(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナで受信したＲＦ信号を増幅する前段可変利得アンプと、
前記前段可変利得アンプの出力信号を低域周波数信号に変換出力する周波数変換器と、  前記低域周波数信号から受信チャンネル帯域の周波数成分を選択的に取り出して出力するフィルタ部と、
前記フィルタ部の出力信号を増幅する後段可変利得アンプと、
前記周波数変換器の出力振幅が目標値に近づくように前記前段可変利得アンプの利得を調整する前段アンプ制御部と、
前記後段可変利得アンプの出力振幅が目標値に近づくように前記後段可変利得アンプの利得を調整する後段アンプ制御部と、
前記ＲＦ信号に含まれる所定の周波数帯域の信号を通過させるＲＦフィルタと、
前記前段可変利得アンプの利得と前記後段可変利得アンプの利得とに基づいて、妨害波の有無と電界強度の強弱との少なくとも一方を受信状況として把握し、把握した結果に基づいて、受信装置内部の各部の動作電流の少なくとも一つおよび前記ＲＦフィルタの中間周波数を制御する適応制御部と、を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
アンテナで受信したＲＦ信号を増幅する前段可変利得アンプと、
前記前段可変利得アンプの出力信号を低域周波数信号に変換出力する周波数変換器と、  前記低域周波数信号から受信チャンネル帯域の周波数成分を選択的に取り出して出力するフィルタ部と、
前記フィルタ部の出力信号を増幅する後段可変利得アンプと、
前記周波数変換器の出力振幅が目標値に近づくように前記前段可変利得アンプの利得を調整する前段アンプ制御部と、
前記後段可変利得アンプの出力振幅が目標値に近づくように前記後段可変利得アンプの利得を調整する後段アンプ制御部と、
前記ＲＦ信号に含まれる所定の周波数帯域の信号を通過させるＲＦフィルタと、
前記前段可変利得アンプの利得、前記後段可変利得アンプの利得および前記後段可変利得アンプの出力信号振幅に基づいて、妨害波の有無と電界強度の強弱との少なくとも一方を受信状況として把握し、把握した結果に基づいて、受信装置内部の各部の動作電流の少なくとも一つおよび前記ＲＦフィルタの中間周波数を制御する適応制御部と、を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項３】
前記後段可変利得アンプの出力信号をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記デジタル値に基づいて復調処理を行うデジタル復調器と、を備え、
前記適応制御部は、前記デジタル値に基づいて前記受信状況を把握することを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
アナログテレビジョン放送やデジタルテレビジョン放送などの受信に用いることが可能な受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ワンセグ放送の普及に伴って、携帯電話等の小型の電子機器の内部にテレビジョン（以下、ＴＶ）受信用の受信装置を内蔵する例が増えてきた。この種の受信装置を内蔵する電子機器は、電池で駆動しているものがほとんどであり、受信装置の消費電力をできる限り減らすことが重要である。
【０００３】
受信装置を半導体チップで実現して消費電力の削減を図った例が提案されている（非特許文献１参照）。この非特許文献１に記載の受信装置は、受信状況を自動的に判別して、受信状況に応じてチューナ部のアナログ信号処理回路内の各回路定数を最適な値に制御している。
【０００４】
しかしながら、受信状況を精度よく判別するには、数百ミリ秒から数秒の時間が必要になり、時間応答性がよくないという問題がある。また、デジタル復調後の信号を用いて受信状況を判別する場合には、デジタル復調処理に時間がかかることから、迅速に受信状況を判別できないという問題がある。
【非特許文献１】http://pc.watch.impress.co.jp/docs/2007/0214/isscc03.htm
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、時間応答性に優れて、消費電力を削減でき、かつ妨害波耐性が高くて、受信率向上が図れる受信装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一態様によれば、アンテナで受信したＲＦ信号を増幅する前段可変利得アンプと、
