(57)【要約】【課題】新たな半導体デバイスを必要とせず、内側の半導体デバイスのスイッチングサージを抑制できる、安価な電力変換器を提供する。【解決手段】第１〜第４のＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を順次直列に接続した直列回路を、直流正極端子Ｐ及び直流負極端子Ｎとの間に接続するものであって、ＩＧＢＴＱ１を直流正極端子Ｐに接続し、ＩＧＢＴＱ４を直流負極端子Ｎに接続し、Ｐ及びＮとの間に平滑コンデンサＣＰ、ＣＮを直列接続し、各ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４に並列にフリーホイールダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４を接続し、ＣＰ、ＣＮの接続点を中性点Ｃとし、ＣとＩＧＢＴＱ１、Ｑ２の接続点の間にダイオードＤ５を接続し、かつＣとＩＧＢＴＱ３、Ｑ４の接続点の間にＤ６を接続し、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ３のゲートに各々接続する抵抗ＲＧ２、ＲＧ３の値を、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ４のゲートに各々接続する抵抗ＲＧ１、ＲＧ４の値に比べて大きくした。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１〜第４の半導体デバイスを順次直列に接続した直列回路を、直流正極端子及び直流負極端子との間に接続するものであって、前記半導体デバイスのうち前記第１の半導体デバイスを前記直流正極端子に接続し、前記第４の半導体デバイスを前記直流負極端子に接続し、前記各半導体デバイスに並列にフリーホイールダイオードを接続し、前記直流正極端子及び直流負極端子との間に第１及び第２の平滑コンデンサを直列接続し、前記第１及び第２の平滑コンデンサの接続点を中性点とし、前記中性点と前記第１及び第２の半導体デバイスの接続点の間に第１のクランプダイオードを接続すると共に、前記中性点と前記第３及び第４の半導体デバイスの接続点の間に第２のクランプダイオードを接続した電力変換器において、
前記第２及び第３の半導体デバイスのスイッチング速度を、前記第１及び第４の半導体デバイスのスイッチング速度より遅く構成したことを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
第１〜第４の半導体デバイスを順次直列に接続した直列回路を、直流正極端子及び直流負極端子との間に接続するものであって、前記半導体デバイスのうち前記第１の半導体デバイスを前記直流正極端子に接続し、前記第４の半導体デバイスを前記直流負極端子に接続し、前記各半導体デバイスに並列にフリーホイールダイオードを接続し、直流正極端子及び直流負極端子との間に第１及び第２の平滑コンデンサを直列接続し、前記第１及び第２の平滑コンデンサの接続点を中間電位である中性点とし、前記中性点と前記第１及び第２の半導体デバイスの接続点の間に第１のクランプダイオードを接続すると共に、前記中性点と前記第３及び第４の半導体デバイスの接続点の間に第２のクランプダイオードを接続した電力変換器において、
前記第２及び第３の半導体デバイスのゲートに各々接続する抵抗の値を、前記第１及び第４の半導体デバイスのゲートに各々接続する抵抗の値に比べて大きく構成したことを特徴とする電力変換器。
【請求項３】
第１〜第４の半導体デバイスを順次直列に接続した直列回路を、直流正極端子及び直流負極端子との間に接続するものであって、前記半導体デバイスのうち前記第１の半導体デバイスを前記直流正極端子に接続し、前記第４の半導体デバイスを前記直流負極端子に接続し、前記各半導体デバイスに並列にフリーホイールダイオードを接続し、直流正極端子及び直流負極端子との間に第１及び第２の平滑コンデンサを直列接続し、前記第１及び第２の平滑コンデンサの接続点を中間電位である中性点とし、前記中性点と前記第１及び第２の半導体デバイスの接続点の間に第１のクランプダイオードを接続すると共に、前記中性点と前記第３及び第４の半導体デバイスの接続点の間に第２のクランプダイオードを接続した電力変換器において、
前記第２及び第３の半導体デバイスのゲート−エミッタ間にそれぞれコデンサを接続したことを特徴とする電力変換器。
【請求項４】
第１〜第４の半導体デバイスを順次直列に接続した直列回路を、直流正極端子及び直流負極端子との間に接続するものであって、前記半導体デバイスのうち前記第１の半導体デバイスを前記直流正極端子に接続し、前記第４の半導体デバイスを前記直流負極端子に接続し、前記各半導体デバイスに並列にフリーホイールダイオードを接続し、直流正極端子及び直流負極端子との間に第１及び第２の平滑コンデンサを直列接続し、前記第１及び第２の平滑コンデンサの接続点を中間電位である中性点とし、前記中性点と前記第１及び第２の半導体デバイスの接続点の間に第１のクランプダイオードを接続すると共に、前記中性点と前記第３及び第４の半導体デバイスの接続点の間に第２のクランプダイオードを接続した電力変換器において、
