(57)【要約】【課題】負荷変動による効率低下を抑制可能で、ノイズの低減を図ったスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】スイッチング電源装置は、ダイオードブリッジＤＢの出力を平滑する平滑コンデンサＣ０と、平滑コンデンサＣ０の両端間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ２のソース・ドレイン間にインダクタＬ１及びコンデンサＣ１とともに１次巻線ｎ１が直列接続されたトランスＴと、トランスＴの２次巻線ｎ21，ｎ22に逆並列に接続された一対のダイオードＤ１，Ｄ２と、ダイオードＤ１を介して２次巻線ｎ21に直列接続されたコンデンサＣ２と、スイッチング動作期間およびスイッチング停止期間が交互に繰り返すようにスイッチングを制御する駆動回路ＤＲと、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖdcが所望の一定値となるようにスイッチング動作期間におけるスイッチング周波数を制御する周波数調整回路ＣＴ１とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスと、トランスの１次巻線とともに共振回路を形成するコンデンサと、トランスの１次巻線に流れる電流を断続する１乃至複数のスイッチング素子と、トランスの２次側に生じる交流出力を整流平滑する整流平滑手段と、スイッチングを行うスイッチング動作期間とスイッチングを停止するスイッチング停止期間とが交互に繰り返すようにスイッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング制御手段と、整流平滑手段で整流平滑された直流出力が所望の一定値となるようにスイッチング動作期間におけるスイッチング周波数を制御する周波数調整手段とを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
トランスの１次側に入力される入力電圧が相対的に高いときはスイッチング停止期間に対するスイッチング動作期間の比率を低下させ、前記入力電圧が相対的に低いときは前記比率を増加させるデューティ比調整手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
スイッチング停止期間に対するスイッチング動作期間の比率を制御するデューティ比調整手段を備え、出力電力が所定電力値より小さいとき又はトランスの一次側に入力される入力電圧が所定電圧値より高いときは、周波数調整手段がスイッチング周波数を最大値に制御し、且つ、デューティ比調整手段が、直流出力を所望の一定値とするように前記比率を制御するとともに、出力電力が所定電力値以上であるか又は前記入力電圧が所定電圧値以下のときは、デューティ比調整手段が前記比率を最大値に制御し、且つ、周波数調整手段が、直流出力を所望の一定値とするようにスイッチング周波数を制御することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
出力電力が所定電力値より小さいとき又は前記入力電圧が所定電圧値より高いときに、周波数調整手段が、スイッチング周波数の最大値を所定の周波数を中心として所定の変動幅で変動させることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記スイッチング制御手段は、スイッチング動作期間とスイッチング停止期間とを交互に繰り返させる周波数を、所定の周波数を中心として所定の変動幅で変動させることを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記スイッチング制御手段は、スイッチング動作期間とスイッチング停止期間とを交互に繰り返させる周波数を可聴音周波数領域外の周波数としたことを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記スイッチング制御手段は、スイッチング素子がオフしたタイミングで前記スイッチング停止期間を開始することを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記スイッチング制御手段は、スイッチング停止期間において、スイッチング素子が駆動しない程度の信号レベルの駆動信号を出力し、当該駆動信号を通信信号として外部に送信する送信手段を設けたことを特徴とする請求項１乃至７の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のスイッチング電源装置として、図１１に示すものがある（特許文献１参照）。この従来装置は、交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢ及び平滑コンデンサＣ０によって整流平滑してなる直流電源から所望の直流電圧を作成するものであって、それぞれ電界効果トランジスタからなり、平滑コンデンサＣ０の両端間に直列接続された一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のソース・ドレイン間にインダクタＬ１及びコンデンサＣ１とともに１次巻線ｎ１が直列接続されたトランスＴと、トランスＴの２次巻線ｎ21，ｎ22に逆並列に接続された一対のダイオードＤ１，Ｄ２と、ダイオードＤ１を介して一方の２次巻線ｎ21に直列接続された平滑用のコンデンサＣ２と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフ（スイッチング）する駆動回路ＤＲと、コンデンサＣ２の両端電圧（出力電圧）を所望の目標値と比較し、出力電圧が目標値と一致するように駆動回路ＤＲを制御してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数をフィードバック制御するフィードバック制御回路ＦＣとを備え、コンデンサＣ２と並列に接続された負荷Ｌに一定の直流電圧を印加することができる。
