(57)【要約】【課題】三相モータの少なくとも２本のリード線内の電流を検知するための回路及び方法を提供する。【解決手段】一対の出力端子を有する直流電源と、１次巻線と２次巻線とを有し、１次巻線の一端が直流電源の一つの出力端子に接続されている、電流検知変圧器と、１次巻線の他端に接続されるとともに、各リード線を、１次巻線を介して直流電源から得られた電圧で駆動するために、三相モータのリード線に接続された、Ｈ−ブリッジドライバと、各リード線が駆動される電圧を識別するとともに、各リード線が識別された電圧で駆動するように、Ｈ−ブリッジ回路内のスイッチを制御する、調整回路と、電流検知変圧器の２次巻線に接続され、三相モータを駆動するために使用されている電流に対応する電圧を生成する、単一電流検知用抵抗器と、を含む回路。【選択図】図１
2009022156.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対の出力端子を有する直流電源と、
１次巻線と２次巻線とを有し、前記１次巻線の一端が前記直流電源の一つの出力端子に接続されている、電流検知変圧器と、
前記１次巻線の他端に接続されるとともに、各リード線を、前記１次巻線を介して前記直流電源から得られた電圧で駆動するために、三相モータのリード線に接続された、Ｈ−ブリッジドライバと、
各リード線が駆動される電圧を識別するとともに、各リード線が識別された電圧で駆動するように、前記Ｈ−ブリッジ回路内のスイッチを制御する、調整回路と、
前記電流検知変圧器の前記２次巻線に接続され、前記三相モータを駆動するために使用されている電流に対応する電圧を生成する、単一電流検知用抵抗器と、
を含む、三相モータの少なくとも２本のリード線内の電流を検知するための回路。
【請求項２】
前記調整回路が、最高電圧で駆動されているモータリード線を流れる電流を測定するために、第１回目に前記単一電流検知用抵抗器にかかる電圧と、第２回目に前記単一電流検知用抵抗器にかかる電圧とを、比較するように構成されている、請求項１に記載の回路。
【請求項３】
電流検知変圧器の１次巻線に直流電力を供給し、
三相モータ内の一本以上のリード線に、前記電流検知変圧器の１次巻線を選択的に連結し、
前記電流検知変圧器の２次巻線に接続された抵抗器にかかる電圧を測定し、
前記三相モータの少なくとも一本のリード線内を流れる電流を識別するために、前記抵抗器を介して測定された電圧同士を比較する、
ことを含む、三相モータの少なくとも２本のリード線内の電流を検知するための方法。
【請求項４】
一対の出力端子を有する直流電源と、
前記直流電源の一端子に接続されるとともに、各リード線を前記直流電源から得られた電圧で駆動するために、三相モータのリード線に接続された、Ｈ−ブリッジドライバと、
各リード線が駆動される電圧を識別するとともに、各リード線が識別された電圧で駆動するように、前記Ｈ−ブリッジ回路内のスイッチを制御する、調整回路と、
前記直流電源の他の端子に接続されるとともに、前記ハーフブリッジドライバに接続された、単一電流検知用抵抗器と、
を備え、
前記調整回路が、モータリード線を流れる電流を測定するために、第１回目に前記単一電流検知用抵抗器にかかる電圧と、第２回目に前記単一電流検知用抵抗器にかかる電圧とを、比較するように構成されている、
三相モータの少なくとも２本のリード線内の電流を検知するための回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気モータ制御に係り、より詳細には、電気モータに供給される電流の測定に関する。
【背景技術】
【０００２】
三相モータは、様々な用途に用いられる。一般に、モータは、二つの形態のいずれかの形態の電源によって電圧が印加される。一つの形態において、入力信号は、３本のモータリード線の各々が、リード線間で１２０度の位相差を有する電圧又は電流正弦波によって駆動される、正弦波である。他の形態においては、任意の時点で３本のモータリード線のうち２本のみを駆動する制御された電流を提供するために、「矩形波駆動（ｔｒａｐｅｚｏｉｄａｌ  ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ）」が用いられる。正弦波は、一般に、より大きく、より高性能のモータを駆動するために使用される。小型モータには、より低コストの矩形波駆動が用いられる。
【０００３】
