(57)【要約】【課題】搬送波間隔よりも小さい範囲の周波数誤差を検出することが可能であり、精度良く周波数誤差の修正の精度を高め、受信機の受信性能を向上させる。【解決手段】パイロット信号成分についての差動復調結果（ＰＲＮｐ，ＰＪＮｐ）に応じた位相角を出力する回路（４３）と、一搬送波上の信号成分についての差動復調結果と、一搬送波下の信号成分についての差動復調結果とに基づいて、周波数のずれの方向を判定するずれ方向判定手段（４５）と、位相角出力回路（４３）が出力した位相角の符号と、ずれ方向判定手段（４５）によるずれの方向に基づいて、位相角の符号を決定する符号決定手段（４６）とを備える。【選択図】図２
2009302647.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式の複素ディジタル信号に対し、直交復調を行って、ベースバンド帯域に周波数変換し、ガードインターバル（ＧＩ）を除去してフーリエ変換を行うことで周波数ドメイン信号を得てから検波するＯＦＤＭ信号復調装置の、前記直交復調により得られた信号と前記フーリエ変換により得られた周波数ドメインの信号とに基づいて、前記直交復調で用いられる搬送波周波数を再生する搬送波周波数再生回路において、
前記直交復調により得られたＩ信号成分又はＱ信号成分とそれを１有効シンボル時間だけ遅延した信号との相関値を算出し、該算出値に基づいて第１の周波数誤差を算出する第１の周波数誤差検出回路と、
前記フーリエ変換された周波数ドメインにおけるＴＭＣＣパイロット信号成分と、その一搬送波上及び一搬送波下のデータ信号成分に基づいて第２の周波数誤差を検出する第２の周波数誤差検出回路と、
前記第１の周波数誤差と前記第２の周波数誤差を加算する加算回路と、
前記加算回路の出力により発振周波数が制御される数値制御発信回路とを備え、
前記第２の周波数誤差検出回路は、
前記フーリエ変換された周波数ドメインにおけるＴＭＣＣパイロット信号成分と、その一搬送波上及び一搬送波下のデータ信号成分を、１有効シンボル時間遅延し、前記１有効シンボル時間遅延したＴＭＣＣパイロット信号成分と現在のＴＭＣＣパイロット信号成分を用いて差動復調し、前記１有効シンボル時間遅延した一搬送波上の信号成分と現在の一搬送波上の信号成分を用いて差動復調し、前記１有効シンボル時間遅延した一搬送波下の信号成分と現在の一搬送波下の信号成分を用いて差動復調する差動復調回路と、
前記ＴＭＣＣパイロット信号成分についての前記差動復調回路による差動復調結果の複素平面上におけるＩ成分とＱ成分とに応じた位相角を出力する位相角出力回路と、
前記一搬送波上の信号成分についての前記差動復調回路による差動復調結果におけるＩ成分とＱ成分と、前記一搬送波下の信号成分についての差動復調結果におけるＩ成分とＱ成分とに基づいて、周波数のずれの方向を判定するずれ方向判定回路と、
前記位相角出力回路が出力した位相角の符号と、前記ずれ方向判定回路によるずれの方向に基づいて、前記位相角の符号を決定する符号決定回路とを備え、
前記符号決定回路で符号が決定された位相角を前記第２の周波数誤差として出力する
ことを特徴とするＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路。
【請求項２】
前記符号決定回路は、
前記ずれ方向判定回路が、上方向へのずれを検出し、前記位相角出力回路が負の位相角を出力したときは、前記位相角出力回路が出力した位相角の符号を反転させ、
前記ずれ方向判定回路が、下方向へのずれを検出し、前記位相角出力回路が正の位相角を出力したときは、前記位相角出力回路が出力した位相角の符号を反転させる
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路。
【請求項３】
前記比較判定回路が、
前記パイロット信号成分の搬送波周波数の上方向へのずれに応じた値と、前記パイロット信号成分の搬送波周波数の下方向へのずれに応じた値との差を算出する差分演算回路と、
前記差分演算回路の出力に基づいて周波数のずれの方向を示す信号を出力する符号信号出力回路とを備える
ことを特徴とする請求項２に記載のＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路。
【請求項４】
前記符号決定回路は、前記ずれ方向判定回路の前記差分演算回路で求めた差分が所定値よりも大きいことを条件として、前記符号の反転を行うことを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路。
【請求項５】
前記ずれ方向判定回路は、
前記一搬送波上の信号成分についての差動復調結果におけるＩ成分とＱ成分とから第１の信号電力を求め、前記一搬送波下の信号成分についての差動復調結果におけるＩ成分とＱ成分とから第２の信号電力を求める信号電力演算回路と、
前記第１の信号電力と前記第２の信号電力とに基づいて、周波数のずれの方向を判定する比較判定回路とを備える
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路。
【請求項６】
前記比較判定回路は、前記第１の信号電力が前記第２の信号電力よりも大きいときに前記パイロット信号の周波数が上方向にずれていると判定し、前記第１の信号電力が前記第２の信号電力よりも小さいときに前記パイロット信号の周波数が下方向にずれていると判定することを特徴とする請求項５に記載のＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路。
【請求項７】
前記比較判定回路は、
前記第１の信号電力と前記第２の信号電力の差分を求める差分演算回路と、
前記差分演算回路で求めた差分に基づいて、周波数誤差の方向を示す信号を出力する符号信号出力回路とを備える
ことを特徴とする請求項５又は６に記載のＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路。
【請求項８】
前記信号電力算出回路はさらに、
前記パイロット信号成分についての差動復調結果におけるＩ成分とＱ成分とから第３の信号電力を求め、
前記比較判定回路は、前記第１の信号電力と前記第３の信号電力との差と、前記第２の信号電力と前記第３の信号電力との差のいずれが大きいかに基づいて前記周波数のずれの方向を判定する
ことを特徴とする請求項５に記載のＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路。
【請求項９】
前記比較判定回路は、前記第１の信号電力と前記第３の信号電力との差の絶対値が、前記第２の信号電力と前記第３の信号電力との差の絶対値よりも大きいときに前記パイロット信号の周波数が下方向にずれていると判定し、前記第１の信号電力と前記第３の信号電力との差の絶対値が、前記第２の信号電力と前記第３の信号電力との差の絶対値よりも小さいときに前記パイロット信号の周波数が上方向にずれていると判定する
ことを特徴とする請求項８に記載のＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路。
【請求項１０】
前記比較判定回路は、前記第１の信号電力と前記第３の信号電力との差の絶対値と、前記第２の信号電力と前記第３の信号電力との差の絶対値との差分を求める差分演算回路と、
前記差分演算回路で求めた差分に基づいて、周波数誤差の方向を示す信号を出力する符号信号出力回路とを備える
ことを特徴とする請求項５又は９に記載のＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路。
【請求項１１】
前記符号信号出力回路が、
前記差分演算回路の出力が下方向へのずれを示すものであり、かつ前記差分演算回路の出力の絶対値が所定の閾値より大きいときに、周波数誤差が下方向であることを示す信号を出力する
ことを特徴とする請求項７又は１０に記載のＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路。
