(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２種類の２値信号CH1信号及びCH2信号を多重化することにより生成された４値の光差動位相シフトキーイング（DQPSK）信号を、シンボルレートfsを有するCH1成分及びCH2成分の２つの成分に分離し、それらを復調して前記CH1信号と、前記CH2信号とを生成する光信号受信手段に接続される波長分散測定装置であって、
前記CH1信号のスペクトルから周波数fsのクロック成分を抽出するCH1信号用クロック抽出手段と、
前記CH2信号のスペクトルから周波数fsのクロック成分を抽出するCH2信号用クロック抽出手段と、
前記CH1信号用クロック抽出手段により抽出されたCH1成分クロック信号と、前記CH2信号用クロック抽出手段により抽出されたCH2成分クロック信号との間の位相比較を行い、位相比較結果を出力する位相比較手段と
を備えたことを特徴とする波長分散測定装置。
【請求項２】
前記CH1成分クロック信号と前記CH2成分クロック信号のいずれか又は両方の振幅を検出する振幅検出手段を更に備えたことを特徴とする請求項１に記載の波長分散測定装置。
【請求項３】
前記CH1信号用クロック抽出手段及び前記CH2信号用クロック抽出手段は、それぞれ透過帯域が周波数fsのバンドパスフィルターであることを特徴とする請求項１又は２に記載の波長分散測定装置。
【請求項４】
前記位相比較手段は、前記CH1成分クロック信号と前記CH2成分クロック信号とをミキシングするミキサーを含むことを特徴とする請求項１ないし３のうちいずれか１項に記載の波長分散測定装置。
【請求項５】
前記CH1成分クロック信号をcos(wt+Φ1)と表記し、前記CH2成分クロック信号をcos(wt+Φ2)と表記した場合に、前記CH1成分クロック信号の位相Φ1及び前記CH2成分クロック信号の位相Φ2によって一意に定まる位相Φ3を用いて、cos(wt+Φ3)で表されるクロック信号を生成し、当該クロック信号を、前記光信号受信手段に接続される信号処理装置に供給するクロック供給手段を更に備えたことを特徴とする請求項１ないし４のうちいずれか１項に記載の波長分散測定装置。
【請求項６】
請求項１ないし５のうちいずれか１項に記載の前記光信号受信手段と前記波長分散測定装置とを備えたことを特徴とする光信号受信装置。
【請求項７】
前記光信号受信手段は可変型分散補償手段を備え、前記波長分散測定装置における前記位相比較手段からの位相比較結果が前記可変型分散補償手段に帰還されるように構成されたことを特徴とする請求項６に記載の光信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多値の光差動位相シフトキーイングDMPSK（Differential M-ary Phase Shift Keying ）信号を送受信する光伝送システムに関し、特に、受信時における伝送路の波長分散や分散補償後の残留分散の大きさと符号を検出する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
光伝送システムに用いる信号の変調方式として、非線形耐力の高いDMPSK（Differential M-ary Phase Shift Keying ）方式が広く検討されてきている。以下、説明を簡単にするために、DMPSK方式の１つとして、４値の多値位相変調方式であるDQPSKについて説明を行う。
【０００３】
さて、信号変調方式としてDQPSKを採用する光伝送システムにおいてDQPSKにより変調されたDQPSK信号を受信するにあたっては、光信号受信装置において光干渉計を用い、位相変調を強度変調に変換して復調するのが一般的である。より詳細には、光干渉計としてはマッハツェンダ干渉計（MZI）を用い、ダブルバランスドレシーバを用いて差動受光を行う方式が主流である。
【０００４】
DQPSK信号は２つの２値信号を多重したものであり、光学的にこれらを分離・復調するためには一般に複数の干渉計が必要となるが、近年では、PLC（Planar lightwave circuit）によって複数の干渉計を１台にまとめ、１台で２つの２値信号を同時に出力することが可能な干渉計が提案されている（非特許文献３）。本願発明はこのような干渉計に関するものである。
【０００５】
