(57)【要約】【課題】ＮＰＣインバータと同様に高調波を削減でき部品点数の少ない電力変換器を提供することである。【解決手段】  直流正極線１１と直流負極線１２との間に接続されｊ（ｊは３以上の整数）レベルハーフブリッジインバータを構成した第１のハーフブリッジ回路と、直流正極線１１と直流負極線１２との間に接続されｋ（ｋ＜ｊを満たす整数）レベルハーフブリッジインバータを構成した第２のハーフブリッジ回路と、第１のハーフブリッジ回路から引き出された一方の交流出力端子と、第２のハーフブリッジ回路から引き出された他方の交流出力端子とを備え、ｎレベルの出力で運転する。【選択図】  図１
2009017622.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流正極線と直流負極線との間に接続されｊ（ｊは３以上の整数）レベルハーフブリッジインバータを構成した第１のハーフブリッジ回路と、直流正極線と直流負極線との間に接続されｋ（ｋ＜ｊを満たす整数）レベルハーフブリッジインバータを構成した第２のハーフブリッジ回路と、第１のハーフブリッジ回路から引き出された一方の交流出力端子と、第２のハーフブリッジ回路から引き出された他方の交流出力端子とを備えたことを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
直流正極線と直流負極線との間に複数個のスイッチング素子を直列接続した第１の正側アーム及び第１の正側アームの複数個のスイッチング素子と同じ個数のスイッチング素子を直列接続した第１の負側アームを有した第１のハーフブリッジ回路と、直流正極線と直流負極線との間に第１のハーフブリッジ回路の第１の正側アームの複数個のスイッチング素子と異なる個数のスイッチング素子を直列接続した第２の正側アーム及び第２の正側アームの複数個のスイッチング素子と同じ個数のスイッチング素子を直列接続した第２の負側アームを有した第２のハーフブリッジ回路と、第１のハーフブリッジ回路の第１の正側アームと第２の負側アームとの接続点から引き出された一方の交流出力端子と、第２のハーフブリッジ回路の第２の正側アームと第２の負側アームとの接続点から引き出された他方の交流出力端子とを備えたことを特徴とする電力変換器。
【請求項３】
直流正極線と直流負極線との間に三相の各相毎に、複数個のスイッチング素子を直列接続した正側アーム及び正側アームの複数個のスイッチング素子と同じ個数のスイッチング素子を直列接続した負側アームを有したハーフブリッジ回路を接続し、三相の各相のハーフブリッジ回路の構成が異なることを特徴とする電力変換器。
【請求項４】
直流正極線と直流負極線との間に三相の各相毎に、複数個のスイッチング素子を直列接続した正側アーム及び正側アームの複数個のスイッチング素子と同じ個数のスイッチング素子を直列接続した負側アームを有したハーフブリッジ回路を接続し、三相の各相の少なくとも２相分のハーフブリッジ回路は同じ構成としたことを特徴とする電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換器の高調波低減技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、電力系統には発電所で発電された交流電力が供給される。近年においては、電力の自由化により、直流電源を電力変換器を介して電力系統に接続し、電力系統に交流電力を供給することが行われており、電力変換器による電力変換の際に高調波が発生する。また、電力系統に接続された電力需要設備の中には様々な高調波電源が顕在化しており、例えば、工場においてはアーク炉や整流器からは大量の高調波電流が発生する。家庭内においても、エアコン、テレビ、パソコンなどから高調波電流が電力系統に流れ込み電圧歪みを発生させる。
【０００３】
これら高調波による電圧歪みは年々増加傾向にあり、高調波による電圧歪みによって障害を受ける機器も多数発生している。具体的には、電力コンデンサ本体やその直列リアクトル、高調波フィルタ等の焼損などが顕在化している。
【０００４】
このため、電力変換器から高調波による歪み電流を抑えることが必要となる。そこで、高周波ＰＷＭ制御を用いた電力変換器が普及しているが、ＰＷＭ制御によるパルス数が増えるにつれて損失が増える。特に、電力分野においては損失がエネルギーコストに直結するため、可能な限り損失が小さい電力変換器が望まれている。また、パルス電圧を重ねることにより交流波形を正弦波に近づけるＮＰＣインバータが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００４−２４８４７９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、ＮＰＣインバータは、出力電圧の交流波形を正弦波に近づけるために複数レベルの出力をしなければならないので、回路が複雑で部品点数が多くなる。
【０００６】
図７は、従来のＮＰＣ（中性点クランプ）型インバータの回路図である。他方この回路図は二つの３レベルハーフブリッジインバータを組合せた電力変換器と見なすこともできる。直流正極線１１と直流負極線１２との間に、３レベルハーフブリッジインバータを形成する第１のハーフブリッジ回路１３と、第２のハーフブリッジ回路１４とが接続されている。
【０００７】
第１のハーフブリッジ回路１３は、２個のスイッチング素子１５−１、１５−２を直列接続した第１の正側アーム１６と、２個のスイッチング素子１５−３、１５−４を直列接続した第１の負側アーム１７を有し、スイッチング素子１５−１乃至第４のスイッチング素子１５−４にはそれぞれ環流ダイオードＤ１〜Ｄ４が並列に接続されている。また、第１の直流電源１８は中性点で接地され、第１の直流電源１８の中性点と第１のスイッチング素子１５−１及び第２のスイッチング素子１５−２との接続点の間にクランプダイオードＤ９が接続され、第１の直流電源１８の中性点と第３のスイッチング素子１５−３及び第４のスイッチング素子１５−４との接続点の間にクランプダイオードＤ１０が接続されている。なお、第１の直流電源１８の電圧は、中性点を挟んでそれぞれＥである。これにより、３レベルハーフブリッジインバータが形成されている。
【０００８】
同様に、第２のハーフブリッジ回路１４は、２個のスイッチング素子１５−５、１５−６を直列接続した第２の正側アーム１９と、２個のスイッチング素子１５−７、１５−８を直列接続した第２の負側アーム２０を有し、第５のスイッチング素子１５−５乃至第８のスイッチング素子１５−８にはそれぞれ環流ダイオードＤ５〜Ｄ８が並列に接続されている。また、第５のスイッチング素子１５−５及び第６のスイッチング素子１５−６の接続点と、第７のスイッチング素子１５−７及び第８のスイッチング素子１５−８の接続点との間にクランプダイオードＤ１１、Ｄ１２が接続され、クランプダイオードＤ１１、Ｄ１２の接続点で接地されている。これにより、３レベルハーフブリッジインバータが形成されている。
【０００９】
そして、交流端子の一端Ｕを第２のスイッチング素子１５−２及び第３のスイッチング素子１５−３の接続点から引き出し、交流端子の他端Ｕ’を第６のスイッチング素子１５−６及び第７のスイッチング素子１５−７の接続点から引き出し、この交流端子Ｕ、Ｕ’から単相交流負荷に電力を供給する。これにより、第１のハーフブリッジ回路１３（３レベルハーフブリッジインバータ）と第２のハーフブリッジ回路１４（３レベルハーフブリッジインバータ）とを組み合わせて出力のレベル数が５レベルの電力変換器を得る。
【００１０】
図８は、図７に示したＮＰＣ型インバータ回路の交流端子Ｕ、Ｕ’の出力電圧の一例を示す波形図であり、表１はＮＰＣ型インバータ回路の第１のスイッチング素子１５−１乃至第８のスイッチング素子１５−８のオンオフに対する出力電圧を示す表である。図８及び表１に示すように、ＮＰＣ型インバータ回路の出力電圧は、０、Ｅ、−Ｅ、２Ｅ、−２Ｅの５つのレベルとなる。
【表１】
2009017622.tif 000003
【００１１】
表１に示すように、ＮＰＣ型インバータ回路の第１のスイッチング素子１５−１乃至第８のスイッチング素子１５−８のオンオフには９つのモード１〜９がある。
【００１２】
例えば、モード１は、表１に示すように、第１のスイッチング素子１５−１がオフ、第２のスイッチング素子１５−２がオン、第３のスイッチング素子１５−３がオン、第４のスイッチング素子１５−４がオフで、交流端子Ｕの端子電圧が０であり、第５のスイッチング素子１５−５がオフ、第６のスイッチング素子１５−６がオン、第７のスイッチング素子１５−７がオン、第８のスイッチング素子１５−８がオフで、交流端子Ｕ’の端子電圧が０であるモードである。従って、このモード１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。
