(57)【要約】【課題】階層伝送方式による放送を受信する受信装置において、デインターリーブ用の保持手段を有効に活用して受信性能を向上させる。【解決手段】この受信装置は、受信信号の振幅又は位相を判定することによって判定値データを生成する変調デマッピング回路と、判定値データを保持する保持手段を含み、判定値データの並び替えが行われる時間デインターリーブ回路と、第１の変調方式による放送が受信されているときに、シンボルデータの各ビットに対応して判定値を表す第１のビット数の判定値データをデインターリーブ用保持手段に保持させ、シンボルデータのビット数が少ない第２の変調方式による放送が受信されているときに、シンボルデータの各ビットに対応して判定値を表す第２のビット数（＞第１のビット数）の判定値データをデインターリーブ用保持手段に保持させるデータ分配回路とを具備する。【選択図】図１
2009147682.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の変調方式と、第１の変調方式におけるよりも少ないビット数のシンボルデータが用いられる第２の変調方式とを含む複数種類の変調方式が選択的に用いられる放送を受信するための受信装置であって、
受信信号によって表される振幅及び／又は位相を判定することによって判定値データを生成する変調デマッピング回路と、
判定値データを保持する保持手段を含み、判定値データの並び替えが行われる時間デインターリーブ回路と、
第１の変調方式による放送が受信されているときに、シンボルデータの各ビットに対応して、前記変調デマッピング回路によって生成される硬判定値又は軟判定値を表す第１のビット数の判定値データを前記時間デインターリーブ回路に供給して前記保持手段に保持させ、第２の変調方式による放送が受信されているときに、シンボルデータの各ビットに対応して、前記変調デマッピング回路によって生成される硬判定値又は軟判定値を表す第２のビット数（第２のビット数＞第１のビット数）の判定値データを前記時間デインターリーブ回路に供給して前記保持手段に保持させるデータ分配回路と、
を具備する受信装置。
【請求項２】
複数種類の変調方式が選択的に用いられる放送を受信して受信信号を生成する受信回路と、
前記受信回路によって生成される受信信号に対して、必要に応じて周波数デインターリーブ処理を施し、時系列の受信信号を前記変調デマッピング回路に供給する周波数デインターリーブ回路と、
をさらに具備する請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
前記時間デインターリーブ回路から出力される判定値データに基づいて、変調方式に応じたパラレルデータを生成するデータ多重回路と、
前記データ多重回路によって生成されるパラレルデータに基づいて、各シンボルについて所定のビット数の判定値データを出力するパラレル／シリアル変換器と、
前記パラレル／シリアル変換器から出力される判定値データに対して、最尤系列推定によって誤り訂正を行う復号器と、
をさらに具備する請求項１又は２記載の受信装置。
【請求項４】
前記保持手段が、前記所定数のセグメントの各々について、１セグメント分の判定値データの数に対応する数のバッファ列を含む、請求項１〜３のいずれか１項記載の受信装置。
【請求項５】
前記データ分配回路が、１６ＱＡＭ変調方式による放送が受信されているときに、１ビット硬判定値を表す判定値データを前記時間デインターリーブ回路に供給して前記保持手段に保持させ、ＱＰＳＫ変調方式による放送を受信しているときに、２ビット軟判定値を表す判定値データを前記時間デインターリーブ回路に供給して前記保持手段に保持させる、請求項１〜４のいずれか１項記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、地上ディジタル音声放送等のように階層によって異なる変調方式を用いることが許容されている階層伝送方式による放送を受信するための受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、階層伝送方式を利用する地上ディジタル音声放送が開発されている。階層伝送方式とは、変調方式等の伝送形式の異なる複数の階層を同時に伝送する伝送方式のことである。地上ディジタル音声放送においては、変調方式として、伝送路の状態が悪い場合には、誤り率特性に優れるＱＰＳＫ又はＤＱＰＳＫが用いられ、伝送路の状態が良い場合には、伝送効率の高い１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭが用いられる。
【０００３】
