(57)【要約】【課題】ノイズ信号を確実にキャンセルできるノイズキャンセル技術を提供する。【解決手段】質問器と応答器との間でバックスキャッタ方式により送受信を行うための質問器の送受信装置１の受信波補償部４０において、高周波分配部６０で分配した回り込み送信波の一方を基準信号発生部５０により発生させた基準信号に基づき直交復調部７０において直交するI成分及びQ成分に直交復調し、復調したI成分及びQ成分の振幅を補償部７２補償して出力する。補償したＩ成分及びＱ成分を基準信号に基づき、直交変調部７６で直交変調して出力する。補償制御部９０において、高周波強度検出部１００で検出した信号強度と変調波強度検出部１１０で検出した信号強度とが同じ値になるように補償部７２を制御するとともに、合成波強度検出部１２０で検出した信号強度が黄金分割法で最小となるように補償部７２を制御する。【選択図】図２
2009081719.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
キャンセル対象となるノイズ波と前記ノイズ波をキャンセルするためのキャンセル波とを加算することによって前記ノイズ波をキャンセルするノイズキャンセル方法であって、
前記キャンセル波の振幅が前記ノイズ波の振幅と同じになるように前記キャンセル波の振幅を補償し、
前記振幅を補償したキャンセル波と前記ノイズ波とを加算し、
前記キャンセル波と前記ノイズ波との加算結果が最小になるように、黄金分割法により前記キャンセル波の位相を補償することを特徴とするノイズキャンセル方法。
【請求項２】
請求項１に記載のノイズキャンセル方法において、
前記ノイズ波の一部を分配して前記キャンセル波を生成することを特徴とするノイズキャンセル方法。
【請求項３】
キャンセル対象となるノイズ波とノイズ波をキャンセルするためのキャンセル波とを加算することによってノイズ波をキャンセルするノイズキャンセラにおいて、
前記キャンセル波の強度及び位相を補償する補償手段と、
前記ノイズ波と前記補償手段で補償されたキャンセル波とを加算して出力する加算手段と、
前記ノイズ波の強度を検出するためのノイズ強度検出手段と、
前記補償手段で補償された前記キャンセル波の強度を検出するためのキャンセル波強度検出手段と、
前記加算手段の出力強度を検出する加算出力強度検出手段と、
前記キャンセル波強度検出手段で検出した前記キャンセル波の強度が前記ノイズ強度検出手段で検出した前記ノイズ波の強度と同じになるように前記補償手段を制御する強度補償制御手段と、
前記強度補償制御手段で前記キャンセル波の強度を前記ノイズ波の強度と同じになるように補償した後、前記加算出力強度検出手段で検出した前記加算手段の出力強度が最小になるように前記補償手段において前記キャンセル波の位相を補償する位相補償制御手段と、
を備えたことを特徴とするノイズキャンセラ。
【請求項４】
請求項３に記載のノイズキャンセラにおいて、
前記ノイズ信号の一部を分配することによってキャンセル波を生成し、前記加算手段へ出力するノイズ波分配手段を備えていることを特徴とするノイズキャンセラ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、黄金分割方式による位相補償によりノイズキャンセルを行うノイズキャンセル方法及びノイズキャンセラに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、音波領域における雑音や送信機の送信電波の回り込み電波などのノイズ信号をキャンセルするためのノイズキャンセル技術として、キャンセル波をノイズ信号に加算することによってノイズを相殺してキャンセルする技術があった。
【０００３】
例えば、リーダライタ側からの電波をタグ側で受信し、これに情報を載せてリーダライタ側に送信するバックスキャッタ方式のＲＦＩＤにおいては、リーダライタが送信した送信周波数と同一の無変調波を自分自身で受信してしまうという、いわゆる送信波の回り込み現象が発生する。
【０００４】
この、送信波の回り込み現象が発生するため、バックスキャッタ方式のＲＦＩＤは、リーダライタ側の受信回路に回り込み送信信号が混入し、タグ側から送信される微弱な電波を感度良く受信できないおそれがあるという欠点を持っている。