【００１３】
以下同様に、モード２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ、モード３のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は２Ｅ、モード４のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ、モード５のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０、モード６のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ、モード７のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−２Ｅ、モード８のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ、モード９のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。
【００１４】
このように、二つの３レベルハーフブリッジインバータを組合せた電力変換器の出力電圧は、第１のスイッチング素子１５−１乃至第８のスイッチング素子１５−８のオンオフを切り換える。この場合、矩形波の幅ｄ、ｄ’を調整することにより、出力電圧の大きさや高調波歪電圧が変化する。
【００１５】
これにより、二つの３レベルハーフブリッジインバータを組合せた電力変換器では、５レベルの出力電圧を得ることができるので、出力電圧の交流波形を正弦波に近づけることができるが、８個のスイッチング素子１５−１〜１５−８が必要となる。従って、回路が複雑で部品点数が多いことから信頼性の向上を図ることが難しいものであった。
【００１６】
本発明の目的は、ＮＰＣインバータと同様に高調波を削減でき部品点数の少ない電力変換器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
請求項１の発明に係わる電力変換器は、直流正極線１１と直流負極線１２との間に接続されｊ（ｊは３以上の整数）レベルハーフブリッジインバータを構成した第１のハーフブリッジ回路と、直流正極線１１と直流負極線１２との間に接続されｋ（ｋ＜ｊを満たす整数）レベルハーフブリッジインバータを構成した第２のハーフブリッジ回路と、第１のハーフブリッジ回路から引き出された一方の交流出力端子と、第２のハーフブリッジ回路から引き出された他方の交流出力端子とを備えたことを特徴とする。
【００１８】
請求項２の発明に係わる電力変換器は、直流正極線と直流負極線との間に複数個のスイッチング素子を直列接続した第１の正側アーム及び第１の正側アームの複数個のスイッチング素子と同じ個数のスイッチング素子を直列接続した第１の負側アームを有した第１のハーフブリッジ回路と、直流正極線と直流負極線との間に第１のハーフブリッジ回路の第１の正側アームの複数個のスイッチング素子と異なる個数のスイッチング素子を直列接続した第２の正側アーム及び第２の正側アームの複数個のスイッチング素子と同じ個数のスイッチング素子を直列接続した第２の負側アームを有した第２のハーフブリッジ回路と、第１のハーフブリッジ回路の第１の正側アームと第２の負側アームとの接続点から引き出された一方の交流出力端子と、第２のハーフブリッジ回路の第２の正側アームと第２の負側アームとの接続点から引き出された他方の交流出力端子とを備えたことを特徴とする。
【００１９】
請求項３の発明に係わる電力変換器は、直流正極線と直流負極線との間に三相の各相毎に、複数個のスイッチング素子を直列接続した正側アーム及び正側アームの複数個のスイッチング素子と同じ個数のスイッチング素子を直列接続した負側アームを有したハーフブリッジ回路を接続し、三相の各相の少なくとも２相分のハーフブリッジ回路は同じ構成としたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、出力のレベル数が異なったハーフブリッジ回路を組み合わせて、レベル数が同一のハーフブリッジ回路を組み合わせた従来の電力変換器と同一の出力のレベルを得ることができるので、従来の電力変換器に比べ部品点数の少ない電力変換器を実現できる。すなわち、クランプダイオードの削減や環流ダイオード、スイッチング素子の個数を低減することが期待できる。従って、装置のコンパクト化及び信頼度向上、変換器損失の低減につながる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図１は本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の実施例１の回路図である。この第１の実施の形態は、直流正極線１１と直流負極線１２との間に、ｊ（ｊは３以上の整数）レベルハーフブリッジインバータを構成した第１のハーフブリッジ回路１３と、ｋ（ｋ＜ｊを満たす整数）レベルハーフブリッジインバータを構成した第２のハーフブリッジ回路１４とを形成し、第１のハーフブリッジ回路１３から一方の交流出力端子Ｕを、第２のハーフブリッジ回路１４から他方の交流出力端子Ｕ’を引き出したものである。すなわち、ｊ＝３、ｋ＝２とし、図７に示した従来例に対し、第１のハーフブリッジ回路１３で３レベルハーフブリッジインバータ形成し、第２のハーフブリッジ回路１４で２レベルハーフブリッジインバータを形成し、これら二つのハーフブリッジインバータを組み合わせて出力レベル数が５レベルの電力変換器を形成したものである。
【００２２】
直流正極線１１と直流負極線１２との間には、３レベルハーフブリッジインバータを形成する第１のハーフブリッジ回路１３と、２レベルハーフブリッジインバータを形成する第２のハーフブリッジ回路１４とが接続されている。
【００２３】
第１のハーフブリッジ回路１３は、２個のスイッチング素子１５−１、１５−２を直列接続した第１の正側アーム１６と、２個のスイッチング素子１５−３、１５−４を直列接続した第１の負側アーム１７とを有し、第１のスイッチング素子１５−１乃至第４のスイッチング素子１５−４にはそれぞれ環流ダイオードＤ１〜Ｄ４が並列に接続されている。また、第１の直流電源１８は中性点で接地され、第１の直流電源１８の中性点と第１のスイッチング素子１５−１及び第２のスイッチング素子１５−２との接続点の間にクランプダイオードＤ７が接続され、第１の直流電源１８の中性点と第３のスイッチング素子１５−３及び第４のスイッチング素子１５−４との接続点の間にクランプダイオードＤ８が接続されている。なお、第１の直流電源１８の電圧は、中性点を挟んでそれぞれＥである。これにより、３レベルハーフブリッジインバータが形成されている。
【００２４】
第２のハーフブリッジ回路１４は、１個のスイッチング素子１５−５を接続した第２の正側アーム１９と、第２の正側アーム１９と同じ個数の１個のスイッチング素子１５−６を接続した第２の負側アーム２０を有し、第５のスイッチング素子１５−５及び第６のスイッチング素子１５−６には、それぞれ環流ダイオードＤ５、Ｄ６が並列に接続されている。これにより、２レベルハーフブリッジインバータが形成されている。
【００２５】
そして、交流端子の一端Ｕを第２のスイッチング素子１５−２及び第３のスイッチング素子１５−３の接続点から引き出し、交流端子の他端Ｕ’を第５のスイッチング素子１５−５及び第６のスイッチング素子１５−６の接続点から引き出し、この交流端子Ｕ、Ｕ’から単相交流負荷に電力を供給する。これにより、第１のハーフブリッジ回路１３（３レベルハーフブリッジインバータ）と第２のハーフブリッジ回路１４（２レベルハーフブリッジインバータ）とを組み合わせて出力のレベル数が５レベルの電力変換器を得る。
【００２６】
表２は図１に示した電力変換器の第１のスイッチング素子１５−１乃至第６のスイッチング素子１５−６のオンオフに対する出力電圧を示す表である。表２に示すように、図１に示した電力変換器の出力電圧は、０、−Ｅ、Ｅ、２Ｅ、−２Ｅの５つのレベルとなる。
【表２】
2009017622.tif 000004
【００２７】
表２に示すように、モード１は、交流端子Ｕの端子電圧が０であり、交流端子Ｕ’の端子電圧がＥであるモードである。従って、このモード１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅである。
【００２８】
