(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信機でサンプリングオフセットを補正する方法であって、
基準シンボルを含んでいる受信ＯＦＤＭ信号をサンプリングするステップであって、前記受信ＯＦＤＭ信号を、あらかじめ決めた係数によってオーバサンプリングすることを含むステップと、
前記オーバサンプリングされたＯＦＤＭ信号を、前記あらかじめ決めた係数によってオーバサンプリングされたストアされたシンボルと相関付けるステップと、
前記ストアされたシンボルの前記ＯＦＤＭ信号との相関を表している相関サンプルのシーケンスを出力するステップと、
前記シーケンス内の各相関サンプルのパワーを判断するステップと、
前記相関サンプルのシーケンス内で最大パワー値をもつ相関サンプルを見つけることによって、相関ピークのインデックスを判断するステップと、
前記相関ピークの両サイドにある相関サンプルの大きさの差分を計算するステップと、
前記計算された差分をフィルタリングするステップと、
前記フィルタリングされた計算された差分に応じて、前記受信ＯＦＤＭ信号の中のサンプリングオフセットを補正するステップと
を備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法において、
前記ストアされたシンボルは、前記基準シンボルのセグメントに対応していることを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項２に記載の方法において、
前記ストアされたシンボルは、前記基準シンボル内で周期的に繰り返されるセグメントであることを特徴とする方法。
【請求項４】
トレーニングシンボルを持つＯＦＤＭ信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信機であって、
受信したＯＦＤＭ信号をサンプリングレートでサンプリングし、複数のトレーニングシンボルサンブルを含んでいるＯＦＤＭサンプルを生成する第１のアナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ）と、
受信したＯＦＤＭ信号を、複数のトレーニングシンボルサンブルを含んでいるオーバサンプリングされたＯＦＤＭサンプルを生成するサンプリングレートでサンプリングする第２のアナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ）と、
前記第２のＡＤＣに結合されたトレーニングシンボル検出器であって、前記ＯＦＤＭサンプル内のあらかじめ決めた値をもつトレーニングシンボルサンプルのロケーションを検出し、前記ロケーションを検出したトレーニングシンボルサンプルのインデックスを出力するトレーニングシンボル検出器であって、前記第２のＡＤＣから出力された前記オーバサンプリングされたＯＦＤＭサンプルを、前記トレーニングシンボルのストアされたオーバサンプリングされたコピーと相関付けて、複数の相関サンプルを生成する相関器を含んでいるトレーニングシンボル検出器と、
前記トレーニングシンボル検出器に結合されたサンプリングオフセットユニットであって、前記インデックスの両サイドにある相関サンプルの大きさの計算された差分から導出されたサンプリングオフセット誤差を生成するサンプリングオフセットユニットと、
前記サンプリングオフセットユニットに結合され、前記第１のＡＤＣによってサンプリングされた前記ＯＦＤＭ信号内のサンプリング誤差を補正するためのフィルタリングされたオフセット誤差値を生成するフィルタと
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【請求項５】
請求項４に記載のＯＦＤＭ受信機において、
前記ＡＤＣおよびサンプリングオフセットユニットに結合された補正ユニットであって、前記サンプリングオフセットユニットから出力された前記サンプリングオフセット誤差に応じて前記ＡＤＣのサンプリングレートを調整する補正ユニットをさら備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【請求項６】
請求項４に記載のＯＦＤＭ受信機において、
前記トレーニングシンボル検出器は、
