(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のスイッチ素子と第１のダイオードと第１のコンデンサとの並列回路で構成される第１のスイッチ回路と、第２のスイッチ素子と第２のダイオードと第２のコンデンサとの並列回路で構成される第２のスイッチ回路との直列回路を直流電源と並列に接続し、第１，第２いずれかのスイッチ回路と並列に、インダクタンス素子と第１のトランスの１次巻線と第２のトランスの１次巻線とコンデンサとの直列回路を接続し、第１のトランスと第２のトランスのそれぞれ２次巻線に発生する電圧を整流平滑して直流出力を得るスイッチング電源装置において、
前記インダクタンス素子，第１のトランスおよび第２のトランスのインダクタンス値の和と前記コンデンサの静電容量値とで決まる直列共振周波数以上の周波数で、第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子を交互にオン・オフさせることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記第１と第２のスイッチ素子はそれぞれオンデューティを０．５とし、スイッチング周波数を調整して前記直流出力電圧を一定に制御する制御回路を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記第１のトランスと第２のトランスは、それぞれの１次インダクタンス値がほぼ等しく、それぞれの１次巻線と２次巻線の巻数比を等しくすることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング周波数の最小値が、前記第１のトランスまたは第２のトランスのいずれか一方の１次インダクタンス値と前記インダクタンス素子のインダクタンス値の和と前記コンデンサの静電容量値とで決まる直列共振周波数よりも大きくなるように制御する制御回路を備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記第１のトランスと第２のトランスは１次巻線と２次巻線の巻数比ｎを、前記直流電源の最大入力電圧をＶｉｎ（ｍａｘ），前記直流出力電圧をＶｏとするとき、
ｎ＞Ｖｉｎ（ｍａｘ）／（４Ｖｏ）
に設定することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記直流出力電圧を制御するためのフィードバック信号値に応じてスイッチング周波数を制御し、フィードバック信号値がスイッチング周波数の上限値に相当する値を下回ったらスイッチング周波数を固定し、前記第１，第２のスイッチ素子のオンデューティを可変させて出力電圧を制御する制御回路を備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記第１のトランスと第２のトランスは１次巻線と２次巻線の巻数比を、前記直流電源の最大入力電圧をＶｉｎ（ｍａｘ），前記直流出力電圧をＶｏとするとき、
ｎ＜Ｖｉｎ（ｍａｘ）／（４Ｖｏ）
とし、前記直流出力電圧を制御するためのフィードバック信号値に応じてスイッチング周波数を制御し、フィードバック信号値がスイッチング周波数の上限値に相当する値を下回ったらスイッチング周波数を固定し、前記第１，第２のスイッチ素子のオンデューティを可変させて出力電圧を制御する制御回路を備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はスイッチング電源装置、特に商用交流電源から絶縁された直流出力を得る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
商用交流電源から絶縁された直流出力を得る場合、一般的には交流電圧を整流平滑した直流中間電圧から、絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータで直流出力を得る。また、入力電流の高調波規格が適用される電源装置では、交流電源から昇圧チョッパ回路を介して直流中間電圧を得ている。
