(57)【要約】【課題】電流垂下特性を有するスイッチング電源において、スイッチング電源の出力電圧が低下した場合でも、出力を安定に制御できる過電流保護回路を有するスイッチング電源を提供する。【解決手段】トランスＴｒ１の２次側に設けた補助巻線Ｗ４からの出力によって、出力電流を検出するための電流検出部１３を動作させる。これによって、負荷インピーダンスの急激な減少によって２次側主巻線Ｗ２の出力電圧が低下した場合でも、電流検出部１３を安定に動作させることができる。好ましくは、第１、第２のダイオードＤ２１，Ｄ２２は、互いに逆位相でオン／オフするように、２次側主巻線Ｗ２および２次側補助巻線Ｗ４にそれぞれ直列に接続される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側主巻線、２次側主巻線、および２次側補助巻線を含むトランスと、
前記１次側主巻線に入力される直流電力を交流電力に変換するために、前記１次側主巻線に直列に接続され、制御信号に応じてスイッチングを行なうスイッチング素子と、
前記スイッチング素子のスイッチングによって前記２次側主巻線に発生する交流電力を整流し、かつ平滑化する第１の整流平滑回路と、
前記スイッチング素子のスイッチングによって前記２次側補助巻線に発生する交流電力を整流し、かつ平滑化する第２の整流平滑回路と、
前記第２の整流平滑回路から出力される直流電力によって駆動され、前記第１の整流平滑回路から出力される直流電力の電流値を検出し、検出した電流値が予め定める閾値電流を超える場合に前記スイッチング素子のオン時間を減少させる前記制御信号を出力する検出部とを備える、スイッチング電源。
【請求項２】
１次側主巻線、２次側主巻線、および２次側補助巻線を含むトランスと、
前記１次側主巻線に入力される直流電力を交流電力に変換するために、前記１次側主巻線に直列に接続され、制御信号に応じてスイッチングを行なうスイッチング素子と、
前記スイッチング素子のスイッチングによって前記２次側主巻線に発生する交流電力を整流し、かつ平滑化する第１の整流平滑回路と、
前記スイッチング素子のスイッチングによって前記２次側補助巻線に発生する交流電力を整流し、かつ平滑化する第２の整流平滑回路と、
前記第２の整流平滑回路から出力される直流電力によって駆動され、前記第１の整流平滑回路から出力される直流電力の電流値および電圧値を検出し、検出した電流値が予め定める閾値電流を超える場合、および検出した電圧値が予め定める閾値電圧を超える場合の少なくとも一方の場合に、前記スイッチング素子のオン時間を減少させる前記制御信号を出力する検出部とを備える、スイッチング電源。
【請求項３】
前記第１、第２の整流平滑回路は、第１、第２の整流素子をそれぞれ含み、
前記第１、第２の整流素子は、互いに逆位相でオン／オフするように、前記２次側主巻線および前記２次側補助巻線にそれぞれ直列に接続される、請求項１または２に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
前記検出部は、
前記第１の整流平滑回路から出力される直流電力の電流値を検出するための第１の抵抗素子と、
前記第１の抵抗素子に生じる電圧と前記閾値電流に対応する電圧とを比較する第１の比較器とを含み、
前記検出部は、前記第１の比較器の出力に応じて前記制御信号を変化させる、請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項５】
前記検出部は、
前記第１の整流平滑回路から出力される直流電力の電流値を検出するための第１の抵抗素子と、
前記第１の抵抗素子に生じる電圧と前記閾値電流に対応する電圧とを比較する第１の比較器と、
前記第１の整流平滑回路から出力される直流電力の電圧値と前記閾値電圧とを比較するための第２の比較器とを含み、
前記検出部は、前記第１、第２の比較器の少なくとも一方の出力の変化によって前記制御信号を変化させる、請求項２に記載のスイッチング電源。
【請求項６】
前記１次側主巻線と前記２次側補助巻線との巻数比は、前記１次側主巻線に入力される直流電力の電圧値と前記巻数比との積が前記検出部を駆動するのに必要十分な電圧となるように設定される、請求項１〜５のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
【請求項７】
前記第２の整流平滑回路と前記検出部との間に接続され、前記第２の整流平滑回路の出力電力の電圧値を安定化させて前記検出部に供給する電圧安定部をさらに備える、請求項１〜６のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
【請求項８】
前記電圧安定部は、
前記第２の整流平滑回路と前記検出部との間に接続される三端子レギュレータと、
前記三端子レギュレータの出力ノードと接地ノードとの間に接続されるコンデンサとを含む、請求項７に記載のスイッチング電源。
【請求項９】
前記電圧安定部は、
前記第２の整流平滑回路の高電圧側の出力ノードと低電圧側の出力ノードとの間に直列に接続される第２、第３の抵抗素子と、
コレクタが前記第２の整流平滑回路の高電圧側の出力ノードに接続され、ベースが前記第２、第３の抵抗素子の接続ノードに接続され、エミッタが前記検出部に接続され、前記エミッタから前記検出部の駆動電圧を出力するトランジスタと、
前記トランジスタのベースと前記第２の整流平滑回路の低電圧側の出力ノードとの間に接続されるツェナダイオードとを含む、請求項７に記載のスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源に関し、特に負荷の過電流時にスイッチング電源を保護するための回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１５は、従来のスイッチング電源１００の構成を示す回路図である。
図１５を参照して、スイッチング電源１００は、入力端子Ｖｉｎと接地端子ＧＮＤ１との間に供給された直流電圧を異なる電圧の直流に変換して、変換された直流電圧を出力端子ＶＯＵＴと接地端子ＧＮＤ２との間から出力する。図１５のスイッチング電源１００は、他励式のフライバック型の電源回路であり、トランスＴｒ３と、ＮチャネルＭＯＳ（Metal-Oxide  Semiconductor）トランジスタＱ１と、整流平滑回路８，９と、ＰＷＭ（パルス幅変調：Pulse  Width  Modulation）制御部３０とを含む。
【０００３】
トランスＴｒ３は、１次側主巻線Ｗ１と、２次側主巻線Ｗ２と、１次側補助巻線Ｗ３とを含む。１次側主巻線Ｗ１にはトランジスタＱ１を介して直流電力が供給される。トランジスタＱ１のスイッチングは、ゲート電極に接続されたＰＷＭ制御部３０によって制御される。トランジスタＱ１がスイッチング動作を繰返すことによって、２次側主巻線Ｗ２および１次側補助巻線Ｗ３に交流電力が発生する。
【０００４】
整流平滑回路８は、１次側補助巻線Ｗ３に接続され、１次側補助巻線Ｗ３に発生した交流電力を整流し、かつ平滑化する。整流平滑回路８は、整流用のダイオードＤ１と平滑用の電解コンデンサＣ１とを含む。整流平滑回路８から出力される直流電力によってＰＷＭ制御部３０が駆動される。
【０００５】
