(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）を使用する無線通信システムにおいてＯＦＤＭシンボルである信号を送信する方法であって、
複数のアンテナ経路に沿って信号を分割するステップであって、該信号は複数の位置を含み、該複数の位置の各々はサンプルを含む、ステップと、
１つのアンテナ経路の信号を受信するステップと、
所定数の位置だけ前記１つのアンテナ経路の信号のサンプルを循環的にシフトするステップであって、該シフトにより前記１つのアンテナ経路の信号の中の前記複数の位置を越えるサンプルは前記１つのアンテナ経路の信号の先頭または末尾の複数の位置にシフトされる、ステップと、
サンプルがシフトされた信号の末尾の複数のサンプルをサイクリックプレフィックスに含めるステップと、
前記サンプルがシフトされた信号と前記サイクリックプレフィックスとを送信するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記所定数の位置は、アンテナ経路の数に対する前記アンテナ経路の位置に対応することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記所定数の位置は、前記信号が再送信されているか否かに関連することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記サンプルは、前記信号の末尾の方向へシフトされ、該シフトにより前記信号の末尾の位置を越えるサンプルは前記信号の先頭にシフトされることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記サンプルは、前記信号の先頭の方向へシフトされ、該シフトにより前記信号の先頭の位置を越えるサンプルは前記信号の末尾にシフトされることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項６】
他のアンテナ経路の信号を受信するステップと、
他の所定数の位置だけ前記他のアンテナ経路の信号のサンプルを循環的にシフトするステップと、
を更に含み、
前記所定数の位置と前記他の所定数の位置とは異なることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項７】
符号化シンボルの形成のために、誤り訂正符号化を前記信号に適用するステップと、
インタリーブ解除の後に相関が最低となる副搬送波のシンボルが互いに隣接した位置に配置されるように、前記シンボルをインタリーブするステップと、
結果として生じる信号を形成するために、前記インタリーブされた符号化シンボルに対し逆高速フーリエ変換を実行するステップと、
前記結果として生じる信号を前記アンテナ経路の各々に提供するステップと、
を更に含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記分割するステップの前の信号に対し逆高速フーリエ変換を実行するステップと、
前記分割するステップの後のアンテナ経路の各々の信号を減衰させるステップと、
を更に含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記サイクリックプレフィックスに含められる前記複数のサンプルは前記サンプルがシフトされた信号の末尾から取り出され、前記サイクリックプレフィックスは前記サンプルがシフトされた信号の先頭に付加されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
前記サイクリックプレフィックスに含められる前記複数のサンプルは前記サンプルがシフトされた信号の先頭から取り出され、前記サイクリックプレフィックスは前記サンプルがシフトされた信号の末尾に付加されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１１】
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）を使用し、ＯＦＤＭシンボルである信号を送信するための装置であって、
送信される信号を受信する入力部であって、該信号は複数の位置を含み、該複数の位置の各々はサンプルを含む、入力部と、
前記入力部からの信号の末尾の複数のサンプルをサイクリックプレフィックスに含める第１のアンテナ経路と、
所定数の位置だけ前記入力部からの信号のサンプルを循環的にシフトし、サンプルがシフトされた信号の末尾の複数のサンプルをサイクリックプレフィックスに含める第２のアンテナ経路と、
を含み、前記シフトにより前記入力部からの信号の中の前記複数の位置を越える前記所定数の位置のサンプルは前記入力部からの信号の先頭または末尾にシフトされることを特徴とする装置。
【請求項１２】
他の所定数の位置だけ前記入力部からの信号のサンプルを循環的にシフトする第３のアンテナ経路をさらに含み、前記シフトにより前記入力部からの信号の中の前記複数の位置を越える前記他の所定数の位置のサンプルは前記入力部からの信号の先頭または末尾の複数の位置にシフトされることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
