(57)【要約】      （修正有）【課題】回路破壊を招くことなく負荷変動に追従させた安定した電源電圧を複数の負荷に供給することが可能な多出力スイッチング電源装置を提供する。【解決手段】入力電源電圧に基づく電流をトランスの一次巻線に流す一次側スイッチング素子と、このトランスの第１〜第ｎの二次巻線各々の両端電圧を直流化したものを第１〜第ｎの電源電圧として第１〜第ｎの出力電源ラインに導出する第１〜第ｎの直流化回路と、制御手段とを有する。第１〜第ｎの直流化回路の各々は、オン状態時において上記トランスの二次巻線の電圧をダイオードで整流したものを出力電源ラインに導出する一方、オフ状態時にはこの出力電源ラインをフローティング状態に設定する二次側スイッチング素子を含む。上記制御手段は、上記一次側スイッチング素子がオフ状態にある間に第１〜第ｎの直流化回路各々の内の１の直流化回路内の二次側スイッチング素子のみをオン状態にする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流の入力電源電圧に基づいて直流の第１〜第ｎ（ｎは２以上の整数）の電源電圧を生成し、夫々を第１〜第ｎの出力電源ライン各々を介して出力する多出力スイッチング電源装置であって、
一次巻線及び第１〜第ｎの二次巻線を備えたトランスと、オン状態及びオフ状態が周期的に交互に切り替わり、オン状態時にのみ前記入力電源電圧に基づく電流を前記一次巻線に流す一次側スイッチング素子と、前記第１〜第ｎの二次巻線各々の両端電圧を直流化したものを前記第１〜第ｎの電源電圧として夫々前記第１〜第ｎの出力電源ラインに導出する第１〜第ｎの直流化回路と、制御手段と、を備え、
前記第１〜第ｎの直流化回路の各々は、前記二次巻線の一端の電圧を整流するダイオードと、オン状態時には前記ダイオードによって整流された電圧を前記出力電源ラインに導出する一方、オフ状態時には前記出力電源ラインをフローティング状態に設定する二次側スイッチング素子と、前記出力電源ライン上の電圧を平滑化する平滑手段と、を含み、
前記制御手段は、前記一次側スイッチング素子がオフ状態にある間に前記第１〜第ｎの直流化回路各々の内の１の直流化回路内の前記二次側スイッチング素子のみをオン状態にすると共に、前記１の直流化回路内の前記出力電源ライン上の電圧に基づき当該１の直流化回路内の前記二次側スイッチング素子及び前記一次側スイッチング素子各々のオン状態維持期間を調整することを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記１の直流化回路内の前記出力電源ライン上の電圧が所定基準電圧よりも高い場合には前記オン状態維持期間を短くする一方、前記所定基準電圧よりも低い場合には前記オン状態維持期間を長くすることを特徴とする請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。
【請求項３】
前記第１〜第ｎの直流化回路各々の内の少なくとも１は、負極性の前記電源電圧を前記出力電源ライン上に導出する負極性直流化回路であり、その他は正極性の前記電源電圧を前記出力電源ライン上に導出する正極性直流化回路であることを特徴とする請求項１又は２記載の多出力スイッチング電源装置。
【請求項４】
前記負極性直流化回路では、前記ダイオードのカソード端が前記二次巻線の一端に接続されていると共に、当該ダイオードのアノード端が前記出力電源ラインに接続されており、前記二次巻線の他端及び接地ライン間に前記二次側スイッチング素子が接続されていることを特徴とする請求項３記載の多出力スイッチング電源装置。
【請求項５】
前記正極性直流化回路では、前記ダイオードのアノード端が前記二次巻線の一端に接続されており、当該ダイオードのカソード端及び前記出力電源ライン間に直列に前記二次側スイッチング素子が接続されていることを特徴とする請求項３記載の多出力スイッチング電源装置。
【請求項６】
前記一次側スイッチング素子及び前記二次側スイッチング素子は、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）型の電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１に記載の多出力スイッチング電源装置。
【請求項７】
