(57)【要約】【課題】同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、動作状態から停止状態に移行する際に、複雑な回路を設けることなく出力端子に接続されたコイルとコンデンサが共振を起こさずに停止し、保護素子や寄生素子が破壊されたり回路が誤動作を起こしたりしないようにする。【解決手段】インダクタに電流を流す駆動用スイッチング素子（ＳＷ１）と、整流用スイッチング素子（ＳＷ２）と、出力端子に接続された平滑用コンデンサとを備えた同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力端子と接地点との間に放電用スイッチ素子（ＳＷ３）を設け、電圧変換動作を停止させる際に、前記駆動用スイッチング素子および整流用スイッチング素子をオフした状態で前記放電用スイッチ素子をオン状態にして、前記平滑用コンデンサの電荷を引き抜いて出力電圧を降下させるようにした。【選択図】図１
2009296713.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧変換用のインダクタと、該インダクタに電流を流す駆動用スイッチング素子と、該駆動用スイッチング素子がオフされている期間にコイルの電流を整流する整流用スイッチング素子と、出力端子に接続された平滑用コンデンサと、前記駆動用スイッチング素子と前記整流用スイッチング素子の駆動信号を生成するスイッチング制御回路とを備えた同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記出力端子と接地点との間に接続された放電用スイッチ素子を備え、
前記スイッチング制御回路は、電圧変換動作を停止させる際に、前記駆動用スイッチング素子および整流用スイッチング素子をオフした状態で前記放電用スイッチ素子をオン状態にして、前記平滑用コンデンサの電荷を引き抜いて出力電圧を降下させるように構成されていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記出力端子と接地点との間に、前記放電用スイッチ素子と直列に抵抗が接続されていることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記スイッチング制御回路は、
出力側からのフィードバック電圧に応じた電圧と所定の周波数の波形信号を入力としパルス信号を出力するＰＷＭコンパレータと、
前記ＰＷＭコンパレータの出力に応じて前記駆動用スイッチング素子および整流用スイッチング素子の駆動信号を生成して出力する出力回路と、
を備え、前記出力回路が前記放電用スイッチ素子のオン、オフ信号を生成し出力するように構成されていることを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
出力端子と接地点との間に接続された分圧手段を有し、
前記スイッチング制御回路は、前記分圧手段により分圧された電圧と参照電圧との電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプを備え、前記ＰＷＭコンパレータは、前記誤差アンプの出力と所定の周波数の波形信号を入力としパルス幅変調されたパルス信号を出力するように構成されていることを特徴とする請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
電圧変換用のインダクタに電流を流す駆動用スイッチング素子および該駆動用スイッチング素子がオフされている期間にコイルの電流を整流する整流用スイッチング素子の駆動信号を生成するスイッチング制御回路を有する電源制御用半導体集積回路であって、
前記スイッチング制御回路は、電圧変換動作を停止させる際に、前記駆動用スイッチング素子および整流用スイッチング素子をオフさせる信号とともに、出力端子と接地点との間に接続された放電用スイッチ素子をオンさせる信号を出力するように構成されていることを特徴とする電源制御用半導体集積回路。
【請求項６】
前記スイッチング制御回路は、
出力側からのフィードバック電圧に応じた電圧と所定の周波数の波形信号を入力としパルス信号を出力するＰＷＭコンパレータと、
前記ＰＷＭコンパレータの出力に応じて前記駆動用スイッチング素子および整流用スイッチング素子の駆動信号を生成して出力する出力回路と、
を備え、前記出力回路が前記放電用スイッチ素子のオン、オフ信号を生成し出力するように構成されていることを特徴とする請求項５に記載の電源制御用半導体集積回路。
【請求項７】
出力電圧が印加されるフィードバック端子と、
前記フィードバック端子と接地点との間に接続された分圧手段と、
前記分圧手段により分圧された電圧と参照電圧との電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプと、をさらに備え、
前記ＰＷＭコンパレータは、前記誤差アンプの出力と所定の周波数の波形信号を入力としパルス幅変調されたパルス信号を出力するように構成されていることを特徴とする請求項６に記載の電源制御用半導体集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を変換するスイッチング・レギュレータ方式のＤＣ−ＤＣコンバータおよびその電源制御用半導体集積回路に関し、特に同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータにおける動作停止時の共振防止に適用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