以下、本発明の解決しようとする課題を説明する前に、その前提となるDQPSK信号の生成と復調について説明する。前述したように、DQPSK信号は２つの２値信号を多重化したものであり、以下、DQPSK信号におけるこれらの２つの信号をCH1成分、CH2成分と呼ぶことにする。CH1成分とCH2成分の各々の成分の符号は１または０であるから、これらを多重するDQPSK信号には合計で４種類の状態が存在し得る。また、光DQPSK信号は、２つの連続するタイムスロットの光位相の差Δφsigで変調を行うものであり、一例として、図１に示すように、多重化された符号（CH1, CH2）とΔφsigとの対応付けが行われる。
【０００６】
この光DQPSK信号を干渉計MZIに入射し、１タイムスロット分の遅延時間差を加えて自己干渉させることを考える。この時、Δφsigの位相差を持つ２つのタイムスロットが互いに干渉するが、これらのタイムスロットには干渉計の遅延時間によりΔφMZIの位相差が更に加えられる。そして、干渉計MZIのもつコンストラクションポートとデストラクションポートを活用してバランス受信を行うことにより、GNDレベルをはさんで上下に広がる復調波形を得ることができる。
【０００７】
図２に、上記のようにしてバランス受信された干渉光の強度を示す。図２に示す例では、説明のために、縦軸を-1から+1に規格化している。また、DQPSK信号の復調におけるΔφMZIの選択肢は複数あるが、ここでは一例としてCH1のコンストラクションポートは動作点A（ΔφMZI=３π／４）、CH2のコンストラクションポートは動作点B（ΔφMZI=−３π／４）であるものとする。
【０００８】
図２に示すように、動作点A、Bにおいて復調信号の強度は±１／√２の２種類に縮退する。そして、動作点A、Bにおける復調信号の強度が＋１／√２の場合をHレベル、−１／√２の場合をLレベルと定義すれば、４種のΔφsigに対応する強度が図１に示した論理値に対応することがわかる。ここで、図２に示すように、Δφsigがπの場合は、CH1、CH2共にHレベルとなり、Δφsigが０の場合は、CH1、CH2共にLレベルとなっていることに注意する。
【０００９】
次に、光DQPSK信号復調用の干渉計の構成例を図３に示す。この図３は非特許文献３に示されている干渉計の構成図に基づくものである。図３に示すように、入力ポートから入力された信号光は分岐され、ディレイラインで１タイムスロットに等しい遅延を受ける。これにより、DQPSK信号の隣接するタイムスロットの相互干渉が可能となる。
【００１０】
次に、これらの光をスターカップラで合波および４分岐する。カップラの光学特性により、分岐された光の位相は相対的に１／４πずつずれている。そして、出力ポートAから出力される信号はΔφMZI＝＋３π／４（図２の動作点A）で自己干渉しており、出力ポートBから出力される信号はΔφMZI＝−３π／４（図２の動作点B）で自己干渉している。また、出力ポートAバー、BバーからはそれぞれΔφMZI＝−π／４、π／４で自己干渉した光が出力されている。このような構成において、出力ポートA、Bをコンストラクションポート、Aバー、Bバーをデストラクションポートとしてバランス受信を行うことにより、CH1成分、CH２成分を同時に復調することができる。
【非特許文献１】A.Sano et.al.,"Extracted-Clock Power Level Monitoring Scheme for Automatic Dispersion Equalization in High-Speed Optical Transmission Systems", IEICE (2001) vol.E84-B, pp.2907-2913
【非特許文献２】S.K. Ibrahim et.al.,"Low-cost, signed online chromatic dispersion detection scheme applied to a 2×10 Gb/s RZ-DQPSK optical transmission system" IEE Proc-Optoelectron (2006) Vol.153, pp.235-239
【非特許文献３】R.Doerr et.al., "Monolithic Demodulator for 40-Gb/s DQPSK Using a Star Coupler" Jurnal of Lightwave Technology Vol.24, pp.171-174 (2006)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
