(57)【要約】【課題】インバータにおけるスイッチング損失を不必要に増大させることなく電流リップルを小さくする。【解決手段】交流モータＭへ印加するために電源から供給される直流電圧を交流電圧へ変換する交流モータ用インバータ１６の制御装置２０は、キャリアと電圧指令値との比較に基づいてインバータ１６内のスイッチング素子のスイッチング信号を生成してインバータ１６へ出力するスイッチング信号生成部５８と、電圧指令値に応じてインバータ１６におけるキャリアの周波数を制御するキャリア周波数制御部６４とを備える。キャリア周波数制御部６４は、インバータ１６の１制御周期内において、電圧指令値が大きい領域でキャリア周波数を高く設定し、電圧指令値が小さい領域でキャリア周波数を低く設定するキャリア周波数切替部を含む。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流モータへ印加するために電源から供給される直流電圧を複数のスイッチング素子のスイッチング制御によって交流電圧へ変換可能な交流モータ用インバータの制御装置であって、
所定波形のキャリアと外部から入力される電圧指令値との比較に基づいて前記スイッチング素子のスイッチング信号を生成して前記インバータへ出力するスイッチング信号生成部と、前記電圧指令値に応じて前記インバータにおける前記キャリアの周波数を制御するキャリア周波数制御部とを備え、
前記キャリア周波数制御部は、前記インバータの１制御周期内において、前記電圧指令値が大きい領域でキャリア周波数を高く設定し、前記電圧指令値が小さい領域でキャリア周波数を低く設定するキャリア周波数切替部を含むことを特徴とする交流モータ用インバータの制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の交流モータ用インバータの制御装置において、
前記キャリア周波数制御部は、前記スイッチング信号生成部で生成される各スイッチング信号についてデューティ比を演算するデューティ比演算部と、前記デューティ比演算部から入力されるデューティ比を所定閾値と比較してキャリア周波数切替を行うか否かを判定するデューティ比判定部とをさらに含み、
前記キャリア周波数切替部は、前記デューティ比判定部による判定結果を受けて前記スイッチング信号生成部へキャリア周波数切替信号を出力することを特徴とする交流モータ用インバータの制御装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の交流モータ用インバータの制御装置によって制御されるインバータと、電源から供給される直流電圧を前記インバータで交流電圧に変換して印加される、走行用動力を出力可能な交流モータと、を備える電動車両。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば電動車両の走行用モータとして用いられる交流モータ用のインバータを制御する制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ハイブリッド車や電気自動車等の電動車両では、電源から供給される直流電源をインバータで交流電圧に変換して走行用モータである交流モータに印加し、これにより交流モータを駆動して走行用動力を出力させることが行われている。
【０００３】
一般に、直流・交流変換するインバータを制御する制御装置では、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御が実行される。図１０Ａを参照して具体例について説明すると、複数のスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）等を含んで構成されるインバータの制御装置においては、正弦波状の電圧指令値１と高周波のキャリアまたは搬送波（一般には三角波）２とを比較して、電圧指令値がキャリアの絶対値以上となる領域がオン期間となる矩形パルスであってそのオン期間が一定周期で増減する多数のＰＷＭパルスが生成される。そして、このＰＷＭパルスがスイッチング信号としてインバータへ入力されて上記スイッチング素子をオン・オフ制御することによって、インバータへ入力される直流電圧は基本波成分が略正弦波状の交流電圧に変換されるようになっている。なお、図１０Ａに示す例では、電圧指令値とキャリアの絶対値とを比較しているため、キャリアの１周期で２つのＰＷＭパルスが生成されている。
【０００４】