整流平滑回路９は、２次側主巻線Ｗ２に接続され、２次側主巻線Ｗ２に発生した交流電力を整流し、かつ平滑化する。整流平滑回路９は、整流用のダイオードＤ２１と平滑用の電解コンデンサＣ２１とを含む。フライバック型の場合、ダイオードＤ２１によって、トランジスタＱ１がオン状態のとき２次側主巻線Ｗ２に発生する電流が阻止される。したがって、２次側主巻線Ｗ２は、トランジスタＱ１がオン状態のときにエネルギーを蓄積し、トランジスタＱ１がオフ状態のときにダイオードＤ２１を介して蓄積したエネルギーを放出するリアクトルとして機能する。整流平滑回路９から出力された直流電力は負荷に供給される。
【０００６】
ＰＷＭ制御部３０は、トランジスタＱ１のスイッチングを制御するために、出力ノード３２からトランジスタＱ１のゲートにパルス信号を出力する。このとき、ＰＷＭ制御部３０は、入力ノード３４の電圧が増加するほど、出力するパルス信号のパルス幅を増加させるように制御する。また、ＰＷＭ制御部３０は、トランスＴｒ３の鉄心が磁気飽和しないように、１次側主巻線Ｗ１と直列に設けられた抵抗素子Ｒ５を用いて、１次側主巻線Ｗ１を流れる電流をモニターする。
【０００７】
スイッチング電源１００は、さらに、負荷の短絡時にスイッチング電源１００を保護するため、負荷に出力される出力電流を検出する電流検出部１０１を含む。電流検出部１０１は、整流平滑回路９から出力される直流電力によって駆動される。電流検出部１０１は、出力電流が閾値電流を越えているか否かを判定するためのコンパレータＩＣ２１を含む。コンパレータＩＣ２１の出力信号はフォトカプラＰＣ１によって、ＰＷＭ制御部３０の入力ノード３４にフィードバックされる。
【０００８】
スイッチング電源１００の詳細な動作は次のとおりである。
電流検出部１０１の参照電圧生成回路ＲＶ１によって生成された参照電圧は、抵抗素子Ｒ２３，Ｒ２４によって分圧されてから、コンパレータＩＣ２１の＋端子に入力される。また、抵抗素子Ｒ２５，Ｒ２６によって分圧されてから、コンパレータＩＣ２１の−端子に入力される。抵抗素子Ｒ２２に出力電流が流れていない場合、コンパレータの＋端子に入力される電圧が−端子に入力される電圧に比べて高くなるように抵抗素子Ｒ２３〜Ｒ２６の大きさが予め設定される。出力電流の増加によって抵抗素子Ｒ２２の電圧降下が大きくなり、コンパレータの＋端子に入力される電圧が−端子に入力される電圧より低くなると、コンパレータＩＣ２１の出力はＬレベルになる。この結果、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＰＣ１−ＤＩに流れる電流が増加する。すると、ＰＷＭ制御部３０の入力ノード３４に接続されているフォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＣ１−ＴＲのインピーダンスが低下するので、入力ノード３４の電圧が低下する。入力ノード３４の電圧低下によって、出力ノード３２から出力されるパルス信号のパルス幅が狭まるので、トランジスタＱ１のオン時間が減少する。この結果、負荷電流を減少させる方向にフィードバックが働く。負荷電流が減少した場合には、以上の逆のことが起こり、出力ノード３２から出力されるパルス信号のパルス幅が広がり、トランジスタＱ１のオン時間が増加する。結果として、負荷電流を増加させる方向にフィードバックが働く。
【０００９】
図１６は、図１５のスイッチング電源１００の出力電流と出力電圧との関係を示すグラフである。図１６を参照して、スイッチング電源１００は、出力電流が閾値電流Ｉ１に到達するまでは、出力電圧が一定値Ｖ１となるように動作する（図１６の点Ｐａから点Ｐｂの間）。出力電流が閾値電流Ｉ１に到達するとと、出力電流が一定のまま出力電圧が減少する（図１６の点Ｐｂから点Ｐｃの間）。この出力電流が一定の領域（図１６の点Ｐｂから点Ｐｃの間）を電流垂下領域という。
【００１０】
図１５に示すスイッチング電源１００に類似する技術として、たとえば以下の技術が知られている。
【００１１】
特開平３−２６５４６２号公報（特許文献１）に記載されるスイッチング電源は、トランスと、トランスの二次出力側に接続したフィードバック制御回路と、フィードバック制御回路からの出力信号を一次側に帰還するフォトカプラとを含む。ここで、トランスは、一次巻線と二次巻線と帰還巻線と二次巻線と逆方向に巻かれた補助巻線とを有する。このスイッチング電源では、フィードバック制御回路が動作不能となる電圧以下に二次出力電圧が低下して所定値に達したとき、補助巻線の出力をフォトカプラに供給する。
【００１２】
特開２００７−１７４８９０号公報（特許文献２）は、小型化とさらなるノイズ低減の実現を目的としたスイッチング電源装置を提供する。このスイッチング電源装置では、トランスの一次巻線と直列にスイッチング素子が接続され、二次巻線に整流平滑回路が接続され、補助巻線に波形整形回路が接続されている。スイッチング素子のオン／オフ制御を行なう制御回路の動作電圧がトランスの一次巻線とスイッチング素子との接続ノードから供給される。制御回路は、波形整形回路の出力電圧から整流平滑回路の出力電圧に比例するフィードバック電圧を得てスイッチング素子のＰＷＭ制御のための信号を生成する出力電圧検出回路と、波形整形回路の出力電圧からリンギング電圧のボトムレベルを検出するボトム検出回路とを含む。そして、制御回路は、制御回路に内蔵された発振器の出力信号またはボトム検出回路の出力信号のいずれかによってスイッチング素子をオフからオンにする。
【００１３】
特開２００６−１５７９８８号公報（特許文献３）は、定電流垂下特性を実現するスイッチング電源装置において、短絡電流を抑制し、かつトランスの音鳴りの防止するための技術を開示する。このスイッチング電源装置は、トランスの補助巻線で発生するＶＣＣ電圧を検出するＶＣＣ電圧検出回路と、その出力信号を受けてスイッチ素子の発振周波数を決める発振回路と、スイッチ素子のドレイン電流検出回路の出力信号とクランプ回路との出力信号を比較してフリップフロップ回路に出力する比較器とを含む。発振回路の出力信号と比較器の出力信号とに基づいてスイッチ素子１がオン／オフされる。ＶＣＣ電圧がある値以下に低下すると、ＶＣＣ電圧検出回路からＩＬＩＭＩＴ低下信号がクランプ回路に出力され、クランプ回路の出力信号が低下する。これによって、スイッチング電源装置の出力電流が急激に低下し、短絡時のフの字保護が図れる。
【特許文献１】特開平３−２６５４６２号公報
【特許文献２】特開２００７−１７４８９０号公報
【特許文献３】特開２００６−１５７９８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
図１５に示す従来のスイッチング電源１００では、スイッチング電源１００の出力電流を取り出すトランスの２次側は電流検出部１０１の駆動電源としても用いられている。したがって、電圧・電流特性の垂下領域で定電流動作する場合に、出力電圧が極度に低下すると、２次側の電流検出部１０１が動作する最低限の電圧を下回ってしまうことになる。このような場合には、２次側から１次側へのフィードバックがかからなくなり、スイッチング電源１００が制御不能になる。
【００１５】
したがって、本発明の目的は、電流垂下特性を有するスイッチング電源において、スイッチング電源の出力電圧が低下した場合でも、出力を安定に制御できる過電流保護回路を有するスイッチング電源を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は、一局面において、トランスと、スイッチング素子と、第１、第２の整流平滑回路と、検出部とを備えるスイッチング電源である。ここで、トランスは、１次側主巻線、２次側主巻線、および２次側補助巻線を含む。スイッチング素子は、１次側主巻線に入力される直流電力を交流電力に変換するために、１次側主巻線に直列に接続され、制御信号に応じてスイッチングを行なう。第１の整流平滑回路は、スイッチング素子のスイッチングによって２次側主巻線に発生する交流電力を整流し、かつ平滑化する。第２の整流平滑回路は、スイッチング素子のスイッチングによって２次側補助巻線に発生する交流電力を整流し、かつ平滑化する。検出部は、第２の整流平滑回路から出力される直流電力によって駆動され、第１の整流平滑回路から出力される直流電力の電流値を検出し、検出した電流値が予め定める閾値電流を超える場合にスイッチング素子のオン時間を減少させる制御信号を出力する。
