(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１クロック源と、
前記第１クロック源からの信号に基づいて動作する第１ＣＰＵと、
前記第１ＣＰＵが出力する位相参照信号に基づいて交流励磁信号を出力する励磁信号生成部と、
第２クロック源と、
前記第２クロック源からの信号に基づいて動作する第２ＣＰＵと、
前記交流励磁信号が振幅変調された２相の差動電圧をレゾルバから取得し、前記第２ＣＰＵが指定したタイミングで該差動電圧をＡＤ変換するためのＡＤ変換器と、
前記ＡＤ変換器で取得した２相の振幅変調信号差動電圧のＡＤ変換データから前記レゾルバのロータ角度を算出する角度算出部と、を有し、
前記第２ＣＰＵは、前記励磁信号生成部から出力される励磁信号の周期をチェックする励磁周期診断部を有することを特徴とする角度検出回路。
【請求項２】
請求項１の角度検出回路において、
前記第１ＣＰＵから出力される第１アナログ電圧信号、及び前記第２ＣＰＵが指定したタイミングで前記第１ＣＰＵから前記ＡＤ変換器を介して出力される第２アナログ電圧信号を取得し、該第１アナログ電圧信号と該第２アナログ電圧信号とを比較し、前記ＡＤ変換器の故障を診断するＡＤ回路診断部とを有することを特徴とする角度検出回路。
【請求項３】
請求項１の角度検出回路において、
前記第２ＣＰＵが指定したタイミングでＡＤ変換器を起動した時刻を記憶する手段を有することを特徴とする角度検出回路。
【請求項４】
請求項１に記載の角度検出回路において、
前記第２ＣＰＵがＡＤ変換器回路を起動するタイミングは、前記交流励磁信号の差動電圧が最大値付近と、前記交流励磁信号の差動電圧が最小値付近であることを特徴とする角度検出回路。
【請求項５】
請求項４に記載の角度検出回路において、
前記交流励磁信号の差動電圧が最大値／最小値となるタイミングで、前記第１ＣＰＵは、エッジ信号を発生する位相伝達信号を発生し、
前記第２ＣＰＵがＡＤ変換器を起動するタイミングは、前記位相伝達信号により決定されることを特徴とする角度検出回路。
【請求項６】
第１クロック源と、
前記第１クロック源からの信号に基づいて動作する第１ＣＰＵと、
第２クロック源と、
前記第２クロック源からの信号に基づいて動作する第２ＣＰＵと、
前記第１ＣＰＵが出力する第１位相参照信号、または第２ＣＰＵが出力する第２位相参照信号のいずれかに基づいて交流励磁信号を出力する励磁信号生成部と、
前記交流励磁信号が振幅変調された２相の差動電圧をレゾルバから取得し、前記第２ＣＰＵが指定したタイミングで該差動電圧をＡＤ変換するためのＡＤ変換器と、
前記ＡＤ変換器で取得した２相の振幅変調信号差動電圧のＡＤ変換データから前記レゾルバのロータ角度を算出する角度算出部と、を備え、
前記第１位相参照信号と前記第２位相参照信号のどちらを前記励磁信号生成部が参照するかを第２ＣＰＵが決定し、
前記第２ＣＰＵは、前記励磁信号生成部から出力される励磁信号の周期をチェックする励磁周期診断部を有することを特徴とする角度検出回路。
【請求項７】
請求項６の角度検出回路において、
前記第２ＣＰＵが指定したタイミングでＡＤ変換回路を起動した時刻を記憶する手段を有することを特徴とする角度検出回路。
【請求項８】
請求項６に記載の角度検出回路において、
前記第２ＣＰＵがＡＤ変換回路を起動するタイミングは、前記交流励磁信号の差動電圧が最大値付近と、前記交流励磁信号の差動電圧が最小値付近であることを特徴とする角度検出回路。
【請求項９】
請求項８に記載の角度検出回路において、
交流励磁信号の差動電圧が最大値／最小値となるタイミングで、それぞれ逆方向のエッジ信号を発生する位相伝達信号を発生し、
前記第２ＣＰＵがＡＤ変換回路を起動するタイミングは、前記位相伝達信号により決定されることを特徴とする角度検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流励磁信号がロータ回転角に応じて振幅変調された２相の差動電圧を出力するレゾルバを使用した角度検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
サーボ制御系では回転角を検出しフィードバック制御を実施するために回転角度センサが必要である。またＡＣモータ制御においてはモータの回転角に応じてモータのコイルに電流を通電させる必要があるために、サーボ制御系に限らず回転角度センサが必要である。回転角度センサとして従来からレゾルバが、その単純な構成に起因する堅牢さ、耐環境性から広く用いられている。
【０００３】
レゾルバは、１次巻線に正弦波の交流励磁信号Ｅ１sinωｔを入力すると、９０度の位相差を持った２相の２次巻線に、交流励磁信号がロータ回転角θに応じて振幅変調された差動電圧Ｖcos，Ｖsinが出力される。２相の振幅変調信号の最大電圧をＥ２、交流励磁信号と振幅変調信号の位相差をφとすると、Ｖcos，Ｖsinはそれぞれ、Ｅ２sin（ωｔ＋φ）・cosθ、および、Ｅ２sin（ωｔ＋φ）・sinθとなる。ノイズに対するＳ／Ｎ比を向上させるため、ωｔ＋φ＝９０度の時の値を検出すると、Ｖcos＝Ｅ２cosθ，Ｖsinθ＝Ｅ２sinθとなる。そこで、回転角度θを下記の式で求めることができる。
【０００４】
【数１】
0005063495.tif 000002
【０００５】
上述のような特性を持つレゾルバを使用して角度検出を行うため、従来は図２のような構成を用いており、特開２０００−５５６９５号公報（特許文献１）などが本方式を採用している。
【０００６】
従来の方式では、クロック源２２により動作するＣＰＵ２３が交流励磁信号の位相を決定する位相参照信号を出力する。励磁信号生成部２４は、前記位相参照信号から正弦波状の交流励磁信号生成し、レゾルバに供給する。
