(57)【要約】【課題】起動時や負荷急変時等に発生する出力オーバーシュートを抑制できる充電回路を提供する。【解決手段】シリーズレギュレータ構成の充電回路において、駆動トランジスタ１２が、誤差アンプ４からの誤差電圧Ｖｅに基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるように出力トランジスタ６を駆動し、コンパレータ９が、誤差アンプ４からの誤差電圧Ｖｅを比較電圧Ｖ１０と比較して、その比較結果に応じて、電源端子１と出力トランジスタ６のゲート間に設けられた抵抗１３に並列に接続するスイッチトランジスタ１１をＯＮ／ＯＦＦする構成とした。この構成により、誤差電圧Ｖｅのレベル変化に応じて出力トランジスタ６のゲート−ソース間の抵抗値が切り替わって、出力トランジスタ６の応答性が切り替わり、起動時や負荷急変時等に発生する出力オーバーシュートが抑制される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子と出力端子との間に設けられた出力トランジスタと、
前記出力端子に発生する出力電圧の目標値からの誤差に応じた信号レベルの誤差信号を生成する誤差アンプと、
前記誤差信号に基づいて、前記出力電圧が前記目標値と等しくなるように前記出力トランジスタを駆動する制御回路と、
前記誤差信号の信号レベルに応じて前記出力トランジスタの応答性を切り替える切り替え回路と、
を備えた充電回路。
【請求項２】
前記制御回路は、前記誤差信号で駆動されることによって前記出力トランジスタを駆動する駆動トランジスタを備え、
前記切り替え回路は、前記誤差信号の信号レベルを前記駆動トランジスタが非導通状態となるレベルと比較するコンパレータを備える
ことを特徴とする請求項１記載の充電回路。
【請求項３】
前記出力トランジスタはＰ型ＭＯＳＦＥＴであり、そのドレインが前記出力端子に接続しており、
前記駆動トランジスタはＮ型ＭＯＳＦＥＴであり、そのドレインが前記出力トランジスタのゲートに接続している
ことを特徴とする請求項２記載の充電回路。
【請求項４】
前記切り替え回路は、前記出力トランジスタのソース−ゲート間のインピーダンスを切り替えることで、前記出力トランジスタの応答性を切り替えることを特徴とする請求項３記載の充電回路。
【請求項５】
前記切り替え回路は、スイッチトランジスタを備え、前記コンパレータが前記スイッチトランジスタを導通状態または非導通状態にすることで、前記出力トランジスタのソース−ゲート間のインピーダンスを切り替えることを特徴とする請求項４記載の充電回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、充電装置として多用されるシリーズレギュレータ構成の充電回路に関し、特に起動時および負荷急変時等において発生する出力オーバーシュートを抑制する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電源アダプタやバッテリなどを入力直流電源として、２次電池を充電する充電装置には、シリーズレギュレータ構成の充電回路が多用されている。シリーズレギュレータは、入力端子と出力端子との間に設けられた出力トランジスタを有し、出力電流や出力電圧を検出して出力トランジスタの制御回路にフィードバックすることにより、出力電流を安定化する定電流動作あるいは出力電圧を安定化する定電圧動作をする。このようなシリーズレギュレータを充電回路として用いる場合、充電回路は、出力端子に接続している２次電池が電池電圧の低い状態のときには定電流動作し、満充電に近い状態になると充電電流を減らして定電圧動作するのが一般的である。
【０００３】
しかしながら、シリーズレギュレータ構成の充電回路には、起動時および負荷急変時等において出力電圧にオーバーシュート（出力オーバーシュート）が発生するという問題がある。そこで、起動時において、ソフトスタート動作することによって出力電圧のオーバーシュートを抑制するシリーズレギュレータが提案されている（例えば、特許文献１参照。）。以下、起動時の出力オーバーシュートを抑制可能な従来のシリーズレギュレータについて、図３を用いて説明する。
