(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有し、断面形状が円形又は矩形の伝送線路型フィルタであって、前記伝送線路型フィルタの共振周波数での抵抗層を導体としたときの特性インピーダンスをＺｏとし、伝送線路の長さをＬとしたとき、前記抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値Ｇｃが、下記式の関係を満たすことを特徴とする伝送線路型フィルタ。
0004952577.tif 000021
【請求項２】
前記導体間に一つの誘電体層と一つの抵抗層とを有することを特徴とする請求項１に記載の伝送線路型フィルタ。
【請求項３】
前記導体間に二つの誘電体層と一つの抵抗層とを有し、前記抵抗層が前記二つの誘電体層間に位置することを特徴とする請求項１に記載の伝送線路型フィルタ。
【請求項４】
前記導体間に一つの誘電体層と二つの抵抗層とを有し、前記誘電体層が前記二つの抵抗層間に位置することを特徴とする請求項１に記載の伝送線路型フィルタ。
【請求項５】
前記電気的に対向する導体が、中心導体及び前記中心導体の外方を囲むように対向配置された外部導体であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の伝送線路型フィルタ。
【請求項６】
前記電気的に対向する導体が、中心に位置する信号導体、及び前記信号導体の上下方向から挟むように対向配置されたグラウンド導体であり、前記抵抗層が、前記信号導体上に該信号導体を囲むように形成されていることを特徴とする請求項１に記載の伝送線路型フィルタ。
【請求項７】
前記電気的に対向する導体が、平板状の下部導体、及び前記下部導体の上方に対向配置された上部導体であることを特徴とする請求項１に記載の伝送線路型フィルタ。
【請求項８】
前記抵抗層の導電率が、前記導体の導電率の１００分の１以下であることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の伝送線路型フィルタ。
【請求項９】
前記抵抗層が、カーボン材料、導電性高分子材料、固体電解質、液体電解質、低抵抗合金、又は半導体材料等で形成されていることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の伝送線路型フィルタ。
【請求項１０】
前記抵抗層が、２層以上の層からなる積層型の抵抗層であることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の伝送線路型フィルタ。
【請求項１１】
電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有する請求項１に記載の伝送線路型フィルタの製造方法であって、中心導体上に誘電体層を形成する工程と、該誘電体層を覆うように２層以上の層からなる抵抗層を形成する工程と、該抵抗層上に外部導体を形成する工程とを有し、前記２層以上の層からなる抵抗層が、異なる重合方法で形成された導電性高分子層の積層体であることを特徴とする伝送線路型フィルタの製造方法。
【請求項１２】
前記２層以上の層からなる抵抗層を形成する工程が、化学酸化重合で導電性高分子層を形成する第１工程と、該第１工程後に電解重合で導電性高分子層を形成する第２工程と、を有することを特徴とする請求項１１に記載の伝送線路型フィルタの製造方法。
【請求項１３】
電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有すると共に断面形状が円形の請求項１に記載の伝送線路型フィルタの製造方法であって、筒状の誘電体の内表面と外表面に抵抗材料をメッキして２つの抵抗層を形成する工程と、該２つの抵抗層上に導電性材料をメッキして導体を形成する工程と、を有することを特徴とする伝送線路型フィルタの製造方法。
【請求項１４】
電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有する請求項１に記載の伝送線路型フィルタの製造方法であって、バルブメタルからなる外部導体の内面に誘電体層としての酸化被膜を形成する工程と、バルブメタルからなる中心導体の外面に誘電体層としての酸化被膜を形成する工程と、酸化被膜が形成された外部導体及び内部導体の間に抵抗層としての電解液を注入する工程と、を有することを特徴とする伝送線路型フィルタの製造方法。
【請求項１５】
請求項１〜１０のいずれか１項に記載の伝送線路型フィルタを搭載したプリント基板であって、電源配線と、ＬＳＩ電源配線との間に前記伝送線路型フィルタが設置されていることを特徴とするプリント基板。
【請求項１６】
前記伝送線路型フィルタを構成する中心導体及び外部導体のいずれか一方が、電源配線とＬＳＩ電源配線とを接続し、他の一方が、グラウンド配線に接続されていることを特徴とする請求項１５に記載のプリント基板。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回路間の電磁干渉を抑制するのに有効な電源デカップリング素子としての伝送線路型フィルタ、その製造方法、及び伝送線路型フィルタを備えたプリント基板に関する。
