(57)【要約】      （修正有）【課題】磁極位置検出精度を高めたモータ制御装置とその制御方法を提供する。【解決手段】コンバータ１と、インバータ３と、ｄｑ軸電流指令を生成する速度制御部５と、ｄｑ軸電圧指令を生成する電流制御部６と、ｄｑ軸電圧指令を３相変換する静止座標変換部７と、３相交流電圧指令とキャリア信号によりＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部８と、キャリア信号を生成するキャリア信号生成部９と、電流を検出し３相電流信号を生成する電流検出器４と、３相電流信号をｄｑ軸変換する回転座標変換器１０と、３相電流信号のキャリア電流成分を抽出するキャリア電流成分抽出部１１と、キャリア電流成分から磁極信号を生成する磁極位置信号生成部１２と、磁極信号から速度信号を生成する速度信号生成部１３と、キャリア信号とモータ定数から直流電圧指令を生成する直流電圧指令生成部１４と、直流電圧が直流電圧指令に一致するように動作する昇降圧チョッパ２とを備えた。【選択図】図１
2009022085.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧から直流電圧を生成するコンバータと、前記直流電圧をＰＷＭ信号により所定の周波数と振幅の交流電圧を生成し突極形のモータを駆動するインバータと、速度指令と速度信号からｄｑ軸電流指令を生成する速度制御部と、前記ｄｑ軸電流指令とｄｑ軸電流信号からｄｑ軸電圧指令を生成する電流制御部と、前記ｄｑ軸電圧指令を磁極位置信号により３相電圧指令に変換する静止座標変換部と、前記３相交流電圧指令とキャリア信号により前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、前記キャリア信号として３相キャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、前記モータの電流を検出し３相電流信号を生成する電流検出器と、前記３相電流信号を前記磁極信号によりｄｑ軸電流信号に変換する回転座標変換器と、前記３相電流信号のキャリア電流成分を抽出するキャリア電流成分抽出部と、前記キャリア電流成分から前記磁極信号を生成する磁極位置信号生成部と、前記磁極位置信号から前記速度信号を生成する速度信号生成部と、を備えたモータ制御装置において、
前記キャリア信号とモータ定数から直流電圧指令を生成する直流電圧指令生成部と、
前記直流電圧が前記直流電圧指令に一致するように動作する昇降圧チョッパと、
を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記直流電圧指令生成部は、（１）式に基づいて直流電圧指令を生成することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
Ｖｄｃｒｅｆ＝Ｋ・ｆｃ・Ｌ                          （１）
ただし、Ｖｄｃｒｅｆは直流電圧指令、Ｋは比例定数、ｆｃはキャリア信号の周波数、Ｌはｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスの相加平均インダクタンスである。
【請求項３】
前記昇降圧チョッパは、前記直流電圧指令に応じて周期に対するオンの比率の通流率を変化させることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項４】
昇降圧チョッパの通流率は、前記コンバータの生成する直流電圧と前記昇降圧チョッパの生成する直流電圧の比の関数であることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記直流電圧指令と前記コンバータの生成する直流電圧から通流率を生成する通流率記憶部を備えることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項６】
