(57)【要約】【課題】  小型かつ低コスト化が可能で、かつ力率を改善することができるリニアモータ駆動用スイッチング電源を提供する。【解決手段】  交流電源を入力として全波整流を行う整流回路２と、整流回路２に直列に接続されたインダクタＬと整流回路２から供給された直流電圧よりも高い直流電圧を得る複数の半導体スイッチング素子Ｑを有する昇圧チョッパ回路３と、スイッチング素子Ｑのオフ時間を調整するコントロール回路７を有する。コントロール回路７としては、例えば、電流臨界モードの動作を行う複数のＭＯＳＦＥＴを互いに位相をずらしてスイッチング制御するコントロール用ＩＣを使用することができる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を入力として全波整流を行う整流回路と、前記整流回路に直列に接続されたインダクタと前記整流回路から供給された直流電圧よりも高い直流電圧を得る半導体スイッチング素子を有する昇圧チョッパ回路と、前記スイッチング素子のオフ時間を調整するコントロール回路を有することを特徴とするリニアモータ駆動用スイッチング電源。
【請求項２】
前記コントロール回路は、電流臨界モードの動作を行う複数のＭＯＳＦＥＴを互いに位相をずらしてスイッチング制御する機能を有することを特徴とする請求項１に記載のリニアモータ駆動用スイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、リニア同期モータの巻線に駆動電流を供給するリニアモータ駆動用スイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体製造装置（例えば投影露光装置や検査装置）においては、ガラス基板などを搭載したステージを所定の位置に移動させるリニア同期モータ（以下単にリニアモータという）は、一般的には、交流電力を直流変換（整流平滑）し、ＰＷＭ（パルス幅変調）アンプで駆動コイル（以下可動子という）に供給されると共に、可動子の加速度・速度・位置などをセンサで検出し、これらの制御量を制御装置で指令値と比較することにより動作するが、この種のステージ駆動に際しては、高精度の位置決め精度および停止精度ならびに繰り返しの精度が要求される。このため、リニアモータの駆動電源には安定した直流電力をＰＷＭアンプに供給することが望まれる。供給された直流電力を、ＰＷＭ（パルス幅変調）方式の増幅回路を有するスイッチング部でＰＷＭ方式（スイッチング周波数を固定してスイッチのオン幅を変化）により所定周波数の駆動電流に変換することにより、リニアモータが駆動される（特許文献１参照）。
【０００３】
通常のスイッチング電源は、回路が簡単で軽量であるという利点をもつコンデンサインプット型整流回路を備えているので、交流入力電圧（Ｖａｃ：Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）［図７（ａ）参照］がコンデンサの電圧よりも低い区間では電流が流れない（通電時間が短くなる）ため、全波整流後の電圧（Ｖｏｕｔ）はリップル成分をもつ波形（脈流）［図７（ｂ）参照］となる。このため電流が流れる区間（導通角）が狭い程ピーク値が大きくなり、このような波形をフーリエ展開したとき、奇数次の高調波が現われる。このため、通常のスイッチング動作（ＰＷＭ方式）では、図７（ｃ）に示すような入力電流波形（Ｉｉｎ［ｕ］）となる。特にコンデンサインプット型整流回路においては、力率（実効電力／皮相電力）が低くなるほど高調波電流が大きくなるので、力率を改善することが望まれる。しかも上述したリニアモータ用電源の場合、ステージの高速移動のために、リニアモータの高推力化（例えば５０００Ｎ以上）が必要とされるので、スイッチング電源の容量が増大し、力率の改善が極めて重要である。
【０００４】
そこで、図８に示すように、従来のスイッチング電源では、電流ひずみによる力率の低下を改善するために、交流電源（３相ＡＣ）を整流回路ＲＦで全波整流し、ＤＣ−ＤＣコンバータ［例えば昇圧形コンバータ（ブーストコンバータ）］に入力し、高周波でスイッチングして直流電圧を昇圧させるとともに、出力電圧を帰還回路ＦＢにフィードバックして出力電圧を調整する（安定化させる）フィードバック制御用信号をＰＷＭ回路に加え、さらに全波整流後の電流を力率調整回路ＰＦＣに入力して力率を改善したフィードフォワード制御用信号をＰＷＭ回路に加えて、入力電流を交流入力電圧に略追従して変化させ、位相差のないほぼ正弦波状にすることが行われている。昇圧形コンバータを使用することにより、スイッチング素子（例えばパワーＭＯＳＦＥＴ）を０Ｖ基準の信号で制御できるので、制御回路の設計が容易となるという利点がある。