また、音声データのみならず簡易動画データ等を送信することも考慮して、１セグメント形式及び３セグメント形式と呼ばれる２つの伝送形式が規定されている。セグメントとは、伝送信号の基本帯域のことであり、地上ディジタル音声放送においては（６／１４）ＭＨｚ（約４３０ｋＨｚ）と規定されている。３セグメント形式は、１セグメント形式と比較して３倍のデータ伝送容量を有する伝送形式であり、より高品位な放送サービスを提供するためのものである。
【０００４】
例えば、３セグメント形式において、１つのセグメントを用いてＡ階層のデータを伝送し、２つのセグメントを用いてＢ階層のデータを伝送することができる。その際に、Ａ階層においてＱＰＳＫ変調方式を用い、Ｂ階層において１６ＱＡＭ変調方式を用いることも可能である。また、伝送容量を変えてサービスの品質を変更するために、Ｂ階層において１６ＱＡＭ変調方式をＱＰＳＫ変調方式に動的に変更することも可能である。
【０００５】
受信装置においては、伝送レートが大きくシンボルデータのビット数が多い変調方式（例えば、１６ＱＡＭ変調方式）に対応する規模のデインターリーブ用保持手段が実装されているので、伝送レートが小さくシンボルデータのビット数が少ない変調方式（例えば、ＱＰＳＫ変調方式）による放送を受信している場合には、デインターリーブ用保持手段の一部が不使用の状態となる。
【０００６】
デインターリーブ用保持手段の規模は非常に大きい場合が多く、例えば、伝送モード３、時間インターリーブ長４の地上ディジタル音声放送において、ＱＰＳＫ変調方式によるシンボルデータがインターリーブ処理されている場合に、その硬判定値（２ビット）に対してデインターリーブ処理を施すためには、１セグメント当り１４５，９２０ビット分のデインターリーブ用保持手段が必要となる。さらに、１６ＱＡＭ変調方式によるシンボルデータがインターリーブ処理されている場合には、その硬判定値（４ビット）に対してデインターリーブ処理を施すために、１セグメント当り２９１，８４０ビット分のデインターリーブ用保持手段が必要となる。しかしながら、そのような受信装置によってＱＰＳＫ変調方式による放送を受信する場合には、２９１，８４０−１４５，９２０＝１４５，９２０ビット分のデインターリーブ用保持手段が無駄になってしまう。
【０００７】
関連する技術として、特許文献１には、階層伝送方式とその送受信装置が開示されている。従来の階層伝送方式においては、階層伝送信号のインターリーブを行う際に、各階層について共通のインターリーブ回路を用いて１シンボル毎にインターリーブを行っているので、階層によらず一定のインターリーブ距離しか得られなかった。特許文献１によれば、多値化レベルの異なる複数の階層を用いる階層伝送方式において、これら複数の階層の内で、多値化レベルの小さい階層のインターリーブ距離を多値化レベルの大きい階層に比べて大きくとり、各階層について共通にインターリーブ処理を施すことを特徴としている。これにより、インターリーブ回路を共通にしながら、伝送路における雑音の影響を低下させ、あるいは、メモリ規模を削減することができる。しかしながら、インターリーブ距離を変化させるためには、送信側と受信側の両方で対応する必要があり、受信側のみで対応することはできない。
【特許文献１】特開平１０−１０７８６５号公報（第２、４頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
そこで、上記の点に鑑み、本発明は、地上ディジタル音声放送等のように階層によって異なる変調方式を用いることが許容されている階層伝送方式による放送を受信するための受信装置において、デインターリーブ用の保持手段を有効に活用して受信性能を向上させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するため、本発明の１つの観点に係る受信装置は、第１の変調方式と、第１の変調方式におけるよりも少ないビット数のシンボルデータが用いられる第２の変調方式とを含む複数種類の変調方式が選択的に用いられる放送を受信するための受信装置であって、受信信号によって表される振幅及び／又は位相を判定することによって判定値データを生成する変調デマッピング回路と、判定値データを保持する保持手段を含み、判定値データの並び替えが行われる時間デインターリーブ回路と、第１の変調方式による放送が受信されているときに、シンボルデータの各ビットに対応して、変調デマッピング回路によって生成される硬判定値又は軟判定値を表す第１のビット数の判定値データを時間デインターリーブ回路に供給して保持手段に保持させ、第２の変調方式による放送が受信されているときに、シンボルデータの各ビットに対応して、変調デマッピング回路によって生成される硬判定値又は軟判定値を表す第２のビット数（第２のビット数＞第１のビット数）の判定値データを時間デインターリーブ回路に供給して保持手段に保持させるデータ分配回路とを具備する。
