(57)【要約】【課題】ロードスイッチのオン時にソフトスタート動作を与えるとともに、負荷に対し安定して直流電圧を供給できる定電圧電源装置を提供する。【解決手段】ロードスイッチ２は、ソフトスタート回路（ＳＦＴＳＴ）２１、オペアンプ２２、半導体スイッチＭ２、および抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の直列回路から構成されている。オペアンプ２２の非反転入力端子には、負荷３側への出力信号電圧を抵抗Ｒ２１，Ｒ２２で分圧した電圧が入力される。また、オペアンプ２２の反転入力端子にはソフトスタート回路２１内部で生成されるソフトスタート信号が入力される。その結果、ロードスイッチ２はシリーズレギュレータとして動作し、オペアンプ２２の反転入力端子の電圧レベルが徐々に上がるのに合わせて、半導体スイッチＭ２が徐々にオン状態に変化する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を負荷回路に所定の大きさで供給する定電圧電源装置において、
直流電源と、
前記直流電源と前記負荷回路の間に挿入されたロードスイッチと、
起動信号を受けてソフトスタート信号を生成するソフトスタート回路と、
前記ソフトスタート信号の増加する電圧値と前記ロードスイッチから前記負荷回路への出力電圧値を比較して前記ロードスイッチを制御する比較回路と、
を具備したことを特徴とする定電圧電源装置。
【請求項２】
前記直流電源は、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする請求項１記載の定電圧電源装置。
【請求項３】
前記ロードスイッチは、ゲート端子が前記比較回路に接続されたＭＯＳＦＥＴによって構成され、前記比較回路の比較結果に応じて前記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子電圧を制御することを特徴とする請求項１記載の定電圧電源装置。
【請求項４】
前記直流電源は、前記ロードスイッチ側に出力コンデンサを備えていることを特徴とする請求項１記載の定電圧電源装置。
【請求項５】
前記ソフトスタート回路には、前記起動信号が前記直流電源の起動タイミングとは異なる独自の起動タイミングで供給され、前記比較回路に対して前記独自の起動タイミングで前記ソフトスタート信号を出力し始めるように構成したことを特徴とする請求項１記載の定電圧電源装置。
【請求項６】
前記ソフトスタート回路は、コンデンサと、前記コンデンサを徐々に充電する定電流回路から構成されていることを特徴とする請求項１記載の定電圧電源装置。
【請求項７】
前記直流電源は、スイッチング電源、あるいはシリーズ電源として構成されたものであることを特徴とする請求項１記載の定電圧電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を負荷回路に所定の大きさで供給する定電圧電源装置に関し、とくに直流電源と負荷回路の間に挿入されたロードスイッチによって、起動時に負荷回路に対する過大な電流供給を防止した定電圧電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４は、従来の電源装置の一例を示す回路図である。
従来の電源装置は、ＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータ１００からロードスイッチ２００を介して負荷３００に所定のＤＣ電圧を供給するように構成され、ロードスイッチ２００を使用することにより、電源装置の起動時に、起動時の不安定な電圧が負荷に印加されて負荷回路が不安定な動作もしくは暴走をしたり、ＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータ１００が正規の動作を開始する前であって半導体スイッチＭ１がオフのときに、負荷３００に過大な電流が流れたりすることを防いでいる。
【０００３】
このＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータ１００は、入力電源Ｖｃｃと接地の間に接続されたインダクタＬと半導体スイッチＭ１（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）の直列回路と、ＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータとしての制御回路を含むドライブ回路１１などから構成され、インダクタＬと半導体スイッチＭ１の接続点には転流ダイオードＤ１と出力コンデンサＣ１の直列回路が接続されている。ドライブ回路（ＤＲＩＶＥ）１１が半導体スイッチＭ１をオンオフ制御することによって、インダクタＬのコイル電流が転流ダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ１に蓄積され、昇圧された直流出力電圧が出力コンデンサＣ１の両端電圧として負荷に供給できる。ここで、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の直列回路により出力電圧を分圧してドライブ回路１１にフィードバックすることで、直流出力電圧が基準値に応じた大きさになるよう、ドライブ回路１１が半導体スイッチＭ１のオンオフタイミングを制御している。
【０００４】
