(57)【要約】【課題】同期の精度およびテンプレートの精度が低くても良好な受信特性を持つ同期検波による受信装置を実現する。【解決手段】ｋ個の線形独立な信号ベクトル｛ｅi→｝に送信情報係数｛ａi｝を乗算することによって変調し合成された送信信号Ｔ→を受信信号Ｒ→として受信し、ｍ個の線形独立なテンプレートベクトル｛ｐi→｝を発生し、前記受信信号Ｒ→と前記テンプレートベクトルｐi→のそれぞれとの相関値｛ｃi＝（Ｒ→，ｐi→）｝を算出し相関値ベクトルｃ→を出力し、前記ｍ個のテンプレートベクトル｛ｐi→｝を並べた行列［ｐ］から前記｛ｅi→｝にさらにｍ−ｋ個の線形独立な信号ベクトル｛ｅi→｝を追加したｍ個の信号ベクトル｛ｅi→｝を時間τだけ移相した信号ベクトル｛ｅiτ→｝を並べた行列［ｅτ］に変換する行列［ρτ］の転置行列を前記ｃ→に乗算する。【選択図】図１
2009081776.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｋ（ｋは正の整数）個の線形独立な信号ベクトル｛ｅi→｜ｉは１≦ｉ≦ｋの整数｝に送信情報係数｛ａi｜ｉは１≦ｉ≦ｋの整数、ａiは実数｝を乗算することによって変調し合成された送信信号Ｔ→（Ｔ→＝ａ1ｅ1→＋ａ2ｅ2→＋・・＋ａkｅk→）を受信信号Ｒ→として受信する受信装置であって、
ｍ（ｍは正の整数）個の線形独立なテンプレートベクトル｛ｐi→｜１≦ｉ≦ｍ｝を発生するテンプレート発生手段と、
前記受信信号Ｒ→と前記テンプレートベクトル｛ｐi→｝のそれぞれとの相関値｛ｃi＝（Ｒ→，ｐi→）｜１≦ｉ≦ｍ｝を算出し相関値ベクトルｃ→（ｃ1、ｃ2、・・、ｃm）を出力する相関手段と、
前記ｍ個のテンプレートベクトル｛ｐi→｝を並べてできる行列［ｐ］から前記信号ベクトル｛ｅi→｝にさらにｍ−ｋ個の線形独立な信号ベクトル｛ｅi→｜ｋ＋１≦ｉ≦ｍ｝を追加したｍ個の信号ベクトル｛ｅi→｜１≦ｉ≦ｍ｝を時間τだけ移相してできる信号ベクトル｛ｅiτ→｜１≦ｉ≦ｍ｝を並べてできる行列［ｅτ］に変換する行列［ρτ］の転置行列を前記相関値ベクトルｃ→に乗算する乗算手段と、を含むことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
ｋ（ｋは正の整数）個の線形独立な信号ベクトル｛ｅi→｜ｉは１≦ｉ≦ｋの整数｝に送信情報係数｛ａij｜ｉは１≦ｉ≦ｋの整数、ｊは整数、ａijは実数｝を乗算することによって変調し合成された一連の送信信号Ｔj→（Ｔj→＝ａ1jｅ1→＋ａ2jｅ2→＋・・＋ａkjｅk→）を受信信号Ｒj→として受信する受信装置であって、
ｍ（ｍは正の整数）個の線形独立なテンプレートベクトル｛ｐi→｜１≦ｉ≦ｍ｝を発生するテンプレート発生手段と、
前記受信信号Ｒj→と前記テンプレートベクトル｛ｐi→｝のそれぞれとの相関値｛ｃij＝（Ｒj→，ｐi→）｜１≦ｉ≦ｍ｝を算出し一連の相関値ベクトルｃj→（ｃ1j、ｃ2j、・・、ｃmj）を出力する相関手段と、
前記ｍ個のテンプレートベクトル｛ｐi→｝を並べてできる行列［ｐ］から前記信号ベクトル｛ｅi→｝にさらにｍ−ｋ個の線形独立な｛ｅi→｜ｋ＋１≦ｉ≦ｍ｝を追加し並べてできる行列［ｅ］に変換する行列［ρ］の転置行列を前記相関値ベクトルｃj→（ｃ1j、ｃ2j、・・、ｃmj）とひとつ手前の相関値ベクトルｃj-1→との差（ｃj→−ｃj-1→）に乗算する乗算手段と、を含むことを特徴とする受信装置。
【請求項３】
前記信号ベクトル｛ｅi→｝は、ガウシアンパルス、ガウシアンパルスのｎ階微分してなるパルス、エルミートパルス、変形エルミートパルス、正弦波を窓関数にて切り取ったパルスの何れかであることを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。
【請求項４】
前記テンプレートベクトル｛ｐi→｝は、線形独立な複数の正弦波によって構成されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の受信装置。
【請求項５】
前記テンプレートベクトル｛ｐi→｝は、線形独立な複数の正弦波を可変長の窓関数によって切り取って構成されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の受信装置。
【請求項６】
前記テンプレートベクトル｛ｐi→｝は、前記信号ベクトル｛ｅi→｝を極性を反転しつつ等間隔時間で並べて構成されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の受信装置。
【請求項７】
ｋ＝１または２かつｍ＝２であり、
前記乗算手段は、前記乗算を、前記相関値ｃ1またはｃ1jの正負を判断する第１の比較回路と、前記相関値ｃ2またはｃ2jの正負を判断する第２の比較回路と、相関値ｃ1＋ｃ2またはｃ1j＋ｃ2jの正負を判断する第３の比較回路と、相関値ｃ1−ｃ2またはｃ1j−ｃ2jの正負を判断する第４の比較回路とによって前記テンプレートベクトルｐ1→およびｐ2→の張る平面を８分割しそのうちのどの領域に前記受信信号Ｒ→またはＲj→があるかを判定することによって行うことを特徴とする請求項１乃至６の何れか一項に記載の受信装置。
【請求項８】
ｋ＝１または２かつｍ＝２であり、
前記乗算手段は、前記乗算を、前記相関値ｃ1またはｃ1jをＡＤ変換する第１の２ビットＡＤ変換回路と、前記相関値ｃ2またはｃ2jをＡＤ変換する第１の２ビットＡＤ変換回路とによって前記テンプレートベクトルｐ1→およびｐ2→の張る平面を１２分割しそのうちのどの領域に前記受信信号Ｒ→またはＲj→が存在するかを判定することによって行うことを特徴とする請求項１乃至６の何れか一項に記載の受信装置。
【請求項９】
ｋ＝１または２かつｍ＝２であり、
前記乗算手段は、前記乗算を、前記相関値ｃ1またはｃ1jをＡＤ変換する第１の２ビットＡＤ変換回路と、前記相関値ｃ2またはｃ2jをＡＤ変換する第２の２ビットＡＤ変換回路と、相関値ｃ1＋ｃ2またはｃ1j＋ｃ2jをＡＤ変換する第３の２ビットＡＤ変換回路と、相関値ｃ1−ｃ2またはｃ1j−ｃ2jをＡＤ変換する第４の２ビットＡＤ変換回路とによって前記テンプレートベクトルｐ1→およびｐ2→の張る平面を２４分割しそのうちのどの領域に前記受信信号Ｒ→またはＲj→が存在するかを判定することによって行うことを特徴とする請求項１乃至６の何れか一項に記載の受信装置。
【請求項１０】
通信単位の最初に送信する前記送信情報係数ａ1は、所定のビット情報に固定されていることを特徴とする請求項１乃至９の何れか一項に記載の受信装置。
【請求項１１】
通信単位の最初に送信する前記送信情報係数ａ1は、所定のビット情報に固定されていると仮定し復調を続け通信単位ごとに送信された前記送信情報係数｛ａj｝に含まれる冗長性から前記送信情報係数｛ａj｝を正しく訂正復元することを特徴とする請求項１乃至１０の何れか一項に記載の受信装置。
【請求項１２】
ｋ（ｋは正の整数）個の線形独立な信号ベクトル｛ｅi→｜ｉは１≦ｉ≦ｋの整数｝に送信情報係数｛ａi｜ｉは１≦ｉ≦ｋの整数、ａiは実数｝を乗算することによって変調し合成された送信信号Ｔ→（Ｔ→＝ａ1ｅ1→＋ａ2ｅ2→＋・・＋ａkｅk→）を受信信号Ｒ→として受信する受信方法であって、
ｍ（ｍは正の整数）個の線形独立なテンプレートベクトル｛ｐi→｜１≦ｉ≦ｍ｝を発生するテンプレート発生工程と、
前記受信信号Ｒ→と前記テンプレートベクトルｐi→のそれぞれとの相関値｛ｃi＝（Ｒ→，ｐi→）｜１≦ｉ≦ｍ｝を算出し相関値ベクトルｃ→（ｃ1、ｃ2、・・、ｃm）を出力する相関工程と、
前記ｍ個のテンプレートベクトルを並べてできる行列［ｐ］から前記｛ｅi→｝にさらにｍ−ｋ個の線形独立な信号ベクトル｛ｅi→｜ｋ＋１≦ｉ≦ｍ｝を追加したｍ個の信号ベクトル｛ｅi→｜１≦ｉ≦ｍ｝を時間τだけ移相してできる信号ベクトル｛ｅiτ→｜１≦ｉ≦ｍ｝を並べてできる行列［ｅτ］に変換する行列［ρτ］の転置行列を前記ｃ→に乗算する乗算工程と、を含むことを特徴とする受信方法。
【請求項１３】
ｋ（ｋは正の整数）個の線形独立な信号ベクトル｛ｅi→｜ｉは１≦ｉ≦ｋの整数｝に送信情報係数｛ａij｜ｉは１≦ｉ≦ｋの整数、ｊは整数、ａijは実数）を乗算することによって変調し合成された一連の送信信号Ｔj→（Ｔj→＝ａ1jｅ1→＋ａ2jｅ2→＋・・＋ａkjｅk→）を受信信号Ｒj→として受信する受信方法であって、
ｍ（ｍは正の整数）個の線形独立なテンプレートベクトル｛ｐi→｜１≦ｉ≦ｍ｝を発生するテンプレート発生工程と、
前記受信信号Ｒj→と前記テンプレートベクトルｐi→のそれぞれとの相関値｛ｃij＝（Ｒj→，ｐi→）｜１≦ｉ≦ｍ｝を算出し一連の相関値ベクトルｃj→（ｃ1j、ｃ2j、・・、ｃmj）を出力する相関工程と、
前記ｍ個のテンプレートベクトルを並べてできる行列［ｐ］から前記｛ｅi→｝にさらにｍ−ｋ個の線形独立な｛ｅi→｜ｋ＋１≦ｉ≦ｍ｝を追加し並べてできる行列［ｅ］に変換する行列［ρ］の転置行列を前記相関値ベクトルｃj→（ｃ1j、ｃ2j、・・、ｃmj）とひとつ手前の相関値ベクトルｃj-1→との差（ｃj→−ｃj-1→）に乗算する乗算工程と、を含むことを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は通信における受信装置及び受信方法に関し、特にインパルスを用いるＵＷＢ（Ultra  Wide  Band）通信において効果の高い受信装置及び受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＵＷＢ通信は、非常に広い周波数帯域を利用して高速大容量のデータ通信を行う通信方式である。広帯域の信号を利用する通信方式には、従来のスペクトル拡散による方法や直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）がある。しかしながらＵＷＢは、非常に短時間のパルスを利用した更に広帯域の通信方式であり、インパルスラジオ（ＩＲ）方式の通信とも呼ばれている。ＩＲ方式では、従来の変調によらない時間軸操作のみで変復調が可能であり、回路の簡略化や低消費電力化が期待できるとされている（特許文献１、２、３参照）。
【０００３】
図１７は、従来のＩＲ方式のＵＷＢ送受信装置の典型的な構成図を示し、図１８（ａ）〜（ｈ）は、その動作の概要を説明するタイム図を示す。送信するデータは、端子１００１に入力される。パルス発生回路１００２は、広帯域のパルスを発生する。その際、端子１００１に入力される送信データ信号を受けて、発生されるパルスに所定の変調を施す。変調の方式としては、発生パルスの発生位置をずらすパルス位置変調（ＰＰＭ：Pulse Position Modulation）や発生パルスの極性を反転させる２相変調（ＢＰＭ：Bi-Phase Modulation）等が良く使用される。ＰＰＭ、ＢＰＭの波形を図１８（ａ）、（ｆ）に示す。同図において実線と破線でそれぞれビット１または０を表す。このようにして発生変調されたパルスは、送信アンテナ１００３を通じて空間に放射される。
【０００４】
次に従来の典型的な受信装置の概要を説明する。受信アンテナ１００４で受信された信号は、低雑音増幅回路（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）１００５によって増幅され乗算回路１００６、１００７に送られる。この際、伝送路において引き起こされるひずみを取り除く等化処理などが適宜行われる。ひずみの例としてはマルチパスによるひずみやドプラー効果による周波数のシフトなどがある。
【０００５】
ＬＮＡ１００５によって増幅された受信信号は、乗算回路１００６、積分回路１０１０または乗算回路１００７、積分回路１０１１によって構成される相関器によってテンプレートパルス発生回路１００８、または１００９によって発生されるテンプレートパルスとの相関が計算される。相関の計算結果は、積分回路１０１０および１０１１から出力され、その結果から送信されたビット情報が判別回路１０１２によって判別され復調出力として端子１０１３より出力される。
【０００６】
図１８（ａ）〜（ｈ）はタイム図によって動作の概要を示す。同図１８（ａ）〜（ｅ）はＰＰＭの場合を示し、同図（ｆ）〜（ｈ）はＢＰＭの場合を示す。
【０００７】
同図（ａ）は、受信アンテナ１００４で受信されＬＮＡ１００５によって増幅された受信信号を示す。以下の説明では、実線がビット１が送られてきた場合、破線がビット０が送られてきた場合を示すものとする。テンプレートパルス発生回路１００８，１００９では、それぞれ、ビット１、ビット０のテンプレートパルスを発生する。同図（ｂ）に示すビット１を表すテンプレートパルスはテンプレートパルス発生回路１００８によって、また同図（ｃ）に示すビット０を表すテンプレートパルスはテンプレートパルス発生回路１００９によって発生されるものとする。それぞれのテンプレートパルスは、乗算回路１００６,１００７によって受信信号と乗算されそれぞれ同図（ｄ）、（ｅ）に示すような波形を出力する（これらの２つの図も実線がビット１が送られてきた場合、破線がビット０が送られてきた場合を示す）。これら２つの波形を積分する積分回路１０１０，１０１１によって積分され高周波成分が取り除かれたのち判別回路１０１２に入力され、判別回路１０１２では、それぞれの相関値を比較し、大きい相関値が出力されたほうを送信された情報として判定する。
【０００８】
