(57)【要約】【課題】サンプリングフィルタを備えた受信機において、受信信号の同相成分と直交成分との振幅誤差や直交誤差による受信性能劣化を防ぐことのできる受信機を得る。【解決手段】受信信号をフィルタリングするフィルタ部４と、復調部６を含む復調経路に設けられて受信信号の同相成分のＩ信号と直交成分のＱ信号との振幅誤差および直交誤差を検出するＩＱ誤差検出部７と、ＩＱ誤差検出部７により検出された誤差情報に基づいてフィルタ部４を制御する制御部８とを備えている。【選択図】図１
2009005088.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号をフィルタリングするフィルタ部と、
復調部を含む復調経路に設けられて前記受信信号の同相成分のＩ信号と直交成分のＱ信号との振幅誤差および直交誤差を検出するＩＱ誤差検出部と、
前記ＩＱ誤差検出部により検出された誤差情報に基づいて前記フィルタ部を制御する制御部と
を備えた受信機。
【請求項２】
前記フィルタ部は、
前記Ｉ信号が入力される第１および第２の電圧電流変換部と、
前記Ｑ信号が入力される第３の電圧電流変換部と、
前記第１の電圧電流変換部の出力電流に対して電荷を充放電するための第１の充放電部と、
前記第２および第３の電圧電流変換部の各出力電流に対して電荷を充放電するための第２の充放電部とにより構成され、
前記制御部は、前記第２および第３の電圧電流変換部の各出力電流を制御することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記フィルタ部は、
前記Ｉ信号が入力される第１および第２の電圧電流変換部と、
前記Ｑ信号が入力される第３の電圧電流変換部と、
前記第１の電圧電流変換部の出力電流に対して電荷を充放電するための第１および第３の充放電部と、
前記第２および第３の電圧電流変換部の各出力電流に対して電荷を充放電するための第２および第４の充放電部と、
前記第１および第４の充放電部の各出力信号を加算して同相成分の信号を出力する第１の加算部と、
前記第２および第３の充放電部の各出力信号を加算して直交成分の信号を出力する第２の加算部とにより構成され、
前記制御部は、前記第２および第３の電圧電流変換部の各出力電流を制御することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項４】
前記受信信号を増幅する低雑音増幅部を備え、
前記制御部は、前記フィルタ部を制御するとともに、前記低雑音増幅部のゲインを制御することを特徴とする請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、マルチモードまたはマルチバンドに対応可能な無線通信装置に適用される受信機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、無線通信装置においてマルチモードまたはマルチバンドに対応するためには、それぞれの機能を有する複数の無線通信装置を準備する必要がある。しかし、複数の無線通信装置を準備すると、機器の大型化やコストの増大を招くという問題があるため、マルチモードまたはマルチバンドに対応可能な無線通信装置を実現するためには、ソフトウェア無線技術を用いた受信機を開発する必要がある。
【０００３】
理想的なソフトウェア無線の受信機は、アンテナに直結するＡＤ変換器と、ディジタル信号処理部との組み合わせにより構成され得る。しかし、このような構成では、高レベルの妨害波がアンテナ端から入力された場合に、ＡＤ変換器で入力信号が飽和するので、希望信号を正確に再生することができない。このため、受信機には、ＡＤ変換器の前段に妨害波を減衰するためのブロッキングフィルタを設ける必要がある。
【０００４】
図６は一般的な受信機の構成を示すブロック図である。
図６において、受信機は、信号を受信するアンテナ１０１と、アンテナ１０１を介した受信信号を増幅する低雑音増幅部１０２と、低雑音増幅部１０２の出力信号に対して周波数変換を行う周波数変換部１０３と、周波数変換部１０３の出力信号に対して妨害波の除去処理を行うブロッキングフィルタ１０４と、ブロッキングフィルタ１０４の出力信号に対してＡＤ変換を行うＡＤ変換部１０５と、ＡＤ変換部１０５の出力信号に対して復調処理を行う復調部１０６とにより構成されている。
【０００５】
ソフトウェア無線においては、希望信号の帯域がシステムごとに変化するうえ、妨害波が位置する周波数もシステムごとに異なる。したがって、図６に示したソフトウェア無線の受信機においては、ブロッキングフィルタ１０４の特性を可変化することが必須条件となる。
【０００６】
特性が可変のフィルタとしては、電圧電流変換部と、スイッチおよびキャパシタとにより構成されるフィルタが考えられる。この場合、フィルタの特性は、キャパシタの容量や充電されるキャパシタの個数、または、スイッチを制御するクロック周波数によって決定される。つまり、キャパシタの容量や充電するキャパシタの個数、クロック周波数を変更することによって、フィルタの周波数応答を変えることができる。
【０００７】
上記のような可変特性のフィルタとしては、従来から、サンプリングフィルタ（以下、単に「フィルタ」ともいう）が知られている（たとえば、特許文献１、非特許文献１参照）。
図７は特許文献１に記載されたサンプリングフィルタの構成を概略的に示すブロック図である。
【０００８】
図７において、サンプリングフィルタは、入力される電圧信号に対して電圧電流変換を行う電圧電流変換部２０１と、電圧電流変換部２０１の出力電流に対して電荷を充放電する充放電部２０２と、充放電部２０２の出力信号を読み出すためのキャパシタ２０３とにより構成されている。
充放電部２０２は、複数のスイッチおよびキャパシタ（図８参照）により構成されており、フィルタの伝達関数Ｈ（ｚ）は、キャパシタの構成およびスイッチの制御によって決定される。
【０００９】
図８は図７内の充放電部２０２の具体的構成例を示す回路図である。
図８に示すサンプリングフィルタは、入力信号に対して平均化処理と間引き処理を行うフィルタであり、入力信号に対するクロック周波数をｆｓとした場合、２サンプルの入力信号に対して平均化処理を行い、その平均値をサンプル周波数ｆｓ／２として出力する。
