(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
自己消弧形半導体素子とダイオードとの逆並列接続回路２個を直列接続してなる第１アーム，第２アーム，第３アームと、第１コンデンサとを互いに並列接続し、第１リアクトルの一端を第１アームの中間接続点に接続し、第２リアクトルと第２コンデンサとを直列接続してなる出力フィルタのリアクトル側端を第３アームの中間接続点に接続して形成される電力変換回路を２組備え、
入力交流電源の一端とそれぞれの前記第１リアクトルの他端とを接続し、該入力交流電源の他端はそれぞれの前記第２アームの中間接続点とそれぞれの前記出力フィルタのコンデンサ側端とに接続すると共に、それぞれの前記第２コンデンサの両端から並列給電される負荷に交流電圧を印加するために、前記２組の電力変換回路のスイッチング動作を制御する制御装置から構成される電力変換装置において、
前記制御装置には、前記２組の電力変換回路から前記負荷に流れる電流それぞれとこれらの電流のその都度の平均値との差を差電流として導出する差電流検出回路を２組備え、前記第３アームへのＰＷＭパルス指令にローパスフィルタを介した値それぞれと前記差電流のいずれかとから前記第３アームを形成する自己消弧形半導体素子それぞれのオンタイミングを調整する４組のタイミング調整回路を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
自己消弧形半導体素子とダイオードとの逆並列接続回路２個を直列接続してなる第１アーム，第２アーム，第３アームと、第１コンデンサとを互いに並列接続し、第１リアクトルの一端を第１アームの中間接続点に接続し、第２リアクトルと第２コンデンサとを直列接続してなる出力フィルタのリアクトル側端を第３アームの中間接続点に接続して形成される電力変換回路を２組備え、
入力交流電源の一端とそれぞれの前記第１リアクトルの他端とを接続し、該入力交流電源の他端はそれぞれの前記第２アームの中間接続点とそれぞれの前記出力フィルタのコンデンサ側端とに接続すると共に、それぞれの前記第２コンデンサの両端から並列給電される負荷に交流電圧を印加するために、前記２組の電力変換回路のスイッチング動作を制御する制御装置から構成される電力変換装置において、
前記制御装置には、前記２組の電力変換回路から前記負荷に流れる電流それぞれとこれらの電流のその都度の平均値との差を差電流として導出する２組の差電流検出回路と、それぞれの前記差電流の極性を反転する２組の極性反転回路と、
前記一方の第３アームへのＰＷＭパルス指令にローパスフィルタを介した値それぞれと前記差電流のいずれかとから該第３アームを形成する自己消弧形半導体素子それぞれのオンタイミングを調整する２組の第１のタイミング調整回路と、
前記他方の第３アームへのＰＷＭパルス指令にローパスフィルタを介した値それぞれと前記極性を反転した差電流のいずれかとから該第３アームを形成する自己消弧形半導体素子それぞれのオンタイミングを調整する２組の第２のタイミング調整回路とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
前記制御装置では、前記第３アームを前記入力交流電源よりも高い周波数でスイッチング動作させ、このときの前記２組の電力変換回路から前記負荷に流れる電流それぞれと前記平均値との差である差電流それぞれに基づいて、前記第３アームを形成する自己消弧形半導体素子それぞれのオンタイミングを調整するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、入力交流電源から負荷に安定した交流電圧を供給するために、ＰＷＭ制御技術を用いつつ主回路構成に特徴を有する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６は、下記「非特許文献１」の回路構成を含む、この種の電力変換装置の従来例を示す回路構成図である。
