(57)【要約】【課題】再生ＲＦ信号のＳ／Ｎの低下を抑制し、ＲＦ用のアンプノイズの増大を軽減することが可能な光再生装置およびその方法を提供する。【解決手段】再生系１３０は、帯域が、少なくとも高周波重畳周波数に信号帯域を加えた帯域に設定され、フォトディテクタの検出信号を受けて不平衡振幅変調波を出力するアンプ４１０と、アンプによる不平衡振幅変調波を受けて高周波重畳周波数の両側部に発生する信号を低周波変換し、既に存在している低周波の再生信号に加算する復調部４２０，４３０と、を含む。復調部は、ピーク検出部４２０を有し、ピーク検出部は、アンプの出力を受けて整流動作を行うトランジスタＱ１と、トランジスタの出力端子に接続されて電流放電を行うためのホールドキャパシタＣｅと、ホールドキャパシタと直列に接続されたインピーダンス素子Ｚと、を含む。【選択図】図８
2009283090.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光媒体と、
高周波重畳方式により駆動され、上記光媒体にレーザ光を照射するレーザダイオードと、
上記光媒体で反射された光を検出するフォトディテクタと、
上記レーザダイオードを高周波重畳方式により駆動する高周波重畳部と、
上記フォトディテクタの検出信号に基づいて上記光媒体の情報を再生する再生系と、を有し、
上記高周波重畳部は、
高周波重畳周波数が少なくとも信号帯域の２倍以上に設定され、発光波高値を抑えるため矩形波により上記レーザダイオードを駆動し、
上記再生系は、
帯域が、少なくとも上記高周波重畳周波数に信号帯域を加えた帯域に設定され、上記フォトディテクタの検出信号を受けて不平衡振幅変調波を出力するアンプと、
上記アンプによる不平衡振幅変調波を受けて高周波重畳周波数の両側部に発生する信号を低周波変換し、既に存在している低周波の再生信号に加算する復調部と、を含み、
上記復調部は、
上記アンプの出力からピーク検波を行うピーク検出部を有し、
上記ピーク検出部は、
上記アンプの出力を受けて整流動作を行うトランジスタと、
上記トランジスタの出力端子に接続されて電流放電を行うためのホールドキャパシタと、
上記ホールドキャパシタと直列に接続されたインピーダンス素子と、を含む
光再生装置。
【請求項２】
上記高周波重畳部は、
上記レーザダイオードのオンディレイを考慮したパルス幅に整形し、当該パルスの立ち上がりの時間を遅くして上記矩形波をパルス信号として生成する
請求項１記載の光再生装置。
【請求項３】
上記ピーク検出部のトランジスタは、
制御端子に上記アンプ出力が供給され、第１端子が第１電源に接続され、第２端子に上記インピーダンス素子および上記ホールドキャパシタが接続されている
請求項１または２記載の光再生装置。
【請求項４】
高周波重畳周波数を少なくとも信号帯域の２倍以上に設定し、発光波高値を抑えるため矩形波によりレーザダイオードを高周波重畳駆動してレーザ光を光媒体に照射する第１ステップと、
上記光媒体で反射された光をフォトディテクタで検出する第２ステップと、
帯域が、少なくとも上記高周波重畳周波数に信号帯域を加えた帯域に設定された第３アンプにより、上記フォトディテクタの検出信号から不平衡振幅変調波を得する第４ステップと、
上記不平衡振幅変調波を受けて高周波重畳周波数の両側部に発生する信号を低周波変換し、既に存在している低周波の再生信号に加算して復調する第５ステップと、を有し、
上記第１ステップにおいて、
上記矩形波を、上記レーザダイオードのオンディレイを考慮したパルス幅に整形し、当該パルスの立ち上がりの時間を遅くしたパルス信号として生成し、
上記第５ステップにおいて、
上記アンプの出力からピーク検波を行い、当該ピーク検出において、
トランジスタより上記アンプの出力を受けて整流動作を行い、
上記トランジスタの出力端子に直列に接続されたインピーダンス素子およびホールドキャパシタにより積分ホールドを行う
光再生方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光ディスク装置等に適用可能な光再生装置に係り、特に光媒体の情報記録面に照射するレーザ光源を高周波重畳方式によって駆動する光再生装置およびその方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
記録再生が可能な光ディスク装置は、レーザダイオード（Ｌａｓｅｒ  Ｄｉｏｄｅ：ＬＤ）から出射されるレーザ光をディスクに照射してデータの記録、再生を行う。
光ディスク装置の光ヘッドは、レーザダイオードの放射したレーザ光の光ディスクのよる反射光を検出するフォトディテクタ等を内蔵している。
フォトディテクタ（ＰＤ）の出力は、受光光量に応じた電気信号としてＲＦアンプ等に供給される。
再生系は、光ヘッドのフォトディテクタによる検出出力を再生増幅する再生増幅回路やデコーダ等を有する。デコーダは、光ディスクの記録トラックからの反射光の検出出力について、記録系のエンコード処理に対応するデコード処理によりデータを再生する。
【０００３】
このような光ディスク装置において、ＬＤの駆動電流に高周波電流を重畳することにより、光ディスクからの反射光に生じるノイズの低減を図り、ＲＩＮ（相対雑音強度）を改善するようにしたレーザ駆動装置が提案されている（たとえば特許文献１，２参照）
【０００４】
また、レーザ駆動電流に高周波電流を重畳するために、受光側のフォトディテクタ（ＰＤ）から再生信号を取り出すＰＤアンプにおいて、再生信号のピーク検波を行い、これを用いて高周波重畳を行うようにした装置が提案されている（たとえば特許文献３，４参照）。
【０００５】
このような光ディスク装置においては、リードパワーの低下、再生信号の短波長化、倍速再生要求による広帯域等に対し、ＰＤアンプ側のノイズを有効に低下させて、最終的な再生信号のＣ／Ｎ（搬送波対雑音比）の改善を図ることが必要となる。
【０００６】
そこで、受光側のＰＤアンプにおけるノイズを有効に低減することが可能な光再生装置が提案されている（特許文献５参照）。
この光再生装置は、フォトディテクタ（ＰＤ）からの出力信号のピークを検出し、そのピーク検出信号を用いて擬似サンプリングを行うことにより、ノイズの低減を図っている。