例えば、第１のスイッチング素子１５−１がオフ、第２のスイッチング素子１５−２がオン、第３のスイッチング素子１５−３がオン、第４のスイッチング素子１５−４がオフで、交流端子Ｕの端子電圧が０であり、第５のスイッチング素子１５−５がオン、第６のスイッチング素子１５−６がオフで、交流端子Ｕ’の端子電圧がＥである。従って、このモード１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅである。
【００２９】
モード２は、交流端子Ｕの端子電圧が０であり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−Ｅであるモードである。従って、このモード２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥである。
【００３０】
例えば、第１のスイッチング素子１５−１がオフ、第２のスイッチング素子１５−２がオン、第３のスイッチング素子１５−３がオン、第４のスイッチング素子１５−４がオフで、交流端子Ｕの端子電圧が０であり、第５のスイッチング素子１５−５がオフ、第６のスイッチング素子１５−６がオンで、交流端子Ｕ’の端子電圧が−Ｅである。従って、このモード１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥである。
【００３１】
以下同様に、モード３は、交流端子Ｕの端子電圧がＥであり、交流端子Ｕ’の端子電圧がＥであるモードである。従って、このモード３のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。モード４は、交流端子Ｕの端子電圧がＥであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−Ｅであるモードである。従って、このモード４のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は２Ｅである。モード５は、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧がＥであるモードである。従って、このモード５のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−２Ｅである。モード６は、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−Ｅであるモードである。従って、このモード６のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。
【００３２】
このように、図１に示す電力変換器の出力電圧は、第１のスイッチング素子１５−１乃至第６のスイッチング素子１５−６のオンオフの切り換えにより、−Ｅ、Ｅ、０、２Ｅ、−２Ｅの５つのレベルとなる。この場合、５つのレベルの矩形波のそれぞれの幅を調整することにより、出力電圧の大きさや高調波歪電圧が変化することになる。
【００３３】
このように、３レベルハーフブリッジインバータと２レベルハーフブリッジインバータとを組み合わせることにより、従来の二つの３レベルハーフブリッジインバータを組合せた電力変換器と同一の出力が得られる。従って、従来の二つの３レベルハーフブリッジインバータを組合せた電力変換器に対し、スイッチング素子１５やダイオードＤの点数が少なくて済み、出力電圧の交流波形は同等の正弦波を得ることができる。このため、装置のコンパクト化や信頼度向上につながる。
【００３４】
図２は本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の実施例２の回路図である。この実施例２は、図１に示した実施例１に対し、ｊ＝５、ｋ＝２とし、第１のハーフブリッジ回路１３で５レベルハーフブリッジインバータを形成し、第２のハーフブリッジ回路１４で２レベルハーフブリッジインバータを形成し、これら二つのハーフブリッジインバータを組み合わせて９レベルの電力変換器を形成したものである。
【００３５】
直流正極線１１と直流負極線１２との間に、５レベルハーフブリッジインバータを形成する第１のハーフブリッジ回路１３と、２レベルハーフブリッジインバータを形成する第２のハーフブリッジ回路１４とが接続されている。
【００３６】
第１のハーフブリッジ回路１３は、４個のスイッチング素子１５−１〜１５−４を直列接続した第１の正側アーム１６と、４個のスイッチング素子１５−５、１５−８を直列接続した第１の負側アーム１７を有し、スイッチング素子１５−１乃至第８のスイッチング素子１５−８にはそれぞれ環流ダイオードＤ１〜Ｄ８が並列に接続されている。
【００３７】
また、第１の直流電源１８は中性点で接地され、第１のスイッチング素子１５−１及び第２のスイッチング素子１５−２の接続点と第１の直流電源１８の第１電源Ｅ及び第２電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ１１が接続され、第１の直流電源１８の第１電源Ｅ及び第２電源Ｅの接続点と第５のスイッチング素子１５−５及び第６のスイッチング素子１５−６との接続点の間にクランプダイオードＤ１２が接続される。第２のスイッチング素子１５−２及び第３のスイッチング素子１５−３の接続点と第１の直流電源１８の第２電源Ｅ及び第３電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ１３が接続され、第１の直流電源１８の第２電源Ｅ及び第３電源Ｅの接続点と第６のスイッチング素子１５−６及び第７のスイッチング素子１５−７との接続点の間にクランプダイオードＤ１４が接続され、さらに、第３のスイッチング素子１５−３及び第４のスイッチング素子１５−４の接続点と第１の直流電源１８の第３電源Ｅ及び第４電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ１５が接続され、第１の直流電源１８の第３電源Ｅ及び第４電源Ｅの接続点と第７のスイッチング素子１５−７及び第８のスイッチング素子１５−８との接続点の間にクランプダイオードＤ１６が接続される。これにより、５レベルハーフブリッジインバータが形成されている。
【００３８】
第２のハーフブリッジ回路１４は、ｍ（ｍ＝１）個のスイッチング素子１５−９を接続した第２の正側アーム１９と、ｍ（ｍ＝１）個のスイッチング素子１５−１０を接続した第２の負側アーム２０を有し、第９のスイッチング素子１５−９及び第１０のスイッチング素子１５−１０には、それぞれ環流ダイオードＤ８、Ｄ９が並列に接続されている。これにより、２レベルハーフブリッジインバータが形成されている。すなわち、図２に示す第１のハーフブリッジ回路１３は８個のスイッチング素子で構成され、第２のハーフブリッジ回路１４は、、２個のスイッチング素子で構成された例を示している。この回路では、第１のハーフブリッジ回路１３に接続された８個のスイッチング素子と同じ電圧を第２のハーフブリッジ回路１４に接続された２個のスイッチング素子で分担することが必要となる。従って、第１のハーフブリッジ回路１３のスイッチング素子の耐圧は、第２のハーフブリッジ回路１４のスイッチング素子の耐圧の１／４で良いことになる。換言すれば、第２のハーフブリッジ回路１４のスイッチング素子の個数は、第１のハーフブリッジ回路１３のスイッチング素子の個数に対して１／４で済むことになる。
【００３９】
そして、交流端子の一端Ｕを第４のスイッチング素子１５−４及び第５のスイッチング素子１５−５の接続点から引き出し、交流端子の他端Ｕ’を第９のスイッチング素子１５−９及び第１０のスイッチング素子１５−１０の接続点から引き出し、この交流端子Ｕ、Ｕ’から単相交流負荷に電力を供給する。これにより、第１のハーフブリッジ回路１３（５レベルハーフブリッジインバータ）と第２のハーフブリッジ回路１４（２レベルハーフブリッジインバータ）とを組み合わせて出力のレベル数が９レベルの電力変換器を得る。
【００４０】
表３は図２に示した電力変換器の第１のスイッチング素子１５−１乃至第１０のスイッチング素子１５−１０のオンオフに対する出力電圧を示す表である。表３に示すように、図２に示した電力変換器の出力電圧は、０、Ｅ、−Ｅ、２Ｅ、−２Ｅ、３Ｅ、−３Ｅ、４Ｅ、−４Ｅの９つのレベルとなる。
【表３】
2009017622.tif 000005
【００４１】
