(57)【要約】【課題】高電位側ダイオードＤｐ（低電位側ダイオードＤｎ）に順方向電流が流れているときにこれに逆並列に接続された高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ（低電位側スイッチング素子Ｓｗｎ）がオン状態とされることで、電力損失が増大すること。【解決手段】高電位側スイッチング素子Ｓｗｐは、低電位側スイッチング素子Ｓｗｎを駆動するための電源６０にて充電されたコンデンサ７０を電源として駆動される。コンデンサ７０の電圧が電源６０の電圧ＶＤよりも所定以上高い場合に、低電位側ダイオードＤｎに順方向電流が流れていると判断し、低電位側スイッチング素子Ｓｗｎをオフ状態とする。また、コンデンサ７０の電圧が電源６０の電圧ＶＤよりも所定以上低い場合に、高電位側ダイオードＤｐに順方向電流が流れていると判断し、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐをオフ状態とする。【選択図】      図３
2009254033.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を備える直列接続体と、これら一対のスイッチング素子のそれぞれの入出力端子間に接続される整流手段とを備えて且つ、前記直列接続体の接続点にインダクタが接続される電力変換回路に適用され、前記一対のスイッチング素子の操作時に前記低電位側スイッチング素子を駆動するための電源の電力を前記一対のスイッチング素子の接続点に接続される蓄電手段に充電することで、前記高電位側スイッチング素子の駆動電力として前記蓄電手段の電力を用いる電力変換回路の駆動装置において、
前記蓄電手段の電圧の変動に基づき、前記電力変換回路内における電流の流通状態を判断する判断手段を備えることを特徴とする電力変換回路の駆動装置。
【請求項２】
前記スイッチング素子は、その入力端子及び出力端子が一義に定められることで、出力端子側から入力端子側への電流の流通を規制するものであり、
前記整流手段は、前記スイッチング素子に逆並列に接続されるものであり、
前記判断手段は、前記整流手段に電流が流れているか否かを判断するものであることを特徴とする請求項１記載の電力変換回路の駆動装置。
【請求項３】
前記判断手段は、前記蓄電手段の電圧が予め定められた規定値よりも低いことに基づき、前記高電位側スイッチング素子に逆並列に接続される整流手段に電流が流れていると判断することを特徴とする請求項２記載の電力変換回路の駆動装置。
【請求項４】
前記判断手段は、前記蓄電手段の電圧が予め定められた規定値よりも高いことに基づき、前記低電位側スイッチング素子に逆並列に接続される整流手段に電流が流れていると判断することを特徴とする請求項２又は３記載の電力変換回路の駆動装置。
【請求項５】
前記判断手段の判断結果に基づき、前記スイッチング素子の駆動態様を変化させる可変手段を更に備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。
【請求項６】
前記可変手段は、前記判断手段により前記整流手段に電流が流れていると判断される場合、その入出力端子間に接続されるスイッチング素子の導通制御端子への電圧印加を停止する停止手段を備えることを特徴とする請求項５記載の電力変換回路の駆動装置。
【請求項７】
前記電力変換回路は、車載低圧システムと絶縁された車載高圧システムを構成するものであり、
前記停止手段は、車載高圧システム内に備えられてなることを特徴とする請求項６記載の電力変換回路の駆動装置。
【請求項８】
前記一対のスイッチング素子は、交互にオン状態が指令されるものであることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。
【請求項９】
前記高電位側スイッチング素子及びその入出力端子間に接続される整流手段は、互いに同一半導体基板に併設されてなり、前記低電位側スイッチング素子及びその入出力端子間に接続される整流手段は、互いに同一半導体基板に併設されてなることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を備える直列接続体と、これら一対のスイッチング素子のそれぞれの入出力端子間に接続される整流手段とを備えて且つ、前記直列接続体の接続点にインダクタが接続される電力変換回路に適用され、前記一対のスイッチング素子の操作時に前記低電位側スイッチング素子を駆動するための電源の電力を前記一対のスイッチング素子の接続点に接続される蓄電手段に充電することで、前記高電位側スイッチング素子の駆動電力として前記蓄電手段の電力を用いる電力変換回路の駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
３相モータ及びバッテリ間の電力の授受に用いられるインバータについて、そのスイッチング素子を駆動する駆動回路が周知である。ここで、インバータの各相の低電位側スイッチング素子と高電位側スイッチング素子とでは、駆動される電位が異なるため、各別の駆動電源が必要とされる。ただし、これら一対のスイッチング素子のそれぞれに各別の駆動電源を設ける場合には、駆動回路の回路規模の増大やコストアップの要因となりかねない。そこで従来は、一対のスイッチング素子の接続点と接続される蓄電手段（コンデンサ）に、低電位側スイッチング素子の電源の電力を充電することで、高電位側スイッチング素子の駆動電力を取得するものも提案されている。これにより、駆動回路の回路規模を低減したり、コストを削減したりすることができる。
【０００３】
