(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
差動位相シフトキーイング信号を２分岐し、２分岐後の前記差動位相シフトキーイング信号にディレイラインにより１タイムスロットに等しい遅延を与えた後に合波して、合波後の前記差動位相シフトキーイング信号をＩ成分およびＱ成分に分離する、前記差動位相シフトキーイング信号に対して設けられた単一の差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計を制御する干渉計制御装置であって、
同一のタイムスロットから復調されたＩ成分およびＱ成分の電位ＶＩおよび電位ＶＱの積であるＶＩ×ＶＱを検出する電位乗算手段と、
前記電位乗算手段が検出したＶＩ×ＶＱの絶対値を検出する絶対値検出手段と、
前記絶対値検出手段が検出したＶＩ×ＶＱの絶対値が最大となるように前記差動位相シフトキーイング信号に遅延時間差を与える遅延時間調整手段と、
を有し、
前記遅延時間調整手段は、前記ディレイラインの遅延時間を調整することを特徴とする干渉計制御装置。
【請求項２】
前記電位乗算手段としてミキサを用いることを特徴とする請求項１に記載の干渉計制御装置。
【請求項３】
前記ＶＩ×ＶＱの絶対値を検出する絶対値検出手段は、電力測定手段であることを特徴とする請求項１に記載の干渉計制御装置。
【請求項４】
前記差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計が分離する差動位相シフトキーイング信号のＩ成分およびＱ成分に基づいて前記電位ＶＩおよび電位ＶＱを生成するバランス型受信器を更に有することを特徴とする請求項１に記載の干渉計制御装置。
【請求項５】
周波数ｆで発振する発振器と、
前記発振器の出力で前記遅延時間差にディザリングを施すディザリング手段と、
前記絶対値検出手段が検出した前記ＶＩ×ＶＱの絶対値から周波数ｆの変動成分を検出し、前記発振器の出力と同期検波を行う同期検波手段を更に有し、
前記遅延時間調整手段は、前記同期検波手段の検波結果に基づいて遅延時間差を与えることを特徴とする請求項１に記載の干渉計制御装置。
【請求項６】
差動位相シフトキーイング信号を２分岐し、２分岐後の前記差動位相シフトキーイング信号にディレイラインにより１タイムスロットに等しい遅延を与えた後に合波して、合波後の前記差動位相シフトキーイング信号をＩ成分およびＱ成分に分離する、前記差動位相シフトキーイング信号に対して設けられた単一の差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計を制御する干渉計制御装置を用いた干渉計制御方法であって、
前記干渉計制御装置は、
同一のタイムスロットから復調されたＩ成分およびＱ成分の電位ＶＩおよび電位ＶＱの積であるＶＩ×ＶＱを検出する電位乗算過程と、
前記電位乗算過程で検出したＶＩ×ＶＱの絶対値を検出する絶対値検出過程と、
前記絶対値検出過程で検出したＶＩ×ＶＱの絶対値が最大となるように前記差動位相シフトキーイング信号に遅延時間差を与える遅延時間調整過程と、
を実行し、
前記遅延時間調整過程は、前記ディレイラインの遅延時間を調整することを特徴とする干渉計制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、干渉計制御装置及び方法、特に、差動位相シフトキーイング信号をＩ成分およびＱ成分に分離する差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計を制御する干渉計制御装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、光伝送システムに用いる伝送符号として、波長分散耐力、偏波分散耐力の高いＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ；差動四相位相シフトキーイング）方式が広く検討されてきた。
ＤＱＰＳＫを受信するにあたっては、光干渉計を用いて遅延検波するのが一般的である。特に、光干渉計としてはマッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ；Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ）を用い、ダブルバランスドレシーバで差動受光する方式が主流である。
【０００３】