前記第２及び第３の半導体デバイスのスイッチング特性を、前記第１及び第４の半導体デバイスのスイッチング特性よりも低速にしたことを特徴とする電力変換器。
【請求項５】
前記半導体デバイスは、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば中性点クランプ方式の３レベル電力変換器として使用されるものであって、半導体デバイスはＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のごとき高速スイッチング素子で構成された電力変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
図８は、従来の３レベル電力変換器の一例を示す図である。
【０００３】
第１〜第４の半導体デバイス例えばＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を順次直列に接続した直列回路を、直流正極端子Ｐ及び直流負極端子Ｎとの間に接続するものであって、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のうち第１のＩＧＢＴＱ１を直流正極端子Ｐに接続し、第４のＩＧＢＴＱ４を直流負極端子Ｎに接続し、直流正極端子Ｐ及び直流負極端子Ｎとの間に第１及び第２の平滑コンデンサＣＰ、ＣＮを直列接続し、各ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４に並列にフリーホイールダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４を接続し、第１及び第２の平滑コンデンサＣＰ、ＣＮの接続点を中間電位である中性点Ｃとし、中性点Ｃと第１及び第２のＩＧＢＴＱ１、Ｑ２の接続点の間に第１のクランプダイオードＤ５を接続すると共に、中性点Ｃと第３及び第４のＩＧＢＴＱ３、Ｑ４の接続点の間に第２のクランプダイオードＤ６を接続したものである。
【０００４】
このような構成のものにおいて、次のような問題がある。すなわち、内側（端子Ｐ、Ｎに接続されていないもの）のＩＧＢＴＱ２、Ｑ３がターンオン、オフした時の内側転流ループは、外側（端子Ｐ、Ｎに接続されているもの）のＩＧＢＴＱ１，Ｑ４スイッチの転流ループに比較し、通過するデバイス数が多く、配線経路も長いため配線インダクタンスが大きくなる。このため、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ３がターンオン、オフする際のスイッチングサージ電圧は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４のスイッチングサージ電圧よりも高くなるため、３レベル電力変換器の実際の設計に当たっては、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ３のサージ電圧の制約が伴うことになる。そこで、各ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４にスナバ回路を設けることが考えられるが、スナバコンデンサ容量が大きくなり、更にスイッチング周波数を上げるとスナバ回路の損失が増加するため、スイッチング周波数を下げざるを得ず、ＩＧＢＴの特長を十分に活かすことができない。
【０００５】
特許文献１、特許文献２には、このような問題点を改善できるようにした発明が記載されている。図９はそれを説明するための図であり、図８のクランプダイオードＤ５にＩＧＢＴＱ５を並列に接続し、またクランプダイオードＤ６にＩＧＢＴＱ６を逆並列（ＩＧＢＴＱ５とは逆）に接続したものである。このように構成することにより、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ３がスイッチする際に、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６をスイッチング制御し、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ３のスイッチングサージを抑制することができる。
【特許文献１】特開平６−１６５５１１（図１）
【特許文献２】特開２００６−４２４２７（図１，２，３等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、図９の電力変換器では、クランプダイオードＤ５、Ｄ６にＩＧＢＴＱ５、Ｑ６を接続したクランプスイッチング回路を使用しているため、制御対象が増加し、更にはクランプスイッチとＩＧＢＴＱ１，Ｑ４とのアーム短絡防止が必要など、回路が複雑化し、装置が大型となり、コストアップするなどの問題があった。
【０００７】