このようにテンプレートパルスとの相関を計算して復調する受信方式を一般に同期検波方式という。同期検波方式では、テンプレートパルスと受信信号のタイミングが完全に一致していなければならない。そのために一般に同期検波では同期捕捉と同期追跡が必須となる。同期捕捉とは、最初に送信装置と受信装置のタイミングを一致させる動作をいい、多くの場合、送信装置は情報の送信に先立って同期信号を送り、受信装置はこの同期信号との同期を確立させる。同期追跡は、同期捕捉して一致したタイミングをはずすことのないように情報の受信動作中にタイミングのずれを最小にするように補正していく動作を言う。ここにあげた従来の例では、同期追跡は、判定回路１０１２の判定結果から常に相関値が最大になるようにテンプレート発生回路のテンプレートパルス発生タイミングを調整していく。この動作は一般に容易ではないが、最近のデバイス技術やデジタル信号処理技術の進歩によってこれらを駆使して高い周波数でも安定な動作ができるようになってきたとされている。
【０００９】
図１８（ｆ）〜（ｈ）は、ＢＰＭの動作の概要を説明する図である。受信信号（図１８（ｆ））は、テンプレート発生回路１００８によって発生されるテンプレートパルス（図１８（ｇ））と乗算回路１００６によって乗算され図１８（ｈ）のような波形となる。積分回路１０１０によって高域成分を取り除きその正負を判定回路１０１２によって判定すれば送信されたビット情報が１か０かを判定できる。
【００１０】
テンプレート発生回路１００９、乗算回路１００７、積分回路１０１１は上記の説明には現れないが、多くの場合、同期追跡に使用される。すなわちテンプレート発生回路１００９では、テンプレートパルス発生回路１００８が発生するテンプレートパルスとの相関値（の絶対値）が小さい（理想的には０）のテンプレートパルスを発生させ乗算回路１００７および積分回路１０１１によって受信信号との相関を計算する。この値（絶対値）が最も小さくなったとき乗算回路１００６、積分回路１０１０で計算した相関値（絶対値）は最大となるので、積分回路１０１１の出力（の絶対値）が常に最小になるようにテンプレートパルスの発生タイミングを調整すればよい。テンプレートパルス発生回路１００９で発生するテンプレートパルスにもＢＰＭを付すことも可能である。この場合は従来の狭帯域通信方式の４相位相変調（ＱＰＳＫ：Quadrature Amplitude Modulation）に相当する。ＢＰＭでも同期捕捉、同期追跡が重要であり、この動作に少しでも不安定な要因があると通信品質は著しく悪化する。また２つのテンプレートパルス発生回路の発するテンプレートパルスの精度（対称性、および相関を小さい値に保つこと（直交性））も受信性能に大きき影響する。そのため、同期捕捉や同期追跡に関する研究は多い。例えばＵＷＢ信号を受信するための受信装置の同期に関しては特許文献４（同期追跡）、特許文献５、６（同期捕捉）などがあるが、どれもみな高精度の回路素子と複雑な手続きを駆使した方法であり複雑である。
【００１１】
積分回路１０１０，１０１１には低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を使用しても良い。動作は実質的に相関を取ることに等価であり同じである。
【００１２】
ＵＷＢ通信に限らず一般に信号をｎ次元（ｎは整数、または無限大）空間上の１点を表す位置ベクトルとみてその解析や処理を行うことが可能である。本願の説明はこの手法を用いて行う。当業者においてこのような手法は自明であるが、確認のためにこの手法によって従来の技術を見たときにどのようになるか以下に概説する。
【００１３】
いくつかの数字をならべ括弧でくくったものをベクトルといい、方向と大きさを持った量を表すことができる。図１９に示すように、信号波形Ｓ１１０１を区間Ｔ内においてΔＴの間隔でサンプリングするとｎ（＝Ｔ／ΔＴ）個のサンプリング値ｓ1  ｓ2・・・ｓnが得られる。このサンプリング値を順に並べ括弧でくくったもの（ｓ1  ｓ2・・・ｓn）はベクトルである。ｎ個の数字が並んでいるのでｎ次元ベクトルであり、ｎ次元空間内の座標を表すことができる。今これをｓ→と表記する（ｓ→＝（ｓ1  ｓ2・・・ｓn）。以下ベクトルｓ→であらわす点を明示的に示す場合は点Ｓ（またはＳ（ｓ1  ｓ2・・・ｓn））と記すが、ベクトルｓ→は信号を表すこともまた位置ベクトルとして位置も表すことができるので特に混乱がないときは単に「信号ｓ→」、「点ｓ→」と記すこともある。
【００１４】
ベクトルｓ→自身の内積
（ｓ→、ｓ→）＝ｓ12＋ｓ22＋・・・＋ｓn2      （式１）
はベクトルの大きさを表し、その平方根はｎ次元空間における点Ｓと座標原点Ｏの間の距離となり、この量をベクトルのノルムまたは絶対値という（｜ｓ→｜で表す）。また自身の内積（ｓ→、ｓ→）にΔＴをかけたものは信号のエネルギーを表す量となる。なお、慣用に従ってベクトルの内積を表すとき（  ）内の要素の区切り文字として「、」を使用するが、ベクトルや行列を表す（  ）内ではその要素の区切り文字に空白「  」を用いている。
【００１５】
２つの信号Ｓ（ｓ→＝（ｓ1  ｓ2・・・ｓn））及びＲ（ｒ→＝（ｒ1  ｒ2・・・ｒn））を考える。両者の内積
（ｓ→、ｒ→）＝（ｓ1ｒ1＋ｓ2ｒ2＋・・・＋ｓnｒn）      （式２）
はベクトルｓ→とｒ→で作る三角形ＯＳＲにおいて∠ＲＯＳに関する量を表す。実際∠ＲＯＳ＝αとすると
（ｓ→、ｒ→）＝｜ｓ→｜｜ｒ→｜ｃｏｓα      （式３）
である。
【００１６】
αを上記の方法で調べることによって、２つのベクトルがどの程度同じ方向を向いているかを知ることができる。信号処理や統計の言葉でこれを相関（あるいは（ｓ→、ｒ→）／｜ｓ→｜｜ｒ→｜を相関係数）という。特にα＝０°または１８０°のときはベクトルが同じ方向または正反対を向いていることを表し正負の相関がもっとも強く、α＝９０°のときは内積値（相関値）は０となる。無相関と直交とは同義語として使用される。
【００１７】
ｎ次元空間ではｎ個の線形独立なベクトルのセットを選ぶことができ、この空間内の任意のベクトルはそれらの線形結合として表すことができる。特に絶対値１で互いに直交するｎ個のベクトルのセットは正規直交基底とよばれる。これをｅ1→、ｅ2→、・・・ｅnとすると任意のベクトルｘ→は
ｘ→＝（ｘ→、ｅ1→）ｅ1→＋（ｘ→、ｅ2→）ｅ2→＋・・・＋（ｘ→、ｅn→）ｅn→      （式４）
のように表すことができる。この式はｎ次元空間上に座標軸としてｅ1→、ｅ2→、・・・、ｅn→を取ったとき点Ｘを表す位置座標が（（ｘ→、ｅ1→）  （ｘ→、ｅ2→）  ・・・（ｘ→、ｅn→））となることを示している。ｅ1→、ｅ2→、・・・ｅn→として周期Ｔの整数ｉ分の１の三角関数のセットを用いたものが離散的フーリエ級数展開である。ここにｉは１≦ｉ≦ｎの整数である。
【００１８】
いま式４の右辺の任意のｍ個の項を省略しｋ＝ｎ−ｍ項だけで近似する場合を考える。
ｘ’→＝（ｘ→、ｅ1→）ｅ1→＋（ｘ→、ｅ2→）ｅ2→＋・・・＋（ｘ→、ｅk→）ｅk→      （式５）
ｘ→をｘ’→で近似するとき、ｅi→（ただしｉは１≦ｉ≦ｋの整数）の係数を上記のように（ｘ→、ｅi→）にしたときに、誤差｜ｘ→−ｘ’→｜2（エネルギーの誤差）が最小となることが知られている。
【００１９】
上記は信号をΔＴの時間間隔でサンプリングした離散量として説明したが、連続的な信号も同様に扱うことができる。そのためにΔＴを小さくして行ってΔＴ→０の極限を考える。その場合、ｎが無限大となり無限大次元の空間を考えることになる。そのとき、式１、式２で定義される内積は発散してしまうので、連続的な信号では内積としてそれにΔＴを乗じたものを考える。式２でいえば２つの信号ｓ→、ｒ→の内積は
（ｓ→、ｒ→）＝ｌｉｍ（ｓ1ｒ1＋ｓ2ｒ2＋・・・＋ｓnｒn）ΔＴ      （式６）
ΔT→∞
これは積分の定義に他ならず、すなわち
【００２０】
【数１】
2009081776.tif 000003
となる。ここにｓ（ｔ）、ｒ（ｔ）はそれぞれ信号Ｓ，Ｒを時間の関数と見たとき連続関数としてあらわす記号である。
【００２１】
また信号Ｓを時間τだけ進めた信号をＳτ、そのベクトルをｓτ→とし（式２）または（式７）に従って内積をτの関数ρsr（τ）として計算したものを相関関数という。すなわち
ρsr（τ）＝（ｓτ→、ｒ→）      （式８）
信号Ｓ，Ｒが同一のときは特に自己相関関数、異なるときは相互相関関数と呼び区別することがある。ともに信号の類似性や周期性、パルスの時間的な広がりなどを評価する関数である。
【００２２】
上記の考察によって改めて従来のＵＷＢ通信の信号処理を見てみよう。ＰＰＭではビットの１，０を表す２つの信号ｓ1→、ｓ0→のうちのひとつを選択し送信する（図１８（ａ））。受信側ではビット１，０を表すテンプレートパルス信号ｐ1→、ｐ0→を発生させ（同図（ｂ）、（ｃ））、それぞれと受信信号ｓ1→、ｓ0→の内積（相関）を計算する（同図（ｄ）、（ｅ））。ここで受信信号は、伝送路による歪がなく送信信号ｓ1→、ｓ0→がそのまま受信されたと仮定した。ここに信号ｓ1→、ｓ0→と信号ｐ1→、ｐ0→はそれぞれ相似形、すなわちスカラ倍になっている（ｓ1→＝ａｐ1→、ｓ0→＝ａｐ0→、ａはスカラ量）ことが望ましいことは言うまでもない。また上記考察から信号ｓ1→とｓ0→およびｐ1→とｐ0→は直交しているときにもっともビット１，０の判別がしやすいことがわかる。
【００２３】
ＢＰＭでは送信側では送信ビット１，０に応じて信号ｓ→の極性を替え±ｓ→を送信する（同図（ｆ））。受信側ではテンプレートパルス信号ｐ1→（同図（ｇ））と受信信号±ｓ→の内積（相関）を計算し（同図（ｈ））、その結果から送信されたビット１，０を判定する。テンプレートパルス信号ｐ1→に直交するテンプレートパルス信号ｐ0→を用いて受信信号±ｓ→との相関が０になるように制御することによって同期追跡ができる。
【００２４】
上記のいずれも受信信号ｓ1→、ｓ0→とテンプレートパルス信号ｐ1→、ｐ0→の同期が取れていることが前提であり、同期のための制御は複雑である。
【００２５】
上記の議論は、従来の狭帯域での通信でも適用可能である。図２０は、２相位相変調（BPSK:Bi-Phase Shift Keying）の場合を示す。すなわち、１ビット区間Ｔｂ毎に送信すべきデータによって搬送波の位相を反転させて変調信号（ＢＰＳＫ信号）ｓ→１１０２をつくる。この信号は受信時において受信装置内で再生された互いに直交する２つの搬送波ｐI→１１０３、ｐQ→１１０４と内積（相関）を計算するためにそれらを時間関数と見て積ｓ（ｔ）ｐI（ｔ）１１０５またはｓ（ｔ）ｐQ（ｔ）１１０６を作り出しこれらの波形を積分し、その出力から送信されたデータを判定するために用いられる。受信装置内で再生されるｐI→１１０３、ｐQ→１１０４は、その周波数および位相が送信されてくる信号ｓ→１１０２に一致している必要がある。ｐI→１１０３、ｐQ→１１０４は、その位相差が正確に９０°となっていなければならない。そのために、位相固定ループ（PLL: Phase Locked Loop）などのフィードバック系を用いてｓ（ｔ）ｐQ（ｔ）１１０６の積分値、すなわちｓ→とｐQ→との相関（内積（ｓ→、ｐQ→））を常にゼロに保つよう制御を行う。
【００２６】
４相位相変調（QPSK: Quadrature Phase Shift Keying）のときは送信側で直交する２つの搬送波ｓI→、ｓQ→を用いてそれらに別々に変調を付すことを除けば上記議論と同じである。
【００２７】
以下、図２２、２３を用いて上記議論をさらに一般化する。シンボルあたりｋビットの情報を送信する場合、このシンボルにおける送信信号Ｔ→はベクトルを用いて
k
Ｔ→＝ａ1ｅ1→＋ａ2ｅ2→＋・・・＋ａkｅk→＝Σａiｅi→      （式９）
i=1
ここで、ａ→＝（ａ1  ａ2  ・・・  ａk）は、１シンボルで送信したい情報を表すベクトルであり、また｛ｅi→｜１≦ｉ≦ｋ｝は、１シンボル中の各ビットを表すテンプレートベクトルのセットである。
【００２８】
ｅ1→、ｅ2→としてパルス位置の異なる２つの同一信号を用いて、送信情報の１，０に応じて（ａ1  ａ2）＝（１  ０）または（ａ1  ａ2）＝（０  １）とすれば上記に述べたＰＰＭとなる。また、単一のパルス信号ｅ1→のみを用いて送信情報の１，０に応じてａ1を＋１または−１を取るように設定すると、これは上記に述べたＢＰＭとなる。
【００２９】
また、ｅ1→、ｅ2→として９０°位相の異なる正弦波を用いてａ1、ａ2にビットに応じてそれぞれ＋１、または−１を取るようにすると、従来のＱＰＳＫとなる。｛ａi｝の値として±１あるいは０をとる場合を説明したが、もっと多くの値（多値）を取ることもできる。
【００３０】
ＵＷＢ−ＩＲ通信においては継続時間のきわめて短い線形独立なパルスのセット｛ｅi→｜１≦ｉ≦ｋ｝を用いる。｛ｅi→｜１≦ｉ≦ｋ｝として変形エルミート多項式を用いた場合は、特許文献７に開示がある。また｛ｅ1→、ｅ2→｝としてガウシアンパルスを用いてＰＰＭを付す例が、特許文献８に開示されている。
【００３１】
送信信号Ｔ→は、一般に図２２左半分に示すような回路で発生が可能である。すなわち、ｅ1→を発生するパルス発生回路１２０１とその信号と送信する情報ビットａ1を乗算する乗算回路１２０２からなり、両者の積ａ1ｅ1→を発生する送信サブユニット１２０３、同様な構成でａ2ｅ2→を発生する送信サブユニット１２０４、・・・、ａkｅk→を発生する送信サブユニット１２０５の出力を加算回路（Σ）１２０７によって加算する。加算された信号は、Ｔ→である。この信号は、送信アンテナ１２０６から送信される。