上記のようにして変換された交流電圧が印加されることによって交流モータ内のステータコイルにモータ電流（実電流波形）４が流れる。ここで、モータ電流４は、電圧指令値１と同位相のモータ入力電圧に対してステータコイルが有するインダクタンスの影響により電気角が９０度遅れた位相になる。
【０００５】
インバータから出力される実際の交流電圧は滑らかな正弦波状をなしておらず微細な変動またはリップルを含んでいるため、図１０Ａに示すように、モータ電流４にも電流リップル５が生じる。この電流リップル５が大きい場合には、交流モータ内での鉄損や電磁騒音が大きくなり、モータ作動効率が低下する。
【０００６】
例えば、特許文献１には、ＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータにおいて、帯域フィルタを用いて電流リップルの大きさを検出し、電流リップルが大きいときにはキャリア周波数を上げ、電流リップルが小さくときにはキャリア周波数を下げるように制御することで、電流リップルを少なくして電磁騒音を低減することが記載されている。
【０００７】
また、特許文献２には、ブラスレスＤＣ直流モータ駆動用のインバータにおいて、小負荷トルク時であってＰＷＭパルスのデューティ比が小さいときはキャリア周波数を低くし、大負荷トルク時であってＰＷＭパルスのデューティ比が大きいときにはキャリア周波数を高くすることが記載されている。
【０００８】
【特許文献１】特開平６−１７８５５０号公報
【特許文献２】特開２００５−９４８７５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記特許文献１および２のいずれにおいても、インバータの１制御周期内における電流リップルの大小については全く考慮されていないため、キャリア周波数を一律（またはマクロ的に）に高くすると上記１制御周期内において電流リップルが小さい時間領域または電気角領域においてもキャリア周波数が上がることで、インバータでのスイッチング損失を不必要に増大させてしまうことになる。
【００１０】
ここで、図１０Ｂを参照して具体的に説明すると、図１０Ａに対してキャリア周波数を２倍に高くしている図１０Ｂの例では、電流リップル５が比較的小さくなっていることは明らかであるが、キャリア周波数を１制御周期である電気角３６０度の全範囲について２倍に高めているため、元々電流リップル５の大きさがそれほど問題にはならない例えば電気角１８０度±３０度の範囲では電流リップルよりもインバータでのスイッチング損失の問題が大きくなる。
【００１１】
本発明の目的は、インバータにおけるスイッチング損失を不必要に増大させることなく電流リップルを小さくすることで、交流モータでの鉄損および電磁騒音を低減してモータの高効率化を良好に果たせる交流モータ用インバータの制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、交流モータへ印加するために電源から供給される直流電圧を複数のスイッチング素子のスイッチング制御によって交流電圧へ変換可能な交流モータ用インバータの制御装置であって、所定波形のキャリアと外部から入力される電圧指令値との比較に基づいて前記スイッチング素子のスイッチング信号を生成して前記インバータへ出力するスイッチング信号生成部と、前記電圧指令値に応じて前記インバータにおける前記キャリアの周波数を制御するキャリア周波数制御部とを備え、前記キャリア周波数制御部は、前記インバータの１制御周期内において、前記電圧指令値が大きい領域でキャリア周波数を高く設定し前記電圧指令値が小さい領域でキャリア周波数を低く設定するキャリア周波数切替部を含むことを特徴とする。
【００１３】
本発明に係る交流モータ用インバータの制御装置において、前記キャリア周波数制御部は、前記スイッチング信号生成部で生成される各スイッチング信号についてデューティ比を演算するデューティ比演算部と、前記デューティ比演算部から入力されるデューティ比を所定閾値と比較してキャリア周波数切替を行うか否かを判定するデューティ比判定部とをさらに含み、前記キャリア周波数切替部は、前記デューティ比判定部による判定結果を受けて前記スイッチング信号生成部へキャリア周波数切替信号を出力してもよい。
【００１４】
