(57)【要約】【課題】３相モータのパラメータが変動した際であっても、安定した電流制御を行うことが可能なモータ制御装置を提供する。【解決手段】３相モータ１０の回転子に配設された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸及び前記ｄ軸に直交するｑ軸の電圧指令値を３相各相の３相電圧指令値に変換し、３相電圧指令値に基づいた制御により３相モータ１０を駆動するモータ駆動装置１００は、３相各相のモータ電流をＰＷＭ制御によって制御するＰＷＭ制御部６と、所期の規範モデルに追従させるときの等価入力と切り替え面に拘束させるための制御入力とを決定し、ＰＷＭ制御の周期と同期してスライディングモード制御を行うスライディングモード制御部５と、を備える。【選択図】図１
2009017706.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相モータの回転子に配設された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸及び前記ｄ軸に直交するｑ軸の電圧指令値を３相各相の３相電圧指令値に変換し、前記３相電圧指令値に基づいた制御により前記３相モータを駆動するモータ駆動装置において、
３相各相のモータ電流をＰＷＭ制御によって制御するＰＷＭ制御部と、
所期の規範モデルに追従させるときの等価入力と切り替え面に拘束させるための制御入力とを決定し、前記ＰＷＭ制御の周期と同期して前記３相各相のモータ電流をスライディングモード制御によって制御するスライディングモード制御部と、を備えるモータ制御装置。
【請求項２】
前記ＰＷＭ制御に用いられるＰＷＭ制御信号の立ち上がりが、前記ＰＷＭ制御部から一定周期で出力される信号に応じて決定されると共に、
前記ＰＷＭ制御信号の立ち下がりが、前記スライディングモード制御部から出力される信号に応じて決定される請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
３相モータの回転子に配設された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸及び前記ｄ軸に直交するｑ軸の電圧指令値を３相各相の３相電圧指令値に変換し、前記３相電圧指令値に基づいたＰＷＭ制御により前記３相モータを駆動するモータ駆動装置のためのモータ制御方法において、
３相各相のモータ電流をＰＷＭ制御により制御し、
所期の規範モデルに追従させる入力となる等価入力と切り替え面に拘束させるための制御入力とを決定し、前記ＰＷＭ制御の周期と同期してスライディングモード制御を行う、モータ制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３相モータの駆動時に安定した電流制御を行うことが可能なモータ制御装置とそのようなモータ制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から３相モータの駆動制御において、モータ電流を、モータのロータが有する永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸及び当該ｄ軸に直交するｑ軸のベクトル成分に座標変換を行って３相モータの回転制御を行っているものがある（例えば、非特許文献１）。非特許文献１に類する３相モータの駆動制御では、座標変換された結果に基づいてＰＩ制御を行うことで回転制御の安定化を図っている。
【０００３】
しかしながら、ＰＩ制御では、制御応答の時間に問題があり、目標値に制御するには、一定の時間（時定数）が必要となる。この時定数が大きいと、外乱があった時の応答性能が悪くなるため、外乱に対しすばやく反応できず、すぐには元の目標値には戻せないといった問題がある。したがって、３相モータの回転制御にＰＩ制御を用いると、例えば、３相モータの諸特性（パラメータ）が変動した際に、電流制御が安定しないといった問題がある。
【０００４】
【非特許文献１】杉本英彦編「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際  基礎からソフトウェアサーボまで」総合電子出版、ｐ．８６−９２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、上記問題を鑑み、３相モータのパラメータが変動した際であっても、安定した電流制御を行うことが可能なモータ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するための本発明に係るモータ制御装置の特徴は、３相モータの回転子に配設された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸及び前記ｄ軸に直交するｑ軸の電圧指令値を３相各相の３相電圧指令値に変換し、前記３相電圧指令値に基づいた制御により前記３相モータを駆動し、３相各相のモータ電流をＰＷＭ制御によって制御するＰＷＭ制御部と、所期の規範モデルに追従させるときの等価入力と切り替え面に拘束させるための制御入力とを決定し、前記ＰＷＭ制御の周期と同期して前記３相各相のモータ電流をスライディングモード制御によって制御するスライディングモード制御部と、を備える点にある。
