの反転信号は加算器６１で加算され、後段の各コンパレータ６２，６３にそれぞれ入力される。これらのコンパレータ６２，６３は、それぞれ、加算結果が所定の閾値（Ｖ＋）以下の場合でかつ所定の閾値（Ｖ−）以上の場合に、Ｈｉｇｈの信号を出力する。
更に、アンド回路６４は、２つのコンパレータ６２，６３が同時にＨｉｇｈを出力した場合にのみＨｉｇｈを出力するようになっており、これにより、加算器６１での加算結果が一定範囲内に収まった場合にのみ、アンド回路６４がＨｉｇｈを出力する。
【００６０】
そして、ＡＮＤ回路６４がＨｉｇｈを出力すると、チャージポンプ５３のチャージポンプ電流Ｉｐの値が、大きい方の値Ｉｐ１からＩｐ２にスイッチによって変更されるようになっている。
なお、図５に示す、加算器６１の後段に挿入されたキャパシタ６６は、パルス入力時にコンパレータ６２，６３の判別がノイズによって不安定になるのを避けるために設けたものである。
【００６１】
このように、図５に示す回路構成では、加算器６４の加算信号がコンパレータ６２，６３で設定された所定範囲に収まる程度に、位相比較器５２での位相差が小さくなった場合にのみ、チャージポンプ電流Ｉｐを大きい方の値Ｉｐ１から小さい方の値Ｉｐ２に変化する。すなわち、位相差が十分に小さくなった場合にのみチャージポンプ電流Ｉｐを減少させ、発振器５５の制御電圧Ｖｃの周波数リップルが抑制される。
【００６２】
ここで、図６は、位相差と加算信号との関係を示すタイムチャートであり、このタイムチャートは、次の１）〜５）のタイミングを上から順に並べたものである。
１）  位相比較器５２への入力信号ＲＤ
２）  発振器５５からのクロック信号Ｓｃ
３）  位相比較器５５が出力するアップ信号Ｓｕ
４）  位相比較器５５が出力するダウン信号Ｓｄ
５）  アップ信号とダウン信号の反転信号との加算信号
【００６３】
位相比較器５２は、位相差を検出してアップ及びダウンの２つの信号Ｓｕ，Ｓｄを出力する。このアップ信号Ｓｕとダウン信号Ｓｄはともに “１”或いは“０”の信号出力であるが、アップとダウンは同時に“１”を出力することはできない。
そして、位相比較器５２で検出される位相差が大きい場合、位相差が小さくなるまでのある一定時間は、アップ或いはダウンのどちらかの“１”の出力が支配的になるが、一定時間経過したあとで位相差が十分に小さくなると、アップとダウンのパルス幅は同程度となる。
【００６４】
図６（ａ）の場合、ＣＤＲループ内で生成されるクロック、すなわち、電圧制御型発振器５５が生成するクロック信号Ｓｃが入力信号ＲＤに対して位相が遅れているが、この場合、位相差に対応する時間だけアップ信号Ｓｕが出力される。
また、この場合、ダウン信号Ｓｄは理想的には生成されないが、実際にはパルス状の信号が出力される。従って、この場合、「アップ信号Ｓｕ」と「ダウン信号Ｓｄの反転信号」を加算すると、アップ信号Ｓｕが支配的になっていることが分かる。
【００６５】
これに対して、図５（ｂ）の場合には、位相差が十分に小さいのでアップ信号Ｓｕ及びダウン信号Ｓｄがともにパルス状になり、上記のように加算した後の加算信号もパルス状の波形になる。
このように、アップ信号Ｓｕとダウン信号Ｓｄの反転信号との加算信号の大きさは、入力信号ＲＤに対するクロック信号Ｓｃの位相差の大きさに対応しているので、本実施形態のように加算信号を判定対象とすれば、位相差の大小に対応してチャージポンプ電流Ｉｐを切り替えているのと等価になる。
【００６６】
更に、図５に示す回路構成では、加算器６１の出力側に、管理系通信処理部１０８から上りバースト信号の受信タイミングｔｒが通知されたときにオンとなるスイッチ６５が設けられている。
従って、位相比較器５２の出力値に基づいてチャージポンプ電流Ｉｐを変化させる一連の動作は、上りバースト信号の受信時以外は行われない。
