(57)【要約】【課題】広帯域においてトランジスタ増幅回路とインピーダンス整合を取ることができ、広帯域に受信感度特性の良好なアンテナ装置を提供することを目的とする。【解決手段】本発明のアンテナ装置２０７は、アンテナ素子１０２と、アンテナ素子１０２の一方が接続された電界効果トランジスタ２０２と、アンテナ素子１０２の前記一方とグランド２０３との間に接続されたインダクタ２０１とを備え、アンテナ素子１０２の厚みは、表皮深さの０．５倍以上、３倍以下である。【選択図】図２
2009147848.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナ素子と、
前記アンテナ素子の一方が接続されたトランジスタと、
前記アンテナ素子の前記一方とグランドの間に接続されたインダクタとを備え、
前記アンテナ素子の厚みは、表皮深さの０．５倍以上、３倍以下であるアンテナ装置。
【請求項２】
使用周波数帯域の下限周波数における波長をλ１とし、上限周波数における波長をλ２とした時、
前記アンテナ素子の厚みは、λ２を用いて算出される表皮深さの０．５倍以上、λ１を用いて算出される表皮深さの３倍以下である請求項１に記載のアンテナ装置。
【請求項３】
前記アンテナ素子の前記一方側の一部領域の厚みは、表皮深さの３倍より厚い請求項１または請求項２に記載のアンテナ装置。
【請求項４】
前記アンテナ素子は、その途中にタンク回路を有し、
前記アンテナ素子の前記一方から前記タンク回路までの少なくとも一部領域の厚みは、表皮深さの３倍より厚い請求項１または請求項２に記載のアンテナ装置。
【請求項５】
アンテナ素子と、
前記アンテナ素子の一方が接続されたトランジスタと、
前記アンテナ素子の前記一方とグランドの間に接続されたインダクタとを備え、
第１周波数帯、および前記第１周波数帯より高い第２周波数帯において使用されると共に、
前記第１周波数帯においては、前記アンテナ素子の厚みが、表皮深さの０．５倍以上、３倍以下であり、
前記第２周波数帯においては、前記アンテナ素子の厚みが、表皮深さの３倍より厚いアンテナ装置。
【請求項６】
前記第１周波数帯の下限周波数における波長をλ３とし、上限周波数における波長をλ４とした時、
前記アンテナ素子の厚みは、λ４を用いて算出される表皮深さの０．５倍以上、λ３を用いて算出される表皮深さの３倍以下であり、
前記第２周波数帯の下限周波数における波長をλ５とした時、
前記アンテナ素子の厚みは、λ５を用いて算出される表皮深さの３倍より厚い請求項５に記載のアンテナ装置。
【請求項７】
アンテナ素子と、
前記アンテナ素子の一方が接続されたトランジスタと、
前記アンテナ素子の前記一方とグランドの間に接続されたインダクタとを有し、
前記アンテナ素子は、その途中に少なくとも１つの抵抗素子を有するアンテナ装置。
【請求項８】
第１周波数帯、および前記第１周波数帯より高い第２周波数帯において使用され、
前記第２周波数帯において、前記アンテナ素子上に発生する電流密度の疎な領域に前記抵抗素子を接続した請求項７に記載のアンテナ装置。
【請求項９】
請求項１または請求項７に記載のアンテナ装置と、
前記アンテナ装置の前記トランジスタの出力側に接続されたチューナ部とを備えた受信装置。
【請求項１０】
請求項９に記載の受信装置と、
前記受信装置の出力側に接続された信号処理部と、
信号処理部の出力側と接続された表示部を備えた電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は主として携帯電話機等の携帯無線通信装置に用いられるアンテナ素子とトランジスタ増幅回路とが一体化されたアンテナ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話機等の携帯無線通信装置の小型化、薄型化が急速に進んでいる。また、携帯無線通信装置は、電子メールの送受信やＷＷＷ（ワールドワイドウェブ）によるウェブページの閲覧、テレビジョン放送の受信などを行う多機能端末機に変貌を遂げている。この場合、アプリケーション毎の周波数に応じたアンテナが必要となり、アンテナの小型化、広帯域化が求められている。このような状況にあって、携帯電話用の内蔵アンテナ素子と、テレビジョン放送受信用の内蔵アンテナ素子とトランジスタ増幅回路が一体化され、テレビジョン受信用チューナに接続されるアンテナ装置を携帯無線通信装置に搭載することが提案されている。
【０００３】
図１６に示す従来のアンテナ装置のブロック図を示す。このアンテナ装置は、内蔵アンテナ素子１６０１と、この内蔵アンテナ素子１６０１の出力信号が入力される帯域制限用フィルタ回路１６０２と、この帯域制限用フィルタ回路１６０２の出力側と接続されたトランジスタ増幅回路１６０４とが高周波基板上に実装され、トランジスタ増幅回路１６０４の出力信号はテレビジョン受信用チューナ１６０５に接続されている。このようなアンテナ装置においては、通常、内蔵アンテナ素子１６０１の出力インピーダンスとトランジスタ増幅回路１６０４の入力インピーダンスを所望周波数帯域においてそれぞれ５０Ωに設計し、整合させるのが一般的である。
