(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン機能を有する受信器であって、
第１の無線周波数信号を受信し、当該第１の無線周波数信号と基準信号をミキシングして第１の信号を生成する、ミキサと、
前記ミキサに結合され、前記第１の信号を、クロック信号に応じてサンプリング、フィルタリング、及びダウンコンバートして第２の信号を生成する、サンプリング‐フィルタリング装置と、
を含み、
前記基準信号の周波数ｆｓと、前記第１の無線周波数信号の周波数ｆｃとは、ｆｓ＝（ｆｃ±ｆＩＦ）／ｎ（ｎは、正の整数、ｆＩＦは、前記第１の信号の周波数）の関係にあり、かつ、前記第１の信号の周波数ｆＩＦは、前記基準信号の周波数ｆｓの１／４であり、
前記第１の信号は、連続時間信号であり、前記第２の信号は、離散時間信号である、離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン機能を有する受信器。
【請求項２】
前記ミキサに結合され、伝送チャネルから第２の無線周波数信号を受信し、当該第２の無線周波数信号を増幅して前記第１の無線周波数信号を生成する、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）と、
前記サンプリング‐フィルタリング装置に結合され、前記第２の信号をデジタル信号に変換する、アナログ‐デジタル変換器（ＡＤＣ）と、
をさらに含む、請求項１に記載の離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン機能を有する受信器。
【請求項３】
前記基準信号を生成する局部発振器と、
前記クロック信号を生成するクロック信号発生器と、
をさらに含む、請求項１または２に記載の離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン機能を有する受信器。
【請求項４】
前記サンプリング‐フィルタリング装置は、
複数のトランジスタ及び複数のコンデンサにより構成されるチャージドメインフィルタと、
前記クロック信号に応じて複数の制御信号を生成する制御信号発生ユニットと、
を含み、
前記複数のコンデンサは、前記複数の制御信号により前記複数のトランジスタのオン又はオフを制御することによって充電又は放電され、それにより、サンプリング、フィルタリング、及びダウンコンバージョンの機能を実現する、請求項１から３のいずれか１項に記載の離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン機能を有する受信器。
【請求項５】
前記ミキサに結合され、伝送チャネルから第２の無線周波数信号を受信し、当該第２の無線周波数信号をフィルタリングして前記第１の無線周波数信号を生成する、フィルタをさらに含む、請求項１から４のいずれか１項に記載の離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン機能を有する受信器。
【請求項６】
前記第１の信号は、中間周波数（ＩＦ）信号又は第１のベースバンド信号であり、
前記第２の信号は、第２のベースバンド信号である、請求項１から５のいずれか１項に記載の離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン機能を有する受信器。
【請求項７】
離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン方法であって、
第１の無線周波数信号を受信し、当該第１の無線周波数信号と基準信号をミキシングして第１の信号を生成することと、
前記第１の信号を、クロック信号に応じてサンプリング、フィルタリング、及びダウンコンバートして第２の信号を生成することと、
を含み、
前記基準信号の周波数ｆｓと、前記第１の無線周波数信号の周波数ｆｃとは、ｆｓ＝（ｆｃ±ｆＩＦ）／ｎ（ｎは、正の整数、ｆＩＦは、前記第１の信号の周波数）の関係にあり、かつ、前記第１の信号の周波数ｆＩＦは、前記基準信号の周波数ｆｓの１／４であり、
前記第１の信号は、連続時間信号であり、前記第２の信号は、離散時間信号である、離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン方法。
【請求項８】
伝送チャネルから第２の無線周波数信号を受信し、当該第２の無線周波数信号を増幅して前記第１の無線周波数信号を生成することと、
前記第２の信号をデジタル信号に変換することと、
をさらに含む、請求項７に記載の離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン方法。
【請求項９】
前記第２の信号を生成することは、
複数のトランジスタ及び複数のコンデンサにより構成されるチャージドメインフィルタを供給し、複数の制御信号により前記チャージドメインフィルタの前記複数のトランジスタのオン又はオフを制御することによって前記複数のコンデンサを充電又は放電し、それにより、サンプリング、フィルタリング、及びダウンコンバージョンの機能を実現することを含み、
