(57)【要約】【課題】計測時間の長期化及び応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることが可能な流体検出装置を提供する。【解決手段】流体検出装置１は、増幅器３０によって増幅されたアナログ信号Ｓｃと所定電圧との比較結果により、切替スイッチ５０を制御するコンパレータ４０を備えている。切替スイッチ５０は、第１設定及び第２設定間で切り替えられ、第１設定時にＡＤコンバータ６０に０．５Ｖの第１基準電圧を供給し、第２設定時にＡＤコンバータ６０に４Ｖの第２基準電圧を供給する。また、ＡＤコンバータ６０は、マイクロコンピュータ７０により算出される流体情報が異なっている場合において、第１設定時に出力するデジタル信号Ｓｄと、第２設定時に出力するデジタル信号Ｓｄとの値を同じとする重複領域を有している。【選択図】図１
2009276310.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
流体の流速に応じたアナログ信号を出力するフローセンサと、
前記フローセンサからのアナログ信号を入力し、デジタル信号に変換して出力するアナログデジタル変換器と、
前記フローセンサからのアナログ信号及び所定電圧を入力して、これらの比較結果に応じて第１信号又は第２信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータからの前記第１信号が出力された場合に第１設定となり、前記コンパレータからの前記第２信号が出力された場合に第２設定となる切替スイッチと、
前記コンパレータから出力された前記第１信号又は前記第２信号と、前記アナログデジタル変換器により出力されたデジタル信号とに基づいて、流体の流速及び流量の少なくとも一方からなる流体情報を算出するマイクロコンピュータと、を備え、
前記アナログデジタル変換器は、前記マイクロコンピュータにより算出される流体情報が異なっている場合において、前記第１設定時に出力するデジタル信号と、前記第２設定時に出力するデジタル信号との値を同じとする重複領域を有する
ことを特徴とする流体検出装置。
【請求項２】
前記切替スイッチは、前記アナログデジタル変換器が前記アナログ信号を前記デジタル信号に変換する際の基準となる基準電圧を、前記第１設定時において第１基準電圧とし、前記第２設定時において前記第１基準電圧と異なる第２基準電圧とする
ことを特徴とする請求項１に記載の流体検出装置。
【請求項３】
前記切替スイッチは、前記第１設定時において、前記基準電圧の上限値を第１上限電圧とすると共に前記基準電圧の下限値を前記第１上限電圧よりも小さい第１下限電圧とし、前記第２設定時において、前記基準電圧の上限値を第２上限電圧とすると共に前記基準電圧の下限値を前記第２上限値よりも小さい第２下限電圧とする
ことを特徴とする請求項２に記載の流体検出装置。
【請求項４】
前記フローセンサからのアナログ信号を増幅すると共に、予め定められた電圧を加算して前記アナログデジタル変換器に供給する増幅器をさらに備え、
前記切替スイッチは、前記増幅器が加算する加算電圧を、前記第１設定時において第１加算電圧とし、前記第２設定時において前記第１加算電圧と異なる第２加算電圧とする
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の流体検出装置。
【請求項５】
前記フローセンサからのアナログ信号を増幅して前記アナログデジタル変換器に供給する増幅器をさらに備え、
前記切替スイッチは、前記第１設定時において前記増幅器の増幅率を第１増幅率とし、前記第２設定時において前記増幅器の増幅率を前記第１増幅率と異なる第２増幅率とする
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の流体検出装置。
【請求項６】
前記切替スイッチは、前記フローセンサが有するヒータに供給する駆動電力を、前記第１設定時において第１電力値とし、前記第２設定時において前記第１電力値と異なる第２電力値とする
ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の流体検出装置。
【請求項７】
前記フローセンサは、前記流体の流速に応じたアナログ信号を出力する第１センサと、前記第１センサからのアナログ信号に基づいて算出される流体の流速又は流量を補正する補正用アナログ信号を出力する第２センサと、を有し、
前記アナログデジタル変換器は、前記フローセンサのうち前記第１センサからのアナログ信号を入力し、デジタル信号に変換して出力する第１アナログデジタル変換器と、前記第２センサからの補正用アナログ信号を入力し、補正用デジタル信号に変換して出力する第２アナログデジタル変換器と、を有し、
前記コンパレータは、前記第１センサ又は第２センサからの信号と、所定電圧との比較結果に応じて、第１信号又は第２信号を出力し、
前記切替スイッチは、前記コンパレータからの前記第１信号が出力された場合に第１設定となり、前記コンパレータからの前記第２信号が出力された場合に第２設定となる第１切替スイッチと、前記コンパレータからの前記第１信号が出力された場合に第３設定となり、前記コンパレータからの前記第２信号が出力された場合に第４設定となる第２切替スイッチと、を有し、
前記第１アナログデジタル変換器は、前記マイクロコンピュータにより算出される流体情報が異なっている場合において、前記第１設定時に出力するデジタル信号と、前記第２設定時に出力するデジタル信号との値を同じとする重複領域を有し、
前記第２アナログデジタル変換器は、前記マイクロコンピュータにより算出される補正情報が異なっている場合において、前記第３設定時において出力する補正用デジタル信号と、前記第４設定時において出力する補正用デジタル信号との値を同じとする重複領域を有し、
前記マイクロコンピュータは、前記コンパレータから出力された前記第１信号又は前記第２信号と、前記第１アナログデジタル変換器により出力されたデジタル信号とに基づいて、流体情報を算出すると共に、前記コンパレータから出力された前記第１信号又は前記第２信号と、前記第２アナログデジタル変換器により出力された補正用デジタル信号とに基づいて、算出した流体情報を補正する
ことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の流体検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、流体検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、半導体製造プロセス技術を用いて製造されたフローセンサが知られている。このようなフローセンサは、３桁以上の流速及び流量を検出する能力を有している（例えば特許文献１，２参照）。ここで、３桁の流速又は流量を検出する能力とは、最小検出単位「１」に対して「９９９」まで、その読み値に対して同じ比率で誤差を許すことをさす。すなわち、±３％の誤差の許容であれば、「１」のときには±０．０３までの誤差を、「９９９」のときには約±３０までの誤差を許容するような検出能力である。以下、このような検出誤差を％ＲＤ（％ of Reading）と表記する。
【０００３】
しかし、３桁以上の流速及び流量を検出する場合、フローセンサからのアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器のＡＤ値が高くなってしまう。具体的に、ＡＤ値は、式１のようになる。
【０００４】
ＡＤ＝Ｆ／（ｍ×２／１００）                ・・・（１）
ここで、９９９ｍ／ｓｅｃの流速や９９９ｌ／ｓｅｃまでの流量を検出すると仮定した場合、Ｆの値は「９９９」となる。また、アナログデジタル変換器の精度を±３％ＲＤとすると、ｍは「３」となる。このため、ＡＤ＝９９９／（３×２／１００）となり、ＡＤ値は「１６６５０」必要となってしまう。よって、アナログデジタル変換器は、１５ビットの能力が必要となる。特に、外乱誤差要因を考慮すると、アナログデジタル変換器の精度は±１％ＲＤ程度としておく必要があり、ＡＤ＝９９９／（１×２／１００）となり、ＡＤ値は「４９９５０」となり、アナログデジタル変換器は１６ビットの能力が必要となってしまう。そして、このようなアナログデジタル変換器は、決して安価ではない。
【０００５】
また、３桁以上の流速及び流量を検出する場合に限らず、２桁の流速及び流量を検出する場合であっても、上記式（１）からすると、アナログデジタル変換器は１３ビットの能力が必要となり、決して安価ではない。
【０００６】
そこで、本件出願人は、特許文献３〜５に記載されるような技術を用いることによって、アナログデジタル変換器のビット数を少なくすることができることを見出した（特許文献３〜５参照）。
【０００７】
特許文献３に記載の流体検出装置は、フローセンサと、フローセンサから出力されるアナログ流量検出信号をＡ／Ｄ変換するアナログデジタル変換器と、アナログデジタル変換器によってデジタル化されたデジタル流量検出信号から流量を計測するマイクロコンピュータとを備えている。この流体検出装置では、マイクロコンピュータによって求めた流量が所定流量以上である場合に、アナログデジタル変換器に供給する基準電圧を変更している。
【０００８】
この基準電圧の変更によって、本件出願人は、アナログデジタル変換器のビット数を少なくすることができることを見出した。すなわち、基準電圧を変更すると、変更前と変更後とで異なる流速に対して同じ値のデジタル信号を出力することが可能となり、ＡＤ値を削減でき、アナログデジタル変換器のビット数削減につなげることができる。詳細に説明すると、まず、フローセンサは、流速ａ１に対して値ｂ１のアナログ信号（アナログの電圧又は電流の信号）を出力する。アナログデジタル変換器は、値ｂ１のアナログ信号を入力して、値ｄのデジタル信号を出力する。一方、基準電圧が変更されると、アナログデジタル変換器の分解能が変わることとなる。このため、フローセンサが流速ａ１と異なる流速ａ２に対して値ｂ２のアナログ信号を出力し、アナログデジタル変換器は、値ｂ２のアナログ信号を入力して、値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力することが可能となる。このように、異なる流速ａ１，ａ２に対して同じ値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力している。このため、値ｄのデジタル信号は流速ａ１，ａ２に対応していることとなり、流速ａ１，ａ２に対応して異なる値のデジタル信号を出力する場合と比較して、ＡＤ値を削減でき、ビット数を少なくすることにつなげることができる。
