(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相差のある２種類のバースト信号を発生するバースト信号発生手段と、
被測定流体の上流側と下流側に配置される一対の送受信用超音波探触子であって、前記バースト信号発生手段から対応するバースト信号を受けて、該バースト信号を変換して互いに位相差のある超音波を被測定流体中に送信すると共に、他方の送受信用超音波探触子が送信して被測定流体中を伝搬した超音波を受信して受信信号に変換する一対の送受信用超音波探触子と、
各送受信用超音波探触子からのそれぞれの受信信号からこれらの受信信号の位相差を測定する位相差測定手段と、
前記バースト信号発生手段によるバースト信号発生から前記送受信用超音波探触子の受信までの超音波伝搬時間を測定する超音波伝搬時間測定手段と、
前記位相差測定手段からの受信信号の位相差信号と共に前記超音波伝搬時間に基づき被測定流体の流速を測定する流速測定手段と、
を備え、
前記超音波伝搬時間測定手段は、前記バースト信号発生手段による対応するバースト信号発生でセットされ前記一対の送受信用超音波探触子の受信によってそれぞれリセットする信号を出力する一対のラッチ回路と、対応するラッチ回路からの出力を直流電圧に変換する一対のローパスフィルタと、一対のローパスフィルタからの直流電圧を加算する加算回路と、を備え、加算された直流電圧の直流レベルから超音波伝搬時間を測定する、ことを特徴とする超音波流速計。
【請求項２】
前記位相差測定手段が、２つの受信信号の位相差を表す位相差信号をローパスフィルタに通して、その直流レベルを測定するものである請求項１記載の超音波流速計。
【請求項３】
前記位相差測定手段が、それぞれの前記受信信号の波形のうちの中心部分同士のみの位相差を測定するものである請求項１または２記載の超音波流速計。
【請求項４】
前記位相差測定手段が、決められた期間のみの位相差を出力するためのサンプルアンドホールド回路を有する請求項３記載の超音波流速計。
【請求項５】
前記各送受信用超音波探触子からの受信信号を二値化する二値化手段をさらに備え、前記位相差測定手段は、二値化手段によって二値化された受信信号の位相差を測定するものである請求項１ないし４のいずれか１項に記載の超音波流速計。
【請求項６】
前記二値化手段と前記位相差測定手段との間に、前記二値化手段によって二値化した受信信号をそれぞれ分周する分周手段を備え、前記位相差測定手段は、前記分周手段で分周されたそれぞれの受信信号からこれらの受信信号の位相差を測定するものである請求項５記載の超音波流速計。
【請求項７】
前記位相差測定手段は、校正測定時に、前記バースト信号発生手段からの位相差のある２種類のバースト信号の位相差を測定するものであり、前記流速測定手段は、前記測定されたバースト信号の位相差を用いて、流速測定の校正を行うものである請求項１ないし６のいずれか１項に記載の超音波流速計。
【請求項８】
校正測定時と通常測定時とで、前記バースト信号発生手段からの位相差のある２種類のバースト信号が入れ替わるようにして、前記各送受信用超音波探触子に２種類のバースト信号のうちの対応するバースト信号をそれぞれ供給する切り替え回路を備える請求項１ないし６のいずれか１項に記載の超音波流速計。
【請求項９】
前記一対の送受信用超音波探触子と前記流速測定手段との間には、受信信号の増幅を行う増幅回路が備えられており、前記増幅回路は、受信信号の受信タイミングを含む所定タイミングにのみ増幅動作を行うものである請求項１ないし８のいずれか１項に記載の超音波流速計。
【請求項１０】
前記超音波流速計は２線式ループによって電源に接続され、２線式ループを用いて流速測定手段で求めた測定値を送信するための２線インターフェイス部をさらに備える請求項１ないし９のいずれか１項に記載の超音波流速計。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、超音波の伝搬時間差に基づいて流体の流速を測定する超音波流速計に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の超音波流速計を用いた超音波流量計として、例えば、伝搬時間差方式の超音波流量計が知られている。このような流速計では超音波探触子を、測定するべき流体の上流側と下流側にそれぞれ配置して、インパルス信号、あるいはステップ信号を送信信号として用い、上流側及び下流側の２つの超音波探触子から交互に超音波を送出し、受信信号の伝搬時間差を高速カウンタ回路によって測定している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような伝搬時間差方式の超音波流量計では、伝搬時間差を正確に求めるために、受信信号の信号対雑音比が高いことが必要であり、特にインパルス信号の場合に、波形の最初の出力の小さい部分における受信時間を正確に測る必要があるために、高電圧のインパルス信号、あるいはステップ信号が必要となっている。そのため、機器内に高電圧を発生させるための電源回路が必要となり、機器の小型化、低消費電力化の大きな障害となっている。
【０００４】
また、高電圧信号を超音波深触子に印加するため、爆発性の気体が充満する場所での使用が制限されている。
【０００５】
また、超音波の伝搬時間を正確に測定するためにカウント周波数の高いカウンタを用いる必要があり消費電力が大きくなり、その点でも低消費電力化の大きな障害となっている。
【０００６】
また別の方式として、上流側に送信用超音波探触子及び受信用超音波探触子、下流側に送信用超音波探触子及び受信用超音波探触子をそれぞれ配置して、上流側及び下流側のそれぞれの送信用超音波探触子から連続波を送信して、それを下流側及び上流側のそれぞれの受信用超音波探触子で受信して、それぞれの受信信号の位相差を測定して、その位相差から流速を求めることも知られている（例えば、特開平７−１６７６９６号公報）。しかしながら、このような連続波に用いた場合には、それぞれ送信用超音波探触子と受信用超音波探触子を少なくとも２個づつ、合計４個は必要とするために、部品数が多く装置が大型化すると共にコストが高くなり、また、連続的に送信・受信を行っているために、消費電力も大きくなるという問題がある。
【０００７】
本発明はかかる課題に鑑みなされたもので、小型で低コストで且つ低消費電力の超音波流速計を提供することをその目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１記載の発明による超音波流速系は、位相差のある２種類のバースト信号を発生するバースト信号発生手段と、
被測定流体の上流側と下流側に配置される一対の送受信用超音波探触子であって、前記バースト信号発生手段から対応するバースト信号を受けて、該バースト信号を変換して互いに位相差のある超音波を被測定流体中に送信すると共に、他方の送受信用超音波探触子が送信して被測定流体中を伝搬した超音波を受信して受信信号に変換する一対の送受信用超音波探触子と、
各送受信用超音波探触子からのそれぞれの受信信号からこれらの受信信号の位相差を測定する位相差測定手段と、
前記バースト信号発生手段によるバースト信号発生から前記送受信用超音波探触子の受信までの超音波伝搬時間を測定する超音波伝搬時間測定手段と、
前記位相差測定手段からの受信信号の位相差信号と共に前記超音波伝搬時間に基づき被測定流体の流速を測定する流速測定手段と、
を備え、
前記超音波伝搬時間測定手段は、前記バースト信号発生手段による対応するバースト信号発生でセットされ前記一対の送受信用超音波探触子の受信によってそれぞれリセットする信号を出力する一対のラッチ回路と、対応するラッチ回路からの出力を直流電圧に変換する一対のローパスフィルタと、一対のローパスフィルタからの直流電圧を加算する加算回路と、を備え、加算された直流電圧の直流レベルから超音波伝搬時間を測定する、ことを特徴とする。
【０００９】