【０００７】
ＣＰＵ２３は位相参照信号を出力するとともに、振幅変調信号の差動電圧をＡＤ変換するタイミングを決定し、ＡＤ変換回路２８を起動する。ここでＣＰＵ２３は、自ら交流励磁信号の位相を決定しているので、システムにおける交流励磁信号と振幅変調信号の位相差をあらかじめ求めておけば、振幅変調信号の任意の位相でＡＤ変換回路２８を起動することができる。例えば、振幅変調信号のピーク、すなわちωｔ＋α＝９０度となる付近のタイミングでＡＤ変換回路２８を起動し、取得したＡＤデータから式１、または式１をマップ化したデータと照らしあわせることにより角度を求めることができる。
【０００８】
また、振幅変調信号のピークで取得したＡＤデータであるＶcos，Ｖsinの自乗和を求めることにより、ＡＤ変換器を含めた角度検出系の故障検知を行う方法がある。正常時には、前記自乗和は下記のように角度に関わらず一定値となる。
【０００９】
自乗和＝Ｖcos2＋Ｖsin2＝(Ｅ２・cosθ)2＋(Ｅ２・sinθ)2＝Ｅ２2・（cosθ2
＋sinθ2）＝Ｅ２2
したがって、自乗和がある範囲から外れた場合には異常とみなすことができ、ＡＤ変換器を含めた角度検出系の故障を検知できる。
【００１０】
【特許文献１】特開２０００−５５６９５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ところで、上述のようにして求めた角度検出値を用いてＡＣモータを駆動するシステムが、電動パワーステアリング，電動ブレーキ，電子制御スロットル、さらにはステアリング系，ブレーキ系を統合的に制御して自動車の車体の挙動を制御するx-by-Wireなどに適用される場合には高い安全性，故障検出機能が求められる。
【００１２】
しかし、上述した従来の方式では、ＣＰＵ２３が使用しているクロック源２２の異常を検出することができない。
【００１３】
従来の方式において、交流励磁信号を出力するための励磁信号生成部２４は、図３の構成が用いられている。すなわち、位相参照信号は単純な矩形波パルスであり、励磁信号生成部２４においては、前記矩形波パルスをローパスフィルタ２４ａにより擬似的な正弦波とし、さらに増幅回路２４ｂにより増幅して出力するというものである。ところが、クロック異常が発生して矩形波パルスの周期が変動した場合には、ローパスフィルタ２４による位相シフト量および減衰率が変化してしまう。また、レゾルバ自体の信号変換精度も周波数に依存する。このため、角度検出精度が悪化する要因となる。
【００１４】
これを防ぐためには、位相参照信号を数ビットＤＡ出力として擬似的な正弦波を生成する方法がある。ただしこの場合も、ＤＡ出力はデジタル値としての離散的な成分を有しているため、ローパスフィルタ２４ａを設置する必要がある。よってクロック周波数が変動した場合には、ローパスフィルタ２４による平滑能力に変動が生じる。また、ＤＡ出力を実現するためのＤＡ変換回路を設置することによるコストの上昇も発生することになる。
【００１５】
さらに、ＡＣモータの制御においては、モータのインダクタンスおよび抵抗値と、通電制御の制御周期に応じて、制御パラメータを設定する。そのため、クロック周期が低下し、制御周期が間延びすると、見掛け上、通電制御のゲインが高すぎることとなり、通電電流のオーバーシュートが発生するなど制御のロバスト性が損なわれる。逆に、クロック周期が上昇すると、ＣＰＵの動作保証範囲を逸脱し、発熱が増大したりする。
【００１６】
以上のように、クロックが変動するとＡＣモータ制御に大きな影響があるが、従来の方式ではクロックの変動を故障検知することができない。
【００１７】
そこで本発明では、レゾルバ交流励磁信号の位相参照信号を生成する元となるクロック、およびモータ通電制御の制御周期の元となっているクロックが変動した場合、これを検知して角度検出誤差の増大およびモータ制御のロバスト性低下を防止することを目的とする。
【００１８】
また、ＡＤ変換回路の故障検知に関しては、従来の自乗和による故障検知方式では、入力電圧に関わらずＡＤ変換データが変化しない固着モードなど、故障検知できないモードがある。例えば、振幅変調信号のピークで取得したＡＤデータであるＶcos，Ｖsinがそれぞれ、Ｅ２・cos４５°，Ｅ２・sin４５°で固着した場合などは、モータを正常に駆動することはできないが、その自乗和は正常値となんら変わりなく故障検知できない。ＡＤ変換回路が故障すると、誤ったＡＤ変換データおよび角度検出値からモータの通電制御を行うこととなり、意図する方向とは逆回転させてしまったり、電磁ロックによる回転不能状態となったりする。
【００１９】
そこで本発明では、角度算出に用いる振幅変調信号の差動電圧をＡＤ変換するＡＤ変換機能の故障を確実に検知し、誤った角度情報を元にモータの通電制御が行われることを防止することを目的とする。
【００２０】
また、前述のＡＣモータを駆動するシステムが、前述のx-by-Wireなどに適用される場合には高い安全性，故障検出機能が求められるが、故障検出した場合に当該機能を停止させることが必ずしも安全であるとは限らない。例えば大型車向けの電動パワーステアリングではその機能が停止すると、ドライバー自身の力のみでステアリング操作を行わなければならず、そのステアリング操作には非常に大きな力が必要となる。そこで、ドライバーに故障が発生したことを通知しつつ、電動アシストの機能は継続することが望ましい。
【００２１】
そこで本発明は、レゾルバを用いた角度検出回路において故障が発生した場合、確実な故障検出を行いつつ、角度検出機能の延命を図ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