【０００５】
この回り込み送信波（ノイズ信号）をキャンセルするため、送信波の一部を分配し、その振幅と位相を調整することによって回り込み送信信号と同振幅で逆位相のキャンセル信号を生成し、それを受信波に加算することによって、受信波から回り込み送信信号を取り除くノイズキャンセラ回路がある。
【０００６】
ノイズキャンセラ回路では、適切な振幅調整値と位相調整値をみつけることが課題となる。これに対して、従来技術では、調整範囲の振幅と位相とを離散化し、そのすべての点を走査することによって最適な振幅調整値と位相調整値を得ている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００６−１４０７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところが、特許文献１で示された振幅・位相調整値の探索方法は、粗い走査と細かい走査とを使い分けているものの、基本的には、いわゆる総当たりで求めるものであるため、最適な調整値にたどり着くまでに処理時間がかかるという問題がある。さらに、調整範囲の振幅と位相とを離散化しているので、調整精度が離散間隔に依存するという問題もある。
【０００８】
一方、ＲＦ領域であればアダプティブアレイアンテナや適応フィルタを用いた干渉キャンセラに代表される適応信号処理技術の考え方を本キャンセラ回路に適用することは、原理的には可能である。しかし、これらの信号処理は、ベースバンド信号を対象としており、その多くはＦＰＧＡやＤＳＰなどのプロセッサ内部で処理が行われる。この場合、内部で処理される信号が線路遅延などによりいわゆる位相回転を起こすことはないため、安定した処理系を実現することができる。
【０００９】
ところが、ＲＦＩＤのキャンセラ回路は、キャンセルする信号が、例えば９５０ＭＨｚや２．４５ＧＨｚといった高周波信号を処理する高周波回路である。高周波回路は、伝送線路での遅延（位相回転）が無視できない領域の回路であるため、前述の適応信号処理系を構築する場合、それらの位相回転をすべて考慮しなければならない。さらに、キャンセラ回路内に増幅器などのアクティブデバイスが存在する場合、入力電力や温度変化などにより出力信号の位相が変わるため、回路内の位相回転量は一定にはならない。
【００１０】
このような回路では、キャンセラ制御が安定せずに発振してしまうおそれがあり、発振した場合、最悪の場合、受信回路を破壊してしまうおそれもある。
本発明は、こうした問題に鑑みなされたもので、ノイズ信号を確実にキャンセルできるノイズキャンセル技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
かかる問題を解決するためになされた請求項１に記載の発明は、キャンセル対象となるノイズ波とノイズ波をキャンセルするためのキャンセル波とを加算することによってノイズ波をキャンセルするノイズキャンセル方法であって、キャンセル波の振幅がノイズ波の振幅と同じになるようにキャンセル波の振幅を補償し、振幅を補償したキャンセル波とノイズ波とを加算し、キャンセル波とノイズ波との加算結果が最小になるように、黄金分割法によりキャンセル波の位相を補償することを特徴とする。
【００１２】
このようなノイズキャンセル方法によれば、ノイズ波をキャンセルすることができる。以下説明する。
ノイズ波をキャンセルするには、ノイズ波とそのノイズ信号の位相を反転させたキャンセラ波とを加算すればよい。つまり、ノイズ波とその位相を反転させたキャンセラ波を加算すれば、相殺されて出力は０となるので、ノイズ波をキャンセルすることができる。
【００１３】
ところが、通常、ノイズ波とキャンセル波とは振幅に大きな違いがあることが多い。その場合、ノイズ波とキャンセル波を単純に加算しても、加算結果は、振幅が大きい方の波そのものが出力されるだけなので、キャンセルが行われない。
【００１４】
