(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータを駆動する駆動回路の上側スイッチング素子と下側スイッチング素子とを同時にオフするデッドタイム制御に起因する電圧変動を加味した制限電圧に基づいて、前記モータを弱め磁束制御するための指令値を演算する指令値演算手段と、
この指令値演算手段によって演算された指令値に基づいて、前記駆動回路の上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のオン／オフ制御ならびに前記デッドタイム制御を行うための制御信号を生成する制御信号生成手段とを含む、モータ制御装置。
【請求項２】
前記モータが三相モータであり、
前記デッドタイム制御に起因する電圧変動を加味した制限電圧が、ｄｑ座標における制限電圧であり、前記デッドタイム制御に起因する電圧変動を加味しないときのｄｑ座標における制限電圧から、前記デッドタイム制御に起因する各相電圧の変動絶対値の２√６／３倍以上を減算した値である、請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記モータ制御装置が、ｄｑ座標上のｄ軸電流およびｑ軸電流を制御することによりモータを制御するものであり、
前記指令値演算手段が、
ｑ軸電流指令値を設定するｑ軸電流指令値設定手段と、
前記デッドタイム制御に起因する電圧変動を加味した制限電圧に基づいて、前記ｑ軸電流指令値設定手段によって設定されるｑ軸電流指令値に制限を加えるｑ軸電流指令値制限手段と、
このｑ軸電流指令値制限手段による制限後のｑ軸電流指令値に基づいて、ｄ軸電流指令値を設定するｄ軸電流指令値設定手段とを含む、請求項１または２記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記デッドタイム制御に起因する電圧変動を加味した制限電圧を、前記駆動回路への入力電圧に基づいて設定する制限電圧設定手段をさらに含む、請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、モータを駆動する駆動回路の上側スイッチング素子と下側スイッチング素子とを同時にオフするデッドタイム制御を行うモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータが発生する駆動力を舵取り機構に伝達して操舵補助する電動パワーステアリング装置が知られている。電動パワーステアリング装置は、具体的には、ステアリングホイールに加えられた操舵トルクを検出するトルクセンサと、このトルクセンサによって検出される操舵トルクに基づいてモータを駆動するモータ制御装置とを備えている。
モータには、たとえば、三相ＤＣブラシレスモータが適用される。モータ制御装置は、ロータの電気角に基づいて、ステータの各相に正弦波状に変化する電圧を印加する正弦波駆動を行う。より具体的には、たとえば、モータ制御装置は、トルクセンサによって検出される操舵トルクに基づいて、ｄｑ座標における二相電流の指令値、すなわち、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を設定する。さらに、モータ制御装置は、モータに実際に流れているｄ軸電流およびｑ軸電流を検出し、各指令値に対するｄ軸電流およびｑ軸電流の偏差を求め、それらの偏差に対応したｄ軸電圧指令値Ｖdおよびｑ軸電圧指令値Ｖqを演算する。そして、モータ制御装置は、ｄ軸電圧指令値Ｖdおよびｑ軸電圧指令値Ｖqを三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の電圧値に変換し、これらの値の電圧をモータの各相に印加する。
【０００３】
低中速回転域では、ｄ軸電流指令値を零とする一方で、ｑ軸電流指令値を操舵トルクに応じた値に設定することにより、モータから必要なトルクを発生させることができる。しかし、高速回転域では、モータの逆起電力のために出力（トルク）が不足する。そこで、モータの出力を増加させるために、ｄ軸電流指令値を零以外の有意値とし、ｄ軸の界磁を弱める方向に電流を流す弱め磁束制御が行われる。
【０００４】
一方、各相の電圧が正弦波となるようにするためには、各相電圧の振幅を電源電圧Ｅdの１／２以下とする必要があり、ｄ軸電圧Ｖdおよびｑ軸電圧Ｖqに関して、次式（Ｐ１）が成立する必要がある（特許文献１）。
√（Ｖd2＋Ｖq2）≦Ｅd√３／２√２        …… (Ｐ１)
したがって、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値によっては、ｄ軸電圧Ｖdおよびｑ軸電圧Ｖqが前記式（Ｐ１）の条件を満たさず、正弦波駆動ができなくなる。そのため、モータに振動が生じ、この振動が舵取り機構を介してステアリングホイールに伝達され、操舵フィーリングの悪化を招く。
【０００５】
そこで、特許文献１の先行技術は、前記式（Ｐ１）の条件が成立するようにｑ軸電圧指令値Ｖqを制限している。
【特許文献１】ＷＯ２００６／１０９８０９
【特許文献２】特開２００６−３５２９５７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
モータには、インバータ回路で構成した駆動回路から駆動電流が供給される。駆動回路は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれに対応するように、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子との直列回路を３個備えており、これらが電源（バッテリ）に対して並列に接続されている。そして、前記３個の直列回路における上側スイッチング素子と下側スイッチング素子との間に、モータのＵ相、Ｖ相およびＶ相の電機子巻線がそれぞれ接続されるようになっている。
【０００７】
モータ制御装置は、駆動回路にＰＷＭ（パルス幅変調）制御信号を与え、このＰＷＭ制御信号によって前記３個の直列回路における各上側スイッチング素子および下側スイッチング素子をオン／オフする。そして、上側スイッチング素子に与えられるＰＷＭ制御信号のデューティ比が電圧指令値に応じて適切に制御されることにより、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の電圧が正弦波状に変化し、正弦波駆動が行われる。