【０００３】
フィードバック制御回路ＦＣは出力電圧と基準電圧（目標値）との差分に応じた電圧を増幅して出力する誤差増幅器（図示せず）を有しており、駆動回路ＤＲはフィードバック制御回路ＦＣからのフィードバック信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングを制御する。ここで、出力電圧が基準電圧より大きくなるとき、フィードバック制御回路ＦＣから出力される誤差電圧に基づいて駆動回路ＤＲの発振周波数（スイッチング周波数）が上昇する。その結果、トランスＴの１次側に形成されている共振回路の共振インピーダンスが増大してトランスＴの１次巻線ｎ１への共振電流が減少するために出力電圧が低下することになる。一方、出力電圧が基準電圧より小さくなるときには、フィードバック制御回路ＦＣから出力される誤差電圧に基づいて駆動回路ＤＲの発振周波数が下降し、トランスＴの１次側に形成されている共振回路の共振インピーダンスが減少してトランスＴの１次巻線ｎ１への共振電流が増加するために出力電圧が上昇することになる。
【０００４】
上述のようなスイッチング電源装置は大きな電力を高効率且つ低ノイズで作成できるという利点を持っている。しかしながら、軽負荷の状態においては出力電圧の上昇を抑えるためにスイッチング周波数を上昇させる必要があるため、スイッチング周波数の上昇によりスイッチング回数が増加し、それに応じてスイッチング損失が増加するため回路効率が低下してしまうという問題がある。
【０００５】
そこで、このような問題を解決するために、スイッチングを行うスイッチング動作期間とスイッチングを停止するスイッチング停止期間とを交互に繰り返し、軽負荷の状態となったときにはスイッチング周波数の上昇によって出力電圧を低下させるのではなく、スイッチング動作期間とスイッチング停止期間との比率を変化させることによって出力電圧を低下させる制御（以下、「間欠スイッチング制御」と呼ぶ。）を行うようにしたスイッチング電源装置が提供されている。
【特許文献１】特許第２７３４２９６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記後者の従来例によれば軽負荷時の効率低下を抑えることは可能であるが、スイッチング周波数の制御から間欠スイッチング制御に切り換わるまでの間で効率が徐々に低下することは避けられない。
【０００７】
またトランスの小型化を実現するためスイッチング周波数を高周波化することが考えられるが、元々低ノイズとはいっても、雑音端子電圧の規格周波数（＝１５０ｋＨｚ）以上の周波数でスイッチングした場合、基本波ノイズが測定されることになり、雑音端子電圧の規格値を満足することができず、フィルタ回路の大型化によって電源装置全体が大型化してしまうという問題もあった。
【０００８】
本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的は、負荷変動による効率低下を抑制可能で、ノイズの低減を図ったスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、トランスと、トランスの１次巻線とともに共振回路を形成するコンデンサと、トランスの１次巻線に流れる電流を断続する１乃至複数のスイッチング素子と、トランスの２次側に生じる交流出力を整流平滑する整流平滑手段と、スイッチングを行うスイッチング動作期間とスイッチングを停止するスイッチング停止期間とが交互に繰り返すようにスイッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング制御手段と、整流平滑手段で整流平滑された直流出力が所望の一定値となるようにスイッチング動作期間におけるスイッチング周波数を制御する周波数調整手段とを備えたことを特徴とする。
【００１０】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、トランスの１次側に入力される入力電圧が相対的に高いときはスイッチング停止期間に対するスイッチング動作期間の比率を低下させ、入力電圧が相対的に低いときは比率を増加させるデューティ比調整手段を備えたことを特徴とする。
