(57)【要約】【課題】パルスモードおいても応答速度の速い電流制御をすることのできる交流電動機の制御装置を提供することにある。【解決手段】インバータ３を制御して、交流電動機４の駆動を制御する制御装置１０であって、磁束基準Φ＊及びトルク基準Ｔｒｑ＊に基づいて、ｄｑ軸座標上の電流基準ｉｑ＊，ｉｄ＊を演算し、インバータ３の出力電流を検出し、検出したトルク分電流ｉｑと演算したトルク分電流基準ｉｑ＊との偏差に基づいて、トルク分電流基準ｉｑ＊の補正及び磁束弱め制御をする。【選択図】      図１
2009284598.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータを制御して、交流電動機の駆動を制御する交流電動機の制御装置であって、
前記交流電動機の磁束を制御するための磁束基準及び前記交流電動機のトルクを制御するためのトルク基準に基づいて、前記交流電動機に流す電流のｄｑ軸座標上のトルク分を制御するためのトルク分電流基準及び前記交流電動機に流す電流のｄｑ軸座標上の磁束分を制御するための磁束分電流基準を演算するベクトル演算手段と、
前記インバータから出力された三相交流電流を検出する三相交流電流検出手段と、
前記三相交流電流検出手段により検出された三相交流電流を、ｄｑ軸座標上のトルク分であるトルク分電流及びｄｑ軸座標上の磁束分である磁束分電流に座標変換する検出電流座標変換手段と、
前記検出電流座標変換手段により座標変換された前記トルク分電流と前記ベクトル演算手段により演算された前記トルク分電流基準との偏差であるトルク分電流偏差を演算するトルク分電流偏差演算手段と、
前記トルク分電流偏差演算手段により演算された前記トルク分電流偏差に基づいて、前記ベクトル演算手段により演算された前記トルク分電流基準の補正量であるトルク分電流基準補正量を演算するトルク分電流基準補正量演算手段と、
前記トルク分電流基準補正量演算手段により演算された前記トルク分電流基準補正量を、前記交流電動機の磁束の弱めを開始するレベル値以下に制限するトルク分電流基準補正量制限手段と、
前記トルク分電流基準補正量制限手段により制限された前記トルク分電流基準補正量に基づいて、前記ベクトル演算手段により演算されたトルク分電流基準を補正するトルク分電流基準補正手段と、
前記トルク分電流偏差演算手段により演算された前記トルク分電流偏差に基づいて、前記磁束基準を弱める補正をする磁束基準弱め補正手段と、
前記ベクトル演算手段により演算された前記磁束分電流基準及び前記トルク分電流基準補正手段により補正された前記トルク分電流基準を、前記インバータから出力する三相交流電流の各相の電流基準に座標変換する電流基準座標変換手段と、
前記電流基準座標変換手段により座標変換された前記各相の電流基準と前記三相交流電流検出手段により検出された三相交流電流との偏差を相毎に演算する三相交流電流偏差演算手段と、
前記三相交流電流偏差演算手段により相毎に演算された前記偏差に基づいて、前記インバータを制御するインバータ制御手段と
を備えたことを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項２】
前記検出電流座標変換手段により座標変換された前記磁束分電流と前記ベクトル演算手段により演算された前記磁束分電流基準との偏差である磁束分電流偏差を演算する磁束分電流偏差演算手段と、
前記磁束分電流偏差演算手段により演算された前記磁束分電流偏差に基づいて、前記ベクトル演算手段により演算された前記磁束分電流基準の補正量である磁束分電流基準補正量を演算する磁束分電流基準補正量演算手段と、
前記磁束分電流基準補正量演算手段により演算された前記磁束分電流基準補正量に基づいて、前記ベクトル演算手段により演算された前記磁束分電流基準を補正する磁束分電流基準補正手段とを備え、
前記電流基準座標変換手段は、前記磁束分電流基準補正手段により補正された前記磁束分電流基準及び前記トルク分電流基準補正手段により補正された前記トルク分電流基準を、前記インバータから出力する三相交流電流の各相の電流基準に座標変換すること
を特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
【請求項３】
前記磁束基準弱め補正手段は、
前記トルク分電流基準補正量演算手段により演算された前記トルク分電流基準補正量の絶対値を演算する絶対値演算手段と、
前記絶対値演算手段により演算した前記絶対値と前記交流電動機の磁束の弱めを開始するレベル値との差分を演算する差分演算手段と、
前記差分演算手段により演算した前記差分を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段により増幅された前記差分を負にしない制限をする制限手段と、
前記制限手段により制限された前記差分に基づいて、前記磁束基準を補正する補正手段とを備えたこと
を特徴とする請求項１又は請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
【請求項４】
前記磁束基準弱め補正手段は、
前記磁束分電流偏差演算手段により演算された前記磁束分電流偏差と前記トルク分電流偏差演算手段により演算された前記トルク分電流偏差とから求まるベクトル長を演算するベクトル長演算手段と、
前記ベクトル長演算手段により演算された前記ベクトル長と前記交流電動機の磁束の弱めを開始するレベル値との差分を演算する差分演算手段と、
前記差分演算手段により演算した前記差分を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段により増幅された前記差分を負にしない制限をする制限手段と、
前記制限手段により制限された前記差分に基づいて、前記磁束基準を補正する補正手段とを備えたこと
を特徴とする請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
【請求項５】
インバータを制御して、交流電動機の駆動を制御する交流電動機の制御装置であって、
前記交流電動機の磁束を制御するための磁束基準及び前記交流電動機のトルクを制御するためのトルク基準に基づいて、前記交流電動機に流す電流のｄｑ軸座標上のトルク分を制御するためのトルク分電流基準を演算するベクトル演算手段と、
前記インバータから出力された三相交流電流を検出する三相交流電流検出手段と、
前記三相交流電流検出手段により検出された三相交流電流を、ｄｑ軸座標上のトルク分であるトルク分電流及びｄｑ軸座標上の磁束分である磁束分電流に座標変換する検出電流座標変換手段と、
前記検出電流座標変換手段により座標変換されたトルク分電流と前記ベクトル演算手段により演算されたトルク分電流基準との偏差であるトルク分電流偏差を演算するトルク分電流偏差演算手段と、
前記トルク分電流偏差演算手段により演算された前記トルク分電流偏差に基づいて、前記ベクトル演算手段により演算された前記トルク分電流基準の補正量であるトルク分電流基準補正量を演算するトルク分電流基準補正量演算手段と、
前記トルク分電流基準補正量演算手段により演算された前記トルク分電流基準補正量を、前記交流電動機の磁束の弱めを開始するレベル値以下に制限するトルク分電流基準補正量制限手段と、
前記トルク分電流基準補正量制限手段により制限された前記トルク分電流基準補正量に基づいて、前記ベクトル演算手段により演算されたトルク分電流基準を補正するトルク分電流基準補正手段と、
