(57)【要約】【課題】回転数、印加電圧、負荷状況が変わっても、鉄損の影響を考慮したベクトル制御を可能で、広い運転条件においても適切に安定した状態で制御可能な誘導モータを得る。【解決手段】オブザーバを使ったベクトル制御の際にオブザーバの係数をＴ−Ｉ形等価回路で表現した誘導モータであって、前記Ｔ−Ｉ形等価回路として、第１の鉄損抵抗と、第２の鉄損抵抗と、オン時に励磁インダクタンスに前記第１の鉄損抵抗を並列に配置し、オフ時に前記励磁インダクタンスに前記第２の鉄損抵抗を直列に配置するスイッチとを備え、鉄損を考慮したＴ−Ｉ形等価回路を用いる。【選択図】図１
2009136047.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
オブザーバを使ったベクトル制御の際にオブザーバの係数をＴ−Ｉ形等価回路で表現した誘導モータであって、
前記Ｔ−Ｉ形等価回路として、
第１の鉄損抵抗と、
第２の鉄損抵抗と、
オン時に励磁インダクタンスに前記第１の鉄損抵抗を並列に配置し、オフ時に前記励磁インダクタンスに前記第２の鉄損抵抗を直列に配置するスイッチと
を備え、鉄損を考慮したＴ−Ｉ形等価回路を用いる
ことを特徴とする誘導モータ。
【請求項２】
請求項１に記載の誘導モータにおいて、
前記第１の鉄損抵抗と前記第２の鉄損抵抗は、電磁界解析により求めた値を使用する
ことを特徴とする誘導モータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、オブザーバを使ったベクトル制御の際にオブザーバの係数をＴ−Ｉ形等価回路で表現した誘導モータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
磁束オブザーバを使った誘導機のベクトル制御方式において、オブザーバの係数を、Ｔ−Ｉ形等価回路の励磁インダクタンスと並列に近似した鉄損抵抗に流れる鉄損電流成分を求め、一次電流推定値から減算する構成のものがある（例えば、特許文献１参照）。鉄損の演算については、磁束の二乗や周波数の１．６乗で近似したり、実際に鉄損を計測して、磁束と周波数のテーブルデータとして値を持たせたりしていた。
【０００３】
しかしながら、特許文献１における制御方式において、使用されている制御定数、一次漏れインダクタンスＬ１、二次漏れインダクタンスＬ２、相互インダクタンスＭの導出には、鉄損が考慮されていないＴ−Ｉ形等価回路をベースにした計算が行われるのが通例であり、この段階で鉄損を考慮していないことにより実機との差異が生じるという問題があった。
【０００４】
また、鉄損のモデル化に関し、鉄損抵抗を励磁インダクタンスに直列に配するタイプと、並列に配するタイプがあることが知られている（例えば、特許文献２参照）。
【０００５】
しかしながら、特許文献２において、励磁インダクタンスと並列あるいは直列に配置すればよいかについての指針がなく、いずれか一方のモデルのみを使用するがために、回転数、印加電圧、負荷などの運転条件が広い範囲に及んだ場合には、十分に制御できず、所望のトルクが得られない問題が生じていた。
【０００６】
【特許文献１】特開２０００−１０２２７８号公報（段落００４７及び００４８、００５５、図４）
【特許文献２】特開２００１−３３９９８８号公報（段落０００４及び０００５）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上述したように、磁束オブザーバを使った誘導機のベクトル制御方式において、鉄損を考慮して制御する際に、制御定数そのものの導出時に鉄損を考慮しておらず、回転数、印加電圧、負荷などの運転条件が広い範囲に及んだ場合には、十分に制御できない場合があった。
【０００８】
また、等価回路に鉄損を考慮する際、励磁インダクタンスと直列あるいは並列のどちらかに配置し、かつ鉄損抵抗を一定値としていたため、回転数、印加電圧、負荷などの運転条件が広い範囲に及んだ場合には、十分に制御できない場合があった。モータの設計（形状）が変わった場合に、等価回路における適切な鉄損抵抗のモデルが実機からずれて、十分に制御できない場合があった。
