(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ信号を復調する復調装置に含まれ、フーリエ変換により周波数領域信号に変換されたサブキャリア中の差動変調されたパイロットキャリアを用いて搬送波周波数誤差を検出する搬送波周波数誤差検出器であって、
前記パイロットキャリアを差動復調する差動復調回路と、
前記差動復調回路の出力を位相変換して前記パイロットキャリアの復調後位相を取得する位相変換回路と、
１シンボル中の前記復調後位相を累積積分した後、パイロット数で除算して位相平均を取得し、第１の位相情報として出力する位相平均回路と、
前記第１の位相情報を受け、１８０度シフトして第２の位相情報を算出する位相シフト回路と、
前シンボルおよび現シンボルのそれぞれについて、
前記パイロットキャリアおよびその近傍の複数のサブキャリアに対する前記第１の位相情報に対応した内挿係数を、予め定められたキャリア間干渉曲線からそれぞれ導出し、前記パイロットキャリアおよび前記複数のサブキャリアに対して乗算し、それらの乗算結果を加算することで前記パイロットキャリアの振幅を補正して第１の内挿結果として出力する第１の内挿回路と、
前シンボルおよび現シンボルのそれぞれについて、
前記パイロットキャリアおよび前記複数のサブキャリアに対する前記第２の位相情報に対応した内挿係数を、前記キャリア間干渉曲線からそれぞれ導出し、前記パイロットキャリアおよび前記複数のサブキャリアに対して乗算し、それらの乗算結果を加算することで前記パイロットキャリアの振幅を補正して第２の内挿結果として出力する第２の内挿回路と、
前シンボルおよび現シンボルのそれぞれについて、前記第１の内挿回路から出力される前記第１の内挿結果を差動復調する第１の差動復調回路と、
前記第１の差動復調回路の出力を位相変換して第１の内挿後位相情報を取得する第１の位相変換回路と、
前シンボルおよび現シンボルのそれぞれについて、前記第２の内挿回路から出力される前記第２の内挿結果を差動復調する第２の差動復調回路と、
前記第２の差動復調回路の出力を位相変換して第２の内挿後位相情報を取得する第２の位相変換回路と、
前記第１の位相情報および前記第１の内挿後位相情報を１シンボル期間分について収集し、前記第１の位相情報に対する前記第１の内挿後位相情報のバラツキを計測して、第１の位相バラツキ情報を出力する第１の位相バラツキ検出回路と、
前記第２の位相情報および前記第２の内挿後位相情報を１シンボル期間分について収集し、前記第２の位相情報に対する前記第２の内挿後位相情報のバラツキを計測して、第２の位相バラツキ情報を出力する第２の位相バラツキ検出回路と、
前記第１および第２の位相バラツキ情報を受けて比較するバラツキ比較回路と、を備え、
前記第１および第２の位相情報のうち、バラツキの少ない方を位相誤差として検出する搬送波周波数誤差検出器。
【請求項２】
前記位相変換回路から出力される前記復調後位相を受け、前記復調後位相が±π／２を超える場合、±πを加減算することで±π／２内の位相に変換して変換後位相として出力する位相変換回路と、
前記変換後位相を受け、１シンボル中の前記変換後位相を累積積分した後、パイロット数で除算して位相平均を取得し、第３の位相情報として出力する第１の位相平均回路と、
前記第３の位相情報を受け、１８０度シフトして第４の位相情報を算出する第１の位相シフト回路と、
前シンボルおよび現シンボルのそれぞれについて、
前記パイロットキャリアおよびその近傍の複数のサブキャリアに対する前記第３の位相情報に対応した内挿係数を、予め定められたキャリア間干渉曲線からそれぞれ導出し、前記パイロットキャリアおよび前記複数のサブキャリアに対して乗算し、それらの乗算結果を加算することで前記パイロットキャリアの振幅を補正して第３の内挿結果として出力する第３の内挿回路と、
前シンボルおよび現シンボルのそれぞれについて、
前記パイロットキャリアおよび前記複数のサブキャリアに対する前記第４の位相情報に対応した内挿係数を、前記キャリア間干渉曲線からそれぞれ導出し、前記パイロットキャリアおよび前記複数のサブキャリアに対して乗算し、それらの乗算結果を加算することで前記パイロットキャリアの振幅を補正して第４の内挿結果として出力する第４の内挿回路と、
前シンボルおよび現シンボルのそれぞれについて、前記第３の内挿回路から出力される前記第３の内挿結果を差動復調する第３の差動復調回路と、
前記第３の差動復調回路の出力を位相変換して第３の内挿後位相情報を取得する第３の位相変換回路と、
前シンボルおよび現シンボルのそれぞれについて、前記第４の内挿回路から出力される前記第４の内挿結果を差動復調する第４の差動復調回路と、
前記第４の差動復調回路の出力を位相変換して第４の内挿後位相情報を取得する第４の位相変換回路と、
前記第３の位相情報および前記第３の内挿後位相情報を１シンボル期間分について収集し、前記第３の位相情報に対する前記第３の内挿後位相情報のバラツキを計測して、第３の位相バラツキ情報を出力する第３の位相バラツキ検出回路と、
前記第４の位相情報および前記第４の内挿後位相情報を１シンボル期間分について収集し、前記第４の位相情報に対する前記第４の内挿後位相情報のバラツキを計測して、第４の位相バラツキ情報を出力する第４の位相バラツキ検出回路と、をさらに備え、
前記バラツキ比較回路は、前記第１〜第４の位相バラツキ情報を受けて比較を行い、
前記第１〜第４の位相情報のうち、バラツキの最も少ないものを位相誤差として検出する、請求項１記載の搬送波周波数誤差検出器。
【請求項３】
それぞれが１シンボルあたりの全キャリアデータを保持する直列に接続された第１および第２のメモリを備え、
前シンボルおよび現シンボルについての、前記パイロットキャリアおよび、その近傍の前記複数のサブキャリアのデータは、第１および第２のシンボルメモリから読み出す、請求項１記載の搬送波周波数誤差検出器。
【請求項４】
それぞれが１シンボルに含まれる前記パイロットキャリアのうち特定パイロットキャリアおよび、その近傍の複数のサブキャリアのデータを保持する直列に接続された第１および第２のメモリを備え、
前シンボルおよび現シンボルについての、前記特定パイロットキャリアおよび、その近傍の前記複数のサブキャリアのデータは、前記第１および第２のメモリから読み出す、請求項１記載の搬送波周波数誤差検出器。
【請求項５】
前記フーリエ変換は、前記復調装置中のフーリエ変換回路から与えられ、
１シンボルに含まれる前記パイロットキャリアのうち特定パイロットキャリアおよび、その近傍の複数のサブキャリアのデータを保持するメモリを備え、
前シンボルについての、前記特定パイロットキャリアおよび、その近傍の前記複数のサブキャリアのデータは、前記メモリから読み出し、
現シンボルについての、前記特定パイロットキャリアおよび、その近傍の前記複数のサブキャリアのデータは、処理進行に合わせて前記フーリエ変換回路から１シンボル時間を複数の時間帯に分けて読み出す、請求項１記載の搬送波周波数誤差検出器。
【請求項６】
前記フーリエ変換は、前記復調装置中のフーリエ変換回路から与えられ、
１シンボルに含まれる前記パイロットキャリアのうち第１の特定パイロットキャリアおよび、その近傍の複数のサブキャリアと、第２の特定パイロットキャリアのデータを保持するメモリを備え、
前シンボルについての、前記第１の特定パイロットキャリアおよび、その近傍の前記複数のサブキャリアと、前記第２の特定パイロットキャリアのデータは、前記メモリから読み出し、
現シンボルについての、前記第１の特定パイロットキャリアおよび、その近傍の前記複数のサブキャリアと、前記第２の特定パイロットキャリアのデータは、処理進行に合わせて前記フーリエ変換回路から１シンボル時間を複数の時間帯に分けて読み出し、
位相情報の算出は、前記第１の特定パイロットキャリアを使用して前記１シンボル時間中の第１の時間帯で行い、
内挿処理ないし位相バラツキ情報の取得は、前記第１の特定パイロットキャリアおよび、その近傍の前記複数のサブキャリアを使用して前記１シンボル時間中の第２の時間帯で行い、
前記１シンボル時間中の第３の時間帯では、
前記第１および第２の特定パイロットキャリアに対して前記差動復調回路による差動復調と、前記位相変換回路による位相変換を行って得られた位相および前記位相を１８０度シフトさせたシフト済み位相と、前記位相情報との比較を位相演算回路で行い、差が小さい方を前記位相誤差として出力する、請求項１記載の搬送波周波数誤差検出器。
【請求項７】
前記第１の特定パイロットキャリアは、ＴＭＣＣのパイロットキャリアを含み、
前記第２の特定パイロットキャリアは、ＡＣパイロットキャリアを含む、請求項６記載の搬送波周波数誤差検出器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の搬送波周波数誤差検出器に関し、特に、ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）、ＤＶＢ−Ｔ(Digital Video Broadcasting-Terrestrial)などの、差動パイロットキャリアが定義された地上デジタル放送における搬送波周波数誤差検出器に関する。