【特許文献１】特開平７‐９３７９４号公報
【特許文献２】特開２０００‐１４９３０２号公報
【特許文献３】特開平４−１１６８７９号公報
【特許文献４】特開平６−１３９５８０号公報
【特許文献５】特開２００３‐６８７４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところが、１倍速再生や戻り光量の大きい時は、問題はなかったが、ここにきてデュアルレイヤーディスク（dual layer disc）や波長４００ｎｍのＬＤを用いた多層ディスクの再生での反射戻り光量の低下と、Ｓ／Ｎ低下が問題となってきている。
【０００８】
図１（Ａ）および（Ｂ）は、シングルレイヤーＳＬとデュアルレイヤーＤＬの信号のノイズのスペクトルを示す図であって、図１（Ａ）がシングルレイヤーＳＬのノイズスペクトルを、図１（Ｂ）がデュアルレイヤーＤＬのノイズスペクトルをそれぞれ示している。
図１において、横軸が周波数を、縦軸がレベルをそれぞれ表している。
図１中のＷで示す曲線がディスクノイズスペクトルを、Ｘで示す曲線がＬＤノイズスペクトルを、Ｙで示す曲線がＯＥＩＣ（光ＩＣ）のノイズスペクトルを、Ｚで示す曲線が全体の再生スペクトルを示している。
【０００９】
図１（Ａ）および（Ｂ）に示すように、デュアルレイヤーＤＬでは反射率が低下するため、信号レベルが低下し、アンプノイズが支配的となるため、Ｓ／Ｎの低下に繋がっている。
ＬＤノイズが低下しているのは、反射率の相違からリードの盤面パワーを０．２５ｍＷから０．６ｍＷにしてＬＤの元パワーが大きくなっているためである。
【００１０】
現状光ディスクの反射率は、シングルレイヤーＳＬで１５〜１８％、デュアルレイヤーＤＬで４〜５％と約１／４となっており、リードパワーは０．３ｍＷから０．６ｍＷと約２倍となっている。
その結果、相対的にアンプノイズが６ｄＢの上昇となっている。
図１（Ｂ）においては、測定帯域が同じ為信号レベル、ディスクノイズが−６ｄＢとなっている。
【００１１】
図１（Ａ）および（Ｂ）からＳ／Ｎを改善するには、リードパワーを上げる、反射率を上げる、ＬＤノイズを下げることが必要となる。
しかし、リードパワーは、リードの安定性（read stability）から現状の６ｄＢアップに留まっている。
反射率は、ディスクで決まり現状が限界と思われる。
ＬＤノイズはＡＴＴ比で改善できるが、ＬＤの寿命が低下する。
【００１２】
図２は、現状の光ディスク装置の重畳発光波形を示す図である。
【００１３】
この例では、高周波ＨＦは３５０ＭＨｚ、ΔＩopは０．４ｍＡである。
図２において、発光のピークパワーは、３．８倍〜４．５倍となっている。
しかし、平均パワーが一定でも、ピークパワーが高いと記録済みデータが消去され易い。
【００１４】
図３は、ＬＤのＩＬ特性を示す図である。
【００１５】
ローパワー部のリニアリティ（linearity）は製造ロット（lot）によってかなりバラツク。
したがって、重畳オン／オフによって起こるΔIopの変化を測定する現状の重畳レベルの設定方法では、重畳効果が異なってしまい、発光波高値がバラツクこととなる。
【００１６】
本発明は、再生ＲＦ信号のＳ／Ｎの低下を抑制し、ＲＦ用のアンプノイズの増大を軽減することが可能な光再生装置およびその方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の第１の観点の再生装置は、光媒体と、高周波重畳方式により駆動され、上記光媒体にレーザ光を照射するレーザダイオードと、上記光媒体で反射された光を検出するフォトディテクタと、上記レーザダイオードを高周波重畳方式により駆動する高周波重畳部と、上記フォトディテクタの検出信号に基づいて上記光媒体の情報を再生する再生系と、を有し、上記高周波重畳部は、上記高周波重畳周波数が少なくとも信号帯域の２倍以上に設定され、発光波高値を抑えるため矩形波により上記レーザダイオードを駆動し、上記再生系は、帯域が、少なくとも上記高周波重畳周波数に信号帯域を加えた帯域に設定され、上記フォトディテクタの検出信号を受けて不平衡振幅変調波を出力するアンプと、上記アンプによる不平衡振幅変調波を受けて高周波重畳周波数の両側部に発生する信号を低周波変換し、既に存在している低周波の再生信号に加算する復調部と、を含み、上記復調部は、上記アンプの出力からピーク検波を行うピーク検出部を有し、上記ピーク検出部は、上記アンプの出力を受けて整流動作を行うトランジスタと、上記トランジスタの出力端子に接続されて電流放電を行うためのホールドキャパシタと、上記ホールドキャパシタと直列に接続されたインピーダンス素子と、を含む。
【００１８】
好適には、上記高周波重畳部は、上記レーザダイオードのオンディレイを考慮したパルス幅に整形し、当該パルスの立ち上がりの時間を遅くして上記矩形波をパルス信号として生成する。
【００１９】
好適には、上記ピーク検出部のトランジスタは、制御端子に上記アンプ出力が供給され、第１端子が第１電源に接続され、第２端子に上記インピーダンス素子および上記ホールドキャパシタが接続されている。
【００２０】
本発明の第２の観点の光再生方法は、高周波重畳周波数を少なくとも信号帯域の２倍以上に設定し、発光波高値を抑えるため矩形波によりレーザダイオードを高周波重畳駆動してレーザ光を光媒体に照射する第１ステップと、上記光媒体で反射された光をフォトディテクタで検出する第２ステップと、帯域が、少なくとも上記高周波重畳周波数に信号帯域を加えた帯域に設定された第３アンプにより、上記フォトディテクタの検出信号から不平衡振幅変調波を得する第４ステップと、上記不平衡振幅変調波を受けて高周波重畳周波数の両側部に発生する信号を低周波変換し、既に存在している低周波の再生信号に加算して復調する第５ステップと、を有し、上記第１ステップにおいて、上記矩形波を、上記レーザダイオードのオンディレイを考慮したパルス幅に整形し、当該パルスの立ち上がりの時間を遅くしたパルス信号として生成し、上記第５ステップにおいて、上記アンプの出力からピーク検波を行い、当該ピーク検出において、トランジスタより上記アンプの出力を受けて整流動作を行い、上記トランジスタの出力端子に直列に接続されたインピーダンス素子およびホールドキャパシタにより積分ホールドを行う。