【００６７】
このため、各宅側装置２，３，４から送信される上りバースト信号のタイムスロットにおいて、受信当初の場合は、チャージポンプ電流Ｉｐが大きめの値Ｉｐ１が設定されて、再生回路５１のセトリング時間ｔｓが短くなり、その後、加算信号が所定範囲内に収まって位相差が小さくなったときには、チャージポンプ電流Ｉｐが小さめの値Ｉｐ２に切り替わり、再生回路５１を構成する発振器５５用の制御電圧Ｖｃのリップルが抑制される。
【００６８】
以上の通り、本実施形態のクロックデータ再生回路５１によれば、位相比較器５２が検出する位相差（具体的には、これと等価な前記加算信号）の大小に基づいてチャージポンプ５３のチャージポンプ電流Ｉｐを切り替える制御部５８を備えており、その位相差が所定範囲内である場合にチャージポンプ５３のチャージポンプ電流Ｉｐを通常より小さい値にＩｐ２切り替えるので、受信当初はチャージポンプ電流Ｉｐを大きめに設定してセトリング時間ｔｓを短縮し、かつその後にチャージポンプ電流Ｉｐを小さめに切り替えてリップルの早期収束を図る制御が可能となり、周波数変化を伴う入力信号ＲＤに対しても高速かつ高精度に追従することができる。
【００６９】
〔第１実施形態の変形例〕
図７は、第１実施形態のクロックデータ再生部１１２の変形例を示す回路構成図である。
この図７に示す再生回路５１では、チャージポンプ電流制御部５８として、アップ信号Ｓｕとダウン信号Ｓｄの反転信号を加算する加算器６１の代わりに、一定期間内のアップ信号Ｓｕとダウン信号Ｓｄのパルス数をカウントするデジタルカウンタ６７を使用している。
【００７０】
このデジタルカウンタ６７は、デジタル信号であるアップ信号Ｓｕとダウン信号Ｓｄのそれぞれの数をカウントしており、ある一定時間内（例えば、１００パルス分）にアップとダウンのパルス数が同程度になった場合にのみ、チャージポンプ電流Ｉｐの変更（Ｉｐ１→Ｉｐ２への切り替え）の信号を出力するものである。
その理由は、図６に示す通り、位相差が十分に小さくなった場合に限り、アップ信号Ｓｕとダウン信号Ｓｄの時間長さが揃って一定期間内でのパルス数が一致するからである。
【００７１】
また、デジタルカウンタ６７は、管理系通信処理部１０８から次のような動作信号を受けており、これにより、上りバースト信号の受信タイミングに対応している。
１）  バースト受信時以外にはデジタルカウンタが動作しないようにするリセット信号
２）  バースト受信の開始直後には、アップ／ダウンのパルス数を比較するだけの十分なパルス数を未だカウントできていないので、１００パルス相当の時間だけ遅らせてカウンタ６７後段のスイッチをオンにするための遅延信号
【００７２】
〔第２実施形態：位相差に対応して抵抗が可変のＣＤＲ〕
図８は、第２実施形態のクロックデータ再生部１１２を示す機能ブロック図である。また、図９は、そのクロックデータ再生部１１２の回路構成図である。
図４及び図５（第１実施形態）と図８及び図９（第２実施形態）を対比すれば明らかなように、第２実施形態では、位相差に基づく動作パラメータの可変対象が、チャージポンプ電流Ｉｐではなく、ループフィルタ５４の抵抗Ｒｐになっている点で、第１実施形態と相違している。
【００７３】
すなわち、本実施形態のクロックデータ再生回路５１は、位相比較器５２が検出する位相差に対応して、ループフィルタ５４の内部抵抗Ｒｐを切り替える抵抗制御部６８を備えている。
図９に示すように、この再生回路５１のループフィルタ５４は、コンデンサＣｐに対して直列接続された抵抗６９と、この抵抗６９に並列接続された抵抗７０とからなり、一方の抵抗７０の導通をスイッチで切り替え可能になっており、このスイッチングにより、ループフィルタ５４の抵抗値Ｒｐを２種類の値に切り替えることができる。
