(57)【要約】  【課題】直流電圧部の電圧に応じて瞬時に通電角を変更することにより、瞬停や急激な電圧変動に対して、脱調停止するのを防止する信頼性の高いインバータ制御装置を提供するものである。  【解決手段】インバータ回路部２０５に供給される直流電源電圧の電圧値を検出する直流電圧検出部２０９と、直流電圧検出部２０９にて検出した電圧値に応じてインバータ回路部２０５における通電角を電気角で１８０度未満の範囲で変更する通電角制御部２１８とを備えているので、急激な電圧変化に対して回転数が大きく変動した場合に、通電角を小さくし位置検出区間を拡大することができ、ロータ磁極位置を見失うことが無くなり、電圧変動による脱調を防止することができる。【選択図】図１
2009011014.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ロータに永久磁石を設けたブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧により前記ロータの相対位置を検出する位置検出回路部と、前記インバータ回路部に供給される直流電源電圧の電圧値を検出する直流電圧検出部と、前記直流電圧検出部にて検出した電圧値に応じて前記インバータ回路部における通電角を電気角で１８０度未満の範囲で変更する通電角制御部とを備えたインバータ制御装置。
【請求項２】
直流電源電圧に対して基準電圧を設定する基準電圧設定部を備え、通電角制御部は前記直流電源電圧の電圧値が前記基準電圧よりも小さくなった場合に、インバータ回路部における通電角を小さくすることを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
直流電源電圧に対して基準電圧を設定する基準電圧設定部を備え、通電角制御部は前記直流電源電圧の電圧値が前記基準電圧よりも大きくなった場合に、インバータ回路部における通電角を小さくすることを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項４】
直流電源電圧に対する基準電圧値の範囲を設定する基準電圧設定部と遅延タイマとを備え、通電角制御部は前記直流電源電圧の電圧値が前記基準電圧値の範囲外から範囲内に変化した場合に、インバータ回路部における通電角を遅延タイマにより徐々に基準値に戻すことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
【請求項５】
通電角制御部は、直流電源電圧が３００Ｖ／秒以上の変化率で低下した場合に、インバータ回路部における通電角を小さくすることを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項６】
ブラシレスＤＣモータのロータは内部に永久磁石が埋め込まれ突極性を有することを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
【請求項７】
ブラシレスＤＣモータのステータ巻線の巻数が１６０ターン以上である請求項１から６のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
【請求項８】
ブラシレスＤＣモータの極数は６極以上である請求項１から７のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
【請求項９】
請求項１から８のいずれか一項に記載のインバータ制御装置を用いた電動圧縮機。
【請求項１０】
請求項１から８のいずれか一項に記載のインバータ制御装置を用いた冷蔵庫等の家庭用電気機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスＤＣモータのインバータ制御装置における広角通電制御に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のインバータ制御装置は、通電角を電気角１２０度以上に広げる広角制御を行うことにより、インバータの運転範囲を拡大し、インバータ制御装置の出力を増大するものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
一般にこれまでインバータの波形制御として、制御の容易さの観点から１２０度通電波形が採用されてきた。ブラシレスＤＣモータを駆動するシステムにおいては、正負それぞれの電気角が１８０度あるにもかかわらず、電気角１２０度分だけしかインバータの各相スイッチを導通させておらず、残りの電気角６０度の区間が無制御となっていた。
【０００４】
したがって、無制御期間においては、インバータが望みの電圧を出力することができず、インバータの直流電圧利用率が低い。そして直流電圧利用率が低いことに起因してブラシレスＤＣモータの端子電圧が小さくなり運転範囲が狭くなってしまう、すなわち最高回転数が低くなっていた。
【０００５】
そこで、この特許文献１では、電圧形インバータの通電幅を電気角で１２０度より大きく１８０度以下の所定の幅に設定しており、無制御区間を電気角で６０度未満にしている。その結果、モータ端子電圧を大きくし運転範囲を広くしている。