【００３２】
この信号は、受信装置の受信アンテナ１２０８で受信され低雑音増幅回路１２０９で増幅される。一般に伝播路において送信信号Ｔ→は、歪を伴うが可能な限り等化技術等によってこの歪を取り除く。この信号を受信信号Ｒ→とする。受信信号Ｒ→は、受信サブユニット１２１３内の乗算回路１２１０と積分回路１２１１からなる相関回路によってテンプレートパルス発生回路１２１２の発生するテンプレートパルスｐ1→と相関が調べられ、ａ1が復調される。同様に受信サブユニット１２１４によってＲ→とテンプレートパルスｐ2→の相関が調べられ、ａ2が復調され、同様に受信サブユニット１２１５によってＲ→とテンプレートパルスｐk→の相関が調べられ、ａkが復調される。このとき、実質的にｅi→のセットすなわち｛ｅi→｜１≦ｉ≦ｋ｝の各要素は直交しておりかつｅi→＝ｐk→であることが必要である。ここで｛｝は、集合を表す記号であり、集合論の慣例に従って｛＊｜・・・｝の形式を用いた。＊は集合の元を代表する表現、・・・はその説明である。Ｒ→と｛ｐi→｜１≦ｉ≦ｋ｝は正しく同期が取れていることが必要であり、そのために回路１２１６は、復調結果｛ａi｜１≦ｉ≦ｋ｝の出力を評価してその出力が最大になるように｛ｐi→｝の起動を行う。多くの場合フィードバック系が使用される。
【００３３】
式９は以下のように書いても良い。
【００３４】
Ｔ→＝ａ→［ｅ］      （式１０）
ここで、Ｔ→は、ｎ次元行ベクトル、［ｅ］は、ｎ次元行ベクトルｅ1→、ｅ2→、・・・、ｅk→をこの順序に縦に並べて作ったｋ行ｎ列の行列である。（図２３（ａ）参照。なお図では、数学の慣例に従ってベクトルは太文字で表している。）
また受信装置では、受信信号をｎ次元行ベクトルＲ→で表すと、Ｒ→t［ｐ］を計算しａ→を復元する操作が行われる。送信信号Ｔ→が無歪で受信され、かつ送受間で同期が取れているときは、伝播路における時間遅れ等は、同期によって［ｐ］を時間軸に沿って移動させて実質的に時間遅れの影響をゼロにできる。そのような時にはＲ→として送信された信号Ｔ→を代入することができる。そうすると
Ｒ→t［ｐ］＝Ｔ→t［ｐ］＝ａ→［ｅ］t［ｐ］      （式１１）
となるので行列の積［ｅ］t［ｐ］が単位行列になれば正しくａ→が復元される。
【００３５】
ここで、［ｐ］は、ｎ次元テンプレート行ベクトルｐ1→、ｐ2→、・・・ｐk→をこの順序に縦に並べて作ったｋ行ｎ列の行列であり、t［ｐ］は、その転置行列をあらわす（図２３（ｂ）参照）。［ｅ］t［ｐ］が単位行列になるのは同期が取れておりかつ｛ｅi→｜１≦ｉ≦ｋ｝の各要素は直交しており、かつｅi→＝ｐi→（１≦ｉ≦ｋ）となるときである。すなわち｛ｐi→｝として送信側のテンプレートベクトル｛ｅi→｝を用いれば、送信データは正しく復元される。
【００３６】
以上述べたように、受信装置における復調とは、ｎ次元受信信号ベクトルからｋ次元部分空間への写像を求めることである。ここで、ｋは、送信信号１シンボルあたりの情報ビット数であり、多くの場合ｋ＝１である。すなわち多くの場合において、ｎ次元の受信信号ベクトルから情報ビットを表す１次元への写像を求めｎ次元受信信号ベクトルから情報を抽出することに他ならない。
【００３７】
【特許文献１】米国特許第６４２１３８９号明細書
【特許文献２】米国特許第２００３／０１０８１３３Ａ１号明細書
【特許文献３】米国特許第２００１／００３３５７６号明細書
【特許文献４】特開２００６−１６５９２４号公報
【特許文献５】特開２００６−２１１０３４号公報
【特許文献６】特表２００６−５１９５６７号公報
【特許文献７】特開２００３−３７６３８号公報
【特許文献８】特表２００３−５２１１４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３８】
同期検波方式の受信装置は、混信などの妨害に対しても性能が良いが、その制御は同期捕捉、同期追跡という本質的な課題を抱え複雑である。
【００３９】
特にＵＷＢ−ＩＲにおいては、利用するパルスの周波数がしばしば回路素子の限界性能に近い高周波を扱わなければならないほどに高く正確に直交したテンプレートパルスを作り出すことが困難であり、またそのタイミングが微妙である。
【００４０】
さらに搬送波を用いないために、送受信される信号は間歇的であり、同期追跡のためのフィードバックループ制御ができるとしても間歇的な動作で行わなければならない。
【００４１】
さらに多くの場合において、ＵＷＢ−ＩＲで用いる信号において受信信号ｓ→は、テンプレートパルスｐ1→、ｐ0→の張る部分空間を通らない。すなわち非同期時にｓ→＝ａｐ1→＋ｂｐ0→のように、ｓ→をｐ1→、ｐ0→の線形結合で表すことができない。これは従来の狭帯域による通信と大きく異なる性質である。すなわち図２１に示すように、従来のＢＰＳＫでは、受信装置内部で発生される再生搬送波ｐI→１１０８、ｐQ→１１０９がテンプレートベクトルとなり受信信号が同期しておらず、位相がθだけ異なっていたとしても受信信号ｒ→１１０７は１ビット区間Ｔｂにおいて正確にｒ→＝ａｐI→＋ｂｐQ→とするａ，ｂが存在する。実際、ｐI（ｔ）＝ｃｏｓ（２πｆｔ）、ｐQ（ｔ）＝ｓｉｎ（２πｆｔ）とし（ここにｆは搬送波周波数）、ｐI（ｔ）と位相差θの信号ｒ（ｔ）はｒ（ｔ）＝ｃｏｓ（２πｆｔ‐θ）であり、ｃｏｓ（２πｆｔ‐θ）＝ｃｏｓθｃｏｓ（２πｆｔ）＋ｓｉｎθｓｉｎ（２πｆｔ）と展開できるので、ａ＝ｃｏｓθ、ｂ＝ｓｉｎθとおけば、ｒ→は正確にｐI→、ｐQ→によって展開できる。ところが、送信信号がパルス状であるＵＷＢ−ＩＲにおいてはパルス位相がずれた場合には、上記のように簡単な２つのテンプレートベクトルの線形結合で表すことが一般にはできない。このことはＵＷＢ−ＩＲの受信時における受信信号とテンプレートベクトルとの相関計算をいっそう面倒にしている。
【００４２】
本発明は、以上に述べた従来の受信装置、特にＵＷＢ受信装置の同期検波における課題を解決し、同期の精度およびテンプレートベクトルの精度が低くても良好な受信特性を持つ同期検波による受信装置を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４３】
上記課題を解決するべく、本願では次に列記するような技術を提案する。
【００４４】
［適用例１］
ｋ（ｋは正の整数）個の線形独立な信号ベクトル｛ｅi→｜ｉは１≦ｉ≦ｋの整数｝に送信情報係数｛ａi｜ｉは１≦ｉ≦ｋの整数、ａiは実数｝を乗算することによって変調し合成された送信信号Ｔ→（Ｔ→＝ａ1ｅ1→＋ａ2ｅ2→＋・・＋ａkｅk→）を受信信号Ｒ→として受信する受信装置であって、
ｍ（ｍは正の整数）個の線形独立なテンプレートベクトル｛ｐi→｜１≦ｉ≦ｍ｝を発生するテンプレート発生手段と、
前記受信信号Ｒ→と前記テンプレートベクトル｛ｐi→｝のそれぞれとの相関値｛ｃi＝（Ｒ→，ｐi→）｜１≦ｉ≦ｍ｝を算出し相関値ベクトルｃ→（ｃ1、ｃ2、・・、ｃm）を出力する相関手段と、
前記ｍ個のテンプレートベクトル｛ｐi→｝を並べてできる行列［ｐ］から前記信号ベクトル｛ｅi→｝にさらにｍ−ｋ個の線形独立な信号ベクトル｛ｅi→｜ｋ＋１≦ｉ≦ｍ｝を追加したｍ個の信号ベクトル｛ｅi→｜１≦ｉ≦ｍ｝を時間τだけ移相してできる信号ベクトル｛ｅiτ→｜１≦ｉ≦ｍ｝を並べてできる行列［ｅτ］に変換する行列［ρτ］の転置行列を前記相関値ベクトルｃ→に乗算する乗算手段と、を含むことを特徴とする受信装置。
【００４５】
上記適用例１の受信装置では受信装置内部で発生したテンプレートベクトル｛ｐi→｝と受信信号Ｒ→との相関をまず求める。その後、この相関値からテンプレートベクトル｛ｐi→｝の張る部分空間における受信信号Ｒ→の座標を求め［ρτ］の逆行列によって送信された情報を算出する。受信信号がテンプレートや受信信号をベクトルと見たとき相関値はスカラー量であるので後の処理が容易であり、また、テンプレートの精度や受信信号との同期のずれは［ρτ］の逆行列に組み込まれてしまうためそれほど重要でない。これによって正確な同期を取らずに同期検波を行うことができる。また送信側のテンプレートベクトルと受信側のテンプレートベクトルは必ずしも数、形が同一でなくてよいので受信に都合の良いテンプレートベクトルを選ぶことができる。これによってＵＷＢ−ＩＲのようなきわめて信号の持続時間の短い信号の受信においても受信側では持続時間の長いテンプレートベクトルを用い受信初期の信号検索や捕捉が容易になる効果もある。
【００４６】
［適用例２］
ｋ（ｋは正の整数）個の線形独立な信号ベクトル｛ｅi→｜ｉは１≦ｉ≦ｋの整数｝に送信情報係数｛ａij｜ｉは１≦ｉ≦ｋの整数、ｊは整数、ａijは実数｝を乗算することによって変調し合成された一連の送信信号Ｔj→（Ｔj→＝ａ1jｅ1→＋ａ2jｅ2→＋・・＋ａkjｅk→）を受信信号Ｒj→として受信する受信装置であって、
ｍ（ｍは正の整数）個の線形独立なテンプレートベクトル｛ｐi→｜１≦ｉ≦ｍ｝を発生するテンプレート発生手段と、
前記受信信号Ｒj→と前記テンプレートベクトル｛ｐi→｝のそれぞれとの相関値｛ｃij＝（Ｒj→，ｐi→）｜１≦ｉ≦ｍ｝を算出し一連の相関値ベクトルｃj→（ｃ1j、ｃ2j、・・、ｃmj）を出力する相関手段と、
前記ｍ個のテンプレートベクトル｛ｐi→｝を並べてできる行列［ｐ］から前記信号ベクトル｛ｅi→｝にさらにｍ−ｋ個の線形独立な｛ｅi→｜ｋ＋１≦ｉ≦ｍ｝を追加し並べてできる行列［ｅ］に変換する行列［ρ］の転置行列を前記相関値ベクトルｃj→（ｃ1j、ｃ2j、・・、ｃmj）とひとつ手前の相関値ベクトルｃj-1→との差（ｃj→−ｃj-1→）に乗算する乗算手段と、を含むことを特徴とする受信装置。
【００４７】
上記適用例２の受信装置では上記適用例１の受信装置で述べた効果に加えて、復調動作は一連の受信信号列においてひとつ手前の受信信号Ｒj-1との差分によって復調動作が継続されるため受信環境の変化や受信装置を構成する部品のドリフトによる変動誤差を除去できる効果がある。
【００４８】
［適用例３］
前記信号ベクトル｛ｅi→｝は、ガウシアンパルス、ガウシアンパルスのｎ階微分してなるパルス、エルミートパルス、変形エルミートパルス、正弦波を窓関数にて切り取ったパルスの何れかであることを特徴とする適用例１、２の受信装置。
【００４９】
上記適用例３の受信装置では、これらの発生が容易でありまたパルスはＵＷＢ−ＩＲにおいてその特性が良く性能の良いＵＷＢ−ＩＲ受信装置を構成することが可能となる。
【００５０】
［適用例４］
前記テンプレートベクトル｛ｐi→｝は、線形独立な複数の正弦波によって構成されることを特徴とする適用例１、２、３の受信装置。
【００５１】
上記適用例４の受信装置によれば、発生が容易でかつ持続時間の長い正弦波を受信装置テンプレートベクトルとして使用でき、特性が良く性能の良いＵＷＢ−ＩＲ受信装置を構成することが可能となる。また、送信側のテンプレートベクトルとしてガウシアンモノパルスのような直交系でないパルスセットを用いる場合においても受信側のテンプレートベクトルとして直交系を用いることを可能とする。このことは受信装置の復調動作を容易にする効果がある。
【００５２】
［適用例５］
前記テンプレートベクトル｛ｐi→｝は、線形独立な複数の正弦波を可変長の窓関数によって切り取って構成されることを特徴とする適用例１、２、３の受信装置。
【００５３】
上記適用例５の受信装置によれば、発生が容易でかつ持続時間の長い正弦波を受信装置テンプレートベクトルとして使用でき、特性が良く性能の良いＵＷＢ−ＩＲ受信装置を構成することが可能となる。また、送信側のテンプレートベクトルとしてガウシアンモノパルスのような直交系でないパルスセットを用いる場合においても受信側のテンプレートベクトルとして直交系を用いることを可能とする。このことは受信装置の復調動作を容易にする効果がある。テンプレートベクトルは窓関数によって不要のときはその発生を停止することが可能であり受信装置の低電力化に効果がある。
【００５４】
［適用例６］
前記テンプレートベクトル｛ｐi→｝は、前記信号ベクトル｛ｅi→｝を極性を反転しつつ等間隔時間で並べて構成されることを特徴とする適用例１、２、３の受信装置。
【００５５】
上記適用例６の受信装置によれば、受信側のテンプレートベクトル｛ｐi→｝は送信側テンプレートベクトルと同じ信号ベクトル｛ｅi→｝を極性を反転しつつ等間隔時間で並べて構成される。これによってテンプレートベクトル｛ｅi→｝と強い相関をもちかつ持続時間の長い正弦波を受信装置テンプレートベクトルとして使用できるので、特性が良く性能の良いＵＷＢ−ＩＲ受信装置を構成することが可能となる。また、送信側のテンプレートベクトルとしてガウシアンモノパルスのような直交系でないパルスセットを用いる場合においても受信側のテンプレートベクトルとして直交系を用いることを可能とする。このことは受信装置の復調動作を容易にする効果がある。
【００５６】
［適用例７］
ｋ＝１または２かつｍ＝２であり、
前記乗算手段は、前記乗算を、前記相関値ｃ1またはｃ1jの正負を判断する第１の比較回路と、前記相関値ｃ2またはｃ2jの正負を判断する第２の比較回路と、相関値ｃ1＋ｃ2またはｃ1j＋ｃ2jの正負を判断する第３の比較回路と、相関値ｃ1−ｃ2またはｃ1j−ｃ2jの正負を判断する第４の比較回路とによって前記テンプレートベクトルｐ1→およびｐ2→の張る平面を８分割しそのうちのどの領域に前記受信信号Ｒ→またはＲj→があるかを判定することによって行うことを特徴とする適用例１〜６の受信装置。