ロードスイッチ２００は、メインの半導体スイッチＭ２（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）と、起動信号によってオンオフするサブの半導体スイッチＭ３（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）と抵抗Ｒ２とから構成され、半導体スイッチＭ２のゲート・ソース間に抵抗Ｒ２が接続され、そのドレイン端子が負荷３００に接続されている。また、半導体スイッチＭ３が半導体スイッチＭ２のゲート端子と接地の間に接続され、起動信号により半導体スイッチＭ３をオンすることによって、メインの半導体スイッチＭ２を所定のタイミングでオンすることができる。こうして、ＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータ１００の起動時の直流出力電圧が不安定な期間、ＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータ１００から負荷３００を切り離している。なお、抵抗Ｒ２は、半導体スイッチＭ３がオフしたときに半導体スイッチＭ２のゲート端子電位をソース端子電位に引き上げるための、プルアップ抵抗である。
【０００５】
同様の電源と負荷の間にロードスイッチを設けた回路として、たとえば特許文献１、あるいは特許文献２に開示されたものがある。
特許文献１では、ウェイクアップ電源をオンオフするスイッチ（図４のロードスイッチ２００に相当する。）、ウェイクアップ電源の制御のための必要な機構、およびパワーオフ中のウェイクアップ機能における使用／非使用の設定機能を備え、このウェイクアップ機能の設定を参照し、ウェイクアップ非使用設定時は、コンピュータシステムのシャットダウン時にウェイクアップ電源を切るように構成されている。したがって、コンピュータシステムにて、パワーオフ時の待機電力を削減することができる。また、ウェイクオンラン（ＷＡＫＥ−ＯＮ−ＬＡＮ）機能を実際に使用するとき以外は、消費電力の増加を防ぐことが可能となるというものである。
【０００６】
また、特許文献２にはバッテリが長寿命になるようにバッテリ駆動装置の電力消費を低減する超低電力ウェイクアップ回路についての記載があって、この超低電力ウェイクアップ回路は、コントローラに電力供給するための電源イネーブル信号に応じる負荷スイッチを備えている。
【０００７】
しかし、図４に示す回路構成において、半導体スイッチＭ２がオフ状態では、半導体スイッチＭ２のソース端子側はＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータ１００の所定の出力電圧となっているため、起動信号を半導体スイッチＭ３のゲート端子に加えて半導体スイッチＭ２を瞬時にオンさせると、それまで印加電圧がゼロだった負荷３００に突然ＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータ１００の出力電圧が印加されてしまう。そのため、負荷立ち上げのラッシュ電流が流れて過大なノイズが生じたり、負荷によっては過大な電流（例えば、ラッチアップ電流など）が負荷３００側に流れたりしてしまう、などの不具合が生ずることがある。
【０００８】
図５は、従来の別の電源装置の一例を示す回路図である。
このロードスイッチ２０１では、半導体スイッチＭ２のゲート端子とサブの半導体スイッチＭ３の間に、定電流回路Ｉ２を介在させることで、半導体スイッチＭ２のゲート端子に蓄積された電荷を徐々に放電させることによって、負荷３００への過大な電流を防止している。
【０００９】
同様の電源装置については、非特許文献１にＦＤＧ９０１ｄデータシートとしてロードスイッチのゲート端子の電荷を定電流で放電する回路が開示されている（非特許文献１参照）。この方式は、ゲート端子電圧を徐々に変化させ負荷への供給電流を徐々に増やすものであって、しかもロードスイッチが飽和領域で動作していることを前提とした技術である。
【特許文献１】特開２００３−１９５９８９号公報（段落番号［００２１］〜［００４５］、図１）
【特許文献２】特開２００７−１８９８９１号公報（段落番号［００２０］〜［００２３］、図２）
【非特許文献１】FDG901D Slew Rate Control Driver IC for P-Channel MOSFETs. Datasheet. [online]. FAIRCHILD SEMICONDUCTOR, April 2002. インターネットＵＲＬ＜http://www.fairchildsemi.com/ds/FD/FDG901D.pdf＞［平成１９（２００７）年８月２３日検索］
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところが、図５に示す従来回路では、ロードスイッチ２０１のソフトスタート中に負荷３００の動作に変動、すなわち消費電流に変動があると、それによりＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータ１００の出力電圧も変動して、立ち上がり時における負荷３００の回路動作が不安定になる。たとえば、負荷３００がマイクロプロセッサなどの電源電圧が所定電圧以上にならないと動作を開始しないタイプの回路である場合、ある程度までロードスイッチ２０１のドレイン端子電圧が上がり負荷３００が回路動作を開始してその消費電流が増えると、ロードスイッチ２００のドレイン端子電圧がダウンして負荷３００の動作が落ちてしまうといった問題が生じていた。
