(57)【要約】      （修正有）【課題】外部から供給される制御信号を使うことなく且つ電源電圧の立ち上り特性に依存することなくバンドギャップリファレンス（ＢＧＲ）の起動を保証する。【解決手段】定電流回路は、第１抵抗素子Ｒ１０１−１及び第１ダイオードＤ１０１−２を含む第１回路１０１と、第２抵抗素子Ｒ１０２−１、第２ダイオードＤ１０２−２及び当該第２ダイオードＤ１０２−２と直列に接続された第３抵抗素子Ｒ１０２−３を含む第２回路１０２と、第１回路１０１に第１電流を供給し、第２回路１０２に第２電流を供給し、第３電流を出力する電圧電流変換部１０３と、第３電流に従って起動電流のオン／オフを制御し電圧電流変換部１０３に供給する起動回路１０４とを備え、電圧電流変換部１０３は第１回路１０１と第２回路１０２の間の電位差を電流に変換するように接続され、起動電流に従って、第１電流及び第２電流乃至第３電流を増加させる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１抵抗素子及び第１ダイオードを含む第１回路と、
第２抵抗素子、第２ダイオード及び当該第２ダイオードと直列に接続された第３抵抗素子を含む第２回路と、
前記第１回路に第１電流を供給し、前記第２回路に第２電流を供給し、第３電流を出力する電圧電流変換部と、
前記第３電流に従って起動電流のオン／オフを制御し、前記電圧電流変換部に供給する起動回路と、を備え、
前記電圧電流変換部は、前記第１回路と前記第２回路の間の電位差を電流に変換するように接続され、
前記電圧電流変換部は、前記起動電流に従って、前記第１電流乃至前記第３電流を増加させ、
前記第１抵抗素子の素子値と前記第１電流の積は、前記第２抵抗素子の素子値と前記第２電流の積より大きいことを特徴とする定電流回路。
【請求項２】
前記第１抵抗素子は、前記第１ダイオードと並列に接続され、
前記第２抵抗素子は、前記第２ダイオード及び前記第３抵抗素子から成る直列回路と並列に接続されている請求項１に記載の定電流回路。
【請求項３】
温度係数を調整する温度特性調整抵抗器をさらに備え、
前記第１及び第２抵抗素子は、前記温度係数調整抵抗器と直列に接続されている請求項１に記載の定電流回路。
【請求項４】
前記電圧電流変換部は、誤差増幅器及び電圧電流変換回路を有し、前記誤差増幅器の入力電圧特性において入力電圧差が前記電圧電流変換回路のオフセット電圧より大きくなるような電流値の前記第３電流を前記起動回路に供給する請求項１乃至３の何れか１項に記載の定電流回路。
【請求項５】
前記起動回路は、電流出力回路及び当該電流出力回路と直列に接続された複数のＭＯＳトランジスタを有し、当該複数のＭＯＳトランジスタを通して前記起動電流を供給し、前記電圧電流変換部によって当該複数のＭＯＳトランジスタの接続点に当該電流出力回路の出力電流より大きな前記第３電流が供給された場合に前記起動電流をオフする請求項１乃至４の何れか１項に記載の定電流回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、定電流回路に関し、特に、起動回路を含むバンドギャップリファレンス（ＢＧＲ）に分類される定電流回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的なバンドギャップリファレンス（以下「ＢＧＲ」という）は、２組のダイオードに流れるエミッタ面積当りの電流に比をつけたときに絶対温度に比例した電圧が得られるという原理を利用して、絶対温度に比例した電流を抵抗器とダイオードから構成される直列回路に流し、抵抗器による正の温度係数の電圧降下とダイオードによる負の温度係数の電圧降下を加算することによってほぼ零の温度係数の電圧を得るものである。
【０００３】
特許文献１は、上記原理を利用して正の温度係数の電流を得るとともに、ダイオードと並列に接続された抵抗器に流れる電流を加算することによってほぼ零の温度係数の電流を得る技術を開示している。但し、ダイオードによる電圧降下は負の温度係数を有するので、ダイオードと並列に接続された抵抗器に流れる電流も負の温度係数を有する。特許文献１の技術は、電源電圧が低い場合（例えば、１Ｖ以下）であっても動作するような有用な技術である。
【０００４】
一般的なＢＧＲには、ＢＧＲの起動を保証する起動回路が必要である。外部から供給される制御信号を使うことなく起動回路を動作させるためには、ＢＧＲが正常動作範囲内で動作しているか否かを検出する機能が必要である。一般的なＢＧＲでは、例えば、ダイオードと直列に接続された抵抗器による電圧降下を観測し、観測結果に従ってＢＧＲが正常動作範囲内で動作していることを検出する。
【０００５】
しかし、特許文献１では、ダイオードと直列に接続される抵抗器は存在するが、この抵抗器による電圧降下が１００ｍＶ以下と小さく且つ両端子の電位が固定されない。従って、特許文献１には、ダイオードと直列に接続された抵抗器による電圧降下を観測してＢＧＲが正常動作範囲内で動作しているか否かを検出することが困難であるという問題がある。
