(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相電動機に給電する給電手段；
前記３相電動機の３相それぞれの相電流を個別に検出する３相電流センサ；
該３相電流センサが検出した３相それぞれの相電流を加算し、３相総和を算出する加算手段；
該３相総和の位相および振幅に基づいて、３相の中の少なくとも２相の相電流の補正量を算出し、算出した補正量で相電流検出値を補正する、検出電流補正手段；および、
該検出電流補正手段による補正後の３相電流と目標電流に基づくフィードバック制御により前記給電手段による前記３相電動機への給電を制御するモータ制御手段；
を備える電動機制御装置。
【請求項２】
前記検出電流補正手段は、前記３相総和を異なる２軸に移相する移送手段を備え、該移相手段で移相した３相総和に基づいて、前記３相総和の移相および振幅を算出する；請求項１に記載の電動機制御装置。
【請求項３】
前記移相手段は、０°および９０°の直交する２軸に移相する；請求項２に記載の電動機制御装置。
【請求項４】
前記検出電流補正手段は、前記位相および振幅を用いて、３相の内２相の補正量を算出し、各補正量の分だけ対応する相電流検出値を補正し；前記モータ制御手段は、補正後の２相の電流と、他の１相の相電流の検出値に基づいてフィードバック制御を行う；請求項１乃至３のいずれか１つに記載の電動機制御装置。
【請求項５】
前記検出電流補正手段は、前記位相および振幅を用いて、３相の補正量を算出し、各補正量の分だけ、対応する相電流検出値を補正し；前記モータ制御手段は、補正後の３相の電流に基づいてフィードバック制御を行う；請求項１乃至３のいずれか１つに記載の電動機制御装置。
【請求項６】
前記給電手段は、直流電源、および、前記３相電動機と前記直流電源との間の電力のやり取りを制御するインバータ、を含み；
前記モータ制御手段は、前記検出電流補正手段による補正後の３相電流を２軸電流に変換し、該２軸電流と、前記３相電動機の目標トルクおよび回転速度に基づいた、該３相電動機の出力トルクを前記目標トルクにするための２軸目標電流と、に基づいてインバータ駆動信号を生成し前記インバータを制御する；
請求項１乃至５のいずれか１つに記載の電動機制御装置。
【請求項７】
前記検出電流補正手段は、３相電流センサのアナログ検出信号をＡ／Ｄ変換した３相電流データに対して、デジタルデータ処理により前記補正を行う、デジタルデータ処理手段であり；前記モータ制御手段は、３相電流センサのアナログ検出信号を３相電流データにＡ／Ｄ変換して前記デジタルデータ処理手段に与えて、該デジタルデータ処理手段が補正した３相電流データを前記２軸電流に変換する；請求項１乃至６のいずれか１つに記載の電動機制御装置。
【請求項８】
前記検出電流補正手段は、３相電流センサのアナログ検出信号を、アナログ処理回路により前記補正を行う、検出電流補正回路であり；前記モータ制御手段は、前記検出電流補正回路が補正したアナログ検出信号をＡ／Ｄ変換して読み込む；請求項１乃至６のいずれか１つに記載の電動機制御装置。
【請求項９】
請求項１乃至８のいずれか１つに記載の電動機制御装置；および、該電動機制御装置の前記インバータによって給電される前記電動機であって、車輪を駆動する電動機；を備える駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３相電流フィードバック制御により３相電動機の駆動を制御する電動機制御装置に関し、特に、３相電動機の３相の各相電流を個別に各電流センサで検出して電動機制御にフィードバックする電動機制御装置に関する。本発明の電動機制御装置は例えば、インバータから３相電動機に給電する電力およびその逆方向の回生電力を制御する電動機制御装置、ならびに、３相電動機で車輪を駆動する電気自動車（ＥＶ）、および、更にエンジンで駆動されてバッテリを充電する電動機を備える電気自動車（ＨＥＶ）、の駆動装置に使用することができる。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開２００３−２５９６９８号公報
【特許文献２】特開２００５−１６２４６２号公報
【０００３】
３相電流フィードバック制御により３相電動機の駆動を制御する電動機制御においては、製造時のばらつきあるいは信号処理回路の調整のばらつき等により、３相電流センサにゲインのアンバランスがある場合には、電動機電流脈動や電動機トルク脈動が発生する。それを防ぐために、電流センサの校正を行うか（例えば特許文献１，２）、電流が脈動しても過電流にならないように安全側にマージンを設けている。
【０００４】
特許文献１は、３相電動機の２相Ｕ，Ｗの電流ｉｕ，ｉｗを電流センサ３で検出してそれぞれ乗算器２１，２３でゲインを乗算してから、それらに基づいて残りのＶ相の電流ｉｖを算出して３相各相電流値を得て、これらをフィードバック値としてベクトル制御により、ＰＷＭインバータを介して誘導電動機の駆動を制御する回路を記載している。ベクトル制御にフィードバックする上記３相各相電流値の検出ゲインの補正は、切替スイッチ３３を補正回路側に閉路したときに行われる。すなわち、該閉路により補正回路が、前記３相各相電流値を３相／２相変換によってｄ軸値とｑ軸値に変換し、ｄ軸電流に含まれる高調波成分を抽出し、その絶対値が最小になるようにＷ相の乗算器２３のゲインを調整し、調整値を記憶素子３２に記憶して補正を終了し、次に補正を行うまで乗算器２３のゲインを該調整した値に維持する。
【０００５】
特許文献２は、インバータ４の給電を受けてエレベータを昇降駆動する３相交流電動機の３相それぞれの電流を電流検出器１０ａ，１０ｂ，１０ｃで検出して２軸値に変換しそれらを目標値とするための誤差出力を２相／３相変換し、そしてＰＷＭ信号に変換してインバータを駆動する、エレベータ制御装置が記載されている。電動機の各相電流の検出ゲインの補正は、補正指令スイッチ２３を補正回路側に切替え、しかも、トルク電流指令を所定値に固定し、更に、回転子電気角が１相が零、他の２相の和が零となる、６０°，１２０°等の特定のタイミングを定めて、このタイミングで、３相検出電流の総和が０になるように、２相のゲインを調整する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１および２のいずれにおいても、切替スイッチによってゲイン調整を起動するので、また、調整ゲインを記憶素子に更新記憶し保持する必要があるので、ゲイン調整に手間がかかるとともに、ゲイン調整の管理が必要になる。先行のゲイン調整からその後のゲイン調整までの期間はゲインが固定されるので、該期間の間の電動機の運転状態の変化による電動機電流の大きな変動あるいは電流センサの温度変化による回路特性のシフト等により、ゲインが適合しなくなることも考えられる。
【０００７】
本発明はリアルタイム（実時間）で自動的に３相電流センサの電動機電流検出値を、平衡値に補正することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明においては、３相電動機の３相それぞれの電流を個別に各電流センサで検出し、検出した３相各電流の総和すなわち３相総和（０°移相電流）の位相および振幅に基づいて、３相の中の少なくとも２相の相電流の補正量を算出し、算出した補正量で相電流検出値を補正して、前記３相電動機のフィードバック制御のフィードバック電流値に用いる。より具体的には、３相総和すなわち不平衡電流の位相と振幅から、不平衡電流の少なくとも２相の成分を算出してその分、３相各電流の対応相電流を補正する。これを実施する本発明の第１態様の電動機駆動制御装置は、次の（１）に記載のものである。
