(57)【要約】【課題】ＦＭ受信機における隣接妨害の検出を短時間で精度良く行う。【解決手段】中心周波数がそれぞれ目的受信局に対応し、かつ幅が相違した通過帯域を有する２種類のＢＰＦの出力に基づいて、目的局の信号と隣接妨害信号とを含み得る広帯域の受信信号に対応する受信電界強度信号ＳＭ−ＤＣ１と、目的局の信号は含み隣接妨害信号は含まない狭帯域の受信電界強度信号ＳＭ−ＤＣ２とを生成する。ＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２を差動アンプ１４２に入力し、その出力をコンパレータ１４４にて基準電圧Ｖｒｅｆと比較して、ＳＭ−ＤＣ１の電圧ＶＷとＳＭ−ＤＣ２の電圧ＶＮとの相対的な関係を判定する。ＶＮ−ＶＷ＜Ｖｒｅｆのとき、コンパレータ１４４はＬレベルを出力し、この場合、制御回路１４０は隣接妨害が発生しているとして、ＩＦＢＰＦ７０の帯域幅を狭帯域に設定する。【選択図】図６
2009273093.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号に対して、目的受信局からの目的ＦＭ信号の搬送波周波数を所定の中間周波数にシフトさせる周波数変換を行い、中間信号を生成する中間信号生成回路と、
前記中間信号のうち前記中間周波数を含む隣接妨害検知帯域内に含まれる信号成分に基づいて、前記目的受信局又はその隣接局による受信電界強度に応じた隣接妨害包含強度を求める隣接妨害包含強度検出部と、
前記中間信号のうち前記中間周波数を含み前記隣接妨害検知帯域より狭い目的局検知帯域内に含まれる信号成分に基づいて、前記目的受信局による受信電界強度に応じた目的局強度を求める目的局強度検出部と、
前記隣接妨害包含強度及び前記目的局強度に基づいて、前記隣接局による隣接妨害の有無を判定する隣接妨害判定部と、
を有することを特徴とするＦＭ受信機。
【請求項２】
請求項１に記載のＦＭ受信機において、
通過帯域幅を可変設定でき、前記中間信号に変換された前記目的ＦＭ信号を通過する可変帯域バンドバスフィルタと、
前記可変帯域バンドパスフィルタの出力信号をＦＭ検波して、前記目的受信局に対応する検波出力を生成する検波部と、
前記隣接妨害判定部による前記隣接妨害の有無の判定結果に応じて前記通過帯域幅を制御し、前記検波出力における前記隣接妨害の抑制を図る帯域幅制御部と、
を有することを特徴とするＦＭ受信機。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載のＦＭ受信機において、
前記隣接妨害包含強度検出部は、
前記中間信号に応じた被計測信号から前記隣接妨害検知帯域に応じた信号成分を抽出する第１のバンドパスフィルタと、
前記第１のバンドパスフィルタの出力信号に基づく被計測信号を平滑化して前記隣接妨害包含強度に応じた第１の電界強度信号を生成する第１のシグナルメータ回路と、
を有し、
前記目的局強度検出部は、
前記中間信号に応じた被計測信号から前記目的局検知帯域に応じた信号成分を抽出する第２のバンドパスフィルタと、
前記第２のバンドパスフィルタの出力信号に基づく被計測信号を平滑化して前記目的局強度に応じた第２の電界強度信号を生成する第２のシグナルメータ回路と、
を有することを特徴とするＦＭ受信機。
【請求項４】
請求項３に記載のＦＭ受信機において、
前記受信信号中の目的ＡＭ信号に応じた帯域幅のＡＭ受信用バンドパスフィルタと、前記ＡＭ受信用バンドパスフィルタの出力信号に基づいて電界強度信号を生成するＡＭ受信用シグナルメータ回路とを備え、前記中間信号に基づいて前記目的ＡＭ信号を検波可能なＡＭ受信部を有し、
前記第２のバンドパスフィルタとして前記ＡＭ受信用バンドパスフィルタを用い、
前記第２のシグナルメータ回路として前記ＡＭ受信用シグナルメータ回路を用いること、
を特徴とするＦＭ受信機。
【請求項５】
請求項２に記載のＦＭ受信機において、
前記隣接妨害包含強度検出部は、
前記中間信号に応じた被計測信号から前記隣接妨害検知帯域に応じた信号成分を抽出する第１のバンドパスフィルタと、
前記第１のバンドパスフィルタの出力信号に基づく被計測信号を平滑化して前記隣接妨害包含強度に応じた第１の電界強度信号を生成する第１のシグナルメータ回路と、
を有し、
当該ＦＭ受信機は、さらに、前記可変帯域バンドパスフィルタの出力信号に基づく被計測信号を平滑化して電界強度信号を生成する第２のシグナルメータ回路を有し、前記目的局強度検出部として、前記帯域バンドパスフィルタ及び前記第２のシグナルメータ回路を用い、
前記帯域幅制御部は、前記隣接妨害の有無の判定時に、前記可変帯域バンドパスフィルタの通過帯域を前記目的局検知帯域に設定し、
前記第２のシグナルメータ回路は、前記目的局検知帯域に設定された前記可変帯域バンドパスフィルタの出力信号に基づいて、前記目的局強度に応じた第２の電界強度信号を生成すること、
を特徴とするＦＭ受信機。
【請求項６】
請求項３から請求項５に記載のＦＭ受信機において、
前記第１及び第２のシグナルメータ回路の前記受信電界強度に対する前記電界強度信号の変化特性は、前記目的受信局のみが受信される状態での前記第１の電界強度信号と前記第２の電界強度信号とが所定の基準値に応じた強度差を有する基準相互関係に保たれる平衡区間を有し、
前記隣接妨害判定部は、前記平衡区間にて、前記第１の電界強度信号が、前記第２の電界強度信号に対して前記基準相互関係をなす信号強度よりも所定の閾値以上高い状態を、前記隣接妨害が発生していると判定すること、
を特徴とするＦＭ受信機。
【請求項７】
請求項６に記載のＦＭ受信機において、
前記基準相互関係における前記第１の電界強度信号は前記第２の電界強度信号より前記閾値分、絶対値もしくは相対値にて低く設定され、
前記隣接妨害判定部は、
前記第１の電界強度信号と前記第２の電界強度信号とを比較する比較手段を有し、
前記第１及び第２の電界強度信号の大小関係に基づいて前記隣接妨害の有無を判定すること、
を特徴とするＦＭ受信機。
【請求項８】
請求項６又は請求項７に記載のＦＭ受信機において、
前記隣接妨害検出帯域に含まれるＦＭ信号の変調度を求める変調度検出手段と、
前記変調度に応じて前記閾値を制御する閾値制御手段と、
を有することを特徴とするＦＭ受信機。
【請求項９】
請求項３から請求項５に記載のＦＭ受信機において、
前記隣接妨害判定部は、前記第１の電界強度信号の実際のレベルが、前記目的受信局のみが受信される状態であるとした場合に前記第２の電界強度信号の実際のレベルから推定される前記第１の電界強度信号のレベルよりも所定の閾値以上高い状態を、前記隣接妨害が発生していると判定すること、