さて、図２に示す信号の対称性から明らかなように、波長分散のない理想的な条件下でバランス受信を行えば、復調波形のアイパターンはGNDレベルをはさんで上下対称となる。また、復調波形のアイパターンは時間軸方向に関しても対照的である。すなわち、時間軸の未来と過去を反転させても同一の波形となる。
【００１２】
しかし、実際の光伝送システムにおいて伝送信号は波長分散を受ける。そして、伝送信号が波長分散を受ける結果、以下に示す複数の影響が現れる。
（１）タイムスロットの境界近傍では、信号光がブルーシフトとレッドシフトを受ける。従って、信号のキャリア周波数がごく僅かに増減する。
（２）ΔφMZIはMZIの遅延時間と入力光信号のキャリア周波数に依存する量であるので、ΔφMZIは前述した信号光のブルーシフトおよびレッドシフトに伴い、タイムスロットの境界でごく僅かに増減する。
（３）図２に示したように、通常はΔφMZIをある特定の値（ここでは±３π／４）に設定しておくが、前述した理由によりタイムスロットの近傍でΔφMZIが揺らぐため、復調信号の強度も僅かに増減する。強度が増加するか減少するかはΔφsigの値に依存し、かつまたタイムスロットの先頭か末端かによっても変わる。このため、復調波形は時間軸方向に対して非対称となる。
（４）そして、信号送信時のスペクトルの広がりは、位相変動の最も大きな場合、すなわちΔφsig＝πにおいて最大であり、Δφsig＝０において最小である。従って、ブルーシフトやレッドシフトの量もΔφsig＝πにおいて最大であり、Δφsig＝０において最小である。図１および図２に示したように、Δφsig＝πとΔφsig＝０とでは信号復調時に必ず正負が逆の値をとるため、ブルーシフトやレッドシフトによる影響もGNDレベルに対して非対称となる。
【００１３】
図４に、RZ-DQPSK信号を用いて実際に測定された復調波形の例を示す。図４に示すように、波長分散CDが０でないとき、波形は非対称に歪むが、歪みの向きは、CH1とCH２とで逆であり、かつ分散の正負によって反転する。
【００１４】
上記のように波長分散は受信信号に影響を及ぼす。DQPSK信号は、他の変調方式の信号に比べて波長分散や偏波分散に対する耐力が大きいものの、最良の受信状態を維持するためには、伝送路の分散のモニタと、分散補償装置による分散の補償が必須である。特に、伝送路の支障移転が予想される伝送系では、オンラインでの分散モニタ技術が重要となる。
【００１５】
このような必要性があることから、DPSKもしくはDQPSKにて、受信波形から波長分散をモニタし、分散補償装置を制御する技術は従来からある。例えば、非特許文献１には、クロック成分を抽出してその振幅から分散の絶対値を測定する技術が開示されており、非特許文献２には、送信時にパイロットトーンを加え、受信時にその変化を測定することにより波長分散を求める技術が開示されている。
【００１６】
しかしながら、非特許文献１に開示されているような、クロック成分を抽出してその振幅から波長分散の絶対値を測定する技術では、波長分散の正負を判定することができない。また、非特許文献２に開示されているような、送信時にパイロットトーンを加えて受信時にその変化を測定することにより波長分散を求める技術では、送信信号に本来の信号以外の変調を加えることによるペナルティを避けることができないという問題がある。
【００１７】
本発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、信号にパイロットトーンを加えることなく、波長分散の正負を判定することを可能とするDMPSK光伝送システムにおける波長分散測定技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記の課題を解決するために、本発明は、２種類の２値信号CH1信号及びCH2信号を多重化することにより生成された４値の光差動位相シフトキーイング（DQPSK）信号を、シンボルレートfsを有するCH1成分及びCH2成分の２つの成分に分離し、それらを復調して前記CH1信号と、前記CH2信号とを生成する光信号受信手段に接続される波長分散測定装置であって、前記CH1信号のスペクトルから周波数fsのクロック成分を抽出するCH1信号用クロック抽出手段と、前記CH2信号のスペクトルから周波数fsのクロック成分を抽出するCH2信号用クロック抽出手段と、前記CH1信号用クロック抽出手段により抽出されたCH1成分クロック信号と、前記CH2信号用クロック抽出手段により抽出されたCH2成分クロック信号との間の位相比較を行い、位相比較結果を出力する位相比較手段とを備えたことを特徴とする波長分散測定装置として構成できる。