【０００８】
ＰＷＭ駆動を行うとき、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子のオン／オフを切り換える際の短絡を防ぐ目的で、それらの両方を一時的にオフ状態とするデッドタイムが設定される（特許文献２）。これをデッドタイム制御という。このデッドタイム制御のために、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相に印加される電圧が、指令値よりも低くなる。
この場合、ＰＩ（比例積分）制御部等を含むフィードバックループの働きにより、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値が増加させられ、デッドタイム制御に起因する電圧低下が補われる。その結果、前記式（Ｐ１）の条件を満たさず、正弦波駆動ができなくなるおそれがある。そのため、モータに振動が生じ、この振動が舵取り機構を介してステアリングホイールに伝達され、操舵フィーリングの悪化を招く。
【０００９】
一方、特許文献１の先行技術でも、やはり、モータの振動の問題を解決できない。
すなわち、フィードバックループの働きによりｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値が増加させられ、その結果、ｑ軸電圧指令値が制限される状況になりやすくなる。
ところが、ｑ軸電圧指令値が制限される状況では、ｑ軸電流ｉqが変動的になり、モータが発生するトルクが変動して、モータの振動を生じ、ひいてはステアリングホイールを振動させてしまう。すなわち、ｑ軸電圧指令値に制限がかかるほどの高速回転域および高電流値域では、ｑ軸電圧指令値を制限すると、ｑ軸電流ｉqが狙い値よりも強制的に小さくされる。一方、ｄ軸電圧には、ｄ軸電流ｉdを含む項とともにｑ軸電流ｉqを含む項（後記式（１２）参照）も含まれているため、ｑ軸電流ｉqが少なくなることによって、ｄ軸電流ｉd（≦０）が狙い値よりも大きな絶対値をとることになる。そして、ｄ軸電流ｉqの絶対値が大きくなることにより、ｑ軸電圧に余裕ができ（後記式（１３）参照）、ｑ軸電流ｉqを大きくできる要素が発生する。したがって、モータ制御装置は、ｑ軸電流ｉqを大きくしようとする。
【００１０】
このように、ｑ軸電圧指令値に制限がかかる状況では、ｄｑ軸上で干渉し合いながらｄ軸電流ｉdおよびｑ軸電流ｉqが決まる。そして、フィードバックループは、その成り行きで決まったｄ軸電流ｉdおよびｑ軸電流ｉqをｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値に修正するための電圧指令値を設定することになる。このようにしてｑ軸電流ｉqが変動的になり、モータに微振動が生じて、操舵違和感を生じることになる。
【００１１】
そこで、この発明の目的は、デッドタイム制御の影響による電圧変動に起因するモータの振動を抑制しつつ、モータ出力の増加を図ることができるモータ制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
請求項１記載の発明は、モータ（３）を駆動する駆動回路（９）の上側スイッチング素子（６１Ｕ，６１Ｖ，６１Ｗ）と下側スイッチング素子（６２Ｕ，６２Ｖ，６２Ｗ）とを同時にオフするデッドタイム制御に起因する電圧変動を加味した制限電圧（Ｖmax）に基づいて、前記モータを弱め磁束制御するための指令値を演算する指令値演算手段（２６）と、この指令値演算手段によって演算された指令値に基づいて、前記駆動回路の上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のオン／オフ制御ならびに前記デッドタイム制御を行うための制御信号を生成する制御信号生成手段（３２）とを含む、モータ制御装置である。なお、括弧内の英数字は後述の実施形態における対応構成要素等を表す。以下、この項において同じ。
【００１３】
この構成によれば、モータを弱め磁束制御するための指令値が、デッドタイム制御に起因する電圧変動（モータ印加電圧の変動）を加味した制限電圧に基づいて定められる。そして、その指令値に基づく制御信号が制御信号生成手段から駆動回路に与えられることにより、上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のオン／オフ制御ならびにデッドタイム制御が行われる。したがって、デッドタイム制御の影響を予め考慮したうえで指令値が定められているので、モータに印加される電圧が制限電圧を超えることを抑制または防止できる。これにより、モータに振動が生じることを抑制または防止しながら、弱め磁束制御によってモータ出力の増加を図ることができる。
【００１４】
たとえば、前記モータ制御装置は、モータに流れる電流を検出する電流検出手段（７Ｕ，７Ｖ）を備え、前記指令値演算手段は、前記電流検出手段によって検出されてフィードバックされる電流値に基づいて電圧指令値を設定するものであってもよい。このようなフィードバックループは、デッドタイム制御による電圧変動を補償するように電圧指令値を設定するように働く。この場合でも、デッドタイム制御による電圧変動が制限電圧に予め加味されているので、モータに印加される電圧が制限電圧を超えることを効果的に抑制または防止できる。
【００１５】
前記制限電圧は、前記モータを正弦波駆動するための上限電圧以下とされることが好ましい。これにより、デッドタイム制御によらずにモータを確実に正弦波駆動できるから、モータの振動をより一層確実に抑制または防止できる。
請求項２記載の発明は、前記モータが三相モータであり、前記デッドタイム制御に起因する電圧変動を加味した制限電圧（Ｖmax）が、ｄｑ座標における制限電圧であり、前記デッドタイム制御に起因する電圧変動を加味しないときのｄｑ座標における制限電圧（Ｖlim）から、前記デッドタイム制御に起因する各相電圧の変動絶対値（｜ＶDT｜）の２√６／３倍以上を減算した値である、請求項１記載のモータ制御装置である。
【００１６】
