(57)【要約】【課題】温度補償のための回路網が発生する出力雑音が、温度補償型水晶発振器の位相雑音を特性に影響するという課題があった。【解決手段】周囲の温度変化に対して、電位が１次関数的に変化して、負極性の温度勾配係数を有する温度信号Ｓ１２と、同じように電位が１次関数的に変化して、正極性の温度勾配件数を有する温度信号Ｓ１０とを合成して、２つの初期温度信号より温度勾配係数が増幅された温度信号を基に温度補正信号発生回路２７０を制御して、温度補正に係る入力段の温度センサー回路から温度信号発生回路に至るまでの信号増幅率を下げる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
温度変化に対して発振周波数が３次関数的に変化する温度特性を有する水晶振動子を含む発振回路部と、
周波数調整回路と、
温度信号発生回路と、
温度３次成分補正信号発生回路と、
温度１次成分補正信号発生回路と、
を有する温度補償型水晶発振器であって、
温度変化に対して所定の変動特性を有して温度信号を発生する複数の温度検出回路と、
それぞれの前記温度検出回路で発生した複数の温度信号の差の電位を合成して温度信号を発生する合成回路と、を備え、
前記合成した温度信号を用いて前記温度３次成分補正信号発生回路および前記温度１次成分補正信号発生回路を駆動して、前記発振回路部の周波数調整を行うことを特徴とする温度補償型水晶発振器。
【請求項２】
前記温度検出回路は、
温度変化に対して１次関数的に変化する第１の温度信号を発生する第１の温度検出回路と、
温度変化に対して１次関数的に変化して、前記第１の温度信号とは異なる第２の温度信号を発生する第２の温度検出回路と、
の少なくとも２つであり、
前記合成回路は、前記第１の温度信号と前記第２の温度信号とを合成して、第３の温度信号を発生し、
前記第３の温度信号を用いて前記温度３次成分補正信号発生回路および前記温度１次成分補正信号発生回路を駆動して、前記発振回路部の周波数調整を行うことを特徴とする請求項１に記載の温度補償型水晶発振器。
【請求項３】
前記第１の温度信号は、温度変化に対して、正極または負極の１次係数を有し、前記第２の温度信号は、温度変化に対して、前記第１の温度信号とは極性が異なる１次係数を有することを特徴とする請求項２に記載の温度補償型水晶発振器。
【請求項４】
前記合成回路は、前記第１の温度信号と前記第２の温度信号との差の電位を発生することを特徴とする請求項２または３に記載の温度補償型水晶発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、水晶振動子を用いた水晶発振器の温度特性を補償した温度補償型水晶発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の移動体通信の基準発振器として使用される水晶発振器には、温度変化による周波数安定度が、他の発振器に比べ優れているＡＴカット水晶振動子を搭載し、かつ水晶振動子の温度特性を補償する、いわゆる温度補償型水晶発振器が広く用いられている。
【０００３】
ＡＴカットの水晶振動子（水晶片）とは、水晶塊から水晶の板および個片まで加工するまでの最初の切断方位を示し、多様にある切断方位の水晶振動子の中で、温度に対する周波数変動が、最も小さいとされる。
【０００４】
この温度補償型水晶発振器は、例えば、携帯電話機器やＧＰＳ受信機などの、周波数シンセサイザの基準発振源や、局部発振器を形成するＰＬＬの基準源として使用されている。
従って、求められる精度も高く、温度変化に対する周波数安定度や、キャリア（所望周波数）電力に対しての雑音電力の指標である位相雑音特性などが詳細に決められている。
【０００５】
水晶振動子はＱ値も高く、中でもＡＴカット水晶振動子はＭＨｚ帯の発振周波数で最も活用され、かつ温度変化に対して周波数安定度が高い。しかしながら、全くの補正なしでは通信機器では使用できず、何らかの温度補正を必要とする。
ＡＴカット水晶振動子の周波数温度特性は、近似的に１次成分と３次成分とを有する関数で表されるが、この周波数の変化を補償するために、発振器は何らかの関数信号を発生させて、水晶振動子の周波数温度特性を打ち消すための周波数変調回路を備えていなければならない。
【０００６】
水晶発振器の温度補償方式には、直接補償方式と間接補償方式とがある。直接補償方式は、水晶振動子に直接温度補償回路部が接続されるため、抵抗分として水晶共振回路の実効Ｑ値が下がってしまうが、回路が簡単であるので、位相雑音が低いという利点がある。
一方、間接補償方式は、容量成分を温度補償回路により電圧制御するので直接的に実効Ｑ値は大きく変化しない。また精度の高い温度補償が可能であるが、回路が複雑かつ大規模になるため、小型化や位相雑音特性の劣化が問題になるという欠点がある。
【０００７】
一般に広く用いられるのは間接補償型の発振器で、電圧制御によって発振ループ内の容量成分を可変して水晶振動子の（直列）共振周波数を調整する周波数電圧制御型発振器が最も多い。近年では、多様な半導体製造プロセスにより、半導体集積回路内に、発振回路部や周波数変調回路、さらに調整した値を記憶しておくメモリ回路を搭載して温度補償する発振器が多い。