前記前段可変利得アンプの出力信号を低域周波数信号に変換出力する周波数変換器と、  前記低域周波数信号から受信チャンネル帯域の周波数成分を選択的に取り出して出力するフィルタ部と、
前記フィルタ部の出力信号を増幅する後段可変利得アンプと、
前記周波数変換器の出力振幅が目標値に近づくように前記前段可変利得アンプの利得を調整する前段アンプ制御部と、
前記後段可変利得アンプの出力振幅が目標値に近づくように前記後段可変利得アンプの利得を調整する後段アンプ制御部と、
前記ＲＦ信号に含まれる所定の周波数帯域の信号を通過させるＲＦフィルタと、
前記前段可変利得アンプの利得と前記後段可変利得アンプの利得とに基づいて、妨害波の有無と電界強度の強弱との少なくとも一方を受信状況として把握し、把握した結果に基づいて、受信装置内部の各部の動作電流の少なくとも一つおよび前記ＲＦフィルタの中間周波数を制御する適応制御部と、を備えることを特徴とする受信装置が適用される。
【０００７】
また、本発明の一態様によれば、アンテナで受信したＲＦ信号を増幅する前段可変利得アンプと、
前記前段可変利得アンプの出力信号を低域周波数信号に変換出力する周波数変換器と、  前記低域周波数信号から受信チャンネル帯域の周波数成分を選択的に取り出して出力するフィルタ部と、
前記フィルタ部の出力信号を増幅する後段可変利得アンプと、
前記周波数変換器の出力振幅が目標値に近づくように前記前段可変利得アンプの利得を調整する前段アンプ制御部と、
前記後段可変利得アンプの出力振幅が目標値に近づくように前記後段可変利得アンプの利得を調整する後段アンプ制御部と、
前記ＲＦ信号に含まれる所定の周波数帯域の信号を通過させるＲＦフィルタと、
前記前段可変利得アンプの利得、前記後段可変利得アンプの利得および前記後段可変利得アンプの出力信号振幅に基づいて、妨害波の有無と電界強度の強弱との少なくとも一方を受信状況として把握し、把握した結果に基づいて、受信装置内部の各部の動作電流の少なくとも一つおよび前記ＲＦフィルタの中間周波数を制御する適応制御部と、を備えることを特徴とする受信装置が適用される。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、時間応答性に優れて、消費電力を削減でき、かつ妨害波耐性が高くて、受信率を向上可能な受信装置が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
【００１０】
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図であり、ＴＶの放送波を受信するものである。図１の受信装置は、アンテナ１に接続される前段可変利得アンプ２と、その後段に接続される周波数変換部３と、その後段に接続されるフィルタ部４と、その後段に接続される後段可変利得アンプ５と、後段可変利得アンプ５の出力信号をデジタル値に変換する第１のＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ１）６と、前段可変利得アンプ２の利得を調整する前段アンプ制御部（ＲＦＡＧＣ）７と、前段アンプ制御部７の出力信号をデジタル値に変換する第２のＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ２）８と、後段可変利得アンプ５の利得を調整する後段アンプ制御部（Ｃｔｒｌ）９と、受信状況に応じて受信装置内の各部の動作を最適化する適応制御部１０と、第１のＡ／Ｄ変換器６から出力されるデジタル値に基づいて復調処理を行うデジタル復調部１１とを備えている。
【００１１】
前段可変利得アンプ２は、高周波フィルタ（ＲＦフィルタ）１２が取り付けられたローノイズアンプ（ＬＮＡ）１３と、ゲインコントロールアンプ（ＲＦＧＣＡ）１４とを有する。
【００１２】
周波数変換部３は、ミキサー（ＭＩＸＥＲ）１５で構成され、分周器（ＤＩＶ）１６と、電圧制御型発振器（ＶＣＯ）１７と、ＰＬＬ回路１８とで生成された局部発振信号を受ける。ＶＣＯ１７とＰＬＬ回路１８で生成された発振信号を分周器１６で分周することにより、局部発振信号が生成される。
【００１３】
