(57)【要約】      （修正有）【課題】２つの送信アンテナのシステムのための既存の回転／拡大縮小アラモーティ符号化を改良する装置を提供する。【解決手段】単一変調およびハイブリッド変調の両者に対処することができる。入力シンボルに応答して冗長性を有する一組のチャンネルシンボルを形成するための符号化器であって、入力されるシンボルを２つのシンボルからなるブロックにて取り扱い、シンボルs1およびs2からなる入力ブロックをシンボルs1・exp(jφ)および-s2*からなるシーケンスならびにシンボルM2(s2)およびM1(s1)からなるシーケンスに符号化することによって、２つのシンボルからなる各ブロックについて４つのチャンネルシンボルを作り出す符号化器を有する送信機が提供される。第１、第２のマッピング関数M1(・)およびM2(・)はハイブリッド変調ゆえにシンボルs1およびs2が異なるコンステレーションを有してもよいため異なってもよい。【選択図】図３
2009147402.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
・入力シンボルに応答して冗長性を有する一組のチャンネルシンボルを形成するための符号化器であって、入力シンボルを２つのシンボルからなるブロックにて取り扱い、シンボルs1およびs2からなる入力ブロックをシンボルs1・exp(jφ)および-s2*からなるシーケンスならびにシンボルM2(s2)およびM1(s1)からなるシーケンスに符号化する（ここで、exp(・)は指数関数であり、φは回転角度であり、(・)*は複素共役作用素であり、M1(・)は第１のマッピング関数であって、M2(・)は第２のマッピング関数である。）ことによって、２つのシンボルからなる各ブロックについて４つのチャンネルシンボルを作り出す符号化器、
・前記チャンネルシンボルを２つの送信アンテナに出力する出力段
を有している送信機。
【請求項２】
前記入力ブロックの前記シンボルs1およびs2が、異なるコンステレーションを有することができる請求項１に記載の送信機。
【請求項３】
前記入力ブロックの前記シンボルs1およびs2が、同じコンステレーションを有することができる請求項１に記載の送信機。
【請求項４】
前記第１のマッピング関数が、前記入力ブロックの前記シンボルs1のコンステレーションの種類に従って決定され、前記第２のマッピング関数が、前記入力ブロックの前記シンボルs2のコンステレーションの種類に従って決定される請求項１に記載の送信機。
【請求項５】
前記出力段が、第１のアンテナおよび第２のアンテナを有しており、
入力シンボルのシーケンス{s1, s2, s3, s4, s5, s6, …}に応答して、前記符号化器が、前記出力段によって前記第１のアンテナに出力されるシーケンス{s1・exp(jφ), -s2*, s3・exp(jφ), -s4*, s5・exp(jφ), -s6*,…}および前記出力段によって前記第２のアンテナに出力されるシーケンス{M2(s2), M1(s1}, M2(s4), M1(s3}, M2(s6), M1(s5), …}を作り出す請求項１に記載の送信機。
【請求項６】
前記４つのチャンネルシンボルが、２つの時間間隔にまたがって前記２つの送信アンテナへと分配される請求項１に記載の送信機。
【請求項７】
前記４つのチャンネルシンボルが、２つの周波数にまたがって前記２つの送信アンテナへと分配される請求項１に記載の送信機。
【請求項８】
前記入力ブロックの前記シンボルs1のコンステレーションの種類に従って第１のマッピング関数を生成し、前記入力ブロックの前記シンボルs2のコンステレーションの種類に従って第２のマッピング関数を生成するための関数生成手段をさらに有している請求項１に記載の送信機。
【請求項９】
前記入力ブロックの前記シンボルs1およびs2のコンステレーションの種類に従って回転角度を生成するための角度生成手段をさらに有している請求項１に記載の送信機。
【請求項１０】
前記入力ブロックの前記シンボルs1およびs2のそれぞれのコンステレーションの種類を特定するための識別手段をさらに有している請求項１に記載の送信機。
【請求項１１】
・第１のアンテナおよび第２のアンテナによって受信される信号、ならびに前記第１および第２のアンテナに送られてくる前記信号の４つの空間ダイバースパスについて生成されるチャンネル推定に応答し、情報シンボル推定の組を作り出すための復号器、
・前記情報シンボル推定の組に応答し、チャンネルシンボルへと符号化されて前記第１および第２のアンテナによって受信される信号へと埋め込まれた情報シンボルに関する判定を生成する検波器、
・前記第１および第２のアンテナによって受信される前記信号に応答し、前記チャンネル推定を生成するためのチャンネル推定器
を有する受信機であって、
所与の時間間隔において前記第１および第２のアンテナから受信される前記信号が、それぞれ
r11 = h11s1・exp(jφ) + h12M2(s2) + n11
および
r21 = h21s1・exp(jφ) + h22M2(s2) + n21
に相当しており、
次の時間間隔において前記第１および第２のアンテナから受信される前記信号が、それぞれ
r12 = h11s2* + h12M1(s1*) + n12
および
r22 = -h21s2* + h22M1(s1*) + n22
に相当しており、
ここで、h11は、チャンネルシンボルs1・exp(jφ)が前記所与の時間間隔において送信されて前記第１のアンテナに送られてくるチャンネルの伝達関数であり、h12は、チャンネルシンボルM2(s2)が前記所与の時間間隔において送信されて前記第１のアンテナに送られてくるチャンネルの伝達関数であり、h21は、チャンネルシンボルs1・exp(jφ)が前記所与の時間間隔において送信されて前記第２のアンテナに送られてくるチャンネルの伝達関数であり、h22は、チャンネルシンボルM2(s2)が前記所与の時間間隔において送信されて前記第２のアンテナに送られてくるチャンネルの伝達関数であり、n11およびn12は、それぞれ前記所与の時間間隔および前記次の時間間隔における前記第１のアンテナでの雑音信号であり、n21およびn22は、それぞれ前記所与の時間間隔および前記次の時間間隔における前記第２のアンテナでの雑音信号であり、さらに(・)*は複素共役作用素であり、φは回転角度を表わし、M1(・)は第１のマッピング関数を表わし、M2(・)は第２のマッピング関数を表わしている受信機。
【請求項１２】
・アンテナによって受信される信号、ならびに前記アンテナに送られてくる前記信号の２つの空間ダイバースパスについて生成されるチャンネル推定に応答し、情報シンボル推定の組を作り出すための復号器、
・前記情報シンボル推定の組に応答し、チャンネルシンボルへと符号化されて前記アンテナによって受信される信号へと埋め込まれた情報シンボルに関する判定を生成する検波器、
・前記アンテナによって受信される前記信号に応答し、前記チャンネル推定を生成するためのチャンネル推定器
を有する受信機であって、
所与の時間間隔において前記アンテナから受信される前記信号が、
r11 = h11s1・exp(jφ) + h12M2(s2) + n11
に相当するとともに、
次の時間間隔において前記アンテナから受信される前記信号が、
r12 = h11s2* + h12M1(s1*) + n12
に相当し、
