(57)【要約】【課題】高周波スイッチングで順変換器や逆変換器を動作させると、直流コンデンサ接続点の中間点電位は高周波で変動する。また、インバータの制御に台形波変調を用いると相電圧が台形波となるため、三相４線負荷に対しては正弦波変調を適用せざるを得ず、必要な直流電圧が高くなり、部品に高い耐圧が必要となり、損失も大きくなるという課題がある。【解決手段】高周波スイッチング動作で順変換器と逆変換器を構成し、各フィルタコンデンサをスター結線とし、その中性点同士を接続し、直流正端子と直流負端子との間に中性点アームを接続し、その中間点と前記フィルタコンデンサの中性点とをリアクトルを介して接続し、逆変換器の信号波には正弦波に高調波成分を加えた歪波を用い、中性点アーム制御の信号波には前記高調波成分に相当する波形を用いることにより、逆変換器の出力相電圧を正弦波とする。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流電源に接続され、半導体スイッチ、リアクトル、交流フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により交流−直流変換を行う順変換器と、半導体スイッチ、リアクトル、交流フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により直流−交流変換を行い、三相交流電圧を出力する逆変換器とにより構成される三相交流−交流変換回路において、
前記順変換器および前記逆変換器の交流フィルタコンデンサの接続方法をスター結線として、その中性点同士を接続し、前記順変換器または前記逆変換器、あるいはそれら両方の直流部分に偶数個の半導体スイッチの直列回路からなる中性点アームを接続し、その中間点と前記交流フィルタコンデンサの中性点をリアクトルを介して接続した三相交流−交流変換回路構成と、さらに、三相交流電源に同期した基準正弦波信号と該基準正弦波信号に同期した３次高調波信号基準波形とを発生するＰＬＬ回路とを備え、前記順変換器には交流入力電流調節器の出力に前記ＰＬＬ回路の出力する３次高調波基準波形を適当なゲインで調整した３次高調波信号を重畳する手段と、直流電圧を調整する手段とを備え、前記逆変換器と前記中性点アームには、出力電圧調節器の出力に前記ＰＬＬ回路の出力する３次高調波基準波形を適当なゲインで調整した３次高調波信号を重畳する手段を備え、前記三相交流電源と前記逆変換器の出力電圧が非同期状態になった場合においては、各変換器は正弦波変調による電力変換動作を、中性点アームはゼロ電圧制御をそれぞれ行い、また前記三相交流電源と前記逆変換器の出力電圧が同期状態においては、前記順変換器および前記逆変換器は前記３次高調波信号の重畳による台形波変調を、中性点アームは前記３次高調波信号による出力電圧制御をそれぞれ行うことを特徴とする三相交流−交流変換回路の制御方法。
【請求項２】
前記非同期状態の判定には、三相交流電源の電圧波形を検出する手段と、この検出信号と前記ＰＬＬ回路の出力する３次高調波基準波形を適当なゲインで調整した３次高調波信号を加算する手段と、前記順変換器の直流電圧指令値に補正信号を加算する手段とを備え、三相交流電源の電圧検出値と前記３次高調波信号の加算結果が、前記順変換器と前記逆変換器の共有する前記直流電圧によって決まる所定の範囲を逸脱した場合に非同期状態と判定する手段を備え、前記判定手段により非同期状態と判定された場合には、前記順変換器および前記逆変換器の３次高調波信号の重畳を停止するとともに、直流電圧指令を正弦波変調に必要な所定の値に切替えることを特徴とする請求項１に記載の三相交流−交流変換回路の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は交流入力を電圧または周波数の異なる別の交流に変換する装置、または交流電圧変動、周波数の変動あるいは停電を補償し、安定した電圧を負荷に供給する無停電電源装置の構成および制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５および図６に従来技術による三相交流−交流変換装置の回路構成を示す。図５の回路は特許文献１の図１に、図６の回路は特許文献１の図３に示されたものと同じ原理である。図５において、1は交流電源、2〜15はＩＧＢＴなどの半導体スイッチ（以下半導体スイッチ）、16A、16Bは直流コンデンサ、17〜23はリアクトル、24〜29はフィルタコンデンサである。半導体スイッチ2〜7、直流コンデンサ16A、16B、リアクトル17〜19、フィルタコンデンサ24〜26は順変換器を構成しており、交流電源1の電力を、半導体スイッチ2〜7の高周波スイッチングにより直流に変換して直流コンデンサ16A、16Bに蓄積する動作を行う。これは、たとえばR1-S1間およびS1-T1間平均電圧（ここでいう平均電圧はパルス波形から高周波スイッチング周波数成分以上の高周波成分を除いたものを指す。以下同様）がR-S間およびS-T電圧と振幅、位相のわずかに異なるものとなるようパルス幅変調にもとづくスイッチングを行い、電圧の差分を制御することによりリアクトル17〜19に流れる電流を制御することで実現できる。