【００１０】
図８において、サンプリングフィルタは、電圧信号を取り込むための入力端子３０１と、入力端子３０１から入力された電圧信号を電圧電流変換する電圧電流変換部２０１と、電圧電流変換部２０１の出力電流によって電荷を充電するためのキャパシタ３０３〜３０６と、電圧電流変換部２０１とキャパシタ３０３〜３０６との間に位置して電圧電流変換部２０１の出力電流が入力されるキャパシタを選択するためのスイッチ３０７〜３１０と、キャパシタ３０３〜３０６の充電電荷とともに電荷共有するためのキャパシタ２０３と、キャパシタ３０３〜３０６とキャパシタ２０３との間に位置してキャパシタ２０３と電荷共有するキャパシタを選択するためのスイッチ３１２〜３１５と、キャパシタ２０３に電荷が充電されることによって生じる電位差を出力信号とするための出力端子３１６と、キャパシタ３０３〜３０６に充電された電荷を放電して次の充電を可能にするためのスイッチ３１７〜３２０とを備えている。
【００１１】
充放電部２０２は、キャパシタ３０３〜３０６と、スイッチ３０７〜３１０、３１２〜３１５および３１７〜３２０とにより構成されている。なお、図７、図８では、便宜的に、キャパシタ２０３を充放電部２０２とは別構成で示しているが、キャパシタ２０３は、実質的に充放電部２０２の機能に含まれている。
【００１２】
また、充放電部２０２内において、キャパシタ３０３、３０４と、スイッチ３０７、３０８、３１２、３１３、３１７、３１８とは、第１キャパシタバンクを構成しており、キャパシタ３０５、３０６と、スイッチ３０９、３１０、３１４、３１５、３１９、３２０とは、第２キャパシタバンクを構成している。
第１キャパシタバンクおよび第２キャパシタバンクは、並列に構成されており、キャパシタ２０３に対して交互に接続されて電荷共有が行われる。
【００１３】
次に、図９および図１０を参照しながら、図８に示した従来のサンプリングフィルタの動作について説明する。
図９は充放電部２０２の動作を示すタイミングチャートであり、スイッチ３０７〜３１０、３１２〜３１５、３１７〜３２０のオン／オフ状態の遷移を、各スイッチのオン／オフ状態とサンプル時間（１、２、・・・、２４）と関連付けて示している。なお、図９において、１サンプル時間は、１／ｆｓ（＝クロック周期）を表している。
【００１４】
図１０は各キャパシタ３０３〜３０６、２０３に充電される電荷を示す説明図であり、電圧電流変換部２０１の出力電流によって、サンプル時間ごとに各キャパシタに充電される電荷Ｑｋ（ｋはサンプル時間）を表している。
図１０において、Ｃ３０３〜Ｃ３０６、Ｃ２０３は、ぞれぞれ、各キャパシタ３０３〜３０６、２０３に対応しており、白枠は電荷共有による放電（信号読み出し）を表し、灰色枠は電荷共有による充電を表している。
【００１５】
また、図１０内の充電量を表す式において、係数Ａは、Ａ＝（２Ｃｒ＋Ｃｏｕｔ）／Ｃｏｕｔであり、係数Ｃｒは、Ｃｒ＝Ｃ３０３＝・・・＝Ｃ３０６であり、係数Ｃｏｕｔは、Ｃｏｕｔ＝Ｃ２０３である。
【００１６】
まず、図９に示すサンプル時間１においては、電圧電流変換部２０１に接続されているスイッチ３０７〜３１０のうち、スイッチ３０７のみがオン状態であり、他のスイッチ３０８〜３１０はオフ状態である。したがって、入力端子３０１から入力された電圧信号は、電圧電流変換部２０１で出力電流に変換されて、第１キャパシタバンク内のキャパシタ３０３に入力され、キャパシタ３０３に電荷が充電される。
【００１７】
また、サンプル時間２においては、スイッチ３０８のみがオン状態であり、他のスイッチ３０７、３０９、３１０はオフ状態である。したがって、入力端子３０１から入力された電圧信号は、電圧電流変換部２０１で出力電流に変換されて、第１キャパシタバンク内のキャパシタ３０４に入力され、キャパシタ３０４に電荷が充電される。
【００１８】
さらに、サンプル時間３においては、スイッチ３０９のみがオン状態であり、他のスイッチ３０７、３０８、３１０はオフ状態である。したがって、入力端子３０１から入力された電圧信号は、電圧電流変換部２０１で出力電流に変換されて、第２キャパシタバンク内のキャパシタ３０５に入力され、キャパシタ３０５に電荷が充電される。
【００１９】
一方、第１キャパシタバンク内では、スイッチ３１２、３１３がオン状態となることによって、電荷が充電されているキャパシタ３０３、３０４がキャパシタ２０３に接続されるので、サンプル時間１、２においてキャパシタ３０３、３０４に充電された電荷は、キャパシタ２０３とともに電荷共有される。
このとき、キャパシタ３０３〜３０６の容量をＣｒ［Ｆ］とし、キャパシタ２０３の容量をＣｏｕｔ［Ｆ］とした場合、キャパシタ２０３に充電される電荷Ｑ２０３は、以下の式（１）のように表すことができる。
【００２０】
Ｑ２０３＝（Ｑ１＋Ｑ２）＊α  ・・・（１）
【００２１】
ただし、式（１）内のαは、以下の式（２）のように固定値で表すことができる。
【００２２】
α＝Ｃｏｕｔ／（２Ｃｒ＋Ｃｏｕｔ）  ・・・（２）
【００２３】
これにより、サンプル時間１、２での電圧電流変換部２０１の出力電流の平均化処理が行われ、その平均値がキャパシタ２０３に電荷として充電され、キャパシタ２０３の充電によって生じる電位差が、サンプル時間３での出力信号として出力端子３１６から出力される。
【００２４】
キャパシタ２０３との電荷共有後は、スイッチ３１７、３１８がオン状態となることにより、キャパシタ３０３、３０４に充電されている電荷は放電され、次の充電が可能な状態となる。
【００２５】
上記一連の動作は、第１キャパシタバンクと第２キャパシタバンクとにおいて、交互に行われる。
つまり、第１キャパシタバンクのキャパシタ３０３、３０４とキャパシタ２０３とが接続されて電荷共有が行われている間は、第２キャパシタバンクにおいて、電圧電流変換部２０１の出力電流がキャパシタ３０５、３０６に順次充電される。
【００２６】
逆に、第１キャパシタバンクにおいて、電圧電流変換部２０１の出力電流がキャパシタ３０３、３０４に順次充電されている間は、第２キャパシタバンクにおいて、キャパシタ３０５、３０６とキャパシタ２０３とが接続されて電荷共有が行われる。
つまり、上述のフィルタは、入力信号の２サンプル分に対して平均化処理を行い、２サンプルごとに平均値を出力するフィルタであることが分かる。