また、本発明に係る電動車両は、本発明に係る上記交流モータ用インバータの制御装置によって制御されるインバータと、電源から供給される直流電圧を前記インバータで交流電圧に変換して印加される、走行用動力を出力可能な交流モータとを備える。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、インバータの１制御周期内において、電圧指令値が大きい領域でキャリア周波数を高く設定し、電圧指令値が小さい領域でキャリア周波数を低く設定するようにしていることで、電流リップルが元々小さい領域でキャリア周波数が高く設定されるのを回避することができる。これにより、インバータのスイッチング損失を不必要に増大させるのを抑制しながら、交流モータでの鉄損および電磁騒音を低減してモータの高効率化を良好に図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下に、本発明に係る実施の形態について添付図面を参照しながら詳細に説明する。この説明において、具体的な形状、材料、数値、方向等は、本発明の理解を容易にするための例示であって、用途、目的、仕様等にあわせて適宜変更することができる。また、本実施形態における交流モータ用インバータの装置は、ハイブリッド車や電気自動車等の電動車両の走行用交流モータを駆動制御するインバータについて用いられるものとして説明するが、本発明に係る交流モータ用インバータの装置は、交流モータを用いる産業機器や家庭用機器等についても広く適用可能である。
【００１７】
図１は、本発明の一実施形態である交流モータ用インバータの制御装置（以下、適宜に単に「制御装置」という。）２０を含むモータ駆動制御装置１０の全体概略構成図であり、図２は制御装置２０の機能ブロックを示す図である。
【００１８】
図１に示すように、モータ駆動制御装置１０は、直流電源としてのバッテリＢと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、バッテリＢから平滑コンデンサ３３を介して供給される直流電圧を昇圧可能なコンバータ１２と、コンバータ１２から平滑コンデンサ１４を介して供給される直流電圧をモータ駆動用の交流電圧に変換するインバータ１６と、インバータ１６から供給される交流電圧によって駆動される交流モータ（以下、適宜に単に「モータ」という。）Ｍと、外部ＥＣＵ(Electronic Control Unit)から入力されるトルク指令τ＊に基づいてコンバータ１２およびインバータ１６に制御信号を出力する制御装置２０とを含んで構成される。
【００１９】
モータ駆動制御装置１０はさらに、バッテリＢの出力電圧ＶＢおよび温度ＴＢを検出する電圧センサ２２および温度センサ２４と、バッテリ電流ＩＢを検出する電流センサ２３と、平滑コンデンサ１４の端子間電圧すなわちインバータ１６に供給されるシステム電圧ＶＨを検出する電圧センサ２６と、インバータ１６からモータＭの各Ｕ，Ｖ，Ｗ相端子にそれぞれ流れるモータ各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ２８と、モータＭのロータ回転角θを検出する例えばレゾルバ等からなる回転角センサ３０とを備える。各センサ２２〜３０の検出信号は、制御装置２０へそれぞれ出力される。
【００２０】
交流モータＭは、３相同期型または３相誘導型のモータであって、ハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機であり、回生時には電力を出力する発電機として機能するよう構成されることができる。また、モータＭは、ハイブリッド自動車におけるエンジン始動用の動力を与え得るものとして用いられてもよい。
【００２１】
バッテリＢは、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池等の二次電池で構成されることができる。システムリレーＳＲ１はバッテリＢの正極端子と電力ライン３２との間に接続され、システムリレーＳＲ２はバッテリＢの負極端子と接地ライン３４との間に接続されている。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置２０からの信号を受けてオン・オフされ、各システムリレーＳＲ１，ＳＲ２がオンされることによってバッテリＢから平滑コンデンサ３３に直流電圧が供給される。平滑コンデンサ３３は、電力ライン３２と接地ライン３４間に接続され、バッテリＢから供給される直流電圧を平滑化してインバータ１６に供給する。
【００２２】
コンバータ１２は、リアクトル３７と、電力用のスイッチング素子Ｅ１，Ｅ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２は、電力ライン３２および接地ライン３４間に直列に接続される。スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)、電力用ＭＯＳ(Metal Oxide Semiconductor)トランジスタ、または電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。ダイオードＤ１，Ｄ２は、各スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２に対して、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すようにそれぞれ逆並列に接続されている。
