(57)【要約】【課題】１次側の給電線による励磁電流の損失と２次側受電回路の発生電圧の両方を抑え、エネルギー損失の少ない小型で安価な非接触給電装置を提供すること。【解決手段】電磁誘導により地上設備から搬送車に非接触で電力を給電する非接触給電装置において、給電線路に流す１次側励磁電流を、負荷が軽負荷の場合に低減する高周波電源装置２を備える。【選択図】図１
2009254031.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電磁誘導により地上設備から搬送車に非接触で電力を給電する非接触給電装置において、給電線路に流す１次側励磁電流を、負荷が軽負荷の場合に低減する高周波電源装置を設けたことを特徴とする非接触給電装置。
【請求項２】
高周波電源装置が、１次側励磁電流を給電するインバータ回路の平滑回路を通過する直流電力に対応する低減係数と、出力電流の平均値あるいは実効値との積に基づいて、低減する１次側励磁電流の出力電流を決定することを特徴とする請求項１記載の非接触給電装置。
【請求項３】
高周波電源装置が、出力電流の最大値と制御目標値となる基準値とを比較することにより、低減する１次側励磁電流の出力電流を決定することを特徴とする請求項１又は２記載の非接触給電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、半導体や液晶工場等のクリーンルーム内において、搬送車に非接触で電力を供給する非接触給電装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
非接触で負荷に電力を給電する場合、一定電圧で給電線に励磁電流を流すと、給電線の線路長が長くなるとインダクタンスにより線路に流れる電流が減少する。
このため、通常は励磁電流の実効値が一定になる制御を、励磁電流を給電するインバータ回路で行っている。
【０００３】
大型化した装置の電力供給を非接触給電で行う場合、給電線の線路長と励磁電流に比例した給電線の電気抵抗によるジュール発熱損失が生じる。
この電力は１００ｋＷ程度の給電を行う際に、損失が数％あったとしても数ｋＷ（キロワット）になり、省エネルギーの観点から好ましくない。
【０００４】
また、２次回路の発生電圧が励磁電流に比例するのは公知である。
励磁電流が完全に一定な交流電流でなく、振幅変調がかかったような変動する電流であった場合、２次側の受電回路では、発生電圧を整流した平滑回路の電圧は、軽負荷時に変動の最大電圧で平滑コンデンサを充電し、平滑回路の回路電圧が高くなる。
軽負荷時の発生電圧が定格負荷時の発生電圧よりも高い場合、２次回路に使用する電子部品の耐電圧は、最も電圧が上昇する軽負荷あるいは無負荷時の電圧に合わせて設計するため、部品コストの上昇と装置の大型化を招く欠点があった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、上記従来の非接触給電装置が有する問題点に鑑み、１次側の給電線による励磁電流の損失と２次側受電回路の発生電圧の両方を抑え、エネルギー損失の少ない小型で安価な非接触給電装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、本発明の非接触給電装置は、電磁誘導により地上設備から搬送車に非接触で電力を給電する非接触給電装置において、給電線路に流す１次側励磁電流を、負荷が軽負荷の場合に低減する高周波電源装置を設けたことを特徴とする。
【０００７】
この場合において、高周波電源装置が、１次側励磁電流を給電するインバータ回路の平滑回路を通過する直流電力に対応する低減係数と、出力電流の平均値あるいは実効値との積に基づいて、低減する１次側励磁電流の出力電流を決定することができる。
【０００８】
また、高周波電源装置が、出力電流の最大値と制御目標値となる基準値とを比較することにより、低減する１次側励磁電流の出力電流を決定することができる。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の非接触給電装置によれば、電磁誘導により地上設備から搬送車に非接触で電力を給電する搬送設備において、給電線路に流す１次側励磁電流を、負荷が軽負荷の場合に低減する高周波電源装置を設けることから、１次側の励磁電流を軽負荷時に低減することで、給電線路長による励磁電流の損失と２次側受電回路の発生電圧の両方を低減し、エネルギー損失の少ない、小型で安価な非接触給電システムを構築することができる。
