(57)【要約】【課題】  回生運転が可能な交流回転機の制御装置に関し、交流直流変換回路の損失を低減するものである。【解決手段】  交流回転機と、前記交流回転機の交流電力を直流電力に変換する交流直流変換回路と、前記交流直流変換回路に接続された直流負荷と、前記交流回転機に接続され、前記交流回転機の交流電力を直流電力に変換する模擬交流直流変換回路と、前記模擬交流直流変換回路に接続された模擬直流負荷と、前記模擬交流直流変換回路に現れる電流若しくは電圧情報に基づいてスイッチング信号を演算し、このスイッチング信号を前記交流直流変換回路へ出力するスイッチング信号発生手段とを備えるようにした。【選択図】図１
2009232628.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流回転機と、
前記交流回転機の交流電力を直流電力に変換し直流電圧を出力する交流直流変換回路と、
前記交流回転機に接続され、前記交流回転機の交流電力を直流電力に変換する模擬交流直流変換回路と、
前記模擬交流直流変換回路に接続された模擬直流負荷と、
前記模擬交流直流変換回路に現れる電流若しくは電圧情報に基づいてスイッチング信号を演算し、このスイッチング信号を前記交流直流変換回路へ出力するスイッチング信号発生手段とを備え、
前記交流直流変換回路は、スイッチング信号に基づいてオンオフする半導体スイッチング素子を有し、前記スイッチング信号発生手段から得たスイッチング信号に基づいて該半導体スイッチング素子をオンオフすることを特徴とする交流回転機の制御装置。
【請求項２】
前記模擬交流直流変換回路は、模擬直流負荷に接続され、前記模擬直流負荷は、動作中に模擬直流負荷を通る電流が１ナノアンペア以上で且つ８アンペア以下になるインピーダンスであることを特徴とする請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
【請求項３】
前記模擬交流直流変換回路は、交流回転機の各相に接合され、ダイオードと、このダイオードに直列接続した抵抗とで構成されたブリッジ回路を備え、
前記スイッチング信号発生手段は該模擬交流直流変換回路のダイオードに直列接続した抵抗端子の電位差に基づいて前記交流直流変換回路へ出力するスイッチング信号を演算することを特徴とする請求項１または２に記載の交流回転機の制御装置。
【請求項４】
前記模擬交流直流変換回路は、交流回転機の各相に接合され、ダイオードと、このダイオードに直列接続した電流検出器を備えるとともに、
前記スイッチング信号発生手段は該電流検出器から得た前記ダイオードを導通する電流に基づいて前記交流直流変換回路へ出力するスイッチング信号を演算することを特徴とする請求項１または２に記載の交流回転機の制御装置。
【請求項５】
トルク指令若しくは速度指令に基づき、スイッチング信号を演算する制御手段と、スイッチング信号切替手段とを更に備え、前記トルク指令若しくは速度指令の情報により前記スイッチング信号切替手段を用いて前記交流直流変換回路へ出力するスイッチング信号を前記スイッチング信号発生手段または前記制御手段のいずれから選択するか切り替えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回生運転が可能な交流回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の回生運転が可能な交流回転機の制御装置では、回生運転時に交流回転機の交流エネルギーを直流エネルギーに変換させるために、ダイオード整流回路を用いていた。ダイオード整流回路は、オン電圧に起因してダイオードの端子間に０．７Ｖ程度の電位差が発生するので、この電位差とダイオードを導通する電流の大きさとの積が損失として発生する。特に大きな電流を出力する交流回転機の場合は、ダイオード整流回路で損失するエネルギーが大きくなり、回生電力の低下やダイオード整流回路の発熱などの問題があった。
【０００３】
この問題を解決するために、従来の交流回転機の制御装置では、ダイオード整流回路のダイオードの代わりに、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などのＭＯＳゲートデバイスを含む能動スイッチブリッジの集合によって整流回路を構成し、交流回転機の相間電圧のそれぞれの絶対値に基づいてスイッチを制御するように構成されている（特許文献１）。
【０００４】
また、従来の交流回転機の制御装置では、自己の両主電極端子間の電位差ではなく、少なくとも自己相とは異なる異相の相電圧を用いてこの自己相のＭＯＳトランジスタの断続タイミング決定することで、自己相の両主電極端子間の電位差がオン後に非常に小さくなってしまいその変化検出が容易でないという問題を解決している（特許文献２）。
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−１４７４８５（５頁４０〜６頁３２行、図１）