【００５７】
上記適用例７の受信装置構成によれば相関値ベクトルｃ→の評価は構成が簡単な比較回路によって行われるため受信装置を構成する部品に複雑なものを要求しない。これによって構造が簡単で受信装置の構成を簡略化することができる。
【００５８】
［適用例８］
ｋ＝１または２かつｍ＝２であり、
前記乗算手段は、前記乗算を、前記相関値ｃ1またはｃ1jをＡＤ変換する第１の２ビットＡＤ変換回路と、前記相関値ｃ2またはｃ2jをＡＤ変換する第１の２ビットＡＤ変換回路とによって前記テンプレートベクトルｐ1→およびｐ2→の張る平面を１２分割しそのうちのどの領域に前記受信信号Ｒ→またはＲj→が存在するかを判定することによって行うことを特徴とする適用例１〜６の受信装置。
【００５９】
上記適用例８の受信装置構成によれば相関値ベクトルｃ→の評価は構成が簡単な２ビットＡＤ変換回路によって行われるため受信装置を構成する部品に複雑なものを要求しない。これによって構造が簡単で受信装置の構成を簡略化することができる。
【００６０】
［適用例９］
ｋ＝１または２かつｍ＝２であり、
前記乗算手段は、前記乗算を、前記相関値ｃ1またはｃ1jをＡＤ変換する第１の２ビットＡＤ変換回路と、前記相関値ｃ2またはｃ2jをＡＤ変換する第２の２ビットＡＤ変換回路と、相関値ｃ1＋ｃ2またはｃ1j＋ｃ2jをＡＤ変換する第３の２ビットＡＤ変換回路と、相関値ｃ1−ｃ2またはｃ1j−ｃ2jをＡＤ変換する第４の２ビットＡＤ変換回路とによって前記テンプレートベクトルｐ1→およびｐ2→の張る平面を２４分割しそのうちのどの領域に前記受信信号Ｒ→またはＲj→が存在するかを判定することによって行うことを特徴とする適用例１〜６の受信装置。
【００６１】
上記適用例９の受信装置構成によれば相関値ベクトルｃ→の評価は構成が簡単な２ビットＡＤ変換回路によって行われるため受信装置を構成する部品に複雑なものを要求しない。これによって構造が簡単で受信装置の構成を簡略化することができる。
【００６２】
［適用例１０］
通信単位の最初に送信する前記送信情報係数ａ1は、所定のビット情報に固定されていることを特徴とする適用例１〜９の受信装置。
【００６３】
上記適用例１０の受信装置構成によれば最初に送信されるべき情報は固定されており受信側ではこの受信信号ベクトルＲ→の座標から信号のコンスタレーションを決定できる。受信装置の相関値ベクトルは受信信号の同期のずれおよび送信される情報（信号に課せられた変調）の状態によって変化し、送信されたビット情報が１の場合と０の場合でも同期の状態によっては同一の相関値を出力することがある。これによって受信側では最初に受信した情報が１か０かを知らなければ正しい復調をすることができない。しかし、上記構成によれば最初の情報は所定ビット情報に固定されているので正しい復調が可能となる。
【００６４】
［適用例１１］
通信単位の最初に送信する前記送信情報係数ａ1は、所定のビット情報に固定されていると仮定し復調を続け通信単位ごとに送信された前記送信情報係数｛ａj｝に含まれる冗長性から前記送信情報係数｛ａj｝を正しく訂正復元することを特徴とする適用例１〜９の受信装置。
【００６５】
上記適用例１１の受信装置構成によれば最初に受信した情報は仮のビット情報に固定して受信動作を継続し、通信単位ごとに送信情報に含まれる冗長性から正しいビット情報に訂正復元する。受信装置の相関値ベクトルは受信信号の同期のずれおよび送信される情報（信号に課せられた変調）の状態によって変化し、送信されたビット情報が１の場合と０の場合でも同期の状態によっては同一の相関値を出力することがある。これによって受信側では最初に受信した情報が１か０かを知らなければ正しい復調をすることができない。しかし、上記構成によれば最初の情報は所定ビット情報に固定されているので正しい復調が可能となる。
【００６６】
［適用例１２］
ｋ（ｋは正の整数）個の線形独立な信号ベクトル｛ｅi→｜ｉは１≦ｉ≦ｋの整数｝に送信情報係数｛ａi｜ｉは１≦ｉ≦ｋの整数、ａiは実数｝を乗算することによって変調し合成された送信信号Ｔ→（Ｔ→＝ａ1ｅ1→＋ａ2ｅ2→＋・・＋ａkｅk→）を受信信号Ｒ→として受信する受信方法であって、
ｍ（ｍは正の整数）個の線形独立なテンプレートベクトル｛ｐi→｜１≦ｉ≦ｍ｝を発生するテンプレート発生工程と、
前記受信信号Ｒ→と前記テンプレートベクトルｐi→のそれぞれとの相関値｛ｃi＝（Ｒ→，ｐi→）｜１≦ｉ≦ｍ｝を算出し相関値ベクトルｃ→（ｃ1、ｃ2、・・、ｃm）を出力する相関工程と、
前記ｍ個のテンプレートベクトルを並べてできる行列［ｐ］から前記｛ｅi→｝にさらにｍ−ｋ個の線形独立な信号ベクトル｛ｅi→｜ｋ＋１≦ｉ≦ｍ｝を追加したｍ個の信号ベクトル｛ｅi→｜１≦ｉ≦ｍ｝を時間τだけ移相してできる信号ベクトル｛ｅiτ→｜１≦ｉ≦ｍ｝を並べてできる行列［ｅτ］に変換する行列［ρτ］の転置行列を前記ｃ→に乗算する乗算工程と、を含むことを特徴とする受信方法。
【００６７】
［適用例１３］
ｋ（ｋは正の整数）個の線形独立な信号ベクトル｛ｅi→｜ｉは１≦ｉ≦ｋの整数｝に送信情報係数｛ａij｜ｉは１≦ｉ≦ｋの整数、ｊは整数、ａijは実数）を乗算することによって変調し合成された一連の送信信号Ｔj→（Ｔj→＝ａ1jｅ1→＋ａ2jｅ2→＋・・＋ａkjｅk→）を受信信号Ｒj→として受信する受信方法であって、
ｍ（ｍは正の整数）個の線形独立なテンプレートベクトル｛ｐi→｜１≦ｉ≦ｍ｝を発生するテンプレート発生工程と、
前記受信信号Ｒj→と前記テンプレートベクトルｐi→のそれぞれとの相関値｛ｃij＝（Ｒj→，ｐi→）｜１≦ｉ≦ｍ｝を算出し一連の相関値ベクトルｃj→（ｃ1j、ｃ2j、・・、ｃmj）を出力する相関工程と、
前記ｍ個のテンプレートベクトルを並べてできる行列［ｐ］から前記｛ｅi→｝にさらにｍ−ｋ個の線形独立な｛ｅi→｜ｋ＋１≦ｉ≦ｍ｝を追加し並べてできる行列［ｅ］に変換する行列［ρ］の転置行列を前記相関値ベクトルｃj→（ｃ1j、ｃ2j、・・、ｃmj）とひとつ手前の相関値ベクトルｃj-1→との差（ｃj→−ｃj-1→）に乗算する乗算工程と、を含むことを特徴とする受信方法。
【００６８】
本発明の上記構成によれば、受信信号と受信装置内部で発生するテンプレートパルスの正確な同期を取ることなく性能の良い同期検波を行うことが可能である。受信装置を構成するテンプレートパルス発生回路や時間標準、周波数標準などに対する要求精度も緩く、受信装置の実現において簡素化、高精度化、高信頼性、低コスト化に対して効果がある。特に広帯域かつ極細幅のパルスを使用するＵＷＢ−ＩＲ通信における受信装置構成において、その高速性のために、従来困難であった同期検波を可能とし高性能の受信装置の実現が可能となる。また本発明によれば、ＵＷＢ−ＩＲ通信において使用できるパルス形状の自由度が広がるため、従来は受信装置構成が困難であった特殊なパルスを用いる通信においても、受信側では発生の容易なテンプレートベクトルを使用することが可能であり、受信装置性能を落とすことなく受信装置構成の簡略化が図れる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６９】
以下に、実施形態に係るパルス発生回路について図面を参照しながら説明する。
【００７０】
（第１の実施形態）
図１によって本発明に係るＵＷＢ−ＩＲ受信装置の実施形態の動作原理を説明する。説明の重複を避けるために、図２２、２３において上記で説明した従来技術と同じ部分は、同じ番号を付して説明を省略する。
【００７１】
従来技術からの主な改良点は、受信装置の復調方式にある。従来の技術では、受信側のテンプレートベクトル｛ｐi→｜１≦ｉ≦ｋ｝は送信側のテンプレートベクトル｛ｅi→｜１≦ｉ≦ｋ｝と同じものを用いて厳格に同期を取って復調を行う必要があった。本発明によるＵＷＢ−ＩＲ受信装置では、受信側のテンプレートベクトル｛ｐi→｜１≦ｉ≦ｍ｝は、送信側のテンプレートベクトル｛ｅi→｜１≦ｉ≦ｋ｝と同じものを用いる必要はなく、受信装置の構成が容易なベクトルを用いることができる。さらに従来例では、テンプレートベクトルの数（｛ｐi→｝の元の数）は送信側のテンプレートベクトル｛ｅi→｝の元の数と同じｋ個を用いるが、テンプレートベクトルの数は、ｋ個と異なる数になる場合がある。ここではｍ個とする。シンボルあたりの情報を取りこぼしなく復元するにはｍ≧ｋでなければならない。
【００７２】
受信サブユニット（相関器）１２１３，１２１４、．．．１２１５は、ｍ個の相関結果ｃ→を出力するが、これはまだ復調データではない。復調データは、処理回路１０１が後述の（式１８）を計算することによって求められる。１０２は制御回路であり、テンプレートベクトル｛ｐi｝の起動や回路全体のシーケンス制御などを受け持つ。
【００７３】
相関器１２１３，１２１４、．．．１２１５の相関値ベクトルｃ→は、ベクトル表現で（従来例で説明したのと同様に）Ｒ→ t ［ｐ］ である。すなわち
ｃ→＝（ｃ1  ｃ2  ・・・ｃm）＝Ｒ→ t［ｐ］      （式１２）
いまｅiτ→（１≦ｉ≦ｋ）がｐi→の線形結合で表されるとすると式４によって
ｅiτ→＝（ｅiτ→、ｐ1→）ｐ1→＋（ｅiτ→、ｐ2→）ｐ2→＋・・・＋（ｅiτ→、ｐm→）ｐm→      （式１３）
ここで｛ｅiτ→｝は｛ｅi→｝と｛ｐi→｝の同期が取れておらず、その時間ずれがあることを表す。式１０で表される送信信号は、ａ→［ｅτ］となって受信される。
【００７４】
ｅiτ→は式６による相関関数を使ってさらに
ｅiτ→＝ρeip1（τ）ｐ1→＋ρeip2ｐ2→＋・・・＋ρeipmｅm→      （式１４）
ｅiτ→（１≦ｉ≦ｋ）をまとめて書いて
［ｅτ］＝［ρτ］［ｐ］      （式１５）
ここで、［ｐ］は、ｐi→（１≦ｊ≦ｍ）を縦に並べたｍ行ｎ列の行列、［ρτ］は、式１４の順序にρeipj（１≦ｉ≦ｋ、１≦ｊ≦ｍ）を並べたｋ行ｍ列の行列、［ｅτ］は、ｅiτ→（１≦ｉ≦ｋ）を縦に並べたｋ行ｎ列の行列である（図２（ｂ）参照、ベクトルは太字で表記）。
【００７５】
処理回路１０１によって相関回路１２１３〜１２１５相関値ベクトルｃ→にt［ρτ］を右から乗算すれば、送信された情報ａ→が復元できる。なぜなら、まず式１５より
［ｐ］＝［ρτ］-1［ｅτ］      （式１６）
式１６を式１２に代入すると
ｃ→＝Ｒ→ t［ｐ］＝Ｒ→ t（［ρτ］-1［ｅτ］）
＝Ｒ→ t［ｅτ］t［ρτ］-1      （式１７）
Ｒ→ t［ｅτ］を計算すれば、送信された情報ａ→が復元できるので、式１７より直ちに
ａ→＝Ｒ→ t［ｅτ］＝ｃ→ t［ρτ］      （式１８）
となって正しく復調ができる。
【００７６】
ここで、便宜的に逆行列［ρτ］-1という表現を使用したが、逆行列とは、正方行列のみに定義される概念である。ここでは［ρτ］は、ｋ行ｍ列の行列であり、ｍ＝ｋのときにしか上記説明は成立しない。ｍ≠ｋのときは以下のようにすれば対応が可能である。すなわち、使用しないテンプレートベクトル｛ｅi→｜ｋ＋１≦ｉ≦ｍ｝をさらに仮定し［ｅ］に加えることによって［ｅ］をｍ行ｎ列の行列とする。式１０で送信シンボルが計算されるがこのときａ→として｛ａi｜ｋ＋１≦ｉ≦ｍ｝の値はすべて０とすれば式１０もそのまま適用できる。｛ｅi→｜ｋ＋１≦ｉ≦ｍ｝は｛ｅi→｜１≦ｉ≦ｋ｝と互いに線形独立なもの、理想的には直交するものを選ぶ。ｎ次元空間上でｍ個（ｎ＞ｍ）を選べばよいので、この仮想的な｛ｅi→｝はかなり自由に選べる。このようにしてｍ行ｎ列の行列［ｅ］を作ると、［ρτ］は正方行列になるので［ρτ］-1を作ることが可能となる。式１８において［ρτ］の乗算は［ρτ］の１〜ｋ列のみを使用すれば十分である。
【００７７】
上記では受信信号Ｒ→として、送信信号と同一の信号すなわちＲ→＝ａ→［ｅ］を仮定した。また［ｅ］t［ｅ］については、［ｅ］が互いに直交するｅi→を並べた行列の場合（［ｅ］がユニタリ行列の場合）には、［ｅ］とその転置行列の積は単位行列となるので、計算は容易である。［ｅ］がユニタリ行列でない場合でも、多少計算は複雑になるが、復調は可能である。
【００７８】
上記の仮定Ｒ→＝ａ→［ｅ］は実際の運用においては必ずしも正しくない。この式が成り立つのは伝送路による歪が完全に除去されているときのみである。しかしながら、この歪は式１５の［ρτ］に組み込んでしまうことが可能であり、そうするとこれらの歪は自動的に除去される。
【００７９】
以上、受信装置の構成によって受信装置のテンプレートベクトルが正しく同期が取れていない場合やテンプレートベクトルが正しく送信側のテンプレートベクトルに一致していない場合、あるいは伝送路に歪を伴う場合でも正しく復調ができることを示した。
【００８０】
上記の説明はさらに次のようにも解釈できる。式１５により受信信号と同期の取れたテンプレート信号｛ｅiτ→｝を｛ｐi→｝の線形結合によって作り出し、その｛ｐi→｝を作り出されたテンプレートベクトルとして用いて復調する。このときの線形結合の係数は受信装置の相関回路によって計算することができることを示した。
【００８１】
