(57)【要約】【課題】多重化のインバータ数を増やすことなく高調波の低減を図ることができ、しかも電力損失が少ない交直変換器を提供することである。【解決手段】直流電圧が異なる２台のハーフブリッジインバータ１１のそれぞれの直流電圧の中点同士を接続線１６で接続し、２台のハーフブリッジインバータ１１のそれぞれのスイッチング素子の接続点から１対の出力端子Ｕ１、Ｕ１’（Ｕ２、Ｕ２’）を引き出して多レベルインバータ１５を形成し、多レベルインバータ１５の１対の出力端子Ｕ１、Ｕ１’（Ｕ２、Ｕ２’）をトランス１３で結合し直列接続して多レベルインバータを多重接続する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧が異なる２台のハーフブリッジインバータと、２台のハーフブリッジインバータのそれぞれの直流電圧の中点同士を接続する接続線と、２台のハーフブリッジインバータのそれぞれのスイッチング素子の接続点から引き出した１対の出力端子とを備えた多レベルインバータを形成し、前記多レベルインバータの１対の出力端子をトランス結合または直列接続して複数個の多レベルインバータを多重接続したことを特徴とする交直変換器。
【請求項２】
前記多レベルインバータにおいて出力可能なすべてのレベルを用いて出力電圧を調整することを特徴とする請求項１記載の交直変換器。
【請求項３】
前記多レベルインバータにおいて出力可能なすべてのレベルのうちから使用するレベル数を選択することにより出力電圧の範囲を広げることを特徴とする請求項１記載の交直変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は直流を交流に変換する多レベルインバータを多重接続した交直変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力の周波数、大きさ、位相などを自由自在に変化させるためには、パワーエレクトロニクス技術を用いる必要がある。パワーエレクトロニクス技術とは、半導体技術、電力技術及び制御技術を組み合わせた技術の総称である。
【０００３】
このパワーエレクトロニクス技術を用いて直流を交流に変換する交直変換器は、パワー半導体デバイスであるスイッチング素子をオンオフ制御することにより、直流パルス列を生成し、このパルス列を正弦波変調すると交流電圧が発生する。この交流電圧は、原理的に歪波成分を多く含んであり、この歪波を低減するため様々な手法が提案されている。
【０００４】
例えば、ＰＷＭ制御方式、多重化方式、多レベル化方式などが挙げられる。ＰＷＭ制御方式とは入力の直流電圧を切り刻んで出力電圧をパルス状にし、そのパルスの数、間隔、幅などを制御し、歪波電圧を低減した交流出力を得るものである（例えば、特許文献１参照）。また、多重化方式とは複数のインバータの出力を組み合わせてより正弦波に近づける方式であり、大容量インバータの高調波の低減に用いられる（例えば、特許文献２参照）。一方、多レベル化方式はトランスやリアクトルを用いず、交直変換器内部に分圧回路を設けて、出力波形の多重化を行いインバータの大容量化と高調波低減とを行う方式である（例えば、特許文献３参照）。
【０００５】
特に、交直変換器の高調波歪電圧を抑制するための有効な手段として、インバータを多重化する技術が適用されおり、インバータを多重化することにより、高調波低減のメリットに加えシステム容量の拡大も可能としている。
【０００６】
図８は従来の交直変換器の一例を示す回路構成図である。図８では２台のハーフブリッジインバータ１１を組み合わせて３レベルインバータ１２を形成し、２台の３レベルインバータ１２ａ、１２ｂを結合トランス１３ａ、１３ｂで直列接続した交直変換器を示している。なお、２台の３レベルインバータ１２ａ、１２ｂの直流電圧はそれぞれ異なる電圧Ｅ１、Ｅ２を有した場合を示している。
【０００７】
