(57)【要約】【課題】小型で製造が容易な高周波増幅装置を提供する。【解決手段】電源電位Ｖｃｃと接地電位ＧＮＤとの間に接続され、入力された高周波信号ｆ１を増幅して出力信号ｆ２として出力する高周波増幅装置１において、増幅用トランジスタＴ１と、負荷用トランジスタＴ２とを直列に設ける。増幅用トランジスタＴ１のコレクタは電源電位Ｖｃｃに接続され、ベースに高周波信号ｆ１が入力され、エミッタは負荷用トランジスタＴ２のコレクタに接続される。また、負荷用トランジスタＴ２のエミッタは接地電位ＧＮＤに接続される。そして、増幅用トランジスタＴ１のコレクタから出力信号ｆ１が取り出される。負荷用トランジスタＴ２の寄生抵抗及び寄生容量によって、抵抗素子及びキャパシタを設けた場合と同様な効果が得られる。【選択図】図１
2009177682.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
正極側基準電位と負極側基準電位との間に接続され、入力された高周波信号を増幅して出力する高周波増幅装置であって、
コレクタが前記正極側基準電位に接続され、ベースに前記高周波信号が入力され、前記コレクタから出力信号が取り出される増幅用トランジスタと、
前記増幅用トランジスタのエミッタと前記負極側基準電位との間に接続された負荷用トランジスタと、
を備えたことを特徴とする高周波増幅装置。
【請求項２】
前記正極側基準電位と前記増幅用トランジスタのコレクタとの間に接続され、電流を導通させるか否かを切替えるスイッチ素子をさらに備えたことを特徴とする請求項１記載の高周波増幅装置。
【請求項３】
前記増幅用トランジスタのベースとコレクタとの間に接続され、電流を導通させるか否かを切替えるバイパス素子をさらに備えたことを特徴とする請求項２記載の高周波増幅装置。
【請求項４】
前記正極側基準電位と前記増幅用トランジスタのコレクタとの間に接続され、導通させる電流の大きさを制御する電流源回路をさらに備えたことを特徴とする請求項１記載の高周波増幅装置。
【請求項５】
前記負荷用トランジスタは電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の高周波増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波増幅装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
エミッタ接地型の高周波増幅回路においては、正の電源電位と接地電位との間に増幅用トランジスタが設けられており、この増幅用トランジスタのベースに高周波の入力信号が入力され、コレクタから出力信号が取り出される。また、このような高周波増幅回路の電力利得特性を広帯域化するために、増幅用トランジスタのエミッタと接地電位との間に、抵抗及びキャパシタを相互に並列に接続する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
しかしながら、このような抵抗及びキャパシタを設けた高周波増幅回路を、半導体チップ上に形成しようとすると、チップ上に抵抗素子及びキャパシタを作製しなくてはならないため、素子の面積が大きくなってしまうという問題がある。また、キャパシタを作製するための専用のプロセスが必要となり、工程数が増加してしまう。
【０００４】
【特許文献１】特開平９−１８２４６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、小型で製造が容易な高周波増幅装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一態様によれば、正極側基準電位と負極側基準電位との間に接続され、入力された高周波信号を増幅して出力する高周波増幅装置であって、コレクタが前記正極側基準電位に接続され、ベースに前記高周波信号が入力され、前記コレクタから出力信号が取り出される増幅用トランジスタと、前記増幅用トランジスタのエミッタと前記負極側基準電位との間に接続された負荷用トランジスタと、を備えたことを特徴とする高周波増幅装置が提供される。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、小型で製造が容易な高周波増幅装置を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
