(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
燃焼室の混合気の燃焼時に発生するイオンに対応したイオン電流を検出する信号検出部と、
前記信号検出部から取得した検出信号Ｓ（ｊ）のピーク位置ＰＫを特定するピーク特定部と、
前記ピーク特定部が特定したピーク位置以前の検出信号を、前記ピーク位置以降の検出信号の変化に連続するよう、ピーク位置とそれ以降の検出信号との差で規定される検出信号の降下率に一致する傾斜角を有する直線状にレベル変換するレベル変換部と、
前記レベル変換部で変換された後の検出信号ＳＩＮ（ｉ）にデジタルフィルタ処理を施して抽出信号ＳＯＵＴ（ｉ）を取得する信号抽出部と、
を有して構成されることを特徴とする内燃機関のイオン電流検出装置。
【請求項２】
前記デジタルフィルタ処理は、直線位相特性を有するＦＩＲ(finite impulse response)フィルタで実現される請求項１に記載のイオン電流検出装置。
【請求項３】
前記デジタルフィルタ処理は、次数２ＭのＦＩＲフィルタで実現され、そのインパルス応答ｈ（ｎ）は、Ｍを中心として線対称となる請求項２に記載のイオン電流検出装置。
ｈ｛（Ｍ＋ｍ）｝＝ｈ｛（Ｍ−ｍ）｝ 但し、ｍ＝０，１，・・・，Ｍ
【請求項４】
前記デジタルフィルタ処理を施した後の検出信号ＳＯＵＴ（ｉ）から低周波数成分を除去する補正処理を含んで構成され、
前記補正処理が、（式１）で実現される請求項３に記載のイオン電流検出装置。
【数１】
0005042780.tif 000003
【請求項５】
前記デジタルフィルタ処理は、低域周波数を減衰域として実行される請求項１〜４の何れかに記載のイオン電流検出装置。
【請求項６】
前記デジタルフィルタ処理は、ノイズ周波数である高域周波数を減衰域とし、目的の信号周波数成分のみを通過させるＢＰＦとして実行される請求項１〜５の何れかに記載のイオン電流検出装置。
【請求項７】
前記ピーク特定部は、前記信号検出部から取得した検出信号Ｓ（ｊ）を微分演算し、その微分演算結果に基づいて前記ピーク位置ＰＫを特定する請求項１〜６の何れかに記載のイオン電流検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、内燃機関の運転時に発生するイオン信号を正確に検出できる検出装置、特に、信号ピーク位置前後での検出信号の不連続性を解消したイオン電流検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
本出願人は、既に、イオン信号を正確に抽出して最適なノッキング制御を可能にしたノッキング制御装置について提案している（特許文献１）。
【特許文献１】特開２００７−２３９５１８号公報
【０００３】
この発明は、イオン電流検出部からの検出信号の微分値に基づいて検出信号の信号ピーク値Ｓ（ＰＫ）を特定し、ピーク位置ＰＫに至るまでの検出信号を信号ピーク値Ｓ（ＰＫ）に変換した上で、信号ピーク値Ｓ（ＰＫ）を含む所定の範囲の検出信号Ｓ（０）〜Ｓ（ｎ）に、ＢＰＦ(band pass filter)処理を施すことで目的のイオン信号を抽出している。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、上記のアルゴリズムでは、信号ピーク位置ＰＫに至るまでは、検出信号のレベルが一定値Ｓ（ＰＫ）であると擬制するので、ピーク位置ＰＫにおいて検出信号に不連続性が生じることが避けられないという問題があった。この不連続性の問題は、特に、検出信号がピーク位置から急激に降下する場合に問題となり、ピーク位置に発生する信号エッジに起因するノイズが、ＢＰＦ処理では除去し切れないことがある。そして、イオン電流のレベルは非常に微小であるので、検出信号に不要なノイズが重畳すると、適切な燃焼制御に支障を生じることになる。
