(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
プラズマ室に発信周波数信号を供給する電圧制御発振器と、
前記プラズマ室の共振周波数に基づいた検波器信号を生成するための検波器と、
ディザ電圧信号を生成するディザ電圧源と、
前記検波器信号と前記ディザ電圧信号に基づいて生成され、前記プラズマ室のプラズマを含む開放共振器の共振周波数に、前記電圧制御発振器の周波数が固定されるために、前記電圧制御発振器の電圧制御入力に適用されるためのフィードバック信号を生成する周波数安定化回路と、
を具備することを特徴とするプラズマ室に発生させたプラズマを制御する電子密度計測・制御システム。
【請求項２】
前記システムにおいて、
前記周波数安定化回路は、前記検波器信号と前記ディザ電圧信号に基づく補正電圧信号を生成するための電圧制御バイアス信号発生器を備えることを特徴とする請求項１に記載の電子密度計測・制御システム。
【請求項３】
開放共振器として機能するプラズマ室に発生させたプラズマを制御するシステムであって、
前記プラズマ室に発信周波数信号を供給する電圧制御発振器と、
前記プラズマ室の共振周波数に基づいた検波器信号を生成するための検波器と、
ディザ電圧信号を生成するディザ電圧源と、
前記検波器信号と前記ディザ電圧信号に基づいて生成され、前記プラズマ室のプラズマを含む開放共振器の共振周波数に、前記電圧制御発振器の周波数が固定されるために、前記電圧制御発振器の電圧制御入力に適用されるためのフィードバック信号を生成する周波数安定化回路と、
を具備することを特徴とするプラズマ室に発生させたプラズマを制御する電子密度計測・制御システム。
【請求項４】
前記システムにおいて、
前記周波数安定化回路は、前記検波器信号と前記ディザ電圧信号に基づく補正電圧信号を生成するための電圧制御バイアス信号発生器を備えることを特徴とする請求項３に記載の電子密度計測・制御システム。
【請求項５】
前記システムにおいて、
前記周波数安定化回路は、さらに、
ＤＣ制御電圧信号の供給するための直流バイアス発生器と、
前記フィードバック信号を生成するために、補正電圧信号、ディザ電圧信号及びＤＣ制御電圧信号を加算するための加算器と、
を備えることを特徴とする請求項３に記載の電子密度計測・制御システム。
【請求項６】
前記システムにおいて、
前記プラズマ室で提供されるプラズマ内に浸された開放マイクロ波共振器をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の電子密度計測・制御システム。
【請求項７】
前記システムにおいて、
前記ディザ電圧信号は、方形波及び正弦波のうちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項１に記載の電子密度計測・制御システム。
【請求項８】
前記システムにおいて、
前記ディザ電圧信号は、１ｍＶから５０ｍＶまでのピーク・ピークの振幅を有していることを特徴とする請求項７に記載の電子密度計測・制御システム。
【請求項９】
前記システムにおいて、
前記ディザ電圧信号は、１ｋＨｚから１００ｋＨｚまで周波数幅を有していることを特徴とする請求項７に記載の電子密度計測・制御システム。
【請求項１０】
前記システムにおいて、
前記直流バイアス発生器は、
前記検波器からの検波器信号が入力されて増幅信号を出力する増幅器と、
ディザ制御電圧源からの前記ディザ電圧信号を受け取るように設けられたコマンド信号発生器と、
前記増幅器からの増幅信号を受け取り、及び前記コマンド信号発生器からのディザ電圧信号を受け取るように設けられた第１のサンプルアンドホールド回路と、
前記第１のサンプルアンドホールド回路の出力及び、該第１のサンプルアンドホールド回路の出力よりも低い値の第２のサンプルアンドホールド回路の出力を受け取るように設けられた差動増幅器と、
前記差動増幅器の出力を受け取り、前記加算器への入力信号を供給する積分器と、
を具備することを特徴とする請求項５に記載の電子密度計測・制御システム。
【請求項１１】
前記システムにおいて、
前記周波数安定化回路は、さらに、
ＤＣ制御電圧を供給するための直流バイアス源と、
前記フィードバック信号を作成するために、前記補正電圧信号、前記ディザ電圧信号及び前記ＤＣ制御電圧信号を加える加算器と、
を具備することを特徴とする請求項５に記載の電子密度計測・制御システム。
【請求項１２】
前記システムにおいて、