そこで、まずキャンセル波の振幅補償を行い、キャンセル波の振幅がノイズ波の振幅と同じになるように補償する。そして、キャンセル波の振幅とノイズ波の振幅が同じになるように補償してから、キャンセル波の位相を補償することにより、キャンセル波の位相がノイズ波の位相と逆相になるようにすればノイズをキャンセルすることができる。
【００１５】
このとき、キャンセル波とノイズ波の振幅が同じである場合、キャンセル波の位相補償に対した、ノイズ波とキャンセル波の加算結果の応答が最も明確になるため、ノイズ波とキャンセル波の加算結果に基づいて位相補償を行えば、精度のよい位相補償を行うことができる。
【００１６】
さらに、キャンセル波の位相補償を行う場合、黄金分割法により、ノイズ波とキャンセル波の加算結果が最小になるようにキャンセル波の位相を補償すれば、他の方法、例えば、非線形制御手法である最急降下法などに比べて、出力を最小化するための収束特性がよく、また、発散することなく確実に収束させることができる。
【００１７】
ところで、キャンセル波の生成方法には種々の方法があり、例えば、ノイズ波と独立に生成してもよいが、請求項２に記載のようにノイズ波の一部を分配して生成するようにすると、生成したキャンセル波の位相を反転させれば、振幅や位相がノイズ波と近似したものとなるので、振幅補償や位相補償を容易かつ短時間で行うことができる。
【００１８】
請求項３に記載のノイズキャンセラは、キャンセル対象となるノイズ波とノイズ波をキャンセルするためのキャンセル波とを加算することによってノイズ波をキャンセルするノイズキャンセラにおいて、補償手段（７２：この欄においては、発明に対する理解を容易にするため、必要に応じて「発明を実施するための最良の形態」欄において用いた符号を付すが、この符号によって請求の範囲を限定することを意味するものではない。）、加算手段（８０）、ノイズ強度検出手段（１００）、キャンセル波強度検出手段（１１０）、加算出力強度検出手段（１２０）、強度補償制御手段（９０）及び位相補償制御手段（９０）を備えたことを特徴とする。
【００１９】
補償手段（７２）は、キャンセル波の強度及び位相を補償し、加算手段（８０）は、ノイズ波と補償手段（７２）で補償されたキャンセル波とを加算して出力する。また、ノイズ強度検出手段（１００）は、ノイズ波の強度を検出し、キャンセル波強度検出手段（１１０）は、補償手段（７２）で補償されたキャンセル波の強度を検出し、加算出力強度検出手段（１２０）は、加算手段（８０）の出力強度を検出する。
【００２０】
強度補償制御手段（９０）は、キャンセル波強度検出手段（１１０）で検出したキャンセル波の強度がノイズ強度検出手段（１００）で検出したノイズ波の強度と同じになるように前記補償手段（７２）を制御する。
【００２１】
位相補償制御手段（９０）は、強度補償制御手段（９０）でキャンセル波の強度をノイズ波の強度と同じになるように補償した後、加算出力強度検出手段（１２０）で検出した加算手段（８０）の出力強度が最小になるように補償手段（７２）においてキャンセル波の位相を補償する。
【００２２】
このような、ノイズキャンセラは、請求項１に記載のノイズキャンセル方法と同じ効果を有するノイズキャンセラとなる。
また、請求項４に記載のように、ノイズ信号の一部を分配することによってキャンセル波を生成し、加算手段（８０）へ出力するノイズ波分配手段（６０）を備えるようにすると、請求項２に記載のノイズキャンセル方法と同じ効果を有するノイズキャンセラとすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明が適用された実施形態について図面を用いて説明する。なお、本発明の実施の形態は、下記の実施形態に何ら限定されることはなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採りうる。
【００２４】
本実施形態では、ノイズ信号として、質問器と応答器（本実施形態の場合は、ＲＦＩＤ）間でバックスキャッタ方式により送受信を行うための質問器の送受信装置において、サーキュレータ３１で分離できずに送信機１０から受信機２０に漏れ出した高周波である「回り込み送信波」を例として説明する。
【００２５】