【０００６】
また近年、モータの高効率化を図るためロータ内部に永久磁石を埋め込み、磁石に起因するトルクのみならずリラクタンスに起因するトルクを発生させることにより、モータ電流を増加させることなく全体として発生トルクを大きくすることができる埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータが用いられてきている。
【０００７】
このリタクタンストルクを有効に活用するために、モータ誘起電圧の位相に対してインバータの電圧位相を進める進角制御が行なわれている。さらに進角制御は弱め磁束効果を有効に活用でき、出力トルクを増大できる。
【０００８】
また、圧縮機などでは使用環境、信頼性、メンテナンスの観点から、ホール素子等のセンサを用いずにステータ巻線に生じる誘起電圧によりロータ磁極位置を検知するセンサレス方式のインバータ制御装置が用いられている。
【０００９】
この場合、無制御期間中の電気角６０度を用い、上下アームのスイッチのオフ期間中にモータ端子に現れる誘起電圧を観測することにより、ロータ磁極位置を得ているものが多い。
【００１０】
以下、図面を参照しながら上記のインバータ制御装置を説明する。
【００１１】
図５は従来のインバータ制御装置の構成を示す構成図である。図６は従来のインバータ制御装置の負荷トルク−回転数特性を示す特性図であり、広角制御を行ったときの特性を示している。
【００１２】
また図７は、従来のインバータ制御装置の各部の信号波形及び処理内容を示すタイミングチャートであり、広角度１５０度時の特性を示している。
【００１３】
図５において、直流電源００１の端子間に３対のスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚをそれぞれ直列接続してインバータ回路部００２を構成している。ブラシレスＤＣモータ００３は４極の分布巻き構造のステータ００３ａと、ロータ００３ｂで構成されている。ロータ００３ｂは内部に永久磁石００３α，００３βを埋め込んだ磁石埋込型構造である。
【００１４】
各対のスイッチングトランジスタ同士の接続点は、ブラシレスＤＣモータ００３のＹ接続された各相のステータ巻線００３ｕ，００３ｖ，００３ｗの端子にそれぞれ接続されている。
【００１５】
そして、各対のスイッチングトランジスタ同士の接続点は、Ｙ接続された抵抗００４ｕ，００４ｖ，００４ｗにもそれぞれ接続されている。
【００１６】
尚、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚのコレクターエミッタ端子間にそれぞれ保護用の還流ダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ，Ｄｗ，Ｄｚが接続されている。
【００１７】
磁極位置検出回路０１０は、差動増幅器０１１と積分器０１２とゼロクロスコンパレータ０１３により構成されている。そして、上記Ｙ接続されたステータ巻線００３ｕ，００３ｖ，００３ｗの中性点００３ｄの電圧は、抵抗０１１ａを介して増幅器０１１ｂの反転入力端子に供給され、Ｙ接続された抵抗００４ｕ，００４ｖ，００４ｗの中性点００４ｄの電圧は、そのまま増幅器０１１ｂの非反転入力端子に供給されている。
【００１８】
そして、増幅器０１１ｂの出力端子と反転入力端子との間に抵抗０１１ｂを接続することにより、差動増幅器０１１として動作させるようにしている。
【００１９】
また、差動増幅器０１１の出力端子から出力される出力信号は、抵抗０１２ａとコンデンサ０１２ｂとを直列接続してなる積分器０１２に供給されている。
【００２０】
積分器０１２からの出力信号（抵抗０１２ａとコンデンサ０１２ｂとの接続点電圧）は、ゼロクロスコンパレータ０１３の非反転入力端子に供給されており、ゼロクロスコンパレータ０１３の反転入力端子には中性点００３ｄの電圧が供給されている。
【００２１】
そして、ゼロクロスコンパレータ０１３の出力端子から磁極位置検出信号が出力される。
【００２２】
上記差動増幅器０１１、積分器０１２およびゼロクロスコンパレータ０１３で、ブラシレスＤＣモータ００３のロータ００３ｂの磁極位置を検出する磁極位置検出回路０１０が構成される。
【００２３】
磁極位置検出回路０１０から出力される磁極位置検出信号はマイクロプロセッサ０２０に供給され、マイクロプロセッサ０２０に供給された磁極位置検出信号は、周期測定、進角や通電角の設定のための位相補正などを行い、電気角１周期当りのタイマ値を算出し、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚの転流信号を決定する。
【００２４】
また、マイクロプロセッサ０２０は回転速度指令に基づいて電圧指令を出力する。マイクロプロセッサ０２０は、電圧指令をＰＷＭ（パルス幅変調）変調すると共に、回転速度指令と実回転速度の偏差に基づきＰＷＭ変調信号のＯＮ／ＯＦＦ比であるデューティ量を制御し、３相分のＰＷＭ変調信号を出力する。
