(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
検出点から入力される無線信号の包絡線に応じた電圧を出力点から出力する検波回路と、無信号状態における前記出力点の電圧を基準電圧として基準点に出力する基準電圧生成回路と、前記出力点と前記基準点との電圧差を増幅して出力する差動増幅回路と、を備えた起動信号検出回路であって、
前記検波回路は、アノードが第１電流源を介して電源に接続されカソードが前記検出点に接続された第１ダイオードと、前記検出点と接地との間に接続された第２ダイオードと、前記第１ダイオードのアノードと交流的な接地との間に接続された第１コンデンサとを備え、前記第１ダイオードのアノードを前記出力点とし、
前記差動増幅回路は、電荷をキャリアとするトランジスタにより差動対が構成された、起動信号検出回路。
【請求項２】
前記差動対を構成する前記トランジスタは、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ又はＮチャネル型電界効果トランジスタである
請求項１記載の起動信号検出回路。
【請求項３】
前記基準電圧発生回路は、アノードが前記基準点及び第２電流源を介して電源に接続された第３ダイオードと、前記第３ダイオードのカソードと接地との間に接続された第４ダイオードとを備えた請求項１又は２記載の起動信号検出回路。
【請求項４】
前記第１電流源及び前記第２電流源に代えて第１抵抗及び第２抵抗を設けた
請求項３に記載の起動信号検出回路。
【請求項５】
前記基準電圧生成回路は、前記第３ダイオードのアノードと交流的な接地との間に接続された第２コンデンサを更に備えた
請求項３又は４に記載の起動信号検出回路。
【請求項６】
前記差動増幅回路は、接地側の端子同士が接続点において接続された第１トランジスタ及び第２トランジスタと、前記接続点と接地との間に接続された第３電流源と、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタの電源側の端子と電源との間に接続された負荷とを備えた請求項１乃至５のうちいずれか１項に記載の起動信号検出回路。
【請求項７】
前記負荷は、抵抗負荷又はアクティブ負荷である請求項６に記載の起動信号検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波信号（ＲＦ信号:Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）を検出して、ＲＦ信号の包絡線信号を出力する起動信号検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、普及が進む無線通信機器においては、内蔵電池によってより長期間使用できるよう、低消費電力化が望まれている。従来より、受信されるＲＦ信号の有無によって無線通信機器の主要部を間欠動作させて無線通信機器全体の低消費電力化を図るシステムが知られている。このようなシステムにおいては、主要部を起動する起動信号を出力するために、起動信号検出回路（ウェイクアップ回路）が設けられている。起動信号検出回路は、主に、ＲＦ信号を検波するための検波回路、検波信号を増幅する差動増幅回路、及びＲＦ信号の有無を判定するための比較回路（コンパレータ）から構成されている。起動信号検出回路は、常時動作させておく必要があるため、起動信号検出回路を構成するこれらの回路は、低消費電力及び低電圧動作が望まれている。
【０００３】
特許文献１には、起動信号検出回路を成す検波回路および差動増幅回路を低電圧で動作させるための回路が開示されている。図８に示すように、この起動信号検出回路は、検波回路９０、差動増幅回路９１及び基準電圧生成回路９２を備えて構成されている。検波回路９０は、整合回路１０を介して検出点Ａに入力されたＲＦ信号に基づいて、ＲＦ信号の包絡線信号を出力点Ｂより出力するよう構成されている。基準電圧生成回路９２は、アンテナ１３においてＲＦ信号が受信されていない無信号状態における検出点Ａの電圧を基準電圧として生成し、基準電圧を基準点Ｃに与える。差動増幅回路９１は、出力点Ｂ及び基準点Ｃの電圧を入力し、電圧差を起動信号検出信号として出力する。Ｔｒ３４、Ｔｒ３３、Ｔｒ３２、Ｔｒ３１、Ｔｒ１４、Ｔｒ２４は、カレントミラー回路を構成している。このカレントミラー回路は、差動増幅回路９１の定電流源として機能している。
【０００４】