本発明では、位相差から流速を求めるために、従来の伝搬時間差方式のものと比較して、低電圧のバースト信号で良く、高電圧を発生するための電源回路は不要となり、また、高速で動作しなければならないカウンタ回路などを不要とすることができるために、小型で低消費電力のものとすることができ、かつ防爆性も向上させることができる。また、バースト信号を用いているために、一対の送受信用超音波探触子で同時に送信と受信の両方の動作を行わせることができ、部品数が少なくて済み小型で低コストで構成することができる。また、バースト信号を用いているために、送信並びに受信以降の位相差測定及び流速測定のための処理を間歇的に行うことができ、そのために、従来の連続波を常時処理するものと異なり、低消費電力のものとすることができる。尚、本発明は、一対の送受信用超音波探触子のみを使用することに限定するものではなく、一対の送受信用超音波探触子を複数個設けて、流速分布の偏りによる測定誤差の影響を低減し、精度をさらに向上させてもよいことは容易に理解されるであろう。この場合、各対を切り替えて測定するか、または、一部測定回路を複数系統備えることで対応することができる。また、温度変動によって流速が変化した場合にも、超音波伝搬時間を用いて流速を求めることで、温度変動の影響を受けずに精度の良い測定を行うことができる。また、流体の温度測定も可能となる。超音波伝搬時間を表す超音波伝搬時間信号をローパスフィルタに通して低周波信号（直流電圧）に変換することにより、要求される処理速度を低減させることができ、低消費電力で安定して処理を行わせることができる。また、低周波信号に変換することは、平均化処理を行ったことと等価であるために、精度の良い測定が可能となる。
【００１０】
請求項２記載の発明は、請求項１記載のものにおいて、前記位相差測定手段が、２つの受信信号の位相差を表す位相差信号をローパスフィルタに通して、その直流レベルを測定するものである。２つの受信信号の位相差を表す位相差信号をローパスフィルタに通して低周波信号（直流電圧）に変換することにより、要求される処理速度を低減させることができ、低消費電力で安定して処理を行わせることができる。また、低周波信号に変換することは、平均化処理を行ったことと等価であるために、精度の良い測定が可能となる。
【００１１】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載のものにおいて、前記位相差測定手段が、それぞれの前記受信信号の波形のうちの中心部分同士のみの位相差を測定するものである。受信信号の波形の中心部分の感度の最も良いところを使用するために、送信信号の出力を節約することができ、消費電力を一層低減することができる。また、受信信号の波形の両端付近で位相情報が不安定となるが、その影響を排除することができる。
【００１２】
請求項４記載の発明は、請求項３記載のものにおいて、前記位相差測定手段が、決められた期間のみの位相差を出力するためのサンプルアンドホールド回路を有する。
【００１３】
請求項５記載の発明は、請求項１ないし４のいずれか１項に記載のものにおいて、前記各送受信用超音波探触子からの受信信号を二値化する二値化手段をさらに備え、前記位相差測定手段は、二値化手段によって二値化された受信信号の位相差を測定するものである。任意には、二値化手段に二値化された信号のデューティ比を常に５０％に維持するオフセット電圧調整手段を備えることができる。また、任意には、位相差測定手段に排他的論理和回路を備えることができる。排他的論理和回路以外の回路を用いることも勿論可能であるが、排他的論理和回路は、感度が良好であるため、好ましい。
【００１４】
請求項６記載の発明は、請求項５記載のものにおいて、前記二値化手段と前記位相差測定手段との間に、前記二値化手段によって二値化した受信信号をそれぞれ分周する分周手段を備え、前記位相差測定手段は、前記分周手段で分周されたそれぞれの受信信号からこれらの受信信号の位相差を測定するものである。分周回路によって測定流速範囲を広げることができる。分周比を適度に選択することにより、測定範囲を任意に広げることができる。任意には、分周の開始を安定させるために、受信信号の包絡検波を行い、該包絡検波信号が所定の強度を超えてから０を含む所定の遅延時間の経過後に分周を開始するようにするとよい。
【００１７】
請求項７記載の発明は、請求項１ないし６のいずれか１項に記載のものにおいて、前記位相差測定手段は、校正測定時に、前記バースト信号発生手段からの位相差のある２種類のバースト信号の位相差を測定するものであり、前記流速測定手段は、前記測定されたバースト信号の位相差を用いて、流速測定の校正を行うものである。校正測定時に、位相差測定手段で、２種類のバースト信号の位相差を測定して通常測定時と同じようにその位相差を測定することにより、バースト信号発生手段で発生される２種類のバースト信号にドリフト成分が生じていた場合、またはそれ以外の部分におけるアンバランスにより本来生ずるべきでないドリフト成分が生じていた場合に、このドリフト波の影響を除去することができる。
【００１８】
請求項８記載の発明は、請求項１ないし６のいずれか１項に記載のものにおいて、校正測定時と通常測定時とで、前記バースト信号発生手段からの位相差のある２種類のバースト信号が入れ替わるようにして、前記各送受信用超音波探触子に２種類のバースト信号のうちの対応するバースト信号をそれぞれ供給する切り替え回路を備える。切り替え回路によって、校正測定時と通常測定時とで、送受信用超音波探触子に入力するべき２種類のバースト信号を入れ替えることにより、バースト信号発生手段で発生される２種類のバースト信号にドリフト成分が生じていた場合、またはそれ以外の部分におけるアンバランスにより本来生ずるべきでないドリフト成分が生じていた場合に、このドリフト波の影響を除去することができる。
【００１９】
請求項９記載の発明は、請求項１ないし８のいずれか１項に記載のものにおいて、前記一対の送受信用超音波探触子と前記流速測定手段との間には、受信信号の増幅を行う増幅回路が備えられており、前記増幅回路は、受信信号の受信タイミングを含む所定タイミングにのみ増幅動作を行うものである。増幅回路は、電源電圧が発生している期間のみ電力を消費するため、常時電源を投入している場合と比較すると、消費電力を著しく低減することができる。また、消費電力が小さいために温度の上昇を抑えることができ、常時電源を印加する場合と比較して、増幅回路の信頼性を著しく向上させることができる。このため、回路の温度ドリフトの影響も低減することができる。
【００２０】
請求項１０記載の発明は、請求項１ないし９のいずれか１項に記載のものにおいて、前記超音波流速計は２線式ループによって電源に接続され、２線式ループを用いて流速測定手段で求めた測定値を送信するための２線インターフェイス部をさらに備える。２線式ループのみで電源電圧供給と測定結果の送信とを行うことができる。本発明の超音波流速計は、消費電力の低減化がなされているために、このような２線式ループからの低い電源電圧であっても好適に動作させることができる。
【００２１】
尚、本発明の超音波流速計を用いて被測定流体の流量を求める超音波流量計を構成することも可能である。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明の実施の形態を説明する。図１は、本発明の超音波流速計のブロック図である。
【００２３】
図において、本発明の超音波流速計１０は、大まかに、位相差のある２種類のバースト信号を発生するバースト信号発生部１１０と、一対の送受信用超音波探触子６、７と、各送受信用超音波探触子６、７からの受信信号をそれぞれ二値化する二値化部１１２と、それぞれ二値化された受信信号の位相差を求める位相差測定部１１６と、超音波伝搬時間測定部１１７と、位相差測定部１１６からの位相差信号に基づき被測定流体の流速及び流量を測定する流速測定部１１８と、を備えている。一対の送受信用超音波探触子６、７は、被測定流体が流れる管８に取り付けられる。管８には、その流速及び流量を測定するべき被測定流体９が流れている。
【００２４】
以下、各部について図２の詳細ブロック図を用いて説明していく。
【００２５】
バースト信号発生部１１０は、トリガ回路１と、送信信号発生回路２と、タイミング回路３とを備えている。トリガ回路１は、設定された送信繰り返し間隔で送信トリガ信号Ｓ２２を発生するものであり、この信号Ｓ２２は、送信信号発生回路２及びタイミング回路３の他に、後述の超音波伝搬時間測定部１１７に送信される。タイミング回路３は、送信トリガ信号Ｓ２２に基づき、後述の送信漏れマスク信号Ｓ２３と、サンプルアンドホールド回路制御信号Ｓ３２を出力するものである。送信信号発生回路２は、送信トリガ信号Ｓ２２に基づき、互いに位相の異なったバースト信号である送信信号Ａと送信信号Ｂとを同時に発生させるものである。送信信号発生回路２は、ロジックＩＣによって構成されており、ロジックＩＣの出力波形が矩形であるために生じる高周波成分と低周波成分を除去するためのバンドパスフィルタが組み合わされることが望ましい。
【００２６】
図３は、送信信号発生回路２の詳細構成を示したブロック図である。送信信号発生回路２は、タイマ回路４６と、発振回路４７と、論理積回路４８と、論理反転回路５０と、遅延回路５１と、論理積回路５２、５３、５４、５５と、論理和回路５６、５７とから構成される。