【０００９】
（１）３相電動機に給電する給電手段(18〜29)；
前記３相電動機の３相それぞれの相電流を個別に検出する３相電流センサ(14〜16)；
該３相電流センサが検出した３相それぞれの相電流(ｉu，ｉv，ｉw)を加算し、３相総和(ｉsum)を算出する加算手段(44)；
該３相総和の位相(φ)および振幅(Ａ)に基づいて、３相の中の少なくとも２相の相電流の補正量(Δｉu，Δｉv，Δｉw)を算出し、算出した補正量で相電流検出値を補正する、検出電流補正手段(31a/31b/31c/31d)；および、
該検出電流補正手段による補正後の３相電流と目標電流に基づくフィードバック制御により前記給電手段(18〜29)による前記３相電動機(10)への給電を制御するモータ制御手段(30)；
を備える電動機制御装置。
【００１０】
なお、理解を容易にするためにカッコ内には、図面に示し後述する実施例の対応又は相当要素又は事項の符号を、例示として参考までに付記した。以下も同様である。
【発明の効果】
【００１１】
これによれば、３相電流センサの電動機電流検出値をリアルタイムで自動的に補正することができ、安定かつ正確な電動機駆動制御を実現できる。
【００１２】
（２）前記検出電流補正手段(31a/31b/31c/31d)は、前記３相総和を異なる２軸に移相する移送手段(45,46)を備え、該移相手段で移相した３相総和に基づいて、前記３相総和の移相(φ)および振幅(Ａ)を算出する；上記（１）に記載の電動機制御装置。
【００１３】
（３）前記移相手段(45,46)は、０°および９０°の直交する２軸に移相する；上記（２）に記載の電動機制御装置。
【００１４】
（４）前記検出電流補正手段(31a/31b/31c)は、前記位相および振幅を用いて、３相の内２相の補正量を算出し、各補正量の分だけ対応する相電流検出値を補正し；前記モータ制御手段(30)は、補正後の２相の電流と、他の１相の相電流の検出値に基づいてフィードバック制御を行う；上記（１）乃至（３）のいずれか１つに記載の電動機制御装置。
【００１５】
（５）前記検出電流補正手段(31d)は、前記位相および振幅を用いて、３相の補正量を算出し、各補正量の分だけ、対応する相電流検出値を補正し；前記モータ制御手段(30)は、補正後の３相の電流に基づいてフィードバック制御を行う；上記（１）乃至（３）のいずれか１つに記載の電動機制御装置。
【００１６】
（６）前記給電手段(18〜29)は、直流電源(18〜26)、および、前記３相電動機(10)と前記直流電源との間の電力のやり取りを制御するインバータ(28)、を含み；
前記モータ制御手段(30)は、前記検出電流補正手段による補正後の３相電流を２軸電流(id,iq)に変換し、該２軸電流と、前記３相電動機の目標トルクおよび回転速度に基づいた、該３相電動機の出力トルクを前記目標トルクにするための２軸目標電流と、に基づいてインバータ駆動信号(MU,MV,MW)を生成し前記インバータを制御する；
上記（１）乃至（５）のいずれか１つに記載の電動機制御装置（図１）。
【００１７】
（７）前記検出電流補正手段(31a/31b/31c/31d/31e)は、３相電流センサのアナログ検出信号をＡ／Ｄ変換した３相電流データに対して、デジタルデータ処理により前記補正を行う、デジタルデータ処理手段であり；前記モータ制御手段(30)は、３相電流センサのアナログ検出信号を３相電流データにＡ／Ｄ変換して前記デジタルデータ処理手段に与えて、該デジタルデータ処理手段が補正した３相電流データを前記２軸電流(id,iq)に変換する；上記（１）乃至（６）のいずれか１つに記載の電動機制御装置(図１〜４，図６)。
【００１８】
（８）前記検出電流補正手段(31a/31b/31c/31d/31e)は、３相電流センサのアナログ検出信号を、アナログ処理回路により前記補正を行う、検出電流補正回路であり；前記モータ制御手段(30)は、前記検出電流補正回路が補正したアナログ検出信号をＡ／Ｄ変換して読み込む；上記（１）乃至（６）のいずれか１つに記載の電動機制御装置（図５）。
【００１９】
（９）上記（１）乃至（８）のいずれか１つに記載の電動機制御装置；および、該電動機制御装置の前記インバータによって給電される前記電動機であって、車輪を駆動する電動機(10)；を備える駆動装置（図１，図５）。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
本発明の他の目的および特徴は、図面を参照した以下の実施例の説明より明らかになろう。
［実施例１］
【００２１】
−第１実施例−
図１に、本発明の第１実施例の概要を示す。制御対象電動機である電気モータ１０は、この実施例では、車両に搭載されており車輪を回転駆動するための永久磁石形同期電動機であって、ロータに永久磁石を内蔵したものであり、ステータにはＵ相，Ｖ相及びＷ相の３相コイル１１〜１３がある。電気モータ１０には、電圧型インバータ２８が、車両上のバッテリ１８の電力を供給する。電気モータ１０のロータに、ロータの磁極位置を検出するためのレゾルバ１７のロータが連結されている。レゾルバ１７は、そのロータの回転角を表すアナログ電圧（回転角信号）ＳＧ  θを発生し、モータ制御装置３０に与える。
【００２２】
車両上の蓄電池であるバッテリ１８には、車両上の電装部が電源オンのときには、１次側コンデンサ１９が接続されて、バッテリ１８と共に１次側直流電源を構成する。１次側直流電源の正極（＋ライン）には、コンバータ２０のリアクトル２１の一端が接続されている。
【００２３】
コンバータ２０には更に、該リアクトル２１の他端と１次側直流電源の負極（−ライン）の間をオン，オフする昇圧スイッチング素子２２，２次側コンデンサ２６の正極と前記他端との間をオン，オフする降圧スイッチング素子２３、および、各スイッチング素子２２，２３に並列に接続された各ダイオード２４，２５がある。ダイオード２４のアノードはリアクトル２１の前記他端に接続され、カソードは２次側コンデンサ２６の正極に接続されている。ダイオード２５のアノードは２次側コンデンサ２６の正極に接続され、カソードはリアクトル２１の前記他端に接続されている。スイッチング素子２２，２３のいずれにも、本実施例ではＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いた。
【００２４】
昇圧スイッチング素子２２をオン（導通）にすると１次側直流電源（１８，１９）からリアクトル２１を介してスイッチング素子２２に電流が流れ、これによりリアクトル２１が蓄電し、スイッチング素子２２がオフ（非導通）に切換わると、リアクトル２１がダイオード２５を通して２次側コンデンサ２６に高圧放電する。すなわち１次側直流電源の電圧よりも高い電圧を誘起して２次側コンデンサ２６を充電する。スイッチング素子２２のオン，オフを繰り返すことにより、２次側コンデンサ２６の高圧充電が継続する。すなわち、高い電圧で２次側コンデンサ２６が充電される。一定周期でこのオン，オフを繰り返すと、オン期間の長さに応じてリアクトル２１が蓄積する電力が上昇するので、該一定周期の間のオン時間（オンデューティ：該一定周期に対するオン時間比）を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、１次側直流電源１８，２２からコンバータ２０を介して２次側コンデンサ２６に給電する速度（力行用の給電速度：コンバータ出力電圧）を調整することが出来る。
