(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭ制御により直流もしくは交流の電圧を交流の出力電圧に変換する電力変換器と、
一端が上記電力変換器の出力端に接続され、他端が電圧出力点に接続されたリアクトルと、上記電圧出力点に接続された第１のコンデンサとから構成され、上記電圧出力点から負荷へ電力を供給する車両用補助電源装置であって、
直流電圧を充電する第２のコンデンサと、該コンデンサに充電された電圧をＰＷＭ制御により交流電圧に変換する補助電力変換器と、
一端が上記補助電力変換器の出力電圧に接続されもう一端が上記電圧出力点に接続された補助リアクトルとを具備し、上記補助電力変換器は、補助電力変換装置の出力電圧の振幅と周波数と位相を制御する制御部を備えており、
上記補助電力変換器のＰＷＭ制御のスイッチング周波数は、上記電力変換器のＰＷＭ制御のスイッチング周波数に比べ高い周波数とされ、上記補助リアクトルのインダクタンスは、補助電力変換器のＰＷＭ制御のスイッチングにより生ずる高調波が上記電圧出力点に影響を与えない値に設定され、
上記制御部は、電力変換器の電圧指令ｖ*と、電流検出器により検出された上記電力変換器の出力電流のうちの基本波成分とに基づき、補助電力変換装置の電圧指令ｖ２*を生成し、この電圧指令ｖ２*に基づき三相電圧指令を生成し、上記補助電力変換器の出力電圧の振幅と周波数と位相を、出力電圧点の基本波成分の振幅と周波数と位相に一致するように制御する
ことを特徴とする車両用補助電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、鉄道車両用の補助電源装置に関し、特に、電源装置のスイッチングロスを低減化することにより、小型化を図った車両用補助電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
鉄道車両においては、鉄道車両の各部に交流電力を供給するための補助電源装置が設けられる。車両用補助電源装置は、通常、ＰＷＭ制御されるインバータ（電力変換器）を有し、直流または交流電源の出力を３相交流電圧に変換する（車両用補助電源装置については例えば特許文献１参照）。
図４に一例として従来の車両用補助電源装置のブロック図を示す。
図４において、電力変換器１は、直流または交流の電源から電力が供給され、電圧指令ｖ* に従い三相交流の出力電圧ｖ１に変換する。
リアクトル３の一端には電力変換器１が接続され電力変換器１の出力電圧ｖ１が印加され、もう一端は電圧出力点５に接続される。コンデンサ４は電圧出力点５に接続される。
【０００３】
電圧出力点５における３相電圧は、電源装置出力電圧ｖとなり、負荷へと電力が供給される。
電流検出器２は、電力変換器１が出力する３相の電流ｉを検出し、この電流検出器２の出力は電力変換器１に入力される。
一方、電力変換器１では電圧指令ｖ* が生成され、電力変換器１の出力電圧ｖ１が制御される。電力変換器１の出力電圧ｖ１が電圧指令ｖ* に一致し、高調波成分を含まない場合、リアクトル３のインダクタンスをＬとすると、電圧出力点５の電圧ｖは次の式（１）のようになる。
ｖ＝ｖ* −ｊωＬｉ  …（１）
なお、ここで、ｊは複素単位、ωは基本波角周波数である。
【特許文献１】特開２００５−１３０５９９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、電力変換器としてＰＷＭ制御によるインバータを用いる場合、出力電圧ｖ１は、電圧指令ｖ* にＰＷＭ制御のスイッチング周波数成分の高調波が重畳される形となる。このため、出力電圧点における電圧も上記（１）式に、高調波成分が加わる形となり、その結果負荷電流にも高調波成分が生じる。負荷電流高調波により、負荷機器の振動、騒音、誤作動や、誘導障害等の問題が生じる。
【０００５】
上記問題は、電力変換器１のスイッチング周波数を高くすれば解消される。すなわち、スイッチング周波数を高くすることにより、電力変換器１から発生する高調波成分が低減され、出力電圧ｖの高調波成分も低減可能となり、その結果負荷電流の高調波成分も低減可能である。
しかしながら、ＰＷＭ制御のスイッチング周波数を高くすると、スイッチングに伴う損失が増加するため、電力変換器１の冷却器が大型となる。
一方、電力変換器１のスイッチング周波数を低くすれば、スイッチングロスが小さくなり、電力変換器１の冷却器を小型化し、電源装置全体の小型化を図ることが可能であるが、スイッチング周波数を低くすると、電力変換器１から発生する高調波成分が増加するため、出力電圧ｖの高調波が増加し、その結果負荷に流れる電流の高調波が増加する。このため前述したように負荷機器の振動、騒音、誤作動や、誘導障害等の問題が生じる。
