(57)【要約】【課題】  複数の狭帯域バンドパスフィルタを並列接続しても平坦で広い通過域を実現できなかった。【解決手段】  中心周波数または遮断周波数をチャンネルの中心周波数から上下両側に所定の比率で離隔した周波数に設定した少なくとも一対のフィルタ１０ａ〜１０ｎを含む狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ〜１１ｇを、共通信号入力端８と共通信号出力端９の間で並列的に接続する。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
中心周波数または遮断周波数をチャンネルの中心周波数から上下両側に所定の比率で離隔した周波数に設定した少なくとも一対のフィルタを含む狭帯域バンドパスフィルタを、共通信号入力端と共通信号出力端の間で並列的に接続したことを特徴とする広帯域バンドパスフィルタ。
【請求項２】
前記狭帯域バンドパスフィルタが、並列的に接続しまたはカスケード接続した一対の１次対バンドパスフィルタあるいはカスケード接続した一組のハイパスフィルタおよびロウパスフィルタを含むことを特徴とする請求項１に記載の広帯域バンドパスフィルタ。
【請求項３】
一対の１次対バンドパスフィルタが共通信号入力端と共通信号出力端の間で並列的に配置され、各１次対バンドパスフィルタの入力端側または出力端側のいずれか一方を共通接続し、共通信号出力端における１次対バンドパスフィルタの出力位相を、同一チャンネル内では互いに逆相とし、隣接チャンネルの隣接する１次対バンドパスフィルタの間では同相としたことを特徴とする請求項２に記載の広帯域バンドパスフィルタ。
【請求項４】
一対の１次対バンドパスフィルタの各出力端側を共通接続すると共に、各１次対バンドパスフィルタの入力端に供給する信号の位相を互いに逆相としたことを特徴とする請求項３に記載の広帯域バンドパスフィルタ。
【請求項５】
一対のフィルタをカスケード接続して狭帯域バンドパスフィルタを構成し、連接チャンネルに対応する狭帯域バンドパスフィルタの共通信号出力端における出力位相を互いに逆相としたことを特徴とする請求項２に記載の広帯域バンドパスフィルタ。
【請求項６】
前記連接チャンネルに対応する狭帯域バンドパスフィルタの各入力端に供給する信号の位相を互いに逆相としたことを特徴とする請求項５に記載の広帯域バンドパスフィルタ。
【請求項７】
一対のフィルタにより構成された狭帯域バンドパスフィルタに第３のバンドパスフィルタをカスケード接続して高次の狭帯域バンドパスフィルタを構成したことを特徴とする請求項３または５に記載の広帯域バンドパスフィルタ。
【請求項８】
チャンネルの信号レベルを可変としたことを特徴とする請求項３または５に記載の広帯域バンドパスフィルタ。
【請求項９】
連接チャンネルを複数のグループに分けてグループ毎の共通信号出力端を設け、共通信号入力端と各グループ毎の共通信号出力端の間で、狭帯域バンドパスフィルタを並列的に接続したことを特徴とする請求項３または５に記載の広帯域バンドパスフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は複数の狭帯域バンドパスフィルタを並列接続して広い通過域を実現した広帯域バンドパスフィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
人はリード楽器と同様に声帯を気流により振動させて発声する。人の声は、声帯の幅や長さによって決定される基本周波数（基本ピッチ）とその高調波からなるスペクトル成分と、声帯から口腔、口唇、鼻腔に至る声道の共鳴によるスペクトル成分（ホルマント）と、舌や唇の動きによって微調整されるスペクトル成分とを含む。ホルマントには声色を使ったり音程を変えて歌っても周波数分布があまり変化しない固定ホルマントがあり、これが個人個人の声を特徴づけている。
【０００３】
成人の音声の基本周波数の平均値は、男性では１２５Ｈｚ，女性では男性の約２倍といわれている。母音の周波数成分は低音域から中音域に集中し、低音域はどっしりとした太い音になる。子音や摩擦音、破裂音などは中音域から高音域に集中し周波数が不明確で雑音に近い。また、高音域の音は短時間で減衰するが、明るくくっきりとした音となり明瞭度や了解度に大きく影響する。記録し伝送する音声の品質を確保するには原音が持つ各種スペクトル成分を可及的に再現することが重要である。
【０００４】
一方、抑圧搬送波による単側波帯電話通信（電波形式Ｊ３Ｅ）では占有周波数帯幅が３ＫＨｚに規定されている。そのため送信側では占有周波数帯幅が規定値を超えないようにし、受信側では帯域幅を最大３ＫＨｚに設定している。
【０００５】
このような狭帯域の電話通信では背景雑音によって通話品質が大きく左右される。背景雑音は、機器内部で発生するホワイトノイズや誘導ハム、電子部品の劣化や接触不良により発生する雑音などの内部雑音と、他の電気機器から発生した雑音、空電による雑音、電離層活動による雑音などの外部雑音がある。ＨＦ帯では電離層活動による雑音が電話通信の大きな障害となる。この雑音は太陽の活動状態と地球の自転により時間変動し、周波数分布やレベル、発生時刻や持続時間がさまざまで、ＨＦ帯の不定位置に突然現れることがある。
【０００６】
また、電波形式Ｊ３Ｅの電話通信では抑圧搬送波の配列間隔が３ＫＨｚより小さいと混信を生じる。下側波帯（ＬＳＢ）の場合、希望信号の抑圧搬送波に対して混信信号の抑圧搬送波が上側にあると、希望信号の低周波領域に混信信号の高周波領域が重なり合う。混信信号の高周波領域には子音や摩擦音、破裂音など周波数がはっきりしないスペクトル成分が多く、これが希望信号の復調によって低域周波数に変換され、内容の分かりにくい曖昧模糊とした音に変換される。
【０００７】
また、希望信号の抑圧搬送波に対して混信信号の抑圧搬送波が下側にあると、希望信号の高周波領域に混信信号の低周波領域が重なり合う。混信信号の低周波領域には母音など周波数が明瞭なスペクトル成分が多く、これが希望信号の復調によって高域周波数に変換される。この混信信号は高音側にずれるがスペクトル成分がはっきりしているため通話内容がはっきり分かる。
【０００８】
種々の雑音や意味不明な低音の混信信号や、通話内容が分かる高音の混信信号は、希望する音声信号をマスキングし通話品質を極端に低下させる。
【０００９】
背景雑音のうち、誘導ハムはノッチフィルタにより低減でき、ホワイトノイズや高音域あるいは低音域の雑音はロウパスフィルタやハイパスフィルタ、さらにはそれらを組み合わせたバンドパスフィルタにより低減できる。また、希望信号の低音域と高音域に重なる混信信号もハイパスフィルタやロウパスフィルタあるいはバンドパスフィルタによってそれぞれ除去できる。
【００１０】
混信信号や雑音を除去または軽減する目的で使用されるフィルタは遮断周波数を容易に変更できるものが望ましい（例えば、特許文献１参照）。
【００１１】
また、電離層活動による雑音のように希望信号の不定位置に発生する雑音はノッチフィルタやバンドリジェクトフィルタ、中心周波数の異なる多数のイコライザ素子により通過信号をブーストまたはカットして周波数特性を補正するグラフィックイコライザや中心周波数やＱ値を微調整可能なパラメトリックイコライザを用いて除去または低減できる。
【００１２】
各種フィルタのうちバンドパスフィルタは、ハイパスフィルタとロウパスフィルタを組み合わせたものや１次対バンドパスフィルタ、複数の１次対バンドパスフィルタをカスケード接続した高次バンドパスフィルタなどがある。１次対バンドパスフィルタや高次バンドパスフィルタはＱ値によって帯域幅と減衰傾度が制限される。これに対して、電話通信バンドは、周波数帯域を例えば１００Ｈｚ〜３０００Ｈｚとすると４オクターブを超える広帯域であるため、一つの１次対バンドパスフィルタあるいは高次バンドパスフィルタで全体をカバーすることはできない。
【００１３】
そこで、出願人は、中心周波数の異なる複数の狭帯域バンドパスフィルタを並列的に接続することにより電話通信バンド全体をカバーすると共に、任意の狭帯域バンドパスフィルタを選択動作させることによりバンドリジェクト機能を持たせ、実質的に遮断周波数を変更し得る広帯域バンドパスフィルタを着想した。
【００１４】
このような広帯域バンドパスフィルタについて先行技術を調査したところ、高周波の分野で中心周波数の異なる複数の共振器（誘電体共振器、伝送線路型共振器、空洞共振器、半同軸型共振器、ＬＣ共振器、ヘリカル共振器など）を並列的に接続し、各共振器を通った信号を出力側で再合成するバンドパスフィルタに関するものがあった（例えば、特許文献２，３参照）。特に、特許文献３には複数の共振器を並列接続したバンドパスフィルタを３チャンネル送信共用装置に適用することが記載されている。
【００１５】
また、オペアンプを使用したバンドパスフィルタを並列的に接続した低周波用バンドパスフィルタに関するものもあった（例えば、特許文献４，５参照）。しかしながら、特許文献４，５に開示されたバンドパスフィルタは、チャンネル間に大きなディップが形成されることを前提としたもので、チャンネル間を連続的に接続する広帯域バンドパスフィルタに関するものではない。
【特許文献１】特開平１０−５１３３０号公報（段落番号００１３、図３）
【特許文献２】実開昭５８−１４１６０１号公報（第４図〜第６図）
【特許文献３】特開平３−７２７０１号公報（第６頁下右欄〜第１１頁上右欄、第１図〜第６図、第１６図）
【特許文献４】特開平７−１３１９３７号公報（段落番号００２７〜００３３、図２、図３）
【特許文献５】特開平１０−１０７５８７号公報（段落番号００３９〜００４４、図９）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
ところで、特許文献３には、中心周波数が９５４．２ＭＨｚから０．２ＭＨｚ間隔で９５５．８ＭＨｚまでのフィルタを９個用い、３個一組のフィルタを並列的に接続して中心周波数が９５４．４ＭＨｚ、９５５．０ＭＨｚ、９５５．６ＭＨｚ、帯域幅がそれぞれ０．３ＭＨｚの３つのチャンネルに対応するバンドパスフィルタを構成し、この３組のバンドパスフィルタを３チャンネルの送信共用装置に適用できることが開示されている。
【００１７】