【０００９】
また、特許文献４に記載の流体検出装置は、温度センサと固定抵抗から成るブリッジ回路と、差動増幅器と、ＣＰＵとを備えている。この装置では、温度センサの周囲温度が変化すると、温度センサの抵抗値が変化してブリッジ回路のバランスが崩れ、この崩れたことによって得られる電圧を差動増幅器において増幅し、ＣＰＵに取り込むことにより、流量を演算する。また、この装置は、ブリッジ回路のバランス調整は困難であることから、流量がゼロのときに、ブリッジ回路からの出力電圧がゼロとなるようにオフセットする手段を備えている。このような装置では、マイクロコンピュータ等により流量計測範囲外の電圧が得られた場合、オフセットする加算電圧の電圧値を変化させている。
【００１０】
この加算電圧の変更によって、本件出願人は、アナログデジタル変換器のビット数を少なくすることができることを見出した。すなわち、加算電圧を変更すると、変更前と変更後とで異なる流速に対して同じ値のデジタル信号を出力することが可能となり、ＡＤ値を削減でき、アナログデジタル変換器のビット数削減につなげることができる。詳細に説明すると、まず、フローセンサは、流速ａ１に対して値ｂ１のアナログ信号を出力する。差動増幅器は、値ｂ１のアナログ信号を増幅すると共に、加算電圧を加算して値ｃのアナログ信号を出力する。アナログデジタル変換器は、値ｃのアナログ信号を入力して、値ｄのデジタル信号を出力する。一方、加算電圧が変更されると、以下のようになる。まず、フローセンサは、流速ａ２に対して値ｂ２のアナログ信号を出力する。差動増幅器は、値ｂ２のアナログ信号を増幅すると共に、加算電圧を加算する。このとき、加算電圧の値によって、出力されるアナログ信号の値は、上記アナログ信号と同様の値ｃにすることが可能となる。このため、アナログデジタル変換器は、値ｃのアナログ信号を入力して、値ｄのデジタル信号を出力する。このように、異なる流速ａ１，ａ２に対して同じ値ｄのデジタル信号を出力している。このため、値ｄのデジタル信号は流速ａ１，ａ２に対応していることとなり、流速ａ１，ａ２に対応して異なる値のデジタル信号を出力する場合と比較して、ＡＤ値を削減でき、ビット数を少なくすることにつなげることができる。
【００１１】
また、特許文献５に記載の流体検出装置は、ヒータ素子を含むブリッジ回路と、演算増幅器とを備えている。この装置は、ヒータ素子の温度を可変とするために、４つの抵抗体からなるブリッジ回路の１つの抵抗体の部分に、複数の抵抗を並列配置し、スイッチ装置によって複数の抵抗からいずれか１つを選択できるようになっている。この流体検出装置によれば、マイクロコンピュータ等により算出された流量に応じて抵抗を選択するようになっている。
【００１２】
この抵抗の選択によって、本件出願人は、アナログデジタル変換器のビット数を少なくすることができることを見出した。すなわち、抵抗を選択して変更すると、変更前と変更後とで異なる流速に対して同じ値のデジタル信号を出力することが可能となり、ＡＤ値を削減でき、アナログデジタル変換器のビット数削減につなげることができる。詳細に説明すると、まず、抵抗を設定することによりヒータ素子の温度は所定温度となる。そして、フローセンサは、流速ａ１に対して値ｂのアナログ信号を出力する。アナログデジタル変換器は、値ｂのアナログ信号を入力して、値ｄのデジタル信号を出力する。一方、抵抗を変更すると、ヒータ素子は、所定温度とは異なる温度となる。そして、フローセンサから出力されるアナログ信号は、流速とヒータ温度によって影響を受ける。このため、フローセンサは、流速ａ２に対して値ｂのアナログ信号を出力することがある。この場合、アナログデジタル変換器は、値ｂのアナログ信号を入力して、値ｄのデジタル信号を出力する。このように、異なる流速ａ１，ａ２に対して同じ値ｄのデジタル信号を出力している。このため、値ｄのデジタル信号は流速ａ１，ａ２に対応していることとなり、流速ａ１，ａ２に対応して異なる値のデジタル信号を出力する場合と比較して、ＡＤ値を削減でき、ビット数を少なくすることにつなげることができる。
【００１３】
なお、本件出願人は、上記以外の技術によっても、ＡＤ値を削減でき、ビット数を少なくすることにつなげることができることを見出している。
【特許文献１】特許第３３８１８３１号公報
【特許文献２】特許第４０５０８５７号公報
【特許文献３】特許第３５８５０９９号公報（請求項１及び図１参照）
【特許文献４】特許第３７３８８９７号公報（段落〔００１０〕参照）
【特許文献５】特公平７−３３５３号公報（図３参照）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかし、特許文献３〜５に記載の流体検出装置では、流体の流速や流量をマイクロコンピュータ等で判断し、これに応じて、基準電圧の変更、オフセットする加算電圧の変更、及び抵抗の変更を行っている。このため、マイクロコンピュータは一度流速等を演算した後に、基準電圧等の変更を行い、変更後に得られたデジタル信号から再度流量演算を行わなければならず、計測時間が長くなってしまい、応答性が低下してしまう。
【００１５】
本発明はこのような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、計測時間の長期化及び応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることが可能な流体検出装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の流体検出装置は、流体の流速に応じたアナログ信号を出力するフローセンサと、フローセンサからのアナログ信号を入力し、デジタル信号に変換して出力するアナログデジタル変換器と、フローセンサからのアナログ信号及び所定電圧を入力して、これらの比較結果に応じて第１信号又は第２信号を出力するコンパレータと、コンパレータからの第１信号が出力された場合に第１設定となり、コンパレータからの第２信号が出力された場合に第２設定となる切替スイッチと、コンパレータから出力された第１信号又は第２信号と、アナログデジタル変換器により出力されたデジタル信号とに基づいて、流体の流速及び流量の少なくとも一方からなる流体情報を算出するマイクロコンピュータと、を備え、アナログデジタル変換器は、マイクロコンピュータにより算出される流体情報が異なっている場合において、第１設定時に出力するデジタル信号と、第２設定時に出力するデジタル信号との値を同じとする重複領域を有することを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の流体検出装置において、切替スイッチは、アナログデジタル変換器がアナログ信号をデジタル信号に変換する際の基準となる基準電圧を、第１設定時において第１基準電圧とし、第２設定時において第１基準電圧と異なる第２基準電圧とすることが好ましい。
【００１８】
また、本発明の流体検出装置において、切替スイッチは、第１設定時において、基準電圧の上限値を第１上限電圧とすると共に基準電圧の下限値を第１上限電圧よりも小さい第１下限電圧とし、第２設定時において、基準電圧の上限値を第２上限電圧とすると共に基準電圧の下限値を第２上限値よりも小さい第２下限電圧とすることが好ましい。
【００１９】
また、本発明の流体検出装置において、フローセンサからのアナログ信号を増幅すると共に、予め定められた電圧を加算してアナログデジタル変換器に供給する増幅器をさらに備え、切替スイッチは、増幅器が加算する加算電圧を、第１設定時において第１加算電圧とし、第２設定時において第１加算電圧と異なる第２加算電圧とすることが好ましい。
【００２０】
また、本発明の流体検出装置において、フローセンサからのアナログ信号を増幅してアナログデジタル変換器に供給する増幅器をさらに備え、切替スイッチは、第１設定時において増幅器の増幅率を第１増幅率とし、第２設定時において増幅器の増幅率を第１増幅率と異なる第２増幅率とすることが好ましい。
【００２１】
また、本発明の流体検出装置において、切替スイッチは、フローセンサが有するヒータに供給する駆動電力を、第１設定時において第１電力値とし、第２設定時において第１電力値と異なる第２電力値とすることが好ましい。
【００２２】
また、本発明の流体検出装置において、フローセンサは、流体の流速に応じたアナログ信号を出力する第１センサと、第１センサからのアナログ信号に基づいて算出される流体の流速又は流量を補正する補正用アナログ信号を出力する第２センサと、を有し、アナログデジタル変換器は、フローセンサのうち第１センサからのアナログ信号を入力し、デジタル信号に変換して出力する第１アナログデジタル変換器と、第２センサからの補正用アナログ信号を入力し、補正用デジタル信号に変換して出力する第２アナログデジタル変換器と、を有し、コンパレータは、第１センサ又は第２センサからの信号と、所定電圧との比較結果に応じて、第１信号又は第２信号を出力し、切替スイッチは、コンパレータからの第１信号が出力された場合に第１設定となり、コンパレータからの第２信号が出力された場合に第２設定となる第１切替スイッチと、コンパレータからの第１信号が出力された場合に第３設定となり、コンパレータからの第２信号が出力された場合に第４設定となる第２切替スイッチと、を有し、第１アナログデジタル変換器は、マイクロコンピュータにより算出される流体情報が異なっている場合において、第１設定時に出力するデジタル信号と、第２設定時に出力するデジタル信号との値を同じとする重複領域を有し、第２アナログデジタル変換器は、マイクロコンピュータにより算出される補正情報が異なっている場合において、第３設定時において出力する補正用デジタル信号と、第４設定時において出力する補正用デジタル信号との値を同じとする重複領域を有し、マイクロコンピュータは、コンパレータから出力された第１信号又は第２信号と、第１アナログデジタル変換器により出力されたデジタル信号とに基づいて、流体情報を算出すると共に、コンパレータから出力された第１信号又は第２信号と、第２アナログデジタル変換器により出力された補正用デジタル信号とに基づいて、算出した流体情報を補正することが好ましい。
【発明の効果】
【００２３】