【００２５】
降圧スイッチング素子２３をオン（導通）にすると、２次側コンデンサ２６の蓄積電力が、スイッチング素子２３およびリアクトル２１を通して、１次側直流電源１８，２２に与えられる（逆給電：回生）。この場合も、一定周期の間のスイッチング素子２３のオン時間を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、２次側コンデンサ２６からコンバータ２０を介して１次側直流電源１８，２２に逆給電する速度（回生用の給電速度：コンバータ出力電圧）を調整することができる。
【００２６】
電圧型インバータ２８は、６個のスイッチングトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を備え、ドライブ回路２９ｍが並行して発生する６連の駆動信号の各連によってトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６をオン（導通）駆動して、２次側コンデンサ２６の直流電圧（コンバータ２０の出力電圧すなわち２次電圧Ｖｕｃ）を３連の、位相差が２π／３の交流電圧、すなわち３相交流電圧に変換して、電気モータ１０の３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のステータコイル１１〜１３のそれぞれに印加する。これにより電気モータ１０のステータコイル１１〜１３のそれぞれに各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流れ、電気モータ１０のロータが回転する。６個のスイッチングトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６は、いずれもＩＧＢＴである。
【００２７】
ＰＷＭパルスによるトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のオン／オフ駆動（スイッチング）に対する電力供給能力を高くしかつ電圧サージを抑制するために、インバータ２８の入力ラインである、コンバータ２０の２次側出力ラインには、大容量の２次側コンデンサ２６が接続されている。これに対して１次側直流電源を構成する１次側コンデンサ１９は、小型かつ低コストの小容量のものであり、１次側コンデンサ１９の容量は、２次側コンデンサ２６の容量よりもかなり小さい。電圧センサ２７が、コンバータ２０の２次電圧Ｖｕｃを検出してモータ制御装置３０に与える。電気モータ１０のステータコイル１１〜１３に接続した給電線には、ホールＩＣを用いた電流センサ１４〜１６が装着されており、それぞれ、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出し電流検出信号（アナログ電圧）を発生し、モータ制御装置３０に与える。
【００２８】
図２に、モータ制御装置３０の機能構成を示す。モータ制御装置３０は、本実施例では、マイクロコンピュータ（以下マイコンと言う）ＭＰＵを主体とする電子制御装置であり、マイコンＭＰＵと、ドライブ回路２９ｍ，電流センサ１４〜１６，レゾルバ１７および２次電圧センサ２７との間の、図示しないインターフェイス（信号処理回路）を含み、さらに、マイコンと、前記車両上の図示しない車両走行制御システムのメインコントローラとの間の、図示しないインターフェイス（通信回路）も含む。
【００２９】
図２を参照すると、レゾルバ１７が与える回転角信号ＳＧ  θに基づいて、モータ制御装置３０内のマイコンが、電気モータ１０のロータの回転角度（磁極位置）θおよび回転速度（角速度）ωを算出する。
【００３０】
なお、正確にいうと、電気モータ１０のロータの回転角度と磁極位置とは同一ではないが、両者は比例関係にあり比例係数が電気モータ１０の磁極数ｐによって定まる。また、回転速度と角速度とは同一ではないが、両者も比例関係にあり比例係数が電気モータ１０の磁極数ｐによって定まる。本書においては、回転角度θは磁極位置を意味する。回転速度ωは角速度を意味するが、回転速度を意味する場合もある。
【００３１】
図示しない車両走行制御システムのメインコントローラが、モータ目標トルクＴＭ＊をモータ制御装置３０のマイコンＭＰＵに与える。なお、該メインコントローラは、前記車両の車速及びアクセル開度に基づいて車両要求トルクＴＯ*を算出し、該車両要求トルクＴＯ*に対応してモータ目標トルクＴＭ＊を発生して、マイコンＭＰＵに与える。マイコンＭＰＵは、電気モータ１０の回転速度ωrpmをメインコントローラに出力する。
【００３２】
モータ制御装置３０のマイコンＭＰＵは、トルク指令制限３４によって、２次目標電圧Ｖｕｃ＊および回転速度ωに対応する制限トルクＴＭ＊maxを制限トルクテーブル（ルックアップテーブル）から読み出して、目標トルクＴＭ＊がＴＭ＊maxを超えていると、ＴＭ＊maxを目標トルクＴ*に定める。ＴＭ＊max以下のときには、モータ目標トルクＴＭ＊を目標トルクＴ*に定める。このような制限を加えて生成したモータ目標トルクＴ*が、２次目標電圧算出４１および出力演算３５に与えられる。
【００３３】
なお、制限トルクテーブルは、２次目標電圧Ｖｕｃ＊および回転速度範囲内の電圧の各値をアドレスとし、該各値で電気モータ１０に生起させることができる最大トルクを制限トルクＴＭ＊maxとして書込んだメモリ領域であり、本実施例ではマイコンＭＰＵ内の図示しないＲＡＭの１メモリ領域を意味する。制限トルクＴＭ＊maxは、２次目標電圧Ｖｕｃ＊が高いほど大きく、低いほど小さい。また、回転速度ωが低いほど大きく、高いほど小さい。
【００３４】
上記マイコンＭＰＵ内には、該制限トルクテーブルのデータＴＭ＊maxを書込んだ不揮発性メモリがあり、マイコンに動作電圧が印加されてマイコンが、自身および図１に示すモータ駆動システムを初期化する過程で、不揮発性メモリから読み出してＲＡＭに書き込む。マイコンにはその他の同様なルックアップテーブルが複数あり後に言及するが、これらも、制限トルクテーブルと同様に、不揮発性メモリにあった参照データが書き込まれた、ＲＡＭ上のメモリ領域を意味する。
【００３５】
モータ制御装置３０のマイコンＭＰＵは、２次目標電圧算出４１において、目標トルクＴ＊と回転速度ωに基づいて「力行」か「回生」かを判定して、「力行」であると「力行」グループ内の、「回生」であると「回生」グループ内の、目標トルクＴ＊に割り当てられた２次目標電圧テーブルから、電動機１０の回転速度ωに割り当てられた２次目標電圧Ｖｕｃ＊を読み出す。「力行」グループの各２次目標電圧テーブルは、回転速度に対応付けた力行用２次目標電圧値を格納したルックアップテーブルである。「回生」グループの各２次目標電圧テーブルは、回転速度に対応付けた回生用２次目標電圧値を格納したルックアップテーブルである。
【００３６】