【請求項１２】
前記ずれ方向判定回路は、
前記信号電力演算回路で算出した信号電力値を所定のシンボル数分加算する積分回路をさらに備え、
前記比較判定回路は、前記積分回路による加算結果に基づいて前記ずれの方向の判定を行う
ことを特徴とする請求項５に記載のＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路。
【請求項１３】
前記第２の周波数誤差検出回路は、
前記差動復調結果の１シンボル分の平均を演算する平均演算回路をさらに有し、
前記ずれ方向判定回路は、前記平均演算回路の出力に基づいて前記ずれ方向の判定を行う
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路。
【請求項１４】
前記位相角出力回路は、前記平均演算回路の出力に応じた位相角を出力する
ことを特徴とする請求項１３に記載のＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路。
【請求項１５】
前記第２の周波数誤差検出回路が、
前記位相角出力回路の出力を入力とするループフィルタをさらに備え、
前記符号決定回路が、前記ループフィルタの出力を入力とする
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路。
【請求項１６】
前記第２の周波数誤差検出回路が、
前記符号決定回路の出力を入力とするループフィルタをさらに備え、
前記加算回路が、前記ループフィルタの出力と前記第１の周波数誤差検出回路の出力を加算する
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路。
【請求項１７】
入力する直交周波数分割多重ＯＦＤＭ）方式の複素ディジタル信号に対し、直交復調を行って、ベースバンド帯域に周波数変換し、ガードインターバル（ＧＩ）を除去してフーリエ変換を行うことで周波数ドメイン信号を得てから検波するＯＦＤＭ信号復調装置の、前記直交復調により得られた信号と前記フーリエ変換により得られた周波数ドメインの信号とに基づいて、前記直交復調で用いられる搬送波周波数を再生する搬送波周波数再生方法において、
前記直交復調により得られたＩ信号成分又はＱ信号成分とそれを１有効シンボル時間だけ遅延した信号との相関値を算出し、該算出値に基づいて第１の周波数誤差を算出する第１の周波数誤差検出ステップと、
前記フーリエ変換された周波数ドメインにおけるＴＭＣＣパイロット信号成分と、その一搬送波上及び一搬送波下のデータ信号成分に基づいて第２の周波数誤差を検出する第２の周波数誤差検出ステップと、
前記第１の周波数誤差と前記第２の周波数誤差を加算する加算ステップと、
前記加算ステップの出力により発振周波数が制御される数値制御発信ステップとを備え、
前記第２の周波数誤差検出ステップは、
前記フーリエ変換された周波数ドメインにおけるＴＭＣＣパイロット信号成分と、その一搬送波上及び一搬送波下のデータ信号成分を、１有効シンボル時間遅延し、前記１有効シンボル時間遅延したＴＭＣＣパイロット信号成分と現在のＴＭＣＣパイロット信号成分を用いて差動復調し、前記１有効シンボル時間遅延した一搬送波上の信号成分と現在の一搬送波上の信号成分を用いて差動復調し、前記１有効シンボル時間遅延した一搬送波下の信号成分と現在の一搬送波下の信号成分を用いて差動復調する差動復調ステップと、
前記ＴＭＣＣパイロット信号成分についての前記差動復調ステップによる差動復調結果の複素平面上におけるＩ成分とＱ成分とに応じた位相角を出力する位相角出力ステップと、
前記一搬送波上の信号成分についての前記差動復調ステップによる差動復調結果におけるＩ成分とＱ成分と、前記一搬送波下の信号成分についての差動復調結果におけるＩ成分とＱ成分とに基づいて、周波数のずれの方向を判定するずれ方向判定ステップと、
前記位相角出力ステップが出力した位相角の符号と、前記ずれ方向判定ステップによるずれの方向に基づいて、前記位相角の符号を決定する符号決定ステップとを備え、
前記符号決定ステップで符号が決定された位相角を前記第２の周波数誤差として出力する
ことを特徴とするＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
日本では地上波ディジタル放送方式として、多数の搬送波を使用し、情報を分散させて伝送する直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）と呼ばれる変調方式が採用されている。このＯＦＤＭ方式受信機が信号を正しく受信するために重要な機能の一つに搬送波周波数同期機能がある。
【０００３】
搬送波周波数同期方法として、例えば周波数ドメイン信号の現在のシンボルの搬送波成分を１シンボル前の搬送波成分との間で差動復調し、その信号の位相が複素平面上において予め設定された所定範囲内に分布するか否かを判定し、判定された結果から各搬送波成分の周波数軸における配置の相関値を演算し、演算結果の絶対値を演算し、絶対値の周波数軸における最大値の位置を検出し、搬送波の周波数誤差を補正するための搬送波間隔の整数倍の周波数誤差として出力するといった方法がある（例えば特許文献１）。
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−１３５０３７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記の従来のＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数同期方法では、周波数誤差の検出範囲が搬送波間距離の整数倍に限られていた。
【０００６】
この発明は上述のような課題を解消するためになされたもので周波数誤差の検出範囲を搬送波間距離以内の搬送波間距離の０〜１／２にまで拡張することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路は、
入力する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式の複素ディジタル信号に対し、直交復調を行って、ベースバンド帯域に周波数変換し、ガードインターバル（ＧＩ）を除去してフーリエ変換を行うことで周波数ドメイン信号を得てから検波するＯＦＤＭ信号復調装置の、前記直交復調により得られた信号と前記フーリエ変換により得られた周波数ドメインの信号とに基づいて、前記直交復調で用いられる搬送波周波数を再生する搬送波周波数再生回路において、
前記直交復調により得られたＩ信号成分又はＱ信号成分とそれを１有効シンボル時間だけ遅延した信号との相関値を算出し、該算出値に基づいて第１の周波数誤差を算出する第１の周波数誤差検出回路と、
前記フーリエ変換された周波数ドメインにおけるＴＭＣＣパイロット信号成分と、その一搬送波上及び一搬送波下のデータ信号成分に基づいて第２の周波数誤差を検出する第２の周波数誤差検出回路と、
前記第１の周波数誤差と前記第２の周波数誤差を加算する加算回路と、
前記加算回路の出力により発振周波数が制御される数値制御発信回路とを備え、
前記第２の周波数誤差検出回路は、
前記フーリエ変換された周波数ドメインにおけるＴＭＣＣパイロット信号成分と、その一搬送波上及び一搬送波下のデータ信号成分を、１有効シンボル時間遅延し、前記１有効シンボル時間遅延したＴＭＣＣパイロット信号成分と現在のＴＭＣＣパイロット信号成分を用いて差動復調し、前記１有効シンボル時間遅延した一搬送波上の信号成分と現在の一搬送波上の信号成分を用いて差動復調し、前記１有効シンボル時間遅延した一搬送波下の信号成分と現在の一搬送波下の信号成分を用いて差動復調する差動復調回路と、
前記ＴＭＣＣパイロット信号成分についての前記差動復調回路による差動復調結果の複素平面上におけるＩ成分とＱ成分とに応じた位相角を出力する位相角出力回路と、