以下、図１の受信装置の動作を説明する。アンテナ１で受信したＲＦ（高周波）帯域の放送波信号（日本のＴＶのＶＨＦ帯とＵＨＦ帯では９０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）がＬＮＡ１３に入力される。ＬＮＡ１３に付属のＲＦフィルタ１２は、受信したい周波数近傍の信号成分だけを通過させる。ＬＮＡ１３は、受信信号を１０〜２０ｄＢ程度増幅してＲＦＧＣＡ１４に供給する。
【００１４】
図２（ａ）はＲＦフィルタ１２の特性の一例を示す図であり、横軸は周波数、縦軸は利得である。図示のように、ＲＦフィルタ１２は、中心周波数で最も利得が大きくなる狭帯域の通過特性を持つ。
【００１５】
ＲＦＧＣＡ１４は、前段アンプ制御部７から供給される利得制御電圧により、入力信号の利得を制御する。図２（ｂ）は前段可変利得アンプ２の制御特性の一例を示す図であり、横軸は利得制御電圧レベル、縦軸は利得を表している。図示のように、利得制御電圧に応じて利得は線形に変化する。
【００１６】
ＲＦＧＣＡ１４の出力信号はミキサー１５に入力される。ミキサー１５は、ＲＦＧＣＡ１４の出力信号を分周器１６で生成した局部発振信号と混合して、両信号の和と差の周波数成分を生成してフィルタ部４に供給する。
【００１７】
フィルタ部４内の中間周波用バンドパスフィルタ（ＩＦＢＰＦ）２１は、ミキサー１５の出力信号の中から、受信ＩＦ信号（ワンセグの場合は５００ｋＨｚを中心とする４２９ｋＨｚ幅）のみを選択する。ミキサー１５で生成された和と差の成分のうち、和の成分はＩＦＢＰＦ２１のバンドパス特性の通過帯域外であるため除去され、差の成分の内で不要となるイメージ信号成分はＩＦＢＰＦ２１のイメージリジェクション機能を利用して除去される。
【００１８】
図２（ｃ）はＩＦＢＰＦ２１の周波数特性の一例を示す図であり、横軸は周波数、縦軸は利得を表している。図示のように、受信信号帯域のみに利得が設定されており、受信信号帯域の信号成分のみを通過させる。ＩＦＢＰＦ２１を通過したＩＦ信号は後段可変利得アンプ５に供給される。
【００１９】
後段可変利得アンプ５内のＩＦゲインコントロールアンプ（ＩＦＧＣＡ）２２は、後段アンプ制御部９で生成されたデジタル値により利得が制御される。これにより、ＩＦＧＣＡ２２は、所望の増幅度でＩＦ信号を増幅して第１のＡ／Ｄ変換器６に供給する。
【００２０】
図２（ｄ）は後段可変利得アンプ５の制御特性の一例を示す図であり、横軸はＩＦＧＣＡ２２のデジタル利得設定値、縦軸は利得である。
【００２１】
図１の受信装置は、２系統のＡＧＣ（Auto Gain Control）ループを有する。一つはＲＦＡＧＣループである。前段アンプ制御部７でミキサー１５の出力信号振幅を検知し、予め設定している目標値と比較する。両者に差異があれば、前段アンプ制御部７は、ミキサー１５の出力信号振幅が目標値に近づくように利得制御電圧を調整して、ＲＦＧＣＡ１４に供給する。もう一つは、ＩＦＧＣＡ２２ループである。後段アンプ制御部９は、第１のＡ／Ｄ変換器６から出力されたデジタル値を用いて、ＩＦＧＣＡ２２から出力されたＩＦ信号を検知し、ＩＦ信号の信号振幅が目標値に近づくようにデジタル利得設定値を生成して、ＩＦＧＣＡ２２に供給する。
【００２２】
本実施形態は、適応制御部１０を設けた点に最大の特徴がある。適応制御部１０の入力信号と出力信号はいずれもデジタル値であり、適応制御部１０はデジタル信号処理を行う。適応制御部１０は、ＲＦＧＣＡ１４のディレイポイント制御、ＲＦフィルタ１２制御、および受信装置内の各部の電流制御などを行う。
【００２３】
適応制御部１０の入力信号は、前段アンプ制御部７が生成したＲＦＧＣＡ１４用の利得制御電圧を第２のＡ／Ｄ変換器８でデジタル変換したデジタル値と、後段アンプ制御部９が生成したＩＦＧＣＡ２２用のデジタル利得設定値と、ＩＦ信号を第１のＡ／Ｄ変換器６でデジタル変換したＩＦ信号レベル値とを含んでいる。
【００２４】
適応制御部１０の出力信号は、ＬＮＡ１３、ＲＦＧＣＡ１４、ミキサー１５およびＩＦＢＰＦ２１の動作電流を増減させるための信号と、ＲＦＧＣＡ１４のディレイポイントを設定するためのＲＦＡＧＣ基準レベル信号と、ＲＦフィルタ１２の通過中心周波数を設定する信号とを含んでいる。
【００２５】
適応制御部１０の大まかな動作を説明すると、上述した３種類の入力信号を用いて、妨害波の有無の判定と電界強度の判定とを行い、これら２つの判定結果に基づいて、受信装置内の各部の動作電流を制御する信号と、ＲＦＧＣＡ１４のディレイポイントを制御する信号と、ＲＦフィルタ１２の通過中心周波数とを制御する信号とを生成する。
