(57)【要約】【課題】ＦＭチューナにおいて隣接妨害の検出精度を確保する。【解決手段】受信電界強度判定回路１０２は、Ｓメータ回路９２から入力される受信電界強度信号ＳＭ−ＤＣを基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較して、受信強度判定信号ＳＲＥを出力する。ＳＤ帯域判定回路１０４は、検波出力ＳＤＥＴのｆ−Ｖ変換特性に基づいて、ＳＤＥＴに基づき生成される電圧ΔＶが狭帯域ＷＮに対応する電圧範囲に属するか否か、及び広帯域ＷＷに対応する範囲に属するか否かを、ウインドウコンパレータを用いて判定し、ＷＮ，ＷＷそれぞれに対応する判定信号ＳＢＤ−Ｎ，ＳＢＤ−Ｗを出力する。ＳＤ回路１０６は、ＳＲＥ及びＳＢＤ−Ｎに基づいて局検出を行うと共に、例えば、ＳＢＤ−Ｎ及びＳＢＤ−Ｗに基づいて隣接妨害の有無を判定する。【選択図】図１
2009081839.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号に対して、受信目標ＦＭ信号の搬送波周波数を所定の中間周波数にシフトさせる周波数変換を行い、中間信号を生成する中間信号生成回路と、
前記中間信号を検波して、周波数の変移量に応じた電圧値を有する検波信号を生成する検波回路と、
前記受信目標ＦＭ信号の帯域に応じて設定された目標電圧範囲に前記検波信号が属するか否かについての帯域判定信号を生成する帯域判定回路と、
前記受信信号の電界強度に応じた電界強度信号を生成する強度信号生成回路と、
前記電界強度信号が所定の基準強度以上であるか否かについての強度判定信号を生成する強度判定回路と、
前記強度判定信号及び前記帯域判定信号に基づいて、前記受信目標ＦＭ信号の有無を判定し局検出信号を出力する局検出回路と、
を有し、
前記局検出回路は、さらに、前記強度判定信号及び前記帯域判定信号に基づいて、前記受信目標ＦＭ信号に対する隣接信号の干渉の有無を判定すること、
を特徴とするＦＭチューナ。
【請求項２】
請求項１に記載のＦＭチューナにおいて、
前記局検出回路は、
前記電界強度信号が前記基準強度以上であり、かつ前記目標電圧範囲に前記検波信号が属している状態を、前記隣接信号の干渉が無いと判定し、一方、前記電界強度信号が前記基準強度以上であり、かつ前記目標電圧範囲に前記検波信号が属していない状態を、前記隣接信号の干渉が有ると判定すること、
を特徴とするＦＭチューナ。
【請求項３】
受信信号に対して、受信目標ＦＭ信号の搬送波周波数を所定の中間周波数にシフトさせる周波数変換を行い、中間信号を生成する中間信号生成回路と、
前記中間信号を検波して、周波数の変移量に応じた電圧値を有する検波信号を生成する検波回路と、
前記受信目標ＦＭ信号の帯域に応じて設定された目標電圧範囲に前記検波信号が属するか否かについての第１帯域判定信号と、前記目標電圧範囲を内包する拡大電圧範囲に前記検波信号が属するか否かについての第２帯域判定信号とを生成する帯域判定回路と、
前記第１帯域判定信号及び前記第２帯域判定信号に基づいて、前記受信目標ＦＭ信号に対する隣接信号の干渉の有無を判定する隣接干渉判定回路と、
を有することを特徴とするＦＭチューナ。
【請求項４】
請求項３に記載のＦＭチューナにおいて、
前記隣接干渉判定回路は、
前記目標電圧範囲及び前記拡大電圧範囲のうち前記拡大電圧範囲のみに前記検波信号が属している状態を、前記隣接信号の干渉が有ると判定し、一方、前記目標電圧範囲に前記検波信号が属している状態を、前記隣接信号の干渉が無いと判定すること、
を特徴とするＦＭチューナ。
【請求項５】
請求項３又は請求項４に記載のＦＭチューナにおいて、
前記隣接干渉判定回路は、
２つの基準電圧値と前記検波信号との比較結果に応じた比較結果信号を出力するウインドウコンパレータと、
前記ウインドウコンパレータの２つの前記基準電圧値を、前記目標電圧範囲を規定する電圧値と前記拡大電圧範囲を規定する電圧値とに切り換えて設定する回路と、
を有することを特徴とするＦＭチューナ。
【請求項６】
請求項３又は請求項４に記載のＦＭチューナにおいて、
前記隣接干渉判定回路は、
前記目標電圧範囲に応じた２つの基準電圧値と前記検波信号との比較結果に基づき前記第１帯域判定信号を出力する第１ウインドウコンパレータと、
前記拡大電圧範囲に応じた２つの基準電圧値と前記検波信号との比較結果に基づき前記第２帯域判定信号を出力する第２ウインドウコンパレータと、