前記相関器に結合された相関ピーク検出器であって、前記複数の相関サンプル内の相関ピークの検出に応じて、相関ピークのインデックスを出力する相関ピーク検出器を含んでいることを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【請求項７】
請求項６に記載のＯＦＤＭ受信機において、
前記トレーニングシンボルのストアされたコピーは、前記ＯＦＤＭ信号のトレーニングシンボル内で周期的に繰り返される、前記ＯＦＤＭ信号の前記トレーニングシンボルのセグメントであることを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【請求項８】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信機でサンプリングオフセットを特定するシステムであって、
受信したＯＦＤＭ信号を、あらかじめ決めた係数でサンプリングする手段であって、前記ＯＦＤＭ信号は基準シンボルを含んでおり、あらかじめ決めた係数で前記受信したＯＦＤＭ信号をオーバサンプリングする手段を含んでいる、サンプリングする手段と、
前記オーバサンプリングされたＯＦＤＭ信号を、ストアされたシンボルと相関付けて相関サンプルのシーケンスを生成する手段であって、前記ストアされたシンボルは、あらかじめ決めた係数でオーバサンプリングされてからストアされており、および、前記基準シンボルのセグメントに対応している手段と、
前記ストアされたシンボルの前記ＯＦＤＭ信号との相関を表している相関サンプルのシーケンスを出力する手段と、
前記シーケンス内の各相関サンプルのパワーを判断する手段と、
前記相関サンプルのシーケンス内で最大パワー値をもつ相関サンプルを見つけることによって、前記相関ピークのインデックスを判断する手段と、
前記相関ピーク付近にある、あらかじめ決めた相関サンプル間の大きさの差分を計算する手段と、
前記計算された差分をフィルタリングする手段と、
前記フィルタリングされた計算された差分から、前記受信したサンプリングされたＯＦＤＭ信号の中のサンプリングオフセット誤差を求める手段と
を備えたことを特徴とするシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重化（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ：ＯＦＤＭ）信号の処理に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直交周波数分割多重（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）方式は、データをチャネル上に効率よく伝送するための強固な手法である。この手法では、あるチャネルバンド幅（帯域幅）内に複数の副搬送波周波数（副搬送波）を使用してデータを伝送している。これらの副搬送波は、周波数分割多重（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇＦＤＭ）方式のように、副搬送波周波数スペクラムを分離、隔離し、それによって搬送波間妨害（ｉｎｔｅｒ−ｃａｒｒｉｅｒ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅＩＣＩ）を防止するためにチャネルバンド幅の大部分が無駄に使用されている従来の伝送方式に比べて、バンド幅効率を最適化するように配置されている。これとは対照的に、ＯＦＤＭ副搬送波の周波数スペクトラムはＯＦＤＭチャネルバンド幅内で著しくオーバラップしているが、それにもかかわらず、ＯＦＤＭ方式では、各副搬送波上に変調された情報の分解と回復を可能にしている。
【０００３】
ＯＦＤＭ信号でデータをチャネル上に伝送すると、従来の伝送手法に比べていくつかの利点が得られる。１つの利点は、マルチパス遅延拡散（ｍｕｌｔｉｐａｔｈ  ｄｅｌａｙ  ｓｐｒｅａｄ）に対して耐性（ｔｏｌｅｒａｎｃｅ）があることである。この耐性は、チャネルインパルス応答（ｃｈａｎｎｅｌ  ｉｍｐｕｌｓｅ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ）の代表的な持続時間に比べて、シンボルインターバル  （ｓｙｍｂｏｌ  ｉｎｔｅｒｖａｌ）Ｔｓが相対的に長いことによるものである。シンボルインターバルがこのように長いために、シンボル間妨害（ｉｎｔｅｒ−ｓｙｍｂｏｌ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ    ＩＳＩ）が防止されている。