上記インバータは、通常、上記スイッチング素子の入出力端子間に接続された整流手段（フリーホイールダイオード）を備えている。ここで、スイッチング素子としては、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられることがある。また、近年では、例えば下記特許文献１に見られるように、こうしたインバータを構成する半導体素子として、フリーホイールダイオードがＩＧＢＴと同一基板上に併設されたいわゆるダイオード内蔵型ＩＧＢＴが提案され、実用化されている。
【０００４】
上記モータに正弦波形状の電流を流すべく高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を操作するに際しては、これら高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を交互にオン状態及びオフ状態とすることで、これら一対のスイッチング素子を相補的に駆動する手法が一般に用いられている。この場合、上記ＩＧＢＴはコレクタからエミッタへと進む方向を順方向とするものであるため、逆側には電流が流れない。このため、インバータの一対のスイッチング素子が相補的に駆動される場合、上記正弦波形状の電流の流通方向によっては、オン状態とされているスイッチング素子に電流が流れないことがある。そしてこの場合には、これに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードに電流が流れることとなる。
【特許文献１】特開２００７−２１４５４１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、上記ダイオード内蔵型ＩＧＢＴにおいては、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる際の電圧降下量が、ＩＧＢＴのゲートに電圧が印加されることで増大することが知られている。このため、スイッチング素子を相補的に操作する場合には、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる際のフリーホイールダイオードによる電力損失が大きくなるおそれがある。
【０００６】
なお、上記の例に限らず、パワースイッチング素子及びその入出力端子間に接続されるフリーホイールダイオードを備える電力変換回路にあっては、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる際の電力損失がパワースイッチング素子をオン状態とすることで増大するこうした実情も概ね共通したものとなっている。
【０００７】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、一対のスイッチング素子の操作時に低電位側スイッチング素子を駆動するための電源の電力を上記一対のスイッチング素子の接続点に接続される蓄電手段に充電することで、該蓄電手段の電力を高電位側スイッチング素子の駆動電力として用いるものにあって、スイッチング素子及びこれに並列に接続される整流手段の電流の流通方向を判断することのできる電力変換回路の駆動装置を提供することにある。また、本発明の目的は、整流手段に電流が流れていることが検出される場合に、その電力損失を低減することのできる電力変換回路の駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００９】
請求項１記載の発明は、高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を備える直列接続体と、これら一対のスイッチング素子のそれぞれの入出力端子間に接続される整流手段とを備える電力変換回路に適用され、前記一対のスイッチング素子の操作時に前記低電位側スイッチング素子を駆動するための電源の電力を前記一対のスイッチング素子の接続点に接続される蓄電手段に充電することで、前記高電位側スイッチング素子の駆動電力として前記蓄電手段の電力を用いる電力変換回路の駆動装置において、前記蓄電手段の電圧の変動に基づき、前記電力変換回路内における電流の流通状態を判断する判断手段を備えることを特徴とする。
【００１０】
低電位側スイッチング素子及びその入出力端子間に接続される整流手段の少なくとも一方から高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の接続点へと電流が流出する状況下にあっては、上記電源の負極電位は、上記接続点の電位に対して上記少なくとも一方における電圧降下量だけ高くなる。一方、上記接続点から、低電位側スイッチング素子及びその入出力端子間に接続される整流手段の少なくとも一方へと電流が流入する状況下にあっては、上記電源の負極電位は、上記接続点の電位に対して上記少なくとも一方における電圧降下量だけ低くなる。このため、これら２つの状況下で、蓄電手段の充電電圧が互いに相違する。上記発明ではこの点に着目することで、蓄電手段の電圧に基づき、電流の流通状態を判断することができる。
【００１１】
なお、上記流通状態の判断とは、整流手段に順方向電圧が流れて且つその入出力端子間に接続されるスイッチング素子に電流が流れない状態、整流手段に順方向電流が流れて且つその入出力端子間に接続されるスイッチング素子にも同方向の電流が流れる状態、整流手段に電流が流れず且つその入出力端子間に接続されるスイッチング素子に整流手段の順方向と同一方向に電流が流れる状態、及び整流手段に電流が流れず且つその入出力端子間に接続されるスイッチング素子に整流手段の順方向とは逆方向に電流が流れる状態のうちの少なくとも２つを識別することとする。
【００１２】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記スイッチング素子は、その入力端子及び出力端子が一義に定められることで、出力端子側から入力端子側への電流の流通を規制するものであり、前記整流手段は、前記スイッチング素子に逆並列に接続されるものであり、前記判断手段は、前記整流手段に電流が流れているか否かを判断するものであることを特徴とする。
