(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
各単位期間の時間長を可変に制御する周期制御手段と、
順次に供給される複数のデータの各々を補正する補正手段と、
前記各単位期間内で計数値を変化させる計数手段と、
前記補正手段による補正後の各データを単位期間毎に保持する保持手段と、
前記保持手段が保持するデータの数値と前記計数値との大小が反転する時点を縁部とするパルスを前記単位期間毎に配置したパルス幅変調信号を生成する波形生成手段と
を具備し、
前記周期制御手段は、
前記各単位期間について共通する基礎値を設定する第１設定手段と、
前記単位期間毎に拡散係数を可変に設定する第２設定手段と、
前記基礎値と前記拡散係数との加算に基づいて前記各単位期間の時間長を算定する演算手段とを含み、
前記補正手段は、
前記基礎値に対する前記単位期間の時間長の相対比を当該単位期間の補正値として算定する補正値算定手段と、
前記複数のデータの各々に前記補正値を乗算する補正演算手段とを含む
信号生成装置。
【請求項２】
前記各単位期間の始点におけるデータを補間によって算定する補間手段を具備し、
前記保持手段は、前記補間手段による補間後のデータを保持する
請求項１の信号生成装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２の信号生成装置と、
負荷回路に対する電力の供給を前記パルス幅変調信号に応じて制御する駆動手段と
を具備するＤ級増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のデータの時系列に応じてパルス幅が設定された信号（以下「パルス幅変調信号」という）を生成する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル形式のデータの時系列からパルス幅変調信号を生成する信号生成装置（ＰＷＭ変調回路）は例えばＤ級増幅装置に好適に利用される。特許文献１には、カウンタ回路による計数値で形成されるキャリア信号を各データの数値が上回る区間をパルス幅としてパルス幅変調信号を生成する技術が開示されている。キャリア信号は、所定の周波数で増減する鋸歯状の信号である。
【特許文献１】特開２００６−２６２２６１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかし、特許文献１の構成においては、パルス幅変調信号のうちキャリア信号の周波数に相当する成分の強度が顕著となるから、当該成分に起因した電磁干渉（EMI）が問題となる。以上の事情に鑑みて、本発明は、パルス幅変調に起因した電磁干渉を抑制することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
以上の課題を解決するために、本発明に係る信号生成装置は、各単位期間の時間長を可変に制御する周期制御手段（例えば図１の周期制御部３０）と、順次に供給される複数のデータの各々を補正する補正手段（例えば図１の補正部１４）と、各単位期間内で計数値を変化させる計数手段（例えば図４の計数部２４）と、補正手段による補正後の各データを単位期間毎に保持する保持手段（例えば図４の保持部２２）と、保持手段が保持するデータの数値と計数値との大小が反転する時点を縁部とするパルスを単位期間毎に配置したパルス幅変調信号を生成する波形生成手段（例えば図４の波形生成部２６）とを具備し、周期制御手段は、各単位期間について共通する基礎値を設定する第１設定手段（例えば図３の第１設定部３１）と、単位期間毎に拡散係数を可変に設定する第２設定手段（例えば図３の第２設定部３２）と、基礎値と拡散係数との加算に基づいて各単位期間の時間長を算定する演算手段（例えば図３の演算部３４）とを含み、補正手段は、基礎値に対する単位期間の時間長の相対比を当該単位期間の補正値として算定する補正値算定手段（例えば図１の補正値算定部１４２）と、複数のデータの各々に補正値を乗算する補正演算手段（例えば図１の補正演算部１４４）とを含む。