【００１０】
ここで、受信装置が、複数種類の変調方式が選択的に用いられる放送を受信して受信信号を生成する受信回路と、受信回路によって生成される受信信号に対して、必要に応じて周波数デインターリーブ処理を施し、時系列の受信信号を変調デマッピング回路に供給する周波数デインターリーブ回路とをさらに具備するようにしても良い。
【００１１】
また、受信装置が、時間デインターリーブ回路から出力される判定値データに基づいて、変調方式に応じたパラレルデータを生成するデータ多重回路と、データ多重回路によって生成されるパラレルデータに基づいて、各シンボルについて所定のビット数の判定値データを出力するパラレル／シリアル変換器と、パラレル／シリアル変換器から出力される判定値データに対して、最尤系列推定によって誤り訂正を行う復号器とをさらに具備するようにしても良い。
【００１２】
以上において、保持手段が、所定数のセグメントの各々について、１セグメント分の判定値データの数に対応する数のバッファ列を含むようにしても良い。
【００１３】
また、データ分配回路が、１６ＱＡＭ変調方式による放送が受信されているときに、１ビット硬判定値を表す判定値データを時間デインターリーブ回路に供給して保持手段に保持させ、ＱＰＳＫ変調方式による放送を受信しているときに、２ビット軟判定値を表す判定値データを時間デインターリーブ回路に供給して保持手段に保持させるようにしても良い。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、第１の変調方式による放送が受信されているときに、シンボルデータの各ビットに対応して第１のビット数の判定値データを時間デインターリーブ回路に供給して保持手段に保持させ、第１の変調方式におけるよりも少ないビット数のシンボルデータが用いられる第２の変調方式による放送が受信されているときに、シンボルデータの各ビットに対応して第２のビット数（＞第１のビット数）の判定値データを時間デインターリーブ回路に供給して保持手段に保持させることにより、デインターリーブ用の保持手段を有効に活用して受信性能を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下に、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照番号を付して、説明を省略する。
図１は、本発明の一実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置は、受信回路１０と、周波数デインターリーブ回路２０と、変調デマッピング回路３０と、データ分配回路４０と、時間デインターリーブ回路５１〜５３と、データ多重回路６０と、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換器７０と、２ビットビタビ復号器８０とを有している。
【００１６】
受信回路１０は、アンテナ１０ａを用いて、地上ディジタル音声放送等のように複数種類の変調方式が選択的に用いられる放送を受信し、変調波を抽出してＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を施すことにより、周波数系列の受信信号を生成して周波数デインターリーブ回路２０に出力する。周波数デインターリーブ回路２０は、受信回路１０によって生成される周波数系列の受信信号に対して、必要に応じて周波数デインターリーブ処理を施し、受信信号（Ｉ＋ｊＱ）を出力する。例えば、データＩ及びＱのビット幅は、それぞれ１０ビットである。
【００１７】
図２は、地上ディジタル音声放送において用いられる階層データと伝送スペクトルとの関係を表す図である。地上ディジタル音声放送においては、１セグメント形式及び３セグメント形式と呼ばれる２つの伝送形式が規定されている。セグメントとは、伝送信号の基本帯域のことであり、地上ディジタル音声放送においては（６／１４）ＭＨｚ（約４３０ｋＨｚ）と規定されている。
【００１８】
図２の（ａ）に示すように、１セグメント形式においては、Ａ階層データのみが伝送される。一方、図２の（ｂ）に示すように、３セグメント形式は、１セグメント形式の３倍のデータ伝送容量を有する伝送形式であり、Ａ階層データ及びＢ階層データの２階層のデータ伝送が可能となっている。３セグメント形式においては、Ａ階層データ及びＢ階層データに対して、周波数インターリーブ処理が施されている。
【００１９】