正弦波によって駆動される三相モータは、モータへ供給される３つの正弦波の位相と増幅器との関係を規定するモータ駆動部によって駆動される。大抵の三相モータ駆動部は、モータリード線の電流を測定するための回路を含む。一般に、これらの電流測定は、モータリード線の電圧を調整し、所望される電流の値を得るために、フィードバックループが使用される。しかしながら、これらの電流の測定は、単に、故障状態を示唆する過剰電流を検出するために使用されてもよい。
【０００４】
従来から、三相モータ電流は、三つの方法の内の一つの方法によって検知されてきた。矩形波駆動によって駆動されるモータのみに使用される第１の方法においては、全ての３個のＨ−ブリッジドライバに共通の供給源の電流を測定するために、単一の検知用抵抗器が使用される。第２の方法においては、それぞれが各Ｈ−ブリッジドライバの供給源内に置かれた三つの検知用抵抗器が、モータへの電流を測定するためにモニタされる。第３の方法においては、各々がモータリード線の一つに直列に存在する三つの電流検知素子が用いられる。或いは、この方法は、二つの検知用抵抗器によって実行されてもよい。検知用抵抗器の各々は、モータリード線に直列接続され、第３の電流は、他の２本のリード線を流れる電流の負の合計として計算される。
【０００５】
第１の方法は、他の二つの方法より低いコストで実施され得るが、二つの制約があった。既に知られているように、この方法は、より大きなモータにはあまり有効ではないと考えられるので、一般に小型の三相モータを駆動するのに用いられる、矩形波駆動によって使用されてきたにすぎない。第２に、この方法を用いる場合、検知用抵抗器を直接電流経路内に直接設ける必要があす。結果的には、電流の直流成分によって磁束（フラックス）が生じるため、この方法によって、より大きなモータの電流を検知するために使用される電流変圧器を使用することはできなくなる。
【特許文献１】米国特許第５，８７７，９５０号
【特許文献２】米国特許第６，３０１，１３７号
【特許文献３】米国特許第６，９９８，８００号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
他の二つの方法は、より大きな三相モータと共に使用するには好適であるが、概して、これらの方法を実施した場合、コストが高くなる。さらに、これらの方法によって使用される代表的な正弦波駆動によって、スイッチングロスが増加し得る。従来の正弦波駆動においては、全部で３本のモータリード線が常時駆動されていた。このような相対的に連続的なスイッチングは、より多くのロスを生じるので、全リード線より少ないリード線を選択的に駆動する方法と比べると、あまり有効ではなかった。このように、従来の正弦波駆動によって駆動される、より大きな三相モータには、より経済的な電流検知方法、そして、より有効な駆動方法が要求されている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
三相モータの各リード線において電流を測定するために、単一電流検知素子を使用する回路が開発されてきた。更に、回路は、全てのモータリード線より少ないリード線を駆動するように構成されてもよい。回路は、モータリード線に対してチョップ（切断）された正弦波形を生成する電源によって供給されている三相モータの少なくとも二つのモータリード線における電流が測定されることを可能とする。回路は、一対の出力端子を有する直流電源と、１次巻線と２次巻線とを有し、１次巻線の一端が直流電源の一つの出力端子に接続されている電流検知変圧器と、１次巻線の他端に接続されるとともに、各リード線を、１次巻線を介して直流電源から得られた電圧で駆動させるために、三相モータのリード線に接続された、Ｈ−ブリッジドライバと、各リード線が駆動される電圧を識別し、各リード線を識別された電圧で駆動するようにＨ−ブリッジ回路内のスイッチを制御する、調整回路と、電流検知変圧器の２次巻線に接続されて、三相モータを駆動するために使用されている電流に対応する電圧を生成する、単一電流検知用抵抗器と、を含む。
【０００８】
この回路によって実施され得る方法は、三相モータの１本以上のリード線を流れる電流の測定を可能とする。この方法は、電流検知変圧器の１次巻線に直流電力を供給し、三相モータ内の一本以上のリード線に電流検知変圧器の１次巻線を選択的に連結し、電流検知変圧器の２次巻線に接続された抵抗器にかかる電圧を測定し、三相モータの少なくとも一本のリード線の電流を識別するために、抵抗器を介して測定された電圧同士を比較する、ことを含む。
