(57)【要約】【課題】光ＤＱＰＳＫ受信機の回路規模の小型化を図る。【解決手段】遅延干渉計１ａ、１ｂは、それぞれ移相要素を備える。光検出器２ａ、２ｂは、それぞれ、遅延干渉計１ａ、１ｂから出力される光信号を検出する。データ再生回路５ａ、５ｂは、それぞれ、光検出器２ａ、２ｂにより検出された信号からデータを再生する。共通調整部１１は、光検出器２ａの出力信号およびデータ再生回路５ｂの出力信号に基づいて、両遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素を調整する。個別調整部１２は、光検出器２ａの出力信号および光検出器２ｂの出力信号に基づいて、遅延干渉計１ｂの移相要素を調整する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の移相要素を備える第１の遅延干渉計、前記第１の遅延干渉計の出力光を検出する第１の光検出器、および前記第１の光検出器の出力信号からデータを再生する第１の再生回路を備えた第１のブランチ回路と、
第２の移相要素を備える第２の遅延干渉計、前記第２の遅延干渉計の出力光を検出する第２の光検出器、および前記第２の光検出器の出力信号からデータを再生する第２の再生回路を備えた第２のブランチ回路と、
前記第１の移相要素および第２の移相要素を調整する共通調整手段と、
前記第２の移相要素を調整する個別調整手段と、
前記第１の光検出器から出力される第１の信号および前記第２の再生回路から出力される第２の信号に基づいて前記共通調整手段を制御すると共に、前記第１の信号および前記第２の光検出器から出力される第３の信号に基づいて前記個別調整手段を制御する制御手段、
を有することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
【請求項２】
請求項１に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記共通調整手段は、前記制御手段による制御に従って、前記第１および第２の移相要素の位相を、同時に同方向にほぼ同量だけ変化させる
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
【請求項３】
請求項１に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記制御手段は、前記第１の移相要素の位相がπ／４＋ｎπ／２（ｎは、整数）となるように、前記共通調整手段を制御する
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
【請求項４】
請求項３に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記制御手段は、前記第１の移相要素の位相と第２の移相要素の位相との差がπ／２とするように、前記個別調整手段を制御する
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
【請求項５】
請求項１に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記制御手段により第１の動作モードが指定されたときに、前記第１〜第３の信号の中から前記第１および第２の信号を選択し、前記制御手段により第２の動作モードが指定されたときに、前記第１〜第３の信号の中から前記第１および第３の信号を選択するセレクタと、
前記セレクタにより選択された２つの信号を掛け合わせるミキサと、
前記ミキサの出力信号を平均化する平均化回路、をさらに備え、
前記制御手段は、前記第１の動作モードにおいては、前記平均化回路の出力信号に基づいて前記共通調整手段を制御し、前記第２の動作モードにおいては、前記平均化回路の出力信号に基づいて前記個別調整手段を制御する
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
【請求項６】
請求項５に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記第１および第２の遅延干渉計の平均光入力パワーをモニタするモニタ回路と、
前記セレクタにより前記第１の信号が選択されるときには前記平均化回路の出力信号を前記第１の遅延干渉計の平均光入力パワーで除算し、前記セレクタにより前記第３の信号が選択されるときには前記平均化回路の出力信号を前記第２の遅延干渉計の平均光入力パワーで除算する除算回路、をさらに備える
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
【請求項７】
請求項１に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記セレクタは、前記制御手段により第３の動作モードが指定されたときには、前記第２および第３の信号を選択し、
前記制御手段は、前記第３の動作モードにおいては、前記平均化回路の出力信号を予め決められた閾値と比較することにより、異常状態を検出する
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
【請求項８】
第１の移相要素を備える第１の遅延干渉計、前記第１の遅延干渉計の出力光を検出する第１の光検出器、および前記第１の光検出器の出力信号からデータを再生する第１の再生回路を備えた第１のブランチ回路と、
第２の移相要素を備える第２の遅延干渉計、前記第２の遅延干渉計の出力光を検出する第２の光検出器、および前記第２の光検出器の出力信号からデータを再生する第２の再生回路を備えた第２のブランチ回路と、
前記第１および第２の再生回路により再生されるデータを分離する分離回路と、
前記第１の移相要素および第２の移相要素を調整する共通調整手段と、
前記第２の移相要素を調整する個別調整手段と、
前記第１の光検出器から出力される第１の信号および前記第２の再生回路の出力信号を前記分離回路で分離することにより得られる第２の信号に基づいて前記共通調整手段を制御すると共に、前記第１の信号および前記第２の光検出器から出力される第３の信号に基づいて前記個別調整手段を制御する制御手段、
を有することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
【請求項９】
請求項８に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記第２の再生回路の出力信号を前記分離回路で分離することにより得られる複数の第２の信号を順番に選択するセレクタと、
前記第１の信号と前記セレクタにより順番に選択される各第２の信号とを掛け合わせるミキサ、をさらに備え、
前記制御手段は、前記ミキサにより得られる複数の乗算結果に基づいて、前記共通調整手段を制御する
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
【請求項１０】
第１の移相要素を備える第１の遅延干渉計、前記第１の遅延干渉計の出力光を検出する第１の光検出器、および前記第１の光検出器の出力信号からデータを再生する第１の再生回路を備えた第１のブランチ回路、並びに、第２の移相要素を備える第２の遅延干渉計、前記第２の遅延干渉計の出力光を検出する第２の光検出器、および前記第２の光検出器の出力信号からデータを再生する第２の再生回路を備えた第２のブランチ回路、を備える光ＤＱＰＳＫ受信機において使用される位相モニタ装置であって、
前記第１の光検出器から出力される第１の信号および前記第２の再生回路から出力される第２の信号に基づいて前記第１の移相要素の位相誤差をモニタすると共に、前記第１の信号および前記第２の光検出器から出力される第３の信号に基づいて前記第２の移相要素の位相誤差をモニタするモニタ手段、
を備える位相モニタ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）信号を復調する光ＤＱＰＳＫ受信機、および光ＤＱＰＳＫ受信機において使用される光位相モニタ装置に係わる。
【背景技術】
【０００２】
光通信システムにおいて、その伝送容量が急速に増加しているが、主流となっている変調技術は、ＮＲＺ（NonReturn-to-Zero）またはＲＺ（Return-to-Zero）フォーマットにおける２値振幅シフトキーイング（ＯＯＫ：On-Off Keyとも言う）のままである。
【０００３】
近年では、光通信において、デュオバイナリ方式、ＣＳＲＺ（Carrier-Suppressed Return-to-Zero）、ＤＰＳＫ（Differential Phase Shift Keying）などの変調／復調技術が利用されてきている。
【０００４】
ＤＰＳＫでは、情報は互いに隣接する２つのシンボル間の位相変化により搬送される。２値ＤＰＳＫ（即ち、ＤＢＰＳＫ）では、シンボル間の位相変化は「０」または「π」に限定される。４つの位相変化（０，π／２，π，３π／２）を使用する方式は、ＤＱＰＳＫと呼ばれる。従来のＯＯＫと比較すると、ＤＰＳＫは、光Ｓ／Ｎ比（ＯＳＮＲ：Optical Signal-to-Noise Ratio）が３dB程度改善し、また、非線形効果に対する耐力が向上する。
【０００５】
光ＤＱＰＳＫは、４値シンボルを送信するので（すなわち、１シンボルで２ビットのデータを送信するので）、スペクトル効率が２倍になる。これにより、電気テバイスの動作速度に対する要求、光分散の調整、偏波モード分散が緩和される。すなわち、光ＤＱＰＳＫは、次世代の光通信システムの有力候補である。
【０００６】
典型的な光ＤＱＰＳＫ受信機は、ＩブランチおよびＱブランチに対応する１組のマッハツェンダ干渉計を備える。各マッハツェンダ干渉計は、伝送システムにおけるシンボル時間に相当する光遅延要素τを備えている。また、一方の干渉計（例えば、Ｉブランチ）のブランチ間の光位相差は「π／４」に設定され、他方の干渉計（例えば、Ｑブランチ）のそれは「−π／４」に設定される。各干渉計の１組の出力端子は、送信データを再生するためのバランスド光検出器に接続されている。なお、光ＤＱＰＳＫ送信機／受信機の構成および動作については、例えば、特許文献１に記載されている。
【０００７】