【背景技術】
【０００２】
地上デジタル放送のような差動パイロットキャリアが設定されているＯＦＤＭ方式の搬送波周波数誤差検出方式は、時間領域で有効シンボル期間の後半のレプリカ（コピー）がガードインターバル（ＧＩ）にあることを利用してＧＩ相関（シンボル後半部とガードインターバルとの自己相関）を用いて検出する方式と、周波数領域でパイロットキャリアの差動復調を用いて検出する方式とがあった。
【０００３】
時間領域でのガードインターバルを利用したＧＩ相関を用いる方式では、少なくともシンボル長分のメモリが必要であった。また、時間領域で搬送波周波数誤差の補正を行うには、例えば位相雑音の補正として周波数領域でパイロットキャリアを差動復調し、差動復調後の位相を積分または平均することでＣＰＥ（Common Phase Error）の補正を行うＣＰＥ補正が必要であった（特許文献１および特許文献２）。
【０００４】
一方、周波数領域でパイロットキャリアを差動復調し、差動復調後の位相を搬送波周波数誤差として検出する方式では、パイロットキャリアはＤＢＰＳＫ（Differential Binary Phase Shift Keying）変調された信号であるため、例えばＩＳＤＢ−ＴではＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）信号はシンボルごとに情報が±π変動し、ＡＣ(Auxiliary Channel)キャリアは各パイロットキャリアで±π変動する。このため位相検出回路は通常±π／２の範囲で検出しかできないという問題があった（特許文献３および特許文献４）。
【０００５】
【特許文献１】特開平９−３２１７３３号公報（図１）
【特許文献２】特開平１１−１１２４６０号公報（図１）
【特許文献３】特開２００４−３０４４５４号公報（図１０）
【特許文献４】特許第３７７３３８８号公報（図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
以上説明したように、時間領域でＧＩ相関を用いた方式でも周波数誤差検出は可能であるが、例えば反射波があるマルチパス環境では誤差が生じる。また、特に位相雑音やドップラーシフトによって引き起こされるキャリア間干渉（Inter Carrier Interference：ＩＣＩ）を補正するために周波数領域で広範囲にキャリア誤差を検出する必要がある。
【０００７】
また、従来の搬送波周波数誤差検出方式では、差動復調結果を位相に変換するだけであることから、前述したように周波数誤差検出範囲は±π／２が限界であり、±π／２付近は信頼性がなく、リニアに使える範囲は±π／４であった。搬送波周波数の誤差補正では±π／２を超えても検出特性が逆になるだけで誤差補正は可能であるが、収束までに時間がかかるという問題があった。
【０００８】
また、位相雑音やドップラーシフトによるキャリア間干渉の補正には、±π／４以下の範囲、すなわちシンボル周波数の約±１／８程度しか使えないという問題があった。
【０００９】
本発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、搬送波周波数誤差を正確に検出することはもとより、周波数誤差検出範囲の直線領域を拡大して搬送波周波数の誤差の補正の収束を早め、また、キャリア間干渉を広範囲に補正することが可能な搬送波周波数誤差検出器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係る請求項１記載の搬送波周波数誤差検出器は、ＯＦＤＭ信号を復調する復調装置に含まれ、フーリエ変換により周波数領域信号に変換されたサブキャリア中の差動変調されたパイロットキャリアを用いて搬送波周波数誤差を検出する搬送波周波数誤差検出器であって、前記パイロットキャリアを差動復調する差動復調回路と、前記差動復調回路の出力を位相変換して前記パイロットキャリアの復調後位相を取得する位相変換回路と、１シンボル中の前記復調後位相を累積積分した後、パイロット数で除算して位相平均を取得し、第１の位相情報として出力する位相平均回路と、前記第１の位相情報を受け、１８０度シフトして第２の位相情報を算出する位相シフト回路と、前シンボルおよび現シンボルのそれぞれについて、前記パイロットキャリアおよびその近傍の複数のサブキャリアに対する前記第１の位相情報に対応した内挿係数を、予め定められたキャリア間干渉曲線からそれぞれ導出し、前記パイロットキャリアおよび前記複数のサブキャリアに対して乗算し、それらの乗算結果を加算することで前記パイロットキャリアの振幅を補正して第１の内挿結果として出力する第１の内挿回路と、前シンボルおよび現シンボルのそれぞれについて、前記パイロットキャリアおよび前記複数のサブキャリアに対する前記第２の位相情報に対応した内挿係数を、前記キャリア間干渉曲線からそれぞれ導出し、前記パイロットキャリアおよび前記複数のサブキャリアに対して乗算し、それらの乗算結果を加算することで前記パイロットキャリアの振幅を補正して第２の内挿結果として出力する第２の内挿回路と、前シンボルおよび現シンボルのそれぞれについて、前記第１の内挿回路から出力される前記第１の内挿結果を差動復調する第１の差動復調回路と、前記第１の差動復調回路の出力を位相変換して第１の内挿後位相情報を取得する第１の位相変換回路と、前シンボルおよび現シンボルのそれぞれについて、前記第２の内挿回路から出力される前記第２の内挿結果を差動復調する第２の差動復調回路と、前記第２の差動復調回路の出力を位相変換して第２の内挿後位相情報を取得する第２の位相変換回路と、前記第１の位相情報および前記第１の内挿後位相情報を１シンボル期間分について収集し、前記第１の位相情報に対する前記第１の内挿後位相情報のバラツキを計測して、第１の位相バラツキ情報を出力する第１の位相バラツキ検出回路と、前記第２の位相情報および前記第２の内挿後位相情報を１シンボル期間分について収集し、前記第２の位相情報に対する前記第２の内挿後位相情報のバラツキを計測して、第２の位相バラツキ情報を出力する第２の位相バラツキ検出回路と、前記第１および第２の位相バラツキ情報を受けて比較するバラツキ比較回路と、を備え、前記第１および第２の位相情報のうち、バラツキの少ない方を位相誤差として検出する。
【発明の効果】
【００１１】
本発明に係る請求項１記載の搬送波周波数誤差検出器によれば、パイロットキャリアを差動復調し、差動復調により検出した位相情報を位相平均回路で位相平均した第１の位相情報と、これをπ位相シフトした第２の位相情報に応じて、それぞれ第１および第２の内挿回路で、キャリア間干渉曲線に基づいた内挿係数を使用して前シンボルと現シンボルのパイロットキャリアを内挿し、それらを差動復調して位相のバラツキを判定する構成としたので、本来の位相と異なる位相で内挿された場合は大きくばらつくため、位相の適否の判断ができ、パイロットキャリアの変調方式であるＤＢＰＳＫの情報である±πを無効とし、搬送波周波数誤差を±πの範囲で検出できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
図１はデジタルテレビの概略構成を示すブロック図である。図１に示すように、デジタルテレビにおいては、アンテナで受信したＲＦ（Radio Frequency）信号をＩＦ（Intermediate Frequency）信号に変換するＲＦ／ＩＦ変換部（チューナ）１０１と、ＩＦ信号をデジタル信号に復調するデジタル復調部１０２と、復調したデジタル信号から、画像信号や音声信号にデコードする、画像・音声デコード部１０３と、デコードした音声信号および画像信号を視聴可能とするモニタ１０４とを備えている。
【００１３】
チューナ１０１では、準同期検波として、キャリア周波数近傍を乗算して中間周波数あるいはベースバンドに変換するが、そこには誤差が含まれているので、これを除去するためにデジタル復調部１０２に搬送波周波数再生回路を備えている。
【００１４】
図２は、搬送波周波数再生回路の概略構成を示すブロック図である。図２に示すように、搬送波周波数再生回路は、搬送誤差を検出し数値制御発信器５で再生したキャリアを乗算する複素乗算器１と、時間領域のＯＦＤＭ信号を周波数領域に変換するフーリエ変換回路２と、周波数領域に変換したサブキャリア信号のうちパイロットキャリア信号から搬送波周波数誤差を検出する搬送波周波数誤差検出器３（３Ａ，３Ｂ）と、搬送波周波数誤差検出器３（３Ａ，３Ｂ）の誤差を帯域制限し積分する搬送波再生ループのループフィルタ４と、ループフィルタ４の出力に応じて再生キャリアを発生する数値制御発振器５と、搬送波周波数誤差検出器３（３Ａ，３Ｂ）の出力を用いて、位相雑音やドップラーシフトによって生じるＩＣＩ（Inter Carrier Interference）やサブキャリア共通の位相回転を補正して出力する周波数誤差補正回路６とを備えている。