もう１つの利点は、周波数選択フェ−ジング（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  ｆａｄｉｎｇ）に対して耐性があることである。ＯＦＤＭ信号に冗長性（ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ）を挿入すると、フェ−ジング副搬送波上にエンコード（符号化）されたデータは、他の副搬送波から回復されたデータから再構築することが可能になる。さらにもう１つの利点は、スペクトラム利用が効率化されることである。ＯＦＤＭ副搬送波は相互に非常に近接して置かれており、しかも、相互の間に未使用周波数空間を残しておく必要がないので、ＯＦＤＭでは、チャネルを効率よく満たすことができる。さらに別の利点は、サブチャネル等化（ｓｕｂ−ｃｈａｎｎｅｌ  ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）が単純化していることである。ＯＦＤＭ方式では、チャネル等化は、時間ドメイン（単一搬送波伝送システムにおけるような）から周波数ドメインにシフトされ、そこでは、単純なワンタップ等化器（ｏｎｅ−ｔａｐ  ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）のバンクが、各サブチャネルの位相と振幅のひずみを個別的に調整できるようにしている。さらにもう１つの利点は、妨害特性（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ）が良好であることである。妨害信号のパワー分布を明らかにするようにＯＦＤＭスペクトラムを変更することが可能である。また、バンド外（ｏｕｔ−ｏｆ−ｂａｎｄ）の妨害は、チャネルバンド幅エッジ付近のＯＦＤＭ副搬送波を使用しないようにすることで低減することが可能である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ＯＦＤＭ方式には上述した利点があるが、従来から実現されているＯＦＤＭ方式には、いくつかの困難な問題と実用上の制約もある。１つの困難な問題は、送信機のサンプルレートを受信機のサンプルレートと同期させ、サンプリングレートオフセット（ｓａｍｐｌｉｎｇ  ｒａｔｅ  ｏｆｆｓｅｔ）を除去するという問題である。これらの２サンプリングレート間にミスマッチ（ｍｉｓ−ｍａｔｃｈ）があると、周波数オフセットが小さいときは、２ｍ系サブシンボルコンステレーション（２ｍ  ａｒｙ  ｓｕｂ−ｓｙｍｂｏｌ  ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）がフレーム内でシンボルからシンボルへ回転することになる。しかるに、周波数オフセットが大きいときは、受信信号の周波数スペクトラムが伸縮することになる。これらのどちらも、ＢＥＲ増加の原因になっている。サンプリングレートオフセットの原因の１つは、サンプリング周波数オフセット（ｓａｍｐｌｉｎｇ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｏｆｆｓｅｔ）が存在することである。サンプリング周波数オフセットは、送信機で使用されるサンプリングレートよりも高いか、あるいは低い周波数で受信信号を受信機でサンプリングするときに発生している。サンプリングレートオフセットのもう１つの原因は、サンプリング位相オフセット（ｓａｍｐｌｉｎｇ  ｐｈａｓｅ  ｏｆｆｓｅｔ）が存在することである。サンプリング位相オフセットは、送信機のサンプリングレートからオフセットした位相で受信信号を受信機でサンプリングするときに発生している。サンプリング周波数オフセットとサンプリング位相オフセットのどちらも、受信機のパフォーマンスに悪い影響を与えるので、受信機を正しく同期させるために補正する必要がある。本発明はこの問題を解決することを目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信機は、時間ドメインでサンプリングオフセットを検出し、補正する。