(57)【要約】【課題】レーダ装置において、所定間隔離間した送信アンテナ対に送信信号を伝送する伝送経路対や、伝送経路対に送信信号を分配するスイッチを備えた構成であっても、探知性能の低下を防止する。【解決手段】レーダ装置は、前記所定周波数より低い周波数のレ−ダ信号を出力する発振器と、前記発振器が出力するレ−ダ信号を、送信アンテナ対への伝送経路対に分配するスイッチと、伝送経路対にそれぞれ接続され、前記レ−ダ信号の周波数を前記所定周波数に変換してから送信アンテナ対に出力する逓倍器対を有するので、スイッチや伝送経路を通過する送信信号の周波数を小さくすることで、スイッチの挿入損失や伝送経路の伝送損失を抑えることができ、送信信号の強度低下による探知性能低下を防止できる。【選択図】図６
2009162521.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定周波数のレ−ダ信号を送信する所定間隔離間した送信アンテナ対と、物標により反射された前記レーダ信号を受信信号として受信する受信アンテナ群とを有し、前記送信アンテナ対から交互に前記レーダ信号を送信して得られる受信信号を用いて前記物標が位置する方位角を検出するレ−ダ装置において、
前記所定周波数より低い周波数のレ−ダ信号を出力する発振器と、
前記発振器が出力するレ−ダ信号を、第１の前記送信アンテナへの第１の伝送経路と、第２の前記送信アンテナへの第２の伝送経路とに分配するスイッチと、
前記第１の伝送経路に接続され、前記レ−ダ信号の周波数を前記所定周波数に変換してから前記第１の送信アンテナに出力する第１の逓倍器と、前記第２の伝送経路に接続され、前記レ−ダ信号の周波数を前記所定周波数に変換してから前記第２の送信アンテナに出力する第２の逓倍器とを有することを特徴とするレ−ダ装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記スイッチは、これを通過するレ−ダ信号の周波数が第１の周波数のときは第１の挿入損失、前記第１の周波数より大きい第２の周波数のときは前記第の挿入損失より大きい第２の挿入損失を当該レ−ダ信号に与えることを特徴とするレ−ダ装置。  
【請求項３】
請求項１または２において、
前記所定周波数のレーダ信号と前記受信信号との周波数差信号を出力するミキサと、
前記発振器が出力するレ−ダ信号を前記ミキサへの第３の伝送経路に分配する分配器と、
前記第３の伝送経路に接続され、前記レーダ信号を前記所定周波数に変換してから前記ミキサに出力する第３の逓倍器とをさらに有し、
前記周波数差信号を用いて前記物標との相対距離または相対速度をさらに検出することを特徴とするレ−ダ装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれかにおいて、
前記所定周波数はミリ波帯であり、前記発振器が出力するレ−ダ信号の周波数はミリ波帯より低いマイクロ波帯であることを特徴とするレ−ダ装置。  
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、所定周波数のレ−ダ信号を送信する送信アンテナ対と、物標により反射された前記レ−ダ信号を受信信号として受信する受信アンテナ群とを有し、送信アンテナ対がそれぞれ送信を行ったときに得られる受信アンテナ群による受信信号を処理することにより、物標が位置する方位角を検出するレ−ダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
車載用のレ−ダ装置のスキャン方式として、電子スキャン式が知られている。電子スキャン式では、レ−ダ装置は、送信アンテナからレ−ダ信号を送信し、所定間隔で配列された複数の受信アンテナにより、物標に反射されたレ−ダ信号を受信信号として受信する。そして、レ−ダ装置は、到来方向に応じて位相と振幅が異なる複数の受信信号を用いて、物標が位置する方位角を検出する。
【０００３】
図１は、従来の電子スキャン式レ−ダ装置の構成例を示す。レ−ダ装置２では、制御部６が出力する変調信号に従って、電圧制御発振器（ＶＣＯ）８がＦＭ−ＣＷ（Frequency Modulated-Continuous Wave）方式で周波数変調されたレ−ダ信号を出力する。分配器１０は、このレ−ダ信号を送信用のレ−ダ信号（以下、送信信号という）ＳＴと、受信信号の処理に用いるロ−カル信号としてのレーダ信号（以下、単にローカル信号という）ＳＬとに電力分配する。送信信号ＳＴは増幅器１２＿１により増幅され、送信アンテナＡＴ＿１から送信される。この信号が物標により反射されると、一定間隔で配列された受信アンテナＡＲ＿１、ＡＲ＿２、ＡＲ＿３、ＡＲ＿４により受信信号ＳＲ＿１、ＳＲ＿２、ＳＲ＿３、ＳＲ＿４として受信される。受信信号ＳＲ＿ｎ（以下では、既述した複数の構成要素に言及するとき、添え字を「＿ｎ」で表す）はそれぞれ増幅器１４＿１、１４＿２、１４＿３、１４＿４により増幅されて、ミキサ１６＿１、１６＿２、１６＿３、１６＿４に入力される。