【００１５】
本発明は、この搬送波周波数再生回路を構成する搬送波周波数誤差検出器３（３Ａ，３Ｂ，３Ｃ，３Ｄ）に関し、以下、その実施の形態について説明する。
【００１６】
＜実施の形態１＞
＜装置構成＞
図３は、本発明に係る実施の形態１の搬送波周波数誤差検出器３の概略構成を示すブロック図である。
【００１７】
図３に示すように、搬送波周波数誤差検出器３は、差動復調回路１１、１１１、１１２、位相変換回路１２、１２１、１２２、位相平均回路１３、位相シフト回路１４、内挿回路１５１、１５２、１５３および１５４、位相バラツキ検出回路１６１および１６２、バラツキ比較回路１７、スイッチ回路１８およびフーリエ変換されたサブキャリア信号を１シンボル分蓄積するシンボルメモリ１９１および１９２を備えている。
【００１８】
差動復調回路１１は、フーリエ変換回路２（図２）から与えられる現シンボルのサブキャリア信号中のパイロット信号を、前シンボルの同一周波数のサブキャリア信号中のパイロット信号と差動復調し、位相変換回路１２は、差動復調回路１１の出力から例えばＡＴＡＮ（アークタンジェント）等を用いて±πの位相を検出する。
【００１９】
位相平均回路１３は、位相変換回路１２から出力される１シンボル中の指定されたパイロットキャリアの位相を平均して位相情報を生成し、位相シフト回路１４は、位相平均回路１３の出力を１８０度（π）回転させる。
【００２０】
内挿回路１５１および１５２（第２の内挿回路）は、位相シフト回路１４の出力φ２に応じて、サブキャリア間干渉曲線に従ってパイロットキャリアを内挿する回路であり、それぞれの出力は、差動復調回路１１１に与えられる。また、内挿回路１５３および１５４（第１の内挿回路）は、位相平均回路１３の出力φ１に応じて、サブキャリア間干渉曲線に従ってパイロットキャリアを内挿する回路であり、それぞれの出力は、差動復調回路１１２に与えられる。なお、内挿回路１５１および１５３には前シンボルのパイロットキャリアが入力され、内挿回路１５２および１５４には現シンボルのパイロットキャリアが入力される。
【００２１】
差動復調回路１１１は、内挿回路１５１および１５２からそれぞれ出力される、内挿後の前シンボルのパイロットキャリアおよび現シンボルのパイロットキャリアを受けて差動復調を行い、位相変換回路１２１に与えて位相変換を行う。
【００２２】
差動復調回路１１２は、内挿回路１５３および１５４からそれぞれ出力される、内挿後の前シンボルのパイロットキャリアおよび現シンボルのパイロットキャリアを受けて差動復調を行い、位相変換回路１２２に与えて位相変換を行う。
【００２３】
位相変換回路１２１および１２２で位相に変換された信号は、それぞれパイロットキャリアの位相バラツキを検出する位相バラツキ検出回路１６１および１６２に与えられる。
【００２４】
位相バラツキ検出回路１６１は、位相変換回路１２１の出力の、位相シフト回路１４の出力（φ２）に対する位相バラツキを計測する回路であり、計測結果はバラツキ比較回路１７に与えられる。
【００２５】
位相バラツキ検出回路１６２は、位相変換回路１２２の出力の、位相平均回路１３の出力（φ１）に対する位相バラツキを計測する回路であり、計測結果はバラツキ比較回路１７に与えられる。
【００２６】
バラツキ比較回路１７は、位相バラツキ検出回路１６１および１６２のそれぞれの出力を比較し、バラツキ比較回路１７の出力は、スイッチ回路１８の切り替え制御に用いられる。
【００２７】
スイッチ回路１８は、位相平均回路１３および位相シフト回路１４の出力φ１およびφ２を受け、バラツキ比較回路１７による切り替え制御により、何れか一方の出力を搬送波周波数誤差信号として出力する。
【００２８】
次に、デジタル放送方式におけるパイロット信号と、パイロットキャリアを用いた従来の搬送波周波数誤差の検出方式を簡単に説明する。
【００２９】
ＩＳＤＢ−ＴではＴＭＣＣとＡＣの２種類の差動ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調によりデータを乗せるパイロット信号と、ＳＰ（スキャッタドパイロット）および１サブキャリアのみのＣＰ（Continuous Pilot）が存在する（詳細はＡＲＩＢ-ＳＴＤ  Ｂ３１「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式」を参照）。
【００３０】
本発明では差動パイロットを用いるため、ＴＭＣＣパイロットキャリアとＡＣパイロットキャリアのみを処理対象キャリアとする。なお、ＤＶＢ−Ｔ方式でもＴＰＳ（Transmission Parameters Signalling）パイロットキャリアという差動ＢＰＳＫキャリアが存在するが、説明は省略する。
【００３１】
ＴＭＣＣパイロットキャリアは、１シンボルに１ビットのデータを複数のサブキャリアで転送し、ＡＣパイロットキャリアは、各サブキャリアごとに情報を伝達することが可能である。
【００３２】
ＴＭＭＣ信号およびＡＣ信号は共に差動ＢＰＳＫ信号で変調される。また、これらの信号は周波数領域の同じ周波数で複数伝送される。受信側ではフーリエ変換後、前シンボルと現シンボルの同一周波数のサブキャリアを差動復調することで、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号が復調される。
【００３３】
ここで搬送波周波数誤差がある場合、例えば、０度と１８０度で送信された信号はシンボル間で位相差を持つことになるが、この位相差は全サブキャリアに共通に発生するため、パイロットキャリアの差動復調結果にも位相誤差が現れる。
【００３４】
例えばＩＳＤＢ−Ｔのモード３ではサブキャリア間隔は１ＫＨｚであり、仮に１００Ｈｚの搬送波周波数に誤差がある状態では、復調後のパイロットキャリアにはπ／４の位相回転として現れる。
【００３５】
この一例を図４および図５に示す。図４はモード３、ガードインターバル長１／４（１シンボル長に対する割合で表現）の場合に、１００Ｈｚの周波数誤差を持つ場合の復調結果を示し、図５は３００Ｈｚの周波数誤差を持つ場合の復調結果を示すコンスタレーション図であり、Ｑ軸を縦軸とし、Ｉ軸を横軸としている。
【００３６】
図４および図５に示すように−π／４と３π／４にほぼ集中して復調結果が現れている。これはＴＭＣＣ信号の場合、シンボルごとにπの位相情報を持つためであり、ＡＣ信号はサブキャリアごとにπの位相情報を持つからである。従ってパイロットキャリアを復調した結果はπ離れた二つの位相が存在することになる。
【００３７】
図４および図５に示すような差動復調結果から搬送波周波数誤差を求める場合、ＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号共に０またはπの位相情報があるため、そのまま周波数誤差情報として使用することができず、例えばコンスタレーション図上の第２象限を第４象限に、第３象限を第１象限に変更する、すなわちゼロを中心として±π／２の変換を行い、周波数誤差を検出している。このときの周波数誤差検出特性を図６に示す。
【００３８】
図６においては横軸に位相を示し、位相ゼロを中心として、周波数誤差がπ／４〜−π／４の範囲では特性がリニアであるので誤差検出が可能であるが、それ以上になると周波数誤差は正しく検出できないことが判る。
【００３９】
＜装置動作＞
本発明に係る搬送波周波数誤差検出器３では、周波数誤差検出特性を改善することが可能であり、以下、図３を参照しつつ、図７〜図１７を用いて搬送波周波数誤差検出器３の動作を説明する。
【００４０】
図７に示すフローチャートのステップＳ１において、先ず前シンボルのパイロットキャリアと現シンボルのパイロットキャリアの差動復調を差動復調回路１１で行う。この場合、シンボルメモリ１９１の出力に、前シンボルのパイロットキャリアが含まれ、シンボルメモリ１９１に入る前の信号に現シンボルのパイロットキャリアが含まれる。
【００４１】
次に、差動復調した信号を位相変換回路１２で、例えばＡＴＡＮ（アークタンジェント）を用いて０度を基準に±πの範囲の位相に変換する（ステップＳ２）。以後の説明のため、この位相をθ１と呼称する。
【００４２】
位相θ１に変換された差動復調後のパイロットキャリアについて、位相平均回路１３でシンボルのすべてのパイロット信号を累積積分し、その後、パイロット数で除算して位相平均を求める（ステップＳ３）。この平均を求める処理は雑音のキャンセルが主な目的であり、平均処理を行わないことも可能であるし、平均数を抑制することも可能である。この位相平均回路１３の出力を以後の説明のため、出力φ１と呼称する。なお、差動復調回路１１での差動復調開始から位相平均回路１３での出力が確定するまでの期間は、１シンボル期間に相当し、位相平均回路１３での出力の確定後からバラツキ比較回路１７の出力が確定するまでの期間が次のシンボル期間に相当する。
