(57)【要約】【課題】電力増幅器としての歪性能を確保しながら、実使用時の電力に相当する低い出力電力レベルと最大出力電力レベルとの間の任意の電力レベルにおいて効率を高めることが可能な送信回路を提供すること。【解決手段】ベースバンド信号から２つの変調波を生成する変調信号発生部と、２つの変調波をそれぞれ増幅させる信号増幅部と、信号増幅部でそれぞれ増幅された２つの信号を合成して出力する出力合成部と、所望の電力レベルに応じて、信号増幅部のバイアス電流を制御するバイアス制御部と、を含み、変調信号発生部は所望の電力レベルに応じて２つの変調波間の位相差を制御する、送信回路が提供される。【選択図】図１
2009284174.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ベースバンド信号から２つの変調波を生成する変調信号発生部と、
前記２つの変調波をそれぞれ増幅させる信号増幅部と、
前記信号増幅部でそれぞれ増幅された２つの信号を合成して出力する出力合成部と、
を含み、
前記変調信号発生部は所望の電力レベルに応じて前記２つの変調波間の位相差を制御する、送信回路。
【請求項２】
前記所望の電力レベルに応じて、前記信号増幅部のバイアス電流を制御するバイアス制御部をさらに含む、請求項１に記載の送信回路。
【請求項３】
前記変調信号発生部は、変調波に変調する前のベースバンド状態の信号の位相差を制御した後に変調波に変調することで変調波間の位相差を制御する、請求項１に記載の送信回路。
【請求項４】
前記変調信号発生部は、ベースバンド状態の信号から変調波に変調した後に該変調波間の位相差を制御する、請求項１に記載の送信回路。
【請求項５】
前記出力合成部は、２つの伝送路を含む、請求項１に記載の送信回路。
【請求項６】
前記出力合成部は、２つの磁気トランスを含む、請求項１に記載の送信回路。
【請求項７】
前記出力合成部の出力電圧を検出する検出部と、
前記検出部が検出した電圧と、前記所望の電力レベルに対応する電圧とを比較し、比較結果を前記変調信号発生部にフィードバックする比較部と、
をさらに含む、請求項１に記載の送信回路。
【請求項８】
前記比較部は、前記変調信号発生部で制御される位相差を直接制御するよう比較結果を前記変調信号発生部にフィードバックする、請求項７に記載の送信回路。
【請求項９】
前記比較部は、ベースバンド信号から変調波に変調した後のゲインを制御するよう比較結果を前記変調信号発生部にフィードバックする、請求項７に記載の送信回路。
【請求項１０】
前記比較部は、ベースバンド信号から変調波に変調する前のゲインを制御するよう比較結果を前記変調信号発生部にフィードバックする、請求項７に記載の送信回路。
【請求項１１】
前記比較部は、前記変調信号発生部で制御される位相差を直接制御するとともに、ベースバンド信号から変調波に変調した後のゲインを制御するよう比較結果を前記変調信号発生部にフィードバックする、請求項７に記載の送信回路。
【請求項１２】
ベースバンド信号から２つの変調波を生成する変調信号発生ステップと、
前記２つの変調波をそれぞれ増幅させる信号増幅ステップと、
前記信号増幅部でそれぞれ増幅された２つの信号を合成して出力する信号合成ステップと、
を含み、
前記変調信号発生ステップは、所望の電力レベルに応じて前記２つの変調波間の位相差を制御する、電力制御方法。
【請求項１３】
ベースバンド信号から２つの変調波を生成する変調信号発生ステップと、
前記２つの変調波をそれぞれ増幅させる信号増幅ステップと、
前記信号増幅部でそれぞれ増幅された２つの信号を合成して出力する信号合成ステップと、
を含み、
前記変調信号発生ステップは、所望の電力レベルに応じて前記２つの変調波間の位相差を制御するようコンピュータに実行させる、コンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信回路、電力制御方法およびコンピュータプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
多くの無線通信システムにおいては、移動送信機が複数の出力電力レベルで送信できることが要求されている。移動送信機において出力電力レベルを可変にする理由の一つには、基地局からいろいろな距離に位置する移動送信機との通信品質を確保するためである。
【０００３】
例えば、携帯電話で使用されている符号分割多元接続（ＣＤＭＡ；Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）や広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ；Ｗｉｄｅｂａｎｄ  Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）の通信システムでは、基地局が複数の移動機から受信する信号レベルを一定にするように制御される。
【０００４】
つまり基地局は、複数の移動機から受信する信号レベルを一定にするという条件を満足するように、移動機に対して複数の送信電力レベルの中から１つの送信電力レベルを指定して送信するように指示する。ほとんどの場合、移動機は低い電力レベルで送信することとなり、バッテリーで動作する移動機の実使用通話時間を延ばすためには、低い電力レベルでの効率が重要となる。
【０００５】
ある電力範囲で動作する電力増幅器は、要求される最大電力にて、要求される歪特性を満足しながら最も効率よく動作するように設計される。しかし、通常の電力増幅器では、出力電力レベルが小さくなるに従って効率は低くなる。このような問題点を解決する従来技術として、例えば特許文献１、２がある。
【０００６】
図９は、特許文献１で開示された従来技術について説明する説明図である。特許文献１で開示された従来技術は、図９に示したようにスイッチで電力増幅器の最終段をバイパスする構成である。図９の構成では、基地局に対して送信する電力が１段目の増幅器１１で賄うことができる電力以下である場合に、切替スイッチ１３、１４の接点をｂ側に設定し、ＶＤＤスイッチ１５をＯＦＦにしている。その結果、２段目の増幅器１２に流れる無駄なアイドル電流を削減する。
【０００７】