を有することを特徴とするＦＭチューナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数変調（Frequency Modulation：ＦＭ）された信号を受信するＦＭチューナに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＦＭ信号は、音声信号等に基づいて搬送波の周波数を変化させるため、その伝送には例えばＡＭ信号に比べて広い周波数帯域を必要とする。そのため、ＦＭチューナにおいて、目的とする伝送信号を受信する場合に、その周波数に近い周波数で伝送される他の信号からの干渉（隣接妨害）を受けやすく、これが、検波される音声信号の品質に悪影響を及ぼすことがある。具体的には、隣接干渉は、受信希望局に近い周波数に他の局が存在する場合に生じる。また、ラジオ放送局からの直接波と伝送経路上の建物等による反射波とが受信されるマルチパス受信状態（マルチパス妨害状態）によっても、ＦＭチューナにより再生される音声出力の品質が低下する。さらに、これらの隣接妨害やマルチパス妨害は、ＦＭラジオ放送の信号にテキストデータ等を重畳させて伝送するＲＤＳ（Radio Data System）においても望ましくない。
【０００３】
図４は、従来のＦＭチューナの構成を説明するブロック図である。アンテナ２にて受信されたＲＦ（Radio Frequency）信号は、第１中間周波数（Intermediate Frequency：ＩＦ）ｆＩＦ１を有する第１中間信号ＳＩＦ１へ周波数変換され、さらに第２中間周波数ｆＩＦ２を有する第２中間信号ＳＩＦ２へ周波数変換され、ＩＦＢＰＦ４に入力される。ＩＦＢＰＦ４は、ｆＩＦ２を中心周波数とするバンドパスフィルタであり、その帯域幅ＷＦは、例えば、約４０ｋＨｚ〜約２２０ｋＨｚといった範囲で可変に構成される。
【０００４】
ＩＦＢＰＦ４を通過したＦＭ信号は、リミッタアンプ６を経て、ＦＭ検波回路８に入力される。ＦＭ検波回路８は、リミッタアンプ６の出力信号をＦＭ検波し、検波信号ＳＤＥＴを出力する。
【０００５】
Ｓメータ回路１０は、例えば、第１中間信号ＳＩＦ１に基づいて、ＳＩＦ１に含まれる振幅変動成分信号ＳＭ−ＡＣを生成すると共に、当該変動成分を低域通過フィルタ（Low Pass Filter：ＬＰＦ）で平滑化して受信電界強度信号ＳＭ−ＤＣを生成する。変動成分信号ＳＭ−ＡＣには、隣接妨害やマルチパス妨害に応じた成分が含まれる。
【０００６】
ＳＭ−ＡＣに基づいて隣接妨害やマルチパス妨害の有無を検出する回路として、高域通過フィルタ（High Pass Filter：ＨＰＦ）１２、検波回路１４及びコンパレータ１６が設けられる。ＨＰＦ１２は、ＳＭ−ＡＣから隣接妨害に応じた周波数帯域の成分とマルチパス妨害に応じた周波数帯域の成分とのいずれを抽出するかに応じて、カットオフ周波数ｆＣを切り換えることができる。検波回路１４は、ＨＰＦ１２を通過した高周波成分をＣＲ回路を用いて検波して直流電圧ＶＳＱに変換する。コンパレータ１６は、検波回路１４の出力レベルＶＳＱと、所定の閾値に設定される基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、例えば、ＶＳＱ＞Ｖｒｅｆ１であれば、隣接妨害又はマルチパス妨害が発生しているとの判定結果を示すＳＱセンサ信号ＳＳＱとして、論理値“１”に対応する所定の電圧ＶＨ（Ｈレベル）を出力し、一方、ＶＳＱ≦Ｖｒｅｆ１であれば、隣接妨害やマルチパス妨害が発生していないとの判定結果を示すＳＳＱとして、論理値“０”に対応する所定の電圧ＶＬ（Ｌレベル、ＶＬ＜ＶＨ）を出力する。ＲＤＳ対応のＦＭチューナでは、受信状態が好適な放送局を自動的に選択するＡＦサーチが行われるが、例えば、ＳＳＱはその自動選局に際して受信状態の判断に利用される。
【０００７】
また、隣接妨害を検出する別の回路として、ＨＰＦ１８及び検波回路２０からなる回路を設けることもできる。この回路は、隣接妨害により生じ得る高域成分の強弱に応じた電圧レベルの直流信号ＳＡＩを出力する。例えば、ＨＰＦ１８のカットオフ周波数ｆＣは、１００ｋＨｚ程度とすることができる。
【０００８】
隣接妨害成分に応じたＶＳＱやＳＡＩは、ＩＦＢＰＦ４の帯域幅ＷＦを制御する帯域幅制御回路２２にて利用される。帯域幅制御回路２２は、隣接妨害が生じている場合にはＷＦを狭めて、出力音声信号における隣接妨害の影響を軽減する。ここで、検波回路１４，２０はＣＲを用いた平滑化により検波を行うので、検波出力であるＶＳＱやＳＡＩは所定の時定数を与えられる。ＶＳＱやＳＡＩをＩＦＢＰＦ４の帯域幅ＷＦの制御に用いる場合には、これらの時定数は、ＷＦの広狭の切り換えが頻繁に起こることによる出力音声信号への影響を抑制する効果を有する。
【０００９】
上述のＡＦサーチ等の自動選局において放送局を検出するための回路として、コンパレータ２４、ＳＤ帯域判定回路２６及びＳＤ回路２８が設けられる。ちなみに、ＳＤは局検出（Station Detection）を意味している。コンパレータ２４は、Ｓメータ回路１０からの受信電界強度信号ＳＭ−ＤＣと、所定の閾値に設定される基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較し、例えば、ＳＭ−ＤＣ≧Ｖｒｅｆ２であればＨレベル、一方、ＳＭ−ＤＣ＜Ｖｒｅｆ２であればＬレベルをＳＤ回路２８へ出力する。
