(57)【要約】【課題】定電流ＰＷＭ駆動される二相励磁式ステッピングモータに検出器を設けることなく逆起電力位相を検出する。さらに、その検出結果に基づいてステッピングモータの脱調を回避する。【解決手段】逆起電力位相検出装置（１４）において、タイミング生成部（１４１）は、励磁パルス信号から検出対象相における電気角１８０度期間の開始、中間及び終了タイミングを示すタイミング信号を生成する。差分算出部（１４４）は、タイミング信号を受け、前半９０度期間における検出対象相の延べＰＷＭ制御期間と後半９０度期間における検出対象相の延べＰＷＭ制御期間との差分を算出する。励磁制御装置（２０）において、制御部（２３）は、逆起電力位相検出装置（１４）の出力に基づいてモータ駆動能力を変更する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
定電流ＰＷＭ駆動される二相励磁式ステッピングモータのモータコイルの逆起電力位相を検出する装置であって、
二つの通電相のそれぞれについての通電方向を示す励磁パルス信号から、検出対象相における電気角１８０度期間の開始タイミング、中間タイミング及び終了タイミングを示すタイミング信号を生成するタイミング生成部と、
前記タイミング信号を受け、前記開始タイミングと前記中間タイミングとで画定される前半９０度期間における前記検出対象相の延べＰＷＭ制御期間と、前記中間タイミングと前記終了タイミングとで画定される後半９０度期間における前記検出対象相の延べＰＷＭ制御期間との差分を算出する差分算出部とを備えている
ことを特徴とする逆起電力位相検出装置。
【請求項２】
請求項１に記載の逆起電力位相検出装置において、
前記差分算出部は、前記検出対象相に係る励磁制御信号を受け、当該信号が所定の論理レベルとなっている期間を前記検出対象相のＰＷＭ制御期間として取り扱う
ことを特徴とする逆起電力位相検出装置。
【請求項３】
請求項１に記載の逆起電力位相検出装置において、
前記検出対象相に係るシャント抵抗電圧の絶対値がゼロよりも大きい間、所定の論理レベルの信号を出力するＰＷＭ制御期間検知部を備え、
前記差分算出部は、前記ＰＷＭ制御期間検知部の出力信号が前記所定の論理レベルとなっている期間を前記検出対象相のＰＷＭ制御期間として取り扱う
ことを特徴とする逆起電力位相検出装置。
【請求項４】
請求項１に記載の逆起電力位相検出装置において、
前記差分算出部は、
前記前半９０度期間と前記後半９０度期間とで正負が逆となる一定電圧を出力する電源部と、
前記検出対象相のＰＷＭ制御期間において、前記電源部の出力電圧を積分するアナログ積分器と、
前記アナログ積分器の出力をサンプルしてホールドするサンプルホールド部とを備えている
ことを特徴とする逆起電力位相検出装置。
【請求項５】
請求項１に記載の逆起電力位相検出装置において、
前記差分算出部は、
前記検出対象相に係る励磁制御信号よりも高い周波数のクロック信号を生成する発振器と、
前記前半９０度期間における前記検出対象相のＰＷＭ制御期間において、前記クロック信号のカウントアップ及びカウントダウンのいずれか一方の動作をし、前記後半９０度期間における前記検出対象相のＰＷＭ制御期間において、他方の動作をするカウンタと
前記カウンタのカウント値を記憶するメモリとを備えている
ことを特徴とする逆起電力位相検出装置。
【請求項６】
請求項１に記載の逆起電力位相検出装置において、
前記検出対象相を流れる電流が閾値を超えている間、所定の論理レベルの信号を出力する過電流検知部を備え、
前記差分算出部は、前記過電流検知部の出力信号が前記所定のレベルとなっている間、前記検出対象相のＰＷＭ制御期間を無視する
ことを特徴とする逆起電力位相検出装置。
【請求項７】
ステッピングモータを二相励磁で定電流ＰＷＭ駆動するモータ駆動装置を制御する励磁制御装置であって、
前記モータ駆動装置に前記ステッピングモータの回転角度を指示する制御パルスを供給する制御パルス発生部と、