前記ディザ電圧信号は、方形波及び正弦波のうちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項３に記載の電子密度計測・制御システム。
【請求項１３】
前記システムにおいて、
前記ディザ電圧信号は、１ｍＶから５０ｍＶまでのピーク・ピークの振幅を有していることを特徴とする請求項１２に記載の電子密度計測・制御システム。
【請求項１４】
前記システムにおいて、
前記ディザ電圧信号は、１ｋＨｚから１００ｋＨｚまで周波数幅を有していることを特徴とする請求項７に記載の電子密度計測・制御システム。
【請求項１５】
前記システムにおいて、
前記直流バイアス発生器は、
前記検波器からの検波器信号が入力されて増幅信号を出力する増幅器と、
ディザ制御電圧源からの前記ディザ電圧信号を受け取るように設けられたコマンド信号発生器と、
前記増幅器からの増幅信号を受け取り、及び前記コマンド信号発生器からのディザ電圧
信号を受け取るように設けられた第１のサンプルアンドホールド回路と、
前記第１のサンプルアンドホールド回路の出力及び、該第１のサンプルアンドホールド回路の出力よりも低い値の第２のサンプルアンドホールド回路の出力を受け取るように設けられた差動増幅器と、
前記差動増幅器の出力を受け取り、加算器への入力信号を供給する積分器と、
を具備することを特徴とする請求項３に記載の電子密度計測・制御システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体処理システムで使用されるようなプラズマ処理システムで電子密度を測定し、制御する方法およびシステムを提供する。
【０００２】
本出願は、１９９９年７月２０日に出願された米国出願番号第６０／１４４，８８０号、１９９９年７月２１日に出願された米国出願番号第６０／１４４，８７８号、１９９９年７月２０日に出願された米国出願番号第６０／１４４，８３３号、および１９９９年１１月１９日に出願された米国出願番号６０／１６６，４１８号に対する優先権を米国特許法第１１９（ｅ）条に基づいて主張する。これらの出願の各々は全体としてそのまま参照してここに組み込まれる。
【０００３】
【従来の技術】
第二次世界大戦後に、いくつかの大学の研究グループは、一部がイオン化された気体を研究するために戦争中開発されたマイクロ波技術を利用した。
【０００４】
特に、マサチューセッツ工科大学のサンボーン・シー・ブラウン教授のグループは、一部がイオン化された電気的準中性気体の電子密度の測定のためのいわゆる「空洞技術」を開発し、それは、プラズマと呼ばれるようになった。
【０００５】
この流れにおいて、マイクロ波空洞の共振動作の変化は、この空洞内のプラズマの存在の結果として研究された。
【０００６】
一般的には、その最下位あるいはほぼ最下位に近い共振モードとして作用する真円形の円筒状空洞が使用された。その気体は、コアシアルパイレックス（登録商標）管あるいは石英管内部に含まれていた。この空洞を通り抜ける管の通過を可能にするために各平面の端部に一つの開口が設けられていた。
【０００７】
一般に、マイクロ波空洞内にプラズマが存在した場合、特定の空洞モードの共振周波数と共振の鋭さ（Ｑ）、例えば、共振モードをかなり励起しなければならない場合に、マイクロ波信号の周波数が固定されなければならない精度の両方に影響を及ぼしている。摂動論の一形式を使用して、これらのパラメータの変化をプラズマの電子密度および電子衝突周波数に関連付けることができる。この摂動論は、下記の条件を満たす（ラジアン）周波数に対してのみ有効である。
【０００８】
【数１】
0004890714.tif 000002
ここで、ωｐはプラズマ（ラジアン）周波数、Ｎｅは電子密度（電子数／ｃｍ３）である。したがって、ここで関心のある大きさである約１０１２ｃｍ−３の電子密度を有するプラズマの診断の場合、数１０ＧＨｚを超えるマイクロ波信号（ω／２π）が必要である。
【０００９】
約数１０ＧＨｚの信号周波数を要求した場合には、重大な問題を生じる。その最下位あるいは最下位近傍の共振モードで共振するように設計された空洞の物理的寸法は、信号の波長のオーダーである。従って、約３５ＧＨｚで共振するように設計された空洞は、単にセンチメートルのオーダーである。電子密度測定のために、このような小さい空洞を使用するのは困難である。
【００１０】
原則として、最下位あるいは下位のモードの小さい物理的サイズに関連した問題を解決するために、より高いモードで共振するように設計された空洞を使用できる。しかし、このアプローチを採用した場合、特定の励起空洞モードの同一性を間違いなく識別することが非常に難しくなる。従って、摂動論を、電子密度及び電子衝突周波数を決定するために適用することは事実上大変困難になる。