【０００３】
この電力変換装置２ではダイオードがそれぞれ逆並列接続された自己消弧形半導体素子としてのＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）のＱ１とＱ２とを直列接続してなる第１アーム，ダイオードがそれぞれ逆並列接続されたＩＧＢＴのＱ３とＱ４とを直列接続してなる第２アーム，ダイオードがそれぞれ逆並列接続されたＩＧＢＴのＱ５とＱ６とを直列接続してなる第３アーム，コンデンサＣ１それぞれを互いに並列接続している。また、リアクトルＬ１の一端を第１アームの中間接続点に接続し、リアクトルＬ２とコンデンサＣ３とを直列接続してなる出力フィルタのリアクトルＬ２側端を第３アームの中間接続点に接続してなる電力変換回路ＰＣＣ１としている。さらに、この電力変換回路ＰＣＣ１への入力交流電源１の一端とリアクトルＬ１の他端とを接続し、入力交流電源１の他端は第２アームの中間接続点と前記出力フィルタのコンデンサＣ３側端とに接続すると共に、コンデンサＣ３の両端から給電される負荷３に安定した交流電圧を印加するために、前記電力変換回路のスイッチング動作を制御する制御装置４とから構成されている。ここで、コンデンサＣ２は入力電源１のフィルタコンデンサである。
【０００４】
この電力変換装置２において、コンデンサＣ１をＩＧＢＴのＱ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６とそのダイオードで構成されるコンバータの電源と考えたとき、このコンバータは入力交流電源１と負荷３との間に直列接続されていることから直列コンバータとも称される。
【０００５】
また、コンデンサＣ１が出力側に接続されているＩＧＢＴのＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４とそのダイオードは、入力交流電源１に並列に接続されているコンバータと見做せることから並列コンバータとも称される。
【０００６】
すなわち、前記直列コンバータが任意の電圧を発生することで、負荷３には入力交流電源１の電圧と該直列コンバータの電圧とが加算されて印加されることになる。従って、負荷３には一定の電圧を供給することができる。このとき、前記並列コンバータは入力交流電源１との間で充放電動作を行うことで、コンデンサＣ１の電圧をほぼ一定にしている。
【０００７】
図７は、図６に示した電力変換装置２の電力変換回路ＰＣＣ１のスイッチング動作を説明するための波形図である。
【０００８】
図６に示した制御装置４により、交流電圧検出器ＰＴ１の検出値としての図７に示す入力電圧である入力交流電源１の電圧極性の変化に同期して、図７に示すようにＩＧＢＴのＱ３，Ｑ４にはオン・オフ動作をさせつつ、直流電圧指令値に基づいたＰＷＭ制御結果によるオン・オフ信号を、図７に示すようにＩＧＢＴのＱ１，Ｑ２に与えることで、コンデンサＣ１の両端電圧を入力交流電源１の振幅値より高い値でのほぼ一定値に調整するようにしている。そして、このコンデンサＣ１の両端電圧を、上述の如くＩＧＢＴのＱ３，Ｑ４にはオン・オフ動作をさせつつ、電圧検出器ＰＴ２の検出値に対応する出力電圧指令値によるＰＷＭ制御に基づいたオン・オフ信号を、図７に示すようにＩＧＢＴのＱ５，Ｑ６に与える。その結果、負荷３には、入力交流電源１の電圧変動を補償しつつ、その周波数が入力交流電源１と等しく、所望の振幅値の交流電圧を供給することができる。
【０００９】
なお図７では、ＩＧＢＴのＱ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６それぞれのオン・オフ信号はＩＧＢＴのＱ３，Ｑ４のオン・オフ信号の変化に対応しつつ、一定幅で示しているが、これは模式的に示すもので、実際には、上述のＰＷＭ制御結果それぞれに応じてこれらの幅は増減する。また、図７からも明らかなように、ＩＧＢＴのＱ１とＱ２は逆論理の関係にあり、同様に、ＩＧＢＴのＱ３とＱ４、および、ＩＧＢＴのＱ５とＱ６は逆論理の関係にある。