図１１は、光ＤＱＰＳＫ伝送システムの構成例を示す図である。図１１に示す光送信機２００は、ＤＱＰＳＫプリコーダ２１０、光源２２０、位相変調器２３０Ａ、２３０Ｂ、および強度変調器２４０を備える。ＤＱＰＳＫプリコーダ２１０は、送信データから１組のデータ（data1, data2）を生成する。光源２２０は、所定の波長を持ったＣＷ光を生成する。このＣＷ光は、位相変調器２３０Ａ、２３０Ｂに入力される。位相変調器２３０Ａ、２３０Ｂに入力される１組のＣＷ光は、互いにπ／２だけ位相がシフトするように制御される。
【０００８】
位相変調器２３０Ａは、データdata１に基づいて、光源２１０により生成されるＣＷ光の光位相を「０」又は「π」に変調する。位相変調器２３０Ｂは、データdata２に基づいて、上記ＣＷ光の光位相を「π／２」又は「３π／２」に変調する。位相変調器２３０Ａ、２３０Ｂの出力信号を合波することにより、光ＤＱＰＳＫ信号が得られる。この光ＤＱ
ＰＳＫ信号は、強度変調器２４０においてＲＺ強度変調が行われた後、光伝送路４０１に送出される。光伝送路４０１は、ＷＤＭ（Wavelength Division Multiplexing）回線である。
【０００９】
光伝送路４０１上には、この実施例では、光ＷＤＭ回路４０２、光増幅器（AMP）、およびＷＤＭ光を波長毎に分離する分離回路４０３を有する。さらに、この実施例では、光受信機３００の前段に残留分散補償器４０４が設けられている。なお、一般に、光増幅器においては光Ｓ／Ｎ比が劣化し、また、光ファイバ長距離伝送においては波長分散が発生する。
【００１０】
光受信機３００は、遅延干渉計（Delay Interferometer）３１０Ａ、３１０Ｂ、バランスド光検出器（TWIN-PD）３２０Ａ、３２０Ｂ、識別回路３３０Ａ、３３０Ｂ、デコーダ３４０、制御回路３５０を備える。そして、光ＤＱＰＳＫ信号は、分岐されて遅延干渉計３１０Ａ、３１０Ｂに与えられる。
【００１１】
遅延干渉計３１０Ａは、光ＤＱＰＳＫ信号を１シンボル時間だけ遅延させた信号と、光ＤＱＰＳＫ信号の位相をπ／４だけシフトさせた信号との干渉信号を出力する。一方、遅延干渉計３１０Ｂは、光ＤＱＰＳＫ信号を１シンボル時間だけ遅延させた信号と、光ＤＱＰＳＫ信号の位相を−π／４だけシフトさせた信号との干渉信号を出力する。バランスド光検出器３２０Ａ、３２０Ｂは、それぞれ、遅延干渉計３１０Ａ、３１０Ｂの出力光信号を電気信号に変換する。
【００１２】
識別回路３３０Ａ、３３０Ｂは、それぞれ光検出器３２０Ａ、３２０Ｂにより得られる信号から、データ（Ｉチャネル信号、Ｑチャネル信号）を再生する。デコーダ３４０は、Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号に対して、ＤＱＰＳＫプリコーダ１１０の処理に対応するビット入替処理を行う。これにより、送信データが再生される。
【００１３】
上記構成の光受信機３００においては、遅延干渉計３１０Ａのアーム間の光位相差が正確に「π／４」に調整されると共に、遅延干渉計３１０Ｂのアーム間の光位相差が正確に「−π／４」に調整されていることが非常に重要である。光位相差が正確に調整されていない場合には、光Ｓ／Ｎ比が劣化する。したがって、光受信機３００は、制御回路３５０を備える。制御回路３５０は、遅延干渉計３１０Ａ、３１０Ｂの光位相差を、フィードバック制御で調整する。すなわち、制御回路３５０は、遅延干渉計３１０Ａ、３１０Ｂの光位相差をモニタし、各光位相差を目標値に保持するための制御信号を生成する。
【００１４】
典型的なフィードバック制御の１つとして、dither-peak-detection法が知られている。この方法では、遅延干渉計において光信号の位相を周波数ｆでわずかに変動させる。そして、その遅延干渉計の出力信号に含まれている２ｆ成分をモニタする。このとき、遅延干渉計における位相差が目標値に保持されるようになると、２ｆ成分は最小（または、極小）になる。すなわち、２ｆ成分を最小化（または、極小化）するようにフィードバック制御を行えば、各遅延干渉計における位相差がそれぞれ目標値に調整される。
【００１５】
しかし、dither-peak-detection方法には、次のような課題がある。
１．周波数ｆで位相を変動させるので、光Ｓ／Ｎ比が劣化する。
２．２ｆ成分の最小値の検出は、調整すべき位相が目標値に調整されているか否かを示すに過ぎない。すなわち、調整すべき位相が目標値よりも大きいのか小さいのかを認識できない。
３．２ｆ成分の大きさを表す信号は、位相誤差に対して２次曲線となる。このため、位相誤差がゼロに近くなると、調整感度は低下する。
４．位相制御の速度は、変動周波数（上述の周波徴ｆ）により制限される。
【００１６】
この課題を解決する構成の１つとして、特許文献２が公知である。
図１２は、特許文献２に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機の構成を示す図である。なお、図１２に係わる説明では、ＩブランチまたはＱブランチの一方をＡブランチと呼び、ＩブランチまたはＱブランチの他方をＢブランチと呼ぶ。
【００１７】
図１２において、入力される光ＤＱＰＳＫ信号（あるいは、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号）は、Ａブランチに設けられている遅延干渉計１０４、およびＢブランチに設けられている遅延干渉計１０７に導かれる。遅延干渉計１０４、１０７は、それぞれ、図１１に示す遅延干渉計３１０Ａ、３１０Ｂに相当する。すなわち、遅延干渉計１０４、１０７は、それぞれ光遅延要素および移相要素を備えている。なお、移相要素の位相（遅延干渉計のアーム間の位相差）は、図１２に示す例では、温度変化を利用して調整される。例えば、移相要素の温度が上昇すると、その位相が大きくなる。
【００１８】
光検出器（Twin-PD）１１０は、図１１に示すバランスド光検出器３２０Ａに相当し、遅延干渉計１０４の出力光に対応する電流信号を生成する。また、光検出器１１０は、トランスインピーダンスアンプ（TIA）を備え、生成した電流信号を電圧信号に変換して出力する。
【００１９】
識別回路１１１は、図１１に示す識別回路３３０Ａに相当し、光検出器１１０から出力される信号１２４からデータ信号１２５を生成する。このデータ信号１２５は、図１に示すデコーダ３４０に入力するＩブランチ信号に相当する。なお、Ｂブランチにおいても同様に、光検出器１１３から信号１２８が出力され、識別回路１１４からデータ信号１２９が出力される。
【００２０】
ミキサ１１６には、Ａブランチの光検出器１１０から出力される信号１２４およびＢブランチの識別回路１１４から出力されるデータ信号１２９が与えられる。なお、光検出器１１０のトランスインピーダンスアンプとミキサ１１６との間、および識別回路１１４とミキサ１１６との間に、ベッセル型ローパスフィルタを設けるようにしてもよい。この場合、カットオフ周波数は、出力信号のビットレートが２１．５Gbpsの場合、例えば１００MHz程度である。
【００２１】
ミキサ１１６は、信号１２４、１２９を掛け合わせる。すなわち、ミキサ１１６は、Ａブランチの識別回路１１１の入力側からタップされる線形増幅信号１２４およびＢブランチの識別回路１１４の出力側からタップされるデータ信号１２９を互いに掛け合わせる。同様に、ミキサ１２０は、Ｂブランチの識別回路１１４の入力側からタップされる線形増幅信号１２８およびＡブランチの識別回路１１１の出力側からタップされるデータ信号１２５を互いに掛け合わせる。
【００２２】
ミキサ１１６から出力される信号１２６は、平均化回路１１７により平均化される。平均化回路１１７は、例えば、ローパスフィルタである。位相調整部１１９は、平均化信号１２７に対して所定の演算を実行し、Ａブランチのための位相調整信号を生成する。
【００２３】
位相調整部１１９により得られる位相調整信号は、Ａブランチの移相要素１０６に与えられる。移相要素１０６は、例えば、温度に依存して位相が変化する。この場合、位相調整信号は、移相要素１０６の温度を調整する信号である。そして、マイクロコントローラ１１２は、信号１２７がゼロになるように、移相要素１０６を調整する。これにより、移相要素１０６の位相は、目標値（すなわち、π／４）に調整される。
【００２４】
Ｂブランチにおいても同様に、位相調整部１２３により得られる位相調整信号が移相要
素１０９に与えられる。そして、マイクロコントローラ１１５は、信号１３３がゼロになるように移相要素１０９を調整する。これにより、移相要素１０９の位相は、目標値（すなわち、−π／４）に調整される。
【００２５】
信号１２７（または、１３３）の極性は、移相要素１０６（または、１０９）の位相の目標値に対するずれ方向に応じて決まる。すなわち、例えば、移相要素１０６の位相が目標値に対して正側にずれた場合に信号１２７が正の値となる構成では、移相要素１０６の位相が負側にずれた場合には信号１２７が負の値となる。したがって、信号１２７（または、１３３）の極性により、移相要素１０６（または、１０９）の位相が正側にシフトしているのか、負側にシフトしているのかを検出できる。
【００２６】
このように、特許文献２に記載の構成によれば、各遅延干渉計の移相要素の位相誤差の大きさだけでなく、位相誤差の方向も検出できる。また、この構成によれば、dither-peak-detection法のような位相変動が与えられることはない。したがって、この構成においては、光Ｓ／Ｎ比の劣化が抑制され、また、移相要素の調整に要する時間が短縮される。
【特許文献１】特表２００４−５１６７４３号公報（ＷＯ２００２／０５１０４１，ＵＳ２００４／００８１４７）
【特許文献２】特開２００７−２０１３８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２７】
特許文献２に記載の構成によれば、上述したように、光Ｓ／Ｎ比の劣化が抑制され、また、移相要素の調整に要する時間が短縮される。しかし、その回路規模は大きい。
したがって、本発明の課題は、光ＤＱＰＳＫ受信機の回路規模の小型化を図ることである。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