本発明の流体検出装置によれば、アナログデジタル変換器は、マイクロコンピュータにより算出される流体情報が異なっている場合において、第１設定時に出力するデジタル信号と、第２設定時に出力するデジタル信号との値を同じとする重複領域を有する。このため、異なった流速に対して、１つの値のデジタル信号を割り当てるようにすることができる。すなわち、アナログデジタル変換器は、流速ａ１によって得られたアナログ信号Ｓｂに対して、値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力し、且つ、流速ａ１と異なる流速ａ２によって得られたアナログ信号Ｓｂに対して、同じ値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力することができる。これにより、流速ａ１及び流速ａ２という異なる流速に対して、デジタル信号Ｓｄは１つの値ｄが割り当てられることとなり、流速ａ１に対して値ｄ１のデジタル信号Ｓｄを出力し、流速ａ２に対して値ｄ２のデジタル信号Ｓｄを出力する場合と比較して、デジタル信号Ｓｄの値を１つにできる。このように、異なる流速ａ１，ａ２で同じデジタル信号Ｓｄが得られると、第１設定で得られる流体情報の範囲と第２設定で得られる流体情報の範囲とを異なる設定とすることができ、１つの設定で行う場合よりも広い範囲の流体情報を計測できることになり、その分アナログデジタル変換器のＡＤ値を削減でき、ビット数の削減につなげることができる。加えて、第１設定と第２設定との切替をコンパレータからの出力によって行っているため、マイクロコンピュータは流速や流量等の演算を行った後に切替を行う必要がない。従って、計測時間の長期化及び応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることができる。
【００２４】
また、第１設定時において基準電圧を第１基準電圧とし、第２設定時において基準電圧を第２基準電圧とする。このように、基準電圧が変更されると、アナログデジタル変換器の分解能が変わることとなる。これにより、例えば、第１設定時において、フローセンサは、流速ａ１に対して値ｂ１のアナログ信号Ｓｂを出力し、アナログデジタル変換器は、増幅された値ｃ１のアナログ信号Ｓｃを入力して、値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力する。一方、第２設定時において、フローセンサが流速ａ１と異なる流速ａ２に対して値ｂ２のアナログ信号Ｓｂを出力し、アナログデジタル変換器は、増幅された値ｃ２のアナログ信号Ｓｃを入力して、値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力することが可能となる。このように、異なる流速ａ１，ａ２に対して同じ値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力している。このため、デジタル信号Ｓｄは流速ａ１，ａ２に対応していることとなる。このように、基準電圧を変更することで、マイクロコンピュータにより算出される流体情報が異なっている場合において、出力するデジタル信号Ｓｄの値を同じとする重複領域をつくることができる。従って、応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることができる。
【００２５】
また、第１設定時において、基準電圧の上限値を第１上限電圧とすると共に基準電圧の下限値を第１下限電圧とし、第２設定時において、基準電圧の上限値を第２上限電圧とすると共に基準電圧の下限値を第２下限電圧とする。このため、基準電圧の上限値と下限値を設定できるアナログデジタル変換器においても、応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることができる。
【００２６】
また、第１設定時において増幅器が加算する加算電圧を第１加算電圧とし、第２設定時において増幅器が加算する加算電圧を第２加算電圧とする。これにより、例えば、第１設定時においてフローセンサは、流速ａ１に対して値ｂ１のアナログ信号Ｓｂを出力する。増幅器は、値ｂ１のアナログ信号Ｓｂを増幅すると共に、第１加算電圧を加算して増幅加算された値ｃのアナログ信号Ｓｃを出力する。アナログデジタル変換器は、値ｃのアナログ信号Ｓｃを入力して、値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力する。一方、第２設定時において、フローセンサは、流速ａ２に対して値ｂ２のアナログ信号Ｓｂを出力する。増幅器は、値ｂ２のアナログ信号Ｓｂを増幅すると共に、第２加算電圧を加算する。このとき、加算電圧の値によって、増幅加算されたアナログ信号Ｓｃの値は、上記値ｃのアナログ信号Ｓｃと同様にすることが可能となる。このため、アナログデジタル変換器は、増幅加算された値ｃのアナログ信号Ｓｃを入力して、値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力する。このように、異なる流速ａ１，ａ２に対して同じ値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力している。このため、値ｄのデジタル信号Ｓｄは流速ａ１，ａ２に対応していることとなる。このように、加算電圧を変更することで、マイクロコンピュータにより算出される流体情報が異なっている場合において、出力するデジタル信号Ｓｄの値を同じとする重複領域をつくることができる。従って、応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることができる。
【００２７】
また、第１設定時において増幅器の増幅率を第１増幅率とし、第２設定時において増幅器の増幅率を第２増幅率とする。これにより、例えば、第１設定時においてフローセンサは、流速ａ１に対して値ｂ１のアナログ信号Ｓｂを出力する。増幅器は、値ｂ１のアナログ信号Ｓｂを増幅して値ｃのアナログ信号Ｓｃを出力する。アナログデジタル変換器は、値ｃのアナログ信号Ｓｃを入力して、値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力する。一方、第２設定時において、フローセンサは、流速ａ２に対して値ｂ２のアナログ信号Ｓｂを出力する。増幅器は、値ｂ２のアナログ信号Ｓｂを増幅する。このとき、増幅率の値によって、出力されるアナログ信号Ｓｃの値は、上記値ｃのアナログ信号Ｓｃと同様にすることが可能となる。このため、アナログデジタル変換器は、値ｃのアナログ信号Ｓｃを入力して、値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力する。このように、異なる流速ａ１，ａ２に対して同じ値のデジタル信号Ｓｄを出力している。このため、デジタル信号Ｓｄは流速ａ１，ａ２に対応していることとなる。このように、マイクロコンピュータにより算出される流体情報が異なっている場合において、出力するデジタル信号の値を同じとする重複領域をつくることができる。従って、応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることができる。
【００２８】
また、フローセンサが有するヒータに供給する駆動電力を、第１設定時において第１電力値とし、第２設定時において第１電力値と異なる第２電力値とする。これにより、例えば、第１設定時においてフローセンサは、流速ａ１に対して値ｂのアナログ信号Ｓｂを出力する。アナログデジタル変換器は、値ｂのアナログ信号Ｓｂを入力して、値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力する。一方、第２設定時では、ヒータの温度が異なっている。このため、フローセンサは、流速ａ２に対して上記アナログ信号Ｓｂと同様の値ｂのアナログ信号Ｓｂを出力することが可能となる。そして、アナログデジタル変換器は、値ｂのアナログ信号Ｓｂを入力して、値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力する。このように、異なる流速ａ１，ａ２に対して同じ値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力している。このため、値ｄのデジタル信号Ｓｄは流速ａ１，ａ２に対応していることとなる。このように、マイクロコンピュータにより算出される流体情報が異なっている場合において、出力するデジタル信号の値を同じとする重複領域をつくることができる。従って、応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることができる。
【００２９】
また、切替スイッチは、第１切替スイッチと第２切替スイッチとを有し、第１アナログデジタル変換器及び第２アナログデジタル変換器は重複領域を有している。このため、１つの切替スイッチにより、増幅率やヒータ温度などを切り替える場合と比較して、増幅率やヒータ温度などを大幅に切り替える必要がなく、それぞれに分散させることができる。従って、１つの切替スイッチによる大きな切替による計測精度の低下を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る流体検出装置を示す構成図である。図１に示すように、流体検出装置１は、センサ出力をもとに、流速及び流量の少なくとも一方からなる流体情報を算出するものである。この流体検出装置１は、フローセンサ１０と、ヒータ駆動回路２０と、増幅器３０と、コンパレータ４０と、切替スイッチ５０と、ＡＤコンバータ（アナログデジタル変換器）６０と、マイクロコンピュータ７０と、抵抗Ｒ１〜Ｒ３とを備えている。
【００３１】
フローセンサ１０は、流体の流速に応じたアナログ信号Ｓｂを出力するものである。このフローセンサ１０は、ヒータ１１と温度センサ１２を備えている。ヒータ１１は、発熱によって流体を温めるものである。温度センサ１２は、ヒータ１１によって温められた流体温度に応じたアナログ信号Ｓｂを出力するものである。このフローセンサ１０では、流体の流速に応じて温度センサ１２が検出する流体温度に変化が生じることに基づき、流速に応じたアナログ信号Ｓｂを出力する構成となっている。
【００３２】
ヒータ駆動回路２０は、フローセンサ１０のヒータ温度を制御するものである。このヒータ駆動回路２０は、例えば周囲温度よりも一定温度だけ高い温度となるように、ヒータ１１の温度を制御する構成となっている。
【００３３】
増幅器３０は、フローセンサ１０からのアナログ信号Ｓｂを、所定の増幅率で増幅するものである。この増幅器３０によって増幅されたアナログ信号Ｓｃは、コンパレータ４０の反転入力端子、及び、ＡＤコンバータ６０に入力される。
【００３４】
