(57)【要約】【課題】  昇圧回路の出力端子短絡時にスイッチング素子と直流電源の破損を回避できるＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】  本発明の電力変換装置は、入力電源を開放する遮断器と、並列接続された２つのＩＧＢＴ素子と電流変化率抑制用リアクトルと、該電流変化率抑制用リアクトルと、電圧比が略１：１で逆方向に磁気結合するリアクトルと、該磁気結合するリアクトルの巻線を流れる電流センサと、該電流センサの出力が所定の値を超えた場合は前記ＩＧＢＴ素子をサプレスするのと同時に前記遮断器を開放する開放指令を出力する。【選択図】図１
2009273280.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力端子の負極に接続される２つの半導体スイッチング素子と、
該半導体スイッチング素子と出力端子の正極の間に各々接続される２つのダイオードと、
入力端子と該半導体スイッチング素子の間に接続され、鉄心が共通で巻数比が略１：１であり逆方向に磁気結合するリアクトルを備え、
該半導体スイッチング素子を位相の異なる搬送波でＰＷＭ制御することにより、入力端子に接続される直流電圧を昇圧して出力端子に出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
入力端子と該半導体スイッチング素子の間に電流変化率抑制用リアクトルを備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
出力端子の負極に接続される２つの半導体スイッチング素子と、
該半導体スイッチング素子と出力端子の正極の間に各々接続される２つのダイオードと、
入力端子と該半導体スイッチング素子の間に接続され、鉄心が共通で巻数比が略１：１であり逆方向に磁気結合するリアクトルを備え、
該半導体スイッチング素子を位相の異なる搬送波でＰＷＭ制御することにより、入力端子に接続される直流電圧を昇圧して出力端子に出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
入力端子と該半導体スイッチング素子の間に遮断器と電流変化率抑制用リアクトルを備え、前記磁気結合するリアクトルに過電流が発生すると上記遮断器を開放するサプレス回路を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
出力端子の負極に接続される２つの半導体スイッチング素子と、
該半導体スイッチング素子と出力端子の正極の間に各々接続される２つのダイオードと、
入力端子と該半導体スイッチング素子の間に接続され、鉄心が共通で巻数比が略１：１であり逆方向に磁気結合するリアクトルを備え、
該半導体スイッチング素子を位相の異なる搬送波でＰＷＭ制御することにより、入力端子に接続される直流電圧を昇圧して出力端子に出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
入力端子と該半導体スイッチング素子の間に電流変化率抑制用リアクトルを備え、
前記磁気結合するリアクトルに過電流が発生すると前記半導体スイッチング素子をサプレスするサプレス回路を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
出力端子の負極に接続される２つの半導体スイッチング素子と、
該半導体スイッチング素子と出力端子の正極の間に接続される２つのダイオードと、
入力端子と該半導体スイッチング素子の間に接続され、鉄心が共通で巻数比が略１：１であり逆方向に磁気結合するリアクトルを備え、
該半導体スイッチング素子を位相の異なる搬送波でＰＷＭ制御することにより、入力端子に接続される直流電圧を昇圧して出力端子に出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
入力端子と該半導体スイッチング素子の間に遮断器と電流変化率抑制用リアクトルと、
上記磁気結合するリアクトルの巻線を流れる電流を検出する電流センサを備え、
該電流センサの出力が所定の値以上となると前記半導体スイッチング素子をサプレスし、さらに上記遮断器を開放するサプレス回路を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１から請求項３いずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
２つの半導体スイッチング素子を両方ともオンする期間を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
請求項１から請求項４いずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
上記半導体スイッチング素子と出力端子の正極との間に備えられるダイオードに逆並列接続された半導体スイッチング素子を備え、
該半導体スイッチング素子と、出力端子の負極に接続する半導体スイッチング素子とを相補ＰＷＭ制御する制御器を備え、回生運転を可能とすることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
請求項１から請求項５いずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
入力端子に蓄電池を接続し、該蓄電池の電圧を昇圧して直流き電区間のき電線電圧低下を抑制することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