前記モータ駆動装置に前記定電流の基準となる基準電圧を供給する基準電圧発生部と、
請求項１に記載の逆起電力位相検出装置の出力に基づいて、前記基準電圧発生部に対して前記基準電圧の変更を指示する制御部とを備えている
ことを特徴とする励磁制御装置。
【請求項８】
請求項７に記載の励磁制御装置において、
前記制御部は、前記逆起電力位相検出装置の出力に基づいて、前記制御パルス発生部に対して前記制御パルスの発生タイミングの変更を指示する
ことを特徴とする励磁制御装置。
【請求項９】
請求項８に記載の励磁制御装置において、
前記制御部は、前記制御パルスの発生タイミングの変更直後における前記逆起電力位相検出装置の出力を無視する
ことを特徴とする励磁制御装置。
【請求項１０】
定電流ＰＷＭ駆動される二相励磁式ステッピングモータのモータコイルの逆起電力位相を検出する方法であって、
二つの通電相のそれぞれについての通電方向を示す励磁パルス信号から、検出対象相における電気角１８０度期間の開始タイミング、中間タイミング及び終了タイミングを生成するステップと、
前記開始タイミングと前記中間タイミングとで画定される前半９０度期間における前記検出対象相の延べＰＷＭ制御期間と、前記中間タイミングと前記終了タイミングとで画定される後半９０度期間における前記検出対象相の延べＰＷＭ制御期間との差分を算出するステップとを備えている
ことを特徴とする逆起電力位相検出方法。
【請求項１１】
請求項１０に記載の逆起電力位相検出方法において、
前記検出対象相のＰＷＭ制御期間は、前記検出対象相に係る励磁制御信号が所定の論理レベルとなっている期間である
ことを特徴とする逆起電力位相検出方法。
【請求項１２】
請求項１０に記載の逆起電力位相検出方法において、
前記検出対象相のＰＷＭ制御期間は、前記検出対象相に係るシャント抵抗電圧の絶対値がゼロよりも大きい期間である
ことを特徴とする逆起電力位相検出方法。
【請求項１３】
請求項１０に記載の逆起電力位相検出方法において、
前記前半９０度期間と前記後半９０度期間とで正負が逆となる一定電圧を選択するステップと、
前記検出対象相のＰＷＭ制御期間において、前記選択された電圧を積分するステップと、
前記終了タイミングで前記積分の結果をサンプルしてホールドするステップとを備えている
ことを特徴とする逆起電力位相検出方法。
【請求項１４】
請求項１０に記載の逆起電力位相検出方法において、
前記検出対象相に係る励磁制御信号よりも高い周波数のクロック信号を生成するステップと、
前記前半９０度期間における前記検出対象相のＰＷＭ制御期間において、前記クロック信号のカウントアップ及びカウントダウンのいずれか一方の動作をし、前記後半９０度期間における前記検出対象相のＰＷＭ制御期間において、他方の動作をするステップと、
前記終了タイミングで前記カウント動作の結果を記憶するステップとを備えている
ことを特徴とする逆起電力位相検出方法。
【請求項１５】
請求項１０に記載の逆起電力位相検出方法において、
前記差分を算出するステップでは、前記検出対象相を流れる電流が閾値を超えている間、前記検出対象相のＰＷＭ制御期間を無視する
ことを特徴とする逆起電力位相検出方法。
【請求項１６】
ステッピングモータを二相励磁で定電流ＰＷＭ駆動するモータ駆動装置を制御する励磁制御方法であって、
前記モータ駆動装置に前記ステッピングモータの回転角度を指示する制御パルスを供給するステップと、
前記モータ駆動装置に前記定電流の基準となる基準電圧を供給するステップと、
請求項１０に記載の逆起電力位相検出方法による検出結果に基づいて、前記基準電圧を変更するステップとを備えている
ことを特徴とする励磁制御方法。
【請求項１７】
請求項１６に記載の励磁制御方法において、
前記逆起電力位相検出方法による検出結果に基づいて、前記制御パルスの発生タイミングを変更するステップを備えている
ことを特徴とする励磁制御方法。
【請求項１８】
請求項１７に記載の励磁制御方法において、