【０００８】
通信機器の基準発振源としては、もちろん周波数安定のための温度補償は必須であるが、一方で位相雑音も極めて重要で、例えば、携帯電話機では復調データのエラーであったり、ＧＰＳ受信機では測位自体の可否に関わってくる。
【０００９】
温度補償型水晶発振器の位相雑音特性は、水晶振動子のＱ値によっても変化するが、発振回路部や温度補償回路部が動作する際の電流に起因して周波数に依存する素子および回路網の雑音と、周波数には依存しない雑音とに影響を受ける。位相雑音は基本周波数（キ
ャリア）の信号電力を基準に、基本周波数からの離散周波数における１Ｈｚ帯の雑音電力の比で表現され、基本周波数のスペクトルを中心にブロード状に広がった特性となる。
【００１０】
位相雑音特性は、基本周波数から離散周波数の数Ｈｚから数ｋＨｚ付近において、水晶振動子および素子のフリッカ雑音や回路網の伝達関数による雑音が変換されて、周波数が変調される。離散周波数の低い方から、−３０ｄＢ／ｄｅｃから−２０ｄＢ／ｄｅｃと変化する。さらに離散周波数の数ｋＨｚから数百ｋＨｚでは、素子および回路の周波数に依存しない雑音が支配的になる。
【００１１】
そこで、間接補償型の発振器において、温度補償に関わる関数信号を発生する回路部を簡素化することで、回路雑音を抑制する方法も提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
特許文献１に示した従来技術は、容量可変が可能な容量素子としてＭＩＳ（金属−絶縁膜−半導体）型可変容量素子を用いている。
【００１２】
図９は、特許文献１に開示された温度補償型水晶発振器の概略構成を示すブロック図である。図９の温度補償型水晶発振器は、第１の温度検出回路２０８と、温度勾配信号演算回路２００と、温度信号選択回路３００と、温度３次成分補正信号発生回路２６０と、温度１次成分補正信号発生回路２８０と、外部周波数制御電圧発生回路１６０と、外部入力端子５０と、周波数調整回路１３０と、発振回路１００とによって構成されている。
【００１３】
図９で示すように、周波数調整回路１３０は、ＭＩＳ型可変容量素子１４２ａおよび１４２ｂと、抵抗素子１３５ａ，１３５ｂ，１３８と、ＤＣカット用容量素子１３２ａ，１３２ｂ，１５０とによって構成されている。
そして、発振回路１００は、圧電振動子であるＡＴカット水晶振動子１２０と、反転増幅回路１１０と、帰還抵抗素子１０６と、減衰抵抗素子１１２とによって構成されている。
【００１４】
第１の温度検出回路２０８は、周囲の温度変化に対し１次関数的に変化する第１の温度信号Ｓ１２を発生して、温度勾配信号演算回路２００で信号増幅した第１の近似１次信号Ｓ１４と信号反転増幅した第２の近似１次信号Ｓ１６とを生成する。
後段につづく温度信号選択回路３００は、第１の近似１次信号Ｓ１４と第２の近似１次信号Ｓ１６とを基にして、温度３次成分補正信号発生回路２６０と、温度１次成分補正信号発生回路２８０とをそれぞれ駆動するために温度勾配調整された第１のゲート電極信号Ｓ２０ｂと、第２のゲート電極信号Ｓ２０ｃと、近似１次補正信号Ｓ２０ａとを分離独立して生成する。
【００１５】
第１のゲート電極信号Ｓ２０ｂと第２のゲート電極信号Ｓ２０ｃとは、温度３次成分補正信号発生回路２６０内のＭＯＳＦＥＴのゲート電極（図示せず）に印加されて、水晶振動子の温度３次成分を補正するための近似３次関数的な電流を発生して、温度１次成分補正信号発生回路２８０で電圧に変換される。
一方の近似１次補正信号Ｓ２０ａは、水晶振動子の温度１次成分を補正するため電圧信号であって、温度１次成分補正信号発生回路２８０に印加されて、近似３次関数的な電圧信号と加算される。
【００１６】
この近似３次関数的な電圧信号は、周囲温度が低温から高温まで変化する間に、周波数調整回路１３０内のＭＩＳ型可変容量素子に印加されて、ＡＴカット水晶振動子の周波数温度特性を打ち消すように働く。
【００１７】
【特許文献１】特開２００６−９４２６２号公報（第９〜１１頁、第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
特許文献１に示した従来技術の場合、第１の温度信号Ｓ１２の温度係数が、もし期待される温度勾配に満たなかったとき、水晶振動子の温度３次成分を十分に補正するためには、温度３次成分補正信号発生回路２６０で発生する近似３次関数的な電流変化を大きくする。
例えば、発生した近似３次関数的な電流の電圧変換率を高くする、温度３次成分補正信号発生回路２６０で発生する近似３次関数的な電流を増幅する、第１の温度信号Ｓ１２を信号増幅して温度勾配を大きくすることなどが考えられる。
【００１９】
一般に回路網の雑音指数は、初段の雑音が重要であるとするが、温度補償型水晶発振器の位相雑音は、温度補償に係る回路網で、回路規模や、使用する回路網の工夫のほか、素子の雑音や、相互コンダクタンスも考慮する必要がある。そのため回路網の入力側から出力側にかけて増幅率を小さくする制御が理想である。