【０００９】
本発明の第１の態様は、三相モータの少なくとも２本のリード線内の電流を検知するための回路であって、一対の出力端子を有する直流電源と、１次巻線と２次巻線とを有し、１次巻線の一端が直流電源の一つの出力端子に接続されている、電流検知変圧器と、１次巻線の他端に接続されるとともに、各リード線を、１次巻線を介して直流電源から得られた電圧で駆動するために、三相モータのリード線に接続された、Ｈ−ブリッジドライバと、各リード線が駆動される電圧を識別するとともに、各リード線が識別された電圧で駆動するように、Ｈ−ブリッジ回路内のスイッチを制御する、調整回路と、電流検知変圧器の２次巻線に接続され、三相モータを駆動するために使用されている電流に対応する電圧を生成する、単一電流検知用抵抗器と、を含む。
【００１０】
本発明の別の態様は、第１の態様の方法であって、調整回路が、最高電圧で駆動されているモータリード線を流れる電流を測定するために、第１回目に単一電流検知用抵抗器にかかる電圧と、第２回目に単一電流検知用抵抗器にかかる電圧とを、比較するように構成されている。
【００１１】
本発明の第２の態様は、三相モータの少なくとも２本のリード線内の電流を検知するための方法であって、電流検知変圧器の１次巻線に直流電力を供給し、三相モータ内の一本以上のリード線に、電流検知変圧器の１次巻線を選択的に連結し、電流検知変圧器の２次巻線に接続された抵抗器にかかる電圧を測定し、三相モータの少なくとも一本のリード線内を流れる電流を識別するために、抵抗器を介して測定された電圧同士を比較する、ことを含む。
【００１２】
本発明の第３の態様は、三相モータの少なくとも２本のリード線内の電流を検知するための回路であって、一対の出力端子を有する直流電源と、直流電源の一端子に接続されるとともに、各リード線を直流電源から得られた電圧で駆動するために、三相モータのリード線に接続された、Ｈ−ブリッジドライバと、各リード線が駆動される電圧を識別するとともに、各リード線が識別された電圧で駆動するように、Ｈ−ブリッジ回路内のスイッチを制御する、調整回路と、直流電源の他の端子に接続されるとともに、ハーフブリッジドライバに接続された、単一電流検知用抵抗器と、を備え、調整回路が、モータリード線を流れる電流を測定するために、第１回目に単一電流検知用抵抗器にかかる電圧と、第２回目に単一電流検知用抵抗器にかかる電圧とを、比較するように構成されている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
三相モータのリード線への電流が単一検知素子によって測定される回路の以上の態様及び他の特徴については、添付図面を参照することによってより明確に説明される。
【００１４】
図１に、従来の三相モータ１４を、Ｈ（ハーフ）−ブリッジドライバ１８によって駆動する回路１０が示されている。図１に示された例示的な回路において、モータ１４は、プリンタのプリントドラムを回転させる。Ｈ−ブリッジドライバ１８は、モータのより平滑でより有効な動作のために、その長期（ミリ秒）の平均値がモータ１４のリード線への入力に対する正弦波に近似している、方形波パルスを発生する。各々がモータリード線３０、３４、及び３８のそれぞれに対応している（Ｈ−ブリッジドライバの）三つのハーフブリッジ２０、２４、及び２８は、単一電流変圧器４０に連結されている。三つのハーフブリッジ２０、２４、及び２８は、直流電源４８からの電圧を、電流変圧器４０を介して、モータリード線３０、３４、及び３８のそれぞれに、スイッチＭ４、Ｍ６、及びＭ８のそれぞれによって、選択的に接続する。三つのハーフブリッジ２０、２４及び２８の各々は、スイッチＭ４、Ｍ６、及びＭ８のそれぞれによって、モータリード線３０、３４、及び３８のそれぞれを直流電源４８の負の端子へ連結する。ハーフブリッジ２０、２４、及び２８におけるスイッチＭ３〜Ｍ８のオン／オフ状態は、モータ１４に供給される電流を規制するための回路によって制御される。図１に示された回路において、調整回路は、以下に、より具体的に説明されるように、モータ１４に送られる電流を制御するように構成された、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）６０である。
【００１５】