【背景技術】
【０００２】
電子機器の放射妨害波（ＥＭＩ：Electro-Magnetic Interference）及び電磁干渉は、回路の高速化及び高周波化に伴い、ますます重要な問題となってきている。特に近年、ディジタル回路とアナログ回路の混載が進み、回路間の電磁干渉の問題が注目されてきている。例えばＬＳＩの電源端子から漏れ出る高周波電力は、数ｋＨｚから数ＧＨｚまでの広い周波数範囲に亘る成分を有し、回路間の電磁干渉及び他の機器に対する放射妨害波（ＥＭＩ）の原因となることが知られている。そうした高周波電力を、発生源であるＬＳＩ内又はその近傍に封じ込めることが、電磁干渉問題を低減し、回路の安定動作を実現する一手段と考えられている。その手段の一例として、広帯域に機能する電源デカップリング用の素子が提案されている。【０００３】
電源デカップリング用の素子は、ＬＳＩ等の電子回路のスイッチングによって発生する高周波電力を、発生源近傍に封じ込め、プリント回路基板等の実装基板の広い範囲に伝搬しないようにするための素子である。そうした電源デカップリング用の素子としては、従来、コンデンサ等のノイズフィルタが用いられてきた。【０００４】
しかし、ディジタル回路の高速化に伴うノイズ周波数の広帯域化及び高周波化に対応した電源デカップリング用のノイズフィルタは開発が遅れており、特にコンデンサにおいては、自己共振現象のためにノイズフィルタとしての特性を高周波領域まで維持することが困難であった。そのため、ノイズフィルタを用いた従来の電源デカップリング素子は、広帯域のノイズを除去するために複数のノイズフィルタを組み合わせているのが現状であった。しかしながら、こうしたことは、異種のノイズフィルタを複数設置することになるために、実装面積が大きくなり、コストが高くなるという問題があった。【０００５】
こうした問題を解決するため、伝送線路構造を利用した伝送線路型ノイズフィルタが提案されている（例えば、特許文献１〜４を参照）。これらの伝送線路型ノイズフィルタは、特性インピーダンスが異なるインピーダンス要素を接続した場合にインピーダンスが変化した時点で電磁波の反射が発生するという現象を利用している。すなわち、これらの伝送線路型ノイズフィルタは、特性インピーダンスを低くして配線のインピーダンスとの差（インピーダンスミスマッチング）を大きくすることにより、発生したノイズをフィルタで反射させてＬＳＩ近傍に閉じ込めている。
【特許文献１】特開２００２−１６４７６０号公報
【特許文献２】特開２００３−１０１３１１号公報
【特許文献３】特開２００２−３３５１０７号公報
【特許文献４】特開２００４−１５７０６号公報
【特許文献５】特開平５−３４７５０１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、有限長の伝送線路においては、伝送線路中における電磁波の波長に対して線路の長さが２分の１となる周波数で、伝送線路内部での多重反射等の影響により共振現象が生ずる。この共振周波数近傍では、伝送線路型ノイズフィルタの入力インピーダンスが上昇するため、ノイズフィルタのインピーダンスと配線のインピーダンスとの差（インピーダンスミスマッチング）が小さくなり、伝送線路での電磁波の反射が減少する。そのため、上記各特許文献に記載の伝送線路型ノイズフィルタは、フィルタの長さに依存する自己共振周波数近傍で、ノイズフィルタとしての効果が低減してしまうという問題点があった。【０００７】
また、伝送線路型ノイズフィルタにおいては、フィルタ内部に入り込んだ電磁波を誘電体損失によって熱に変換して多重反射による共振の影響を少なくし、その結果としてノイズを低減させていた。しかしながら、誘電体損失を利用してノイズフィルタ内部に入り込んだノイズを低減させるためには、誘電体損失を適切な値とすることが重要となる。誘電体損失が大きすぎる場合には、ノイズフィルタの特性インピーダンスが上昇してインピーダンスミスマッチングが小さくなるために、伝送線路型ノイズフィルタとしての特性が劣化してしまう。また、誘電体損失が小さい場合には、誘電体損失による熱への変換が十分に働かず、多重反射による共振の影響を少なくすることができない。こうした問題に対しては、誘電体損失のコントロールが容易であればよいが、誘電体損失は誘電体の材質によって決定されるのでコントロールするための選択肢が狭いという難点がある。