本発明はこのような課題を解決するためになされたもので、新たな半導体デバイスを必要とせず、内側の半導体デバイスのスイッチングサージを抑制できる、安価な電力変換器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、前記目的を達成するため、請求項１に対応する発明は、第１〜第４の半導体デバイスを順次直列に接続した直列回路を、直流正極端子及び直流負極端子との間に接続するものであって、前記半導体デバイスのうち前記第１の半導体デバイスを前記直流正極端子に接続し、前記第４の半導体デバイスを前記直流負極端子に接続し、前記各半導体デバイスに並列にフリーホイールダイオードを接続し、前記直流正極端子及び直流負極端子との間に第１及び第２の平滑コンデンサを直列接続し、前記第１及び第２の平滑コンデンサの接続点を中性点とし、前記中性点と前記第１及び第２の半導体デバイスの接続点の間に第１のクランプダイオードを接続すると共に、前記中性点と前記第３及び第４の半導体デバイスの接続点の間に第２のクランプダイオードを接続した電力変換器において、前記第２及び第３の半導体デバイスのスイッチング速度を、前記第１及び第４の半導体デバイスのスイッチング速度より遅く構成したことを特徴とする電力変換器である。
【０００９】
本発明は、前記目的を達成するため、請求項２に対応する発明は、第１〜第４の半導体デバイスを順次直列に接続した直列回路を、直流正極端子及び直流負極端子との間に接続するものであって、前記半導体デバイスのうち前記第１の半導体デバイスを前記直流正極端子に接続し、前記第４の半導体デバイスを前記直流負極端子に接続し、前記各半導体デバイスに並列にフリーホイールダイオードを接続し、直流正極端子及び直流負極端子との間に第１及び第２の平滑コンデンサを直列接続し、前記第１及び第２の平滑コンデンサの接続点を中間電位である中性点とし、前記中性点と前記第１及び第２の半導体デバイスの接続点の間に第１のクランプダイオードを接続すると共に、前記中性点と前記第３及び第４の半導体デバイスの接続点の間に第２のクランプダイオードを接続した電力変換器において、前記第２及び第３の半導体デバイスのゲートに各々接続する抵抗の値を、前記第１及び第４の半導体デバイスのゲートに各々接続する抵抗の値に比べて大きく構成したことを特徴とする電力変換器である。
【００１０】
本発明は、前記目的を達成するため、請求項３に対応する発明は、第１〜第４の半導体デバイスを順次直列に接続した直列回路を、直流正極端子及び直流負極端子との間に接続するものであって、前記半導体デバイスのうち前記第１の半導体デバイスを前記直流正極端子に接続し、前記第４の半導体デバイスを前記直流負極端子に接続し、前記各半導体デバイスに並列にフリーホイールダイオードを接続し、直流正極端子及び直流負極端子との間に第１及び第２の平滑コンデンサを直列接続し、前記第１及び第２の平滑コンデンサの接続点を中間電位である中性点とし、前記中性点と前記第１及び第２の半導体デバイスの接続点の間に第１のクランプダイオードを接続すると共に、前記中性点と前記第３及び第４の半導体デバイスの接続点の間に第２のクランプダイオードを接続した電力変換器において、前記第２及び第３の半導体デバイスのゲート−エミッタ間にそれぞれコデンサを接続したことを特徴とする電力変換器である。
【００１１】
本発明は、前記目的を達成するため、請求項４に対応する発明は、第１〜第４の半導体デバイスを順次直列に接続した直列回路を、直流正極端子及び直流負極端子との間に接続するものであって、前記半導体デバイスのうち前記第１の半導体デバイスを前記直流正極端子に接続し、前記第４の半導体デバイスを前記直流負極端子に接続し、前記各半導体デバイスに並列にフリーホイールダイオードを接続し、直流正極端子及び直流負極端子との間に第１及び第２の平滑コンデンサを直列接続し、前記第１及び第２の平滑コンデンサの接続点を中間電位である中性点とし、前記中性点と前記第１及び第２の半導体デバイスの接続点の間に第１のクランプダイオードを接続すると共に、前記中性点と前記第３及び第４の半導体デバイスの接続点の間に第２のクランプダイオードを接続した電力変換器において、前記第２及び第３の半導体デバイスのスイッチング特性を、前記第１及び第４の半導体デバイスのスイッチング特性よりも低速にしたことを特徴とする電力変換器である。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、新たなＩＧＢＴを必要とせず、内側の半導体デバイスのスイッチングサージを抑制できる、安価な電力変換器を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
【００１４】
図１は本発明の第１の実施形態を説明するための概略構成図であり、本発明の実施形態の前提は、次の通りである。すなわち、第１〜第４の半導体デバイス例えばＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を順次直列に接続した直列回路を、直流正極端子Ｐ及び直流負極端子Ｎとの間に接続するものであって、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のうち第１のＩＧＢＴＱ１を直流正極端子Ｐに接続し、第４のＩＧＢＴＱ４を直流負極端子Ｎに接続し、直流正極端子Ｐ及び直流負極端子Ｎとの間に第１及び第２の平滑コンデンサＣＰ、ＣＮを直列接続し、各ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４に並列にフリーホイールダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４を接続し、第１及び第２の平滑コンデンサＣＰ、ＣＮの接続点を中間電位である中性点Ｃとし、中性点Ｃと第１及び第２のＩＧＢＴＱ１、Ｑ２の接続点の間に第１のクランプダイオードＤ５を接続すると共に、中性点Ｃと第３及び第４のＩＧＢＴＱ３、Ｑ４の接続点の間に第２のクランプダイオードＤ６を接続したものである。第１の実施形態は、以上のような前提において、第２及び第３のＩＧＢＴＱ２、Ｑ３のスイッチング速度を、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ４のスイッチング速度より遅く構成したものである。