【００７４】
そして、抵抗制御部６８は、位相比較器５２のアップ信号Ｓｕとダウン信号Ｓｄの反転信号とを加算する加算器６１と、この加算器６１の出力側に接続された一対のコンパレータ６２，６３と、このコンパレータ６２，６３の出力側に接続されたアンド回路６４とを備え、このアンド回路６４の出力値に基づいてループフィルタ５４の抵抗７０の導通を切り替え、その内部抵抗値が小さい方の設定値となるようにスイッチングする。
【００７５】
このように、本実施形態のクロックデータ再生回路５１は、可変パラメータが抵抗Ｒｐになっていること以外は、第１実施形態の場合と動作原理は同じである。
すなわち、ループフィルタ５４の抵抗Ｒｐが大きい方がセトリング時間ｔｓを短縮できるので（前記式（１）参照）、アップ／ダウン信号の加算信号が“０”近傍に収束したら、抵抗７０のスイッチがオフに切り替わってループフィルタ５４の抵抗値を小さい方に設定される。
【００７６】
〔第２実施形態の変形例〕
図１０は、第２実施形態のクロックデータ再生部１１２の変形例を示す回路構成図である。
この図１０に示す再生回路５１では、抵抗制御部６８として、アップ信号Ｓｕとダウン信号Ｓｄの反転信号を加算する加算器６１の代わりに、一定期間内のアップ信号Ｓｕとダウン信号Ｓｄのパルス数をカウントするデジタルカウンタ６７を使用している。
このデジタルカウンタ６７の構成及び作用は、第１実施形態の変形例（図７）の場合と同様であるので、詳細説明は省略する。
【００７７】
〔第３実施形態：受信タイミングに対応して動作パラメータが可変のＣＤＲ〕
図１１は、第３実施形態のクロックデータ再生部１１２を示す機能ブロック図である。また、図１２は、そのクロックデータ再生部１１２の回路構成図である。
この第３実施形態では、位相比較器５２の出力値を使用することなくチャージポンプ電流Ｉｐを変化させる点で、第１及び第２実施形態の場合と異なる。
【００７８】
すなわち、本実施形態では、図１１及び図１２に示すように、管理系通信処理部１０８からの信号線がチャージポンプ５３に直接接続されており、この信号線からの信号を用いて、チャージポンプ５３の電流値Ｉｐを切り替えるスイッチを制御している。従って、本実施形態の再生回路５１は、第１実施形態で採用していたチャージポンプ電流制御部５８を備えていない。
【００７９】
ＰＯＮシステムにおいては、局側装置１は、各宅側装置２〜４との通信過程において、自身が信号を送信してから宅側装置２〜４からの信号を受信するまでの往復時間（ＲＴＴ）を測定しており、これを用いて各宅側装置２〜４と局側装置１との間の伝送距離を把握することができる。
この伝送距離が分かると、宅側装置２〜４が送信した光信号が受ける光ファイバの減衰量も特定できる。すなわち、伝送距離が長いほど光信号の受信強度が減衰するので、ＢＥＲを推定することができる。
【００８０】
このことから、本実施形態では、宅側装置２〜３の伝送距離とチャージポンプ電流Ｉｐの変更タイミングに関する参照テーブル（ＬＵＴ）７１を、管理系通信処理部１０８に予め記憶させてある。
なお、この参照テーブル７１は、伝送距離が長い宅側装置ほどセトリングに時間を要するので、チャージポンプ電流Ｉｐの変化開始が遅く、逆に伝送距離が短い宅側装置ほど早くロックするので、チャージポンプ電流Ｉｐの変化開始が早くなるように定められている。
【００８１】
そして、管理系通信処理部１０８は、逐次受信する上りバースト信号の送信元の宅側装置２〜４に対応するチャージポンプ電流Ｉｐの変更タイミングを上記参照テーブル７１から特定し、信号線を通じてその変更タイミングをチャージポンプ５３に通知する。
