(57)【要約】【課題】反射型位相シフタ等を提供する。【解決手段】反射型位相シフタは、カプラ、第１の反射負荷、及び第２の反射負荷を有する。カプラは、入力信号を受信する入力ポートと、スルーポートでの第１の反射信号及び連結ポートでの第２の反射信号により出力信号を出力する分離ポートとを有する。第１の反射負荷は、入力信号の第１の部分を反射して、第１の反射信号を発生させる。第２の反射負荷は、入力信号の第２の部分を反射して、第２の反射信号を発生させる。更に、第１及び第２の反射負荷のうちの少なくとも１つは伝送線路と等しい。【選択図】図２
2009278618.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を受信する入力ポート、前記入力信号の第１の部分を受信するスルーポート、前記入力信号の第２の部分を受信する連結ポート、並びに前記スルーポートでの第１の反射信号及び前記連結ポートでの第２の反射信号により発生した出力信号を出力する分離ポートを有するカプラと、
前記スルーポートへ電気的に接続され、前記入力信号の前記第１の部分を反射して、前記スルーポートへの前記第１の反射信号を発生させる第１の反射負荷と、
前記連結ポートへ電気的に接続され、前記入力信号の前記第２の部分を反射して、前記連結ポートへの前記第２の反射信号を発生させる第２の反射負荷と
を有し、
前記第１の反射負荷及び前記第２の反射負荷のうちの少なくとも１つは伝送線路と等しい、反射型位相シフタ。
【請求項２】
前記第１の反射負荷及び前記第２の反射負荷のうちの前記少なくとも１つは可変同調型伝送線路であり、
前記カプラは直交カプラである、請求項１記載の反射型位相シフタ。
【請求項３】
無線信号を受信するよう構成される複数の信号受信モジュールと、
前記信号受信モジュールへ夫々電気的に接続され、夫々が
対応する信号受信モジュールから発せられた入力信号を受信する入力ポート、前記入力信号の第１の部分を受信するスルーポート、前記入力信号の第２の部分を受信する連結ポート、並びに前記スルーポートでの第１の反射信号及び前記連結ポートでの第２の反射信号により発生した出力信号を出力する分離ポートを有するカプラと、
前記スルーポートへ電気的に接続され、前記入力信号の前記第１の部分を反射して、前記スルーポートへの前記第１の反射信号を発生させる第１の反射負荷と、
前記連結ポートへ電気的に接続され、前記入力信号の前記第２の部分を反射して、前記連結ポートへの前記第２の反射信号を発生させる第２の反射負荷と
を有し、前記第１の反射負荷及び前記第２の反射負荷のうちの少なくとも１つは伝送線路と等しい複数の反射型位相シフタと、
前記反射型位相シフタへ電気的に接続され、結合信号を発生させるよう前記反射型位相シフタから発せられた出力信号を夫々結合する信号結合器と
を有する位相配列受信機。
【請求項４】
入力信号を受信し、該入力信号に従って複数のスプリッタ出力信号を発生させるよう構成される信号スプリッタと、
前記信号スプリッタへ電気的に接続され、前記スプリッタ出力信号を夫々受信し、夫々が
前記信号スプリッタから発せられた入来信号を受信する入力ポート、該入力ポートによって受信された前記入来信号の第１の部分を受信するスルーポート、前記入力ポートによって受信された前記入来信号の第２の部分を受信する連結ポート、並びに前記スルーポートでの第１の反射信号及び前記連結ポートでの第２の反射信号により発生した出力信号を出力する分離ポートを有するカプラと、
前記スルーポートへ電気的に接続され、前記入来信号の前記第１の部分を反射して、前記スルーポートへの前記第１の反射信号を発生させる第１の反射負荷と、
前記連結ポートへ電気的に接続され、前記入来信号の前記第２の部分を反射して、前記連結ポートへの前記第２の反射信号を発生させる第２の反射負荷と
を有し、前記第１の反射負荷及び前記第２の反射負荷のうちの少なくとも１つは伝送線路と等しい複数の反射型位相シフタと、
前記反射型位相シフタへ夫々電気的に接続され、前記反射型位相シフタから発せられた出力信号に従って複数の無線信号を送信するよう夫々構成される複数の信号送信モジュールと
を有する位相配列送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位相シフタ及びその応用に関し、より具体的に、スルーポート及び連結ポートのうちの少なくとも１つが等価伝送線路へ接続されているカプラを有する反射型位相シフタ、並びに反射型位相シフタを実装されている位相配列受信機又は送信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
位相シフタは、様々な無線通信用途で用いられている一般的な構成部品である。例えば、位相配列受信機は、所望のビーム形成を達成するために位相シフタを必要とする。図１を参照されたし。図１は、従来の反射型位相シフタを表す図である。従来の反射型位相シフタ１００は、直交カプラ１０２と、複数のキャパシタ１０４、１０６とを有する。図１に示されるように、直交カプラ１０２は、入力ポートＰ１と、スルーポート（直接ポート）Ｐ２と、連結カプラＰ３と、分離ポート（出力ポート）Ｐ４とを有する。直交カプラ１０２は、また、入力信号を９０度の位相差を有して２つの信号に分けるために使用される９０度ハイブリッドカプラとも呼ばれる。更に、入力信号の電力は、また、従来の直交カプラ１０２によってちょうど半分（−３ｄＢ）に分けられる。入力信号がａ１＝１∠０゜によって表されるとすると、スルーポートＰ２での入力信号の第１の部分はｂ２＝１／√２∠−９０゜によって表され、連結ポートＰ３での入力信号の第２の部分はｂ３＝１／√２∠−１８０゜によって表される。