【特許文献２】特開２００４−７９６４（５頁１１〜１５行、図４）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ＭＯＳゲートデバイスのスイッチングの本質的なオンオフタイミングはＭＯＳゲートデバイスを導通する電流の符号であり、交流回転機を回生運転する場合、ＭＯＳゲートデバイスがダイオードと同じような振る舞いを行うように、電流の符号によってスイッチングのオンオフタイミングを定めれば良い。しかしながら、大電流が発生するような交流回転機を回生運転する場合は、大電流を計測するための電流検出器が必要となり、装置のコストが上昇してしまう問題がある。また、電流検出器を用いないで電圧からスイッチングのオンオフタイミングを決定する上述した特許文献１および特許文献２の従来の交流回転機の制御装置にあっては、電流の符号が変化するタイミングを電圧情報から求めると十分な精度が得られずに、ＭＯＳゲートデバイスのスイッチングのオンオフタイミングが適切でなく、オンオフタイミングが不適切な結果、ＭＯＳゲートデバイス内部で電流逆流現象が生じたり、出力電流の取り出し能力が低下したり、電流がＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードを通じて流れて電力損失が増加するという問題があった。
【０００７】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、ＭＯＳゲートデバイスなどの半導体スイッチング素子を導通する電流の符号を正確に求めることによって、該半導体スイッチング素子の適切なオンオフタイミングを得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係わる交流回転機の制御装置は、交流回転機と、前記交流回転機の交流電力を直流電力に変換し直流電圧を出力する交流直流変換回路と、前記交流回転機に接続され、前記交流回転機の交流電力を直流電力に変換する模擬交流直流変換回路と、前記模擬交流直流変換回路に接続された模擬直流負荷と、前記模擬交流直流変換回路に現れる電流若しくは電圧情報に基づいてスイッチング信号を演算し、このスイッチング信号を前記交流直流変換回路へ出力するスイッチング信号発生手段とを備え、前記交流直流変換回路は、スイッチング信号に基づいてオンオフする半導体スイッチング素子を有し、前記スイッチング信号発生手段から得たスイッチング信号に基づいて該半導体スイッチング素子をオンオフするようにしたものである。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の構成によれば、交流直流変換回路の内部に電流検出器を設けることなく、交流直流変換回路が効率よく交流回転機の交流電力を直流電力に変換できるように該交流直流変換回路の半導体スイッチング素子のオンオフさせることが可能になる、といった従来にない顕著な効果を奏するものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１による交流回転機の制御装置を示す構成図である。交流回転機１の電機子端子に対して、第１の交流直流変換回路２の三相交流端子と第２の擬交流直流変換回路３の三相交流端子が並列に接続されている。第１の交流直流変換回路２は交流回転機１の交流電力を直流電力に変換し、該第１の交流直流変換回路２の直流端子には直流負荷４が接続されている。また、第２の交流直流変換回路３も交流回転機１の交流電力を直流電力に変換し、該第２の交流直流変換回路３の直流端子には直流負荷５が接続されている。スイッチング信号発生手段６は、前記第２の交流直流変換回路３に現れる電圧情報に基づいてスイッチング信号を演算し、このスイッチング信号を前記第１の交流直流変換回路２へ出力する。
図において、第２の交流直流変換回路３は第１の交流直流変換回路２と同じ動作を模倣させ、電流検出器がなくても実質第１の交流直流変換回路２に流れる電流を検出する働きをする。以下、第２の交流直流変換回路３を模擬交流直流変換回路３と、直流負荷５も模擬直流負荷５と称する。
【００１１】
交流直流変換回路２は、スイッチング信号に基づいてオンオフする半導体スイッチング素子によってスイッチングするスイッチ１１〜１６を有し、スイッチング信号発生手段６から得たスイッチング信号に基づいて該スイッチ１１〜１６をオンオフする。
【００１２】
模擬交流直流変換回路３はダイオード２１〜２６と該ダイオードのそれぞれに直列接続された抵抗２７〜３２によって構成し、ダイオード２１〜２６によって整流回路動作をする。また、ダイオード２１〜２６のそれぞれに対して抵抗２７〜３２を接続しているので、いずれかのダイオードに電流が導通するとそのダイオードに直列接続している抵抗の端子間に電位差が発生する。
【００１３】
直流負荷４は、交流直流変換回路２の正極側直流端子Vdcと負極側直流端子GNDに接続されている。本実施の形態ではバッテリー１７と抵抗負荷１８が並列に繋がっている場合を示しているが、直流負荷４は入出力電力が直流であればそれ以外でも良く、例えば、入力電力が直流であるライトやオーディオ機器であっても良いし、入出力電力が直流である直流回転機や直流を交流に変換する電力変換器であっても良い。バッテリーのみで蓄電するようにしてもよい。
【００１４】