従って、本実施形態では、クロックデータ再生回路５１の外部の管理系通信処理部１０８が、受信当初はセトリング時間ｔｓを短くし、その後に再生回路５１を構成する発振器５５用の制御電圧Ｖｃのリップルが抑制されるように、当該再生回路５１の動作パラメータであるチャージポンプ電流Ｉｐを切り替える制御部として機能しており、これによって速いセトリング時間ｔｓと周波数リップルの抑制を同時に満足させている。
【００８２】
〔第３実施形態の変形例〕
図１３は、第３実施形態のクロックデータ再生部１１２の変形例を示す回路構成図である。
この図１３に示す再生回路５１では、図１２と同じ制御機構を採用しているが、動作パラメータの変更対象が、チャージポンプ電流Ｉｐではなく、ループフィルタ５４の抵抗Ｒｐである点で、図１２の場合と相違している。従って、この場合には、管理系通信処理部１０８の参照テーブル７１は、各宅側装置２〜４の伝送距離と抵抗Ｒｐの変更タイミングに関するテーブルになっている。
【００８３】
上記各実施形態はすべて例示であり本発明の範囲を制限するものではない。
本発明の技術的範囲は、各実施形態ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲の構成と均等の範囲内での変更が含まれる。
例えば、上記各実施形態では、チャージポンプ電流Ｉｐ又は抵抗Ｒｐのうちのいずれか一方のみを変更する場合を例示したが、これらの双方を同時に変更する回路構成にすることもできる。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】本発明の一実施形態に係るＰＯＮシステムの概略構成図である。
【図２】上記ＰＯＮシステムを構成する局側装置の内部構成を示すブロック図である。
【図３】上記ＰＯＮシステムを構成する宅側装置の内部構成を示すブロック図である。
【図４】第１実施形態のクロックデータ再生部を示す機能ブロック図である。
【図５】第１実施形態のロックデータ再生部の回路構成図である。
【図６】位相差と加算信号との関係を示すタイムチャートである。
【図７】第１実施形態のクロックデータ再生部の変形例を示す回路構成図である。
【図８】第２実施形態のクロックデータ再生部を示す機能ブロック図である。
【図９】第２実施形態のクロックデータ再生部の回路構成図である。
【図１０】第２実施形態のクロックデータ再生部の変形例を示す回路構成図である。
【図１１】第３実施形態のクロックデータ再生部を示す機能ブロック図である。
【図１２】第３実施形態のロックデータ再生部の回路構成図である。
【図１３】第３実施形態のクロックデータ再生部の変形例を示す回路構成図である。
【００８５】
１          局側装置
２〜４      宅側装置
５，７〜９  光ファイバ
５１        クロックデータ再生回路
５２        位相比較器
５３        チャージポンプ
５４        ループフィルタ
５５        電圧制御型発振器
５８        チャージポンプ電流制御部（制御部）
６８        抵抗制御部（制御部）
１０８        管理系通信処理部（制御部）
１１２        クロックデータ再生部
ＲＤ        受信データ（入力信号）
Ｓｃ        クロック信号（逓倍後）
ＣＬ        クロック信号（逓倍前）
ＤＳ        データ信号
Ｓｕ        アップ信号
Ｓｄ        ダウン信号
Ｉｐ        チャージポンプ電流（動作パラメータ）
Ｒｐ        抵抗（動作パラメータ）
Ｖｃ        制御電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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