ここで、h11は、チャンネルシンボルs1・exp(jφ)が前記所与の時間間隔において送信されるチャンネルの伝達関数であり、h12は、チャンネルシンボルM2(s2)が前記所与の時間間隔において送信されるチャンネルの伝達関数であり、n11およびn12は、それぞれ前記所与の時間間隔および前記次の時間間隔における雑音信号であり、さらに(・)*は複素共役作用素であり、M1(・)は第１のマッピング関数を表わし、M2(・)は第２のマッピング関数を表わしている受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、広くには、２つの送信アンテナを備えるワイヤレス通信システムに関し、さらに詳しくは、効果的なワイヤレス通信のためのハイブリッド変調のための技法に関する。
【背景技術】
【０００２】
高品位ＴＶ（ＨＤＴＶ）のより大容量のニーズとともに、デジタル・ビデオ放送（ＤＶＢ）プロジェクトは、既存のＤＶＢ‐Ｔ規格［ＥＴＳＩ  ＥＮ  ３００  ７４４を参照］に対して改良をもたらすべく第２世代の地上波伝送システムを開発している。ＤＶＢ‐Ｔ２技術要請［ＤＶＢ  ＳＢ  １６４４Ｒ１を参照］によれば、３つの作業段階に分類されている。第１の段階は、主として、既存の空中線および引き込み線を利用する固定型および移動型受信機をターゲットにしている。このような互換性の要件は、最も効果的な性能改善をもたらすマイモ（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）技術を除外することになると考えられる。第２の段階においては、より大きなペイロードを可能にし、必ずしも既存の空中線設備を利用しない技術へと焦点が当てられている。これは、この第２の段階におけるＭＩＭＯソリューションの可能性を多少なりとも示唆している。さらに、移動受信が取り扱われる第３の段階においては、ＭＩＭＯソリューションが有望であるように思われる。
【０００３】
有力なＭＩＭＯ技術の１つとして、時空間符号化（ＳＴＣ）は、複数の送信アンテナを用いて利用されるように設計された符号化技法である。ＳＴ符号が、受信機におけるダイバーシティをもたらすとともに、帯域幅を犠牲にすることなく符号化なしのシステムに対する符号化ゲインをもたらすために、異なるアンテナから送信される信号に時間的および空間的な相関関係を導入する。これらの符号の空間‐時間構造を、比較的単純な受信機構造を持つワイヤレス・システムの容量をさらに増加させるために利用することができる。
【０００４】
アラモーティ（Ａｌａｍｏｕｔｉ）が、２つの送信アンテナによる送信のための特筆すべきＳＴブロック符号化の方式を発明している（米国特許６１８５２５８  Ｂ１を参照）。この方式は、受信機における線形処理のみにもとづく最尤検出をサポートしている。図１のブロック図は、符号化器１０４と、第１のアンテナ１０６ａと、第２のアンテナ１０６ｂとを有する典型的なアラモーティ送信機１００を示す。図１を参照すると、符号化器１０４へ送られてくるシンボル１０３は、第１のシンボルs1および第２のシンボルs2をそれぞれ含む２つのシンボルからなるグループに分割される。送信機１００は、これら２つのシンボルを送信するための２つのシンボル期間をとる。第１のシンボル期間において、送信機１００は、信号s1を第１のアンテナ１０６ａへ送り、信号s2を第２のアンテナ１０６ｂへ送る。第２のシンボル期間において、送信機１００は、信号- s2*を第１のアンテナ１０６ａへ送り、信号s1*を第２のアンテナ１０６ｂへ送る。ここで(・)*は、複素共役作用素を表わしている。アラモーティの符号化においては、第２の送信において送信されるシンボルは、第１の送信におけるシンボルのほぼ繰り返しであることに注意すべきである。
【０００５】
ウィレムス（Ｗｉｌｌｅｍｓ）氏が、２つの送信アンテナのシステムのための回転／拡大縮小アラモーティ（ＲＳ‐アラモーティ）符号化方式を発見している［ＩＥＥＥ  ８０２．１１‐０７／２１１４ｒ０、「Ｒｏｔａｔｅｄ  ａｎｄ  Ｓｃａｌｅｄ  Ａｌａｍｏｕｔｉ  Ｃｏｄｉｎｇ」を参照］。通常の反復再伝送にもとづくアラモーティ符号化と異なり、ＲＳ‐アラモーティは、いわゆる拡大縮小付きの反復を回転とともに利用する。拡大縮小付きの反復においては、コンスタレーションからのシンボルが、或る係数によって拡大縮小され、次いで同じコンスタレーションからのもう１つの別のシンボルを得るために補償される。ＲＳアラモーティ符号は、アラモーティ符号よりもはるかに良好であり、ゴールデン（Ｇｏｌｄｅｎ）符号よりもごくわずかに悪い硬判定性能を有している［「Ｔｈｅ  Ｇｏｌｄｅｎ  Ｃｏｄｅ：  Ａ  ２×２  Ｆｕｌｌ‐Ｒａｔｅ  Ｓｐａｃｅ‐Ｔｉｍｅ  Ｃｏｄｅ  ｗｉｔｈ  Ｎｏｎ‐ｖａｎｉｓｈｉｎｇ  Ｄｅｔｅｒｍｉｎａｎｔｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｉｎｆ．  Ｔｈｅｏｒｙ，  ｖｏｌ．  ５１，  ｐｐ．  １４３２‐１４３６，  Ａｐｒ．  ２００５を参照］。さらに、ＲＳ‐アラモーティ符号は、ゴールデン符号よりもはるかに少ない複雑さで復号化が可能である。
【０００６】
図２のブロック図は、符号化器２０４と、第１のアンテナ２０６ａと、第２のアンテナ２０６ｂとを有する典型的なＲＳ‐アラモーティ送信機２００を示す。図２を参照すると、符号化器２０４に入力されるシンボル２０３は、第１のシンボルs1および第２のシンボルs2をそれぞれ含む２つのシンボルからなるグループへと分類される。送信機２００は、図１に示した送信機１００と異なる方法でこれら２つのシンボルを送信するための２つのシンボル期間をとる。より具体的には、第１のシンボル期間において、第１のアンテナ２０６ａから送信される信号はs1・exp(jφ)である。ここでφは所定の回転角度を表わす。第２のアンテナ２０６ｂから送信される信号はM(s2)である。ここでM(・)は所定の拡大縮小‐反復マッピング関数を表わす。第２のシンボル期間においては、信号- s2*が第１のアンテナ２０６ａから送信され、信号M(s1*)が第２のアンテナ２０６ｂから送信される。所定の回転角度についての良好な値を、行列式基準［「Ｓｐａｃｅ‐Ｔｉｍｅ  Ｃｏｄｅｓ  ｆｏｒ  Ｈｉｇｈ  Ｄａｔａ  Ｒａｔｅ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ：  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ  ａｎｄ  Ｃｏｄｅ  Ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｉｎｆｏｒｍ．  Ｔｈｅｏｒｙ，  Ｖｏｌ．  ４４，  ｐｐ．  ７４４‐７６５，  Ｍａｒｃｈ  １９９８を参照］に従って得られることに注意すべきである。
【０００７】
従来技術［ＩＥＥＥ  ８０２．１１‐０７／２１１４ｒ０を参照］において、ＲＳ‐アラモーティ符号化は、入力シンボル２０３が同じコンステレーションを有している単一の変調にしか適用することができない。既存のＲＳ‐アラモーティ符号化を、入力シンボル２０３が異なるコンステレーションを有する可能性があるハイブリッド変調に合わせて改善することについて、ニーズが存在している。さらに、従来技術［ＩＥＥＥ  ８０２．１１‐０７／２１１４ｒ０を参照］においては、４‐ＰＡＭ（１６‐ＱＡＭ）についてのみ拡大縮小‐反復マッピング関数が定義されている。したがって、６４‐ＱＡＭおよび２５６‐ＱＡＭのための拡大縮小‐反復マッピング関数を開発することについて、ニーズが存在している。
【特許文献１】米国特許６１８５２５８  Ｂ１号明細書
【非特許文献１】ＥＴＳＩ  ＥＮ  ３００  ７４４
【非特許文献２】ＤＶＢ  ＳＢ  １６４４Ｒ１
【非特許文献３】ＩＥＥＥ  ８０２．１１‐０７／２１１４ｒ０、Ｒｏｔａｔｅｄ  ａｎｄ  Ｓｃａｌｅｄ  Ａｌａｍｏｕｔｉ  Ｃｏｄｉｎｇ