【００２５】
そして、回転速度指令に対し、実回転速度が低いとデューティを大きくし、逆に実回転速度が高いとデューティを小さくする。
【００２６】
このＰＷＭ変調信号はドライブ回路０３０に供給され、ドライブ回路０３０が、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚのそれぞれのベース端子に供給すべきドライブ信号を出力する。
【００２７】
以上のインバータ制御装置について、通電の動作を説明する。
【００２８】
図７において、（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、ブラシレスＤＣモータ００３のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の誘起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗであり、位相がそれぞれ１２０度ずつずれた状態で変化する。
【００２９】
（Ｄ）は差動増幅器０１１から出力される信号であり、（Ｅ）は積分器０１２による積分波形である。この積分波形がゼロクロスコンパレータ０１３に供給されることにより、積分波形のゼロクロス点において立ち上り、立ち下りの励磁切替信号が磁極位置検出信号として（Ｆ）のように出力される。
【００３０】
この励磁信号の立ち上り、立ち下りによりスタートする位相補正タイマ（Ｇ１）と、この位相補正タイマによりスタートする第２の位相補正タイマ（Ｇ２）により、転流パターンであるインバータモード（Ｎ）を１ステップ進める。
【００３１】
ここで、Ｗ相の誘起電圧波形からＵ相の通電タイミングを算出しており、位相補正タイマ（Ｇ１）によりインバータの位相進み量を制御できる。図７においては、通電角１５０度で進角６０度の設定である。したがって、位相補正タイマ（Ｇ１）の値は４５度相当、第２位相補正タイマの値は３０度相当の値となっている。
【００３２】
その結果、各インバータモードに対応してスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，ＴｒｚのＯＮ−ＯＦＦ状態が、それぞれ（Ｈ），（Ｉ），（Ｊ），（Ｋ），（Ｌ），（Ｍ）に示すように制御される。
【００３３】
以上のように、通電期間を１２０度から１８０度に設定した状態でのブラシレスＤＣモータ００３の駆動を達成することができ、インバータ電圧の位相をモータ誘起電圧よりも進めた状態にすることができる。
【００３４】
しかしながら、上記従来の構成では、ロータ００３ｂの回転に基づいてステータ巻線００３ｕ，００３ｖ，００３ｗに生じる誘起電圧を検出し、この誘起電圧を９０度の遅れを有する積分器０１２により移相することによってロータ００３ｂの磁極に対応する位置検出信号を得ており、この位置検出信号に基づいてステータ巻線００３ｕ，００３ｖ，００３ｗへの通電タイミングを決定する構成となっている。
【００３５】
その結果、９０度遅れ位相の積分器０１２を用いているので急激な加減速に対する応答性が悪いという不具合がある。
【００３６】
そこで、このような応答性を改善した位置検出回路が提案されている（例えば、特許文献２参照）。
【００３７】
以下、図面を参照しながら、特許文献２に記載された従来のインバータ制御装置について説明する。
【００３８】
図８は、従来例２のインバータ制御装置の構成を示す構成図、図９はインバータ制御装置の各部の信号波形及び処理内容を示すタイミングチャートである。
【００３９】
図８において、抵抗１０１，１０２は、母線１０３，１０４間に直列に接続されており、その共通接続点たる検出端子ＯＮは、ブラシレスＤＣモータ１０５のステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗの中性点の電圧に相当する直流電源００１の電圧の１／２たる仮想中性点の電圧ＶＮを出力するようになっている。
【００４０】
コンパレータ１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃは、これらの各非反転入力端子（＋）は抵抗１０７，１０８，１０９を介して出力端子ＯＵ，ＯＶ，ＯＷにそれぞれ接続され、各反転入力端子（−）は、検出端子ＯＮに接続されている。
【００４１】
そしてこれらのコンパレータ１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃの出力端子は論理手段たるマイクロプロセッサ１１０の入力端子Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３にそれぞれ接続されている。またその出力端子Ｏ１からＯ６はドライブ回路１２０を介してトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚを駆動する。
【００４２】
ブラシレスＤＣモータ１０５は４極分布巻き構造で、ロータ１０５ａはロータ表面に永久磁石１０５α、１０５βを配置した表面磁石構造である。したがって、通電角１２０度、進角０度の設定となっている。