【０００６】
抵抗器に因る電圧降下が小さいという問題に対して、ダイオードに流れる電流及びダイオードと並列に接続された抵抗器に流れる電流の合計の電流値に対して、カレントミラー回路を用いて推定値を得るという解決手段が考えられる。
【０００７】
しかし、正常動作しているか否かの判定を行うためには、正常動作している時の電流の例えば２分の１以上且つ正常動作している時の電流未満という高精度な閾値を設定する必要があり、実現が困難であるという問題がある。
【０００８】
また、コンデンサと抵抗器から構成されるタイマを用いて、起動電流を生成する技術が知られている。
【０００９】
しかし、タイマを用いるためには、電源電圧の立ち上りの最長時間が一定以下に保証されることが条件となり、この条件が満たされない場合には、電源電圧が定格電源電圧に達したか否かの検出回路とタイマを組み合わせて用いる必要があり、実現が困難であるという問題がある。
【００１０】
すなわち、従来の定電流回路には、外部から供給される制御信号を使うことなく且つ電源電圧の立ち上り時間が一定値以下でない場合にＢＧＲの起動を保証することができないという問題がある。
【特許文献１】特開平１１−４５１２５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明の目的は、外部から供給される制御信号を使うことなく且つ電源電圧の立ち上り特性に依存することなくバンドギャップリファレンス（ＢＧＲ）の起動を保証することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の第１態様によれば、第１抵抗素子及び第１ダイオードを含む第１回路と、第２抵抗素子、第２ダイオード及び当該第２ダイオードと直列に接続された第３抵抗素子を含む第２回路と、前記第１回路に第１電流を供給し、前記第２回路に第２電流を供給し、第３電流を出力する電圧電流変換部と、前記第３電流に従って起動電流のオン／オフを制御し、前記電圧電流変換部に供給する起動回路と、を備え、前記電圧電流変換部は、前記第１回路と前記第２回路の間の電位差を電流に変換するように接続され、前記電圧電流変換部は、前記起動電流に従って、前記第１電流乃至前記第３電流を増加させ、前記第１抵抗素子の素子値と前記第１電流の積は、前記第２抵抗素子の素子値と前記第２電流の積より大きいことを特徴とする定電流回路が提供される。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、外部から供給される制御信号を使うことなく且つ電源電圧の立ち上り特性に依存することなくバンドギャップリファレンス（ＢＧＲ）の起動を保証することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。なお、以下の実施例は、本発明の実施の一形態であって、本発明の範囲を限定するものではない。
【実施例１】
【００１５】
はじめに、本発明の実施例１について説明する。
【００１６】
図１は、本発明の実施例１に係る定電流回路の回路構成を示す回路図である。
【００１７】
本発明の実施例１に係る定電流回路は、第１回路１０１、第２回路１０２、電圧電流変換部１０３及び起動回路１０４を備えている。
【００１８】
第１回路１０１は、第１抵抗素子Ｒ１０１−１及び第１ダイオードＤ１０１−２を有する。第１回路１０１は、第１抵抗素子Ｒ１０１−１と第１ダイオードＤ１０１−２との並列回路である。
【００１９】
第２回路１０２は、第２抵抗素子Ｒ１０２−１、第２ダイオードＤ１０２−２及び第３抵抗素子Ｒ１０２−３を有する。第２回路１０２は、第３抵抗素子Ｒ１０２−３及び第２ダイオードＤ１０２−２の直列回路と第２抵抗素子Ｒ１０２−１との並列回路である。
【００２０】
電圧電流変換部１０３は、第１回路１０１と第２回路１０２の間の電位差を電流に変換するように接続されている。電圧電流変換部１０３は、第１回路１０１に第１電流Ｉ１を供給し、第２回路１０２に第２電流Ｉ２を供給し、起動回路１０４に第３電流Ｉ３を供給する。
【００２１】
第１電流Ｉ１、第２電流Ｉ２及び第３電流Ｉ３はカレントミラーによって生成されるので、第３電流Ｉ３は、第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２に略比例する。電圧電流変換部１０３は、起動電流Ｉ４が正の値のときは第１乃至第３電流Ｉ１〜Ｉ３を増加させる。
【００２２】
ここで、第１抵抗素子Ｒ１０１−１の素子値Ｒ１と第１電流Ｉ１の積と第２抵抗素子Ｒ１０２−１の素子値Ｒ２と第２電流Ｉ２の積は、式１の関係を満たす。例えば、ｋ＝１．０５である。すなわち、従来技術では、ｋ＝１とされていたのに対して、本発明の実施例１では、ｋ＞１とする。
【数１】
2009104452.tif 000003
【００２３】