模擬直流負荷５のインピーダンスについて説明する。模擬直流負荷５自身は仕事をしないので、模擬直流負荷を導通する電流は小さいほど良い。しかしながら、小さすぎると模擬直流負荷以外で消費する損失の影響を受けて、模擬整流回路３は所望の動作ができないので、小さ過ぎず、かつ大き過ぎないことが重要である。後述するようにスイッチング信号発生手段６としてオペアンプを利用する場合、オペアンプの入力電流は少なくとも数ｎＡが必要なので、それに対して模擬交流直流変換回路の抵抗端子間の電位が変動しないためには、模擬直流負荷５を通る電流は１ｎＡ（ナノアンペア）以上が必要条件であり、より安定に動作するためには１０ｎＡ以上が望ましい。
また、模擬直流負荷５で消費する電力は、模擬でしかないので可能な限り小さい方が望ましい。交流直流変換回路２が出力する直流電圧が１２Ｖ程度で出力電流が８０Ａクラスの車載機器に用いる場合、模擬直流負荷５で消費する電力を１００Ｗ以下に抑制することができなければ、模擬直流負荷に起因する損失は出力の約１０％以上となり効率が低下する上に、発熱などに起因して模擬直流負荷のサイズが大きくなる。模擬直流負荷５で消費する電力を１００Ｗ以下に抑制するためには、模擬直流負荷５を通る電流は８Ａ以下の電流が望ましい。従って、動作中に模擬直流負荷５を通る電流は１ｎＡ以上で且つ８Ａ以下になるようなインピーダンスにしておく。
なお、さらに望ましくは、交流直流変換回路２が出力する直流電圧が１２Ｖ程度の場合、模擬直流負荷５で消費する電力を１０Ｗ以下に抑制できると良く、その場合の模擬直流負荷５を通る電流は０．８Ａ以下となるようにすると良い。
また、さらに望ましくは、交流直流変換回路２が出力する直流電圧が１２Ｖ程度の場合、模擬直流負荷５で消費する電力を１Ｗ以下に抑制できると良く、その場合の模擬直流負荷５を通る電流は８０ｍＡ以下となるようにすると良い。
【００１５】
スイッチング信号発生手段６は、上側信号演算器３３と下側信号演算器３４とで構成されている。後述するように、上側信号演算器３３は、交流直流変換回路２の「各相の上側」に設けてあるスイッチ１１、１３、１５を駆動するための信号を演算し、下側信号演算器３４は、交流直流変換回路２の「各相の下側」に設けてあるスイッチ１２、１４、１６を駆動するための信号を演算する。上側信号演算器３３には、模擬交流直流変換回路３の正極側直流端子VPと、ダイオード２１と抵抗２７との間の電位VAHと、ダイオード２３と抵抗２９との間の電位VBHと、ダイオード２５と抵抗３１との間の電位VCHとが入力されるとともに、交流直流変換回路２のスイッチ１１〜１６のうち、上側に配置されたスイッチ１１，１３，１５をオン、オフさせるための信号SUH,SVH,SWHを交流直流変換回路２へ出力する。また、下側信号演算器３４には、模擬交流直流変換回路３の負極側直流端子VNと、ダイオード２２と抵抗２８との間の電位VALと、ダイオード２４と抵抗３０との間の電位VBLと、ダイオード２６と抵抗３２との間の電位VCLとが入力されるとともに、交流直流変換回路２のスイッチ１１〜１６のうち、下側に配置されたスイッチ１２，１４，１６をオン、オフさせるための信号SUL,SVL,SWLを交流直流変換回路２へ出力する。
【００１６】
図２は交流直流変換回路２に設けられたスイッチ１１の内部構成を示す図で、スイッチ１１はスイッチング信号発生手段６から得たスイッチング信号に基づいてオンオフする半導体スイッチング素子によってスイッチングする。
図において、抵抗４１は上側信号演算器３３から得た信号SUHをプルアップする。上側信号演算器３３が出力する信号SUHの電位はHighかLowかのいずれかであり、まず信号SUHがLowで且つスイッチ１２がオンの場合について考える。この場合、端子Vuの電位はGNDであり、直列接続されたダイオード４２とコンデンサ４３とが導通するので、コンデンサ４３に電荷が蓄積される。このダイオード４２とコンデンサ４３との直列回路は、チャージポンプ回路として知られる構成である。一方、上側信号演算器３３が出力する信号SUHの電位がHighの場合は、ダイオード４２と抵抗４４とトランジスタ４５の直列回路が導通する。これによってトランジスタ４６も導通し、半導体スイッチング素子４７のゲートをオンすることによって、半導体スイッチング素子４７がオンする。その結果、上側信号演算器３３が出力する信号SUHの電位がHighの場合は、端子Vuの電位はVdcとなる。図２を用いてスイッチ１１について説明したが、スイッチ１３、スイッチ１５についても同様である。
【００１７】
図３は交流直流変換回路２に設けられたスイッチ１２の内部構成を示す図で、スイッチ１２はスイッチング信号発生手段６から得られたスイッチング信号に基づいてオンオフする半導体スイッチング素子によってスイッチングする。
図において、抵抗４８は下側信号演算器３４から得た信号SULをプルアップする。下側信号演算器３４が出力する信号SULの電位はHighかLowかのいずれかであり、信号SULがLowの場合は、端子Vuの電位はVdcかGNDのいずれかである。一方、信号SULがHighの場合は、半導体スイッチング素子４９のゲートをオンすることによって、半導体スイッチング素子４９がオンする。その結果、下側信号演算器３３が出力する信号SULの電位がHighの場合は、端子Vuの電位はGNDとなる。図３を用いてスイッチ１２について説明したが、スイッチ１４、スイッチ１６についても同様である。