【００１７】
本発明の他の局面において、検出部は、第２の整流平滑回路から出力される直流電力によって駆動され、第１の整流平滑回路から出力される直流電力の電流値および電圧値を検出し、検出した電流値が予め定める閾値電流を超える場合、および検出した電圧値が予め定める閾値電圧を超える場合の少なくとも一方の場合に、スイッチング素子のオン時間を減少させる制御信号を出力する。
【００１８】
好ましくは、本発明の一局面および他の局面において、第１、第２の整流平滑回路は、第１、第２の整流素子をそれぞれ含む。そして、第１、第２の整流素子は、互いに逆位相でオン／オフするように、２次側主巻線および２次側補助巻線にそれぞれ直列に接続される。
【００１９】
また、好ましくは、本発明の一局面において、検出部は、第１の抵抗素子と、第１の比較器とを含む。ここで、第１の抵抗素子は、第１の整流平滑回路から出力される直流電力の電流値を検出する。第１の比較器は、第１の抵抗素子に生じる電圧と閾値電流に対応する電圧とを比較する。そして、検出部は、第１の比較器の出力に応じて制御信号を変化させる。
【００２０】
また、好ましくは、本発明の他の局面において、検出部は、第１の抵抗素子と、第１、第２の比較器とを含む。ここで、第１の抵抗素子は、第１の整流平滑回路から出力される直流電力の電流値を検出する。第１の比較器は、第１の抵抗素子に生じる電圧と閾値電流に対応する電圧とを比較する。第２の比較器は、第１の整流平滑回路から出力される直流電力の電圧値と閾値電圧とを比較する。そして、検出部は、第１、第２の比較器の少なくとも一方の出力の変化によって制御信号を変化させる。
【００２１】
また、好ましくは、本発明の一局面および他の局面において、１次側主巻線と２次側補助巻線との巻数比は、１次側主巻線に入力される直流電力の電圧値と巻数比との積が検出部を駆動するのに必要十分な電圧となるように設定される。
【００２２】
また、好ましくは、本発明の一局面および他の局面において、スイッチング電源は、第２の整流平滑回路と検出部との間に接続され、第２の整流平滑回路の出力電力の電圧値を安定化させて検出部に供給する電圧安定部をさらに備える。
【００２３】
好ましい実施の一形態として、電圧安定部は、第２の整流平滑回路と検出部との間に接続される三端子レギュレータと、三端子レギュレータの出力ノードと接地ノードとの間に接続されるコンデンサとを含む。
【００２４】
また、好ましい実施の他の形態として、電圧安定部は、第２、第３の抵抗素子と、トランジスタと、ツェナダイオードとを含む。ここで、第２、第３の抵抗素子は、第２の整流平滑回路の高電圧側の出力ノードと低電圧側の出力ノードとの間に直列に接続される。トランジスタは、コレクタが第２の整流平滑回路の高電圧側の出力ノードに接続され、ベースが第２、第３の抵抗素子の接続ノードに接続され、エミッタが検出部に接続され、エミッタから検出部の駆動電圧を出力する。ツェナダイオードは、トランジスタのベースと第２の整流平滑回路の低電圧側の出力ノードとの間に接続される。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、トランスの２次側に設けた補助巻線からの出力によって、電流検出部を動作させる。これによって、負荷インピーダンスの急激な減少によって２次側主巻線の出力電圧が低下した場合にも、電流検出部を安定に動作させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰り返さない。
【００２７】
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１のスイッチング電源１の構成を示す回路図である。
【００２８】
図１を参照して、スイッチング電源１は、入力端子Ｖｉｎと接地端子ＧＮＤ１との間に供給された直流電圧を異なる電圧の直流に変換して、変換された直流電圧を出力端子ＶＯＵＴと接地端子ＧＮＤ２との間から出力するものである。図１に示すスイッチング電源１は、他励式のフライバック型であり、トランスＴｒ１と、スイッチング素子としてのＮチャネルＭＯＳ（Metal-Oxide  Semiconductor）トランジスタＱ１と、整流平滑回路８，９，１２と、１次側制御部１１と、電流検出部１３と、１次−２次伝達部１４とを含む。
【００２９】
トランスＴｒ１は、トランジスタＱ１を介して直流電力が供給される１次側主巻線Ｗ１と、整流平滑回路９を介在して負荷に接続される２次側主巻線Ｗ２と、補助巻線として１次側補助巻線Ｗ３および２次側補助巻線Ｗ４とを含む。２次側主巻線Ｗ２および１次側補助巻線Ｗ３は１次側主巻線Ｗ１と逆極性であり、２次側補助巻線Ｗ４は１次側主巻線Ｗ１と同極性である。以下、巻線Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４の巻数をそれぞれＮ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４とする。
【００３０】
１次側主巻線Ｗ１の一方の端子は入力端子Ｖｉｎに接続され、他方の端子はトランジスタＱ１を介して接地端子ＧＮＤ１に接続される。トランジスタＱ１のスイッチングは、ゲートに接続された１次側制御部１１によって制御される。トランジスタＱ１がスイッチング動作を繰返すことによって、２次側主巻線Ｗ２、１次側補助巻線Ｗ３、および２次側補助巻線Ｗ４に交流電力が発生する。
【００３１】
整流平滑回路８，９，１２は、２次側主巻線Ｗ２、１次側補助巻線Ｗ３、および、２次側補助巻線Ｗ４にそれぞれ接続され、各巻線Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４に発生した交流電力を整流し、かつ平滑化する。
【００３２】
整流平滑回路８は、整流用のダイオードＤ１と平滑用の電解コンデンサＣ１とを含む。ダイオードＤ１のアノードが１次側補助巻線Ｗ３の一方の端子に接続され、ダイオードＤ１のカソードと１次側補助巻線Ｗ３の他方の端子との間に電解コンデンサＣ１が接続される。１次側補助巻線Ｗ３の他方の端子は、接地端子ＧＮＤ１に接続される。ここで、ダイオードＤ１は、トランジスタＱ１がオン状態のときに１次側補助巻線Ｗ３から出力される電流を阻止する極性で１次側補助巻線Ｗ３と接続される。したがって、１次側補助巻線Ｗ３は、トランジスタＱ１がオン状態のときにエネルギーを蓄積し、トランジスタＱ１がオフ状態のときにダイオードＤ１を介して電力を供給するリアクトルとして機能する。
【００３３】
整流平滑回路９は、整流用のダイオードＤ２１と平滑用の電解コンデンサＣ２１とを含む。ダイオードＤ２１のアノードが２次側主巻線Ｗ２の一方の端子に接続され、ダイオードＤ２１のカソードと２次側主巻線Ｗ２の他方の端子との間に電解コンデンサＣ２１が接続される。ここで、ダイオードＤ２１は、トランジスタＱ１がオン状態のときに２次側主巻線Ｗ２から出力される電流を阻止する極性で２次側主巻線Ｗ２と接続される。したがって、２次側主巻線Ｗ２は、トランジスタＱ１がオン状態のときにエネルギーを蓄積し、トランジスタＱ１がオフ状態のときにダイオードＤ２１を介して負荷に電力を供給するリアクトルとして機能する。