【０００４】
さらに、内蔵アンテナ素子１６０１の放射効率を大きくするため、従来のアンテナ装置における内蔵アンテナ素子１６０１の厚みは、表皮深さの３倍より厚い導体を用いている。
【０００５】
尚、高周波領域においては、金属導体を流れる電流は導体表面上で密度が高く、導体内部において電流密度が低くなる。この現象は表皮効果と呼ばれ、導体に流れる電流密度Ｊは、導体表面からの深さｘ、電流の角周波数ω、導体の絶対透磁率μ、導電率σとすると、（数１）で算出される。
【０００６】
【数１】
2009147848.tif 000003
【０００７】
（数１）から、アンテナ素子内部の電流密度はｅ（ｅ：自然対数）に比例して減少する。このため、導体の厚みが十分に厚い従来の内蔵アンテナ素子１６０１では、内蔵アンテナ素子１６０１に入力される電流のほぼ全てが電磁界エネルギーとして放射されることから、高い放射効率を有する。
【０００８】
尚、本出願の発明に関連する先行技術文献として、例えば特許文献１が知られている。
【特許文献１】特開２００５−５７６４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかし、上記の従来のアンテナ装置においては、携帯無線通信装置に内蔵アンテナ素子１６０１を内蔵するため、内蔵アンテナ素子１６０１の占有スペースが小さく、内蔵アンテナ素子１６０１の素子長は波長に対して極めて短くなる。このため、内蔵アンテナ素子１６０１の出力インピーダンス特性の共振円がスミスチャート上で大きくなり、外側近傍を通る軌跡を描く。このため、トランジスタ増幅回路と広帯域にインピーダンス整合を取ることは非常に困難となり、所望周波数帯域でインピーダンス不整合による損失が生じる。
【００１０】
その結果、従来のアンテナ装置は、アンテナ素子１６０１自体については高い放射効率を有するものの、インピーダンス不整合による損失が大きいため、受信感度特性が劣化する課題を有していた。
【００１１】
そこで、本発明は、広帯域においてトランジスタ増幅回路とインピーダンス整合を取ることができ、広帯域に受信感度特性の良好なアンテナ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記問題を解決するために、本発明のアンテナ装置は、アンテナ素子と、アンテナ素子の一方が接続されたトランジスタと、アンテナ素子の一方とグランドの間に接続されたインダクタとを備え、アンテナ素子の厚みは、表皮深さの０．５倍以上、３倍以下となる構成である。
【発明の効果】
【００１３】
上記構成により、本発明のアンテナ装置においては、アンテナ素子の厚みを表皮深さに対して薄くすることにより、アンテナ素子の抵抗率を高くし、アンテナ素子とトランジスタ増幅回路とのインピーダンス不整合を解消することで、良好な受信感度特性を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
（実施の形態１)
以下、本発明にかかる実施の形態１について、図１を参照して説明する。図１は、本発明のアンテナ装置を用いた受信装置の構成を示す図であり、図２は、図１の受信装置の構成を示すブロック図である。
【００１５】
図１において、実施の形態１の受信装置１０１は、所定の厚みｔを有する導体によって構成されたアンテナ素子１０２と、誘電体によって構成されたアンテナコア１０３と、給電点１０４と、整合回路とトランジスタからなるトランジスタ増幅回路１０５とを構成要素とし、ＧＮＤ基板１０７に隣接して配置されたアンテナ素子１０２は、アンテナコア１０３上に配置されるとともに給電点１０４を介してＧＮＤ基板１０７上に配置されたトランジスタ増幅回路１０５の入力に接続される。そして、トランジスタ増幅回路１０５の出力はテレビジョン受信用チューナ１０６の入力に接続されている。この場合、アンテナ素子１０２は先端開放型のアンテナで、素子形状はメアンダライン構造となっている。アンテナ素子１０２の寸法は幅４５ｍｍ×奥行き１７ｍｍ、線路幅ｗは１ｍｍ、厚みｔは４μｍで、共振周波数が６００ＭＨｚとなるようエレメント長が調整されている。
【００１６】
また、図２において、実施の形態１の受信装置１０１は、アンテナ素子１０２と、このアンテナ素子１０２とグランド２０３との間に接続されたインダクタ２０１からなる整合回路２０４と、整合回路２０４の出力にゲート端子が接続された電界効果トランジスタ２０２と、電界効果トランジスタ２０２のソース端子とグランドとの間に接続されたインダクタ２０５とで構成されるアンテナ装置２０７と、このアンテナ装置２０７の出力側に接続されたテレビジョン受信用チューナ１０６とで構成されている。また、電源端子２０６は電界効果トランジスタ２０２へ電源を供給している。
