(57)【要約】【課題】正弦波との比較により低次高調波を消去したＰＷＭ波形が作成可能なひずみ三角波を使用する交直変換装置の制御方法及び制御装置を提供する。【解決手段】ＰＷＭ制御方式を適用した交直変換装置の制御方法において、正弦波との比較により低次高調波を消去したＰＷＭ波形が作成可能なひずみ三角波と、基本波のみからなる変調波との比較で、ＰＷＭ波形を作成し、このＰＷＭ波形で交直変換装置を制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭ制御方式を適用した交直変換装置の制御方法において、正弦波との比較により低次高調波を消去したＰＷＭ波形が作成可能なひずみ三角波と、基本波のみからなる変調波との比較で、ＰＷＭ波形を作成し、このＰＷＭ波形で交直変換装置を制御することを特徴とする交直変換装置の制御方法。
【請求項２】
ＰＷＭ制御方式を適用した交直変換装置の制御方法において、正弦波との比較により低次高調波を消去したＰＷＭ波形が作成可能なひずみ三角波と、基本波と低次の高調波で構成される変調波との比較で、ＰＷＭ波形を作成し、このＰＷＭ波形で交直変換装置を制御することを特徴とする交直変換装置の制御方法。
【請求項３】
ＰＷＭ制御方式を適用した交直変換装置の制御方法において、正弦波との比較により低次高調波を消去したＰＷＭ波形が作成可能なひずみ三角波を使用して予め制御対象の低次高調波を消去し、且つ外乱により制御対象に発生する低次高調波をフィードバック制御で抑制することを特徴とする交直変換装置の制御方法。
【請求項４】
ＰＷＭ制御方式を適用した交直変換装置の制御方法において、正弦波との比較により低次高調波を消去したＰＷＭ波形が作成可能なひずみ三角波を使用して予めフィルタ出力電圧の低次高調波を消去し、且つ負荷電流の低次高調波成分によりフィルタ出力電圧に発生する低次高調波をフィードバック制御により抑制することを特徴とする交直変換装置の制御方法。
【請求項５】
ＰＷＭ制御方式を適用した交直変換装置の制御装置において、正弦波との比較により低次高調波を消去したＰＷＭ波形が作成可能なひずみ三角波のデータを記憶し、変調波との比較によってＰＷＭ波形を作成するＰＷＭ波形演算部を備えたことを特徴とする交直変換装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルス幅変調（ＰＷＭ）を適用した交直変換装置の制御方法及び制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交直変換にＰＷＭ制御を利用した方式として次の方式が知られている。（非特許文献１）
【０００３】
低次高調波消去ＰＷＭ制御方式
ＰＷＭ制御方式の１つである低次高調波消去ＰＷＭ制御方式は、フィルタで取り除くことが難しい低次高調波を消去可能なスイッチング角度を予めオフラインで算出し、その結果をメモリーに記憶しておき、外部からの基本波振幅指令値に応じて角度をメモリーから呼び出して、波形を制御する方式である。本方式は、予め決められた理想的な角度でスイッチングが可能なため、高調波の低減、スイッチング回数の低減によるロスの低減、フィルタの小型化が可能という長所がある。
【０００４】
正弦波・三角波比較ＰＷＭ制御方式
ＰＷＭ制御方式の１つである正弦波・三角波比較ＰＷＭ制御方式は、三角搬送波と変調波を比較し、その交点のタイミングをスイッチング角度としてＰＷＭ波形を作成する方式である。
【非特許文献１】電気学会半導体電力変換方式調査専門委員会編：「半導体電力変換回路」
【特許文献１】特開２００４−０６４８７８号公報
【特許文献２】特開２００１−３３９９５９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
低次高調波消去ＰＷＭ制御方式は、予め決められた角度でしかスイッチングできないため、正弦波に制御すべき箇所に外乱により低次高調波が発生しても、これを補償できない。例えば、フィルタ付交直変換装置の自立運転に適用し、接続される負荷が高調波発生源であった場合、負荷から流入する高調波電流によってフィルタ出力電圧にはひずみが生じるが、これを補償することができない。よって本方式は、電力系統のように外乱が少ない箇所など特定の用途にしか適用することができない。
