(57)【要約】【課題】素子ばらつきの影響を受けにくい温度補償回路を得る。【解決手段】ダイオード接続トランジスタＱ１，Ｑ２と、抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列接続をその順序を逆にして２組用意し、これらに電源からの電流を流す。これによって各組のダイオード接続トランジスタＱ１，Ｑ２と抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点から温度に依存する電圧Ｖ１，Ｖ２を取り出す。そして、取り出した電圧Ｖ１とＶ２の差をトランジスタＱ７，Ｑ８、低硫黄Ｒ４を含む差動アンプで増幅し、電圧Ｖ１とＶ２の差に応じた電流であって一方向の出力電流Ｉ３を得る。【選択図】図２
2009053069.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ダイオード接続トランジスタと抵抗の直列接続をその順序を逆にして２組用意し、これらに電源からの電流を流すことで、各組のダイオード接続トランジスタと抵抗の接続点から温度に依存する電圧Ｖ１と、Ｖ２とを取り出し、
取り出した電圧Ｖ１とＶ２の差を差動アンプで増幅し、電圧Ｖ１とＶ２の差に応じた電流であって一方向の電流出力を得ることを特徴とする温度検出回路。
【請求項２】
請求項１に記載の温度検出回路であって、
電圧Ｖ１とＶ２の差を増幅する差動アンプとして、Ｖ１とＶ２の差に応じた一方向の電流出力を得るものと、Ｖ２とＶ１の差に応じた一方向の電流を得るものの２つを設け、両差動アンプの電流出力を足すことによって、所定温度から増加した場合および減少した場合に一方向に流れる電流を得ることを特徴とする温度検出回路。
【請求項３】
請求項１または２に記載の温度検出回路であって、
出力電流をマルチバイブレータに対し、その発振周波数を補正するための温度補償用電流として供給することを特徴とする温度検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、温度変化に応じた電流出力を得る温度検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＦＭ変調器や、ＦＭ復調器などにおいて、マルチバイブレータを利用したものがあり、その発振周波数を適切なものに維持したいという要求がある。このようなマルチバイブレータとして、特許文献１に示されるような２つのスイッチングトランジスタのエミッタ間に充放電用のコンデンサを接続するとともに、両スイッチングトランジスタのエミッタを電流源に接続するエミッタ結合型マルチバイブレータが知られている。
【０００３】
このようなマルチバイブレータの発振周波数は、Ｆ０＝Ｉ／４ＣＶで表される。ここで、Ｆ０はフリーラン周波数、Ｉはコンデンサの駆動電流、Ｃはコンデンサの容量、Ｖはコンデンサの両端電圧である。
【０００４】
従って、温度変化に対し、発振周波数が変化しないフラットな特性を得るためには、ＶおよびＩの温度特性をフラットにする必要がある。
【０００５】
温度特性のフラットな電圧を得る定電圧発生回路としては、バンドギャップ回路が知られている。一方、温度特性のフラットな電流を得るためには、抵抗の温度特性を打ち消すような温度特性を持った電圧をトランジスタと抵抗により発生させ、これを抵抗の両端に印加している。
【０００６】
しかし、トランジスタの温度特性は線形であるのに対し、抵抗の温度特性は非線形である。従って、温度特性のフラットな電流を作り出すことは困難であり、通常のマルチバイブレータのＦ０の温度特性は、図１に示すように、ある温度で周波数が最も高く、両側で周波数が低くなる、温度に対し弓形の特性になっていた。
【０００７】
このような発振周波数の温度特性をフラットにするためには、温度検出回路で温度を検出し、上述の式のＶまたはＩを補正することが考えられる。
【０００８】