前記基準電圧を変更するステップ及び前記制御パルスの発生タイミングを変更するステップでは、前記制御パルスの発生タイミングの変更直後における前記逆起電力位相検出方法による検出結果を無視する
ことを特徴とする励磁制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ステッピングモータの逆起電力位相検出及び励磁制御に関し、特に、定電流ＰＷＭ駆動される二相励磁式ステッピングモータの逆起電力位相検出及び励磁制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
ステッピングモータは一般的にオープンループ制御で駆動されるため、駆動電流不足、つまり駆動トルク不足が生じると直ちに脱調してしまう。したがって、どのような負荷トルクにも対応できる十分な駆動トルクマージンを確保するためにステッピングモータには駆動電流が過剰に供給される。
【０００３】
ステッピングモータの消費電力を低減するには、非定常に発生する負荷トルク増大時に脱調の予兆を検出して、必要に応じて駆動電流を増加させる必要がある。従来、位置センサや加速度センサなどのモータ駆動状況をモニタする検知器の検知結果から駆動電流位相と逆起電力位相との差である角度偏差を算出し、これに基づいて脱調の予兆を検出している（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平１０−２４３６９３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、検知器をモータ側に取り付けるとコスト増となるばかりか、部品点数が多くなるため、故障の要因が増加するという問題がある。この問題に鑑み、本発明は、定電流ＰＷＭ駆動される二相励磁式ステッピングモータに関して、検出器を設けることなく逆起電力位相を検出することを課題とする。さらに、そのような逆起電力位相の検出結果に基づいてステッピングモータの脱調を回避する励磁制御を実現することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記課題を解決するために本発明は次のような手段を講じた。まず、定電流ＰＷＭ駆動される二相励磁式ステッピングモータのモータコイルの逆起電力位相を検出する装置又は方法は、二つの通電相のそれぞれについての通電方向を示す励磁パルス信号から、検出対象相における電気角１８０度期間の開始タイミング、中間タイミング及び終了タイミングをステップ又はこれらタイミングを示すタイミング信号を生成するタイミング生成部と、タイミング信号を受け、開始タイミングと中間タイミングとで画定される前半９０度期間における検出対象相の延べＰＷＭ制御期間と、中間タイミングと終了タイミングとで画定される後半９０度期間における検出対象相の延べＰＷＭ制御期間との差分を算出する差分算出部又はステップとを備えている。これによると、励磁パルス信号から逆起電力位相の検出対象相における電気角１８０度期間の前半９０度期間及び後半９０度期間を特定し、それぞれの期間における検出対象相の延べＰＷＭ制御期間の差分によって、駆動電流位相に対する逆起電力位相の早遅及びその大きさが表される。
【０００６】
そして、ステッピングモータを二相励磁で定電流ＰＷＭ駆動するモータ駆動装置を制御する励磁制御装置又は方法は、モータ駆動装置にステッピングモータの回転角度を指示する制御パルスを供給する制御パルス発生部又はステップと、モータ駆動装置に定電流の基準となる基準電圧を供給する基準電圧発生部又はステップと、上記の逆起電力位相検出装置の出力又は上記の逆起電力位相検出方法による検出結果に基づいて、基準電圧発生部に対して基準電圧の変更を指示する制御部又は基準電圧を変更するステップとを備えている。これによると、検出された逆起電力位相に基づいてモータ駆動能力を変更して脱調を回避することができる。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によると、ステッピングモータに位置センサなどの検知器を取り付けることなく、内部信号から逆起電力位相を検出することができる。これにより、部品点数及びコストを抑えることができ、また、故障の原因となる要素を減らすことができる。さらに、逆起電力位相の検出結果に基づいて励磁制御をすることでステッピングモータの脱調を回避することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。