請求項１から請求項５いずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、入力端子に電気二重層キャパシタを接続し、該蓄電池の電圧を昇圧して直流き電区間のき電線電圧低下を抑制することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源の電圧を昇圧チョッパにより昇圧して負荷に電力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
入力直流電圧を昇圧して該入力電圧の略２倍の電圧を負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータが〔特許文献１〕で開示されている。〔特許文献１〕の代表図に記載される回路構成を図５に示す。本回路は、端子ＤＣ入力＋と端子ＧＮＤを入力端子とし、該端子ＤＣ入力＋と端子ＧＮＤに直流電源を接続してスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を交互にオンすることにより入力電圧を昇圧する。具体的には、ＳＷ１をオン、ＳＷ２をオフとするとリアクトルＬ１には端子ＤＣ入力＋と端子ＧＮＤ間の電圧（以降、入力電圧と記す）が印加され、逆向きに磁気結合されたリアクトルＬ２にはリアクトルＬ１と逆方向に入力電圧が誘起される。そのため、端子Ｂと端子ＧＮＤ間には入力電圧の２倍の電圧が発生し、ダイオードＤ２を介して端子ＤＣ出力＋、端子ＤＣ出力−に入力電圧の２倍の電圧を供給することができる。ＳＷ１をオフ、ＳＷ２をオンとした場合も同様である。
【０００３】
本回路方式の特徴は、昇圧リアクトルを逆方向に磁気結合し、さらに並列接続されるチョッパ回路のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を交互にオンする点にある。本方式では、上記リアクトルＬ１，Ｌ２を流れる電流Ｉ１とＩ２により、リアクトルＬ１とＬ２のコアに発生する磁束が相殺され、昇圧回路の小型化が可能である。
【０００４】
【特許文献１】特許３７５１３０６号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
図５の回路方式において、スイッチング素子ＳＷ１がオンしている状態で端子ＤＣ出力＋と端子ＤＣ出力−が短絡した場合、上記直流電源からダイオードＤ２を介して短絡電流が流れる。このとき、リアクトルＬ２の端子間に現れる電圧は、入力電圧をリアクトルＬ２の巻線抵抗とダイオードＤ２の順方向電圧で分圧した電圧となる。リアクトルＬ１とＬ２は磁気結合しているため、リアクトルＬ１の端子間電圧も入力電圧以下となる。ゆえに、スイッチング素子ＳＷ１にもリアクトルＬ２に流れる短絡電流と同等の大きな電流が流れ、スイッチング素子ＳＷ１が破損する可能性があるという問題があった。
【０００６】
また、出力端の短絡電流とスイッチング素子ＳＷ１に流れる電流は前記直流電源から供給されるため、過大な電流が流れることによって前記直流電源が破損する可能性が存在する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題は、端子ＤＣ入力＋とリアクトルＬ１，Ｌ２の間に接続された遮断器と、該遮断器とリアクトルＬ１，Ｌ２の間に接続された電流変化率抑制用リアクトルと、リアクトルＬ１，Ｌ２それぞれを流れる電流を検出する電流センサと、該電流センサで検出した電流値がスイッチング素子の最大遮断電流以下である所定の値を超えた場合は遮断器に開放指令を出力する遮断器開放手段を備えることにより解決可能である。
【０００８】
また、上記電流センサで検出した電流値がスイッチング素子の最大遮断電流以下である所定の値を超えた場合はスイッチング素子をオフさせるサプレス回路を備えることでも解決可能である。
【発明の効果】
【０００９】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは端子ＤＣ入力＋とリアクトルＬ１，Ｌ２の間に、本発明の新規な構造である電流変化率抑制用リアクトルを備えることを特徴とし、本特徴により、端子ＤＣ出力＋と端子ＤＣ出力−が短絡した場合のダイオードや半導体スイッチング素子を流れる短絡電流増加の変化率を抑制できる。リアクトルＬ１，Ｌ２を流れる電流を電流センサで検出し、該電流センサの検出した電流値が、上記スイッチング素子の最大遮断電流以下である所定の値以上となると前記遮断器へ開放指令を出力して遮断器を開放することにより、入力端子に接続された直流電源から短絡電流を供給し続けることを回避してスイッチング素子の破損と該直流電源の破損を回避することができる。
【００１０】
本構成としても、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のＤＵＴＹ比（スイッチング素子の搬送波１周期中に占める前記スイッチング素子のオン時間のパーセンテージ）を５０％とすることで端子ＤＣ出力＋と端子ＤＣ出力−の間に入力電圧の略２倍の電圧を出力することができる。
【００１１】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは前記電流センサの検出した電流値が、上記スイッチング素子の最大遮断電流以下である所定の値以上となると前記スイッチング素子をオフする回路を備えることを特徴とする。本特徴により、該スイッチング素子に該スイッチング素子の最大遮断電流を超える過大な短絡電流が流れる前に該スイッチング素子をオフすることができ、過大な電流を遮断することによる該スイッチング素子の破損を回避することができる。