【００１１】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、スイッチング停止期間に対するスイッチング動作期間の比率を制御するデューティ比調整手段を備え、出力電力が所定電力値より小さいとき又はトランスの一次側に入力される入力電圧が所定電圧値より高いときは、周波数調整手段がスイッチング周波数を最大値に制御し、且つ、デューティ比調整手段が、直流出力を所望の一定値とするように比率を制御するとともに、出力電力が所定電力値以上であるか又は入力電圧が所定電圧値以下のときは、デューティ比調整手段が比率を最大値に制御し、且つ、周波数調整手段が、直流出力を所望の一定値とするようにスイッチング周波数を制御することを特徴とする。
【００１２】
請求項４の発明は、請求項３の発明において、出力電力が所定電力値より小さいとき又は入力電圧が所定電圧値より高いときに、周波数調整手段が、スイッチング周波数の最大値を所定の周波数を中心として所定の変動幅で変動させることを特徴とする。
【００１３】
請求項５の発明は、請求項１乃至４の何れか１項の発明において、スイッチング制御手段は、スイッチング動作期間とスイッチング停止期間とを交互に繰り返させる周波数を、所定の周波数を中心として所定の変動幅で変動させることを特徴とする。
【００１４】
請求項６の発明は、請求項１乃至５の何れか１項の発明において、スイッチング制御手段は、スイッチング動作期間とスイッチング停止期間とを交互に繰り返させる周波数を可聴音周波数領域外の周波数としたことを特徴とする。
【００１５】
請求項７の発明は、請求項１乃至６の何れか１項の発明において、スイッチング制御手段は、スイッチング素子がオフしたタイミングでスイッチング停止期間を開始することを特徴とする。
【００１６】
請求項８の発明は、請求項１乃至７の何れか１項の発明において、スイッチング制御手段は、スイッチング停止期間において、スイッチング素子が駆動しない程度の信号レベルの駆動信号を出力し、当該駆動信号を通信信号として外部に送信する送信手段を設けたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
請求項１の発明によれば、スイッチング制御手段は、スイッチング動作期間とスイッチング停止期間とが交互に繰り返すようスイッチングを制御しており、スイッチング停止期間が周期的に設けられ、スイッチング動作が間欠的に行われるので、常にスイッチング動作を行う場合に比べて、雑音端子電圧の準尖頭値及び平均値が低減され、発生するノイズを抑制することができ、そのうえスイッチング回数が少なくなるからスイッチング損失が低減されて、回路効率が向上するという効果がある。さらに、負荷や入力電圧の変動に合わせてスイッチング周波数が変動するので、ノイズが発生する周波数も変動し、その結果、ノイズが周波数に対して分散されることになるので、さらなる低ノイズ化を図ることができ、ノイズ低減のために大型のフィルタ回路を設ける必要がないから、電源装置全体の小型化を図ることができる。
【００１８】
ところで、入力電圧が相対的に高い場合、出力を一定に保つためにはスイッチング周波数を上げる必要があるが、スイッチング周波数を上げるとスイッチング回数が増加して、スイッチング損失が増加する虞がある。請求項２の発明によれば、入力電圧が相対的に高いときはスイッチング停止期間に対するスイッチング動作期間の比率を低下させているので、スイッチング周波数の上昇を抑えつつ出力を一定に保つことができ、スイッチング回数が減少してスイッチング損失が低減されるから、回路効率が向上するという効果がある。
【００１９】
請求項３の発明によれば、入力電圧が所定電圧値より高い場合だけでなく、出力電力が所定電力値より小さい場合もスイッチング動作期間の比率が小さくなるので、スイッチング回数が減少してスイッチング損失が低減され、回路効率が向上するという効果がある。また軽負荷時にはスイッチング周波数が最大値に制御されるので、スイッチング素子に流れる電流ピークが低減され、回路抵抗分による損失を低減できるから、回路効率を更に向上させることができる。また出力電力が所定電力値以上の場合か、又は、入力電圧が所定電圧値以下の場合はスイッチング動作期間の比率を最大にし、スイッチング周波数を低下させているので、高出力化を図ることができるという効果もある。
【００２０】
請求項４の発明によれば、スイッチング周波数の最大値が所定の周波数を中心として所定の変動幅で変動しており、スイッチング周波数に起因するノイズが周波数に対して分散させるので、ノイズの準尖頭値及び平均値が低減されて、低ノイズ化を図ることができる。
【００２１】
請求項５の発明によれば、スイッチング動作期間とスイッチング停止期間とを交互に繰り返させる周波数を、所定の周波数を中心として所定の変動幅で変動させており、スイッチング動作期間とスイッチング停止期間とを交番させる周波数に起因したノイズを周波数に対して分散させることができるので、ノイズの準尖頭値及び平均値が低減されて、低ノイズ化を図ることができる。
【００２２】
請求項６の発明によれば、スイッチング動作期間とスイッチング停止期間とを交互に繰り返させる周波数を可聴音周波数領域外の周波数としているので、可聴音周波数領域でトランスが振動することによって発生するうなり音を防止することができる。
【００２３】
請求項７の発明によれば、スイッチング素子がオンしているときにスイッチング停止期間を開始する場合と比較して損失やノイズを低減することができる。
【００２４】