【０００９】
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る二相励磁式ステッピングモータ駆動システムの構成を示す。モータ駆動装置１０において、励磁パルス発生部１１は、与えられた制御パルスに基づいて、モータ１００の各モータコイルを励磁するタイミングを調整・決定して励磁パルス信号を生成する。電流制御部１２は、与えられた励磁パルス信号、基準電圧及びシャント抵抗電圧に基づいて、モータ１００を定電流ＰＷＭ駆動するための励磁制御信号を生成する。モータ駆動部１３は、与えられた励磁制御信号に従ってモータ１００を二相励磁で定電流ＰＷＭ駆動する。
【００１０】
図２は、モータ駆動部１３の内部構成を示す。４つのトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３及びＴｒ４はＨブリッジを構成している。これらトランジスタをスイッチング制御することで、モータ１００におけるモータコイル１０１に流れる駆動電流の大きさと向きが変化する。シャント抵抗１３１は、モータコイル１０１に流れる駆動電流を受けてシャント抵抗電圧を生成する。
【００１１】
図３は、ある相に係る励磁パルス信号１周期における各種信号の波形を示す。励磁パルス信号の論理レベルは当該相に対する通電方向を表しており、電気角１８０度ごとに切り替わる。励磁パルス信号がＨレベルとなっている電気角１８０度期間では、トランジスタＴｒ１及びＴｒ３にはそれぞれＨレベル及びＬレベルに固定された励磁制御信号が与えられ、トランジスタＴｒ２及びＴｒ４にはパルス幅変調された励磁制御信号が与えられる。トランジスタＴｒ２及びＴｒ４に対する励磁制御信号がそれぞれＬレベル及びＨレベルとなっている付勢期間（ＰＷＭオン期間ともいう。）では、電源→トランジスタＴｒ１→モータコイル１０１→トランジスタＴｒ４→グランドの方向に駆動電流が流れ、駆動電流及びシャント抵抗電圧は時間とともに増加する。トランジスタＴｒ２及びＴｒ４に対する励磁制御信号がそれぞれＨレベル及びＬレベルとなっている還流期間（ＰＷＭオフ期間ともいう。）では、電源→トランジスタＴｒ１→モータコイル１０１→トランジスタＴｒ２→電源の方向に駆動電流が流れ、駆動電流は時間とともに減少し、シャント抵抗電圧はゼロとなる。
【００１２】
一方、励磁パルス信号がＬレベルとなっている電気角１８０度期間では、トランジスタＴｒ２及びＴｒ４にはそれぞれＨレベル及びＬレベルに固定された励磁制御信号が与えられ、トランジスタＴｒ１及びＴｒ３にはパルス幅変調された励磁制御信号が与えられる。トランジスタＴｒ１及びＴｒ３に対する励磁制御信号がそれぞれＬレベル及びＨレベルとなっている付勢期間では、電源→トランジスタＴｒ２→モータコイル１０１→トランジスタＴｒ３→グランドの方向に駆動電流が流れ、駆動電流及びシャント抵抗電圧は時間とともに増加する。トランジスタＴｒ１及びＴｒ３に対する励磁制御信号がそれぞれＨレベル及びＬレベルとなっている還流期間では、電源→トランジスタＴｒ２→モータコイル１０１→トランジスタＴｒ１→電源の方向に駆動電流が流れ、駆動電流は時間とともに減少し、シャント抵抗電圧はゼロとなる。
【００１３】
以上のように、電流制御部１２は、モータ１００に対する駆動電流が一定値に達したとき、すなわち、シャント抵抗電圧が一定電圧に達したとき、モータ駆動部１３に入力する励磁制御信号パターンを切り替えることによって通電状態を付勢から還流に切り替え、還流に切り替えられてから一定時間が経過した後に再び付勢に切り替えることで、定電流ＰＷＭ駆動、より詳しくはＰＷＭオフ期間一定駆動を行う。
