(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ハンドセットユニット及びベースユニットを有するコードレス通信装置であって、
ベースユニットと、
送信機と受信機とを有するトランシーバを含むハンドセットユニットと備え、
前記ハンドセットユニットの前記トランシーバは、
受信された音声信号をフィルタリングして、前記受信された音声信号に対応する中間周波数（ＩＦ）信号を出力する少なくとも１つのＩＦフィルタと、
前記ＩＦ信号を入力して、所定の周波数でチョップされた前記受信された音声信号を含むパルス振幅変調（ＰＡＭ）信号のオーバレイによる正弦波からなる、前記受信された音声信号に対応するベースバンド信号を出力する直交検出器と、
前記ベースバンド信号をフィルタリングして、前記ＰＡＭ信号に等しい方形波パルス列を出力する高域通過フィルタと、
前記方形波パルス列と同期するスイッチング信号を発生して、前記スイッチング信号と１８０°位相が異なる信号を発生するリンギング発振器とを含み、
前記送信機は、前記スイッチング信号により所定の周波数でオン及びオフにされ、前記受信機は、前記スイッチング信号と１８０°位相が異なる信号によりオン及びオフされ、前記送信機がオンにされたときに前記受信機がオフにされる、
コードレス通信装置。
【請求項２】
前記ベースユニットに配置され、送信機及び受信機を有するトランシーバをさらに備え、
前記ベースユニットの前記トランシーバは、
音声信号を入力して、前記音声信号の振幅変動よりも少ない振幅変動を有する圧縮された音声信号を出力する圧伸器と、
前記圧縮された音声信号を入力して、前記所定の周波数でチョップされた前記音声信号を含む前記ＰＡＭ信号を出力するチョッパと、
前記ＰＡＭ信号により制御され、変調信号を出力する変調器と、
前記変調信号により制御される電圧制御発振器とを含む、
請求項１記載のコードレス通信装置。
【請求項３】
前記ベースユニットの前記トランシーバは、前記ベースバンド信号をフィルタリングして、前記ＰＡＭ信号のオーバレイがない正弦波を前記圧伸器に供給する低域通過フィルタをさらに含む、
請求項２記載のコードレス通信装置。
【請求項４】
前記ハンドセットユニットの前記トランシーバは、
位相ロックループと、
前記位相ロックループのための基準信号を供給する基準発振器と、
固定された除数により前記基準信号を除算して、前記所定の周波数でチョップされた基準音声信号を発生する固定除算器とをさらに備える、
請求項１記載のコードレス通信装置。
【請求項５】
前記ハンドセットユニットの前記トランシーバは、
電圧制御発振器と、
前記スイッチング信号と受信されたスイッチング信号とを比較して、前記スイッチング信号と前記受信されたスイッチング信号の間の周波数の差に基づいた誤差信号を発生する排他的論理和ゲートと、
前記誤差信号を積分して、前記積分された誤差信号を前記基準発振器に供給する抵抗とキャパシタとからなるＲＣ低域通過フィルタとをさらに備え、
前記基準発振器は、前記ベースユニットで発生されたＰＡＭ信号に関して前記ハンドセットユニットで発生されたＰＡＭ信号の周波数を修正し、前記ベースユニット及び前記ハンドセットユニットにおける前記電圧制御発振器の周波数を修正するために、前記位相ロックループに供給される基準周波数を修正する、
請求項４記載のコードレス通信装置。
【請求項６】
ハンドセットユニット及びベースユニットを有するコードレス通信装置であって、
送信機と受信機を有するトランシーバを含むハンドセットユニットと、
送信機と受信機を有するトランシーバを含むベースユニットと備え、
前記ハンドセットユニットのトランシーバは、
受信された音声信号をフィルタリングして、前記受信された音声信号に対応する中間周波数（ＩＦ）信号を出力する１つのＩＦフィルタと、
前記ＩＦ信号を入力してベースバンド信号とを出力する直交検出器と、前記ベースバンド信号は、所定の周波数でチョップされた前記受信された音声信号を含むパルス振幅変調（ＰＡＭ）信号のオーバレイによる正弦波からなり、
前記ベースバンド信号をフィルタリングして、前記ベースバンド信号の前記ＰＡＭ信号に等しい方形波パルス列を出力する高域通過フィルタとを含み、
前記ベースユニットの前記トランシーバは、
音声信号を入力して、前記音声信号の振幅変動よりも小さい振幅変動を有する圧縮された音声信号を出力する圧伸器と、