前記複数の制御信号は、前記クロック信号に応じて生成される、請求項７または８に記載の離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン方法。
【請求項１０】
伝送チャネルからの第２の無線周波数信号を受信し、当該第２の無線周波数信号をフィルタリングして前記第１の無線周波数信号を生成することをさらに含む、請求項７から９のいずれか１項に記載の離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン方法。
【請求項１１】
前記第１の信号は、中間周波数（ＩＦ）信号又は第１のベースバンド信号であり、
前記第２の信号は、第２のベースバンド信号である、請求項７から１０のいずれか１項に記載の離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般的に、受信器、特に、離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン機能を有する受信器に関する。
【背景技術】
【０００２】
ワイヤレス技術の発展に伴って、ワイヤレス通信受信器のアーキテクチャは、ますます軽量、小型、及び電力節約の傾向にある。一般的に、受信器のフロントエンド回路は、受信器により復調及び復号化される受信信号の精度を高めるよう高い線形性を必要とする。
【０００３】
処理技術の発展によって、製造業者は、高速及び小型ワイヤレス通信受信器を生産することが可能となった。しかし、供給電圧が降下する場合があり、これは、アクティブ回路（例えば、アクティブ増幅器）を線形に減衰しうる。その一方で、処理技術の発展は、ワイヤレス通信受信器の面積の減少をもたらしたが、ワイヤレス通信受信器の総面積に対するコンデンサの比率は小さくすることが困難であり、むしろ増加する。従って、この課題を解決するために、多くの製造業者は、ワイヤレス通信受信器のミキサ、フィルタ、及びサンプラを１つの回路上にまとめうる。
【０００４】
２００５年及び２００６年に米国テキサス・プレシジョン・インスツルメンツ社に付与された特許文献１及び特許文献２は、主に切替コンデンサネットワークを使用して、サンプリング、フィルタリング、及びダウンコンバージョンを行い、それにより、良好な線形性が得られ、また、チップ面積が節約される。しかし、この２つの特許に開示される受信器は、狭帯域信号に対してフィルタリング効果だけを実現可能であり、サンプリング及びダウンコンバージョン時に発生する折り返しノイズがシステム全体の性能を低下してしまう。
【０００５】
図１は、テキサス・プレシジョン・インスツルメンツ社により提供される受信器１０を示すシステムブロック図である。図１を参照するに、受信器１０は、低ノイズ相互コンダクタンス増幅器１１、局部発振器１２、デジタル制御ユニット１３、切替コンデンサネットワーク１４、中間周波数（ＩＦ）増幅器１５、アナログ信号プロセッサ１６、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１７を含む。これらの構成要素の結合関係は図１に示すとおりであり、ここでは再度説明しない。
【０００６】
低ノイズ相互コンダクタンス増幅器１１は、ワイヤレスチャネルから無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇを受信し、受信した無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇを、電圧信号から対応電流信号に変換し、その電流信号を増幅する。局部発振器１２は、デジタル制御ユニット１３に対して、無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇと同様の周波数を有する発振信号を生成する。デジタル制御ユニット１３は、切替コンデンサネットワーク１４に対して、発振信号に応じた複数の異なるクロック制御信号を生成し、それにより、切替コンデンサネットワーク１４における各コンデンサの充電又は放電を制御する。切替コンデンサネットワーク１４は、特定の位相を有するクロック制御信号に応じて、そのコンデンサを充電又は放電し、それにより、サンプリング、フィルタリング、及びダウンコンバージョンを順に行う。ＩＦ増幅器１５は、切替コンデンサネットワーク１４の出力をＩＦ帯域で増幅し、その増幅信号をアナログ信号処理ユニット１６に送信する。アナログ信号処理ユニット１６は、受信信号にアナログ信号処理を行い、処理済み信号をＡＤＣ１７に送信する。最後に、ＡＤＣ１７は、受信アナログ信号をデジタル信号に変換し、ここでは、このデジタル信号は、ベースバンド信号ＢＢ＿ｓｉｇである。
【０００７】
図２は、受信器１０の切替コンデンサネットワーク１４を示す回路図である。図２を参照するに、切替コンデンサネットワーク１４は、複数のコンデンサＣ、２つの負荷コンデンサＣＡ、及び複数のトランジスタを含む。制御信号Ｓ１〜Ｓ８、Ｒ１〜Ｒ８、及びＳＨ１〜ＳＨ８は、局部発振器１２により出力される発振信号出力に応じてデジタル制御ユニット１３により生成される。制御信号ＳＨ１〜ＳＨ８がトランジスタをオンにすると、コンデンサＣは、トランジスタを介して放電される。切替コンデンサネットワーク１４は、図２における回路によりサンプリング、フィルタリング、及びダウンコンバージョンを行う。
