(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
流体が流れるチューブの振動を検出する第１，第２センサと、当該第１，第２センサの検出信号の位相差を求めて前記流体の質量流量を得る信号処理部とを備えるコリオリ質量流量計において、
前記第１，第２センサの検出信号がそれぞれ入力される第１，第２入力端を切り替える入力切替部と、
前記入力切替部から出力される検出信号を受信する入力バッファと、
前記入力バッファで受信された検出信号を前記入力切替部の切り替え方に応じてサンプリングしてディジタル信号に変換する変換部と、
前記変換部で変換されたディジタル信号を、前記入力切替部の切り替え方に応じて振り分けて前記信号処理部に出力する振分部と
を備えており、
前記信号処理部は、前記第１センサの検出信号のサンプリングタイミングと前記第２センサの検出信号のサンプリングタイミングとのずれに応じて、前記位相差を補正する補正処理を行う位相補正部を備える
ことを特徴とするコリオリ質量流量計。
【請求項２】
前記入力切替部は、前記第１センサの検出信号及び前記第２センサの検出信号の各々が、前記変換部においてそれぞれ一定間隔でサンプリングされるよう前記入力端の切り替えを行うことを特徴とする請求項１記載のコリオリ質量流量計。
【請求項３】
前記入力切替部は、前記第１入力端と第２入力端との切り替えを、一定の時間間隔で交互に行うことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のコリオリ質量流量計。
【請求項４】
前記入力切替部は、前記第１入力端から第２入力端に切り替える時間間隔と、前記第２入力端から第１入力端に切り替える時間間隔とを異ならせることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のコリオリ質量流量計。
【請求項５】
前記入力バッファは、前記第１，第２センサの検出信号に重畳されるノイズを除去するノイズ除去回路と、前記第１，第２センサの検出信号を増幅する増幅回路との少なくとも一方を備えることを特徴とする請求項１から請求項４の何れか一項に記載のコリオリ質量流量計。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、流体の質量流量を測定するコリオリ質量流量計に関する。
【背景技術】
【０００２】
コリオリ質量流量計とは、流体が流れるチューブを振動させ、チューブの上下流における異なる２点の振動検出信号の位相差からチューブを流れる流体の質量流量を測定するものである。このコリオリ質量流量計は、位相差の検出方法に着目すると、アナログ検出方法を用いるものと、ディジタル検出方法を用いるものとに大別される。
【０００３】
アナログ検出方法は、上流側に設けられたセンサ（ピックアップコイル）及び下流側に設けられたセンサから得られる検出信号の振幅が「０」になる時点（ゼロクロス点）をそれぞれ求め、ゼロクロス点の時間差から検出信号の位相差を検出する検出方法である。これに対し、ディジタル検出方法は、上流側センサ及び下流側センサで得られる検出信号の各々を同一のタイミングでサンプリングしてディジタル信号に変換し、これらのディジタル信号に対して所定の信号処理を施すことにより、検出信号の位相差を検出する検出方法である。ここで、検出信号の位相差の検出のために施される信号処理としては、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform：離散フーリエ変換）処理とヒルベルト変換処理とが挙げられる。
【０００４】
尚、従来のコリオリ質量流量計の詳細については、例えば以下の特許文献１〜４を参照されたい。特に、以下の特許文献１〜３には、検出信号の位相差を検出するためにヒルベルト変換処理を用いたコリオリ質量流量計の詳細が開示されている。
【特許文献１】特許第３２００８２７号公報
【特許文献２】特許第３２１９１２２号公報
【特許文献３】特許第３９２５６９４号公報