起動回路１０４は、ＭＯＳトランジスタＭ１０４−１，１０４−２及びこれらのＭＯＳトランジスタＭ１０４−１，１０４−２にバイアス電圧を印加するバイアス回路１０４−３を有する。起動回路１０４は、第３電流Ｉ３の値が零のときは、大凡ＭＯＳトランジスタＭ１０４−１に印加されるバイアス電圧に従った電流Ｉｔｈを、ＭＯＳトランジスタＭ１０４−２を通して起動電流Ｉ４として出力する。ＭＯＳトランジスタＭ１０４−１とＭＯＳトランジスタＭ１０４−２の接続点には電圧電流変換部１０３から供給される第３電流Ｉ３が供給され、起動回路１０４は、電圧電流変換部１０３から供給される第３電流Ｉ３と閾値電流Ｉｔｈの大小関係に従って起動電流Ｉ４を出力する。第３電流Ｉ３が閾値電流Ｉｔｈ以下のときの起動電流Ｉ４は約Ｉｔｈ−Ｉ３となり、第３電流Ｉ３が閾値電流Ｉｔｈ以上となるような条件では、起動電流Ｉ４はオフされる。
【００２４】
２つのＭＯＳトランジスタＭ１０４−１，１０４−２は、第３電流Ｉ３に従って起動電流Ｉ４のオン／オフを切り替える電流制御の電流スイッチとして動作する。閾値電流Ｉｔｈは、電圧電流変換部１０３の誤差増幅器１０３−２が正常に動作する入力電圧ＶＡ，ＶＢ及び入力信号ＶＢ−ＶＡの絶対値が充分に大きくなるように設定される。
【００２５】
バイアス回路１０４−１は、起動電流Ｉ４に従って設計される。第３電流Ｉ３と第１電流Ｉ１又は第２電流Ｉ２との比は、起動電流Ｉ４のオフを保証できる最小値に設定される。
【００２６】
図２は、電圧電流変換部１０３の回路構成を示す回路構成図である。
【００２７】
電圧電流変換部１０３は、電圧電流変換回路１０３−１及び誤差増幅器１０３−２を有する。
【００２８】
電圧電流変換回路１０３−１は、互いのソース電極が並列に接続され且つ互いのゲート電極が並列に接続された複数のＭＯＳトランジスタのドレインから第１電流Ｉ１、第２電流Ｉ２、第３電流Ｉ３及び本発明の実施例１に係る定電流回路の出力電流Ｉｏｕｔを出力する。
【００２９】
誤差増幅器１０３−２には入力電圧ＶＡ及び入力電圧ＶＢが入力され、入力信号ＶＢ−ＶＡの絶対値が小さくなるように、電圧電流変換回路１０３−１を制御する。また、誤差増幅器１０３−２には起動電流Ｉ４が入力され、起動電流Ｉ４に従って誤差増幅器１０３−２の出力が変化する。起動電流Ｉ４が正の値のときは、電圧電流変換回路１０３−１の各出力電流を増加させるように誤差増幅器１０３−２の出力が変化する。
【００３０】
以上の構成によって、誤差増幅器１０３−２が正しく入力信号の極性を判定して電圧電流変換回路１０３−１を制御できないほど第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２が小さいときには、起動回路１０４は、起動電流Ｉ４を電圧電流変換回路１０３−１に供給して第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２を増加させて誤差増幅器１０３−２が正しく入力信号を判定して電圧電流変換回路１０３−１を制御できるようにする。また、起動回路１０４は、第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２が定格電流となったときには、起動電流Ｉ４をオフするので、本発明の実施例１に係る定電流回路の出力電流ＩＯＵＴが起動電流Ｉ４の影響を受けなくなる。よって、バンドギャップリファレンス（ＢＧＲ）の起動を保証することができる。
【００３１】
ここで、本発明の実施例１のようにＩ１×Ｒ１＝ｋ×Ｉ２×Ｒ２（ｋ＞１）とした場合には、従来技術のようにＩ１×Ｒ１＝Ｉ２×Ｒ２（ｋ＝１）とした場合と大きく温度特性が異なることが懸念される。
【００３２】
図３は本発明の実施例１及び従来技術に係る温度特性を示すグラフである。
【００３３】
図３に示されるように、式１中のｋをｋ＝１．０５にした場合は、その温度特性の違いが元の温度特性による電流変動量よりも小さい。ｋを大きくした場合には、許容される起動回路１０４の閾値の範囲が広くなるが、温度特性が犠牲となって出力電流ＩＯＵＴの変動範囲が広くなる。
【００３４】
次に、本発明の実施例１において式１中のｋをｋ＞１としたことの効果を説明する。
【００３５】
図４は、式１中のｋがｋ＝１．０５のときの電圧電流変換回路１０３−１の第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２と、誤差増幅器１０３−２の入力電圧ＶＡ，ＶＢの関係の例を温度毎に示すグラフであって、従来技術のようにｋ＝１とした場合と比べて第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２が小さい場合の入力信号ＶＢ−ＶＡの絶対値が大きい。
【００３６】
図５は、第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２と誤差増幅器１０３−２の入力信号ＶＢ−ＶＡの関系について本発明の実施例１と従来技術の比較を示すグラフである。