を特徴とするＦＭ受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数変調（Frequency Modulation：ＦＭ）された信号を受信するＦＭ受信機に関し、特に、ＦＭ放送等の受信時における隣接妨害除去に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＦＭ信号は、音声信号等に基づいて搬送波の周波数を変化させるため、その伝送には例えばＡＭ信号に比べて広い周波数帯域を必要とする。そのため、ＦＭ受信機において、目的とする伝送信号を受信する場合に、その周波数に近い周波数で伝送される他の信号からの妨害（隣接妨害）を受けやすく、これが、検波される音声信号の品質に悪影響を及ぼすことがある。この隣接妨害は、受信目的の信号を抽出するバンドパスフィルタ（Band Pass Filter：ＢＰＦ）の帯域を狭くすることで軽減を図れる。一方、帯域の制限は、受信目的とするＦＭ信号が高変調の場合に、検波出力の音声信号の歪みを生じるおそれがある。そこで、隣接妨害の発生の有無を検知して、ＢＰＦの帯域幅を切り換えることが行われている。
【０００３】
また、ＲＤＳ（Radio Data System）やＶＩＣＳ（Vehicle Information and Communication System）などのＦＭデータ放送の受信では、隣接妨害を受けると、ＦＭ検波出力信号が歪み、データをデコードする際にビットエラーレート（ＢＥＲ）が劣化する。この点、データ放送では現在受信中の放送局以外の放送局でも代替可能なデータ放送を行っている場合があり、他局への代替を行うことで受信状態の改善を図ることができる。例えば、ＲＤＳでは同一内容のデータ放送を行う放送局が設けられる。そして、それらデータ放送の内容が同一の放送局のうち、受信状態が良好なものを自動的に選択するＡＦサーチが行われる。このＡＦサーチでは、隣接妨害の発生の有無を検知して受信状態の判断に利用する。
【０００４】
図８は、従来のＦＭラジオ受信機の構成を示すブロック図である。多くのＦＭラジオ受信機は、ＡＭラジオの受信機能を併設されている。図８に示すＦＭラジオ受信機も、ＦＭ受信処理部２に並列に設けられたＡＭ受信処理部４を有している。
【０００５】
アンテナ１０にて受信されたＲＦ（Radio Frequency）信号は、第１混合回路１２にて第１の局部発振信号と混合され、目的受信信号が所定の中間周波数（Intermediate Frequency：ＩＦ）ｆＩＦ１の第１中間信号ＳＩＦ１へ周波数変換される。このＳＩＦ１は、ＢＰＦ１４、アンプ１６及びＢＰＦ１８を経て、ＦＭ受信処理部２及びＡＭ受信処理部４に入力される。ＢＰＦ１４，１８はＦＭ信号が通過可能なように広帯域に設定される。例えば、その帯域幅は１８０ｋＨｚ程度に設定される。ＦＭ受信処理部２とＡＭ受信処理部４とは、ユーザの選択に応じて択一的に動作し、検波出力信号ＳＯＵＴを出力する。
【０００６】
ＦＭ受信処理部２では、ＳＩＦ１はＦＭ受信用の第２混合回路２０にて第２の局部発振信号と混合され、所定の中間周波数ｆＩＦ２を有する第２中間信号ＳＩＦ２へ周波数変換される。ＳＩＦ２はｆＩＦ２を中心周波数とするＢＰＦであるＩＦＢＰＦ２２を通過後、ＦＭ検波回路２４にてＦＭ検波され、抽出された検波出力信号ＳＯＵＴがスピーカ等からなる出力回路へ出力される。
【０００７】
また、ＳＩＦ１はＦＭ受信処理部２にて、シグナルメータ（Ｓメータ回路２６）に入力される。Ｓメータ回路２６は、ＳＩＦ１から隣接妨害やノイズ等に起因する変動成分を抽出し、ＳメータＡＣ成分信号ＳＭ−ＡＣを生成すると共に、ＳＩＦ１を平滑化し直流化して受信電界強度を示すＳメータＤＣ成分信号ＳＭ−ＤＣを生成する。
【０００８】
一方、ＡＭ受信処理部４では、ＳＩＦ１はＡＭ受信用の第２混合回路３０にて第２の局部発振信号と混合され、所定の中間周波数ｆＩＦ−ＡＭを有する第２中間信号ＳＩＦ−ＡＭへ周波数変換される。ＳＩＦ−ＡＭはｆＩＦ−ＡＭを中心周波数とするＢＰＦ３２を通過後、ＡＭ検波回路３４にてＡＭ検波される。ＢＰＦ３２は、基本的に目的受信局からのＡＭ信号を通過できればよい。ＡＭ信号の帯域は例えば１０ｋＨｚ程度であるので、ＢＰＦ３２の帯域幅もこれに応じた狭帯域に設定される。
【０００９】
さて、ＦＭ受信処理部２のＩＦＢＰＦ２２は、帯域幅制御部２８によって帯域幅ＷＦを制御できるように構成される。図９は、帯域幅制御部２８の構成を示すブロック図である。帯域幅制御部２８は、制御回路３６、ハイパスフィルタ（High Pass Filter：ＨＰＦ）３８、キャパシタＣＨＦ、ローパスフィルタ（Low Pass Filter：ＬＰＦ）４０、及びスイッチ回路４２を含んで構成される。
【００１０】
スイッチ回路４２は、ＳＯＵＴ及びＳＭ−ＡＣを入力信号とし、ＳＭ−ＤＣに応じていずれか一方を選択的にＨＰＦ３８への出力信号とする。具体的には、スイッチ回路４２は、受信電界強度が所定閾値以下である弱電界の場合にＳＭ−ＡＣを出力信号とし、一方、中電界以上の場合にＳＯＵＴを出力信号とする。
【００１１】
ＨＰＦ３８は例えば、１００ｋＨｚ程度のカットオフ周波数を有し、入力信号のうち音声帯域を超える周波数成分を通過する。ＨＰＦ３８を通過した高域信号成分は、その出力端に接続されたキャパシタＣＨＦにより平滑化され、ＣＨＦの端子電圧ＶＨＦがＨＰＦ３８の出力レベルとして制御回路３６に入力される。
【００１２】
隣接妨害時にはＳＯＵＴやＳＭ−ＡＣに含まれる高域成分が増加する。これに対応して、制御回路３６は、ＶＨＦが所定の閾値以下の弱高域成分状態では、ＷＦをＳＯＵＴが高変調であっても音声歪みが生じにくい広帯域幅である基準帯域幅ｗＷに設定する一方、ＶＨＦが当該閾値を超える強高域成分状態では、ＷＦを隣接妨害除去の効果が好適に得られる狭帯域幅ｗＮ（＜ｗＷ）に設定する。これにより、隣接妨害の影響の除去・軽減が図られる。なお、従来、ＷＦの制御に、ＬＰＦ４０を通過するＳＯＵＴの音声帯域成分に基づいて検知される変調度を考慮することも行われていた。
【００１３】
また、隣接妨害を検出する他の仕組みとして、シグナルクオリティセンサ（ＳＱセンサ）やＩＦカウンターを用いるものもあった。
【００１４】
ＳＱセンサは、隣接妨害時に増加するＳＯＵＴやＳＭ−ＡＣの高域成分をＨＰＦで抽出し、これを検波回路で検波、平滑化して直流電圧に変換し、コンパレータでその直流電圧を所定の閾値と比較して、閾値を超えた場合に隣接妨害が生じていると判定する。
【００１５】
ＩＦカウンターは、例えば、中間信号ＳＩＦ２の周波数ｆＩＦ２をカウントする。ＩＦカウンターのカウント値は、隣接妨害が無い状態では、原理的に目的受信局の周波数スペクトルの平均周波数である中間周波数ｆＩＦ２になるが、隣接妨害を受けている状態では、ＳＩＦ２に隣接妨害局の信号成分が含まれるため、周波数スペクトルが隣接妨害局側へシフトし、その平均周波数に対応して得られるカウント値ＮもｆＩＦ２からずれた値となる。このカウント値Ｎを例えば、マイコン等で構成される受信機の制御部にて監視し、そのずれに基づいて、隣接妨害の発生が検出される。
【特許文献１】特開２００４−３１２０７７号公報
【特許文献２】特願２００７−３１８３２号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