【０００３】
概して、信号ｂ２及びｂ３によって見られる負荷は、互いに整合しており、極座標表現で位相成分及び大きさ成分を有する複素数である同じ反射係数Γを有する。図１に示されるように、キャパシタ１０４及び１０６は両方とも、信号ｂ２及びｂ３によって夫々見られる等価インピーダンス１／（ｊωＣ）を有する反射負荷として働く。ここで、Ｃはキャパシタ１０４及び１０６のキャパシタンスである。負荷（すなわち、キャパシタ１０４及び１０６）から夫々反射された信号は、ａ２＝Γ／√２∠−９０゜及びａ３＝Γ／√２∠−１８０゜によって表される。次いで、反射信号ａ２及びａ３は、入力ポートＰ１で位相がずれて結合され（すなわち、ｂ１＝Γ／２∠０゜＋Γ／２∠−１８０゜＝０）、結果として、入力ポートＰ１から出力される反射信号は生じない。しかし、反射信号ａ２及びａ３は、分離ポートＰ４では同相で結合され（すなわち、ｂ４＝Γ／２∠９０゜＋Γ／２∠９０°≠０）、結果として、分離ポートＰ４では出力信号ｂ４が生ずる。従って、反射型位相シフタ１００は、複素数である反射係数Γを変更する実装キャパシタ１０４及び１０６のキャパシタンスを適切に調整することによって所望の位相シフトを提供するために使用され得る。例えば、キャパシタ１０４及び１０６のキャパシタンスが零ｆＦ（オープン）から無限ｆＦ（ショート）へと変化した場合は、１８０度位相シフトが達成され得る。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】米国特許第７１６４３３０号明細書
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】"A  High-Q  Broad-Band  Active  Inductor  and  Its  Application  to  a  Low-Loss  Analog  Phase  Shifter"、IEEE  TRANSACTIONS  ON  MICROWAVE  THEORY  AND  TECHNIQUES、VOL.44、NO.12、1996年12月
【非特許文献２】"A  Low-Loss  Phase  Shifter  in  180nm  CMOS  for  Multiple-Antenna  Receivers"、ISSCC  2004/SESSION  21/RF  POTPOURRI/21.8
【非特許文献３】"RF  and  microwave  phase  shifter  using  complementary  bias  techniques"、ELECTRONICSLETTERS、Vol.37、No.18
【非特許文献４】"A  Wide-Band  Reflection-Type  Phase  Shifter  at  S-Band  Using  BST  Coated  Substrate"、IEEE  TRANSACTIONS  ON  MICROWAVE  THEORY  AND  TECHNIQUES、VOL.50、NO.12、2002年12月
【非特許文献５】"An  Ultra-Broad-Band  Reflection-Type  Phase-Shifter  MMIC  With  Series  and  Parallel  LC  Circuits"、IEEE  TRANSACTIONS  ON  MICROWAVE  THEORY  AND  TECHNIQUES、VOL.49、NO.12、2001年12月
【非特許文献６】"Development  of  Multiband  Phase  Shifters  in  180-nm  RF  CMOS  Technology  With  Active  Loss  Compensation"、IEEE  TRANSACTIONS  ON  MICROWAVE  THEORY  AND  TECHNIQUES、VOL.54、NO.1、2006年1月
【非特許文献７】"Distributed  Analog  Phase  Shifters  with  Low  Insertion  Loss"、IEEE  TRANSACTIONS  ON  MICROWAVE  THEORY  AND  TECHNIQUES、VOL.47、NO.9、1999年9月
【非特許文献８】"Varactor-Loaded  Transmission-Line  Phase  Shifter  at  C-Band  Using  Lumped  Elements"、IEEE  TRANSACTIONS  ON  MICROWAVE  THEORY  AND  TECHNIQUES、VOL.51、NO.4、2003年4月