この周波数を音声周波数に置き換えると中心周波数が９５５Ｈｚ、帯域幅が０．３Ｈｚ、Ｑ値が３０００以上のきわめて狭帯域のバンドパスフィルタとなり現実的ではないが、電話通信バンド用の広帯域バンドパスフィルタに適用可能か否かを図２１に示す回路で検討した。同図に示す回路では、１００Ｈｚ〜３０００Ｈｚの電話通信バンドを均等８分割（帯域幅は約３６２Ｈｚ）して８チャンネルとした。９個のバンドパスフィルタの中心周波数は１００Ｈｚから３６２Ｈｚ間隔で、４６２Ｈｚ、・・・、３０００Ｈｚに設定した。
【００１８】
図２１における符号１は共通信号入力端、２は共通信号出力端である。図示例では９個のバンドパスフィルタ３ａ〜３ｉが共通信号入力端１と共通信号出力端２の間に並列配置されている。バンドパスフィルタ３ａ〜３ｉとしては、中心周波数とＱ値の設定を独立して行えるＤＡＢＰ（Dual Amplifier Band Pass）フィルタによる１次対バンドパスフィルタにゲイン調整可能なプリアンプを前置し、バッファアンプを後置したものを用いた。
【００１９】
そのＤＡＢＰフィルタの基本回路を図２２に示す。図中のＡ１，Ａ２は第１、第２のオペアンプ、ＲｑはＱ設定用抵抗、Ｃｆ１，Ｃｆ２は第１、第２の周波数設定用コンデンサ、Ｒｆ１，Ｒｆ２は第１、第２の周波数設定用抵抗、Ｒａ，Ｒｂは出力分圧用抵抗を示す。信号入出力端Ｔｉ，Ｔｏ間に、Ｑ設定用抵抗Ｒｑ、第１の周波数設定用抵抗Ｒｆ１、第２の周波数設定用コンデンサＣｆ２、第２の周波数設定用抵抗Ｒｆ２を直列接続し、信号出力端Ｔｏと接地間には出力分圧用抵抗Ｒａ，Ｒｂを直列接続している。各直列回路の中間接続点をａ〜ｄとし、接続点ａと接地間に第１の周波数設定用コンデンサＣｆ１を接続し、第１のオペアンプＡ１の非反転入力端を接続点ａに、反転入力端を接続点ｃに、出力端を信号出力端Ｔｏにそれぞれ接続し、第２のオペアンプＡ２の反転入力端を接続点ｃに、非反転入力端を接続点ｄに、出力端を接続点ｂにそれぞれ接続している。
【００２０】
このフィルタの中心周波数ｆｏは１／２π（Ｒｆ１*Ｒｆ２*Ｃｆ１*Ｃｆ２）1/2で決定され、Ｑ値はＲｑ／（Ｒｆ１*Ｒｆ２）1/2により決定される。このフィルタの中心周波数ｆｏは第１の周波数設定用抵抗Ｒｆ１を調整可能とすることにより微調整できる。
【００２１】
ＸＹモードのオシロスコープを信号入出力端Ｔｉ，Ｔｏに接続しリサージュ波形を表示させ、指定周波数ｆｓの信号を信号入力端Ｔｉに入力し、リサージュ波形を見ながら第１の周波数設定用抵抗Ｒｆ１を微調整する。リサージュ波形は円形から楕円形、直線に変化し、さらには直線から楕円形、円形に変化する。リサージュ波形が直線状になったとき、信号入出力端Ｔｉ，Ｔｏ間の位相差はゼロに設定され、フィルタの中心周波数ｆｏは入力信号の周波数ｆｓに設定される。第１、第２の周波数設定用抵抗Ｒｆ１，Ｒｆ２が決定されると、指定されたＱ値となるようにＱ設定用抵抗Ｒｑを設定する。
【００２２】
図２１における符号４は反転回路で、共通信号出力端２における各チャンネル内のバンドパスフィルタ３の出力位相が互いに反転し、隣接するチャンネルの隣接するバンドパスフィルタ３の出力位相が同相となるように、バンドパスフィルタ３の信号経路に挿入される。図示例では４個の反転回路４ａ〜４ｄがそれぞれバンドパスフィルタ３ｂ，３ｃ，３ｆ，３ｇの各出力端に接続されている。５は信号合成回路で、反転回路４ａ〜４ｄが接続されていないバンドパスフィルタ３ａ，３ｄ，３ｅ，３ｈ，３ｉの出力端と、反転回路４ａ〜４ｄの出力端に接続され、バンドパスフィルタ３ａ，３ｄ，３ｅ，３ｈ，３ｉの非反転出力とバンドパスフィルタ３ｂ，３ｃ，３ｆ，３ｇの反転出力とを加算し、各バンドパスフィルタ３ａ〜３ｉを通過した信号を合成して共通信号出力端２に出力する。
【００２３】
この広帯域バンドパスフィルタ６のチャンネルは、順次隣り合う２個一組のバンドパスフィルタ３ａ〜３ｉにより形成される。各バンドパスフィルタ３ａ〜３ｉのＱ値はすべて３に設定して特性を確認した。その周波数特性を図２３に示す。同図に示すように、チャンネル両端の減衰傾度はバンドパスフィルタ３ａ，３ｉの減衰傾度７ａ，７ｉよりやや急峻となる。しかしながら、信号通過域の周波数特性は、各バンドパスフィルタ３ａ〜３ｉの中心周波数ｆａ〜ｆｉ位置では凸湾曲し、各中心周波数間では凹湾曲し、平坦にできなかった。
【００２４】
各バンドパスフィルタ３ａ〜３ｉのＱ値を小さくすると減衰傾度が緩傾斜となりバンドパスフィルタとしての性能が低下する上、信号通過域の凹凸も改善できなかった。逆に、各バンドパスフィルタ３ａ〜３ｉのＱ値を高めると図示点線で示すように凸湾曲と凹湾曲が差が強調され、さらに各バンドパスフィルタ３ａ〜３ｉのＱ値をそれぞれ個々に調整しても平坦な周波数特性を得られなかった。また、一つのバンドパスフィルタのゲインを調整すると、他のチャンネルのレベルも変動しバンド全体がゆらぐという問題もあった。
【００２５】
各バンドパスフィルタ３ａ〜３ｉの中心周波数の間隔を狭めると、隣り合う２つのバンドパスフィルタのみでは、中心周波数位置の凸湾曲や中心周波数間の凹湾曲が緩和され、信号通過域の周波数特性をより平坦化できることを確認した。
【００２６】
しかしながら、互いに隣接する複数組のバンドパスフィルタを動作させると周波数特性に凹凸が生じてしまい、広帯域に平坦な周波数特性を得ることができなかった。また、一つのバンドパスフィルタのゲインを調整すると他のバンドパスフィルタに影響を与えるという問題も解消できなかった。また、隣り合うバンドパスフィルタの中心周波数の間隔を狭めると、その帯域幅を狭める必要があるが、帯域幅を過度に狭めると中心周波数近傍のホワイトノイズが増幅されノイズレベルが上昇し、中心周波数近傍の雑音成分が抽出されて擬似信号を生じ、希望信号のＳ／Ｎを低下させ、却って通話品質を低下させる。また、チャンネル数を増加すると回路が複雑になり調整も煩雑になるため現実的ではない。
【００２７】
特許文献３に開示されたバンドパスフィルタは、各狭帯域バンドパスフィルタの中心周波数に対して帯域幅が極めて狭いことが必須であり、通過域を平坦にするには中央の狭帯域バンドパスフィルタのＱ値を両側の狭帯域バンドパスフィルタのＱ値と異ならせることなども必須である。また、特許文献３に開示された３チャンネル送信共用装置では、３つのチャンネルの各出力端を共通接続しているが、その入力端はそれぞれ異なる信号源に接続されており、３つのチャンネルの入出力端をそれぞれ共通接続して並列接続するものではなかった。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
本発明は上記課題の解決を目的として提案されたもので、中心周波数または遮断周波数をチャンネルの中心周波数から上下両側に所定の比率で離隔した周波数に設定した少なくとも一対のフィルタを含む狭帯域バンドパスフィルタを、共通信号入力端と共通信号出力端の間で並列的に接続したことを特徴とする広帯域バンドパスフィルタを提供する。
【００２９】
上記狭帯域バンドパスフィルタは、並列的に接続しまたはカスケード接続した一対の１次対バンドパスフィルタあるいはカスケード接続した一組のハイパスフィルタおよびロウパスフィルタを含む。
【００３０】
一対の１次対バンドパスフィルタを並列配置して狭帯域フィルタを構成する場合、一対の１次対バンドパスフィルタの入力端側または出力端側のいずれか一方を共通接続し、共通信号出力端における１次対バンドパスフィルタの出力位相を、同一チャンネル内では互いに逆相とし、隣接チャンネルの隣接する１次対バンドパスフィルタの間では同相とする。
【００３１】
一対の１次対バンドパスフィルタとして出力位相が互いに異なるものを組み合わせて用いることができる。また、出力位相が同じものを用いるときには一方の１次対バンドパスフィルタの信号経路に反転回路を挿入すればよい。
【００３２】
特に、一対の１次対バンドパスフィルタとして出力位相が同じものを用いる場合には、１次対バンドパスフィルタの各出力端側を共通接続すると共に、各１次対バンドパスフィルタの入力端に供給する信号の位相を互いに逆相とすることができる。これにより、反転回路の使用数を減らすことができる。
【００３３】
一対のフィルタをカスケード接続して狭帯域バンドパスフィルタを構成する場合、連接チャンネルに対応する狭帯域バンドパスフィルタの共通信号出力端における出力位相を互いに逆相とすればよい。
【００３４】
カスケード接続した一対のフィルタの出力位相が隣接チャンネル間で同じ場合には、隣接チャンネルの一方の信号経路に反転回路を挿入すればよい。
【００３５】
また、カスケード接続した一対のフィルタの出力位相が隣接チャンネル間で同じ場合には、連接チャンネルに対応する狭帯域バンドパスフィルタの各入力端に供給する信号の位相を互いに逆相とすることができる。これにより、反転回路の使用数を減らすことができる。
【００３６】
上記構成の広帯域バンドパスフィルタは、狭帯域バンドパスフィルタに第３のバンドパスフィルタをカスケード接続することにより高次の狭帯域バンドパスフィルタを構成することができる。
【００３７】
ハイパスフィルタとロウパスフィルタは各フィルタ単独ではそれぞれのＱ値を任意に設定でき減衰傾度を任意に設定できる。しかしながら、低次のフィルタをカスケード接続した狭帯域バンドパスフィルタは遮断周波数での減衰量が大きく通過域が狭められる。
【００３８】
また、一対の１次対バンドパスフィルタを並列的接続あるいはカスケード接続した狭帯域バンドパスフィルタはＱ値がチャンネルの帯域幅により制限され、これによって遷移域の減衰傾度も制限される。
【００３９】
これらの狭帯域バンドパスフィルタに第３のバンドパスフィルタをカスケード接続することにより、帯域幅を所定幅に維持したまま減衰傾度を急峻にできる。
【００４０】
また、上記構成の広帯域バンドパスフィルタは、各チャンネルに対応する狭帯域バンドパスフィルタを選択的にオンオフ制御することにより、バンドリジェクト機能を持たせ実質的に遮断周波数を変更することができる。さらに、各チャンネルの信号レベルを可変することにより微細な調整が可能となる。
【００４１】
さらに、上記構成の広帯域バンドパスフィルタは、連接チャンネルを複数のグループに分けてグループ毎の共通信号出力端を設け、共通信号入力端と各グループ毎の共通信号出力端の間で、狭帯域バンドパスフィルタを並列的に接続することができる。