図３は、地上ディジタル音声放送における放送業者への周波数帯域の割り当ての例を示す図である。図３においては、放送業者Ａ〜Ｅの各々に、１セグメント分の周波数帯域が割り当てられ、放送業者Ｆに、３セグメント分の周波数帯域が割り当てられている。３セグメント分の周波数帯域が割り当てられた放送業者Ｆは、１セグメント形式と３セグメント形式とを動的に切り換えることができるので、例えば、音声のみの放送の場合には１セグメント形式を選択し、音声と簡易動画の放送の場合には３セグメント形式を選択する。従って、地上ディジタル音声放送を受信する受信装置においては、１セグメント形式と３セグメント形式との受信動作の切換が必要となる。
【００２０】
地上ディジタル音声放送においては、規定されている伝送方式の一部として、畳み込み符号化及びビットインターリーブと、変調マッピングと、時間インターリーブと、周波数インターリーブとの処理が含まれている。
【００２１】
図４は、地上ディジタル音声放送において規定されている畳み込み符号化処理を行う畳み込み符号化回路の例を示す図である。この畳み込み符号化回路は、Ｄフリップフロップ等の１ビットの記憶素子１と、２つの入力データの排他的論理和を求めるＥＯＲゲート２とによって構成される。入力データは入力端子に１ビットずつ入力され、Ｘ出力端子及びＹ出力端子から１組の出力データが出力される。
【００２２】
図５は、図４に示す畳み込み符号化回路における入力データ及び出力データの例を示す図である。全ての記憶素子１における初期データをゼロとしておくと、図４に示すように、入力データＩＮのビット系列が畳み込み符号化回路に入力され、畳み込み符号化が行われて、出力データＸのビット系列及び出力データＹのビット系列が出力される。ここで、１ビットの出力データＸと１ビットの出力データＹとによって、２ビットの出力データＯＵＴ（ＸＹ）が形成される。
【００２３】
このように、畳み込み符号化においては、入力ビットを拘束長程度離れた近隣のビットに分散して重ね合わせることによって冗長度を付加している。その結果、ある出力ビットに誤りが生じた場合においても、そのビットの近隣のビットに当該ビットの情報が含まれているため、受信装置において誤りを訂正することが可能となる。ただし、ある出力ビットの情報は、そのビットの近隣のビットにしか含まれていないので、伝送路においてバースト状に連続した誤りが発生した場合には、誤り訂正能力が低下してしまう。これを防止するために、畳み込み符号化回路から出力されるデータにおけるビットの順序を所定の規則に従って入れ替えるビットインターリーブ回路が、畳み込み符号化回路の後段に設けられている。
【００２４】
ビットインターリーブ回路から出力されるデータは、変調回路によって変調マッピング処理が施される。地上ディジタル音声放送における変調方式としては、ＱＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び、６４ＱＡＭが用いられるが、ここでは、例として、ＱＰＳＫ変調マッピング及び１６ＱＡＭ変調マッピングについて説明する。
【００２５】
図６は、ＱＰＳＫ変調マッピングにおける振幅及び位相情報を表す図である。図６において、Ｉ軸は実数を表しており、Ｑ軸は虚数を表している。ＱＰＳＫ変調マッピングにおいては、ビットインターリーブ回路から出力されるデータが２ビットにパラレル化され、パラレルデータ（Ｂ０，Ｂ１）の値に応じて、４種類の位相が得られる。図７は、ＱＰＳＫ変調マッピングにおける入力データ及び出力データの例を示す図である。変調回路は、２ビットの入力データＩＮをパラレル化して得られるパラレルデータ（Ｂ０，Ｂ１）の値に応じて、複素数を表す出力データ（シンボルデータ）ＯＵＴ（Ｉ＋ｊＱ）を生成する。
【００２６】
図８は、１６ＱＡＭ変調マッピングにおける振幅及び位相情報を表す図である。図８において、Ｉ軸は実数を表しており、Ｑ軸は虚数を表している。１６ＱＡＭ変調マッピングにおいては、ビットインターリーブ回路から出力されるデータが４ビットにパラレル化され、パラレルデータ（Ｂ０，Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３）の値に応じて、１６種類の振幅及び位相が得られる。図９は、ＱＰＳＫ変調マッピングにおける入力データ及び出力データの例を示す図である。変調回路は、４ビットの入力データＩＮをパラレル化して得られるパラレルデータ（Ｂ０，Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３）の値に応じて、複素数を表す出力データ（シンボルデータ）ＯＵＴ（Ｉ＋ｊＱ）を生成する。
【００２７】
変調回路から出力されるシンボルデータは、時間インターリーブ回路に入力される。ここでは、地上ディジタル音声放送の時間インターリーブにおいて使用されている畳み込みインターリーブ方式について説明する。
【００２８】