先ず、本発明の第１の実施形態について説明する。
図１は、本実施形態に係る高周波増幅装置を例示する回路図であり、
図２は、本実施形態に係る高周波増幅装置を例示する平面図であり、
図３は、本実施形態に係る高周波増幅装置の負荷用トランジスタを例示する斜視断面図である。
本実施形態に係る高周波増幅装置は、例えば、携帯電話又はテレビジョン受像機等の無線機の送受信系システムに用いられる増幅装置である。
【０００９】
図１に示すように、本実施形態に係る高周波増幅装置１においては、正極側基準電位としての電源電位Ｖｃｃと負極側基準電位としての接地電位ＧＮＤとの間に、抵抗Ｒ１、増幅用トランジスタＴ１及び負荷用トランジスタＴ２が、この順に直列に接続されている。すなわち、増幅用トランジスタＴ１のコレクタは抵抗Ｒ１を介して電源電位Ｖｃｃに接続されており、増幅用トランジスタＴ１のエミッタは負荷用トランジスタＴ２のコレクタに接続されており、負荷用トランジスタＴ２のエミッタは接地電位ＧＮＤに接続されている。従って、負荷用トランジスタＴ２は、増幅用トランジスタＴ１のエミッタと接地電位ＧＮＤとの間に接続されている。
【００１０】
増幅用トランジスタＴ１は、例えば、ＨＢＴ（Heterojunction Bipolar Transistor：ヘテロ接合バイポーラトランジスタ）であり、そのベースには高周波信号ｆ１が入力される。なお、本明細書における「高周波信号」の意味合いは、電気工学の分野で一般的に用いられる意味合いと同じであり、周波数が比較的高い電気信号を指す。例えば、周波数が数百ＭＨｚ以上の電気信号であり、例えば、無線通信の搬送波に用いられる電気信号である。
【００１１】
負荷用トランジスタＴ２は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）であり、例えば、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（ＮＭＯＳ）である。負荷用トランジスタＴ２のゲートには、負荷用トランジスタＴ２を導通させるか否かを切替えるＯＮ／ＯＦＦ制御信号Ｓｃ１が入力される。
【００１２】
また、増幅用トランジスタＴ１のコレクタとベースとの間には、抵抗Ｒ２が接続されている。そして、増幅用トランジスタＴ１のコレクタ、すなわち、増幅用トランジスタＴ１と抵抗Ｒ１との接続点Ｎから、出力信号ｆ２が取り出される。
【００１３】
図２に示すように、高周波増幅装置１は、例えば導電型がＰ型のシリコン基板１１の上層部分及びその上方に形成されている。すなわち、シリコン基板１１上においては、接地電位ＧＮＤが印加されるパッドＰ、ＮＭＯＳからなる負荷用トランジスタＴ２、ＨＢＴからなる増幅用トランジスタＴ１、配線Ｗ１がこの順に一列に配列されている。増幅用トランジスタＴ１及び負荷用トランジスタＴ２のレイアウトはマルチフィンガー型となっており、パッドＰ、負荷用トランジスタＴ２及び増幅用トランジスタＴ１の配列方向に対して直交する方向に沿って、複数の単位素子が相互に並列に接続されている。配線Ｗ１は、増幅用トランジスタＴ１のコレクタから出力信号ｆ２を取り出すための配線である。
【００１４】
また、シリコン基板１１上におけるパッドＰの周囲には、パッドＰを負荷用トランジスタＴ２のエミッタ（ソース）に接続する配線Ｗ２が設けられており、負荷用トランジスタＴ２と増幅用トランジスタＴ１との間には、負荷用トランジスタＴ２のコレクタ（ドレイン）を増幅用トランジスタＴ１のエミッタに接続する配線Ｗ３と、高周波信号ｆ１を増幅用トランジスタＴ１のベースに対して入力する配線Ｗ４とが設けられている。配線Ｗ３は配線Ｗ４の上方に設けられている。更に、シリコン基板１１上には、電源電位Ｖｃｃが印加されるパッド（図示せず）も設けられている。
