(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ復調用の汎用ＩＣにダイバーシチ受信のために特別の変更を加えることなく、ＩＣの汎用化を図れるようにすること。【解決手段】互いに離間したアンテナ３１，３５からのＯＦＤＭ変調信号をダイバーシチ合成するダイバーシチ受信装置３０において、第１及び第２の混合器３３，３７で周波数変換に用いる局部発振信号を生成するための基準信号Ｒｅｆをフィルタ回路５２に入力し、一方の局部発振装置５３に供給する基準信号ＲｅｆはＬＣ共振フィルタ回路５２ａで位相制御し、もう一方の局部発振装置５３には位相制御しない基準信号Ｒｅｆを供給する。第１及び第２の混合器３３，３７から出力される中間周波信号から中間周波信号間の位相差を検出し、ＬＣ共振フィルタ回路５２ａの同調電圧となる直流電圧信号を生成してＬＣ共振フィルタ回路５２ａに印加する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに離間して配置された各アンテナに対して夫々設けられ前記アンテナから出力された高周波信号に局部発振信号を乗算して中間周波信号に周波数変換する複数の混合器と、基準信号を発生させる基準信号源と、前記複数の混合器に対して夫々設けられ前記基準信号の位相に応じた周波数の局部発振信号を生成し対応する混合器へ供給する複数の局部発振装置と、前記基準信号源と前記複数の局部発振装置との間に設けられ全ての局部発振装置又は１つの局部発振装置を除く他の局部発振装置へ供給する基準信号の位相を、設定される通過帯域周波数によって可変するフィルタ回路と、前記各混合器から出力される中間周波信号を合成する加算器と、前記複数の混合器から出力される中間周波信号から中間周波信号間の位相差を検出し当該位相差を無くすように前記フィルタ回路の通過帯域周波数を制御する位相制御回路と、を具備したことを特徴とするダイバーシチ受信装置。
【請求項２】
前記フィルタ回路は、インダクタと可変容量素子とを並列接続してなる並列共振回路を有し、前記可変容量素子に中間周波信号間の位相差に応じた同調電圧を印加することにより、前記通過帯域周波数を制御することを特徴とする請求項１記載のダイバーシチ受信装置。
【請求項３】
前記局部発振装置は、前記局部発振信号をＮ分周する分周器と、前記分周器で前記局部発振信号をＮ分周して得られた比較信号と前記基準信号源から出力された基準信号とを位相比較する位相比較器と、前記局部発振信号を発生し前記位相比較器で検出された位相差に応じて周波数が変化し当該位相差が無くなったところで発振周波数が安定する局部発振器と、を具備してなることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のダイバーシチ受信装置。
【請求項４】
前記アンテナでＯＦＤＭ変調信号が受信され、前記加算器の後段にＯＦＤＭ復調用の集積回路が接続されることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載のダイバーシチ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば地上波デジタル放送信号をダイバーシチ方式で受信するダイバーシチ受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
地上波デジタル放送で送信されるＯＦＤＭ変調信号を受信するＯＦＤＭ受信装置として、ダイバーシチ受信機能を有するＯＦＤＭ受信装置がある。従来のＯＦＤＭ受信装置は、複数アンテナで受信した複数のＯＦＤＭ変調信号を周波数変換後にデジタル処理により位相補正してダイバーシチ合成していた。このため、ダイバーシチ合成のためのデジタル処理を行う集積回路の回路規模が大きくなり過ぎると共に、消費電力も増大する欠点があった。