上記第１の目的を達成するために、交流励磁信号の位相参照信号を出力する第１ＣＰＵと、振幅変調信号の差動電圧をＡＤ変換するタイミングを決定する第２ＣＰＵを分離し、かつ、第１ＣＰＵと第２ＣＰＵを別々のクロック源を用いて動作させる。そして第２ＣＰＵは振幅変調信号の差動電圧をＡＤ変換したデータから回転角度を求め、これを用いてモータの通電制御を行う。このとき、第１ＣＰＵがコントロールする励磁信号の周期を第２ＣＰＵでチェックする。これにより、第１ＣＰＵと第２ＣＰＵのクロックは相互に監視されることになり、第１ＣＰＵのクロック変動による角度検出誤差の増大と、第２ＣＰＵのクロック変動による通電制御のロバスト性の低下が、ともに防止できる。
【００２３】
また、第１ＣＰＵがコントロールするアナログ電圧信号を、振幅変調信号の差動電圧を検出するＡＤ変換器に入力し、第２ＣＰＵは前記アナログ信号のＡＤ変換データと、第１ＣＰＵからＣＰＵ間通信により伝達された第１ＣＰＵのコントロール値を比較することにより、ＡＤ変換器の故障を検出する。これにより、誤ったＡＤ変換データおよび角度検出値からモータの通電制御が行われることを防止できる。
【００２４】
なお、電動パワーステアリング，電動ブレーキ，電子制御スロットル、さらにはステアリング系，ブレーキ系を統合的に制御して自動車の車体の挙動を制御するx-by-Wireなどを制御するＥＣＵには、高い安全性，故障検出機能を確保するために、２つのＣＰＵが搭載されていることが通例となっており、この場合、大きなコストアップを招くことはない。
【００２５】
また、通常時は、第１ＣＰＵが出力する位相参照信号を元に交流励磁信号を生成する。第２ＣＰＵは振幅変調信号の差動電圧をＡＤ変換するタイミングを決定してＡＤ変換回路を起動し、得られたＡＤ変換データから回転角度を求め、これを用いてモータの通電制御を行う。このとき、第１ＣＰＵと第２ＣＰＵは別々のクロック源を用いて動作させる。第２ＣＰＵは、第１ＣＰＵが出力する位相参照信号で周期が決定する位相伝達信号の周期をチェックする。
【００２６】
第２ＣＰＵからチェックした位相伝達信号の周期が異常であった場合、第１ＣＰＵのクロックが異常であると判別し、第２ＣＰＵが出力する位相参照信号を元に交流励磁信号を生成するように切り替える。
【発明の効果】
【００２７】
角度検出回路の故障検出機能を向上させ、該角度検出回路を用いた制御システムの安全性を向上させる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、実施例の説明に基づいて、本発明の最良の実施形態について説明する。
【実施例１】
【００２９】
以下、図１に従い、本発明の実施例を説明する。
【００３０】
レゾルバ１のＣＯＳ成分信号巻線１ｂおよびＳＩＮ成分信号巻線１ｃは、励磁巻線１ａと図示しない鉄心を介して磁気的に結合されている。そのため、励磁巻線１ａに交流励磁信号を印加すると、交流励磁信号と相似な波形である振幅変調信号ｂおよび振幅変調信号ｃが、ＣＯＳ成分信号巻線１ｂとＳＩＮ成分信号巻線１ｃにそれぞれ現れる。このとき、レゾルバのロータ角度が変化すると、励磁巻線１ａとＣＯＳ成分信号巻線１ｂ間、および励磁巻線１ａとＳＩＮ成分信号巻線１ｃ間の磁気結合の度合いが変化する。その結果、交流励磁信号と振幅変調信号ｂの振幅比、および、交流励磁信号と振幅変調信号ｃの振幅比は、レゾルバのロータ角度に依存する。
【００３１】
また、ＣＯＳ成分信号巻線１ｂとＳＩＮ成分信号巻線１ｃは、磁気的に直交しているため、振幅変調信号ｂと振幅変調信号ｃは９０度の位相差を持つ。例えば、励磁巻線１ａに正弦波の交流励磁信号Ｅ１sinωｔを入力すると、振幅変調信号ｂの差動電圧Ｖcos、および振幅変調信号ｃの差動電圧Ｖsinは、ロータ回転角θに応じて下記となる。
【００３２】
Ｖcos＝Ｅ２sin（ωｔ＋φ）・cosθ
Ｖsin＝Ｅ２sin（ωｔ＋φ）・sinθ
（φは交流励磁信号と振幅変調信号の位相差）
これにより、ＶcosとＶsinからロータ回転角度θを逆算して求めることができる。
【００３３】
本発明では、上述のような特性を持つレゾルバを使用して角度検出を行うが、完全な正弦波の交流励磁信号の代わりに、図１に示す第１クロック源２，第１ＣＰＵ３、および励磁信号生成回路４により擬似的な正弦波を生成し、交流励磁信号を供給する。交流励磁信号の生成の過程を図４に示す。図４において、図１と同じ符号を示した要素は、図１と同様の構成及び作用を有する。
【００３４】
第１ＣＰＵ３は、０Ｖ／５Ｖが２５μｓ毎に切り替わる２０ｋＨｚの矩形波をＩＯポートから出力する。前記矩形波を入力された励磁信号生成回路４では、まずローパスフィルタ４ａを透過し、擬似正弦波とする。このとき擬似正弦波の振幅は、前記矩形波の振幅０−５Ｖから大きく減衰してしまう。すると、レゾルバ透過後の振幅変調信号の振幅も小さくなってしまい、ＳＮ比が悪化する。そこで増幅回路４ｂで、前記擬似正弦波を正相および逆相で振幅を増幅し、差動電圧としてレゾルバへ供給して交流励磁信号とする。
【００３５】
なおローパスフィルタ４ａは、矩形波をより正弦波に近似させるため、２次以上のローパスフィルタとするのが望ましいが、システムにより要求される角度検出精度やノイズ環境等により変更することができる。また、交流励磁信号として矩形波が擬似的な正弦波に平滑された波形が供給できれば良いので、ローパスフィルタと増幅回路のどちらが前段であるか、および、増幅回路の有無は任意に設定できる。
【００３６】
上述のようにして生成した交流励磁信号をレゾルバに供給することにより、ＣＯＳ成分信号巻線１ｂおよびＳＩＮ成分信号巻線１ｃから、振幅変調信号ｂおよび振幅変調信号ｃが出力される。ここでロータ回転角度を検出するために、前記振幅変調信号ｂおよび振幅変調信号ｃの差動電圧を検出する必要がある。本実施例では、図１に示すように、振幅変調信号ｂおよび振幅変調信号ｃをそれぞれ、第１差動増幅回路９および第２差動増幅回路１０に入力し、その出力をＡＤ変換器８に入力する。