前記圧縮された音声信号を入力して、所定の周波数でチョップされた前記音声信号を含むパルス振幅変調（ＰＡＭ）信号を出力するチョッパと、
前記ＰＡＭ信号により制御され、変調信号を出力する変調器と、
前記変調信号により制御される電圧制御発振器とを含み、
前記送信機の電源は、前記方形波パルス列に同期するスイッチング信号により所定の周波数でオン及びオフにされ、前記送信機がオンにされたときに前記受信機がオフにされるように、前記受信機の電源は、前記方形波パルス列と１８０°位相が異なる信号に同期するスイッチング信号によりオン及びオフされる、
コードレス通信装置。
【請求項７】
前記ベースユニットの前記トランシーバは、前記ベースバンド信号をフィルタリングして、前記ＰＡＭ信号のオーバレイがない正弦波を前記圧伸器に供給する低域通過フィルタをさらに含む、
請求項６記載のコードレス通信装置。
【請求項８】
前記ハンドセットユニットの前記トランシーバは、
位相ロックループと、
前記位相ロックループのための基準信号を供給する基準発振器と、
固定された除数により前記基準信号を除算して、前記所定の周波数でチョップされた基準音声信号を発生する固定除算器とをさらに備える、
請求項６記載のコードレス通信装置。
【請求項９】
前記ハンドセットユニットの前記トランシーバは、
前記スイッチング信号と受信されたスイッチング信号とを比較して、前記スイッチング信号と前記受信されたスイッチング信号の間の周波数の差に基づいた誤差信号を発生する排他的論理和ゲートと、
前記誤差信号を積分して、前記積分された誤差信号を前記基準発振器に供給する抵抗とキャパシタとからなるＲＣ低域通過フィルタとをさらに備え、
前記基準発振器は、前記ベースユニットで発生されたＰＡＭ信号に関して前記ハンドセットユニットで発生されたＰＡＭ信号の周波数を修正し、前記ベースユニット及び前記ハンドセットユニットにおける電圧制御発振器の周波数を修正するために、前記位相ロックループに供給される基準周波数を修正する、
請求項８記載のコードレス通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
［発明の分野］
本発明は、一般的なトランシーバに関し、特に、周波数分割複信／時分割複信（ＦＤＤ／ＴＤＤ）トランシーバ向けの変調方法に関する。
【０００２】
［発明の背景］
低コストの９００ＭＨｚ及び２．４ＧＨｚ携帯用家庭向け無線システムは、周波数分割複信（ＦＤＤ）又は時分割複信（ＴＤＤ）のいずれかのアーキテクチャを採用している。ＴＤＤアーキテクチャは、デジタル化された音声信号を伝送の間にバッファリング及びバーストし、次いで、受信機のベースバンド回路におけるレート変換の後に、通常のレートに変換して戻すことができるように、デジタル変調スキームを使用する。
【０００３】
ＴＤＤアーキテクチャは、デュプレックスフィルタの必要がないとき、唯一の位相ロックループ（ＰＬＬ）が２方向通信リンクをサポートするために必要とされるという事実により、非常に低コストの無線周波数（ＲＦ）アーキテクチャとなる。しかし、全ての必要とされるベースバンド信号処理による集積回路（ＩＣ）を実現することに関する費用の制約のために、ＴＤＤのアプローチは、最も安価なコストの解決策である。
【０００４】
ＦＤＤは、明確に異なる周波数帯域で送信及び受信するアナログシステムにより一般に使用される。送信機の電力が受信機の性能を低下することを防止するために、高価な表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ又は誘電体フィルタがフロントエンドで使用される。
【０００５】
ＦＤＤでは、アナログ信号が変換することなしにデジタル領域に伝送されるので、ベースバンドセクションの費用は低い。しかし、ＲＦセクションは、より高価であり、受信帯域及び送信帯域は、利用可能なスペクトルのうちで比較的狭い帯域幅を占める。対照的に、ＴＤＤシステムは、全体の利用可能な帯域幅を通して動作することができる。
したがって、従来の技術におけるアプローチの先に述べた問題点を克服する変調方法についての必要が存在する。
【０００６】
［発明の概要］