【０００６】
リアクトル３のインダクタンスを大きくすることにより、スイッチング周波数を低くしても出力電圧ｖの高調波低減が可能であるが、リアクトル３の寸法が大きくなる。すなわち、出力電圧ｖの高調波及び負荷電流の高調波の抑制と、電源装置全体の小型化の両立は困難である。
本発明は上記事情に鑑みなされたものであって、本発明の目的は、電力変換器におけるスイッチングロスを小さくして、電力変換器の小型化を可能とするとともに、補助電源装置の出力電圧の高調波及び負荷電流の高調波の抑制を図ることができる車両用補助電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明においては、以下のようにして前記課題を解決する。
ＰＷＭ制御により直流もしくは交流の電圧を交流の出力電圧に変換する電力変換器と、一端が上記電力変換器の出力端に接続され、他端が電圧出力点に接続されたリアクトルと、上記電圧出力点に接続された第１のコンデンサとから構成され、上記電圧出力点から負荷へ電力を供給する車両用補助電源装置において、
直流電圧を充電する第２のコンデンサと、該コンデンサに充電された電圧をＰＷＭ制御により交流電圧に変換する補助電力変換器と、一端が上記補助電力変換器の出力電圧に接続されもう一端が上記電圧出力点に接続された補助リアクトルとを設け、また、上記補助電力変換器に、補助電力変換装置の出力電圧の振幅と周波数と位相を制御する制御部を設ける。
上記補助電力変換器のＰＷＭ制御のスイッチング周波数を、上記電力変換器のＰＷＭ制御のスイッチング周波数に比べ高い周波数とするとともに、上記補助リアクトルのインダクタンスを、補助電力変換器のＰＷＭ制御のスイッチングにより生ずる高調波が上記電圧出力点に影響を与えない値に設定する。
そして、上記制御部は、電力変換器の電圧指令ｖ*と、電流検出器により検出された上記電力変換器の出力電流のうちの基本波成分とに基づき、補助電力変換装置の電圧指令ｖ２*を生成し、この電圧指令ｖ２*に基づき三相電圧指令を生成し、上記補助電力変換器の出力電圧の振幅と周波数と位相を、出力電圧点の基本波成分の振幅と周波数と位相に一致するように制御する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明においては、以下の効果を得ることができる。
（１）電力変換器と電圧出力点の間にリアクトルが接続され、電圧出力点に第１のコンデンサが接続された車両用補助電源装置において、第２のコンデンサに充電された電圧を交流電圧に変換する補助電力変換器の出力を、補助リアクトルを介して上記電圧出力点に並列に接続し、補助電力変換器の出力電圧の振幅と周波数と位相を、出力電圧点の基本波成分の振幅と周波数と位相に一致するように制御するようにしたので、電力変換器のスイッチング周波数を低くしても、電力変換器で発生する高調波は補助電力変換器を介して上記第２のコンデンサに流れ込み、リアクトルの容量を大きくせずに、電源装置出力電圧の高調波の抑制が可能となる。また、負荷電流の高調波も抑制される。
（２）補助電力変換器は、高調波電流のみが流れるため損失は僅かであり、スイッチング周波数を高くしても冷却装置はきわめて小さなもので良い。よって、電源装置全体の寸法を小さくできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
図１は本発明の一実施例を示す車両用補助電源装置のブロック図であり、電力変換器１、リアクトル３、コンデンサ４から構成される部分は従来例で説明したのと同様の構成を有する。
図１において、スイッチング素子を有する電力変換器１には直流または交流の電源から電力が供給され、ＰＷＭ制御により上記スイッチング素子をスイッチングして、三相交流の出力電圧ｖ１に変換する。
また、電力変換器１の出力にはリアクトル３の一端が接続され、電力変換器１の出力電圧ｖ１が印加される。リアクトル３のもう一端は電圧出力点５に接続され、電圧出力点５にコンデンサ４が接続される。電圧出力点５における３相電圧は、電源装置出力電圧ｖとなり、負荷へと電力が供給される。
電力変換器１が出力する３相の電流ｉは電流検出器２で検出され、電力変換器１では電流検出器２で検出した電流に基づき生成された電圧指令ｖ* に従い、電力変換器１の出力電圧ｖ１を制御する。電力変換器１の出力電圧ｖ１が電圧指令ｖ* に一致し、高調波成分を含まない場合、リアクトル３のインダクタンスをＬとすると、電圧出力点５の出力電圧ｖの基本波成分は、電流値に高調波成分が重畳していない場合、前記式（１）で求められる。