【００１４】
＜逆起電力位相検出の原理＞
駆動電流が供給されるとモータコイル１０１には逆起電力が発生する。ここで、逆起電力の大きさと還流期間における駆動電流の減少量とは比例する。したがって、還流期間では逆起電力の大きさに応じて駆動電流が減少することから、通電状態が還流から付勢に切り替わった直後のシャント抵抗電圧と逆起電力の大きさとは比例関係にあることが導出される。また、還流期間における駆動電流の減少量が大きいほど次の付勢期間では駆動電流がより長い間供給されることから、ＰＷＭオン期間と逆起電力の大きさとは比例関係にあることが導出される。また、ＰＷＭオフ期間を一定としオン期間が逆起電力の大きさに比例して変化することから、ＰＷＭデューティも逆起電力の大きさと比例関係にあることが導出される。したがって、駆動電流の減少量、シャント抵抗電圧、ＰＷＭオン期間及びＰＷＭデューティのいずれかから逆起電力の大きさを間接的に知ることができる。
【００１５】
逆起電力位相検出の原理を図４を参照しながら説明する。二相励磁の場合、Ａ相及びＢ相は、互いに電気角９０度ずれた励磁パルス信号に従って励磁される。ここで、Ａ相に生じている逆起電力は、Ａ相の励磁パルス信号の位相を基準としてそれよりも電気角１０度程度の進んでいるとする。この場合、逆起電力が最大となるタイミングは、Ｂ相の励磁パルス信号の立ち上がりタイミングよりも電気角１０度程度早く、Ａ相の励磁パルス信号のオンデューティである電気角１８０度期間のうちＡ相の励磁パルス信号が立ち上がってからＢ相の励磁パルス信号が立ち上がるまでの前半９０度期間にある。したがって、前半９０度期間における逆起電力の平均値は、Ｂ相の励磁パルス信号が立ち上がってからＡ相の励磁パルス信号が立ち下がるまでの後半９０度期間における平均値よりも大きい。ここで、逆起電力の大きさとＰＷＭオン期間とは比例関係にあるため、前半９０度期間における延べＰＷＭオン期間と後半９０度期間における延べＰＷＭオン期間との差分から、駆動電流に対する逆起電力の位相ズレの方向及び大きさが判明する。
【００１６】
差分は、前半９０度期間ではＰＷＭオン期間を加算し、後半９０度期間ではＰＷＭオン期間を減算することで算出することができる。この算出方法によると図４の例では差分は正値となる。差分の符号は位相ズレの方向を表し、差分の絶対値は位相ズレの大きさを表す。したがって、この算出結果から、逆起電力の位相は駆動電流よりも電気角１０度程度進んでいることがわかる。前半９０度期間ではＰＷＭオン期間を減算し、後半９０度期間ではＰＷＭオン期間を加算して差分を算出してもよい。この場合、差分の符号が先の算出方法によるものとは逆になるだけである。一方、差分をデューティから算出する場合、例えば前半９０度期間ではＰＷＭオン期間を加算しＰＷＭオフ期間を減算し、後半９０度期間ではＰＷＭオン期間を減算しＰＷＭオフ期間を加算すればよい。
【００１７】
図５は、逆起電力位相が電気角４５度程度進んでいるときの各種信号の波形を示す。図６は、逆起電力位相が電気角６０度程度遅れているときの各種信号の波形を示す。逆起電力と駆動電流との位相差が大きいと、定電流ＰＷＭ駆動ができなくなる期間が発生し、当該期間では駆動電流及びシャント抵抗電圧が閾値を超えてしまう。したがって、差分の算出においてこのような定電流ＰＷＭ駆動不能期間におけるＰＷＭオン期間は無視することが好ましい。あるいは、定電流ＰＷＭ駆動不能期間では、これまで加算してきたものを減算に変えるなどして算出方法を変えることも好ましい。
【００１８】
なお、差分算出に係る電気角１８０度期間は励磁パルス信号のオンデューティ又はオフデューティに一致させる必要はなく、電気角１８０度期間の開始タイミングは任意である。また、上記の逆起電力位相検出方法は、ＰＷＭオン期間一定駆動の場合にも適用可能である。この場合、ＰＷＭオフ期間と逆起電力の大きさとが比例するため、前半９０度期間における延べＰＷＭオフ期間と後半９０度期間における延べＰＷＭオフ期間との差分を算出すればよい。