【０００６】
また、正弦波・三角波比較ＰＷＭ制御方式は、三角波の周波数の２倍の周波数の高調波が発生するため、特に三角波の周波数が低い場合、低次の高調波が多くなる。そのため、正弦波を得るためには、大きなフィルタが必要となり、設置スペース及びコストの増大という課題がある。
【０００７】
そこで、本発明は、正弦波との比較により低次高調波を消去したＰＷＭ波形が作成可能なひずみ三角波を使用する交直変換装置の制御方法及び制御装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１の発明は、ＰＷＭ制御方式を適用した交直変換装置の制御方法において、正弦波との比較により低次高調波を消去したＰＷＭ波形が作成可能なひずみ三角波と、基本波のみからなる変調波との比較で、ＰＷＭ波形を作成し、このＰＷＭ波形で交直変換装置を制御することを特徴とする。
【０００９】
請求項２の発明は、ＰＷＭ制御方式を適用した交直変換装置の制御方法において、正弦波との比較により低次高調波を消去したＰＷＭ波形が作成可能なひずみ三角波と、基本波と低次の高調波で構成される変調波との比較で、ＰＷＭ波形を作成し、このＰＷＭ波形で交直変換装置を制御することを特徴とする。
【００１０】
請求項３の発明は、ＰＷＭ制御方式を適用した交直変換装置の制御方法において、正弦波との比較により低次高調波を消去したＰＷＭ波形が作成可能なひずみ三角波を使用して予め制御対象の低次高調波を消去し、且つ外乱により制御対象に発生する低次高調波をフィードバック制御で抑制することを特徴とする。
【００１１】
請求項４の発明は、ＰＷＭ制御方式を適用した交直変換装置の制御方法において、正弦波との比較により低次高調波を消去したＰＷＭ波形が作成可能なひずみ三角波を使用して予めフィルタ出力電圧の低次高調波を消去し、且つ負荷電流の低次高調波成分によりフィルタ出力電圧に発生する低次高調波をフィードバック制御により抑制することを特徴とする。
【００１２】
請求項５の発明は、ＰＷＭ制御方式を適用した交直変換装置の制御装置において、正弦波との比較により低次高調波を消去したＰＷＭ波形が作成可能なひずみ三角波のデータを記憶し、変調波との比較によってＰＷＭ波形を作成するＰＷＭ波形演算部を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
上述したように、本発明によれば下記の効果を奏する。
【００１４】
（１）電流型、電圧制御電圧型、電流制御電圧型など、あらゆる交直変換装置において、交直変換装置で発生する低次高調波を予め消去しておくだけでなく、外乱により制御対象に発生する低次高調波についても、フィードバック制御により抑制することが可能となるため、高調波の抑制、出力フィルタの小型化による装置の小型化、スイッチング回数の低減によるスイッチングロスの低減に寄与できる。
【００１５】
（２）本発明のフィードバック制御手法は、従来の正弦波・三角波比較ＰＷＭ制御方式によりＰＷＭ波形を作成するフィードバック制御において、三角波をひずみ三角波に置き換えるだけで低次高調波の消去が可能となるものであり、電力用、産業用を問わず、あらゆる既存の交直変換装置の制御に適用できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態を、フィルタ付交直変換装置の自立運転を例にとり図面に基づいて説明する。
【００１７】
交直変換装置の基本波制御手法 
本発明の基本波制御手法は、図１の電力変換部の制御において、搬送波をひずみ三角波、変調波を任意の振幅の基本波とし、搬送波と変調波の比較によりＰＷＭ波形を作成するものである。図１において、１は直流電源、２は直流を交流に変換する電力変換部、８は変調波とひずみ三角波との比較からスイッチング角度を決定するＰＷＭ制御器、９は制御回路である。
【００１８】
本発明の基本波制御手法を理解しやすくするため、まず、従来の低次高調波ＰＷＭ制御の原理と制御方法について説明する。
【００１９】