【００１５】
図３に示すように、負荷用トランジスタＴ２においては、シリコン基板１１の上層部分の一部に、導電型がＰ＋型のＰウエル１２が形成されており、Ｐウエル１２の上層部分の一部には、導電型がＮ＋型のソース領域１３及びドレイン領域１４が相互に離隔して形成されており、Ｐウエル１２におけるソース領域１３とドレイン領域１４との間の領域がチャネル領域１５となっている。ソース領域１３及びドレイン領域１４にはそれぞれソース電極１６及びドレイン電極１７が接続されており、チャネル領域１５の直上域にはゲート絶縁膜１８及びゲート電極１９が設けられている。そして、ゲート電極１９におけるソース領域１３からドレイン領域１４に向かう方向の長さをゲート長Ｌｇとし、ソース領域１３からドレイン領域１４に向かう方向に対して直交する方向の長さをゲート幅Ｗｇとする。なお、ソース領域１３及びドレイン領域１４は、ゲート電極１９をマスクとした不純物注入とその後の活性化処理によって形成された領域である。
【００１６】
次に、本実施形態に係る高周波増幅装置１の動作について説明する。
図４は、本実施形態に係る高周波増幅装置の負荷用トランジスタの等価回路を例示する回路図であり、
図５（ａ）及び（ｂ）は、横軸に高周波信号の周波数をとり、縦軸に負荷用トランジスタの抵抗成分、すなわち、増幅用トランジスタから見てエミッタ側部分のインピーダンスの実数成分をとって、負荷用トランジスタの形状とその周波数特性との関係を例示するグラフ図であり、（ａ）はゲート長Ｌｇに対する依存性を示し、（ｂ）はゲート幅Ｗｇに対する依存性を示し、
図６は、横軸に高周波信号の周波数をとり、縦軸に負荷用トランジスタの抵抗成分をとって、負荷用トランジスタの形状と高周波増幅器の周波数特性との関係を模式的に例示するグラフ図であり、
図７（ａ）及び（ｂ）は、横軸に高周波信号の周波数をとり、縦軸に高周波増幅装置の利得をとって、負荷用トランジスタの形状と高周波増幅器の周波数特性との関係を例示するグラフ図であり、（ａ）はゲート長Ｌｇに対する依存性を示し、（ｂ）はゲート幅Ｗｇに対する依存性を示し、
図８は、負荷用トランジスタの形状の決定方法を例示するフローチャート図である。
【００１７】
図１に示すように、増幅用トランジスタＴ１のコレクタに電源電位Ｖｃｃを印加し、エミッタに接地電位ＧＮＤを印加することにより、増幅用トランジスタＴ１のコレクタ−エミッタ間に一定の電圧をかける。また、ＯＮ／ＯＦＦ制御信号Ｓｃ１をハイレベルとすることにより、負荷用トランジスタＴ２を導通状態とする。この状態で、増幅用トランジスタＴ１のベースに高周波信号ｆ１を入力すると、増幅用トランジスタＴ１によって増幅された出力信号ｆ２が接続点Ｎから出力される。また、抵抗Ｒ２を介して負帰還が生じ、出力信号ｆ２が安定する。
【００１８】
このとき、図３に示すように、負荷用トランジスタＴ２においては、ソース領域１３とドレイン領域１４との間に寄生容量Ｃｐ及び寄生抵抗Ｒｐが発生する。これにより、図４に示すように、導通状態における負荷用トランジスタＴ２の電気的な特性は、寄生容量Ｃｐと寄生抵抗Ｒｐとを相互に並列に接続した回路と等価になる。この結果、高周波領域における利得が向上し、高周波増幅装置１の電力利得特性が広帯域化する。
【００１９】
一方、ＯＮ／ＯＦＦ制御信号Ｓｃ１をローレベルとすることにより、負荷用トランジスタＴ２を非導通状態とすると、増幅用トランジスタＴ１のエミッタに接地電位ＧＮＤが供給されなくなり、上述の増幅動作が停止する。
【００２０】
以下、負荷用トランジスタＴ２の形状が、負荷用トランジスタＴ２の抵抗成分及び高周波増幅装置１の利得に及ぼす影響を、数値例を挙げて具体的に説明する。なお、図５及び図７に示す数値例は、ある条件で実験を行った際に得られた結果の一例である。
【００２１】