３レベルインバータ１２ａは、２台のハーフブリッジインバータ１１ａ１、１１ａ２を直流電圧Ｅ１（Ｅ１／２＋Ｅ１／２）に対し並列接続し、ハーフブリッジインバータ１１ａ１のスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２との接続点から出力端子Ｕ１を引き出し、同様にハーフブリッジインバータ１１ａ２のスイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４との接続点から出力端子Ｕ１’を引き出して構成されている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４には環流ダイオードＤ１〜Ｄ４が並列接続されている。３レベルインバータ１２ａは、出力端子Ｕ１、Ｕ１’の間にＥ１、０、−Ｅ１の３レベルの出力電圧を出力する。
【０００８】
一方、３レベルインバータ１２ｂも同様に、２台のハーフブリッジインバータ１１ｂ１、１１ｂ２を直流電圧Ｅ２（Ｅ２／２＋Ｅ２／２）に対し並列接続し、ハーフブリッジインバータ１１ｂ１のスイッチング素子Ｓ５とスイッチング素子Ｓ６との接続点から出力端子Ｕ２を引き出し、同様にハーフブリッジインバータ１１ｂ２のスイッチング素子Ｓ７とスイッチング素子Ｓ８との接続点から出力端子Ｕ２’を引き出して構成されている。スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８には環流ダイオードＤ５〜Ｄ８が並列接続されている。３レベルインバータ１２ｂは、出力端子Ｕ２、Ｕ２’の間にＥ２、０、−Ｅ２の３レベルの出力電圧を出力する。
【０００９】
図９は、２台の３レベルインバータ１２ａ、１２ｂを組み合わせた交直変換器の出力端子Ｕ、Ｕ’の出力電圧の波形図である。３レベルインバータ１２ａの出力電圧は、Ｅ１、０、−Ｅ１の３レベルであり、３レベルインバータ１２ａの出力電圧は、Ｅ２、０、−Ｅ２の３レベルであることから、交直変換器の出力端子Ｕ、Ｕ’の出力電圧は、Ｅ２、Ｅ１＋Ｅ２、０、−Ｅ２、−（Ｅ１＋Ｅ２）の５レベルの出力電圧となる。これら５レベルの出力電圧を組み合わせて正弦波に近似した電圧波形を得る。
【００１０】
図１０は従来の交直変換器の他の一例を示す回路構成図である。図１０は図９に示した一例に対し、結合トランス１３ａ、１３ｂに代えて、接続線１４で３レベルインバータ１２ａの出力端子Ｕ１’と３レベルインバータ１２ｂの出力端子Ｕ２とを接続して３レベルインバータ１２ａ、１２ｂを直列接続し多重化したものである。この場合も、図８と同様に５レベルの出力電圧が得られる。
【特許文献１】特開平２−４２８１５号公報
【特許文献２】特開平６−２７６７４７号公報
【特許文献３】特開平６−２６１５５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、多重化方式を用いてもレベル数の増加の効果は低い。例えば、図８や図１０では３レベルインバータ１２ａ、１２ｂを２重化しても５レベルにしかならない。従って、レベル数が少ないと正弦波に近似した波形を得ることが難しいので、多重化方式を用いる場合でもＰＷＭ制御方式を併用する必要があり、それに伴い損失が極端に増大するという課題が生じる。また、多重化するインバータ数を増やせばレベル数は増えるが、インバータ数を増やすと故障率が高くなり信頼性が低下する。
【００１２】
また、変換器用変圧器は、交直変換器からの歪み波電圧が直接加わるために変圧器の偏磁対策として、低磁束密度の特殊変圧器や定格容量の大きな変圧器を用いる必要がある。このため、変圧器の設置スペースが大きくなったり、大容量の変圧器を製造した場合には重量が増加し現地までの運搬に多大な労力が発生していた。
【００１３】
一方、高調波電圧歪みの大きな交直変換器を電力系統に連系すると、そこから発生する高調波電流の影響により力率改善用コンデンサに付属したリアクトルが焼損する等の課題が顕在化している。また、電気機器の誤動作などの問題も考えられる。このため高調波電圧歪みの少ない交直変換器の開発が求められている。
【００１４】
本発明の目的は、多重化のインバータ数を増やすことなく高調波の低減を図ることができ、しかも電力損失が少ない交直変換器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
請求項１の発明に係わる交直変換器は、直流電圧が異なる２台のハーフブリッジインバータと、２台のハーフブリッジインバータのそれぞれの直流電圧の中点同士を接続する接続線と、２台のハーフブリッジインバータのそれぞれのスイッチング素子の接続点から引き出した１対の出力端子とを備えた多レベルインバータを形成し、前記多レベルインバータの１対の出力端子をトランス結合または直列接続して前記多レベルインバータを多重接続したことを特徴とする。