【０００８】
受信器１０は、切替コンデンサネットワーク１４がサンプリング、フィルタリング、及びダウンコンバージョンを行うよう使用されるような切替コンデンサネットワーク１４のアーキテクチャを採用する。しかし、切替コンデンサネットワーク１４は、負荷コンデンサＣＡにおいて、一次無限インパルス応答（一次ＩＩＲ）を発生しうるので、受信器１０は、狭帯域信号をフィルタリング且つ受信するためだけに使用可能でありうる。さらに、サンプリング及びダウンコンバージョン時に発生する折り返しノイズは、受信器１０全体の性能を低下する場合がある。また、発振信号の高い周波数は、局部発振器１２及びデジタル制御ユニット１３の消費電力量を増加してしまう。局部発振器１２の発振信号の周波数は、無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇの周波数に近似するので、受信器１０の電力消費量の増大という課題が発生する。
【０００９】
さらに、Ｊａｋｏｎｉｓ外は、２００５年６月に別の受信器構造を提供する（非特許文献１を参照されたい）。この文献に開示される受信器は、基本的に、受信周波数を、サンプリング周波数の約１／４にダウンコンバートしてＩＦ信号を生成し、次に、そのＩＦ信号の周波数をベースバンド周波数にダウンコンバートする。ここでの原則は、サンプリング‐ホールディングミキサ（Ｓ／Ｈミキサ）とフィルタリング‐ダウンコンバージョン装置を使用して、サンプリング、フィルタリング、及びダウンコンバージョンの目的を達成することである。
【００１０】
図３は、Ｊａｋｏｎｉｓ外により提供される受信器２０を示すシステムブロック図である。図３を参照するに、受信器２０は、アンテナ２８、無線周波数フィルタ２１、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）２２、Ｓ／Ｈミキサ２３、フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置２４Ｉ、２４Ｑ、クロック回路２５、局部発振器２６、及びＡＤＣ２７Ｉ、２７Ｑを含む。これらの構成要素の結合関係は図３に示すとおりであり、ここでは再度説明しない。
【００１１】
アンテナ２８は、ワイヤレスチャネルから無線周波数信号を受信し、その無線周波数信号を無線周波数フィルタ２１に送信してフィルタリングする。次に、ＬＮＡ２２は、無線周波数フィルタ２１の出力信号を増幅し、その増幅出力信号をＳ／Ｈミキサ２３に送信する。局部発振器２６は、クロック回路２５に対して発振信号を生成し、それにより、複数の基準信号及び１つのサンプリング信号を生成する。サンプリング信号の周波数対無線周波数信号の周波数の比率は、４：９である。Ｓ／Ｈミキサ２３は、無線周波数信号をサンプリングし、サンプル値をサンプリング信号とミキシングして、ＩＦ信号を生成する。ＩＦ信号は、離散時間信号であり、ＩＦ信号の周波数は、サンプリング信号の周波数の１／４である。次に、ＩＦ信号は、フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置２４Ｉ、２４Ｑのそれぞれに入り、フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置２４Ｉ、２４Ｑは、それぞれ、複数の基準信号に応じて、ＩＦ信号をフィルタリング且つダウンコンバートし、それにより、チャネルＩ及びチャネルＱのベースバンド信号を生成する。最後に、ＡＤＣ２７Ｉ、２７Ｑは、チャネルＩ及びチャネルＱのベースバンド信号をチャネルＩ及びチャネルＱのデジタルベースバンド信号に変換する。
【００１２】
図４は、様々な周波数動作領域における受信器２０の周波数スペクトル略図である。図３及び４をともに参照するに、ＲＦセグメントにおいて、すなわち、無線周波数信号がミキシングされていない場合、無線周波数信号の周波数はｆｃであり、ｆｓはサンプリング周波数であり、ｆｉｍはイメージ周波数であり、ｆＩＦは中間周波数であり、ＢＷＲＦは無線周波数信号の帯域幅である。ＩＦセグメントにおいて、すなわち、ＩＦ信号がフィルタリング且つダウンコンバートされていない場合、ＩＦ信号の周波数はｆｓ／４であり、ｆＡＤＣはＡＤＣのサンプリング周波数である。最後に、ＢＢセグメントにおいて、すなわち、ＩＦ信号がフィルタリング且つダウンコンバートされた後で、ベースバンド信号の周波数は０であり、ＢＷｃｈはベースバンド信号の帯域幅であり、ＢＷＩＦはＩＦ信号の帯域幅である。
【００１３】
さらに、サンプリング時の折り返しノイズの発生も図４を参照して説明しうる。無線周波数信号がＲＦセグメントにおいてサンプリングされると、複数のイメージ周波数がノイズとなる。次に、ダウンコンバージョン後、複数のイメージ周波数におけるノイズは、ＩＦセグメントに折り込まれうる。最後に、サンプリング及びダウンコンバートしてＢＢセグメントにした後、イメージ周波数における多くのノイズがベースバンド信号に折り込まれるので、ベースバンド信号の精度が影響を受け、従って、システム全体の性能が低下する。