【０００５】
以上の構成においては、パルス幅変調信号のパルスを配置する各単位期間の時間長が可変に制御されるから、パルス幅変調信号の周波数成分は広い周波数帯域に拡散される。したがって、単位期間の時間長が固定された構成と比較して、パルス幅変調信号に起因した電磁干渉を抑制することが可能である。また、補正手段が各データを補正するから、単位期間の時間長に拘わらず、周期制御手段および補正手段の構成を簡素化しながら、各データとパルス幅変調信号のデューティ比との関係を正確に維持することが可能である。なお、以上においてはひとつの単位期間に着目したが、同じデータが指定された複数の単位期間におけるデューティ比を一致させるという観点から以上の態様を特定することもできる。すなわち、補正手段は、一の単位期間にて保持されるデータの補正前の数値と、一の単位期間とは時間長が相違する他の単位期間にて保持されるデータの補正前の数値とが同値である場合に、一の単位期間におけるパルス幅変調信号のデューティ比と他の単位期間におけるパルス幅変調信号のデューティ比とが一致するように、各データを補正する。
【０００８】
本発明の別の態様に係る信号生成装置は、各単位期間の始点におけるデータを補間によって算定する補間手段（例えば図６の補間部１８）を具備し、保持手段は、補間手段による補間後のデータを保持する。以上の態様においては、各単位期間の始点におけるデータが補間によって算定されるから、各データが表す波形を忠実に再現し得るパルス幅変調信号を生成することが可能となる。
【０００９】
以上の各態様に係る信号生成装置はＤ級増幅装置に好適に採用される。本発明のひとつの態様に係るＤ級増幅装置は、前述の何れかの態様に係る信号生成装置と、負荷回路に対する電力の供給をパルス幅変調信号に応じて制御する駆動手段（例えば図１の駆動装置５０）とを具備する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
＜Ａ：第１実施形態＞
図１は、本発明の第１実施形態に係るＤ級増幅装置１００の構成を示すブロック図である。図１に示すように、Ｄ級増幅装置１００は、信号生成装置１０と駆動装置５０とを具備する。信号生成装置１０は、上位装置から供給されるデータ系列ＤTaに基づいてパルス幅変調信号Ｓを生成する電子回路（ＤＳＰ（Digital Signal Processor）である。データ系列ＤTaは、収音機器で収音された音響（音声や楽音）の時間軸上の波形をサンプリング周期Ｔsで採取したデータＸAの時系列である。
【００１１】
駆動装置５０は、パルス幅変調信号Ｓに基づいて負荷回路５５を駆動するハーフブリッジ型の駆動回路である。図１にはスピーカ装置を負荷回路５５とした場合が例示されている。駆動装置５０は、スイッチング素子ＳＷaおよびＳＷbとインバータ回路INVとで構成される。スイッチング素子ＳＷaおよびＳＷbは、高位側電源ＶHと低位側電源ＶLとの間に直列に接続されたＮチャネル型の電界効果型トランジスタである。インバータ回路INVの出力端はスイッチング素子ＳＷbのゲートに接続される。信号生成装置１０から出力されたパルス幅変調信号Ｓは、スイッチング素子ＳＷaのゲートとインバータINVの入力端とに供給される。
【００１２】
以上の構成において、パルス幅変調信号Ｓがハイレベルである場合にはスイッチング素子ＳＷaが導通するから、高位側電源ＶHからスイッチング素子ＳＷaを経由して負荷回路５５に駆動電流ＩDRaが供給される。一方、パルス幅変調信号Ｓがローレベルである場合にはスイッチング素子ＳＷbが導通するから、負荷回路５５からスイッチング素子ＳＷbを経由して低位側電源ＶLに駆動電流ＩDRbが流れる。
【００１３】