デッドタイム制御に起因する各相電圧の変動の影響は、ｄｑ座標において、その電圧変動の絶対値の２√６／３倍に見積もられる。そこで、デッドタイム制御に起因する電圧変動を加味しないときのｄｑ座標における制限電圧（仮想的な制限電圧）から、デッドタイム制御に起因する各相電圧の変動絶対値の２√６／３倍以上を減算してｄｑ座標における制限電圧を定めておけば、モータに印加される電圧が制限電圧を超えることを抑制または防止できる。これにより、モータの振動を抑制できる。
【００１７】
請求項３記載の発明は、前記モータ制御装置が、ｄｑ座標上のｄ軸電流およびｑ軸電流を制御することによりモータを制御するものであり、前記指令値演算手段が、ｑ軸電流指令値を設定するｑ軸電流指令値設定手段（Ｓ３）と、前記デッドタイム制御に起因する電圧変動を加味した制限電圧に基づいて、前記ｑ軸電流指令値設定手段によって設定されるｑ軸電流指令値に制限を加えるｑ軸電流指令値制限手段（Ｓ５，Ｓ７）と、このｑ軸電流指令値制限手段による制限後のｑ軸電流指令値に基づいて、ｄ軸電流指令値を設定するｄ軸電流指令値設定手段（Ｓ８）とを含む、請求項１または２記載のモータ制御装置である。
【００１８】
この構成によれば、制限電圧に基づいてｑ軸電流指令値に制限を加え、この制限が加えられたｑ軸電流指令値に対応するｄ軸電流指令値が設定される。こうして、ｑ軸電流指令値に予め制限が加えられ、それに応じてｄ軸電流指令値が設定されるので、ｄ軸電圧およびｑ軸電圧が満たすべき条件（制限電圧）を確実に満足することができる。しかも、ｑ軸電流指令値を予め制限する構成であるので、電圧指令値を事後的に制限する特許文献１の先行技術のように、ｑ軸電流が変動的になるおそれもない。これにより、モータに振動が生じることを抑制または防止しつつ、ｄ軸電流による弱め磁束制御を行って、とくに高速回転域における出力の増加を図ることができる。
【００１９】
請求項４記載の発明は、前記デッドタイム制御に起因する電圧変動を加味した制限電圧を、前記駆動回路への入力電圧に基づいて設定する制限電圧設定手段（Ｓ１）をさらに含む、請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御装置である。
この構成によれば、駆動回路への入力電圧に応じて制限電圧が設定されるから、電源電圧の変動等によらずに適正な制限電圧が設定される。これにより、より確実にモータの振動を抑制または防止できる。
【００２０】
さらに、駆動回路への入力電圧に基づいて制限電圧が設定されるので、電源と駆動回路との間にリレーやコイル等の電気部品が介装されている場合でも、これらの電気部品による電圧降下の影響を排除できる。したがって、適正な制限電圧の設定が確保される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下では、この発明の実施の形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、この発明の一実施形態に係る電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。この電動パワーステアリング装置は、車両のステアリングホイールに加えられる操舵トルクを検出するトルクセンサ１と、車両の舵取り機構２に操舵補助力を与える電動モータ３と、この電動モータ３を駆動制御するモータ制御装置（ＥＣＵ：電子制御ユニット）５とを備えている。モータ制御装置５は、トルクセンサ１が検出する操舵トルクと車内ＬＡＮ（ＣＡＮバス）を通じて与えられる車速情報とに応じて電動モータ３を駆動することによって、操舵状況に応じた適切な操舵補助を実現する。電動モータ３は、この実施形態では、三相ブラシレスＤＣモータである。
【００２２】
モータ制御装置５は、ＣＰＵ、ＲＡＭおよびＲＯＭを含むマイクロコンピュータ６と、電動モータ３に流れるＵ相電流ｉuaおよびＶ相電流ｉvaをそれぞれ検出するモータ電流検出回路７Ｕおよび７Ｖと、電動モータ３に付設されたロータ位置センサとしてのレゾルバ４の出力信号を増幅するレゾルバアンプ８と、電動モータ３に電力を供給するモータドライバ９（駆動回路）と、モータドライバ９への入力電圧を検出する入力電圧検出部１０とを備えている。レゾルバアンプ８は、レゾルバ４とともに信号出力手段を構成しており、レゾルバ４からの信号を処理して、電動モータ３のロータ回転角度θに関する正弦信号sinθおよび余弦信号cosθを出力する。ロータ回転角度θは、電動モータ３のＵ相電機子巻線の位置を基準とするロータ（界磁）の角度（電気角）である。
【００２３】
マイクロコンピュータ６は、トルクセンサ１の出力信号をＡ／Ｄ変換ポート１１を介してディジタルデータで表された操舵トルクとして取り込み、また、車内ＬＡＮからの車速情報を通信ポート１２を介して取り込む。そして、マイクロコンピュータ６は、操舵トルクおよび車速に基づいて電動モータ３の電流指令値を設定し、さらに、この電流指令値とモータ電流検出回路７Ｕ，７Ｖの出力信号とに基づいて電圧指令値を設定し、この電圧指令値をモータドライバ９に与える。これにより、モータドライバ９から電動モータ３に適切な電圧が印加され、電動モータ３から操舵補助に必要十分なトルクが発生する。
【００２４】
モータドライバ９には、電源としてのバッテリ５０（車載バッテリ）から電力が供給されている。その電力を供給する給電ライン５３には、リレー５１およびコイル５２が直列に介装されている。リレー５１は、イグニッションキースイッチに連動してオン／オフするほか、モータ制御装置５に異常が生じたときにマイクロコンピュータ６の制御によって遮断されるフェールセーフリレーとしての働きを有している。コイル５２は、ノイズ低減のためのものである。
【００２５】
入力電圧検出部１０は、コイル５２とモータドライバ９との間で給電ライン５３に現れる入力電圧Ｖbを検出する。この検出結果を表す信号は、マイクロコンピュータ６に入力されるようになっている。この構成では、リレー５１やコイル５２における電圧降下の影響を排除してモータドライバ９への入力電圧Ｖbを検出できるので、入力電圧Ｖbに応じて、電動モータ３に印加することができる最大電圧を適正に設定することができる。
【００２６】
マイクロコンピュータ６は、所定のプログラムを実行することによって実現される複数の機能処理手段を備えている。この複数の機能処理手段には、操舵トルクおよび車速に基づいて目標電流値を演算する目標電流演算部２１が含まれている。この目標電流演算部２１が出力する目標電流値は、加算部２２に入力されるようになっている。この加算部２２には、各種の補償制御を行う補償制御部２３からの補正値が与えられ、この補正値が目標電流値に加算されて、補正後の目標電流値が求められるようになっている。