表３に示すように、モード１は、交流端子Ｕの端子電圧が０であり、交流端子Ｕ’の端子電圧が２Ｅであるモードである。従って、このモード１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−２Ｅである。モード２は、交流端子Ｕの端子電圧が０であり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−２Ｅであるモードである。従って、このモード２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は２Ｅである。
【００４２】
モード３は、交流端子Ｕの端子電圧がＥであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が２Ｅであるモードである。従って、このモード３のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅである。モード４は、交流端子Ｕの端子電圧がＥであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−２Ｅであるモードである。従って、このモード４のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は３Ｅである。
【００４３】
モード５は、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が２Ｅであるモードである。従って、このモード５のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−３Ｅである。モード６は、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−２Ｅであるモードである。従って、このモード６のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥである。
【００４４】
モード７は、交流端子Ｕの端子電圧が２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が２Ｅであるモードである。従って、このモード７のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。モード８は、交流端子Ｕの端子電圧が２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−２Ｅであるモードである。従って、このモード８のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は４Ｅである。
【００４５】
モード９は、交流端子Ｕの端子電圧が−２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が２Ｅであるモードである。従って、このモード９のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は４Ｅである。モード１０は、交流端子Ｕの端子電圧が−２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−２Ｅであるモードである。従って、このモード１０のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。
【００４６】
このように、図２に示す電力変換器の出力電圧は、第１のスイッチング素子１５−１乃至第１０のスイッチング素子１５−１０のオンオフの切り換えにより、０、Ｅ、−Ｅ、２Ｅ、−２Ｅ、３Ｅ、−３Ｅ、４Ｅ、−４Ｅの９つのレベルとなる。この場合、９つのレベルの矩形波のそれぞれの幅を調整することにより、出力電圧の大きさや高調波歪電圧が変化することになる。
【００４７】
このように、５レベルハーフブリッジインバータと２レベルハーフブリッジインバータとを組み合わせることにより、従来の二つの５レベルハーフブリッジインバータを組合せた電力変換器と同一の出力電力が得られる。従って、従来の二つの５レベルハーフブリッジインバータを組合せた電力変換器に対し、スイッチング素子１５やダイオードＤの点数が少なくて済み、出力電圧の交流波形は同等の正弦波を得ることができる。このため、装置のコンパクト化や信頼度向上につながる。
【００４８】
図３は本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の実施例３の回路図である。この実施例３は、図２に示した実施例２に対し、第２のハーフブリッジ回路１４で２レベルハーフブリッジインバータを形成することに代えて、３レベルハーフブリッジインバータを形成し、第１のハーフブリッジ回路１３での５レベルハーフブリッジインバータと第２のハーフブリッジ回路１４での３レベルハーフブリッジインバータとを組み合わせて９レベルの電力変換器を形成したものである。
【００４９】
直流正極線１１と直流負極線１２との間に、５レベルハーフブリッジインバータを形成する第１のハーフブリッジ回路１３と、３レベルハーフブリッジインバータを形成する第２のハーフブリッジ回路１４とが接続されている。第１のハーフブリッジ回路１３は、図２のものと同一構成であるので説明は省略する。
【００５０】
第２のハーフブリッジ回路１４は、２個のスイッチング素子１５−９、１５−１０を直列接続した第２の正側アーム１９と、２個のスイッチング素子１５−１１、１５−１２を直列接続した第２の負側アーム２０を有し、第９スイッチング素子１５−９乃至第１２のスイッチング素子１５−１２にはそれぞれ環流ダイオードＤ１７〜Ｄ２０が並列に接続されている。第９のスイッチング素子１５−９及び第１０のスイッチング素子１５−１０との接続点の間にクランプダイオードＤ９が接続され、第１１のスイッチング素子１５−１１及び第１２のスイッチング素子１５−１２との接続点の間にクランプダイオードＤ１０が接続されている。
【００５１】
そして、交流端子の一端Ｕを第４のスイッチング素子１５−４及び第５のスイッチング素子１５−５の接続点から引き出し、交流端子の他端Ｕ’を第１０のスイッチング素子１５−１０及び第１１のスイッチング素子１５−１１の接続点から引き出し、この交流端子Ｕ、Ｕ’から単相交流負荷に電力を供給する。これにより、第１のハーフブリッジ回路１３（５レベルハーフブリッジインバータ）と第２のハーフブリッジ回路１４（３レベルハーフブリッジインバータ）とを組み合わせて出力のレベル数が９レベルの電力変換器を得る。
【００５２】
表４は図３に示した電力変換器の第１のスイッチング素子１５−１乃至第１２のスイッチング素子１５−１２のオンオフに対する出力電圧を示す表である。表４に示すように、図３に示した電力変換器の出力電圧は、０、Ｅ、−Ｅ、−２Ｅ、２Ｅ、３Ｅ、−３Ｅ、４Ｅ、−４Ｅの９つのレベルとなる。
【表４】
2009017622.tif 000006
【００５３】
表４に示すように、モード１は、交流端子Ｕの端子電圧が０であり、交流端子Ｕ’の端子電圧が０であるモードである。従って、このモード１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。モード２は、交流端子Ｕの端子電圧が０であり、交流端子Ｕ’の端子電圧が２Ｅであるモードである。従って、このモード２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−２Ｅである。モード３は、交流端子Ｕの端子電圧が０であり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−２Ｅであるモードである。従って、このモード３のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は２Ｅである。
【００５４】
モード４は、交流端子Ｕの端子電圧がＥであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が０であるモードである。従って、このモード４のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥである。モード５は、交流端子Ｕの端子電圧がＥであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が２Ｅであるモードである。従って、このモード５のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅである。モード６は、交流端子Ｕの端子電圧がＥであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−２Ｅであるモードである。従って、このモード６のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は３Ｅである。