また、特許文献２は、電力レベルに応じて増幅器のバイアスと負荷インピーダンスを変化させる構成が開示されている。電力レベルに応じて増幅器のバイアスと負荷インピーダンスを変化させることで、低い電力レベルの時は、負荷インピーダンスを大きいものに切り換え、同時にバイアス電流を下げるように制御することによって、低い電力レベルでの効率を改善することが可能となる。
【０００８】
【特許文献１】特開２００１−２１７６６１号公報
【特許文献２】特開２００４−１４０８３７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかし、特許文献１に開示された発明は、スイッチを介さずに２つの増幅器を直列結合した構成と比較すると、２段目の増幅器１２の最大出力電力を切替えスイッチ１４の損失分だけ増やさなければならない。このため、端末の最大送信電力での消費電力が大きくなり、また熱損失も増えるため、端末の温度上昇が大きくなる問題があった。逆に、端末の温度上昇を抑えようとすると、放熱のために端末のサイズを大きくする必要が生じるので、端末の小型化に限界が生じる問題があった。また、電力増幅器を構成するトランジスタのサイズを大きくする必要がありコストアップにつながる問題があった。
【００１０】
また、特許文献２に開示された発明は、負荷インピーダンスを切り替えるためにスイッチを使用すると、図９に示した場合と同様に、スイッチによる損失分だけ増幅器の電力を増加しなければならない問題があった。また、負荷インピーダンスを切り換えるために可変容量ダイオードを使用するとダイオードの非線形特性の影響で電力増幅器としての歪性能を劣化させるという問題もあった。
【００１１】
そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、電力増幅器としての歪性能を確保しながら、実使用時の電力に相当する低い出力電力レベルと最大出力電力レベルとの間の任意の電力レベルにおいて効率を高めることが可能な、新規かつ改良された送信回路、電力制御方法およびコンピュータプログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、ベースバンド信号から２つの変調波を生成する変調信号発生部と、２つの変調波をそれぞれ増幅させる信号増幅部と、信号増幅部でそれぞれ増幅された２つの信号を合成して出力する出力合成部と、を含み、変調信号発生部は所望の電力レベルに応じて２つの変調波間の位相差を制御する、送信回路が提供される。
【００１３】
かかる構成によれば、変調信号発生部はベースバンド信号から２つの変調波を生成し、信号増幅部は変調信号発生部で生成された２つの変調波をそれぞれ増幅させ、出力合成部は信号増幅部でそれぞれ増幅された２つの信号を合成して出力する。そして、変調信号発生部は所望の電力レベルに応じて２つの変調波間の位相差を制御する。その結果、所望の電力レベルに応じて２つの変調波間の位相差を制御し、位相差が制御された２つの変調波を合成することで、任意の出力電力レベルでの効率を高めることができる。
【００１４】
上記送信回路は、所望の電力レベルに応じて、信号増幅部のバイアス電流を制御するバイアス制御部をさらに含んでいてもよい。
【００１５】
変調信号発生部は、変調波に変調する前のベースバンド信号の位相差を制御した後に変調波に変調することで変調波間の位相差を制御してもよい。
【００１６】
変調信号発生部は、ベースバンド信号から変調波に変調した後に該変調波間の位相差を制御してもよい。
【００１７】
出力合成部は、２つの伝送路を含んでいてもよく、また、出力合成部は、２つの磁気トランスを含んでいてもよい。
【００１８】
上記送信回路は、出力合成部の出力電圧を検出する検出部と、検出部が検出した電圧と、所望の電力レベルに対応する電圧とを比較し、比較結果を変調信号発生部にフィードバックする比較部と、をさらに含んでいてもよい。
【００１９】
比較部は、変調信号発生部で制御される位相差を直接制御するよう比較結果を変調信号発生部にフィードバックしてもよい。
【００２０】
比較部は、ベースバンド信号から変調波に変調した後のゲインを制御するよう比較結果を変調信号発生部にフィードバックしてもよい。
【００２１】
比較部は、ベースバンド信号から変調波に変調する前のゲインを制御するよう比較結果を変調信号発生部にフィードバックしてもよい。
【００２２】
比較部は、変調信号発生部で制御される位相差を直接制御するとともに、ベースバンド信号から変調波に変調した後のゲインを制御するよう比較結果を変調信号発生部にフィードバックしてもよい。
【００２３】
また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、ベースバンド信号から２つの変調波を生成する変調信号発生ステップと、２つの変調波をそれぞれ増幅させる信号増幅ステップと、信号増幅部でそれぞれ増幅された２つの信号を合成して出力する信号合成ステップと、を含み、変調信号発生ステップは、所望の電力レベルに応じて２つの変調波間の位相差を制御する、電力制御方法が提供される。
【００２４】
また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、ベースバンド信号から２つの変調波を生成する変調信号発生ステップと、２つの変調波をそれぞれ増幅させる信号増幅ステップと、信号増幅部でそれぞれ増幅された２つの信号を合成して出力する信号合成ステップと、を含み、変調信号発生ステップは、所望の電力レベルに応じて２つの変調波間の位相差を制御するようコンピュータに実行させる、コンピュータプログラムが提供される。
【発明の効果】
【００２５】
以上説明したように本発明によれば、２つの変調波間の位相差を制御することによって、電力増幅器としての歪性能を確保しながら、実使用時の電力に相当する低い出力電力レベルと最大出力電力レベルとの間の任意の電力レベルにおいて効率を高めることが可能な、新規かつ改良された送信回路、電力制御方法およびコンピュータプログラムを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００２７】
（第１の実施形態）
まず、本発明の第１の実施形態にかかる送信回路について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態にかかる送信回路１００の構成について説明する説明図である。以下、図１を用いて本発明の第１の実施形態にかかる送信回路１００の構成について説明する。
【００２８】