本発明の光ＤＱＰＳＫ受信機は、第１の移相要素を備える第１の遅延干渉計、前記第１の遅延干渉計の出力光を検出する第１の光検出器、および前記第１の光検出器の出力信号からデータを再生する第１の再生回路を備えた第１のブランチ回路と、第２の移相要素を備える第２の遅延干渉計、前記第２の遅延干渉計の出力光を検出する第２の光検出器、および前記第２の光検出器の出力信号からデータを再生する第２の再生回路を備えた第２のブランチ回路と、前記第１の移相要素および第２の移相要素を調整する共通調整手段と、前記第２の移相要素を調整する個別調整手段と、前記第１の光検出器から出力される第１の信号および前記第２の再生回路から出力される第２の信号に基づいて前記共通調整手段を制御すると共に、前記第１の信号および前記第２の光検出器から出力される第３の信号に基づいて前記個別調整手段を制御する制御手段、を有する。
【００２９】
この構成においては、３つの信号（第１〜第３の信号）を利用して第１の移相要素および第２の移相要素を調整できる。よって、回路規模が小さくなる。
上記光ＤＱＰＳＫ受信機において、前記制御手段は、例えば、前記第１の移相要素の位相がπ／４＋ｎπ／２（ｎは、整数）となるように、前記共通調整手段を制御する。この場合、前記制御手段は、前記第１の移相要素の位相と第２の移相要素の位相との差がπ／２とするように、前記個別調整手段を制御する。
【００３０】
また、上記光ＤＱＰＳＫ受信機において、前記制御手段により第１の動作モードが指定されたときに、前記第１〜第３の信号の中から前記第１および第２の信号を選択し、前記制御手段により第２の動作モードが指定されたときに、前記第１〜第３の信号の中から前記第１および第３の信号を選択するセレクタと、前記セレクタにより選択された２つの信号を掛け合わせるミキサと、前記ミキサの出力信号を平均化する平均化回路、をさらに備
えるようにしてもよい。この場合、前記制御手段は、前記第１の動作モードにおいては、前記平均化回路の出力信号に基づいて前記共通調整手段を制御し、前記第２の動作モードにおいては、前記平均化回路の出力信号に基づいて前記個別調整手段を制御する。この構成においては、ミキサおよび平均化回路は、共通調整手順および個別調整手順のために共用される。よって、回路規模がさらに小さくなる。
【００３１】
さらに、上記光ＤＱＰＳＫ受信機において、前記第１および第２の遅延干渉計の平均光入力パワーをモニタするモニタ回路と、前記セレクタにより前記第１の信号が選択されるときには前記平均化回路の出力信号を前記第１の遅延干渉計の平均光入力パワーで除算し、前記セレクタにより前記第３の信号が選択されるときには前記平均化回路の出力信号を前記第２の遅延干渉計の平均光入力パワーで除算する除算回路、をさらに備えるようにしてもよい。この構成によれば、入力光パワーの影響を受けることなく、第１および第２の移相要素を調整できる。
【００３２】
さらに、上記光ＤＱＰＳＫ受信機において、前記セレクタは、前記制御手段により第３の動作モードが指定されたときに、前記第２および第３の信号を選択するようにしてもよい。この場合、前記制御手段は、前記第３の動作モードにおいては、前記平均化回路の出力信号を予め決められた閾値と比較することにより、異常状態を検出する。この構成によれば、ミキサおよび平均化回路は、共通調整手順、個別調整手順、異常検出手順のために共用される。よって、回路規模を大きくすることなく異常検出機能が提供される。
【００３３】
本発明の他の態様の光ＤＱＰＳＫ受信機は、第１の移相要素を備える第１の遅延干渉計、前記第１の遅延干渉計の出力光を検出する第１の光検出器、および前記第１の光検出器の出力信号からデータを再生する第１の再生回路を備えた第１のブランチ回路と、第２の移相要素を備える第２の遅延干渉計、前記第２の遅延干渉計の出力光を検出する第２の光検出器、および前記第２の光検出器の出力信号からデータを再生する第２の再生回路を備えた第２のブランチ回路と、前記第１および第２の再生回路により再生されるデータを分離する分離回路と、前記第１の移相要素および第２の移相要素を調整する共通調整手段と、前記第２の移相要素を調整する個別調整手段と、前記第１の光検出器から出力される第１の信号および前記第２の再生回路の出力信号を前記分離回路で分離することにより得られる第２の信号に基づいて前記共通調整手段を制御すると共に、前記第１の信号および前記第２の光検出器から出力される第３の信号に基づいて前記個別調整手段を制御する制御手段、を有する。
【００３４】
この構成によれば、再生回路の出力信号を直接的に使用することなく、分離回路の出力信号を利用して移相要素を調整できる。
【発明の効果】
【００３５】
開示の構成によれば、光ＤＱＰＳＫ受信機の回路規模の小型化が実現される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
図１は、本発明の実施形態の光ＤＱＰＳＫ受信機の基本構成を示す図である。この光ＤＱＰＳＫ受信機は、光ＤＱＰＳＫ信号を復調して送信データを再生する。送信データの伝送レートは、特に限定されるものではないが、例えば、数Gbps〜数１０Gbpsである。なお、光ＤＱＰＳＫ信号は、例えば、図１１に示す光送信機２００により生成される。
【００３７】
光ＤＱＰＳＫ信号は、光スプリッタにより分岐され、Ａブランチ回路およびＢブランチ回路に導かれる。Ａブランチ回路はＩブランチ回路またはＱブランチ回路の一方であり、Ｂブランチ回路はＩブランチ回路またはＱブランチ回路の他方である。Ａブランチ回路は、遅延干渉計１ａ、光検出器（Twin-PD）２ａ、トランスインピーダンスアンプ（TIA）３
ａ、リミッタアンプ（LIA）４ａ、データ再生回路（CDR）５ａを備える。同様に、Ｂブランチ回路は、遅延干渉計１ｂ、光検出器２ｂ、トランスインピーダンスアンプ３ｂ、リミッタアンプ４ｂ、データ再生回路５ｂを備える。
【００３８】
遅延干渉計１ａは、図１２に示す遅延干渉計１０４に相当し、分岐要素、遅延要素、移相要素、および結合要素を備える。分岐要素は、入力光信号を分岐して１組のアーム（光導波路）に導く。遅延要素は、一方の導波路の伝搬時間を他方の導波路の伝搬時間に対して１シンボル時間だけ長くする。移相要素は、１組の導波路に対して所定の位相差（例えば、π／４）を与える。ここで、移相要素の位相（移相量）は、遅延干渉計を構成する１組の導波路において生じる位相差を意味するものとする。なお、遅延要素および移相要素は、例えば、各導波路の長さを適切に設定することにより実現される。結合要素は、１組の導波路を介して伝搬された１組の光信号を結合し、１組の相補的な光信号を出力する。この構成により、遅延干渉計１ａは、互いに隣接するシンボルの位相差に応じた光信号を生成する。
【００３９】
光検出器２ａは、遅延干渉計１ａから出力される光信号を電気信号に変換する。光検出器２ａは、例えば、図２に示すように、直列的に接続された１組の受光素子ＰＤ１、ＰＤ２により実現される。この場合、遅延干渉計１ａから出力される１組の光信号の一方が受光素子ＰＤ１に導かれ、他方が受光素子ＰＤ２に導かれる。そして、受光素子ＰＤ１、ＰＤ２により生成される電流の差を表す電流信号が出力される。
【００４０】
なお、シャント抵抗Ｒ１、Ｒ２は、それぞれ、受光素子ＰＤ１、ＰＤ２により生成される電流を検出するためのセンサとして設けられている。したがって、シャント抵抗Ｒ１、Ｒ２の両端電圧の和をモニタすることで、遅延干渉計１ａに入力される光ＤＱＰＳＫ信号の平均光パワーを検出することができる。
【００４１】
トランスインピーダンスアンプ３ａは、光検出器２ａにより生成される電流信号を線形増幅する。このとき、電流信号は、電圧信号に変換される。リミッタアンプ４ａは、トランスインピーダンスアンプ３ａの出力信号をさらに増幅する。データ再生回路５ａは、リミッタアンプ４ａの出力信号からシンボル毎に２値データを再生する。データ再生回路５ａは、例えば、閾値を用いてデータ識別を行う。また、データ再生回路５ａは、３Ｒ機能を備えるようにしてもよい。
【００４２】
Ｂブランチ回路の構成および動作は、基本的に、Ａブランチ回路と同じである。ただし、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素は、互いに異なっている。具体的には、遅延干渉計１ａの移相要素の位相と遅延干渉計１ｂの移相要素の位相との差がπ／２となるように調整される。
【００４３】
共通調整部１１は、遅延干渉計１ａの移相要素の位相および遅延干渉計１ｂの移相要素の位相を、同時に、同方向に、且つ、ほぼ同じ位相だけ調整する。ここで、遅延干渉計１ａ、１ｂの位相は、温度に依存するものとする。この構成は、例えば、温度に依存して屈折率（すなわち、光パス長）が変化する材料で導波路を形成することにより実現される。
【００４４】
遅延干渉計１ａ、１ｂは、例えば、同一の基板上に形成される。この場合、共通調整部１１は、例えば、その基板全体の温度を調節するペルチェ素子で実現される。ここで、遅延干渉計１ａの１組の導波路間の光パス長の差は、概ね、１シンボル時間に光がその導波路中を伝搬する長さに相当する。この構成は、遅延干渉計１ｂにおいても同様である。したがって、遅延干渉計１ａ、１ｂの温度が同じ値だけ変化すると、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素は、同時に、同方向に、且つほぼ同じ位相だけ調整されることになる。なお、共通調整部１１は、ペルチェ素子に限定されるものではなく、例えば、ヒータにより実現
するようにしてもよい。
【００４５】
個別調整部１２は、遅延干渉計１ｂの移相要素を調整する。個別調整部１２は、一例としては、遅延干渉計１ｂの近傍に設けるヒータにより実現される。
ミキサ１３ｃは、トランスインピーダンスアンプ３ａの出力信号とデータ再生回路５ｂの出力信号とを掛け合わせる。平均化回路１４ｃは、ミキサ１３ｃの出力信号を平均化する。Ａ／Ｄコンバータ１５ｃは、平均化回路１４ｃの出力信号をデジタルデータに変換する。マイクロコントローラ１６ｃは、Ａ／Ｄコンバータ１５ｃから出力されるデジタルデータに基づいて、共通調整部１１を制御する。すなわち、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素は、トランスインピーダンスアンプ３ａの出力信号およびデータ再生回路５ｂの出力信号を利用して、フィードバック制御される。
【００４６】