【０００５】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、より正確に、目的の信号のみを特異的に抽出できるよう改善したイオン電流検出装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記の課題を解決するため、本発明に係るイオン電流検出装置は、燃焼室の混合気の燃焼時に発生するイオンに対応したイオン電流を検出する信号検出部と、前記信号検出部から取得した検出信号Ｓ（ｊ）のピーク位置ＰＫを特定するピーク特定部と、前記ピーク特定部が特定したピーク位置以前の検出信号を、前記ピーク位置以降の検出信号の変化に連続するよう、ピーク位置とそれ以降の検出信号との差で規定される検出信号の降下率に一致する傾斜角を有する直線状にレベル変換するレベル変換部と、前記レベル変換部で変換された後の検出信号ＳＩＮ（ｉ）にデジタルフィルタ処理を施して抽出信号ＳＯＵＴ（ｉ）を取得する信号抽出部と、を有して構成される。
【０００７】
特に限定されるものではないが、前記デジタルフィルタ処理は、直線位相特性を有するＦＩＲ(finite impulse response)フィルタで実現されるのが好ましい。
【０００８】
更に好ましくは、前記デジタルフィルタ処理は、次数２ＭのＦＩＲフィルタで実現され、そのインパルス応答ｈ（ｎ）は、Ｍを中心として線対称となる。
【０００９】
また、本発明は、前記デジタルフィルタ処理を施した後の検出信号ＳＯＵＴ（ｉ）から低周波数成分を除去する補正処理を含んで構成されても良く、この場合には、前記補正処理が、（式１）で実現される。
【００１０】
【数１】
0005042780.tif 000002
【００１１】
何れにしてもデジタルフィルタ処理は、低域周波数を減衰域として実行されるのが典型例であり、好ましくは、ノイズ周波数である高域周波数を減衰域とし、目的の信号周波数成分のみを通過させるＢＰＦとして実行される。また、ピーク特定部は、前記信号検出部から取得した検出信号Ｓ（ｊ）を微分演算し、その微分演算結果に基づいて前記ピーク位置ＰＫを特定するのが有効である。
【発明の効果】
【００１２】
上記した本発明によれば、ピーク特定部と独特のレベル変換部と信号抽出部とを有して構成されるので、目的の信号のみを特異的に抽出することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の実施形態について具体的に説明する。図１（ａ）は、内燃機関用のイオン電流検出装置を示す回路図である。このイオン電流検出装置は、１次コイル１Ｐと２次コイル１Ｓとが電磁結合された点火コイル１と、点火コイル１を断続的に駆動するスイッチングトランジスタ２と、点火コイルの２次コイル１Ｓに接続されたイオン電流検出回路３と、スイッチングトランジスタ２をＯＮ／ＯＦＦ制御すると共にイオン電流検出回路３からのアナログ検出信号ＳＧを受けるＥＣＵ(Electronic Control Unit)４とで構成されている。そして、点火コイルの２次コイル１Ｓとグランドラインとの間に点火プラグ５が接続されている。