前記一搬送波上の信号成分についての前記差動復調回路による差動復調結果におけるＩ成分とＱ成分と、前記一搬送波下の信号成分についての差動復調結果におけるＩ成分とＱ成分とに基づいて、周波数のずれの方向を判定するずれ方向判定回路と、
前記位相角出力回路が出力した位相角の符号と、前記ずれ方向判定回路によるずれの方向に基づいて、前記位相角の符号を決定する符号決定回路とを備え、
前記符号決定回路で符号が決定された位相角を前記第２の周波数誤差として出力する
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
この発明は、以上に説明したように構成されているので、搬送波間隔よりも小さい範囲の周波数誤差を検出することが可能であり、従来の方法よりも精度良く周波数誤差を修正することができ、受信機の受信性能を向上することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて具体的に説明するが、それに先立ち、本発明を理解するために必要となる本発明で用いた直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式の伝送技術について簡単に説明する。
【００１０】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式の伝送（送受信）技術は、周波数が互いに直交する複数の搬送波によって情報を変調および多重して送信し、受信側では逆の処理を実施して復調する送受信方式であり、放送や通信の分野で特に実用化が進んでいる。
【００１１】
ＯＦＤＭ方式の伝送では、送信時に、送信するデータが複数の搬送波に割り振られ、各搬送波でＱｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ（ＱＰＳＫ）やＱｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  （ＱＡＭ）またはＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ  （ＤＱＰＳＫ）方式等でディジタル変調され、また、伝送パラメータや伝送制御に関する付加情報、および既知データで変調された連続パイロット搬送波成分は、特定の搬送波を用いて常にＤＢＰＳＫやＢＰＳＫ方式でディジタル変調されてから、これらが多重化され、その後、ＯＦＤＭ信号は所望の送信周波数に周波数変換されて伝送される。
【００１２】
具体的には、送信時に送信する伝送データが各搬送波（サブキャリア）の変調方式に応じて複素平面上の信号点にマッピングされ、これらが逆離散フーリエ変換されて、時間ドメインの信号に変換される。これにより生成された逆離散フーリエ変換後の信号（有効シンボル期間（ＳＩ）信号）の最後部と同じものがガード期間（ＧＩ：ガードインターバル）信号として有効期間信号の先頭に付加される（図１（ａ））。このようにして生成されたベースバンドのＯＦＤＭ信号は、直交変調により中間周波数（ＩＦ）帯域の信号に変換され、さらに無線周波数（ＲＦ）帯域の信号に変換されて、送信される。
【００１３】
上記のようにＧＩ期間信号を付加することにより、ＧＩ長以下の遅延時間を有する遅延波があっても、受信側でシンボル間干渉することなく信号を再生できるようになる。
【００１４】
ＯＦＤＭ方式では全ての搬送波は互いに直交性を有するため、受信側で搬送波周波数が正しく再生された場合、送信データを正しく再生することができる。しかし、受信側の搬送波周波数が実際の周波数に対して誤差を含んでいる場合、搬送波間で干渉（ＩＣＩ：ｉｎｔｅｒ−ｃａｒｒｉｅｒ  ｉｎｔｅｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）が起こり、送信データを誤って再生する確率が増大して伝送特性が劣化する。したがって、ＯＦＤＭ方式では、受信側で如何に正しく搬送波周波数を再生するかが重要な課題となる。
【００１５】
ＯＦＤＭ信号を受信する復調装置では、例えば、上記従来の技術のＯＦＤＭ受信装置のように、一般的に、入力するＯＦＤＭ方式の複素ディジタル信号に対し、直交復調し、ベースバンド帯域に周波数変換し、ＧＩを除去して時間ドメイン信号とし、該時間ドメイン信号をフーリエ変換して周波数ドメイン信号としてから検波することで復調している。
【００１６】
また、ＯＦＤＭ信号を受信する復調装置において、搬送波周波数を再生するためには、周波数誤差を減らして同期をとる処理が必要であり、一般的なＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数同期回路では、周波数誤差を搬送波間隔の整数倍の成分とそれ以外の成分に分離し、各々に対して周波数誤差を検出してから補正して同期をとっている。例えば、上記従来の技術に示したＯＦＤＭ受信装置は、搬送波間隔の整数倍の周波数誤差を検出するものである。
【００１７】
実施の形態１．
図２は、本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信機、特にそのＯＦＤＭ信号復調装置の搬送波周波数再生回路を示すブロック図である。
【００１８】
図２に示すようにＯＦＤＭ受信機１５０は、受信アンテナ１０１と、チューナ１０２と、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０４と、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１０５と、
副搬送波周波数信号復調回路１２０と、検波回路１２５と、クロック信号発振器１３１と、
クロック信号再生回路１３０とを備える。
【００１９】
受信アンテナ１０１はＯＦＤＭ変調された無線信号（ＯＦＤＭ変調信号）を受信する。
チューナ１０２は、乗算回路１０２ａと、選局を行うのに用いられる局部発振器としての主搬送波発振回路１０２ｂとを有する。主搬送波発振回路１０２ｂの発振周波数は、図示しないチャンネル選択回路から供給されるチャンネル選択信号に応じて切り換えられ、乗算回路１０２ａは主搬送波発振回路１０２ｂから出力される所定の主搬送波周波数信号と受信した無線信号を乗算する。
【００２０】
帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０４は、乗算回路１０２ａの出力から副搬送波周波数帯域となる中間周波数（ＩＦ）信号を抽出する。
Ａ／Ｄ変換回路１０５はＢＰＦ１０４によって抽出されたアナログのＩＦ信号を、クロック信号発振器１３１から供給される所定周波数のクロック信号を用いてディジタル信号に変換する。
【００２１】
クロック信号発振器１３１は、受信された信号が、送信側で変調器において変調される際に用いられたクロックを受信機側で再生するためのもので、例えば、電圧制御水晶発振器（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｃｒｙｓｔａｌ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）などを備えている。
この場合、副搬送波周波数信号の位相情報から、同一シンボル内の位相回転量を求めるのに用いられる。
クロック信号発振器１３１はクロック信号再生回路１３０より出力される制御信号によって制御される。
【００２２】
Ａ／Ｄ変換回路１０５から出力されるディジタル信号は、副搬送波周波数信号復調回路１２０に供給される。
【００２３】
副搬送波周波数信号復調回路１２０は、デマルチプレクサ１０６と、低帯域通過フィルタ（ＬＰＦ）１０７、１０８と、複素乗算回路１０９と、ガード除去回路１１０と、高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）１１１と、搬送波周波数再生回路１１２とを有する。
【００２４】
デマルチプレクサ１０６はディジタル化されたＩＦ信号からＩチャネルＩＦデータとＱチャネルＩＦデータを分離して、チャンネル毎の復調データを出力する。