また、上記説明は、さらに以下のように解釈することもできる。多くの場合、Ｔ→は、｛ｅi→｜１≦ｉ≦ｋ｝の線形結合によって表される。各テンプレートベクトルの係数は２値であるので、ｋ次元部分空間上の２k個の点しか取りえない。受信側ではこれを式１５または式１６によって｛ｐi→｜１≦ｉ≦ｍ｝の張るｍ次元部分空間上に２k個の点として写像する。τが変化すると［ρτ］が変化するため、この２k個の各点は、ｍ次元部分空間内をある軌跡を描いて移動する。｛ｐi→｝をうまく選べば、これらの点の相対的な位置関係は、τが変わっても不変にでき、またｍ次元部分空間の各象限に存在する信号の点は、高々１点にできる。特定の１点が表す送信情報がわかれば、他の点が表す送信情報も特定できる。式１６によってｃ→、すなわちＲ→と｛ｐi→｝との相関を計算すること、は、Ｒ→がｍ次元部分空間のどの象限に存在するかを特定することに他ならず、また式１７によってａ→を復元することは、上記ｍ次元部分空間上の点の位置からｋ次元部分空間へ逆写像する操作に他ならない。さらに、｛ｐi→｝および｛ｅi→｝（［ρτ］-1を作るために使わない｛ｅi→｜ｋ＋１≦ｉ≦ｍ｝を含めた拡大された｛ｅi→｝）がそれぞれ正規直交系の場合は、式１８において［ρτ］を乗算するということは｛ｐi→｝を軸とする座標系から｛ｅi→｝を軸とする座標系に信号ベクトルＲ→の座標を読み替えるということに他ならない。なぜならば、座標変換のための行列は、それぞれの軸のなす角の余弦（方向余弦）を並べたものであり、［ρτ］は、その定義から｛ｅi→｝、｛ｐi→｝の各ベクトル間の方向余弦を並べたものなので、［ρτ］は、座標変換のための行列である。従って、［ρτ］を乗算することは、座標変換を行いその座標を読み替えることに他ならない。
【００８２】
以後の課題は、［ρτ］を如何に知るか、テンプレートベクトル｛ｐi→｝としてどのようなセットを選べば計算量が少なくてすむかなどの実現上の課題が残るが、多くの場合、受信信号の位置がｍ個のテンプレートベクトルの張る部分空間内のどの象限にあるかさえわかれば復調が可能であるので、処理回路１０１の実現は容易である。
【００８３】
以下、より現実に即した例をいくつか別の実施例として示す。
【００８４】
（第２の実施形態）
第２の実施形態ではより具体的な例として送信側のテンプレートベクトルにガウシアンパルスを用いる場合を説明する。それらのパルス波形を図４、５、６に示す。
【００８５】
一般に、パルスは、そのパルス幅が狭いほど周波数領域においてその占有帯域が広くなる。逆に、周波数領域で狭い帯域のパルスは、時間領域では長く続く信号波形となり、もはやパルスとは呼べない連続的な信号となる。パルスの時間的な広がりと周波数領域の周波数的な広がり（帯域）は、反比例の関係にあり、これは、不確定性原理と呼ばれる。その積は一定値以下にはできない。ガウシアンパルスは、この積が最も小さくなるパルスとして知られている。一般にインパルスが増幅器やアンテナ、伝播路を通るとガウシアンパルスに近づくといわれている。ガウシアンパルスは図４に３０１で示す波形である。式で書くと
ｙ（ｔ）＝ｅｘｐ（−（２πｔ／ｔ0）2／２）      （式１９）
ここに、ｙ（ｔ）はガウシアンパルス、πは円周率、ｔは時間、ｔ0はパルス幅を決める定数である。図４、５、６ではｔ0＝０．２ｎｓの場合を例にプロットしている。
【００８６】
このパルスは、ＤＣ成分を含み、スペクトルのピークは、ＤＣにある。ＤＣからスペクトルが漸減し０．８３３ｆcにてスペクトル強度が半減する。ここにｆc＝１／ｔ0、図４、５、６ではｆc＝５ＧＨｚの場合を例示している。このパルスはスペクトル帯域がＤＣから広がるため広域を強調するためにＩＲでは該パルスを何回か微分した波形が多用される。図４の３０２，３０３は、それぞれガウシアンパルス３０１の１階微分波形、２階微分波形である。これらの波形についてもその特性が良く研究されており、スペクトルのピーク周波数、半値幅（スペクトル強度が半減するまでの帯域）はそれぞれ１階微分波形３０２ではｆc、１．１５５ｆc、また２階微分波形３０３では１．４１４ｆc、１．１６６ｆcである。
【００８７】
本実施形態では以下に送信側のテンプレートベクトルとして２階微分波形３０３を使用する場合を例に説明するが、これに限ったことではなく、上記波形３０１，３０２，３０３のいずれも、あるいはさらに高次の微分波形やエルミートパルスや変形エルミートパルスなども使うことができる。
【００８８】
送信側は、図１、２に示した送信サブユニットを２つ（１２０３，１２０４）持ち２つの送信側のテンプレートベクトルｅ1→、ｅ2→を用いる。ゆえに送信サブユニット１２０５は省略される。
【００８９】
送信側のテンプレートベクトルｅ1→として、図５で３０４に示すガウシアンパルスの２階微分波形を用いる。また送信側のテンプレートベクトルｅ2→としてｅ1→を時間ｔ0／１．４１４の１／４シフトした波形３０６を用いる。送信データ（送信情報係数）ａ1、ａ2の値として１か０を取るとすると、送信信号Ｔ→は、波形３０４または３０６が選択されるＰＰＭ信号となる。また送信データａ1、ａ2の値としてどちらか一方のみが±１を取り他方が０とすると、波形３０４またはその極性を反転した波形３０５、あるいは波形３０６またはその極性を反転した波形３０７が、送信されるＢＰＭ信号となる。送信データａ1、ａ2の値としてどちらも±１を取ることを許容すると、１シンボルあたり２ビットが送信できる。
【００９０】
図１、２の説明は概念を示す図であり、これに限定されるものではない。他の構成によっても上記概念を具現化でき同一の機能が達成できる。本発明はこれらも包含する。上記についてより現実に即した送信装置の回路例について図３を使って説明する。同図において同一の機能のブロックは同一の付番として説明の重複を避ける。
【００９１】
図３（ａ）はＰＰＭを用いた送信装置の例のブロック図である。送信装置には、所定の順序とタイミングに従って送信パルスの起動信号を発生する制御回路２０１、該起動信号を所定量の時間だけ遅延させる遅延回路２０２、上記に説明したガウシアンパルスを発生するパルス発生回路２０３、発生されたパルス信号を電磁波信号として放射するアンテナ２０７等が含まれる。
【００９２】
送信しようとするデータは、端子２０５より入力される。前処理回路２０４では、送信しようとするデータに対して必要に応じてパリティビットの付加、誤り訂正のためのエンコード等を行い、さらに送信するビット情報に応じて変調操作を制御する。すなわち送信するビットデータの値１、０に応じて（ａ1  ａ2）＝（１  ０）または（ａ1  ａ2）＝（０  １）となるようにａ1、ａ2へのマッピングを行う。それにともなって、制御回路２０１が発生する起動信号を直接パルス発生回路２０３に伝えるか、または遅延回路２０２を通して伝えるかをスイッチ２０６を制御して切り替える。起動パルスが直接伝えられたときは、即パルス発生回路２０３によってパルスが発生される。これが図５に３０４で示す送信側のテンプレートベクトルｅ1→である。また、遅延回路２０２を通して伝えたときは、所定の遅延を伴ってパルスが発生される。これが図５に３０６で示す送信側のテンプレートベクトルｅ2→である。遅延回路２０２の所定の遅延量をそれらのテンプレートベクトルの相関が０、すなわち直交するように選ぶ（ｔ0／１．４１４の１／４とする）と、能率の良いＰＰＭが実行できる。
【００９３】
制御回路２０１はまた、送信装置回路の全体のタイミングやシーケンスの制御も受け持ち、各ブロックが必要なときに必要な信号やデータが得られるように様々なシーケンス制御のための信号も発生し、送信装置回路が正しく作動するように制御を行う。
【００９４】
図３（ｂ）はＢＰＭの送信装置のブロック図を示す。制御回路２０１によって発生されたパルス起動信号は、直接パルス発生回路２０８に送られる。ここでは例として差動出力を持つパルス発生回路２０８を使用する。パルス発生回路２０８は、２つの出力端子をもち、その電位差が図５の３０４で示すパルスを発生するよう動作する。こうして発生したパルスを送信側のテンプレートベクトルｅ1→とする。前処理回路２０４は、送信するビット情報に応じてａ1に＋１または−１をマッピングする。スイッチ２１０は、ａ1の値に従ってその極性を反転させる。ａ1＝＋１のときは図５に示す波形３０４（テンプレートベクトルｅ1→）がそのまま出力され、ａ1＝−１のときは該波形を反転した波形３０５（同図）が出力される。すなわち、スイッチ２１０は、ｅ1→に±１を乗算する乗算回路として作動し、ＢＰＭが実行される。スイッチ２１０によって切り替えられた差動出力のパルス信号は、平衡型のアンテナ２０９によって電磁波信号として放射される。もちろん、バランなどによってパルス信号の差動−シングルエンド変換（平衡−不平衡変換）を行って不平衡型のアンテナを駆動することも可能である。
【００９５】
図３（ｃ）はパルス発生回路２１１および２１２によって図５に示す波形３０４，３０６を発生させる。パルス発生回路２１２は、制御回路２０１によって発生される起動信号については遅延回路２０２を通さず直接入力され、図５に示す波形３０４を発生する。この信号ベクトルをｅ1→とする。パルス発生回路２１１は、制御回路２０１によって発生される起動信号を遅延回路２０２を通して入力されるので、ｅ1→に対して時間遅れを伴った波形、すなわち図５に示す波形３０６を発生する。この信号ベクトルをｅ2→とする。上記に述べたように遅延回路２０２の所定の遅延量をｔ0／１．４１４の１／４とすると、ｅ1→、ｅ2→は相関が０となり、すなわち直交し、能率の良い通信ができる。
【００９６】
前処理回路２０４では、送信情報にパリティや誤り訂正のための冗長性を付加するとともに、送信データを２ビットずつａ1、ａ2にマッピングする。すなわち、送信する２ビット情報が（０  ０）、（１  ０）、（０  １）、（１  １）の４通りに対してそれぞれａ→＝（ａ1  ａ2）＝（１  １）、（−１  １）、（１  −１）、（−１  −１）をマッピングする。この情報は、乗算回路２１３，２１４に入力されパルス発生回路２１１または２１２によって発生されるパルス信号に乗算される。各乗算回路の出力は、加算回路２１５によって加算され送信信号
Ｔ→＝ａ1ｅ1→＋ａ2ｅ2→＝ａ→［ｅ］      （式２０）
が合成され、アンテナ２０７より放射される。ここで［ｅ］は、行ベクトルｅ1→、ｅ2→を縦に並べて作った２行ｎ列の行列である。この回路例では、１シンボルあたり２ビットの情報を送ることができる。
【００９７】
続いて受信装置回路例について説明する。送信装置から送信された信号Ｔ→＝ａ→［ｅ］は、伝播路における遅れを伴って受信される。この信号を受信信号Ｒ→とする。従来の技術では同期捕捉や追跡を行って送受間のテンプレートベクトルのタイミングを一致させて常に最良の復調ができるよう調整され相関が計算される。本実施形態ではこのタイミングずれの修正なしで相関を計算する。図１、２において相関器１２１３および１２１４内の相関回路によってＲ→とｐ1→およびｐ2→の内積が計算される。それぞれの値をｃ1、ｃ2としてその結果を式で表すと
ｃ1＝（Ｒ→、ｐ1→）＝（Ｔτ→、ｐ1→）＝（ａ→［ｅτ］、ｐ1→）
＝（ａ1ｅ1τ→＋ａ2ｅ2τ→、ｐ1→）
＝ａ1ρe1p1（τ）＋ａ2ρe2p1（τ）      （式２１）
ρe1p1（τ）、ρe2p1（τ）は、それぞれｅ1→またはｅ2→とｐ1→との間の相互相関関数である。またτの添え字のついているものは、元の信号を時間τ遅らせた信号を表す。τは、｛ｐi→｝と｛ｅi→｝の相対的な時間関係を表す。同期状態からの同期のずれを表す時間差と考えても良い。
【００９８】
ｃ2も同様に、
ｃ2＝（Ｒ→、ｐ2）＝（Ｔτ→、ｐ2）＝（ａ→［ｅτ］、ｐ2→）
＝ａ1ρe1p2（τ）＋ａ2ρe2p2（τ）      （式２２）
式２１、式２２をまとめて書くと
ｃ→＝（ｃ1、ｃ2）＝Ｒ→ t［ｐ］＝ａ→［ρτ］-1      （式２３）
ここに、［ρτ］-1は、式２１、式２２におけるそれぞれの相関値を並べた行列である（上記の［ρτ］-1は、式１４でｋ＝ｍ＝２として得られる［ρτ］と行列の成分の並べ方の順序が異なっていることに注意。）。両者は互いに転置の関係にあり、また、本実施形態のように｛ｅi→｝と｛ｐi→｝として正規直交系を用いるときは、逆行列となる（ユニタリ行列、または直交行列という）。ここでは整合性を取るために式２３では［ρτ］-1と記した。式２３の係数行列を［ρτ］-1と記すことにすれば、その逆行列である［ρτ］は、｛ｅτi→｝を｛ｐi→｝の線形結合として表すときの係数行列となる。すなわち式１５をそのまま適用することができる。式２３より［ρτ］-1の逆行列［ρτ］が求まれば直ちに
ａ→＝ｃ→［ρτ］      （式２４）
によって送信された情報ａ→を求めること（復調）ができる。
【００９９】
しかし、一般にはτは、伝送路の経路による遅延の変化、ドプラーシフトや回路内でのタイミングのずれ、テンプレートベクトルの誤差などによって変動し、その値を前もって特定することは困難である。したがって、［ρτ］をあらかじめ知ることはできない。［ρτ］を知るには、信号を受信して相関器出力からτを推定しなければならない。相関値は、τ以外に、信号に課せられた変調の状態（ａ→の値）にもよって変化しうる。ビット情報１で変調された信号とビット情報０で変調された信号でも、τが変われば同じ相関値を取ることがあり得る。従って、今受信している情報が何であるか分からなければτを決定することができない。これに対する一方法としては、あらかじめ既知の情報を送りτを特定した後に送信したい情報を送る方法がある。すなわち、例えばａ→＝（１、−１）を最初に送信する約束をしておけば、受信側ではこの情報を受信したときのｃ→からτを特定でき、従って［ρτ］を知り、［ρτ］-1を求めることができる。