【００４３】
次に、位相平均回路１３の出力φ１を位相シフト回路１４で１８０度（すなわちπ）位相シフト（π−θと表現）する（ステップＳ４）。これは前述したようにパイロットキャリアの差動復調結果は、πの位相差がある２つの場所に存在するからである。この位相シフト回路１４の出力を出力φ２と呼称する。
【００４４】
位相シフト回路１４の出力φ２は、内挿回路１５１および１５２に与えられ、位相平均回路１３の出力φ１は、内挿回路１５３および１５４に与えられる。
【００４５】
内挿回路１５１および１５２では、シンボルメモリ１９２の出力を受けるが、この場合、シンボルメモリ１９２の出力に前シンボルのパイロットキャリアが含まれ、当該パイロットキャリアを、その近傍のサブキャリア信号により内挿する（ステップＳ５、Ｓ９）。また、内挿回路１５２および１５４では、シンボルメモリ１９１の出力を受けるが、この場合、シンボルメモリ１９１の出力に現シンボルのパイロットキャリアが含まれ、当該パイロットキャリアを、その近傍のサブキャリア信号により内挿する（ステップＳ５、Ｓ９）。
【００４６】
ここで、内挿回路１５１〜１５４の構成について図８を用いて説明する、図８は内挿回路１５１（１５２〜１５４も同じ構成）の概略構成を示すブロック図である。
【００４７】
フーリエ変換回路２おける高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により、時間領域信号を周波数領域信号に変換する場合、シンボル単位で演算することになり、ＦＦＴ後の信号は複数のサブキャリアのＩＱ信号の塊となる。これをデータ処理の便宜のため、周波数の低いサブキャリアから順に出力する。
【００４８】
図８に示す内挿回路１５１では、フーリエ変換回路２より周波数の低い方から順に出力されるフーリエ変換後のサブキャリアを、クロックのタイミングでフリップフロップするＤＦＦ（Ｄ型フリップフロップ）群で受ける構成となっている。なお、図８においては、Ｎ番目のサブキャリアがパイロットキャリアである場合に、その前後のＮ−１番目のサブキャリア、およびＮ＋１番目のサブキャリアを使用して内挿する場合を示している。
【００４９】
ＤＦＦ群は、Ｉ入力ラインに直列に接続されたＤＦＦ９１１、９１３および９１５と、Ｑ入力ラインに直列に接続されたＤＦＦ９１２、９１４および９１６を有している。そして、ＤＦＦ９１１および９１２の出力は、複素乗算器９２１にも与えられ、後述するＲＯＭ（Read Only Memory）９４１の出力信号と複素乗算される。また、ＤＦＦ９１３および９１４の出力は、複素乗算器９２２にも与えられ、後述するＲＯＭ９４２の出力信号と複素乗算される。また、ＤＦＦ９１５および９１６の出力は、複素乗算器９２３にも与えられ、後述するＲＯＭ９４３の出力信号と複素乗算される。
【００５０】
複素乗算器９２１で複素乗算した結果のＩ信号（Inphase信号）およびＱ信号（Quadrature信号）は、加算器９３１および９３２にそれぞれ入力され、隣接するサブキャリアの複素演算後のＩ信号およびＱ信号と加算される。また、複素乗算器９２２で複素乗算した結果のＩ信号およびＱ信号は、加算器９３３および９３４にそれぞれ入力され、隣接するサブキャリアの複素演算後のＩ信号およびＱ信号と加算される。また、複素乗算器９２３で複素乗算した結果のＩ信号およびＱ信号は、加算器９３５および９３６にそれぞれ入力され、隣接するサブキャリアの複素演算後のＩ信号およびＱ信号と加算される。
【００５１】
ＲＯＭ９４１〜９４３は、図３に示す位相平均回路１３または位相シフト回路１４の出力に応じて、予め定められた位相範囲のサブキャリア間干渉曲線の一部を出力するＲＯＭである。
【００５２】
すなわち、ＲＯＭ９４１には、ＤＦＦ９１１および９１２で規定されるＮ−１番目のサブキャリアに対するサブキャリア間干渉曲線の一部が予め記憶されており、図９に示すサブキャリア間干渉曲線を例に採れば、−３π／２〜−π／２の係数が記憶されている。また、ＲＯＭ９４２には、ＤＦＦ９１３および９１４で規定されるＮ番目のサブキャリアに対するサブキャリア間干渉曲線の一部が予め記憶されており、図９に示すサブキャリア間干渉曲線を例に採れば、−π／２〜π／２の係数が記憶されている。また、ＲＯＭ９４３には、ＤＦＦ９１５および９１６で規定されるＮ＋１番目のサブキャリアに対するサブキャリア間干渉曲線の一部が予め記憶されており、図９に示すサブキャリア間干渉曲線を例に採れば、π／２〜３π／２の係数が記憶されている。
【００５３】
従って、ＲＯＭ９４２では、差動復調により検出した位相情報を位相平均回路１３で位相平均した出力φ１を、さらに位相シフト回路１４によりπだけ位相シフトした出力φ２に対応するパイロットキャリアの内挿係数を出力し、ＲＯＭ９４１および９４３では、出力φ２に対して±πずつシフトさせた値に対応する内挿係数を出力する。そして、複素乗算器９２１〜９２３において、それぞれ、ＲＯＭ９４１〜９４３から出力される内挿係数を、Ｎ−１番目のサブキャリア、Ｎ番目のサブキャリア、およびＮ＋１番目のサブキャリアのＩ信号およびＱ信号に乗算し、さらに、加算器９３１〜９３６で、Ｉ軸およびＱ軸ごとに加算する。
【００５４】
なお、内挿回路１５３、１５４では、ＲＯＭ９４１〜９４３には、差動復調により検出した位相情報を位相平均回路１３で位相平均した出力φ１が与えられ、当該出力φ１に応じた内挿係数を出力する構成となっている。
【００５５】
図１０には、一例として、複素乗算器９２２の構成を示す。
図１０に示すように、複素乗算器９２２は、Ｎ番目のサブキャリアのＩ信号と、ＲＯＭ９４２から出力されるＩ信号の内挿係数とを乗算する乗算器Ｍ１と、Ｎ番目のサブキャリアのＱ信号と、ＲＯＭ９４２から出力されるＩ信号の内挿係数とを乗算する乗算器Ｍ２と、Ｎ番目のサブキャリアのＩ信号と、ＲＯＭ９４２から出力されるＱ信号の内挿係数とを乗算する乗算器Ｍ３と、Ｎ番目のサブキャリアのＱ信号と、ＲＯＭ９４２から出力されるＱ信号の内挿係数とを乗算する乗算器Ｍ４とを備えている。そして、乗算器Ｍ１の出力および乗算器Ｍ４の出力は加算器９３３に与えられ、乗算器Ｍ２の出力および乗算器Ｍ３の出力は加算器９３４に与えられて加算される。
【００５６】
上記の処理の概念を以下に説明する。
図１１は、周波数誤差がない場合のサブキャリアを示しており、他のサブキャリアの影響を受けず、振幅や位相に変化がない。一方、図１２は周波数誤差がある場合のサブキャリアを示しており、サブキャリア間干渉により隣接するサブキャリアの影響を受け、隣接するサブキャリアとの合成信号となってＦＦＴ出力に現れる。すなわち、中央のサブキャリアは、矢印Ａで示されるように位相がずれ、振幅も小さくなる。これは、矢印ＢおよびＣで示される隣接するサブキャリアの逆方向の振幅と合成されるためである。
【００５７】
ここで、隣接するサブキャリアからの干渉曲線は、ＦＦＴの特性から判明しているので、干渉曲線から隣接するサブキャリアの内挿係数およびパイロットキャリアの内挿係数を取得し、それらを隣接するサブキャリアおよびパイロットキャリアのデータに乗算し、それらを加算することで補正が実行され、干渉がない場合の正しい値を再現できることになる。
【００５８】
ただし、既知の信号として差動変調した信号を利用しているので、１シンボルから得られる情報にπ分の不確定要素があるため、差動復調で求めた位相変動角に対して、πシフトさせた信号と、そうでない信号とで内挿し、バラツキが小さい方を採用する構成を採っている。
【００５９】
図１３および図１４に、上述した内挿処理の結果の一例を示す。例えばπ／４の周波数誤差が残っている場合に、正しくπ／４で内挿をした場合の結果を図１３に、π分の位相シフトにより、−３π／４で内挿した場合を図１４に示す。図１３に示されるように、正しい内挿係数を与えられた場合、内挿回路の出力はパイロットキャリアの振幅円周辺に収束するが、図１４に示されるように、誤った内挿係数を与えられた場合、キャリア間干渉がより強く発生するため、パイロットキャリアの振幅円周辺に収束せず各パイロットキャリアは発散する。
【００６０】
上記の原理により、本発明ではパイロットキャリアのもつπの情報をキャンセルし、正しい位相誤差を判定する。
【００６１】
ここで、図７に示すフローチャートの説明に戻る。
現シンボルのパイロットキャリアを内挿回路１５２および１５４で内挿し、前シンボルのパイロットキャリアを内挿回路１５１および１５３で内挿した後、内挿回路１５１および１５２からそれぞれ出力される内挿後のパイロットキャリアを、差動復調回路１１１で差動復調し（ステップＳ６）、その後、位相変換回路１２１で位相（内挿後位相情報）に変換する（ステップＳ７）。位相に変換されたサブキャリアは、位相バラツキ検出回路１６１において位相シフト回路１４の出力φ２、すなわち位相φ２に対するバラツキを測定する（ステップＳ８）。