ＯＦＤＭ受信機は、受信したＯＦＤＭ信号内のトレーニングシーケンス（ｔｒａｉｎｉｎｇ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ）またはシンボルをオーバサンプリング（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｅ）し、オーバサンプリングしたトレーニングシーケンスを、そのトレーニングシーケンスの切り捨てバージョン（ｔｒｕｎｃａｔｅｄ  ｖｅｒｓｉｏｎ）のストアされたコピー（ｓｔｏｒｅｄ  ｃｏｐｙ）と相関付け（ｃｏｒｒｅｌａｔｅ）、相関ピーク（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ  ｐｅａｋ）を探し出し、相関ピーク付近にある相関サンプル間の大きさの差分を計算することによってサンプリングオフセットを導き出している。
【０００６】
本発明の特徴および利点については、以下の説明で明らかにするが、その説明は単なる例として示したものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１を参照して説明すると、代表的なＯＦＤＭ受信機１０の第１エレメントはＲＦ受信機１２である。ＲＦ受信機１２には、多種類のものが存在し、これらはこの分野では周知であるが、ＲＦ受信機１２は、アンテナ１４、低ノイズ増幅器（ｌｏｗ  ｎｏｉｓｅ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒＬＮＡ）１６、ＲＦバンドパスフィルタ（ｂａｎｄｐａｓｓ  ｆｉｌｔｅｒ）１８、自動利得制御（ａｕｔｏｍａｔｉｃ  ｇａｉｎ  ｃｏｎｔｒｏｌ    ＡＧＣ）回路２０、ＲＦミキサ２２、ＲＦ搬送波周波数ローカルオシレータ２４、およびＩＦバンドパスフィルタ２６を備えているのが代表的である。
【０００８】
チャネルを通って送られてきたＲＦ  ＯＦＤＭ変調搬送波は、アンテナ１４を経てＲＦ受信機１２に入力される。そのあと、ＲＦローカルオシレータ２４で生成された周波数ｆｃｒの受信搬送波と前記ＲＦ  ＯＦＤＭ変調搬送波とをミックスすることにより、ＲＦ受信機１２はＲＦ  ＯＦＤＭ変調搬送波を下方変換（ｄｏｗｎｃｏｎｖｅｒｔ）し、受信ＩＦ  ＯＦＤＭ信号を得ている。受信搬送波と送信搬送波との周波数差分は、搬送波周波数オフセット、つまり、デルタｆｃの一因になっている。
【０００９】
この受信ＩＦ  ＯＦＤＭ信号はミキサ２８とミキサ３０の両方に入力され、それぞれ同位相（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）ＩＦ信号および９０ｏ位相シフト（直角位相）ＩＦ信号とミックスされ、それぞれ同位相および直角位相ＯＦＤＭ信号が得られる。ミキサ２８に入力される同位相ＩＦ信号はＩＦローカルオシレータ３２から得られる。ミキサ３０に入力される９０ｏ位相シフトＩＦ信号は、同位相ＩＦ信号を９０ｏ  位相シフタ３４に通すことによって、ＩＦローカルオシレータ３２の同位相ＩＦ信号から得てからミキサ３０に入力されている。
【００１０】
次に、同位相と直角位相ＯＦＤＭ信号はアナログ・デジタルコンバータ（ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−ｄｉｇｉｔａｌ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒＡＤＣ）３６、３８に通され、そこで、これらの信号は、クロック回路４０によって決まるサンプリングレートｆｃｋ＿ｒでデジタル化される。ＡＤＣ３６と３８からは、同位相と直角位相離散時間ＯＦＤＭ信号を形成するデジタルサンプルが出力される。受信機のサンプリングレートと送信機のサンプリングレートとの差分はサンプリングレートオフセット、つまり、デルタｆｃｋ＝ｆｃｋ＿ｒｆｃｋ＿ｔである。
【００１１】
そのあと、ＡＤＣ３６と３８からの、未フィルタ処理（ｕｎｆｉｌｔｅｒｅｄ）の同位相と直角位相離散時間ＯＦＤＭ信号は、それぞれデジタルローパスフィルタ４２と４４に通される。デジタルローパスフィルタ４２と４４の出力は、それぞれ受信ＯＦＤＭ信号のフィルタ処理された同位相と直角位相サンプルである。このようにして、受信ＯＦＤＭ信号は、それぞれが複素数値ＯＦＤＭ信号ｒｉ＝ｑｉ＋ｊｐｉの実数値成分と虚数値成分を表している同位相（ｑｉ）サンプルと直角位相（ｐｉ）サンプルに変換される。受信ＯＦＤＭ信号の、これらの同位相と直角位相（実数値と虚数値）サンプルはＤＳＰ４６に送られる。なお、ある種の実現形態による従来の受信機１０では、アナログからデジタルへの変換はＩＦミキシングプロセスの前に行われている。この種の実現形態では、ミキシングプロセスは、デジタルミキサとデジタル周波数シンセサイザを使用して行われている。また、多くの実現形態による従来の受信機１０では、デジタルからアナログへの変換はフィルタ処理のあとで行われている。