【００２７】
トリガ回路１からの送信トリガ信号Ｓ２２は、タイマ回路４６に入力される。タイマ回路４６は、送信パルス幅に対応した矩形パルスを出力するものであり、発振回路４７は、超音波探触子の周波数に合わせた連続パルス信号を発生させるものである。タイマ回路４６の出力と発振回路４７の出力は論理積回路４８に入力され、論理積回路４８で論理積がとられてバースト信号が発生される。論理積回路４８から出力されるバースト信号は、遅延回路５１の入力及び論理積回路５２と論理積回路５５のそれぞれ一方の入力に、それぞれ供給される。遅延回路５１は、論理積回路４８の出力を例えば９０度といった所定角度の位相差に対応した時間分だけ遅延させるものである。遅延回路５１からの出力は、論理積回路５３及び論理積回路５４のそれぞれの一方の入力に、それぞれ供給される。後述の演算回路３６から出力される位相制御信号Ｓ４４は、論理反転回路５０の入力及び論理積回路５２と論理積回路５４のそれぞれ他方の入力に、それぞれ供給される。位相制御信号Ｓ４４を反転する論理反転回路５０の出力は、論理積回路５３と論理積回路５５のそれぞれの他方の入力に、それぞれ供給される。論理積回路５２と論理積回路５３の出力は論理和回路５６の２つの入力にそれぞれ入力される。論理積回路５４と論理積回路５５の出力は論理和回路５７の２つの入力にそれぞれ入力される。論理和回路５６の出力は送信信号Ａ、論理和回路５７の出力は送信信号Ｂとなる。通常の測定時には、位相制御信号Ｓ４４はハイレベルとなっており、論理積回路４８から出力されるバースト信号は、直接、論理積回路５２を介して論理和回路５６から出力されて送信信号Ａとなる。また、論理積回路４８から出力されるバースト信号は、遅延回路５１によって９０度位相が遅れたバースト信号となり、論理積回路５４を介して論理和回路５７から出力されて、送信信号Ｂとなる。また、位相制御信号Ｓ４４をローレベルとすると、論理和回路５６から出力される送信信号Ａが、論理和回路５７から出力される送信信号Ｂに対して９０度位相の遅れたものとなり、位相制御信号Ｓ４４によって、送信信号Ａと送信信号Ｂの位相が交代される。
【００２８】
上記送信信号Ａ及び送信信号Ｂは、それぞれ送受信用超音波探触子６及び送受信用超音波探触子７に送信される。送受信用超音波探触子６及び送受信用超音波探触子７は、バースト信号である送信信号Ａ及び送信信号Ｂを超音波に変換して、管８内の被測定流体９中に送信すると共に、被測定流体９中を伝搬した超音波を受信して、受信信号Ａと受信信号Ｂにそれぞれ変換して出力するものである。これらの送受信用超音波探触子６、７は、超音波が適切に送受信されるために、適切な位置関係で管８に取り付けられていなければならず、一方の送受信用超音波探触子（図の例の場合には、超音波探触子６）が上流側に、他方の送受信用超音波探触子（図の例の場合には、超音波探触子７）が下流側に配置される。このとき、送受信用超音波探触子６、７は、管８の外側に取り付けられていても、または管８の内側に取り付けられていてもよい。
【００２９】
これらの送受信用超音波探触子６、７からの受信信号Ａ、Ｂは、前記二値化部１１２に入力される。二値化部１１２は、増幅回路１４、１５と、二値化回路１６、１７と、包絡線検波回路１８、１９と、二値化回路２４、２５とを備えている。増幅回路１４、１５は、受信信号Ａ、Ｂを増幅するものであるが、不要な雑音成分を除去するために、適切に帯域幅が設定されていなければならない。但し、本発明の特徴とするところの低消費電力、換言すれば高い感度によって、これらの増幅回路１４、１５は、場合によっては省略することも可能である。増幅回路１４及び増幅回路１５の出力はそれぞれ二値化回路１６及び二値化回路１７に入力される。二値化回路１６、１７は、二値化回路２４、２５からの出力がハイレベルになっている期間中、増幅回路１４及び増幅回路１５の出力の二値化を行うものであり、比較回路等で構成される。
【００３０】
各二値化回路１６、１７の構成例を図４に示す。二値化回路１６及び１７は、増幅回路１４及び増幅回路１５の出力を、０Ｖ付近の電圧を閾値として、比較回路で比較するだけの構成とすることもできるが、図４に示した例は、比較回路内部で生じるオフセット電圧の変動等による影響を除去し、以降の位相差の検出精度を上げるために、二値化された信号のデューティ比を常に５０％に維持するオフセット電圧調整手段を備えたものである。即ち、二値化回路１６、１７は、比較回路７３の他に、サンプルアンドホールド回路７２と、ローパスフィルタ７４と、論理積回路７５とからなるオフセット電圧調整手段を備えている。二値化回路２４、２５からの出力は、サンプルアンドホールド回路７２の制御信号となっており、二値化回路２４、２５からの出力がハイレベルであるとき、サンプルアンドホールド回路７２は、ローパスフィルタ７４からの出力をそのまま比較回路７３のマイナス入力端子に送出し、二値化回路２４、２５からの出力がローレベルであるとき、サンプルアンドホールド回路７２は、ローレベルとなる直前のローパスフィルタ７４からの出力を比較回路７３のマイナス入力端子に送出し続ける。比較回路７３は、増幅回路１４または増幅回路１５の出力と、サンプルアンドホールド回路７２の出力とを比較する。仮に、サンプルアンドホールド回路７２の制御信号である二値化回路２４、２５からの出力がハイレベルである期間に、比較回路７３の出力のデューティ比が５０％よりも大きくなった場合、ローパスフィルタ７４の出力は増加し、その結果、比較回路７３のマイナス入力端子の電圧レベルは上昇し、比較回路７３のデューティ比は減少する。逆に、サンプルアンドホールド回路７２の制御信号である二値化回路２４、２５からの出力がハイレベルである期間に、比較回路７３の出力のデューティ比が５０％よりも小さくなった場合、ローパスフィルタ７４の出力は減少し、その結果、比較回路７３のマイナス入力端子の電圧レベルは下降し、比較回路７３のデューティ比は増加する。以上のような動作によって、比較回路７３の内部等で生じるオフセット電圧の変化にもかかわらず、サンプルアンドホールド回路７２の制御信号がハイレベルである期間において、比較回路７３の出力のデューティ比を常に５０％に保つことが可能となる。そのため、受信信号パルスの周期をＴとすると、二値化回路１６、１７に現れるパルスのパルス幅を正確にＴ／２とすることができる。論理積回路７５の出力である二値化回路出力は、対応する二値化回路２４、２５出力がハイレベルとなる期間以外は、ローレベルに保持されるため、二値化回路１６、１７より以降の回路は、静定した状態を保ち、結果として、それらの回路で消費される電力を低減させることができる。ローパスフィルタ７４は回路の正確な動作のため、能動フィルタとすることが望ましい。また、図示の例では、サンプルアンドホールド回路７２がローパスフィルタ７４とは別個であるとして説明したが、ローパスフィルタ７４とサンプルアンドホールド回路７２とが一体化されたものとする構成とすることも容易に考えることができる。
【００３１】
図２に戻り、前記増幅回路１４、１５の出力は、包絡線検波回路１８、１９にも入力される。包絡線検波回路１８、１９には、前記タイミング回路３からの送信漏れマスク信号Ｓ２３が入力されており、包絡線検波回路１８、１９は、この送信漏れマスク信号Ｓ２３によってマスクされた信号以外の信号の包絡線検波を行うものである。送信漏れマスク信号Ｓ２３は、タイミング回路３において、送信トリガ信号Ｓ２２を基にして作られるもので、送信信号Ａ及び送信信号Ｂが出力されている時間にハイレベルとなり、受信信号Ａ及び受信信号Ｂが現れる時間にはローレベルとなる。
【００３２】
包絡線検波回路１８と包絡線検波回路１９の出力は、それぞれ二値化回路２４と二値化回路２５の入力に接続される。二値化回路２４、２５は、包絡線検波回路１８、１９からの信号を所定の閾値電圧Ｔｈ１で二値化するものである。この二値化の際の閾値電圧Ｔｈ１は回路の最適な動作のために雑音レベル以上に設定されていなければならない。二値化回路２４、２５は、それぞれ二値化回路１６、１７及び超音波伝搬時間測定部１１７にそれぞれ接続される。
【００３３】