前記一次側スイッチング素子及び前記二次側スイッチング素子は、ＮチャネルＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）型の電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１、２又は４のいずれか１に記載の多出力スイッチング電源装置。
【請求項８】
前記一次側スイッチング素子及び前記正極性直流化回路内の前記二次側スイッチング素子は、ＮチャネルＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）型の電界効果トランジスタであり、
前記負極性直流化回路内の前記二次側スイッチング素子は、ＰチャネルＭＯＳ型の電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項３〜５のいずれか１に記載の多出力スイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単一の直流電源電圧に基づき複数の直流電圧を発生することができる多出力スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流の電源電圧に基づきこの電源電圧とは異なる電圧値の電源電圧を発生させる電源装置として、トランスを搭載したスイッチング電源装置が知られている。このようなスイッチング電源装置は、トランスの他に、直流の入力電源電圧を断続的且つ周期的にトランスの１次巻線に供給する１次側スイッチング素子と、このトランスの２次巻線に接続されている整流用のダイオードと、整流後の電圧を平滑するコンデンサとを更に備えている。トランスは、１次側スイッチング素子がオン状態となっている間にその１次巻線に蓄えた電力を２次巻線側に送出する。この際、かかる２次巻線側には１次巻線との巻き線比に対応した交流電圧が生成され、この交流電圧を、整流用ダイオード及び平滑用コンデンサを介して直流化することにより、入力電源電圧とは異なる電圧値を有する直流の電源電圧を発生するのである。
【０００３】
又、上記の如きスイッチング電源装置として、夫々異なる複数の負荷各々に対して個別に電源電圧を供給することが可能な多出力スイッチング電源装置が知られている（例えば、特許文献１の図１参照）。かかる多出力スイッチング電源装置は、トランスの２次巻線を複数の負荷各々毎に設け、これら２次巻線各々に、整流用ダイオード及び平滑用コンデンサからなる直流化回路を設けている。
【０００４】
更に、上記多出力スイッチング電源装置においては、各負荷毎に設けられた整流用ダイオードの両端に並列に２次側スイッチング素子（４、６）が設けられている。かかる構成において、１次側スイッチング素子（２０）がオフ状態にある間に、２次側スイッチング素子（４、６）をオン状態にして整流用ダイオードの両端を短絡することにより、出力電源電圧各々の変動を抑制させるようにしている。
【０００５】
しかしがなら、このような構成では、温度変動等に伴い、２次側スイッチング素子（４、６）がオフ状態からオン状態に切り替わるタイミングが、１次側スイッチング素子（２０）をオン状態からオフ状態に切り替えるタイミングより早くなる可能性が生じる。よって、この際、１次側スイッチング素子及び２次側スイッチング素子が共にオン状態となる、いわゆる巻き線短絡と同様な状態となり、回路破壊を招く虞があるという問題が生じた。
【特許文献１】特開２００２−０８４７５３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、かかる問題を解決すべく為されたものであり、回路破壊を招くことなく負荷変動に追従させた安定した電源電圧を複数の負荷に供給することが可能な多出力スイッチング電源装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１記載による多出力スイッチング電源装置は、直流の入力電源電圧に基づいて直流の第１〜第ｎ（ｎは２以上の整数）の電源電圧を生成し、夫々を第１〜第ｎの出力電源ライン各々を介して出力する多出力スイッチング電源装置であって、一次巻線及び第１〜第ｎの二次巻線を備えたトランスと、オン状態及びオフ状態が周期的に交互に切り替わり、オン状態時にのみ前記入力電源電圧に基づく電流を前記一次巻線に流す一次側スイッチング素子と、前記第１〜第ｎの二次巻線各々の両端電圧を直流化したものを前記第１〜第ｎの電源電圧として夫々前記第１〜第ｎの出力電源ラインに導出する