【０００３】
そこで、アナログ回路でダイバーシチ合成を行うようにしたＯＦＤＭ受信装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１記載のＯＦＤＭ受信装置は、図６に示すように、各アンテナ１、６で受信され、各ＲＦフィルタ２、７を通過し、各ローノイズアンプ３、８によって増幅されたＯＦＤＭ変調信号が各混合器４、９に入力される。各混合器４、９に入力されたＯＦＤＭ変調信号は第１局部発振信号と混合されて、第１中間周波信号に周波数変換され、一方の混合器４から出力された第１中間周波信号と、他方の混合器９から出力された第１中間周波信号とがそれぞれ各第１のＩＦバンドパスフィルタ５、１０を介して加算器１２に入力され、ここでダイバーシチ合成される。合成された第１中間周波信号は混合器１３に入力され、第２局部発振器１４から供給される第２局部発振信号と混合されて第２中間周波信号に周波数変換される。第２中間周波信号は第２のＩＦバンドパスフィルタ１５を通過してＡ／Ｄ変換器１６に入力され、ここでデジタル信号に変換される。そして、デジタル信号はＯＦＤＭ復調手段１７によって復調される。また、デジタル信号は電力検出手段１８に入力される。電力検出手段１８は入力されたデジタル信号によって第２中間周波信号の大きさに比例する電力を検出し、検出された電力は位相制御手段１９に入力される。位相制御手段１９は、局部発振手段２１における第１局部発振信号の位相を制御する。局部発振手段２１では、基準信号発生源２１ｅで発生させた１つの基準信号を２つの移相器２１ｆ、２１ｇにそれぞれ入力し、位相制御手段１９から指示を受けた移相器２１ｆ、２１ｇにおいて位相制御してから対応するＰＬＬ回路２１ｃ、２１ｄへ供給している。ＰＬＬ回路２１ｃ、２１ｄによって２つの局部発振器２１ａ，２１ｂの発振周波数が設定され、２つの局部発振器２１ａ，２１ｂで発生する第１の局部発振信号をそれぞれ対応する混合器４，９に供給する。
【特許文献１】特開２００３−１８１２３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、従来のＯＦＤＭ受信装置では、標準化された方式に対応して、Ａ／Ｄ変換器１６からＯＦＤＭ復調手段１７までを汎用ＩＣで構成する傾向にある。したがって、アナログ回路でダイバーシチ合成を行うことは、復調用ＩＣの汎用化を進める上で好適である。
【０００５】
しかしながら、上述したＯＦＤＭ受信装置は、ダイバーシチ合成後のデジタル信号から電力検出しているので、位相制御のために復調用ＩＣ側からダイバーシチ合成後のデジタル信号を取り出さなければならず、復調用ＩＣにダイバーシチ受信のために特別の変更を加える必要があり、復調用ＩＣを汎用化する上で障害となる。
【０００６】
また、上述したＯＦＤＭ受信装置は、基準信号を移相器２１ｆ、２１ｇに入力して位相制御しているが位相制御用の信号は復調ICから抽出しないといけないので位相制御のレスポンスが遅いばかりではなく、後段復調ICからのデジタルノイズを拾いやすいという不具合があった。
【０００７】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、ダイバーシチ合成のための位相制御をアナログ回路側で完結でき、復調用ＩＣにダイバーシチ受信のために特別の変更を加える必要がなく、復調用ＩＣの汎用化を図ると共に復調用ICからのフィードバックに頼らず、自己完成型のダイバーシチ受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のダイバーシチ受信装置は、互いに離間して配置された