【００１２】
ＤＳＰ４６は、受信ＯＦＤＭ信号の同位相と直角位相サンプルに対してさまざまなオペレーションを実行する。そのようなオペレーションとして、ａ）受信ＯＦＤＭ信号内のシンボルとデータフレームのタイミングに受信機１０を同期させること、ｂ）受信ＯＦＤＭ信号から周期的プレフィックス（ｃｙｃｌｉｃ  ｐｒｅｆｉｘｅｓ）を除去すること、ｃ）受信ＯＦＤＭ信号の離散フーリエ変換（ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍＤＦＴ）、好ましくは高速フーリエ変換（ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍＦＦＴ）を計算して、各ＯＦＤＭシンボルインターバル期間に副搬送波を変調するために使用された周波数ドメインサブシンボル（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｏｍａｉｎ  ｓｕｂ−ｓｙｍｂｏｌｓ）のシーケンスを回復すること、ｄ）必要であれば、副搬送波に対してチャネル等化（ｃｈａｎｎｅｌ  ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）を行うこと、ｅ）ＯＦＤＭ信号の副搬送波をＦＦＴ計算によって復調することによって、ＯＦＤＭ信号の各シンボルから周波数ドメインサブシンボルのシーケンスを計算すること、などがある。そのあと、ＤＳＰ４６は、これらのサブシンボルのシーケンスをデコーダ４８に送る。
【００１３】
デコーダ４８は、ＤＳＰ４６から送られてきた周波数ドメインサブシンボルのシーケンスから送信データビットを回復する。この回復は、周波数ドメインサブシンボルをデコードし、データビットのストリームを得ることによって行われる。理想的には、このデータビットストリームは、ＯＦＤＭ送信機に送り込まれたデータビットストリームに一致したものが得られる。このデコードプロセスでは、例えば、ソフト・ヴィタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）デコード化および／またはリードソロモン（Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ）デコード化によって、ブロックおよび／またはコンボルーション（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）エンコードサブシンボルからデータを回復することができる。
【００１４】
デジタルテレビジョンまたはワイヤレス（無線）ローカルエリアネットワーク（ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｌｏｃａｌ  ａｒｅａ  ｎｅｔｗｏｒｋＷＬＡＮ）を実現しているような、代表的なＯＦＤＭデータ伝送システムでは、データは、データフレームと呼ばれるシンボルグループの形でＯＦＤＭ信号に入れて伝送されている。この概念を示したのが図２であり、そこでは、データフレームはＭ個の連続シンボル５２ａ、５２ｂ、．．．、５２Ｍを含み、その各々には、ガードインターバル（ｇｕａｒｄ  ｉｎｔｅｒｖａｌ）ＴｇがＯＦＤＭシンボルインターバルＴｓと一緒に含まれている。従って、各シンボルは総持続時間がＴｇ＋Ｔｓになっている。アプリケーションによっては、データフレームは、デジタルＴＶの放送のように連続的に伝送することも、あるいはデータフレームは、ＷＬＡＮの実装のように、ランダム時間にバーストで伝送することも可能である。
【００１５】
次に、図３を参照して説明すると、図は本発明の実施例を示したものである。図３の構成は、図５に示すように、図１の受信機で採用することが可能である。なお、図示の例では、本発明は個別サンプリングオフセット補正ループ（ｄｉｓｔｉｎｃｔ  ｓａｍｐｌｉｎｇ  ｏｆｆｓｅｔ  ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ  ｌｏｏｐ）として示されているが、これは、明瞭にし、参照をしやすくし、本発明の理解を容易にするためである。