【００１０】
本実施例においては、上記電力変換器１とリアクトル３に並列に、補助電力変換器６と補助リアクトル８が設けられる。補助電力変換器６の出力側には補助リアクトル８の一端が接続され、補助電力変換器６の出力電圧ｖ２が印加される。また、補助リアクトル８の他端は電圧出力点５に接続される。
補助電力変換器６は、スイッチング素子ＳＷを有する電圧型インバータを備え、直流電圧を充電するコンデンサから構成される充電装置７の電圧を３相の交流電圧ｖ２に変換する。すなわち、電力変換器１の電圧指令ｖ* と電流検出器２で検出された電流ｉに基づき、上記スイッチング素子ＳＷをＰＷＭ制御によりスイッチングして、コンデンサ７に充電された直流電圧を交流電圧ｖ２に変換する。
補助電力変換器６の出力電圧ｖ２は、電圧出力点の電圧ｖの基本波成分と、周波数及び位相及び振幅が同一になるように制御される。
ここで、補助電力変換器６のスイッチング周波数は、電力変換器１のスイッチング周波数に比べ例えば１０倍程度に高く設定される。
例えば、電力変換装置のスイッチング周波数が５４０Ｈｚであるとすると、補助電力変換装置６のスイッチング周波数は６ｋＨｚ程度に設定される。
【００１１】
また、補助リアクトル８のインダクタンスは、補助電力変換器６のスイッチングによる影響が負荷側に現れない程度の値（すなわち、出力側に現れる高調波が負荷に悪影響を与えない程度の値）に設定される。
なお、補助電力変換器６のスイッチング周波数が、電力変換器１のスイッチング周波数に比べ高く設定されるので、補助リアクトル８のインダクタンスはリアクトル３のインダクタンスより小さい値にされる。
【００１２】
補助電力変換器６は図１に示すようにインバータ部６１と制御部６２を有し、制御部６２によりインバータ部６１のスイッチング素子ＳＷがＰＷＭ制御され、補助電力変換器６の出力に発生する三相交流電圧が補助リアクトル８に印加される。
制御部６２は、ｊωＬｉを演算する演算器６ａと、減算器６ｂと、三相電圧指令値を生成する演算器６ｃと、三角波キャリア発生器６ｄと、減算器６ｅと、減算器６ｅの出力に基づきスイッチング素子ＳＷの駆動信号を生成する駆動部６ｆから構成される。
【００１３】
前述したように電力変換器１の出力電圧ｖ１は電圧指令ｖ* に高調波成分が重畳したものであるため電圧指令ｖ* は高調波成分を含まないものとみなせる。
したがって、電流検出器２の電流検出値に高調波が含まれないとすれば、補助電力変換器６の電圧指令ｖ２* は、電力変換器１の電圧指令ｖ* と電流検出器２により検出された電流検出値ｉより次の（２）式により演算すればよい。なお、Ｌ：リアクトル３のインダクタンス、ｊは複素単位、ωは基本波角周波数である。
ｖ２* ＝ｖ* −ｊωＬｉ…（２）
しかし、ＰＷＭインバータにおいて、後述する図３で説明するように電圧指令ｖ* を複素平面上の１２０度ずつ離れた３つの軸に展開し、この電圧指令と三角波キャリアの大小の比較により、三相のスイッチング指令を生成する場合、ＰＷＭインバータの出力電流を電流検出器で検出したとき電流検出値に高調波成分が現れる。
このような高調波成分が検出されないようにするには、キャリア折り返し点で電流検出をすればよい。すなわち、電流検出器２において、図２に示すようにキャリア折り返し点で電流検出を行う。これにより、スイッチングに起因するスイッチング周波数成分の高調波成分が検出されず、電流検出値ｉは基本波成分のみの検出とみなせる。
【００１４】
演算器６ａは上記のように検出された電流値ｉにｊωＬを乗じ、減算器６ｂにおいて演算器６ａの出力をｖ* から減ずる。すなわち、演算器６ａと減算器６ｂにより、上記式（２）の演算を行い、電圧指令ｖ２* を生成する。
演算器６ｃは、この電圧指令ｖ２* を複素平面上の１２０度ずつ離れた３つの軸に展開し、三相電圧指令を生成する。
この三相電圧指令と、三角波キャリア発生器６ｄの出力である三角波キャリア信号は、減算器６ｅに入力され、その差が比較器６ｆに与えられる。比較器６ｆは、インバータ部６１のスイッチング素子ＳＷをＰＷＭ制御（バルス幅変調制御）するためのスイッチング指令を出力する。
【００１５】
図３に上記電圧指令と、三角波キャリア信号と、比較器６ｆが出力するスイッチング指令の一例を示す。
同図に示すように、電圧指令と三角波キャリア信号が比較され、三角波キャリア信号より電圧指令が大きいとき、スイッチング指令がオンとなり、インバータ部６１のスイッチング素子ＳＷがオンとなる。すなわち、インバータ部６１のスイッチング素子ＳＷは、電圧指令をパルス幅変調したスイッチング指令により、オン−オフ制御される。