【００２５】
ＬＰＦ１０７はＩチャネルＩＦデータに含まれる不要な高域成分（例えば、隣接チャネルの信号やノイズなど）を除去し、ＬＰＦ１０８はＱチャネルＩＦデータに含まれる不要な高域成分を除去する。
【００２６】
複素乗算回路（デジタル直交復調回路）１０９は、入力されるＩチャネルＩＦデータとＱチャネルＩＦデータに対し、数値制御発振回路１１６から供給される副搬送波周波数信号を乗算することにより、周波数誤差を除去しながら直交復調を行なって、ベースバンドのＩチャネル復調データとＱチャネル復調データを生成する。
【００２７】
ガード除去回路１１０は、複素乗算回路１０９から出力されるベースバンドのＩチャンネル復調データとＱチャンネル復調データからガードインターバル（ＧＩ）を除去する。
【００２８】
ＦＦＴ回路１１１は、ガード除去回路１１０から出力される、時間ドメイン信号であるＩチャネル復調データとＱチャネル復調データとに対してＦＦＴ演算（離散的フーリエ変換）を行って、周波数成分に変換することにより、離散的フーリエ変換を実施したＩチャネル復調データＩＲとＱチャネル復調データＱＲとを生成する。
これにより、各サブキャリアに直交変調されている信号を抽出して出力する。
【００２９】
検波回路１２５は、ＦＦＴ回路１１１から出力される各サブキャリアを変調方式に応じて検波した後、デマッピングすることによりデータ信号を復元する。
【００３０】
搬送波周波数再生回路１１２は、複素乗算回路１０９による直交復調により得られた信号とＦＦＴ回路１１１によるフーリエ変換により得られた周波数ドメインの信号とに基づいて、複素乗算回路１０９における直交復調で用いられる搬送波周波数を再生するものであり、第１の搬送波周波数誤差検出回路１１３と、第２の搬送波周波数誤差検出回路１１４と、加算回路１１５と、数値制御発振回路１１６とを有する。
【００３１】
第１の搬送波周波数誤差検出回路１１３は、複素乗算回路１０９による直交復調により得られたＩ信号成分又はＱ信号成分とそれを１有効シンボル時間だけ遅延した信号との相関値を算出し、該算出値に基づいて第１の周波数誤差を算出するものであり、相関値演算回路１１３ａと、周波数誤差演算回路１１３ｂとを有する。
【００３２】
相関値演算回路１１３ａは、時間ドメイン信号のＩチャネル復調データとＱチャネル復調データとを入力とし、これらと、これらを１有効シンボル期間だけ遅延させたデータとの相関値を演算する。さらに、相関値演算回路１１３ａでの検出結果は、ＦＦＴ回路１１１におけるＦＦＴタイミングの制御にも用いられる。
搬送波周波数誤差演算回路１１３ｂは、相関値が最大となるタイミングに基づいて、キャリア周波数間隔を超える周波数誤差を算出し、キャリア単位での誤差補正値（第１の周波数誤差）を出力する。
【００３３】
第２の搬送波周波数誤差検出回路１１４は、ＦＦＴ回路１１１でフーリエ変換された周波数ドメインにおけるＴＭＣＣパイロット信号成分と、その一搬送波上及び一搬送波下のデータ信号成分に基づいて、周波数毎の出力の偏りを検出することにより、ＦＦＴを実施した復調データＩＲ及びＱＲの周波数誤差を検出し、これを第２の周波数誤差として検出する。第２の搬送波周波数誤差検出回路１１４は、キャリア間隔を超えない範囲での周波数誤差を検出し、該誤差分の補正値を出力する。
【００３４】
加算回路１１５は、第１の搬送波周波数誤差検出回路１１３から出力される第１の周波数誤差（該誤差分の補正値）と第２の搬送波周波数誤差検出回路１１４から出力される第２の周波数誤差（該誤差分の補正値）を加算する。
数値制御発振回路１１６は、加算回路１１５の出力によりその発振周波数が制御される。
【００３５】
ＯＦＤＭ信号におけるＧＩ期間は、有効シンボルの終端近傍の一部分と同一内容の信号を付加して構成されており、このＧＩ期間は、シンボル期間（有効シンボル期間とＧＩ期間の和）の周期で現れることになる。
このＧＩ期間における信号は有効シンボルの終端近傍の一部分と同一内容の信号が付加されているので、当該有効シンボルとＧＩ期間における信号との間の相関は最大のものとなる。
【００３６】
図１は信号と相関値の関係を説明したものである。現信号（図１（ａ））に対して１シンボル期間Ｔｓでだけ遅延した信号（図１（ｂ）））を比較すると、ＧＩの期間Ｔｇの信号が全く同じになるため、両者の相関は最大となる。
【００３７】
従って、有効シンボルとＧＩ期間における信号との間の相関が最大となるところを見つけることによって、当該有効シンボルにおけるＧＩ期間を特定することが可能となり、併せて有効シンボル期間を特定することも可能となる。
すなわち、有効シンボル期間が特定されることにより、この有効シンボル期間の長さによってＦＦＴ回路１１１におけるＦＦＴを実施することが可能となる。
【００３８】
副搬送波周波数信号復調回路１２０では、上記のように複素乗算回路１０９により相関値が最大となるタイミングにて後段のＦＦＴ回路１１１に演算を開始させるので、ＦＦＴ回路１１１から出力される変換データＩＲ及びＱＲの周波数誤差を最小にすることができる。
【００３９】
第２の搬送波周波数誤差検出回路１１４は、Ｉチャネル復調データＩＲとＱチャネル復調データＱＲから抜き出されたパイロット成分、並びにその一搬送波上の信号成分、及びその一搬送波下の信号成分を利用して、数値制御発振回路１１６を制御するための第２の周波数誤差信号ＣＳを生成して出力する。
【００４０】
数値制御信号発振器１１６は、第１の周波数誤差検出回路１１３で検出された第１の周波数誤差と第２の搬送波周波数誤差演算回路１１４で検出された第２の周波数誤差との加算結果に応じた周波数で発振する。
【００４１】
図２に示した複素乗算回路１０９、ＦＦＴ回路１１１、第２の搬送波周波数誤差検出回路１１４、加算回路１１５、及び数値制御発振回路１１６は副搬送波周波数を制御するためのＰＬＬ回路を構成する。
【００４２】
図３は、本発明の実施の形態１の第２の搬送波周波数誤差検出回路１１４の構成を示すブロック図である。
図示の搬送波周波数誤差演算回路１１４は、信号成分抽出回路２０と、差動復調回路３０と、スイッチ４１、４２と、ＲＯＭ４３と、ループフィルタ４４と、ずれ方向判定回路４５と、符号決定回路４６とを有する。
【００４３】
信号成分抽出回路２０は、スイッチ２１及び２２を有する。
スイッチ２１では、ＦＦＴ回路１１１によって周波数ドメインに変換された復調ＩチャネルデータＩＲ中からパイロット信号に対応するデータＰＩＲｐおよびその上下一搬送波におけるＴＭＣＣパイロット信号の位置に相当する信号ＰＩＲａ、ＰＩＲｂが選択される。
同様に、スイッチ２２ではＱチャネル復調データＱＲ中からＴＭＣＣパイロット信号に対応するデータＰＱＲｐおよびその上下一搬送波におけるＴＭＣＣパイロット信号の位置に相当する信号ＰＱＲａ、ＰＱＲｂが選択される。
ここで、「上下一搬送波」とは、パイロット信号の搬送波よりも高く、かつ最も近い周波数の搬送波と、パイロット信号の搬送波よりも低く、かつ最も近い周波数の搬送波を意味する。
【００４４】
差動復調回路３０は、ＲＡＭ３１、３２と、符号反転回路３３と、複素乗算回路３４とを有する。
ＲＡＭ３１および３２は遅延回路として機能し、Ｉチャネル復調データＩＲおよびＱチャネル復調データＱＲ中のパイロット信号およびそれらの上下一搬送波におけるＴＭＣＣパイロット信号に対応するデータＰＩＲｐ、ＰＩＲａ、ＰＩＲｂ、ＰＱＲｐ、ＰＱＲａ、ＰＱＲｂを記憶し、次のパイロット信号およびその上下一搬送波におけるパイロット信号に対応する信号の到来までの時間、すなわち、パイロット信号の発生間隔の１間隔分に相当する時間遅延させて遅延復調データｄＰＩＲｐ、ｄＰＩＲａ、ｄＰＩＲｂおよびｄＰＱＲｐ、ｄＰＱＲａ、ｄＰＱＲｂを出力する。
【００４５】
符号反転回路３３はＲＡＭ３２から出力される遅延復調データｄＰＱＲｐ、ｄＰＱＲａ、ｄＰＱＲｂの符号を反転して出力する。
【００４６】