【００１９】
前記波長分散測定装置は、前記CH1成分クロック信号と前記CH2成分クロック信号のいずれか又は両方の振幅を検出する振幅検出手段を更に備えてもよい。また、前記CH1信号用クロック抽出手段及び前記CH2信号用クロック抽出手段として、それぞれ透過帯域が周波数fsのバンドパスフィルターを用いることができる。
【００２０】
また、前記位相比較手段として、前記CH1成分クロック信号と前記CH2成分クロック信号とをミキシングするミキサーを含む装置を用いることができる。
【００２１】
また、前記波長分散測定装置は、前記CH1成分クロック信号をcos(wt+Φ1)と表記し、前記CH2成分クロック信号をcos(wt+Φ2)と表記した場合に、前記CH1成分クロック信号の位相Φ1及び前記CH2成分クロック信号の位相Φ2によって一意に定まる位相Φ3を用いて、cos(wt+Φ3)で表されるクロック信号を生成し、当該クロック信号を、前記光信号受信手段に接続される信号処理装置に供給するクロック供給手段を更に備えることとしてもよい。
【００２２】
また、本発明は、前記光信号受信手段と前記波長分散測定装置とを備えたことを特徴とする光信号受信装置として構成してもよい。この構成において、前記光信号受信手段は可変型分散補償手段を備え、前記波長分散測定装置における前記位相比較手段からの位相比較結果が前記可変型分散補償手段に帰還されるようにしてもよい。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、信号にパイロットトーンを加えることなく、波長分散の正負を判定することを可能とするDMPSK光伝送システムにおける波長分散測定技術を提供することが可能となる。また、オンラインによる波長分散測定、及び自動的な分散補償制御が可能であるため、実際の光伝送ネットワークにおける伝送サービスを中断することなく波長分散測定や分散補償制御が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
【００２６】
（第１の実施の形態）
図５に、本発明の第１の実施の形態における光信号受信装置の構成図を示す。図５に示すように、本実施の形態の光信号受信装置は、１ビット遅延MZI１０、CH1用バランス型受信器１１、CH2用バランス型受信器１２、CH1用BPF（Band Pass Filter）１４、CH2用BPF（Band Pass Filter）１３、CH1用位相シフタ１５、位相比較器１６、振幅測定器１７、分岐部（タップ）１８、１９、２０を有する。
【００２７】
１ビット遅延MZI１０は、図３に示した干渉計と同様の干渉計であり、遅延線とスターカップラとを有し、伝送路から入力された光信号を４つの出力に分岐する。CH1用バランス型受信器１１は、CH1の成分を復調し出力する受信器であり、CH2用バランス型受信器１２は、CH2の成分を復調し出力する受信器である。
【００２８】
CH1用BPF１４とCH2用BPF１３は、それぞれ伝送路を伝達されるDQPSK信号のシンボルレートに等しい透過帯域を有するバンドパスフィルターである。CH1用BPF１３ は、CH1用バランス型受信器１１から出力される復調信号を送信する信号線に分岐部１８を介して接続され、CH2用BPF １３は、CH2用バランス型受信器１２から出力される復調信号を送信する信号線に分岐部１９を介して接続される。CH1用位相シフタ１５は、CH1とCH2間のパーツ間の導波路によるスキューを解消するためにCH1用BPF１４から出力される信号の位相を調整するための位相シフタである。
【００２９】
位相比較器１６は、２つの信号間の位相を比較し、その比較結果を出力する。また、振幅測定器１７は、CH2用BPF１３から出力される信号の振幅を測定し、その結果を出力する。なお、本例では、位相シフタをCH1側に設置し、振幅測定用の機能部をCH2側に設置しているが、位相シフタをCH２側に設置し、振幅測定用の機能部をCH１側に設置してもよいことはいうまでもない。また、本実施形態では、片方のクロック信号の振幅のみを測定することとしているが、CLK(CH1)とCLK(CH2)の両方の振幅を測定する振幅測定器を備えることとしてもよい。
【００３０】
なお、図５に示す構成において、CH1用BPF（Band Pass Filter）１４、CH2用BPF（Band Pass Filter）１３、CH1用位相シフタ１５、位相比較器１６、及び振幅測定器１７を波長分散測定装置と称することができる。