第１〜第ｎの直流化回路と、制御手段と、を備え、前記第１〜第ｎの直流化回路の各々は、前記二次巻線の一端の電圧を整流するダイオードと、オン状態時には前記ダイオードによって整流された電圧を前記出力電源ラインに導出する一方、オフ状態時には前記出力電源ラインをフローティング状態に設定する二次側スイッチング素子と、前記出力電源ライン上の電圧を平滑化する平滑手段と、を含み、前記制御手段は、前記一次側スイッチング素子がオフ状態にある間に前記第１〜第ｎの直流化回路各々の内の１の直流化回路内の前記二次側スイッチング素子のみをオン状態にすると共に、前記１の直流化回路内の前記出力電源ライン上の電圧に基づき当該１の直流化回路内の前記二次側スイッチング素子及び前記一次側スイッチング素子各々のオン状態維持期間を調整する。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
本発明は、入力電源電圧に基づく電流をトランスの一次巻線に流す一次側スイッチング素子と、このトランスの第１〜第ｎの二次巻線各々の両端電圧を直流化したものを第１〜第ｎの電源電圧として第１〜第ｎの出力電源ラインに導出する第１〜第ｎの直流化回路と、制御手段とを有する。第１〜第ｎの直流化回路の各々は、上記トランスの二次巻線の電圧をダイオードで整流したものをオン状態時に出力電源ラインに導出する一方、オフ状態時にはこの出力電源ラインをフローティング状態に設定する二次側スイッチング素子を含む。上記制御手段は、上記一次側スイッチング素子がオフ状態にある間に第１〜第ｎの直流化回路各々の内の１の直流化回路内の二次側スイッチング素子のみをオン状態にする。更に、この直流化回路における出力電源ライン上の電圧に基づき、当該１の直流化回路に属する二次側スイッチング素子、及び一次側スイッチング素子各々をオン状態に維持させるべき期間を調整する。
【０００９】
かかる構成によれば、複数の負荷各々に対して個別に電源電圧を供給するにあたり、各負荷毎に、その負荷変動に伴う電源電圧の変動に追従させた電源電圧値の調整が為されるようになる。更に、かかる構成によれば、例え一次側スイッチング素子及び二次側スイッチング素子が同時にオン状態となってしまっても、巻き線短絡状態にはならないので回路破壊の虞はない。
【実施例】
【００１０】
以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００１１】
図１は、本発明による多出力スイッチング電源装置の構成の一例を示す図である。
【００１２】
尚、図１に示される多出力スイッチング電源装置は、直流の入力電源電圧ＶＳに基づき、負荷ａに供給すべき正極性の直流の電源電圧Ｖa、負荷ｂに供給すべき正極性の直流の電源電圧Ｖb、及び負荷ｃに供給すべき負極性の直流の電源電圧Ｖcを夫々個別に生成するフライバック型の電源装置である。
【００１３】
図１において、トランスＴＲは、１次側の巻き線として１次巻線Ｌ１を備えると共に、２次側の巻き線として、負荷ａに対応した２次巻線Ｌ２a、負荷ｂに対応した２次巻線Ｌ２b及び負荷ｃに対応した２次巻線Ｌ２cを夫々備える。
【００１４】
１次巻線Ｌ１の第１極性端Ｐ１には、ＮチャネルＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）型の電界効果トランジスタとしてのトランジスタＱ１のドレイン端子が接続されており、その第２極性端Ｐ２には直流の入力電源電圧ＶSが供給されている。トランジスタＱ１のソース端は接地（０ボルト）されている。トランジスタＱ１は、制御回路ＣＮＴから供給された第１スイッチング信号Ｓ１に応じてオン状態及びオフ状態の内の一方の状態に設定される。この際、トランジスタＱ１がオン状態にある間に亘り、入力電源電圧ＶSに対応した電流Ｉ１がトランスＴＲの１次巻線Ｌ１に流れ込む。
【００１５】
トランスＴＲの２次巻線Ｌ２aの両端（第１極性端子Ｐ１、第２極性端子Ｐ２）には、正極性の電源電圧Ｖaを生成する正極性直流化回路としての直流化回路ＤＣＣa、２次巻線Ｌ２bの両端には正極性の電源電圧Ｖbを生成する正極性直流化回路としての直流化回路ＤＣＣbが夫々接続されている。更に、トランスＴＲの２次巻線Ｌ２cの２次巻線Ｌ２cの両端には、負極性の電源電圧Ｖcを生成する負極性直流化回路としての直流化回路ＤＣＣcが接続されている。尚、トランスＴＲの２次巻線Ｌ２a及びＬ２b各々の第２極性端子Ｐ２、並びに２次巻線Ｌ２cの第１極性端子Ｐ１は夫々接地されている。