【００２０】
本発明は、上述したような温度信号の温度係数が、期待される温度勾配にならないときでも、雑音抑制を可能とする技術を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記目的を達成するため、本発明の温度補償型水晶発振器は、以下に示す構成を採用するものである。
【００２２】
温度変化に対して発振周波数が３次関数的に変化する温度特性を有する水晶振動子を含む発振回路部と、周波数調整回路と、温度信号発生回路と、温度３次成分補正信号発生回路と、温度１次成分補正信号発生回路と、を有する温度補償型水晶発振器であって、
温度変化に対して所定の変動特性を有して温度信号を発生する複数の温度検出回路と、それぞれの温度検出回路で発生した複数の温度信号の差の電位を合成して温度信号を発生する合成回路と、を備え、合成した温度信号を用いて温度３次成分補正信号発生回路および温度１次成分補正信号発生回路を駆動して、発振回路部の周波数調整を行うことを特徴とする。
【００２３】
温度検出回路は、温度変化に対して１次関数的に変化する第１の温度信号を発生する第１の温度検出回路と、温度変化に対して１次関数的に変化して、第１の温度信号とは異なる第２の温度信号を発生する第２の温度検出回路と、の少なくとも２つであり、合成回路は、第１の温度信号と第２の温度信号とを合成して、第３の温度信号を発生し、第３の温度信号を用いて温度３次成分補正信号発生回路および温度１次成分補正信号発生回路を駆動して、発振回路部の周波数調整を行うことを特徴とする。
【００２４】
第１の温度信号は、温度変化に対して、正極または負極の１次係数を有し、第２の温度信号は、温度変化に対して、第１の温度信号とは極性が異なる１次係数を有することを特徴とする。
【００２５】
合成回路は、第１の温度信号と第２の温度信号との差の電位を発生することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２６】
本発明にかかる温度補償型水晶発振器によれば、少なくとも２つの温度検出回路からのそれぞれの温度信号のうち、極性が正である温度１次係数をもった信号と極性が負である温度１次係数をもった信号との差の電位を合成回路で発生する。
このとき、合成回路の増幅率を高めなくても、差の電位である温度信号は、基になる温度信号より大きな温度１次係数をもった温度信号となる。
この温度信号は、電気的に回路系全体の初段に相当し、回路後段に向かう増幅率を抑制することができ、その結果、回路系全体の雑音を抑制することになり、温度補償型水晶発振器の位相雑音特性を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下に図面を参照して、この発明にかかる温度補償型水晶発振器の好適な実施形態を詳細に説明する。
【００２８】
［全体構成の説明：図１］
図１は、本発明の温度補償型水晶発振器の要部の構成を示すブロック図である。２３０は温度勾配信号発生回路、２７０は温度補正信号発生回路、１３０は周波数調整回路、１００は発振回路、１６０は外部周波数制御電圧発生回路、５０は外部入力端子である。
【００２９】
温度勾配信号発生回路２３０の構成は次のとおりである。
２０８は第１の温度検出回路、２０９は第２の温度検出回路、２００は温度勾配信号演算回路、３００は温度信号選択回路である。
第１の温度検出回路２０８から第１の温度信号Ｓ１２を発生し、第２の温度検出回路２０９から第２の温度信号Ｓ１０を発生する。
温度勾配信号演算回路２００は、第１の温度信号Ｓ１２と第２の温度信号Ｓ１０との差の電位を発生させる合成回路である。
温度信号選択回路３００は、後段の温度補正信号発生回路２７０を制御する複数（ｎ）の温度勾配信号群Ｓ２０を発生する。
【００３０】
温度補正信号発生回路２７０の構成は次のとおりである。
２６０は温度３次成分補正信号発生回路、２８０は温度１次成分補正信号発生回路である。
温度３次成分補正信号発生回路２６０と温度１次成分補正信号発生回路２８０とによって補正信号Ｓ３０を生成する。
【００３１】
発振回路１００の構成は、次のとおりである。
ＡＴカット水晶振動子１２０に、例えば、ＣＭＯＳインバータ回路よりなる反転増幅器１１０と帰還抵抗１０６とが並列に接続され、反転増幅器１１０とＡＴカット水晶振動子１２０との間に減衰用抵抗素子１１２が接続されている。
図示はしないが、反転増幅器１１０の出力を発振回路１００の出力信号として、例えば、ＣＭＯＳインバータ回路などの増幅器を介して外部出力する。
【００３２】
発振回路１００に接続される周波数調整回路１３０の構成は次のとおりである。
ＤＣカット用容量素子１３２ａと、可変容量素子である例えば第１のＭＩＳ型可変容量素子１４２ａと、ＤＣカット用容量素子１５０とを直列に接続してなる直列接続体が、反転増幅器１１０の入力側と接地（電位）との間に接続されている。