【００１４】
図示の通り、スイッチングトランジスタ２のベース端子は、ＥＣＵ４に接続され、コレクタ端子は、点火コイルの一次コイル１Ｐに接続され、エミッタ端子は、グランドラインに接続されている。
【００１５】
イオン電流検出回路３は、点火プラグ５の放電電流で充電されるバイアス用のコンデンサＣと、コンデンサＣに並列接続されてコンデンサＣの充電電圧を規制するツェナーダイオードＺＤと、ツェナーダイオードＺＤに直列接続されたダイオードＤ１と、ダイオードＤ１の両端に接続された増幅部ＡＭＰとで構成されている。
【００１６】
ツェナーダイオードＺＤとダイオードＤ１のアノード端子は、互いに直結され、ダイオードＤ１のカソード端子はグランドラインに接続されている。また、ツェナーダイオードＺＤのカソード端子は、二次コイル１Ｓに接続されている。
【００１７】
イオン電流検出回路３の増幅部ＡＭＰは、反転端子と非反転端子と出力端子とを有する増幅素子Ｑ１と、増幅素子Ｑ１の反転端子に接続される入力抵抗Ｒ１と、増幅素子Ｑ１の反転端子と出力端子の間に接続される帰還抵抗Ｒ２とで構成されている。なお、増幅素子Ｑ１の反転端子とグランドラインとの間に、増幅素子Ｑ１を保護するためのダイオードＤ２を接続しても良い。
【００１８】
増幅素子Ｑ１として、この実施形態では、ＯＰアンプを使用している。ＯＰアンプは、その入力インピーダンスがほぼ無限大で、反転端子と非反転端子との間が、仮想的に短絡状態である(imaginary short)。そのため、図１（ｂ）に示す電流Ｉは、入力抵抗Ｒ１と帰還抵抗Ｒ２に共通して流れることになり、増幅部ＡＭＰの出力電圧Ｖｏｕｔは、電流Ｉと帰還抵抗Ｒ２の積となる（Ｖｏｕｔ＝Ｉ×Ｒ２）。つまり、この増幅部ＡＭＰでは、帰還抵抗Ｒ２が入力電流Ｉの検出抵抗として機能している。
【００１９】
図１の回路構成において、二次コイル１Ｓに負の高電圧が発生すると、図１（ａ）に示すように、点火プラグ５が点火放電し、点火電流がコンデンサＣを充電する。この時、コンデンサＣにはツェナーダイオードＺＤが並列接続されているので、コンデンサＣの両端電圧は、ツェナーダイオードＺＤの降伏電圧Ｖｚに一致する。なお、この放電時には、ダイオードＤ１が短絡状態（ＯＮ）となるので、入力抵抗Ｒ１やその他の回路素子に流れる電流を無視することができる。
【００２０】
その後、二次コイル１Ｓの高電圧が消滅すると（図１（ｄ）参照）、コンデンサＣに充電されたバイアス電圧は、図１（ｂ）に示す経路で放電する。この放電電流は、イオン電流Ｉに他ならず（図１（ｅ）参照）、イオン電流Ｉは、増幅素子Ｑ１の出力端子→帰還抵抗Ｒ２→入力抵抗Ｒ１→コンデンサＣ→二次コイル１Ｓ→点火プラグ５の経路で流れる。先に説明した通り、出力電圧Ｖｏｕｔ＝Ｒ２×Ｉの関係が成立するので、増幅部ＡＭＰからはイオン電流Ｉに比例した電圧が得られる。
【００２１】
ＥＣＵ４は、ＣＰＵ４ａと、Ａ／Ｄコンバータ４ｂと、出力ポート４ｃと、メモリ部４ｄとを有して構成されている。そして、Ａ／Ｄコンバータ４ｂは、イオン電流検出回路３からアナログ検出信号ＳＧを直接的に受けて、これデジタルデータに変換している。また、出力ポート４ｃからは、スイッチングトランジスタ２のベース端子に向けて点火パルスが出力されている。なお、図示のイオン電流検出装置では、イオン電流検出回路３とＥＣＵ４とが直結されているが、途中にサンプルホールド回路などを設けても良い。