【非特許文献１】電気学会論文誌    Ｖｏｌ．１１９−Ｄ，Ｎｏ．３  １９９９年ｐ．４１２〜４１８
【特許文献１】特開平５−３０６６１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図６に示した回路構成の電力変換装置の大容量化手段として、上述の電力変換回路２組を並列運転する方法がある。
【００１１】
しかしながら、前記電力変換回路の並列運転では回路内部の素子特性のばらつき等によって、単にその出力端を並列接続するのみでは各電力変換回路の出力電流にアンバランスが発生し、該回路間に横流を発生させる。上記「特許文献１」はその解決策の一例である。
【００１２】
この発明の目的は、ＰＷＭ制御技術を用いつつ主回路構成に特徴を有する上述の電力変換回路の並列運転における横流を抑制できる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この第１の発明は、自己消弧形半導体素子とダイオードとの逆並列接続回路２個を直列接続してなる第１アーム，第２アーム，第３アームと、第１コンデンサとを互いに並列接続し、第１リアクトルの一端を第１アームの中間接続点に接続し、第２リアクトルと第２コンデンサとを直列接続してなる出力フィルタのリアクトル側端を第３アームの中間接続点に接続して形成される電力変換回路を２組備え、入力交流電源の一端とそれぞれの前記第１リアクトルの他端とを接続し、該入力交流電源の他端はそれぞれの前記第２アームの中間接続点とそれぞれの前記出力フィルタのコンデンサ側端とに接続すると共に、それぞれの前記第２コンデンサの両端から並列給電される負荷に交流電圧を印加するために、前記２組の電力変換回路のスイッチング動作を制御する制御装置から構成される電力変換装置において、
前記制御装置には、前記２組の電力変換回路から前記負荷に流れる電流それぞれとこれらの電流のその都度の平均値との差を差電流として導出する差電流検出回路を２組備え、前記第３アームへのＰＷＭパルス指令にローパスフィルタを介した値それぞれと前記差電流のいずれかとから前記第３アームを形成する自己消弧形半導体素子それぞれのオンタイミングを調整する４組のタイミング調整回路を備えたことを特徴とする。
【００１４】
第２の発明は、自己消弧形半導体素子とダイオードとの逆並列接続回路２個を直列接続してなる第１アーム，第２アーム，第３アームと、第１コンデンサとを互いに並列接続し、第１リアクトルの一端を第１アームの中間接続点に接続し、第２リアクトルと第２コンデンサとを直列接続してなる出力フィルタのリアクトル側端を第３アームの中間接続点に接続して形成される電力変換回路を２組備え、
入力交流電源の一端とそれぞれの前記第１リアクトルの他端とを接続し、該入力交流電源の他端はそれぞれの前記第２アームの中間接続点とそれぞれの前記出力フィルタのコンデンサ側端とに接続すると共に、それぞれの前記第２コンデンサの両端から並列給電される負荷に交流電圧を印加するために、前記２組の電力変換回路のスイッチング動作を制御する制御装置から構成される電力変換装置において、
前記制御装置には、前記２組の電力変換回路から前記負荷に流れる電流それぞれとこれらの電流のその都度の平均値との差を差電流として導出する２組の差電流検出回路と、それぞれの前記差電流の極性を反転する２組の極性反転回路と、
前記一方の第３アームへのＰＷＭパルス指令にローパスフィルタを介した値それぞれと前記差電流のいずれかとから該第３アームを形成する自己消弧形半導体素子それぞれのオンタイミングを調整する２組の第１のタイミング調整回路と、
前記他方の第３アームへのＰＷＭパルス指令にローパスフィルタを介した値それぞれと前記極性を反転した差電流のいずれかとから該第３アームを形成する自己消弧形半導体素子それぞれのオンタイミングを調整する２組の第２のタイミング調整回路とを備えたことを特徴とする。