マイコンＭＰＵは、２次目標電圧Ｖｕｃ＊と現在の２次電圧Ｖｕｃに基づいて、フィードバック制御演算４２により、２次電圧Ｖｕｃを２次目標電圧Ｖｕｃ＊とするための制御出力Ｐｖｃを、ＰＷＭパルス発生４３に与える。該パルス発生４３は、制御信号Ｐｖｃを、コンバータ２０の昇圧スイッチング素子２２をオン，オフ駆動するＰＷＭパルスＰｖｆおよび降圧スイッチング素子２３をオン，オフ駆動するＰＷＭパルスＰｖｒに変換して、ドライブ回路２９ｖ（図１）に出力する。ドライブ回路２９ｖが、ＰＷＭパルスＰｖｆ，Ｐｖｒに基づいてスイッチング素子２２，２３をオン，オフする。これにより、コンバータ２０の２次電圧Ｖｕｃが目標値Ｖｕｃになるように、スイッチング素子２２，２３が、ＰＷＭパルスによってオン，オフ駆動される。なお、スイッチング素子２２，２３のオン期間が重ならないように、信号Ｐｖｆ，Ｐｖｒのオン指示タイミングが定められ、スイッチング素子２２，２３のオンの間に、両者ともにオフのデッドタイムが設定されている。
【００３７】
モータ制御装置３０のマイコンは、「出力演算」３５において、電気モータ１０のロータにおける磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採った、公知のｄ−ｑ軸モデル上のベクトル制御演算、によるフィードバック制御を行う。そこで該マイコンは、電流センサ１４〜１６の電流検出信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをデジタル変換して読込み、「検出電流補正」３１ａで、検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの不平衡分を補正する。この内容は図３を参照して後述する。補正した３相電流ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”すなわち平衡３相電流（検出値）を、「電流帰還演算」３２にて、公知の固定／回転座標変換である３相／２相変換を用いて、回転座標上のｄ軸およびｑ軸の２相電流値ｉｄ，ｉｑ（検出値：フィードバック値）に変換する。
【００３８】
１つのルックアップテーブルである第１高効率トルク曲線テーブルＡが出力演算３５にあり、この第１高効率トルク曲線テーブルＡには、モータ速度ωおよびモータ目標トルクＴ*に対応付けられた、各モータ速度で各目標トルクＴ*を発生するための各ｄ軸電流値ｉｄが書き込まれている。
【００３９】
ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの各値に対応して電気モータの出力トルクが定まるが、１つの回転速度値に対して、すなわち同一のモータ回転速度において、同一トルクを出力するためのｉｄ，ｉｑの組合せが無数にあり、定トルクカーブ上にある。定トルクカーブ上に、最も電力使用効率が高い（最低電力消費の）ｉｄ，ｉｑの組合せがあり、そこが高効率トルク点である。複数のトルクカーブ上の高効率トルク点を連ねる曲線が、高効率トルク曲線であって各回転速度に対して存在する。モータの回転速度宛ての高効率トルク曲線上の、与えられたモータ目標トルクＴ*の位置のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを目標電流値として電気モータ１０の付勢を行うことにより、目標トルクＴ*を電気モータ１０が出力し、しかもモータ付勢の電力使用効率が高い。
【００４０】
本実施例では、高トルク曲線にもとづいてｄ−ｑ座標上の、目標トルクに対応するｄ軸目標電流ｉｄ＊およびｑ軸目標電流ｉｑ＊を算出し、これらに基づいて各軸目標電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を算出し、そしてこれら目標電圧を３相の各相制御電圧に変換するが、高トルク曲線は、「力行」のものと「回生」のものとは、非対称（絶対値が同一の目標トルクに対して、ｉｄ＊，ｉｑ＊の値が相異）であるので、仮に、各目標トルク宛一つの２次目標電圧特性を「力行」用と「回生」用に共用すると、トルク制御精度が低下する。そこで本実施例では、絶対値が同一の目標トルク宛ての２次目標電圧特性を、「力行」用と「回生」用の２つにしている。
【００４１】
本実施例では、高効率トルク曲線を、ｄ軸の値を表す第１高効率トルク曲線Ａと、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂの、２系統に分け、しかも、第１高効率トルク曲線Ａは、力行領域に適用するものと回生領域に適用するものを対にしたものとし、いずれもモータ回転速度と目標トルクに対するｄ軸目標電流を表すものである。
【００４２】
第１高効率トルク曲線テーブルＡは、目標トルクＴ*に宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流を書込んだメモリ領域であり、力行用の力行テーブルＡ１と、回生用の回生テーブルＡ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれのテーブルを用いるかは、電気モータの回転速度ωと与えられる目標トルクＴ*に基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果に従って決定する。
【００４３】
ただし、電気モータ１０の回転速度ωが上昇するのに伴ってステータコイル１１〜１３に発生する逆起電力が上昇し、コイル１１〜１３の端子電圧が上昇する。これに伴ってインバータ２８からコイル１１〜１３への目標電流の供給が難しくなり、目標とするトルク出力が得られなくなる。この場合、与えられたモータ目標トルクＴ*の定トルク曲線上で、曲線に沿ってΔｉｄ，Δｉｑ分、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを下げることにより、電力使用効率は低下するが、目標トルクＴ*を出力することができる。これが弱め界磁制御といわれている。ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄは、界磁調整代演算３６により生成して、ｄ軸電流指令を算出する。その内容は後に説明する。
【００４４】
マイコンＭＰＡは、「出力演算」３５の中のｄ軸電流指令の算出では、トルク指令制限によって決定した目標トルクＴ*に対応して第１高効率トルク曲線テーブルＡから読出したｄ軸電流値ｉｄから、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを減算して、ｄ軸目標電流ｉｄ*を、ｉｄ*＝−ｉｄ−Δｉｄ、と算出する。
【００４５】