なお、本発明の非接触給電装置は、１台の高周波電源装置で１台の大型装置、例えばスタッカクレーンを動かす場合などで、インバータ回路が受け持つ給電区間に同時に入る装置台数がゼロあるいは１台、多くても２台程度の運用で効果が発揮できる。
多数の小型搬送車に電力を供給する用途では、給電区間に入っている搬送車の台数が１台だけのとき、励磁電流を低減している状態で、規定の電力が得られなくなる不都合が生じるため、多数台数の給電を行うシステムの運用には適さない。
【００１０】
また、高周波電源装置が、１次側励磁電流を給電するインバータ回路の平滑回路を通過する直流電力に対応する低減係数と、出力電流の平均値あるいは実効値との積に基づいて、低減する１次側励磁電流の出力電流を決定することにより、軽負荷状態で更に実効値を低減できるように任意の低減係数を選択することができる。
【００１１】
また、高周波電源装置が、出力電流の最大値と制御目標値となる基準値とを比較することで、低減する１次側励磁電流の出力電流を決定することにより、負荷で消費する有効電力に対する出力電流は、最大値を一定に制御し、実効値は軽負荷の状態では出力電流が変動している分だけ減少する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の非接触給電装置の実施の形態を、図面に基づいて説明する。
【実施例１】
【００１３】
図１〜図５に、本発明の非接触給電装置の一実施例を示す。
この非接触給電装置は、電磁誘導により地上設備から搬送車に非接触で電力を給電するもので、給電線路に流す１次側励磁電流を、負荷が軽負荷の場合に低減する高周波電源装置２を備えている。
【００１４】
高周波電源装置２は、図１に示すように、サイリスタの位相制御により整流電圧を可変する整流回路３と、平滑コンデンサ４と、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子で高周波の交流を発生するインバータ回路５と、平滑回路の電圧信号７、平滑回路の電流信号８、出力電圧信号９及び出力電流信号１０を入力し、サイリスタの位相制御のためのゲート駆動信号とＩＧＢＴのゲート駆動信号とを発生する制御回路６とにより構成されている。
なお、高周波電源装置２は、３相交流等の交流電源１により電力が供給される。
一方、高周波電源装置２の出力側には、給電線路１３の誘導性インピーダンスを補償するコンデンサ１１、１２が一定の給電線路長ごとに分散して配置されている。
【００１５】
図２に、高周波電源装置の出力電流の波形を示す。
出力電流が一定となる高周波の交流電流が流れるのが理想的であるが、複数の要因により出力電流が変動する。
変動要因の最たるものは、高周波電源装置２の電流制御の応答時間と、交流電源１の周波数の関係とで発生する平滑回路のリップル電圧である。
高周波電源装置２を、位相制御の整流回路３で可変電圧を生成し、インバータ回路５は高周波電流の１周期の中で１８０度ごとの位相でスイッチングを行う方形波インバータで構成する場合、平滑コンデンサ４の容量は、その時定数を電流制御の応答時間よりも短く設定する。
もし、平滑回路の時定数が大きいと、電流制御のフィードバックループ内に平滑コンデンサ４の時定数が入り、制御遅れが生じるため、電流制御が正常に行えなくなる。
【００１６】
一方、交流電源１は５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの電源で、この３相交流を全波整流した場合、電源周波数の５倍の周波数でリップルが発生する。６０Ｈｚの交流では３００Ｈｚのリップルが発生する。
このリップルを含んだ平滑回路の直流電流でインバータ回路５を駆動すると、出力電流は図２のごとく、変動周期が電源周波数の５倍の３００Ｈｚで振幅変調した波形となる。
【００１７】