【００４２】
希望信号の不定位置に重畳する雑音はバンドリジェクト機能や遮断周波数の変更により除去または軽減できる。一方、混信信号は希望信号の低周波領域から中音域に、または高周波領域から中音域に重なり合う。連接チャンネルを低音域、中音域、高音域に区分し、各音域の音を左右に分離して出力することにより、混信妨害の無い、あるいは少ない中音域の音から混信信号が混入した低音域、高音域の音を分離することができる。この時、希望信号の低音域および高音域に分離された音は中音域の音と同期し一体に聞こえる。
【発明の効果】
【００４３】
本発明における広帯域バンドパスフィルタはチャンネルを形成する狭帯域バンドパスフィルタを、中心周波数または遮断周波数をチャンネルの中心周波数から上下両側に所定の比率で離隔した周波数に設定した少なくとも一対のフィルタによって構成したから、フィルタの中心周波数または遮断周波数の間隔が、チャンネル内の間隔に比して隣接チャンネル間の間隔が狭くなるにも拘らず、各チャンネルは相互の干渉が小さく、それぞれ独立性が高いため、各チャンネルがなだらかに連接した広帯域のバンドパスフィルタを実現できる。
【００４４】
この広帯域バンドパスフィルタは各狭帯域バンドパスフィルタを選択的に動作させることによりバンドリジェクト機能を持たせることができ、また、実質的に遮断周波数を変更することができる。
【００４５】
また、狭帯域バンドパスフィルタを通過する信号レベルを調整することにより、通過域の周波数特性や帯域幅、減衰傾度を可変でき、希望信号に雑音や混信信号が重畳したとき、雑音や混信信号が重畳したチャンネルの希望信号を可及的に残留させるように、雑音や混信信号を許容レベルに抑え、音声信号が持つ各種スペクトル成分の欠落を最小限に抑え、通話品質を可及的に維持することができる。
【００４６】
また、両端チャンネルと中間チャンネルとを分離することにより、希望信号と重なり合う混信信号を希望信号の主要部分から分離することができ、通話品質を可及的に維持することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４７】
本発明の実施形態を説明する前にチャンネルの分割方法などについて説明する。４オクターブを超える広い帯域幅を均等に分割するとチャンネル毎にＱ値が異なり、減衰傾度が先頭チャンネルでは緩く、末尾チャンネルに向かって急になり、チャンネル間の接続性が悪い。これに対して一定の比で等比分割すると、帯域幅は低チャンネルから高チャンネルに向かって順次幅広になるが、各チャンネルのＱ値を一定にでき、減衰傾度も一定にできるためチャンネル間の接続性が良い。そのため、本発明の実施形態では、等比分割を採用する。
【００４８】
チャンネル数は任意に決定できるが、ここでは７チャンネルに設定した。１００Ｈｚ〜３０００Ｈｚの帯域を等比分割すると、チャンネル数に対する分割比ｒと各チャンネル間の境界周波数（両端周波数）は表１のようになる。
【表１】
2009081660.tif 000003
【００４９】
一方、上限３０００Ｈｚの帯域に入る音声信号の最大波数は音声の基本ピッチによって決定され、基本ピッチが低いと最大波数は増加し、基本ピッチが高くなると最大波数は減少する。音声の基本ピッチとその高調波は、周波数がふらついたり、ある範囲内で連続的に変化するなど固定していないが、基本ピッチを１２５Ｈｚとすると最大波数は２４波で、チャンネル数に応じて各チャンネルに入る波数が決まる。これを表２に示す。
【表２】
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【００５０】
表２をみるとチャンネル数が７以下ではすべてのチャンネルに１波以上の音声信号が含まれ、７チャンネルではチャンネル１〜３にそれぞれ１波、チャンネル４に２波、チャンネル５に４波、チャンネル６に５波、チャンネル７に１０波入る。これに対してチャンネル数が８以上では音声信号が１波も含まれないチャンネルを生じる。
【００５１】
最大波数２４に対する１波は全体の４％に過ぎないが音声信号の波数は限られており、低音域が欠落するとやせた細い音になり通話品質に影響を与える。全チャンネルに少なくとも１波の音声信号が含まれる最大チャンネル数として７チャンネルに設定した。
【００５２】
１００Ｈｚ〜３０００Ｈｚの電話通信バンドを等比７分割すると分割比ｒは１．６２５６となり、各チャンネルの中心周波数ｆｏ、上下両端周波数ｆｃ−Ｌ，ｆｃ−Ｈ、帯域幅ＢＷ、Ｑ値が決定される。これを表３に示す。
【表３】
2009081660.tif 000005
【００５３】
ここで中心周波数ｆｏは上下両端周波数ｆｃ−Ｌ，ｆｃ−Ｈの幾何平均値〔ｆｏ＝｛（ｆｃ−Ｌ）*（ｆｃ−Ｈ）｝1/2〕であり、中心周波数ｆｏと上下両端周波数ｆｃ−Ｌ，ｆｃ−Ｈとのそれぞれの間の周波数間隔は異なる。また、隣接チャンネルの中心周波数の比、隣接チャンネルの帯域幅の比、上下両端周波数ｆｃ−Ｌ，ｆｃ−Ｈの比等はそれぞれ分割比ｒと一致し、Ｑ値は全チャンネルで一定である。また、隣接する下側チャンネルの上端周波数ｆｃ−Ｈと上側チャンネルの下端周波数ｆｃ−Ｌは一致する。このように表３の等比分割による各値は互いに密接な関係を持つ。各チャンネルの帯域幅は異なるが対数目盛りの周波数軸では各チャンネルの通過域は等しい幅に表示される。
【００５４】
以下に、本発明の第１の実施形態を図１を参照して説明する。同図において、８は共通信号入力端、９は共通信号出力端、１０ａ〜１０ｎは１４個の１次対バンドパスフィルタで、各バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎは共通信号入力端８と共通信号出力端９の間に並列配置され、各入力端が共通信号入力端８に接続されている。
【００５５】
バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎはどのような回路形式でもよく、出力位相も非反転型または反転型いずれでもよいが、中心周波数とＱ値の設定を独立して行えるものが好ましい。例えば図２２に示す非反転型のＤＡＢＰフィルタによる１次対バンドパスフィルタにプリアンプを前置し、バッファアンプを後置したものを用いることができる。１４個の１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎは２個一組で７チャンネルの狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ〜１１ｇを構成する。
【００５６】
１２ａ〜１２ｇは図示例では奇数チャンネルＣＨ１，ＣＨ３，ＣＨ５，ＣＨ７の偶数番目のバンドパスフィルタ１０ｂ，１０ｆ，１０ｊ，１０ｎの出力端と、偶数チャンネルＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６の奇数番目のバンドパスフィルタ１０ｃ，１０ｇ，１０ｋの出力端に接続された反転回路、１３は信号合成回路で、反転回路１２が接続されていない１次対バンドパスフィルタ１０ａ，１０ｄ，１０ｅ，１０ｈ，１０ｉ，１０ｌ，１０ｍの各出力端と、反転回路１２ａ〜１２ｇの各出力端とが接続され、各１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎを通過した信号を合成して共通信号出力端９に出力する。
【００５７】
この広帯域バンドパスフィルタ１４内の狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ〜１１ｇは各１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２の幾何平均値がチャンネルの中心周波数ｆｏとなるように、各チャンネルの中心周波数ｆｏから上下両側に所定の比率で離隔させる。
【００５８】
具体的には一対の１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎのうち、一方の１次対バンドパスフィルタ１０ａ，１０ｃ，１０ｅ，１０ｇ，１０ｉ，１０ｋ，１０ｍの中心周波数ｆｏ１をチャンネルの下端周波数ｆｃ−Ｌと中心周波数ｆｏの中間に設定し、この周波数ｆｏ１に対してｎ＝ｆｏ１／ｆｏとしたとき、他方の１次対バンドパスフィルタ１０ｂ，１０ｄ，１０ｆ，１０ｈ，１０ｊ，１０ｌ，１０ｎの中心周波数ｆｏ２は、ｆｏ２＝ｆｏ／ｎとなるようにチャンネルの中心周波数ｆｏと上端周波数ｆｃ−Ｈとの間に設定する。これによりチャンネルの中心周波数（狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ〜１１ｇの中心周波数）ｆｏは各１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２の幾何平均値となる。
【００５９】
前述したｎ値が小さいと１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２はチャンネルの中心周波数ｆｏから大きく離隔し、上下両端周波数ｆｃ−Ｌ，ｆｃ−Ｈに近接する。この場合にＱ値を大きく設定すると、通過域の周波数特性は双峰特性を示し、減衰傾度は急傾斜となる。逆に、ｎ値が大きいと１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２はチャンネルの中心周波数ｆｏに近接し、上下両端周波数ｆｃ−Ｌ，ｆｃ−Ｈから離隔する。この場合にＱ値を小さく設定すると、通過域の周波数特性は単峰特性を示し、減衰傾度は緩傾斜となる。
【００６０】
いずれの場合でも通過域とチャンネル連接部で周波数特性に凹凸を生じるため、１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２を決定するｎ値と減衰傾度を決定するＱ値を適切に設定することにより凹凸を最小にすることが望ましい。
【００６１】
ところで、高次バンドパスフィルタは、その中心周波数から上下両側に所定の比率で離隔した周波数を中心周波数とする１次対バンドパスフィルタをカスケード接続することにより実現される。そして、１次対バンドパスフィルタの中心周波数やＱ値は正規化表に従って設定される。表４に正規化表の一例を示す。
【００６２】
