(57)【要約】【課題】減衰域に生じる分布定数線路のインピーダンス周期性に起因するスプリアスをより高域へ移動し、減衰域を広帯域化する。【解決手段】分布定数線路型インダクタンスと、集中定数型コンデンサとを有する低域通過フィルタであって、表面に前記分布定数線路型インダクタンスの線路パターンと、前記集中定数型コンデンサの電極パターンとが形成され、裏面に接地パターンが形成された誘電体基板と、前記誘電体基板の裏面側に配置され、前記接地パターンと電気的に接続される外部導体とを有し、前記外部導体は、少なくとも前記分布定数線路型インダクタンスが形成される領域に、開口面積が前記分布定数線路型インダクタンスの線路パターンの面積よりも大きい凹部を有し、前記誘電体基板の裏面に設けられる前記接地パターンは、前記外部導体の前記凹部の開口面に対向する部分が除去され、前記誘電体基板の裏面の、前記外部導体の前記凹部の開口面に対向する部分は、前記凹部の底部と対向している。【選択図】図２
2009017104.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
分布定数線路型インダクタンスと、集中定数型コンデンサとを有し、遮断周波数がωＣである低域通過フィルタであって、
表面に前記分布定数線路型インダクタンスの線路パターンと、前記集中定数型コンデンサの電極パターンとが形成され、裏面に接地パターンが形成された誘電体基板と、
前記誘電体基板の裏面側に配置され、前記接地パターンと電気的に接続される外部導体とを有し、
前記外部導体は、少なくとも前記分布定数線路型インダクタンスが形成される領域に凹部を有し、
前記外部導体の前記凹部の開口面積は、前記分布定数線路型インダクタンスの線路パターンの面積よりも大きく、
前記誘電体基板の裏面に設けられる前記接地パターンは、前記外部導体の前記凹部の開口面に対向する部分が除去され、
前記誘電体基板の裏面の、前記外部導体の前記凹部の開口面に対向する部分は、前記凹部の底部と対向していることを特徴とする低域通過フィルタ。
【請求項２】
分布定数線路型インダクタンスと、集中定数型コンデンサとを有し、遮断周波数がωＣである低域通過フィルタであって、
表面に前記分布定数線路型インダクタンスの線路パターンと、前記集中定数型コンデンサの電極パターンとが形成され、裏面に接地パターンが形成された誘電体基板と、
前記誘電体基板の裏面側に配置され、前記接地パターンと電気的に接続される外部導体とを有し、
前記集中定数型コンデンサの電極パターンの、前記分布定数線路型インダクタンスの線路パターンの延長方向の長さをｌＣ、前記集中定数型コンデンサの電極パターンの、前記分布定数線路型インダクタンスの線路パターンの延長方向と直交する方向の長さをｗ、前記分布定数線路型インダクタンスの遮断周波数ωＣにおける管内波長をλｇＬとするとき、ｌＣ≦λｇＬ／３８、ｌＣ＜ｗを満足することを特徴とする低域通過フィルタ。
【請求項３】
ωＣ以上、６ωＣ以下の範囲の減衰域内にスプリアスが存在しないことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の低域通過フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、低域通過フィルタに係り、特に、遮断周波数帯域を広帯域化する際に有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４、図５に示すように、従来、高周波領域における低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦという。）として、分布定数線路型インダクタンスと、分布定数線路型コンデンサとを有する分布定数線路型ＬＰＦが知られている。
図４は、従来の分布定数線路型ＬＰＦの一例を示す図であり、同図（ａ）は回路パターン図、同図（ｂ）は構成図である。
図４は、インピーダンスステップ分布定数線路型ＬＰＦと称されるものであり、図４において、４１は分布定数線路型インダクタンス部、４２は分布定数線路型コンデンサ部である。
図５は、従来の分布定数線路型ＬＰＦの他の例を示す図であり、同図（ａ）は回路パターン図、同図（ｂ）は構成図である。