尚、ＯＦＤＭ信号における１シンボル（期間）には数百から数千の副搬送波周波数信号が含まれ、この中には複数のパイロット信号が含まれる。上述のパイロット信号の発生間隔の１間隔分に相当する時間とは、あるパイロット信号から次のパイロット信号の間における期間を意味する。
【００４７】
また、パイロット信号の上下一搬送波におけるパイロット信号に対応する信号の到来までの時間についてもパイロット信号に相当する信号から次のパイロット信号に相当する信号の間における期間を意味し、遅延時間にして同じ時間となる。
【００４８】
複素乗算回路３４は、信号成分抽出回路２０からの、遅延されていないパイロット信号及びその上下一搬送波分の復調データＰＩＲｐ、ＰＩＲａ、ＰＩＲｂおよびＰＱＲｐ、ＰＱＲａ、ＰＱＲｂと、ＲＡＭ３１および３２により遅延されたパイロット信号及びその上下一搬送波分の遅延復調データｄＰＩＲｐ、ｄＰＩＲａ、ｄＰＩＲｂおよびｄＰＱＲｐ、ｄＰＱＲａ、ｄＰＱＲｂとの複素乗算を行う。この乗算により、パイロット信号及び、その上下一搬送波分の複素信号についてそれぞれ差動復調が行われる。
【００４９】
複素乗算回路３４による複素演算の結果（差動復調の結果）は、パイロット信号及びその上下一搬送波分の実数成分データＰＲＮｐ、ＰＲＮａ、ＰＲＮｂとパイロット信号及びその上下一搬送波分の虚数成分データＰＪＮｐ、ＰＪＮａ、ＰＪＮｂとに分けて出力される。
【００５０】
スイッチ４１、４２は、ＰＲＮｐ、ＰＲＮａ、ＰＲＮｂおよびＰＪＮｐ、ＰＪＮａ、ＰＪＮｂのうち、パイロット信号に相当する信号ＰＲＮｐ、ＰＪＮｐのみをＲＯＭ４３に出力する。
【００５１】
ＲＯＭ４３は、入力されたパイロット信号の実数成分データＰＲＮｐおよび虚数成分データＰＪＮｐの、複素平面上におけるＩ成分（Ｉ座標）とＱ成分（Ｑ座標）とに応じた位相角を出力する回路としての機能を有するものであり、実数成分データＰＲＮｐおよび虚数成分データＰＪＮｐを入力として、これに対応するアークタンジェント（逆正接関数）データ（Ａｒｃｔａｎ（ＰＪＮ／ＰＲＮ））を読み出し、パイロット信号の位相変動量データＰＳとして出力する。ただし、その範囲については、−π／２〜π／２とする。
【００５２】
ループフィルタ４４は位相補償を行う。
ずれ方向判定回路４５は、パイロット信号についての差動復調結果におけるＩ成分及びＱ成分ＰＲＮｐ、ＰＪＮｐと、パイロット信号の一搬送波上の信号成分についての差動復調結果におけるＩ成分とＱ成分ＰＲＮａ、ＰＪＮａと、パイロット信号の一搬送波下の信号成分についての差動復調結果におけるＩ成分とＱ成分ＰＲＮｂ、ＰＪＮｂとに基づいて、周波数のずれの方向を判定し、判定結果を示す信号ＤＲを出力する。
ずれ方向判定回路４５は、パイロット信号の周波数のずれの方向を検出し、ずれの方向を示す信号を出力する。例えば、一搬送波下の方にずれているときは「０」、一搬送波上のほうにずれているときは「１」を出力する。
【００５３】
符号決定回路４６は、ＲＯＭ４３が出力した位相角の符号と、ずれ方向判定回路４５によるずれの方向に基づいて、位相角の符号を決定し（必要に応じて符号を反転し）、符号が決定された位相角を第２の周波数誤差として出力する。
符号決定回路４６で決定された位相角が、第２の周波数誤差として加算回路１１５に供給される。
【００５４】
符号決定回路４６は、符号ビット抽出回路４７と、不一致検出回路４８と、乗算回路４９とを有する。
【００５５】
符号ビット抽出回路４７は、ＲＯＭ４３の出力の符号を表すビット（符号ビット）を抽出する。符号ビットは例えば「１」のときに負を表し、「０」のときに正を表す。
不一致検出回路４８は、符号ビット抽出回路４７の出力と、ずれ方向判定回路４５の出力の不一致を検出して、不一致のときは、「−１」を示す信号を出力し、一致のときは、「＋１」を示す信号を出力する。
【００５６】
上記の処理により、不一致検出回路４８は、
（ａ）  パイロット信号の周波数が上方向にずれており、ＲＯＭ４３から出力されるＡｒｃｔａｎ（ＰＪＮｐ／ＰＲＮｐ）の符号が正のとき、及び
パイロット信号の周波数が下方向にずれており、ＲＯＭ４３から出力されるＡｒｃｔａｎ（ＰＪＮｐ／ＰＲＮｐ）の符号が負のときと、
（ｂ）  パイロット信号の周波数が下方向にずれており、ＲＯＭ４３から出力されるＡｒｃｔａｎ（ＰＪＮｐ／ＰＲＮｐ）の符号が負のとき、及び
パイロット信号の周波数が上方向にずれており、ＲＯＭ４３から出力されるＡｒｃｔａｎ（ＰＪＮｐ／ＰＲＮｐ）の符号が正のときとでは、異なる信号を出力する。
例えば、前者（ａ）の場合には、「＋１」を出力し、後者（ｂ）の場合には、「−１」を出力する。
【００５７】
符号ビット抽出回路４７の出力と、判定回路４５の出力と、不一致検出回路４８の出力の関係は後述の表１の通りである。
【００５８】
乗算回路４９は、ループフィルタ４４の出力に不一致検出回路４８の出力を乗算し、乗算結果を周波数誤差信号ＣＳとして出力する。
【００５９】
ここでＴＭＣＣパイロット信号と搬送波周波数のずれとの関係について説明する。ＴＭＣＣパイロット信号を差動復調したデータを複素平面上に表したものを図４（ｃ）及び（ｄ）に示した。
図４（ｃ）は、搬送波周波数に誤差がない場合のＴＭＣＣ復調結果を示し、図４（ｄ）は、搬送波周波数に誤差がある場合のＴＭＣＣ復調結果を示す。
図４（ｃ）及び（ｄ）において、「ＣＮＲ＝３０ｄＢ」はＣＮＲ（ｃａｒｒｉｅｒ  ｔｏ  ｎｏｉｚｅ  ｒａｔｉｏ）が３０ｄＢである場合を想定していることを意味する。また、Δｆは、搬送波周波数の誤差を表す。後述の図５、図６、図１１においても同様である。
ＴＭＣＣパイロット信号はＤＢＰＳＫで変調されており、規格に定められたサブキャリアに配置されている。そのため、搬送波周波数に誤差が無い場合の差動復調結果を複素平面上に表示した場合、図４（ｃ）に示したように、Ｉ軸上の２点に表示される。これは時間軸上で所定の区間の信号を取り出す際の位相誤差が、ＦＦＴ結果に現れたものである。
【００６０】
一搬送波分の周波数誤差はこの位相誤差にすると凡そ２πとなる。このことより、搬送波間間隔の１／２の周波数誤差がある場合、位相ずれは凡そπ、搬送波間間隔の１／４の周波数誤差がある場合位相ずれは凡そπ／２である。
【００６１】
しかしながら、図４（ｄ）のように搬送波周波数に誤差があったとする。ＴＭＣＣパイロット信号はＤＢＰＳＫで二値の値が送信されており、このような場合、ＴＭＣＣ復調信号の位相回転量が例えば−π／８か７π／８かの判断ができない。
【００６２】
従って、ずれ方向判定回路４５を用いて位相回転方向を判定し、回転方向がＲＯＭ４３の出力ＰＳと異なる場合には乗算器４９を用いてＲＯＭ４３の出力ＰＳの極性を反転することとしている。
【００６３】
ここで、周波数誤差の大きさとその隣接キャリアに及ぼす影響について説明する。周波数誤差が大きくなるに伴い、位相誤差も増えるがそれと同時に、隣接搬送波から受ける影響ＩＣＩ（キャリア間干渉）も大きくなる。このため、復調結果の信号点は広がりを持つこととなる。このことを概念的に図５に示した。搬送波周波数に誤差が無い場合は、例えば図４（ａ）のＦＦＴ期間ＡとＦＦＴ期間Ｂでは位相ずれが発生しないが、搬送波周波数に誤差がある場合、図４（ｂ）におけるＦＦＴ期間ＡとＦＦＴ期間Ｂでは位相差が生じる。
【００６４】
この周波数誤差の値が大きくなるにつれ、ＩＣＩが隣接キャリアに及ぼす影響は大きくなり、本来ＤＰＳＫ変調されていないパイロットキャリアの隣接キャリアの差動復調結果がＤＰＳＫの様相を呈することになる（図６）。図６（ａ）は、パイロット信号の一搬送波下の信号成分の差動復調結果を示し、図６（ｂ）は、パイロット信号の差動復調結果を示し、図６（ｃ）は、パイロット信号の一搬送波上の信号成分の差動復調結果を示する。なお、図６（ａ）〜（ｃ）において、「ＴＭＣＣ−１」はパイロット信号よりも一搬送波下の信号成分を意味し、「ＴＭＣＣ＋１」はパイロット信号よりも一搬送波上の信号成分を意味する。後述の図１１においても同様である。
【００６５】
次にずれ方向判定回路４５について説明する。
図７に実施の形態１におけるずれ方向判定回路４５の詳細を示した。