【００１６】
請求項２の発明に係わる交直変換器は、請求項１の発明において、前記多レベルインバータにおいて出力可能なすべてのレベルを用いて出力電圧を調整することを特徴とする。
【００１７】
請求項３の発明に係わる交直変換器は、請求項１の発明において、前記多レベルインバータにおいて出力可能なすべてのレベルのうちから使用するレベル数を選択することにより出力電圧の範囲を広げることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、直流電圧が異なる２台のハーフブリッジインバータのそれぞれの直流電圧の中点同士を接続線で接続し、２台のハーフブリッジインバータのそれぞれのスイッチング素子の接続点から１対の出力端子を引き出して多レベルインバータを形成し、その多レベルインバータの１対の出力端子をトランス結合または直列接続して複数個の多レベルインバータを多重接続した交直変換器を構成するので、フルブリッジインバータを多重化した従来の交直変換器と比較して、構成部品はほぼ同程度で、出力レベル数を増やすことができる。従って、正弦波に近い出力電圧波形を得ることができため著しく高調波を低減できる。また、変換器用変圧器の偏磁現象を極力抑えることができるため変圧器の小型軽量化も実現できる。また、多レベルインバータの出力レベル幅や出力レベル数を調節できるので、容易に出力電圧の大きさを調整できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
図１は本発明の実施の形態に係わる交直変換器の一例を示す回路構成図である。交直変換回路は２台のハーフブリッジインバータ１１を組み合わせた多レベルインバータ１５をトランス結合により多重接続して構成される。図１では２台の多レベルインバータ１５ａ、１５ｂをトランス結合により２多重化した場合を示している。
【００２０】
多レベルインバータ１５ａは、直流電圧が異なる２台のハーフブリッジインバータ１１ａ１、１１ａ２から構成される。すなわち、多レベルインバータ１５ａのハーフブリッジインバータ１１ａ１は直流電圧Ｅ１の２個の直流電圧を有し、ハーフブリッジインバータ１１ａ２は直流電圧Ｅ２の２個の直流電圧を有し、それぞれの直流電圧の中点同士は接続線１６ａで接続されている。そして、多レベルインバータ１５ａは、ハーフブリッジインバータ１１ａ１のスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２との接続点から出力端子Ｕ１が引き出され、同様に、ハーフブリッジインバータ１１ａ２のスイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４との接続点から出力端子Ｕ１’が引き出され、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４には環流ダイオードＤ１〜Ｄ４が並列接続されて構成されている。
【００２１】
一方、多レベルインバータ１５ｂも同様に、直流電圧が異なる２台のハーフブリッジインバータ１１ｂ１、１１ｂ２から構成され、ハーフブリッジインバータ１１ｂ１は直流電圧Ｅ３の２個の直流電圧を有し、ハーフブリッジインバータ１１ｂ２は直流電圧Ｅ４の２個の直流電圧を有し、それぞれの直流電圧の中点同士は接続線１６ｂで接続されている。そして、多レベルインバータ１５ｂは、ハーフブリッジインバータ１１ｂ１のスイッチング素子Ｓ５とスイッチング素子Ｓ６との接続点から出力端子Ｕ２が引き出され、同様に、ハーフブリッジインバータ１１ｂ２のスイッチング素子Ｓ７とスイッチング素子Ｓ８との接続点から出力端子Ｕ２’が引き出され、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８には環流ダイオードＤ５〜Ｄ８が並列接続されて構成されている。
【００２２】