【０００５】
図８に記載されているように、力率改善機能を有する昇圧形コンバータを使用することにより、力率を例えば０．９以上まで高めることは可能である。しかしながらフィードバック制御用信号を商用周波数に応答する十分低い応答速度にするために、平滑コンデンサの容量を十分大きくする必要があり、電源の大型化を招くといった問題を伴う。
【０００６】
そこでスイッチング電源の力率を改善するために、種々の電源回路が提案されている。特許文献２には、複合共振コンバータを使用するともに、その制御手段を低速応答として、二次側直流出力電圧の平均値が一定になるようにした力率改善コンバータ回路が記載されている。
【０００７】
特許文献３には、交流を入力して直流を出力するスイッチング電源装置において、１つのコンバータで高調波規制に対応できるようにするために、ディザー回路の電圧を共振回路の共振作用により昇圧して、主スイッチの電流の最小限の増加により高調波を減少させることが記載されている。
【０００８】
特許文献４には、高調波電流ノイズを防止するために、交流電源を全波整流した先から分岐した複数の電流経路と、この各電流経路に個々に設けられた複数のインダクタと、複数のインダクタのそれぞれの出力電流を共通の容量素子に供給して直流電圧を生成する直流電圧生成部と、この複数のインダクタに流れる電流を制御するスイッチング部とを備えるとともに、スイッチング部は、交流電源に流れる平均的な電流が正弦波状となるように、複数のインダクタに流れる電流をスイッチングによって制御する。この際に、スイッチング部は、複数のインダクタ毎に互いに異なる位相を用いてスイッチングによる制御を行うようにした電源装置が記載されている。
【０００９】
【特許文献１】特開２００１−１９７７７３号公報（第４―６頁、図１）
【特許文献２】特開２００１−１１９９４０号公報（第５―７頁、図１）
【特許文献３】特開２００４−１８０４０６号公報公報（第６−８頁、図１）
【特許文献４】特開２００７−１９５２８２号公報（第２〜３頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
特許文献２に記載された力率改善コンバータ回路は、１つのコンバータで高調波規制に対応することは可能であるが、直交型制御トランスによる自励発振形スイッチング周波数制御方式複合共振型コンバータ回路を有するので、最適な制御が難しく、また素子の電圧ストレスが大になるという問題がある。
【００１１】
また特許文献３に記載されたスイッチング電源も共振型コンバータを有するので、最適な制御が難しく、また素子の電圧ストレスが大になるという問題がある。
【００１２】
特許文献４には、この電源装置をリニアモータ駆動用電源に使用することは記載されていない。
【００１３】
従って本発明の目的は、小型化かつ低コスト化が可能な力率を改善したリニアモータ駆動用スイッチング電源を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的を達成するために、本発明のリニアモータ駆動用スイッチング電源は、交流電源を入力として全波整流を行う整流回路と、前記整流回路に直列に接続されたインダクタンスと前記整流回路から供給された直流電圧よりも高い直流電圧を得る複数の半導体スイッチング素子を有する昇圧チョッパ回路と、前記スイッチング素子のオフ時間を調整するコントロール回路を有することを特徴とするものである。
【００１５】
本発明において、前記コントロール回路は、電流臨界モードの動作を行う複数のＭＯＳＦＥＴを互いに位相をずらしてスイッチング制御する機能を有することが好ましい。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、昇圧チョッパ回路を構成するスイッチング素子のゲートに例えば臨界モードインターリーブ機能を有するコントロール回路を接続し、スイッチング素子のオフ時間を調整するので、小型化かつ低コスト化が可能な力率を改善したリニアモータ駆動用スイッチング電源を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の詳細を添付図面（図１〜図６）を参照して説明する。
【００１８】
図１は本発明の実施の形態に係るスイッチング電源を示す回路図、図２は本発明の原理を説明するための図、図３は図１のスイッチング電源で得られる入力電流の波形を示す図、図４は本発明で使用するコントロールＩＣの一例を示すブロック図、図５はコントロールＩＣの機能を説明するための回路図、図６はコントロールＩＣの出力電圧波形を示す図である。