【０００８】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたものであって、回路間の電磁干渉を抑制するのに有効な電源デカップリング素子としての伝送線路型フィルタであって、共振を抑制し、フィルタ内部に入ったノイズを効果的に損失させることができ、伝送線路としての誘電体損失相当の損失を調整できる伝送線路型フィルタ、その製造方法及びその伝送線路型フィルタを備えたプリント基板を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る伝送線路型フィルタは、電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有し、断面形状が円形又は矩形の伝送線路型フィルタであって、前記伝送線路型フィルタの共振周波数での抵抗層を導体としたときの特性インピーダンスをＺｏとし、伝送線路の長さをＬとしたとき、前記抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値Ｇｃが、下記数式１の関係を満たすことを特徴とする。以下、この伝送線路型フィルタを「伝送線路型フィルタＡ」という。【００１０】
【数１】
0004952577.tif 000002
【００１１】
この発明によれば、電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有する構造からなる伝送線路型フィルタにおいて、その抵抗層の単位長さ当たりのコンダクタンス値を上記数式１の関係を満たすように構成したので、その抵抗層が、伝送線路内の電磁波のフィルタ効果を増加させると共に、フィルタ素子の長さに依存する共振をも抑制するように作用する。その結果、上記数式１の関係を満たす抵抗層を備えた本発明の伝送線路型フィルタは、回路間の電磁干渉を抑制するのに有効な電源デカップリング素子として用いることができ、フィルタ内部に入ったノイズを効果的に損失させることができる。【００１２】
本発明においては、上記伝送線路型フィルタＡにおいて、（１）前記導体間に一つの誘電体層と一つの抵抗層とを有する構成とすること、（２）前記導体間に二つの誘電体層と一つの抵抗層とを有し、前記抵抗層が前記二つの誘電体層間に位置する構成とすること、及び（３）前記導体間に一つの誘電体層と二つの抵抗層とを有し、前記誘電体層が前記二つの抵抗層間に位置する構成とすることが可能である。【００１３】
上述の（１）〜（３）の発明によれば、そのいずれにおいても、電気的に対向する導体間に誘電体層と上記１式の関係を満たす抵抗層とを有する構造からなるので、こうした構成を有する本発明の伝送線路型フィルタは、回路間の電磁干渉を抑制するのに有効な電源デカップリング素子として用いることができ、フィルタ内部に入ったノイズを効果的に損失させることができる。【００１４】
また、本発明は、前記伝送線路型フィルタＡにおいて、前記電気的に対向する導体が、中心導体及び前記中心導体の外方を囲むように対向配置された外部導体であるように構成することができる。この発明によれば、断面形状が矩形の場合にはシールドストリップ型の伝送線路型フィルタとすることができ、断面形状が円形の場合には同軸伝送線路型のフィルタとすることができる。【００１５】
また、本発明は、前記伝送線路型フィルタＡにおいて、前記電気的に対向する導体が、中心に位置する信号導体、及び前記信号導体の上下方向から挟むように対向配置されたグラウンド導体であり、前記抵抗層が、前記信号導体上に該信号導体を囲むように形成されている構成とすることができる。この発明によれば、中心に位置する信号導体と、その信号導体の上下方向から挟むように対向配置されたグラウンド導体とで導体を構成し、その信号導体上に囲むように抵抗層を形成したので、ストリップ伝送線路型のフィルタとすることができる。【００１６】
また、本発明は、前記伝送線路型フィルタＡにおいて、前記電気的に対向する導体が、平板状の下部導体、及び前記下部導体の上方に対向配置された上部導体であるように構成することができる。この発明によれば、平板状の下部導体と、その下部導体の上方に対向配置された上部導体とで導体を構成したので、並行平板タイプの伝送線路型フィルタとすることができる。【００１７】
本発明は、前記各伝送線路型フィルタにおいて、前記抵抗層の導電率が、前記導体の導電率の１００分の１以下であることが好ましい。この発明によれば、抵抗層の導電率が導体の導電率の１００分の１以下と十分に小さいので、前記フィルタ内の導体及び抵抗層に沿って流れる電流はほとんど導体を通ることになる。したがって、抵抗層の存在は導体のインピーダンスにほとんど影響しないことになり、抵抗層は等価回路的には誘電体層のアドミタンスに直列に入ることになるので、ωＣ＜＜Ｇｃとなる低周波数のときは抵抗層の影響がほとんどなく、従来通りの伝送線路型フィルタの特性を発揮し、また、ωＣがＧｃより極めて大きい場合、即ちωＣ＞＞Ｇｃとなる高周波数のときは、抵抗層が伝送線路に流れるノイズを吸収することになり、また、共振が発生する周波数付近では、ωＣがＧｃより極めて小さい条件、即ちωＣ＜＜Ｇｃが成り立つ条件から、ωＣがＧｃより極めて大きい条件、即ちωＣ＞＞Ｇｃが成り立つ条件へと変化するＧｃにすることによりフィルタの共振を抑制することができる。なお、ωは角周波数、Ｃは前記伝送線路型フィルタの単位長さあたりのキャパシタンスを表している。【００１８】