ハーフブリッジ制御を実行するために、スイッチＭ８のゲートは、スイッチＭ６及びＭ４のゲートと同様、ＤＳＰ６０の出力に接続される。ＤＳＰ６０が、スイッチＭ８、Ｍ６、又はＭ４をスイッチオンするために信号をアサート（ａｓｓｅｒｔ）した時、スイッチのソースに接続されたモータリード線は、スイッチのドレイン側の電流変圧器４０の出力に接続される。同様に、スイッチＭ７、Ｍ５及びＭ３のゲートが、ＤＳＰ６０に接続される。ＤＳＰ６０が、スイッチオンされるスイッチのゲート側の信号をアサートする時、スイッチのドレイン側に接続されたリード線は、直流電源４８の負の端子に接続される。ＤＳＰ６０は、ハーフブリッジにおいて、両スイッチが同時にオンされないように、ペアのスイッチを動作させる。
【００１６】
直流電源４８は、ペアの出力端子を有する。電流変圧器４０の１次巻線４４は、直流電源４８の正の出力端子に接続され、モータ１４へ電力を送る。直流電源４８の他の（負の）出力端子は、ハーフブリッジ２０、２４、及び２８の低い側のスイッチＭ３、Ｍ５、又はＭ７に接続される。図１に示された回路１０において、直流電源４８は、モータ１４に電圧を印加するために４１０Ｖの直流を生成する。但し、以下に記載されている検知回路は、他の出力レベルを生成する電源に使用されてもよい。直流電源の正のリード線が電流変圧器４０に接続されているとして図示されているが、代わりに、負のリード線が用いられてもよい。電流変圧器４０の２次巻線５４は、一端がスイッチＭ２のドレイン側に接続され、他端がスイッチＭ１のドレイン側に接続される。スイッチＭ２のソースは、一般に電気的接地である共通ノードに接続され、スイッチＭ１のソースは、検知用抵抗器５０を介して同じ共通ノードに接続される。スイッチＭ１とスイッチＭ２とのゲートは、リセット信号を受信するＤＳＰ６０などの電流調整回路に連結される。スイッチＭ１とＭ２とは、以下により詳細に記載されているように、磁束リセットスイッチとして動作するように構成されている。回路１０において、モータ電流は、検知用抵抗器５０による電圧降下量として測定される。検知用抵抗器５０を経る電圧降下量は、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ５８へ伝送され、以下に記載されているように特定の時間においてディジタル値を生成する。
【００１７】
図１の例示的な回路１０に示されているように、Ｈ−ブリッジドライバ１８は、サーボ制御方法を実施するように構成された、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）６０に連結されている。サーボ制御方法は、二つの機能を実行する。一実施形態において、各機能は、各５０μ秒のチョップ周期に一回実行される。これは、モータリード線あたり、２０ＫＨｚのパルス繰り返し数に相当する。第１の機能は、モータリード線を流れる電流の目標値を計算するために、測定されたドラム位置の位相角度から導出され、予測されるドラム位置と、モータ回転子の位置と、を比較する。ドラムの位置は、プリントドラムが枢転する長手方向のシャフトに取り付けられたエンコーダ（符号器）を用いて測定される。第２の機能は、次のチョップ周期に適切なモータリード線電圧を生成するために、検知用抵抗器５０を流れる電圧降下量から得られる、測定されたモータリード線電流と目標のモータリード線電流とを比較する。
【００１８】
図１に示される回路１０において、調整回路はＤＳＰによって実施される。ＤＳＰは、内部不揮発性メモリに格納されたオペレーティングプログラムによって製造され得るか、又は、オペレーティングプログラムの実施のために外部メモリに連結されてもよい。或いは、サーボ制御機能、電流検知機能、及び磁束リセット（回復）機能が、メモリに格納されたプログラムされた命令を実行する汎用のマイクロプロセッサによって実施され得る。さらに他の実施の形態において、調整回路は、個別のハードウェアコンポーネントによって適切に構成された回路又は個別のハードウェアコンポーネント及びソフトウェアコンポーネントの組み合わせによって実施され得る。
【００１９】
ＤＳＰ６０は、３本のリード線電圧の各々から３本のリード線電圧の最低電圧を減算するように構成されてもよい。この演算によって、最低リード線電圧がゼロ（０）ボルトにシフトされる。このため、このモータリード線にパルスは必要とされず、従って、このリード線に連結されたハーフブリッジについてはスイッチングによる電力消費が回避される。三相モータがリード線上の電圧差だけに応答するので、最低電圧のリード線を強制的にゼロ（０）Ｖにしても、モータの動作に全く影響を与えない。