【０００４】
一方、分配器１０により電力分配されたロ−カル信号ＳＬは、増幅器１２＿２により増幅されてミキサ１６＿ｎに入力される。ミキサ１６＿ｎは、それぞれロ−カル信号ＳＬと受信信号ＳＲ＿ｎとを混合し、ロ−カル信号ＳＬと受信信号ＳＲ＿ｎとの周波数差、つまり送信信号ＳＴと受信信号ＳＲ＿ｎとの周波数差を周波数とする周波数差信号（以下、ビ−ト信号という）ＳＢ＿１、ＳＢ＿２、ＳＢ＿３、ＳＢ＿４を出力する。ビ−ト信号ＳＢ＿ｎは、それぞれＡ／Ｄ変換器１８＿１、１８＿２、１８＿３、１８＿４によりサンプリングされてディジタルデ−タに変換されると、制御部６に取り込まれる。
【０００５】
制御部６は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭを備えた周知のマイクロコンピュ−タを中心に構成され、更に、Ａ／Ｄ変換器１８＿ｎを介して取り込んだデ−タについて、高速フ−リエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）処理を実行するための演算処理装置（例えばＤＳＰ：Digital Signal Processor）を備える。ここでは、制御部６は、ビ−ト信号ＳＢ＿ｎに対しＤＢＦ（Digital Beam Forming）処理を行うことで、物標が位置する方位角を検出する。
【０００６】
ＤＢＦ処理では、一定間隔で配列された複数の受信アンテナＡＲ＿ｎによる受信信号ＳＲ＿ｎを合成すると、その利得は受信アンテナＡＲ＿ｎの指向性が一致する方位角において最大となることを利用し、かかる方位角を受信信号の到来方向、つまり物標が位置する方位角として逆算する。すなわち、制御部６は、受信信号ＳＲ＿ｎから生成されたビ−ト信号ＳＢ＿ｎの合成振幅を方位角の関数として求め、その合成振幅の最大値に対応する方位角を算出する。
【０００７】
ここにおいて、受信アンテナの数が多いほど、すなわち、合成されるビ−ト信号の数が多いほど、その合成振幅の変化曲線が急峻となるので、合成振幅の最大値に対応する方位角が精度良く求まる。そのためには、多数の受信アンテナを配列することが望ましい。
【０００８】
しかし一方で、車載用のレ−ダ装置においては、設置スペ−スと製造コストの制約上、小型化が要望される。このため、受信アンテナを多数配列する代わりに、複数の送信アンテナを設けることで、装置規模を拡大させることなく、多数の受信アンテナを配列した構成と等価な構成を実現する方法が提案されている。かかるレ−ダ装置の構成例を図２に示す。
【０００９】
図２に示すレ−ダ装置２は、分配器１０により分配された送信信号ＳＴをさらに電力分配する分配器２０と、この分配器２０により分配された送信信号ＳＴをそれぞれ増幅する増幅器２２＿１、２２＿２と、増幅された送信信号ＳＴを送信する１対の送信アンテナＡＴ＿１、ＡＴ＿２を有する点において、図１の構成例と異なる。
【００１０】
この構成例では、送信アンテナＡＴ＿１、ＡＴ＿２は、受信アンテナＡＲ＿ｎの配列の両端に位置することで一定間隔離間している。よって、その間隔と物標が位置する方位角に応じて、両送信アンテナから物標までの経路長に差が生じる。このため、送信アンテナＡＴ＿１からの送信信号が物標に反射されて受信アンテナＡＲ＿ｎにそれぞれ受信されるときの往復経路長と、送信アンテナＡＴ＿２からの送信信号が物標に反射されて受信アンテナＡＲ＿ｎにそれぞれ受信されるときの往復経路長はいずれも異なる。よって、送信アンテナＡＴ＿１、ＡＴ＿２のそれぞれと、受信アンテナＡＲ＿ｎのそれぞれとの組合せにおいては、いずれも振幅と位相とが異なる複数の受信信号ＳＲ＿ｎが得られる。
【００１１】
その結果、図３（Ａ）に示す、送信を行う送信アンテナＡＴ＿１（黒塗りで示す）と受信アンテナＡＲ＿ｎとの位置関係と、図３（Ｂ）に示す、送信を行う送信アンテナＡＴ＿２（黒塗りで示す）と受信アンテナＡＲ＿ｎとの位置関係とをそれぞれ送信を行う送信アンテナの位置を重ねて組み合わせると、図３（Ｃ）に示す、倍の数の受信アンテナを配列した構成と等価な構成が得られる。すなわち、２つの送信アンテナと４つの受信アンテナにより、１つの送信アンテナと８つの受信アンテナからなる構成と等価な構成が実現できる。