入力直流電圧を変換して異なる電位の直流電圧を出力する回路としてスイッチング・レギュレータ方式のＤＣ−ＤＣコンバータがある。かかるＤＣ−ＤＣコンバータには、図４に示すように、電池などの直流電源から供給される直流電源電圧Ｖｉｎをインダクタ（コイル）Ｌ１に印加して電流を流しコイルにエネルギーを蓄積させる駆動用スイッチング素子ＳＷ１と、該駆動用スイッチング素子がオフされているエネルギー放出期間にコイルの電流を整流する整流用スイッチング素子ＳＷ２を備え、駆動用スイッチング素子と整流用スイッチング素子を相補的にオン、オフさせることで、ダイオード整流型のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて電力効率を高めた同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータがある。
【０００３】
同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、動作状態から停止状態に移行する際に、駆動用スイッチング素子と整流用スイッチング素子を共にオフ状態にして停止させる方式と整流用スイッチング素子をオン状態にして停止させる方式がある。
【０００４】
このうち、２つのスイッチング素子を共にオフ状態にして停止させる方式にあっては、出力端子に接続された平滑用コンデンサの容量が大きく負荷の消費電流が小さい場合、電圧降下に要する時間が長くなり、ＤＣ／ＤＣコンバータの通常動作の終了後においても負荷に微少な電流が流れ続けるというシステムによっては好ましくない状況が生じる。
【特許文献１】特開２００６−０３３９９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
図４のような同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、動作状態から停止状態に移行する際に、駆動用スイッチング素子ＳＷ１をオフ状態にし整流用スイッチング素子ＳＷ２をオン状態にして停止させる方式にあっては、整流用スイッチング素子ＳＷ２がオンされたときに急に大きな電流が接地点へ向かって流されることで、コイルＬ１とコンデンサＣ１とからなる共振回路が共振現象を起こし、図６に示すように出力電圧Ｖｏｕｔに大きな負電圧が生じるおそれがある。
【０００６】
ところで、出力電圧をフィードバックして出力電圧が一定になるように制御を行なう電圧制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、スイッチング制御回路を内蔵した電源制御用半導体集積回路に、出力電圧がフィードバックされる端子ＦＢが設けられ、この端子には図５に示すように静電保護用のダイオードＤｓなどの保護素子やコンパレータＣＭＰなどからなる過電圧保護回路が接続されることがある。
【０００７】
そのため、上述したように、動作停止の際に出力電圧Ｖｏｕｔが負電圧になると静電保護素子や過電圧保護回路を構成する素子あるいはそれに寄生する素子が破壊されたり、基板に電流が流れて比較的離れた位置に設けられている基準電圧発生回路などでも電位変動を起こして回路の誤動作を引き起こすおそれがあるという課題がある。
【０００８】
なお、上記のような課題を解決するため、動作状態から停止状態に移行する際に、停止からしばらくの間は整流用スイッチング素子ＳＷ２のオンとオフを繰り返す制御を続けることによって出力電圧を徐々に下げ、共振が起こらないようした発明も提案されている（特許文献１）。
【０００９】
しかしながら、特許文献１に記載の発明においては、タイマ回路を設ける必要があるなど制御回路が複雑になりコストアップを招く。さらに、停止後も整流用スイッチング素子ＳＷ２のオン、オフ制御をするためにクロック信号を出力回路へ供給し続けなければならないため消費電流が多くなるので、直流入力電源として電池を用いるシステムでは電池の消耗が早くなるという課題がある。
【００１０】
本発明は上記のような課題に着目してなされたもので、その目的とするところは、同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、動作状態から停止状態に移行する際に、複雑な回路を設けることなく出力端子に接続されたコイルとコンデンサが共振を起こさずに停止することができ、保護素子や寄生素子が破壊されたり回路が誤動作を起こしたりするおそれのない制御技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、上記目的を達成するため、電圧変換用のインダクタと、該インダクタに電流を流す駆動用スイッチング素子と、該駆動用スイッチング素子がオフされている期間にコイルの電流を整流する整流用スイッチング素子と、出力端子に接続された平滑用コンデンサと、前記駆動用スイッチング素子と前記整流用スイッチング素子の駆動信号を生成するスイッチング制御回路とを備えた同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記出力端子と接地点との間に接続された放電用スイッチ素子を備え、前記スイッチング制御回路は、電圧変換動作を停止させる際に、前記駆動用スイッチング素子および整流用スイッチング素子をオフした状態で前記放電用スイッチ素子をオン状態にして、前記平滑用コンデンサの電荷を引き抜いて出力電圧を降下させるように構成した。
