(57)【要約】【課題】ＵＷＢ−ＩＲ信号のような高周波広帯域信号に対して動作可能でかつ間欠動作のできるミキサがなかった。【解決手段】第１，２のソース接地増幅回路１１，１２と、第１，２の信号出力部２１，２２と、第１，２のソース接地増幅回路と第１，２の信号出力部との間に接続されたｎ行ｍ列のトランジスタを含む第１〜４のトランジスタ群３１〜３４と、を含み、第１〜４のトランジスタ群３１〜３４はｎ×ｍ個の制御信号（Ｇ１〜Ｇ４）によって駆動されるミキサ回路１。【選択図】図１
2009232445.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の入力信号と第２の入力信号とを混合した第１の出力信号と第２の出力信号とを出力するミキサ回路であって、
前記第１の入力信号を増幅する第１のソース接地増幅回路と、
前記第２の入力信号を増幅する第２のソース接地増幅回路と、
前記第１の出力信号を出力する第１の信号出力部と、
前記第２の出力信号を出力する第２の信号出力部と、
前記第１のソース接地増幅回路と前記第１の信号出力部との間に接続されたｎ行ｍ列（ｎは２以上の整数、ｍは２以上の整数）のトランジスタを含む第１のトランジスタ群と、
前記第１のソース接地増幅回路と前記第２の信号出力部との間に接続されたｎ行ｍ列のトランジスタを含む第２のトランジスタ群と、
前記第２のソース接地増幅回路と前記第１の信号出力部との間に接続されたｎ行ｍ列のトランジスタを含む第３のトランジスタ群と、
前記第２のソース接地増幅回路と前記第２の信号出力部との間に接続されたｎ行ｍ列のトランジスタを含む第４のトランジスタ群と、
前記第１のトランジスタ群と前記第２のトランジスタ群と前記第３のトランジスタ群と前記第４のトランジスタ群とを駆動するｎ×ｍ個の制御信号と、
を含む、
ことを特徴とするミキサ回路。
【請求項２】
請求項１に記載のミキサ回路において、前記ｎ×ｍ個の制御信号の少なくとも一つには、前記第１のトランジスタ群と前記第２のトランジスタ群と前記第３のトランジスタ群と前記第４のトランジスタ群とを遮断する電位が含まれることを特徴とするミキサ回路。
【請求項３】
請求項１または２に記載のミキサ回路において、前記ｎ×ｍ個の制御信号は２値であり、前記２値のうちの一方の電位は前記第１のトランジスタ群と前記第２のトランジスタ群と前記第３のトランジスタ群と前記第４のトランジスタ群とを遮断する電位であり、他方の電位は前記第１のトランジスタ群と前記第２のトランジスタ群と前記第３のトランジスタ群と前記第４のトランジスタ群とに与える所定のバイアス値であることを特徴とするミキサ回路。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか一項に記載のミキサ回路を含んで構成されることを特徴とする通信装置。
【請求項５】
請求項１から３のいずれか一項に記載のミキサ回路を含んで構成されるＵＷＢ−ＩＲ信号を受信する通信装置であって、前記ミキサ回路の前記ｎ×ｍ個の制御信号は、前記ＵＷＢ−ＩＲ信号のテンプレートパルスよりも幅の広いパルス信号を含むことを特徴とする通信装置。
【請求項６】
請求項１から３のいずれか一項に記載のミキサ回路を含んで構成される通信装置であって、前記ミキサ回路の前記ｎ×ｍ個の制御信号は、少なくとも周波数ｆ1の成分を持つ信号と周波数ｆ2の成分を持つ信号を含み、受信する信号の周波数ｆrは、前記周波数ｆ1及び前記周波数ｆ2との和または差のどちらか一方に一致することを特徴とする通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信装置に用いるミキサ回路、特にＵＷＢ（Ultra Wide Band）通信に適するミキサ回路及びミキサ回路を含む通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＵＷＢ通信は、非常に広い周波数帯域を利用して高速大容量のデータ通信を行う通信方式である。広帯域の信号を利用する通信方式には、従来のスペクトル拡散による方法や直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）があるが、ＵＷＢは非常に短時間のパルスを利用したさらに、広帯域の通信方式であり、インパルスラジオ（ＩＲ：Impulse Radio）方式の通信とも呼ばれている。以下、これをＵＷＢ−ＩＲまたは単にＩＲ方式と記す。ＩＲ方式では、従来の変調によらない時間軸操作のみで変復調が可能であり回路の簡略化や低消費電力化が期待できるとされている（特許文献１，２，３参照）。
【０００３】
先ず、図１２（Ａ）に従来のＩＲ方式のＵＷＢ送受信装置の典型的なブロック図を示し、同図（Ｂ）、（Ｃ）にその動作の概要を説明するタイミング図を示す。これらを用いてその動作と原理について簡単に説明する。
【０００４】
送信するデータは、端子１２０１に入力される。パルス発生回路１２０２は、広帯域のパルスを発生する。その際、端子１２０１に入力される送信データ信号を受けて、発生されるパルスに所定の変調を施す。変調の方式としては、発生パルスの発生位置をずらすパルス位置変調（ＰＰＭ：Pulse Position Modulation）や発生パルスの極性を反転させる２相変調（ＢＰＭ：Bi-Phase Modulation）等が良く使用される、ＰＰＭの波形を図１２（Ｂ）に示し、ＢＰＭの波形を図１２（Ｃ）に示す。同図において、実線と破線でそれぞれビット１または０を表す。このようにして発生変調されたパルスは、送信アンテナ１２０３を通じて空間に放射される。
【０００５】
次に、従来の典型的な受信装置の概要を説明する。受信アンテナ１２０４で受信された信号は、低雑音増幅回路（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）１２０５によって増幅されミキサ回路１２０６に送られる。この際、伝送路において引き起こされる歪みを取り除く等化処理などが適宜行われる。歪みの例としては、マルチパスによる歪みやドプラー効果による周波数のシフトなどがある。
【０００６】
ＬＮＡ１２０５によって増幅された受信信号は、ミキサ回路１２０６に送られ、テンプレートパルス発生回路１２０８によって発生されるテンプレートパルスと乗算が行われる。ミキサ回路１２０６は、乗算回路の一種であり２つの信号（この場合、受信信号及びテンプレートパルス）の乗算値を出力する。ミキサ回路１２０６が出力した信号は、積分回路１２１０によって平滑化され、その結果から送信されたビット情報が判別回路１２１２によって判別され、復調出力として端子１２１３より出力される。すなわちミキサ回路１２０６と積分回路１２１０は、相関器を構成し、この回路によって受信信号とテンプレートパルス相関が計算される。判別回路１２１２は、相関の計算結果に基づき送信された信号の判定（復調）を行う。
【０００７】
図１２（Ｂ）、（Ｃ）のタイミング図に基づき、従来のＩＲ方式のＵＷＢ送受信装置の動作の概要を示す。
【０００８】
受信アンテナ１２０４で受信され、ＬＮＡ１２０５によって増幅された受信信号ｂは、図１２（Ｂ）に示すような波形となる。以下の説明では、実線がビット１が送られてきた場合、破線がビット０が送られてきた場合を示すものとする。テンプレートパルス発生回路１２０８は、図１２（Ｂ）に示すようなビット１のテンプレートパルスｃを発生する。ミキサ回路１２０６は、受信信号ｂとテンプレートパルスｃとを乗算し、乗算結果信号ｅを出力する。乗算結果信号ｅを積分回路１２１０によって積分し、高周波成分を取り除いた後、判別回路１２１２に入力し、判別回路１２１２において相関値の大きさから送信された情報として判定する。
【０００９】
上記では、ビット１の信号を検出する場合を示したが、ビット０の信号を検出する場合は、テンプレートパルス発生回路１２０８は、ビット１用のテンプレートパルスｃの替わりにビット０用のテンプレートパルスｄを発生し、受信信号ｂとテンプレートパルスｄとを乗算し、ミキサ回路１２０６は、受信信号ｂとテンプレートパルスｄとを乗算し、乗算結果信号ｆを出力する。
【００１０】
このように、テンプレートパルスとの相関を計算して復調する受信方式を一般に同期検波方式という。同期検波方式では、テンプレートパルスと受信信号のタイミングが完全に一致していなければならない。ここに挙げた従来の例では、同期追跡は、判定回路１２１２の判定結果から常に相関値が最大になるようにテンプレート発生回路１２０８のテンプレートパルス発生タイミングを調整していく。この動作は一般に容易ではないが、最近のデバイス技術やデジタル信号処理技術の進歩によってこれらを駆使して高い周波数でも安定な動作ができるようになってきたとされている。
【００１１】