交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、前記直流電圧をＰＷＭ信号により所定の周波数と振幅の交流電圧を生成し突極形のモータを駆動するインバータと、速度指令と速度信号からｄｑ軸電流指令を生成する速度制御部と、前記ｄｑ軸電流指令とｄｑ軸電流信号からｄｑ軸電圧指令を生成する電流制御部と、前記ｄｑ軸電圧指令を磁極位置信号により３相電圧指令を生成する静止座標変換部と、前記３相交流電圧指令からキャリア信号により前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、前記キャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、前記モータの電流を検出し３相電流信号を生成する電流検出器と、前記３相電流信号を前記磁極信号によりｄｑ軸電流信号に変換する回転座標変換器と、前記３相電流信号のキャリア電流成分を抽出するキャリア電流成分抽出部と、前記キャリア電流成分から磁極信号を生成する磁極位置信号推定部と、前記磁極位置信号から前記速度信号を生成する速度信号生成部と、を備えたモータ制御装置の制御方法において、
モータ定数、キャリア周波数を設定するステップと、
前記モータ定数とキャリア周波数から直流電圧指令を生成するステップと、
前記直流電圧指令を前記コンバータの生成する直流電圧から通流率を生成するステップと、
前記通流率に基づいて前記昇降圧チョッパをオンオフするステップと、
を備えることを特徴とするモータ制御装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＷＭインバータを用いて、位置センサあるいは速度センサなしで突極形モータを制御するモータ制御装置とその制御方法に関する。  
【背景技術】
【０００２】
キャリア周波数などの高周波電流を使用して磁極を検出しモータを制御するモータ制御装置と制御方法は特許文献１および特許文献２に開示されている。図３は、特許文献１に開示された従来技術の原理図である。図３（ａ）に示すように、モータの三相においてＵ相をα軸とし、それに９０度直交する軸をβ軸とする二相の静止座標系とし、α軸から４５度移動した軸をα’軸、それに９０度直交する軸をβ’軸とする二相の静止座標系とすると、それぞれの軸におけるインダクタンスは（１）〜（４）式のように表される。
Ｌα＝Ｌ０−Ｌ１・ｃｏｓ（２Δθ）        （１）
Ｌβ＝Ｌ０＋Ｌ１・ｃｏｓ（２Δθ）        （２）
Ｌα’＝Ｌ０−Ｌ１・ｃｏｓ（２Δθ）      （３）
Ｌβ’＝Ｌ０＋Ｌ１・ｃｏｓ（２Δθ）      （４）
図４は特許文献１のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図４において、速度制御器１０１は、速度指令値と速度推定値を比較して偏差がゼロとなるようにｑ軸電流（トルク電流）指令ｉｑｒｅｆ を決定する。ｑ軸電流制御器１０２は、ｉｑｒｅｆ と回転子と同期して回転する座標系１１０（ｄ−ｑ座標変換器）に変換された電流のうちトルクに比例する電流ｉｑ とを比較し、偏差がゼロとなるように電圧指令Ｖｑ を決定する。ｄ軸電流制御器１０４は、ｉｄｒｅｆと回転子と同期して回転する座標系に変換された電流のうち磁極方向に関する電流ｉｄ とを比較し、偏差がゼロとなるように電圧指令Ｖｄ を決定する。非干渉制御器１０３は、ｄ軸、ｑ軸間で干渉し合う速度起電力を計算し、電流制御器への影響を打ち消すように制御する。電圧振幅および位相演算器１０５は、電圧指令値Ｖ d 、Ｖｑ を入力とし、指令電圧ベクトルの振幅および位相を演算するものである。ＰＷＭ制御器１０６は、電圧振幅および位相演算器５で演算された指令電圧ベクトルの振幅および位相を入力とし、インバータスイッチング信号を発生する。１０７はスイッチング信号によりＡＣモータ１０８を３相駆動するインバータ主回路である。磁極位置検出装置の構成部分は、ＰＷＭ制御器１０６のキャリア信号を基に磁極位置検出用の高周波を発生して出力する回路と、３相高周波電流を静止座標変換器１０９（α−β座標変換器）により変換した後、回転座標系（ｄ−ｑ）１１０に変換する部分、３相高周波電流をＢＰＦ１１１を介して、磁極位置検出器１１２によりθを推定して磁極位置検出を行って制御基準とし、速度演算器１１３により速度推定を行っている。