【００１４】
図５は、フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置２４Ｉ、２４Ｑのサブ回路を示す図である。フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置２４Ｉ、２４Ｑは、複数の同一サブ回路から構成され、異なるクロック信号とともに作動する。図５に示すように、フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置２４Ｉ、２４Ｑのサブ回路は、複数のトランジスタと、複数のコンデンサＣｎ１〜Ｃｎ６、Ｃｐ１〜Ｃｐ５、ＣＤｎ、及びＣＤｐを含む。クロック回路２５により生成される複数の基準信号ｃｌｋ１〜ｃｌｋ２４及びｃｌｋＤ１〜ｃｌｋＤ４によって、図５における複数の対応トランジスタのオン又はオフが制御され、それにより、コンデンサＣｎ１〜Ｃｎ６、Ｃｐ１〜Ｃｐ５、ＣＤｎ、及びＣＤｐを充電し、且つ、電荷を統合する。コンデンサＣｎ１〜Ｃｎ６、Ｃｐ１〜Ｃｐ５、ＣＤｎ、及びＣＤｐの充電、及び、電荷の統合を制御することにより、信号ＯＵＴｐから信号ＯＵＴｎを減算した結果は、ＩＦ信号がフィルタリング且つダウンコンバートされた後に生成されるベースバンド信号である。
【００１５】
受信器２０は、主に、周波数を、サンプリング周波数の約１／４にダウンコンバートしてＩＦ信号を生成し、次に、ＩＦ信号の周波数をベースバンド周波数にダウンコンバートする。しかし、フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置２４Ｉ、２４Ｑにおける複数のコンデンサには放電機構が設けられないので、全体としてＩＩＲの動作がトリガされ、それにより、帯域幅全体を狭くし、これは、ブロードバンドの伝送には適用できない。さらに、受信器２０は、Ｓ／Ｈミキサ２３を使用するので、折り返しノイズがサンプリング周波数の整数倍数の周波数において形成され、それにより受信器２０全体の性能に影響を与える。
【００１６】
図６を参照するに、Ｊａｋｏｎｉｓ外及びテキサス・プレシジョン・インスツルメンツ社による受信器のシステムブロック図を示し、図６の図に単純化されうる。図６に示すように、離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン機能を有する従来の受信器３０は、サンプリング‐ダウンコンバージョン装置３１、フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置３２、及びＡＤＣ３３を含む。フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置３２は、サンプリング‐ダウンコンバージョン装置３１に結合され、ＡＤＣ３３は、フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置３２に結合される。フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置３２は、離散時間信号ＤＴ２を生成するよう離散時間信号ＤＴ１をフィルタリング及びダウンコンバートするチャージドメインフィルタを含む。チャージドメインフィルタとは、上述したようにコンデンサを充電及び放電するようトランジスタを制御する原理に基づいて形成されるフィルタを指す。サンプリング‐ダウンコンバージョン装置３１は、無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇをサンプルクロック信号ＣＬＫｓに応じてサンプリング及びダウンコンバートし、それにより、離散時間信号ＤＴ１を生成する。ＡＤＣ３３は、離散時間信号ＤＴ２をデジタル信号ＢＢ＿ｓｉｇに変換する。デジタル信号ＢＢ＿ｓｉｇは、ベースバンド信号であり、ｆｓはサンプリング周波数であり、ＣＬＫＲＥＦは、フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置３２のクロック信号である。フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置３２は、クロック信号ＣＬＫＲＥＦに応じて複数の基準信号を生成することでトランジスタのオン又はオフを制御し、それにより、コンデンサを充電及び放電する。
【００１７】