図１に示した送信回路１００は、例えば移動送信機の内部に設けられる回路であり、所望の出力電力レベルに応じて、送信信号の出力電力レベルを変化させることができる回路である。図１に示したように、本発明の第１の実施形態にかかる送信回路１００は、変調信号発生部１１０と、電力増幅器１５１、１５２と、出力合成部１６０と、を含んで構成される。
【００２９】
変調信号発生部１１０は、送信回路１００に入力されるベースバンド信号に対して直交変調を施して、ＲＦ変調信号波を生成するものである。図１に示したように、変調信号発生部１１０は、ベースバンド移相部１２０と、直交変調器１３０、１４０と、を含んで構成される。
【００３０】
ベースバンド移相部１２０は、ベースバンド信号の位相を変化させる（移相させる）ものである。ベースバンド移相部１２０には、互いに直交するベースバンド信号のＩチャネル信号およびＱチャネル信号が入力される（以下においては、Ｉチャネル信号を単に「Ｉ信号」と称し、Ｑチャネル信号を単に「Ｑ信号」と称する）。そして、ベースバンド移相部１２０は、Ｉ信号およびＱ信号の位相を所定量変化させて、Ｉ’信号およびＱ’信号を生成して出力する。図１に示したように、ベースバンド移相部１２０は、乗算器１２１、１２２、１２３、１２４と、加算器１２５、１２６と、を含んで構成される。ベースバンド移相部１２０は、Ｉ信号およびＱ信号から、下記の数式１で表されるＩ’信号およびＱ’信号を生成する。
【００３１】
【数１】
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【００３２】
上記数式１のＩ’およびＱ’は、ＩおよびＱをそれぞれθ移相させたものに相当する。上記数式１で示したＩ’信号およびＱ’信号を実現するために、図１に示したように乗算器１２１、１２２、１２３、１２４と、加算器１２５、１２６とを構成する。すなわち、乗算器１２１においてＩ信号にｃｏｓθを乗じて出力し、乗算器１２２においてＩ信号にｓｉｎθを乗じて出力し、乗算器１２３においてＱ信号にｃｏｓθを乗じて出力し、乗算器１２４においてＱ信号にｓｉｎθを乗じて出力する。そして、加算器１２５において乗算器１２１の出力から乗算器１２４の出力を減じることで、上記数式１のＩ’＝Ｉ・ｃｏｓθ−Ｑ・ｓｉｎθが実現し、加算器１２６において乗算器１２２の出力と乗算器１２３の出力とを加算することで、上記数式２のＱ’＝Ｑ・ｃｏｓθ＋Ｉ・ｓｉｎθが実現する。
【００３３】
ベースバンド移相部１２０におけるＩ信号およびＱ信号の位相の変化量は、上記数式１のθで決まる。そして、上記数式１におけるθは、位相制御部１７０から供給される信号によって決定される。位相制御部１７０の機能及び位相制御部１７０からベースバンド移相部１２０に供給する信号については後述する。
【００３４】
直交変調器１３０は、Ｉ信号およびＱ信号に対して直交変調を施して、ＲＦ変調信号波を生成するものである。直交変調器１３０は、発振器１３１と、９０°移相器１３２と、乗算器１３３、１３４と、加算器１３５と、増幅器１３６と、を含んで構成される。直交変調器１３０で生成されるＲＦ変調信号波は、電力増幅器１５１に入力される。
【００３５】
一方、直交変調器１４０は、ベースバンド移相部１２０で位相を変化させて、ベースバンド移相部１２０から出力されるＩ’信号およびＱ’信号に対して直交変調を施して、ＲＦ変調信号波を生成するものである。直交変調器１４０は、直交変調器１３０と同様の構成を有しており、９０°移相器１４２と、乗算器１４３、１４４と、加算器１４５と、増幅器１４６と、を含んで構成される。直交変調器１４０で生成されるＲＦ変調信号波は、電力増幅器１５２に入力される。
【００３６】
電力増幅器１５１、１５２は、本発明の信号増幅部の一例である。電力増幅器１５１は、直交変調器１３０から出力されるＲＦ変調信号波を所定量増幅して出力するものである。電力増幅器１５１における増幅量は、設定する出力電力レベルに応じて、例えば低い出力電力レベルの時は電力増幅器１５１のバイアス電流が小さくなるように設定される。同様に、電力増幅器１５２は、直交変調器１４０から出力されるＲＦ変調信号波を所定量増幅して出力するものであり、電力増幅器１５２における増幅量は、設定する出力電力レベルに応じて設定される。
【００３７】
出力合成部１６０は、電力増幅器１５１からの出力と、電力増幅器１５２からの出力とを、合成して出力するものである。図１に示したように、出力合成部１６０は２つの磁気結合トランスで構成される。磁気結合トランスは、電力増幅器１５１、１５２の出力と抵抗Ｒ０とのインピーダンス整合と、２つの電力増幅器１５１、１５２の出力電圧とを加算して抵抗Ｒ０に供給することを担う。なお、図１では、出力合成部１６０の出力は抵抗Ｒ０に接続されているが、これは説明の便宜上付したものであり、実際に移動送信機等に送信回路１００を組み込む場合には、出力合成部１６０の出力はフィルタやアンテナ等に接続される。
【００３８】
位相制御部１７０は、所望の出力電力レベルに基づいて、ベースバンド移相部１２０におけるＩ信号およびＱ信号の位相の変化量を決定する信号を、ベースバンド移相部１２０に送出するものである。位相制御部１７０は、ｃｏｓθに相当する信号を乗算器１２１、１２３に出力し、ｓｉｎθに相当する信号を乗算器１２２、１２４に出力する。
【００３９】
例えば、所望の出力電力レベルが最大の出力レベルを要求している場合には、ベースバンド移相部１２０で移相させなければ、出力合成部１６０において、２つのＲＦ変調信号波は同位相で合成することができる。従って、ｃｏｓθが１、ｓｉｎθが０となるように位相制御部１７０からベースバンド移相部１２０にｃｏｓθ（＝１）およびｓｉｎθ（＝０）を伝送する。
【００４０】
ここで、位相制御部１７０が出力する信号の一例を示す。送信回路１００に供給される所望の出力電力レベルがデジタル信号によって供給される場合を例に挙げて説明する。デジタル信号によって所望の出力電力レベルが送信回路１００に供給されると、位相制御部１７０は供給された所望の出力電力レベルをＤ／Ａ変換して、ｃｏｓθおよびｓｉｎθに相当するアナログ信号をベースバンド移相部１２０に供給する。なお、位相制御部１７０が出力する信号については係る例に限定されないことは言うまでもない。
【００４１】