【００１２】
ところで、図２のレ−ダ装置２では、分配器２０により電力分配されることで送信信号ＳＴの強度が低下するので、分配された送信信号ＳＴの強度を増幅器２２＿１、２２＿２が所期の強度まで増幅する。しかし、電力分配による強度の低下分を補うためには、有る程度大きい増幅度が必要となる。すると、同時にノイズも増幅され、良好なＳ／Ｎ比の送信信号ＳＴが得られない。そこで、分配器２０の代わりに、送信信号ＳＴを交互に送信アンテナ対ＡＴ＿１、ＡＴ＿２に出力するスイッチを用いることで、かかる事態を回避する方法が、さらに提案されている。
【００１３】
図４は、かかる方法の一例におけるレ−ダ装置の構成を示す。このレ−ダ装置２は、送信信号ＳＴを電力分配する分配器２０の代わりに、送信信号ＳＴを送信アンテナＡＴ＿１、ＡＴ＿２に対応する伝送経路Ｐ＿１、Ｐ＿２に交互に出力するスイッチＳＷ＿１を有する点において、図２の構成例と異なる。ここで、スイッチＳＷ＿１は、制御部６により切替制御される。
【００１４】
図５は、さらに別の例におけるレ−ダ装置の構成を示す。このレ−ダ装置２は、受信アンテナＡＲ＿ｎによる受信信号ＳＲ＿ｎを順次切り替えて１つのミキサ１６に入力するスイッチＳＷ＿２をさらに備え、ミキサ１６が出力するビ−ト信号ＳＢは、１つのＡ／Ｄ変換器１８でディジタルデ−タ化される点において、図４の構成と異なる。ここで、スイッチＳＷ＿２は、制御部６により切替制御される。この構成は、スイッチＳＷ＿２を設けることでミキサとＡ／Ｄ変換器の数を減らし、レ−ダ装置２の回路規模をより小型化している。
【００１５】
また、さらに別の例が、特許文献１に記載されている。特許文献１に記載されたレ−ダ装置は、配列された複数の受信アンテナ群の両端に１対の送信アンテナを設け、それぞれから時分割でレ−ダ信号を送信する構成を有する。
【特許文献１】特開２００４−１９８３１２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
上述の図２、図４、図５、または特許文献１の例では、一定の間隔離間した複数の送信アンテナに対し、分配された送信信号を伝送する伝送経路Ｐ＿１、Ｐ＿２が必須の構成となる。ここで、車載用のレ−ダ装置においては、法規制により使用可能な電波の周波数帯域がミリ波帯に含まれる７６．０〜７７．０ＧＨｚの高周波帯域に限定される。すると、かかるミリ波帯の送信信号が伝送経路Ｐ＿１、Ｐ＿２を伝送されるときに、伝送経路の導体抵抗、つまり、表皮効果による伝送経路の表面抵抗と内部インダクタンスとの和が、送信信号の周波数に応じて大きくなる。さらに、伝送経路Ｐ＿１、Ｐ＿２をマイクロストリップラインのように誘電体上に形成する場合には、誘電体損失も生じる。そのため、送信信号ＳＴが送信アンテナ対まで伝送されるときに、送信信号ＳＴの強度が伝送損失により低下する。
【００１７】
また、ＶＣＯ８から出力された送信信号ＳＴを伝送経路Ｐ＿１、Ｐ＿２に分配するスイッチＳＷ＿１が、通過する信号の周波数に応じて挿入損失が大きくなるような場合には、スイッチＳＷ１を通過することによっても送信信号ＳＴの強度が低下する。
【００１８】
そして、このように送信信号ＳＴの強度が低下すると、レ−ダ装置としての探知性能が低下するという問題が生じる。
【００１９】
そこで、本発明の目的は、所定間隔離間した送信アンテナ対に送信信号を伝送する伝送経路対や、伝送経路対に送信信号を分配するスイッチを備えた構成であっても、探知性能の低下を防止できるレ−ダ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記の目的を達成するために、本発明の第１の側面によるレ−ダ装置は、所定周波数のレ−ダ信号を送信する所定間隔離間した送信アンテナ対と、物標により反射された前記レーダ信号を受信信号として受信する受信アンテナ群とを有し、前記送信アンテナ対から交互に前記レーダ信号を送信して得られる受信信号を用いて前記物標が位置する方位角を検出するレ−ダ装置であって、前記所定周波数より低い周波数のレ−ダ信号を出力する発振器と、前記発振器が出力するレ−ダ信号を、第１の前記送信アンテナへの第１の伝送経路と、第２の前記送信アンテナへの第２の伝送経路とに分配するスイッチと、前記第１の伝送経路に接続され、前記レ−ダ信号の周波数を前記所定周波数に変換してから前記第１の送信アンテナに出力する第１の逓倍器と、前記第２の伝送経路に接続され、前記レ−ダ信号の周波数を前記所定周波数に変換してから前記第２の送信アンテナに出力する第２の逓倍器とを有することを特徴とする。