ＤＱＰＳＫ信号は２つの２値信号を多重したものであるが、光学的にこれらを分離・復調するためには複数の干渉計が必要となる。近年では、ＰＬＣ（Ｐｏｗｅｒ  Ｌｉｎｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ；電力線通信）によって複数の干渉計を１つにまとめ、１台で２つの２値信号を同時に出力することが可能な干渉計も発表されている（Ｒ．Ｄｏｅｒｒら、“Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ  Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ  ｆｏｒ  ４０−Ｇｂ／ｓ  ＤＱＰＳＫ  Ｕｓｉｎｇ  ａ  Ｓｔａｒ  Ｃｏｕｐｌｅｒ”  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｖｏｌ．２４  ｐ．１７１−（２００６））。
【０００４】
ＤＱＰＳＫ信号は２つのディジタル信号を多重化したものである。以下これら２つの信号をＩ成分、Ｑ成分と呼ぶ。各々の成分の符号はＨ（Ｈｉｇｈ；ハイ）またはＬ（Ｌｏｗ；ロー）であるから、合計４種類の状態が存在しうる。括弧のなかにＩ成分の符号とＱ成分の符号を並べて表記すれば、これら４つの状態は（Ｉ，Ｑ）＝（Ｈ，Ｈ）、（Ｈ，Ｌ）、（Ｌ，Ｈ）、（Ｌ，Ｌ）と表現することができる。
【０００５】
光ＤＱＰＳＫ信号は、２つの連続するタイムスロットの光位相の差ΔφＳを変調する。
図６は、多重化された符号（Ｉ，Ｑ）と、隣接タイムスロットの位相差ΔφＳの対応付けの一例を示す表である。
図６では、（Ｉ，Ｑ）＝（Ｈ，Ｈ）と、ΔφＳ＝０が対応付けられている。また、（Ｉ，Ｑ）＝（Ｈ，Ｌ）と、ΔφＳ＝３π／２が対応付けられている。また、（Ｉ，Ｑ）＝（Ｌ，Ｈ）と、ΔφＳ＝π／２が対応付けられている。また、（Ｉ，Ｑ）＝（Ｌ，Ｌ）と、ΔφＳ＝πが対応付けられている。
この光ＤＱＰＳＫ信号を干渉計に入射し、１タイムスロット分の遅延時間差を加えて自己干渉させる。この時、ΔφＳの位相差を持つ２つのタイムスロットが互いに干渉するが、これらのタイムスロットには干渉計の遅延時間によりΔφＭの位相差が更に加えられる。
【０００６】
図７は、位相差ΔφＭと干渉光の強度との関係の一例を示すグラフである。図７では、横軸に位相差ΔφＭをとっており、縦軸に干渉光の強度をとっている。
ここでは、干渉光の強度の最小値と、最大値を各々０と＋１に規格化している。干渉光の強度はΔφＭに依存する周期関数であり、周期は２πである。ΔφＭ＝＋０．２５πの時（図７の動作点Ａ）であれば、Ｉ成分の符号がＨ（Ｌ）の時に干渉光の強度は図７のＶＨ（ＶＬ）となり、Ｉ成分が復調できる。一方、ΔφＭ＝−０．２５πの時（図７の動作点Ｂ）であれば、Ｑ成分の符号がＨ（Ｌ）の時に干渉強度はＶＨ（ＶＬ）となり、Ｑ成分が復調できる。
【０００７】
図８は、光ＤＱＰＳＫ信号復調用の干渉計２００の概略構成図である。干渉計２００の入力ポートから入力された信号光は分岐され、ディレイラインで１タイムスロットに等しい遅延を受ける。これにより、ＤＱＰＳＫ信号の隣接するタイムスロットの相互干渉が可能となる。
次に、これらの光をスターカップラ２０１で合波および４分岐する。スターカップラ２０１の光学特性により、分岐された光の位相は相対的にπ／４ずつずれている。出力ポートＡから出力される信号はΔφＭ＝＋０．２５π（図７の動作点Ａ）で自己干渉しており、出力ポートＢから出力される信号はΔφＭ＝−０．２５π（図７の動作点Ｂ）で自己干渉している。
【０００８】
したがって図６に示す対応付けを行っていれば、出力ポートＡからはＩ成分が、出力ポートＢからはＱ成分が復調できる。出力ポートＡ￣（Ａバー）、Ｂ￣（Ｂバー）からはＩ成分の反転、Ｑ成分の反転が復調される。
光強度は常に０より大きいが、反転ポートと併せてダブルバランスドレシーバで光／電気変換することにより、Ｈレベルを正電位、Ｌレベルを負電位、両者の中間を０電位に規格化することができる。この場合の復調信号の電位を図９に示す。
【０００９】
図９は、位相差ΔφＭと復調信号の電位との関係の一例を示すグラフである。図９では、横軸に位相差ΔφＭをとっており、縦軸に復調信号の電位をとっている。
ここで、縦軸の最大、最小値は＋１、−１に規格化してある。動作点Ａ、Ｂにおける電位はＶＨ＝−ＶＬとなり、ＧＮＤレベルに対して対称となる。
【００１０】
図１０は、ダブルバランスドレシーバの概略構成図である。ダブルバランスドレシーバは、直列接続された２つのフォトダイオード（ＰＤ）を有している。これら２つのＰＤは、各々干渉計の出力ポートＡ、Ａ￣に接続されている。２つの直列接続されたフォトダイオードの両端には、バイアス電圧が印加されており、２つのフォトダイオードの中間の電位を取り出すことにより、Ｉ成分の符号を電位に変換することが可能となる。