【００２３】
リアクトル３７は、スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２間の接続ライン３５と電力ライン３２との間に接続されている。また、平滑コンデンサ１４は、コンバータ１２とインバータ１６とを接続する電力ライン３６および接地ライン３４間に接続されている。平滑コンデンサ１４は、コンバータ１２から供給される直流電圧を平滑化したシステム電圧ＶＨをインバータ１６に供給する。
【００２４】
インバータ１６は、電力ライン３６および接地ライン３４との間に互いに並列に設けられる、Ｕ相アーム３８、Ｖ相アーム４０、およびＷ相アーム４２を含む。各相アーム３８〜４２は、電力ライン３６および接地ライン３４間に直列接続された２つのスイッチング素子と、各スイッチング素子に対して逆並列にそれぞれ接続された２つのダイオードとからそれぞれ構成される。詳細には、Ｕ相アーム３８はスイッチング素子Ｅ３，Ｅ４およびダイオードＤ３，Ｄ４からなり、Ｖ相アーム４０はスイッチング素子Ｅ５，Ｅ６およびダイオードＤ５，Ｄ６からなり、Ｗ相アーム４２はスイッチング素子Ｅ７，Ｅ８およびダイオードＤ７，Ｄ８からなっている。各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８には、例えばＩＧＢＴ等を用いることができる。スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオン・オフは、制御装置２０からのスイッチング信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。
【００２５】
各相アーム３８，４０，４２の中間点は、モータＭのＵ相、Ｖ相およびＷ相（以下、単に「３相」という）の各相コイル（図２参照）の各一端にそれぞれ接続されている。各相コイルの各他端は、モータＭ内の中性点Ｎ（図２参照）に共通接続されている。
【００２６】
コンバータ１２は、昇圧動作時には、バッテリＢから供給される直流電圧ＶＢを昇圧する。昇圧後の直流電圧は、システム電圧ＶＨとしてインバータ１６に供給される。より詳細には、制御装置２０からのスイッチング信号Ｓ１，Ｓ２に応じて、スイッチング素子Ｅ１のオン期間およびスイッチング素子Ｅ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比はこれらのオン期間の比に相当する。
【００２７】
一方、コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサ１４を介してインバータ１６から供給される直流電圧を降圧してバッテリＢに充電する。より詳細には、制御装置２０からのスイッチング信号Ｓ１，Ｓ２に応じて、スイッチング素子Ｅ１だけがオンする期間と、スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に相当する。
【００２８】
インバータ１６は、モータＭのトルク指令τ＊が正（τ＊＞０）の場合には、平滑コンデンサ１４から直流電圧ＶＨが供給されると、制御装置２０からのスイッチング信号Ｓ３〜Ｓ８に応じたスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオン・オフ動作により直流電圧ＶＨを交流電圧に変換して正のトルクを出力するようにモータＭを駆動する。また、インバータ１６は、モータＭのトルク指令τ＊が零（τ＊＝０）の場合には、制御装置２０からのスイッチング信号Ｓ３〜Ｓ８に応じたスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオン・オフ動作により直流電圧ＶＨを交流電圧に変換してトルクが零になるようにモータＭを駆動する。
【００２９】
さらに、モータ駆動制御装置１０が搭載された車両の回生時には、交流モータＭのトルク指令τ＊は負（τ＊＜０）に設定される。この場合、インバータ１６は、スイッチング信号Ｓ３〜Ｓ８に応じたスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオン・オフ動作により、モータＭが発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を平滑コンデンサ１４を介してコンバータ１２に供給する。なお、ここでの「回生」には、車両のドライバによってブレーキ操作が行われた場合に限らず、アクセル操作の解除による車両の加速中止や減速等の場合も含まれる。