ｑ軸電流指令の算出では、出力演算３５にある第２高効率トルク曲線テーブルＢを用いる。第２高効率トルク曲線テーブルＢは、高効率トルク曲線の、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂを更に、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄと対のｑ軸弱め界磁電流Δｉｑを減算したｑ軸目標電流を表わす曲線に補正し、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂのデータ、を格納したものである。第２高効率トルク曲線テーブルＢは、目標トルクＴ*およびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流、すなわち、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂの目標電流値、を書込んだメモリ領域であり、これも、力行用の力行テーブルＢ１と、回生用の回生テーブルＢ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれを用いるかは、電気モータの回転速度ωと目標トルクＴ*に基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果にしたがって決定する。そして、ｑ軸電流指令の算出では、目標トルクＴ*およびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられたｑ軸目標電流ｉｑ*を、第２高効率トルク曲線テーブルＢから読み出してｑ軸電流指令とする。
【００４６】
モータ制御装置３０のマイコンは、出力演算３５にて、ｄ軸目標電流ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄ（検出値）との電流偏差δｉｄ、及びｑ軸目標電流ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑ（検出値）との電流偏差δｉｑを算出し、各電流偏差δｉｄ，δｉｑに基づいて、比例制御及び積分制御（フィードバック制御のＰＩ演算）を行い、出力電圧としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ*を算出する。
【００４７】
次に、回転／固定座標変換である２相／３相変換３７にて、回転座標上の目標電圧ｖｄ*及びｖｑ*を、２相／３相変換に従って固定座標上の各相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*に変換する。これは、電圧制御モードすなわち変調モードが３相変調であるときには、変調３９を介してＰＷＭパルス発生４０に送る。電圧制御モードが２相変調であるときには、変調３９の２相変調変換で、３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*を２相変調のものに変換してＰＷＭパルス発生４０に送る。変調モードが、全相を矩形波通電とする１ｐｕｌｓｅモードであるときには、変調３９の１ｐｕｌｓｅ変換で、３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*を各相矩形波通電とするものに変換してＰＷＭパルス発生４０に与える。
【００４８】
ＰＷＭパルス発生４０は、３相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*が与えられると、それら各値の電圧を出力するための、ＰＷＭパルスＭＵ，ＭＶ，ＭＷに変換して、図１に示されるドライブ回路２９ｍに出力する。ドライブ回路２９ｍは、ＰＷＭパルスＭＵ，ＭＶ，ＭＷに基づいて６連の駆動信号を並行して発生し、各連の駆動信号で、電圧型インバータ２８のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のそれぞれをオン／オフする。これにより、電気モータ１０のステータコイル１１〜１３のそれぞれに、ＶＵ*，ＶＶ*およびＶＷ*が印加され、相電流ｉｕ，ｉｖおよびｉｗが流れる。２相変調モードの各相目標電圧が与えられると、ＰＷＭパルス発生４０は、２相はＰＷＭパルスを発生し残りの１相はオン又はオフ（定電圧出力）信号とし、該オン又はオフする相を順次に切り換える。１ｐｕｌｓｅ変調モードの各相目標電圧が与えられると、各相を矩形波通電とする通電区間信号を出力する。
【００４９】
弱め界磁電流演算３６は、弱め界磁制御のためのパラメータである電圧飽和指標ｍを算出する。すなわち、ｄ軸電圧指令値ｖｄ*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ*に基づいて、電圧飽和の程度を表す値として、電圧飽和算定値ΔＶを算出し、界磁調整代を算出する。この界磁調整代の算出では、ΔＶを積算し、積算値ΣΔＶが正の値を採る場合、積算値ΣΔＶに比例定数を乗算して弱め界磁制御を行うためのｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを算出し、正の値に設定し、電圧飽和算定値ΔＶ又は積算値ΣΔＶが零以下の値を採る場合、前記調整値Δｉｄおよび積算値ΣΔＶを零にする。ｄ軸弱め界磁電流（調整値）Δｉｄは、ｄ軸電流指令の算出およびｑ軸電流指令の算出において使用する。
【００５０】
「２相／３相変換」３７は、２相／３相変換の過程で電動機目標電圧Ｖｍ＊を算出する。Ｖｍ＊＝√（Ｖｄ＊2＋Ｖｑ＊2）、である。この電動機目標電圧Ｖｍ＊と２次側コンデンサ２６の電圧Ｖｕｃ（電圧センサ２７の電圧検出値）とから、変調制御３８が、変調比  Ｍｉ＝Ｖｍ＊／Ｖｕｃ＊  を算出して、電動機１０の目標トルクＴ＊，回転速度ωおよび変調比Ｍｉに基いて、変調モードを決定する。決定した変調モードに応じて、該変調モードの各相目標電圧の出力を、変調３９に指示する。
【００５１】
図３の（ａ）に、図２に示す「検出電流の補正」３１ａの処理機能を示す。電流センサ１４〜１６が検出したＵ相電流検出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖおよびＷ相電流検出値ｉｗは、加算４４によって加算される。加算の総和すなわち合成電流あるいは不平衡電流ｉｓｕｍは、ｉｓｕｍ＝ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗである。電流センサ１４〜１６のゲインがバランスしているとｉｓｕｍ＝０であるが、アンバランスであると、例えば図６のように、３相電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのピークレベルが異なりこれにより合成電流ｉｓｕｍは、３相交流周期で振動する。なお以下では、平衡している場合を含めて、総和ｉｓｕｍ＝ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗを、不平衡電流とも言う。９０°移相４５が不平衡電流ｉｓｕｍを９０°移相する。これにより、不平衡電流ｉｓｕｍと、それに直交する９０°移相電流、すなわち直交２軸電流が得られる。これらの直交２軸電流にもとづいて、０°移相である不平衡電流ｉｓｕｍの移相φおよび振幅Ａを算出することができるが、ｉｓｕｍに対して、９０°移相演算値が、該演算にかかる時間（遅延時間）分ずれたものとなる。この遅延時間が既知かつ実質的に一定とみなせる場合には、該遅延時間分ｉｓｕｍを遅らして９０°移相演算値と対にして不平衡電流ｉｓｕｍの移相φおよび振幅Ａを算出することができる。しかし本実施例では、９０°移相演算に要する時間分、ｉｓｕｍを遅らせるために、０°移相４６も用いてこれによって、９０°移相演算に要する時間分、ｉｓｕｍを遅延して、９０°移相電流とともに、位相，振幅演算４７に入力して、ｉｓｕｍの位相φおよび振幅Ａを算出する。そして補正量算出４８ａにて、位相φおよび振幅Ａを用いて、Ｗ相補正量Δｉｗ＝０とする（Ｗ相を基準とする）、Ｕ相補正量ΔｉｕおよびＶ相補正量Δｉｖを算出して、減算４９，５０によって、Δｉｕ，Δｉｖの分、Ｕ相電流検出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖを補正して電流帰還３２に出力する。Ｗ相電流検出値ｉｗはそのまま電流帰還３２に与える。このように補正した電流検出値ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”は、平衡した３相電流である。