また、ダブルバランスドレシーバは、直列接続された２つのフォトダイオードを有している。これら２つのＰＤは、各々干渉計の出力ポートＢ、Ｂ￣に接続されている。２つの直列接続されたフォトダイオードの両端には、バイアス電圧が印加されており、２つのフォトダイオードの中間の電位を取り出すことにより、Ｑ成分の符号を電位に変換することが可能となる。
以下、電位に変換されたＩ成分の符号とＱ成分の符号を各々ＶＩ、ＶＱと表記する。Ｉ、Ｑ各成分の符号はランダムであるから、動作点Ａ、ＢにおいてＶＩはＶＨまたはＶＬの値をとる。ＶＱも同様である。
【００１１】
ここで、ディレイラインの誤差ないし波長の時間変動のために、位相誤差αが生じ、ΔφＭ＝±π／４＋αになった場合について説明する。図９より明らかなように、ＶＨはＶＨ１とＶＨ２に分離し、ＶＬはＶＬ１とＶＬ２に分離する。ことに、α＝π／４ないし−π／４では、ＶＨ２＝ＶＬ２＝０となり、アイは完全に閉じてしまう。
【００１２】
図１１（ａ）及び図１１（ｂ）は、実際に測定された復調波形の振幅のアイパターンを示す図である。図１１（ａ）に示すように、位相誤差αが０の場合、ＶＨ１とＶＨ２、およびＶＬ１とＶＬ２は縮退して一致し、各々ＶＨとＶＬになる。
一方、図１１（ｂ）に示すように、α＝π／４の場合、ＶＨ１とＶＬ１の絶対値はＶＨとＶＬに比べ大きくなるが、ＶＨ２とＶＬ２は０に落ち込み、正常な復調ができない。
従って、復調信号の品質を最高に保つためには、遅延時間は波長オーダで正確に調整する必要がある。この制御にはヒータによる温度制御を用いるのが一般的である（特許文献１）。
【００１３】
ΔφＭを直接測定するのは困難であるため、復調信号の波形をモニタし、（１）復調信号のＶＨ２（またはＶＬ２の絶対値）を最大に保つ、（２）復調信号のＶＨ１（またはＶＬ１の絶対値）を最小に保つ、（３）復調信号のＶＨ１とＶＨ２の平均値（またはＶＬ１とＶＬ２の平均値の絶対値）を最大に保つ、のいずれかにより最適な遅延時間に設定する構成が特許文献２に開示されている。
【特許文献１】特開昭６３−０５２５３０号公報
【特許文献２】特開２００７−１８１１７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、伝送路中で群速度分散や偏波分散などの非線形光学効果が加わると、復調信号の波形も劣化し、パルスの圧縮や拡大、場合によってはダブルピークが生じる。このような場合、ＶＨ１やＶＨ２レベルが不明確になってしまうため、従来の方法では最適な遅延時間差をモニタすることが困難となる。群速度分散の場合、±２００ｐｓ／ｎｍを超えるあたりから波形の劣化がはなはだしくなり、従来の方法で干渉計の制御を行うのは極めて困難になる。
【００１５】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、受信波形が大きく劣化している場合であっても、干渉計に最適な遅延時間差を与えることができる干渉計制御装置及び方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上述した課題を解決するために、本発明は、差動位相シフトキーイング信号を２分岐し、２分岐後の前記差動位相シフトキーイング信号にディレイラインにより１タイムスロットに等しい遅延を与えた後に合波して、合波後の前記差動位相シフトキーイング信号をＩ成分およびＱ成分に分離する、前記差動位相シフトキーイング信号に対して設けられた単一の差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計を制御する干渉計制御装置であって、同一のタイムスロットから復調されたＩ成分およびＱ成分の電位ＶＩおよび電位ＶＱの積であるＶＩ×ＶＱを検出する電位乗算手段と、前記電位乗算手段が検出したＶＩ×ＶＱの絶対値を検出する絶対値検出手段と、前記絶対値検出手段が検出したＶＩ×ＶＱの絶対値が最大となるように前記差動位相シフトキーイング信号に遅延時間差を与える遅延時間調整手段と、を有し、前記遅延時間調整手段は、前記ディレイラインの遅延時間を調整することを特徴とする。
【００１７】
また、本発明は、前記電位乗算手段としてミキサを用いることを特徴とする。
【００１８】
また、本発明は、前記ＶＩ×ＶＱの絶対値を検出する絶対値検出手段は、電力測定手段であることを特徴とする。
【００１９】
また、本発明は、前記差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計が分離する差動位相シフトキーイング信号のＩ成分およびＱ成分に基づいて前記電位ＶＩおよび電位ＶＱを生成するバランス型受信器を更に有することを特徴とする。