【００１２】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは端子ＤＣ入力＋とリアクトルＬ１，Ｌ２の間に、本発明の新規な構造である電流変化率抑制用リアクトルを備えることを特徴とし、本特徴により該スイッチング素子を同時にオンする期間を設けてもスイッチング素子に過大な電流が流れることを回避でき、さらに入力電圧の２倍以上の電圧を出力端子に出力することができる。
【００１３】
また、スイッチング素子と端子ＤＣ出力＋の間に備えるダイオードに逆並列接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子と端子ＤＣ出力＋に接続するスイッチング素子を相補ＰＷＭする制御器を備えることを特徴とし、本特徴により電力の流れる向きを出力端子から入力端子とする回生運転が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施例を説明する各図面では、同一の機能を有する要素には同一の符号をつけてある。なお、図１等に示される、ＩＧＢＴと該ＩＧＢＴと逆並列に接続されたダイオードからなる並列体１ａ〜１ｎを、ＩＧＢＴ素子１ａ〜１ｎと呼ぶことにする。
【実施例１】
【００１５】
本実施例は入力電圧を昇圧して入力電圧の２倍の電圧を出力端子に出力可能であり、なおかつ出力端子短絡時にはスイッチング素子の過電流による破損を防ぎ、入力電源から短絡電流が流れ続けることを回避できるＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００１６】
図２には本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの主要部と、該ＤＣ−ＤＣコンバータに接続される直流電源と該ＤＣ−ＤＣコンバータに接続された負荷を示す。図２を用いて本実施例の構成を説明する。
【００１７】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ１は、直流電源８０と負荷９０に接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１の入力端子５０，５１は直流電源８０に接続しており、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の他方の端子５２，５３は負荷９０に接続されている。
【００１８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１の主要部の構成を図１に示す。
【００１９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１は主回路部３００と制御部１００、そしてサプレス回路２００により構成される。
【００２０】
主回路部３００は直流電源８０を切り離すための遮断器４，入力平滑コンデンサ５，電流変化率抑制用リアクトル３，共通の鉄心に巻かれて巻数比が１：１であり、なおかつ逆方向に磁気結合するリアクトル２ａ，２ｂ，ＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂ，ダイオード１ｐ，１ｑ，出力平滑コンデンサ６、およびリアクトル２ａ，２ｂを流れる電流を検出する電流センサ１０，１１により構成される。
【００２１】
遮断器４は入力端子５０と電流変化率抑制用リアクトル３の間に接続する。
【００２２】
入力平滑コンデンサ５はＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂのスイッチングに起因するリプル電流が直流電源８０に流れ込む量を低減するために備える。ＤＣ−ＤＣコンバータ１の接続する直流電源８０が、上記リプル電流が流入しても過熱せず、直流電源の出力電圧を保つことができる場合は平滑コンデンサ５を省略しても良い。
【００２３】
電流変化率抑制用リアクトル３の他端は接続点５６にてリアクトル２ａ，２ｂに接続する。
【００２４】
電流センサ１０，１１は、リアクトル２ａ，２ｂに接続点５６から出力側へ流れる電流Ｉａ，Ｉｂを検出し、電流Ｉａ，Ｉｂの電流値に比例した電圧をサプレス回路２００に出力する。
【００２５】
リアクトル２ａの他端は接続点５４を介してＩＧＢＴ素子１ａと、ダイオード１ｐのアノードに接続する。
【００２６】
リアクトル２ｂの他端は接続点５５を介してＩＧＢＴ素子１ｂと、ダイオード１ｑのアノードに接続する。
【００２７】
ダイオード１ｐ，１ｑのカソードは接続点５７で接続され、また接続点５７は出力端子５２に接続される。
【００２８】
ＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂの他端は入力端子５１，出力端子５３に接続する。また、出力端子５２と５３の間には負荷に出力する電圧を平滑化するための出力平滑コンデンサ６を接続する。
【００２９】
ＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂは、本実施例の新規な構成であるサプレス回路２００の出力するゲート信号によりオン／オフ制御される。ここで、ＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂはサプレス回路２００の出力するゲート信号が真であればオン信号、偽であればオフ信号として動作する。
【００３０】