【特許文献４】特開平９−６１４７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、コリオリ質量流量計の検出部から得られる流量信号は、上流側センサ及び下流側センサから出力される微弱な位相差を有する信号である。このため、コリオリ質量流量計には、上流側センサ及び下流側センサの各々に対応して、検出信号に重畳されたノイズ除去及び検出信号の増幅を行うアナログ回路の入力バッファがそれぞれ設けられている。ここで、温度変化等の環境変化に起因する特性の変動量が入力バッファ間で異なると、入力バッファを介した検出信号の間に相対的な位相変動が生じ、これにより質量流量の測定精度が悪化することが考えられる。
【０００６】
このような測定精度の悪化を防止するために、従来のコリオリ質量流量計では、入力バッファで生ずる相対的な位相変動を補償するゼロ点補償値を求めるゼロ点補償処理が定期的に行われる。このゼロ点補償処理は、上流側センサ及び下流側センサの何れか一方から得られる検出信号を、上流側センサに対応する入力バッファと下流側センサに対応する入力バッファとの双方に入力させたときに検出される位相差をゼロ点補償値として求める処理である。このゼロ点補償値を用いて通常の測定時において求められた検出信号の位相差を補償すれば、入力バッファ間の特性の違いに起因する質量流量の測定精度の悪化を防止することができる。
【０００７】
しかしながら、ゼロ点補償処理を行っている間は、新たな質量流量の測定が行われずに、ゼロ点補償処理を開始する直前に求められた質量流量の値が維持されるため、高い測定精度が得られない場合がある。現状において、ゼロ点補償処理は、例えば一度に要する処理時間が数十ｍ（ミリ）秒程度であって数分毎の間隔をもって行われており必要な精度は確保されているが、今後要求される精度が向上した場合には、精度面の問題が生ずると考えられる。
【０００８】
また、上述したゼロ点補償処理により得られたゼロ点補償値は信号処理演算上の揺らぎを有しているため、一度のゼロ点補償処理だけでは正確なゼロ点補償値を得ることができない。正確な値を得るためには、ゼロ点補償処理の繰り返し間隔を短くし繰り返し回数を増やしてゼロ点補償値を平均化する必要がある。しかしながら、流量測定の制約から繰り返し間隔を大幅に短くすることはできず、揺らぎを十分に小さくすることができない。このため、十分に安定したゼロ点補償値から質量流量を得ることができないとう問題がある。
【０００９】
更に、上述した通り、ディジタル検出方法を用いるコリオリ質量流量計では、上流側センサ及び下流側センサで得られる検出信号の各々を同一のタイミングでサンプリングする必要があることから、２つのアナログ入力の同時サンプリングが可能なＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器を備える必要がある。しかしながら、このようなＡ／Ｄ変換器は高価であるため、コリオリ質量流量計のコストを上昇させる一因になるという問題がある。
【００１０】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、質量流量の測定を高い精度をもって安定して行うことができ、且つ安価なコリオリ質量流量計を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、本発明のコリオリ質量流量計は、流体が流れるチューブ（Ｔ）の振動を検出する第１，第２センサ（１２、１３）と、当該第１，第２センサの検出信号（Ｓ１、Ｓ２）の位相差を求めて前記流体の質量流量を得る信号処理部（２６、２９）とを備えるコリオリ質量流量計（１）において、前記第１，第２センサの検出信号がそれぞれ入力される第１，第２入力端（２１ａ、２１ｂ）を切り替える入力切替部（２１）と、前記入力切替部から出力される検出信号を受信する入力バッファ（２２）と、前記入力バッファで受信された検出信号を前記入力切替部の切り替え方に応じてサンプリングしてディジタル信号に変換する変換部（２３）と、前記変換部で変換されたディジタル信号を、前記入力切替部の切り替え方に応じて振り分けて前記信号処理部に出力する振分部（２４）とを備えており、前記信号処理部は、前記第１センサの検出信号のサンプリングタイミングと前記第２センサの検出信号のサンプリングタイミングとのずれに応じて、前記位相差を補正する補正処理を行う位相補正部（２９ｄ）を備えることを特徴としている。