図１２（Ｃ）は、ＢＰＭの場合の従来のＩＲ方式のＵＷＢ送受信装置の動作の概要を説明する図である。受信アンテナ１２０４で受信され、ＬＮＡ１２０５によって増幅された受信信号ｇは、テンプレート発生回路１２０８によって発生されるテンプレートパルスｈとミキサ回路１２０６によって乗算され、乗算結果信号ｉとなる。乗算結果信号ｉは、積分回路１２１０によって高域成分を取り除き、その正負を判定回路１２１２によって判定すれば送信されたビット情報が１か０かを判定できる。積分回路１２１０の代わりに低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を使用しても、実質的に相関を取ることに等価であるので良い。
【００１２】
ＩＲ方式のＵＷＢ通信では、信号が間欠的であり、従来の狭帯域通信のように信号が持続的でない。このため、受信信号がある（または信号が受信できると予想される）時だけ受信機の回路に電源を供給し、信号がない時には回路を遮断することによって、受信装置全体の消費電力を大幅に削減できることが知られている（例えば、非特許文献１参照）。
【００１３】
図１２（Ａ）において、パルス発生回路１２０２やテンプレート発生回路１２０８は、例えば非特許文献１や非特許文献２に示す回路を使用できる。これらの回路は、デジタル回路によって構成が可能であり、ＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor、相補型金属酸化膜半導体）を用いて、信号のある時だけ電力を消費し、信号がない時は電力を消費しないように設計することができる。特に非特許文献２では、回路を構成する半導体素子の限界近くの高周波の短パルスが発生でき、ＵＷＢに使用できるような極めて帯域の広い、すなわち幅の短いパルス発生が可能である。しかも、信号を発しない時、すなわち待機時の消費電力は、極めて少なくすることが可能である。
【００１４】
また、例えば非特許文献１及び非特許文献３には、信号のある時だけ動作させ、それ以外の時では電力消費が極小である低雑音増幅回路１２０５が紹介されている。
【００１５】
図１３は、非特許文献３の低雑音増幅回路１３００である。低雑音増幅回路１３００は、差動の信号を増幅するために同一の回路１３１１，１３１２を二つ使用している。回路１３１１において、Ｎチャネルトランジスタ１３０１，１３０２は、カスコード接続と呼ばれ、ソース接地のＮチャネルトランジスタ１３０１とゲート接地のＮチャネルトランジスタ１３０２を縦に接続してなる増幅回路であり、低雑音増幅回路としてよく用いられる。
【００１６】
差動信号ＲＦ＋は、端子１３０８に印加され、コンデンサ１３０５及びインダクタンス１３０４からなるマッチング回路を経てソース接地のＮチャネルトランジスタ１３０１のゲートに印加される。Ｎチャネルトランジスタ１３０１によって増幅された信号は、端子１３０６によりゲート接地（Ｂｉａｓ２）されたＮチャネルトランジスタ１３０２に印加され増幅された後、インダクタンス１３０３による電圧降下によって信号ＩＦ＋を取り出す。
【００１７】
端子１３０９は、ソース接地のＮチャネルトランジスタ１３０１のゲートにバイアス（Ｂｉａｓ１）を与える端子であり、抵抗１３１０を経てバイアス（Ｂｉａｓ１）を印加する。また端子１３０６は、Ｎチャネルトランジスタ１３０２のゲートにバイアス（Ｂｉａｓ２）を与える端子であるが、このバイアス（Ｂｉａｓ２）をコントロールすることによって増幅回路（Ｎチャネルトランジスタ１３０１，１３０２）に流れる電流を制御できる。すなわち増幅回路を作動させる時は、適当なバイアス電圧（Ｂｉａｓ２）を与え、増幅回路を作動させる必要が無い時は、この電圧値を極小（例えば接地電位）にする。この時、インダクタンス１３０３、Ｎチャネルトランジスタ１３０２，１３０１の経路に流れる電流はゼロとなるので、増幅回路を作動させる必要が無い時は、端子１３０６に与える電位（Ｂｉａｓ２）を極小にすることによって動作を停止させ、回路電流をゼロにすることができる。ＵＷＢ−ＩＲにおいて、信号の無い時に端子１３０６の電位を極小とすることによって低雑音増幅回路の消費電力を減らすことができる。
【００１８】
ミキサ回路１２０６には、通常良く使用される二重平衡回路型ミキサ（Ｇｉｌｂｅｒｔ回路とも言う）を使用することができるが、電力を特に気にする時は、ＣＭＯＳトランジスタなどのスイッチ素子を用いた受動型ミキサを使用することもできる。
【００１９】
【特許文献１】米国特許第６４２１３８９号明細書
【特許文献２】米国特許出願公開第２００３／０１０８１３３Ａ１号明細書
【特許文献３】米国特許出願公開第２００１／００３３５７６号明細書
【非特許文献１】A CMOS IMPULSE RADIO ULTRA-WIDEBAND TRANCEIVER FOR 1Mb/s DATA COMMUNICATION AND ±2.5cm RANGE FINDINGS T.Terada et.al、 2005 Symposium on VLSI Circuits Digest of Technical Papers、pp.30-33
【非特許文献２】A Low−Power Template Generator for Coherent Impulse−RadioUltra Wide−Band Receivers. Jose Luis et.al、Proceedings IEEE ICUWB, 2006 pp97−102
【非特許文献３】A 0.18μm CMOS Switchable Low-Power LNA for Impulse Radio Ultra Wide-Band Receivers. E.Barajas et.al、Proceedings IEEE ICUWB, 2006
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
図１２（Ａ）に示したＵＷＢ−ＩＲ方式の通信装置において、信号がある時にだけ回路をアクティブにする間欠動作の技術によって回路全体の消費電力を減らせることを述べた。当然、通信装置を構成する各回路要素は、ＵＷＢ−ＩＲの高周波広帯域の信号を扱えるだけの高速動作が要求されるが、特にパルス発生回路１２０２やテンプレート発生回路１２０８、低雑音増幅回路１２０５は、その高速動作性能と間欠動作機能を備えた優れた回路が考案されている。しかしながらミキサ回路（乗算回路）１２０６は、このような動作に適する回路が存在しなかった。従来の二重平衡回路型ミキサは、上記のような間欠動作は不可能であり、また電力を消費しない受動型ミキサは、変換利得が小さいというという課題がある。
【００２１】
また、従来の技術ではＵＷＢ−ＩＲ方式の通信装置、特にその受信装置において必須の構成要素である低雑音増幅回路、ミキサ及びテンプレート発生回路は、それぞれ個別に設計され組み合わせて構成しなければならないという課題がある。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態または適用例として実現することが可能である。
【００２３】
［適用例１］
第１の入力信号と第２の入力信号とを混合した第１の出力信号と第２の出力信号とを出力するミキサ回路であって、前記第１の入力信号を増幅する第１のソース接地増幅回路と、前記第２の入力信号を増幅する第２のソース接地増幅回路と、前記第１の出力信号を出力する第１の信号出力部と、前記第２の出力信号を出力する第２の信号出力部と、前記第１のソース接地増幅回路と前記第１の信号出力部との間に接続されたｎ行ｍ列（ｎは２以上の整数、ｍは２以上の整数）のトランジスタを含む第１のトランジスタ群と、前記第１のソース接地増幅回路と前記第２の信号出力部との間に接続されたｎ行ｍ列のトランジスタを含む第２のトランジスタ群と、前記第２のソース接地増幅回路と前記第１の信号出力部との間に接続されたｎ行ｍ列のトランジスタを含む第３のトランジスタ群と、前記第２のソース接地増幅回路と前記第２の信号出力部との間に接続されたｎ行ｍ列のトランジスタを含む第４のトランジスタ群と、前記第１のトランジスタ群と前記第２のトランジスタ群と前記第３のトランジスタ群と前記第４のトランジスタ群とを駆動するｎ×ｍ個の制御信号と、を含む、ことを特徴とするミキサ回路。
【００２４】
この構成によれば、第１〜４のトランジスタ群がｎ×ｍ個の制御信号によって適切にバイアスされることにより、ミキサ回路に低雑音増幅回路の機能を持たせることができる。また、第１〜４のトランジスタ群のゲートに与えるｎ×ｍ個の制御信号の与え方により、多彩なミキシング動作を行わせることができる。すなわち、ｎ×ｍ個の制御信号に第１〜４のトランジスタ群を遮断するような電位が含まれる時は、この電位を与えることによって回路を遮断し動作を停止することができる。これによって不要時の回路の動作を遮断して消費電力を減らすことを可能とする。またｎ×ｍ個の制御信号の組み合わせにより、等価的に制御信号よりも高い周波数の信号入力の動作を行わせることもできる。特に、第１〜４のトランジスタ群の制御をｎ×ｍ個の制御信号によって制御できるので、ｎ×ｍ個の制御信号の組み合わせにより、等価的に制御信号よりも高い周波数の信号入力に相当する動作が可能となる。特にＵＷＢ−ＩＲ信号を扱う時は、ＵＷＢ−ＩＲのテンプレートパルスを用いることなく制御信号によって内部で等価的に合成し、この等価的に合成されたテンプレートパルスと入力信号の乗算を行わせることが可能である。