スイッチング電源装置は高効率，低ノイズ，小形，低コスト，高信頼性が要求され、これらを実現するため様々な回路方式が提案されている。
【０００３】
図５はこの種のスイッチング電源装置の例であり、例えば特許文献１，２に記載された絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとほぼ同様な回路構成のものである。
以下に図５の動作について、図６の波形図を参照して説明する。
図５のＦＢ１は、出力電圧Ｖｏと出力電圧設定値との誤差を増幅するフィードバック回路である。Ｃｏｎｔ１は制御回路であり、設定された固定周波数ｆｓ（＝１／Ｔ）でＭＯＳＦＥＴのＱ１，Ｑ２をデッドタイムＴｄ１，Ｔｄ２を設けて交互にオン・オフする。同時に、フィードバック回路の出力信号ＶＦＢに応じて素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューディＤを制御することで、出力電圧Ｖｏを一定に制御する。
【０００４】
トランスＴ１，Ｔ２は、励磁インダクタンスＬｍ１，Ｌｍ２とリーケージインダクタンスＬｒ１，Ｌｒ２と１次巻数Ｎｐ１，Ｎｐ２、２次巻数Ｎｓ１，Ｎｓ２で表わした等価回路で示されている。
コンデンサＣｒはＴ１，Ｔ２の１次巻線に流れる電流の直流分をカットして、極端な偏磁を防止する役割を果たす。
【０００５】
インダクタンス素子Ｌｚは素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング時にコンデンサＣｓと部分共振動作し、Ｑ１とＱ２を零電圧スイッチングさせる。なお、ＬｚはＴ１，Ｔ２のリーケージインダクタンスＬｒ１とＬｒ２で代用することで省略可能である。以後の説明では、Ｌｚを省略するものとする。また、ＣｓはＱ１，Ｑ２の寄生容量で代用し省略しても良い。
Ｔ１の１次インダクタンス（Ｌｍ１＋Ｌｒ１）と、Ｔ２の１次インダクタンス（Ｌｍ２＋Ｌｒ２）とコンデンサＣｒとの直列回路の共振周波数は、スイッチング周波数ｆｓに対し充分低い値とすることで、Ｑ１，Ｑ２に流れる電流ＩＱ１，ＩＱ２は直線的に上昇する。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ１がオンする期間（ｔ０＜ｔ＜ｔ３）では、直流電源からＴ１を介して負荷側にエネルギーが供給され、Ｔ２はチョークコイルの役割を果たす。一方、素子Ｑ２がオンする期間（ｔ３＜ｔ＜ｔ０）では、コンデンサＣｒからＴ２を介して負荷側にエネルギーが供給され、Ｔ１がチョークコイルの役割を果たす。
整流ダイオードＤ１は時間ｔ＝ｔ０でＱ２がオンからオフに切り換わると導通し、Ｖｏ／（Ｌｒ１＋Ｌｒ２）の傾きで電流が増加する。整流ダイオードＤ２に流れる電流ＩＤ２はＱ２がオフすると、−Ｖｏ／（Ｌｒ１＋Ｌｒ２）の傾きで電流が減少し、ｔ＝ｔ２でＩＤ２が零になるとＤ２がオフする。また、ｔ＝ｔ３でＱ１がオンからオフに切り換わるとＩＤ１が−Ｖｏ／（Ｌｒ１＋Ｌｒ２）の傾きで減少し、ｔ＝ｔ５でＩＤ１が零になるとＤ１がオフする。Ｄ２に流れる電流はＶｏ／（Ｌｒ１＋Ｌｒ２）の傾きで電流が増加する。
【０００７】
図８は別のスイッチング電源装置の例であり、例えば特許文献３に記載された絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとほぼ同様な回路構成を示している。
以下に図８の動作について、図９の波形図を参照して説明する。
制御回路Ｃｏｎｔ１は、オンデューティＤ＝０．５とし、デッドタイムＴｄ１，Ｔｄ２を設けて素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフし、フィードバック回路の出力信号ＶＦＢに応じてＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数ｆｓを制御することで出力電圧Ｖｏを一定に制御する。
【０００８】
トランスＴ１は、励磁インダクタンスＬｍとリーケージインダクタンスＬｒと１次巻数Ｎｐ１，２次巻数Ｎｓ１，Ｎｓ２からなる等価回路で示されている。