コンパレータ４０は、フローセンサ１０から出力され増幅器３０によって増幅されたアナログ信号Ｓｃと所定電圧Ｖｒｅｆ（例えば０．３８５Ｖ）とを入力し、これらの比較結果に応じて「０」又は「１」の信号を出力するものである。具体的に、コンパレータ４０は、低流量域において「０」の信号を出力し、高流量域において「１」の信号を出力する。以下、コンパレータ４０から出力される「０」の信号を第１信号とし、「１」の信号を第２信号と称する。
【００３５】
このコンパレータ４０は、図１に示すように、ヒステリシスを有するように回路構成されている。すなわち、所定電圧Ｖｒｅｆは、抵抗Ｒ１（例えば６００Ω）を介してコンパレータ４０の非反転入力端子に入力するようになっており、コンパレータ４０の出力電圧は抵抗Ｒ２（例えば４９ｋΩ）を介して、コンパレータ４０の非反転入力端子に入力するようになっている。また、コンパレータ４０の出力側には、抵抗Ｒ３を介して電圧Ｖｍａｘ（例えば５Ｖ）が印加されている。
【００３６】
図２は、図１に示したコンパレータの動作を示す図である。図２に示すように、コンパレータ４０は、反転入力端子に入力する電圧信号、すなわち増幅されたアナログ信号Ｓｃが、例えば０．４４Ｖ未満の状態から０．４４Ｖに達すると、「１」の信号である第２信号を出力する。また、増幅されたアナログ信号Ｓｃが、０．４４Ｖ以上の状態から０．４４Ｖ以下となっても、０．３８Ｖに達するまで、コンパレータ４０は、第２信号を出力することとなる。そして、増幅されたアナログ信号Ｓｃが０．３８Ｖに達すると、コンパレータ４０は、「０」の信号である第１信号を出力する。また、この状態から、増幅されたアナログ信号Ｓｃが、０．３８Ｖ以上となっても、０．４４Ｖに達するまで、コンパレータ４０は、第１信号を出力することとなる。なお、以下の説明において、０．３８Ｖを下限閾値といい、０．４４Ｖを上限閾値という。
【００３７】
このように、コンパレータ４０は、ヒステリシスを有しており、コンパレータ４０の出力が頻繁に切り替わってしまうことを防止し、切り替わりの頻発によるノイズ発生を防止している。また、切り替わった直後などでは、コンパレータ４０の出力電圧が安定しない期間があり、この期間における計測精度低下も防止している。特に、コンパレータ４０は、切り替わり時に応答性が悪いものもあり、ヒステリシスを設けることは、このようなコンパレータ４０により出力電圧の安定しない期間が長くなってしまう場合に、より有効となる。
【００３８】
再度、図１を参照する。図１に示すように、コンパレータ４０からの第１信号及び第２信号は、切替スイッチ５０とマイクロコンピュータ７０とに入力される。切替スイッチ５０は、コンパレータ４０から第１信号が出力された場合に第１設定となり、第２信号が出力された場合に第２設定となる。また、切替スイッチ５０は、第１設定時において第１基準電圧をＡＤコンバータ６０に供給するようになり、第２設定時において第１基準電圧と異なる第２基準電圧をＡＤコンバータ６０に供給するようになる。ここで、基準電圧とは、ＡＤコンバータ６０がアナログ信号Ｓｃをデジタル信号Ｓｄに変換する際に基準となる電圧である。具体的に、ＡＤコンバータ６０の分解能は基準電圧とＡＤコンバータ６０のビット数に応じて決定される。例えば、基準電圧が４Ｖであり、ＡＤコンバータ６０が１１ビットである場合、分解能は４０００／２０４８＝約１．９５ｍＶとなる。また、本実施形態において第１基準電圧は０．５Ｖであり、第２基準電圧は４Ｖである。
【００３９】
マイクロコンピュータ７０は、流速又は流量の少なくとも一方からなる流体情報を算出するものである。このマイクロコンピュータ７０は、コンパレータ４０からの第１信号又は第２信号と、ＡＤコンバータ６０からのデジタル信号Ｓｄとを入力し、これらに基づいて流体情報を算出する。
【００４０】
特に、本実施形態において、ＡＤコンバータ６０は、重複領域を有している。ここで、重複領域とは、マイクロコンピュータ７０により算出される流体情報が異なっている場合において、第１設定時にＡＤコンバータ６０から出力されるデジタル信号Ｓｄと第２設定時にＡＤコンバータ６０から出力されるデジタル信号Ｓｄとの値が同じとなる領域である。
【００４１】
以下、具体的に、重複領域について説明する。図３は、重複領域を説明する図であり、（ａ）は基準電圧０．５Ｖの場合におけるアナログ信号Ｓｃとデジタル信号Ｓｄとの関係を示しており、（ｂ）は基準電圧４Ｖの場合におけるアナログ信号Ｓｃとデジタル信号Ｓｄとの関係を示している。
【００４２】
まず、流速が低く、コンパレータ４０から第１信号が出力されると、切替スイッチ５０は第１設定となり、第１基準電圧である０．５Ｖの電圧がＡＤコンバータ６０に供給される。ここで、ＡＤコンバータ６０が１１ビットであるとすると、図３（ａ）に示すように、ＡＤコンバータ６０は、５００／２０４８＝約０．２４４ｍＶ刻みでアナログ信号Ｓｃをデジタル信号Ｓｄに変換することとなる。また、上限閾値が０．４４Ｖであるため、ＡＤコンバータ６０は、０Ｖから０．４４Ｖの間で、約０．２４４ｍＶ刻みでアナログ信号Ｓｃをデジタル信号Ｓｄに変換する。
【００４３】
従って、ＡＤコンバータ６０は、０．２４４ｍＶのアナログ信号Ｓｃを入力すると、「１」のデジタル信号Ｓｄを出力する。同様に、ＡＤコンバータ６０は、０．４８８ｍＶのアナログ信号Ｓｃを入力すると、「２」のデジタル信号Ｓｄを出力し、０．７３２ｍＶのアナログ信号Ｓｃを入力すると、「３」のデジタル信号Ｓｄを出力する。そして、ＡＤコンバータ６０は、４３９．８ｍＶ（４４０．０ｍＶについても同様）のアナログ信号Ｓｃを入力すると、「１８０２」のデジタル信号Ｓｄを出力する。
【００４４】
これに対して、流速が高くなり、コンパレータ４０から第２信号が出力されると、切替スイッチ５０は第２設定となり、第２基準電圧である４Ｖの電圧がＡＤコンバータ６０に供給される。これにより、図３（ｂ）に示すように、ＡＤコンバータ６０は、４０００／２０４８＝約１．９５ｍＶ刻みでアナログ信号Ｓｃをデジタル信号Ｓｄに変換することとなる。また、下限閾値が０．３８Ｖであり、ＡＤコンバータ６０が最大３．８Ｖのアナログ信号ＳｃまでＡＤ変換するとした場合、ＡＤコンバータ６０は、０．３８Ｖから３．８Ｖの間で、約１．９５ｍＶ刻みでアナログ信号Ｓｃをデジタル信号Ｓｄに変換する。
【００４５】
具体的にＡＤコンバータ６０は、３８０．８５ｍＶのアナログ信号Ｓｃを入力すると、「１９５」のデジタル信号Ｓｄを出力する。同様に、ＡＤコンバータ６０は、３８２．８３ｍＶのアナログ信号Ｓｃを入力すると、「１９６」のデジタル信号Ｓｄを出力し、３８４．７７ｍＶのアナログ信号Ｓｃを入力すると、「１９７」のデジタル信号Ｓｄを出力する。そして、ＡＤコンバータ６０は、３７９８．８２ｍＶ（３８００ｍＶについても同様）のアナログ信号Ｓｃを入力すると、「１９４５」のデジタル信号Ｓｄを出力する。
【００４６】
このように、アナログ信号Ｓｃが異なっているにも拘わらず、すなわち、流体の流速が異なっているにも拘わらず、ＡＤコンバータ６０は、「１９５」から「１８０２」の範囲内において同じ値のデジタル信号Ｓｄを出力するようになっている。このような「１９５」から「１８０２」の領域を本実施形態において重複領域と呼んでいる。
【００４７】
なお、誤差３％ＲＤ以内の流体検出装置１を提供する場合、以下のようにするとよい。具体的に、誤差３％ＲＤを実現する場合、外乱の影響を考慮して、ＡＤコンバータ６０は誤差１％ＲＤ程度にしておく必要がある。ここで、図３（ａ）に示すように、０．２４４ｍＶ刻みで誤差１％ＲＤを実現するためには、デジタル信号Ｓｄが「５０」未満については、計測対象外とする必要がある。
【００４８】
具体的に説明する。まず、０．２４４ｍＶのアナログ信号ＳｃがＡＤコンバータ６０に入力されたとする。この場合、マイクロコンピュータ７０は、ＡＤコンバータ６０から出力される「１」というデジタル信号Ｓｄと、コンパレータ４０から出力される第１信号とに基づいて、流速や流量を算出する。そして、マイクロコンピュータ７０が流量Ｒ１と算出したとする。同様に、０．３６５ｍＶ（０．２４４ｍＶ＋０．１２１ｍＶ）のアナログ信号ＳｃがＡＤコンバータ６０に入力されたとする。この場合、マイクロコンピュータ７０は、ＡＤコンバータ６０から出力される「１」というデジタル信号Ｓｄと、コンパレータ４０から出力される第１信号とに基づいて、流速や流量を算出する。このときもマイクロコンピュータ７０は流量Ｒ１と算出してしまう。しかし、アナログ信号Ｓｃを比較すると、０．２４４：０．３６５≒１：１．５であり、後者の流量は前者の約１．５倍なはずである。従って、誤差は５０％となり、誤差３％ＲＤを遙かに超えてしまう。そこで、流体検出装置１は、３％ＲＤ（外乱を考慮すると１％ＲＤ）を実現するために、微少な電圧が入力される範囲を計測対象外とする。
【００４９】
ここで、１２．２０７ｍｖについて検証する。ＡＤコンバータ６０は、１２．２０７ｍＶのアナログ信号Ｓｃが入力された場合に、「５０」というデジタル信号Ｓｄを出力する。そして、マイクロコンピュータ７０は、流量Ｒ２と算出する。一方、１２．３２８ｍＶ（１２．２０７ｍＶ＋０．１２１ｍＶ）のアナログ信号Ｓｃが入力された場合も同様に、ＡＤコンバータ６０は「５０」というデジタル信号Ｓｄを出力する。そして、マイクロコンピュータ７０は、流量Ｒ２と算出する。ここで、アナログ信号Ｓｃを比較すると、１２．２０７：１２．３２８≒１：１．０１であり、誤差は約１％である。従って、流体検出装置１は、デジタル信号Ｓｄの値が「５０」未満である範囲について計測対象外とする。
【００５０】
次に、本実施形態に係る流体検出装置１の動作を説明する。まず、流体検出装置１の電源がオンされると、ヒータ駆動回路２０が駆動してヒータ１１を温める。そして、温度センサ１２は、検出温度に応じたアナログ信号Ｓｂを出力する。そして、増幅器３０は、アナログ信号Ｓｂを増幅する。これにより、増幅されたアナログ信号Ｓｃがコンパレータ４０の反転入力端子に入力される。
【００５１】
そして、参照電圧Ｖｒｅｆとの比較結果に応じて第１信号又は第２信号を出力する。ここで、コンパレータ４０は、流体の流速が低ければ第１信号を出力し、流速が高ければ第２信号を出力する。この第１信号及び第２信号は、マイクロコンピュータ７０に出力される。また、切替スイッチ５０は、第１信号が出力された場合に第１設定となって、ＡＤコンバータ６０に０．５Ｖの第１基準電圧を供給する。一方、第２信号が出力された場合、切替スイッチ５０は第２設定となって、ＡＤコンバータ６０に４Ｖの第２基準電圧を供給する。
【００５２】