【００２７】
この場合、フィルタ出力信号の周波数応答特性は、図１１に示すように、サンプル周波数ｆｓ／２ごとに急峻な減衰のヌル点を持つ特性となる。
なお、各キャパシタバンクにおけるキャパシタ数を増やすことによって、平均化処理の対象となるサンプル数を増大変更することが可能である。また、平均化サンプル数を大きく設定することによって、フィルタ出力信号の周波数応答特性は、さらに狭帯域な低域通過特性（サンプル周波数ｆｓ／２以下の特性に注目した場合）となる。
つまり、上述のサンプリングフィルタは、充電するキャパシタ数によって、周波数応答特性の可変設定が可能なフィルタである。また、図８に示すフィルタの伝達関数Ｈ（ｚ）は、以下の式（３）のように表すことができる。
【００２８】
Ｈ（ｚ）＝１＋１／ｚ  ・・・（３）
【００２９】
式（３）から、図８に示すフィルタは、伝達関数Ｈ（ｚ）の係数が実数である実数型サンプリングフィルタと呼ばれ、そのフィルタ特性は、クロック周波数ｆｓごとに同じ特性を有する。
また、図１１から明らかなように、周波数０〜ｆｓのフィルタ特性は、サンプル周波数ｆｓ／２に関して線対称となる。
【００３０】
一方、従来から、周波数０〜ｆｓにおけるフィルタ特性がサンプル周波数ｆｓ／２に対して非対称であって、伝達関数の係数が複素数である複素型サンプリングフィルタも知られている（たとえば、非特許文献２参照）。
【００３１】
図１２は非特許文献２に示される複素型サンプリングフィルタの構成を概略的に示すブロック図である。
図１２において、サンプリングフィルタは、同相成分のＩ信号が入力される電圧電流変換部７０１と、直交成分のＱ信号が入力される電圧電流変換部７０２と、電圧電流変換部７０１、７０２の出力電流に対して電荷を充放電する充放電回路部７０３と、同相成分の出力信号を読み出すためのキャパシタ７１０と、直交成分の出力信号を読み出すためのキャパシタ７１１とにより構成されている。なお、キャパシタ７１０、７１１は、充放電回路部７０３の機能に含まれる。
【００３２】
充放電回路部７０３は、電圧電流変換部７０１の出力電流に対して電荷を充放電する充放電部７０４、７０５と、電圧電流変換部７０２の出力電流に対して電荷を充放電する充放電部７０６、７０７と、充放電部７０４、７０６の各出力信号に対して等価的にマイナス側に重み付けされた信号を加算して同相成分の信号として出力するための減算部７０８と、充放電部７０５、７０７の出力信号を加算して直交成分の信号として出力するための加算部７０９とにより構成されている。
【００３３】
充放電部７０４、７０７は、それぞれ伝達関数がＨｒｅ（ｚ）で表される同一の回路構成からなり、充放電部７０５、７０６は、それぞれ伝達関数がＨｉｍ（ｚ）で表される同一の回路構成からなる。
充放電部７０４〜７０７は、複数のスイッチおよびキャパシタ（図１３参照）により構成されており、伝達関数Ｈｒｅ（ｚ）およびＨｉｍ（ｚ）は、各キャパシタの構成および各スイッチの制御によって決定される。
【００３４】
図１２に示す複素型サンプリングフィルタは、同相成分のＩ信号と直交成分のＱ信号とが相互的に加算し合うような構成を有する。
ここで、上記複素型サンプリングフィルタの伝達関数Ｈｒｅ（ｚ）およびＨｉｍ（ｚ）について、充放電回路部７０３の伝達関数Ｈ（ｚ）が、以下の式（４）で表される場合を例にとって説明する。
【００３５】
Ｈ（ｚ）＝１＋（０．５＋０．５＊ｊ）／ｚ  ・・・（４）
【００３６】
このとき、伝達関数Ｈ（ｚ）の充放電回路部７０３を構成する各充放電部７０４〜７０７に対する伝達関数Ｈｒｅ（ｚ）、Ｈｉｍ（ｚ）は、以下の式（５）、（６）のように表すことができる。
【００３７】
Ｈｒｅ（ｚ）＝１＋０．５／ｚ  ・・・（５）
Ｈｉｍ（ｚ）＝０．５／ｚ      ・・・（６）
【００３８】
図１３は図１２のサンプリングフィルタの具体例構成例を示す回路図である。
図１３に示す複素型サンプリングフィルタは、入力される同相成分のＩ信号と直交成分のＱ信号とに対して、重み付けを持つ平均化処理および間引き処理を行うフィルタであり、入力信号に対するクロック周波数をｆｓとした場合に、入力されるＩ信号およびＱ信号の２サンプルに対して、重み付けを与えて平均化処理を行い、平均値をサンプル周波数ｆｓ／２で出力する。
【００３９】
図１３において、複素型サンプリングフィルタは、同相成分のＩ信号を取り込むための入力端子８０１と、入力端子８０１から入力された電圧信号を電圧電流変換する電圧電流変換部７０１と、電圧電流変換部７０１の出力電流によって電荷を充電するためのキャパシタ８０３〜８０８と、電圧電流変換部７０１とキャパシタ８０３〜８０８との間に位置して電圧電流変換部７０１の出力電流が入力されるキャパシタを選択するためのスイッチ８０９〜８１４とを備えている。
【００４０】
また、複素型サンプリングフィルタは、直交成分のＱ信号を取り込むための入力端子８１５と、入力端子８１５から入力された電圧信号を電圧電流変換する電圧電流変換部７０２と、電圧電流変換部７０２の出力電流によって電荷を充電するためのキャパシタ８１７〜８２２と、電圧電流変換部７０２とキャパシタ８１７〜８２２との間に位置して、電圧電流変換部７０２の出力電流が入力されるキャパシタを選択するためのスイッチ８２３〜８２８とを備えている。
【００４１】
また、複素型サンプリングフィルタは、キャパシタ８０３、８０４、８０６、８０７、８１９、８２２の充電電荷とともに電荷共有するためのキャパシタ７１０と、キャパシタ８０５、８０８、８１７、８１８、８２０、８２１の充電電荷とともに電荷共有するためのキャパシタ７１１と、キャパシタ８０３、８０４、８０６、８０７、８１９、８２２とキャパシタ７１０との間に位置してキャパシタ７１０とともに電荷共有するキャパシタを選択するためのスイッチ８３１、８３２、８３４、８３５、８３９、８４２と、キャパシタ８０５、８０８、８１７、８１８、８２０、８２１とキャパシタ７１１との間に位置してキャパシタ７１１とともに電荷共有するキャパシタを選択するためのスイッチ８３３、８３６、８３７、８３８、８４０、８４１とを備えている。
【００４２】