【００３１】
次に、図５に示す光信号受信装置の動作を説明する。
【００３２】
伝送路を介して伝送されたNRZ-DQPSK信号またはRZ-DQPSK信号（以下、単にDQPSK信号と呼ぶことにする）は、１ビット遅延MZI１０に入力される。１ビット遅延MZI１０におけるスターカップラから出力される自己干渉した４つの出力信号は、CH1用バランス型受信器１１とCH2用バランス型受信器１２に入力される。
【００３３】
そして、CH１用バランス型受信器１１とCH2用バランス型受信器１２はそれぞれCH1の成分とCH2の成分を復調し、CH1の信号とCH2の信号として出力する。図４を用いて説明したように、伝送路内の波長分散が無視できないとき、受信波形は歪んでいる。
【００３４】
CH1の信号とCH2の信号は、それぞれ分岐部１８、分岐部１９においてタップされ、CH1の信号はCH1用BPF１４に入力され、CH2の信号はCH2用BPF１３に入力される。
【００３５】
分散値が０の場合は復調信号の波形が上下対称であるため、復調信号のスペクトルにクロック成分は含まれない。しかし、波長分散が存在する場合、上下の対称性が崩れるためにクロック成分が生じる。これらのクロック成分は、透過帯域がDQPSK信号のシンボルレートに等しいBPFによって容易に抽出される。以下、CH1の信号およびCH2の信号から抽出されたクロック信号をそれぞれCLK(CH1)およびCLK(CH2）と表記することにする。これらのクロック信号の振幅は、分散の絶対値の増大に伴って増大することになる。
【００３６】
CLK(CH2)は分岐部２０により分岐されて振幅測定器１７に入力され、振幅測定器１７は振幅の測定結果である分散絶対値モニタ信号を出力する。また、CLK(CH1)は、スキューを解消するためのCH1用位相シフタ１５を介して位相比較器１６に入力されるとともに、CLK(CH2)の一部も位相比較器１６に入力される。
【００３７】
位相比較器１６は、CLK(CH1)の位相とCLK(CH2)の位相とを比較し、どちらの位相が先行するかを判定し、その判定結果を分散符号モニタ信号として出力する。例えば、CLK(CH1)の位相がCLK(CH2)の位相の位相より先行している場合に、判定結果としてプラス（+）を示す情報を出力する。
【００３８】
また、例えば、CLK(CH1)の位相がCLK(CH2)の位相より先行している場合において、実際の波長分散の符号が負であることが分かっている場合には、CLK(CH1)の位相がCLK(CH2)の位相より先行している場合にマイナス（−）を出力し、CLK(CH1)の位相がCLK(CH2)の位相の位相より遅れている場合にプラス（＋）を出力することとしてもよい。
【００３９】
図６に、本実施の形態における光信号受信装置を用いて実際に測定されたCLK(CH1)およびCLK(CH2)の例を示す。図６では、伝送路の波長分散が−２６２ps/nmの場合の例（図６（ａ））と、+１９１ps/nmの場合の例（図６（ｂ））を示している。
【００４０】
図６（ａ）に示すように、波長分散が−２６２ps/nmの場合において、CLK(CH1)とCLK(CH2)のピークの位置を比較すると、CLK(CH1)の方が先行している。また、図６（ｂ）に示すように、波長分散が+１９１ps/nmの場合においてCLK(CH1)とCLK(CH2)のピークの位置を比較すると、逆にCLK(CH2)の方が先行している。このように、本実施の形態の構成を採用することにより、CLK(CH1)とCLK(CH2)との間の位相比較により波長分散の符号を判定することが可能となる。
【００４１】
また、クロック信号の振幅の絶対値に関しては、図６（ａ）と図６（ｂ）のそれぞれにおいて、CLK(CH1)とCLK(CH2)とでは殆ど同じである。しかし、波長分散の絶対値が大きい−２６２ps/nmの場合におけるCLK(CH1)およびCLK(CH2)の振幅のほうが、+１９１ps/nmの場合におけるCLK(CH1)およびCLK(CH2)の振幅より大きい。
【００４２】
図７に、実際に測定されたCLK(CH1)およびCLK(CH2)の振幅をそれぞれ黒丸、白丸で示す。図７に示すように、同一の分散値で比較すると、黒丸と白丸はほぼ重なっており、両者の振幅には有意な差はないが、これらの振幅はともに、分散の絶対値の増加に伴い増加していることが分かる。従って、復調信号からBPFによって抽出されたクロック信号の振幅により、波長分散の大きさ（絶対値）を把握することが可能となる。