【非特許文献４】Ｔｈｅ  Ｇｏｌｄｅｎ  Ｃｏｄｅ：  Ａ  ２×２  Ｆｕｌｌ‐Ｒａｔｅ  Ｓｐａｃｅ‐Ｔｉｍｅ  Ｃｏｄｅ  ｗｉｔｈ  Ｎｏｎ‐ｖａｎｉｓｈｉｎｇ  Ｄｅｔｅｒｍｉｎａｎｔｓ、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｉｎｆ．  Ｔｈｅｏｒｙ，  ｖｏｌ．  ５１，  ｐｐ．  １４３２‐１４３６，  Ａｐｒ．  ２００５
【非特許文献５】Ｓｐａｃｅ‐Ｔｉｍｅ  Ｃｏｄｅｓ  ｆｏｒ  Ｈｉｇｈ  Ｄａｔａ  Ｒａｔｅ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ：  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ  ａｎｄ  Ｃｏｄｅ  Ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｉｎｆｏｒｍ．  Ｔｈｅｏｒｙ，  Ｖｏｌ．  ４４，  ｐｐ．  ７４４‐７６５，  Ｍａｒｃｈ  １９９８
【非特許文献６】ＩＥＥＥ  ８０２．１１‐０７／２１１４ｒ０
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
従来技術［ＩＥＥＥ  ８０２．１１‐０７／２１１４ｒ０を参照］においては、入力シンボルが同じコンステレーションを有している必要がある。これは、ＲＳ‐アラモーティ符号化を、入力シンボルが異なるコンステレーションに従うことができるハイブリッド変調には、適用することができないことを意味する。さらに、４‐ＰＡＭ（１６‐ＱＡＭ）の拡大縮小‐反復マッピング関数しか定義されていない。このために、ＲＳ‐アラモーティ符号化を例えば６４‐ＱＡＭおよび２５６‐ＱＡＭなどといった他のコンステレーションに適用することが不可能である。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明においては、既存のＲＳ‐アラモーティ符号化が、単一変調およびハイブリッド変調の両者を扱うように改良される。本発明によれば、符号化器が、入力シンボルを２つのシンボルからなるブロックにて取り扱う。識別手段が、ブロックの２つの入力シンボルのコンステレーションの種類を特定するために設けられる。関数生成手段が、２つの入力シンボルのそれぞれのコンステレーションの種類に従って２つの拡大縮小‐反復マッピング関数を生成するために設けられる。２つの入力シンボルが異なるコンステレーションを有する場合、２つの拡大縮小‐反復マッピング関数が、２つの入力シンボルへと割り当てられる。さらに、新規な拡大縮小‐反復マッピング関数が、例えば６４‐ＱＡＭおよび２５６‐ＱＡＭなどといった種々のコンステレーションのために発明される。
【００１０】
本発明の第１の態様によれば、
・入力されるシンボルに応答して冗長性を有する一組のチャンネルシンボルを形成するための符号化器であって、入力されるシンボルを２つのシンボルからなるブロックにて取り扱い、シンボルs1およびs2からなる入力ブロックをシンボルs1・exp(jφ)および-s2*からなるシーケンスならびにシンボルM2(s2)およびM1(s1)からなるシーケンスへと符号化する（ここで、φは回転角度であり、M1(・)は第１のマッピング関数であって、M2(・)は第２のマッピング関数である。）ことによって、２つのシンボルからなる各ブロックについて４つのチャンネルシンボルを作り出す符号化器、
・前記チャンネルシンボルを２つの送信アンテナに出力する出力段
を有している送信機が提供される。
【００１１】
前記第１のマッピング関数が、前記入力ブロックの前記シンボルs1のコンステレーションの種類に従って決定され、前記第２のマッピング関数が、前記入力ブロックの前記シンボルs2のコンステレーションの種類に従って決定される。前記第１および第２のマッピング関数は、前記シンボルs1およびs2が、ハイブリッド変調ゆえに異なるコンステレーションを有することができるため、異なることができる。
【００１２】
前記４つのチャンネルシンボルを、２つの時間間隔にまたがって、あるいは２つの周波数にまたがって、前記２つの送信アンテナへと分配することができる。
【００１３】
この送信機は、前記入力ブロックの前記シンボルs1のコンステレーションの種類に従って前記第１のマッピング関数を提供するため、および前記入力ブロックの前記シンボルs2のコンステレーションの種類に従って前記第２のマッピング関数を提供するための関数生成手段を、さらに有することができる。
【００１４】
この送信機は、前記入力ブロックの前記シンボルs1およびs2のコンステレーションの種類に従って前記回転角度を提供するための角度生成手段をさらに有することができる。
【００１５】
この送信機は、前記入力ブロックの前記シンボルs1およびs2のそれぞれのコンステレーションの種類を特定するための識別手段をさらに有することができる。
【００１６】
本発明の第２の態様によれば、
・第１のアンテナおよび第２のアンテナによって受信される信号、ならびに前記第１および第２のアンテナに到来する前記信号の４つの空間ダイバースパスについて生成されるチャンネル推定に応答し、情報シンボル推定の組を作り出すための復号器、
・前記情報シンボル推定の組に応答し、チャンネルシンボルへと符号化されて前記第１および第２のアンテナによって受信される信号へと埋め込まれた情報シンボルに関する決定を生成する検波器、
・前記第１および第２のアンテナによって受信される前記信号に応答し、前記チャンネル推定を生成するためのチャンネル推定器
を有する受信機であって、
所与の時間間隔において前記第１および第２のアンテナから受信される前記信号が、それぞれ
r11 = h11s1・exp(jφ) + h12M2(s2) + n11
および
r21 = h21s1・exp(jφ) + h22M2(s2) + n21
に相当しており、
次の時間間隔において前記第１および第２のアンテナから受信される前記信号が、それぞれ
r12 = h11s2* + h12M1(s1*) + n12
および
r22 = -h21s2* + h22M1(s1*) + n22
に相当しており、
ここで、h11は、チャンネルシンボルs1・exp(jφ)が前記所与の時間間隔において送信されて前記第１のアンテナに送られてくるチャンネルの伝達関数であり、h12は、チャンネルシンボルM2(s2)が前記所与の時間間隔において送信されて前記第１のアンテナに送られてくるチャンネルの伝達関数であり、h21は、チャンネルシンボルs1・exp(jφ)が前記所与の時間間隔において送信されて前記第２のアンテナに送られてくるチャンネルの伝達関数であり、h22は、チャンネルシンボルM2(s2)が前記所与の時間間隔において送信されて前記第２のアンテナに送られてくるチャンネルの伝達関数であり、n11およびn12は、それぞれ前記所与の時間間隔および前記次の時間間隔における前記第１のアンテナでの雑音信号であり、n21およびn22は、それぞれ前記所与の時間間隔および前記次の時間間隔における前記第２のアンテナでの雑音信号であり、φが回転角度であり、M1(・)が第１のマッピング関数であり、M2(・)が第２のマッピング関数である受信機が提供される。
【００１７】
本発明の第３の態様によれば、
・アンテナによって受信される信号、ならびに前記アンテナに送られてくる前記信号の２つの空間ダイバースパスについて生成されるチャンネル推定に応答し、情報シンボル推定の組を作り出すための復号器、