特許文献２では、Ｖに温度特性を持たせることで、発振周波数の温度特性を改善している。また、特許文献３にはダイオードと抵抗を用いた温度検出回路が示されている。
【０００９】
【特許文献１】特公昭５９−３０３３７号公報
【特許文献２】特公平８−２１８３９号公報
【特許文献３】特開２００４−７１８６４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上述の回路では、温度検出回路によって検出した温度に応じてマルチバイブレータのＶの絶対値を変更している。従って、製造上のばらつきの影響を受けやすいという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、ダイオード接続トランジスタと抵抗の直列接続をその順序を逆にして２組用意し、これらに電源からの電流を流すことで、各組のダイオード接続トランジスタと抵抗の接続点から温度に依存する電圧Ｖ１と、Ｖ２とを取り出し、取り出した電圧Ｖ１とＶ２の差を差動アンプで増幅し、電圧Ｖ１とＶ２の差に応じた電流であって一方向の電流出力を得ることを特徴とする。
【００１２】
また、電圧Ｖ１とＶ２の差を増幅する差動アンプとして、Ｖ１とＶ２の差に応じた一方向の電流出力を得るものと、Ｖ２とＶ１の差に応じた一方向の電流を得るものの２つを設け、両差動アンプの電流出力を足すことによって、所定温度から増加した場合および減少した場合に一方向に流れる電流を得ることが好適である。
【００１３】
また、出力電流をマルチバイブレータに対し、その発振周波数を補正するための温度補償用電流として供給することが好適である。
【発明の効果】
【００１４】
このように、本発明では、温度検出の結果の電圧Ｖ１，Ｖ２の差を差動アンプで増幅して電流で出力している。従って、電圧の絶対値の変動を差動アンプで解消しており、製造上のばらつきの影響を受けにくい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００１６】
図２は、実施形態の構成を示す回路図である。バンドギャップ回路などで構成され、温度特性の排除された基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電源Ｖｒｅｆは、ダイオード接続（コレクタベース間接続）されたＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタに接続される。このトランジスタＱ１のエミッタには、抵抗Ｒ１の一端が接続されている。また、基準電源Ｖｒｅｆは、抵抗Ｒ２の一端にも接続され、抵抗Ｒ２の他端がダイオード接続されたＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。なお、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗値は例えば同一とする。また、基準電圧Ｖｒｅｆは、温度特性が排除された電圧に限定されるものではない。
【００１７】
抵抗Ｒ１の他端およびトランジスタＱ２のエミッタは、抵抗Ｒ３の一端に共通接続されている。抵抗Ｒ３の他端は、ダイオード接続されたＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタに接続され、トランジスタＱ３のエミッタが、グランドに接続されている。
【００１８】
このように、トランジスタＱ１と、抵抗Ｒ２の上流側は、温度によって変化しない電圧Ｖｒｅｆとなる。そして、トランジスタＱ１と抵抗Ｒ１の接続点には、これらの抵抗値に応じた電圧Ｖ１が発生し、抵抗Ｒ２とトランジスタＱ２の接続点には、これらの抵抗値に応じた電圧Ｖ２が発生する。このように、電圧Ｖ１は、トランジスタＱ１における電圧降下に応じた電圧であるが、電圧Ｖ２は抵抗Ｒ２の電圧降下に応じた電圧である。従って、抵抗とトランジスタの温度特性に応じてＶ１およびＶ２が変化し、これらの差（Ｖ１−Ｖ２）が温度に応じた変化する電圧となる。