【００２１】
本発明によれば、高周波重畳部において、高周波重畳周波数が少なくとも信号帯域の２倍以上に設定され、発光波高値を抑えるため矩形波によりレーザダイオードが高周波重畳駆動される。
これにより、レーザ光が光媒体に照射され、その反射光がフォトディテクタで検出される。
再生系の復調部において、帯域が、少なくとも高周波重畳周波数に信号帯域を加えた帯域に設定されたアンプで、フォトディテクタの検出信号を受けて不平衡振幅変調波が得られる。そして、アンプによる不平衡振幅変調波を受けて高周波重畳周波数の両側部に発生する信号に低周波変換され、既に存在している低周波の再生信号に加算される。
復調部において、ピーク検出部でアンプの出力からピーク検波が行われる。このピーク検出において、トランジスタよりアンプの出力を受けて整流動作が行われ、トランジスタの出力端子に直列に接続されたインピーダンス素子およびホールドキャパシタにより積分ホールドが行われる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、複数のアンプによる再生ＲＦ信号のＳ／Ｎの低下を抑制し、ＲＦ用のアンプノイズの増大を軽減することができる利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明の実施の形態を図面に関連付けて説明する。
【００２４】
図４は、本発明の実施形態に係る光記録再生装置の簡略構成を示す図である。
【００２５】
この光記録再生装置１００は、記録媒体（たとえば光ディスク）１０１、光ピックアップ（光ヘッド）１１０、記録系１２０、再生系１３０、制御系１４０、およびシステムコントローラ１５０を有する。
【００２６】
光記録再生装置１００は、光ディスク１０１をモータ駆動回路１０２により駆動されるスピンドルモータ１０３にて回転駆動し、光ディスク１０１の記録トラックを光ヘッド１１０によりレーザ光で走査する。
これにより、光記録再生装置１００は、所定のデータフォーマット、たとえば、ブルーレイディスクに適合したフォーマット、ＣＤの規格に適合したフォーマットで、デジタルデータを光学的に記録し、再生する。
【００２７】
光ヘッド１１０は、レーザ駆動回路により駆動されデジタルデータの記録再生用のレーザダイオード１１１を有する。
光ヘッド１１０は、さらに、レーザダイオード（ＬＤ）１１１が放射したレーザ光を検出するフォトディテクタ（ＦＰＤ：Ｆｒｏｎｔ ＰＤ）１１２やレーザダイオード１１１の放射したレーザ光の光ディスク１０１による反射光を検出するフォトディテクタ（ＰＤ）１１３等を内蔵している。
【００２８】
このＬＤ１１１は、レーザ駆動回路により駆動される。本実施形態の光記録再生装置１００において、ＬＤ１１１の駆動方式とし高周波重畳方式が採用されている。
そして、光記録再生装置１００においては、光ディスク１０１の情報記録面で反射された光をフォトディテクタ（ＰＤ）１１２で検出し、検出信号に基づいて光ディスク１０１に記録された情報の再生を行う。
この情報再生に際して、フォトディテクタ１１２からの出力信号を検出し、そのピーク検出信号を用いて擬似サンプリングを行うことにより、アンプノイズを低減させている。
本実施形態では、後で詳述するように、ピーク検出用トランジスタに、インピーダンス素子およびホールド用のキャパシタ（容量素子）が直列に接続され、デュアルレイヤーＤＬや４００ｎｍＬＤを用いた多層ディスクであっても適用でき、しかもノイズ低減を図れるよう構成されている。
【００２９】
記録系１２０は、入力端子１２１から入出力インタフェース１２２を介して供給される記録すべきデジタルデータＤＴを上記した所定のデータフォーマットの記録データ列に変換するエンコーダ１２３を有する。
記録系１２０は、さらに、記録データ列に応じたライトパルスを発生するパルス発生回路１２４、ライトパルスに応じてライト信号電流を生成して光ヘッド１１０のレーザダイオード１１１を駆動するレーザ駆動回路１２５等を有する。
【００３０】
再生系１３０は、光ヘッド１１０のフォトディテクタ１１３による検出出力を再生し増幅する再生増幅回路１３１やデコーダ１３２等を有する。
デコーダ１３２は、光ディスク１０１の記録トラックからの反射光の検出出力について、上述の記録系１２０のエンコーダ１２３に対応するデコード処理によりデータを再生し、再生データを出力端子１３３から出力する。
【００３１】
制御系１４０は、光ヘッド１１０のフォトディテクタ１１３による検出出力を再生し増幅する再生増幅回路１４１、再生増幅回路１４１を受けてサーボ制御を行うスピンドルサーボ回路１４２やヘッドサーボ回路１４３等を有する。
【００３２】
システムコントローラ１５０は、アナログデジタル変換機能（Ａ／Ｄ）を有しており、その入力ポートに光ヘッド１１０のフォトディテクタ１１３による検出出力が再生増幅回路１４１により供給される。
また、システムコントローラ１５０は、光ヘッド１１０のレーザダイオード１１１が放射したレーザ光を検出するフォトディテクタ１１２による検出出力がプリアンプ１５１を介して供給される。
システムコントローラ１５０は、供給されデジタル信号に変換された検出信号に応じて記録系１２０のパルス発生回路１２４およびレーザ駆動回路１２５の処理を制御する。
【００３３】
なお、この光記録再生装置は、一例であって、本発明が適用される光記録装置は、図４の構成に限るものではないことはいうまでもない。
【００３４】
本実施形態に係る光記録再生装置１００においては、上述したようにＬＤ１１１の駆動方式とし高周波重畳方式が採用されている。
ＬＤ１１１における周波数重畳は、レーザパワーのオン／オフ動作であり、光パワーのピークは平均リードパワーの数倍から十数倍に達する。したがって、この光照射をサンプリングとしてみなせば、そのときに得られる信号レベルは光量に比例するので、数倍から十数倍になる。
ただし、この光照射部分（レーザオン部分）だけをサンプリングすることは困難である。