図５（ａ）に示すように、周波数が０の場合、すなわち、直流信号については、抵抗成分はゲート長Ｌｇに略比例し、ゲート長Ｌｇが大きいほど抵抗成分も大きくなる。そして、周波数が大きくなるほど、抵抗成分が減少し、且つ、ゲート長Ｌｇに依存しなくなる。この結果、負荷用トランジスタＴ２のゲート長Ｌｇが０．５μｍであるときは、負荷用トランジスタＴ２の抵抗成分はゲート長Ｌｇにはあまり依存せず、略一定値をとる。そして、ゲート長Ｌｇが０．５μｍ以上の範囲で増加するほど、高周波信号の周波数と負荷用トランジスタＴ２の抵抗成分との相関関係を表す曲線の傾きは大きくなり、周波数に関する抵抗成分の差分が大きくなる。
【００２２】
一方、図５（ｂ）に示すように、負荷用トランジスタＴ２のゲート幅Ｗｇが大きくなるほど、負荷用トランジスタＴ２の抵抗成分は小さくなる。また、ゲート幅Ｗｇが同じであれば、周波数が高いほど抵抗成分は減少する。但し、周波数が変化したときの抵抗成分の変化率はゲート幅Ｗｇにはあまり依存しない。
【００２３】
従って、図６に示すように、負荷用トランジスタＴ２の抵抗成分のうち、低周波領域における抵抗成分は、負荷用トランジスタＴ２のゲート長Ｌｇ及びゲート幅Ｗｇの双方によって制御することができ、高周波領域における抵抗成分は、主としてゲート長Ｌｇによって制御することができる。
【００２４】
また、図７（ａ）に示すように、高周波増幅装置１の利得における周波数依存性も、ゲート長Ｌｇによって変化する。すなわち、負荷用トランジスタＴ２のゲート長Ｌｇが０．５μｍであるときは、高周波増幅装置１の利得は周波数の増加に伴って単調減少する。そして、ゲート長Ｌｇが０．５μｍよりも大きくなると、低周波領域における高周波増幅装置１の利得は減少するが、高周波領域における利得はあまり変化しない。そして、ゲート長Ｌｇが０．５μｍ以上の範囲で増加するほど、低周波領域における周波数と利得との相関関係を表す曲線の傾きが小さくなる。
【００２５】
一方、図７（ｂ）に示すように、高周波増幅装置１の利得における周波数依存性はゲート幅Ｗｇにも依存し、負荷用トランジスタＴ２のゲート幅Ｗｇが大きくなるほど、高周波増幅装置１の利得は大きくなるが、周波数と利得との相関関係を表す曲線の傾きは、あまり変化しない。従って、高周波増幅装置１の全体の利得は主としてゲート幅Ｗｇによって制御し、利得の周波数特性は主としてゲート長Ｌｇによって制御することができる。
【００２６】
このように、負荷用トランジスタＴ２の形状を調整することにより、負荷用トランジスタＴ２の特性を制御し、ひいては高周波増幅装置１の特性を制御することができる。逆に言えば、要求される高周波増幅装置１の特性に応じて、負荷用トランジスタＴ２を設計すればよい。具体的には、以下に示す手順によって、負荷用トランジスタＴ２の形状を決定すればよい。
【００２７】
先ず、図８のステップＳ１に示すように、高周波増幅装置１に必要とされる利得特性、すなわち、利得と周波数との関係を設定する。
【００２８】
次に、ステップＳ２に示すように、ステップＳ１で定めた利得特性を実現するために、等価回路上必要とされる抵抗（寄生抵抗Ｒｐ）及び容量（寄生容量Ｃｐ）の値を算出する。具体的には、低周波領域における利得を寄生抵抗Ｒｐの値で合わせ、その上で、高周波領域において必要な利得が得られるように、寄生抵抗Ｃｐの値を決定する。
【００２９】
次に、ステップＳ３に示すように、ステップＳ２において求めた寄生抵抗Ｒｐ及び寄生容量Ｃｐの値に対応するようなゲート長Ｌｇ及びゲート幅Ｗｇの値を求める。このとき、寄生抵抗Ｒｐ及び寄生容量Ｃｐの２つのパラメータの組合せが決定されれば、ゲート長Ｌｇ及びゲート幅Ｗｇの２つのパラメータの組合せは一意に決定される。このように、高周波増幅装置１に必要とされる利得特性から逆算して、負荷用トランジスタＴ２の形状を決定する。
【００３０】
次に、本実施形態の効果について説明する。
上述の如く、本実施形態によれば、増幅用トランジスタＴ１と接地電位ＧＮＤとの間に負荷用トランジスタＴ２を接続することにより、寄生容量Ｃｐ及び寄生抵抗Ｒｐが発生し、高周波増幅装置１の電力利得特性が広帯域化する。
【００３１】
そして、本実施形態においては、寄生容量Ｃｐ及び寄生抵抗ＲｐをＮＭＯＳ等のトランジスタによって実現しているため、寄生容量Ｃｐを通常のＭＩＭ（Metal Insulator Metal：金属−絶縁物−金属）構造のキャパシタによって実現し、寄生抵抗Ｒｐを例えばポリシリコンシート等からなる抵抗素子によって実現する場合と比較して、面積を縮小することができる。この結果、高周波増幅装置１の小型化を図ることができる。