【００２０】
単一検知用抵抗器によるモータリード線電流の測定について、以下に極めて詳細に説明される。図１に示されるように、三相モータ１４のリード線は、Ｕ相（３８）、Ｖ相（３４）、及びＷ相（３０）とラベル付けされ、これらは、三相モータリード線についての従来の命名（ｎｏｍｅｎｃｌａｔｕｒｅ）に対応している。ＤＳＰによって計算される際、どのリード線が最高電圧を有するか、どのリード線が最低電圧であるか、どのリード線が最高電圧と最低電圧との間の中間電圧であるかを判断するために、所望されるモータリード線電圧が、チョップ周期毎に、比較される。比較は、例えば、ＤＳＰによって実行され得る。モータリード線は、２０ＫＨｚの繰り返し数でパルス調整される。これは、各モータリード線あたりに５０μ秒おきに１パルス発生することを意味する。各５０μ秒のチョップ周期の最初の２μ秒間、三つのハーフブリッジの各々の低い側のスイッチをオンすることによって、全てのモータリード線がローに駆動される。即ち、ＤＳＰ６０は、スイッチをオンし、モータリード線：Ｗ相、Ｖ相、及びＵ相のそれぞれを負の直流電源端子に接続させるために、信号をＭ７、Ｍ５、及びＭ３のゲートへアサートする。同時に、スイッチＭ１及びＭ２へのリセット信号は、ローに設定され、これらのスイッチをオフし、電流変圧器４０内の磁束をリセットする。リセット信号は、約２μ秒間オフされたままで、これにより、電流変圧器４０を介して電圧が生成され、変圧器のコアの磁束をリセットすることができる。次に、リセット信号は、ハイに設定され、これらのスイッチをオンし、これにより、抵抗器５０において、２次巻線５４内へ誘導された電流を検知することができる。
【００２１】
この最初の２μ秒周期の最後において、検知用抵抗器５０を介した電圧降下が抽出され、Ａ／Ｄコンバータ５８によって測定される。いずれのモータリード線にも電流が流れてはならないので、この測定値は、ゼロ（０）でなければならない。この時点で測定された電圧はいずれも測定経路における直流オフセット電圧を示し、調整を必要とする。以下の２μ秒周期の最初に、従来のプロセスではＤＳＰによって判断されていた、最高電圧パルスを必要とするモータリード線を駆動するハーフブリッジは、ハイに設定される。即ち、最高電圧レベルで駆動されるモータリード線に対応するハーフブリッジの低い側のスイッチはオフされ、次に、高い側のスイッチ（Ｍ４、Ｍ６、又はＭ８）がオンされる。この第２の２μ秒周期の最後に、検知用抵抗器５０を介した電圧降下量がＡ／Ｄコンバータ５８によって再び測定される。第３の２μ秒周期の最初において、従来のように、再び、ＤＳＰによって判断される際、次に、最高電圧（即ち、中間電圧）レベルでモータリード線を駆動するハーフブリッジは、ハイに設定され、これにより、その低い側のスイッチはオフされ、次にその高い側のスイッチがオンされる。この第３の２μ秒周期の最初において、検知用抵抗器５０を介した電圧降下量は、Ａ／Ｄコンバータ５８によって測定される。検知用抵抗器５０にかかる電圧の測定は、単一の５０μ秒チョップ周期に取得される第３と最後の電圧測定である。
【００２２】
チョップ周期の残存期間において、二つのアクティブなモータリード線が、モータリード線に目標平均電圧を提供するために必要な時間においてオフとされる。例えば、最高電圧リード線が２０５Ｖを必要とする場合、対応するハーフブリッジに対する高い側のスイッチ（Ｍ４、Ｍ６、又はＭ８）は、チョップ周期の２７μ秒後に（オンされてから、２５μ秒後に）オフされる。２０５Ｖは、図１に示されている４１０Ｖの直流電源の５０％であるので、これは、電圧パルスに対して５０％のデューティ周期を生成する。第２のリード線が４１Ｖを必要とする場合、対応するハーフブリッジの高い側のスイッチ（Ｍ４、Ｍ６、又はＭ８）は、チョップ周期の９μ秒後にオフされる。このスイッチは、チョップ周期の４μ秒後に（第２の２μ秒周期の最後に）オンされたので、このモータリード線に対するパルス期間は５μ秒であり、１０％のデューティ周期、即ち、４１Ｖを生成する。
【００２３】
各チョップ周期期間において、一本のリード線は、図１のＤＳＰ６０である調整回路によって常にゼロ（０）Ｖにされると考えられている。モータ１４は、３本のリード線間の相対電圧のみに応答するため、最も負のモータリード線電圧を強制的にゼロ（０）Ｖにすることによる汎用性のロスは生じない。ゼロ（０）Ｖの一本のモータリード線を有するという条件は、単一抵抗器５０を経る電流を測定するための検知に対しては、必ずしも必要とされない。それよりむしろ、回路は、チョップ周期中にモータリード線の全てに電圧パルスを供給することによって生じるスイッチングロスを削減するために、上記のように動作する。第３のモータリード線は電流測定値を取った後で、パルス調整されてもよい（但し、スイッチングロスが問題とされない場合において）。
