(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側直流電源と回転電機との間で電力変換を行うインバータ；
前記回転電機の回転角および回転速度に対応する回転検出信号を発生するレゾルバ；
該回転検出信号に基づいて、回転角および回転速度を算出する手段；
前記回転電機の目標トルク，前記回転速度，回転角を用いて、前記回転電機の出力トルクを前記目標トルクにするように、前記インバータを制御し、前記インバータに入力される電圧に対する前記回転電機に印加する電圧の比である変調比が３相／２相変調切換え境界より大きくなると前記インバータの制御を３相変調から２相変調に切換える３相／２相変調切換え手段；および、
前記変調比が前記３相／２相変調切換え境界より小さい領域においても、前記３相／２相変調切換え境界に対応する前記回転電機の回転速度よりも低い回転速度閾値を超え、かつ所定のトルク閾値を超える、前記回転電機がレゾルバに与える電気的ノイズが大きい特定領域では２相変調に切換える、モータ制御手段；
を備える回転電機制御装置。
【請求項２】
前記特定領域は、前記回転電機の回生時より力行時の方が大きい；請求項１に記載の回転電機制御装置。
【請求項３】
前記特定領域は、前記回転電機の力行時のみ設定され、回生時には設定されない；請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
【請求項４】
前記１次側直流電源の電圧を昇圧して２次側電圧として前記インバータに給電し、前記インバータからの回生電力を降圧して前記１次側直流電源に逆給電するコンバータ；
前記回転電機の目標トルクおよび回転速度に対応した２次側目標電圧を導出する２次側目標電圧決定手段；および、
前記２次側電圧を、前記２次側目標電圧とするように、前記コンバータを制御するコンバータ制御手段；を更に備え、
前記モータ制御手段は、前記目標トルク，回転速度，回転角および２次側目標電圧を用いて、前記回転電機の出力トルクを前記目標トルクにするように、前記インバータを制御し、前記２次側電圧が高くなるほど３相変調から２相変調に切換える前記閾値トルクを小さくして前記特定領域を大きくする；請求項１乃至３のいずれか１つに記載の回転電機制御装置。
【請求項５】
前記インバータは、第１および第２回転電機と電力のやり取りを制御する第１および第２インバータを含み；
前記レゾルバは、第１回転電機の回転角および回転速度に対応する回転検出信号を発生する第１レゾルバ、および、第２回転電機の回転角および回転速度に対応する回転検出信号を発生する第２レゾルバ、を含み；
前記回転角および回転速度を算出する手段は、第１レゾルバの回転検出信号に基づいて、第１回転電機の回転角および回転速度を算出する第１手段、および、第２レゾルバの回転検出信号に基づいて、第２回転電機の回転角および回転速度を算出する第２手段、を含み；
前記２次側目標電圧決定手段は、第１回転電機の目標トルクに割り当てられた、回転速度対応の２次側目標電圧特性に基づいて、第１回転電機の回転速度に対応する第１目標電圧を導出する第１の２次側目標電圧決定手段，第２回転電機の目標トルクに割り当てられた、回転速度対応の２次側目標電圧特性に基づいて、第２回転電機の回転速度に対応する第２目標電圧を導出する第２の２次側目標電圧決定手段、および、第１および第２目標電圧の高い方を、２次側目標電圧に定める手段、を含み；
前記３相／２相変調切換え手段は、前記第１インバータを制御し、前記第１インバータに入力される電圧に対する前記第１回転電機に印加する電圧の比である第１変調比が第１の３相／２相変調切換え境界より大きくなると前記第１インバータの制御を３相変調から２相変調に切換える第１の３相／２相変調切換え手段、および、前記第２インバータを制御し、前記第２インバータに入力される電圧に対する前記第２回転電機に印加する電圧の比である第２変調比が第２の３相／２相変調切換え境界より大きくなると前記第２インバータの制御を３相変調から２相変調に切換える第２の３相／２相変調切換え手段、を含み；
前記モータ制御手段は、前記第１変調比が前記第１の３相／２相変調切換え境界より小さい３相変調領域においても、前記第１の３相／２相変調切換え境界に対応する前記第１回転電機のトルク，回転速度よりも低い第１トルク閾値，第１回転速度閾値を超える、前記第１回転電機が前記第１レゾルバに与える電気的ノイズが大きい第１特定領域では、２相変調に切換える、第１モータ制御手段、および、前記第２変調比が前記第２の３相／２相変調切換え境界より小さい３相変調領域においても、前記第２の３相／２相変調切換え境界に対応する前記第２回転電機のトルク，回転速度よりも低い第２トルク閾値，第２回転速度閾値を超える、前記第２回転電機が前記第２レゾルバに与える電気的ノイズが大きい第２特定領域では、２相変調に切換える、第２モータ制御手段、を含む；
請求項４に記載の回転電機制御装置。
【請求項６】
第１モータ制御手段は、前記２次側電圧が高くなるほど前記第１トルク閾値を小さくして２相変調の領域を大きくする；請求項５に記載の回転電機制御装置。
【請求項７】
第２モータ制御手段は、前記２次側電圧が高くなるほど前記第２トルク閾値を小さくして２相変調の領域を大きくする；請求項５又は６に記載の回転電機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータから電動機に給電する電力およびその逆方向の回生電力を制御する回転電機制御装置に関し、特に、レゾルバを備える回転電機制御装置の、インバータ制御モードすなわち変調モードの制御に関する。本発明の回転電機制御装置は例えば、電動機で車輪を駆動する電気自動車（ＥＶ）、および、該電動機に加えて燃料エンジンおよび該エンジンによって回転駆動される発電機（電動機または発電動機と言われることもある）を備えるハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）に使用することができる。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特許第３８４４０６０号公報
【特許文献２】特開２００７−１５１３４４号公報
【特許文献３】特開平１０−６６３８３号公報
【特許文献４】特許第３７４６３３４号公報
【０００３】
３相インバータの、３相のＰＷＭスイッチングにより３相交流を生成して３相交流回転電機の各相コイルに印加する３相変調モードは、ＰＷＭスイッチングを３相に対して行うのでスイッチング電力損失が高く、２相変調による電流歪が小さくなる運転領域では、３相変調モードから、２相変調モードに切換えることが行われている（例えば特許文献１）。なお、２相変調モードとは、１相は正弦波を形成するためのＰＷＭスイッチングを停止して半波区間の間連続高レベル又は低レベルとし、これを相を順番に切り換えて実行するものである。
【０００４】
ところで、ベクトル制御を用いる電動機制御では、電動機の動作状態を把握しベクトル制御にフィードバックするために、電動機の回転角（磁極位置）θの検出が必要である。特許文献２は、モータ電流に基づいて磁極位置を推定算出し、モータ電流の高周波成分を抽出してそれに基づいて磁極位置補正量を算出して、磁極位置を補正する、センサレスのモータ制御を記載している。しかし、電動機にロータリーエンコーダ又はレゾルバを連結して磁極位置を検出する態様もある。
【０００５】
レゾルバは、高周波電流で励磁される巻線がある回転子を電動機で回転駆動し、固定子巻線に誘起する電圧が、励磁電流周波数の誘起電圧が回転子の回転により昇降する（変調される）ものであるので、これを広域カットフィルタを通して（復調して）回転子の回転を表す正弦波（又は余弦波）を、電動機の回転角および回転速度を表す回転検出信号として出力するものである。回転検出信号の位相は、電動機の回転角（電気角θ）に対応し、周波数は電動機の回転速度ωに比例する。回転検出信号から、角度，速度演算によって、電動機の回転角θおよび回転速度ωを算出することができる。
【０００６】