バイアス制御部１８０は、所望の出力電力レベルに基づいて、電力増幅器１５１、１５２におけるバイアス点を決定するものである。例えば、低い出力電力レベルの時は電力増幅器１５１、１５２のバイアス電流が小さくなるように設定する。高度な歪性能を要求される増幅器には、線形性の良いＡ級増幅器（またはＡ級に近い動作点をもつＡＢ級増幅器）が用いられる。このような増幅器の消費電力は、バイアス点におけるＤＣ電圧とＤＣ電流の乗算でほぼ決定される。低い出力電力レベルの時は上述のようにしてバイアス電流を小さくしたので、その分消費電力が削減され、効率を改善することができる。
【００４２】
このように送信回路１００を構成することで、送信する変調信号を２つに分割し、要求される出力電力レベルに応じて、２つの変調信号に位相差を持たせ、各々を電力増幅器１５１、１５２で増幅した後、出力合成部１６０で２つの変調信号を合成する。２つの変調信号の位相差が０度であれば、同位相の２つの信号を出力合成部１６０で合成するので、出力合成部１６０において最大電力が得られ、２つの変調信号の位相差が１８０度に近いほど出力電力は低くなる。
【００４３】
以上、図１を用いて本発明の第１の実施形態にかかる送信回路１００の構成について説明した。次に、本発明の第１の実施形態にかかる送信回路１００の動作について説明する。
【００４４】
変調信号発生部１１０にベースバンド信号のＩ信号とＱ信号とが入力されると、変調信号発生部１１０においてＩ信号およびＱ信号を２つに分離する。一方は直交変調器１３０に入力されて、直交変調器１３０で直交変調が施される。他方はベースバンド移相部１２０で位相を変化させた後に、直交変調器１４０で直交変調が施される。
【００４５】
ベースバンド移相部１２０に入力されたＩ信号およびＱ信号は、乗算器１２１、１２２、１２３、１２４と、加算器１２５、１２６とによって、上述の数式１で表されるようなＩ’信号およびＱ’信号が生成される。
【００４６】
すなわち、Ｉ信号は乗算器１２１において位相制御部１７０から出力されるｃｏｓθと乗算されてＩ・ｃｏｓθが出力され、乗算器１２２において位相制御部１７０から出力されるｓｉｎθと乗算されてＩ・ｓｉｎθが出力される。また、Ｑ信号は乗算器１２３において位相制御部１７０から出力されるｃｏｓθと乗算されてＱ・ｃｏｓθが出力され、乗算器１２４において位相制御部１７０から出力されるｓｉｎθと乗算されてＱ・ｓｉｎθが出力される。
【００４７】
加算器１２５においてＩ・ｃｏｓθからＱ・ｓｉｎθが減算されてＩ・ｃｏｓθ−Ｑ・ｓｉｎθが出力され、加算器１２６においてＩ・ｓｉｎθとＱ・ｃｏｓθとが加算されてＩ・ｓｉｎθ＋Ｑ・ｃｏｓθが出力される。加算器１２５から出力されるＩ・ｃｏｓθ−Ｑ・ｓｉｎθが上記数式１のＩ’となり、加算器１２６から出力されるＩ・ｓｉｎθ＋Ｑ・ｃｏｓθが上記数式１のＱ’となる。従って、ベースバンド移相部１２０にＩ信号およびＱ信号を入力することで、それぞれθだけ位相を進めたＩ’信号およびＱ’信号が生成される。
【００４８】
Ｉ信号およびＱ信号、並びにＩ’信号およびＱ’信号は、それぞれ直交変調器１３０、１４０に入力され、ベースバンド信号からＲＦ変調信号波が生成される。このようにして、θの位相差を持った２つのＲＦ変調信号波が生成される。
【００４９】
位相が異なる（または位相が同一の）２つのＲＦ変調信号波は、電力増幅器１５１、１５２に入力され、別々に増幅され、出力合成部１６０に出力される。電力増幅器１５１、１５２からのＲＦ変調信号波の入力を受けた出力合成部１６０は、２つのＲＦ変調信号波を合成して出力する。ここで、ＲＦ変調信号波の位相差が０度である場合には、２つのＲＦ変調信号波は同位相で合成されるので、出力合成部１６０は最大電力レベルを有する信号波を抵抗Ｒ０に供給する。一方、２つのＲＦ変調信号波に位相差θが生じている場合には、出力合成部１６０で合成されて抵抗Ｒ０に供給するＲＦ変調信号波の電圧振幅は、最大電力レベル時の電圧振幅のｃｏｓ（θ／２）倍となる。
【００５０】
トランスの１次側インダクタンスをＬ１、２次側インダクタンスをＬ２、１次側キャパシタンスをＣ１とすると、Ｌ１、Ｌ２、Ｃ１は、使用周波数（角周波数：w０）にてトランスの変換効率を最大にするように選択される。トランスの変換比が例えば１：１で良い場合には、Ｌ１＝Ｌ２とする。
【００５１】
トランスの１次側インダクタンスＬ１、２次側インダクタンスＬ２のそれぞれに対するＱ値をＱ１、Ｑ２とし、トランスの結合係数をｋとする。ここで説明を簡単にするために、例えばＬ１＝Ｌ２、Ｑ１＝Ｑ２と仮定する。このように仮定した場合において、電力増幅器１５１、１５２の各出力インピーダンスＲｓ、負荷インピーダンスＲＬ、トランスのインダクタンスＬ１、Ｌ２、出力合成部１６０の１次側キャパシタンスＣ１、Ｃ３、２次側キャパシタンスＣ２、出力キャパシタンスＣｏの関係を下記の数式２のようにすると、使用する周波数（角周波数：w０）にてトランスの変換効率は最大になり、且つ出力振幅が低くなるに従って、電力増幅器１５１、１５２の出力から負荷側を見たインピーダンスを大きく見せることが可能になる。
【００５２】
【数２】
2009284174.tif 000004
【００５３】
以上、本発明の第１の実施形態にかかる送信回路１００の動作について説明した。以上説明したように、本発明の第１の実施形態にかかる送信回路１００によれば、ベースバンド信号を２つに分岐させて、分岐させた一方に対しては移相させず、他方に対してはθ移相させた後に（または位相を変化させずに）両者を合成して出力することで、所望する出力電力レベルに応じたＲＦ変調信号波を生成することができる。また、電力増幅器１５１、１５２の出力側には、負荷インピーダンスを制御するための特別な回路を追加していないので、増幅器の出力側の損失を増やしておらず、最大電力レベルでの効率も劣化させずにＲＦ変調信号波を生成することができる。
【００５４】
（第２の実施形態）
本発明の第１の実施形態では、ベースバンド信号を２つに分離し、一方に対してθ移相させた後に両者を合成することで、所望する出力電力レベルに応じたＲＦ変調信号波を生成した。本発明の第２の実施形態では、ベースバンド信号を直交変調させた後に２つに分離し、一方に対して、第１の実施形態とは異なる手法でθ移相させた後に両者を合成することで、所望する出力電力レベルに応じたＲＦ変調信号波を生成する送信回路および電力制御方法について説明する。
【００５５】