【００２０】
また、本発明は、周波数ｆで発振する発振器と、前記発振器の出力で前記遅延時間差にディザリングを施すディザリング手段と、前記絶対値検出手段が検出した前記ＶＩ×ＶＱの絶対値から周波数ｆの変動成分を検出し、前記発振器の出力と同期検波を行う同期検波手段を更に有し、前記遅延時間調整手段は、前記同期検波手段の検波結果に基づいて遅延時間差を与えることを特徴とする。
【００２１】
また、本発明は、差動位相シフトキーイング信号を２分岐し、２分岐後の前記差動位相シフトキーイング信号にディレイラインにより１タイムスロットに等しい遅延を与えた後に合波して、合波後の前記差動位相シフトキーイング信号をＩ成分およびＱ成分に分離する、前記差動位相シフトキーイング信号に対して設けられた単一の差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計を制御する干渉計制御装置を用いた干渉計制御方法であって、前記干渉計制御装置は、同一のタイムスロットから復調されたＩ成分およびＱ成分の電位ＶＩおよび電位ＶＱの積であるＶＩ×ＶＱを検出する電位乗算過程と、前記電位乗算過程で検出したＶＩ×ＶＱの絶対値を検出する絶対値検出過程と、前記絶対値検出過程で検出したＶＩ×ＶＱの絶対値が最大となるように前記差動位相シフトキーイング信号に遅延時間差を与える遅延時間調整過程と、を実行し、前記遅延時間調整過程は、前記ディレイラインの遅延時間を調整する。
【００２２】
上述した発明について、図１０に示すような、典型的なバランス受信の系を考える。ここでは、説明の便宜のため、タイムスロットとタイムスロットの間の遷移時間の位相変動や強度変動はここでは無視する。
まず、非線形効果による波形劣化はないものとする。受信後の電圧ＶＩとＶＱは、符号の論理値の組み合わせ（Ｉ，Ｑ）と位相誤差αに依存するが、（Ｉ，Ｑ）の論理値の組み合わせは前述のとおり４種類存在する。ＶＩ×ＶＱの値は、ｓｉｎ（π／４＋α）×ｓｉｎ（−π／４＋α）、又は、ｃｏｓ（π／４＋α）×ｃｏｓ（−π／４＋α）のいずれかひとつになる。両者の絶対値は等しいため、ＶＩ×ＶＱの絶対値は符号の論理値（Ｉ，Ｑ）の組み合わせにはよらないαの関数になる。
【００２３】
ＶＩ×ＶＱの絶対値を位相誤差αの関数としてプロットしたものを図３に示す。この図３では、横軸に位相誤差αをとっており、縦軸にＶＩ×ＶＱの絶対値をとっている。
この図に示すように、ＶＩ×ＶＱは位相誤差αが０の時に最大値となり、α＝±０．２５πの時に０となる。従って、ＶＩ×ＶＱの絶対値を位相誤差αのモニタ信号として活用することができる。ＶＩ×ＶＱの測定は、ミキサの出力を使って実現することができる。また、ＶＩ×ＶＱの絶対値は、ミキサの出力の電力値をモニタすることによりモニタ可能である。
【００２４】
ＶＩ×ＶＱの絶対値が最大となるαは、図３に示したα＝０の他にα＝±０．５πとα＝πがある。αがこれらの値に達した場合、ＩとＱの符号の入れ替りと正負の反転が生じるが、α＝０と同様に最良のアイ開口を得ることは可能である。
なお、今までの説明では、典型例としてバランス受信の場合を説明してきたが、単一の光電気変換によっても同様の手段で位相誤差を検出できる。ただしこの場合は、光電気変換後の電位はＧＮＤに対して非対称になる。
【００２５】
次に、群速度分散あるいは偏波分散など、非線形光学効果による波形劣化が生じた場合について説明する。送信時において単一であった光パルスは、これらの効果により伝送劣化を受けて崩れ、パルス幅の拡大やピークの分離を生じる。そのため前述のＶＩやＶＱが減少、あるいは一意に定まらなくなる。しかし、波形が劣化してもパルスのエネルギは減少しないため、ＶＩ×ＶＱの絶対値はあまり影響を受けない。このため、非線形光学効果による波形劣化に影響されること無くＭＺＩ干渉計の制御が可能となる。
【発明の効果】
【００２６】
本発明の干渉計制御装置及び方法では、受信波形が大きく劣化している場合であっても、干渉計に最適な遅延時間差を与えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。
【００２８】
（基本構成）
図１は、本発明の実施形態による受信装置１００（干渉計制御装置）の構成を示すブロック図である。受信装置１００は、復調用干渉計１０１、Ｉ成分出力光ポート１０２、Ｑ成分出力光ポート１０３、光電気変換手段１０４、光電気変換手段１０５、信号分岐手段１０６、信号分岐手段１０７、Ｉ成分出力ポート１０８、Ｑ成分出力ポート１０９、電圧乗算手段１１０（電位乗算手段）、電力モニタ手段１１１（絶対値検出手段）、遅延時間差調整手段１１２（遅延時間調整手段）を有する。