【００４３】
（第２の実施の形態）
図８に、第２の実施の形態における光信号受信装置の構成図を示す。図８に示すように、本実施の形態における光信号受信装置は、図５に示した第１の実施の形態の光信号受信装置において、位相比較器１６をミキサー２６とLPF（Low Pass Filter）２７とに置き換えたものに相当する。また、CH1用位相シフタ２８の特性が第１の実施の形態におけるCH1用位相シフタ１５と異なる。
【００４４】
本実施の形態では、ミキサー２６のLO端子にCLK(CH2)が入力され、IN端子に、CH1用位相シフタ２８を通過したCLK(CH1)が入力されるようにミキサー２６が接続される。ミキサー２６は、CLK(CH2)とCLK(CH1)をミキシングしてLPF２７側に出力する。LPF２７は、ミキサー２６から出力される信号のうち、倍周波成分の信号を遮断する特性を持つフィルターである。
【００４５】
LO端子へ入力されるCLK(CH2)をcos(wt+ΦLO)（ｗは定数、ΦLOはCLK(CH2)の位相）と表し、IN端子へ入力されるCLK(CH1)をcos(wt+ΦIN)（ΦINはCLK(CH1)の位相）と表すと、ミキサー２６からはDC成分であるcos(ΦIN−ΦLO)で表される信号と、倍周波成分であるcos(2wt+ΦIN+ΦLO)で表される信号が出力される。
【００４６】
そして、倍周波成分は、LPF２７によって遮断され、DC成分のみが分散符号モニタ信号として出力される。この分散符号モニタ信号により、第１の実施の形態と同様に、波長分散の正負を判定することができる。
【００４７】
ここで、cos(ΦIN−ΦLO)は引数(ΦIN−ΦLO)の正負に関して対称であるから、CLK(CH1)とCLK(CH2)を直接ミキサー２６のIN端子とLO端子に入力した場合、どちらの位相が進んでいるかを判定することはできない。そこで、本実施の形態では、CLK(CH1)の位相をCH1用位相シフタ２８によりπ／２ずらした上で、ミキサーに入力することとしている。従って、本実施の形態におけるCH1用位相シフタ２８は、前述したスキューを解消するための位相調整機能と、位相をπ／２だけずらす機能とを有するものである。
【００４８】
（第３の実施の形態）
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。図９に本実施の形態における光信号受信装置の構成図を示す。本実施の形態の光信号受信装置は、可変型分散補償器３４、１ビット遅延MZI１０、CH1用バランス型受信器１１、CH2用バランス型受信器１２、CH1用BPF１４、CH2用BPF１３、CH2用PLL３１、CH１用PLL３２、CH1用位相シフタ１５、位相比較器１６、コントローラ３３を有する。
【００４９】
図９に示す構成は、図５に示す第１の実施の形態の構成に対し、可変型分散補償器３４、CH2用PLL（Phase-Locked Loop）３１、CH１用PLL３２、コントローラ３３を追加し、振幅測定器１７を除いたものに相当する。
【００５０】
CH2用PLL３１、CH１用PLL３２はそれぞれCLK(CH1)とCLK(CH2)に含まれるジッタを抑圧する機能を有するPLL回路である。また、コントローラ３３は、位相比較器１６から出力されるCLK(CH1)とCLK(CH2)間の位相比較結果に基づき、可変型分散補償器３４を制御するための制御信号を出力する機能を有する。また、可変型分散補償器３４は、コントローラ３３から受信する制御信号に基づき、波長分散を制御（増減）する機能を有する。次に、本実施の形態における光信号受信装置の動作を説明する。
【００５１】
伝送路を介して伝送されたDQPSK信号は、可変型分散補償器３４を介して１ビット遅延MZI１０に入力され、１ビット遅延MZI１０からの出力信号はCH1用バランス型受信器１１とCH2用バランス型受信器１２に入力され、CH１用バランス型受信器１１とCH2用バランス型受信器１２はそれぞれCH1の信号とCH2の信号を復調し、出力する。これらの信号はCH1用BPF１４、CH2用BPF１３に入力され、それぞれCLK(CH1)、CLK(CH2)を出力する。
【００５２】
そして、本実施の形態では、CLK(CH1)とCLK(CH2)に含まれるジッタが、それぞれCH1用PLL３２、CH2用PLL３２により抑圧され、ジッタが抑圧されたCLK(CH1)は位相シフタ１５を介して位相比較器１６に入力され、ジッタが抑圧されたCLK(CH2)も位相比較器１６に入力されることになる。そして、位相比較器１６からの位相比較結果がコントローラ３３に入力され、コントローラ３３は、位相比較結果に応じた制御信号を可変型分散補償器３４に出力し、可変型分散補償器３４は、入力された制御信号に基づき、波長分散の増減を行う。