【００２１】
上記側面の好ましい態様では、前記所定の周波数はミリ波帯、前記発振器が出力するレ−ダ信号の周波数はミリ波帯より低いマイクロ波帯である。なお、一般にミリ波帯は３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚの帯域、マイクロ波帯は１ＧＨｚ〜１０００ＧＨｚの帯域をいうが、以下の説明で単にマイクロ波帯というときは、３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚのミリ波帯より低い帯域、つまり１ＧＨｚ〜３０ＧＨｚの帯域を意味するものとする。
【発明の効果】
【００２２】
上記側面によるレ−ダ装置は、前記所定周波数（ミリ波帯）より低い周波数（マイクロ波帯）のレ−ダ信号を出力する発振器と、第１の前記送信アンテナへの第１の伝送経路と、第２の前記送信アンテナへの第２の伝送経路とに分配するスイッチと、前記第１の伝送経路に接続され、前記レ−ダ信号の周波数を前記所定周波数に変換してから前記第１の送信アンテナに出力する第１の逓倍器と、前記第２の伝送経路に接続され、前記レ−ダ信号の周波数を前記所定周波数に変換してから前記第２の送信アンテナに出力する第２の逓倍器とを有する。よって、前記スイッチが、これを通過するレーダ信号の周波数が高いほど挿入損失が大きいスイッチであっても、所定周波数（ミリ波帯）より低い周波数（マイクロ波帯）のレ−ダ信号としてスイッチを通過させることにより、所定周波数のレ−ダ信号のままスイッチを通過させる場合より挿入損失を小さく抑えることができる。さらに、レ−ダ信号が第１、第２の伝送経路を伝送されるときには、その周波数に応じて伝送損失が大きくなるが、送信信号の周波数を低くして第１、第２の伝送経路を伝送させることで、伝送損失を小さく抑えることができる。このように、スイッチと伝送経路を経て送信アンテナまで伝送されるレーダ信号の強度低下を防ぐことができるので、レーダ装置の検出精度の低下を防止できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、図面にしたがって本発明の実施の形態について説明する。但し、本発明の技術的範囲はこれらの実施の形態に限定されず、特許請求の範囲に記載された事項とその均等物まで及ぶものである。
【００２４】
図６は、本実施形態におけるレ−ダ装置の、第１の構成例を説明する図である。このレ−ダ装置２は、次の点において、図４で示した従来の構成と異なる。
【００２５】
第１の構成例では、ＶＣＯ８の発振周波数が、図４に示した従来例の１／Ｎ（Ｎは自然数。ここでは、Ｎ＝４）に設定される。また、伝送経路Ｐ＿１、Ｐ＿２の終端には、スイッチＳＷ＿１により分配された送信信号ＳＴの周波数をＮ倍して送信アンテナＡＴ＿１、ＡＴ＿２に出力する逓倍器３０＿１、３０＿２が接続される。さらに、ロ−カル信号ＳＬの伝送経路Ｐ＿４には、ローカル信号ＳＬの周波数を同じくＮ倍してミキサ１６＿ｎに出力する逓倍器３０＿３が接続される。
【００２６】
ここでは、ＶＣＯ８、分配器１０、増幅器１２＿ｎ、スイッチＳＷ＿１、逓倍器３０＿ｎ、増幅器２２＿ｎがモジュール化されて送信用ＭＭＩＣ（Microwave Monolithic IC）により構成され、増幅器１４＿ｎ、ミキサ１６＿ｎ、Ａ／Ｄ変換器１８＿ｎがモジュール化されて受信用ＭＭＩＣにより構成される。そして、各モジュールは、大電力用材料（ＧａＡｓ、ＳｉＧｅなど）と小電力用材料（Ｓｉ）の組合せにより構成される。
【００２７】
第１の構成例では、スイッチＳＷ＿１は、ダイオードを用いたスイッチ回路により構成され、制御部６により切替制御される。スイッチＳＷ＿１は１つの入力端子と３つの出力端子を有し、出力端子の１つは伝送経路Ｐ＿１に、他の１つは伝送経路Ｐ＿２に、残りの１つは伝送経路Ｐ＿３に接続される。ここで、伝送経路Ｐ＿３への出力は、伝送経路Ｐ＿１、Ｐ＿２への出力の中間に位置しており、伝送経路Ｐ＿３を抵抗Ｒに接続することにより、伝送経路Ｐ＿１（またはＰ＿２）に出力される送信信号ＳＴの輻射波は伝送経路Ｐ＿３において抵抗Ｒに吸収されるため、輻射波が伝送経路Ｐ＿２（またはＰ＿１）に入り込むことでノイズを生じさせることを防止できる。これにより、スイッチＳＷ＿１のアイソレ−ションを向上させることができる。
また、スイッチＳＷ＿１を通過する信号の周波数に対する挿入損失を図７（Ａ）を用いて示すと、通過する信号の周波数（横軸）が増大するのに対し、通過する信号の挿入損失（縦軸）は増大する。よって、第１の構成例によれば、ミリ波帯の送信信号ＳＴの代わりにマイクロ波帯の送信信号ＳＴがスイッチＳＷ＿１を通過することで、スイッチＳＷ＿１の挿入損失による送信信号ＳＴの強度の低下をミリ波帯のときより小さく抑えることができる。