【００２９】
２値のＩ成分信号と２値のＱ成分信号を多重した光ＤＱＰＳＫ信号は復調用干渉計１０１に入力される。復調用干渉計１０１内で信号は分離・復調され、Ｉ成分出力光ポート１０２とＱ成分光出力ポート１０３から、光電気変換手段１０４と光電気変換手段１０５に各々出力される。この段階では、光信号の波長ドリフトや干渉計製造誤差による位相誤差が発生している可能性があり、復調されたＩ成分またはＱ成分が劣化している可能性がある。
【００３０】
各復調信号は光電気変換手段１０４、１０５によりそれぞれ電気信号ＶＩ、ＶＱに変換され、信号分岐手段１０６、１０７にそれぞれ出力される。これらの電気信号は信号分岐手段１０６、１０７により分岐され、各々が電圧乗算手段１１０に入力され、ＶＩ×ＶＱが算出される。
ここでは、信号分岐手段１０６、１０７の損失や電圧乗算手段１１０の効率は無視している。電圧乗算手段１１０の出力は電カモニタ手段１１１に出力される。電力はＶＩ×ＶＱの絶対値に比例する量であるから、位相誤差αが最小の時に最大となる。
電カモニタ手段１１１の出力は遅延時間差調整手段１１２に出力され、復調用干渉計１０１の位相誤差αを最小とするようフィードバックがかけられる。最終的には、α＝０の、最良の動作点に系が収束する。
【００３１】
（第１の実施形態）
図２は、本発明の第１の実施形態による受信装置１００ａ（干渉計制御装置）の構成を示すブロック図である。受信装置１００ａは、復調用干渉計１０１ａ、Ｉ成分出力光ポート１０２ａ、Ｉ￣（Ｉバー）成分出力光ポート１１３ａ、Ｑ成分出力光ポート１０３ａ、Ｑ￣（Ｑバー）成分出力光ポート１１４ａ、Ｉ成分用バランス型受光器１１５ａ、Ｑ成分用バランス型受光器１１６ａ、Ｉ成分用アンプ１１７ａ、Ｑ成分用アンプ１１８ａ、Ｉ成分出力ポート１０８ａ、Ｑ成分出力ポート１０９ａ、ミキサ１１９ａ（電位乗算手段）、電力測定手段１２０ａ（絶対値検出手段）、ヒータ電力掃引手段１２１ａ（遅延時間調整手段）を有する。
【００３２】
また、復調用干渉計１０１ａは、カップラ１０１１ａ、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａ、ＩＱ分離手段１０１３ａを有する。
また、電力測定手段１２０ａは、整流手段１２０１ａ、平滑化手段１２０２ａを有する。
【００３３】
なお、図１の復調用干渉計１０１は、図２の復調用干渉計１０１ａに対応している。また、図１のＩ成分出力光ポート１０２は、図２のＩ成分出力光ポート１０２ａ、Ｉ￣成分出力光ポート１１３ａに対応している。
また、図１のＱ成分出力光ポート１０３は、図２のＱ成分出力光ポート１０３ａ、Ｑ￣成分出力光ポート１１４ａに対応している。また、図１の光電気変換手段１０４は、図２のＩ成分用バランス型受光器１１５ａに対応している。
また、図１の光電気変換手段１０５は、図２のＱ成分用バランス型受光器１１６ａに対応している。また、図１の信号分岐手段１０６は、図２のＩ成分用アンプ１１７ａに対応している。
【００３４】
また、図１の信号分岐手段１０７は、図２のＱ成分用アンプ１１８ａに対応している。また、図１のＩ成分出力ポート１０８は、図２のＩ成分出力ポート１０８ａに対応している。また、図１のＱ成分出力ポート１０９は、図２のＱ成分出力ポート１０９ａに対応している。
また、図１の電圧乗算手段１１０は、図２のミキサ１１９ａに対応している。また、図１の電力モニタ手段１１１は、図２の電力測定手段１２０ａに対応している。また、図１の遅延時間差調整手段１１２は、図２のヒータ電力掃引手段１２１ａに対応している。
【００３５】
図２において、復調用干渉計１０１ａのカップラ１０１１ａから遅延時間制御用ヒータ１０１２ａを介してＩＱ分離手段に接続される線は、１ビット分の遅延線である。ＩＱ分離手段１０１３ａは図８に示したようなスターカップラでも良いが、同等の機能を有する光回路であればその他のものを用いても良い。
復調用干渉計１０１ａの遅延時間が正しい値の近傍に設定されていれば、Ｉ成分出力光ポート１０２ａからはＩ成分が、Ｑ成分出力光ポート１０３ａからはＱ成分が出力される。また、Ｉ￣成分出力光ポート１１３ａからはＩ成分を反転した信号が、Ｑ￣成分出力光ポート１１４ａからはＱ成分を反転した信号が出力される。
【００３６】
Ｉ成分出力光ポート１０２ａから出力される信号とＩ￣成分出力光ポート１１３ａから出力される信号をＩ成分用バランス型受光器１１５ａに入力するとともに、Ｑ成分出力光ポート１０３ａから出力される信号とＱ￣成分出力光ポート１１４ａから出力される信号をＱ成分用バランス型受光器１１６ａに入力することにより、各バランス型受光器１１５ａ、１１６ａからはＧＮＤレベルをはさんで対称な、Ｉ成分およびＱ成分に対応した２値の強度信号を得ることができる。