【００３７】
図１に示されたＡＤ変換器８は、第２ＣＰＵ７からのＡＤ起動命令によりＡＤ変換を開始する。第２ＣＰＵ７は、ＡＤ変換器８の変換動作終了後に、振幅変調信号ｂの差動電圧ＡＤ変換結果であるＡＤ変換データ：Ｖcosと、振幅変調信号ｃの差動電圧ＡＤ変換結果であるＡＤ変換データ：Ｖsinを読み出すことができる。なお、ＡＤ変換器８に差動電圧検出機能が備わっている場合は、前記第１差動増幅回路９および第２差動増幅回路１０はなくても良い。
【００３８】
また、前述した本実施形態の励磁信号生成回路４は、図４に示すように、位相伝達信号生成回路４ｃを有している。この位相伝達信号生成回路４ｃは、交流励磁信号の差動電圧に対し、位相を９０°ずらして増幅する回路である。このとき、増幅ゲインを十分大きく設定することにより、その出力はオペアンプの＋電源およびＧＮＤ電位でクランプされる。結果として位相伝達信号生成回路４ｃの出力は、交流励磁信号の差動電圧が最大となるタイミングで立ち下がりエッジ、最小となるタイミングで立ち上がりエッジが発生する位相伝達信号となる。
【００３９】
図１に示されるように、前記位相伝達信号は第２ＣＰＵ７の外部割込み端子に入力される。第１ＣＰＵ３の出力する位相参照信号は２５μｓ毎にＨｉｇｈ／Ｌｏｗが切り替わるから、位相伝達信号の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジは、それぞれ約５０μｓ毎に入力される。
【００４０】
しかし第２ＣＰＵ７は、前記位相伝達信号による割り込みを、受け付ける場合と、受け付けない場合がある。第２ＣＰＵ７の動作フローチャートを図５に示す。
【００４１】
第２ＣＰＵ７は２５０μｓ毎にＰＷＭデューティを変更してＡＣモータの制御を行うため、２５０μｓ毎にクリアされる時刻カウンタを内部に有している。ここで、第１ＣＰＵ３と第２ＣＰＵ７それぞれのクロックの相対差を１％とすると、第２ＣＰＵ７の時刻カウンタが０〜５０.５μｓ相当の値に変化する間に、位相伝達信号の立ち下がりエッジ／立ち上がりエッジは、少なくとも１回ずつ入力される。そこで、第２ＣＰＵ７は前記時刻カウンタが０〜５０.５μｓ相当の値以外の場合には、前記位相伝達信号による割り込みをマスクする（図５の１０１および１２１による。）。
【００４２】
これにより、前記時刻カウンタが５０.５μｓ〜２５０μｓの間にＡＣモータ制御を行えば、モータ制御中に割り込みが発生することを回避できる。本実施例では、前記時刻カウンタが１５０μｓ相当のタイミングでＡＣモータ制御のための各相デューティ算出（図５の１２８）を行い、２５０μｓ相当のタイミングで実際の出力デューティへの反映（図５の１４４）を行う。
【００４３】
第２ＣＰＵ７は、前記時刻カウンタが０〜５０.５μｓ相当の間に前記位相伝達信号の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジを検出すると、ＡＤ変換器８を起動する（図５の１０４および１１１）。
【００４４】
また第２ＣＰＵ７は、ＡＤ変換器８の起動後に、位相伝達信号がＨｉｇｈレベルであるか、Ｌｏｗレベルであるかを読み込む。位相伝達信号がＨｉｇｈレベルであった場合は立ち上がりエッジが入力されたと判別でき、逆にＬｏｗレベルであった場合は立ち下がりエッジが入力されたと判別できる。したがって、交流励磁信号の差動電圧が最大／最小となるタイミングをそれぞれ検知することができる。
【００４５】
第２ＣＰＵ７は、位相伝達信号がＬｏｗレベルであった場合（図５の１０６および１１３）、その時の時刻カウンタ値をτ１として記憶しておく（図５の１０７ａ）。また、その時のＡＤ変換データ：ＶcosをＶcos１として、ＡＤ変換データ：ＶsinをＶsin１として記憶しておく（図５の１０９ａ）。
【００４６】
一方、位相伝達信号がＨｉｇｈレベルであった場合、その時の時刻カウンタ値をτ２として記憶しておく（図５の１０７ｂ）。また、その時のＡＤ変換データ：ＶcosをＶcos２として、ＡＤ変換データ：ＶsinをＶsin２として記憶しておく（図５の１０９ｂ）。
【００４７】
第２ＣＰＵ７は、時刻カウンタが１５０μｓ相当に達したタイミングで、まず、Ｖcos，Ｖsinおよびτ１，τ２が全て更新されているかを確認する（図５の１２４）。第１ＣＰＵ３または第２ＣＰＵ７のクロックに異常があった場合などは、立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジの少なくとも一方が０〜５０.５μｓの間に入力されず、前述のデータが更新されない恐れがある。そこで、更新されていない場合は、異常と検出する（図５の１２６）。全て更新されている場合は、前述の方法により取得した時刻およびＡＤ変換データから、以下の方法にて角度を算出する。
【００４８】
角度算出においては、まず、振幅変調信号ｂ，振幅変調信号ｃのセンター値：ＯＦＳＥＴcos，ＯＦＳＥＴsinを下記の式により求める（図５の１２８ａ）。
【００４９】
ＯＦＳＥＴcos＝Ｖcos１＋Ｖcos２
ＯＦＳＥＴsin＝Ｖsin１＋Ｖsin２
次に、振幅変調信号のセンター値が、理論値のばらつき範囲内であるかを確認する。振幅変調信号やＡＤ変換器８等にノイズが混入した場合には、前述の式で求めたセンター値が理論値のばらつき範囲を超える可能性がある。
【００５０】
センター値が理論地のばらつき範囲内である場合には、下記の式により角度を算出する（図５の１２８ｃ）。
【００５１】
【数２】
0005063495.tif 000003
【００５２】