さらに、複素型サンプリングフィルタは、キャパシタ８１９とキャパシタ７１０との間に位置してキャパシタ８１９に充電された電荷に対して等価的にマイナス側の重み付けをする変換部８４３と、キャパシタ８２２とキャパシタ７１０との間に位置してキャパシタ８２２に充電された電荷に対して等価的にマイナス側の重み付けをする変換部８４４と、キャパシタ７１０に電荷が充電されることによって生じる電位差を同相成分の信号として出力するための出力端子８４５と、キャパシタ７１１に電荷が充電されることによって生じる電位差を直交成分の信号として出力するための出力端子８４６と、キャパシタ８０３〜８０８、８１７〜８２２に充電された電荷を放電して次の充電を可能にするためのスイッチ８４７〜８５８とを備えている。
【００４３】
充放電部７０４は、キャパシタ８０３、８０４、８０６、８０７と、スイッチ８０９、８１０、８１２、８１３、８３１、８３２、８３４、８３５、８４７、８４８、８５０、８５１とにより構成され、充放電部７０５は、キャパシタ８０５、８０８と、スイッチ８１１、８１４、８３３、８３６、８４９、８５２とにより構成される。
【００４４】
また、充放電部７０６は、キャパシタ８１９、８２２と、スイッチ８２５、８２８、８３９、８４２、８５５、８５８とにより構成され、充放電部７０７は、キャパシタ８１７、８１８、８２０、８２１と、スイッチ８２３、８２４、８２６、８２７、８３７、８３８、８４０、８４１、８５３、８５４、８５６、８５７とにより構成される。
充放電部７０４、７０６は、キャパシタ７１０と電荷共有され、充放電部７０５、７０７は、キャパシタ７１１と電荷共有される。
【００４５】
次に、図１４および図１５を参照しながら、図１２および図１３に示した従来のサンプリングフィルタの動作について説明する。
図１４は充放電回路部７０３の動作を示すタイミングチャートであり、前述（図９参照）と同様に、スイッチ８０９〜８１４、８２３〜８２８、８３１〜８４２、８４７〜８５８のオン／オフ状態の遷移を、各スイッチのオン／オフ状態とサンプル時間（１、２、・・・、２４）と関連付けて示している。
【００４６】
図１５は各キャパシタに充電される電荷を示す説明図であり、電圧電流変換部７０１の出力電流によって、サンプル時間ごとに各キャパシタ８０３〜８０８に充電される電荷Ｑｋｉ（ｋはサンプル時間）と、電圧電流変換部７０２の出力電流によって、サンプル時間ごとに各キャパシタ８１７〜８２２に充電される電荷をＱｋｑ（ｋはサンプル時間）と、キャパシタ７１０、７１１に充電される電荷とを示している。
【００４７】
図１５において、Ｃ８０３〜Ｃ８０８、Ｃ８１７〜Ｃ８２２、Ｃ７１０、Ｃ７１１は、それぞれ、各キャパシタ８０３〜８０８、８１７〜８２２、７１０、７１１に対応しており、白枠は電荷共有による放電（信号読み出し）を表し、灰色枠は電荷共有による充電を表している。
【００４８】
また、図１５内の充電量を表す式において、係数Ａは、Ａ＝（３Ｃｒ＋Ｃｏｕｔ）／Ｃｏｕｔであり、係数Ｃｒは、Ｃｒ＝Ｃ８０３＝・・・＝Ｃ８１７であり、係数Ｃｏｕｔは、Ｃｏｕｔ＝Ｃ７１０＝Ｃ７１１である。
【００４９】
図１３のサンプリングフィルタに対して、図１４のスイッチ制御を行うことにより、図１５のように、伝達関数Ｈ（ｚ）を実現可能なことが確認することができる。
この場合、フィルタ特性は、図１６に示すように、周波数０〜ｆｓにおいて、サンプル周波数ｆｓ／２に対して非対称であり、伝達関数の係数は複素数である。
ソフトウェア無線の受信機は、上述の特性可変のフィルタを備えた受信機によって実現される。
【００５０】
【特許文献１】米国特許公開公報ＵＳ２００３／００８３０３５Ａ１  Ｆｉｇ．９
【非特許文献１】Ｒ．Ｂ．Ｓｔａｓｚｅｗｓｋｉ他，「Ａｌｌ−Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ  ａｎｄ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ−Ｔｉｍｅ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｆｏｒ  Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ  Ｒａｄｉｏ  ｉｎ  １３０−ｎｍ  ＣＭＯＳ」，ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，Ｖｏｌ．３９，Ｎｏ．１２，ｐｐ．２２７８−２２９１，Ｄｅｃ．２００４
【非特許文献２】Ｓ．Ｋａｒｖｏｎｅｎ他，「Ａ  ｃｏｍｐｌｅｘ  ｃｈａｒｇｅ  ｓａｍｐｌｉｎｇ  ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  ｃｏｍｐｌｅｘ  ＩＦ  ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」，ＩＥＥＥ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  ａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍ，２００３．ＩＳＣＡＳ’０３．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ２００３  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ，Ｖｏｌ．２，  ｐｐ．II −１６９−II−１７２，Ｍａｙ  ２００３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００５１】
従来のサンプリングフィルタを備えた受信機は、周波数変換を行う手段として直交ミキサを用いた場合に、同相成分と直交成分とのゲイン差や、同相成分と直交成分とに対するローカル信号の非直交性により、直交ミキサにおける同相成分と直交成分とのバランスの不完全さが生じて、受信信号の同相成分と直交成分とに振幅誤差や直交誤差が生じる場合があり、この結果、受信信号が歪み、受信性能が劣化するという課題があった。
また、複素型サンプリングフィルタを備えた受信機の場合には、フィルタリングにおいて同相成分と直交成分とが互いに加算し合う構成であることから、振幅誤差や直交誤差の影響がフィルタの周波数特性に大きく影響して、所望の特性を実現することができず、この結果、妨害波を十分に減衰させることができなくなるという課題があった。