【００１０】
ＦＭ検波回路８は、リミッタアンプ６の出力信号を検波してＳＤＥＴを生成する。ＳＤＥＴは図示しないステレオ復調回路に供給される。ステレオ復調回路は、検波信号をＲ・Ｌのオーディオ信号に復調し、これをスピーカ等の出力端子に供給する。
【００１１】
ＦＭ検波回路８に入力される中間信号ＳＩＦ２の周波数ｆと検波出力電圧Ｖとの間にはＳカーブと呼ばれるｆ−Ｖ変換特性が存在する。ＳＤ帯域判定回路２６は、このｆ−Ｖ変換特性を用い、ＦＭ検波回路８が生成する検波信号ＳＤＥＴから生成されるヌル電圧ΔＶに基づき、受信局の帯域が目標とする帯域（ＳＤ帯域）内に存在するか否かを判定する回路である。
【００１２】
ここで、ヌル電圧ΔＶは、ＦＭ検波回路８の検波出力ＳＤＥＴを接地電位との間に設けられたコンデンサＣＡＦＣで平滑化したＡＦＣ電圧ＶＡＦＣと、基準電圧Ｖｒｅｆ３との差に応じた信号であり、ＶＡＦＣとＶｒｅｆ３とをＶＡＦＣに対する負荷となる抵抗ＲＡＦＣで接続することで得られる。Ｖｒｅｆ３は中間周波数ｆＩＦ２でのＶがΔＶ＝０となるように設定することができる。図５は、横軸を周波数ｆ、縦軸をヌル電圧ΔＶとして表したｆ−Ｖ変換特性の模式的なグラフである。
【００１３】
ＳＤ帯域は、中間周波数を中心とし、隣接チャンネルの信号の影響が及ばないような所定幅に設定される。ＳＤ帯域判定回路２６はウインドウコンパレータを用いて構成され、ｆ−Ｖ変換特性でのＳＤ帯域に対応する電圧範囲をウインドウとして設定される。ＳＤ帯域判定回路２６は、ヌル電圧ΔＶがウインドウ内に存在する場合に、ＨレベルのＳＤ帯域判定信号をＳＤ回路２８へ出力する。
【００１４】
ＳＤ回路２８は、コンパレータ２４及びＳＤ帯域判定回路２６の出力の論理積（ＡＮＤ）をＳＤ信号ＳＳＤとして出力する。ＳＤ信号は、自動選局にて設定された同調周波数にて受信局が検出されたか否かを示す。ＳＤ回路２８は、ＳＤ帯域内にて所定強度の受信信号が得られる場合に、受信局が検出されたことを表すＨレベルを出力する。
【特許文献１】特開平９−２９４０８１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
ＲＤＳ受信時においては、常に良い電波状況でＦＭ放送を受信するため、もしくは、受信状態が劣化した場合に、ＡＦサーチが行われ、受信状態が好適な放送局が自動的に選択される。受信中断状態となる期間を抑制するため、ＡＦサーチはできるだけ高速であることが望ましい。しかし、ＡＦサーチでは受信状態を高速に検出するだけでなく、その検出精度も重要である。
【００１６】
特に、欧州のＲＤＳではコストを安く抑えるために１チューナでＡＦサーチを行うため、限られた時間の中で、他の放送チャンネルへ受信チャンネルを移動し、ＰＬＬのロック、局検出、隣接妨害検出、マルチパス妨害検出などの処理を行いつつ、精度良く隣接妨害の検出を行える手段が求められている。
【００１７】
しかし、ＡＦサーチにおいて隣接妨害の有無を判断するために、上述のＳＱセンサ信号ＳＳＱや、ＳＤＥＴから生成する信号ＳＡＩを利用すると、隣接妨害の検出精度の確保が難しいという問題があった。これは、ＳＭ−ＡＣやＳＤＥＴからＨＰＦで抽出されるＡＣ成分にはＦＭ変調信号が重畳し、それらを用いて生成されるＳＳＱやＳＡＩがＦＭ変調度によって変動するからである。また、隣接妨害信号が希望波信号よりも大きく、受信チャンネルが完全に隣接妨害波によりキャプチャーされた場合には、ＳＭ−ＡＣやＳＤＥＴからはＡＣ成分が出力されなくなる問題がある。
【００１８】
また、上述のように隣接妨害の検出精度の確保が難しいことは、隣接妨害を改善するためのＩＦＢＰＦ４の通過帯域幅の制御を好適に行うことや、現在受信中のチャンネルにおける隣接妨害の有無を精度良く判断することを難しくする。その結果、ＡＦサーチを行う際に重要となる、現在の受信チャンネルの電波状態を正確に把握することが困難となる。
【００１９】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、隣接妨害の検出の精度向上が可能なＦＭチューナを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明に係るＦＭチューナは、受信信号に対して、受信目標ＦＭ信号の搬送波周波数を所定の中間周波数にシフトさせる周波数変換を行い、中間信号を生成する中間信号生成回路と、前記中間信号を検波して、周波数の変移量に応じた電圧値を有する検波信号を生成する検波回路と、前記受信目標ＦＭ信号の帯域に応じて設定された目標電圧範囲に前記検波信号が属するか否かについての帯域判定信号を生成する帯域判定回路と、前記受信信号の電界強度に応じた電界強度信号を生成する強度信号生成回路と、前記電界強度信号が所定の基準強度以上であるか否かについての強度判定信号を生成する強度判定回路と、前記強度判定信号及び前記帯域判定信号に基づいて、前記受信目標ＦＭ信号の有無を判定し局検出信号を出力する局検出回路と、を有し、前記局検出回路が、さらに、前記強度判定信号及び前記帯域判定信号に基づいて、前記受信目標ＦＭ信号に対する隣接信号の干渉の有無を判定するものである。