図示のずれ方向判定回路４５は、電力演算回路５０と、
分配スイッチ６０と、比較判定回路６５とを有する。
比較判定回路６５は、差分演算回路７０と、符号ビット取り出し回路８０とを有する。
【００６６】
複素乗算回路３４の出力ＰＲＮｐ、ＰＲＮａ、ＰＲＮｂ、ＰＪＮｐ、ＰＪＮａ、ＰＪＮｂは、電力演算回路５０の乗算回路５１、５２において二乗され、遅延回路５３及び５４でタイミング調整のため遅延され、加算回路５５で加算され、電力値ＰＷｐ、ＰＷａ、ＰＷｂが演算される。即ち、
ＰＷｐ＝ＰＲＮ２＋ＰＪＮ２
によりパイロット信号成分の電力値ＰＷｐが算出され、
ＰＷａ＝ＰＲＮａ２＋ＰＪＮａ２
によりパイロット信号成分の一搬送波上の信号成分の電力値ＰＷａが算出され、
ＰＷｂ＝ＰＲＮｂ２＋ＰＪＮｂ２
によりパイロット信号成分の一搬送波下の信号成分の電力値ＰＷｂが算出される。
【００６７】
算出された電力値ＰＷｐ、ＰＷａ、ＰＷｂは分配スイッチ６０を介して比較判定回路６５に供給される。
【００６８】
比較判定回路６５は、パイロット信号成分の電力値ＰＷｐと一搬送波上の信号成分の電力値ＰＷａの差（第１の差）と、パイロット信号成分の電力値ＰＷｐと一搬送波下の信号成分の電力値ＰＷｂの差（第２の差）を比較して、比較結果を示す信号を出力する。
比較判定回路６５は、差分演算回路７０と、符号ビット取り出し回路８０とを有する。
【００６９】
差分演算回路７０は、パイロット信号成分の電力値ＰＷｐと一搬送波上の信号成分の電力値ＰＷａの差（第１の差）と、パイロット信号成分の電力値ＰＷｐと一搬送波下の信号成分の電力値ＰＷｂの差（第２の差）の差分を演算する。
符号ビット取り出し回路８０は、差分演算回路７０の出力の符号を表わす信号ＤＲを出力する。
【００７０】
比較判定回路６５は、遅延回路７１、７２、７３と、減算回路７４、７５と、絶対値回路７６、７７と、減算回路７８とを有する。
【００７１】
算出された電力値ＰＷｐ、ＰＷａ、ＰＷｂは分配スイッチ６０により振り分けられて、差分演算回路６０の遅延素子７２、７１、７３に供給される。パイロット信号成分の電力値ＰＷｐは、遅延素子７２に、一搬送波上の信号成分の電力値ＰＷａは遅延素子７１に、一搬送波下の信号成分の電力値ＰＷｂは遅延素子７３に供給される。
【００７２】
遅延回路７１、７２、７３はそれぞれ、電力値を遅延させる。
減算回路７４は、遅延回路７２から供給されるパイロット信号の電力値ＰＷｐと遅延回路７１から供給される一搬送波上の信号の電力値ＰＷａの差分（ΔＷａ＝ＰＷｐ−ＰＷａ）を求める。
減算回路７５は、遅延回路７２から供給されるパイロット信号の電力値ＰＷｐと遅延回路７３から供給される一搬送波下の信号の電力値ＰＷｂの差分（ΔＷｂ＝ＰＷｐ−ＰＷｂ）を求める。
【００７３】
絶対値回路７６は、減算回路７４の出力ΔＷａの絶対値｜ΔＷａ｜を求める。
絶対値回路７７は、減算回路７５の出力ΔＷｂの絶対値｜ΔＷｂ｜を求める。
減算回路７８は、絶対値回路７７の出力｜ΔＷｂ｜から絶対値回路７６の出力｜ΔＷａ｜を減算して、両者の差（｜ΔＷｂ｜−｜ΔＷａ｜）を求める。
符号ビット取り出し回路８０は、減算回路７８の出力の符号を表すビット（符号ビット）を取り出して出力する。符号ビットは例えば「１」のときに負を表し、「０」のときに正を表す。
符号ビット取り出し回路８０の出力は、判定回路４５の出力として上記の（図１に示される）不一致検出回路４８に供給される。
不一致検出回路４８では、上記のような論理演算により、「−１」又は「＋１」を出力する。
【００７４】
上記のように、減算回路７４および７５を用いてパイロット信号の電力値ＰＷｐと一搬送波上の信号の電力値ＰＷａの差分ΔＷａ、およびパイロット信号の電力値ＰＷｐと一搬送波下の信号の電力値ＰＷｂの差分ΔＷｂを求める。
この演算結果において値の小さい方の搬送波の方向に周波数がずれていると判定できる。これは、例えば、パイロット信号の周波数が下の方へずれた場合、一搬送波下の信号成分により大きな影響が及び、その（サンプリング点ＳＰにおける）電力がより大きくなって、パイロット信号の電力との差が小さくなり、同様にパイロット信号の周波数が上の方へずれた場合、一搬送波上の信号成分により大きな影響が及び、その（サンプリング点ＳＰにおける）電力がより大きくなって、パイロット信号の電力との差が小さくなるためである。
【００７５】
従って、減算回路７８で差分を演算することにより、大小を比較する。具体的には、減算回路７８においては、減算回路７４の出力の絶対値を求める絶対値回路７６の出力｜ΔＷａ｜を、減算回路７５の出力の絶対値を求める絶対値回路７７の出力｜ΔＷｂ｜から減算し、その結果｜ΔＷｂ｜−｜ΔＷａ｜を出力する。
【００７６】
例えば、減算回路７８の出力が正の値であった場合（減算回路７４の出力の絶対値の方が減算回路７５の出力の絶対値より小さい場合）、パイロット信号の周波数が上方向にずれていると判断する。そして、ＴＭＣＣパイロットの差動復調結果から求めた逆正接（ＲＯＭ４３の出力）の値が正であった場合は、不一致検出回路４８の出力が＋１となって、ループフィルタ４４の出力の符号を反転しない。逆に、ＲＯＭ４３の出力が負であった場合は、不一致検出回路４８の出力が−１となって、ループフィルタ４４の出力の符号を反転する。
【００７７】
逆に、減算回路７８の出力が負であった場合（減算回路７４の出力の絶対値の方が減算回路７５の出力の絶対値より大きい場合）、パイロット信号の周波数が下方向にずれていると判断する。そして、ＴＭＣＣパイロットの差動復調結果から求めた逆正接（ＲＯＭ４３の出力）の値が正であった場合は、不一致検出回路４８の出力が−１となって、ループフィルタ４４の出力の符号を反転する。逆に、ＲＯＭ４３の出力が負であった場合は、不一致検出回路４８の出力が＋１となって、ループフィルタ４４の出力の符号を反転しない。
【００７８】
以上のような符号決定回路４６の動作を、比較判定回路６５の動作とともにまとめて示すと下記の表１のようになる。
【００７９】
【表１】
2009302647.tif 000003
【００８０】
乗算回路４９の出力ＣＳは、周波数誤差を表す信号として、図２の加算回路１１５に供給される。
【００８１】
このように、実施の形態１による受信装置では±π／２の範囲を超えた、すなわち副搬送波間の１／４の周波数を超えた周波数誤差について検出することが可能であるため、搬送波間隔よりも小さい値の周波数誤差を検出／修正することができ、受信機の受信性能を向上することが可能となる。
【００８２】
実施の形態２．
次に本実施の形態２について説明する。上記実施の形態１では個々の差動復調結果について逆正接の導出および回転方向（周波数誤差の方向）の判定を行ったが、実施の形態２では逆正接の導出および回転方向の判定を行う前に平均演算回路３６により、１シンボル区間のパイロット信号およびその上下一搬送波分のパイロット信号に相当する信号について平均値を演算し、その結果を用いて逆正接の導出および回転方向の判定を行う。図８に実施の形態２における搬送波周波数再生回路で用いられる第２の搬送波周波数誤差検出回路１１４を示す。
【００８３】
図８に示す搬送波周波数誤差検出回路回路１１４は、図３に示す回路と概して同じであるが、差動復調回路３０による差動復調結果の１シンボル分の平均を演算する平均演算回路３６を備えており、平均演算回路３６の出力がスイッチ４１、４２を介してＲＯＭ４３に供給されるとともに、ずれ方向判定回路４５に供給される。
ＲＯＭ４３は、平均演算回路３５の出力に基づいて逆正接を求める。
ずれ方向判定回路４５は、平均演算回路３６の出力に基づいてずれ方向の判定を行う。
【００８４】
図８に示したように、複素演算回路１１の出力を平均演算回路３６により平均化することにより、伝送路に重畳された白色雑音成分を抑圧することができる。
【００８５】
このように、実施の形態２による受信装置では差動復調結果を一シンボル区間に渡り平均することにより、白色雑音成分を抑圧し、±π／２の範囲を超えた、すなわち副搬送波間の１／４の周波数を超えた周波数誤差について検出することが可能であるため、従来の方法よりも大きな周波数誤差を精度良く修正することができ、受信機の受信性能を向上することが可能となる。