検波回路９０は、検波ダイオード（第１ダイオード）Ｔｒ１２、第２ダイオードＴｒ１１、カレントミラーの構成要素であるトランジスタＴｒ１４、第１コンデンサＣ１１を備えている。第２ダイオードＴｒ１１は、アノードが電源Ｖｃｃに接続され、カソードが検出点Ａに接続されている。検波ダイオード（第１ダイオード）Ｔｒ１２は、アノードが検出点Ａに接続され、カソードが検波回路の出力である出力点Ｂに接続されている。出力点Ｂと交流的な接地との間には、第１コンデンサＣ１１が接続されている。第２ダイオードＴｒ１１、検波ダイオードＴｒ１２、及び第１コンデンサＣ１１は、半波倍圧整流回路を構成している。検出コンデンサＣ１０は、整合回路１０の構成要素であり、整合回路１０はアンテナ１３に接続されている。
【０００５】
差動増幅回路９１は、第１ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１３、第２ＰＮＰ型トランジスタＴｒ２３、負荷トランジスタＴｒ１５、Ｔｒ２５、及びカレントミラー回路の構成要素であるトランジスタＴｒ３１を備えている。第１ＰＮＰトランジスタＴｒ１３及び第２ＰＮＰトランジスタＴｒ２３のエミッタ同士は接続点ａで接続され、接続点ａと電源Ｖｃｃとの間にトランジスタＴｒ３１が配置されている。第１ＰＮＰトランジスタＴｒ１３と第２ＰＮＰトランジスタＴｒ２３のそれぞれのコレクタとグランド間には、アクティブ負荷である負荷トランジスタＴｒ１５と負荷トランジスタＴｒ２５とが接続されている。
【０００６】
基準電圧生成回路９２は、第３ダイオードＴｒ２１、第４ダイオードＴｒ２２、第２コンデンサＣ２１、及びカレントミラーの構成要素であるトランジスタＴｒ２４を備えている。第３ダイオードＴｒ２１は、アノードが電源Ｖｃｃに接続され、カソードが第４ダイオードＴｒ２２のアノードに接続されている。第４ダイオードのトランジスタＴｒ２２のカソードは、トランジスタＴｒ２３のベースと第２コンデンサＣ２１とトランジスタＴｒ２４のコレクタに接続されている。第２コンデンサＣ２１のもう一方の端子はグランドに接続されている。
【０００７】
次に、特許文献１に記載された起動信号検出回路の動作について図９を用いて説明する。図９（ａ）〜（ｄ）は、ＲＦ信号を検波する以前の初期状態から、ＲＦ信号を検波した状態に至るまでの基本動作を簡略的に示したものである。検出点Ａの電圧をＶＡ、出力点Ｂの電圧をＶＢ、検波ダイオードＴｒ１２に流れる電流をＩｄ、第１コンデンサＣ１１に流れる電流をＩｃ、トランジスタＴｒ１４のコレクタ電流をＩ１とする。検波ダイオードＴｒ１２のアノード−カソード間電圧、すなわちＶＡ−ＶＢをＶｄとする。また、第２ダイオードＴｒ１１及び検波ダイオードＴｒ１２の順方向電圧をＶＦと定義する。
【０００８】
図９（ａ）に示すように、ＲＦ信号が入力されていない初期状態では、第２ダイオードＴｒ１１及び検波ダイオードＴｒ１２には電流Ｉ１に応じた順方向電圧ＶＦが生じる。検出点Ａの電圧ＶＡは、電源Ｖｃｃから順方向電圧ＶＦ分下がった電圧になる。出力点Ｂの電圧は、電圧ＶＡよりもさらに検波ダイオードＴｒ１２の順方向電圧ＶＦ分下がった電圧となる。
【０００９】
次に、アンテナ１３によってＲＦ信号が受信され始めると、整合回路１０（コンデンサＣ１０）を介して検波ダイオードＴｒ１２のアノードにＲＦ信号が入力される。受信されたＲＦ信号のうち最初の１波形について考える。図９（ｂ）に示すように、検波ダイオードＴｒ１２のアノード−カソード間電圧Ｖｄ（＝ＶＡ−ＶＢ）は、順方向電圧ＶＦにＲＦ信号の入力が加算された電圧となる。また、ＲＦ信号の入力によって検波ダイオードＴｒ１２に流れる電流は、図１０に示すダイオードの電流−電圧特性により、ＲＦ入力（電圧Ｖｄ）が高電圧側に振れている時には（状態Ａ）、非常に大きくなる。一方、ＲＦ入力（電圧Ｖｄ）が低電圧側に振れている時には（状態Ｂ）、電流Ｉｄはほとんど流れず、０Ａ程度になる。
【００１０】
図９（ｃ）に示すように、検波ダイオードＴｒ１２に流れるＩｄは、ＲＦ信号の入力による電流とトランジスタＴｒ１４による直流電流Ｉ１が加算されたものである。ＲＦ信号の入力による電流は、第１コンデンサＣ１１に流れる電流Ｉｃとして第１コンデンサＣ１１に流れ込む。ここで、ＲＦ入力（電圧Ｖｄ）が高電圧側に振れている時（状態Ａ）の第１コンデンサＣ１１に流れ込む正の電流と、ＲＦ入力（電圧Ｖｄ）が低電圧側に振れている時（状態Ｂ）の第１コンデンサＣ１１から出力点Ｂに流れ出す負の電流では、正の電流の方が大きい。そのため、第１コンデンサＣ１１のアノード−カソード間電圧、すなわち出力点Ｂの電圧ＶＢが上昇する。図９（ａ）では、説明の簡略化のため、この電圧上昇は無視し、検出されたＲＦ信号の最初の１波形に対応する出力点Ｂの電圧ＶＢについては一定電圧として示している。