なお、特許文献３は、弱め界磁制御による電力損失やシステム効率の低下をなくすために、弱め界磁制御を省略し、インバータに印加する動作電圧を高くする昇圧回路を備え、バッテリ電圧がモータの目標動作に対して不足するときは、昇圧回路からインバータに給電するモータ駆動制御装置を記載している。特許文献４は、バッテリ電圧を昇圧する回路を備えて、モータの目標動作および速度起電力に対応する所要昇圧電圧を算出して、該昇圧電圧になるように昇圧回路を制御するモータ駆動制御装置を記載している。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところが、レゾルバは電動機に、又はその近傍に配設されるので、電動機が発生する電気的ノイズすなわち高周波ノイズを受けやすい。電動機が発生する高周波ノイズがレゾルバの固定子巻線または信号処理回路、あるいは出力リードに作用すると、レゾルバの回転検出信号が乱される可能性がある。車輪駆動モータの場合は、通電電流が大きいので、そのスイッチングノイズは強く、レゾルバの回転検出信号が乱される可能性が高い。
【０００８】
仮に、ノイズの作用によってレゾルバの回転検出信号（正弦波又は余弦波）の波形が崩れると、電動機の回転角検出値θがエラーとなって、ベクトル制御で電動機を正確に制御できなくなってしまう。特に、３相変調モードでは、インバータのスイッチング回数が多いので、高トルク（高電流）出力になると、電流の高調波成分が増大することにより電磁ノイズが増大して、レゾルバの回転検出信号が乱される可能性が高くなる。また３相変調モードでは、回転数が高くなるとコンバータ（昇圧回路）の２次側電圧（出力電圧）を上げるので、インバータ電圧があげられ、インバータのスイッチングで発生する電界ノイズが強くなり、レゾルバの回転検出信号が乱される可能性が高くなる。
【０００９】
本発明は、回転電機の駆動制御エラーを防止することを目的とする。具体的には、電気的ノイズによるレゾルバの回転検出信号の乱れを低減すること、換言すると、回転検出信号の乱れによる回転電機の駆動制御の乱れを低減すること、を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために本発明においては、回転電機の目標トルク，回転速度，回転角を用いて、回転電機の出力トルクを目標トルクにするように、インバータを制御し、インバータに入力される電圧に対する回転電機に印加する電圧の比である変調比が３相／２相変調切換え境界より大きくなるとインバータの制御を３相変調から２相変調に切換える３相／２相変調を行うが、変調比が前記３相／２相変調切換え境界より小さい領域においても、前記回転電機がレゾルバに与える電気的ノイズが大きい特定領域(An)では２相変調に切換える。これを実施する本発明の第１態様の電動機制御装置は、次の（１）項のものである。
【００１１】
（１）１次側直流電源(18,22)と回転電機(10m)との間で電力変換を行うインバータ(19m)；
前記回転電機の回転角(θ)および回転速度(ω)に対応する回転検出信号(SG θm)を発生するレゾルバ(17m)；
該回転検出信号に基づいて、回転角および回転速度を算出する手段(32)；
前記回転電機の目標トルク，前記回転速度，回転角を用いて、前記回転電機の出力トルクを前記目標トルクにするように、前記インバータを制御し、前記インバータに入力される電圧に対する前記回転電機に印加する電圧の比である変調比が３相／２相変調切換え境界より大きくなると前記インバータの制御を３相変調から２相変調に切換える３相／２相変調切換え手段(30m)；および、
前記変調比が前記３相／２相変調切換え境界より小さい領域においても、前記３相／２相変調切換え境界に対応する前記回転電機の回転速度より低い回転速度値を超え、かつ所定のトルク閾値を超える、前記回転電機がレゾルバに与える電気的ノイズが大きい特定領域(An)では２相変調に切換える、モータ制御手段(30m)；
を備える回転電機制御装置（図５〜図９）。
【００１２】
なお、理解を容易にするためにカッコ内には、図面に示し後述する実施例の対応又は相当要素又は事項の符号を、例示として参考までに付記した。以下も同様である。
【発明の効果】
【００１３】
回転電機がレゾルバに与える電気的ノイズが大きい特定領域(An)では、２相変調に切換えるので、回転電機の目標トルクおよび回転速度が、３相変調では電気的ノイズが強くなる高トルクかつ高回転速度の領域(An)となるときには、自動的に２相変調に切り換えられる。これにより、インバータのＰＷＭスイッチングの回数が減少し、回転電機のノイズ発生が低減し、その分レゾルバの回転検出信号が乱れる可能性が低減し、回転電機駆動制御の信頼性が向上する。
【００１４】
変調比が前記３相／２相変調切換え境界より小さい３相変調領域においても、前記３相／２相変調切換え境界に対応する前記回転電機のトルク，回転速度よりも低いトルク閾値，回転速度閾値を超える、前記回転電機がレゾルバに与える電気的ノイズが大きい特定領域(An)では、２相変調に切換えるので、回転電機の目標トルクおよび回転速度が、３相変調では電気的ノイズが強くなる高トルクかつ高回転速度の領域(An)となるときには、自動的に２相変調に切り換えられる。
【００１５】
これにより、インバータのＰＷＭスイッチングの回数が減少し、回転電機のノイズ発生が低減し、その分レゾルバの回転検出信号が乱れる可能性が低減し、回転電機駆動制御の信頼性が向上する。
【００１６】
（２）前記特定領域は、前記回転電機の回生時より力行時の方が大きい；上記（１）に記載の回転電機制御装置。
【００１７】
同一トルク，回転速度の場合、力行時の方が回生時よりも、必要な電流（変調率）が大きい。力行時には、モータ電流→インバータ（損失）→モータ（損失）→トルクの過程でモータ電流がトルクに変換されるのに対し、回生時は、トルク→モータ（損失）→インバータ（損失）→モータ電流の過程でトルクがモータ電流に変換される。力行時と回生時とでトルクを同じにしようとした場合、力行時はインバータ損失とモータ損失を追加した分だけ高いモータ電流が必要になるのに対し、回生時は逆に回生トルクによって発生するモータ電流は、モータ損失とインバータ損失の分だけ低いものとなる。このため、同一トルク，回転速度では回生時より力行時のほうが大きなモータ電流となる。レゾルバノイズの大きさはモータ電流（変調率）に比例して大きくなる傾向がある。すなわち前記特定領域が広がる。本実施態様ではこれに着目して前記特定領域を、前記回転電機の回生時より力行時の方を大きくするので、力行時の回転電機のノイズ発生を十分に低減することができる。
【００１８】
（３）前記特定領域は、前記回転電機の力行時のみ設定され、回生時には設定されない；上記（１）又は（２）に記載の回転電機制御装置。
【００１９】
上記（２）項で説明したように、力行時と回生時とでトルクを同じにしようとした場合、力行時はインバータとモータの損失を追加した分だけ高いモータ電流が必要になるのに対し、回生時は逆に回生トルクによって発生するモータ電流は、モータとインバータの損失分だけ低いものとなる。したがって回生時は前記特定領域でのレゾルバノイズは小さい。前記特定領域での３相変調から２相変調の切換えは、本来３相変調で制御したい領域を２相変調で制御することになるため、少なからず電流歪が発生する。本実施態様ではこれに着目してレゾルバノイズ対策の必要性が低い回生時には、前記特定領域は設定せず、２相変調への切換えは行わず、電流歪の増大を回避する。
【００２０】
（４）前記１次側直流電源の電圧を昇圧して２次側電圧(Vuc)として前記インバータに給電し、前記インバータからの回生電力を降圧して前記１次側直流電源に逆給電するコンバータ(1)；
前記回転電機の目標トルクおよび回転速度に対応した２次側目標電圧(Vuc*)を導出する２次側目標電圧決定手段(45)；および、
前記２次側電圧を、前記２次側目標電圧とするように、前記コンバータを制御するコンバータ制御手段(46,47)；を更に備え、
前記モータ制御手段(30m)は、前記目標トルク，回転速度，回転角および２次側目標電圧を用いて、前記回転電機の出力トルクを前記目標トルクにするように、前記インバータを制御し、前記２次側電圧が高くなるほど３相変調から２相変調に切換える前記閾値トルクを小さくして前記特定領域(An)を大きくする；上記（１）乃至（４）のいずれか１つ
【００２１】