【００１５】
図１では、これを実現するため、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ３のゲート、すなわちゲートドライバにＧＤ１、ＧＤ２、ＧＤ３、ＧＤ４に各々接続する抵抗ＲＧ２、ＲＧ３の値を、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ４のゲートに各々接続する抵抗ＲＧ１、ＲＧ４の値に比べて大きく構成したものである。
【００１６】
このように構成することにより、図９のように新たなＩＧＢＴＱ５、Ｑ６を必要とせず、内側のＩＧＢＴＱ２、Ｑ３のスイッチングサージを抑制できる、安価な電力変換器を提供することができる。
【００１７】
図２は３レベル電力変換器に用いられるユニポーラ変調形のＰＷＭを示した図であり、２つの搬送波（三角波）と電圧基準であるＰＷＭ電圧指令を比較し、ＰＷＭ電圧指令が上側の搬送波よりも大きい場合は、ＩＧＢＴＱ１のゲートをオンし、下側の搬送波よりも大きい場合はＩＧＢＴＱ２ゲートをオンするように動作する。ＩＧＢＴＱ３、Ｑ４は各々ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２の逆論理でゲート信号が入力される。次に、ＩＧＢＴＱ２は、正の電圧指令である半サイクル期間は常時オン状態であり、負の電圧指令期間にＰＷＭスイッチングを行う。
【００１８】
ここで、図２に示すように、ＩＧＢＴＱ２にスイッチング損失が発生するのは、電圧が負の期間で、ＡＣ電流が正の期間であるが、ＩＧＢＴＱ２の損失に占めるスイッチング損失の割合は外側スイッチ素子に比較し非常に小さく、力率が１．０であれば、理論的にスイッチング損失は生じない。したがって、スイッチング損失の大きさを決める要素の１つであるスイッチング速度を遅くしても、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ３の全損失は僅かしか増えない。
【００１９】
以上は、ＩＧＢＴＱ３についても同様である。
【００２０】
このように、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ３のスイッチング速度を遅くすることが可能となる。この結果、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ３のスイッチ時のスイッチングサージを抑えることが可能となり、また、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ３はスイッチング損失が小さいため、全体損失に与える影響は小さく、安価な電力変換器を得ることが可能となる。
【００２１】
ここで、図３〜図５を参照して、図８の問題点を具体的に説明する。ＩＧＢＴは、ＧＴＯ（サイリスタ素子）に比較し、スイッチング速度が速いため、スイッチング損失を軽減できる反面、ターンオン、オフ時の電流変化率が高く、回路の配線インダクタンスにより大きなサージ電圧が発生することが広く知られている。特に３レベル電力変換器の場合は、大きく２つの転流ループが存在し、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ４に比較し、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ３がターンオン、オフしたときのサージ電圧が大きくなることが知られている。
【００２２】
図３は、外側スイッチの転流ループを示した図であり、ＩＧＢＴＱ１、平滑コンデンサＣＰ、クランプダイオードＤ５を通ってＩＧＢＴＱ１に戻る経路を外側転流ループ（Ｐ）として示している。この外側転流ループ（Ｐ）は、ＩＧＢＴＱ１がターンオフし、クランプダイオードＤ５に転流した時の配線インダクタンスとして作用し、ＩＧＢＴＱ１がターンオンし、Ｄ５がターンオフ（リカバリィ）する場合の配線インダクタンスとして作用する。
【００２３】
同様に、Ｑ５、平滑コンデンサＣＮ、クランプダイオードＤ６を通ってＩＧＢＴＱ４に戻る経路を外側転流ループ（Ｎ）として図４に示している。この外側転流ループ（Ｎ）は、ＩＧＢＴＱ４がターンオフし、クランプダイオードＤ６に転流した時の配線インダクタンスとして作用し、ＩＧＢＴＱ４がターンオンし、クランプダイオードＤ６がタ．一ンオフ（リカバリィ）する場合の配線インダクタンスとして作用する。
【００２４】