ミキサ１３ｄは、トランスインピーダンスアンプ３ａの出力信号とトランスインピーダンスアンプ３ｂの出力信号とを掛け合わせる。平均化回路１４ｄは、ミキサ１３ｄの出力信号を平均化する。Ａ／Ｄコンバータ１５ｄは、平均化回路１４ｄの出力信号をデジタルデータに変換する。マイクロコントローラ１６ｄは、Ａ／Ｄコンバータ１５ｄから出力されるデジタルデータに基づいて、個別調整部１２を制御する。すなわち、遅延干渉計１ｂの移相要素は、トランスインピーダンスアンプ３ａ、３ｂの出力信号を利用してフィードバック制御される。
【００４７】
ミキサ１３ｅは、トランスインピーダンスアンプ３ｂの出力信号とデータ再生回路５ｂの出力信号とを掛け合わせる。平均化回路１４ｅは、ミキサ１３ｅの出力信号を平均化する。Ａ／Ｄコンバータ１５ｅは、平均化回路１４ｅの出力信号をデジタルデータに変換する。マイクロコントローラ１６ｅは、Ａ／Ｄコンバータ１５ｅから出力されるデジタルデータを閾値と比較することにより、異常状態を検出する。そして、異常状態が検出された場合は、光入力異常警報が出力される。
【００４８】
上記構成の光ＤＱＰＳＫ受信機は、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素が下記の８パターンのいずれか１つに調整されたときに、光ＤＱＰＳＫ信号を正しく復調できる。下記の８パターンを図３に示す。
（１）Ａブランチの移相要素＝４５度、Ｂブランチの移相要素＝−４５度
（２）Ａブランチの移相要素＝４５度、Ｂブランチの移相要素＝１３５度
（３）Ａブランチの移相要素＝１３５度、Ｂブランチの移相要素＝４５度
（４）Ａブランチの移相要素＝１３５度、Ｂブランチの移相要素＝−１３５度
（５）Ａブランチの移相要素＝−１３５度、Ｂブランチの移相要素＝１３５度
（６）Ａブランチの移相要素＝−１３５度、Ｂブランチの移相要素＝−４５度
（７）Ａブランチの移相要素＝−４５度、Ｂブランチの移相要素＝−１３５度
（８）Ａブランチの移相要素＝−４５度、Ｂブランチの移相要素＝４５度
なお、移相要素の組合せパターンが変わると、データ再生回路５ａ、５ｂから出力される１組のデータが互いに入れ替わることがあり（チャネル入替）、また、各データの論理が反転することがある（ビット反転）。しかし、データ再生回路５ａ、５ｂの後段に論理回路を設け、移相要素の組合せパターンに応じてチャネル入替およびビット反転を訂正すれば、送信データを正しく再生できる。なお、ビットの論理を制御する論理回路については、例えば、特開２００６−２７０９０９号に記載されている。
【００４９】
このように、Ａブランチに設けられる遅延干渉計１ａは、移相要素の位相（すなわち、１組の導波路の位相差）が「π／４＋ｎπ／２（ｎは、整数）」となるように、調整される必要がある。また、Ｂブランチに設けられる遅延干渉計１ｂは、遅延干渉計１ａの移相要素の位相と遅延干渉計１ｂの移相要素の位相との差が「π／２」となるように、調整される必要がある。
【００５０】
次に、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素の調整方法を説明する。ここでは、図４（ａ）に示すように、調整開始時における遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素がそれぞれ「＋α」および「−β」であるものとする。
【００５１】
実施形態の調整手順では、まず、共通調整部１１をフィードバック制御することによって、遅延干渉計１ａの移相要素を「π／４＋ｎπ／２（ｎは、整数）」に調整する。ここで、共通調整部１１は、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素を、同時に、同方向に、且つほぼ同じ位相だけ調整する。したがって、この実施例では、図４（ｂ）に示すにように、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素を「θ１」だけ回転させることにより、遅延干渉計１ａの移相要素が「＋４５°」に調整される。なお、この手順において、遅延干渉計１ａの移相要素は、基本的に、＋４５°、＋１３５°。−４５°。−１３５°の中で最も近接する状態に近づくようにフィードバック制御される。
【００５２】
続いて、個別調整部１２をフィードバック制御することにより、「遅延干渉計１ａの移相要素の位相と遅延干渉計１ｂの移相要素の位相との差がπ／２となるように」遅延干渉計１ｂの移相要素を調整する。ここで、個別調整部１２は、遅延干渉計１ｂの移相要素のみを調整する。すなわち、遅延干渉計１ａ移相要素は保持される。したがって、この実施例では、図４（ｃ）に示すように、遅延干渉計１ｂの移相要素を「θ２」だけ回転させることにより、遅延干渉計１ｂの移相要素が「−４５°」に調整される。
【００５３】
上記手順により、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素は、「＋４５°」「−４５°」に調整される。すなわち、図３に示すパターン１が得られる。
このように、実施形態の光ＤＱＰＳＫ受信機においては、３つの信号（トランスインピーダンスアンプ３ａの出力信号、データ再生回路５ｂの出力信号、トランスインピーダンスアンプ３ｂの出力信号）を利用して遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素が調整される。これに対して、図１２に示す従来の構成では、４つの信号（両ブランチの光検出器の出力信号、および両ブランチのデータ再生回路の出力信号）を利用する必要がある。よって、実施形態の光ＤＱＰＳＫ受信機は、従来技術と比較して、移相要素を調整するための回路規模を小さくできる。
【００５４】
また、図１２に示す従来の構成では、遅延干渉計の移相要素は、ブランチ毎に独立したフィードバック制御により調整される。これに対して実施形態の光ＤＱＰＳＫ受信機においては、１組の遅延干渉計の移相要素の差分がπ／２であることを利用したフィードバック制御が行われる。すなわち、実施形態では、第１ステップとして、両ブランチの移相要素の差を保持しながら一方のブランチの移相要素が目標値に設定される。また、第２ステップとして、目標値に設定された一方の移相要素に対して直交するように、他方の移相要素が調整される。以降、必要に応じて第１および第２ステップを交互に実行することにより、両ブランチの移相要素を目標値に設定される。
【００５５】
なお、図１に示す構成では、トランスインピーダンスアンプ３ａ、３ｂの出力信号を利用して遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素が調整されている。ここで、トランスインピーダンスアンプ３ａ、３ｂは、それぞれ、光検出器２ａ、２ｂの出力信号を線形増幅する。したがって、トランスインピーダンスアンプ３ａ、３ｂの出力信号は、振幅は異なるが、実質的には光検出器２ａ、２ｂの出力信号と同じである。すなわち、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素は、光検出器２ａ、２ｂの出力信号、およびデータ再生回路５ｂの出力信号を利用して調整される。
【００５６】
また、光検出器２ａ、２ｂ、データ再生回路５ｂの出力信号は、フィルタによりノイズを除去した後にミキサ１３ｃ〜１３ｅに入力されるようにしてもよい。例えば、図１に示
すように、ローパスフィルタ１７〜１９を設けるようにしてもよい。光ＤＱＰＳＫ信号の送信データの伝送レートが数１０Gbpsである場合には、ローパスフィルタ１７〜１９のカットオフ周波数は、例えば、数１００MHz程度に設定される。
【００５７】
また、図１に示す光ＤＱＰＳＫ受信機においては、遅延干渉計１ｂの移相要素は、２つのフィードバック系で制御される構成である。ここで、２つのフィードバック制御ループが独立に動作する場合、そのループゲインとその応答速度から決定されるフィードバック制御ループ間の干渉により動作が安定しない場合がある。ただし、この問題の解決方法は公知の技術である。すなわち、例えば、個別調整部１２を制御するためのフィードバックループの応答速度を、共通調整部１１を制御するためのフィードバックループの応答速度より十分に高速にすれば、この問題は解決する。
【００５８】
＜＜第１の実施例＞＞
図５は、第１の実施例に係る光ＤＱＰＳＫ受信機の構成を示す図である。なお、図１および図５において共通する符号は、同じ回路要素を表す。
【００５９】
図５において、セレクタ２１には、トランスインピーダンスアンプ３ａの出力信号、トランスインピーダンスアンプ３ｂの出力信号、データ再生回路５ｂの出力信号が入力される。そして、セレクタ２１は、これらの３つの信号の中からマイクロコントローラ１６により指定される２つの信号を選択する。
【００６０】
ミキサ１３は、セレクタ２１により選択された２つの信号を掛け合わせる。平均化回路１４は、ミキサ１３の出力信号を平均化する。平均化回路１４は、例えば、ローパスフィルタにより実現される。光ＤＱＰＳＫ信号の送信データの伝送レートが数１０Gbpsである場合には、ローパスフィルタのカットオフ周波数は、例えば、数kHz〜数１００kHz程度である。Ａ／Ｄコンバータ１５は、平均化回路１４の出力信号をデジタルデータに変換する。そして、マイクロコントローラ１６は、Ａ／Ｄコンバータ１５から出力されるデジタルデータに基づいて、共通調整部１１および個別調整部１２を制御する。また、マイクロコントローラ１６は、セレクタ２１を制御するための制御信号を生成する。
【００６１】
マイクロコントローラ１６が共通調整部１１および個別調整部１２を制御することによって各遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素を調整する方法は、図４を参照しながら説明した通りである。すなわち、マイクロコントローラ１６、まず、共通調整部１１を介して、遅延干渉計１ａの移相要素の位相を「π／４＋ｎπ／２（ｎは、整数）」に調整する。このとき、遅延干渉計１ｂの移相要素に対して、遅延干渉計１ａの移相要素と同じ変化が与えられる。つづいて、マイクロコントローラ１６は、個別調整部１２を利用して、遅延干渉計１ａ、１ｂ間の位相差が「π／２」となるように、遅延干渉計１ｂの移相要素を調整する。