【００４３】
次に図９を用いて説明する。
【００４４】
（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は定常動作時におけるステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗの端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを示すものである。
【００４５】
これらの端子電圧は、インバータ回路部１４０による供給電圧Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａと、ステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路部１４０のダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ，Ｄｗ，Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとの合成波形となる。
【００４６】
そして、これらの端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと直流電源電圧００１の１／２の電圧たる仮想中性点電圧ＶＮとコンパレータ１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃにより比較した出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗが（Ｄ），（Ｅ），（Ｆ）に示されている。
【００４７】
この場合、コンパレータの出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗは、前述の誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂの正および負ならびに位相を表わす信号ＰＳｕａ，ＰＳｖａ，ＰＳｗａと、前述のパルス状電圧のＶｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに対応する信号ＰＳｕｂ，ＰＳｖｂ，ＰＳｗｂとからなる。
【００４８】
また、パルス状電圧のＶｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃは、ウェイトタイマにより無視しているので、コンパレータの出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗは、結果として誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂの正および負ならびに位相を示すものとなる。
【００４９】
マイクロプロセッサ１１０は、各コンパレータの出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗの状態に基づいて（Ｇ）に示す如き６つのモードＡ〜Ｆを認識し、出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗのレベルが変化した時点から電気角で３０度だけ遅らせて、ドライブ信号ＤＳｕ（Ｊ）からＤＳｚ（Ｏ）を出力する。
【００５０】
モードＡ〜Ｆの各時間Ｔ（Ｈ）は電気角６０度を示すものであり、Ａ〜Ｆの１／２の時間（Ｉ）すなわちＴ／２は電気角で３０度に相当する遅延時間を示すものである。
【００５１】
このように、ブラシレスＤＣモータ１０５のロータ１０５ａの回転に応じて、ステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗに生ずる誘起電圧からロータ１０５ａの位置状態を検出するとともに、その誘起電圧の変化時間（Ｔ）を検出してステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗへの通電モード及びタイミングにより各相ステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗの通電のための駆動信号を決定して実行させるようにしている。
【００５２】
そのため、特許文献１に記載された従来のインバータ制御装置とは異なり、フィルタ回路を必要としないことから誘起電圧の検出感度が高くなって始動特性の向上を図ることができ、低速駆動を可能としている。
【００５３】
さらに、９０度遅れ特性のフィルタ回路を用いておらず、第１タイマ１２２及び第２タイマ１２３の組合せにより３０度遅れをもって制御できるので、急激な加減速に対する応答性を改善している。
【００５４】
また、インバータ制御装置の電圧と通電角の脱調特性について、図１０を用いて説明する。
【００５５】
図１０は従来のインバータ制御装置の電圧と通電角の脱調特性の関係を示す特性図である。
【００５６】
図１０より、電圧を急激に下降した場合、通電角が大きい程、脱調耐力が低いことが分かる。電圧が急激に上昇した場合も同様な特性を示す。