【００１６】
直流化回路ＤＣＣaは、整流用のダイオードＤ２、ＮチャネルＭＯＳ型の電界効果トランジスタとしてのトランジスタＱ２、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ２及び平滑用のコンデンサＣaから構成される。ダイオードＤ２は、そのアノード端が２次巻線Ｌ２aの第１極性端子Ｐ１に接続されており、カソード端がトランジスタＱ２のドレイン端に接続されている。トランジスタＱ２のゲート端及びソース端の間には抵抗Ｒ２が接続されている。更に、トランジスタＱ２のゲート端にはコンデンサＣ２の一端が接続されており、そのソース端には出力電源ラインＶＬa及び平滑用のコンデンサＣaの一端が夫々接続されている。ここで、制御回路ＣＮＴから送出された第２スイッチング信号Ｓ２a（後述する）がコンデンサＣ２を介してトランジスタＱ２のゲート端に供給されると、トランジスタＱ２は、この第２スイッチング信号Ｓ２aによって示される論理レベルに応じた状態（オン状態又はオフ状態）に設定される。トランジスタＱ２は、オン状態に設定された場合には、上記ダイオードＤ２のカソード端の電圧を出力電源ラインＶＬaに導出する一方、オフ状態時にはかかる出力電源ラインＶＬaをフローティング状態に設定する。この際、出力電源ラインＶＬa上の電圧がコンデンサＣaにて平滑化されたものが、直流の電源電圧Ｖaとして負荷ａに供給される。
【００１７】
直流化回路ＤＣＣbは、整流用のダイオードＤ３、ＮチャネルＭＯＳ型の電界効果トランジスタとしてのトランジスタＱ３、抵抗Ｒ３、コンデンサＣ３及び平滑用のコンデンサＣbから構成される。ダイオードＤ３は、そのアノード端が２次巻線Ｌ２bの第１極性端子Ｐ１に接続されており、カソード端がトランジスタＱ３のドレイン端に接続されている。トランジスタＱ３のゲート端及びソース端の間には抵抗Ｒ３が接続されている。更に、トランジスタＱ３のゲート端にはコンデンサＣ３の一端が接続されており、そのソース端には出力電源ラインＶＬb及び平滑用のコンデンサＣbの一端が夫々接続されている。ここで、制御回路ＣＮＴから送出された第２スイッチング信号Ｓ２b（後述する）がコンデンサＣ３を介してトランジスタＱ３のゲート端に供給されると、トランジスタＱ３は、この第２スイッチング信号Ｓ２bによって示される論理レベルに応じた状態（オン状態又はオフ状態）に設定される。トランジスタＱ３は、オン状態に設定された場合には、上記ダイオードＤ３のカソード端の電圧を出力電源ラインＶＬbに導出する一方、オフ状態時にはかかる出力電源ラインＶＬbをフローティング状態に設定する。この際、出力電源ラインＶＬb上の電圧がコンデンサＣbにて平滑化されたものが、直流の電源電圧Ｖbとして負荷bに供給される。
【００１８】
直流化回路ＤＣＣcは、整流用のダイオードＤ４、ＰチャネルＭＯＳ型の電界効果トランジスタとしてのトランジスタＱ４、抵抗Ｒ４、コンデンサＣ４及び平滑用のコンデンサＣcから構成される。ダイオードＤ４は、そのカソード端が２次巻線Ｌ２cの第２極性端子Ｐ２に接続されており、アノード端がトランジスタＱ４のドレイン端に接続されている。トランジスタＱ４のゲート端及びソース端の間には抵抗Ｒ４が接続されている。更に、トランジスタＱ４のゲート端にはコンデンサＣ４の一端が接続されており、そのソース端には出力電源ラインＶＬc及び平滑用のコンデンサＣcの一端が夫々接続されている。ここで、制御回路ＣＮＴから送出された第２スイッチング信号Ｓ２c（後述する）がコンデンサＣ４を介してトランジスタＱ４のゲート端に供給されると、トランジスタＱ４は、この第２スイッチング信号Ｓ２cによって示される論理レベルに応じた状態（オン状態又はオフ状態）に設定される。トランジスタＱ４は、オン状態に設定された場合に限り、上記ダイオードＤ４のアノード端の電圧を出力電源ラインＶＬcに印加する一方、オフ状態時にはかかる出力電源ラインＶＬcをフローティング状態に設定する。この際、出力電源ラインＶＬc上の電圧がコンデンサＣcにて平滑化されたものが、直流の電源電圧Ｖcとして負荷cに供給される。
【００１９】
制御回路ＣＮＴは、所定の単位駆動周期毎に、図２に示す如きスイッチングパラメータ設定処理を実行する。
【００２０】