この発明によると、第１，第２センサから出力された検出信号は入力切替部によって切り替えられて入力バッファで受信された後に変換部でディジタル信号に変換され、変換されたディジタル信号が入力切替部の切り替え方に応じて振分部で振り分けられて信号処理部に出力され、信号処理部の位相補正部において、第１，第２センサの検出信号の位相差が、第１センサの検出信号のサンプリングタイミングと第２センサの検出信号のサンプリングタイミングとのずれに応じて補正される。
また、本発明のコリオリ質量流量計は、前記入力切替部が、前記第１センサの検出信号及び前記第２センサの検出信号の各々が、前記変換部においてそれぞれ一定間隔でサンプリングされるよう前記入力端の切り替えを行うことを特徴としている。
また、本発明のコリオリ質量流量計は、前記入力切替部が、前記第１入力端と第２入力端との切り替えを、一定の時間間隔で交互に行うことを特徴としている。
或いは、本発明のコリオリ質量流量計は、前記入力切替部が、前記第１入力端から第２入力端に切り替える時間間隔と、前記第２入力端から第１入力端に切り替える時間間隔とを異ならせることを特徴としている。
また、本発明のコリオリ質量流量計は、前記入力バッファは、前記第１，第２センサの検出信号に重畳されるノイズを除去するノイズ除去回路（２２ａ）と、前記第１，第２センサの検出信号を増幅する増幅回路（２２ｂ）との少なくとも一方を備えることを特徴としている。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、第１，第２センサから出力された検出信号を入力切替部によって切り替え、入力切替部からの検出信号を入力バッファで受信した後に変換部でディジタル信号に変換し、変換されたディジタル信号を入力切替部の切り替え方に応じて振分部で振り分けて信号処理部に出力し、信号処理部の位相補正部において、第１，第２センサの検出信号の位相差を、第１センサの検出信号のサンプリングタイミングと第２センサの検出信号のサンプリングタイミングとのずれに応じて補正している。このため、複数の入力バッファを備える場合に必要であったゼロ点補償処理が不要になって連続的な質量流量の測定が可能になるため、質量流量の測定を高い精度をもって安定して行うことができるという効果がある。また、第１，第２センサからの検出信号を同時にサンプリングする必要がないことから安価な変換部を用いることができるため、コストを低減することができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、図面を参照して本発明の一実施形態によるコリオリ質量流量計について詳細に説明する。図１は、本発明の一実施形態によるコリオリ質量流量計の要部構成を示すブロック図である。図１に示す通り、本実施形態のコリオリ質量流量計１は、検出部１０と変換部２０とに大別される。検出部１０は、測定対象としての流体が流れるチューブＴ（図２参照）を振動させてその上下流における振動数、振動の位相、及び流体の温度を検出する。変換部２０は、検出部１０で検出される検出信号Ｓ１，Ｓ２の位相差を求めてチューブＴを流れる流体の質量流量を求める。
【００１４】
図２は、検出部１０の構成を示す構成図である。図２に示す通り、検出部１０は、流体が流れるチューブＴの周囲に設けられている加振器１１、上流側センサ１２（第１センサ）、下流側センサ１３（第２センサ）、及び温度センサ１４を備える。尚、本実施形態では、説明を簡単にするために、チューブＴが支持部材ＳＰ１，ＳＰ２（図３参照）によって固定支持された直管型のものであるものとする。また、チューブＴ内部における流体の流れ方向は、紙面の左側から右側に向かう方向であるとする。
【００１５】