【００５２】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、サンプリングフィルタに振幅誤差や直交誤差を補正する機能を設けることにより、受信信号の同相成分と直交成分との振幅誤差や直交誤差による受信性能劣化を防ぐことのできる受信機を得ることを目的とする。
また、複素型サンプリングフィルタに振幅誤差や直交誤差を補正する機能を設けることにより、フィルタ特性の劣化を防いで、妨害波を十分に減衰させることのできる受信機を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００５３】
この発明による受信機は、受信信号をフィルタリングするフィルタ部と、復調部を含む復調経路に設けられて受信信号の同相成分のＩ信号と直交成分のＱ信号との振幅誤差および直交誤差を検出するＩＱ誤差検出部と、ＩＱ誤差検出部により検出された誤差情報に基づいてフィルタ部を制御する制御部とを備えたものである。
【発明の効果】
【００５４】
この発明によれば、受信機に同相成分と直交成分の振幅誤差および直交誤差を検出するＩＱ誤差検出部を設け、受信信号の同相成分と直交成分の振幅誤差と直交誤差を検出し、その検出結果に基づいて振幅誤差、直交誤差の補正機能を有するサンプリングフィルタを制御し、振幅誤差と直交誤差を補正する。このような手段を講じることによって、受信信号の同相成分と直交成分の振幅誤差や直交誤差を小さくし、受信性能が劣化することを防ぐ。また、受信機に複素型サンプリングフィルタを用いた場合は、フィルタの特性が劣化することなく、妨害波を十分に減衰することを可能とし、良好な通信が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５５】
実施の形態１．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態１について説明する。
図１はこの発明の実施の形態１に係る受信機の基本構成を概略的に示すブロック図である。
図１において、受信機は、信号を受信するためのアンテナ１と、アンテナ１を介した受信信号を増幅するための低雑音増幅部２と、低雑音増幅部２の出力信号に対して周波数変換を行う周波数変換部３と、周波数変換部３の出力信号に対してフィルタリングを行うとともに、受信信号の同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）との振幅誤差および直交誤差を補正するためのＩＱ誤差補正機能付きサンプリングフィルタ部（以下、単に「フィルタ部」という）４と、フィルタ部４の出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡＤ変換部５と、ＡＤ変換部５の出力信号に対して復調処理を行う復調部６とを備えている。
【００５６】
以上の構成のうち、フィルタ部４を除く要素（アンテナ１、低雑音増幅部２、周波数変換部３、ＡＤ変換部５および復調部６）は、前述（図６参照）のアンテナ１０１、低雑音増幅部１０２、周波数変換部１０３、ＡＤ変換部１０５および復調部１０６と同様のものである。
フィルタ部４は、前述（図７参照）の実数型サンプリングフィルタに対して、振幅誤差および直交誤差の補正機能を付加したものである。
【００５７】
また、この発明の実施の形態１に係る受信機は、復調部６を含む復調経路に設けられたＩＱ誤差検出部７と、ＩＱ誤差検出部７の検出結果（誤差情報）に基づいてフィルタ部４を制御する制御部８とを備えている。
ＩＱ誤差検出部７は、復調部６の出力信号または復調部６における処理過程の信号を用いて、受信信号の同相成分のＩ信号と直交成分のＱ信号との振幅誤差や直交誤差を検出する。
【００５８】
図２はＩＱ誤差補正機能を有するフィルタ部４を具体例に示す機能ブロック図である。
図２において、フィルタ部４は、同相成分のＩ信号が入力される第１および第２の電圧電流変換部（以下、単に「電圧電流変換部」という）４１、４２と、直交成分のＱ信号が入力される第３の電圧電流変換部（以下、単に「電圧電流変換部」という）４３と、電圧電流変換部４２、４３の各出力電流を加算する加算部４４と、電圧電流変換部４１の出力電流が入力されて同相成分の信号を出力する充放電部４５と、加算部４４の出力信号が入力されて直交成分の信号を出力する充放電部４６とにより構成されている。
【００５９】
充放電部４５は、電圧電流変換部４１の出力電流に対して電荷を充放電するための第１の充放電部を構成しており、充放電部４６は、電圧電流変換部４２、４３の各出力電流に対して電荷を充放電するための第２の充放電部を構成している。
各充放電部４５、４６は、前述（図８参照）と同様に複数のスイッチおよびキャパシタによって構成されており、それぞれの伝達関数はＨ（ｚ）である。
また、電圧電流変換部４２、４３の各出力電流は、制御部８によって制御される。
【００６０】
次に、図１および図２を参照しながら、この発明の実施の形態１による動作について説明する。ここでは、フィルタ部４が、ＩＱ誤差補正機能付きの実数型サンプリングフィルタ部（図２参照）である場合について説明する。
受信機内のＩＱ誤差検出部７は、通信が開始されると、受信信号に含まれる既知信号を用いて、受信信号の同相成分と直交成分との振幅誤差および直交誤差を検出する。
【００６１】
まず、受信信号は、アンテナ１により受信され、低雑音増幅部２により増幅される。
低雑音増幅部２によって増幅された受信信号は、周波数変換部３に入力されて周波数変換され、ＩＦ信号またはベースバンド信号に変換されてフィルタ部４に入力される。
フィルタ部４においては、最初は誤差を検出するために、電圧電流変換部４２、４３に対する制御部８からの制御を受けずに、フィルタリング処理のみが行われる。
【００６２】
フィルタ部４によってフィルタリングされた信号は、ＡＤ変換部５に入力され、アナログ信号からディジタル信号に変換される。ディジタル信号に変換された信号は、復調部６に入力されて復調処理が施される。
【００６３】