【００３０】
電流センサ２８は、モータＭに流れる３相の各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出して、制御装置２０へ出力する。回転角センサ３０は、モータＭのロータ回転角θを検出して、制御装置２０へ出力する。なお、３つの電流センサ２８で上記各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをそれぞれ検出するのに代えて、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０になる関係があることから２相電流を検出して残る１つの相電流を算出して求めてもよい。
【００３１】
続いて、制御装置２０によるモータＭの制御方式について説明する。一般に、交流モータの制御方式として、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御、および矩形波制御の３つの制御方式が知られている。
【００３２】
正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（一般に三角波）との電圧比較にしたがって制御する。その結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、インバータ１６の１制御周期内でモータ入力電圧が正弦波となるようにデューティ比が制御される。正弦波ＰＷＭ制御方式では、比較的低回転域であっても滑らかな回転が得られるものの、インバータ入力電圧であるシステム電圧ＶＨに対するモータ入力電圧の実効値の比である変調率（または電圧利用率）を最大で０．６１までしか高めることができないことが周知である。
【００３３】
一方、矩形波制御方式では、上記１制御周期内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１対１の矩形波１パルス分を交流モータに印加する。これにより、変調率を０．７８まで高めることができ、比較的高回転域での出力を向上させることができる。また、弱め界磁電流を減少させることができるため、交流モータＭでの銅損の発生を抑えてエネルギー効率を向上させることができる。さらに、インバータ１６でのスイッチング回数を少なくすることができるため、スイッチング損失も抑えることができるという利点もある。
【００３４】
過変調ＰＷＭ制御方式は、正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御との間の中間的なＰＷＭ制御方式であって、搬送波の振幅を縮小するように歪ませた上で上記正弦波ＰＷＭ制御方式と同様のＰＷＭ制御を行うことで、電圧増加方向にシフトさせた略正弦波状に歪んだモータ入力電圧を生成することができ、これにより変調率を０．６１〜０．７８の範囲に高めることができる。
【００３５】
交流モータＭでは、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなり、それに伴って必要電圧も高くなる。コンバータによる昇圧電圧、すなわちシステム電圧ＶＨは、このモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２によって昇圧可能な電圧値には上限（システム電圧最大値）が存在する。
【００３６】
したがって、モータ必要電圧がシステム電圧ＶＨの最大値、例えば６５０Ｖより低い領域では、正弦波ＰＷＭ制御方式または過変調ＰＷＭ制御方式による最大トルク制御が適用されて、ベクトル制御にしたがったモータ電流制御によって出力トルクがトルク指令τ＊に合致するよう制御される。
【００３７】
一方、モータ必要電圧がシステム電圧最大値を超えると、システム電圧ＶＨを最大値に維持した上で弱め磁界制御にしたがって矩形波制御方式が適用される。この場合、モータ入力電圧の振幅が固定されるため、トルク推定値とトルク指令値との偏差に基づく矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が行われる。
【００３８】
図２は、正弦波ＰＷＭ制御を実行するための機能ブロック例を示す。制御装置２０は、電流指令生成部５２、電圧指令生成部５４、２相３相変換部５６、スイッチング信号生成部５８、３相２相変換部６０、回転数演算部６２、およびキャリア周波数制御部６４を含む。