【００２８】
そして、送信信号ＳＴの周波数が逓倍器３０＿１、３０＿２によりミリ波帯の所定周波数（例えば７６．５ＧＨｚ）まで逓倍されてから、送信信号ＳＴが送信アンテナＡＴ＿１、ＡＴ＿２から送信される。このような構成により、スイッチＳＷ＿１により送信信号ＳＴを択一的に切り替えて交互に出力しても、送信信号ＳＴの強度低下を回避でき、かつ所期の周波数の送信信号ＳＴを送信できる。
【００２９】
また、送信信号ＳＴの周波数が大きくなると、表皮効果における伝送経路Ｐ＿１、Ｐ＿２、またはＰ＿３の表面抵抗は周波数の平方根に比例して大きくなり、内部インダクタンスは周波数に比例して大きくなるので、これらの和である導体抵抗は周波数に応じて大きくなる。さらに、伝送経路Ｐ＿１、Ｐ＿２、またはＰ＿３をマイクロストリップラインのように誘電体上に形成する場合には、誘電体損失も生じる。このことは、図７（Ｂ）において示される。図７（Ｂ）では、伝送される信号の周波数（横軸）の増大に応じて、異なるタイプの伝送経路の伝送損失（縦軸）がいずれも増大することが示される。
【００３０】
この点においても、第１の構成例では、ミリ波帯の送信信号ＳＴの代わりにマイクロ波帯の送信信号ＳＴを伝送させ、送信される直前にこれをミリ波帯まで逓倍して送信アンテナＡＴ＿１、ＡＴ＿２から送信し、あるいは、ミリ波帯まで逓倍してミキサミキサ１６＿ｎに入力するので、伝送経路Ｐ＿１、Ｐ＿２における伝送損失をミリ波帯のときより小さく抑えることができる。よって、送信アンテナＡＴ＿１、ＡＴ＿２が一定間隔離間していることにより、伝送経路Ｐ＿１、Ｐ＿２を有る程度の長さとする場合であっても、伝送経路Ｐ＿１、Ｐ＿２を伝送される送信信号ＳＴの強度低下を回避できる。また、ＶＣＯ８からスイッチＳＷ＿１までの伝送経路においても同様に伝送損失を抑えることができ、送信信号の強度低下が回避される。さらに、ミキサミキサ１６＿ｎに入力するローカル信号ＳＬの強度低下も回避される。よって、レーダ装置として探知精度の低下を防ぐことができる。
【００３１】
なお、第１の構成例では、送信アンテナＡＴ＿１、ＡＴ＿２が配列された受信アンテナＡＲ＿ｎの両端に配置されることで、図３で示したように倍の数の受信アンテナを備えた場合と等価の構成を実現できる。しかし、送信アンテナＡＴ＿１、ＡＴ＿２の間隔はこれに限定されなくてもよい。送信アンテナＡＴ＿１、ＡＴ＿２から送信されたレーダ信号が物標により反射され受信アンテナＡＲ＿ｎに受信されるまでの往復経路長がそれぞれ異なり、よって、位相と振幅がそれぞれ異なる受信信号が全ての送信アンテナと受信アンテナとの組合せにおいて得られるように送信アンテナＡＴ＿１、ＡＴ＿２が離間していれば、限られた受信アンテナ数でそれ以上の受信アンテナ数を備えた場合と等価な構成を実現できる。いずれにしても、送信アンテナＡＴ＿１、ＡＴ＿２の間隔に応じてある程度の長さの伝送経路Ｐ＿１、Ｐ＿２を必要とする場合に、上記の作用効果を奏することができる。
【００３２】
ここで、第１の構成例における各部の動作を説明する。ＶＣＯ８は、制御部６からＦＭ−ＣＷ方式の三角波状の変調信号が入力されると、これに従って、時間に対して周波数が直線的に漸増、漸減するよう変調されたミリ波帯より低い帯域のマイクロ波帯のレ−ダ信号を生成する。例えば、図４で示した従来の構成で、ＶＣＯ８の発振周波数が、レ−ダ信号の中心周波数７６．５ＧＨｚ、周波数変動幅１００ＭＨｚとなるように設定されていたとすると、この第１の構成例では、ＶＣＯ８の発振周波数は、レ−ダ信号の中心周波数が約１９．１（＝７６．５／４）ＧＨｚ、周波数変動幅１００ＭＨｚとなるように設定される。
【００３３】
このレ−ダ信号は、分配器１０により送信信号ＳＴとロ−カル信号ＳＬとに電力分配されると、送信信号ＳＴは増幅器１２＿１により増幅されてスイッチＳＷ＿１に入力される。
【００３４】
スイッチＳＷ＿１は、制御部６からの制御信号に応答して、送信信号ＳＴの出力先を、伝送経路Ｐ＿１、Ｐ＿２とに交互に時分割で切り替える。こうしてスイッチＳＷ＿１から交互に出力される送信信号ＳＴは、伝送経路Ｐ＿１、Ｐ＿２を介して逓倍器３０＿１、３０＿２に入力される。逓倍器３０＿ｎは、それぞれ入力された送信信号ＳＴの周波数をミリ波帯の所定周波数７６．５ＧＨｚまで逓倍して出力する。すると、周波数が逓倍された送信信号ＳＴは、増幅器２２＿１、２２＿２により増幅され、送信アンテナＡＴ＿１、ＡＴ＿２から送信される。