次に、二値化回路１６、１７でそれぞれ二値化された受信信号は、前記位相差測定部１１６に入力される。位相差測定部１１６は、排他的論理和回路３０と、サンプルアンドホールド回路３１と、ローパスフィルタ３３と、Ａ／Ｄ変換回路３５とを備えている。排他的論理和回路３０は、二値化回路１６、１７からの受信信号から排他的論理和信号を出力するものである。この排他的論理和は、前記２つの受信信号の位相差に応じて変化するものであり、その出力は、サンプルアンドホールド回路３１に入力される。サンプルアンドホールド回路３１には、前記タイミング回路３からのサンプルアンドホールド回路制御信号Ｓ３２が入力されており、サンプルアンドホールド回路３１は、この制御信号Ｓ３２がハイレベルとなっている間は、排他的論理和信号のサンプルアンドホールドを行い、制御信号Ｓ３２がローレベルとなっている間は、その値を維持するようになっている。サンプルアンドホールド回路３１からの出力はローパスフィルタ３３へと送られる。ローパスフィルタ３３は、高域成分を除去して低周波信号（直流電圧）に変換するものであり、その直流電圧レベルは、前記受信信号の位相差に応じたものとなる。そして、その出力は、Ａ／Ｄ変換回路３５でＡ／Ｄ変換される。
【００３４】
前記二値化回路２４、２５からの出力は、前記超音波伝搬時間測定部１１７にも入力される。超音波伝搬時間測定部１１７は、ラッチ回路２８、２９と、ローパスフィルタ３７、３８と、加算回路３９と、Ａ／Ｄ変換回路４１とを備える。ラッチ回路２８、２９は、前記送信トリガ信号Ｓ２２の立ち上がりでセットされ、二値化回路２４、２５からの立ち上がりによってそれぞれリセットされる信号を出力するものであり、この信号の幅は、送信から受信までの超音波伝搬時間に対応している。これらのラッチ回路２８、２９からの出力は、それぞれローパスフィルタ３７、３８によって、高域成分を除去して低周波信号（直流電圧）に変換され、その直流電圧レベルは、送信から受信までの時間差に応じたものとなる。加算回路３９は、ローパスフィルタ３７、３８からのそれぞれの直流電圧を加算するものであり、その出力は、Ａ／Ｄ変換回路４１でＡ／Ｄ変換される。
【００３５】
前記Ａ／Ｄ変換回路３５及び前記Ａ／Ｄ変換回路４１でそれぞれＡ／Ｄ変換された信号は、前記流速測定部１１８に入力される。流速測定部１１８は、演算回路３６と、表示部４２と、キーボード等の入力部４３とを備える。演算回路３６は、ＣＰＵ、メモリ等を有するマイクロコンピュータで構成することができ、超音波伝搬時間測定部１１７からの出力と、位相差測定部１１６からの出力とから、被測定流体の流速及び流量を求めるものである。また、入力部４３からの入力または、所定時間毎に自動的に、測定モードと校正測定モードとを選択することができ、この選択によって演算回路３６から前記位相制御信号Ｓ４４が出力され、測定時には位相制御信号Ｓ４４がハイレベル、校正測定時には、位相制御信号Ｓ４４がローレベルとなるように設定されている。
【００３６】
以上のように構成される超音波流速計の作用を図５ないし図１１の信号のタイミングチャートを参照しながら説明していく。
【００３７】
１．超音波伝搬時間の測定
まず、図５を用いて、超音波伝搬時間の測定について説明する。トリガ回路１からは、設定された送信繰り返し間隔Ｔ0で送信トリガ信号Ｓ２２が発生しており、この送信トリガ信号Ｓ２２に同期して送信信号発生回路２から送信信号Ａと送信信号Ｂが発生される。図５では同じ波形で示しているが、この送信信号Ａと送信信号Ｂは位相が異なるバーストパルスであり、その送信パルス幅Ｔ1はほぼ等しくなっている。受信信号Ａ及び受信信号Ｂは、送信開始のタイミングから超音波伝搬時間ｔ0を経てから受信される。管８の内部に流れがある場合には受信信号Ａと受信信号Ｂの現れる時間には流体に応じた時間差が生じる。増幅回路１４、１５でそれぞれ増幅された結果、増幅回路１４、１５の出力には送信漏れ信号Ｓ１、Ｓ２と受信信号Ａ、Ｂとがそれぞれ現れる。
【００３８】
増幅回路１４、１５の出力は、包絡線検波回路１８、１９へと入力される。送信漏れ信号Ｓ１、Ｓ２と受信信号Ａ、Ｂとの強度は、実際には１０００倍程度の違いがあり、送信漏れ信号Ｓ１、Ｓ２が受信信号Ａ、Ｂに比較して圧倒的に大きい。包絡線検波回路１８、１９の応答性があまり良くないために、このまま、送信漏れ信号Ｓ１、Ｓ２を残しておくと、受信信号Ａ、Ｂの包絡線をとることができなくなってしまう。そのため、この実施形態では、タイミング回路３からの送信漏れマスク信号Ｓ２３によって包絡線検波回路１８の出力と、包絡線検波回路１９の出力を抑圧している。送信信号Ａ及びＢが出力されている時間、即ち、送信漏れマスク信号Ｓ２３がハイレベルとなる時間は、包絡線検波回路１８と包絡線検波回路１９との出力は抑圧される。結果として包絡線検波回路１８の出力及び包絡線検波回路１９の出力には受信信号Ａ、Ｂに対応する信号のみが現れる。二値化回路２４、２５からは、この包絡線信号が所定の閾値電圧Ｔｈ１を超えた時点で、ハイレベルに立ち上がる信号が出力される。ラッチ回路２８、２９からの出力には、送信の開始から、この二値化回路２４、２５がハイレベルとなるまで、言い換えれば、受信信号Ａ及び受信信号Ｂが現れるまでハイレベルとなる信号が現れる。
【００３９】
ラッチ回路２８出力と、ラッチ回路２９出力とは、管８の内部を流れる被測定流体９の速度に応じてパルス幅に差が生じるが、ラッチ回路２８出力とラッチ回路２９出力のパルス幅を加算したものは管８の内部に流れがない場合の超音波伝搬時間に定数を加算したものに比例したものとなる。ローパスフィルタ３７出力とローパスフィルタ３８出力を加算した加算回路３９からの出力信号である超音波伝搬時間信号電圧Ｖ0は、送信繰返し間隔をＴ0、超音波伝搬時間をｔ0、ラッチ回路２８とラッチ回路２９の電源電圧レベルをＶCC、定数をｔcとすると、
【００４０】
【数１】
0004886120.tif 000002
と表される。こうして、超音波伝搬時間ｔ0を求めることができる。超音波伝搬時間ｔ0については精度が厳しく要求されないために、包絡線検波回路１８、１９で捉えた受信信号を用いることにより、十分な測定が可能である。
【００４１】
尚、ここでは、加算回路３９を用いて超音波伝搬時間ｔ0を求めることとしたが、演算回路３６によって、ソフトウェア的に加算をすることも可能である。また、受信信号Ａと受信信号Ｂとの時間差が、求めるべき超音波伝搬時間ｔ0に比較して著しく小さいと判断される場合は、ローパスフィルタ３７またはローパスフィルタ３８のいずれか片方のみを用いて直接そのローパスフィルタから超音波伝搬時間ｔ0を求めても問題ないことは容易に理解されるであろう。また、この超音波伝搬時間ｔ0は、管８内部の流体９の温度に関係することから、この装置によって流体の温度を測定することも可能になることは、容易に理解されるであろう。
【００４２】
２．流速の測定
次に、図６ないし図８を用いて、流速の測定を説明する。図６は、測定時における、送信トリガ信号Ｓ２２と、送信信号発生回路２から出力される送信信号Ａと送信信号Ｂとの先頭部分のみを表した図である。このとき、位相制御信号Ｓ４４は、ハイレベルとなっており、送信信号Ｂが送信信号Ａに対して遅延回路５１による遅延時間に対応する位相差だけ位相の遅れたものとなっている。即ち、送信信号Ａは送信トリガ信号Ｓ２２の先頭から始まるバーストパルスであり、送信信号Ｂは、遅延回路５１によって送信トリガ信号Ｓ２２から一定の時間ｔpだけ遅延して始まるバーストパルスである。例えば送信信号Ａと送信信号Ｂの位相差が９０度となるように決められる。バーストパルスの波数は管８の口径等に応じて変えられることが望ましい。また、送信信号Ａと送信信号Ｂの波数及び振幅は同じであることが望ましく、また、送信信号周期Ｔも、送信信号Ａと送信信号Ｂとで等しく、超音波探触子６、７の最大感度となる周波数の逆数程度とすることが望ましい。
【００４３】
図７は、上記送信信号Ａと送信信号Ｂが、それぞれ超音波探触子６、７から超音波として送信されて、管８内の被測定流体９中を伝搬して、対向する超音波探触子７、６で受信された受信信号Ｂと受信信号Ａの先頭付近での回路の動作を示す図である。図示のように、超音波探触子６、７によって受信された受信信号Ａ、Ｂは、超音波探触子６、７と管８からなる超音波伝送系の周波数特性に応じて立ち上がり部分が送信波形に比べて鈍る。
【００４４】
受信信号Ａ、Ｂは、包絡線検波回路１８、１９及び二値化回路２４、２５を通る。包絡線検波回路１８、１９は、それぞれ受信信号Ａ及び受信信号Ｂを包絡線検波した包絡線信号を出力し、二値化回路２４、２５は、この包絡線信号が所定の閾値Ｔｈ１を超えた時点で、ハイレベルになる信号を出力する。二値化回路１６、１７は、二値化回路２４、２５がハイレベルになっている期間中、受信信号Ａ、Ｂが０Ｖを超えるときのみハイレベルとなる信号を出力する。
【００４５】