【００２４】
第３の２μ秒周期の最後、即ち、チョップ周期の６μ秒後において、Ａ／Ｄコンバータ５８は、直流電源４８から引き出されている電流に比例する三つの検知用抵抗器の電圧降下量を測定し終える。最初の測定は、ゼロ（０）Ｖの全てのモータリード線を用いて行った。第２の測定値は、最高電圧リード線が直流電源出力レベルになった時に取得され、第３の測定値は、最高電圧と次に高い電圧（中間電圧）リード線との両方が直流電源レベルになった時に抽出される。モータリード線電流は、これらの測定値から、以下のように計算され得る：
１．    最高電圧モータリード線電流＝第２測定値−第１測定値
２．    次に高い電圧モータリード線電流＝第３測定値−第２測定値
３．    最低電圧（残留電圧）モータリード線電流＝第１測定値−第３測定値
【００２５】
これらの三つのモータリード線電流は、どのリード線が、最高電圧、次に高い電圧、及び最低電圧を有していたかの事前の判断に基づいて、物理的モータリード線（Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相）に割当てられる。第１の測定値が常時ゼロ（０）である回路において、単一電流検知素子が使用されると仮定すると、上述された第１の測定値は除去されてよい。これによって第２の測定値が第１の測定値になり、第３の測定値が第２の測定値になる。次に、電圧の演算は、上述に挙げられた１〜３に記載された三つの計算式の第１の測定値として値ゼロ（０）を代入する。
【００２６】
調整回路によって決定されるような目標モータリード線電圧が、測定に必要とされる最小のパルス長さより短い期間（例えば、最高電圧リード線が４μ秒、次に高い電圧リード線が２μ秒）を有するパルスを必要とする場合でも、チョップ回路は、最小パルス幅で最小電圧を印加することができ、これによって、電流が測定され得る。調整回路の目標電圧とモータが受け取る電圧との間で結果的に生じるわずかな誤差は、ＤＳＰの電流制御ループが補償すべき今後のチョップ周期を調整するため、モータの性能に殆ど影響を与えなることはない。しかしながら、このタイプの動作は、モータに可聴ノイズを生じさせる。第３のモータリード線に対するゼロ（０）Ｖの必要条件を取り下げれば、ハーフブリッジにおける高いスイッチングロスを代償に、ノイズを除去することができる。可聴ノイズは、低いモータ電圧を必要とする、低いモータ速度のみに生じる問題である。多くの潜在的な用途において、長期間の低速動作は必要とされない。したがって、これら用途においても、各モータリード電流が、単一検知用抵抗器によって測定されるとしても、一本のモータリード線にゼロ（０）Ｖの条件を用いることによって可聴ノイズは発生しない。あるいは、ＤＳＰは、最小電圧のモータリード線へゼロ（０）Ｖを出力すべきかをダイナミックに選択することができる。この決定は、２本のより高い電圧リード線に掛かる電圧が、電流測定に必要とされる最小電圧（最小パルス幅）より上であるかどうかに基づく。この基準を用いると、より高いリード線の電圧を必要とする高電力モータ動作によれば、結果的に２本のモータリード線しか駆動されないが、全部で３本のモータリード線を駆動すれば、低電力モータ動作が達成され得る。低電力動作によって、Ｈ−ブリッジドライバにおける電力ロスが少なくなるため、全部で３本のリード線を同時に駆動することによって発生する余分な電力のロスは生じない。
【００２７】
上記の説明は、全部で３本のモータリード線電流が、単一電流検知ポイントを用いて、どのようにして測定されるかを示す。電流検知変圧器の使用によって生じる一つの問題は、電流検知変圧器を流れる電流の直流成分をどのようにして最良に取り扱うかということである。電流検知変圧器は、従来から二つの場面の内の一つにおいて使用される。第１の場面において、電流の検知変圧器は、ごく僅かな直流電流を生成する、６０Ｈｚの主電源のような交流（ＡＣ）電源によって使用される。第２の場面は、電源が負にならずに、正の値とゼロ（０）との間で出力電流をスイッチングする、直流電源をスイッチングする際に使用される。上記の三相モータ駆動の用途において、電流変圧器は、直流電源の場面の場合と同様に、直流電流を測定するが、交流電源の場合とは異なり、直流電流はいずれの極性であってもよい。