【００１９】
＜逆起電力位相検出装置の実施形態＞
図１に戻り、モータ駆動装置１０において、逆起電力位相検出装置１４は、上記の逆起電力位相検出方法を実行する。逆起電力位相検出装置１４において、タイミング生成部１４１は、Ａ相及びＢ相のそれぞれの励磁パルス信号を受け、検出対象相に係る電気角１８０度期間の開始タイミング、中間タイミング及び終了タイミングを示すタイミング信号を生成する。例えば、タイミング生成部１４１は、Ａ相の励磁パルス信号の立ち上がりを電気角１８０度期間の開始タイミング、Ｂ相の励磁パルス信号の立ち上がりを中間タイミング、そして、Ａ相の励磁パルス信号の立ち下がりを終了タイミングとするタイミング信号を生成する。過電流検知部１４２は、検出対象相に流れる電流が閾値を超えている場合と越えていない場合とで異なる論理を出力する。例えば、検出対象相に流れる電流が閾値を超えている間はＨレベルの信号を出力し、それ以外ではＬレベルの信号を出力する。ＰＷＭ制御期間検知部１４３は、検出対象相に係るシャント抵抗電圧の絶対値がゼロよりも大きい間はＨレベルの信号を出力し、それ以外ではＬレベルの信号を出力する。あるいは、ＰＷＭ制御期間検知部１４３は、シャント抵抗電圧がゼロよりも大きい間はＨレベルの信号を出力し、ゼロ以下ではＬレベルの信号を出力してもよい。シャント抵抗電圧がゼロの期間はＰＷＭオフ期間に相当し、シャント抵抗電圧がゼロ以外の期間はＰＷＭオン期間に相当する。
【００２０】
差分算出部１４４は、タイミング生成部１４１、過電流検知部１４２及びＰＷＭ制御期間検知部１４３の出力信号に基づいて、検出対象相に係る電気角１８０度期間のうち前半９０度期間における検出対象相の延べＰＷＭオン期間と、後半９０度期間における検出対象相の延べＰＷＭオン期間との差分を算出する。以下、差分算出部１４４の具体的構成例のいくつかを示す。
【００２１】
図７は、差分算出部１４４の内部構成の一例を示す。電源部１４４１は、タイミング信号に従って、前半９０度期間では一定電圧“＋Ｖ”を出力し、後半９０度期間では電圧“＋Ｖ”を反転器１４４２で負に反転させた電圧“−Ｖ”を出力する。反転器１４４２は、例えば、利得１倍の反転増幅器で構成可能である。反転器１４４２を省略して電圧“−Ｖ”を出力する電源を別に設けてもよい。アナログ積分器１４４３は、ＰＷＭ制御期間検知部１４３の出力信号がＨレベルとなっている間、与えられた電圧を積分する。アナログ積分器１４４３は、例えば、オペアンプを使用した積分回路で構成可能である。また、アナログ積分器１４４３は、タイミング信号を受け、検出対象相の電気角１８０度期間の開始タイミングでリセットされる。サンプルホールド部１４４４は、タイミング信号を受け、検出対象相の電気角１８０度期間の終了タイミングでアナログ積分器１４４３の出力をサンプルしてホールドする。
【００２２】
電源部１４４１とアナログ積分器１４４３との間にはスイッチ１４４５が設けられている。ＰＷＭオン時間によって逆起電力の大きさを算出する場合、スイッチ１４４４は、過電流検知部１４２の出力信号がＬレベルのときは導通状態となり、Ｈレベルのときは非導通状態となる。スイッチ１４４４が非導通状態となるとアナログ積分器１４４３には電源部１４４１の出力電圧が供給されなくなる。すなわち、過電流検知部１４２の出力信号がＨレベルとなっている間、差分算出部１４４は、検出対象相のＰＷＭオン期間を無視する。また、ＰＷＭデューティによって逆起電力の大きさを算出する場合、スイッチ１４４５は常に導通状態でＰＷＭオン・オフに応じて電源部１４４１のスイッチを切り替えて出力電圧を変化させることにより加算減算を行うとよい。
【００２３】