ＩＱ誤差検出部７は、復調部６の出力信号または処理過程の信号を用いて、あらかじめ信号パターンが既知であるプリアンブル信号や試験信号を検出し、受信信号の振幅誤差および直交誤差を検出する。
制御部８は、ＩＱ誤差検出部７で検出された誤差量に基づいて、振幅誤差や直交誤差を打ち消すようにフィルタ部４を制御する。すなわち、フィルタ部４においては、制御部８からの制御信号に応じて、電圧電流変換部４２、４３の出力電流が制御される。
【００６４】
図２において、周波数変換部３が出力する同相成分のＩ信号および直交成分のＱ信号は、フィルタ部４（ＩＱ誤差補正付き実数型サンプリングフィルタ）に入力され、同相成分のＩ信号（電圧信号）は、電圧電流変換部４１、４２に入力されて電流信号に変換され、直交成分のＱ信号（電圧信号）は、電圧電流変換部４３に入力されて電流信号に変換される。
【００６５】
電圧電流変換部４１により電流信号に変換された信号は、充放電部４５に入力され、電圧信号変換部４２、４３により電流信号に変換された信号は、加算部４４により加算されて充放電部４６に入力される。
【００６６】
充放電部４５、４６の各スイッチ（図８参照）は、前述（図９参照）のようにオン／オフ制御される。これにより、同相成分および直交成分が、それぞれ前述（図１１参照）のフィルタリングが施されて、充放電部４５からは同相成分の信号として出力され、充放電部４６からは直交成分の信号として出力される。
【００６７】
次に、制御部８による振幅誤差および直交誤差の補正方法について、数式を用いて説明する。
制御部８は、ＩＱ誤差検出部７から得られる検出振幅誤差および直交誤差の情報に基づいて、フィルタ部４内の電圧電流変換部４２、４３を制御する。
【００６８】
ここでは、ＩＱ誤差検出部７により検出された同相成分のＩ信号に対する直交成分のＱ信号の振幅誤差Ｇおよび直交誤差τを用いる場合について説明する。
まず、周波数変換部３に入力される信号を、以下の式（７）のように表すものとする。
【００６９】
ｒ（ｔ）＝Ａ＊ｃｏｓ（ωｔ＋θ）  ・・・（７）
【００７０】
このとき、振幅誤差および直交誤差が発生していない場合には、周波数変換部３において、周波数ω／（２π）にダウンコンバートされ、フィルタ部４に入力される同相成分のＩ信号Ｉ（ｔ）および直交成分のＱ信号Ｑ（ｔ）は、それぞれ、以下の式（８）、（９）のように表すことができる。
【００７１】
Ｉ（ｔ）＝（Ａ／２）＊ｃｏｓθ  ・・・（８）
Ｑ（ｔ）＝（Ａ／２）＊ｓｉｎθ  ・・・（９）
【００７２】
一方、振幅誤差Ｇおよび直交誤差τが発生している場合には、フィルタ部４に入力される同相成分のＩ信号Ｉ’（ｔ）および直交成分のＱ信号Ｑ’（ｔ）は、それぞれ、以下の式（１０）、（１１）のように表すことができる。
【００７３】
Ｉ’（ｔ）＝（Ａ／２）＊ｃｏｓθ  ・・・（１０）
Ｑ’（ｔ）＝（Ａ＊Ｇ／２）＊ｓｉｎ（θ−τ）＝（Ａ＊Ｇ／２）＊（ｃｏｓτ＊ｓｉｎθ−ｓｉｎτ＊ｃｏｓθ）  ・・・（１１）
【００７４】
ここで、電圧電流変換部４１〜４３の各変換係数を、それぞれ、Ｘ１［Ａ／Ｖ］、Ｘ２［Ａ／Ｖ］、Ｘ３［Ａ／Ｖ］とした場合、電圧電流変換部４１〜４３の各出力信号Ｉ１’（ｔ）、Ｉ２’（ｔ）、Ｑ３’（ｔ）は、以下の式（１２）〜（１４）のように表される。
【００７５】
Ｉ１’（ｔ）＝（Ａ＊Ｘ１／２）＊ｃｏｓθ  ・・・（１２）
Ｉ２’（ｔ）＝（Ａ＊Ｘ２／２）＊ｃｏｓθ  ・・・（１３）
Ｑ３’（ｔ）＝（Ａ＊Ｇ＊Ｘ３／２）＊（ｃｏｓτ＊ｓｉｎθ−ｓｉｎτ＊ｃｏｓθ）  ・・・（１４）
【００７６】
充放電部４５、４６の入力時点において、振幅誤差および直交誤差を補正するためには、充放電部４６に入力される直交成分のＱ信号Ｑｉｎ（ｔ）が、以下の式（１５）のように表されればよい。
【００７７】
Ｑｉｎ（ｔ）＝（Ａ＊Ｘ１／２）＊ｓｉｎθ  ・・・（１５）
【００７８】
つまり、同相成分のＩ信号Ｉ２’（ｔ）および直交成分のＱ信号Ｑ３’（ｔ）に対して、以下の式（１６）の操作を行うことにより誤差補正が可能となる。
【００７９】
Ｑｉｎ（ｔ）＝Ｑ３’（ｔ）＊Ｘ１／（Ｇ＊Ｘ３＊ｃｏｓτ）＋Ｉ１’（ｔ）＊Ｘ１＊ｓｉｎτ／（Ｘ２＊ｃｏｓτ）＝（Ａ＊Ｘ１／２）＊ｓｉｎθ  ・・・（１６）
【００８０】
つまり、電圧電流変換部４１の変換係数Ｘ１に対して、電圧電流変換部４２の変換係数Ｘ２が、（ｓｉｎτ／ｃｏｓτ）倍の重み付けとなるように制御し、電圧電流変換部４３の変換係数Ｘ３が、１／（Ｇ＊ｃｏｓτ）倍の重み付けとなるように制御する。これにより、充放電部４５、４６に入力される信号Ｉｉｎ（ｔ）、Ｑｉｎ（ｔ）は、以下の式（１７）、（１８）のように表すことができる。
【００８１】
Ｉｉｎ（ｔ）＝（Ａ＊Ｘ１／２）＊ｃｏｓθ＝Ｉ（ｔ）＊Ｘ１  ・・・（１７）
Ｑｉｎ（ｔ）＝（Ａ＊Ｘ１／２）＊ｓｉｎθ＝Ｑ（ｔ）＊Ｘ１  ・・・（１８）
【００８２】
これにより、充放電部４５、４６に入力される前に、受信信号の振幅誤差および直交誤差を補正することが可能となる。
【００８３】
図３は電圧電流変換部４２、４３の基本的な構成を示す回路図である。
図３において、電圧電流変換部４２、４３は、抵抗ｒｏを有するＦＥＴブリッジにより構成され、入力される電圧信号Ｖｄｄを出力電流Ｉｏｕｔに変換する。
図３のように、抵抗ｒｏを可変抵抗として、制御部８からの制御信号に応じて抵抗ｒｏの抵抗値を制御することにより、変換係数Ｘ２およびＸ３を制御することができる。
【００８４】
以上のように、この発明の実施の形態１に係る受信機は、受信信号をフィルタリングするフィルタ部４（ＩＱ誤差補正機能を有する実数型サンプリングフィルタ）と、復調部６を含む復調経路に設けられて受信信号の同相成分のＩ信号と直交成分のＱ信号との振幅誤差および直交誤差を検出するＩＱ誤差検出部７と、ＩＱ誤差検出部７により検出された誤差情報に基づいてフィルタ部４を制御する制御部８とを備えている。
【００８５】
また、フィルタ部４は、Ｉ信号が入力される電圧電流変換部４１、４２と、Ｑ信号が入力される電圧電流変換部４３と、電圧電流変換部４１の出力電流に対して電荷を充放電するための充放電部４５と、電圧電流変換部４２、４３の各出力電流に対して電荷を充放電するための充放電部４６とにより構成されており、制御部８は、電圧電流変換部４２、４３の各出力電流を制御する。
【００８６】
