(57)【要約】【課題】高精度な波形検出を実現できる送電制御装置等の提供。【解決手段】１次コイルＬ１と２次コイルＬ２を電磁的に結合させて送電装置１０から受電装置４０に対して電力を伝送し、受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの送電装置に設けられる送電制御装置２０であって、１次コイルのコイル端ノードＮＡ２で生成されるコイル端信号ＣＳＧの波形変化を検出する波形検出回路３０と、波形検出回路での検出結果に基づいて、受電装置側の負荷状態を検出する制御回路２２と、を含み、波形検出回路は、コイル端信号を減衰させた減衰信号Ｓatを出力する演算増幅器ＯＰ１を有し、減衰信号の波形変化に基づいてコイル端信号の波形変化を検出する。【選択図】図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられる送電制御装置であって、
前記１次コイルのコイル端ノードで生成されるコイル端信号の波形変化を検出する波形検出回路と、
前記波形検出回路での検出結果に基づいて、前記受電装置側の負荷状態を検出する制御回路と、を含み、
前記波形検出回路は、
前記コイル端信号を減衰させた減衰信号を出力する演算増幅器を有し、前記減衰信号の波形変化に基づいて前記コイル端信号の波形変化を検出することを特徴とする送電制御装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記演算増幅器は、
前記コイル端ノードと、前記演算増幅器の入力ノードとの間に設けられる第１の抵抗と、前記演算増幅器の出力ノードと前記入力ノードとの間に設けられる第２の抵抗との抵抗比に応じた減衰率で、前記コイル端信号を減衰させることを特徴とする送電制御装置。
【請求項３】
請求項２において、
前記送電装置は、
前記コイル端ノードと前記入力ノードとの間に設けられた波形モニタ回路を含み、
前記第１の抵抗および前記第２の抵抗は、前記波形モニタ回路に設けられることを特徴とする送電制御装置。
【請求項４】
請求項２において、
前記送電装置は、
前記コイル端ノードと前記入力ノードとの間に設けられた波形モニタ回路を含み、
前記第１の抵抗は、前記波形モニタ回路に設けられ、
前記第２の抵抗は、前記波形検出回路に設けられることを特徴とする送電制御装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれかにおいて、
前記演算増幅器は、
その反転入力端子が前記コイル端ノードに接続され、その非反転入力端子が基準電圧に設定されることを特徴とする送電制御装置。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれかにおいて、
前記波形検出回路は、
前記減衰信号が低電位電源側から変化して比較基準電圧を上回るタイミング、又は前記減衰信号が高電位電源側から変化して前記比較基準電圧を下回るタイミングの何れか一方を第１のタイミングとした場合に、前記１次コイルの駆動周波数を規定する駆動クロックのエッジタイミングと前記第１のタイミングとの間の期間であるパルス幅期間を計測して、パルス幅情報を検出し、
前記制御回路は、
前記パルス幅情報に基づいて、受電側の負荷状態を検出することを特徴とする送電制御装置。
【請求項７】
請求項１乃至５のいずれかにおいて、
前記１次コイルの駆動周波数を規定する駆動クロックを生成して出力する駆動クロック生成回路と、
前記駆動クロックに基づいてドライバ制御信号を生成し、前記１次コイルを駆動する送電ドライバに対して出力するドライバ制御回路と、
をさらに含み、
前記波形検出回路は、
前記コイル端信号の前記減衰信号に基づいてパルス信号を出力する波形整形回路と、
前記パルス信号のパルス幅期間を検出して、パルス幅情報を出力するパルス幅検出回路と、を含み、
前記波形整形回路は、
前記演算増幅器と、
前記減衰信号の電圧レベルと比較基準電圧とを比較するコンパレータと、
前記コンパレータの出力信号と前記駆動クロックとに基づいて前記パルス信号を生成するパルス信号生成回路と、
を含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項８】
請求項７において、
前記演算増幅器の非反転入力端子に対して前記基準電圧を供給し、前記コンパレータに対して前記比較基準電圧を供給する基準電圧生成回路をさらに含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項９】
請求項７又は８において、
前記パルス幅検出回路は、
前記パルス信号の前記パルス幅期間においてカウント値のインクリメント又はデクリメントを行い、得られたカウント値に基づいて前記パルス幅期間の長さを計測するカウンタを含むことを特徴とする送電制御装置。
【請求項１０】
請求項７乃至９のいずれかにおいて、
前記制御回路は、
前記パルス幅検出回路からの前記パルス幅情報に基づいて、異物検出、データ検出、及び取り去り検出の少なくとも１つを行うことを特徴とする送電制御装置。
【請求項１１】
受電装置の２次コイルに１次コイルを電磁的に結合させて、前記受電装置に電力を伝送する無接点電力伝送システムの送電装置であって、
請求項１乃至１０のいずれかの送電制御装置と、
前記１次コイルのコイル端ノードと前記送電制御装置の入力ノードとの間に設けられる波形モニタ回路と、
を含むことを特徴とする送電装置。
【請求項１２】
請求項１１において、
前記波形モニタ回路は、
前記１次コイルのコイル端信号が生成されるコイル端ノードと、前記波形検出回路の入力ノードとの間に設けられる第１の抵抗と、
前記入力ノードと基準電圧ノードとの間に設けられ、前記入力ノードから前記基準電圧ノードへと向かう方向を順方向とする第１のダイオードと、
前記入力ノードと前記基準電圧ノードとの間に設けられ、前記基準電圧ノードから前記入力ノードへと向かう方向を順方向とする第２のダイオードを含むことを特徴とする送電装置。
【請求項１３】
請求項１１において、
前記波形モニタ回路は、
前記１次コイルのコイル端信号が生成されるコイル端ノードと、前記波形検出回路の入力ノードとの間に設けられる第１の抵抗と、
前記波形検出回路の入力ノードと基準電圧ノードとの間に設けられ、前記基準電圧ノードから前記入力ノードへと向かう方向を順方向とするツェナーダイオードを含むことを特徴とする送電装置。
【請求項１４】
請求項１２又は１３において、
前記波形モニタ回路は、
前記コイル端ノードと前記第１の抵抗との間に設けられたキャパシタを含むことを特徴とする送電装置。
【請求項１５】
請求項１１乃至１４のいずれかに記載の送電装置を含むことを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送電制御装置、送電装置、及び電子機器等に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、電磁誘導を利用し、金属部分の接点がなくても電力伝送を可能にする無接点電力伝送（非接触電力伝送）が脚光を浴びている。この無接点電力伝送の適用例として、携帯電話機や家庭用機器（例えば電話機の子機）の充電などが提案されている。
【０００３】
無接点電力伝送の従来技術として特許文献１がある。この特許文献１では、受電装置（２次側）から送電装置（１次側）へのデータ送信を、いわゆる負荷変調により実現している。そして送電装置は、１次コイルの誘起電圧をコンパレータ等により検出することで、異物の挿入やデータ送信に伴う受電側（２次側）の負荷状態の変化を検出する。
【特許文献１】特開２００６−６０９０９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、この特許文献１の従来技術では、抵抗による電圧分割により、送電制御装置に入力される誘起電圧信号を生成していた。このため、高電力を送電装置から受電装置に伝送する際に、電圧分割に使用される抵抗や、寄生容量等が原因で、誘起電圧信号の波形品質が劣化してしまうという課題があった。
【０００５】
本発明に係る幾つかの態様によれば、高精度な波形検出を実現できる送電制御装置、送電制御装置を含む送電装置、及び電子機器等を提供できる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられる送電制御装置であって、前記１次コイルのコイル端ノードで生成されるコイル端信号の波形変化を検出する波形検出回路と、前記波形検出回路での検出結果に基づいて、前記受電装置側の負荷状態を検出する制御回路と、を含み、前記波形検出回路は、前記コイル端信号を減衰させた減衰信号を出力する演算増幅器を有し、前記減衰信号の波形変化に基づいて前記コイル端信号の波形変化を検出する送電制御装置に関係する。
【０００７】