【００３２】
また、負荷用トランジスタＴ２は通常のＭＯＳプロセスによって形成することができるため、ＭＩＭ構造のキャパシタ及びポリシリコンシート等からなる抵抗を作製するための専用プロセスを設ける必要がなく、製造が容易である。更に、上述の如く、負荷用トランジスタＴ２のゲート長Ｌｇ及びゲート幅Ｗｇの値を調節するだけで、高周波増幅装置１の利得特性を制御することができるため、設計が容易である。
【００３３】
更にまた、負荷用トランジスタＴ２を設けることにより、必要に応じて、高周波増幅装置１の増幅動作を停止させることができる。これにより、高周波増幅装置１の使用方法の自由度が向上する。
【００３４】
なお、本実施形態においては、増幅用トランジスタＴ１をＨＢＴによって構成する例を示したが、本発明はこれに限定されず、増幅用トランジスタＴ１はＭＯＳＦＥＴによって構成してもよい。これにより、高周波増幅装置全体をＭＯＳプロセスによって作製することができる。また、本実施形態においては、負荷用トランジスタＴ２をＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴによって構成する例を示したが、本発明はこれに限定されず、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴによって構成してもよく、ＭＥＳＦＥＴ（Metal-Semiconductor Field Effect Transistor：金属半導体接合電界効果トランジスタ）によって構成してもよく、バイポーラトランジスタによって構成してもよい。
【００３５】
次に、本実施形態の比較例について説明する。
先ず、第１の比較例について説明する。
図９は、本比較例に係る高周波増幅装置を例示する回路図である。
【００３６】
図９に示すように、本比較例に係る高周波増幅装置１０１は、前述の第１の実施形態に係る高周波増幅装置１（図１参照）と比較して、増幅用トランジスタＴ２が設けられておらず、その替わりに、エミッタ抵抗Ｒ１０１が設けられている点が異なっている。エミッタ抵抗Ｒ１０１は、例えば、ポリシリコンからなるシートによって構成された抵抗素子である。このような高周波増幅装置１０１は、高周波領域において利得が低く、増幅装置として使用可能な周波数帯域が狭い。
【００３７】
次に、第２の比較例について説明する。
図１０は、本比較例に係る高周波増幅装置を例示する回路図であり、
図１１は、横軸に高周波信号の周波数をとり、縦軸に利得をとって、本比較例に係る高周波増幅装置の周波数特性を例示するグラフ図である。
図１１において、破線は前述の第１の比較例に係る高周波増幅装置１０１の周波数特性を示し、実線は本第２の比較例に係る高周波増幅装置１０２の周波数特性を示している。
【００３８】
図１０に示すように、本比較例に係る高周波増幅装置１０２は、前述の第１の比較例に係る高周波増幅装置１０１（図９参照）と比較して、エミッタ負荷キャパシタＣ１０２が設けられている点が異なっている。エミッタ負荷キャパシタＣ１０２はＭＩＭ構造のキャパシタであり、エミッタ抵抗Ｒ１０１に対して並列に接続されている。
【００３９】
本比較例によれば、図１１に示すように、エミッタ負荷キャパシタＣ１０２によるピーキング効果によって高周波領域の利得が向上し、広帯域化を図ることができる。しかしながら、高周波増幅装置１０２においては、シリコン基板上にエミッタ抵抗Ｒ１０１及びエミッタ負荷キャパシタＣ１０２を設けるために大きな面積が必要であり、小型化が困難である。例えば、エミッタ抵抗Ｒ１０１の抵抗値としては、数Ω程度の低い抵抗値が必要であり、抵抗率が高いポリシリコンのシートで実現しようとすると、極めて大きな面積を要する。また、エミッタ負荷キャパシタＣ１０２の容量は、例えば１０〜３０ｐＦ（ピコファラド）程度とする必要があり、ＭＩＭ構造で実現しようとすると、やはり極めて大きな面積を要する。更に、エミッタ抵抗Ｒ１０１及びエミッタ負荷キャパシタＣ１０２を作製するためには、専用のプロセスを必要とする。このため、製造に要する工程数が多くなり、プロセスが複雑化し、工期が延びると共に製造コストが増加し、信頼性が低下する。