請求項８の発明によれば、スイッチング停止期間において、スイッチング制御手段から、スイッチング素子が駆動しない程度の信号レベルの駆動信号を出力し、当該駆動信号を通信信号として外部に送信することで、別途通信用ポートを追加することなく、通信信号を外部に送信することができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下に本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００２６】
（実施形態１）
本実施形態の回路構成図を図１に示す。このスイッチング電源装置は、交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢと電解コンデンサよりなる平滑コンデンサＣ０とで整流平滑して得た直流電源から所望の直流電圧を作成するものであって、それぞれ電界効果トランジスタからなり、平滑コンデンサＣ０の両端間に直列接続された一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のソース・ドレイン間にインダクタＬ１及びコンデンサＣ１とともに１次巻線ｎ１が直列接続されたトランスＴと、トランスＴの２次巻線ｎ21，ｎ22に逆並列に接続された一対の整流素子（ダイオード）Ｄ１，Ｄ２と、ダイオードＤ１を介して一方の２次巻線ｎ21に直列接続された電解コンデンサよりなる平滑用のコンデンサＣ２と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフ（スイッチング）するスイッチング動作期間とスイッチングを停止するスイッチング停止期間とを所定の周期で繰り返すとともに、周波数調整回路ＣＴ１から入力される制御信号に基づいてスイッチング動作期間におけるスイッチング周波数を変化させる駆動回路（スイッチング制御手段）ＤＲと、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖdc（出力電圧）を所望の目標値（基準電圧）と比較し、両者の差分に応じた電圧を増幅したフィードバック信号を出力するフィードバック制御回路ＦＣと、フィードバック制御回路ＦＣからのフィードバック信号に基づいて、直流出力（コンデンサＣ２の両端電圧）Ｖdcが所望の一定値となるようにスイッチング動作期間におけるスイッチング周波数を制御する周波数調整回路ＣＴ１とを備え、コンデンサＣ２と並列に接続された負荷Ｌに一定の直流電圧を印加するようになっている。ここにおいて、本実施形態ではダイオードＤ１，Ｄ２およびコンデンサＣ１から、トランスＴの２次側に生じる交流出力を整流平滑する整流平滑手段が構成されている。またトランスＴの一次巻線ｎ１、インダクタＬ１およびコンデンサＣ１などから共振回路が構成されている。尚、インダクタＬ１はトランスＴの１次巻線ｎ１による漏れインダクタンスにより形成される場合もある。
【００２７】
本電源装置では、スイッチング動作期間とスイッチング停止期間とを交互に設けると共に（以下、間欠スイッチング動作と言う。）、直流出力が一定値となるようにスイッチング動作期間におけるスイッチング周波数を制御している。図２（ａ）（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs1，Ｖgs2を示す波形図であり、同図（ａ）は負荷が相対的に軽い期間（軽負荷時）或いはトランスＴの一次側に入力される入力電圧Ｖinが相対的に高い期間（高電圧時）のゲート・ソース間電圧を示し、同図（ｂ）は負荷が相対的に重い期間（重負荷時）或いは入力電圧Ｖinが相対的に低い期間（低電圧時）のゲート・ソース間電圧を示している。
【００２８】
駆動回路ＤＲは、図２に示すようにスイッチング動作を行うスイッチング動作期間ＴＡと、スイッチング動作を停止するスイッチング停止期間ＴＢとを交互に設けており、本実施形態ではスイッチング停止期間ＴＢに対するスイッチング動作期間ＴＡの比率を一定値としてある。また駆動回路ＤＲは、周波数調整回路ＣＴ１から入力される制御信号に基づいてスイッチング動作期間におけるスイッチング周波数を変化させている。
【００２９】
フィードバック制御回路ＦＣは、整流平滑手段（ダイオードＤ１，Ｄ２およびコンデンサＣ２などからなる）で整流平滑された直流出力電圧Ｖdcと所定の目標値（基準電圧）とを比較し、両者の差分に応じた電圧を増幅して得たフィードバック信号を周波数調整回路ＣＴ１に出力する。
【００３０】
周波数調整回路ＣＴ１は、フィードバック制御回路ＦＣから入力されるフィードバック信号に基づいて、直流出力電圧Ｖdcが所望の一定値となるようにスイッチング動作期間ＴＡにおけるスイッチング周波数を変化させる制御信号を作成して、この制御信号を駆動回路ＤＲに出力する。
【００３１】
このように本実施形態では、駆動回路ＤＲがスイッチング動作期間ＴＡとスイッチング停止期間ＴＢとを交互に設け、スイッチング動作を間欠的に行わせており、その結果、スイッチング停止期間ＴＢが周期的に設けられるから、常にスイッチング動作を行う場合に比べて、雑音端子電圧の準尖頭値及び平均値が低減されて、発生するノイズを抑制することができる。またスイッチング回数が少なくなるからスイッチング損失が低減されて、回路効率が向上するという効果もある。
【００３２】