【０００９】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、回転数、印加電圧、負荷状況が変わっても、鉄損の影響を考慮したベクトル制御を可能であり、広い運転条件においても適切に安定した状態で制御可能な誘導モータを得ることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明に係る誘導モータは、オブザーバを使ったベクトル制御の際にオブザーバの係数をＴ−Ｉ形等価回路で表現した誘導モータであって、前記Ｔ−Ｉ形等価回路として、第１の鉄損抵抗と、第２の鉄損抵抗と、オン時に励磁インダクタンスに前記第１の鉄損抵抗を並列に配置し、オフ時に前記励磁インダクタンスに前記第２の鉄損抵抗を直列に配置するスイッチとを備え、鉄損を考慮したＴ−Ｉ形等価回路を用いることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
この発明によれば、磁束オブザーバを使ったベクトル制御の際に、鉄損を考慮したＴ−Ｉ形等価回路を用い、制御定数そのものの導出時に鉄損を考慮して、鉄損抵抗の配置を励磁インダクタンスと直列と並列に適宜切り換えることにより、回転数、印加電圧、負荷などの運転条件が変わっても、鉄損の影響を考慮したベクトル制御を可能であり、広い運転条件においても適切に安定した状態で制御可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による誘導モータに使用するＴ−Ｉ形ベースの等価回路図である。図１に示す等価回路は、磁束オブザーバを使った誘導機のベクトル制御を行う際に使用する制御定数として、一次漏れインダクタンスＬ１、二次漏れインダクタンスＬ２（１次換算値）、相互インダクタンスＭを導出する際、鉄損を考慮したＴ−Ｉ形等価回路として使用されるもので、スイッチｓｗ１がＯＮの場合には、鉄損抵抗ｒ３が励磁インダクタンスＬｍと並列に配置したモデルとなり、スイッチｓｗ１がＯＦＦの場合には、鉄損抵抗ｒ４が励磁インダクタンスＬｍと直列に配置したモデルとなる。
【００１３】
ここで、１次抵抗ｒ１は設計時に既知のものとする。また、２次抵抗ｒ２（１次換算値）は、２次導体アルミダイキャストの導電率と、２次導体すなわちバーの形状とエンドリングの形状より算出し、設計時に既知のものとする。なお、図１において、Ｉ１は１次電流、Ｉ２は２次電流（１次換算値）、Ｉ３とＩ４は鉄損抵抗ｒ３とｒ４に流れる電流を示す。
【００１４】
まず、スイッチｓｗ１がＯＦＦで、鉄損抵抗ｒ４が励磁インダクタンスＬｍと直列の場合を考える。誘導モータの回転軸を拘束して巻線に３相交流の電圧Ｖ１を印加した場合には、すべりｓ→１とでき、１次側と２次側の干渉により、励磁リアクタンスＸｍは、Ｘｍ≒０と考えられる。
【００１５】
また、拘束時の電磁界解析によって求めた磁束密度分布と材料の鉄損データを元に、指定した周波数における損失量を求めた場合、その損失量はほぼ０となる。従って、拘束時において鉄損抵抗ｒ４は０とおける。従って、図１に示す等価回路は、図２のようなＬＲ直列回路となる。
【００１６】
ここで、一般に、Ｉ、Ｖをそれぞれ電流、電圧の複素ベクトル、インピーダンスをＺ、抵抗成分をＲ、リアクタンス成分をＸとした場合を考える。
【００１７】
リアクタンスとは、交流回路において、コイルやコンデンサなどに発生する擬似的な電気抵抗のことである。リアクタンスは擬似的な抵抗であるため、実際にはリアクタンスでエネルギーは消費されない。
【００１８】
コイルに交流電源を接続すると、コイルには自己誘導起電力が発生し、電源とは逆向きの電圧を生じる。このとき、コイルには、
ＸＬ＝ωＬ［Ω］（ω：角周波数、Ｌ：自己インダクタンス）
の擬似的な抵抗が起こる。この抵抗（ＸＬ）を誘導性リアクタンスという。このとき、電源電圧の位相はコイルを流れる電流よりもπ／２ｒａｄ進んでいる。つまり、直流電流を流したら短絡している状態になる。
【００１９】
インピーダンスは、交流回路における電圧と電流の比である。単位としてはオーム（表記は［Ω］）が用いられる。インピーダンスは、直流電流におけるオームの法則の電気抵抗の概念を拡張し、交流電流に適用したものである。インピーダンスは、複素数の形で表され、周波数に依存しない抵抗成分を実数で、周波数に依存する成分を虚数で表し、その両者の和の形で表される。
【００２０】
ＲＬ直列回路において、総合インピーダンスをＺ、リアクタンス成分をＸ、加える電圧の複素数表示をＶ、実効値をＶｅ、流れる電流の複素数表示をＩ、実効値をＩｅとすると、式（１）、（２）を得る。