そして、２台の多レベルインバータ１５ａ、１５ｂは結合トランス１３ａ、１３ｂで直列接続され、交直変換器の出力端子Ｕ、Ｕ’が引き出されている。２台の多レベルインバータ１５ａ、１５ｂのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８は、ゲート制御回路１７によりそれぞれ個別に制御される。すなわち、交直変換器への出力電圧指令がパルス列決定手段１８に入力されると、パルス列決定手段１８は交直変換器の出力電圧が出力電圧指令に一致するように、ゲート制御回路１７にパルス列を出力する。ゲート制御回路１７はパルス列決定手段１８からのパルス列に基づいてゲート駆動回路１９によりスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８をオンオフ制御する。
【００２３】
ここで、多レベルインバータ１５ａのハーフブリッジインバータ１１ａ１は、Ｅ１、−Ｅ１を出力端子Ｕ１に出力する２レベルハーフブリッジインバータであり、ハーフブリッジインバータ１１ａ２は、Ｅ２、−Ｅ２を出力端子Ｕ１’に出力する２レベルハーフブリッジインバータである。従って、多レベルインバータ１５ａの出力端子Ｕ１、Ｕ１’間の出力電圧は、Ｅ１＋Ｅ２、Ｅ１−Ｅ２、−Ｅ１＋Ｅ２、−（Ｅ１＋Ｅ２）の４レベルとなる。
【００２４】
また、多レベルインバータ１５ｂのハーフブリッジインバータ１１ｂ１は、Ｅ３、−Ｅ３を出力端子Ｕ２に出力する２レベルハーフブリッジインバータであり、ハーフブリッジインバータ１１ｂ２は、Ｅ４、−Ｅ４を出力端子Ｕ２’に出力する２レベルハーフブリッジインバータである。従って、多レベルインバータ１５ｂの出力端子Ｕ２、Ｕ２’間の出力電圧は、Ｅ３＋Ｅ４、Ｅ３−Ｅ４、−Ｅ３＋Ｅ４、−（Ｅ３＋Ｅ４）の４レベルとなる。
【００２５】
従って、交直変換器の出力端子Ｕ、Ｕ’の間から出力される出力電圧は、表１に示すように、１６レベルの出力電圧となる。
【表１】
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【００２６】
いま、電圧Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４の絶対値｜Ｅ１｜、｜Ｅ２｜、｜Ｅ３｜、｜Ｅ４｜の比率を８：７：４：２とすると、表１に示したモードＭ１〜モードＭ１６の１６レベルの電圧は、すべて異なる値を取ることになる。
【００２７】
図２は、本発明の実施の形態に係わる交直変換器の一例の出力端子Ｕ、Ｕ’の出力電圧の波形図である。図２では、電圧Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４の絶対値｜Ｅ１｜、｜Ｅ２｜、｜Ｅ３｜、｜Ｅ４｜の比率を８：７：４：２とし、表１に示す１６レベルの出力電圧を組み合わせて正弦波に近似した電圧波形とした場合を示している。モードＭ１は、多レベルインバータ１５ａのハーフブリッジインバータ１１ａ１は−Ｅ１を出力端子Ｕ１に出力し、ハーフブリッジインバータ１１ａ２はＥ２を出力端子Ｕ１’に出力し、多レベルインバータ１５ｂのハーフブリッジインバータ１１ｂ１はＥ３を出力端子Ｕ２に出力し、ハーフブリッジインバータ１１ｂ２は−Ｅ４を出力端子Ｕ２’に出力するモードである。この場合、交直変換器の出力端子Ｕ、Ｕ’の間から出力される出力電圧は、−Ｅ１＋Ｅ２＋Ｅ３−Ｅ４となり、｜Ｅ１｜、｜Ｅ２｜、｜Ｅ３｜、｜Ｅ４｜の比率が８：７：４：２である。ここで、モードＭ１の出力電圧を１とすると、モードＭ２での交直変換器の出力端子Ｕ、Ｕ’の間から出力される出力電圧は、Ｅ１−Ｅ２＋Ｅ３−Ｅ４となり、モードＭ１の出力電圧の２倍となる。
【００２８】
以下同様に、モードＭ３での交直変換器の出力端子Ｕ、Ｕ’の間から出力される出力電圧は５倍、モードＭ４での交直変換器の出力端子Ｕ、Ｕ’の間から出力される出力電圧は７倍、モードＭ５での交直変換器の出力端子Ｕ、Ｕ’の間から出力される出力電圧は９倍、モードＭ６での交直変換器の出力端子Ｕ、Ｕ’の間から出力される出力電圧は１３倍、モードＭ７での交直変換器の出力端子Ｕ、Ｕ’の間から出力される出力電圧は１７倍、モードＭ８での交直変換器の出力端子Ｕ、Ｕ’の間から出力される出力電圧は２１倍となる。
【００２９】
図２では、モードＭ１〜Ｍ５、Ｍ８は同じ出力レベル幅とし、モードＭ６、Ｍ７はその２倍のレベル幅とし、モードＭ１〜Ｍ８で正弦波の０°〜９０°の１／４周期を形成し、モードＭ８〜Ｍ１で正弦波の９０°〜１８０°の１／４周期を形成する。
【００３０】