一方、直流コンデンサ16A、16B、半導体スイッチ8〜13、リアクトル20〜22、フィルタコンデンサ27〜29は逆変換器（インバータ）を構成しており、直流コンデンサ16A、16Bを直流電源として、半導体スイッチ8〜13の高周波スイッチングによりフィルタコンデンサ27〜29に波形歪みの小さな交流電圧を発生させ、図示しない負荷に交流電力を供給する動作を行う。これはU1-V1間およびV1-W1間平均電圧を、所望のU-V間およびV-W間電圧とほぼ等しくなるようパルス幅変調にもとづくスイッチングを行い、波形に含まれる高周波スイッチング周波数成分をリアクトル20〜22とフィルタコンデンサ27〜29からなるLCフィルタで取り除くことにより実現される。
【０００３】
さらに、半導体スイッチ14、15からなる中性点アームにおいて、それぞれを50%の時比率でオンオフさせることによりN点の電位と、直流中性点（図５におけるM点）電位、すなわちEP点とEN点間の中間電位との間の平均電圧が0となるようにし、N点の直流部に対する電位を能動的に定めることにより、交流出力端子U、V、Wのそれぞれと中性点端子Nの間に個別に負荷が接続される、いわゆる三相4線構成の負荷に対応することが可能となる。
図６の回路では、直流コンデンサ16Aと16Bの接続点Mを直接N点に接続することでN点の直流部に対する電位を定めている。ここでは半導体スイッチ14、15、リアクトル23は直流コンデンサ16A、16Bの電圧バランス回路として作用する。
これらの回路は交流入力をこれと異なる電圧または周波数の交流に変換する装置として、あるいは図示しない蓄電池を直流部に接続することにより入力停電時も負荷への電力供給を継続する、いわゆる無停電電源装置として用いられる。
【特許文献１】特開２０００−２２４８６２号公報（図１、図３）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
図５において半導体スイッチ2〜7の高周波スイッチング動作に伴い、直流コンデンサ16Aと16Bの接続点Mの交流入力端子R、S、T各点に対する電位は高周波で変動する。さらに、半導体スイッチ8〜13の高周波スイッチング動作に伴い、交流出力端子U、V、W各点のM点に対する電位も高周波で変動する。一般に交流電源は１相または中性点を直接接地されるか、あるいは各相をコンデンサを介して接地されることが多い。このため交流入力に対する高周波電位変動は大地電位に対する高周波電位変動につながる。本回路を無停電電源装置として用いる場合、一般に負荷には電子機器が存在するので、高周波電位変動は、電子機器の誤動作や、高周波ノイズを除くためのフィルタ回路の焼損等の問題を起こす原因となる。
図６の回路では直流回路と交流回路の電位を固定しているので高周波電位変動の問題は生じないがリアクトルが大形化する。これは以下の理由による。図５においてたとえば半導体スイッチ8がスイッチングした場合、リアクトル20に流れるリプル電流の経路は半導体スイッチ8→リアクトル20→フィルタコンデンサ27→リアクトル23→半導体スイッチ15の経路、半導体スイッチ8→リアクトル20→フィルタコンデンサ27→フィルタコンデンサ28→リアクトル21→半導体スイッチ11の経路など複数存在するが、どの経路にもリアクトル2個とスイッチング素子2個が存在する。このためリアクトル印加電圧の変化分は2個で分圧するので平均的にはE/2であり、電圧パルスが印加される周波数は半導体スイッチ8〜13のスイッチング周波数と半導体スイッチ14、15のスイッチング周波数が等しいとすると、その2倍相当となる。
【０００５】
一方、図６においてリプル電流の経路はたとえば半導体スイッチ8→リアクトル20→フィルタコンデンサ27→直流コンデンサ16Bであり、経路上のリアクトル、スイッチング素子は共に1個である。このため、スイッチングにともない図６の回路のリアクトルに印加される電圧パルスは、図５の場合と比べ、電圧値および印加時間が共に２倍相当となる。リアクトルのリプル電流は印加電圧時間積に比例するので、図５とリプル電流を同じにするにはインダクタンス値を４倍とする必要がある。またこれによってリアクトルの発生する損失も大きくなり、効率が低下するという課題がある。