【００１１】
この問題を回避する一つの方法は、「開放」共振器、例えば、（ほぼ）完全に囲む導電面によって電磁界が閉じ込められていない共振器を用いることである。開放共振器の実例としては、対向する平面あるいは曲面を有し、これらの間で円形の対称的な導電面に制限されない一対の大きく開口する円形対称エンドミラーである。この種の開放共振器は、ベルシステムテクニカルジャーナル（Ｂｅｌｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｊｏｕｒｎａｌ）（第４０巻、第４５３〜第４８８ページ、１９６１年３月）におけるＡ．Ｇ．ＦｏｘおよびＴ．Ｌｉ著の「ＭＡＳＥＲ干渉計（Ｒｅｓｏｎａｎｔ  ｍｏｄｅｓ  ｉｎ  ａ  ＭＡＳＥＲ）」によって非常に詳細に考察される。Ｆｏｘ等は、対称軸に対して意味ある角度で伝搬する平面波成分を含むものとしてみなすことができるいかなるモードも感知できるほど励起されないこと、すなわち非常に低いＱを有することを示した。
【００１２】
実際の開放共振器の場合、特定の周波数範囲の共振周波数を有する実用的なモード数は、同じサイズで閉じられた共振器に比べてはるかに小さい。この開放共振器の特性は、３５ＧＨｚ以上の周波数まで共振プラズマ診断技術を拡張することは研究者に対して、桁外れの機会をもたらした。
【００１３】
マイクロ波エネルギーは、導波管フィードから閉じられた共振器への結合を決定するものと同じ原理を使用して、導波管フィードから開放共振器へ結合されてもよい。共振器ミラーの結合する開口位置、空間回転、およびサイズは、所望の共振器モードの場合の電磁界の形状に適切に関連しなければならない。入出力結合開口の両方とも、同じミラー上にあってもよいしあるいは入力開口は一方の鏡上にあり、出力開口は他方のミラー上にあってもよい。
【００１４】
公知の電子同調可能なマイクロ波発振器は、共振空洞およびマイクロ波弁別器を使って周波数安定化される。基本的概念は、１９４７年マグローヒル社によって出版されたいろいろのＭＩＴ放射線研究所レポートおよび放射線研究所逐次刊行物に詳細に開示される。
【００１５】
これらの発振器の１つの使用は、電子同調可能な発振器に周波数が変更されるものとしてマイクロ波共振器の共振周波数を追跡させることにある。この技術の広範囲にわたる検討は、１９４７年にニューヨーク市のマグローヒル出版社によって出版されたキャロル  Ｈ．モンゴメリー編のＭＩＴ放射線研究所逐次刊行物の第１１巻のマイクロ波測定の技術の第５８〜第７８ページ（以下、「モンゴメリー」）に示されている。モンゴメリーの全内容はこれによって参照して組み込まれる。
【００１６】
マイクロ波干渉計の使用は、２つの公知の刊行物、すなわち（１）Ｐｅａｒｓｏｎら著の「プロセスプラズマの密度測定安定化のためのマイクロ波干渉計（Ａ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ  ｆｏｒ  Ｄｅｎｓｉｔｙ  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ  Ｓｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｐｒｏｃｅｓｓ  Ｐｌａｓｍａｓ）」（材料研究協会シンポジウム議事録、第１１７巻（Ｈｅｙｓら編）１９８８年、第３１１〜第３１７ページ）、および（２）Ｅｆｔｈｉｍｉｏｎら著の「ＴＦＴＲのライン統合電子密度の測定のための１ミリメートル波の干渉計（１−ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ  ｗａｖｅ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ  ｏｆ  ｌｉｎｅ  ｉｎｔｅｇｒａｌ  ｅｌｅｃｔｒｏｎ  ｄｅｎｓｉｔｙ  ｏｎ  ＴＦＴＲ）」（Ｒｅｖ．Ｓｃｉ．Ｉｎｓｔｒｕｍ．５６（５）、１９８５年５月、第９０８ページ〜第９１０ページ）にも記載されている。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、プラズマを含む開放共振器に対して固定化されるマイクロ波発振器を使用して、改良されたプラズマ電子密度測定・制御システムを提供することにある。
【００１８】