他の変動要因としては、負荷の電力、負荷のインダクタンスが搬送車の負荷状態あるいは搬送車の移動により生じた場合、高周波電源装置２からみた負荷状態は共振状態にきわめて近いため、電流制御が追従しきれずに変動することがある。
【００１８】
搬送車の方に着目すると、全体のシステム構成は図５に示すようになる。
高周波電源装置２で１次側の励磁電流を給電線路１３に流す。インピーダンス補償のコンデンサ１１、１２を給電線路１３の途中に分散配置する。
搬送車には、受電コイル１４で電磁誘導により誘起した起電力を共振コンデンサ１５で共振させ、整流回路１６で整流し、負荷回路１７に供給する。
なお、１つの受電コイル１４の電力だけで搬送車の負荷を供給できない場合には、複数の受電回路の整流回路の出力を並列接続し、適宜、必要な電力を供給する。
【００１９】
整流回路１６に入力される受電コイル１４が発生する電圧は、給電線路１３に流れる電流に比例するのは公知である。
搬送車の負荷が小さい場合、あるいはゼロの場合、整流回路１６の電圧は受電コイル１４の発生電圧の最大値で整流回路１６の平滑コンデンサを充電する。
振幅が一定の正弦波交流では、波形の最大値と実効値の比率を示す波高率（ＣｒｅｓｔＦａｃｔｏｒ）は１．４である。
しかし、図２に示すように電流が変動した場合、波高率は更に大きな値で１．８〜２．０程度まで増加する。
２次回路の発生電圧が実効値で２００Ｖを発生する受電回路の場合、振幅一定の場合には２８０Ｖまでしか充電しない平滑コンデンサが、波高率２．０では４００Ｖで充電する。
平滑コンデンサに使用するアルミ電解コンデンサは、同一の静電容量に対し、耐電圧が高くなれば大型になりコストも高くなる。
【００２０】
図４（ａ）に、一定電流制御の場合の出力電流の実効値と最大値の関係を示す。
出力電流の実効値はほぼ一定に制御している。これは制御の目標値が実効値で制御しているための結果である。
これに対し、出力電流の最大値は制御量でないため変動する。負荷が小さい場合、インバータ出力は共振状態でインピーダンスの実数部の抵抗が非常に大きな値となり、虚数部が小さくなる。
このため、振動しやすく不安定な状態となり、振動が持続するのに加え、電源周波数の５倍のリップルがインバータ回路に供給する直流電源に重畳するために振動し、ほぼ一定の実効値に対して最大値が増加する。
【００２１】
本実施例では、電流制御の方法を、図３（ａ）に示す出力電流の平均値と平滑回路の直流部分の平均電力を使用した電流制御と、図３（ｂ）に示す負荷電流の最大値による電流制御の２種類を提案する。
【００２２】
図３（ｂ）に示す負荷電流の最大値による制御は、インバータ回路の出力電流、すなわち給電線の電流を検出し、この電流の一定時間内、例えば１０ミリ秒の時間範囲の最大値と、制御目標値となる基準値とを比較し、ＰＩＤコントローラを通して電流指令を生成する。
図１に示す高周波電源装置２の構成では、電流を制御するのは、整流回路３の流通角を制御するサイリスタのゲート信号となり、出力電流が大きい場合にはサイリスタの点弧を遅くし、流通角を小さくして整流した直流電圧を下げる。
一方、出力電流が小さい場合はサイリスタの点弧を早くし、流通角を大きくして直流電圧を上げる一連の制御を連続的に行う。
この制御を行うと、負荷で消費する有効電力に対する出力電流は、図４（ｂ）に示すように最大値を一定に制御し、実効値は軽負荷の状態では出力電流が変動している分だけ減少する。
【００２３】
図３（ａ）に示す方法は、平滑回路からインバータ回路５へ流れる電流、平滑回路の電圧及びインバータ回路５の出力電流の３つを使用する電流制御を示す。
平滑回路は直流回路であるため、その直流電力は電流と電圧の積になる。それぞれの検出した信号はロ一パスフィルタで制御応答の範囲外の高い周波数成分を除去する。
信号の処理方法は電気的な信号処理によるフィルタ処理でも、信号をＡ／Ｄ変換後、ＣＰＵ処理による計算処理のいずれのフィルタ処理においても、一般的なローパスフィルタ処理では平均値が容易に得られる。
例えば、アナログ処理ではバタワースフィルタ、ＣＰＵの計算処理ではＦＩＲフィルタや移動平均などの手法が一般的である。