【０００７】
このような構成とすれば、例えば制御対象の出力が変動する場合であっても、制御対象の出力に対し一定の許容度を持つ特性のスライディングモード制御部が入力信号であるモータ電流を迅速に決定することができる。詳細には、等価入力からの切り替え時の不感帯を決定し、切り替え面と不感帯とを含めた中でＰＷＭ制御を行うことにより、モータ電流の瞬時値が常に規範モデル近傍に拘束させることができる。したがって、３相各相に対して安定した電流制御を行うことが可能となる。
【０００８】
また、前記モータ制御装置は、前記ＰＷＭ制御に用いられるＰＷＭ制御信号の立ち上がりが、前記ＰＷＭ制御部から一定周期で出力される信号に応じて決定されると共に、前記ＰＷＭ制御信号の立ち下がりが、前記スライディングモード制御部から出力される信号に応じて決定されると好適である。
【０００９】
このような構成とすれば、ＰＷＭ制御部が行うＰＷＭ制御信号の立ち上がりと、スライディングモード制御部が行うＰＷＭ制御信号の立ち下がりと、を同期させてＰＷＭ制御を行うことができる。したがって、ＰＷＭ制御による周期とスライディングモード制御による周期とが非同期となることがないため、安定した電流制御を行うことが可能となる。
【００１０】
更に、前記モータ制御装置は、３相モータの回転子に配設された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸及び前記ｄ軸に直交するｑ軸の電圧指令値を３相各相の３相電圧指令値に変換し、前記３相電圧指令値に基づいたＰＷＭ制御により前記３相モータを駆動するモータ駆動装置のためのモータ制御方法も権利範囲としており、そのモータ制御方法は、３相各相のモータ電流をＰＷＭ制御により制御し、所期の規範モデルに追従させる入力となる等価入力と切り替え面に拘束させるための制御入力とを決定し、前記ＰＷＭ制御の周期と同期してスライディングモード制御を行うものである。
【００１１】
このように構成されたモータ制御装置のためのモータ制御方法も上述した本発明の対象としてのモータ制御装置と比べて、実質的な特徴構成には相違はなく、上述した作用効果を得ることが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。図１は、本発明のモータ制御装置１００の構成を示す概略図である。本モータ制御装置１００は、目標電流設定部１、積分制御部２、第１の２相／３相変換部３、第２の２相／３相変換部４、スライディングモード制御部５、ＰＷＭ制御部６、インバータ７、３相／２相変換部８、電流算出部９、３相モータ１０を備えている（詳細は後述する）。
【００１３】
図２は、ＰＷＭ制御部６とインバータ７と３相モータ１０との構成を示した図である。３相モータ１０は、図示はしないが、永久磁石を備えるロータと、当該ロータに回転力を与えるための磁界を発生させるステータとを備える。このステータは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のステータコイル１０ｕ、１０ｖ、１０ｗを備える。各ステータコイルの一端は、電気的に中性な中性点で共通に接続され、Ｙ結線される。各ステータコイルの他端は、インバータ７に接続される。
【００１４】
インバータ７は、図２に示されるように、電源２０の正電圧側に接続されたハイサイドのトランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑ５と、電源２０の負電圧側に接続されたローサイドのトランジスタＱ２、Ｑ４、Ｑ６と、の合計６つのトランジスタＱ１〜Ｑ６で構成される。例えば、トランジスタＱ１及びトランジスタＱ４のみを同時にオンさせると、電源２０から第１電源ライン２１、トランジスタＱ１、ステータコイル１０ｖ、ステータコイル１０ｗ、トランジスタＱ４を介して第２電源ライン２２に電流が流れる。一方、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ２のみを同時にオンさせると、電源２０から第１電源ライン２１、トランジスタＱ３、ステータコイル１０ｗ、ステータコイル１０ｖ、トランジスタＱ２を介して第２電源ライン２２に電流が流れる。
【００１５】
このトランジスタＱ１及びトランジスタＱ４のみをオンさせた場合と、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ２のみをオンさせた場合とでは、ステータコイル１０ｖ及びステータコイル１０ｗに流れる電流の方向が異なる。そのため、各ステータコイルには電流の流れる方向に応じた電磁力が働き、当該電磁力とロータが備える永久磁石との間で引力及び斥力が発生することとなる。したがって、トランジスタＱ１〜Ｑ６の中から選択されたハイサイドのトランジスタとローサイドのトランジスタとで形成される上下対トランジスタを順次オンさせることにより、ロータが回転力を得ることができる。