【非特許文献９】"Millimetre-wave  CPS  distributed  analogue  MMIC  phase  shifter"、ELECTRONICS  LETTERS、Vol.39、No.23
【非特許文献１０】"A  12-GHz  SiGe  Phase  Shifter  With  Integrated  LNA"、IEEE  TRANSACTIONS  ON  MICROWAVE  THEORY  AND  TECHNIQUES、VOL.53、NO.3、2005年3月
【非特許文献１１】"A  4-GHz  Phase  Shifter  MMIC  in  0.18-μm  CMOS"、IEEE  MICROWAVE  AND  WIRELESS  COMPONENTS  LETTERS、VOL.15、NO.10、2005年10月
【非特許文献１２】"Ku-Band  MMIC  Phase  Shifter  Using  a  Parallel  Resonator  With  0.18-μm  CMOS  Technology"、IEEE  TRANSACTIONS  ON  MICROWAVE  THEORY  AND  TECHNIQUES、VOL.54、NO.1、2006年1月
【非特許文献１３】"A  Miniaturized  MMIC  Analog  Phase  Shifter  Using  Two  Quarter-Wave-Length  Transmission  Lines"、IEEE  TRANSACTIONS  ON  MICROWAVE  THEORY  AND  TECHNIQUES、VOL.50、NO.1、2002年1月
【非特許文献１４】"2.4  GHz  Continuously  Variable  Ferroelectric  Phase  Shifters  Using  All-Pass  Networks"、IEEE  MICROWAVE  AND  WIRELESS  COMPONENTS  LETTER、VOL.13、NO.10、2003年10月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述されるように、反射負荷は、反射型位相シフタから発せられる出力信号の最終的な位相シフトを制御する反射係数Γを決定する。従って、反射係数を所望値へ変更するよう反射負荷を調整する容易且つ効率的な手段が非常に求められている。
【０００７】
従って、本発明は、少なくとも１つが伝送線路と等しい反射負荷へ夫々接続されているスルーポート及び連結ポートを有する直交カプラを有して、反射係数を変更する容易且つ効率的な手段を提供する反射型位相シフタを提供することを目的とする。更に、本発明の例となる反射型位相シフタアーキテクチャを用いて夫々実施される反射型位相シフタを有する位相配列受信機又は送信機は、実装される反射型位相シフタから大いに恩恵を受ける。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一側面に従って、反射型位相シフタが提供される。反射型位相シフタは、カプラ、第１の反射負荷、及び第２の反射負荷を有する。カプラは、入力信号を受信する入力ポートと、その入力信号の第１の部分を受信するスルーポートと、その入力信号の第２の部分を受信する連結ポートと、スルーポートでの第１の反射信号及び連結ポートでの第２の反射信号により発生した出力信号を出力する分離ポートとを有する。第１の反射負荷は、スルーポートへ電気的に接続され、入力信号の第１の部分を反射して、スルーポートへの第１の反射信号を発生させる。第２の反射負荷は、連結ポートへ電気的に接続され、入力信号の第２の部分を反射して、連結ポートへの前記第２の反射信号を発生させる。更に、第１及び第２の反射負荷のうちの少なくとも１つは伝送線路と等しい。一実施において、カプラは直交カプラであり、第１及び第２の反射負荷はいずれも可変同調型伝送線路により実施される。
【０００９】
本発明の他の側面に従って、反射型位相シフタが提供される。反射型位相シフタは、直交カプラ、第１の可変同調伝送線路、及び第２の可変同調伝送線路を有する。直交カプラは、入力信号を受信する入力ポートと、その入力信号の第１の部分を受信するスルーポートと、その入力信号の第２の部分を受信する連結ポートと、スルーポートでの第１の反射信号及び連結ポートでの第２の反射信号により発生した出力信号を出力する分離ポートとを有する。第１の可変同調伝送線路は、スルーポートへ電気的に接続されており、入力信号の第１の部分を反射して、スルーポートへの第１の反射信号を発生させるために使用される。第２の可変同調伝送線路は、連結ポートへ電気的に接続されており、入力信号の第２の部分を反射して、連結ポートへの前記第２の反射信号を発生させるために使用される。
【００１０】
