(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに同心関係にあり、従って、共通軸（Ａ１）を有しており、各々磁化可能物質からなり、磁気閉回路を提供する第１外方管状体（２０）および第２内方管状体（２１）と、第１主巻線（２）を形成する、少なくとも一巻線の両管状体（２０、２１）の回りに巻回された少なくとも一つの第１電導体（８）と、両管状体（２０、２１）間の空隙（２２）に配置されて制御巻線（４）を形成する、少なくとも一巻線の管状体の共通軸（Ａ１）の回りに巻回された少なくとも一つの第２電導体（９）とからなり、
または、
互いに同心関係にあり、従って、共通軸（Ａ１）を有しており、各々磁化可能物質からなり、磁気閉回路を提供する第１外方管状体（２０）および第２内方管状体（２１）と、両管状体（２０、２１）間の空隙（２２）に配置されて第１主巻線（２）を形成する、少なくとも一巻線の管状体の共通軸（Ａ１）の回りに巻回された少なくとも一つの第１電導体（８）と、制御巻線（４）を形成する、少なくとも一巻線の両管状体（２０、２１）の回りに巻回された少なくとも一つの第２電導体（９）とからなり、
第１主巻線（２）の一または複数の巻線の巻線軸（Ａ２）が、本体（１）の直交磁界（それぞれＨ１，Ｂ１およびＨ２，Ｂ２）を提供する目的で制御巻線（４）の一または複数の巻線の巻線軸（Ａ４）と直角をなし、これによって制御巻線（４）の磁界（Ｈ２，Ｂ２）によって主巻線（２）の磁界（Ｈ１，Ｂ１）に関する磁化可能物質の特性を調整する磁気誘導型の電流又は電圧調整器であって、
両管状体（２０、２１）は磁気材料の巻フォイルから作られ、
また、該調整器が両管状体（２０、２１）、第１磁界結合要素（１０）および第２磁界結合要素（１１）によって直交磁界（Ｈ１、Ｂ１、Ｈ２、Ｂ２）のための閉磁気回路を提供し、該第１および第２磁界結合要素が両管状体（２０、２１）のそれぞれの端面と磁気的に相互結合していることを特徴とする磁気誘導型の電流又は電圧調整器。
【請求項２】
第１磁界結合要素（１０）および第２磁界結合要素（１１）が、各々空隙（１３）からなり、第１電導体（８）または第２電導体（９）の挿入を容易にするとともに第１電導体（８）および第２電導体（９）からの磁界Ｈ１（Ｂ１）の磁路を遮ることを特徴とする、請求項１に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器。
【請求項３】
第３主巻線（３）を形成する一巻線として巻回された一つの第３電導体（２７）を備え、第３主巻線（３）の一または複数巻線の巻線軸（Ａ３）が第１主巻線（２）の一または複数巻線の巻線軸（Ａ２）と一致するかまたはこれと平行であり、従って、第１主巻線（２）と第３主巻線（３）の少なくとも一つが励起されたときに、第１主巻線（２）と第３主巻線（３）の間に変圧器作用を提供することを特徴とする、請求項１または２に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器。
【請求項４】
第３主巻線（３）を形成する一巻線として巻回された一つの第３電導体（２７）を備え、第３主巻線（３）の一または複数巻線の巻線軸（Ａ３）が制御巻線（４）の一または複数巻線の巻線軸（Ａ４）と一致するかまたはこれと平行であり、従って、第３主巻線（３）と制御巻線（４）の少なくとも一つが励起されたときに、第３主巻線（３）と制御巻線（４）の間に変圧器作用を提供することを特徴とする、請求項１または２に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器。
【請求項５】
第１外方管状体（２０）の外方に取り付けられた外方コア（２５）を提供するとともに、両管状体（２０、２１）と外方コア（２５）が互いに同心関係にあり、従って、共通軸（Ａ１）を有する付加管状体を備えることを特徴とする、
請求項１から４までのいずれか一項に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器。
【請求項６】
第３主巻線（３）を形成する一巻線として外方コア（２５）の回りに巻回された一つの第３電導体（２７）を備え、
第３主巻線（３）の一巻線または複数巻線の巻線軸（Ａ３）が第１主巻線（２）の一または複数巻線の巻線軸（Ａ２）と一致するかまたはこれと平行であり、従って、第１主巻線（２）と第３主巻線（３）の少なくとも一つが励起されたときに、第１主巻線（２）と第３主巻線（３）の間に変圧器作用を提供し、
または、
第３主巻線（３）の一巻線または複数巻線の巻線軸（Ａ３）が制御巻線（４）の一または複数巻線の巻線軸（Ａ４）と一致するかまたはこれと平行であり、従って、第３主巻線（３）と制御巻線（４）の少なくとも一つが励起されたときに、第３主巻線（３）と制御巻線（４）の間に変圧器作用を提供することを特徴とする、請求項５に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器。
【請求項７】
外方コア（２５）が数個の環状部材（２５’、２５”等）からなり、また第１主巻線（２）および／または第３主巻線（３）が各環状部材の回りの各々の巻線を形成することを特徴とする、請求項５または６に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器。
【請求項８】
外方コア（２５）が数個の環状部材（２５’、２５”等）からなり、また制御巻線（４）および／または第３主巻線（３）が各環状部材の回りの各々の巻線を形成することを特徴とする、請求項５から７までのいずれか一項に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器。
【請求項９】
入力周波数を無作為に選択された出力周波数に変換する周波数変換器中の要素として、サイクロコンバータ結線中の非同期電動機の作動を意図して、請求項１から８までのいずれか一項に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器を使用する方法。
【請求項１０】
入力周波数を無作為に選択された出力周波数に変換する周波数変換器中のコネクタとして、また非同期電動機の作動、６または１２パルスの変圧器から発生された位相の一部を各電動機の位相に加算する（図６７ｂ）ために、請求項１から８までのいずれか一項に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器を使用する方法。
【請求項１１】
ＤＣ電圧／電流を無作為に選択された出力周波数のＡＣ電圧／電流に変換するＤＣからＡＣへの変換器として、ＤＣ供給第１主巻線（２）ないし一次巻線（２）のインダクタンス（Ｌ１）中に貯蔵される磁気エネルギがインダクタンスの影響を受ける直交制御磁界（Ｂ２、Ｈ２）によって変化され、これによって、磁束変化／インダクタンス変化（図７０）の周波数に等しい周波数で電圧コネクタ中の第３主巻線（３）ないし二次巻線中にＡＣ電圧を発生するために、請求項１から８までのいずれか一項に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器を使用する方法。
【請求項１２】
この種の三つの可変インダクタンス電圧変換器を、前記非同期機械に接続された無作為に選択された出力周波数を伴う３相電圧を発生させるために相互接続する、請求項１１に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器を使用する方法。
【請求項１３】
処理工業内でＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換するために、装置を磁気抵抗制御可変変圧器として使用し、その出力電圧を分離二次巻線を伴う外部コアまたは内部コアと並列または直列に磁気接続されたコア中の磁気抵抗変化に比例させ、また三つまたはそれ以上のこの種の磁気抵抗制御変圧器をダイオード出力段（それぞれ図６２および７１）のための６または１２パルス整流器結線のために既知の３相整流器結線に接続する、請求項１から８までのいずれか一項に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器を使用する方法。
【請求項１４】
処理工業内で使用するためにＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換するための整流器中で使用し、装置が既知変圧器結線の一次巻線と直列の可変インダクタンスとして使用される電圧コネクタを形成し、また三つまたはそれ以上のこの種の変圧器がダイオード出力段（図６２）のための６または１２パルス整流器結線のために３相整流器結線に接続する、請求項１から８までのいずれか一項に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器を使用する方法。
【請求項１５】
装置が磁気的抵抗制御可変変圧器を形成しており、その出力電圧が、分離二次巻線（図５６、６３）を伴う外部または内部コアと並列または直列に磁気的に接続されているので切換電源の磁界中に使用され、磁気電圧コンバータのサイズを縮小するＡＣ／ＤＣまたはＤＣ／ＡＣコンバータのための、請求項１から８までのいずれか一項に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器を使用する方法。
【請求項１６】
インダクタンスが一部を形成しているフィルターが、可変インダクタンス（図６３）を備えていることを特徴とする、請求項１５に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器を使用する方法。
【請求項１７】
高電圧配電網内の調整可能電圧補償器中の要素として、装置がリニア可変インダクタンス（図７２）を生成する、請求項１から８までのいずれか一項に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器を使用する方法。
【請求項１８】
調整可能無効電力補償器（ＶＡＲ補償器）中の要素として、装置が既知のフィルター回路に関連してリニア可変インダクタンスを生成し、ここで少なくとも一つのコンデンサが素子として含まれており、磁気抵抗制御変圧器の形態にある装置が補償器結線内の素子として使用され、その結線の静電容量またはインダクタンスが自動的に結合され無効電力（図６４および６４ｂ）を補償することが要求される範囲まで調整されることを特徴とする、請求項１から８までのいずれか一項に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器を使用する方法。
【請求項１９】
ＡＣ電圧からＤＣ電圧への磁気抵抗制御直接変換のためのシステム（図７１および７１ａ）に請求項１から８までのいずれか一項に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器を使用する方法。
【請求項２０】
ＤＣ電圧からＡＣ電圧への磁気抵抗制御直接変換のためのシステム（図７０および７０ａ）に請求項１から８までのいずれか一項に記載の磁気誘導型の電流又は電圧調整器を使用する方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
本発明は添付の独立請求項の導入部に開示したように電気エネルギの分布と共に、制御された接続と断続をするための磁気誘導型の電流又は電圧調整器および磁気的影響を受けるコンバータ（変換器）に関する。
【０００２】
（背景技術）
既知のトランスデューサ技術の延長である本発明は、パワーエレクトロニクスの分野のいくつかのエリアにおいて電圧コネクタ、電流調整器または電圧変換器に特に適している。本発明を特に特徴付けることは、制御巻線と主巻線間の変圧器特性ないし誘導性結合がほぼ０であり、かつ、主巻線のインダクタンスが制御巻線内の電流によって調整することができ、またさらに変圧器形態にある主巻線と二次巻線間の磁気結合が制御巻線内の電流によって調整できることである。
【０００３】
例えば、整流分野において、本発明は大型整流器の高電圧入力の調整に関連して使用することができ、ここでの利点としては、全電圧範囲にわたるダイオード整流器のフル活用である。非同期電動機に関して、本発明の使用は高電圧電動機の穏やかな始動に関して観察することができる。本発明はまた電力線の電圧調整に関する配電の分野においての使用に適しており、さらにネットワーク中の無効電力を連続的に制御して補償することもできる。
【０００４】
装置の使用に対して制限が考慮されていないとしても、例えば入力周波数を無秩序に選択された出力周波数に変換するための周波数コンバータの一部を形成でき、好ましくは非同期電動機の作動を意図しており、ここで周波数コンバータの入力側が３相供給源を有し、その位相電導体によって入力をコンバータの３相出力の各々に意図された少なくとも一つの変圧器に供給し、前記３相出力の一つを形成するためにこの種の変圧器の出力がそれぞれ選択された制御可能電圧結線を介して、あるいは付加的な変圧器結合電圧結線を介して接続されている。
【０００５】