図１に示すように、信号生成装置１０は、オーバーサンプリング部１２と補正部１４とノイズシェーピングフィルタ１６とパルス幅変調部２０と周期制御部３０とで構成される。オーバーサンプリング部１２は、データ系列ＤTaに対してオーバーサンプリング処理を実行することでデータ系列ＤTbを生成する。データ系列ＤTbは、データ系列ＤTaよりも短いサンプリング周期Ｔns（Ｔns＜Ｔs）のデータＸBの時系列である。オーバーサンプリング処理には公知の技術が任意に採用される。
【００１４】
補正部１４は、データ系列ＤTbの各データＸBを補正することでデータ系列ＤTcを生成する。データ系列ＤTcはデータＸCの時系列（サンプリング周期Ｔns）である。なお、補正部１４による補正の具体的な内容については後述する。
【００１５】
ノイズシェーピングフィルタ１６は、可聴域での量子化雑音を抑制するノイズシェーピング処理をデータ系列ＤTcに対して実行することでデータ系列ＤTdを生成する。データ系列ＤTdはデータＸDの時系列（サンプリング周期Ｔns）である。データＸDのビット数はデータ系列ＤTcのデータＸCのビット数を下回る。
【００１６】
パルス幅変調部２０は、データ系列ＤTdの各データＸDをパルス幅変調することでパルス幅変調信号Ｓを生成する。図２は、信号生成装置１０の動作を説明するためのタイミングチャートである。図２に示すように、パルス幅変調信号Ｓは、単位期間Ｕ（Ｕ1，Ｕ2，……）毎にパルス（負パルス）Ｐを配置した信号である。各パルスＰのパルス幅はデータ系列ＤTdのデータＸDに応じて制御される。
【００１７】
図１の周期制御部３０は、各単位期間Ｕiの時間長ＴUi（ｉ＝１，２，……）を可変に制御する。図３は、周期制御部３０の具体的な構成を示すブロック図である。図３に示すように、周期制御部３０は、第１設定部３１と第２設定部３２と演算部３４とで構成される。第１設定部３１は基礎値Ｔ0を設定する。基礎値Ｔ0は、複数の単位期間Ｕについて共通に設定される固定値である。一方、第２設定部３２は拡散係数ＴSS（ＴSS[1]，ＴSS[2]，……）を単位期間Ｕ毎に可変に設定する。例えば、第２設定部３２は、所定個の単位期間Ｕを周期として変化するように各単位期間ＵのＴSSを可変に制御する。所定の範囲内で乱数を拡散係数ＴSSとして発生する乱数発生器が第２設定部３２として好適に採用される。演算部３４は、基礎値Ｔ0と拡散係数ＴSS[i]とに基づいて単位期間Ｕiの時間長ＴUiを算定する。本形態の演算部３４は、基礎値Ｔ0と拡散係数ＴSS[i]との加算値を時間長ＴUi（ＴUi＝Ｔ0＋ＴSS[i]）として算定する加算器である。
【００１８】
次に、図４は、パルス幅変調部２０の具体的な構成を例示するブロック図である。図４に示すように、パルス幅変調部２０は、保持部２２と計数部２４と波形生成部２６とを具備する。保持部２２は、ノイズシェーピングフィルタ１６から供給されるデータ系列ＤTdの各データＸDを単位期間Ｕ毎にデータＸE（ＸE[1]，ＸE[2]，……）として保持する。例えば、図２に示すように単位期間Ｕiの始点にてデータＸDを取込む（ラッチする）とともに当該単位期間Ｕiの終点まで当該出力（データＸE[i]）を保持するラッチ回路が保持部２２として好適に採用される。
【００１９】
図４の計数部２４は、各単位期間Ｕ内で変化する計数値Ｃを生成する。所定の周期のマスタクロックＭCLを計数するカウンタ回路が計数部２４として好適に採用される。図２に示すように、計数値Ｃは、単位期間Ｕの始点にてゼロに初期化され、当該始点から単位期間Ｕの中点（単位期間Ｕの時間長ＴUを２等分する時点）ｔcまでの区間にて直線的に増加し、中点ｔc以後は直線的に減少して単位期間Ｕの終点にて再びゼロに到達する。マスタクロックＭCLの周期は固定であるから、計数値Ｃの最大値は単位期間Ｕの時間長ＴUに応じて変化する。
【００２０】