【００１７】
以下、上記の実施の形態１のアンテナ装置をＵＨＦ帯（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）のテレビジョン受信装置に使用した例について説明する。アンテナ素子１０２において受信された信号は給電点１０４を介してトランジスタ増幅回路１０５に入力され、テレビジョン受信用チューナ１０６へ出力され、テレビジョン受信用チューナ１０６において復調される。アンテナ素子１０２は、共振周波数が約６００ＭＨｚである先端開放型のアンテナ素子であり、図３のスミスチャートに示すように、そのインピーダンス特性３０１は４７０ＭＨｚ付近の第一周波数帯で容量性となり、７７０ＭＨｚ付近の第二周波数帯で誘導性となる。
【００１８】
一方、トランジスタ増幅回路１０５の入力インピーダンスは、図４のスミスチャートに示すように、インダクタ２０１によって、第一周波数帯において誘導性となり、第二周波数帯で容量性となるように調整される。つまり、アンテナ素子１０２とトランジスタ増幅回路１０５とのインピーダンスは、第一周波数帯と第二周波数帯において、複素共役な関係となるように調整される。これにより、第一周波数帯と第二周波数帯において、不整合損失を小さくできる。但し、第三周波数帯において、アンテナ素子１０２とトランジスタ増幅回路１０５との不整合損失は、第一周波数帯および第二周波数帯の場合と比べて増加する。そこで、アンテナ素子１０２の導体の厚みｔを表皮深さδの０．５倍以上、３倍以下とすることが重要となる。
【００１９】
ここで、表皮深さδは、導体の比透磁率μと、導体の導電率σと、周波数ｆ
【００２０】
【数２】
2009147848.tif 000004
【００２１】
で表される。
【００２２】
図５は、（数１）の導体表面からの深さｘ＝０である導体表面の電流密度に対して、電流密度Ｊが３７％（＝１／ｅ、ｅ：自然対数）となる表皮深さδの周波数特性を示したものである。ここで、σ＝５．８×１０7、μ＝４π×１０-7とした場合には、４７０ＭＨｚ（＝ＦＬ）〜７７０ＭＨｚ（＝ＦＨ）の周波数帯域で、表皮深さは、（数２）よりδ（ＦＬ）は３．１μｍ、δ（ＦＨ）は２．４μｍとなる。実施の形態１では、厚みｔを４μｍとした場合についての構成例を示しているが、この場合には、（数１）より計算される表面から深さ４μｍの電流密度は４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚの周波数帯域において２７〜１９％となる。故に、実施の形態１のアンテナ素子１０２は、高い抵抗率を有することとなる。
【００２３】
この結果、アンテナ素子１０２は、スミスチャート上のインピーダンス特性で共振円を小さくすることができる。ここで共振円とは、図３に示したアンテナ素子１０２の略円状のインピーダンス特性の軌跡を指す。図３において、従来のアンテナ素子の共振円は軌跡３０２であり、本発明のアンテナ素子１０２の共振円は軌跡３０１である。図３に示される従来のアンテナ素子の厚みｔは、表皮深さに対して十分厚い０．１ｍｍであり、本発明のアンテナ素子１０２の厚みｔは４μｍとした。図３より、従来のアンテナ素子のインピーダンス特性の軌跡３０２に対して、本発明のアンテナ素子１０２のインピーダンス特性の軌跡３０１は、共振円が小さくなっている。このことから、トランジスタ増幅回路の入力インピーダンス４０１に対する略複素共役の関係において、厚みｔが表皮深さよりも十分厚い従来のアンテナ素子に比べて、インピーダンス不整合損失を低減でき、テレビジョン受信信号を良好に受信可能とする格別の効果を発揮する。
【００２４】
また、本発明のアンテナ素子１０２を用いれば、スミスチャート上のインピーダンス特性で共振円が小さくなるため、トランジスタ増幅回路のＮＦ特性（ＮＦ：Ｎｏｉｓｅ Ｆｉｇｕｒｅ）を向上させることができる。図６は、周波数が６００ＭＨｚにおけるトランジスタ増幅回路１０５のＮＦ特性を示している。図６において、等高度線６０１、６０２、６０３はそれぞれ、トランジスタ増幅回路１０５のＮＦ特性：０．５ｄＢ、１．５ｄＢ、３ｄＢであり、ＮＦ特性が高くなるほど低インピーダンスの特性となっている。この場合、第三周波数帯においてはインピーダンス特性の共振円が小さくなるため、アンテナ素子１０２の出力インピーダンス３０１は従来のアンテナ素子の出力インピーダンス３０２よりもスミスチャートで内側の軌跡を描く。このことから、図６に示したトランジスタ増幅回路１０５のＮＦ特性が小さくなり、受信感度は向上する。
【００２５】