そこで本発明は、電子（プラズマ）密度を測定するシステムの一部として電圧制御発振器（ＶＣＯ）の発振周波数を安定化させる回路によって達成する電子密度計測・制御システムを提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するために、プラズマ室に発信周波数信号を供給する電圧制御発振器と、前記プラズマ室の共振周波数に基づいた検波器信号を生成するための検波器と、
ディザ電圧信号を生成するディザ電圧源と、前記検波器信号と前記ディザ電圧信号に基づいて生成され、前記プラズマ室のプラズマを含む開放共振器の共振周波数に、前記電圧制御発振器の周波数が固定されるために、前記電圧制御発振器の電圧制御入力に適用されるためのフィードバック信号を生成する周波数安定化回路と、を備える電子密度計測・制御システムを提供する。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の一実施形態について詳細に説明する。
【００２１】
ここで、以下の図面で同じ参照番号は同じ部品あるいは対応する部品を示す。図１は、共振器の出力の正規化伝達を示すグラフである。共振周波数ｆｑの近くの共振器を通る出力の伝達は下記の式で示すことができる。
【００２２】
【数２】
0004890714.tif 000003
ここで、
【数３】
0004890714.tif 000004
は、正規化周波数である。これらの式では、ｆは発振周波数であり、ｆｑは、基準周波数（すなわち、軸モード、例えばＴＥＭ００ｑモードの場合の開放共振器の共振周波数）であり、ＱＬは、開放共振器の負荷特性係数（すなわち、負荷Ｑ）であり、Ｔ（δ）は、伝達出力である。Ｔ（０）は、発振周波数が共振周波数に等しい場合（すなわち、ｆ＝ｆｑである場合）の伝達出力である。図１に示されるように、δの関数としてのＴ（δ）のプロットは、δ＝０で、そのピークを有する周知のベル状特性を示している。
【００２３】
電力を共振器に印加する１つの方法は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）を介するものである。ＶＣＯでは、制御入力端子に印加された電圧は、発振周波数を制御する。たとえＶＣＯの周波数ｆｓがｆｑとわずかに異なっているとしても、ｆｑおよびｆｓが接近している場合、かなりの出力が開放共振器を通って伝達されてもよい。実際には、これは、｜ｆｓ−ｆｑ｜が約ｆｑ／ＱＬよりも小さいことが必要である。式２から当然の結果として下記のようになる。
【００２４】
【数４】
0004890714.tif 000005
特に、δｓは正でも負でもよい。したがって、対応するＶＣＯ制御電圧はＶｓであると仮定され、このＶｓも装置に応じて正でも負でもよい。
【００２５】
ＶＣＯの発振周波数と空洞共振器（開放あるいは閉鎖のいずれか）の共振周波数との差を用いて、ＶＣＯの発振の周波数を後述されるような空洞の共振周波数にロックさせることができる。
【００２６】
１つのこのようなＶＣＯは、約３４ＧＨｚから約３６ＧＨｚまでの周波数範囲で作動する、ミリテックモデル番号ＷＢＶ−２８−２２０１６０ＲＩと同様なバラクタ電圧制御ガン発振器である。当業者によって理解されるように、ここに記載された技術は、大いに異なる周波数（より高いかあるいはより低いかのいずれか）で作動する他の種類の電圧制御発振器にも応用可能である。ミリテック装置の場合、Ｖｓは、負であり、発振周波数は、Ｖｓがより負になるにつれて増加する。下記の説明では、ミリテック装置と同様な動作が仮定される。
【００２７】
固定制御電圧を使用するよりもむしろ、小さい振幅の時変電圧をＶＣＯの周波数制御入力端子に印加できる。したがって、制御電圧ｖｃ（ｔ）は下記の式で記述されてもよい。
【００２８】
【数５】
0004890714.tif 000006
ここで、いわゆる「ディザ電圧」であるｖｓは時間の関数である。一実施形態では、ディザ電圧は対称方形波である。他の実施形態では、ディザ電圧は正弦波である。
【００２９】
【数６】
0004890714.tif 000007
とする。ここで、ｖｄはディザ電圧のピーク振幅である。したがって、関数ｆ（ｔ）は、−１および１によって境界をつけられる。ディザ電圧の成分として対称方形波を使用する場合、結果として生じる正規化周波数は、方形波が正である場合、下記の式で示すことができ、
【数７】
0004890714.tif 000008
方形波が負である場合、下記の式で示すことができる。
【００３０】
【数８】
0004890714.tif 000009