加振器１１は、図１に示す変換部２０から出力される駆動信号ＤＲ１によって駆動される駆動コイルＤＬを備えており、チューブＴを所定の振動モードで振動させる。図３は、チューブＴの振動モードの一例を示す図である。加振器１１は、例えば図３において符号Ｍ１，Ｍ２を付して示す１次モード（振動の節が支持部材ＳＰ１，ＳＰ２によって固定支持された部分にのみ現れる振動モード）でチューブＴを振動させる。かかる振動が与えられている状態で、チューブＴに流体が流れると、チューブＴは、例えば図３において符号Ｍ３，Ｍ４を付して示す２次モード（振動の節が支持部材ＳＰ１，ＳＰ２によって固定支持された部分とその中間の位置とに現れる振動モード）で振動する。尚、実際には、チューブＴは、この２種類の振動モードが重畳された振動モードで振動することになる。
【００１６】
上流側センサ１２は、図１に示す上流側コイルＬ１を備えており、支持部材ＳＰ１の近傍に固定されてチューブＴの上流側の振動を検出する。この上流側センサ１２の検出結果は検出信号Ｓ１として変換部２０に出力される。下流側センサ１３は、図１に示す下流側コイルＬ２を備えており、支持部材ＳＰ２の近傍に固定されてチューブＴの下流側の振動を検出する。この下流側センサ１３の検出結果は検出信号Ｓ２として変換部２０に出力される。
【００１７】
温度センサ１４は、図１に示す変換部２０から出力される駆動信号ＤＲ２によって駆動される測温抵抗体（ＲＴＤ：Resistance Temperature Detector）Ｒ１を備えており、支持部材ＳＰ２の近傍におけるチューブＴ上に固定されてチューブＴを流れる流体の温度（正確には温度センサ１４が取り付けられたチューブＴの表面温度）を検出する。尚、温度センサ１４の検出結果は検出信号Ｓ３として変換部２０に出力されて、温度変動による質量流量の測定誤差を防止するために用いられる。
【００１８】
変換部２０は、入力切替回路２１（入力切替部）、入力バッファ２２、Ａ／Ｄ変換器２３（変換部）、振分回路２４（振分部）、クロック発生部２５、ディジタル信号処理回路２６（信号処理部）、周波数測定回路２７、Ａ／Ｄ変換器２８、ＣＰＵ（中央処理回路）２９（信号処理部）、出力回路３０ａ，３０ｂ、表示器３１、駆動回路３２、及びＲＴＤ駆動回路３３を備える。入力切替回路２１は、検出部１０からの検出信号Ｓ１が入力される入力端２１ａ（第１入力端）、検出信号Ｓ２が入力される入力端２１ｂ（第２入力端）、及び出力端２１ｃを備えており、出力端２１ｃに接続する入力端２１ａ，２１ｂを切り替える。
【００１９】
具体的には、入力切替回路２１は、検出信号Ｓ１，Ｓ２の各々が共通のＡ／Ｄ変換器２３においてそれぞれ一定間隔でサンプリングされるよう入力端２１ａ，２１ｂの切り替えを行う。ここで、検出信号Ｓ１，Ｓ２の各々が一定間隔でサンプリングされるのであれば、入力切替回路２１は、入力端２１ａと入力端２１ｂとの切り替えを一定の時間間隔で交互に行ってもよく、或いは、入力端２１ａから入力端２１ｂに切り替える時間間隔と、入力端２１ｂから入力端２１ａに切り替える時間間隔とを異ならせても良い。
【００２０】
入力切替回路２１としては、例えばトランジスタ等の電子的なスイッチを用いて構成された２入力１出力のマルチプレクサを用いることができる。尚、必要とされる切り替え速度が得られるとともに十分な耐久性が得られるのであれば、入力切替回路２１として機械的なスイッチを用いることも可能である。
【００２１】
入力バッファ２２は、その入力端が入力切替回路２１の出力端２１ｃに接続されており、入力切替回路２１から出力される検出信号を受信して所定の処理を行う。具体的には、入力バッファ２２は、ＲＣフィルタ２２ａ（ノイズ除去回路）とアンプ回路２２ｂ（増幅回路）とを備えており、入力切替回路２１から出力される検出信号に重畳されるノイズを除去するとともに所定の増幅率で増幅する。尚、入力バッファ２２は、ＲＣフィルタ２２ａ及びアンプ回路２２ｂの何れか一方が設けられた構成であっても良い。
【００２２】
Ａ／Ｄ変換器２３は、入力バッファ２２から出力される検出信号を入力切替回路２１の切り替え方に同期してサンプリングしてディジタル信号に変換する。但し、前述した通り、入力切替回路２１では、検出信号Ｓ１，Ｓ２の各々がそれぞれ一定間隔でサンプリングされるよう入力端２１ａ，２１ｂの切り替えが行われる。このため、Ａ／Ｄ変換器２３からは、検出信号Ｓ１，Ｓ２の各々を個別に一定の間隔でサンプリングしたディジタル信号が一連の信号として出力されることになる。尚、入力バッファ２２での遅延時間を考慮すると、入力切替回路２１における切り替えのタイミングとＡ／Ｄ変換器２３におけるサンプリングのタイミングとは必ずしも一致している必要はなく、例えばＡ／Ｄ変換器２３のサンプリングのタイミングを入力切替回路２１の切り替えのタイミングに対して上記の遅延時間に応じた時間だけ遅らせても良い。