図１は、質問器の送受信装置１の概略の構成を示すブロック図であり、図２は、送受信装置１の構成品である受信機２０に設けられている受信波補償部４０の概略の構成を示すブロック図である。
【００２６】
送受信装置１は、質問器と応答器（本実施形態の場合は、ＲＦＩＤ）間でバックスキャッタ方式により送受信を行うための質問器の送受信装置であり、図１に示すように、送信機１０、受信機２０、アンテナ部３０、制御部３５及び図示しない電源を備えている。
【００２７】
送信機１０は、Ｄ／Ａ変換器１１、変調器１３、電力増幅器１４及び発振器１５を備え、制御部３５から入力されるディジタル変調データを２．４５ＧＨｚの周波数の電波に変換し、アンテナ部３０へ出力する。
【００２８】
つまり、ディジタル変調データをＤ／Ａ変換器１１でアナログ信号に変換し、変換したアナログ信号を変調器１３で変調し高周波信号とする。そして、変調した高周波信号を電力増幅器１４で増幅し、アンテナ部３０から送信するのである。なお、発振器１５は、変調に必要な周波数の信号（２．４５ＧＨｚ）を変調器１３に供給する。
【００２９】
受信機２０は、低雑音増幅器２１、受信波補償部４０、復調器２２、Ａ／Ｄ変換器２４を備え、アンテナ部３０から受信した２．４５ＧＨｚの電波を受信し、ディジタル復調データに変換して出力する。
【００３０】
つまり、アンテナ部３０で受信した高周波信号を低雑音増幅器２１で増幅し、増幅した高周波信号を復調器２２で復調し復調信号とする。そして得られた復調信号をＡ／Ｄ変換器２４でディジタル復調信号に変換し、制御部３５へ出力するのである。なお、復調に必要な発振信号は送信機１０の発振器１５から供給される。
【００３１】
アンテナ部３０は、送信機１０及び受信機２０で送受信する電波を送信又は受信するためのものであり、送信機１０からの信号をアンテナ３２へ伝送する場合とアンテナからの受信信号を受信機２０へ伝送する場合とを分離するサーキュレータ３１及びアンテナ３２を備えている。ＲＦＩＤの場合アンテナ３２としては、パッチアンテナなどが用いられる。
【００３２】
制御部３５は、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ロジック回路、Ｉ／Ｏなどから構成され、応答器へ送信するコマンドなどをディジタル信号として送信機１０に出力する。また、制御部３５は、受信機２０から入力されるディジタル信号からディジタル復調データを取得し、応答器から送信されたＩＤを読み取る等の処理を行う。
【００３３】
次に、受信機２０の構成品のうち本発明の特徴である受信波補償部４０について説明する。なお、送信機１０及び受信機２０のその他の構成品は、公知のものであるため、説明を省略する。
【００３４】
受信波補償部４０は、送信機１０から応答器へ送信した電波のうち質問器の受信機２０で直接受信した回り込み送信波の一部を分配し、その分配波の振幅及び位相を、送信機１０から応答器へ送信する電波に基づき、独立に補償することによって、回り込み送信波をキャンセルするキャンセル波を生成し、生成したキャンセル波を高周波回路において、周り込み送信波に加算することによって、回り込み送信波をキャンセルする。
【００３５】
ここで、「回り込み送信波」とは、具体的には図１中での一点鎖線で示される、サーキュレータ３１で分離できずに送信機１０から受信機２０に漏れ出した高周波のことを意味している。
【００３６】
受信波補償部４０は、図２に示すように、基準信号発生部５０、高周波分配部６０、直交復調部７０、補償部７２、直交変調部７６、高周波合成部８０、高周波強度検出部１００、変調波強度検出部１１０、合成波強度検出部１２０及び補償制御部９０を備えている。
【００３７】
基準信号発生部５０は、回り込み送信波と周波数同期した基準信号を発生する高周波発振回路であり、周波数２．４５ＧＨｚの正弦波を出力する。
高周波分配部６０は、回り込み送信波を２つの高周波に分配して出力する高周波分波器であり、直交復調部７０は、高周波分配部６０が出力する一方の高周波を基準信号発生部５０により発生させた基準信号に基づき、直交するI成分及びQ成分に直交復調し出力する直交復調器である。
【００３８】
補償部７２は、直交復調部７０が出力するI成分及びQ成分の振幅を補償して出力する。