【特許文献１】国際公開第９５／２７３２８号パンフレット
【特許文献２】特開平１−８８９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００５７】
しかしながら、上記特許文献１に記載された従来の構成では、電気角１８０度区間で位置検出可能な磁極位置検出回路０１０を提案しているが、フィルタを用いているため、電気角で９０度の遅れが発生し、急激な負荷変動等の回転変動に対する応答性が悪く、脱調し停止してしまうという課題を有していた。
【００５８】
また、特許文献２に記載された従来の構成では、電気角で９０度の遅れを発生しない位置検出回路を提案しているが、１２０度以上に通電角を広げる広角制御を行ったり、モータ誘起電圧の位相に対してインバータの電圧位相を進める進角制御を行ったり、高効率化のためステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗの巻数を多くしインダクタンスが増加することによりスパイク電圧幅を増大させると、位置検出可能な区間は狭まっていき、急激な負荷変動等の回転変動に対して位置検出できずに脱調してしまうという課題を有していた。
【００５９】
また、高効率化や出力トルクアップのために集中巻き構造のステータを用いたモータにおいて、ブラシレスＤＣモータ１０５の極数を６極にした場合、４極時に比べ位置検出可能区間は機械角では２／３に減少する。
【００６０】
したがって、位置検出可能な区間を狭める、広角制御や、進角制御、モータ巻数の増大を行うことや、また、機械的な位置検出可能区間を狭める極数増大は、位置検出区を狭めることとなり、急激な回転変動を伴う、負荷変動や瞬停や電圧変動が発生した場合、位置検知できずに脱調停止するというような課題があった。
【００６１】
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、直流電圧部の電圧に応じて瞬時に通電角を変更することにより、瞬停や急激な電圧変動に対して、脱調停止するのを防止する信頼性の高いインバータ制御装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００６２】
上記課題を解決するために本発明のインバータ制御装置は、ロータに永久磁石を設けたブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧によりロータの相対位置を検出する位置検出回路部と、インバータ回路部に供給される直流電源電圧の電圧値を検出する直流電圧検出部と、直流電圧検出部にて検出した電圧値に応じてインバータ回路部における通電角を電気角で１８０度未満の範囲で変更する通電角制御部とを具備する。
【００６３】
これにより、直流電圧部の電圧に応じて瞬時に通電角を変更することにより、瞬停などの急激な電圧変化に対して回転数が変動した場合に、通電角を小さくすることにより位置検出区間を拡大することができ、ロータ磁極位置を見失うことが無くなるという作用を有する。
【発明の効果】
【００６４】
本発明のインバータ制御装置は、電圧変化による回転数変動に対する応答性を良化することができ、瞬停などの急激な電圧変化に対して回転数が変動した場合に、通電角を小さくし位置検出区間を拡大することができ、ロータ磁極位置を見失うことが無くなり、電圧変動による脱調を防止し、瞬停耐量を向上することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６５】
請求項１に記載の発明は、ロータに永久磁石を設けたブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧により前記ロータの相対位置を検出する位置検出回路部と、前記インバータ回路部に供給される直流電源電圧の電圧値を検出する直流電圧検出部と、前記直流電圧検出部にて検出した電圧値に応じて前記インバータ回路部における通電角を電気角で１８０度未満の範囲で変更する通電角制御部とを備えているので、急激な電圧変化に対して回転数が大きく変動した場合に、通電角を小さくし位置検出区間を拡大することができ、ロータ磁極位置を見失うことが無くなり、電圧変動による脱調を防止することができる。
【００６６】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、直流電源電圧に対して基準電圧を設定する基準電圧設定部を備え、通電角制御部は前記直流電源電圧の電圧値が前記基準電圧よりも小さくなった場合に、インバータ回路部における通電角を小さくするものであり、急激な電圧低下に対して回転数が大きく低下した場合に、通電角を小さくし位置検出区間を拡大することができ、ロータ磁極位置を見失うことが無くなり、電圧低下による脱調を防止することができる。
【００６７】