すなわち、小さい信号近似は有効であり、δの変化は制御電圧の変化に比例すると仮定される。正のパラメータ「ａ」は、方形波振幅に比例し、数値計算を容易にするために導入された。その値は、特定のＶＣＯの場合の制御電圧と発振周波数との関係の詳細によって決まり、方形波「ディザ電圧」の振幅に関連し得る。
【００３１】
検討するために、δｓは正であると仮定される（すなわち、ｖｓ＝０の場合の動作周波数はｆｑよりも大きいので、動作点は、図１に示された出力伝達曲線のピークの右側にある）。
【００３２】
図１および式（１）、（５ａ）、（５ｂ）から、当然の結果として共振器を通る出力伝達は、方形波が正である（δ＝δ＋）場合、方形波が負である（δ＝δ−）場合よりも大きくなる。δｓが正であるよりもむしろ負である場合、逆は真であることを認識することは役に立つ。ＶＣＯのための制御電圧は、これらの２つの伝達出力間の差から得ることができる。下記の式を考察する。
【００３３】
【数９】
0004890714.tif 000010
式（１）を使って、下記の式、
【数１０】
0004890714.tif 000011
であり、δｓが負である場合、同じ式も有効であることを示すことができる。式（７）は、図２に図示されるようなδｓの非対称関数を示している。
【００３４】
共振器を通して伝達される出力は、電圧出力がクリスタルダイオード検出器に入射する出力にまさしくほぼ比例するクリスタルダイオード検出器を使用してサンプリング及び測定してもよい。従って、共振器を通して伝達される出力に応答するクリスタルダイオードの電圧出力を適当に処理できる回路は、式７によって与えられるような△Ｔ（δｓ）に本来比例する出力電圧を発生する。
【００３５】
制御回路によって発生された電圧は、発振周波数ｆｓが基準周波数ｆｑよりも大きい場合、正であり、ｆｓ＝ｆｑの場合、０であり、ｆｓがｆｑよりも小さい場合、負である。一般的にはゆっくりと変化する、この補正電圧ｖｃｏｒｒあるいは準ＤＣ電圧は、ＤＣ電圧Ｖｓおよびディザ電圧ｖｓと直列にＶＣＯの周波数制御電圧入力端子に供給される。したがって、補正電圧ｖｃｏｒｒの加算で、以下の式（４）になる。
【００３６】
【数１１】
0004890714.tif 000012
ディザ電圧振幅（ピーク・ピーク値）に対する通常の範囲は、１〜５０ｍＶである。一般に、ディザ振幅は、追跡される空洞共振の検出電圧の約１／２以下であり、できるだけ小さいものが望ましい。第２に、ＲＦ出力および圧力の範囲にわたる規定に対してディザ電圧振幅および／またはディザ周波数は変更されてもよいことに注目すべきである。第３に、ディザ周波数は、１ｋＨｚから１００ｋＨｚまでの範囲にあるべきである。
【００３７】
図３は、前述された伝達特性に基づいた安定化システムのブロック図である。安定化回路は適切に調整される場合、ＶＣＯアンドアイソレータ（以下、ＶＣＯと称する）１０３の周波数は、開放共振器１０５の共振周波数に固定される（共振周波数と同様である）。開放共振器１０５の共振周波数が変わる場合、ＶＣＯ１０３の発振周波数は等しい量だけ変わり、ＶＣＯ１０３は、その更新された共振周波数で開放共振器１０５を励起し続ける。
【００３８】
図３に示されるように、ＶＣＯ１０３は、開放マイクロ波共振器１０５に結合される。このマイクロ波共振器１０５は、伝達空洞として使用され、両端の反射鏡を含む。共振器１０５は、別個の入力開口および出力開口を有し、この別個の入力開口および出力開口の両方は同じ鏡上にあってもよいしあるいは入力開口は一方の鏡上にあってもよいし、出力開口は他方の鏡上にあってもよい。後者の形状は、望ましくないオフアクシス（ｏｆｆ−ａｘｉｓ）モードが励起あるいは検出される可能性を減らすために好ましいことがあり得る。
【００３９】
共振器１０５の出力開口に結合されるのは、共振器１０５を通して伝達される出力を検出する検波器１０６（例えば、クリスタル検波器）である。この検波器１０６およびディザ電圧電源１１７は、（図４により詳細に示されている）ＶＣＯバイアス信号発生器１０１に接続される。（１）ＶＣＯバイアス信号処理装置１０１、（２）ディザ電圧電源、および（３）ＤＣバイアス電源の出力は、制御電圧を出力し、ＶＣＯ１０３に戻す加算器１０２に供給される。
【００４０】
図４（ａ）に、ＶＣＯバイアス信号処理装置１０１の一実施形態のブロックを示す。