また入力電圧を整流、平滑して得た電圧は負荷の大きさに応じて変動することになり、負荷が軽くなると出力電圧が大きくなり、負荷が重くなると出力電圧が小さくなる。また入力電圧の電圧変動に応じて出力電圧も変動し、入力電圧が相対的に高くなると出力電圧が大きくなり、入力電圧が相対的に低くなると出力電圧が小さくなる。周波数調整回路ＣＴ１では出力電圧に応じてスイッチング周波数を変化させており、図２（ａ）に示すように軽負荷時或いは高電圧時はスイッチング周波数を高く、図２（ｂ）に示すように重負荷時或いは低電圧時にはスイッチング周波数を低くしている。したがって、負荷や入力電圧の変動に合わせてスイッチング周波数が変動することになり、その結果、ノイズが発生する周波数も変動するので、ノイズが周波数に対して分散される。よって、ノイズの準尖頭値及び平均値が低減されて、さらなる低ノイズ化を図ることができるから、ノイズ低減のために大型のフィルタ回路を設ける必要がなく、電源装置全体の小型化を図ることができる。
【００３３】
（実施形態２）
本実施形態の回路構成図を図３に示す。本実施形態では、実施形態１で説明したスイッチング電源装置において、トランスＴの１次側に入力される入力電圧Ｖinに応じて、スイッチング停止期間ＴＢに対するスイッチング動作期間ＴＡの比率を制御するデューティ比調整回路ＣＴ２を設けている。そして、駆動回路ＤＲでは、デューティ比調整回路ＣＴ２から入力される制御信号に基づいてスイッチング停止期間ＴＢに対するスイッチング動作期間ＴＡの比率を変化させている。尚、デューティ比調整回路ＣＴ２以外の構成は実施形態１と略共通するので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００３４】
図４（ａ）（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs1，Ｖgs2を示す波形図であり、同図（ａ）は入力電圧Ｖinが相対的に高い期間（高電圧時）のゲート・ソース間電圧を示し、同図（ｂ）は入力電圧Ｖinが相対的に低い期間（低電圧時）のゲート・ソース間電圧を示している。
【００３５】
本実施形態では、駆動回路ＤＲが、スイッチング動作を行うスイッチング動作期間ＴＡと、スイッチング動作を停止するスイッチング停止期間ＴＢとを交互に設け、周波数調整回路ＣＴ１からの制御信号に基づいてスイッチング動作期間ＴＡにおけるスイッチング周波数を制御するとともに、デューティ比調整回路ＣＴ２から入力される制御信号に応じて、スイッチング停止期間ＴＢに対するスイッチング動作期間ＴＡの比率を変化させている。ここで、デューティ比調整回路ＣＴ２では、入力電圧Ｖinが相対的に高い高電圧時は、図４（ａ）に示すようにスイッチング停止期間ＴＢに対するスイッチング動作期間ＴＡの比率を低下させ、入力電圧Ｖinが相対的に低い低電圧時は、図４（ｂ）に示すようにスイッチング停止期間ＴＢに対するスイッチング動作期間ＴＡの比率を増大させている。
【００３６】
ところで、入力電圧Ｖinが相対的に高くなった場合、出力電圧を一定に保つためにはスイッチング周波数を上げる必要があるが、スイッチング周波数を上げることによってスイッチング回数が増大するため、スイッチング損失が増加して、効率が低下する虞がある。
【００３７】
それに対して、本実施形態ではデューティ比調整回路ＣＴ２が入力電圧Ｖinを検出し、入力電圧Ｖinが相対的に高くなると、スイッチング停止期間ＴＢに対するスイッチング動作期間ＴＡの比率を低下させているので、スイッチング周波数の上昇を抑えつつ出力電圧を一定値に保つことができ、その結果スイッチング回数が減少するから、スイッチング損失を低減して回路効率を向上させることができる。
【００３８】
（実施形態３）
本実施形態の回路構成図を図５に示す。本実施形態の基本構成は、図３に示した実施形態２のスイッチング電源装置と略共通するので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００３９】
実施形態２で説明したデューティ比調整回路ＣＴ２は入力電圧Ｖinを検出し、入力電圧Ｖinの大きさに応じて、スイッチング停止期間ＴＢに対するスイッチング動作期間ＴＡの比率を変化させているが、本実施形態のデューティ比調整回路ＣＴ２は、フィードバック制御回路ＦＣからのフィードバック信号に基づいて、スイッチング停止期間ＴＢに対するスイッチング動作期間ＴＡの比率を変化させている。また周波数調整回路ＣＴ１は、実施形態１，２と同様にフィードバック制御回路ＦＣからのフィードバック信号に基づいてスイッチング動作期間におけるスイッチング周波数を制御している。
【００４０】
図６（ａ）（ｂ）は出力電力が所定電力値（例えば定格電力Ｗ０）より大きい場合のゲート・ソース間電圧Ｖgs1，Ｖgs2を示す波形図であり、同図（ａ）は負荷が相対的に軽い期間（軽負荷時）又は入力電圧Ｖinが相対的に高い期間（高電圧時）におけるゲート・ソース間電圧を示し、同図（ｂ）は負荷が相対的に重い期間（重負荷時）又は入力電圧Ｖinが相対的に低い期間（低電圧時）におけるゲート・ソース間電圧を示している。また図７（ａ）（ｂ）は、出力電力が所定電力値（例えば定格電力Ｗ０）より小さい場合のゲート・ソース間電圧Ｖgs1，Ｖgs2を示す波形図であり、同図（ａ）は軽負荷時又は高電圧時のゲート・ソース間電圧を示し、同図（ｂ）は重負荷時又は低電圧時のゲート・ソース間電圧を示している。また図８は出力電力に対するスイッチング周波数ｆおよびデューティ比ＤＴ（スイッチング停止期間に対するスイッチング動作期間の比率）の関係を示し、図中のａがスイッチング周波数ｆを、ｂがデューティ比ＤＴをそれぞれ示している。尚、スイッチング動作期間ＴＡの時間幅をｔａ、スイッチング停止期間ＴＢの時間幅をｔｂとすると、デューティ比ＤＴはＤＴ＝ｔａ／（ｔａ＋ｔｂ）と表される。