【００２２】
図２（ａ）は、ＥＣＵ４による制御動作を説明するフローチャートである。図１のような回路構成で燃焼状態を把握する場合、イオン電流のピーク位置以降のレベル降下域が重要である。そこで、本実施形態では、ピーク位置ＰＫを正確に抽出した上で（ＳＴ５）、ピーク位置以前のデータが、ピーク位置以降と同様に降下すると擬制して、信号入力データの信号レベルを変換している（ＳＴ６）。そして、レベル変換後の信号入力データＳＩＮ(ｉ）に対して、ＢＰＦ処理を施している（ＳＴ７）。
【００２３】
なお、ＢＰＦ処理（ＳＴ７）を施した後に、低周波数成分を確実に除去する補正演算を施しても良い（ＳＴ８）。この補正演算は、ステップＳＴ６のレベル変換処理によって重畳する低周波成分を確実に除去するためである。
【００２４】
以下、本発明の特徴部分であるレベル変換処理（ＳＴ６）から説明する。図７（ａ）に示す通り、レベル変換処理（ＳＴ６）では、先ず、ステップＳＴ５の処理で特定されたピーク位置ＰＫに基づき、ピーク位置の信号入力データの値Ｓ（ＰＫ）と、その一つ後の信号入力データの値Ｓ（ＰＫ＋１）との差から、検出信号の降下率ＳＬを算出する（ＳＴ５０）。降下率ＳＬの算出式は、ＳＬ＝Ｓ（ＰＫ）−Ｓ（ＰＫ＋１）である。
【００２５】
次に、Ｎ個の信号入力データＳ（ｉ）について、変数ｉの値をＮから１まで降下させつつ、ステップＳＴ５２〜ＳＴ５３の処理を実行する。具体的には、変数ｉの値がピーク位置ＰＫに一致するまでは何もしないが、変数ｉの値がＰＫを下回ると、ステップＳＴ５０で算出した降下率ＳＬに基づいて、信号入力データＳ（ｉ）の値を直線的に修正する（ＳＴ５３）。修正のためのレベル変換式は、Ｓ（ｉ）←Ｓ（ＰＫ）＋（ＰＫ−ｉ）×ＳＬである。
【００２６】
図７（ｂ）は、レベル変換された信号入力データＳＩＮ（ｉ）を破線で示している。このように、本実施形態では、ピーク位置ＰＫを特定した後、ピーク位置ＰＫより以前の検出信号を、ピーク位置ＰＫ以降の検出信号の変化に連続するようレベル変換する。そのため、ピーク位置ＰＫにおいて、元の検出信号が急激に変化したとしても、レベル変換後の信号入力データＳＩＮ（ｉ）にはエッジが生じることがない。したがって、適切な周波数範囲のＢＰＦ処理（ＳＴ７）を施すことで、目的のイオン電流成分だけを特異的に抽出することができる。
【００２７】
ステップＳＴ７の処理では、レベル変換後の全データＳＩＮ（１）〜ＳＩＮ（ｎ）についてデジタルフィルタによるＢＰＦ処理を施してＳＯＵＴ（１）〜ＳＯＵＴ（ｎ）を得ている。ここでは、ＢＰＦ処理のために、図８に示すような、サンプリング周期Ｔｓの３２次の直線位相ＦＩＲフィルタを使用している。
【００２８】
図８のデジタルフィルタの場合、ｈ（ｎＴｓ）をｚ変換した伝達関数Ｈ（ｚ）は、２Ｍ＝３２として、Ｈ（ｚ）＝Ｚ［ｈ（ｎＴｓ）］＝Σｈ（ｎＴｓ）ｚ−ｎであり、これを変形すると、
Ｈ（ｚ）＝｛α（０）＋Σα（ｍＴｓ）（ｚｍ＋ｚ−ｍ）｝ｚ−Ｍとなる。ここで、Σは、ｍ＝１〜Ｍとするシグマ記号であり、ｈ｛（Ｍ＋ｍ）Ｔｓ｝＝ｈ｛（Ｍ−ｍ）Ｔｓ｝＝α（ｍＴｓ）である。なお、ｍ＝０，１，・・・，Ｍである。
【００２９】