図１０は、地上ディジタル音声放送において使用されている時間インターリーブ処理を概念的に示す図である。変調マッピング処理が施されたシンボルデータは、１セグメント分のデータを１単位として、時間インターリーブ回路に入力される。地上ディジタル音声放送においては、３８４個のシンボルデータが１セグメントを構成している。
【００２９】
時間インターリーブ回路は、互いに異なる段数を有する３８４列のシンボルバッファ列（シンボルデータを保持するＦＩＦＯメモリやシフトレジスタ等の保持手段）を含んでおり、時間インターリーブ回路に入力されるシンボルデータは、クロック信号に同期して、第１列〜第３８４列のシンボルバッファ列の初段に順次書き込まれる。各々のシンボルバッファ列において、初段に入力されたシンボルデータは、クロック信号に同期して、終段に向けて１段ずつシフトされる。そして、第１列〜第３８４列のシンボルバッファ列の終段から、クロック信号に同期して、シンボルデータが順次読み出される。
【００３０】
即ち、書き込み側においては、１シンボルを書き込む毎にシンボルバッファ列が切り換えられ、また、読み出し側においても、１シンボルを読み出す毎にシンボルバッファ列が切り換えられる。その際に、３８４列のシンボルバッファ列において段数が互いに異なっているので、シンボルデータの並び替えが行われる。
【００３１】
具体的には、第（ｉ＋１）列のシンボルバッファ列に、４×ｍ（ｉ）段のシンボルバッファが含まれている（ｉ＝０、１、２、・・・、３８３）。ここで、ｍ（ｉ）＝（ｉ×５）ｍｏｄ９６、即ち、ｍ（ｉ）は、（ｉ×５）を９６で割った余りである。例えば、ｍ（０）＝０ｍｏｄ９６＝０であるので、第１列のシンボルバッファ列には０段のシンボルバッファが含まれており（入出力直結）、ｍ（１）＝５ｍｏｄ９６＝５であるので、第２列のシンボルバッファ列には２０段のシンボルバッファが含まれている。
【００３２】
時間インターリーブ回路から出力されるシンボルデータは、周波数インターリーブ回路に入力されて周波数インターリーブ処理が施された後、送信回路によって搬送波に乗せて送信される。
【００３３】
以上説明したように、送信側において、畳み込み符号化及びビットインターリーブと、変調マッピングと、時間インターリーブと、周波数インターリーブとの処理が、この順で行われるので、受信装置においては、その逆順に、周波数デインターリーブと、時間デインターリーブと、変調デマッピングと、ビタビ復号との処理を行うことにより、受信信号を復号することができる。
【００３４】
しかしながら、変調デマッピング処理を時間デインターリーブ処理よりも先に行えば、１シンボル当りのデータのビット数が削減されて、時間デインターリーブ処理のために使用される保持手段の規模を小さくすることができる。従って、時間デインターリーブ処理と変調デマッピング処理との順番を入れ替える復号方式の方が一般的である。本発明は、そのような復号方式に適用される。
【００３５】
再び図１を参照すると、変調デマッピング回路３０は、周波数デインターリーブ回路２０から入力される受信信号（Ｉ＋ｊＱ）に対して変調デマッピング処理を施す。図１１は、図１に示す受信装置におけるＱＰＳＫ変調信号のデマッピング処理を説明するための図である。変調デマッピング処理は、複素数を表す受信信号に基づいて、シンボルデータに対応する判定値データのビットの組を生成する演算であり、ＱＰＳＫ変調信号のデマッピング処理においては、図１１に示すように、入力された受信信号に最も近い識別点を表す２ビット（Ｂ０及びＢ１の各々について１ビット）の判定値データが生成される。例えば、図１１の第１象限に位置する受信信号は、２ビットの判定値データ（Ｂ０，Ｂ１）＝（０，０）に量子化され、図１１の第２象限に位置する受信信号は、２ビットの判定値データ（Ｂ０，Ｂ１）＝（１，０）に量子化される。このような判定値は、硬判定値と呼ばれる。
【００３６】
一方、図１２に示すように、入力された受信信号に近い１つ又は複数の識別点を表す軟判定値を用いるようにしても良い。図１２において、例えば、データＢ１を表す「００」は、データＢ１の値が「０」である尤もらしさが大きいことを表しており、データＢ１を表す「０１」は、データＢ１の値が「０」である尤もらしさが第１に大きく、データＢ１の値が「１」である尤もらしさが第２に大きいことを表している。このような判定値は、軟判定値と呼ばれる。
【００３７】
軟判定値を用いることにより、後段のビタビ復号処理において、誤り訂正能力が向上する。２ビット軟判定値としては、図１２に示すように、入力された受信信号に近い１つ又は複数の識別点を表す４ビット（Ｂ０及びＢ１の各々について２ビット）の判定値データが生成される。また、３ビット軟判定値としては、６ビット（Ｂ０及びＢ１の各々について３ビット）の判定値データが生成される。なお、硬判定値は、１ビット幅の軟判定値と等価である。