各アンテナに対して夫々設けられ前記アンテナから出力された高周波信号に局部発振信号を乗算して中間周波信号に周波数変換する複数の混合器と、基準信号を発生させる基準信号源と、前記複数の混合器に対して夫々設けられ前記基準信号の位相に応じた周波数の局部発振信号を生成し対応する混合器へ供給する複数の局部発振装置と、前記基準信号源と前記複数の局部発振装置との間に設けられ全ての局部発振装置又は１つの局部発振装置を除く他の局部発振装置へ供給する基準信号の位相を、設定される通過帯域周波数によって可変するフィルタ回路と、前記各混合器から出力される中間周波信号を合成する加算器と、前記複数の混合器から出力される中間周波信号から中間周波信号間の位相差を検出し当該位相差を無くすように前記フィルタ回路の通過帯域周波数を制御する位相制御回路とを具備したことを特徴とする。
【０００９】
この構成によれば、複数の混合器から出力される中間周波信号から中間周波信号間の位相差を検出してフィルタ回路の通過帯域周波数を制御するので、局部発振装置へ供給する基準信号の位相を制御することで中間周波信号の位相を揃えることができ、中間周波信号を直接位相制御する場合に比べて、中間周波信号の振幅に与える影響を軽減でき、受信性能の向上を図ることができる。しかも、ダイバーシチ合成を受信装置のアナログ回路側に閉じることができ、後段の復調用集積回路から中間周波信号の位相制御のための情報を取得する必要性を排除でき、復調用ＩＣの汎用化を図ることができる。
【００１０】
また本発明は、上記ダイバーシチ受信装置において、前記フィルタ回路は、インダクタと可変容量素子とを並列接続してなる並列共振回路を有し、前記可変容量素子に中間周波信号間の位相差に応じた同調電圧を印加することにより、前記通過帯域周波数を制御することを特徴とする。
【００１１】
この構成により、並列共振回路の共振周波数がフィルタ回路の通過帯域周波数となり、中間周波信号間の位相差に応じた同調電圧を可変容量素子に印加することによりフィルタ回路の通過帯域周波数を可変でき、基準信号の位相制御が可能になる。
【００１２】
上記ダイバーシチ受信装置において、前記局部発振装置は、前記局部発振信号をＮ分周する分周器と、前記分周器で前記局部発振信号をＮ分周して得られた比較信号と前記基準信号源から出力された基準信号とを位相比較する位相比較器と、前記局部発振信号を発生し前記位相比較器で検出された位相差に応じて周波数が変化し当該位相差が無くなったところで発振周波数が安定する局部発振器とを具備して構成される。
【００１３】
上記ダイバーシチ受信装置において、前記アンテナでＯＦＤＭ変調信号が受信され、前記加算器の後段にＯＦＤＭ復調用の集積回路が接続されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、ダイバーシチ合成のための位相制御をアナログ回路側で完結でき、復調用ＩＣにダイバーシチ受信のために特別の変更を加える必要がなく、復調用ＩＣの汎用化を図ると共に復調用ICからのフィードバックに頼らず、自己完成型のダイバーシチ受信装置を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は本発明の一実施の形態に係るダイバーシチ受信装置の構成図であり、互いに離間して配置された複数のアンテナで地上波デジタル放送信号のＯＦＤＭ変調信号をダイバーシチ受信する構成例を示している。
【００１６】