表４は２つの１次対バンドパスフィルタをカスケード接続した２次対（４次）のバターワース特性カスケード型バンドパスフィルタの設計のための正規化表で、Ｑ値が２，５，１０に対する正規化周波数係数（ｎ，１／ｎ）とＱ値（Ｑ１，Ｑ２）を示す。
【表４】
2009081660.tif 000006
【００６３】
この正規化表はカスケード接続に対するものであるが、その中で規定された正規化周波数係数（ｎ，１／ｎ）とＱ値（Ｑ１，Ｑ２）とを、図１に示す並列接続した各バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎに適用してみた。
【００６４】
表３から各チャンネルのＱ値は２．０３８で、この値を正規化表に適用すると正規化周波数係数ｎ＝０．８３９３および１／ｎ＝１．１９１５と、Ｑ１＝２．９２３６，Ｑ２＝２．９２３６が得られる。各チャンネルの中心周波数ｆｏとＱ値に正規化表から得た結果を適用すると、各１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２とＱ１，Ｑ２が決定される。その結果を表５に示す。
【表５】
2009081660.tif 000007
【００６５】
１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２は、表５に示すようにチャンネルの中心周波数ｆｏに対して非対称で、同一チャンネル内の周波数間隔に比して隣接チャンネル間の周波数間隔は狭く近接している。従って、１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２の配列間隔は全チャンネルを通してばらばらである。
【００６６】
各１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの中心周波数は厳密に設定する必要がある。フィルタの入出力端間の位相差をＸＹモードのオシロスコープによりリサージュ波形を表示して監視し、周波数ｆｏ１またはｆｏ２の信号を入力してリサージュ波形が円形から楕円、さらには直線となるように周波数設定用抵抗を調整し中心周波数を周波数ｆｏ１またはｆｏ２に設定する。
【００６７】
一対の１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの中心周波数とＱ値を適切に設定した後、さらに、一対の１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎのゲインのばらつきを補正すると、狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ〜１１ｇによって形成されるチャンネルは、図２（ａ）に示すように一対の１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２の間が平坦で、中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２近傍のやや内方より減衰し、平坦部のレベルから３ｄＢ低下した周波数が中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２より外方に位置し、表３に示す両端周波数ｆｃ−Ｌ，ｆｃ−Ｈと一致する。そして、各１次対バンドパスフィルタのゲインを調整すると、中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２の幾何平均値ｆｏに対してｆｏ／２と２ｆｏ，ｆｏ/１０と１０ｆｏのそれぞれの減衰量が等しく、対数周波数軸に対して対称な周波数特性を得た。この１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎを並列接続した狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ〜１１ｇはカスケード接続した２次対バンドパスフィルタと同等の性能を示した。
【００６８】
各狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ〜１１ｇの中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２の幾何平均値ｆｏが各チャンネル毎に設定されるが、さらに、隣接するチャンネルの中心周波数の幾何平均値は各チャンネルの上下両端周波数ｆｃ−Ｌまたはｆｃ−Ｈと一致する。具体的に表５から狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ，１１ｂの各中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２を１０７．０Ｈｚと１５１．９Ｈｚに設定したが、それらの幾何平均値は１２７．５Ｈｚとなり、チャンネルＣＨ１の中心周波数ｆｏ（１２７．５Ｈｚ）と一致する。次に、狭帯域バンドパスフィルタ１１ｃ，１１ｄの各中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２を１７４．０Ｈｚと２４７．０Ｈｚに設定したが、それらの幾何平均値は２０７．３Ｈｚとなり、チャンネルＣＨ２の中心周波数ｆｏ（２０７．３Ｈｚ）と一致する。さらに、狭帯域バンドパスフィルタ１１ｅ，１１ｆの各中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２を２８２．８Ｈｚと４０１．４Ｈｚに設定したが、それらの幾何平均値は３３６．９Ｈｚとなり、チャンネルＣＨ３の中心周波数ｆｏ（３３６．９Ｈｚ）と一致する。
【００６９】
そして、チャンネルＣＨ１とチャンネルＣＨ２の各中心周波数ｆｏ（１２７．５Ｈｚと２０７．３Ｈｚ）の幾何平均値１６２．６Ｈｚは表３に示すようにチャンネルＣＨ１の上端周波数ｆｃ−ＨとチャンネルＣＨ２の下端周波数ｆｃ−Ｌに一致する。また、チャンネルＣＨ２とチャンネルＣＨ３の各中心周波数ｆｏ（２０７．３Ｈｚと３３６．９Ｈｚ）の幾何平均値２６４．３ＨｚはチャンネルＣＨ２の上端周波数ｆｃ−ＨとチャンネルＣＨ３の下端周波数ｆｃ−Ｌに一致する。このような周波数関係は他のチャンネルでも同様である。
【００７０】
一般式化すると、チャンネル分割比ｒ、正規化周波数係数（ｎ，１／ｎ）は全チャンネルに適用されるので、チャンネルＣＨ１では中心周波数ｆｏに対して下側１次対バンドパスフィルタ１０ａの中心周波数ｆｏ１はｎ*ｆｏ、上側１次対バンドパスフィルタ１０ｂの中心周波数ｆｏ２はｆｏ／ｎとなる。チャンネルＣＨ２では中心周波数ｒ*ｆｏに対して下側１次対バンドパスフィルタ１０ｃの中心周波数ｆｏ１はｎ*ｒ*ｆｏ、上側１次対バンドパスフィルタ１０ｄの中心周波数ｆｏ２はｒ*ｆｏ／ｎとなる。チャンネルＣＨ３では中心周波数ｒ2*ｆｏに対して下側１次対バンドパスフィルタ１０ｃの中心周波数ｆｏ１はｎ*ｒ2*ｆｏ、上側１次対バンドパスフィルタ１０ｄの中心周波数ｆｏ２はｒ2*ｆｏ／ｎとなる。同様にして、チャンネルＣＨ７では中心周波数ｒ6*ｆｏに対して下側１次対バンドパスフィルタ１０ｃの中心周波数ｆｏ１はｎ*ｒ6*ｆｏ、上側１次対バンドパスフィルタ１０ｄの中心周波数ｆｏ２はｒ6*ｆｏ／ｎとなる。
【００７１】
ここで、チャンネルＣＨ１の下側１次対バンドパスフィルタ１０ａの中心周波数ｆｏ１（ｎ*ｆｏ）とチャンネルＣＨ２の上側１次対バンドパスフィルタ１０ｄの中心周波数ｆｏ２（ｒ*ｆｏ／ｎ）の幾何平均値は（ｎ*ｆｏ*ｒ*ｆｏ／ｎ）1/2、即ちｒ1/2*ｆｏとなり、チャンネルＣＨ１の上側１次対バンドパスフィルタ１０ｂの中心周波数ｆｏ２（ｆｏ／ｎ）とチャンネルＣＨ２の下側１次対バンドパスフィルタ１０ｃの中心周波数ｆｏ２（ｒ*ｎ*ｆｏ）の幾何平均値は（ｆｏ／ｎ）*（ｒ*ｎ*ｆｏ）1/2、即ちｒ1/2*ｆｏとなり、各チャンネルＣＨ１，ＣＨ２の中心周波数ｆｏ，ｒ*ｆｏの幾何平均値ｒ1/2*ｆｏと一致し、各チャンネルＣＨ１，ＣＨ２の境界周波数となる。隣接チャンネル間の中心周波数の比は一定の値ｒであるから、上記関係はすべての隣接チャンネル間で常に成立する。
【００７２】
また、チャンネルＣＨ１の下側１次対バンドパスフィルタ１０ａの中心周波数ｆｏ１（ｎ*ｆｏ）とチャンネルＣＨ３の上側１次対バンドパスフィルタ１０ｆの中心周波数ｆｏ２（ｒ2*ｆｏ／ｎ）の幾何平均値は（ｎ*ｆｏ*ｒ2*ｆｏ／ｎ）1/2、即ちｒ*ｆｏとなり、チャンネルＣＨ１の上側１次対バンドパスフィルタ１０ｂの中心周波数ｆｏ２（ｆｏ／ｎ）とチャンネルＣＨ３の下側１次対バンドパスフィルタ１０ｅの中心周波数ｆｏ２（ｒ2*ｎ*ｆｏ）の幾何平均値は（ｆｏ／ｎ）*（ｒ2*ｎ*ｆｏ）1/2、即ちｒ*ｆｏとなり、それぞれチャンネルＣＨ１，ＣＨ３の中心周波数ｆｏ、ｒ2*ｆｏの幾何平均値ｒ*ｆｏと一致し、チャンネルＣＨ１，ＣＨ３の中間に位置するチャンネルＣＨ２の中心周波数となる。隣接チャンネル間の中心周波数の比は一定の値ｒであるから、上記関係は隣接する３つのチャンネル間で常に成立する。
【００７３】
同様にして、順次隣接する偶数チャンネル間では各１次対バンドパスフィルタの中心周波数の幾何平均値はチャンネルの境界周波数となり、順次隣接する奇数チャンネル間では各１次対バンドパスフィルタの中心周波数の幾何平均値は中間チャンネルの中心周波数となる。
【００７４】
一方、チャンネルＣＨ１の下側１次対バンドパスフィルタ１０ａとチャンネルＣＨ２の下側１次対バンドパスフィルタ１０ｃや、チャンネルＣＨ１の上側１次対バンドパスフィルタ１０ｂとチャンネルＣＨ２の上側１次対バンドパスフィルタ１０ｄなどの組み合わせでは、チャンネルの境界周波数や中心周波数とはならない。
【００７５】
しかしながら、どのような組み合わせでも、チャンネル分割比ｒと正規化周波数係数ｎの組み合わせに従って各チャンネルの定位置に設定される。
【００７６】
これに対して、均等分割の場合では、例えばバンドパスフィルタの中心周波数を１００Ｈｚ、２００Ｈｚ、３００Ｈｚ、４００Ｈｚとすると、それぞれの間の幾何平均値は、１４１．４Ｈｚ、２４４．９Ｈｚ、３４６．４Ｈｚとなる。また、中心周波数１００Ｈｚと３００Ｈｚの幾何平均値は１７３Ｈｚ、中心周波数１００Ｈｚと４００Ｈｚの幾何平均値は２００Ｈｚ、中心周波数２００Ｈｚと４００Ｈｚの幾何平均値は２８２．４Ｈｚとなるが、これら６つの組み合わせのうちバンドパスフィルタの中心周波数と幾何平均値が一致するのは２００Ｈｚの場合のみで、各バンドパスフィルタの中心周波数と幾何平均値との関係がばらばらである。