【００３７】
Ｉ成分用バランス型受光器１１５ａから出力される信号は、反転出力を有するＩ成分用アンプ１１７ａに入力される。また、Ｑ成分用バランス型受光器１１６ａから出力される信号は、反転出力を有するＱ成分用アンプ１１８ａに入力される。
Ｉ成分用アンプ１１７ａは、Ｉ成分用バランス型受光器１１５ａから出力されるＩ成分の信号を復調して、Ｉ成分出力ポート１０８ａに出力する。
【００３８】
また、Ｑ成分用アンプ１１７ａは、Ｑ成分用バランス型受光器１１６ａから出力されるＱ成分の信号を復調して、Ｑ成分出力ポート１０９ａに出力する。
また、Ｉ成分用アンプ１１７ａは、Ｉ成分出力ポート１０８ａに出力する信号を反転した信号をミキサ１１９ａに出力する。
また、Ｑ成分用アンプ１１８ａは、Ｑ成分出力ポート１０９ａに出力する信号を反転した信号をミキサ１１９ａに出力する。
【００３９】
なお、ここでは、Ｉ成分出力ポート１０８ａに出力する信号やＱ成分出力ポート１０９ａに出力する信号を反転した信号をミキサ１１９ａに入力しているが、非反転出力をミキサ１１９ａに入力しても良い。
また、非反転出力のみを有するアンプを用い、出力を分岐手段（図示省略）で信号を分岐し、片方をミキサ１１９ａに入力するようにしても良い。
Ｉ成分とＱ成分のどちらをミキサ１１９ａのローカル側にしても良いが、同一のタイムスロットから復調されたＩ成分、Ｑ成分２つのビットが同時にミキサ１１９ａに入力されるように構成する。
【００４０】
ミキサ１１９ａの出力は電力測定手段１２０ａの整流手段１２０１ａに入力される。電力測定手段１２０ａは、ＶＩ×ＶＱの絶対値をＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｃｕｒｒｅｎｔ；直流）電圧に変換して、ヒータ掃引手段１２１ａに出力する。
電力測定手段１２０ａの平滑化手段１２０２ａからヒータ掃引手段１２１ａに出力するＶＩ×ＶＱの絶対値が最大のときに位相誤差α＝０となり、最良のアイ開口が得られる。
位相誤差αを０にするには、復調用干渉計１０１ａのΔφＭを調整すればよく、ΔφＭの制御には遅延時間制御用ヒータ１０１２ａを用いる。
【００４１】
図３に示すように、ＶＩ×ＶＱの絶対値は位相誤差αの正負に対して対称であるから、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａ（図２）の温度が不足しているのか過剰であるかは直ちに判定することはできない。ヒータ電力掃引手段１２１ａ（図２）により遅延時間制御用ヒータ１０１２ａの温度を微小範囲で掃引し、ＶＩ×ＶＱの絶対値の絶対値が最大となる温度に固定する。掃引は、系の立ち上げ時にのみ行っても良いし、電力測定手段１２０ａの出力が変化した時に行っても良い。以上の操作により、系全体は、位相誤差α＝０すなわちアイ開口最良の状態に収束する。
【００４２】
本発明の第１の実施形態では、同一のタイムスロットから復調されたＩ成分およびＱ成分の電位ＶＩおよび電位ＶＱの積であるＶＩ×ＶＱをミキサ１１９ａによって検出し、ミキサ１１９ａが検出したＶＩ×ＶＱの絶対値を電力測定手段１２０ａによって検出し、電力測定手段１２０ａが検出したＶＩ×ＶＱの絶対値が最大となるように光ＤＱＰＳＫ信号に遅延時間差をヒータ電力掃引手段１２１ａによって与えるようにしたので、受信装置１００ａの受信波形である光ＤＱＰＳＫ信号が大きく劣化している場合であっても、復調用干渉計１０１ａの遅延時間制御用ヒータ１０１２ａに最適な遅延時間差を与えることができる。
【００４３】
（第２の実施形態）
図４は、本発明の第２の実施形態による受信装置１００ｂ（干渉計制御装置）の構成を示すブロック図である。受信装置１００ｂは、復調用干渉計１０１ｂ、Ｉ成分出力光ポート１０２ａ、Ｉ￣成分出力光ポート１１３ａ、Ｑ成分出力光ポート１０３ａ、Ｑ￣成分出力光ポート１１４ａ、Ｉ成分用バランス型受光器１１５ａ、Ｑ成分用バランス型受光器１１６ａ、Ｉ成分用アンプ１１７ａ、Ｑ成分用アンプ１１８ａ、Ｉ成分出力ポート１０８ａ、Ｑ成分出力ポート１０９ａ、ミキサ１１９ａ、電力測定手段１２０ａ、ＢＰＦ（Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ；バンドパスフィルタ）・１２２ｂ、同期検波手段１２３ｂ、ヒータ電力制御手段１２４ｂ（遅延時間調整手段）、信号分岐手段１２５ｂ、発信器１２６ｂを有する。
【００４４】