一方、厚みｔが４μｍと薄いことから、供給されたエネルギーの一部が熱となり放射効率の低下を生じせしめることになる。図７は、４７０ＭＨｚにおいて、アンテナ素子１０２の厚みｔを変化させたときの放射効率７０１と、アンテナ装置の受信感度７０２を示したものである。放射効率７０１はアンテナ素子１０２の厚みｔを薄くすることで低下している。しかしながら、アンテナ素子１０２の厚みがｔ１以上、ｔ２以下においては、アンテナ素子１０２の放射効率劣化量よりも、トランジスタ増幅回路１０５に対する不整合損失の改善量が大きくなるため、受信装置１０１の受信感度を向上させることができる。このため、アンテナ素子１０２の厚みをｔ１以上、ｔ２以下で設計することで、従来のアンテナ構成と比べて、広帯域で良好な受信感度特性を実現できるアンテナ装置を提供できる。尚、特許請求の範囲において記載したアンテナ素子の厚さ：表皮深さの０．５倍以上、３倍以下の厚みは、図７のアンテナ素子１０２の厚みｔ１以上、ｔ２以下の範囲内に属する。また、使用する周波数帯域の下限周波数における波長をλ１とし、上限周波数における波長をλ２とした時、アンテナ素子１０２の厚みは、λ２を用いて算出される表皮深さの０．５倍以上、λ１を用いて算出される表皮深さの３倍以下としてもよい。例えば、本発明の受信装置１０１をラジオの使用周波数帯の下限であるＦＬ＝７７ＭＨｚからＧＰＳの使用周波数であるＦＨ＝１５００ＭＨｚまでの間で使用する場合、ＦＬとＦＨのうち、どちらの周波数を表皮深さの計算に用いるかにより、請求項１におけるアンテナ素子１０２の厚みの範囲が大きく異なってくる。表皮深さの０．５倍の計算にＦＬを用い、表皮深さの３倍の計算にＦＨを用いた場合、表皮深さの０．５倍は３．８μｍとなり、表皮深さの３倍は５．１μｍとなる（σ＝５．８×１０7、μ＝４π×１０-7とした場合）。これに対し、表皮深さの０．５倍の計算にＦＨを用い、表皮深さの３倍の計算にＦＬを用いた場合、表皮深さの０．５倍は０．９μｍとなり、表皮深さの３倍は２２．６μｍとなる。このように、表皮深さの０．５倍の計算にＦＬを用い、表皮深さの３倍の計算にＦＨを用いた場合には、アンテナ素子１０２の厚みの範囲が非常に狭くなり、アンテナ素子１０２のインピーダンスの調整範囲が狭くなってしまうため、表皮深さの０．５倍の計算にＦＨを用い、表皮深さの３倍の計算にＦＬを用いて算出した厚みの範囲のアンテナ素子１０２を用いた方が良好な受信特性を有する受信装置を実現できる。
【００２６】
このように本発明の受信装置は、従来の受信装置においては採用しない抵抗率の高いアンテナ素子を敢えて使用することにより、アンテナ素子の出力インピーダンスをスミスチャートの内側に寄せ、トランジスタ増幅回路１０５とのインピーダンス整合の向上を図り、さらにはＮＦ特性の改善も行うことができる。この特徴を十分に発揮し、放射効率の低下分を補ってなお、高い受信特性を達成するという格別の効果を発揮している。
【００２７】
尚、本実施の形態ではアンテナ素子１０２の厚みｔを４μｍとしたが、これに限定されるものではなく、アンテナ素子の出力インピーダンスに応じて適切な厚みにすることで同等の効果があることは言うまでもない。
【００２８】
また、本実施形態ではメアンダライン形状である場合について説明したが、これに限定されるものではなく、先端開放型のアンテナであれば、同等の効果が期待できる。
【００２９】
尚、図２においては、整合回路２０４はインダクタ２０１のみを有した例を示したが、更に、給電点１０４と電界効果トランジスタ２０２との間に、直列にインダクタとコンデンサの内、少なくとも一方を接続してもよい。この整合回路２０４の具体例を、図１９と図１８に示す。図１９において、整合回路２０４は、給電点１０４と電界効果トランジスタ２０２の間に接続されたコンデンサ１９０１とインダクタ１９０２との直列回路と、インダクタ２０１とにより構成されている。図１９の受信装置１０１が下限周波数ＦＬと上限周波数ＦＨの間の周波数帯域において使用される場合、下限周波数ＦＬ付近のインピーダンスの調整はコンデンサ１９０１で主に行い、上限周波数ＦＨ付近のインピーダンスの調整はインダクタ１９０２により行うことができる。これにより、アンテナ素子１０２が波長に対して非常に小さく、アンテナ素子１０２単体で図３のインピーダンス特性を実現できない場合においても、コンデンサ１９０１とインダクタ１９０２により、実質的に図３のインピーダンス特性を実現することが可能となる。
【００３０】
次に、図１８においては、整合回路２０４は、給電点１０４と電界効果トランジスタ２０２の間に接続されたコンデンサ１８０１とインダクタ１８０２との並列回路と、インダクタ２０１とにより構成されている。このような整合回路２０４の構成においても、図１９の場合と同様の効果が得られる。それと共に、コンデンサ１８０１とインダクタ１８０２との並列回路は、並列共振周波数において開放状態となるため、電界効果トランジスタへ入力させたくない周波数帯において、減衰回路としても共用できる。
【００３１】
尚、実施の形態１においては、電界効果トランジスタを用いて説明したが、バイポーラトランジスタを用いても同様の効果が得られる。
【００３２】
（実施の形態２)
以下、本発明にかかる実施の形態２について、図８を用いて説明する。尚、実施の形態１と同様の構成要素については同一の符号を付し、説明を割愛する。図８は、本発明の第２の実施形態のアンテナ装置を示す構成例であり、図９は図８のアンテナ装置の構成を示すブロック図である。