【００３９】
電流指令生成部５２は、外部ＥＣＵから制御装置２０へ入力されるトルク指令τ＊を受けて、予め設定されているマップまたはテーブルからトルク指令τ＊およびモータ回転数Ｎｍに対応するｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を算出して電圧指令生成部５４へ出力する。ここでモータ回転数Ｎｍは、回転角センサ３０による検出値θに基づいて回転数演算部６２で算出されたものを用いる。
【００４０】
電圧指令生成部５４は、ｄ軸実電流ｉｄおよびｑ軸実電流ｉｑをｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊にそれぞれ一致させるためのｄ軸およびｑ軸電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、下記数１式のＰＩ演算により算出して２相３相変換部５６へ出力する。ここでのｄ軸実電流ｉｄおよびｑ軸実電流ｉｑは、３相２相変換部６０において、電流センサ２８により検出された３相の各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをモータ回転角θに基づいて変換したものを用いる。
【００４１】
（数１）
Ｖｄ＊＝Ｇｐｄ（Ｉｄ＊−ｉｄ）＋Ｇｉｄ（Ｉｄ＊−ｉｄ）ｄｔ
Ｖｑ＊＝Ｇｐｑ（Ｉｑ＊−ｉｑ）＋Ｇｉｑ（Ｉｑ＊−ｉｑ）ｄｔ
ここで、Ｇｐｄ，Ｇｐｑはｄ軸およびｑ軸電流制御の比例ゲイン、Ｇｉｄ，Ｇｉｑはｄ軸およびｑ軸電流制御の積分ゲインである。
【００４２】
２相３相変換部５６は、交流モータＭの回転角θに基づいてｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を３相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換してスイッチング信号生成部５８へ出力する。なお、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊から３相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの変換には、システム電圧ＶＨも反映される。
【００４３】
スイッチング信号生成部５８は、３相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと三角波形状のキャリアとの比較に基づいて、ＰＷＭパルスからなるスイッチング信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１６へ出力する。このときに用いられるキャリアの周波数は、後述するように、キャリア周波数制御部６４からの信号を受けて少なくとも２種類、例えば低周波数ｆ１と高周波数ｆ２との間で切替制御されるようになっている。ここで、高周波数ｆ２は低周波数ｆ１のｎ倍（ｎは２以上の自然数）であることが好ましい。
【００４４】
スイッチング信号生成部５８からのスイッチング信号Ｓ３〜Ｓ８を受けてインバータ１６の各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８がスイッチング制御されることで、モータＭに対してトルク指令τ＊に応じたトルクを出力するための交流電圧が印加される。なお、上述したように、過変調ＰＷＭ制御時には、スイッチング信号生成部５８において用いられる搬送波が、正弦波ＰＷＭ制御時の一般的なものから振幅を縮小するよう歪ませたものに切り替えられる。
【００４５】
図３に、キャリア周波数制御部６４の機能ブロック例を示す。キャリア周波数制御部６４は、デューティ比演算部６６、デューティ比判定部６８およびキャリア周波数切替部７０を含む。
【００４６】
デューティ比演算部６６は、各相アーム３８，４０，４２の上アームに配置されるスイッチング素子Ｅ３，Ｅ５，Ｅ７に対応するスイッチング信号Ｓ３，Ｓ５，Ｓ７がスイッチング信号生成部５８から入力されるのを受けて、各スイッチング信号Ｓ３，Ｓ５，Ｓ７についてのデューティ比Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを演算してデューティ比判定部６８へ出力する。ここでのデューティ比は、ＰＷＭパルスであるスイッチング信号のオン時間のキャリア１周期に対する割合であり、デューティ比の大きさは電圧指令値の大きさに対応し、電圧指令値が小さいとデューティ比も小さく、一方、電圧指令値が大きいとデューティ比も大きくなる。また、ここでのキャリア周期は、低周波数ｆ１のキャリアについてのものが用いられる。