本発明は、上述の各伝送線路型フィルタにおいて、前記抵抗層が、カーボン材料、導電性高分子材料、固体電解質、液体電解質、低抵抗合金、又は半導体材料等で形成されていることが好ましい。また、本発明の伝送線路型フィルタにおいては、前記抵抗層が、２層以上の層からなる積層型の抵抗層であるものとすることもできる。【００１９】
また、本発明に係る伝送線路型フィルタの製造方法は、電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有する上記本発明の伝送線路型フィルタの製造方法であって、中心導体上に誘電体層を形成する工程と、前記誘電体層を覆うように２層以上の層からなる抵抗層を形成する工程と、前記抵抗層上に外部導体を形成する工程とを有し、前記２層以上の層からなる抵抗層が、異なる重合方法で形成された導電性高分子層の積層体であることを特徴とする。この製造方法においては、前記２層以上の層からなる抵抗層を形成する工程が、化学酸化重合で導電性高分子層を形成する第１工程と、該第１工程後に電解重合で導電性高分子層を形成する第２工程とを有するように構成することが好ましい。【００２０】
また、本発明の他の態様の伝送線路型フィルタの製造方法は、電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有すると共に断面形状が円形の上記本発明の伝送線路型フィルタの製造方法であって、筒状の誘電体の内表面と外表面に抵抗材料をメッキして２つの抵抗層を形成する工程と、該２つの抵抗層上に導電性材料をメッキして導体を形成する工程と、を有することを特徴とする。【００２１】
また、本発明の更に他の態様の伝送線路型フィルタの製造方法は、電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有する上記本発明の伝送線路型フィルタの製造方法であって、バルブメタルからなる外部導体の内面に誘電体層としての酸化被膜を形成する工程と、バルブメタルからなる中心導体の外面に誘電体層としての酸化被膜を形成する工程と、酸化被膜が形成された外部導体及び内部導体の間に抵抗層としての電解液を注入する工程と、を有することを特徴とする。【００２２】
更に、本発明に係るプリント基板は、上記本発明の伝送線路型フィルタを搭載したプリント基板であって、電源配線と、ＬＳＩ電源配線との間に前記伝送線路型フィルタが設置されていることを特徴とする。このとき、前記伝送線路型フィルタを構成する中心導体及び外部導体のいずれか一方が、電源配線とＬＳＩ電源配線とを接続し、他の一方が、グラウンド配線に接続されている。
【発明の効果】
【００２３】
本発明の伝送線路型フィルタによれば、誘電体層と導体との間に設けた抵抗層が、伝送線路内の電磁波の共振を抑制するように作用すると共に、フィルタ素子の長さに依存する共振をも抑制するように作用する。その結果、上記数式１の関係を満たす抵抗層を備えた本発明の伝送線路型フィルタは、回路間の電磁干渉を抑制するのに有効な電源デカップリング素子として用いることができ、フィルタ内部に入ったノイズを効果的に損失させることができる。【００２４】
また、本発明の伝送線路型フィルタによれば、抵抗層の導電率が導体の導電率の１００分の１以下と十分に小さく、フィルタ内に導体及び抵抗層に沿って流れる電流はほとんど導体を通ることになるので、抵抗層の存在は導体のインピーダンスにほとんど影響しないことになり、抵抗層は等価回路的には誘電体層のアドミタンスに直列に入ることになる。その結果、ωＣ＜＜Ｇｃとなる低周波数のときは抵抗層の影響がほとんどなく、従来通りの伝送線路型フィルタの特性を発揮し、また、ωＣ＞＞Ｇｃとなる高周波数のときは抵抗層が伝送線路に流れるノイズを吸収することになり、また、共振が発生する周波数付近ではωＣ＜＜Ｇｃが成り立つ条件からωＣ＞＞Ｇｃが成り立つ条件へと変化するＧｃにすることによりフィルタの共振を抑制することができる。【００２５】
また、本発明の伝送線路型フィルタの製造方法によれば、上記作用効果を奏する本発明の伝送線路型フィルタを製造上簡便に製造することが可能となる。【００２６】
また、本発明のプリント基板によれば、ＬＳＩと電源とが本発明の伝送線路型フィルタを介して切り離されることになるので、電源ラインに重畳するノイズは、本発明の伝送線路型ノイズフィルタに入ることになり、その結果、伝送線路型ノイズフィルタ２５１に入ったノイズは、反射もしくは伝送線路型ノイズフィルタに吸収され、電源回路側に伝搬しないことになる。これにより、同じ電源回路に接続される他のＬＳＩなどにノイズが伝搬せず、また、電源の配線からの放射に起因する不要電磁波の問題も解決できる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の伝送線路型フィルタの第１実施形態を示す模式斜視図である。
【図２】一般的な伝送線路の微小区間における等価回路を示す模式図である。