上記により求められた角度は、時刻：τ１時のＡＤ変換データと、時刻：τ２時のＡＤ変換データの平均から求められたことになり、言い換えると、下記で求められる時刻：τ時の角度と言える。
【００５３】
【数３】
0005063495.tif 000004
【００５４】
そこで本実施例では、前記τを算出し、検出時刻として記憶しておく。
【００５５】
一方、センター値が理論値のばらつき範囲を超えている場合には、下記の式により角度を算出する（図５の１２８ｄ）。
【００５６】
【数４】
0005063495.tif 000005
【００５７】
本実施例では、ＯＦＳＥＴcos０，ＯＦＳＥＴsin０は、センター値の理論値であるが、それまでに算出したセンター値の平均値とすることもできる。
【００５８】
この時、求められた角度は、時刻：τ１時のＡＤ変換データから求められたから、検出時刻：τは下記となる。
【００５９】
τ＝τ１
ところで本実施例では、前述したように、ＡＣモータ制御のための各相デューティが実際に反映されるのは、時刻カウンタが２５０μｓ相当となったタイミング（図５の１４３）である。従ってモータが回転していれば、実際にデューティが反映される時の角度は、ＡＤ変換により検出した角度に対してずれを生じている。そこで、前述した方法で記憶した検出時刻と、実際にデューティが反映される時刻を用いて、検出角度を補正する。
【００６０】
実際に出力デューティへが反映される時の時刻をτｃ（＝２５０μｓ）とする。また、時刻カウンタがクリアされる１周期前の検出角度をθａ、検出時刻をτａとする。今回の検出角度はθ、今回の検出時刻はτであるから、実際に出力デューティが反映される時の角度θ′は、下記の式により求めることができる（図５の１２８ｅ）。
【００６１】
【数５】
0005063495.tif 000006
【００６２】
このようにして求めたより正確な角度情報θ′から算出した出力デューティでＡＣモータの制御を行えば、より安定なモータ制御が実現できる。
【００６３】
ところで、第１ＣＰＵ３のクロックに異常があると、位相参照信号の周期が変動する。励磁信号生成回路４は、２０ｋＨｚの矩形波パルスに対して、適切な交流励磁信号の振幅と、位相伝達信号のタイミングを出力できるように設定されているから、第１ＣＰＵ３のクロック異常時には角度検出の精度に支障をきたす。
【００６４】
また、第２ＣＰＵ７のクロックに異常があると、ＡＣモータの制御周期が変動する。ＡＣモータ制御におけるゲイン等のパラメータは、モータのインダクタンスおよび抵抗値と、制御周期に応じて、設定されているから、クロック周期が低下し、制御周期が間延びすると、見かけ上、通電制御のゲインが高すぎることとなり、通電電流のオーバーシュートが発生するなど制御のロバスト性が損なわれる。逆に、クロック周期が上昇すると、第２ＣＰＵ７の動作保証範囲を逸脱し、発熱が増大したりする。そこで、第１ＣＰＵ３および第２ＣＰＵ７のクロック変動が発生した場合には、これを異常検出する必要がある。本発明では、前述したようにτ１およびτ２が記憶されているから、下記の式によりその時刻差を求める（図５の１２５）。
【００６５】
Δτ＝｜τ１−τ２｜
本来、Δτは２５μｓ相当であるから、Δτが理論値のばらつき範囲を超えた場合には、第１ＣＰＵ３または第２ＣＰＵ７のクロックの少なくともいずれかが異常であると検出することができる（図５の１２９）。
【００６６】
また、ＡＤ変換器８が異常な場合、誤った角度情報を元にモータを制御してしまう恐れがある。この場合、モータが回転させようとする方向と逆に回転したり、電磁ロック状態となって外力を加えても回すことができなくなったりする。そこで、ＡＤ変換器８が異常である場合には、これを異常検出する必要がある。
【００６７】
本実施形態では、振幅変調信号を検出しているＡＤ変換器８に、第１ＣＰＵ３がコントロールするアナログ電圧信号を入力して確認する。第１ＣＰＵ３は２ビットの０Ｖ／５Ｖ信号をＤＡ変換回路５に出力する。ＤＡ変換回路５は、第１ＣＰＵ３からの２ビット信号に対応した、０Ｖ−１Ｖ−３Ｖ−４Ｖの４種類の電圧をＡＤ変換器８に出力することができる。
【００６８】
第１ＣＰＵ３は２ビットのデジタル信号を用いて、２５０μｓ毎にＤＡ変換器５の出力を０Ｖ−１Ｖ−３Ｖ−４Ｖと変化させる。第２ＣＰＵ７は、通信機能により第１ＣＰＵ３の２ビットデジタル信号の出力状態を知ることができる（図５の１２２ｃ）。また第２ＣＰＵ７は、振幅変調信号のＡＤ変換およびモータ制御に支障をきたさないように時刻カウンタが５０.５〜１５０μｓの間にアナログ信号のＡＤ変換を起動（図５の１２２ａ）し、変換結果を第１ＣＰＵ３の２ビットデジタル信号の出力状態と比較する（図５の１２２ｄ）。ＡＤ変換結果と、２ビットデジタル信号の出力状態に整合が取れない場合に異常と検出することができる（図５の１２２ｆ）。
【００６９】
本実施形態によれば、レゾルバの励磁周期の元となる第１クロック源と、レゾルバの励磁周期を測定する第２クロック源が異なるため、第１クロック源と第２クロック源のいずれかが異常となった場合に、故障検出することができる。これにより、励磁周波数の変動による精度悪化した角度検出値を用いてモータ制御が行われることを防止できる。また、モータ制御周波数の変動によりロバスト性が低下した状態でモータ制御が継続されることを防止することができる。
【００７０】
また、角度を算出するためのデータをＡＤ変換する変換器の故障を検出することができる。これにより、誤った角度情報でモータを駆動することによる、モータの逆転および電磁ロックを防止することができる。
【００７１】
また、角度を算出するためのデータをＡＤ変換した時刻を記憶する手段を有することにより、実際にＰＷＭデューティを反映させるタイミングでの角度を推定することができ、より精密なモータ制御を行うことができる。
【００７２】