【００３５】
このように、制御部６がスイッチＳＷ＿１の出力先を交互に切り替えることで、ミリ波帯の所定周波数の送信信号ＳＴが送信アンテナＡＴ＿１、ＡＴ＿２から交互に送信される。
【００３６】
一方、分配器１０により電力分配されたロ−カル信号ＳＬは、伝送経路Ｐ＿４により伝送され、増幅器１２＿２による増幅を経て、逓倍器３０＿３に入力される。そして、逓倍器３０＿３は、入力されたロ−カル信号ＳＴの周波数を、送信信号ＳＴと同じ周波数７６．５ＧＨｚまで逓倍してミキサ１６＿ｎに出力する。
【００３７】
送信信号として送信されたレ−ダ信号が物標により反射されると、受信信号ＳＲ＿ｎとして受信アンテナＡＲ＿ｎにより受信される。受信信号ＳＲ＿ｎは、増幅器１４＿ｎにより増幅され、ミキサ１６＿ｎに入力される。
【００３８】
ミキサ１６＿ｎは、送信信号ＳＴと同じ周波数のロ−カル信号ＳＬと受信信号ＳＲ＿ｎとを混合して、送信信号ＳＴと受信信号ＳＲ＿ｎのそれぞれとの周波数差信号（ビ−ト信号）ＳＢ＿ｎを生成する。
【００３９】
図８は、各信号の時間（横軸）に対する周波数（縦軸）の変化を示す。送信信号ＳＴは上述したように三角波状の変調信号に従い周波数変調される。よって、図８（Ａ）に実線で示すように、送信信号ＳＴの周波数は時間に対し直線的に漸次上昇または下降する。そして、受信信号ＳＲ＿ｎは、図８（Ａ）に点線で示すように、レ−ダ信号が物標との距離を往復する時間ΔＴだけ遅延し、物標との相対速度に応じた周波数ΔＤだけドップラシフトする。
【００４０】
このような受信信号ＳＲと送信信号ＳＴとを混合すると、図８（Ｂ）に示すように、両者の周波数差に対応した周波数を有するビ−ト信号ＳＢ＿ｎが生成される。送信信号ＳＴの周波数が上昇する時（以下、周波数上昇期間という）のビ−ト信号の周波数（以下「アップビ−ト周波数」という）ｆｕと、送信信号ＳＴの周波数が下降する時（以下、周波数下降期間という）のビ−ト信号の周波数（以下「ダウンビ−ト周波数」という）ｆｄとから、次の式（１）により物標の相対距離Ｒｄが、式（２）により相対速度Ｒｖが求められる。ここでは、Ｃは電波伝搬速度（光速）、ｆｍは送信信号ＳＴの変調周波数、ΔＦは送信信号ＳＴの周波数変動幅、ｆｏは送信信号ＳＴの中心周波数である。
【００４１】
（１）  Ｒｄ＝Ｃ・（ｆｕ＋ｆｄ）／（８・ΔＦ・ｆｍ）
（２）  Ｒｖ＝Ｃ・（ｆｄ−ｆｕ）／（４・ｆｏ）
このようなビ−ト信号ＳＢ＿ｎは、ミキサ１６＿ｎから、送信信号ＳＴの変調周期毎に、Ａ／Ｄ変換器１８＿ｎを介して制御部６に入力される。
【００４２】
制御部６は、送信信号ＳＴの変調周期毎に、ビ−ト信号ＳＢ＿ｎをＦＦＴ処理する。すると、ビ−ト信号ＳＢ＿ｎのそれぞれからは、アップ／ダウンビ−ト周波数ごとに、位相と振幅とが検出される。そして、制御部６は、アップ／ダウンビ−ト周波数ごとに、ビ−ト信号ＳＢ＿ｎを用いてＤＢＦ処理を行う。
【００４３】
ここで、図９を用いて、ＤＢＦ処理について説明する。受信アンテナＡＲ＿ｎの間隔（ｄとする）に比して十分遠方にある物標から到来する受信信号ＳＲ＿ｎは、受信アンテナＡＲ＿ｎに平行に入射するとみなされる。ここで、受信アンテナＡＲ＿ｎが配列された受信面Ｈ１の垂直方向に対し方位角θから受信信号ＳＲ＿ｎが入射したとすると、隣接する受信アンテナＡＲ＿ｎ間での受信信号ＳＲ＿ｎの間には、アンテナ間隔ｄに応じた位相差φ（＝２π・ｄ・ｓｉｎ（θ）／λ、但しλは受信信号ＳＲ＿ｎの波長）が生じる。
【００４４】
ここで、受信面Ｈ１においては、受信信号ＳＲ＿ｎは位相差φを有するので、受信信号ＳＲ＿ｎの振幅は互いに打ち消しあう部分が生じる。しかし、受信信号ＳＲ＿ｎの到来方向に対する垂直面（受信面Ｈ１に対し角度θの面）Ｈ２においては、すべての受信信号ＳＲ＿ｎは同位相となる（以下、面Ｈ２を同位相面という）。よって、同位相面Ｈ２上では、受信信号ＳＲ＿ｎは互いに振幅を強め合い、その合成振幅は最大となる。このことは、同位相面Ｈ２の角度θが、受信アンテナＡＲ＿ｎの受信利得が最大となる（つまり指向性が一致する）方位角に対応することを意味し、かかる同位相面の角度θを算出することで、受信信号ＳＲ＿ｎの到来方向、つまり物標が位置する方位角が求められる。
【００４５】
このことを利用し、制御部６は、まず、周波数上昇期間において受信信号ＳＲ＿ｎから得られたアップビ−ト周波数のビ−ト信号ＳＢ＿ｎの合成振幅を求める。ここで、各受信アンテナＡＲ＿ｎでのビート信号ＳＢ＿ｎの振幅をＥ＿ｎとすると、ビート信号ＳＢ＿１を基準としたときのＳＢ＿ｎ（ｎ＝２、３、４）の位相φｎは、φｎ＝２π・ｄ・（ｎ−１）・ｓｉｎ（θ）／λであるので、すべてのビ−ト信号ＳＢ＿ｎ（ｎ＝１、２、３、４）の合成振幅Ｅは式（３）で得られる。