制御部１００はＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂをオン／オフ制御するゲート信号を算出し、サプレス回路２００に出力する。具体的には、制御部１００は変調波算出器１０００の出力である変調波と、搬送波発生器１００１の出力する、互いに位相が１８０度異なる三角波Carrier１，Carrier２をＰＷＭ制御器１００２，１００３に入力し、ＰＷＭ制御器１００２は該変調波が、上記三角波Carrier１以上の場合は真、該変調波が三角波Carrier１より小さい場合は偽をＩＧＢＴ素子１ｂのゲート信号としてサプレス回路２００に出力する。同様にＰＷＭ制御器１００３は該変調波が、上記三角波Carrier２以上の場合は真、該変調波が三角波Carrier２より小さい場合は偽をＩＧＢＴ素子１ａのゲート信号としてサプレス回路２００に出力する。
【００３１】
サプレス回路２００は基準電源２００１，比較器２００２，２００３，ＯＲ回路２００４，ホールド回路２００５，インバータ２００６、そしてＡＮＤ回路２００７，２００８により構成され、電流センサ１０，１１の出力が基準電源２００１の出力電圧未満であれば、制御部１００が出力するゲート信号をＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂのゲート信号として出力する。
【００３２】
基準電源２００１の出力電圧は、リアクトル２ａ，２ｂをＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂの最大遮断電流値と等しい電流が流れたときの電流センサ１０，１１の出力電圧よりも低く設定する。ここで、最大遮断電流値とは、ＩＧＢＴ素子が流れる電流を、ＩＧＢＴ素子自体を破損せずに遮断できる最大の電流値とする。
【００３３】
また、電流センサ１０，１１の出力が前記基準電源２００１の出力電圧未満であれば、サプレス回路２００は遮断器４に投入指令を出力する。ここで、サプレス回路２００の出力する信号は、真もしくは偽であり、真の場合は投入指令、偽の場合は開放指令である。
【００３４】
電流センサ１０，１１の出力が基準電源２００１の出力電圧より小さい場合の回路動作を、図３を用いて説明する。
【００３５】
図３にはＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作波形を示し、上から順にＩＧＢＴ素子１ａゲート信号，ＩＧＢＴ素子１ｂのゲート信号，端子５１から見込んだ接続点５６の端子間電圧ＶＣ、接続点５６から接続点５４を見込んだリアクトル２ａ端子電圧，接続点５６から接続点５５を見込んだリアクトル２ｂ端子電圧、リアクトル２ａを流れる電流Ｉａ，リアクトル２ｂを流れる電流Ｉｂ、接続点５４からＩＧＢＴ素子１ａに流れるＩＧＢＴ素子１ａ電流、接続点５５からＩＧＢＴ素子１ｂに流れるＩＧＢＴ素子１ｂ電流、そして接続点５７から出力端子５２側に流れる高圧側電流Ｉｃを示す。ここで、ＶＨ０は定常状態における出力平滑コンデンサ６の端子間電圧とする。
【００３６】
電流Ｉａ，Ｉｂが正の状態でＩＧＢＴ素子１ａをオフ、１ｂをオンすると接続点５４は出力端子５２と同電位となる。また接続点５５は出力端子５３と同電位となるため、リアクトル２ａ，２ｂには出力平滑化コンデンサ６の端子電圧が印加される。
【００３７】
リアクトル２ａと２ｂは巻数比が１：１で、逆方向に磁気結合するように巻線がまかれているため、接続点５６と端子５１間の端子間電圧ＶＣは出力平滑化コンデンサ６の端子電圧の半分であるＶＨ０／２となる。
【００３８】
端子間電圧ＶＣはＶＨ０／２となるため、リアクトル２ａ端子電圧はＶＨ０／２、リアクトル２ｂ端子電圧は−ＶＨ０／２となり、リアクトル２ａとリアクトル２ｂの共通の鉄心を励磁する電流が流れ、電流Ｉａはリアクトル２ａ，２ｂの鉄心の励磁インダクタンスに制限されながら徐々に減少し、電流Ｉｂは徐々に増加する。
【００３９】
電流ＩｂはＩＧＢＴ素子１ｂがオンしているため、ＩＧＢＴ素子１ｂを流れ、電流ＩａはＩＧＢＴ素子１ａがオフしているためダイオード１ｐを介して出力側に流れる。
【００４０】
ＩＧＢＴ素子１ａがオンし、ＩＧＢＴ素子１ｂがオフすると、端子間電圧ＶＣは同様に出力平滑化コンデンサ６の端子電圧の半分であるＶＨ０／２となる。
【００４１】
このとき、リアクトル２ａ端子電圧は−ＶＨ０／２、リアクトル２ｂ端子電圧はＶＨ０／２となり、電流Ｉａは徐々に増加し、電流Ｉｂは徐々に減少する。
【００４２】
定常状態において、電流変化率抑制用リアクトル３の端子間電圧は、該電流変化率抑制用リアクトル３の抵抗成分が無視できるとするとゼロとなる。ゆえに、入力電圧ＶＬと端子間電圧ＶＣの平均値ＶＣ０は等しくなる。ゆえに、式１が成り立つ。
【００４３】
ＶＬ＝ＶＣ０＝ＶＨ０／２          （１）
式１から、本実施例に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ１の定常状態における出力電圧ＶＨ０は、入力電圧ＶＬの２倍の電圧となる。ゆえに、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ１は、入力する直流電圧の２倍の電圧を負荷に供給することができる。
【００４４】
次に本実施例の新規な構成要素であるサプレス回路２００と遮断器４の動作を、図４を用いて説明する。
【００４５】
図４に示す波形は、出力端子５２，５３で短絡が発生したときの横軸を時間としたときの動作波形であり、上から順にＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂのゲート信号，端子間電圧ＶＣ，リアクトル２ａ端子電圧，リアクトル２ｂ端子電圧，電流Ｉａ，Ｉｂ，ＩＧＢＴ素子１ａ電流，ＩＧＢＴ素子１ｂ電流，比較器２００２出力，比較器２００３出力，論理和２００４出力，ホールド回路２００５出力、そして遮断器４状態を示す。図４において、ＶＨ０は出力端子５２，５３が短絡する前の端子間電圧ＶＨの定常状態における電圧とする。