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、直流電源電圧に対して基準電圧を設定する基準電圧設定部を備え、通電角制御部は前記直流電源電圧の電圧値が前記基準電圧よりも大きくなった場合に、インバータ回路部における通電角を小さくするものであり、急激な電圧上昇に対して回転数が急激に上昇した場合に、通電角を小さくし位置検出区間を拡大することができ、ロータ磁極位置を見失うことが無くなり、電圧上昇による回転変動に対する脱調を防止することができる。
【００６８】
請求項４に記載の発明は、請求項１から３のいずれか一項に記載の発明において、直流電源電圧に対する基準電圧値の範囲を設定する基準電圧設定部と遅延タイマとを備え、通電角制御部は前記直流電源電圧の電圧値が前記基準電圧値の範囲外から範囲内に変化した場合に、インバータ回路部における通電角を遅延タイマにより徐々に基準値に戻すことを特徴としたものであり、急激な電圧変化に対して通電角を小さくしたことに対して、電圧が復帰した場合に通電角も復帰させることができ、再び高回転、高トルクで運転することが可能である。
【００６９】
請求項５に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、通電角制御部は、直流電源電圧が３００Ｖ／秒以上の変化率で低下した場合に、インバータ回路部における通電角を小さくするものであり、瞬停などの急激な電圧低下に対しても位置検出区間を拡大することにより瞬停耐量を向上することができる。
【００７０】
請求項６に記載の発明は、請求項１から５のいずれか一項に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータのロータは内部に永久磁石が埋め込まれ突極性を有したものに適用したものであり、リラクタンストルクを有効に活用し位置検出区間を狭くする進角制御を行うものに対しても電圧変動による脱調を防止することができ、瞬停耐量を向上することができる。
【００７１】
請求項７に記載の発明は、請求項１から６のいずれか一項に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータの固定子巻線の巻数が１６０ターン以上のものに適用したものであり、インダクタンスが大きく、スパイク電圧幅が増大し位置検出区間を狭くするモータに対しても電圧変動による脱調を防止することができ、瞬停耐量を向上することができる。
【００７２】
請求項８に記載の発明は、請求項１から７のいずれか一項に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータの極数は６極以上のものに適用したものであり、極数増加による機械的角度で位置検出区間を狭くするモータに対しても電圧変動による脱調を防止することができ、瞬停耐量を向上することができる。
【００７３】
請求項９に記載の発明は、請求項１から８のいずれか一項に記載の発明のインバータ制御装置を電動圧縮機に適用したものであり、電圧変動による脱調を防止することができ、瞬停耐量を向上することができ、信頼性の高い電動圧縮機を提供することができる。
【００７４】
請求項１０に記載の発明は、請求項１から８のいずれか一項に記載の発明のインバータ制御装置を冷蔵庫等の家庭用電気機器に適用したものであり、電圧変動や瞬停に対する耐量を向上することができ、信頼性の高い冷蔵庫等の家庭用電気機器を提供することができる。
【００７５】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によってこの発明が限定されるものではない。
【００７６】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図、図２は同実施の形態における各部の信号波形と処理内容を示すタイミングチャートである。また、図３は同実施の形態における電源電圧の変化と通電角の関係を示す特性図である。図４は同実施の形態におけるインバータ制御装置の瞬停時の動作を示す特性図である。
【００７７】
図１において、インバータ制御装置２００は、商用交流電源２０１と電動圧縮機（図示せず）に接続されており、商用交流電源２０１を直流電源に変換する整流部２０３と、電動圧縮機のブラシレスＤＣモータ２０４を駆動するインバータ回路部２０５を備えている。
【００７８】
さらにインバータ回路部２０５を駆動するドライブ回路２０６と、ブラシレスＤＣモータ２０４の磁極位置を検出する位置検出回路部２０７とインバータ回路部２０５を制御するマイクロプロセッサ２０８と、直流電源に変換された整流部２０３の電圧を検知する直流電圧検出部２０９を備えている。
【００７９】
直流電圧検出部２０９は抵抗による分圧回路で構成されており、マイクロプロセッサ２０８にアナログ値として入力としている。また、ノイズ除去用のＣＲフィルタ回路が備わっている。
【００８０】
マイクロプロセッサ２０８は、回転速度検出手段２１０、転流制御手段２１１、デューティ設定手段２１２、ＰＷＭ制御手段２１３、ドライブ制御手段２１４、キャリア出力手段２１５を備えている。
【００８１】