また、レゾルバの励磁１周期あたりに２回のＡＤ変換を行うことにより、センター値の変動による誤差の影響をなくすことができる。さらに仮にノイズが混入した場合は、前記２回のサンプリングのうち、１回のデータのみを使用することにより、ノイズが混入してもモータ制御を継続して行うことができる。
【実施例２】
【００７３】
図１の構成では、第１ＣＰＵ３のクロックの故障を検出した場合、ＡＣモータの制御自体を停止することが考えられる。しかし、本実施形態に係る角度検出回路は、前述の故障が発生した場合、確実な故障検出を行いつつ、動作モードを切り替えることによって角度検出機能の延命を図ることができる。以下、図面に基づいて本実施形態を説明する。
【００７４】
図６において、図１と同じ符号を示した要素は、図１と同様な構成及び作用を有する。実施例１と異なるところは、図１にて説明した特性を持つレゾルバを使用して角度検出を行うが、完全な正弦波の交流励磁信号の代わりに、図６に示す第１ＣＰＵ２００が出力する第１位相参照信号または第２ＣＰＵ２０２が出力する第２位相参照信号から、励磁信号生成回路４により擬似的な正弦波を生成し、交流励磁信号を供給することである。交流励磁信号の生成の過程を図７に示す。
【００７５】
通常時においては、第１ＣＰＵ２００は、０Ｖ／５Ｖが２５μｓ毎に切り替わる２０ｋＨｚの矩形波をＩＯポートから第１位相参照信号として出力する。このとき、第２ＣＰＵ２０２の第２位相参照信号端子は入力ポートに設定し、ハイインピーダンスとしておく。第１位相参照信号を入力された励磁信号生成回路４では、まず前記矩形波をローパスフィルタ４ａに透過し、擬似正弦波とする。このとき擬似正弦波の振幅は、前記矩形波の振幅０−５Ｖから大きく減衰してしまう。すると、レゾルバ透過後の振幅変調信号の振幅も小さくなってしまい、ＳＮ比が悪化する。そこで増幅回路４ｂで、前記擬似正弦波を正相および逆相で振幅を増幅し、差動電圧としてレゾルバへ供給して交流励磁信号とする。
【００７６】
なおローパスフィルタ４ａは、矩形波をより正弦波に近似させるため、２次以上のローパスフィルタとするのが望ましいが、システムにより要求される角度検出精度やノイズ環境等により変更することができる。また、交流励磁信号として矩形波が擬似的な正弦波に平滑された波形が供給できれば良いので、ローパスフィルタと増幅回路のどちらが前段であるか、および、増幅回路の有無は任意に設定できる。
【００７７】
上述のようにして生成した交流励磁信号をレゾルバに供給することにより、ＣＯＳ成分信号巻線１ｂおよびＳＩＮ成分信号巻線１ｃから、振幅変調信号ｂおよび振幅変調信号ｃが出力される。ここでロータ回転角度を検出するために、前記振幅変調信号ｂおよび振幅変調信号ｃの差動電圧を検出する必要がある。本実施例では、振幅変調信号ｂおよび振幅変調信号ｃをそれぞれ、第１差動増幅回路９および第２差動増幅回路１０に入力し、その出力をＡＤ変換器８に入力する。
【００７８】
ＡＤ変換器８は、第２ＣＰＵ２０２からのＡＤ起動命令によりＡＤ変換を開始する。第２ＣＰＵ２０２は、ＡＤ変換器８の変換動作終了後に、振幅変調信号ｂの差動電圧ＡＤ変換結果であるＡＤ変換データ：Ｖcosと、振幅変調信号ｃの差動電圧ＡＤ変換結果であるＡＤ変換データ：Ｖsinを読み出すことができる。なお、ＡＤ変換器８に差動電圧検出機能が備わっている場合は、前記第１差動増幅回路９および第２差動増幅回路１０はなくても良い。
【００７９】
また、前述した本実施形態の励磁信号生成回路４は、図７に示すように、位相伝達信号生成部４ｃを有している。前記位相伝達信号生成部４ｃは、交流励磁信号の差動電圧に対し、位相を９０°ずらして増幅する回路である。このとき、増幅ゲインを十分大きく設定することにより、その出力はオペアンプの＋電源およびＧＮＤ電位でクランプされる。結果として位相伝達信号生成部４ｃの出力は、交流励磁信号の差動電圧が最大となるタイミングで立ち下がりエッジ、最小となるタイミングで立ち上がりエッジが発生する位相伝達信号となる。
【００８０】
前記位相伝達信号は第２ＣＰＵ２０２の外部割込み端子に入力される。第１ＣＰＵ２００の出力する位相参照信号は２５μｓ毎にＨｉｇｈ／Ｌｏｗが切り替わるから、位相伝達信号の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジは、それぞれ約５０μｓ毎に入力される。
【００８１】
しかし第２ＣＰＵ２０２は、前記位相伝達信号による割り込みを、受け付ける場合と、受け付けない場合がある。第２ＣＰＵ２０２の動作フローチャートを図８に示す。
【００８２】
第２ＣＰＵ２０２は２５０μｓ毎にＰＷＭデューティを変更してＡＣモータの制御を行うため、２５０μｓ毎にクリアされる時刻カウンタを内部に有している。ここで、第１ＣＰＵ２００と第２ＣＰＵ２０２それぞれのクロックの相対差を１％とすると、第２ＣＰＵ２０２の時刻カウンタが０〜５０.５μｓ相当の値に変化する間に、位相伝達信号の立ち下がりエッジ／立ち上がりエッジは、少なくとも１回ずつ入力される。そこで、第２ＣＰＵ２０２は前記時刻カウンタが０〜５０.５μｓ相当の値以外の場合には、前記位相伝達信号による割り込みをマスクする（図８の１０１および１２１による。）。
【００８３】
これにより、前記時刻カウンタが５０.５μｓ〜２５０μｓの間にＡＣモータ制御を行えば、モータ制御中に割り込みが発生することを回避できる。本実施例では、前記時刻カウンタが１５０μｓ相当のタイミングでＡＣモータ制御のための各相デューティ算出（図８の１２８）を行い、２５０μｓ相当のタイミングで実際の出力デューティへの反映（図８の１４４）を行う。
【００８４】
第２ＣＰＵ２０２は、前記時刻カウンタが０〜５０.５μｓ相当の間に前記位相伝達信号の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジを検出すると、ＡＤ変換器８を起動する（図８の１０４および１１１）。