・前記情報シンボル推定の組に応答し、チャンネルシンボルへと符号化されて前記アンテナによって受信される信号へと埋め込まれた情報シンボルに関する決定を生成する検波器、
・前記アンテナによって受信される前記信号に応答し、前記チャンネル推定を生成するためのチャンネル推定器
を有する受信機であって、
所与の時間間隔において前記アンテナから受信される前記信号が、
r11 = h11s1・exp(jφ) + h12M2(s2) + n11
に相当するとともに、
次の時間間隔において前記アンテナから受信される前記信号が、
r12 = h11s2* + h12M1(s1*) + n12
に相当し、
ここで、h11は、チャンネルシンボルs1・exp(jφ)が前記所与の時間間隔において送信されるチャンネルの伝達関数であり、h12は、チャンネルシンボルM2(s2)が前記所与の時間間隔において送信されるチャンネルの伝達関数であり、n11およびn12は、それぞれ前記所与の時間間隔および前記次の時間間隔における雑音信号であり、さらに(・)*は複素共役作用素であり、M1(・)は第１のマッピング関数を表わし、M2(・)は第２のマッピング関数を表わしている受信機が提供される。
【発明の効果】
【００１８】
本発明を使用することで、改良型ＲＳ‐アラモーティ符号化によって単一変調およびハイブリッド変調の両者に対処することができる。これにより、この改良型ＲＳ‐アラモーティ符号化を種々のワイヤレス通信システムに使用できる可能性が高まる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明を、添付の図面を参照しつつ例として詳しく説明する。本発明は、多数の異なる形態で具現化が可能であるが、本明細書の開示を本発明の原理の例として考えるべきであること、および本発明が図示および説明される特定の実施形態に限られるわけではないことを理解したうえで、特定のいくつかの実施形態を図面に示し、本明細書において詳しく説明する。すなわち、本明細書の全体において示される実施形態および実施例は、あくまで一例として考えられるべきであり、本発明を限定するものとして理解してはならない。本明細書において使用されるとき、「本発明」とは、本明細書に記載される発明の実施形態の任意の１つ、および任意の均等物を指す。さらに、本明細書の全体において「本発明」の種々の特徴に触れるが、請求項に記載されるすべての実施形態または方法がそれらの特徴を含んでいるわけではない。
図面の一部またはすべてが、説明を目的とした概略的な表現であって、必ずしもそこに示されている各要素の相対サイズまたは位置が実際のものではないことを、理解できるであろう。図面は、それらが特許請求の範囲の技術的範囲または意味を限定するために使用されるのではないという明確な理解のもとで、本発明の１つ以上の実施形態を説明する目的で提示されている。
【００２０】
本発明は、既存のＲＳ‐アラモーティ符号化［ＩＥＥＥ  ８０２．１１‐０７／２１１４ｒ０を参照］を改良し、単一変調に加えてハイブリッド変調の取り扱いを可能とする。ハイブリッド変調においては、入力される情報ビットを変調するために２つの異なるコンステレーションが使用される。換言すると、いくつかの情報ビットが、１つの種類のコンステレーション（例えば、１６‐ＱＡＭ）を使用して変調される一方で、残りを、別の種類のコンステレーション（例えば、６４‐ＱＡＭ）を使用して変調することができる。コンステレーションは、高次（ＨＯ）コンステレーションおよび低次（ＬＯ）コンステレーションという２つの分類に包含される。例えば、２５６‐ＱＡＭ、６４‐ＱＡＭ、または１６‐ＱＡＭは、ＨＯコンステレーションにおいて使用することができ、６４‐ＱＡＭ、１６‐ＱＡＭ、またはＱＰＳＫは、ＬＯコンステレーションにおいて使用することができる。ハイブリッド変調においては、ＨＯコンステレーションの方が、ＬＯコンステレーションよりも変調シンボル当たりの送信ビット数が多いため、容量で利点をもたらす一方で、ＬＯコンステレーションの方が、ＨＯコンステレーションよりも最小ユークリッド距離が大きいため、信号対雑音比（ＳＮＲ）で利点をもたらす。ハイブリッド変調は、ＬＯコンステレーションに対するＨＯコンステレーションの割合により、容量と必要とされるＳＮＲとの間の妥協を達成するために、単一変調よりも柔軟な方法をもたらす。
【００２１】
図３が、本発明による改良型ＲＳ‐アラモーティ送信機３００の好ましい実施形態を示す概略のブロック図である。送信機３００は、ハイブリッド・コンステレーション・マッパー３０２、符号化器３０４、シーケンス番号生成器３１４、変調タイプ識別器３０６、回転角度生成器３０８、マッピング関数生成器３１０、第１のアンテナ３１２ａ、第２のアンテナ３１２ｂを有している。
【００２２】
ハイブリッド・コンステレーション・マッパー３０２の目的は、入力情報ビット３０１を、ハイブリッド比３２１、ＨＯコンステレーションの種類３２３ａ、ＬＯコンステレーションの種類３２３ｂ、ブロック・インターリーブ・パラメータ３２５に基づきマッピングし、情報シンボル３０３を出力することにある。図４のブロック図は、典型的なハイブリッド・コンステレーション・マッパー３０２を示す。ハイブリッド・コンステレーション・マッパー３０２は、ブロック・パーティション・ユニット４０２、ＨＯコンステレーション・マッパー４０４ａ、ＬＯコンステレーション・マッパー４０４ｂ、ブロック・インターリーバ４０６を有している。
【００２３】
図４において、入力情報ビット３０１は、所定の長さの入力ブロックを形成すべく編成されている。例えば、入力ブロックは、６４，８００ビットの低密度パリティ符号（ＬＤＰＣ）の符号語であってよい。ブロック・パーティション・ユニット４０２が、入力ブロックを等しい長さの所定の数のサブブロックに分割する。すべてのサブブロックが、ハイブリッド比３２１に従って、それぞれＨＯおよびＬＯコンステレーション・マッピングのためのサブブロックで構成される第１のサブグループ４０３ａおよび第２のサブグループ４０３ｂへと分類される。ハイブリッド比３２１が、ＨＯコンステレーション・マッピングまたはＬＯコンステレーション・マッピングのどちらかのためのサブブロックの数を表わしてもよい。あるいは、ハイブリッド比３２１が、ＨＯコンステレーション・マッピングおよびＬＯコンステレーション・マッピングのためのサブブロックの数の比を示してもよい。
【００２４】
図４において、ＨＯおよびＬＯコンステレーションの種類３２３ａ、３２３ｂに基づき、ＨＯおよびＬＯコンステレーション・マッパー４０４ａ、４０４ｂは、それぞれ、入力された第１、第２のサブグループ４０３ａ、４０３ｂを、ＨＯおよびＬＯ変調シンボル４０５ａ、４０５ｂにマッピングする。ブロック・インターリーバ４０６の目的は、ＨＯおよびＬＯ変調シンボル４０５ａ、４０５ｂを、ブロック・インターリーブ・パラメータ３２５に従って情報シンボル３０３に均一に分布させることにある。ブロック・インターリーブの方法は、行列メモリによる。ＨＯおよびＬＯ変調シンボル４０５ａ、４０５ｂが、行列メモリへと列の順序で書き込まれ、その後に行の順序で行列メモリから読み出される。行列メモリの行および列の数は、ブロック・パーティション・ユニット４０２の入力ブロック長さによって決定することができる。ブロック・インターリーブ・パラメータ３２５は、行列メモリの行の数または列の数のいずれかを表わすことができる。
【００２５】