図９（ａ）は、図８に示す３２次直線位相ＦＩＲフィルタのインパルス応答を示しており、図９（ｂ）は、図８に示すＦＩＲフィルタで実現したＢＰＦの周波数特性を示している。なお、サンプリング周波数は３０ＫＨｚ、サンプリング周期Ｔｓは、Ｔｓ＝１／３０ｍＳである。図９（ａ）に示すインパルス応答の総和ＯＦＴは、ＯＦＴ＝０．００３０９３であるので、結局、ステップＳＴ７の処理では、ＳＯＵＴ（ｉ）＝ＳＯＵＴ（ｉ）−｛ＳＩＮ（ｉ−ＤＬＹ）｝ＯＦＴ・・・（式２）の演算によって、直流成分や低周波数成分を除去していることになる。
【００３０】
ここで、２０ｌｏｇ（ＯＦＴ）は、２０ｌｏｇ（０．００３０９３）の計算から約−５０．２ｄＢであるから、図９（ｂ）に示される直流信号の減衰率に一致することが確認される。ＡＴＴ＝１／ＯＦＴで定義する減衰率ＡＴＴを使用すると、上記した（式２）は、ＳＯＵＴ（ｉ）＝ＳＯＵＴ（ｉ）−｛ＳＩＮ（ｉ−ＤＬＹ）｝／ＡＴＴの演算を意味することになる。
【００３１】
続いて、図２のステップＳＴ１〜ＳＴ６の処理内容についても説明しておく。図１及び図２（ａ）に示す通り、先ず、ＥＣＵ４は、イオン電流検出回路３から得られるアナログ検出信号ＳＧを、直接Ａ／Ｄコンバータ４ｂで受け、デジタル変換されたデータをメモリ部４ｄに記憶する（ＳＴ１）。データ取得時のサンプリング周波数は、ここでは、３０ＫＨｚ程度に設定され、この実施形態ではサンプリング周期τを３３μＳとしている。なお、実際に取得されるデータは、図２（ｂ）に示す切出しウインドＷｉｎの範囲（Ｔ）よりやや広い範囲（Ｔ＋α）のデータであるが、説明の都合上、図２（ｂ）には、点火パルスの立ち下がりタイミング（ｔ＝０）から＋２５ｍＳのデータを全て図示している。
【００３２】
図２（ａ）のステップＳＴ１の処理によって必要な範囲のデータ取得が終われば、次に、メモリ部４ｄに記憶した切出しウインドＷｉｎ内のＮ個の信号入力データＳ（ｉ）について、Ｄ（ｉ）←Ｓ（ｉ）−Ｓ（ｉ−ａ）の差分演算によって微分処理を施す（ＳＴ２）。ここで、切出しウインドＷｉｎの位置及びその時間幅Ｔ（＝３３μＳ×（Ｎ−１））は、発生するイオン電流を確実に捕捉できるよう設定される。
【００３３】
イオン電流は、点火プラグ５の放電終了後に発生するが（図１（ｅ）参照）、点火プラグ５の放電終了時や、発生したイオン電流の消失タイミングは、エンジン回転数やエンジン負荷などの運転条件に応じて動的に変化する。そこで、この実施形態では、運転条件と発生するイオン電流との関係を予め実験的に求めておき、その関係を示すウインド算出テーブルＴＢＬ１をメモリ部４ｄに設けている。そして、実際の運転時には、各種センサから得られるデータに基づいて前記ウインド算出テーブルＴＢＬ１を検索し、その検索結果に基づいて、切出しウインドＷｉｎの開始位置と終了位置とをリアルタイムに決定している。
【００３４】
図２（ｂ）は、イオン電流検出回路から得られるアナログ信号波形と、時間幅Ｔの切出しウインドとの関係を図示したものであり、ここでは、点火パルスの立ち下がりタイミング（ｔ＝０）を基準にして＋４ｍＳから＋１５ｍＳの範囲を切出しウインドＷｉｎとしている。
【００３５】