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、受信目標ＦＭ信号の帯域に応じた周波数範囲に受信信号が存在するか否かが、ｆ−Ｖ変換特性を利用してＦＭ検波出力から判定され、その判定結果に基づいて隣接干渉の有無が判別される。判定に用いられるヌル電圧ΔＶはＡＣ成分の変動等の影響を受けにくいので、精度良い隣接妨害の検出が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。図１は、実施形態に係るＦＭチューナの概略のブロック構成図である。本ＦＭチューナ５０は、その主要部のＩＣ化を図りつつ共通の回路基板上に形成され、基本的に一体のチューナモジュールとして構成される。
【００２３】
当該モジュールは例えば、自動車の車載オーディオ機器にその一部として組み込まれる。アンテナ５４で受信されたＲＦ信号ＳＲＦはＦＭチューナ５０において、ＦＭ−ＲＦ同調増幅回路５６、第１局部発振部５８、第１混合回路６０、バンドパスフィルタ（Band Pass Filter：ＢＰＦ）６２，６６、バッファアンプ６４，７２、第２局部発振部６８、第２混合回路７０、ＩＦＢＰＦ７４、リミッタアンプ７６、ＦＭ検波回路７８、ノイズキャンセラ８０、及びマトリクス回路（ＭＰＸ回路）８２を含んで構成される信号処理系で処理され、希望局の音声信号に対応した出力信号ＳＯＵＴが生成される。
【００２４】
ＦＭチューナ５０は上述の構成要素の他、水晶発振回路９０、Ｓメータ回路９２、帯域幅制御回路９４、クオリティセンサ回路９６、隣接干渉ノイズ抽出回路９８、変調度信号生成回路１００、受信電界強度判定回路１０２、ＳＤ帯域判定回路１０４及びＳＤ回路１０６を含んで構成される。また、ＦＭチューナ５０は、図示しないシステムバスに接続され、当該システムバスを介し、マイクロコンピュータ等の制御部（不図示）の制御を受けて動作する。
【００２５】
ＲＦ信号ＳＲＦはＦＭ−ＲＦ同調増幅回路５６に入力される。ＦＭ−ＲＦ同調増幅回路５６は、ＲＦ信号ＳＲＦのうち、受信目標ＦＭ信号の搬送波周波数ｆＲに応じた帯域から外れた成分を減衰させる。これにより、ＦＭ−ＲＦ同調増幅回路５６は、受信希望局の周波数ｆＲを含む帯域のＲＦ信号ＳＲＦを通過させ、このＦＭ−ＲＦ同調増幅回路５６の出力信号は第１混合回路６０に入力される。
【００２６】
第１局部発振部５８は第１発振回路１１０及び分周回路１１２を含んで構成される。第１発振回路１１０は、水晶発振回路９０が出力する原発振信号Ｓ０を基準発振信号として利用するＰＬＬ回路で構成される。当該ＰＬＬ回路は、受信希望局に応じた周波数ｆＯＳＣ１の発振信号ＳＯＳＣ１を出力する。第１発振回路１１０は、制御部によりｆＯＳＣ１を制御され、ｆＯＳＣ１は、αを分周回路１１２の分周比として、α・（ｆＲ＋ｆＩＦ１）または、α・（ｆＲ−ｆＩＦ１）に設定される。分周回路１１２は、既に述べたように第１発振回路１１０からのＳＯＳＣ１をα分周してＳＬＯ１を生成し、第１混合回路６０へ出力する。
【００２７】
第１混合回路６０は、入力されたＲＦ信号ＳＲＦを、第１局部発振部５８から入力される第１局部発振信号ＳＬＯ１と混合して、第１中間信号ＳＩＦ１を生成する。ＳＬＯ１の周波数ｆＬＯ１は、ＳＲＦに含まれる周波数ｆＲの希望局の信号が第１混合回路６０によるＳＩＦ１への周波数変換にて所定の第１中間周波数ｆＩＦ１に変換されるように調整される。第１中間周波数ｆＩＦ１は、例えば、１０．７ＭＨｚに設定される。
【００２８】
ＳＩＦ１は、ＢＰＦ６２、バッファアンプ６４及びＢＰＦ６６を経て、第２混合回路７０に入力される。例えば、ＢＰＦ６２，６６はセラミックフィルタを用いて構成することができる。
【００２９】
第２局部発振部６８は、ｆＩＦ１＝１０．７ＭＨｚ、ｆＩＦ２＝４５０ｋＨｚに設定する場合に対応して、周波数ｆＬＯ２が１０．２５ＭＨｚであるＳＬＯ２を生成する。このＳＬＯ２を生成するために、本実施形態の第２局部発振部６８は分周回路１１４を有している。分周回路１１４は、水晶発振回路９０が出力する例えば２０．５ＭＨｚの発振信号Ｓ０を２分周して、上記ＳＬＯ２を生成し、第２混合回路７０へ供給する。
【００３０】
第２混合回路７０は、ＢＰＦ６６から入力された第１中間信号ＳＩＦ１を、第２局部発振部６８から入力される第２局部発振信号ＳＬＯ２と混合して、第２中間周波数ｆＩＦ２の第２中間信号ＳＩＦ２を生成する。ＳＬＯ２の周波数ｆＬＯ２は、（ｆＩＦ１−ｆＩＦ２）に設定され、ＳＩＦ１に含まれる周波数ｆＩＦ１の目的受信信号は第２混合回路７０において周波数ｆＩＦ２に変換される。第２中間周波数ｆＩＦ２は、例えば、４５０ｋＨｚに設定される。