【０１００】
［ρτ］-1を簡単に求める方法やτを知る他の方法について、より実際に即した例を示し、以下に説明する。
【０１０１】
送信側ではテンプレートベクトルとして、ガウシアンパルスを用いる例を説明した。本実施形態では、この送信装置によって送信された信号を受信する受信側のテンプレートベクトル、すなわち図１、２に説明したテンプレートベクトルとして
ｐ1→＝ｃｏｓ（２πｆpｔ）      （式２５）
ｐ2→＝ｓｉｎ（２πｆpｔ）      （式２６）
の２つを用いる。ゆえに、図１において相関器１２１５は省略される。ここにｆpは、送信側のテンプレートベクトルに用いるパルスのスペクトルのピーク周波数である。ただし、ガウシアンパルスではピーク周波数はＤＣ（０Ｈｚ）であるので、ｆc（＝１／ｔ0）を用いる。
【０１０２】
送信側のテンプレートベクトルｅ1→、ｅ2→のそれぞれは、上記ｐ1→、ｐ2→の線形結合として式５に従って近似することができる。すなわち
ｅ1→≒（ｅ1→、ｐ1→）ｐ1→＋（ｅ1→、ｐ2→）ｐ2→      （式２７）
ｅ2→≒（ｅ2→、ｐ1→）ｐ1→＋（ｅ2→、ｐ2→）ｐ2→      （式２８）
これらをまとめて書いて
［ｅ］≒［ｅｐ］［ｐ］      （式２９）
ここで、［ｅ］は行ベクトルｅ1→、ｅ2→をこの順序に縦に並べて作った行列である。また［ｅｐ］は、（ｅi→、ｐj→）ただしｉ，ｊは１または２を式２７、式２８に示す順序で並べた行列、また［ｐ］は、行ベクトルｐ1→、ｐ2→をこの順序に縦に並べて作った行列である。また簡単のために正規化のための係数は省略した。省略しても議論の本質への影響はない。
【０１０３】
ここでｅ1→、ｅ2→として、上記に述べたように、図５に示す２つの波形３０４，３０６を用いて、またｐ1→、ｐ2→として式２７、式２８の三角関数を用いた場合［ｅｐ］は、単位行列となる。なぜならば、ｅ1→は偶関数であり、ｐ2→は奇関数であるため、（ｅ1→、ｐ2→）はゼロとなる。またｅ2→とｐ1→は、それぞれｅ1→およびｐ2→を時間１／（４ｆp）だけ遅延させた波形であり、（ｅ2→、ｐ1→）はゼロになる。（ｅ1→、ｐ1→）および（ｅ2→、ｐ2→）は、それぞれ同じ波形を時間シフトしただけなので、同一のゼロでない有限の値を持つ。今正規化の係数は無視しているので、［ｅｐ］は単位行列となる。すなわち
ｅ1→≒ｐ1→、ｅ2→≒ｐ2→、まとめて書けば［ｅ］≒［ｐ］      （式３０）
で近似できる。これは、２つのテンプレートベクトルとしてｐ1→、ｐ2→を用いてそれらの線形結合で表す場合に、そのエネルギー誤差を最小にする近似方法である。このことは、送信側と受信側の双方で同一のテンプレートベクトルを用いずに上記のような近似によって受信側で都合の良いテンプレートベクトルを選択できることを示している。また、受信装置に使用するテンプレートベクトルとして、送信側のテンプレートベクトルのように単発のパルスでなく連続波を用いることが可能であることも示している。送信側のテンプレートベクトルは空間に電波となって放射されるためスペクトルマスク（特定の周波数に強い電波の成分を持たない）などの様々な制約も受けるが、受信側では上記によって送信側と同じテンプレートベクトルを用いる必要がないので、受信装置構成において発生の容易なテンプレートベクトルを採用してパルス発生回路の負担を軽減し受信装置の簡素化が図ることができる。
【０１０４】
さらに、三角関数を用いた場合はｅ1→、ｅ2→を時間方向に任意の時間シフト（遅延）しても、その誤差は、一定である。また、近似するための周波数の精度はそれほど重要でない。図６はこの様子を示す。ガウシアン２階微分パルスではｆpとして１．４１４ｆcすなわち本実施形態で例として用いているｆc＝５ＧＨｚの場合は７ＧＨｚ付近を取るとよいと説明した。図６は式２７、式２８によってｅ1→を近似するためにその係数を求める際の様子を示す。例として式２７においてｐ1→の係数、すなわち（ｅ1→、ｐ1→）を求めるためにガウシアン２階微分パルスｅ1→３０９とｐ1→との乗算結果を示す。ｐ1→としてｆp＝６ＧＨｚ、７ＧＨｚ、８ＧＨｚの三角関数（余弦波）の３種類をとってその乗算結果を比較してみる。波形３１０，３１１，３１２はそれぞれｆpが８，７，６ＧＨｚの余弦波であり、波形３１３，３１４，３１５はそれらとガウシアン２階微分パルスｅ1→３０９とを乗算した波形である。係数（ｅ1→、ｐ1→）を求めるためにはこの波形の積分値を求めればよいが、波形３１３，３１４，３１５はほとんど違いがない。すなわち上記のように周波数が１０％程度変わっても、式２７、式２８による近似にはほとんど影響がない。このことは受信装置構成における構成部品の要求精度を著しく緩和し機器構成を容易にする。
【０１０５】
上記に説明したｐ1→、ｐ2→の性質を用いて式１５あるいは式２４の［ρτ］を求めてみよう。
【０１０６】
いま、ｅ1→、ｅ2→に対して、時間τだけ遅延した信号ｅ1τ→、ｅ2τ→を考え、式３０によって近似すると
ｅ1τ→≒ｃｏｓ（２πｆp（ｔ−τ））      （式３１）
＝ｃｏｓ（２πｆpτ）ｐ1→＋ｓｉｎ（２πｆpτ）ｐ2→
ｅ2τ→≒ｓｉｎ（２πｆp（ｔ−τ））
＝−ｓｉｎ（２πｆpτ）ｐ1→＋ｃｏｓ（２πｆpτ）ｐ2→      （式３２）
まとめて書くと
［ｅτ］≒［ｄｐ］［ｐ］      （式３３）
となる。ここで［ｄｐ］は式３１、式３２における各係数を並べてできる行列でありこれが［ρτ］である。式３３によって［ｅτ］を［ｐ］で近似したときの係数行列でもある。
【０１０７】
式２０で説明した送信信号が受信側で復調される際には、［ｅ］および［ｐ］のタイミングを必ずしも一致しない状況で相関を計算する。それゆえ、従来の技術のように同期によって｛ｅi→｝と｛ｐi→｝の時間のずれを補償し式１１を適用し復調することはできない。式１１のＲ→には、従来のようにＴ→（＝ａ→［ｅ］）ではなく、ａ→［ｅτ］を代入すべきである。すなわち
Ｒ→＝ａ→［ｅτ］≒ａ→［ｄｐ］［ｐ］      （式３４）
式３４の後半は、式３３によって、［ｅτ］に［ｄｐ］［ｐ］を代入して得られる。すなわち、受信信号Ｒ→は、ｐ1→、ｐ2→の線形結合として表される。［ｄｐ］は、伝播路の遅延やドプラー効果による周波数シフトの影響を表す行列であり、これによって受信信号Ｒ→は、ベクトルｐ1→、ｐ2→を含む平面上（の近傍）を移動することになる。この様子を図７に示すようにコンステレーション図として表すことができる。この図は、全信号ベクトルを包含するｎ次元空間においてベクトルｐ1→、ｐ2→を含む平面（ｐ1→、ｐ2→の張る２次元部分空間）で切った断面図である。受信信号ベクトルＲ→は、上記平面上またはその極近傍に位置する。式３３または式３４による近似は、上記平面へのＲ→の正射影をプロットすることに他ならない。
【０１０８】
図７（ａ）は、図３（ａ）に示したＰＰＭを用いた送信装置の送信信号のコンステレーション図である。受信側のテンプレートベクトルｐ1→、ｐ2→に対して送信側のテンプレートベクトルｅ1→、ｅ2→は、ｅ1τ→、ｅ2τ→として受信される。ＰＰＭの場合は送信する情報の１，０に対応してａ→＝（１  ０）または（０  １）を設定するのでテンプレートベクトルp1→、p2→に対してある角度（θ＝２πｆpτ）を持って傾いたｅ1τ→、またはｅ2τ→が受信信号ベクトルとなる（同図にてＲ1→またはＲ0→）。なお、図ではベクトルは慣例によって太文字で表し、本明細書によって使用される→を使ったベクトルを表記は省略する。
【０１０９】
Ｒ1→を受信したときｐ1→、ｐ2→との相関回路出力は、Ｒ1→からｐ1→、ｐ2→へ下した垂線との交点をＡ，Ｂとするとき、それぞれ線分ＯＡ、ＯＢの長さとなる。これによって、式２１または式３１から直ちにθを計算することができる。θがわかればτがわかり、式３２よりｅ2τ→とｐ1→、ｐ2→との相関が算出できる。これによって式３３における［ｄｐ］が決定でき、式２４を用いて送信された情報ａ→を復調することができる。上記説明では、Ｒ1→を受信したときのｐ1→、ｐ2→との相関によって［ｄｐ］を決定したが、Ｒ0→を受信したときのｐ1→、ｐ2→との相関によって［ｄｐ］を決定することも、同様の計算によって可能である。逆にこのとき受信した信号がＲ0→であるかＲ1→であるかを知っていないと、θは上記方法では決定できない。知らないで決定する方法は後述する。
【０１１０】
図７（ｂ）は、図３（ｃ）に示した２つのテンプレートベクトルにＢＰＭを用いた送信装置の送信信号のコンステレーション図である。前処理回路２０４によってａ→＝（ａ1  ａ2）＝（１  １）、（−１  １）、（１  −１）、（−１  −１）がマッピングされるので、送信される情報の内容によってＲ00→、Ｒ01→、Ｒ10→、Ｒ11→の４点のいずれかが受信される信号を表す点となる。また図３（ｂ）に示すテンプレートベクトルをひとつ使ったＢＰＭの場合はｅ2→は用いないので、ｅ1τ→の方向のみの信号が受信され、送信される情報に応じて、図中のＲ0またはＲ1が受信される信号を表す点となる。このときｅ2→は用いないので、ａ2≡０と置けば、上記議論は、そのまま適用できる。
【０１１１】
Ｒ00→を受信したときｐ1→、ｐ2→との相関回路出力は、Ｒ1→からｐ1→、ｐ2→へ下した垂線との交点をＡ，Ｂとするとき、それぞれ線分ＯＡ、ＯＢの長さとなる。θは以下によって計算することができる。
【０１１２】
θ＝ｔａｎ-1（ＯＢ／ＯＡ）−π／４        （式３５）
上式の−π／４はＲ00→はｅ1τ→、ｅ2τ→が同時に送られてくるための補正項である。
【０１１３】
θがわかればτがわかり式３１よりｅ1τ→とｐ1→、ｐ2→との相関が算出できる。また式３２よりｅ2τ→とｐ1→、ｐ2→との相関も算出できる。これによって式３３における［ｄｐ］が決定でき、式２４を用いて送信された情報ａ→を復調することができる。上記説明ではＲ00→を受信したときのｐ1→、ｐ2→との相関によって［ｄｐ］を決定したが、他のＲ01→、Ｒ10→、Ｒ11→のどのシンボルを受信したときのｐ1→、ｐ2→との相関によっても［ｄｐ］を決定することが同様の計算によって可能である。
【０１１４】
逆にこのとき受信した信号がＲ00→、Ｒ01→、Ｒ10→、Ｒ11→のいずれかであることを知らないと、θは上記方法では決定できない。知らないで決定する方法は後述する。
【０１１５】
図８（ａ）は、本実施形態における受信装置の構成例を示すブロック図である。アンテナ５０１によって受信されたＵＷＢ信号Ｒ→は、低雑音増幅回路（ＬＮＡ）５０２によって増幅され、乗算回路５０３および積分回路（∫）５０７によって構成される相関回路５１２によって受信側のテンプレートベクトルｐ1→との相関が算出される、とともに乗算回路５０４および積分回路５０８によって構成される相関回路５１３にも入力され、受信側のテンプレートベクトルｐ2→との相関が算出される。テンプレート発生回路５０５，５０６は、余弦波および正弦波の発振回路であり、それぞれ式２５、式２６によって定まるテンプレートベクトルｐ1→、ｐ2→を発生する。相関回路５１２、相関回路５１３の出力はスカラ量であり、それぞれＡＤ変換回路（ＡＤＣ）５０９，５１０によってデジタル値に変換され判定回路５１１に伝送される。判定回路５１１では、該デジタル値から上記に述べた方法によってａ→を算出し復調する。制御回路５１４は、判定回路５１１、テンプレート発生回路５０５，５０６、その他の回路全体のタイミングやシーケンスを制御する。特にテンプレート発生回路５０５，５０６は、受信信号のパルスが存在しないときには不要なので、パルスが受信されるタイミングを見計らって発生させるような動作をさせることによって、システムの低消費電力化が図れる。制御回路５１４は、相関回路５１２，５１３の出力を監視しながら、信号が捕捉されるまではテンプレートベクトルの幅を広くして、該相関回路からの出力が大きくなるところを検出する。それ以後は制御回路５１４内部に持つ時間標準に従って次にパルス信号が受信されると期待されるタイミングにテンプレート発生回路５０５，５０６を起動する。
【０１１６】
この様子をタイム図を用いて簡単に説明する。図８（ｂ）は受信信号Ｒ→、（ｃ）はテンプレート波形すなわちｐ1→またはｐ2→を示す。すなわち最初の受信信号が見つかるまで（図中で時刻ｔ0以前）は、ｐ1→およびｐ2→は、広め（パルス幅ＴW1）にとって最初の信号を発見しやすくし、最初の信号を受信した後は、内部の時間標準に従ってパルスの送信される時間間隔Ｔpごとに幅の狭いテンプレート波形を発生させる。送信側の送信タイミングを決定する時間標準と上記の受信側の時間標準は完全に一致していれば理想的であるが、誤差を伴う。テンプレートパルスの幅Ｔw2を上記誤差があっても受信信号パルスと必ず重なるように広めに取れば、送受間の時間標準の差異によって生じる誤差は排除することができる。
【０１１７】