【００２７】
補償制御部２３は、たとえば、ステアリングホイールの収斂性を向上させるための収斂性補正値を演算する収斂性補正部などを含み、通信ポート１２からの車速および電動モータ３のロータの回転角速度ωに基づいて、目標電流値を補正するための補正値を演算するようになっている。
マイクロコンピュータ６は、電動モータ３のロータの回転角速度ω（電気角における回転角速度）を演算するための角速度演算部２５を備えている。この角速度演算部２５には、レゾルバアンプ８の出力信号をディジタルデータに変換して取り込むＡ／Ｄ変換ポート１３からのデータが与えられている。Ａ／Ｄ変換ポート１３は、所定のサンプリング周期でレゾルバアンプ８の出力信号をサンプリングしてディジタルデータに変換し、ディジタル化された正弦信号sinθおよび余弦信号cosθを生成する。
【００２８】
角速度演算部２５は、たとえば、次式に従って、回転角速度ωを求めるように構成されていてもよい。
ω＝Δθ≒sinΔθ＝sinθicosθi-1−cosθisinθi-1
ただし、θiは今サンプリング周期でのロータ回転角度、
θi-1は前サンプリング周期でのロータ回転角度
Δθ＝θi−θi-1である。
【００２９】
マイクロコンピュータ６は、さらに、ｄｑ軸電流指令値演算部２６を備えている。このｄｑ軸電流指令値演算部２６は、前述の補正後の目標電流値に基づいて、ｄｑ座標系におけるｄ軸電流指令値ｉda*およびｑ軸電流指令値ｉqa*を求める。ｄｑ座標系は、電動モータ３のロータと同期して回転するｄ軸およびｑ軸からなる回転直交座標系である。ｄ軸は、ロータが形成する磁束の方向に沿った軸であり、ｑ軸は、ｄ軸に対してπ／２進んだ位相にある軸である。ただし、この実施形態では、界磁（ロータ）のＳ極からＮ極に向かう方向をｄ軸の正方向にとることにする。
【００３０】
ｄｑ軸電流指令値演算部２６は、高速回転域（たとえば、８００rpmを超える回転速度域）では、ｄ軸電流指令値ｉda*≠０に設定して、いわゆる弱め磁束制御を行って出力を増加させる。
ｄｑ軸電流指令値演算部２６によって算出されたｑ軸電流指令値ｉqa*は、減算部２７ｑに入力されるようになっている。この減算部２７ｑには、Ｕ相モータ電流検出回路７ＵおよびＶ相モータ電流検出回路７Ｖがそれぞれ検出するＵ相電流ｉuaおよびＶ相電流ｉvaを三相交流／ｄｑ座標変換して求められるｑ軸電流ｉqaが入力されている。Ｕ相モータ電流検出回路７ＵおよびＶ相モータ電流検出回路７Ｖの出力信号は、Ａ／Ｄ変換ポート１４，１５によってディジタルデータに変換されてマイクロコンピュータ６に取り込まれ、電流検波部１６，１７で検波された後、三相交流／ｄｑ座標変換部２８に入力されるようになっている。三相交流／ｄｑ座標変換部２８は、下記（１）式に従って、Ｕ相電流ｉuaおよびＶ相電流ｉvaをｄｑ座標系の値に変換する。
【００３１】
【数１】
0005013188.tif 000002
三相交流／ｄｑ座標変換部２８には、Ａ／Ｄ変換ポート１３からの正弦信号sinθおよび余弦信号cosθが与えられており、これらを用いて前記（１）式に従う演算が行われるようになっている。
【００３２】
三相交流／ｄｑ座標変換部２８は、三相交流／ｄｑ座標変換により得られたｑ軸電流ｉqaを減算部２７ｑに与える。したがって、減算部２７ｑからは、ｑ軸電流指令値ｉqa*に対するｑ軸電流ｉqaの偏差が出力されることになる。
一方、ｄ軸電流指令値ｉda*は、減算部２７ｄに入力されるようになっている。そして、減算部２７ｄには、三相交流／ｄｑ座標変換部２８において前記（１）式に従い、Ｕ相電流ｉuaおよびＶ相電流ｉvaを三相交流／ｄｑ座標変換して得られるｄ軸電流ｉdaが入力されている。これにより、減算部２７ｄは、ｄ軸電流指令値ｉda*に対するｄ軸電流ｉdaの偏差を出力することになる。
【００３３】
減算部２７ｄ，２７ｑから出力される偏差は、それぞれｄ軸電流ＰＩ（比例積分）制御部２９ｄおよびｑ軸電流ＰＩ制御部２９ｑに与えられる。ＰＩ制御部２９ｄ，２９ｑは、それぞれ、減算部２７ｄ，２７ｑから入力される偏差に基づいてＰＩ演算を行い、これによりｄ軸電圧指令値Ｖda*およびｑ軸電圧指令値Ｖqa*を求める。
ｄ軸電圧指令値Ｖda*およびｑ軸電圧指令値Ｖqa*は、ｄｑ／三相交流座標変換部３１に入力されるようになっている。このｄｑ／三相交流座標変換部３１にはまた、レゾルバアンプ８からＡ／Ｄ変換ポート１３を介して取り込まれた正弦信号sinθおよび余弦信号cosθが入力されている。ｄｑ／三相交流座標変換部３１は、これらを用い、下記（２）式に従って、ｄ軸電圧指令値Ｖda*およびｑ軸電圧指令値Ｖqa*を三相交流座標系の指令値Ｖua*，Ｖva*，Ｖwa*に変換する。そして、その得られたＵ相電圧指令値Ｖua*、Ｖ相電圧指令値Ｖva*およびＷ相電圧指令値Ｖwa*を、三相ＰＷＭ形成部３２に入力する。
【００３４】
【数２】
0005013188.tif 000003
なお、Ｗ相電圧指令値Ｖwa*は、上記（２）式の演算によるのではなく、零からＵ相電圧指令値Ｖua*およびＶ相電圧指令値Ｖva*を減算することにより求めることができる。このようにすれば、ＣＰＵへの負担を軽減できる。むろん、ＣＰＵの演算速度が十分である場合には、上記第（２）式に従う演算によってＷ相電圧指令値Ｖwa*を算出するようにしてもよい。
【００３５】
三相ＰＷＭ形成部３２は、Ｕ相電圧指令値Ｖua*、Ｖ相電圧指令値Ｖva*およびＷ相電圧指令値Ｖwa*にそれぞれ対応したＰＷＭ信号Ｓu，Ｓv，Ｓwを作成し、その作成したＰＷＭ信号Ｓu，Ｓv，Ｓwをモータドライバ９に向けて出力する。これにより、モータドライバ９から、電動モータ３のＵ相、Ｖ相およびＷ相に、それぞれＰＷＭ信号Ｓu，Ｓv，Ｓwに応じた電圧Ｖua，Ｖva，Ｖwaが印加され、電動モータ３から、操舵補助に必要なトルクが発生される。
【００３６】