次に、図７及び８を参照する。図７は、図６の離散時間信号ＤＴ１の電力−周波数スペクトルグラフであり、図８は、図７の離散時間信号ＤＴ１の電力−周波数対応表である。図７及び図８に示すように、従来の受信器３０の周波数位置において生成される離散時間信号ＤＴ１は、フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置３２に、ＤＴ２に対して同じ周波数において折り返し信号をひどく生成させる（すなわち、複数の折り返しノイズが信号ＤＴ２に折り込まれる）。同様に、サンプリング‐ダウンコンバージョン装置３１を通過する無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇもＤＴ１において同じ折り返しノイズの問題を有する（すなわち、複数の折り返しノイズが信号ＤＴ１に折り込まれる）。入力無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇの周波数は、２４１４ＭＨｚであり、サンプリング周波数ｆｓは、１０７２ＭＨｚであり、離散時間信号ＤＴ１は、ＩＦ信号であり、中心周波数は、２７０ＭＨｚである。しかし、サンプリング周波数ｎｆｓの整数倍の周波数及び対応周波数ｎｆｓ±２７０ＭＨｚにおける複数の信号は、離散時間信号ＤＴ１のスペクトル内に見つけられる。これらの信号は、フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置３２により信号ＤＴ２内に折り込まれ、従って、受信器３０の性能を低下してしまう。
【００１８】
従来の受信器１０、２０、３０は、信号のダウンコンバージョンとサンプリングを同時に行い、それにより、折り返しノイズの問題を引き起こす。折り返しノイズが大きすぎる場合、受信器全体の性能が下がってしまう。
【特許文献１】米国特許第６,９６３,７３２号
【特許文献２】米国特許第７,０７９,８２６号
【非特許文献１】Darius Jakonis、Kalle Folkesson、Jerzy Dabrowski、及びChrister Svenssson、「A. 2.4 GHz RF Sampling Receiver Front End in 0.18 um CMOS」、IEEE Journal of Solid-State Circuits（半導体回路のＩＥＥＥジャーナル）、第４０巻、第６号、２００５年６月
【発明の概要】
【００１９】
従って、本発明は、離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン機能を有し、受信器の性能への折り返しノイズの影響を緩和することができ、また、サンプリング周波数の減少により電力消費量を削減する、受信器を提供する。
【００２０】
本発明は、離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン方法を提供する。この方法を採用する受信器は、受信器の性能への折り返しノイズの影響を緩和することができ、また、サンプリング周波数の減少により電力消費量を削減する。
【００２１】
本発明は、離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン機能を有する受信器を提供する。この受信器は、ミキサと、サンプリング‐フィルタリング装置を含む。サンプリング‐フィルタリング装置は、ミキサに結合される。ミキサは、第１の無線周波数信号を受信し、基準信号をその第１の無線周波数信号とミキシングして、第１の信号を生成する。第１の信号は、連続時間信号である。サンプリング‐フィルタリング装置は、クロック信号に応じて第１の信号をサンプリング、フィルタリング、及びダウンコンバートして、第２の信号を生成する。
【００２２】
本発明は、離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン方法を提供する。まず、第１の無線周波数信号が受信され、基準信号とミキシングされて、第１の信号を生成する。第１の信号は、連続時間信号である。次に、サンプリング‐フィルタリング装置は、クロック信号に応じて第１の信号をサンプリング、フィルタリング、及びダウンコンバートして、第２の信号を生成する。
【００２３】
ミキサを採用する本発明は、無線周波数信号を直接ミキシングしてダウンコンバートし、その後、生成された第１の信号をサンプリング、フィルタリング、及びダウンコンバートし、それにより、特定の周波数における折り返しノイズの電力を相当に減衰し、従来の受信器よりも良好な性能を実現する。さらに、ミキシング用の基準信号の周波数ｆｓと、第１の無線周波数信号の周波数ｆｃとは、ｆｓ＝（ｆｃ±ｆＩＦ）／ｎの関係にある。ｎが増加すると、受信器により消費される電力は減少する。
【００２４】
本発明の特徴及び利点をより明らか及び理解可能とする目的で、以下に実施形態を添付図面を参照しながら詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
添付図面は、発明の更なる理解を与えるよう含まれ、本明細書の一部に組み込まれ且つその一部を構成する。図面は、発明の実施形態を示し、以下の詳細な説明とともに、発明の原理を説明する。
【００２６】
【図１】テキサス・プレシジョン・インスツルメンツ社による受信器１０を示すシステムブロック図である。
【００２７】
【図２】受信器１０における切替コンデンサネットワーク１４を示す回路図である。
【００２８】
【図３】Ｊａｋｏｎｉｓ外による受信器２０を示すシステムブロック図である。
【００２９】
【図４】様々な周波数動作領域における受信器２０の周波数スペクトル略図である。
【００３０】