また、増幅器３０は、アナログ信号ＳｃをＡＤコンバータ６０に出力する。ＡＤコンバータ６０は、入力した第１基準電圧又は第２基準電圧と、ビット数（本実施形態では１１ビット）とに基づく分解能で、アナログ信号Ｓｃをデジタル変換する。そして、ＡＤコンバータ６０は、デジタル信号Ｓｄを出力する。マイクロコンピュータ７０は、ＡＤコンバータ６０から出力されたデジタル信号Ｓｄと、コンパレータ４０から第１信号を入力したか、第２信号を入力したかに基づいて、流体情報を算出する。
【００５３】
次に、本実施形態に係る流体検出装置１においてＡＤコンバータ６０のビット数が小さくなっている点について、詳細に説明する。本実施形態においてＡＤコンバータ６０は重複領域を有している。このため、ＡＤコンバータ６０は、流速ａ１及び流速ａ２という異なる流速に対して、デジタル信号Ｓｄは１つの値とすることができる。従って、重複領域の大きさに応じてＡＤ値を削減することができ、ビット数の削減にもつなげることができる。図３を参照すると、計測範囲内においてデジタル信号Ｓｄは、第１設定と第２設定との双方で、「１９５」から「１８０２」において重複しており、この重複分だけＡＤ値が少なくなり、ビット数の削減につながっている。
【００５４】
一例を挙げて説明すると、例えば計測範囲（出力比）１：３００で誤差３％ＲＤの流体検出装置１を実現したいとする。この場合ＡＤ値は、上記式（１）に示したように、３００／（３×２／１００）＝５０００となる。特に、外乱要因を考慮すると、誤差１％ＲＤ程度にしておく必要があり、ＡＤ値は、３００／（１×２／１００）＝１５０００となる。このため、ＡＤコンバータは１４ビットの能力が必要となる。しかし、出力比を２つに分けるとすると、１８２＝３２４＞３００となる。よって、１８／（１×２／１００）＝９００となり、ＡＤコンバータは最低１０ビットの能力だけ有していればよいこととなる。本実施形態に係る重複領域は、このように出力比を２つに分けるのと同義であり、ビット数の削減につなげることができる。
【００５５】
特に、本実施形態では、最小のアナログ信号Ｓｃは１２．２０７ｍＶであり、最大３８００ｍＶであることから、計測範囲は、１２．２０７：３８００≒１：３１１となっている。本実施形態では、計測範囲が１：３１１の場合において、ＡＤコンバータ６０は１１ビットの能力を有していればよく、式（１）に示すように、３１１／（１×２／１００）＝１５５５０のＡＤ値を有する１４ビットのＡＤコンバータを必要としていない。従って、本実施形態に係る流体検出装置１は、ＡＤコンバータ６０について３ビット分削減でき、ＡＤコンバータ６０のコスト減及び応答性低下の抑制を図ることができる。
【００５６】
また、ＡＤコンバータ６０の基準電圧の切替にあたり、マイクロコンピュータ７０は、一度流速等を演算しておらず、流速等を演算した後に基準電圧等の変更を行い、変更後に得られたデジタル信号Ｓｄから再度流速等を演算するという２度手間を行っていない。よって、本実施形態に係る流体検出装置１は、流体情報の計測時間が長くなってしまい、応答性が低下してしまう事態を防止している。
【００５７】
このようにして、第１実施形態に係る流体検出措置１によれば、ＡＤコンバータ６０は、マイクロコンピュータ７０により算出される流体情報が異なっている場合において、第１設定時に出力するデジタル信号Ｓｄと、第２設定時に出力するデジタル信号Ｓｄとの値を同じとする重複領域を有する。このため、異なった流速によって得られたアナログ信号に対して、１つの値のデジタル信号を割り当てるようにすることができる。すなわち、ＡＤコンバータ６０は、流速ａ１によって得られた値ｂ１のアナログ信号Ｓｂに対して、値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力し、且つ、異なる流速ａ２によって得られた値ｂ２のアナログ信号に対して、同じ値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力することができる。これにより、流速ａ１及び流速ａ２という異なる流速に対して、デジタル信号Ｓｄは１つの値ｄとすることができ、ＡＤコンバータ６０は、重複領域の大きさに応じてＡＤ値を削減することができ、ビット数の削減にもつなげることができる。加えて、第１設定と第２設定との切替をコンパレータ４０からの出力によって行っているため、マイクロコンピュータ７０は流速や流量等の演算を行った後に切替を行う必要がない。従って、計測時間の長期化及び応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることができる。
【００５８】
また、第１設定時において基準電圧を第１基準電圧とし、第２設定時において基準電圧を第２基準電圧としている。このように、基準電圧が変更されると、ＡＤコンバータ６０の分解能が変わることとなる。これにより、例えば、第１設定時において、フローセンサ１０は、流速ａ１に対して値ｂ１のアナログ信号Ｓｂを出力し、ＡＤコンバータ６０は、増幅された値ｃ１のアナログ信号Ｓｃを入力して、値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力する。一方、第２設定時において、フローセンサ１０が流速ａ１と異なる流速ａ２に対して値ｂ２のアナログ信号Ｓｂを出力し、ＡＤコンバータ６０は、増幅された値ｃ２のアナログ信号Ｓｃを入力して、値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力することが可能となる。このように、異なる流速ａ１，ａ２に対して同じ値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力している。このため、デジタル信号Ｓｄは流速ａ１，ａ２に対応していることとなる。このように、基準電圧を変更することで、マイクロコンピュータ７０により算出される流体情報が異なっている場合において、出力するデジタル信号Ｓｄの値を同じとする重複領域をつくることができる。従って、応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることができる。
【００５９】
また、マイクロコンピュータ７０には、「０」の信号である第１信号と、「１」の信号である第２信号とを入力するため、第１設定と第２設定との判断において、「０」及び「１」の判断を行うだけでよく、プログラムが簡素化できるため、バグの発生を抑制することができる。さらに、マイクロコンピュータ７０の端子数についても減少させることができる。
【００６０】
次に、本発明の第２実施形態を説明する。第２実施形態に係る流体検出装置は、第１実施形態のものと同様であるが、構成及び動作が一部異なっている。以下、第１実施形態との相違点を説明する。
【００６１】
図４は、第２実施形態に係る流体検出装置２を示す構成図である。図４に示すように、流体検出装置２は、第１実施形態の増幅器３０に代えて、フローセンサ１０からのアナログ信号Ｓｂを所定の増幅率で増幅すると共に、予め定められた電圧を加算してＡＤコンバータ６０に供給する増幅器３１を備えている。また、切替スイッチ５０は、第１設定時において増幅器３１が加算する加算電圧を第１加算電圧とし、第２設定時において加算電圧を第２加算電圧とする構成となっている。ここで、第１加算電圧は２．５Ｖであり、第２加算電圧は０．５Ｖである。
【００６２】
また、第２実施形態に係るフローセンサ１０は、正逆双方の流量を検出可能となっており、増幅器３１は、増幅後加算前の状態において、アナログ信号Ｓｂを−２．４Ｖから２．４Ｖまでの電圧に加算電圧を加算する構成となっている。さらに、コンパレータ４０は、下限閾値が０．２Ｖであり、上限閾値が２．８Ｖである。このため、コンパレータ４０は、以下のように動作する。まず、加算電圧が２．５Ｖである第１設定時であるとする。この状態においてコンパレータ４０は、０．１Ｖから２．８Ｖまで（加算前において−２．４Ｖから０．３Ｖまで）となるアナログ信号Ｓｃを入力したとする。この場合、コンパレータ４０は第１信号を出力し、切替スイッチ５０は第１設定を維持する。そして、コンパレータ４０は、加算後におけるアナログ信号Ｓｃが２．８Ｖにまで上昇すると、第２信号を出力するように切り変わる。これにより、切替スイッチ５０は、第２設定となり、加算電圧は０．５Ｖとなる。そして、第２信号が出力される状態から、アナログ信号Ｓｃが低下しても加算後で０．２Ｖに達するまでは、コンパレータ４０は第２信号を出力し続ける。次に、アナログ信号Ｓｃが、加算後において０．２Ｖ（加算前において−０．３Ｖ）まで低下すると、コンパレータ４０は第１信号を出力する。
【００６３】
なお、図４に示す回路構成において、基準電圧は３Ｖであり、参照電圧Ｖｒｅｆは１．５Ｖであり、電圧Ｖｍａｘは３Ｖであり、抵抗Ｒ１は３９ｋΩであり、抵抗Ｒ２は６ｋΩである。他の構成は第１実施形態と同様である。
【００６４】
また、ＡＤコンバータ６０は、第１実施形態と同様に、重複領域を有している。図５は、第２実施形態に係る重複領域を示す図であり、（ａ）は加算電圧２．５Ｖの場合におけるアナログ信号Ｓｃとデジタル信号Ｓｄとの関係を示しており、（ｂ）は加算電圧０．５Ｖの場合におけるアナログ信号Ｓｃとデジタル信号Ｓｄとの関係を示している。なお、図５においては、計測範囲及び正流逆流についても図示するものとする。
【００６５】
図５に示すように、基準電圧が３Ｖであり、ＡＤコンバータ６０が１１ビットであるとすると、図５（ａ）に示すように、ＡＤコンバータ６０は、３０００／２０４８＝約１．４６ｍＶ刻みでアナログ信号Ｓｃをデジタル信号Ｓｄに変換することとなる。また、上限閾値が２．８Ｖであるため、ＡＤコンバータ６０は、０Ｖから２．８Ｖの間で、約１．４６ｍＶ刻みでアナログ信号Ｓｃをデジタル信号Ｓｄに変換する。なお、この場合において、０．１Ｖ未満のアナログ信号Ｓｃはコンパレータ４０に入力されない。
【００６６】
従って、ＡＤコンバータ６０は、９９．６１ｍＶ（約１００ｍＶ）のアナログ信号Ｓｃを入力すると、「６８」のデジタル信号Ｓｄを出力し、１０１．０７ｍＶのアナログ信号Ｓｃを入力すると、「６９」のデジタル信号Ｓｄを出力する。同様に、ＡＤコンバータ６０は、２４９９．０２ｍＶのアナログ信号Ｓｃを入力すると、「１７０６」のデジタル信号Ｓｄを出力し、２５００．４９ｍＶのアナログ信号Ｓｃを入力すると、「１７０７」のデジタル信号Ｓｄを出力する。この「１７０６」と「１７０７」との間で正流及び逆流が反転することとなる。そして、ＡＤコンバータ６０は、２７９９．３２ｍＶ（２８００ｍＶについても同様）のアナログ信号Ｓｃを入力すると、「１９１１」のデジタル信号Ｓｄを出力する。
【００６７】