本発明の更なる他の側面に従って、位相配列受信機が提供される。位相配列受信機は、無線信号を受信する複数の信号受信モジュールと、複数の反射型位相シフタと、信号結合器とを有する。反射型位相シフタは夫々、信号受信モジュールへ電気的に接続される。反射型位相シフタの夫々は、カプラ、第１の反射負荷、及び第２の反射負荷を有する。カプラは、対応する信号受信モジュールから発せられた入力信号を受信する入力ポートと、その入力信号の第１の部分を受信するスルーポートと、その入力信号の第２の部分を受信する連結ポートと、スルーポートでの第１の反射信号及び連結ポートでの第２の反射信号により発生した出力信号を出力する分離ポートとを有する。第１の反射負荷は、スルーポートへ電気的に接続されており、入力信号の第１の部分を反射して、スルーポートへの第１の反射信号を発生させるために使用される。第２の反射負荷は、連結ポートへ電気的に接続されており、入力信号の第２の部分を反射して、連結ポートへの第２の反射信号を発生させるために使用される。第１及び第２の反射負荷のうちの少なくとも１つは伝送線路と等しい。信号結合器は、反射型位相シフタへ電気的に接続されており、結合信号を発生させるよう反射型位相シフタから発せられた出力信号を夫々結合するために使用される。
【００１１】
本発明の更なる他の側面に従って、位相配列送信機が提供される。位相配列送信機は、信号スプリッタ、複数の反射型位相シフタ、及び複数の信号送信モジュールを有する。信号スプリッタは、入力信号を受信し、その入力信号に従って複数のスプリッタ出力信号を発生させるよう構成される。反射型位相シフタは、信号スプリッタへ電気的に接続されており、スプリッタ出力信号を夫々受信する。反射型位相シフタの夫々は、カプラ、第１の反射負荷、及び第２の反射負荷を有する。カプラは、信号スプリッタから発せられた入来信号を受信する入力ポートと、入力ポートによって受信されたその入来信号の第１の部分を受信するスルーポートと、入力ポートによって受信されたその入来信号の第２の部分を受信する連結ポートと、スルーポートでの第１の反射信号及び連結ポートでの第２の反射信号により発生した出力信号を出力する分離ポートとを有する。第１の反射負荷は、スルーポートへ電気的に接続されており、入来信号の第１の部分を反射して、スルーポートへの第１の反射信号を発生させるよう構成される。第２の反射負荷は、連結ポートへ電気的に接続されており、入来信号の第２の部分を反射して、連結ポートへの第２の反射信号を発生させるよう構成される。第１及び第２の反射負荷のうちの少なくとも１つは伝送線路と等しい。信号送信モジュールは、反射型位相シフタから発せられた出力信号に従って無線信号を送信するよう構成される。
【発明の効果】
【００１２】
本発明は、所望の位相シフトを有して出力信号を発生させるよう反射型位相シフタを制御する容易且つ効率的な方法を提供する。従って、本発明の反射型位相シフタによれば、例えばビーム形成位相配列応用のような無線通信用途のための何らかの所望の位相シフトを達成することが容易である。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】従来の反射型位相シフタを表す図である。
【図２】本発明に従う反射型位相シフタの実施例を表す図である。
【図３】本発明に従う可変同調伝送線路の第１実施例を表す図である。
【図４】本発明に従う可変同調伝送線路の第２実施例を表す図である。
【図５】本発明に従う可変同調伝送線路の第３実施例を表す図である。
【図６】本発明に従う位相配列受信機の実施例を表す図である。
【図７】本発明に従う位相配列送信機の実施例を表す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本発明の上記及び他の目的は、様々な形状及び図面で表される望ましい実施形態に関する以下の詳細な説明を読むことで、確かに当業者には明らかとなるであろう。
【００１５】
特定の用語は、特定の構成要素を参照するために明細書及び特許請求の範囲の全体を通して使用される。当業者には明らかであるように、製造者はこの構成要素を異なる名称で呼ぶことがある。本願は、機能でなく名称において異なる構成要素を区別するつもりはない。以下の記載及び特許請求の範囲で、語「含む（include）」及び「有する（comprise）」は制限なく用いられ、「・・・を含むが、それらに限られない」ことを意味すると解されるべきである。また、語「連結又は結合（couple）」は、間接又は直接の電気接続を意味するものである。従って、１つの装置が他の装置へ結合される場合に、その接続は、直接的な電気接続、又は他の装置及び接続を介する間接的な電気接続を通ってよい。
【００１６】
図２は、本発明に従う反射型位相シフタの実施例を表す図である。反射型位相シフタ２００は、カプラ２０２と、負荷として働く複数の伝送線路２０４及び２０６とを有するが、それらに限られない。カプラ２０２は、Ｐ１によって表される入力ポートと、Ｐ２によって表されるスルーポートと、Ｐ３によって表される連結ポートと、Ｐ４によって表される出力ポートとを有する。ここで、スルーポートＰ２及び連結ポートＰ３は、夫々、伝送線路（すなわち、反射負荷）２０４及び２０６によって終端されている。留意すべきは、図２に示されている伝送線路２０４及び２０６の夫々は、単一伝送線路、又は多重伝送線路のひとまとめの等価回路、の代表であることである。この実施例で、カプラ２０２は、直交カプラ（すなわち、９０度ハイブリッドカプラ）を用いて実施されるが、これは、単に説明のためであり、本発明の限定というわけではない。言い換えると、カプラへ接続される反射負荷として働くよう少なくとも１つの伝送線路を用いる如何なる反射型位相シフタも、依然として本発明の趣旨に従い、本発明の適用範囲内にある。