【図５】フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置２４Ｉ、２４Ｑのサブ回路を示す図である。
【００３１】
【図６】離散時間ダウンコンバージョン機能を有する従来の受信器を示すシステムブロック図である。
【００３２】
【図７】図６の離散時間信号ＤＴ１の電力−周波数スペクトルグラフである。
【００３３】
【図８】７の離散時間信号ＤＴ１の電力−周波数対応表である。
【００３４】
【図９Ａ】本発明の一実施形態による受信器４０を示すシステムブロック図である。
【００３５】
【図９Ｂ】本発明の別の実施形態による受信器５０を示すシステムブロック図である。
【００３６】
【図９Ｃ】様々な周波数動作領域における受信器５０の周波数スペクトル略図である。
【００３７】
【図１０】本発明の一実施形態による離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン方法のフローチャートである。
【００３８】
【図１１】図９Ａにおける第１の信号ＣＴの電力−周波数スペクトルグラフである。
【００３９】
【図１２】図１１における第１の信号ＣＴの電力−周波数対応表である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４０】
発明の本実施形態を詳細に参照する。発明の実施形態の例は、添付図面に示す。図面及び明細書中、可能な場合には、同じ参照番号を使用して同じ又は同様の部分を指す。
【００４１】
信号ダウンコンバージョン時に従来の受信器において発生する折り返しノイズの干渉及び影響の問題を解決する目的で、離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン機能を有する受信器を、本発明の一実施形態にて提供する。従来の受信器とは異なり、無線周波数信号をダウンコンバートした後に受信器により生成される信号は、折り返しノイズの深刻な問題を有さない。すなわち、本発明の実施形態における受信器は、特定の周波数における折り返しノイズの電力を低減できるので、従来の受信器より良好な性能を有する。
【００４２】
図９Ａは、本発明の一実施形態による受信器４０を示すシステムブロック図である。図９Ａを参照するに、受信器４０は、ミキサ４１、及び、サンプリング‐フィルタリング装置４２を含む。サンプリング‐フィルタリング装置４２は、ミキサ４１に結合される。ミキサ４１は、無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇを受信し、基準信号ＲＥＦ＿ｓｉｇを無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇとミキシングして、第１の信号ＣＴ（ｆＩＦの周波数を有する）を生成する。第１の信号ＣＴは、連続時間信号である。サンプリング‐フィルタリング装置４２は、クロック信号ＣＬＫＲＥＦに応じて第１の信号ＣＴをサンプリングし、フィルタリングし、さらにダウンコンバートして、第２の信号ＤＴを生成する。
【００４３】
基準信号の周波数ｆｓと、無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇの周波数ｆｃは、ｆｓ＝（ｆｃ±ｆＩＦ）／ｎの関係にある（このとき、ｎは、正の整数である）。受信器４０の基準信号の周波数が下がると、受信器４０全体によって消費される電力が減少する。ｎが増加する限り（つまり、 基準信号の周波数ｆｓが減少する）、受信器４０により消費される電力は応じて減少する。
【００４４】
一般的に、第１の信号ＣＴは、ＩＦ信号であり、第２の信号ＤＴは、ベースバンド信号である。しかし、第１の信号ＣＴの必要な周波数ｆＩＦが非常に低い場合、第１の信号ＣＴ及び第２の信号ＤＴはともにベースバンド信号である。つまり、上述の実施形態の受信器４０は、周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇをＩＦ信号にダウンコンバートし、その後、ＩＦ信号をベースバンド信号にダウンコンバートする必要がない。一部の適用例では、受信器は、無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇをベースバンド信号に直接ダウンコンバートすることが可能であり、その後、サンプリング‐フィルタリング装置４２がその信号を処理して、所望のベースバンド信号が得られる。
【００４５】
図９Ｂは、本発明の別の実施形態による受信器５０を示すシステムブロック図である。受信器５０は、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）４４、ミキサ４１、サンプリング‐フィルタリング装置４２、ＡＤＣ４３、局部発振器４５、及びクロック信号発生器４６を含む。局部発振器４５は、ミキサ４１に結合され、ミキサ４１は、ＬＮＡ４４に結合され、サンプリング‐フィルタリング装置４２は、ＡＤＣ４３及びクロック信号発生器４６に結合される。
【００４６】