【００５２】
なお、図３の（ｂ）に示すように、Ｖ相補正量Δｉｖ＝０とする（Ｖ相を基準とする）、Ｕ相補正量ΔｉｕおよびＷ相補正量Δｉｗを算出して、減算４９，５１によって、Δｉｕ，Δｉｗの分、Ｕ相電流検出値ｉｕ，Ｗ相電流検出値ｉｗを補正して電流帰還３２に出力し、Ｖ相電流検出値ｉｖはそのまま電流帰還３２に与える態様もある。また、図３の（ｃ）に示すように、Ｕ相補正量Δｉｕ＝０とする（Ｕ相を基準とする）、Ｖ相補正量ΔｉｖおよびＷ相補正量Δｉｗを算出して、減算５０，５１によって、Δｉｖ，Δｉｗの分、Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗを補正して電流帰還３２に出力し、Ｕ相電流検出値ｉｕはそのまま電流帰還３２に与える態様もある。更に、図３の（ｄ）に示すように、Ｕ相補正量Δｉｕ，Ｖ相補正量ΔｉｖおよびＷ相補正量Δｉｗのいずれかに特定値を補正量として与えて、該特定値と合算して合計が零となる、残り２相の補正量を算出し、これら３相の補正量Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗの分、減算４９，５０，５１によって、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを補正して電流帰還３２に与える態様もある。
【００５３】
ここで、図３の（ａ）〜（ｄ）に示す検出電流補正３１ａ〜３１ｄによる不平衡補正の内容を、後記「数１」および「数２」に示した(1)〜(20)式を参照して、詳細に解説する。
【００５４】
３相電流センサ１４〜１６間のゲインにアンバランスがあると、３相電流センサ１４〜１６の検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、(1)式で表すことができる。これらの検出電流を「出力演算」３５におけるベクトル制御（の中のフィードバック制御演算）に用いると、「出力演算」３５では各相に同じ振幅の電流を流すようにフィードバック制御演算をするため、電動機１０の３相コイルに流れる電流にアンバランス電流が生じる。これがモータトルクリプルの１因となるばかりでなく、電動機の電力損失を大きくする。
【００５５】
アンバランスがない場合には、３相電流センサ１４〜１６の検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの総和ｉｓｕｍは、(2)式に示すように０になるが、アンバランスがある場合には、この総和ｉｓｕｍは、３相電流と同じ周波数の単相正弦波であり、(3)式で表すことができる。電流センサ１４〜１６のゲインのアンバランスによる電流値の不平衡成分Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを算出すれば、その分を各相電流検出値から減算補正して、平衡した３相電流検出値ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”を得ることができる。しかし、
ｉｓｕｍ＝Δｉｕ＋Δｉｖ＋Δｉｗ
であるので、１相成分（たとえばΔｉｗ）を０又は特定値に定めて、他の２相の成分を算出すればよい。
【００５６】
３相検出電流の総和ｉｓｕｍの位相φと振幅Ａが分かれば、総和ｉｓｕｍの１相成分（たとえばΔｉｗ）を０又は特定値に定めて、他の２相の成分を算出することが出来る。しかし、単相正弦波の瞬時値から位相φと振幅Ａを求めることができないので、９０°移相４５によって、ｉｓｕｍの９０°移相値すなわち直交軸値ｉsum sinを、(4)式で算出する。また、０°移相４６によって、９０°移相演算による遅延時間と同じ遅延を持つ０°移相値ｉsum cosを、(5)式で算出する。９０°移相値ｉsum sinと０°移相値ｉsum cosを用いて、(6)式で、位相φを算出する。(7)式で算出する態様もある。振幅Ａは(8)式又は(9)式で算出する。図３の（ａ）〜（ｄ）の「位相，振幅計算」４７が、(6)式に基づいて位相φを算出し、また、(8)式に基づいて振幅Ａを算出する。
【００５７】
【数１】
0004968089.tif 000002
【００５８】
図３の（ａ）に示す態様では、Ｗ相の不平衡成分Δｉｗを０として、Ｕ相とＶ相の不平衡成分Δｉｕ，Δｉｖを算出してＵ相とＶ相の検出電流値ｉｕ，ｉｖを補正する。この場合は、Δｉｕ＋Δｉｖ＋Δｉｗ＝ｉsum cos＝Ａｓｉｎ（θ＋φ），Δｉｗ＝０であるので、Ｕ相とＶ相の補正ゲインをｋｕ’，ｋｖ’とすると、下記(10)式が成立し、これにもとづいて、(11)式のように補正ゲインｋｕ’，ｋｖ’を算出し、(19)式でΔｉｕ，Δｉｖを算出し、(20)式でＵ相とＶ相の検出電流値ｉｕ，ｉｖをｉｕ”，ｉｖ”に補正する。具体的には、図３の（ａ）の「位相，振幅計算」４７および「補正量算出」４８ａが、(6)式，(8)式，(11)式および(19)式を一括した演算式すなわち、(6)式，(8)式の位相φ，振幅Ａ算出式を(11)式に代入し、(11)式のゲイン算出式を(19)式に代入して得られる、９０゜移相値ｉsum sin および０゜移相値ｉsum cosを入力とし、２相の補正量Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗ（＝０）を出力とする演算式、に基づく演算によって、９０゜移相値ｉsum sin および０゜移相値ｉsum cos から補正量Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを算出し、減算４９，５０によって、３相検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを平衡相電流ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”（ｉｗ”＝ｉｗ）に補正して、「電流帰還」３２に、３相電流検出値（フィードバック値）として与える。
【００５９】