図２は、本発明の第２の実施形態にかかる送信回路２００の構成について説明する説明図である。以下、図２を用いて本発明の第２の実施形態にかかる送信回路２００の構成について説明する。
【００５６】
図２に示した送信回路２００は、図１に示した送信回路１００と同様に、例えば移動送信機の内部に設けられる回路であり、所望の出力電力レベルに応じて、送信信号の出力電力レベルを変化させることができる回路である。図２に示したように、本発明の第２の実施形態にかかる送信回路２００は、変調信号発生部２１０と、電力増幅器２５１、２５２と、出力合成部２６０と、を含んで構成される。
【００５７】
変調信号発生部２１０は、送信回路２００に入力されるベースバンド信号に対して直交変調を施して、ＲＦ変調信号波を生成するものである。図２に示したように、変調信号発生部１１０は、直交変調器２２０と、電気長切換部２３０と、を含んで構成される。
【００５８】
直交変調器２２０は、Ｉ信号およびＱ信号に対して直交変調を施して、ＲＦ変調信号波を生成するものである。本発明の第２の実施形態にかかる直交変調器２２０は、本発明の第１の実施形態で説明した直交変調器１３０と同様の構成を有する。すなわち、直交変調器２２０は、発振器２２１と、９０°移相器２２２と、乗算器２２３、２２４と、加算器２２５と、増幅器２２６と、を含んで構成される。直交変調器２２０で生成されるＲＦ変調信号波は２つに分岐される。分岐されたＲＦ変調信号波の一方は電力増幅器２５１に入力され、他方は電気長切換部２３０に入力される。
【００５９】
電気長切換部２３０は、直交変調器２２０で生成されて２つに分岐されたＲＦ変調信号波の一方を入力し、そのままの位相で出力するか、θ移相させて出力するかが切り換え可能に構成されている。電気長切換部２３０においてスイッチが端子ａに接続されている場合には、電気長切換部２３０は入力されたＲＦ変調信号波をθ移相させて出力し、スイッチが端子ｂに接続されている場合には、電気長切換部２３０は入力されたＲＦ変調信号波を移相させずに出力する。
【００６０】
すなわち、電気長切換部２３０においてスイッチが端子ａに接続されている場合には、２つに分岐されたＲＦ変調信号波はθの位相差を有することになり、スイッチが端子ｂに接続されている場合には、２つに分岐されたＲＦ変調信号波は移相差を有しないことになる。電気長切換部２３０から出力されるＲＦ変調信号波は、電力増幅器２５２に入力される。なお、電気長切換部２３０におけるスイッチの切り換えは位相制御部２７０によって制御される。
【００６１】
電力増幅器２５１は、直交変調器２２０で生成されて２つに分岐されたＲＦ変調信号波の一方を入力し、入力されたＲＦ変調信号波を所定量増幅して出力するものである。電力増幅器２５１における増幅量は、設定する出力電力レベルに応じて、例えば低い出力電力レベルの時は電力増幅器２５１のバイアス電流が小さくなるように設定される。電力増幅器２５２は、電気長切換部２３０から出力されるＲＦ変調信号波を入力し、入力されたＲＦ変調信号波を所定量増幅して出力するものである。電力増幅器２５２における増幅量は、電力増幅器２５１における増幅量と同様に、設定する出力電力レベルに応じて設定される。
【００６２】
出力合成部２６０は、電力増幅器２５１からの出力と、電力増幅器２５２からの出力とを合成して出力するものである。本発明の第２の実施形態で用いる出力合成部２６０は、ＬＩＮＣ（Ｌｉｎｅａｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ  ｗｉｔｈ  Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ  Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）増幅器に使用されているＣｈｉｒｅｘ  Ｃｏｍｂｉｎｅｒと呼ばれる構成と同一のものである（参照：F. H. Raab, “Efficiency of outphasing RF power-amplifier systems”, IEEE Trans.Communications., vol. COM-33, pp.1094-1099, Oct.1985.）。図２に示したように、出力合成部２６０は、リアクタンス回路２６１、２６２と、λ／４伝送線路２６３、２６４と、を含んで構成される。なお、図２ではリアクタンス回路２６１としてキャパシタを、リアクタンス回路２６２としてコイルを、それぞれ図示している。もちろん、リアクタンス回路２６１としてコイルを、リアクタンス回路２６２としてキャパシタを用いてもよい。
【００６３】
ＬＩＮＣ増幅器は、２つの一定の振幅の信号（定包絡線信号）に位相差を持たせ、増幅後に合成して振幅変調信号を生成するものである。ＬＩＮＣ増幅器は、定包絡線信号の増幅には非線形で高効率の増幅器を使用することで、ある出力電力での線形性と電力効率とを両立させる技術である。従って、ＬＩＮＣ増幅器は、２つの信号の位相差で変調波の平均出力電力レベルを変化させるものではないが、このＬＩＮＣ増幅器に使用されているＣｈｉｒｅｘ  Ｃｏｍｂｉｎｅｒは、２つの信号の位相差が大きいほど、増幅器（電力増幅器２５１、２５２）の出力から負荷側を見たインピーダンスを大きくする特徴を持っている。従って、Ｃｈｉｒｅｘ  Ｃｏｍｂｉｎｅｒは本実施形態の出力合成部２６０を構成する部分に使用するのに適した電力合成回路である。
【００６４】
位相制御部２７０は、所望の出力電力レベルに基づいて、電気長切換部２３０のスイッチの切り換えを制御する信号を出力するものである。最大の電力レベルでの出力が必要な場合には、位相制御部２７０は電気長切換部２３０のスイッチを端子ｂ側に切り換えるための信号を出力する。一方、最大の電力レベルに比べて低い電力レベルでの出力が望まれている場合には、位相制御部２７０は電気長切換部２３０のスイッチを端子ａ側に切り換えるための信号を出力する。
【００６５】
バイアス制御部２８０は、本発明の第１の実施形態におけるバイアス制御部１８０と同様に、所望の出力電力レベルに基づいて、電力増幅器２５１、２５２におけるバイアス点を決定するものである。従って、低い出力電力レベルの時は電力増幅器２５１、２５２のバイアス電流が小さくなるように設定する。高度な歪性能を要求される増幅器には、線形性の良いＡ級増幅器（またはＡ級に近い動作点をもつＡＢ級増幅器）が用いられる。このような増幅器の消費電力は、バイアス点におけるＤＣ電圧とＤＣ電流の乗算でほぼ決定される。低い出力電力レベルの時は上述のようにしてバイアス電流を小さくしたので、その分消費電力が削減され、効率を改善することができる。