図２において、制御回路ＣＮＴは、負荷ａに供給すべき基準電圧ＶＡREFと、実際に負荷ａに供給された上記電源電圧Ｖaとの差分を誤差電圧ＧA、負荷ｂに供給すべき基準電圧ＶＢREFと、実際に負荷ｂに供給された上記電源電圧Ｖbとの差分を誤差電圧ＧB、負荷ｃに供給すべき基準電圧ＶＣREFと、実際に負荷ｃに供給された上記電源電圧Ｖcとの差分を誤差電圧ＧCとして夫々求める（ステップＳ１）。
【００２１】
次に、制御回路ＣＮＴは、上記誤差電圧ＧA〜ＧC各々の値に対応した誤差時間ΔＴA〜ΔＴCを夫々所定の第１基準期間Ｔ１に加算したものを、トランジスタＱ１をオン状態に維持させるべき期間を各負荷ａ〜ｃ毎に表す１次側オン期間Ｔ１A〜Ｔ１Cとして得る（ステップＳ２）。この際、誤差時間ΔＴが大きくなるほど、１次側オン期間Ｔ１も大なる値に設定される。
【００２２】
次に、制御回路ＣＮＴは、上記誤差時間ΔＴA〜ΔＴCを、夫々所定の第２基準期間Ｔ２に加算したものを、トランジスタＱ２〜Ｑ４を夫々オン状態に維持させるべき期間を表す２次側オン時間Ｔ２A〜Ｔ２Cとして得る（ステップＳ３）。
【００２３】
そして、制御回路ＣＮＴは、誤差電圧ＧAの絶対値に基づき、所定の単位駆動期間内においてトランジスタＱ２をオン状態に設定すべき回数を指定するオン回数ＮAを求める。又、制御回路ＣＮＴは、誤差電圧ＧBの絶対値に基づき、上記単位駆動期間内においてトランジスタＱ３をオン状態に設定すべき回数を指定するオン回数ＮBを求める。更に、制御回路ＣＮＴは、誤差電圧ＧCの絶対値に基づき、上記単位駆動期間内においてトランジスタＱ４をオン状態に設定すべき回数を指定するオン回数ＮCを求める（ステップＳ４）。尚、ステップＳ４では、制御回路ＣＮＴは、誤差電圧ＧAの絶対値が大なるほどオン回数ＮAを多くし、誤差電圧ＧBの絶対値が大なるほどオン回数ＮBを多くし、誤差電圧ＧCの絶対値が大なるほどオン回数ＮCを多くする。
【００２４】
上記ステップＳ４の実行後、制御回路ＣＮＴは、単位駆動期間毎に図３に示す如くトランジスタＱ１〜Ｑ４各々に対するオン・オフ制御を実行する。
【００２５】
尚、図３においては、上記ステップＳ４において求められたオン回数ＮA〜ＮC各々が、
ＮA：４
ＮB：２
ＮC：１
の際に制御回路ＣＮＴが実行する駆動シーケンスの一例を示すものである。
【００２６】
すなわち、制御回路ＣＮＴは、オン回数ＮAが「４」であることから、図３に示す如く、単位駆動期間内における時点ｔ１〜時点ｔ５及び時点ｔ７〜時点ｔ１１の区間を、直流化回路ＤＣＣaの制御対象区間とし、この制御対象区間内において、直流化回路ＤＣＣaのトランジスタＱ２を４回だけオン状態に設定する。又、制御回路ＣＮＴは、オン回数ＮBが「２」であることから、図３に示す如く、単位駆動期間内における時点ｔ５〜時点ｔ７及び時点ｔ１３〜時点ｔ１５の区間を、直流化回路ＤＣＣbの制御対象区間とし、この制御対象区間内において、直流化回路ＤＣＣbのトランジスタＱ３を２回だけオン状態に設定する。更に、制御回路ＣＮＴは、オン回数ＮCが「１」であることから、図３に示す如く、単位駆動期間内における時点ｔ１１〜時点ｔ１３の区間を、直流化回路ＤＣＣCの制御対象区間とし、この制御対象区間内において、直流化回路ＤＣＣCのトランジスタＱ４を１回だけオン状態に設定する。
【００２７】
図３において、制御回路ＣＮＴは、直流化回路ＤＣＣaの制御対象区間（ｔ１〜ｔ５、ｔ７〜ｔ１１）では、先ず、上記ステップＳ２にて求めた１次側オン期間Ｔ１Aに亘りトランジスタＱ１をオン状態に設定させるべき第１スイッチング信号Ｓ１をトランジスタＱ１に供給する（時点ｔ１、ｔ３、ｔ７、又はｔ９）。第１スイッチング信号Ｓ１に応じてトランジスタＱ１がオフ状態からオン状態に遷移すると、トランスＴＲの１次巻線Ｌ１には、図３に示すように時間経過に伴い徐々に増加する電流Ｉ１が流れる。そして、上記１次側オン期間Ｔ１Aの経過後の時点（時点ｔ２、ｔ４、ｔ８、又はｔ１０）にてトランジスタＱ１がオン状態からオフ状態に遷移すると、１次巻線Ｌ１に流れる電流Ｉ１は０となる。この際、トランジスタＱ１がオン状態にある間に流れた電流Ｉ１に対応したエネルギーがトランスＴＲの１次巻線Ｌ１に蓄えられ、このトランジスタＱ１がオフ状態に遷移するとそのエネルギーが２次巻線側（Ｌ２a、Ｌ２b又はＬ２c）から放出される。ここで、かかる１次側オン期間Ｔ１A経過後の時点（時点ｔ２、ｔ４、ｔ８、又はｔ１０）において、制御回路ＣＮＴは、上記ステップＳ３にて求めた２次側オン期間Ｔ２Aに亘り直流化回路ＤＣＣaのトランジスタＱ２をオン状態に設定させるべき第２スイッチング信号Ｓ２aをトランジスタＱ２に供給する。