前記トルク分電流偏差演算手段により演算された前記トルク分電流偏差に基づいて、ｄｑ軸座標上の磁束分を制御するための磁束分電流基準を弱める補正をする磁束分電流基準弱め補正手段と
前記磁束分電流基準弱め補正手段により補正された前記磁束分電流基準に基づいて、前記磁束基準を演算する磁束基準演算手段と、
前記磁束分電流基準弱め補正手段により補正をされた前記磁束分電流基準及び前記トルク分電流基準補正手段により補正された前記トルク分電流基準を、前記インバータから出力する三相交流電流の各相の電流基準に座標変換する電流基準座標変換手段と、
前記電流基準座標変換手段により座標変換された前記各相の電流基準と前記三相交流電流検出手段により検出された三相交流電流との偏差を相毎に演算する三相交流電流偏差演算手段と、
前記三相交流電流偏差演算手段により相毎に演算された前記偏差に基づいて、前記インバータを制御するインバータ制御手段と
を備えたことを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項６】
前記検出電流座標変換手段により座標変換された前記磁束分電流と前記交流電動機に流す電流のｄｑ軸座標上の磁束分を制御するための磁束分電流基準との偏差である磁束分電流偏差を演算する磁束分電流偏差演算手段と、
前記磁束分電流偏差演算手段により演算された前記磁束分電流偏差に基づいて、前記交流電動機に流す電流のｄｑ軸座標上の磁束分を制御するための磁束分電流基準の補正量である磁束分電流基準補正量を演算する磁束分電流基準補正量演算手段と、
前記磁束分電流基準補正量演算手段により演算された前記磁束分電流基準補正量に基づいて、前記磁束分電流基準を補正する磁束分電流基準補正手段とを備え、
前記磁束分電流基準弱め補正手段は、前記磁束分電流基準補正手段による補正前の前記磁束分電流基準を弱める補正をし、
電流基準座標変換手段は、前記磁束分電流基準補正手段により補正された前記磁束分電流基準及び前記トルク分電流基準補正手段により補正された前記トルク分電流基準を、前記インバータから出力する三相交流電流の各相の電流基準に座標変換すること
を特徴とする請求項５に記載の交流電動機の制御装置。
【請求項７】
前記磁束分電流基準弱め補正手段は、
前記トルク分電流基準補正量演算手段により演算された前記トルク分電流基準補正量の絶対値を演算する絶対値演算手段と、
前記絶対値演算手段により演算した前記絶対値と前記交流電動機の磁束の弱めを開始するレベル値との差分を演算する差分演算手段と、
前記差分演算手段により演算した前記差分を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段により増幅された前記差分を負にしない制限をする制限手段と、
前記制限手段により制限された前記差分に基づいて、前記磁束分電流基準を補正する補正手段とを備えたこと
を特徴とする請求項５又は請求項６に記載の交流電動機の制御装置。
【請求項８】
前記磁束分電流基準弱め補正手段は、
前記磁束分電流偏差演算手段により演算された前記磁束分電流偏差と前記トルク分電流偏差演算手段により演算された前記トルク分電流偏差とから求まるベクトル長を演算するベクトル長演算手段と、
前記ベクトル長演算手段により演算された前記ベクトル長と前記交流電動機の磁束の弱めを開始するレベル値との差分を演算する差分演算手段と、
前記差分演算手段により演算した前記差分を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段により増幅された前記差分を負にしない制限をする制限手段と、
前記制限手段により制限された前記差分に基づいて、前記磁束分電流基準を補正する補正手段とを備えたこと
を特徴とする請求項６に記載の交流電動機の制御装置。
【請求項９】
前記トルク分電流基準補正量演算手段は、
前記磁束分電流偏差演算手段により演算された前記磁束分電流偏差と前記トルク分電流偏差演算手段により演算された前記トルク分電流偏差とから求まるベクトル長を前記トルク分電流基準補正量のリミット値として演算すること
を特徴とする請求項２から請求項４若しくは請求項６から請求項８のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
【請求項１０】
請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置と、
前記交流電動機と、
前記インバータと
を備えたことを特徴とする電動機ドライブシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電動機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、電力・産業・交通などの諸分野で、交流電動機を駆動するための電圧形インバータの制御装置に、電流制御方式が用いられている。
【０００３】
次に、電圧形インバータの電流制御方式として、ｄｑ軸電流の比例積分制御方式による誘導電動機の速度制御装置の構成の一例について説明する。
【０００４】
まず、インバータから出力された三相交流電流を検出し、交流電動機の磁束位置を基準とするｄｑ軸座標上の直流量に変換する。次に、ｄｑ軸電流基準とそれぞれの検出電流との偏差を比例積分形の電流制御回路で増幅して、ｄｑ軸上の電圧指令を得る。再び交流電動機の磁束位置に基づいてｄｑ軸上の電圧指令を固定子静止座標上の電圧指令に変換する。この固定子座標上の電圧指令を三角波比較ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)などのＰＷＭ制御回路に与え、ＰＷＭ制御回路が出力するＰＷＭ信号に基づいてインバータを制御する。この制御により、インバータは、各相毎に、電圧指令に比例した電圧が出力される。これにより、電動機には、インバータから出力された三相交流電圧が印加され、電動機に所望電流を流すことができる。
【０００５】
ｄｑ軸電流基準は、磁束基準とトルク基準をベクトル演算して求める。
【０００６】
磁束基準は、磁束弱め関数発生器により求める。磁束弱め関数発生器は、強め磁束基準と電動機の回転子の位置を検出する回転センサにより検出した速度が与えられる。磁束弱め関数発生器は、所定速度以下では強め磁束基準をそのまま磁束基準として出力し、所定速度以上では強め磁束基準を速度に反比例させた弱め磁束基準を磁束基準として出力する。
【０００７】
トルク基準は、電動機の回転子の速度と速度基準との速度偏差を増幅し、速度を速度基準に追従するように調整して求める。
【０００８】
この方式は、電流をｄｑ軸座標上の直流量に変換してから比例積分制御しているため、数百ヘルツに及ぶような高い周波数の交流電流でも定常偏差なく制御できるのが特長である。
【０００９】
一方、電動機の電流制御方式には、電流検出が電流基準に追従するように、直接ＰＷＭ信号を生成する方式（以下、「電流追従型ＰＷＭ方式」と呼ぶ）が提案されている（例えば、特許文献１及び特許文献２参照）。
【００１０】
次に、電流追従形ＰＷＭ方式による制御装置について説明する。
【００１１】
まず、ｄｑ軸電流基準を固定子静止座標の三相電流基準に変換する。また、インバータから出力された三相交流電流を検出する。次に、三相電流基準と三相交流電流との差分を電流追従型ＰＷＭ方式の制御回路に与える。この制御回路は、検出した三相交流電流が三相電流基準に追従するようなＰＷＭ信号を生成する。制御回路は、このＰＷＭ信号でインバータを構成するスイッチング素子をオンオフ制御する。