【００４０】
これに対して、本発明の第１の実施形態によれば、増幅用トランジスタＴ２によって、エミッタ抵抗Ｒ１０１及びエミッタ負荷キャパシタＣ１０２を並列に接続した回路と等価な回路を実現しているため、広帯域化を図りつつ、小型化を図ることができる。一例では、ＭＩＭ構造のキャパシタを設けるためには、縦が１００μｍ、横が４００μｍの矩形の領域が必要であり、ポリシリコンシートからなる抵抗素子を設けるためには、縦が１００μｍ、横が２００μｍの矩形の領域が必要であり、合計で６００００μｍ２程度の面積が必要である。これに対して、これらと等価な容量及び抵抗をＮＭＯＳによって実現すると、その半分程度、すなわち、３００００μｍ２程度の面積で足りる。
【００４１】
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図１２は、本実施形態に係る高周波増幅装置を例示する回路図である。
図１２に示すように、本実施形態に係る高周波増幅装置２においては、前述の第１の実施形態に係る高周波増幅装置１（図１参照）の構成に加えて、電源電位Ｖｃｃと抵抗Ｒ１との間に、スイッチ素子２１が設けられている。スイッチ素子２１は、電源電位Ｖｃｃと増幅用トランジスタＴ１のコレクタとの間に電流を導通させるか否かを切替える素子である。スイッチ素子２１は、例えば、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴによって構成されており、そのソースは電源電位Ｖｃｃに接続されており、ドレインは抵抗Ｒ１を介して増幅用トランジスタＴ１のコレクタに接続されており、ゲートにＯＮ／ＯＦＦ制御信号Ｓｃ２が入力される。
【００４２】
本実施形態においては、負荷用トランジスタＴ２を導通状態とするときには、スイッチ素子２１も導通状態とする。これにより、増幅用トランジスタＴ１は電源電位Ｖｃｃと接地電位ＧＮＤとの間に接続され、高周波信号ｆ１を増幅する。一方、負荷用トランジスタＴ２を非導通状態とするときには、スイッチ素子２１も非導通状態とする。これにより、増幅用トランジスタＴ１が電源電位Ｖｃｃから切り離されると共に、接地電位ＧＮＤからも切り離され、完全に浮遊状態となる。この結果、入力された高周波信号ｆ１は増幅されずにそのまま出力され、電源電位Ｖｃｃ及び接地電位ＧＮＤを供給するための電源回路に漏洩することがない。本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第１の実施形態と同様である。
【００４３】
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
図１３は、本実施形態に係る高周波増幅装置を例示する回路図である。
図１３に示すように、本実施形態に係る高周波増幅装置３においては、前述の第１の実施形態に係る高周波増幅装置１（図１参照）の構成に加えて、電源電位Ｖｃｃと抵抗Ｒ１との間に電流源回路３１が設けられている。電流源回路３１は、その内部を導通する電流の大きさを制御する回路である。
【００４４】
本実施形態においては、電流源回路３１を設けることにより、電源電位Ｖｃｃから、抵抗Ｒ１、増幅用トランジスタＴ１及び負荷用トランジスタＴ２を介して接地電位ＧＮＤに到る経路に流れる電流の大きさを制御することができる。これにより、増幅用トランジスタＴ１の特性のばらつきを補償して電流を一定にすることができ、高周波増幅装置３の制御性を向上させることができる。また、電流源回路３１を流れる電流をゼロとすることにより、前述の第２の実施形態においてスイッチ素子２１を非導通状態とした場合と同様な効果を得ることができる。本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第１の実施形態と同様である。