Ｚ＝Ｒ＋ｊωＬ＝Ｒ＋ｊ・ωＬ＝Ｒ＋ｊＸ      （１）
Ｘ＝ωＬ                                    （２）
【００２１】
また、電圧からの電流の遅れ位相差φは、式（３）で表される。
φ＝ｔａｎ−１（Ｘ／Ｒ）                      （３）
【００２２】
また、下式（４）〜（８）が成り立つ。
Ｖ＝ＩＺ                                    （４）
Ｖｅ＝|Ｖ|＝Ｉｅ・|Ｚ|                      （５）
（ただしＶｅ，Ｉｅは実効値）
|Ｚ|＝√（Ｒ２＋Ｘ２）                        （６）
（Ｖｅ／Ｉｅ）２＝（Ｒ２＋Ｘ２）               （７）
Ｘ２＝（Ｖｅ／Ｉｅ）２−Ｒ２                   （８）
【００２３】
図２に示す等価回路において、印加電圧Ｖ１，１次電流Ｉ１はそれぞれ電圧複素ベクトルと電流複素ベクトル、Ｖ１ｅ，Ｉ１ｅはそれぞれ電圧と電流の実効値を示すとすると、式（９）が成り立つ。
（Ｘ１＋Ｘ２）２＝（Ｖ１ｅ／Ｉ１ｅ）２
−（ｒ１＋ｒ２）２       （９）
【００２４】
電圧実効値Ｖ１ｅを与えた電磁界解析により電流実効値Ｉ１ｅを求め、式（９）よりＸ１＋Ｘ２を求める。
【００２５】
ここで、Ｘ１＝ωＬ１、Ｘ２＝ωＬ２であるが、漏れインダクタンスを１次側に換算した場合には、一次漏れインダクタンスＬ１と二次漏れインダクタンスＬ２は同じ値になるので、式（１０）となる。
Ｘ１＝（Ｘ１＋Ｘ２）／２                  （１０）
【００２６】
次に、無負荷時、すなわちすべりが０の場合を考える。すべり０の場合は、回転子の回転が固定子の作る回転磁界に同期している。等価回路上ではすべりを０にはできないので、すべり→０で、ｒ２／ｓの項が無限大になると考える。これにより、２次側に流れる２次電流Ｉ２が０となる。この場合の等価回路は、図３のようなＲＬ直列回路となり、式（１１）が成り立つ。
（Ｘ１＋Ｘｍ）２＝（Ｖ１ｅ／Ｉ１ｅ）２
−（ｒ１＋ｒ４）２      （１１）
【００２７】
さて、節点上のベクトルポテンシャルを未知数とした有限要素法を用いて渦電流が流れる導体や磁性体を解く電磁界解析においては、計算内に鉄損は考慮されない。従って、印加電圧Ｖ１を与えて計算した場合、図４に示す等価回路となり、式（１２）を満たす電流実効値Ｉ１ｅ'が計算される。Ｘ１、Ｘｍは電流依存性を持つため、Ｉ１ｅとＩ１ｅ'におけるＸ１、Ｘｍは厳密には異なるが、Ｉ１ｅとＩ１ｅ'の差異が小さい場合には、ほぼ等しいと仮定する。
（Ｘ１＋Ｘｍ）２＝（Ｖ１ｅ／Ｉ１ｅ'）２
−ｒ１２                （１２）
【００２８】
電磁界解析の結果によって求められた磁束密度分布と材料の鉄損データをもとに、指定した周波数における鉄損ＷＬを求める。鉄損ＷＬは、鉄損抵抗をｒとすると、式（１３）で表される。
ＷＬ＝|Ｉ１'|２・ｒ                        （１３）
【００２９】
式（１３）により鉄損抵抗ｒを計算し、ｒをｒ４に置き換えて、式（１１）に代入してＸ１＋Ｘｍを求め、さらに式（１０）の結果を代入してＸｍを求め、Ｌｍ＝Ｘｍ／ωを求める。
【００３０】
スイッチｓｗ１がＯＮで、鉄損抵抗ｒ３が励磁インダクタンスＬｍと並列接続の場合も、拘束時については、直列の場合と同じで、無負荷時については、図５に示す等価回路となり、１次電流Ｉ１は鉄損抵抗ｒ３を流れる電流Ｉ３と励磁リアクタンスＸｍを流れる電流Ｉ４に分流される。直列の場合と同様の計算をすることにより、
【００３１】
Ｘｍ２＝{（ｒ１２＋Ｘ２２）ｒ３２
−（Ｖ１ｅ２／Ｉ１ｅ２）Ｖ３２}／{Ｖ１ｅ２／Ｉ１ｅ２
−（ｒ３２＋ｒ１２＋Ｘ１２）}         （１４）
となるので、式（１３）により求めた鉄損抵抗ｒをｒ３に置き換えて、式（１４）に代入して励磁リアクタンスＸｍを求め、Ｌｍ＝Ｘｍ／ωを求める。
【００３２】