【００３３】
図８において、ＵＨＦ帯（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）のテレビジョン放送に加えて、ＶＨＦ帯（７７〜２２２ＭＨｚ）のラジオ放送も同様に受信するアンテナ装置を考える。アンテナ素子８０１は、実施の形態１のアンテナ素子１０２に比べてアンテナ素子長が長く、共振周波数が低い。このため、実施の形態１のアンテナ素子１０２と比べて、ＵＨＦ帯における放射抵抗が高いため、ＵＨＦ帯のスミスチャート上の共振円の軌跡は内側を通ることとなる。これに対し、ＶＨＦ帯のスミスチャート上の共振円の軌跡は、実施の形態１と同様、外側を通ることになる。故に、ＵＨＦ帯においては放射効率が高く、ＶＨＦ帯においては抵抗率の高いアンテナ素子８０１が必要となる。
【００３４】
また、トランジスタ増幅回路１０５の出力側にスイッチ８０３が接続されており、スイッチ８０３を介してテレビジョン受信用チューナ１０６と、ラジオ受信用のチューナ８０２が接続されている。
【００３５】
なお、アンテナ素子８０１は先端開放型のアンテナで、共振周波数４５０ＭＨｚにおいて電気長の１／４波長となるように調整されている。
【００３６】
また、図９において、給電点１０４とグランド２０３との間に接続されたインダクタ９０１により、トランジスタ増幅回路１０５の入力インピーダンスが所望帯域の下限であるＶＨＦ帯の９０ＭＨｚ（＝ＦＬ）付近と、上限である７７０ＭＨｚ（＝ＦＨ）付近でアンテナ素子８０１の出力インピーダンスと複素共役となるよう調整されている。
【００３７】
実施の形態２の内蔵アンテナ素子８０１は、導体の厚みｔを６μｍとし、ＦＬにおいて、ｔ＜δ（ＦＬ）×３となるように設計している。アンテナ素子８０１の厚みｔを表皮深さの３倍以下とすることで、アンテナ素子８０１に供給されるエネルギーの一部が熱となり、損失が生じる。このことから、アンテナ素子８０１の出力インピーダンスの共振円がスミスチャート上で小さくなり、インピーダンス特性の軌跡がスミスチャートの内側を通る軌跡を描く。その結果、トランジスタ増幅回路１０５の入力インピーダンスに対する略複素共役の関係となるため、インピーダンス不整合損失を低減でき、ＮＦ特性を良好なものとすることから、受信感度の向上が期待できる。
【００３８】
さらに、導体の厚みｔを１１μｍとした場合、厚みｔはＶＨＦ帯において、表皮深さの１．５〜２．５倍となり、ＵＨＦ帯においては３．６〜４．１倍となる。このため、厚みｔが１１μｍの場合、ＵＨＦ帯においては、導体の厚みｔが表皮深さに対して十分に厚いことから、損失となる放熱エネルギーがほとんど生じず、良好な放射特性を有するアンテナ素子として動作する。また、ＶＨＦ帯においては、アンテナ素子８０１の厚みｔを表皮深さの３倍以下で用いることから、アンテナ素子８０１に供給されるエネルギーの一部が熱となり、損失が生じる。このため、スミスチャートのインピーダンス特性で共振円が小さくなり、インピーダンス特性の軌跡が周波数帯によってスミスチャート上で内側を通る軌跡を描く。その結果、１つのアンテナ素子で、ＶＨＦ帯では抵抗率の高いアンテナ素子、ＵＨＦ帯では放射効率の高いアンテナ素子を実現することができる。尚、導体の厚みｔは表皮深さの０．５倍以上とすることが好ましい。なぜなら、導体の厚みｔを０．５倍以下にした場合、アンテナ素子８０１の抵抗率が高くなりすぎて、熱損失が大きくなるため、インピーダンス整合の改善効果を上回り、受信特性が劣化するためである。
【００３９】
尚、本実施形態はＵＨＦ帯とＶＨＦ帯の二つの周波数帯について説明したが、これに限定されるものではなく、他の周波数帯においても内蔵アンテナ素子とトランジスタ増幅回路のインピーダンス整合を行う受信装置に対してアンテナ素子８０１の厚みｔを調整することで同様の効果が期待できる。
【００４０】
（実施の形態３)
以下、本発明にかかる実施の形態３について、図１０を用いて説明する。尚、実施の形態１と同様の構成要素については同一の符号を付し、説明を割愛する。図１０は、本実施形態の受信装置の構成例を示す図であり、アンテナ素子１００１が異なることを除けば、実施の形態１と同じである。図１０において、実施の形態３のアンテナ素子１００１は給電点１０４側の厚膜部分１００１ａと、開放端側の薄膜部分１００１ｂを有し、内蔵アンテナ素子１００１は６００ＭＨｚにおいて電気長の１／４波長となるように調整されたものである。
【００４１】
この場合、内蔵アンテナ素子１００１ａは表皮深さがＵＨＦ帯で３倍以上の導電性厚膜で、厚みｔ１のものを用い、内蔵アンテナ素子１００１ｂは表皮深さがＵＨＦ帯で０．５〜３倍以下の本発明の導体で、厚みｔ２のものを用いており、アンテナ素子１００１ａと１００１ｂは電気的に接続されている。
【００４２】