【００１８】
図４はスイッチング信号発生手段６に設けられた上側信号演算器３３の内部構成を示す図である。抵抗５１〜５４とオペアンプ５５によって公知の差動増幅回路を構成しており、抵抗５１と抵抗５２は同じ抵抗値Ｒ１であり、同様に抵抗５３と抵抗５４とは同じ抵抗値Ｒ２である。この場合、オペアンプ５５は電位差Ｒ２／Ｒ１×（VAH−VP）［Ｖ］を出力する。図１からわかるように、ダイオード２１に電流が導通すると抵抗２７の端子間の電位差、即ち（VAH−VP）［Ｖ］は電流振幅に比例した値を持つ。ここで、ダイオード２１を流れる電流の方向は一定なので、（VAH−VP）［Ｖ］は正の値である。また、ダイオード２１に電流が導通していない場合は、抵抗２７の端子間の電位差、即ち（VAH−VP）［Ｖ］は零である。従って、オペアンプ５５の出力は抵抗２７の端子間の電位差に対してＲ２／Ｒ１倍した値であり、ダイオード２１を導通する電流振幅に比例した値でもある。
【００１９】
同様に抵抗５６〜５９とオペアンプ６０によって公知の差動増幅回路を構成しており、抵抗５６と抵抗５７は同じ抵抗値Ｒ１であり、同様に抵抗５８と抵抗５９とは同じ抵抗値Ｒ２である。その結果、オペアンプ６０の出力は、オペアンプ５５と同様に抵抗２９の端子間の電位差に対してＲ２／Ｒ１倍した値であり、ダイオード２３を導通する電流振幅に比例した値でもある。同様に抵抗６１〜６４とオペアンプ６５によって公知の差動増幅回路を構成しており、抵抗６１と抵抗６２は同じ抵抗値Ｒ１であり、同様に抵抗６３と抵抗６４とは同じ抵抗値Ｒ２である。その結果、オペアンプ６５の出力は、オペアンプ５５と同様に抵抗３１の端子間の電位差に対してＲ２／Ｒ１倍した値であり、ダイオード２５を導通する電流振幅に比例した値でもある。
【００２０】
抵抗６６と抵抗６７は直列接続されており、抵抗６６と抵抗６７の接続点の電位は(Vdc−GND)を分圧している。抵抗６６と抵抗６７の抵抗値の比率を予め決まった値にしておくことによって、基準電圧VH0に設定する。コンパレータ６８はオペアンプ５５の出力と基準電位VH0の大小関係を比較し、オペアンプ５５の出力が基準電位VH0よりも電位が高い場合は、信号SUHはHighとなる。また、オペアンプ５５の出力が基準電位VH0よりも電位が低い場合は、信号SUHはLowとなる。同様に、コンパレータ６９はオペアンプ６０の出力と基準電位VH0の大小関係を比較し、オペアンプ６０の出力が基準電位VH0よりも電位が高い場合は、信号SVHはHighとなる。また、オペアンプ６０の出力が基準電位VH0よりも電位が低い場合は、信号SVHはLowとなる。同様に、コンパレータ７０はオペアンプ６５の出力と基準電位VH0の大小関係を比較し、オペアンプ６５の出力が基準電位VH0よりも電位が高い場合は、信号SWHはHighとなる。また、オペアンプ６５の出力が基準電位VH0よりも電位が低い場合は、信号SWHはLowとなる。これらの動作によって、模擬交流直流変換回路３のダイオード２１を流れる電流が所定の電流振幅を超えると信号SUHはHighとなり、ダイオード２１を流れる電流が所定の電流振幅より小さいと信号SUHはLowとなる。また、模擬交流直流変換回路３のダイオード２３を流れる電流が所定の電流振幅を超えると信号SVHはHighとなり、ダイオード２３を流れる電流が所定の電流振幅より小さいと信号SVHはLowとなる。また、模擬交流直流変換回路３のダイオード２５を流れる電流が所定の電流振幅を超えると信号SWHはHighとなり、ダイオード２５を流れる電流が所定の電流振幅より小さいと信号SWHはLowとなる。
【００２１】
図５はスイッチング信号発生手段６に設けられた下信号演算器３４の内部構成を示す図である。抵抗７１〜７４とオペアンプ７５によって公知の差動増幅回路を構成しており、抵抗７１と抵抗７２は同じ抵抗値Ｒ３であり、同様に抵抗７３と抵抗７４とは同じ抵抗値Ｒ４である。この場合、オペアンプ７５は電位差Ｒ４／Ｒ３×（VN−VAL）［Ｖ］を出力する。図１からわかるように、ダイオード２２に電流が導通すると抵抗２８の端子間の電位差、即ち（VN−VAL）［Ｖ］は電流振幅に比例した値を持つ。ここで、ダイオード２２を流れる電流の方向は一定なので、（VN−VAL）［Ｖ］は正の値である。また、ダイオード２２に電流が導通していない場合は、抵抗２８の端子間の電位差、即ち（VN−VAL）［Ｖ］は零である。従って、オペアンプ７５の出力は抵抗２８の端子間の電位差に対してＲ４／Ｒ３倍した値であり、ダイオード２２を導通する電流振幅に比例した値でもある。
【００２２】