図４の波形生成部２６は、保持部２２が保持するデータＸEと計数部２４が出力する計数値Ｃとに応じてパルス幅が設定されたパルスＰを単位期間Ｕ毎に配置することでパルス幅変調信号Ｓを生成する。本形態の波形生成部２６は、図２に示すように、データＸEと計数値Ｃとの大小が反転する時点（計数値ＣがデータＸEを跨ぐ時点）を前縁および後縁とする負パルスをパルスＰとして生成する。さらに詳述すると、単位期間Ｕiの前半の区間において計数値ＣがデータＸE[i]を上回る時点がパルスＰの前縁（ハイレベルからローレベルへの立下がりの時点）とされ、単位期間Ｕiの後半の区間において計数値ＣがデータＸE[i]を下回る時点がパルスＰの後縁（ローレベルからハイレベルへの立上がりの時点）とされる。したがって、時間長ＴUが等しい各単位期間Ｕにおいては、保持部２２の保持するデータＸEが大きいほどパルスＰのパルス幅は減少する。
【００２１】
以上に説明したように時間長ＴUは単位期間Ｕ毎に変化する。したがって、データ系列ＤTbの各データＸBが未処理のままでデータ系列ＤTcのデータＸCとしてノイズシェーピングフィルタ１６に供給されると仮定すれば、複数の単位期間ＵにわたってデータＸBが共通する場合であっても、パルス幅変調信号Ｓのデューティ比（単位期間Ｕの時間長ＴUに対するパルスＰのパルス幅の相対比）は単位期間Ｕ毎に変化する。すなわち、時間長ＴUが長い単位期間Ｕほどデューティ比が上昇する。したがって、データ系列ＤTaが表す音響の波形と負荷回路５５が再生する音響の波形とが相違する（波形が歪む）という問題がある。
【００２２】
図１の補正部１４は、各単位期間Ｕの時間長ＴUの変化に起因したパルス幅変調信号Ｓのデューティ比の相違が補償されるように（すなわち、補正前のデータＸが共通する各単位期間Ｕにてデューティ比が同等となるように）、データ系列ＤTbの各データＸBを補正してデータ系列ＤTcを生成する。
【００２３】
図１に示すように、補正部１４は、補正値算定部１４２と補正演算部１４４とを含む。補正値算定部１４２は、単位期間Ｕiについて周期制御部３０が設定した時間長ＴUiに基づいて補正値Ｇiを単位期間Ｕ毎に可変に設定する。補正演算部１４４は、データ系列ＤTbのうち単位期間Ｕiにて保持部２２が取込むデータＸDに対応するデータＸB（以下「ＸB[i]」と表記する）を、補正値算定部１４２が当該単位期間Ｕiについて決定した補正値Ｇiに基づいて補正する。本形態の補正演算部１４４は、データＸB[i]と補正値Ｇiとの乗算値（Ｇi・ＸB[i]）をデータ系列ＤTcのデータＸCとして算定する乗算器である。
【００２４】
いま、ノイズシェーピングフィルタ１６による処理の前後でデータＸCが変化しないと仮定すれば、保持部２２が単位期間Ｕiにて保持するデータＸE[i]は補正値ＧiとデータＸB[i]との乗算値（ＸE＝Ｇi・ＸB）となる。単位期間Ｕiの時間長ＴUiは基礎値Ｔ0と拡散係数ＴSS[i]との加算値であるから、単位期間Ｕiにおけるパルス幅変調信号Ｓのデューティ比Ｄiは以下の式(1)で算定される。
Ｄi＝（Ｇi・ＸB[i]）／（Ｔ0＋ＴSS[i]）  ……(1)
【００２５】
補正値算定部１４２は、データＸB[i]を補正値Ｇiに基づいて補正した場合のデューティ比Ｄiが、当該データＸB[i]に応じた基準値Ｄ0に近づく（理想的には一致する）ように補正値Ｇiを決定する。基準値Ｄ0は、時間長ＴUが基礎値Ｔ0に設定された単位期間Ｕiにおいて補正前（非補正）のデータＸB[i]が保持部２２に保持されたと仮定した場合に生成されるパルス幅変調信号Ｓのデューティ比（Ｄ0＝ＸB[i]／Ｔ0）である。デューティ比Ｄiと基準値Ｄ0とが一致するという条件から以下の式(2)が導出される。
（Ｇi・ＸB[i]）／（Ｔ0＋ＴSS[i]）＝ＸB[i]／Ｔ0
∴  Ｇi＝（Ｔ0＋ＴSS[i]）／Ｔ0  ……(2)
式(2)に示すように、補正値Ｇiは、周期制御部３０が決定した時間長ＴUi（ＴUi＝Ｔ0＋ＴSS[i]）を基礎値Ｔ0で除算した数値である。したがって、図１に示すように、時間長ＴUiに対して基礎値Ｔ0の逆数を乗算する乗算器が補正値算定部１４２として好適に採用される。