【００１５】
第３の発明は前記第１又は第２の発明の電力変換装置において、前記制御装置では、前記第３アームを前記入力交流電源よりも高い周波数でスイッチング動作させ、このときの前記２組の電力変換回路から前記負荷に流れる電流それぞれと前記平均値との差である差電流それぞれに基づいて、前記第３アームを形成する自己消弧形半導体素子それぞれのオンタイミングを調整するようにしたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
この発明によれば、前記電力変換装置において、２組の電力変換回路から負荷に流れる電流それぞれとこれらの電流のその都度の平均値との差である差電流それぞれにより、速やかに各電力変換回路の第３アームのオンタイミングを補正することで、該電力変換回路の並列運転における横流を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図１は、この発明の実施の形態を示す電力変換装置の回路構成図である。
【００１９】
この電力変換装置１０では、ダイオードがそれぞれ逆並列接続されたＩＧＢＴのＱ１１とＱ１２とを直列接続してなる第１アーム，ダイオードがそれぞれ逆並列接続されたＩＧＢＴのＱ１３とＱ１４とを直列接続してなる第２アーム，ダイオードがそれぞれ逆並列接続されたＩＧＢＴのＱ１５とＱ１６とを直列接続してなる第３アーム，コンデンサＣ１１それぞれを互いに並列接続している。また、リアクトルＬ１１の一端を第１アームの中間接続点に接続し、リアクトルＬ１２とコンデンサＣ１２とを直列接続してなる出力フィルタのリアクトルＬ１２側端を第３アームの中間接続点に接続してなる電力変換回路ＰＣＣ１０としている。
【００２０】
また同様に、ダイオードがそれぞれ逆並列接続されたＩＧＢＴのＱ２１とＱ２２とを直列接続してなる第１アーム，ダイオードがそれぞれ逆並列接続されたＩＧＢＴのＱ２３とＱ２４とを直列接続してなる第２アーム，ダイオードがそれぞれ逆並列接続されたＩＧＢＴのＱ２５とＱ２６とを直列接続してなる第３アーム，コンデンサＣ２１それぞれを互いに並列接続している。また、リアクトルＬ２１の一端を第１アームの中間接続点に接続し、リアクトルＬ２２とコンデンサＣ２２とを直列接続してなる出力フィルタのリアクトルＬ２２側端を第３アームの中間接続点に接続してなる電力変換回路ＰＣＣ２０としている。
【００２１】
さらに、この電力変換回路ＰＣＣ１０，ＰＣＣ２０への入力交流電源１の一端と，リアクトルＬ１１およびＬ２２の他端とを接続し、入力交流電源１の他端は電力変換回路ＰＣＣ１０の第２アームおよび電力変換回路ＰＣＣ２０の第２アームの中間接続点と、前記出力フィルタのコンデンサＣ１２およびＣ２２側端とに接続すると共に、コンデンサＣ１２およびＣ２２の両端から給電される負荷３に安定した交流電圧を印加するために、前記電力変換回路それぞれのスイッチング動作を制御する制御装置３０または５０とから構成されている。
【００２２】
ここで、コンデンサＣ１０は入力電源１のフィルタコンデンサであり、交流電流検出器ＣＴ１，ＣＴ２は電力変換回路ＰＣＣ１０，ＰＣＣ２０それぞれからの出力電流を検出するために設けている。また、交流電圧検出器ＰＴ１，ＰＴ２は、先述の如く、入力交流電源１の電圧と電力変換装置１０の出力電圧を検出するために設けている。なお、図１からも明らかなように、電力変換回路ＰＣＣ１０，ＰＣＣ２０それぞれの回路構成は、図６に示した電力変換回路ＰＣＣ１の回路構成と同じである。
【００２３】
この発明の電力変換装置１０における電力変換回路ＰＣＣ１０とＰＣＣ２０の並列運転での横流の抑制手段について、図２〜５を参照しつつ、以下に説明をする。
【００２４】
図２は、この発明の第１の実施例としての図１に示した制御装置３０の部分詳細回路構成図である。すなわち、この回路構成は電力変換装置１０における電力変換回路ＰＣＣ１０とＰＣＣ２０の並列運転での横流の抑制手段に関係する部分を示している。