以上の計算を、運転範囲における印加電圧、回転数をパラメータとして実施し、印加電圧と回転数と電流と直列の場合と、並列の場合の励磁インダクタンスのＬｍデータベースを作成する。実機を試作し、制御試験を行い、よりトルクが指令値どおりに出力される制御定数として励磁インダクタンスＬｍを選択し、その運転条件において最適な励磁インダクタンスＬｍのデータベースとする。ある条件で最終的に得られた励磁インダクタンスについて、鉄損を考慮せずに決めていた場合と比較した結果を図６に示す。鉄損を考慮して求めた励磁インダクタンスＬｍのデータベースを用いて実機を制御したところ、鉄損を考慮せずに求めた励磁インダクタンスのＬｍのデータベースを用いて制御した場合に発生していたトルクの誤差や制御の不安定さが解消された。
【００３３】
製品としてプログラムで使用する場合、励磁インダクタンスＬｍが運転条件に対し、数式で誤差少なく表現できる場合は数式の係数としてよく、数式近似の誤差が大きい場合には、データベースそのものをテーブルデータとして、制御装置のメモリに格納し、制御時にこれらを用いて制御する。テーブルデータで、データがない点については補間した値を使用する。
【００３４】
上述したように、この発明に係る誘導モータは、モータを現す等価回路をＴ−Ｉ形等価回路とし、励磁インダクタンスに並列に配置した鉄損抵抗ｒ３と励磁インダクタンスに直列に配置した鉄損抵抗ｒ４と、直列並列を切り替えるスイッチｓｗ１を追加配置したモデルとする。また、制御定数Ｌ１、Ｌ２、Ｍは一定値とせず、回転数、印加電圧、負荷条件ごとに設定するものとする。制御定数Ｌ１、Ｌ２、Ｍは、運転条件ごとに電磁界解析をもとに算定する。
【００３５】
また、制御定数Ｌ１、Ｌ２、Ｍの運転条件依存性が、数式で誤差少なく表現できる場合は数式の係数として、数式近似の誤差が大きい場合には、データベースそのものをテーブルデータとして、制御装置のメモリに格納し、制御時にこれらを用いて制御することができる。テーブルデータで、データがない点については補間した値を使用することができる。
【００３６】
したがって、この発明によれば、実機を正確に反映した制御が可能となり、指令どおりのトルクが得られ、安定した制御となる。また、励磁インダクタンスの電圧依存性、電流依存性あるいは回転数依存性を、鉄損を考慮して求める際に、設計図面を基に電磁界解析により計算した鉄損値を使用することにより、磁束分布を考慮した形での鉄損を計算するので、鉄損抵抗がより正確になり、また、実測により鉄損を得る場合に必要な試作や鉄損測定も不要となる。特にすべり０の条件については、実測では機械損、鉄損分を負荷側モータから供給する回生モードでしか達成できず、理論上、等価回路でのすべり０の状態とは厳密には異なるものであり、精度よく特性を得るためには電磁界解析による計算が有効な手段である。
【００３７】
また、励磁インダクタンスの電圧依存性あるいは電流依存性および回転数依存性を、鉄損を考慮して求める際に、励磁インダクタンスに直列に鉄損抵抗を配置した場合と、並列に鉄損抵抗を配置した場合のそれぞれについて計算し、より実機に適した形で選択して求めることで、鉄損抵抗を励磁インダクタンスに対し、直列と並列の両方に配置したモデルとすることにより、複雑な実機により近づき、運転範囲が広くなっても、安定に制御可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】この発明の誘導モータにおける鉄損を考慮したＴ−Ｉ形ベースの等価回路図である。
【図２】この発明の誘導モータにおける鉄損を考慮した拘束時の等価回路図である。
【図３】この発明の誘導モータにおける鉄損を考慮した無負荷時の等価回路で、鉄損抵抗が励磁インダクタンスと直列の場合の図である。
【図４】この発明の誘導モータにおける鉄損を考慮しない場合の等価回路図である。
【図５】この発明の誘導モータにおける鉄損を考慮した無負荷時の等価回路で、鉄損抵抗が励磁インダクタンスと並列の場合の図である。
【図６】この発明の誘導モータにおいて、鉄損抵抗を考慮した場合（実測値）としない場合（電磁界解析値）の励磁インダクタンスを比較したグラフである。
【符号の説明】
【００３９】
ｒ１  １次抵抗、ｒ２  ２次抵抗、Ｌ１  一次漏れインダクタンス、Ｌ２  二次漏れインダクタンス、ｒ３  鉄損抵抗、Ｌｍ  励磁インダクタンス、ｒ４  鉄損抵抗、ｓｗ１  スイッチ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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