装置の第２の適用例はＤＣ電圧の直接コンバータとしてであり、これによってＡＣ電圧周波数が連続して調整可能である。
【０００６】
このタイプの周波数コンバータの海中条件で、特に相当の深海での使用は、その使用が変速を伴う高容量ポンプを必要とすることになる。海中システム内のポンプ作業は、一般的に海中状況から海面位置まで実行され（押し上げ）、また海中状況から貯蔵装置に海水を注入することで実行される。
【０００７】
可変速エンジン制御装置は通常二つの原理に基づいている。すなわち、ａ）直接電子周波数調整コンバータおよびｂ）パルス幅変調を伴うＡＣ−ＤＣ−ＡＣコンバータおよびサイリスタおよびＩＧＢＴのような半導体の拡大使用を伴うものである。後者は工業界の適用に幅広く使用されて、また、ボード機関車等に使用される。
【０００８】
速度制御は、最近海中環境下の電動機に対して導入されている。主たる課題は、この種のシステムのパッキングと操作である。この状況において、操作はサービス、維持等に向けられる。複雑な電子システムは概して温度と圧力に関する制御された環境内で操作されなければならない。この種のシステムで海を基準にしたものは１ａｔｍの圧力を維持する窒素の充填された容器内にカプセル化されなければならない。電子要素内の熱損失に起因する発熱を考慮すると、熱の相当量が発生されることになり、従って、強制空気冷却を必要とする結果となる。これは通常、ファンの使用によって解決される。このファンはシステムの稼働寿命を大々的に低下させ、極めて不適切な解決方法を示す要素を導入している。
【０００９】
電子要素および電子電力半導体の感度は高く、かつ、保護回路を必要とする。このことがシステムを複雑にするとともに価格を吊り上げることになる。
【００１０】
相当な深さで（３００メートルを超える）、この種のシステムの容器は非常に重く、システムの総重量のかなり極端な比率を占めることになる。付加的に、システムの保守は、全体の周波数コンバータにの発生をしばしば必要とする。なぜならより簡単な保守でさえも遠隔操作車両（ＲＯＶ）で実行することが困難だからである。
【００１１】
（発明の開示）
従って、本発明に基づく装置の共通の目的は、水中ポンプ操作に適した、特に操作の信頼性、安定性および最低保守条件に焦点を当てた周波数コンバータをもたらす可能性を提供することである。操作条件は３０００メートルの深さで約２５年となる。
【００１２】
半導体技術に基づいた標準周波数コンバータは、所与の周波数を伴う交流（ＡＣ）電力をいかなる中間ＤＣ結線なしに他の選択された周波数の交流電力に変換する。変換は調整された時間間隔中に所与の入力および出力端子間に結線を形成することによって実行される。出力周波数Ｆ０を伴う出力電圧波形が、入力周波数Ｆ１を伴うＡＣ入力源の電圧波形の選択された部分をシーケンスで連結することによって端子間に発生させる。このような周波数コンバータは、３相ネットワークから３相電動機へ電力を供給する標準対称シンクロコンバータ回路の形態で存在する。標準シンクロコンバータ・モジュールは、各電動機位相内でデュアル・コンバータからなる。従って、通常の方法が三つの同一の、本質的に独立したデュアル・コンバータを使用して、３相出力を提供する。
【００１３】
他の公知の周波数コンバータとして、対称１２パルス中央サイクロコンバータがあり、各々出力位相を有する４分割１２パルス中央コンバータからなる。全ての三つのコンバータは入力変圧器に共通の二次巻線を共用している。中性電導体は平衡３相負荷Ｙ結線電動機のために省略できる。
【００１４】
半導体技術に基づいた別の公知の周波数コンバータはいわゆる対称１２パルス・ブリッジ回路であって、各々出力位相を有する三つの同一の４分割１２パルス・ブリッジ・コンバータを有している。６個の各６パルス・コンバータのそれぞれの入力端子が入力変圧器の分離二次巻線から供給される。一つを超えるコンバータに同じ二次巻線を使用することは許容されないことに注意しなければならない。これは各１２パルス・コンバータ自体が二つの完全に絶縁された変圧器二次巻線を必要とする事実のためである。
【００１５】
従って、二次的にされてきているが、それにもかかわらず本発明の本質的な目的は、相当な深さに配置しなければならない周波数コンバータの主要な半導体要素を回避すること、またこの目的のために、まったく伝統的でない概念に基づいた新規な磁気コンバータ技術である本発明に基づいてこの使用が提案された。
【００１６】
（発明を実施するための最良の形態）
従って、本発明は磁気誘導型の電流又は電圧調整器からなり、その第１実施例は、磁化可能物質からなり、かつ、閉磁気回路を提供する本体と、第１主巻線を形成する少なくとも一つの巻線のための閉回路の少なくとも一部に沿って本体の回りに巻回された少なくとも一つの第１電導体と、第２主巻線ないし制御巻線を形成する少なくとも一つの巻線のための閉回路の少なくとも一部に沿って本体の回りに巻回された少なくとも一つの第２電導体とからなり、主巻線の一または複数の巻線の巻線軸が、制御巻線の一または複数の巻線の巻線軸と直角をなすことを特徴とする。この目的は本体に直交磁界を提供し、これによって制御巻線の磁界によって主巻線の磁界に関する磁化可能物質の特性を調整することである。この第１実施例の好ましい変形例において、主巻線の巻線軸が本体の長手方向と並行か、またはこれと一致しており、一方制御巻線の巻線が磁化可能本体に沿って実質的に延長し、従って、制御巻線の軸が本体の長手方向と直角をなしている。第１実施例の第２の可能な変形例は、制御巻線の巻線軸が本体の長手方向と並行か、またはこれと一致しており、一方主巻線の巻線が磁化可能本体に沿って実質的に延長し、従って、主巻線の軸が本体の長手方向と直角をなしている。
【００１７】
装置のこの第１実施例は、第３主巻線を形成する少なくとも一巻線の閉回路の少なくとも一部に沿って、本体の回りに巻回された一つの第３電導体を備え、第３主巻線の一巻線または複数巻線の巻線軸が第１主巻線の一巻線または複数巻線の巻線軸と一致するかまたはこれと並行であり、従って、第１と第３主巻線の少なくとも一つが励起されたときに、これら両者間に変圧器作用を提供する変圧器として使用するように適用することができる。変圧器として使用するための本発明の第１実施例を適用するための第２の可能性は、第３主巻線を形成する少なくとも一巻線の閉回路の少なくとも一部に沿って本体の回りに巻回された一つの第３電導体を備え、第３主巻線の一巻線または複数巻線の巻線軸が第１制御巻線の一巻線または複数巻線の巻線軸と一致するかまたはこれと並行であり、従って、第３主巻線と制御巻線の少なくとも一つが励起されたときに、これら両者間に変圧器作用を提供する。
【００１８】
本発明の第２実施例は、磁気誘導型の電流又は電圧調整器からなり、両本体が併置され、磁気回路を提供する磁化可能物質からなる第１本体および第２本体と、第１主巻線を形成する少なくとも一巻線の閉回路の少なくとも一部に沿って巻回された少なくとも一つの第１電導体と、第２主巻線ないし制御巻線を形成する少なくとも一巻線の第１および（または）第２本体の少なくとも一部に沿って巻回された少なくとも一つの第２電導体とからなることを特徴とする。この目的は、本体内に直交磁界を提供し、これによって制御巻線の磁界によって主巻線の磁界に関する磁化可能物質の特性を調整することである。主巻線と制御巻線はもちろん交換することができ、従って、磁気誘導型の電流又は電圧調整器が提供され、第１主巻線を形成する少なくとも一巻線の第１および（または）第２本体の少なくとも一部の回りに巻回された少なくとも一つの第１電導体と、第２主巻線ないし制御巻線を形成する少なくとも一巻線の閉回路の少なくとも一部に沿って巻回された少なくとも一つの第２電導体とからなり、主巻線の一または複数の巻線の巻線軸が、本体の直交磁界を提供する目的で制御巻線の一または複数の巻線の巻線軸と直角をなし、これによって制御巻線の磁界によって主巻線の磁界に関する磁化可能物質の特性を調整することを特徴とする。
【００１９】
この第２実施例の好ましい変形例は、閉磁気回路を形成する両本体と共動する第１および第２磁界結合器からなる。
【００２０】
装置のこの第２実施例は、変圧器としての使用に適用することができ、第３主巻線を形成する一巻線として巻回された一つの第３電導体からなり、第３主巻線の一巻線または複数巻線の巻線軸が第１主巻線の一巻線または複数巻線の巻線軸と一致するかまたはこれと並行であり、従って、第３主巻線と第１主巻線の少なくとも一つが励起されたときに、これら第３主巻線と第１主巻線または制御巻線間に変圧器作用を提供する。
【００２１】
本発明のこの第２実施例の好ましい変形例において、第１および第２本体が管状であって、従って、第１および第２本体を通って延長可能である。この変形例において、磁界結合器が電導体のアパーチャからなる。本発明のより好ましい実施例において、各磁界結合器が各々空隙からなり第１または第２電導体の挿入を容易にしている。さらにより好ましい実施例において、この装置は管状体の端面と磁界結合器間に配置された絶縁フィルムを備えている。これは接触面を互いに絶縁することが目的であって、フィルム層の短絡による接触面に発生する誘起うず電流を阻止している。フェライトまたは圧縮粉でコアを作ると、絶縁フィルムは必要としなくなる。さらに、この第２実施例の各管状体が二つまたはそれ以上のコア部材からなり、さらに、絶縁層がコア部材間に設けられることが特に有利である。本発明のこの第２実施例の管状体は、さらに円形、方形、矩形、三角形または六角形の断面を有することを特徴とすることもできる。
【００２２】
本発明の第３実施例は磁気誘導型の電流又は電圧調整器に関し、各々磁化可能物質からなり、互いに同心関係にあり、従って、共通軸を有しており、閉磁気回路を提供する第１外方管状体および第２内方管状体と、第１主巻線を形成する少なくとも一巻線の管状体の回りに巻回された少なくとも一つの第１電導体と、両管状体間に空隙を提供し、第２主巻線ないし制御巻線を形成する少なくとも一部の管状体共通軸の回りに巻回された少なくとも一つの第２電導体とからなり、主巻線の一または複数の巻線の巻線軸が、制御巻線の一または複数の巻線の巻線軸と直角をなしていることを特徴とする。再度この目的は管状体間に直交磁界を提供し、これによって制御巻線の磁界によって主巻線の磁界に関する磁化可能物質の特性を調整する。主巻線および制御巻線が本発明のこの第３実施例においても、交換可能であり、従って磁気誘導型の電流又は電圧調整器を提供し、少なくとも一つの第１電導体が管状体間に空間を提供するとともに第１主巻線を形成する少なくとも一巻線の管状体の共通軸の回りに巻回され、少なくとも一つの第２電導体が第２主巻線ないし制御巻線を形成する少なくとも一巻線の両管状体の回りに巻回され、主巻線の一または複数の巻線の巻線軸が、制御巻線の一または複数の巻線の巻線軸と直角をなしている。
【００２３】
本発明のこの第３実施例の好ましい変形例は、管状体と共動して閉磁気回路を形成する第１および第２磁界結合器からなる。
【００２４】
装置のこの第３実施例は、第３主巻線を形成する一巻線として巻回された一つの第３電導体を備えることによって変圧器として使用するために適用することもできる。この場合においても、第３主巻線の一巻線または複数巻線の巻線軸が第１主巻線の一巻線または複数巻線の巻線軸と一致するかまたはこれと並行であり、従って、第１と第３主巻線の少なくとも一つが励起されたときに、これら両者間に変圧器作用を提供し、あるいは第３主巻線の一巻線または複数巻線の巻線軸が制御巻線の一巻線または複数巻線の巻線軸と一致するかまたはこれと並行であり、従って、第３主巻線と制御巻線の少なくとも一つが励起されたときに、これら両者間に変圧器作用を提供する。
【００２５】
本発明の第４実施例は磁気誘導型の電流又は電圧調整器に関し、本発明の第３実施例と同じ方法において、各々磁化可能物質からなり、磁気閉回路ないし内方コアからなる第１外方管状体および第２内方管状体となることを特徴とする。この装置はまた第１外方管状体の外方に取り付けられた外方コアを提供するとともに、両管状体が互いに同心関係にあり、従って、共通軸を有する付加管状体と、第１主巻線を形成する少なくとも一巻線の両管状体の回りに巻回された少なくとも一つの第１電導体と、第１と第２管状体間の空間に取り付けられるとともに第２主巻線ないし制御巻線を形成する少なくとも一巻線の管状体の共通軸の回りに巻回された少なくとも一つの第２電導体とからなり、主巻線の一または複数の巻線の巻線軸が、制御巻線の一または複数の巻線の巻線軸と直角をなしている。再度この目的は管状体の直交磁界を提供し、これによって制御巻線の磁界による主巻線の磁界に関する磁化可能物質の特性を調整することである。本発明の第２実施例と同じ方法において、主巻線と制御巻線が交換可能であり、従って、少なくとも一つの電導体が設けられた装置が第１と第２管状体間に空間に提供され、第２主巻線ないし制御巻線を形成する少なくとも一つの巻線のための管状体共通軸の回りに巻回された少なくとも一つの第２電導体が、第２主巻線ないし制御巻線を形成する少なくとも一つの巻線のための管状体の回りに巻回されている。
【００２６】
本発明のこの第４実施例の好ましい変形例は、管状体と共動して磁気閉回路を提供する第１および第２磁界結合器からなる。