そこで、本実施形態においては、ＰＤアンプの帯域を重畳周波数まで拡大し、この重畳によりピークを持たないようパルス駆動し、ＰＤアンプの出力信号のピークを検出し、このピーク検出信号をサンプリング（本実施形態では擬似サンプリングという）するようにする。
このようにすることにより、信号レベルの高い部分についてサンプリングでき、相対的にＳ／Ｎの良い再生信号が得られる。
そして、本実施形態では、ピーク検出用トランジスタに、インピーダンス素子とホールド用のキャパシタ（容量素子）が直列に接続され、ピーク検波復調すると同時に積分ホールドすることで、再生信号のＳ／Ｎの改善を図れ、デュアルレイヤーＤＬや４００ｎｍＬＤを用いた多層ディスクであっても適用でき、しかもノイズ低減を図れるよう構成されている。
以下、本実施形態のＬＤ駆動およびピーク検波による再処理等について詳細に説明する。
【００３５】
たとえば、波長４００ｎｍのＬＤを用いた多層ディスクの光記録再生装置においては、記録膜の反射率が低下し、ディスク再生時のＳ／Ｎがアンプノイズによって低下するので、本実施形態の光記録再生装置１００は、基本的に以下のように構成される。
【００３６】
１）  戻り光の抑制を行うための高周波重畳周波数を、少なくとも信号帯域の２倍以上に設定する。
２）  発光波高値を抑えるため、矩形波のＬＤ オフ制御タイプ（LD off control type）とする。
このように、発光波高値を抑えてあるので、リードステイビリティ（read stability）は改善され、リードパワー（read power）を、１〜２ｄＢ程度アップできる。
信号出力も、１〜２ｄＢアップしＳ／Ｎの改善となる。
３）  ＰＤアンプの帯域を、少なくとも高周波重畳周波数＋信号帯域とする。
４）  ＰＤアンプ出力が不平衡振幅変調波（パルス振幅変調（ＰＡＭ）信号）となる。
５）  高周波重畳周波数の±側に発生する信号を低周波変換する。
６）  この低周波変換された信号を既に存在している低周波の再生信号に加算する。
【００３７】
このように、広帯域ＰＤアンプおよび信号加算型の不平衡振幅変調波の振幅復調器を含む構成とすることにより、再生信号のレベルが６ｄＢアップし、ノイズレベルが３ｄＢアップとなり、３ｄＢのＳＮ改善が図られる。
【００３８】
図５は、本実施形態に係る再生光学系の構成を示す図である。
図６は、図５の再生光学系の構成と等価な動作の電気回路図である。
【００３９】
再生光学系２００は、図５に示すように、コリメータレンズ（collimator lens）２０１、１／２波長板（ＨＷＰ）２０２、偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）２０３、１／４波長板（ＱＷＰ）２０４、対物レンズ（object lens）２０５、および集光レンズ２０６を有している。
【００４０】
ＬＤ１１１は、高周波でスイッチング駆動され、平均値で定パワーの光を出力する。
再生光学系２００において、ＬＤ１１１の出力レーザ光はコリメータレンズ２０１で平行光に整形され、ＨＷＰ、ＰＢＳ２０３を通過し、対物レンズで光ディスク１０１上に焦点を合わせる。
光ディスク１０１の反射光はＱＷＰ２０４を通すことによって、ＰＢＳ２０３で殆どＲＦ ＰＤ１１３側に出力される。
また、ＬＤ１１１から出力されたレーザ光は、ＨＰＷ２０２とＰＢＳ２０３でＦＰＤ１１２側に０.数％出力される。これにより、オートパワーコントロール（ＡＰＣ）が掛けられる。
この場合、光ディスク１０１への照射光は、光ディスク１０１の反射光で振幅変調される。換言すれば、不平衡振幅変調される。
【００４１】
図６は、上述した図５の構成の動作を電気回路に置き換えたものである。
図６のディスク再生等価電気系２１０は、高周波発振器（ＨＦ ＯＳＣ）２１１、パルス発生器（pulse proc）２１２、および振幅変調器（ＡＭ ＭＯＤ）２１３を含んで形成されている。
この電気系２１０において、パルス生成器２１２の出力（被変調波＝発光波）をＡＭ変調器２１３で光ディスク１０１の反射率信号（変調波）ＲＦＳで、不平衡振幅変調を行うことで等価となる。
この場合、負の光はないので、１現象の信号となる。
【００４２】
図７は、本実施形態に係る高周波重畳部の構成例を示すブロック図である。
【００４３】
この高周波重畳部３００は、シリアルインタフェースおよびステータスレジスタ部３０１、高周波発振器（ＨＦ ＯＳＣ）３０２、パルス発生器（pulse proc）３０３、カレントスイッチおよび加算部３０４、出力電流ドライバ３０５、レーザパワーメモリ３０６、デジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）３０７、およびレーザパワーコントローラ３０８を有する。
【００４４】
外部の制御系からシリアルインタフェースおよびステータスレジスタ部３０１のステータスレジスタにレベルコントロールのコントロールデータが設定される。
この設定データに基づいて高周波発振器３０２の周波数コントロールおよびレベルコントロールが行われる。このコントロールに伴い高周波信号がパルス発生器３０３に供給される。
パルス発生器３０３では、尖頭のようなピークを持たない矩形波であって、さらに、後述するように、デューティおよび立ち上がりを遅らせたパルスが生成され、カレントスイッチおよび加算部３０４、出力電流ドライバ３０５を通して、ＬＤ１１１が発光波高値を抑えたオフコントロールにより駆動される。
また、シリアルインタフェースおよびステータスレジスタ部３０１のよるリードパワーコントロールによって、レーザパワーメモリ３０６からデータが読み出される。この読み出されたデータはアナログ信号に変換され、レーザパワーコントローラ３０８に与えられる。
レーザパワーコントローラ３０８には、ＦＰＤ１１２によるレーザ出力に伴う信号を受けて、レーザパワーをコントロールするように、カレントスイッチおよび加算部３０４がコントロールされる。
【００４５】
図８は、本実施形態に係る信号加算型振幅復調器の構成例を示す回路図である。
【００４６】
この信号加算型振幅復調器４００は、図８に示すように、広帯域ＰＤアンプ４１０、ピーク検出部４２０、バッファ部４３０、およびローパスフィルタ４４０を有する。