【００７７】
このように表５に示す中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２は表３に示す各値に対して互いに密接な関係を持ち、このような関係により各チャンネルは互いに干渉しにくくそれぞれ独立性を持つため、図２（ｂ）に示すように各チャンネルが連接し平坦な通過域を有する広帯域バンドパスフィルタ１４を実現できる。
【００７８】
この実施形態の変形例を図３〜図６に示す。なお、各図において図１と同一部分には同一参照符号を付して重複説明を省略する。
【００７９】
図１に示す実施形態では反転回路１２ａ〜１２ｇを所定の１次対バンドパスフィルタ１０ｂ，１０ｃ，１０ｆ，１０ｇ，１０ｊ，１０ｋ，１０ｎに接続したが、図３に示す広帯域バンドパスフィルタ１４ｂのように、各狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ〜１１ｇの出力側に加減算回路１５ａ〜１５ｇを配置し、その加算入力を１次対バンドパスフィルタ１０ａ，１０ｄ，１０ｅ，１０ｈ，１０ｉ，１０ｌ，１０ｍの出力端に、減算入力を１次対バンドパスフィルタ１０ｂ，１０ｃ，１０ｆ，１０ｇ，１０ｊ，１０ｋ，１０ｎの出力端にそれぞれ接続してもよい。
【００８０】
また、図４に示す広帯域バンドパスフィルタ１４ｃのように、各狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ〜１１ｇの出力側に一つの加減算回路１６を配置し、その加算入力を１次対バンドパスフィルタ１０ａ，１０ｄ，１０ｅ，１０ｈ，１０ｉ，１０ｌ，１０ｍの出力端に、減算入力を１次対バンドパスフィルタ１０ｂ，１０ｃ，１０ｆ，１０ｇ，１０ｊ，１０ｋ，１０ｎの出力端にそれぞれ接続し、各狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ〜１１ｇの出力信号を合成してもよい。
【００８１】
また、図５に示す広帯域バンドパスフィルタ１４ｄのように、各チャンネルＣＨ１〜ＣＨ７に対応する１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎのうち、偶数番目の１次対バンドパスフィルタ１０ｂ，１０ｄ，１０ｆ，１０ｈ，１０ｊ，１０ｌ，１０ｎの入力端を共通接続し、共通信号入力端８と前記共通接続した入力端との間に反転回路１７を挿入し、他の１次対バンドパスフィルタ１０ａ，１０ｃ，１０ｅ，１０ｇ，１０ｉ，１０ｋ，１０ｍの入力端を共通信号入力端８に共通接続し、対をなす１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの出力端をチャンネル毎に接続し、さらに、偶数チャンネルの狭帯域バンドパスフィルタ１１ｂ，１１ｄ，１１ｆの出力端に反転回路１８ａ，１８ｂ，１８ｃを接続し、奇数チャンネル１１ａ，１１ｃ，１１ｅ，１１ｇの出力端と反転回路１８ａ，１８ｂ，１８ｃの出力端とを信号合成回路１３に接続してもよい。
【００８２】
さらに、図６に示す広帯域バンドパスフィルタ１４ｅのように、１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎのうち、２、３、６、７、１０、１１、１４番目の１次対バンドパスフィルタ１０ｂ，１０ｃ，１０ｆ，１０ｇ，１０ｊ，１０ｋ，１０ｎの各入力端を共通接続し、共通信号入力端８と前記共通接続した入力端との間に反転回路１７を挿入し、他の１次対バンドパスフィルタ１０ａ，１０ｄ，１０ｅ，１０ｈ，１０ｉ，１０ｌ，１０ｍの入力端を共通信号入力端８に共通接続し、各１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの各出力端を信号合成回路１３に接続してもよい。
【００８３】
図３〜図６に示す変形例は具体的な回路はそれぞれ異なるが、いずれも図１に示す第１の実施形態と同様に共通信号出力端９における各１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの出力位相を、同一チャンネル内では互いに逆相とし、隣接チャンネルの隣接する１次対バンドパスフィルタの間では同相としている。
【００８４】
図１に示す第１の実施形態および図３〜図６に示す変形例はいずれも狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ〜１１ｇを並列的に接続することによって各チャンネルを連接し広帯域のバンドパスフィルタを実現するものであるが、任意の狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ〜１１ｇを選択的に動作させることにより通過域にディップを形成したり、上下両端の狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ，１１ｇを選択的に動作させることにより実質的に遮断周波数を変えることができる。これによって，希望信号に重畳した雑音や混信信号を選択して除去または軽減できるため、希望信号の通話品質を可及的に維持できる。
【００８５】
以下に、本発明の第２の実施形態を図７を参照して説明する。同図において図１と同一部分には同一参照符号を付して重複説明を省略する。図１とは狭帯域バンドパスフィルタ１９ａ〜１９ｇの構成と反転回路１２ａ〜１２ｃの挿入位置が相違する。
【００８６】
この実施形態の狭帯域バンドパスフィルタ１９ａ〜１９ｇは、ハイパスフィルタ２０ａ〜２０ｇとロウパスフィルタ２１ａ〜２１ｇとを一つずつ組み合わせ、対をなすハイパスフィルタとロウパスフィルタとをカスケード接続して構成されている。ハイパスフィルタ２０ａ〜２０ｇの遮断周波数は表３の下端周波数ｆｃ−Ｌに設定され、ロウパスフィルタ２１ａ〜２１ｇの遮断周波数は表３の上端周波数ｆｃ−Ｈに設定されている。ハイパスフィルタ２０ａ〜２０ｇおよびロウパスフィルタ２１ａ〜２１ｇは急峻な減衰傾度を有する２次以上のフィルタが望ましい。また、反転回路１２ａ〜１２ｃは図示例では偶数番目の狭帯域バンドパスフィルタ１９ｂ，１９ｄ，１９ｆの出力端に接続されている。各狭帯域バンドパスフィルタ１９ａ〜１９ｇの入力端は共通信号入力端８に共通接続され、奇数番目の狭帯域バンドパスフィルタ１９ａ，１９ｃ，１９ｅ，１９ｇの出力端は直接的に、偶数番目の狭帯域バンドパスフィルタ１９ｂ，１９ｄ，１９ｆの出力端は反転回路１２ａ〜１２ｃを介してそれぞれ信号合成回路１３に接続され、信号合成回路１３の出力端は共通信号出力端９に接続されている。
【００８７】
この広帯域バンドパスフィルタ２２は、狭帯域バンドパスフィルタ１９ａ〜１９ｇを構成するハイパスフィルタ２０ａ〜２０ｇとロウパスフィルタ２１ａ〜２１ｇの遮断周波数を等比分割されたチャンネルの両端周波数ｆｃ−Ｌ，ｆｃ−Ｈに設定することにより、ハイパスフィルタ２０ａ〜２０ｇとロウパスフィルタ２１ａ〜２１ｇのそれぞれの遮断周波数の幾何平均値がチャンネルの中心周波数ｆｏとなり、さらに、隣接するチャンネルの中心周波数の幾何平均値が各チャンネルの上下両端周波数ｆｃ−Ｌ，ｆｃ−Ｈと一致するため、各チャンネルは他のチャンネルに対して独立し、互いに干渉しにくく、各チャンネルをなだらかに連接させることができる。
【００８８】
この実施形態の変形例を図８に示す。同図において図７と同一部分には同一参照符号を付して重複説明を省略する。
【００８９】
この変形例では、各チャンネルに対応する狭帯域バンドパスフィルタ１９ａ〜１９ｇのうち、奇数チャンネルの狭帯域バンドパスフィルタ１９ａ，１９ｃ，１９ｅ，１９ｇの入力端を共通信号入力端８に共通接続し、偶数チャンネルの狭帯域バンドパスフィルタ１９ｂ，１９ｄ，１９ｆの各入力端を共通接続して、共通信号入力端８と前記共通接続した入力端との間に反転回路２３を挿入し、各狭帯域バンドパスフィルタ１９ａ〜１９ｇの出力端を信号合成回路１３に接続している。
【００９０】
図７に示す広帯域バンドパスフィルタ２２は、チャンネル数の半分程度の反転回路１２ａ〜１２ｃが必要であるが、図８に示す広帯域バンドパスフィルタ２２ｂでは、チャンネル数にかかわりなく１個の反転回路２３で済む。
【００９１】
図７に示す第２の実施形態および図８に示す変形例はいずれも狭帯域バンドパスフィルタ１９ａ〜１９ｇを並列的に接続することによって各チャンネルを連接し広帯域のバンドパスフィルタを実現するものであるが、任意の狭帯域バンドパスフィルタ１９ａ〜１９ｇを選択的に動作させることにより通過域にディップを形成したり、上下両端の狭帯域バンドパスフィルタ１９ａ，１９ｇを選択的に動作させることにより実質的に遮断周波数を変えることができる。これによって希望信号に重畳した雑音や混信信号を選択して除去または軽減できるため、希望信号の通話品質を可及的に維持できる。
【００９２】
以下に、本発明の第３の実施形態を図９を参照して説明する。同図において図１と同一部分には同一参照符号を付して重複説明を省略する。図１とは狭帯域バンドパスフィルタ２４ａ〜２４ｇの構成と反転回路１２ａ〜１２ｃの挿入位置が相違する。
【００９３】
この実施形態では、対をなす１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎをカスケード接続して狭帯域バンドパスフィルタ２４ａ〜２４ｇを構成する。対をなす１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎのそれぞれの中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２は、２次対バターワース特性に対応するカスケード型バンドパスフィルタの設計のための正規化表から決定される正規化周波数係数（ｎ，１／ｎ）とＱ値（Ｑ１，Ｑ２）に基づいて表５に示す周波数に設定する。
【００９４】
７チャンネルに対して７個の狭帯域バンドパスフィルタ２４ａ〜２４ｇが共通信号入力端８と共通信号出力端９の間に並列配置され、各入力端は共通信号入力端８に接続される。図示例では奇数チャンネルの狭帯域バンドパスフィルタ２４ａ，２４ｃ，２４ｅ，２４ｇの出力端は信号合成回路１３に接続され、偶数チャンネルの狭帯域バンドパスフィルタ２４ｂ，２４ｄ，２４ｆの出力端は反転回路１２ａ〜１２ｃを介して信号合成回路１３に接続されている。そして、信号合成回路１３の出力端は共通信号出力端９に接続されている。