先に述べた問題は、従来技術の関連する他の問題とともに、本発明による、周波数分割複信／時分割複信（ＦＤＤ／ＴＤＤ）トランシーバ向けの変調方法により解決される。本発明は、ＦＤＤ及びＴＤＤの両者について、ＳＡＷ帯域通過フィルタ及び誘電率低域通過フィルタとともに、バーストモードのための必要をなくすることができる。
【０００７】
本発明のこれらの態様及び他の態様、特徴及び効果は、添付図面とともに説明される好適な実施の形態に関する以下の発明の実施の形態から明らかとなるであろう。
【０００８】
［発明の実施の形態］
本発明は、周波数分割複信／時分割複信（ＦＤＤ／ＴＤＤ）トランシーバ向けの変調方法に向けられている。特に、この技術は、既存のＦＤＤアプローチに対する最小の変更によりＴＤＤシステムを実現するために提供される。ＴＤＤシステムは、既存のデュアル位相ロックループ（ＰＬＬ）（図２のデュアルＰＬＬ／プリスケーラ２２０を参照）、又はＦＤＤアプローチにおけるようなバンドエッジでのＴｘ及びＲｘ周波数のいずれかを使用することができる。
【０００９】
本発明は、ハンドセットユニット（ハンドセット）及びベースユニット（ベース）を有するコードレス電話セットにおける使用向けに意図されている。勿論、本発明は、本発明の精神及び範囲を維持しつつ、他のコードレス通信装置に関しても適用される場合がある。
【００１０】
本発明は、９０２ＭＨｚから９２８ＭＨｚの間で動作して、スペクトル強度が強い帯域外信号を除去する、ＲＦフロントエンド向けに、１つの帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）の使用を容易にする。従来のＦＤＤアプローチは、受信機のセクションにおいて表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタを使用し、送信機のセクションにおいて２極の誘電体フィルタ又はプリント伝送線フィルタを使用している。
【００１１】
本発明は、従来技術に比較して、大幅な費用の節約を提供することが理解されるべきである。費用をさらに低減するために、アーキテクチャを１つのＰＬＬタイプのアーキテクチャに変更することもできる。この場合、周波数の「調整」は、典型的なＴＤＤシステムの周波数調整であり、送信周波数及び受信周波数は、ハンドセット及びベースの両者に関して同じである。
【００１２】
本発明は、ＲＦフロントエンドに対する変更なしに、ＦＤＤモード又はＴＤＤモードにおいて使用することができる。いずれの場合であっても、大幅な費用の節約が実現される。ＦＤＤアプローチについて、費用の節約は、ＳＡＷフィルタ及び誘電体フィルタを除くことができることに少なくとも基づいている。ＦＤＤアプローチについて、費用の節約は、コーデック、及び関連するオーディオデジタル化回路、デジタル化データのためのバッファストレージ、及びバーストモード伝送回路を必要としないことに少なくとも基づいている。
【００１３】
図１は、本発明の例示的な実施の形態による、時分割複信（ＴＤＤ）モードにおける例となるＦＳＫ変調器を説明するブロック図である。図２では、同じ参照符号は、同じ又は類似の構成要素を示していることが理解される。さらに、本実施の形態で使用されるように、用語“Ｔｘ”及び“Ｒｘ”は、本発明によるアナログコードレス電話のハンドセット又はベースのいずれかにある送信機及び受信機のそれぞれに対応している。
【００１４】
図１及び図２の変調器は、アンテナ１１０、誘電体フィルタ又はマイクロストリップバンドパスフィルタ１１４、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１８、Ｒｘサプライ１２０、ミキサ１２２、１０．７ＭＨｚ／２１．４ＭＨｚフィルタ１２４、ＦＭ中間周波（ＩＦ）１２６、第２のＩＦフィルタ１３０、第２のＬＯ１３２、直交検出器１３４、第１の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１３６、圧伸器１４４、高域通過フィルタ（ＨＰＦ）１４６、リンギング発振器１４８、チョッパ１５０、基準発振器１５６、変調器／タンク回路１５８、パワーアンプ１６８、マイクロストリップＬＰＦ１７０、Ｔｘサプライ１７２、排他的論理和ゲート１８０、ＲＣ低域通過フィルタ１８２、バラクタ１８４、固定除算器１８６を両者ともに含んでいる。
【００１５】