直交変調部７６は、補償部７２が出力するI成分及びQ成分を基準信号に基づき、直交変調して出力する直交変調器であり、高周波合成部８０は、直交変調部７６の出力と高周波分配部６０が出力する他方の高周波とを合成して出力する結合器である。
【００３９】
高周波強度検出部１００は、高周波分配部６０の他方の高周波の信号強度を検出し、変調波強度検出部１１０は、直交変調部７６の出力の信号強度を検出し、合成波強度検出部１２０は、高周波合成部８０の出力の信号強度を検出する。
【００４０】
補償制御部９０は、高周波合成部８０で合成する２つの信号の振幅レベルが同じになるように振幅を補償するとともに、高周波合成部８０の出力を最小化するように位相を補償する。
【００４１】
補償制御部９０における振幅補償制御は、高周波強度検出部１００の出力と変調波強度検出部１１０の出力のレベルが同一レベルとなるように行う。この制御は線形制御に分類されるもので、通常の無線回路に実装されている自動利得制御装置の原理を利用することができる。
【００４２】
補償制御部９０における振幅補償制御は、高周波強度検出部１００の出力及び変調波出力検出部の出力を入力し、その差分をとる。そして、その差分が０になるように、補償部７２に対して変調波のＩ成分及びＱ成分の大きさを調整するようにフィードバック指令が出力されることによって行われる。
【００４３】
補償制御部９０における位相補償制御は、高周波合成部８０の後段にある合成波強度検出部１２０の出力を最小とするように黄金分割法を用いて行う。なお、黄金分割法による位相制御については、後述する。
【００４４】
（位相補償の説明）
次に、補償制御部９０において実行される補償制御のうち位相補償について、その原理について説明する
受信機２０で受信され、高周波分配部６０で分配される回り込み送信波ｒ（ｔ）は、振幅Ａ、位相θ（０≦θ＜２π）とすると、以下の式１で表される。
【００４５】
【数１】
2009081719.tif 000003
回り込み送信波を打ち消すために生成するキャンセル波（直交変調器の出力）ｐ（ｔ）は、振幅調整が完了した後は、位相α（０≦θ＜２π）を用いて以下の式２で表される。
【００４６】
【数２】
2009081719.tif 000004
したがって、高周波合成部８０の出力ｑ（ｔ）（以下、「キャンセラ出力」とも呼ぶ。）は、式１及び式２を用いて以下の式３で表される。
【００４７】
【数３】
2009081719.tif 000005
式３から、キャンセラ出力の包絡線Ｅを取り出すと以下の式４で表される。
【００４８】
【数４】
2009081719.tif 000006
オイラーの公式を用いると式４は、以下の式５で示すように変形できる。
【００４９】
【数５】
2009081719.tif 000007
式５から、包絡線の振幅Ｍを求めると以下の式６で示すようになる。
【００５０】
【数６】
2009081719.tif 000008
式６について、振幅Ｍが０になるαの値は、以下の式７で示されるように、
【００５１】
【数７】
2009081719.tif 000009
となる。この値が制御位相の最適解となる。これは、キャンセル波と回り込み送信波の位相が逆相となっていることを示している。
【００５２】
キャンセラ出力の包絡線の振幅Ｍをキャンセル波の位相α（０≦θ＜２π）の関数で表現し、Ｍ＝ｆ（α）とすると以下の式８で示される。
【００５３】
【数８】
2009081719.tif 000010
ここで、Ａ：キャンセラ出力の振幅
θ：回り込み波の位相
この式８で示されるキャンセラ出力の包絡線の振幅ｆ（α）を０にするようなαを黄金分割法で求める。
【００５４】
（黄金分割法による補償制御処理）
次に、図３及び図４に基づいて、補償制御部９０において実行される、キャンセラ出力を最小化するための黄金分割法による補償制御処理について説明する。
【００５５】
図３は、補償制御処理の流れを示すフローチャートであり、図４は、黄金分割による位相の最小化の方法を示す図である。
図３に示すように、Ｓ１００において、キャンセル波の振幅が回り込み送信波の振幅と同じになるように調整した後、黄金分割法のプロセスを開始する。