同様に抵抗７６〜７９とオペアンプ８０によって公知の差動増幅回路を構成しており、抵抗７６と抵抗７７は同じ抵抗値Ｒ３であり、同様に抵抗７８と抵抗７９とは同じ抵抗値Ｒ４である。その結果、オペアンプ８０の出力は、オペアンプ７５と同様に抵抗３０の端子間の電位差に対してＲ４／Ｒ３倍した値であり、ダイオード２４を導通する電流振幅に比例した値でもある。同様に抵抗８１〜８４とオペアンプ８５によって公知の差動増幅回路を構成しており、抵抗８１と抵抗８２は同じ抵抗値Ｒ３であり、同様に抵抗８３と抵抗８４とは同じ抵抗値Ｒ４である。その結果、オペアンプ８５の出力は、オペアンプ７５と同様に抵抗３２の端子間の電位差に対してＲ４／Ｒ３倍した値であり、ダイオード２６を導通する電流振幅に比例した値でもある。
【００２３】
抵抗８６と抵抗８７は直列接続されており、抵抗８６と抵抗８７の接続点の電位は(Vdc−GND)を分圧している。抵抗８６と抵抗８７の抵抗値の比率を予め決まった値にしておくことによって、基準電圧VL0に設定する。コンパレータ８８はオペアンプ７５の出力と基準電位VL0の大小関係を比較し、オペアンプ７５の出力が基準電位VL0よりも電位が高い場合は、信号SULはHighとなる。また、オペアンプ７５の出力が基準電位VL0よりも電位が低い場合は、信号SULはLowとなる。同様に、コンパレータ８９はオペアンプ８０の出力と基準電位VL0の大小関係を比較し、オペアンプ８０の出力が基準電位VL0よりも電位が高い場合は、信号SVLはHighとなる。また、オペアンプ８０の出力が基準電位VL0よりも電位が低い場合は、信号SVLはLowとなる。同様に、コンパレータ９０はオペアンプ８５の出力と基準電位VL0の大小関係を比較し、オペアンプ８５の出力が基準電位VL0よりも電位が高い場合は、信号SWLはHighとなる。また、オペアンプ８５の出力が基準電位VL0よりも電位が低い場合は、信号SWLはLowとなる。これらの動作によって、模擬交流直流変換回路３のダイオード２２を流れる電流が所定の電流振幅を超えると信号SULはHighとなり、ダイオード２２を流れる電流が所定の電流振幅より小さいと信号SULはLowとなる。また、模擬交流直流変換回路３のダイオード２４を流れる電流が所定の電流振幅を超えると信号SVLはHighとなり、ダイオード２４を流れる電流が所定の電流振幅より小さいと信号SVLはLowとなる。また、模擬交流直流変換回路３のダイオード２６を流れる電流が所定の電流振幅を超えると信号SWLはHighとなり、ダイオード２６を流れる電流が所定の電流振幅より小さいと信号SWLはLowとなる。
【００２４】
このような構成によれば、模擬交流直流変換回路３のダイオード２１に所定値以上の電流が導通すると、スイッチング信号発生手段６が出力する信号SUHはHighとなり、交流直流変換回路２が有する半導体スイッチング素子４７がオンするので、スイッチ１１をオンすることができる。また、模擬交流直流変換回路３のダイオード２１の電流が所定の振幅よりも小さいと、スイッチング信号発生手段６が出力する信号SUHはLowとなり、交流直流変換回路２が有する半導体スイッチング素子４７がオフするので、スイッチ１１をオフすることができる。同様に模擬交流直流回路３のダイオード２２〜２６を導通する電流に応じて、交流直流回路２のスイッチ１２〜１６についてもオンオフさせることができる。その結果、大電流が発生するような交流回転機を回生運転する場合でも、大電流を計測するための電流検出器は不要となり、装置を低コストで構成できる効果がある。
【００２５】
また、従来の交流回転機の制御装置にあっては、電流の符号が変化するタイミングを電圧から求めると十分な精度が得られずに、ＭＯＳゲートデバイスのスイッチングのオンオフタイミングが適切でなく、ＭＯＳゲートデバイス内部で電流逆流現象が生じたり、出力電流の取り出し能力が低下したり、電流がＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードを通じて流れて電力損失が増加するという問題があったが、本実施の形態によれば、交流直流変換回路２の半導体スイッチング素子のオンオフタイミングを模擬交流直流変換回路３のダイオードを導通する電流によって決定するようにしたので、スイッチングのオンオフタイミングを適切にすることが可能であり、電流逆流現象の発生を抑制したり、出力電流の取り出し能力が向上したり、電力損失を抑制する効果がある。
【００２６】
また、模擬交流直流変換回路３は、整流するためのダイオード２１〜２６と、このダイオードに直列接続した抵抗２７〜３２とを備えるとともに、スイッチング信号発生手段６は模擬交流直流変換回路３のダイオードに直列接続した抵抗端子２７〜３２の電位差に基づいて交流直流変換回路３へ出力するスイッチング信号SUH,SVH,SWH,SUL,SVL,SWLを演算するようにしたので、交流直流変換回路２の内部に電流検出器を設ける必要がない上に、模擬交流直流変換回路３の内部にも電流検出器を用いることなく、模擬交流直流変換回路３のダイオード２１〜２６の電流を検出できる効果がある。
【００２７】
また、模擬直流負荷５に関し、動作中に模擬直流負荷５を通る電流は１ナノアンペア以上で且つ８アンペア以下になるようなインピーダンスにしたので、スイッチング信号発生手段６に流れる電流の影響を受けることなく、且つ、模擬直流負荷５の端子電圧が１２V程度の場合であれば、模擬直流負荷５で消費する電力を１００W以下に抑制できる効果がある。模擬直流負荷５で消費する電力を１００W以下に抑制しておくことができれば、模擬直流負荷に起因する損失は出力の約１０％以下となり効率低下を防ぐ上に、発熱などに起因して模擬直流負荷のサイズが大きくなることを防ぐことができる。