【００４７】
広帯域ＰＤアンプ４１０は、フォトディテクタ（ＰＤ）１１３の検出電流を取り出して電圧信号に変換し、ピーク検出部４２０に出力する。
広帯域ＰＤアンプ４１０の帯域は、少なくとも高周波重畳周波数に信号帯域を加えた帯域に設定される。
広帯域ＰＤアンプ４１０は、たとえばＨＦ〜ＵＨＦ帯で使用されて帯域（ＢＷ）である５００ＭＨｚのアンプが適用される。
【００４８】
ピーク検出部４２０は、ＰＤアンプの出力信号のピークを検出し、バッファ部４３０に出力する。
【００４９】
ピーク検出部４２０は、図８に示すように、ｎｐｎトランジスタＱ１、抵抗Ｒ１、Ｒ２、抵抗等のインピーダンス素子Ｚ、およびホールド容量としてのキャパシタＣ１を有する。
トランジスタＱ１のベース（制御端子）が抵抗Ｒ１を介してＰＤアンプ４１０の出力に接続され、コレクタ（第１端子）が電源電位Ｖｃｃに接続されている。
トランジスタＱ１のエミッタ（出力端子、第２端子）が抵抗Ｒ１の一端およびインピーダンス素子Ｚの一端部が接続され、これらの接続ノードによりノードＮＤ１が形成されている。
インピーダンス素子Ｚの他端部がキャパシタＣｅの第１電極に接続され、抵抗Ｒ２の他端およびキャパシタＣｅの第２電極が基準電位Ｖｅｅに接続されている。
【００５０】
このように、図８のピーク検出部４２０は、エミッタフォロワを整流器として扱う検波回路として形成されている。
キャパシタＣｅはホールドキャパシタとして機能し、このキャパシタＣｅにインピーダンス素子Ｚを直列に挿入することで、ノイズの周波数特性を平坦化し、ピーク検波することで低域信号に復調波を加算している。
【００５１】
バッファ部４３０は、ピーク検出部４２０の出力信号をインピーダンス変換して、ＬＰＦ４４０に出力する。
【００５２】
バッファ部４３０は、図８に示すように、ｎｐｎトランジスタＱ２、および抵抗Ｒ３，Ｒ４を有する。
【００５３】
トランジスタＱ２のベースがピーク検出部４２０のノードＮＤ１、すなわちトランジスタＱ１のエミッタに接続され、コレクタが電源電位Ｖｃｃに接続されている。
トランジスタＱ２のエミッタが抵抗Ｒ２，Ｒ３の一端に接続され、抵抗Ｒ３の他端が基準電位Ｖｅｅに接続され、抵抗Ｒ４の他端がＬＰＦ４４０の入力に接続されている。
【００５４】
以下に、上記構成により高周波重畳および広帯域ＰＤアンプおよび信号加算型の不平衡振幅変調波の振幅復調器を含む再生系の原理および要部の動作について説明する。
【００５５】
図９は、未記録部と記録部の擬似発光波形を示す図である。
【００５６】
図９は、高周波１８０ＭＨｚ時における未記録部と１５ＭＨｚの擬似発光波形で、このような信号となる。
この測定時の帯域は４００ＭＨｚである。
【００５７】
図１０は、信号波のレベルを示す図である。
【００５８】
図１０は、信号波に着目したときのレベルを示している。
帯域２０ＭＨｚで観測すると、この場合０．６div、４００ＭＨｚで観測すれば、１．４divとなる。
すなわち、ピーク検波の信号波は、低域信号波の２倍以上となる。
【００５９】
図１１は、図９のディスク再生ＲＦの擬似再生信号のスペクトルを示す図である。
【００６０】
図１１に示すように、キャリア（carrier）周波数が１８０ＭＨｚ、信号波の周波数が１５ＭＨｚの不平衡振幅変調波信号となる。
【００６１】
図１２は、ディスク再生ＲＦの再生信号を示す図である。
【００６２】
図１２に示すように、ディスク再生時の２Ｔ Ｃ／Ｎは４０〜４５ｄＢであり、低域は１２ｄＢアップの、アンプノイズからみて５０〜５５ｄＢとなる。
【００６３】
図１３は、ディスク再生ＲＦのＣ／Ｎから等価なノイズを加算した擬似再生信号を示す図である。
【００６４】
この場合、測定帯域を３００ｋＨｚとしているので、Ｃ／Ｎは−４０ｄＢとなっている。
【００６５】
図１４は、ピーク検波による信号とノイズレベルの変化を測定した結果を示す図である。
【００６６】
この場合、図１４に示すように、周波数２０ＭＨｚまでは、信号は＋６ｄＢ、ノイズは＋３ｄＢとなる。
ノイズは１００ＭＨｚにかけて、約８ｄＢの増加となっている。
【００６７】
図１５は、ＳＱ波の出力発光波形と本実施形態のパルス発生器による発光波形を示す図である。
図１５において、Ａで示す波形がＳＱ波による発光波形を、Ｂで示す波形が本実施形態の発光波形を示している。
【００６８】
図１５に示す発光波形は、光オシロスコープで観測した発光波形で帯域数十ＧＨｚに相当する。  
図１５に示すように、高周波１８０ＭＨｚのパルスで重畳を掛けると、ほぼパルスが得られる。
発光のピークを小さくするには、パルスの立ち上がりを遅くすれば良い。
【００６９】
以上に説明したことは、周波数変換の動作そのものを示しており、ＰＤのアンプノイズが平坦ならば、３ｄＢのＣ／Ｎを改善できることとなる。
【００７０】
本実施形態においては、高周波重畳部３００の回路構成で、一般的な正弦（sin）波重畳を、図７に示すパルス発生器３０３を追加した重畳に変更している。
【００７１】
図１６（Ａ）および（Ｂ）は、現状の狭帯域ＰＤアンプと本実施形態に係る再生Ｓ／Ｎ改善機能部を示す図である。
【００７２】
図１６（Ａ）が狭帯域ＰＤアンプを示す図１６（Ｂ）が本実施形態に係る再生Ｓ／Ｎ改善機能部を示している。
この再生Ｓ／Ｎ改善機能部は、図１６（Ｂ）に示すように、広帯域ＰＤアンプと４１０とＰＡＭサンプル復調器４５０（図８の４２０，４３０）により構成されている。
【００７３】
ここで、高周波重畳の周波数と波形について考察する。
再生Ｓ／Ｎを改善するために、再生時の不平衡振幅変調波を検波するには、以下の条件を満足する必要がある。
【００７４】
１）  検波器の構成動作から、平坦部のある信号とする必要がある。
これは、矩形波とし、検波効率を上げるためである。
２）  戻り光の抑圧から、ＬＤの発光を止める必要がある。
ＬＤの発光の遅延（約1nS）から、２００ＭＨｚ以下が望ましい。
３）  リードステイビリティ（read stability）から、発光のピークパワーは低い方が良い。
いわゆる緩和振動を抑えた矩形波発光とし、ピークパワーを３倍以下とする。