直前に受信したパルスの式３５によって算出されるθの値を記憶しておき、その値から、現在受信中のパルスのθとの差によってパルスの運ぶ情報を推定すると、より誤差の少ない復調が可能となる。すなわち、例えば図３（ｃ）に示す２つの送信テンプレートベクトルを用いてシンボルあたり２ビットが送られてくるとき、前回Ｒ00が受信されそのときのθをθi-1として今受信中のパルスのθをθiとするとθi−θi-1が、０かπ／４か−π／４かπかによって、受信信号がＲ00→かＲ01→かＲ10→かＲ11→かが判る。θi−θi-1によってＲ→がコンスタレーション図上を移動しても、常にその差分のみでビット判定が行われるので、この復調方法は誤差を蓄積しない。よって、伝播路の時間遅延やドプラーシフトによる誤差、送受間の時間標準によるテンプレートベクトルの誤差などがあっても正確な復調が可能となる。θを知ればτがわかり、式３１〜式３３によって［ｄｐ］すなわちρτが分かるから、一つ前のρτj-1を記憶しておいてρτの差分によって判断すると言っても同じことである。
【０１１８】
以上の説明では最初に送られてくる信号をあらかじめ（Ｒ00→、Ｒ01→、Ｒ10→、Ｒ11→のうちのどれかひとつに）決めておいた場合を例に説明した。このように最初に送る情報が決まっていると、最初に信号を受信した時点でただちに他のＲ→の点を決定でき復調が可能であるが、決めておかなくても受信側で正しく復調することも可能である。この場合は最初に受信した信号点を仮にＲ00→と仮定して復調を続行する。その後、通信の１単位を受信し終わったところで送信情報に付加したパリティや誤り符号の冗長性を使ってもとの正しい情報に復元する。例えば、通信の単位ごとに送信テンプレートベクトル毎にパリティを付加し情報の１または０のどちらかの数が必ず奇数、他方が偶数になるように決めておけば、通信の単位の全体を受信した後に正しく復調することができる。ここで、通信の単位とは、送信情報の１ワード長、コーディングのブロックの長さなどを言う。誤り訂正符号を用いても同様の処理が可能である。このような冗長性を付加することは無線通信では不可欠であるので、この処理によって新たな負担なり、コストアップの要因となることはない。
【０１１９】
以上述べたように本発明による本実施形態によれば同期検波を用いる受信装置において、従来のような同期捕捉、同期追跡を必要とせず高精度の同期検波を実現できる。しかも受信側では送信側のテンプレートベクトルと必ずしも同じテンプレートベクトルを使用する必要がないので、受信装置構成において都合の良いテンプレートベクトルを選択することが可能である。これによって、ＵＷＢ−ＩＲのような信号の継続時間の短い信号の受信、特に本実施形態で示したようなガウシアンパルスのような単発パルスを用いる通信においても、その信号検索初期においては幅の広いテンプレートパルスを使用することが可能となり信号の捕捉を容易にする。さらに、捕捉後は、必要に応じてテンプレートベクトルの継続時間を短く設定できるので、受信装置消費電力を削減する効果もある。高精度の部品や動作を必要とすることなく、高精度のかつ低消費電力の同期検波受信装置の実現が可能となる。
【０１２０】
（第３の実施形態）
第２の実施形態では［ｄｐ］を決定するために相関器出力をＡＤ変換しデジタル処理によって計算した。この方法は必要な精度を得やすくまた構造もわかりやすい。半導体技術などの進歩によって製造もより簡単になり実現が可能となった。しかしながら、ＡＤ変換器などを使わない、より簡単な受信装置構成も期待される。以下により簡便な受信装置、特にＢＰＭで効果を発揮する受信装置の実施例を示す。
【０１２１】
図９（ａ）は、本実施形態における受信装置の構成例を示すブロック図である。アンテナ６０１によって受信されたＵＷＢ信号Ｒ→は、低雑音増幅回路（ＬＮＡ）６０２によって増幅され、乗算回路６０３および積分回路（∫）６０７によって構成される相関回路６１２によって受信側のテンプレートベクトルｐ1→との相関が算出される、とともに乗算回路６０４および積分回路６０８によって構成される相関回路６１３にも入力され受信側のテンプレートベクトルｐ2→との相関が算出される。テンプレート発生回路６０５，６０６は余弦波及び正弦波の発振回路であり、それぞれ式２５、式２６によって定まるテンプレートベクトルｐ1→、ｐ2→を発生する。上記相関回路６１２，６１３は、差動出力を持つ相関回路である。半導体集積回路を用いて受信装置を構成する場合は、歪やノイズの低減のために差動回路が良く使用される。本実施形態では、相関回路６１２，６１３は、差動出力が必要であるが、それに伴ってアンテナ６０１、低雑音増幅回路（ＬＮＡ）６０２、乗算回路６０３，６０４、テンプレート発生回路６０５，６０６も、必要に応じて差動回路を用いることができる。
【０１２２】
制御回路６１５は、判定回路６１１、テンプレート発生回路６０５，６０６、その他の回路全体のタイミングやシーケンスを制御する。上記の実施形態で説明したように、テンプレート発生回路６０５，６０６を制御してそのパルスの継続時間も決定する。次回に信号が到来する時刻が正確に予測できるときは、その継続時間を短く制御し、不確定要素の残るときは、長く制御することによって受信装置全体の消費電力を減らすことも可能とする。
【０１２３】
相関回路６１２、相関回路６１３の出力は、比較回路６０９，６１０，６１３，６１４によってそれぞれの比較回路に入力された信号の正負を判定する。すなわち、比較回路６０９はｐ1→とＲ→の相関が正か負か、比較回路６１０は、ｐ2→とＲ→の相関が正か負かを判定する。また、比較回路６１３は、ｐ1→とＲ→の相関とｐ2→とＲ→の相関の差が正か負か（どちらが大きいか）を判定し、比較回路６１４は、ｐ1→とＲ→の相関とｐ2→とＲ→の相関の和が正か負かを判定する。ｐ1→とＲ→の相関とｐ2→とＲ→の相関の差とは、（ｐ1→−ｐ2→）とＲ→の相関であり、またｐ1→とＲ→の相関とｐ2→とＲ→の相関の和とは、（ｐ1→＋ｐ2→）とＲ→の相関である。これら４つの比較回路の判定結果から図９（ｂ）のコンスタレーション図に示したように、受信信号Ｒ→のある領域をＩ〜ＶＩＩＩの８個の領域のどこに張るかを知ることができる。
【０１２４】
すなわち、比較回路６０９の判定結果が正であれば、受信信号Ｒ→は、領域Ｉ，ＩＩ、ＶＩＩ、ＶＩＩＩの何れかにあり、負ならば、ＩＩＩ〜ＶＩの何れかにある。また、比較回路６１０の判定結果が正であれば、受信信号Ｒ→は領域Ｉ〜ＩＶの何れかにあり、負ならばＶ〜ＶＩＩＩの何れかにある。また比較回路６１３の判定結果が正であれば、Ｒ→と（ｐ1→−ｐ2→）との相関が正ということであり、従って、受信信号Ｒ→は、領域ＶＩ〜ＶＩＩＩ，Ｉのいずれかにあり、負ならば、Ｒ→と（ｐ1→−ｐ2→）との相関が負ということであり、Ｒ→は、領域ＩＩ〜Ｖの何れかにある。同様に、比較回路６１４の判定結果が正であれば、Ｒ→と（ｐ1→＋ｐ2→）との相関が正ということであり、従って、受信信号Ｒ→は、領域Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩ，ＶＩＩＩのいずれかにあり、負ならば、Ｒ→と（ｐ1→＋ｐ2→）との相関が負ということであり、Ｒ→は、領域ＩＶ〜ＶＩＩの何れかにある。これは、式３５によってθを大まかに（分解能８）で求めていることに他ならない。
【０１２５】
上記によって判定回路６１１はθがわかるので、すでに述べた方法によって送信されてきた情報が何かを判定できる。この回路では、送受信装置間での時間標準に誤差がある場合や、ドプラー効果による周波数の変化があった場合も、補正が可能である。送受信装置間の時間標準やドプラー効果による誤差がなければ、図９（ｂ）に示した信号平面においてＲ→は、原点Ｏを挟んで点対称の位置の２点のみを取りそこに停止する。誤差があると受信信号Ｒ→は、図９（ｂ）の信号平面内を（回転）移動する。その誤差が許容範囲内であれば、隣接する領域も含めることによって正しく復調することができる。すなわち、例えば、今受信した信号Ｒi→が領域Ｉにあったとすると、次に受信される信号Ｒi+1→は、領域Ｉの隣接する２領域すなわち領域ＩＩ，ＶＩＩＩまたは領域ＩとＯを挟んで点対称の位置を含む３領域ＩＶ〜ＶＩに現れる。これによってＲi→がＲi+1→と等しいか等しくないかを判断し受信したビットが１か０かを判定する。
【０１２６】
本発明の上記構成によれば、高精度ＡＤ変換回路のような複雑な回路を用いずに、簡単な比較回路（１ビットＡＤ変換回路と考えてよい）によって受信装置が構成できる。ＡＤ変換回路の動作速度は伝送するデータレートよりも遅くできないから、ＡＤ変換回路を必要としない本実施形態は、１Ｇｂｐｓ（giga bit per second）を超えるような高速データ伝送において特に効果的である。しかも、受信信号とテンプレートベクトルの同期および追跡を行わずに同期検波ができる。これによって簡素な構成で高精度のＵＷＢ−ＩＲ受信装置の構成が可能となる。
【０１２７】
（第４の実施形態）
第３の実施形態では、Ｒi+1→が領域ＩＩＩまたはＶＩＩで受信された場合は、誤差が大きすぎ判定できない場合である。第３の実施形態の比較回路６０９，６１０及び相関回路６１３，６１４は、１ビットＡＤ変換回路と考えることができる。上記のような判定不可の領域をより少なくするためには、これらの比較回路のＡＤ変換ビット数を１つ増やして２ビットＡＤ変換回路とすると、式３５のθをより正確に求めることができる。この場合は、送信側テンプレートベクトルを２つ使い、シンボルあたり２ビット送信する場合（図３（ｃ）に示した送信装置を使う場合）の復調も可能となる。
【０１２８】
図１０（ａ）は、上記に説明した比較回路６０９，６１０，６１３，６１４を２ビットＡＤ変換回路７０１〜７０４に変更したブロック図である。説明の重複を避けるために、図９に示したブロック図と同じ機能のブロックは同じ番号を付した。判定回路６１１は、これらのＡＤ変換回路の変換結果から式３５によってθを求め送られてきたデータを判定する。
【０１２９】
図１０（ｂ）はコンスタレーション図であり、説明の簡略化のために第一象限のみを示す。受信信号ベクトルＲ→は、送受間の時間標準の誤差やドプラー効果などの誤差により原点Ｏを中心とする円弧７０７上を移動する。２ビットＡＤ変換回路７０１は、Ｒ→とｐ1→の相関が正か負か、かつその絶対値が｜Ｒ→｜ｃｏｓ３０°より大きいか小さいかの２ビットＡＤ変換を行う。なお、｜Ｒ→｜はＲ→の絶対値（長さ）を表し、（（Ｒ→、ｐ1→）2＋（Ｒ→、ｐ2→）2）1/2よりＲ→とｐ1→およびｐ2→との相関結果から計算することが可能である。
【０１３０】
図１０（ｂ）においてＲ→からｐ1→軸へ下ろした垂線とｐ1→軸が交わる点をＡとすると、ＯＡの長さが（Ｒ→、ｐ1→）を表す。ｐ1→と３０度の角をなす直線θ30と円弧７０７が交わる点からｐ1→軸へ下ろした垂線７０５が、（Ｒ→、ｐ1→）の値が｜Ｒ→｜ｃｏｓ３０°より上か下かの境界となる。すなわち、２ビットＡＤ変換回路７０１の上位ビットで（Ｒ→、ｐ1→）の符号を判定し、下位ビットの判定レベルを上記境界とすれば、Ｒ→とｐ1→との相関値が±｜Ｒ→｜ｃｏｓ３０°の範囲にあるか否かを判定できる。
【０１３１】
また、図１０（ｂ）においてＲ→からｐ2→軸へ下ろした垂線とｐ2→軸が交わる点をＢとすると、ＯＢの長さが（Ｒ→、ｐ2→）を表す。ｐ2→と３０度の角をなす直線θ60と円弧７０７が交わる点からｐ2→軸へ下ろした垂線７０６が、（Ｒ→、ｐ2→）の値が｜Ｒ→｜ｃｏｓ３０°より上か下かの境界となる。すなわち、２ビットＡＤ変換回路７０２の上位ビットで（Ｒ→、ｐ2→）の符号を判定し、下位ビットの判定レベルを上記境界とすれば、Ｒ→とｐ2→との相関値が±｜Ｒ→｜ｃｏｓ３０°の範囲にあるか否かを判定できる。
【０１３２】
上記によって、結局信号ベクトル平面を３０度ずつ１２に分割することができる。これによって、送信側で２つのテンプレートベクトルｅ1→、ｅ2→を使ってシンボルあたり２ビット送信される場合の復調も可能となる。送受間の時間標準の誤差やドプラー効果の周波数シフトによる誤差によってＲ→が信号平面を移動する場合でも、隣接の１ブロック（±３０度）以内の移動であれば正しく復調が可能となる。
【０１３３】
２ビットＡＤ変換回路７０３，７０４も同様に、信号空間を３０度づつ分割できる。この分割は、上記に説明したｐ1→、ｐ2→を基準とした分割でなく、ｐ1→＋ｐ2→およびｐ1→−ｐ2→を基準とした分割となるので、４５度傾いて３０度づつ分割されることになり、結局１５度ずつ２４分割されることになりより正確にＲ→の位置、または（式３５）によるθを求めることができる。これによって、送受間の時間標準の誤差やドプラー効果の周波数シフトによる誤差の許容値を大きくすることが可能となる。
【０１３４】
本発明の上記構成によれば、高精度ＡＤ変換回路のような複雑な回路を用いずに、簡単な低分解能（２ビット）ＡＤ変換回路によって受信装置が構成できる。ＡＤ変換回路の動作速度は伝送するデータレートよりも遅くできないから、高精度ＡＤ変換回路を必要としない本実施形態は、１Ｇｂｐｓ（giga bit per second）を超えるような高速データ伝送において特に効果がある。しかも受信信号とテンプレートベクトルの同期および追跡を行わずに同期検波ができる。これによって、簡素な構成で高精度のＵＷＢ−ＩＲ受信装置の構成が可能となる。
【０１３５】
（第５の実施形態）
図１１、１２は、第５の実施形態のＵＷＢ通信装置に用いるパルス波形を説明する図である。図１１（ａ）は、その基本的な形状を説明する図である。この波形は、周期ｔcの正弦波を同図（ｂ）に示す幅Ｐwの矩形窓によって切り取って作ることができる。ガウシアンパルスに比較すると、周波数領域でサイドローブを有しその広がりが大きいが、発生が簡単なために多用される。この波形は、適当なフィルタ処理によってサイドローブを制限し、同図（ｃ）のようなその包絡線に丸みをつけた波形とすることによって実用に供することができる。