図２は、モータドライバ９の構成例を説明するための電気回路図である。モータドライバ９は、インバータ回路として構成されており、電動モータ３のＵ相、Ｖ相およびＷ相にそれぞれ対応した３つのスイッチング素子対を備えている。すなわち、Ｕ相に対応して、Ｕ相上側スイッチング素子６１ＵとＵ相下側スイッチング素子６２Ｕとの対からなる直列回路が設けられている。また、Ｖ相に対応して、Ｖ相上側スイッチング素子６１ＶとＶ相下側スイッチング素子６２Ｖとの対からなる直列回路が設けられている。さらに、Ｗ相に対応して、Ｗ相上側スイッチング素子６１ＷとＷ相下側スイッチング素子６２Ｗとの対からなる直列回路が設けられている。そして、これらの３つの直列回路が、バッテリ５０に並列に接続されている。スイッチング素子６１Ｕ，６２Ｕ；６１Ｖ，６２Ｖ；６１Ｗ，６２Ｗは、パワートランジスタ（たとえば、パワーＭＯＳＦＥＴ）で構成されている。
【００３７】
Ｕ相上側スイッチング素子６１ＵとＵ相下側スイッチング素子６２Ｕとの間に、電動モータ３のＵ相電機子巻線３ｕが接続されている。また、Ｖ相上側スイッチング素子６１ＶとＶ相下側スイッチング素子６２Ｖとの間に、電動モータ３のＶ相電機子巻線３ｖが接続されている。同様に、Ｗ相上側スイッチング素子６１ＷとＷ相下側スイッチング素子６２Ｗとの間に、電動モータ３のＷ相電機子巻線３ｗが接続されている。
【００３８】
三相ＰＷＭ形成部３２がＵ相のために形成するＰＷＭ信号Ｓuは、Ｕ相上側スイッチング素子６１Ｕをオン／オフするための上側制御信号（ＰＷＭ制御信号）Ｓu1と、Ｕ相下側スイッチング素子６２Ｕをオン／オフするための下側制御信号（オン／オフ制御信号）Ｓu2とを含む。また、三相ＰＷＭ形成部３２がＶ相のために形成するＰＷＭ信号Ｓvは、Ｖ相上側スイッチング素子６１Ｖをオン／オフするための上側制御信号（ＰＷＭ制御信号）Ｓv1と、Ｖ相下側スイッチング素子６２Ｖをオン／オフするための下側制御信号（オン／オフ制御信号）Ｓv2とを含む。さらに、三相ＰＷＭ形成部３２がＷ相のために形成するＰＷＭ信号Ｓwは、Ｗ相上側スイッチング素子６１Ｗをオン／オフするための上側制御信号（ＰＷＭ制御信号）Ｓw1と、Ｗ相下側スイッチング素子６２Ｗをオン／オフするための下側制御信号（オン／オフ制御信号）Ｓw2とを含む。
【００３９】
このような構成により、いわゆる転流制御が行われる。すなわち、上側制御信号Ｓu1，Ｓv1，Ｓw1によって上側スイッチング素子６１Ｕ，６１Ｖ，６１Ｗがタイミングをずらして循環的にＰＷＭ制御される一方で、下側制御信号Ｓu2，Ｓv2，Ｓw2によって下側スイッチング素子６２Ｕ，６２Ｖ，６２Ｗがタイミングをずらして循環的にオン状態とされる。むろん、各相の上側スイッチング素子がＰＷＭ制御される期間と、下側スイッチング素子がオン状態とされる期間とは、タイミングがずれている。そして、各相の上側スイッチング素子と下側スイッチング素子とが同時にオンして短絡状態に至ることがないように、上側スイッチング素子のＰＷＭ制御期間と下側スイッチング素子のオン期間との間には、上側および下側スイッチング素子のいずれをもオフ状態とするデッドタイムが設定される。すなわち、三相ＰＷＭ形成部３２は、このようなデッドタイムが設定されるようにＰＷＭ信号Ｓu，Ｓv，Ｓwを形成するデッドタイム制御を実行する。
【００４０】
図３は、ｄｑ軸電流指令値演算部２６の動作を説明するための図であり、モータ回転角速度ωに応じたｑ軸電流指令値ｉqa*の上限値ｉqa_uplimおよび下限値ｉqa_downlimが示されている。これらの上限値ｉqa_uplimおよび下限値ｉqa_downlimの間でｑ軸電流指令値ｉqa*が設定されることによって、電動モータ３のＵ相、Ｖ相およびＷ相に正弦波電圧を印加する正弦波駆動が可能になる。
【００４１】
弱め磁束制御をしないとき、すなわち、ｄ軸電流指令値ｉda*＝０とするときには、破線で示す特性Ｌ１+，Ｌ１-に従ってｑ軸電流指令値ｉqa*が制限される。特性Ｌ１+は、一方向（たとえば右回り方向）へのトルクを発生させるために正のｑ軸電流指令値ｉqa*を設定するときの上限値を示し、特性Ｌ１-は他方向（たとえば左回り方向）へのトルクを発生させるために負のｑ軸電流指令値ｉqa*を設定するときの下限値を示す。この場合、モータ回転角速度ωの絶対値が所定の第１閾値ω１（たとえば、ω１＝８００rpm）以下の低中速回転域においては、ｑ軸電流指令値ｉqa*の上限値および下限値はそれぞれ一定値α、−α（ただしαは正の定数）であり、モータ回転角速度ωの絶対値が前記第１閾値ω１を超える高速回転域においては、ｑ軸電流指令値ｉqa*の上限値は、モータ回転角速度ωの増加に伴ってリニアに減少し、ｑ軸電流指令値ｉqa*の下限値は、モータ回転角速度ωの絶対値の増加に伴ってリニアに増加する（絶対値が減少する）特性とされる。つまり、ｑ軸電流指令値ｉqa*の上限値および下限値の絶対値は、第１閾値ω１以下の中低速回転域において一定値に保持される一方で、第１閾値ω１を超える高速回転域においてモータ回転角速度ωの絶対値の増加に応じてリニアに減少する特性とされる。
【００４２】
一方、弱め磁束制御をするときには、実線で示す特性Ｌ２+，Ｌ２-に従ってｑ軸電流指令値ｉqa*が制限される。特性Ｌ２+は、一方向（たとえば右回り方向）へのトルクを発生させるために正のｑ軸電流指令値ｉqa*を設定するときの上限値を示し、特性Ｌ２-は他方向（たとえば左回り方向）へのトルクを発生させるために負のｑ軸電流指令値ｉqa*を設定するときの下限値を示す。この場合、モータ回転角速度ωの絶対値が前記第１閾値ω１よりも大きな第２閾値ω２（＞ω１。たとえば、ω２＝９００rpm）以下の回転角速度域においては、ｑ軸電流指令値ｉqa*の上限値および下限値はそれぞれ一定値α，−αである。そして、モータ回転角速度ωの絶対値が前記第２閾値ω２を超える回転角速度域においては、ｑ軸電流指令値ｉqa*の上限値は、モータ回転角速度ωの増加に伴って非線形に減少し、ｑ軸電流指令値ｉqa*の下限値は、モータ回転角速度ωの絶対値の増加に伴って非線形に増加（絶対値が減少）する特性とされる。つまり、ｑ軸電流指令値ｉqa*の上限値および下限値の絶対値は、第２閾値ω２以下の回転角速度域において一定値に保持される一方で、第２閾値ω２を超える回転角速度域においてモータ回転角速度ωの絶対値の増加に応じて非線形に減少する特性とされる。
【００４３】