【００１７】
具体的に、この実施例で、カプラ２０２の反射負荷は、可変同調伝送線路を用いて実施される。すなわち、反射負荷のインピーダンス、又は伝送線路の電気的な等価の長さは調整可能である。カプラ２０２が直交カプラを用いて実施される場合に、図２に示されている反射型位相シフタ２００の動作は、図１に示された従来の反射型位相シフタ１００と同様である。例となる反射型位相シフタ２００と従来の反射型位相シフタ１００との間の相違の１つは、直交カプラの反射負荷が、２つのキャパシタに代えて、２つの可変同調伝送線路を用いて実装されることである。
【００１８】
留意すべきは、伝送線路は明確な特性を有しており、導電線として取り扱われるべきでないことである。多くの電子回路で、導電線の長さは、所与の時点で導電線に存在する伝送信号の電圧がその導電線の全ての点で同じであると仮定され得る場合には無視され得る。しかし、高周波用途（例えば、無線通信用途）に関しては、伝送信号の電圧は、信号が導電線を下るのに要する時間に相当する時間間隔において変化する。従って、配線の長さは高周波用途にとって重要となり、導電線は伝送線路として取り扱われなければならない。すなわち、伝送線路理論が考慮されるべきである。より具体的に、導電線の長さは、信号が、導電線の長さに相当する又はそれより短い対応する波長を有する周波数成分を含む場合に重要である。例えば、伝送線路特性に基づいて、伝送線路は、インダクタ及びキャパシタの繰り返しを有するＬＣラダー回路網によってモデル化され、又は実施されうる。言い換えると、伝送線路が明確な特性を有する場合は、伝送線路は、容量性部品及び／又は誘導性部品のランダムな組み合わせとして取り扱われるべきではない。より具体的に、伝送線路は、例えば、分布する直列インダクタ及びシャントキャパシタを含め、分布線形電気部品を含むよう定められる。更に、伝送線路を構成する基本ＬＣユニットは、実質的に同じインピーダンスを有する。伝送線路の定義及び特性は電磁気分野における通常の知識を有する者に周知であるから、更なる説明は、ここでは、簡潔さのために省略される。
【００１９】
図３を参照されたし。図３は、本発明に従う可変同調伝送線路の第１実施例を表す図である。一実施で、カプラへ接続されている伝送線路（すなわち、実施例で用いられる反射負荷）２０４及び２０６の夫々は、図３では、可変同調伝送線路３００を用いて実施されている。例となる可変同調伝送線路３００は、直列に接続されている複数の物理伝送線路区間３０２ａ〜３０２ｄと、夫々物理伝送線路区間３０２ａ〜３０２ｄへ電気的に接続されている複数の制御可能スイッチ３０４ａ〜３０４ｄとを有する。より具体的に、物理伝送線路区間３０２ａ〜３０２ｄの夫々は、第１端部Ｎ１及び第２端部Ｎ２を有し、制御可能スイッチ３０４ａ〜３０４ｄの夫々は、対応する物理伝送線路区間の第２端部Ｎ２を接地ＧＮＤへ選択的に接続するよう構成されている。図３に示されているように、物理伝送線路区間３０２ａの第１端部Ｎ１は、可変同調伝送線路３００の終点Ｔへ接続されている。ここで、終点Ｔは、カプラ２０２のスルーポートＰ２又は連結ポートＰ３を接続するために使用される。更に、反射型位相シフタが、例えばミリメートル（ｍｍ）波無線通信用途のような高周波用途で用いられる場合に、スイッチは、反射位相を変更するという目的を達成するために、伝送線路を調整すべく使用され得る。一例で、制御可能スイッチ３０４ａ〜３０４ｄは、マイクロエレクトロメカニカル（ＭＥＭ）処理を用いて製造され得る。他の例で、金属酸化膜半導体（ＭＯＳ）トランジスタが、図３に示されている制御可能スイッチ３０４ａ〜３０４ｄを実装するために使用されてよい。
【００２０】
留意すべきは、簡単のために４つの物理伝送線路区間及び４つの制御可能スイッチしか図３に示されていないことである。実際には、可変同調伝送線路３００に実装される物理伝送線路区間の総数及び可変同調伝送線路３００に実装される制御可能スイッチの総数は、設計要求に依存する。
【００２１】
可変同調伝送線路３００の全体の入力インピーダンス／有効な電気的長さは、制御可能スイッチ３０４ａ〜３０４ｄのオン／オフ状態を制御することによって調整され得る。例えば、制御可能スイッチ３０４ａは、物理伝送線路区間３０２ａの第２ノードＮ２を接地ＧＮＤへ接続するようオンに切り替えられ、残りの制御可能スイッチはオフに切り替えられる場合に、可変同調伝送線路３００は、単一の物理伝送線路区間３０２ａと等しい。同様に、制御可能スイッチ３０４ｂは、物理伝送線路区間３０２ｂの第２ノードＮ２を接地ＧＮＤへ接続するようオンに切り替えられ、残りの制御可能スイッチはオフに切り替えられる場合に、可変同調伝送線路３００は、物理伝送線路区間３０２ａ及び３０２ｂの直列結合と等しい。制御可能スイッチ３０４ａ〜３０４ｄの適切な制御により、可変同調伝送線路３００の全体の入力インピーダンス／有効な電気的長さは、反射係数を変更し、特に反射位相をシフトするための所望の値へ設定され得る。このようにして、従って、出力ポートＰ４で発生する出力信号は、用途要求を満足する位相シフトを有する。