【００１２】
この方式は、搬送波を使用せず、電流が指令値に追従するようなＰＷＭ信号を直接生成するため、電流応答が極めて速いのが特長である。
【特許文献１】特許第３２６７５２４号公報
【特許文献２】特開２００３−２３５２７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、上述の交流電動機の制御装置には、次のような問題がある。
【００１４】
比例積分制御方式による制御装置には、２つの問題点がある。第１の問題点は、電流制御回路の後段に設けられているＰＷＭ制御の変調周波数によって電流制御応答速度が制限されることである。第２の問題点は、電流制御回路の出力する電圧指令が、実際に出力可能な電圧レベルの上限を超えると電流制御不能に陥ることである。
【００１５】
第１の問題点は、大電流のスイッチング素子を使用する産業用の大型ドライブ、電車用主機ドライブなどの性能を限定することになる。大電流の素子はスイッチング損失が大きいため、変調周波数を高くできない。このため、小形ドライブに比べて極めて遅い電流応答しか得られない。このため、装置として必要な電流応答と、冷却装置などから許容されるスイッチング損失とを勘案して、性能と効率との双方をある程度満足させるように変調周波数を選定することになる。
【００１６】
第２の問題点の対策としては、装置の運転に支障があってはならないため、高速領域では、インバータの出力可能な電圧範囲で電流制御可能となるように、早めに磁束を弱めているのが現状である。しかし、このために本来電動機が有する容量を出力できなくなり、運転効率の低下も招いている。即ち、このように制御するために、電動機の出力容量を限定し、効率も悪化させることになる。
【００１７】
電車用ドライブのように、低変調周波数にもかかわらず電動機の運転周波数範囲が広い場合、運転周波数によってＰＷＭ制御方式を切換えるという複雑な制御も必要になる。具体的には、（１）電動機の運転周波数が低い範囲では、変調周波数一定の三角搬送波と電圧基準正弦波とを比較してＰＷＭ信号を生成する非同期式ＰＷＭ制御を行う。（２）運転周波数が高くなって電圧基準正弦波の周波数が三角搬送波の周波数に近づくと、変調周波数一定の三角波ではＰＷＭ信号に含まれる基本波成分の変動が大きくなる。このため、電圧基準正弦波と三角搬送波との同期を取り、電圧基準正弦波の周波数に応じて三角波の周波数を変化させて電圧変動をなくす同期式ＰＷＭ制御を行う。（３）さらに、運転周波数が高くなり、運転周波数の１周期に含まれるＰＷＭ信号のパルス数が３パルス、５パルスのようにごく少ないパルス数で運転する領域になると、電動機の効率に影響の大きい５次、７次などの低次高調波を集中的に除去するパルスパターンに基づくＰＷＭ制御を行う。このように、制御装置は、運転周波数によって切換えている。
【００１８】
電流制御が速ければ、ＰＷＭ制御に起因する低次高調波電圧、搬送波と電圧基準との周波数差に起因する電圧変動によって引き起こされる電流の揺動を制御で抑え込むことができる。しかし、この比例積分制御方式のように、ｄｑ軸電流制御とＰＷＭ制御の組み合わせ制御で得られる応答速度では、電流制御による抑制は難しい。このため、望ましくない高調波電圧、電圧変動をもたらすＰＷＭ信号が最初から出力されないように、ＰＷＭ制御を切替えている。ところが、ＰＷＭ制御の切替えは、それ自体、別の問題を生じる。ＰＷＭ制御を切替えることにより、パルスパターンが変わる。パルスパターンにより出力電圧が異なることは避けられない。このため、制御切り換え時の電圧変化によっては、電流の急変、トルク変動、甚だしくは過電流保護の動作などを生じることになる。これらを避けるためには、電流急変を生じない位相を選んで切換え、切替え時に電流基準を絞るなどの過渡的な切換え制御が必要となる。この切換え制御は、調整を複雑化させる。
【００１９】
一方、電流追従型ＰＷＭ方式は、低変調周波数でも極めて速い電流応答が得られる。また、運転周波数によってＰＷＭ波形が自動的、連続的に切り換わる。このため、上述の比例積分制御のような意図的なＰＷＭ制御切換えも必要ない。さらに、高速領域で制御不能に陥ることもない。
【００２０】
しかし、電流追従形ＰＷＭ方式には、原理的に定常誤差が存在する。電流追従型のＰＷＭは固定子静止座標上の電流基準と電流検出を比較し、その大小関係だけでＰＷＭ信号を発生するため、比例ゲインは無限大である。このため、そのまま動作させるとスイッチング周波数が高くなりすぎるため、ヒステリシスによる不感帯やタイマによる遅延時間を設けて、スイッチング周波数を制限することが必要になる。この不感帯や遅延時間により定常誤差が生じる。スイッチング周波数が低くなるほど定常誤差は大きくなり、電動機の制御性能への影響も大きくなる。
【００２１】
次に、１パルスモードについて説明する。
【００２２】
１パルスモードとは、全くＰＷＭ制御を行わずに、電気角１８０度はインバータの正側素子をオンし、残り１８０度は負側素子をオンすることによって方形波電圧を出力するインバータの制御モードである。この１パルスモードは、ＰＷＭインバータの出力電圧を正弦波でなくてもよいからできる限り大きくしたいという場合に行う制御モードである。
【００２３】
インバータの出力電圧を高くすることにより、高い回転数まで磁束一定領域を広げることができる。このため、全く同じ電動機及びインバータの組み合わせにおいても、電動機の出力容量を向上させることができる。また、磁束弱め領域での磁束の弱め方も少なくて済む。電動機の発生トルクは、トルク電流と磁束分電流との積に比例するため、磁束を弱めると電動機に流している電流対トルクの比率が下がってしまう。弱め方が少なくて済むということは、同じトルクを発生させるために流す電流が少なくて済むということであり、効率を向上させることができるということである。このため、電車用ドライブで行われている制御である。
【００２４】
しかし、上述の比例積分制御方式による構成では、正弦波ＰＷＭ制御しかできないため、１パルスモードによる制御をすることはできない。
【００２５】
例えば、電車用ドライブでは、１パルスモードによる制御を行うときは、電流制御ではなく位相制御などの別の制御方式に切換えて、電流は間接的に制御することになる。しかし、ＰＷＭ波形と１パルス波形とでは、電圧の基本波・低次高調波に大きな飛躍があるので、単純に切換えることはできない。このため、複雑な切換え制御を行うことになる。また、位相制御では電流制御のように高速に電流を制御することはできない。
【００２６】
また、上述の電流追従形ＰＷＭ方式では、１パルスモードによる制御を行う場合、次のような問題がある。
【００２７】
この電流追従形ＰＷＭ方式では、ＰＷＭ制御の側面だけに注目すれば、高速領域でも制御不能に陥ることがないため、連続して１パルス運転まで移行することができる。しかし、正弦波ＰＷＭ可能領域では、電流偏差は許容誤差内に入っているが、正弦波ＰＷＭ可能領域を外れると偏差が増加する。偏差が増加することにより、電圧波形が１パルスに近づくのである。
【００２８】
正弦波ＰＷＭが不可能な高速領域では、電流制御しているとはいい難いほど定常偏差が大きくなる。上述の比例積分制御方式のような電流制御不能ではないため、電流基準を変えるとそれに応じて電流も変化する。従って、非常に定常偏差の大きな状態で、電流制御が成立している状態である。定常偏差によって磁束基準と磁束、トルク基準とトルクの間には誤差を生じているため、定常偏差があまりに大きいと、電動機制御としては成立しない。