これに対して、コンパレータ４０から第２信号が出力されると、切替スイッチ５０は第２設定となる。このときの分解能は図５（ａ）の場合と同じであり、約１．４６ｍＶである。このため、ＡＤコンバータ６０は、約１．４６ｍＶ刻みでアナログ信号Ｓｃをデジタル信号Ｓｄに変換することとなる。
【００６８】
具体的に第２設定においてＡＤコンバータ６０に入力するアナログ信号Ｓｃは、０．２Ｖから２．９Ｖの範囲内である。よって、ＡＤコンバータ６０は、図５（ｂ）に示すように、２００．６８ｍＶのアナログ信号Ｓｃを入力すると、「１３７」のデジタル信号Ｓｄを出力する。同様に、ＡＤコンバータ６０は、２０２．１５ｍＶのアナログ信号Ｓｃを入力すると、「１３８」のデジタル信号Ｓｄを出力する。そして、ＡＤコンバータ６０は、２９００．３９ｍＶ（実際には２９００ｍＶまで）のアナログ信号Ｓｃを入力すると、「１９８０」のデジタル信号Ｓｄを出力する。
【００６９】
このように、フローセンサ１０から出力されたアナログ信号Ｓｂが異なっているにも拘わらず、すなわち、正流及び逆流など、流体の流速（の方向）が異なっているにも拘わらず、ＡＤコンバータ６０は、「１３７」から「１９１１」の範囲内において同じデジタル信号Ｓｄを出力するようになっており、ＡＤコンバータ６０は、重複領域を有している。
【００７０】
また、第２実施形態に係る流体検出装置２は、正逆双方の流速について流体情報を算出しているため、重複領域がない場合、ＡＤコンバータは約１２ビット以上の能力が必要となるが、第２実施形態に係る流体検出装置２は、１１ビットのＡＤコンバータ６０を用いており、ビット数を削減している。
【００７１】
このようにして、第２実施形態に係る流体検出装置２によれば、第１実施形態と同様に、計測時間の長期化及び応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることができる。また、バグの発生を抑制することができ、マイクロコンピュータ７０の端子数についても減少させることができる。
【００７２】
また、第１設定時において増幅器３１が加算する加算電圧を第１加算電圧とし、第２設定時において増幅器３１が加算する加算電圧を第２加算電圧としている。これにより、例えば、第１設定時においてフローセンサ１０は、流速ａ１に対して値ｂ１のアナログ信号Ｓｂを出力する。増幅器３１は、値ｂ１のアナログ信号Ｓｂを増幅すると共に、第１加算電圧を加算して増幅加算された値ｃのアナログ信号Ｓｃを出力する。ＡＤコンバータ６０は、値ｃのアナログ信号Ｓｃを入力して、値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力する。一方、第２設定時において、フローセンサ１０は、流速ａ２に対して値ｂ２のアナログ信号Ｓｂを出力する。増幅器３１は、値ｂ２のアナログ信号Ｓｂを増幅すると共に、第２加算電圧を加算する。このとき、加算電圧の値によって、増幅加算されたアナログ信号Ｓｃの値は、上記値ｃのアナログ信号Ｓｃと同様にすることが可能となる。このため、ＡＤコンバータ６０は、増幅加算された値ｃのアナログ信号Ｓｃを入力して、値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力する。このように、異なる流速ａ１，ａ２に対して同じ値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力している。このため、値ｄのデジタル信号Ｓｄは流速ａ１，ａ２に対応していることとなる。このように、加算電圧を変更することで、マイクロコンピュータ７０により算出される流体情報が異なっている場合において、出力するデジタル信号Ｓｄの値を同じとする重複領域をつくることができる。従って、応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることができる。
【００７３】
次に、本発明の第３実施形態を説明する。第３実施形態に係る流体検出装置は、第１実施形態のものと同様であるが、構成及び動作が一部異なっている。以下、第１実施形態との相違点を説明する。
【００７４】
図６は、第３実施形態に係る流体検出装置３を示す構成図である。図６に示すように、流体検出装置３は、第１実施形態のヒータ駆動回路２０に代えて、ヒータ１１に供給する駆動電力を可変可能なヒータ駆動回路２１を備えている。また、切替スイッチ５０は、第１設定時においてヒータ駆動回路２１が供給する駆動電力を第１電力値とし、第２設定時において駆動電力を第１電力値と異なる第２電力値とする構成となっている。ここで、第１電力値と第２電力値との比は、１０：１となっている。
【００７５】
図７は、図６に示したヒータ駆動回路２１の構成の一例を示す構成図である。図７に示すように、ヒータ１１は、リファレンス抵抗Ｒｒｅｆ及び固定抵抗Ｒ４，Ｒ５と共にブリッジ回路を構成している。具体的に、リファレンス抵抗Ｒｒｅｆは固定抵抗Ｒ４と直列接続され、ヒータ１１は固定抵抗Ｒ５と直列接続されている。また、リファレンス抵抗Ｒｒｅｆと固定抵抗Ｒ４との接続点、及び、ヒータ１１と固定抵抗Ｒ５との接続点は、オペアンプに入力されている。オペアンプの出力は、ＰＮＰトランジスタＱのベースに入力されている。このＰＮＰトランジスタのエミッタには所定の電圧Ｖｃｃが供給され、コレクタは、並列分岐されている。並列分岐される一方にはヒータ１１が接続され、他方にはリファレンス抵抗Ｒｒｅｆが接続されている。また、並列分岐される他方側とリファレンス抵抗Ｒｒｅｆとの間には、切替スイッチ５０と抵抗Ｒａ，Ｒｂとが介在されている。切替スイッチ５０は、第１設定時において抵抗Ｒａとリファレンス抵抗Ｒｒｅｆとを直列接続するように切り替わると共に、第２設定時において抵抗Ｒｂとリファレンス抵抗Ｒｒｅｆとを直列接続するように切り替わる構成となっている。ここで、抵抗Ｒａと抵抗Ｒｂとの抵抗値の比は、１０：１となっている。なお、図７に示した構成は一例に過ぎず、駆動電力を変更できる構成であれば、他の構成であってもよい。
【００７６】
また、第３実施形態に係る増幅器３０は、最大で２．９Ｖのアナログ信号Ｓｃを出力可能となっており、コンパレータ４０は、下限閾値が０．２５Ｖであり、上限閾値が２．７５Ｖである。このようなコンパレータ４０は、２．７５Ｖまでのアナログ信号Ｓｃを入力すると第１信号を出力する。そして、コンパレータ４０は、アナログ信号Ｓｃが２．７５Ｖにまで上昇すると、第２信号を出力するように切り変わる。これにより、切替スイッチ５０は、第２設定となる。このとき、ヒータ駆動回路２１から供給される電力量が１／１０となるため、増幅器３０から出力されるアナログ信号Ｓｃは、約０．２７５Ｖとなる。そして、第２信号が出力される状態から、アナログ信号Ｓｃが低下しても０．２５Ｖに達するまでは、コンパレータ４０は第２信号を出力し続ける。次に、アナログ信号Ｓｃが、０．２５Ｖまで低下すると、コンパレータ４０は第１信号を出力する。
【００７７】
なお、図６に示す回路構成において、基準電圧は３Ｖであり、参照電圧Ｖｒｅｆは１．５Ｖであり、電圧Ｖｍａｘは３Ｖであり、抵抗Ｒ１は５０ｋΩであり、抵抗Ｒ２は１０ｋΩである。他の構成は第１実施形態と同様である。
【００７８】
また、ＡＤコンバータ６０は、第１実施形態と同様に、重複領域を有している。図８は、第３実施形態に係る重複領域を示す図であり、（ａ）は駆動電力比「１０」の場合におけるアナログ信号Ｓｃとデジタル信号Ｓｄとの関係を示しており、（ｂ）は駆動電力比「１」の場合におけるアナログ信号Ｓｃとデジタル信号Ｓｄとの関係を示している。なお、図８においては、計測範囲についても図示するものとする。
【００７９】
図８に示すように、コンパレータ４０から第１信号が出力されると、切替スイッチ５０は第１設定となり、駆動電力比が「１０」となる。ここで、基準電圧は３Ｖであり、ＡＤコンバータ６０が１１ビットであるとすると、図８（ａ）に示すように、ＡＤコンバータ６０は、３０００／２０４８＝約１．４６ｍＶ刻みでアナログ信号Ｓｃをデジタル信号Ｓｄに変換することとなる。また、上限閾値が２．７５Ｖであるため、ＡＤコンバータ６０は、０Ｖから２．７５Ｖの間で、約１．４６ｍＶ刻みでアナログ信号Ｓｃをデジタル信号Ｓｄに変換する。
【００８０】
従って、ＡＤコンバータ６０は、１．４６ｍＶのアナログ信号Ｓｃを入力すると、「１」のデジタル信号Ｓｄを出力し、２．９３ｍＶのアナログ信号Ｓｃを入力すると、「２」のデジタル信号Ｓｄを出力する。同様に、ＡＤコンバータ６０は、４．３９ｍＶのアナログ信号Ｓｃを入力すると、「３」のデジタル信号Ｓｄを出力する。そして、ＡＤコンバータ６０は、２７４９．５１ｍＶ（２７５０ｍＶについても同様）のアナログ信号Ｓｃを入力すると、「１８７７」のデジタル信号Ｓｄを出力する。なお、３％ＲＤの精度を達成するために、約７３．２４ｍＶ以上のアナログ信号Ｓｃ、すなわち「５０」以上のデジタル信号Ｓｄのみを計測対象とし、「５０」未満のデジタル信号Ｓｄを計測対象外としている。
【００８１】
これに対して、コンパレータ４０から第２信号が出力されると、切替スイッチ５０は第２設定となり、駆動電力比が「１」となる。このときの分解能は図８（ａ）の場合と同じであり、約１．４６ｍＶである。このため、ＡＤコンバータ６０は、約１．４６ｍＶ刻みでアナログ信号Ｓｃをデジタル信号Ｓｄに変換することとなる。
【００８２】
具体的に第２設定においてＡＤコンバータ６０に入力されるアナログ信号Ｓｃは、０．２５Ｖから２．９Ｖの範囲内である。よって、ＡＤコンバータ６０は、図８（ｂ）に示すように、２４９．０２ｍＶのアナログ信号Ｓｃを入力すると、「１７０」のデジタル信号Ｓｄを出力する。そして、ＡＤコンバータ６０は、２９００．３９ｍＶ（実際には２９００ｍＶまで）のアナログ信号Ｓｃを入力すると、「１９８０」のデジタル信号Ｓｄを出力する。
【００８３】
このように、流体の流速が異なっているにも拘わらず、ＡＤコンバータ６０は、「１７０」から「１８７７」の範囲内において同じデジタル信号Ｓｄを出力するようになっており、ＡＤコンバータ６０は、重複領域を有している。
【００８４】
なお、第３実施形態に係る流体検出装置３は、７３．２４ｍＶ：２９００ｍＶ×１０≒１：３９６の計測範囲を有していることとなる。第３実施形態において、重複領域がない場合、ＡＤコンバータは約１５ビット以上の能力が必要となり、第３実施形態に係る流体検出装置３は、１１ビットのＡＤコンバータ６０を用いており、ビット数を削減している。
【００８５】
このようにして、第３実施形態に係る流体検出装置３によれば、第１実施形態と同様に、計測時間の長期化及び応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることができる。また、バグの発生を抑制することができ、マイクロコンピュータ７０の端子数についても減少させることができる。