【００６６】
なお、図２では、出力合成部２６０の出力は抵抗Ｒ０に接続されているが、これは説明の便宜上付したものであり、実際に移動送信機等に送信回路２００を組み込む場合には、出力合成部２６０の出力はフィルタやアンテナ等に接続される。
【００６７】
このように送信回路２００を構成することで、送信する変調信号を２つに分割し、要求される出力電力レベルに応じて、２つの変調信号に位相差を持たせ、各々を電力増幅器２５１、２５２で増幅した後、出力合成部２６０で２つの変調信号を合成する。２つの変調信号の位相差が０度であれば最大電力が得られ、２つの変調信号の位相差がθであれば抵抗Ｒ０に供給するＲＦ変調信号波の電圧振幅は最大出力電力レベル時の電圧振幅のｃｏｓ（θ／２）倍となる。
【００６８】
以上、図２を用いて本発明の第２の実施形態にかかる送信回路２００の構成について説明した。次に、本発明の第２の実施形態にかかる送信回路２００の動作について説明する。
【００６９】
変調信号発生部２１０にベースバンド信号のＩ信号とＱ信号とが入力されると、ベースバンド信号のＩ信号およびＱ信号に対して、直交変調器２２０で直交変調が施されて、ＲＦ変調信号波が生成される。
【００７０】
直交変調器２２０でＲＦ変調信号波が生成されると、生成されたＲＦ変調信号波は２つに分岐される。分岐されたＲＦ変調信号波の一方は電力増幅器２５１に入力され、他方は電気長切換部２３０を経由した後に、電力増幅器２５１に入力される。
【００７１】
２つに分岐されたＲＦ変調信号波の内、電気長切換部２３０に入力されるＲＦ変調信号波は、所望の電力レベルによってθ移相されて出力されるか、そのままの位相で出力される。位相制御部２７０によって電気長切換部２３０のスイッチの端子が端子ａ側に接続されている場合には、電気長切換部２３０に入力されるＲＦ変調信号波はθ移相されて、電気長切換部２３０から出力される。一方、位相制御部２７０によって電気長切換部２３０のスイッチの端子が端子ｂ側に接続されている場合には、電気長切換部２３０に入力されるＲＦ変調信号波の位相はそのままの状態で、電気長切換部２３０から出力される。
【００７２】
位相が異なる（または位相が同一の）２つのＲＦ変調信号波は、電力増幅器２５１、２５２に入力され、別々に増幅され、出力合成部２６０に出力される。電力増幅器２５１、２５２からのＲＦ変調信号波の入力を受けた出力合成部２６０は、２つのＲＦ変調信号波を合成して出力する。ここで、ＲＦ変調信号波の位相差が０度の場合には、２つのＲＦ変調信号波は同位相で合成されるので、出力合成部２６０は最大電力レベルを有する信号波を抵抗Ｒ０に供給する。一方、２つのＲＦ変調信号波に位相差θが生じている場合には、出力合成部２６０で合成されて抵抗Ｒ０に供給するＲＦ変調信号波の電圧振幅は、最大電力レベル時の電圧振幅のｃｏｓ（θ／２）倍となる。
【００７３】
図２に示した送信回路２００において、抵抗Ｒ０での出力電圧をＶｏ（ｔ)、最大電力レベル時の電圧をＶｍａｘ、リアクタンス回路２６１、２６２のサセプタンスをそれぞれ＋Ｂｓ、−Ｂｓとすれば、電力増幅器２５１の出力から負荷側をみたアドミタンスＹ１は、下記の数式３のようになる。
【００７４】
【数３】
2009284174.tif 000005
【００７５】
つまり、上記数式３は、抵抗Ｒ０での出力電圧の振幅が小さいほどアドミタンスが小さく、インピーダンスが大きくなることを示している。そして、ある出力電力レベルで数式３の虚部が０となるようにリアクタンス回路２６１、２６２のサセプタンスＢｓを設定することによって、当該電力レベル付近でアドミタンスＹ１を最小にすることができる。
【００７６】
図３は、本発明の第２の実施形態にかかる送信回路２００において、抵抗Ｒ０での出力電圧Ｖｏ（ｔ)に対する電力増幅器２５１の出力から負荷側をみたアドミタンスＹ１の特性の一例をグラフで示す説明図である。図３に示したグラフでは、横軸に上記の数式３におけるＶｏ（ｔ）／Ｖｍａｘを示しており、縦軸に電力増幅器２５１の出力から負荷側をみたアドミタンスＹ１を示している。この例では、Ｖｏ／Ｖｍａｘの値が０．４となる辺りでアドミタンスＹ１が最小になるように、リアクタンス回路２６１、２６２のサセプタンスＢｓの値を設定している。
【００７７】
図４は、本発明の第２の実施形態にかかる送信回路２００において、出力電力レベルによる電力増幅器２５１、２５２の仮想動作負荷線とバイアス電流の設定の関係例をグラフで示す説明図である。図４に示したグラフでは、横軸は電力増幅器２５１、２５２を構成するトランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥを示し、縦軸は電力増幅器２５１、２５２を構成するトランジスタのコレクタ電流ＩＣを示している。
【００７８】
低い出力電力レベルの時には、上述したように電力増幅器２５１、２５２の負荷アドミタンスが小さくなるため電流振幅が小さくなり、必要とされるバイアス電流は少なく済む。このため、低い出力電力レベルの時には、トランジスタのベース電圧を下げるなどして、必要とされるバイアス電流を小さくすることが可能となる。従って、本発明の第２の実施形態にかかる送信回路２００において、バイアス制御部２８０は、設定する出力電力レベルに応じてバイアス電流を設定することができる。例えば、バイアス制御部２８０は、要求される出力電力レベルが低い出力電力レベルの場合には、電力増幅器２５１、２５２のバイアス電流が小さくなるように設定することができる。
【００７９】
以上、本発明の第２の実施形態にかかる送信回路２００の動作について説明した。以上説明したように、本発明の第２の実施形態にかかる送信回路２００によれば、ベースバンド信号を直交変調させた後に２つに分離し、一方に対してθ移相させた後に（または位相を変化させずに）両者を合成することで、所望する出力電力レベルに応じたＲＦ変調信号波を生成することができる。また、電力増幅器２５１、２５２の出力側には負荷インピーダンスを制御するための特別な回路を追加していないので、増幅器の出力側の損失を増やしていないので、最大電力レベルでの効率も劣化させずにＲＦ変調信号波を生成することができる。
【００８０】
ここで、上述した本発明の第１の実施形態にかかる送信回路１００における、電力増幅器１５１の出力から負荷側をみたアドミタンスの特性についても説明する。