本発明によれば、波形検出回路にコイル端信号を減衰させる演算増幅器を設けることによって、当該コイル端信号を減衰させるので、その演算増幅器から出力される減衰信号の波形変化に基づいて、コイル端信号の波形変化を検出できるようになる。従って、抵抗による電圧分割等を行わなくても、演算増幅器により波形の振幅を減衰させて、波形変化を検出できるようになるため、高精度の波形検出を実現できる。
【０００８】
また本発明では、前記演算増幅器は、前記コイル端ノードと、前記演算増幅器の入力ノードとの間に設けられる第１の抵抗と、前記演算増幅器の出力ノードと前記入力ノードとの間に設けられる第２の抵抗との抵抗比に応じた減衰率で、前記コイル端信号を減衰させることとしてもよい。
【０００９】
このようにすれば、第１の抵抗と第２の抵抗との抵抗比を調整することによって、受電側の負荷状態を検出するのに好適な減衰信号を出力できるようになる。
【００１０】
また本発明では、前記送電装置は、前記コイル端ノードと前記入力ノードとの間に設けられた波形モニタ回路を含み、前記第１の抵抗および前記第２の抵抗は、前記波形モニタ回路に設けられることとしてもよい。
【００１１】
このようにすれば、第１の抵抗および第２の抵抗が送電制御装置の外付けとなるので、送電制御装置をコンパクト化し、かつ減衰信号の調整が容易に行えるようになる。
【００１２】
また本発明では、前記送電装置は、前記コイル端ノードと前記入力ノードとの間に設けられた波形モニタ回路を含み、前記第１の抵抗は、前記波形モニタ回路に設けられ、前記第２の抵抗は、前記波形検出回路に設けられることとしてもよい。
【００１３】
このようにすれば、波形モニタ回路内の第１の抵抗と、波形検出回路内の第２の抵抗との抵抗比を調整することにより、受電側の負荷状態を検出するのに好適な減衰信号を出力できるようになる。また第１の抵抗を、演算増幅器の出力端子の保護抵抗として兼用できるようになる。
【００１４】
また本発明では、前記演算増幅器は、その反転入力端子が前記コイル端ノードに接続され、その非反転入力端子が基準電圧に設定されることとしてもよい。
【００１５】
このようにすれば、基準電圧を中心にして、コイル端信号の減衰信号を演算増幅器から出力するようになるので、受電側の負荷状態検出が安定するようになる。
【００１６】
また本発明では、前記波形検出回路は、前記減衰信号が低電位電源側から変化して比較基準電圧を上回るタイミング、又は前記減衰信号が高電位電源側から変化して前記比較基準電圧を下回るタイミングの何れか一方を第１のタイミングとした場合に、前記１次コイルの駆動周波数を規定する駆動クロックのエッジタイミングと前記第１のタイミングとの間の期間であるパルス幅期間を計測して、パルス幅情報を検出し、前記制御回路は、前記パルス幅情報に基づいて、受電側の負荷状態を検出することとしてもよい。
【００１７】
このようにすれば、減衰信号のパルス幅情報の変化に基づいて、受電側の負荷状態が検出されるので、安定した負荷状態検出が可能になる。
【００１８】
また本発明では、前記１次コイルの駆動周波数を規定する駆動クロックを生成して出力する駆動クロック生成回路と、前記駆動クロックに基づいてドライバ制御信号を生成し、前記１次コイルを駆動する送電ドライバに対して出力するドライバ制御回路と、をさらに含み、前記波形検出回路は、前記コイル端信号の前記減衰信号に基づいてパルス信号を出力する波形整形回路と、前記パルス信号のパルス幅期間を検出して、パルス幅情報を出力するパルス幅検出回路と、を含み、前記波形整形回路は、前記演算増幅器と、前記減衰信号の電圧レベルと比較基準電圧とを比較するコンパレータと、前記コンパレータの出力信号と前記駆動クロックとに基づいて前記パルス信号を生成するパルス信号生成回路と、を含むこととしてもよい。
【００１９】
このようにすれば、減衰信号のパルス幅情報の変化に基づいて、受電側の負荷状態が検出されるので、安定した受電側の負荷状態検出が可能になる。
【００２０】
また本発明は、前記演算増幅器の非反転入力端子に対して前記基準電圧を供給し、前記コンパレータに対して前記比較基準電圧を供給する基準電圧生成回路をさらに含むこととしてもよい。
【００２１】
このようにすれば、基準電圧生成回路から供給される基準電圧を中心とした減衰信号を演算増幅器から出力し、この減衰信号の電圧レベルと比較基準電圧を比較して、パルス信号を生成できるようになる。そして、１つの基準電圧生成回路により、基準電圧と比較基準電圧を生成するので、温度や電源電圧等が変化しても、基準電圧と比較電圧の差分については、その変動を最小限に抑えることができる。これにより、受電側の負荷状態の検出精度を向上できる。
【００２２】
また本発明では、前記パルス幅検出回路は、前記パルス信号の前記パルス幅期間においてカウント値のインクリメント又はデクリメントを行い、得られたカウント値に基づいて前記パルス幅期間の長さを計測するカウンタを含むこととしてもよい。
【００２３】
このようにすれば、パルス幅期間を、カウンタを用いてデジタル処理により正確に計測できるようになる。
【００２４】
また本発明では、前記制御回路は、前記パルス幅検出回路からの前記パルス幅情報に基づいて、異物検出、データ検出、及び取り去り検出の少なくとも１つを行うこととしてもよい。
【００２５】
このようにすれば、パルス幅検出回路から出力されるパルス幅情報に基づいて、受電側の負荷状態の変化の検出から異物検出、データ検出、及び取り去り検出の判定を実現できる。
【００２６】
また本発明は、受電装置の２次コイルに１次コイルを電磁的に結合させて、前記受電装置に電力を伝送する無接点電力伝送システムの送電装置であって、上記のいずれかの送電制御装置と、前記１次コイルのコイル端ノードと前記送電制御装置の入力ノードとの間に設けられる波形モニタ回路と、を含む送電装置に関係する。
【００２７】
本発明によれば、コイル端信号をモニタする波形モニタ回路から送電制御装置に入力した信号を減衰させてから、その減衰信号の波形変化に基づいて、受電側の負荷状態を検出するので、安定した信号成分に基づいて、受電側の負荷状態の検出の精度が向上する。
【００２８】
また本発明では、前記波形モニタ回路は、前記１次コイルのコイル端信号が生成されるコイル端ノードと、前記波形検出回路の入力ノードとの間に設けられる第１の抵抗と、前記入力ノードと基準電圧ノードとの間に設けられ、前記入力ノードから前記基準電圧ノードへと向かう方向を順方向とする第１のダイオードと、前記入力ノードと前記基準電圧ノードとの間に設けられ、前記基準電圧ノードから前記入力ノードへと向かう方向を順方向とする第２のダイオードを含むこととしてもよい。
【００２９】
このようにすれば、演算増幅器が追従できないような大振幅の信号が入力された場合等にも、第１、第２のダイオードによって、入力ノードの電圧を基準電圧から所定の範囲内に収まるようにクランプされるので、送電制御装置の入力ノードの端子を保護することが可能になる。
【００３０】
また本発明では、前記波形モニタ回路は、前記１次コイルのコイル端信号が生成されるコイル端ノードと、前記波形検出回路の入力ノードとの間に設けられる第１の抵抗と、前記波形検出回路の入力ノードと基準電圧ノードとの間に設けられ、前記基準電圧ノードから前記入力ノードへと向かう方向を順方向とするツェナーダイオードを含むこととしてもよい。
【００３１】
このようにすれば、ツェナーダイオードにより、送電制御装置の入力ノードの端子を保護することが可能になる。
【００３２】
また本発明では、前記波形モニタ回路は、前記コイル端ノードと前記第１の抵抗との間に設けられたキャパシタを含むこととしてもよい。
【００３３】
このようにすれば、キャパシタによる容量カップリングによって、コイル端信号のＤＣオフセット成分を除去することができ、コイル端信号についてのオフセットフリーを実現できる。
【００３４】
また本発明は、上記のいずれかに記載の送電装置を含む電子機器に関係する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。
【００３６】
１．電子機器
図１（Ａ）に本実施形態の無接点電力伝送手法が適用される電子機器の例を示す。電子機器の１つである充電器５００（クレードル）は、送電装置１０を有する。また、電子機器の１つである携帯電話機５１０は、受電装置４０を有する。また、携帯電話機５１０は、ＬＣＤなどの表示部５１２、ボタン等で構成される操作部５１４、マイク５１６（音入力部）、スピーカ５１８（音出力部）、アンテナ５２０を有する。
【００３７】
充電器５００には、ＡＣアダプタ５０２を介して電力が供給され、この電力が無接点電力伝送により、送電装置１０から受電装置４０に送電される。これにより、携帯電話機５１０のバッテリを充電したり、携帯電話機５１０内のデバイスを動作させることができる。
【００３８】