【００２８】
なお、本実施の形態では交流直流変換回路と模擬交流直流変換回路とを備えるため、従来の交流回転機の制御装置よりも配線が煩雑になるが、これらの配線はモジュール化してもよい。
【００２９】
実施の形態２．
上記実施の形態１においては、模擬交流直流変換回路３内に電流検出器を持たない例を示したが、本実施の形態２のように、模擬交流直流変換回路の電流検出を電流検出器を用いて行ってもよい。他の部分の動作は実施の形態１と同様である。図６は本発明の実施の形態２による交流回転機の制御装置を示す構成図である。図において、模擬交流直流変換回路３ａのダイオード２１〜２６のそれぞれを導通する電流を電流検出器９１〜９６によって検出し、スイッチング信号発生手段を６ａのように構成し、電流検出器９１〜９６によって検出した電流に応じて、交流直流変換回路２のスイッチ１１〜１６をオンオフするようにしたものである。
スイッチング信号発生手段６aに設けられた上側信号演算器３３ａは電流検出器９１，９３，９５から得た電流の符号に応じて交流直流変換回路２の各相の上側に設けてあるスイッチ１１、１３、１５を駆動するための信号を演算する。
スイッチング信号発生手段６aに設けられた下側信号演算器３４ａは、電流検出器９２，９４，９６から得た電流の符号に応じて交流直流変換回路２の各相の上側に設けてあるスイッチ１２、１４、１６を駆動するための信号を演算する。
【００３０】
図７はスイッチング信号発生手段６aに設けられた上側信号演算器３３ａの内部構成を示す図である。本実施の形態では、電流検出器９１，９３，９５を備えているので図４の上側信号演算器３３に対して、抵抗とオペアンプによって構成していた差動増幅回路を省略することができる。動作は図４と同様である。
【００３１】
図８はスイッチング信号発生手段６aに設けられた下側信号演算器３４ａの内部構成を示す図であり、本実施の形態では、電流検出器９２，９３，９６を備えているので、図５の下側信号演算器３３に対して、抵抗とオペアンプによって構成していた差動増幅回路を省略することができる。動作は図５と同様である。
【００３２】
この構成によれば、実施の形態１で説明した図１で示す構成に対して電流検出器９１〜９６が必要となるが、より正確に電流検出ができる上に、交流直流変換回路２を導通する電流よりも小さい電流を検出するだけで良いので、交流直流変換回路２に電流検出器を設けるよりも安価に構成することが可能である。即ち、交流直流変換回路２の内部に電流検出器を設ける代わりに、模擬交流直流変換回路３内部に電流検出器９１〜９６を設けることによって、電流検出器を小容量化することが可能になる。
【００３３】
実施の形態３．
また、上記実施の形態１においては、交流直流変換回路２はスイッチ１１〜１６の計６個の半導体スイッチング素子を用いるように構成したが、本実施の形態３のように交流直流変換回路中のスイッチを３個の半導体スイッチング素子を用いるようにしても良い。
図９は本発明の実施の形態３による交流回転機の制御装置を示す構成図である。図において、例えば、図１中交流直流変換回路２のスイッチ１１，１３，１５の代わりに、交流直流変換回路２ｂではダイオード１０１，１０２，１０３を用い、スイッチ１２，１４，１６の計３個の半導体スイッチング素子を用いている。ダイオード１０１，１０２，１０３で発生する損失は、スイッチ１１，１３，１５で発生する損失よりも大きいが、スイッチ１１〜１６の計６個の半導体スイッチング素子を用いる場合よりも安価に構成することができる上に、半導体スイッチング素子をすべてダイオードとしたダイオード整流回路よりも低損失に駆動することができる。
【００３４】
模擬交流直流変換回路３ｂにもダイオード２１〜２６を備えているが、動作中に模擬直流負荷５を通る電流は１ｎＡ以上で且つ８Ａ以下になるようなインピーダンスを持つ模擬直流負荷を備えるようにしておく。ダイオードの導通損失は電流振幅に対して比例的に変化するのではなく、累乗的に変化するので、上述した模擬直流負荷を設けておけば、模擬交流直流変換回路３ｂのダイオード２１〜２６のそれぞれに導通する電流は振幅が１ｎＡ以上で且つ８Ａ以下となり、模擬交流直流変換回路３ｂ内部のダイオードの損失を低く抑えることができる。
【００３５】
なお、本実施の形態の場合、スイッチング信号発生手段６ｂは下側信号演算器だけの構成でよく、すなわち実施の形態１における図５の構成の下側信号演算器を用いることができ、加えて、模擬交流直流変換回路３ｂにおいても図１の抵抗２７，２９，３１を省略することができる。
本実施の形態のように、半導体スイッチング素子を３個にする場合には、安価な構成で、ダイオード整流回路を用いた交流直流変換よりも効率を向上させることができる利点がある。
【００３６】
実施の形態４．
上記実施の形態１においては、交流回転機１は３つの電機子端子を有する三相交流回転機を用いるように構成したが、本実施の形態４で示すように、交流回転機として、例えば実施の形態１中図１に示した一組の三相の電機子端子と、これとは位相が約３０度ずれたもう一組の三相の電機子端子を有する計６つの電機子端子を有するようにし、それぞれの三相の電機子端子に対して直流交流変換回路と模擬交流直流変換回路を備える構成にしてもよい。