図８を用いて説明した従来のＳＯＵＴやＳＭ−ＡＣに基づいて隣接妨害を検出する構成は、隣接妨害が存在せず希望局のみが受信されている状態でも、ＳＯＵＴやＳＭ−ＡＣに含まれる高域のノイズ成分によりＨＰＦ３８の出力レベルＶＨＦが閾値を超えることがある。そのため、従来の構成は、真に隣接妨害が発生している場合と、ノイズによる場合とを精度良く弁別できるとは限らないという問題があった。すなわち、ＶＨＦが閾値を超える事象の中にノイズによるものが含まれ、隣接妨害として誤検出され、不要にＩＦＢＰＦ２２の帯域が狭められ音声歪みを生じ得る。例えば、ノイズとしてマルチパスノイズがある。このように、従来の構成では、隣接妨害除去と音声歪みの抑制とを好適に実現することができないという問題があった。
【００１７】
ＳＱセンサは、図８の構成と同様にＳＯＵＴやＳＭ−ＡＣに基づいて隣接妨害に起因する変動成分（ＡＣ成分）を検出するものであるが、マルチパスの発生時にもＡＣ成分が発生する。すなわち、ＳＱセンサは、マルチパスにも反応し、隣接妨害とマルチパスとの切り分けが困難であり、隣接妨害を精度良く検知することが難しい。また、ＳＱセンサは平滑化処理に伴う時定数を有する。具体的には、ＳＱセンサは５０ｋＨｚ以上のＡＣ成分を平滑化し抽出するので、２ｍＳ程度の時定数を要する。そのため、ＡＦサーチ時の音声放送プログラムの受信中断状態が人に音切れとして感知されないようＡＦサーチを高速化することが難しいという問題もあった。さらに、ＡＣ成分は変調度によっても変動し、この影響でＳＱセンサによる隣接妨害の検出精度が低下し得るという問題もあった。また、隣接妨害を強力に受けた場合、隣接妨害信号によるキャプチャーが生じ、ＳＯＵＴやＳＭ−ＡＣに隣接妨害に応じたＡＣ成分が出てこなくなり得る。そのため、隣接妨害を強力に受けた場合、ＳＱセンサは隣接妨害が無い状態と同じ振る舞いをすることになり、隣接妨害のセンサとして役に立たなくなるおそれがある。
【００１８】
ＩＦカウンターによる隣接妨害の検知は、カウント時間が短くなるほどカウント値Ｎにより得られる周波数の精度が低くなるため、ＡＦサーチの高速化が難しい。また、中間信号の周波数は例えば、温度変化に応じた発振器の発振周波数の変動や変調による変動等の影響を受け得る。これを許容するように判定条件を設定すると、隣接妨害の検出感度が低下するという相反する問題を生じる。
【００１９】
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであり、隣接妨害を短時間で精度良く検出し、隣接妨害の除去及び音声歪みやＡＦサーチ時の音切れの抑制が好適に実現されるＦＭ受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明に係るＦＭ受信機は、受信信号に対して、目的受信局からの目的ＦＭ信号の搬送波周波数を所定の中間周波数にシフトさせる周波数変換を行い、中間信号を生成する中間信号生成回路と、前記中間信号のうち前記中間周波数を含む隣接妨害検知帯域内に含まれる信号成分に基づいて、前記目的受信局又はその隣接局による受信電界強度に応じた隣接妨害包含強度を求める隣接妨害包含強度検出部と、前記中間信号のうち前記中間周波数を含み前記隣接妨害検知帯域より狭い目的局検知帯域内に含まれる信号成分に基づいて、前記目的受信局による受信電界強度に応じた目的局強度を求める目的局強度検出部と、前記隣接妨害包含強度及び前記目的局強度に基づいて、前記隣接局による隣接妨害の有無を判定する隣接妨害判定部と、を有する。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、隣接妨害の判定を、ＦＭ検波出力信号ＳＯＵＴ及びＳメータＡＣ成分信号ＳＭ−ＡＣに基づいてではなく、異なる帯域幅に対応して得られる複数の受信電界強度信号に基づいて行う。受信電界強度信号は平滑化し直流化して生成されるため基本的に高域ノイズの影響を受けない。よって、本発明によれば、隣接妨害が発生しているか否かを精度良く判定することができる。また、ＳＱセンサやＩＦカウンターを用いた方法に比べて隣接妨害の有無の判定の高速化が容易である。また、その判定結果に基づいて、バンドパスフィルタを隣接妨害除去のため狭帯域に設定するか、音声歪み抑制のため広帯域に設定するかの選択を好適に行うことが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。
【００２３】
［第１の実施形態］
図１は、本発明の第１の実施形態であるＦＭ受信機の概略の構成を示すブロック図である。本ＦＭ受信機５０は、その主要部を集積回路（ＩＣ）として構成され、例えば、自動車の車載オーディオ機器に用いられる。ＦＭ受信機５０は、ＦＭ受信処理部５１ａに並列に設けられたＡＭ受信処理部５１ｂを備え、ＦＭ受信機５０の一部の構成をＦＭ受信と共用しつつＡＭ受信を可能としている。
【００２４】
ＦＭ受信機５０は、ＦＭ受信機能とＡＭ受信機能とで共用される部分として、アンテナ５２、ＲＦアンプ５４、第１局部発振回路５６、第１混合回路５８、ＢＰＦ６０，６４、アンプ６２を有している。ＦＭ受信処理部５１ａは、第２局部発振回路６６、第２混合回路６８、ＩＦＢＰＦ７０、アンプ７２、ＦＭ検波回路７４、Ｓメータ回路７６、ＡＦＣ（Automatic Frequency Control）回路８０、及び帯域幅制御部８２を含んで構成される。ＡＭ受信処理部５１ｂは、第２局部発振回路８４、第２混合回路８６、ＢＰＦ８８、アンプ９０、ＡＭ検波回路９２、及びＳメータ回路９４を含んで構成される。
【００２５】
アンテナ５２で受信されたＲＦ信号ＳＲＦはＲＦアンプ５４で増幅された後、第１混合回路５８に入力される。第１混合回路５８は、入力されたＲＦ信号ＳＲＦを、第１局部発振回路５６から入力される第１局部発振信号ＳＬＯ１と混合して、第１中間信号ＳＩＦ１を生成する。ＳＬＯ１の周波数ｆＬＯ１は、ＳＲＦに含まれる目的受信局の信号が第１混合回路５８によるＳＩＦ１への周波数変換にて所定の第１中間周波数ｆＩＦ１に変換されるように調整される。なお、ＦＭ受信とＡＭ受信とではＳＲＦの周波数帯域が相違する。これに対応して、第１局部発振回路５６は、例えば、その内部の分周回路の分周比を切り換え、ＦＭ受信とＡＭ受信とで異なる周波数のＳＬＯ１を生成する。第１中間周波数ｆＩＦ１は、例えば、１０．７ＭＨｚに設定される。
【００２６】
ＳＩＦ１は、ＢＰＦ６０、アンプ６２及びＢＰＦ６４を経て、ＦＭ受信処理部５１ａとＡＭ受信処理部５１ｂとにそれぞれ入力される。ＢＰＦ６０，６４は、ＦＭ受信とＡＭ受信とで共用され、その通過帯域はｆＩＦ１を中心とし、ＡＭ信号より広帯域であるＦＭ信号に応じた幅に設定される。目的受信局の信号の変調度が高い場合におけるＢＰＦ６０，６４での歪みが少なくなるように、それらＢＰＦの帯域幅は広く設定することが好ましい。例えば、ＢＰＦ６０，６４の−３ｄＢ帯域幅は１８０ｋＨｚに設定することができる。
【００２７】
第１中間信号ＳＩＦ１はＦＭ受信処理部５１ａでは第２混合回路６８とＳメータ回路７６とに入力される。第２混合回路６８は、ＢＰＦ６４から入力されたＳＩＦ１を第２局部発振回路６６から入力される第２局部発振信号ＳＬＯ２と混合して、第２中間周波数ｆＩＦ２の第２中間信号ＳＩＦ２を生成する。ＳＬＯ２の周波数ｆＬＯ２は、（ｆＩＦ１−ｆＩＦ２）に設定され、ＳＩＦ１に含まれる周波数ｆＩＦ１の目的受信信号は第２混合回路６８において周波数ｆＩＦ２に変換される。第２中間周波数ｆＩＦ２は、例えば、４５０ｋＨｚに設定される。
【００２８】