４）  キャリアからの側波（side band）が容易に減衰できる。
高周波（ＨＦ）が低いと、ＬＰＦの減衰特性が急峻になる。
高周波重畳の周波数は、以上の条件を達成できる１８０ＭＨｚとしている。
【００７５】
図１７は、周波数１８０ＭＨｚでの２倍速再生時のスペクトルを示す図である。
【００７６】
図１７に示すように、４０ＭＨｚの減衰が緩やかなＬＰＦで十分分離できる。
【００７７】
次に、重畳波形の生成について考察する。
図１８は、図７のパルス生成器の構成例と出力波形の模式図である。
【００７８】
図１８のパルス発生器３０３は、パルス幅コントロール部３０３１、および遅延コントロール部３０３２を有する。
【００７９】
１）  発振器３０２の出力は、ＳＱ波でデューティ５０％を仮定している。
２）  パルス幅コントロール部３０３１で、ＬＤのオン時の遅延（on delay）を考慮したパルス幅に整形する。
発光時ではデューティ５０％である。発光幅が大きくなると、Ｓ／Ｎ改善は小さくなる。
なお、発光波高値の倍数が問題なければ、デューティ５０％以下でも問題ない。
３）  遅延コントロール部３０３２で、その出力の立ち上がり時間を遅くして、緩和振動の波高値を抑える。
なお、発光波高値の倍数が問題なければ、遅延コントロール部３０３２は不要である。
【００８０】
このように、重畳波形を生成することにより、図６に示すように、発光デューティが５０％、ピーク倍率２．５程度が得られる。
【００８１】
図１９は、図８のＨＦ〜ＵＨＦ帯で使用する帯域（ＢＷ）である５００ＭＨｚのアンプを適用したＰＤアンプの周波数特性を示す図である。
【００８２】
図１９に示すように、ＨＦ〜ＵＨＦ帯で使用する帯域（ＢＷ）である５００ＭＨｚのアンプを適用することにより、帯域、Ｃ／Ｎは５００ＭＨｚまで確保されている。
【００８３】
次に、Ｓ／Ｎ改善の復調器について考察する。
【００８４】
図２０（Ａ）および（Ｂ）は、擬似再生波のスペクトルと波形を示す図である。
【００８５】
ＬＰＦで分離した信号波のＳ／Ｎと、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）で分離したＡＭ波の復調後のＳ／Ｎは等しい。
したがって、両者を加算すれば信号は２倍、ノイズは√２倍となり、３ｄＢのＳ／Ｎ改善効果が得られる。
ノイズの周波数特性を平坦に補正すれば、信号波とＡＭ波の信号レベル差は６ｄＢとなる。
信号波形からでも、包絡線の信号は信号波の２倍となる事がわかる。
これは、重畳波のデューティが５０％の場合である。
【００８６】
図２１（Ａ）および（Ｂ）は、Ｓ／Ｎ改善の機能ブロックを示す図である。
【００８７】
図２１（Ａ）の回路は、ＰＤアンプ４１０、ＢＰＦ４５１、ＬＰＦ４５２、復調器（ＤＥＭ）４５３、および加算器（ＡＤＤ）４５４を有する。
【００８８】
Ｓ／Ｎ改善の機能ブロックは、基本的には図２１（Ａ）の構成となるが、ＢＰＦ４５１，ＤＥＭ４５３の動作周波数が高く実用的でない。
そこで、本実施形態では、等価的な機能としてピーク検波を採用している。
【００８９】
次に、ピーク検出部のキャパシタＣｅを可変したときの動作について考察する。
【００９０】
本実施形態においては、図８に示したように、信号加算型の不平衡振幅変調波の復調器４４０のピーク検出部４２０は、トランジスタＱ１の整流機能、キャパシタＣｅおよびインピーダンス素子ＺによるＺ（Ｒ）Ｃ積分ホールド機能、抵抗Ｒ２による定電流放電機能を有している。
【００９１】
図２２は、図８のピーク検出部のキャパシタＣｅを可変したときの動作波形を示す図である。
【００９２】
図２２の波形は、高周波であると動作や動作波形の測定が困難なことから、重畳周波数４０ＭＨｚ、矩形波／信号波を５ＭＨｚ／正弦（sin）波とし、トランジスタＱ１の電流Ｉｅを１ｍＡとし測定したものである。
また、図２２の波形は、インピーダンス素子Ｚを形成する抵抗を０Ω、変調をオフとし、ノイズをオフとして測定した。
【００９３】
図２２に示すように、電流Ｉｅが１．０ｍＡとしてあるので、放電時定数によってホールド波形が変化する。
また、充電時は、キャパシタＣｅによってオーバーシュート（overshoot）を発生している。
【００９４】
図２３は、図８のピーク検出部のキャパシタＣｅを可変したときのスペクトルを示す図である。
図２４は、図８のピーク検出部のキャパシタＣｅを可変したときの信号波、ノイズ、および高調波の変化を示す図である。
【００９５】
図２３において、周波数４０ＭＨｚの重畳波で見ると、周波数１８０ＭＨｚ時のようなピークは発生せず、帯域が狭くなるだけである。
【００９６】
また、図２４に示すように、キャパシタＣｅが０ｐＦのときに比べて、信号波は、２０ｐＦから＋５ｄＢで一定となる。
ノイズは、キャパシタＣｅの容量値の増加で、＋５ｄＢから＋４ｄＢに低下する。
高調波は、８０ｐＦから増加する。すなわち、時定数が、信号のフォールタイム（fall time）より大きくなる。
Ｓ／Ｎの改善は１．０ｄＢとなり、周波数１８０ＭＨｚ時の検討結果、＋３ｄＢアップと異なる結果となった。
【００９７】
次に、キャパシタＣｅの容量値を４０ｐＦとした場合について考察する。
【００９８】
図２５は、キャパシタＣｅの容量値を４０ｐＦとしてインピーダンス素子の値を可変したときの信号波、ノイズレベルの変化を示す図である。
図２６は、キャパシタＣｅの容量値を４０ｐＦとし、インピーダンス素子を抵抗としてその値を可変したときの動作波形を示す図である。
【００９９】
図２５に示すように、信号波は、インピーダンス素子Ｚの値、たとえば抵抗値を大きくして行っても低下しない。
ノイズは、インピーダンス素子Ｚの値、たとえば抵抗値の増加で、＋４ｄＢから＋２ｄＢに低下する。
Ｓ／Ｎの改善は、３ｄＢとなる。
【０１００】
また、図２６に示すように、キャパシタＣｅに直列にインピーダンス素子Ｚを挿入することで、オーバーシュートがなくなり、信号波に近いＢＦ動作と放電動作となる。
インピーダンス素子Ｚをインダクタ（inductor）にすると動作波形は変化するが、Ｓ／Ｎに変化は少なかった。
【０１０１】