【００１９】
図１に示すスイッチング電源１は、交流電力（例えば３相ＡＣ）に接続された整流回路２と、この整流回路の出力電圧を所定の直流電圧に変換する昇圧チョッパ回路３を有する。
【００２０】
このスイッチング電源１は、抵抗Ｒ１、Ｒ２により昇圧チョッパ回路３の出力電圧を検出する帰還回路４と、検出された直流電圧を基準電圧と比較してその誤差電圧を増幅するオペアンプを有する誤差増幅回路５と、キャリア信号を生成する三角波発生回路６１と、増幅された誤差電圧の振幅とキャリア信号の振幅とを比較して入力信号の振幅（入力電圧）に応じたパルス幅を有する波形（パルス波）を出力するコンパレータ（オペアンプ）６２を有するＰＷＭ回路６と、このパルス波のオフ時間を制御するコントロールＩＣ７を有する。
【００２１】
スイッチング電源１の主要部の構成は次の通りである。
【００２２】
整流回路２は、交流電力（例えば３相ＡＣ）を全波整流して平滑化された直流に変換するために、ダイオードＤ１〜Ｄ６で形成されたダイオードブリッジ１１と、平滑コンデンサＣ１を有する。昇圧チョッパ回路３は、半導体スイッチング素子Ｑ（例えばパワーＭＯＳＦＥＴ）がオンのときは、入力電圧ＶｉによりインダクタＬに磁気エネルギーが蓄積され（ＦＥＴにドレイン電流ＩＱが流れる）、一方半導体スイッチング素子Ｑがオフの時は電圧（Ｖｏ−Ｖｉ）がオンの時と逆方向にインダクタＬに加えられ、インダクタＬに蓄積されている磁気エネルギーはダイオードＤ７に流れて負荷に供給される（電流ＩＤが流れる）。定常状態では、磁気エネルギーの増加分と減少分が等しいと仮定して、電力変換率（Ｍ）は、１／Ｄ［但しＤ：デューティー比（Ｔｏｎ／Ｔ）、Ｔｏｎ：オン時間、Ｔ：スイッチング周期（＝１／ｆ）］で表される。したがって電力変換率（Ｍ）が１より大となるので、昇圧チョッパ回路３では、昇圧された直流電圧が得られる。なお図１の回路は複数の半導体スイッチング素子を有するが、理解を容易にするために、Ｑ以外の半導体スイッチング素子を省略している。
【００２３】
またダイオードに電流ＩＤが流れる期間はチョーク電流モードの種類によって異なるが、本発明では電流臨界モードで制御することが好ましい。電流不連続モードは、ソフトスイッチングが可能でノイズを少なくできるが、電流リプルが大きいので、電流容量の大きなＭＯＳＦＥＴを使用する必要がある。電流連続モードは、ハードスイッチングをしているので、ノイズを発生するが、電流リプルは少ないので、大容量に向いている。電流臨界モードは、電流不連続モードと電流連続モードとの境界にあるので、ノイズ、電流リプル及びＭＯＳＦＥＴの負担を有る程度まで軽減することができる（電流不連続モードと電流連続モードとの中間）。
【００２４】
コントロールＩＣ７は、ＰＷＭ回路６から出力されたパルス波に基づいて、半導体スイッチング素子Ｑを駆動する制御信号を生成するもので、特に、スイッチング素子のオン時間を一定とし、オフ時間を変化させる機能を有するものを使用する。またコントロールＩＣ７は、基準電圧発生回路、発振周期を決定する鋸波発振回路、ＰＷＭ波形を生成するパルス幅変調器、分周回路、定電圧／定電流制御を行う誤差増幅器、ＭＯＳＦＥＴのゲート駆動回路などの機能を有するものが使用される。
【００２５】
コントロールＩＣ７により、スイッチング素子Ｑ（例えばパワーＭＯＳＦＥＴ）に、そのオン時間を一定とし、オフ時間を変化させるような制御信号を入力することにより、図２に示すような原理で正弦波状の入力電流を得ることができる。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴは、ゲート・ソース間電圧が一定の値を越えると、ドレインからソースに向かってドレイン電流（スイッチング電流）が流れ、ゲート・ソース間電圧が一定の値以下ではドレイン電流が流れない。そこで、スイッチング電流のオン時間を一定とし、オフ時間を変化させることにより、オン時間が同一のときはインダクタのピーク電流は入力電圧に比例するので、ドレイン電流ＩLの最大値（三角波の頂点）が入力電圧（正弦波の包絡線）に達するとゼロに戻り、かつ三角形の底辺が連続して接するようになる。これにより入力電流Ｉinは三角形の面積を底辺で割った値の点を結んだ線となり、正弦波状の入力電圧（Ｖｉｎ）に比例するので、入力電圧に比例した入力電流（Ｉｉｎ）を得ることができる。
【００２６】