【００２７】
装置のこの第４実施例は、また第３主巻線を形成する一巻線として巻回された一つの第３電導体を備えることによって変圧器として使用するために適用することができる。この場合においても、二つの変形例がある。すなわち、一つは第３主巻線の一巻線または複数巻線の巻線軸が第１主巻線の一巻線または複数巻線の巻線軸と一致するかまたはこれと並行であり、従って、第１と第３主巻線の少なくとも一つが励起されたときに、これら両者間に変圧器作用を提供する。また一つは第３主巻線の一巻線または複数巻線の巻線軸が制御巻線の一巻線または複数巻線の巻線軸と一致するかまたはこれと並行であり、従って、第３主巻線と制御巻線の少なくとも一つが励起されたときに、これら両者間に変圧器作用を提供する。
【００２８】
もちろん、本発明のこの第４実施例を実行することが可能であり、この種の方法において、内方コアを形成する二つの管状体が外方コアを形成する管状体の外部に取り付けられており、従って、一つの管状体で内方コアをまた二つの管状体で外方コアを提供することもできる。
【００２９】
本発明の第４実施例の好ましい変形例において、装置は外方コアが数個の環状部材からなり、また第１および（または）第３主巻線が各環状部材の回りの各々の巻線を形成することを特徴とする。第２の可能性は制御巻線および（または）第３主巻線がそれぞれの巻線を各環状部材の回りに形成することができる。
【００３０】
第４実施例は原則として好ましい一実施例となる。
【００３１】
本発明に基づく装置は多数の興味ある適用例がある。その中の数例のみを説明する。これらは次のものがある。すなわち、ａ）入力周波数を無作為に選択された出力周波数に変換する周波数変換器中の要素、好ましくはサイクロコンバータ結線中の非同期電動機の作動を意図したもの、ｂ）入力周波数を無作為に選択された出力周波数に変換する周波数変換器中のコネクタとして、また、６から１２パルスの変圧器から発生された位相の一部を各電動機の位相に合計するための非同期電動機の作動を意図したもの、ｃ）ＤＣ電圧／電流を無作為に選択された出力周波数のＡＣ電圧／電流に変換するＤＣ／ＡＣ変換器として、ｄ）ｃ）におけるものであるが、この種の三つの可変インダクタンス電圧変換器が、前記非同期機械に接続された無作為に選択された出力周波数を伴う３相電圧を発生させるために相互接続されているもの、ｅ）処理工業内でＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換するためであって、装置が磁気抵抗制御可変変圧器として使用され、その出力電圧が分離二次巻線を伴う外部コアまたは内部コアと並列または直列に磁気結合されたコア中の磁気抵抗変化に比例し、また三つまたはそれ以上のこの種の磁気抵抗制御変圧器がダイオード出力段のための６または１２パルス整流器結線のために既知の３相整流器結線に接続されているもの、ｆ）処理工業内で使用するためにＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換するための整流器中で使用し、電圧コネクタを形成する装置が既知の変圧器結線の一次巻線と直列の可変インダクタンスとして使用され、また三つまたはそれ以上の変圧器がダイオード出力段のための６または１２パルス整流器結線のための３相整流器結線に接続されているもの、ｇ）装置が磁気的抵抗制御可変変圧器を形成しており、その出力電圧が、分離二次巻線を伴う外部または内部コアと並列または直列に、好ましくはインダクタンスが可変インダクタンスで形成されているフィルターにより磁気的に接続されたコア内の磁気抵抗変化に比例するために切換電源の磁界中に使用され、磁気電圧コンバータのサイズを縮小するＡＣ／ＤＣまたはＤＣ／ＡＣコンバータのためのもの、ｈ）高電圧配電網内の調整可能電圧補償器中の要素として、装置が線状可変インダクタンスを生成するもの、ｉ）調整可能無効電力補償器（ＶＡＲ要素）中の要素として、装置が既知のフィルター回路に関連して線状可変インダクタンスを生成し、ここで少なくとも一つのコンデンサが素子として含まれており、磁気抵抗制御変圧器の形態にある装置が補償器結線内の素子として使用され、その結線の静電容量またはインダクタンスが自動的に結合され無効電力を補償することが要求される範囲まで調整されるもの、ｊ）ＡＣ電圧のＤＣ電圧への磁気抵抗制御直接変換のためのシステムにあるのも、ｋ）ＤＣ電圧のＡＣ電圧への磁気抵抗制御直接変換のためのシステムにあるものである。
【００３２】
電圧コネクタは発電機と負荷間の電圧を吸収するための可動部品がない。コネクタの機能は発電機と負荷間の電圧を小さい制御電流によって０〜１００％まで制御できることである。第２の機能は純粋な電圧スイッチとして、または電流調整器として作用することである。さらなる機能は電圧曲線を形成し、変換できることである。
【００３３】
本発明に基づく新しい技術は調整を必要とする既存のダイオード整流器の品質を高めるために使用できるようになる。１２パルスまたは２４パルスの整流システムに関連して、システムの電圧を簡単な方法で平衡させ、一方で０〜１００％のダイオード整流動作を制御可能にする。
【００３４】
本発明に基づく電流ないし電圧調整器は、実質的に可動部品のない磁気コネクタの形態で実行され、また接続のために使用できるようになり、これによって電気エネルギを発電機と負荷の間で伝送できる。磁気コネクタの機能は電気回路の開閉が可能となることである。
【００３５】
従って、コネクタは変圧器原理がコアを飽和させるために使用されるトランスデューサとは異なる方法で作用する。現在のコネクタは、主巻線を伴う主コアを制御巻線によって飽和状態に入れたり出したりすることによって稼働電圧を制御する。コネクタは制御巻線と主巻線間に目立った変圧器機能ないし誘導結合がなく（トランスデューサとは逆に）、すなわち、顕著な共通磁束が制御巻線と主巻線間に発生しない。
【００３６】
この新規な磁気的制御コネクタ技術は、高電力適用例中のＧＴＯおよび他の適用例中のＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴのような半導体と置換することができるが、主巻線の製造における無負荷電流によって形成される漂遊電流に耐えることができる適用例に制限されることになることは別である。導入部で述べたように、所与の周波数を伴う交流電力を異なる選択された出力周波数を有する交流電力に変換する新しいコンバータは特に周波数コンバータを実現するのに適している。中間ＤＣ結線はこの場合必要としない。
【００３７】
最初に述べたように、本発明に基づく装置は周波数コンバータに関連して使用することが可能である。例えばサイクロコンバータ原理に基づくものであるが、１２パルス・ブリッジ・コンバータに基づく周波数コンバータ、またはＤＣ電圧を可変周波数のＡＣ電圧に直接変換することによって可能である。
【００３８】
可変磁気抵抗が磁化可能本体ないし主コアに使用される本発明に基づく装置の原理が、主巻線の回りに巻回された主巻線中の磁化電流がファラデイの法則に基づいて磁束抵抗によって制限されるという事実に基づいている。逆起電圧を発生するために確立されなければならない磁束は、磁気コア内の磁束抵抗に依存している。磁化電流の大きさは印加電圧を平衡させるために確立させなければならない磁束の量によって決定される。
【００３９】
コアが空気であるコイル内の磁束抵抗は、強磁性材料のコアの回りに巻回された巻線よりも１．０００〜９００．０００倍台である。低い磁束抵抗の場合において（鉄コア）、小さい電流がファラデーの法則に基づいた印加電圧に対するバッキング電圧を発生するのに必要な磁束を確立するのに必要とされる。高い磁束抵抗の場合（空気コア）、大きい電流が同じ誘起阻止電圧を発生するのに必要とする磁束を確立するために必要とされる。
【００４０】
磁束抵抗を制御することにより、回路中の磁化電流ないし負荷電流を調整することができる。磁束抵抗を調整するために、本発明によれば主コアの飽和が主巻線によって発生される磁束に関して直交する制御磁束が使用される。既述したように、上述の原理は本発明の基本となり、磁気誘導型の電流又は電圧調整器（コネクタ）および磁気誘導型のコンバータ装置に関係する。
【００４１】
コネクタおよびコンバータ両者は、トロイダル・コアを使用して適切に生産機器によって生成できることが理解される。技術的な観点から、コンバータは電気メッキのような磁気材料を適切に設計されたシリンダ状コアに巻回するか、または高周波用としては圧縮粉あるいはフェライトを使用して生成することができる。もちろん、適用例の指示に基づいてフェライト・コアまたは圧縮粉コアを生成する利点もある。
【００４２】
本発明を次に添付の図面を参照してより詳細に説明する。
【００４３】
本発明を図１ａと１ｂに関連して原理を次に説明する。
【００４４】
説明全体を通して、磁界および磁束に関する矢印は電気材料内のその方向を実質的に示す。矢印は明瞭にするために図の外部に描いてある。
【００４５】
図１ａは閉磁気回路を形成する磁化可能材料の本体１からなる装置を示す。この磁化可能本体ないしコア１は環状または他の適切な形状である。本体１の回りに第１主巻線２が巻回され、主巻線２が励起されたときに発生される磁界Ｈ１の方向（磁束密度Ｂ１の方向に対応）は、磁気回路に追従している。主巻線２は通常の変圧器中の巻線に対応している。実施例において、装置は第２主巻線３を含んでおり、これは主巻線２が磁化可能本体１の回りに巻回され、またこれによって本体１に実質的に沿って（すなわち、Ｈ１、Ｂ１と平行）延長する磁界を提供する。装置は最終的に磁気本体１に沿って内方向に延長する本発明の好ましい実施例における第３主巻線４を含んでいる。第３主巻線４が励起されたときに形成される磁界Ｈ２（および従って、磁束密度Ｂ２）は第１および第２主巻線内の磁界の方向（Ｈ１、Ｂ１の方向）と直角である。本発明はまた本体１の脚の回りに巻回された第４主巻線５を含んでいる。この第４主巻線５が励起されたときに、これが第１（Ｈ１）の磁界、第２および第３主巻線（Ｈ２）とも直角をなす方向に磁界を生成する（図３）。これは第４主巻線によって生成された磁界のための閉磁気回路の使用を必然的に必要とする。この回路は図には示していない。なぜなら図は巻線の相対的位置を表すことのみを意図しているからである。
【００４６】
しかし、この説明において好ましいと考えられるトポロジーにおいて、主巻線中の巻線（ターン）は制御磁界からの磁界方向に追従し、また制御巻線中の巻線は主磁界に対する磁界方向に追従する。
【００４７】
図１ｂ〜１ｇは軸の規定および異なる巻線と磁性体の方向を示す。巻線に関して、各巻線（ターン）によって制限された面に垂線を軸と呼ぶことにする。主巻線２は軸Ａ２を有することになり、主巻線３は軸Ａ３を、また制御巻線４は軸Ａ４を有している。
【００４８】
磁化可能本体に関して、長手方向が形状に関連して変化する。本体が長尺であれば、長手方向Ａ１は本体の長軸に対応することになる。磁化本体が図１ａに示すように方形であれば、長手方向Ａ１は方形の各脚で規定することができる。本体が管状であれば、長手方向Ａ１は管軸となり、環状本体では長手方向Ａ１はリングの周辺に追従することになる。
【００４９】
本発明は第１磁界と直角をなす第２磁界を変えることによって第１磁界に関連して磁化可能本体１の特徴を変更する可能性に基づいている。従って、例えば、磁界Ｈ１は作動磁界として規定でき、また磁界Ｈ２（以後制御磁界Ｈ２と呼ぶ）によって本体１の特徴（および、従って、作動磁界Ｈ１の特性）によって制御される。これについては次に詳細に説明する。
【００５０】
強磁性材料によって収容された電導体内の磁化電流はファラデーの法則に基づく磁気抵抗によって制限される。逆起電力を発生するために確立されなければならない磁束は電導体を収容している磁気材料の磁気抵抗に依存している。
【００５１】
磁化電流の範囲は印加電圧を平衡させるために確立されなければならない磁束量によって決まる。概して、次の定常式が正弦波に適用される：
１）磁束：
0004874493.tif 000002
Ｅ＝印加電圧
ω＝角周波数
Ｎ＝巻数
ここに、磁気材料を通る磁束Φは電圧Ｅによって決定される。必要な磁束を確立するために必要な電流は次式によって決定される：
２）電流：
0004874493.tif 000003
３）磁気抵抗（磁束抵抗）
0004874493.tif 000004
１Ｊ＝磁路長
μｒ＝比透磁率
μ０＝真空中の透磁率
Ａｊ＝磁路の断面積
【００５２】
ここに低磁気抵抗（鉄容器）があると、上式２）により、小さい電流が必要とする磁束を確立するのに必要となり、また印加電圧はコネクタをオーバーレイする。他方、高い磁気抵抗（空気）の場合において、大きい電流が、必要とする磁束を確立するために必要となる。従って、この場合において、電流は負荷にかかる電圧とコネクタ内に誘起される電圧によって制限される。空気中の磁気抵抗と磁気材料中の磁気抵抗間の差は１．０００〜９００．０００台となろう。
【００５３】
磁気材料中の磁気誘導ないし磁束は材料の比透磁率と磁束密度によって決定される。磁界強度は材料の回りまたはその中に配備された巻線内の電流によって発生される。
【００５４】
評価されるべきシステムに対して、次式が適用される：