【００１６】
尚、トランジスタＱ１〜Ｑ６には、コレクタ端子にカソード端子が、またエミッタ端子にアノード端子が接続されるように夫々ダイオードＤ１〜Ｄ６が配設されている。ここで、各ステータコイルには、通電中にエネルギーが蓄えられるが、これらのダイオードＤ１〜Ｄ６は各ステータコイルの通電を停止した際に該エネルギーに起因して発生する逆起電力によって周辺部品に悪影響を及ぼさないようにするために配設されるものである。このようなトランジスタＱ１〜Ｑ６に対する一連の制御は、ＰＷＭ制御部６により行われる（詳細は後述する）。
【００１７】
図１に戻り、目標電流設定部１は、３相モータ１０を回転するために必要な総トルクから、目標電流の設定を行う。この目標電流設定部１が設定した目標電流は、積分制御部２や第２の２相／３相変換部４に伝達されるが、積分制御部２には３相／２相変換部８からの出力も帰還信号として伝達される。
【００１８】
ここで、本モータ制御装置１００は、モータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを、３相モータ１０のロータが有する永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸及び当該ｄ軸に直交するｑ軸のベクトル成分Ｉｄ及びＩｑに座標変換を行って、３相モータ１０の回転制御を行う。図３は、この座標変換の原理を示す図である。図３に示す３相モータ１０では、２極の永久磁石ｍを有するロータ１０ｒを備え、ロータ１０ｒの回転角と電気角θとが一致する。図３（ａ）は３相交流電流波形と電気角θとの関係を示した図であり、図３（ｂ）は図３（ａ）の時刻ｔ１におけるロータ１０ｒとステータ１０ｓとの位置関係及び座標変換前後の電流ベクトルを示す図である。尚、図３（ｂ）においては、ステータ１０ｓのＵ相の磁極位置を基準として、ロータ１０ｒの磁極位置となる電気角θが示されている。
【００１９】
図３（ｂ）に示されるように、永久磁石ｍが発生する磁界の方向をｄ軸とし、当該ｄ軸に直交する方向をｑ軸とする。図３（ａ）に示すように、ロータ１０ｒの磁極位置に応じて、ステータコイル１０ｕ、１０ｖ、１０ｗに３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを流すことにより、トルクが発生する。図３（ａ）の時刻ｔ１での電気角θにおける電機子電流の総和を示すベクトルｉａ（Ｉａ）は、図３（ａ）よりＷ相電流ｉｗが零であるため、Ｕ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖとのベクトル和となる。この電気角θにおける電流ベクトルｉａをｄ軸及びｑ軸に対して分解すると、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとが得られる。このように、３相のモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとに座標変換される。
【００２０】
ここで、特に永久磁石埋め込み型の同期モータでは、ステータコイル１０ｕ、１０ｖ、１０ｗから見たインダクタンスが、ロータ１０ｒとの関係、即ち磁極位置との関係で変化する。磁極の方向であるｄ軸方向では、永久磁石が持つ透磁率の大きさの逆数に比例した磁気抵抗を持つために磁路が妨げられてしまう。一方、ｑ軸方向では、透磁率が大きいケイ素鋼などの磁性体を通るため、磁気抵抗の値は永久磁石に比べると著しく小さくなり、磁路が妨げられにくくなる。そのため、ｑ軸インダクタンスＬｑは、ｄ軸インダクタンスＬｄよりも大きい値となる。ステータコイル１０ｕ、１０ｖ、１０ｗから見てｄ軸及びｑ軸は磁極位置との関係で変化するので、ステータコイル１０ｕ、１０ｖ、１０ｗから見たインダクタンスが変化することになる。
【００２１】
したがって、永久磁石によるマグネットトルク（主トルク）に加えて、ｑ軸インダクタンスＬｑとｄ軸インダクタンスＬｄとの差によるリラクタンストルクも発生する。表面磁石型の同期モータなど、リラクタンストルクを積極的に利用しない場合には、Ｉｄ＝０とする制御を行うと効率が良い。しかし、永久磁石埋め込み型の同期モータなどでリラクタンストルクも利用する場合には、Ｉｄ≠０とする制御を行う方が効率が良くなる。永久磁石埋め込み型の同期モータでは、図４で示されるｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの電流位相角βにより最高効率を出す動作点が変わる（（１）式参照）。
【００２２】
【数１】
2009017706.tif 000003
【００２３】