【００４７】
デューティ比演算部６６からの入力を受けて、デューティ比判定部６８では、各デューティ比Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗについて所定閾値以上か否かが判定される。ここでの閾値としては、０．６が好適に用いられ、０．７がより好適に用いられる。そして、閾値以上か否かの判定結果がＹＥＳまたはＮＯとしてキャリア周波数切替部７０へ出力される。
【００４８】
キャリア周波数切替部７０は、デューティ比判定部６８における判定結果がＹＥＳであったとき、キャリア周波数を低周波数ｆ１から高周波数ｆ２へ切り替えるようスイッチング信号生成部５８に対して切替信号Ｓｆｕ，Ｓｆｖ，Ｓｆｗを出力する。一方、キャリア周波数制御部６４における処理はルーチンで実行されているため、その後にデューティ比判定部６８における判定結果がＮＯになったときにキャリア周波数を高周波数ｆ２から低周波数ｆ１へ切り替えるようスイッチング信号生成部５８に対して切替信号Ｓｆｕ，Ｓｆｖ，Ｓｆｗを出力する。
【００４９】
このようにキャリア周波数制御部６４によってキャリア周波数が切替制御された場合のモータ電流の電流リップル発生状態を図４に示す。この図は、背景技術で示した図１０Ａ，１０Ｂと同様のものであり、インバータ１６の１制御周期（ここでは電気角３６０度）内における電圧指令値（各相いずれも同じ）１、キャリア２、ＰＷＭパルス３、電流リップル５を含むモータ電流（実電流波形）４を示す。図４に示すように、本実施形態の制御装置２０では、電圧指令値１の絶対値が比較的小さい領域（電気角：０〜約４５度、約１３５〜約２２５度、約３１５〜３６０度の範囲）で低周波数ｆ１に設定され、電圧指令値１の絶対値が比較的大きくなる領域（電気角：約４５〜約１３５度、約２２５〜約３１５度の範囲）では２倍の高周波数ｆ２に設定されている。このように電圧指令値１が大きくなる領域でキャリア周波数を高くすることで、図１０Ａとの対比から明らかなように電流リップル５を小さくすることができると共に、電圧指令値１が小さい領域ではキャリア周波数を低くすることでインバータ１６におけるスイッチング損失を不必要に増大させることがない。
【００５０】
なお、上記においては、インバータ１６の１制御周期内において、キャリア周波数をｆ１，ｆ２の２種類の周波数の間で切り替えるよう制御するが、これに限定されず、３種類以上のキャリア周波数間での切替制御を行ってもよい。例えば、デューティ比が第１閾値０．６までの領域ではキャリア周波数ｆ１に設定し、デューティ比が第１閾値０．６以上で第２閾値０．７未満の領域ではキャリア周波数ｆ２に設定し、デューティ比が第２閾値０．７以上の領域では上記ｆ２よりも高いキャリア周波数ｆ３（例えばｆ１の３倍の周波数）に設定するような制御を行ってもよい。
【００５１】
続いて、本実施形態の制御装置２０を用いて実測されたデータをグラフ化した図５ないし図８Ｂを参照して、本発明が導出される基礎となった考察について説明する。図５は、モータＭのＵ相コイルとＶ相コイルの端子間電圧Ｅｕ−ｖ、Ｕ相電流Ｉｕ、およびＶ相電流Ｉｖを示したもので、これらＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖの各波形から求められた１制御周期内における電流リップルΔＩｕおよびΔＩｖを図６に示す。図６から明らかなように、電流リップルの大きさは、１制御周期内においても変動している。
【００５２】
また、図７Ａ，７Ｂは、図６に示す電流リップルの実行値（左縦軸）と図５のＰＷＭ波形Ｅｕ−ｖとから求めた、Ｕ相電圧指令値Ｅｕ、Ｖ相電圧指令値ＥｖおよびＵＶ相間電圧指令値Ｅｕ−ｖと、電流リップルの実行値ΔＩｕｒｍｓ，ΔＩｖｒｍｓ（単位：Ａ）とを示す。ここでは、電圧指令値が最大値＝１のデューティ比（右縦軸）で示されており、「ｒｍｓ」はルートミーンスクエアの略である。そして、図７Ａ，７Ｂに示す電圧指令値と電流リップルの大きさの相関を表したものが図８Ａ，８Ｂである。
【００５３】
図８Ａ，８Ｂに示されるように、電圧指令値すなわちデューティ比が大きいほど電流リップルも大きくなるという相関があることが分かる。特に、符号９０で示すポイントすなわちデューティ比０．６に相当するポイントから電流リップルが増大する傾向が強くなることが表われており、符号９２で示すポイントからその傾向がより顕著になることが表われている。したがって、キャリア周波数の切替判定で用いるデューティ比の閾値は０．６とするのが好ましく、０．７とするのがより好ましいと言える。