磁界強度
0004874493.tif 000005
Ｈ￣＝磁界強度
ｓ＝積分パス（道）
Ｉ＝巻線中の電流
Ｎ＝巻数
磁束密度ないし誘導
0004874493.tif 000006
Ｈ￣＝磁界強度
【００５５】
磁気誘導と磁界強度間の比は非直線であり、この結果、磁界強度がある一定限度以上に増大すると、強磁性材料の磁気ドメインが飽和状態にあるという事実のために飽和現象の理由で磁束密度は増加しなくなる。従って、磁化材料中の飽和を制御するために磁気材料中の作用磁界Ｈ１と垂直に制御磁界Ｈ２を提供し、他方で二つの磁界間の磁気結合を阻止し、これによって変圧器結合ないし誘導接合を阻止することが望ましい。変圧器結合とは、二つの巻線が磁界を「共有」しており、この結果一つの巻線からの磁界中の変化が他の巻線中の磁界中の変化をもたらすことを意味する。
【００５６】
増大するＨが変圧器結合による飽和を阻止するには、磁束は共通径路を有し、互いに付加されることになる。磁束が直交していれば、磁束は互いに付加されることはない。例えば、磁気材料を管状に提供することにより、主巻線または作用電流の流れている巻線が内部に配備され、管の長手方向に巻回され、制御巻線ないし制御電流の流れている巻線を管の回りに巻回することにより、所望の効果が達成される。管の寸法に依存して、制御磁束のための小さい面積と作用磁束のための大きい面積がこれによって達成される。
【００５７】
前記実施例において、作用磁束は管の円周に沿って流れ、また閉磁気回路ができる。他方において、制御磁束が管の長手方向に流れ、二つの管が並列に配備され、かつ、磁気材料が二つの管間で制御磁束を連結することにより、または第１管が第２管の回りに配置されることにより、閉磁気回路内で結合されることになり、この結果制御巻線が二つの管間に配置され、また管の端面が磁気的に相互連結され、従って、制御磁束のための閉径路が得られる。これらの解決策は後ほどより詳しく説明する。
【００５８】
管間またはコア間の磁気結合を提供する部材は、以後磁気コネクタまたは磁界カップリングと記述する。
【００５９】
材料中の総磁束は、
0004874493.tif 000007
によって与えられる。
【００６０】
磁束密度ＢはＢ１とＢ２のベクトル和からなる（図４ｄ）．Ｂ１は第１主巻線２中の電流Ｉ１によって発生され、またＢ１は主巻線２内の電導体に対する接線方向を有する。主巻線２はＮ１巻数を有し、かつ、磁化可能本体１の回りに巻回されている。Ｂ２はＮ２巻数の制御巻線４内の電流Ｉ２によって発生され、制御巻線４は本体１の回りに巻回されている。Ｂ２は制御巻線４内の電導体に対して接線方向である。
【００６１】
巻線２と４が互いに９０°で配置されているので、Ｂ１とＢ２は直角に配置されることになる。磁化可能本体１内において、Ｂ１は横切るように、またＢ２は縦方向に向けられる。この点に関しては特に図１〜４に示す。
【００６２】
0004874493.tif 000008
比透磁率が制御磁界（Ｈ２）方向内よりも作用磁界（Ｈ１）内の方が高い、すなわち、磁化可能本体１内の磁気材料が異方性であるが、もちろん、これは本発明の概念に関して制限することを考慮したものではない。
【００６３】
磁界Ｈ１とＨ２のベクトル和は本体１内の総磁界を決定することになり、また従って、飽和に関する本体１の条件は磁化電流と電圧を決定することになり、これは巻線２に接続された負荷とコネクタ間に分割される。Ｂ１とＢ２の磁束源は互いに直交して配備されているので、どちらの磁界も他方の磁界に分解できない。これはＢ１がＢ２の関数とはならず、またＢ２がＢ１の関数にならないことを意味している。しかし、Ｂ１とＢ２のベクトル和であるＢは両者の各々の範囲によって影響される。
【００６４】
Ｂ２は制御電流によって発生されるベクトルである。Ｂ２ベクトルのための断面Ａ２は磁気本体１の横断面となる。図４ｃ参照。これは磁化可能本体１の厚みによって限定された小さい面となり、環状本体の場合、本体１の内径および外径間の面セクターによって与えられる。一方、Ｂ１磁界のための断面Ａ１（図４ａ，ｂ参照）は磁気コアの長さと印加電圧の定格によって与えられる。この面は制御磁束密度Ｂ２の面よりも５〜１０倍大きくなるが、これは本発明を限定することを考慮するのもではない。
【００６５】
Ｂ２が飽和レベルにあるとき、Ｂ１内の変化はＢ内の変化とならない。これはＢ１が材料の飽和させるレベルを制御することを可能にする。
【００６６】
制御巻線４（Ｎ２巻数のある）のインダクタンスは調整器のパルス制御に適した小さい値に定格付けることができ、すなわち、（ミリ秒台の）高速反応を提供することが可能である。
【００６７】
0004874493.tif 000009
Ｎ２＝制御巻線の巻数
Ａ２＝制御磁束密度Ｂ２の面積
ｌ２＝制御磁束の磁束路の長さ
【００６８】
簡略化数学的表現を、マックスウエルの方程式に基づいて本発明とその適用例のために次に示す。
【００６９】
電力技術における磁界の簡単な計算のために、マックスウエルの方程式は積分形態で使用される。
【００７０】
ここで分析されることになるタイプの装置（本発明にもある程度の拡張がある）において、磁界は低周波数を有する。
【００７１】
従って、変位電流は電流密度と比較して無視することができる。
【００７２】
マックスウエルの方程式
0004874493.tif 000010
は
0004874493.tif 000011
に簡略化される。
【００７３】
積分形態はトーク（Ｔｏｋｅ’ｓ）定理に見つけられる：
0004874493.tif 000012
は図４内のシステムのための解を表わし、ここに主巻線２がＨ１磁界を確立する。ここでは原理に焦点を絞り、計算は集中巻きの場合で行っておき、正確な計算はしない。
【００７４】
積分パスが磁界方向に一致し、平均磁路長１１は磁化可能本体１内に選択される。積分方程式の解は、
0004874493.tif 000013
となる。これも起磁力ＭＭＫとして知られている。
0004874493.tif 000014
【００７５】
制御巻線４は電流Ｉ２によって発生されるＭＭＫに対応して確立する：
0004874493.tif 000015
【００７６】
ソース巻線２と４から発生されたＨ磁界の影響下にある材料の磁化は磁束密度Ｂで表わされる。主巻線２に対しては：
0004874493.tif 000016
制御巻線４に対しては：
0004874493.tif 000017
【００７７】
横方向の透磁率は縦方向よりも１０倍から２０倍程度小さい。真空における透磁率は：
0004874493.tif 000018
【００７８】
鉄内の磁界を導通する容量は、μｒで与えられ、さらにμの大きさは鉄については１０００から１００．０００であり、また新しいメットグラス（Ｍｅｔｇｌａｓ）材料については最大で９００．０００である。
【００７９】
式１１）と１５）を組み合わせることにより、主巻線２に対して、次式が得られる：
0004874493.tif 000019
【００８０】
主巻線２からの磁化可能本体１内の磁束は、次式によって与えられる：
0004874493.tif 000020
【００８１】
磁束がコア断面にわたり一定であると仮定すると：
0004874493.tif 000021
【００８２】
ここで、３）の下で与えられた磁束抵抗Ｒｍまたは磁気抵抗対する式を確認すると：
0004874493.tif 000022
【００８３】
同様にして、制御巻線４に対する磁束と磁気抵抗を調べると：
0004874493.tif 000023
【００８４】
本発明は電導体内の電流中にそのソースを有する磁界強度の差動がＨ磁界に対するベクトル回転によって表現される物理的事実に基づいている。Ｈをベクトル回転するとは、Ｈの磁界方向を横切るＨ磁界の差動ないし磁界変化に関して何かを言うことである。この場合において、差動磁界ループと垂直をなす面が電流と同じ方向を有することに基づいて磁界を計算する。これは互いに垂直をなしている巻線を形成している電流流通電導体からの磁界も直交していることを意味している。互いに垂直である磁界は材料中のドメインの方向性に関して重要であることは事実である。
【００８５】
この点をより綿密に調べる前に、新たな磁気制御電力要素の適用に主要な役割を果たす自己インダクタンスを導入する。
【００８６】
マックスウエルの方程式によれば、経時変化磁界が経時電界を誘導し、
0004874493.tif 000024
によって表わされる。
【００８７】
積分の左側は積分形態にある電位式を表している。磁界変化の源は発電機からの電圧であり、また、巻線がＮ巻数を有するとき、ファラデーの法則で表わすことができ、また磁束が全ての巻数を通過する。図５参照。
0004874493.tif 000025
λ（Ｗｂ）は磁束の巻数を表わし、また巻線内の各巻数を通る磁束の和である。磁界が確立された後で、断続された図５ｂ中の発電機Ｇを考察すると、磁束源の変化は回路内の電流であり、また既存の回路技術からきている。図５ａ参照。
0004874493.tif 000026
【００８８】
式２１から、
0004874493.tif 000027
が得られる。
【００８９】
Ｌが一定のとき、式２６と式２７の組み合わせにより：
0004874493.tif 000028
が得られる。
【００９０】
式２９の解は：
0004874493.tif 000029
である。
【００９１】
式２８から、Ｃが０であることを導き、そして：
0004874493.tif 000030
を導出する。
【００９２】
これは巻線Ｎ（またはこの場合においては主巻線２）のために自己誘導を表している。自己誘導は巻線（コイル）内の電流によって確立された磁束巻数と巻線（コイル）内の電流間の比に等しい。
【００９３】
巻線中の自己誘導は磁化可能本体またはコアが飽和状態にない限りほぼ直線である。しかし、磁化可能本体の材料中の透磁率の変化を制御磁界によって（すなわち、制御巻線４によって確立された磁界Ｈ２によって）横方向のドメイン磁化を変更することによって自己インダクタンスを変化させる。
【００９４】
式２１と式３１を組み合わせて、
0004874493.tif 000031
を得る。
【００９５】
自己インダクタンスを伴う電気回路内の交流抵抗ないしリアクタンスは、
0004874493.tif 000032
によって得られる。
【００９６】
横方向に磁化可能本体中のドメインを磁化することにより、縦方向の磁気抵抗が変化することになる。異なる磁界の影響中にドメインに何が起こるかここでは詳細には説明しない。ここで、ほぼ３％のシリコン含有量を伴う一般的な商業用電気メッキを考慮し、この説明においてメットグラス材料に関する現象の説明を求めることはしないが、これはもちろん本発明を限定することを考慮したものではない。なぜなら、アモルファス構造を伴う磁気材料は、本発明のある適用例で重要な役割を果たすからである。
【００９７】
変圧器において、エネルギが磁気的な漏洩磁界中に、またコア内に少ない量が貯蔵されるが、貯蔵エネルギはエネルギの変換中に直接的な部分を形成せず、結果的にエネルギ変換は電気機械システム内に発生するという観点では生じない、すなわち、電気エネルギが機械エネルギに変換されるが、エネルギは変圧器を通る磁束を介して変換されない高い透磁率を有する閉路コアを使用する。空隙のあるインダクタンス・コイルないしチョークにおいて、空隙中の磁気抵抗はコア中の磁気抵抗に比較して優勢であって、ほぼ全てのエネルギが空隙中に貯蔵される。
【００９８】
本発明による装置において、「仮想」空隙はドメイン中の飽和現象によって発生する。この場合において、エネルギの貯蔵は全コアからなる分布空隙内で発生する。損失のない、従って、いかなる損失も外部要素によって表わされる実際のエネルギ貯蔵システムを考慮する。
【００９９】
ここで使用するエネルギの説明は、エネルギー保存の法則に基づくのもである。
【０１００】
上述した無損失電磁システムの第１法則は、
ｄＷｅｌｉｎ  ＝  ｄＷｆｌｄ      ３４）
で与えられ、図６参照、
ここに、  ｄＷｅｌｉｎ＝差動電気エネルギ供給
ｄＷｆｌｄ＝磁気的貯蔵エネルギ中の差動変化
【０１０１】
式２６から、
0004874493.tif 000033
が得られる。
【０１０２】
ここで、インダクタンスは直交磁界ないし制御磁界Ｈ２を通して可変であり、また式３１を式２６に代入して、
0004874493.tif 000034
を得る。
【０１０３】
システム内の作用は、
0004874493.tif 000035
従って、
0004874493.tif 000036
を得る。
【０１０４】
磁気抵抗を変えることができるコアを有し、かつ、主巻線のみを有するシステムに対して、式３５に式３７を代入して、
0004874493.tif 000037
を得る。
【０１０５】
本発明による装置において、Ｌはμｒの関数として変化し、次に磁化可能本体ないしコア１内の比透磁率は制御巻線４中の制御電流Ｉ２の関数となる。
【０１０６】
Ｌが一定のとき、すなわち、Ｉ２が一定のとき、ｄＬが０に等しいので、部分ｉｘｄＬは無視することができ、従って、磁界エネルギは、
0004874493.tif 000038
によって与えられる。
【０１０７】