【００８６】
実施の形態３．
次に本実施の形態３について説明する。実施の形態３の搬送波周波数再生回路は、概して実施の形態１と同じであるが、第２の搬送波周波数誤差検出回路１１４内のずれ方向判定回路４５の構成が異なる。
【００８７】
実施の形態３で用いられるずれ方向判定回路４５は、図９に示すように構成されている。
図９に示されるずれ方向判定回路は、概して図７のずれ方向判定回路と同じであるが、電力積分回路９０が付加されている点で異なる。
【００８８】
電力積分回路９０は、積分回路９０ｐ、９０ａ、９０ｃを有する。
電力演算回路５０で算出された電力値は、分配スイッチ６０により積分回路９０ａ、９０ｂ、９０ｐに分配される。具体的には、パイロット信号成分の電力値ＰＷｐは、積分回路９０ｐに供給され、パイロット信号成分の一搬送波上の信号成分の電力値ＰＷａは、積分回路９０ａに供給され、パイロット信号成分の一搬送波下の信号成分の電力値ＰＷｂは、積分回路９０ｂに供給される。
積分回路９０ｐは加算回路９２と遅延回路９５とを備え、積分回路９０ａは加算回路９１と遅延回路９４とを備え、積分回路９０ｂは加算回路９３と遅延回路９６とを備える。
遅延回路９４、９５、９６は、各々１シンボル期間の遅延時間を有する。
加算回路９１、９２，９３は、遅延回路９４、９５、９６の出力を入力に加算することで積分を行なう。
【００８９】
積分回路９０ｐ、９０ａ、９０ｂは、各々その入力を予め定められたシンボル数分積分する。積分回路９０ｐ、９０ａ、９０ｂの出力（積分値）は、それぞれ遅延回路７２、７１、７３に供給される。
【００９０】
このように実施の形態３では比較判定する信号を所定のシンボル数回積分することにより白色雑音成分を抑圧し、±π／２の範囲を超えた、すなわち副搬送波間の１／４の周波数を超えた周波数誤差について検出することが可能であり、搬送波間隔よりも小さい値の周波数誤差を検出／修正することができ、受信機の受信性能を向上することが可能となる。
【００９１】
実施の形態４．
次に本実施の形態４について説明する。実施の形態４は、実施の形態３と概して同じであるが、ずれ方向判定回路４５が異なる。図１０は、実施の形態４のずれ方向判定回路４５を示す。
【００９２】
図１０に示されるずれ方向判定回路４５は、図９のずれ方向判定回路４５と概して同じであるが、絶対値回路８１、減算回路８２、符号ビット取り出し回路８３、論理積回路８４が付加されている。
絶対値回路８１は、減算回路７８の出力（差分演算回路７０の出力）の絶対値を求める。
減算回路８２は、絶対値回路８１の出力を所定の閾値ＴＨから減算する。
符号ビット取り出し回路８３は、減算回路８２の出力の符号ビットを取り出す。符号ビット取り出し回路８３の出力は「１」のとき負を表し、「０」のとき正を表す。
【００９３】
絶対値回路８１の出力が閾値ＴＨよりも大きければ、減算回路８２の出力が負となり、符号ビット取り出し回路８３の出力が負を表すものとなる。
論理積回路８４は、符号ビット取り出し回路８０の出力が負を表すものであり、かつ符号ビット取り出し回路８３の出力が負を表すものであるときに「−１」を出力し、それ以外のときに「＋１」を出力する。
【００９４】
符号ビット取り出し回路８０と、絶対値回路８１と、減算回路８２と、符号ビット取り出し回路８３と、論理積回路８４とで、差分演算回路７０で求めた差分に基づいて、周波数誤差の方向を示す信号を出力する符号信号出力回路が構成されている。なお、これに対し、図７のずれ方向判定回路４５の場合には、符号ビット取り出し回路８０のみで符号信号出力回路が構成されている。
【００９５】
このような処理により、パイロット信号およびその上下一搬送波分のパイロット信号に相当する信号から演算した差分復調結果の電力値の比較結果を所定のしきい値の値と比較することによって、より確からしい演算値のみをループフィルタ信号の反転に用いる。
以上の比較判定回路６５の動作をまとめると下記の表２のようになる。
【００９６】
【表２】
2009302647.tif 000004
【００９７】
周波数誤差が１／４搬送波周波数間隔を超えない場合のパイロット信号及び一搬送波上下の信号の差動復調結果を図１１（ａ）〜（ｃ）に示した。図１１（ａ）は、パイロット信号の一搬送波下の信号成分の差動復調結果を示し、図１１（ｂ）は、パイロット信号の差動復調結果を示し、図１１（ｃ）は、パイロット信号の一搬送波上の信号成分の差動復調結果を示する。
【００９８】
周波数誤差が１／４搬送波周波数間隔を超えない場合はＩＣＩの影響はそれほど大きくないため、パイロット信号の一搬送波上下の信号の差動復調結果はパイロット信号の差動復調結果とは大きく異なる様相を示し、減算回路７８の演算結果は比較的小さい値となり、検出誤りの可能性も大きい。一方、この場合の位相回転量は±π／２であり、通常のＴＭＣＣパイロットの復調結果から回転角を求めても検出誤りは生じない。
【００９９】
一方、周波数誤差が１／４搬送波周波数間隔を超えた場合、図５（ｃ）、（ｄ）に示したように隣接キャリアがパイロット信号の影響を受けるため、減算回路７８の演算結果はある程度大きな値を持つこととなり、検出誤りを起こしにくい。また、この場合、位相回転量は±π／２を超える値であり、通常どおりにＴＭＣＣパイロットの検出結果を用いた場合、検出誤りを生じることとなる。
【０１００】
従って、実施の形態４では減算回路７８の出力結果をしきい値と比較することにより、より確からしい方の結果を用いて周波数ずれの方向を判定している。
【０１０１】
このように、実施の形態４では、パイロット信号およびその上下一搬送波分のパイロット信号に相当する信号から演算した差分復調結果の電力値の比較結果を所定のしきい値の値と比較することによって、より確からしい演算値のみをループフィルタ信号の反転に用いることができる。
【０１０２】
実施の形態５．
次に本実施の形態５について説明する。実施の形態５は、概して実施の形態１と同じであるが、第２の搬送波周波数誤差検出回路１１４が異なる。図１２は、実施の形態５で用いられる第２の搬送波周波数誤差検出回路１１４の一例を示す。
【０１０３】
図１２に示す搬送波周波数誤差検出回路は、図３に示すものと概して同じであるが、ループフィルタ４４が、乗算回路４９の出力側に設けてある点で異なる。
図１２の構成では、乗算回路４９の出力をループフィルタ４４に入力して、位相補償を行う。このように変更しても図３の場合と同様の効果が得られる。
【０１０４】
実施の形態６．
次に本実施の形態６について説明する。実施の形態６の搬送波周波数誤差検出回路１１４は、概して実施の形態１と同じであるが、判定回路４５の構成が異なる。実施の形態６におけるずれ方向判定回路４５は、図１３に示すように構成されている。図１３に示されるずれ方向判定回路４５は、概して図７の判定回路と同じであるが、以下の点で異なる。
【０１０５】
電力演算回路５０は、実施の形態１と同様に、パイロット信号成分の一搬送波上の信号成分の電力値ＰＷａ、及びパイロット信号成分の一搬送波下の信号成分の電力値ＰＷｂを算出するが、パイロット信号成分の電力値ＰＷｐを算出しない。
電力値ＰＷａ、ＰＷｂは、分配スイッチ６０により、差分演算回路７０の遅延回路７１、７３に供給される。即ち電力値ＰＷａが、遅延回路７１に供給され、電力値ＰＷｂが遅延回路７３に供給される。
減算回路７８では、遅延回路７１の出力ＰＷａから遅延回路７３の出力ＰＷｂを減算し、差分（ＰＷａ−ＰＷｂ）を出力する。
符号ビット取り出し回路８０は、減算回路７８の出力の符号を表わす信号を出力する。
【０１０６】
図５に示されるように周波数誤差が大きくなると、パイロット信号の一搬送波上の信号成分の差動復調結果とパイロット信号の一搬送波下の信号成分の差動復調結果の違いが顕著になる。従って、減算回路７８の演算結果の符号から誤差方向を判定することができる。