図１０に示す半周期のパルス数が１２パルスの３レベルインバータ波形において、１／４周期までのスイッチング角度をθ１、θ２、・・・θ１２、図１０の波形をフーリエ変換したときのｋ次高調波の振幅をＶｋとすると、Ｖｋは以下の式となる。
Ｖｋ＝４／（ｋπ）｛Σｊ＝１  （−１）ｊ＋１ｃｏｓ（ｋθｊ）｝                     （１）
【００２０】
この式は設定できるθｊの数が１２個あるので、基本波振幅の制御と１１個の高調波の消去ができる。そのときのスイッチング角度θ１、θ２、・・・θ１２は、式（１）においてＶ１＝ＡＶ１Ｍａｘ  （０≦Ａ≦１、ただしＶ１は基本波振幅、Ｖ１Ｍａｘは基本波振幅の最大値、Ａは基本波振幅の最大値に対する比率）、Ｖｋ＝０（ｋ＝３、５、・・・２３）とした１２元連立方程式を解くことで得られる。その解を図１１に示す。図１２は従来の低次高調波消去PWM制御方式を用いた交直変換装置であり、１は直流電源、２は直流を交流に変換する電力変換部、３は出力フィルタ、９は制御回路である。従来の低次高調波消去ＰＷＭ制御では、図１２の制御回路９のメモリーに図１１を記憶しておき、基本波振幅の指令値Ｖ１＊に対してスイッチング角度をメモリーから読み出してＰＷＭ波形を作成し、基本波を制御する。
【００２１】
次に、本発明の低次高調波制御手法を理解しやすくするため、ひずみ三角波の作成方法、ひずみ三角波と変調波の比較によるＰＷＭ波形の作成方法、および作成されたパルス波形の特徴について述べる。
【００２２】
図３（ａ）に示すように、図１１のグラフのうちθ２、θ３、θ６、θ７、θ１０、θ１１をグラフのｘ軸を対称にして反転させる。
【００２３】
次に図３（ｂ）に示すようにグラフの縦軸にｓｉｎθをかけ、ひずみ三角波の１部分とする。このひずみ三角波の１部分と変調波との比較によってＰＷＭ波形を作成する手順を図５（ａ）に示す。また、図５（ａ）の手順で得られたパルス幅ＴＰと、ｔ＝ｔｏｎにおけるひずみ三角波の大きさＶｏｎとｔ＝ｔｏｆｆにおけるひずみ三角波の大きさＶｏｆｆの平均値Ｖａｖｅ（以下、パルス中の変調波の平均値）の関係を調べると、図５（ｂ）に示すように比例関係にある。すなわち本発明のパルス波形は、個々のパルス幅ＴＰがパルス中の変調波の平均値Ｖａｖｅに比例して変化するパルス列となる。
【００２４】
次に図３（ｃ）に示すように、図３（ｂ）のひずみ三角波の一部分を、振幅が１００％になるまで延長する。その際、ひずみ三角波の延長部分についても、ＰＷＭ波形の個々のパルス幅ＴＰがパルス中の変調波の平均値Ｖａｖｅに比例して変化するパルス列となるよう定める。具体的には、図６（ｂ）に示すように、図５（ｂ）のグラフを傾きが一定という条件下で変調波が１００％になるまで延長し、図６（ｂ）のグラフからパルス中の変調波の平均値Ｖａｖｅに対するパルス幅ＴＰを求め、図６（ａ）に示すようにＴｏｎ＝Ｔｍｉｄ−ＴＰ／２、Ｔｏｆｆ＝Ｔｍｉｄ＋ＴＰ／２となるようひずみ三角波を決定する。ここでは、パルス幅の中では変調波の値の変化は小さいと考え、変調波を一定と仮定している。
【００２５】
基本波振幅を制御する場合、従来手法では図１１において基本波振幅Ｖ１（０≦Ｖ１≦１）を与えてスイッチング角度θｊ（Ｖ１）（ｊ＝１、２、・・・１２）を読み出す（図１１では例としてｊ＝５の場合を記載）。本発明では、図４に示すように、変調波をＶ１ｓｉｎθとし、ひずみ三角波との交点（θｊ（Ｖ１）、Ｖ１ｓｉｎ｛θｊ（Ｖ１）｝）によりスイッチング角度θｊ（Ｖ１）を決定する（図４では例としてｊ＝５の場合を記載）。したがって、両手法とも得られる角度は同じとなり、図１の電力変換部の出力電圧Ｖｉｎｖは、基本波振幅Ｖ１で、２３次までの低次高調波が零の電圧となる。
【００２６】
＜交直変換装置の基本波および低次高調波制御手法＞
本発明の基本波および低次高調波制御手法は、図１の電力変換部２の制御において、搬送波をひずみ三角波、変調波を基本波と低次の高調波で構成される波形とし、搬送波と変調波の比較によりスイッチング角度を決定するものである。前述したように、図１の電力変換部の出力電圧Ｖｉｎｖにおける個々のパルス幅ＴＰはパルス中の変調波の平均値Ｖａｖｅに比例して変化するパルス列となる。よって、図１の電力変換部２の出力電圧Ｖｉｎｖの基本波および低次高調波成分は、変調波Ｖｍｏｄに含まれる基本波および低次高調波成分に比例する。また、変調波に含まれない低次高調波成分は、ほぼ零となる。