ハイブリッド比３２１、ＨＯコンステレーションの種類３２３ａ、ＬＯコンステレーションの種類３２３ｂ、ブロック・インターリーブ・パラメータ３２５などといった送信信号パラメータが、所定の数の入力ブロックを送信できる物理層（ＰＨＹ）フレームの間は固定される点に注意すべきである。しかしながら、これらの送信信号パラメータは、フレームごとの基準で変化することができる。これらの送信信号パラメータを送信するさまざまな方法が存在する。例えば、これらの送信信号パラメータを、受信機がデータ検出のためにこれらのパラメータを取り込むことができるよう、それぞれのＰＨＹフレームのプリアンブル部分に埋め込むことができる。
【００２６】
図３において、情報シンボル３０３が、それぞれ第１のシンボルs1および第２のシンボルs2を含んでいる２つのシンボルからなるブロックに編成される。それぞれのブロックについて、シーケンス番号生成器３１４が、ＰＨＹフレームにおける第１のシンボルs1および第２のシンボルs2のシーケンス番号３０７を導出して、それらを変調タイプ識別器３０６へと供給し、変調タイプ識別器３０６が、第１、第２のシンボルs1、s2のコンステレーションの種類３０９を、回転角度生成器３０８およびマッピング関数生成器３１０の両者へと出力する。第１の拡大縮小‐反復マッピング関数（ｆｉｒｓｔ  ｓｃａｌｅｄ‐ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ  ｍａｐｐｉｎｇ  ｆｕｎｃｔｉｏｎ）３１３ａおよび第２の拡大縮小‐反復マッピング関数３１３ｂをマッピング関数生成器３１０から得、回転角度３１１を回転角度生成器３０８から得た後、符号化器３０４が、第１、第２のシンボルs1、s2を４つのチャンネルシンボルへと符号化し、第１のアンテナ３１２ａおよび第２のアンテナ３１２ｂによって４つのチャンネルシンボルを送信する。
【００２７】
それぞれのグループにおいて、第１のシンボルs1は、第２のシンボルs2と同じコンステレーションを有することができる。コンステレーションは、ＱＰＳＫ、１６‐ＱＡＭ、６４‐ＱＡＭ、２５６‐ＱＡＭのうちの１つであってよい。あるいは、第１のシンボルs1および第２のシンボルs2が、異なるコンステレーションを有してもよい。例えば、第１のシンボルs1のコンステレーションが、ＱＰＳＫおよび１６‐ＱＡＭのうちの一方である場合、第２のシンボルs2のコンステレーションが他方である。第１のシンボルs1のコンステレーションが、１６‐ＱＡＭおよび６４‐ＱＡＭのうちの一方である場合、第２のシンボルs2のコンステレーションが他方である。第１のシンボルs1のコンステレーションが、６４‐ＱＡＭおよび２５６‐ＱＡＭのうちの一方である場合、第２のシンボルs2のコンステレーションが他方である。
【００２８】
図３において、変調タイプ識別器３０６の目的は、第１、第２のシンボルs1、s2のコンステレーションの種類を、それらのそれぞれのシーケンス番号３０７に従って特定することにある。変調タイプ識別器３０６は、ハイブリッド比３２１、ＨＯコンステレーションの種類３２３ａ、ＬＯコンステレーションの種類３２３ｂ、ブロック・インターリーブ・パラメータ３２５にもとづいてＰＨＹフレームにおいて送信されるべき情報シンボルのそれぞれについてコンステレーションの種類を示すエントリを有している参照テーブルを保持することができる。これにより、変調タイプ識別器３０６は、第１、第２のシンボルs1、s2のそれぞれのシーケンス番号３０７に従って、第１、第２のシンボルs1、s2のコンステレーションの種類３０９を参照テーブルから取り出すことができる。当然ながら、コンステレーションの参照テーブルは、それぞれのＰＨＹフレームについて定期的に更新されなければならない。
【００２９】
あるいは、ハイブリッド比３２１、ＨＯコンステレーションの種類３２３ａ、ＬＯコンステレーションの種類３２３ｂ、ブロック・インターリーブ・パラメータ３２５にもとづき、変調タイプ識別器３０６が、第１、第２のシンボルs1、s2のコンステレーションの種類３０９を、それらのそれぞれのシーケンス番号３０７に従って、参照テーブルを必要とせずに直接導出してもよい。
【００３０】
図３において、回転角度生成器３０８の目的は、第１、第２のシンボルs1、s2のコンステレーションの種類３０９に従って、回転角度３１１を生成することにある。回転角度生成器３０８は、種々のコンステレーションの組み合わせについて回転角度を示すエントリを有している参照テーブルを保持することができる。コンステレーションの組み合わせとして、
・（ＱＰＳＫ、ＱＰＳＫ）
・（ＱＰＳＫ、１６‐ＱＡＭ）
・（１６‐ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）
・（１６‐ＱＡＭ、１６‐ＱＡＭ）
・（１６‐ＱＡＭ、６４‐ＱＡＭ）
・（６４‐ＱＡＭ、１６‐ＱＡＭ）
・（６４‐ＱＡＭ、６４‐ＱＡＭ）
・（６４‐ＱＡＭ、２５６‐ＱＡＭ）
・（２５６‐ＱＡＭ、６４‐ＱＡＭ）
・（２５６‐ＱＡＭ、２５６‐ＱＡＭ）
を挙げることができ、ここで、それぞれの組み合わせの第１の要素が、第１のシンボルs1について選択肢となるコンステレーションの種類を表わしており、それぞれの組み合わせの第２の要素が、第２のシンボルs2について選択肢となるコンステレーションの種類を表わしている。回転角度生成器３０８は、第１、第２のシンボルs1、s2のコンステレーションの種類３０９に従って、参照テーブルから回転角度３１１を取り出すことができる。
【００３１】
特定のコンステレーションの組み合わせについて、回転角度として良好な値を、行列式基準［「Ｓｐａｃｅ‐Ｔｉｍｅ  Ｃｏｄｅｓ  ｆｏｒ  Ｈｉｇｈ  Ｄａｔａ  Ｒａｔｅ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ：  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ  ａｎｄ  Ｃｏｄｅ  Ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｉｎｆｏｒｍ．  Ｔｈｅｏｒｙ，  Ｖｏｌ．  ４４， ｐｐ．  ７４４‐７６５，  Ｍａｒｃｈ  １９９８を参照］に従って得られることに注意すべきである。
【００３２】
図３において、マッピング関数生成器３１０の目的は、第１、第２のシンボルs1、s2のそれぞれのコンステレーションの種類３０９に従って、第１、第２の拡大縮小‐反復マッピング関数３１３ａ、３１３ｂを生成することにある。マッピング関数生成器３１０は、種々のコンステレーションの拡大縮小‐反復マッピング関数を保存する規則ライブラリを保持することができる。マッピング関数生成器３１０は、第１、第２の拡大縮小‐反復マッピング関数３１３ａ、３１３ｂを、それぞれ第１、第２のシンボルs1、s2のそれぞれのコンステレーションの種類３０９に従って、規則ライブラリから取り出すことができる。
【００３３】
規則ライブラリは、ＱＰＳＫ、１６‐ＱＡＭ、６４‐ＱＡＭ、２５６‐ＱＡＭの拡大縮小‐反復マッピング関数を有することができる。ＱＰＳＫについては、通常の反復の代わりの拡大縮小反復再伝送の必要はない。換言すると、ＱＰＳＫについての拡大縮小‐反復マッピング関数は、単純に
2009147402.tif 000003
である。
【００３４】
１６‐ＱＡＭの拡大縮小‐反復マッピング関数は、１６‐ＱＡＭシンボルの虚部および実部の両方が４‐ＰＡＭ変調されるため、４‐ＰＡＭの拡大縮小‐反復マッピング関数にもとづいて構成されて利用可能［ＩＥＥＥ  ８０２．１１‐０７／２１１４ｒ０を参照］である。４‐ＰＡＭの拡大縮小‐反復マッピングは、
2009147402.tif 000004
によって表現され、ここで、sign(・)は符号関数を表わしている。
【００３５】
また、６４‐ＱＡＭの拡大縮小‐反復マッピング関数は、６４‐ＱＡＭシンボルの虚部および実部の両方が８‐ＰＡＭ変調されるため、８‐ＰＡＭの拡大縮小‐反復マッピング関数にもとづいて構成される。図５が、