【００２５】
［適用例２］
上記に記載のミキサ回路において、前記ｎ×ｍ個の制御信号の少なくとも一つには、前記第１のトランジスタ群と前記第２のトランジスタ群と前記第３のトランジスタ群と前記第４のトランジスタ群とを遮断する電位が含まれることを特徴とするミキサ回路。
【００２６】
この構成によれば、回路の動作が不要な時は、第１〜４のトランジスタ群を遮断する電位を与えることによって回路を遮断し動作を停止することができる。これにより、不要時にミキサ回路の動作を遮断して消費電力を減らすことを可能とする。特にＵＷＢ−ＩＲのような間欠的信号を扱う時は、パルス信号が入力されない時に回路の動作を停止させて消費電力を低減することが可能となる。
【００２７】
［適用例３］
上記に記載のミキサ回路において、前記ｎ×ｍ個の制御信号は２値であり、前記２値のうちの一方の電位は前記第１のトランジスタ群と前記第２のトランジスタ群と前記第３のトランジスタ群と前記第４のトランジスタ群とを遮断する電位であり、他方の電位は前記第１のトランジスタ群と前記第２のトランジスタ群と前記第３のトランジスタ群と前記第４のトランジスタ群とに与える所定のバイアス値であることを特徴とするミキサ回路。
【００２８】
この構成によれば、ミキサ回路の動作が不要な時は、第１〜４のトランジスタ群を遮断する電位を与えることによってミキサ回路を遮断し動作を停止することができる。また、他の電位を第１〜４のトランジスタ群に与えるバイアス値とすることによって、ミキサ回路をカスコード増幅回路とすることが可能となり、これによってミキサ機能に加え、低雑音増幅回路の機能を持たせることが可能となる。
【００２９】
［適用例４］
上記に記載のミキサ回路を含んで構成されることを特徴とする通信装置。
【００３０】
この構成によれば、ミキサ回路は、低雑音増幅回路の機能、ミキサ回路の機能、ｎ×ｍ個の制御信号による多彩な制御機能、ミキサ回路を遮断し消費電力を節約する機能、を併せ持つので、このミキサ回路を用いた通信装置はその構成をきわめて簡略化することができる。
【００３１】
［適用例５］
上記に記載のミキサ回路を含んで構成されるＵＷＢ−ＩＲ信号を受信する通信装置であって、前記ミキサ回路の前記ｎ×ｍ個の制御信号は、前記ＵＷＢ−ＩＲ信号のテンプレートパルスよりも幅の広いパルス信号を含むことを特徴とする通信装置。
【００３２】
この構成によれば、上記構成のＵＷＢ−ＩＲのテンプレートパルスよりも幅の広い（すなわち低周波の）制御信号によって第１〜４のトランジスタ群を制御することで、ミキサ回路内で等価的にＵＷＢ−ＩＲのテンプレート信号を発生できるので、ミキサ回路にＵＷＢ−ＩＲのテンプレートパルスのような高周波広帯域の信号を入力する必要がなくなる。さらに、ミキサ回路は、低雑音増幅回路の機能、ミキサ回路の機能、制御信号によるテンプレート信号合成の機能、ミキサ回路を遮断し消費電力を節約する機能、を併せ持つので、このミキサ回路を用いた通信装置は、その構成をきわめて簡略化することができる。特にＵＷＢ−ＩＲのような間欠的信号を扱う通信装置において有効である。
【００３３】
［適用例６］
上記に記載のミキサ回路を含んで構成される通信装置であって、前記ミキサ回路の前記ｎ×ｍ個の制御信号は、少なくとも周波数ｆ1の成分を持つ信号と周波数ｆ2の成分を持つ信号を含み、受信する信号の周波数ｆrは、前記周波数ｆ1及び前記周波数ｆ2との和または差のどちらか一方に一致することを特徴とする通信装置。
【００３４】
この構成によれば、ミキサ回路は、低雑音増幅回路の機能、ミキサ回路の機能、制御信号による多彩な制御機能、ミキサ回路を遮断し消費電力を節約する機能を併せ持つので、このミキサ回路を用いた通信装置は、その構成をきわめて簡略化することができる。特に制御信号として周波数ｆ1，ｆ2の２つの周波数成分をもつ信号を用いると、出力信号にはｆr−（ｆ1±ｆ2）の信号を得ることができる。これによって（ｆ1＋ｆ2）または（ｆ1−ｆ2）をｆrに一致するように選ぶと、受信信号を直接ベースバンドに周波数変換することができる。これによってダイレクトコンバージョンによる受信装置構成が可能となり、しかも受信信号の周波数と同一の局所発振周波数を用いないので、従来のダイレクトコンバージョン方式受信装置で問題となるＤＣオフセットの問題を回避できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
以下、ミキサ回路の実施形態について図面に従って説明する。
【００３６】
（第１実施形態）
＜ミキサ回路の構成＞
先ず、第１実施形態に係るミキサ回路の構成について、図１及び図２を参照して説明する。図１は、第１実施形態に係るミキサ回路の構成を示す回路図である。図２は、第１実施形態に係るミキサ回路の動作を示すタイミング図である。
【００３７】
図１に示すように、ミキサ回路１は、第１のソース接地増幅回路であるソース接地増幅回路１１と、第２のソース接地増幅回路であるソース接地増幅回路１２と、第１の信号出力部である信号出力部２１と、第２の信号出力部である信号出力部２２と、第１のトランジスタ群であるトランジスタ群３１と、第２のトランジスタ群であるトランジスタ群３２と、第３のトランジスタ群であるトランジスタ群３３と、第４のトランジスタ群であるトランジスタ群３４と、から構成されている。
【００３８】
ソース接地増幅回路１１は、ソース端子が接地されドレイン端子が配線１３に接続されたＮチャネルトランジスタ１０１と、コンデンサ１０５と、インダクタンス１０７と、抵抗１０９と、から構成されている。コンデンサ１０５及びインダクタンス１０７は、入力端子１０３とＮチャネルトランジスタ１０１のゲート端子との間に直列に接続されている。抵抗１０９は、コンデンサ１０５とインダクタンス１０７との接続線と入力端子１１１との間に接続されている。入力端子１０３には、第１の入力信号である差動信号ＲＦ＋が入力される。
【００３９】
ソース接地増幅回路１２は、ソース端子が接地されドレイン端子が配線１４に接続されたＮチャネルトランジスタ１０２と、コンデンサ１０６と、インダクタンス１０８と、抵抗１１０と、から構成されている。コンデンサ１０６及びインダクタンス１０８は、入力端子１０４とＮチャネルトランジスタ１０２のゲート端子との間に直列に接続されている。抵抗１１０は、コンデンサ１０６とインダクタンス１０８との接続線と入力端子１１１との間に接続されている。入力端子１０４には、第２の入力信号である差動信号ＲＦ−が入力される。
【００４０】
入力端子１１１には、バイアス電圧Ｂｉａｓが供給される。バイアス電圧Ｂｉａｓは、抵抗１０９とインダクタンス１０７とを介してＮチャネルトランジスタ１０１のゲート端子に印加される。また、バイアス電圧Ｂｉａｓは、抵抗１１０とインダクタンス１０８とを介してＮチャネルトランジスタ１０２のゲート端子に印加される。
【００４１】
信号出力部２１は、電源電圧ＶＤＤを印加する電源端子１３６と配線２３との間に接続されたインダクタンス１３４で構成されている。配線２３には、第１の出力信号である出力信号ＩＦ−を出力する出力端子１２１が接続されている。
【００４２】
信号出力部２２は、電源端子１３６と配線２４との間に接続されたインダクタンス１３５で構成されている。配線２４には、第２の出力信号である出力信号ＩＦ＋を出力する出力端子１２０が接続されている。
【００４３】
トランジスタ群３１は、（ｎ＝）２行（ｍ＝）２列のＮチャネルトランジスタ１１２，１１３，１１４，１１５で構成されている。Ｎチャネルトランジスタ１１２，１１３は、配線２３と配線１３との間に直列に接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１１４，１１５は、配線２３と配線１３との間に直列に接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１１２のゲート端子は、入力端子１３０と接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１１３のゲート端子は、入力端子１３１と接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１１４のゲート端子は、入力端子１３２と接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１１５のゲート端子は、入力端子１３３と接続されている。
【００４４】