また、図１の変調器は、送信／受信スイッチ（Ｔ／Ｒ）１１２、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１６０、第１のバッファアンプ１６２、第２のバッファアンプ１６４、及び第３のバッファアンプ１６６を含んでいる。
また、図２の変調器は、デュアル位相ロックループ（ＰＬＬ）／プリスケーラ２５４及びＴｘ電圧制御発振器（ＶＣＯ）２６０を含んでいる。
【００１６】
本電話のベースに関して、該電話に入力する音声は、中央局から到来する音声信号の振幅に対して相対的に小さな変動が存在するように、圧伸器１４４を使用して圧縮される。圧縮された音声信号は、１２ＫＨｚでトランスジスタスイッチを使用したチョッパ１５０によりチョップされる。この信号は、更にフィルタリングされて、スイッチング境界での全てのスパイクが除去される。
【００１７】
チョパ１５０からの出力は、１２ＫＨｚでチョップされたベースバンド音声信号を含むパルス振幅変調された信号である。図５は、本発明の例示的な実施の形態による、チョップされたアナログ信号を説明する波形図である。チョップされた信号による音声信号のデジタル化は、圧伸するために事前的、事後的に行われる必要があり、比較的一定の振幅の音声信号に関してデジタル化が実行されることが保証される。
【００１８】
この信号は、フィルタリングされ、ＦＳＫ変調器１５８に供給される。１２ＫＨｚのチョッピング方形波は、たとえば、発信機として構成されるＭＣ７４ＨＣ１４（シュミットトリガ）から発生される。このチョッパ信号もまた、Ｔｘサプライ１７２（及び本実施の形態では、送信機）をオン／オフするために、チョッピングレートで使用される。１８０°位相が異なるチョッパ信号は、Ｒｘサプライ１２０（及び本実施の形態では、受信機）をオン／オフするために使用される。このプロセスは、送信機がオンであるときに受信機がオフであることを保証する。
【００１９】
ハンドセットの受信機側に関して、アンテナ１１０は、信号を受信する。この受信された信号は、第２のＩＦフィルタ１３０及び第２のＬＯ１３２により中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートされ、次いで、直交検出器１３４による従来のＦＭ直交コイル方法を使用して検出される。
【００２０】
受信されたベースバンド信号は、Ｔ／Ｒチョップされた波形のオーバレイによる正弦波が複合された信号である。この複合信号は、直交検出器１３４により検出され、２つのアームに分裂される。一方のアームは、低域通過フィルタ１３６を通過し、該フィルタ１３６は、１２ＫＨｚのチョップされた成分をフィルタリングして除去し、雑音のない正弦波を出力する。
【００２１】
ベースバンドの電話信号は、３００Ｈｚから３３００Ｈｚの帯域内に収容される。高周波スイッチング波形は、最大の低周波音声成分の３倍であり、信号復元のためのナイキスト基準を満足させる。第２のアームからの信号は、ＨＰＦ１４６により高域通過フィルタリングされ、通常１２ＫＨｚでリンギング発振器１４８として構成されるインバータからなるグループに供給される。
【００２２】
高域通過フィルタリングにより、全ての低周波音声成分が除去され、ベースの送信機のチョップされた波形の成分に等しい方形波パルス列が残される。このリンギング発振器１４８は、到来する１２ＫＨｚの信号を追跡し、該信号に同期する。
【００２３】
このリンギング発振器１４８内に実現されるインバータは、同期信号（すなわち、Ｑ）に対して相補する信号（Ｑ１）を生成するために使用される。ハンドセットの受信セクション及び送信セクションへのコネクションのスイッチングは、ベースについて行われるスイッチングとは逆のやり方で行われる。先に記載されたアーキテクチャについて、スイッチング波形は、以下の条件を満たすように、適切に成形されるべきである。
【００２４】
ａ）送信機のオン／オフのためのチョッパ信号は、オン周期がＴｘサプライ１７２のスイッチング時間よりも短いように（Ｔchop/2）、僅かに波形が整形される（台形）。送信機の電力が受信機をブロックしないことを保証するために、調節が必要とされる。
Ｒｘサプライ１２０から出力されるＲｘ電力供給信号が成形されない間に、Ｔｘサプライ１７２から出力されるＴｘ電力供給信号が成形される。これにより、Ｔｘ電力供給信号が立ち上がるときに、Ｒｘは迅速にスイッチオフすることができる。図３は、本発明の例示的な実施の形態による、送信機のスイッチング波形を説明する波形図である。