【０００４】
図３は従来のシリーズレギュレータの回路図である。このシリーズレギュレータは定電圧動作する構成となっている。まず、定電圧動作するための構成について説明する。図３に示すように、このシリーズレギュレータは、入力直流電圧が印加される電源端子（入力端子）２１と出力端子２２との間に設けられた出力トランジスタ（Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ）２６を有し、その出力トランジスタ２６のドレイン電圧を出力電圧Ｖｏｕｔとして、出力端子２２に接続する負荷２７へ印加する。また、その出力電圧Ｖｏｕｔは帰還抵抗回路２５で分圧される。この分圧された電圧(帰還電圧)Ｖｓは誤差アンプ２４の非反転入力端子に入力される。一方、誤差アンプ２４の反転入力端子には、基準電圧源２３からの基準電圧ＶｒｅｆがＣＲ回路２８を介して入力される。誤差アンプ２４は、ＣＲ回路２８からの電圧（目標電圧）Ｖｒと帰還電圧Ｖｓとの電圧差に応じた電圧レベルの誤差電圧Ｖｅを生成する。この生成された誤差電圧Ｖｅは、出力トランジスタ２６のゲートに印加される。
【０００５】
以上説明したように、このシリーズレギュレータは、帰還抵抗回路２５で検出された出力電圧Ｖｏｕｔが出力トランジスタ２６の制御回路である誤差アンプ２４へフィードバックされる構成となっている。この構成により、帰還電圧Ｖｓが目標電圧Ｖｒと等しくなるように出力トランジスタ２６が駆動されて、シリーズレギュレータの出力電圧Ｖｏｕｔは安定化される。
【０００６】
続いて、出力電圧Ｖｏｕｔが０Ｖの状態から始まる起動時において、ソフトスタート動作することによって出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートを抑制するための構成について説明する。
【０００７】
このシリーズレギュレータは、起動時に出力オーバーシュートを抑制できるように、誤差アンプ２４の反転入力端子に、基準電圧源２３からの基準電圧ＶｒｅｆがＣＲ回路２８を介して入力される構成となっている。すなわち、電源端子２１に入力直流電圧が投入される起動時には、電源端子２１の電圧は急峻に立ち上がり、基準電圧源２３からの基準電圧Ｖｒｅｆも電源端子２１の電圧に追従して急峻に立ち上がるが、誤差アンプ２４の反転入力端子に印加されるＣＲ回路２８からの目標電圧Ｖｒは、ＣＲ回路２８のＣＲ時定数によって基準電圧Ｖｒｅｆよりも緩慢に立ち上がる。したがって、起動時には、その緩慢に立ち上がる目標電圧Ｖｒに帰還電圧Ｖｓが追従するように出力電圧Ｖｏｕｔが立ち上がるので、オーバーシュートは抑制される。
【０００８】
このように、従来より、シリーズレギュレータには、ＣＲ回路を設けることにより、起動時に帰還電圧Ｖｓの目標値である目標電圧Ｖｒの立ち上がりを緩和させて出力オーバーシュートを抑制するものがあった。しかしながら、これまで、負荷急変時に発生する出力オーバーシュートを抑制できるシリーズレギュレータはなかった。
【０００９】
以下、上述した図３に示す従来のシリーズレギュレータの負荷急変時の動作について、図４を用いて説明する。図４は、従来のシリーズレギュレータの動作波形図であり、上から順に、出力電流Ｉｏｕｔ、出力電圧Ｖｏｕｔ、帰還電圧Ｖｓ、誤差電圧Ｖｅを示している。
【００１０】
図４に示すように、シリーズレギュレータの定常動作中に負荷２７が急峻に軽負荷になるか、あるいは脱落して、負荷２７へ供給される出力電流Ｉｏｕｔが急激に減少すると（時刻ｔ１）、出力電圧Ｖｏｕｔおよび帰還電圧Ｖｓが上昇し、誤差電圧Ｖｅも上昇する。しかし、誤差アンプ２４の応答速度が遅いと、出力電圧Ｖｏｕｔおよび帰還電圧Ｖｓは上昇し続け、過大なオーバーシュートとなる。その後、時刻ｔ２において、誤差電圧Ｖｅすなわち出力トランジスタ２６のゲート電圧が高電位となって、出力トランジスタ２６を流れる電流が十分に低減されると、出力電圧Ｖｏｕｔおよび帰還電圧Ｖｓが低下に転じ、それに遅れて誤差電圧Ｖｅも低下し、やがて帰還電圧Ｖｓと目標電圧Ｖｒが等しくなる定常状態に推移する。
【００１１】