図８は、差分算出部１４４の内部構成の別例を示す。発振器１４４６は、検出対象相に係る励磁制御信号よりも十分に高い周波数のクロック信号を生成する。カウンタ１４４７は、タイミング信号を受け、前半９０度期間において、与えられたクロック信号をカウントアップし、後半９０度期間において、与えられたクロック信号をカウントダウンする。また、カウンタ１４４７は、検出対象相の電気角１８０度期間の開始タイミングでリセットされる。メモリ１４４８は、タイミング信号を受け、検出対象相の電気角１８０度期間の終了タイミングでカウンタ１４４７のカウント値を記憶する。
【００２４】
発振器１４４６とカウンタ１４４７との間には論理回路１４４９が設けられている。論理回路１４４９は、過電流検知部１４２の出力信号がＬレベルであってＰＷＭ制御期間検知部１４３の出力信号がＨレベルとなっているときはクロック信号をそのまま通過させ、過電流検知部１４２の出力信号がＨレベルのときはクロック信号をマスクする。すなわち、過電流検知部１４２の出力信号がＨレベルとなっている間、差分算出部１４４は、検出対象相のＰＷＭオン期間を無視する。本構成例ではデジタル処理によって差分が算出されるため、より高精度な差分算出が可能となる。
【００２５】
＜励磁制御装置の実施形態＞
図１に戻り、励磁制御装置２０において、制御パルス発生部２１は、モータ１００の回転角度を指示する制御パルスを生成する。基準電圧発生部２２は、モータ１００を定電流ＰＷＭ駆動する際の閾値を決めるために必要な基準電圧を生成する。
【００２６】
制御部２３は、逆起電力位相検出装置１４の出力に基づいて最適な駆動電流値を決定し、基準電圧発生部２２に対して基準電圧の変更を指示する。具体的には、制御部２３は、逆起電力位相検出装置１４の出力から脱調の危険性があると判断すると基準電圧発生部２２に対して基準電圧を上げるよう指示する。例えば、負荷トルクが大きいと駆動トルクが不足して逆起電力位相は遅れ始める。制御部２３は、逆起電力位相検出装置１４の出力から逆起電力位相の遅れ傾向を検知すると、基準電圧発生部２２に対して基準電圧を上げるよう指示する。この結果、モータ１００に供給される最大電流値が増大し、駆動トルク不足が解消されて脱調が回避される。
【００２７】
一方、制御部２３は、逆起電力位相検出装置１４の出力から脱調に対する駆動トルクマージンが十分にあると判断すると、基準電圧発生部２２に対して基準電圧を下げるよう指示する。例えば、負荷トルクに対して駆動トルクが大きいと逆起電力位相は駆動電流位相に対して進む。制御部２３は、逆起電力位相検出装置１４の出力から逆起電力位相の進みを検知すると基準電圧発生部２２に対して基準電圧を下げるよう指示する。この結果、モータ１００に供給される最大電流値が減少し、駆動トルク過剰が解消されて消費電力低減を図ることができる。
【００２８】
負荷トルクに対して駆動トルクが過剰に大きいあるいは過剰に小さい場合には、基準電圧をわずかに変化させても駆動トルク不足又は過剰は解消されずに逆起電力位相検出装置１４の出力はほとんど変化しない。また、モータ１００における図示しないロータの慣性などが原因でモータ１００の駆動状態の変化は制御パルス信号の周期に対して長いゆっくりとしたものとなる。そこで、制御部２３は、過去の制御内容及びその指示時刻などを記憶しておき、逆起電力位相検出装置１４の出力変化の傾向から基準電力の変化量が不十分であると判断した場合には、基準電圧発生部２２に対して基準電圧をより大きく変化させるよう指示することが好ましい。このように基準電圧の変更度合いを調整することで、モータ１００の駆動トルクをより早く最適値に収束させることができる。
【００２９】
さらに、制御部２３は、制御パルス発生部２１に対して制御パルスの発生タイミングの変更を指示して逆起電力位相のズレを直接的に補正してもよい。具体的には、制御部２３は、逆起電力位相検出装置１４の出力から逆起電力位相が遅れている又は進んでいることを検知すると、制御パルス発生部２１に対して制御パルスの発生タイミングを遅らせる又は早める指示をする。このように制御パルスの発生タイミングを調整することで、モータ１００の励磁制御を、駆動電流と逆起電力の位相が一致する理想状態に近づけることができる。さらに、過去の制御内容に基づいて制御パルスの発生タイミングの変更度合いを調整することで、モータ１００の励磁制御をより早く理想状態に近づけることができる。