【００１１】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、ロードスイッチのオン時にソフトスタート動作を与えるとともに、負荷に対し安定して直流電圧を供給できる定電圧電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明では、上記課題を解決するために、直流電圧を負荷回路に所定の大きさで供給する定電圧電源装置において、直流電源と、前記直流電源と前記負荷回路の間に挿入されたロードスイッチと、起動信号を受けてソフトスタート信号を生成するソフトスタート回路と、前記ソフトスタート信号の増加する電圧値と前記ロードスイッチから前記負荷回路への出力電圧値を比較して前記ロードスイッチを制御する比較回路と、を具備したことを特徴とする定電圧電源装置が提供される。
【００１３】
この定電圧電源装置では、ソフトスタート信号によりロードスイッチを徐々にオンさせるとともに、比較回路によってソフトスタート信号の増加する電圧値とロードスイッチから負荷回路への出力電圧値を比較して出力電圧値の大きさを制御することで、負荷側に過大な電流が流れないようにできる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、ロードスイッチを介してＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータなどの直流電源から負荷側に供給される出力電圧値の大きさを制御することができるとともに、負荷に過大な電流を流さないことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。図１は、実施の形態に係る定電圧電源装置を示す回路図である。
図１に示す定電圧電源装置は、ＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータ１からロードスイッチ２を介して負荷３に所定のＤＣ電圧を供給している。ここで、ＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータ１と負荷３は、それぞれ図４，５など従来の電源装置に示すＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータ１００、負荷３００と同一の構成である。
【００１６】
ここで、従来装置と異なるのは、ソフトスタート回路（ＳＦＴＳＴ）２１、オペアンプ（演算増幅器）２２、半導体スイッチＭ２（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）、および抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の直列回路によって、ロードスイッチ２が構成されている点である。ソフトスタート回路２１には、ＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータ１の起動タイミングとは異なる独自の起動タイミングで立ち上がる起動信号が供給されており、ソフトスタート回路２１からオペアンプ２２の反転入力端子（−）にはソフトスタート信号が供給されている。また、抵抗Ｒ２１の一端は半導体スイッチＭ２の負荷３側の端子（ドレイン端子）と接続され、抵抗Ｒ２２の一端は接地されている。そして、抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２との接続点が、オペアンプ２２の非反転入力端子（＋）と接続されている。さらに、オペアンプ２２の出力端子は、半導体スイッチＭ２の制御端子（ゲート端子）と接続され、半導体スイッチＭ２のオンオフを制御している。
【００１７】
このような構成のロードスイッチ２にあっては、オペアンプ２２の非反転入力端子に、負荷３側への出力信号電圧を抵抗Ｒ２１，Ｒ２２で分圧したフィードバック電圧が入力される。また、オペアンプ２２の反転入力端子には、ソフトスタート回路２１の内部で生成されるソフトスタート信号が入力される。オペアンプ２２はこれら２つの入力を比較した結果によって半導体スイッチＭ２の制御端子（ゲート端子）を制御し、これら２つの入力をイマジナリショートさせる比較回路として機能する。その結果、オペアンプ２２の反転入力端子の電圧レベルが徐々に上がるのに合わせて、オペアンプ２２の出力電圧により半導体スイッチＭ２が徐々にオン状態に変化することになる。すなわち、ロードスイッチ２が、ソフトスタート回路２１からのソフトスタート信号に追従して出力電圧（半導体スイッチＭ２のドレイン端子電圧）が変化するシリーズレギュレータを構成しているので、ソフトスタート信号が徐々に上昇するにつれて、半導体スイッチＭ２のドレイン端子電圧も徐々に上昇していく。シリーズレギュレータ構成であるので、負荷３の状態が変動してその消費電流が急変しても、負荷３への供給電圧を下げずに対応することができる。したがって、定電圧電源装置の負荷３として、たとえばマイコンを接続した場合であっても、マイコンが動作を開始したときにマイコンの電源電圧が下がってしまうようなことはない。また、このように負荷３への供給電圧が負荷状態などの外的要因に影響されにくい形で徐々に上がっていくので、ロードスイッチがオンするときのノイズ発生を抑制することができ、負荷３に過大な電流を流さないように制御できる。
【００１８】
図２は、ソフトスタート回路の具体的構成を示す回路図、図３は、負荷回路への出力信号の電圧波形を示すタイミング図である。