【００５６】
続くＳ１０５〜Ｓ１４５では、黄金分割法を適用して最適な位相が求められる。つまり、Ｓ１０５において、図４（ａ）に示すように、目的関数ｆ（α）の最小値を含む区間［ａ，ｂ］の値と黄金比ｒを用いてその区間を黄金比で内分する点ｃとｄがとられる。ここで、黄金比ｒは、以下の式９で求められる。なお、ａ，ｂの初期値は０度と３６０度になる。
【００５７】
【数９】
2009081719.tif 000011
また、点ｃ，ｄは以下の式１０及び式１１で求める。
【００５８】
【数１０】
2009081719.tif 000012
【００５９】
【数１１】
2009081719.tif 000013
続くＳ１１０において、ｆ（ｃ）とｆ（ｄ）の値が算出される。ここで、実際の回路の場合のｆ（ｃ）は、図２の補償制御部９０が補償部７２を位相ｃ度となるように制御したときの合成波強度検出部１２０の出力になる。また、ｆ（ｄ）は、補償制御部９０が補償部７２を位相ｄ度となるように制御したときの合成波強度検出部１２０の出力になる。
【００６０】
続くＳ１１５では、Ｓ１１０において算出されたｆ（ｃ）＞ｆ（ｄ）であるか否かが判定される。そして、ｆ（ｃ）＞ｆ（ｄ）ならば（Ｓ１１５：Ｙｅｓ）、処理がＳ１２０へ移行され、ｆ（ｃ）＞ｆ（ｄ）でなければ、処理がＳ１３０へ移行される。
【００６１】
Ｓ１２０では、図４（ｂ）に示すように、点ｃが点ａに、また、点ｄが点ｃに置き換えられた後、続くＳ１２５において、式３を用いて点ｄが求められる。
一方、Ｓ１３０では、点ｄが点ｂに、また、点ｃが点ｄに置き換えた後、続くＳ１３５において式２を用いて点ｃが求められる。
【００６２】
続くＳ１４０では、区間[ｃ，ｄ]の値が所定の値以下になったか否かが判定される。そして、所定の値以下であると判定された場合（Ｓ１４０：Ｙｅｓ）、処理がＳ１４５へ移行され、所定の値より大きいと判定された場合（Ｓ１４０：Ｎｏ）、処理がＳ１１０へ戻され、黄金分割による最適位相を求める処理が繰り返される。
【００６３】
Ｓ１４５では、ｃ又はｄが位相αの最適値とされ、処理が終了される。
（黄金分割法による収束性の説明）
ここで、黄金分割法により高周波合成部８０の出力を最小にすると、発散することなく確実に収束させることができることについて詳細に説明する。
【００６４】
まず、ステップ１として、前述の式８ついて、式９〜式１１と同じように、
【００６５】
【数１２】
2009081719.tif 000014
とする。
【００６６】
黄金分割法では、ｆcとｆdの大小関係が次のステップでの分岐条件となる、そこでｆc−ｆdを計算すると以下の式１２に示すようになる。
【００６７】
【数１３】
2009081719.tif 000015
Ｓ（θ）を０≦θ＜２πでプロットしたものを図５に示す。図５に示すように回り込み送信波の位相θが０〜１８０度の範囲でｆc＞ｆd、θが１８０〜３６０度の範囲でｆc＜ｆdとなることが分かる。そこで、黄金分割法の次のステップを０≦θ≦１８０度の範囲と１８０＜θ＜３６０度の範囲とに分けて検討する。なお、このステップ１が図３のＳ１０５に相当する。
【００６８】
（１）０≦θ≦１８０度の場合
０≦θ≦１８０度の場合では、ｆc＞ｆdの関係となる。この場合、黄金分割の２ステップ以降では、キャンセラ波の位相αのａ〜ｃ（０度〜（３−√５）π≒１３７．５度）が計算に使用されない範囲となる。
【００６９】
図６は、回り込み送信波の位相θが９０度の場合（図６（ａ））、１３７．５度（ｃ点）の場合（図６（ｂ））、１８０度の場合（図６（ｃ））のキャンセル波位相αに対するキャンセラ出力を示している。
【００７０】
この結果から、θが０〜１３７．５度までの範囲であれば、次ステップ以降の計算範囲で、落ち込み点は、最適点のみなので、次ステップ以降で確実に収束する。しかし、１３７．５＜θ≦１８０度の範囲では、最適点以外での落ち込みが観測される（図６（ｃ）中の黒丸）。黄金分割法では、２つの落ち込み点がある場合、最小となる落ち込み点に収束する保障は無い。そこで、この範囲における次ステップ（ステップ２）の結果を考える。
【００７１】