【００２３】
図４，図５は、検出信号Ｓ１，Ｓ２に対するサンプリングタイミングの一例を示す図である。尚、図４に示す例は入力切替回路２１が入力端２１ａと入力端２１ｂとの切り替えを一定の時間間隔で交互に行う場合の例であり、図５に示す例は入力切替回路２１が入力端２１ａから入力端２１ｂに切り替える時間間隔と、入力端２１ｂから入力端２１ａに切り替える時間間隔とを異ならせる場合の例である。図４，図５に示す通り、検出信号Ｓ１，Ｓ２は正弦波状に変化する信号であって、図４，図５に示す例では検出信号Ｓ２が検出信号Ｓ１に対して所定量だけ位相が遅れた関係にある。
【００２４】
入力切替回路２１が一定の時間間隔で交互に切り替えを行う場合には、入力切替回路２１が切り替えを行う度に検出信号Ｓ１，Ｓ２が交互に一定間隔でＡ／Ｄ変換器２３に入力される。このため、Ａ／Ｄ変換器２３が入力切替回路２１の切り替えのタイミングでサンプリングを行えば、検出信号Ｓ１，Ｓ２の各々は一定の時間間隔でサンプリングされることになる。つまり、図４に示す通り、検出信号Ｓ１，Ｓ２の各々のサンプリング周期をＴ１とすると、Ａ／Ｄ変換器２３がサンプリング周期Ｔ１の半周期（Ｔ１／２）毎にサンプリングすれば、検出信号Ｓ１が時刻ｔ１１，ｔ１２，ｔ１３，ｔ１４，ｔ１５，…毎にサンプリング周期Ｔ１でサンプリングされるとともに、検出信号Ｓ２が時刻ｔ２１，ｔ２２，ｔ２３，ｔ２４，ｔ２５，…毎にサンプリング周期Ｔ１でサンプリングされることになる。
【００２５】
これに対し、入力切替回路２１が入力端２１ａから入力端２１ｂに切り替える時間間隔と、入力端２１ｂから入力端２１ａに切り替える時間間隔とを異ならせる場合には、例えば図５に示す通り、検出信号Ｓ１をサンプリングしてから検出信号Ｓ２をサンプリングするまでの時間ｇ１が、検出信号Ｓ２をサンプリングしてから検出信号Ｓ１をサンプリングするまでの時間ｇ２よりも短くなる。尚、検出信号Ｓ１，Ｓ２の周期Ｔ１とこれらの時間との間にはＴ１＝ｇ１＋ｇ２なる関係がある。従って、時間ｇ１，ｇ２の違いに合わせてＡ／Ｄ変換器２３がサンプリングすれば、検出信号Ｓ１が時刻ｔ３１，ｔ３２，ｔ３３，ｔ３４，ｔ３５，…毎にサンプリング周期Ｔ１でサンプリングされるとともに、検出信号Ｓ２が時刻ｔ４１，ｔ４２，ｔ４３，ｔ４４，ｔ４５，…毎にサンプリング周期Ｔ１でサンプリングされることになる。
【００２６】
振分回路２４は、Ａ／Ｄ変換器２３から出力されるディジタル信号が入力される入力端２４ａ及び２つの出力端２４ｂ，２４ｃを備えており、入力端２４ａから入力されるディジタル信号を入力切替回路２１の切り替え方に応じて振り分ける。具体的には、検出信号Ｓ１に関するディジタル信号が出力端２４ｂから出力され、検出信号Ｓ２に関するディジタル信号が出力端２４ｃから出力されるようディジタル信号の振り分けを行う。この振分回路２４としては、例えばトランジスタ等の電子的なスイッチを用いて構成された１入力２出力のデマルチプレクサを用いることができる。
【００２７】
クロック発生部２５は、入力切替回路２１での切り替えのタイミングと、振分回路２４での振り分けのタイミングとを同期させるためのクロックを発生する。尚、入力バッファ２２及びＡ／Ｄ変換器２３での遅延時間を考慮すると、入力切替回路２１における切り替えのタイミングと振分回路２４における振り分けのタイミングとは必ずしも一致している必要はなく、例えば振分回路２４の振り分けのタイミングを入力切替回路２１の切り替えのタイミングに対して上記の遅延時間に応じた時間だけ遅らせても良い。
【００２８】