【請求項１３】
前記所定数の位置は、前記第１及び第３のアンテナ経路に対する前記第２のアンテナ経路の位置に対応し、前記他の所定数の位置は、前記第１及び第２のアンテナ経路に対する前記第３のアンテナ経路の位置に対応することを特徴とする請求項１２に記載の装置。
【請求項１４】
前記サンプルは、前記信号の末尾の方向へシフトされ、該シフトにより前記信号の末尾の位置を越えるサンプルは前記信号の先頭にシフトされることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
【請求項１５】
前記サンプルは、前記信号の先頭の方向へシフトされ、該シフトにより前記信号の先頭の位置を越えるサンプルは前記信号の末尾にシフトされることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
【請求項１６】
誤り訂正符号を信号に適用する手段と、
インタリーバと、
を更に含むことを特徴とする請求項１１に記載の装置。
【請求項１７】
前記サイクリックプレフィックスは、前記信号の先頭に追加されることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
【請求項１８】
前記サイクリックプレフィックスは、前記信号の末尾に追加されることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
【請求項１９】
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）を使用する無線通信システムであって、
ＯＦＤＭシンボルである信号を送信する送信機であって、
送信される信号を受信する入力部であって、該信号は複数の位置を含み、該複数の位置の各々はサンプルを含む、入力部と、
前記入力部からの信号の末尾の複数のサンプルをサイクリックプレフィックスに含める第１のアンテナ経路と、
所定数の位置だけ前記入力部からの信号のサンプルを循環的にシフトし、サンプルがシフトされた信号の末尾の複数のサンプルをサイクリックプレフィックスに含める第２のアンテナ経路であって、前記シフトにより前記入力部からの信号の中の前記複数の位置を越える前記所定数の位置のサンプルは前記入力部からの信号の先頭または末尾にシフトされる、第２のアンテナ経路と、
を含む送信機と、
受信機であって、第１及び第２のアンテナ経路を含み、該第１及び第２のアンテナ経路で受信された信号を使用して信号品質を向上する合成を実行する、受信機と、
を含むことを特徴とする無線通信システム。
【請求項２０】
前記サンプルは、前記信号の末尾の方向へシフトされ、該シフトにより前記信号の末尾の位置を越えるサンプルは前記信号の先頭にシフトされることを特徴とする請求項１９に記載の無線通信システム。
【請求項２１】
前記サンプルは、前記信号の先頭の方向へシフトされ、該シフトにより前記信号の先頭の位置を越えるサンプルは前記信号の末尾にシフトされることを特徴とする請求項１９に記載の無線通信システム。
【請求項２２】
前記送信機は、
逆高速フーリエ変換を実行する手段を更に含み、
前記受信機は、
前記サイクリックプレフィックスを除去する手段と、
高速フーリエ変換を実行する手段と、
を更に含むことを特徴とする請求項１９に記載の無線通信システム。
【請求項２３】
前記送信機は、
符号化シンボルの形成のために、誤り訂正符号化を前記信号に適用する手段と、
符号化シンボルをインタリーブする手段と、
を更に含み、
前記受信機は、
副搬送波からの受信されたシンボルをインタリーブ解除する手段と、
前記インタリーブ解除されたシンボルを復号する手段と、
を更に含み、
前記符号化シンボルは、インタリーブ解除の後に相関が最低となるシンボルが互いに隣接した位置に配置されるようにインタリーブされることを特徴とする請求項１９に記載の無線通信システム。
【請求項２４】
前記信号品質を向上する合成は最大比合成であることを特徴とする請求項１９に記載の無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（背景）
本発明は、送信ダイバシティに関する。特に、本発明は遅延送信ダイバシティを使用するシステムにおける符号（シンボル）間干渉の緩和に関する。
【０００２】