なお、本実施形態が適用される電子機器は、携帯電話機５１０に限定されない。例えば、腕時計、コードレス電話器、シェーバー、電動歯ブラシ、リストコンピュータ、ハンディターミナル、携帯情報端末、電動自転車、或いはＩＣカードなどの種々の電子機器に適用できる。
【００３９】
図１（Ｂ）に模式的に示すように、送電装置１０から受電装置４０への電力伝送は、送電装置１０側に設けられた１次コイルＬ１（送電コイル）と、受電装置４０側に設けられた２次コイルＬ２（受電コイル）を電磁的に結合させて電力伝送トランスを形成することで実現される。これにより非接触での電力伝送が可能になる。
【００４０】
２．送電装置、受電装置
図２に本実施形態の送電装置１０、送電制御装置２０、受電装置４０、受電制御装置５０の構成例を示す。図１（Ａ）の充電器５００などの送電側の電子機器は、図２の送電装置１０を含む。また、携帯電話機５１０などの受電側の電子機器は、受電装置４０と負荷９０（本負荷）を含むことができる。そして、図２の構成により、例えば平面コイルである１次コイルＬ１と２次コイルＬ２を電磁的に結合させて送電装置１０から受電装置４０に対して電力を伝送し、受電装置４０の電圧出力ノードＮＢ７から負荷９０に対して電力（電圧ＶＯＵＴ）を供給する無接点電力伝送（非接触電力伝送）システムが実現される。
【００４１】
送電装置１０（送電モジュール、１次モジュール）は、１次コイルＬ１、送電部１２、波形モニタ回路１４、表示部１６、送電制御装置２０を含むことができる。なお、送電装置１０や送電制御装置２０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部（例えば表示部、波形モニタ回路）を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。
【００４２】
送電部１２は、電力伝送時には所定周波数の交流電圧を生成し、データ転送時にはデータに応じて周波数が異なる交流電圧を生成して、１次コイルＬ１に供給する。具体的には、図３（Ａ）に示すように、例えば、データ「１」を受電装置４０に対して送信する場合には、周波数ｆ１の交流電圧を生成し、データ「０」を送信する場合には、周波数ｆ２の交流電圧を生成する。この送電部１２は、１次コイルＬ１の一端を駆動する第１の送電ドライバと、１次コイルＬ１の他端を駆動する第２の送電ドライバと、１次コイルＬ１と共に共振回路を構成する少なくとも１つのコンデンサを含むことができる。
【００４３】
そして、送電部１２が含む第１、第２の送電ドライバの各々は、例えば、パワーＭＯＳトランジスタにより構成されるインバータ回路（バッファ回路）であり、送電制御装置２０のドライバ制御回路２６により制御される。
【００４４】
１次コイルＬ１（送電側コイル）は、２次コイルＬ２（受電側コイル）と電磁結合して電力伝送用トランスを形成する。例えば、電力伝送が必要なときには、図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示すように、充電器５００の上に携帯電話機５１０を置き、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通るような状態にする。一方、電力伝送が不要なときには、充電器５００と携帯電話機５１０を物理的に離して、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通らないような状態にする。
【００４５】
波形モニタ回路１４は、１次コイルＬ１のコイル端ノードＮＡ２で生成されるコイル端信号ＣＳＧを波形検出回路３０に中継する。本実施形態では、波形モニタ回路１４は、当該コイル端信号ＣＳＧの電圧レベルを波形検出回路３０で検出可能な許容範囲内に調整する機能を有する。すなわち、波形モニタ回路１４は、コイル端信号ＣＳＧが送電制御装置２０のＩＣの最大定格電圧を超えてしまったり、負の電圧になったりした場合の保護回路としての機能を有する。この波形モニタ回路１４の詳細については後述する。
【００４６】
表示部１６は、無接点電力伝送システムの各種状態（電力伝送中、ＩＤ認証等）を、色や画像などを用いて表示するものであり、例えばＬＥＤやＬＣＤなどにより実現される。
【００４７】
送電制御装置２０は、送電装置１０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）などにより実現できる。この送電制御装置２０は、制御回路２２（送電側）、発振回路２４、駆動クロック生成回路２５、ドライバ制御回路２６、波形検出回路３０を含むことができる。なお、これらの構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの変形実施も可能である。
【００４８】
送電側の制御回路２２（制御部）は、送電装置１０や送電制御装置２０の制御を行うものであり、例えばゲートアレイやマイクロコンピュータなどにより実現できる。具体的には、制御回路２２は、電力伝送、負荷状態検出（データ検出、異物検出、取り去り検出等）、周波数変調などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。
【００４９】
発振回路２４は、例えば水晶発振回路により構成され、１次側のクロック信号ＣＬＫを生成する。駆動クロック生成回路２５は、駆動周波数を規定する駆動クロックを生成する。そして、ドライバ制御回路２６は、この駆動クロックや制御回路２２からの周波数設定信号などに基づいて、所望の周波数の制御信号を生成し、送電部１２の第１、第２の送電ドライバに出力して、第１、第２の送電ドライバを制御する。
【００５０】
波形検出回路３０は、１次コイルＬ１のコイル端信号ＣＳＧの減衰信号Ｓatの波形変化を検出する。例えば、受電側（２次側）の負荷状態（負荷電流）が変化すると、当該減衰信号Ｓatの波形が変化する。波形検出回路３０は、このような波形の変化を検出して、検出結果（検出結果情報）を制御回路２２に出力する。
【００５１】
具体的には、波形検出回路３０は、例えばコイル端信号ＣＳＧの減衰信号Ｓatを波形整形し、波形整形信号を生成する。例えば、減衰信号Ｓatが所与のしきい値電圧を超えた場合にアクティブ（例えばＨレベル）になる方形波（矩形波）の波形整形信号（パルス信号）を生成する。そして、波形検出回路３０は、波形整形信号と駆動クロックに基づいて、波形整形信号のパルス幅情報（パルス幅期間）を検出する。具体的には、波形整形信号と、駆動クロック生成回路２５からの駆動クロックを受け、波形整形信号のパルス幅情報を検出することで、減衰信号Ｓatのパルス幅情報を検出する。
【００５２】
制御回路２２は、波形検出回路３０での検出結果に基づいて、受電側（受電装置４０側）の負荷状態（負荷変動、負荷の高低）を検出する。具体的には、波形検出回路３０（パルス幅検出回路）で検出されたパルス幅情報に基づいて、受電側の負荷状態を検出し、例えばデータ（負荷）検出、異物（金属）検出、取り去り（着脱）検出などを行う。即ち、減衰信号Ｓatのパルス幅情報であるパルス幅期間は、受電側の負荷状態の変化に応じて変化する。制御回路２２は、このパルス幅期間（パルス幅期間の計測により得られたカウント値）に基づいて受電側の負荷変動を検知する。これにより、図３（Ｂ）のように受電装置４０の負荷変調部４６が負荷変調によりデータを送信した場合に、この送信データを検出することが可能になる。
【００５３】
受電装置４０（受電モジュール、２次モジュール）は、２次コイルＬ２、受電部４２、負荷変調部４６、給電制御部４８、受電制御装置５０を含むことができる。なお、受電装置４０や受電制御装置５０は、図２の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。
【００５４】
受電部４２は、２次コイルＬ２の交流の誘起電圧を直流電圧に変換する。この変換は、受電部４２が有する整流回路４３により行われる。この整流回路４３は、ダイオードＤＢ１〜ＤＢ４を含む。ダイオードＤＢ１は、２次コイルＬ２の一端のノードＮＢ１と直流電圧ＶＤＣの生成ノードＮＢ３との間に設けられ、ＤＢ２は、ノードＮＢ３と２次コイルＬ２の他端のノードＮＢ２との間に設けられ、ＤＢ３は、ノードＮＢ２とＶＳＳのノードＮＢ４との間に設けられ、ＤＢ４は、ノードＮＢ４とＮＢ１との間に設けられる。
【００５５】
受電部４２の抵抗ＲＢ１、ＲＢ２は、ノードＮＢ１とＮＢ４との間に設けられる。そして、ノードＮＢ１、ＮＢ４間の電圧を抵抗ＲＢ１、ＲＢ２により分圧することで得られた信号ＣＣＭＰＩが受電制御装置５０の周波数検出回路６０に入力される。
【００５６】
受電部４２のコンデンサＣＢ１及び抵抗ＲＢ４、ＲＢ５は、直流電圧ＶＤＣのノードＮＢ３とＶＳＳのノードＮＢ４との間に設けられる。そして、ノードＮＢ３、ＮＢ４間の電圧を抵抗ＲＢ４、ＲＢ５により分圧することで得られた信号ＡＤＩＮが、受電制御装置５０の位置検出回路５６に入力される。