本実施の形態に係るダイバーシチ受信装置３０は、アンテナ３１で受信したＯＦＤＭ変調信号を不図示のＲＦフィルタ経由でローノイズアンプ３２に入力する。ローノイズアンプ３２で増幅したＯＦＤＭ変調信号を第１の混合器３３に入力し、局部発振信号と混合して中間周波信号に周波数変換した後、ダイバーシチ合成のための加算器３４に入力する。一方、アンテナ３５で受信したＯＦＤＭ変調信号は、不図示のＲＦフィルタ、ローノイズアンプ３６、第２の混合器３７を経由してレベル制御のための乗算器３８に入力される。一方のアンテナ３１を第１の受信系統、他方のアンテナ３５を第２の受信系統とすると、第１及び第２の受信系統の信号レベルを信号レベル検出器３９ａで検出し、第１及び第２の受信系統のノイズレベルをノイズレベル検出器３９ｂで検出し、係数計算部３９ｃで信号レベル及びノイズレベルから係数を決定して乗算器３８に入力する。乗算器３８で第２の受信系統のＯＦＤＭ変調信号に係数を掛け合わせてレベル制御したＯＦＤＭ変調信号が加算器３４に入力されてダイバーシチ合成され、ＯＦＤＭ復調用ＩＣ４０へ出力される。
【００１７】
ＯＦＤＭ復調用ＩＣ４０では、ダイバーシチ合成されたＯＦＤＭ変調信号をＡＤ変換器４１でデジタル信号に変換し、ＯＦＤＭ復調器４２でデジタルテレビジョン信号を復調し、さらに誤り訂正回路４３でデジタルテレビジョン信号に対してフォワードエラーコレクション方式によるエラー訂正を行う。エラー訂正したデジタルテレビジョン信号をＭＰＥＧデコーダ４４に入力して複号化し、画像処理IC又はディスプレイ４５へ出力する。
【００１８】
本実施の形態では、アナログ回路側に設けた基準信号源５１から基準信号Ｒｅｆを生成し、第１の受信系統及び第２の受信系統で個別に位相制御可能なフィルタ回路５２を経由して、第１の局部発振装置５３及び第２の局部発振装置５４へ並列に入力する。本例では、第１の局部発振装置５３へ供給する基準信号Ｒｅｆに対してだけＬＣ共振回路５２ａにて位相制御し、第２の局部発振装置５４へ供給する基準信号Ｒｅｆに対しては位相制御せずそのまま入力しているが、第１及び第２の局部発振装置５３、５４へ供給するそれぞれの基準信号Ｒｅｆを適切に位相制御するようにしても良い。フィルタ回路５２に対する位相制御用の直流電圧信号は位相制御回路５５から供給される。位相制御回路５５は、第１の受信系統となる第１の混合器３３から出力される中間周波数信号と、第２の受信系統となる第２の混合器３７から出力される中間周波数信号との位相差を検出し、当該位相差が小さくなるように制御された直流電圧信号を生成する。ＬＣ共振回路５２ａは、印加電圧によって容量が変化する可変容量素子を備えており、直流電圧信号を同調電圧として可変容量素子に印加することで共振周波数が変化するように構成されている。
【００１９】
図２（ａ）（ｂ）はＬＣ共振回路５２ａの回路構成例を示しており、同図（ａ）はＬＣ並列共振回路、同図（ｂ）はＬＣ直列共振回路で構成した場合を示している。図２（ａ）のＬＣ並列共振回路は、可変容量素子としてのバラクタダイオード６１とインダクタ６２とが並列接続されていて、バラクタダイオード６１のアノードとインダクタ６２の一端との接続点に基準信号Ｒｅｆが印加され、バラクタダイオード６１のカソードとインダクタ６２の他端との接続点から位相制御された基準信号Ｒｅｆが出力される。バラクタダイオード６１のアノードは高インピーダンスの抵抗６３を介してグラウンドに接続され、バラクタダイオード６１のカソードに位相制御回路５５から直流電圧信号が印加される。なお、直流カットコンデンサ６４とバラクタダイオード６１のカソードとの間に直流電圧信号を印加する。
【００２０】
図２（ｂ）のＬＣ直列共振回路は、インダクタ６５とバラクタダイオード６６とが直列接続されており、インダクタ６５の一端に基準信号Ｒｅｆが印加され、バラクタダイオード６１のアノードから位相制御された基準信号Ｒｅｆが出力される。バラクタダイオード６６のアノードは高インピーダンスの抵抗６８を介してグラウンドに接続され、インダクタ６５の他端とバラクタダイオード６６のカソードとの接続点に位相制御回路５５から直流電圧信号が印加される。なお、直流カットコンデンサ６７とバラクタダイオード６６のカソードとの間に直流電圧信号を印加する。