【００３４】
整流平滑回路１２は、整流用のダイオードＤ２２と平滑用の電解コンデンサＣ２２とを含む。ダイオードＤ２２のアノードが２次側補助巻線Ｗ４の一方の端子に接続され、ダイオードＤ２２のカソードと２次側補助巻線Ｗ４の他方の端子との間に電解コンデンサＣ２２が接続される。ダイオードＤ２２のカソードは、整流平滑回路１２の高電圧側の出力ノードである。また、２次側補助巻線Ｗ４の他方の端子と前述の２次側主巻線Ｗ２の他方の端子とが共通に接続され、整流平滑回路１２の低電圧側の出力ノードに対応する。ここで、ダイオードＤ２２は、トランジスタＱ１がオフ状態のときに２次側補助巻線Ｗ４から出力される電流を阻止する極性で２次側補助巻線Ｗ４と接続される。したがって、２次側補助巻線Ｗ４は、トランジスタＱ１がオン状態のときに電力をダイオードＤ２１を介して供給する変圧器として機能する。
【００３５】
１次側制御部１１は、入力ノード１１Ｃに、トランスＴｒ１の２次側からフィードバックされた制御信号が入力される。入力された制御信号に応じて、１次側制御部１１は、出力ノード１１ＢからトランジスタＱ１のゲート電極に、トランジスタＱ１のスイッチングを制御するためのパルス信号を出力する。なお、１次側制御部１１は、整流平滑回路８から電源ノード１１Ａに供給される直流電圧によって駆動される。
【００３６】
電流検出部１３は、電流検出ノード１３Ｂ，１３Ｃ間を流れる出力電流を検出し、検出した出力電流に基づいた制御信号を、出力ノード１３Ｄから１次−２次伝達部１４を介して１次側制御部１１に出力する。ここで、２次側主巻線Ｗ２に接続されるノードを電流検出ノード１３Ｂとし、接地端子ＧＮＤ２に接続されるノードを電流検出ノード１３Ｃとしている。また、１次−２次伝達部１４は、たとえば、フォトカプラであり、１次側と２次側を電気的に絶縁するために設けられる。電流検出部１３の電源ノード１３Ａには、整流平滑回路１２から駆動用の直流電圧が供給される。
【００３７】
具体的に、電流検出部１３は、出力電流の増大に伴ない出力電流が予め定める閾値電流を越えた場合に、トランジスタＱ１がオンしている時間（以下、オン時間とも称する。）を減少させる制御信号を１次側制御部１１に出力する。この結果、スイッチング電源１は、出力電流が一定で出力電圧が低下する電流垂下特性を有することになる。
【００３８】
上記構成のスイッチング電源１は、従来のスイッチング電源と異なり、次のような特徴を有する。
【００３９】
第１の特徴として、スイッチング電源１では、出力電流を取り出す２次側主巻線Ｗ２とは独立に電流検出部１３を駆動する２次側補助巻線Ｗ４が設けられている。このとき、一般的には、電流検出部１３に接続されるコンデンサＣ２２の両端の電圧Ｖｈは、完全に一定でなくリップルを有する。すなわち、トランジスタＱ１がオフ状態のとき、時間の経過に伴なってコンデンサＣ２２から電荷が徐々に放電されるので、コンデンサＣ２２の電圧Ｖｈが徐々に減少する。トランジスタＱ１がオン状態のとき、２次側補助巻線Ｗ４からダイオードＤ２２を介して充電されるので、コンデンサＣ２２の電圧Ｖｈは増加する。このように、トランジスタＱ１のオン／オフのスイッチング動作に伴なって、コンデンサＣ２２の電圧Ｖｈは増加と減少とを繰返す。
【００４０】
この場合、トランジスタＱ１がオンしている時間が長いほど、コンデンサＣ２２の電圧Ｖｈの減少は小さくなる。また、電流検出部１３の消費電力が少ないほど、コンデンサＣ２２の電圧Ｖｈの減少は小さくなる。電流検出部１３の消費電力が０であるならば、コンデンサＣ２２の電圧Ｖｈは減少しない。ここで、電流検出部１３は、２次側主巻線Ｗ２に接続される負荷と異なり、数ｍＡ程度の微小な電流しか消費しないので、電流検出部１３に供給されるコンデンサＣ２２の電圧Ｖｈは、ほぼ一定と考えることができる。式で説明すると、１次側主巻線Ｗ１に入力される直流電力の電圧値をＶｉｎとすれば、電流検出部１３に供給される電圧Ｖｈは、１次側主巻線Ｗ１の巻数Ｎ１および２次側補助巻線Ｗ４の巻数Ｎ４を用いて、
Ｖｈ＝Ｖｉｎ×Ｎ４／Ｎ１                                    …(1)
と表わすことができる。すなわち、電圧Ｖｈは、直流電力の電圧値Ｖｉｎと、２次側補助巻線Ｗ４の巻数Ｎ４と１次側主巻線Ｗ１の巻数Ｎ１との比とによって決定される。
【００４１】
この結果、電流垂下特性によってスイッチング電源１の出力電圧が低下する場合にも、電流検出部１３は上式（１）で示されるほぼ一定の電圧で駆動されることになる。
【００４２】
さらに、電圧Ｖｈが電流検出部１３が動作するのに必要十分な最低限の電圧となるように、巻数Ｎ４と巻数Ｎ１との巻数比Ｎ４／Ｎ１を決定すれば、電流検出部１３を省電力で駆動することができる。なお、２次側主巻線Ｗ２については、２次側主巻線Ｗ２に発生する最大電圧（Ｖｉｎ×Ｎ２／Ｎ１）が負荷に必要な最大電圧となるように、巻数比Ｎ２／Ｎ１が決定される。
【００４３】
第２の特徴として、スイッチング電源１では、２次側補助巻線Ｗ４の極性が１次側主巻線Ｗ１の極性と同じであり、２次側主巻線Ｗ２の極性が１次側主巻線Ｗ１の極性と逆になっている。また、ダイオードＤ２１，Ｄ２２は、いずれもアノードが巻線Ｗ２，Ｗ４にそれぞれ接続されており、同じ極性になっている。したがって、トランジスタＱ１がオン状態のとき、ダイオードＤ２１は逆方向にバイアスされるので非導通状態となるのに対して、ダイオードＤ２２は順方向にバイアスされるので導通状態となる。逆に、トランジスタＱ１がオフ状態のとき、ダイオードＤ２１は順方向にバイアスされるので導通状態になるのに対して、ダイオードＤ２２は逆方向にバイアスされるので非導通状態になる。このように、ダイオードＤ２１，Ｄ２２は、互いに逆位相でオン／オフするように２次側主巻線Ｗ２および２次側補助巻線Ｗ４にそれぞれ接続される。
【００４４】
したがって、２次側補助巻線Ｗ４に発生する電圧は、２次側主巻線Ｗ２に発生する電圧の影響を受けない。すなわち、スイッチング電源１が電圧・電流特性の電流垂下領域において定電流動作することによって、２次側主巻線Ｗ２に発生する電圧が低下したとしても、電流検出部１３の駆動電圧はその影響を受けないので、スイッチング電源１は電流垂下領域においても安定に動作する。
【００４５】
これに対して、２次側主巻線Ｗ２の極性と２次側補助巻線Ｗ４の極性とが同じとすると、２次側補助巻線Ｗ４に誘起される電圧と２次側主巻線Ｗ２に誘起される電圧との比は、両者の巻数の比Ｎ４／Ｎ２となる。したがって、２次側補助巻線Ｗ４に誘起される電圧は、２次側主巻線Ｗ２の電圧の影響を受け、２次側主巻線Ｗ２の電圧が低下すると２次側補助巻線Ｗ４の電圧も低下するという不都合が生じる。
【００４６】
具体的な波形図を参照しながら、スイッチング電源１の動作をさらに説明する。
図２は、図１５に示す従来のスイッチング電源の動作を説明するためのグラフである。また、図３は、実施の形態１のスイッチング電源１の動作を説明するためのグラフである。図２、図３において、縦軸は、上から順に、負荷抵抗の大きさ、２次側主巻線Ｗ２から出力される出力電圧の大きさ、出力電流の大きさ、電流検出部１３の駆動電圧の大きさを表わす。横軸は経過時間を表わす。以下、図２、図３に示すように、負荷抵抗が時間とともに減少する場合の動作について説明する。
【００４７】