【００３０】
なお、制御パルスの発生タイミングが変更されると、励磁パルス信号のオンデューティ又はオフデューティが電気角１８０度からずれてしまい、逆起電力位相が正確に検出できなくなるおそれがある。このため、制御部２３は、制御パルスの発生タイミングが変更された直後における逆起電力位相検出装置１４の出力を無視し、その後の正しい検出結果に基づいて基準電圧及び制御パルス発生タイミングの変更制御をすることが好ましい。
【００３１】
（第２の実施形態）
図９は、第２の実施形態に係る二相励磁式ステッピングモータ駆動システムの構成を示す。第１の実施形態との相違点は次のとおりである。すなわち、逆起電力位相検出装置１４において、差分算出部１４４は、ＰＷＭオン又はオフ期間を表す信号として電流制御部１２から出力される励磁制御信号を受ける。図３に示したように、４つのトランジスタの励磁制御信号にはＰＷＭオン又はオフ期間を表すものが含まれているため、差分算出部１４は、励磁制御信号からＰＷＭオン又はオフ期間を取得することができる。本実施形態によると、ＰＷＭ制御期間検知部１４３が不要になるため、回路規模の縮小効果が得られる。
【００３２】
なお、第１及び第２の実施形態のいずれにおいても、過電流検知部１４２は省略可能である。過電流が発生しているときのＰＷＭオン期間は極めて短いため、当該期間が算入されても差分算出に与える影響は小さいと考えられる。また、モータ駆動部１３について、図２中のトランジスタＴｒ１及びＴｒ２を削除してモータコイル１０１をプルアップ構成にする、あるいは、トランジスタＴｒ３及びＴｒ４を削除してモータコイル１０１をプルダウン構成にしてもよい。また、シャント抵抗１３１は電源とＨブリッジとの間に設けてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００３３】
本発明に係る逆起電力位相検出装置及び方法並びに及び励磁制御装置及び方法は、内部信号から逆起電力位相を検出し、この検出結果に基づいてステッピングモータの脱調を回避することができるため、イメージスキャナ、複写機、プリンタなどの紙送りやキャリッジ送りなどに用いられるステッピングモータの駆動装置に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】第１の実施形態に係る二相励磁式ステッピングモータ駆動システムの構成図である。
【図２】電流制御部の内部構成図である。
【図３】ある相に係る励磁パルス信号１周期における各種信号の波形図である。
【図４】逆起電力位相検出の原理を説明するための図である。
【図５】逆起電力位相が電気角４５度程度進んでいるときの各種信号の波形図である。
【図６】逆起電力位相が電気角６０度程度遅れているときの各種信号の波形図である。
【図７】一例に係る差分算出部の内部構成図である。
【図８】別例に係る差分算出部の内部構成図である。
【図９】第２の実施形態に係る二相励磁式ステッピングモータ駆動システムの構成図である。
【符号の説明】
【００３５】
１０      モータ駆動装置
１４      逆起電力位相検出装置
１４１    タイミング生成部
１４４１  電源部
１４４３  アナログ積分器
１４４４  サンプルホールド部
１４４６  発振器
１４４７  カウンタ
１４４８  メモリ
１４２    過電流検知部
１４３    ＰＷＭ制御期間検知部
１４４    差分算出部
２０      励磁制御装置
２１      制御パルス発生部
２２      基準電圧発生部
２３      制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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