【００１９】
また、グランドに定電流Ｉ０を流す定電流源Ｉ０には、ダイオード接続されたＰＮＰトランジスタＱ４のコレクタが接続されている。このトランジスタＱ４のエミッタは、抵抗を介し電源電圧Ｖｃｃを発生する電源Ｖｃｃに接続されている。従って、トランジスタＱ４には電流Ｉ０が流れる。トランジスタＱ４のベースには、ＰＮＰトランジスタＱ５，Ｑ６のベースが共通接続されており、これらトランジスタＱ５，Ｑ６もそのエミッタが抵抗を介し電源Ｖｃｃに接続されている。従って、トランジスタＱ４と、トランジスタＱ５，Ｑ６はカレントミラーを構成しており、エミッタ面積を同一にすれば、基本的の同一の電流Ｉ０を流す。
【００２０】
トランジスタＱ５のコレクタはＰＮＰトランジスタＱ７のエミッタに接続され、このトランジスタＱ７のベースには、トランジスタＱ１と抵抗Ｒ１の接続点が接続され、従って、トランジスタＱ７のベースにはＶ１が供給される。
【００２１】
トランジスタＱ６のコレクタはＰＮＰトランジスタＱ８のエミッタに接続され、このトランジスタＱ８のベースには、抵抗Ｒ２とトランジスタＱ２接続点が接続され、従って、トランジスタＱ８のベースにはＶ２が供給される。また、トランジスタＱ５と、トランジスタＱ６のコレクタ間は、抵抗Ｒ４で接続されている。
【００２２】
トランジスタＱ８のコレクタは、ダイオード接続したＮＰＮトランジスタＱ９のコレクタが接続されており、このトランジスタＱ９のエミッタは抵抗Ｒ５を介しグランドに接続されている。また、トランジスタＱ９のベースには、ＮＰＮトランジスタＱ１０のベースが接続されており、このトランジスタＱ１０のエミッタは抵抗Ｒ６を介しグランドに接続されるとともに、ここにはトランジスタＱ７のコレクタが接続されている。そして、トランジスタＱ１０のコレクタが出力端に接続されている。
【００２３】
ここで、トランジスタＱ７，Ｑ８に流れる電流をそれぞれＩ１，Ｉ２、トランジスタＱ１０に流れる電流、すなわち出力端に流れる電流をＩ３とする。
【００２４】
Ｖ１とＶ２が等しい場合、Ｉ１＝Ｉ２であり、トランジスタＱ９、抵抗Ｒ５には、Ｉ２が流れる。一方、抵抗Ｒ６には、Ｉ１が流れるが、Ｉ１＝Ｉ２であり、トランジスタＱ１０のエミッタとトランジスタＱ９の電圧を同一にするためには、トランジスタＱ１０に流れる電流Ｉ３＝０となる。
【００２５】
温度変化によって、Ｖ１と、Ｖ２に差が生じＶ２の方が電圧が高くなると、トランジスタＱ８に流れる電流Ｉ２がトランジスタＱ７に流れる電流Ｉ１に比べ大きくなる。従って、抵抗Ｒ４を介し、電流がトランジスタＱ５からトランジスタＱ８に向けて流れる。トランジスタＱ９には電流Ｉ２が流れ、これが抵抗Ｒ５にも流れる。一方、トランジスタＱ１０の下流側の抵抗Ｒ６には、電流Ｉ１およびトランジスタＱ１０に流れる電流Ｉ３が流れる。抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の抵抗値が同一であれば、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６に流れる電流は同一でなければならない。そこで、Ｉ２＝Ｉ１＋Ｉ３となり、Ｉ２−Ｉ１＝Ｉ３の電流が出力端から引き込まれることになる。この出力電流Ｉ３は、抵抗Ｒ４に流れる電流であり、Ｒ４×Ｉ３＝Ｖ２−Ｖ１となり、電圧Ｖ１とＶ２の差に応じた電流が出力端に得られる。
【００２６】
なお、Ｖ１の方がＶ２より高くなろうとした場合には、トランジスタＱ１０のエミッタの電圧がトランジスタＱ９のエミッタに比べ高くなり、トランジスタＱ１０がオフし、出力電流は０のままである。
【００２７】
ここで、抵抗とトランジスタの温度特性について説明する。抵抗Ｒの温度係数をα［％／°Ｃ］、２７°における抵抗値をＲ’、温度をＴとすると、抵抗値Ｒは、次のように表される。