さらに、図５の回路、図６の回路共に、三相４線負荷に対しては逆変換器は線間電圧(U-V、V-W、W-U間電圧)と相電圧(U-N、V-N、W-N間電圧)を共に正弦波に保つよう動作する必要があるため、下記の台形波変調が適用できないという問題がある。
以下に台形波変調について説明する。図７に順変換器または逆変換器の波形制御方法の例を示す。（ａ）は図５または図６におけるM点に対する、U1、V1、W1またはR1、S1、T1点の平均電圧を各々正弦波となるよう制御するものである。この方式の場合、各点の電圧は最大±E/2のピーク値を持ち得るが、線間電圧に相当する各点間の平均電圧は三相波形の性質上√3E/2が上限である。以下、この方法を正弦波変調と称する。
【０００６】
別の制御方法として、（ａ）の波形に（ｂ）に示す、周波数3倍、振幅10%〜15%程度の零相電圧を各々加算する方法がある。加算後の波形は（ｃ）に示す台形波状のものとなる。（ａ）に比べピーク値が抑制される分基本波を大きくできるため、各点間の平均電圧はEまで上げることができる。各点に同じ値の零相電圧が加算されているため各相間の電圧波形に零相電圧の影響は現れず、正弦波となる。以下、この方法を台形波変調と称する。
台形波変調を用いると正弦波変調に比べ、同一の直流電圧に対して、各相間の電圧、すなわち線間電圧を大きくすることができるので、逆に同一の交流線間電圧に対しては直流電圧を下げることができる。これによって使用する部品に耐圧の低いものを用いることができ、また回路損失を低減することができるという長所がある。このため三相３線回路においては台形波変調を用いることが多い。しかしながら台形波変調を用いると相電圧が台形波となるため、三相４線負荷に対しては正弦波変調を適用せざるを得ず、必要な直流電圧が高くなるので部品に高い耐圧が必要となり、損失も大きくなるという課題がある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
第1の発明においては、三相交流電源に接続され、半導体スイッチ、リアクトル、交流フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により交流−直流変換を行う順変換器と、半導体スイッチ、リアクトル、交流フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により直流−交流変換を行い、三相交流電圧を出力する逆変換器とにより構成される三相交流−交流変換回路において、
前記順変換器および前記逆変換器の交流フィルタコンデンサの接続方法をスター結線として、その中性点同士を接続し、前記順変換器または前記逆変換器、あるいはそれら両方の直流部分に偶数個の半導体スイッチの直列回路からなる中性点アームを接続し、その中間点と前記交流フィルタコンデンサの中性点をリアクトルを介して接続した三相交流−交流変換回路構成と、さらに、三相交流電源に同期した基準正弦波信号と該基準正弦波信号に同期した３次高調波信号基準波形とを発生する位相同期型発振回路（以下ＰＬＬ回路）とを備え、前記順変換器には交流入力電流調節器の出力に前記ＰＬＬ回路の出力する３次高調波基準波形を適当なゲインで調整した３次高調波信号を重畳する手段と、直流電圧を調整する手段とを備え、前記逆変換器と前記中性点アームには、出力電圧調節器の出力に前記ＰＬＬ回路の出力する３次高調波基準波形を適当なゲインで調整した３次高調波信号を重畳する手段を備え、前記三相交流電源と前記逆変換器の出力電圧が非同期状態になった場合においては、各変換器は正弦波変調による電力変換動作を、中性点アームはゼロ電圧制御をそれぞれ行い、また前記三相交流電源と前記逆変換器の出力電圧が同期状態においては、前記順変換器および前記逆変換器は前記３次高調波信号の重畳による台形波変調を、中性点アームは前記３次高調波信号による出力電圧制御をそれぞれ行う。
【０００８】
第２の発明においては、前記非同期状態の判定には、三相交流電源の電圧波形を検出する手段と、この検出信号と前記ＰＬＬ回路の出力する３次高調波基準波形を適当なゲインで調整した３次高調波信号を加算する手段と、前記順変換器の直流電圧指令値に補正信号を加算する手段とを備え、三相交流電源の電圧検出値と前記３次高調波信号の加算結果が、前記順変換器と前記逆変換器の共有する前記直流電圧によって決まる所定の範囲を逸脱した場合に非同期状態と判定する手段を備え、前記判定手段により非同期状態と判定された場合には、前記順変換器および前記逆変換器の３次高調波信号の重畳を停止するとともに、直流電圧指令を正弦波変調に必要な所定の値に切替える。