トランジスタ群３２は、２行２列のＮチャネルトランジスタ１１６，１１７，１１８，１１９で構成されている。Ｎチャネルトランジスタ１１６，１１７は、配線２４と配線１３との間に直列に接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１１８，１１９は、配線２４と配線１３との間に直列に接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１１６のゲート端子は、入力端子１３１と接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１１７のゲート端子は、入力端子１３２と接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１１８のゲート端子は、入力端子１３３と接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１１９のゲート端子は、入力端子１３０と接続されている。
【００４５】
トランジスタ群３３は、２行２列のＮチャネルトランジスタ１２６，１２７，１２８，１２９で構成されている。Ｎチャネルトランジスタ１２６，１２７は、配線２３と配線１４との間に直列に接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１２８，１２９は、配線２３と配線１４との間に直列に接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１２６のゲート端子は、入力端子１３１と接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１２７のゲート端子は、入力端子１３２と接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１２８のゲート端子は、入力端子１３３と接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１２９のゲート端子は、入力端子１３０と接続されている。
【００４６】
トランジスタ群３４は、２行２列のＮチャネルトランジスタ１２２，１２３，１２４，１２５で構成されている。Ｎチャネルトランジスタ１２２，１２３は、配線２４と配線１４との間に直列に接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１２４，１２５は、配線２４と配線１４との間に直列に接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１２２のゲート端子は、入力端子１３０と接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１２３のゲート端子は、入力端子１３１と接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１２４のゲート端子は、入力端子１３２と接続されている。Ｎチャネルトランジスタ１２５のゲート端子は、入力端子１３３と接続されている。
【００４７】
入力端子１３０，１３１，１３２，１３３には、各々（ｎ×ｍ＝２×２＝）４個の制御信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４が入力される。
【００４８】
本実施形態では、差動信号ＲＦ＋，ＲＦ−の例としてＵＷＢ−ＩＲ信号の場合を示し、図２に示すように周期Ｔ、パルスフィンガ数＝４周期のパルス列をあげる。図２に示すような差動信号ＲＦ＋，ＲＦ−は、例えば上記のＵＷＢ−ＩＲ信号を平衡型のアンテナで受信した場合などで得ることができる。これらの差動信号ＲＦ＋，ＲＦ−は、各々、コンデンサ１０５，１０６とインダクタンス１０７，１０８による入力マッチング回路を経てＮチャネルトランジスタ１０１，１０２のゲート端子に印加される。
【００４９】
直列に接続されたＮチャネルトランジスタ１１２，１１３は、それぞれのゲート端子に同一の電圧が与えられたとするとチャネル長がＬ１＋Ｌ２の一つのトランジスタと見ることができる。ここでＬ１，Ｌ２は、それぞれＮチャネルトランジスタ１１２，１１３のチャネル長である。直列接続されたＮチャネルトランジスタ１１２，１１３をひとつのトランジスタと考え、これにＮチャネルトランジスタ１０１のドレインが接続されていると見るとこれらのＮチャネルトランジスタ１１２，１１３，１０１は、図１３に示した従来のカスコード接続とみなすことができる。
【００５０】
Ｎチャネルトランジスタ１０１には、上記のＮチャネルトランジスタ１１２，１１３の他に直列に接続されたＮチャネルトランジスタ１１４，１１５と、Ｎチャネルトランジスタ１１６，１１７と、Ｎチャネルトランジスタ１１８，１１９とが並列に接続される。これら８個のＮチャネルトランジスタ１１２〜１１９のゲート端子は、図１に示すような接続によって入力端子１３０，１３１，１３２，１３３に与えられる制御信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４によって制御される。
【００５１】
入力端子１３０，１３１，１３２，１３３には、各々、図２に示すような制御信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４を与える。これらの制御信号Ｇ１〜Ｇ４は、最小値Ｖ0、最大値Ｖ1の２値を取り、図２に示すような順序で小さな遷移時間を経て変化するものとする。このような信号をどのように作るかは後述する。また後の説明のために、各信号の遷移する時点を図２のようにｔ１，ｔ２、〜ｔ９と定義する。なお、図２では間欠的なＵＷＢ−ＩＲ信号の存在する部分のみ拡大して描いている。実際には、信号のない時点ｔ１以前および時点ｔ９以後の時間の方が時点ｔ１〜ｔ９の期間よりずっと長い。
【００５２】
今、最小値Ｖ0を図１においてＮチャネルトランジスタ１１２〜１１９及びＮチャネルトランジスタ１２２〜１２９を遮断するような低い電圧値とし、最大値Ｖ1をこれらの直列接続されているＮチャネルトランジスタ１１２〜１１９及び１２２〜１２９をゲート接地段のひとつのトランジスタと見た場合のゲートバイアス値とする。このように最小値Ｖ0及び最大値Ｖ1を選ぶと、Ｎチャネルトランジスタ１１２，１１３は、図２に示すように制御信号Ｇ１，Ｇ２が共に最大値Ｖ1となる時点ｔ２〜ｔ３の期間及び時点ｔ６〜ｔ７の期間にゲート接地段として作動する。同様に、Ｎチャネルトランジスタ１１４，１１５は、制御信号Ｇ３，Ｇ４が共に最大値Ｖ1となる時点ｔ４〜ｔ５の期間及び時点ｔ８〜ｔ９の期間にゲート接地段として作動し、またＮチャネルトランジスタ１２６，１２７は、制御信号Ｇ２，Ｇ３が共に最大値Ｖ1となる時点ｔ３〜ｔ４の期間及び時点ｔ７〜ｔ８の期間にゲート接地段として作動し、Ｎチャネルトランジスタ１２８，１２９は、制御信号Ｇ１，Ｇ４が共に最大値Ｖ1となる時点ｔ１〜ｔ２の期間及び時点ｔ５〜ｔ６の期間にゲート接地段として作動する。
【００５３】
そのためインダクタンス１３４には、時点ｔ１〜ｔ２の期間においてＮチャネルトランジスタ１０２によって（反転）増幅され、さらにＮチャネルトランジスタ１２８，１２９によるゲート接地段によって増幅された信号が検出される。また、同様に時点ｔ２〜ｔ３の期間には、Ｎチャネルトランジスタ１０１によって増幅され、さらに直列に接続されたＮチャネルトランジスタ１１２，１１３によって増幅された信号がインダクタンス１３４に検出される。以下同様に、周期Ｔ／２毎にＮチャネルトランジスタ１０１，１０２のドレイン出力が切り替り、直列トランジスタによるゲート接地段で増幅した信号がインダクタンス１３４に検出され、出力端子１２１に出力信号ＩＦ−として出力される。
【００５４】
一方、インダクタンス１３５には、上記と相補的な接続によって、すなわちＮチャネルトランジスタ１１６，１１７によって時点ｔ３〜ｔ４の期間及び時点ｔ７〜ｔ８の期間、またＮチャネルトランジスタ１１８，１１９によって時点ｔ１〜ｔ２の期間及び時点ｔ５〜ｔ６の期間、Ｎチャネルトランジスタ１０１のドレイン出力をゲート接地増幅し、さらにＮチャネルトランジスタ１２２，１２３によって時点ｔ２〜ｔ３の期間及び時点ｔ６〜ｔ７の期間、またＮチャネルトランジスタ１２４，１２５によって時点ｔ４〜ｔ５の期間及び時点ｔ８〜ｔ９の期間、Ｎチャネルトランジスタ１０２のドレイン出力をゲート接地増幅し出力端子１２０に出力信号ＩＦ＋として出力する。
【００５５】
以上をまとめると、最大値Ｖ1、最小値Ｖ0をそれぞれ２値信号の真、偽に当てはめると、論理式Ｇａ＝Ｇ１×Ｇ４＋Ｇ２×Ｇ３が真の時、出力端子１２０には入力端子１０３に入った差動信号ＲＦ＋が（反転）増幅されて出力され、また出力端子１２１には入力端子１０４に入った差動信号ＲＦ−が（反転）増幅され出力される。また、論理式Ｇｂ＝Ｇ１×Ｇ２＋Ｇ３×Ｇ４が真の時、出力端子１２０には入力端子１０４に入った差動信号ＲＦ−が（反転）増幅されて出力され、また出力端子１２１には入力端子１０３に入った差動信号ＲＦ＋が増幅され出力される。上記２つの論理式Ｇａ，Ｇｂがいずれも真でない時、すなわち時点ｔ１以前または時点ｔ９以後は、ミキサ回路１は遮断され電力を消費しない。これは、上記２つの論理式Ｇａ，Ｇｂによる２値信号の差Ｇａ−Ｇｂと差動信号ＲＦ＋，ＲＦ−の乗算結果が出力されていることになる。
【００５６】