【００３８】
図１３は、図１に示す受信装置における１６ＱＡＭ変調信号のデマッピング処理を説明するための図である。変調デマッピング処理は、複素数を表す受信信号に基づいて、シンボルデータに対応する判定値データのビットの組を生成する演算であり、１６ＱＡＭ変調信号のデマッピング処理においては、図１３に示すように、入力された受信信号に最も近い識別点を表す４ビット（Ｂ０〜Ｂ３の各々について１ビット）の判定値データが生成される。例えば、図１３の右上に位置する受信信号は、４ビットの判定値データ（Ｂ０，Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３）＝（０，０，０，０）に量子化され、図１３の左上に位置する受信信号は、４ビットの判定値データ（Ｂ０，Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３）＝（１，０，０，０）に量子化される。このような判定値は、硬判定値と呼ばれる。
【００３９】
一方、入力された受信信号に近い１つ又は複数の識別点を表す軟判定値を用いるようにしても良い。軟判定値を用いることにより、後段のビタビ復号処理において、誤り訂正能力が向上する。２ビット軟判定値としては、入力された受信信号に近い１つ又は複数の識別点を表す８ビット（Ｂ０〜Ｂ３の各々について２ビット）の判定値データが生成される。また、３ビット軟判定値としては、１２ビット（Ｂ０〜Ｂ３の各々について３ビット）の判定値データが生成される。
【００４０】
また、６４ＱＡＭ変調信号のデマッピング処理においては、硬判定値として６ビット（Ｂ０〜Ｂ５の各々について１ビット）の判定値データが生成され、２ビット軟判定値として１２ビット（Ｂ０〜Ｂ５の各々について２ビット）の判定値データが生成され、３ビット軟判定値として１８ビット（Ｂ０〜Ｂ５の各々について３ビット）の判定値データが生成される。
【００４１】
本実施形態においては、ＱＰＳＫ変調方式による放送を受信する場合には、変調デマッピング回路３０が硬判定値又は２ビット軟判定値を生成し、１６ＱＡＭ変調方式による放送を受信する場合には、変調デマッピング回路３０が２ビット軟判定値を生成する。
【００４２】
図１４は、変調デマッピング回路の出力データのフォーマットを示す図である。ここでは、ＱＰＳＫ変調信号又は１６ＱＡＭ変調信号のデマッピング処理において、２ビット軟判定値を用いるものとする。変調デマッピング回路３０は、１つのシンボルについての判定値データを、８ビットのデータＤ［７：０］として出力する。ここで、［ｎ：ｍ］は、ビット番号ｎ〜ｍのデータを意味する。なお、本実施形態においては、一般にならい、最下位ビットのビット番号を「０」とし、上位ビットに向かってビット番号をインクリメントする。
【００４３】
図１４に示すように、ＱＰＳＫ変調信号のデマッピング処理においては、変調デマッピング回路３０が、判定値データＢ０〜Ｂ１（硬判定値は２ビット、２ビット軟判定値は２×２＝４ビット）を生成し、残りをゼロとして、８ビットのデータＤ［７：０］を出力する。一方、１６ＱＡＭ変調信号のデマッピング処理においては、変調デマッピング回路３０が、判定値データＢ０〜Ｂ３（硬判定値は４ビット、２ビット軟判定値は４×２＝８ビット）を生成し、８ビットのデータＤ［７：０］として出力する。
【００４４】
図１５は、データ分配回路の入力データ及び出力データを示すタイミングチャートである。ここでは、３セグメント形式の放送を受信する場合について説明する。変調デマッピング回路３０からデータ分配回路４０に、３つのセグメントＳ０〜Ｓ２のデータＤ［７：０］が順次入力される。各セグメントは、３８４個のシンボルを含んでいる。３つのセグメントＳ０〜Ｓ２の内で、セグメントＳ０は、Ａ階層のＱＰＳＫ変調信号であり、セグメントＳ１及びＳ２は、Ｂ階層の１６ＱＡＭ変調信号である。
【００４５】
データ分配回路４０は、ＱＰＳＫ変調信号の復調処理を行う場合には、セグメントＳ０のデータＤ［５，４，１，０］を時間デインターリーブ回路５１に分配し、１６ＱＡＭ変調信号の復調処理を行う場合には、セグメントＳ１のデータＤ［３：０］を時間デインターリーブ回路５２に分配し、セグメントＳ２のデータＤ［３：０］を時間デインターリーブ回路５３に分配する。これにより、時間デインターリーブ回路５１は、Ａ階層のＱＰＳＫ変調信号の２ビット軟判定値のデインターリーブ処理を行うために用いられ、時間デインターリーブ回路５２及び５３は、Ｂ階層の１６ＱＡＭ変調信号の硬判定値のデインターリーブ処理を行うために用いられる。
【００４６】