［ステップ２（０≦θ≦１８０度の場合）］
ステップ２（０≦θ≦１８０度の場合）では、
【００７２】
【数１４】
2009081719.tif 000016
とする。
【００７３】
そして、ステップ１と同様に、ｆcとｆdの大小関係を調べるために、ｆc−ｆdを計算すると式１３に示すようになる。
【００７４】
【数１５】
2009081719.tif 000017
Ｓ２（θ）を１３７．５＜θ≦１８０度の範囲でプロットしたものが図７になる。
【００７５】
この結果から、ステップ２の結果は、ｆc＞ｆdとなることが分かる。したがって、次のステップでは、ａ〜ｃ（３−√５）≒１３７．５度〜(−１＋√５）π≒２２２．５度）の範囲が計算にされない範囲となる。このことから、前ステップで問題となった１３７．５＜θ≦１８０度は、次ステップ以降で計算対象外となるため、黄金分割法により、最適位相点に収束することになる。
【００７６】
（２）１８０＜θ＜３６０度の場合
１８０＜θ＜３６０度では、ｆc＜ｆdの関係となる。この場合、黄金分割法の２ステップ以降では、キャンセラ位相αのｄ〜ｂ（(−１+√５)π≒２２２．５〜３６０度）が計算に使用されない範囲となる。
【００７７】
図８は、回り込み送信波の位相θが１８１度の場合（図８（ａ））、２２２．５度（ｄ点）の場合（図８（ｂ））、３５９度の場合（図８（ｃ））のキャンセル波の位相αに対するキャンセラ出力を示している。
【００７８】
この結果から、θが２２２．５〜３６０度までの範囲であれば、次ステップ以降の計算範囲で、落ち込み点は、最適点のみなので、次ステップ以降で確実に収束する。
しかし、１８０＜θ＜２２２．５度の範囲では、最適点以外での落ち込みが観測される（図８（ａ）中の黒丸）。そこで、この範囲における次ステップ（ステップ２）の結果を考える。
【００７９】
［ステップ２（１８０＜θ＜３６０度の場合）］
ステップ２（１８０＜θ＜３６０度の場合）では、
【００８０】
【数１６】
2009081719.tif 000018
とする。
【００８１】
そして、ステップ１と同様に、ｆcとｆdの大小関係を調べるために、ｆc−ｆdを計算すると式１４に示すようになる。
【００８２】
【数１７】
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Ｓ２（θ）を１８０＜θ＜２２２．５度の範囲でプロットしたものが、図９になる。
【００８３】
この結果から、ステップ２の結果は、ｆc＜ｆdとなることが分かる。したがって、次のステップでは、ｄ〜ｂ（(３ー√５)π≒１３７．５度〜(ー１＋+√５)π≒２２２．５度）の範囲が計算されない範囲となる。このことから、前ステップで問題となった１８０＜θ≦２２２．５度は、次ステップ以降で計算対象外となるため、黄金分割法により、最適位相点に収束することになる。なお、このステップ２が図３のＳ１１０〜Ｓ１４０に相当する。
【００８４】
以上の結果から、黄金分割法をもちいれば、回り込み波の位相θの位相によらず、キャンセラ出力を最小化させるキャンセル波位相αをもとめることができる。
（送受信装置１の特徴）
以上のような送受信装置１によれば、受信波補償部４０において、質問器から応答器へ送信する電波のうち質問器の受信機２０で直接受信する回り込み送信波の振幅及び位相が送信機から応答器へ送信する電波に基づき、高周波回路において補償されることによって、回り込み送信波がキャンセルされる。つまり、質問器は回り込み送信波の影響を受けないようにすることができる。
【００８５】
このとき、受信波補償部４０は、高周波回路において回り込み送信波の振幅及び位相を独立に、かつ、信号強度のみを検出して補償しているので、回り込み送信波のキャンセルを精度良く行うことができる。
【００８６】
なぜなら、送受信装置１は、調整する振幅と位相とを離散的に走査するものではなく、振幅は自動利得制御、位相は黄金分割法といったように、独立に収束制御しているものであるため、演算装置で制御するのであれば、演算装置の表現できる数値精度で制御できるので、精度よく補償することができるからである。
【００８７】