このように、ＩＱ誤差検出部７の検出結果を用いて、フィルタ部４内の電圧電流変換部４２、４３を制御することにより、フィルタ４における充放電部４５、４６の入力時点での信号に対して、振幅誤差および直交誤差の補正を施すことができる。
この結果、受信信号の振幅誤差および直交誤差を抑制することが可能となり、受信信号の振幅誤差や直交誤差による受信性能の劣化を防ぐことができる。
【００８７】
実施の形態２．
なお、上記実施の形態１では、ＩＱ誤差補正機能を有する実数型サンプリングフィルタからなるフィルタ部４を備えた受信機において、振幅誤差および直交誤差を補正したが、ＩＱ誤差補正機能を有する複素型サンプリングフィルタを備えた受信機において、振幅誤差および直交誤差を補正してもよい。
【００８８】
図４はこの発明の実施の形態２に係るフィルタ部４Ａ（ＩＱ誤差補正機能を有する複素型サンプリングフィルタ）を示す機能ブロック図であり、前述（図２参照）と同様のものについては、前述と同一符号が付されている。なお、受信機の全体構成は、図１に示した通りである。
【００８９】
図４において、フィルタ部４Ａは、振幅誤差と直交誤差を補正する機能を有し、制御部８Ａを備えている。
フィルタ４Ａは、同相成分のＩ信号が入力される電圧電流変換部４１、４２と、直交成分のＱ信号が入力される電圧電流変換部４３と、電圧電流変換部４１の出力電流が入力される第１および第３の充放電部（以下、単に「充放電部」という）４５、４５Ａと、電圧電流変換部４２、４３の各出力電流を加算する加算部４４と、加算部４４の出力電流が入力される第２および第４の充放電部（以下、単に「充放電部」という）４６、４６Ａと、充放電部４５、４６Ａの各出力信号に対して等価的にマイナス側に重み付けされた信号を加算して同相成分の信号を出力する第１の加算部（以下、「減算部」という）４７と、充放電部４５Ａ、４６の各出力信号を加算して直交成分の信号を出力する第２の加算部（以下、単に「加算部」という）４８とを備えている。
【００９０】
充放電部４５、４５Ａは、電圧電流変換部４１の出力電流に対して電荷を充放電し、充放電部４６、４６Ａは、電圧電流変換部４２、４３の各出力電流に対して電荷を充放電する。
充放電部４５、４６は、それぞれの伝達関数がＨｒｅ（ｚ）で表される同一回路構成からなり、充放電部４５Ａ、４６Ａは、それぞれの伝達関数がＨｉｍ（ｚ）で表される同一回路構成からなる。
【００９１】
充放電部４５、４５Ａ、４６Ａ、４６は、前述（図１３参照）の充放電部７０４〜７０７のように、複数のスイッチおよびキャパシタにより構成され、キャパシタの構成およびスイッチの制御によって伝達関数Ｈｒｅ（ｚ）およびＨｉｍ（ｚ）が決定される。
また、電圧電流変換部４２、４３の各出力電流は、前述と同様に、制御部８Ａによって制御される。
【００９２】
図１の受信機において、図４に示すフィルタ部４Ａを用いた場合においても、各構成要素１〜８の動作は、前述の実施の形態１と同様である。また、フィルタ部４Ａにおいては、制御部８Ａからの制御信号に応じて、電圧電流変換部４２、４３の出力電流が制御される。
【００９３】
次に、図１を参照しながら、図４に示したフィルタ部４Ａの動作について説明する。
周波数変換部３が出力する同相成分のＩ信号および直交成分のＱ信号は、フィルタ部４Ａ（ＩＱ誤差補正機能付き複素型サンプリングフィルタ）に入力され、同相成分のＩ信号（電圧信号）は電圧電流変換部４１、４２に入力されて電流信号に変換される。同様に、直交成分のＱ信号（電圧信号）は、電圧電流変換部４３に入力されて電流信号に変換される。
【００９４】
電圧電流変換部４１により電流信号に変換された出力信号は、充放電部４５、４５Ａに入力され、電圧信号変換部４２、４３により電流信号に変換された各出力信号は、加算部４４により加算されて充放電部４６Ａ、４６に入力される。
以下、前述の実施の形態１と同様に、制御部８Ａは、ＩＱ誤差検出部７からの検出誤差に応じて、変換係数（電圧電流変換部４２、４３の出力電流）を制御することによって、充放電部４５、４５Ａに入力される同相成分のＩ信号と、充放電部４６Ａ、４６に入力される直交成分のＱ信号との振幅誤差および直交誤差を補正する。
【００９５】
また、充放電部４５、４５Ａ、４６、４６Ａは、それぞれ、前述（図１３参照）のように構成され、スイッチング制御が前述（図１４参照）のように行われる。これにより、同相成分および直交成分は、それぞれ、前述（図１６参照）の特性に基づくフィルタリングが施されて、同相成分および直交成分の信号が出力される。
【００９６】
以上のように、この発明の実施の形態２に係る受信機のフィルタ部４Ａは、Ｉ信号が入力される電圧電流変換部４１、４２と、Ｑ信号が入力される電圧電流変換部４３と、電圧電流変換部４１の出力電流に対して電荷を充放電するための充放電部４５、４５Ａと、電圧電流変換部４２、４３の各出力電流に対して電荷を充放電するための充放電部４６、４６Ａと、充放電部４５、４６Ａの各出力信号を加算して同相成分の信号を出力する減算部４７と、充放電部４５Ａ、４６の各出力信号を加算して直交成分の信号を出力する加算部４８とにより構成され、制御部８Ａは、電圧電流変換部４２、４３の各出力電流を制御する。
【００９７】
このように、受信信号の同相成分と直交成分との振幅誤差および直交誤差を検出し、その検出結果を用いてフィルタ部４Ａ（ＩＱ誤差補正機能を備えた複素型サンプリングフィルタ）の電圧電流変換部４２、４３を制御することにより、サンプリングフィルタにおける充放電部４５、４５Ａ、４６、４６Ａの入力時点の信号に対して、振幅誤差および直交誤差の補正を施すことができる。
【００９８】
この結果、受信信号の振幅誤差および直交誤差を抑制することが可能となり、同相成分のＩ信号および直交成分のＱ信号が相互的に加算し合うような構成からなる複素型サンプリングフィルタに対しても、フィルタ特性が劣化することなく、妨害波を十分に減衰させることが可能となり、受信性能の劣化を防ぐことができる。
【００９９】
実施の形態３．
なお、上記実施の形態１、２では、制御部８、８Ａが、ＩＱ誤差検出部７の検出結果に基づき、フィルタ部４、４Ａ（ＩＱ誤差補正機能付きサンプリングフィルタ）のみを制御し、同相成分のＩ信号を基準として直交成分のＱ信号のみを補正したが、図５に示すように、制御部８Ｂが、フィルタ部４Ｂのみならず、低雑音増幅部２Ｂのゲインを制御するように構成してもよい。