ディザ電圧電源１１７からのディザ（あるいはクロック）信号は、高サンプルアンドホールド回路および低サンプルアンドホールド回路（それぞれ１２４および１２５）によって処理され、ディザ信号の２つの位相の役目を果たす高サンプルコマンド信号および低サンプルコマンド信号をそれぞれ供給する。高サンプルコマンド信号および低サンプルコマンド信号によって、高サンプルアンドホールド回路１２４は、ディザ（あるいはクロック）信号が「正」である場合だけ増幅器１２６の出力を監視できる。
【００４１】
同様に、低サンプルコマンド信号によって、低サンプルアンドホールド回路１２５は、ディザ（あるいはクロック）信号が「負」である場合だけ増幅器１２６の出力を監視できる。コマンド信号の相対タイミングは図４（ｂ）に示される。差動増幅器１２３は、この高、低サンプル＆ホールド回路１２４および１２５の出力の差を供給し、積分器１２２は、過渡現象の影響を受容できるレベルに制限する。
【００４２】
さらに、積分器１２２は、始動でＶＣＯを所望の開放共振器モードにロックすることを容易にする。例えば、始動で、ＶＣＯのＤＣバイアス電圧Ｖｓは、所望の開放共振器モードの周波数ｆｑよりもわずかに上の発振器周波数ｆｓに対応する値に設定されてもよい。したがって、積分器１２２のコンデンサは、加算器１０２によってＶｓに代数的に加算される場合、ｆｑよりもわずかに小さい発振器周波数を生じる電圧に充電されてもよい。積分器コンデンサが放電するにつれて、周波数ｆｓは増加し、ｆｑに接近し、この接近中のある周波数に安定化回路は固定する。
【００４３】
図５には、本発明によるプラズマ発生器制御システムの一実施形態のブロック図が示される。他の実施形態はもちろん可能である。これらの他の実施形態のいくつかは、ＤＳＰ１０９によるこのような回路機能の全制御を含まなくてもよい。本発明のプラズマ発生器のための制御電圧の決定が同時係属の出願第６０／１４４，８８０号の図４および図５の弁別器１１０および１１０′のようなマイクロ波弁別器の使用なしで行われることに注目されたい。
【００４４】
図５に示されたディジタル信号処理装置（ＤＳＰ）１０９は、３つの入力、すなわち（１）Ａ／Ｄ変換器１０８を介するＤＳＰへのＶＣＯの入力の周波数制御入力端子の電圧のディジタル等価値、（２）図５に示されるようにＡ／Ｄ変換器を使ってデータ入力端子にあるキーボードあるいは電位差計によって入力される、ＶＣＯの周波数制御入力端子の所望の電圧あるいは開放共振器の所望の平均プラズマ密度、もしくはＶＣＯの所望の周波数のいずれかの１つ、および（３）開放共振器の出力で検波器に接続されたカウンタからの信号、に応答する。このＤＳＰ１０９は、出力信号を供給し、（１）プラズマ発生器の出力パワー、（２）ＶＣＯのためのＤＣバイアス電圧、（３）ＶＣＯのためのディザ電圧信号の振幅、（４）ディザ周波数、および（５）ディスプレイ手段の少なくとも１つを制御する。ＤＳＰからプラズマ発生器１２０への出力信号は、プラズマ発生器によってプラズマ室１０５に供給された出力を必要に応じて調整し、所望のプロセスパラメータを得る。図５は、ＶＣＯ１０３とプラズマ室１０５との間に方向性結合器１０４および周波数計１１８を含み、そのようにすることが慎重に見えるかもしれないときは常に発振器周波数の個別の決定を可能にする。ＶＣＯは一体のアイソレータを含んでいると仮定されるために図５のＶＣＯとプラズマ室との間に個別のアイソレータは図５に全然示されていない。しかしながら、ＶＣＯが一体のアイソレータを含んでいない場合、アイソレータは、ＶＣＯとプラズマ室との間の回路に挿入すべきである。
【００４５】
プラズマ発生器制御電圧の変化は、プラズマ密度を変化させ、この変化は、同様に開放共振器の共振周波数を変化させるので、検波器の出力を変化させる。この検波器信号は、ＶＣＯバイアス信号処理装置の出力を変化させ、ＶＣＯ周波数制御入力に印加された電圧を変化させる。したがって、ＶＣＯの発振周波数が変化する。ＤＳＰは、入力データに基づいて、ＶＣＯ制御電圧のディジタル等価値を所望値と比較し、適切な制御信号をプラズマ発生器に送る。
【００４６】
開放共振器の電磁界がいかなる理由に対してもＶＣＯ周波数の制御の消失のために消失する場合、開放共振器の出力ラインの検波器の出力は、ゼロに低下し、カウンタ１０７は事象を記録する。このような事象が生じる場合、ＶＣＯの周波数は、開放共振器の共振周波数によってもはや制御されなくなり、「ロックの消失」が生じた。同時係属出願第６０／１４４，８８０号には、「ロックの消失」の問題が若干詳細に開示される。周波数制御の消失は、ＤＳＰに命令し、アルゴリズムを始動し、周波数ロックを再確立するかあるいは装置オペレータに制御の消失および装置誤動作の可能性を警告するために使用できる。検波器からのゼロ出力がＶＣＯ周波数が開放共振器の共振周波数にロックされないことを意味することに注目すべきである。