【００２９】
そこで、本発明の目的は、１パルスモードおいても応答速度の速い電流制御をすることのできる交流電動機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
本発明の観点に従った交流電動機の制御装置は、インバータを制御して、交流電動機の駆動を制御する交流電動機の制御装置であって、前記交流電動機の磁束を制御するための磁束基準及び前記交流電動機のトルクを制御するためのトルク基準に基づいて、前記交流電動機に流す電流のｄｑ軸座標上のトルク分を制御するためのトルク分電流基準及び前記交流電動機に流す電流のｄｑ軸座標上の磁束分を制御するための磁束分電流基準を演算するベクトル演算手段と、前記インバータから出力された三相交流電流を検出する三相交流電流検出手段と、前記三相交流電流検出手段により検出された三相交流電流を、ｄｑ軸座標上のトルク分であるトルク分電流及びｄｑ軸座標上の磁束分である磁束分電流に座標変換する検出電流座標変換手段と、前記検出電流座標変換手段により座標変換された前記トルク分電流と前記ベクトル演算手段により演算された前記トルク分電流基準との偏差であるトルク分電流偏差を演算するトルク分電流偏差演算手段と、前記トルク分電流偏差演算手段により演算された前記トルク分電流偏差に基づいて、前記ベクトル演算手段により演算された前記トルク分電流基準の補正量であるトルク分電流基準補正量を演算するトルク分電流基準補正量演算手段と、前記トルク分電流基準補正量演算手段により演算された前記トルク分電流基準補正量を、前記交流電動機の磁束の弱めを開始するレベル値以下に制限するトルク分電流基準補正量制限手段と、前記トルク分電流基準補正量制限手段により制限された前記トルク分電流基準補正量に基づいて、前記ベクトル演算手段により演算されたトルク分電流基準を補正するトルク分電流基準補正手段と、前記トルク分電流偏差演算手段により演算された前記トルク分電流偏差に基づいて、前記磁束基準を弱める補正をする磁束基準弱め補正手段と、前記ベクトル演算手段により演算された前記磁束分電流基準及び前記トルク分電流基準補正手段により補正された前記トルク分電流基準を、前記インバータから出力する三相交流電流の各相の電流基準に座標変換する電流基準座標変換手段と、前記電流基準座標変換手段により座標変換された前記各相の電流基準と前記三相交流電流検出手段により検出された三相交流電流との偏差を相毎に演算する三相交流電流偏差演算手段と、前記三相交流電流偏差演算手段により相毎に演算された前記偏差に基づいて、前記インバータを制御するインバータ制御手段とを備えた構成である。
【発明の効果】
【００３１】
本発明によれば、１パルスモードおいても応答速度の速い電流制御をすることのできる交流電動機の制御装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
以下図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
【００３３】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電動機ドライブシステム１の構成を示す構成図である。なお、図面中における同一部分には同一符号を付してその詳しい説明を省略し、異なる部分について主に述べる。以降の実施形態も同様にして重複する説明を省略する。
【００３４】
電動機ドライブシステム１は、直流電源ＰＷと、直流電源ＰＷと並列に接続された平滑コンデンサＣＮと、電動機４と、電動機４を駆動するための電力を供給するインバータ３と、インバータ３を制御する制御装置１０と、インバータ３から出力される三相交流電流を検出するために各相に設けられたホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗと、電動機４に設けられた回転センサ６とを備えている。
【００３５】
直流電源ＰＷは、電動機４に駆動パワーを供給する電源である。
【００３６】
平滑コンデンサＣＮは、直流電源ＰＷの出力電圧を平滑する。
【００３７】
インバータ３は、直流電源ＰＷから供給された直流電力を、三相交流電力に変換して、電動機４に供給する。インバータ３は、２つのスイッチング素子ＳＷが含まれるインバータ回路を３つ備えている。スイッチング素子ＳＷは、制御装置１０からの制御信号によりスイッチング制御される。この制御により、インバータ３から出力される三相交流電力が制御される。
【００３８】
電動機４は、インバータ３から供給される三相交流電力により駆動する誘導電動機である。
【００３９】
ホールＣＴ（current transformer）５Ｕ，５Ｖ，５Ｗは、ホール素子を用いて、電流を検出する電流検出器である。ホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗは、電動機電流を制御装置１０で測定するために設けられている。ホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗは、インバータ３から出力される三相交流電流の各相に設けられている。ホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗは、インバータ３から出力される三相交流電流のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれに対応する相に流れる電流を検出し、出力信号を制御装置１０に出力する。
【００４０】
回転センサ６は、電動機４の回転子の位置を検出するセンサである。回転センサ６は、電動機４の回転子の位置に応じて、出力信号を制御装置１０に出力する。
【００４１】
制御装置１０は、ホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ及び回転センサ６から出力された出力信号に基づいて、インバータ３を制御することにより、電動機４の駆動を制御する。従って、制御装置１０は、インバータ３の制御装置でもある。
【００４２】
制御装置１０は、回転検出回路７と、速度制御回路９と、ベクトル演算回路１１と、電流検出回路１３と、座標変換回路１４，１９と、電流追従型ＰＷＭ制御回路２１と、ｄ軸側補正制御回路２２ｄと、ｑ軸側補正制御回路２２ｑと、磁束弱め制御回路２６と、リミッタ２３，２７と、絶対値回路２９と、加算器１２，２４ｄ，２４ｑと、減算器８，１５ｄ，１５ｑ，２５，２８，２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗとを備えている。
【００４３】
回転検出回路７は、回転センサ６から出力信号が入力される。回転検出回路７は、回転センサ６から入力された出力信号に基づいて、電動機４の回転子の位置に応じた回転子位置信号（電気角信号）θｒ及び速度検出信号ωｒを演算する。回転検出回路７は、演算した回転子位置信号θｒを加算器１２に出力する。回転検出回路７は、演算した速度検出信号ωｒを減算器８に出力する。
【００４４】
減算器８は、回転検出回路７から出力された速度検出信号ωｒと速度基準ωｒ＊との差である速度偏差を演算する。減算器８は、演算した速度偏差を信号として速度制御回路９に出力する。
【００４５】