このように、従来のシリーズレギュレータは、負荷急変時に出力電圧Ｖｏｕｔに発生するオーバーシュートを抑制できなかった。このオーバーシュートは、特に、充電対象となる２次電池が電子機器本体に組み込まれた状態で充電回路に接続された場合に問題となる。すなわち、この場合、シリーズレギュレータの出力電流Ｉｏｕｔは、２次電池への充電電流と電子機器本体の消費電流の和になる。この状態で電子機器本体の消費電流が急減して、出力電圧Ｖｏｕｔにオーバーシュートが発生すると、接続された２次電池に過電圧が印加されるおそれがある。このような過電圧は２次電池の短命化や性能劣化の原因となる。また電子機器本体の消費電流がゼロか又は少ないに状態で、充電途中の２次電池が取り外された場合にも、出力電圧Ｖｏｕｔが急峻に上昇して過大なオーバーシュートが発生するおそれがある。このような過電圧は、電子機器の誤動作の原因となったり、電子機器の保護回路が動作するなどの弊害を招く。
【００１２】
誤差アンプの応答性を高めればオーバーシュートは低減できるが、この場合、回路電流が増加するという問題が生じる。
【特許文献１】特開２００５−３２７０２７公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明は、上記従来の問題点に鑑み、起動時や負荷急変時等において出力トランジスタの応答性を切り替えることにより、回路電流の増加を招くことなく、起動時や負荷急変時等に発生する出力オーバーシュートを抑制できる充電回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の請求項１記載の充電回路は、入力端子と出力端子との間に設けられた出力トランジスタと、前記出力端子に発生する出力電圧の目標値からの誤差に応じた信号レベルの誤差信号を生成する誤差アンプと、前記誤差信号に基づいて、前記出力電圧が前記目標値と等しくなるように前記出力トランジスタを駆動する制御回路と、前記誤差信号の信号レベルに応じて前記出力トランジスタの応答性を切り替える切り替え回路と、を備えることを特徴とする。
【００１５】
また、本発明の請求項２記載の充電回路は、請求項１記載の充電回路であって、前記制御回路は、前記誤差信号で駆動されることによって前記出力トランジスタを駆動する駆動トランジスタを備え、前記切り替え回路は、前記誤差信号の信号レベルを前記駆動トランジスタが非導通状態となるレベルと比較するコンパレータを備えることを特徴とする。
【００１６】
また、本発明の請求項３記載の充電回路は、請求項２記載の充電回路であって、前記出力トランジスタはＰ型ＭＯＳＦＥＴであり、そのドレインが前記出力端子に接続しており、前記駆動トランジスタはＮ型ＭＯＳＦＥＴであり、そのドレインが前記出力トランジスタのゲートに接続していることを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の請求項４記載の充電回路は、請求項３記載の充電回路であって、前記切り替え回路は、前記出力トランジスタのソース−ゲート間のインピーダンスを切り替えることで、前記出力トランジスタの応答性を切り替えることを特徴とする。
【００１８】
また、本発明の請求項５記載の充電回路は、請求項４記載の充電回路であって、前記切り替え回路は、スイッチトランジスタを備え、前記コンパレータが前記スイッチトランジスタを導通状態または非導通状態にすることで、前記出力トランジスタのソース−ゲート間のインピーダンスを切り替えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明の好ましい形態によれば、回路電流の増加を招くことなく、起動時や負荷急変時等に発生する出力オーバーシュートを抑制できる。よって、２次電池が組み込まれた電子機器に接続して、電子機器本体へ電源供給するとともに２次電地を充電する充電回路に有用である。
【００２０】