【００１１】
続く２波形目以降のＲＦ信号が受信された際にも、上記の動作が行われる。これにより、電圧ＶＢは次第に上昇していく。出力点Ｂの電圧ＶＢは上昇しているため、図９（ｂ）に示すように、検波ダイオードＴｒ１２の端子間電圧である電圧Ｖｄは小さくなる。ここで、図１１に、端子間電圧が小さい状態のダイオードの電流−電圧特性を示す。検波ダイオード電圧Ｖｄは小さく、ＲＦ信号が高電圧側に振れた場合も、そのピーク付近だけトランジスタＴｒ１４のコレクタに流れる電流Ｉ１を超える電流Ｉｄが検波ダイオードＴｒ１２に流れる。
【００１２】
これにより、図９(ｄ)に示すように、検波ダイオードＴｒ１２に流れる電流Ｉｄが、トランジスタＴｒ１４のコレクタ電流Ｉ１を超えた時のみ、第１コンデンサＣ１１へ電流が流れ込む。第１コンデンサＣ１１に流れる電流Ｉｃは正となり、それ以外の期間は第１コンデンサＣ１１から電流が流れ出しトランジスタＴｒ１４に引き込まれるので電流Ｉｃは負となる。ＲＦ信号の１波形中において、第１コンデンサＣ１１へ流れ込む電流と流れ出す電流が釣り合った時、すなわち電流Ｉｃの平均値が０となった時に電圧ＶＢが安定した状態（状態Ｃ）となる。
【００１３】
電圧ＶＢが安定した後においては、検波ダイオードＴｒ１２に流れる電流Ｉｄのピーク値は、ＲＦ信号のピーク値に応じた値が得られる。トランジスタＴｒ１４のコレクタ電流Ｉ１、第１コンデンサＣ１１、及び整合回路１０（コンデンサＣ１０）を適切に選ぶことでＲＦ信号の包絡線に応じた検波出力電圧が得られる。
【００１４】
一方、トランジスタＴｒ２１、Ｔｒ２２にはＲＦ信号が入力されず、基準点Ｃの電圧ＶＣは変化しない。電圧ＶＣは、無信号時の出力点Ｂの電圧ＶＢの値を維持したままとなる。電圧ＶＢと電圧ＶＣは、トランジスタＴｒ１３、Ｔｒ２３で構成される差動増幅回路に入力され、電圧差が増幅される。これにより、差動増幅回路９１によって増幅されたＲＦ信号の包絡線に応じた起動信号検出信号が、起動信号検出回路の出力として得られる。
【特許文献１】特開２００６−１７４１０１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、特許文献１に記載された起動信号検出回路では、検波ダイオードＴｒ１２は、アノードが検出点Ａに接続され、カソードが出力点Ｂに接続されている。すなわち、検波ダイオードＴｒ１２は、ＲＦ信号の高電圧側の電圧を検出するよう構成されている。そのため、検波回路９０の出力点Ｂの電圧ＶＢは、電源Ｖｃｃから２段分のダイオードの順方向電圧２ＶＦを差し引いた電圧となる。つまり、検波回路９０の次段に接続された差動増幅回路９１へ与えられるバイアス電圧は、Ｖｃｃ−２ＶＦとなる。ここで、ＳｉのＰＮ接合を用いたダイオードの順方向電圧ＶＦは０．７Ｖ程度であり、電源Ｖｃｃが、２Ｖ程度と低電圧である場合は、差動増幅回路９１に与えられるバイアス電圧は０.６Ｖ程度となる。
【００１６】
一般に、ＰＮＰトランジスタやＰ型電界効果型トランジスタなどのホールをキャリアとするトランジスタは、ＮＰＮトランジスタやＮ型トランジスタなどの電荷をキャリアとするトランジスタに比べて寄生容量が大きく、周波数特性が悪い。そのため、差動増幅回路９１においても、ＮＰＮトランジスタやＮ型トランジスタなどの電荷をキャリアとするトランジスタによって差動対を構成する方が、周波数特性が良好となり好ましい。
【００１７】
しかしながら、例えばＮＰＮトランジスタで構成される差動増幅回路では、バイアス電圧は少なくとも、電流源にカレントミラー回路を用いた場合には、ダイオードの順方向電圧ＶＦに、トランジスタの飽和電圧を加えた電圧以上の駆動電圧が必要となる。また、電流源の代わりに抵抗を用いた場合には、順方向電圧ＶＦ以上の駆動電圧が必要となる。そのため、従来の起動信号検出回路を２Ｖ程度の低電圧で駆動する場合には、検波回路９０の次段に電荷をキャリアとするトランジスタで構成された差動増幅回路を接続すると動作せず、ＮＰＮトランジスタ等によって構成される差動増幅回路を設けることができない。
【００１８】