【００６２】
このように、第１の実施例においては、ミキサ１３ｃ〜１３ｅはミキサ１３により実現され、平均化回路１４ｃ〜１４ｅは平均化回路１４により実現され、Ａ／Ｄコンバータ１５ｃ〜１５ｅはＡ／Ｄコンバータ１５により実現され、マイクロコントローラ１６ｃ〜１６ｅはマイクロコントローラ１６により実現される。したがって、第１の実施例の光ＤＱＰＳＫ受信機は、回路規模がさらに小さくなる。
【００６３】
図６は、第１の実施例におけるマイクロコントローラ１６の動作を示すフローチャートである。なお、以下の説明では、トランスインピーダンスアンプ３ａの出力信号、トランスインピーダンスアンプ３ｂの出力信号、データ再生回路５ｂの出力信号を、それぞれ、ＡブランチＴＩＡ信号、ＢブランチＴＩＡ信号、ＢブランチＣＤＲ信号と呼ぶことにする。
【００６４】
ステップＳ１では、Ａブランチ平均入力光パワー（POW_A）及びＢブランチ平均入力光パワー（POW_B）を検出する。各ブランチの平均入力光パワーは、トランスインピーダンスアンプで増幅される前に測定される。この実施例では、平均入力光パワーは、図２に示すように、光検出器を構成する１組の受光素子に接続されているシャント抵抗Ｒ１、Ｒ２の両端電圧の和をモニタすることで検出される。
【００６５】
ステップＳ２では、ＡブランチＴＩＡ信号およびＢブランチＣＤＲ信号を選択するための制御信号をセレクタ２１に与える。これにより、ＡブランチＴＩＡ信号とＢブランチＣＤＲ信号との掛合わせ信号（以下、「ＡTIA＊ＢCDR信号」と呼ぶ。）が生成され、平均化されたＡTIA＊ＢCDR信号（以下、「平均ＡTIA＊ＢCDR信号」と呼ぶ。）がマイクロコントローラ１６に与えられる。
【００６６】
ステップＳ３、Ｓ４では、平均ＡTIA＊ＢCDR信号に基づいて、共通調整部１１を制御する。この制御は、遅延干渉計１ａの誤差δaが閾値範囲内に収束するまで継続する。ここで、誤差δaは、遅延干渉計１ａの移相要素の位相とその目標値との差を表す。この目標値は「π／４＋ｎπ／２（ｎは、整数）」である。また、閾値範囲内に収束とは、十分にゼロに近づくことを意味する。
【００６７】
ステップＳ３、Ｓ４において、平均ＡTIA＊ＢCDR信号を平均入力光パワーPOW_Aで除算するようにしてもよい。この場合、除算結果に基づいて共通調整部１１が制御される。この手順を導入すれば、入力光パワーの変動の影響を受けることなく遅延干渉計１ａの移相要素を正確に調整できる。
【００６８】
ステップＳ５では、ＡブランチＴＩＡ信号およびＢブランチＴＩＡ信号を選択するための制御信号をセレクタ２１に与える。これにより、ＡブランチＴＩＡ信号とＢブランチＴＩＡ信号との掛合わせ信号（以下、「ＡTIA＊ＢTIA信号」と呼ぶ。）が生成され、平均化されたＡTIA＊ＢTIA信号（以下、「平均ＡTIA＊ＢTIA信号」と呼ぶ。）がマイクロコントローラ１６に与えられる。
【００６９】
ステップＳ６、Ｓ７では、平均ＡTIA＊ＢTIA信号に基づいて、個別調整部１２を制御する。この制御は、遅延干渉計１ｂの誤差δbが閾値範囲内に収束するまで継続する。ここで、誤差δbは、遅延干渉計１ｂの移相要素の位相とその目標値との差を表す。この目標値は、ステップＳ２〜Ｓ４で得られたＡブランチの移相要素の位相に直交する値である。なお、閾値範囲内に収束とは、十分にゼロに近づくことを意味する。
【００７０】
ステップＳ６、Ｓ７において、平均ＡTIA＊ＢTIA信号を平均入力光パワーPOW_Aで除算し、さらに平均入力光パワーPOW_Bで除算するようにしてもよい。この場合、除算結果に基づいて個別調整部１２が制御される。この手順を導入すれば、入力光パワーの変動の影響を受けることなく遅延干渉計１ｂの移相要素を正確に調整できる。
【００７１】
ステップＳ８では、ＢブランチＴＩＡ信号およびＢブランチＣＤＲ信号を選択するための制御信号をセレクタ２１に与える。これにより、ＢブランチＴＩＡ信号とＢブランチＣＤＲ信号との掛合わせ信号（以下、「ＢTIA＊ＢCDR信号」と呼ぶ。）が生成され、平均化されたＢTIA／ＢCDR信号（以下、「平均ＢTIA＊ＢCDR信号」と呼ぶ。）がマイクロコントローラ１６に与えられる。そして、この平均ＢTIA＊ＢCDR信号に基づいて、入力異常または動作異常を検出する。なお、ステップＳ８は、必須的手順ではなく、省略することもできる。
【００７２】
このように、マイクロコントローラ１６は、ステップＳ２〜Ｓ７を実行することによっ
て、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素を調整する。このとき、ステップＳ３、Ｓ４でＡブランチの移相要素を調整するために利用するＡTIA＊ＢCDR信号は、Ｂブランチの信号を含んでいる。そして、この時点では、未だＢブランチの移相要素は調整されていない。すなわち、この時点でＡTIA＊ＢCDR信号の精度は高くない。このため、上述のステップＳ２〜Ｓ７を実行するだけでは、必ずしも両ブランチの移相要素を正確に調整できないことがある。したがって、実施形態の光ＤＱＰＳＫ受信機においては、必要に応じて、ステップＳ２〜Ｓ４の手順と、ステップＳ５〜Ｓ７の手順とを、交互に繰り返すようにしてもよい。あるいは、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素の位相差を予め略π／２に設定できれば、ステップＳ１〜Ｓ７を繰り返し実行することなく、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素を即座に調整できる。
【００７３】
図６に示すフローチャートの処理は、例えば、所定の時間間隔で実行される。或いは、光ＤＱＰＳＫ受信機の温度をモニタし、その温度が変化したときにステップＳ１〜Ｓ８を実行するようにしてもよい。
【００７４】
次に、図６に示すフローチャートの処理を詳しく説明する。なお、以下の説明では、Ａブランチの遅延干渉計１ａの移相要素がπ／４[rad]に調整され、Ｂブランチの遅延干渉計１ｂの移相要素が−π／４[rad]に調整されるものとする。
【００７５】
＜共通調整手順（ステップＳ３、Ｓ４）＞
共通調整手順では、Ａブランチの遅延干渉計１ａの移相要素の位相誤差を検出し、その位相誤差をゼロにするように、両ブランチの移相要素が同時に同方向に調整される。ここで、位相誤差は、目標値π／４に対するずれ量を意味する。
【００７６】
Ａブランチの遅延干渉計１ａ移相要素の目標値からの位相ズレ量を「δa[rad]」とすると、光ＤＱＰＳＫ受信理論によれば、Ａブランチの光検出器（TWIN-PD）２ａから出力される信号は下式で表すことができる。
A2(t)cos(Δφ+π/4+δa)
A(t)：１シンボルに相当するパルス波形
Δφ：互いに隣接する２つのシンボル間の位相差
δa：Ａブランチの移相要素の位相誤差（目標値：π／４）
同様に、Ｂブランチの光検出器（TWIN-PD）２ｂから出力される信号は、下式で表すことができる。
A2(t)cos(Δφ-π/4+δb)
δb：Bブランチの移相要素の位相誤差（目標値：−π／４）
トランスインピーダンスアンプ３ａ、３ｂの出力信号（線形増幅出力信号）は、利得成分が乗算されるが、ここでは省略する。また、データ再生回路５ａ、５ｂにおいて３Ｒ処理が行われるものとすると、その出力信号は、位相誤差δa、δbに起因するアナログ値は含まず、下式で表すことができる。ここでは、データ再生回路５ａ、５ｂの出力信号のパルスは、説明を簡単にするために「１」とする。
Ａブランチ識別回路出力：cos(Δφ+π/4)
Ｂブランチ識別回路出力：cos(Δφ-π/4)
Ａブランチの遅延干渉計１ａの位相誤差δaを制御する際には、上述したように、セレクタ２１によりＡブランチＴＩＡ信号およびＢブランチＣＤＲ信号が選択される。この場合、ミキサ１３においてこれらの信号が互いに掛け合わされ、ＡTIA＊ＢCDR信号が生成される。ＡTIA＊ＢCDR信号は、下式で表すことができる。
A2(t)cos(Δφ+π/4+δa)*cos(Δφ-π/4)
＝ A2(t)cos(Δφ+π/4+δa)*sin(Δφ+π/4)
＝ A2(t)cos(Δφ+π/4)*sin(Δφ+π/4)cos(δa)−A2(t)sin2(Δφ+π/4)sin(δa)
ここで、位相差Δφは、ＤＱＰＳＫにおいては０、π／２、π、または３π／２であり、
これら４値は、基本的に、均等に分布する。よって、上式の第１項は、平均化回路１４により平均化されると「ゼロ」となる。また、第２項は、位相差Δφにかかわらず、平均化前において「−A2(t)sin(δa)/2」である。したがって、この第２項を平均化することにより得られる値は「−sin(δa)」に比例する。
【００７７】
ここで、位相誤差δaが小さいものとすると、上記式の第２項は、近似的に「−δa」に比例することになる。すなわち、ＡTIA＊ＢCDR信号を平均化することにより得られる平均ＡTIA＊ＢCDR信号は、位相誤差δaが小さいときは「−δa」に比例する。
【００７８】
なお、平均化回路１４は、例えば、ローパスフィルタで実現される。この場合、ローパスフィルタのカットオフ周波数は、上記式の第１項がゼロとみなせる程度に小さくなるように決定される。
【００７９】
このように、平均ＡTIA＊ＢCDR信号は「−δa」に比例する。即ち、平均ＡTIA＊ＢCDR信号は、遅延干渉計１ａの位相誤差の大きさだけではなく、その位相誤差の符号（正方向または負方向のいずれの側にシフトしているのかを表す情報）も表している。よって、マイクロコントローラ１６は、平均ＡTIA＊ＢCDR信号をモニタし、それをゼロに近づけるようにフィードバック制御を行えば、遅延干渉計１ａの移相要素を正確に目標値に調整することができる。このとき、マイクロコントローラ１６は、位相誤差の符号を認識しているので、位相の調整方向をカットアンドトライで判断する必要はなく、調整時間が短くなる。
【００８０】
なお、上述の計算式では省略したが、光検出器（TWIN-PD）の出力信号の振幅は、そのブランチに入力される平均光パワーに比例する。このため、この実施例の光ＤＱＰＳＫ受信機では、平均化回路１４の出力値を平均入力光パワー値で除算し、その除算結果を利用して移相要素が調整される。これにより、光入力パワーに依存することなく位相誤差を検出および調整できる。
【００８１】