また、出力トランジスタの制御回路に、出力トランジスタのゲートを駆動する駆動トランジスタを用いることにより、起動時や負荷急変時等においてフィードバック系をオープン状態にすることができ、位相余裕の減少による位相発振を防ぐことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の充電回路の実施の形態について、図面を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態における充電回路の一構成例を示す回路図である。本充電回路は、シリーズレギュレータ構成の充電回路である。
【００２２】
図１において、１は電源端子（入力端子）、２は出力端子、３は基準電圧源である。電源端子１には入力直流電圧が印加される。出力端子２には出力電圧Ｖｏｕｔが発生する。基準電圧源３は電源端子１に接続しており、電源端子１からの電圧を用いて基準電圧Ｖｒｅｆを生成する。
【００２３】
また、４は誤差アンプである。誤差アンプ４は、出力電圧Ｖｏｕｔの目標値からの誤差に応じた信号レベルの誤差信号として誤差電圧Ｖｅを生成する。具体的には、誤差アンプ４は、非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆが印加され、反転入力端子に後述する帰還電圧Ｖｓが印加されて、基準電圧Ｖｒｅｆと帰還電圧Ｖｓとの電圧差に応じた電圧レベルの誤差電圧Ｖｅを生成する。
【００２４】
また、５は帰還抵抗回路、６は出力トランジスタである。ここでは、出力トランジスタ６がＰ型ＭＯＳＦＥＴの場合を例に説明する。出力トランジスタ６は、電源端子１と出力端子２との間に設けられている。具体的には、ソースが電源端子１に接続し、ドレインが出力端子２に接続している。帰還抵抗回路５は、抵抗値Ｒ１の抵抗と抵抗値Ｒ２の抵抗とが直列に接続した構成となっており、一端が出力トランジスタ６のドレインと出力端子２との接続点に接続し、他端がＧＮＤに接続している。この構成により、帰還抵抗回路５は、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した帰還電圧Ｖｓを生成する。この帰還電圧Ｖｓが、上述したように誤差アンプ４の反転入力端子に印加される。
【００２５】
また、７は２次電池、８は電子機器本体である。２次電池７と電子機器本体８は出力端子２に接続しており、出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。ここでは、負荷として、充電対象となる２次電池７が電子機器本体８に組み込まれた状態で接続している場合について説明する。
【００２６】
また、９はコンパレータ、１０は比較電圧源、１１はスイッチトランジスタである。ここでは、スイッチトランジスタ１１がＰ型ＭＯＳＦＥＴの場合を例に説明する。比較電圧源１０は、比較電圧Ｖ１０を生成する。ここでは、比較電圧Ｖ１０は、後述する駆動トランジスタのゲート閾値と同等レベル（駆動トランジスタが非道通状態となるレベルと同等のレベル）に設定されている。コンパレータ９は、非反転入力端子に誤差電圧Ｖｅが印加され、反転入力端子に比較電圧Ｖ１０が印加される。スイッチトランジスタ１１は、ゲートがコンパレータ９の出力端子と接続している。この構成により、誤差電圧Ｖｅを監視するコンパレータ９が、誤差電圧Ｖｅと比較電圧Ｖ１０とを比較して、誤差電圧Ｖｅが比較電圧Ｖ１０を上回るとスイッチトランジスタ１１をＯＦＦし、誤差電圧Ｖｅが比較電圧Ｖ１０を下回るとスイッチトランジスタ１１をＯＮする。
【００２７】
また、１２は駆動トランジスタ、１３は抵抗値Ｒ３の抵抗である。ここでは、駆動トランジスタ１２がＮ型ＭＯＳＦＥＴの場合を例に説明する。抵抗１３は、電源端子１と出力トランジスタ６のゲートとの間に接続する。駆動トランジスタ１２は、出力トランジスタ６のゲートとＧＮＤとの間に接続する。具体的には、駆動トランジスタ１２は、ドレインが抵抗１３と出力トランジスタ６のゲートとの接続点に接続し、ソースがＧＮＤに接続している。駆動トランジスタ１２のゲートには誤差電圧Ｖｅが印加される。
【００２８】
このように、ここでは、誤差信号に基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値と等しくなるように出力トランジスタ６を駆動する制御回路として、誤差電圧Ｖｅ（誤差信号）で駆動されることによって出力トランジスタ６を駆動する駆動トランジスタ１２を備える。すなわち、この駆動トランジスタ１２により、帰還電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるように出力トランジスタ６が駆動される。