【００４１】
本実施形態では、フィードバック制御回路ＦＣが、直流出力電圧Ｖdcと所定の目標値（基準電圧）との差分に応じた電圧を増幅して得たフィードバック信号を周波数調整回路ＣＴ１及びデューティ比調整回路ＣＴ２に出力している。そして、出力電力が所定電力値（定格電力Ｗ０）より小さい場合、又は、入力電圧Ｖinが所定電圧値Ｖ０よりも高い場合は、フィードバック制御回路ＦＣからのフィードバック信号に基づいて、周波数調整回路ＣＴ１がスイッチング周波数を最大値ｆmaxに制御するとともに、デューティ比調整回路ＣＴ２が、入力電圧Ｖinが高いほど或いは出力電力が小さい（負荷が軽い）ほどデューティ比を小さい値に制御する。したがって、入力電圧Ｖinが高くなるにつれて、或いは、出力電力が小さくなるにつれて（負荷が軽くなるにつれて）、デューティ比が小さくなるから、スイッチング回数を少なくでき、その結果、スイッチング損失を低減して回路効率を向上させることができる。また、この軽負荷時にはスイッチング周波数が最大値ｆmaxでスイッチングされるため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れる電流ピークを低減でき、回路抵抗分による損失を低減できるから、回路効率を向上させることができる。
【００４２】
一方、出力電力が増加するか（負荷が重くなるか）、或いは、入力電圧Ｖinが低下すると、それに応じてデューティ比調整回路ＣＴ２がデューティ比を増加させ、それに応じて出力電力が所定電力値（定格電力Ｗ０）に達した時点、又は、入力電圧Ｖinが所定電圧値Ｖ０まで低下した時点でデューティ比が最大値ＤＴmaxに制御される。そして、出力電力が所定電力値（定格電力Ｗ０）より大きくなるか、又は、入力電圧Ｖinが所定電圧Ｖ０よりも低くなると、最大デューティ比ＤＴmaxにおいて、周波数調整回路ＣＴ１が、所定の出力電圧を維持するように、フィードバック制御回路ＦＣからのフィードバック信号に基づいてスイッチング周波数を小さい値に低下させる。したがって、出力電力が所定電力値Ｗ０以上の場合、或いは、入力電圧Ｖinが所定電圧値Ｖ０以下の場合、スイッチング動作期間ＴＡの比率を最大にした上で、入力電圧Ｖinが低くなるにつれて、或いは、出力電力が大きくなるにつれてスイッチング周波数を低下させることができるので、出力電力を増大させることができ、高出力化が図れる。
【００４３】
以上のように本実施形態によれば、高出力化を図れるとともに、軽負荷時には高効率化を図ることができ、また単一フィードバック（出力電圧のフィードバックのみ）により実現できるので、回路構成が簡単で、容易に二次側の出力電圧を安定化することができる。
【００４４】
なお本実施形態では、出力電力が所定電力値よりも低い場合、或いは、入力電圧Ｖinが所定電圧値よりも高い場合、周波数調整回路ＣＴ１がスイッチング周波数を最大値ｆmaxに制御するのであるが、スイッチング周波数の最大値を所定の周波数を中心として所定の変動幅で変動させるようにしても良い。出力電力が所定電力値よりも低い場合や入力電圧Ｖinが所定電圧値よりも高い場合は、スイッチング周波数を変化させても、スイッチング停止期間ＴＢに対するスイッチング動作期間ＴＡの比率を変化させることで、出力電圧を一定に保つことができる。したがって、デューティ比の調整によってスイッチング周波数の最大置を変化させることができるから、スイッチング周波数に起因するノイズを周波数に対して分散させることができ、ノイズの準尖頭値及び平均値が低減されて、さらなる低ノイズ化を図ることができる。
【００４５】
また上述した各実施形態において、駆動回路ＤＲが、スイッチング動作期間ＴＡとスイッチング停止期間ＴＢとを交互に繰り返させる周波数を、所定の周波数を中心として所定の変動幅で変動させても良い。ここで、スイッチング動作期間ＴＡとスイッチング停止期間ＴＢとを交互に繰り返させる周波数を変更しても、スイッチング動作期間ＴＡの比率を変更しなければ、出力電圧を一定に保つことができる。したがって、駆動回路ＤＲでは、スイッチング動作期間ＴＡとスイッチング停止期間ＴＢとを交互に繰り返させる周波数を変化させることができ、スイッチング動作期間とスイッチング停止期間とを交番させる周波数に起因したノイズが周波数に対して分散されるから、ノイズの準尖頭値及び平均値が低減されて、さらなる低ノイズ化を図ることができる。
【００４６】