次に、図４はＩＧＢＴＱ２がターンオン、オフした時の内側転流ループ（Ｎ）を示した図であり、ＩＧＢＴＱ２、クランプダイオードＤ５、平滑コンデンサＣＮ、フリーホイールダイオードＤ４、Ｄ３を通って、ＩＧＢＴＱ２に戻る経路であり、ＩＧＢＴＱ２がターンオフしたとき、電流がＩＧＢＴＱ２からダイオードＤ４、Ｄ３に転流れるときの配線インダクタンスとして作用する。また、Ｑ２がターンオンしたときに、ダイオードＤ４がターンオフ（リカバリィ）し、電流がダイオードＤ４、Ｄ３から、中性点Ｃ、ダイオードＤ５、ＩＧＢＴＱ２に転流れる際のインダクタンスとして作用する。
【００２５】
同様に、図５は、ＩＧＢＴＱ３がターンオン、オフした時の内側転流ループ（Ｐ）を示した図であり、ＩＧＢＴＱ３、クランプダイオードＤ６、平滑コンデンサＣＰ、フリーホイールダィオードＤ１，Ｄ２を通って、ＩＧＢＴＱ３に戻る経路であり、ＩＧＢＴＱ３がターンオフしたとき、電流がＩＧＢＴＱ３からダイオードＤ２、Ｄ１に転流れるときの配線インダクタンスとして作用する。また、ＩＧＢＴＱ３がターンオンしたときに、ダイオードＤ１がターンオフ（リカバリィ）し、電流がダイオードＤ２、Ｄ１から、中性点Ｃ、ダイオードＤ６、ＩＧＢＴＱ３に転流れる際のインダクタンスとして作用する。
【００２６】
上述したＩＧＢＴＱ２、Ｑ３がターンオン、オフした時の内側転流ループは、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ４の転流ループに比較し、通過するＩＧＢＴの数が多く、配線経路も長いため配線インダクタンスが大きくなる。このため、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ３がターンオン、オフする際のスイッチングサージ電圧は、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ４のスイッチングサージ電圧よりも高くなるため、電力変換器の実際の設計に当たっては、前述したようにＩＧＢＴＱ２、Ｑ３のサージ電圧の制約が伴うことになる。例えば、ＩＧＢＴ個別にスナバ回路を設けた場合は、スナバコンデンサ容量が大きくなり、更にスイッチング周波数を上げるとスナバ回路の損失が増加するため、スイッチング周波数を下げざるを得ず、ＩＧＢＴの特長を十分に活かし切れていなかった。
【００２７】
図６は、本発明の第２の実施形態を説明するための概略構成図である。図６は、図１で示した回路に対し、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ３のゲート−エミッタ間にコンデンサＣＧ２、ＣＧ３を追加している。ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間にコンデンサＣＧ２、ＣＧ３を追加することで、ＩＧＢＴのスイッチングがソフトになるため、安価な回路で、内側素子スイッチ時のスイッチングサージを抑えることが可能となる。ここで、ゲート抵抗ＲＧ１、ＲＧ２、ＲＧ３、ＲＧ４は同一抵抗値でもよく、第１の実施形態で示したようにＩＧＢＴＱ２、Ｑ３のゲート抵抗を大きくすることで、更にスイッチングサージを抑えることが可能となる。
【００２８】
次に、図７を用いて、本発明の第３の実施形態を説明する。図１に示した実施形態と異なる点は、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ３に低速タイプの特性を持ったＩＧＢＴを使用した点であり、ＩＧＢＴの特性によりＩＧＢＴＱ２、Ｑ３のスイッチ時のスイッチングサージを抑えることが可能となり、新たな回路を追加することなく、安価な電力変換器を提供することが可能となる。
【００２９】
なお、前述した第１〜第３の実施形態を任意に組合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の第１の実施形態を説明するための概略構成図。
【図２】ユニポーラ変調ＰＷＭの原理図。
【図３】図１の作用効果を説明するためのものであって、図８の問題点を説明するための図。
【図４】図１の作用効果を説明するためのものであって、図８の問題点を説明するための図。
【図５】図１の作用効果を説明するためのものであって、図８の問題点を説明するための図。
【図６】本発明の第２の実施形態を説明するための概略構成図。
【図７】本発明の第３の実施形態を説明するための概略構成図。
【図８】従来の３レベル電力変換器の問題点を説明するための概略構成図。
【図９】特許文献１、２の問題点を説明するための概略構成図。
【符号の説明】
【００３１】
Ｐ…直流正極端子、    Ｎ…直流負極端子、    ＣＰ、ＣＮ…平滑コンデンサ、    Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４…フリーホイールダイオード、    Ｃ…中性点、    Ｄ５…第１のクランプダイオード、    Ｄ６…第２のクランプダイオード、    Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４…ＩＧＢＴ、    
ＧＤ１、ＧＤ２、ＧＤ３、ＧＤ４…ゲートドライバ、    ＲＧ１、ＲＧ２、ＲＧ３、ＲＧ４…抵抗、    ＣＧ２、ＣＧ３…コンデンサ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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