【００５７】
負荷変調部４６は、負荷変調処理を行う。具体的には、受電装置４０から送電装置１０に所望のデータを送信する場合に、送信データに応じて負荷変調部４６（２次側）での負荷を可変に変化させて、図３（Ｂ）に示すように、１次コイルＬ１の誘起電圧の信号波形を変化させる。このために、負荷変調部４６は、ノードＮＢ３、ＮＢ４の間に直列に設けられた抵抗ＲＢ３、トランジスタＴＢ３（Ｎ型のＣＭＯＳトランジスタ）を含む。このトランジスタＴＢ３は、受電制御装置５０の制御回路５２からの信号Ｐ３Ｑによりオン・オフ制御される。そして、トランジスタＴＢ３をオン・オフ制御して負荷変調を行う際には、給電制御部４８のトランジスタＴＢ２はオフにされ、負荷９０が受電装置４０に電気的に接続されない状態になる。
【００５８】
例えば、図３（Ｂ）のように、データ「０」を送信するために２次側を低負荷（インピーダンス大）にする場合には、信号Ｐ３ＱがＬレベルになってトランジスタＴＢ３がオフになる。これにより負荷変調部４６の負荷は、ほぼ無限大（無負荷）になる。一方、データ「１」を送信するために、２次側を高負荷（インピーダンス小）にする場合には、信号Ｐ３ＱがＨレベルになってトランジスタＴＢ３がオンになる。これにより負荷変調部４６の負荷は、抵抗ＲＢ３（高負荷）になる。
【００５９】
給電制御部４８は、負荷９０への電力の給電を制御する。レギュレータ４９は、整流回路４３での変換で得られた直流電圧ＶＤＣの電圧レベルを調整して、電源電圧ＶＤ５（例えば５Ｖ）を生成する。受電制御装置５０は、例えば、この電源電圧ＶＤ５が供給されて動作する。
【００６０】
トランジスタＴＢ２（Ｐ型のＣＭＯＳトランジスタ）は、受電制御装置５０の制御回路５２からの信号Ｐ１Ｑにより制御される。具体的には、トランジスタＴＢ２は、ＩＤ認証が完了（確立）して通常の電力伝送を行う場合にはオンになり、負荷変調の場合等にはオフになる。
【００６１】
受電制御装置５０は、受電装置４０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）などにより実現できる。この受電制御装置５０は、２次コイルＬ２の誘起電圧から生成される電源電圧ＶＤ５により動作することができる。また、受電制御装置５０は、制御回路５２（受電側）、位置検出回路５６、発振回路５８、周波数検出回路６０、満充電検出回路６２を含むことができる。
【００６２】
制御回路５２（制御部）は、受電装置４０や受電制御装置５０の制御を行うものであり、例えば、ゲートアレイやマイクロコンピュータなどにより実現できる。具体的には、制御回路５２は、ＩＤ認証、位置検出、周波数検出、負荷変調、或いは満充電検出などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。
【００６３】
位置検出回路５６は、２次コイルＬ２の誘起電圧の波形に相当する信号ＡＤＩＮの波形を監視して、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の位置関係が適正であるかを判断する。具体的には、信号ＡＤＩＮをコンパレータで２値に変換、又はＡ／Ｄ変換でレベル判定して、位置関係が適正であるか否かを判断する。
【００６４】
発振回路５８は、例えばＣＲ発振回路により構成され、２次側のクロックを生成する。周波数検出回路６０は、信号ＣＣＭＰＩの周波数（ｆ１、ｆ２）を検出して、図３（Ａ）に示すように、送電装置１０からの送信データが「１」であるか「０」であるかを判断する。
【００６５】
満充電検出回路６２（充電検出回路）は、負荷９０のバッテリ９４（２次電池）が、満充電状態（充電状態）になったか否かを検出する回路である。
【００６６】
負荷９０は、バッテリ９４の充電制御等を行う充電制御装置９２を含むことができる。この充電制御装置９２（充電制御ＩＣ）は、集積回路装置などにより実現できる。なお、スマートバッテリのように、バッテリ９４自体に充電制御装置９２の機能を持たせてもよい。
【００６７】
次に、送電側と受電側の動作の概要について、図４のフローチャートを用いて説明する。送電側は、電源投入されてパワーオンすると（ステップＳ１）、位置検出用の一時的な電力伝送を行う（ステップＳ２）。この電力伝送により、受電側の電源電圧が立ち上がり、受電制御装置５０のリセットが解除される（ステップＳ１１）。すると、受電側は、信号Ｐ１ＱをＨレベルに設定する（ステップＳ１２）。これによりトランジスタＴＢ２がオフになり、負荷９０との間の電気的な接続が遮断される。
【００６８】
次に、受電側は、位置検出回路５６を用いて、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の位置関係が適正か否かを判断する（ステップＳ１３）。そして、位置関係が適正である場合には、受電側はＩＤの認証処理を開始し、認証フレームを送電側に送信する（ステップＳ１４）。具体的には、図３（Ｂ）で説明した負荷変調により認証フレームのデータを送信する。
【００６９】
送電側は、認証フレームを受信すると、ＩＤが一致するか否かなどの判断処理を行う（ステップＳ３）。そして、ＩＤ認証を許諾する場合には、許諾フレームを受電側に送信する（ステップＳ４）。具体的には、図３（Ａ）で説明した周波数変調によりデータを送信する。
【００７０】
受電側は、許諾フレームを受信し、その内容がＯＫである場合には、無接点電力伝送を開始するためのスタートフレームを送電側に送信する（ステップＳ１５、Ｓ１６）。一方、送電側は、スタートフレームを受信し、その内容がＯＫである場合には、通常の電力伝送を開始する（ステップＳ５、Ｓ６）。そして、受電側は、信号Ｐ１ＱをＬレベルに設定する（ステップＳ１７）。これによりトランジスタＴＢ２が共にオンになるため、負荷９０に対する電力伝送が可能になり、負荷への電力供給（ＶＯＵＴの出力）が開始する（ステップＳ１８）。
【００７１】
３．送電制御装置
図５に本実施形態の送電制御装置２０の一構成例を示す。なお、本実施形態の送電制御装置２０は、図５の構成に限定されず、その構成要素の一部（例えば、ラッチ回路、電圧検出回路、波形整形回路）を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。
【００７２】
図５において、１次コイルＬ１のインダクタンスや共振回路を構成するコンデンサの容量値がばらついたり、電源電圧が変動したり、１次コイルＬ１、２次コイルＬ２の距離や位置関係が変動すると、波形検出回路３０の入力ノードＮinのピーク電圧（振幅）も変動する。従って、当該入力ノードＮinのピーク電圧を検出する手法だけでは、負荷変動の正確な検出を実現できないおそれがある。そこで、本実施形態では、図５に示すような回路構成で、１次コイルＬ１のコイル端ノードＮＡ２で生成されるコイル端信号ＣＳＧの減衰信号Ｓatのパルス幅情報の検出を行うことで、負荷変動を検出している。
【００７３】
送電制御装置２０は、１次コイルＬ１を駆動する送電部１２の送電ドライバ（第１、第２の送電ドライバ）を制御する。また、送電制御装置２０は、波形モニタ回路１４を介して、１次コイルＬ１のコイル端ノードＮＡ２と接続されて、当該コイル端ノードＮＡ２で生成されるコイル端信号ＣＳＧの減衰信号Ｓatの波形変化を検出し、これにより受電側（２次側）の負荷状態を検出する。
【００７４】
図５に示すように、本実施形態の送電制御装置２０は、発振回路２４、駆動クロック生成回路２５、ドライバ制御回路２６、波形検出回路３０、及び制御回路２２を含む。
【００７５】
駆動クロック生成回路２５は、１次コイルＬ１の駆動周波数を規定する駆動クロックＤＲＣＫを生成する。具体的には、発振回路２４で生成された基準クロック信号ＣＬＫを分周して駆動クロックＤＲＣＫを生成する。１次コイルＬ１には、この駆動クロックＤＲＣＫの駆動周波数の交流電圧が供給されることになる。
【００７６】
ドライバ制御回路２６は、駆動クロックＤＲＣＫに基づいてドライバ制御信号を生成し、１次コイルＬ１を駆動する送電部１２の送電ドライバに出力する。この場合、送電ドライバを構成するインバータ回路に貫通電流が流れないように、インバータ回路のＰ型トランジスタのゲートに入力される信号とＮ型トランジスタのゲートに入力される信号が、互いにノンオーバラップの信号になるようにドライバ制御信号を生成する。
【００７７】
波形モニタ回路１４は、１次コイルＬ１のコイル端信号ＣＳＧが生成されるコイル端ノードＮＡ２と、波形検出回路３０の入力ノードＮinとの間に設けられ、当該コイル端ノードＮＡ２で生成されるコイル端信号ＣＳＧを波形検出回路３０に中継する。波形モニタ回路１４には、入力ノードＮinと基準電圧ノードＶref1との間に、入力ノードＮinから基準電圧ノードＶref1へと向かう方向を順方向とする第１のダイオードＤＡ１が設けられる。そして、入力ノードＮinと基準電圧ノードＶref1との間に、基準電圧ノードＶref1から入力ノードＮinへと向かう方向を順方向とする第２のダイオードＤＡ２が設けられる。