無線送信においては、送信された信号は送信機と受信機との間のビルディングまたは他の障害物から偏向される可能性がある。この偏向により、受信機は異なる時間遅延をもつ送信信号の多重化したものを受信する可能性がある。物体から偏向された送信信号の受信及び送信信号の多重化したものの受信は、多重路伝搬（マルチパス）として知られている。デジタル送信では、もし多重路間の遅延が符号（シンボル）期間を超えると、シンボル間干渉（ＩＳＩ）として知られた信号歪みが発生する。種々の送信計画がＩＳＩの緩和のために設計されている。ＩＳＩを緩和するに特に適した１つの種類の送信計画は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）として知られている。ＯＦＤＭでは、帯域幅を若干の小さな副搬送波に分割する。直交関数の使用により、全ての副搬送波のスペクトルは、相互に重複して最適な帯域幅効率を生じる。しかし、多重路間の遅延差が最小のサンプリング期間を超えると、副搬送波間の直交性は壊される。多重路環境においては、副搬送波間で完全な直交性の条件を維持するために監視的期間すなわち周期的接頭子（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｐｒｅｆｉｘ：ＣＰ）が各符号（シンボル）の送信前に挿入される。
【０００３】
図１は、ＯＦＤＭに従って動作する従来の送信機及び受信機を示す。送信機は、シンボルＳ（ｋ）を取り、送信すべきこの符号（シンボル）を周波数領域から時間領域に変換するために、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行う。送信機は、送信すべきシンボルに対して周期的接頭子（ＣＰ）を付加もする。時間領域シンボルｓ（ｎ）は、アンテナＡｎｔ１TKを介し送信媒体、例えば、エアインタフェース（ａｉｒ  ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）を通って受信機に送信される。送信媒体は、送信されたシンボルをチャネル・インパルス応答ｈ1に重畳する（ｃｏｎｖｏｌｖｅ）。この送信されたシンボルは、アンテナＡｎｔ１TKを介して受信される。受信機により受信されたシンボルは、時間領域でｓ（ｎ）*ｈ1（ｎ）により表すことができる。次に、受信機は周期的接頭子を除去し、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行う。周波数領域の受信シンボルは、Ｓ（ｋ）Ｈ1（ｋ）により表すことができる。ここで、Ｓ（ｋ）は周波数領域における受信信号であり、Ｈ1（ｋ）はチャネル伝達関数として知られるチャネルの周波数表現である。
【０００４】
図２は、従来のＯＦＤＭシンボルＭと、これに関連する周期的接頭子とを示す。時間領域で表現されたＯＦＤＭシンボルＭは、サンプル点１〜Ｎを有している。ＯＦＤＭシンボルＭと関連付けられた周期的接頭子は、ＯＦＤＭシンボルＭのサンプル点Ｎ−２〜Ｎを有している。多重路遅延は、送信されたシンボルの直交性を破壊することがあるので、周期的接頭子は、送信機と受信機との間の最悪の場合の多重路遅延よりも長い若干のサンプル点に設定される。従って、当業者は、図２に示した周期的接頭子は３つのサンプル点Ｎ−２〜Ｎのみを含んでいるが、周期的接頭子における実際のサンプル点の数は、最悪の場合の多重路遅延に依存して変わるということを知るであろう。
【０００５】
一般的には、異なる周波数での送信信号は、送信媒体により、それぞれ異なった影響を受ける。しかし、異なる周波数での送信信号は、平坦レイリ・フェージング（ｆｌａｔ  Ｒａｙｌｅｉｇｈ  ｆａｄｉｎｇ）、すなわち、全周波数領域にわたり生じるフェージングを被る可能性がある。更に、多重路間の遅延差がサンプル点期間よりも著しく短い時に、多重路の信号位相は、位相が建設的に大きな量となるか、または互いに打ち消し合う可能性がある。多重路の信号位相が互いに打ち消しあうとき、受信信号の量は、１つの強烈な直接信号が受信されたか否か、または不規則位相を持つ多くの方向からの散乱信号が受信されたかに依存する。不規則位相を持つ多くの方向からの多重散乱信号がサンプル点期間よりも著しく短い遅延幅で受信されると、平坦レイリ・フェージングは周波数領域で生じる。例えば、受信機は、平坦レイリ・フェージングを経験する送信されたＯＦＤＭ記号に関連した副搬送波のどれをも回復することができないであろう。送信されたＯＦＤＭシンボルが平坦レイリ・フェージングを被ると、サービス品質（ＱＯＳ）はひどく劣化される。平坦レイリ・フェージング環境でのよりよいサービス品質を与える１つの方法は、送信ダイバシティを使用することである。
【０００６】
図３は、送信機が送信ダイバシティを使用して送信するＯＦＤＭに従って動作する従来の送信機と受信機を示す。図３に示したように、送信ダイバシティは、各々が送信すべきシンボルの遅延形を送信するＭ個の送信アンテナの１組を使用することにより与えられる。当業者は、送信ダイバシティは、時々ＣＤＭＡシステムで使用され、このＣＤＭＡシステムでは独立の遅延路は分解されて、例えば、最大比組み合わせ（ｍａｘｉｍｕｍ  ｒａｔｉｏ  ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）を使用して組み合わされる。ＯＦＤＭシステムで送信ダイバシティを使用する時、送信アンテナは、統計的な独立チャネルが受信機により見られるように位置決めされるものとする。換言すれば、送信されたシンボルは、個々に独立な平坦レイリ・フェージング・チャネルを受ける。
【０００７】