ＬがＩ２によって変化されると、磁界エネルギがＬの変化値の結果として変化することになり、これによって電流Ｉもこれが磁束巻数λによる磁界値に関連しているので変化する。ｉおよびλが可変なので、互いの関数となり、一方非直線関数あり、本発明の説明の域を越える数学が必要となるので、ここでは解を求めることはしない。
【０１０８】
しかし、磁界エネルギとエネルギ分布はμｒによって制御可能であり、また磁界に貯蔵されたエネルギの影響がいかにして増減するかという結論を引き出すことができる。磁界エネルギが減少したときに、過剰部分が発電機に帰還されることになる。あるいは第１主巻線２、またその同じ巻線軸として同じ巻線窓に余分巻線（例えば、図１の巻線３）を設ければ、第１巻線２から第２主巻線３にエネルギの変圧器作用のある変換が提供される。
【０１０９】
これを図７に示し、ここでλの変化は原点でＷｆｌｔ（λ０，ｉ０）である磁界Ｗｆｌｔ内の変化となる。変化はここでは非常に小さいことが予想され、λの変化中ｉはほぼ一定となる。従って、可変インダクタンスを見たときに、次のことが言える。
【０１１０】
どのようなことが生じるかを図８と図９に示す。
【０１１１】
図８は磁化可能本体１の全材料に対する磁化曲線と主巻線２からのＨ１磁界の影響下のドメイン変化を示す。
【０１１２】
図９は磁化可能本体１の全材料に対する磁化曲線と制御巻線４からの方向にあるＨ２磁界の影響下のドメイン変化を示す。
【０１１３】
図１０ａと１０ｂは磁束密度Ｂ１（磁界Ｈ１は作用電流によって確立され）と、Ｂ２（制御電流に対応する）を示す。楕円形はＢ磁界の飽和限界を示す。すなわち、Ｂ磁界がリミットに達したときに、これが磁化可能本体１の材料をして飽和に至らしめることになる。楕円形の軸の形態は磁化可能本体１のコア材料中の二つの磁界Ｂ１（Ｈ１）とＢ２（Ｈ２）の磁路の長さと透磁率によって与えられる。
【０１１４】
図１０に軸を描くことにより、ＭＭＫ分布またはＨ磁界の分布を表わし、図から二つの電流ＩとＩ２による起磁力が確認できる。
【０１１５】
ここで再度図８と９を参照する。制御磁界Ｂ２（Ｈ２）によるドメインの部分的な磁化により、主巻線２からの付加的な磁界Ｂ１（Ｈ１）がベクトル的に制御磁界Ｂ２（Ｈ２）に付加され、ドメインがさらに磁化され、結果として主巻線２のインダクタンスは制御磁界Ｂ２（Ｈ２）の影響下でドメインの状態によって与えられたベースから出発することになる。
【０１１６】
これによってドメインの磁化、インダクタンスＬおよび交流抵抗ＸＬが制御磁界Ｂ２の関数として直線的に変化する。
【０１１７】
残りの図面を参照して本発明に基づく装置の種々の実施例を次に説明する。
【０１１８】
図１１は本発明の第２実施例を概略的に示す。
【０１１９】
図１２は本発明に基づく磁気影響コネクタの同じ実施例を示し、図１２ａは集合されたコネクタを、また図１２ｂは端部から見たコネクタを示す。
【０１２０】
図１３は図１２ｂの線ＩＩから見た断面図である。
【０１２１】
図示したように、磁化可能本体１は特に磁化可能材料から作られた二つの並列管６と７からなる。電気的に絶縁された電導体８（図１２ａ，１３）が、Ｎ巻数の第１管６と第２管７を通る径路内に連続的に通過されている。ここにＮ＝１，．．．ｒで第１主巻線２を形成し、図１３に明瞭に示したように電導体８が二つの管６と７を通る対向方向に延長している。電導体８が第１管６と第２管７を２回通って延長されているのを示しているだけであるが、電導体８をそれぞれの管に１回のみ、または数回（巻き数Ｎは０からｒまで変えることができる）通過させて延長することも可能であるということは自明であり、従って、電導体が励起されたときに平行な管６と７内に磁界Ｈ１を生成することができる。電導体９からなる制御巻線４と磁化巻線４’との組み合わせが第１管と第２管（それぞれ６および７）の回りに巻回されるが、その磁界Ｈ２（Ｂ２）の方向は、巻線４が励起されたときに前記両管が内に発生される磁界Ｈ２（Ｂ２）の方向が、図１１の磁界Ｂ２（Ｈ２）に対する矢印によって指示されたような対向方向となるような方法でなされる。磁界結合器１０、１１は、それぞれの管６、７の両端に、これら両管が磁界方向に相互連結されループをなすように取り付けられている。電導体８は負荷電流Ｉ１（図１２ａ）を流せるようになっている。管６、７の長さと直径は電力と、これに接続しなければならない電圧に基づいて決定される。主巻線２の巻数Ｎ１は電圧の逆阻止能力と作用磁束φ２の範囲にある断面積とによって決定される。制御巻線４の巻数Ｎ２は、両管６、７と磁界結合器１０、１１からなる磁化可能本体１の飽和に必要とされる磁界によって決定される。
【０１２２】
図１４は本発明に基づく装置内の主巻線２の特殊な設計を示す。実際は、図１４の解決策は図１２と１３に示したものとは異なり、両管６と７を通過される単一の絶縁された電導体８の代わりに、二つの分離した対向して向けられた電導体、いわゆる第１電導体８と第２電導体８’が使用され、これによって本発明に基づく磁気誘導型の装置のための電圧コンバータが達成されることは事実である。これについては次に詳細に説明する。この設計は図１１、１２および１３に示したものと基本的には類似している。磁化可能本体１は二つの平行管６および７からなる。電気的に絶縁された第１電導体８が、巻数Ｎ１の第１管６と第２管７を通る径路内に連続的に通過している。ここでＮ１＝１，．．．ｒであり、一次電導体８が二つの管６および７を通って対向方向に延長している。電気的に絶縁された第２電導体８’が、巻数Ｎ１’の第１管６と第２管７を通る径路内に連続的に通過している。ここでＮ１’＝１，．．．ｒであり、第２電導体８’が二つの管６および７を通って第１電導体８に対して対向方向に延長している。少なくとも一つの合成制御巻線４および磁化巻線４’が第１管６と第２管７のそれぞれの回りに巻回され、この結果前記管上に生成された磁界方向が対向する方向を向く。図１１、１２および１３に基づく実施例に関する限り、磁界結合器１０、１１は両管６と７をループ状にし、これによって磁化可能本体１が形成される磁界方向に相互連結するためにそれぞれの管（６、７）の端部に設けられている。単純化する目的で第１電導体８と第２電導体８’を両管６と７を通るただ一つの径路のみを示しているが、第１電導体８と第２電導体８’両方が、それぞれＮ１とＮ１’の巻数で管６および７を通過されていることが直ちに理解できる。管６と７の長さと直径は変換されるべき電力と電圧を基準にして決定される。変換（変圧）比（Ｎ１：Ｎ１’）が１０：１に等しい変圧器において、実際には第１電導体８として１０個の電導体が、そして、ただ１個の電導体が第２電導体８’に使用されている。
【０１２３】
磁界結合器１０および（または）１１の実施例を図１５に示す。磁気的導通材料からなる磁界結合器１０、１１を示すが、ここで主巻線２の電導体８のための二つの好ましい円形アパーチャ１２（例えば、図１３参照）が、コネクタ１０、１１内の磁気材料に機械整形される。さらに、コンダクタ８の磁界径路を断続する空隙１３が設けられている。端面１４がコンダクタ９と９’からなる制御巻線４からの磁束Ｈ２のための結合面になっている（図１３）。
【０１２４】
図１６は本発明の好ましい実施例の管６と７の端面と磁界結合器１０、１１間に配備される薄い絶縁フィルム１５を示す。
【０１２５】
図１７と１８は磁界結合器１０、１１の代わりとなる他の実施例を示す。
【０１２６】
図１９〜３２は図１２、１３および１４に示した実施例のコア１６の種々の実施例を示し、管６と７の主部を形成しているそのコアが磁界結合器１０と１１が一緒になって磁化可能本体１を形成している。
【０１２７】
図１９は図示した長手方向に分割されたシリンダ状コア部材１６を示し、絶縁材料からなる一つまたはそれ以上の層１７が二つのコア半体１６’と１６”間に配置されている。
【０１２８】
図２０は矩形状コア部材１６を示し、また図２１はこのコア部材１６がその横面で二つの部分部材に分割された実施例を示す。図２１に示した実施例において、一つまたはそれ以上の絶縁材料層１７がコア半体１６、１６’間に配備されている。部分部材が各コーナーに配備されている、さらなる変形例を図２２に示す。
【０１２９】
図２３、２４および２５は矩形状のものを示す。図２６、２７および２８は三角形状の同じものを示す。図２９と３０は楕円形状のものを、最後に図３１と３２は六角形状のものを示す。図３１において、六角形状は６個の等しい面１８からなり、また図３２において、六角形は二つの部材１６’と１６”からなる。参照番号１７は薄い絶縁フィルムを示す。
【０１３０】
図３３と３４は矩形および方形主コア１６（それぞれ図２０〜２１および２３〜２５に示す）間の制御磁界結合器として使用することができる磁界結合器１０、１１を示す。この磁界結合器は三つの部材１０’、１０”および１９からなる。
【０１３１】
図３４はコア部材ないし主コア１６の実施例を示し、制御磁束の端面１４または接続面がコア部材１６の軸と直角をなしている。
【０１３２】
図３５はコア部材１６の第２実施例を示し、制御磁束の端面１４がコア部材１６の軸と角度αをなしている。
【０１３３】
図３６〜３８は磁界結合器１０、１１の種々の設計を示し、磁界結合器１０、１１の接続面１４’は、端面１４がコア部材１６に対する角度と同じであるという事実に基づいている。
【０１３４】
図３６は磁界結合器１０、１１を示し、その異なるホール形状１２がコア部材１６の形状（円形、三角形等）に基づいて主巻線２のために指示されている。
【０１３５】
図３７において、磁界結合器１０、１１は平坦である。これは直角端面１４を伴うコア部材１６と併用されるように適用されている。
【０１３６】
図３８において、角度α’は磁界結合器１０、１１に対して指示され、角度αがコア部材（図３５）に対して適用され、従って、端面１４と接続面１４’が一致する。
【０１３７】
図３９において、本発明の実施例は磁気コネクタ１０、１１とコア部材１６の集合体を示す。図３９ｂは側部から見た同じ実施例を示す。
【０１３８】
磁界結合器とコア部材のそれぞれの組み合わせのみを本発明を示すために説明されているが、当該技術に習熟した人にとって明白であるように、他の組み合わせもまったく可能であり、従って、本発明の概念内に入る。
【０１３９】
制御巻線と主巻線の位置を切り替えることも可能である。
【０１４０】
図４０と４１は磁気誘導型の電圧コネクタ装置の第３実施例のそれぞれ断面図と平面図である。この装置は（図４０ｂ参照）外部管２０と内部管２１（またはコア部材１６、１６’）からなる磁化可能本体１からなる。両管は同心をなすとともに磁化可能材料から作られ、外部管２０の内壁と内部管２１の外壁間に空隙２２を備えている。管２０と管２１間の磁界結合器１０、１１はそれぞれの端部（図４０ａ）に取り付けられている。スペーサ２３（図４０ａ）が空隙２２内に配備されていて、両管２０、２１を同心に維持している。電導体９からなる組み合わされた制御／磁化巻線４が内方管２１の回りに巻回されるとともに前記空隙２２内に配備されている。従って、制御巻線の巻線軸Ａ２は両管２０と２１の軸Ａ１と一致している。電導体８からなる電流供給巻線ないし主巻線２が内方管２１を通り、かつ、Ｎ１＝１，...rであるＮ１回数の外方管２０の外部に沿って通過している。主巻線２または前記電流供給電導体８と共動する合成制御／磁化巻線４により、容易に構成されるが効果的に磁気的に影響を受ける電圧コネクタが得られる。装置のこの実施例は両管２０、２１が円形断面ではなく、方形、矩形、三角形等の断面を有するような方法で変形することもできる。
【０１４１】
主巻線を内方管２１の回りに巻回することもでき、この場合主巻線の軸Ａ２は両管の軸Ａ１と一致し、一方制御巻線が管２１の内方と管２０の外方で両管の回りに巻回される。
【０１４２】
図４２〜４４は磁界結合器１０、１１の種々の実施例を示す。特に本発明の後者の設計、すなわち、図４０と４１に関して説明したものに適している。
【０１４３】
図４２ａは磁界結合器１０、１１の断面を示し、また図４２ｂはその平面を示し、接触面１４’が両管２０、２１（コア部材１６）の軸に関してある角度があり、内方管２１と外方管２０は接触面１４に対して同じ角度にあることは明らかである。
【０１４４】
図４３と４４は磁界結合器１０、１１の他の変形例を示し、制御磁界Ｈ２（Ｂ２）の接触面１４’がコア部材１６（両管２０、２１）の主軸に対して垂直をなしている。図４３は中空半円形断面を有する中空半環状磁界結合器１０、１１を示し、一方図４４は矩形断面を有する環状磁界結合器を示す。
【０１４５】
図４０と４１に示した装置の変形例を図４５に示し、ここで図４５ａは側部から見た装置を示し、一方図４５ｂはその上方から見た図を示す。図４０〜４１の電圧コネクタとの単なる差異は、第２主巻線３が主巻線２として同じコースに巻回されていることである。これによって、容易に構成でき、効果的な磁気的に影響を受ける電圧コンバータが得られる。
【０１４６】
図４６と４７は、同心管を備えた電圧コネクタの第４実施例の断面図と平面図である。
【０１４７】