【００２６】
以上に説明したように本形態においては、パルス幅変調信号Ｓの周期に相当する時間長ＴUが単位期間Ｕ毎に変化するから、パルス幅変調信号Ｓの周期が固定された構成と比較して、パルス幅変調信号Ｓの周波数成分が広い周波数帯域に拡散（分散）される。したがって、パルス幅変調信号Ｓに起因した電磁干渉（EMI）を抑制することができる。また、時間長ＴUに応じて単位期間Ｕ毎に設定された補正値Ｇiに基づいてデータ系列ＤＴbの各データＸB[i]が補正されるから、時間長ＴUが単位期間Ｕ毎に変化するとは言っても、データ系列ＤTaの各データＸAとパルス幅変調信号Ｓのデューティ比とが所期の関係に維持される。したがって、データ系列ＤTaが表す音響の波形と負荷回路５５から実際に再生される音響の波形との相違を抑制することが可能である。
【００２７】
＜Ｂ：第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。なお、本形態において作用や機能が第１実施形態と同様である要素については、以上と同じ符号を付して各々の詳細な説明を適宜に省略する。
【００２８】
第１実施形態において単位期間Ｕの時間長ＴUの変化の周期が短い場合や時間長ＴUの変化幅が小さい場合には、データ系列ＤTdの各データＸDを単位期間Ｕ毎に順番に保持部２２に保持させることが可能である。しかし、時間長ＴUの変化の周期が長い場合や時間長ＴUの変化幅が大きい場合には、データ系列ＤTdの各データＸDと単位期間Ｕとの時間軸上におけるズレが経時的に拡大し、ひとつのデータＸDが複数の単位期間Ｕにわたって重複して保持部２２に保持される可能性がある。以上の問題について図５を参照しながら説明する。
【００２９】
図５に示すように、ノイズシェーピングフィルタ１６から出力されるデータ系列ＤTdの各データＸD（ＸD[1]，ＸD[2]，……）は、各単位期間Ｕiの始点ｔiにてデータＸE（ＸE[1]，ＸE[2]，……）として保持部２２に保持される。図５に示すように、データ系列ＤTdのサンプリング周期Ｔnsよりも短い時間長ＴUの単位期間Ｕが複数の単位期間Ｕにわたって連続すると、保持部２２がデータＸDを取込む時期がデータ系列ＤTdにおけるデータＸDの切替わりの時点に対して時間的に手前側に移動していく。したがって、図５の単位期間Ｕ4の始点ｔ4においては、本来ならばデータ系列ＤTdのデータＸD[4]がデータＸE[4]として保持部２２に保持されるべきであるにも拘わらず、直前の単位期間Ｕ3と同じデータＸD[3]が重複して保持部２２に保持される。したがって、データ系列ＤTaが表す音響の波形と負荷回路５５が再生する音響の波形とが相違する可能性がある。以上の問題を解決するために、本形態の信号生成装置１０は、データ系列ＤTbにおけるデータＸBの切替わりの時点（サンプリング周期）を単位期間Ｕに同期させる。
【００３０】
図６は、信号生成装置１０の構成を示すブロック図である。同図に示すように、本形態の信号生成装置１０は、第１実施形態におけるオーバーサンプリング部１２を補間部１８に置換した構成である。各単位期間Ｕに同期した時点ｔ（ｔ1，ｔ2，ｔ3，……）がパルス幅変調部２０から補間部１８に指定される。本形態では単位期間Ｕiの始点が時点ｔiとして補間部１８に指示される。
【００３１】
図７は、信号生成装置１０の動作を説明するためのタイミングチャートである。図７に示すように、補間部１８は、データ系列ＤTaにおいてサンプリング周期Ｔs毎に配列された各データＸAを補間することで、データ系列ＤTaが表す波形のうち各時点ｔ（ｔ1，ｔ2，……）における振幅値を示すデータＸB（ＸB[1]，ＸB[2]，……）を生成する。図７における記号Int(ti)は、データ系列ＤTaが表す波形のうち時点ｔiにおける振幅値を算定する補間処理（Interpolation）を意味する。補間部１８が単位期間Ｕ毎に生成したデータＸBの配列がデータ系列ＤTbとして補正部１４に出力される。したがって、図７に示すように、データ系列ＤTbの各データＸBは、周期制御部３０が時間長ＴUを設定した単位期間Ｕに同期する。