【００２９】
また、１４は抵抗値Ｒ４の抵抗である。抵抗１４は、抵抗１３にスイッチトランジスタ１１を介して並列接続している。具体的には、スイッチトランジスタ１１のソースが電源端子１と抵抗１３との接続点に接続し、スイッチトランジスタ１１のドレインが抵抗１４の一端に接続し、抵抗１４の他端が抵抗１３と出力トランジスタ６のゲートとの接続点に接続している。
【００３０】
本実施の形態では、誤差信号の信号レベルに応じて出力トランジスタ６の応答性を切り替える切り替え回路は、コンパレータ９、比較電圧源１０、スイッチトランジスタ１１、および抵抗１４により構成されている。すなわち、本実施の形態では、抵抗１３に抵抗１４をスイッチトランジスタ１１を介して並列に接続し、誤差電圧Ｖｅに応じてコンパレータ９がスイッチトランジスタ１１をＯＮまたはＯＦＦ（導通状態または非導通状態）にすることにより、誤差電圧Ｖｅに応じて出力トランジスタ６のソース−ゲート間のインピーダンスを切り替えて、出力トランジスタ６の応答性を切り替える構成としている。
【００３１】
なお、本実施の形態における充電回路には定電流動作するための構成は省略している。これは本発明が出力オーバーシュートの抑制を目的としているので、定電圧動作に関わる構成のみ記したためである。
【００３２】
図２は、本発明の実施の形態における充電回路の動作波形図であり、上から順に、２次電池７および電子機器本体８へ流れる電流の和である出力電流Ｉｏｕｔ、出力電圧Ｖｏｕｔ、帰還電圧Ｖｓと基準電圧Ｖｒｅｆ、誤差電圧Ｖｅと比較電圧Ｖ１０、スイッチトランジスタ１１の動作、出力トランジスタ６のゲート電圧Ｖｇを示す。
【００３３】
まず、出力電圧Ｖｏｕｔが一定値で安定化されている定常時の動作について説明する。電源端子１に入力直流電圧が印加されている状態では、出力電圧Ｖｏｕｔが次式を満たすように、すなわち帰還電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるように出力トランジスタ６が駆動される。
Ｖｏｕｔ  ＝  Ｖｒｅｆ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２
【００３４】
具体的には、誤差アンプ４が、帰還電圧Ｖｓと基準電圧Ｖｒｅｆとの電圧差に応じた電圧レベルの誤差電圧Ｖｅを生成し、この誤差電圧Ｖｅが駆動トランジスタ１２のゲートに印加されて、駆動トランジスタ１２により、帰還電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるように出力トランジスタ６のゲート電圧Ｖｇが制御される。なお、この定常動作時には、誤差電圧Ｖｅは駆動トランジスタ１２のゲート閾値以上であるので、コンパレータ９からスイッチトランジスタ１１のゲートへ印加される信号のレベルはＨレベルであり、スイッチトランジスタ１１はＯＦＦしている。
【００３５】
続いて、図２を用いて負荷急減時の動作を説明する。本充電回路が定常動作をしているときに、電子機器本体８が急峻に軽負荷になったり、２次電池７が脱落するなどして、出力電流Ｉｏｕｔが急激に減少すると（時刻ｔ１）、出力電圧Ｖｏｕｔおよび帰還電圧Ｖｓが上昇し、誤差電圧Ｖｅが低下する。時刻ｔ２において誤差電圧Ｖｅが比較電圧Ｖ１０を下回ると、駆動トランジスタ１２がＯＦＦするとともに、コンパレータ９からスイッチトランジスタ１１のゲートへ印加される信号のレベルがＬレベルへ反転してスイッチトランジスタ１１がＯＮする。したがって、出力トランジスタ６のゲート電圧Ｖｇが、並列接続された抵抗１３および抵抗１４により電源端子１に印加されている電圧にプルアップされるので、出力トランジスタ６のゲート電荷が急速に放電される。その結果、急速に出力トランジスタ６がＯＦＦするので、出力オーバーシュート量が抑制される。
【００３６】