図３（ａ）に示すフローチャートの通り、図２（ａ）の微分処理（ＳＴ２）は、ｉ＝１・・・ＮのＮ個のデータＳ（ｉ）について、Ｄ（ｉ）←Ｓ（ｉ）−Ｓ（ｉ−ａ）の演算によって実行される（ＳＴ２１〜ＳＴ２３）。図３（ｂ）は、イオン電流検出回路から得られるアナログ検出信号ＳＧ（原波形）と、微分演算による微分波形とを図示している。なお、微分処理は、切出しウインド内のＮ個のデータについて、時間間隔ａ×τの差分を求めることを意味するが、差分時間間隔ａ×τは、イオン電流に重畳するノック信号の基本周期τｎより長いが、イオン電流の基本波周期Ｗ０より短く設定される（Ｗｎ＜ａ×τ＜Ｗ０）。このような差分時間間隔ａ×τを用いて微分処理を実行することによって、イオン電流に重畳するノック信号の影響を排除して、イオン電流波形の全体的な増減傾向を把握することができる。
【００３６】
ところで、イオン電流の基本周波数Ｆ＝１／Ｗ０は、エンジンの回転数やエンジン負荷などの運転条件に応じて動的に変化する。そこで、この実施形態では、運転条件とイオン電流の基本波周期Ｗ０との関係を示すデータテーブルＴＢＬ２をメモリ部４ｄに設け、上記したＷｎ＜ａ×τ＜Ｗ０の条件を満たす時間間隔ａ×τをリアルタイムに決定している。
【００３７】
但し、イオン電流には、ノック信号だけでなく、他の高周波ノイズが重畳する可能性もある。そこで、イオン電流に重畳する高周波ノイズも含めてノック信号の影響を排除するためには、ノック信号の基本周期τｎの大小に拘わらず、時間間隔ａ×τの値を、イオン電流の基本波周期Ｗ０より若干短い値（＝Ｗ０−β）に設定するのが好適である。図示例では、運転条件から２．５ＫＨｚ程度のイオン電流の基本周波数が予想されるので、ａ×τ＜４００μＳの関係を満たす値としてａ＝１０に設定して、差分時間間隔ａ×τを３３０μＳにしている。
【００３８】
図２（ａ）のステップＳＴ２の微分処理が終われば、次に、微分値Ｄ（ｉ）を微分閾値ＴＨと比較し、微分結果フラグＦＧ（ｉ）を算出する（ＳＴ３）。図４（ａ）は、判定処理の具体的な内容を示すフローチャートであり、図４（ｂ）は、微分値Ｄ（ｉ）の推移を示す微分波形と、微分波形から算出される微分結果フラグＦＧ（ｉ）との関係を図示している。
【００３９】
図４（ａ）のステップＳＴ３２〜ＳＴ３４に示す通り、変数ｉ＝１・・・ＮのＮ個のデータについて、微分値Ｄ（ｉ）が微分閾値ＴＨ以上であれば微分結果フラグＦＧ（ｉ）をＦＧ（ｉ）＝０とし、逆に、微分値Ｄ（ｉ）が微分閾値ＴＨ未満であれば微分結果フラグＦＧ（ｉ）をＦＧ（ｉ）＝１とする。ここで閾値ＴＨは、適宜に設定されるが、通常は、ＴＨ＝０とすれば足りる。
【００４０】
なお、閾値ＴＨ＝０と設定した場合、アナログ信号波形ＳＧが時間軸方向に増加傾向（Ｄ（ｉ）＞０）となる時間帯は、判定処理（ＳＴ３）によって微分結果フラグＦＧ（ｉ）が０となり、逆に、アナログ信号波形ＳＧが時間軸方向に減少傾向（Ｄ（ｉ）＜０）となる時間帯は、微分結果フラグＦＧ（ｉ）が１となる。
【００４１】
何れにしても、図２（ａ）のステップＳＴ３の処理によって微分結果フラグＦＧ（ｉ）を算出したら、次に、Ｎ個の微分結果フラグＦＧ（ｉ）について、時間軸上を逆向きに（換言するとＦＧ（Ｎ）からＦＧ（１）まで降順に）、特殊なカウント処理を行う（図２のＳＴ４）。
【００４２】
図５（ａ）に示す通り、このカウント処理では、最初にカウンタ変数ＣＴの全領域をゼロクリアした後（ＳＴ４１）、ｉ＝Ｎから開始してｉ＝１まで時間軸上を逆向きに、ステップＳＴ４３〜ＳＴ４８の処理を実行する。ここで、時間軸上を逆方向に処理するのは、(a)ノック信号は、イオン電流波形のピーク位置から波形終了までに存在すること、及び(b)エンジン点火からイオン電流のピーク位置に至るまでの波形は比較的乱れやすいため、時間軸上を正方向に処理するとイオン電流のピーク位置を誤検出する可能性が高まること、のためである。