【００３２】
データ系列ＤTaにおける所定個のデータＸAの各々に個別に係数（加重値）を乗算したうえで累算するＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタが補間部１８として好適に採用される。なお、第１実施形態におけるオーバーサンプリング部１２は、データ系列ＤTaが表す音響の波形をデータＸAのサンプリング周期Ｔsよりも短い周期Ｔnsで補間する手段である。すなわち、第１実施形態のオーバーサンプリング部１２と本形態の補間部１８とで実質的な作用や機能は共通する。
【００３３】
補間部１８以外の構成は第１実施形態と同様である。データ系列ＤTbの各データＸBに対応したデータＸD（ＸD[1]，ＸD[2]，……）をデータ系列ＤTbと同じ間隔で配列したデータ系列ＤTdがノイズシェーピングフィルタ１６からパルス幅変調部２０に供給される。パルス幅変調部２０の保持部２２は、図７に示すように、データ系列ＤTdのデータＸD[i]を単位期間Ｕiの始点ｔiにてデータＸE[i]として保持する。
【００３４】
以上のように本形態においては、データ系列ＤTaが表す音響の波形のうち各単位期間Ｕiの始点ｔiでの振幅値に相当するデータＸB[i]が各データＸAの補間によって生成されるから、データ系列ＤTdのひとつのデータＸDを保持部２２が複数の単位期間Ｕにて重複して取込むといった誤動作は原理的に発生しない。したがって、単位期間Ｕの時間長ＴUの変化の態様（変化の周期や変化幅）に拘わらず、データ系列ＤTaが表す音響を負荷回路５５にて高精度に再現できるパルス幅変調信号Ｓを生成する（すなわち、データ系列ＤTaが表す音響の波形と負荷回路５５が再生する音響の波形との相違を低減する）ことが可能である。
【００３５】
なお、第１実施形態においては、データ系列ＤTdのサンプリング周期Ｔnsに対して非同期の単位期間Ｕ毎に保持部２２が当該データ系列ＤTdの各データＸDをデータＸEとして保持する。したがって、保持部２２の取込むデータＸDが複数の単位期間Ｕにわたって重複しない場合であっても、保持部２２が保持するデータＸEの時系列が表す音響の波形と保持部２２に供給されるデータ系列ＤTdが表す音響（データ系列Ｄaが表す音響）の波形との間には相違がある。本形態によれば、単位期間Ｕに同期したデータＸBが補間部１８で生成されるから、データ系列ＤTaが表す音響の波形と保持部２２が保持するデータＸEの時系列が表す音響の波形とを高精度に合致させることが可能である。したがって、単位期間Ｕの時間長ＴUの変化の周期や変化幅が、保持部２２の保持するデータＸDに重複が発生しない範囲内に設定されている場合であっても、データ系列ＤTaの音響を高精度に再現するという目的を達成するために本形態は有効である。
【００３６】
＜Ｃ：変形例＞
なお、以上の各形態には様々な変形を加えることができる。具体的な変形の態様を例示すれば以下の通りである。なお、以下に例示する態様を組合わせてもよい。
【００３７】
（１）変形例１  
以上の各形態においては周期制御部３０の第２設定部３２として乱数発生器を採用したが、時間長ＴUを単位期間Ｕ毎に可変に制御するための具体的な構成は適宜に変更される。例えば、所定の周期で計数値を順次に増加（または減少）させるとともに所定個の単位期間毎に計数値を初期化するカウンタ回路が第２設定部３２として採用される。各単位期間Ｕの時間長ＴUは所定個の単位期間Ｕを周期として順次に増加（または減少）する。以上のように単位期間Ｕの時間長ＴUが変化する構成であれば、時間長ＴUの変化の態様に拘わらず、単位期間Ｕの時間長が固定された構成と比較してパルス幅変調信号Ｓの周波数成分は広い周波数帯域に拡散されるから、パルス幅変調信号Ｓに起因した電磁干渉を抑制するという所期の効果は奏される。また、基礎値Ｔ0を設定する第１設定部３１は以上の各形態において必須ではない。例えば、第２設定部３２が可変に設定した拡散係数ＴSS[i]を時間長ＴUiとしてパルス幅変調部２０や補正部１４に指定する構成も採用される。