Ｒ＝Ｒ’＋（Ｔ−２７）×Ｒ’／１００
【００２８】
トランジスタのベースエミッタ間電圧ＶＢＥの温度係数ＴＣ［Ｖ／°Ｃ］、２７°におけるＶＢＥをＶＢＥ’とすると、次のように表される。
ＶＢＥ＝ＶＢＥ’＋（Ｔ−２７）ＴＣ
【００２９】
抵抗、トランジスタの温度係数はプロセスによって異なるが、例えばＮＰＮトランジスタについて、ＴＣ＝−２［ｍＶ］／°Ｃ、高抵抗の抵抗について、α＝０．１５＋［％／°Ｃ］となる。
【００３０】
このように、抵抗の温度係数αは、温度に対し正であり、温度が高くなると抵抗値は大きくなる。一方、トランジスタのＶＢＥの温度係数ＴＣは、温度に対して負であり、温度が高くなるとトランジスタのＶＢＥは小さくなる。
【００３１】
従って、図２の回路において、Ｖｒｅｆが温度に依存しない電圧であると、Ｖ１は温度が高くなるにつれて上昇し、Ｖ２は温度が高くなるにつれて低下する。このため、図２の回路では、温度が上昇したときに、Ｖ１が上昇し、従ってＩ２がＩ１に比べて大きくなり、Ｉ３＝Ｉ２−Ｉ１の出力電流が得られる。上述のように、Ｖ１−Ｖ２＝Ｒ４×Ｉ３であり、抵抗Ｒ４の抵抗値を調整することによって、Ｖ１−Ｖ２に対するＩ３の大きさを調整することができ、温度上昇に対する出力電流Ｉ３の大きさを調整することができる。
【００３２】
さらに、抵抗Ｒ３の抵抗値を変更することで、抵抗Ｒ１，Ｒ２に流れる電流Ｉを調整することができる。トランジスタＱ１，Ｑ２の特性が同一であり、抵抗Ｒ１，Ｒ２の特性も同一であれば、抵抗Ｒ３に流れる電流２Ｉがトランジスタ抵抗Ｒ１，Ｒ２に流れる。
【００３３】
ここで、Ｖ１は、トランジスタＱ１のＶＢＥで決定される（Ｖｒｅｆ−ＶＢＥ１（トランジスタＱ１のＶＢＥ））。一方、Ｖ２は、Ｖｒｅｆ−Ｒ２×Ｉであり、電流Ｉによって変化する。従って、抵抗Ｒ３の抵抗値を調整することで、電流Ｉを変更して、温度が上昇して、Ｖ１がＶ２に比べ大きくなる温度（補正開始温度）を調整することができる。
【００３４】
図３には、他の実施形態が示してある。この例では、図１に示した温度特性に対応すべく、温度が低下した場合にも温度補償電流を出力することができる。
【００３５】
図３では、トランジスタＱ４のベースには、ＰＮＰトランジスタＱ１１、Ｑ１２のベースも接続されており、これらトランジスタＱ１１，Ｑ１２も抵抗を介し電源Ｖｃｃに接続されているため、トランジスタＱ４とカレントミラーを構成する。
【００３６】
トランジスタＱ１１のコレクタはＰＮＰトランジスタＱ１３のエミッタに接続され、このトランジスタＱ１３のベースには、Ｖ１が供給される。
【００３７】
トランジスタＱ１２のコレクタはＰＮＰトランジスタＱ１４のエミッタに接続され、このトランジスタＱ１４のベースには、Ｖ２が供給される。また、トランジスタＱ１１と、トランジスタＱ１２のコレクタ間は、抵抗Ｒ７で接続されている。
【００３８】
トランジスタＱ１３のコレクタは、ダイオード接続したＮＰＮトランジスタＱ１５のコレクタが接続されており、このトランジスタＱ１５のエミッタは抵抗Ｒ８介しグランドに接続されている。また、トランジスタＱ１５のベースには、ＮＰＮトランジスタＱ１６のベースが接続されており、このトランジスタＱ１６のエミッタは抵抗Ｒ９を介しグランドに接続されるとともに、ここにはトランジスタＱ１４のコレクタが接続されている。そして、トランジスタＱ１６のコレクタがトランジスタＱ１０のコレクタとともに出力端に接続されている。
【００３９】
この回路において、Ｖ２がＶ１に比べて大きくなると、トランジスタＱ１３にトランジスタＱ１４より大きな電流が流れ、トランジスタ１２に流れる電流の一部が抵抗Ｒ７を介しトランジスタＱ１３に流れる。従って、この抵抗Ｒ７に流れる電流Ｉ４がトランジスタＱ１６に流れる。すなわち、温度が低い場合にＶ２−Ｖ１に応じた電流Ｉ４が出力端から流れる。
【００４０】