【００４７】
このシステムのサンプリング期間は、「ロックの消失」がＤＳＰによって認識されることを保証するために選択される。したがって、このＤＳＰは、いろいろのアルゴリズムを使用し、ＶＣＯ周波数と開放共振器の共振周波数との間にロックを再確立する。第１のこのようなアルゴリズムは、無線周波数（ＲＦ）出力、ガス気圧、ガス流量、プラズマ室温度およびプラズマ光学シグネチャのような１つあるいはそれ以上の測定パラメータに基づいて予想プラズマ密度を計算する。次に、ＤＳＰは、（例えば、図２に示されるように）所定の周波数限界内の弁別器ゼロを探索する。第２のこのようなアルゴリズムは、隣接共振モード間の周波数差を測定し、近似プラズマ密度を決定し、次にほぼそのように決定されたプラズマ密度の弁別器ゼロのための探索を行う。
【００４８】
図５に示されるように、ＶＣＯバイアス信号処理装置は、自己クロックＶＣＯバイアス信号処理装置と交換された。図６Ａに示された実施形態では、ＶＣＯバイアス信号処理装置は、ＶＣＯバイアス信号処理装置１０１およびディザ電圧電源１１７を含む。図６（ｂ）に示された実施形態では、ＶＣＯバイアス信号処理装置は、正弦ディザ電圧信号を扱うロックイン増幅器を含む信号処理装置を備えている。
【００４９】
ロックイン増幅器は、本出願には有利となる、雑音がある場合の弱い信号を処理するのに特に役に立つ。ロックイン増幅器の動作は、他の所に記載されている。（１９８３年、ロンドン市のＰｅｔｅｒ  Ｐｅｒｅｇｒｉｎｕｓ社発行のＭ．Ｌ．Ｍｅａｄｅ著のロックイン増幅器：「原理および応用（ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ  ａｎｄ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）」。１９６２年６月８日発行のエレクトロニクス（第３５巻、第４０〜４３ページ）のＲｏｂｅｒｔ  Ｄ．  Ｍｏｏｒｅ著の「雑音に埋もれた信号のためのロックイン増幅器（Ｌｏｃｋ−ｉｎ  Ａｍｐｌｉｆｉｒｅｓ  ｆｏｒ  ｓｉｇｎａｌｓ  ｂｕｒｒｉｅｄ  ｉｎ  ｎｏｉｓｅ）」も参照されたい。）
開放共振器の共振動作の分析が、この開示で前に使用されたマイクロ波回路透視図からよりもむしろ、光学透視図からとりかかられる場合、式（１）と同じである式が得られてもよい。オンアクシスモード（例えば、ここで関心のあるモードであるＴＥＭ００ｑモード）の共振周波数をｆｑとする。ここで、
【数１２】
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である。（注意：ＴＥＭ００ｑモードの共振周波数に対する通常の表記法はｆ００ｑであるが、これらはここで関心のある唯一のモードであるために、共振周波数ｆ００ｑはより簡単な表記法ｆｑによって示される。）
開放共振器を通る正規化出力伝達Ｔ（ｆ）は、下記の式によって示されてもよい。
【００５０】
【数１３】
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ここで、ｆは周波数であり、ｃは真空の光速であり、ｄは鏡分離箇所、およびＦは、Ｔ（ｆ）＝（１／２）Ｔ（ｆｑ）である最も近い２つの周波数差ｆｑで割られた（ｃ／２ｄ）として規定されるいわゆる細かさである。ほぼｆｓのＴ（ｆ）のテーラー級数展開を考察する、ここでｆｓは、式（１０）が有効である周波数である。
【００５１】
【数１４】
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一般に周波数変化ｆ−ｆｓは、制御電圧の対応する変化に関連する。すなわち、ｆ−ｆｓがあまりにも大きくない場合、下記のように記述してもよい。
【００５２】
【数１５】
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ここで、Ｖｓは、発振器周波数がｆｓであるＤＣ制御電圧であり、導関数は、ｖｃ＝Ｖｓに対して数値を求められるべきである。
【００５３】
ディザ電圧が下記の式によって示されると仮定する。
【００５４】
【数１６】
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次に、式（１１）、（１２）、および（１３）を使って、この空洞を通る正規化平均出力伝達に対する式を、平均値がマイクロ波信号の期間に比べて長いがディザ信号の期間に比べて短い時間間隔にわたってとられる時間の関数として得ることができる。この結果は次のようになる。