【００７８】
本実施形態では、後述するように、入力ノードＮinは、イマジナリーショートにより基準電圧Ｖrefに設定されるので、これら第１、第２のダイオードＤＡ１、ＤＡ２は、リミット動作や半波整流の機能でなく、第１の演算増幅器ＯＰ１が追従できないような大振幅の信号が入力された場合の保護回路として機能する。すなわち、波形モニタ回路１４は、第１、第２のダイオードＤＡ１、ＤＡ２が入力ノードＮinの電圧を基準電圧Ｖref1から所定の範囲内に収まるようにクランプすることによって、送電制御装置２０の波形検出回路３０の入力端子を保護する。また、本実施形態では、ＤＣオフセットをキャンセルするために、波形モニタ回路１４の入力段側にキャパシタＣＡが設けられている。
【００７９】
波形検出回路３０は、１次コイルＬ１のコイル端ノードＮＡ２で生成されるコイル端信号ＣＳＧの減衰信号Ｓatの波形変化を検出する。本実施形態では、波形検出回路３０は、コイル端信号ＣＳＧの減衰信号Ｓatに基づいてパルス信号ＷＦＱを出力する波形整形回路３２と、パルス信号ＷＦＱのパルス幅期間を検出して、パルス幅情報ＰＷＱを出力するパルス幅検出回路３３とを含む。
【００８０】
波形整形回路３２は、１次コイルＬ１のコイル端信号ＣＳＧの減衰信号Ｓatを波形整形し、波形整形信号ＷＦＱを出力する。具体的には、例えば、コイル端信号ＣＳＧの減衰信号Ｓatが所与のしきい値電圧を超えた場合にアクティブ（例えばＨレベル）になる方形波（矩形波）の波形整形信号ＷＦＱを出力する。
【００８１】
本実施形態では、波形整形回路３２は、入力段側に第１の演算増幅器ＯＰ１が設けられ、その後段に第２の演算増幅器ＯＰ２、コンパレータＣＯＭ、及び論理積回路ＡＮＤ（パルス信号生成回路）が設けられている。
【００８２】
第１の演算増幅器ＯＰ１は、波形整形回路３２の入力段側に設けられており、反転入力端子が波形モニタ回路１４を介してコイル端ノードＮＡ２に接続され、その非反転入力端子が第１の基準電圧Ｖref1に設定される。そして、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力ノードＮＡ１２が当該第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子の入力ノードＮinに帰還される。このため、第１の演算増幅器ＯＰ１のイマジナリーショート機能により、入力ノードＮinが第１の基準電圧Ｖref1に設定される。これによって、１次コイルＬ１のコイル端信号ＣＳＧの電圧レベルが減衰されて、第１の演算増幅器ＯＰ１から減衰信号Ｓatとして出力される。
【００８３】
また、本実施形態では、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力ノードＮＡ１２と、入力ノードＮinとの間には、第２の抵抗ＲＡ２が設けられている。そして、コイル端ノードＮＡ２と、第１の演算増幅器ＯＰ１の入力ノードＮinとの間に第１の抵抗ＲＡ１が設けられている。本実施形態では、以下の式（１）に示すように、第１の抵抗ＲＡ１と第２の抵抗ＲＡ２との抵抗比によって設定される減衰率でコイル端信号ＣＳＧを減衰させる。すなわち、第１の抵抗ＲＡ１と第２の抵抗ＲＡ２との抵抗比を調整することによって、受電側の負荷状態を検出するのに好適な減衰信号Ｓatが出力されるようになる。
Ｓat＝−（ＲＡ２／ＲＡ１）ＣＳＧ・・・（１）
【００８４】
本実施形態では、第１の抵抗ＲＡ１と第２の抵抗ＲＡ２は、コイル端ノードＮＡ２と入力ノードＮinとの間に設けられた波形モニタ回路１４に設けられる。すなわち、第１の抵抗ＲＡ１と第２の抵抗ＲＡ２が送電制御装置２０の外付けとなっている。このため、送電制御装置２０のコンパクト化が実現され、かつ減衰信号Ｓatの調整が容易に行えるようになる。なお、第１の抵抗ＲＡ１が波形モニタ回路１４に設けられ、第２の抵抗ＲＡ２が波形検出回路３０に設けられる構成として、第１の抵抗ＲＡ１を第１の演算増幅器ＯＰ１の出力端子の保護抵抗として兼用できるようにしてもよい。
【００８５】
第２の演算増幅器ＯＰ２は、第１の演算増幅器ＯＰ１の後段に設けられ、第１の演算増幅器ＯＰ１から出力される減衰信号Ｓatが当該第２の演算増幅器ＯＰ２の非反転入力端子に入力される。そして、第２の演算増幅器ＯＰ２の出力ノードＮＡ１３は、第２の演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子に帰還されており、第２の演算増幅器ＯＰ２のイマジナリーショート機能により、減衰信号Ｓatがさらに減衰されて出力される。
【００８６】
コンパレータＣＯＭは、第２の演算増幅器ＯＰ２の後段に設けられ、第２の演算増幅器ＯＰ２で減衰された減衰信号Ｓatの電圧レベルと比較基準電圧Ｖref2とを比較して、その比較結果ＣＰＱを出力する。本実施形態では、減衰信号Ｓatの電圧レベルが比較基準電圧Ｖref2以上の場合に、アクティブの電圧レベル（例えばＨレベル）となる出力信号ＣＰＱが出力される。
【００８７】
論理積回路ＡＮＤ（パルス信号生成回路）は、コンパレータＣＯＭの出力信号ＣＰＱと駆動クロックＤＲＣＫとの論理積を演算して、波形整形信号としてパルス信号ＷＦＱを生成する。すなわち、コンパレータＣＯＭの出力信号ＣＰＱの電圧レベルがアクティブの電圧レベル（例えばＨレベル）であり、かつ駆動クロックＤＲＣＫがアクティブの電圧レベル（例えばＨレベル）の場合に、アクティブの電圧レベル（例えばＨレベル）となるパルス信号ＷＦＱが出力される。このようにして、コイル端信号ＣＳＧの減衰信号Ｓatに基づいたパルス信号ＷＦＱが出力される。
【００８８】
パルス幅検出回路３３は、１次コイルＬ１のコイル端信号ＣＳＧの減衰信号Ｓatのパルス幅情報ＰＷＱを検出する機能を有する。具体的には、波形整形回路３２からパルス信号ＷＦＱ（波形整形信号）を受けて、例えば、当該パルス信号ＷＦＱがアクティブの電圧レベル（例えばＨレベル）である期間を、発振回路２４（図５参照）で生成される基準クロック信号ＣＬＫによってカウント処理して得たカウンタ値に基づいたパルス幅情報ＰＷＱを検出する。
【００８９】
制御回路２２は、パルス幅検出回路３３で検出されたパルス幅情報ＰＷＱに基づいて、２次側（受電装置４０側）の負荷変動（負荷の高低）を検出する。具体的には、制御回路２２は、パルス幅検出回路３３で検出されたパルス幅情報に基づいて、受電装置４０が負荷変調により送信したデータの検出を行う。或いは異物検出や取り去り検出（着脱検出）などの過負荷状態の検出を行ってもよい。
【００９０】
図６（Ａ）、図６（Ｂ）に、１次コイルＬ１のコイル端電圧波形の測定結果を示す。図６（Ａ）、図６（Ｂ）は、各々、受電側の負荷電流が１５０ｍＡ、３００ｍＡの場合の電圧波形である。コイル端電圧が所与の設定電圧ＶＲ以上になるパルス幅期間ＴＰＷは、負荷電流が大きくなるほど（高負荷になるほど）、短くなる。従って、このパルス幅期間ＴＰＷを計測することで、受電装置４０の負荷変調部４６の負荷の高低を判断することができ、受電側からの送信データが「０」なのか「１」なのかを判断できる。例えば、図３（Ｂ）のように低負荷時が「０」、高負荷時が「１」と規定されていたとする。この場合には、パルス幅期間ＴＰＷが所与の基準パルス幅期間よりも長ければ、低負荷であるため、「０」と判断でき、短ければ、高負荷であるため、「１」と判断できる。
【００９１】
図７に、駆動クロックＤＲＣＫ（ドライブ制御信号）とコイル端電圧波形の関係を模式的に示す。駆動クロックＤＲＣＫは、タイミングｔ２１でＨレベル（アクティブ）になり、タイミングｔ２２でＬレベル（非アクティブ）になる。一方、コイル端電圧は、駆動クロックＤＲＣＫがＨレベルになるタイミングｔ２１で急峻に立ち上がり、その後、立ち下がる。そして、図７に示すように受電側の負荷が低くなればなるほど、コイル端電圧の立ち下がりが緩やかになる。このため、コイル端電圧（誘起電圧信号）が所与の設定電圧以上になるパルス幅期間は、受電側の負荷が低くなればなるほど長くなる。従って、このパルス幅期間を計測することで、受電側の負荷が、低負荷、中負荷、高負荷、過負荷のいずれなのかを判断できる。
【００９２】
なお、パルス幅期間を計測するための設定電圧ＶＲ（例えば０Ｖ以上の電圧。Ｎ型トランジスタのしきい値電圧以上の電圧）としては、負荷変動の検出精度が最適になる電圧を適宜選択設定すればよい。
【００９３】