【００４３】
図５（ａ）に示すステップＳＴ４３〜ＳＴ４８の処理を具体的に説明すると、変数ｉに対する処理では、先ず、微分結果フラグＦＧ（ｉ）の値が１か否か判定される（ＳＴ４３）。そして、微分結果フラグＦＧ（ｉ）が１であれば、ＣＴ（ｉ）←ＣＴ（ｉ＋１）＋１の演算によって、カウンタ値ＣＴ（ｉ）を、時間軸上の上隣りのカウンタ値ＣＴ（ｉ＋１）より一つ増加させる（ＳＴ４７）。一方、微分結果フラグＦＧ（ｉ）が０であれば、時間軸上で時間軸変数ｉより上方であって、後述するパルス幅（スキップ幅）の基準幅ｂのカウンタ値ＣＴ（ｉ＋１），ＣＴ（ｉ＋２），・・・，ＣＴ（ｉ＋ｂ）が同一値か否かが判定される（ＳＴ４４）。
【００４４】
そして、全てのカウンタ値が同一値であれば、カウンタ値ＣＴ（ｉ）をゼロクリアし（ＳＴ４５）、逆に、一致しないカウンタ値が存在すれば、ＣＴ（ｉ）←ＣＴ（ｉ＋１）の演算によってカウンタ値ＣＴ（ｉ）の値を一つ上方のカウンタ値ＣＴ（ｉ＋１）と同一値にする（ＳＴ４６）。
【００４５】
図５（ａ）のアルゴリズムにおいて、パルス幅（スキップ幅）の基準幅ｂ（時間換算するとｂ×τ）は、イオン電流のピーク位置を検出する際に、ノック信号の影響を排除するための時間幅であり、ノック信号の基本周期に基づいて決定される。そして、この実施形態では、内燃機関の構造からノック信号の周波数が７ＫＨｚ程度と特定されるので、そのノック信号の影響を排除するべくｂ＝３としている。この場合、基準幅ｂ＝３を時間換算するとｂ×τ＝６６μＳとなり、一周期６６×２μＳを周波数に換算すると約５ＫＨｚであり、ノイズ成分も含めて、５ＫＨｚ以上の不要成分の影響を排除できることになる。
【００４６】
図５（ｂ）は、パルス幅（スキップ幅）の基準幅ｂをｂ＝３に設定した場合について、図５（ａ）のアルゴリズムを説明するための図面であり、メモリ部４ｄに確保されている微分結果フラグ領域ＦＧとカウンタ領域ＣＴとを示している。ｂ＝３に設定した場合には、カウンタ領域ＣＴ（ｉ）の値を決定する際には、微分結果フラグＦＧ（ｉ）の値が問題になり（ＳＴ４３）、ＦＧ（ｉ）＝０なら、ＣＴ（ｉ＋１）、ＣＴ（ｉ＋２）、ＣＴ（ｉ＋３）の値が問題になり、全て同一値なら、ゼロクリアされた値がカウンタ領域ＣＴ（ｉ）に格納される（ＳＴ４５）。また、ＣＴ（ｉ＋１）、ＣＴ（ｉ＋２）、ＣＴ（ｉ＋３）の値が一致しなければ、ＣＴ（ｉ＋１）の値がそのままカウンタ領域ＣＴ（ｉ）に格納される（ＳＴ４６）。
【００４７】
以上の通り、このアルゴリズムでは、微分結果フラグＦＧ（ｉ）＝１の場合だけ、カウンタ値がインクリメント（＋１）される。先に説明した通り、微分結果フラグＦＧ（ｉ）＝１は、時間間隔ａ×τの微分値Ｄ（ｉ）が、閾値ＴＨより小さいことを意味するが（Ｄ（ｉ）＜ＴＨ）、特に、閾値ＴＨ＝０に設定した本実施形態では、微分結果フラグＦＧ（ｉ）＝１は、時間軸正方向の微分値Ｄ（ｉ）が負であることを意味する。
【００４８】
何れにしても、本実施形態では、時間軸上の上方から下方に向けて特殊なカウント演算を行い、微分結果フラグＦＧ（ｉ）が１の場合だけ、カウンタ値をインクリメント（＋１）する。そして、微分結果フラグＦＧ（ｉ）が０の場合には、それが基準幅ｂ分だけ連続しない限り、カウンタ値を変化させず、もし基準幅ｂ以上に連続してＦＧ（ｉ）＝０の場合には、カウンタ値をゼロクリアする。したがって、時間軸上逆向きに原波形が単調増加する状態を、カウンタ値で算出することになり、ノック信号のように、途中に増減する部分が含まれていても、これは読み飛ばされることになり、なだらかなピークのみが抽出される。