まず、従来のスイッチング電源１００の場合について、図２、図１５を参照して説明する。スイッチング電源１００の出力電流が閾値電流に達していない通常動作時には、スイッチング電源１００は出力電圧が一定の状態で動作する。この場合の出力電圧は、入力電圧Ｖｉｎ、巻数比Ｎ２／Ｎ１、およびトランジスタＱ１のオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆとの比Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆとによって決定される。出力電圧が一定である通常動作時には、負荷抵抗が減少するにつれて出力電流は増加する。
【００４８】
図２の時刻ｔ１で、出力電流が予め設定される閾値電圧に到達すると、電流検出部１０１がトランジスタＱ１のオン時間を減少させる制御信号を出力するようになるので、スイッチング電源１００は図１６の電流垂下特性を示す。したがって、時刻ｔ１以降、出力電流が一定の状態で出力電圧が徐々に低下する。ここで、電流検出部１０１の駆動電圧は２次側主巻線Ｗ２から供給されるので、時刻ｔ１以降、出力電圧の低下に伴なって電流検出部１０１の駆動電圧も低下する。
【００４９】
時刻ｔ２で、電流検出部１０１の駆動電圧が電流検出部１０１が正常に動作可能な下限の電圧ＶＬを下回ると、電流検出部１０１は、動作状態と非動作状態とを繰返す制御不能の状態に陥る。この結果、図２に示すように出力電圧および出力電流に異常な振動が観測される。
【００５０】
次に、実施の形態１のスイッチング電源１の場合について、図１、図３を参照して説明する。図２の従来の場合と同様に、出力電圧が一定である通常動作時には、負荷抵抗が減少するにつれてスイッチング電源１の出力電流は増加する。
【００５１】
図３の時刻ｔ１で、出力電流が予め設定される閾値電圧に到達すると、電流検出部１３がトランジスタＱ１のオン時間を減少させる制御信号を出力するようになるので、スイッチング電源１は図１６の電流垂下特性を示す。したがって、時刻ｔ１以降、出力電流が一定の状態で出力電圧が徐々に低下する。
【００５２】
しかしながら、図２の場合と異なり、電流検出部１３の駆動電圧は２次側主巻線Ｗ２とは独立の２次側補助巻線Ｗ４から供給されるので、時刻ｔ１以降、出力電圧が低下しても電流検出部１３の駆動電圧は一定のまま維持される。したがって、図２のような電流検出部１３の制御不能状態は生じない。ここで、図３に示すように、電流検出部１３に供給される駆動電圧を、電流検出部１３が動作可能な下限の電圧ＶＬを若干上回る値に設定することによって、電流検出部１３の消費電力を低減させることができる。
【００５３】
［実施の形態２］
図４は、本発明の実施の形態２のスイッチング電源２の構成を示す回路図である。また、図５は、図４のＰＷＭ制御部３０の構成を示すブロック図である。実施の形態２のスイッチング電源２は、図１の１次側制御部１１、電流検出部１３、および１次−２次伝達部１４のさらに詳細な構成を示すものである。以下、図１のスイッチング電源１と異なる点について主に説明し、共通する部分については同一の参照符号を付して説明を繰返さない。
【００５４】
図４を参照して、スイッチング電源２は、図１の１次側制御部１１に代えてＰＷＭ制御部３０を含む点で図１のスイッチング電源１と異なる。また、スイッチング電源２は、トランスＴｒ１の１次側に、抵抗素子Ｒ１〜Ｒ５およびコンデンサＣ２をさらに含む点で、図１のスイッチング電源と異なる。ここで、抵抗素子Ｒ５は、１次側主巻線Ｗ１を流れる電流を検出するための抵抗である。
【００５５】
ＰＷＭ（パルス幅変調：Pulse  Width  Modulation）制御部３０は、実施の形態１の１次側制御部１１の機能に加えて、１次側主巻線Ｗ１の過電流による磁気飽和を防止する機能を有する。なお、図５のＰＷＭ制御部３０にさらに他の機能の付加されたＩＣ（Integrated  Circuits）が市販されている（たとえば、富士電機製の品番ＦＡ５３１１）。
【００５６】
ＰＷＭ制御部３０は、駆動電圧が供給される電源ノード３１、トランジスタＱ１のゲート制御信号を出力する出力ノード３２、１次側主巻線Ｗ１の電流検知信号が入力される入力ノード３３、電流検出部１３からの制御信号が入力される入力ノード３４、および接地ノード３５を含む。各ノード３１〜３５の接続は次のとおりである。
【００５７】
電源ノード３１は、整流平滑回路８のダイオードＤ１のカソードに接続される。さらに、電源ノード３１は、抵抗素子Ｒ１を介して入力端子Ｖｉｎに接続される。出力ノード３２は、ゲート保護用の抵抗素子Ｒ２を介在してトランジスタＱ１のゲート電極に接続される。入力ノード３３は、直列接続された抵抗素子Ｒ４およびＲ３の接続ノードと接続される。ここで、互いに直列接続された抵抗素子Ｒ４，Ｒ３は、抵抗素子Ｒ５と並列に設けられている。したがって、入力ノード３３には、電流検出用の抵抗素子Ｒ５に生じる電圧が抵抗素子Ｒ４，Ｒ３によって分圧されて入力される。また、入力ノード３３と接地端子ＧＮＤ１との間に、平滑用のコンデンサＣ２が接続される。入力ノード３４と接地端子ＧＮＤ１との間には、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＣ１−ＴＲが接続される。ここで、フォトカプラＰＣ１は、１次−２次伝達部１４として用いられる。なお、図４では、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＣ１−ＴＲと発光ダイオードＰＣ１−ＤＩとを分離して示しているけれども、両者はフォトカプラＰＣ１として一体のものである。接地ノード３５は接地端子ＧＮＤ１に接続される。
【００５８】
次に、図５を参照して、ＰＷＭ制御部３０の構成をさらに詳しく説明する。ＰＷＭ制御部３０は、ＰＷＭのキャリア周波数で三角波を発生する発振器３６と、ＰＷＭコンパレータ３７と、１次側主巻線Ｗ１の過電流を判定するためのコンパレータ３８と、参照電圧を発生する直流電源３９と、ＲＳフリップフロップ４０と、ＮＯＲ回路４１と、波形整形用のバッファ回路４２とを含む。まず、これらの接続について説明する。
【００５９】
ＰＷＭコンパレータ３７の−端子は入力ノード３４に接続され、ＰＷＭコンパレータ３７の＋端子は発振器３６の出力ノードと接続される。ＰＷＭコンパレータ３７の出力ノードは、ＮＯＲ回路の一方の入力ノードに接続される。
【００６０】
コンパレータ３８の＋端子は入力ノード３３に接続され、コンパレータ３８の−端子は直流電源３９の正極に接続される。直流電源３９の負極は接地ノード３５に接続される。また、コンパレータ３８の出力ノードはＲＳフリップフロップ４０のセット端子Ｓに接続される。
【００６１】
ＲＳフリップフロップ４０のリセット端子Ｒは発振器３６の出力ノードと接続される。ＲＳフリップフロップ４０の出力端子ＱはＮＯＲ回路４１の他方の入力ノードに接続される。ＮＯＲ回路４１の出力ノードはバッファ回路４２を介して出力ノード３２に接続される。
【００６２】
次に、ＰＷＭ制御部３０の動作について説明する。
まず、１次側主巻線Ｗ１を流れる電流が過電流となっていない場合、すなわち、入力ノード３３の電圧が電源３９の参照電圧よりも低い場合について説明する。この場合、コンパレータ３８の出力がＬレベルとなり、ＲＳフリップフロップ４０の出力端子ＱがＬレベルとなるので、ＮＯＲ回路４１の出力はＰＷＭコンパレータ３７の出力を反転したものになる。ここで、ＰＷＭコンパレータ３７から出力されるパルス信号は、入力ノード３４の電圧が増加するにつれてパルス幅が狭くなる（Ｈレベルの時間が減少する）。したがって、入力ノード３４の電圧が増加するにつれて、出力ノード３２から出力されるパルス信号のパルス幅が広くなる（Ｈレベルの時間が増加する）。この結果、トランジスタＱ１のオン時間は増加する。