【００１６】
本発明は、ＥＴＳＩ−ＢＲＡＮ  ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２（ヨーロッパ）とＩＥＥＥ  ８０２．１１ａ（米国）ワイヤレスＬＡＮ標準案に準拠している受信機で動作する。なお、これらの標準案は、引用により本明細書の一部になっている。しかし、当業者ならば理解されるように、本発明の教示事項は他のＯＦＤＭシステムで実現することも可能である。
【００１７】
上記に示したワイヤレスＬＡＮ標準は、ＯＦＤＭ伝送を検出するのにトレーニングシーケンスを使用することを提案している。トレーニングシーケンス（例えば、トレーニングシーケンスＡまたはＢ）は、あらかじめ決めた数のパイロット副搬送波またはビン（ｂｉｎ）（例えば、１２個のパイロット副搬送波）に乗せて伝送される、一連の短ＯＦＤＭトレーニングシンボル（既知の振幅と位相をもつ）を含んでいる。その他の副搬送波（例えば、５２個の副搬送波）はすべて、トレーニングシーケンスの伝送期間中ゼロのままになっている。ここでは、上記ＬＡＮ標準のトレーニングシーケンスを使用することが説明されているが、別のトレーニングシーケンスとシンボルを使用することも可能であり、これは「特許請求の範囲」に定義されている本発明の範囲に属するものである。図６と図７は、ＨＹＰＥＲＬＡＮ／２のトレーニングシーケンスＢの例を、周波数ドメインと時間ドメインで表したものである。図６に示すように、トレーニングシーケンスは１６サンプルのブロックをもち、これはトレーニングシンボルごとに４回繰り返されている。本発明によれは、以下で詳しく説明するように、この繰り返しブロックまたは時間周期が利用されている。
【００１８】
図３に戻って説明すると、図には、サンプリングオフセット補正システム６０が示されている。当然に理解されるように、システム６０はソフトウェアで実現することも、ハードウェアで実現することも、あるいはその組み合わせで実現することも可能である。ペアのサンプラ（例えば、ＡＤＣ）６２と７８は、受信したＯＦＤＭ信号をサンプリングする。上述したように、受信ＯＦＤＭ信号は、それぞれ複素数値ＯＦＤＭ信号ｒｉ＝ｑｉ＋ｊｑｉの実数値成分と虚数値成分を表している同位相（ｑｉ）部分と直角位相（ｐｉ）部分を含んでいる。サンプラ７８は、所与のサンプルレート（送信機のサンプリングレートに近いものが選択されている）でＯＦＤＭ信号をサンプリングし、サンプリングしたＯＦＤＭ信号をサンプリングレートコンバータ７６に渡す。これは、以下で詳しく説明するように、ダウンストリーム側での処理（例えば、ＦＦＴなど）に備えたものである。サンプラ６２は受信ＯＦＤＭ信号を、あらかじめ決めた係数（例えば、係数が２）だけアップサンプリングまたはオーバサンプリングし、アップサンプリングした信号を相関器モジュール（ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ  ｍｏｄｕｌｅ）６４に渡す。受信ＯＦＤＭ信号をオーバサンプリングすると、以下で詳しく説明するように、有意誤差を求めるために必要な、ＯＦＤＭ信号の解像度（ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）が得られる。なお、当業者には公知であるように、サンプラ７８とサンプラ６２は、いく通りかの方法で相互接続することが可能である。例えば、サンプラ７８とサンプラ６２は、ＯＦＤＭ信号を２の係数だけオーバサンプリングするように両方のサンプラ７８と６２を駆動するクロック回路（図示せず）で駆動させることができる。このケースでは、サンプラ６２はサンプルを１つひとつ相関器モジュール６４に渡すことになり、サンプラ７８は他のサンプラを１つひとつサンプリングレートコンバータ７６に渡すことになる。
【００１９】