【００３７】
図１０は、本発明の実施の形態４に係る６つの電機子端子を有する交流回転機の制御装置の構成図を示す。図において、交流回転機１ｃが一組の三相の電機子端子と、これとは位相が約３０度ずれたもう一組の三相の電機子端子を有しており、一方の三相の電機子端子には第１の交流直流変換回路２ｃが接続されており、もう一方の三相の電機子端子には第２の交流直流変換回路２ｄが接続されている。第１の交流直流変換回路２ｃ及び第２の交流直流変換回路２ｄの内部構成は図１で示した交流直流変換回路２と同一である。なお、第１の交流直流変換回路２ｃと第２の交流直流変換回路２ｄの直流端子は並列に接続されており、その先には直流負荷４が接続されている。
【００３８】
交流回転機１ｃと第１の交流直流変換回路２ｃが接続されている三相電機子端子には並列に第１の模擬交流直流変換回路３ｃが接続されており、交流回転機１ｃと第２の交流直流変換回路２ｄが接続されている三相電機子端子には並列に第２の模擬交流直流変換回路３ｄが接続されている。第１の模擬交流直流変換回路３ｃ及び第２のも模擬交流直流変換回路３ｄの内部構成は図１で示した模擬交流直流変換回路３と同一である。なお、第１の模擬交流直流変換回路３ｃと第２の模擬交流直流変換回路３ｄの直流端子は並列に接続されており、その先には模擬直流負荷５が接続されている。
【００３９】
第１のスイッチング信号発生手段６ｃは、前記第１の模擬交流直流変換回路３ｃに現れる電圧情報VAH, VBH, VCH, VAL, VBL, VCL, VP, VNに基づいてスイッチング信号SUH, SVH, SWH, SUL, SVL, SWLを演算し、このスイッチング信号を第１の交流直流変換回路２ｃへ出力する。同様に、第２のスイッチング信号発生手段６ｄは、前記第２の模擬交流直流変換回路３ｄに現れる電圧情報VAH, VBH, VCH, VAL, VBL, VCL, VP, VNに基づいてスイッチング信号SUH, SVH, SWH, SUL, SVL, SWLを演算し、このスイッチング信号を第２の交流直流変換回路２ｄへ出力する。なお、第１のスイッチング信号発生手段６ｃ及び第２のスイッチング信号発生手段６ｄの内部構成は図１で示したスイッチング信号発生手段６と同一である。
【００４０】
以上の構成により、６つの電機子端子を有する交流回転機を用い、第１の交流直流変換回路の半導体スイッチング素子のオンオフタイミングを第１の模擬交流直流変換回路のダイオードを導通する電流によって決定するようにするとともに、第２の交流直流変換回路の半導体スイッチング素子のオンオフタイミングを第２の模擬交流直流変換回路のダイオードを導通する電流によって決定するようにしたので、第１及び第２の交流直流変換回路のスイッチングのオンオフタイミングを適切にすることが可能であり、電流逆流現象の発生を抑制する、出力電流の取り出し能力が向上する、および電力損失を抑制する等の効果がある。
【００４１】
上記実施の形態４において交流直流変換回路２ｃ、２ｄ、模擬交流直流変換回路３ｃ、３ｄ、スイッチング信号発生手段６ｃ、６ｄはそれぞれ実施の形態１中の図１の交流直流変換回路２、模擬交流直流変換回路３、スイッチング信号発生手段６と同一としたが、実施の形態２、３で示した回路構成を適用できることは言うまでもない。
【００４２】
実施の形態５．
上記実施の形態１においては、交流直流変換回路２は専ら交流電力を直流電力に変換して交流回転機１が回生運転するような構成について説明したが、直流負荷４のバッテリー１７のように直流負荷に電源を備えていれば、交流直流変換回路が直流電力を交流電力に変換して交流回転機１を力行運転させることができるようにすることができる。
【００４３】
図１１は、本発明の実施の形態５に係る交流回転機の制御回路の構成図である。図において、トルク指令tm*に基づいてスイッチング信号SUH, SVH, SWH, SUL, SVL, SWLを演算する制御手段１１１を設けている。スイッチング信号切替手段１１２は、制御手段１１１が出力する切替信号SWに基づいて、交流直流変換回路２へ出力するSUH, SVH, SWH, SUL, SVL, SWLを制御手段１１１が演算したもの、若しくは、スイッチング信号発生手段６が演算したもののいずれかを選択するように構成している。制御手段１１１は、マイクロプロセッサなどを利用した公知の手法でトルク指令tm*に基づいてスイッチング信号SUH, SVH, SWH, SUL, SVL, SWLを演算し、切替信号SWはトルク指令tm*の符号に基づいて算出する。
【００４４】
本実施の形態において、トルク指令tm*の符号が正の場合は、制御手段１１１は切替信号SWとしてHighをスイッチング信号切替手段１１２に出力し、このときスイッチング信号切替手段１１２は、交流直流変換回路２へ出力するSUH, SVH, SWH, SUL, SVL, SWLとして制御手段１１１が演算したSUH, SVH, SWH, SUL, SVL, SWLを選択する。