図２のように制御信号Ｇ１〜Ｇ４を設定することにより、図２の２値信号の差Ｇａ−Ｇｂは、ＵＷＢ−ＩＲ通信に用いるテンプレート信号と等価となり、このミキサ回路１で低雑音増幅回路、乗算回路及びテンプレート発生回路の一部の機能をもたせることが可能となる。すなわち、図１２（Ａ）に示す従来のＵＷＢ−ＩＲ受信機構成図において、低雑音増幅回路１２０５及び乗算回路１２０６とテンプレート発生回路１２０８の一部に置き換えて使用することができる。本実施形態のミキサ回路１では、テンプレートパルスを外部から供給する必要がない。ＵＷＢ−ＩＲ通信において、テンプレート信号として用いられるテンプレートパルスは非常に高速であり、しばしば機器を構成する素子の限界周波数程度になるが、本実施形態のミキサ回路１ではこのような高速の信号を発生する必要がない。また、本実施形態のミキサ回路１は、テンプレートパルスのない時は電力を消費しないので、従来のように回路電源のオン、オフを制御するスイッチ回路が不要である。
【００５７】
図３は、上記に説明した制御信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する論理回路３００の一例であり、図４は、制御信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する論理回路３００のタイミング図である。以下、説明のために否定論理和回路（ＮＯＲ）３０１，３０２，３０３，３０４の出力をそれぞれＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４とし、それぞれの出力値の状態を表すために例えば（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）＝（Ｌ，Ｌ，Ｈ，Ｈ）または単に（ＬＬＨＨ）のように記すものとする。これは、ＮＯＲ３０１，３０２の出力値が偽、ＮＯＲ３０３，３０４の出力値が真、であることを表している。
【００５８】
制御回路３０５は、端子３１１に入力される図４に示す起動信号ＳＳを受けて、論理回路３００を初期化するための初期化信号ＩＳを発生する。また、端子３１０には常に偽（Ｌ）が入力される。ＮＯＲ３０１，３０４は、２入力ＮＯＲでもよいが、ＮＯＲ３０２，３０３との対称性を保つために３入力ＮＯＲを接続している。論理回路３００において、ＮＯＲ３０１の出力信号Ｑ１は、Ｑ１＝Ｘ（Ｑ２＋Ｑ４）、ＮＯＲ３０２の出力信号Ｑ２は、Ｑ２＝Ｘ（Ｑ１＋Ｑ３＋ＩＳ）、ＮＯＲ３０３の出力信号Ｑ３は、Ｑ３＝Ｘ（Ｑ１＋Ｑ４＋ＩＳ）、ＮＯＲ３０４の出力信号Ｑ４は、Ｑ４＝Ｘ（Ｑ２＋Ｑ３）、となる。ここでＸは論理の否定を表す記号で論理式または論理値に前置してその論理の否定を表す。
【００５９】
以下、図４のタイミング図を参照しながら図３の論理回路３００の動作を説明する。
【００６０】
先ず、時点ｔｂ以前の静止状態においては、制御回路３０５の発する初期化信号ＩＳはＨとなっており、ゆえに（Ｑ２，Ｑ３）＝（Ｌ，Ｌ）となる。これによって（Ｑ１，Ｑ４）＝（Ｌ，Ｈ）となる。すなわち、時点ｔｂ以前では（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）＝（Ｌ，Ｌ，Ｌ，Ｈ）の状態を保持し続ける。
【００６１】
時点ｔａにおいて起動信号ＳＳが立ち上がると、これに呼応して制御回路３０５は回路を作動させるために初期化信号ＩＳを立ち下げる。すなわち時点ｔａから遅れを伴い時点ｔｂにおいてＩＳ＝Ｌに変化させる。
【００６２】
初期化信号ＩＳ＝Ｌの時、ＮＯＲ３０１とＮＯＲ３０２は、ＲＳフリップフロップ回路を形成する。ＮＯＲ３０３とＮＯＲ３０４も同様にＲＳフリップフロップ回路を形成し、正帰還がかかるように接続されているので、論理回路３００は発振を開始する。すなわち、ＮＯＲの回路動作の遅れを伴って時点ｔ１以降Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、（ＬＨＬＨ）→（ＬＨＨＬ）→（ＨＬＨＬ）→（ＨＬＬＨ）のように変化していく。制御回路３０５は、Ｑ３またはＱ４を監視していて、パルスフィンガ数が所定の値になった時に初期化信号ＩＳ＝Ｈとすれば、上記発振を停止することができ、初期の静止状態に戻すことができる。
【００６３】
上記出力信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、Ｇ１＝Ｑ２，Ｇ２＝Ｑ３，Ｇ３＝Ｑ１，Ｇ４＝Ｑ４と対応させることにより図１の制御信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４になる。論理回路３００によって発生された出力信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を合成してできるテンプレートパルスは、ＮＯＲ３０１〜３０４の遅延量によって決まる遷移時間に設定できる。ＵＷＢ−ＩＲ通信に使用できるような短いテンプレートパルスに対応可能であるが、上記制御信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４は、テンプレートパルスよりもずっと低速の信号であり、このことは論理回路３００の回路構成をきわめて容易にする。なお、テンプレートパルスとして使用する場合の周波数調整は、ＮＯＲ３０１〜３０４の電源電圧を制御したり、出力に負荷となる小容量の容量を付加してその負荷量を調整する、等の方法で目的の周波数にあわせ込むことが可能である。
【００６４】
図５に、制御信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する他の論理回路５００の一例を示す。図５において、トランジスタ５０１，５０２，５０３，５０４，５０５によって差動増幅回路が形成されている。Ｎチャネルトランジスタ５０１は、回路電流を制限する電流源を形成し回路電流を制限する。この回路電流の制御によって差動増幅回路の応答時間が変わり、信号の伝達する遅延量を制御できる。すなわちＮチャネルトランジスタ５０１のゲートには、端子５１６から印加する電圧ＶＳに応じて、発生する信号のパルス幅を制御することができる。
【００６５】
Ｐチャネルトランジスタ５０４，５０５は、Ｎチャネルトランジスタ５０２，５０３で形成される差動増幅段の負荷であり、Ｐチャネルトランジスタ５０４，５０５のゲートはお互いのドレインに接続されており、いわゆるクロスカップル回路を形成する。この接続は、互いの変化を強調し信号遷移のずれを最小にする。Ｎチャネルトランジスタ５０７は、初期状態をセットするためのスイッチであり、端子５１５に印加される初期化信号ＩＳによって、初期状態と動作状態を切り替えることができる。すなわち初期化信号ＩＳの電位が高い場合、Ｎチャネルトランジスタ５０７は強制的にオンとなり、Ｐチャネルトランジスタ５０５のドレイン電位（Ｑ２）は強制的にＬとなり、論理回路５００は初期の状態にセットされる。また初期化信号ＩＳの電位が低い場合、Ｎチャネルトランジスタ５０７はオフして論理回路５００は動作状態となる。Ｎチャネルトランジスタ５０６は、ゲート電位が常に接地電位にセットされており常にオフとなっている。このＮチャネルトランジスタ５０６は、動作には直接影響を及ぼさないが差動増幅器の動作の良好な平衡性（対称性）を得るために付加する。
【００６６】
トランジスタ５０８〜５１４による回路は、上記に説明したトランジスタ５０１〜５０７による回路と同様に差動増幅回路を構成する。この２つの差動増幅回路を縦続接続して図５に示すような接続にすることによって、出力を正帰還となるように入力側に戻してやると４相の出力を持つ発振回路となる。図３の回路と同様の動作によって端子５１５に印加する初期化信号ＩＳを制御することによって、上記制御信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４を得ることができる。すなわちトランジスタ５０４，５０５，５１１，５１２のドレインの出力信号をＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４とし、それぞれをバッファ５１８によって緩衝増幅し取り出すと、それぞれ制御信号Ｇ３，Ｇ１，Ｇ２，Ｇ４となる。
【００６７】
以上に述べた本実施形態によれば、以下の効果が得られる。
【００６８】
本実施形態のミキサ回路１では、直列接続のトランジスタに与える制御信号（Ｇ１〜Ｇ４）によって、回路動作の必要ない時にはミキサ回路１を遮断する間欠動作が可能である。これによって、間欠信号によるＵＷＢ−ＩＲのような通信装置に、ミキサ回路１を用いれば装置全体の消費電力の削減が可能となる。
【００６９】
また、本実施形態のミキサ回路１では、低雑音増幅回路のカスコード接続においてゲート接地段にミキサが組み込まれた回路と見ることもできるので、ミキサ機能に加え低雑音増幅回路の機能を持たせることができる。そのうえ、従来低雑増幅音回路とミキサ回路で別々に電源から電流が流れていたのに対し、ミキサ回路１では電流が流れる経路は１つとなる。そのために従来の技術による回路構成に比べ回路に消費される電力の削減が可能となる。
【００７０】