【００１２】
上記のような手段によれば、駆動停止の際にインダクタに電流を流さずに平滑コンデンサの電荷を放電させることができるため、放電によってインダクタと平滑コンデンサからなるＬＣ回路が共振を起こすのを防止することができる。
【００１３】
ここで、望ましくは、出力端子と接地点との間に前記放電用スイッチ素子と直列に抵抗を接続する。これにより、抵抗で電流を制限し平滑コンデンサの放電速度を下げることができる。
【００１４】
また、望ましくは、前記スイッチング制御回路は、出力側からのフィードバック電圧に応じた電圧と所定の周波数の波形信号を入力としパルス信号を出力するＰＷＭコンパレータと、前記ＰＷＭコンパレータの出力に応じて前記駆動用スイッチング素子および整流用スイッチング素子の駆動信号を生成して出力する出力回路と、を備え、前記出力回路が前記放電用スイッチ素子のオン、オフ信号を生成し出力するように構成する。
【００１５】
駆動用スイッチング素子および整流用スイッチング素子の駆動信号を生成して出力する出力回路は、放電用スイッチ素子をオンさせるべきタイミングが分かっているので、簡単な回路の追加で放電用スイッチ素子をオンさせる信号を生成することができる。なお、出力端子と接地点との間に接続された分圧手段を設け、前記スイッチング制御回路は、前記分圧手段により分圧された電圧と参照電圧との電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプを備え、前記ＰＷＭコンパレータは、前記誤差アンプの出力と所定の周波数の波形信号を入力としパルス幅変調されたパルス信号を出力するように構成するとよい。
【００１６】
さらに、望ましくは、電圧変換用のインダクタに電流を流す駆動用スイッチング素子および該駆動用スイッチング素子がオフされている期間にコイルの電流を整流する整流用スイッチング素子の駆動信号を生成するスイッチング制御回路を有する電源制御用半導体集積回路において、前記スイッチング制御回路は、電圧変換動作を停止させる際に、前記駆動用スイッチング素子および整流用スイッチング素子をオフさせる信号とともに、出力端子と接地点との間に接続された放電用スイッチ素子をオンさせる信号を出力するように構成する。
【００１７】
これにより、放電の際にインダクタと平滑コンデンサからなるＬＣ回路が共振を起こすのを防止することができる。また、上記のような構成は、特に出力電圧が印加されるフィードバック端子が電源制御用半導体集積回路に設けられている場合に有効であり、フィードバック端子に接続されている半導体チップ内の保護素子や寄生素子に負電圧が印加されて破壊されるのを防止することができる。
【００１８】
なお、前記駆動用スイッチング素子および整流用スイッチング素子あるいは前記放電用スイッチ素子は、スイッチング制御回路が形成されている半導体チップと同一のチップ上に形成するようにしてもよい。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する部品点数を減らすことができる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明に従うと、同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、動作状態から停止状態に移行する際に、複雑な回路を設けることなく出力端子に接続されたコイルとコンデンサが共振を起こさずに停止することができ、保護素子や寄生素子が破壊されたり回路が誤動作を起こしたりするのを防止することができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００２１】
図１は、本発明を適用したスイッチング・レギュレータ方式のＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す。
【００２２】
この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタとしてのコイルＬ１、直流入力電圧Ｖｉｎが印加される電圧入力端子ＩＮと上記コイルＬ１の一方の端子との間に接続されコイルＬ１に向かって駆動電流を流し込むＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）からなる駆動用スイッチトランジスタＳＷ１、コイルＬ１の一方の端子と接地点の間に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる整流用スイッチトランジスタＳＷ２を備える。
【００２３】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記スイッチトランジスタＳＷ１，ＳＷ２をオン、オフ制御するスイッチング制御回路２０、上記コイルＬ１の他方の端子（出力端子ＯＵＴ）と接地点との間に接続された平滑用コンデンサＣ１を備える。さらに、出力端子ＯＵＴと接地点との間には、抵抗Ｒ３およびＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる放電用スイッチとしてのスイッチトランジスタＳＷ３が直列形態で接続されている。抵抗Ｒ３はＳＷ３のソース端子と接地点との間に設けても良い。