また、回り込み送信波の振幅及び位相を独立、かつ、信号強度のみを検出しているので、位相回転量が不明瞭な高周波回路において実現するキャンセラ回路であっても発散することなく、安定した制御が可能となる。
【００８８】
また、振幅を補償した後に位相を補償しているので補正を正確に行うことができる。なぜならば、振幅制御前は、キャンセル波と回り込み送信波の信号強度に大きな違いがあることが多い。この場合、位相制御を行っても、受信波補償部４０の出力信号強度も強い方の信号強度そのものが出力されるだけなので、位相制御に対する出力応答がほぼ一定の値となり、精度のよい位相制御が行えないためである。
【００８９】
これに対し、振幅制御を行い、キャンセル波と回り込み送信波の信号強度が同じである場合、移動制御に対する受信波補償部４０の出力信号の応答が最も明確になるため、精度のよい位相制御を行うことができる。
【００９０】
また、受信波補償部４０では、直交変調及び直交復調を用いて変復調を行うことにより、直流値の制御だけで高周波信号の振幅と位相とを簡便かつ高精度に制御できる。
また、キャンセラ出力の位相を最小化するために黄金分割法を用いている。したがって、他の非線形制御手法である最急降下法などに比べて、出力を最小化するための収束特性がよく、また、発散することなく確実に収束させることができる。
【００９１】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は、本実施形態に限定されるものではなく、種々の態様を採ることができる。
例えば、上記実施形態では直交変復調を用いたが、必ずしも直交変復調でなくともＡＭ変復調やＰＭ変復調を組み合わせたものでであってもよい。
【００９２】
また、上記実施形態では、送受信される高周波の周波数が２．４５ＧＨｚであったが、特に２．４５ＧＨｚに限られず、９５０ＭＨｚやその他の周波数であってもよい。
また、上記実施形態では、ノイズ信号として、質問器と応答器（本実施形態の場合は、ＲＦＩＤ）間でバックスキャッタ方式により送受信を行うための質問器の送受信装置において、サーキュレータ３１で分離できずに送信機１０から受信機２０に漏れ出した高周波である「回り込み送信波」を例として説明したが、他のノイズであっても有効なノイズキャンセルが可能である。例えば、騒音がある場所での騒音キャンセルや振動のキャンセルなど、波形ノイズであればキャンセルすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】質問器の送受信装置１の概略の構成を示すブロック図である。
【図２】送受信装置１の構成品である受信機２０に設けられている受信波補償部４０の概略の構成を示すブロック図である。
【図３】補償制御処理の流れを示すフローチャートである。
【図４】黄金分割による位相の最小化の方法を示す図である。
【図５】Ｓ（θ）を０≦θ＜２πでプロットした図である。
【図６】回り込み送信波の位相θが９０度、１３７．５度（ｃ点）、１８０度の場合のキャンセル波位相αに対するキャンセラ出力を示す図である。
【図７】Ｓ２（θ）を１３７．５＜θ≦１８０度の範囲でプロットした図である。
【図８】回り込み送信波の位相θが１８１度、２２２．５度（ｄ点）、３５９度の場合のキャンセル波の位相αに対するキャンセラ出力を示す図である。
【図９】Ｓ２（θ）を１８０＜θ＜２２２．５度の範囲でプロットした図である。
【符号の説明】
【００９４】
１…送受信装置、１０…送信機、１１…Ｄ／Ａ変換器、１３…変調器、１４…電力増幅器、１５…発振器、２０…受信機、２１…低雑音増幅器、２２…復調器、２４…Ａ／Ｄ変換器、３０…アンテナ部、３１…サーキュレータ、３２…アンテナ、３５…制御部、４０…受信波補償部、５０…基準信号発生部、６０…高周波分配部、７０…直交復調部、７２…補償部、７６…直交変調部、８０…高周波合成部、９０…補償制御部、１００…高周波強度検出部、１１０…変調波強度検出部、１２０…合成波強度検出部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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