これは、１次側直流電源(18,22)の電圧を昇圧してインバータに給電する双方向コンバータを備える態様である。昇圧電圧すなわち２次側電圧(Vuc)が高くなるとインバータのＰＷＭスイッチングに伴って生じるスパイク電流が大きくなって、回転電機のノイズが増大する可能性が高いが、３相変調から２相変調に切換える前記閾値トルクを下げて特定領域を広げるので、２次側電圧が高いときには自動的に早期に２相変調に切換えられて、回転電機のノイズ発生が低減し、回転電機駆動制御の信頼性が更に向上する。
【００２２】
（５）前記インバータは、第１および第２回転電機と電力のやり取りを制御する第１および第２インバータ(19m,19g)を含み；
前記レゾルバは、第１回転電機の回転角および回転速度に対応する回転検出信号を発生する第１レゾルバ(17m)、および、第２回転電機の回転角および回転速度に対応する回転検出信号を発生する第２レゾルバ(17g)、を含み；
前記回転角および回転速度を算出する手段は、第１レゾルバの回転検出信号に基づいて、第１回転電機の回転角および回転速度を算出する第１手段(30m)、および、第２レゾルバの回転検出信号に基づいて、第２回転電機の回転角および回転速度を算出する第２手段(30g)、を含み；
前記２次側目標電圧決定手段は、第１回転電機の目標トルクに割り当てられた、回転速度対応の２次側目標電圧特性に基づいて、第１回転電機の回転速度に対応する第１目標電圧を導出する第１の２次側目標電圧決定手段(30m)，第２回転電機の目標トルクに割り当てられた、回転速度対応の２次側目標電圧特性に基づいて、第２回転電機の回転速度に対応する第２目標電圧を導出する第２の２次側目標電圧決定手段(30g)、および、第１および第２目標電圧の高い方を、２次側目標電圧に定める手段(30m)、を含み；
前記３相／２相変調切換え手段は、前記第１インバータを制御し、前記第１インバータに入力される電圧に対する前記第１回転電機に印加する電圧の比である第１変調比が第１の３相／２相変調切換え境界より大きくなると前記第１インバータの制御を３相変調から２相変調に切換える第１の３相／２相変調切換え手段(30m)、および、前記第２インバータを制御し、前記第２インバータに入力される電圧に対する前記第２回転電機に印加する電圧の比である第２変調比が第２の３相／２相変調切換え境界より大きくなると前記第２インバータの制御を３相変調から２相変調に切換える第２の３相／２相変調切換え手段(30g)、を含み；
前記モータ制御手段は、前記第１変調比が前記第１の３相／２相変調切換え境界より小さい３相変調領域においても、前記第１の３相／２相変調切換え境界に対応する前記第１回転電機のトルク，回転速度よりも低い第１トルク閾値，第１回転速度閾値を超える、前記第１回転電機が前記第１レゾルバに与える電気的ノイズが大きい第１特定領域では、２相変調に切換える、第１モータ制御手段(30m)、および、前記第２変調比が前記第２の３相／２相変調切換え境界より小さい３相変調領域においても、前記第２の３相／２相変調切換え境界に対応する前記第２回転電機のトルク，回転速度よりも低い第２トルク閾値，第２回転速度閾値を超える、前記第２回転電機が前記第２レゾルバに与える電気的ノイズが大きい第２特定領域では、２相変調に切換える、第２モータ制御手段(30g)、を含む；上記（４）に記載の回転電機制御装置。
【００２３】
２次側電圧(Vuc)が高くなるとインバータのＰＷＭスイッチングに伴って生じるスパイク電流が大きくなる。第１および第２目標電圧の高い方を、２次側目標電圧(Vuc*)に選択して、この電圧になるようにコンバータの２次側電圧(Vuc)を制御すると、選択されなかった方の回転電機に給電するインバータは、必要以上に高い電圧をＰＷＭスイッチングするので、該回転電機のノイズが増大する可能性が高いが、３相変調から２相変調に切換える前記閾値トルクを下げて特定領域を広げるので、２次側電圧が高いときには自動的に早期に２相変調に切換えられて、回転電機のノイズ発生が低減し、回転電機駆動制御の信頼性が向上する。
【００２４】
（６）第１モータ制御手段(30m)は、前記２次側電圧が高くなるほど前記第１トルク閾値を小さくして第１特定領域を大きくする；上記（５）に記載の回転電機制御装置。２次側電圧が高いときには、第１インバータの制御が自動的に早期に２相変調に切換えられて、第１回転電機のノイズ発生が低減し、回転電機駆動制御の信頼性が更に向上する。
【００２５】
（７）第２モータ制御手段(30g)は、前記２次側電圧が高くなるほど前記第２トルク閾値を小さくして第２特定領域を大きくする；上記（５）又は（６）に記載の回転電機制御装置。２次側電圧が高いときには、第２インバータの制御が自動的に早期に２相変調に切換えられて、第２回転電機のノイズ発生が低減し、回転電機駆動制御の信頼性が更に向上する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
本発明の他の目的および特徴は、図面を参照した以下の実施例の説明より明らかになろう。
【実施例１】
【００２７】
−第１実施例−
図１に、本発明の第１実施例の概要を示す。制御対象の第１回転電機である電気モータ（電動機）１０ｍは、この実施例では、車両に搭載されており車輪を回転駆動するための永久磁石形同期電動機であって、ロータに永久磁石を内蔵したものであり、ステータにはＵ相，Ｖ相及びＷ相の３相コイル１１〜１３がある。電気モータ１０ｍには、第１インバータである電圧型インバータ１９ｍが、車両上のバッテリ１８の電力を供給する。電気モータ１０ｍのロータに、ロータの磁極位置を検出するための第１レゾルバ１７ｍのロータが連結されている。レゾルバ１７ｍは、そのロータの回転角を表すアナログ電圧（回転角信号）ＳＧ θｍを発生し、モータ制御装置３０ｍに与える。
【００２８】
車両上の蓄電池であるバッテリ１８には、車両上の電装部が電源オンのときには、１次側コンデンサ２２が接続されて、バッテリ１８と共に１次側電源を構成する。１次側電源の正極（＋ライン）には、双方向コンバータ回路１のリアクトル２の一端が接続されている。
【００２９】
コンバータ回路１には更に、該リアクトル２の他端と１次側電源の負極（−ライン）の間をオン，オフする昇圧スイッチング素子３，２次側コンデンサ２３の正極と前記他端との間をオン，オフする降圧スイッチング素子４、および、各スイッチング素子３，４に並列に接続された各ダイオード５，６がある。ダイオード５のアノードはリアクトル２の他端に、カソードは１次側電源の負極（−ライン）に接続されており、ダイオード６のアノードは２次側コンデンサ２３の正極に、カソードはリアクトル２の他端に接続されている。スイッチング素子３，４のいずれにも、本実施例では、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いた。
【００３０】
昇圧スイッチング素子３をオン（導通）にすると１次側電源（１８，２２）からリアクトル２を介して昇圧スイッチング素子３に電流が流れ、これによりリアクトル２が蓄電し、昇圧スイッチング素子３がオフ（非導通）に切換るとリアクトル２がダイオード６を通して２次側コンデンサ２３に高圧放電する。すなわち１次側電源の電圧よりも高い電圧を誘起して２次側コンデンサ２３を充電する。昇圧スイッチング素子３のオン，オフを繰り返すことにより、２次側コンデンサ２３の高圧充電が継続する。すなわち、高い電圧で２次側コンデンサ２３が充電される。一定周期でこのオン，オフを繰り返すと、オン期間の長さに応じてリアクトル２が蓄積する電力が上昇するので、該一定周期の間のオン時間（オンデューティ：該一定周期に対するオン時間比）を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、１次側電源１８，２２からコンバータ回路１を介して２次側コンデンサ２３に給電する速度（力行用の給電速度）を調整することが出来る。
【００３１】
降圧スイッチング素子４をオン（導通）にすると、２次側コンデンサ２３の蓄積電力が、降圧スイッチング素子４およびリアクトル２を通して、１次側電源１８，２２に与えられる（逆給電：回生）。この場合も、一定周期の間の降圧スイッチング素子４のオン時間を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、２次側コンデンサ２３からコンバータ回路１を介して１次側電源１８，２２に逆給電する速度（回生用の給電速度）を調整することができる。