第１のＭＩＳ型可変容量素子１４２ａの両電極は、ＤＣカット用容量素子１３２ａと１５０とによって、発振回路１００および接地との直流成分から切り離されている。
【００３３】
また、同じ構成でＤＣカット用容量素子１３２ｂと、可変容量素子である例えば第２のＭＩＳ型可変容量素子１４２ｂと、ＤＣカット用容量素子１５０とを直列に接続してなる直列接続体が、反転増幅器１１０の出力側と接地（電位）との間に接続されている。
第２のＭＩＳ型可変容量素子１４２ｂの両電極は、ＤＣカット用容量素子１３２ｂと１５０とによって、発振回路１００および接地との直流成分から切り離されている。
【００３４】
第１のＭＩＳ型可変容量素子１４２ａおよび第２のＭＩＳ型可変容量素子１４２ｂの各容量素子の電極には、後述するゲート電位Ｖｇとウェル電位Ｖｗとが印加され、その電位差（Ｖｇ−Ｖｗ）から容量値を制御する。
本実施形態では、第１のＭＩＳ型可変容量素子１４２ａの一方の電極は、抵抗素子１３５ａを介して、外部周波数制御電圧発生回路１６０に接続されている。他方の電極は、抵抗素子１３８を介して、温度補正信号発生回路２７０が接続されて、補正信号Ｓ３０によって第１のＭＩＳ型可変容量素子１４２ａを制御する。
【００３５】
同様に、第２のＭＩＳ型可変容量素子１４２ｂの一方の電極は、抵抗素子１３５ｂを介して、外部周波数制御電圧発生回路１６０に接続されている。他方の電極は、抵抗素子１３８を介して、温度補正信号発生回路２７０が接続されて、補正信号Ｓ３０によって第２のＭＩＳ型可変容量素子１４２ｂを制御する。
【００３６】
［各要素の詳細な説明：図１、図２、図５、図６、図７］
図２は、本発明の実施形態の温度補償型水晶発振器を構成する各要素を説明するための回路図である。
温度勾配信号発生回路２３０は、第１の温度検出回路２０８と第２の温度検出回路２０９と温度勾配信号演算回路２００と温度信号選択回路３００とを有している。温度勾配信号演算回路２００は、抵抗素子２０２，２０４，２１２，２１４と演算増幅回路２０６，２１６とを有している。
【００３７】
第１の温度検出回路２０８で発生する第１の温度信号Ｓ１２は、抵抗素子２０２を介して演算増幅回路２０６の差動（−）側端子に接続されている。演算増幅回路２０６の出力の第１の近似１次信号Ｓ１４は、抵抗素子２０４を介して演算増幅回路２０６の差動（−）側端子に帰還されており、これらによって反転増幅器を構成している。
第２の温度検出回路２０９で発生する第２の温度信号Ｓ１０は、演算増幅回路２０６の差動（＋）側端子に接続されている。
演算増幅回路２０６の差動（−）側端子に帰還される電位は、演算増幅回路２０６の差動（＋）側端子と差動（−）側端子とのイマジナリーショートによって、第２の温度信号Ｓ１０とほぼ同じ電位に制御される。
【００３８】
第１の近似１次信号Ｓ１４は、抵抗素子２１２を介して演算増幅回路２１６の差動（−）側端子に接続されている。演算増幅回路２１６の出力の第２の近似１次信号Ｓ１６は、抵抗素子２１４を介して演算増幅回路２１６の差動（−）側端子に帰還されており、これらによって反転増幅器を構成している。
基準電圧となる第１の定電圧信号Ｓ１９は、演算増幅回路２１６の差動（＋）側端子に接続されている。
演算増幅回路２１６の差動（−）側端子に帰還される電位は、演算増幅回路２１６の差動（＋）側端子に入力される第１の定電圧信号Ｓ１９とほぼ等しい電位に制御される。なお、第１の定電圧信号Ｓ１９については、後述する。
【００３９】
温度信号選択回路３００は、第１の近似１次信号Ｓ１４と第２の近似１次信号Ｓ１６が入力され、これを基にして、近似１次補正信号Ｓ２０ａと第１のゲート電圧信号Ｓ２０ｂと第２のゲート電圧信号Ｓ２０ｃを生成して出力する。
【００４０】
［第１の温度検出回路の説明：図５］
次に、図５を参照して第１の温度検出回路２０８の回路構成を説明する。
第１の温度検出回路２０８は、演算増幅回路２５０とＰＭＯＳトランジスタ２５２と抵抗素子２５４とを有している。
演算増幅回路２５０の差動（＋）側端子は、第１の定電圧信号Ｓ１９を入力する。
演算増幅回路２５０の差動（−）側端子には、第１の温度信号Ｓ１２と接地ノードとの間にＰＭＯＳトランジスタ２５２と抵抗素子２５４とを直列に接続し、ＰＭＯＳトランジスタ２５２と抵抗素子２５４とで分圧した電圧信号Ｓ１３を帰還している。
【００４１】
ここでＰＭＯＳトランジスタ２５２は、ドレインノード電圧をゲートノードへ帰還した接続構成をしており、抵抗素子２５４は、ポリシリコンなどの抵抗値の温度依存性が極めて小さい低抵抗の抵抗素子を用いる。
【００４２】
電気的には、演算増幅回路２５０の差動（−）側端子はイマジナリーショートによって電圧信号Ｓ１３と第１の定電圧信号Ｓ１９とはほぼ同じに定電圧制御されるので、抵抗素子２５４には温度依存性の極めて小さい定電流が流れる。ＰＭＯＳトランジスタ２５２のドレイン電流は、抵抗素子２５４の電流源となるのでＰＭＯＳトランジスタ２５２も同様に定電流制御される。ＰＭＯＳトランジスタ２５２は、周囲温度の変化に伴い、トランジスタのスレッショルド電圧とキャリア移動度とが変化する。これにより、第１の温度信号Ｓ１２は、周囲温度の変化に伴い近似１次的に変化する。