ここで、先端開放型のアンテナ素子１００１は、６００ＭＨｚにおいて、給電点側に密に電流が分布し、開放端に向かうにつれ電流は疎となる。これに対して、６００ＭＨｚよりも低い４７０ＭＨｚ付近は６００ＭＨｚに対して波長比が長くなる。このため、アンテナ素子１００１の６００ＭＨｚの電流分布よりも開放端側での電流密度が高くなり、アンテナ素子１００１ｂに電流が多く分布する。
【００４３】
その結果、本実施形態のアンテナ素子１００１を用いることで、４７０ＭＨｚ付近の低周波数帯で、効果的にアンテナ素子１００１の出力インピーダンスをスミスチャート上で共振円を小さくする。そのため、トランジスタ増幅回路１０５とのインピーダンス不整合を解消し、ＮＦ特性を改善することで、良好な受信感度の受信装置を実現することが可能となる。また、６００ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚの周波数帯では、アンテナ素子１００１の電流集中部分がアンテナ素子１００１ａの領域となるため、十分な放射効率のアンテナ素子が設計可能となる。
【００４４】
このように、本実施形態のアンテナ素子１００１ａとアンテナ素子１００１ｂからなるアンテナ素子１００１を用いることで、低周波数帯ではインピーダンス整合の改善効果とＮＦ特性の改善効果があり、高周波数帯では良好な放射効率の受信装置を実現できる。さらに、アンテナ素子１００１ａが給電点側に配置されていることから、給電点１０４との接続強度を向上させることができる。
【００４５】
（実施の形態４)
以下、本発明にかかる実施の形態４について、図１１を用いて説明する。尚、実施の形態３と同様の構成要素については同一の符号を付し、説明を割愛する。図１１は、本発明の第４の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す図であり、アンテナ素子１１０１が異なることに加えて、トランジスタ増幅回路１０５にスイッチ１１０４が接続されており、スイッチ１１０４を介してテレビ受信用チューナ１０６と、１．５ＧＨｚ帯を使用するＧＰＳ用チューナ１１０５とに接続されていることを除けば、実施の形態３と同じである。
【００４６】
図１１において、アンテナ素子１１０１は、給電点１０４と接続され、表皮深さの３倍以上の厚みｔ１を有する第１アンテナ素子１１０１ａと、この第１アンテナ素子１１０１ａに接続されたコンデンサ１１０２とインダクタ１１０３との並列回路により構成されるタンク回路と、このタンク回路を介して厚みｔ２が表皮深さの０．５〜３倍である第２アンテナ素子１１０１ｂとを有している。ここでアンテナ素子１１０１は６００ＭＨｚにおいて電気長の１／４波長となるように調整されている。また、第１アンテナ素子１１０１ａは１．５ＧＨｚにおいて電気長の１／４波長となるように調整されている。さらに、コンデンサ１１０２と、インダクタ１１０３は並列に接続されており、タンク回路の並列共振周波数は１．５ＧＨｚである。
【００４７】
図１１におけるコンデンサ１１０２とインダクタ１１０３により構成されるタンク回路は、４７０〜７７０ＭＨｚのＵＨＦ帯においてインダクタとして動作する。その結果、図１２のスミスチャートに示すように、そのインピーダンス特性１２０１は４７０ＭＨｚ付近で容量性となり、７７０ＭＨｚ付近で誘導性となる。また、タンク回路の並列共振周波数が１．５ＧＨｚ付近であるため、１．５ＧＨｚ付近においては、主にアンテナ素子１１０１ａがアンテナとして動作することとなる。
【００４８】
このような構成のアンテナ装置で、１．５ＧＨｚ帯では主にアンテナ素子１１０１ａがアンテナとして動作し、アンテナ素子１１０１ａの厚みｔ１は表皮深さの３倍以上であるため、熱損失がほとんどなく、良好な放射効率を実現できる。さらに、ＵＨＦ帯においてはアンテナ素子１１０１が動作し、厚みｔ２が表皮深さの０．５〜３倍である第２アンテナ素子１１０１ｂ上にも高周波電流が流れるため、第２アンテナ素子１１０１ｂにおける熱損失により、インピーダンス特性をスミスチャート上で共振円の小さい軌跡とすることができる。その結果、図１３に示すトランジスタ増幅回路の入力インピーダンスとのインピーダンス整合において、インピーダンス整合損失を低減させ、ＮＦ特性を改善することができる。さらに、１．５ＧＨｚ帯は熱損失の少ないアンテナ素子であるため、良好な受信特性を有する受信装置を実現できる。
【００４９】
尚、実施の形態４においては、タンク回路としてインダクタ１１０３とコンデンサ１１０２の並列回路としているが、これに限定するものではなく、直列共振回路や３個以上の素子を用いても同様の効果が得られる。
【００５０】
また、本実施の形態はＵＨＦ帯と１．５ＧＨｚ帯の２つの周波数帯を共用するアンテナ構成としているが、これに限定するものではなく、所望の周波数帯で動作するアンテナ素子とトランジスタ増幅回路とによるアンテナ装置を構成すれば、同様の効果が期待できる。
【００５１】
（実施の形態５)