ｑ軸電流は、電動モータ３の出力トルクに対応する。したがって、弱め磁束制御を行わないときには、特性Ｌ１+，Ｌ１-から理解されるとおり、モータ回転角速度ωの絶対値が第１閾値ω１を超える高速回転域では、モータ回転角速度ωの絶対値の上昇に応じて、出力トルクが減少していき、或る回転速度ω１０（たとえば、ω１０＝１５００rpm）でトルクを発生することができなくなる。そこで、第１閾値ω１を超える高速回転域において、ｄ軸電流指令値ｉda*を零以外の有意な値に設定して弱め磁束制御を行うことで、第１閾値ω１を超える高速回転域において、電動モータ３の出力を増加させることができる。
【００４４】
弱め磁束制御を行うときのｑ軸電流指令値ｉqa*の上限値ｉqa_uplimは下記（３）式で与えられ、その下限値ｉqa_downlimは下記（４）式で与えられる。ただし、上限値ｉqa_uplimは正のｑ軸電流指令値ｉqa*に対して適用され、下限値ｉqa_downlimは負のｑ軸電流指令値ｉqa*に対して適用される。
【００４５】
【数３】
0005013188.tif 000004
Ｒはモータの固定子巻線抵抗
φは界磁による固定子鎖交磁束から計算されるｄｑ座標上の磁束
ωはモータの電気角における回転角速度
Ｌdはｄ軸インダクタンス
Ｌqはｑ軸インダクタンス
Ｖmaxはデッドタイム制御の影響を考慮したｄｑ座標での制限電圧
Ｖlimは正弦波駆動が可能なｄｑ座標での制限電圧
（デッドタイム制御の影響を考慮しない場合のｄｑ座標での制限電圧）
ＶDTはデッドタイム制御により各相に発生する電圧変動
Ｖbはモータドライバへの入力電圧
ｔdはデッドタイム時間
ｆcはＰＷＭ周波数
αは正の定数
である。
【００４６】
また、弱め磁束制御のためのｄ軸電流指令値ｉda*は、下記（５）式で与えられる。
【００４７】
【数４】
0005013188.tif 000005
【００４８】
図４は、弱め磁束制御を行うときのｄｑ軸電流指令値演算部２６の動作を説明するためのフローチャートである。ｄｑ軸電流指令値演算部２６は、入力電圧検出部１０によって検出される入力電圧Ｖbに基づいて制限電圧Ｖmaxを求める（ステップＳ１）。そして、ｄｑ軸電流指令値演算部２６は、図３の特性Ｌ２+，Ｌ２-に従って、モータ回転角速度ωに対応する上限値ｉqa_uplimおよび下限値ｉqa_downlimを設定する（ステップＳ２）。これらの上限値ｉqa_uplimおよび下限値ｉqa_downlimは、前記（３）式および（４）式から理解されるとおり、制限電圧Ｖmaxに基づいて設定される。さらに、ｄｑ軸電流指令値演算部２６は、車速および操舵速度等に基づいて設定された目標電流値に基づいて、ｑ軸電流指令値ｉqa*を設定する（ステップＳ３）。
【００４９】
次に、ｄｑ軸電流指令値演算部２６は、ｑ軸電流指令値ｉqa*と上限値ｉqa_uplimとを比較する（ステップＳ４）。もしも、ｑ軸電流指令値ｉqa*が上限値ｉqa_uplimよりも大きければ（ステップＳ４：ＹＥＳ）、このｑ軸電流指令値ｉqa*に制限が加えられる。すなわち、その後の制御に用いるためのｑ軸電流指令値ｉqa*として上限値ｉqa_uplimが代入される（ステップＳ５）。
【００５０】
一方、ｑ軸電流指令値ｉqa*が上限値ｉqa_uplim以下であれば（ステップＳ４：ＮＯ）、次に、ｄｑ軸電流指令値演算部２６は、ｑ軸電流指令値ｉqa*と下限値ｉqa_downlimとを比較する（ステップＳ６）。もしも、ｑ軸電流指令値ｉqa*が下限値ｉqa_downlim未満であれば（ステップＳ６：ＹＥＳ）、このｑ軸電流指令値ｉqa*に制限が加えられる。すなわち、その後の制御に用いるためのｑ軸電流指令値ｉqa*として下限値ｉqa_downlimが代入される（ステップＳ７）。
【００５１】
ステップＳ２で設定されたｑ軸電流指令値ｉqa*が、上限値ｉqa_uplim以下（ステップＳ４：ＮＯ）で、かつ、下限値ｉqa_downlim以上（ステップＳ６：ＮＯ）の値であれば、そのｑ軸電流指令値ｉqa*がそのまま用いられる。
こうして、ｑ軸電流指令値ｉqa*に必要に応じた制限を加えた後、ｄｑ軸電流指令値演算部２６は、前記（５）式に従って、ｄ軸電流指令値ｉda*を設定する。
【００５２】
こうして求められたｑ軸電流指令値ｉqa*およびｄ軸電流指令値ｉda*に基づいて、減算部２７ｄ，２７ｑにおいて電流偏差が求められ、さらにそれらの電流偏差に基づいて、電流ＰＩ制御部２９ｄ，２９ｑによるＰＩ制御が行われる。これにより、ｄ軸電圧指令値Ｖda*およびｑ軸電圧指令値Ｖqa*が求められて、ｄｑ／三相交流座標変換部３１に与えられることになる。
【００５３】
図５は、正弦波駆動のためにｄ軸電圧指令値Ｖda*とｑ軸電圧指令値Ｖqa*とに課される条件を説明するための図である。電動モータ３の各相の電圧が正弦波となるようにするためには、各相電圧の振幅を入力電圧Ｖbの１／２以下とする必要があり、ｄ軸電圧Ｖdおよびｑ軸電圧Ｖqに関して、次の（６）式が成立する必要がある（特許文献１）。
√（Ｖd2＋Ｖq2）≦Ｖb√３／２√２＝Ｖlim      …… （６）
一方、前述のデッドタイム制御により各相に電圧変動が生じる。この電圧変動のためにｄ軸電圧Ｖdおよびｑ軸電圧Ｖqが正弦波駆動の可能な範囲外の値となるおそれがあることは、前述のとおりである。そこで、この実施形態では、デッドタイム制御の影響を考慮して、正弦波駆動を行うためにｄｑ座標上で設定する制限電圧を次の（６Ａ）式で与えられる制限電圧Ｖmaxとする。
【００５４】
【数５】
0005013188.tif 000006
【００５５】
前記（６Ａ）式は、次のようにして導き出される。
ｄｑ座標でのデッドタイム制御の影響は、座標変換して、次のように表される。
【００５６】
【数６】
0005013188.tif 000007
【００５７】
したがって、ｄｑ座標での電圧変動の大きさは次のようにして求めることができる。
【００５８】
【数７】
0005013188.tif 000008
さらに、ＶuDT，ＶvDT，ＶwDTのすべてが同符号となることはないので、次式が成立する。
−ＶuDTＶvDT−ＶvDTＶwDT−ＶwDTＶuDT＝ＶDT2    ……（１０）
これを前記（９）式に代入して、次式を得る。
【００５９】
【数８】
0005013188.tif 000009
すなわち、デッドタイム制御の影響により、ｄｑ座標では、デッドタイム制御による相電圧変動ＶDTの２√６／３倍の電圧変動が生じる。
【００６０】