ミキサ４１及びサンプリング‐フィルタリング装置４２の機能は、上に説明したのでここでは説明しない。ＬＮＡ４４は、伝送チャネルから無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇ´を受信し、その無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇ´を増幅して、増幅された無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇを生成する。局部発振器４５は、基準信号ＲＥＦ＿ｓｉｇを生成し、また、上述したように、基準信号の周波数ｆｓ及び無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇの周波数ｆｃは、ｆｓ＝（ｆｃ±ｆＩＦ）／ｎの関係にある（ｎは正の整数）。クロック信号発生器４６は、サンプリング‐フィルタリング装置４２にクロック信号ＣＬＫＲＥＦを供給し、また、ＡＤＣ４３は、第２の信号ＤＴをデジタル信号ＢＢ＿ｓｉｇに変換する。図９Ｂは、本発明の受信器の一実施形態を示すが、本発明の範囲を限定することを意図しない。伝送チャネルの電力減衰が大きくない場合、ＬＮＡ４４は、取り除かれても、一般的な増幅器によって置き換えられてもよい。さらに、ある特定の要件では、アナログ信号プロセッサをＡＤＣ４３とサンプリング‐フィルタリング装置４２との間に追加して、第２の信号ＤＴにアナログ信号処理を行ってもよい。
【００４７】
ここでは、第１の信号ＣＴはＩＦ信号であり、第２の信号ＤＴはベースバンド信号であると仮定する。しかし、この仮定は、説明目的に使用したに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。ミキサ４１は、サンプリングを行わないので、図４のＲＦセグメントにおける折り返しノイズは、第１の信号ＣＴに折り込まれない。図９Ｃを参照するに、各周波数動作セグメントにおける受信器５０の周波数スペクトルグラフを示す。図９Ｃに示すように、第１の信号ＣＴに折り込まれる折り返しノイズは、図４に示すものより小さく、また、第１の信号ＣＴへの無線周波数信号のダウンコンバージョンは、イメージ周波数におけるノイズの折り返しによってのみ影響される。従って、第１の信号ＣＴから第２の信号ＤＴへのダウンコンバージョン時に折り込まれるノイズが大幅に減少される。従って、折り返しノイズの影響は緩和され、受信器５０の性能は向上する。
【００４８】
さらに、受信器の性能を向上するために、図９ＣのＲＦ動作セグメントにおけるイメージ周波数を除去することができる。本発明の実施形態の受信器のアーキテクチャは、イメージ拒否技術と共に使用して、イメージ周波数のノイズの影響を排除しうる。イメージ拒否技術は、ウェーバ（Weaver）イメージ拒絶技術、ハートレー（Hartley）イメージ拒絶技術、又は、イメージ周波数における信号の影響を低減することのできる他の関連の技術であってよい。図９Ｃは、理想的な周波数スペクトルを示す。構成要素の非線形影響は実際に存在するが、実施形態の性能は影響を受けず、また、詳細な回路シミュレーション結果を以下に説明する。
【００４９】
サンプリング‐フィルタリング装置４２を、テキサス・プレシジョン・インスツルメンツ社の特許及びＪａｋｏｎｉｓ外による文献に応じて実装しうる。サンプリング‐フィルタリング装置４２は、制御信号発生ユニット、及び、チャージドメインフィルタを含む。制御信号発生ユニットは、基準信号ＣＬＫＲＥＦに従って複数の制御信号を生成する。チャージフィルタは、複数のトランジスタ及び複数のコンデンサにより構成される。複数のトランジスタは、その複数の制御信号により制御される。トランジスタのオン又はオフは、複数の制御信号により制御されて複数のコンデンサを充電又は放電し、それにより、サンプリング、フィルタリング、及びダウンコンバージョンの機能を実現する。
【００５０】
制御信号発生ユニット及びチャージフィルタは、図１のデジタル制御ユニット１３及び切替コンデンサネットワーク１４により実施されうる。ただし、デジタル制御ユニット１３に入力される基準信号は、ＣＬＫＲＥＦである。さらに、チャージフィルタは、対応する制御信号発生ユニットが図５に従って設計される限り、図５のフィルタリング‐ダウンコンバージョン装置２４Ｉ、２４Ｑのサブ回路により実施されてもよい。
【００５１】
図９Ｂにおける局部発振器４５及びクロック信号発生器４６は、間に変換回路が設けられて結合可能である。周波数は、異なっても同じであってもよい。簡単に説明するに、局部発振器４５及びクロック信号発生器４６の実施例は、本発明を限定することを意図しない。さらに、フィルタをミキサ４１の前又は後に追加してもよく、それにより、受信器５０の性能を向上することができる。簡単に説明するに、受信器５０は、一実施形態に過ぎず、本発明を限定することを意図しない。
【００５２】