【００２２】
図４を参照されたし。図４は、本発明に従う可変同調伝送線路の第２実施例を表す図である。一実施で、伝送線路（すなわち、実施例で利用される反射負荷）２０４及び２０６の夫々は、図４では可変同調伝送線路４００を用いて実施される。例となる可変同調伝送線路４００は、並列接続されている複数の伝送線路部４０２ａ〜４０２ｃを有する。伝送線路部４０２ａ〜４０２ｃの夫々は、可変同調伝送線路４００の終点Ｔと接地ＧＮＤとの間に電気的に接続されている。終点Ｔは、カプラ２０２のスルーポートＰ２及び連結ポートＰ３を接続するために使用される。更に、伝送線路部４０２ａ〜４０２ｃの夫々は、物理伝送線路区間と、この物理伝送線路区間を可変同調伝送線路４００の終点Ｔへ選択的に接続するよう構成される制御可能スイッチとを有する。例えば、伝送線路部４０２ａは、物理伝送線路区間４０４ａ及び制御可能スイッチ４０６ａを有する。留意すべきは、簡単のために３つの伝送線路部しか図４に示されていないことである。しかし、可変同調伝送線路４００に実装される伝送線路部の数は設計要求に依存する。更に、制御可能スイッチは、反射型位相シフタを用いる用途の要求に依存して、半導体処理又はＭＥＭ処理を用いて製造されてよい。
【００２３】
図４に示されている実施例で、物理伝送線路区間４０４ａ〜４０４ｃの長さは異なっており、これより、物理伝送線路区間４０４ａ〜４０４ｃの特性は相違する。このようにして、可変同調伝送線路４００の全体の入力インピーダンス又は有効な電気的長さは、制御可能スイッチ４０６ａ〜４０６ｃのオン／オフ状態を制御することによって調整され得る。例えば、制御可能スイッチ４０６ａは、物理伝送線路区間４０４ａを可変同調伝送線路４００の終点Ｔへ接続するようオンに切り替えられ、残りの制御可能スイッチはオフに切り替えられる場合に、可変同調伝送線路４００は、単一の物理伝送線路区間４０２ａと等価である。同様に、制御可能スイッチ４０６ｂは、物理伝送線路区間４０４ｂを可変同調伝送線路４００の終点Ｔへ接続するようオンに切り替えられ、残りの制御可能スイッチはオフに切り替えられる場合に、可変同調伝送線路４００は、単一の物理伝送線路区間４０４ｂと等しい。制御可能スイッチ４０６ａ〜４０６ｃの適切な制御により、可変同調伝送線路４００の全体の入力インピーダンス又は有効な電気的長さは、反射係数を変更し、特に反射位相をシフトするための所望の値へ設定され得る。このようにして、従って、出力ポートＰ４で発生する出力信号は、用途要求を満足する位相シフトを有する。
【００２４】
留意すべきは、上記の実施例は単なる説明目的にすぎないことである。実際には、物理伝送線路区間は異なる長さを有さなければならず、且つ、制御可能スイッチの１つのみがオンされることを許される、とは限らない。すなわち、代替設計で、物理伝送線路区間は同じ長さを有することが認められ、且つ／あるいは、１よりも多い制御可能スイッチが同時にオンされ得る。例えば、図４に示されている物理伝送線路区間の全てが同じ長さを有するよう構成され、図４に示されている制御可能スイッチから選択される複数の制御可能スイッチが同時にオンされて、可変同調伝送線路４００の全体の入力インピーダンス又は有効な電気的長さを、反射係数を変更し、特に反射位相をシフトするための所望の値へ設定する。従って、用途要求を満足する位相シフトを出力信号に持たせるという同じ目的が達成される。
【００２５】
図３及び図４に示されている可変同調伝送線路の実施は物理伝送線路区間に基づき、かかる実施は、所望の位相シフトを有して出力信号を発生させるよう反射型位相シフタを制御する容易且つ効率的な方法を提供する。しかし、可変同調伝送線路を実現するために物理伝送線路区間を使用することは、単なる説明目的にすぎない。例えば、当業者に知られるように、伝送線路は、インダクタ及びキャパシタの繰り返しを有するＬＣラダー回路網によって近似されてよい。
【００２６】
図５を参照されたし。図５は、本発明に従う可変同調伝送線路の第３実施例を表す図である。一実施で、伝送線路（すなわち、実施例での反射負荷）２０４及び２０６の夫々は、図５では可変同調伝送線路５００を用いて実施される。例となる可変同調伝送線路５００は、線路に分布する複数の誘導性部品５０２ａ〜５０２ｃ及び複数の容量性部品５０４ａ〜５０４ｄを有するＬＣラダー回路網を用いて実施されている。留意すべきは、簡単のために３つの誘導性部品及び４つの容量性部品しか図５に示されていないことである。しかし、誘導性部品の総数及び容量性部品の総数は、用途の設計要求に依存する。
【００２７】
一実施で、容量性部品５０４ａ〜５０４ｄは、例えばバラクタのような可変容量性部品を用いて実施される。しかし、キャパシタンスを変更可能な如何なる技術が用いられてもよい。例えば、可変容量性部品は、スイッチ及びキャパシタの配列を用いて実施されてよい。この場合に、可変容量性部品の結果として得られるキャパシタンスは、キャパシタの相互接続を構成するようスイッチを制御することによって決定される。キャパシタンスを調整するという同じ目的が達成される。従って、可変容量性部品の適切な制御により、可変同調伝送線路５００の全体の入力インピーダンス／有効な電気的長さは、反射係数を変更し、特に反射位相をシフトするための所望の値へ設定され得る。このようにして、従って、出力ポートＰ４で発生する出力信号は、用途要求を満足する位相シフトを有する。