尚、この間、制御回路ＣＮＴは、直流化回路ＤＣＣb及びＤＣＣc各々のトランジスタＱ３及びＱ４に対しては、これらを共にオフ状態に設定させるべき第２スイッチング信号Ｓ２b及びＳ２cを夫々トランジスタＱ３及びＱ４に供給する。これにより、トランスＴＲの１次巻線Ｌ１に蓄えられたエネルギーは、その２次巻線Ｌ２a〜Ｌ２cの内のＬ２aのみに放出され、このエネルギーに対応した電流Ｉ２が２次側オン期間Ｔ２Aに亘り、直流化回路ＤＣＣaのダイオードＤ２及びトランジスタＱ２を介して平滑用のコンデンサＣa及び出力電源ラインＶＬaに流れ込む。よって、出力電源ラインＶＬa上には、上記１次側オン期間Ｔ１Aに亘りトランスＴＲの１次巻線Ｌ１に流れた電流Ｉ１に対応したエネルギーに基づき、上記２次側オン期間Ｔ２Aの間だけ直流化回路ＤＣＣaに流れた電流Ｉ２に対応した電圧値を有する直流の電源電圧Ｖaが生成され、これが負荷ａに供給される。
【００２８】
従って、上述した如き制御回路ＣＮＴによる直流化回路ＤＣＣaに対する制御によれば、負荷ａに供給された電源電圧Ｖaが、この負荷ａの変動に伴い基準電圧ＶＡREFよりも低くなってしまった場合には、その分だけ上記１次側オン期間Ｔ１A及び２次側オン期間Ｔ２Aを長くすることにより、電源電圧Ｖaの増加が為される。一方、負荷ａに供給された電源電圧Ｖaが基準電圧ＶＡREFよりも高くなってしまった場合には、その分だけ上記１次側オン期間Ｔ１A及び２次側オン期間Ｔ２Aを短くすることにより、電源電圧Ｖaの低下が為される。よって、かかる制御によれば、負荷ａの変動に追従させて、常に基準電圧ＶＡREFと等しい電圧を有する電源電圧Ｖaを安定して負荷ａに供給することが可能となる。
【００２９】
その後、２次巻線Ｌ２aからのエネルギー放出が終了して、直流化回路ＤＣＣaに流れ込む電流Ｉ２が０に到ると、制御回路ＣＮＴは、再び、トランジスタＱ１をオン状態に設定させるべき第１スイッチング信号Ｓ１をトランジスタＱ１に供給する。すなわち、図３に示す直流化回路ＤＣＣaの制御対象区間（ｔ１〜ｔ５、ｔ７〜ｔ１１）では、制御回路ＣＮＴは、前述した如く、上記ステップＳ２にて求めた１次側オン期間Ｔ１Aに亘りトランジスタＱ１をオン状態に設定させるべき第１スイッチング信号Ｓ１をトランジスタＱ１に供給する。
【００３０】
尚、図３に示す直流化回路ＤＣＣbの制御対象区間（ｔ５〜ｔ７、ｔ１３〜ｔ１５）では、制御回路ＣＮＴは、上記ステップＳ２にて求めた１次側オン期間Ｔ１Bに亘りトランジスタＱ１をオン状態に設定させるべき第１スイッチング信号Ｓ１をトランジスタＱ１に供給する。かかる第１スイッチング信号Ｓ１に応じてトランジスタＱ１がオフ状態からオン状態に遷移すると、トランスＴＲの１次巻線Ｌ１には、図３に示すように時間経過に伴い徐々に増加する電流Ｉ１が流れる。そして、上記１次側オン期間Ｔ１Bの経過後の時点（時点ｔ６又はｔ１４）でトランジスタＱ１がオン状態からオフ状態に遷移すると、１次巻線Ｌ１に流れる電流Ｉ１は０となる。この際、トランジスタＱ１がオン状態にある間に流れた電流Ｉ１に対応したエネルギーがトランスＴＲの１次巻線Ｌ１に蓄えられ、このトランジスタＱ１がオフ状態に遷移するとそのエネルギーが２次巻線側（Ｌ２a、Ｌ２b又はＬ２c）から放出される。この１次側オン期間Ｔ１B経過後の時点（時点ｔ６又はｔ１４）において、制御回路ＣＮＴは、上記ステップＳ３にて求めた２次側オン期間Ｔ２Bに亘り直流化回路ＤＣＣbのトランジスタＱ３をオン状態に設定させるべき第２スイッチング信号Ｓ２bをトランジスタＱ３に供給する。尚、この間、制御回路ＣＮＴは、直流化回路ＤＣＣa及びＤＣＣc各々のトランジスタＱ２及びＱ４に対しては、これらを共にオフ状態に設定させるべき第２スイッチング信号Ｓ２a及びＳ２cを夫々トランジスタＱ２及びＱ４に供給する。これにより、トランスＴＲの１次巻線Ｌ１に蓄えられたエネルギーは、その２次巻線Ｌ２a〜Ｌ２cの内のＬ２bのみに放出され、このエネルギーに対応した電流Ｉ３が２次側オン期間Ｔ２Bに亘り、直流化回路ＤＣＣbのダイオードＤ３及びトランジスタＱ３を介して平滑用のコンデンサＣb及び出力電源ラインＶＬbに流れ込む。よって、出力電源ラインＶＬb上には、上記１次側オン期間Ｔ１Bに亘りトランスＴＲの１次巻線Ｌ１に流れた電流Ｉ１に対応したエネルギーに基づき、上記２次側オン期間Ｔ２Bの間だけ直流化回路ＤＣＣbに流れた電流Ｉ３に対応した電圧値を有する直流の電源電圧Ｖbが生成され、これが負荷ｂに供給される。