また、共通調整手順では、遅延干渉計１ａの移相要素を調整する際に、Ａブランチの信号だけでなくＢブランチの信号も利用する必要がある。このため、遅延干渉１ａの移相要素の調整を開始する時点で、延干渉計１ａ、１ｂの移相要素の初期位相差がπ／２に近い状態であることが必要である。すなわち、遅延干渉計１ｂの位相誤差δbは、共通調整手順の開始時点においてある程度小さい値（例えば、±π/36[rad]以下）である必要がある。このような初期位相差は、遅延干渉計１ａ、１ｂの設計段階で設定するようにしてもよいし、個別調整部１２に予めオフセットを設けることによって初期位相差を補償するようにしてもよい。初期位相差の実現方法は、当業者にとって明らかでありここではその詳細を割愛する。この場合、実施形態の手順は、低い精度で調整されている移相要素を高い精度で微調整する役割を果たすことになる。
【００８２】
＜個別調整手順（ステップＳ６、Ｓ７）＞
個別調整手順は、共通調整手順によってＡブランチの移相要素がπ／４に調整された後に、Ｂブランチの移相要素を調整する。この実施例では、Ｂブランチの移相要素の目標位相は、Ａブランチの遅延干渉計１ａの移相要素に対してπ／２だけ進んだ「−π／４」である。なお、遅延干渉計間１ａ、１ｂ間の初期位相差は、上述の例ではπ／２±π／３６である。この場合、個別調整手順は、Ｂブランチの位相誤差δbを±π／３６の範囲内でゼロに収束させる処理となる。実施形態の光ＤＱＰＳＫ受信機は、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素間の位相差が、目標値π／２からどれだけずれているのかを検出する機能を提供する。そして、その検出値（ずれ量）をゼロにするように、Ａブランチの移相要素を固定した状態でＢブランチの移相要素が調整される。
【００８３】
個別調整手順では、上述したように、ＡブランチＴＩＡ信号とＢブランチＴＩＡ信号とが掛け合わされ、ＡTIA＊ＢTIA信号が生成される。ＡTIA＊ＢTIA信号は、下式で表すことができる。
A2(t)cos(Δφ+π/4+δa)*A2(t)cos(Δφ-π/4+δb)
δa：Ａブランチの移相要素の位相誤差（目標値：π／４）
δb：Ｂブランチの移相要素の位相誤差（目標値：−π／４）
ただし、Ａブランチの位相誤差δaは、上述した共通調整手順によりゼロに調整されている。したがって、位相誤差δaとしてゼロを代入すると、ＡTIA＊ＢTIA信号は、下式で表される。
A2(t)cos(Δφ+π/4)*A2(t)cos(Δφ-π/4+δb)
＝ −A4(t)cos(Δφ-π/4+δb)sin(Δφ-π/4)
＝ −A4(t)cos(Δφ-π/4)sin(Δφ-π/4)cos(δb)
+ A4(t)sin2(Δφ-π/4)sin(δb)
ここで、位相差Δφは、ＤＱＰＳＫにおいては０、π／２、π、または３π／２であり、これら４値は、基本的に、均等に分布する。よって、上式の第１項は、平均化回路１４により平均化されると「ゼロ」となる。また、第２項は、位相差Δφにかかわらず、平均化前において「−A4(t)sin(δb)/2」である。したがって、この第２項を平均化することにより得られる値は「−sin(δb)」に比例する。
【００８４】
ここで、位相誤差δbが小さいものとすると、上記式の第２項は、近似的に「−δb」に比例することになる。すなわち、ＡTIA＊ＢTIA信号を平均化することにより得られる平均ＡTIA＊ＢTIA信号は、位相誤差δbが小さいときは「−δb」に比例する。
【００８５】
このように、平均ＡTIA＊ＢTIA信号は「−δb」に比例する。即ち、平均ＡTIA＊ＢTIA信号は、遅延干渉計１ｂの位相誤差の大きさだけではなく、その位相誤差の符号も表している。したがって、マイクロコントローラ１６は、平均ＡTIA＊ＢTIA信号をモニタし、それをゼロに近づけるようにフィードバック制御を行えば、遅延干渉計１ｂの移相要素を正確に目標値に調整できる。このとき、マイクロコントローラ１６は、位相誤差の符号を認識しているので、位相の調整方向をカットアンドトライで判断する必要はなく、調整時間が短くなる。
【００８６】
なお、個別調整手順を行う時点で、Ａブランチの移相要素の位相誤差δaがほぼゼロである場合には、上述の制御を行うことでＢブランチの移相要素を調整できる。すなわち、運用中に移相要素を微調整する場合には、上述の制御を行うことができる。これに対して光ＤＱＰＳＫ受信機の初期動作時は、Ａブランチの移相要素の位相誤差δaは、一般にゼロではない。下記にＡTIA＊ＢTIA信号を再掲する。
A2(t)cos(Δφ+π/4+δa)*A2(t)cos(Δφ-π/4+δb)
＝ −A4(t)cos(Δφ-π/4+δb)sin(Δφ-π/4+δa)
ここで、「-π/4+δa＝α」とすると「-π/4+δb ＝ α+(δb-δa)」が得られる。そうするとＡTIA＊ＢTIA信号は、下式で表される。
＝ −A4(t)cos(Δφ+α+(δb-δa))sin(Δφ+α)
＝ −A4(t)cos(Δφ+α)sin(Δφ+α)cos(δb-δa)
+ A4(t)sin2(Δφ+α)sin(δb-δa)
ここで、位相差Δφは、ＤＱＰＳＫにおいては０、π／２、π、または３π／２であり、これら４値は、基本的に、均等に分布する。したがって、上式の第１項は、平均化されると「ゼロ」となる。また、上式の第２項は、位相差Δφ、αにかかわらず、平均化前において「−A4(t)sin(δb-δa)/2」である。そうすると、この第２項を平均化することにより得られる値は「−sin(δb-δa)」に比例する。
【００８７】
このように、実施形態の光ＤＱＰＳＫ受信機においては、「δb＝δa」であるときには
、個別調整手順において、マイクロコントローラ１６に入力される平均ＡTIA＊ＢTIA信号がゼロになる。すなわち、Ａブランチの位相誤差とＢブランチの位相誤差が互いに等しければ、両ブランチの移相要素が互いに直交することとなり、検出値がゼロとなる。すなわち、個別調整手順では、両ブランチ間の直交性が検出される。一方、Ａブランチの位相誤差とＢブランチの位相誤差が互いに異なる場合は、上式で算出される演算値がゼロではなくなるので、その演算値によって相対位相差の誤差の大きさおよび方向が検出される。
【００８８】
また、相対位相差を少なくする方向に遅延干渉計１ｂの移相要素を調整する際、上述の初期位相差により調整すべき方向が決定される。例えば、初期状態において、Ｂブランチの移相要素の位相がＡブランチの移相要素の位相より約π／２だけ進んでいる場合において、平均ＡTIA＊ＢTIA信号から得られる演算値がπ／２より大きければ、個別調整部１２を用いてＢブランチの移相要素の位相を遅らせることにより、相対位相差を小さくすることができ、これにより両ブランチの移相要素が直交する。
【００８９】
また、平均ＡTIA＊ＢTIA信号は、上述のように、「A4(t)」項を含む、これはＡブランチおよびＢブランチの光検出器（TWIN-PD）における振幅を示す「A2(t)」を掛け算したことで発生したものである。「A2(t)」項は、ＡブランチおよびＢブランチにおいてそれぞれ増幅されるので、検出利得に影響を及ぼす。したがって、実施形態の光ＤＱＰＳＫ受信機では、共通調整手順と同様に、平均ＡTIA＊ＢTIA信号の演算値は、Ａブランチの平均入力光パワー値で除算され、且つＢブランチの平均入力光パワー値で除算される。これにより、光入力パワーに依存することなく位相誤差を検出および調整できる。
【００９０】
なお、上述の例では、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素の位相が＋π／４、−π／４である場合を示したが、他の７つのパターンでも同様の方法で誤差が検出され、その誤差をゼロにするフィードバック制御が行われる。そして、その結果、両ブランチの移相要素がそれぞれ目標位相に調整される。
【００９１】
＜異常検出手順（ステップＳ８）＞
異常検出手順は、上述の共通調整手順および個別調整手順が１回以上実行された後に行われる。ここで、実施形態の光ＤＱＰＳＫ受信機は、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素の位相誤差が目標範囲内（例えば、±π／１８０以内）に調整されるようにフィードバック制御を行う。換言すれば、光ＤＱＰＳＫ受信機の入力信号が正常であり且つ光ＤＱＰＳＫ受信機が正常に動作していれば、共通調整手順および個別調整手順が実行されると、各移相要素の位相誤差は十分に小さいレベルに収束しているはずである。
【００９２】
異常検出手順では、この実施例では、ＢブランチＴＩＡ信号およびＢブランチＣＤＲ信号を利用する。すなわち、セレクタ２１は、マイクロコントローラ１６の指示に従ってこれらの２信号を選択する。そうすると、ミキサ１３によりＢTIA＊ＢCDR信号が生成され、平均化回路１４により平均ＢTIA＊ＢCDR信号が生成される。そして、マイクロコントローラ１６は、この平均ＢTIA＊ＢCDR信号をＢブランチの平均入力光パワー値で除算し、さらにその除算結果（以下、異常検出値）と判定閾値とを比較する。このとき、異常検出値が判定閾値よりも小さければ、マイクロコントローラ１６は、異常状態が発生しているものと判断してアラーム信号を出力する。
【００９３】
なお、異常検出値が判定閾値よりも小さくなる状態としては、例えば、下記の５つのケースが考えられる。
（１）光入力が位相変調光信号（信号光Ｓ）を含んでいない、若しくは、信号光ＳとＡＳＥ光の比が非常に小さい。なお、光入力が位相変調光信号を含んでいないときは、光ＤＱＰＳＫ受信機にはＡＳＥ光のみが入力される。
（２）光入力信号の歪が大きく、光信号を識別できない。
（３）データ再生回路５ａ、５ｂが異常である。例えば、データ再生回路の異常によりデータ及び／又はクロックの識別位相の誤差が大きく、データ識別の誤り率が許容レベルを超えた場合。
（４）トランスインピーダンスアンプ３ａ、３ｂの出力が異常である。
（５）その他の回路異常。
【００９４】
図５に示す光ＤＱＰＳＫ受信機においては、ＢブランチＴＩＡ信号およびＢブランチＣＤＲ信号を利用して異常状態を検出する構成である。よって、Ｂブランチのハードウェア故障がチェックされることになる。すなわち、Ａブランチのハードウェア故障は、直接的には検出されない。ただし、受信した光ＤＱＰＳＫ信号は、分岐されてＡブランチおよびＢブランチ双方に導かれる。よって、入力光信号の異常については、この構成で検出可能である。