３相モータ１０の総合トルクＴは、Ｐｎ：極対数、ψａ：電機子の鎖交磁束、ｉａ：電機子電流、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、β：電流位相角とすると、（２）式に示すトルク方程式よって表される。
【００２４】
【数２】
2009017706.tif 000004
【００２５】
（２）式において、中括弧内の第１項がマグネットトルクを示し、第２項がリラクタンストルクを示す。また、図４から、下記（３）〜（５）式であることが明らかであるから、（２）式のトルク方程式は、下記（６）式のように表すこともできる。
【００２６】
【数３】
2009017706.tif 000005
【数４】
2009017706.tif 000006
【数５】
2009017706.tif 000007
【数６】
2009017706.tif 000008
【００２７】
このように、電機子電流Ｉａはｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとを含んでいる。従って、（２）式及び（６）式に示すトルク方程式は、鎖交磁束と、ｄ軸及びｑ軸のインダクタンスと、ｄ軸及びｑ軸の電流とを用いて３相モータ１０のトルクを表す式であるということができる。
【００２８】
図１に戻り、積分制御部２は、目標電流設定部１により設定された目標電流と、電流算出部９が検出した３相モータ１０に流れるモータ電流に基づいて、３相／２相変換部８が座標変換を行うことにより求められたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとから、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒ、ｑ軸電流指令値Ｉｑｒを演算する。例えば、上記（２）式に示すトルク方程式は、電機子電流Ｉａの式に変形できる。積分制御部２は、目標トルクや他のパラメータを代入して変形後のトルク方程式を解き、位相角βによってベクトル分解することによって電流指令値Ｉｄｒ、Ｉｑｒを算出することが可能である。又は、（６）式から電流指令値Ｉｄｒ、Ｉｑｒを算出することも当然に可能である。更に、積分制御部２は、目標電流設定部１により算出された電流指令値Ｉｄｒ、Ｉｑｒから、電圧方程式に基づいて、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｒ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｒの算出を行う。ｄ軸の電圧Ｖｄ及びｑ軸の電圧Ｖｑを表す電圧方程式は、ψａ：電機子の鎖交磁束、ω：角速度、Ｉｄ：ｄ軸電流、Ｉｑ：ｑ軸電流、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｒａ：電機子抵抗、ｐ：微分演算子として、以下の（７）式のように表される。
【００２９】
【数７】
2009017706.tif 000009
【００３０】
（７）式は、鎖交磁束と、ｄ軸及びｑ軸のインダクタンスを含む３相モータ１０のステータコイルのインピーダンスと、ｄ軸及びｑ軸の電流とを用いて３相モータ１０を駆動する電圧を表す電圧方程式となっていることが明らかである。積分制御部２は、（７）式に示される電圧方程式に電流指令値Ｉｄｒ、Ｉｑｒや、他のパラメータを代入することによって、ｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑを算出する。算出されたｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑｒとして出力される。
【００３１】
第１の２相／３相変換部３は、積分制御部２によって算出されたｄ軸の電圧指令値Ｖｄｒ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｒを上述の座標変換とは逆の変換を行うことにより、３相電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに変換する。また、第２の２相／３相変換部４も、目標電流設定部１により算出された目標電流を上述の座標変換とは逆の変換を行うことにより、３相電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに変換する。この逆の変換は、図３及び図４を用いて上述した座標変換の逆変換であるため、変換方法についての詳細な説明は省略する。
【００３２】
第１の２相／３相変換部３及び第２の２相／３相変換部４により求められた演算結果は、電流算出部９が検出した３相モータ１０に流れる電流と共に、スライディングモード制御部５に入力される。スライディングモード制御部５では、入力された演算結果により各相における等価入力を決定し、当該等価入力からＰＷＭ制御の周期と同期させたチャタリング周波数を考慮した不感帯を決定する。そして、スライディングモード制御における切り替え面を中心とした不感帯から３相モータの制御が逸脱した場合に各相のＰＷＭ制御の出力の切り替えを行う。