【００３１】
従って、上述した如き制御回路ＣＮＴによる直流化回路ＤＣＣbに対する制御によれば、負荷ｂに供給された電源電圧Ｖbが、この負荷ｂの変動に伴い基準電圧ＶＢREFよりも低くなってしまった場合には、その分だけ上記１次側オン期間Ｔ１B及び２次側オン期間Ｔ２Bを長くすることにより、電源電圧Ｖbの増加が為される。一方、負荷ｂに供給された電源電圧Ｖbが基準電圧ＶＢREFよりも高くなってしまった場合には、その分だけ上記１次側オン期間Ｔ１B及び２次側オン期間Ｔ２Bを短くすることにより、電源電圧Ｖbの低下が為される。よって、かかる制御によれば、負荷ｂの変動に追従させて、常に基準電圧ＶＢREFと等しい電圧を有する電源電圧Ｖbを安定して負荷ｂに供給することが可能となる。
【００３２】
その後、２次巻線Ｌ２bからのエネルギー放出が終了して、直流化回路ＤＣＣbに流れ込む電流Ｉ３が０に到ると、制御回路ＣＮＴは、再び、トランジスタＱ１をオン状態に設定させるべき第１スイッチング信号Ｓ１をトランジスタＱ１に供給する。
【００３３】
この際、図３に示す直流化回路ＤＣＣcの制御対象区間（ｔ１１〜ｔ１３）では、制御回路ＣＮＴは、上記ステップＳ２にて求めた１次側オン期間Ｔ１Cに亘りトランジスタＱ１をオン状態に設定させるべき第１スイッチング信号Ｓ１をトランジスタＱ１に供給する。かかる第１スイッチング信号Ｓ１に応じてトランジスタＱ１がオフ状態からオン状態に遷移すると、トランスＴＲの１次巻線Ｌ１には、図３に示すように時間経過に伴い徐々に増加する電流Ｉ１が流れる。そして、上記１次側オン期間Ｔ１Cの経過後の時点（時点ｔ１２）でトランジスタＱ１がオン状態からオフ状態に遷移すると、１次巻線Ｌ１に流れる電流Ｉ１は０となる。この際、トランジスタＱ１がオン状態にある間に流れた電流Ｉ１に対応したエネルギーがトランスＴＲの１次巻線Ｌ１に蓄えられ、このトランジスタＱ１がオフ状態に遷移するとそのエネルギーが２次巻線側（Ｌ２a、Ｌ２b又はＬ２c）から放出される。この１次側オン期間Ｔ１C経過後の時点（時点ｔ１２）で、制御回路ＣＮＴは、上記ステップＳ３にて求めた２次側オン期間Ｔ２Cに亘り直流化回路ＤＣＣcのトランジスタＱ４をオン状態に設定させるべき第２スイッチング信号Ｓ２cをトランジスタＱ４に供給する。尚、この間、制御回路ＣＮＴは、直流化回路ＤＣＣa及びＤＣＣb各々のトランジスタＱ２及びＱ３に対しては、これらを共にオフ状態に設定させるべき第２スイッチング信号Ｓ２a及びＳ２bを夫々トランジスタＱ２及びＱ３に供給する。これにより、トランスＴＲの１次巻線Ｌ１に蓄えられたエネルギーは、その２次巻線Ｌ２a〜Ｌ２cの内のＬ２cのみに放出され、このエネルギーに対応した電流Ｉ４が２次側オン期間Ｔ２Cに亘り、直流化回路ＤＣＣcのダイオードＤ４、トランジスタＱ４、平滑用のコンデンサＣc、及び出力電源ラインＶＬcに流れ込む。よって、出力電源ラインＶＬc上には、上記１次側オン期間Ｔ１Cに亘りトランスＴＲの１次巻線Ｌ１に流れた電流Ｉ１に対応したエネルギーに基づき、上記２次側オン期間Ｔ２Cの間だけ直流化回路ＤＣＣcに流れた電流Ｉ４に対応した電圧値を有する直流負極性の電源電圧Ｖcが生成され、これが負荷ｃに供給される。
【００３４】
従って、上述した如き制御回路ＣＮＴによる直流化回路ＤＣＣcに対する制御によれば、負荷ｃに供給された電源電圧Ｖcが、この負荷ｃの変動に伴い基準電圧ＶＣREFよりも低くなってしまった場合には、その分だけ上記１次側オン期間Ｔ１C及び２次側オン期間Ｔ２Cを長くすることにより、電源電圧Ｖcの増加が為される。一方、負荷ｃに供給された電源電圧Ｖcが基準電圧ＶＣREFよりも高くなってしまった場合には、その分だけ上記１次側オン期間Ｔ１C及び２次側オン期間Ｔ２Cを短くすることにより、電源電圧Ｖcの低下が為される。よって、かかる制御によれば、負荷ｃの変動に追従させて、常に基準電圧ＶＣREFと等しい電圧を有する電源電圧Ｖcを安定して負荷ｃに供給することが可能となる。
【００３５】
その後、２次巻線Ｌ２cからのエネルギー放出が終了して、直流化回路ＤＣＣcに流れ込む電流Ｉ４が０に到ると、制御回路ＣＮＴは、再び、トランジスタＱ１をオン状態に設定させるべき第１スイッチング信号Ｓ１をトランジスタＱ１に供給する。
【００３６】