【発明の効果】
【０００９】
三相交流電源電圧と逆変換器出力電圧48が同期する状態（通常運転状態）においては台形波変調が適用可能となり、通常運転状態における損失を低減することができる。また、三相交流電源電圧の変動により、逆変換器出力電圧との位相差や電位差が発生（非同期状態）となった場合にも、前記順変換器と前記逆変換器間に流れる零相電流を所定の範囲内に抑制することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明の要点は、順変換器および逆変換器のフィルタコンデンサの接続方法をスター結線とし、その中性点同士を接続し、順変換器または逆変換器、あるいはそれら両方の直流正端子と直流負端子との間に偶数個の半導体スイッチの直列回路からなる中性点アームを接続し、その中間点と前記フィルタコンデンサの中性点とをリアクトルを介して接続してなる三相交流−交流変換装置において、逆変換器および中性点アームの制御に、信号波の瞬時値に応じてパルス幅を変化させる、いわゆるパルス幅変調制御を用い、逆変換器の信号波には正弦波に高調波成分を加えた歪波を用いる一方、中性点アーム制御の信号波には逆変換器制御の信号波の高調波成分に相当する波形を用いることにより、逆変換器の出力相電圧を正弦波としている点である。
【実施例１】
【００１１】
図１に本提案の主回路構成を、図２に順変換器60の制御ブロック図を、図３に逆変換器62の制御ブロック図をそれぞれ示す。図６と同一部分は同一記号を付してその説明は省略する。交流入力と交流出力はN点において共通接続されており、入出力間の電位変動は防止される。図６との原理的な違いは、直流部分とN点間を直接またはコンデンサで接続せず、直流部分の高周波電位変動を許容していることである。逆変換器において台形波変調を用いると、図７（ｃ）に示すようにM点に対する各相の電圧は台形波となる。同時に、図７（ｂ）に示すように中性点アームを台形波に含まれる零相電圧と同じ波形で変調し、M点に対しN点電圧が零相成分を持つようにする。これによって交流出力端子U、V、W、N各点はM点に対し同じ零相電圧成分を持つようになるので、線間のみならずU-N間、V-N間、W-N間でも零相電圧成分が相殺され、正弦波のみが残る。この際N点の電位をたとえば大地電位に固定すると、M点は零相電圧分の対地電圧を持つことになる。順変換器についても同様の制御を行うことができる。
図２及び図３に、三相交流電源電圧Vinと逆変換器出力電圧Voutの周波数が異なる場合や、位相差が発生した場合において、各変換器60、62を台形波変調から正弦波変調に切替え、また同時に中性点アーム61をゼロ電圧制御に切替えることにより、順変換器60と逆変換器62間での零相電流Icomを抑制させる制御ブロック図を示す。図２の順変換器制御ブロック図は直流電圧指令Vdc*refと直流電圧検出値Vdcの偏差を電圧調節器33に入力し、その出力として、入力電流の平均値Icnvave*を得る。この平均値を、三相交流電源電圧Vinからローパスフィルタ38で高周波成分をフィルタリングした基準正弦波Vcnvrefに掛算器34で掛けることにより順変換器60の入力電流波形指令Icnv*を生成する。この電流波形指令値Icnv*と入力電流検出値Icnvとの偏差を電流調節器36に入力し、その出力として順変換器60の出力制御信号λcnvを得る。
【００１２】
台形波変調時は、後述するＰＬＬ回路（位相同期型発振器）45から出力される三相交流電源電圧Vinと同期した３次高調波信号λ3ωを、前記出力制御信号λcnvに加算することにより台形波変調を実現する。図３は逆変換器62の制御ブロックと中性点アーム61の制御ブロックを示す。三相交流電源電圧VinをＰＬＬ回路45に入力し、PLL回路45では同期した基準正弦波信号Vinvrefと３次高調波基準波形3ωrefを生成する。予め設定された出力電圧振幅指令Vout*と前記基準正弦波信号Vinvrefを掛算器41で掛けて、出力電圧波形指令値を算出する。この出力電圧波形指令と出力電圧検出値Voutの偏差を電圧調節器43に入力することにより、逆変換器出力制御信号λinvを得る。台形波変調時は前記３次高調波信号λ3ωを、前記逆変換器出力制御信号λinvに加算することにより台形波変調を実現する。