【００４６】
時刻ｔ１において出力端子５２，５３が短絡される。出力電圧平滑コンデンサ６は短絡されるため、端子間電圧ＶＨはゼロとなる。
【００４７】
接続点５４はＩＧＢＴ素子１ａがオンしているので、端子５３と同電位となる。また、電流Ｉｂが正であるため、ダイオード１ｑはオンしており、接続点５５は出力端子５２とほぼ同電位となる。出力端子５２と５３は短絡しているため、接続点５５は出力端子５３と同電位となる。リアクトル２ａと２ｂは巻数比が１：１で逆向きに磁気結合しているため、接続点５６の電位は接続点５４と接続点５５の電位の平均値に等しい。ゆえに、接続点５６の電位は出力端子５３と等しくなり、端子間電圧ＶＣはゼロとなる。
【００４８】
入力端子５０，５１には直流電源８０が接続されているため、直流電源８０からは通常運転時より大きな電流が流れ込むが、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ１では、新たに設置した電流変化率抑制用リアクトル３により直流電源８０の電流変化率を制限できる。
【００４９】
直流電源８０から流れ込む電流は、リアクトル２ａと２ｂを流れる電流Ｉａ，Ｉｂに分流する。また、電流Ｉａはダイオード１ｐを流れる電流とＩＧＢＴ素子１ａを流れる電流に分流し、ＩＧＢＴ素子１ａにも通常運転時より大きな電流が流れる。
【００５０】
時刻ｔ２において、電流センサ１０，１１の出力が基準電源２００１の端子電圧より高くなり、比較器２００３の出力が真となる。比較器２００３の出力が真となるため、ＯＲ回路２００４の出力が真となる。
【００５１】
ＯＲ回路２００４の出力が真となると、ホールド回路２００５は出力を真の値に保持する。
【００５２】
ホールド回路２００５の出力が真となるため、インバータ２００６の出力が偽となる。
【００５３】
インバータ２００６の出力が偽となるため、ＡＮＤ回路２００７，２００８の出力は偽となり、ＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂはオフする。また、これと同時に遮断器４にも偽の信号、つまり開放指令が出力される。
【００５４】
本実施例では直流電源８０とＤＣ−ＤＣコンバータ１を電気的に切り離す手段として遮断器４を用いているが、遮断器４の代わりに電流遮断容量の大きい半導体スイッチング素子を用いても良い。また、遮断器４の代わりにヒューズを用いても良い。
【００５５】
ＯＲ回路２００４やホールド回路２００５，インバータ２００６，ＡＮＤ回路２００７，２００８の動作遅れによりＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂがオフするのは時刻ｔ２からわずかに遅れた時刻ｔ３となる。しかし、その間のＩＧＢＴ素子１ａに流れる電流の変化率は電流変化率抑制用リアクトル３により抑制されるため、ＩＧＢＴ素子１ａに流れる電流がＩＧＢＴ素子１ａの最大遮断電流より小さい状態でＩＧＢＴ素子１ａをオフすることができる。ゆえに、ＩＧＢＴ素子１ａを破損せずに電流を遮断することができ、ＩＧＢＴ素子１ａを保護できる。
【００５６】
また、時刻ｔ２において遮断器４はインバータ２００６の出力が偽となるため、遮断器４の開放を開始する。
【００５７】
ＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂがオフしても、出力端子５２，５３が短絡しているため、直流電源８０から出力される電流は増加し続けるが、時刻ｔ４で遮断器４が開放され、直流電源８０から短絡電流を継続して供給してしまうことを回避できる。
【００５８】
入力平滑コンデンサ５に残った電荷はリアクトル２ａ，２ｂ，ダイオード１ｐ，１ｑ，短絡された端子５２，５３を介して放電され、放電が終了した時点でダイオード１ｐ，１ｑを流れる電流もゼロとなる。
【００５９】
以上のように、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ１においては、ＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂに該ＩＧＢＴ素子の最大遮断電流が流れる前に該ＩＧＢＴ素子をオフすることができるため、出力端子５２，５３が短絡してもＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂを保護することができる。
【００６０】
また、出力端子短絡時に遮断器４を開放することにより、直流電源８０が短絡電流を供給し続けることを回避することができる。
【００６１】
本実施例では遮断器４を開放するためには時間がかかるためＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂをサプレスする回路を設けたが、遮断器４の開放動作が充分に早い場合は、ＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂのゲート信号を制御部１００の出力するゲート信号とし、ＡＮＤ回路２００７，２００８を省略してもよい。
【００６２】
また、本実施例ではサプレス回路２００を電気回路により構成しているが、同様の動作をソフトウェアで実現しても良い。
【００６３】
また、本実施例ではリアクトル２ａと２ｂの過電流を電流センサ１０，１１で検出しているが、図１３または図１４または図１５に示すように、端子５０から入力される電流を電流センサ１２で検出し、該電流センサの出力と基準電源２０５０の出力電圧を比較する構成としても良い。ここで、基準電源２０５０の出力電圧は、基準電源２００１の倍の電圧とすることが望ましい。