図３に示したような送信ダイバシティ機構を使用すると、個々の端末が位置及び時間に関せずに比較的一様な全受信電力を経験する受信可能領域が作成される。更に、図３に示した送信ダイバシティ機構は、何らかの種類の符号化、すなわち、順方向誤り訂正コーディング（ＦＥＣ）が使用される場合は、更に一様な受信条件を提供もするチャネルで擬似ランダム周波数選択度を作成もする。当業者は、ワード誤り率、すなわち、ＯＦＤＭシンボル誤り率は、ＦＥＣ符号化メッセージの場合、緩慢な相関レイリ・フェージング・チャネルの場合よりも高速無相関レイリ・フェージング・チャネルで、より低くなるということを知るであろう。従って、図３に示した遅延に基づく送信ダイバシティ機構は、上記の無相関周波数選択度を導入しようとするものである。
【０００８】
図３に示したように、送信機は最初、逆高速フーリエ変換を行い、次に送信すべき周波数領域シンボルＳ（ｋ）に対し周期的接頭子を加える。逆高速フーリエ変換では、周波数領域シンボルＳ（ｋ）を時間領域シンボルｓ（ｎ）に変換する。時間領域シンボルｓ（ｎ）は、各アンテナに関連した別々の通路に沿って送信される。時間領域シンボルｓ（ｎ）は、減衰器Ａｔｔｎ１〜ＡｔｔｎＭを通され、これにより、各アンテナ通路の送信シンボルの電力は、全送信電力を規格化するために送信ダイバシティ計画で使用されるアンテナ数の平方根だけ減衰される。第１のアンテナ通路の場合とは別に、その減衰された時間領域の送信すべきシンボルは、次に線形遅延を受ける。各通路の線形遅延は、次の式により表すことができる：
【数１】
0004988137.tif 000002
【０００９】
ここでｐは、考慮中のアンテナに対するインデックスであり、Ｍはダイバシティ・システムにおけるアンテナ総数を表し、Ｔは周期的接頭子なしのＯＦＤＭシンボルの時間期間を表し、Ｎは周波数領域に存在する副搬送波数を表す。アンテナＡｎｔ１TX〜ＡｎｔＭTXから送信されたシンボルは、送信媒体のチャネル伝達関数Ｈ1〜ＨMをそれぞれ受ける。受信機では、アンテナＡｎｔ１TX〜ＡｎｔＭTXからのシンボルは、アンテナＡｎｔ１RXにより受信されて共に組み合わされる。図３に示したように、受信機で組み合わされた後、結果として生じるシンボルはｓ（ｎ）*（ｈ1（ｎ）＋ｈ2（ｎ）＋…ｈM（ｎ）で表すことができる。次に、受信機は、周期的接頭子を除去し、時間領域シンボルを周波数領域シンボルに変換するために高速フーリエ変換を行う。
【００１０】
図４は、異なる遅延で３本のアンテナからそれぞれ送信された３つのシンボルを更に詳細に示す。受信機では、高速フーリエ変換が高速フーリエ変換ウインドウとして知られるある設定時間期間中に行われる。図４に示したように、周期的接頭子の使用により、高速フーリエ変換ウインドウは送信されたＯＦＤＭシンボルの遅延形の各々の送信されたＯＦＤＭシンボルｎの全てのサンプル点にわたり行われる。
周波数領域では、受信シンボルは次の如く表現することができる：
【数２】
0004988137.tif 000003
ここでＳ（ｋ）は、送信されたシンボルであり、Ｍはアンテナの数であり、Ｈ（ｋ）はそのチャネルの合成周波数応答であり、ここにはＭの平方根ファクタが含まれる。かくして、Ｈ（ｋ）の標準偏差は一定のままとなる。
【００１１】
パーシバル（ＤＦＴ）の定理による受信電力は：
【数３】
0004988137.tif 000004
ここでＲ（ｋ）は、受信シンボルの周波数領域表示であり、Ｒ（ｋ）*はＲ（ｋ）の共役複素数である。Ｓ（ｋ）が各ｋに対する多重レベル配列（ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎｓ）、例えば、１６ＱＡＭまたは６４ＱＡＭを使用する場合、副搬送波当たりの平均電力レベルは、
【数４】
0004988137.tif 000005
ここでＥは期待値を表す。
【００１２】
もし送信ダイバシティ・システムが２本のアンテナを使用し、各アンテナは複素ガウス減衰変数Ｈi、すなわち、平坦レイリ・フェージング・チャネルにより影響を受ける通路を介して送信し、第２のダイバシティ通路が例えば、１つのＯＦＤＭサンプリング点だけ遅延されると仮定すると、その結果生じる伝達関数は次の如くになる：
【数５】
0004988137.tif 000006
【００１３】
さて、受信電力について解くと、次が得られる：
【数６】
0004988137.tif 000007
ここでＨreは、複素値Ｈの実部を表し、Ｈimは、複素値Ｈの虚部を表す。
【００１４】
上記の通り、受信電力は、次数４の中心分布カイ２乗変数である。しかし、もし２つの送信シンボルＨ0とＨ1との間に遅延が存在しないならば、シンボルは全ての副搬送波にわたる電力合計前にＨ’として共に合体することができる。次に、この正味の結果は、度２のカイ２乗変数、すなわち、レイリ分布となる。上記の例は、２つのアンテナを使用するシステムに関するが、当業者はカイ２乗変数の次数ｎは、異なる遅延を持つアンテナの数の２倍、すなわち、ｎ＝２Ｍに等しいということを知るであろう。
【００１５】
カイ２乗変数の平均値及び標準偏差は：
【数７】
0004988137.tif 000008
ここでσは、カイ２乗分布変数を構成する各ガウス分布変数の標準偏差である。