【００３１】
ＳＩＦ２は、バッファアンプ７２を経由して、ＩＦＢＰＦ７４に入力される。ＩＦＢＰＦ７４は、ｆＩＦ２を中心周波数とし、かつ通過帯域幅ＷＦを可変設定できるバンドパスフィルタである。ＩＦＢＰＦ７４の通過帯域幅ＷＦは、後述するように帯域幅制御回路９４により制御される。
【００３２】
ＩＦＢＰＦ７４から出力されたＳＩＦ２は、リミッタアンプ７６に供給される。リミッタアンプ７６は、ＦＭ信号の振幅を増幅して矩形波とする。これにより、マルチパスなどでＦＭ信号に重畳したＡＭ変調成分を除去することができ、ＡＭ変調による復調Ｓ／Ｎの劣化が防止される。リミッタアンプ７６で増幅され矩形波とされたＦＭ信号は、ＦＭ検波回路７８に入力される。ＦＭ検波回路７８は例えば、クオドラチュア検波回路で構成される。ＦＭ検波回路７８は、リミッタアンプ７６から入力されたＳＩＦ２をＦＭ検波し、検波信号ＳＤＥＴを出力する。ＦＭ検波回路７８は、近年においては、ＬＣ同調回路を用いずに、クオドラチュア検波やＰＬＬ検波による方式が主であり、これらの方式の特徴として、ｆ−Ｖ変換特性の帯域幅が広いことが挙げられる。例えば、ＦＭ検波回路７８に入力される中間信号ＳＩＦ２の中心周波数ｆＩＦ２に対して±２００ｋＨｚ程度の範囲でｆ−Ｖ変換特性を利用することができる。
【００３３】
ノイズキャンセラ８０は、検波信号ＳＤＥＴからパルスノイズを除去する。例えば、車載のＦＭチューナでは、車両のエンジン、電動ミラーやワイパーなどの動作に起因して、時間幅の短く振幅の大きいパルス状のノイズが受信信号に重畳し得る。ノイズキャンセラ８０は、このようなパルスノイズによる音質劣化を抑制する。パルスノイズを除去されたＳＤＥＴはマトリクス回路８２に入力される。
【００３４】
マトリクス回路８２は、ステレオ放送時には、パイロット信号抽出回路（不図示）から入力されるパイロット信号を用いて、ＳＤＥＴからパイロット信号を相殺し、（Ｌ＋Ｒ）信号、（Ｌ−Ｒ）信号をそれぞれ抽出することができる。そして、それら（Ｌ＋Ｒ）信号と（Ｌ−Ｒ）信号とから、マトリクス方式によりＬ信号とＲ信号とを分離し出力することができる。
【００３５】
Ｓメータ回路９２は、例えば、ＢＰＦ６６から入力されたＳＩＦ１に基づいて、ＳＩＦ１に含まれる変動成分信号ＳＭ−ＡＣを生成すると共に、当該変動成分をＬＰＦで平滑化して受信電界強度信号ＳＭ−ＤＣを生成する。
【００３６】
ＳＭ−ＤＣは、受信電界強度判定回路１０２及び帯域幅制御回路９４に入力される。これらについては後述する。
【００３７】
ＳＭ−ＡＣは、クオリティセンサ回路９６に入力される。クオリティセンサ回路９６は、ＳＭ−ＡＣに基づいて隣接妨害やマルチパス妨害の有無を検出する回路であり、ＨＰＦ１３０、検波回路１３２及びコンパレータ１３４を含んで構成される。
【００３８】
ＨＰＦ１３０は、ＳＭ−ＡＣから隣接妨害に応じた周波数帯域の成分とマルチパス妨害に応じた周波数帯域の成分とのいずれを抽出するかに応じて、カットオフ周波数ｆＣを切り換えることができる。隣接妨害に関しては、隣接妨害を与える放送局と希望局とのＲＦ周波数の差をΔｆとすると、隣接妨害の発生時のＳＭ−ＡＣには、Δｆに応じた周波数の高周波成分が現れる。例えば、日本におけるＦＭ放送のチャンネルステップが１００ｋＨｚであることなどから、ＳＭ−ＡＣから隣接妨害に応じた成分を抽出する際のＨＰＦ１３０のカットオフ周波数ｆＣは例えば、１００ｋＨｚ程度とすることができる。また、一般にマルチパス妨害に起因する高周波成分は隣接妨害による成分ほどは周波数が高くならないことから、ＳＭ−ＡＣからマルチパス妨害に応じた成分を抽出する際のｆＣは５０ｋＨｚ程度に設定することができる。
【００３９】
検波回路１３２はＨＰＦ１３０を通過した高周波成分を整流検波して、受信信号中における隣接干渉ノイズ成分量又はマルチパスノイズ量に応じた電圧レベルの直流信号ＶＳＱを生成する。ここで、ＶＳＱは、後述するように帯域幅制御回路９４にて、ＩＦＢＰＦ７４の通過帯域幅ＷＦの広狭の切り換えに利用される。このＷＦの切り換えが頻繁に起こることによる出力音声信号への影響を抑制するために、ＶＳＱは所定の時定数で平滑化される。
【００４０】
コンパレータ１３４は、検波回路１３２の出力レベルＶＳＱと、所定の閾値に設定される基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、例えば、ＶＳＱ＞Ｖｒｅｆ１であれば、隣接妨害又はマルチパス妨害が発生しているとの判定結果を示すＳＱセンサ信号ＳＳＱとしてＨレベルを出力し、一方、ＶＳＱ≦Ｖｒｅｆ１であれば、隣接妨害やマルチパス妨害が発生していないとの判定結果を示すＳＳＱとしてＬレベルを出力する。