【００２８】
従来のスイッチング直流電源は、一般に、電流検知変圧器の２次巻線に直列に接続されたダイオードを含む。１次側の電流がゼロ（０）にスイッチングされる時、変圧器の巻線を経る電圧は、直前の周期における正の電流及び電圧によってコアに収束された磁束によって負となる。２次巻線に直列に接続されたダイオードは、電流変圧器に相対的にかかる高い負の電圧によって、電流検知変圧器内の磁束を迅速にリセットする。しかしながら、変圧器電流、即ち、磁束及び電圧がいずれかの極性を有するので、図１に記載の電流検知変圧器内の２次巻線にダイオードを直列に接続したとしても、磁束はリセットされない。
【００２９】
図１の回路において、磁束をリセットするために、電界効果トランジスタＭ１とＭ２とを含む磁束リセットスイッチ６４は、ダイオードに代わって、電流変圧器の２次巻線に直列に配置される。スイッチは、各チョップ周期の初期のゼロ（０）−電流部分を除いて、チョップ周期全体にわたって閉とされ、電流は抵抗器５０において検知され得る。各チョップ周期のゼロ（０）−電流部分の期間において、磁束リセットスイッチ６４が開とされ、変圧器を経る十分に高い電圧によって磁束コア内の磁束がリセットされる。磁束リセットスイッチは、描写されている実施の形態におけるＤＳＰ６０などの調整回路を有することによって、図１の回路１０において開とされ、スイッチＭ１及びＭ２のゲートへロー信号を送る。これらのスイッチの構成によってリセット電圧が、変圧器を介して形成される。
【００３０】
他の実施の形態において、ギャップコアを有する変圧器が使用されているため、磁束リセットスイッチ又はダイオードは、必要とされない。ギャップコアは、飽和させずに直流電流を取り扱うことができるので、変圧器は、磁束リセットスイッチ又はダイオードを必要としない。電流波形の交流部分のみが変圧器を通過するので、ギャップコア変圧器は、一般的なスイッチング直流電源において有効に作用しない。各チョップ周期の初期にゼロ（０）−電流値が測定されるので、ギャップコア変圧器は、三相モータ駆動回路において動作する。各モータリード線電流は、変圧器の２次電流の二つの測定値の差として計算されるため、変圧器が直流電流を通過しないことによって生じるいかなる電流オフセット値も、これらの引き算において相殺される。磁束リセット回路を設けずに、ギャップコア電流変圧器を組み込んだ場合、Ａ／Ｄコンバータが測定可能であることを必要とする範囲を倍にする必要があるという欠点が生じる。抵抗器５０を経る電流は、実際のモータリード線の電流と、２次変換器における失われた直流電流によって生じるオフセット電流との合計であるため、この範囲はさらに増加する。従って、磁束リセットスイッチを有する電流検知変圧器によってうまく役割を果たす用途もあれば、ギャップ変圧器だけで好適とされる用途もある。
【００３１】
図１に示された回路の出力をシミュレートしたグラフが図２に示されている。図示されている形跡（トレース）は、よりはっきりと見えるようにオフセットされ、拡大されている。上から下にかけて、トレース１００がモータリード線Ｗ、トレース１０４がモータリード線Ｖ、トレース１０８がモータリード線Ｕ、トレース１１０が検知用抵抗器５０を経る電圧、トレース１１２がＡ／Ｄコンバータ５８のための抽出信号、及びトレース１１４が磁束リセット信号である。上記のように、磁束リセット信号は、ロー信号であるが、大部分の時間はハイであり、電流検知変圧器６０の磁束をリセットするためにローにセットされる。描写されているシミュレーションに関して、具体的な実施の形態において、電流変圧器インダクタンスは（１０の因数によって）意図的に低くされ、磁束の効果は、グラフ座標上ではっきり見分けられるほど大きい。グラフから分かるように、検知用抵抗器５０を経る電圧は、リセットパルス期間にゼロ（０）Ｖに遷移される。
【００３２】