速度制御回路９は、減算器８から入力された速度偏差の信号を増幅して、速度検出信号ωｒが速度基準ωｒ＊に追従するようにトルク基準Ｔｒｑ＊を調整する。速度制御回路９は、調整したトルク基準Ｔｒｑ＊をベクトル演算回路１１に出力する。
【００４６】
ベクトル演算回路１１は、後述する減算器２８から入力された磁束基準Φ＊及び速度制御回路９から入力されたトルク基準Ｔｒｑ＊に基づいて、磁束分電流基準ｉｄ＊、トルク分電流基準ｉｑ＊、及びすべり角θｓを演算する。ベクトル演算回路１１は、演算した磁束分電流基準ｉｄ＊を減算器１５ｄ及び加算器２４ｄに出力する。ベクトル演算回路１１は、演算したトルク分電流基準ｉｑ＊を減算器１５ｑ及び加算器２４ｑに出力する。ベクトル演算回路１１は、演算したすべり角θｓを加算器１２に出力する。
【００４７】
加算器１２は、回転検出回路７から入力された回転子位置信号θｒとベクトル演算回路１１から入力されたすべり角θｓとを加算し、磁束位置信号θ０を演算する。加算器１２は、演算した磁束位置信号θ０を座標変換回路１４，１９にそれぞれ出力する。
【００４８】
電流検出回路１３は、ホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗから入力された出力信号を、制御回路内のスケーリングに合わせて、電流検出信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを演算する。電流検出信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流れる電流に対応する信号である。電流検出回路１３は、演算した電流検出信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを座標変換回路１４に出力する。電流検出回路１３は、電流検出信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをそれぞれ対応する相の加算器２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗに出力する。
【００４９】
座標変換回路１４は、加算器１２から入力された磁束位置信号θ０を用いて、電流検出回路１３から入力された電流検出信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、電動機４の磁束に同期したｄｑ軸座標上の直流量である磁束分電流検出信号ｉｄ及びトルク分電流検出信号ｉｑに変換する。座標変換回路１４は、変換した磁束分電流検出信号ｉｄを減算器１５ｄに出力する。座標変換回路１４は、変換したトルク分電流検出信号ｉｑを減算器１５ｑに出力する。
【００５０】
減算器１５ｄは、ベクトル演算回路１１から入力された磁束分電流基準ｉｄ＊と座標変換回路１４から入力された磁束分電流検出信号ｉｄとの差をとり、磁束分電流偏差を演算する。減算器１５ｄは、演算した磁束分電流偏差をｄ軸側補正制御回路２２ｄに出力する。
【００５１】
減算器１５ｑは、ベクトル演算回路１１から入力されたトルク分電流基準ｉｑ＊と座標変換回路１４から入力されたトルク分電流検出信号ｉｑとの差をとり、トルク分電流偏差を演算する。減算器１５ｑは、演算したトルク分電流偏差をｑ軸側補正制御回路２２ｑに出力する。
【００５２】
ｄ軸側補正制御回路２２ｄは、減算器１５ｄから入力された磁束分電流偏差を増幅し、定常偏差を補正するための補正信号ｉｄｃ＊を演算する。ｄ軸側補正制御回路２２ｄは、演算した補正信号ｉｄｃ＊を加算器２４ｄに出力する。
【００５３】
ｑ軸側補正制御回路２２ｑは、減算器１５ｑから入力されたトルク分電流偏差を増幅し、定常偏差を補正するための補正信号ｉｑｃ＊を演算する。ｑ軸側補正制御回路２２ｑは、演算した補正信号ｉｑｃ＊をリミッタ２３及び絶対値回路２９に出力する。
【００５４】
リミッタ２３は、ｑ軸側補正制御回路２２ｑから出力された補正信号ｉｑｃ＊の上限及び下限を制限する上下限リミッタである。リミッタ２３は、補正信号ｉｑｃ＊を弱め制御開始レベルｉｑｃＬＩＭ＊以下となるように上限を設定している。従って、上限値は、弱め制御開始レベルｉｑｃＬＩＭ＊と同じ、またはそれ以上に設定されている。リミッタ２３は、制限した補正信号ｉｑｃ＊を加算器２４ｑに出力する。
【００５５】
加算器２４ｄは、ベクトル演算回路１１から入力された磁束分電流基準ｉｄ＊とｄ軸側補正制御回路２２ｄから入力された補正信号ｉｄｃ＊とを加算し、磁束分補正電流基準ｉｄ＊＊を演算する。加算器２４ｄは、演算した磁束分補正電流基準ｉｄ＊＊を座標変換回路１９に出力する。
【００５６】
加算器２４ｑは、ベクトル演算回路１１から入力されたトルク分電流基準ｉｑ＊とリミッタ２３から入力された補正信号ｉｑｃ＊とを加算し、トルク分補正電流基準ｉｑ＊＊を演算する。加算器２４ｑは、演算したトルク分補正電流基準ｉｑ＊＊を座標変換回路１９に出力する。
【００５７】
座標変換回路１９は、加算器１２から入力された磁束位置信号θ０を用いて、加算器２４ｄから入力された磁束分補正電流基準ｉｄ＊＊及び加算器２４ｑから入力されたトルク分補正電流基準ｉｑ＊＊を、固定子静止座標系の三相電流基準ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊に変換する。座標変換回路１９は、変換した三相電流基準ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊をそれぞれ各相に対応する減算器２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗに出力する。
【００５８】
減算器２０Ｕは、座標変換回路１９から入力されたＵ相の電流基準ｉｕ＊と電流検出回路１３から入力された電流検出信号ｉｕとの偏差を演算する。減算器２０Ｕは、演算したＵ相の偏差を電流追従型ＰＷＭ制御回路２１に出力する。同様にして、減算器２０Ｖ，２０Ｗは、それぞれＶ相，Ｗ相の偏差を演算し、電流追従型ＰＷＭ制御回路２１に出力する。
【００５９】
電流追従型ＰＷＭ制御回路２１は、電流検出信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが三相電流基準ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊に追従するようなＰＷＭ信号を生成する。電流追従型ＰＷＭ制御回路２１は、生成したＰＷＭ信号を出力して、インバータ３のスイッチング素子ＳＷをオンオフ制御する。この電流追従型ＰＷＭ制御回路２１による制御により、インバータ３から電動機４に所望の電流を流す。
【００６０】
絶対値回路２９は、ｑ軸側補正制御回路２２ｑから出力された補正信号ｉｑｃ＊の絶対値を演算する。絶対値回路２９は、演算した補正信号ｉｑｃの絶対値を減算器２５に出力する。
【００６１】
減算器２５は、絶対値回路２９から出力された補正信号ｉｑｃ＊の絶対値と開始レベル値ｉｑｃＬＩＭ＊との差を演算する。減算器２５は、演算結果の差を磁束弱め制御回路２６に出力する。
【００６２】
磁束弱め制御回路２６は、減算器２５から入力された信号を増幅する。磁束弱め制御回路２６は、増幅した信号を磁束を弱めるための信号として、リミッタ２７を介して、減算器２８に出力する。
【００６３】
リミッタ２７は、磁束弱め制御回路２６から出力された信号の下限を零に制限する。
【００６４】