なお、電力Ｐの相対幅、すなわち、平均値の周りの確率偏差（ｓｔｏｃｈａｓｔｉｃ  ｄｅｖｉａｔｉｏｈ）は、度Ｎが次の如く増加する時に減少される：
【数８】
0004988137.tif 000009
【００１６】
図５は、Ｍ＝２本のアンテナの場合の電力搬送波分布関数（ＣＤＦ）を示す。曲線５０５は、異なる遅延を持つ２本のアンテナに対する電力搬送波分布関数を示し、曲線５１０は、遅延なしの２本のアンテナでの送信に関する電力搬送波分布関数を示す。図５から分かるように、各アンテナの異なる遅延を使用すると、更に急勾配の搬送波分布関数曲線が得られる。垂直線である搬送波分布関数は、平均値の周りに変化が存在せず、従って、シンボルは決定論的、すなわち、非ランダムであるということが知られる。従って、より勾配の大きな曲線は電力レベル全体が更に決定論的であるということを示す。
【００１７】
図６は、６本のアンテナを介して送信されたシンボルに遅延がない場合のこれら６本のアンテナを介して送信される副搬送波共分散マトリクスを示す。図６から分かるように、各副搬送波チャネルは、これらのアンテナがアンテナ間に遅延差なしで同一のシンボルを送信する時に、全ての他の副搬送波チャネルと相関付けられる。もし送信チャネルで送信されるシンボルが平坦レイリ・フェージングを受ける場合、６本のアンテナの送信シンボルはチャネル伝達関数により同様な影響を受ける。
【００１８】
図７は、６つの異なる遅延が平坦レイリ・フェージング・チャネルを取る場合の６本のアンテナを介するシンボルの送信についての副搬送波分散マトリックスを示す。図７から分かるように、これらの副搬送波は、低い相関値を有しており、すなわち、大部分の副搬送波は０．２より小さい絶対相関値を有している。従って、もし送信媒体により、その６本のアンテナにより送信されるシンボルが平坦レイリ・フェージング・チャネルに加えられる場合、大部分の副搬送波はそのチャネルによりそれぞれ異なる影響を受けるであろう。
【００１９】
各々が異なる遅延を有する複数のアンテナを使用するＯＦＤＭシンボルの送信により、平坦レイリ・フェージングによる送信シンボルの破壊の防止が支援されるが、全てのアンテナ通路間における遅延幅全体は、わずかに周期的接頭子の期間マイナス固有のチャネル遅延幅の期間となり得るだけである。遅延幅は、異なる遅延が如何に互いに分布されたかの大きさであるということが知られよう。より大きな遅延を導入すると、シンボル間干渉が生じ、従って、副搬送波はそれら相互の直交性を失う。従って、周期的接頭子が長くなればなる程、データの送信に利用できる帯域幅はそれだけ利用に適しなくなるので、周期的接頭子は一般的にはできるだけ短く保たれる。
従って、周期的接頭子の期間マイナス固有のチャネル遅延幅の期間により制限されないＯＦＤＭを用いて、送信ダイバシティ計画を提供することが望ましいであろう。
【００２０】
（要約）
従来技術のこれら及び他の問題、欠点及び限界は、本発明によれば、シンボルが複数のアンテナ通路間で分割される、シンボル送信方法及び（または）装置により克服される。各アンテナ通路では、シンボルのサンプルが周期的に所定数の位置だけシフトされる。この所定数の位置は、特定のアンテナ通路の他のアンテナ通路に関する関係に依存する。シンボルの終わりからシフトされたサンプルは、そのシンボルの始まりへ挿入される。その後、周期的接頭子は、シンボルの終わりから所定数のサンプルをコピーすることにより形成される。
【００２１】
本発明の一実施例によれば、信号は複数のアンテナ通路に沿って分割される。信号はいくつかの位置を有し、このいくつかの位置の各々はサンプルを有する。信号はアンテナ通路で受信される。信号のサンプルは、所定数の位置だけシフトされ、その信号においてその所定数の位置を越えてシフトされたサンプルは、信号の始まりまたは終わりにおける若干の位置へシフトされる。監視期間における信号の終わりからの若干のサンプルと、信号と、監視期間は送信される。
本発明の目的及び利点は、図面に関して次の詳細な記載を読むことにより理解されよう。
【００２２】
（詳細な説明）
本発明は、送信ダイバシティに関し、特に、送信ダイバシティ・システムで周期遅延を使用することによりＩＳＩを緩和することに関する。
以下に、本発明は、ＯＦＤＭプロトコルに従って通信するシステムで実施されるものとして記載する。しかし、当業者は、本発明が周期的接頭子すなわち監視期間を使用する他のプロトコルにも等しく適用可能であるということを認識しよう。更に、本発明の実施例は特定数のアンテナを使用するものとして以下に記載するが、本発明は、以下に記載するものよりもより多く、または、より少ないアンテナのシステムにも等しく適用可能である。
【００２３】