図５は、開放分布定数線路型ＬＰＦと称されるものであり、図５において、５１は分布定数線路型インダクタンス部、５２は分布定数線路型コンデンサ部である。
【０００３】
なお、本願発明に関連する先行技術文献としては以下のものがある。
【非特許文献１】Jia-Sheng Hong and M. J. Lancaster, "Microstrip filters for RF/Microwave applications", A Wiley-interscience publication, pp.109-116.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
図７に、従来の分布定数線路型ＬＰＦとを構成するリアクタンス素子の設計公式を示す。図７に示すように、従来の分布定数線路型ＬＰＦでは、キャパシタ長（ｌＣ）を決定する要因に、ｓｉｎ−１（ωＣＣＺ０Ｃ）、ｔａｎ−１（ωＣＣＺ０Ｃ）の項が含まれる。そのため、従来の分布定数線路型ＬＰＦでは、減衰域に分布定数線路のインピーダンス周期性に起因するスプリアスが生じるという問題点があった。
なお、図７において、Ｃは各キャパシタのキャパシタンス[Ｆ]、Ｌは各インダクタのインダクタンス［Ｈ］、ωＣは遮断周波数（カットオフ周波数）［Ｈｚ］、λｇＣはキャパシタ部の管内波長［ｍ］、λｇＬはインダクタ部の管内波長［ｍ］、Ｚ０Ｃはキャパシタ部の特性インピーダンス［Ω］、Ｚ０Ｌはインダクタ部の特性インピーダンス［Ω］（ただし、Ｚ０Ｃ＜電源インピーダンスＺ０＜Ｚ０Ｌ）、ｈは誘電体基板の厚さ［ｍ］、ε０は真空の誘電率（8.854×10-12［Ｆ／ｍ］）、εｒは比誘電率、ｗはキャパシタの幅［ｍ］である。
図６に、図４に示す分布定数線路型ＬＰＦの一例の通過特性と、反射減衰量特性を示す。なお、図６において、Ａが通過特性を、Ｂが反射減衰量特性を示す。この図６では、減衰域である３ＧＨｚ前後に、２つのスプリアス（不要信号）が生じている。
【０００５】
このように、従来の分布定数線路型ＬＰＦでは、分布定数線路型コンデンサ部が、高周波信号の伝搬方向に幅の広い低インピーダンス線路で構成されており、高周波信号の伝搬方向に所定の長さを持つため、減衰域に分布定数線路のインピーダンス周期性に起因するスプリアス（不要信号）が生じ、減衰域が狭帯域であるという問題点があった。
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、低域通過フィルタにおいて、減衰域に生じる分布定数線路のインピーダンス周期性に起因するスプリアスをより高域へ移動し、減衰域を広帯域化することが可能となる技術を提供することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明らかにする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
（１）分布定数線路型インダクタンスと、集中定数型コンデンサとを有し、遮断周波数がωＣである低域通過フィルタであって、表面に前記分布定数線路型インダクタンスの線路パターンと、前記集中定数型コンデンサの電極パターンとが形成され、裏面に接地パターンが形成された誘電体基板と、前記誘電体基板の裏面側に配置され、前記接地パターンと電気的に接続される外部導体とを有し、前記外部導体は、少なくとも前記分布定数線路型インダクタンスが形成される領域に凹部を有し、前記外部導体の前記凹部の開口面積は、前記分布定数線路型インダクタンスの線路パターンの面積よりも大きく、前記誘電体基板の裏面に設けられる前記接地パターンは、前記外部導体の前記凹部の開口面に対向する部分が除去され、前記誘電体基板の裏面の、前記外部導体の前記凹部の開口面に対向する部分は、前記凹部の底部と対向している。
（２）分布定数線路型インダクタンスと、集中定数型コンデンサとを有し、遮断周波数がωＣである低域通過フィルタであって、表面に前記分布定数線路型インダクタンスの線路パターンと、前記集中定数型コンデンサの電極パターンとが形成され、裏面に接地パターンが形成された誘電体基板と、前記誘電体基板の裏面側に配置され、前記接地パターンと電気的に接続される外部導体とを有し、前記集中定数型コンデンサの電極パターンの、前記分布定数線路型インダクタンスの線路パターンの延長方向の長さをｌＣ、前記集中定数型コンデンサの電極パターンの、前記分布定数線路型インダクタンスの線路パターンの延長方向と直交する方向の長さをｗ、前記分布定数線路型インダクタンスの遮断周波数ωＣにおける管内波長をλｇＬとするとき、ｌＣ≦λｇＬ／３８、ｌＣ＜ｗを満足する。