【００３８】
（２）変形例２  
単位期間Ｕの時間長ＴUの変化に起因したパルス幅変調信号Ｓのデューティ比の変化が実用（音響の再生）のうえで特段の問題とならない場合には補正部１４は省略される。負荷回路５５から出力される音響の歪（データ系列ＤTaが表す音響との相違）が聴感上において知覚されない程度の変化幅で単位期間Ｕの時間長ＴUを変化させた場合であってもパルス幅変調信号Ｓに起因した電磁干渉が適度に抑制されるのであれば、補正部１４を省略することで信号生成装置１０の構成を簡素化することが可能である。
【００３９】
（３）変形例３  
第２実施形態の補間部１８として採用したＦＩＲフィルタの総ての係数を信号生成装置１０に保持する構成では、係数を記憶するために膨大な容量の記憶装置が必要となる。そこで、ＦＩＲフィルタに使用される複数の係数を補間で算定する構成も好適である。すなわち、ＦＩＲフィルタで使用される多数の係数から選択された所定個の係数のみを記憶装置に格納しておき、補間部１８が、記憶装置に格納された各係数からＦＩＲフィルタの総ての係数を補間する。すなわち、補間部１８は、係数の補間とデータＸBの補間という複数の補間を実行する。以上の構成によれば、ＦＩＲフィルタの係数を保持する記憶装置の容量が削減されるという利点がある。もっとも、ＦＩＲフィルタは補間部１８の例示に過ぎない。すなわち、パルス幅変調部２０から指定された時点ｔiのデータＸB[i]をデータ系列ＤTaの複数のデータＸAから補間で算定する任意の手段が補間部１８として採用される。
【００４０】
（４）変形例４  
以上の各形態においてはパルス幅変調信号Ｓの各パルスＰを負パルス（負極性パルス）としたが、パルスＰを正パルス（正極性パルス）とした構成も採用される。パルスＰの極性は、駆動装置５０の構成に応じて適宜に選定される。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】第１実施形態に係るＤ級増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図２】信号生成装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】周期制御部の構成を示すブロック図である。
【図４】パルス幅変調部の構成を示すブロック図である。
【図５】第１実施形態の保持部によるデータの保持を示すタイミングチャートである。
【図６】第２実施形態に係る信号生成装置の構成を示すブロック図である。
【図７】信号生成装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００４２】
１００……Ｄ級増幅装置、１０……信号生成装置、１２……オーバーサンプリング部、１４……補正部、１４２……補正値算定部、１４４……補正演算部、１６……ノイズシェーピングフィルタ、１８……補間部、２０……パルス幅変調部、２２……保持部、２４……計数部、２６……波形生成部、３０……周期制御部、３１……第１設定部、３２……第２設定部、３４……演算部、５０……駆動装置、５５……負荷回路。
【図１】
0004985380.tif 000002
【図２】
0004985380.tif 000003
【図３】
0004985380.tif 000004
【図４】
0004985380.tif 000005
【図５】
0004985380.tif 000006
【図６】
0004985380.tif 000007
【図７】
0004985380.tif 000008