【００２１】
図３は第１の局部発振装置５３の回路構成図である。なお、第２の局部発振装置５４は第１の局部発振装置５３と同一の回路構成を有するので、ここでの説明は省略する。
第１の局部発振装置５３は、位相比較器７１に基準信号Ｒｅｆと比較信号とを入力して基準信号Ｒｅｆと比較信号との位相比較を行ない、位相差をパルス状の差信号にしてループフィルタ７２へ出力する。ループフィルタ７２は積分回路又はＬＰＦで構成することができる。前段の位相比較器７１から出力された位相差信号は、パルス状の信号であり、この信号から交流成分を取り除いて局部発振器７３の制御電圧とする。ループフィルタ７２から出力された制御電圧が局部発振器７３に入力され、それに従って第１の局部発振信号となる出力周波数が変化する。局部発振器７３の出力周波数信号は１／Ｎ分周器７４に入力される。つまり、局部発振器７３の発振周波数の１／Ｎの周波数の信号を比較信号として位相比較回路７１に返すことにより、基準周波数（Ｒｅｆ＝ｆＩＮ）のＮ倍の周波数、Ｎ×ｆＩＮで同期発振したVCO出力を取り出せる。
【００２２】
次に、フィルタ回路５２において基準信号Ｒｅｆの位相制御を行うことで中間周波信号が間接的に位相制御されることについて説明する。
【００２３】
ＯＦＤＭ変調信号を中間周波数帯でダイバーシチ合成する場合、第１の受信系統の中間周波信号の位相と第２の受信系統の中間周波信号の位相とを相対的に最大で±１８０°まで回転する必要がある。図１では第２の受信系統の中間周波信号の位相は固定で、第１の受信系統の中間周波信号の位相を回転させている。
【００２４】
図２（ｂ）を例として説明すると、ＬＣ共振回路５２ａは、基準信号源５１から供給される基準信号Ｒｅｆのうちから主に共振周波数と一致する周波数成分だけが通過して第１の局部発振装置５３へ出力される。ＬＣ共振回路５２ａの共振周波数は同調電圧（直流電圧信号）の大きさに応じ変化するが、ＬＣ共振回路５２ａの共振周波数を変化させることで、基準信号Ｒｅｆに位相回転（Δφｒｅｆ）を与えることができる。
【００２５】
第１の局部発振装置５３では、第１の局部発振信号をＮ分周して１／Ｎの周波数に下げた比較信号と基準信号Ｒｅｆとを比較し、その位相差をループフィルタ７２で直流電圧の位相差信号に変換し、この位相差信号で局部発振器７３の発振周波数ｆＬｏを決めている。このように、基準信号Ｒｅｆの位相と分周器７４の分周数Ｎとで決まる第１の局部発振信号とＲＦ信号のＯＦＤＭ変調信号（ｆＲＦ）とを第１の混合器３３で混合して中間周波数ＩＦ（ＩＦ＝ｆＲＦ−ｆＬｏ）に変換する。
【００２６】
ここで、基準信号Ｒｅｆの位相回転（Δφｒｅｆ）に対する中間周波信号の位相回転（Δφｉｆ）は次式のように定義できる。
Δφｉｆ＝Δφｒｅｆ×ｆＬｏ／Ｒｅｆ
Ｒｅｆは基準信号の周波数であり、ｆＬｏは局部発振信号の周波数である。
ｆＬｏ／Ｒｅｆは分周器７４での分周数Ｎに相当する。たとえば、中間周波数LO＝600ＭＨｚ、基準信号Ｒｅｆ＝４ＭＨｚであれば、分周数Ｎ＝150となる。基準信号Ｒｅｆの位相をΔφｒｅｆ＝2°だけ回転させれば、上記式より局発周波数及び中間周波数ＩＦの位相回転はΔφｉｆ＝300°となる。すなわち、フィルタ回路５２において基準信号Ｒｅｆの位相を僅かに回転させるだけで、当該基準信号Ｒｅｆに基づいて生成した第１の局部発振信号によって周波数変換した中間周波数ＩＦは位相が大きく回転することになる。
【００２７】