【００２４】
特に限定されるものではないが、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する素子のうち、スイッチング制御回路２０は半導体チップ上に形成されて半導体集積回路（ＩＣ）として構成され、コイルＬ１とコンデンサＣ１およびスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２はこのＩＣに設けられている外部端子に外付け素子として接続されるようになっている。
【００２５】
この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、トランジスタＳＷ１とＳＷ２を相補的にオン、オフさせるような駆動パルスがスイッチング制御回路２０により生成されるようになっており、定常状態では、駆動用トランジスタＳＷ１がオンされるとコイルＬ１に直流入力電圧Ｖｉｎが印加されて出力端子ＯＵＴへ向かう電流が流されて平滑用コンデンサＣ１が充電される。
【００２６】
また、駆動用トランジスタＳＷ１がオフされると代わって整流用トランジスタＳＷ２がオンされ、このオンされた整流用トランジスタＳＷ２を通してコイルＬ１に電流が流される。そして、ＳＷ１の制御端子（ゲート端子）に入力される駆動パルスのパルス幅が出力電圧とスイッチトランジスタＳＷ１の電流に応じて制御されることで、直流入力電圧Ｖｉｎを変換した直流出力電圧Ｖoutが発生される。
【００２７】
スイッチング制御回路２０は、出力端子ＯＵＴからの電圧がフィードバックされる端子ＦＢと接地点との間に直列に接続され抵抗比で出力電圧Ｖoutを分圧する抵抗Ｒ１，Ｒ２と、該抵抗によって分圧された電圧ＶFBと参照電圧Ｖref1とを比較して電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプ２１と、該誤差アンプ２１の出力が一方の入力端子に入力されるＰＷＭコンパレータ２２とを有する。そして、該ＰＷＭコンパレータ２２の出力が出力回路（ドライバ）２３に供給され、出力回路２３がスイッチトランジスタＳＷ１，ＳＷ２のゲート駆動信号を生成して出力する。
【００２８】
さらに、出力回路２３は、スイッチング制御による電圧変換動作を停止させる際に、スイッチトランジスタＳＷ１，ＳＷ２を共にオフの状態にするとともに、出力端子ＯＵＴと接地点との間に抵抗Ｒ３と直列に接続されたスイッチトランジスタＳＷ３をオン状態にさせる信号を生成し出力するように構成されている。
【００２９】
上記ＰＷＭコンパレータ２２の他方の入力端子には、発振器を内蔵し所定の周波数の三角波もしくは鋸波のような波形信号を生成する波形生成回路２４からの波形信号が入力され、フィードバック電圧ＶFBに応じて出力電圧が高いときは出力駆動パルスのパルス幅を狭くしフィードバック電圧ＶFBが低いときはパルス幅を広くするような制御を行なう。
【００３０】
この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、外部からスイッチング制御回路２０に動作停止指令が入力されると、誤差アンプ２１やＰＷＭコンパレータ２２と波形生成回路２４の動作が停止される。また、出力回路２３は、ＰＷＭコンパレータ２２の動作が停止されると、スイッチトランジスタＳＷ１，ＳＷ２を共にオフの状態にする信号を生成し出力するとともに、スイッチトランジスタＳＷ３のゲート端子に供給される制御信号ｏｎ／ｏｆｆをハイレベレルに変化させる。
【００３１】
すると、スイッチトランジスタＳＷ３がオン状態にされて電流を流し、出力端子ＯＵＴに接続されている平滑コンデンサＣ２から、コイルＬ１を介さず電荷を引き抜いて放電させる。そのため、平滑コンデンサの放電の際にコイルＬ１とコンデンサＣ１が共振を起こすのを防止できる。また、このときスイッチトランジスタＳＷ３と直列に設けられている抵抗Ｒ３が、引き抜き電流を制限するように働く。これによって、図２に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔが徐々に低下し、図６のようにアンダーシュートを起こして負電圧になることなく接地電位まで下がる。
【００３２】
そのため、出力電圧Ｖｏｕｔが負電圧になって保護素子や寄生素子が破壊されたり回路が誤動作を起こしたりするのを回避することができる。また、動作停止後に整流用トランジスタのオン、オフを継続することで出力端子から電流を引き抜く特許文献１に記載の発明にあっては、オン、オフの継続時間が長くなるとその分出力回路等における消費電流も多くなるので継続時間をいたずらに長くすることは好ましくない。これに対し、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、出力回路がＣＭＯＳ回路の場合にはスイッチトランジスタＳＷ３のオン時間が長くなっても消費電流が増加することはないので、オン時間を厳密に考える必要がなくＳＷ３のオン時間の設定が容易であるという利点がある。
【００３３】