以上により、充電時のオーバーシュートを低下させ、Ｓ／Ｎを改善するには、抵抗Ｒが最適なことが判った。
これは、ノイズがＲＣにより積分され低下したものと推測される。
高周波ではキャパシタＣｅの容量が小さくなるので、トランジスタＱ１のエミッタの出力抵抗が効いているものと思われる。
【０１０２】
以上の結果から、Ｓ／Ｎ改善の原理は図２７（Ａ）〜（Ｃ）のように説明される。
【０１０３】
図２７（Ａ）〜（Ｃ）は、本実施形態におけるピーク検波のＳ／Ｎ改善の様子を示す模式図である。
【０１０４】
広帯域ＰＤアンプ４１０の出力信号には、広帯域のノイズが重畳信号に乗っている。
既存のように、狭帯域アンプを通せば、ＬＰＦとなって帯域内のノイズパワーに減衰する。
ピーク検波を行うと、ピークレベルは広帯域なレベルのノイズとなる。
この場合、信号レベルは＋５ｄＢ、ノイズレベルも＋５ｄＢとなり、Ｓ／Ｎに変化はない。
ホールドキャパシタＣｅと直列にインピーダンス素子Ｚである抵抗Ｒを挿入すると、ホールド時のノイズ、たとえば変換ノイズ、高域ノイズのレベルは減衰する。
重畳波のデューティが５０％で、積分減衰が十分大きければ、信号レベルは＋５ｄＢ、ノイズレベルは＋２ｄＢとなって、Ｓ／Ｎは＋３ｄＢとなる。
【０１０５】
以上の結果を、実用的な高周波重畳周波数１８０ＭＨｚで実施する。
【０１０６】
図２８は、検波回路の検討に用いた不平衡振幅変調波を示す図である。
図２８の不平衡振幅変調波は、ディスクの擬似再生波と等価である。
【０１０７】
前述したように、図８に示す不平衡振幅変調波の復調器においては、トランジスタのエミッタフォロワを整流器として扱う検波回路となっている。この回路において、キャパシタＣ１はホールドキャパシタとして機能し、ピーク検波することで低域信号に復調波を加算している。
【０１０８】
図２９（Ａ）および（Ｂ）は、図８の回路でキャパシタＣｅの容量値を可変したときスペクトル変化を示す図である。
【０１０９】
図２９（Ａ）および（Ｂ）に示すように、キャパシタＣｅの容量値を大きくしていくと、低域の信号波は約＋６ｄＢとなり、第２次、第３次高調波、ノイズも変化する。
【０１１０】
図３０は、図２９（Ａ）および（Ｂ）のデータをプロットして示す図である。
【０１１１】
図３０において、Ａで示す曲線が周波数１０ＭＨｚの不平衡振幅変調波の検波特性を、Ｂで示す曲線が周波数１５．２５ＭＨｚの不平衡振幅変調波の検波特性を、Ｃで示す曲線が周波数２５ＭＨｚの不平衡振幅変調波の検波特性を、Ｄで示す曲線が周波数３０．５ＭＨｚの不平衡振幅変調波の検波特性を、Ｅで示す曲線が周波数１０ＭＨｚの不平衡振幅変調波の検波特性を、Ｆで示す曲線が周波数４５．６２５ＭＨｚの不平衡振幅変調波の検波特性を、Ｇで示す曲線が周波数５８．８７５ＭＨｚの不平衡振幅変調波の検波特性を、Ｈで示す曲線が周波数８０ＭＨｚの不平衡振幅変調波の検波特性を、それぞれ示している。
【０１１２】
図３０に示すように、キャパシタＣｅの容量値に対して、低域の信号波（１５．２５ＭＨｚ）は、最大＋６．０ｄＢとなっている。
第２次、第３次高調波（３０．５ＭＨｚ,４５．６２５ＭＨｚ）は、一旦大きくなってから減衰する。
低域ノイズ(１０ＭＨｚ、２５ＭＨｚ、４０ＭＨｚ、５８．８７５ＭＨｚ)は、一旦大きくなってから減衰する。
高域ノイズ（８０ＭＨｚ）は、徐々に大きくなっている。
【０１１３】
図３１は、図２４を信号波レベルで正規化して示す図である。
【０１１４】
図３１において、Ａで示す曲線がＣ／Ｎ比の特性を、Ｂで示し曲線が信号の特性を、Ｃで示す曲線が第２次高調波の場合を、Ｄで示す曲線が第３次高調波の場合を特性を、Ｅで示す曲線が周波数１０ＭＨｚのノイズの場合の特性を、Ｆで示す曲線が周波数６０ＭＨｚのノイズの場合の特性を、Ｇで示す曲線が周波数８０ＭＨｚでのノイズの場合の特性を、それぞれ示している。
【０１１５】
キャパシタＣｅが無い場合に対し、Ｃ／Ｎ比（１０ＭＨｚに対し）は、図中に枠Ｈで示す範囲で３〜６ｄＢ改善される。
高調波は、キャパシタＣｅの容量値が３０ｐＦ以上で同等となる。
また、ノイズ６０ＭＨｚで同等となる。
ノイズ８０ＭＨｚでは、２０ｄＢの上昇となる。
これにより、６０ＭＨｚまでの帯域では、Ｓ／Ｎが改善されたこととなる。ただし、図２９（Ａ）および（Ｂ）から判るように、周波数９０ＭＨｚにピークを持つ特性なので、イコライザが必要となり改善が必要となる。
【０１１６】
本実施形態においては、図８に示す復調器は、ピーク検出部４２０において、キャパシタＣｅに対しインピーダンス素子Ｚを付加することでノイズ特性の改善が図られている。
これは、ホールドにディレーラインを用いた復調器ではノイズが上昇しないことによる推測で、重畳周波数の周期に対し固定の電圧ホールド動作があれば良いものと考えられる。
【０１１７】
図３２（Ａ）および（Ｂ）は、キャパシタＣｅの容量値を３０ｐＦとし、インピーダンス素子を抵抗としてその値を可変したときのスペクトル変化を示す図である。
【０１１８】
図３２（Ａ）および（Ｂ）に示すように、周波数９０ＭＨｚのピークは、抵抗Ｒの抵抗値を大きくすればダンピング（dumping）される。
周波数５０ＭＨｚまでのノイズは、抵抗Ｒの抵抗値が大きい方が小さくなる。
信号波は、キャパシタＣｅの容量値が３０ｐＦのとき、抵抗値が１５Ωであっても６．０ｄＢアップする。
このインピーダンス素子としての抵抗Ｒで共振Ｑを調整できる。
【０１１９】
図３３（Ａ）および（Ｂ）は、キャパシタＣｅの容量値を３０ｐＦとし、インピーダンス素子をインダクタとしてそのインダクタンス値を可変したときのスペクトル変化を示す図である。
【０１２０】
図３３（Ａ）および（Ｂ）に示すように、インダクタのインダクタンスＬの値を大きくして行けば、ピークはダンピングされる。
信号波は、インダクタンスＬ値によらず一定で、約＋５ｄＢとなっている。
インダクタンスＬがある値（たとえば１０ｎＨ）になると、低域ノイズが低下するが信号も低下する。
【０１２１】
以上の結果から、小さめのインダクタンスＬが小さめのインダクタと抵抗値が大きめの抵抗Ｒを組み合わせれば、ダンピングと同時に低域ノイズが改善されるものと推測できる。
【０１２２】