【図３】図１の伝送線路型ノイズフィルタの微小区間における等価回路を示す模式図である。
【図４】式１２中のａを変化させたときの電力透過特性Ｓ２１を示すグラフである。
【図５】本発明の伝送線路型フィルタの電力透過特性Ｓ２１の実験例を示すグラフである。
【図６】本発明の伝送線路型フィルタの第２実施形態を示す模式断面図である。
【図７】本発明の伝送線路型フィルタの第３実施形態を示す模式断面図である。
【図８】本発明の伝送線路型フィルタの第４実施形態を示す模式断面図である。
【図９】本発明の伝送線路型フィルタの第５実施形態を示す模式斜視図である。
【図１０】本発明の伝送線路型フィルタの第６実施形態を示す模式斜視図である。
【図１１】本発明の伝送線路型フィルタの第７実施形態を示す模式斜視図である。
【図１２】一般的なシールドストリップ線路型素子の斜視図である。
【図１３】図１２に示すシールドストリップ線路型素子のＡ−Ａ’縦断面図である。
【図１４】図１２に示すシールドストリップ線路型素子のＢ−Ｂ’縦断面図である。
【図１５】抵抗層を挿入した本発明に係る伝送線路型フィルタの一例を示す断面図である。
【図１６】図１５の伝送線路型フィルタの他方向からの断面図である。
【図１７】実施例１のシールドストリップ線路型素子を示す断面図である。
【図１８】図１７のシールドストリップ線路型素子の他方向からの断面図である。
【図１９】伝送線路の電力透過特性を測定するときの構成図である。
【図２０】実施例１のシールドストリップ線路型素子の電力透過特性の測定結果である。
【図２１】実施例１のシールドストリップ線路型素子をネットワークアナライザに接続して測定する構成図である。
【図２２】実施例２の同軸形状のセラミック同軸線路型のノイズフィルタを示す斜視図である。
【図２３】図２２のセラミック同軸線路型ノイズフィルタのＣ−Ｃ’断面図である。
【図２４】図２２のセラミック同軸線路型ノイズフィルタのＤ−Ｄ’断面図である。
【図２５】電源デカップリングを行う場合の一例を回路図である。
【図２６】伝送線路型フィルタを装着した後の本発明に係るプリント基板の断面図である。
【図２７】伝送線路型フィルタを装着した後の本発明に係るプリント基板の上面図である。
【図２８】伝送線路型フィルタを装着する前の基板の断面図である。
【符号の説明】
【００２８】
１０，２０，３０，６０，７０，８０，９０，１００，１１０，１２０，１３０，１７０  伝送線路型フィルタ
１１，６１，７１，８１，９１，１０１，１１１，１３１，１７１  中心導体
１２，６２，７２，８２，９２，１０２，１１２ａ，１１２ｂ，１３２，１７２  外部導体
１３，６３，７３，８３ａ，８３ｂ，９３，１０３，１１３，１３３，１７３  誘電体層
１４，６４，７４ａ，７４ｂ，８４，９４，１０４，１１４，１３４，１７４  抵抗層
２１，３１  微小区間等価回路における導体の抵抗
２２，３２  微小区間等価回路における導体のインダクタンス
２３，３３  微小区間等価回路における誘電体層のコンダクタンス
２４，３４  微小区間等価回路における誘電体層のキャパシタンス
３５  微小区間等価回路における抵抗層のコンダクタンス
１０５  中空部
１２１  陽極端子
１２２  陰極端子
１２３  モールド樹脂
１７４ａ，１７４ｂ  導電性高分子層
１７４ｃ  カーボンペースト層
１７６  マスク
２２０  伝送線路型フィルタ
２２１  陽極導体
２２２  陰極導体
２２３  誘電体層
２２４  抵抗層
２２５  マスク
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、本発明の実施の形態について、添付の図面を参照して具体的に説明する。本発明に係る伝送線路型ノイズフィルタは、電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有し、断面形状が円形又は矩形の伝送線路型フィルタであって、その伝送線路型フィルタの共振周波数での特性インピーダンスをＺｏとし、伝送線路の長さをＬとしたとき、前記抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値Ｇｃが、前記数式１の関係を満たすことに特徴を有している。言い換えれば、電気的に対向する導体間に誘電体層を有する、断面形状が円形又は矩形の伝送線路型フィルタであって、その伝送線路型フィルタの共振周波数での特性インピーダンスをＺｏとし、伝送線路の長さをＬとしたとき、前記導体間に設けられた抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値Ｇｃが、前記数式１の関係を満たすことに特徴を有している。なお、抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値Ｇｃは、Ｓ（ジーメンス）／ｍ又は１／Ωｍで定義される。また、特性インピーダンスＺｏは周波数特性を持つので、その特性インピーダンスＺｏは共振周波数でのものである。【００３０】