（３）（１）または（２）において、ωＣ以上、６ωＣ以下の範囲の減衰域内にスプリアスが存在しないことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明の低域通過フィルタによれば、減衰域に生じる分布定数線路のインピーダンス周期性に起因するスプリアスをより高域へ移動し、減衰域を広帯域化することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。
なお、実施例を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
本発明は、図４、図５に示す従来の分布定数線路型ＬＰＦにおいて、分布定数線路型コンデンサに代えて、集中定数型コンデンサを使用することを特徴とする。
図１は、本発明の実施例の分布定数線路型ＬＰＦの一例を示す図であり、同図（ａ）は回路パターン図、同図（ｂ）は構成図である。図１において、１１は分布定数線路型インダクタンス部、１２は集中定数型コンデンサ部である。
図２は、本発明の実施例の分布定数線路型ＬＰＦの断面構造を示す断面図であり、同図（ａ）が分布定数線路型インダクタンス部１１の断面構造を、同図（ｂ）が集中定数型コンデンサ部１２の断面構造である。
図２に示すように、誘電体基板１の表面には、分布定数線路型インダクタンスの線路パターン４と、集中定数型コンデンサの電極パターン３とが形成され、裏面に接地パターン５が形成される。なお、誘電体基板１の表面に形成される分布定数線路型インダクタンスの線路パターン４および集中定数型コンデンサの電極パターン３と、誘電体基板１の裏面に形成される接地パターン５とは、例えば、プリント配線基板と同様の手法により形成される。
【０００９】
誘電体基板１の裏面側には、接地パターン５と電気的に接続される外部導体２が配置される。外部導体２は、中央部分に凹部６が形成される。この凹部６の開口面積は、分布定数線路型インダクタンスの線路パターン４の面積よりも大きい。なお、凹部６の幅（分布定数線路型インダクタンスの線路パターン４の延長方向と直交する方向の長さ）は、分布定数線路型インダクタンスの線路パターン４の幅の３倍以上であることが好ましい。
また、図２では、凹部６は、集中定数型コンデンサ部１２にも形成されているが、凹部６は、少なくとも分布定数線路型インダクタンス部１１に形成されていればよい。
誘電体基板１の裏面側に設けられる接地パターン５は、分布定数線路型インダクタンスが形成される領域の部分（図１の点線枠７で示す部分）が除去されており、したがって、図１の点線枠７で示す部分では、外部導体２の中央部分に形成された凹部６の開口面が、誘電体基板１の裏面と対向することになる。
【００１０】
マイクロストリップ線路では、マイクロストリップ線路の線路幅をＷ、誘電体基板の基板厚をｈとするとき、マイクロストリップ線路の特性インピーダンス（Ｚｏ）は、（Ｗ／ｈ）の関数となるが、特性インピーダンス（Ｚｏ）を大きくしたい場合、（Ｗ／ｈ）が、０．１よりも小さくなる。
したがって、誘電体基板１の基板厚（ｈ）が薄い場合、分布定数線路型インダクタンスの線路パターン４の線路幅は、０．１×ｈよりも小さくしなければならない。しかしながら、本実施例では、外部導体２の中央部分に凹部６を形成し、かつ、誘電体基板１の裏面側に設けられる接地パターン５における、分布定数線路型インダクタンスが形成される領域の部分（図１の点線枠７で示す部分）を除去するようにしたので、分布定数線路型インダクタンスの線路パターン４と接地電極（外部導体２の凹部の底の部分）との間隔を大きくできる。
これにより、分布定数線路型インダクタンスの特性インピーダンス（Ｚ０Ｌ）が大きい場合にも、分布定数線路型インダクタンスの線路パターン４を、線路幅を小さくすることなく、所定の幅で形成することができる。
【００１１】