コンデンサＣｒは、Ｔ１，Ｔ２の１次巻線に流れる電流の直流分をカットして極端な偏磁を防止するとともに、Ｔ１の励磁インダクタンスＬｍ，リーケージインダクタンスＬｒ，インダクタンス素子Ｌｚと共振させる役割を果たす。
【０００９】
インダクタンス素子Ｌｚは、素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング時にコンデンサＣｓと部分共振動作し、素子Ｑ１とＱ２を零電圧スイッチングさせる。なお、ＬｚはＴ１のリーケージインダクタンスＬｒで代用すれば省略可能である。以後の説明ではＬｚを省略するものとする。また、ＣｓはＱ１，Ｑ２の寄生容量で代用し省略しても良い。
Ｑ１がオンすると、リーケージインダクタンスＬｒと共振コンデンサＣｒが共振し、ＩＱ１とＩＤ１は正弦波状となる。時刻ｔ＝ｔ３でＩＤ１が零になるとＤ１がオフし、Ｔ１の１次インダクタンス（Ｌｍ＋Ｌｒ）とＣｒが共振し、ＩＱ１には周波数の低い正弦波の電流が流れる。
【００１０】
【特許文献１】特開平８−２２８４８６号公報（図１）
【特許文献２】特開２００７−７４８３０号公報（図７，図８）
【特許文献３】特許第２７３４２９６号明細書（図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
図５の回路は特許文献２によれば、出力電圧Ｖｏは、直流電源電圧をＶｉｎ，オンデューディをＤ，トランスＴ１，Ｔ２の巻数比をｎ（＝Ｎｐ１／Ｎｓ１＝Ｎｐ２／Ｎｓ２）とすると、次の（１）式で表わされる。
Ｖｏ＝Ｄ・（１−Ｄ）・Ｖｉｎ／ｎ…（１）
（１）式から、オンデューティＤを制御することで、出力電圧Ｖｏを制御することができることがわかる。
【００１２】
ここで電圧変換率をＭ＝２ｎ・Ｖｏ／Ｖｉｎと定義すると、
Ｍ＝２Ｄ・（１−Ｄ）…（２）
と表わされ、電圧変換率Ｍは図７に示したように、Ｄ＝０．５で最大値となる。特許文献２では、一般的なフォワードコンバータでは出力電圧Ｖｏが次の（３）式で表わされることから、トランスの巻数比ｎを小さくすることができる。その結果、リーケージインダクタンスの低減による高周波特性の向上や、トランスの小形化が可能となる。
Ｖｏ＝Ｄ・Ｖｉｎ／ｎ…（３）
【００１３】
しかしながら、巻数比ｎが小さいということは、ダイオードＤ１，Ｄ２に印加される逆電圧が大きくなるため、より耐圧の高いダイオードが必要となる。ダイオードは耐圧が高くなるほど順電圧降下が大きくなるため、ダイオードの損失が増大し変換効率の低下を招くという問題がある。
【００１４】
図８の回路は、特許文献３によればダイオードＤ１，Ｄ２に電流が流れる期間を電力伝達期間とし、電流が流れない期間を電力非伝達期間とし、電力伝達期間と電力非伝達期間の比をスイッチング周波数で調整することで、出力電圧Ｖｏを一定に制御するとしている。
この場合、重負荷になってもダイオードＤ１，Ｄ２の電流を整流して合成した電流波形には必ず零になる期間があり、トランス２次巻線ならびにダイオードの電流実効値が増大し変換効率が低下する。また、平滑コンデンサＣｏの電流実効値も大きいため、大形のコンデンサが必要となり装置の小形化の妨げとなっている。
【００１５】
また、別の問題について以下に説明する。
図８の回路の電圧変換率Ｍは、図１０のような特性となる。
図１０においてＦは規格化周波数であり、スイッチング周波数Ｆｓに対するＬｒとＣｒとの共振周波数Ｆｒの比（Ｆ＝Ｆｓ／Ｆｒ）をあらわしている。Ｆ＝１のときＭ＝１となる動作点を境界として、Ｍは負荷抵抗Ｒｏの値に対して依存性を示し、特に、Ｍが最大となる周波数が負荷によって変化する。Ｆ＝１はスイッチング周波数Ｆｓが共振周波数Ｆｒに一致する点であり、図９のｔ＝ｔ３〜ｔ４の期間が無くなる。Ｆ＜１では、ｔ３＜ｔ＜ｔ４，ｔ７＜ｔ＜ｔ０でトランスＴ１の１次インダクタンス（Ｌｍ＋Ｌｒ）とＣｒとの共振電流が流れる期間となる。
【００１６】
ここで、Ｍが最大となる周波数よりもスイッチング周波数が低下すると、図１１の波形図で示す動作となる。この状態を一般的に共振はずれと呼ぶ。