【０００３】
図５は任意の高周波を発生するＰＷＭ制御器１０６の詳細図を示している。三相電圧指令演算器１０６−１は通常のベクトル制御装置で計算される電圧指令ベクトルの振幅と位相角を入力とし、三相の電圧指令値を計算する。一方、駆動周波数とは異なる高周波を発生させるため、キャリア信号発生器１０６−４で発生する任意の周波数を持つキャリア信号を、フェーズシフタ１０６−３においてＵ相基準でＶ相の位相を角度Δθ、Ｗ相を２Δθずらし、それらをコンバレータ１０６−２で電圧指令値と比較し、スイッチング信号を発生し、１０７のインバータ主回路に入力する。この高周波により磁極位置検出を行う。図６は磁極位置検出器１１２の詳細を示す構成図であり、ＢＰＦ１１１からの３相高周波電流を、座標変換器１１４でα軸、β軸、α´軸、β´軸に変換して、電流のピーク値を取り出し、絶対値演算器１１５とローパスフィルタ１１６によって平均化処理を行い、磁極位置演算器１１７によりθを推定する。
【特許文献１】特開２００３−５２１９３号公報（第４−１１頁、図１−４）
【特許文献２】特開２００４−１２９４１０号公報（第５−７頁、図３−４）
【非特許文献１】電気学会 半導体電力変換方式調査専門委員会編 「半導体電力変換回路」 電気学会発行 Ｐ．７６−７７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１記載のモータ制御装置は、発生するキャリア周波数成分の電圧によってモータに流れる電流の大きさは直流電圧とキャリア周波数およびモータの電気的定数によって決まるため任意に調整できず、過電流になってモータやインバータを損傷するため利用できなかったり、逆に電流が小さすぎて検出分解能が足りずに利用できない場合があった。特許文献２記載の方法は発生する電圧の大きさを可変できるようにしたものであるが、キャリア波形を切り替えるものであり、ＰＷＭの処理が複雑になるという問題があった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、キャリア周波数成分の出力電圧の調整を実現することにより、磁極位置検出精度を高めたモータ制御装置とその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。請求項１記載の発明は、交流電圧から直流電圧を生成するコンバータと、前記直流電圧をＰＷＭ信号により所定の周波数と振幅の交流電圧を生成し突極形のモータを駆動するインバータと、速度指令と速度信号からｄｑ軸電流指令を生成する速度制御部と、前記ｄｑ軸電流指令とｄｑ軸電流信号からｄｑ軸電圧指令を生成する電流制御部と、前記ｄｑ軸電圧指令を磁極位置信号により３相電圧指令に変換する静止座標変換部と、前記３相交流電圧指令からキャリア信号により前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、前記キャリア信号として３相キャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、前記モータの電流を検出し３相電流信号を生成する電流検出器と、前記３相電流信号を前記磁極信号によりｄｑ軸電流信号に変換する回転座標変換器と、前記３相電流信号のキャリア電流成分を抽出するキャリア電流成分抽出部と、前記キャリア電流成分から磁極信号を生成する磁極位置信号推定部と、前記磁極位置信号から前記速度信号を生成する速度信号生成部と、を備えたモータ制御装置において、前記前記キャリア信号とモータ定数から直流電圧指令を生成する直流電圧指令生成部と、前記直流電圧が前記直流電圧指令に一致するように動作する昇降圧チョッパと、を備えたことを特徴とするものである。
【０００６】
請求項２記載の発明は、請求項１記載のモータ制御装置において、前記直流電圧指令生成部は、（５）式に基づいて直流電圧指令を生成することを特徴とするものである。
Ｖｄｃｒｅｆ＝Ｋ・ｆｃ・Ｌ                          （５）