【００２８】
他の実施で、誘導性部品５０２ａ〜５０２ｃは、可変誘導性部品を用いて実施される。留意すべきは、インダクタンスを変更可能な如何なる技術が用いられてもよいことである。例えば、可変誘導性部品は、スイッチ及びインダクタの配列を用いて実施されてよい。この場合に、可変誘導性部品の結果として得られるインダクタンスは、インダクタの相互接続を構成するようスイッチを制御することによって決定される。インダクタンスを調整するという同じ目的が達成される。従って、可変誘導性部品の適切な制御により、可変同調伝送線路５００の全体の入力インピーダンス／有効な電気的長さは、反射係数を変更し、特に、反射位相をシフトするための所望の値へ設定され得る。このようにして、従って、出力ポートＰ４で発生する出力信号は、用途要求を満足する位相シフトを有する。
【００２９】
本発明の趣旨を逸脱しない更なる他の実施で、誘導性部品５０２ａ〜５０２ｃは、可変誘導性部品を用いて実施され、更に、容量性部品５０４ａ〜５０４ｄは、可変容量性部品を用いて実施される。反射係数の調整、特に、反射位相のシフトという同じ目的が達成される。
【００３０】
簡単に述べると、等価伝送線路をモデル化するためにＬＣラダー回路網を用いる実施に関して、１若しくはそれ以上の容量性部品及び／又は１若しくはそれ以上の誘導性部品が調整可能にされてよい。このようにして、可変な等価伝送線路が、反射位相調整の要件を満たすよう実現される。
【００３１】
上記の実施例で、反射負荷はいずれも、同じタイプの伝送線路を用いて実施されている。例えば、図２に示されている伝送線路２０４及び２０６の夫々は、図３の可変同調伝送線路３００を用いて実施される。しかし、これは、本発明の限定であることを意図しているわけではない。例えば、本発明の１つの代替設計で、伝送線路２０４は、図３に示される可変同調伝送線路３００を用いて実施され、一方、反射負荷２０６は、図４に示される可変同調伝送線路４００又は図５に示される可変同調伝送線路５００を用いて実施される。他の代替設計で、伝送線路２０４は、図４に示される可変同調伝送線路４００を用いて実施され、一方、伝送線路２０６は、図３に示される可変同調伝送線路３００又は図５に示される可変同調伝送線路５００を用いて実施される。更なる他の代替設計で、伝送線路２０４は、図５に示される可変同調伝送線路５００を用いて実施され、一方、伝送線路２０６は、図３に示される可変同調伝送線路３００又は図４に示される可変同調伝送線路４００を用いて実施される。これらの代替設計は、依然として本発明の趣旨に従い、本発明の適用範囲内にある。
【００３２】
要するに、本発明は、所望の位相シフトを有して出力信号を発生させるよう反射型位相シフタを制御する容易な方法を提供する。従って、本発明の反射型位相シフタによれば、例えばビーム形成位相配列応用のような用途に必要とされる所望の位相シフトを達成することが容易である。
【００３３】
図２と共に、図６を参照されたし。図６は、図２に示される位相シフタアーキテクチャを夫々が有する反射型位相シフタを備える位相配列受信機の実施例を表す図である。位相配列受信機６００は、複数の信号受信モジュール６０２ａ〜６０２ｄと、複数の反射型位相シフタ６０４ａ〜６０４ｄと、信号結合器６０６とを有するが、それらに限られない。留意すべきは、簡単のために４つの信号受信モジュール及び４つの反射型位相シフタしか図６には示されないことである。信号受信モジュール６０２ａ〜６０２ｄは、異なる位相を有しうる無線信号を受信して、複数の受信信号Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３を発生させるために使用される。この実施例で、図６に示されている反射型位相シフタ６０４ａ〜６０４ｄの夫々は、図２に示される位相シフタアーキテクチャを用いて実施される。更に、直交カプラへ結合されている可変同調伝送線路（すなわち、反射負荷）の適切な制御により、反射型位相シフタ６０４ａ〜６０４ｄは、容易に、位相配列受信機６００の設計要求を満足する異なった所望の反射位相を有するよう構成され得る。本発明の例となる反射型位相シフタの動作及び特性については先に詳述されているので、更なる記載は簡潔のためにここでは省略される。
【００３４】
反射型位相シフタ６０４ａ〜６０４ｄは、その対応する入力ポートで入力信号として働く受信信号Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３を受信して、その対応する出力ポートで出力信号として働く複数の位相シフトされた信号Ｓ０’∠θ０、Ｓ１’∠θ１、Ｓ２’∠θ２、Ｓ３’∠θ３を生成する。次に、信号結合器６０６は、位相シフトされた信号Ｓ０’∠θ０、Ｓ１’∠θ１、Ｓ２’∠θ２、Ｓ３’∠θ３（すなわち、反射型位相シフタ６０４ａ〜６０４ｄの出力信号）を結合して、後の信号処理のために結合信号Ｓ＿ＯＵＴを生成する。例えば、１つの例となる実施で、信号受信モジュール６０２ａ〜６０２ｄの夫々は、入来する無線信号を受信するために用いられるアンテナと、後段（例えば、反射型位相シフタ）に供給される入来信号を増幅するために用いられる低雑音増幅器（ＬＮＡ）とを有し、信号結合器６０６から発せられた結合信号Ｓ＿ＯＵＴは、ミキサを用いてダウンコンバートされる。他の可能な実施に関して、ダウンコンバージョンを行うために必要とされるミキサは、受信モジュール６０２ａ〜６０２ｄの夫々に含まれてよく、従って、信号結合器６０６から発せられる結合信号Ｓ＿ＯＵＴは、ベースバンド信号処理に使用可能である。簡単に述べると、本発明の実施例に従う反射型位相シフタは、位相シフタを実装される必要がある如何なる位相配列受信機アーキテクチャにも適用され得る。