上記抵抗Ｒ３の抵抗値およびスイッチトランジスタＳＷ３のサイズは、出力電圧Ｖｏｕｔの大きさおよびコンデンサＣ１の容量値との関係から、所望の放電速度で出力電圧Ｖｏｕｔを接地電位まで下げられるように決定される。放電用のスイッチトランジスタＳＷ３は、駆動用スイッチトランジスタＳＷ１や整流用スイッチトランジスタＳＷ２に比べると小さなサイズとすることができる。ＳＷ１とＳＷ３はオン抵抗による損失を小さくするため比較的サイズの大きな素子とする必要があるのに対し、放電用のスイッチトランジスタＳＷ３における損失は問題にならないためである。
【００３４】
図３には、上記ＤＣ−ＤＣコンバータの変形例が示されている。この変形例は、動作停止時に出力端子から電流を引き抜く放電パス上の抵抗Ｒ３を省略してスイッチトランジスタＳＷ３のみを設けるようにしたものである。
【００３５】
この変形例では、スイッチトランジスタＳＷ３として図１におけるものよりもサイズの小さなＭＯＳＦＥＴを使用し、そのオン抵抗を利用して引き抜き電流を制限して所望の速度で出力電圧Ｖｏｕｔを立ち下げることができる。この変形例を適用することで、前記実施例と同様に、動作停止時に出力端子の平滑コンデンサＣ１を放電させても、コイルＬ１とコンデンサＣ１が共振を起こすのを防止し、出力電圧Ｖｏｕｔがアンダーシュートを起こして負電圧になるのを回避することができる。
【００３６】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２として、制御回路と別個に形成された外付け素子を使用するとしたが、同一の半導体チップ上に形成されたオンチップの素子を使用するようにしても良い。そして、その場合には、出力端子に接続される放電用の抵抗Ｒ３およびスイッチトランジスタＳＷ３も、制御回路と同一の半導体チップ上に形成されたオンチップの素子とするのが望ましい。これによって、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する部品点数を大幅に低減することができる。
【００３７】
また、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を外付け素子とし、放電用の抵抗Ｒ３およびスイッチトランジスタＳＷ３を制御回路と同一の半導体チップ上に形成してもよい。さらに、前記実施形態では、フィードバック端子ＦＢに印加される出力電圧を分圧する抵抗Ｒ１，Ｒ２をチップ上に形成したものを示したが、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２は外付け素子とし、外部で分圧された電圧をフィードバック端子に印加するように構成しても良い。
【００３８】
また、前記実施形態では、ＰＷＭコンパレータ２２に入力される波形信号（三角波）を生成する回路をチップに内蔵したスイッチング制御回路を示したが、波形信号もしくはその元になる発振信号はチップ外部から与えるように構成することができる。さらに、ＰＷＭコンパレータの他にＰＦＭコンパレータを備え、軽負荷時にはＰＦＭ制御で電圧変換動作を行なうＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御回路にも適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
以上の説明では、本発明を降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用した例を説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、負電圧を発生する反転型のＤＣ−ＤＣコンバータなどにも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明を適用した同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。
【図２】実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおける動作停止時の駆動パルスと出力電圧の変化の様子を示す波形図である。
【図３】実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの変形例を示す回路構成図である。
【図４】従来の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示すブロック構成図である。
【図５】スイッチング制御回路のフィードバック端子に接続される回路の一例を示す回路図である。
【図６】従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおける動作停止時の駆動パルスと出力電圧の変化の様子を示す波形図である。
【符号の説明】
【００４１】
２０  スイッチング制御回路
２１  誤差アンプ
２２  ＰＷＭコンパレータ
２３  出力回路
ＦＢ  フィードバック端子
Ｒ１，Ｒ２  分圧抵抗
Ｌ１  コイル（インダクタ）
Ｃ１  平滑用コンデンサ
ＳＷ１  駆動用スイッチトランジスタ（駆動用スイッチング素子）
ＳＷ２  同期整流用スイッチトランジスタ（整流用スイッチング素子）
ＳＷ３  放電用スイッチ素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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