ディジタル信号処理回路２６は、ヒルベルト変換器４１，４２を備えており、振分回路２４で振り分けられたディジタル信号Ｄ１，Ｄ２の各々に対してヒルベルト変換を行う。ヒルベルト変換器４１は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ４１ａ，４１ｂを備えている。ＦＩＲフィルタ４１ａは、入力されるディジタル信号Ｄ１を同相のディジタル信号に変換する同相ディジタルフィルタであり、Ａ・sin（ωｔ）なる形のディジタル信号Ｄ１１を出力する。また、ＦＩＲフィルタ４１ｂは、ディジタル信号Ｄ１を位相が９０°異なるディジタル信号に変換する移相フィルタであり、Ａ・cos（ωｔ）なる形のディジタル信号Ｄ１２を出力する。尚、上記の変数Ａは振幅であり、変数ωは角速度、変数ｔは時間である。
【００２９】
また、ヒルベルト変換器４２は、ＦＩＲフィルタ４２ａ，４２ｂを備えている。ＦＩＲフィルタ４２ａは、ＦＩＲフィルタ４１ａと同様に、入力されるディジタル信号Ｄ２を同相のディジタル信号に変換する同相ディジタルフィルタであり、Ｂ・sin（ωｔ＋φ）なる形のディジタル信号Ｄ２１を出力する。また、ＦＩＲフィルタ４２ｂは、ＦＩＲフィルタ４１ｂと同様に、ディジタル信号Ｄ２を位相が９０°異なるディジタル信号に変換する移相フィルタであり、Ｂ・cos（ωｔ＋φ）なる形のディジタル信号Ｄ２２を出力する。尚、上記の変数Ｂは振幅であり、変数φは位相ωｔとの位相差である。
【００３０】
周波数測定回路２７は、上流側センサ１２から出力される検出信号Ｓ１に基づいてチューブＴの振動周波数ｆ０を測定し、その測定結果を検出信号Ｊ１として出力する。尚、周波数測定回路２７は、下流側センサ１３から出力される検出信号Ｓ２に基づいて振動周波数ｆ０を測定しても良い。Ａ／Ｄ変換器２８は、温度センサ１４から出力される検出信号Ｓ３に対してディジタル変換処理を施し、ディジタル信号の検出信号Ｊ２を出力する。
【００３１】
ＣＰＵ２９は、ディジタル信号処理回路２６からのディジタル信号Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２、周波数測定回路２７からの検出信号Ｊ１、及びＡ／Ｄ変換器２８からの検出信号Ｊ２を入力としており、上流側センサ１２からの検出信号Ｓ１及び下流側センサ１３からの検出信号Ｓ２の位相差を求めてチューブＴを流れる流体の質量流量を求める。尚、ＣＰＵ２９が所定の変換プログラムを実行することにより、ＣＰＵ２９には図１に示す位相演算部２９ａ，２９ｂ、減算部２９ｃ、及び位相補正部２９ｄが実現される。
【００３２】
位相演算部２９ａは、ディジタル信号処理回路２６から出力されるディジタル信号Ｄ１１，Ｄ１２の比率（Ａ・sin（ωｔ）／Ａ・cos（ωｔ）＝tan（ωｔ））を演算し、上流側センサ１２で検出される検出信号Ｓ１の位相θ１（＝ωｔ）を求める。位相演算部２９ｂは、ディジタル信号処理回路２６から出力されるディジタル信号Ｄ２１，Ｄ２２の比率（Ｂ・sin（ωｔ＋φ）／Ｂ・cos（ωｔ＋φ）＝tan（ωｔ＋φ））を演算し、下流側センサ１３で検出される検出信号Ｓ２の位相θ２（＝ωｔ＋φ）を求める。減算部２９ｃは、位相演算部２９ａで求められた位相θ１と位相演算部２９ｂで求められた位相θ２との位相差φを求める。
【００３３】
位相補正部２９ｄは、Ａ／Ｄ変換器２３における検出信号Ｓ１に対するサンプリングタイミングと検出信号Ｓ２に対するサンプリングタイミングとのずれに応じて、減算部２９ｃで求められた位相差φの補正処理を行って検出信号Ｓ１と検出信号Ｓ２との位相差φ′を求める。つまり、本実施形態においては、入力切替回路２１を設けて検出信号Ｓ１と検出信号Ｓ２とを切り替えながらＡ／Ｄ変換器２３でサンプリングを行っているため、検出信号Ｓ１，Ｓ２は同時にサンプリングされず、サンプリングタイミングにずれが生じている。このサンプリングタイミングのずれに起因する位相ずれを除去するために、減算器２９ｃで求められた位相差φを補正して検出信号Ｓ１と検出信号Ｓ２との位相差φ′を求めている。
【００３４】
具体的には、検出信号Ｓ１，Ｓ２のサンプリングのタイミングずれをΔＴとすると、位相補正部２９ｄは、減算部２９ｃで求められた位相差φに対して、ΔＴ×ｆ０×２πを補正（加算又は減算等）することによって、サンプリングタイミングのずれに起因する位相ずれを補償する。尚、上記式中のｆ０は、周波数測定回路２７で測定される振動周波数である。尚、図４に示すタイミングで検出信号Ｓ１，Ｓ２をサンプリングした場合には、ΔＴ＝（Ｔ１／２）であり、図５に示すタイミングで検出信号Ｓ１，Ｓ２をサンプリングした場合には、ΔＴ＝ｇ１である。