【００８１】
図５は、本発明の第１の実施形態にかかる送信回路１００における、電力増幅器１５１、１５２の出力から負荷側（出力合成部１６０側）をみたアドミタンスＹの特性の一例をグラフで示す説明図である。図５に示したグラフでは、横軸に抵抗Ｒ０での出力電圧Ｖｏｍを示し、縦軸に電力増幅器１５１、１５２の出力から負荷側をみたアドミタンスＹを示している。また、図５に示したグラフは、上記数式２において、出力合成部１６０の１次側キャパシタンスＣ１とＣ３との関係が、Ｃ１＝Ｃ３である場合について示したものである。図５に示したグラフでは、抵抗Ｒ０の出力電圧の振幅が小さいほど電力増幅器１５１、１５２のアドミタンスが小さく、インピーダンスが大きくなることを示している。
【００８２】
従って、本発明の第２の実施形態と同様に、低い出力電力レベルが要求されている場合には電流振幅が小さくなるので、電力増幅器１５１、１５２で必要とされるバイアス電流が少なくて済む。このため、低い出力電力レベルが要求されている場合には、トランジスタのベース電圧を下げるなどして、電力増幅器１５１、１５２のバイアス電流を小さくすることが可能となる。
【００８３】
よって、図１のバイアス制御部１８０は、設定する出力電力レベルに応じてバイアス電流を変化させるように制御することができる。例えば、低い出力電力レベルで出力することが要求されている場合では、電力増幅器１５１、１５２のバイアス電流が小さくなるように設定する。本発明の第２の実施形態と同様に、低い出力電力レベルの時は上述のようにしてバイアス電流を小さくすることができるので、バイアス電流を小さくした分消費電力が削減され、効率を改善することができる。
【００８４】
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明した。続いて、以下において、上記各実施形態の変形例について説明する。
【００８５】
（変形例１）
図６は、本発明の第１の実施形態の変形例にかかる送信回路１００ａの構成について説明する説明図である。図６に示した本発明の第１の実施形態の変形例では、送信回路の温度、電源電圧、周波数等が変化することによって出力電力が変動するのを防止するために、出力合成部１６０の出力を位相制御部１７１に帰還させる（フィードバックする）構成を示したものである。
【００８６】
図６に示したように、本発明の第１の実施形態の変形例にかかる送信回路１００ａは、図１に示した本発明の第１の実施形態にかかる送信回路１００と比較して、包絡線検出部１９１と、比較部１９２とが新たに追加され、位相制御部１７０が位相制御部１７１に置き換わっている。
【００８７】
包絡線検出部１９１は、出力合成部１６０から出力されて抵抗Ｒ０に供給される包絡線電圧を検出するものである。包絡線検出部１９１で検出された電圧の包絡線情報は比較部１９２に送られる。また、比較部１９２は、所望の出力電力レベルに対応した基準電圧と、包絡線検出部１９１で検出された包絡線電圧とを比較し、比較結果を位相制御部１７１に渡すものである。そして、位相制御部１７１は、比較部１９２が出力する比較結果に応じてｓｉｎθ、ｃｏｓθの値を制御することで、ベースバンド移相部１２０で移相させるθを制御する。
【００８８】
このように、本発明の第１の実施形態の変形例にかかる送信回路１００ａによれば、出力合成部１６０から出力されて、抵抗Ｒ０に供給される包絡線電圧を検出し、検出した包絡線電圧と所望の出力電力レベルに対応した基準電圧とを比較する。そして、比較した結果に応じて位相制御部１７１が出力するｓｉｎθ、ｃｏｓθの値を制御することで、所望の出力電力レベルとなるように帰還をかけることができる。
【００８９】
（変形例２）
図７は、本発明の第２の実施形態の変形例にかかる送信回路２００ａの構成について説明する説明図である。図７に示した本発明の第２の実施形態の変形例では、送信回路の温度、電源電圧、周波数等の変化で出力電力が変動するのを防止するために、直交変調器２２０内に可変利得増幅器２２７を設ける構成例について示したものである。
【００９０】
図７に示したように、本発明の第２の実施形態の変形例にかかる送信回路２００ａは、図２に示した本発明の第２の実施形態にかかる送信回路２００と比較して、包絡線検出部２９１と、比較部２９２と、ゲイン制御部２９３とが追加されており、また、増幅器２２６が可変利得増幅器２２７に置き換わっている。
【００９１】
包絡線検出部２９１は、出力合成部２６０から出力されて、抵抗Ｒ０に供給される包絡線電圧を検出するものである。包絡線検出部２９１で検出された電圧の情報は、比較部２９２に渡される。また、比較部２９２は、所望の出力電力レベルに対応した基準電圧と、包絡線検出部２９１で検出された包絡線電圧とを比較し、比較結果をゲイン制御部２９３に渡すものである。そして、ゲイン制御部２９３は比較部２９２の出力に応じて可変利得増幅器２２７のゲインを変化させる。
【００９２】
このように、出力合成部２６０から出力されて、抵抗Ｒ０に供給される包絡線電圧を検出し、検出した包絡線電圧と所望の出力電力レベルに対応した基準電圧とを比較して、比較した結果に応じて変調信号発生部２１０の出力電力レベルを制御することで、所望の出力電力レベルとなるように帰還をかけることができる。
【００９３】
（変形例３）
図８は、本発明の第１の実施形態の別の変形例にかかる送信回路１００ｂの構成について説明する説明図である。図８に示した本発明の第１の実施形態の別の変形例では、送信回路の温度、電源電圧、周波数等が変化することによって出力電力が変動するのを防止するために、出力合成部１６０の出力を位相制御部１７１に帰還させると共に、直交変調器１３０、１４０内に可変利得増幅器１３７、２３７を設ける構成例について示したものである。
【００９４】
図８に示したように、本発明の第１の実施形態の別の変形例にかかる送信回路１００ｂは、図６に示した本発明の第１の実施形態の変形例にかかる送信回路１００ａと比較して、ゲイン制御部１９３が追加され、増幅器１３６、１４６がそれぞれ可変利得増幅器１３７、１４７に置き換わっている。ゲイン制御部１９３は、比較部１９２の比較結果に応じて、可変利得増幅器１３７、１４７の利得を制御するものである。
【００９５】