また、復調用干渉計１０１ｂは、カップラ１０１１ａ、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａ、ＩＱ分離手段１０１３ａ、ディザリング用ペルチェ１０１４ｂ（ディザリング手段）を有する。
また、電力測定手段１２０ａは、整流手段１２０１ａ、平滑化手段１２０２ａを有する。
なお、第２の実施形態において、第１の実施形態（図２）と同様の構成を有する部分については、同一の符号を付してそれらの説明を省略する。
【００４５】
第１の実施形態では遅延時間制御用ヒータ１０１２ａの温度が不足しているのか過剰であるかを判定するためにヒータ温度の掃引を行ったが、第２の実施形態では、ディザリングの技術を用いる。発信器１２６ｂにより周波数ｆの正弦波をつくり、これを信号分岐手段１２５ｂによって分岐し、ディザリング用ペルチェ１０１４ｂにこの電圧を印加する。
周波数ｆの温度変動により、ΔφＭは周波数ｆで変動する。この時、ΔφＭの変動により信号品質も周期的に変動してしまうため、システム運営上許容できる範囲の変動幅に抑えておく。第１の実施形態で説明したように、電力測定手段１２０ａからはＶＩ×ＶＱの絶対値が出力される。
【００４６】
ΔφＭの変動に伴い、αおよびＶＩ×ＶＱの絶対値もまた周波数ｆで変動する。図３から明らかなように、αの平均値が負であれば、αの増減とＶＩ×ＶＱの絶対値の増減は同相であり、αの平均値が正であれば、αの増減とＶＩ×ＶＱの絶対値の増減は逆相である。
従って、発信器１２６ｂの出力の位相とＶＩ×ＶＱの絶対値の増減の位相を同期検波で比較参照することにより、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａの温度が不足しているのか過剰であるかを判定することができる。同期検波は、ＢＰＦ・１２２ｂと同期検波手段１２３ｂによって行われ、ヒータ電力制御手段１２４ｂにより、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａにフィードバックされる。
【００４７】
本発明の第２の実施形態では、同一のタイムスロットから復調されたＩ成分およびＱ成分の電位ＶＩおよび電位ＶＱの積であるＶＩ×ＶＱをミキサ１１９ａによって検出し、ミキサ１１９ａが検出したＶＩ×ＶＱの絶対値を電力測定手段１２０ａによって検出し、電力測定手段１２０ａが検出したＶＩ×ＶＱの絶対値が最大となるように光ＤＱＰＳＫ信号に遅延時間差をヒータ電力制御手段１２４ｂによって与えるようにしたので、受信装置１００ｂの受信波形である光ＤＱＰＳＫ信号が大きく劣化している場合であっても、復調用干渉計１０１ｂの遅延時間制御用ヒータ１０１２ａに最適な遅延時間差を与えることができる。
【００４８】
（第３の実施形態）
図５は、本発明の第３の実施形態による受信装置１００ｃ（干渉計制御装置）の構成を示すブロック図である。受信装置１００ｃは、復調用干渉計１０１ｂ、Ｉ成分出力光ポート１０２ａ、Ｉ￣成分出力光ポート１１３ａ、Ｑ成分出力光ポート１０３ａ、Ｑ￣成分出力光ポート１１４ａ、第１のフォトディテクタ１２７ｃ、第２のフォトディテクタ１２８ｃ、第３のフォトディテクタ１２９ｃ、第４のフォトディテクタ１３０ｃ、第１のアンプ１３１ｃ、第２のアンプ１３２ｃ、第３のアンプ１３３ｃ、第４のアンプ１３４ｃ、Ｉ成分出力ポート１０８ａ、Ｑ成分出力ポート１０９ａ、ミキサ１１９ａ、電力測定手段１２０ａ、ＢＰＦ（Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ；バンドパスフィルタ）・１２２ｂ、同期検波手段１２３ｂ、ヒータ電力制御手段１２４ｂ、信号分岐手段１２５ｂ、発信器１２６ｂを有する。
【００４９】
また、復調用干渉計１０１ｂは、カップラ１０１１ａ、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａ、ＩＱ分離手段１０１３ａ、ディザリング用ペルチェ１０１４ｂを有する。
また、電力測定手段１２０ａは、整流手段１２０１ａ、平滑化手段１２０２ａを有する。
なお、第３の実施形態において、第１の実施形態（図２）や第２の実施形態（図４）と同様の構成を有する部分については、同一の符号を付してそれらの説明を省略する。
【００５０】
第１および第２の実施形態では、復調されたＩ成分またはＱ成分の光信号を電気変換するにあたってバランス型受光器を用いていた。しかしこれは単一のフォトディテクタに置き換えることも可能である。このような場合、復調用干渉計１０１ｂの出力ポートの空きポートを利用して、ＶＩ×ＶＱの絶対値をモニタすることが可能である。第３の実施形態では、Ｑ成分出力光ポート１０３ａが出力する信号を、第１のフォトディテクタ１２７ｃ、第１のアンプ１３１ｃを介して、Ｑ成分出力ポート１０９ａからＱ成分として出力している。