さらに、従来ではミキサに対してはテンプレート波形が入力され、受信信号との乗算が行われていたのに対し、ミキサ回路１ではゲート接地段の論理合成によりテンプレートパルスが合成される。このため、ミキサ回路１にテンプレートパルスを入力する必要が無く、テンプレートパルスよりも極端に低い周波数の信号を入力するだけでよい。すなわちミキサ回路１の入力のためにテンプレートパルスを生成する必要が無い。これによって回路素子の限界に近いような高い周波数のテンプレートパルスを扱わなければならないＵＷＢ−ＩＲのような場合において回路設計をきわめて容易にする。
【００７１】
また、従来のＵＷＢ−ＩＲの受信機の構成において、ミキサに入力するテンプレートパルスは大振幅が要求され、そのため適当なテンプレート発生回路で発生されたテンプレートパルスを増幅するドライブ回路を必要とする。これらの回路の設計は、扱う周波数が高いため困難を伴うが、本実施形態においては、ミキサ回路１に入力される制御信号の組み合わせによりテンプレートパルスを合成できるので、ミキサ回路１に入力する信号は、テンプレートパルスの周波数よりかなり低い周波数の信号でよく設計が容易である。従来の技術で必要であったドライブ回路などの回路の省略が可能であり、このことはまたさらなる低消費電力化を可能にする。
【００７２】
さらに、従来のミキサ回路を用いて受信信号を直接ベースバンドに落とすいわゆるダイレクトコンバージョン方式の受信機を構成する場合には、局所発振器で発生される局所信号が無線信号（差動信号ＲＦ）側に漏洩してその信号が回路のミスマッチなどにより反射し、これが自身の局所信号によって直流成分に変換されるいわゆるＤＣオフセットが生じるという深刻な問題があった。本実施形態のミキサ回路１では、局所信号に当たる信号は無線信号と同じ周波数成分を持たないようにすることができるので、上記のようなＤＣオフセットのような問題は生じない。本実施形態のミキサ回路１は、従来の狭帯域の信号による通信においても効果が大きい。
【００７３】
（第２実施形態）
次に、ミキサ回路の第２実施形態について説明する。第１実施形態においては、信号出力部２１，２２にインダクタンス１３４，１３５を用いて、増幅された電流信号を電圧に変換して取り出している。一般にミキサ回路（乗算回路）をＵＷＢ−ＩＲに用いる乗算回路や受信機のミキサ回路として周波数変換に用いる場合は、取り出す信号の周波数は入力信号に比較して低くなる。そのような場合、インダクタンスによって信号を取り出そうとすると大きな値のインダクタンスが必要となる。集積回路上にインダクタンスを形成するような場合は、十分な振幅値の取れる大きなインダクタンスを搭載することが困難となり、そのような場合は、信号振幅は小さくなってしまう場合もある。
【００７４】
本第２実施形態では、上記のような場合に対応する例を２つ示す。図６は、図１のインダクタンス１３４，１３５にかえて抵抗６０１，６０２を接続した信号出力部６２１，６２２を用いたミキサ回路６００の例である。このように構成することにより、ミキサ回路６００は、インダクタンス値によらず低い周波数成分の信号も取り出すことが可能となる。図６のミキサ回路６００では、大きな信号を取り出すには抵抗６０１，６０２によって大きな電圧降下を引き起こす。そのため、大きな信号を得ようとすると電源電圧ＶＤＤを高くする必要がある。
【００７５】
図７は、図１の信号出力部２１，２２にかえて信号出力部７２１，７２２を用いたミキサ回路７００の例である。ミキサ回路７００は、大きな電圧降下なしで大きな信号を取り出すことが可能となる。Ｐチャネルトランジスタ７０３，７０４は、ダイオード接続され、各々Ｐチャネルトランジスタ７０５，７０６とでカレントミラー回路を構成する。すなわち、Ｐチャネルトランジスタ７０３，７０４で検出された信号電流は、Ｐチャネルトランジスタ７０５，７０６によってコピーされ出力される。これらのカレントミラー回路は、電流源であり、十分に高いインピーダンスを持つので、相関回路を構成するための後段に接続する積分回路の設計は容易である。すなわち、コンデンサ７０７，７０９を図のように接続するだけで十分な性能が得られる。なお、スイッチ７０８，７１０は、積分の開始時にコンデンサに充電された電荷を放電し初期状態に戻すためのリセットスイッチである。
【００７６】
（第３実施形態）
次に、ミキサ回路の第３実施形態について説明する。第１実施形態においては、トランジスタ群３１〜３４は、２行２列のトランジスタで構成する場合を示した。トランジスタ群３１〜３４のトランジスタをもっと多くすると、制御信号のパルス幅はもっと長くすることができる。これによって、制御信号の周波数成分はより低くなり、回路設計が容易になる。本第３実施形態では、２行４列のトランジスタで構成したトランジスタ群８３１〜８３４を用いたミキサ回路８００を説明する。ミキサ回路８００は、各制御信号の１回の遷移のみで、例として第１実施形態と同様のパルスフィンガ数４のテンプレートパルスの乗算が可能であるが、この場合に限られるものではなく、ゲート接地段の数を増やせばより多くのパルスフィンガ数のパルス検出が可能になる。
【００７７】
図８（Ａ）は、第３実施形態のミキサ回路８００であり、図８（Ｂ）は、制御信号を発生するための回路図例である。図８（Ａ）において、直列トランジスタによるゲート接地段を除いて図１と同じであり、図１の回路と同様動作をするところは簡素化のために図１と同一の番号を付し説明を省略する。
【００７８】
図８（Ａ）において、一点鎖線の楕円８３５で囲まれた端子群は、１６本の制御信号Ｄ１〜Ｄ８、ＸＤ２〜ＸＤ９を入力する端子で、それぞれ以下に説明するルールに従ってゲート接地段のトランジスタ８０１〜８３２のゲートに接続されている。制御信号Ｄ１〜Ｄ８、ＸＤ２〜ＸＤ９の生成方法については図８（Ｂ）を参照して後述する。また図９は、制御信号Ｄ１〜Ｄ８、ＸＤ２〜ＸＤ９及びそれらの動作を補足説明するためのタイミング図が示される。
【００７９】
トランジスタ群８３１のＮチャネルトランジスタ８０１〜８０８は、ソース接地段のＮチャネルトランジスタ１０１によって増幅された信号をゲート接地増幅し、インダクタンス１３４によって出力端子１２１に出力する。
【００８０】
トランジスタ群８３２のＮチャネルトランジスタ８０９〜８１６は、ソース接地段のＮチャネルトランジスタ１０１によって増幅された信号をゲート接地増幅し、インダクタンス１３５によって出力端子１２０に出力する。
【００８１】
トランジスタ群８３４のＮチャネルトランジスタ８１７〜８２４は、ソース接地段のＮチャネルトランジスタ１０２によって増幅された信号をゲート接地増幅し、インダクタンス１３５によって出力端子１２０に出力する。
【００８２】
トランジスタ群８３３のＮチャネルトランジスタ８２５〜８３２は、ソース接地段のＮチャネルトランジスタ１０２によって増幅された信号をゲート接地増幅し、インダクタンス１３４によって出力端子１２１に出力する。
【００８３】
制御信号Ｄ１〜Ｄ８，ＸＤ２〜ＸＤ９を上記第１実施形態での説明と同様に、最小値Ｖ0、最大値Ｖ1の２値を取るものとし、これを論理値と見ると、Ｎチャネルトランジスタ８０１，８０２は、制御信号Ｄ１とＸＤ２の論理積が真の時、ゲート接地増幅回路として作動し、その他の時は遮断する。トランジスタ群８３１の他のＮチャネルトランジスタ８０３〜８０８は、３組の直列ペアを形成し、それぞれの組は、Ｄ３とＸＤ４，Ｄ５とＸＤ６，Ｄ７とＸＤ８の論理積が真の時、ゲート接地増幅回路として作動し、その他の時は遮断する。つまり、トランジスタ群８３１は、ｉを偶数とする時Ｄi-1とＸＤiの論理積が真の時、ゲート接地増幅回路として作動し、その他の時は遮断する。
【００８４】
トランジスタ群８３４のＮチャネルトランジスタ８１７〜８２４は、トランジスタ群８３１のＮチャネルトランジスタ８０１〜８０８とまったく同様の接続であるので、Ｄi-1とＸＤiの論理積が真の時、ゲート接地増幅回路として作動し、その他の時は遮断する。
【００８５】
トランジスタ群８３２のＮチャネルトランジスタ８０９〜８１６及びトランジスタ群８３３のＮチャネルトランジスタ８２５〜８３２は、ＤiとＸＤi+1の論理積が真の時、ゲート接地増幅回路として作動し、その他の時は遮断する。
【００８６】
従って、Ｄi-1とＸＤiの論理積が真の時、Ｎチャネルトランジスタ１０１によってソース接地増幅された信号は、トランジスタ群８３１のＮチャネルトランジスタ８０１〜８０８によってゲート接地増幅され、出力端子１２１に出力される。またこの時、Ｎチャネルトランジスタ１０２によってソース接地増幅された信号は、トランジスタ群８３４のＮチャネルトランジスタ８１７〜８２４によってゲート接地増幅され、出力端子１２０に出力される。
【００８７】
ＤiとＸＤi+1の論理積が真の時、Ｎチャネルトランジスタ１０１によってソース接地増幅された信号は、トランジスタ群８３２のＮチャネルトランジスタ８０９〜８１６によってゲート接地増幅され、出力端子１２０に出力される。またこの時、Ｎチャネルトランジスタ１０２によってソース接地増幅された信号は、トランジスタ群８３３のＮチャネルトランジスタ８２５〜８３２によってゲート接地増幅され、出力端子１２１に出力される。