図４（ａ）は基準信号Ｒｅｆの位相回転（Δφｒｅｆ）と中間周波信号の振幅（Ｖｏｕｔ）との関係をシミュレーションした結果を示す図である。ＬＣ共振回路５２ａに入力する基準信号Ｒｅｆの周波数Ｆｏ＝４ＭＨｚとしている。バラクタダイオード６１に印加する直流電圧信号を可変させてＬＣ共振回路５２ａの容量Ｃを１０ｐＦから６０ｐＦまで変化させた。この結果、ＬＣ共振回路５２ａの共振周波数［Ｆｏ］は５．６３ＭＨｚから２．３０ＭＨｚまで変化した。このときの基準信号（共振周波数Ｆｏ）の位相［Ｐｈａｓｅ］は−３．６４〜１０．９４まで変化し、中間周波信号の振幅［Ｖｏｕｔ］は１．３９３Ｖから１．３７９Ｖの範囲内で変化した。
【００２８】
以上のシミュレーション結果から明らかなように、基準信号（共振周波数Ｆｏ）の位相［Ｐｈａｓｅ］を１３°程度回転させるだけで、中間周波信号の振幅［Ｖｏｕｔ］はほとんど変化させることなく、中間周波信号の位相を＋／−１８０°以上に回転させることができる。
【００２９】
図５は中間周波信号を直接位相制御する比較例の回路構成図である。比較例では、第２の受信系統における第２の混合器３７の後段に位相制御用のフィルタ回路７０を設け、フィルタ回路７０にて中間周波信号を直接位相制御する。フィルタ回路７０の入力端に第２の混合器３７から入力する中間周波信号を入力中間周波信号とし、フィルタ回路７０で位相回転して出力端から乗算器３８側へ出力される中間周波信号を出力中間周波信号とする。フィルタ回路７０は、図４（ａ）のシミュレーション回路構成に合わせるために、図２（ａ）のＬＣ共振回路で構成した。
【００３０】
図４（ｂ）は図５に示す比較例に基づいた入力中間周波信号の位相回転と出力中間周波信号の振幅（Ｖｏｕｔ）との関係をシミュレーションした結果を示す図である。フィルタ回路７０（ＬＣ共振回路５２ａ）に入力する入力中間周波信号の周波数はＦｏ＝５０ＭＨｚとしている。バラクタダイオード６１に印加する直流電圧信号を可変させてＬＣ共振回路５２ａの容量Ｃを３０ｐＦから６５ｐＦまで変化させた。この結果、ＬＣ共振回路５２ａの共振周波数［Ｆｏ］は６１．９５ＭＨｚから４２．０９ＭＨｚまで変化した。入力中間周波信号の位相［Ｐｈａｓｅ］は１．８〜１９０．３まで変化し、ほぼ１８０°の位相回転を実現できている。ところが、このときの出力中間周波信号の振幅［Ｖｏｕｔ］は０．３９Ｖから１．３８Ｖまで変化しており、大きな振幅変動が現れている。
【００３１】
以上のシミュレーション結果から明らかなように、中間周波信号を直接位相制御すると、ＬＣ共振回路５２ａで１８０°の位相回転を実現するためには、共振周波数の変化に伴ってフィル他０回路７０のインピーダンスが大きく変化するので、中間周波信号の振幅そのものに大きな影響を与えていることが判る。
【００３２】
次に、本実施の形態に係るダイバーシチ受信装置３０におけるダイバーシチ受信動作について説明する。
【００３３】
第１の受信系統の中間周波信号の位相と第２の受信系統の中間周波信号の位相との位相差を位相制御回路５５で検出し、位相差に応じた直流電圧信号をフィルタ回路５２のＬＣ共振回路５２ａへ出力する。第１の局部発振装置５３へ入力する基準信号Ｒｅｆの位相がＬＣ共振回路５２ａの共振周波数によって制御される。位相制御回路５５で検出される位相差が０になるように共振周波数が制御される。２つの系統の中間周波信号の位相を揃える方向に位相回転した基準信号Ｒｅｆが第１の局部発振装置５３へ供給され、そこで比較信号と位相比較されて位相差に応じた発振周波数に制御された第１の局部発振周波数が第１の混合器３３に入力される。第１の混合器３３では位相差に応じた周波数の第１の局部発振周波数で周波数変換される。一方、第２の局部発振装置５４には基準信号Ｒｅｆが位相回転せずに供給され、その基準信号Ｒｅｆに基づいて生成した第２の局部発振信号が第２の混合器３７に入力される。第２の混合器３７では第２の局部発振周波数で周波数変換される。第２の受信系統の中間周波信号は係数乗算器３８において系統間の信号レベル及びノイズレベルに応じて決定した係数にてレベル制御される。そして、第１の受信系統の中間周波信号の位相を回転させることにより互いの位相が揃えられた第１及び第２の受信系統の中間周波信号が加算器３４にてダイバーシチ合成される。加算器３４の出力はダイバーシチ合成された受信信号として汎用化ＩＣ４０へ出力される。汎用化ＩＣ４０ではデジタル化されてＯＦＤＭ復調、誤り訂正が行われる。