【００３２】
電圧型インバータ１９ｍは、６個のスイッチングトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を備え、ドライブ回路２０ｍが並行して発生する６連の駆動信号の各連によってトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６をオン（導通）駆動して、２次側コンデンサ２３の直流電圧（コンバータ回路１の出力電圧すなわち２次側電圧）を３連の、位相差が２π／３の交流電圧、すなわち３相交流電圧に変換して、電気モータ１０ｍの３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のステータコイル１１〜１３のそれぞれに印加する。これにより電気モータ１０ｍのステータコイル１１〜１３のそれぞれに各相電流ｉＵｍ，ｉＶｍ，ｉＷｍが流れ、電気モータ１０ｍのロータが回転する。６個のスイッチングトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６は、いずれもＩＧＢＴである。
【００３３】
ＰＷＭパルスによるトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のオン／オフ駆動（スイッチング）に対する電力供給能力を高くしかつ電圧サージを抑制するために、インバータ１９ｍの入力ラインである、コンバータ回路１の２次側出力ラインには、大容量の２次側コンデンサ２３が接続されている。これに対して１次側電源を構成する１次側コンデンサ２２は、小型かつ低コストの小容量のものであり、１次側コンデンサ２２の容量は、２次側コンデンサ２３の容量よりもかなり小さい。電圧センサ２４が、コンバータ回路１の２次側電圧Ｖｕｃを検出してコンバータ制御装置３０ｖに与える。電気モータ１０ｍのステータコイル１１〜１３に接続した給電線には、ホールＩＣを用いた電流センサ１４ｍ〜１６ｍが装着されており、それぞれ、各相電流ｉＵｍ，ｉＶｍ，ｉＷｍを検出し電流検出信号（アナログ電圧）を発生し、モータ制御装置３０ｍに与える。
【００３４】
図２に、第１モータ制御装置３０ｍの機能構成を示す。第１モータ制御装置３０ｍは、本実施例では、マイクロコンピュータ（以下マイコンと言う）ＭＰＵを主体とする電子制御装置であり、マイコンＭＰＵと、ドライブ回路２０ｍ，電流センサ１４〜１６，レゾルバ１７および２次側電圧センサ２４との間の、図示しないインターフェイス（信号処理回路）を含み、さらに、マイコンＭＰＵと、前記車両上の図示しない車両走行制御システムのメインコントローラならびにモータ制御装置３０ｇとの間の、図示しないインターフェイス（通信回路）も含む。
【００３５】
図２を参照すると、レゾルバ１７ｍが与える回転角信号ＳＧ  θｍに基づいて、モータ制御装置３０ｍであるマイコンＭＰＵが、電気モータ１０ｍのロータの回転角度（磁極位置）θおよび回転速度（角速度）ωを算出する。
【００３６】
なお、正確にいうと、電気モータ１０ｍのロータの回転角度と磁極位置とは同一ではないが、両者は比例関係にあり比例係数が電気モータ１０ｍの磁極数ｐによって定まる。また、回転速度と角速度とは同一ではないが、両者も比例関係にあり比例係数が電気モータ１０ｍの磁極数ｐによって定まる。本書においては、回転角度θは磁極位置を意味する。回転速度ωは角速度を意味するが、回転速度を意味する場合もある。
【００３７】
図示しない車両走行制御システムのメインコントローラが、モータ目標トルクＴＭ＊をモータ制御装置３０ｍすなわちマイコンＭＰＵに与える。なお、該メインコントローラは、前記車両の車速及びアクセル開度に基づいて車両要求トルクＴＯ*を算出し、該車両要求トルクＴＯ*に対応してモータ目標トルクＴＭ＊を発生して、マイコンＭＰＵに与える。マイコンＭＰＵは、電気モータ１０ｍの回転速度ωrpmをメインコントローラに出力する。
【００３８】
マイコンＭＰＵは、トルク指令制限３４によって、２次目標電圧Ｖｕｃ＊および回転速度ωに対応する制限トルクＴＭ＊maxを制限トルクテーブル（ルックアップテーブル）から読み出して、目標トルクＴＭ＊がＴＭ＊maxを超えていると、ＴＭ＊maxを目標トルクＴ*に定める。ＴＭ＊max以下のときには、モータ目標トルクＴＭ＊を目標トルクＴ*に定める。このような制限を加えて生成したモータ目標トルクＴ*が、２次目標電圧算出４５および出力演算３５に与えられる。
【００３９】
なお、制限トルクテーブルは、２次目標電圧Ｖｕｃ＊および回転速度範囲内の電圧の各値をアドレスとし、該各値で電気モータ１０ｍに生起させることができる最大トルクを制限トルクＴＭ＊maxとして書込んだメモリ領域であり、本実施例ではマイコンＭＰＵ内の図示しないＲＡＭの１メモリ領域を意味する。制限トルクＴＭ＊maxは、２次目標電圧Ｖｕｃ＊が高いほど大きく、低いほど小さい。また、回転速度ωが低いほど大きく、高いほど小さい。
【００４０】
上記マイコン内には、該制限トルクテーブルのデータＴＭ＊maxを書込んだ不揮発性メモリがあり、マイコンに動作電圧が印加されてマイコンが、自身および図１に示すモータ駆動システムを初期化する過程で、不揮発性メモリから読み出してＲＡＭに書き込む。マイコンにはその他の同様なルックアップテーブルが複数あり後に言及するが、これらも、制限トルクテーブルと同様に、不揮発性メモリにあった参照データが書き込まれた、ＲＡＭ上のメモリ領域を意味する。
【００４１】
モータ制御装置３０ｍのマイコンＭＰＵは、２次目標電圧算出４５において、目標トルクＴ＊と回転速度ωに基づいて「力行」か「回生」かを判定して、「力行」であると「力行」グループ内の、「回生」であると「回生」グループ内の、目標トルクＴ＊に割り当てられた第１目標電圧テーブルから、電動機１０ｍの回転速度ωに割り当てられた第１目標電圧Ｖｕｃ＊ｍを読み出す。
【００４２】
もう１つのモータ制御装置３０ｇのマイコンも、２次目標電圧算出４５と同様なデータ処理によって、電動機（発電機）１０ｇの目標トルクＴ＊と回転速度ωに基づいて「力行」か「回生」かを判定して、「力行」であると「力行」グループ内の、「回生」であると「回生」グループ内の、目標トルクＴ＊に割り当てられた第２目標電圧テーブルから、電動機１０ｇの回転速度ωに割り当てられた第２目標電圧Ｖｕｃ＊ｇを読み出す。この第２目標電圧Ｖｕｃ＊ｇがマイコンＭＰＵ（図２）に与えられる。
【００４３】
マイコンＭＰＵの２次目標電圧算出４５（図２）は、自身が算出した第１目標電圧Ｖｕｃ＊ｍと、モータ制御装置３０ｇのマイコンが与えた第２目標電圧Ｖｕｃ＊ｇの内、高い方を２次目標電圧Ｖｕｃ＊として、前記トルク指令制限３４とフィードバック制御演算４６に与える。
【００４４】
フィードバック制御演算４６は、電圧センサ２４が検出した２次側電圧Ｖｕｃを２次目標電圧Ｖｕｃ＊とするための制御出力ＰｖｃをフィードバックＰＩ（比例・積分）演算により算出し、ＰＷＭパルス発生４７に与える。該パルス発生４７は、制御信号Ｐｖｃを、昇圧スイッチング素子３をオン，オフする昇圧（力行）ＰＷＭパルスと、降圧スイッチング素子４をオン，オフする降圧（回生）ＰＷＭパルスに変換して、ドライブ回路２０ｖに出力する。ドライブ回路２０ｖは、昇圧ＰＷＭパルスに対応して昇圧スイッチング素子３をオン，オフし、降圧ＰＷＭパルスに対応して降圧スイッチング素子４をオン，オフする。これにより、双方向コンバータ１の２次側電圧Ｖｕｃが、２次目標電圧Ｖｕｃ＊又はそれに直近の値に制御される。なお、昇圧ＰＷＭパルスと降圧ＰＷＭパルスとの間には、昇圧スイッチング素子３と降圧スイッチング素子４の同時オン（出力短絡）を防止するために、一方がオン指示レベルのときには他方をオフ拘束レベルとする保護期間（デッドタイム）が設定されている。
【００４５】
モータ制御装置３０ｍのマイコンＭＰＵは、「出力演算」３５において、電気モータ１０ｍのロータにおける磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採った、公知のｄ−ｑ軸モデル上のベクトル制御演算、による電動機駆動のためのフィードバック制御を行う。そのため該マイコンは、電流センサ１４〜１６の電流検出信号ｉＵ，ｉＶ，ｉＷをデジタル変換して読込み、電流帰還演算にて、公知の固定／回転座標変換である３相／２相変換を用いて、固定座標上の３相電流値ｉＵ，ｉＶ，ｉＷを、回転座標上のｄ軸およびｑ軸の２相電流値ｉｄ，ｉｑに変換する。