【００１３】
上記発明では、低電位側スイッチング素子及びこれに逆並列に接続される整流手段のいずれに電流が流れているかに応じて、蓄電手段の電圧が相違する。このため、蓄電手段の電圧に基づき、低電位側スイッチング素子及びこれに逆並列に接続される整流手段のいずれに電流が流れているかを判断することができる。そして、低電位側スイッチング素子に電流が流れている状況下、低電位側スイッチング素子がオフ操作されると、高電位側スイッチング素子に逆並列に接続された整流手段に電流が流れると考えられる。これに対し、低電位側スイッチング素子に逆並列に接続された整流手段に電流が流れる状況下、高電位側スイッチング素子がオン操作されると、これに電流が流れると考えられる。このため、蓄電手段の電圧に基づき、高電位側スイッチング素子及びこれに逆並列に接続される整流手段のいずれに電流が流れるかをも判断することができる。
【００１４】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記判断手段は、前記蓄電手段の電圧が予め定められた規定値よりも低いことに基づき、前記高電位側スイッチング素子に逆並列に接続される整流手段に電流が流れていると判断することを特徴とする。
【００１５】
なお、上記規定値とは、前記電源の電圧に基づき定められるものであり、例えば、規定値を電源の電圧値としてもよい。
【００１６】
請求項４記載の発明は、請求項２又は３記載の発明において、前記判断手段は、前記蓄電手段の電圧が予め定められた規定値よりも高いことに基づき、前記低電位側スイッチング素子に逆並列に接続される整流手段に電流が流れていると判断することを特徴とする。
【００１７】
なお、上記規定値とは、前記電源の電圧に基づき定められるものであり、例えば、規定値を電源の電圧値としてもよい。また、上記発明が請求項３記載の発明特定事項を有する場合には、これら請求項３、４の発明特定事項にかかる規定値は、互いに相違してもよい。
【００１８】
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記判断手段の判断結果に基づき、前記スイッチング素子の駆動態様を変化させる可変手段を更に備えることを特徴とする。
【００１９】
上記発明では、スイッチング素子やその入出力端子間に接続される整流手段の電流の流通方向に関する情報に基づきスイッチング素子を駆動することで、流通方向に見合ったより適切なスイッチング操作を行うことが可能となる。
【００２０】
請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記可変手段は、前記判断手段により前記整流手段に電流が流れていると判断される場合、その入出力端子間に接続されるスイッチング素子の導通制御端子への電圧印加を停止する停止手段を備えることを特徴とする。
【００２１】
整流手段に電流が流れているときにその入出力端子間に接続されるスイッチング素子をオン状態とする場合には、整流手段の電力損失が増大する傾向にある。上記発明では、この点に鑑み、停止手段を備えることで導通損失を低減することができる。
【００２２】
請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記電力変換回路は、車載低圧システムと絶縁された車載高圧システムを構成するものであり、前記停止手段は、車載高圧システム内に備えられてなることを特徴とする。
【００２３】
上記発明では、停止手段を高圧システム内に備えることで、停止手段を低圧システム側に備える場合と比較して、高圧システム及び低圧システム間を絶縁する手段の数を低減することができる。
【００２４】
請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記一対のスイッチング素子は、交互にオン状態が指令されるものであることを特徴とする。
【００２５】
上記発明では、一対のスイッチング素子が相補的に駆動されるために、整流手段に電流が流れる際にもその入出力端子間に接続されるスイッチング素子がオン状態とされる。このため、例えば請求項２記載の発明特定事項を有する場合には、無駄なスイッチングがなされていることになるにもかかわらず、これにより、整流手段の電力損失が増大するおそれがある。このため、請求項５，６の発明特定事項の利用価値が特に高いものとなっている。
【００２６】
請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記高電位側スイッチング素子及びその入出力端子間に接続される整流手段は、互いに同一半導体基板に併設されてなり、前記低電位側スイッチング素子及びその入出力端子間に接続される整流手段は、互いに同一半導体基板に併設されてなることを特徴とする。
【００２７】
スイッチング素子とその入出力端子間に接続される整流手段とが同一半導体基板に併設される場合には、整流手段に順方向電流が流れる際の電力損失がスイッチング素子がオン状態とされることで増大する現象が特に顕著となる。このため、上記発明は、請求項５，６の発明特定事項の利用価値が特に高いものとなっている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、本発明にかかる電力変換回路の駆動装置をハイブリッド車の電力変換回路の駆動装置に適用した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２９】