【００８５】
また第２ＣＰＵ２０２は、ＡＤ変換器８の起動後に、位相伝達信号がＨｉｇｈレベルであるか、Ｌｏｗレベルであるかを読み込む。位相伝達信号がＨｉｇｈレベルであった場合は立ち上がりエッジが入力されたと判別でき、逆にＬｏｗレベルであった場合は立ち下がりエッジが入力されたと判別できる。したがって、交流励磁信号の差動電圧が最大／最小となるタイミングをそれぞれ検知することができる。
【００８６】
第２ＣＰＵ２０２は、位相伝達信号がＬｏｗレベルであった場合（図８の１０６および１１３）、その時の時刻カウンタ値をτ１として記憶しておく（図８の１０７ａ）。また、その時のＡＤ変換データ：ＶcosをＶcos１として、ＡＤ変換データ：ＶsinをＶsin１として記憶しておく（図８の１０９ａ）。
【００８７】
一方、位相伝達信号がＨｉｇｈレベルであった場合、その時の時刻カウンタ値をτ２として記憶しておく（図８の１０７ｂ）。また、その時のＡＤ変換データ：ＶcosをＶcos２として、ＡＤ変換データ：ＶsinをＶsin２として記憶しておく（図８の１０９ｂ）。
【００８８】
第２ＣＰＵ２０２は、時刻カウンタが１５０μｓ相当に達したタイミングで、まず、Ｖcos１，Ｖsin１，Ｖcos２，Ｖsin２およびτ１，τ２が全て更新されているかを確認する（図８の１２４）。第１ＣＰＵ２００または第２ＣＰＵ２０２のクロックに異常があった場合などは、立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジの少なくとも一方が０〜５０.５μｓの間に入力されず、前述のデータが更新されない恐れがある。そこで、更新されていない場合は、第１ＣＰＵ２００のクロックが異常と判定する（図８の１２６）。
【００８９】
全て更新されている場合は、前述の方法により取得した時刻およびＡＤ変換データから、以下の方法にて角度を算出する。
【００９０】
角度算出においては、まず、振幅変調信号ｂ，振幅変調信号ｃのセンター値：ＯＦＳＥＴcos，ＯＦＳＥＴsinを下記の式により求める（図８の１２８ａ）。
【００９１】
ＯＦＳＥＴcos＝Ｖcos１＋Ｖcos２
ＯＦＳＥＴsin＝Ｖsin１＋Ｖsin２
次に、振幅変調信号のセンター値が、理論値のばらつき範囲内であるかを確認する。振幅変調信号やＡＤ変換器８等にノイズが混入した場合には、前述の式で求めたセンター値が理論値のばらつき範囲を超える可能性がある。
【００９２】
センター値が理論値のばらつき範囲内である場合には、下記の式により角度を算出する（図８の１２８ｃ）。
【００９３】
【数６】
0005063495.tif 000007
【００９４】
上記により求められた角度は、時刻：τ１時のＡＤ変換データと、時刻：τ２時のＡＤ変換データの平均から求められたことになり、言い換えると、下記で求められる時刻：τ時の角度と言える。
【００９５】
【数７】
0005063495.tif 000008
【００９６】
そこで本実施例では、前記τを算出し、検出時刻として記憶しておく。
【００９７】
一方、センター値が理論値のばらつき範囲を超えている場合には、下記の式により角度を算出する（図８の１２８ｄ）。
【００９８】
【数８】
0005063495.tif 000009
【００９９】
本実施例では、ＯＦＳＥＴcos０，ＯＦＳＥＴsin０は、センター値の理論値であるが、それまでに算出したセンター値の平均値とすることもできる。
【０１００】
この時、求められた角度は、時刻：τ１時のＡＤ変換データから求められたから、検出時刻：τは下記となる。
【０１０１】
τ＝τ１
ところで本実施例では、前述したように、ＡＣモータ制御のための各相デューティが実際に反映されるのは、時刻カウンタが２５０μｓ相当となったタイミング（図８の１４３）である。従ってモータが回転していれば、実際にデューティが反映される時の角度は、ＡＤ変換により検出した角度に対してずれを生じている。そこで、前述した方法で記憶した検出時刻と、実際にデューティが反映される時刻を用いて、検出角度を補正する。
【０１０２】
実際に出力デューティへ反映される時の時刻をτｃ（＝２５０μｓ）とする。また、時刻カウンタがクリアされる１周期前の検出角度をθａ、検出時刻をτａとする。今回の検出角度はθ、今回の検出時刻はτであるから、実際に出力デューティが反映される時の角度θ′は、下記の式により求めることができる（図８の１２８ｅ）。
【０１０３】
【数９】
0005063495.tif 000010
【０１０４】
このようにして求めたより正確な角度情報θ′から算出した出力デューティでＡＣモータの制御を行えば、より安定なモータ制御が実現できる。
【０１０５】
ところで、第１ＣＰＵ２００のクロックに異常があると、第１位相参照信号の周期が変動し、位相伝達信号の周期も変動する。
【０１０６】
本発明では、前述したようにτ１およびτ２が記憶されているから、下記の式によりその時刻差を求めることにより第１ＣＰＵのクロック周期をチェックすることができる（図８の１２５）。
【０１０７】
Δτ＝｜τ１−τ２｜
本来、Δτは２５μｓ相当であるから、Δτが理論値のばらつき範囲を超えた場合には、第１ＣＰＵ２００のクロックが異常であると判定する（図８の１２９）。
【０１０８】
したがって、Ｖcos１，Ｖsin１，Ｖcos２，Ｖsin２，τ１，τ２のいずれかが更新されていない場合（図８の１２６）、およびΔτが理論値ばらつき範囲外である場合（図８の１２９）は、第１ＣＰＵ２００のクロックが異常であると判定される。励磁信号生成回路４は、２０ｋＨｚの矩形波パルスに対して、適切な交流励磁信号の振幅と、位相伝達信号のタイミングを出力できるように設定されているから、第１ＣＰＵ２００のクロック異常時には角度検出の精度に支障をきたす。