【００３５】
また、ＣＰＵ２９は、周波数測定回路２７から出力される検出信号Ｊ１（振動周波数ｆ０）とＡ／Ｄ変換器２８から出力される検出信号Ｊ２（温度Ｔｅ）とを用いて以下に示す密度信号Ｄを求める。
Ｄ＝Ｋ１（ｆ０２−ｆｖ２）／ｆｖ２
但し、上記式中のｆｖは以下の式で表される。
ｆｖ＝ｆ０＋Ｋ２・Ｔｅ
尚、上記式中における変数Ｋ１，Ｋ２は、所定の定数である。
【００３６】
そして、ＣＰＵ２９は、以下の式を用いて質量流量Ｑを求める。
Ｑ＝ｆ（Ｔｅ）・ｆ（Ｄ）・tanφ′／ｆ０
尚、上記式中におけるｆ（Ｔｅ）は温度の補正項であり、ｆ（Ｄ）は密度の補正項である。
【００３７】
出力回路３０ａ，３０ｂは、ＣＰＵ２９で求められた質量流量Ｑを外部に出力する回路であり、表示器３１はその値を表示するものである。また、駆動回路３２は、上流側センサ１２から出力される検出信号Ｓ１から駆動信号ＤＲ１を生成して駆動コイルＤＬに出力することにより、チューブＴをその固有振動数ｆ０で振動させる。尚、駆動回路３２は、下流側センサ１３から出力される検出信号Ｓ２から駆動信号ＤＲ１を生成しても良い。ＲＴＤ駆動回路３３は、流体の温度を測定するために、測温抵抗体Ｒ１に対する動作電流を駆動信号ＤＲ２として供給する。
【００３８】
上記構成において、変換部２０の駆動回路３２及びＲＴＤ駆動回路３３から駆動信号ＤＲ１，ＤＲ２がそれぞれ検出部１０に出力されると、加振器１１によってチューブＴが駆動されて固有振動数ｆ０で振動するとともに、温度センサ１４でチューブＴを流れる流体の温度が測定される。また、上流側センサ１２及び下流センサ１３でチューブＴの上流側及び下流側の振動が検出される。上流側センサ１２及び下流センサ１３の検出結果は検出信号Ｓ１，Ｓ２として変換部２０にそれぞれ出力され、温度センサ１４の検出結果は検出信号Ｓ３として変換部２０に出力される。
【００３９】
検出部１０からの検出信号Ｓ１，Ｓ２は、入力切替回路２１の入力端２１ａ，２１ｂにそれぞれ入力され、入力切替回路２１の切り替えによって交互に出力される。入力切替回路２１から出力された検出信号Ｓ１又は検出信号Ｓ２は、入力バッファ２２に入力されてノイズ除去及び増幅が行われた後にＡ／Ｄ変換器２３に入力してサンプリングされる。例えば、検出信号Ｓ１は、図４に示した時刻ｔ１１，ｔ１２，ｔ１３，ｔ１４，ｔ１５，…毎にサンプリング周期Ｔ１でサンプリングされ、検出信号Ｓ２は、図４に示した時刻ｔ２１，ｔ２２，ｔ２３，ｔ２４，ｔ２５，…毎にサンプリング周期Ｔ１でサンプリングされてディジタル信号に変換される。或いは、検出信号Ｓ１は、図５に示した時刻ｔ３１，ｔ３２，ｔ３３，ｔ３４，ｔ３５，…毎にサンプリング周期Ｔ１でサンプリングされ、検出信号Ｓ２は、図５に示した時刻ｔ４１，ｔ４２，ｔ４３，ｔ４４，ｔ４５，…毎にサンプリング周期Ｔ１でサンプリングされてディジタル信号に変換される。
【００４０】
Ａ／Ｄ変換器２３で変換されたディジタル信号は、振分回路２４において入力切替回路２１の切り替え方に応じて振り分けられる。具体的には、検出信号Ｓ１に関するディジタル信号が出力端２４ｂからディジタル信号Ｄ１として出力され、検出信号Ｓ２に関するディジタル信号が出力端２４ｃからディジタル信号Ｄ２として出力されるよう振り分けられる。
【００４１】
振分回路２４から出力されたディジタル信号Ｄ１，Ｄ２はディジタル信号処理回路２６のヒルベルト変換器４１，４２にそれぞれ入力する。そして、ヒルベルト変換器４１，４２の各々においてディジタル信号Ｄ１，Ｄ２に対するヒルベルト変換処理がそれぞれ行われることにより、ヒルベルト変換器４１からはディジタル信号Ｄ１１，Ｄ１２が出力され、ヒルベルト変換器４２からはディジタル信号Ｄ２１，Ｄ２２が出力される。
【００４２】