以下、本発明にかかる実施の形態５について、図１７を用いて説明する。尚、実施の形態１と同様の構成要素については同一の符号を付し、説明を割愛する。図１７は、本発明の実施の形態５にかかるアンテナ装置の構成を示す図であり、アンテナ素子１７０１が異なる以外は実施の形態１と同様の構成となっている。図１７において、アンテナ素子１７０１は、給電点１０４と接続された第１アンテナ素子１７０１ａと、この第１アンテナ素子１７０１ａに接続された抵抗素子１７０２と、この抵抗素子１７０２に接続された第２アンテナ素子１７０１ｂとを有している。実施の形態１のアンテナ素子１０２においては、アンテナ素子１０２の厚みを従来のアンテナ素子の厚み以下とすることで抵抗率を高くしたが、実施の形態５のアンテナ素子１７０１は、抵抗素子１７０２によりアンテナ素子１７０１の抵抗率を向上させる。このように、本発明のアンテナ装置は、従来のアンテナ装置においては、放射効率が劣化するために採用されない手法である「抵抗素子をアンテナ素子の途中に接続する」手法を用いることにより、アンテナ素子の抵抗率を向上させて、実施の形態１〜４の本発明のアンテナ装置と同様の良好な受信特性を実現できる。
【００５２】
尚、第１周波数帯と、この第１周波数帯よりも高い第２周波数帯において使用する場合に、第２周波数帯において、アンテナ素子１７０１上に発生する電流密度の疎な領域に抵抗素子１７０２を接続した構成としてもよい。これにより、第１周波数帯では、抵抗素子１７０２により、アンテナ素子１７０１に供給されるエネルギーの一部が熱となり、損失が生じるため、アンテナ素子１７０１の出力インピーダンスの共振円がスミスチャート上で小さくなる。これにより、アンテナ素子１７０１の出力インピーダンスとトランジスタ増幅回路１０５の入力インピーダンスとが略複素共役の関係となるため、インピーダンス不整合損失を低減でき、ＮＦ特性を向上させられる。また、第２周波数帯では、第１アンテナ素子１７０１ａが主にアンテナとして動作し、電流密度の疎な領域に接続された抵抗素子１７０２上には高周波電流がほとんど流れないため、放射効率の高いアンテナ素子１７０１を実現できる。第１周波数帯と比べて波長が短い第２周波数帯においては、アンテナ素子１７０１が実質的に大きく見え、放射抵抗が高くなるため、第２周波数帯付近の共振円の軌跡はスミスチャートの内側を通る傾向にあるので、第２周波数帯においては、高い放射効率を有するアンテナ素子を用いた方が受信特性の良好な受信装置を実現できる。
【００５３】
（実施の形態６)
以下、本発明にかかる実施の形態６について、図１４を用いて説明する。図１４は、発明の実施の形態６に係る受信装置を備えた携帯無線通信装置を示す図である。
【００５４】
図１４に示す携帯無線通信装置１４０１は、２つ折りタイプの携帯電話端末であって、上側筐体１４０２と下側筐体１４０３とがヒンジ部１４０４を介して折り畳み自在となっている。さらに上側筐体１４０２には音孔部１４１０があり、下側筺体１４０３にはマイク１４１３を有する。また、ディスプレイ１４０５は上側筐体１４０２に配置され、下側筐体１４０３に内蔵された下側基板１４０６とヒンジ部１４０４との間に携帯無線通信用アンテナ１４０７が内蔵され、無線回路１４１１に接続されている。さらに、下側筐体１４０３の下端部に配置されたアンテナ素子１４０８はトランジスタ増幅回路１４０９に接続され、テレビジョン受信用チューナ１４１２に接続されている。
【００５５】
このように、本実施の形態に係るアンテナ装置は、アンテナ素子１４０８の占有体積がアンテナのみを用いた従来のアンテナ装置と比べて格段に少ないため、携帯無線通信装置の小型化とデザイン性の向上を図ることが期待できる。さらに、本発明のアンテナ装置を、携帯無線通信装置の下端部に内蔵し、ディスプレイとの距離を離して配置することにより、ディスプレイ周辺で発生するノイズによる受信感度劣化を抑圧する効果が期待できる。
【００５６】
尚、実施の形態６では、アンテナ素子１４０８は携帯無線通信装置の下端部に内蔵した一例を示したが、これに限定されるものではなく、上端部や側面部など他の場所に内蔵しても同等の効果が期待できる。また、アンテナ素子の一部が携帯無線通信装置の外部に突出した状態で配置されてもよく、この場合にも同等の効果が期待できる。
【００５７】
（実施の形態７）
以下、本発明にかかる実施の形態７について、図１５を用いて説明する。図１５は、本発明のアンテナ装置を備えたノート型パーソナルコンピュータの構成例を示す図である。図１５において、ノート型パーソナルコンピュータ１５０１は、上側筐体１５０２と下側筐体１５０３とがヒンジ部１５０４を介して折り畳み自在となっている。また、ディスプレイ１５０５は上側筐体１５０２に配置され、キーボード１５０６およびマウス１５０７は下側筐体１５０３に配置されている。さらに、アンテナ素子１５０８はディスプレイ１５０５の上方であってかつ上側筐体１５０２の上端部に内蔵され、トランジスタ増幅回路１５０９はアンテナ素子１５０８の近傍に配置され、高周波ケーブル１５１０を介して下側筐体１５０３のヒンジ部１５０４付近に配置されたテレビジョン受信用チューナ１５１１と接続されている。この場合、アンテナ素子１５０８により受信されたテレビジョン信号はトランジスタ増幅回路１５０９を介して高周波ケーブル１５１０に入力され、高周波ケーブル１５１０の他端からテレビジョン受信用チューナ１５１１に入力される。