【００９５】
このように、第１の実施例に係る光ＤＱＰＳＫ受信機は、３つの信号（ＡブランチＴＩＡ信号、ＢブランチＴＩＡ信号、ＢブランチＣＤＲ信号）を利用して遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素を調整すると共に、異常状態のモニタも行うことができる。また、セレクタ２１を設けて対応する２つの信号を選択する構成なので、共通調整手順、個別調整手順、異常検出手順においてミキサ１３、平均化回路１４、Ａ／Ｄコンバータ１５、マイクロコントローラ１６は共用される。よって、実施形態の光ＤＱＰＳＫ受信機は、従来技術（特に、特許文献２に記載の構成）と比較して、回路規模が小さくなる。
【００９６】
＜＜第２の実施例＞＞
図７は、第２の実施例に係る光ＤＱＰＳＫ受信機の構成を示す図である。ここでは、共通調整手順を実現するための回路のみを示し、個別調整手順および異常検出手順を実現するための回路については図示を省略する。また、第２の実施例の光ＤＱＰＳＫ受信機は、図５に示す構成と同様に、ミキサ、平均化回路、Ａ／Ｄコンバータ、マイクロコントローラが共用されるように構成してもよい。
【００９７】
第２の実施例に係る光ＤＱＰＳＫ受信機の基本構成は、図１に示す光ＤＱＰＳＫ受信機と同じであるが、ＤＥＭＵＸ回路３１を備えている。ＤＥＭＵＸ回路３１は、２：Ｎ分離回路であり、データ再生回路５ａ、５ｂにより再生されたデータを時間分割方式で分離する。
【００９８】
図８は、ＤＥＭＵＸ回路３１の動作を示す図である。図８においては、Ｎ＝１６であるものとしている。すなわち、ＤＥＭＵＸ回路３１は、２個の入力ポートa0、b0、および１６個の出力ポートa1〜a8、b1〜b8を備える。データ再生回路５ａにより再生されたデータ列は、入力ポートa0に入力される。そうすると、このデータ列の各ビットは、順番に出力ポートa1〜a8から出力される。データ再生回路５ｂにより再生されるデータ列についても同様である。
【００９９】
ミキサ１３ｃは、ＡブランチＴＩＡ信号とb1信号とを掛け合わせる。ＡブランチＴＩＡ信号は、光検出器２ａにより検出され、トランスインピーダンスアンプ３ａにより増幅された信号である。また、b1信号は、ＢブランチＣＤＲ信号をＤＥＭＵＸ回路３１で分離することにより得られる信号の１つであり、ＤＥＭＵＸ回路３１の出力ポートb1から出力される。なお、b1信号の代わりに、出力ポートb2〜b8の中の任意の１つから出力される信号を利用することも可能である。
【０１００】
図９は、第２の実施例におけるミキサ１３ｃの動作を説明する図である。ミキサ１３ｃには、ＡブランチＴＩＡ信号およびb1信号が入力される。ここで、ＡブランチＴＩＡ信号A1、A2、A3、．．．は、データ再生回路５ａにより識別される前のアナログ信号である。
ミキサ１３ｃは、期間Ｔ１〜Ｔ２においては、ＡブランチＴＩＡ信号A1〜A8とb1信号B1を順番に掛け合わせる。これにより、乗算信号A1＊B1、A2＊B1、A3＊B1、A4＊B1、A5＊B1、A6＊B1、A7＊B1、A8＊B1が順番に得られる。
【０１０１】
「A1」および「B1」は、同一のシンボルから得られた信号であり、互いに相関している。したがって、乗算信号A1＊B1は、第１の実施例で説明したＡTIA＊ＢCDR信号に相当する。これに対して、「A2〜A8」と「B1」とはそれぞれ互いに相関がない。このため、乗算信号A2＊B1〜A8＊B1は、平均化するとゼロになる。
【０１０２】
平均化回路１４ｃは、ミキサ１３ｃの出力信号を平均化する。そうすると、ＡブランチＴＩＡ信号A1については第１の実施例で説明した平均ＡTIA＊ＢCDR信号が得られ、ＡブランチＴＩＡ信号A2〜A8についてはゼロとなる。したがって、マイクロコントローラ１６ｃは、平均化回路１４ｃの出力信号を利用して、第１の実施例と同様に共通調整部１１を制御することにより、遅延干渉計１ａの移相要素の位相を目標値に調整ができる。ただし、この構成では、検出感度は、第１の実施例と比較して１／８となる。
【０１０３】
第２の実施例の光ＤＱＰＳＫ受信機において、個別調整手順は、第１の実施例と同様にＡブランチＴＩＡ信号およびＢブランチＴＩＡ信号を利用して実現される。また、異常検出手順は、ＢブランチＴＩＡ信号およびb1信号を利用して実現される。
【０１０４】
図７に示す構成は、入力信号の各ビットの値がランダムであることを前提としている。換言すれば、入力信号が所定のビットパターンを有している場合には、検出誤差が大きくなることがある。例えば、図９において、８ビット毎（A1、A9、A17、．．．）に固定値（例えば、「１」）が設定されるものとすると、平均化回路１４ｃの出力信号は、その固定値に依存してしまう。具体的には、ＡTIA＊ＢCDR信号を表す下式において、Δφが均等に分布しなくなるので、その第１項がゼロにならない。
A2(t)cos(Δφ+π/4)*sin(Δφ+π/4)cos(δa)−A2(t)sin2(Δφ+π/4)sin(δa)
このため、位相誤差の検出精度が低下し、移相要素の調整精度も低下してしまう。
【０１０５】
図１０は、この問題を解決するための機能を備えた光ＤＱＰＳＫ受信機の構成を示す図である。図１０において、セレクタ３２は、マイクロコントローラ１５ｃからの指示に従って、ＤＥＭＵＸ回路３１の出力ポートb1〜b8を順番に選択する。
【０１０６】
出力ポートb1が選択されたときは、図７に示す構成と同様であり、平均化によって信号A1＊B1が得られる。続いて、出力ポートb2が選択されると、信号A2＊B2が得られる。同様に、出力ポートb3〜b8が選択されると、それぞれ、信号A3＊B3〜A8＊B8が得られる。すなわち、ＤＥＭＵＸ回路３１の出力ポートb1〜b8を順番に選択すれば、信号A1＊B1〜A8＊B8が得られる。そして、この実施例では、信号A1＊B1〜A8＊B8の総和を利用して移相要素が調整される。具体的には、「各出力ポートの検出値の総和／各出力ポートでの演算期間におけるＡブランチ平均入力光パワー」に基づいて移相要素が調整される。この構成によれば、入力信号の各ビットの値がランダムでなかったとしても、上記検出誤差の影響を抑えることができる。
【０１０７】
なお、入力信号がほぼランダムであり、ＤＥＭＵＸ出力を１ポートだけ用いた場合に発生する検出値の分布が正規分布に近似されるとした場合、例えば、４ポートを用いたときの最終検出値の誤差は、１ポートを用いた場合に比べ１／√４＝１／２に低減されることが期待できる。
【０１０８】
光ＤＱＰＳＫ受信機における１組の遅延干渉計の移相要素の組合せとして図３に示す８パターンを許容した場合、識別論理処理が必要となる。識別論理回路の構成および動作に
ついては、特開２００６−２７０９０９号公報に記載されている。
【０１０９】
復調により得られる１組の信号は、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素の位相の組合せに応じて、互いに入れ替わったり、ビットの論理が反転したりする。ここで、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素の位相がそれぞれ「＋π／４」「−π／４」である状態を基準状態として定義し、この状態におけるＡブランチ及びＢブランチの復調信号をそれぞれ「Ｉ」及び「Ｑ」と呼ぶことにする。そして、例えば、両ブランチの移相要素の位相がそれぞれ基準状態に対してπ／２だけシフトしたものとする。すなわち、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素はそれぞれ「＋3π／４」「＋π／４」に調整されるものとする。この場合、Ａブランチの復調信号は「反転したＱ」となり、Ｂブランチの復調信号は「Ｉ」となる。
【０１１０】
図７または図１０に示す構成においては、ＤＥＭＵＸ回路３１内で同期外れが発生することなく、且つ入出力のタイミングが維持されるものとすると、ＤＥＭＵＸ出力の隣接ビットが入れ替わることになる。すなわち、遅延干渉計１ａ、１ｂの移相要素の位相パターンが決定された後は、その位相パターンに応じて出力ポートを適切に定義すれば、ビット入替え処理を行うことなく、送信データを再生できる。
【０１１１】
図７または図１０に示す構成では、Ａブランチのフィードバック制御中に、ＤＥＭＵＸ回路３１内での一時的な同期外れ等に起因してそのフィードバック系が暴走することがある。しかし、ＢブランチＣＤＲ信号の分離信号が出力ポートb1〜b8から出力されるようになれば、ミキサ１３ｃの乗算信号は正常値に回復し、Ａブランチの遅延干渉計のフィードバック制御は自動的に復旧する。
【０１１２】
また、ミキサ１３ｃを含む検出回路を市販されている汎用チップで実現し、信号のビットレートの１／２０〜１／２００程度に帯域が制限される場合には、ローパスフィルタとしてベッセル型ローパスフィルタを用いた構成においても、その信号は相関がある成分を含むために検出値が得られる。検出量は、入力信号のビットがランダムであり、且つ平均化回路の積分時間が十分長い場合、データ再生回路５ｂの出力信号スペクトルとローパスフィルタの帯域に包含される信号スペクトラムの実効電圧の比と、ＤＥＭＵＸ回路３１で決定されるビットの相関に依存する。
【０１１３】
なお、実施形態の光ＤＱＰＳＫ受信機は、特許文献２に記載の機能（例えば、ＤＣオフセットを除去する機能、ミキサ出力を平均化する機能など）を含んで構成されるようにしてもよい。
【０１１４】
以上の各実施例を含む本発明の実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１）
第１の移相要素を備える第１の遅延干渉計、前記第１の遅延干渉計の出力光を検出する第１の光検出器、および前記第１の光検出器の出力信号からデータを再生する第１の再生回路を備えた第１のブランチ回路と、
第２の移相要素を備える第２の遅延干渉計、前記第２の遅延干渉計の出力光を検出する第２の光検出器、および前記第２の光検出器の出力信号からデータを再生する第２の再生回路を備えた第２のブランチ回路と、
前記第１の移相要素および第２の移相要素を調整する共通調整手段と、
前記第２の移相要素を調整する個別調整手段と、