図４６と４７は、結合コアを備えた電圧コンバータとして作用する電圧コネクタを示す。内方磁気抵抗制御コア２４が、主巻線２の巻回された外方コア２５内に配備されている。内方磁気抵抗制御コア２４は図４０と４１の説明下に上述したのと同じ構造を有しているが、ただ一つの差異はコア２４の回りに主巻線２がないことである。内方磁気抵抗制御コア２４を形成する内方部材２１と外方部材間の空隙２２内に制御巻線４が配置されていることだけである。この結果、コア２４のみが制御巻線４内の電流からの制御磁界Ｈ２（Ｂ２）の影響下で磁気的に磁気抵抗制御される。
【０１４８】
図４６と４７の主巻線２は、コア２４とコア２５両方を包み込む巻線である。
【０１４９】
本発明に基づき、図４６と４７に関して説明した磁気抵抗制御電圧コネクタないしコンバータの動作のモードを次に説明する。
【０１５０】
結線の原理を示す図５５も参照し、図６５は磁気抵抗モデルの簡略化等価回路図であり、Ｒｍｈは巻線２と３間の磁束を制御する可変磁気抵抗であり、また図６５ｂはＬｋが可変インダクタンスである結線とした等価回路を示す。
【０１５１】
巻線２に印加される交流電圧Ｖ１は、巻線２内の磁化電流Ｉ１を確立する。これはコア２４と２５内の磁束φ１＋φ１’によって発生され、これはファラデーの法則に基づいて巻線２内に発生される阻止電圧を提供するために確立されるのに必要である。制御電流が磁気抵抗制御コア２４内にないときは、磁束はそれぞれのコア２４と２５内の磁気抵抗に基づいてコア２４と２５間で分割される。
【０１５２】
一つの巻線から他の巻線にエネルギを移すために、内方磁気抵抗制御コア２４が制御電流Ｉ２の供給を受けなければならない。
【０１５３】
巻線２内の交流電圧Ｖ１の正半周期に制御電流Ｉ２を供給することにより、巻線２に半周期電圧を得る。エネルギが磁気抵抗制御コア２４と外方（第２）コア２５間の磁束変位によって変換されるので、磁気抵抗制御コア２４はこれが飽和中に制御されている周期中、制御電流Ｉ２によって本質的に影響を受け、一方作用磁束が第２外方コア２５を通過し、エネルギ転送中に一次巻線２と相互作用する。
【０１５４】
磁気抵抗制御コア２４が、作用磁束Ｂ１（Ｈ１）と直交する制御磁束Ｂ２（Ｈ２）をリセットすることによって飽和されたときに、一次側からの磁束が再度コア２４と２５間で分割され、また二次巻線３に接続された負荷が低磁気抵抗となり、これによって高いインダクタンスと、一次（ＶＩ）と二次（Ｖ３）電圧間に小さい結合を見るだけである。電圧が二次巻線３に発生されるが、磁化インピーダンスＬｍと比較したＬｋの大きさを考慮すると、一次巻線２からの電圧（Ｖ１）のほとんどがＬｋをオーバーレイする。一次巻線２からの磁束は本質的に最も小さい磁気抵抗を通り、磁路が最短になる（図６５ｂ）。
【０１５５】
外方コア２５は制御可能に作れることが予想でき、さらに第４主巻線を内方制御可能コア２４の回りに巻回される。これはコア２４と２５間の電圧を必要に応じて制御可能にする。
【０１５６】
図４８は本発明に基づく磁気的に影響を受ける電圧コネクタないし電圧コンバータの第４実施例のさらなる変形例を示し、磁化可能本体１は制御磁束Ｂ２（Ｈ２）が別体の磁界結合器なしに主コア１６に直接接続されるように設計される。
【０１５７】
図４８は側面から見て環状の形態にある電圧コネクタを示す。この電圧コネクタは二つのコア部材１６と１６’、主巻線２および制御巻線４からなる。
【０１５８】
図４９は電圧変換の能力を提供するエキストラ主巻線３を備えた本発明に基づく電圧コネクタを示す。
【０１５９】
図５０は図４８の線ＶＩ〜ＶＩから見た断面による図４８の装置を示し、図５１は線Ｖ〜Ｖから見た断面を示す。図５０において、円形アパーチャ１２は制御巻線４を配置するために示されている。
【０１６０】
図５１は配線を通過するための付加アパーチャ２６を示す。
【０１６１】
図５２と５３は巻線のないコア構造を示し、コア１６は制御磁界のための余分な磁界結合器を必要としない設計になっている。コア１６は二つのコア部材１６、１６’および制御巻線４のためのアパーチャ１２を有している。この設計は、磁気材料が燒結ないし圧縮モールド材料を使用することを意図している。この場合において、閉磁路をトポロジー内に挿入することが可能となり、この結果箔巻コアに必要としたこれまでの別体のコネクタが、実際のコアの部品を形成し、構造の生産的パーツになる。別体の磁界結合器のない閉磁路を形成し、かつ、図５２と５３に示したコアは、たとえ本体１が本発明の第１実施例に適用されると図示（特に、図１と２に示された）されていたとしても、本発明の全ての実施例に使用することが可能になる。
【０１６２】
図５４は磁気的に影響を受ける電圧コンバータ装置を示し、ここで装置は外方管２０と内方管２１からなる内方制御コア２４を有している。両管は同心をなすとともに外方管２０の内壁と内方管２１の外壁間に空隙２２を備えた磁化可能材料から作られている。スペーサ２３が外方管２０の内壁と内方管２１の外壁間の空隙に挿入されている。磁界結合器１０、１１は管２０と２１の間にそれぞれの端部に取り付けられている。合成制御磁化巻線４が内方管２１の間回りに巻回されるとともに前記空隙２２内に配備されている。この装置はさらに制御コア２４の外側に配置された複数のリング・コア・コイル２５’、２５”、２５’’’等からなる巻線を備えた外方第２コア２５からなる。各リング・コア・コイル２５’、２５”、２５’’’等はそれぞれの主巻線ないし第２巻線３によって回りに巻回された磁化可能材料のリングからなり、図を明瞭にする目的でただ一つのみを示す。第１主巻線ないし一次巻線２が制御コア２４内に内方管２１を、また、Ｎ１＝１，．．．ｒであるＮ１回数の外方コア２５の外側に沿って通過している。
【０１６３】
第２コア装置を制御巻線２４内に配備することも考えられ、この場合一次巻線２はリング・コア２５を通過し、制御コア２４の外側に沿って通ることになる。
【０１６４】
図５５は第１磁気抵抗制御コア２４と第２コアを備えた本発明に基づく磁気的に影響を受ける電圧調整器の第２実施例の概略図であり、各々磁化可能材料で構成され、閉磁気回路を形成するように設計され、前記コアは併置されている。少なくとも一つの第１電導体８が前記閉回路の少なくとも一部に沿って第１および第２コア断面プロフィール両者の回りに主巻線２上に巻回されている。少なくとも一つの第２電導体９が閉回路に本質的に対応する形態に磁気抵抗制御コア２４内の巻線４として取り付けられている。付加的に、少なくとも一つの第３電導体２７が第２コアの断面形態の回りに閉回路の少なくとも一部に沿って巻回されている。第１電導体の巻線２と第２電導体９の巻線の磁界方向は直交している。この解決策により、第１電導体８と第３電導体２７が、それぞれ一次巻線２と二次巻線３を形成している。
【０１６５】
図５６は本発明に基づく電圧コネクタのための電気−機械的概略シンボルの提案を示す。図５７は電圧コネクタのための概略ブロック・シンボルの提案を示す。
【０１６６】
図５８は制御巻線４と制御磁束Ｂ２（Ｈ２）を含まない磁気回路を示す。
【０１６７】
図５９と６０において、電圧コンバータのための電気−機械的概略シンボルの提案を示し、制御コア２４の磁気抵抗が固定磁気抵抗２５と可変磁気抵抗を伴う第２コア２４間で磁束がシフトしている（例えば、図５５を参照）。
【０１６８】
もちろん、二つのコアを可変磁気抵抗を有することに限定しない。同じ巻線内で二つのコア間で磁束をシフトできるという事実は、主コア内の磁化のコースと独立して電圧をオンオフする磁気スイッチを作るために使用することができる。これはＧＴＯとして同じ機能を有するスイッチを、所望するスイッチ時間をいつでも選択できることを除けば作れることを意味する。
【０１６９】
本発明に基づく装置は多数の異なる結線に使用することができ、また例として特に適切と思われる適用例を次に説明する。
【０１７０】
図６１は光源、熱源または他の負荷となる負荷ＲＬに対する電圧を制御するための交流回路内への本発明の使用状態を示す。
【０１７１】
図６２は３相システムへの本発明の使用を示し、ここでダイオード・ブリッジに接続された各相のこの種の電圧コネクタがダイオード・ブリッジからの出力電圧の直線調整のために使用される。
【０１７２】
図６３はＤＣ−ＤＣコンバータ内に可変チョークとしての使用を示す。
【０１７３】
図６４はコンデンサと一緒にフィルタ内の可変チョークとしての使用を示す。ここで、直列および並列フィルターのみを示す（それぞれ図６４ａと６４ｂ）が、可変インダクタンスは多数のフィルター・トポロジーに使用することができることは暗に示されている。
【０１７４】
本発明のさらなる適用例は、特に図１４と１５に関連して説明するが、概略的なシンボルの提案は図５９に示している。この適用例において、電圧コネクタは二次巻線を付加した電圧コンバータとしての機能を有している。電圧調整器としての適用例もここに図示し、変圧器結線と漏れリアクタンスが制御巻線４を介して制御可能である。このシステムの特別な特徴は、変圧器の式が適用できることであり、一方でこれと同時に磁化電流がμｒの変更によって制御できることである。従って、この場合において、変圧器の特徴がある程度まで調整できる。一つの巻線２のＤＣ励起があれば、変圧器による変換エネルギをμｒ、従って、励起の変化の代わりに磁気抵抗制御コア内の磁束の変化によって得ることができる。従って、ＤＣ発電機からこのシステムへの磁化電流の変化が二次側の巻線に転換できるという事実によってＤＣ電圧からＡＣ電圧を発生することが原理的に可能である。
【０１７５】
本発明の別の適用例を図４６と４７に示す。ここで制御コアとしての可変磁気抵抗が、分離巻線を伴う一つまたはそれ以上の分離コアによって取り巻かれているかまたは収容されている。図５５にも示すように、第１磁気抵抗制御コアと第２コアが閉磁路として設計され、併置されている。等価電気回路を示す図６５も参照する。
【０１７６】
図５５は本発明の磁束がいかにコア内を進行するかを示す。制御コア内の磁束が両コアを収容する巻線を介して作用コア内の磁束に結合されることを強調したい。このシステムにおいて、電気エネルギの転換は制御コアと作用コアとの間で断続される磁束によって制御可能となる。両コア間の磁束がファラデーの誘導法則によって相互結合されるので、一次側の式と二次側の式の関数関係は両磁束間の結合によって制御されることになる。線型的な適用において、一次巻線と二次巻線間の電圧および電流の転換を制御コア内の磁気抵抗を変えることによって制御でき、従って、ここで磁気抵抗制御変圧器の項を持ちこむことが許される。スイッチの実施例に対しては、磁気抵抗制御スイッチの項を導入することができる。
【０１７７】
一次ないし第１主巻線２と二次巻線ないし第２主巻線３間の磁束結合について次に説明する。磁気抵抗制御される制御コア２４とコア２５両方にここで収容された巻線２が両コア内で磁束を確立する。電流Ｉ１が（巻線）２に通過したときに自己インダクタンスＬ１から（巻線）２が、どれだけの大きさの磁束であるか、または何本の磁束ターンがコア内で生成されたかを示す。一次巻線２と二次巻線３間の相互インダクタンスが２によって確立された磁束ターンがどれだけあるかを指示し、またＩ１が巻線２の回りと二次巻線３の回りにターンされている状態を示す。
【０１７８】
もちろん、主コア２５が磁気抵抗制御されると予想されるが、簡略にする目的でここでは磁気抵抗が一定である主コア２５と、磁気抵抗が可変である制御コア２４を伴うシステムを参照することにする。
【０１７９】
磁束線は最大のパーミアンス（透磁率が最大）、すなわち最大の磁気抵抗を呈する径路を追従する。
【０１８０】
図５５と６５において、主巻線２と３内の漏洩磁界は考慮していない。図５５は一次巻線２と二次巻線３が各々変圧器脚の回りに巻回された変圧器の簡略化モデルを示し、一方実際には両巻線は同じ変圧器脚に巻回されるのが好ましく、この場合、例えば主コア２５内の外方リング・コアは全コア２５に沿って分布された二次巻線３の回りに巻回される。同様にして、一次巻線２は主コア２５と、主コア内に同心に配備された制御コア２４の回りに巻回される。
【０１８１】
図６５は本発明に基づく装置のための簡略化磁気抵抗モデルを示す。
【０１８２】
図６５ａは本発明に基づくコネクタのための簡略化電気等価回路を、磁気抵抗をインダクタンスに置換して示している。
【０１８３】
一次巻線２内の電流がコア２４と２５内で磁束を発生する：
0004874493.tif 000039
ここに：
Φｐ  ＝巻線２内の電流によって確立された総磁束
Φｋ  ＝制御コア２４を通って進行する総磁束
Φｌ  ＝主コア２５を通って進行する総磁束の一部
主コア２４と制御コア２５内の漏洩磁束が無視されるので、
0004874493.tif 000040
多少、Φｋは制御された漏洩磁束と見なすことができる。
【０１８４】
図６５に基づいて、図６５ｂに示した磁気回路のための大々的に簡略化した電気等価回路を公式化することができる。
【０１８５】
従って、図６５ｂは磁気抵抗制御結合器の原理を示し、ここでインダクタンスＬｋ  が一次側からの電圧を吸収する。
0004874493.tif 000041
【０１８６】
このインダクタンスは制御コア２４内の可変磁気抵抗によって制御され、この結果、一次巻線に印加される正弦波定常電圧のために結線ないし電圧分割が式４３に示したようにそれぞれのコア内のインダクタンス間の比にほぼ等しくなる。
0004874493.tif 000042