【００５３】
例えば、位相比較器１６から出力される比較結果が図６（ａ）に対応するものであった場合、コントローラ３３は、比較結果から波長分散が負であると判断し、負の波長分散を減少させるための制御信号を可変型分散補償器３４に送信し、可変型分散補償器３４は負の波長分散を減少させるように動作する。
【００５４】
本実施の形態における構成では、波長分散の絶対値を正確に測ることはできないが、BPF出力に含まれるジッタを取り除くことができるため、より正確に分散の符号を判定し、受信信号の波形劣化を正確に補償できるという利点がある。
【００５５】
なお、本実施の形態では、位相比較器１６から出力される位相比較結果を可変型分散補償器３４に帰還することとしているが、第１の実施の形態と同様にして振幅測定器１７を備え、振幅測定器１７から出力される振幅測定結果も可変型分散補償器３４に帰還することとしてもよい。また、振幅測定結果のみを可変型分散補償器３４に帰還することとしてもよい。また、本実施の形態における位相比較器１６及びCH1用位相シフタ１５を、第２の実施の形態におけるミキサー２６、LPF２７、CH1用位相シフタ２８に置き換えることとしてもよい。
【００５６】
（第４の実施の形態）
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。図１０に、第４の実施の形態における光信号受信装置の構成図を示す。本実施に形態の構成は、前述した第３の実施の形態の構成に、クロック発生部４１と多重化装置４２が追加された構成であり、その他の部分は第３の実施の形態と同様である。
【００５７】
さて、実用上のシステムでは、CH1、CH2の復調信号を電気段で多重化することが多いが、本実施の形態の光信号受信装置は、その多重化のための多重化装置４２を含む構成である。本発明に係る光信号受信装置においても、多重化は従来の多重化装置で行うことが可能であり、図１０に示す多重化装置４２の多重化の機能は従来のものと同様である。
【００５８】
多重化装置４２を正常に動作させるためには、多重化装置４２の動作と入力信号群のタイミングとを一致させる必要があるため、多重化装置４２には復調信号に同期したクロックを与える必要がある。例えば、CLK(CH1)、CLK(CH2)のうちのいずれかを多重化装置４２に供給することが考えられる。しかし、前述したように、CLK(CH1)とCLK(CH2)間では、クロック信号の位相が必ずしも一致していない。つまり、可変型分散補償器の性能限界により残留分散が生じると、CH1とCH2の復調波形には歪みが残る。図４に示したように、この歪みはCH1とCH2とでは異なるために、これらの復調信号から抽出したCLK(CH1)およびCLK(CH2)にも図６に示したような位相のずれが生じる。
【００５９】
従って、CLK(CH1)とCLK(CH2)のうちの片方のみを多重化装置４２に与えると、多重化する際に、片方のチャネルのみペナルティが生じることになる。
【００６０】
そこで、本実施の形態では、CH2用PLL３１を通過したCLK(CH2)と、CH1用PLL３２及びCH1用位相シフタ１５を通過したCLK(CH1)とを受信し、両者のクロックの中間の位相を有する第３のクロックCLK(mix)を生成し、当該第３のクロックを多重化装置４２に供給するクロック供給部４１を備えている。
【００６１】
つまり、CLK(CH1)をcos(wt+Φ1)（wは定数、Φ1はCLK(CH1)の位相）とし、CLK(CH1)をcos(wt+Φ2)（Φ2はCLK(CH2)の位相）と表記した場合に、位相Φ1及び位相Φ2によって一意に定まる位相Φ3＝（Φ1＋Φ2）／２を用いて、cos(wt+Φ3)で表されるクロック信号CLK(mix)を生成し、当該クロック信号を、多重化装置４２に供給する。
【００６２】
多重化装置４２は、CLK(mix)を参照することにより信号の多重化処理を行う。これにより、前述のペナルティを緩和することができる。
【００６３】
なお、上述した第１〜第４の実施の形態では、信号の変調方式として４値のDQPSKを用いる例を示したが、本発明はDQPSKに限定されるものでなく、M値（Mは４以上）の光差動位相シフトキーイング信号（DMPSK)に適用できる。
【００６４】