【００８８】
Ｄi-1とＸＤiの論理積及びＤiとＸＤi+1の論理積において、ｉ＝２〜８の場合のすべてについて総和（総論理和）を取ると、図９のＳＵＭ１，ＳＵＭ２のようになる。この２つの信号ＳＵＭ１，ＳＵＭ２を差動信号と見ると、ＵＷＢ−ＩＲに使用するテンプレート信号となっている。
【００８９】
以上の動作説明により制御信号Ｄ１〜Ｄ８、ＸＤ２〜ＸＤ９を適切に生成し、それらのＤi-1とＸＤiの論理積及びＤiとＸＤi+1の論理積によって生成される信号がテンプレートパルスになるようにすれば、ミキサ回路８００の出力端子１２０，１２１には、このテンプレートパルスと入力端子１０３，１０４に印加された差動信号ＲＦ＋，ＲＦ−を増幅した後の乗算を行った結果が得られる。
【００９０】
以下に、制御信号Ｄ１〜Ｄ８、ＸＤ２〜ＸＤ９の生成方法について、図８（Ｂ）の論理回路及び図９の動作を示すタイミング図を参照して説明する。
【００９１】
遅延回路８４１〜８４９は、差動型の遅延回路である。遅延回路８４１〜８４９は、差動信号を所定の遅延を伴って差動出力する遅延回路であり、図３のＮＯＲ３０１，３０２（または３０３，３０４）によって構成されたフリップフロップ回路や、図５のトランジスタ５０１〜５０５（または５０８〜５１２）による差動増幅回路などを使用できる。また、電流制限されたインバータの出力をクロスカップルドインバータで結合した回路なども良く使われる。
【００９２】
今、起動信号としてＤ０，ＸＤ０を遅延回路８４１に入力すると、所定の遅延を伴って制御信号ＸＤ１，Ｄ１を出力する（図９）。以下、遅延回路８４２〜８４９によって信号は、順に遅延を伴って出力され、Ｄ２〜Ｄ９，ＸＤ２〜ＸＤ９が出力される。なお本第３実施形態のミキサ回路８００では、ＸＤ１及びＤ９は使用していない。
【００９３】
Ｄi-1とＸＤiの論理積及びＤiとＸＤi+1の論理積において、ｉ＝２〜８の場合のすべてについて総和（総論理和）を取ると、図９のＳＵＭ１，ＳＵＭ２のようになる。この２つの波形を差動信号と見ると、ＵＷＢ−ＩＲに用いたパルスフィンガ数４のパルスであり、遅延回路８４１〜８４９の遅延量を制御してＵＷＢ−ＩＲに用いたパルスの周期に一致させれば、ＵＷＢ−ＩＲに用いるテンプレート波形となる。第１実施形態では、パルスフィンガ数を規定するためにフィンガ数をカウントする制御回路３０５が必要であったが、本第３実施形態では、パルスフィンガ数は遅延回路の数とゲート接地増幅段の直列トランジスタの組数によって自動的に決まってしまうため、このような回路は必要ない。パルスフィンガ数が多くなると、直列トランジスタの数も多くなり、寄生容量などの寄生素子の影響が懸念されるところであるが、数が多くなるのはゲート接地段であり、通常ゲート接地段の入出力インピーダンスは、寄生素子に比較し十分に低く、その影響は大きくはならない。
【００９４】
従って、本第３実施形態のミキサ回路８００を用いれば、ＵＷＢ−ＩＲのテンプレート信号を生成することなく受信信号を低雑音増幅し、かつテンプレート信号との乗算結果を得ることができる。しかも、信号受信が無い時には、回路の電流をオフにできるので待機時消費電力はきわめて低い。また、テンプレートパルスを発生する必要が無く、遅延回路列の１回の状態遷移で１回のテンプレートパルスを発生できるため、高速動作が要求される回路を極小にすることができる。
【００９５】
上記説明では、起動信号Ｄ０の立ち上がりでＤi-1とＸＤiの論理積及びＤiとＸＤi+1の論理積による信号が発生し、その時に受信信号との乗算が実行されるが、回路に少しの変更を加えればＤ０の立ち下りでもテンプレート信号との乗算を実行させることが可能である。この時は、遅延回路列が電力を消費する立ち上がりと立ち下りの両方の信号遷移時において乗算が可能となるため、回路消費電力あたりの受信可能な情報量を増やすことができる。このためには、Ｄi-1とＸＤiの論理積及びＤiとＸＤi+1の論理積の状態で回路が作動するように、ゲート接地増幅段の直列トランジスタのゲートに各制御信号を接続し、さらにトランジスタ群８３１〜８３４に加え４つのトランジスタ群を作り、並列に接続する。
【００９６】
本第３実施形態のミキサ回路８００では、低雑音増幅と、高速なテンプレート信号を外部から入力せずにその増幅された信号とテンプレート信号の乗算を行い、かつ間欠的な信号を扱うＵＷＢ−ＩＲのような通信装置において、特に有効な信号のある時だけ電力を消費する間欠動作を可能とするスイッチ機能を併せ持つ。これによって、本第３実施形態のミキサ回路８００をＵＷＢ−ＩＲの通信装置、特に受信装置に用いると装置の大幅な低消費電力化と構成の簡略化が実現できる。
【００９７】
（第４実施形態）
次に、ミキサ回路の第４実施形態について説明する。図１０に、上記実施形態のミキサ回路を用いてＵＷＢ−ＩＲの通信装置を構成する例を示す。図１０（Ａ）は、送信装置を示す。送信するデータは、端子１００１に入力される。パルス発生回路１００２は、広帯域のパルスを発生する。その際、端子１００１に入力される送信データ信号を受けて、発生されるパルスに所定の変調を施す。変調の方式としては発生パルスの発生位置をずらすパルス位置変調（ＰＰＭ：Pulse Position Modulation）や発生パルスの極性を反転させる２相変調（ＢＰＭ：Bi-Phase Modulation）等が良く使用される。発生変調されたパルスは送信アンテナ１００３を通じて空間に放射される。
【００９８】
ここで、パルス発生回路１００２に上記実施形態のミキサ回路を使用することができる。すなわち、ソース接地段の入力信号として、シリアル化した送信すべき情報をベースバンド信号として入力端子１０３，１０４（図１，６，７，８）に入力すればよい。この場合、ＰＰＭで送信する時は、パルス位置をずらすために起動信号（図３の初期化信号ＩＳ、図８のＤ０，ＸＤ０に相当する信号）のタイミングを調整する。また、ＢＰＭの場合は、起動信号に同期して入力端子１０３，１０４に入力する信号の極性を変更する。上記実施形態のミキサ回路は、ベースバンド信号と制御信号Ｇ１〜Ｇ４（図１，３，６，７）、またはＤ１〜Ｄ８及びＸＤ２〜ＸＤ９（図８，９）の論理によって、ミキサ回路内で合成されるテンプレートパルス（図２のＧａ−Ｇｂ、図９のＳＵＭ１，ＳＵＭ２）と上記ベースバンド信号の乗算値が出力されるので、ＵＷＢ−ＩＲの変調も同時に行うことができる。
【００９９】
次に、上記実施形態のミキサ回路を用いた受信装置の構成を図１０（Ｂ）で説明する。アンテナ１００４で受信された信号は、上記実施形態のミキサ回路１００５に入力される。ミキサ回路１００５として、図１，６，７，８に示したミキサ回路１，６００，７００，８００を使用することができる。これらのミキサ回路１，６００，７００，８００では、差動信号を処理できるので、アンテナ１００４も平衡型のアンテナを使用することができる。差動信号を扱うことによって、回路の低電源電圧化や信号歪みの軽減などが可能となる。上記実施形態のミキサ回路では、低雑音増幅の機能とテンプレート信号の発生及び増幅された信号との乗算の機能を併せ持つため、それら１つの回路で行える。回路１００６は、ミキサ回路１００５に送られる制御信号を発生する回路であり、図３，図５または図８（Ｂ）に示した回路を用いることができる。
【０１００】
ミキサ回路１００５によって増幅され、テンプレートパルスを乗算された受信信号は、積分回路１００７によって平滑化され、その結果から送信されたビット情報が判別回路１００８によって判別され、復調出力として端子１００９より出力される。すなわち、ミキサ回路１００５と積分回路１００７は、相関器を構成し、この回路によって受信信号とテンプレートパルス相関が計算される。相関の計算結果から、送信された信号の判定（復調）が行われる。判別回路１００８では、回路全体の制御も受け持ち、復調された信号に同期し、次に信号がやってくるタイミングを見計らい、ミキサ回路１００５の制御信号を発生する回路１００６に起動信号を送り、ミキサ回路１００５に与える制御信号を発生させる。
【０１０１】
上記実施形態のミキサ回路は、低雑音増幅の機能とテンプレート信号の発生及び増幅された入力信号とテンプレート信号の乗算の機能を併せ持つため、回路の構成が極めて簡素化される。また、上記実施形態のミキサ回路は、起動信号が入力されない静止状態（待機状態）では消費電流は、回路素子のリーク電流のみとなりきわめて小さい。これによって、システムの消費電力を極めて小さくすることが可能である。
【０１０２】
本第４実施形態による上記構成は送信装置、受信装置で同一のミキサ回路を共用することも可能である。これによって、送受信機が一体化されたトランシーバ装置を構成する場合、さらなる構成の簡素化が可能となる。
【０１０３】
（第５実施形態）
次に、ミキサ回路の第５実施形態について説明する。上記実施形態では、ミキサ回路に入力される制御信号は、２値を取るデジタル値として説明したが、正弦波のようなアナログ信号を入力することもできる。