図８は、受信信号Ａと受信信号Ｂの受信パルスの中間付近での二値化回路１６、１７以降の回路の動作を示す図である。実線は、管８内部に流れが存在していない場合を表している。送信信号には時間差があるため、管８の内部に流れがない場合であっても受信信号Ａ及び受信信号Ｂには時間差が生じており、受信信号Ａは、受信信号Ｂに対して９０度位相が遅れている。受信信号周期Ｔは、送信信号のバーストパルスの周期と等しい。二値化回路１６、１７による出力は、受信信号Ａ、Ｂが０Ｖを超えるときのみハイレベルとなる信号となり、受信信号Ａ、Ｂの位相情報のみが取り出されたものであると考えることができる。その二値化された受信信号を、排他的論理和回路３０で排他的論理和をとると、デューティ比が５０％のパルス列となる。このパルス列がローパスフィルタ３３によって直流信号に変換される。このローパスフィルタ出力Ｖ1は、排他的論理和回路３０の電源電圧をＶCCとすると、
【００４６】
【数２】
0004886120.tif 000003
となる。
【００４７】
管８の被測定流体９に流れが存在する場合、上流側の超音波探触子６で受信する時間は一層遅れ、下流側の超音波探触子７で受信する時間はやや早くなり、図８の点線で表した波形となる。これらの波形に対して排他的論理和回路３０で排他的論理和をとると、デューティ比が５０％よりも大きいパルス列となるので、ローパスフィルタ出力Ｖ1は、
【００４８】
【数３】
0004886120.tif 000004
となり、増加する。逆に、流速がマイナス、即ち逆向きであれば、ローパスフィルタ出力Ｖ1は減少する。このようにローパスフィルタ出力Ｖ1は流速によって変化するため、このローパスフィルタＶ1出力をＡ／Ｄ変換回路３５でＡ／Ｄ変換した後、演算回路３６に入力して、演算回路３６で流速を演算することができる。
【００４９】
図９は、２つの送信信号Ａ、Ｂパルスの位相差が９０度であり、管８内の被測定流体９に流速があり、さらに受信信号に４５度の位相のずれを生じさせる遅延がある場合の、受信信号Ａと受信信号Ｂの受信パルスの中間付近の回路の動作を示す図である。受信信号Ａと受信信号Ｂとの位相差は、管８の内部の流れのために送信パルスの位相差からさらに４５度ずれ、その結果１３５度ずれたものとなっている。この場合、排他的論理和回路３０からの排他的論理和の結果は、デューティ比７５％のパルス列となる。このローパスフィルタ出力Ｖ1は、電源電圧をＶCCとすると、
【００５０】
【数４】
0004886120.tif 000005
となる。
【００５１】
いま、２つの送信信号パルスの位相差が９０度であり、仮に２つの受信信号Ａ、Ｂの間にｔdの位相差を発生させるような流れが管８の内部に発生した場合、ローパスフィルタ３３の出力Ｖ1である位相差信号Ｖ1は、
【００５２】
【数５】
0004886120.tif 000006
と表すことができる。このようにして、図１及び図２に示す装置により、送信信号の位相にして９０度に相当する時間差を生じさせる流速を限度として流速を測定することができる。
【００５３】
（１）式及び（５）式におけるＶ0及びＶ1は、電源電圧ＶCCの変動を受けるが、これらの電圧レベルをディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換回路３５、４１の基準電圧として電源電圧ＶCCをそのまま利用することによって、この電源電圧ＶCCの影響を除去することが可能である。
【００５４】
このようにバースト信号同士の位相差を求め、この位相差から流速を求めることにより、消費電力の大きい高速のカウンタなどを必要とせず、また、位相差をローパスフィルタ３３で直流電圧にすることにより、多数のデータの平均化をしたことと等価となり、精度の良い測定が可能となる。また、バースト信号を用いることで、センサは、一対の送受信用超音波探触子６、７だけでよく、装置の低コスト化、小型化が可能となる。
【００５５】
排他的論理和回路３０では、時間差の僅かな入力に対する応答性が悪いため、送信信号Ａ、Ｂに位相差を設けることにより、流速が小さい場合でもその流速に対応する僅かな時間差を、排他的論理和回路３０で捕らえることができるようになる。また、流速の向きも、ローパスフィルタ３３の出力Ｖ1の増減で判断することができるようになる。
【００５６】
３．感度の改善
前記排他的論理和回路３０から出力される位相差を表す排他的論理和は、サンプルアンドホールド回路３１を介して、ローパスフィルタ３３でフィルタリングされる。図１０は、受信パルスとサンプルアンドホールド回路３１の動作のタイミングを示すための図であり、受信信号パルスが生じている部分のみを拡大したものである。受信信号Ａの到来時間は受信信号Ｂの到来時間よりも遅れているが、パルス全体からすると極めて僅かな時間である。受信信号Ａ及び受信信号Ｂが受信されている期間に、排他的論理和回路３０から信号が出力される。
【００５７】
サンプルアンドホールド回路制御信号Ｓ３２は、排他的論理和回路３０の出力のパルスの中心付近のみを切り出すためのものである。サンプルアンドホールド回路制御信号Ｓ３２は、タイミング回路３において、送信トリガ信号Ｓ２２を基にして作られるもので、おおよそ受信信号の中央付近に相当するタイミングで生成されるものである。
【００５８】
サンプルアンドホールド回路制御信号Ｓ３２がハイレベルの期間中には、サンプルアンドホールド回路３１は排他的論理和回路３０の出力を切り出し、サンプルアンドホールド回路制御信号Ｓ３２がローレベルの期間中には、サンプルアンドホールド回路３１は高インピーダンス状態となり、ローパスフィルタ３３の出力を保持する。
【００５９】
ローパスフィルタ３３の出力はサンプルアンドホールド回路３１の出力の高域成分を除去したものであり、その電圧が流速に対応したものとなる。ローパスフィルタ３３の時定数が比較的小さい場合、前回の超音波の送受信の際の流速と現時点での流速との差がローパスフィルタ３３出力に変位電圧Ｖdとして現れることになる。
【００６０】
このようにして、サンプルアンドホールド回路制御信号Ｓ３２によって、排他的論理和回路３０から信号が出力されている中間部分のみを切り出すことによって、排他的論理和回路３０の出力のパルスの両端付近で感度の不足等が原因となって位相情報が不安定となることの影響を排除することができると共に、受信信号の中で振幅の最も高いところを使用することにより、感度を良好にすることができる。
【００６１】
尚、サンプルアンドホールド回路制御信号Ｓ３２のハイレベルとなっている期間であるサンプルアンドホールド期間ｔ4は、ローパスフィルタ３３の出力を正確に流速に反映した値とするために、正確に送信信号周期の倍数とすることが望ましい。このような期間の設定は、論理回路を用いることによって、容易に実現することができる。
【００６２】
４．校正測定
以上説明した構成において、送信信号Ａ、Ｂとの位相差の変化や、二値化回路１６、１７の動作速度の変化などにより、測定電圧Ｖ1にドリフト成分が生じることがあり、このドリフト分を校正によって除去することが望ましい。そのため、定期的に校正を行う。
【００６３】
そのため、入力部４３からの入力によってまたは定期的に、演算回路３６から前記位相制御信号Ｓ４４が出力される。位相制御信号Ｓ４４がローレベルとなると、送信信号発生回路２からは、図３に示したように、論理積回路４８から出力されるバースト信号は、直接、論理積回路５５を介して論理和回路５７から出力されて送信信号Ｂとなる。また、論理積回路４８から出力されるバースト信号は、遅延回路５１によって９０度位相が遅れたバースト信号となり、論理積回路５３を介して論理和回路５６から出力されて、送信信号Ａとなる。
【００６４】
図１１は、校正測定時における送信信号の先頭付近のみを示す図である。この状態では、送信信号Ａと送信信号Ｂは、図６における送信信号Ａと送信信号Ｂとの時間差が逆転する。送信時間差は通常測定時の送信時間差と同じにすることが望ましい。
【００６５】
校正測定時には、送信信号Ａ及び送信信号Ｂは管８の内部を経由せずに直接それぞれ受信信号Ａ及び受信信号Ｂとして増幅回路１４及び増幅回路１５に入る。この場合、飽和による悪影響を防止するために、校正測定時には、増幅回路１４、１５は送信漏れに合わせて、そのゲインが小さくなるように切り替えられることが望ましい。また、送信漏れマスク信号Ｓ２３は無効となり、サンプルアンドホールド回路制御信号Ｓ３２は超音波信号が管８の内部を伝搬して受信された時刻ではなく、送信信号が存在する時刻でハイレベルとなるようなパルス信号に切り替わる。その他はこれまでに説明してきたように回路は動作し、結果として位相差信号として送信漏れ信号の位相差に応じた電圧ＶSが現れる。
【００６６】
実際の回路においては、回路素子の性能のばらつきが存在する。いま、送信信号Ａと送信信号Ｂとの時間差をｔp、増幅回路１４及び増幅回路１５から排他的論理和回路３０までの遅延時間の遅延時間の違いをｔe、流速による遅延時間をｔdとすると、通常の測定時の位相差信号Ｖ1は、
【００６７】
【数６】
0004886120.tif 000007