【００５４】
図８Ａ，８Ｂに表われる相関は、図９に模式的に示すように、電流リップルの増大率はｄＩ／ｄｔ＝Ｖ／Ｌ（なお、Ｉ：電流、Ｖ：電圧、Ｌ：インダクタンス）であるため、モータへの印加電圧時間が長くなるほど、すなわちＰＷＭパルスのデューティ比が大きくなるほど電流リップルが増大するという理論とも良く一致している。
【００５５】
このような考察から、１制御周期内において、電流リップルが大きくなる領域すなわち電圧指令値が大きい領域だけでキャリア周波数を高めることが、インバータ損失の増大を抑制しながら電流リップルの小さくするのに有効であることが導出されたものである。
【００５６】
なお、上記実施形態においては、電圧指令値の大きさをＰＷＭパルスのデューティ比を用いて判定するようにしたが、これに限定されるものではなく、電圧指令値は実際のモータ入力電圧と同等または略同等であるから、電圧センサを設けてモータ入力電圧を検出するか又は電流センサ２８で検出されたモータ電流からモータ入力電圧を演算により求めて、上記で例示したデューティ比０．６（または０．７）に相当する電圧値を閾値としてモータ入力電圧の大小を判定する場合も、本発明の技術的範囲に含まれると考えるべきである。
【００５７】
また、車両外部の交流電源から延びる電気コードの先端にあるプラグを車体に設けたインレットに差し込むことで、交流モータの中性点を介してモータから出力される交流電圧をインバータで直流電圧に変換して電源に充電する所謂プラグインタイプの電動車両にも本発明は適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の一実施形態である交流モータ用インバータの制御装置を含むモータ駆動制御装置の概略構成図である。
【図２】インバータ制御装置の機能ブロックを示す図である。
【図３】キャリア周波数制御部の機能ブロックを示す図である。
【図４】本実施形態における電圧指令値、キャリア、ＰＷＭパルスおよび実電流波形を示す図である。
【図５】実際のモータ電圧およびモータ電流の波形を示すグラフである。
【図６】実際の電流リップルの大きさを示すグラフである。
【図７Ａ】Ｕ相電圧指令値および電流リップルの波形を示すグラフである。
【図７Ｂ】Ｖ相電圧指令値および電流リップルの波形を示すグラフである。
【図８Ａ】Ｕ相電圧指令値と電流リップルとの相関を示すグラフである。
【図８Ｂ】Ｖ相電圧指令値と電流リップルとの相関を示すグラフである。
【図９】ＰＷＭパルスのデューティ比と電流リップルとの関係を模式的に示す図である。
【図１０Ａ】従来例における電圧指令値、キャリア、ＰＷＭパルスおよび実電流波形を示す図である。
【図１０Ｂ】図１０と同様であるが、キャリア周波数を２倍にした状態を示す図である。
【符号の説明】
【００５９】
１  電圧指令値、２  キャリア、３  ＰＷＭパルス、４  モータ電流、５  電流リップル、１０  モータ駆動制御装置、１２  コンバータ、１４  平滑コンデンサ、１６  インバータ、２０  制御装置、２２，２６  電圧センサ、２３，２８  電流センサ、２４  温度センサ、３０  回転角センサ、３２，３６  電力ライン、３３  平滑コンデンサ、３４  接地ライン、３５  接続ライン、３７  リアクトル、３８  Ｕ相アーム、４０  Ｖ相アーム、４２  Ｗ相アーム、５２  電流指令生成部、５４  電圧指令生成部、５６  ２相３相変換部、５８  スイッチング信号生成部、６０  ３相２相変換部、６２  回転数演算部、６４  キャリア周波数制御部、６６  デューティ比演算部、６８  デューティ比判定部、７０  キャリア周波数切替部、Ｂ  バッテリ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８  ダイオード、Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ  デューティ比、Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３，Ｅ４，Ｅ５，Ｅ６，Ｅ７，Ｅ８  スイッチング素子、Ｍ  交流モータ、Ｎ  中性点、ＳＲ１，ＳＲ２  システムリレー。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図９】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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