【００９５】
１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２を表５に従って設定すると中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２はチャンネルの中心周波数ｆｏに対して非対称で、同一チャンネル内の周波数間隔に比して隣接チャンネル間の周波数間隔は狭く近接する。
【００９６】
１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの中心周波数は周波数ｆｏ１またはｆｏ２の信号を供給して、ＸＹモードのオシロスコープによりフィルタの入出力端間のリサージュ波形を表示し位相差がゼロとなるように周波数設定用抵抗を調整して厳密に設定する。
【００９７】
一対の１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２とＱ値を２次対バターワース特性に対応するカスケード型バンドパスフィルタの設計のための正規化表に基づいて設定した狭帯域バンドパスフィルタ２４ａ〜２４ｇによって形成される各チャンネルは、１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２の近傍間が平坦で、中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２のやや内方から減衰し、平坦部のレベルからから３ｄＢ低下した周波数が表３に示す両端周波数ｆｃ−Ｌ，ｆｃ−Ｈとほぼ一致する。
【００９８】
また、両端周波数の幾何平均値（チャンネルの中心周波数ｆｏ）の２倍の周波数（２ｆｏ）のレベルは−２０ｄＢ〜−２１ｄＢ、中心周波数の１／２倍の周波数（ｆｏ／２）のレベルは−２２ｄＢ〜−２４ｄＢ、中心周波数の１０倍の周波数（１０ｆｏ）のレベルは−６１ｄＢ〜−６３ｄＢ、中心周波数の１／１０倍の周波数（ｆｏ／１０）のレベルは−５９ｄＢ〜−６１ｄＢであった。中心周波数ｆｏの２倍と１／２倍の各レベルがほぼ等しく、１０倍と１／１０倍の各レベルもほぼ等しく、対数周波数軸に対して対称な周波数特性を示す。
【００９９】
各狭帯域バンドパスフィルタ２４ａ〜２４ｇのそれぞれの中心周波数ｆｏ１，ｆｏ２の幾何平均値ｆｏが各チャンネル毎に設定されるが、さらに、隣接するチャンネルの中心周波数の幾何平均値は各チャンネルの上下両端周波数ｆｃ−Ｌ，ｆｃ−Ｈと一致する。そのため各チャンネルはそれぞれ独立性が高く、互いに干渉しにくい。各狭帯域バンドパスフィルタ２４ａ〜２４ｇのゲインを微調整すると各チャンネルをなだらかに連接させ広帯域バンドパスフィルタ２５を実現できる。
【０１００】
第１の実施形態では、個々の１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎが共通信号入出力端８，９の間に並列接続されているため、高い周波数領域で信号が通り抜け易い回路形式のバンドパスフィルタを用いると、対をなす１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎが分担するチャンネルとその近傍の周波数特性は良好でも数チャンネル離れた高い周波数領域では共通信号入力端８の信号が共通信号出力端９に抜け減衰度が劣化する。
【０１０１】
これに対して、図９に示す第３の実施形態では、対をなす１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎがそれぞれカスケード接続され、一方の１次対バンドパスフィルタ１０ａ，１０ｃ，１０ｅ，１０ｇ，１０ｉ，１０ｋ，１０ｍがハイパスフィルタとして機能し、他の１次対バンドパスフィルタ１０ｂ，１０ｄ，１０ｆ，１０ｈ，１０ｊ，１０ｌ，１０ｎがロウパスフィルタとして機能して互いの帯域外の特性を補完するため、狭帯域バンドパスフィルタ２４ａ〜２４ｇが分担するチャンネルとその近傍の周波数領域だけでなく分担チャンネルから離れた周波数領域でも良好な減衰度を示す。
【０１０２】
この実施形態の変形例を図１０に示す。同図において図９と同一部分には同一参照符号を付して重複説明を省略する。この変形例では、各チャンネルに対応する狭帯域バンドパスフィルタ２４ａ〜２４ｇのうち、奇数チャンネルの狭帯域バンドパスフィルタ２４ａ，２４ｃ，２４ｅ，２４ｇの入力端を共通信号入力端８に共通接続し、偶数チャンネルの狭帯域バンドパスフィルタ２４ｂ，２４ｄ，２４ｆの各入力端を共通接続して、共通信号入力端８と前記共通接続した入力端との間に反転回路２６を挿入する。各狭帯域バンドパスフィルタ２４ａ〜２４ｇの出力端を信号合成回路１３に接続している。
【０１０３】
図９に示す広帯域バンドパスフィルタ２５は、チャンネル数の半分程度の反転回路１２ａ〜１２ｃが必要であるが、図１０に示す広帯域バンドパスフィルタ２５ｂでは、チャンネル数にかかわりなく１個の反転回路２６で済む。
【０１０４】
図９に示す第３の実施形態および図１０に示す変形例は、いずれも狭帯域バンドパスフィルタ２４ａ〜２４ｇを並列的に接続することによって各チャンネルを連接し広帯域のバンドパスフィルタを実現するものであるが、任意の狭帯域バンドパスフィルタ２４ａ〜２４ｇを選択的に動作させることにより通過域にディップを形成し、上下両端の狭帯域バンドパスフィルタ２４ａ，２４ｇを選択的に動作させることにより実質的に遮断周波数を変えることができる。これによって希望信号に重畳した雑音や混信信号を選択して除去または軽減できるため、希望信号の通話品質を可及的に維持できる。
【０１０５】
次に、第１〜第３の各実施形態およびそれらの変形例に適用可能な変形例について説明する。ここでは、図１に示す実施形態に適用した変形例を図１１に示して説明する。同図において、図１と同一部分には同一参照符号を付して重複説明を省略する。
【０１０６】
図１１において、２７ａ〜２７ｎは可変抵抗で、共通信号入力端８と各１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎの各入力端との間に挿入されている。この広帯域バンドパスフィルタ１４ｆは、チャンネル単位で２個一組の可変抵抗２７ａ〜２７ｎを連動して調整すると各チャンネルの周波数特性を維持したままレベルの調整が可能である。
【０１０７】
すべての可変抵抗２７ａ〜２７ｎを最大に設定すると、図２（ｂ）に示すように平坦な周波数特性となるが、仮にチャンネルＣＨ１，ＣＨ２，ＣＨ６領域に雑音や混信信号が混入したとき、希望信号に対して雑音等が許容できる程度にチャンネルＣＨ１に対応する可変抵抗２７ａ，２７ｂを絞り、チャンネルＣＨ２に対応する可変抵抗２７ｃ，２７ｄをそれよりもわずかに絞り、チャンネルＣＨ６に対応する可変抵抗２７ｋ，２７ｌを完全に絞ると、図１２に示すように、周波数特性がチャンネルＣＨ１，ＣＨ２，ＣＨ３の間では階段状となり、チャンネルＣＨ６領域ではディップが形成される。
【０１０８】
図２（ｂ）の状態からチャンネルＣＨ１のレベルを下げてゆくとチャンネルＣＨ１の平坦部が縮小し、図中の点ｘ１ではチャンネルＣＨ１の下端周波数がチャンネルＣＨ２の減衰傾度と重なり、チャンネルＣＨ１はチャンネルＣＨ２領域に吸収される。実際には両隣りのチャンネルの減衰傾度が交差するレベル（図中の点ｘ２）あたりから平坦部が傾斜し、チャンネルＣＨ１の領域が不明瞭になるため、図中の点ｘ２のレベル程度まで明確な階段状にできる。雑音等を支障のないレベルまで抑えると希望信号も絞られるが、一つのチャンネルに数波しかない希望信号をわずかでも残留させることにより、希望信号全体の劣化を最小にできる。
【０１０９】
この広帯域バンドパスフィルタ１４ｆは、個々の可変抵抗２７ａ〜２７ｎを任意に調整することもできる。この場合にはチャンネルの周波数特性は正規化状態から外れ、対称性が失われる。仮に、チャンネルＣＨ１領域に雑音等が混入したとき、チャンネルＣＨ１に対応する可変抵抗２７ａ，２７ｂのうち、可変抵抗２７ａを徐々に絞ると、図１３に示すように周波数特性の平坦領域がチャンネルＣＨ２側へ移動し通過域が狭まると同時に、減衰傾度が変化し減衰曲線ｃ１から減衰曲線ｃ２，ｃ３に向かって急傾斜となる。さらに、可変抵抗２７ａを絞ると、減衰曲線ｃ４は逆に緩傾斜となり、可変抵抗２７ａを完全に絞ると減衰曲線ｃ５は１次対バンドパスフィルタ１０ｂ単独の減衰曲線となるが、遮断周波数はチャンネルＣＨ２側へ移動する。そして、可変抵抗２７ｂを完全に絞ると減衰曲線ｃ６はチャンネルＣＨ２の減衰曲線となる。
【０１１０】
チャンネルＣＨ７側でも同様に可変抵抗２７ｍ，２７ｎの調整により遮断周波数と減衰傾度とを変化させることができる。これにより、遮断周波数と減衰傾度とを変更可能な広帯域バンドパスフィルタを実現できる。このように可変抵抗２７ａ〜２７ｎを調整すると遮断周波数外の希望信号の一部は雑音等とともに大きく削られるが、仮に、希望信号の一部が欠損しても雑音等の抑圧量も大きいため、通話品質の劣化を抑えることができる。
【０１１１】
また、仮にチャンネルＣＨ１とチャンネルＣＨ２の隣接領域に雑音等が混入したとき、チャンネルＣＨ１に対応する可変抵抗２７ａ，２７ｂを完全に絞りきっても図１３の減衰曲線ｃ６が残留する。可変抵抗２７ａ，２７ｂを最大位置にしてチャンネルＣＨ２に対応する可変抵抗２７ｃ，２７ｄを完全に絞りきると、図１２のチャンネルＣＨ６の状態と同様にディップができるが、チャンネルＣＨ１とチャンネルＣＨ２の隣接領域のレベルを絞ることができない。そのため、チャンネルＣＨ１とチャンネルＣＨ２を同時に絞る必要がある。
【０１１２】
このような場合、チャンネルＣＨ１とチャンネルＣＨ２に対応する可変抵抗２７ａ，２７ｂ，２７ｃ，２７ｄのうち、チャンネル隣接領域に近い可変抵抗２７ｂ，２７ｃを絞ると、チャンネル隣接領域に幅が狭く深いディップが形成され、この領域の雑音等を除去できる。このようにチャンネル隣接領域の雑音等を２つのチャンネルを同時に絞ることなく除去でき、希望信号を可及的に残留させることができる。可変抵抗２７ａ〜２７ｎは、ロータリ式やスライド式などがあるが、雑音や混信信号のレベル変化はさまざまで、短時間で大きく変動し、突然発生消滅するような雑音等にも対応するには操作性が良く、設定位置が直視できる可変抵抗器が好ましい。