【００４６】
【数１】
2009162521.tif 000003
【００４７】
ところで、式（３）ではφｉ＝２π・ｄ・（ｉ−１）・ｓｉｎ（θ）／λであることから、合成振幅Ｅはθの関数として表される。よって、制御部６は、かかる関数において合成振幅Ｅの最大値に対応するθを算出する。すると、その算出結果が、周波数上昇期間における、物標が位置する方位角に対応する。
【００４８】
制御部６は、同様の処理を周波数下降期間においてダウンビ−ト周波数のビ−ト信号ＳＢ＿ｎに対しても行う。すると、周波数下降期間における、物標が位置する方位角が求められる。
【００４９】
このような処理が、周波数上昇期間と周波数下降期間ごとに行われる。すると、周波数上昇期間と周波数下降期間ごとに、方位角方向と周波数方向とにおけるビ−ト信号ＳＢ＿ｎの強度分布が得られる。
【００５０】
次に、制御部６は、方位角方向における強度分布がピ−クを形成する周波数を、アップ／ダウンビ−ト周波数として検出する。このとき、対応づけられた両ピ−クの方位角が、物標が位置する方位角として検出される。
【００５１】
また、制御部６は、周波数上昇期間と周波数下降期間の間で、強度または方位角が一致するピ−ク同士を対応付けることにより、アップ／ダウンビ−ト周波数を特定し、上述の式（１）、（２）に従って物標の相対距離と相対速度を算出する。
【００５２】
なお、レ−ダ装置２は、図１０に示すように、伝送経路Ｐ＿４により伝送されるロ−カル信号ＳＬを交互に複数の伝送経路Ｔ＿１、Ｔ＿２、Ｔ＿３、Ｔ＿４に出力するスイッチＳＷ＿３と、スイッチＳＷ＿３を通過したロ−カル信号ＳＬの周波数を逓倍してからミキサに入力する逓倍器３２＿１、３２＿２、３２＿３、３２＿４とを設ける構成としてもよい。そして、スイッチＳＷ＿３からの出力タイミングは制御部６により制御され、ロ−カル信号ＳＬは時分割で逓倍器３２＿ｎに入力される。
【００５３】
ここでは、マイクロ波帯のロ−カル信号ＳＬがスイッチＳＷ＿３を通過した後に、その周波数が逓倍器３２＿ｎによりミリ波帯の所定周波数まで逓倍される。よって、スイッチＳＷ＿３による挿入損失は、ミリ波帯のままでロ−カル信号ＳＬが通過する場合より小さく抑えられる。また、伝送経路Ｐ＿４、Ｔ＿ｎにおける損失も、ミリ波帯のままでロ−カル信号ＳＬが通過する場合より小さく抑えられる。よって、ミキサ１６＿ｎは、十分な強度のロ−カル信号ＳＬを用いて、ビ−ト信号ＳＢ＿ｎを生成することができる。
【００５４】
図１１は、本実施形態におけるレ−ダ装置２の、第２の構成例を説明する図である。このレ−ダ装置２は、次の点において、図６で示した第１の構成例におけるレ−ダ装置２と異なる。
【００５５】
すなわち、レ−ダ装置２は、複数のＡ／Ｄ変換器１８＿ｎの代わりに１つのＡ／Ｄ変換器１８と、ミキサ１６＿ｎから出力されるビ−ト信号ＳＢ＿ｎを、制御部６からの指示に従って交互にＡ／Ｄ変換器１８に入力するスイッチＳＷ＿２を有する。かかる構成とすることで、複数のＡ／Ｄ変換器１８＿ｎを有する第１の構成例より、回路規模を小さくできる。よって、低コスト化できる。
【００５６】
なお、ミキサ１６＿ｎが出力するビ−ト信号ＳＢ＿ｎの周波数は、ミリ波帯の送信信号ＳＴと受信信号ＳＲ＿ｎとの周波数差であるので、ある程度低い周波数帯となる。このため、ビ−ト信号ＳＢ＿ｎがスイッチＳＷ＿２を通過する際の挿入損失は小さく抑えられ、ビ−ト信号ＳＢ＿ｎの信号強度は制御部６での信号処理に支障ない程度に確保される。
【００５７】
なお、このレ−ダ装置２は、図１２に示すように、ロ−カル信号ＳＬを交互に複数の伝送経路Ｔ＿ｎに出力するスイッチＳＷ＿３と、スイッチＳＷ＿３を通過したロ−カル信号ＳＬの周波数を逓倍してからミキサに入力する逓倍器３２＿ｎとをさらに設ける構成としてもよい。この場合、スイッチＳＷ＿３の入出力タイミングは制御部６により制御され、ロ−カル信号ＳＬは、時分割でミキサに入力される。
【００５８】
ここでは、図１０に示した第１の構成例の変形例と同様、マイクロ波帯のロ−カル信号ＳＬがスイッチＳＷ＿３を通過した後に、その周波数が逓倍器３２＿ｎによりミリ波帯の所定周波数まで逓倍されるので、スイッチＳＷ＿３による挿入損失は、ミリ波帯のままでロ−カル信号ＳＬが通過する場合より小さく抑えられる。また、伝送経路Ｐ＿４、Ｔ＿ｎによる損失も、ミリ波帯のままでロ−カル信号ＳＬが通過する場合より小さく抑えられる。よって、ミキサ１６＿ｎは、十分な強度のロ−カル信号ＳＬを用いて、ビ−ト信号ＳＢ＿ｎを生成することができる。