【００４９】
さて、図２に戻って説明を続けると、図２（ａ）のステップＳＴ５の処理では、カウンタ領域ＣＴ（１）〜ＣＴ（Ｎ）の各数値から、その最大値を抽出し、最大値を示すカウンタ位置からイオン電流のピーク位置ＰＫを特定する。このステップＳＴ１〜ＳＴ５の処理によって、イオン電流のピーク位置ｉ＝ＰＫが正確に特定されるので、後は、イオン電流のピーク位置以前（ｉ＜ＰＫ）の信号入力データＳ（ｉ）を、最初に説明した図７（ａ）のアルゴリズムに基づいて書換える（ＳＴ６）。つまり、ｉ＝１〜ＰＫ−１の各データについて、Ｓ（ｉ）←Ｓ（ＰＫ）＋（ＰＫ−ｉ）×ＳＬのレベル変換の演算を実行する。その結果、信号入力データＳ（ｉ）は、ｉ＝１〜ＰＫまでは直線的に降下することになる。その後の処理についても最初に説明した通りである。
【００５０】
以上の通り、本実施形態によれば、ＢＰＦ処理後の抽出信号ＳＯＵＴ（ｉ）に、ピーク位置のエッジによるノイズ成分が重畳することがない。なお、以上説明した具体的な内容は特に本発明を限定するものではなく、本発明の趣旨を逸脱することなく各種の改変が可能である。
【００５１】
例えば、特殊カウント処理は適宜に変更可能である。図６は特殊カウント処理を別のアルゴリズムを例示したものであり、微分結果フラグＦＧ（ｉ）＝０の場合には、時間軸の上側のｂ−１個の微分フラグＦＧ（ｉ＋１），ＦＧ（ｉ＋２）・・・ＦＧ（ｉ＋ｂ−１）が全てゼロか否かを判定している（ＳＴ４４）。この場合にも、実質的に図５の場合と同様の処理が実行されて、イオン電流のピーク位置を正確に抽出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】実施形態に係るノッキング制御装置の回路構成を示す回路図である。
【図２】ワンチップマイコンの制御動作の概要を示すフローチャートと、イオン電流検出回路の検出信号波形である。
【図３】微分処理を示すフローチャートと、微分波形の波形図である。
【図４】判定処理を示すフローチャートと、微分結果フラグ及びカウント演算結果を示す図面である。
【図５】カウンタ処理を示すフローチャートと、カウントアルゴリズムを説明する図面である。
【図６】別のカウント処理を説明する図面である。
【図７】レベル変換処理を示すフローチャートである。
【図８】ＢＰＦ処理を実現するデジタルフィルタの処理内容を図示したものである。
【図９】図８のデジタルフィルタのインパルス応答と周波数特性を図示したものである。
【図１０】従来技術の問題点を説明する図面である。
【符号の説明】
【００５３】
３      信号検出部
ＳＴ５    ピーク特定部
ＳＴ６    レベル変換部
ＳＴ７    信号抽出部
【図１】
0005042780.tif 000004
【図２】
0005042780.tif 000005
【図３】
0005042780.tif 000006
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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