ただし、Ｖｄｃｒｅｆは直流電圧指令、Ｋは比例定数、ｆｃはキャリア信号の周波数、Ｌはｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスの相加平均インダクタンスである。
請求項３記載の発明は、請求項１記載のモータ制御装置において、前記昇降圧チョッパは、前記直流電圧指令に応じて周期に対するオンの比率の通流率を変化させることを特徴とするものである。
請求項４記載の発明は、請求項１記載のモータ制御装置において、昇降圧チョッパの通流率は、前記コンバータの生成する直流電圧と前記昇降圧チョッパの生成する直流電圧の比の関数であることを特徴とするものである。
請求項５記載の発明は、請求項１記載のモータ制御装置において、前記直流電圧指令と前記コンバータの生成する直流電圧から通流率を生成する通流率記憶部を備えることを特徴とするものである。
【０００７】
請求項６記載の発明は、交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、前記直流電圧をＰＷＭ信号により所定の周波数と振幅の交流電圧を生成し突極形のモータを駆動するインバータと、速度指令と速度信号からｄｑ軸電流指令を生成する速度制御部と、前記ｄｑ軸電流指令とｄｑ軸電流信号からｄｑ軸電圧指令を生成する電流制御部と、前記ｄｑ軸電圧指令を磁極位置信号により３相電圧指令を生成する静止座標変換部と、前記３相交流電圧指令からキャリア信号により前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、前記キャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、前記モータの電流を検出し３相電流信号を生成する電流検出器と、前記３相電流信号を前記磁極信号によりｄｑ軸電流信号に変換する回転座標変換器と、前記３相電流信号のキャリア電流成分を抽出するキャリア電流成分抽出部と、前記キャリア電流成分から磁極信号を生成する磁極位置信号推定部と、前記磁極位置信号から前記速度信号を生成する速度信号生成部と、を備えたモータ制御装置の制御方法において、モータ定数、キャリア周波数を設定するステップと、前記モータ定数とキャリア周波数から直流電圧指令を生成するステップと、前記直流電圧指令を前記コンバータの生成する直流電圧から通流率を生成するステップと、前記通流率に基づいて前記昇降圧チョッパをオンオフするステップと、を備えることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によると、キャリア周波数およびモータ定数に応じてインバータの直流電圧を調整するので、磁極位置検出精度を高めたモータ制御装置とその制御方法を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
【実施例】
【００１０】
図１は、本発明のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図１において、１はコンバータ、２は昇降圧チョッパ、３はインバータ、４は電流検出器、５は速度制御部、６はｄｑ軸電流制御部、７は静止座標変換部、８はＰＷＭ制御部、９はキャリア信号生成部、１０は回転座標変換部、１１はキャリア電流成分抽出部、１２は磁極位置信号生成部、１３は速度信号生成部、１４は直流電圧指令生成部、１５はチョッパ制御部、１６は通流率記憶部、１７は３相交流電源、１８は突極形のモータである。次に動作について説明する。コンバータ１は３相交流電源１７の３相交流電圧を整流して直流電圧を生成する。インバータ２は直流電圧をＰＷＭ信号により所定の周波数と振幅の交流電圧を生成し突極形のモータを駆動する。速度制御部５は速度指令と速度信号の速度偏差をＰＩＤ制御処理をしてｄｑ軸電流指令を生成する。ｄｑ軸電流制御部６は、ｄｑ軸電流指令とｄｑ軸電流信号の電流偏差からｄｑ軸電圧指令を生成する。静止座標変換部７は、ｄｑ軸電圧指令を磁極位置信号により３相電圧指令に変換する。