となり、校正測定時の位相差信号ＶSは、
【００６８】
【数７】
0004886120.tif 000008
となる。したがって、この両者の差分Ｖ1−ＶSは、
【００６９】
【数８】
0004886120.tif 000009
となる。つまり、演算回路３６によって定期的に校正測定時の位相差信号ＶSを測定するように装置を制御し、通常測定された位相差信号Ｖ1との差分をとると、その電圧には二値化回路１６や二値化回路１７の動作速度の変化などによって通常測定時の位相差信号Ｖ1に生じたドリフト成分を除去することができ、結果として高精度の流速測定をすることができる。校正測定によって高い精度を得るためには、図３中の各論理回路の信号伝搬遅延時間ができるだけ同じであることが望ましい。
【００７０】
５．測定流速範囲の拡大
ところで、以上に説明した図１及び図２の構成では、被測定流体９の流速が大きくなり、受信信号Ａ、Ｂの位相差が１８０度以上ずれると、排他的論理和回路３０からの出力は、１８０度以上か、１８０度以下かを識別することができなくなる。すなわち、測定流速範囲は、受信信号Ａ、Ｂの位相差が０度から１８０度の範囲であり、測定流速範囲に限度がある。そこで、測定流速範囲を拡大するために、図１２に示すように、二値化部１１２と位相差測定部１１６及び超音波伝搬時間測定部１１７との間に、分周部１１４を設ける。図１３は、分周部１１４の詳細構成を示したブロック図である。分周部１１４は、分周回路２０、２１と、遅延回路２６、２７とから構成される。
【００７１】
二値化回路１６、１７の出力が、それぞれ分周回路２０、２１のクロック入力端子に接続され、二値化回路２４、２５の出力が、それぞれ遅延回路２６、２７の入力に接続される。遅延回路２６、２７の出力は、それぞれ分周回路２０、２１のリセット端子に接続される。分周回路２０、２１の出力は、排他的論理和回路３０の入力に接続される。
【００７２】
図１４は、この分周部を用いた場合の受信信号Ａと受信信号Ｂの先頭付近での回路の動作を示す図である。
【００７３】
受信信号Ａ、Ｂは、包絡線検波回路１８、１９及び二値化回路２４、２５を通る。包絡線検波回路１８、１９は、それぞれ受信信号Ａ及び受信信号Ｂを包絡線検波した包絡線信号を出力し、二値化回路２４、２５は、この包絡線信号が所定の閾値Ｔｈ１を超えた時点で、ハイレベルになる信号を出力する。遅延回路２６、２７では、この信号から所定遅延時間ｔ3Ａ、ｔ3Ｂだけ遅らせた信号を出力する。この遅延時間ｔ3Ａ、ｔ3Ｂは、受信信号の立ち上がりの不安定部分を除き、分周の開始時点を安定した部分から分周を始めるために設定されるものであり、流体の流速の変化によって受信信号Ａ及び受信信号Ｂが移動する場合でもこれらの信号の移動に伴って移動するようになる。遅延時間ｔ3Ａ及び遅延時間ｔ3Ｂは通常は同じであり、遅延回路２６の出力及び遅延回路２７の出力の立ち上がりエッジがそれぞれ二値化回路１６出力及び二値化回路１７出力の立ち下がりエッジにできるだけ一致するように回路定数が設定されていることが望ましい。分周回路２０、２１出力は、遅延回路２６出力及び遅延回路２７出力がハイレベルの時のみ、それぞれ二値化回路１６、１７出力の立ち上がりエッジのタイミングで状態が遷移する信号となる。分周回路２０及び分周回路２１出力の初期値は各送信ごとに同じであり、このような信号を発生させるために、分周回路２０、２１は、二値化回路１６、１７出力をクロックとし、遅延回路２６、２７出力を負論理の非同期リセット信号として動作するロジック回路によって簡単に実現することができる。排他的論理和回路３０の出力は、分周回路２０出力と分周回路２１出力との排他的論理和の結果であり、受信信号Ａと受信信号Ｂの時間差に応じた幅のパルス列となる。
【００７４】
図１５は、受信信号Ａと受信信号Ｂの受信パルスの中間付近での回路の動作を示す図である。図１５は、管８内部に流れが存在していない場合を表しており、受信信号Ａと受信信号Ｂの位相差が９０度であり、受信信号Ａと受信信号Ｂとの位相差は、管８の内部に流れが存在しないために送信パルスの位相差と等しくなり、その結果９０度ずれたものとなっている。分周回路２０、２１により１段の分周を行った後、排他的論理和をとった結果、この場合、排他的論理和の結果は、デューティ比２５％のパルス列となる。ローパスフィルタ３３の出力Ｖ1は、電源電圧をＶCCとすると、
【００７５】
【数９】
0004886120.tif 000010
となる。
【００７６】
図１６は、２つの送信信号Ａ、Ｂパルスの位相差が９０度であり、管８内の被測定流体９に流速があり、さらに受信信号に９０度の位相のずれを生じさせる遅延がある場合の、受信信号Ａ、Ｂパルスの中間付近の回路の動作を示す図である。受信信号Ａと受信信号Ｂとの位相差は、管８の内部の流れのために送信パルスの位相差からさらに９０度ずれ、その結果１８０度ずれたものとなっている。この場合、排他的論理和回路３０からの排他的論理和の結果は、デューティ比５０％のパルス列となる。このローパスフィルタ出力Ｖ1は、電源電圧をＶCCとすると、
【００７７】
【数１０】
0004886120.tif 000011
となる。
【００７８】
いま、２つの送信信号パルスの位相差が９０度であり、仮に２つの受信信号Ａ、Ｂの間にｔdの位相差を発生させるような流れが管８の内部に発生した場合、ローパスフィルタ３３の出力Ｖ1である位相差信号Ｖ1は、
【００７９】
【数１１】
0004886120.tif 000012
と表すことができる。このようにして、２つの受信信号Ａ、Ｂに２７０度までの位相差を発生させる流速の測定が可能になることが理解されるであろう。このように分周比を２として、測定範囲を２倍に広げることができる。分周比を適当に選ぶことにより、例えば１から５程度の範囲で切り替えることにより、測定範囲を広げることができる。図１３では、分周回路が１段である場合を例として示したが、同様の分周回路を複数段縦続に接続することにより、さらに測定流速範囲を拡大することが可能である。
【００８０】
６．校正測定２
図１７は、４．校正測定で説明した図３のような位相切り替え回路の代わりとなるもので、一対の超音波探触子６、７のそれぞれの端子に切り替え回路を取り付けた構成例を表している。従って、図１７に示した切り替え回路の部分が存在する場合には、図３における位相を切り替える機能は不要となる。
【００８１】
図１７に示したように、切り替え回路８０、８１は、バースト信号発生部１１０と二値化部１１２との間に設けられており、送信信号Ａは、切り替え回路８０を経由して超音波探触子６または切り替え回路８１を経由して超音波探触子７のいずれかに入力されるようになっている。同様に、送信信号Ｂは、切り替え回路８１を経由して超音波探触子７または切り替え回路８０を経由して超音波探触子６のいずれかに入力されるようになっている。受信信号Ａは、切り替え回路８０によって選択された超音波探触子６または切り替え回路８１によって選択された超音波探触子７で受信された超音波信号のいずれかとなる。同様に、受信信号Ｂは、切り替え回路８１で選択された超音波探触子７または切り替え回路８０で選択された超音波探触子６で受信された超音波信号のいずれかとなる。切り替え回路８０及び切り替え回路８１の切り替え方向は、同時に変化するようになっている。また、図１３に示す分周部１１４を備えている場合には、二値化回路１６の出力の極性を図１７中の切り替え回路８０、８１と連動して切り替わるような機構が用意されるとよい。
【００８２】
図１８は、各切り替え回路８０、８１が図１７に示される切り替え状態とは逆の切り替え状態であるとし、管８内の流れによってさらに受信信号に４５度の位相のずれを生じさせる遅延がある場合の受信信号Ａと受信信号Ｂの受信パルスの中間付近での回路の動作を示す図である。尚、各切り替え回路８０、８１が図１７に示される切り替え状態である場合には、図９に示されるものと同一となる。
【００８３】
図１８においては、受信信号Ａと受信信号Ｂとの位相差は、送信信号に生じている位相差９０度から管８の内部の流れによって生じる４５度の位相差を引いた結果の４５度となる。この場合、排他的論理和回路３０からの排他的論理和の結果は、デューティ比２５％のパルス列となる。このローパスフィルタ出力Ｖ1は、電源電圧をＶCCとすると、
【００８４】
【数１２】
0004886120.tif 000013
となる。つまり、図１７に示される回路を使用した場合、図１７の各切り替え回路が図１７に示される通りであれば、ローパスフィルタ出力Ｖ1は、管８の内部の流速に比例して増加し、図１７の各切り替え回路が図１７に示される切り替え状態とは逆の切り替え状態となっている場合には、ローパスフィルタ出力Ｖ2は、流速に比例して減少することになる。