すなわち、電荷をキャリアとするトランジスタによって構成される差動増幅回路を検波回路の後段に接続するためには、起動信号検出回路の駆動電圧を高くしなければならないという問題を有していた。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明に係る起動信号検出回路の一態様は、検出点から入力される無線信号の包絡線に応じた電圧を出力点から出力する検波回路と、無信号状態における前記出力点の電圧を基準電圧として基準点に出力する基準電圧生成回路と、前記出力点と前記基準点との電圧差を増幅して出力する差動増幅回路と、を備えた起動信号検出回路であって、前記検波回路は、アノードが第１電流源を介して電源に接続されカソードが前記検出点に接続された第１ダイオードと、前記検出点と接地との間に接続された第２ダイオードと、前記第１ダイオードのアノードと交流的な接地との間に接続された第１コンデンサとを備え、前記第１ダイオードのカソードを前記出力点とし、前記差動増幅回路は、電荷をキャリアとするトランジスタにより差動対が構成されたものである。
【００２０】
本発明においては、検出点に、検波ダイオードである第１ダイオードのカソード側を接続し、第１ダイオードのアノード側を検波回路の出力点とし、無線信号の低電圧側の信号を検出することで、無線信号検出時の出力点の電圧、すなわち差動増幅回路に与えられるバイアス電圧を上げることができる。これにより、次段の差動増幅回路として、差動対が電荷をキャリアとするトランジスタによって構成された差動増幅回路を用いることができる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明の一態様によれば、動作電圧を低電圧としたまま、安定した周波数特性を得ることができる起動信号検出回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、添付した図面を参照して本発明に係る実施の形態について説明する。
【００２３】
［第１の実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る起動信号検出回路の構成例を示す図である。この起動信号検出回路は、検出点Ａから入力される無線信号の包絡線に応じた電圧を出力点Ｂから出力する検波回路１と、無信号状態における出力点Ｂの電圧を基準電圧として基準点Ｃに出力する基準電圧生成回路２と、出力点Ｂと基準点Ｃとの電圧差を増幅して出力する差動増幅回路３と、を備えている。検波回路１は、アノードが第１電流源Ｉ１を介して電源に接続され、カソードが検出点Ａに接続された第１ダイオードＤ１と、検出点Ａと接地との間に接続された第２ダイオードＤ２と、第１ダイオードＤ１のアノードと交流的な接地との間に接続された第１コンデンサＣ１とを備え、第１ダイオードＤ１のアノード側の出力点Ｂを出力電圧とする。差動増幅回路１２は、電荷をキャリアとするトランジスタにより差動対が構成されている。以下では、第１ダイオードＤ１を、検波ダイオードという。
【００２４】
検波ダイオードＤ１は、検波コンデンサＣ３を介してＲＦ信号が入力された場合、ＲＦ信号が低電圧側に振れているときに大きな電流Ｉｄを流すよう配置されている。これにより、ＲＦ信号が検出されると出力点Ｂの電圧ＶＢが次第に下降する。一方、基準電圧発生回路２は、無信号状態における出力点Ｂの電圧ＶＢを基準電圧として生成して基準点ＶＣに供給している。差動増幅回路３は、一方に出力点Ｂの電圧ＶＢを入力し、他方に基準点ＶＣの電圧ＶＣを入力し、出力点Ｂと基準点Ｃの電圧差を増幅して起動信号検出信号を出力する。検波ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、第１コンデンサＣ１、及び検出コンデンサＣ３は、半波倍圧整流回路を構成している。検出コンデンサＣ３は、外部整合回路の一構成要素を兼ねていてもよい。
【００２５】
図２は、本発明の第１の実施形態に係る起動信号検出回路の更に詳細な構成例を示す回路図である。差動増幅回路３は、並列接続された第１ＮＰＮ型トランジスタＱ１と第２ＮＰＮ型トランジスタＱ２を備えている。第１ＮＰＮトランジスタＱ１と第２ＮＰＮトランジスタＱ２は、それぞれのエミッタ同士が接続されている。その接続点と、グランドの間に定電流源Ｉ３が配置されている。なお、定電流源Ｉ３は、一般的には電源電圧変動などを考慮してカレントミラー回路による電流源が用いられるが、抵抗によって構成しても動作可能である。
【００２６】
第１ＮＰＮトランジスタＱ１と第２ＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタと電源Ｖｃｃとの間には負荷１００が接続されている。負荷１００は、抵抗負荷や、トランジスタのカレントミラーを用いたアクティブ負荷等、任意の回路を用いることができる。また、差動増幅回路３は、電荷をキャリアとするトランジスタとして、第１ＮＰＮトランジスタＱ１及び第２ＮＰＮトランジスタＱ２のバイポーラ型トランジスタを例として説明したが、Ｎ型の電界効果トランジスタを用いても良い。