減算器２８は、磁束を強める強め磁束指令Φ＊＊が入力される。減算器２８は、入力された強め磁束指令Φ＊＊からリミッタ２７を介して磁束弱め制御回路２６から出力された信号を減算する。減算器２８は、減算して得られた値を磁束基準Φ＊として、ベクトル演算回路１１に出力する。これにより、磁束基準Φ＊は、電動機４の状態に応じた磁束指令となる。
【００６５】
次に、電動機ドライブシステム１の動作について説明する。
【００６６】
電流検出回路１３は、インバータ３から出力された三相交流電流を電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとして検出する。
【００６７】
座標変換回路１４は、電流検出回路１３により検出された電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄｑ軸座標上の量の電流検出値ｉｄ，ｉｑに変換する。
【００６８】
減算器１５ｄ，１５ｑは、座標変換回路１４により変換された電流検出値ｉｄ，ｉｑとベクトル演算回路１１から出力されるｄｑ軸座標上の電流基準ｉｄ＊，ｉｑ＊との偏差を求める。
【００６９】
補正制御回路２２ｄ，２２ｑは、減算器１５ｄ，１５ｑにより求められたｄｑ軸それぞれの偏差を増幅する。
【００７０】
加算器２４ｄは、ｄ軸側補正制御回路２２ｄの出力である補正信号ｉｄｃ＊と磁束分電流基準ｉｄ*とを加算して磁束分補正電流基準ｉｄ＊＊とする。
【００７１】
ｑ軸側正制御回路２２ｑの出力である補正信号ｉｑｃ＊は、リミッタ２３によって、過大な部分をカットされる。
【００７２】
加算器２４ｑは、リミッタ２３により制限された補正信号ｉｑｃ*と、トルク分電流基準ｉｑ＊とを加算してトルク分補正電流基準ｉｑ＊＊とする。
【００７３】
座標変換回路１９は、補正電流基準ｉｄ＊＊，ｉｑ＊＊を固定子静止座標上の三相電流基準ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊に変換する。
【００７４】
座標変換回路１９により変換された三相電流基準ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊と電流検出回路１３により検出された電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとの差が電流追従形ＰＷＭ制御回路２１に入力される。
【００７５】
電流追従形ＰＷＭ制御回路２１は、入力された差に基づいて、インバータ３から出力される電流を制御する。
【００７６】
次に、電動機ドライブシステム１の作用効果について説明する。
【００７７】
電流検出ｉｄ，ｉｑが電流基準ｉｄ＊，ｉｑ＊より小さければ、補正制御回路２２ｄ， ２ｑは出力する補正信号ｉｄｃ＊， ｉｑｃ＊の値を増やす。これにより、電流追従形ＰＷＭ制御回路２１に入力される補正電流基準ｉｄ＊＊，ｉｑ＊＊が増加する。このため、電流追従型ＰＷＭ制御回路２１は、電動機４に流れる電動機電流ｉｄ，ｉｑを増加させるため、もとの電流基準ｉｄ＊，ｉｑ＊との差が小さくなる。
【００７８】
補正制御回路２２ｄ，２２ｑに積分要素を持たせることで、減算器１５ｄ，１５ｑが出力する偏差が微小なものでも、それを積分して補正電流基準ｉｄ＊＊，ｉｑ＊＊を修正するため、ｄ軸ｑ軸のいずれの定常偏差も零にすることができる。
【００７９】
このようにして、電動機４の中・低速領域においては、定常偏差のない電流制御をすることができる。
【００８０】
中・低速領域においては、ｑ軸側補正制御回路２２ｑが出力する補正信号ｉｑｃ＊は、微小である。このため、磁束弱め制御回路２６の出力信号は負となる。この出力信号は、リミッタ２７にて下限値０にリミットされる。従って、ベクトル演算回路１１に与えられる磁束指令Φ＊としては、強め磁束指令Φ＊＊がそのまま与えられる。
【００８１】
電動機４の回転数が上がり、電流が流せなくなると、ｑ軸側補正制御回路２２ｑの補正信号ｉｑｃは急速に増大する。ｑ軸側補正制御回路２２ｑの補正信号ｉｑｃが弱め開始レベルｉｑｃＬＩＭ＊を超えると、減算器２５の出力は、正に転じる。これにより、磁束弱め制御回路２６の出力は増加し始める。ベクトル演算回路１１に入力される磁束基準Φ＊は、強め磁束指令Φ＊＊から磁束弱め制御回路２６の出力信号を減じている。従って、磁束弱め制御回路２６の出力が増加すると、ベクトル演算回路１１から出力される磁束基準ｉｄ＊は小さくなる。よって、電動機４の磁束Φは小さくなる。これにより、誘起電圧の増加が制限される。また、ｑ軸側補正制御回路２２ｑの補正信号ｉｑｃ＊は、弱め開始レベルｉｑｃＬＩＭ＊に制御される。
【００８２】
ここで、リミッタ２３の役割について説明する。
【００８３】
ｑ軸側補正制御回路２２ｑの補正信号ｉｑｃ＊は、リミッタ２３を介して電流基準ｉｑ＊と加算されている。このリミッタ２３がないと磁束弱めが間に合わず制御不能に陥る場合がある。
【００８４】
例えば、大振幅の力行トルク指令（トルク基準Ｔｒｑ＊）が与えられたとき、過渡的に補正信号ｉｑｃ＊が非常に大きい信号となる。これにより、磁束弱め制御が動作して、ｄ軸側電流基準ｉｄ＊が絞られる。このため、ｄ軸側電流基準ｉｄ＊は、磁束分電流検出信号ｉｄよりも小さくなる。これにより、補正信号ｉｄｃ＊は、負側に振れる。一方、補正信号ｉｑｃ＊は、正側に振れる。これは、ステップ変化であるため、ｑ軸側電流偏差は大きい。また、補正信号ｉｑｃ＊の増加速度は速い。
【００８５】
１パルス領域では、磁束が弱まらなければｑ軸電流を流すことはできない。このため補正信号ｉｑｃ＊は、ますます正側に増加する。一方、磁束電流基準ｉｄ＊は、絞られるため、補正信号ｉｄｃ＊は、負側に増加する。
【００８６】
電流追従型ＰＷＭ制御回路２１は、これらの補正信号により補正された電流基準ｉｄ＊，ｉｑ＊に基づいて、ｄ軸側、ｑ軸側のいずれも定常偏差なく電流制御しようとする。電流追従型ＰＷＭ制御回路２１は、このような制御を行おうとすることで、却って、ｄ軸側、ｑ軸側いずれも基準通りの電流を流せなくなってしまう。
【００８７】
リミッタ２３をいれると、電流追従型ＰＷＭ制御回路２１は、ｄ軸側電流は、定常偏差をなくすように制御する。リミット２３によりリミットされたｑ軸側については定常偏差を許して制御する。これにより、ｄ軸側電流が優先して制御されるため、ｄ軸側電流は、電流基準ｉｄ＊に追従し易くなる。
【００８８】
磁束弱め制御回路２６に入力される補正信号ｉｑｃ＊は、リミッタ２３による制限はされていないため、補正信号ｉｑｃ＊が弱め制御開始レベルｉｑｃＬＩＭ＊を超えている間は、制御装置１０は、磁束を弱め続ける。最終的には、充分に磁束が弱まり、補正信号ｉｑｃ＊は、弱め制御開始レベルｉｑｃＬＩＭ＊に一定に制御される。
【００８９】
リミッタ２３の上限を、弱め制御開始レベルｉｑｃＬＩＭ＊と同じか、それ以上にしておくことで、補正信号ｉｑｃ＊が弱め制御開始レベルｉｑｃＬＩＭ＊に一定に制御されているときは、補正信号ｉｑｃ＊は、リミッタ２３にかからない。これは、トルク分電流ｉｑがトルク分電流基準ｉｑ＊に追従していることを示す。
【００９０】
このようにして、制御装置１０は、トルク分電流ｉｑをトルク分電流基準ｉｑ＊に等しく制御できる最小限の弱め制御を行う。制御装置１０は、回転数が上昇するにつれて、磁束をさらに弱める制御をすることで、トルク分電流ｉｑを制御可能に維持する。
【００９１】