【００５８】
このように、アンテナ素子１５０８およびトランジスタ増幅回路１５０９と、テレビジョン受信用チューナ１５１１とは、高周波ケーブル１５１０を介して離間して配置されていることが特徴である。これにより、メモリやＣＰＵ等で発生する周辺ノイズの影響が少ない場所にアンテナおよびトランジスタ増幅回路を配置することによって、受信感度劣化を低減することが可能となる。
【００５９】
尚、高周波ケーブル１５１０が１０ｃｍ以上と長い場合には、高周波ケーブル１５１０自体の通過損失が大きくなることが想定されるが、このような場合でもトランジスタ増幅回路１５０９の利得が高い場合には高周波ケーブルを含めた後段のＮＦを改善することができる。
【００６０】
また、一例として高周波ケーブルが１０ｃｍ以上と長い場合について説明したが、これに限定されるものではなく、例えば高周波ケーブルのコネクタにおける通過損失が大きい場合にも同等の効果が期待できる。さらに、高周波ケーブルを通過損失の比較的大きい廉価品に置き換えることが可能であり、上記の効果に加えて低コスト化の効果も併せて期待できる。
【００６１】
尚、アンテナ素子１５０８の配置位置は上側筐体の上端部として説明をしたが、これに限定されるものではなく、配置する位置によらず、同等の効果が期待できる。
【産業上の利用可能性】
【００６２】
以上詳述したように、本発明によれば、アンテナ素子とトランジスタ増幅回路とのインピーダンス不整合を解消することができるため、良好な受信感度特性を有するアンテナ装置および受信装置、またこれらを用いた電子機器を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明の受信装置の構成を表す図
【図２】本発明の受信装置の構成を表すブロック図
【図３】アンテナ素子のインピーダンス特性を表すスミスチャートを示す図
【図４】トランジスタ増幅回路のインピーダンス特性を表すスミスチャートを示す図
【図５】アンテナ素子の表皮深さの周波数特性を表すグラフ
【図６】トランジスタ増幅回路のＮＦ特性の等高度線を表すスミスチャートを示す図
【図７】アンテナ素子の厚みに対する放射効率および受信感度のグラフ
【図８】本発明の受信装置の構成を表す図
【図９】本発明の受信装置の構成を表すブロック図
【図１０】本発明の受信装置の構成を表す図
【図１１】本発明の受信装置の構成を表す図
【図１２】アンテナ素子のインピーダンス特性を表すスミスチャートを示す図
【図１３】トランジスタ増幅回路のインピーダンス特性を表すスミスチャートを示す図
【図１４】本発明のアンテナ装置を携帯無線通信装置に内蔵した場合の構成図
【図１５】本発明のアンテナ装置をノート型パーソナルコンピュータに内蔵した場合の構成図
【図１６】従来のアンテナ装置のブロック図
【図１７】本発明の受信装置の構成を表す図
【図１８】本発明の受信装置の構成を表すブロック図
【図１９】本発明の受信装置の構成を表すブロック図
【符号の説明】
【００６４】
１０１  受信装置
１０２  アンテナ素子
１０３  アンテナコア
１０４  給電点
１０５  トランジスタ増幅回路
１０６  テレビジョン受信用チューナ
２０１  インダクタ
２０２  電界効果トランジスタ
２０４  整合回路
２０７  アンテナ装置
【図１】
2009147848.tif 000005
【図２】
2009147848.tif 000006
【図３】
2009147848.tif 000007
【図４】
2009147848.tif 000008
【図５】
2009147848.tif 000009
【図６】
2009147848.tif 000010
【図７】
2009147848.tif 000011
【図８】
2009147848.tif 000012
【図９】
2009147848.tif 000013
【図１０】
2009147848.tif 000014
【図１１】
2009147848.tif 000015
【図１２】
2009147848.tif 000016
【図１３】
2009147848.tif 000017
【図１４】
2009147848.tif 000018
【図１５】
2009147848.tif 000019
【図１６】
2009147848.tif 000020
【図１７】
2009147848.tif 000021
【図１８】
2009147848.tif 000022
【図１９】
2009147848.tif 000023