本発明は、電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有する構造からなる伝送線路型フィルタであり、その抵抗層の単位長さ当たりのコンダクタンス値を上記式１の関係を満たすように構成したので、その抵抗層が、伝送線路内の電磁波のフィルタ効果を増加させると共に、フィルタ素子の長さに依存する共振をも抑制するように作用する。その結果、上記式１の関係を満たす抵抗層を備えた本発明の伝送線路型フィルタは、回路間の電磁干渉を抑制するのに有効な電源デカップリング素子として用いることができ、フィルタ内部に入ったノイズを効果的に損失させることができる。【００３１】
以下に、上記の作用効果を奏する本発明の伝送線路型ノイズフィルタについて、必要に応じて図面を参照しつつ詳細に説明する。【００３２】
（第１実施形態）
図１は、本発明の伝送線路型フィルタの第１実施形態を示す模式的斜視図である。図１に示す伝送線路型フィルタ１０は、シールドストリップ線路型のノイズフィルタであり、中心導体１１と、その中心導体１１の外方を囲むように配置された外部導体１２との間に、中心導体側から誘電体層１３と抵抗層１４が順に形成されたものである。すなわち、この伝送線路型フィルタ１０は、中心導体１１と、中心導体１１の周りに形成された誘電体層１３と、その誘電体層１３の周りに形成された抵抗層１４と、その抵抗層１４の周りに形成された外部導体１２とを有している。【００３３】
（伝送線路の特性）
ここで、本発明の伝送線路型フィルタにおける伝送線路の特性を、微小区間等価回路を元にして考える。【００３４】
先ず、一般的な伝送線路での微小区間等価回路について説明する。図２は、電気的に対向する導体間に誘電体層を有する一般的な伝送線路の微小区間における等価回路を示す模式図である。より詳しくは、図１に示す構成の伝送線路型フィルタから、抵抗層を除いた形態からなる伝送線路型フィルタの等価回路を示す模式図である。この等価回路２０は、伝送線路を微小な区間（長さΔｘ）に区切り、その微小な区間を、抵抗、インダクタンス、コンダクタンス及びキャパシタンスで表現したものである。単位長さあたりの抵抗をＲ、インダクタンスをＬ、コンダクタンスをＧ、キャパシタンスをＣとし、図２に示すように、無限小のΔｘの区間にＲ・Δｘ、Ｌ・Δｘ、Ｇ・Δｘ、Ｃ・Δｘが無限に並ぶものとし、伝送線路上に分布的に存在する抵抗、インダクタンス、コンダクタンス及びキャパシタンスを表現する。こうすることにより、伝送線路としての特性を表現することができる。【００３５】
一般の伝送線路の特性は、特性インピーダンスＺｏと伝搬定数γとで表される。特性インピーダンスＺｏは、伝送線路内に流れる電圧と電流の比を表し、伝搬定数γは伝送線路内での損失と位相速度を表す。特性インピーダンスＺｏ及び伝搬定数γは、図２中のＡ部分の線路に直列に入るインピーダンスをＺとし、図２中のＢ部分の線路に並列に入るアドミタンスをＹとしたときに、下記数式２のようになる。【００３６】
【数２】
0004952577.tif 000003
【００３７】
また、フィルタの特性は、電力透過特性であるＳ２１パラメータにより評価することができる。伝送線路の電力透過特性Ｓ２１は、伝送線路の特性インピーダンスＺｏ、伝搬定数γ、伝送線路の長さｌ、及びフィルタに接続する配線の特性インピーダンスＺＬにより、下記数式３に示すようになる。【００３８】
【数３】
0004952577.tif 000004
【００３９】
伝送線路のフィルタ特性は、伝送線路の共振により劣化するが、この共振は、伝搬定数γの実部で表される伝送線路の損失を上げることで抑制することができる。一般的に、伝送線路の損失は、抵抗２１とコンダクタンス２３が影響するが、この抵抗２１とコンダクタンス２３を大きくすることで、伝送線路での損失を増加させることができる。しかし、抵抗２１とコンダクタンス２３を大きくした場合、本来通すべき直流及び低周波電力のロスが大きくなり、電源線路に挿入する素子として利用できない。それ故、電源回路に挿入するノイズフィルタとしては、直流及び低周波では損失が少なく、伝送線路の共振が発生する周波数では損失が増加することが望ましい。【００４０】
図３は、図１の伝送線路型ノイズフィルタの微小区間における等価回路を示す模式図である。この等価回路３０は、図１に示す形態の抵抗層１４が存在することにより、抵抗層のコンダクタンス３５が誘電体のキャパシタンス３４とコンダクタンス３３に直列に入る等価回路となる。図１の伝送線路型フィルタ１０がこうした等価回路３０を示すのは、抵抗層１４の導電率が導体（中心導体１１及び外部導体１２）の導電率よりも十分に小さいためである。このとき、伝送線路に流れる電流はほとんど導体を通るので、抵抗層は、図２に示すＡ部分のインピーダンスＺにはほとんど影響せず、等価回路の構成上、図２に示すＢ部分にあたる誘電体のアドミタンスＹに直列に入る。そのため、伝送線路に並列に入るアドミタンスＹは下記数式４のように表される。【００４１】