【００８５】
実際の回路においては、回路素子の性能のばらつきが存在する。いま、送信信号Ａと送信信号Ｂとの時間差をｔp、増幅回路１４及び増幅回路１５から排他的論理和回路３０までの遅延時間の遅延時間の違いをｔe、流速による遅延時間をｔdとすると、図１７に示されている切り替え回路の状態では、ローパスフィルタ出力Ｖ1は、受信信号の周期をＴとして、
【００８６】
【数１３】
0004886120.tif 000014
となる。一方、図１７に示されている切り替え回路の状態とは逆の状態では、
【００８７】
【数１４】
0004886120.tif 000015
となる。演算回路によってＶ１とＶ２との差を計算すると、
【００８８】
【数１５】
0004886120.tif 000016
となり、これによって送信信号Ａと送信信号Ｂの時間差ｔp、受信回路から排他的論理和回路３０までの遅延時間の違いｔeの影響を除去できたことになり、結果として素子の性能のばらつきや温度特性の違いの影響が除去でき、高精度の流速測定が可能となる。
【００８９】
次に、図１９は、図１７に示す切り替え回路と、図１２に示す分周部１１４とが組み合わされた場合の受信信号Ａと受信信号Ｂの先頭付近での回路の動作を示す図であり、図１７に示す各切り替え回路が図１７に示される切り替え状態とは逆の切り替え状態となっており、さらに管８の内部に流れが存在しない場合である。尚、各切り替え回路８０、８１が図１７に示される切り替え状態である場合には、図１４に示したものと同一となる。
【００９０】
図１９において、超音波深触子７で受信された信号は受信信号Ａとなり、超音波探触子６で受信された信号は受信信号Ｂとなる。受信信号Ａと受信信号Ｂは図１４の受信信号Ａと受信信号Ｂと比べると、切り替えスイッチのために入れ違った関係となっている。包絡線検波回路１８出力と包絡線検波回路１９出力はそれぞれ受信信号Ａ及び受信信号Ｂを検波した波形となっており、二値化回路２４の出力及び二値化回路２５の出力は、それぞれ包絡線検波回路１８出力と包絡線検波回路１９出力を閾値電圧Ｔｈ１で二値化したものであり、この閾値電圧Ｔｈ１は、先の図１４における閾値電圧と同じ電圧である。遅延回路２６出力と遅延回路２７出力は、二値化回路２４出力及び二値化回路２５出力を遅延時間ｔ5Ａ及び遅廷時間ｔ5Ｂだけ遅らせたものである。図１７に示される各切り替え回路が図１７に示される状態となっている場合には、受信信号Ａが０Ｖを超えたときに二値化回路１６出力はハイレベルとなるが、図１７の各切り替え回路が図１７に示される状態と逆の状態となっている場合は、受信信号Ａが０Ｖよりも低いときに二値化回路１６出力がハイレベルとなる。一方で、図１７の切り替え回路の切り替え位置にかかわらず、受信信号Ｂが０Ｖを超えたときに二値化回路１７出力はハイレベルとなる。遅延時間ｔ5Ａ及び遅延時間ｔ5Ｂは、遅延回路２６の出力及び遅延回路２７の出力の立ち上がりエッジがそれぞれ二値化回路１６出力及び二値化回路１７出力の立ち下がりエッジにできるだけ一致するように回路定数が設定されていることが望ましい。そのためには、図１７の各切り替え回路の位置によって遅延時間ｔ5Ａは、遅延時間ｔ3Ａとは異なるように変化させなければならない。排他的論理和回路３０の出力は分周回路２０出力及び分周回路２１出力との排他的論理和の結果であり、受信信号Ａと受信信号Ｂの時間差に応じた幅のパルス列となる。
【００９１】
図２０は、図１７に示す切り替え回路と、図１２に示す分周部１１４とが組み合わされ、図１７中の各切り替え回路が図１７に示される場合とはそれぞれ逆となっている状態で、２つの送信信号Ａと受信信号Ｂとの位相差が９０度であり、管８内部に流れが存在しない場合の受信信号Ａと受信信号Ｂの受信パルスの中間付近での回路の動作を示す図である。図１７の各切り替え回路が図１７で示されている通りであれば、受信パルスの中間付近の回路の動作は図１５で示されるものと同一となる。図１７中の各切り替え回路が図１７とは逆の状態になっている場合、二値化回路１６出力は、受信信号Ａが０Ｖよりも下がったときにハイレベルとなり、二値化回路１７出力は、受信信号Ｂが０Ｖを超えたときのみハイレベルとなる。排他的論理和回路３０の出力は、分周回路２０出力及び分周回路２１出力の排他的論理和の結果であり、この場合は、デューティ比７５％のパルス列となる。このローパスフィルタ出力Ｖ2は、電源電圧をＶCCとすると、
【００９２】
【数１６】
0004886120.tif 000017
となる。管８の内部にある程度の流れが存在する場合、点線で示したように信号が変化し、その結果、ローパスフィルタ出力Ｖ2は減少することになる。
【００９３】
実際の回路においては、回路素子の性能のばらつきが存在する。いま、送信信号Ａと送信信号Ｂとの時間差をｔp、増幅回路１４及び増幅回路１５から排他的論理和回路３０までの遅延時間の遅延時間の違いをｔeとし、流量による遅延時間をｔdとすると、図１７に示されている切り替え回路の状態では、ローパスフィルタ出力Ｖ1は、受信信号の周期をＴとして、
【００９４】
【数１７】
0004886120.tif 000018
となる。一方、図１７に示されている切り替え回路の状態とは逆の状態では、
【数１８】
0004886120.tif 000019
となる。演算回路によってＶ1とＶ2の差を計算すると、
【数１９】
0004886120.tif 000020
となり、これによって送信信号Ａ及びＢの時間差ｔp、増幅回路１４及び増幅回路１５から排他的論理和回路３０までの遅延時間の違いｔeの影響を除去できたことになり、結果として素子の性能のばらつきや温度特性の違いの影響が除去でき、高精度の流量測定が可能となる。以上の例は、分周回路が１段の場合について説明したが、分周回路を複数段縦続に接続した場合であっても、同様の方法によって高精度の流速測定が可能となることは容易に理解できよう。
【００９５】
７．消費電力の低減
図２１は、図２に代わる他の構成例であり、消費電力をさらに低減させることを主目的として、増幅回路１４及び増幅回路１５を超音波の受信のタイミングにのみ動作させるようにしたものである。増幅回路１４及び増幅回路１５は、電源電圧を受けたときにのみ増幅動作を行うものとなっており、増幅回路１４、１５のために電源電圧を発生させる増幅器電源電圧発生回路４５が備えられている。
【００９６】
増幅器電源電圧発生回路４５は、タイミング回路３からの増幅回路電源トリガ信号Ｓ２４を受けて、電源電圧を発生させるもので、例えば、図示しない電源からの電圧を昇圧する昇圧回路やトランス回路で構成することができる。または、増幅回路電源トリガ信号Ｓ２４自体の電圧レベルが十分大きい場合には、この増幅回路電源トリガ信号Ｓ２４を電源電圧とすることで増幅器電源電圧発生回路４５自体を省略することも可能である。
【００９７】
増幅回路電源トリガ信号Ｓ２４は、タイミング回路３において、送信トリガ信号Ｓ２２を基にして作られるもので、おおよそ受信信号に相当するタイミングで生成されるものである。増幅回路電源トリガ信号Ｓ２４の入力から、増幅器電圧電圧発生回路４５から電源電圧が出力されるまでに遅延時間がある場合には、その遅延時間分を考慮したタイミングで、タイミング回路３で増幅回路電源トリガ信号Ｓ２４が生成されるとよい。
【００９８】
このように、増幅回路１４及び増幅回路１５は、電源電圧が発生している期間のみ電力を消費するため、常時電源を投入している場合と比較すると、消費電力を著しく低減することができる。また、消費電力が小さいために温度の上昇を抑えることができ、常時電源を印加する場合と比較して、増幅回路の信頼性を著しく向上させることができる。このため、回路の温度ドリフトの影響も低減することができる。
【００９９】
さらには、送信信号から受信信号までの間に強力な妨害波があったような場合に、増幅回路１４及び増幅回路１５が常時動作していると、以降の二値化回路１６、１７や包絡線検波回路１９、２０が動作して、電力を消費し、誤測定の原因となるおそれがあるが、このように、増幅回路１４及び増幅回路１５の動作を受信信号が発生するタイミングのみとしているために、このような妨害波の影響を除去することができる。
【０１００】
８．流速及び流量の演算
管８内を流れる流体９の流速Ｆlは、流れに沿う方向の超音波の伝搬時間ｔ1と流れに逆らう方向の超音波の伝搬時間ｔ2、流体以外における信号の伝搬時間τを用いて、一般に、
【０１０１】
【数２０】
0004886120.tif 000021
として求めることができる。ここでＫは定数である。これまでに説明してきた方法によれば、ｔ1−ｔ2をｔdとして、また（ｔ1＋ｔ2）／２をｔ0として、精度良く測定することができ、またＫ及びτは測定条件などから知ることができるため、結果として、管８内を流れる流体９の流速Ｆlを精度良く求めることができる。