【００４５】
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。
図１４は、本実施形態に係る高周波増幅装置を例示する回路図である。
図１４に示すように、本実施形態に係る高周波増幅装置４においては、前述の第２の実施形態に係る高周波増幅装置２（図１２参照）の構成に加えて、増幅用トランジスタＴ１のコレクタとベースとの間に、抵抗Ｒ２に対して並列に、バイパス素子４１が設けられている。バイパス素子４１は、電流を導通させるか否かを切替える素子であり、例えば、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴによって構成されており、ゲートにＯＮ／ＯＦＦ制御信号Ｓｃ３が入力されることにより、導通状態又は非導通状態となる素子である。
【００４６】
本実施形態においては、負荷用トランジスタＴ２及びスイッチ素子２１を導通状態とするときは、バイパス素子４１を非導通状態とする。これにより、前述の第１の実施形態と同様な増幅動作を実現することができる。一方、負荷用トランジスタＴ２及びスイッチ素子２１を非導通状態として、増幅用トランジスタＴ１の増幅動作を停止させるときは、バイパス素子４１を導通状態とする。これにより、バイパス素子４１によるバイパス経路が形成され、入力された高周波信号ｆ１が抵抗Ｒ２を迂回して接続点Ｎに流れるようになる。この結果、入力された高周波信号ｆ１を、抵抗Ｒ２によって損失を生じさせることなく、接続点Ｎからそのまま出力させることができる。本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第２の実施形態と同様である。
【００４７】
次に、本発明の第５の実施形態について説明する。
図１５は、本実施形態に係る高周波増幅装置を例示する回路図である。
図１５に示すように、本実施形態に係る高周波増幅装置５においては、ロジック部５１、電流源部５２及びアンプ部５３が設けられている。また、電源電位端子５４を介して電源電位Ｖｃｃが入力され、接地電位端子５５を介して接地電位ＧＮＤが入力され、制御端子５６を介して制御信号Ｃｏｎｔｒｏｌが入力され、入力端子ＩＮＰＵＴを介して高周波信号ｆ１が入力され、出力端子ＯＵＴＰＵＴを介して出力信号ｆ２が出力される。なお、図５において各抵抗に書き添えてある数値は、その抵抗の大きさの一例であり、単位はΩ（オーム）である。
【００４８】
ロジック部５１においては、ＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor：相補型金属酸化膜半導体）インバータが例えば３段直列に設けられており、制御端子５６から入力された制御信号Ｃｏｎｔｒｏｌを増幅してＯＮ／ＯＦＦ制御信号Ｓｃ１を生成し、アンプ部５３に対して出力する。ロジック部５１における各ＣＭＯＳインバータは、電源電位Ｖｃｃと接地電位ＧＮＤとの間に接続されている。また、電流源部５２においては、カレントミラーが設けられており、電源電流を安定させる。更に、アンプ部５３においては、前述の第１の実施形態において示した回路と同様な回路が設けられている。これにより、本実施形態によれば、より安定した増幅動作を実現することができる。本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第１の実施形態と同様である。
【００４９】
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。例えば、前述の各実施形態に対して、当業者が適宜、構成要素の追加、削除若しくは設計変更を行ったものも、本発明の要旨を備えている限り、本発明の範囲に含有される。例えば、前述の各実施形態においては、負極側基準電位を接地電位とする例を示したが、本発明はこれに限定されず、例えば、正極側基準電位を接地電位とし、負極側基準電位を接地電位よりも低い電位としてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る高周波増幅装置を例示する回路図である。