また更に、上述した各実施形態において、駆動回路ＤＲが、スイッチング動作期間ＴＡとスイッチング停止期間ＴＢとを交互に繰り返させる周波数を、可聴音周波数領域外の周波数とすることも好ましい。従来のスイッチング電源装置では、スイッチング停止期間のない連続スイッチング動作で、スイッチング周波数を変化させることにより出力電圧を一定化しているが、軽負荷時には低消費電力化を図るために、間欠スイッチング動作に切り替える必要がある。この動作の切り替わる付近の電力出力状態において商用電源を全波整流した電圧を入力とした場合には、商用電源周波数の２倍の周波数（１００Ｈｚ／１２０Ｈｚ）に同期して平滑後の入力電圧が変動するから、電圧変動の最大電圧付近では間欠スイッチング動作を行うが、電圧変動の最低電圧付近では入力電圧が低く、出力電圧が低下するため、間欠スイッチング動作ではなく連続スイッチング動作を行うことになる。そのため、商用電源周波数の２倍の周波数で間欠スイッチング動作と連続スイッチング動作の２つの動作が繰り返されることになり、トランスのうなり音が発生する。なおトランスのうなり音は、磁束が変化することによってトランスのコアやコイルの巻き線が可聴音周波数で振動することにより発生する。また、スイッチング動作が切り替わる付近の電圧出力状態において、出力電力が可聴音周波数で変動した場合もトランスの連続スイッチング動作と間欠スイッチング動作が可聴音周波数で切り替わるため、トランスのうなり音が発生することになる。そこで、上述の各実施形態のように、駆動回路ＤＲがスイッチング動作期間ＴＡとスイッチング停止期間ＴＢとを必ず設け、且つ、両期間が切り替わる周波数を可聴音周波数領域外（例えば１６ｋＨｚ以上）とすることによって、トランスのうなり音を防止することができる。
【００４７】
また上述の各実施形態において、駆動回路ＤＲが、スイッチング動作期間ＴＡからスイッチング停止期間ＴＢに切り替える際に、スイッチング素子Ｑ１又はＱ２がオフするタイミングでスイッチング停止期間ＴＢを開始することが望ましい。つまり、何れかのスイッチング素子Ｑ１又はＱ２がオンしており、トランスＴの２次側へ電力が供給されているときにスイッチング停止期間ＴＢを開始するとトランスＴの２次側に接続されているダイオードＤ１又はＤ２に電流が流れている時にスイッチングが停止してしまうことになり、ダイオードＤ１又はＤ２にリカバリー電流が流れて電力の損失やノイズが発生してしまう。一方、定常のスイッチング状態においては、スイッチング素子Ｑ１又はＱ２がオンとなってからトランスＴの２次側へ電力が供給され、そして、１次側の共振回路の共振動作によりトランスＴの２次側への電力供給が停止した後にスイッチング素子Ｑ１又はＱ２がオフするようにスイッチング周波数が設定されているので、スイッチング素子Ｑ１又はＱ２がオフとなるタイミングにおいてはトランスＴの２次側への電力供給が停止しており、トランスＴの２次側に接続されているダイオードＤ１又Ｄ２に電流が流れていない。したがって、スイッチング素子Ｑ１又はＱ２がオフするタイミングでスイッチング停止期間ＴＢを開始すれば、ダイオードＤ１又はＤ２の通電が停止しているときにスイッチングを停止するので、リカバリー電流による電力損失やノイズを低減することができる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の同時オンを防止する等のためにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が何れもオフとなる微少な休止期間（デッドタイム）を設けている場合には、この休止期間中にスイッチング停止期間ＴＢを開始してもよい。
【００４８】
（実施形態４）
本実施形態４の回路構成図を図９に示す。本実施形態では、実施形態１で説明したスイッチング電源装置において、駆動回路ＤＲが、スイッチング停止期間ＴＢにおいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が駆動しない程度の信号レベルの駆動信号を出力するとともに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が駆動しない程度の信号レベルの駆動信号を通信信号と判別して、当該通信信号を外部に送信する通信回路１（送信手段）を設けている。尚、駆動回路ＤＲおよび通信回路１以外の構成は実施形態１と略共通するので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００４９】
本装置の入力電圧や出力電圧は、有寿命部品である電解コンデンサＣ０，Ｃ２が経年劣化によって容量値が低下すると、リップル成分が増加するため、駆動回路ＤＲは入力電圧Ｖinおよび出力電圧Ｖdcをモニタリングすることで、リップル成分の増加を検出している。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の導通期間に、駆動回路ＤＲが、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電圧をモニタすることによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン抵抗とスイッチ電流による電圧から過剰電流の発生を検出することが可能となる。また非導通期間（特にスイッチング動作期間からスイッチング停止期間への切り替え時）において、共振回路を構成するインダクタＬ１およびコンデンサＣ１などの部品劣化などによってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に過電圧が発生した場合、回路効率が低下したり、回路部品に過大なストレスが加わったりするという問題があるが、駆動回路ＤＲでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に加わる電圧をモニタリングすることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に過電圧が加わる兆候を事前に検出できる。