【００５５】
モード７は、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が０であるモードである。従って、このモード７のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅである。モード８は、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が２Ｅであるモードである。従って、このモード８のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−３Ｅである。モード９は、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−２Ｅであるモードである。従って、このモード９のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥである。
【００５６】
モード１０は、交流端子Ｕの端子電圧が２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が０であるモードである。従って、このモード１０のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は２Ｅである。モード１１は、交流端子Ｕの端子電圧が２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が２Ｅであるモードである。従って、このモード１１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。モード１２は、交流端子Ｕの端子電圧が２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−２Ｅであるモードである。従って、このモード１２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は４Ｅである。
【００５７】
モード１３は、交流端子Ｕの端子電圧が−２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が０であるモードである。従って、このモード１０のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−２Ｅである。モード１４は、交流端子Ｕの端子電圧が−２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が２Ｅであるモードである。従って、このモード１１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−４Ｅである。モード１５は、交流端子Ｕの端子電圧が−２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−２Ｅであるモードである。従って、このモード１２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。
【００５８】
このように、図３に示す電力変換器の出力電圧は、第１のスイッチング素子１５−１乃至第１２のスイッチング素子１５−１２のオンオフの切り換えにより、０、Ｅ、−Ｅ、−２Ｅ、２Ｅ、３Ｅ、−３Ｅ、４Ｅ、−４Ｅの９つのレベルとなる。この場合、９つのレベルの矩形波のそれぞれの幅を調整することにより、出力電圧の大きさや高調波歪電圧が変化することになる。
【００５９】
このように、５レベルハーフブリッジインバータと３レベルハーフブリッジインバータとを組み合わせることにより、従来の二つの５レベルハーフブリッジインバータを組合せた電力変換器と同一の出力電力が得られる。従って、従来の二つの５レベルハーフブリッジインバータを組合せた電力変換器に対し、スイッチング素子１５やダイオードＤの点数が少なくて済み、出力電圧の交流波形は同等の正弦波を得ることができる。このため、装置のコンパクト化や信頼度向上につながる。
【００６０】
図４は本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の実施例４の回路図である。この実施例４は、図２に示した実施例２に対し、第１のハーフブリッジ回路１３で５レベルハーフブリッジインバータを形成することに代えて、７レベルハーフブリッジインバータを形成し、第１のハーフブリッジ回路１３での７レベルハーフブリッジインバータと第２のハーフブリッジ回路１４での２レベルハーフブリッジインバータとを組み合わせて１３レベルの電力変換器を形成したものである。
【００６１】
直流正極線１１と直流負極線１２との間に、７レベルハーフブリッジインバータを形成する第１のハーフブリッジ回路１３と、２レベルハーフブリッジインバータを形成する第２のハーフブリッジ回路１４とが接続されている。
【００６２】
第１のハーフブリッジ回路１３は、６個のスイッチング素子１５−１〜１５−６を直列接続した第１の正側アーム１６と、６個のスイッチング素子１５−７、１５−１２を直列接続した第１の負側アーム１７を有し、スイッチング素子１５−１乃至第１２のスイッチング素子１５−１２にはそれぞれ環流ダイオードＤ１〜Ｄ１２が並列に接続されている。
【００６３】
また、第１の直流電源１８は中性点で接地され、第１のスイッチング素子１５−１及び第２のスイッチング素子１５−２の接続点と第１の直流電源１８の第１電源Ｅ及び第２電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ１３が接続され、第１の直流電源１８の第１電源Ｅ及び第２電源Ｅの接続点と第７のスイッチング素子１５−７及び第８のスイッチング素子１５−８との接続点の間にクランプダイオードＤ１４が接続される。第２のスイッチング素子１５−２及び第３のスイッチング素子１５−３の接続点と第１の直流電源１８の第２電源Ｅ及び第３電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ１５が接続され、第１の直流電源１８の第２電源Ｅ及び第３電源Ｅの接続点と第８のスイッチング素子１５−８及び第９のスイッチング素子１５−９との接続点の間にクランプダイオードＤ１６が接続され、さらに、第３のスイッチング素子１５−３及び第４のスイッチング素子１５−４の接続点と第１の直流電源１８の第３電源Ｅ及び第４電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ１７が接続され、第１の直流電源１８の第３電源Ｅ及び第４電源Ｅの接続点と第９のスイッチング素子１５−９及び第１０のスイッチング素子１５−１０との接続点の間にクランプダイオードＤ１８が接続される。
【００６４】
同様に、第４のスイッチング素子１５−４及び第５のスイッチング素子１５−５の接続点と第１の直流電源１８の第４電源Ｅ及び第５電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ１９が接続され、第１の直流電源１８の第４電源Ｅ及び第５電源Ｅの接続点と第１０のスイッチング素子１５−１０及び第１１のスイッチング素子１５−１１との接続点の間にクランプダイオードＤ２０が接続される。さらに、第５のスイッチング素子１５−５及び第６のスイッチング素子１５−６の接続点と第１の直流電源１８の第５電源Ｅ及び第６電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ２１が接続され、第１の直流電源１８の第５電源Ｅ及び第６電源Ｅの接続点と第１１のスイッチング素子１５−１１及び第１２のスイッチング素子１５−１２との接続点の間にクランプダイオードＤ２２が接続される。これにより、７レベルハーフブリッジインバータが形成されている。
【００６５】
第２のハーフブリッジ回路１４は、ｍ（ｍ＝１）個のスイッチング素子１５−１３を接続した第２の正側アーム１９と、ｍ（ｍ＝１）個のスイッチング素子１５−１４を接続した第２の負側アーム２０を有し、第１３のスイッチング素子１５−１３及び第１４のスイッチング素子１５−１４には、それぞれ環流ダイオードＤ２３、Ｄ２４が並列に接続されている。これにより、２レベルハーフブリッジインバータが形成されている。
【００６６】