【００３７】
なお、電圧電流変換部１０３は、入力信号ＶＢ−ＶＡが負の場合には第１乃至第３電流Ｉ１〜Ｉ３を増加させ、正の場合には第１乃至第３電流Ｉ１〜Ｉ３を減少させる。
【００３８】
図５に示されるように、本発明の実施例１では、第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２が定格電流（ＶＢ−ＶＡが零になる電流）である２．４μＡの４分の１以下（例えば、０．５μＡ 以下）のような小さい電流値であっても、電圧電流変換部１０３の入力信号ＶＢ−ＶＡは約−１０ｍＶで、その絶対値は約１０ｍＶと大きい。
【００３９】
これに対して、従来技術では、第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２が０．５μＡの場合、電圧電流変換部１０３の入力信号ＶＢ−ＶＡは約０ｍＶであって、電圧電流変換部１０３の入力信号が−１０ｍＶ以下（絶対値で１０ｍＶ以上）となる第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２は、定格電流２．４μＡの2分の１を超す約１．４μＡである。
【００４０】
例えば、誤差増幅器に絶対値で１０ｍVのオフセット電圧があって、入力信号ＶＢ−ＶＡが−１０ｍＶのときに平衡する（すなわち、出力電流ＩＯＵＴを維持する）ように誤差増幅器１０３−２が動作した場合には、従来技術と本発明の実施例１とでは以下のような違いがある。
【００４１】
従来技術では、第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２が０．５μＡのとき、誤差増幅器１０３−２の入力は約０ｍＶで、誤差増幅器１０３−２のオフセット電圧のために第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２を減少させるよう電圧電流変換部１０３を制御し、第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２が零の状態でとどまり、定電流回路は起動しない。起動を保証するためには、第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２が１．４μＡ以上となるように電圧電流変換部１０３に起動電流Ｉ４を供給し且つ第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２が２．２μＡ以上の電流では起動電流Ｉ４を停止させなければならない。
【００４２】
これに対して、本発明の実施例１では、第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２が０．５μＡのときでも誤差増幅器１０３−２は第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２を増加させるように電圧電流変換部１０３を制御し、第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２は２．２μＡで平衡する（すなわち、起動する）。起動を保証するためには、第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２が０．５μＡ以上となるように電圧電流変換部１０３に起動電流Ｉ４を供給し且つ第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２が２．２μＡ以上の電流では起動電流Ｉ４を停止させればよい。
【００４３】
本発明の実施例１では、起動回路１０４に要求される精度が大幅に緩和され、従来技術と比べて、より広い温度範囲且つより広い電源電圧範囲で起動を保証することができる。
【００４４】
次に、第１ダイオードＤ１０１−２及び第２ダイオードＤ１０２−２が導通しない場合に、第１電流Ｉ１と第２電流Ｉ２の小電流領域において、誤差増幅器１０３−２の入力信号ＶＢ−ＶＡの絶対値が従来技術と比べて増加する原理について説明する。
【００４５】
従来技術（式１中のｋ＝１）では、第１ダイオードＤ１０１−２及び第２ダイオードＤ１０２−２が導通しない第１電流Ｉ１と第２電流Ｉ２の小電流領域において、Ｉ２×Ｒ３−Ｉ１×Ｒ１＝０となるため、入力信号ＶＢ−ＶＡは零となる。
【００４６】
これに対して、式２に示されるように、本発明の実施例１では、（１−ｋ）×Ｉ２×Ｒ２となって、ｋを１よりも大きくするほど負極性で絶対値の大きな入力信号ＶＢ−ＶＡが得られる。
【数２】
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【００４７】