【００４６】
１つのルックアップテーブルである第１高効率トルク曲線テーブルＡが出力演算３５にあり、この第１高効率トルク曲線テーブルＡには、モータ速度ωおよびモータ目標トルクＴ*に対応付けられた、各モータ速度で各目標トルクＴ*を発生するための各ｄ軸電流値ｉｄが書き込まれている。
【００４７】
ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの各値に対応して電気モータの出力トルクが定まるが、１つの回転速度値に対して、すなわち同一のモータ回転速度において、同一トルクを出力するためのｉｄ，ｉｑの組合せが無数にあり、定トルクカーブ上にある。定トルクカーブ上に、最も電力使用効率が高い（最低電力消費の）ｉｄ，ｉｑの組合せがあり、そこが高効率トルク点である。複数のトルクカーブ上の高効率トルク点を連ねる曲線が、高効率トルク曲線であって各回転速度に対して存在する。モータの回転速度宛ての高効率トルク曲線上の、与えられたモータ目標トルクＴ*の位置のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを目標電流値として電気モータ１０ｍの付勢を行うことにより、目標トルクＴ*を電気モータ１０ｍが出力し、しかもモータ付勢の電力使用効率が高い。
【００４８】
本実施例では、高効率トルク曲線を、ｄ軸の値を表す第１高効率トルク曲線Ａと、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂの、２系統に分け、しかも、第１高効率トルク曲線Ａは、力行領域に適用するものと回生領域に適用するものを対にしたものとし、いずれもモータ回転速度と目標トルクに対するｄ軸目標電流を表すものである。
【００４９】
第１高効率トルク曲線テーブルＡは、目標トルクＴ*に宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流を書込んだメモリ領域であり、力行用の力行テーブルＡ１と、回生用の回生テーブルＡ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれのテーブルを用いるかは、電気モータの回転速度ωと与えられる目標トルクＴ*に基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果に従って決定する。
【００５０】
ただし、電気モータ１０ｍの回転速度ωが上昇するのに伴ってステータコイル１１〜１３に発生する逆起電力が上昇し、コイル１１〜１３の端子電圧が上昇する。これに伴ってインバータ１９からコイル１１〜１３への目標電流の供給が難しくなり、目標とするトルク出力が得られなくなる。この場合、与えられたモータ目標トルクＴ*の定トルク曲線上で、曲線に沿ってΔｉｄ，Δｉｑ分、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを下げることにより、電力使用効率は低下するが、目標トルクＴ*を出力することができる。これが弱め界磁制御といわれている。ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄは、界磁調整代演算により生成して、ｄ軸電流指令を算出し、ｑ軸電流指令を算出する。ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄは、弱め界磁電流演算４１が算出する。その内容は後に説明する。
【００５１】
マイコンＭＰＵは、「出力演算」３５の中のｄ軸電流指令の算出では、トルク指令制限３４によって決定した目標トルクＴ*に対応して第１高効率トルク曲線テーブルＡから読出したｄ軸電流値ｉｄから、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを減算して、ｄ軸目標電流ｉｄ*を、ｉｄ*＝−ｉｄ−Δｉｄ、と算出する。
【００５２】
ｑ軸電流指令の算出では、出力演算３５にある第２高効率トルク曲線テーブルＢを用いる。第２高効率トルク曲線テーブルＢは、高効率トルク曲線の、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂを更に、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄと対のｑ軸弱め界磁電流Δｉｑを減算したｑ軸目標電流を表わす曲線に補正し、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂのデータ、を格納したものである。第２高効率トルク曲線テーブルＢは、目標トルクＴ*およびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流、すなわち、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂの目標電流値、を書込んだメモリ領域であり、これも、力行用の力行テーブルＢ１と、回生用の回生テーブルＢ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれを用いるかは、電気モータの回転速度ωと目標トルクＴ*に基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果に従って決定する。
【００５３】
ｑ軸電流指令の算出では、目標トルクＴ*およびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられたｑ軸目標電流ｉｑ*を、第２高効率トルク曲線テーブルＢから読み出してｑ軸電流指令とする。
【００５４】
モータ制御装置３０ｍのマイコンＭＰＵは、出力演算３５にて、ｄ軸目標電流ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄとの電流偏差δｉｄ、及びｑ軸目標電流ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑとの電流偏差δｉｑを算出し、各電流偏差δｉｄ，δｉｑに基づいて、比例制御及び積分制御（フィードバック制御のＰＩ演算）を行い、出力電圧としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ*を算出する。
【００５５】
弱め界磁電流演算４１は、弱め界磁制御のためのパラメータである電圧飽和指標ｍを算出する。すなわち、ｄ軸電圧指令値ｖｄ*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ*に基づいて、電圧飽和の程度を表す値として、電圧飽和算定値ΔＶを算出し、界磁調整代を算出する。該界磁調整代の算出では、ΔＶを積算し、積算値ΣΔＶが正の値を採る場合、積算値ΣΔＶに比例定数を乗算して弱め界磁制御を行うためのｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを算出し、正の値に設定し、電圧飽和算定値ΔＶ又は積算値ΣΔＶが零以下の値を採る場合、前記調整値Δｉｄおよび積算値ΣΔＶを零にする。調整値Δｉｄは、前述の出力演算３５において、ｄ軸電流指令の算出およびｑ軸電流指令の算出に使用する。
【００５６】
次に、回転／固定座標変換である２相／３相変換３６にて、回転座標上の目標電圧ｖｄ*及びｖｑ*を、２相／３相変換に従って固定座標上の各相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*に変換する。これは、電圧制御モードが３相変調であるときには、変調３７を介してＰＷＭパルス発生５０に送る。電圧制御モードが２相変調であるときには、変調３７の２相変調で３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*を２相変調のものに変換してＰＷＭパルス発生５０に送る。電圧モードが、全相を矩形波通電とする１pulseモードであるときには、変調３７の１pulse変換で、３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*を各相矩形波通電とするものに変換してＰＷＭパルス発生５０に与える。