【０１００】
図５はこの発明の実施の形態３に係る受信機の基本構成を示すブロック図であり、前述（図１参照）と同様のものについては、前述と同一符号が付されている。
一般に、周波数変換部３で生じる振幅誤差は、同相成分のＩ信号に対する誤差と、直交成分のＱ信号に対する誤差との両方によって生じるものである。したがって、直交成分のＱ信号のみを制御した場合には、ＡＤ変換部５に対する入力信号が所望電力と異なる場合が生じる。
たとえば、ＡＤ変換部５への入力信号の電力が過大な場合には、ＡＤ変換部５で信号が飽和して受信性能が劣化し、逆に、ＡＤ変換部５への入力信号の電力が過小な場合にも、ＡＤ変換部５における信号の分解能が不足して受信性能が劣化する。
【０１０１】
そこで、この発明の実施の形態３においては、制御部８Ｂが、フィルタ部４Ｂ（ＩＱ誤差補正機能付きサンプリングフィルタ）のみならず、低雑音増幅部２Ｂのゲインを制御することにより、ＡＤ変換部５への入力信号を適切な電力レベルに設定する。
【０１０２】
図５において、この発明の実施の形態３に係る受信機は、信号を受信するためのアンテナ１と、アンテナ１を介した受信信号を増幅するための低雑音増幅部２Ｂと、低雑音増幅部２Ｂの出力信号に対して周波数変換を行う周波数変換部３と、周波数変換部３の出力信号に対してフィルタリングを行うとともに、受信信号の同相成分と直交成分との振幅誤差および直交誤差を補正するためのフィルタ部４Ｂと、フィルタ部４Ｂの出力信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換部５と、ＡＤ変換部５の出力信号に対して復調処理を行う復調部６と、復調部６の出力信号または処理過程の信号を用いて受信信号の同相成分と直交成分との振幅誤差や直交誤差を検出するＩＱ誤差検出部７と、ＩＱ誤差検出部７の検出結果に基づいて低雑音増幅部２Ｂのゲインとフィルタ部４Ｂとを制御する制御部８Ｂとを備えている。
制御部８Ｂは、ＩＱ誤差検出部７で検出された誤差情報に基づいて、ＡＤ変換部５への入力信号が適切な電力レベルとなるように、低雑音増幅部２Ｂのゲインを調整する。
【０１０３】
以上のように、この発明の実施の形態３に係る受信機の制御部８Ｂは、フィルタ部４Ｂを制御するとともに、受信信号を増幅する低雑音増幅部２Ｂのゲインを制御することにより、ＡＤ変換部５への入力信号を適切な電力レベルに調整することが可能となり、受信性能の劣化を防ぐことができる。
【０１０４】
また、制御部８Ｂは、フィルタ部４Ｂにおける直交成分のＱ信号に対して振幅誤差および直交誤差の補正処理を行うとともに、同相成分のＩ信号に対しても、同様の補正処理を施すことにより、振幅誤差および直交誤差の補正処理をさらに適正に行うことができる。
【０１０５】
なお、上記実施の形態１〜３では、制御部８、８Ａ、８Ｂにより、フィルタ部４、４Ａ、４Ｂ内の電圧電流変換部４２、４３の変換係数を変更することによって出力電流を制御したが、電圧電流変換部４２、４３の出力側に電流増幅部（図示せず）を設け、制御部により電流増幅部を制御することによって出力電流を制御してもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１０６】
【図１】この発明の実施の形態１に係る受信機の全体構成を示すブロック図である。
【図２】図１内のフィルタ部を具体例に示す機能ブロック図である。
【図３】図２内の電圧電流変換部の基本的な構成を示す回路図である。
【図４】この発明の実施の形態２に係るフィルタ部を示す機能ブロック図である。
【図５】この発明の実施の形態３に係る受信機を示すブロック図である。
【図６】一般的な受信機の全体構成を示すブロック図である。
【図７】従来の受信機に用いられるサンプリングフィルタの構成を概略的に示すブロック図である。
【図８】図７内の充放電部の具体的構成例を示す回路図である。
【図９】図８の充放電部の動作を示すタイミングチャートである。
【図１０】図８内の各キャパシタに充電される電荷を示す説明図である。
【図１１】図７のフィルタの周波数特性を示す説明図である。
【図１２】従来の受信機に用いられるサンプリングフィルタの別の構成を概略的に示すブロック図である。
【図１３】図１２内の充放電部の具体例を示す回路図である。
【図１４】図１３の充放電部の動作を示すタイミングチャートである。
【図１５】図１３内の各キャパシタに充電される電荷を示す説明図である。
【図１６】図１２のフィルタの周波数特性を示す説明図である。
【符号の説明】
【０１０７】
１  アンテナ、２、２Ｂ  低雑音増幅部、４、４Ａ、４Ｂ  フィルタ部、６  復調部、７  ＩＱ誤差検出部、８、８Ａ、８Ｂ  制御部、４１  第１の電圧電流変換部、４２  第２の電圧電流変換部、４３  第３の電圧電流変換部、４５  第１の充放電部、４６  第２の充放電部、４５Ａ  第３の充放電部、４６Ａ  第４の充放電部、４７  減算部（第１の加算部）、４８  第２の加算部。
【図１】
2009005088.tif 000003
【図２】
2009005088.tif 000004
【図３】
2009005088.tif 000005
【図４】
2009005088.tif 000006
【図５】
2009005088.tif 000007
【図６】
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【図７】
2009005088.tif 000009
【図８】
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【図９】
2009005088.tif 000011
【図１０】
2009005088.tif 000012
【図１１】
2009005088.tif 000013
【図１２】
2009005088.tif 000014
【図１３】
2009005088.tif 000015
【図１４】
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【図１５】
2009005088.tif 000017
【図１６】
2009005088.tif 000018