【００６３】
次に、１次側主巻線Ｗ１を流れる電流が過電流となっている場合、すなわち、入力ノード３３の電圧が電源３９の参照電圧よりも高い場合について説明する。この場合、コンパレータ３８の出力がＨレベルとなるので、ＲＳフリップフロップ４０の出力端子ＱがＨレベルとなる。したがって、ＮＯＲ回路４１の出力はＰＷＭコンパレータ３７の出力によらずＬレベルになる。この結果、トランジスタＱ１はオフ状態になる。もっとも、ＲＳフリップフロップ４０のリセット端子Ｒには発振器３６の出力が与えられるので、ＲＳフリップフロップ４０の出力は、キャリア周期ごとにリセットされる。したがって、キャリア周期ごとに、入力ノード３３の電圧と電源３９の参照電圧とが比較されて、その結果に応じてトランジスタＱ１がオフ状態になる。
【００６４】
次に、再び図４を参照して、電流検出部１３の構成について説明する。電流検出部１３は、参照電圧生成回路ＲＶ１と、抵抗素子Ｒ２１〜Ｒ２６と、コンパレータＩＣ２１とを含む。
【００６５】
抵抗素子Ｒ２２は、スイッチング電源２の出力電流を検出するために設けられ、２次側主巻線Ｗ２側の電流検出ノード１３Ｂと接地端子ＧＮＤ２側の電流検出ノード１３Ｃとの間に設けられる。
【００６６】
参照電圧生成回路ＲＶ１は、電源ノード１３Ａに整流平滑回路１２から供給される駆動電圧を受けて、一定の参照電圧（たとえば、１．５Ｖ）を生成する。参照電圧生成回路ＲＶ１の出力ノードと電流検出ノード１３Ｂとの間に抵抗素子Ｒ２３，Ｒ２４が直列に接続される。また、参照電圧生成回路ＲＶ１の出力ノードと電流検出ノード１３Ｃとの間に抵抗素子Ｒ２５，Ｒ２６が直列に接続される。
【００６７】
コンパレータＩＣ２１は、抵抗素子Ｒ２３，Ｒ２４の接続ノードの電圧と、抵抗素子Ｒ２５，Ｒ２６の接続ノードの電圧とを比較する。コンパレータＩＣ２１の出力ノードと電源ノード１３Ａとの間に、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＰＣ１−ＤＩと抵抗素子Ｒ２１とが直列に接続される。前述のように、フォトカプラＰＣ１は、図１の１次−２次伝達部１４として用いられている。
【００６８】
上記構成の電流検出部１３の動作は次のとおりである。抵抗素子Ｒ２３，Ｒ２４で分圧された参照電圧は、コンパレータＩＣ２１の＋端子に入力される。抵抗素子Ｒ２５，Ｒ２６で分圧された参照電圧は、コンパレータＩＣ２１の−端子に入力される。抵抗素子Ｒ２２に出力電流が流れていない場合、コンパレータの＋端子に入力される電圧が−端子に入力される電圧に比べて高くなるように抵抗素子Ｒ２３〜Ｒ２６の大きさが予め定められている。
【００６９】
ここで、スイッチング電源２の出力電流が増加した結果、抵抗素子Ｒ２２の電圧降下が大きくなり、コンパレータの＋端子に入力される電圧が−端子に入力される電圧より低くなると、コンパレータＩＣ２１の出力はＬレベルになる。この結果、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＰＣ１−ＤＩに流れる電流が増加する。すると、ＰＷＭ制御部３０の入力ノード３４に接続されているフォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＣ１−ＴＲのインピーダンスが低下し、入力ノード３４の電圧が低下する。前述のように、入力ノード３４の電圧が低下すると、出力ノード３２から出力されるパルス信号のパルス幅が狭くなり、トランジスタＱ１のオン時間が減少する。この結果、スイッチング電源２の出力電流を減少させる方向にフィードバックが働く。負荷電流が減少した場合には、以上の逆のことが起こり、出力ノード３２から出力されるパルス信号のパルス幅が増加し、トランジスタＱ１のオン時間が増加する。結果として、スイッチング電源２の出力電流を増大させる方向にフィードバックが働く。
【００７０】
このように、実施の形態２のスイッチング電源２によって、実施の形態１のスイッチング電源１と同様の機能を実現できる。したがって、実施の形態２のスイッチング電源２によれば、電圧−電流特性の電流垂下領域で定電流動作することによって、スイッチング電源２の出力電圧が極度に低下した場合にも、電流検出部１３の駆動電圧が変化しないので、スイッチング電源２は安定的に動作する。
【００７１】
［実施の形態３］
図６は、本発明の実施の形態３のスイッチング電源３の構成を示す回路図である。図６は、本発明を他励式のフォワード型の電源に適用した例を示すものである。以下、図１の実施の形態１のスイッチング電源１と異なる点について主に説明し、図１と共通する部分については同一の参照符号を付して説明を繰返さない。
【００７２】
図６を参照して、スイッチング電源３は、図１のトランスＴｒ１に代えてトランスＴｒ２を含む点で、図１のスイッチング電源１と異なる。また、スイッチング電源３は、トランスＴｒ２の１次側にダイオードＤ５をさらに含む点で、図１のスイッチング電源１と異なる。
【００７３】
トランスＴｒ２は、１次側主巻線Ｗ１、１次側補助巻線Ｗ３，Ｗ５、２次側主巻線Ｗ２、および２次側補助巻線Ｗ４とを含む。１次側補助巻線Ｗ３，Ｗ５および２次側主巻線Ｗ２の極性は、１次側主巻線Ｗ１の極性と同じである。２次側補助巻線Ｗ４の極性は、１次側主巻線Ｗ１の極性と逆である。
【００７４】
ここで、１次側補助巻線Ｗ５は、トランスＴｒ２に生じた磁束を元に戻すためのものである。１次側補助巻線Ｗ５は、その一方の端子が入力端子Ｖｉｎに接続され、他方の端子がダイオードＤ５のカソードに接続される。ダイオードＤ５のアノードは、接地端子ＧＮＤ１に接続される。ダイオードＤ５は、トランジスタＱ１がオフ状態のときに導通する。
【００７５】
スイッチング電源３は、さらに、図１の整流平滑回路９に代えて整流平滑回路１０を含む点で、図１のスイッチング電源１と異なる。整流平滑回路１０は、図１の整流平滑回路９を構成するダイオードＤ２１および電解コンデンサＣ２１に加えて、ダイオードＤ２５およびリアクトルＬ１をさらに含む。
【００７６】
まず、整流平滑回路１０の各構成要素の接続について説明する。ダイオードＤ２１のアノードは、２次側主巻線Ｗ２の一方の端子に接続され、ダイオードＤ２１のカソードは、ダイオードＤ２５のカソードと接続される。ダイオードＤ２５のアノードは、２次側主巻線Ｗ２の他方（接地端子ＧＮＤ２側）の端子に接続される。ダイオードＤ２１のカソードは、さらに、リアクトルＬ１の一方の端子に接続され、リアクトルＬ１の他方の端子は出力端子ＶＯＵＴに接続される。また、出力端子ＶＯＵＴとダイオードＤ２５のアノードとの間に平滑用の電解コンデンサＣ２１が接続される。
【００７７】
フォワード型のスイッチング電源３の場合、トランジスタＱ１がオン状態のときにダイオードＤ２１が導通する。したがって、トランジスタＱ１がオン状態のときに２次側主巻線Ｗ２に発生する電力が、リアクトルＬ１に蓄積されるとともに負荷に供給される。トランジスタＱ１がオフ状態のときには、リアクトルＬ１の励磁エネルギーの放出によって負荷に電力が供給される。
【００７８】
上記構成のスイッチング電源３においても、実施の形態１のスイッチング電源１と同様に、電流検出部１３の駆動電圧は２次側主巻線Ｗ２とは独立の２次側補助巻線Ｗ４から供給される。また、実施の形態１の場合と同様に、２次側主巻線Ｗ２の極性と２次側補助巻線Ｗ４の極性とが逆になっている。したがって、電流垂下特性によってスイッチング電源３の出力電圧が低下した場合にも、電流検出部１３は、ほぼ一定の電圧で安定に駆動される。