【００２７】
基準電圧生成回路２は、検波回路１と略同一構成を備えている。基準電圧生成回路２は、第３ダイオードＤ３、第４ダイオードＤ４、定電流源Ｉ２及び第２コンデンサＣ２を備えている。第３ダイオードＤ３、第４ダイオードＤ４は、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２にそれぞれ対応する。対応するトランジスタは、同一サイズに構成されている。また、定電流源Ｉ２は、定電流源Ｉ１に対応する。定電流源Ｉ１及び定電流源Ｉ２は、同一値の電流を供給するように構成されている。第４ダイオードＤ４のカソードはグランドに接続され、アノードは第３ダイオードＤ３に接続される。第３ダイオードＤ３のアノードは、第２ＮＰＮトランジスタＱ２のベースと第２コンデンサＣ２に接続されている。第２コンデンサＣ２は、ＲＦ信号のリークを抑えるために配置してあるため、ＲＦ信号のリークが無視できれば第２コンデンサＣ２は無くてもよい。
【００２８】
第２ＮＰＮトランジスタＱ２のベースと電源Ｖｃｃとの間に、定電流源Ｉ２が配置される。第２コンデンサＣ２の他の端子はグランドに接続される。このように、基準電圧生成回路２を検波回路１と略同一構成とすることで、基準点Ｃの電圧ＶＣを、無信号状態における出力点Ｂの電圧ＶＢとすることができる。なお、基準電圧生成回路２は、検波回路１と略同一構成とする必要はなく、無信号状態における出力点Ｂの電圧ＶＢを生成できる回路構成であればよい。
【００２９】
次に、第１の実施形態に係る起動信号検出回路の動作について、図３を用いて説明する。ここで、検波ダイオードＤ１のカソード側の電圧である検出点Ａの電圧をＶＡ、検波ダイオードＤ１のアノード側の電圧、すなわち出力点Ｂの電圧をＶＢ、検波ダイオードＤ１のアノード−カソード間の電圧、すなわちＶＢ−ＶＡをＶｄ、検波ダイオードＤ１に流れる電流をＩｄ、第１コンデンサＣ１に流れ込む電流をＩｃ、定電流源Ｉ１から流れ出す電流をＩ１とする。
【００３０】
図３（ａ）に示すように、ＲＦ信号が入力される以前の初期状態においては、検波ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２の各ダイオードには電流Ｉ１に応じた順方向電圧ＶＦが生じる。検出点Ａの電圧ＶＡは、順方向電圧ＶＦとなる。検波回路１の出力である電圧ＶＢは、電圧ＶＡよりもさらに検波ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦ分が加算された２ＶＦとなる。
【００３１】
ここで、検出コンデンサＣ３からＲＦ信号が入力されると、ＲＦ信号は、検波ダイオードＤ１のカソード側に入力される。この時の最初の１波形について考えると、図３（ｂ）に示すように、検波ダイオードＤ１のアノード−カソード間の電圧Ｖｄは、順方向電圧ＶＦからＲＦ信号の入力が減算された電圧になる。ここで、図１０に示すダイオードの電流−電圧特性を参照すると、検波ダイオードＤ１のアノード−カソード間の電圧Ｖｄが、高い時には大きな電流が流れ、電圧Ｖｄが低い時には、ほとんど電流が流れない。そのため、検波ダイオードＤ１を流れる電流Ｉｄは、図３(ｃ）に示すように、初期状態では定電流源Ｉ１によって供給される電流Ｉ１が流れるが、その後、ＲＦ信号が入力されて高電圧側に振れている時には（状態Ａ）、検波ダイオードＤ１には逆方向の電圧が発生し、検波ダイオードＤ１には、ほとんど電流が流れず、電流Ｉｄは０Ａ程度となる。一方、電流Ｉｄは、ＲＦ信号が低電圧側に振れている時には（状態Ｂ）、検波ダイオードＤ１に順方向電圧が発生するため非常に大きな電流値を示す。
【００３２】
この時、電流の方向性から、第１コンデンサＣ１に流れ込む電流Ｉｃは、Ｉｃ＝Ｉ１−Ｉｄとなり、図３(ｄ)に示すように、ＲＦ入力が高電圧側に振れている時はＩ１の電流が流れ込み、ＲＦ入力が低電圧側に振れている時は非常に大きな電流が流れ出す。ＲＦ信号の入力時では、第１コンデンサＣ１から流れ出す電流Ｉｃが、第１コンデンサＣ１に流れ込む電流Ｉｃよりも大きくなるため、第１コンデンサＣ１の端子間電圧、すなわち電圧ＶＢは減少する。
【００３３】