【００４３】
第１の定電圧信号Ｓ１９は、回路動作上任意に決める基準となる定電圧である。ここで生成した第１の定電圧信号Ｓ１９は、後段の回路、例えば、温度補正信号発生回路２７０などの基準電圧となる。
図５に示す例では、定電圧源２２０と接地ノードとの間に抵抗素子２２３，２２４，２２５を直列に備えて分圧して生成している。第１の定電圧信号Ｓ１９は、例えば、定電圧源２２０と接地ノードとのおおよそ半分の電圧とすることができる。
【００４４】
なお、この第１の定電圧信号Ｓ１９は、図５に示す例に限定するものではなく、その構成を自由に選択することができる。例えば、レギュレータ回路など知られている定電圧源を用いることもできる。
【００４５】
［第２の温度検出回路の説明：図６］
次に、図６を参照して第２の温度検出回路２０９の回路構成を説明する。
第２の温度検出回路２０９は、第１の温度検出回路２０８の回路構成で、直列接続されたＰＭＯＳトランジスタ２５２と抵抗素子２５４とを入れ替えた構成である。
図５に示す回路構成と同様に第２の温度検出回路２０９は、演算増幅回路２４０と抵抗素子２４４とＰＭＯＳトランジスタ２４２とを有している。
演算増幅回路２４０の差動（＋）側端子は、例えば、定電圧源２２０と接地ノードとの間に抵抗素子２２７，２２８，２２９を直列に備えて分圧した第２の定電圧信号Ｓ１８を入力する。演算増幅回路２４０の差動（−）側端子には、第２の温度信号Ｓ１０と接地ノードとの間に抵抗素子２４４とＰＭＯＳトランジスタ２４２とを直列に接続し、抵抗素子２４４とＰＭＯＳトランジスタ２４２とで分圧した電圧信号Ｓ１１を帰還している。
【００４６】
ここでＰＭＯＳトランジスタ２４２は、ドレインノード電圧（ここでは接地ノード電圧）をゲートノードへ帰還した接続構成をしており、抵抗素子２４４は、ポリシリコンなどの抵抗値の温度依存性が極めて小さい低抵抗の抵抗素子を用いる。
【００４７】
電気的には、演算増幅回路２４０の差動（−）側端子はイマジナリーショートによって電圧信号Ｓ１１と第１の定電圧信号Ｓ１８とはほぼ同じに定電圧制御されるので、ＰＭＯＳトランジスタ２４２のソースノードは定電圧制御される。ＰＭＯＳトランジスタ２５２は、周囲温度の変化に伴い、トランジスタのスレッショルド電圧とキャリア移動度とが変化するが、そのドレイン電流は近似１次的に変化する。このとき抵抗素子２４４にはＰＭＯＳトランジスタ２４２のドレイン電流と同じ値の電流が流れるので、第２の温度信号Ｓ
１０の電圧信号は、近似１次的に変化する。
【００４８】
［温度勾配信号演算回路による温度信号生成の説明］
図５，図６を用いて説明した第１の温度信号Ｓ１２と第２の温度信号Ｓ１０とは、周囲温度の変化に対して、その温度係数が異なっている。第１の温度信号Ｓ１２は負極性で、第２の温度信号Ｓ１０は正極性となる。
【００４９】
図２で示した演算増幅回路２０６は、第２の温度信号Ｓ１０を基準に、第１の温度信号Ｓ１２を反転した出力を第１の近似１次信号Ｓ１４として生成している。
このため、第１の近似１次信号Ｓ１４は、周囲温度の変化に対して、第１の温度信号Ｓ１２と第２の温度信号Ｓ１０とよりも温度係数の絶対値が大きい温度勾配をもった信号となる。
【００５０】
同様に、第２の近似１次信号Ｓ１６は、基準電圧である第１の定電圧信号Ｓ１９を基準として第１の近似１次信号Ｓ１４の温度係数を反転した信号に等しいので、第２の近似１次信号Ｓ１６も第１の温度信号Ｓ１２と第２の温度信号Ｓ１０とよりも温度係数の絶対値が大きい温度勾配をもった信号となる。
【００５１】
［温度信号選択回路の説明］
温度信号選択回路３００は、図７で示すように、第１の近似１次信号Ｓ１４と第２の近似１次信号Ｓ１６とのノード間に、例えば、２つの抵抗分割回路と、例えば、３つの選択回路群３３０ａ，３３０ｂ，３３０ｃとを有している。
２つの抵抗分割回路は、第１の近似１次信号Ｓ１４と第２の近似１次信号Ｓ１６とのノード間に、複数個の抵抗素子３０６ａ〜３０６ｎおよび３０７ａ〜３０７ｎを並列に挿入している。
選択回路群３３０ａ，３３０ｂ，３３０ｃのそれぞれは、選択回路３３２ａ〜３３２ｎ，３３４ａ〜３３４ｎ，３３６ａ〜３３６ｎで構成される。
【００５２】
抵抗素子３０６ａ〜３０６ｎで抵抗分割した複数個のノードは、選択回路群３３０ａ内の選択回路３３２ａ〜３３２ｎのそれぞれ１つずつに分配接続されている。
抵抗素子３０７ａ〜３０７ｎで抵抗分割した複数個のノードは、選択回路群３３０ｂ，３３０ｃ内の選択回路３３４ａ〜３３４ｎと３３６ａ〜３３６ｎとのそれぞれ１つずつ、つまり、２つの選択回路群に分配接続されている。
【００５３】
選択回路群３３０ａでは、メモリ回路３０５で選択される選択回路３３２ａ〜３３２ｎによって１つが選択されて近似１次補正信号Ｓ２０ａを生成する。
同様に、選択回路群３３０ｂでは、メモリ回路３０５で選択される選択回路３３４ａ〜３３４ｎによって１つが選択されて第１のゲート電圧信号Ｓ２０ｂを生成する。