【００５７】
ＰＷＭパルス発生５０は、３相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*が与えられると、それら各値の電圧を出力するための、ＰＷＭパルスＭＵ，ＭＶ，ＭＷに変換して、図１に示されるドライブ回路２０ｍに出力する。ドライブ回路２０ｍは、ＰＷＭパルスＭＵ，ＭＶ，ＭＷに基づいて６連の駆動信号を並行して発生し、各連の駆動信号で、電圧型インバータ１９ｍのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のそれぞれをオン／オフする。これにより、電気モータ１０ｍのステータコイル１１〜１３のそれぞれに、ＶＵ*，ＶＶ*およびＶＷ*が印加され、相電流ｉＵ，ｉＶおよびＩＷが流れる。２相変調モードの各相目標電圧が与えられると、ＰＷＭパルス発生器は、２相はＰＷＭパルスを発生し残りの１相はオン又はオフ（定電圧出力）信号とする。該オン又はオフの定電圧とする相は、順次に切り換える。１pulse変調モードの各相目標電圧が与えられるときは、ドライブ回路２０ｍは、各相を矩形波通電とする通電区間信号を出力する。
【００５８】
更に、２相／３相変換３６にて、２相／３相変換の過程で電動機目標電圧Ｖｍ＊を算出する。Ｖｍ＊＝√（Ｖｄ＊2＋Ｖｑ＊2）、である。この電動機目標電圧Ｖｍ＊と２次側コンデンサ２３の電圧Ｖｕｃ（電圧センサ２４の電圧検出値）とから、変調制御４２の変調比算出４３が、変調比Ｍｉ＝Ｖｍ＊／Ｖｕｃ＊ｍを算出する。変調モード決定４４が、電動機１０ｍの変調比Ｍｉ，目標トルクＴ＊および回転速度ωに基いて、変調モードを決定する。決定した変調モードに応じて、該変調モードの各相目標電圧の出力を、変調３７の中の選択４０に指示する。選択４０は、変調モードが３相変調であるときには、変調３７を介してＰＷＭパルス発生５０に送る。変調モードが２相変調であるときには、変調３７の２相変調３８で３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*を２相変調のものに変換してＰＷＭパルス発生５０に送る。変調モードが、全相を矩形波通電とする１ｐｕｌｓｅモードであるときには、変調３７の１ｐｕｌｓｅ変換３９で、３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*を各相矩形波通電とするものに変換してＰＷＭパルス発生５０に与える。
【００５９】
図２に示すマイコンＭＰＵには、ＣＰＵの他に、データを記録したり、各種のプログラムを記録したりするためのＲＡＭ，ＲＯＭおよびフラッシュメモリが備わっており、ＲＯＭ又はフラッシュメモリに格納されたプログラム，参照データおよびルックアップテーブルをＲＡＭに書き込んで、該プログラムに基づいて、図２に２点鎖線ブロックで囲んで示す入力処理，演算および出力処理を行う。
【００６０】
図３に、該プログラムに基づいてマイコンＭＰＵ（のＣＰＵ）が実行するモータ駆動制御ＭＤＣの概要を示す。動作電圧が印加されるとマイコンＭＰＵは、自身およびＰＷＭパルス発生５０およびドライブ回路２０ｍの初期化を行って、電動機１０ｍを駆動するインバータ１９ｍを停止待機状態に設定する。そして図示しない車両走行制御システムのメインコントローラからのモータ駆動スタート指示を待つ。モータ駆動スタート指示が与えられると、マイコンＭＰＵは、「開始処理」（ステップ１）によって、内部レジスタに電動機制御の初期値を設定して、「入力読込み」（ステップ２）で、入力信号又はデータを読み込む。すなわち、メインコントローラが与える第１目標トルクＴＭ＊およびモータ制御装置３０ｇが与える第２目標電圧Ｖｕｃ＊ｇを読み込み、また、電流センサ１４ｍ〜１６ｍが検出した各相電流値ｉＵ，ｉＶ，ｉＷ，レゾルバ１７の回転角信号ＳＧ  θｍおよび電圧センサ２４が検出した２次側電圧Ｖｕｃをデジタル変換により読込む。
【００６１】
なお、以下においては、括弧内には、ステップという語を省略して、ステップ番号のみを記す。
【００６２】
次にマイコンＭＰＵは、読込んだ回転角信号ＳＧ  θｍ（回転角データＳＧ  θｍ）に基づいて電動機１０ｍの回転角度θおよび回転速度ωを算出する（３）。この機能を図２上には、角度，速度演算３２として示した。次にマイコンＭＰＵは、読み込んだモータ目標トルクＴＭ*，読込んだ２次側電圧Ｖｕｃおよび算出した回転速度ωに対応する制限トルクＴＭ*maxを制限トルクテーブルから読み出して、読み込んだモータ目標トルクＴＭ*がＴＭ*maxを超えていると、ＴＭ*maxを目標トルクＴ*に定める。ＴＭ*max以下のときには、読み込んだモータ目標トルクＴＭ*を目標トルクＴ*に定める（４）。この機能を図２上には、トルク指令制限３４として示した。
【００６３】
次にマイコンＭＰＵは、「２次側目標電圧算出」（５）で、電動機１０ｍが「力行」運転か「回生」運転かを判定し、判定結果に対応してグループを選択し、その中の、目標トルクＴ＊に対応付けられている第１目標電圧テーブルから、現在の回転速度ωに割り当てられている第１目標電圧Ｖｕｃ＊ｍを読み出し、それと、モータ制御装置３０ｇが与えた第２目標電圧Ｖｕｃ＊ｇの内、高い方を２次目標電圧ＶＵｃ＊に定める。この「２次側目標電圧算出」（５）の内容は、上述の、図２に示す２次側目標電圧算出４５の内容である。
【００６４】
次にマイコンＭＰＵは、「Ｐｖｃ算出」（６）で、電圧センサ２４が検出した２次側電圧Ｖｕｃを２次目標電圧Ｖｕｃ＊とするための制御出力ＰｖｃをフィードバックＰＩ（比例・積分）演算により算出する。そして「Ｐｖｆ，Ｐｖｒ算出」（７）で、制御出力Ｐｖｃを、昇圧スイッチング素子３をオン，オフする昇圧ＰＷＭパルスのオンデューティデータＰｖｆおよび降圧スイッチング素子４をオン，オフする降圧ＰＷＭパルスのオンデューティデータＰｖｒに変換する。「Ｐｖｃ算出」（６）は図２に示すフィードバック制御演算（４６）の内容であり、「Ｐｖｆ，Ｐｖｒ算出」（７）は、図２に示すＰＷＭパルス発生４７の、デューティ信号変換に該当する。ＰＷＭパルス発生４７の、デューティ信号対応のＰＷＭパルス出力は、ステップ１５の出力更新で行う。
【００６５】
次にマイコンＭＰＵは、読込んだ３相の電流検出信号ｉＵ，ＩＶ，ｉＷを、３相／２相変換により、２相のｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値に変換する（８）。この機能を図２上には、電流帰還３１として示した。次にマイコンＭＰＵは、ｄ軸弱め界磁制御を行うためのｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを算出する（９）。この機能を図２上には、弱め界磁電流演算４１として示した。
【００６６】
「出力演算」（１０）の内容は、上述の、図２に示す出力演算３５の内容と同様である。該「出力演算」（１０）で算出したｄ−ｑ軸の電圧目標値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に変換する（１１）。このとき電動機目標電圧Ｖｍ＊も算出する。つぎの「変調制御」（１２）で、変調比Ｍｉを算出し（１３）、変調比Ｍｉ，目標トルクＴ＊，回転速度ωおよび２次側電圧Ｖｕｃに基いて、変調モードを決定する（１４）。この内容は図４を参照して後述する。
【００６７】
図９に、変調モードの区分の大要（概要）を示す。図９には目標トルクＴ＊と回転速度ωをパラメータとして示すが、もう一つのパラメータとして変調比Ｍｉがある。また、本実施例では、コンバータ１の出力電圧すなわち２次側電圧Ｖｕｃも、変調モード切換えのパラメータである。マイコンＭＰＵには、変調モード（３相変調，２相変調，１pulse）に対応付けた変調閾値テーブル（ルックアップテーブル）があり、各変調閾値テーブルには、変調モード境界の閾値（本実施例では、目標トルク値Ｔ＊に対応付けた回転速度値ω）が格納されている。
【００６８】