【００２５】
電圧制御・ＰＷＭ演算回路３１では、交流電圧検出器ＰＴ１の検出値の極性変化を基準として図示しないＩＧＢＴのＱ１３，Ｑ１４，Ｑ２３，Ｑ２４をオン・オフ動作させつつ、該検出値と直流電圧指令値とに基づいたＰＷＭ制御演算結果によるオン・オフ信号を図示しないＩＧＢＴのＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２に与えることで、コンデンサＣ１１，Ｃ２１それぞれの両端電圧を入力交流電源１の振幅値より高い値でのほぼ一定値に調整するようにしている。
【００２６】
さらに、この電圧制御・ＰＷＭ演算回路３１では、電圧検出器ＰＴ２の検出値と出力電圧指令値とによるＰＷＭ制御演算結果に基づいたオン・オフ信号をＬＰＦ（ローパスフィルタ）３４，３８，４２，４６とＡＮＤ素子３６，４０，４４，４８に送出している。
【００２７】
また、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６および演算増幅素子ＯＰ１からなる差電流検出回路３２と、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２６および演算増幅素子ＯＰ２からなる差電流検出回路３３には交流電流検出器ＣＴ１，ＣＴ２それぞれの検出値が入力され、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の接続点と抵抗Ｒ２３，Ｒ２４の接続点とが図示の如く結ばれている。これにより、抵抗Ｒ１３の両端にはＰＣＣ１０の出力電流と、電力変換回路ＰＣＣ１０の出力電流と電力変換回路ＰＣＣ２０の出力電流の平均値との差が得られ、同様に、抵抗Ｒ２３の両端にはＰＣＣ２０の出力電流と前記平均値との差が得られる。従って、演算増幅素子ＯＰ１の出力端にはＰＣＣ１０の出力電流と前記平均値との差の極性を反転した増幅値が得られ、同様に、演算増幅素子ＯＰ２の出力端にはＰＣＣ２０の出力電流と前記平均値との差の極性を反転した増幅値が得られる。
【００２８】
図３は、図２に示した差電流検出回路，ＬＰＦ，コンパレータ素子，ＡＮＤ素子それぞれの基本的な動作を説明する波形図であり、この図は電力変換回路ＰＣＣ１０の出力電流とＰＣＣ２０の出力電流とが等しいときの動作波形図である。
【００２９】
この図において、コンパレータ素子部でのａの波形は電圧制御・ＰＷＭ演算回路３１から出力されたＩＧＢＴのＱ１５，Ｑ１６，Ｑ２５，Ｑ２６それぞれへのオン・オフ信号（ＰＷＭパルス指令）であり、このオン・オフ信号にＬＰＦを介することにより、エッジに傾斜を持ったｂの波形に変換される。すなわち、コンパレータ素子では図示の基準レベルＣ0 の電圧値と前記傾斜を持ったｂの波形の値との比較演算を行い、この演算結果と前記ａの波形の値との論理演算をＡＮＤ素子が行うことにより、ＡＮＤ素子部の出力はｄ0 の波形となり、このｄ0 の波形の値がオン・オフ信号としてゲート駆動回路３７，４１，４５，４９それぞれに伝達される。
【００３０】
このときの基準レベルの電圧値は、上述の差電流検出回路の演算増幅素子ＯＰ１，ＯＰ２の出力端の電圧値が「零」であることから、例えば、＋１５Ｖを抵抗Ｒ１６とＲ１７、または抵抗Ｒ２６とＲ２７で分圧した値で設定される。従って、ＡＮＤ素子の出力であるＩＧＢＴのＱ１５，Ｑ１６，Ｑ２５，Ｑ２６それぞれへのオンタイミングが、電圧制御・ＰＷＭ演算回路３１からのオンタイミングよりも、例えば、数マイクロ秒遅れた位置に設定される。
【００３１】
図４は、図２に示した差電流検出回路，ＬＰＦ，コンパレータ素子，ＡＮＤ素子それぞれにおける電力変換回路ＰＣＣ１０，ＰＣＣ２０間の横流を抑制するときの動作を説明する波形図である。
【００３２】
図４（イ）は、差電流検出回路の出力値が前記基準レベルＣ0 より低下してＣ1 となったとき、すなわち、電力変換回路ＰＣＣ１０，ＰＣＣ２０それぞれの出力電流間に差が発生し、その出力電流の極性が正でその振幅がより大きいとき、または極性が負でその振幅がより小さいときの挙動を示す波形である。