【数４】
0004952577.tif 000005
【００４２】
図３の等価回路３０で表される図１の伝送線路フィルタ１０において、コンダクタンスＧは１０−６以下の非常に小さい値である。したがって、伝送線路フィルタが用いられる周波数帯においては、ωＣ＞＞Ｇとなり、Ｇの項は無視できる。したがって、伝送線路フィルタにおいては、抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値ＧｃとキャパシタンスＣの関係のみを考慮すればよいことになる。上記式４において、Ｇｃ＞＞ωＣの場合には、式４はＹ＝ｊωＣと近似できるが、この近似式は、一般的な伝送線路フィルタの場合と同じ式である。したがって、Ｇｃ＞＞ωＣとなる周波数領域においては、一般的な伝送線路フィルタと同じ特性を示す。【００４３】
一方、上記数式４において、Ｇｃ＜＜ωＣの場合には、上記数式４はＹ＝Ｇｃと近似できる。このとき、伝送線路の伝搬定数γは下記数式５のようになる。【００４４】
【数５】
0004952577.tif 000006
【００４５】
伝搬定数γの実数部は、伝送線路の損失を表している。したがって、Ｇｃ＜＜ωＣの場合は、周波数の上昇と共に損失が上昇することになる。伝送線路内部の損失が増加することにより、フィルタとしての効果が増す。しかし、Ｇｃ＜＜ωＣの場合は、例えば以下のような問題もある。抵抗を有する伝送線路型フィルタの特性インピーダンスＺｏは下記数式６で表される。【００４６】
【数６】
0004952577.tif 000007
【００４７】
伝送線路型フィルタは、配線の特性インピーダンスＺＬをＺＬ＞＞Ｚｏとすることでインピーダンスがミスマッチとなって電磁波を反射させることができ、フィルタ効果を発揮させることができる。ところが、Ｇｃ＜＜ωＣである場合は、伝送線路型フィルタの共振周波数での特性インピーダンスＺｏは、抵抗層のアドミタンスがないときに比べて上昇することになる。したがって、ＺｏとＺＬのインピーダンスミスマッチが減少し、その結果、反射によるフィルタ効果が減少することになる。【００４８】
ところで、ＧｃとωＣとの関係は、角周波数ωで変化する。周波数が低いときは、Ｇｃ＞＞ωＣとなり、周波数が高くなるとＧｃ＜＜ωＣとなる。したがって、伝送線路型フィルタは、周波数の上昇に伴い、損失のない伝送線路特性から、伝送線路内の損失が大きい伝送線路特性へと変化する。【００４９】
ここで、直流及び低周波ではＧｃ＞＞ωＣの条件となり、共振周波数付近でＧｃ＜＜ωＣの条件に変異するようにＧｃを設定した場合を考える。Ｇｃをこのように設定した場合、抵抗層を有する伝送線路型フィルタ（図１を参照）の特性は、直流及び低周波では従来の伝送線路型フィルタの特性を示し、また、伝送線路の共振が発生する周波数では損失が多くなって共振が抑制されたフィルタ特性となる。つまり、直流及び低周波での損失を増加させることなく、高周波の損失を増大させて共振を抑制することができる。したがって、伝送線路型フィルタに抵抗層を入れて、その抵抗層のコンダクタンス値Ｇｃを適切な値にすることによって、フィルタ特性を改善することができる。【００５０】
そこで、適切なコンダクタンス値Ｇｃを求める。ここで、共振時の角周波数ωｏ付近でＧｃ＜＜ωＣの条件へと変異すればよいことから、共振周波数ωｏでＧｃ＝ωＣとなるＧｃを基準に考える。Ｃは、特性インピーダンスＺｏと伝搬定数γとより次の式で表される。【００５１】
【数７】
0004952577.tif 000008
【００５２】
ただし、im(x)はxの虚数係数で、下記数式８により表される。【００５３】
【数８】
0004952577.tif 000009
【００５４】
したがって、Ｇｃは下記数式９で表される。【００５５】
【数９】
0004952577.tif 000010
【００５６】
ここで、伝送線路長ｌで、共振周波数ω０の時は下記数式１０で示す条件が成り立つ。【００５７】
【数１０】
0004952577.tif 000011
【００５８】
この式を式９に代入してまとめると下記数式１１となる。【００５９】
【数１１】
0004952577.tif 000012
【００６０】
ここで、電気的に対向する導体間に誘電体層を有する通常の伝送線路型フィルタ（すなわち、図２に示す等価回路を構成する伝送線路型フィルタ）においては、im(Z０)≒０である。したがって、基準とするＧｃは下記数式１２で表される。im(Z０)≒０のときに、数式１２の前式となり、そうでないときに、数式１２の後式のように、Ｇｃは定数ａ倍の値となる。【００６１】
【数１２】
0004952577.tif 000013
【００６２】
ここで、上記式１２において任意の定数ａを変化させることにより、最適な値を求めた。式２及び式３より電力透過特性Ｓ２１を評価した。図４は、ａを変化させたときの電力透過特性Ｓ２１である。図４の結果からわかるように、０．０５≦ａ≦５の範囲で伝送線路フィルタの特性が向上することがわかった。したがって、最適なコンダクタンス値Ｇｃは数式１で示す範囲となる。【００６３】