モードＭ９〜Ｍ１６は、モードＭ１〜Ｍ８の出力電圧の極性が反転したものであり、モードＭ９〜Ｍ１６で正弦波の１８０°〜２７０°の１／４周期を形成し、モードＭ１６〜Ｍ９で正弦波の２７０°〜３６０°の１／４周期を形成する。このようにして、交直変換器の出力端子Ｕ、Ｕ’の間から出力される出力電圧を正弦波に近づけるようにしている。
【００３１】
このような交直変換器の出力電圧波形の組合せは、出力電圧指令に基づくパルス列決定手段１８からパルス列によってゲート制御回路１７で行われる。また、出力電圧の調整は、多レベルインバータ１５ａ、１５ｂのパルス幅あるいは出力レベル数を可変して行う。
【００３２】
図３は、多レベルインバータ１５ａ、１５ｂの出力レベル幅を可変して交直変換器の出力電圧を調整した場合（電圧を上げた場合）の出力電圧の波形図である。図３に示すように、図２の場合に比較して、モードＭ１〜Ｍ４の出力レベル幅を小さくモードＭ８の出力レベル幅を大きくし、また、モードＭ９〜Ｍ１２の出力レベル幅を小さくモードＭ１６の出力レベル幅を大きくして出力電圧の調整を行う。
【００３３】
図４は、多レベルインバータ１５ａ、１５ｂの出力レベル数を可変して交直変換器の出力電圧を調整した場合（電圧を下げた場合）の出力電圧の波形図である。図４に示すように、図２の場合に比較して、モードＭ７、Ｍ８、Ｍ１５、Ｍ１６を用いず、モードＭ１〜Ｍ６、Ｍ９〜Ｍ１４の１２モードの組合せで正弦波に近似した電圧波形を得たものである。この場合、モードＭ５、Ｍ１３の出力レベル幅を大きくするとともに、モードＭ６、Ｍ１４の出力レベル幅も大きくして正弦波に近似した電圧波形を得ている。
【００３４】
以上の説明では、多レベルインバータ１５ａ、１５ｂを結合トランス１３ａ、１３ｂにより多重接続した場合を示したが、図５に示すように、結合トランス１３ａ、１３ｂに代えて、接続線１４で多レベルインバータ１５ａの出力端子Ｕ１’と多レベルインバータ１５ｂの出力端子Ｕ２とを接続して多レベルインバータ１５ａ、１５ｂを直列接続し多重化してもよい。この場合も、図１と同様に１６レベルの出力電圧が得られる。なお、図５では、ゲート制御回路１７、パルス列決定手段１８、ゲート駆動回路１９の図示を省略している。
【００３５】
また、以上の説明では、ハーフブリッジインバータ１１ａ１、１１ａ２、１１ｂ１、１１ｂ２は２レベルハーフブリッジインバータである場合について説明したが、ハーフブリッジインバータ１１ａ１、１１ａ２、１１ｂ１、１１ｂ２として、ＮＰＣハーフブリッジインバータを用いることも可能である。
【００３６】
図６は、ハーフブリッジインバータ１１ａ１、１１ａ２、１１ｂ１、１１ｂ２として、ＮＰＣハーフブリッジインバータを用いた場合の交直変換器の回路構成図である。
【００３７】
多レベルインバータ１５ａは、ＮＰＣハーフブリッジインバータである２台のハーフブリッジインバータ１１ａ１、１１ａ２で構成され、２台のハーフブリッジインバータ１１ａ１、１１ａ２はそれぞれ直流電圧が異なるものとなっている。すなわち、多レベルインバータ１５ａのハーフブリッジインバータ１１ａ１は直流電圧Ｅ１の２個の直流電圧を有し、ハーフブリッジインバータ１１ａ２は直流電圧Ｅ２の２個の直流電圧を有し、それぞれの直流電圧の中点同士は接続線１６ａで接続されている。
【００３８】
そして、ハーフブリッジインバータ１１ａ１は、４個のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４にそれぞれ並列接続された環流ダイオードＤ１〜Ｄ４、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の接続点とスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の接続点との間に接続されたクランプダイオードＤ１７、Ｄ１８を有し、クランプダイオードＤ１７、Ｄ１８の接続点は２個の直流電圧Ｅ１の中点に接続されている。同様に、ハーフブリッジインバータ１１ａ２は、４個のスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８にそれぞれ並列接続された環流ダイオードＤ５〜Ｄ８、スイッチング素子Ｓ５、Ｓ６の接続点とスイッチング素子Ｓ７、Ｓ８の接続点との間に接続されたクランプダイオードＤ１９、Ｄ２０を有し、クランプダイオードＤ１９、Ｄ２０の接続点は２個の直流電圧Ｅ２の中点に接続されている。