【００７９】
［実施の形態４］
図７は、本発明の実施の形態４のスイッチング電源４の構成を示す回路図である。
【００８０】
図７を参照して、スイッチング電源４は、整流平滑回路１２と電流検出部１３との間に設けられた電圧安定部１５を含む点で、図１の実施の形態１のスイッチング電源１と異なる。その他の点については、図１のスイッチング電源１と同様であるので、共通する部分については同一の参照符号を付して説明を繰返さない。
【００８１】
電圧安定部１５は、整流平滑回路１２の出力電圧を安定化させて電流検出部１３に供給する。電圧安定部１５の入力ノード１５Ａは、整流平滑回路１２のダイオードＤ２２のカソードに接続され、電圧安定部１５の出力ノード１５Ｂは、電流検出部１３の電源ノード１３Ａに接続される。また、電圧安定部１５の接地ノード１５Ｃは、電流検出部１３の電流検出ノード１３Ｂに接続される。
【００８２】
電圧安定部１５が設けられていない図１のスイッチング電源１の場合、整流平滑回路１２から電流検出部１３に出力される駆動電圧が変動すると、スイッチング電源１の出力電流が変動していないのに、電流検出部１３からトランスＴｒ１の１次側に出力される制御信号が変化することになる。また、図４のスイッチング電源２の場合には、電流検出部１３の駆動電圧の変動によって、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＰＣ１−ＤＩを流れる電流値が変化し、その情報がトランスＴｒ１の一次側に出力されることになる。この結果、スイッチング電源の出力電流の安定性が悪くなる。したがって、電圧安定部１５によって電流検出部１３の駆動電圧を安定化することによって、スイッチング電源の出力電流を安定化させることができる。
【００８３】
図８は、図７の電圧安定部１５の構成の一例を示す回路図である。
図８の電圧安定部１６は、入力ノード１５Ａ、出力ノード１５Ｂ、および接地ノード１５Ｃに接続される三端子レギュレータＩＣ２２と、出力ノード１５Ｂと接地ノード１５Ｃとの間に接続される発振防止用のバイパスコンデンサＣ２３とを含む。三端子レギュレータＩＣ２２は、入力ノード１５Ａと接地ノード１５Ｃとの間に供給される直流電圧を降圧するとともに安定化し、安定化された直流電圧を出力ノード１５Ｂから出力する。
【００８４】
図９は、図７の電圧安定部１５の構成の他の例を示す回路図である。
図９の電圧安定部１７は、抵抗素子Ｒ２７，Ｒ２８と、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタＱ２１と、ツェナダイオードＺＤ２１とを含む。抵抗素子Ｒ２７，Ｒ２８は、入力ノード１５Ａと接地ノード１５Ｃとの間に直列に接続される。トランジスタＱ２１のコレクタは入力ノード１５Ａに接続され、エミッタは出力ノード１５Ｂに接続される。また、トランジスタＱ２１のベースは、抵抗素子Ｒ２７，Ｒ２８の接続ノードに接続される。ツェナダイオードＺＤ２１のカソードはトランジスタＱ２１のベースに接続され、ツェナダイオードＺＤ２１のアノードは接地ノード１５Ｃに接続される。ツェナダイオードＺＤ２１のツェナ電圧は、たとえば０．７Ｖである。
【００８５】
図９の電圧安定部１７によれば、トランジスタＱ２１のエミッタの電圧がほぼツェナ電圧に等しくなり、電流検出部１３に供給する駆動電圧を安定化することができる。図９の電圧安定部１７は、図８の電圧安定部１６に比べると、出力ノード１５Ｂの電圧の温度変化に対する安定性が劣るけれども、安価である。
【００８６】
［実施の形態５］
図１０は、本発明の実施の形態５のスイッチング電源５の構成を示す回路図である。図１０のスイッチング電源５は、図１の電流検出部１３に代えて電流・電圧検出部１８を含む点で図１に実施の形態１のスイッチング電源１と異なる。図１０のその他の点は、図１の実施の形態１のスイッチング電源１と同様であるので、共通する部分については同一の参照符号を付して説明を繰返さない。
【００８７】
電流・電圧検出部１８は、スイッチング電源５の出力電流だけでなく、出力電圧についても閾値電圧を越えないように制御する。出力電圧を検出するために、電流・電圧検出部１８の電圧検出ノード１８Ｅが出力端子ＶＯＵＴに接続される。また、図１の電流検出部１３と同様に、電流・電圧検出部１８の電源ノード１８Ａには、整流平滑回路１２から駆動用の直流電圧が供給される。また、電流・電圧検出部１８の電流検出ノード１８Ｂは２次側主巻線Ｗ２に接続され、電流検出ノード１８Ｃは接地端子ＧＮＤ２に接続される。これによって、電流・電圧検出部１８は、電流検出ノード１８Ｂ，１８Ｃ間を流れる出力電流を検出する。電流・電圧検出部１８は、検出した出力電流および出力電圧少なくとも一方が閾値（閾値電流および閾値電圧）を越えたときに、トランジスタＱ１のオン時間を減少させる制御信号を、出力ノード１８Ｄから１次−２次伝達部１４を介して１次側制御部１１に出力する。
【００８８】
電流・電圧検出部１８は、実施の形態１の電流検出部１３と比較して、回路が複雑化し検出回路自体のコストはアップすることになるが、電源の最大出力電圧を低く抑えられるので、負荷として接続される回路部品の耐圧を低くできるメリットがある。この結果、負荷として接続される回路部品のコストダウン、小型化につながる。
【００８９】
［実施の形態６］
図１１は、本発明の実施の形態６のスイッチング電源６の構成を示す回路図である。実施の形態６のスイッチング電源６は、図１０の１次側制御部１１、１次−２次伝達部１４、および電流・電圧検出部１８のさらに詳細な構成を示すものである。図１１において、スイッチング電源６のトランスＴｒ１の１次側の構成と、フォトカプラＰＣ１を用いた１次−２次伝達部１４の構成とは、図４、図５の実施の形態２の場合と同様であるので、これらの部分については同一の参照符号を付して説明を繰返さない。以下、図１１の電流・電圧検出部１８の構成について詳しく説明する。なお、図１１の電圧検出部の機能を有するＩＣは市販されている（たとえば、新日本無線製の品番ＮＪＭ２１４６Ｂ）。
【００９０】
図１１を参照して、電流・電圧検出部１８は、参照電圧生成回路ＲＶ２と、抵抗素子Ｒ２２〜Ｒ２６，Ｒ２９，Ｒ３０と、コンパレータＩＣ２１，ＩＣ２３と、ＯＲ回路ＩＣ２４と、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタＱ２２とを含む。まず、これらの構成要素の接続について説明する。
【００９１】
抵抗素子Ｒ２２は、負荷電流を検出するために設けられ、２次側主巻線Ｗ２側の電流検出ノード１８Ｂと接地端子ＧＮＤ２側の電流検出ノード１８Ｃとの間に設けられる。
【００９２】
参照電圧生成回路ＲＶ２は、電源ノード１８Ａに整流平滑回路１２から供給される駆動電圧を受けて、一定の参照電圧（たとえば、１．５Ｖ）を発生する。参照電圧生成回路ＲＶ２の出力ノードと電流検出ノード１８Ｂとの間に抵抗素子Ｒ２３，Ｒ２４が直列に接続される。また、参照電圧生成回路ＲＶ１の出力ノードと電流検出ノード１８Ｃとの間に抵抗素子Ｒ２５，Ｒ２６が直列に接続される。
【００９３】
コンパレータＩＣ２１の−端子は、抵抗素子Ｒ２３，Ｒ２４の接続ノードに接続される。また、コンパレータＩＣ２１の＋端子は、抵抗素子Ｒ２５，Ｒ２６の接続ノードに接続される。コンパレータＩＣ２１は、これらの接続ノード間の電圧を比較する。
【００９４】
抵抗素子Ｒ２９，Ｒ３０は、ノード１８Ｅ，１８Ｃ間（出力端子ＶＯＵＴと接地端子ＧＮＤ２との間）に直列に接続される。抵抗素子Ｒ２９，Ｒ３０の接続ノードは、コンパレータＩＣ２３の＋端子に接続される。コンパレータＩＣ２３の−端子は、参照電圧生成回路ＲＶ２の出力ノードに接続される。