すなわち、図４に示す第１のハーフブリッジ回路１３は１２個のスイッチング素子で構成され、第２のハーフブリッジ回路１４は、２個のスイッチング素子で構成された例を示している。この回路では、第１のハーフブリッジ回路１３に接続された１２個のスイッチング素子と同じ電圧を第２のハーフブリッジ回路１４に接続された２個のスイッチング素子で分担することが必要となる。従って、第１のハーフブリッジ回路１３のスイッチング素子の耐圧は、第２のハーフブリッジ回路１４のスイッチング素子の耐圧の１／６で良いことになる。換言すれば、第２のハーフブリッジ回路１４のスイッチング素子の個数は、第１のハーフブリッジ回路１３のスイッチング素子の個数に対して１／６で済むことになる。
【００６７】
そして、交流端子の一端Ｕを第６のスイッチング素子１５−６及び第７のスイッチング素子１５−７の接続点から引き出し、交流端子の他端Ｕ’を第１３のスイッチング素子１５−１３及び第１４のスイッチング素子１５−１４の接続点から引き出し、この交流端子Ｕ、Ｕ’から単相交流負荷に電力を供給する。これにより、第１のハーフブリッジ回路１３（７レベルハーフブリッジインバータ）と第２のハーフブリッジ回路１４（２レベルハーフブリッジインバータ）とを組み合わせて出力のレベル数が１３レベルの電力変換器を得る。
【００６８】
表５は図４に示した電力変換器の第１のスイッチング素子１５−１乃至第１１４のスイッチング素子１５−１４のオンオフに対する出力電圧を示す表である。表５に示すように、図４に示した電力変換器の出力電圧は、０、Ｅ、−Ｅ、２Ｅ、−２Ｅ、３Ｅ、−３Ｅ、４Ｅ、−４Ｅ、５Ｅ、−５Ｅ、６Ｅ、−６Ｅの１３のレベルとなる。
【表５】
2009017622.tif 000007
【００６９】
表５に示すように、モード１は、交流端子Ｕの端子電圧が０であり、交流端子Ｕ’の端子電圧が３Ｅであるモードである。従って、このモード１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−３Ｅである。モード２は、交流端子Ｕの端子電圧が０であり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−３Ｅであるモードである。従って、このモード２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は３Ｅである。
【００７０】
モード３は、交流端子Ｕの端子電圧がＥであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が３Ｅであるモードである。従って、このモード３のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−２Ｅである。モード４は、交流端子Ｕの端子電圧がＥであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−３Ｅであるモードである。従って、このモード４のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は４Ｅである。
【００７１】
モード５は、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が３Ｅであるモードである。従って、このモード５のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−４Ｅである。モード６は、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−３Ｅであるモードである。従って、このモード６のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は２Ｅである。
【００７２】
モード７は、交流端子Ｕの端子電圧が２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が３Ｅであるモードである。従って、このモード７のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅである。モード８は、交流端子Ｕの端子電圧が２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−３Ｅであるモードである。従って、このモード８のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は５Ｅである。
【００７３】
モード９は、交流端子Ｕの端子電圧が−２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が３Ｅであるモードである。従って、このモード９のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−５Ｅである。モード１０は、交流端子Ｕの端子電圧が−２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−３Ｅであるモードである。従って、このモード１０のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥである。
【００７４】
モード１１は、交流端子Ｕの端子電圧が３Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が３Ｅであるモードである。従って、このモード１１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。モード１２は、交流端子Ｕの端子電圧が３Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−３Ｅであるモードである。従って、このモード１２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は６Ｅである。
【００７５】
モード１３は、交流端子Ｕの端子電圧が−３Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が３Ｅであるモードである。従って、このモード１１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−６Ｅである。モード１４は、交流端子Ｕの端子電圧が−３Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−３Ｅであるモードである。従って、このモード１２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。
【００７６】
このように、図４に示す電力変換器の出力電圧は、第１のスイッチング素子１５−１乃至第１４のスイッチング素子１５−１４のオンオフの切り換えにより、０、Ｅ、−Ｅ、２Ｅ、−２Ｅ、３Ｅ、−３Ｅ、４Ｅ、−４Ｅ、５Ｅ、−５Ｅ、６Ｅ、−６Ｅの１３のレベルとなる。この場合、１３のレベルの矩形波のそれぞれの幅を調整することにより、出力電圧の大きさや高調波歪電圧が変化することになる。
【００７７】
このように、７レベルハーフブリッジインバータと２レベルハーフブリッジインバータとを組み合わせることにより、従来の二つの７レベルハーフブリッジインバータを組合せた電力変換器と同一の出力電力が得られる。従って、従来の二つの７レベルハーフブリッジインバータを組合せた電力変換器に対し、スイッチング素子１５やダイオードＤの点数が少なくて済み、出力電圧の交流波形は同等の正弦波を得ることができる。このため、装置のコンパクト化や信頼度向上につながる。
【００７８】
図５は本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の実施例５の回路図である。この実施例５は、図４に示した実施例４に対し、第２のハーフブリッジ回路１４で２レベルハーフブリッジインバータを形成することに代えて、３レベルハーフブリッジインバータを形成し、第１のハーフブリッジ回路１３での７レベルハーフブリッジインバータと第２のハーフブリッジ回路１４での３レベルハーフブリッジインバータとを組み合わせて１３レベルの電力変換器を形成したものである。
【００７９】
直流正極線１１と直流負極線１２との間に、７レベルハーフブリッジインバータを形成する第１のハーフブリッジ回路１３と、３レベルハーフブリッジインバータを形成する第２のハーフブリッジ回路１４とが接続されている。第１のハーフブリッジ回路１３は、図４のものと同一構成であるので説明は省略する。
【００８０】