さらに、直流電源電圧に対し複数の基準電圧を定める基準電圧設定部２１７、と、それぞれの基準電圧に対し通電角を決定する通電角制御部２１８を備えている。通電角制御部２１８は遅延タイマ２１８ａを設けている。
【００８２】
ブラシレスＤＣモータ２０４は６極の突極集中巻モータであり、３相巻線のステータ２０４ａとロータ２０４ｂとで構成されている。
【００８３】
ステータ２０４ａは６極９スロットの構造であり、各相のステータ巻線２０４ｕ，２０４ｖ、２０４ｗの巻数はそれぞれ１８９ターンである。ロータ２０４ｂは、内部に永久磁石２０４α，２０４β，２０４γ，２０４δ，２０４ε，２０４ζを配置し、リラクタンストルクを発生する磁石埋込型構造である。
【００８４】
インバータ回路部２０５は、６つの三相ブリッジ接続されたスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚと、それぞれに並列に接続された環流ダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ，Ｄｗ，Ｄｚより構成されている。
【００８５】
位置検出回路部２０７は、コンパレータ（図示せず）などから構成されておりブラシレスＤＣモータ２０４の誘起電圧に基づく端子電圧信号と基準電圧とをコンパレータにより比較してロータ２０４ｂの位置信号を得ている。従来例２と同様の構成である。
【００８６】
転流制御手段２１１は、位置検出回路部２０７の位置信号より転流のタイミングを計算し、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚの転流信号を生成する。
【００８７】
回転速度検出手段２１０は、位置検出回路部２０７からの位置信号を一定期間カウントしたり、パルス間隔を測定したりすることによりブラシレスＤＣモータ２０４の回転速度を算出する。
【００８８】
デューティ設定手段２１２は、回転速度検出手段２１０から得られた回転速度と、指令回転速度との偏差からデューティの加減演算を行い、デューティ値をＰＷＭ制御手段２１３へ出力する。回転速度指令に対し実回転速度が低いとデューティを大きくし、逆に実回転速度が高いとデューティを小さくする。
【００８９】
キャリア出力手段２１５ではスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚをスイッチングするキャリア周波数を設定する。この場合、キャリア周波数は３ｋＨｚから１０ｋＨｚの間で設定している。
【００９０】
ＰＷＭ制御手段２１３では、キャリア出力手段２１５で設定されたキャリア周波数と、デューティ設定手段２１２で設定されたデューティ値から、ＰＷＭ変調信号を出力する。
【００９１】
基準電圧設定部２１７は、複数の基準電圧を設定すると共に、複数の基準電圧範囲を設定している。そして、通電角制御部２１８は、直流電圧検出部２０９で検出された直流電圧とこれらの複数の基準電圧、基準電圧範囲に基づいて、インバータ回路部２０５における通電角を制御する。
【００９２】
ドライブ制御手段２１４では、転流信号とＰＷＭ変調信号と通電角、および進角を合成し、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，ＴｒｚをＯＮ／ＯＦＦするドライブ信号を生成し、ドライブ回路２０６へ出力する。ドライブ回路２０６では、ドライブ信号に基づき、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，ＴｒｚのＯＮ／ＯＦＦスイッチングを行い、ブラシレスＤＣモータ２０４を駆動する。
【００９３】
次に図２に示すインバータ制御装置の各種波形について説明する。
【００９４】
インバータ制御装置２００は、通電角は１５０度、進角１５度でブラシレスＤＣモータ２０４を制御している。
【００９５】
（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、ブラシレスＤＣモータ２０４のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗであり、それぞれの位相が１２０度ずつずれた状態で変化する。
【００９６】
これらの端子電圧は、インバータ回路部２０５による供給電圧Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａと、ステータ巻線２０４ｕ，２０４ｖ，２０４ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路２０５の還流ダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ，Ｄｗ，Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとの合成波形となる。
【００９７】
そして、これらの端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと直流電源電圧１の１／２の電圧たる仮想中性点電圧ＶＮとを比較し、コンパレータより出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗを（Ｄ），（Ｅ），（Ｆ）に示している。