2009147402.tif 000005
によって与えられる８‐ＰＡＭの第１の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図６が、
2009147402.tif 000006
によって与えられる８‐ＰＡＭの第２の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図７が、
2009147402.tif 000007
によって与えられる８‐ＰＡＭの第３の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図８が、
2009147402.tif 000008
によって与えられる８‐ＰＡＭの第４の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図９が、
2009147402.tif 000009
によって表わされる８‐ＰＡＭの第５の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図１０が、
2009147402.tif 000010
によって表わされる８‐ＰＡＭの第６の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図１１が、
2009147402.tif 000011
によって表わされる８‐ＰＡＭの第７の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
【００３６】
同様に、２５６‐ＱＡＭの拡大縮小‐反復マッピング関数は、２５６‐ＱＡＭシンボルの虚部および実部の両方が１６‐ＰＡＭ変調されるため、１６‐ＰＡＭの拡大縮小‐反復マッピング関数にもとづいて構成される。図１２が、
2009147402.tif 000012
によって表現される１６‐ＰＡＭの第１の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図１３が、
2009147402.tif 000013
によって表わされる１６‐ＰＡＭの第２の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図１４が、
2009147402.tif 000014
によって表わされる１６‐ＰＡＭの第３の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図１５が、
2009147402.tif 000015
によって表わされる１６‐ＰＡＭの第４の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図１６が、
2009147402.tif 000016
によって表わされる１６‐ＰＡＭの第５の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図１７が、
2009147402.tif 000017
によって表わされる１６‐ＰＡＭの第６の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図１８が、
2009147402.tif 000018
によって表わされる１６‐ＰＡＭの第７の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図１９が、
2009147402.tif 000019
によって表わされる１６‐ＰＡＭの第８の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図２０が、
2009147402.tif 000020
によって表わされる１６‐ＰＡＭの第９の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図２１が、
2009147402.tif 000021
によって表わされる１６‐ＰＡＭの第１０の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図２２が、
2009147402.tif 000022
によって表わされる１６‐ＰＡＭの第１１の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図２３が、
2009147402.tif 000023
によって表わされる１６‐ＰＡＭの第１２の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図２４が、
2009147402.tif 000024
によって表わされる１６‐ＰＡＭの第１３の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図２５が、
2009147402.tif 000025
によって表わされる１６‐ＰＡＭの第４の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図２６が、
2009147402.tif 000026
によって表わされる１６‐ＰＡＭの第１５の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図２７が、
2009147402.tif 000027
によって表わされる１６‐ＰＡＭの第１６の第８の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
図２８が、
2009147402.tif 000028
によって表わされる１６‐ＰＡＭの第１７の拡大縮小‐反復マッピングを示す概略図である。
【００３７】
図３において、回転角度３１１ならびに第１、第２の拡大縮小‐反復マッピング関数３１３ａ、３１３ｂにもとづき、符号化器３０４が、第１、第２のシンボルs1、s2を４つのチャンネルシンボルへと符号化し、第１、第２のアンテナ３１２ａ、３１２ｂを通じて４つのチャンネルシンボルを送信するため、２つのシンボル期間をとる。
【００３８】
より具体的には、第１のシンボル期間において、第１のアンテナ３１２ａから送信される信号はs1・exp(jφ)であって、φは回転角度３１１を表わしており、第２のアンテナ３１２ｂから送信される信号はM2(s2)であって、M2(・)は第２の拡大縮小‐反復マッピング関数３１３ｂを表わしている。第２のシンボル期間においては、第１のアンテナ３１２ａから送信される信号が-s2*であって、第２のアンテナ３１２ｂから送信される信号はM1(s1*)であり、M1(・)は第１の拡大縮小‐反復マッピング関数３１３ａを表わしている。この改良型ＲＳ‐アラモーティ符号化の送信マトリクスは、
2009147402.tif 000029
によって与えられる。
【００３９】
第１、第２の拡大縮小‐反復マッピング関数３１３ａ、３１３ｂが、それぞれ第１、第２のシンボルs1、s2のコンステレーションの種類によって決定されていることに注意すべきである。これは、第１、第２のシンボルs1、s2が異なるコンステレーションを有している場合に、２つの異なる拡大縮小‐反復マッピング関数が、第１、第２のシンボルs1、s2へと割り当てられることを意味している。また、既存のＲＳ‐アラモーティ符号化［ＩＥＥＥ  ８０２．１１‐０７／２１１４ｒ０を参照］が、この改良型ＲＳ‐アラモーティ符号化の特別な場合、すなわち第１、第２の拡大縮小‐反復マッピング関数３１３ａ、３１３ｂが同じ形を有している場合であることにも注意すべきである。
【００４０】