【００２６】
以下、妨害波について説明する。アンテナ１で受信されたＲＦ信号には、受信チャネルの信号である受信波（所望波とも呼ぶ）の他に、受信チャネルとは無関係の妨害波が含まれている。ＵＨＦ帯の受信であれば、４７０〜７７０ＭＨｚに存在する受信チャネル以外の放送波はすべて妨害波である。妨害波は通常複数の周波数成分を含んでいるが、各周波数成分の信号振幅を加算して一つにまとめて考えることにする。本実施形態では、受信波と妨害波の２波を取り扱う。
【００２７】
図１の受信装置では、ミキサー１５までは受信波と妨害波が同時に伝達される。ミキサー１５で低域変換した信号成分にも、受信波と妨害波が含まれている。したがって、前段アンプ制御部７は、受信波と妨害波の加算信号、簡単に言うと、受信波と妨害波の大きい方の信号振幅を検波する。ＲＦＡＧＣループは、受信波と妨害波の大きい方の振幅値が目標振幅値となるようにフィードバック制御を行う。
【００２８】
図３は前段アンプ制御部７が出力した利得制御電圧を第２のＡ／Ｄ変換器８でデジタル変換したデジタル値の特性を示すグラフである。図３の横軸はＲＦフィルタ１２に入力される所望の受信波レベル［ｄＢｍ］、縦軸は利得制御電圧のデジタル値である。
【００２９】
図３には、レベルが異なる１１種類の妨害波に対応する特性グラフが図示されている。妨害波が存在しない場合は、図示のグラフｇ１であり、妨害波が増えるに従ってデジタル値が小さくなる。
【００３０】
受信信号がミキサー１５とＩＦＢＰＦ２１を通過すると、ＩＦＢＰＦ２１の周波数選択性により、受信信号に含まれる所望の受信波の低域ＩＦ帯変換波のみがＩＦ信号として後段側に送られる。したがって、妨害波の成分は、ＩＦＢＰＦ２１の入力部まで存在し、ＩＦＢＰＦ２１の出力部では除去されることになる。例えば、妨害波が受信波より大きい場合には、ＩＦＢＰＦ２１の入力部では妨害波が主成分であり、受信波成分は相対的に小さい。この場合、ＩＦＢＰＦ２１の出力部の受信波成分も相対的に小さい。このため、ＩＦＧＣＡ２２の利得を大きくして、目標のＩＦ信号レベルまで信号振幅を持ち上げることになる。妨害波が大きい状況では、ＩＦＧＣＡ２２の利得を最大まで上げても、ＩＦ信号出力の振幅は目標値よりも小さいこともありうる。
【００３１】
図４はＩＦＧＣＡ２２のデジタル利得設定値の特性を示すグラフであり、横軸はＲＦフィルタ１２に入力される所望の受信波レベル［ｄＢｍ］、縦軸はＩＦＡＧＣのデジタル利得設定値である。妨害波が存在しない場合は、図示のグラフｇ２であり、妨害波が増えるに従って、グラフは右の方にずれる。
【００３２】
図５はＩＦＧＣＡ２２から出力されるＩＦ信号を第１のＡ／Ｄ変換器６でデジタル変換した後のデジタルＩＦ信号の特性を示すグラフである。図５の横軸はＲＦフィルタ１２に入力される所望の受信波レベル［ｄＢｍ］、縦軸はデジタルＩＦ信号である。妨害波が存在しない場合は、図示のグラフｇ３であり、デジタルＩＦ信号のレベルはほとんど変化しない。妨害波が増えるに従って、グラフは右の方にずれる。
【００３３】
なお、図５において、グラフｇ３の近傍でレベルが若干変動しているが、これは量子化誤差によるものである。
【００３４】
図３〜図５から明らかなように、妨害波の有無によってグラフが変化する。また、図３〜図５の特性を利用すると、電界強度の判定も行うことができる。
【００３５】
図６は適応制御部１０が行う妨害判定と電界判定の処理手順の一例を示すフローチャートである。まず、ＲＦＡＧＣループにおける前段可変利得アンプ２の利得の傾きｇｒｆａと基準利得の切片ｇｒｆｂを用いて、利得制御電圧のデジタル値ｎｒｆを前段可変利得アンプ２の利得ｇｒｆに変換し、ミキサー１５の出力部でのＲＦ系の振幅目標値ｌｍｉｘを設定する（ステップＳ１）。
【００３６】
次に、ＩＦＡＧＣループにおける後段可変利得アンプ５の利得の傾きｇｉｆａと基準利得の切片ｇｉｆｂを用いて、デジタル利得設定値ｎｉｆを後段可変利得アンプ５の利得ｇｉｆに変換する（ステップＳ２）。
【００３７】
ミキサー１５の出力レベルｌｍｉｘから前段可変利得アンプ２の利得ｇｒｆを差し引くことにより、ＲＦ系から算出したＲＦ入力レベルｌｉｎｒｆを算出する（ステップＳ３）。ｌｉｎｒｆは以下の（１）式で表される。
ｌｉｎｒｆ＝ｌｍｉｘ−ｇｒｆ  …（１）
【００３８】