図３の（ｂ）に示す態様では、Ｖ相の不平衡成分Δｉｖを０として、Ｕ相とＷ相の不平衡成分Δｉｕ，Δｉｗを算出してＵ相とＷ相の検出電流値ｉｕ，ｉｗを補正する。この場合は、Δｉｕ＋Δｉｖ＋Δｉｗ＝ｉsum cos＝Ａｃｏｓ（θ＋φ），Δｉｖ＝０であるので、Ｕ相とＷ相の補正ゲインをｋｕ’，ｋｗ’とすると、下記(12)式が成立し、これにもとづいて、(13)式のように補正ゲインｋｕ’，ｋｗ’を算出し、(19)式でΔｉｕ，Δｉｗを算出し、(20)式でＵ相とＶ相の検出電流値ｉｕ，ｉｗをｉｕ”，ｉｗ”に補正する。この態様でも、上述と同様に、「位相，振幅計算」４７および「補正量算出」４８ｂが、９０゜移相値ｉsum sin および０゜移相値ｉsum cosを入力とし、２相の補正量Δｉｕ，Δｉｖ（＝０），Δｉｗを出力とする演算式、に基づく演算によって、９０゜移相値ｉsum sin および０゜移相値ｉsum cos から補正量Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを算出し、減算４９，５１によって、３相検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを平衡相電流ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”（ｉｖ”＝ｉｖ）に補正して、「電流帰還」３２に、３相電流検出値（フィードバック値）として与える。
【００６０】
図３の（ｃ）に示す態様では、Ｕ相の不平衡成分Δｉｕを０として、Ｖ相とＷ相の不平衡成分Δｉｖ，Δｉｗを算出してＶ相とＷ相の検出電流値ｉｖ，ｉｗを補正する。この場合は、Δｉｕ＋Δｉｖ＋Δｉｗ＝ｉsum cos＝Ａｃｏｓ（θ＋φ），Δｉｕ＝０であるので、Ｖ相とＷ相の補正ゲインをｋｖ’，ｋｗ’とすると、下記(14)式が成立し、これにもとづいて、(15)式のように補正ゲインｋｖ’，ｋｗ’を算出し、(19)式でΔｉｖ，Δｉｗを算出し、(20)式でＶ相とＷ相の検出電流値ｉｖ，ｉｗをｉｖ”，ｉｗ”に補正する。この態様でも、上述と同様に、「位相，振幅計算」４７および「補正量算出」４８ｃが、９０゜移相値ｉsum sin および０゜移相値ｉsum cosを入力とし、２相の補正量Δｉｕ（＝０），Δｉｖ，Δｉｗを出力とする演算式、に基づく演算によって、９０゜移相値ｉsum sin および０゜移相値ｉsum cos から補正量Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを算出し、減算５０，５１によって、３相検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを平衡相電流ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”（ｉｕ”＝ｉｕ）に補正して、「電流帰還」３２に、３相電流検出値（フィードバック値）として与える。
【００６１】
図３の（ｄ）に示す態様では、Δｉｕ＋Δｉｖ＋Δｉｗ＝ｉsum cos＝Ａｃｏｓ（θ＋φ）であるので、(16)式が成立し、これより、(17)式が得られる。この場合、未知数が各相の補正ゲインｋｕ’，ｋｖ’，ｋｗ’であって、連立方程式の数より多いため、解は無数に存在するが、簡単なひとつの解として、(18)式を採用する。そして(19)式でΔｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを算出し、(20)式でＵ相，Ｖ相およびＷ相の検出電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”に補正する。この態様でも、上述と同様に、「位相，振幅計算」４７および「補正量算出」（４８ｄ）が、９０゜移相値ｉsum sin および０゜移相値ｉsum cosを入力とし、３相の補正量Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを出力とする演算式、に基づく演算によって、９０゜移相値ｉsum sin および０゜移相値ｉsum cos から補正量Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを算出し、減算４９，５０，５１によって、３相検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを平衡相電流ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”に補正して、「電流帰還」３２に、３相電流検出値（フィードバック値）として与える。
【００６２】
【数２】
0004968089.tif 000003
【００６３】
図２に示すマイコンＭＰＵには、ＣＰＵの他に、データを記録したり、各種のプログラムを記録したりするためのＲＡＭ，ＲＯＭおよびフラッシュメモリが備わっており、ＲＯＭ又はフラッシュメモリに格納されたプログラム，参照データおよびルックアップテーブルをＲＡＭに書き込んで、該プログラムに基づいて、図２に２点鎖線ブロックで囲んで示す入力処理，演算および出力処理を行う。
【００６４】
図４に、該プログラムに基づいてマイコンＭＰＵ（のＣＰＵ）が実行するモータ駆動制御ＭＤＣの概要を示す。動作電圧が印加されるとマイコンＭＰＵは、自身およびＰＷＭパルス発生４０，４３およびドライブ回路２９ｍの初期化をおこなって、電動機１０を駆動するインバータ２８を停止待機状態に設定する。そして図示しない車両走行制御システムのメインコントローラからのモータ駆動スタート指示を待つ。モータ駆動スタート指示が与えられると、マイコンＭＰＵは、「開始処理」（ステップ１）によって、内部レジスタに電動機制御の初期値を設定して、「入力読込み」（ステップ２）で、入力信号又はデータを読み込む。すなわち、メインコントローラが与える第１目標トルクＴＭ＊，電流センサ１４〜１６が検出した各相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、および、レゾルバ１７の回転角信号ＳＧ  θ、をデジタル変換により読込む。
【００６５】
なお、以下においては、括弧内には、ステップという語を省略して、ステップ番号のみを記す。
【００６６】
次にマイコンＭＰＵは、読込んだ回転角信号ＳＧθ（回転角データＳＧθ）に基づいて回転角度θおよび回転速度ωを算出する（３）。この機能を図２上には、角度，速度演算３２として示した。次にマイコンＭＰＵは、読込んだ３相の電流検出信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、平衡３相電流値ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”に補正する（４）。この機能を図２および図３上に、「検出電流補正」３１ａとして示した。次にマイコンＭＰＵは、平衡３相電流値ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”を、３相／２相変換により、２相のｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値に変換する（５）。この機能を図２上には、電流帰還３２として示した。次にマイコンＭＰＵは、ｄ軸弱め界磁制御を行うためのｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを算出する（６）。この機能を図２上には、弱め界磁電流演算３６として示した。次にマイコンＭＰＵは、読み込んだモータ目標トルクＴＭ*，２次目標電圧Ｖｕｃ＊および算出した回転速度ωに対応する制限トルクＴＭ＊maxを制限トルクテーブルから読み出して、読み込んだモータ目標トルクＴＭ*がＴＭ＊maxを超えていると、ＴＭ＊maxを目標トルクＴ*に定める。ＴＭ＊max以下のときには、読み込んだモータ目標トルクＴＭ*を目標トルクＴ*に定める（７）。この機能を図２上には、トルク指令制限３４として示した。