【００５９】
図１３は、本実施形態におけるレ−ダ装置が車載用レ−ダ装置として使用される使用状況を説明する図である。レ−ダ装置２は、車両１００の前部フロントグリル内に搭載され、送信信号ＳＴ、受信信号ＳＲ＿ｎを、車両１００のバンパ−やフロントグリルに設けられるレド−ムを透過して送受信することにより、車両１００前方（矢印Ｆ）における先行車両や障害物といった物標が位置する方位角や、物標との相対速度、相対距離を検出する。そして、上述したようにして制御部６が検出した物標が位置する方位角、物標との相対距離、相対速度といった物標情報は、車両１００の車両制御装置（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）２００に出力される。
【００６０】
車両ＥＣＵ２００は、これらの検出結果に基づいて、車両１００のスロットル、ブレ−キといったアクチュエ−タを制御して先行車両に追従走行するよう車両の速度を加減し、追従走行制御を行う。また、車両ＥＣＵ２００は、先行車両や障害物との距離が一定以上接近し衝突の蓋然性が大きくなるような場合に、運転者への通知を出力したり、エアバッグなどの安全装置を作動させたりして、衝突対応動作を行う。
【００６１】
なお、レーダ装置２は、車両１００の前方監視だけでなく、側方や後方を監視するためのレーダ装置として、車両１００の側面部や後部に設置してもよい。
【００６２】
また、上述の構成例では、４つの受信アンテナＡＲ＿１、ＡＲ＿２、ＡＲ＿３、ＡＲ＿４を備えたレ−ダ装置２を例としたが、受信アンテナ数は、これに限られない。
【００６３】
さらに、ＶＣＯ８が出力するレ−ダ信号の周波数帯は上述の例に限られず、必ずしもマイクロ波帯でなくてもよい。また、これに対応して、逓倍器３２＿ｎが逓倍する率も、上述の例に限られず、必ずしもミリ波帯まで逓倍しなくてもよい。スイッチや伝送経路を通過するときの信号の周波数を低くし、その後にこれを逓倍する構成であれば、スイッチの挿入損失による送信信号の強度低下、または、伝送損失による送信信号の強度低下を防ぐという作用効果を奏することができる。
【００６４】
以上説明したように、本実施形態におけるレーダ装置によれば、所定間隔離間した送信アンテナ対に送信信号を伝送する伝送経路や、伝送経路に送信信号を分配するスイッチを用いても、探知性能の低下を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】従来の電子スキャン式レ−ダ装置の構成例を示す図である。
【図２】図１と異なる従来の電子スキャン式レ−ダ装置の構成例を示す図である。
【図３】送信アンテナ対と受信アンテナ群の位置関係を説明する図である。
【図４】図２と異なる従来の電子スキャン式レ−ダ装置の構成例を示す図である。
【図５】図４と異なる従来の電子スキャン式レ−ダ装置の構成例を示す図である。
【図６】本実施形態におけるレ−ダ装置の、第１の構成例を説明する図である。
【図７】スイッチの挿入損失、伝送経路の伝送損失について説明する図である。
【図８】送受信信号の時間に対する周波数の変化を示す図である。
【図９】ＤＢＦ処理について説明する図である。
【図１０】第１の構成例の変形例を説明する図である。
【図１１】本実施形態におけるレ−ダ装置の、第２の構成例を説明する図である。
【図１２】第２の構成例の変形例を説明する図である。
【図１３】レ−ダ装置が車載用レ−ダ装置として使用される使用状況を説明する図である。
【符号の説明】
【００６６】
２：レーダ装置、ＡＴ＿ｎ：送信アンテナ、ＡＲ＿ｎ：受信アンテナ、６：制御部、８：ＶＣＯ、ＳＷ＿ｎ：スイッチ、Ｐ＿ｎ、Ｔ＿ｎ：伝送経路、３０＿ｎ、３２＿ｎ：逓倍器
【図１】
2009162521.tif 000004
【図２】
2009162521.tif 000005
【図３】
2009162521.tif 000006
【図４】
2009162521.tif 000007
【図５】
2009162521.tif 000008
【図６】
2009162521.tif 000009
【図７】
2009162521.tif 000010
【図８】
2009162521.tif 000011
【図９】
2009162521.tif 000012
【図１０】
2009162521.tif 000013
【図１１】
2009162521.tif 000014
【図１２】
2009162521.tif 000015
【図１３】
2009162521.tif 000016