【００３３】
この切り替えに関して、図５を用いて簡単に説明する。図５のＡで示した破線（以下、Ａ線とする）が、本モータ制御装置１００としての所期の制御を示すライン、即ちσu（ｘs）＝０となる。モータ制御装置１００は、目標電流設定部１等のモータ制御部１００が備える各機能部により演算された必要なトルクを得るために、Ａ線に沿うようにモータ制御を行おうとするが（例えば、ａ点）、特に３相モータ１０が有する諸特性により当該制御が影響を受けて、所期の制御（Ａ線上における制御）から逸脱することがある（例えば、ｂ点）。
【００３４】
ここで、スライディングモード制御では、予め、所定の幅Δσuをもつ不感帯が定められている。図５においては、Ａ線から互いにΔσuの幅をもつＢ線とＣ線とで決定される不感帯が定められる。尚、当該Ｂ線及びＣ線は、夫々、不感帯を示すＭＡＸ閾値及びＭＩＮ閾値となる切り替え面である。上述のようにＡ線上のモータ制御から逸脱し、Ｃ線上で示されるモータ制御になってしまうと、スライディングモード制御部５は、モータ制御をＢ線で示される不感帯内におさまるように制御を行う（例えば、ｃ点）。
【００３５】
モータ制御を行うにつれ、再び、モータ制御の結果がＣ線に沿うような制御になると（例えば、ｄ点）、スライディングモード制御部５は、不感帯内におさまるように（例えば、ｅ点）、Ｂ線に沿うようなモータ制御を行う。このようにスライディングモード制御部５は、所定の幅Δσuをもつ不感帯内で所期のモータ制御が可能となるように３相モータ１０のＰＷＭ制御を行うが、特にスライディングモード制御によりＰＷＭ制御信号の立ち下がりの制御を行う。
【００３６】
上述のようにスライディングモード制御は不感帯内でモータ制御を行うが、不感帯を逸脱しようとした際に、切り替え面において制御を切り替えるために、一定周期となるように制御を行うことができない。しかしながら、モータ制御においては、一定周期で３相モータ１０を回転させたほうが安定したトルクを得ることができる。したがって、ＰＷＭ制御部６はＰＷＭ制御信号の立ち上がりの制御を行っている。このように、本モータ制御装置１００は、ＰＷＭ制御部６がＰＷＭ制御信号の立ち上がりを制御し、スライディングモード制御部５がＰＷＭ制御信号の立ち下がりの制御を行うため、３相モータ１０の諸特性に変動が生じても、安定したモータ制御を行うことが可能となる。
【００３７】
次に、本モータ制御装置１００が行うＰＷＭ制御信号の生成に関して、図を用いて説明する。図６は、実施例を説明するためのシステムブロック図である。図６に示されるように入力ｖから第一出力ｘ1が得られ、第一出力ｘ1から第二出力ｘ2、即ち出力ｉが得られる。ここで、Ｌ：ｄ軸及びｑ軸のインダクタンス平均値、ｒ：１相あたりのコイル抵抗、τ：回路及びセンサの時定数である。
【００３８】
図６のシステムブロック図より、本システムは（８）式のように表すことができる。
【数８】
2009017706.tif 000010
【００３９】
ここで、スライディングモード制御における切り替え面を示す切り替え関数Ｓは、理想的な応答となるように（９）式のように決定する。
【数９】
2009017706.tif 000011
【００４０】
スライディングモード制御における等価入力は、（１０）式のように表される。
【数１０】
2009017706.tif 000012
【００４１】
切り替え周波数が有限であるとき、システムの状態は切り替え面には到達することはできないが、その切り替え面の近傍には到達可能である。その場合における極限値ｕlimをｕmin及びｕmaxとすると、（１１）式のようになる。
【数１１】
2009017706.tif 000013
ここで、ｕmax：バッテリ電圧Ｖｂ、ｕmin：ダイオードの順方向電圧Ｖｆである。
【００４２】
一方、理想的なスライディングモード制御である場合には、ｕ＝ｕequとすると（１２）式のようになる。
【数１２】
2009017706.tif 000014
よって、（１１）及び（１２）式より、
【数１３】
2009017706.tif 000015
が求まる。
【００４３】
σu（ｘ）の偏差を図７に示す。図７に示されるように、切り替え遅れによりσu（ｘ）は不感帯±Δσuの中で変動する。ｕlim＝ｕmaxの場合、これに相当した時間は（１４）式のようになる。
【数１４】
2009017706.tif 000016
【００４４】
この時間制御中は、ｕequは定数と仮定する。また、ｕlim＝ｕminの場合、これに相当する時間は（１５）式のようになる。
【数１５】
2009017706.tif 000017
一方、チャタリング周波数ｆｃは（１６）式のようになる。
【数１６】
2009017706.tif 000018
【００４５】
（１４）〜（１６）式より、（１７）式が得られる。
【数１７】
2009017706.tif 000019