【００６７】
つぎにマイコンＭＰＵは、「２次目標電圧算出」（８）で、電動機１０が「力行」運転か「回生」運転かを判定し、判定結果に対応してグループを選択し、その中の、目標トルクＴ＊に対応付けられている２次目標電圧テーブルから、現在の回転速度ωに割り当てられている２次目標電圧Ｖｕｃ＊を読み出す。「２次目標電圧算出」（８）の内容は、上述の、図２に示す２次目標電圧算出４１の内容と同様である。
【００６８】
「出力演算」（９）の内容は、上述の、図２に示す出力演算３５の内容と同様である。該「出力演算」（９）で算出したｄ−ｑ軸の電圧目標値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に変換する（１０）。このとき電動機目標電圧Ｖｍ＊も算出する。つぎの「変調制御」（１１）で、変調比Ｍｉを算出し、変調比Ｍｉ，目標トルクＴ＊および回転速度ωに基いて、変調モードを決定する。
【００６９】
変調モードを決定するために参照するパラメータには、目標トルクＴ＊，回転速度ωおよび変調比Ｍｉがある。マイコンＭＰＵには、変調モード（３相変調，２相変調，１ｐｕｌｓｅ）および変調比に対応付けた変調閾値テーブル（ルックアップテーブル）があり、各変調閾値テーブルには、変調モード境界の閾値（目標トルク値および回転速度値）が格納されている。「変調制御」（１１）では、マイコンＭＰＵは、現在の変調モード（３相変調，２相変調又は１ｐｕｌｓｅ）と変調比Ｍｉに対応する変調閾値テーブルを選択してそれから、閾値を読み出して、目標トルクＴ＊および回転速度ωを閾値と対比して、次に採用すべき変調モードを決定する。
【００７０】
次の「出力更新」（１２）では、変調制御（１１）で決定した変調モードの各相目標電圧を出力するＰＷＭパルス出力を、ＰＷＭパルス発生４０に設定する。また、コンバータ駆動用のＰＷＭパルスＰｖｆ，Ｐｖｒの出力をＰＷＭパルス発生４３に設定する。次に、次の繰返し処理タイミングになるのを待ってから（１３）、再度「入力読込み」（２）に進む。そして上述の「入力読込み」（２）以下の処理を実行する。次の繰返し処理タイミングになるのを待っている間に、システムコントローラから停止指示があると、マイコンＭＰＵはそこでモータ回転付勢のための出力を停止する（１４，１５）。
【００７１】
上述のように電流センサ１４〜１６で検出した３相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、図４上の「検出電流補正」（４）（図２上の検出電流補正３１ａ）で、平衡３相電流値ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”に補正し、そしてこれらを２軸値ｉｄ，ｉｑに変換して図４上の「出力演算」（９）（図２上の出力演算３５）にフィードバックして２軸目標値ｉｄ＊，ｉｑ＊とのフィードバック制御演算によって、２軸目標電圧値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を発生してこれを図４上の３相変換（１０）（図２上の２相／３相変換３７）で３相目標電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に変換して、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)によって電動機１０の３相コイルにＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を印加するので、３相電流センサ１４〜１６の電流検出値のアンバランスによる電動機トルクのリップルが低減し、また、電動機の電力損失が低減する。
［実施例２］
【００７２】
−第２実施例−
第１実施例の、上述の、図４上の「検出電流補正」（４）（図２上の検出電流補正３１ａ）は、マイコンＭＰＵが、電流センサ１４〜１６で検出した３相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをＡ／Ｄ変換によって３相電流データに変換して読み込んでから、該３相電流データに基づいてデジタル演算処理により、平衡３相電流値ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”を算出する。しかし第２実施例では、図５に示すように、モータ制御装置３０の外に、アナログ電気回路である検出電流補正回路３１ａを備えた。この検出電流補正回路３１ａは、電流センサ１４〜１６が検出した３相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ（アナログ）を、アナログ演算処理により平衡３相電流値ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”（アナログ）に変換する。
【００７３】
図５に示す第２実施例のモータ制御装置３０の機能は、図２の検出電流補正３１ａを削除し、図４の「検出電流補正」（４）を削除して「入力読み込み」（２）で、検出電流補正回路３１ａが出力している平衡３相電流値ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”をデジタル変換して読み込むものである。図５に示す検出電流補正回路３１ａの構成の概要は、図３の（ａ）に示すものと同様であるが、図５に示す検出電流補正回路３１ａ内各ブロック４４〜５０はいずれも、演算増幅器（Operational Amplifier）と係数設定抵抗を主体とするアナログ回路である。
【００７４】
なお、第２実施例においても、検出電流補正回路を、図３の（ｂ），（ｃ）又は（ｄ）に示す検出電流補正３１ｂ，３１ｃ又は３１ｄのブロック構成（４４〜４８）と同様な構成ではあるが、図５に示す検出電流補正回路３１ａと同様に各ブロックをアナログ回路とする態様もある。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】本発明の第１実施例の構成の概略を示すブロック図である。
【図２】図１に示すモータ制御装置３０の機能構成の概要を示すブロック図である。
【図３】（ａ）は、図２に示す検出電流補正３１ａの機能構成を示すブロック図、（ｂ）〜（ｄ）は検出電流補正の他の形態の機能構成を示すブロック図である。
【図４】図２に示すマイコンＭＰＵの、モータ制御の概要を示すフローチャートである。
【図５】本発明の第２実施例の構成の概略を示すブロック図である。
【図６】３相電流センサで３相各相の電動機電流を個別に検出する場合の、３相検出電流ｉＵ，ｉＶ，ｉｗの不平衡と、これら３相検出電流の総和ｉｓｕｍの動揺を示すグラフである。
【符号の説明】
【００７６】
１０：電気モータ
１１〜１３：３相のステータコイル
１４〜１６：電流センサ
１７：レゾルバ
１８：車両上のバッテリ
１９：１次側コンデンサ
２１：リアクトル
２２：昇圧スイッチング素子
２３：降圧スイッチング素子
２４，２５：ダイオード
２６：２次側コンデンサ
２７：２次電圧センサ
６１：リアクトル
Ｖｕｃ：２次電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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