【００４１】
また、隣接妨害を検出する別の回路として、隣接干渉ノイズ抽出回路９８が設けられる。隣接干渉ノイズ抽出回路９８は、ＦＭ検波回路７８の出力信号ＳＤＥＴに含まれる隣接干渉ノイズ成分を抽出する。隣接妨害の発生時のＳＤＥＴは、希望局に対応する音声帯域の信号成分に重畳して、希望局と妨害局とのＲＦ周波数差Δｆに応じた周波数を有する高周波成分を有する。隣接干渉ノイズ抽出回路９８は、ＨＰＦ１３８、検波回路１４０を含んで構成され、隣接妨害により生じ得る高域成分の強弱に応じた電圧レベルの直流信号ＳＡＩ１を出力する。例えば、ＨＰＦ１３８のカットオフ周波数ｆＣはＨＰＦ１３０と同様、１００ｋＨｚ程度とすることができる。ＳＡＩ１は、帯域幅制御回路９４に入力される。
【００４２】
変調度信号生成回路１００は、ＳＤＥＴに基づいて受信信号の変調度に応じた電圧レベルの直流信号ＳＭＤを生成する。変調度信号生成回路１００は、ＬＰＦ１４２、検波回路１４４を含んで構成され、隣接妨害等に起因する高域成分を除去し、変調度に応じた電圧レベルの直流信号ＳＭＤを出力する。ＳＭＤは帯域幅制御回路９４にて利用される。
【００４３】
帯域幅制御回路９４は、Ｓメータ回路９２が生成するＳＭ−ＤＣ、クオリティセンサ回路９６内にて生成されるＶＳＱ、隣接干渉ノイズ抽出回路９８が生成するＳＡＩ１、及び変調度信号生成回路１００からのＳＭＤに基づいて、ＩＦＢＰＦ７４の帯域幅ＷＦを制御する。例えば、帯域幅制御回路９４は、ＶＳＱ及びＳＡＩ１に基づいて、隣接妨害の強度が所定の閾値を超えた状態か否かを判定し、閾値以下では、ＷＦを音声歪みが生じないように広めの基準帯域幅に設定する。一方、ＶＳＱ及びＳＡＩ１のいずれか、又は両方が閾値を超えた場合には、帯域幅制御回路９４は、隣接妨害が発生しているとして、ＷＦを基準帯域幅より狭め、これにより、ＩＦＢＰＦ７４にて隣接妨害波の除去を図ることができる。
【００４４】
また、帯域幅制御回路９４は、例えば、隣接妨害の強度が所定の閾値以下であっても、ＳＭ−ＤＣ及びＳＭＤに基づいて、受信電界強度が所定の弱電界状態であり、かつ所定の低変調度である状態を検知した場合には、帯域幅ＷＦを狭く設定する。これにより、弱電界状態にて増加する高域成分のノイズがＩＦＢＰＦ７４にて除去され、感度の向上が図られる。なお、高変調度の場合はＷＦを狭めると音声歪みを生じ易い。そのため、帯域幅制御回路９４は、高変調度の場合には弱電界の状態であっても、隣接妨害が発生していない限り、ＷＦを基準帯域幅に設定する。一方、高変調度であっても隣接妨害が発生している状態では、音声歪み防止よりも隣接妨害除去を優先しＷＦを狭める。
【００４５】
さらに、本ＦＭチューナ５０はＲＤＳに対応し、自動選局において放送局を検出するための回路を有する。当該回路は、受信電界強度判定回路１０２、ＳＤ帯域判定回路１０４及びＳＤ回路１０６を含んで構成され、従来より一般的である局検出の機能だけでなく、ＲＤＳにおけるＡＦサーチの高速化を可能とする隣接妨害の検出手段としての機能を備えている点に特徴を有する。
【００４６】
受信電界強度判定回路１０２は、Ｓメータ回路９２から出力されるＳＭ−ＤＣに基づき、自動選局にて設定された同調周波数での受信電界強度が十分なレベルであるか否かを判定する。例えば、受信電界強度判定回路１０２は、コンパレータ１５０と、基準電圧Ｖｒｅｆ２を供給する電圧源１５２とを含んで構成される。Ｖｒｅｆ２は所定の閾値に設定され、コンパレータ１５０はＳＭ−ＤＣとＶｒｅｆ２とを比較し、受信強度判定信号ＳＲＥを出力する。例えば、ＳＭ−ＤＣ≧Ｖｒｅｆ２であれば、受信電界強度が十分な大きさであるとの判定結果を示す信号ＳＲＥとしてＨレベルを出力し、一方、ＳＭ−ＤＣ＜Ｖｒｅｆ２であれば、受信電界強度が不十分な大きさであるとの判定結果を示す信号ＳＲＥとしてＬレベルを出力する。当該信号ＳＲＥはＳＤ回路１０６に入力される。
【００４７】
ＳＤ帯域判定回路１０４は、ＦＭ検波回路７８が生成する検波信号ＳＤＥＴから生成されるヌル電圧ΔＶに基づき、受信される局の帯域が所定の周波数範囲ＷＢＤ内に存在するか否かを判定する回路である。ＳＤ帯域判定回路１０４はウインドウコンパレータを用いて構成される。図２は、ＳＤ帯域判定回路１０４を構成するウインドウコンパレータ１５４の一例を示す概略の回路構成図である。ウインドウコンパレータ１５４は、ｆ−Ｖ変換特性にて周波数範囲ＷＢＤに対応する電圧範囲［Ｖｒｅｆ−Ｄ，Ｖｒｅｆ−Ｕ］をウインドウとして設定され、当該ウインドウ内にΔＶが存在する場合に、ＨレベルのＳＤ帯域判定信号ＳＢＤをＳＤ回路１０６へ出力し、一方、ΔＶが当該ウインドウ外に存在する場合に、ＬレベルのＳＢＤをＳＤ回路１０６へ出力する。ウインドウコンパレータ１５４は、コンパレータ１６０，１６１、ＡＮＤ回路１６２、Ｄ／Ａ（Digital-to-Analog）変換回路（ＤＡＣ）１６４，１６５、及びレジスタ１６６，１６７を含んで構成される。