【図２】第１の実施形態に係る高周波増幅装置を例示する平面図である。
【図３】第１の実施形態に係る高周波増幅装置の負荷用トランジスタを例示する斜視断面図である。
【図４】第１の実施形態に係る高周波増幅装置の負荷用トランジスタの等価回路を例示する回路図である。
【図５】（ａ）及び（ｂ）は、横軸に高周波信号の周波数をとり、縦軸に負荷用トランジスタの抵抗成分をとって、第１の実施形態における負荷用トランジスタの形状とその周波数特性との関係を例示するグラフ図であり、（ａ）はゲート長Ｌｇに対する依存性を示し、（ｂ）はゲート幅Ｗｇに対する依存性を示す。
【図６】横軸に高周波信号の周波数をとり、縦軸に負荷用トランジスタの抵抗成分をとって、第１の実施形態における負荷用トランジスタの形状と高周波増幅器の周波数特性との関係を模式的に例示するグラフ図である。
【図７】（ａ）及び（ｂ）は、横軸に高周波信号の周波数をとり、縦軸に高周波増幅装置の利得をとって、第１の実施形態における負荷用トランジスタの形状と高周波増幅器の周波数特性との関係を例示するグラフ図であり、（ａ）はゲート長Ｌｇに対する依存性を示し、（ｂ）はゲート幅Ｗｇに対する依存性を示す。
【図８】第１の実施形態における負荷用トランジスタの形状の決定方法を例示するフローチャート図である。
【図９】第１の比較例に係る高周波増幅装置を例示する回路図である。
【図１０】第２の比較例に係る高周波増幅装置を例示する回路図である。
【図１１】横軸に高周波信号の周波数をとり、縦軸に利得をとって、第２の比較例に係る高周波増幅装置の周波数特性を例示するグラフ図である
【図１２】本発明の第２の実施形態に係る高周波増幅装置を例示する回路図である。
【図１３】本発明の第３の実施形態に係る高周波増幅装置を例示する回路図である。
【図１４】本発明の第４の実施形態に係る高周波増幅装置を例示する回路図である。
【図１５】本発明の第５の実施形態に係る高周波増幅装置を例示する回路図である。
【符号の説明】
【００５１】
１、２、３、４、５、１０１、１０２  高周波増幅装置、１１  シリコン基板、１２  Ｐウエル、１３、ソース領域、１４  ドレイン領域、１５  チャネル領域、１６  ソース電極、１７  ドレイン電極、１８  ゲート絶縁膜、１９  ゲート電極、２１  スイッチ素子、３１  電流源回路、４１  バイパス素子、５１  ロジック部、５２  電流源部、５３  アンプ部、５４  電源電位端子、５５  接地電位端子、５６  制御端子、Ｃ１０２  エミッタ負荷キャパシタ、Ｃｏｎｔｒｏｌ  制御信号、Ｃｐ  寄生容量、ｆ１  高周波信号、ｆ２  出力信号、ＧＮＤ  接地電位、ＩＮＰＵＴ  入力端子、Ｌｇ  ゲート長、Ｎ  接続点、ＯＵＴＰＵＴ  出力端子、Ｐ  パッド、Ｒ１、Ｒ２  抵抗、Ｒ１０１  エミッタ抵抗、Ｒｐ  寄生抵抗、Ｓｃ１、Ｓｃ２、Ｓｃ３  ＯＮ／ＯＦＦ制御信号、Ｔ１  増幅用トランジスタ、Ｔ２  負荷用トランジスタ、Ｖｃｃ  電源電位、Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４  配線、Ｗｇ  ゲート幅
【図１】
2009177682.tif 000003
【図２】
2009177682.tif 000004
【図３】
2009177682.tif 000005
【図４】
2009177682.tif 000006
【図５】
2009177682.tif 000007
【図６】
2009177682.tif 000008
【図７】
2009177682.tif 000009
【図８】
2009177682.tif 000010
【図９】
2009177682.tif 000011
【図１０】
2009177682.tif 000012
【図１１】
2009177682.tif 000013
【図１２】
2009177682.tif 000014
【図１３】
2009177682.tif 000015
【図１４】
2009177682.tif 000016
【図１５】
2009177682.tif 000017