ＰＷＭ制御部８は、３相交流電圧指令とキャリア信号生成部９の生成したキャリア信号によりＰＷＭ信号を生成する。電流検出器４は、モータの電流を検出し３相電流信号を生成する。回転座標変換器１０は、３相電流信号を磁極信号によりｄｑ軸電流信号に変換する。キャリア電流成分抽出部１１は、３相電流信号のキャリア電流成分を抽出する。磁極位置信号生成部１２は、キャリア電流成分から磁極信号を生成する。速度信号生成部１３は、磁極位置信号から速度信号を生成する。直流電圧指令生成部１４は、キャリア信号とモータ定数から直流電圧指令を生成する。昇降圧チョッパは、直流電圧が前記直流電圧指令に一致するように動作する。
【００１１】
図７は従来例で示した非特許文献１のｐ．１２４から引用したキャリア周波数成分の出力電圧の説明図であり、三相各相の電圧指令を１２０度ずつ位相のずれた三角波を用いて変調した場合のものである。ｎはキャリア周波数ωｓの次数、ｋは運転周波数成分ω０の次数を示している。縦軸の高調波振幅は交流電源を整流した直流電圧をそのまま用いた場合にインバータ出力の交流電圧が交流電源と同じ電圧のときを１．０として表している。αはＰＷＭ変調の変調率である。キャリア周波数成分（ｎ＝１、ｋ＝０）の出力電圧は変調率によって約０．５〜１．１５の範囲となっている。
【００１２】
説明のための例として,交流電源を実効値２００Vの三相交流、モータとして一相あたりの抵抗Ｒ１＝２．０Ω、ｄ軸インダクタンスＬｄ＝１５．１２ｍＨ、ｑ軸インダクタンスＬｑ＝２３．６９ｍＨ、定格電流Ｉｒ＝５．７Ａの同期モータ（他の条件はここの説明に必要ないので省略）を仮定する。ＬｄとＬｑの値が異なるので、簡単のためインダクタンスの値は平均値Ｌ＝１９．４０ｍＨとして考える。またキャリア周波数を２ｋＨｚとする。この場合キャリア周波数におけるインダクタンスのインピーダンスは２・π・２０００・０．０１９４＝２４３．８ΩでありＲ１に対して十分大きいので、モータのインピーダンスはインダクタンス分に比例で近似する。このときモータに加わる一相あたりの電圧は、線間電圧２００Ｖを√３で除して、前記の図７のデータに基づいて０．５〜ら１．１５を乗じると５７．７Ｖ〜１３２．８Ｖとなり、流れる電流はこれを２４３．８で除して０．２３〜０．５４Ａとなる。これはモータの定格電流５．７Ａに対して４％〜１０％程度の大きさである。電流検出の分解能をデジタル値でモータの定格電流で８ビットとるように設計しておけば、１／２８＝０．００３９、すなわち電流検出分解能０．３９％に対して１０倍程度あるので十分に検出可能なレベルである。また、モータに流れる電流の上限についてもモータの定格の１０％増で考慮しておけばよい。したがって、この場合は、従来技術がそのまま適用できる。このとき、２００Ｖの交流をコンバータで直流に変換したときの電圧の最大値Ｖｄｃは２００×√２＝２８２．８Ｖであり、また、流れる電流Ｉｆｃは前記の説明からインダクタンスＬの逆数およびキャリア周波数ｆｃの逆数に比例する。
したがって、（６）式が成立する。
Ｉｆｃ∝Ｖｄｃ／（Ｌ・ｆｃ）        （６）
ここで、 Ｉｆｃ一定、比例定数をＫとして、Ｖｄｃを求める（７）式になる。
Ｖｄｃ＝Ｋ・Ｌ・ｆｃ              （７）
磁極検出に必要な最小電流を基準としてＫを求めると、
Ｋ＝Ｖｄｃ／（Ｌ・ｆｃ）＝２８２．２／（０．０１９４・２０００）＝７．２９
【００１３】
次に、モータとして一相あたりの抵抗Ｒ１＝６．０Ω、ｄ軸インダクタンスＬｄ＝５０．０ｍＨ、ｑ軸インダクタンスＬｑ＝８２．０ｍＨ、定格電流Ｉｒ＝５．７Ａの同期モータを用いる必要が発生した場合を考える。同様にインダクタンスの平均値で考えると、このときのインピーダンスは、２・π・２０００・０．０６６＝８２９．４Ωとなり、流れる電流は０．０７（５７．７／８２９．４）〜０．１６（１３２．８／８２９．４）Ａとなり、電流が小さいときにはモータの定格電流５．７Ａに対して１％程度となる。これは電流検出の分解能の２倍程度しかなく、位相の推定精度が悪くなる。このような場合に、昇降圧チョッパ回路１０３により直流電圧を上げて使用すれば、流れる電流を増加させることができるため、推定精度を高めることができ、モータの駆動性能を確保することができる。このとき、前記基準としたモータのときと同じ電流値とするには、