【００３３】
この図のｄ1 の波形からも明らかなように、ＩＧＢＴへのオンタイミングをより早めるように動作するので、その出力電圧の振幅が増大する。従って、図２に示した回路構成では、相手方の電力変換回路の同極性の出力電流が増大するように作用すると共に、自方の電力変換回路の反対極性の出力電流が増大するように作用する。
【００３４】
図４（ロ）は、差電流検出回路の出力値が前記基準レベルＣ0 より上昇してＣ2 となったとき、すなわち、電力変換回路ＰＣＣ１０，ＰＣＣ２０それぞれの出力電流間に差が発生し、その出力電流の極性でその振幅がより小さいとき、または、極性が負でその振幅がより大きいときのの挙動を示す波形である。
【００３５】
この図のｄ2 の波形からも明らかなように、ＩＧＢＴへのオンタイミングをより遅らせるように動作するので、その出力電圧の振幅が減少する。従って、図２に示した回路構成では、相手方の電力変換回路の同極性の出力電流が減少するように作用すると共に、自方の電力変換回路の反対極性の出力電流が減少するように作用する。
【００３６】
図５は、この発明の第２の実施例としての図１に示した制御装置５０の部分詳細回路構成図である。この図において、図２に示した回路構成と同一機能を有するものには、同一符号を付している。すなわち、この回路構成が、図２に示した回路構成と異なっている点は、極性反転回路５１，５２を付加していることである。
【００３７】
従って、この制御装置５０では電力変換回路ＰＣＣ１０，ＰＣＣ２０それぞれの出力電流間に差が発生し、その出力電流の極性が正でその振幅がより大きいとき、または、極性が負でその振幅がより小さいときには、相手方の電力変換回路の同極性の出力電流が増大するように作用すると共に、極性反転回路の追加により、自方の電力変換回路の同極性の出力電流が減少するように作用する。
【００３８】
また、電力変換回路ＰＣＣ１０，ＰＣＣ２０それぞれの出力電流間に差が発生し、その出力電流の極性が正でその振幅がより小さいとき、または、極性が負でその振幅がより大きいときには、相手方の電力変換回路の同極性の出力電流が減少するように作用すると共に、極性反転回路の追加により、自方の電力変換回路の同極性の出力電流が増大するように作用する。
【００３９】
以上のように、この発明の電力変換装置１０において、電力変換回路ＰＣＣ１０の第３アームおよび電力変換回路ＰＣＣ２０の第３アームのオンタイミングを、制御装置３０または制御装置５０の電圧制御・ＰＷＭ演算回路３１が出力するＰＷＭ制御演算結果に基づいたその都度のオン・オフ信号に対して、速やかに補正することで、電力変換回路ＰＣＣ１０，ＰＣＣ２０の並列運転における横流を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】この発明の実施の形態を示す電力変換装置の回路構成図
【図２】この発明の第１の実施例を示す図１の部分詳細回路構成図
【図３】図２の動作を説明する波形図
【図４】図２の動作を説明する波形図
【図５】この発明の第２の実施例を示す図１の部分詳細回路構成図
【図６】従来例を示す電力変換装置の回路構成図
【図７】図６の動作を説明する波形図
【符号の説明】
【００４１】
１…入力交流電源、２，１０…電力変換装置、３…負荷、４，３０，５０…制御装置、３１…電圧制御・ＰＷＭ演算回路、３２，３３…差電流検出回路、３４，３８，４２，４６…ＬＰＦ、３５，３９，４３，４７…コンパレータ素子、３６，４０，４４，４８…ＡＮＤ素子、３７，４１，４５，４９…ゲート駆動回路、５１，５２…極性反転回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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