以上の如く、図１に示される多出力スイッチング電源装置においては、複数の負荷各々毎にその負荷に供給した電源電圧に対する変動分（ＧA〜ＧC）を夫々個別に検出する。そして、その変動分だけ電源電圧の値を増加又は低下させて所定の基準電圧（ＶＡREF、ＶＢREF、ＶＣREF）に到らせるべき安定化制御、つまり１次側スイッチング素子（Ｑ１）及び２次側スイッチング素子（Ｑ２〜Ｑ４）各々に対するオン状態の維持期間の調整を、各電源電圧に対して時分割にて個別に実行する。この際、図１に示される構成において、２次側スイッチング素子は、整流用のダイオード（Ｄ２〜Ｄ４）及び２次巻線（Ｌ２a〜Ｌ２c）なる電流路に対して直列に接続されている。これにより、２次側スイッチング素子は、オン状態時には整流用のダイオードによって整流された電圧を出力電源ライン（ＶＬa〜ＶＬc）に導出する一方、オフ状態時には出力電源ラインをフローティング状態に設定するようにしている。かかる構成によれば、例え１次側スイッチング素子及び２次側スイッチング素子が同時にオン状態となってしまっても、巻き線短絡状態にはならないので回路破壊の虞はない。
【００３７】
よって、図１に示される多出力スイッチング電源装置によれば、巻き線短絡に伴う回路破壊を生じさせることなく、各負荷毎の電源電圧の変動に追従させた安定化した電源電圧をこれら負荷各々に供給することが可能となる。
【００３８】
又、図１に示される構成では、２次巻線Ｌ２及び直流化回路ＤＣＣからなる組み合わせの回路ブロックを３系統設けることにより３種類の電源電圧（Ｖa〜Ｖc）を生成するようにしているが、このような回路ブロックを４系統以上設けることにより、４種類以上の電源電圧を生成するようにしても良い。
【００３９】
又、図１に示す構成では、負極性の電源電圧を生成する回路ブロック（２次巻線Ｌ２c及び直流化回路ＤＣＣc）を１系統だけ設けるようにしているが、このような回路ブロックを２系統以上設けるようにしても良い。
【００４０】
又、負極性の電源電圧を生成する直流化回路ＤＣＣとしては、図１に示す如き直流化回路ＤＣＣcに代わり、図４に示す如き直流化回路ＤＣＣkを採用しても良い。
【００４１】
図４に示すように、直流化回路ＤＣＣkのダイオードＤ４は、そのカソード端が２次巻線Ｌ２cの第２極性端子Ｐ２に接続されており、アノード端が出力電源ラインＶＬcに直接接続されている。出力電源ラインＶＬcには、図１に示す直流化回路ＤＣＣcと同様に、平滑用のコンデンサＣcの一端及び負荷ｃが接続される。ＮチャネルＭＯＳ型の電界効果トランジスタとしてのトランジスタＱ５のドレイン端には２次巻線Ｌ２cの第１極性端子Ｐ１が接続されており、そのソース端は接地されている。ここで、制御回路ＣＮＴから送出された第２スイッチング信号Ｓ２cがトランジスタＱ５のゲート端に供給されると、トランジスタＱ５は、この第２スイッチング信号Ｓ２cによって示される論理レベルに応じた状態（オン状態又はオフ状態）に設定される。トランジスタＱ５は、オン状態に設定された場合に限り、２次巻線Ｌ２cの第１極性端子Ｐ１を接地状態に設定する。従って、このトランジスタＱ５がオン状態にある間（Ｔ２）に亘り、図１に示される直流化回路ＤＣＣcと同様に、図３に示す如き電流Ｉ４が２次巻線Ｌ２cに流れ込み、その電流量に対応した負極性の電圧値を有する電源電圧Ｖcが出力電源ラインＶＬc上に生成される。
【００４２】
図４に示される構成を採用すれば、トランジスタＱ１〜Ｑ３及びＱ５の全てをＮチャンネルＭＯＳ型の電界効果トランジスタで構築することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明による多出力スイッチング電源装置の構成の一例を示す図である。
【図２】制御回路ＣＮＴにて実行されるスイッチングパラメータ設定処理を示す図である。
【図３】本発明による多出力スイッチング電源装置の内部動作の一例を示す図である。
【図４】図１に示される多出力スイッチング電源装置の変形例を示す図である。
【符号の説明】
【００４４】
ＣＮＴ            制御回路
Ｄ２〜Ｄ４        ダイオード
ＴＲ              トランス
Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ５  トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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