第２のハーフブリッジ回路１４は、２個のスイッチング素子１５−１３、１５−１４を直列接続した第２の正側アーム１９と、２個のスイッチング素子１５−１５、１５−１６を直列接続した第２の負側アーム２０を有し、第１３スイッチング素子１５−１３乃至第１６のスイッチング素子１５−１６にはそれぞれ環流ダイオードＤ２３〜Ｄ２６が並列に接続されている。第１３のスイッチング素子１５−１３及び第１４のスイッチング素子１５−１４との接続点の間にクランプダイオードＤ２７が接続され、第１５のスイッチング素子１５−１５及び第１６のスイッチング素子１５−１６との接続点の間にクランプダイオードＤ２８が接続されている。これにより、２レベルハーフブリッジインバータが形成されている。
【００８１】
すなわち、図５に示す第１のハーフブリッジ回路１３は１２個のスイッチング素子で構成され、第２のハーフブリッジ回路１４は、４個のスイッチング素子で構成された例を示している。この回路では、第１のハーフブリッジ回路１３に接続された１２個のスイッチング素子と同じ電圧を第２のハーフブリッジ回路１４に接続された４個のスイッチング素子で分担することが必要となる。従って、第１のハーフブリッジ回路１３のスイッチング素子の耐圧は、第２のハーフブリッジ回路１４のスイッチング素子の耐圧の１／３で良いことになる。換言すれば、第２のハーフブリッジ回路１４のスイッチング素子の個数は、第１のハーフブリッジ回路１３のスイッチング素子の個数に対して１／３で済むことになる。
【００８２】
そして、交流端子の一端Ｕを第６のスイッチング素子１５−６及び第７のスイッチング素子１５−７の接続点から引き出し、交流端子の他端Ｕ’を第１４のスイッチング素子１５−１４及び第１５のスイッチング素子１５−１５の接続点から引き出し、この交流端子Ｕ、Ｕ’から単相交流負荷に電力を供給する。これにより、第１のハーフブリッジ回路１３（７レベルハーフブリッジインバータ）と第２のハーフブリッジ回路１４（３レベルハーフブリッジインバータ）とを組み合わせて出力のレベル数が１３レベルの電力変換器を得る。
【００８３】
表６は図５に示した電力変換器の第１のスイッチング素子１５−１乃至第１６のスイッチング素子１５−１６のオンオフに対する出力電圧を示す表である。表６に示すように、図４に示した電力変換器の出力電圧は、０、Ｅ、−Ｅ、２Ｅ、−２Ｅ、３Ｅ、−３Ｅ、４Ｅ、−４Ｅ、５Ｅ、−５Ｅ、６Ｅ、−６Ｅの１３のレベルとなる。
【表６】
2009017622.tif 000008
【００８４】
表６に示すように、モード１は、交流端子Ｕの端子電圧が０であり、交流端子Ｕ’の端子電圧が０であるモードである。従って、このモード１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。モード２は、交流端子Ｕの端子電圧が０であり、交流端子Ｕ’の端子電圧が３Ｅであるモードである。従って、このモード２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−３Ｅである。モード３は、交流端子Ｕの端子電圧が０であり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−３Ｅであるモードである。従って、このモード３のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は３Ｅである。
【００８５】
モード４は、交流端子Ｕの端子電圧がＥであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が０であるモードである。従って、このモード４のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥである。モード５は、交流端子Ｕの端子電圧がＥであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が３Ｅであるモードである。従って、このモード５のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−２Ｅである。モード６は、交流端子Ｕの端子電圧がＥであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−３Ｅであるモードである。従って、このモード６のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は４Ｅである。
【００８６】
モード７は、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が０であるモードである。従って、このモード７のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅである。モード８は、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が３Ｅであるモードである。従って、このモード８のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−４Ｅである。モード９は、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−３Ｅであるモードである。従って、このモード９のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は２Ｅである。
【００８７】
モード１０は、交流端子Ｕの端子電圧が２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が０であるモードである。従って、このモード１０のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は２Ｅである。モード１１は、交流端子Ｕの端子電圧が２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が３Ｅであるモードである。従って、このモード１１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅである。モード１２は、交流端子Ｕの端子電圧が２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−３Ｅであるモードである。従って、このモード１２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は５Ｅである。
【００８８】
モード１３は、交流端子Ｕの端子電圧が−２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が０であるモードである。従って、このモード１３のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−２Ｅである。モード１４は、交流端子Ｕの端子電圧が−２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が３Ｅであるモードである。従って、このモード１４のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−５Ｅである。モード１５は、交流端子Ｕの端子電圧が−２Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−３Ｅであるモードである。従って、このモード１５のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥである。
【００８９】
モード１６は、交流端子Ｕの端子電圧が３Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が０であるモードである。従って、このモード１６のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は３Ｅである。モード１７は、交流端子Ｕの端子電圧が３Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が３Ｅであるモードである。従って、このモード１７のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。モード１８は、交流端子Ｕの端子電圧が３Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−３Ｅであるモードである。従って、このモード１８のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は６Ｅである。
【００９０】