その後、出力電圧Ｖｏｕｔおよび帰還電圧Ｖｓは低下に転じ、遅れて誤差電圧Ｖｅが上昇に転じる。時刻ｔ３において、誤差電圧Ｖｅが比較電圧Ｖ１０を上回ると、コンパレータ９からスイッチトランジスタ１１のゲートへ印加される信号のレベルがＨレベルへ再反転してスイッチトランジスタ１１がＯＦＦするとともに、駆動トランジスタ１２がアクティブ状態になり、出力電圧Ｖｏｕｔを制御する通常のフィードバック制御が働く。
【００３７】
駆動トランジスタ１２がＯＦＦしている期間ｔ２〜ｔ３では、本充電回路のフィードバック系はオープン状態となっているので、スイッチトランジスタ１１がＯＮしても位相余裕等の安定性の問題はない。また、駆動トランジスタ１２のＯＮ期間はスイッチトランジスタ１１がＯＦＦし、スイッチトランジスタ１１のＯＮ期間は駆動トランジスタ１２がＯＦＦしているため、抵抗１４を流れる定常電流は発生せず、抵抗１４を設けたことによる消費電流の増加はない。
【００３８】
また、本充電回路は起動時の出力オーバーシュートの抑制にも有効である。すなわち、電源端子１に入力直流電圧が投入される起動時には、電源端子１の電圧が急峻に立ち上がり、基準電圧源３からの基準電圧Ｖｒｅｆも電源端子１の電圧に追従して急峻に立ち上がる。この起動時に出力端子２がＧＮＤ電位レベルであるとすれば、帰還抵抗回路５において発生する帰還電圧ＶｓもまたＧＮＤ電位レベルの状態であり、帰還電圧Ｖｓを基準電圧Ｖｒｅｆまで引き上げるべく誤差電圧Ｖｅが上昇し、出力トランジスタ６のゲートには必要な電圧が与えられる。出力電圧Ｖｏｕｔが「Ｖｒｅｆ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２」を上回ると、誤差電圧Ｖｅは低下に転じる。以後は、上述した時刻ｔ１以降と同様の動作をし、出力オーバーシュートが抑制される。
【００３９】
なお、本実施の形態では、出力トランジスタ６のゲート−ソース間を低インピーダンスとするために、抵抗１３に抵抗１４を並列接続する構成を説明したが、本発明はこの構成に限定されるものではない。例えばスイッチトランジスタ１１のオン抵抗を利用することによって抵抗１４を省略することができる。
【００４０】
以上のように、本実施の形態によれば、起動時や負荷急変時等における誤差電圧Ｖｅのレベル変化に応じて出力トランジスタ６の応答性を切り替えることにより、回路電流の増加を招くことなく、起動時や負荷急変時等に発生する出力オーバーシュートを抑制できる。
【００４１】
また、出力トランジスタのゲートを駆動するのに駆動トランジスタを用いたので、起動時や負荷急変時等においてフィードバック系をオープン状態にすることができ、位相余裕の減少による位相発振を防ぐことができる。
【産業上の利用可能性】
【００４２】
本発明にかかる充電回路は、回路電流の増加を招くことなく、起動時や負荷急変時等に発生する出力オーバーシュートを抑制でき、２次電池が組み込まれた電子機器に接続して、電子機器本体へ電源供給するとともに２次電地を充電する充電回路に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施の形態における充電回路の一構成例を示す回路図
【図２】本発明の実施の形態における充電回路の負荷急減時の動作波形図
【図３】従来のシリーズレギュレータの回路図
【図４】従来のシリーズレギュレータの負荷急減時の動作波形図
【符号の説明】
【００４４】
１、２１      電源端子
２、２２      出力端子
３、２３      基準電圧源
４、２４      誤差アンプ
５、２５      帰還抵抗回路
６、２６      出力トランジスタ
７      ２次電池
８      電子機器本体
９      コンパレータ
１０      比較電圧源
１１      スイッチトランジスタ
１２      駆動トランジスタ
１３      抵抗
１４      抵抗
２７      負荷
２８      ＣＲ回路
【図１】
2009284615.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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