ＳＩＦ２は、ＩＦＢＰＦ７０及びアンプ７２を経て、ＦＭ検波回路７４に入力される。
【００２９】
ＩＦＢＰＦ７０は、基本的にｆＩＦ２を中心周波数とし、かつ通過帯域幅ＷＦを可変設定できるバンドパスフィルタである。ＩＦＢＰＦ７０の通過帯域幅ＷＦは、帯域幅制御部８２により制御される。例えば、ＷＦは、受信ＦＭ信号が高変調であっても音声歪みが生じにくい広帯域幅である基準帯域幅ｗＷと、隣接妨害除去の効果が好適に得られる狭帯域幅ｗＮ（＜ｗＷ）とに切り換えられる。例えば、ｗＷは、２００ｋＨｚ程度に設定され、ｗＮは５０ｋＨｚ程度に設定することができる。
【００３０】
ＦＭ検波回路７４は例えば、クオドラチュア検波回路で構成される。ＦＭ検波回路７４は、アンプ７２から入力されたＳＩＦ２をＦＭ検波して、音声帯域の検波出力信号ＳＯＵＴを抽出し、スピーカ等からなる出力回路へ出力する。
【００３１】
Ｓメータ回路７６は、ＢＰＦ６４から入力されたＳＩＦ１に基づいて、受信電界強度信号ＳＭ−ＤＣ１を生成する。
【００３２】
ＡＦＣ回路８０は、現在受信している周波数の近傍にて、大きな信号が存在する周波数を検知し、その周波数のずれに応じた電圧信号Ｖsを生成する。この電圧信号Ｖsは、一般には目標受信局の自動追尾等に用いられるが、検知される大きな信号が隣接妨害波であるか否かの判断にも利用できる。
【００３３】
帯域幅制御部８２については後に詳述する。
【００３４】
第１中間信号ＳＩＦ１はＡＭ受信処理部５１ｂの第２混合回路８６にも入力される。第２混合回路８６は、ＢＰＦ６４から入力されたＳＩＦ１を第２局部発振回路８４から入力される第２局部発振信号ＳＬＯ−ＡＭと混合して、第２中間周波数ｆＩＦ−ＡＭの第２中間信号ＳＩＦ−ＡＭを生成する。ＳＬＯ−ＡＭの周波数ｆＬＯ−ＡＭは、（ｆＩＦ１−ｆＩＦ−ＡＭ）に設定され、ＳＩＦ１に含まれる周波数ｆＩＦ１の目的受信信号は第２混合回路８６において周波数ｆＩＦ−ＡＭに変換される。第２中間周波数ｆＩＦ−ＡＭは、例えば、ｆＩＦ２と共通の４５０ｋＨｚに設定され、この場合、ｆＬＯ−ＡＭとｆＬＯ２とは同じ値になるので、第２局部発振回路８４とＦＭ受信処理部５１ａの第２局部発振回路６６とは単一の回路で構成することができる。また、第２混合回路８６及びＦＭ受信処理部５１ａの第２混合回路６８も共用化が可能である。すなわちＦＭの第２混合回路と、ＡＭの第２混合回路は共用化が可能である。
【００３５】
ＳＩＦ−ＡＭは、ＢＰＦ８８及びアンプ９０を経て、ＡＭ検波回路９２に入力される。
【００３６】
ＢＰＦ８８の通過帯域は、ｆＩＦ−ＡＭを中心とし、ＡＭ信号の帯域幅に応じた幅に設定される。すなわち、ＢＰＦ８８の通過帯域幅はＢＰＦ６４に比べると狭い幅に設定される。例えば、ＢＰＦ８８の通過帯域幅はおよそ７ｋＨｚに設定される。
【００３７】
ＡＭ検波回路９２は、アンプ９０から入力されたＳＩＦ−ＡＭをＡＭ検波して、音声帯域の検波出力信号ＳＯＵＴを抽出し、スピーカ等からなる出力回路へ出力する。
【００３８】
Ｓメータ回路９４は、ＢＰＦ８８にて狭帯域に制限されたＳＩＦ−ＡＭに基づいて、受信電界強度信号ＳＭ−ＤＣ２を生成する。
【００３９】
なお、アンプ９０やＡＭ検波回路９２はＡＭ受信時には動作させるが、ＦＭ受信時には停止させる。一方、Ｓメータ回路９４はＦＭ受信時も動作させ、その出力をＩＦＢＰＦ７０の制御に使用する。ＦＭ受信時には、帯域幅制御部８２が、受信電波状態に応じてＩＦＢＰＦ７０の帯域幅を制御し、ＩＦＢＰＦ７０にて好適に帯域幅制限された出力がアンプ７２を介してＦＭ検波回路７４に入力される。
【００４０】
次にＳメータ回路７６，９４について説明する。図２は、Ｓメータ回路７６の概略の構成を示す回路図である。ここでは、ＳメータＤＣ成分信号ＳＭ−ＤＣ１だけでなく、従来技術で述べたＳメータＡＣ成分信号ＳＭ−ＡＣも生成可能な構成を示しているが、本実施形態では当該ＳＭ−ＡＣの生成に係る部分は必ずしもなくてもよいし、あってもよい。Ｓメータ回路７６は、例えば、直列に接続された６段のリミッタアンプ１００-1〜１００-6、それらの出力を並列に入力される加算器１０２、加算器１０２の出力電流ＩＯＵＴに基づいてＳＭ−ＤＣ１及びＳＭ−ＡＣの生成に用いる電流を取り出すカレントミラー回路１０４、カレントミラー回路１０４の出力電流に基づいてそれぞれＳＭ−ＤＣ１及びＳＭ−ＡＣを生成する平滑化回路１０６，１０８を含んで構成される。
【００４１】
ＳＩＦ１は初段のリミッタアンプ１００-1に入力され、各リミッタアンプ１００で順次増幅されると共に、各リミッタアンプ１００-k（ｋは１≦ｋ≦６なる整数）の出力信号ＳＡｋとして加算器１０２に入力される。加算器１０２は、各ＳＡｋと基準電圧Ｖaとの電圧差δVＡｋ（≡ＳＡｋ−Ｖa）を求め、δVＡｋ＞０なるδVＡｋについて、当該電圧差に応じた電流δIＡｋを生成し、それらの合成電流をＩＯＵＴとして出力する。
【００４２】
ＩＯＵＴはカレントミラー回路１０４の入力側経路のトランジスタＴｒ１を介して、Ｔｒ２を有する出力側経路及びＴｒ３を有する出力側経路にそれぞれ折り返される。Ｔｒ２を有する出力側経路に接続される平滑化回路１０６は、Ｔｒ２のコレクタと接地電位ＧＮＤとの間に互いに並列に接続された抵抗Ｒ１及びキャパシタＣ１からなる。平滑化回路１０６は、Ｔｒ２から出力されるＩＯＵＴを抵抗値Ｒ１及び容量値Ｃ１に応じて定まる時定数で平滑化し、ＳＭ−ＤＣ１を生成する。例えば、Ｒ１やＣ１を設けてＬＰＦ特性を持たせることで、ＳＭ−ＤＣ１として、加算器１０２の出力に重畳するＡＣ成分信号（変調信号やマルチパス、隣接妨害に応じて発生する変動成分）が平滑化され、実質的に直流とみなせる信号が得られる。
【００４３】
一方、Ｔｒ３を有する出力側経路に接続される平滑化回路１０８は、平滑化回路１０６と同様に、Ｔｒ３のコレクタと接地電位ＧＮＤとの間に互いに並列に接続された抵抗Ｒ２及びキャパシタＣ２からなる。平滑化回路１０８は、Ｔｒ３から出力されるＩＯＵＴを抵抗値Ｒ２及び容量値Ｃ２に応じて定まる時定数で平滑化し、ＳＭ−ＡＣを生成する。例えば、Ｒ２，Ｃ２の時定数を小さく設定することで、平滑化回路１０８の時定数は、ＳＩＦ１の振幅変動に追随できる程度の値となる。その結果、ＳＭ−ＡＣとして、隣接妨害やノイズによってＳＩＦ１に生じる振幅変動に応じた交流信号が得られ、上述したように従来はこれを隣接妨害検出に用いていた。これに対して、本発明では、ＳＭ−ＡＣではなくＳＭ−ＤＣ１及びＳメータ回路９４にて生成されるＳＭ−ＤＣ２を用いて隣接妨害の有無が判定される。なお、従来のＳＭ−ＡＣを用いた方式と、本方式を組み合わせて使用してもよい。
【００４４】
Ｓメータ回路９４は、上述したＳメータ回路７６と基本的な構成は同じである。図３は、Ｓメータ回路７６の出力信号ＳＭ−ＤＣ１及びＳメータ回路９４の出力信号ＳＭ−ＤＣ２の受信電界強度に応じた変化を示す模式的なグラフである。同図において、横軸がアンテナ５２での受信電界強度Ｅ、縦軸が信号ＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２の電圧ＶＷ，ＶＮである。後述するように、本発明は、ＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２それぞれの特性曲線１２０ａ，１２０ｂの傾斜区間１２２にて隣接妨害の有無を判定することができ、その際、両特性曲線１２０ａ，１２０ｂが基本的に当該区間１２２にて基本的に同じ傾斜であることを利用する。この条件は、例えば、Ｓメータ回路７６，９４の基本的な構成を共通にすることで実現可能である。すなわち、Ｓメータ回路７６，９４の基本的な構成を共通にすることで図３に示すように、ＳＭ−ＤＣ１の特性曲線１２０ａ及びＳＭ−ＤＣ２の特性曲線１２０ｂの受信電界強度Ｅに対する変化の仕方を共通にすることができる。