平滑回路の電力は、インバータ回路５の変換損失を含む給電線路の電力となるが、インバータ回路５の変換効率は、固定周波数の方形波インバータでフルブリッジ構成のＩＧＢＴが１８０度ごとの点弧を繰り返す場合、１０ｋＨｚ近傍の周波数ではその効率は９８％程度を実現できるため、インバータの変換損失は無視する。
この平滑回路の電力値に対する低減係数を線形関数で設定し、基準値との積をとる。この積の値を電流指令の基準値として負荷電流と比較し、フィードバック制御を行う。
この制御では、図４（ｃ）に示すように、最大値に対して低減率を設定するため、軽負荷状態で更に実効値を低減できるように任意の低減係数を選択することが可能である。
【００２４】
非接触給電装置において、電力を供給する装置が１台の搬送車に電力を供給する場合は、定格負荷、すなわち図４に示す有効電力が１の状態で規定の励磁電流が給電線に流れていれば定格電力が供給でき、定格電力以下の電力領域では全領域で励磁電流を低減することができる。
２台の搬送車に電力を供給する場合は、１台が無負荷、１台が定格電力を必要とすることがあり、有効電力の１／２以下の領域で励磁電流を低減することが可能である。
同様に、Ｎ台の搬送車が存在する場合は、１／Ｎ以下の領域で低減することが可能である。
したがって、搬送車の台数が多い場合、すなわち小型の多数台数の搬送車を１台の大きな電源で動かす用途では、励磁電流を低減できる範囲が小さくなる。
実用的には、２台以下の搬送車台数の場合に好適な制御を提供することができる。
【００２５】
給電線路のジュール発熱損失は、給電線路の電気抵抗と給電線路に流す電流の２乗に比例するため、給電線路に流す励磁電流を軽負荷領域で低減することで、ジュール発熱損失を効果的に低減することができ、軽負荷で電力損失の少ない非接触給電を実現することができる。
また、軽負荷時の２次側受電回路の発生電圧を低減することにより、使用する電子部品の耐電圧を低くし、小型で安価な非接触給電システムを構築することができる。
【００２６】
以上、本発明の非接触給電装置について、その実施例に基づいて説明したが、本発明は上記実施例に記載した構成に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において適宜その構成を変更することができる。
【産業上の利用可能性】
【００２７】
本発明の非接触給電装置は、１次側の励磁電流を軽負荷時に低減することで、１次側の給電線による励磁電流の損失と２次側受電回路の発生電圧の両方を抑えるという特性を有していることから、エネルギー損失の少ない小型で安価な非接触給電装置として広く好適に用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の非接触給電装置の高周波電源装置の一実施例を示すブロック図である。
【図２】高周波電源装置の出力電流の波形を示すグラフである。
【図３】高周波電源装置の電流制御方法を示し、（ａ）は出力電流の平均値と平滑回路の電力で定電流制御を行った場合のブロック図、（ｂ）は出力電流の最大値で定電流制御を行った場合のブロック図である。
【図４】定電流制御における出力電流の実効値と最大値の関係を示し、（ａ）は出力電流の平均値あるいは実効値で定電流制御を行った場合のグラフ、（ｂ）は出力電流の最大値で定電流制御を行った場合のグラフ、（ｃ）は出力電流の平均値と平滑回路の電力で定電流制御を行った場合のグラフである。
【図５】非接触給電装置の全体構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００２９】
１    交流電源
２    高周波電源装置
３    整流回路
４    平滑コンデンサ
５    インバータ回路
６    制御回路
７    平滑回路の電圧信号
８    平滑回路の電流信号
９    出力電圧信号
１０  出力電流信号
１１  コンデンサ
１２  コンデンサ
１３  給電線路
１４  受電コイル
１５  共振コンデンサ
１６  整流回路
１７  負荷回路
【図１】
2009254031.tif 000003
【図２】
2009254031.tif 000004
【図３】
2009254031.tif 000005
【図４】
2009254031.tif 000006
【図５】
2009254031.tif 000007