【００６４】
以上では、電流変化率抑制用リアクトルを一つのリアクトルとする構成として説明をしたが、図７に示すようにＤＣ−ＤＣコンバータ１の電流変化率抑制用リアクトルを、磁気結合するリアクトル２ａ，２ｂにそれぞれ接続するリアクトル３ａ，３ｂとして備えても良い。
【００６５】
また、図７に示す電流変化率抑制用リアクトルの接続位置は、リアクトル２ａ，２ｂと入力端子５０の間としているが、図８に示すようにリアクトル２ａ，２ｂとＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂの間に接続しても良い。
【００６６】
さらに、本実施例ではＩＧＢＴ素子の並列数を２として説明したが、図１２に示すようにＩＧＢＴ素子並列数をｎとし、各ＩＧＢＴ素子の搬送波Carrier１，２，３，・・・，ｎを振幅が等しく、位相が互いに３６０／ｎ度異なる三角波としてＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂ，・・・，１ｎをＰＷＭ制御する構成としても良い。
【００６７】
ところで、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ１は電流変化率抑制用リアクトル３を備えるため、ＩＧＢＴ素子１ａと１ｂが同時にオンする期間を設けてもＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂに過大な電流が流れることを回避できる。
【００６８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１がＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂが同時にオンする期間を持つ運転をした場合の動作波形を図９に示す。
【００６９】
ＩＧＢＴ素子１ａと１ｂが同時にオンすると、接続点５４，５５の電位は出力端子５３と等しくなるため、端子間電圧ＶＣはゼロとなる。また、このときリアクトル２ａ，２ｂの端子電圧もゼロとなる。
【００７０】
そのため、電流変化率抑制用リアクトル３には入力電圧ＶＬが印加されるため、電流変化率抑制用リアクトル３を流れる電流が増加する。電流変化率抑制用リアクトル３を流れる電流はリアクトル２ａ，２ｂを流れる電流Ｉａ，Ｉｂに分流するため、電流Ｉａ，Ｉｂも増加する。
【００７１】
ＩＧＢＴ素子１ａがオフ、ＩＧＢＴ素子１ｂがオンの状態になると、リアクトル２ａにはＶＨ０／２の電圧が印加され、リアクトル２ｂには−ＶＨ０／２が印加される。また、このとき端子間電圧ＶＣはＶＨ０／２となる。
【００７２】
以上のように、端子間電圧ＶＣはゼロまたはＶＨ０／２いずれかの電圧となるため、端子間電圧ＶＣの平均値はＶＨ０／２よりもＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂが同時にオンする期間だけ低くなる。
【００７３】
定常状態において、電流変化率抑制用リアクトル３の端子間に生じる電圧の平均値はゼロになるため、直流電源８０端子電圧ＶＬと端子間電圧ＶＣの平均値ＶＣ０は等しい。ゆえに直流電源８０の端子間電圧ＶＬと、端子間電圧ＶＣの平均値ＶＣ０と出力平滑化コンデンサ端子電圧ＶＨの定常状態における電圧ＶＨ０の間には次式が成り立つ。
【００７４】
ＶＬ＝ＶＣ０＜ＶＨ０／２
∴２ＶＬ＝２ＶＣ０＜ＶＨ０          （２）
ゆえに、ＩＧＢＴ素子１ａと１ｂを同時にオンする期間を設けることにより、直流電源８０の端子間電圧を２倍した電圧より高い電圧を負荷に供給することができる。
【００７５】
本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ１の具体的な適用例として、電鉄用き電線電圧低下抑制装置が考えられる。図６に概略回路図を示す。
【００７６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力端子５２はき電線２０に、出力端子５３はレール２１に接続される。また、き電線２０とレール２１には変電所２３と、車両２２が接続される。変電所２３はき電線２０とレール２１の間に直流電圧を出力し、き電線２０とレール２１を介して車両２２に直流電力を供給する。
【００７７】
車両２２はインバータ２２０とモータ２２１を備える。インバータ２２０は、き電線２０，レール２１から受け取った直流電力を交流電力に変換してモータ２２１に該交流電力を供給し、モータ２２１は車両の車輪にトルクを発生させ、車両２２を加速する。
【００７８】
車両２２と変電所２３の距離が遠い場合、き電線２０やレール２１での電圧降下により車両２２に供給される直流電圧が低下し、車両２２の加速性能低下など車両運行に支障を与える場合がある。本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ１は、き電線２０とレール２１との間の電圧（き電線電圧）よりも低い端子電圧を有する直流電源８０を用い、該直流電源８０の出力端子電圧を昇圧して、き電線２０，レール２１を介して車両２２に電力を供給し、き電線電圧の低下を抑制して車両２２の安定な運行を実現できる。ここで、直流電源８０はリチウム電池などの二次電池や、電気二重層キャパシタであっても良い。
【００７９】