図８は、周期遅延が送信ダイバシティ方法で送信される２つのシンボル間で実装される２つのＯＦＤＭシンボルを示す。ＯＦＤＭシンボルＭ８１０は、周期遅延を有しないアンテナを介して送信され、ＯＦＤＭシンボルＭ８２０は、１サンプルの周期遅延を有するアンテナを介して送信されると仮定する。ＯＦＤＭシンボル８１０と８２０の比較により分かるように、周期遅延は、ＯＦＤＭシンボルの終わりからこのＯＦＤＭシンボルの始まりへサンプルをシフトすると共に、ＯＦＤＭシンボルの最後のｎ個のサンプルをコピーすることによる周期的接頭子の付加により実施される。例えば、３つのサンプルの周期遅延が実施されるとした場合は、第３のアンテナを介して送信されるＯＦＤＭシンボルは、このＯＦＤＭシンボルの最初の３つのスロット内にＯＦＤＭシンボルの最後の３つのサンプルをシフトさせ、ＯＦＤＭシンボルの残りのサンプルは３桁右へシフトされることになろう。次に、ＯＦＤＭシンボルの最後のｎ個のサンプルは、コピーされて周期的接頭子に配置される。ここでｎは、特定のシステムの場合の周期的接頭子におけるサンプル数を表す。
【００２４】
図９は、送信ダイバシティを使用するＯＦＤＭ送信方法に従って動作する送信機と受信機を示す。送信機は、周波数領域シンボルＳ（ｋ）を時間領域シンボルｓ（ｎ）に変換するために、この周波数領域シンボルＳ（ｋ）に対し逆高速フーリエ変換を行う。次に、時間領域シンボルｓ（ｎ）は、ダイバシティ・システムの各アンテナ通路を通される。各アンテナ通路では、時間領域シンボルｓ（ｎ）は、減衰器を通される。この減衰器は、その電力を規格化するために送信に使用されるアンテナの数の平方根のファクタ倍各シンボルを減衰するのが好ましい。当業者は、他の重み付けファクタが、例えば電力増幅器を使用して実施し得るということを知るであろう。ＥＦＣシンボルとインタリーバ設計を固定した場合、システムの最適性能は周期遅延と重み付けファクタの両方を選択することにより達成することができる。
【００２５】
信号が減衰された後、第１のアンテナ通路は周期的接頭子を加えてアンテナからシンボルを送信する。これに続く各アンテナ通路は、シンボルに対し周期遅延を行い、そして、周期的接頭子を送信シンボルに加える。次に、このシンボルはそれぞれのアンテナを介して送信される。シンボルが送信媒体を通過する時、これらのシンボルはそれぞれのチャネル伝達関数Ｈ1〜ＨMを受ける。
【００２６】
受信機は、組み合わせシンボルとしてアンテナから送信されるシンボルの各々を受信して、送信されたＯＦＤＭシンボルを再構成する。従って、時間領域において、受信機は、送信媒体ｈ1（ｎ）〜ｈM（ｎ）により生じたチャネル伝達関数の和と組み合わされる送信シンボルｓ（ｎ）からなる符合を有する。次に、受信機は周期的接頭子を除去して、時間領域から周波数領域へシンボルを変換するために高速フーリエ変換を行う。この高速フーリエ変換を行うことによって、周期遅延は位相ファクタに変換される。当業者は、受信したシンボルのその後の等化により位相ファクタが除去されるということを知るであろう。
【００２７】
図３は、送信ダイバシティ計画に関する線形遅延を示し、図９は、送信ダイバシティ計画の場合の周期遅延を示す。図３と図９を比較すると、周期遅延は周期的接頭子の大きさにより制限はされないということが分かる。従って、線形遅延を使用するシステムが周期的接頭子におけるサンプル数と一致する若干のアンテナを使用することに制限される場合、周期遅延を使用するシステムは、ＯＦＤＭシンボルにおけるサンプル数に等しい若干のアンテナを使用することに制限されるだけである。更に、周期遅延の使用により、シンボル間干渉は生じず、従って、副搬送波間の直交性はそのまま残る。
【００２８】
図１０は、Ｍ個のアンテナを使用するダイバシティ送信の場合の電力搬送波密度関数を示す。曲線１０１０は、１６の周期遅延を使用する送信、すなわち、１６本のアンテナと１５個の異なる周期遅延を使用する送信ダイバシティ用の電力搬送波密度関数を示す。曲線１０２０は、１６本のアンテナを使用して遅延なしの場合の送信用の電力搬送波密度関数を示す。図１０に示したように、周期遅延の実装により電力レベル全体が更に決定論的、すなわち、非ランダムとなるということを示すより急勾配の曲線を生じさせる。
【００２９】
図１１は、３２個の周期遅延を使用する送信ダイバシティ・システムについての副搬送波共分散マトリックスを示す。図１１に示したように、副搬送波の全ては互いに相関関係がない。各副搬送波チャネル伝達関数は、複素ガウス変数の和からなっているので、結果として生じる副搬送波チャネルは同一の統計値を有するが、任意の他の副搬送波は独立でフェージングする、すなわち、各副搬送波は独立に高速レイリ・フェージングと反応する。
【００３０】
図１２は、本発明により周期遅延を使用するための例示的な方法を示す。送信機は送信すべきシンボルを受信する（ステップ１２０５）。シンボルは、逆高速フーリエ変換を行うことにより周波数領域から時間領域に変換される（ステップ１２１０）。時間領域のシンボルは各アンテナ通路に沿って送られる（ステップ１２１５）。各アンテナ通路でシンボルは、アンテナの数の平方根だけ減衰される（ステップ１２２０）。各アンテナ通路でサンプルは、前のアンテナ通路に比較して１サンプル点だけＯＦＤＭシンボルで右へシフトされる（ステップ１２２５）。例えば、第１のアンテナ通路では、サンプルはシフトされず、第６のアンテナ通路で、サンプルは５スペースだけシフトされる。各アンテナ通路でサンプルがシフトされた後、周期的接頭子が加えられる（ステップ１２３０）。各アンテナ通路で加えられた周期的接頭子は、ＯＦＤＭシンボルの終わりの最後のｎ個のサンプルを有する。次に、送信機は、種々のアンテナからシンボルを送信する（ステップ１２３５）。受信機は、その組み合わされたシンボルを受信し（ステップ１２４０）、周期的接頭子を除去する（ステップ１２４５）。次に、受信されたシンボルは、時間領域から周波数領域へ高速フーリエ変換を使用して変換される（ステップ１２５０）。