【００４５】
図４は、ＢＰＦ６０，６４のフィルタ特性１３０ｗ、ＢＰＦ８８のフィルタ特性１３０ｎ、目的受信局の受信信号の帯域１３２、及び隣接妨害信号の帯域１３４の周波数軸上での位置関係を示す模式図である。図４において横軸が周波数ｆであり、フィルタ特性１３０ｗ，１３０ｎはそれぞれの通過域の中心周波数ｆＩＦ１，ｆＩＦ−ＡＭを一致させて図示している。目的受信局（帯域１３２）は、広帯域のＢＰＦ６０，６４及び狭帯域のＢＰＦ８８のいずれも好適に通過する。一方、隣接局の信号（帯域１３４）は、広帯域のＢＰＦ６０，６４を通過し得るが、基本的に狭帯域のＢＰＦ８８を通過しない。
【００４６】
すなわち、ＢＰＦ６０，６４のフィルタ特性１３０ｗは隣接局を検知できる帯域（隣接妨害検知帯域）を有するように設定され、ＢＰＦ６０，６４を通過したＳＩＦ１に基づいてＳメータ回路７６が生成する受信電界強度ＳＭ−ＤＣ１は、目的受信局だけでなく隣接局を含めた強度（隣接妨害包含強度）を表す。一方、ＢＰＦ８８のフィルタ特性１３０ｎは、目的受信局のみを検知できる帯域（目的局検知帯域）を有するように設定され、ＢＰＦ８８を通過したＳＩＦ−ＡＭに基づいてＳメータ回路９４が生成する受信電界強度ＳＭ−ＤＣ２は、基本的に目的受信局のみに基づく強度（目的局強度）を表す。
【００４７】
ここで図３には、特性曲線１２０ａ，１２０ｂは互いに上下にずれる様子が示されている。この特性曲線１２０ａ，１２０ｂ相互間の上下のずれは、Ｓメータ回路７６，９４の構成が全く同じであっても、上述のようにそれぞれへの入力信号の帯域幅の相違等に起因して生じ得る。また、この特性曲線１２０ａ，１２０ｂ相互間の上下のずれ、すなわちＳＭ−ＤＣ１とＳＭ−ＤＣ２との間のオフセット電圧は例えば、図２のカレントミラー回路１０４のＴｒ２を有する出力側経路に流れる電流について、電流バイアス回路等を用いてＳメータ回路７６とＳメータ回路９４とで所定の差を設けることで設定、調節することができる。例えば、ＦＭ受信機５０にＤＡＣ（Digital-to-Analog Converter）及びレジスタ機能を持たせ、外部からレジスタを制御することにより、特性曲線１２０ａ，１２０ｂのオフセット電圧をそれぞれ調節できる構成とすることが可能であり、特性曲線１２０ａ，１２０ｂそれぞれのオフセット電圧の調節により、それら特性曲線１２０ａ，１２０ｂ相互間のオフセット電圧の差異を所望の値に設定することができる。また、ＡＭ受信時とＦＭ受信時とでＳメータ回路９４の出力電圧ＳＭ−ＤＣ２のオフセット電圧を異なる値に設定することもできる。
【００４８】
特性曲線１２０ａ，１２０ｂ相互間のオフセット電圧ΔＶＳＭを、
ΔＶＳＭ≡ＶＮ(ｅ)−ＶＷ(ｅ)
と定義する。ここで、ＶＮ(ｅ)，ＶＷ(ｅ)はそれぞれ受信電界強度Ｅ＝ｅでのＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２の値である。
【００４９】
上述のように特性曲線１２０ａ，１２０ｂが全受信電界強度で平行になる場合には、ΔＶＳＭはｅに依存せず一定となる。現実には、特性曲線１２０ａ，１２０ｂを全受信電界強度で平行にすることが難しい場合もあり得る。その場合には、傾斜区間１２２にてほぼ平行となるように設定し、ΔＶＳＭは当該区間１２２内での平均値等で代表させることができる。
【００５０】
本実施形態では、ΔＶＳＭは所定の基準値に設定され、区間１２２にて差ΔＶＳＭに保たれるＶＮ(ｅ)とＶＷ(ｅ)との強度関係を基準相互関係として、実際にＳメータ回路７６，９４から得られるＶＮとＶＷとの関係を当該基準相互関係と比較し、隣接妨害が発生しているか否かを判定する。具体的には、測定値ＶＮ（例えば、図３の点ＰＮに対応）に対して基準相互関係をなす値ＶＷ−ＲＥＦ（例えば、図３の点ＰＷ−ＲＥＦに対応）よりも、測定値ＶＷ（例えば、図３の点ＰＷに対応）がどれだけ大きいかを、ＶＮとＶＷとの差（ＶＮ−ＶＷ）をΔＶＳＭ（≡ＶＮ−ＶＷ−ＲＥＦ）と対比して判定する。そして、ＶＷがＶＷ−ＲＥＦより所定の閾値以上高い状態を、隣接妨害が発生していると判定する。
【００５１】
さて、上述のように目的受信局及び隣接局からの受信信号はＢＰＦ６０，６４を通過してＦＭ受信処理部５１ａに入力される。ＦＭ受信処理部５１ａに設けられるＩＦＢＰＦ７０では、その通過帯域幅ＷＦが基準帯域幅ｗｗに設定されている状態にて、隣接局の信号の一部分がＩＦＢＰＦ７０のフィルタ特性の減衰域側にはみ出し得る。そのため、目的受信局と隣接局とが、アンテナ５２やＳメータ回路７６の入力で同じ信号強度であったとしても、ＦＭ検波回路７４への入力レベルは、隣接局の方が目的受信局より低くなり得る。この場合には、隣接局の受信電界強度が、ＩＦＢＰＦ７０での減衰量の絶対値ＥＡとキャプチャレシオＥＣとを加えた強度以上、目的受信局より強い場合に隣接妨害が起こる。一方、隣接局の受信電界強度が目的受信局より強くても、その超過量がＩＦＢＰＦ７０での減衰量の絶対値ＥＡからキャプチャレシオＥＣを引いた強度以下であれば、隣接妨害は生じない。図５は、この場合の隣接妨害の判定を説明するための、ＳＭ−ＤＣ１及びＳＭ−ＤＣ２の特性曲線を示す模式的なグラフであり、図３と同様に表現されている。図５では例えば、ΔＶＳＭを、受信電界強度が（ＥＡ＋ＥＣ）増加したときのＳＭ−ＤＣ１（つまりＶＷ）の増加量に設定する。この設定によれば、測定値ＶＮ（例えば、図５の点ＰＮに対応）と測定値ＶＷ（例えば、図５の点ＰＷに対応）との差（ＶＮ−ＶＷ）が０、すなわちＶＮ＝ＶＷのときに、ＩＦＢＰＦ７０の出力での隣接局の信号強度が目的受信局よりキャプチャレシオ分、強くなる。よって、ＶＮとＶＷとの大小関係に基づいて隣接妨害の有無を判定することが可能となり、その判定を例えば、ハード的にコンパレータで行うことができ、判定回路の構成の簡素化が可能となる。
【００５２】
図６は、帯域幅制御部８２及びその周辺回路の概略の構成を示すブロック図である。帯域幅制御部８２は、制御回路１４０、差動アンプ１４２、コンパレータ１４４、ＬＰＦ１４６、及びスイッチ回路１４８を含んで構成される。
【００５３】
Ｓメータ回路７６，９４の出力信号ＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２は、帯域幅制御部８２において差動アンプ１４２に入力される。差動アンプ１４２は、ＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２それぞれの電圧値ＶＷ，ＶＮの差（ＶＮ−ＶＷ）に所定ゲインを乗じた電圧ＶＮ−Ｗを出力する。コンパレータ１４４は、差動アンプ１４２から入力されるＶＮ−Ｗを、基準電圧Ｖｒｅｆと比較する。コンパレータ１４４は出力信号ＶＣＯＭＰとして比較結果に応じた論理レベルを、隣接妨害の有無の判定結果として制御回路１４０へ出力する。制御回路１４０は、コンパレータ１４４による判定結果が隣接妨害有りであれば、ＩＦＢＰＦ７０の通過帯域幅ＷＦを狭帯域幅ｗＮに設定し、隣接妨害無しであれば、ＷＦを基準帯域幅ｗＷに設定する。