【０１０９】
そこで、第１ＣＰＵ２００のクロックが異常であると検出した場合には、第１ＣＰＵを使用せずに角度検出を行う方式に切り替える。以下、切り替えの方法を順に説明する。
【０１１０】
まず、第２ＣＰＵ２０２は第１ＣＰＵ２００にリセット指令信号を出力する。第１ＣＰＵ２００はリセットモードになった場合、ＩＯポートの出力がハイインピーダンスになるものである。そのため、第１位相参照信号端子もハイインピーダンスになる。
【０１１１】
次に第２ＣＰＵ２０２は、第２位相参照信号端子から、０Ｖ／５Ｖが２５μｓ毎に切り替わる２０ｋＨｚの矩形波を出力する。
【０１１２】
すると通常時と比較して、第１位相参照信号と第２位相参照信号の関係が入れ替わっただけで、励磁信号生成回路４を透過した後の交流励磁信号および位相伝達信号は通常時と全く変わらない。したがって、通常時と同様の手順で角度検出を継続することができる。
【０１１３】
次に、図９を用いて、実施例１または実施例２の実施形態が適用される電動パワーステアリング用制御装置のモータ制御装置２０４とモータ２０６について説明する。
【０１１４】
モータ制御装置２０４は、図１または図６にて示した回路部品を内蔵する（レゾルバ１を除く）。モータ２０６は、レゾルバ１を内蔵し、前記振幅変調信号ｂ及び前記振幅変調信号ｃをモータ制御装置２０４に送信する。
【０１１５】
モータ制御装置２０４の金属製筐体２４０は、モータ２０６に対して、ネジ２０８により機械的に接続される。次に、モータ制御装置２０４に内蔵された回路部品と電気的に接続されるバスバ２３１は、モータ１００の三相入力部にネジにより電気的に接続される。バスバ２３１Ｂの接続部は、金属製のシールドカバー２５０Ｍで閉じる。最後に、シールドカバー２５０Ｍは、金属製筐体２４０に、少なくとも１個のネジで固定される。以上により、モータ制御装置２０４とモータ１００は組み立てられる。
【０１１６】
次に、図１０を用いて、本実施形態による電動パワーステアリング用制御装置を用いたシステム構成について説明する。図１０は、本発明の一実施形態による電動パワーステアリング用制御装置を用いた電動パワーステアリングの構成を示すシステム構成図である。
【０１１７】
ステアリングＳＴを回転させると、その回転駆動力は、ロッドＲＯを介して、マニュアルステアリングギアＳＴＧにより減速して、左右のタイロッドＴＲ１，ＴＲ２に伝達し、左右の車輪ＷＨ１，ＷＨ２に伝達され、左右の車輪ＷＨ１，ＷＨ２を舵取りする。
【０１１８】
本実施形態によるモータ２０６は、ロッドＲＯの近傍に取り付けられており、ギアＧＥを介して、その駆動力をマニュアルステアリングギアＳＴＧに伝達する。ロッドＲＯには、トルクセンサＴＳが取り付けられており、ステアリングＳＴに与えられた回転駆動力（トルク）を検出する。
【０１１９】
モータ制御装置２０６は、トルクセンサＴＳの出力および図示していないが車両の車速センサの出力に基づいてモータ２０６の目標トルクを算出する。この算出において、モータ１００の回転速度や回転加速度をさらに考慮してモータ２０６の目標トルクを算出しても良く、この方がより最適なあるいはフィーリングの優れた制御が可能となる。また安全面からモータ２０６の温度や電流値を検出し、モータ１００の出力トルクである電流値が目標トルクに相当する電流値となるようにモータ１００への通電電流を制御する。モータ制御装置２０６およびモータ２０６の電源は、バッテリＢＡから供給される。
【０１２０】
なお、以上の構成は、ステアリングホイールの直ぐ下のステアリングコラムの部分にトルクセンサとトルクをアシストするモータ２０６を置くものであるが、モータ２０６をラック＆ピニオンギアの近傍に備えるラック型のパワーステアリングに対しても、本実施形態のモータ２０６および前述のインバータを含むモータ制御装置２０６をそのまま使用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１２１】
【図１】実施例１に係る回路構成ブロック図である。
【図２】従来のレゾルバを用いた角度検出回路構成ブロック図である。
【図３】従来の励磁信号生成部の構成ブロック図である。
【図４】実施例１に係る励磁信号生成部のブロック図である。
【図５】実施例１に係る角度検出のフローチャートである。
【図６】実施例２に係る回路構成ブロック図である。
【図７】実施例１に係る励磁信号生成部のブロック図である。
【図８】実施例２に係る角度検出のフローチャートである。
【図９】電動パワーステアリング用制御装置のモータ制御装置２０４とモータ２０６を示す斜視図である。
【図１０】本発明の一実施形態による電動パワーステアリング用制御装置を用いた電動パワーステアリングの構成を示すシステム構成図である。
【符号の説明】
【０１２２】
１  レゾルバ
２  第１クロック源
３，２００  第１ＣＰＵ
４  励磁信号生成回路
５  ＤＡ変換回路
６  第２クロック源
７，２０２  第２ＣＰＵ
８  ＡＤ変換器
９  第１差動増幅回路
１０  第２差動増幅回路
【図１】
0005063495.tif 000011
【図２】
0005063495.tif 000012
【図３】
0005063495.tif 000013
【図４】
0005063495.tif 000014
【図５】
0005063495.tif 000015
【図６】
0005063495.tif 000016
【図７】
0005063495.tif 000017
【図８】
0005063495.tif 000018
【図９】
0005063495.tif 000019
【図１０】
0005063495.tif 000020