【０１０７】
実施の形態１について述べたのと同様に、パイロット信号の周波数が上方向にずれると、一搬送波上の信号成分により大きな影響が及び、その（サンプリング点ＳＰにおける）電力がより大きくなり、従って、減算回路７８の出力は正となる。パイロット信号の周波数が下方向にずれると、一搬送波下の信号成分により大きな影響が及び、その（サンプリング点ＳＰにおける）電力がより大きくなり、従って、減算回路７８の出力は負となる。従って、減算回路７８の出力の符号により、パイロット信号の周波数のずれた方向を判定することができる。
【０１０８】
そこで、実施の形態１と同様に、減算回路７８の出力の符号ビットを取り出す符号ビット取り出し回路８０の出力を、例えば図３の符号決定回路４６における符号の決定に用いることができる。
この場合の比較判定回路６５及び符号決定回路４６の動作は下記の表３のごとくとなる。
【０１０９】
【表３】
2009302647.tif 000005
【０１１０】
このように、実施の形態６ではパイロット信号の上下一搬送波の差動復調結果の電力値の差分を判定することにより、±π／２の範囲を超えた、すなわち副搬送波間の１／４の周波数を超えた周波数誤差について検出することが可能であるため、搬送波間隔よりも小さい範囲で周波数誤差を検出し、或いは修正することができ、受信機の受信性能を向上することが可能となる。
【０１１１】
実施の形態７．
次に実施の形態７について説明する。実施の形態７は、概して実施の形態６と同じであるが、第２の搬送波周波数誤差検出回路１１４内のずれ方向判定回路４５の構成が異なる。
実施の形態７で用いられるずれ方向判定回路４５は、図１４に示すように構成されている。
【０１１２】
図１４に示されるずれ方向判定回路は、概して図１３のずれ方向判定回路と同じであるが、電力積分回路９０が付加されている点で異なる。
【０１１３】
電力積分回路９０は、積分回路９０ａ、９０ｂを有する。
電力演算回路５０で算出された電力値は、分配スイッチ６０により積分回路９０ａ、９０ｂに分配される。具体的には、パイロット信号成分の一搬送波上の信号成分の電力値ＰＷａは、積分回路９０ａに供給され、パイロット信号成分の一搬送波下の信号成分の電力値ＰＷｂは、積分回路９０ｂに供給される。
積分回路９０ａ、９０ｂは、それぞれ図９の積分回路９０ａ、９０ｂと同じである。
積分回路９０ａ、９０ｂの出力（積分値）は、それぞれ遅延回路７１、７３に供給され、減算回路７８は、遅延回路７１、７３を介して供給される積分回路９０ａ、９０ｂの出力の差を求める。
【０１１４】
このように実施の形態７ではパイロット信号の上下一搬送波の差動復調結果の電力値を所定のシンボル数回積分した結果の差分を判定することにより、白色雑音成分を抑圧し、±π／２の範囲を超えた、搬送波間隔よりも小さい範囲で周波数誤差を検出／修正することができ、従来の方法よりも大きな周波数誤差を精度良く修正することができ、受信機の受信性能を向上することが可能となる。
【０１１５】
実施の形態８．
次に実施の形態８について説明する。実施の形態８は、実施の形態７と概して同じである。実施の形態８で用いられるずれ方向判定回路４５の一例を図１５に示した。
【０１１６】
図１５に示されるずれ方向判定回路４５は、図１４のずれ方向判定回路と概して同じであるが、図１０を参照して説明したのと同様の、絶対値回路８１、減算回路８２、符号ビット取り出し回路８３、論理積回路８４が付加されている。
【０１１７】
図６および図１１に示されるように、周波数誤差が１／４搬送波周波数間隔を超えた場合にのみ、パイロット信号の上下一搬送波の差動復調結果は大きな差異を生じる。逆に言うと、この演算結果の値が小さい場合は、回転角は±π／２以内であり、通常のＴＭＣＣパイロット信号を用いた方向判定方法に検出誤りが生じない。
【０１１８】
実施の形態８では、パイロット信号の上下一搬送波分のパイロット信号に相当する信号から演算した差分復調結果の電力値の比較結果を所定のしきい値の値と比較することによって、より確からしい演算値のみをループフィルタ信号の反転に用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１１９】
【図１】（ａ）〜（ｃ）は、ＯＦＤＭ信号の相関性について解説する図である。
【図２】本発明の実施の形態１の搬送波信号再生回路が用いられるＯＦＤＭ受信機を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施の形態１の第２の搬送波周波数誤差検出回路１１４を示すブロック図である。
【図４】（ａ）〜（ｄ）は、周波数ずれが復調信号に与える影響を示す図である。
【図５】（ａ）〜（ｄ）は、周波数ずれが復調信号に与える影響を示す図である。
【図６】（ａ）〜（ｃ）は、周波数ずれが搬送波間隔の１／４を超えた場合にパイロット信号の一搬送波分上下の信号に与える影響を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態１で用いられるずれ方向判定回路を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態２で用いられる第２の搬送波周波数誤差検出回路１１４の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施の形態３で用いられるずれ方向判定回路を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施の形態４で用いられるずれ方向判定回路を示すブロック図である。
【図１１】周波数ずれが搬送波間隔の１／４を超えない場合のパイロット信号の一搬送波分上下の信号に与える影響を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態５で用いられる第２の搬送波周波数誤差検出回路１１４の構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明の実施の形態６で用いられるずれ方向判定回路を示すブロック図である。
【図１４】本発明の実施の形態７で用いられるずれ方向判定回路を示すブロック図である。
【図１５】本発明の実施の形態８で用いられるずれ方向判定回路を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１２０】
２０  信号成分抽出回路、  ３０  差動復調回路、  ３１、３２  ＲＡＭ、  ３３  符号反転回路、  ３４  複素乗算回路、  ３６  一シンボル区間平均演算回路、  ４３  ＲＯＭ、  ４４  ループフィルタ、  ４５  ずれ方向判定回路、  ４６  符号決定回路、  ４８  不一致検出回路、  ４９  乗算回路、  ５０  電力演算回路、  ６０  分配回路、  ６５  比較判定回路、  ７０  差分演算回路、  ８０  符号ビット取り出し回路、  １０１  アンテナ、  １０２  チューナ、  １０４  バンドパスフィルタ、  １０５  Ａ／Ｄ変換回路、  １０６  デマルチプレクサ、  １０７、１０８  ローパスフィルタ、  １０９  複素乗算回路、  １１０  ガード除去回路、  １１１  高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路、  １１２  搬送波再生回路、  １１３  搬送波周波数誤差検出回路、  １１３ａ  相関値演算回路、  １１３ｂ  周波数誤差演算回路、  １１４  搬送波周波数誤差検出回路、  １１５  加算回路、  １１６  数値制御発振回路、  １３０  搬送波周波数再生回路、１３１  クロック発振器。
【図１】
2009302647.tif 000006
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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