図３４は、キャパシタＣｅの容量値を３０ｐＦとし、複合のインピーダンス素子の値を可変したときのスペクトル変化を示す図である。
【０１２３】
図３４に示すように、インダクタと抵抗の複合インピーダンス素子にすると、高域ノイズを低下させ、かつ必要伝送帯域を平坦とするＬＰＦを形成できる。
【０１２４】
図３５（Ａ）〜（Ｃ）は、再生信号波と複合インピーダンス素子Ｚの変換信号波の周波数特性を比較するための図である。
【０１２５】
図３５（Ａ）〜（Ｃ）に示すように、変換信号波の周波数特性はノイズの周波数特性と一致する。
すなわち、ノイズを平坦とすれば良い。
第２次、第３次高調波は、複合インピーダンス素子Ｚを挿入する事で、低域再生信号波と同等となる。
Ｃ／Ｎの改善は、全伝送帯でありスポット的なものではない。
【０１２６】
以上説明したように、本実施形態によれば、以下の効果を得ることができる。
ほぼ限界に来ているＳ／Ｎを３ｄＢほど改善でき、多層ディスク再生でのＳ／Ｎ低下を補償することができる。
リードステイビリティ（read stability）を大きく左右する発光ピークパワーを最小限に抑えられる。
ピークパワーを抑えられるので、平均パワーを向上でき、信号出力を大きくできる。
そして、ホールドキャパシタＣｅと直列にインピーダンス素子Ｚを挿入することで、Ｓ／Ｎは改善され、周波数特性を平坦にでき、余分なイコライザを追加する必要もない。
また、インピーダンス素子をインダクタと抵抗の複合素子とすることにより、ＬＰＦを形成することもできる。
【図面の簡単な説明】
【０１２７】
【図１】シングルレイヤーＳＬとデュアルレイヤーＤＬの信号のノイズのスペクトルを示す図である。
【図２】現状の光ディスク装置の重畳発光波形を示す図である。
【図３】ＬＤのＩＬ特性を示す図である。
【図４】本発明の実施形態に係る光記録再生装置の簡略構成を示す図である。
【図５】本実施形態に係る再生光学系の構成を示す図である。
【図６】図５の構成の動作を電気回路に置き換えたものである。
【図７】本実施形態に係る高周波重畳部の構成例を示すブロック図である。
【図８】本実施形態に係る信号加算型振幅復調器の構成例を示す回路図である。
【図９】未記録部と記録部の擬似発光波形を示す図である。
【図１０】信号波のレベルを示す図である。
【図１１】図９のディスク再生ＲＦの擬似再生信号のスペクトルを示す図である。
【図１２】ディスク再生ＲＦの再生信号を示す図である。
【図１３】ディスク再生ＲＦのＣ／Ｎから等価なノイズを加算した擬似再生信号を示す図である。
【図１４】ピーク検波による信号とノイズレベルの変化を測定した結果を示す図である。
【図１５】ＳＱ波の出力発光波形と本実施形態のパルス発生器による発光波形を示す図である。
【図１６】現状の狭帯域ＰＤアンプと本実施形態に係る再生Ｓ／Ｎ改善機能部を示す図である。
【図１７】周波数１８０ＭＨｚでの２倍速再生時のスペクトルを示す図である。
【図１８】図７のパルス生成器の構成例と出力波形の模式図である。
【図１９】図８のＨＦ〜ＵＨＦ帯で使用する帯域（ＢＷ）である５００ＭＨｚのアンプを適用したＰＤアンプの周波数特性を示す図である。
【図２０】擬似再生波のスペクトルと波形を示す図である。
【図２１】Ｓ／Ｎ改善の機能ブロックを示す図である。
【図２２】図８のピーク検出部のキャパシタＣｅを可変したときの動作波形を示す図である。
【図２３】図８のピーク検出部のキャパシタＣｅを可変したときのスペクトルを示す図である。
【図２４】図８のピーク検出部のキャパシタＣｅを可変したときの信号波、ノイズ、および高調波の変化を示す図である。
【図２５】キャパシタＣｅの容量値が４０ｐＦとしてインピーダンス素子の値を可変したときの信号波、ノイズレベルの変化を示す図である。
【図２６】キャパシタＣｅの容量値が４０ｐＦとしてインピーダンス素子を抵抗としてその値を可変したときの動作波形を示す図である。
【図２７】ピーク検波のＳ／Ｎ改善の様子を示す模式図である。
【図２８】検波回路の検討に用いた不平衡振幅変調波を示す図である。
【図２９】図８の回路でキャパシタＣｅの容量値を可変したときスペクトル変化を示す図である。
【図３０】図２９のデータをプロットして示す図である。
【図３１】図２４を信号波レベルで正規化して示す図である。
【図３２】キャパシタＣｅの容量値を３０ｐＦとし、インピーダンス素子を抵抗としてその値を可変したときのスペクトル変化を示す図である。
【図３３】キャパシタＣｅの容量値を３０ｐＦとし、インピーダンス素子をインダクタとしてそのインダクタンス値を可変したときのスペクトル変化を示す図である。
【図３４】キャパシタＣｅの容量値を３０ｐＦとし、複合のインピーダンス素子の値を可変したときのスペクトル変化を示す図である。
【図３５】再生信号波と複合インピーダンス素子Ｚの変換信号波の周波数特性を比較するための図である。
【符号の説明】
【０１２８】
１００・・・光記録再生装置、１０１・・・記録媒体（たとえば光ディスク）、１１０・・・光ピックアップ（光ヘッド）、１１１・・・レーザダイオード、１２０・・・記録系、１１２，１１３・・・フォトディテクタ（ＰＤ）、１２５・・・レーザ駆動回路、１３０・・・再生系、１４０・・・制御系、１５０・・・システムコントローラ、３００・・・高周波重畳部、３０１・・・シリアルインタフェースおよびステータスレジスタ部、３０２・・・高周波発振器（ＨＦ ＯＳＣ）、３０３・・・パルス発生器（pulse proc）、３０４・・・カレントスイッチおよび加算部、３０５・・・出力電流ドライバ、３０６・・・レーザパワーメモリ、３０７・・・デジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）、３０８・・・レーザパワーコントローラ、４００・・・信号加算型振幅復調器、４１０・・・広帯域ＰＤアンプ、４２０・・・ピーク検出部、Ｑ１・・・トラジスタ、Ｃｅ・・・キャパシタ、Ｚ・・・インピーダンス素子、４３０・・・バッファ部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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