コンパレータ１６０は、（−）端子にΔＶを入力され、（＋）端子にＤＡＣ１６４からウインドウの上限の基準電圧Ｖｒｅｆ−Ｕを入力される。一方、コンパレータ１６１は、（＋）端子にΔＶを入力され、（−）端子にＤＡＣ１６５からウインドウの下限の基準電圧Ｖｒｅｆ−Ｄを入力される。ΔＶがウインドウ内に存在する場合には、両コンパレータ１６０，１６１の出力はＨレベルとなり、ＡＮＤ回路１６２はＳＢＤとしてＨレベルを出力する。一方、ΔＶがＶｒｅｆ−Ｄより小さい範囲又はＶｒｅｆ−Ｕより大きい範囲に存在する場合には、両コンパレータ１６０，１６１の出力のいずれか一方がＬレベルとなるため、ＡＮＤ回路１６２はＳＢＤとしてＬレベルを出力する。
【００４８】
ＤＡＣ１６４，１６５はそれぞれレジスタ１６６，１６７に設定されるデータに応じた電圧を生成する。レジスタ１６６，１６７は、システムバス１６８を介してマイクロコンピュータ等の制御部１７０に接続され、当該制御部１７０は、レジスタ１６６，１６７に格納される基準電圧のデータを書き換えることにより、帯域判定に関する周波数範囲ＷＢＤの大きさを変えることができる。
【００４９】
ＳＤ帯域判定回路１０４は、狭帯域ＷＮと広帯域ＷＷとの２種類のＷＢＤについて判定を行う。これに対応して、ＳＤ帯域判定回路１０４は、例えば、ウインドウコンパレータ１５４を２つ備え、一方が狭帯域ＷＮについての帯域判定を行い、他方が広帯域ＷＷについての帯域判定を行う構成とすることができる。なお、狭帯域ＷＮは、第２中間周波数ｆＩＦ２を中心とし、例えば、隣接チャンネルの信号の影響が及ばないような幅に設定される。広帯域ＷＷは、第２中間周波数ｆＩＦ２を中心とし、ＷＮより大きく、すなわちＷＮを一部に包含するように設定される。例えば、隣接チャンネルを含むような幅に設定される。例えば、制御部１７０は、日本国内でのＦＭ放送に対応して、ＷＮをｆＩＦ２±５０ｋＨｚ程度、ＷＷをｆＩＦ２±２００ｋＨｚ程度に設定することができる。
【００５０】
また、ＳＤ帯域判定回路１０４は、ウインドウコンパレータ１５４を１つだけ備え、制御部１７０が、ＷＢＤを狭帯域ＷＮと広帯域ＷＷとの２通りに交互に切り換える簡易な構成とすることもできる。
【００５１】
ＳＤ回路１０６は、受信電界強度判定回路１０２からのＳＲＥの値ＤＲＥと、ＳＤ帯域判定回路１０４にて得られる、ＷＮに対応するＳＢＤの値ＤＢＤ−Ｎ及びＷＷに対応するＳＢＤの値ＤＢＤ−Ｗとに基づいて、自動選局にて設定された同調周波数にて目的とする放送局が検出されたか否かを示すＳＤ信号ＳＳＤと、隣接妨害の有無を表す隣接妨害判定信号ＳＡＩ２とを生成する。
【００５２】
ＳＤ回路１０６は、受信電界強度が閾値以上であり、かつ受信局の帯域が狭帯域ＷＮに属している場合に、目的とする受信局が検出されたと判定し、ＳＳＤとしてＨレベルを出力する。すなわち、本実施形態では、ＳＲＥとＷＮに対応するＳＢＤとを入力とするＡＮＤ回路によりＳＳＤを生成することができる。
【００５３】
次に、ＳＤ回路１０６によるＳＡＩ２の生成を説明する。図３は、ＳＤ回路１０６が生成するＳＡＩ２の例を説明する説明図である。ＳＤ回路１０６は、ＤＢＤ−ＮとＤＢＤ−Ｗとに基づいてＳＡＩ２の値を定め、図３は、ＤＢＤ−ＮとＤＢＤ−Ｗとの各組み合わせにおいて、ＳＡＩ２がＨレベルとＬレベルとのいずれの状態に設定されるかを示している。
【００５４】
ＤＢＤ−Ｎ＝Ｈの場合には、目的放送局の受信信号が存在する。この場合、隣接局からの干渉が存在していてもＤＢＤ−Ｎ＝Ｈであるならば、隣接局より目的放送局の強度が大きく、良好な受信状態が実現され得る。よって、ＳＤ回路１０６は、ＤＢＤ−Ｎ＝Ｈの場合には、隣接局からの干渉の影響は無いと判定し、ＳＡＩ２としてＨレベルを出力する。なお、ＤＢＤ−Ｎ＝Ｈであれば自動的にＤＢＤ−Ｗ＝Ｈとなり、原則としてＤＢＤ−Ｎ＝ＨかつＤＢＤ−Ｗ＝Ｌの組み合わせは生じない。しかし、例えば、回路の安定性や、またＷＮでの判定とＷＷでの判定とを同時ではなく時分割で行うことなどに起因して、当該組み合わせが発生する可能性がないとは言えない。ここで、ＤＢＤ−Ｗ＝Ｌから、隣接局の受信信号が存在しないことは言えるので、当該組み合わせにおいてＳＡＩ２として、例えば、隣接局からの干渉の影響が無いことを表すＨレベルを出力するようにＳＤ回路１０６を構成することができる。
【００５５】
ＤＢＤ−Ｎ＝ＬかつＤＢＤ−Ｗ＝Ｈの場合は、隣接局の受信信号のみが存在する状態や、目的放送局の受信信号がそれより強力な隣接局の干渉を受けて、帯域がＷＮ外にシフトした状態などであり、この場合、ＳＤ回路１０６は、隣接局からの干渉が有ると判定し、ＳＡＩ２としてＬレベルを出力する。
【００５６】
ＤＢＤ−Ｎ＝ＬかつＤＢＤ−Ｗ＝Ｌの場合は、目的放送局及び隣接局のいずれの受信信号も存在しない、又は微弱である状態に起こり得る。この状態は良好な受信状態とは言えないが、隣接干渉の有無を示すという趣旨からＳＡＩ２はＨレベルに設定することができる。