【００９５】
ＯＲ回路ＩＣ２４は、コンパレータＩＣ２１，ＩＣ２３の出力のＯＲ演算をトランジスタＱ２２のゲートに出力する。トランジスタＱ２２のカソードは電流検出ノード１８Ｃに接続され、アノードはフォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＰＣ１−ＤＩのカソードに接続される。発光ダイオードＰＣ１−ＤＩのアノードは電源ノード１８Ａに接続される。
【００９６】
上記構成の電流検出部１３の動作は次のとおりである。
コンパレータＩＣ２１の動作は、図４，５の実施の形態２の場合と同様であるが、＋端子と−端子とが実施の形態２と逆になっている。したがって、出力電流が流れていない場合、コンパレータの−端子に入力される電圧が＋端子に入力される電圧に比べて高くなるように抵抗素子Ｒ２３〜Ｒ２６の大きさが予め定められる。抵抗素子Ｒ２２を流れる出力電流が増加した結果、抵抗素子Ｒ２２の電圧降下が大きくなり、コンパレータの＋端子に入力される電圧が−端子に入力される電圧より高くなると、コンパレータＩＣ２１の出力はＨレベルになる。
【００９７】
また、コンパレータＩＣ２３は、スイッチング電源６の出力電圧が増加した結果、抵抗素子Ｒ２９，Ｒ３０で分圧された出力電圧が参照電圧を超えたときにＨレベルの信号を出力する。
【００９８】
ＯＲ回路ＩＣ２４は、コンパレータＩＣ２１，ＩＣ２３の少なくとも一方の出力がＨレベルになった場合に、トランジスタＱ２２をオン状態に遷移させる。この結果、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＰＣ１−ＤＩに流れる電流が増加する。すると、ＰＷＭ制御部３０の入力ノード３４に接続されているフォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＣ１−ＴＲのインピーダンスが低下し、入力ノード３４の電圧が低下する。前述のように、入力ノード３４の電圧が低下すると、出力ノード３２から出力されるパルス信号のパルス幅が狭くなり、トランジスタＱ１のオン時間が減少する。この結果、負荷電圧または負荷電流を減少させるようにフィードバックが働く。電源出力電圧もしくは電流が低い場合はその逆のことが起きるので、スイッチング電源６の出力電圧と出力電流とが一定に保たれる。
【００９９】
［実施の形態７］
図１２は、本発明の実施の形態７のスイッチング電源７の構成を示す回路図である。
【０１００】
図１２を参照して、スイッチング電源７は、整流平滑回路１２と電流・電圧検出部１８との間に設けられた電圧安定部１５を含む点で、図１０の実施の形態５のスイッチング電源５と異なる。その他の点については、図１０のスイッチング電源５と同様であるので、共通する部分については同一の参照符号を付して説明を繰返さない。
【０１０１】
電圧安定部１５は、整流平滑回路１２の出力電圧を安定化させて電流・電圧検出部１８に供給する。電圧安定部１５の入力ノード１５Ａは、整流平滑回路１２のダイオードＤ２２のカソードに接続され、出力ノード１５Ｂは、電流・電圧検出部１８の電源ノード１８Ａに接続される。また、電圧安定部１５の接地ノード１５Ｃは、電流・電圧検出部１８の電流検出ノード１８Ｂに接続される。
【０１０２】
電圧安定部１５が設けられていない図１０のスイッチング電源５の場合、整流平滑回路１２から電流・電圧検出部１８に出力される駆動電圧が変動すると、スイッチング電源５の出力電圧または出力電流が変動していないのに、電流・電圧検出部１８からトランスＴｒ１の１次側に出力される制御信号が変化することになる。また、図１１のスイッチング電源６の場合には、電流・電圧検出部１８の駆動電圧の変動によって、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＰＣ１−ＤＩを流れる電流値が変化し、その情報が一次側に出力されることになる。この結果、スイッチング電源５の出力電圧および出力電流の安定性が悪くなる。したがって、電圧安定部１５によって電流・電圧検出部１８の駆動電圧を安定化することによって、スイッチング電源７の出力を安定化させることができる。
【０１０３】
図１３は、図１２の電圧安定部１５の構成の一例を示す回路図である。図１３の電圧安定部１６の構成は、図８の電圧安定部１６の構成と同様であるので、説明を繰返さない。
【０１０４】
図１４は、図１２の電圧安定部１５の構成の他の例を示す回路図である。図１４の電圧安定部１７の構成は、図９の電圧安定部１７の構成と同様であるので、説明を繰返さない。
【０１０５】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【０１０６】
【図１】本発明の実施の形態１のスイッチング電源１の構成を示す回路図である。
【図２】図１５に示す従来のスイッチング電源の動作を説明するためのグラフである。
【図３】実施の形態１のスイッチング電源１の動作を説明するためのグラフである。
【図４】本発明の実施の形態２のスイッチング電源２の構成を示す回路図である。
【図５】図４のＰＷＭ制御部３０の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態３のスイッチング電源３の構成を示す回路図である。
【図７】本発明の実施の形態４のスイッチング電源４の構成を示す回路図である。
【図８】図７の電圧安定部１５の構成の一例を示す回路図である。
【図９】図７の電圧安定部１５の構成の他の例を示す回路図である。
【図１０】本発明の実施の形態５のスイッチング電源５の構成を示す回路図である。
【図１１】本発明の実施の形態６のスイッチング電源６の構成を示す回路図である。
【図１２】本発明の実施の形態７のスイッチング電源７の構成を示す回路図である。
【図１３】図１２の電圧安定部１５の構成の一例を示す回路図である。
【図１４】図１２の電圧安定部１５の構成の他の例を示す回路図である。
【図１５】従来のスイッチング電源１００の構成を示す回路図である。
【図１６】図１５のスイッチング電源１００の出力電流と出力電圧との関係を示すグラフである。
【符号の説明】
【０１０７】
１〜７，１００  スイッチング電源、８，９，１０，１２  整流平滑回路、９  整流平滑回路、１０  整流平滑回路、１１  １次側制御部、１３，１０１  電流検出部、１４  １次−２次伝達部、１５〜１７  電圧安定部、１８  電流・電圧検出部、３０  ＰＷＭ制御部、Ｃ１，Ｃ２１，Ｃ２２  電解コンデンサ、Ｃ２３  バイパスコンデンサ、Ｄ１，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２５  ダイオード、ＧＮＤ１，ＧＮＤ２  接地端子、ＩＣ２１，ＩＣ２３  コンパレータ、ＩＣ２２  三端子レギュレータ、ＰＣ１  フォトカプラ、Ｑ１  ＭＯＳトランジスタ、Ｑ２１，Ｑ２２  バイポーラトランジスタ、Ｒ１〜Ｒ５，Ｒ２１〜Ｒ３０  抵抗素子、Ｔｒ１〜Ｔｒ３  トランス、Ｖｉｎ  入力端子、ＶＯＵＴ  出力端子、Ｗ１  一次側主巻線、Ｗ２  ２次側主巻線、Ｗ３  １次側補助巻線、Ｗ４  ２次側補助巻線、ＺＤ２１  ツェナダイオード。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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