相関器モジュール６４は、サンプラ６２から受信したアップサンプリング信号を、ローカルメモリ６６にストアされているトレーニングシーケンス（例えば、上記ワイヤレス標準のトレーニングシーケンスＢ）の時間ドメインサンプルと相関付ける。このトレーニングシーケンス例に含まれる各サンプルは、値がｓｑｒｔ（１３／６）＊［（１＋ｊ）または（−１−ｊ）］になっている。各サンプル値をストアするためにメモリがどのように割り振られるかは、特定のＯＦＤＭ受信機の設計によって決まる。ストアされるトレーニングシーケンスのバージョン（ストアバージョン）は、好ましくは、トレーニングシーケンスＢの繰り返しサンプルブロック（例えば、１６サンプル）の１つに対応するように切り捨てられたトレーニングシーケンスのバージョン（切り捨てバージョン）になっている。具体的に説明すると、切り捨てられたトレーニングシーケンスのストアバージョンは、サンプラ６２で使用されたものと同じの、あらかじめ決めた係数（例えば、係数が２）だけオーバサンプリングされた繰り返しブロックのオーバサンプリングバージョン（例えば、３２サンプル）に対応していることが好ましい。切り捨てられたバージョンのトレーニングシーケンスだけをストアするようにすると、それがオーバサンプリングされたものであっても、トレーニングシーケンス全体（つまり、トレーニングシーメンスがオーバサンプリングされていなければ、６４サンプル）がローカルメモリ６６にストアされないので、ローカルメモリ６６内のメモリスペースの利用効率が向上することになる。
【００２０】
オーバサンプリングされたＯＦＤＭ信号と、トレーニングシーケンスの切り捨てバージョンとの相関は、ストアされたトレーニングシーケンスがＯＦＤＭ信号に含まれるトレーニングシーケンスに一致したとき最大になる。従って、相関出力のパワーのピークを利用すると、受信信号がストアされたトレーニングシーケンスといつ一致したかを判断することができる。
【００２１】
相関器モジュール６４の出力が複素数信号であるのは、入力（つまり、ストアされたトレーニングシーケンスとＯＦＤＭ信号）が複素数であるからである。パワーモジュール６８は、特定のＯＦＤＭ受信機の設計に応じて、相関信号の各サンプルのパワーまたは大きさを２通りの方法で計算することができる。１つの方法では、パワーモジュール６８は、相関信号の各複素数サンプルの二乗大きさ（ｓｑｕａｒｅｄ  ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）（つまり、パワー）を計算して、相関信号のパワーを示す実数を生成することができる。第２の方法では、パワーモジュール６８は、相関信号の各複素数サンプルの大きさ（二乗大きさとは対照的に）を得ることができる。
【００２２】
ピークロケータモジュール（ｐｅａｋ  ｌｏｃａｔｏｒ  ｍｏｄｕｌｅ）７０は、パワーモジュール６８から出力された相関パワーシーケンスをサーチし、相関パワーシーケンスの中で最大パワーまたは大きさ値をもつサンプルを探し出す。最大値が見つかると、ピークロケータモジュール７０は、ピークロケーションのインデックスを誤差計算モジュール（ｅｒｒｏｒ  ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ  ｍｏｄｕｌｅ）７２に出力する。このインデックスは基準点（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  ｐｏｉｎｔ）として誤差計算モジュール７２によって使用される。
【００２３】
上述したように、ＯＦＤＭ信号をオーバサンプリングすると、相関サンプルの数が増加するので、誤差計算モジュール７２は有意サンプリング誤差（ｍｅａｎｉｎｇｆｕｌ  ｓａｍｐｌｉｎｇ  ｅｒｒｏｒ）を求めることができる。例えば、図４はメイン相関ピーク（ｍａｉｎ  ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ  ｐｅａｋ）８０と、メイン相関ピークの両サイドにあるペアの小相関ピーク８２と８４を示している。ＯＦＤＭ信号がサンプラ６２によってオーバサンプリングされていなければ、メイン相関ピーク８０だけが存在することになるので、誤差計算モジュール７２は、メインピーク８０付近の相関ピークの大きさから求められるサンプリング誤差８６を判断できないことになる。これについては、以下で詳しく説明する。
【００２４】
相関サンプルのメインピークが検出されると、誤差計算モジュール７２は、メインピークの両サイドにある相関サンプル８２と８４を分析する。サンプリングオフセットが存在しないときは、周波数相関サンプル８２と８４は、同じ大きさをもつことになる（図示せず）。しかし、サンプリングオフセットがあれば、相関サンプル８２と８４は、図４に示すように異なる大きさをもつことになる。
【００２５】