次に、デジタルＩＦ信号レベルｌｉｆから、前段可変利得アンプ２の利得ｇｒｆと後段可変利得アンプ５の利得ｇｉｆの和を差し引くと、ＩＦ信号側から算出したＲＦ入力レベルｌｉｎｉｆを算出できる（ステップＳ４）。ｌｉｎｉｆは以下の（２）式で表される。
ｌｉｎｉｆ＝ｌｉｆ−（ｇｒｆ＋ｇｉｆ）  …（２）
【００３９】
妨害波が受信波より大きい場合、ｌｉｎｒｆは妨害波の影響を強く受ける。一方、ｌｉｎｉｆは妨害波の影響を受けない。したがって、妨害波が受信波より大きい場合、上記２つのＲＦ入力レベルｌｉｎｒｆとｌｉｎｉｆの差は、妨害波と受信波のレベル差に他ならない。これをＤＵ比（Ｄ：desire、Ｕ：undesire）と呼び、ｒｄｕで表す（ステップＳ５）。ｒｄｕは以下の（３）式で表される。
ｒｄｕ＝ｌｉｎｉｆ−ｌｉｎｒｆ  …（３）
【００４０】
ｒｄｕは、妨害波が存在するときに負の値になる。ｒｄｕの値によって妨害波が存在するか否かを判別することができる。具体的には、ｒｄｕを妨害判定閾値ｔｈｄｕと比較し（ステップＳ６）、ｒｄｕがｔｈｄｕより小さければ妨害波が存在すると判断し、変数ｂｏｕｇａｉを「有」に設定する（ステップＳ７）。一方、ｒｄｕがｔｈｄｕ以上であれば、妨害波は存在しないと判断し、変数ｂｏｕｇａｉを「無」に設定する（ステップＳ８）。
【００４１】
一方、電界強度は、妨害波を含んだＲＦ入力レベルｌｉｎｒｆにて判別することができる。具体的には、ｌｉｎｒｆが弱電界閾値ｔｈｌ以下の場合には弱電界と判定し（ステップＳ９、Ｓ１０）、ｌｉｎｒｆが強電界閾値ｔｈｈより大きい場合には強電界と判定し（ステップＳ１１，Ｓ１２）、それ以外のときを中電界と判定する（ステップＳ１３）。このように、変数ｄｅｎｋａｉは「弱」、「中」、「強」の３通りの値を取る。
【００４２】
図７はＲＦ系から算出したＲＦ入力レベルｌｉｎｒｆの特性グラフであり、横軸はＲＦフィルタ１２に入力される所望の受信波レベル［ｄＢｍ］、縦軸はｌｉｎｒｆ［ｄＢｍ］である。図示のグラフｇ４は妨害波無しの場合の特性であり、妨害波が増えるに従ってグラフは上の方にずれる。
【００４３】
図８はＩＦ信号側から算出したＲＦ入力レベルｌｉｎｉｆの特性グラフであり、横軸はＲＦフィルタ１２に入力される所望の受信波レベル［ｄＢｍ］、縦軸はｌｉｎｉｆ［ｄＢｍ］である。図示のグラフｇ５は妨害波無しの場合の特性であり、妨害波が増減してもグラフはほとんど変化しない。
【００４４】
図９は図６のステップＳ５で算出したＤＵ比ｒｄｕの特性グラフであり、横軸はＲＦフィルタ１２に入力される所望の受信波レベル［ｄＢｍ］、縦軸はｒｄｕ「ｄＢｍ］である。図示のグラフｇ６は妨害波無しの場合の特性であり、妨害波が増えるに従ってグラフは下の方にずれる。
【００４５】
上述した図３〜図５と図７〜図９はいずれも、図１の受信装置をモデル化して動作シミュレーションを行って得られたものである。
【００４６】
適応制御部１０は、妨害波の有無と電界強度の強弱を判定するだけでなく、ＲＦＧＣＡ１４のディレイポイントの変更制御とＲＦフィルタ１２の中心周波数の変更制御も行う。図６のフローチャートには、ディレイポイントの変更制御とＲＦフィルタ１２の中心周波数の変更制御の処理手順も示している（ステップＳ１４以降）。
【００４７】
図１０は適応制御部１０の制御パターンをまとめた図である。図１０では、ディレイポイントを「ＤＰ」と略記し、ＲＦフィルタ１２特性を「ＦＩＬ」と略記している。
【００４８】
図１０に示すように、適応制御部１０は、図６のステップＳ１〜Ｓ１３の処理により判別された妨害波の有無と電界強度の強弱により、受信装置内の各部に流す動作電流と、ＲＦＧＣＡ１４のディレイポイント変更制御と、ＲＦフィルタ１２の中心周波数の変更制御とを行う。
【００４９】
ここで、ディレイポイントとは、ＲＦＧＣＡ１４の利得を下げ始める入力レベルのことであり、妨害波が存在する場合にはディレイポイントを大きい方にずらすことにより、受信波がより小さくても受信可能になることが知られている。これは、ＲＦＡＧＣループが妨害波の振幅に反応して、ミキサー１５までの前段可変利得アンプ２の利得を必要以上に低下させてしまう性質による。
【００５０】
例えば、ミキサー１５出力の目標振幅が（−１６ｄＢｍ）で、ＬＮＡ１３とＲＦＧＣＡ１４を合わせた最大ゲインが４４ｄＢであれば、ディレイポイント値は（−１６ｄＢｍ−４４ｄＢ＝−６０ｄＢｍ）となる。妨害波（−５５ｄＢｍ）と受信波（−９５ｄＢｍ）が入力された場合には、ＲＦＧＣＡ１４で（−５５ｄＢｍ−（−６０ｄＢｍ）＝５ｄＢ）だけ利得が圧縮され、受信波は等価的には、（−９５ｄＢｍ−５ｄＢｍ＝−１００ｄＢｍ）入力相当となり、受信可能限界が（−９８ｄＢｍ）ならば、受信不可となる。