【００９８】
ここで、直流電源電圧が急激に低下すると、実回転速度が低下し、誘起電圧は仮想中性点電圧ＶＮと比較しレベルが反転するクロスポイントは通電区間の中へ消えてしまう。また、直流電源電圧が急激に上昇するとクロスポイントはスパイク電圧の中へ消えてしまう。いずれも誤検知を招き、脱調してしまうこととなる。
【００９９】
そこで、本実施の形態では、図３に示すように、直流電源電圧に対し複数の基準電圧Ｅｄｎ１，Ｅｄｎ２，Ｅｄｎ３，Ｅｄｎ４，Ｅｕｐ１，Ｅｕｐ２，Ｅｕｐ３，Ｅｕｐ４を設け、各基準電圧に対し、通電角を決定するものである。
【０１００】
通常１５０度通電で運転していて、直流電源電圧が急激に低下した場合に、Ｅｄｎ１を検知したときに瞬時に通電角を１５０度から１４２．５度に変更する。Ｅｄｎ２を検知した場合も同様に瞬時に１４２．５度から１３５度へ変更する。同様に１３５度から１２７．５度、１２０度と通電角を下げていく。
【０１０１】
このように直流電源電圧の低下と共に、通電角を狭めることにより、位置検出区間を増大することができ、誘起電圧が遅れて通電域にクロスポイントが隠れてしまうのを防ぎ、位置検出の誤検知による脱調を防止することができる。
【０１０２】
また、直流電源電圧が急激に上昇した時も同様に、Ｅｕｐ１を越えると、通電角を１５０度から１４２．５度に変更し、直流電源電圧が基準電圧Ｅｕｐ２，Ｅｕｐ３，Ｅｕｐ４と越える毎に、通電角を１４２．５度から１３５度，１２７．５度，１２０度と狭めていく。
【０１０３】
これにより、スパイク電圧幅も減少することができ、位置検出可能区間を拡大することができるので位置検出の誤検知による脱調を防止することができる。
【０１０４】
次に、図４を用いて瞬停時の動作を示す。
【０１０５】
直流電源電圧が基準電圧範囲Ｅｓｗ１の範囲外からＥｓｗ１の範囲内へ入ってくると、通電角を徐々に基準値の１５０度へ戻している。
【０１０６】
このとき、遅延タイマ２１８ａは１００ｍｓとすると、Ｅｓｗ１の範囲内へ入ってから、１００ｍｓ後に１２０度から１２７．５度へ戻す。さらに１００ｍｓ後に１２７．５度から１３５度へモ戻し、最終的に４００ｍｓ後に基準値である１５０度へ復帰する。なお、復帰途中に電圧変動があった場合は、前述のとおり瞬時に通電角を狭める制御を行う。
【０１０７】
なお、本実施の形態において、通電角は１５０度から５段階で１２０度へ遷移させたが、直流電源電圧と通電角はリニアに変化させても良いし、１５０度から１２０度へいきなり変更させてもよい。さらに、１２０度未満の通電角を用いることにより、さらに電源電圧の変動や瞬停に対して、耐量のあるシステムとすることができる。
【０１０８】
また、電動圧縮機に上記インバータ制御装置２００を用いても、良好な運転が可能となり、冷蔵庫等の家庭用電気機器に上記インバータ制御装置２００を用いても、良好なシステム運転が可能となる。
【産業上の利用可能性】
【０１０９】
以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置は、電源電圧変動に対してロータ磁極を見失うことなく位置検出できるので、電源電圧変動のあるエアコン、冷蔵庫、洗濯機等の家庭用電気機器や、電気自動車に有用である。また電源電圧変動の多い地域にも有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１１０】
【図１】本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図
【図２】同実施の形態における各部の信号波形と処理内容を示すタイミングチャート
【図３】同実施の形態における電源電圧の変化と通電角の関係を示す特性図
【図４】同実施の形態におけるインバータ制御装置の瞬停時の動作を示す特性図
【図５】従来のインバータ制御装置の構成を示す構成図
【図６】従来のインバータ制御装置の負荷トルク−回転数特性を示す特性図
【図７】従来のインバータ制御装置の各部の信号波形及び処理内容を示すタイミングチャート
【図８】従来のインバータ制御装置の構成を示す構成図
【図９】従来のインバータ制御装置の各部の信号波形及び処理内容を示すタイミングチャート
【図１０】従来のインバータ制御装置の電圧と通電角の脱調特性の関係を示す特性図
【符号の説明】
【０１１１】
２００  インバータ制御装置
２０４  ブラシレスＤＣモータ
２０４ｂ  ロータ
２０４α，２０４β，２０４γ，２０４δ，２０４ε，２０４ζ  永久磁石
２０４ｕ，２０４ｖ，２０４ｗ  ステータ巻線
２０５  インバータ回路部
２０７  位置検出回路部
２０９  直流電圧検出部
２１７  基準電圧設定部
２１８  通電角制御部
２１８ａ  遅延タイマ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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