【０１１３】
図１４はスイッチ操作により抵抗値を変化させる電子式可変抵抗の一例を示す。図示例は一つの可変抵抗に対応するもので、標準ロジックＩＣで構成している。図においてＴＳは８個のタクトスイッチ、ＩＣ７４１４８はエンコーダ、ＩＣ７４３７５はＤラッチ、ＩＣ７４４２はＢＣＤ−１０進デコーダ、ＩＣ４０５１は８チャンネルのアナログマルチプレクサ、ＬＥＤは８個の発光ダイオード、ＲＲは８個の抵抗、ＶＯＬは抵抗入出力端を示す。なお、「ＩＣ」に付した番号「７４１４８」「７４３７５」「７４４２」「４０５１」は、標準ロジックＩＣの品名を示す。
【０１１４】
８個のタクトスイッチＴＳがエンコーダＩＣ７４１４８に接続され、エンコーダＩＣ７４１４８は押されたスイッチＴＳに対応するＢＣＤ信号を出力する。このＢＣＤ信号はＤラッチＩＣ７４３７５に保持され、ＤラッチＩＣ７４３７５は次にスイッチＴＳが押されるまでその状態を保つ。ＤラッチＩＣ７４３７５のＢＣＤ出力信号はＢＣＤ−１０進デコーダＩＣ７４４２とアナログマルチプレクサＩＣ４０５１に入力される。ＢＣＤ−１０進デコーダＩＣ７４４２の出力端には８個の発光ダイオードＬＥＤが接続され、押されたスイッチＴＳに対応する発光ダイオードＬＥＤが点灯する。また、アナログマルチプレクサＩＣ４０５１の共通端ＣＯＭには抵抗入出力端ＶＯＬの出力端が接続される。８個の抵抗ＲＲは直列接続され、直列接続した一端を抵抗入出力端ＶＯＬの入力端に接続し、他端を接地している。また、直列接続した抵抗ＲＲの各接続点はアナログマルチプレクサＩＣ４０５１の８つの切替接点に接続され、ＢＣＤ信号に対応する切替接点が共通端ＣＯＭに接続される。抵抗ＲＲの各抵抗値は、アナログマルチプレクサＩＣ４０５１の切り替えによって対数変化するように設定する。
【０１１５】
この電子式可変抵抗はタクトスイッチＴＳの近傍に発光ダイオードＬＥＤを配置すると抵抗の設定状態が直視でき、最大抵抗値から最小抵抗値へ変化させる場合などのように中間の抵抗を経ずに抵抗値を大きく変化させることができる。このように操作性が良好であるため、短時間で大きく変動し、突然に発生し消滅するような雑音等にもスムーズに対応することができる。
【０１１６】
次に示す変形例も第１〜第３の各実施形態およびそれらの変形例に適用可能である。ここでは図６に示す変形例に適用した変形例を図１５に示して説明する。同図において、図６と同一部分には同一参照符号を付して重複説明を省略する。
【０１１７】
図１５において、２８ａ〜２８ｇは第３の１次対バンドパスフィルタで、狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ〜１１ｇにカスケード接続され、各出力端は信号合成回路１３に接続されている。
【０１１８】
バンドパスフィルタの減衰傾度はＱ値と次数によって決定されるが、Ｑ値は中心周波数と帯域幅によって決定され変えることができない。そのためより急峻な減衰傾度を得るには次数を高める必要がある。図１５に示す変形例では、狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ〜１１ｇに第３の１次対バンドパスフィルタ２８ａ〜２８ｇをカスケード接続することにより高次のバンドパスフィルタを実現している。狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ〜１１ｇと信号合成回路１３の間に第３の１次対バンドパスフィルタを複数段カスケード接続することにより、より高次のバンドパスフィルタを実現できる。いずれの場合にも各１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎ，２８ａ〜２８ｇの中心周波数とＱ値はカスケード型バンドパスフィルタの設計のための正規化表に基づいて設定すればよい。
【０１１９】
これにより、各チャンネルの中心周波数と帯域幅を維持したまま減衰傾度を急峻にできる。混信信号や雑音が存在するチャンネルの信号レベルを下げると混信信号や雑音を緩和できるが、図２における点ｘ２までレベルを下げると、隣接するチャンネルの減衰曲線が現れ、この曲線上に載った混信信号や雑音が残留するため、混信信号や雑音を完全に除去できない。そのため、混信信号や雑音を完全除去するには雑音等が存在するチャンネルと隣接するチャンネルの信号レベルも絞る必要がある。
【０１２０】
これに対して、チャンネルの減衰傾度を急峻にできると図２における点ｘ２のレベルを下げることができる。これにより雑音等が存在するチャンネルのレベルを絞ると図１６に示すように周波数特性の段差をより大きくできてディップもより深くでき、雑音等のないチャンネルの希望信号を可及的に残留させて混信信号や雑音が存在するチャンネルの信号レベルを十分絞ることができる。
【０１２１】
次に示す変形例も第１〜第３の実施形態およびそれらの変形例に適用可能である。ここでは図１０に示す変形例に適用した変形例を図１７に示して説明する。同図において、図１０と同一部分には同一参照符号を付して重複説明を省略する。
【０１２２】
この広帯域バンドパスフィルタ２５ｃは、図１０に示す広帯域バンドパスフィルタ２５ｂに、３つの接点ａ，ｂ，ｃを有するスイッチ２９ａ〜２９ｇと、３本の信号線３０ａ〜３０ｃと、第１〜第３の信号合成回路１３ａ〜１３ｃと、第１〜第３の共通信号出力端９ａ〜９ｃを付加している。各狭帯域バンドパスフィルタ２４ａ〜２４ｇの各出力端を、各スイッチ２９ａ〜２９ｇの共通接点ｄに接続し、各スイッチ２９ａ〜２９ｇの接点ａを信号線３０ａに、接点ｂを信号線３０ｂに、接点ｃを信号線３０ｃにそれぞれ接続し、各信号線３０ａ〜３０ｃを第１〜第３の信号合成回路１３ａ〜１３ｃを介してそれぞれ第１〜第３の共通信号出力端９ａ〜９ｃに接続している。
【０１２３】
図示例ではチャンネルＣＨ１に対応する狭帯域バンドパスフィルタ２４ａに接続されたスイッチ２９ａは共通接点ｄが接点ａに接続され、チャンネルＣＨ２〜５に対応する狭帯域バンドパスフィルタ２４ｂ〜２４ｅの出力端は接点ｂに、チャンネルＣＨ６，７に対応する狭帯域バンドパスフィルタ２４ｆ，２４ｇの出力端は接点ｃに接続されている。この広帯域バンドパスフィルタ２５ｃの出力信号は、各狭帯域バンドパスフィルタ２４ａ〜２４ｇの出力信号がスイッチ２９ａ〜２９ｇによって信号線３０ａ〜３０ｃに分岐され、図１８に示すように小バンドＢ１〜Ｂ３に分割される。
【０１２４】
低域バンドＢ１に対応する共通信号出力端９ａをステレオアンプの左チャンネルＬｃｈに、高域バンドＢ３に対応する共通信号出力端９ｃをステレオアンプの右チャンネルＲｃｈにそれぞれ接続する。中域バンドＢ２に対応する共通信号出力端９ｂはさらに２つに分岐してステレオアンプの左チャンネルＬｃｈと右チャンネルＲｃｈに接続する。
【０１２５】
これにより、図１９に示すようにステレオアンプの左チャンネルＬｃｈには低域バンドＢ１と中域バンドＢ２の連続した信号が入力され、右チャンネルＲｃｈには中域バンドＢ２と高域バンドＢ３の連続した信号が入力される。左右チャンネルＬｃｈ、Ｒｃｈの信号をそれぞれ左右の耳で聞くと、左耳には低域バンドＢ１の音が、右耳には高域バンドＢ３の音が分離して聞こえ、左右の耳に同時に入った中域バンドＢ２の音は中央から聞こえる。
【０１２６】
各チャンネルには数波の音声信号が分散しているが、左右チャンネルＬｃｈ、Ｒｃｈに入力された低域バンドＢ１と高域バンドＢ３の音は中央から聞こえる中域バンドＢ２の音に接続して一体に聞こえる。
【０１２７】
仮に、図１９に示すようにチャンネルＣＨ２とチャンネルＣＨ５に混信信号Ｎ１，Ｎ２が混入すると、チャンネルＣＨ２とチャンネルＣＨ５は中域バンドＢ２に属するため混信信号Ｎ１，Ｎ２は中央から聞こえ、希望信号と混ざり合い、希望信号を聞き取りにくくする。この場合、チャンネルＣＨ２，５のレベルをそれぞれ絞ることにより混信信号のレベルを下げることができる。これによってチャンネルＣＨ２，５に含まれる希望信号のレベルも下がるが、他のチャンネルの希望信号に対して混信信号を緩和できる。
【０１２８】
さらに、この変形例では、スイッチ２９ｂにより狭帯域バンドパスフィルタ２４ｂの出力を信号線３０ｂから信号線３０ａに切り替え、スイッチ２９ｅにより狭帯域バンドパスフィルタ２４ｅの出力を信号線３０ｂから信号線３０ｃに切り替えることができる。これによりチャンネルＣＨ２の信号は中域バンドＢ２から低域バンドＢ１に移り、チャンネル５の信号は中域バンドＢ２から高域バンドＢ３に移る。
【０１２９】
そして、図２０に示すようにステレオアンプの左チャンネルＬｃｈには混信信号Ｎ１を含むチャンネルＣＨ１，２の低域バンドＢ１の信号と混信信号Ｎ１，Ｎ２を含まないチャンネルＣＨ３，４の中域バンドＢ２の信号が、右チャンネルＲｃｈには混信信号Ｎ２を含むチャンネルＣＨ５，６，７の高域バンドＢ３の信号と混信信号Ｎ１，Ｎ２を含まないチャンネルＣＨ３，４の中域バンドＢ２の信号が入力される。
【０１３０】
その結果、混信信号Ｎ１，Ｎ２を含まない信号は中央から出力され、混信信号Ｎ１，Ｎ２を含む音は左右に分離して出力される。そのため、希望信号と混信信号が異なる方向から聞こえ、すべてのチャンネルに分散した希望信号はそのまま残留しているため、混信信号のレベルがある程度大きくても、希望信号を混信信号から分離して聞き取ることができる。
【０１３１】
なお、本発明は前述した実施形態にのみ限定されるものではなく、例えば狭帯域バンドパスフィルタを構成する一対のフィルタの中心周波数または遮断周波数をカスケード型バンドパスフィルタの設計のための正規化表に従う比率に設定したが、一対のフィルタの中心周波数または遮断周波数の幾何平均値がチャンネルの中心周波数となり、隣接するチャンネルの中心周波数の幾何平均値がチャンネルの両端周波数となるような比率であれば正規化表から外れた比率およびＱ値に設定してもよい。
【０１３２】
また、狭帯域バンドパスフィルタを構成する一対のフィルタはオペアンプとコンデンサ、抵抗を用いたアクティブフィルタだけでなく、コンデンサを高周波スイッチングして擬似抵抗としたスイッチト・キャパシタ・フィルタやトランスコンダクタンス素子を用いた可変周波数フィルタ、ＬＣシュミレーション型アクティブフィルタなどを用いることができる。