図１に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるように、車載回転機としてのモータジェネレータ１０は、インバータＩＶ及びコンバータＣＶを介して高圧バッテリ１２に接続されている。コンバータＣＶは、高圧バッテリ１２の電圧(例えば「２８８Ｖ」)を、所定の上限電圧(例えば「６６０Ｖ」)の範囲で昇圧する昇圧回路である。詳しくは、コンバータＣＶは、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側スイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体と、直列接続体の接続点を高圧バッテリ１２に接続するコイルＬと、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側スイッチング素子Ｓｗｎの入出力端子間に接続されるフリーホイールダイオードとしての高電位側ダイオードＤｐ及び低電位側ダイオードＤｎを備えている。コンバータＣＶの電圧は、入力電圧としてインバータＩＶに取り込まれる。
【００３０】
インバータＩＶは、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側スイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体が３つ並列接続されて構成されている。そして、これら各直列接続体の接続点が、モータジェネレータ１０の各相にそれぞれ接続されている。これら高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側スイッチング素子Ｓｗｎのそれぞれの入出力端子間には、フリーホイールダイオードとしての高電位側ダイオードＤｐ及び低電位側ダイオードＤｎがそれぞれ接続されている。
【００３１】
上記インバータＩＶを構成する高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側スイッチング素子Ｓｗｎと、コンバータＣＶを構成する高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側スイッチング素子Ｓｗｎとの導通制御端子(ゲート)には、いずれも駆動回路ＤＣが接続されている。これにより、上記高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側スイッチング素子Ｓｗｎは、駆動回路ＤＣ及びインターフェースＩＦを介して、低圧バッテリ１６を電源とするマイクロコンピュータ(マイコン２０)にて駆動される。ここで、インターフェースＩＦは、インバータＩＶやコンバータＣＶを備える高圧システムと、マイコン２０を備える低圧システムとを絶縁するフォトカプラ等の絶縁手段を備えて構成されるものである。
【００３２】
図１には、マイコン２０内でなされる処理のうち、特に、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側スイッチング素子Ｓｗｎを操作するための処理の一部を模式的に示している。ここで、ＰＷＭ信号生成部２２は、所定の周波数で変調されたＰＷＭ信号として、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相、及びＷ相、並びにコンバータＣＶのそれぞれのスイッチング素子を操作するための信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗ，ｇｃｖを生成する。相補信号生成部２４は、これら各信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗ，ｇｃｖに基づき、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側スイッチング素子Ｓｗｎを交互にオン状態とするための操作信号を生成する。すなわち、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相、Ｗ相並びにコンバータＣＶのそれぞれの高電位側スイッチング素子Ｓｗｐを操作する操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐ、ｇｃｐと、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相、Ｗ相並びにコンバータＣＶのそれぞれの低電位側スイッチング素子Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎ、ｇｃｎとを生成する。
【００３３】
上記高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側スイッチング素子Ｓｗｎは、いずれも、入力端子及び出力端子が一義に定義されており、出力端子から入力端子への電流の流通を阻止するスイッチング素子である。詳しくは、これらは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されている。特に、本実施形態では、ＩＧＢＴとして、ダイオード内蔵型のものを用いている。すなわち、本実施形態では、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ及び高電位側ダイオードＤｐは互いに同一の半導体基板に隣接して形成されており、低電位側スイッチング素子Ｓｗｎ及び低電位側ダイオードＤｎは互いに同一半導体基板に隣接して形成されている。
【００３４】