したがって、電動モータ３に実際に印加される実電圧は、ｄｑ軸電圧指令値Ｖda*，Ｖda*よりも前記（１１）式の値だけ不足する。この電圧不足分を補うように、ｄ軸電流ＰＩ制御部２９ｄおよびｑ軸電流ＰＩ制御部２９ｑを含むフィードバックループが作動することになる。
そこで、ｄｑ座標における制限電圧Ｖmaxを前記（６Ａ）式のように定める。これにより、フィードバックループの働きで電圧不足分が補われたときに、ｄｑ座標において正弦波駆動を行うための制限電圧Ｖlim（デッドタイム制御の影響を考慮する前の制限電圧）範囲内に収まるように電圧指令値Ｖda*，Ｖda*が生成されることになる。
【００６１】
定常状態におけるｑ軸電圧Ｖqおよびｄ軸電圧Ｖdは、次のように、表される。
【００６２】
【数９】
0005013188.tif 000010
これらを前記（６Ａ）式に代入すると、次の（１４）式が得られる。
【００６３】
【数１０】
0005013188.tif 000011
弱め磁束制御をしないとき、すなわち、ｄ軸電流指令値ｉda*＝０で前記（１４）式が満たされる条件は、次の（１５）式である。
【００６４】
【数１１】
0005013188.tif 000012
これを変形すると、弱め磁束制御をしないときに正弦波駆動を行うための条件は、次の（１６）式で与えられることがわかる。
【００６５】
【数１２】
0005013188.tif 000013
一方、ｉda*＝０では前記（１５）式を満たさないとき、すなわち、下記（１７）式の条件のときには、ｄ軸電流指令値ｉda*≠０とすることにより前記（１４）式を満たす必要がある。
【００６６】
【数１３】
0005013188.tif 000014
そこで、前記（１４）式をｉda*について解くと、下記（１８）式を得る。
【００６７】
【数１４】
0005013188.tif 000015
【００６８】
ｄ軸電流の絶対値が大きくなるほどモータ効率が低下するので、前記（１８）式の条件を満たす絶対値が最小の値をｄ軸指令電流値ｉda*とすればよい。
Ａ＞０は自明であり、前記（１７）式よりＣ＞０であるので、次の（１９）式および（２０）式のとおりとなる。
【００６９】
【数１５】
0005013188.tif 000016
前記（２０）式のときは、ｄ軸指令電流値ｉda*が正値となり、ｄ軸の界磁を強める方向に電流を流すことになるので、Ｂ＜０のときは、ｉda*＝０とする。
【００７０】
ここで、Ｂ2−ＡＣ≧０を満たさなければ、前記（２０）式の値が虚数となり、この（２０）式を満たすｉda*が存在しない。つまり、どのようなｑ軸電流指令値ｉda*を設定しても、図５の内側の円で示される制限電圧Ｖmaxの範囲内に収まらない。そこで、Ｂ2−ＡＣ≧０をｉda*について解くと、下記（２１）式が得られ、これが、デッドタイム制御の影響によらずに制限電圧Ｖlimの範囲にｄ軸電圧Ｖdおよびｑ軸電圧Ｖqを収めるために、すなわち、正弦波駆動を行うために、ｑ軸電流指令値ｉqa*に課される条件となる。
【００７１】
【数１６】
0005013188.tif 000017
【００７２】
したがって、ｑ軸電流指令値ｉqa*を予め前記（２１）式の範囲に制限し（図４のステップＳ４〜Ｓ７）、その後に、前記（２０）式によりｄ軸電流指令値ｉda*を求めればよい（図４のステップＳ８）。これにより、デッドタイム制御による電圧変動の影響によらずに、制限電圧範囲Ｖlimの内で最大の出力を得ることができる。すなわち、高速回転域においても、振動を生じさせることなく、出力の増加を図ることができる。これにより、電動パワーステアリング装置の操舵フィーリングを向上することができる。
【００７３】
また、ｑ軸電圧指令値に事後的に制限をかける特許文献１の先行技術とは異なり、予めｑ軸電流指令値ｉqa*を制限し、このｑ軸電流指令値ｉqa*に対応したｄ軸電流指令値ｉda*を設定する構成であるので、ｑ軸電流が変動的になることもない。
さらに、バッテリ５０の出力電圧ではなく、モータドライバ９への入力電圧Ｖbを入力電圧検出部１０で検出し、これを用いて制限電圧Ｖmaxを求めるようにしている。そのため、リレー５１やコイル５２での電圧降下の影響を排除して、適正な制限電圧Ｖmaxを設定することができるので、振動を生じさせることなく電動モータ３の出力を増加させることができる。もしも、バッテリ電圧をそのまま用いて制限電圧Ｖmaxを求めると、その値はモータドライバ９への入力電圧Ｖbを用いた制限電圧Ｖmaxよりも大きくなる。そのため、正弦波駆動ができない範囲に電流指令値ｉda*，ｉqa*が設定されるおそれがあり、電動モータ３の振動が発生するおそれがある。
【００７４】
また、たとえば、リレー５１の抵抗値を１．５ｍΩとすると、リレー５１での電圧降下は、電流が５０Ａの場合は０．０７５Ｖとなる。このとき、ｄｑ座標での制限電圧Ｖmaxは前記電圧降下のために０．０４８Ｖだけ小さくなる。よって、モータドライバ９への入力電圧Ｖbではなくバッテリ電圧を用いて弱め磁束量（ｄ軸電流指令値ｉda*）を演算するとすれば、０．０４８Ｖだけ損をすることになる。この分は、モータドライバ９への入力電圧Ｖbに基づいて制限電圧Ｖmaxを求める構成とすることにより確保することができる。
【００７５】
たとえば、電動モータ３の抵抗値が０．０２５Ωだとすると、０．０４８Ｖの電圧損失は、ｑ軸電流に換算して約２Ａの損失となる。電動パワーステアリング装置の駆動源とされる電動モータ３では、たとえば、ｑ軸電流の最大値は９０Ａ〜１００Ａである。したがって、バッテリ電圧をそのまま用いて制限電圧Ｖmaxを求めると、約２％の出力減となる。この問題が、この実施形態の構成により克服される。
【００７６】
図６は、この発明の第２の実施形態を説明するための図であり、前述の図１の構成におけるｄｑ軸電流指令値演算部２６が設定するｑ軸電流指令値ｉqa*の上限値ｉqa_uplimおよび下限値ｉqa_downlimが示されている。
この実施形態では、モータ回転角速度ωの絶対値が所定の第３閾値ω３（＞ω２。たとえば、ω３＝３５００rpm）を超える回転速度域においては、ｑ軸電流指令値ｉqa*に対して、前記（２１）式による制限よりもさらに大きな制限をかける特性Ｌ３+，Ｌ３-が適用される。すなわち、モータ回転角速度絶対値｜ω｜が第３閾値ω３を超える範囲では、前記（２１）式の場合よりも上限値ｉqa_uplimおよび下限値ｉqa_downlimの絶対値が小さく設定されるように、モータ回転角速度絶対値｜ω｜の増加に伴って、前記（２１）式の場合よりも大きな変化率で上限値ｉqa_uplimおよび下限値ｉqa_downlimの絶対値がリニアに減少する。そして、上限値ｉqa_uplimおよび下限値ｉqa_downlimは、それぞれ、第４閾値ω４，−ω４（＞ω３。たとえば、ω４＝４０００rpm）で零となっている。