図８（Ａ）に無負荷時における１次側の等価回路を示し、図８（Ｂ）に有負荷時における等価回路を示す。図８（Ａ）に示すように、無負荷時においては、キャパシタンスＣと、１次側の漏れインダクタンスＬｌ１及び結合インダクタンスＭにより直列共振回路が形成される。従って、図８（Ｃ）のＢ１に示すように、無負荷時の共振特性はＱ値が高いシャープな特性になる。一方、有負荷の場合には、２次側の漏れインダクタンスＬｌ２及び２次側の負荷のレジスタンスＲＬが加わる。従って、図８（Ｂ）に示すように、有負荷の場合の共振周波数ｆｒ２、ｆｒ３は、無負荷の場合の共振周波数ｆｒ１に比べて大きくなる。また、レジスタンスＲＬの影響により、有負荷時の共振特性は、Ｑ値が低い緩やかな特性になる。更に低負荷（ＲＬ大）から高負荷（ＲＬ小）になるにつれて、共振周波数が高くなり、共振周波数がコイルの駆動周波数（ＤＲＣＫの周波数）に近づく。
【００９４】
このように共振周波数が駆動周波数に近づくと、図６（Ａ）、図６（Ｂ）に示すように、共振波形である正弦波の部分が徐々に見えてくる。即ち、図６（Ａ）のような低負荷時の電圧波形では、駆動波形である方形波の方が、共振波形である正弦波よりも支配的になっている。これに対して、図６（Ｂ）のような高負荷時の電圧波形では、共振波形である正弦波の方が駆動波形である方形波よりも支配的になる。この結果、コイル端電圧が設定電圧ＶＲ以上になるパルス幅期間ＴＰＷは、高負荷になるほど短くなる。従って、このパルス幅期間ＴＰＷを計測することで、簡素な構成で受電側の負荷の変動（高低）を判断できる。
【００９５】
例えば、受電側の負荷変動を負荷による位相特性で判断する手法も考えられる。ここで負荷による位相特性とは、電圧・電流位相差のことを指すが、この手法では、回路構成が複雑になり、高コスト化を招くという問題がある。
【００９６】
これに対して、本実施形態のパルス幅検出手法では、電圧波形を利用し、簡素な波形整形回路と計数回路（カウンタ）でデジタルデータとして処理できるため、回路構成が簡素化できるという利点がある。また、電圧波形を用いて負荷変動を検出する振幅検出手法との組み合わせの実現も容易であるという利点がある。
【００９７】
図９に本実施形態の送電制御装置２０の波形検出回路３０の詳細な構成例を示す。図９では、特に、ハルス幅検出回路３３の具体的な構成例を示す。
【００９８】
送電制御装置２０は、１次コイルＬ１のコイル端信号ＣＳＧの減衰信号Ｓatの波形変化を検出する波形検出回路３０を含む。そして、波形検出回路３０は、波形整形回路３２とパルス幅検出回路３３を含む。
【００９９】
波形整形回路３２は、１次コイルＬ１のコイル端信号ＣＳＧの減衰信号Ｓatを波形整形し、波形整形信号ＷＦＱを出力する。具体的には、例えば減衰信号Ｓatが所与のしきい値電圧を超えた場合にアクティブ（例えばＨレベル）になる方形波（矩形波）の波形整形信号ＷＦＱ（パルス信号）を出力する。
【０１００】
前述したように、本実施形態では、波形整形回路３２は、第１の演算増幅器ＯＰ１、第２の演算増幅器ＯＰ２、コンパレータＣＯＭ、及び論理積回路ＡＮＤが設けられている。このうち、第１の演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子には、基準電圧生成回路１９から基準電圧Ｖref1が供給され、コンパレータＣＯＭには、当該基準電圧Ｖref1と大きさが異なる比較基準電圧Ｖref2が基準電圧生成回路１９から供給される。
【０１０１】
このように、基準電圧生成回路１９から供給される基準電圧Ｖref1を中心とした減衰信号Ｓatを第１の演算増幅器ＯＰ１から出力し、この減衰信号Ｓatの電圧レベルと比較基準電圧Ｖref2を比較して得られた出力データＣＰＱに基づいて、パルス信号ＷＦＱを生成できるようになる。すなわち、１つの基準電圧生成回路１９により、基準電圧Ｖref1と比較基準電圧Ｖref2を生成するので、温度や電源電圧等が変化しても、基準電圧Ｖref1と比較基準電圧Ｖref2の差分については、その変動を最小限に抑えられる。このため、送電制御装置２０による受電側の負荷状態の検出精度を向上できる。
【０１０２】
パルス幅検出回路３３は、１次コイルＬ１のコイル端信号ＣＳＧの減衰信号Ｓatのパルス幅情報ＰＷＱを検出する機能を有する。具体的には、波形整形回路３２からパルス信号ＷＦＱ（波形整形信号）を受けて、例えば、当該パルス信号ＷＦＱがアクティブの電圧レベル（例えばＨレベル）である期間を、発振回路２４（図５参照）で生成される基準クロック信号ＣＬＫによって、カウント処理して得たカウンタ値に基づいたパルス幅情報ＰＷＱを検出する。本実施形態では、パルス幅検出回路３３は、図９に示すように、カウンタ１２２、カウンタ値保持回路１２４、及び出力回路１２６を含む。
【０１０３】
カウンタ１２２は、パルス幅期間においてカウント値のインクリメント（又はデクリメント）を行い、得られたカウント値ＣＮＴに基づいてパルス幅期間の長さを計測する。この場合、カウンタ１２２は、例えば発振回路２４（図５参照）で生成される基準クロック信号ＣＬＫに基づいてカウント値ＣＮＴのカウント処理を行う。すなわち、カウンタ１２２を用いたデジタル処理によって、パルス信号ＷＦＱのパルス幅期間を正確に計測できるようになる。
【０１０４】
カウント値保持回路１２４は、カウンタ１２２による計測結果であるカウント値ＣＮＴを保持するラッチ回路として機能する。そして、カウント値保持回路１２４で保持されたカウント値ＣＮＴのデータＬＴＱは、出力回路１２６に出力される。
【０１０５】
出力回路１２６（フィルタ回路、ノイズ除去回路）は、カウント値保持回路１２４に保持されたカウント値ＣＮＴのデータＬＴＱを受けて、パルス幅情報となるデータＰＷＱを出力する。この出力回路１２６は、例えば、カウント値保持回路１２４に今回保持されたカウント値と前回に保持されたカウント値を比較し、大きい方のカウント値を出力する比較回路１３０を含むことによって構成される。このように比較回路１３０を設けることによって、出力回路１２６からは、コンスタントに最大値のカウント値が保持されて出力されるようになる。このようにすれば、雑音等によるパルス幅期間の変動を抑えることが可能になり、安定したパルス幅検出を実現できる。また、振幅検出手法との組み合わせも容易化できる。
【０１０６】
次に、本実施形態の送電制御装置２０の波形整形回路３２の動作について、図面を使用しながら説明する。図１０（Ａ）、図１０（Ｂ）に、本実施形態の波形整形回路の動作を説明するための信号波形例を示す。なお、図１０（Ａ）において、ＣＳＧ１は有負荷時におけるコイル端信号の波形例、ＣＳＧ２は無負荷時におけるコイル端信号の波形例を示す。また、図１０（Ｂ）において、Ｓat１は有負荷時におけるコイル端信号の減衰信号の波形例、Ｓat２は無負荷時におけるコイル端信号の減衰信号の波形例を示す。
【０１０７】
１次コイルＬ１のコイル端信号ＣＳＧは、波形整形回路３２の入力段側に設置される第１の演算増幅器ＯＰ１のイマジナリーショート機能によって、電圧レベルが減衰した減衰信号Ｓatとして第１の演算増幅器ＯＰ１から出力される。すなわち、図１０（Ａ）に示す有負荷時のコイル端信号ＣＳＧ１、無負荷時のコイル端信号ＣＳＧ２の電圧レベルが基準電圧Ｖref1を中心にして減衰、波形縮小され、図１０（Ｂ）に示す有負荷時の減衰信号Ｓat１、無負荷時の減衰信号Ｓat２となる。
【０１０８】
従来のように、整流回路に含まれる抵抗による電圧分割では、コイル端信号ＣＳＧの減衰信号Ｓatの波形が歪んでしまうことが発生していたが、本実施形態のように演算増幅器ＯＰ１を用いたコイル端信号ＣＳＧの減衰では、図１０（Ｂ）に示すように、基準電圧Ｖref1を中心にした減衰信号Ｓatを第１の演算増幅器ＯＰ１から出力するようになる。このように本実施形態では、コイル端信号ＣＳＧを波形縮小しても、減衰信号Ｓatの波形が歪まない線形性が良好な減衰信号Ｓatが得られるので、受電側の負荷状態検出が安定するようになる。
【０１０９】
第１の演算増幅器ＯＰ１のイマジナリーショート機能によって、コイル端信号ＣＳＧを波形縮小させてから、コンパレータＣＯＭで減衰信号Ｓatの電圧レベルと比較基準電圧Ｖref2とを比較して、その比較結果ＣＰＱを出力する。前述したように、本実施形態では、減衰信号Ｓatの電圧レベルが比較基準電圧Ｖref2以上の場合に、アクティブの電圧レベル（Ｈレベル）となる出力信号ＣＰＱが出力されるので、図１０（Ｂ）に示すように、有負荷時の減衰信号Ｓat１はＣＰＱ１として、無負荷時の減衰信号Ｓat２はＣＰＱ２として出力される。なお、比較結果ＣＰＱのパルス波形が正確に再現されていれば、当該基準電圧Ｖref1を中心に対象の波形となるので、比較基準電圧Ｖref2が基準電圧Ｖref1付近に設定されれば、パルス検出の感度が向上する。
【０１１０】
次に、コンパレータＣＯＭから出力される比較結果ＣＰＱ１、ＣＰＱ２は、論理積回路ＡＮＤに供給され、当該論理積回路ＡＮＤにおいて、比較結果ＣＰＱ１、ＣＰＱ２と駆動クロックＤＲＣＫとの論理積が演算される。前述したように、本実施形態では、コンパレータＣＯＭの出力信号ＣＰＱの電圧レベルがアクティブの電圧レベル（Ｈレベル）、かつ駆動クロックＤＲＣＫがアクティブの電圧レベル（Ｈレベル）の場合に、アクティブの電圧レベル（Ｈレベル）となるパルス信号ＷＦＱが出力される。