また、トルク指令tm*の符号が負の場合は、制御手段１１１は切替信号SWとしてLowをスイッチング信号切替手段１１２に出力し、このときスイッチング信号切替手段１１２は、交流直流変換回路２へ出力するSUH, SVH, SWH, SUL, SVL, SWLとしてスイッチング信号発生手段６が演算したSUH, SVH, SWH, SUL, SVL, SWLを選択する。
【００４５】
このような構成にすることにより、交流回転機１を回生運転させるときは交流直流変換回路２の電力損失を抑制することができるという実施の形態１の効果を奏する上に、交流回転機１を力行運転させることができるという効果がある。
【００４６】
なお、本実施の形態の制御手段は切替信号SWはトルク指令tm*の符号に基づいて算出したが、交流回転機の回転速度や誘起電圧、交流直流変換回路の直流側電圧の大きさといったトルク指令以外の情報に基づいて算出しても良い。また、本実施の形態の制御手段は、トルク指令tm*に基づいてスイッチング信号SUH, SVH, SWH, SUL, SVL, SWLを演算していたが、速度指令に基づいてスイッチング信号SUH, SVH, SWH, SUL, SVL, SWLを演算するようにしても良い。
【００４７】
上記実施の形態５においては実施の形態１の力行運転の例を説明したが、実施の形態２〜４で示した回路構成に適用し、同様に力行運転を可能であることは言うまでもない。
【００４８】
なお、本実施の形態１で述べたように、実施の形態２〜５においても配線はモジュール化してもよい。
【００４９】
上記の実施の形態に例示した交流回転機の制御装置において、例えば、交流回転機が車両用である場合、回生運転時に例えば１２Ｖ直流電圧を出力し、車両に搭載したライト、オーディオ機器等を動作させたり、バッテリーに蓄電でき、また車両用交流回転機を力行運転可能という効果を奏することができる。もちろん、交流回転機が車両用に限定されるものでもない。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置を示す構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置に用いられる交流直流変換回路のスイッチ（１１）の内部構成を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置に用いられる交流直流変換回路のスイッチ（１２）の内部構成を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置に用いられる上側信号演算器の内部構成を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置に用いられる下側信号演算器の内部構成を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態２に係る交流回転機の制御装置を示す構成図である。
【図７】本発明の実施の形態２に係る交流回転機の制御装置に用いられる上側信号演算器の内部構成を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態２に係る交流回転機の制御装置に用いられる下側信号演算器の内部構成を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態３に係る交流回転機の制御装置を示す構成図である。
【図１０】本発明の実施の形態４に係る交流回転機の制御装置を示す構成図である。
【図１１】本発明の実施の形態５に係る交流回転機の制御装置を示す構成図である。
【符号の説明】
【００５１】
１、１ｃ  交流回転機、    ２、２a、２ｂ、２ｃ、２ｄ  交流直流変換回路、
３、３a、３ｂ、３ｃ、３ｄ  模擬交流直流変換回路、
４  直流負荷、５  模擬直流負荷、
６、６a、６ｂ、６ｃ、６ｄ  スイッチング信号発生手段、
１１〜１６  スイッチ、１７  バッテリー、１８  抵抗負荷、
２１〜２６、４２、１０１〜１０３  ダイオード、
２７〜３２、４１，４４、４８、５１〜５４、５６〜５９、６１〜６４、６６  抵抗、
６７、７１〜７４、７６〜７９、８１〜８４、８６、８７  抵抗、
３３  上側信号演算器、３４  下側信号演算器、４３  コンデンサ、
４５、４６  トランジスタ、４７  半導体スイッチング素子、
５５、６０、６５、７５、８０、８５  オペアンプ、
６８〜７０、８８〜９０  コンパレータ、  ９１〜９６  電流検出器、
１１１  制御手段、１１２  スイッチング信号切替手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2009232628.tif 000009
【図８】
2009232628.tif 000010
【図９】
2009232628.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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