図１６は、図１に示す受信装置における時間デインターリーブ処理を概念的に示す図である。時間デインターリーブ回路５１〜５３の各々は、互いに異なる段数を有する３８４列の判定値バッファ列（判定値を保持するＦＩＦＯメモリやシフトレジスタ等）を含んでおり、時間デインターリーブ回路に入力される判定値データは、クロック信号に同期して、第１列〜第３８４列の判定値バッファ列の初段に順次書き込まれる。各々の判定値バッファ列において、初段に入力された軟判定値は、クロック信号に同期して、終段に向けて１段ずつシフトされる。そして、第１列〜第３８４列の判定値バッファ列の終段から、クロック信号に同期して、判定値データが順次読み出される。
【００４７】
即ち、書き込み側においては、１つの判定値データを書き込む毎に判定値バッファ列が切り換えられ、また、読み出し側においても、１つの判定値データを読み出す毎に判定値バッファ列が切り換えられる。その際に、３８４列の判定値バッファ列において段数が互いに異なっているので、判定値データの並び替えが行われる。
【００４８】
具体的には、第（ｉ＋１）列の判定値バッファ列に、４×（９５−ｍ（ｉ））段の判定値バッファが含まれている（ｉ＝０、１、２、・・・、３８３）。ここで、ｍ（ｉ）＝（ｉ×５）ｍｏｄ９６、即ち、ｍ（ｉ）は、（ｉ×５）を９６で割った余りである。例えば、ｍ（０）＝０ｍｏｄ９６＝０であるので、第１列の判定値バッファ列には３８０段の判定値バッファが含まれており、ｍ（１）＝５ｍｏｄ９６＝５であるので、第２列の判定値バッファ列には３６０段の判定値バッファが含まれている。また、ｍ（３８３）＝１９１５ｍｏｄ９６＝９１であるので、第３８４列の判定値バッファ列には１６段の判定値バッファが含まれている。
【００４９】
これにより、時間デインターリーブ回路５１〜５３の各々において、３８４列の判定値バッファ列における遅延量が、時間インターリーブ処理によって加えられた遅延量と足し合わせたときに、それぞれの判定値バッファ列の終段の出力地点において互いに等しくなるように、判定値データが遅延される。先に説明した時間インターリーブ処理によって加えられる遅延量の最大値は４×９５＝３８０シンボルであるので、時間デインターリーブ処理においては、４×（９５−ｍ（ｉ））段の遅延量が与えられる。
【００５０】
本実施形態においては、ＱＰＳＫ変調方式による放送と１６ＱＡＭ変調方式による放送との両方に対応するために、図１に示す時間デインターリーブ回路５１〜５３が、所定数のセグメントの１６ＱＡＭ変調信号の判定値データを保持する保持手段を含んでいる。この保持手段は、所定数のセグメントの各々について、１セグメント分の判定値データの数に対応する数の判定値バッファ列を含んでいる。
【００５１】
図１７は、本発明の一実施形態に係る受信装置におけるデインターリーブ用保持手段の使用形態を示す図である。ここでは、３セグメント形式の放送を受信する場合について説明する。図１７の（ａ）は、Ａ階層の１６ＱＡＭ変調信号とＢ階層（Ｂ階層１及びＢ階層２）の１６ＱＡＭ変調信号とを含む放送を受信する場合のデインターリーブ用保持手段の使用形態を示しており、Ａ階層及びＢ階層において１６ＱＡＭ変調信号の硬判定を行うために、１セグメント分の保持領域における判定値バッファ列の保持容量は、２９１，８４０ビット分となっている。一方、図１７の（ｂ）は、Ａ階層のＱＰＳＫ変調信号とＢ階層（Ｂ階層１及びＢ階層２）の１６ＱＡＭ変調信号とを含む放送を受信する場合のデインターリーブ用保持手段の使用形態を示しており、Ａ階層においてＱＰＳＫ変調信号の２ビット軟判定を行うので、１セグメント分の保持領域における判定値バッファ列の保持容量２９１，８４０ビット分が全部有効に使用される。
【００５２】
１６ＱＡＭ変調方式による放送とＱＰＳＫ変調方式による放送との両方に対応している受信装置において、Ａ階層のＱＰＳＫ変調信号を受信する場合に、従来は、時間デインターリーブ回路５１の半分のみを使用して、時間デインターリーブ回路５１の他の半分は未使用であった。一方、本発明によれば、時間デインターリーブ回路５１を有効に活用して、ＱＰＳＫ変調信号の軟判定に用いられる判定値データを保持することにより、２ビットビタビ復号器８０における誤り訂正能力を向上させることができる。一般に、軟判定においては、２〜６ビットの軟判定値を用いることが有効である。
【００５３】
図１に示すデータ多重回路６０は、時間デインターリーブ回路５１〜５３から出力される判定値データに基づいて、変調方式に応じたパラレルデータを生成する。図１８は、図１に示すデータ多重回路から出力されるパラレルデータのフォーマットを示す図である。データ多重回路６０が、ＱＰＳＫ変調信号の復調処理においては判定値データＢ０〜Ｂ１（軟判定、各２ビット）を含むパラレルデータＤ［７：０］を生成し、１６ＱＡＭ変調信号の復調処理においては判定値データＢ０〜Ｂ３（硬判定、各１ビット）を含むパラレルデータＤ［７：０］を生成する。ここで、入力された１ビット硬判定値に基づいてパラレルデータＤ［３：０］とＤ［７：４］とを生成することにより、硬判定値「０」が形式的に軟判定値「００」に変換され、硬判定値「１」が形式的に軟判定値「１１」に変換される。