図２に、本実施形態にかかるダイオード内蔵型ＩＧＢＴの断面構造を示す。図示されるように、ＩＧＢＴセル３０及びダイオードセル３２が互いに同一半導体基板に併設されている。詳しくは、Ｎ型半導体基板３４の主面側に、Ｐ型層３６が形成されている。そして、Ｐ型層３６の上面には、主面側Ｎ型層領域３８及び主面側Ｐ型層領域４０が形成されている。そして、主面側Ｎ型層領域３８及び主面側Ｐ型層領域４０並びに、Ｐ型層３６を貫通するようにしてトレンチ４２が形成され、トレンチ４２には、ＩＧＢＴセルのゲートを構成する電極４４が埋め込まれている。一方、Ｎ型半導体基板３４の裏面側には、裏面側Ｐ型層４６及び裏面側Ｎ型層４８が形成されている。
【００３５】
上記電極４４のうちトレンチ４２から突き出した上面は、層間絶縁膜４９にて覆われている。そして、層間絶縁膜４９、上記Ｐ型層３６、主面側Ｎ型層領域３８及び主面側Ｐ型層領域４０の上面には、電極５０が、ＩＧＢＴセル３０及びダイオードセル３２の双方の領域を覆うようにして形成されている。この電極５０は、ＩＧＢＴセル３０のエミッタ及びダイオードセル３２のアノード間で共有されるものである。一方、上記裏面側Ｐ型層４６及び裏面側Ｎ型層４８は、電極５２によって覆われている。この電極５２は、ＩＧＢＴセル３０のコレクタ及びダイオードセル３２のカソード間で共有されるものである。
【００３６】
次に、駆動回路ＤＣについて詳述する。図３に、駆動回路ＤＣの構成を示す。
【００３７】
駆動回路ＤＣは、低電位側スイッチング素子Ｓｗｎを駆動する際にそのゲート（導通制御端子）に電荷を充電する電源６０を備えている。電源６０は、低電位側スイッチング素子Ｓｗｎのエミッタ及びゲート間に並列接続されている。詳しくは、電源６０の一対の電極間には、スイッチング素子６２，６４の直列接続体が接続されており、これらスイッチング素子６２，６４の接続点に低電位側スイッチング素子Ｓｗｎのゲートが接続されている。これらスイッチング素子６２，６４は、操作信号ｇｉｎ（ｉ＝ｕ，ｖ，ｗ）に基づき駆動ＩＣ６６によって駆動されるものである。これにより、スイッチング素子６２がオン状態且つスイッチング素子６４がオフ状態となることで、低電位側スイッチング素子Ｓｗｎのゲートに電源６０の電圧が印加される。一方、スイッチング素子６２がオフ状態且つスイッチング素子６４がオン状態となることで、低電位側スイッチング素子Ｓｗｎのゲートがエミッタと同電位とされる。
【００３８】
また、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐのエミッタには、コンデンサ７０（蓄電手段）の一方の端子が接続されている。コンデンサ７０の他方の端子には、ダイオード７４を介して電源６０の電圧が印加されている。これにより、コンデンサ７０の他方の端子は、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐのエミッタの電位に対して電源６０の電圧程度高い電位となる。この電位は、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐのエミッタの電位の変動によって変動するフローティング電位となる。なお、ダイオード７４及び電源６０間には、抵抗体７２が接続されている。この抵抗体７２は、コンデンサ７０とともにＲＣフィルタ回路を構成するものであり、電源６０からコンデンサ７０へ流れる電流が過大となることを回避する。
【００３９】
コンデンサ７０は、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐのエミッタ及びゲート間に並列接続されている。詳しくは、コンデンサ７０の一対の電極間には、スイッチング素子７６，７８の直列接続体が接続されており、これらスイッチング素子７６，７８の接続点に高電位側スイッチング素子Ｓｗｐのゲートが接続されている。これらスイッチング素子７６，７８は、操作信号ｇｉｐ（ｉ＝ｕ，ｖ，ｗ）に基づき駆動ＩＣ８０によって駆動されるものである。これにより、スイッチング素子７８がオフ状態且つスイッチング素子７６がオン状態となることで、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐのゲートにコンデンサ７０の電圧が印加される。一方、スイッチング素子７８がオン状態且つスイッチング素子７６がオフ状態となることで、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐのゲートがエミッタと同電位とされる。
【００４０】
こうした構成（ブートストラップ回路）によれば、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐを駆動するための電源を、コンデンサ７０によって構成することができるため、電源６０と同等の部材を高電位側スイッチング素子Ｓｗｐにも設ける場合と比較して、回路規模の低減やローコスト化が可能となる。
【００４１】
図４に、インバータＩＶのスイッチング制御に伴うコンデンサ７０の充電態様を示す。ここでは、インバータＩＶ側からモータジェネレータ１０側に電流が流れる領域を領域Ａとし、モータジェネレータ１０側からインバータＩＶ側に電流が流れる領域を領域Ｂとする。図示されるように、領域Ａにおいて高電位側スイッチング素子Ｓｗｐがオン状態であるときには（領域Ａ：上側アームオン）、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐを介して上記高圧バッテリ１２側からモータジェネレータ１０側へと電流が流れる。このときには、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐのエミッタの電位が高圧バッテリ１２の正極電位程度となり、電源６０の正極電位よりも高いために、コンデンサ７０は充電されない。
【００４２】