続く第２波形以降のＲＦ信号についても同様にこの動作が行われる。出力点Ｂの電圧ＶＢは、ＲＦ信号が入力されると共に、次第に減少していく。この時のＶｄを、図３（ｂ）に示す。電圧ＶＢは減少しているため、ＶＢ−ＶＡとなる検波ダイオードＤ１の端子間電圧Ｖｄも減少する。ここで、図１１に、アノード−カソード間の電圧Ｖｄが小さい状態のダイオードの電流−電圧特性の対応を示す。ダイオードは、アノード−カソード間の電圧Ｖｄが小さい時には、アノード−カソード間の電圧Ｖｄが正のピーク値の近辺において、電流Ｉ１を超える電流Ｉｄが検波ダイオードＤ１に流れる。そのため、検波ダイオードＤ１においては、ＲＦ信号が低電圧側のピークの近辺のみ、検波ダイオードＤ１のアノード−カソード間の電圧Ｖｄが正のピーク値の近辺となり、電流Ｉ１を超える電流Ｉｄが流れる。
【００３４】
図３(ｄ)に示すように、電流の方向性からＲＦ信号が低電圧側のピークの近辺のみ、第１コンデンサＣ１からＩｃが流れ出し、その他の期間は定電流源Ｉ１から第１コンデンサＣ１へ電流Ｉｃが流れ込む。第１コンデンサＣ１へ流れ込む電流と、流れ出す電流がつり合った時、つまりはＩｃの平均値が０となった時に検波出力電圧が安定する（状態Ｃ）。
【００３５】
出力点Ｂの電圧ＶＢが安定した後において、Ｉｄのピーク値は、ＲＦ信号の負のピーク値に応じた値が得られる。実際には、電流Ｉｄの変化によって出力点Ｂの電圧ＶＢはわずかに変動することとなるが、電圧ＶＢの安定後においてＲＦ信号が入力されている間では、ほぼ電圧ＶＢは一定値を示すため図３では電圧の変動分については図示しない。電流Ｉ１、検波コンデンサＣ１１、第１コンデンサＣ１０を適切に選ぶことで、ＲＦ信号の負の包絡線に応じた電圧ＶＢが検波回路１から得られる。このように検波回路１によって生成された電圧ＶＢは、出力点Ｂから差動増幅回路３に入力される。
【００３６】
一方、検波回路１と略同一構成によって構成された基準電圧発生回路２では、検波コンデンサＣ３は接続されておらず、ＲＦ信号は入力されない。基準電圧発生回路２の有する第３ダイオードＤ３、第４ダイオードＤ４、定電流源Ｉ２は、それぞれ検波回路１の検波ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、及び定電流源Ｉ１と同一サイズ、同一値とするように構成されているため、基準電圧発生回路２の出力である基準点Ｃの電圧ＶＣは、ＲＦ信号が入力されているか否かに関わらず、無信号状態における検波回路１の出力である電圧ＶＢの電圧値となる。具体的には、基準点Ｃの電圧ＶＣは、第３ダイオードＤ３及び第４ダイオードＤ４の２段分の順方向電圧ＶＦである２ＶＦとなる。基準点Ｃの電圧ＶＣは、差動増幅回路３に入力される。
【００３７】
差動増幅回路３には、差動対を構成する一方の第１ＮＰＮトランジスタＱ１のベースに検波回路１から電圧ＶＢが入力され、他方の第２ＮＰＮトランジスタＱ２のベースに基準電圧発生回路２から電圧ＶＣが入力される。第１ＮＰＮトランジスタＱ１と第２ＮＰＮトランジスタＱ２のベース電圧の差、つまりはＲＦ信号の検波出力電圧と無信号時の電圧の差が、第１ＮＰＮトランジスタＱ１、第２ＮＰＮトランジスタＱ２で構成される差動増幅回路に入力される。ＲＦ信号が入力されていない状態では、第１ＮＰＮトランジスタＱ１と第２ＮＰＮトランジスタＱ２のベース電圧は同一となる。また、ＲＦ信号の入力時には、第１ＮＰＮトランジスタＱ１のベース電圧が、第２ＮＰＮトランジスタＱ２のベース電圧に比べて低くなる。差動増幅回路３によって増幅された電圧が、起動信号検出回路の出力として得られる。
【００３８】
本実施形態では、検波ダイオードＤ１のカソード側を検出点Ａに接続し、ＲＦ信号の負の包絡線を検波することにより、ＲＦ信号が検波されていない初期状態の出力点Ｂの電圧ＶＢを２段分のダイオードの順方向電圧２ＶＦとすることができる。ここで、ＳｉのＰＮ接合を用いたダイオードの順方向電圧ＶＦは、０.７Ｖ程度であるので、初期状態の出力点Ｂの電圧ＶＢは、１.４Ｖ程度になる。出力点Ｂの電圧ＶＢは、次段に接続される差動増幅回路３のバイアス電圧となっている。そのため、第１の実施形態においては、バイアス電圧を１.４Ｖ程度とすることができる。
【００３９】
第１の実施形態において、次段の差動増幅回路をＮＰＮトランジスタで構成する場合には、ダイオードの順方向電圧（０．７Ｖ）に、第１ＮＰＮトランジスタＱ１、第２ＮＰＮトランジスタＱ２の飽和電圧を加えた電圧以上のバイアス電圧が必要となるが、第１の実施形態においては、バイアス電圧（２ＶＦ＝１．４Ｖ）を十分に確保することができる。第１ＮＰＮトランジスタＱ１、第２ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタ同士の接続点は、ベースバイアス電圧から第１ＮＰＮトランジスタＱ１及び第２ＮＰＮトランジスタＱ２の順方向電圧ＶＦだけ降下した電圧となり、０.７Ｖ程度となる。これは、第１ＮＰＮトランジスタＱ１、第２ＮＰＮトランジスタＱ２の飽和電圧よりも十分に大きい。そのため、差動増幅回路の電流源Ｉ３としてカレントミラー回路を用いても飽和させずに余裕を持って差動増幅回路３を動作させることができる。