【００６２】
また、内挿回路１５３および１５４からそれぞれ出力される内挿後のパイロットキャリアを、差動復調回路１１２で差動復調し（ステップＳ１０）、その後、位相変換回路１２２で位相（内挿後位相情報）に変換する（ステップＳ１１）。位相に変換されたサブキャリアは、位相バラツキ検出回路１６２において位相平均回路１３の出力φ１、すなわち位相φ１に対するバラツキを測定する（ステップＳ１２）。
【００６３】
図１３に示すように、正しく内挿された場合は、位相は元のパイロットキャリアの位相を再現できるが、図１４に示されるように、誤って内挿された場合は、位相が発散する。
【００６４】
位相バラツキ検出回路１６１および１６２でバラツキを計測した後は、バラツキ比較回路１７でバラツキを比較判定することにより（ステップＳ１３）、正確に内挿した位相から位相誤差を判断することができる。
【００６５】
例えばπ／４の周波数誤差が残留している場合、ＴＭＣＣキャリアは図４に示したように、−π／４または３π／４の２箇所に出現する。しかし、振幅バラツキ検出回路１６１および１６２でバラツキを計測し、そのバラツキが最も小さくなるように内挿した位相（例えばπ／４）を正しい位相とすることで、ＴＭＣＣキャリアが３π／４に出現した場合でも、π／４を正しい位相とすることができる。
【００６６】
ここで、位相バラツキ検出回路１６１（１６２も同じ）の構成の一例を図１５の(ａ)部および（ｂ）部に示す。
【００６７】
図１５の(ａ)部には分散によりバラツキを求める回路を示しており、差分回路２１においてパイロットキャリアごとに位相φ２（φ１）との差分をとり、その結果を２乗回路２２で２乗した後、その値をシンボル累積回路２３でシンボル間のパイロットキャリアについて累積し、その結果から分散を算出することでバラツキを計測する回路である。
【００６８】
また、図１５の(ｂ)部には偏差によりバラツキを求める回路を示しており、差分回路２４においてパイロットキャリアごとに位相φ２（φ１）との差分をとり、絶対値回路２５で、その絶対値を求める。これは単一の情報であるため偏差に等しく、その値をシンボル累積回路２６でシンボル間のパイロットキャリアについて累積し、その結果から分散を算出することでバラツキを計測する回路である。このように構成することで簡単にバラツキを数値化することができる。
【００６９】
バラツキ比較回路１７では、バラツキが小さいと判定した方の内挿を行った内挿回路の内挿係数を与えた位相、すなわちφ１あるいはφ２の何れかを搬送波周波数誤差信号として出力するように、スイッチ１８を切り替え制御する（ステップＳ１４）。
【００７０】
＜効果＞
以上説明したように、パイロットキャリアを差動復調し、差動復調により検出した位相情報を位相平均回路１３で位相平均した信号φ１に応じて、内挿回路１５３および１５４で、キャリア間干渉曲線に基づいた内挿係数を使用してパイロットキャリアを内挿し、信号φ１をπ位相シフトした信号φ２に応じて、内挿回路１５１および１５２で、キャリア間干渉曲線に基づいた内挿係数を使用してパイロットキャリアを内挿することで、正しい位相で内挿された場合のみ位相は収束し、誤った位相で内挿された場合は発散するので、搬送波周波数誤差を正しく検出することができる。
【００７１】
ここで、搬送波周波数誤差検出器３の周波数誤差検出特性を図１６に示す。図１６においては横軸に位相を示し、位相ゼロを中心として±３π／４の近傍の範囲までリニアに検出することが可能であることが判る。従って、周波数誤差検出範囲の直線領域が拡大され、搬送波周波数誤差の補正の収束を早め、また、キャリア間干渉を広範囲に補正することが可能となる。
【００７２】
また、図８に示したように、パイロットキャリアを内挿する内挿回路１５１（１５２〜１５４）は数タップのフィルタで実現できる。従来、キャリア間干渉を除去するためには長いタップ長が必要であるが、本発明では収束と発散を比較するために内挿を用いるので、長いタップ長は不要となり、短いタップ長で実現できるという利点もある。
【００７３】
また、シンボルメモリ１９１および１９２は、それぞれフーリエ変換された１シンボル分の全サブキャリアデータを蓄積するので、前シンボルおよび現シンボルのサブキャリア信号を確実に保持できる。
【００７４】
＜実施の形態２＞
＜装置構成＞
図１７は、本発明に係る実施の形態２の搬送波周波数誤差検出器３Ａの概略構成を示すブロック図である。なお、図３に示した搬送波周波数誤差検出器３と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【００７５】
図１７に示すように、搬送波周波数誤差検出器３Ａは、搬送波周波数誤差検出器３の構成に加えて、差動復調回路１１の出力を位相変換回路１２で位相変換した位相φ１を、±π／２の範囲の位相に変換する±π／２変換回路２０と、±π／２変換回路２０から出力される１シンボル中の指定されたパイロットキャリアの位相を平均して位相情報（φ３）として出力する位相平均回路１３１と、位相平均回路１３１の出力φ３を１８０度（すなわちπ）位相シフトして位相φ４として出力する位相シフト回路１４１を備えている。
【００７６】
また、内挿回路１５５、１５６、１５７および１５８、差動復調回路１１３および１１４、位相変換回路１２３および１２４、位相バラツキ検出回路１６３および１６４をさらに備えている。
【００７７】
内挿回路１５５および１５６（第４の内挿回路）は、位相シフト回路１４１の出力φ４に応じて、サブキャリア間干渉曲線に従ってパイロットキャリアを内挿する回路であり、それぞれの出力は、差動復調回路１１３に与えられる。また、内挿回路１５７および１５８（第３の内挿回路）は、位相平均回路１３１の出力φ３に応じて、サブキャリア間干渉曲線に従ってパイロットキャリアを内挿する回路であり、それぞれの出力は、差動復調回路１１４に与えられる。なお、内挿回路１５５および１５６には前シンボルのパイロットキャリアが入力され、内挿回路１５７および１５８には現シンボルのパイロットキャリアが入力される。
【００７８】
差動復調回路１１３は、内挿回路１５５および１５６からそれぞれ出力される、内挿後の前シンボルのパイロットキャリアおよび現シンボルのパイロットキャリアを受けて差動復調を行い、位相変換回路１２３に与えて位相変換を行う。
【００７９】
差動復調回路１１４は、内挿回路１５７および１５８からそれぞれ出力される、内挿後の前シンボルのパイロットキャリアおよび現シンボルのパイロットキャリアを受けて差動復調を行い、位相変換回路１２４に与えて位相変換を行う。
【００８０】
位相変換回路１２３および１２４で位相に変換された信号（内挿後位相情報）は、それぞれパイロットキャリアの位相バラツキを検出する位相バラツキ検出回路１６３および１６４に与えられる。
【００８１】
位相バラツキ検出回路１６３は、位相変換回路１２３の出力の、位相シフト回路１４１の出力φ４に対する位相バラツキを計測する回路であり、計測結果はバラツキ比較回路１７に与えられる。
【００８２】
位相バラツキ検出回路１６４は、位相変換回路１２４の出力の、位相平均回路１３１の出力φ３に対する位相バラツキを計測する回路であり、計測結果はバラツキ比較回路１７に与えられる。
【００８３】
バラツキ比較回路１７は、位相バラツキ検出回路１６１〜１６４のそれぞれの出力を比較し、バラツキ比較回路１７の出力は、スイッチ回路１８１の切り替え制御に用いられる。
【００８４】
スイッチ回路１８１は、位相平均回路１３、位相シフト回路１４、位相平均回路１３１および位相シフト回路１４１のそれぞれの出力φ１〜φ４を受け、バラツキ比較回路１７による切り替え制御により、何れか一方の出力を搬送波周波数誤差信号として出力する。
【００８５】
＜装置動作＞
以下、図１８〜図２１を用いて搬送波周波数誤差検出器３Ａの動作を説明する。
図１８は、位相変換回路１２（１２１〜１２４も同じ）の検出特性を示す図であり、横軸に位相誤差を、縦軸に誤差検出結果を示している。
【００８６】
差動復調の関係から位相変換回路１２の出力は±πの範囲で検出される。ここで、図１８に示されるように、位相ゼロを中心に検出した場合、πまたは−πの周辺での信号点は位相誤差検出結果が不連続となり大きな誤差が生じることが判る。
【００８７】
図１９および図２０は、Ｑ軸を縦軸とし、Ｉ軸を横軸としたコンスタレーション図であり、図１８には信号点が偏った例（図中の領域Ａ）を示し、図１９には位相がπまたは−πの周辺に偏っていることを示している。
【００８８】