【０１１１】
このため、有負荷時の比較結果ＣＰＱ１と駆動クロックＤＲＣＫとの論理積を演算すると、図１０（Ｂ）に示すように、ＣＰＱ１のＨレベルＡ１、Ｂ１とＤＲＣＫのＨレベルＣＫＡ、ＣＫＢとの演算結果がパルス信号ＷＦＱ１となる。一方、無負荷時の比較結果ＣＰＱ２と駆動クロックＤＲＣＫとの論理積を演算すると、図１０（Ｂ）に示すように、ＣＰＱ２のＨレベルＡ２、Ｂ２とＤＲＣＫのＨレベルＣＫＡ、ＣＫＢとの演算結果がパルス信号ＷＦＱ２となる。
【０１１２】
波形整形回路３２から出力されるパルス信号ＷＦＱは、後続のパルス幅検出回路３３に入力されると、カウンタ１２２でパルス幅期間におけるカウント値のインクリメント（又はデクリメント）が行われ、得られたカウント値ＣＮＴに基づいてパルス幅期間の長さを計測する。パルス幅を計測する際には、例えば、有負荷時のパルス幅をカウントする場合には、ＷＦＱ１がＨレベルの状態Ｔ２を直接カウントするか、ＷＦＱ１がＬレベルの状態Ｔ１をカウント処理して、ＤＲＣＫのパルス幅ＴからＴ１を減算して、Ｔ２を算出する。このように、本実施形態では、カウンタ１２２を用いたデジタル処理によって、パルス信号ＷＦＱのパルス幅期間を正確に計測できるようになる。
【０１１３】
カウンタ１２２でのカウンタ処理結果ＣＮＴは、その後カウント値保持回路１２４で保持されてから、当該カウント値ＣＮＴのデータＬＴＱが出力回路１２６に出力される。そして、出力回路１２６は、カウント値保持回路１２４に保持されたカウント値ＣＮＴのデータＬＴＱを受けて、パルス幅情報となるデータＰＷＱを制御回路２２に出力する。
【０１１４】
図１２に、本実施形態の送電装置による１次異物検出、２次異物検出について説明するためのフローチャートを示す。
【０１１５】
まず、１次側（送電装置側）が起動し（ステップＳ２１）、起動した１次側が、２次側を起動するための電力（位置検出用の電力）を送電し（ステップＳ２２）、通信待機状態に移行する（ステップＳ２３）。すると、２次側（受電装置側）が起動し（ステップＳ３１）、１次側に対して負荷変調により認証フレーム（同期ＩＤ）を送信する（ステップＳ３２）。
【０１１６】
１次側は、認証フレームを受信すると、ＩＤ認証を行う（ステップＳ２４）。そして、駆動周波数（ＤＲＣＫの周波数）を、通常送電用周波数Ｆ１とは異なる周波数である異物検出用周波数Ｆ２に設定する。具体的には、通常送電用周波数Ｆ１とコイル共振周波数Ｆ０の間の周波数である異物検出用周波数Ｆ２に設定する。
【０１１７】
そして、１次側は、このように異物検出用周波数Ｆ２に駆動周波数が設定された状態で、１次異物検出を行う（ステップＳ２６）。具体的には、波形検出回路３０が波形検出を行うことで、１次異物検出を行う。
【０１１８】
次に１次側は、駆動周波数を通常送電用周波数Ｆ１に設定して、通常送電を開始し（ステップＳ２７）、これにより２次側が電力を受電する（ステップＳ３３）。
【０１１９】
このように通常送電が開始した後、２次側は２次異物検出を行う（ステップＳ２８）。具体的には、第２の波形検出回路３２が波形検出を行うことで、２次異物検出を行う。この場合、２次異物検出は、通常送電が開始した後に定期的に行うことが望ましい。
【０１２０】
そして、２次側は、負荷の満充電が検知されると、通常送電終了の通知を行い（ステップＳ３４）、これにより１次側が通常送電を終了する（ステップＳ２９）。
【０１２１】
図１２では、通常送電開始前の例えば無負荷状態のときに、１次異物検出を行う。そしてこの１次異物検出は、コイル端信号ＣＳＧの減衰信号Ｓatの波形変化に基づいて、受電側の負荷状態を検出する方式で行う。従って、電源電圧変動等があった場合にも、安定した異物検出が可能になると共に、この１次異物検出において取得されたパルス幅のカウント数をリファレンス値として設定できるようになる。そして、この無負荷状態でのリファレンス値に基づいて、通常送電後の２次異物検出を行ったり、受電側から送信されたデータの「０」、「１」を検出できるようになり、効率的な負荷変動検出が可能になる。
【０１２２】
このように、本実施形態では、制御回路２２は、パルス幅検出回路３３からのパルス幅情報ＰＷＱに基づいて、異物検出、データ検出、及び取り去り検出の判定を実現できるようになる。
【０１２３】
以上説明したように、本実施形態では、波形検出回路３０にコイル端信号ＣＳＧを減衰させる第１の演算増幅器ＯＰ１を設けることによって、当該コイル端信号ＣＳＧを減衰させるので、その演算増幅器ＯＰ１から出力される減衰信号Ｓatの波形変化に基づいて、コイル端信号ＣＳＧの波形変化を検出できるようになる。その際に、基準電圧Ｖref1を中心にして、コイル端信号ＣＳＧの減衰信号Ｓatを第１の演算増幅器ＯＰ１から出力して、その減衰信号Ｓatのパルス幅情報の変化に基づいて、受電側の負荷状態が検出されるので、当該負荷状態の検出が安定するようになる。
【０１２４】
４．波形モニタ回路
４．１．第１の構成例
図１３に本実施形態の波形モニタ回路１４の第１の構成例を示す。波形モニタ回路１４は、１次コイルＬ１のコイル端信号ＣＳＧが生成されるコイル端ノードＮＡ２と、波形検出回路３０の入力ノードＮinとの間に設けられ、当該コイル端ノードＮＡ２で生成されるコイル端信号ＣＳＧを波形検出回路３０に中継する。
【０１２５】
波形モニタ回路１４には、入力ノードＮinと基準電圧ノードＶref1との間に、入力ノードＮinから基準電圧ノードＶref1へと向かう方向を順方向とする第１のダイオードＤＡ１が設けられる。そして、入力ノードＮinと基準電圧ノードＶref1との間に、当該基準電圧ノードＶref1から入力ノードＮinへと向かう方向を順方向とする第２のダイオードＤＡ２が設けられる。
【０１２６】
本実施形態では、前述したように、入力ノードＮinは、第１の演算回路ＯＰ１が行うイマジナリーショートにより基準電圧Ｖrefに設定されるので、これら第１、第２のダイオードＤＡ１、ＤＡ２は、いわゆる整流回路によるリミット動作や半波整流の機能を有しない。本実施形態の波形モニタ回路１４は、波形整形回路３２の第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子が追従できないような大振幅の信号が入力された場合に、第１、第２のダイオードＤＡ１、ＤＡ２が当該演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子の追従可能な許容範囲を超える信号成分をカットする保護回路として機能する。
【０１２７】
すなわち、第１のダイオードＤＡ１は、以下の式（２）に示すように、入力ノードＮinの電圧Ｖinを基準電圧Ｖref1から順方向電圧ＶＦの大きさの範囲を超えないようにクランプする。
Ｖin  ≦  Ｖref1  ＋  ＶＦ  ・・・（２）
【０１２８】
これに対して、第２のダイオードＤＡ２は、以下の式（３）に示すように、入力ノードＮinの電圧を基準電圧Ｖref1から順方向電圧ＶＦを減算した値以上の大きさとなるようにクランプする。
Ｖin  ≧  Ｖref1  −  ＶＦ  ・・・（３）
【０１２９】
このようにして、本実施形態の波形モニタ回路１４は、第１、第２のダイオードＤＡ１、ＤＡ２が入力ノードＮinの電圧を基準電圧Ｖref1から所定の範囲内に収まるようにクランプすることによって、送電制御装置２０の波形検出回路３０の入力端子となる演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子を保護する。また、波形モニタ回路１４は、１次コイルＬ１のコイル端ノードＮＡ２と、波形検出回路３０の入力ノードＮinとの間に設けられる電流制限抵抗となる第１の抵抗ＲＡ１を有する。このように、電流制限抵抗ＲＡ１を設けることで、コイル端ノードＮＡ２からの過大な電流が送電制御装置２０のＩＣ端子に流れ込む事態が防止される。
【０１３０】
さらに、第１の構成例では、波形モニタ回路１４の入力段側に、キャパシタＣＡが設けられている。具体的には、キャパシタＣＡは、コイル端ノードＮＡ２と、第１の抵抗ＲＡ１との間に設けられる。コイル端信号ＣＳＧは、その中心電圧が０Ｖにならず、ＤＣオフセットを有する場合がある。そして、このＤＣオフセットが変動すると、電圧信号Ｓinを波形整形することで得られるパルス信号のパルス幅等にバラツキが生じ、負荷状態の検出精度が低下する。そこで、このようなＤＣオフセットをキャンセルするために、第１の構成例では、波形モニタ回路１４の入力段側にキャパシタＣＡを設けた。
【０１３１】