【００３９】
また、ハーフブリッジインバータ１１ａ１のスイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３との接続点から出力端子Ｕ１が引き出され、同様に、ハーフブリッジインバータ１１ａ２のスイッチング素子Ｓ６とスイッチング素子Ｓ７との接続点から出力端子Ｕ１’が引き出されている。
【００４０】
一方、多レベルインバータ１５ｂも同様に、ＮＰＣハーフブリッジインバータである２台のハーフブリッジインバータ１１ｂ１、１１ｂ２で構成され、２台のハーフブリッジインバータ１１ｂ１、１１ｂ２はそれぞれ直流電圧が異なるものとなっている。すなわち、多レベルインバータ１５ｂのハーフブリッジインバータ１１ｂ１は直流電圧Ｅ３の２個の直流電圧を有し、ハーフブリッジインバータ１１ｂ２は直流電圧Ｅ４の２個の直流電圧を有し、それぞれの直流電圧の中点同士は接続線１６ｂで接続されている。
【００４１】
そして、ハーフブリッジインバータ１１ｂ１は、４個のスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２にそれぞれ並列接続された環流ダイオードＤ９〜Ｄ１２、スイッチング素子Ｓ９、Ｓ１０の接続点とスイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２の接続点との間に接続されたクランプダイオードＤ２１、Ｄ２２を有し、クランプダイオードＤ２１、Ｄ２２の接続点は２個の直流電圧Ｅ３の中点に接続されている。同様に、ハーフブリッジインバータ１１ｂ２は、４個のスイッチング素子Ｓ１３〜Ｓ１６、スイッチング素子Ｓ１３〜Ｓ１６にそれぞれ並列接続された環流ダイオードＤ１３〜Ｄ１６、スイッチング素子Ｓ１３、Ｓ１４の接続点とスイッチング素子Ｓ１５、Ｓ１６の接続点との間に接続されたクランプダイオードＤ２３、Ｄ２４を有し、クランプダイオードＤ２３、Ｄ２４の接続点は２個の直流電圧Ｅ４の中点に接続されている。
【００４２】
また、ハーフブリッジインバータ１１ｂ１のスイッチング素子Ｓ１０とスイッチング素子Ｓ１１との接続点から出力端子Ｕ２が引き出され、同様に、ハーフブリッジインバータ１１ｂ２のスイッチング素子Ｓ１４とスイッチング素子Ｓ１５との接続点から出力端子Ｕ１’が引き出されている。
【００４３】
そして、２台の多レベルインバータ１５ａ、１５ｂは結合トランス１３ａ、１３ｂで直列接続され、交直変換器の出力端子Ｕ、Ｕ’が引き出されている。２台の多レベルインバータ１５ａ、１５ｂのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１６は、図示省略のゲート制御回路によりそれぞれ個別に制御される。
【００４４】
ここで、多レベルインバータ１５ａのハーフブリッジインバータ１１ａ１、１１ａ２は、ＮＰＣハーフブリッジインバータであることから、ハーフブリッジインバータ１１ａ１はＥ１、０、−Ｅ１を出力端子Ｕ１に出力し、ハーフブリッジインバータ１１ａ２は、Ｅ２、０、−Ｅ２を出力端子Ｕ１’に出力する。従って、多レベルインバータ１５ａの出力端子Ｕ１、Ｕ１’間の出力電圧は、表２に示すように９レベルとなる。すなわち、０、Ｅ１、−Ｅ１、Ｅ２、−Ｅ２、Ｅ１＋Ｅ２、Ｅ１−Ｅ２、−Ｅ１＋Ｅ２、−（Ｅ１＋Ｅ２）の９レベルとなる。
【表２】
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【００４５】
同様に、多レベルインバータ１５ｂのハーフブリッジインバータ１１ｂ１、１１ｂ２は、ＮＰＣハーフブリッジインバータであることから、ハーフブリッジインバータ１１ｂ１はＥ３、０、−Ｅ３を出力端子Ｕ２に出力し、ハーフブリッジインバータ１１ｂ２は、Ｅ４、０、−Ｅ４を出力端子Ｕ２’に出力する。従って、多レベルインバータ１５ｂの出力端子Ｕ２、Ｕ２’間の出力電圧は、表３に示すように９レベルとなる。すなわち、０、Ｅ３、−Ｅ３、Ｅ４、−Ｅ４、Ｅ３＋Ｅ４、Ｅ３−Ｅ４、−Ｅ３＋Ｅ４、−（Ｅ３＋Ｅ４）の９レベルとなる。
【表３】
2009131107.tif 000005
【００４６】