【００５４】
図１９は、図１に示すＰ／Ｓ変換器の入力データ及び出力データを示すタイミングチャートである。Ｐ／Ｓ変換器７０（図１）は、データ多重回路６０から出力される８ビットのパラレルデータＤ［７：０］に基づいて、ＱＰＳＫ変調信号の復調処理においては判定値データＢ０〜Ｂ１（各２ビット）を生成し、１６ＱＡＭ変調信号の復調処理においては判定値データＢ０〜Ｂ３（各２ビット）を生成して、２ビットビタビ復号器８０に出力する。
【００５５】
２ビットビタビ復号器８０（図１）は、形式的には常に軟判定を行うことができる。２ビットビタビ復号器８０は、Ｐ／Ｓ変換器７０から出力される判定値データに対して軟判定による誤り訂正を行うことにより、送信側における畳み込み符号化前のビットデータの再生成を行う。ビタビ復号器は、最尤系列推定によって誤り訂正を行う最尤系列推定器にビタビアルゴリズムを適用し、演算量の大幅な削減を可能としたもので、畳み込み符号の復号には一般的に用いられている。
【００５６】
本発明の一実施形態においては、１６ＱＡＭ変調方式による放送とＱＰＳＫ変調方式による放送との両方に対応している受信装置について説明したが、本発明は、これに限らず、複数種類の変調方式が用いられる放送を受信する受信装置に適用することが可能である。一般に、伝送レートが大きくシンボルデータがｉビットの第１の変調方式と伝送レートが小さくシンボルデータがｊビットの第２の変調方式との両方を用いる階層伝送方式において（ｉ＞ｊ）、本発明に係る受信装置は、第１の変調方式による放送を受信する際に、硬判定値データ又はｍビット軟判定値データをデインターリーブ用保持手段に格納し、第２の変調方式による放送を受信する際に、ｎビット軟判定値データをデインターリーブ用保持手段に格納するように構成されている（ｍ＜ｎ）。
【００５７】
本発明において、変調方式としては、１６ＱＡＭ変調方式及びＱＰＳＫ変調方式の他に、８ＰＳＫ変調方式や２５６ＱＡＭ変調方式等の一般的な多値変調方式を用いることができる。また、時間デインターリーブ方式としては、畳み込みデインターリーブ方式の他に、ブロックデインターリーブ方式等を用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の一実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図。
【図２】地上ディジタル音声放送の階層データと伝送スペクトルとの関係を表す図。
【図３】地上ディジタル音声放送における周波数帯域の割り当ての例を示す図。
【図４】地上ディジタル音声放送における畳み込み符号化回路の例を示す図。
【図５】図４に示す畳み込み符号化回路の入力データ及び出力データの例を示す図。
【図６】ＱＰＳＫ変調マッピングにおける振幅及び位相情報を表す図。
【図７】ＱＰＳＫ変調マッピングにおける入力データ及び出力データの例を示す図。
【図８】１６ＱＡＭ変調マッピングにおける振幅及び位相情報を表す図。
【図９】ＱＰＳＫ変調マッピングにおける入力データ及び出力データの例を示す図。
【図１０】地上ディジタル音声放送における時間インターリーブ処理を示す図。
【図１１】受信装置におけるＱＰＳＫ変調信号のデマッピング処理を説明する図。
【図１２】受信装置におけるＱＰＳＫ変調信号のデマッピング処理を説明する図。
【図１３】受信装置における１６ＱＡＭ変調信号のデマッピング処理を説明する図。
【図１４】変調デマッピング回路の出力データのフォーマットを示す図。
【図１５】データ分配回路の入力データ及び出力データを示すタイミングチャート。
【図１６】図１に示す受信装置における時間デインターリーブ処理を概念的に示す図。
【図１７】一実施形態における時間デインターリーブ回路の使用形態を示す図。
【図１８】データ多重回路から出力される判定値データのフォーマットを示す図。
【図１９】Ｐ／Ｓ変換器の入力データ及び出力データを示すタイミングチャート。
【符号の説明】
【００５９】
１０  受信回路、  １０ａ  アンテナ、  ２０  周波数デインターリーブ回路、  ３０  変調デマッピング回路、  ４０  データ分配回路、  ５１〜５３  時間デインターリーブ回路、  ６０  データ多重回路、  ７０  Ｐ／Ｓ変換器、  ８０  ２ビットビタビ復号器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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