本実施例では、ＬＰＦのコンデンサとして、集中定数型コンデンサを使用する。そして、集中定数型コンデンサの電極パターン３のキャパシタ長（ｌＣ：分布定数線路型インダクタンスの線路パターン４の延長方向の長さ）が、集中定数型コンデンサの電極パターン３の幅（ｗ；分布定数線路型インダクタンスの線路パターン４の延長方向と直交する方向の長さ）よりも短く（即ち、ｌＣ＜ｗ）される。
これにより、本実施例では、キャパシタにおける共振をより高周波数領域へ移動させることが可能となり、結果として、減衰域に生じるスプリアスを、より高域に移動させ、減衰域を広帯域化することが可能となる。
なお、本実施例のＬＰＦの遮断周波数をωＣとするとき、本実施例において、集中定数型コンデンサの電極パターン３のキャパシタ長（ｌＣ）は、分布定数線路型インダクタンス部１１の遮断周波数ωＣにおける管内波長をλｇＬとするとき、ｌＣ≦λｇＬ／３８を満足することが好ましい。
【００１２】
図３は、本実施例のＬＰＦの一例の通過特性と、反射減衰量特性を示す。なお、図３において、Ａが通過特性を、Ｂが反射減衰量特性を示す。
この図３と図６とを比較すると、図６に示すグラフでは、減衰域の３ＧＨｚ前後に、２つのスプリアス（不要信号）が生じている。しかしながら、図３では、減衰域の５ＧＨｚ付近に、スプリアス（不要信号）が生じているが、減衰域の３ＧＨｚ前後に、減衰量が−３０ｄＢ以上のスプリアスが生じていない。
即ち、本実施例では、ＬＰＦの遮断周波数をωＣ（図３では、約０．８ＧＨｚ）とするとき、ωＣ以上、６ωＣ以下の範囲の減衰域内にスプリアスが存在していない。
図７に、本実施例のＬＰＦの設計公式を示す。図７に示すように、本実施例では、キャパシタ長（ｌＣ）を決定する要因に、従来の分布定数線路型ＬＰＦのように、ｓｉｎ−１（ωＣＣＺ０Ｃ）、ｔａｎ−１（ωＣＣＺ０Ｃ）の項が含まれないので、減衰域に生じる、分布定数線路のインピーダンス周期性に起因するスプリアスをより高域に移動することができる。
したがって、本実施例では、図６に示すように、減衰域の広帯域化を実現することが可能である。
【００１３】
なお、集中定数型コンデンサでは、キャパシタンスは、対向する電極の面積とその間にある誘電体の誘電率で決定されるので、キャパシタンスが一定（電極面積が一定）であれば電極の形状は任意に構成することが可能である。
以上説明したように、本実施例では、集中定数型コンデンサのキャパシタンスにおける共振をより高い周波数へ移動することが可能となり、結果として広帯域な減衰域を実現することが可能である。
これにより、本実施例では、広帯域な減衰特性を有する小形、且つ、簡素な構造のＬＰＦを提供することができる。
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施例に基づき具体的に説明したが、本
発明は、前記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施例の低域通過フィルタを示す図である。
【図２】本発明の実施例の低域通過フィルタの断面構造を示す断面図である。
【図３】本発明の実施例の低域通過フィルタの一例の通過特性と、反射減衰量特性を示すグラフである。
【図４】従来の分布定数線路型低域通過フィルタの一例を示す図である。
【図５】従来の分布定数線路型低域通過フィルタの他の例を示す図である。
【図６】図６に、図４に示す分布定数線路型低域通過フィルタの一例の通過特性と、反射減衰量特性を示す
【図７】本発明の実施例の低域通過フィルタと、従来の分布定数線路型低域通過フィルタとを構成するリアクタンス素子の設計公式を示す図である。
【符号の説明】
【００１５】
１  誘電体基板
２  外部導体
３  集中定数型コンデンサの電極パターン
４  分布定数線路型インダクタンスの線路パターン
５  接地パターン
６  凹部
１１，４１，５１  分布定数線路型インダクタンス部
４２，５２  分布定数線路型コンデンサ部
【図１】
2009017104.tif 000003
【図２】
2009017104.tif 000004
【図３】
2009017104.tif 000005
【図４】
2009017104.tif 000006
【図５】
2009017104.tif 000007
【図６】
2009017104.tif 000008
【図７】
2009017104.tif 000009