【００５４】
例えば、ΔＶＳＭを、受信電界強度がＥＡ増加したときのＶＷの増加量に設定する。この設定によれば、差動アンプ１４２の出力電圧の極性が、ＩＦＢＰＦ７０の出力での目的受信局と隣接局との信号強度の大小を表す。ＶｒｅｆをキャプチャレシオＥＣに応じて設定することで、コンパレータ１４４から隣接妨害の有無の判定結果を論理レベル出力として得ることができる。例えば、コンパレータ１４４の出力ＶＣＯＭＰは、ＶＮ−Ｗ≧ＶｒｅｆのときＨ(High)レベルとなり、ＶＮ−Ｗ＜ＶｒｅｆのときＬ(Low)レベルとなる。このとき、Ｈレベルが隣接妨害無しの判定に相当し、Ｌレベルが隣接妨害有りの判定に相当する。ちなみに、Ｖｒｅｆを高く設定することで、ＩＦＢＰＦ７０の帯域幅ＷＦが狭帯域幅ｗＮに設定されやすくなり、ＩＦＢＰＦ７０で生じ得る音声歪みの抑制よりも隣接妨害除去を優先することができ、逆に、Ｖｒｅｆを低く設定することで、隣接妨害除去よりも音声歪み抑制を優先することができる。
【００５５】
上述の構成は、Ｓメータ回路７６，９４の特性曲線１２０ａ，１２０ｂが図３，図５に示すように、基本的に傾斜区間１２２にて基本的に同じ傾斜であることを利用するものであった。しかし、本発明のＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２の比較による隣接妨害の判定は、傾斜区間１２２でのＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２の特性曲線の傾きが同じでない場合であっても適用可能である。
【００５６】
この場合、ＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２の特性曲線相互間のオフセット電圧ΔＶＳＭは、受信電界強度Ｅの関数となる。すなわち、受信電界強度Ｅ＝ｅでのオフセット電圧ΔＶＳＭは、
ΔＶＳＭ(ｅ)≡ＶＮ(ｅ)−ＶＷ(ｅ)
と表される。受信電界強度の基準点としてＥ＝ｅ０を設定し、
ΔＶＳＭ０≡ΔＶＳＭ(ｅ０)
と定義すれば、任意の受信電界強度でのΔＶＳＭ(ｅ)は、ΔＶＳＭ０に対する比を表すα(ｅ)を用いて、
ΔＶＳＭ(ｅ)≡α(ｅ)ΔＶＳＭ０
と表すことができる。α(ｅ)はＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２の特性曲線に対応して求められる。この比α(ｅ)を用いて、Ｅ＝ｅ０での状態を基準とした相対的な比較として、ＶＷ，ＶＮを比較し隣接妨害を判定することができる。ちなみに、ΔＶＳＭが受信電界強度Ｅの関数となる場合にこの相対的な比較が可能であることは、α(ｅ)を考慮することで、ΔＶＳＭが受信電界強度Ｅの関数となる場合を、図３，図５を用いて説明したΔＶＳＭが傾斜区間１２２にてＥに依らず一定となる場合に変換可能であることからも理解できる。
【００５７】
また、傾斜区間１２２でのＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２の特性曲線の傾きが同じでない場合の隣接妨害の有無判定は他の方法によっても可能である。例えば、ＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２の特性曲線に基づいて、Ｓメータ回路９４が出力するＳＭ−ＤＣ２の電圧値ＶＮに対応する受信電界強度ＥでのＳＭ−ＤＣ１の出力の推定値ＶＷ−ＲＥＦが得られる。一方、Ｓメータ回路７６からは、ＳＭ−ＤＣ１の測定値ＶＷが得られる。これらの差（ＶＷ−ＶＷ−ＲＥＦ）を所定の閾値と比較して、当該差が閾値以上であれば隣接妨害有り、閾値未満であれば隣接妨害無しと判定判定してもよい。
【００５８】
なお、帯域幅制御部８２は、さらにＦＭ検波回路７４の出力信号ＳＯＵＴやＡＦＣ回路８０の出力信号ＶsをＷＦの制御に利用する構成としてもよい。
【００５９】
まず、ＦＭ検波回路７４の出力信号ＳＯＵＴをＷＦの制御に利用する構成を説明する。弱電界状態のＳＯＵＴは、隣接妨害とは関係が薄い高域のノイズ成分を含みやすく、その結果、音声品質（Ｓ／Ｎ比）を低下させる可能性がある。そこで、弱高域成分状態であり隣接妨害の観点からは狭帯域ｗＮとする必要性が低い場合であっても、低変調度かつ弱電界状態の場合には、ＩＦＢＰＦ７０の通過帯域を狭帯域ｗＮとして、ＳＯＵＴに現れる高域ノイズを低減し音声品質の向上を図る構成とすることができる。なお、この場合、低変調度であるので、狭帯域ｗＮに設定しても音声歪みは生じにくい。なお、スイッチ１４８にはヒステリシスを持たせることにより、変調信号の変化に対して頻繁に切り替わらないようにすることができる。ヒステリシス量は、ＬＰＦ１４６の出力の時定数にも関係するが、電界強度の時間的な変動を考慮したものとする。
【００６０】
具体的には、ＦＭ検波出力信号ＳＯＵＴをＬＰＦ１４６に入力し、制御回路１４０は、ＬＰＦ１４６の出力レベルＶＬＦが所定の閾値ｄＬＦ以下であれば低変調度であると判断する。また、ＬＰＦ１４６から制御回路１４０への入力は、スイッチ回路１４８がＳＭ−ＤＣ１に基づいて弱電界状態にてオンすることにより可能となるので、制御回路１４０はＬＰＦ１４６からの入力があることを以て、弱電界状態であると判断することができる。制御回路１４０は、ＬＰＦ１４６の出力ＶＬＦに基づいて、低変調度かつ弱電界状態の場合を検知し、ＷＦをｗＮに設定する。
【００６１】
次に、さらにＡＦＣ回路８０の出力信号Ｖsを利用する構成を説明する。例えば、目的受信局の受信電界強度が小さく、一方、隣接妨害局の受信電界強度が大きいような場合には、Ｖsは、目的受信局だけが受信されている場合や、隣接妨害波が目的受信信号よりも強度が小さい場合などに比べて異常に大きくなり得る。このような点から、Ｖsに基づいて通常の周波数ずれか隣接妨害による周波数ずれかを判別することができる場合がある。制御回路１４０は、例えば、ＶＣＯＭＰ及びＶsの少なくとも一方に基づいて隣接妨害を検知した場合には狭帯域幅ｗＮに設定したり、ＶＣＯＭＰ及びＶsの両方とも隣接妨害を示唆する場合にだけ狭帯域幅ｗＮに設定するように構成できる。
【００６２】
なお、上述の構成では、ΔＶＳＭを、受信電界強度が（ＥＡ＋ＥＣ）増加したときのＳＭ−ＤＣ１（つまりＶＷ）の増加量に設定する場合を説明した。しかし、ΔＶＳＭを他の値に設定しても、Ｖｒｅｆを調整することで、コンパレータ１４４にて上述の構成と同様の隣接妨害有無に応じた出力ＶＣＯＭＰを得ることができる。
【００６３】
ちなみに、ＦＭ受信機５０における周波数同調動作やＦＭ受信とＡＭ受信との切り換え動作等の制御は、例えば、システムバスを介して接続されたマイコンから行われる。従来は、ＦＭ受信時には、ＳＯＵＴにＡＭ検波出力信号が現れないようにするために、ＡＭ信号処理部の動作を停止させる。これに対して、本実施形態のＦＭ受信機５０では、ＦＭ受信時において、ＡＭ信号処理部５１ｂの第２混合回路８６、Ｓメータ回路９４は動作させてＳＭ−ＤＣ２は生成しつつ、例えば、ＡＭ検波回路９２は停止させてＳＯＵＴを出力させない等の制御が行われる。