Ｖｄｃ＝７．２９・０．０６６・２０００＝９６２Ｖ
となるように、昇降圧チョッパ回路制御装置１０９により調整すればよい。またこの関係式の演算処理をインバータ制御装置１０８内に設けておき、モータの定数設定に応じて昇降圧チョッパ回路制御装置１０９に直流電圧指令Ｖｄｃｒｅｆを（５）式のように与える。ただし、インバータ装置やモータの巻線の耐圧による制限があるので,リミットを設けて直流電圧がこのレベルを超えないようにする。
【００１４】
図８は昇降圧チョッパの通流率と入出力電圧比の関係を示す。チョッパ周波数の周期をＴｃ、オン時間をＴｏｎとすれば、通流率αは、（８）式で表される。
α＝Ｔｏｎ／Ｔｃ                            （８）
また、入出力電圧比と通流率の関係は、（９）、（１０）式で表される。
Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝α／（１−α）                （９）
α＝（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）／（１＋（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ））    （１０）
図８はこの関係を図示したものである。Ｖｉｎはコンバータの生成する直流電圧、Ｖｏｕｔは昇降圧チョッパの出力電圧であるので、（５）式によりＶｄｃｒｅｆを求めてＶｄｃｒｅｆ＝Ｖｏｕｔとして（１０）式に代入すれば通流率αを求めることができる。また、図８をテーブルとして通流率記憶部に記憶させておき、Ｖｉｎと直流電圧指令ＶｄｃｒｅｆからＴｏｎを求めることもできる。
【００１５】
図２は本発明のモータ制御装置の制御方法を示すフローチャートである。ステップＳＴ１でモータ定数、キャリア周波数を設定し、ステップＳＴ２でモータ定数とキャリア周波数から直流電圧指令を生成し、ステップＳＴ３で直流電圧指令とコンバータの生成する直流電圧から通流率を生成し、ステップとＳＴ４で通流率に基づいて昇降圧チョッパをオンオフする。
【産業上の利用可能性】
【００１６】
本発明によると、直流電圧を制御して磁極位置検出精度を高めるので、磁気的に突極である突極形の永久磁石モータ全般に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明のモータ制御装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明のモータ制御装置の制御方法を示すフローチャート
【図３】モータの構造と磁極検出の原理を説明する図
【図４】従来のモータ制御装置の構成を示すブロック図
【図５】３相指令電圧と３相キャリアを使用しＰＷＭ制御部のブロック図
【図６】磁極位置検出部の構成を示すブロック図
【図７】３相指令電圧と３相キャリアを使用したときのスペクトラム図
【図８】昇降圧チョッパの通流率と入出力電圧比の関係を示す部
【符号の説明】
【００１８】
１  コンバータ
２  昇降圧チョッパ
３  インバータ
４  電流検出器
５  速度制御部
６  ｄｑ軸電流制御部
７  静止座標変換部
８  ＰＷＭ制御部
９  キャリア信号生成部
１０  回転座標変換部
１１  キャリア電流成分抽出部
１２  磁極位置信号生成部
１３  速度信号生成部
１４  直流電圧指令生成部
１５  チョッパ制御部
１６  通流率記憶部
１７  ３相交流電源
１８  突極形のモータ
【図１】
2009022085.tif 000003
【図２】
2009022085.tif 000004
【図３】
2009022085.tif 000005
【図４】
2009022085.tif 000006
【図５】
2009022085.tif 000007
【図６】
2009022085.tif 000008
【図７】
2009022085.tif 000009
【図８】
2009022085.tif 000010