また、中性点アーム61の出力信号λcomには前記３次高調波信号λ3ωを用いる。一般的に、重畳する３次高調波実効値は所望する基本波実効値の１５％程度に設定される。従って、台形波変調時に加算される３次高調波信号λ3ωの振幅指令となるG3ωは１５％に設定される。ここで三相交流電源電圧Vinから高周波成分をフィルタリングした基準正弦波Vcnvrefと台形波変調時に加算される３次高調波信号λ3ωを検出し、その信号を入出力同期判定回路47で処理することにより前記３次高調波信号の重畳ゲインG3ωおよび直流電圧補正指令ΔVdcを算出する。
【実施例２】
【００１３】
図４に、本発明の第2の実施例を示す。図２は、入出力同期判定回路47の制御ブロック例である。三相交流電源電圧Vinから高周波成分をフィルタリングした基準正弦波Vcnvrefと台形波変調時に加算される３次高調波信号λ3ωを検出し、その信号を加算器51で加算する。加算結果を判定回路52および判定回路53に入力する。判定回路52は、三相交流電源電源電圧Vinと出力電圧Voutが非同期状態になったことを瞬時に判定することを目的とした回路であり、判定回路53は、三相交流電源電圧Vinと出力電圧Voutが同期状態に復帰したこと判定する回路である。判定回路52の設定器54の設定値Ｎ１と判定回路53の設定器55の設定値Ｎ２を「Ｎ１＞Ｎ２」とし、判定回路52の出力をセット信号として、また判定回路53の出力をリセット信号として、それぞれ後段のフリップフロップ回路56に入力することにより、同期／非同期判定を行なう。このように判定回路を構成することにより判定レベル近傍でのチャタリングを避ける効果を持たす。
次にフリップフロップ回路56の出力信号を、後段の切替器57の0%／15%切替え信号とし、前記３次高調波信号の重畳ゲインG3ωおよび直流電圧補正指令ΔVdcを切替える。フリップフロップ回路56の出力が"0"（同期状態）のときは、前記G3ωおよびΔVdcは１５％となり、フリップフロップ回路56の出力が"1"（非同期状態）のときは、前記G3ωおよびΔVdcは０％となる。この切替え動作により、同期状態では３次高調波信号G3ωが各変換器60、62およびＮ相アーム61に加算され、また直流電圧指令Vdc*は正弦波変調時に必要な直流電圧の１５％低減された値に設定されるため、台形波変調が実現される。一方、非同期状態では、各変換器60、62およびＮ相アーム62に加算される３次高調波信号G3ωがゼロとなり、また直流電圧指令Vdc*は正弦波変調時に必要な値に設定されるため正弦波変調に切替わる。
【００１４】
以上に示す方法により、三相交流電源電圧Vinと出力電圧Voutが同期する状態（通常運転状態）においては台形波変調が適用可能となり、通常運転状態における損失を低減することができる。また、三相交流電源電圧Vinと出力電圧がが非同期状態となった場合にも、順変換器60と逆変換器62間に流れる零相電流Icomを所定の範囲内に抑制することが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００１５】
本発明は、モータ駆動用インバータ、無停電電源装置の他、航空機用４００Ｈｚ電源などの多相交流電源への適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の主回路構成図
【図２】本発明の順変換器制御に関する実施例を示す回路ブロック図
【図３】本発明の逆変換器制御に関する実施例を示す回路ブロック図
【図４】入出力同期判定回路の回路ブロック図
【図５】従来技術による三相交流−交流変換装置の回路構成例１
【図６】従来技術による三相交流−交流変換装置の回路構成例２
【図７】正弦波変調と台形波変調の比較図
【符号の説明】
【００１７】
１・・・交流電源          ２〜１５・・・半導体スイッチ（IGBT）                      １６、１６Ａ、１６Ｂ・・・直流コンデンサ
１７〜２３・・・リアクトル            ２４〜２９・・・フィルタコンデンサ
３１、３２、３５、３７、４２、４４、５１・・・加算器
３３、４３・・・電圧調節器          ３６・・・電流調節器
４５・・・ＰＬＬ回路（位相同期型発信器）
３４、３９、４１、４６・・・掛算器            ４０、４７・・・入出力同期判定回路          ３８・・・ローパスフィルタ          ５２、５３・・・判定回路          
５６・・・フリップフロップ        ５４、５５・・・設定器
５７・・・切替器          ６０・・・順変換器          ６１・・・中性点アーム
６２・・・逆変換器（インバータ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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