【００６４】
また本実施形態では、狭帯域の受信電界強度信号ＳＭ−ＤＣ２を生成するため信号を抽出するために、ＡＭ信号処理部５１ｂが従来より有している狭帯域のＢＰＦ８８を利用した。しかし、狭帯域のＢＰＦには別のものを用いてもよい。例えば、ＡＭ信号処理部５１ｂが設けられていない場合には、ＡＭ受信とは関係なくＢＰＦ８８，Ｓメータ回路９４を設けてＳＭ−ＤＣ２を生成する。その際、ＳＭ−ＤＣ２の生成に用いる中間信号の周波数は、ＳＭ−ＤＣ１の生成に用いる中間信号ＳＩＦ１の周波数ｆＩＦ１とは同じであってもよいし、上記実施形態のように異なる周波数としてもよい。
【００６５】
上記実施形態では、ＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２の比較をコンパレータ１４４を用いたアナログ処理で行う例を示したが、比較のための構成はこれに限定されない。例えば、上述のマイコンまで含めたシステムで構成することも可能である。その場合、例えば、マイコンのＡＤＣ（Analog-to-Digital Converter）やＦＭ受信機５０が形成されたＩＣ（チューナーＩＣ）に内蔵されたＡＤＣにてＳＭ−ＤＣ１及びＳＭ−ＤＣ２をデジタル値として検出し、当該デジタル値を用いた演算によって上述のアナログ処理と同様の処理を行う。このデジタル処理は、上述のアナログ処理よりも隣接妨害の検出精度の向上が可能である。例えば、ローコストチューナー向けには、アナログ的又はハード的な手法を用い、ミドルクラス以上のチューナー向けにはＡＤＣやマイコンを含めたデジタル的な手法を用いることにより、コストと精度のトレードオフをうまく設定させることができる。
【００６６】
上記実施形態では、広狭２種類の信号ＳＩＦ１，ＳＩＦ−ＡＭを用いて２種類の受信電界強度信号ＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２を生成し、それらの比較により隣接妨害の有無を判定する。ここで、受信信号から帯域幅が異なる３種類以上の信号を抽出し、それらの受信電界強度信号を比較することにより、隣接妨害の有無だけでなく、目的受信局に対してどれだけ離れた周波数に隣接妨害局が存在するかを検知する構成とすることもできる。
【００６７】
［第２の実施形態］
本発明の第２の実施形態であるＦＭ受信機は、図１に示すＦＭ受信機５０の構成に加えて、さらに、ＳＭ−ＤＣ１の生成に用いる中間信号ＳＩＦ１に基づいて変調度ＭＩＦ１を求める変調度検出回路と、当該変調度ＭＩＦ１に応じてコンパレータ１４４の閾値電圧Ｖｒｅｆを制御する閾値制御回路とを備える。
【００６８】
上記第１の実施形態では、ΔＶＳＭは一定としたが、ＳＭ−ＤＣ１とＳＭ−ＤＣ２との上下差は、受信信号の変調度に応じて変化することも考えられる。具体的には、目的受信局のＦＭ信号の抽出に用いられるＢＰＦ８８の通過帯域幅はＢＰＦ６０，６４に比べると狭いため、当該ＦＭ信号の帯域の一部しか通過しないように設定され得る。そのため、目的局の信号の変調度が高いほど、ＢＰＦ８８を通過できない成分が多くなってＳＭ−ＤＣ２が低くなりＶＮ−Ｗが低下し得る。一方、逆に変調度が低いほど、ＳＭ−ＤＣ２が高くなりＶＮ−Ｗが上昇し得る。そこで、本実施形態では、上述のように、ＢＰＦ８８に入力される前の信号ＳＩＦ１での変調度ＭＩＦを求め、当該変調度ＭＩＦ１に応じてコンパレータ１４４の閾値電圧Ｖｒｅｆを制御する。コンパレータ１４４での処理は、ＡＤＣとマイコン、ＤＡＣを使用することでデジタル的に実現することもできる。この場合、閾値電圧Ｖｒｅｆはマイコンのソフトにて設定することができる。
【００６９】
変調度検出回路は、ＬＰＦ等を用いたアナログ信号処理回路で構成することもできるし、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等のデジタル信号処理回路で構成することもできる。閾値制御回路は、変調度検出回路の出力を受けて、ＭＩＦの低下時のＶＮ−Ｗの増加に対応して、Ｖｒｅｆを増加させる。この構成により、ＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２に基づく上述の隣接妨害の検出において、目的受信局の変調度の違いの影響を排除し、検出精度の向上を図ることができる。
【００７０】
［第３の実施形態］
図７は、本発明の第３の実施形態であるＦＭ受信機２００の概略の構成を示すブロック図である。本実施形態において、上記第１の実施形態のＦＭ受信機５０と同様の構成要素には同一の符号を付して以下の説明の簡略化を図る。図７には、ＦＭ受信機２００の動作を制御するマイコン２０２及びシステムバス２０４が示されている。マイコン２０２は、システムバス２０４を介して例えば、第１局部発振回路５６などのＦＭ受信機２００の制御対象に対応して設けられたレジスタ（図示せず）の格納値を書き換えることにより、当該各部の動作を制御することができる。ＩＦＢＰＦ７０の通過帯域幅ＷＦの広狭の切り換え制御もこのようなレジスタに格納された内容を書き換えることにより行うことができる。なお、ＩＦＢＰＦ７０はアナログフィルタ、デジタルフィルタのいずれでもよい。帯域幅ＷＦを変化させることで、Ｓメータ回路９４にて受信電界強度が検出される信号の帯域幅を変えることができる。Ｓメータ回路７６の出力と、ＷＦを狭く設定した場合のＳメーター回路９４の出力とを比較することによって、上述の実施形態と同様、隣接妨害の検出ができる。また、ＩＦＢＰＦ７０の帯域幅ＷＦの広狭を切り替えて順次取得される、ＷＦを広く設定した場合のＳメータ回路９４の出力とＷＦを狭く設定した場合のＳメータ回路９４の出力とを比較することによっても、隣接妨害の検出ができる。この場合、ＷＦを広く設定した場合のＳメータ回路９４の出力が、Ｓメータ回路７６の出力の代わりに用いられる。
【００７１】
例えば、上述のレジスタは図６の制御回路１４０に備えられ、制御回路１４０は当該レジスタの格納値に対応する所定の電圧の制御電圧信号を生成しＩＦＢＰＦ７０へ出力する回路を備える。当該レジスタの設定は、例えば、コンパレータ１４４等のセンサ回路の出力信号によって行われる他、図７のマイコン２０２がシステムバス２０４を介して行うことができる。
【００７２】
また、図７のＦＭ受信機２００では、ＳＭ−ＤＣ２を生成するＳメータ回路９４が、ＩＦＢＰＦ７０を通過したＳＩＦ２を入力されるように構成される。すなわち、ＳＭ−ＤＣ２はＩＦＢＰＦ７０から出力されアンプ７２で増幅されたＳＩＦ２に基づいて生成される。なお、ＳＭ−ＤＣ１は上記ＦＭ受信機５０と同様、Ｓメータ回路７６がＳＩＦ１に基づいて生成する。
【００７３】