そして、出力端には、Ｉｃ＝Ｉ３＋Ｉ４が流れるため、温度が補償開始温度より高い場合にＩ３、温度が補償開始温度より低い場合にＩ４が流れ、設定温度より高い場合および低い場合の両方において、その温度差に応じて出力端から引き込む電流が得られる。
【００４１】
ここで、図２の場合と同様に抵抗Ｒ４の抵抗値を調整することで、温度上昇の際の出力電流の増加の特性を変更することができる。また、抵抗Ｒ７の抵抗値の調整によって、温度低下の際の出力電流の増加の特性を変更することができる。さらに、抵抗Ｒ３の抵抗値の調整によって、Ｖ１とＶ２が一致する温度を変更することができ、補正開始温度を変更することができる。
【００４２】
図５には、温度変化に対するＶ１，Ｖ２の変化の例と、出力電流Ｉｃの変化の例を示してある。図においては、抵抗Ｒ３を１つの値の設定した場合の特性を実線で示しており、抵抗Ｒ３の抵抗値を小さくして、Ｖ２を相対的に減少した際の例を点線で示してある。このように、抵抗Ｒ３を変更することで、Ｖ１とＶ２が交差する点（補正開始点）を変更することができる。
【００４３】
また、回路によって、出力電流として吐き出し電流が欲しい場合もある。この場合には、図５に示すような構成を出力端の手前の配置すればよい。すなわち、トランジスタＱ１０（およびトランジスタＱ１６）のコレクタをＰＮＰトランジスタＱ１６のコレクタに接続する。トランジスタＱ１６は、エミッタを電源Ｖｃｃに接続し、ベースコレクタ間を接続する。トランジスタＱ１６のベースには、エミッタが電源Ｖｃｃに接続されたＰＮＰトランジスタＱ１７のベースを接続する。そして、トランジスタＱ１７のコレクタを出力端に接続する。これによって、トランジスタＱ１６とトランジスタＱ１７はカレントミラーとして機能し、トランジスタＱ１６に流れる引き込み電流Ｉｃと同じ電流ＩｃがトランジスタＱ１７から出力端に吐き出される。
【００４４】
図６は、マルチバイブレータ１０に本実施形態の回路を適用する場合の構成を示している。マルチバイブレータ１０には、そのフリーラン周波数を左右するコンデンサ駆動電流を決定するための定電流源として機能するトランジスタ２０が設けられている。本実施形態の出力端をこのトランジスタ２０とマルチバイブレータ１０との間に接続する。これによって、マルチバイブレータのコンデンサ駆動電流は、トランジスタＱ２０に流れる電流に出力電流Ｉｃが加えられた電流となり、マルチバイブレータ１０の発振周波数が出力電流Ｉｃによって調整され、発振周波数の温度特性が修正される。なお、トランジスタＱ２０は、単に例示的に記載したものであり、各種の定電流源を利用することが可能である。また、本実施形態の出力電流である温度補償のための電流Ｉｃは、各種の温度補償に利用することが可能である。
【００４５】
本実施形態では、Ｖ１とＶ２の差を、トランジスタＱ７，Ｑ８、抵抗Ｒ４を含む差動アンプで取り出す。従って、Ｖ１，Ｖ２の絶対値の影響を受けない出力電流Ｉ３（Ｉｃ）を得ることができる。このため、素子のばらつきなどによって、電圧の絶対値がばらついても、その影響を減少できる。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】発振周波数の温度特性の例を示す図である。
【図２】実施形態の構成を示す図である。
【図３】他の実施形態の構成を示す図である。
【図４】温度によるＶ１，Ｖ２および出力電流の変化および抵抗Ｒ３の調整の影響を示す図である。
【図５】出力電流の向きを反転するための構成を示す図である。
【図６】マルチバイブレータの電流調整の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００４７】
１０  マルチバイブレータ、Ｒ１〜Ｒ９  抵抗、Ｑ１〜Ｑ１７，Ｑ２０  トランジスタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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