ここでは、図１のＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータを直流電源１としている。図１のソフトスタート回路２１の一例としては、図２に示すように、コンデンサＣ３と、このコンデンサＣ３を徐々に充電するための定電流回路Ｉ２と、半導体スイッチＭ４（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）とから構成されている。また、負荷３として、３つの発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ３によって構成されているものを例示している。オペアンプ２２は、その反転入力端子に供給されるソフトスタート信号（ＳＳ信号）に応じて半導体スイッチＭ２が徐々にオン状態に変化するよう、半導体スイッチＭ２のゲート端子を制御する。これにより、直流電源１から３つの発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ３の直列回路に安定して電流が供給される。また、半導体スイッチＭ４に起動信号が入力する以前は、半導体スイッチＭ２が完全にオフ状態となっているため、発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ３が誤点灯するおそれはない。なお、発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ３と並列に接続されたマイコン（図示せず）などが、負荷３を構成している場合もある。
【００１９】
図３に示すタイミング図では、（ａ）は起動信号、（ｂ）はソフトスタート信号（ＳＳ信号）、（ｃ）はロードスイッチ２の出力信号（半導体スイッチＭ２のドレイン端子電圧）を示している。ここでは、直流電源１の起動タイミングとは異なり、やや遅延したもしくは任意の起動タイミング（時刻ｔ１）で起動信号が供給される。ソフトスタート信号が起動タイミングから上昇を開始したとすると、それから例えば数ミリ秒経過した時刻ｔ２でソフトスタート信号は電源電圧Ｖｃｃまで達する。抵抗Ｒ２１，Ｒ２２によるロードスイッチ２の出力信号の分圧信号がソフトスタート信号と等しくなるよう（イマジナリショート状態）、オペアンプ２２が半導体スイッチＭ２のゲート端子電圧を制御しているから、その出力信号の電圧変動はソフトスタート信号の変化に追従して、設定された電圧値Ｖｏｕｔまで上昇することになる。なお、ソフトスタート信号の最終値が、直流電源１の出力電圧の抵抗Ｒ２１，Ｒ２２による分圧より（僅かに）大きいものにしておけば、最終的にはオペアンプ２２の出力が最低電位となり、半導体スイッチＭ２が完全にオンするようになる。
【００２０】
このように動作する定電圧電源装置では、直流電源１のロードスイッチ２側に出力コンデンサＣ１が設けられている場合であっても、ロードスイッチ２が設けられ、それがＬＤＯ（Ｌｏｗ  Ｄｒｏｐ  Ｏｕｔ）型のシリーズレギュレータとして構成されているため、負荷３に発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ３を含む場合でもそれらを必要に応じて確実に消灯状態に保持できる。そして、直流電源１の起動直後にも負荷３に過大な電流を流さないようにするだけでなく、動作開始後の負荷３の状態に変動があったとしても、安定して電源電圧を供給することができる。
【００２１】
なお、ここではロードスイッチ２としてオンオフされる半導体スイッチＭ２には、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いているが、ＰＮＰ型やＮＰＮ型トランジスタ、あるいはＮチャネルＭＯＳトランジスタを用いることもできる。また、ロードスイッチ２を直流電源１の内部、たとえば出力コンデンサＣ１の転流ダイオードＤ１側に配置しても同様の効果がある。
【００２２】
以上ではＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータを直流電源１として説明したが、本発明は昇圧型電源に限定されるものではなく降圧型電源にも適用できる。また、本発明はスイッチング電源だけではなくシリーズレギュレータについても適用可能である。
【００２３】
また、降圧型スイッチング電源やシリーズレギュレータにおいては、図２の定電流回路Ｉ２に接続されている入力電源Ｖｃｃを、基準電圧源に置き換えてもよい。その場合、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を削除して、オペアンプ２２の非反転入力端子（＋）と、半導体スイッチＭ２の負荷３側の端子（ドレイン端子）とを直接接続するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】実施の形態に係る定電圧電源装置を示す回路図である。
【図２】ソフトスタート回路の具体的構成を示す回路図である。
【図３】負荷回路への出力信号の電圧波形を示すタイミング図である。
【図４】従来の電源装置の一例を示す回路図である。
【図５】従来の別の電源装置の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００２５】
１  ＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータ（直流電源）
２  ロードスイッチ
３  負荷
２１  ソフトスタート回路（ＳＦＴＳＴ）
２２  オペアンプ（演算増幅器）
ＬＥＤ１〜ＬＥＤ３  発光ダイオード
Ｍ２  半導体スイッチ（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）
Ｍ１，Ｍ３，Ｍ４  半導体スイッチ（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）
Ｒ２１，Ｒ２２  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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