き電線２０とレール２１が事故により短絡した場合、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ１は図４で説明したようにＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂに過大な電流が流れる前にオフすることで過電流による破損を回避し、また直流電源８０からき電線２０側に短絡電流を供給し続けることを回避し、直流電源８０の破損を回避できる。
【００８０】
以上より、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ１は、出力端子が短絡した場合でも、電流変化率抑制用リアクトル３とサプレス回路２００を備えることにより、ＩＧＢＴ素子に過大な電流が流れる前に該ＩＧＢＴ素子をオフし、ＩＧＢＴ素子を保護することができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１に接続する直流電源８０を切り離す遮断器を設け、出力端子が短絡した場合は該遮断器を開放する信号をサプレス回路２００が出力するため、直流電源８０から短絡電流を供給し続けることを回避できるため、過大な電流を流し続けることによる直流電源８０の破損を回避することができる。
【００８１】
さらに、前記電流変化率抑制用リアクトルを備えることによりＩＧＢＴ素子を同時にオンすることを可能とし、直流電源８０端子電圧の２倍以上の電圧を負荷に供給することができる。
【実施例２】
【００８２】
本発明第二の実施例を、図１０を用いて説明する。本実施例と第一の実施例ではダイオード１ｐ，１ｑの代わりにＩＧＢＴ素子１ｃ，１ｄを備え、回生運転を可能とする点が異なる。図１０において、実施例１と同じものは同一符号で示し、説明の重複を省く。
【００８３】
本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ１のサプレス回路２００には、図１に示す実施例１の演算器に加え、ＡＮＤ回路２００９，２０１０，インバータ２０１１，２０１２を備える。
【００８４】
インバータ２０１１には制御部１００より出力されたＩＧＢＴ素子１ａのゲート信号が入力され、インバータ２０１１は該ゲート信号を反転した信号をＡＮＤ回路２００９に出力する。ＡＮＤ回路２００９はインバータ２０１１の出力とインバータ２００６の出力を入力とし、その論理積をＩＧＢＴ素子１ｃのゲート信号としてＩＧＢＴ素子１ｃに出力する。
【００８５】
そのため、インバータ２００６の出力が真の場合、ＩＧＢＴ素子１ａ，１ｃは片方がオンのときに他方はオフとなる。
【００８６】
インバータ２０１２には制御部１００より出力されたＩＧＢＴ素子１ｂのゲート信号が入力され、インバータ２０１２は該ゲート信号を反転した信号をＡＮＤ回路２０１０に出力する。ＡＮＤ回路２０１０はインバータ２０１２の出力とインバータ２００６の出力を入力とし、その論理積をＩＧＢＴ素子１ｄのゲート信号としてＩＧＢＴ素子１ｄに出力する。
【００８７】
そのため、インバータ２００６の出力が真の場合、ＩＧＢＴ素子１ｂ，１ｄは片方がオンのときに他方はオフとなる。
【００８８】
出力端子５２，５３の間に逆起電力がＶＨである負荷９０を接続し、入力端子５０，５１の間に出力電圧ＶＬがＶＨの半分よりわずかに低い直流電源を接続したときのＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作波形を、図１１を用いて説明する。
【００８９】
ＩＧＢＴ素子１ａをオフ、ＩＧＢＴ素子１ｂがオンの場合、ＩＧＢＴ素子１ｃはオン、ＩＧＢＴ素子１ｄはオフとなる。
【００９０】
このとき、出力端子５２，５３間の定常状態における電圧をＶＨとすると、端子間電圧ＶＣはＶＨ０／２となる。
【００９１】
入力端子に印加される直流電圧ＶＬはＶＨの半分よりわずかに低いため、リアクトル２ａ，２ｂ，電流変化率抑制用リアクトル３を介して電流Ｉａ，Ｉｂが負の方向に流れる。
【００９２】
電流Ｉａ，Ｉｂの和は入力直流電源８０の出力電流であり、電流Ｉａ，Ｉｂが負であることから、入力端子５０，５１に接続される直流電源８０に回生電流が流れ込むことがわかる。
【００９３】
ＩＧＢＴ素子１ａがオフ、ＩＧＢＴ素子１ｂがオンの場合、リアクトル２ａの端子電圧はＶＨ０／２、リアクトル２ｂの端子電圧は−ＶＨ０／２となるため、電流Ｉａはマイナス方向に電流が変化し、電流Ｉｂはプラス方向に電流が変化する。
【００９４】
端子５４からＩＧＢＴ素子１ｃに向かって流れる電流をＩＧＢＴ素子１ｃ電流、端子５５からＩＧＢＴ素子１ｄに向かって流れる電流をＩＧＢＴ素子１ｄ電流とすると、ＩＧＢＴ素子１ｃ電流はＩＧＢＴ素子１ｃがオンしているときのみ流れ、ＩＧＢＴ素子１ｄ電流はＩＧＢＴ素子１ｄがオンしているときのみ流れる。また、高圧側電流Ｉｃは、ＩＧＢＴ素子１ｃ電流とＩＧＢＴ素子１ｄの和となる。
【００９５】
図１１より、高圧側電流Ｉｃは負であることから、出力端子５２，５３に接続される負荷９０から回生電力が供給されることがわかる。
【００９６】
出力端子５２，５３が短絡した場合は、実施例１と同様にリアクトル２ａ，２ｂに大きな正の電流が流れ、電流センサ１０，１１の出力電圧が基準電源２００１の出力電圧を超え、ＯＲ回路２００４の出力が真になる。
【００９７】
そのため、ホールド回路２００５は真を出力し続け、インバータ２００６の出力はホールド回路２００５の出力を反転した偽を出力し続ける。
【００９８】
ＡＮＤ回路２００７，２００８，２００９，２０１０はインバータ２００６の出力が偽であるため、制御部１００の出力によらずＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄにオフ信号に対応する偽の信号を出力する。
【００９９】