ディジタル信号処理回路２６から出力されたディジタル信号Ｄ１１，Ｄ１２がＣＰＵ２９に入力されると位相演算部２９ａで検出信号Ｓ１の位相θ１が求められ、また、ディジタル信号処理回路２６から出力されたディジタル信号Ｄ２１，Ｄ２２がＣＰＵ２９に入力されると位相演算部２９ｂで検出信号Ｓ２の位相θ２が求められる。位相θ１，θ２が得られると、減算部２９ｃにおいてこれらの差（位相差）が演算された後に、位相補正部２９ｄで補正処理が行われて検出信号Ｓ１と検出信号Ｓ２との位相差φ′が求められる。
【００４３】
以上の処理が終了すると、周波数測定回路２７で測定されるチューブＴの振動周波数ｆ０と温度センサ１４で検出される流体の温度Ｔｅとを用いて密度信号Ｄが求められ、更に、位相補正部２９ｄで求められた検出信号Ｓ１と検出信号Ｓ２との位相差φ′を用いてチューブＴを流れる流体の質量流量Ｑが求められる。ここで、求められた質量流量は、出力回路３０ａ，３０ｂから外部に出力され、或いは表示器３１に表示される。
【００４４】
以上説明した通り、本実施形態によれば、上流側センサ１２からの検出信号Ｓ１と下流側センサ１３からの検出信号Ｓ２とを入力切替回路２１で切り替え、入力切替回路２１からの検出信号を入力バッファ２２で受信した後にＡ／Ｄ変換器２３でディジタル信号に変換し、変換されたディジタル信号を入力切替回路２１の切り替え方に応じて振分回路２４で振り分けている。このため、複数の入力バッファを備える場合に必要であったゼロ点補償処理が不要になって連続的な質量流量の測定が可能になるため、質量流量の測定を高い精度をもって安定して行うことができる。また、本実施形態では、検出信号Ｓ１，Ｓ２とを同時にサンプリングする必要がないことから、Ａ／Ｄ変換器２３として１つのアナログ入力型の安価なものを用いることができ、コリオリ質量流量計のコストを低減することもできる。
【００４５】
以上、本発明の実施形態によるコリオリ質量流量計について説明したが、本発明は上述した実施形態に制限されることなく、本発明の範囲内で自由に変更が可能である。例えば、上記実施形態においては、振分回路２４としてデマルチプレクサを用いる場合を例に挙げて説明したが、振分回路２４としてメモリを用いることができる。メモリを用いる場合には、Ａ／Ｄ変換器２３から出力されるディジタル信号を連続するアドレスに順次記憶し、例えば偶数アドレスに記憶されているディジタル信号と奇数アドレスに記憶されているディジタル信号とを個別に読み出せば振り分けを行うことができる。
【００４６】
また、上記実施形態においては、説明を簡単にするために、チューブＴが支持部材ＳＰ１，ＳＰ２によって支持された直管型のものである場合を例に挙げて説明した。しかしながら、本発明はチューブＴが直管型のものに限られる訳ではなく、Ｕ字管型のものにも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の一実施形態によるコリオリ質量流量計の要部構成を示すブロック図である。
【図２】検出部１０の構成を示す構成図である。
【図３】チューブＴの振動モードの一例を示す図である。
【図４】検出信号Ｓ１，Ｓ２に対するサンプリングタイミングの一例を示す図である。
【図５】検出信号Ｓ１，Ｓ２に対するサンプリングタイミングの一例を示す図である。
【符号の説明】
【００４８】
１                コリオリ質量流量計
１２              上流側センサ
１３              下流側センサ
２１              入力切替回路
２１ａ，２１ｂ    入力端
２２              入力バッファ
２２ａ            ＲＣフィルタ
２２ｂ            アンプ回路
２３              Ａ／Ｄ変換器
２４              振分回路
２６              ディジタル信号処理回路
２９              ＣＰＵ
２９ｄ            位相補正部
Ｓ１，Ｓ２        検出信号
Ｔ                チューブ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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