例えば全体で１０個のパイロット信号の位相平均を求める際、偶々＋か−に差動復調結果が偏った場合、最大２π／１０の誤差となる。例えば、差動復調結果がπ（あるいは−π）の近傍となった場合、検出結果はπ近傍に広がるが、−π側にも広がることになる。これをシンボル間で積分して平均を出す場合、例えば、１０個のパイロットキャリアの差動復調結果がπ側に４個、−π側に６個の復調点がある場合は−２π／１０となる。逆であれば２π／１０となる。パイロットキャリアの復調は差動復調であるので、差動復調結果がプラスの場合は周波数誤差がゼロ近傍となる場合もあることから、上記誤差は非常に大きな誤差であると言える。
【００８９】
そこで、差動復調結果が、π、−πの周辺になった場合、位相がゼロ近傍になるように置き換えることで、位相変換回路１２の特性による誤差をキャンセルする。
【００９０】
このために±π／２変換回路２０により差動復調結果の変換を行う。
±π／２変換回路２０は次のように動作する。すなわち、位相変換器１２の出力θ１に対して±π／２変換回路２０の出力θ３が以下のように定義されるように変換する。
【００９１】
θ１≧π／２  ：θ３＝θ１−π
θ１≦−π／２：θ３＝θ１＋π
−π／２＜θ１＜π／２：θ３＝θ１
【００９２】
このように変換することにより、位相が±π近傍の信号は位相がゼロ近傍の信号に変換され、位相平均回路１４で平均されることとなる。
【００９３】
±π／２変換回路２０の出力θ３を位相平均回路１３１で平均した位相φ３および、それを位相シフト回路１４１で１８０度位相シフトした位相φ４を用いて、内挿回路１５５〜１５８で前シンボルと現シンボルのパイロットキャリアに対する内挿を施し、差動復調後の位相バラツキに基づいて搬送波周波数誤差を判定する。
【００９４】
上記動作を、図１７を参照しつつ、図２１に示すフローチャートを用いてさらに説明する。
【００９５】
図２１に示すフローチャートのステップＳ１において、先ず前シンボルのパイロットキャリアと現シンボルのパイロットキャリアの差動復調を差動復調回路１１で行う。この場合、シンボルメモリ１９１の出力に、前シンボルのパイロットキャリアが含まれ、シンボルメモリ１９１に入る前の信号に現シンボルのパイロットキャリアが含まれる。
【００９６】
次に、差動復調した信号を位相変換回路１２で、例えばＡＴＡＮ（アークタンジェント）を用いて０度を基準に±πの範囲の位相θ１に変換する（ステップＳ２）。
【００９７】
位相θ１に変換された差動復調後のパイロットキャリアについて、位相平均回路１３でシンボルのすべてのパイロット信号を累積積分し、その後、パイロット数で除算して位相平均を求める（ステップＳ３）。
【００９８】
次に、位相平均回路１３の出力φ１を位相シフト回路１４で１８０度（すなわちπ）位相シフト（π−θと表現）する（ステップＳ４）。
【００９９】
位相シフト回路１４の出力φ２は、内挿回路１５１および１５２に与えられ、位相平均回路１３の出力φ１は、内挿回路１５３および１５４に与えられる。
【０１００】
内挿回路１５１および１５２では、シンボルメモリ１９２の出力を受けるが、この場合、シンボルメモリ１９２の出力に前シンボルのパイロットキャリアが含まれ、当該パイロットキャリアを、その近傍のサブキャリア信号により内挿する（ステップＳ５、Ｓ９）。また、内挿回路１５２および１５４では、シンボルメモリ１９１の出力を受けるが、この場合、シンボルメモリ１９１の出力に現シンボルのパイロットキャリアが含まれ、当該パイロットキャリアを、その近傍のサブキャリア信号により内挿する（ステップＳ５、Ｓ９）。
【０１０１】
現シンボルのパイロットキャリアを内挿回路１５２および１５４で内挿し、前シンボルのパイロットキャリアを内挿回路１５１および１５３で内挿した後、内挿回路１５１および１５２からそれぞれ出力される内挿後のパイロットキャリアを、差動復調回路１１１で差動復調し（ステップＳ６）、その後、位相変換回路１２１で位相に変換する（ステップＳ７）。位相に変換されたサブキャリアは、位相バラツキ検出回路１６１において位相シフト回路１４の出力φ２、すなわち位相φ２に対するバラツキを測定する（ステップＳ８）。
【０１０２】
また、内挿回路１５３および１５４からそれぞれ出力される内挿後のパイロットキャリアを、差動復調回路１１２で差動復調し（ステップＳ１０）、その後、位相変換回路１２２で位相に変換する（ステップＳ１１）。位相に変換されたサブキャリアは、位相バラツキ検出回路１６２において位相平均回路１３の出力φ１、すなわち位相φ１に対するバラツキを測定する（ステップＳ１２）。
【０１０３】
位相バラツキ検出回路１６１および１６２でバラツキを計測した後は、バラツキ比較回路１７でバラツキを比較判定することにより（ステップＳ１３）、正確に内挿した位相から位相誤差を判断することができる。
【０１０４】
位相変換回路１２での位相変換を行って得られた位相θ１については、先に説明したように±π／２変換回路２０による変換を行って位相θ３とする。これを位相折返し処理と呼称する（ステップＳ１５）。
【０１０５】
位相θ３に変換された差動復調後のパイロットキャリアについて、位相平均回路１３１でシンボルのすべてのパイロット信号を累積積分し、その後、パイロット数で除算して位相平均を求める（ステップＳ１７）。
【０１０６】
次に、位相平均回路１３１の出力φ３を位相シフト回路１４１で１８０度（すなわちπ）位相シフト（π−θと表現）する（ステップＳ１７）。
【０１０７】
位相シフト回路１４１の出力φ４は、内挿回路１５５および１５６に与えられ、位相平均回路１３１の出力φ３は、内挿回路１５７および１５８に与えられる。
【０１０８】
内挿回路１５５および１５７では、シンボルメモリ１９２の出力を受けるが、この場合、シンボルメモリ１９２の出力に前シンボルのパイロットキャリアが含まれ、当該パイロットキャリアを、その近傍のサブキャリア信号により内挿する（ステップＳ１８、Ｓ２２）。また、内挿回路１５６および１５８では、シンボルメモリ１９１の出力を受けるが、この場合、シンボルメモリ１９１の出力に現シンボルのパイロットキャリアが含まれ、当該パイロットキャリアを、その近傍のサブキャリア信号により内挿する（ステップＳ１８、Ｓ２２）。
【０１０９】
現シンボルのパイロットキャリアを内挿回路１５６および１５８で内挿し、前シンボルのパイロットキャリアを内挿回路１５５および１５７で内挿した後、内挿回路１５５および１５６からそれぞれ出力される内挿後のパイロットキャリアを、差動復調回路１１３で差動復調し（ステップＳ１９）、その後、位相変換回路１２３で位相に変換する（ステップＳ２０）。位相に変換されたサブキャリアは、位相バラツキ検出回路１６３において位相シフト回路１４１の出力φ４、すなわち位相φ４に対するバラツキを測定する（ステップＳ２１）。
【０１１０】
また、内挿回路１５７および１５８からそれぞれ出力される内挿後のパイロットキャリアを、差動復調回路１１４で差動復調し（ステップＳ２３）、その後、位相変換回路１２４で位相に変換する（ステップＳ２４）。位相に変換されたサブキャリアは、位相バラツキ検出回路１６４において位相平均回路１３１の出力φ３、すなわち位相φ３に対するバラツキを測定する（ステップＳ２５）。
【０１１１】
位相バラツキ検出回路１６３および１６４でバラツキを計測した後は、バラツキ比較回路１７でバラツキを比較判定することにより（ステップＳ１３）、正確に内挿した位相から位相誤差を判断することができる。
【０１１２】
そして、バラツキ比較回路１７では、バラツキが最も小さいと判定した内挿を行った内挿回路の内挿係数を与えた位相、すなわちφ１〜φ４の何れかを搬送波周波数誤差信号として出力するように、スイッチ１８１を切り替え制御する（ステップＳ１４）。
【０１１３】
＜効果＞
以上説明したように、搬送波周波数誤差検出器３Ａにおいては、実施の形態１の搬送波周波数誤差検出器３の効果に加え、±π／２変換回路２０による位相折返し処理を行うことで、差動復調後に位相変換回路１２で位相に変換する際に、検出特性に起因して発生する不連続点である±πの点の位相を正確に検出することが可能になる。特に、位相ゼロ近傍での搬送波周波数誤差を精度良く検出することが可能となる。
【０１１４】
＜実施の形態３＞
＜装置構成＞
図２２は、本発明に係る実施の形態３の搬送波周波数誤差検出器３Ｂの概略構成を示すブロック図である。なお、図１７に示した搬送波周波数誤差検出器３Ａと同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【０１１５】
図２２に示すように、搬送波周波数誤差検出器３Ｂは、シンボルメモリ１９１および１９２の代わりに、パイロットキャリア数Ｍと内挿回路のタップ数Ｎとを乗算したアドレスを有するＭ・Ｎメモリ３１１および３１２を備えている。
【０１１６】
＜装置動作＞
次に動作について説明する。本発明で使用する信号は基本的にパイロットキャリアのみである。しかしパイロットキャリアを内挿回路１５１〜１５８で内挿するためには、パイロットキャリアの周辺の信号が必要であるが、内挿回路１５１〜１５８は短タップのフィルタであるため必要なメモリ容量は少なくて済む。そこでパイロットキャリア数Ｍと内挿回路のタップ数Ｎとを乗算したメモリ容量を有するＭ・Ｎメモリ３１１および３１２を、シンボルメモリとして使用することが搬送波周波数誤差検出器３Ｂの特徴である。