以上の回路動作により、ＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂに最大遮断電流より大きな電流が流れる前にＩＧＢＴ素子１ａと１ｂをオフすることができ、ＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂを保護することができる。
【０１００】
ＩＧＢＴ素子１ｃ，１ｄは、オフ信号を入力しても内蔵するダイオードを介して電流が流れ続けるが、遮断器４が開放され、入力平滑コンデンサ５が放電するとＩＧＢＴ素子１ｃ，１ｄを流れる電流がゼロになり、ＩＧＢＴ素子１ｃ，１ｄに過大な電流が流れ続けることを回避してＩＧＢＴ素子１ｃ，１ｄを保護することができる。
【０１０１】
以上より、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ１は、出力端子が短絡した場合でも、電流変化率抑制用リアクトル３とサプレス回路２００を備えることにより、ＩＧＢＴ素子に過大な電流が流れる前に該ＩＧＢＴ素子をオフし、ＩＧＢＴ素子を保護することができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１に接続する直流電源８０を切り離す遮断器を設け、出力端子が短絡した場合は該遮断器を開放する信号をサプレス回路２００が出力するため、直流電源８０から短絡電流を供給し続けることを回避できるため、過大な電流を流し続けることによる直流電源８０の破損を回避することができる。
【０１０２】
さらに、ダイオード１ｐ，１ｑの代わりにＩＧＢＴ素子１ｃ，１ｄを備えることで電力の回生運転を可能とすることができる。
【産業上の利用可能性】
【０１０３】
本発明は、直流電源の電圧を昇圧回路により昇圧して負荷に電力を供給する電力変換器に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１０４】
【図１】本発明第一実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの説明図。
【図２】本発明第一実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの説明図。
【図３】本発明第一実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの動作説明図。
【図４】本発明第一実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの動作説明図。
【図５】従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータの説明図。
【図６】本発明第一実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの具体的な適用例。
【図７】本発明第一実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの別の構成例。
【図８】本発明第一実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの別の構成例。
【図９】本発明第一実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの動作説明図。
【図１０】本発明第二実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの説明図。
【図１１】本発明第二実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの動作説明図。
【図１２】本発明第一実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの別の構成例。
【図１３】本発明第一実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの別の構成例。
【図１４】本発明第一実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの別の構成例。
【図１５】本発明第一実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの別の構成例。
【符号の説明】
【０１０５】
１  ＤＣ−ＤＣコンバータ
１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，・・・，１ｎ  ＩＧＢＴ素子
１ｐ，１ｑ  ダイオード
３  電流変化率抑制用リアクトル
４  遮断器
８０  直流電源
９０  負荷
１００  制御部
２００  サプレス回路
３００  ＤＣ−ＤＣコンバータ１の主回路部
１０００  変調波算出器
１００１，１００４  搬送波発生器
１００２，１００３，３００１，３００２，・・・，３００ｎ  ＰＷＭ制御器
２００１，２０５０  基準電源
２００２，２００３，５００１，５００２，・・・，５００ｎ  比較器
２００６，２０１１，２０１２  インバータ
２００７，２００８，２００９，２０１０，４００１，４００２，・・・，４００ｎ  ＡＮＤ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
2009273280.tif 000014
【図１３】
2009273280.tif 000015
【図１４】
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【図１５】
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