このように、出力合成部１６０から出力されて、抵抗Ｒ０に供給される包絡線電圧を検出し、検出した包絡線電圧と所望の出力電力レベルに対応した基準電圧とを比較して、比較した結果に応じてθの値および直交変調器１３０、１４０の出力電力レベルを制御することで、所望の出力電力レベルとなるように帰還をかけることができる。なお、当該変形例においては、出力合成部１６０の出力を位相制御部１７１に帰還させるとともに、ゲイン制御部１９３にも帰還させ、ゲイン制御部１９３によって可変利得増幅器１３７、１４７の利得を制御したが、本発明は係る例には限定されない。例えば、出力合成部１６０の出力をゲイン制御部１９３にのみ帰還させて、ゲイン制御部１９３によって可変利得増幅器１３７、１４７の利得を制御することによって所望の出力電力レベルとなるようにしてもよい。
【００９６】
以上説明したように、本発明の各実施形態および各変形例によれば、送信する変調信号を２つに分割し、要求される出力電力レベルに応じて２つの変調信号に位相差を持たせ（または位相差を持たせずに）、各々を電力増幅器で増幅する。それぞれの変調信号を増幅した後に合成器で２つの変調信号を合成する。位相差が０度であれば最大電力が得られ、位相差が１８０度に近いほど出力電力は低くなる。
【００９７】
増幅器の負荷インピーダンスはこの２つの変調波の位相差によって自動的に決まり、位相差が１８０度（出力電力が低くなる）に近いほど増幅器の負荷インピーダンスは大きくなる。また要求される出力電力レベルに応じて、増幅器のバイアス電圧を制御し、低い出力電力レベルのときにはバイアス電流を少なくするように設定する。
【００９８】
このように、電力増幅器の出力側には増幅器の整合回路に必要不可欠な回路だけが搭載され、要求される出力電力レベルに応じて２つの入力変調信号の位相差と増幅器のバイアスだけを制御することで、自動的に増幅器の負荷インピーダンスがコントロールされ、低い電力レベルでの効率が改善される。また電力増幅器の出力側には負荷インピーダンスを制御するための特別な回路を追加していないので、増幅器の出力側の損失を増やしておらず最大電力レベルでの効率も劣化させない。
【００９９】
また、上述の特許文献１と比較して、電力増幅器の段数を変化させる必要が無く、任意の出力電力レベルで効率の最適化を図ることが可能となる。そして、上述の特許文献２と比較して、電力増幅器の負荷インピーダンス制御に非線形素子を使用していないので、電力増幅器の歪性能を劣化させず、高い線形性を維持することができる。
【０１００】
なお、上述した電力制御方法については、例えば移動送信機の内部に設けられたＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）等にコンピュータプログラムを格納し、格納されたコンピュータプログラムをＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇｔ  Ｕｎｉｔ）等が順次読み出して実行することによって実行されるようにしてもよい。
【０１０１】
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【０１０２】
例えば、上記実施形態では、第１の実施形態において出力合成部１６０にトランスを用いた場合について、および第２の実施形態において出力合成部２６０にＣｈｉｒｅｘ  Ｃｏｍｂｉｎｅｒを用いた場合について説明したが、本発明はかかる例に限定されない。例えば、第１の実施形態において出力合成部１６０にＣｈｉｒｅｘ  Ｃｏｍｂｉｎｅｒを用いてもよく、第２の実施形態において出力合成部２６０にトランスを用いてもよい。
【産業上の利用可能性】
【０１０３】
本発明は、送信回路、電力制御方法およびコンピュータプログラムに適用可能であり、特に、所望の出力電力レベルに応じて、送信信号の出力電力レベルを変化させる送信回路、電力制御方法およびコンピュータプログラムに適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１０４】
【図１】本発明の第１の実施形態にかかる送信回路１００の構成について説明する説明図である。
【図２】本発明の第２の実施形態にかかる送信回路２００の構成について説明する説明図である。
【図３】本発明の第２の実施形態にかかる送信回路２００におけるアドミタンスの特性の一例を示す説明図である。
【図４】電力増幅器２５１、２５２の仮想動作負荷線とバイアス電流の設定の関係例を示す説明図である。
【図５】本発明の第１の実施形態にかかる送信回路１００におけるアドミタンスの特性の一例を示す説明図である。
【図６】本発明の第１の実施形態の変形例にかかる送信回路１００ａの構成について説明する説明図である。
【図７】本発明の第２の実施形態の変形例にかかる送信回路２００ａの構成について説明する説明図である。
【図８】本発明の第１の実施形態の別の変形例にかかる送信回路１００ｂの構成について説明する説明図である。
【図９】従来技術について説明する説明図である。
【符号の説明】
【０１０５】
１００、１００ａ、１００ｂ  送信回路
１１０  変調信号発生部
１２０  ベースバンド移相部
１３０、１４０  直交変調器
１３１  発振器
１３２、１４２  ９０°移相器
１３６、１４６  増幅器
１３７、１４７  可変利得増幅器
１５１、１５２  電力増幅器
１６０  出力合成部
１７０、１７１  位相制御部
１８０  バイアス制御部
１９１  包絡線検出部
１９２  比較部
１９３  ゲイン制御部
２００、２００ａ  送信回路
２１０  変調信号発生部
２２０  直交変調器
２２１  発振器
２２２  ９０°移相器
２２６  増幅器
２２７  可変利得増幅器
２３０  電気長切換部
２５１、２５２  電力増幅器
２６０  出力合成部
２６１、２６２  リアクタンス回路
２６３、２６４  λ／４伝送線路
２７０  位相制御部
２８０  バイアス制御部
２９１  包絡線検出部
２９２  比較部
２９３  ゲイン制御部
【図１】
2009284174.tif 000006
【図２】
2009284174.tif 000007
【図３】
2009284174.tif 000008
【図４】
2009284174.tif 000009
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2009284174.tif 000013
【図９】
2009284174.tif 000014