すなわち、本発明により、M値（Mは４以上）の光差動位相シフトキーイング（DMPSK）信号を、シンボルレートfsを有するCH1〜CHn（n=M/2）のn成分に分離し、それらを復調してCH1〜CHnの信号を生成する光信号受信手段に接続される波長分散測定装置を提供できる。当該波長分散測定装置は、前記CH1〜CHnの信号から選択したCHi（1≦i≦n）の信号から周波数fsのクロック成分を抽出するCHi信号用クロック抽出部と、前記CH1〜CHnの信号から選択したCHj（1≦j≦n、j≠i）の信号から周波数fsのクロック成分を抽出するCHj信号用クロック抽出部と、前記CHi信号用クロック抽出部により抽出されたCHi成分クロック信号と、前記CHj信号用クロック抽出部により抽出されたCHj成分クロック信号との間の位相比較を行い、位相比較結果を出力する位相比較部とを少なくとも備えるものである。
【００６５】
上記のCHiとCHjは、これまでに説明したCH1とCH2との関係と同様の関係を有する２つのチャネルとして選択されるものである。つまり、CHi成分クロック信号と、CHj成分クロック信号との間の位相の差分の符号が、波長分散の正または負に対応するようなCHiとCHjを選択する。
【００６６】
なお、第１の実施の形態と同様にして、上記の波長分散測定装置において、前記CHi成分クロック信号と前記CHj成分クロック信号のいずれか又は両方の振幅を検出する振幅検出部を更に備えることとしてもよい。また、第２の実施の形態と同様にして、前記位相比較部として、前記CHi成分クロック信号と前記CHj成分クロック信号とをミキシングするミキサーを含む構成を採用してもよい。更に、第４の実施の形態と同様にして、前記CHi成分クロック信号をcos(wt+Φi)とし、前記CHj成分クロック信号をcos(wt+Φj)と表記した場合に、前記CHi成分クロック信号の位相Φi及び前記CHj成分クロック信号の位相Φjによって一意に定まる位相Φ3＝（Φi＋Φj）／２を用いて、cos(wt+Φ3)で表されるクロック信号を生成し、当該クロック信号を、前記光信号受信手段に接続される信号処理装置（多重化装置）に供給するクロック供給部を更に備えてもよい。
【００６７】
また、前記光信号受信手段と、前記波長分散測定装置とを備えた光信号受信装置として構成してもよい。更に、第３の実施の形態と同様にして、光信号受信手段に可変型分散補償装置を備え、前記波長分散測定装置における前記位相比較部からの位相比較結果が前記可変型分散補償装置に帰還されるように構成してもよい。
【００６８】
本発明は、上記の実施の形態に限定されることなく、特許請求の範囲内において、種々変更・応用が可能である。    
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】（CH1, CH2）とΔφsigとの対応例を示す表である。
【図２】バランス受信された干渉光の強度を示す図である。
【図３】DQPSK信号復調用の干渉計の構成例を示す図である。
【図４】RZ-DQPSK信号を用いて実際に測定された復調波形の例を示す図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態における光信号受信装置の構成図である。
【図６】実際に測定されたCLK(CH1)およびCLK(CH2)の例を示す図である。
【図７】実際に測定されたCLK(CH1)およびCLK(CH2)の振幅を説明するための図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態における光信号受信装置の構成図である。
【図９】本発明の第３の実施の形態における光信号受信装置の構成図である。
【図１０】本発明の第４の実施の形態における光信号受信装置の構成図である。
【符号の説明】
【００７０】
１０  １ビット遅延MZI
１１  CH1用バランス型受信器
１２  CH2用バランス型受信器
１３  CH2用BPF
１４  CH1用BPF
１５、２８  CH1用位相シフタ
１６  位相比較器
１７  振幅測定器
１８、１９、２０  分岐部（タップ）
２６  ミキサー
２７  LPF
３１  CH2用PLL
３２  CH１用PLL
３３  コントローラ
３４  可変型分散補償器
４１  クロック発生部４１
４２  多重化装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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