本実施形態によれば、電流追従型ＰＷＭ制御回路２１に入力される補正電流基準ｉｄ＊＊，ｉｑ＊＊と電流検出信号ｉｄ，ｉｑの偏差（ｉｄ＊＊−ｉｄ），（ｉｑ＊＊−ｉｑ）の定常分を補正制御回路２２ｄ，２２ｑの積分要素で保持することにより、ベクトル演算回路１１が出力する電流基準ｉｄ＊，ｉｑ＊に等しい電流を流すことができる。これにより、電流応答に優れる電流追従型ＰＷＭ制御を用いて、高精度の電流制御をすることができる。従って、制御装置１０は、精度・応答の双方に優れた高性能のベクトル制御をすることができる。
【００９２】
また、磁束弱め制御回路２６を設けることで、電動機４の磁束をｑ軸電流を流すことができる最低限度だけ弱めることができる。例えば、ＰＩ制御型（比例積分型）のｄｑ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭ制御との組み合わせ方式を採用した場合、ｑ軸電流出力（電圧基準）が、インバータ３が出力可能なｑ軸電圧を超えることのないよう磁束を速めに弱めなければならない。本実施形態による制御では、電流制御により定常偏差の増加を検知して磁束を弱める。即ち、電流制御のための電圧が不足してきたことを検知して磁束を弱める。これにより、インバータ３は、完全な１パルス電圧を出力できる。即ち、制御装置１０は、インバータ３を１パルスモードで制御することができる。
【００９３】
ここで、図２及び図３を参照して、１パルスモードによる制御の性能について説明する。
【００９４】
図２は、本実施形態に係る制御装置１０の１パルスモードによる制御におけるインバータ出力電圧と回転数の相関関係を示すグラフ図である。図３は、本実施形態に係る制御装置１０の１パルスモードによる制御における磁束と回転数の相関関係を示すグラフ図である。
【００９５】
図２及び図３は、説明のため、１パルスモードによる制御と正弦波ＰＷＭ制御とを比較して示している。ここでいう正弦波ＰＷＭ制御とは、例えば比例積分型の電流制御による電圧指令に基づいて正弦波ＰＷＭ制御を行う制御である。
【００９６】
図２及び図３に示す回転数ｒ１，ｒ２，ｒ３は、それぞれ、１パルスモードによる制御時、正弦波ＰＷＭ制御時の理論上の限界、正弦波ＰＷＭ制御時の実用上の限界のそれぞれにおける磁束弱め制御を開始する回転数を示している。
【００９７】
正弦波ＰＷＭ制御による電圧形インバータが出力することのできる線間電圧最大値（瞬時値）は、インバータの直流電圧をＥｄｃとした時、±Ｅｄｃである。したがって、正弦波電圧としては、
±Ｅｄｃ・ｓｉｎθ
が最大となる。
【００９８】
ところが、比例積分型の電流制御による電圧指令が出力可能電圧を超えると制御不能となる。このような事態を回避するため、正弦波ＰＷＭ制御では、図２に示す「正弦波ＰＷＭ時実用限界」と附したグラフのように、出力可能電圧を超えないように余裕を見て電圧指令（電流制御器の飽和レベル）を出力する。この正弦波ＰＷＭ時実用限界は、例えば、正弦波ＰＷＭ制御による出力可能電圧Ｅｄｃの９５％で使用する。このとき、磁束指令は、図３に示す「正弦波ＰＷＭ時実用限界」と付したグラフとなる。
【００９９】
一方、１パルスモードによる制御のインバータの出力線間電圧の基本波成分の大きさは、
【数１】
2009284598.tif 000003
【０１００】
となる。このときの振幅の大きさ（図２に示す「１パルス運転時」と付したグラフ）は、約１．１０３・Ｅｄｃである。この振幅は、正弦波ＰＷＭ制御による理論限界（図２に示す「正弦波ＰＷＭ時理論限界」と付したグラフ）よりも約１０％程度大きい。
【０１０１】
従って、１パルスモードによる制御をすることで、正弦波ＰＷＭ制御で、出力可能電圧Ｅｄｃの９５％で使用していた場合と比較して、約１５％電圧を高くできる。これにより、図３に示すように、１パルスモードによる制御では、正弦波ＰＷＭ制御と比較して、約１５％高い回転数まで、磁束一定領域を広げる（即ち、磁束弱め制御の開始を遅らせる）ことができる。即ち、１パルスモードによる制御を行うことで、正弦波ＰＷＭ制御と比較して、全く同じ電動機４及びインバータ３で電動機出力容量を約１５％向上させることができる。また、１パルスモードによる制御をすることにより、磁束弱め領域での磁束の弱め方も少なくすることができる。
【０１０２】
さらに、制御装置１０は、電流追従形ＰＷＭ制御方式による制御を行うため、スイッチング周波数に関係なく、電流応答を高速化することができる。これにより、大電流のスイッチング素子を使用している産業用の大型ドライブ又は電車用主機ドライブなどに、制御装置１０を適用すれば、性能を飛躍的に向上させることができる。
【０１０３】
また、制御装置１０は、ＰＷＭ制御の切り換え又は電流制御から位相制御の切り替えなどをすることなく、１パルスモードまで制御を移行することができる。これにより、複雑な制御の切り換えを必要としないため、制御を単純化することができる。従って、制御装置１０は、調整が容易となり信頼性も向上できる。また、制御装置１０は、高速領域においても定常偏差の増加を補償して、基準通りの電流を電動機４に流すことができる。従って、１パルスモードの領域においても、電流制御を行うため、例えば位相制御よりも高速な電流制御をすることができる。
【０１０４】
（第２の実施形態）
図４は、本発明の第２の実施形態に係る電動機ドライブシステム１Ａの構成を示す構成図である。
【０１０５】
電動機ドライブシステム１Ａは、図１に示す第１の実施形態に係る電動機ドライブシステム１において、制御装置１０を制御装置１０Ａに代えている。制御装置１０Ａは、制御装置１０において、乗算回路３１ｄ，３１t、減算器３２及び平方根回路３３を加え、加算器２４ｑ、減算器２５及びリミッタ２３をそれぞれ加算器２４ｑＡ、減算器２５Ａ及びリミッタ２３Ａに代え、絶対値回路２９を取り除いた構成である。それ以外の点は、電動機ドライブシステム１と同様の構成である。
【０１０６】
乗算回路３１ｄは、ｄ軸側補正制御回路２２ｄから同じ補正信号ｉｄｃ＊が２つ入力される。乗算回路３１ｄは、入力された２つの補正信号ｉｄｃ＊を乗算する。即ち、乗算回路３１ｄは、補正信号ｉｄｃ＊の２乗を演算する。乗算回路３１ｄは、演算結果を加算器３２に出力する。
【０１０７】
乗算回路３１tは、同じリミット値ｉｑＣ＊が２つ入力される。乗算回路３１ｑは、入力された２つの補正信号ｉｑＣ＊を乗算する。即ち、乗算回路３１tは、補正信号ｉｑＣ＊の２乗を演算する。乗算回路３１ｑは、演算結果を加算器３２に出力する。
【０１０８】
減算器３２は、乗算回路３１ｄから入力された演算結果を乗算回路３１tから入力された演算結果から減算する。減算器３２は、演算結果を平方根回路３３に出力する。
【０１０９】
平方根回路３３は、減算器３２から入力された演算結果の平方根を演算する。平方根回路３３は、演算結果を減算器２５Ａ及びリミッタ２３Ａに出力する。
【０１１０】
減算器２５Ａは、平方根回路３３から出力された電算結果と開始レベル値ｉｑｃＬＩＭ＊との差を演算する。減算器２５は、演算結果の差を磁束弱め制御回路２６に出力する。
【０１１１】
磁束弱め制御回路２６は、減算器２５Ａから入力された演算結果に基いて、磁束弱め制御をする。
【０１１２】
リミッタ２３Ａは、平方根回路３３から出力された演算結果の上限及び下限を制限する上下限リミッタである。リミッタ２３Ａの上限リミット値は、平方根回路３３から与えられる。リミッタ２３Ａは、平方根回路３３からの出力信号をリミット値により制限し、補正信号として加算器２４ｑＡに出力する。
【０１１３】