一方のＭＯＳＦＥＴのオン期間に共振電流が正から負に反転すると、ボディダイオードに電流が流れる。このときＭＯＳＦＥＴをオフしてもボディダイオードに電流が流れ続け、他方のＭＯＳＦＥＴがオンすると一方のボディダイオードが逆回復し、大きな貫通電流が流れる。ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードは逆回復損失が大きいため、この状態が継続すると最悪の場合ＭＯＳＦＥＴが発熱して破壊に至る。
【００１７】
共振はずれを防止するには、制御回路Ｃｏｎｔ１でスイッチング周波数比ＦがＦｍｉｎ以下にならないように制限すればよい。しかし、図１０のようにＭが最大になる点が負荷によって変化するため、直流電源電圧の急変や負荷急変，過負荷など全ての条件で共振はずれを防止するＦｍｉｎを設定することは非常に困難となる。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記課題を解決するため、請求項１の発明では、第１のスイッチ素子と第１のダイオードと第１のコンデンサとの並列回路で構成される第１のスイッチ回路と、第２のスイッチ素子と第２のダイオードと第２のコンデンサとの並列回路で構成される第２のスイッチ回路との直列回路を直流電源と並列に接続し、第１，第２いずれかのスイッチ回路と並列に、インダクタンス素子と第１のトランスの１次巻線と第２のトランスの１次巻線とコンデンサとの直列回路を接続し、第１のトランスと第２のトランスのそれぞれ２次巻線に発生する電圧を整流平滑して直流出力を得るスイッチング電源装置において、
前記インダクタンス素子，第１のトランスおよび第２のトランスのインダクタンス値の和と前記コンデンサの静電容量値とで決まる直列共振周波数以上の周波数で、第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子を交互にオン・オフさせることを特徴とする。
【００１９】
請求項２の発明では、前記第１と第２のスイッチ素子はそれぞれオンデューティを０．５とし、スイッチング周波数を調整して前記直流出力電圧を一定に制御する制御回路を備えることを特徴とする。
請求項３の発明では、前記第１のトランスと第２のトランスは、それぞれの１次インダクタンス値がほぼ等しく、それぞれの１次巻線と２次巻線の巻数比を等しくすることを特徴とする。
【００２０】
請求項４の発明では、前記スイッチング周波数の最小値が、前記第１のトランスまたは第２のトランスのいずれか一方の１次インダクタンス値と前記インダクタンス素子のインダクタンス値の和と前記コンデンサの静電容量値とで決まる直列共振周波数よりも大きくなるように制御する制御回路を備えることを特徴とする。
請求項５の発明では、前記第１のトランスと第２のトランスは１次巻線と２次巻線の巻数比ｎを、前記直流電源の最大入力電圧をＶｉｎ（ｍａｘ），前記直流出力電圧をＶｏとするとき、
ｎ＞Ｖｉｎ（ｍａｘ）／（４Ｖｏ）
に設定することを特徴とする。
【００２１】
請求項６の発明では、前記直流出力電圧を制御するためのフィードバック信号値に応じてスイッチング周波数を制御し、フィードバック信号値がスイッチング周波数の上限値に相当する値を下回ったらスイッチング周波数を固定し、前記第１，第２のスイッチ素子のオンデューティを可変させて出力電圧を制御する制御回路を備えることを特徴とする。
請求項１〜５のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。
【００２２】
請求項７の発明では、前記第１のトランスと第２のトランスは１次巻線と２次巻線の巻数比を、前記直流電源の最大入力電圧をＶｉｎ（ｍａｘ），前記直流出力電圧をＶｏとするとき、
ｎ＜Ｖｉｎ（ｍａｘ）／（４Ｖｏ）
とし、前記直流出力電圧を制御するためのフィードバック信号値に応じてスイッチング周波数を制御し、フィードバック信号値がスイッチング周波数の上限値に相当する値を下回ったらスイッチング周波数を固定し、前記第１，第２のスイッチ素子のオンデューティを可変させて出力電圧を制御する制御回路を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
請求項１〜４の発明によれば、トランスの巻数比を小さくすることなく出力電圧を一定に制御できるので、耐圧の低いダイオードが使用でき変換効率が向上する。