【００５７】
ＳＤ信号ＳＳＤの生成のために設けられているＳＤ回路１０６等を用いた隣接妨害の検出はＡＣ成分の変動等の影響を受けにくいので、精度良い隣接妨害の検出が可能となる。
【００５８】
ちなみに、ＳＤ帯域判定回路１０４に２つのウインドウコンパレータ１５４を用いる構成は、ＤＢＤ−ＮとＤＢＤ−Ｗとを並列して取得することができるので、隣接妨害の有無の判定を高速に行える。また、当該構成では、制御部１７０からレジスタ１６６，１６７を書き換え、帯域切り換え命令を出す必要がない。すなわち、切り換え処理の負荷が不要である点で、時間短縮や制御の簡素化が図られる。
【００５９】
なお、例えば、２つのウインドウコンパレータ１５４を用いる構成において、ＤＢＤ−Ｎ、ＤＢＤ−Ｗを外部のマイコン等へ出力し、上述したＤＢＤ−Ｎ、ＤＢＤ−Ｗの組み合わせについての判断やＳＤの検出を当該マイコン等で行う構成としてもよい。その際、ＤＢＤ−Ｎ、ＤＢＤ−Ｗの出力は、他のセンサ出力などと兼用のポートを利用する構成とすることができる。
【００６０】
また、ＳＤ帯域判定回路１０４にて狭帯域ＷＮに対する帯域判定のみを行う構成とすることもできる。この場合には、ＳＤ回路１０６は、ＳＤ帯域判定回路１０４からＳＤ帯域判定信号ＳＢＤにより入力されるＤＢＤ−Ｎと、受信電界強度判定回路１０２から受信強度判定信号ＳＲＥにより入力されるＤＲＥとに基づいて、隣接妨害の有無を示す信号ＳＡＩ２を生成する。ＤＲＥ＝Ｈである場合には、目的放送局又は隣接局の受信信号が存在する。この場合において、ＤＢＤ−Ｎ＝Ｈならば、図３の説明で述べたように、隣接局の干渉は無いと判定される。一方、ＤＢＤ−Ｎ＝Ｌならば、図３のＤＢＤ−Ｎ＝ＬかつＤＢＤ−Ｗ＝Ｈの場合の説明で述べたように、隣接局の干渉が有ると判定される。すなわち、ＳＤ回路１０６は、ＤＲＥ＝ＨかつＤＢＤ−Ｎ＝Ｈの場合にはＳＡＩ２をＨレベルに設定し、ＤＲＥ＝ＨかつＤＢＤ−Ｎ＝Ｌの場合にはＳＡＩ２をＬレベルに設定する。なお、ＤＲＥ＝Ｌの場合は、目的放送局及び隣接局のいずれの受信信号も存在しない、又は微弱である状態であり、図３のＤＢＤ−Ｎ＝ＬかつＤＢＤ−Ｗ＝Ｌの場合と同様に、例えば、ＳＡＩ２をＨレベルに設定することができる。
【００６１】
上述の実施形態では、ＳＤ信号ＳＳＤの生成のために設けられているＳＤ回路１０６等を用いた本発明の隣接妨害の検出の仕方を、ＲＤＳにおけるＡＦサーチに利用した構成を説明した。一方、本発明の隣接妨害の検出の仕方は、ＲＤＳに対応しないＦＭチューナや、通常の受信時における隣接妨害の検出にも用いることができる。例えば、受信中に本発明による隣接妨害の検出を行い、隣接妨害が生じていると判定した場合にはＡＦサーチを開始する構成とすることができる。また、クオリティセンサ回路９６内にて生成されるＶＳＱや、隣接干渉ノイズ抽出回路９８が生成するＳＡＩ１に代えて、ＳＡＩ２をＩＦＢＰＦ７４の帯域幅ＷＦの制御に利用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】本発明の実施形態に係るＦＭチューナの概略のブロック構成図である。
【図２】ＳＤ帯域判定回路を構成するウインドウコンパレータの一例を示す概略の回路構成図である。
【図３】ＳＤ回路が生成するＳＡＩ２の例を説明する説明図である。
【図４】従来のＦＭチューナの構成を説明するブロック図である。
【図５】ｆ−Ｖ変換特性（Ｓカーブ）を示す模式図である。
【符号の説明】
【００６３】
５０  ＦＭチューナ、５４  アンテナ、５６  ＦＭ−ＲＦ同調増幅回路、５８  第１局部発振部、６０  第１混合回路、６２，６６  ＢＰＦ、６４，７２  バッファアンプ、６８  第２局部発振部、７０  第２混合回路、７４  ＩＦＢＰＦ、７６  リミッタアンプ、７８  ＦＭ検波回路、８０  ノイズキャンセラ、８２  マトリクス回路、９０  水晶発振回路、９２  Ｓメータ回路、９４  帯域幅制御回路、９６  クオリティセンサ回路、９８  隣接干渉ノイズ抽出回路、１００  変調度信号生成回路、１０２  受信電界強度判定回路、１０４  ＳＤ帯域判定回路、１０６  ＳＤ回路、１１０  第１発振回路、１１２，１１４  分周回路、１３０，１３８  ＨＰＦ、１３２，１４０，１４４  検波回路、１３４，１５０，１６０，１６１  コンパレータ、１５２  電圧源、１５４  ウインドウコンパレータ、１６２  ＡＮＤ回路、１６４，１６５  Ｄ／Ａ変換回路、１６６，１６７  レジスタ、１６８  システムバス、１７０  制御部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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