また、Ｉ成分出力光ポート１０２ａが出力する信号を、第２のフォトディテクタ１２８ｃ、第２のアンプ１３２ｃを介して、Ｉ成分出力ポート１０８ａからＩ成分として出力している。
【００５１】
また、Ｑ￣成分出力光ポート１１４ａが出力する信号を、第３のフォトディテクタ１２９ｃ、第３のアンプ１３３ｃを介して、ミキサ１１９ａに出力している。
また、Ｉ￣成分出力光ポート１１３ａが出力する信号を、第４のフォトディテクタ１３０ｃ、第４のアンプ１３４ｃを介して、ミキサ１１９ａに出力している。
ミキサ１１９ａでは、第３のアンプ１３３ｃの出力と、第４のアンプ１３４ｃの出力とを用いてＶＩ×ＶＱを生成している。
【００５２】
本発明の第３の実施形態では、同一のタイムスロットから復調されたＩ成分およびＱ成分の電位ＶＩおよび電位ＶＱの積であるＶＩ×ＶＱをミキサ１１９ａによって検出し、ミキサ１１９ａが検出したＶＩ×ＶＱの絶対値を電力測定手段１２０ａによって検出し、電力測定手段１２０ａが検出したＶＩ×ＶＱの絶対値が最大となるように光ＤＱＰＳＫ信号に遅延時間差をヒータ電力制御手段１２４ｂによって与えるようにしたので、受信装置１００ｃの受信波形である光ＤＱＰＳＫ信号が大きく劣化している場合であっても、復調用干渉計１０１ｂの遅延時間制御用ヒータ１０１２ａに最適な遅延時間差を与えることができる。
【００５３】
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の実施形態による受信装置１００の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態による受信装置１００ａの構成を示すブロック図である。
【図３】位相誤差αとＶＩ×ＶＱの絶対値との関係の一例を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施形態による受信装置１００ｂの構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施形態による受信装置１００ｃの構成を示すブロック図である。
【図６】多重化された符号（Ｉ，Ｑ）と、隣接タイムスロットの位相差ΔφＳの対応付けの一例を示す表である。
【図７】位相差ΔφＭと干渉光の強度との関係の一例を示すグラフである。
【図８】光ＤＱＰＳＫ信号復調用の干渉計２００の概略構成図である。
【図９】位相差ΔφＭと復調信号の電位との関係の一例を示すグラフである。
【図１０】ダブルバランスドレシーバの概略構成図である。
【図１１】実際に測定された復調波形の振幅のアイパターンを示す図である。
【符号の説明】
【００５５】
１００・・・受信装置、１００ａ〜１００ｃ・・・受信装置、１０１・・・復調用干渉計、１０１ａ、１０１ｂ・・・復調用干渉計、１０２・・・Ｉ成分出力光ポート、１０２ａ・・・Ｉ成分出力光ポート、１０３・・・Ｑ成分出力光ポート、１０３ａ・・・Ｑ成分出力光ポート、１０４・・・光電気変換手段、１０５・・・光電気変換手段、１０６・・・信号分岐手段、１０７・・・信号分岐手段、１０８・・・Ｉ成分出力ポート、１０８ａ・・・Ｉ成分出力ポート、１０９・・・Ｑ成分出力ポート、１０９ａ・・・Ｑ成分出力ポート、１１０・・・電圧乗算手段、１１１・・・電力モニタ手段、１１２・・・遅延時間差調整手段、１１３ａ・・・Ｉ￣成分出力光ポート、１１４ａ・・・Ｑ￣成分出力光ポート、１１５ａ・・・Ｉ成分用バランス型受光器、１１６ａ・・・Ｑ成分用バランス型受光器、１１７ａ・・・Ｉ成分用アンプ、１１８ａ・・・Ｑ成分用アンプ、１１９ａ・・・ミキサ、１２０ａ・・・電力測定手段、１２１ａ・・・ヒータ電力掃引手段、１２２ｂ・・・ＢＰＦ、１２３ｂ・・・同期検波手段、１２４ｂ・・・ヒータ電力制御手段、１２５ｂ・・・信号分岐手段、１２６ｂ・・・発信器、１２７ｃ・・・第１のフォトディテクタ、１２８ｃ・・・第２のフォトディテクタ、１２９ｃ・・・第３のフォトディテクタ、１３０ｃ・・・第４のフォトディテクタ、１３１ｃ・・・第１のアンプ、１３２ｃ・・・第２のアンプ、１３３ｃ・・・第３のアンプ、１３４ｃ・・・第４のアンプ、１０１１ａ・・・カップラ、１０１２ａ・・・遅延時間制御用ヒータ、１０１３ａ・・・ＩＱ分離手段、１０１４ｂ・・・ディザリング用ペルチェ、１２０１ａ・・・整流手段、１２０２ａ・・・平滑化手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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