次に、図１０を参照するに、本発明の一実施形態による離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン方法のフローチャートを示す。この方法は、ワイヤレス無線周波数受信器において適用可能である。最初に、工程Ｓ９０において、無線周波数信号が伝送チャネルから受信され、増幅される。次に、工程Ｓ９１において、基準信号及び無線周波数信号がミキシングされて、第１の信号が生成される。第１の信号は、連続時間信号である。次に、第１の信号は、サンプリング、フィルタリング、及びダウンコンバートされ、第２の信号が生成される最後に、第２の信号にアナログ信号変換が行われ、第２のデジタル信号が生成される。
【００５３】
上述したように、伝送チャネルの電力減衰が大きくない場合、工程Ｓ９０は省略することができる。さらに、一部の特定の要件では、第２の信号へのアナログ信号処理の工程を、工程Ｓ９２と工程Ｓ９３との間に追加してもよい。つまり、図１０は、本発明の離散時間フィルタリング及びダウンコンバージョン方法の一実施形態に過ぎず、本発明を限定することを意図しない。
【００５４】
最後に、図１１及び図１２を参照する。図１１は、図９Ａにおける第１の信号ＣＴの電力−周波数スペクトルグラフであり、図１２は、図１１における第１の信号ＣＴの周波数−電力対応表である。図１１及び図１２は、実際の構成要素を有する回路を使用してシミュレートされる。従って、ダウンコンバートされた第１の信号（２７０ＭＨｚ）以外、残りの周波数の信号は、構成要素の非理想的な特性によりもたらされるノイズである。しかし、実施形態に示す効果も実現可能である。図１１及び図１２に示すように、本発明の実施形態による受信器４０は、特定の周波数における折り返しノイズを緩和することができ、従って、生成された第１の信号ＣＴの特定の周波数における折り返しノイズの電力値を相当に低減し（図１１において破線で丸を付けた部分）、それにより、第１の信号がサンプリング‐フィルタリング装置４２を通過した後に第２の信号に折り込まれる折り返しノイズを減少する。その一方で、ミキサ４１の入力無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇのイメージ信号（ｆｃ＞ｎｆｓの場合、ｆｃ−２ｆＩＦ、又は、ｆｃ＜ｎｆｓの場合、ｆｃ＋２ｆＩＦ）だけがＣＴに折り込まれる。図１１及び図１２では、入力無線周波数信号ＲＦ＿ｓｉｇの周波数は、２４１４ＭＨｚであり、サンプリング周波数ｆｓは、１０７２ＭＨｚであり、第１の信号ＣＴの周波数は２７０ＭＨｚである。最後に、図１１、図１２、及び、図７、図８を参照するに、本発明の実施形態の受信器４０は、１０７２ＭＨｚ、３２１６ＭＨｚ、１０７２ＭＨｚ±２７０ＭＨｚ、及び３２１６ＭＨｚ±２７０ＭＨｚにおける折り返しノイズの電力を大幅に減少することができ、それにより、サンプリング‐フィルタリング装置４２を通過した後、第２の信号ＤＴに折り込まれる電力を減少する。従って、受信器４０は、従来の受信器よりも良好な性能を有する。さらに、この実施形態では、ｆＩＦ＝（ｆｓ／４）＋ｆｄｅｌｔａ（ｆｄｅｌｔａ＝２ＭＨｚ）であり、第１の信号ＣＴを、チャネルＩ及びチャネルＱに分割するよう設計されるが、本発明を限定することを意図しない。
【００５５】
上述を鑑みて、本発明の実施形態の受信器は、無線周波数信号を直接ミキシング及びダウンコンバートするミキサを採用し、次に、第１の信号をサンプリング、フィルタリング、及びダウンコンバートして、特定周波数における折り返しノイズの電力を大幅に減少し、それにより、従来の受信器よりも良好な性能を有する。さらに、ミキシング用の基準信号の周波数、及び、第１の無線周波数信号の周波数は、ｆｓ＝（ｆｃ±ｆＩＦ）／ｎの関係にある。ｎが増加すると、受信器により消費される電力は応じて減少する。また、折り返しノイズが低減されるので、受信器の線形性は向上する。
【００５６】
当業者には、本発明の構造に、本発明の範囲又は精神から逸脱することなく様々な修正及び変更を加えうることは明らかであろう。上述から、本発明は、請求項及びその等価物の範囲内であることを条件に発明の修正及び変更を包含することを意図する。
【符号の説明】
【００５７】
１０  受信器
１１  低ノイズ相互コンダクタンス増幅器
１２  局部発振器
１３  デジタル制御ユニット
１４  切替コンデンサネットワーク
１５  ＩＦ増幅器
１６  アナログ処理プロセッサ
１７  ＡＤＣ
２０  受信器
２１  無線周波数フィルタ
２２  ＬＡＮ
２３  Ｓ／Ｈミキサ
２４  フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置
２５  クロック回路
２６  局部発振器
２７  ＡＤＣ
２８  アンテナ
３０  受信器
３１  サンプリング‐ダウンコンバージョン装置
３２  フィルタリング‐ダウンコンバージョン装置
３３  ＡＤＣ
４０  受信器
４１  ミキサ
４２  サンプリング‐フィルタリング装置
４３  ＡＤＣ
４４  ＬＮＡ
４５  局部発振器
４６  クロック信号発生器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図９Ｃ】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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