なお、電力変換器１においても、上記と同様のＰＷＭ制御が行なわれ、スイッチング素子がスイッチングする。
ここで、上記三角波キャリア信号の周波数を高くすれば、スイッチング周波数は高くなり、三角波キャリア信号の周波数を低くすればスイッチング周波数は低くなるが、前記補助リアクトル８のインダクタンスは、このスイッチングによる高調波が出力側に影響しないような値に設定される。
【００１６】
本実施例においては、以上のように補助電力変換器６の出力電圧ｖ２が、出力電圧ｖの基本波成分となるように制御される。このため、補助リアクトル８に基本波成分の電流は流れず、受動的に高調波成分のみ補助電力変換器６を経て充電装置７に吸収される。
すなわち、補助電力変換器６には高調波成分のみが流れるため、補助電力変換器６出力容量を極めて小さくできる。
また、補助電力変換器６にＰＷＭインバータを用いる場合、出力電圧ｖ２にも高調波が重畳するが、前述したように、補助電力変換器６のスイッチング周波数を高くすることにより電力変換器１の高調波成分に比べ高調波成分を抑制される。
そして、補助リアクトル８のインダクタンスをリアクトル３に比べ小さくすることにより、電圧出力点における出力電圧ｖは、補助電力変換器６の出力電圧ｖ２に近づく。これにより、出力電圧ｖの大幅な高調波成分の低減が可能となる。
【００１７】
補助電力変換器６は電圧型インバータであるため、充電装置７の電圧が低下すると、フリーホイールダイオード経由で受動的に充電される。すなわち、始動時は、電力変換器１の電圧の上昇に従い、自動的に充電装置７を充電することが可能である。
充電装置７の電圧が補助電力変換器６の電圧指令ｖ２* のピーク値より小さい場合、補助電力変換器６の出力のＰＷＭ波形の一部が飽和する過変調状態となる。過変調状態では、ＰＷＭ波形が飽和した際に補助リアクトル８の両端にかかる電位が異なるため、基本波成分の電流が流れ充電装置を充電する。
充電装置７の電圧と、補助電力変換器６の電圧指令ｖ２* の最大と最小の幅が一致すると、過変調状態とならず上記制御が実現可能となるため、補助リアクトル８に基本波成分の電流は流れなくなる。
補助電力変換器６の損失を除き、追加した構成により余計な電力消費が加わることはない。
【００１８】
そして、充電装置７が充電された状態であれば、補助電力変換器６の損失は上記のように高調波成分のみの電流が流れるため、電力変換器１の損失に比べスイッチングに伴う損失は僅かである。
充電装置が充電されていない状態では電流の基本波成分が流れるが、上記のようにＰＷＭが飽和した過変調状態となり、ＰＷＭが飽和した瞬間はスイッチングがなされないためスイッチングに伴う損失は生じなくなる。
以上により、図４の構成でスイッチング周波数を増大させた場合に比べ、電源装置全体の損失が抑制可能であり、冷却器を含めた電源装置全体の寸法を抑えながら出力電圧ｖ及び負荷電流の高調波抑制を実現することできる。
特に、高調波成分を補助電力変換器６を経て充電装置７に吸収することができるので、電力変換装置１のスイッチング周波数を例えば１ｋＨｚから５４０Ｈｚ程度に落とすことができ、電力変換器１におけるスイッチングロスは半分程度となり、電力変換装置１を冷却するための冷却フィンを小さくでき、小型化が可能である。
【産業上の利用可能性】
【００１９】
本発明は、スペース及び重量に制約のある、車両用補助電源装置において極めて有用な手法であり、車両用電源装置の小型化に寄与できるとともに、補助電源装置の出力電圧の高調波及び負荷電流の高調波の抑制を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施例の車両用補助電源装置の構成図である。
【図２】本発明の実施例における電流検出方法を説明する図である。
【図３】三角波キャリアによるＰＷＭ制御を説明する図である。
【図４】従来の技術による電源装置の構成図である。
【符号の説明】
【００２１】
１    電力変換器
２    電流検出器
３    リアクトル
４    コンデンサ
５    電圧出力点
６    補助電力変換器
６１  インバータ部
６２  制御部
６ａ  演算器
６ｂ  減算器
６ｃ  演算器
６ｄ  三角波キャリア発生器
６ｅ  減算器
６ｆ  駆動部
７    充電装置
８    補助リアクトル
【図１】
0004895965.tif 000002
【図２】
0004895965.tif 000003
【図３】
0004895965.tif 000004
【図４】
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