このように、キャパシタＣＡを設けることによって、コイル端信号のＡＣ成分のみを抽出して、コイル端信号のＤＣオフセットが変動した場合にも、その悪影響が負荷状態の検出精度に及ぶのを防止できる。すなわち、キャパシタＣＡによる容量カップリングによって、コイル端信号ＣＳＧのＤＣオフセット成分を除去して、コイル端信号ＣＳＧについてのオフセットフリーを実現できる。
【０１３２】
また、コイル端信号の電圧レベルを、所望のしきい値電圧で検出し易い検出感度が高い電圧レベルにレベルシフトすることも可能になる。従って、コイル端ノードＮＡ２で生成されるコイル端信号ＣＳＧの減衰信号Ｓatを波形整形することで得られるパルス信号のパルス幅等の検出精度が向上し、高感度、高ダイナミックレンジで負荷状態の検出等を実現できる。
【０１３３】
４．２．第２の構成例
図１４に波形モニタ回路１４の第２の構成例を示す。第２の構成例では、図９のダイオードＤＡ１を設ける代わりに、ツェナーダイオードＤＺ１を設けている。すなわち、モニタノードＮＡ１１と基準電圧ノードＶref1との間に設けられ、基準電圧ノードＶref1から入力ノードＮinへと向かう方向を順方向とするツェナーダイオードを設けている。このため、ツェナーダイオードＤＺ１により、送電制御装置２０の入力ノードＮinの端子を保護することが可能になる。また、第１の構成例と同様に、ＤＣオフセットをキャンセルするために、波形モニタ回路１４の入力段側に、キャパシタＣＡが設けられている。
【０１３４】
４．３．比較例
図１５に本実施形態の波形モニタ回路１４の比較例を示す。図１５では、波形モニタ回路１４１が、第１の整流回路１７１の他に、第２の整流回路１８１を含む。また波形検出回路３０は第１、第２の波形検出回路３１、３４を含む。
【０１３５】
第１の波形検出回路３１は、１次コイルＬ１の第１の誘起電圧信号ＰＨＩＮ１の波形変化を検出する。第２の波形検出回路３４は、１次コイルＬ１の第２の誘起電圧信号ＰＨＩＮ２の波形変化を検出する。
【０１３６】
第２の整流回路１８１は、第２のモニタノードＮＡ２１を介して、第２の波形検出回路３２に対して波形モニタ用の第２の誘起電圧信号ＰＨＩＮ２を出力する。具体的には、整流回路１８１は、コイル端ノードＮＡ２とモニタノードＮＡ２１との間に設けられた電流制限抵抗である第２の抵抗ＲＡ２１と、モニタノードＮＡ２１とＧＮＤ（低電位電源）ノードとの間に設けられた第３の抵抗ＲＡ３１を含む。また、モニタノードＮＡ２１とＧＮＤノードとの間に設けられた第３のダイオードＤＡ３１を含む。そして抵抗ＲＡ２１、ＲＡ３１により、コイル端信号ＣＳＧの電圧が分割されて、誘起電圧信号ＰＨＩＮ２として第２の波形検出回路３２に入力されるようになる。またダイオードＤＡ３１により、コイル端信号ＣＳＧの半波整流が行われて、負の電圧が第２の波形検出回路３２に印加されないようになる。
【０１３７】
このように比較例では、第１、第２の波形検出回路３１、３４用の誘起電圧信号ＰＨＩＮ１、ＰＨＩＮ２を生成する回路として、整流回路１７１、１８１のように異なる構成の回路を用いている。このため、図１６のＥ１に示すように、第１の波形検出回路３１は、誘起電圧信号ＰＨＩＮ１（コイル端信号ＣＳＧ）の立ち上がり部分での位相変化に相当するパルス幅期間ＸＴＰＷ１を検出する。すなわち、誘起電圧信号ＰＨＩＮ１が０Ｖから変化してＥ２に示すように、しきい値電圧ＶＴ１を上回るタイミングと駆動クロックＤＲＣＫのエッジタイミングとの間の期間であるパルス幅期間ＸＴＰＷ１を計測する。このため、この場合には、０Ｖ付近を検出できればよいため、波形縮小は不要となり、図１６の整流回路１８１のような抵抗ＲＡ２１、ＲＡ３１による電圧分割は行わなくても済む。
【０１３８】
ここで、このように抵抗を用いた電圧分割による波形縮小を行わないと、信号ＰＨＩＮ１が送電制御装置２０の最大定格電圧を超えてしまうおそれがある。この点、整流回路１７１にはダイオードＤＡ１１が設けられており、このダイオードＤＡ１１が、Ｅ３に示すように信号ＰＨＩＮ１をＶＤＤの電圧にクランプするリミット動作を行うため、信号ＰＨＩＮ１が最大定格電圧を超えてしまう事態を防止できる。また、整流回路１７１には、ダイオードＤＡ２１が設けられており、このダイオードＤＡ２１が、Ｅ４に示すように半波整流を行うため、負の電圧が送電制御装置２０のＩＣ端子に印加されてしまう事態も防止できる。
【０１３９】
一方、第２の波形検出回路３２は、Ｇ１に示すように、誘起電圧信号ＰＨＩＮ２（コイル端信号ＣＳＧ）の立ち下がり部分での位相変化に相当するパルス幅期間ＸＴＰＷ２を検出する。すなわち、誘起電圧信号ＰＨＩＮ２がＶＤＤ側の電圧から変化してＧ２に示すように、しきい値電圧ＶＴ２を下回るタイミングと駆動クロックＤＲＣＫのエッジタイミングとの間の期間であるパルス幅期間ＸＴＰＷ２を計測する。従って、ＶＤＤを超えた電圧になってしまうコイル端信号ＣＳＧを波形縮小する必要があり、このために整流回路１８１では、抵抗ＲＡ２１、ＲＡ３１を用いた電圧分割を行っている。具体的には、コイル端信号ＣＳＧを電圧分割して、波形を縮小することで、しきい値電圧ＶＴ２として例えばＮ型トランジスタのしきい値電圧を使用できるようにしている。なお、整流回路１８１には、ダイオードＤＡ３１が設けられており、このダイオードＤＡ３１が、Ｇ３に示すように半波整流を行うため、負の電圧が送電制御装置２０のＩＣ端子に印加されてしまう事態も防止できる。
【０１４０】
なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語（低電位電源、高電位電源、電子機器等）と共に記載された用語（ＧＮＤ、ＶＤＤ、携帯電話機・充電器等）は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態及び変形例の全ての組み合わせも、本発明の範囲に含まれる。また送電制御装置、送電装置、受電制御装置、受電装置の構成・動作や、パルス幅検出手法も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１４１】
【図１】図１（Ａ）、図１（Ｂ）は無接点電力伝送の説明図。
【図２】本実施形態の送電装置、送電制御装置、受電装置、受電制御装置の構成例。
【図３】図３（Ａ）、図３（Ｂ）は周波数変調、負荷変調によるデータ転送の説明図。
【図４】送電側と受電側の動作の概要について説明するためのフローチャート。
【図５】本実施形態の送電制御装置の構成例。
【図６】図６（Ａ）、図６（Ｂ）は波形モニタ回路の動作を説明するための信号波形例。
【図７】波形モニタ回路の動作を説明するための信号波形例。
【図８】図８（Ａ）〜図８（Ｃ）は無負荷時、有負荷時の等価回路及び共振特性図。
【図９】本実施形態の送電制御装置の詳細な構成例。
【図１０】図１０（Ａ）、図１０（Ｂ）は波形整形回路の動作を説明するための信号波形例。
【図１１】パルス幅情報と受電側の負荷状態との関係の説明図。
【図１２】１次異物検出、２次異物検出について説明するためのフローチャート。
【図１３】本実施形態の波形モニタ回路の第１の構成例。
【図１４】本実施形態の波形モニタ回路の第２の構成例。
【図１５】波形モニタ回路の比較例。
【図１６】波形モニタ回路の比較例の動作を説明するための信号波形例。
【符号の説明】
【０１４２】
ＡＮＤ  パルス信号生成回路、ＣＡ  キャパシタ、ＣＯＭ  コンパレータ、
ＤＡ１、ＤＡ２  ダイオード、Ｌ１  １次コイル、Ｌ２  ２次コイル、
ＯＰ１  演算増幅器、ＲＡ１  第１の抵抗、ＲＡ２  第２の抵抗、
１０  送電装置、１２  送電部、１４  波形モニタ回路、１６  表示部、
１７、１８  整流回路、１９  基準電圧生成回路、２０  送電制御装置、
２２  制御回路（送電側）、２４  発振回路、２５  駆動クロック生成回路、
２６  ドライバ制御回路、３０  波形検出回路、３２  波形整形回路、
３３  パルス幅検出回路、４０  受電装置、４２  受電部、４３  整流回路、
４６  負荷変調部、４８  給電制御部、５０  受電制御装置、
５２  制御回路（受電側）、５６  位置検出回路、５８  発振回路、
６０  周波数検出回路、６２  満充電検出回路、９０  負荷、９２  充電制御装置、
９４  バッテリ、１２２  カウンタ、１２４  カウント値保持回路、１２６  出力回路、１３０  比較回路
【図１】
2009273196.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
2009273196.tif 000014
【図１３】
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【図１４】
2009273196.tif 000016
【図１５】
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【図１６】
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