【００５１】
ミキサー１５出力の目標振幅を１０ｄＢ大きくして（−６ｄＢｍ）に変更すると、ディレイポイント値は（−５０ｄＢｍ）となり、同じく妨害波（−５５ｄＢｍ）と受信波（−９５ｄＢｍ）が入力されたときに、ＲＦＧＣＡ１４で利得が圧縮されることなく、最大利得で動作し、受信波は（−９５ｄＢｍ）そのままの等価信号レベルで通過し、受信が可能になる。
【００５２】
ただし、ディレイポイントは、単に大きくすればよいわけではなく、受信装置内部の各部の歪み性能とトレードオフで設定する必要がある。適応制御部１０は、前段ゲイン制御部に対してＲＦＡＧＣ基準レベル信号を供給する。前段ゲイン制御部は、このＲＦＡＧＣ基準レベルに基づいて、ＲＦＧＣＡ１４のディレイポイントを設定するための利得制御電圧を生成する。
【００５３】
図６のステップＳ１４では、妨害波が存在し、かつＲＦ系の利得ｇｒｆが所定の閾値以下か否かを判定し、妨害波が存在して利得ｇｒｆが所定の閾値以下であればディレイポイント（ＤＰ）を「大」に設定するとともに、ＲＦフィルタ１２の中心周波数をシフトし（ステップＳ１５）、それ以外であればディレイポイントを「小」に設定して、ＲＦフィルタ１２の中心周波数のシフトは行わない（ステップＳ１６）。
【００５４】
一方、電界強度が「弱」か、または妨害波が「有」の場合には、動作電流を「大」に設定する（ステップＳ１７，Ｓ１８）。妨害波が「無」の場合には、電界強度が「強」か否かを判定し（ステップＳ１９）、「強」であれば動作電流を「中」に設定し（ステップＳ２０）、「強」でなければ動作電流を「小」に設定する（ステップＳ２１）。
【００５５】
図１０に示すように、妨害波が「無」と判定された場合には、電界強度にかかわらず、ディレイポイントを「小」に設定し、ＲＦフィルタ１２の中心周波数のシフトは行わない。ただし、弱電界の場合には、受信装置内の各部（ＬＮＡ１３、ＲＦＧＣＡ１４、ミキサー１５、ＩＦＢＰＦ２１など）に流す動作電流を増やす。動作電流を増やす理由は、各部の性能を最大限に発揮させて、低雑音かつ低歪みで、高利得の増幅性能を得る必要があるためである。
【００５６】
このように、適応制御部１０が受信装置内の各部の動作電流を制御するのは、各部での雑音の低下と歪みの削減を図るためである。
【００５７】
一方、妨害波が「無」で、中電界の場合は、受信装置内の全体にわたって、低雑音性能も低歪み性能もそれほど要求されない。このため、前段側のＬＮＡ１３およびＲＦＧＣＡ１４と後段側のミキサー１５およびＩＦＢＰＦ２１との両方とも、雑音性能と歪み性能が数ｄＢ程度の劣化に留まる範囲で動作電流を絞ることができる。したがって、この場合は、動作電流を「小」に設定する。
【００５８】
また、妨害波が「無」で、強電界の場合は、ミキサー１５までの前段側回路では、通過する信号レベルが大きいため、低歪み性能が要求され、動作電流は「大」に設定される。ミキサー１５以降の後段側回路では、適度の信号品質が得られるため、動作電流は「小」で足りる。このため、受信装置全体では、動作電流は「中」に設定される。
【００５９】
一方、妨害波が「有」と判定された場合は、電界強度にかかわらず、受信装置内の各部の動作電流を増やし、かつディレイポイントを「大」に設定し、かつＲＦフィルタ１２の中心周波数をシフトする。このような制御を行う理由は妨害波が存在する場合には、大きい妨害波と小さい受信波を同時に処理しなければならないため、低雑音で低歪みの性能が要求される。このため、動作電流を増やす必要がある。
【００６０】
ＲＦフィルタ１２の中心周波数ｆ０をシフトしない場合は、受信波の周波数が中心周波数ｆ０に一致する場合が最も信号通過ロスが小さく、受信感度が良好になる。したがって、適応制御部１０は、妨害波が存在しない場合には、ＲＦフィルタ１２の中心周波数をシフトさせない。
【００６１】
一方、妨害波が存在する場合は、妨害波と受信波のレベル差であるＤＵ比を等価的に大きくするのが有利であり、ＲＦフィルタ１２の中心周波数を受信波の周波数と意図的にずらすのが有効である。
【００６２】