図２９が、本発明による改良型ＲＳ‐アラモーティ受信機９００の第１の実施形態を示す概略のブロック図である。受信機９００は、第１のアンテナ９０２ａ、第２のアンテナ９０２ｂ、復号器９０４、第１のチャンネル推定器９０６ａ、第２のチャンネル推定器９０６ｂ、シーケンス番号生成器９１６、変調タイプ識別器９０８、回転角度生成器９１０、マッピング関数生成器９１２、ハイブリッド・コンステレーション・デマッパー９１４を有している。
【００４１】
図２９において、上述した送信に対応し、第１のシンボル期間においては、第１のアンテナ９０２ａから受信される信号r11は、
2009147402.tif 000030
であり、第２のアンテナ９０２ｂから受信される信号r21は、
2009147402.tif 000031
である。
第２の時間期間においては、第１のアンテナ９０２ａから受信される信号r12は、
2009147402.tif 000032
であり、第２のアンテナ９０２ｂから受信される信号r22は、
2009147402.tif 000033
である。
上記記載において、h11は、チャンネルシンボルs1・exp(jφ)が第１の時間期間において送信されて第１のアンテナ９０２ａに送られてくるチャンネルの伝達関数であり、h12は、チャンネルシンボルM2(s2)が第１の時間間隔において送信されて第１のアンテナ９０２ａに送られてくるチャンネルの伝達関数であり、h21は、チャンネルシンボルs1・exp(jφ)が第１の時間期間において送信されて第２のアンテナ９０２ｂに送られてくるチャンネルの伝達関数であり、h22は、チャンネルシンボルM2(s2)が第１の時間期間において送信されて第２のアンテナ９０２ｂに送られてくるチャンネルの伝達関数であり、n11、n12は、それぞれ第１、第２の時間期間における第１のアンテナ９０２ａでの雑音信号であり、n21、n22は、それぞれ第１、第２の時間期間における第２のアンテナ９０２ｂでの雑音信号である。
【００４２】
式（２８）〜（３１）によれば、ベクトル形式の受信信号が、
2009147402.tif 000034
によって表わされ、ここで
2009147402.tif 000035
であって、(・)Tは転置の操作を定めており、Re(・)は複素量の実部を定めており、Im(・)は複素量の虚部を定めている。
【００４３】
上記記載において、変数α1、β11、β12の値は、第１の拡大縮小‐反復マッピング関数９１３ａに依存し、変数α2、β21、β22の値は、第２の拡大縮小‐反復マッピング関数９１３ｂに依存する。式（１）〜（２６）に従い、表Ｉが、これらの変数の値と種々の拡大縮小‐反復マッピング関数との間の関係を示している。
【表Ｉ−ａ】
2009147402.tif 000036
【表Ｉ−ｂ】
2009147402.tif 000037
【表Ｉ−ｃ】
2009147402.tif 000038
【００４４】
図２９において、シーケンス番号生成器９１６が、第１の時間期間において信号r11、r21を受信し、それらをバッファし、次いで第２の時間期間において信号r12、r22を受信する。シーケンス番号生成器９１６は、フレームの同期ゆえ、受信した信号r11、r12、r21、r22から、送信されてきたＰＨＹフレーム内のシンボルs1、s2のシーケンス番号を導出することができる。実際には、データの判定に先立ち、受信機９００は、第１、第２のアンテナ９０２ａ、９０２ｂから受信される信号からフレーム同期シーケンスを取り込むことによって、フレームの同期を達成しなければならない。フレーム同期シーケンスを送信するためのさまざまな方法が存在する。例えば、フレーム同期シーケンスを、それぞれのＰＨＹフレームのプリアンブル部分に埋め込むことができる。
【００４５】
図２９において、ハイブリッド比９２１、ＨＯコンステレーションの種類９２３ａ、ＬＯコンステレーションの種類９２３ｂ、およびブロック・インターリーブ・パラメータ９２５に従い、変調タイプ識別器９０８は、送信されてきたシンボルs1、s2のコンステレーションの種類を、それらのそれぞれのシーケンス番号９０７（シーケンス番号生成器９１６によって生成される）に従って特定することができる。受信機９００の変調タイプ識別器９０８は、図３に示した送信機３００内の相手方３０６と同じでなければならない。ハイブリッド比９２１、ＨＯコンステレーションの種類９２３ａ、ＬＯコンステレーションの種類９２３ｂ、およびブロック・インターリーブ・パラメータ９２５などの送信信号パラメータを受信するさまざまな方法が存在する。例えば、これらの送信信号パラメータを、受信機９００によって、それぞれのＰＨＹフレームのプリアンブル部分から取り込むことができる。
【００４６】
図２９において、送信されてきたシンボルs1、s2のそれぞれのコンステレーションの種類９０９に従い、回転角度生成器９１０が、回転角度９１１を生成するために使用され、マッピング関数生成器９１２が、第１、第２の拡大縮小‐反復マッピング関数９１３ａ、９１３ｂを生成するために使用される。受信機９００内の回転角度生成器９１０およびマッピング関数生成器９１２が、図３に示した送信機３００内のそれぞれの相手方３０８および３１０と同じでなければならないことに、注意すべきである。
【００４７】
図２９において、第１、第２のアンテナ９０２ａ、９０２ｂから受信された信号が、それぞれ第１、第２のチャンネル推定器９０６ａ、９０６ｂへと加えられる。チャンネル推定器９０６ａ、９０６ｂによって生み出されるチャンネル推定９０３ａ、９０３ｂを、既知のトレーニング信号を送信し、それをチャンネル推定器９０６ａ、９０６ｂが再生し、再生された信号にもとづいてチャンネル推定を計算することによって得ることができる。既知のトレーニング信号を送信するさまざまな方法が存在する。１つの方法では、既知のトレーニング信号をＰＨＹフレームのプリアンブル部分へと埋め込むことができる。別の方法では、既知のトレーニング信号を、ＰＨＹフレーム内のスキャッタードパイロットの形で送信することができる。
【００４８】
図２９において、送信されてきたシンボルs1、s2のそれぞれのコンステレーションの種類９０９、第１、第２のチャンネル推定９０３ａ、９０３ｂ、回転角度９１１、ならびに第１、第２の拡大縮小‐反復マッピング関数９１３ａ、９１３ｂにもとづき、復号器９０４は、式（３２）によって定められる受信信号のベクトルrから、送信されてきたシンボルs1、s2の復号化を行うことができる。
【００４９】
式（３２）から、組み合わせ(D1(s1), D2(s2))が、Ｎ個の選択肢を有しており、Ｎの値が、第１、第２の拡大縮小‐反復マッピング関数９１３ａ、９１３ｂに依存することを、見て取ることができる。式（１）〜（２６）に従い、表ＩＩが、Ｎの値と種々の第１および第２の拡大縮小‐反復マッピング関数との間の関係を示している。
【表ＩＩ−ａ】
2009147402.tif 000039
【表ＩＩ−ｂ】
2009147402.tif 000040
【表ＩＩ−ｃ】
2009147402.tif 000041
【００５０】
(D1(s1), D2(s2))のＮ個の選択肢のすべてのそれぞれについて、まず復号器９０４は、信号
2009147402.tif 000042
を形成することによってシンボルの推定
2009147402.tif 000043
を得ることができ、ここで
2009147402.tif 000044
であって、
2009147402.tif 000045
はhijの推定を表わしている。
【００５１】
(D1(s1), D2(s2))のＮ個の選択肢のすべてについてシンボルの推定
2009147402.tif 000046
が得られた後で、復号器９０４は、シンボルの推定
2009147402.tif 000047