【０１３６】
第１の実施形態で述べたような変調を用いて送信装置を構成することが可能である。すなわち送信する情報に応じて、上記図１１（ａ）で説明したパルスを送信側のテンプレートベクトルｅ1→（同図（ｄ）再掲）として、これに対してその極性を反転させた波形（同図（ｅ））を用いるＢＰＭ、または所定量、理想的にはｔc／４だけ遅延させて同極のパルス（同図（ｆ））を送信側の第二のテンプレート信号ｅ2→として用いるＰＰＭが利用できる。またｅ1→、ｅ2→のそれぞれにＢＰＭを施してシンボルあたり２ビット送信することも可能である。
【０１３７】
図１２（ａ）に、上記に説明したＰＰＭ送信装置のブロック図を示す。図３に示した送信装置と同じ機能のブロックは、図３と同じ番号を付して説明を省略する。パルス発生回路８０１は、図１１（ａ）に示すパルスを発生する。このパルス発生回路８０１は、送信する信号の情報によってパルス起動が遅延回路２０２を通して行われるか、通さずに直接行われるかによってそのパルス発生の位置が変更されて変調が行われる。このパルス発生回路８０１によって発生されたパルスは、フィルタ８０２によってサイドローブが制限され、図１１（ｂ）に示す包絡線に丸みを帯びたパルスに加工されてアンテナ２０７より放射される。
【０１３８】
図１２（ｂ）に、上記に説明したＢＰＭ送信装置のブロック図を示す。図３に示した送信装置と同じ機能のブロックは、図３と同じ番号を付して説明を省略する。パルス発生回路８０３は、図１１（ａ）に示すパルスを発生する差動信号を出力する。このパルス発生回路８０３によって発生されたパルスは、フィルタ８０４によってサイドローブが制限され、図１１（ｂ）に示す包絡線に丸みを帯びたパルスに加工されたのち、送信する信号の情報に従ってスイッチ２１０よってパルスの極性を切り替え変調した後、アンテナ２０９より放射される。なお、スイッチ２１０は、パルス発生回路８０３の直後に挿入し変調（極性切替）を行った後にフィルタ８０４を通してアンテナ２０９に信号を送っても良い。
【０１３９】
ｅ1→、ｅ2→のそれぞれにＢＰＭを施してシンボルあたり２ビット送信する場合の送信装置も、同様に構成が可能であるが説明は省略する。
【０１４０】
受信側では、テンプレートベクトルｐ1→、ｐ2→として式２５、式２６に定義される正弦波を用いれば、第１の実施形態と全く同様に復調することが可能である。ただし正弦波の周波数ｆpは１／ｔcとする。
【０１４１】
以上述べたように、ＵＷＢ受信装置の構成を用いれば、同期式の受信装置において高精度の同期捕捉や同期追跡を必要とせず同期検波を行うことができる。本実施形態では、特にＩＲ通信に用いるテンプレートパルスの発生が容易であり、送受信装置の回路に対する負担を軽減する。
【０１４２】
（第６の実施形態）
図１３は、第６の実施形態に用いる受信側のテンプレートベクトル信号を説明する図である。本実施形態では、送信側で用いるテンプレートパルスを極性を反転しつつ等時間間隔に並べ加算した波形を用いる。一例として本実施形態では、第１の実施形態で用いたガウシアンパルスの２階微分波形を使って説明するが、本発明の趣旨はこのパルスに限定されない。
【０１４３】
波形９０１は、ガウシアンパルスの２階微分波形であり、第１の実施形態では送信側のテンプレートベクトルｅ1→として用いた。この波形を極性を反転しつつ等時間間隔で並べ波形９０２，９０３，９０４，９０５，９０６を得る。この時間間隔は、該パルススペクトルのピーク周波数の周期の半分、すなわちｔ0／１．４１４の半分を取るのが望ましいが、短パルスであるために、時間軸方向の精度はあまり要求されない。ここで、ｔ0は、式１９で規定するガウシアンパルスのパルス幅を決める定数である。これらの波形をすべて加算すると波形９０７が得られる。図１３では、例として、ｔ0＝０．２ｎｓ（ｆp＝５ＧＨｚ）の場合を示す。本実施形態では、この波形を受信側のテンプレートベクトルｐ1→として用いる。さらにｐ1→を時間シフトして波形９０８が得られる。この波形をテンプレートベクトルｐ2→とする。シフトする時間をｔ0／１．４１４の４分の１とすると、ｐ1→とｐ2→を直交させることができ、そのような値をとるのが望ましい。また、並べるパルスの個数は、図８で説明したように、受信パルス信号があるときのみにテンプレートベクトルは意味があり、常に受信パルス信号とテンプレートベクトルが重なることが保障できれば、必要最小限（１組の正、負極性のパルス）でよい。通信確立の初期は、信号タイミングのサーチをかねて並べるパルスの個数を多くして幅広のテンプレートベクトルを用いても良い。
【０１４４】
図１４は、図１３に示した受信側で用いるテンプレートベクトルｐ1→と送信側のテンプレートベクトルｅ1→（図１３の波形９０１と同じ）との相互相関関数を示す。また、同時にｐ2→とｅ1→の相互相関関数ρe1p1も示す。ｐ2→とｅ1→の相互相関関数ρe1p2は、ｐ2→がｐ1→を時間シフトしただけなので、時間シフトによって直ちに求めることが可能である。
【０１４５】
上記によって相互相関関数がわかっているので、式２１〜式２４によって受信信号と受信側テンプレートベクトルｐ1→、ｐ2→がどのような時間関係にあっても正しく復調することが可能となる。受信信号Ｒ→は、ｐ1→、ｐ2→の張る２次元部分空間上にプロットすることが可能である。すなわち、式４、式２１、式２２によって
Ｒ→＝ｃ1ｐ1→＋ｃ2ｐ2→      （式３５）
であるから、ｃ→＝（ｃ1  ｃ2）がｐ1→、ｐ2→を軸とする平面上におけるＲ→の位置を表す座標となる。
【０１４６】
この様子を図１５を用いて説明する。同図は、ｐ1→を横軸、ｐ2→を縦軸としてｃ→の軌跡をプロットした図である。まず、式２１〜式２２においてａ→＝（１  ０）のときを説明する。このとき、式２３によってｃ→＝（ρe1p1（τ）  ρe1p2（τ））となる。τ＝−∞のときは、Ｒ→とｐ1→、ｐ2→は、双方とも相関がゼロであるので、Ｒ→は、原点にプロットされる。Ｒ→を時間τの正側に徐々に移動させτ＝−０．０５のあたりになるとｃ1、すなわちＲ→とｐ1→との相関値ρe1p1（τ）が極小値となり、Ｒ→は、図１５に示す点９１０のあたりにプロットされる。続いてτ＝０なると、ｃ1（すなわちρe1p2（τ）は極大となり、点９１１のあたりにプロットされる。０＜τ＜０．３あたりでは、ρe1p1（τ）が極大または極小となるときは、ρe1p2（τ）がほぼゼロとなり、逆にρe1p2（τ）が極大または極小となるときは、ρe1p1（τ）がほぼゼロとなるので、以降Ｒ→は、点９１２，９１３，９１４，９１５，９１６，．．．，９１９のように動いていき、最終的に原点へ向かう。
【０１４７】
次に、式２１、式２２においてａ→＝（０  １）のときを説明する。このときは、ｐ2→がｐ1→を時間シフトさせただけなので、Ｒ→は、上記と全く同じ軌跡を描いて移動する。時間シフトの影響は、図上では位相差となって現われ、ａ→＝（０  １）とａ→＝（０  １）の場合は、９０°の位相差となる。変調がかかった状態では、式２１、式２２によって上記の２つが線形結合され、Ｒ→は、それらのベクトル和として平面上にプロットされ、変調によって運ばれる情報によって互いに９０°ずつ離れた４点にプロットされる。
【０１４８】
極大、極小値がほぼ等しい０．０５＜τ＜０．２５のあたりでは、Ｒ→は、点９１３〜９１９のようにほぼ円周上を移動し、この範囲でＲ→を受信すれば良好な受信状態が保てる。受信の初期において次に送られてくるパルスの時刻を予測できないときや、送受信装置間での時間標準の誤差やドプラー効果による誤差が大きい場合は、この極大、極小値がほぼ等しい期間が長くなるように、図１３で説明した繰り返し加算するパルス数を多く取ればよい。また、次にパルスが受信できる時刻が予測できる場合は、繰り返し数を減らすことによって受信装置におけるパルス発生回路の動作を停止させ受信装置の消費電力を低減することが可能である。
【０１４９】
図１６に、本実施形態の受信装置の構成例を示す。図８と同じ機能のブロックは、同一の番号を付し説明を省略する。パルス発生回路９２１は、図１３に説明したテンプレートパルス（波形）９０７（ｐ1→）を発生させ、ガウシアンパルスの２階微分波形を極性を反転させながら次々に発生する回路と加算回路で構成される。パルス発生回路９２３は、ガウシアンパルスの２階微分波形を極性を反転させながら次々に発生する回路と加算回路で構成されるテンプレートパルス（波形）９０８（ｐ2→）を発生させ、遅延回路９２２によってｐ1→の起動から所定時間の遅れを伴って起動される。受信装置における復調の動作は、式２４によって行われるが、具体的な方法は上記に説明した。本実施形態でも、同様の構成と動作によって復調が可能である。
【０１５０】
本実施形態では、ガウシアンパルスのように信号が重なり合う状態で自己相関が０にならないようなパルスを送信側テンプレートベクトル｛ｅi→｝として用いても、受信側のテンプレートベクトル｛ｐi→｝を上記に述べたように設定すれば、受信信号のコンスタレーションを｛ｐi→｝の張るｍ次元空間内のｍ次元超球面上に等間隔に分布させることができる。これによって受信装置の復調動作を精度よく行うことを可能とする。
【０１５１】
以上述べたように、ＵＷＢ受信装置において受信パルスと受信装置の同期を高精度に行う必要がなく、受信装置構成の簡素化を図ることができる。
【０１５２】
（産業上の利用可能性）
本発明の説明は、ベクトルの計算においてわかりやすさを優先させすべてその要素が実数の実ベクトルを用いて説明したが、複素数による複素ベクトルを用いることもできる。本発明は、実ベクトルによるモデルに限定されるものではなく、場合によっては複素ベクトルを用いてモデルを組み立てても良い。多くの場合、計算や見通しが容易になり有用性が高い。複素ベクトルによるモデルを具体的回路や機器として具現化するには、実数部、虚数部のどちらか一方のみ具現化しても良いし、その両方を具現化しても良い。
【０１５３】
また、本発明は、インパルスを用いるＵＷＢ通信の受信装置として説明したが、これに限定されない。特に受信側のテンプレートベクトル｛ｐi→｝を符号分割による多元接続の符号と考えれば、同様の仕組みと動作によって搬送波を用いる通信においても受信装置を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１５４】
【図１】本発明の実施形態の構造および原理を説明するブロック図。
【図２】本発明の実施形態の構造および原理を説明する数式。
【図３】本発明の実施形態で受信する信号を発生する送信装置の構造を説明するブロック図。
【図４】本発明の実施形態に用いるパルスを説明する図（その１）。
【図５】本発明の実施形態に用いるパルスを説明する図（その２）。
【図６】本発明の実施形態に用いるパルスを説明する図（その３）。
【図７】本発明の実施形態に用いるパルスを説明するコンスタレーション図。
【図８】本発明の他の実施形態の構造を説明するブロック図およびタイム図。
【図９】本発明のさらに他の実施形態の構造を説明するブロック図およびコンスタレーション図。
【図１０】本発明のさらに他の実施形態の構造を説明するブロック図およびコンスタレーション図。
【図１１】本発明のさらに他の実施形態で受信する信号のタイム図。
【図１２】本発明のさらに他の実施形態で受信する信号を発生する送信装置の構造を説明するブロック図。
【図１３】本発明のさらに他の実施形態に用いるパルスを説明する図（その１）。
【図１４】本発明のさらに他の実施形態に用いるパルスを説明する図（その２）。
【図１５】本発明のさらに他の実施形態に用いるパルスを説明する図（その３）。
【図１６】本発明のさらに他の実施形態に用いるパルスを説明するブロック図。
【図１７】従来の技術を説明するブロック図。
【図１８】従来の技術を説明するタイム図。
【図１９】従来の技術を信号ベクトルによって説明するための図（その１）。
【図２０】従来の技術を信号ベクトルによって説明するための図（その２）。
【図２１】従来の技術を信号ベクトルによって説明するための図（その３）。
【図２２】従来の技術を信号ベクトルによって説明するためのブロック図。
【図２３】従来の技術を信号ベクトルによって説明するための数式。
【符号の説明】
【０１５５】
１０１…処理回路
２０１、５１４、６１５…制御回路
１２０１…ｅ1→を発生するパルス発生回路
１２０２、１２１０、５０３、５０４、６０３、６０４…乗算回路
１２０３、１２０４、１２０５…送信サブユニット
１２０７…加算回路
１２１２…ｐ1→を発生するテンプレートパルス発生回路
１２１１、５０７、５０８、６０７、６０８…積分回路
１２１３、１２１４、１２１５…受信サブユニット
５１２、５１３…相関回路
５１１、６１１…判定回路
５０５、５０６、６０５、６０６…テンプレート発生回路
５０９、５１０…ＡＤ変換回路
６０９、６１０、６１３、６１４…比較回路
７０１、７０２、７０３、７０４…２ビットＡＤ変換回路
９２１、９２３…パルス発生回路。
【図１】
2009081776.tif 000004
【図２】
2009081776.tif 000005
【図３】
2009081776.tif 000006
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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