【００４０】
なお、差動増幅回路３の入力インピーダンスを調整するために、第１ＮＰＮトランジスタＱ１及び第２ＮＰＮトランジスタＱ２のベース端子間に調整用抵抗を接続しても良い。また、第１コンデンサＣ１の一方の端子は、グランドに接続されているが、交流的に接地されていればよいので、第１コンデンサＣ１の一方の端子を電源Ｖｃｃに接続しても良い。
【００４１】
続いて、差動増幅回路３にＮＰＮトランジスタを用いる効果について説明する。図４は、ＮＰＮトランジスタで構成された差動増幅回路と、ＰＮＰトランジスタで構成された差動増幅回路における、周波数［Ｈｚ］とゲイン［ｄＢ］との関係を示す図である。ＮＰＮトランジスタで構成された差動増幅回路は、ＰＮＰトランジスタで構成された差動増幅回路に比べ、特に、高周波数帯における周波数特性が良好であることが分かる。
【００４２】
図５は、ＮＰＮトランジスタで構成された差動増幅回路と、ＰＮＰトランジスタで構成された差動増幅回路における、差動増幅回路電流［Ａ］とカットオフ周波数［Ｈｚ］との関係を示す図である。図５に示すように、同一カットオフ周波数を得たい場合には、ＮＰＮトランジスタの方がＰＮＰトランジスタよりも電流を小さくすることが出来るので、特にウェイクアップ回路は常時動作させておく必要があるため、ＮＰＮトランジスタで構成された差動増幅回路を用いて電流を削減できることは大きな利点となる。
【００４３】
図６は、ＮＰＮトランジスタで構成された差動増幅回路と、ＰＮＰトランジスタで構成された差動増幅回路における、差動増幅回路電流［Ａ］と差動増幅回路入力インピーダンス［Ω］との関係を示す図である。ＮＰＮトランジスタで構成された差動増幅回路では、入力インピーダンスが高いため、差動増幅回路に電流があまり流れ込まない。そのため、前段にかかる電気的負担が小さくなり、微弱な信号も測定できるという効果を奏する。
【００４４】
このように、本実施形態においては、ＲＦ信号に対して検波ダイオードを逆方向に用い、検波ダイオードが順方向に動作するようなバイアスを印加することで、次段に周波数特性の良いＮＰＮトランジスタを接続しながらも電源が低電圧の動作を可能とすることができる。なお、第１の実施形態に係る起動信号検出回路では、ＲＦ信号が低電圧側に振れたときのピーク値の負の包絡線を検波しているが、差動増幅回路３において差動増幅回路３の出力として反転・非反転出力を任意に選択することができるため、出力値を反転させることができ、正の包絡線を検出する場合と同等の出力も得ることができる。
【００４５】
［第２の実施形態］
図７は、本発明の第２実施形態に係る起動信号検出回路の構成例を示すである。第２の実施形態の特徴は、第１の実施形態における定電流源Ｉ１を抵抗Ｒ１に、また、定電流源Ｉ２をＲ２に置き換えている点にある。なお、他の構成については、第１の実施形態と略同一構成であり、同一構成については、同一符号を付すことによりその説明を省略する。第１の実施形態と同様に、第１ＮＰＮトランジスタＱ１、第２ＮＰＮトランジスタＱ２のベースバイアス電圧が同一となるように、第３ダイオードＤ３、第４ダイオードＤ４、抵抗Ｒ２は、それぞれ検波ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、抵抗Ｒ１と同一サイズであり、かつ同一の電流−電圧特性を有するように構成されている。
【００４６】
ＲＦ信号が入力されていない初期状態では、ダイオードの順方向電圧ＶＦとして、Ｖｃｃ＝２ＶＦ＋Ｒ１×Ｉ１となる式が成り立つような電流が、検波ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２及び抵抗Ｒ１に流れる。なお、第３ダイオードＤ３、第４ダイオードＤ４、抵抗Ｒ２は、第１の実施形態と同様に、それぞれ検出ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、抵抗Ｒ１と同一サイズであり、かつ同一の電流−電圧特性を有するため、第３ダイオードＤ３、第４ダイオードＤ４、抵抗Ｒ２にも同一値の電流が流れる。
【００４７】