図９は、変調切換え境界の変調比境界に対応する、トルク閾値，回転速度閾値の境界を示している。３相変調から２相変調への切換えの変調比境界に対応するトルク閾値，回転速度閾値は、図９上に示す実線曲線部Ａとそれに連続する２点鎖線部Ａｏであり、２相変調から３相変調への切換えの変調比境界に対応するトルク閾値，回転速度閾値は、図９上に示す点線曲線部Ｂとそれに連続する点線部Ｂｏである。しかし、電動機１０ｍがレゾルバ１７ｍに与える電気的ノイズが大きい領域Ａｎも２相変調とするために、その部分のトルク閾値，回転速度閾値を、Ａｓ（３相変調から２相変調への変更の閾値），Ｂｓ（２相変調から３相変調への変更の閾値）に変更して、２相変調領域を拡大している。Ａｓ／Ａｏ間，Ｂｓ／Ｂｏ間が、拡大した特定領域である。
【００６９】
図９上の細実線Ｃが２相変調から１pulseへの切換え閾値を表し、細点線Ｄが１pulseから２相変調への切換え閾値を表している。２点鎖線Ｅは、２相変調の限界を表す。３相変調から２相変調への切換え閾値（Ａ，Ａｏ）は、レゾルバ１７ｍに対する電動機１０ｍのノイズが多く強くなる領域Ａｎよりも高側の閾値Ａｏを、該領域Ａｎよりも低い方向にＡｓまでシフトしたものである。ここでの閾値は、目標トルクに対応付けた回転速度閾値である。これと同様に、２相変調から３相変調への切換え閾値もＢｓまでシフトしたものである。これにより、３相変調では電動機ノイズが多く強くなる領域Ａｎでは、それよりもノイズが少ない２相変調が採用される。したがって、電動機ノイズによるレゾルバ１７ｍの回転検出信号ＳＧ  θもの乱れが低減し、電動機１０ｍの駆動制御の信頼性が向上する。なお、３相変調と２相変調の間の、目標トルクＴ＊又は回転速度の僅かな増減による頻繁な切換えを防止するために、閾値ＢｓはＡｓよりも低値として両者間にマージンを設けている。すなわち、変調モードの切換りにヒステリシスを持たせている。
【００７０】
図４に、「変調モード決定」（１１）の内容を示す。本実施例は大枠として、変調比Ｍｉが閾値（固定値）Ｍｉｔ未満では、変調モードは２相変調又は１ｐｕｌｓｅモードに限定し、Ｍｉｔ以上では３相変調又は２相変調に限定するものである。「変調モード決定」（１１）に進むとマイコンＭＰＵは、現在の変調比ＭｉがＭｉｔ未満であると、現在の目標トルクＴ＊に対応する、３相変調から２相変調に切り換える境界の標準閾値ω３２とその逆に切り換える境界の標準閾値ω２３を、変調閾値テーブルから読み出す（２２）。そして２次側電圧Ｖｕｃが高いとこれらの閾値ω３２，ω２３を下げるために、各閾値に「Ｖｓｔ／Ｖｕｃ」を乗算した値（参照閾値）に、各閾値を変更する（２３）。Ｖｓｔは基準電圧であり、Ｖｕｃはコンバータ１の出力電圧すなわち２次側電圧である。２次側電圧がＶｓｔである場合の、最適な変調切り替え境界値が、標準閾値として変調閾値テーブルに書き込まれている。ステップ２３の閾値変更により、現在の２次側電圧Ｖｕｃが基準電圧Ｖｓｔより高いと、低い値に参照閾値が変更される。２次側電圧Ｖｕｃが基準電圧Ｖｓｔと等しいと、閾値は変更されない。
【００７１】
現在の回転速度が参照閾値ω２３以下であると変調モードを３相変調に定めるが（２４，２５）、そうではなく参照閾値ω３２以上であると２相変調に定める（２６，２７）。いずれでもなく、現在の変調モードが１ｐｕｌｓｅであると２相変調に定めるが（２８，２７）、１ｐｕｌｓｅでないと現在の変調モードを維持する（２８，２９）。すなわち次の「出力更新」１５で設定する変調モードに、現在の変調モードを定める。
【００７２】
現在の変調比ＭｉがＭｉｔ以上であった場合には、現在の目標トルクＴ＊に対応する、２相変調から１ｐｕｌｓｅ変調に切り換える境界の標準閾値ω２１とその逆に切り換える境界の標準閾値ω１２を、変調閾値テーブルから読み出す（３０）。そして２次側電圧Ｖｕｃが高いとこれらの閾値ω２１，ω１２を下げるために、各閾値に「Ｖｓｔ／Ｖｕｃ」を乗算した値（参照閾値）に、各閾値を変更する（３１）。そして、現在の回転速度が参照閾値ω２１以上であると変調モードを１ｐｕｌｓｅ変調に定めるが（３２，３３）、そうではなく参照閾値ω１２以下であると２相変調に定める（３４，３５）。いずれでもなく、現在の変調モードが３相変調であると２相変調に定めるが（３６，３５）、３相変調でないと現在の変調モードを維持する（３６，３７）。すなわち次の「出力更新」１５で設定する変調モードに、現在の変調モードを定める。
【００７３】
２つの電動機１０ｍ，１０ｇを駆動する第１，第２インバータ１９ｍ，１９ｇを１つの双方向コンバータ１に接続し、該コンバータの２次目標電圧Ｖｕｃ＊を、第１電動機１０ｍの駆動に必要な第１目標電圧Ｖｕｃ＊ｍと第２電動機１０ｇの駆動に必要な第２目標電圧Ｖｕｃ＊ｇとの、高い方とするので、第２電動機１０ｇが発電（回生）モードであるときには大抵の場合、第２電動機１０ｇから受電する第２インバータ１９ｇが必要とする第２目標電圧Ｖｕｃ＊ｇが、第１電動機１０ｍに給電する第１インバータ１９ｍが必要とする第１目標電圧Ｖｕｃ＊ｍよりも高い。すなわち、２次目標電圧Ｖｕｃ＊（＝Ｖｕｃ＊ｇ）が第１目標電圧Ｖｕｃ＊ｍよりも高い。これにより第１インバータ１９ｍのＰＷＭスイッチングに伴って生じるスパイク電流が大きくなるおそれがあるが、この場合、本実施例では、参照閾値＝標準閾値×（Ｖst／Ｖuc）としこれにより３相変調から２相変調に切り換える参照閾値がさがるので、早期に３相変調から２相変調に切り換えられる。これにより、必要以上に高い第２目標電圧Ｖｕｃ＊ｇが２次目標電圧Ｖｕｃ＊（Ｖｕｃ）に選択されることによる電動機１０ｍのノイズ増大が抑制され、電動機１０ｍの駆動制御の信頼性が向上する。
【００７４】
図３を再度参照する。次の「出力更新」（１５）では、変調制御（１２）で決定した変調モードの、３相変換（１１）で算出した各相目標電圧をＰＷＭパルス発生５０に出力する。また、「Ｐｖｆ，Ｐｖｒ」（７）で算出したデューティＰｖｆ，Ｐｖｒの昇圧ＰＷＭパルスおよび降圧ＰＷＭパルスをドライブ回路２０ｖに出力し、２次目標電圧Ｖｕｃ＊を第２モータ制御装置３０ｇに出力する。
【００７５】
次に、次の繰返し処理タイミングになるのを待ってから（１６）、再度「入力読込み」（２）に進む。そして上述の「入力読込み」（２）以下の処理を実行する。次の繰返し処理タイミングになるのを待っている間に、システムコントローラから停止指示があると、マイコンＭＰＵはそこでモータ回転付勢のための出力を停止する（１７，１８）。
【００７６】
以上、車輪を回転駆動する電気モータ１０ｍの動作を制御するモータ制御装置３０ｍの制御機能を説明した。
【００７７】
図１を再度参照する。車両上エンジンによって回転駆動される第２回転電機である電気モータ（電動機）１０ｇは、発電機又は発電動機といわれることもあるが、本実施例では、電動機１０ｇは、エンジンを始動するときにはエンジンを始動駆動する電気モータ（力行）であり、エンジンが始動するとエンジンによって回転駆動されて発電する発電機（回生）である。この電動機１０ｇを制御する第２モータ制御装置３０ｇの機能および動作は、モータ制御装置３０ｍのものと同様であり、また、電動機１０ｇに給電する第２インバータ１９ｇの構成および動作は、第１インバータ１９ｍと同様である。第２モータ制御装置３０ｇの構成および機能は、第１モータ制御装置３０ｍと同様である。ただし、本実施例では、第１モータ制御装置３０ｍが２次目標電圧Ｖｕｃ＊を算出して双方向コンバータ１を制御するが（図２〜４５〜４７，図３のステップ６，７）、第２モータ制御装置３０ｇは、第２目標電圧Ｖｕｃ＊ｇを算出するが双方向コンバータ１の制御はしない。
【００７８】
第２モータ制御装置３０ｇに、エンジンを始動するときに図示しないメインコントローラから、正値の目標トルクＴＭ*ｇが与えられ、第２モータ制御装置３０ｇは、第１モータ制御装置３０ｍの上述のモータ制御動作と同様なモータ制御動作を行う。エンジンが始動しその出力トルクが上昇するとメインコントローラが目標トルクＴＭ*ｇを、発電（回生）用の負値に切換える。これにより第２モータ制御装置３０ｇは、第２電動機１０ｇの出力トルクが、負値の目標トルク（エンジンの目標負荷）となるように、第２インバータ１９ｇを制御する。この内容（出力演算）も、第１モータ制御装置３０ｍの上述の出力演算と同様である。
【実施例２】
【００７９】
−第２実施例−