請求項５の発明によれば、共振はずれを防止するために設定する最小周波数の設定が容易になり、電源装置の信頼性が向上する。
請求項６の発明によれば、軽負荷時の周波数上昇を抑制するとともに、トランスの励磁電流を低く抑制でき、軽負荷から重負荷まで変換効率の向上が可能となる。
請求項７の発明によれば、重負荷時のトランスの磁束振幅を小さく抑制でき、コアロスが低減可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
図１に請求項１に基づくこの発明の第１の実施形態をあらわすスイッチング電源装置の回路図を示す。
図５の回路との相違点はトランスＴ１，Ｔ２のインダクタンス成分とインダクタンス素子ＬｚとコンデンサＣｒとの間で直列共振回路を形成するとともに、制御回路Ｃｏｎｔ１をオンデューティ０．５の周波数制御としている点である。つまり、回路上は図５と同様であるが、図５では直列共振回路は形成されていない。また、図１や図５の素子Ｑ１，Ｑ２には通常並列に、寄生容量や内部インダクタンスが存在するが図示を省略している。
【００２５】
以下に、図１の回路動作を図２の波形図を参照して説明する。
インダクタンス素子ＬｚはＱ１，Ｑ２のスイッチング時にコンデンサＣｓと部分共振動作し、Ｑ１とＱ２を零電圧スイッチングさせる。なお、ＬｚはＴ１，Ｔ２のリーケージインダクタンスＬｒ１とＬｒ２で代用することで省略可能である。以後の説明ではＬｚを省略するものとする。また、ＣｓはＱ１，Ｑ２の寄生容量で代用し省略しても良い。
【００２６】
ここで、Ｔ１とＴ２のそれぞれの１次インダクタンス値はほぼ同じ値とし、それぞれの巻数比ｎを等しくし、Ｑ１とＱ２のオンデューティを０．５とする。こうすることで、図２のようにＩＱ１，ＩＱ２波形ならびにＩＤ１，ＩＤ２波形は対称となり、Ｑ１とＱ２ならびにＤ１，Ｄ２それぞれの損失に伴う発熱が等しくなる。
【００２７】
Ｑ１とＱ２，Ｄ１とＤ２は、それぞれ共通のヒートシンクに熱的に結合されて冷却されるが、ヒートシンクの冷却能力は、Ｑ１とＱ２（Ｄ１，Ｄ２）の発熱量の大きい方の素子の発熱量に合わせて選定される。つまり、Ｑ１とＱ２（Ｄ１，Ｄ２）の発熱量がアンバランスであると、発熱量の大きい方の素子に合わせて大型のヒートシンクが選定される。
上記のとおり、この発明によれば、Ｑ１とＱ２ならにＤ１とＤ２それぞれの損失に伴う発熱が等しくなるので、過剰なヒートシンクは不要となり、その結果、Ｑ１，Ｑ２ならびにＤ１，Ｄ２を冷却するためのヒートシンクの大型化を防ぐことができる（請求項２，３の発明）。
【００２８】
ここで、Ｔ１とＴ２の１次インダクタンスが等しいとしてその値をＬｐとし、リーケージインダクタンスはＬｐに対して十分小さいとして無視すると、図１の回路の電圧変換率Ｍは図３の特性となる。
ここでＦはＬｐとＣｓとの共振周波数Ｆｒに対するスイッチング周波数Ｆｓの比（Ｆ＝Ｆｓ／Ｆｒ）とする。
【００２９】
図３によると、電圧変換率Ｍが最大になるＦは負荷に関係なく１／√２となる。これは、Ｆ＞１では、Ｔ１とＴ２いずれか一方の１次インダクタンスＬｐとコンデンサＣｒの共振で動作し、Ｆ≦１ではＴ１とＴ２の１次インダクタンスの和とコンデンサＣｒの共振で動作することによる。
Ｆ＜１／√２では、図８の回路と同様に共振はずれのモードになることから、Ｆ＞１／√２で動作させる。ここで、電圧変換率Ｍが最大になるＦは負荷に関係なく一定であることから、直流電源電圧の急変や負荷急変，過負荷など全ての条件で共振はずれを防止するＦｍｉｎを設定することが非常に容易となる。つまり、共振はずれの無い信頼性の高いスイッチング電源装置を構成することができる。
【００３０】
次に、１／√２＜Ｆ＜１では、ダイオードＤ１，Ｄ２で整流した電流波形ＩＤ１＋ＩＤ２には零になる期間があって図９と同様な波形となり、Ｄ１，Ｄ２ならびにＣｏに流れる電流の実効値は大きいものとなる。
Ｆ＞１では、ＩＤ１＋ＩＤ２は零になる期間が無く、直流電流に僅かに交流電流が重畳した動作となり、図８の回路よりもＤ１，Ｄ２の電流実効値および平滑コンデンサＣｏの電流実効値は小さくできる。従って、請求項４の発明のように、制御回路Ｃｏｎｔ１の最低動作周波数をＦ＞１とすることで、変換効率の向上，部品の小形化が可能になる。