【００２５】
ｂ）受信機のオン／オフ信号（Ｔｘスイッチング波形の１８０位相反転されたレプリカ）もまた、波形が台形であり、「オン」時間が実際の信号（Ｔchop/2）よりも短い点で、Ｔｘスイッチング信号の波形と同様に成形される。Ｒｘ及びＴｘスイッチング波形の傾斜は、最高の性能のために調節される。
このスイッチング方法論は、送信スペクトルのスプラッタのために、受信機の感度の低下が生じていないことを保証する。図４は、本発明の例示的な実施の形態による、受信機のスイッチング波形を説明する波形図である。図６は、本発明の例示的な実施の形態による、図３及び図４のそれぞれの送信機及び受信機波形の傾斜間の関係を説明する波形図である。
【００２６】
ハンドセット及びベース局の両者に関するＴ／Ｒスイッチング向けに使用されるチョッピング信号に対するドリフトの影響を更に緩和するための方法が提供されることが理解される。より多くの温度変動を有する領域（ガレージ、庭及び家の外）におけるハンドセットの使用の可能性のために、チョッピング信号を１２ＫＨｚのチョッピング周波数に近くするために、基準の周波数の安定性を提供することは本質的である。
【００２７】
これは、シンセサイザの基準周波数を使用し、固定された除数で除算してスイッチング周波数を供給することにより達成される。このシナリオにおいて、ハンドセットが受信されたスイッチング波形をローカル（ハンドセット）なスイッチング波形と比較する一方で、ベースはマスタであると常に考慮される。
【００２８】
排他的論理和ゲート１８０は、これら２つの信号を比較して、誤差信号を発生するために使用される。この誤差信号は、ＲＣ低域通過フィルタ１８２により積分され、周波数補正のために基準発振器１５６に印加される。このチューニング方法は、ハンドセットの送信機及び受信機のスイッチング信号がベースのＴ／Ｒスイッチング信号を追跡し続けることを保証する。
【００２９】
ハンドセットがレンジの外に消えたとき、リンクが失われる。しかし、ベースのスイッチング波形がハンドセット受信機において一旦受信されると、（リンギング発振器１５６の特性のために）限界ぎりぎりであっても、追跡が開始され、リンクを再確立することができる。
【００３０】
ここで、本発明の多くの利点の幾つかに関して、説明が与えられる。本発明は、ドリフト補償を提供するものであり、これにより、長時間の安定性が提供される。さらに、本発明は、帯域（２６ＨＭｚ）全体を利用した動作が可能となる。また、本発明は、アラインメントフリーである。さらに、本発明は、低コストのＲＦアークテクチャを採用している。さらに、本発明は、自動的にクリアなチャネル選択を含んでいる（干渉防止メカニズム）。
【００３１】
例示的な実施の形態が添付図面を参照して説明されてきたが、本発明は、それら正味の実施の形態に限定されず、様々な他の変形及び修正は、発明の精神及び範囲から逸脱することなしに、当業者により本実施の形態に反映される場合がある。全てのかかる変更及び修正は、特許請求の範囲により定義されるように、本発明の範囲に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の例示的な実施の形態による、時分割複信（ＴＤＤ）モードにおける例となるＦＳＫ変調器を説明するブロック図である。
【図２】  本発明の例示的な実施の形態による、周波数分割複信（ＦＤＤ）モードにおける例となるＦＳＫ変調器を説明するブロック図である。
【図３】  本発明の例示的な実施の形態による、送信機のスイッチング波形を説明する波形図である。
【図４】  本発明の例示的な実施の形態による、受信機のスイッチング波形を説明する波形図である。
【図５】  本発明の例示的な実施の形態による、チョップされたアナログ信号を説明する波形図である。
【図６】  本発明の例示的な実施の形態による、図３及び図４の送信機及び受信機のそれぞれの傾斜間の関係を説明するための波形図である。
【図１】
0004970686.tif 000002
【図２】
0004970686.tif 000003
【図３】
0004970686.tif 000004
【図４】
0004970686.tif 000005
【図５】
0004970686.tif 000006
【図６】
0004970686.tif 000007