ＲＦ信号が入力された時には、抵抗Ｒ１及び第１コンデンサＣ１による時定数Ｒ１×Ｃ１がＲＦ信号の周期よりも十分大きければ、第１コンデンサＣ１の充放電がＲＦ信号に追従しないので、出力点Ｂの電圧ＶＢは、第１の実施形態と同様にＲＦ信号の低電圧側の包絡線に応じた電圧として得られる。なお、包絡線に歪が生じないためには、Ｒ１×Ｃ１は、ＲＦ信号の包絡線の周期よりも十分小さくする必要がある。
【００４８】
第１実施形態では、ＲＦ信号を入力して検波出力電圧を得た後にＲＦ信号がＯＦＦになると、定電流源Ｉ１から第１コンデンサＣ１へ電流が流れ込み、検波出力電圧が初期状態まで上昇する。この時、第１コンデンサＣ１へ流れ込む電流は、定電流源Ｉ１の電流Ｉ１で制限を受ける。そのため、定電流源Ｉ１の電流値Ｉ１、第１コンデンサＣ１、ＲＦ信号の包絡線の周波数などの値によっては、特にＲＦ信号に大きな振幅の信号が入力された時に、立ち上り波形がＲＦ信号の包絡線に追随しない場合があった。
【００４９】
これに対し、第２の実施形態では、第１の実施形態の定電流源Ｉ１を抵抗Ｒ１に置き換えているため、第１コンデンサＣ１へ流れ込む電流は、検出点Ａの電圧ＶＡに応じて変動する。ＲＦ信号に大きな振幅が入力されていた時でも、その振幅の大きさに応じて電流が大きくなる。このため、第２実施形態においては、ＲＦ信号の入力が開始されてから、出力点Ｂの電圧ＶＢが安定状態に至るまでの立ち上がり時間が早くなる。これにより、ＲＦ信号に大きな振幅が入力された時であっても、立ち上り波形がＲＦ信号の包絡線に追随しやすくなる。
【００５０】
また、一般的に、第１の実施形態における定電流源Ｉ１、Ｉ２は、ＰＮＰトランジスタを用いたカレントミラー回路によって構成される。そのため、第１の実施形態においては、同一回路内にカレントミラーを構成するＰＮＰトランジスタと差動増幅回路３を構成するＮＰＮトランジスタを形成しなければならず、製造工程においてＰＮＰトランジスタを製作するための追加の工程が必要になっていた。これに対し、第２の実施形態では、定電流源を用いていないので、ＰＮＰトランジスタを使用しないで起動信号検出回路を構成することができる。これにより、追加工程が不要になり低コスト化を図ることができる。
【００５１】
ただし、第２の実施形態においては、検波ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、抵抗Ｒ１および第３ダイオードＤ３、第４ダイオードＤ４、抵抗Ｒ２を流れる電流は、電源Ｖｃｃの電圧に応じて変動する。そのため、第２実施形態は、電源Ｖｃｃの変動を許容できるシステムや電源Ｖｃｃの変動が小さいシステムに適用することができる。
【００５２】
なお、本発明は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の第１実施形態に係る起動信号検出回路の図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係る起動信号検出回路更に詳細な構成例を示す回路図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係る起動信号検出回路における、ＲＦ信号を検波する以前の初期状態から、ＲＦ信号を検波した状態に至るまでの基本動作を簡略的に示したものである。
【図４】差動増幅回路のゲインの周波数特性を示す図である。
【図５】差動増幅回路のカットオフ周波数の差動増幅回路電流依存性を示す図である。
【図６】差動増幅回路の入力インピーダンスの差動増幅回路電流依存性を示す図である。
【図７】本発明の第２実施形態に係る起動信号検出回路更に詳細な構成例を示す回路図である。
【図８】特許文献１の起動信号検出回路の構成を示す回路図である。
【図９】特許文献１の起動信号検出回路における、ＲＦ信号を検波する以前の初期状態から、ＲＦ信号を検波した状態に至るまでの基本動作を簡略的に示したものである。
【図１０】端子間電圧が高い状態のダイオードの電流−電圧特性を示す図である。
【図１１】端子間電圧が低い状態のダイオードの電流−電圧特性を示す図である。
【符号の説明】
【００５４】
１    検波回路
２    基準電圧生成回路
３    差動増幅回路
１０    整合回路
１１    基準電圧生成回路
１２    差動増幅回路
１３    アンテナ
９０    検波回路
９１    差動増幅回路
９２    基準電圧生成回路
１００    負荷
Ａ    検出点
Ｂ    出力点
Ｃ    基準点
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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