【０１１７】
例えばＩＳＤＢ−Ｔでは差動変調しているＴＭＣＣパイロットキャリアは最大のモード３（Ｍｏｄｅ３）で５２本、ＡＣパイロットキャリアも１０４本であり、合計１５６本である。なお、このパイロットキャリア数は差動変調セグメントと同期変調セグメント共通に使える本数である。従ってシンボルメモリを使用する場合は、有効キャリア数５６１７に対するアドレスが必要であるが、Ｍ・Ｎメモリ３１１および３１２では、１５６×Ｎアドレスとなり、例えば７タップの内挿回路を使用する場合でも１０９２アドレスとなり、必要なメモリ容量を大幅に削減することができる。
【０１１８】
＜効果＞
以上説明したように、搬送波周波数誤差検出器３Ｂにおいては、キャリア信号を保存するメモリの容量を、内挿処理に最低限必要な容量となるように削減することで回路規模を抑制することができるが、その場合でも、搬送波周波数誤差の検出特性には影響がないので、実施の形態２の搬送波周波数誤差検出器３Ａと同等の検出精度を達成することができる。
【０１１９】
＜実施の形態４＞
＜装置構成＞
図２３は、本発明に係る実施の形態４の搬送波周波数誤差検出器３Ｃの概略構成を示すブロック図である。なお、図１７に示した搬送波周波数誤差検出器３Ａと同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【０１２０】
図２３に示すように、搬送波周波数誤差検出器３Ｃは、シンボルメモリ１９１および１９２の代わりに、パイロットキャリア数Ｍと内挿回路のタップ数Ｎとを乗算したアドレスを有するＭ・Ｎメモリ３２を有し、Ｍ・Ｎメモリ３２の入力部には、フーリエ変換されたサブキャリア信号をＭ・Ｎメモリ３２に与えるか否かを選択するスイッチ３３１が接続されている。また、フーリエ変換されたサブキャリア信号を、内挿回路１５２、１５４、１５６および１５８に与えるか、差動復調回路１１に与えるかを選択するスイッチ３３２が設けられ、スイッチ３３１および３３２で選択回路を構成している。なお、Ｍ・Ｎメモリ３２の出力は、内挿回路１５１、１５３、１５５および１５７と、差動復調回路１１に与えられる構成となっている。
【０１２１】
＜装置動作＞
次に、搬送波周波数誤差検出器３Ｃの動作について、図２３を参照しつつ図２４に示すタイミングチャートを用いて説明する。
【０１２２】
フーリエ変換回路２（図２）からのフーリエ変換出力は、例えばＩＳＤＢ−Ｔでは１シンボルは約１ｍｓｅｃの時間で読み出すように設定されており、回路的には充分に遅い信号である。搬送波周波数誤差検出器３Ｃではこの設定を利用し、フーリエ変換出力の読み出し速度を上げ、１シンボル時間内に複数回読み込むように制御する構成を採用することで、キャリア信号を保存するメモリの容量を削減することを特徴としている。
【０１２３】
図２４は、搬送波周波数誤差検出器３Ｃの動作を簡易に示すタイミングチャートであり、１シンボル時間を２つに分け、前半の時間帯では現シンボルのキャリア信号の１回目の読み出しを行い、後半の時間帯では現シンボルのキャリア信号の２回目の読み出しを行うように構成されている。
【０１２４】
先ず、図２１に示したステップＳ１〜Ｓ４、Ｓ１５〜Ｓ１７の処理を行うために１シンボルの前半の時間帯で現シンボルのキャリア信号の１回目の読み出しを行う。このとき、スイッチ３３１はオフし、スイッチ３３２は差動復調回路１１に接続され、差動復調回路１１には現シンボルのキャリア信号と、Ｍ・Ｎメモリ３２に保存されていた前シンボルのキャリア信号とが与えられる。
【０１２５】
次に、図２１に示したステップＳ５〜Ｓ１４、Ｓ１８〜Ｓ２５の処理を行うために、１シンボルの後半の時間帯で現シンボルのキャリア信号の２回目の読み出しを行う。このとき、スイッチ３３２は内挿回路１５２、１５４、１５６および１５８に接続され、これらに、現シンボルのキャリア信号が与えられるとともに、内挿回路１５１、１５３、１５５および１５７には、Ｍ・Ｎメモリ３２に保持されていた前シンボルのキャリア信号が与えられる。なお、スイッチ３３１がオンすることで、現シンボルのキャリア信号がＭ・Ｎメモリ３２に与えられ、次のシンボルでの処理のために上書き保存される。
【０１２６】
＜効果＞
以上説明したように、搬送波周波数誤差検出器３Ｃにおいては、１シンボル時間内にフーリエ変換出力を２回読み出す構成にしたことで、キャリア信号を保存するメモリが１つで済み、回路規模を抑制できるが、その場合でも、搬送波周波数誤差の検出特性には影響がないので、実施の形態２の搬送波周波数誤差検出器３Ａと同等の検出精度を達成することができる。
【０１２７】
＜変形例＞
以上の説明においては、１シンボル時間内にフーリエ変換出力を２回読み出す例を説明したが、読み出し速度をさらに上げることで、読み出し回数を増やすことができる。
【０１２８】
すなわち、図２１に示したステップＳ１〜Ｓ４、Ｓ１５〜Ｓ１７の処理は、１回の読み出し時間内で行う必要があるが、ステップＳ５〜Ｓ８、ステップＳ９〜Ｓ１２、ステップＳ１８〜Ｓ２１およびステップＳ２２〜Ｓ２５の処理は、それぞれ個別の読み出し時間で読み出した現シンボルのキャリア信号を用いて、当該読み出し時間内に処理することが可能である。
【０１２９】
この場合、フーリエ変換出力を１シンボル時間中に５回読み出すことになり、各内挿処理はシリアルな処理となるため、内挿回路は、現シンボル用と前シンボル用の１組があれば良いので、内挿回路の個数は４分の１に削減され、回路規模をさらに抑制することが可能となる。
【０１３０】
また、上記の場合、差動復調回路１１１〜１１４、位相変換回路１２１〜１２４は、差動復調回路１１、位相変換回路１２で兼用することもでき、回路規模をなお一層抑制することも可能である。
【０１３１】
また、ステップＳ５〜Ｓ８とステップＳ９〜Ｓ１２の処理を１回の読み出し時間内で行うように並列して処理し、ステップＳ１８〜Ｓ２１とステップＳ２２〜Ｓ２５の処理を１回の読み出し時間内で行うように並列して処理するように構成することも可能である。この場合、フーリエ変換出力を１シンボル時間中に３回読み出すことになり、内挿回路は、ステップＳ５〜Ｓ８とステップＳ９〜Ｓ１２の処理のための現シンボル用と前シンボル用の１組と、ステップＳ１８〜Ｓ２１とステップＳ２２〜Ｓ２５の処理のための現シンボル用と前シンボル用の１組とがあれば済むので、内挿回路の個数を半減して、回路規模の抑制に寄与することになる。
【０１３２】
＜実施の形態５＞
＜装置構成＞
図２５は、本発明に係る実施の形態５の搬送波周波数誤差検出器３Ｄの概略構成を示すブロック図である。なお、図２３に示した搬送波周波数誤差検出器３Ｃと同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【０１３３】
図２５に示すように、搬送波周波数誤差検出器３Ｄは、Ｍ・Ｎメモリ３２の代わりに、ＴＭＣＣのパイロットキャリア数Ｍ（モード３で５２本）と、内挿回路のタップ数Ｐとを乗算し、それにＴＭＣＣのパイロットキャリア数とＡＣパイロットキャリア数との合計値Ｑを加算したアドレス数（Ｍ・Ｐ＋Ｑ）を有するＭ・Ｐ＋Ｑメモリ３４を有しており、スイッチ１８１の出力は、パイロットキャリアごとに位相を決定する位相演算回路３５を介して出力される構成となっている。
【０１３４】
＜装置動作＞
次に、搬送波周波数誤差検出器３Ｄの動作について、図２５を参照しつつ図２６に示すタイミングチャートを用いて説明する。
【０１３５】
フーリエ変換回路２（図２）からのフーリエ変換出力は、例えばＩＳＤＢ−Ｔでは１シンボルは約１ｍｓｅｃの時間で読み出すように設定されており、回路的には充分に遅い信号である。搬送波周波数誤差検出器３Ｄではこの設定を利用し、フーリエ変換出力の読み出し速度を上げ、１シンボル時間内に複数回読み込むように制御すると共に、最初の位相決定までは特定のパイロットキャリアのみを用い、出力時に全キャリアを演算する構成を採用することで、キャリア信号を保存するメモリの容量を削減することを特徴としている。
【０１３６】
図２６は、搬送波周波数誤差検出器３Ｄの動作を簡易に示すタイミングチャートであり、１シンボル時間を３つに分け、第１の時間帯ではＴＭＣＣのパイロットキャリア（第１の特定キャリア）について、図２１に示したステップＳ１〜Ｓ４、Ｓ１５〜Ｓ１７の処理を行って位相φ１〜φ４を算出するために、フーリエ変換回路（図２）から、現シンボル（Ｎシンボルと呼称）のキャリア信号の１回目の読み出しを行う。
【０１３７】
このとき、スイッチ３３１はオフし、スイッチ３３２は差動復調回路１１に接続され、差動復調回路１１にはＮシンボルのキャリア信号と、Ｍ・Ｐ＋Ｑメモリ３４に保存されていた前シンボル（Ｎ−１シンボルと呼称）のＴＭＣＣのパイロットキャリアが与えられる。
【０１３８】