ここで、リミッタ２３Ａのリミット値の求め方について説明する。
【０１１４】
定常偏差補正は、ｄ軸側優先で効かせなければならない。このため、リミット値をｉｑｃ＊ｍａｘとすると、リミット値は、下式により求める。
【数２】
2009284598.tif 000004
【０１１５】
ここで、設定値ｉＣ＊は、ｑ軸側補正信号ｉｑｃ＊とｄ軸側補正信号ｉｄｃ＊のベクトル和のリミットの設定値である。
【０１１６】
このようにして、設定値ｉＣ＊とｄ軸側補正信号ｉｄｃ＊とからｑ軸側補正信号のリミット値ｉｑｃ＊ｍａｘを求める。
【０１１７】
加算器２４ｑＡは、ベクトル演算回路１１から入力されたトルク分電流基準ｉｑ＊とリミッタ２３Ａから入力された補正信号とを加算し、トルク分補正電流基準ｉｑ＊＊を演算する。加算器２４ｑＡは、演算したトルク分補正電流基準ｉｑ＊＊を座標変換回路１９に出力する。
【０１１８】
上述のようにして、制御装置１０Ａは、乗算回路３１ｄ，３１ｑ、加算器３２及び平方根回路３３による構成により、ｑ軸側補正信号のリミット値を演算する。
【０１１９】
制御装置１０Ａは、この演算した補正分のベクトル長に基づいて、第１の実施形態と同様の弱め制御を行う。また、制御装置１０Ａは、この演算した補正分のベクトル長に基づいて、トルク分電流基準ｉｑ＊を補正する。
【０１２０】
本実施形態によれば、第１の実施形態による作用効果に加え、以下の作用効果を得ることができる。
【０１２１】
制御装置１０Ａは、磁束弱め制御回路２６にトルク分補正信号ｉｑｃ＊と磁束分補正信号ｉｄｃ＊とからなる補正分のベクトル長をフィードバックしている。このため、ｑ軸電流指令（トルク分電流基準ｉｑ＊）がステップ的に増加した時に磁束指令（磁束基準Φ＊）がより急速に絞られる。よって、１パルス領域でのｑ軸電流の立ち上がりを速くすることが期待できる。
【０１２２】
制御装置１０Ａは、電流追従型ＰＷＭ制御回路２１に与える補正分もｉｄｃ＊，ｉｑｃ＊のベクトル長でリミットする。第１の実施形態のように、磁束分補正信号ｉｄｃ＊の値を考慮せずに、トルク分補正信号ｉｑｃ＊のリミット値を定めると、ｄ軸側の分の余裕を見なければならない。これに対し、ベクトルとしてリミットすることによって、ｄ軸側の分の余裕を見る必要がなくなる。従って、第１の実施形態よりもｑ軸側補正信号ｉｑｃ＊を制限する上限値を大きくすることができる。これにより、１パルス領域でのｑ軸電流の立ち上がりを速くすることができる。
【０１２３】
（第３の実施形態）
図５は、本発明の第３の実施形態に係る電動機ドライブシステム１Ｂの構成を示す構成図である。
【０１２４】
電動機ドライブシステム１Ｂは、図１に示す第１の実施形態に係る電動機ドライブシステム１において、制御装置１０を制御装置１０Ｂに代えている。制御装置１０Ｂは、制御装置１０において、減算器２８を減算器２８Ｂに代え、一次遅れ回路４１を追加した構成である。それ以外の点は、電動機ドライブシステム１と同様の構成である。
【０１２５】
減算器２８Ｂは、磁束を強める強めｄ軸電流指令ｉｄＡ＊＊が入力される。減算器２８Ｂは、リミッタ２７を介して磁束弱め制御回路２６から出力信号が入力される。減算器２８Ｂは、強めｄ軸電流指令ｉｄＡ＊＊から磁束弱め制御回路２６からの出力信号を減算し、ｄ軸側電流基準ｉｄ＊とする。減算器２８Ｂは、演算したｄ軸側電流基準ｉｄ＊を一次遅れ回路４１、減算器１５ｄ及び加算器２４ｄに出力する。
【０１２６】
一次遅れ回路４１は、交流電動機４のモータ定数を有する一次遅れ回路である。ｄ軸側電流基準ｉｄ＊が一次遅れ回路４１を通ることにより、磁束基準Φ＊が求まる。一次遅れ回路４１は、演算した磁束基準Φ＊をベクトル演算回路１１に出力する。
【０１２７】
本実施形態によれば、強めｄ軸電流指令ｉｄＡ＊＊から磁束弱め制御回路２６の出力信号を減算することで、ｄ軸側電流基準ｉｄ＊を求めることができる。また、ｄ軸側電流基準ｉｄ＊を一次遅れ回路４１に通すことにより、強め磁束基準Φ＊を求めることができる。
【０１２８】
従って、強め磁束指令Φ＊＊を持たずに、強めｄ軸電流指令ｉｄＡ＊＊を持つことで、第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【０１２９】
なお、第１の実施形態及び第３の実施形態では、絶対値回路２９を設ける構成としたが、なくてもよい。本発明の制御方式において、電流偏差の増加段階に誘起電圧を使用すると、定常偏差と誘起電圧との位置関係が固定されており、交流電動機４に流れるｑ軸電流（電流検出値ｉｑ）は、指令値（ｑ軸側電流基準ｉｑ＊）よりも必ず小さくなる。このため、ｑ軸側補正制御回路２２ｑの出力は正方向にしか出ない。従って、ｑ軸側補正制御回路２２ｑの出力が負になることはないため、絶対値回路２９を挿入することによる制御への弊害はない。一方、予期しないなんらかの原因で補正信号ｉｑｃ＊が負の符号で出力された場合、絶対値回路２９がないと、磁束弱め制御が行われず、電流偏差が増加する。このような場合、絶対値回路２９を設けることにより、このような事態を回避することができる。
【０１３０】
また、第１の実施形態及び第３の実施形態において、ｄ軸側の補正制御回路２４ｄを省略した構成としてもよい。定常偏差の大部分はｑ軸側に出る。補正制御回路２４ｄを省略すれば、若干の定常誤差が現れる。よって、スイッチング周波数が高く、定常偏差がもともと小さい場合には、制御装置１０，１０Ａは、ｄ軸側の補正制御回路２４ｄを省略した構成としてもよい。
【０１３１】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組合せにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１３２】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電動機ドライブシステムの構成を示す構成図。
【図２】第１の実施形態に係る制御装置の１パルスモードによる制御におけるインバータ出力電圧と回転数の相関関係を示すグラフ図。
【図３】第１の実施形態に係る制御装置の１パルスモードによる制御における磁束と回転数の相関関係を示すグラフ図。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る電動機ドライブシステムの構成を示す構成図。
【図５】本発明の第３の実施形態に係る電動機ドライブシステムの構成を示す構成図。
【符号の説明】
【０１３３】
１…電動機ドライブシステム、３…インバータ、４…電動機、５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ…ホールＣＴ、６…回転センサ、７…回転検出回路、８，１５ｄ，１５ｑ，２５，２８，２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗ…減算器、９…速度制御回路、１１…ベクトル演算回路、１２，２４ｄ，２４ｑ…加算器、１３…電流検出回路、１４，１９…座標変換回路、２１…電流追従型ＰＷＭ制御回路、２２ｄ…ｄ軸側補正制御回路、２２ｑ…ｑ軸側補正制御回路、２３，２７…リミッタ、２６…磁束弱め制御回路、２９…絶対値回路、ＰＷ…直流電源、ＣＮ…平滑コンデンサ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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