【００８６】
また、フローセンサ１０が有するヒータ１１に供給する駆動電力を、第１設定時において第１電力値とし、第２設定時において第１電力値と異なる第２電力値としている。これにより、例えば、第１設定時においてフローセンサ１０は、流速ａ１に対して値ｂのアナログ信号Ｓｂを出力する。ＡＤコンバータ６０は、増幅された値ｃのアナログ信号Ｓｃを入力して、値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力する。一方、第２設定時では、ヒータの温度が異なっている。このため、フローセンサは、流速ａ２に対して上記アナログ信号Ｓｂと同様の値ｂのアナログ信号Ｓｂを出力することが可能となる。そして、ＡＤコンバータ６０は、増幅された値ｃのアナログ信号Ｓｃを入力して、値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力する。このように、異なる流速ａ１，ａ２に対して同じ値ｄのデジタル信号Ｓｄを出力している。このため、値ｄのデジタル信号Ｓｄは流速ａ１，ａ２に対応していることとなる。このように、マイクロコンピュータ７０により算出される流体情報が異なっている場合において、出力するデジタル信号Ｓｄの値を同じとする重複領域をつくることができる。従って、応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることができる。
【００８７】
なお、第３実施形態においては、ヒータ１１に供給する駆動電力を変化させている。このため、変化直後においてヒータ１１の温度は安定していない状態にある。しかし、この安定に至るまでの時間は、流速が高くなるほど短くなり、約１０ｍｓｅｃという非常に短いものとなる。よって、安定に至るまでの時間は計測上ほぼ問題ない程度である。また、特許文献２及び特許文献５のように、ヒータ１１の温度が安定するまでの間、何らかの方法で補正演算するなどの対策をとってもよい。
【００８８】
次に、本発明の第４実施形態を説明する。第４実施形態に係る流体検出装置は、第１実施形態のものと同様であるが、構成及び動作が一部異なっている。以下、第１実施形態との相違点を説明する。
【００８９】
図９は、第４実施形態に係る流体検出装置４を示す構成図である。図９に示すように、流体検出装置４は、第１実施形態の切替スイッチ５０に代えて、第１切替スイッチ５１と第２切替スイッチ５２とを備えている。第１切替スイッチ５１は、第１設定時において基準電圧の上限値を第１上限値とし、第２設定時において基準電圧の上限値を第１上限値と異なる第２上限値とする構成となっている。第２切替スイッチ５２は、第１設定時において基準電圧の下限値を第１下限値とし、第２設定時において基準電圧の下限値を第１下限値と異なる第２下限値とする構成となっている。なお、第１下限値は第１上限値よりも小さく、第２下限値は第２上限値よりも小さい。また、第１上限値及び第１下限値間の電圧差と、第２上限値及び第２下限値間の電圧差は異なっている。具体的に、第１上限値は２Ｖであり、第１下限値は０Ｖである。また、第２上限値は５Ｖであり、第２下限値は１Ｖである。
【００９０】
また、第４実施形態に係る増幅器３０は、最大で４．９Ｖのアナログ信号Ｓｃを出力可能となっており、コンパレータ４０は、下限閾値が１．３Ｖであり、上限閾値が１．７Ｖである。このようなコンパレータ４０は、１．７Ｖまでのアナログ信号Ｓｃが出力されると第１信号を出力する。そして、コンパレータ４０は、アナログ信号Ｓｃが１．７Ｖにまで上昇すると、第２信号を出力するように切り変わる。これにより、第１及び第２切替スイッチ５１，５２は、第２設定となる。このとき、そして、第２信号が出力される状態から、アナログ信号Ｓｃが低下しても１．３Ｖに達するまでは、コンパレータ４０は第２信号を出力し続ける。次に、アナログ信号Ｓｃが、１．３Ｖまで低下すると、コンパレータ４０は第１信号を出力する。
【００９１】
なお、図９に示す回路構成において、参照電圧Ｖｒｅｆは１．５Ｖであり、電圧Ｖｍａｘは３Ｖであり、抵抗Ｒ１は８ｋΩであり、抵抗Ｒ２は５２ｋΩである。他の構成は第１実施形態と同様である。
【００９２】
また、ＡＤコンバータ６０は、第１実施形態と同様に、重複領域を有している。重複領域については第１実施形態と同様である。なお、第１設定において基準電圧は上限値が２Ｖであり、下限値が０Ｖであるため、ＡＤコンバータ６０が１１ビットであるとすると、分解能は約０．９７７ｍＶとなり、３％ＲＤを確保するために、４８．８２８ｍＶ以上のアナログ信号Ｓｃ、すなわち「５０」以上のデジタル信号Ｓｄを計測対象とする。また、第２設定において、基準電圧は上限値が５Ｖであり、下限値が１Ｖであるため、ＡＤコンバータ６０が１１ビットであるとすると、分解能は約１．９５ｍＶとなり、３％ＲＤを確保するために、９７．６６ｍＶ以上のアナログ信号Ｓｃ、すなわち「５０」以上のデジタル信号Ｓｄを計測対象とする。なお、第２設定においては、下限閾値が１．３Ｖであるため、必然的に３％ＲＤは確保されている。
【００９３】
さらに、第４実施形態に係る流体検出装置４は、４８．８２８ｍＶ：４９００ｍＶ≒１：１００の計測範囲を有していることとなる。第４実施形態において、重複領域がない場合、ＡＤコンバータは約１２ビット以上の能力が必要となり、第４実施形態に係る流体検出装置４は、１１ビットのＡＤコンバータ６０を用いており、ビット数を削減している。
【００９４】
このようにして、第４実施形態に係る流体検出装置４によれば、第１実施形態と同様に、計測時間の長期化及び応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることができる。また、バグの発生を抑制することができ、マイクロコンピュータ７０の端子数についても減少させることができる。
【００９５】
また、第１設定時において、基準電圧の上限値を第１上限電圧とすると共に基準電圧の下限値を第１下限電圧とし、第２設定時において、基準電圧の上限値を第２上限電圧とすると共に基準電圧の下限値を第２下限電圧としている。このため、基準電圧の上限値と下限値を設定できるＡＤコンバータ６０においても、応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることができる。
【００９６】
次に、本発明の第５実施形態を説明する。第５実施形態に係る流体検出装置は、第１実施形態のものと同様であるが、構成及び動作が一部異なっている。以下、第１実施形態との相違点を説明する。
【００９７】
図１０は、第５実施形態に係る流体検出装置５を示す構成図である。図１０に示すように、流体検出装置５は、第１実施形態の増幅器３０に代えて、アナログ信号Ｓｂを増幅する増幅率が調整可能な増幅器３３を備えている。また、切替スイッチ５０は、第１設定時において増幅器３３の増幅率を第１増幅率とし、第２設定時において増幅率を第１増幅率と異なる第２増幅率とする構成となっている。ここで、第１増幅率と第２増幅率との比は、１０：１となっている。
【００９８】
図１１は、図１０に示した増幅器３３の詳細構成の一例を示す構成図である。図１１に示すように、増幅器３３は、抵抗Ｒ６を介して、アナログ信号Ｓｂを反転入力端子に入力するようになっている。また、増幅器３３から出力されるアナログ信号Ｓｃは、抵抗Ｒｃ又は抵抗Ｒｄを介して増幅器３３の非反転入力端子に入力するようになっている。また、非反転入力端子は、抵抗Ｒ７を介してグランド接続されている。切替スイッチ５０は、抵抗Ｒｃ又はＲｄのいずれか一方を選択して、増幅器３３から出力されるアナログ信号Ｓｃを、増幅器３３の非反転入力端子に帰還させる構成となっている。この構成により、増幅器３３は、第１設定時における増幅率と第２設定時における増幅率との比が１０：１となっている。なお、増幅器３３は、この構成に限らず、計装アンプなどで同様の構成をとってもよい。
【００９９】
また、第５実施形態に係る増幅器３０は、最大で２．９Ｖのアナログ信号Ｓｃを出力可能となっており、コンパレータ４０は、下限閾値が０．２５Ｖであり、上限閾値が２．７５Ｖである。このようなコンパレータ４０は、２．７５Ｖまでのアナログ信号Ｓｃが出力されると第１信号を出力する。そして、コンパレータ４０は、アナログ信号Ｓｃが２．７５Ｖにまで上昇すると、第２信号を出力するように切り変わる。このとき、第２設定となって増幅率が１／１０となるため、増幅器３３から出力されるアナログ信号Ｓｃは、約０．２７５Ｖとなる。そして、第２信号が出力される状態から、アナログ信号Ｓｃが低下しても０．２５Ｖに達するまでは、コンパレータ４０は第２信号を出力し続ける。次に、アナログ信号Ｓｃが、０．２５Ｖまで低下すると、コンパレータ４０は第１信号を出力する。
【０１００】
なお、図１０に示す回路構成において、参照電圧Ｖｒｅｆは１．５Ｖであり、電圧Ｖｍａｘは３Ｖであり、抵抗Ｒ１は５０ｋΩであり、抵抗Ｒ２は１０ｋΩである。他の構成は第１実施形態と同様である。
【０１０１】
また、ＡＤコンバータ６０は、第１実施形態と同様に、重複領域を有している。重複領域については第３実施形態と同様である。なお、基準電圧が３Ｖであり、ＡＤコンバータ６０が１１ビットであるとすると、分解能は約１．４６ｍＶとなり、３％ＲＤを確保するために、７３．２４ｍＶ以上のアナログ信号Ｓｃ、すなわち「５０」以上のデジタル信号Ｓｄを計測対象とする。また、第２設定においては、下限閾値が０．２５Ｖであるため、必然的に３％ＲＤは確保されている。
【０１０２】
さらに、第５実施形態に係る流体検出装置５は、７３．２４ｍＶ：２９００ｍＶ×１０≒１：３９６の計測範囲を有していることとなる。第５実施形態において重複領域がない場合、ＡＤコンバータは約１５ビット以上の能力が必要となり、第５実施形態に係る流体検出装置５は、１１ビットのＡＤコンバータ６０を用いており、ビット数を削減している。
【０１０３】
このようにして、第５実施形態に係る流体検出装置５によれば、第１実施形態と同様に、計測時間の長期化及び応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることができる。また、バグの発生を抑制することができ、マイクロコンピュータ７０の端子数についても減少させることができる。
【０１０４】