選択回路群３３０ｃでは、メモリ回路３０５で選択される選択回路３３６ａ〜３３６ｎによって１つが選択されて第２のゲート電圧信号Ｓ２０ｃを生成する。
【００５４】
近似１次補正信号Ｓ２０ａは、後述するＡＴカット水晶振動子の発振周波数を、周囲温度の変化に対して、一定に調整するための温度１次成分の補正の基信号である。
第１のゲート電圧信号Ｓ２０ｂは、主に周囲温度が常温より低い温度のときに機能して発振周波数を一定に調整するための温度３次成分の補正回路の制御信号である。
第２のゲート電圧信号Ｓ２０ｃは、主に周囲温度が常温より高い温度のときに機能して発振周波数を一定に調整するための温度３次成分の補正回路の制御信号である。
【００５５】
［温度補正信号発生回路の説明］
図２に示すように、温度補正信号発生回路２７０は、温度３次成分補正信号発生回路２
６０と温度１次成分補正信号発生回路２８０とで構成する。
温度３次成分補正信号発生回路２６０は、ＰＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２とＮＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４と抵抗素子２６２，２６１とを有している。
ＮＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４は、ＰＭＯＳトランジスタＭ２の電流を折り返すためのミラー回路を構成している。ＰＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２のソースノードには、それぞれ抵抗素子２６２，２６１が直列に接続され、定電圧源から電源供給を受けている。この定電圧源は、特に限定しないが、一般的な安定化電源回路を用いることができる。
【００５６】
ＰＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電極には、第１のゲート電圧信号Ｓ２０ｂが接続されて、ＰＭＯＳトランジスタＭ２のゲート電極には、第２のゲート電圧信号Ｓ２０ｃが接続されている。
抵抗素子２６２は、ＰＭＯＳトランジスタＭ１が非導通状態から導通状態へ変化する過程で、ＰＭＯＳトランジスタＭ１に流れようとする電流と抵抗値とにより電圧降下が生じて指数的なソース−ドレイン電流の増加特性を抑制する方向に変化させる。
また、抵抗素子２６２は、ＰＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電圧に対するソース−ドレイン電流を抑制するので、ソース−ドレインコンダクタンスを下げている。
【００５７】
同様にして、抵抗素子２６１は、ＰＭＯＳトランジスタＭ２が非導通状態から導通状態へ変化する過程で、ＰＭＯＳトランジスタＭ２に流れようとする電流と抵抗値とにより電圧降下が生じて指数的なソース−ドレイン電流の増加特性を抑制する方向に変化させるとともに、ＰＭＯＳトランジスタＭ２のゲート電圧に対するソース−ドレイン電流を抑制して、ソース−ドレインコンダクタンスを下げている。
【００５８】
温度１次成分補正信号発生回路２８０は、例えば、抵抗素子２８３で構成している。抵抗素子２８３の一方のノードには、近似１次補正信号Ｓ２０ａが接続され、もう一方のノードには、ＰＭＯＳトランジスタＭ１のドレインノードと、ＰＭＯＳトランジスタＭ２の電流を折り返したミラー回路で構成されるＮＭＯＳトランジスタＭ３のドレインノードとが接続されている。
【００５９】
抵抗素子２８３は、ＡＴカット水晶振動子の発振周波数を、周囲温度の変化に対して、一定に調整するための温度１次成分の補正電圧である近似１次補正信号Ｓ２０ａの電圧に、ＰＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２で発生される指数関数的なソース−ドレイン電流を流入出することで電圧に変換して補正信号Ｓ３０に温度３次成分の補正電圧を加算している。
【００６０】
抵抗素子２８３の抵抗値によって、ＰＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２で発生される指数関数的なソース−ドレイン電流の電圧変換値を制御できるが、ＰＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２で発生する電流が、抵抗素子２８３および温度信号選択回路３００を介して第１の近似１次信号Ｓ１４と第２の近似１次信号Ｓ１６とに影響を与えるほど、抵抗素子２８３の抵抗値は小さくしない。
【００６１】
なお、図２の温度１次成分補正信号発生回路２８０は、抵抗素子２８３で構成する例を示したが、これに限定しない。例えば、図示はしないが、一般的なオペアンプを使用した加算回路として、差動（＋）側端子に近似１次補正信号Ｓ２０ａを接続し、差動（−）側端子に温度３次成分補正信号発生回路２６０を接続し、このオペアンプの出力を補正信号Ｓ３０とするとともに、抵抗を介して差動（−）側端子に帰還させてもよい。