図７に示すＦＭ受信機２００は、受信電界強度信号ＳＭ−ＤＣ２の生成するための狭帯域の信号を抽出するために、ＩＦＢＰＦ７０を利用する。隣接妨害の有無判定処理を行う場合には、マイコン２０２が図６の制御回路１４０内に設けられるレジスタの値を操作することで、ＩＦＢＰＦ７０の通過帯域幅ＷＦを狭帯域ｗＮに設定する。その状態にてＳメータ回路９４から出力されるＳＭ−ＤＣ２と、それと同時に得られるＳメータ回路７６からのＳＭ−ＤＣ１とに基づいて、例えば、図６の差動アンプ１４２及びコンパレータ１４４により、隣接妨害の有無の判定結果を示す信号ＶＣＯＭＰが生成され、制御回路１４０に入力される。制御回路１４０は、ＶＣＯＭＰに基づいて、レジスタの値を書き換え、隣接妨害の判定結果に応じた通過帯域幅ＷＦにＩＦＢＰＦ７０を設定する。
【００７４】
この構成では、ＩＦＢＰＦ７０が基準帯域幅ｗＷに設定されている状態で、隣接妨害判定動作を行うと、一時的にＩＦＢＰＦ７０が狭帯域幅ｗＮに切り替わる。この判定動作を高変調のＦＭ信号の受信時に行うと、ＳＯＵＴに歪みが生じ異音として聞こえ得る。そこで、マイコン２０２は、判定動作に連動してミュート動作を行う。ちなみに、判定動作は例えば、１ｍＳ程度の短時間で完了し得るので、ミュートの聴感上の影響は軽微である。
【００７５】
ＦＭ受信機２００は、ＲＤＳデコーダ（図示せず）を備え、ＲＤＳデータを受信可能に構成することができる。ＲＤＳデコーダは、５７ｋＨｚの副搬送波を変調して伝送されるＲＤＳデータを復調する。
【００７６】
ＲＤＳは、受信状態が悪化した場合に、代替候補局を探索するＡＦサーチを行い、自動的に代替局へ切り換えることができる。その制御では、受信状態が悪化した場合に、音声出力をミュート状態にして、受信周波数をＲＤＳデータから得られた代替候補局の周波数に設定し、基準電界強度以上の代替候補局の有無を判定する。代替候補局有りと判定された場合には、番組識別（ＰＩ：Program Identification）コード判定を行い、良好な受信状態で、かつＰＩコードが同一であれば、当該代替候補局を代替局と定め、その受信状態を維持し、ＡＦサーチを停止して代替局への切り替えを行う。一方、良好な代替局が見つからなければ元の受信局に戻る。この場合、ＲＤＳデコーダへの受信信号はミュートしない。
【００７７】
例えば、マイコン２０２は、ＡＦサーチにて，現在受信中のチャンネルから他のチャンネルに遷移したときに、上述のＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２の比較に基づく隣接妨害判定を行う。この判定結果は、代替局選定の際の受信状態の良否の判断に利用することができる。また、ＲＤＳデコーダへの受信信号の入力は、隣接妨害判定結果に応じて制御されるスイッチ等によりミュート可能に構成される。隣接妨害が発生していると判定された場合には、ＲＤＳデコーダへの入力をミュートし、隣接妨害が生じている受信信号に基づいてＲＤＳデコーダが遷移先のチャンネルを代替候補局として誤検出することを防止する。
【００７８】
また、隣接妨害が有ると判定された場合には、帯域幅ＷＦを基準帯域幅より狭い値ｗＮに設定し、隣接妨害によるＲＤＳデータの欠損を抑制し、ＲＤＳデータを復調しやすくする構成とすることもできる。この構成では、隣接妨害が無い場合には、帯域幅ＷＦは基準帯域幅ｗＷに設定し、ＲＤＳデータを伝送する信号に対する感度を向上させてＰＩコード検出が速やかに行われるようにすることができる。
【００７９】
ここで、既に述べたように、ＡＦサーチ時の音声放送プログラムの受信中断状態が人に音切れとして感知されないように、ＡＦサーチは３〜７ｍＳといった短時間で行うことが要求される。しかし、ＡＦサーチでは、他のチャンネルへ移動し、ＰＬＬのロック、局検出、隣接妨害検出、マルチパス妨害検出、ＰＩコードの検出などの処理を行わなければならないため、高速なＰＬＬを用いても上述の短時間内にＡＦサーチを正確に行うことは容易ではない。特に、欧州のＲＤＳでは１チューナでＡＦサーチを行うため、音切れの抑制には、ＡＦサーチの高速化が必須となる。
【００８０】
この点、本発明のＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２による上述の隣接妨害判定は、隣接妨害を短時間で精度良く検出することができ、ＡＦサーチの高速化が容易となる。また、ＡＦサーチにおける局検出も、ＳＭ−ＤＣ１を用いて行うことができる。すなわち、共通のセンサ出力で隣接妨害検出及び局検出を行うことができるので、マイコン等がセンサ出力の取得に要する時間が短縮され、この点でもＡＦサーチの高速化に資する。
【００８１】
さらに、従来技術で述べたＩＦカウンターやＳＱセンサを併用してＡＦサーチを行うことにより、精度の向上を図ることも可能である。その際、ＳＭ−ＤＣ１による局検出、及びＳＭ−ＤＣ１，ＳＭ−ＤＣ２による隣接妨害判定は並行して、また高速に行うことができるので他の局検出手段に先行して行い、この先行する手段で局検出がされた場合にのみ、ＩＦカウントやＳＱセンサを用いた他の局検出手段を実行することで、ＡＦサーチの精度を上げつつ処理時間の短縮及び処理負荷の軽減を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】本発明の第１の実施形態であるＦＭ受信機の概略の構成を示すブロック図である。
【図２】Ｓメータ回路の概略の構成を示す回路図である。
【図３】Ｓメータ回路の出力信号ＳＭ−ＤＣ１及びＳＭ−ＤＣ２の受信電界強度に応じた変化を示す模式的なグラフである。
【図４】ＳＭ−ＤＣ１に対応した広帯域のＢＰＦ、ＳＭ−ＤＣ２に対応した狭帯域のＢＰＦそれぞれのフィルタ特性及び、目的受信局、隣接妨害信号それぞれの帯域に関する周波数軸上での位置関係を示す模式図である。
【図５】隣接妨害の判定を説明するための、ＳＭ−ＤＣ１及びＳＭ−ＤＣ２の特性曲線を示す模式的なグラフである。
【図６】帯域幅制御部及びその周辺回路の概略の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第３の実施形態であるＦＭ受信機の概略の構成を示すブロック図である。
【図８】従来のＦＭラジオ受信機の構成を示すブロック図である。
【図９】従来のＦＭラジオ受信機の帯域幅制御部の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００８３】
５０，２００  ＦＭ受信機、５１ａ  ＦＭ受信処理部、５１ｂ  ＡＭ受信処理部、５２  アンテナ、５４  ＲＦアンプ、５６  第１局部発振回路、５８  第１混合回路、６０，６４，８８  ＢＰＦ、６２，７２，９０  アンプ、６６，８４  第２局部発振回路、６８，８６  第２混合回路、７０  ＩＦＢＰＦ、７４  ＦＭ検波回路、７６，９４  Ｓメータ回路、８０  ＡＦＣ回路、８２  帯域幅制御部、９２  ＡＭ検波回路、１００  リミッタアンプ、１０２  加算器、１０４  カレントミラー回路、１０６，１０８  平滑化回路、１４０  制御回路、１４２  差動アンプ、１４４  コンパレータ、１４６  ＬＰＦ、１４８  スイッチ回路、２０２  マイコン、２０４  システムバス。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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