【０１０２】
また、流速Ｆlが求まれば、この流速Ｆlを用いて管８内を流れる流体９の流量を精度良く求めることができる。
【０１０３】
演算回路３６には、予め求めておいたＫ、τの値を格納しておくことにより、流速Ｆlを求めることができる。さらには、流速Ｆlが求まれば、この流速Ｆlを用いて管８内を流れる流体９の流量を精度良く求めることができる。
【０１０４】
求めた流速Ｆlまたは流速Ｆl及び流量は、表示部４２で表示することができる。さらには、この流速計は、２線式の制御ループに接続することも可能である。図２２は、本発明の超音波流速計１０を２線式ループに接続した例を表している。超音波流速計１０は、この２線式ループ９０によって、遠隔された制御部９２と接続されている。制御部９２には、超音波流速計１０が動作するための電力を供給する電源９４が設けられており、２線式ループ９０には、４〜２０ｍＡの電流が流れる。超音波流速計１０には、２線式ループ９０から供給される電圧を調整する電圧調整器９６が設けられており、この電圧調整器９６によって調整された電圧が超音波流速計１０を構成する各素子へと供給される。
【０１０５】
また、２線式ループ９０を介して電源電圧が超音波流速計１０へと供給されるのみならず、この２線式ループ９０を介して、超音波流速計１０の演算回路３６で求められた流速、流速及び流量、または流量の測定結果が制御部９２へと送信される。このために、超音波流速計１０には、演算回路３６とに２線式ループ９０とを接続する２線インターフェース回路９８が設けられる。２線インターフェース回路９８は、例えば、Ｄ／Ａ変換器及びアナログ出力回路で構成することができ、演算回路３６から出力される流速、流速及び流量、または流量を表すディジタル信号をアナログ信号に変えて、４〜２０ｍＡの電流として、２線式ループ９０へと供給することができる。
【０１０６】
このようにして、制御部９２と遠隔にある超音波流速計１０との間で、２線式ループのみで電源電圧供給と測定結果の送信とを行うことができる。本発明の超音波流速計は、上述のように消費電力の低減化がなされているために、このような２線式ループからの低い電源電圧であっても好適に動作させることができる。
【０１０７】
さらには、本発明の超音波流速計１０を、２線式ループなどを一切用いずに、太陽電池による電源電圧により動作させるものとすることも可能である。
【０１０８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、位相差から流速を求めるために、従来の伝搬時間差方式のものと比較して、低電圧のバースト信号で良く、高電圧を発生するための電源回路は不要となり、また、高速で動作しなければならないカウンタ回路などを不要とすることができるために、小型で低消費電力のものとすることができ、かつ防爆性も向上させることができる。また、バースト信号を用いているために、一対の送受信用超音波探触子で同時に送信と受信の両方の動作を行わせることができ、小型で低コストで構成することができる。さらには、バースト信号を用いているために、送信、受信及び受信以降の位相差測定、流速測定のための処理は間歇的に行うことができ、そのために、従来の連続波を常時処理するものと異なり、低消費電力のものとすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による超音波流速計の全体ブロック図である。
【図２】図１の詳細ブロック図である。
【図３】図２の送信信号発生回路の詳細ブロック図である。
【図４】図２の二値化回路１６、１７の詳細ブロック図である。
【図５】本発明の超音波流速計による超音波伝搬時間の測定原理を表すタイミングチャートである。
【図６】測定時における送信トリガ信号と、送信信号Ａ、Ｂの先頭部分のみとを表す波形図である。
【図７】測定時における、受信信号Ａ、Ｂの先頭付近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
【図８】測定原理を説明するための、受信信号Ａ、Ｂの受信パルスの中間付近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
【図９】被測定流体の流速がある場合における受信信号Ａ、Ｂの受信パルスの中間付近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
【図１０】サンプルアンドホールド回路の動作タイミングを説明するための、１つの受信パルスを拡大したタイミングチャートである。
【図１１】校正測定時における、送信トリガ信号と、送信信号Ａ、Ｂの先頭部分のみとを表す波形図である。
【図１２】測定流速範囲の拡大を行うのに好適な本発明による超音波流速計の全体ブロック図である。
【図１３】図１２の分周部の詳細ブロック図である。
【図１４】図１２の超音波流速計における受信信号Ａ、Ｂの先頭付近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
【図１５】図１２の超音波流速計における被測定流体の流速がない場合の受信信号Ａ、Ｂの受信パルスの中間付近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
【図１６】図１２の超音波流速計における被測定流体の流速がある場合の受信信号Ａ、Ｂの受信パルスの中間付近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
【図１７】他の校正測定の例を表す超音波探触子付近の構成図である。
【図１８】図１７における切り替え回路が示した向きと逆向きになっており、被測定流体の流速がある場合の、受信信号Ａ、Ｂの受信パルスの中間付近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
【図１９】図１２の超音波流速計において図１７における切り替え回路が示した向きと逆向きになっており、被測定流体に流速がない場合の、受信信号Ａ、Ｂの先頭付近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
【図２０】図１２の超音波流速計において図１７における切り替え回路が示した向きと逆向きになっている場合の、受信信号Ａ、Ｂの受信パルスの中間付近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
【図２１】本発明の超音波流速計の他の実施形態を表す図２相当図である。
【図２２】本発明の超音波流速計を２線式ループに接続した実施形態を表すブロック図である。
【符号の説明】
６、７  送受信用超音波探触子
１４、１５  増幅回路
３１  サンプルアンドホールド回路
３３  ローパスフィルタ
３７、３８  ローパスフィルタ
９０  ２線式ループ
９８  ２線インターフェイス回路
１１０  バースト信号発生部（バースト信号発生手段）
１１２  二値化部（二値化手段）
１１４  分周部（分周手段）
１１６  位相差測定部（位相差測定手段）
１１７  超音波伝搬時間測定部（超音波伝搬時間測定手段）
１１８  流速測定部（流速測定手段）
【図１】
0004886120.tif 000022
【図２】
0004886120.tif 000023
【図３】
0004886120.tif 000024
【図４】
0004886120.tif 000025
【図５】
0004886120.tif 000026
【図６】
0004886120.tif 000027
【図７】
0004886120.tif 000028
【図８】
0004886120.tif 000029
【図９】
0004886120.tif 000030
【図１０】
0004886120.tif 000031
【図１１】
0004886120.tif 000032
【図１２】
0004886120.tif 000033
【図１３】
0004886120.tif 000034
【図１４】
0004886120.tif 000035
【図１５】
0004886120.tif 000036
【図１６】
0004886120.tif 000037
【図１７】
0004886120.tif 000038
【図１８】
0004886120.tif 000039
【図１９】
0004886120.tif 000040
【図２０】
0004886120.tif 000041
【図２１】
0004886120.tif 000042
【図２２】
0004886120.tif 000043