【０１３３】
特に、スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いると、スイッチング周波数を変化させることによりチャンネル全体の連接状態を保持したまま各チャンネルの中心周波数および両端周波数を移動させることができる。これにより、チャンネル隣接部に存在する雑音等をチャンネル隣接部から外すことができ雑音等の除去が容易となる。
【０１３４】
また、信号合成回路１３はオペアンプを用いた加減算回路を用いることが好ましいが、各狭帯域バンドパスフィルタの出力端を抵抗を介してワイヤードＯＲ接続して信号を合成する簡易回路でもよい。
【０１３５】
また、各チャンネルのレベルを設定する電子式可変抵抗は、標準ロジックＩＣを用いたものだけでなく、スイッチマトリクス回路と発光ダイオードダイナミック点灯回路とをマイクロコンピュータ制御することにより回路や配線を簡素化できる。
【産業上の利用可能性】
【０１３６】
本発明による広帯域バンドパスフィルタは、帯域幅が数オクターブの電話通信バンド用バンドパスフィルタだけでなく、可聴周波数範囲を超える広帯域のバンドパスフィルタにも適用可能で、オーディオ再生装置用バンドパスフィルタなどへの利用が可能である。特にオーディオ再生装置用グラフィックイコライザはイコライザ素子による共振信号をフラットな元の信号に加算または減算して共振周波数近傍の信号をブースト、カットするものであるため共振周波数から離れた周波数領域ではフラットレベルになるが、本発明による広帯域バンドパスフィルタは狭帯域バンドパスフィルタが分担するチャンネルから離れた周波数領域の信号を十分減衰させることができる。
【０１３７】
また、各チャンネルの狭帯域バンドパスフィルタの出力端では独立したフィルタ機能を保持しているため計測装置用のバンドパスフィルタとしても利用可能で、騒音計や音響分析装置などの計測器にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１３８】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１に示す広帯域バンドパスフィルタの周波数特性図である。
【図３】第１の実施形態の変形例の一つを示すブロック図である。
【図４】第１の実施形態の他の変形例を示すブロック図である。
【図５】第１の実施形態の他の変形例を示すブロック図である。
【図６】第１の実施形態の他の変形例を示すブロック図である。
【図７】本発明の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図８】第２の実施形態の変形例を示すブロック図である。
【図９】本発明の第３の実施形態を示すブロック図である。
【図１０】第３の実施形態の変形例を示すブロック図である。
【図１１】第１〜第３の実施形態に適用可能な変形例を示すブロック図である。
【図１２】図１１に示す変形例における広帯域バンドパスフィルタの周波数特性図である。
【図１３】図１１の可変抵抗を調整した時の広帯域バンドパスフィルタの周波数特性図である。
【図１４】電子式可変抵抗の回路図である。
【図１５】第１〜第３の実施形態に適用可能な変形例を示すブロック図である。
【図１６】図１５に示す変形例における広帯域バンドパスフィルタの周波数特性図である。
【図１７】第１〜第３の実施形態に適用可能な変形例を示すブロック図である。
【図１８】図１７に示す変形例により小バンドに分割された広帯域バンドパスフィルタの周波数特性図である。
【図１９】小バンドに分割された混信信号を含む音声信号を左右チャンネルに分離した状態を示す周波数特性図である。
【図２０】中域バンドの混信信号を含むチャンネルを他のバンドに移動させて左右チャンネルに分離した状態を示す周波数特性図である。
【図２１】特許文献３に開示された技術を参照して検討した広帯域バンドパスフィルタのブロック図である。
【図２２】図２１のバンドパスフィルタに使用したＤＡＢＰフィルタの基本回路図である。
【図２３】図２１のバンドパスフィルタの周波数特性を示す波形図である。
【符号の説明】
【０１３９】
８  共通信号入力端
９  共通信号出力端
１０ａ〜１０ｎ  一対のフィルタ
１１ａ〜１１ｇ  狭帯域バンドパスフィルタ
１２ａ〜１２ｃ  反転回路
１３ａ〜１３ｃ  信号合成回路
１４  広帯域バンドパスフィルタ
ｆｏ１，ｆｏ２  中心周波数
【図１】
2009081660.tif 000008
【図２】
2009081660.tif 000009
【図３】
2009081660.tif 000010
【図４】
2009081660.tif 000011
【図５】
2009081660.tif 000012
【図６】
2009081660.tif 000013
【図７】
2009081660.tif 000014
【図８】
2009081660.tif 000015
【図９】
2009081660.tif 000016
【図１０】
2009081660.tif 000017
【図１１】
2009081660.tif 000018
【図１２】
2009081660.tif 000019
【図１３】
2009081660.tif 000020
【図１４】
2009081660.tif 000021
【図１５】
2009081660.tif 000022
【図１６】
2009081660.tif 000023
【図１７】
2009081660.tif 000024
【図１８】
2009081660.tif 000025
【図１９】
2009081660.tif 000026
【図２０】
2009081660.tif 000027
【図２１】
2009081660.tif 000028
【図２２】
2009081660.tif 000029
【図２３】
2009081660.tif 000030
【手続補正書】
【提出日】平成20年4月2日(2008.4.2)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
中心周波数または遮断周波数をチャンネルの中心周波数から上下両側に所定の比率で離隔した周波数に設定した少なくとも一対のフィルタを含む狭帯域バンドパスフィルタを、共通信号入力端と共通信号出力端の間で並列的に接続したことを特徴とする広帯域バンドパスフィルタ。
【請求項２】
前記チャンネルに対応する狭帯域バンドパスフィルタが、並列的に接続しまたはカスケード接続した一対の１次対バンドパスフィルタあるいはカスケード接続した一組のハイパスフィルタおよびロウパスフィルタを含むことを特徴とする請求項１に記載の広帯域バンドパスフィルタ。
【請求項３】
前記狭帯域バンドパスフィルタを構成する一対の１次対バンドパスフィルタが共通信号入力端と共通信号出力端の間で並列的に配置され、各１次対バンドパスフィルタの入力端側または出力端側のいずれか一方を共通接続し、共通信号出力端における１次対バンドパスフィルタの出力位相を、同一のチャンネル内では互いに逆相とし、隣接するチャンネルの隣接する１次対バンドパスフィルタの間では同相としたことを特徴とする請求項２に記載の広帯域バンドパスフィルタ。
【請求項４】
前記狭帯域バンドパスフィルタを構成する一対の１次対バンドパスフィルタの各出力端側を共通接続すると共に、各一対の１次対バンドパスフィルタの入力端に供給する信号の位相を互いに逆相としたことを特徴とする請求項３に記載の広帯域バンドパスフィルタ。
【請求項５】
前記一対の１次対バンドパスフィルタあるいは一組のハイパスフィルタおよびロウパスフィルタをカスケード接続して狭帯域バンドパスフィルタを構成し、連接するチャンネルに対応する狭帯域バンドパスフィルタの共通信号出力端における出力位相を互いに逆相としたことを特徴とする請求項２に記載の広帯域バンドパスフィルタ。
【請求項６】
連接する前記チャンネルに対応する狭帯域バンドパスフィルタの各入力端に供給する信号の位相を互いに逆相としたことを特徴とする請求項５に記載の広帯域バンドパスフィルタ。
【請求項７】
前記狭帯域バンドパスフィルタに第３のバンドパスフィルタをカスケード接続して高次の狭帯域バンドパスフィルタを構成したことを特徴とする請求項３または５に記載の広帯域バンドパスフィルタ。
【請求項８】
前記チャンネルの信号レベルを可変としたことを特徴とする請求項３または５に記載の広帯域バンドパスフィルタ。
【請求項９】
連接する前記チャンネルを複数のグループに分けてグループ毎の共通信号出力端を設け、共通信号入力端と各グループ毎の共通信号出力端の間で、狭帯域バンドパスフィルタを並列的に接続したことを特徴とする請求項３または５に記載の広帯域バンドパスフィルタ。
【手続補正書】
【提出日】平成20年11月25日(2008.11.25)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１１８】
バンドパスフィルタの減衰傾度はＱ値と次数によって決定されるが、Ｑ値は中心周波数と帯域幅によって決定され変えることができない。そのためより急峻な減衰傾度を得るには次数を高める必要がある。図１５に示す変形例では、対をなす１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｇによって構成される狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ〜１１ｇに第３の１次対バンドパスフィルタ２８ａ〜２８ｇをカスケード接続することにより高次の狭帯域バンドパスフィルタ３１ａ〜３１ｇを実現している。狭帯域バンドパスフィルタ１１ａ〜１１ｇと信号合成回路１３の間に第３の１次対バンドパスフィルタを複数段カスケード接続することにより、より高次の狭帯域バンドパスフィルタを実現できる。いずれの場合にも各１次対バンドパスフィルタ１０ａ〜１０ｎ，２８ａ〜２８ｇの中心周波数とＱ値はカスケード型バンドパスフィルタの設計のための正規化表に基づいて設定すればよい。
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１５】
2009081660.tif 000031