一方、領域Ａにおいて高電位側スイッチング素子Ｓｗｐがオフ状態に切り替えられると（領域Ａ：下側アームオン）、モータジェネレータ１０のインダクタを流れる電流が急激に減少することを打ち消すように逆起電力が生じる。このため、低電位側ダイオードＤｎを介してインバータＩＶ側からモータジェネレータ１０側へ電流が流れる。このとき、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐのエミッタの電位よりも電源６０の正極電位の方が高いために、コンデンサ７０が充電される。このとき、コンデンサ７０の電圧ＶＤＨは、電源６０の電圧ＶＤ、ダイオード７４による電圧降下量ｖｆ２、低電位側ダイオードＤｎによる電圧降下量ｖｆ１を用いて、「ＶＤＨ＝ＶＤ−ｖｆ２＋ｖｆ１」となる。
【００４３】
これに対し、領域Ｂにおいては、モータジェネレータ１０側からインバータＩＶ側へと電流が流れる。ここで、低電位側スイッチング素子Ｓｗｎがオン状態となるときには（領域Ｂ：下側アームオン）、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐのエミッタの電位が電源６０の負極電位程度となるため、コンデンサ７０が充電される。このとき、コンデンサ７０の電圧ＶＤＨは、電源６０の電圧ＶＤ、ダイオード７４による電圧降下量ｖｆ２、低電位側スイッチング素子Ｓｗｎによる電圧降下量Ｖｃｅを用いて、「ＶＤＨ＝ＶＤ−ｖｆ２−Ｖｃｅ」となる。
【００４４】
一方、領域Ｂにおいて、低電位側スイッチング素子Ｓｗｎがオフ状態に切り替えられると（領域Ｂ：上側アームオン）、モータジェネレータ１０のインダクタを流れる電流が急激に減少することを打ち消すように逆起電力が生じる。このため、高電位側ダイオードＤｐを介してインバータＩＶ側からモータジェネレータ１０側へ電流が流れる。このときには、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐのエミッタの電位は、高圧バッテリ１２の正極電位程度となるため、コンデンサ７０は充電されない。
【００４５】
ところで、図４に示されるように、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側スイッチング素子は、相補的にオン操作されるものであるため、これらに電流が流れず、これらに逆並列に接続されるフリーホイールダイオード(高電位側ダイオードＤｐ，低電位側ダイオードＤｎ)に順方向電流が流れる場合であっても、オン操作される。ただし、この場合には、高電位側ダイオードＤｐや低電位側ダイオードＤｎに順方向電流が流れる際の電力損失が、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐや低電位側スイッチング素子Ｓｗｎがオフ状態である場合よりも増大する。
【００４６】
そこで、本実施形態では、コンデンサ７０の電圧に基づき、高電位側ダイオードＤｐや低電位側ダイオードＤｎに順方向電流が流れているか否かを判断し、流れていると判断される場合、これに逆並列に接続される高電位側スイッチング素子Ｓｗｐや低電位側スイッチング素子Ｓｗｎを、上記操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐ，ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎにかかわらず、強制的にオフ状態とする。
【００４７】
図５に、上記コンデンサ７０の電圧の変動態様を示す。詳しくは、図５（ａ）に、モータジェネレータ１０の相電流の推移を示し、図５（ｂ）に、コンデンサ７０の電圧ＶＤＨの推移を示す。
【００４８】
図示されるように、インバータＩＶの操作によってモータジェネレータ１０に正弦波形状の電流が流れるに伴い、コンデンサ７０の電圧は、電源６０の電圧ＶＤを振幅中心として、振動する。ここで、コンデンサ７０の電圧ＶＤＨが相電流の漸減及び漸増に同期して漸減及び漸増を周期的に繰り返すのは、低電位側ダイオードＤｎの電圧降下量や低電位側スイッチング素子Ｓｗｎの電圧降下量が、これらを流れる電流が大きくなることで大きくなることによる。詳しくは、相電流が正であるとき（インバータＩＶ側からモータジェネレータ１０側に電流が流れるとき）、コンデンサ７０の電圧は電圧ＶＤよりも高くなる。この領域は、先の図４の領域Ａと対応している。一方、相電流が負であるとき、コンデンサ７０の電圧は電圧ＶＤよりも低くなる。この領域は、先の図４の領域Ｂと対応している。
【００４９】
ここで、コンデンサ７０の電圧ＶＤＨが電源６０の電圧ＶＤよりも高くなる領域である先の図４に示した領域Ａにおいては、低電位側ダイオードＤｎに順方向電流が流れている。これに対し、コンデンサ７０の電圧ＶＤＨが電源６０の電圧ＶＤよりも低くなる領域である先の図４に示した領域Ｂにおいては、高電位側ダイオードＤｐに順方向電流が流れている。このため、コンデンサ７０の電圧に基づき、低電位側ダイオードＤｎに順方向電流が流れているか、高電位側ダイオードＤｐに順方向電流が流れているかを検出することができる。
【００５０】
上記現象に着目し、本実施形態にかかる駆動回路ＤＣでは、先の図３に示したように、次のものを備えている。すなわち、まずコンデンサ７０の電圧を分圧すべく、コンデンサ７０に並列接続された抵抗体８２，８４の直列接続体を備えている。これら抵抗体８２，８４の接続点の電圧は、コンパレータ８６の反転入力端子に印加される。一方、コンパレータ８６の非反転入力端子には、高電位側ダイオードＤｐのアノード電位を基準として、基準電源８８により閾値電圧Ｖｔｈ１が印加されている。ここで、閾値電圧Ｖｔｈ１は、コンデンサ７０の電圧ＶＤＨが電源６０の電圧ＶＤよりも所定以上低いか否かを判断するためのものである。コンパレータ８６の電圧ＶＤＨが論理「Ｈ」となる場合には、抵抗体８２，８４の分圧値の方が閾値電圧Ｖｔｈ１よりも低い。このため、コンパレータ８６の出力が論理「Ｈ」となる場合に、この信号をオフ指令信号として駆動ＩＣ８０に出力することで、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐを強制的にオフ状態とするように指令する。