従って、交直変換器の出力端子Ｕ、Ｕ’の間から出力される出力電圧は、多レベルインバータ１５ａの９レベルの出力電圧と、多レベルインバータ１５ｂの９レベルの出力電圧との組合せの８１（９×９）レベルの出力電圧となる。この８１（９×９）レベルの出力電圧がすべて異なる値となるように、電圧Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４の絶対値｜Ｅ１｜、｜Ｅ２｜、｜Ｅ３｜、｜Ｅ４｜の比率を設定する。これにより、出力電圧の値が異なる８１レベルの出力電圧を出力することができるので、正弦波により細かく近似した電圧波形を得ることができる。
【００４７】
なお、直流電圧値を基準電池の整数倍しか選べない場合等に、電圧値の出力レベルが重複して、たとえ、同電圧値の出力レベルが半数近くあったとしても、正弦波にかなり近似した電圧波形を得ることができる。
【００４８】
以上の説明では、多レベルインバータ１５ａ、１５ｂを結合トランス１３ａ、１３ｂにより多重接続した場合を示したが、図７に示すように、結合トランス１３ａ、１３ｂに代えて、接続線１４で多レベルインバータ１５ａの出力端子Ｕ１’と多レベルインバータ１５ｂの出力端子Ｕ２とを接続して多レベルインバータ１５ａ、１５ｂを直列接続し多重化してもよい。この場合も、図６に示した交直変換器と同様に８１レベルの出力電圧が得られる。なお、図７では、図６の場合と同様に、ゲート制御回路１７、パルス列決定手段１８、ゲート駆動回路１９の図示を省略している。
【００４９】
また、以上の説明では２台の多レベルインバータ１５ａ、１５ｂを直列多重接続した場合について説明したが、３台以上の多レベルインバータ１５を直列多重接続してもよい。この場合には、さらに出力レベル数が増えるので、より細かに正弦波を近似できる。
【００５０】
本発明の実施の形態によれば、直流電圧が異なる２台のハーフブリッジインバータ１１のそれぞれの直流電圧の中点同士を接続して多レベルインバータを形成し、その多レベルシステムを結合トランス１３または接続線１４で多重化するので、レベル数を大幅に増やすことができる。これにより、出力電圧波形を正弦波に近づけることができ、高調波の低減が可能となる。
【００５１】
例えば、フルブリッジインバータを多重化した従来システムと比較して、構成部品はほぼ同程度で、レベル数が５レベルから１６レベルまで増やすことができる。このため著しく高調波を低減でき、システムの信頼度も確保できる。また、変換器用変圧器の偏磁現象を極力抑えることができるため変圧器の小型軽量化が実現できる。さらには、出力レベル数を増大させることができ、正弦波により細かに近似できるので、フィルタ容量を大幅に削減できる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明の実施の形態に係わる交直変換器の一例を示す回路構成図。
【図２】本発明の実施の形態に係わる交直変換器の一例の出力端子Ｕ、Ｕ’の出力電圧の波形図。
【図３】本発明の実施の形態における多レベルインバータの出力レベル幅を可変して交直変換器の出力電圧を調整した場合（電圧を上げた場合）の出力電圧の波形図。
【図４】本発明の実施の形態における多レベルインバータの出力レベル数を可変して交直変換器の出力電圧を調整した場合（電圧を下げた場合）の出力電圧の波形図。
【図５】本発明の実施の形態に係わる交直変換器の他の一例を示す回路構成図。
【図６】本発明の実施の形態に係わる交直変換器の別の他の一例を示す回路構成図。
【図７】本発明の実施の形態に係わる交直変換器のさらに別の他の一例を示す回路構成図。
【図８】従来の交直変換器の一例を示す回路構成図。
【図９】従来の交直変換器の一例の出力電圧の波形図。
【図１０】従来の交直変換器の他の一例を示す回路構成図。
【符号の説明】
【００５３】
１１…ハーフブリッジインバータ、１２…３レベルインバータ、１３…結合トランス、１４…接続線、１５…多レベルインバータ、１６…接続線、１７…ゲート制御回路、１８…パルス列決定手段、１９…ゲート駆動回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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