【００５５】
【数１７】
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開放共振器の出力ポートに接続された二乗検波器（例えば、クリスタル検波器）の出力電圧はＰＡＶＧに比例する。式（１４）の第２項は、ここで注目すべきは、この項はＶＣＯの周波数を調整するエラー信号をもたらすということである。本実施形態では、ロックイン増幅器は、所望のエラー信号を得るために使用される。
【００５６】
ロックイン増幅器の基準電圧Ｖｄｃｏｓ（ωｄｔ）は、ディザ電圧としても役立つ。このロックイン増幅器は、積分器を含み、入力信号の振幅および位相が基準信号の位相に対してゆっくりと変わる場合に変わるかもしれない公称時間独立出力電圧ｖｏｕｔを発生する。ここで関心のある用途の場合、出力電圧ｖｏｕｔは、ほぼ下記の式によって示される。
【００５７】
【数１８】
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ここで、Ｋは比例定数である。Ｔ（ｆ）の傾斜は、ｆがｆｑよりも小さい場合、正であり、ｆがｆｑよりも大きい場合、「負」であるために、ｖｏｕｔの代数符号はｆｓがｆｑよりも大きいかあるいは小さいかどうかによって決まることに注目しなけれはならない。（この代数符号変化は１８０°位相変化と等しい。）
この電圧ｖｏｕｔは、加算器１０２を介してＶＣＯ１０３の周波数を制御するフィードバック電圧を供給する。しかしながら、ＶＣＯ１０３の電圧特性に応じて、ロックイン増幅器と加算器との間に反転増幅器を挿入し、ＶＣＯの周波数制御入力端子のエラー電圧の代数記号がＶＣＯ周波数をｆｑから離れるよりもむしろｆｑの方へ移動させることを保証することが必要であるかもしれない。
【００５８】
雑音がある場合弱い信号を検出できるロックイン増幅器の能力は、狭帯域増幅器および内部積分器のその使用に帰因する。しかしながら、振幅および位相が時間とともに変わる信号を正確に増幅できるロックイン増幅器の能力は、そのいわゆる「整定時間」によって制限される。ここで考察される用途での使用の場合、この整定時間はあまりにも大きくしてはならない。特に、プラズマ密度が変わるとき、ＶＣＯは、特にプラズマの始動の際に開放共振器の共振周波数にロックされたままであり得ないかもしれない。
【００５９】
ディジタル信号処理装置１０９は、（ａ）プラズマ発生器の出力、（ｂ）ＶＣＯのためのＤＣバイアス電圧、（ｃ）基準（すなわち、ディザ）電圧振幅Ｖｄ、（ｄ）基準信号周波数ωｄ、（ｅ）ロックイン増幅器の利得、（ｆ）ロックイン増幅器の整定時間、および（ｅ）ディスプレイ手段の少なくとも１つを制御するようにプログラムされる。
【００６０】
明らかに、本発明の多数の修正および変更は上記の教示に照らして可能である。したがって、添付されたクレームの範囲内で、本発明は、特にここに記載されたようなもの以外の他の方法で実施されてもよいことを理解すべきである。
【００６１】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、プラズマを含む開放共振器に対して固定化されるマイクロ波発振器を使用して、改良された電子密度計測・制御システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明のプラズマ密度測定用安定化発振器回路における正規化伝達について説明するための図である。
【図２】本発明のプラズマ密度測定用安定化発振器回路における弁別器出力について説明するための図である。
【図３】  第１の実施形態によるディザ制御回路のブロック図である。
【図４】  図４（ａ）は、ＶＣＯバイアス信号処理装置を示し、図４（ｂ）は、本発明による制御信号を示すタイミング図である。
【図５】  第２の実施形態による拡張システム図を示すブロック図である。
【図６】  図６（ａ）は、自己クロックＶＣＯバイアス信号処理装置の代替実施形態のブロック図、図６（ｂ）は、自己クロックＶＣＯバイアス信号処理装置の代替実施形態のブロック図である。
１０１…ＶＣＯバイアス信号処理器
１０２…加算器
１０３…ＶＣＯ＆アイソレータ
１０６…検出器
１１５…ＤＣバイアス源
１１７…ディザ電圧源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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