このようにスイッチング素子Ｑのオン時間を一定とし、オフ時間を変化させることにより、図３に示すような滑らかな入力電流波形が得られるので、力率を例えば０．９０以上に改善することができる。したがってＰＷＭアンプに高電圧を安定して供給することができ、多相コイル（例えば３相コイル）を有するリニアモータを高出力（推力）かつ高精度で駆動することが可能となる。
【００２７】
スイッチング素子のオン時間を一定とし、オフ時間を変化させる機能を有するコントロールＩＣ７としては、市販の電源用コントロールＩＣ、例えば臨界モードを採用し、かつ２系統のブーストコンバータを１８０°位相をシフトさせて制御するインターリーブ機能を有するコントロールＩＣ（ルネサス社製Ｒ２Ａ２０１１２ＳＰ／ＤＤ）を使用することができる。このコントロールＩＣの回路ブロックを図４に示す。同図において、各端子の機能は次の通りである。ＺＣＤ−Ｍはマスターコンバータ用ゼロ電流検出入力端子、ＺＣＤ−Ｓはスレーブコンバータ用ゼロ電流検出入力端子、ＮＣはオープン端子、ＶＲＥＦは基準電圧出力端子、ＳＧＮＤは小信号回路用接地力端子、ＲＴはクロック周波数設定用タイミング抵抗接続端子、ＲＡＭＰはランプ波形設定用容量接続入力端子、ＣＯＭＰはエラーアンプ出力端子（位相補償端子）、ＦＢはエラーアンプ入力端子（電圧帰還入力端子）、ＯＣＰ−Ｓはスレーブコンバータ過電流検出入力端子、ＯＣＰ−Ｍはマスターコンバータ過電流検出入力端子、ＮＣはオープン端子、ＰＧＮＤは出力段回路用接地端子、ＧＤ−Ｓはスレーブコンバータ用ＭＯＳＦＥＴゲート駆動端子、ＧＤ−Ｍはマスターコンバータ用ＭＯＳＦＥＴゲート駆動端子、ＶＣＣは電源電圧入力端子を示す。
【００２８】
上記のコントロールＩＣは、図５に示すように、２つのパワーＭＯＳＦＥＴゲート駆動出力端子ＧＤ−ＳとＧＤ−ＭをそれぞれパワーＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２のゲートに接続し、２つのゼロ電流検出入力端子ＺＣＤ−ＭとＺＣＤ−ＳをそれぞれチョークコイルＬ１とＬ２に接続して、２つのパワーＭＯＳＦＥＴを交互に動作させるインターリーブ動作を行うことができる。このコントロールＩＣを使用することにより、スイッチング素子のオン時間を一定とし、オフ時間を変化させて出力電圧を制御することが可能となる。したがって入力電流はオン時間が一定となるので、入力電圧に比例した入力電流を得ることができる。
【００２９】
図６に上記のコントロールＩＣのＡＣ入力電圧波形（Ｖａｃ）［（ａ）］、同ＡＣ入力電流波形（Ｉａｃ(u)）［（ｂ）］、同出力電圧波形（Ｖｏｕｔ）［（ｃ）］を示す。図６から明らかなように、上記のコントロールＩＣによれば、なめらかな電圧波形が得られることがわかる。したがって複雑な制御を行うことなく、通常の昇圧チョッパ回路と略同様の構成で力率を改善することができる。
【００３０】
本発明においては、図示を省略したが、上記の昇圧チョッパ回路に、交流電源に帰還するノイズを抑制するために入力フィルタ回路（ローパスフィルタ）、スイッチング素子に突入電流が流れるのを防止するための突入防止回路（例えば突入電流が流れたときの電圧ドロップにより電流制限をする抵抗方式）、出力電圧を平滑化する平滑回路などの通常の昇圧チョッパ回路に接続されている回路を付加できることはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の実施の形態に係るスイッチン電源を示す回路図である。
【図２】本発明における半導体スイッチング素子の動作原理を示す図である。
【図３】（ａ）は入力電圧波形を示す図、（ｂ）はスイッチング素子のゲート電圧波形を示す図、（ｃ）は本発明により得られる入力電流の波形を示す図である。
【図４】コントロールＩＣのブロック図である。
【図５】コントロールＩＣの動作説明をするための図である。
【図６】（ａ）はコントロールＩＣの入力電圧波形を示す図、（ｂ）は入力電流波形を示す図、（ｃ）は出力電圧波形を示す図である。
【図７】（ａ）は入力電圧波形を示す図、（ｂ）は全波整流後の電圧波形を示す図、（ｃ）は従来のスイッチング電源により得られる入力電流の波形を示す図である。
【図８】従来の力率改善コンバータ回路の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００３２】
１：スイッチング電源、２：全波整流回路、３：昇圧チョッパ回路、４：帰還回路、５：誤差増幅回路、６：ＰＷＭ回路、７：コントロールＩＣ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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