前記第１の光検出器から出力される第１の信号および前記第２の再生回路から出力される第２の信号に基づいて前記共通調整手段を制御すると共に、前記第１の信号および前記第２の光検出器から出力される第３の信号に基づいて前記個別調整手段を制御する制御手段、
を有することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
（付記２）
付記１に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記共通調整手段は、前記制御手段による制御に従って、前記第１の移相要素の位相と第２の移相要素の位相との差を保持したまま、各移相要素の位相を調整する
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
（付記３）
付記１に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記共通調整手段は、前記制御手段による制御に従って、前記第１および第２の移相要素の位相を、同時に同方向にほぼ同量だけ変化させる
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
（付記４）
付記１に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記第１および第２の移相要素は、それぞれ、温度に応じて光パス長が変化する光学媒質であり、
前記共通調整手段は、前記制御手段による制御に従って、前記第１および第２の移相要素の温度を同時に調整する
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
（付記５）
付記４に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記個別調整手段は、前記制御手段による制御に従って、前記第２の移相要素の温度を調整するヒータである
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
（付記６）
付記１に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記制御手段は、前記第１の移相要素の位相がπ／４＋ｎπ／２（ｎは、整数）となるように、前記共通調整手段を制御する
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
（付記７）
付記６に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記制御手段は、前記第１の移相要素の位相と第２の移相要素の位相との差がπ／２とするように、前記個別調整手段を制御する
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
（付記８）
付記１に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記制御手段により第１の動作モードが指定されたときに、前記第１〜第３の信号の中から前記第１および第２の信号を選択し、前記制御手段により第２の動作モードが指定されたときに、前記第１〜第３の信号の中から前記第１および第３の信号を選択するセレクタと、
前記セレクタにより選択された２つの信号を掛け合わせるミキサと、
前記ミキサの出力信号を平均化する平均化回路、をさらに備え、
前記制御手段は、前記第１の動作モードにおいては、前記平均化回路の出力信号に基づいて前記共通調整手段を制御し、前記第２の動作モードにおいては、前記平均化回路の出力信号に基づいて前記個別調整手段を制御する
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
（付記９）
付記８に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記制御手段は、前記第１および第２の動作モードを交互に繰り返す
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
（付記１０）
付記８に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記第１および第２の遅延干渉計の平均光入力パワーをモニタするモニタ回路と、
前記セレクタにより前記第１の信号が選択されるときには前記平均化回路の出力信号を前記第１の遅延干渉計の平均光入力パワーで除算し、前記セレクタにより前記第３の信号が選択されるときには前記平均化回路の出力信号を前記第２の遅延干渉計の平均光入力パワーで除算する除算回路、をさらに備える
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
（付記１１）
付記１に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記セレクタは、前記制御手段により第３の動作モードが指定されたときには、前記第２および第３の信号を選択し、
前記制御手段は、前記第３の動作モードにおいては、前記平均化回路の出力信号を予め決められた閾値と比較することにより、異常状態を検出する
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
（付記１２）
第１の移相要素を備える第１の遅延干渉計、前記第１の遅延干渉計の出力光を検出する第１の光検出器、および前記第１の光検出器の出力信号からデータを再生する第１の再生回路を備えた第１のブランチ回路と、
第２の移相要素を備える第２の遅延干渉計、前記第２の遅延干渉計の出力光を検出する第２の光検出器、および前記第２の光検出器の出力信号からデータを再生する第２の再生回路を備えた第２のブランチ回路と、
前記第１および第２の再生回路により再生されるデータを分離する分離回路と、
前記第１の移相要素および第２の移相要素を調整する共通調整手段と、
前記第２の移相要素を調整する個別調整手段と、
前記第１の光検出器から出力される第１の信号および前記第２の再生回路の出力信号を前記分離回路で分離することにより得られる第２の信号に基づいて前記共通調整手段を制御すると共に、前記第１の信号および前記第２の光検出器から出力される第３の信号に基づいて前記個別調整手段を制御する制御手段、
を有することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
（付記１３）
付記１２に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機であって、
前記第２の再生回路の出力信号を前記分離回路で分離することにより得られる複数の第２の信号を順番に選択するセレクタと、
前記第１の信号と前記セレクタにより順番に選択される各第２の信号とを掛け合わせるミキサ、をさらに備え、
前記制御手段は、前記ミキサにより得られる複数の乗算結果に基づいて、前記共通調整手段を制御する
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
（付記１４）
第１の移相要素を備える第１の遅延干渉計、前記第１の遅延干渉計の出力光を検出する第１の光検出器、および前記第１の光検出器の出力信号からデータを再生する第１の再生回路を備えた第１のブランチ回路、並びに、第２の移相要素を備える第２の遅延干渉計、前記第２の遅延干渉計の出力光を検出する第２の光検出器、および前記第２の光検出器の出力信号からデータを再生する第２の再生回路を備えた第２のブランチ回路、を備える光ＤＱＰＳＫ受信機において使用される位相モニタ装置であって、
前記第１の光検出器から出力される第１の信号および前記第２の再生回路から出力される第２の信号に基づいて前記第１の移相要素の位相誤差をモニタすると共に、前記第１の信号および前記第２の光検出器から出力される第３の信号に基づいて前記第２の移相要素の位相誤差をモニタするモニタ手段、
を備える位相モニタ装置。
【図面の簡単な説明】
【０１１５】
【図１】実施形態の光ＤＱＰＳＫ受信機の基本構成を示す図である。
【図２】光検出器の実施例である。
【図３】１組の遅延干渉計の移相要素の目標状態を示す図である。
【図４】遅延干渉計の移相要素の調整方法を説明する図である。
【図５】第１の実施例に係る光ＤＱＰＳＫ受信機の構成を示す図である。
【図６】第１の実施例におけるマイクロコントローラの動作を示すフローチャートである。
【図７】第２の実施例に係る光ＤＱＰＳＫ受信機の構成を示す図である。
【図８】ＤＥＭＵＸ回路の動作を示す図である。
【図９】第２の実施例におけるミキサの動作を説明する図である。
【図１０】第２の実施例の変形例である。
【図１１】光ＤＱＰＳＫシステムの構成例である。
【図１２】特許文献２に記載の光ＤＱＰＳＫ受信機の構成を示す図である。
【符号の説明】
【０１１６】
１ａ、１ｂ  遅延干渉計
２ａ、２ｂ  光検出器
３ａ、３ｂ  トランスインピーダンスアンプ
５ａ、５ｂ  データ再生回路
１１        共通調整部
１２        個別調整部
１３（１３ｃ〜１３ｅ）  ミキサ
１４（１４ｃ〜１４ｅ）  平均化回路
１５（１５ｃ〜１５ｅ）  Ａ／Ｄコンバータ
１６（１６ｃ〜１６ｅ）  マイクロコントローラ
２１        セレクタ
３１        ＤＥＭＵＸ回路
３２        セレクタ
２００  光送信機
３００  光受信機
【図１】
2009200915.tif 000003
【図２】
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【図３】
2009200915.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2009200915.tif 000009
【図８】
2009200915.tif 000010
【図９】
2009200915.tif 000011
【図１０】
2009200915.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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