図５に、本発明の第２実施例の概要を示す。制御対象の回転電機である電気モータ（電動機）１０ｍは、この実施例では、車両に搭載されており車輪を回転駆動するための永久磁石形同期電動機であって、ロータに永久磁石を内蔵したものであり、ステータにはＵ相，Ｖ相及びＷ相の３相コイル１１〜１３がある。電気モータ１０ｍには、第１インバータである電圧型インバータ１９ｍが、車両上のバッテリ１８の電力を供給する。電気モータ１０ｍのロータに、ロータの磁極位置を検出するための第１レゾルバ１７ｍのロータが連結されている。レゾルバ１７ｍは、そのロータの回転角を表すアナログ電圧（回転角信号）ＳＧ θｍを発生し、モータ制御装置３０ｍに与える。
【００８０】
この第２実施例では、１次側電源１８，２２の電圧を昇圧出力するコンバータはなく、インバータにはバッテリ電圧Ｖｄｃを印加するので、インバータ１９ｍの入力電圧は略一定である。すなわち、インバータ１９ｍの入力電圧は、第１実施例の２次側電圧Ｖｕｃのように大きく変動することはなく、該変動と対比すると、第２実施例のインバータ１９ｍの入力電圧はバッテリ電圧Ｖｄｃであって、一定とみなすことができる。
【００８１】
図６に、図５に示すモータ制御装置３０ｍの機能構成を示す。この構成は、双方向コンバータを用いていないので、第１実施例のモータ制御装置（図２）のコンバータ制御部（４５〜４７）を省略したものとなっている。トルク指令制限３４は、バッテリ１８が出力できる最高電圧Ｖdcm（固定値）および回転速度ωに対応する制限トルクＴＭ＊maxを制限トルクテーブル（ルックアップテーブル）から読み出して、目標トルクＴＭ＊がＴＭ＊maxを超えていると、ＴＭ＊maxを目標トルクＴ*に定める。ＴＭ＊max以下のときには、モータ目標トルクＴＭ＊を目標トルクＴ*に定める。このような制限を加えて生成したモータ目標トルクＴ*が、出力演算３５に与えられる。
【００８２】
第２実施例では、電圧センサ２１が電源電圧（バッテリ電圧）Ｖｄｃを検出し、弱め界磁電流演算４１２相／３相変換３６は、電源電圧Ｖｄｃを参照してｄ軸弱め界磁電流調整値Δｉｄを算出し、２相／３相変換３６は、電源電圧Ｖｄｃにもとづいて各相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*を算出する。
【００８３】
図７に、第２実施例のモータ制御装置３０ｍを構成するマイコンＭＰＵ（のＣＰＵ）が実行するモータ駆動制御ＭＤＣの概要を示す。これは、第１実施例の、２次目標電圧算出３５からＰｖｆ，Ｐｖｒ算出７までの処理を省略し、しかも、変調制御１２の中の変調モード決定１４を、インバータ入力電圧が略一定とみなせるバッテリ電圧Ｖｄｃに対応付けた、「変調モード決定」１４ａに変更したものである。
【００８４】
図８に、「変調モード決定」１４ａの内容を示す。これは、インバータ入力電圧がバッテリ電圧（略一定）であるので、第１実施例（図４）の、インバータ入力電圧Ｖｕｃに対応して変調モード切換え境界（閾値）を補正する処理ステップ２３，３１を省略したものとなっている。第２実施例の変調モード区分の大要（概要）は、図９に示すものと同様であるが、第２実施例ではインバータ１９ｍの入力電圧が昇圧電圧ではなくバッテリ電圧であるので、変調領域境界の閾値は、第１実施例とは異なった値である。
【００８５】
第２実施例のその他の構成および機能は、上述の第１実施例のもの（図１〜図４）と同様である。第２実施例によっても、３相変調から２相変調への切換え境界Ａ，Ａｏを、電気モータ１０ｍがレゾルバ１７ｍに与える電気的ノイズが大きい高トルクかつ高回転速度の領域Ａｎで低目標トルクおよび低回転速度側にシフトした３相／２相変調切換え境界Ａ，Ａｓ、を用いて、３相変調を実行中に目標トルクおよび回転速度が該境界Ａ，Ａｓを超えると２相変調に切り換えるので、回転電機の目標トルクおよび回転速度が、３相変調では電気的ノイズが強くなる高トルクかつ高回転速度の領域Ａｎとなるときには、自動的に２相変調に切り換えられる。これにより、インバータのＰＷＭスイッチングの回数が減少し、回転電機のノイズ発生が低減し、その分レゾルバの回転検出信号が乱れる可能性が低減し、回転電機駆動制御の信頼性が向上する。
【００８６】
なお、上述の第１および第２実施例のいずれでも、図９に示すように、特定領域（Ａｓ〜Ａｏ，Ａｓ’〜Ａｏ’）は、力行時のものを回生じのもの（Ａｓ’〜Ａｏ’）より大きくしている。同一トルク，回転速度の場合、力行時の方が回生時よりも、必要な電流（変調率）が大きい。力行時には、
モータ電流→インバータ（損失）→モータ（損失）→トルク
の過程でモータ電流がトルクに変換されるのに対し、回生時は、
トルク→モータ（損失）→インバータ（損失）→モータ電流
の過程でトルクがモータ電流に変換される。力行時と回生時とでトルクを同じにしようとした場合、力行時はインバータ損失とモータ損失を追加した分だけ高いモータ電流が必要になるのに対し、回生時は逆に回生トルクによって発生するモータ電流は、モータ損失とインバータ損失の分だけ低いものとなる。このため、同一トルク，回転速度では回生時より力行時のほうが大きなモータ電流となる。レゾルバノイズの大きさはモータ電流（変調率）に比例して大きくなる傾向がある。すなわち前記特定領域が広がる。第１および第２実施例は、これに着目して前記特定領域を、前記回転電機の回生時より力行時の方を大きくしている。
【００８７】
これらの実施例の一変形例では、モータ制御装置３０ｍ，３０ｇは、電気モータ１０ｍ，１０ｇのトルク，回転速度が特定領域（Ａｓ〜Ａｏ，Ａｓ’〜Ａｏ’）にあるときの２相変調への前記切換えを行い、回生時には行わない。上述のように、力行時と回生時とでトルクを同じにしようとした場合、力行時はインバータとモータの損失を追加した分だけ高いモータ電流が必要になるのに対し、回生時は逆に回生トルクによって発生するモータ電流は、モータとインバータの損失分だけ低いものとなる。したがって回生時は特定領域（Ａｓ’〜Ａｏ’）でのレゾルバノイズは小さい。特定領域での３相変調から２相変調の切換えは、本来３相変調で制御したい領域を２相変調で制御することになるため、少なからず電流歪が発生する。本変形例ではこれに着目してレゾルバノイズ対策の必要性が低い回生時には、特定領域（Ａｓ’〜Ａｏ’）にあるときの２相変調への切換えは行わず、電流歪の増大を回避する。もう１つの変形例では、回生時の特定領域（Ａｓ’〜Ａｏ’）を省略する。すなわち、特定領域を、回生時の特定領域（Ａｓ〜Ａｏ）のみとする。
【図面の簡単な説明】
【００８８】
【図１】本発明の第１実施例の構成の概略を示すブロック図である。
【図２】図１に示すモータ制御装置３０ｍの機能構成の概要を示すブロック図である。
【図３】図２に示すマイコンＭＰＵの、モータ制御の概要を示すフローチャートである。
【図４】図３に示す「変調モード決定」（１４）の内容を示すフローチャートである。
【図５】本発明の第２実施例の構成の概略を示すブロック図である。
【図６】図５に示すモータ制御装置３０ｍの機能構成の概要を示すブロック図である。
【図７】図６に示すマイコンＭＰＵの、モータ制御の概要を示すフローチャートである。
【図８】図７に示す「変調モード決定」（１４ａ）の内容を示すフローチャートである。
【図９】電気モータ１０ｍの、変調領域区分を示すグラフである。
【符号の説明】
【００８９】
２：リアクトル
３：スイッチング素子（昇圧用）
４：スイッチング素子（降圧用）
５，６：ダイオード
７：温度センサ
１０ｍ，１０ｇ：電気モータ
１１〜１３：３相のステータコイル
１４ｍ〜１６ｍ：電流センサ
１７ｍ：第１レゾルバ
１７ｇ：第２レゾルバ
１８：車両上のバッテリ
２１：電圧センサ
２２：１次側コンデンサ
２３：２次側コンデンサ
２４：２次側電圧センサ
Ｖｄｃ：１次電圧（バッテリ電圧）
Ｖｕｃ：２次側電圧（昇圧電圧）
Ｖｕｃ＊：２次目標電圧
【図１】
0005018516.tif 000002
【図２】
0005018516.tif 000003
【図３】
0005018516.tif 000004
【図４】
0005018516.tif 000005
【図５】
0005018516.tif 000006
【図６】
0005018516.tif 000007
【図７】
0005018516.tif 000008
【図８】
0005018516.tif 000009
【図９】
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