【００６２】
なお、図２で示す発振回路１００および周波数調整回路１３０、外部周波数制御電圧発生回路１６０は、良く知られたＣＭＯＳを用いた間接補償方式の発振回路であるので、その説明は省略する。
【００６３】
［ＭＩＳ型可変容量素子の説明：図３，図４］
次に、図１，図２に示す第１および第２のＭＩＳ型可変容量素子１４２ａ，１４２ｂの構造および特性を図３，図４を用いて説明する。
図３は、ＭＩＳ型可変容量素子の断面図を模式的に示したものである。図３は、Ｐ型半導体基板７１を例にとっているが、ＭＩＳ型可変容量素子の極性は特に限定しない。図３の場合には、基板がＰ型であるので、反対導電型のＮ型ウエル７０を形成して、ＭＩＳ型可変容量素子とＰ型半導体基板７１とを電気的に分離する。
ＭＩＳ型可変容量素子の構造は、ＭＯＳ構造（金属−酸化膜−半導体）であり、Ｎ型ウエル７０の表面上にゲート酸化膜７４を形成し、金属ゲート電極７２を形成する。Ｎ型ウエル７０表面上に選択的に高濃度不純物を注入してＮ型拡散層７６を形成する。
【００６４】
図４は、ＭＩＳ型可変容量素子の電気的な特性を模式的に示す図である。図の横軸にＭＩＳ型可変容量素子の金属ゲート電極７２とＮ型ウエル７０との間にかかるＶｇ電位−Ｖｗ電位を示し、縦軸にＭＩＳ型可変容量素子の実効的な容量値を示したものであって、いわゆるＣ−Ｖ特性図と呼ばれるものである。
Ｎ型ウエル７０は、Ｎ型拡散層７６に接続された端子Ｗから電位（以下、Ｖｗ電位と呼ぶ）が供給されており、金属ゲート電極７２は、端子Ｇから電位（以下、Ｖｇ電位と呼ぶ）が供給されている。
【００６５】
金属ゲート電極７２のＶｇ電位がＮ型ウエル７０のＶｗ電位に対して負側に変化していく過程で、金属ゲート電極７２直下のＮ型拡散領域７８の表面は、蓄積状態から表面反転層が形成されるまでの間、ＭＩＳ型可変容量素子の容量値が変化するが、このＶｇ電位あるいはＶｗ電位の変化が高周波で制御されると、Ｎ型拡散領域７８には表面反転層を形成する少数キャリアを瞬間的に供給できなくなる。
【００６６】
図４の向かって右側が蓄積状態であり、左側に向かってＶｇ電位―Ｖｗ電位を負側としている。図４に示すように、Ｖｇ電位−Ｖｗ電位が負側へ変化していくと容量値が減少していき、Ｖｇ電位―Ｖｗ電位が高周波で制御されると、その容量値は、ある一定の極小値に保たれる。
本発明の実施形態では、図４に示すＣ−Ｖ特性を利用して、温度補償型水晶発振器の発振周波数を制御するものである。
【００６７】
［温度補償方法の説明：図１，図２，図５，図６，図８］
次に、本発明の温度補償型水晶発振器の回路信号と回路動作とともに、ＡＴカット水晶振動子の発振周波数の温度補償方法について説明する。
図１，図２で示す第１の温度検出回路２０８は、既に説明した図５の回路構成であり、ここで得られる第１の温度信号Ｓ１２は、ＰＭＯＳトランジスタ２５２のスレッショルド電圧の温度依存性が大きいため、温度勾配係数が大きい。またスレッショルド電圧は、周囲温度の変化に対し１次的に変化し、おおよそ温度に反比例関係にある移動度の変化より、第１の温度信号Ｓ１２に対する電圧値決定に極めて支配的であるので、第１の温度信号Ｓ１２は線形な信号となる。
【００６８】
また、図１，図２で示す第２の温度検出回路２０９は、既に説明した図６の回路構成であり、ここで得られる第２の温度信号Ｓ１０は、電圧信号Ｓ１１と抵抗素子２４４で発生する電圧との加算であるので、第１の温度信号Ｓ１２と同様に温度勾配係数が大きく、第１の温度信号Ｓ１２とは反対極性の温度係数となる。
【００６９】
このような電圧信号の様子を図８に示す。図８は、横軸を温度として図面右側に向かうほど高温となる。また、縦軸を各信号の電圧値としており、温度による電圧信号の勾配を
示している。
図８において、４２はＡＴカット水晶振動子の温度３次成分特性の偏曲点温度であり、例えば２８℃である。
【００７０】
図２に示す温度勾配信号演算回路２００内の演算増幅回路２０６と抵抗素子２０２，２０４とで構成される反転増幅器によって、第１の温度信号Ｓ１２は、第２の温度信号Ｓ１０を基準に反転制御されて、第１の近似１次信号Ｓ１４を生成する。
第１の近似１次信号Ｓ１４は、基信号の第１の温度信号Ｓ１２より温度勾配が大きくなる。
すなわち、温度勾配信号演算回路２００の演算増幅回路２０６による信号増幅率を抑制しても基信号より大きな温度勾配をもつ信号を生成することができる。
【００７１】
演算増幅回路２１６と抵抗素子２１２，２１４とで構成される反転増幅器は、第１の定電圧信号Ｓ１９を基準に、第１の近似１次信号Ｓ１４の符号反転した信号を生成しており、後述する温度３次成分の補正で機能するＰＭＯＳトランジスタのゲート電圧源となる。
既に図６で示した電圧信号Ｓ１８は、周囲温度の変化に対し、常に一定の電圧で、図８に示すように第１の近似１次信号Ｓ１４と第２の近似１次信号Ｓ１６とが、ＡＴカット水晶振動子の温度３次成分特性の偏曲点温度４２で交差するように調整する。
【００７２】