モード１９は、交流端子Ｕの端子電圧が−３Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が０であるモードである。従って、このモード１９のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−３Ｅである。モード２０は、交流端子Ｕの端子電圧が−３Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が３Ｅであるモードである。従って、このモード２０のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−６Ｅである。モード２１は、交流端子Ｕの端子電圧が−３Ｅであり、交流端子Ｕ’の端子電圧が−３Ｅであるモードである。従って、このモード２１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。
【００９１】
このように、図５に示す電力変換器の出力電圧は、第１のスイッチング素子１５−１乃至第１６のスイッチング素子１５−１６のオンオフの切り換えにより、０、Ｅ、−Ｅ、２Ｅ、−２Ｅ、３Ｅ、−３Ｅ、４Ｅ、−４Ｅ、５Ｅ、−５Ｅ、６Ｅ、−６Ｅの１３のレベルとなる。この場合、１３のレベルの矩形波のそれぞれの幅を調整することにより、出力電圧の大きさや高調波歪電圧が変化することになる。
【００９２】
このように、７レベルハーフブリッジインバータと３レベルハーフブリッジインバータとを組み合わせることにより、従来の二つの７レベルハーフブリッジインバータを組合せた電力変換器と同一の出力電力が得られる。従って、従来の二つの７レベルハーフブリッジインバータを組合せた電力変換器に対し、スイッチング素子１５やダイオードＤの点数が少なくて済み、出力電圧の交流波形は同等の正弦波を得ることができる。このため、装置のコンパクト化や信頼度向上につながる。  第１の実施の形態によれば、ｊレベルハーフブリッジインバータを構成した第１のハーフブリッジ回路と、ｋ（ｋ＜ｊ）レベルハーフブリッジインバータを構成した第２のハーフブリッジ回路とを組み合わせて、２ｊ−１レベルの出力を得る変換器を構成できる。すなわち、第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路ともｊレベルハーフブリッジ回路で構成した場合と同等に高調波の発生を低減でき、しかも部品点数の少ない電力変換器を実現できる。このため、装置のコンパクト化や信頼度向上につながる。
【００９３】
図６は本発明の第２の実施の形態に係わる電力変換器の回路図である。この第２の実施の形態は、三相交流に適用可能としたものである。図６に示すように、直流正極線１１と直流負極線１２との間に三相の各相毎に、それぞれハーフブリッジ回路１３、１４、２２を接続して三相交流の電力変換器を構成している。各々のハーフブリッジ回路は、複数個のスイッチング素子を直列接続した正側アーム及び正側アームの複数個のスイッチング素子と同じ個数のスイッチング素子を直列接続した負側アームを有している。
【００９４】
Ｕ相のハーフブリッジ回路１３は３レベルハーフブリッジインバータであり、２個のスイッチング素子１５−１、１５−２を直列接続した正側アーム１６及び２個のスイッチング素子１５−３、１５−４を直列接続した負側アーム１７を有し、各々のスイッチング素子１５−１〜１５−４にそれぞれ環流ダイオードＤ１〜Ｄ４を並列に接続するとともに、第１の直流電源１８の中性点と第１のスイッチング素子１５−１及び第２のスイッチング素子１５−２との接続点の間にダイオードＤ７を接続し、第１の直流電源１８の中性点と第３のスイッチング素子１５−３及び第４のスイッチング素子１５−４との接続点の間にダイオードＤ８を接続し、第２のスイッチング素子１５−２と第３のスイッチング素子１５−３の接続点からＵ相端子を引き出して構成されている。
【００９５】
Ｖ相のハーフブリッジ回路１４は２レベルハーフブリッジインバータであり、１個のスイッチング素子１５−５を接続した正側アーム１９及び１個のスイッチング素子１５−６を接続した負側アーム２０を有し、各々のスイッチング素子１５−５、１５−６にそれぞれ環流ダイオードＤ５、Ｄ６を並列に接続するとともに、第５のスイッチング素子１５−５と第６のスイッチング素子１５−６の接続点からＶ相端子を引き出して構成されている。
【００９６】
Ｗ相のハーフブリッジ回路２２は３レベルハーフブリッジインバータであり、２個のスイッチング素子１５−７、１５−８を直列接続した正側アーム２３及び２個のスイッチング素子１５−９、１５−１０を直列接続した負側アーム２４を有し、各々のスイッチング素子１５−８〜１５−１０にそれぞれ環流ダイオードＤ９〜Ｄ１２を並列に接続するとともに、第７のスイッチング素子１５−７及び第８のスイッチング素子１５−８との接続点と中性点との間にダイオードＤ１３を接続し、第９のスイッチング素子１５−９及び第１０のスイッチング素子１５−１０と中性点との間にダイオードＤ１４を接続し、第８のスイッチング素子１５−８と第９のスイッチング素子１５−９の接続点からＷ相端子を引き出して構成されている。
【００９７】
すなわち、Ｕ−Ｖ相では３レベルハーフブリッジインバータと２レベルハーフブリッジインバータとの組合せ、Ｖ−Ｗ相では３レベルハーフブリッジインバータと２レベルハーフブリッジインバータとの組合せ、Ｗ−Ｕ相では３レベルハーフブリッジインバータと３レベルハーフブリッジインバータとの組合せとなり、これらで５レベルの出力の電力変換器として運転される。なお、Ｗ−Ｕ相では３レベルハーフブリッジインバータと３レベルハーフブリッジインバータとの組合せであるが、Ｕ相またはＷ相のいずれか一方を２レベルハーフブリッジインバータとして運転し、３レベルハーフブリッジインバータと２レベルハーフブリッジインバータとの組合せとすることも可能である。
【００９８】
第２の実施の形態によれば、三相交流においても、三相の各相の少なくとも２相分のハーフブリッジ回路は同じ構成としたレベル数の異なったハーフブリッジ回路を組み合わせて電力変換器を形成し、従来と同一のレベルの出力が得られるようにできるので、高調波の発生を減少でき、しかも部品点数の少ない電力変換器を実現できる。このため、装置のコンパクト化や信頼度向上につながる。
【００９９】
また、三相の各相のハーフブリッジインバータのレベル数が全て異なった条件とした場合でも従来型三相ＮＰＣインバータと同等の高調波低減効果が期待できる。例えばＵ相ハーフブリッジ回路が９レベルハーフブリッジインバータ、Ｖ相ハーフブリッジ回路が５レベルハーフブリッジインバータ、Ｗ相のハーフブリッジ回路が２レベルハーフブリッジインバータとすると、出力するレベル数としては、Ｕ−Ｖ間では、最大１７レベルのうち９レベルを用い、Ｖ−Ｗ間では９レベル全てを用い、Ｗ−Ｕ間では最大１７レベルのうち９レベルを用いる。これにより、出力レベル数が９レベルの三相インバータを構成することができる。なお、Ｕ−Ｖ間、Ｗ−Ｕ間では９レベル以上のレベル数を用いることにより、１相のみのさらなる高調波低減や９レベルを用いても異なったスイッチングパターンを選択できるため、変換効率向上が期待できる。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の実施例１の回路図。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の実施例２の回路図。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の実施例３の回路図。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の実施例４の回路図。
【図５】本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の実施例５の回路図。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係わる電力変換器の回路図。
【図７】従来のＮＰＣ型インバータのうち二つの３レベルハーフブリッジインバータを組合せた電力変換器の回路図。
【図８】図７に示したＮＰＣ型インバータ回路の交流端子Ｕ、Ｕ’の出力電圧の一例を示す波形図。
【符号の説明】
【０１０１】
１１…直流正極線、１２…直流負極線、１３…第１のハーフブリッジ回路、１４…第２のハーフブリッジ回路、１５…スイッチング素子、１６…第１の正側アーム、１７…第１の負側アーム、１８…第１の直流電源、１９…第２の正側アーム、２０…第２の負側アーム、２２…Ｗ相ハーフブリッジ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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