【０１８７】
制御コア２４が飽和されたときに、ＬｋがＬｍと比較して非常に小さく、また電圧分割が巻数Ｎ１／Ｎ３間の比に基づくことになる。制御コアがオフ状態にあるとき、Ｌｋが大きく、また同じ範囲で二次側への電圧転換が阻止される。
【０１８８】
印加電圧と周波数に関する両コアの磁化状態は、主コア２５と制御コア２４が飽和に至るこをなしに各々別々に全時間電圧積分を吸収するように評価される。このモデルにおいて、制御コアおよび作用コアの鉄の面積が等しいが、これは本発明を限定することを考慮するのもではない。
【０１８９】
制御コア２４が主巻線２のために飽和状態にならないので、制御コア２４を作用磁束Ｂ１（Ｈ１）と独立してリセットすることができ、これによって磁気スイッチを実現する本発明によって目的を達成できる。必要ならば、磁化電流内のひずみを補正するためにのみ主コア２５は、必要なＭＭＦが第２半周期に戻るまでの１パルスまたは周期の半分後でリセットできる。
【０１９０】
切換適用例において、スイッチがオフのとき、すなわち、一次巻線２の磁束が制御コア２４と作用コア２５間に分布されているときに、一次巻線２と二次巻線３間の磁束結合は僅かであり、非常に小さいエネルギ転換が一次巻線２と二次巻線３に発生される。
【０１９１】
スイッチがオンのとき、すなわち、制御コア２４内の磁気抵抗が非常に小さく（μｒ＝１０〜５０）、また、空気コイルの磁気抵抗に近づいたときに、一次巻線２と二次巻線３の間で非常に優れた磁束結合とエネルギの転換を得ることになる。
【０１９２】
従って、本発明の重要な適用例は、磁気抵抗制御スイッチおよび従来の周波数コンバータ結線および整流器結線に磁気抵抵制御スイッチを使用するＤＣ−ＡＣまたはＡＣ−ＤＣコンバータを備えた周波数コンバータとしたものである。
【０１９３】
周波数コンバータの変形例が、３相システム中の各相から小さい正弦電圧を付加することによって実現することが考えられ、各々分離磁気抵抗制御コアに接続され、これが次に付加コアと磁気抵抗制御コアを介して共通巻線によって磁気抵抗制御コアに磁気的に結合された一つまたはそれ以上の付加コアに結合されている。次に正弦電圧の一部が磁気抵抗制御コアから付加コアに接続され、異なる周波数の電圧が発生される。
【０１９４】
ＤＣ−ＡＣコンバータがＤＣ電圧を作用コアに収容される主巻線に接続することによって実現でき、この時点で作用コアは二次巻線の回りに巻回され、作用コアと制御コア間の磁束結合を正弦波的に変化させることによって正弦電圧を得ることができる。
【０１９５】
図６６は磁気スイッチのための結線を示す。もちろん、これは調整可能変圧器としても作用する。
【０１９６】
図６７および６７ａは３相設計の一例を示す。もちろん、全ての他の３相整流器結線も可能である。ダイオード・ブリッジまたはそれぞれのダイオードを１２パルス・コネクタ内のそれぞれのアウトレットに接続することにより、調節可能な整流器が得られる。
【０１９７】
調節可能変圧器としての適用例において、磁気抵抗制御コアの寸法は（０〜１００％または８０〜１１０％の）電圧のための変圧器が必要とされる調節の範囲によって決定されることを強調しなければならない。
【０１９８】
図６７ｂは入力周波数を、無作為に選択された出力周波数に変換するための周波数変換器内のコネクタとして、また６または１２パルスの変圧器から発生された相電圧の一部を各電動機位相に付加するための非同期電動機の作動を意図した本発明に基づいた装置の使用を示す（６７ｂ）。
【０１９９】
図６８はＵＦＣ（強制整流による無制限周波数変換装置）内のスイッチとして使用される装置を示す。
【０２００】
図６９は本発明に基づく６台の装置２８〜３３からなる回路を示す。装置２８〜３３は周波数コンバータとして使用され、発生された電圧の周期は基本周波数の一部からなる。これは正の新しい半周期を新しい正弦電圧内に形成し、続いて負の半周期または負の半周期の一部を形成するために正弦電圧の正半周期または半周期の一部のみを「通過させ」、これによって新しい正弦電圧内に負の半周期を形成することにより作動する。この方法において、正弦電圧は基本周波数の１０％から１００％の周波数で発生される。このコンバータは、出力の電圧が一次巻線と二次巻線間の結線の磁気抵抗制御を介して調整されるので、ソフト始動として作動する。
【０２０１】
図６９において、最初の半周期がコネクタ番号２８（主巻線２）によって許容されれば、同じコネクタ中の二次巻線（主巻線３）を流れる電流がコネクタ番号２９中の二次巻線（主巻線３）を整流し、また２９から２８へ等々順になされる。
【０２０２】
図７０は本発明に基づく装置のＤＣ−ＡＣコンバータとしての使用を示す。ここでコネクタ中の主巻線２がＤＣ電圧Ｕ１によって励起される。この電圧は制御コア２４と主コア２５（図には示していない）両方に磁界Ｈ１（Ｂ１）を確立する。ターン数Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３および鉄の面積は、どのコアも定常状態で飽和しないような方法で設計される。制御信号（すなわち、制御巻線４の励起）の制御コア２４への伝送の事象において、その磁束Ｂ２（Ｈ２）が主コア２５へ転送され、またこのコア２５内で磁束Ｂ１（Ｈ１）内の変化が二次巻線（主巻線３）内に電圧を誘起するような方法で設計される。正弦状制御電流Ｉ２を有することにより、正弦電圧が制御電圧Ｕ１として同じ周波数で二次側（主巻線３）上に発生可能である。
【０２０３】
図７０ｂは磁気抵抗の変化を伴うコンバータとして本発明の使用を示す。
【０２０４】
図７１はＡＣ−ＤＣコンバータとして本発明に基づく装置の使用を示す。同じ制御原理が、図６９の周波数コンバータの説明中に上述したようにここでも使用される。図７１ｂは装置の入力と出力電圧の時間の図を示す。
【０２０５】
上述したように、本発明に基づく電圧コネクタは、発電機と負荷間で電圧の吸収のための可動部が実質上ない。コネクタの機能は発電機と負荷間の電圧を小さい制御電流によって０〜１００％で制御できることである。第２機能は単に電圧スイッチとなることである。さらなる機能は電圧曲線を形成し、転換できることである。
【０２０６】
本発明に基づく新しい技術は、既存のダイオード整流器をアップグレードさせるために使用することができるが、調整が必要である。１２パルスまたは２４パルスの整流システムに関して、０〜１００％の制御可能な整流を保持しながら簡単な方法でシステム内の電圧を平衡させることができる。
【０２０７】
本発明に包含される磁気材料に関して、費用／利益要素を基準にして選択される。費用は市場における利用性、選択された種々の解決策の生産性および価格のうないくつかのパラメータとリンクしている。利益要素は、電気技術要素に基づいており、材料は材料のタイプおよび磁気特性を含めて必要である。重要であると考えられる磁気特性にはヒステリシス損、飽和磁束レベル、透磁率、材料の二つの主要方向における磁化容量および磁気ひずみが含まれる。本発明に包含されるエネルギ源とユーザへの電気ユニット周波数、電圧と電力が、材料の選択をするために決定される。適切な材料には次のものが含まれる：
ａ）鉄−シリコン・スチール：厚みが約０．１ｍｍ〜０．３ｍｍ、幅が１０ｍｍから１１００ｍｍ片として成され、コイルに巻き取られる。おそらく、価格と既に開発された製造技術を考慮して大きいコアが最も好ましい。低周波数で使用するためである。
ｂ）鉄−ニッケル合金（パーマロイ）および（または）鉄−コバルト合金（パーメンジュール）、片として生成されコイルに巻き取られる。これらは特殊な磁気特性を備えた合金であり、そのサブグループは開発された非常に特殊な特性を有している。
ｃ）アモルファス合金、メタグラス：厚みが約２０μｍ〜５０μｍ、幅が４ｍｍから２００ｍｍ片として成され、コイルに巻き取られる。非常に高い透磁率、非常に低い損失がほぼ０の磁気ひずみで作られることができる。鉄を基準にしたもの、コバルトを基準にしたもの等、無数の種類が存在する。すばらしい特性であるが高価。
ｄ）ソフト・フェライト：コンバータ工業のために開発された特定形態の燒結体。小さい損失のため高周波数で使用される。低磁束密度。低損失。物理的信頼できる寸法に制限がある。
ｅ）圧縮粉体コア：特定適用例のために開発された特定形状の圧縮鉄粉合金。低透磁率、現在最高約４００〜６００。低損失、しかし高い磁束密度。非常に複雑な形状に生成できる。
【０２０８】
全ての燒結体、プレス−モールド・コアが、実際の形状を閉磁路が適切な磁界のために得られる方法で作ることができるので、特殊な磁界結合器を必要とせずに本発明に関して適切なトポロジーを実行することができる。
【０２０９】
コアがロール状のシート金属に基づいて製作されれば、コアは一つまたはそれ以上の磁界結合器によって補完されなければならない。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は、本発明の基本原理およびその第１実施例を示す図。
【図２】  図２は、本発明の基本原理およびその第１実施例を示す図。
【図３】  図３は、本発明に基づく装置の実施例の概略図。
【図４】  図４は、本発明に基づく装置の部分を形成する異なる磁束のエリアを示す図。
【図５】  図５は、本発明に基づく装置の第１等価回路図。
【図６】  図６は、本発明に基づく装置の簡単化ブロック図。
【図７】  図７は、磁束対電流を示す図。
【図８】  図８は、本発明に基づく装置の磁気材料のための磁化曲線およびドメインを示す図。
【図９】  図９は、本発明に基づく装置の磁気材料のための磁化曲線およびドメインを示す図。
【図１０】  図１０は、主巻線および制御巻線のための磁束密度を示す図。
【図１１】  図１１は、本発明の第２実施例を示す図。
【図１２】  図１２は、本発明の同じ第２実施例を示す図。
【図１３】  図１３は、第２実施例を断面で示す図。
【図１４】  図１４は、第２実施例を断面で示す図。
【図１５】  図１５は、本発明の前記第２実施例の磁界結合器の異なる実施例を示す図。
【図１６】  図１６は、本発明の前記第２実施例の磁界結合器の異なる実施例を示す図。
【図１７】  図１７は、本発明の前記第２実施例の磁界結合器の異なる実施例を示す図。
【図１８】  図１８は、本発明の前記第２実施例の磁界結合器の異なる実施例を示す図。
【図１９】  図１９は、本発明の第２実施例の管状本体の異なる実施例を示す図。
【図２０】  図２０は、本発明の第２実施例の管状本体の異なる実施例を示す図。
【図２１】  図２１は、本発明の第２実施例の管状本体の異なる実施例を示す図。
【図２２】  図２２は、本発明の第２実施例の管状本体の異なる実施例を示す図。
【図２３】  図２３は、本発明の第２実施例の管状本体の異なる実施例を示す図。
【図２４】  図２４は、本発明の第２実施例の管状本体の異なる実施例を示す図。
【図２５】  図２５は、本発明の第２実施例の管状本体の異なる実施例を示す図。
【図２６】  図２６は、本発明の第２実施例の管状本体の異なる実施例を示す図。
【図２７】  図２７は、本発明の第２実施例の管状本体の異なる実施例を示す図。
【図２８】  図２８は、本発明の第２実施例の管状本体の異なる実施例を示す図。
【図２９】  図２９は、本発明の第２実施例の管状本体の異なる実施例を示す図。
【図３０】  図３０は、本発明の第２実施例の管状本体の異なる実施例を示す図。
【図３１】  図３１は、本発明の第２実施例の管状本体の異なる実施例を示す図。
【図３２】  図３２は、本発明の第２実施例の管状本体の異なる実施例を示す図。
【図３３】  図３３は、本発明の第２実施例の磁界結合器の異なる観点を示す図
【図３４】  図３４は、本発明の第２実施例の磁界結合器の異なる観点を示す図
【図３５】  図３５は、本発明の第２実施例の磁界結合器の異なる観点を示す図
【図３６】  図３６は、本発明の第２実施例の磁界結合器の異なる観点を示す図
【図３７】  図３７は、本発明の第２実施例の磁界結合器の異なる観点を示す図
【図３８】  図３８は、本発明の第２実施例の磁界結合器の異なる観点を示す図
【図３９】  図３９は、本発明の第２実施例に基づいて組み立てた装置を示す図。
【図４０】  図４０は、本発明の第３実施例の断面図および平面図。
【図４１】  図４１は、本発明の第３実施例の断面図および平面図。
【図４２】  図４２は、本発明の第３実施例に使用するための磁界結合器の特定実施例を示す図。
【図４３】  図４３は、本発明の第３実施例に使用するための磁界結合器の特定実施例を示す図。
【図４４】  図４４は、本発明の第３実施例に使用するための磁界結合器の特定実施例を示す図。
【図４５】  図４５は、変圧器として使用するために本発明の第３実施例を示す図。
【図４６】  図４６は、磁気抵抗制御磁束結合変圧器として使用するために本発明の第４実施例の断面図および平面図。
【図４７】  図４７は、磁気抵抗制御磁束結合変圧器として使用するために本発明の第４実施例の断面図および平面図。
【図４８】  図４８は、粉体基準磁気材料に合うように適用され、これによって磁界結合器のない本発明の第４実施例を示す図。
【図４９】  図４９は、粉体基準磁気材料に合うように適用され、これによって磁界結合器のない本発明の第４実施例を示す図。