【００５１】
また、抵抗体８２，８４の接続点の電圧は、コンパレータ９０の非反転入力端子に印加される。一方、コンパレータ９０の反転入力端子には、高電位側ダイオードＤｐのアノード電位を基準として、基準電源９２により閾値電圧Ｖｔｈ２が印加されている。ここで、閾値電圧Ｖｔｈ２は、コンデンサ７０の電圧ＶＤＨが電源６０の電圧ＶＤよりも所定以上高いか否かを判断するためのものである。コンパレータ９０の電圧ＶＤＨが論理「Ｈ」となる場合には、抵抗体８２，８４の分圧値の方が閾値電圧Ｖｔｈ２よりも高い。このため、コンパレータ９０の出力が論理「Ｈ」となる場合に、この信号をオフ指令信号として駆動ＩＣ６６に出力することで、低電位側スイッチング素子Ｓｗｎを強制的にオフ状態とするように指令する。ちなみに、コンパレータ９０の出力するオフ指令信号は、高圧システムと低圧システムとを絶縁するフォトカプラ等の絶縁手段を介して駆動ＩＣ６６に伝達される。また、これに代えて、駆動回路ＤＣを、ハイボルテージ集積回路（ＨＶＩＣ）にて構成して且つ、これの備える高耐圧の素子を介してオフ指令信号が伝達されるようにしてもよい。ちなみに、基準電源８８，９０は、コンデンサ７０を電源とするレギュレータ回路を備えて構成されるものである。
【００５２】
こうした構成によれば、上記抵抗体８２，８４の抵抗値をそれぞれ抵抗値Ｒ１，Ｒ２とすることで、先の図５に示されるように、コンデンサ７０の電圧ＶＤＨが「（Ｒ１＋Ｒ２）・Ｖｔｈ２／Ｒ２」よりも高い場合に、低電位側スイッチング素子Ｓｗｎをオフ状態とすることができる。また、コンデンサ７０の電圧ＶＤＨが「（Ｒ１＋Ｒ２）Ｖｔｈ１／Ｒ２」よりも低い場合に、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐをオフ状態とすることができる。
【００５３】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００５４】
（１）コンデンサ７０の電圧ＶＤＨの変動に着目することで、高電位側ダイオードＤｐや低電位側ダイオードＤｎに電流が流れているか否かを判断することができる。
【００５５】
（２）コンデンサ７０の電圧が予め定められた規定値「（Ｒ１＋Ｒ２）・Ｖｔｈ１／Ｒ２」よりも低いことに基づき、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐに逆並列に接続される高電位側ダイオードＤｐに電流が流れていると判断した。これにより、高電位側ダイオードＤｐに電流が流れているか否かを好適に判断することができる。
【００５６】
（３）コンデンサ７０の電圧ＶＤＨが予め定められた規定値「（Ｒ１＋Ｒ２）Ｖｔｈ２／Ｒ２」よりも高いことに基づき、低電位側スイッチング素子Ｓｗｎに逆並列に接続される低電位側ダイオードＤｎに電流が流れていると判断した。これにより、低電位側ダイオードＤｎに電流が流れているか否かを好適に判断することができる。
【００５７】
（４）高電位側ダイオードＤｐ又は低電位側ダイオードＤｎに電流が流れていると判断される場合、これに並列に接続される高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ又は低電位側スイッチング素子Ｓｗｎのゲートへの電圧印加を停止した。これにより、高電位側ダイオードＤｐ又は低電位側ダイオードＤｎの導通損失を低減することができる。
【００５８】
（５）上記ゲートへの電圧印加を停止する機能を、高電位側ダイオードＤｐ及び低電位側ダイオードＤｎを備える車載高圧システム内に備えた。これにより、この機能を低圧システム側に備える場合と比較して、高圧システムと低圧システムとを絶縁する絶縁手段の数を低減することができる。
【００５９】
（６）高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側スイッチング素子Ｓｗｎの操作状態を指令する信号を、これらが交互にオン状態となるような信号とした。これにより、高電位側ダイオードＤｐや低電位側ダイオードＤｎに電流が流れる際にもこれに逆並列に接続される高電位側スイッチング素子Ｓｗｐや低電位側スイッチング素子Ｓｗｎがオン状態とされることとなるため、上記ゲートへの電圧印加を停止する機能の利用価値が特に高い。
【００６０】
（７）高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ及びこれに逆並列に接続される高電位側ダイオードＤｐを、互いに同一半導体基板に併設されるものとして且つ、低電位側スイッチング素子Ｓｗｎ及びこれに逆並列に接続される低電位側ダイオードＤｎを、互いに同一半導体基板に併設されるものとした。この場合、上記ダイオードに順方向電流が流れる際の電力損失がスイッチング素子がオン状態とされることで増大する現象が特に顕著となる。このため、上記ゲートへの電圧印加の停止機能の利用価値が特に高い。
【００６１】
（その他の実施形態）
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００６２】
・ゲートへの電圧印加を停止する停止手段としては、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐを停止させるためのオフ指令信号を生成するコンパレータ８６と、低電位側スイッチング素子Ｓｗｎを停止させるためのオフ指令信号を生成するコンパレータ９０との一対のコンパレータを備えて構成されるものに限らない。例えば、第１閾値電圧Ｖｔｈ１と第２閾値電圧Ｖｔｈ２とを同一の値として、その大小に基づき高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側スイッチング素子Ｓｗｎのいずれか一方を停止させるためのオフ指令を出力する単一のコンパレータを備えて構成してもよい。