【０１０４】
アナログ信号を入力する時は、４つの制御信号を必要とする図１、図６、図７の回路では、制御信号をＧ１とＧ３またはＧ２とＧ４の２組に分け、それぞれに差動の信号ｖb1±ｖ1，ｖb2±ｖ2を入力する。ここで、ｖb1，ｖb2は、それぞれの組の信号の同相成分であり、信号に与えるバイアスである。ｖb1，ｖb2としては、通常電圧が一定の直流を与える。また、ｖ1，ｖ2は、差動成分でありアナログの制御信号である。
【０１０５】
このように信号を印加すると、入力信号（入力端子１０３，１０４に与えられる信号の差動成分）をｖrとすれば、出力端子に現れる出力信号には、これら３つの差動成分の積で表される信号成分ｖ1×ｖ2×ｖrが含まれる。ゆえに、ｖr，ｖ1，ｖ2として周波数ｆr，ｆ1，ｆ2の正弦波を考えると、出力にはｆr±ｆ1±ｆ2の周波数成分の信号が含まれる。
【０１０６】
ｆr＝ｆ1＋ｆ2（またはｆ1＝ｆ2＝ｆr／２）に設定すると、ｖrは、周波数変換され直接ベースバンドに落とすことができる。この場合、ローカル発振回路の周波数がｖrの周波数と同一でないので、多くのダイレクトコンバージョン方式の受信機で問題になるＤＣオフセットを生じない。これによって、ＵＷＢに限らず通常の位相変調や周波数変調あるいは振幅変調を用いる狭帯域信号を使う通信の受信機においても、その構成を極めて簡略化することが可能となる。
【０１０７】
図１１は、上記原理によって受信機を構成する時のブロック図である。アンテナ１１０１で受信された受信信号は、上記実施形態のミキサ回路１１０２に直接入力される。上記実施形態のミキサ回路は、低雑音増幅の機能も併せ持つので、ミキサに前置して低雑音増幅回路をおく必要がない。ここでは、図１，図６または図７で説明した回路を用いることができる。
【０１０８】
局所発振回路１１０３，１１０４は、それぞれ周波数ｆ1，ｆ2を発振する。今、受信しようとする信号の周波数をｆrとし、ｆr＝ｆ1＋ｆ2に設定すれば、受信信号は、ベースバンドに変換される。回路１１０５は、ミキサ回路１１０２によって変換された信号からベースバンド成分のみを取り出すフィルタ及び復調回路から構成される。受信信号の（位相変調、周波数変調、振幅変調などの）変調方式に従って、受信信号を復調し受信した情報を復元する。局所発振回路１１０３，１１０４は、位相固定ループなどによって受信信号にトラッキングし、常に受信信号と搬送波との位相差を一定に保つなどの制御を行い、高い受信機性能を得ることもできる。
【０１０９】
上記構成によれば、ダイレクトコンバージョン方式の受信機を簡単に構成できる。ダイレクトコンバージョン方式の受信機は、中間周波増幅段がないので、構成そのものが簡単であり、何回も変換を繰り返すヘテロダイン方式に比べて高感度で、混変調などの大信号による妨害や歪みに対しても耐性が強い。しかも従来のダイレクトコンバージョン方式では、ＤＣオフセットという深刻な問題があったが、本ミキサ回路では、ＤＣオフセットを生じない。さらに、本ミキサ回路では、低雑音増幅の機能も併せ持つので、回路はより簡素化できる。さらに、上記に説明したように、ミキサ回路１１０２に制御電圧として与えられる局所発振回路１１０３，１１０４の出力電位を所定の値にすることによって、上記ミキサ回路の動作を停止させ、回路電流を最小（ほとんどゼロ）にすることもできる。このことは回路待機時の消費電力を減らすことに対してきわめて有効である。
【０１１０】
上記では、局所発振回路として２つ持つ場合を説明したが、さらに多くの信号を入力してもよい。以下、２以上の整数ｎ個の信号を入力する場合について説明する。図８（Ａ）の回路に、さらに、上記第３実施形態で説明したＤi-1とＸＤiの論理積及びＤiとＸＤi+1の論理積の状態で作動する４つのトランジスタグループを追加した回路は、ｎ＝８の回路例である。ここで、信号列ｖi（ｉ＝１〜ｎ）を差動信号としてＤiとＸＤiに与える。ただし、図８（Ａ）では、ＸＤ１の端子がないがＸＤ９をＸＤ１として代用するものとする。またＤi-1とＸＤiの論理積及びＤiとＸＤi+1の論理積のスイッチグループにはＤ９の信号が必要になるが、これはＤ１で代用するものとする。一般に、各グループにｎ組の直列トランジスタを配する時は、ｎ＋１番目までの制御信号が必要であるがＤn+1，ＸＤn+1にはそれぞれＤ１，ＸＤ１を当てる物とする。上記のような規則によって、信号列ｖiを差動信号としてＤi，ＸＤi間に与えると、出力には入力信号ｖrとそれらの積の成分、すなわちｖr×ｖ1×ｖ2×・・×ｖnの成分が現れる。これによって、４以上の周波数の混合が可能となる。これらをうまく使うと、機器の簡略化や特定の妨害周波数の除去などに応用が可能である。
【０１１１】
以上、ミキサ回路の実施形態を説明したが、こうした実施の形態に何ら限定されるものではなく、趣旨を逸脱しない範囲内において様々な形態で実施し得ることができる。以下、変形例を挙げて説明する。
【０１１２】
（変形例１）ミキサ回路の変形例１について説明する。前記第１実施形態では、ＭＯＳ型のトランジスタを用いた場合を例に説明したが、これに限定されるのではなく、例えば、バイポーラ型のトランジスタを用いて、それぞれ対応電極をソース→エミッタ、ゲート→ベース、ドレイン→コレクタに置き換え適当なバイアスを付せば、まったく同様に作動させることができる。
【０１１３】
（変形例２）ミキサ回路の変形例２について説明する。ゲート接地段を構成するトランジスタを２個でなく３個以上とすれば、更に制御信号の組合せによる多彩な制御が可能となり、制御信号の発生に何らかの制約が伴う場合にはその制約を緩和する。
【０１１４】
（変形例３）ミキサ回路の変形例３について説明する。前記第１実施形態では、２つの同一の回路を用いて差動信号を扱ったが、ソース接地段のトランジスタ（図１、６、７及び図８（Ａ）におけるＮチャネルトランジスタ１０１，１０２）のそれぞれのソースを電流源に接続し、両トランジスタに流れる電流を常に一定になるように制御すれば、同相ゲインをさらに小さくすることができ、より差動増幅の効果を高めることも可能である。
【０１１５】
（変形例４）ミキサ回路の変形例４について説明する。前記第１実施形態では、２つの同一の回路を用いて差動信号を扱ったが、逆に２つのうちの一方のみの回路を用いることによって、シングルエンドの信号を扱うことも可能である。この場合は、ゲインの減少を伴うが、使用する素子数は半分となり、消費電力も半分になる。制御信号もシングルエンドの信号でよく、回路はさらに簡略化される。
【０１１６】
以上、述べたように本ミキサ回路によれば、低雑音増幅回路の機能、テンプレートパルスの生成機能、待機時の消費電力を最小にする機能を併せ持ったミキサ回路を提供できる。これを用いて、効率のよいＵＷＢ−ＩＲ受信機を構成することができる。また、本ミキサ回路は、従来の狭帯域の通信方式における受信機に使用してもＤＣオフセットの問題のないミキサ回路を提供できるので、高性能かつ構成の簡単なダイレクトコンバージョン方式の受信機構成が可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１１７】
【図１】第１実施形態に係るミキサ回路の構成を示す回路図。
【図２】第１実施形態に係るミキサ回路の動作を説明するタイミング図。
【図３】ミキサ回路に与える制御信号を発する論理回路の構成を示す回路図。
【図４】ミキサ回路に与える制御信号を発する論理回路の動作を説明するタイミング図。
【図５】ミキサ回路に与える制御信号を発する論理回路の構成を示す回路図。
【図６】第２実施形態に係るミキサ回路を説明する回路図。
【図７】第２実施形態に係るミキサ回路の別の例を説明する回路図。
【図８】第３実施形態に係るミキサ回路を説明する回路図。
【図９】第３実施形態に係るミキサ回路に与える制御信号を発する回路の動作を説明するタイミング図。
【図１０】第４実施形態に係るミキサ回路を用いて構成するＵＷＢ−ＩＲ通信装置。
【図１１】第５実施形態に係るミキサ回路を用いて構成する受信機。
【図１２】従来のＵＷＢ−ＩＲ通信装置を説明するブロック図及びタイミング図。
【図１３】従来の低雑音増幅回路。
【符号の説明】
【０１１８】
１，６００，７００，８００…ミキサ回路、１０１，１０２…Ｎチャネルトランジスタ、１１２〜１１９，１２２〜１２９…Ｎチャネルトランジスタ、８０１〜８３２…Ｎチャネルトランジスタ、３００…論理回路、３０５…制御回路、５００…論理回路、１００２…パルス発生回路、１００３…送信アンテナ、１００４…アンテナ、１００５…ミキサ回路、１００６…回路、１００７…積分回路、１００８…判別回路、１００９…端子、１１０１…アンテナ、１１０２…ミキサ回路、１１０３，１１０４…局所発振回路、１１０５…回路、１２０５…低雑音増幅回路、１２０６…乗算回路、１２０８…テンプレート発生回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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