したがって、駆動回路ＤＲでは、入力電圧や出力電圧やスイッチ電圧をモニタリングすることで、入力電圧又は出力電圧のリップル成分の増加や、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れる過電流や、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に加わる過電圧を検出すると、電源回路に異常が発生したと判断して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を必要に応じて停止させることができ、またモニタした信号の信号内容をもとに各異常状態を示す通信信号を発生し、スイッチング停止期間ＴＢに出力する。ここで、駆動回路ＤＲから出力される通信信号は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が駆動しない程度の信号レベルの信号であり、例えば図１０（ａ）に示すように電圧振幅がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動電圧のしきい値レベル以下の信号Ｓ１（例えば１Ｖ以下）を送信したり、図１０（ｂ）に示すように周波数がスイッチング周波数を大幅に超える周波数（例えば数ＧＨｚ以上）の信号Ｓ２を短期間（例えば数パルス程度）送信したり、図１０（ｃ）に示すように振幅レベルの小さい逆極性のパルス信号Ｓ３を送信すれば良い。
【００５０】
通信回路１は信号振幅／周波数識別回路２とインターフェース回路３とで構成される。信号振幅／周波数識別回路２には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動電圧のしきい値レベルやスイッチング周波数の周波数範囲が予め設定されており、駆動回路ＤＲからの出力信号の信号レベルを駆動電圧のしきい値レベルと比較するとともに、出力信号の周波数をスイッチング周波数の周波数範囲と比較する。ここで信号振幅／周波数識別回路２では、出力信号の電圧レベルがしきい値レベル以下であったり、極性が逆極性であれば、出力信号が通信信号であると判断してインターフェース回路３に出力するとともに、出力信号の周波数が所定の周波数範囲外であれば（周波数範囲よりも高ければ）、通信信号と判断してインターフェース回路３に出力する。そして、インターフェース回路３では、信号振幅／周波数識別回路２から入力された通信信号を外部に送信しており、駆動回路ＤＲが検出した回路異常を示す信号を外部に送信することができる。
【００５１】
以上説明したように、本実施形態のスイッチング電源装置では、スイッチング停止期間に、駆動回路ＤＲからスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が動作しない程度の通信信号を出力させ、当該通信信号を外部に送信させているので、別途の通信ポートを備えた高価なマイコンを使用しなくても、通信信号を外部へ送信することができる。尚、本実施形態で説明した通信回路１を実施形態２又は３で説明したスイッチング電源装置に適用しても良く、スイッチング停止期間に外部へ通信信号を送信させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明の実施形態１を示す回路構成図である。
【図２】（ａ）（ｂ）は同上のスイッチング素子のゲート・ソース間電圧を示す波形図である。
【図３】本発明の実施形態２を示す回路構成図である。
【図４】（ａ）（ｂ）は同上のスイッチング素子のゲート・ソース間電圧を示す波形図である。
【図５】本発明の実施形態３を示す回路構成図である。
【図６】（ａ）（ｂ）は同上のスイッチング素子のゲート・ソース間電圧を示す波形図である。
【図７】（ａ）（ｂ）は同上のスイッチング素子のゲート・ソース間電圧を示す波形図である。
【図８】同上の出力電力とスイッチング周波数又はデューティ比との関係を示す図である。
【図９】本発明の実施形態４を示す回路構成図である。
【図１０】（ａ）〜（ｃ）は同上のスイッチング素子のゲート・ソース間電圧を示す波形図である。
【図１１】従来例を示す回路構成図である。
【符号の説明】
【００５３】
ＤＲ  駆動回路（スイッチング制御手段）
ＣＴ１  周波数調整回路（周波数調整手段）
Ｃ０  平滑コンデンサ
Ｃ１  コンデンサ
Ｃ２  コンデンサ（整流平滑手段）
Ｄ１，Ｄ２  ダイオード（整流平滑手段）
ＤＢ  ダイオードブリッジ
Ｌ１  インダクタ
Ｑ１，Ｑ２  スイッチング素子
Ｔ  トランス
ｎ１  １次巻線
ｎ21，ｎ22  ２次巻線
Ｖdc  両端電圧
【図１】
2009273324.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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