【００３１】
送信された信号に対するチャネルによる損傷の影響を減少するために、順方向誤り訂正（ＦＥＣ）コーディングとインタリービングがその送信された信号に対して行われる。如何にコーディングとインタリービングが本発明に従って行い得るかを理解するためには、副搬送波間の相関関係を調べるべきである。従って、２つの送信アンテナを使用する送信遅延ダイバシティ方法を実施する時の副搬送波ｋとｋ’間の相関関係は、以下の方程式により説明することできる：
【００３２】
【数９】
0004988137.tif 000010
ここでｋとｋ’は副搬送波係数であり、ｔは固定周期遅延であり、Ｈ1とＨ2は各副搬送波のチャネル損傷を表し、Ｎは副搬送波の総数であり、σは標準偏差であり、Ｅは期待値であり（すなわち、全ての可能なチャネル実現度の平均）である。当業者は、上記の相関関係がアンテナ数で規格化されていないということを知るであろう。多重アンテナについての副搬送波ｋとｋ’の相関関係は、次の方程式により表される：
【００３３】
【数１０】
0004988137.tif 000011
当業者は、上記の公式により記載された相関関係が全ての重みを等しく設定した有限インパルス応答（ＦＩＲ）デジタル・フィルタの周波数応答に類似しているということを知るであろう。種々の周期遅延とは別に、他の重みも各アンテナごとに使用することができる。従って、ρ（ｋ、ｋ’）の所望特性は、例えば、デジタル・フィルタ設計ソフトウエア・パッケージを使用してＦＩＲデジタル・フィルタを設計する方法に似た方法で設計することができる。
【００３４】
送信時には、シンボルの流れであって、隣接シンボル間に相関関係がなく、チャネル伝達関数及び損傷が副搬送波に異なる影響を与えるよう隣接シンボルがＦＥＣ復号方法を改善するようなシンボルの流れを持つことが望ましい。相関関係のない副搬送波を決定するには、次の公式を使用することができる：
【数１１】
0004988137.tif 000012
上記の式では、相関値が使用されるアンテナ数に関して規格化されるように、各アンテナは１の振幅重みを使用する。
【００３５】
図１３Ａ〜図１３Ｃは、４本のアンテナを使用する送信ダイバシティ・システムにおける副搬送波ｋとｋ’との間の副搬送波チャネルの相関を示す。図１３Ａ〜図１３Ｃに示した各矢印は、副搬送波ｋとｋ’との間の副搬送波相関における４本のアンテナの１つの出力を表す。図１３Ｂと図１３Ｃから分かるように、周期遅延ｔ1、ｔ2、ｔ3はｋ−ｋ’＝Ｎ／４とｋ−ｋ’＝Ｎ／２で分離された副搬送波が相関関係０を有するように選ばれている。更に、図１３Ａにより示されるように、ｋ−ｋ’＝０の時、副搬送波は完全に相関関係にある。図１３Ａ〜図１３Ｃは、４本のアンテナを使用するシステムを示すが、図１３Ａ〜図１３Ｃに関連して上記した試みは、任意の数のアンテナで実行することができるということが知られよう。
【００３６】
図１４は、Ｎ＝６４個の副搬送波の場合の図１３Ａ〜図１３Ｃと共に上に選択された同一周波数遅延を使用する全ての副搬送波の差についての相関特性を示す。図１４は、図１３Ａ〜図１３Ｃと比較した副搬送波相関関係の更に包括的な図を示すということが知られよう。図１３Ａ〜図１３Ｃと図１４Ｃに示した副搬送波相関特性に基づいて、送信された信号に加えられた重畳コードは、副搬送波ｉ、ｉ＋Ｎ／４、ｉ＋Ｎ／２、ｉ＋３Ｎ／４、ｉ＋１、ｉ＋１＋Ｎ／４．．．からのシンボルを提供するインタリーバを伴うということが知られよう。従って、受信機のビタビデコーダにおける４つごとのシンボルは相関関係があるものとし、それに先行する３つのシンボルは相関関係はない。当業者は、ビタビデコーダはＦａｎｏかＳｔａｃｋアルゴリズムのいずれかを使用するデコーダで置換してもよいということを知るであろう。もしチャネルＨの応答が平坦でレイリ分布である場合、適切な重畳コードを選択して相関関係なしの副搬送波の全長、すなわち、４にメモリの長さを調整することが望ましいであろう。
【００３７】
図１５は、同一のチャネル特性を経験する入力流のシンボル間の決定論的繰り返し距離が存在する場合の受信機のビタビデコーダへの入力流を示す。図１３Ａ〜図１３Ｃと図１４に関連して上記した相関特性に基づいて、シンボルの入力流は、図１５に示したように綴じ込まれる。特に、インターリーブ処理の結果、インターリーブを元に戻した後にＦＥＣデコーダに供給される４つ目ごとのシンボルが相関関係あるようにされる。
【００３８】