【００６３】
また、コンパレータ９０としては、抵抗体８２、８４の分圧値と、基準電源８８の閾値電圧Ｖｔｈ２とを比較するものに限らない。例えば、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐのゲート及びエミッタ間に、その電圧をクランプするツェナーダイオードを接続し、高電位側スイッチング素子Ｓｗｐのゲート及びエミッタ間の電圧とコンデンサ７０の電圧とを比較するようにしてもよい。ここで、クランプ電圧を電源電圧ＶＤ程度としておくことで、コンデンサ７０の電圧の方が高い場合に、低電位側ダイオードＤｎに順方向電流が流れると判断することができる。
【００６４】
・上記実施形態では、閾値「Ｖｔｈ１・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２」を電源電圧ＶＤ未満として且つ閾値「Ｖｔｈ２・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２」を電源電圧ＶＤより大きく設定したがこれに限らない。例えばダイオード７４の電圧降下量ｖｆ２の方が低電位側ダイオードＤｎの電圧降下量ｖｆ１よりも大きいなら、モータジェネレータ１０及びインバータＩＶ間の電流の流通方向にかかわらず、コンデンサ７０の電圧は電源電圧ＶＤ未満となる。しかし、この場合であっても、モータジェネレータ１０側からインバータＩＶ側に電流が流れる場合（図４、領域Ａ）の方が、インバータＩＶ側からモータジェネレータ１０側に電流が流れる場合（図４、領域Ｂ）よりも、コンデンサ７０の電圧が高くなる。このため、電源電圧ＶＤよりも低い値に閾値を設定することで、高電位側ダイオードＤｐや低電位側ダイオードＤｎに電流が流れているか否かを判断することができる。ここで、閾値は、例えば「ＶＤ−ｖｆ２＋（ｖｆ１−Ｖｃｅ）／２」程度とすることが望ましい。
【００６５】
・上記低電位側スイッチング素子Ｓｗｎによる電圧降下量Ｖｃｅや、ダイオード７４による電圧降下量ｖｆ２、低電位側ダイオードＤｎによる電圧降下量Ｖｆ１が温度に応じて変動することに鑑み、基準電圧Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２を、周囲の温度等に応じて可変設定してもよい。また、低電位側スイッチング素子Ｓｗｎによる電圧降下量Ｖｃｅや、低電位側ダイオードＤｎによる電圧降下量Ｖｆ１が、駆動電流に応じて変動することに鑑み、基準電圧Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２を、電流に応じて可変設定してもよい。
【００６６】
・上記各実施形態では、インバータＩＶやコンバータＣＶのフリーホイールダイオード(高電位側ダイオードＤｐ、低電位側ダイオードＤｎ)に順方向電流が流れる場合に、これに逆並列に接続される高電位側スイッチング素子Ｓｗｐや低電位側スイッチング素子Ｓｗｎを強制的にオフとすべく、順方向電流を検出したがこれに限らない。例えば、モータジェネレータ１０の力行、回生判定をすべく、フリーホイールダイオードを流れる電流を検出する際に、本発明を適用してもよい。これによれば、例えば、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎを相補的に駆動しない制御設定において、力行、回生のうちの制御において要求されている側と実際とが相違する場合に、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの駆動態様をフリーホイールダイオードの電流検出結果に基づき補正することも可能である。
【００６７】
・フリーホイールダイオードとしては、先の図２に例示したようにＩＧＢＴと同一の半導体基板に形成されるものに限らない。例えば、「モータ制御用ＲＣ−ＩＧＢＴ  高橋秀樹、他２名  ７（３１５）  三菱電機技報、ＶＯｌ８１、ＮＯ．５，２００７」に記載されているように、ＩＧＢＴとフリーホイールダイオードとが別々に形成されたものであってもよい。この場合であっても、同技報の図５に示されるように、ＩＧＢＴをオン状態とすることでフリーホイールダイオードの順方向電圧が上昇するために、本発明の適用は有効である。
【００６８】
・電力変換回路としては、上記インバータＩＶや、ブーストコンバータとしてのコンバータＣＶに限らない。例えば、高圧バッテリ１２の電圧を降圧して低圧バッテリ１６に印加する降圧コンバータであってもよい。
【００６９】
・電力変換回路としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかるＩＧＢＴ及びダイオードの断面構成を示す断面図。
【図３】同実施形態にかかる駆動回路の回路構成を示す回路図。
【図４】同実施形態にかかるコンデンサの充電態様を示す図。
【図５】同実施形態にかかるスイッチング素子の強制的なオフ操作態様を示すタイムチャート。
【符号の説明】
【００７１】
２０…マイコン、２２…ＰＷＭ信号生成部、２４…相補信号生成部、Ｓｗｐ…高電位側スイッチング素子、Ｓｗｎ…低電位側スイッチング素子、Ｄｐ…高電位側ダイオード、Ｄｎ…低電位側ダイオード、ＩＶ…インバータ(電力変換回路の一実施形態)、ＣＶ…コンバータ(電力変換回路の一実施形態)、ＤＣ…駆動回路(電力変換回路の駆動装置の一実施形態)。
【図１】
2009254033.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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