【図５０】  図５０は、図４８の線ＶＩ−ＶＩから見た断面図。
【図５１】  図５１は、図４８の線ＶＩ−ＶＩから見た断面図。
【図５２】  図５２は、粉体基材磁気材料に合うように適用され、これによって磁界結合器のないコアを示す図。
【図５３】  図５３は、粉体基材磁気材料に合うように適用され、これによって磁界結合器のないコアを示す図。
【図５４】  図５４は、本発明の第４実施例の変形例の「Ｘ線写真」図。
【図５５】  図５５は、変圧器結線のための可能性を背景にした原理を共にした本発明に基づく装置の第２変形例を示す図。
【図５６】  図５６は、本発明に基づく電圧コネクタのための電気−機械的概略シンボルの提案を示す図。
【図５７】  図５７は、電圧コネクタのためのブロック概略シンボルのための提案を示す図。
【図５８】  図５８は、制御巻線および制御磁束を含まない磁気回路を示す図。
【図５９】  図５９は、本発明に基づく電圧コンバータのための電気−機械的概略シンボルの提案を示す図。
【図６０】  図６０は、本発明に基づく電圧コンバータのための電気−機械的概略シンボルの提案を示す図。
【図６１】  図６１は、交流回路に本発明を使用する図。
【図６２】  図６２は、３相システムに本発明の使用を示す図。
【図６３】  図６３は、ＤＣ−ＤＣコンバータに可変チョークとしての使用を示す図。
【図６４】  図６４は、コンデンサと一緒にフィルター内に可変チョークとしての使用を示す図。
【図６５】  図６５は、本発明に基づく装置のために簡略化した磁気抵抗モデルおよび本発明に基づくコネクタのための簡略化電気等価図を示す図。
【図６６】  図６６は、磁気スイッチのための結線を示す図。
【図６７】  図６７は、本発明の３相使用の例を示す図。
【図６８】  図６８は、スイッチとして使用された装置を示す図。
【図６９】  図６９は、本発明に基づく６台の装置からなる回路図。
【図７０】  図７０は、ＤＣ−ＡＣ変換器として本発明に基づく装置の使用を説明する図。
【図７１】  図７１は、ＡＣ−ＤＣ変換器として本発明に基づく装置の使用を説明する図。
【図１ａ】
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【図１ｂ】
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【図１ｃ】
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【図１ｄ】
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【図１ｅ】
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【図１ｆ】
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【図１ｇ】
0004874493.tif 000049
【図２ａ】
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【図２ｂ】
0004874493.tif 000051
【図２ｃ】
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【図３】
0004874493.tif 000053
【図４ａ】
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【図４ｂ】
0004874493.tif 000055
【図４ｃ】
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【図４ｄ】
0004874493.tif 000057
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９ａ】
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【図９ｂ】
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【図１０】
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【図１１ａ】
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【図１１ｂ】
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【図１１ｅ】
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【図１２ａ】
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【図１２ｂ】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５ａ】
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【図１５ｂ】
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【図１５ｃ】
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【図１６】
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【図１７ａ】
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【図１７ｂ】
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【図１７ｃ】
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【図１８ａ】
0004874493.tif 000079
【図１８ｂ】
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【図１８ｃ】
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【図１９】
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【図２０】
0004874493.tif 000083
【図２１】
0004874493.tif 000084
【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
0004874493.tif 000090
【図２８】
0004874493.tif 000091
【図２９】
0004874493.tif 000092
【図３０】
0004874493.tif 000093
【図３１】
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【図３２】
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【図３３ａ】
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【図３３ｂ】
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【図３３ｃ】
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【図３３ｄ】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９ａ】
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【図４９ｂ】
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【図４０ａ】
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【図４０ｂ】
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【図４１ａ】
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【図４１ｂ】
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【図４２ａ】
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【図４２ｂ】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５ａ】
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【図４５ｂ】
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【図４６ａ】
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【図４６ｂ】
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【図４７ａ】
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【図４７ｂ】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１ａ】
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【図５１ｂ】
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【図５２ａ】
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【図５２ｂ】
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【図５３ａ】
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【図５３ｂ】
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【図５４】
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【図５５】
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【図５６】
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【図５７】
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【図５８】
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【図５９】
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【図６０】
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【図６１】
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【図６２】
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【図６３】
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【図６４ａ】
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【図６４ｂ】
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【図６５ａ】
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【図６５ｂ】
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【図６６】
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【図６７】
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【図６８】
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【図６９】
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【図７０】
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【図７１】
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