計算モジュール７２は、相関ピーク８０の両サイドにある相関サンプル８２と８４間の大きさの差分を計算することによって誤差値を計算する。大きさの差分は正であることもあれば、負であることもある。差分の大きさは、ストアされたトレーニングシーケンスと受信したトレーニングシーケンスとの同期が、どれだけ乱れている（ｏｕｔ  ｏｆ  ｓｙｎｃ）かを示している。差分の符号は、サンプリング周波数を増加すべきか、減少すべきかを示している。サンプリングオフセットが与えられているとき、メイン相関ピークの左側にあるサンプル（例えば、メインピークインデックス１）の大きさからメイン相関ピークの右側にあるサンプル（例えば、メインピークインデックス＋１）の値を差し引くと、誤差値が得られる。別の方法として、誤差値は、特定システムの要求条件に応じて右側サンプルと左側サンプルの差分として計算することもできる。
【００２６】
図３に戻って説明すると、誤差計算モジュール７２は、計算で求めた誤差値を２次ループフィルタ（ｓｅｃｏｎｄ  ｏｒｄｅｒ  ｌｏｏｐ  ｆｉｌｔｅｒ）７４に出力し、このフィルタでは、サンプリング誤差がゼロになるように駆動され、受信機のサンプリングレートが送信機のサンプリングレートと同期するようにサンプリングレートが調整される。具体的には、２次ループフィルタ７４は、従来のサンプリングレートコンバータ７６を通してサンプラ７８のサンプリングレートを調整するが、別の方法として、サンプラ７８および関連アップサンプラ６２のサンプリングレートを調整することも可能である。
【００２７】
次に、図５を参照して説明すると、図は、本発明が図１に示す従来のＯＦＤＭ受信機１０とどのように統合化されているかを示したものである。具体的に説明すると、サンプリングオフセット補正システム６０は、ミキサ２８、３０の出力と、ＤＳＰ４６の入力とに結合されている。この構成によると、サンプリングオフセット補正システム６０はミキサ２８、３０から同位相と直角位相ＯＦＤＭ信号を受信し、受信した信号を、送信機のサンプリングレートに一致する補正サンプリングレートでデジタル化し、デジタル化信号をＤＳＰ４６に出力し、さらに別の処理が行われる。なお、図５には示されていないが、図１のＬＰＦ４２とＬＰＦ４４をサンプリングオフセット補正システム６０の出力と、ＤＳＰ４６の入力とに結合すると、デジタル化ＯＦＤＭ信号をフィルタ処理することも可能である。
【００２８】
以上のように、本発明の原理によれば、ＯＦＤＭ受信機でサンプリングオフセットを補正する方法が提供されている。この方法によれば、受信したＯＦＤＭ信号をサンプリングし、このＯＦＤＭ信号には基準シンボルが含まれており、サンプリングされたＯＦＤＭ信号をストアされているシンボルと相関付け、相関ピークを探し出し、相関ピークの両サイドにある相関サンプル間の大きさの差分を計算し、計算された差分からサンプリングオフセットを求めるようにしている。
【００２９】
以上、好ましい実施形態を参照して本発明を説明してきたが、これらの実施形態は、請求項に記載されている本発明の精神と範囲を逸脱しない限り、種々態様に変更が可能であることはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のＯＦＤＭ受信機を示すブロック図である。
【図２】データフレーム内のＯＦＤＭシンボルと、それぞれに対応するガードインターバルの代表的な配置を示す図である。
【図３】本発明によるサンプリングオフセット補正システムの例を示すブロック図である。
【図４】サンプリングオフセット（位相および／または周波数）が存在するときの相関パワーピークを示す図である。
【図５】本発明が図１に示す従来のＯＦＤＭ受信機とどのように統合化されているかを示すブロック図である。
【図６】周波数ドメインにおけるトレーニングシーケンスの例を示す図である。
【図７】図６のトレーニングシーケンスの時間ドメインを示す図である。
【符号の説明】
４６  ＤＳＰ
６０  サンプリングオフセット補正システム
６２、７８  ペアのサンプラ
６４  相関器モジュール
６６  ローカルメモリ
６８  パワーモジュール
７０  ピークロケータモジュール
７２  誤差計算モジュール
７４  ２次ループフィルタ
７６  サンプリングレートコンバータ
８０  メイン相関ピーク
８２、８４  左右側の相関ピーク
８６  サンプリング誤差
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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