よって、不感帯Δσuは（１８）式のように表される。
【数１８】
2009017706.tif 000020
【００４６】
この不感帯Δσuを用いてスライディングモード制御部５が行うＰＷＭ制御信号の切り替えタイミングの設定についてフローチャートを用いて説明する。図８は、Ｕ相における切り替えタイミングの演算について示したものである。尚、Ｖ相及びＷ相についても、同様に演算することが可能であるため、説明は省略する。
【００４７】
まず、電流算出部９が算出した３相モータ１０のコイル電流がスライディングモード制御部５に入力される（ステップ＃０１）。また、目標電流設定部１により設定された目標電流が第１の２相／３相変換部３により変換された３相指示電流もスライディングモード制御部５に入力される（ステップ＃０２）。スライディングモード制御部５は、これらのコイル電流と指示電流とから偏差の算出を行う（ステップ＃０３）。
【００４８】
続いて、スライディングモード制御における等価入力、不感帯、切り替え面の演算が行われる（ステップ＃０４〜＃０６）。ここで、ステップ＃０６におけるＫＩは、偏差を補償するための積分制御部２におけるゲインを示す。そして、演算された不感帯と切り替え面とから制御入力が演算される（ステップ＃０７）。ステップ＃０７において求められた制御入力が、０より大きい場合には（ステップ＃０８：Ｙｅｓ）、設定値Ａを１に設定する（ステップ＃０９）。一方、求められた制御入力が０以下の場合には（ステップ＃０８：Ｎｏ）、設定値Ａは０と設定される（ステップ＃１０）。
【００４９】
また、ステップ＃０６において求められた切り替え面が０より大きい場合には（ステップ＃１１：Ｙｅｓ）、設定値Ｂを１に設定する（ステップ＃１２）。一方、切り替え面が０以下の場合には（ステップ＃１１：Ｎｏ）、設定値Ｂを０に設定する（ステップ１３）。このようにも設定された設定値Ａ及び設定値Ｂを用いて、スライディングモード制御部５が有する演算部から出力される出力Ｚの論理演算が行われる（ステップ＃１４）（（１９）式参照）。
【数１９】
2009017706.tif 000021
ここで、Ｚ（ｎ−１）：前回の出力Ｚである。（１９）式で求められたＺがＰＷＭ制御信号の立ち下がりのトリガとなり、出力Ｚが１となった場合にトリガ信号が出力される。
【００５０】
図８で示されたフローチャートにより求められた出力Ｚ、コイル電流、指示電流、ｄ軸及びｑ軸インダクタンス平均値を用いて、図９に示される論理回路からＰＷＭ制御信号が演算される。具体的には、図９で示された論理回路において、パルスジェネレータ５ａは振幅１０、周波数１０ｋＨｚ、Ｄｕｔｙ５０％のパルスが出力される。したがって、パルスジェネレータ５ａからは、１００μ秒毎に１が出力される。これにより、ＰＷＭ制御部の周期を１０ｋＨｚとしておくと、スライディングモード制御部５から出力される信号とＰＷＭ制御部６とのＰＷＭ制御信号とを同期させることが可能となる。
【００５１】
上述において、τ：５×１０-6〔ｓｅｃ〕、Ｌ＝３．２７×１０-4〔Ｈ〕、ｒ＝０．１５〔Ω〕、Ｖｂ＝２００〔Ｖ〕、Ｖｆ＝２．８〔Ｖ〕、ＫＩ＝３．９４７８×１０7とした場合における３相電流応答の例を図１０に示す。図１０に示されるように本モータ制御装置１００によれば、安定した電流制御を行うことが可能である。
【００５２】
〔その他の実施形態〕
上記実施形態において、ＰＷＭ制御信号の周波数を１０ｋＨｚとして説明したが、これに限らない。ＰＷＭ制御部６から出力されるＰＷＭ制御信号の立ち上がり周期に合わせて、スライディングモード制御部５が備えるパルスジェネレータ５ａから発生される信号の周期を同期すれば、本発明に係るスライディングモード制御により安定した電流制御によって３相モータ１０を制御することは当然に可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】モータ制御装置の構成を模式的に示す図
【図２】ＰＷＭ制御部とインバータと３相モータとの構成を示す図
【図３】座標変換の原理を示す図
【図４】電機子電流の位相角について説明するベクトル図
【図５】スライディングモード制御の軌跡を示す図
【図６】システムブロック図の一例を示す図
【図７】スライディングモード制御の軌跡の偏差を示す図
【図８】スライディングモード制御の出力を演算するためのフローチャート
【図９】スライディングモード制御部の出力を演算する論理回路
【図１０】３相電流応答の一例を示す図
【符号の説明】
【００５４】
１：目標電流設定部
２：積分制御部
３：第１の２相／３相変換部
４：第２の２相／３相変換部
５：スライディングモード制御部
６：ＰＷＭ制御部
７：インバータ
８：３相／２相変換部
９：電流算出部
１０：３相モータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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