また、第１設定時において増幅器３３の増幅率を第１増幅率とし、第２設定時において増幅器３３の増幅率を第２増幅率としている。これにより、例えば、第１設定時においてフローセンサ１０は、流速ａ１に対して値ｂ１のアナログ信号Ｓｂを出力する。増幅器３３は、値ｂ１のアナログ信号Ｓｂを増幅して値ｃのアナログ信号Ｓｃを出力する。ＡＤコンバータ６０は、値ｃのアナログ信号Ｓｃを入力して、デジタル信号Ｓｄを出力する。一方、第２設定時において、フローセンサ１０は、流速ａ２に対して値ｂ２のアナログ信号Ｓｂを出力する。増幅器３３は、値ｂ２のアナログ信号Ｓｂを増幅する。このとき、増幅率の値によって、出力されるアナログ信号Ｓｃの値は、上記値ｃのアナログ信号Ｓｃと同様にすることが可能となる。このため、ＡＤコンバータ６０は、値ｃのアナログ信号Ｓｃを入力して、デジタル信号Ｓｄを出力する。このように、異なる流速ａ１，ａ２に対して同じデジタル信号Ｓｄを出力している。このため、デジタル信号Ｓｄは流速ａ１，ａ２に対応していることとなる。このように、マイクロコンピュータ７０により算出される流体情報が異なっている場合において、出力するデジタル信号の値を同じとする重複領域をつくることができる。従って、応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることができる。
【０１０５】
次に、本発明の第６実施形態を説明する。第６実施形態に係る流体検出装置は、第１実施形態のものと同様であるが、構成及び動作が一部異なっている。以下、第１実施形態との相違点を説明する。
【０１０６】
図１２は、第６実施形態に係る流体検出装置６を示す構成図である。図１２に示すように、流体検出装置６は、第１実施形態の温度センサ（第１温度センサ）１２に加えて、第２温度センサ１３を備えている。また、流体検出装置６は、２つの切替スイッチ５３，５４、２つの増幅器３３，３４、及び２つのＡＤコンバータ６３，６４を備えている。温度センサ１２は、第１実施形態と同様に、流体の流速に応じたアナログ信号Ｓｂを出力するものである。第２温度センサ１３は、温度センサ１２からのアナログ信号Ｓｂに基づいて算出される流体情報を補正するアナログ信号Ｓｂ’を出力するものである。この第２温度センサ１３については、例えば特許文献２に記載された右側及び左側サーモパイルなどが該当する。
【０１０７】
２つの切替スイッチ５０は、第５実施形態と同様に、増幅器３３，３４の増幅率を可変とするものである。このうち、第１切替スイッチ５３は、コンパレータ４０から第１信号が出力された場合（すなわち低流量域において）、第１設定となり、コンパレータ４０から第２信号が出力された場合（すなわち高流量域において）、第２設定となる。また、第２切替スイッチ５４は、コンパレータ４０から第１信号が出力された場合（すなわち低流量域において）、第３設定となり、コンパレータ４０から第２信号が出力された場合（すなわち高流量域において）、第４設定となる。
【０１０８】
２つの増幅器３３，３４は、第５実施形態と同様に、切替スイッチ５３，５４によって増幅率が変化させられるものである。このうち、第１増幅器３３は、例えば、第１切替スイッチ５３が第１設定となっている場合の増幅率と、第１切替スイッチ５３が第２設定となっている場合の増幅率との比が、３．２：１となっている。また、第２増幅器３３についても、第２切替スイッチ５４が第３設定となっている場合の増幅率と、第２切替スイッチ５４が第４設定となっている場合の増幅率との比が、１：３．２となっている。すなわち、低流量域において、第１増幅器３３は増幅率が大きくなるように切り替えられ、第２増幅器３４は増幅率が小さくなるように切り替えられる。高流量域においては逆となる。なお、増幅率の比は、一方が２：１で、他方が１：５であってもよい。ここで、上記のように増幅率が設定される理由は以下の通りである。すなわち、温度センサ１２は、流速の増加に対して出力するアナログ信号Ｓｂが単調増加するからであり、第２温度センサ１３は、流速の増加に対して出力するアナログ信号Ｓｂが単調減少増加するからである。
【０１０９】
また、第１ＡＤコンバータ（第１アナログデジタル変換器）６３は、温度センサ１２出力され増幅されたアナログ信号Ｓｃを入力し、デジタル信号Ｓｄに変換して出力するものである。第２ＡＤコンバータ（第２アナログデジタル変換器）６４は、第２温度センサ１３から出力され増幅されたアナログ信号Ｓｃ’を入力し、デジタル信号Ｓｄ’に変換して出力するものである。
【０１１０】
また、マイクロコンピュータ７０は、コンパレータ４０から出力された第１信号又は第２信号と、第１ＡＤコンバータ６３により出力されたデジタル信号とに基づいて、流体情報を算出する構成となっている。さらに、マイクロコンピュータ７０は、コンパレータ４０から出力された第１信号又は第２信号と、第２ＡＤコンバータ６４により出力されたデジタル信号とに基づいて、算出した流体情報を補正する構成となっている。
【０１１１】
さらに、第１ＡＤコンバータ６３は、マイクロコンピュータ７０により算出される流体情報が異なっているにも拘わらず、第１設定時に出力するデジタル信号Ｓｄと、第２設定時に出力するデジタル信号Ｓｄとの値を同じとする重複領域を有している。同様に、第２ＡＤコンバータ６４は、マイクロコンピュータ７０により算出される流体情報が異なっているにも拘わらず、第３設定時において出力するデジタル信号Ｓｄ’と、第４設定時において出力するデジタル信号Ｓｄ’との値を同じとする重複領域を有している。重複領域については、上述した各実施形態と同様である。
【０１１２】
このような流体検出装置６では、増幅率の変化を小さくすることができる。すなわち、第５実施形態では、１つの増幅器３３の増幅率を１０：１で変化させていた。この場合、１０倍もの増幅率の変化によって計測精度が低下してしまう可能性があるが、第６実施形態のように、１０倍の変化を３．２倍ずつや、２倍及び５倍にわけることで、それぞれの増幅器３３，３４の増幅率変化が小さくなり、計測精度の低下を抑制することができる。なお、第６実施形態では、増幅率について説明したが、これに限らず、他の実施形態のように、基準電圧、加算電圧、及びヒータ温度についても適用可能である。さらに、第６実施形態ではコンパレータ４０にアナログ信号Ｓｃが入力されたが、これに限らず、アナログ信号Ｓｃ’でも構わない。
【０１１３】
このようにして、第６実施形態に係る流体検出装置６によれば、第１実施形態と同様に、計測時間の長期化及び応答性の低下を抑制しつつ、コスト減を図ることができる。また、バグの発生を抑制することができ、マイクロコンピュータ７０の端子数についても減少させることができる。
【０１１４】
また、第１切替スイッチ５３と第２切替スイッチ５４とを有し、第１ＡＤコンバータ６３及び第２ＡＤコンバータ６４はそれぞれ重複領域を有している。このため、１つの切替スイッチにより、増幅率やヒータ温度などを切り替える場合と比較して、増幅率やヒータ温度などを大幅に切り替える必要がなく、それぞれに分散させることができる。従って、１つの切替スイッチによる大きな切替による計測精度の低下を抑制することができる。
【０１１５】
以上、実施形態に基づき本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限られるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更を加えてもよいし、各実施形態を組み合わせてもよい。ここで、各実施形態を組み合わせた場合、コンパレータ４０及び切替スイッチ５０を２つ有し、それぞれのコンパレータ４０によってそれぞれの切替スイッチ５０を切り替えてもよいし、１つのコンパレータ４０によって２つの切替スイッチ５０を切り替えてもよい。これにより、一層計測精度を高めたり、計測範囲を広げたりすることができるからである。また、各実施形態を組み合わせた場合、変化させる対象が複数となるため、第５実施形態で説明したように、変化を分散させて急激な変化を防止し、大きな切替による計測精度の低下を抑制することができる。さらに、各実施形態を組み合わせるだけでなく、同じ実施形態を組み合わせて、同様に大きな変化を防止するようにしてもよい。
【０１１６】
また、第１、第３及び第４実施形態では、増幅器３０を有していたが、これに限らず、増幅器３０を省略して回路を構成してもよい。さらに、上記実施形態において説明したヒステリシス範囲や電圧値や抵抗値などは、上記に限らず、種々の変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１１７】
【図１】本発明の第１実施形態に係る流体検出装置を示す構成図である。
【図２】図１に示したコンパレータの動作を示す図である。
【図３】重複領域を説明する図であり、（ａ）は基準電圧０．５Ｖの場合におけるアナログ信号Ｓｃとデジタル信号Ｓｄとの関係を示しており、（ｂ）は基準電圧４Ｖの場合におけるアナログ信号Ｓｃとデジタル信号Ｓｄとの関係を示している。
【図４】第２実施形態に係る流体検出装置を示す構成図である。
【図５】第２実施形態に係る重複領域を示す図であり、（ａ）は加算電圧２．５Ｖの場合におけるアナログ信号Ｓｃとデジタル信号Ｓｄとの関係を示しており、（ｂ）は加算電圧０．５Ｖの場合におけるアナログ信号Ｓｃとデジタル信号Ｓｄとの関係を示している。
【図６】第３実施形態に係る流体検出装置を示す構成図である。
【図７】図６に示したヒータ駆動回路の構成の一例を示す構成図である。
【図８】第３実施形態に係る重複領域を示す図であり、（ａ）は駆動電力比「１０」の場合におけるアナログ信号Ｓｃとデジタル信号Ｓｄとの関係を示しており、（ｂ）は駆動電力比「１」の場合におけるアナログ信号Ｓｃとデジタル信号Ｓｄとの関係を示している。
【図９】第４実施形態に係る流体検出装置を示す構成図である。
【図１０】第５実施形態に係る流体検出装置を示す構成図である。
【図１１】図１０に示した増幅器の詳細構成の一例を示す構成図である。
【図１２】第６実施形態に係る流体検出装置を示す構成図である。
【符号の説明】
【０１１８】
１〜６…流体検出装置
１０…フローセンサ
１１…ヒータ
１２…温度センサ（第１温度センサ）
１３…第２温度センサ
２０，２１…ヒータ駆動回路
３０，３１，３３，３４…増幅器
４０…コンパレータ
５０〜５４…切替スイッチ（第１切替スイッチ、第２切替スイッチ）
６０，６３，６４…ＡＤコンバータ（アナログデジタル変換器、第１アナログデジタル変換器、第２アナログデジタル変換器）
７０…マイクロコンピュータ
【図１】
2009276310.tif 000003
【図２】
2009276310.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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