図１１はＲＦフィルタ１２の通過特性の一例を示す図であり、中心周波数からの周波数偏位量と利得との関係を示している。図１１の特性のＲＦフィルタ１２を用いた場合に、受信波よりも４０ＭＨｚ高いところに、受信波よりも３０ｄＢ大きい妨害波が存在すると仮定する。ＲＦフィルタ１２の中心周波数が本来の受信波の周波数と同じであれば、入力ＤＵ比は（−３０ｄＢ）であるが、ＲＦフィルタ１２の通過後は、（−３０＋（０−（−１５））＝−１５ｄＢ）となる。
【００６３】
ＲＦフィルタ１２の特性を、（受信周波数−２０ＭＨｚ）が中心周波数になるように変更すれば、ＲＦフィルタ１２の通過後のＤＵ比は、（−３０＋（−５−（−３０））＝−５ｄＢ）となり、１０ｄＢ改善する。
【００６４】
なお、ＲＦフィルタ１２の中心周波数をシフトしすぎると、受信波のレベルが小さくなりすぎて受信不可になる。また、妨害波と受信波との周波数関係と信号レベル関係により、最適なシフト量が異なり、予測できないため、シフト量の候補を何種類か用意して、試行錯誤して最適なシフト量を選択する手法を併用するのが望ましい。
【００６５】
図１２はディレイポイントの制御とＲＦフィルタ１２の中心周波数のシフト量の制御の詳細を示す図であり、横軸は妨害波強度、縦軸は受信波強度である。図１２の「大」はディレイポイントを大きくして、ＲＦフィルタ１２の中心周波数をシフトさせることを示している。「小」はディレイポイントを小さくして、ＲＦフィルタ１２の中心周波数をシフトさせないことを示している。図１２を見ればわかるように、一般的な傾向として、適応制御部１０は、妨害波が大きくなるほどディレイポイントを大きくして、ＲＦフィルタ１２の中心周波数もシフトさせる。
【００６６】
図１３は受信装置内の各部の動作電流の制御の詳細を示す図であり、横軸は妨害波強度、縦軸は受信波強度である。図１３の「大」、「中」、「小」はそれぞれ、動作電流を大きく、中くらい、小さくすることを示している。図１３を見ればわかるように、一般的な傾向として、適応制御部１０は、受信波強度が小さい場合と妨害波強度が大きい場合は動作電流を大きくし、受信波強度が中くらいの場合は動作電流を小さくし、受信波強度が大きい場合は動作電流を中くらいに設定する。
【００６７】
このように、第１の実施形態では、ＲＦ系から算出したＲＦ入力レベルｌｉｎｒｆと、ＩＦ信号側から算出したＲＦ入力レベルｌｉｎｉｆとの差分により、妨害波の有無を判別し、ｌｉｎｒｆの信号振幅により電界強度の強弱を判別するため、受信装置内の各部の動作電流と、ＲＦＧＣＡ１４のディレイポイントと、ＲＦフィルタ１２の中心周波数とを制御でき、妨害波耐性が高くなるとともに、受信率の向上が図れる。
【００６８】
また、第１の実施形態では、デジタル復調部１１に入力される前の信号を用いて各種の制御を行うため、時間応答性がよくなる。また、デジタル復調部１１はどのような構成でもよいため、従来の種々のデジタル復調部１１をそのまま用いることができ、設計変更が容易である。
【００６９】
さらに、受信装置内の各部の動作電流を制御することにより、消費電力の削減が図れる。
【００７０】
（第２の実施形態）
第１の実施形態では、ＩＦ信号レベルが変動することを前提とした制御を行ったが、ＩＦ信号レベルを規定値として扱ってもよい。これにより、弱電界領域での制御精度が劣化するものの、最終判定ではほぼ同様の結果が得られ、制御を簡略化できる。
【００７１】
図１４は本発明の第２の実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。図１４では、図１と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。図１４の受信装置は、ＩＦ信号レベルを規定値とみなしており、第１のＡ／Ｄ変換器６から出力されるデジタルＩＦ信号は適応制御部１０には供給されない。それ以外は、図１と共通であり、適応制御部１０も、図６と同様の処理手順で処理を行って、受信装置内の各部の動作電流と、ＲＦＧＣＡ１４のディレイポイントと、ＲＦフィルタ１２の中心周波数とを制御する。
【００７２】
図１５はＩＦＧＣＡ２２から出力されるＩＦ信号を第１のＡ／Ｄ変換器６でデジタル変換した後のデジタルＩＦ信号の特性を示すグラフであり、図５に対応するものである。図１５に示すように、ＩＦ信号レベルは規定値であるため、妨害波による影響を受けない。
【００７３】
図１６はＩＦ信号側から算出したＲＦ入力レベルｌｉｎｉｆの特性グラフであり、図８に対応するものである。図８では妨害波の影響を受けなかったが、図１６では、弱電界領域で妨害波の影響を受ける。ただし、全体的に見れば、その影響は少ない。