【００７７】
このような構成とすることによって、モータ回転角速度ωが異常に大きな値となることを防止できるので、マイクロコンピュータ６が実行するソフトウェアの変数がオーバーフローしたりすることがなく、安定な制御が可能になる。
図７は、この発明の第３の実施形態を説明するための図であり、前述の図１の構成におけるｄｑ軸電流指令値演算部２６が設定するｑ軸電流指令値ｉqa*の上限値ｉqa_uplimおよび下限値ｉqa_downlimが示されている。
【００７８】
この実施形態では、図３の特性Ｌ２+の曲線に内接する線分（原点Ｏ側から接する線分）で構成された折れ線特性Ｌ２Ａ+に従ってｑ軸電流指令値ｉqa*の上限値ｉqa_uplimが定められている。図示は省略するが、同様に、特性Ｌ２-の曲線に内接する線分（原点Ｏ側から接する線分）で構成された折れ線特性Ｌ２Ａ-に従ってｑ軸電流指令値ｉqa*の下限値ｉqa_downlimが定められるようになっている。より具体的には、折れ線特性Ｌ２Ａ+，Ｌ２Ａ-を形成する複数の頂点４０の値がマイクロコンピュータ６に備えられたメモリ（図示せず）に記憶されており、頂点４０の間の線分４１上の値は線形補間によって求められる。このような構成とすることにより、前記（２１）式の制限範囲内にｑ軸電流指令値ｉqa*を制限するための演算負荷を軽減することができる。
【００７９】
以上、この発明の３つの実施形態について説明したが、この発明はさらに他の形態で実施することもできる。たとえば、弱め磁束制御を行うときのｑ軸電流指令値ｉqa*の上限値ｉqa_uplimは、図３の特性Ｌ１+と特性Ｌ２+との間の値に定めればよく、同じく弱め磁束制御を行うときのｑ軸電流指令値ｉqa*の下限値ｉqa_downlimは、図３の特性Ｌ１-と特性Ｌ２-との間の値に定めればよい。したがって、たとえば、図３に二点鎖線で示す特性Ｌ４+，Ｌ４-のように特性Ｌ２+，Ｌ２-のよりも絶対値が低めの上限値ｉqa_uplimおよび下限値ｉqa_downlimが設定される特性にしてもよい。このような特性Ｌ４+，Ｌ４-は、たとえば、モータドライバ９などの回路素子の特性のばらつき（製造ばらつき、温度変化、経年変化など）や、入力電圧（バッテリ電圧）の変動を考慮して、これらのばらつきや変動によらずに、特性Ｌ１+，Ｌ２+間に上限値ｉqa_uplimが収まり、特性Ｌ１-，Ｌ２-間に下限値ｉqa_downlimが収まるように定めてもよい。この場合、特性Ｌ４+，Ｌ４-は、下記（２２）式および（２３）式に示すように、前記（３）式および（４）式の右辺に定数Ｋ（０＜Ｋ＜１）を乗じて設定してもよい。
【００８０】
【数１７】
0005013188.tif 000018
【００８１】
また、図１に二点鎖線で示すように、電流ＰＩ制御部２９ｄ，２９ｑとｄｑ／三相交流座標変換部３１との間に制限処理部３０を設け、特許文献１の場合と同様にして、ｑ軸電圧指令値Ｖqa*に制限をかけるようにしてもよい。前述のとおり、ｑ軸電流指令値ｉqa*に予め制限をかけるようにしているので、ｑ軸電圧指令値Ｖqa*およびｄ軸電圧指令値Ｖda*がｄｑ座標での制限電圧Ｖlimを超える値に設定されることはほとんどないが、制限処理部３０を設けておくことにより、より確実に正弦波駆動を行うことができる。
【００８２】
また、前述の実施形態では、コイル５２とモータドライバ９との間の給電ライン５３に現れる電圧を入力電圧検出部１０で検出するようにしているが、たとえば、コイル５２とモータドライバ９との間にさらに昇圧回路が介装されもよい。この場合には、入力電圧検出部１０は、昇圧回路とモータドライバ９との間でモータドライバ９への入力電圧Ｖbを検出するように接続すればよい。
【００８３】
さらに、前述の実施形態では、この発明が電動パワーステアリング装置に適用される例について説明したが、この発明は、電動パワーステアリング装置の駆動源としてのモータの制御に限らず、他の任意の用途のモータの制御にも容易に拡張して適用することができる。
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】この発明の一実施形態に係る電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。
【図２】モータドライバの構成を説明するための電気回路図である。
【図３】ｄｑ軸電流指令値演算部の動作を説明するための図であり、モータ回転角速度に応じたｑ軸電流指令値ｉqa*の上限値ｉqa_uplimおよび下限値ｉqa_downlimが示されている。
【図４】弱め磁束制御を行うときのｄｑ軸電流指令値演算部の動作を説明するためのフローチャートである。
【図５】正弦波駆動のためにｄ軸電圧指令値Ｖda*とｑ軸電圧指令値Ｖqa*とに課される条件を示す図である。
【図６】この発明の第２の実施形態を説明するための図であり、ｄｑ軸電流指令値演算部が設定するｑ軸電流指令値ｉqa*の上限値ｉqa_uplimおよび下限値ｉqa_downlimを示す。
【図７】この発明の第３の実施形態を説明するための図であり、ｄｑ軸電流指令値演算部が設定するｑ軸電流指令値ｉqa*の上限値ｉqa_uplimおよび下限値ｉqa_downlimを示す。
【符号の説明】
【００８５】
３…電動モータ、４…レゾルバ、５…モータ制御装置、６…マイクロコンピュータ、６１Ｕ…Ｕ相上側スイッチング素子、６２Ｕ…Ｕ相下側スイッチング素子、６１Ｖ…Ｖ相上側スイッチング素子、６２Ｖ…Ｖ相下側スイッチング素子、６１Ｗ…Ｗ相上側スイッチング素子、６２Ｗ…Ｗ相下側スイッチング素子
【図１】
0005013188.tif 000019
【図２】
0005013188.tif 000020
【図３】
0005013188.tif 000021
【図４】
0005013188.tif 000022
【図５】
0005013188.tif 000023
【図６】
0005013188.tif 000024
【図７】
0005013188.tif 000025