本発明の実施例は、ＯＦＤＭシンボルの終わりからこのＯＦＤＭシンボルの初めにサンプルをシフトすることによって周期遅延を実施するものとして上記したが、本発明はＯＦＤＭシンボルの初めからのサンプルがこのＯＦＤＭシンボルの終わりにシフトされるように実行することもできる。更に、そのアンテナの前のアンテナに相対的な位置に基づいて所定の周期遅延値を実施するものとして上に記載したが、本発明は時々周期遅延を変更することにより実行することもできる。例えば、もしチャネル・フェージングが原因で最初の送信が失敗すると、再送信の成功を増大するためにこの再送信は異なる周期遅延を受けてもよい。周期遅延は、チャネル評価パイロット信号の送信ほどしばしば変更すべきではないということが知られよう。
【００３９】
更に、受信機についての上の記載は、単一のアンテナ通路のみを有するものとして受信機を記載したが、受信機は複数のアンテナ通路を提供することもできる。もし受信機が複数のアンテナ通路を有する場合、受信機は、その複数のアンテナ通路の各々からの受信信号を使用して、最大比の組み合わせを行うことができる。更に、本発明はＯＦＤＭプロトコルに関して記載されたが、当業者は、本発明が他の送信ダイバシティ方法に対する補足として、または他の空間−時間符号化のシナリオにおいて等しく適用可能であるということを知るであろう。
【００４０】
更に、本発明はＯＦＤＭシンボルの最後のｎ個のサンプルをコピーし、周期的接頭子にそのコピーしたサンプルを配置するものとして記載したが、本発明は周期的接尾子（ｃｙｃｌｉｃ  ｓｕｆｆｉｘ）を実施してもよいということが知られよう。周期的接尾子を実装するためには、ＯＦＤＭシンボルの最初のｎ個のサンプルがコピーされてＯＦＤＭシンボルの後の監視期間に配置される。従って、ＯＦＤＭシンボルの後のこの監視期間は周期的接尾子と呼ぶことができる。
【００４１】
本発明を数個の実施例について記載した。しかし、上記の実施例の形以外の特定の形で本発明を実施することが可能なることは、当業者に容易に明らかであろう。これは、本発明の主旨から逸脱せずになし得よう。これらの実施例は、単に例示的であって、いずれの意味でも限定的なものと考えるべきではない。本発明の範囲は、上記の説明よりもむしろ上記の請求項より与えられ、この請求項の範囲内に入る全ての変形例及び均等物は本発明に含まれるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】  ＯＦＤＭ送信方式を使用する従来の送信機及び受信機を示す。
【図２】  従来のＯＦＤＭシンボルと、関連する周期的接頭子とを示す。
【図３】  送信ダイバシティを使用するＯＦＤＭ送信方式に従って動作する従来の送信機及び受信機を示す。
【図４】  線形遅延を使用する送信ダイバシティを使用するシステムの受信機により受信される複数の従来のＯＦＤＭ符号（シンボル）を示す。
【図５】  ２つのアンテナを使用して送信するための電力搬送波分布関数を示す。
【図６】  種々のアンテナ間の遅延なしに送信ダイバシティを使用するシステムのための副搬送波共分散マトリックスを示す。
【図７】  各アンテナを介して送信されるシンボル間の遅延を有する送信ダイバシティ方式の副搬送波共分散マトリックスを示す。
【図８】  本発明の実施例に従って２つの符号間（シンボル）に周期遅延が存在する２つのＯＦＤＭシンボルを示す。
【図９】  本発明の実施例に従って送信ダイバシティと周期遅延を使用する送信機及び受信機を示す。
【図１０】  本発明の実施例に従って複数のアンテナを介して送信される電力搬送波分布関数を示す。
【図１１】  本発明の実施例による周期遅延を使用する送信ダイバシティ方式に副搬送波共分散マトリックスを示す。
【図１２】  本発明による周期遅延を使用する例示的な方法を示す。
【図１３Ａ】  本発明の実施例による副搬送波間の副搬送波チャネルの相関関係を示す。
【図１３Ｂ】  本発明の実施例による副搬送波間の副搬送波チャネルの相関関係を示す。
【図１３Ｃ】  本発明の実施例による副搬送波間の副搬送波チャネルの相関関係を示す。
【図１４】  本発明の実施例による６４個の副搬送波を送信するシステムにおける２つの副搬送波間の相関関係の絶対的な大きさを示す。
【図１５】  本発明の実施例による受信機における畳込み（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ）ＦＥＣデコーダへの入力流を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３Ａ】
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【図１３Ｂ】
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【図１３Ｃ】
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【図１４】
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【図１５】
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