【００７４】
図１７はＤＵ比ｒｄｕの特性グラフであり、図９に対応するものである。図１７は図９とほぼ同じ特性であり、ＩＦ信号レベルを規定値にしても、実質的な影響はほとんどないことがわかる。
【００７５】
このように、第２の実施形態では、ＩＦ信号レベルを規定値に設定することで、適応制御部１０の動作を簡略化でき、第１の実施形態よりも時間応答性がよくなる。
【００７６】
（その他の変形例）
上述した第１および第２の実施形態では、動作電流、ＲＦフィルタ１２の中心周波数およびＲＦＧＣＡ１４のディレイポイントの制御を行う例を説明したが、これら３つのうち、少なくとも一つを制御すればよい。また、これら３つ以外の回路特性を制御するようにしてもよい。
【００７７】
図１や図１４に示した構成は一例であり、種々の変形例が考えられる。例えば、ＬＮＡ１３とＲＦＧＣＡ１４は一体にしてもよいし、ＬＮＡ１３とＲＦフィルタ１２を別個に設けてもよい。
【００７８】
また、ミキサー１５の構成として、９０度位相が異なるＩ信号用のものとＱ信号用のものを別個に設けるなど、複数のミキサー１５を設けてもよい。
【００７９】
また、ＩＦＢＰＦ２１は、高域のみを除去するローパスフィルタであってもよい。また、ＩＦＢＰＦ２１とは別個に、イメージリダクション用のフィルタを設けてもよい。
【００８０】
図６の処理手順とは異なる処理手順によって、動作電流等を制御しても構わない。また、図１の受信装置の一部または全部を一つまたは複数の半導体チップで構成してもよいし、ディスクリート回路で構成してもよい。
【００８１】
上述した実施形態では、ＩＦ信号の周波数として、５００ｋＨｚ中心の例を説明したが、ＴＶチューナ分野で数十年使用されている３０ＭＨｚ〜７０ＭＨｚ程度の中間周波数でもよいし、ゼロＩＦ（０Ｈｚを中心周波数とするＩ信号とＱ信号）でもよい。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図。
【図２】（ａ）はＲＦフィルタ１２の特性の一例を示す図、（ｂ）は前段可変利得アンプ２の制御特性の一例を示す図、（ｃ）はＩＦＢＰＦ２１の周波数特性の一例を示す図、（ｄ）は後段可変利得アンプ５の制御特性の一例を示す図。
【図３】前段アンプ制御部７が出力した利得制御電圧を第２のＡ／Ｄ変換器８でデジタル変換したデジタル値の特性を示すグラフ。
【図４】ＩＦＧＣＡ２２のデジタル利得設定値の特性を示すグラフ。
【図５】ＩＦＧＣＡ２２から出力されるＩＦ信号を第１のＡ／Ｄ変換器６でデジタル変換した後のデジタルＩＦ信号の特性を示すグラフ。
【図６】適応制御部１０が行う妨害判定と電界判定の処理手順の一例を示すフローチャート。
【図７】ＲＦ系から算出したＲＦ入力レベルｌｉｎｒｆの特性グラフ。
【図８】ＩＦ信号側から算出したＲＦ入力レベルｌｉｎｉｆの特性グラフ。
【図９】図６のステップＳ５で算出したＤＵ比ｒｄｕの特性グラフ。
【図１０】適応制御部１０の制御パターンをまとめた図。
【図１１】ＲＦフィルタ１２の通過特性の一例を示す図。
【図１２】ディレイポイントの制御とＲＦフィルタ１２の中心周波数のシフト量の制御の詳細を示す図。
【図１３】受信装置内の各部の動作電流の制御の詳細を示す図。
【図１４】本発明の第２の実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図。
【図１５】ＩＦＧＣＡ２２から出力されるＩＦ信号を第１のＡ／Ｄ変換器６でデジタル変換した後のデジタルＩＦ信号の特性を示すグラフ。
【図１６】ＩＦ信号側から算出したＲＦ入力レベルｌｉｎｉｆの特性グラフ。
【図１７】ＤＵ比ｒｄｕの特性グラフ。
【符号の説明】
【００８３】
２  前段可変利得アンプ
３  周波数変換部
４  フィルタ部
５  後段可変利得アンプ
６  第１のＡ／Ｄ変換器
７  前段アンプ制御部
８  第２のＡ／Ｄ変換器
９  後段アンプ制御部
１０  適応制御部
１１  デジタル復調部
１２  ＲＦフィルタ
１３  ＬＮＡ
１４  ＲＦＧＣＡ
１５  ミキサー
２１  ＩＦＢＰＦ
２２  ＩＦＧＣＡ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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