をそれらのそれぞれの推定値に一致する選択肢についてのみ切り出すことによって最初の決定
2009147402.tif 000048
を導出し、次いで復号器９０４は、最初の決定
2009147402.tif 000049
から
2009147402.tif 000050
に従って計算されるユークリッド距離が最小である１つを選択することによって、復号化されたシンボル９０５を得る。
【００５２】
図２９において、ハイブリッド・コンステレーション・デマッパー９１４の目的は、復号化されたシンボル９０５を、ハイブリッド比９２１、ＨＯコンステレーションの種類９２３ａ、ＬＯコンステレーションの種類９２３ｂ、およびブロック・インターリーブ・パラメータ９２５に従って情報ビット９１５へと変換することにある。ハイブリッド・コンステレーション・デマッパー９１４が、図３に示したハイブリッド・コンステレーション・マッパー３０２とちょうど反対の動作を実行することに注意すべきである。図３０が、典型的なハイブリッド・コンステレーション・デマッパー９１４を示す概略のブロック図であり、ハイブリッド・コンステレーション・デマッパー９１４が、ブロック・デインターリーバ１００２、ＨＯコンステレーション・デマッパー１００４ａ、ＬＯコンステレーション・デマッパー１００４ｂ、およびブロック・アセンブル・ユニット１００６をさらに有している。これらは、それぞれ図４に示したブロック・インターリーバ４０６、ＨＯコンステレーション・マッパー４０４ａ、ＬＯコンステレーション・マッパー４０４ｂ、およびブロック・パーティション・ユニット４０２とちょうど反対の動作を実行する。
【００５３】
図３１は、本発明による改良型ＲＳ‐アラモーティ受信機１１００の第２の実施形態を示す概略のブロック図である。図２９に示した受信機９００と異なり、受信機１１００は、受信アンテナ１１０２を１つだけ有している。受信アンテナ１１０２が１つであるため、チャンネル推定１１０３を復号器１１０４へともたらすために、ただ１つのチャンネル推定器１１０６しか必要でない。復号器１１０４は、式（３３）、（４３）〜（４６）の変数
2009147402.tif 000051
について、以下のような異なる表現を有している点を除き、対応物９０４と同様の復号化手順を有している。
2009147402.tif 000052
図３１に示した他の機能ブロックが、図２９に示したそれらのそれぞれの対応物と同じであることに、注意すべきである。
【００５４】
本発明が、上述した特定の実施形態に限られるわけではなく、当業者であれば変更を加えることが可能であることを、理解できるであろう。本発明の技術的範囲は、特許請求の範囲によって定められ、その技術的範囲に包含されるあらゆるすべての変形物が、特許請求の範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
本発明は、ハイブリッド変調のための改良型の回転・拡大縮小アラモーティ符号化に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】典型的なアラモーティ送信機１００を示す概略のブロック図である。
【図２】典型的なＲＳ‐アラモーティ送信機２００を示す概略のブロック図である。
【図３】本発明による改良型ＲＳ‐アラモーティ送信機３００の好ましい実施形態を示す概略のブロック図である。
【図４】典型的なハイブリッド・コンステレーション・マッパー３０２を示す概略のブロック図である。
【図５】８‐ＰＡＭの第１の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図６】８‐ＰＡＭの第２の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図７】８‐ＰＡＭの第３の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図８】８‐ＰＡＭの第４の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図９】８‐ＰＡＭの第５の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図１０】８‐ＰＡＭの第６の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図１１】８‐ＰＡＭの第７の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図１２】１６‐ＰＡＭの第１の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図１３】１６‐ＰＡＭの第２の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図１４】１６‐ＰＡＭの第３の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図１５】１６‐ＰＡＭの第４の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図１６】１６‐ＰＡＭの第５の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図１７】１６‐ＰＡＭの第６の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図１８】１６‐ＰＡＭの第７の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図１９】１６‐ＰＡＭの第８の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図２０】１６‐ＰＡＭの第９の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図２１】１６‐ＰＡＭの第１０の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図２２】１６‐ＰＡＭの第１１の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図２３】１６‐ＰＡＭの第１２の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図２４】１６‐ＰＡＭの第１３の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図２５】１６‐ＰＡＭの第１４の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図２６】１６‐ＰＡＭの第１５の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図２７】１６‐ＰＡＭの第１６の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図２８】１６‐ＰＡＭの第１７の拡大縮小反復マッピングを示す概略図である。
【図２９】本発明による改良型ＲＳ‐アラモーティ受信機９００の第１の実施形態を示す概略のブロック図である。
【図３０】典型的なハイブリッド・コンステレーション・デマッパー９１４を示す概略のブロック図である。
【図３１】本発明による改良型ＲＳ‐アラモーティ受信機１１００の第２の実施形態を示す概略のブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【外国語明細書】
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