図３に示されるように、単一電流検知素子を介したチョップされた正弦波の電気的ソースによって駆動される三相モータのリード線ごとに電流を検知する方法は、調整回路が、次のチョップ周期に対するモータリード線ごとに目標電圧を計算することから始まる（ブロック２００）。従来の方法において、チョップ周期の初期に得られた電流の測定値から目標電圧が得られる。上記のように、最低値は、ゼロ（０）に調整されてもよい。チョップ周期の初期において、モータのリード線は、次のパルスを用意するために、負の直流電源端子に接続される（ブロック２０４）。磁束リセット信号もアサートされ、電流検知変圧器内の磁束がリセットされる（ブロック２０８）。検知用抵抗器にかかる電圧が抽出され、Ａ／Ｄコンバータによって測定され、次に、調整回路によって読み取られる（ブロック２１０）。次に、磁束リセット信号は、抵抗器を介した電流の検知を可能とするために、非活動状態にリターンされ（ブロック２１４）、次に、最高電圧で駆動したいリード線が電流検知変圧器の１次巻線の出力に接続される（ブロック２１８）。モータリード線上の電圧と変圧器を経る電流とが決定したことを確実とする周期の経過後、第２の電流サンプルが測定され、読み取られる（ブロック２２０）。そして、次に高い電圧まで駆動したいモータリード線が、電流検知変圧器の１次巻線の出力に接続される（ブロック２２４）。モータリード線上の電圧と変圧器を経る電流とが決定したことを確実とする周期の経過後、第３の電流サンプルが測定され、読み取られる（ブロック２２８）。最低電圧のリード線がゼロ（０）に調整されなかった場合、このリード線は、１次巻線の出力に接続されてもよいし、必要に応じて、他の電流サンプルが測定され、読み取られてもよい。第１の測定の場合と同様に、第４の測定はゼロ（０）でなければならないため、この測定は冗長であり、誤差のチェックとして実行される。１次巻線との接続は、リード線を駆動したいとする電圧に対応するデューティ周期の適時に取り除かれる（ブロック２３０）。次に、プロセスは、モータに対して新しい目標電圧を計算する時間が来るまで待機する（ブロック２３４）。
【００３３】
当業者は、上記の特定の実施について数多くの変更が可能であることを認めるであろう。例えば、上記の２μ秒の周期は、Ｈ（ハーフ）−ブリッジが状態を変え、変圧器の電流が安定な読み取りを可能とするために十分な周期であると判断されたため、選択された。このサンプルタイミングは、様々な実施によって変化し得る。例えば、低電圧で高周波数のシステムの場合、０．１μ秒くらいの短周期でもよい。一般に、大規模工業向けのモータコントローラに使用されるＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）又はサイリスタハーフ−ブリッジを用いたシステムにおいて、サンプル周期は、５から１０μ秒であってもよい。同様に、５０μ秒のチョップ周期も、上記に説明された２０ＫＨｚの周波数とは異なる目標周波数に対して変化し得る。さらに、電流検知変圧器を回路から取り除き、モータリードを流れる電流を検知するために、直流電源からのリード線の一つに検知用抵抗器を接続してもよい。この実施の形態は、磁束のリセットを必要としない。従って、以下の請求の範囲は、上記に図示され説明された特定の実施の形態に限定されない。従って、以下の請求の範囲は、図解されると共に上記に説明された具体的な実施の形態に限定されるものではない。今回初めて提示された、又は補正される可能性のある請求の範囲は、本明細書に開示されている実施の形態及び教示の変形、代替、変更、改良、等価、略等価のもの、現在のところ予測できないもの又は未決定のものなど、さらに、例えば、出願人／特許権者その他から発案され得るもの全てを網羅する。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】三相モータの全リード線における電流を測定するために単一電流検知素子を使用する回路を示す図である。
【図２】図１に示された回路の動作中に発生する電圧を示すグラフである。
【図３】図１の回路によって実施される方法を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００３５】
１０  回路
１４  三相モータ
２０、２４、２８  ハーフブリッジ
３０、３４、３８  モータリード
４０  電流変圧器
４８  直流電源
５８  Ａ／Ｄコンバータ
６０  ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）
６４  磁束リセットスイッチ
【図１】
2009022156.tif 000003
【図２】
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【図３】
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