【００３１】
また、Ｆ＞１の領域ではＦが大きくなるにつれてＭ＝０．５に収束する。従って、スイッチング電源装置の全動作範囲においてＭ＞０．５となるように動作点を設定すれば、スイッチング周波数の過大な増加を抑制することができる。具体的には、出力電圧はＶｏ＝Ｖｉｎ・Ｍ／（２ｎ）であるからトランスの巻数比ｎを、
ｎ＞Ｖｉｎ（ｍａｘ）・Ｍｍｉｎ／（２Ｖｏ）＝Ｖｉｎ（ｍａｘ）／（４Ｖｏ）
とすれば良い（請求項５の発明）。
【００３２】
しかしながら、トランス巻数比ｎがＶｉｎ（ｍａｘ）／（４Ｖｏ）に近い値の場合は、軽負荷時にスイッチング周波数が大幅に増加し、軽負荷時の効率が低下する。そこで、直流出力電圧を制御するためのフィードバック信号値がスイッチング周波数の上限値に相当する値を超えたらスイッチング周波数を固定し、前記第１，第２のスイッチ素子のオンデューティを可変させるように制御する（請求項６の発明）。
【００３３】
図４は請求項６の実施形態を説明する制御特性図である。以下、この発明の制御特性について説明する。
ここでは、周波数比ＦとオンデューティＤが、フィードバック電圧ＶＦＢに応じて制御される。
ＶＦＢ≧Ｖ３ではオンデューティＤを０．５とし、スイッチング周波数をＦ（ｍｉｎ）に制限し、共振はずれを防止する。
Ｖ３≧ＶＦＢ≧Ｖ２ではオンデューティＤを０．５とし、スイッチング周波数比Ｆを可変させる。
【００３４】
Ｖ２≧ＶＦＢ≧Ｖ１ではスイッチング周波数をＦ（ｍａｘ）に制限し、オンデューティＤを可変させる。
Ｖ１≧ＶＦＢ≧０ではオンデューティＤを０としてスイッチングを停止させる。
ここで、電圧変換率Ｍは０からＭｍａｘの範囲で連続的に変化する特性となり、軽負荷から重負荷までスイッチング周波数を過大に増加させることなく出力電圧Ｖｏを一定に制御することが可能となる。
【００３５】
次に請求項７に基づくこの発明について説明する。
トランスの巻数比ｎを、
ｎ＜Ｖｉｎ（ｍａｘ）／（４Ｖｏ）
とした場合、トランスＴ１，Ｔ２の励磁電流ＩＬｍ１，ＩＬｍ２は重負荷時に零クロスせず、正または負の値で上昇と下降を繰り返す。このときトランスの磁束振幅は励磁電流が零クロスした場合に比べて小さくなり、コアロスの低減が可能となり変換効率が向上する。
【００３６】
ところが、出力電圧Ｖｏを一定に制御する条件は、
Ｍ＜Ｖｉｎ（ｍａｘ）／（２Ｖｉｎ）
であり、入力電圧Ｖｉｎが最大値となるときＭ＜０．５となる。図３の電圧変換率特性によれば、電圧変換率Ｍの最小値は０．５であることから、入力電圧Ｖｉｎが最大値となる動作条件では、スイッチング周波数を無限大にしても出力電圧Ｖｏが設定値を超えることを意味している。したがって、請求項６の発明と同様の制御方法とすることにより、電圧変換率Ｍを０．５以下とすることができ、全入力電圧範囲で出力電圧Ｖｏを一定に制御することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】この発明の実施形態を示す回路図
【図２】図１の回路動作を説明する波形図
【図３】図１の回路の電圧変換率特性図
【図４】本発明の制御特性を説明する制御特性図
【図５】第１の従来技術を示す回路図
【図６】図５の回路動作を説明する波形図
【図７】図５の回路の電圧変換率特性図
【図８】第２の従来技術を示す回路図
【図９】図８の回路動作を説明する波形図
【図１０】図８の回路の電圧変換率特性図
【図１１】図８の回路の課題を説明する動作波形図
【符号の説明】
【００３８】
Ｖｉｎ…直流電源電圧、Ｑ１，Ｑ２…ＭＯＳＦＥＴ、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、Ｔ１，Ｔ２…トランス、Ｃｒ，Ｃｓ…コンデンサ、Ｃｏ…平滑コンデンサ、ＦＢ１…フィードバック回路、Ｃｏｎｔ１…制御回路、Ｒｏ…負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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