本発明の実施例１によれば、Ｉ１×Ｒ１＝ｋ×Ｉ２×Ｒ２（ｋ＞１）とすることによって、起動電流Ｉ４の精度に関する要求が緩和され、起動回路１０４は、電圧電流変換部１０３が所望の動作をしないほど第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２が小さい場合には起動電流Ｉ４を電圧電流変換部１０３に供給することによって第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２を増加させ、電圧電流変換部１０３が所望の動作をするほど第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２が大きい場合には第３電流Ｉ３を起動回路１０４に供給することによって起動電流Ｉ４をオフするので、外部から供給される制御信号を使うことなく且つ電源電圧の立ち上り特性に依存することなく定電流回路の起動を保証することができる。
【実施例２】
【００４８】
次に、本発明の実施例２について説明する。本発明の実施例２は、本発明の実施例１に対して温度特性調整抵抗器２０５が追加された定電流回路の例である。なお、本発明の実施例１と同様の内容についての説明は省略する。
【００４９】
図６は、本発明の実施例２に係る定電流回路の回路構成を示す回路図である。
【００５０】
本発明の実施例２に係る定電流回路は、第１回路２０１、第２回路２０２、電圧電流変換部２０３、起動回路２０４及び温度特性調整抵抗器２０５を備えている。
【００５１】
第１回路２０１、第２回路２０２、電圧電流変換部２０３及び起動回路２０４は、本発明の実施例１に係る第１回路１０１、第２回路１０２、電圧電流変換部１０３及び起動回路１０４と同様であるので、説明は省略する。
【００５２】
温度特性調整抵抗器２０５は、第１回路２０１の第１抵抗素子Ｒ２０１−１と電源（ＧＮＤ）の間及び第２回路２０２の第２抵抗素子Ｒ２０２−１と電源（ＧＮＤ）の間に共通に設けられている。
【００５３】
温度特性調整抵抗器２０５を除く回路の動作原理は、本発明の実施例１と同様であるので、説明は省略する。
【００５４】
温度特性調整抵抗器２０５の抵抗値に従って、出力電流の温度特性が変化する。すなわち、温度特性調整抵抗器２０５の抵抗値を変えることによって、出力電流ＩＯＵＴの温度特性を調整することができる。
【００５５】
本発明の実施例２によれば、第１抵抗素子Ｒ２０１−１又は第２抵抗素子Ｒ２０２−１のどちらか一方を調整する場合と比べて、調整によるｋの値の変化を小さくすることができる。
【００５６】
また、本発明の実施例２によれば、温度特性調整抵抗器２０５が第１抵抗素子Ｒ２０１−１及び第２抵抗素子Ｒ２０１−１と電源（ＧＮＤ）との間に設けられるので、中間電位に設けられる場合と比べて、温度特性調整抵抗器２０５をアナログスイッチで切替える場合の副作用を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の実施例１に係る定電流回路の回路構成を示す回路図である。
【図２】電圧電流変換部１０３の回路構成を示す回路図である。
【図３】本発明の実施例１及び従来技術に係る温度特性を示すグラフである。
【図４】ｋ＝１．０５のときの電圧電流変換回路１０３−１の第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２と誤差増幅器１０３−２の入力電圧ＶＡ，ＶＢの関係を温度毎に示すグラフである。
【図５】−４０℃のときの本発明の実施例１及び従来技術に係る第１及び第２電流Ｉ１，Ｉ２と誤差増幅器１０３−２の入力信号ＶＢ−ＶＡの関を示すグラフである。
【図６】本発明の実施例２に係る定電流回路の回路構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５８】
１０１，２０１  第１回路
１０１−１，２０１−１  第１抵抗素子
１０１−２，２０１−２  第１ダイオード
１０２，２０２  第２回路
１０２−１，２０２−１  第２抵抗素子
１０２−２，２０２−２  第２ダイオード
１０２−３，２０２−３  第３抵抗素子
１０３，２０３  電圧電流変換部
１０３−１，２０３−１  電圧電流変換回路
１０３−２，２０３−２  誤差増幅器
１０４，２０４  起動回路
１０４−１，１０４−２，２０４−１，２０４−２  ＭＯＳトランジスタ
１０４−３，２０４−３  バイアス回路
２０５  温度特性調整抵抗器
【図１】
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【図２】
2009104452.tif 000006
【図３】
2009104452.tif 000007
【図４】
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【図５】
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【図６】
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