【００３５】
図２と共に、図７を参照されたし。図７は、図２に示される位相シフタアーキテクチャを夫々が有する反射型位相シフタを備える位相配列送信機の実施例を表す図である。位相配列送信機７００は、複数の信号送信モジュール７０２ａ〜７０２ｄと、複数の反射型位相シフタ７０４ａ〜７０４ｄと、信号スプリッタ７０６とを有するが、それらに限られない。留意すべきは、簡単のために４つの信号送信モジュール及び４つの反射型位相シフタしか図７には示されないことである。この実施例で、図７に示されている反射型位相シフタ７０４ａ〜７０４ｄの夫々は、図２に示される位相シフタアーキテクチャを用いて実施される。更に、直交カプラへ結合されている可変同調伝送線路（すなわち、反射負荷）の適切な制御により、反射型位相シフタ７０４ａ〜７０４ｄは、容易に、位相配列送信機７００の設計要求を満足する異なった所望の反射位相を有するよう構成され得る。本発明の例となる反射型位相シフタの動作及び特性については先に詳述されているので、更なる記載は簡潔のためにここでは省略される。
【００３６】
信号スプリッタ７０６は、入力信号Ｓ＿ＩＮに従って複数の出力信号Ｓ＿ＯＵＴ０、Ｓ＿ＯＵＴ１、Ｓ＿ＯＵＴ２、Ｓ＿ＯＵＴ３を生成して、スプリッタ出力信号Ｓ＿ＯＵＴ０、Ｓ＿ＯＵＴ１、Ｓ＿ＯＵＴ２、Ｓ＿ＯＵＴ３を夫々反射型位相シフタ７０４ａ〜７０４ｄへ出力する。入力信号Ｓ＿ＩＮから得られるスプリッタ出力信号Ｓ＿ＯＵＴ０、Ｓ＿ＯＵＴ１、Ｓ＿ＯＵＴ２、Ｓ＿ＯＵＴ３は夫々、反射型位相シフタ７０４ａ〜７０４ｄの入力ポートで受信される入力信号として働くので、従って、反射型位相シフタ７０４ａ〜７０４ｄは、その対応する出力ポートで出力信号として働く複数の位相シフトされた信号Ｓ＿ＯＵＴ０’∠θ０、Ｓ＿ＯＵＴ１’∠θ１、Ｓ＿ＯＵＴ２’∠θ２、Ｓ＿ＯＵＴ３’∠θ３を生成する。次いで、信号送信モジュール７０２ａ〜７０２ｄは、それらの位相シフトされた信号Ｓ＿ＯＵＴ０’∠θ０、Ｓ＿ＯＵＴ１’∠θ１、Ｓ＿ＯＵＴ２’∠θ２、Ｓ＿ＯＵＴ３’∠θ３を処理して、複数の発信無線信号を夫々送信する。
【００３７】
例えば、実施例で、入力信号Ｓ＿ＩＮは、ミキサから発せられたアップコンバートされた信号であり、信号送信モジュール７０２ａ〜７０２ｄの夫々は、対応する反射型位相シフタから発せられる位相シフトされた信号を増幅するために用いられる電力増幅器と、対応する電力増幅器の出力に従って発信無線信号を送信するために用いられるアンテナとを有する。他の可能な実施に関して、入力信号Ｓ＿ＩＮはベースバンド信号であり、アップコンバージョンを行うために必要とされるミキサは、信号送信モジュール７０２ａ〜７０２ｄの夫々に含まれてよい。簡単に述べると、本発明の実施例に従う反射型位相シフタは、位相シフタが実装される必要がある如何なる位相配列送信機アーキテクチャにも適用され得る。
【００３８】
留意すべきは、図６の位相配列受信機及び図７の位相配列送信機７００が実装されるある用途において、幾つかの回路部品は、回路面積及び製造費用を減らすために位相配列受信機と位相配列送信機との間で共有され得ることである。
【００３９】
当業者は、装置の多数の変形及び改良が本発明の教示を保ちながらなされ得ることに容易に気付くであろう。従って、以上の開示は、添付の特許請求の範囲の境界及び範囲によってのみ限定されるよう解されるべきである。
【００４０】
本願は、２００８年５月１２日に出願した米国仮出願第６１／０５２，６１１号に基づく優先権を主張するものであり、同米国出願の全内容を本願に参照により援用する。
【符号の説明】
【００４１】
１００，２００，６０４ａ〜６０４ｄ，７０４ａ〜７０４ｄ  反射型位相シフタ
１０２，２０２  カプラ
１０４，１０６  反射負荷
２０４，２０６  伝送線路
３００，４００，５００  可変同調伝送線路
３０２ａ〜３０２ｄ，４０４ａ〜４０４ｃ  物理伝送線路区間
３０４ａ〜３０４ｄ，４０６ａ〜４０６ｃ  制御可能スイッチ
４０２ａ〜４０２ｃ  伝送線路部
５０２ａ〜５０２ｃ  インダクタ
５０４ａ〜５０４ｄ  キャパシタ
６００  位相配列受信機
６０２ａ〜６０２ｄ  信号受信モジュール
６０６  結合器
７００  位相配列送信機
７０２ａ〜７０２ｄ  信号送信モジュール
７０６  信号スプリッタ
Ｐ１    入力ポート
Ｐ２    スルーポート
Ｐ３    連結ポート
Ｐ４    分離ポート（出力ポート）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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