そして温度信号選択回路３００内で、第１の近似１次信号Ｓ１４と第２の近似１次信号Ｓ１６との間に挿入された抵抗素子によって抵抗分割されて、選択回路群３３０ａ，３３０ｂ，３３０ｃで選択的に特定の温度勾配をもつ近似１次補正信号Ｓ２０ａと第１のゲート電圧信号Ｓ２０ｂと第２のゲート電圧信号Ｓ２０ｃとを生成する。
【００７３】
生成された第１のゲート電圧信号Ｓ２０ｂは、温度３次成分補正信号発生回路２６０内のＰＭＯＳトランジスタＭ１によって、図８で示す偏曲点温度４２より低温側において、近似２次信号のソース−ドレイン電流を発生する。
同様にして第２のゲート電圧信号Ｓ２０ｃは、温度３次成分補正信号発生回路２６０内のＰＭＯＳトランジスタＭ２によって、偏曲点温度４２より高温側において、近似２次信号のソース−ドレイン電流を発生する。
【００７４】
低温側と高温側とのそれぞれで発生するソース−ドレイン電流は、温度１次成分補正信号発生回路２８０内の抵抗素子２８３によって電流電圧変換が行われる。
近似１次補正信号Ｓ２０ａは、抵抗素子２８３の基信号であり、ＡＴカット水晶振動子の温度１次成分特性の補正を行う。すなわち、抵抗素子２８３は、ＰＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２で発生するそれぞれの近似２次信号と近似１次補正信号Ｓ２０ａとを加算することであり、図８に示す補正信号Ｓ３０のような近似３次関数的な信号を生成する。
【００７５】
図８に示すような近似３次関数的な補正信号Ｓ３０は、図１，図２に示す周波数調整回路１３０へ供給される。周波数調整回路１３０は、既に説明したようにＤＣカット用容量素子１３２ａと第１のＭＩＳ型可変容量素子１４２ａとの直列接続体と、ＤＣカット用容量素子１３２ｂと第１のＭＩＳ型可変容量素子１４２ｂとの直列接続体と、ＤＣカット用容量素子１５０とで構成されていて、第１，第２のＭＩＳ型可変容量素子１４２ａ，１４２ｂの一方の電極には、抵抗素子１３５ａ，１３５ｂを介して外部周波数制御電圧発生回路１６０が接続されて、他方の電極には、抵抗素子１３８を介して補正信号Ｓ３０が接続されている。
【００７６】
外部周波数制御電圧発生回路１６０は、外部入力端子５０から入力される電圧信号に対し、所定の周波数に調整するための直流電圧を発生する。これに対し、第１，第２のＭＩＳ型可変容量素子１４２ａ，１４２ｂの容量値は、線形に追従する。
補正信号Ｓ３０に従う容量値は、補正信号Ｓ３０の電圧に線形に追従し、周囲温度の変化に対し近似３次関数的に変化する。この容量値の変化が、ＡＴカット水晶振動子の周波数温度特性を打ち消して一定な周波数に保持するのである。
【産業上の利用可能性】
【００７７】
本発明の温度補償型水晶発振器は、回路系の入力側から出力側にかけての信号増幅率を抑制することで、温度補償型水晶発振器の位相雑音特性を向上させることができる。このため、通信機器に搭載する発振器に有用であり、特に携帯電話機などの小型携帯機器に搭載する発振器として好適である。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】本発明の温度補償型水晶発振器の構成を説明するブロック図である。
【図２】本発明の温度補償型水晶発振器の要部の構成を説明する回路図である。
【図３】本発明の温度補償型水晶発振器に用いるＭＩＳ型可変容量素子を説明する図である。
【図４】本発明の温度補償型水晶発振器に用いるＭＩＳ型可変容量素子のＣ−Ｖ特性を説明する図である。
【図５】本発明の温度補償型水晶発振器に用いる第１の温度検出回路の構成を説明する回路図である。
【図６】本発明の温度補償型水晶発振器に用いる第２の温度検出回路の構成を説明する回路図である。
【図７】本発明の温度補償型水晶発振器に用いる温度信号選択回路の構成を説明する回路図である。
【図８】本発明の温度補償型水晶発振器の温度特性を説明する図である。
【図９】特許文献１に示した従来技術を説明するブロック図である。
【符号の説明】
【００７９】
５０  外部入力端子
１００  発振回路
１３０  周波数調整回路
１６０  外部周波数制御電圧発生回路
２００  温度勾配信号演算回路
２３０  温度勾配信号発生回路
２７０  温度補正信号発生回路
２０８  第１の温度検出回路
２０９  第２の温度検出回路
３００  温度信号選択回路
２６０  温度３次成分補正信号発生回路
２８０  温度１次成分補正信号発生回路
１４２ａ  第１のＭＩＳ型可変容量素子
１４２ｂ  第２のＭＩＳ型可変容量素子
Ｓ１２  第１の温度信号
Ｓ１０  第２の温度信号
Ｓ１４  第１の近似１次信号
Ｓ１６  第２の近似１次信号
Ｓ２０ａ  近似１次補正信号
Ｓ２０ｂ  第１のゲート電圧信号
Ｓ２０ｃ  第２のゲート電圧信号
Ｓ３０  補正信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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