【００２７】
＜交直変換装置のフィードバック制御手法＞  
本発明のフィードバック制御手法は、図２の出力電圧のフィードバック制御を行う単相の交直変換装置において、ＰＷＭ制御器に入力する搬送波をひずみ三角波とするものである。図２において、１は直流電源、２は直流を交流に変換する電力変換部、３は電力変換部の出力から高調波を取り除く出力フィルタ、４はフィルタ出力電圧と基本波指令値の差を算出する減算器、５はフィードバック部、６は５の出力と基本波指令値を加算する加算器、７は変調波演算部、８は変調波とひずみ三角波との比較からスイッチング角度を決定するＰＷＭ制御器、９は制御回路である。
【００２８】
制御回路のＰＷＭ制御器の入力である変調波はＶｏｕｔ＝Ｖｏｕｔ＊のときは、基本波のみから成るが、Ｖｏｕｔ≠Ｖｏｕｔ＊の場合はフィルタ出力電圧Ｖｏｕｔの低次ひずみを抑制するために必要な低次高調波が重畳している。
【００２９】
前述したように、本発明の交直変換装置の基本波および高調波制御手法を使用すると、正弦波・三角波比較ＰＷＭ制御方式を使用した場合と同様に、電力変換部２から変調波Ｖｍｏｄに比例した電圧を出力できるため、このように外乱を抑制するフィードバック制御にも適用できる。この場合、フィルタ出力電圧Ｖｏｕｔは負荷電流の高調波成分によって発生するひずみが抑制されると同時に、負荷電流に含まれない２３次以下の低次高調波成分はほぼ零となる。
【実施例１】
【００３０】
以下、本発明の実施例について説明する。
【００３１】
＜交直変換装置の基本波制御手法＞
図１において、変調波を基本波とする。ＰＷＭ制御器８において変調波とひずみ三角波を比較してＰＷＭ波形を作成すると、電力変換部２の出力電圧Ｖｉｎｖには、変調波Ｖｍｏｄに比例した電圧が出力される。すなわち、出力電圧は、基本波は変調波に比例し、２３次までの低次高調波は零のパルス列となる。図７に基本波振幅を２０から１００％まで制御したときの電力変換部の出力電圧の高調波解析結果を示す。
【００３２】
図７から、３次から２３次までの低次高調波を消去したまま、基本波振幅を２０％から１００％まで制御できていることが分かる。
【００３３】
＜交直変換装置の基本波および高調波制御手法＞
試験装置の実施例の構成は前項と同じ図１である。図１において、変調波を基本波に高調波が重畳した波形とする。ＰＷＭ制御器８において変調波とひずみ三角波を比較してＰＷＭ波形を生成すると、電力変換部２の出力電圧Ｖｉｎｖには、変調波Ｖｍｏｄに比例した電圧が出力される。すなわち、出力電圧は、基本波は変調波に比例し、２３次までの低次高調波のうち変調波に含まれる次数は変調波に比例し、変調波に含まれない次数は零のパルス列となる。図９に変調波に含まれる基本波振幅を８０％とし、変調波に含まれる３次高調波の振幅を０％〜５％まで変化させたときの電力変換部の出力電圧の高調波解析結果を示す。
【００３４】
図９から、３次から２３次までの低次高調波を消去したまま、３次高調波振幅を０％から５％まで制御できていることが分かる。
【００３５】
＜交直変換装置のフィードバック制御手法＞
図２において、減算器４により、フィルタ出力電圧の指令値Ｖｏｕｔ＊とフィルタ出力電圧Ｖｏｕｔを比較し、その差分△Ｖｏｕｔを得る。次に変調波演算部７において△Ｖｏｕｔを小さくする為に必要な変調波Ｖｍｏｄを演算する。ＰＷＭ波形は、ＰＷＭ制御器８にて変調波とひずみ三角波を比較することで得る。
【００３６】
高調波負荷を接続した場合の例として、図１３に示すコンデンサインプット型整流回路が交直変換装置の負荷として接続された場合の結果を図９に示す。図１３に示すようにコンデンサインプット型整流回路の入力電流には、３、５次の低次高調波が多く含まれている。
【００３７】
図９および表１に示すように、従来の低次高調波消去ＰＷＭ制御方式を適用し、図１２の回路に図１３の高調波負荷を接続した場合は、出力電圧Ｖｏｕｔには負荷の影響により、３、５次の低次の高調波が発生し、ＴＨＤ＝７．１％となる。また、図２の出力電圧のフィードバック制御を行う回路において、従来の正弦波・三角波比較ＰＷＭ制御を適用した場合は、３、５次の低次高調波は抑制されるが、三角波によって２１次、２３次に高調波が多く発生し、ＴＨＤ＝６．６％となる。