続く第２の時間帯では、算出した位相φ１〜φ４を用いて、ステップＳ５〜Ｓ１４、Ｓ１８〜Ｓ２５の処理を行うが、この場合は内挿処理のために、ＮシンボルのＴＭＣＣのパイロットキャリアと、各パイロットキャリアに対する周辺のＮ個のキャリア信号も使用することになり、フーリエ変換回路（図２）から、Ｎシンボルのキャリア信号の２回目の読み出しを行うとともに、Ｍ・Ｐ＋Ｑメモリ３４からはＮ−１シンボルのＴＭＣＣのパイロットキャリアと、各パイロットキャリアに対する周辺のＮ個のキャリア信号を読み出す。
【０１３９】
このとき、スイッチ３３２は内挿回路１５２、１５４、１５６および１５８に接続され、これらに、Ｎシンボルのキャリア信号が与えられるとともに、内挿回路１５１、１５３、１５５および１５７には、Ｍ・Ｐ＋Ｑメモリ３４に保持されていたＮ−１シンボルのＴＭＣＣのパイロットキャリアと、各パイロットキャリアに対する周辺のＮ個のキャリア信号が与えられる。なお、スイッチ３３１がオンすることで、ＮシンボルのＴＭＣＣのパイロットキャリアと、各パイロットキャリアに対する周辺のＮ個のキャリア信号がＭ・Ｐ＋Ｑメモリ３４に与えられ、次のシンボルでの処理のために上書き保存される。
【０１４０】
ここで、ＴＭＣＣのパイロットキャリアと、各パイロットキャリアに対する周辺のＮ個のキャリア信号は、ＴＭＣＣのパイロットキャリア数Ｍに対して、内挿回路のタップ数Ｐを乗算した個数のアドレスを有するメモリであれば保持可能である。すなわち、内挿回路では、パイロットキャリアをセンタータップに入力し、その両側のタップにパイロット以外のキャリア、すなわちＮ個の周辺キャリアを入力するので、Ｍ・Ｐの乗算により必要なメモリ容量を決定できる。
【０１４１】
第２の時間帯の処理では、図２１に示すステップＳ１４を経て、位相φ１〜φ４のうち、何れか１つを位相誤差φとして決定するが、第３の時間帯では、ＴＭＭＣのパイロットキャリアとＡＣパイロットキャリア（第２の特定キャリア）に対し、差動復調回路１１での差動復調と、位相変換回路１２での位相変換を行った後の信号θと、位相誤差φとの位相演算を位相演算回路３５で行う。
【０１４２】
すなわち、第３の時間帯では、スイッチ３３２は差動復調回路１１に接続され、差動復調回路１１にはＮシンボルのキャリア信号と、Ｍ・Ｐ＋Ｑメモリ３４に保持されていたＮ−１シンボルのＴＭＭＣのパイロットキャリアとＡＣパイロットキャリアとが与えられ、差動復調される。
【０１４３】
上記のように、第３の時間帯では、Ｎ−１シンボルのＴＭＭＣのパイロットキャリアとＡＣパイロットキャリアを使用するので、Ｍ・Ｐ＋Ｑメモリ３４には、ＴＭＣＣのパイロットキャリア数とＡＣパイロットキャリア数との合計値Ｑに相当する個数のアドレスも必要であるので、Ｍ・Ｐ＋Ｑに相当する個数のアドレスを有するメモリ容量が要求されることとなる。
【０１４４】
位相演算回路３５の構成を図２７に示す。図２７に示すように位相演算回路３５は、位相変換回路１２の出力θに対し、位相誤差φとの差分を取る差分回路４２２と、差分回路４２２の出力を絶対値化する絶対値回路４３２と、位相変換回路１２の出力θをπだけ位相シフトしてシフト済み位相θｘとする位相シフト回路４１と、位相シフト回路４１の出力に対し、位相誤差φとの差分を取る差分回路４２１と、差分回路４２１の出力を絶対値化する絶対値回路４３１と、絶対値回路４３１および４３２の出力を比較し、小さい方を選択する比較回路４４とを備えている。位相変換回路１２の出力θおよび、それをπだけ位相シフトしたシフト済み位相θｘはスイッチ４５に接続され、スイッチ４５は、比較回路４４での比較の結果に基づいて、小さい方を選択するように切り替え制御される構成となっている。また、スイッチ４５の出力は搬送波周波数誤差検出器３Ｄの出力として位相誤差を出力するとともに、シンボル累積回路４６にも与えられ、シンボル間で累積することも可能となっている。
【０１４５】
＜効果＞
以上説明したように、搬送波周波数誤差検出器３Ｄにおいては、１シンボル時間内にフーリエ変換出力を３回読み出す構成にしたことで、キャリア信号を保存するメモリが１つで済み、回路規模を抑制できるが、その場合でも、搬送波周波数誤差の検出特性には影響がないので、実施の形態２の搬送波周波数誤差検出器３Ａと同等の検出精度を達成することができる。
【０１４６】
また、実施の形態４の変形例で説明したように、１シンボル時間内にフーリエ変換出力を読み出す回数をさらに増やすことで、内挿回路を共有とし内挿回路の個数を４分の１あるいは半分にすることもできる。また、差動復調回路１１１〜１１４、位相変換回路１２１〜１２４は、差動復調回路１１、位相変換回路１２で兼用することもでき、回路規模をさらに抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０１４７】
【図１】デジタルテレビの概略構成を示すブロック図である。
【図２】搬送波周波数再生回路の概略構成を示すブロック図である。
【図３】本発明に係る実施の形態１の搬送波周波数誤差検出器の構成を示すブロック図である。
【図４】差動復調後のパイロットキャリア現れる位相回転を示す図である。
【図５】差動復調後のパイロットキャリア現れる位相回転を示す図である。
【図６】搬送波周波数誤差検出特性の一例を示す図である。
【図７】本発明に係る実施の形態１の搬送波周波数誤差検出器の動作を説明するフローチャートである。
【図８】内挿回路の構成を示すブロック図である。
【図９】内挿回路で使用されるサブキャリア干渉曲線を示す図である。
【図１０】複素乗算器の構成を示すブロック図である。
【図１１】周波数誤差がない場合のサブキャリアを示す図である。
【図１２】周波数誤差がある場合のサブキャリアを示す図である。
【図１３】正しい内挿係数を与えられた場合の結果を示す図である。
【図１４】誤った内挿係数を与えられた場合の結果を示す図である。
【図１５】位相バラツキ検出回路の構成を示す図である。
【図１６】本発明に係る実施の形態１の搬送波周波数誤差検出器による誤差検出カーブを示す図である。
【図１７】本発明に係る実施の形態２の搬送波周波数誤差検出器の構成を示すブロック図である。
【図１８】位相変換回路の検出特性を示す図である。
【図１９】差動復調後の信号点の偏りを示す図である。
【図２０】差動復調後の信号点の角度の偏りを示す図である。
【図２１】本発明に係る実施の形態２の搬送波周波数誤差検出器の動作を説明するフローチャートである。
【図２２】本発明に係る実施の形態３の搬送波周波数誤差検出器の構成を示すブロック図である。
【図２３】本発明に係る実施の形態４の搬送波周波数誤差検出器の構成を示すブロック図である。
【図２４】本発明に係る実施の形態４の搬送波周波数誤差検出器の動作を簡易に示すタイミングチャートである。
【図２５】本発明に係る実施の形態５の搬送波周波数誤差検出器の構成を示すブロック図である。
【図２６】本発明に係る実施の形態５の搬送波周波数誤差検出器の動作を簡易に示すタイミングチャートである。
【図２７】位相演算回路の構成を示す図である。
【図１】
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【図２】
0005058077.tif 000003
【図３】
0005058077.tif 000004
【図４】
0005058077.tif 000005
【図５】
0005058077.tif 000006
【図６】
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【図７】
0005058077.tif 000008
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
0005058077.tif 000016
【図１６】
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【図１７】
0005058077.tif 000018
【図１８】
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【図１９】
0005058077.tif 000020
【図２０】
0005058077.tif 000021
【図２１】
0005058077.tif 000022
【図２２】
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【図２３】
0005058077.tif 000024
【図２４】
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【図２５】
0005058077.tif 000026
【図２６】
0005058077.tif 000027
【図２７】
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