【００３４】
このように本実施の形態によれば、少なくとも一方の局部発振装置５３に供給する基準信号Ｒｅｆの位相をＬＣ共振フィルタ回路５２ａで制御することで、ダイバーシチ合成する２つの中間周波信号の位相を揃えるようにしたので、中間周波信号を共振回路に入力して直接位相制御する場合に比べて中間周波信号の振幅そのものへの影響を大幅に軽減でき、受信性能を改善を図ることができる。しかも、２つの中間周波信号の位相差を検出して、ＬＣ共振フィルタ回路５２ａの共振周波数の制御に用いるので、汎用化ＩＣ４０からダイバーシチ合成後の振幅データを取得する必要がなくなり、アナログ回路側でダイバーシチ合成のための位相制御が行える。したがって、汎用化ＩＣ４０にダイバーシチ合成のための特別の変更を加える必要がなく、ＯＦＤＭ復調ＩＣの汎用化を容易に図ることができる。
【００３５】
また、ダイバーシチ合成のために基準信号Ｒｅｆの位相をIF信号から直接抽出しＬＣ共振フィルタ回路５２ａで制御するという自己完成型位相制御回路なので、復調後の情報Feedbackをもらいながら移相器を制御する方式に比べて高速でありながら後段Digital復調ICのノイズ影響を避けられるという優れた効果を奏することができる。
【００３６】
なお、以上の実施の形態ではＯＦＤＭ受信装置を例に説明したが、ＯＦＤＭ変調以外の放送信号（アナログを含む）又はその他の送信信号であっても、同様に適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３７】
本発明は、地上波デジタル放送信号をダイバーシチ受信する受信機に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】一実施の形態に係るダイバーシチ受信装置の構成図
【図２】（ａ）フィルタに設けられたＬＣ並列共振回路の構成図、（ｂ）フィルタに設けられたＬＣ直列共振回路の構成図
【図３】局部発振装置の回路構成図
【図４】（ａ）基準信号の位相回転と中間周波信号の振幅との関係をシミュレーションした結果を示す図、（ｂ）比較例のシミュレーション結果を示す図
【図５】中間周波信号を直接位相制御する比較例の回路構成図
【図６】従来のＯＦＤＭ受信装置の構成図
【符号の説明】
【００３９】
３０…ダイバーシチ受信装置、３１、３５…アンテナ、３２、３６…ローノイズアンプ、３３…第１の混合器、３４…加算器、３７…第２の混合器、３８…乗算器、３９ａ…信号レベル検出器、３９ｂ…ノイズレベル検出器、３９ｃ…係数計算部、４０…ＯＦＤＭ復調用ＩＣ、４１…ＡＤ変換器、４２…ＯＦＤＭ復調器、４３…誤り訂正回路、４４…ＭＰＥＧデコーダ、４５…ディスプレイ、５１…基準信号源、５２…フィルタ回路、５３…第１の局部発振装置、５４…第２の局部発振装置、５５…位相制御回路、６１、６６…バラクタダイオード、６２、６５…インダクタ、６３、６８…抵抗、６４、６７…直流カットコンデンサ、７１…位相比較器、７２…ループフィルタ、７３…局部発振器、７４…分周器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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