【００３８】
しかし、図２に示す回路で、本発明によるひずみ三角波を適用した場合は、負荷からの影響でフィルタ出力電圧Ｖｏｕｔに発生していた３、５低次高調波が抑制でき、２３次までのその他の低次高調波も、正弦波・三角波比較ＰＷＭ制御よりも抑制できる。その結果、ＴＨＤ＝５．３％となり、従来方式と比較し高調波が低減できることが分かる。
【００３９】
【表１】
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【００４０】
なお、本発明は、つぎのように応用することができる。本発明の出力電圧制御方法により、様々な負荷が接続されるフィルタ付交直変換装置において、出力電圧から低次の高調波を効果的に取り除くことでき、フィルタの小型化、スイッチング回数の低減によるロスの低減などが実現できることから、ＵＰＳや瞬低対策装置の出力インバータなどの用途に適用することができる。
【００４１】
また、電力系統における直流送電やＢＴＢ（Ｂａｃｋ  ｔｏ  Ｂａｃｋ）の交直変換装置は大規模な系統に連系することを前提として設計されているが、離島のように他の地域との連系が困難な箇所や、電力系統で大規模な停電が発生した場合などを考慮すると、自立運転機能が必要な場合も考えられる。したがって、本発明の出力電圧制御方法は、電力用途の交直変換装置に適用することもできる。
【００４２】
また、電力系統における直流送電やＢＴＢ（Ｂａｃｋ  ｔｏ  Ｂａｃｋ）の交直変換装置には、系統電圧が正弦波であることを前提として、従来の高調波の制御ができない低次高調波消去ＰＷＭ制御が適用されている箇所もある。よって、電力系統に高調波が発生すると連系電流にも高調波が発生するが、本発明を使用すれば出力電流の高調波を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明のひずみ三角波を使用し、基本波および高調波を制御可能な交直変換装置の回路図である。
【図２】出力電圧のフィードバック制御を行う交直変換装置の回路図である。
【図３】本発明のひずみ三角波の導出過程を示すグラフである。
【図４】本発明のひずみ三角波を示すグラフである。
【図５】本発明のひずみ三角波を使用した場合の、変調波とパルス幅の関係を示す図である。
【図６】本発明のひずみ三角波を使用した場合の、変調波とパルス幅の関係を示す図である。
【図７】高調波を消去して、基本波指令値を０から１まで変化させたときの、電力変換部の出力電圧の高調波解析結果を示すグラフである。
【図８】振幅８０％の基本波電圧と振幅０〜５％の３次高調波から成る変調波とひずみ三角波との比較からスイッチング角度を求めたときの、２３次までの高調波解析結果を示す。
【図９】交直変換装置の出力電圧の高調波解析結果の、従来方式との比較を示すグラフである。
【図１０】半周期のパルス数が１２個の３レベルインバータの出力電圧波形である。
【図１１】従来の低次高調波消去ＰＷＭ制御方式で使用される、２３次までの高調波を消去した状態で基本波振幅を変化させる場合のスイッチング角度を示すグラフである。
【図１２】従来の低次高調波消去ＰＷＭ制御方式で使用した交直変換装置の回路図である。
【図１３】高調波発生源であるコンデンサインプット型ダイオード整流回路の入力特性を示すグラフである。
【符号の説明】
【００４４】
１  直流電源
２  直流を交流に変換する電力変換部
３  電力変換部の出力から高調波を取り除く出力フィルタ
４  フィルタ出力電圧と基本波指令値の差を算出する減算器
５  フィードバック部
６  フィードバック部の出力と基本波指令値を加算する加算器
７  変調波演算部
８  変調波とひずみ三角波との比較からスイッチング角度を決定するＰＷＭ制御器
９  制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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