図１の抵抗層１４の単位長さあたりのコンダクタンス値Ｇｃを前記数式１の関係を満たすように設定すると、フィルタ特性は、伝送線路が共振周波数に近づいたとき、キャパシタンス３４の影響よりもコンダクタンス３５の影響が強くなる（Ｇｃ＞＞ωＣ）。そのため、共振周波数に近づいたときには、コンダクタンスの大きな伝送線路の性質に近づき、伝送線路の損失が急激に上昇することになる。一方、共振周波数よりも十分に低い周波数においては、コンダクタンス３５の影響は、キャパシタンス３４の影響に比べて十分に小さいため（Ｇｃ＜＜ωＣ）、フィルタ特性は、伝送線路としてのインピーダンスに大きく影響せず、従来の特性を維持することができる。したがって、低周波では、従来の伝送線路型ノイズフィルタの特性を維持し、ノイズフィルタの共振周波数に近づくにつれてノイズフィルタの損失を増大させることが可能となる。このことにより、本発明に係る伝送線路型フィルタは、その共振を防ぎ、より高い遮断特性を有するノイズフィルタになる。【００６４】
図５は、本発明の伝送線路型フィルタの電力透過特性Ｓ２１の実験例を示すグラフである。図５の電力透過特性Ｓ２１は、特性インピーダンスＺｏを０．１Ω、線路長Ｌを３ｃｍ、波長短縮率を１／３０、式１の係数を１（式１２のａを０．５）として計算することにより求めたものである。図５中、曲線５１はコンダクタンス値Ｇｃが０のときの電力透過特性Ｓ２１であり、曲線５２はコンダクタンス値Ｇｃ＝１×π／（Ｌ×Ｚｏ）のときの電力透過特性Ｓ２１である。損失の無い伝送線路での電力透過特性（曲線５１）に比べ、適切な抵抗層を入れてコンダクタンス値Ｇｃを１×π／（Ｌ×Ｚｏ）にしたときの伝送線路での電力透過特性（曲線５２）は、損失のない伝送線路での共振周波数の１／４までの周波数（Ｐ点）でほぼ同じ特性を示し、共振周波数の１／４以上においては共振が無くなり、高い遮断性を示しているのが確認された。こうした電力透過特性Ｓ２１を有する本発明の伝送線路型フィルタは、周波数の上昇に伴って対数的に遮断性能を上げることができると共に、抵抗層を調整することにより損失を調整することができる。【００６５】
伝送線路の共振を抑えることは、誘電体損失を調整したり、導体の抵抗を調整したりすることでも可能である。しかし、導体の抵抗を調整すると、直流電力の損失が増えるという難点がある。特に電源に挿入する電源デカップリング素子は、直流電力の損失は少ない必要があるため、導体の抵抗は事実上調整することができない。一方、誘電体損失は誘電体の材質や製法によって決定されるので、その誘電体損失を調整するためには、材料の変更や製造法の変更が必要であり、容易にコントロールできない。特に、特開２００３−１０１３１１のような導体にアルミニウムを用い、誘電体に酸化アルミニウムを用いた場合等は、導体を酸化させることで誘電体を構成しているため、誘電体損失を調整することはできない。しかし、本発明のように、抵抗層による調整の場合は、比較的容易に行うことができる。例えば、抵抗層の厚さを調整することにより、抵抗層のコンダクタンスを容易に調整することができる。【００６６】
ここで、共振周波数について簡単に説明する。共振周波数は、伝送線路長ｌと伝搬定数γの虚数部（波長圧縮率）で決定される。共振は、伝送線路内を電磁波が往復する時間ｔと、電磁波の周波数分の一である１／ｆとが一致するときに発生する。伝送線路の一方の端部から入った電磁波は、もう一方の端部で反射して戻ってくる。戻ってきた電磁波と入ってくる電磁波との位相が一致すると、伝送線路内の電磁波を強め合って共振が発生する。１／ｆと往復時間ｔとが一致すれば、当然位相が一致し、これを波長で表現すると、伝送線路内を通る電磁波の波長の半分と伝送線路の長さとが一致する。電磁波は真空中において光速ｃで伝わるが、誘電体の内部では誘電体の誘電率と透磁率とで決定される波長圧縮率分の１の速度になる。これらより、式を立てると上記式９の条件となる。損失が０のとき、上記数式１０を上記式３に代入すると１になる。つまり、共振しているときは、電磁波は伝送線路内を全てとおることになる。また、伝送線路内の損失が大きい場合、反射し戻ってくるまでに電磁波が損失するので、戻ってきた電磁波と入ってくる電磁波とが強め合わないために、共振が抑えられる。【００６７】
（第２〜第７実施形態）
図６は、本発明の伝送線路型フィルタの第２実施形態を示す模式断面図である。図６に示す伝送線路型フィルタ６０は、シールドストリップ線路型のノイズフィルタであり、中心導体６１と、その中心導体６１の外方を囲むように対向配置された外部導体６２との間に、中心導体側から抵抗層６４と誘電体層６３がその順で形成されたものである。すなわち、この伝送線路型フィルタ６０は、中心導体６１と、中心導体６１の周りに形成された抵抗層６４と、その抵抗層６４の周りに形成された誘電体層６３と、その誘電体層６３の周りに形成された外部導体６２とを有している。【００６８】
図７は、本発明の伝送線路型フィルタの第３実施形態を示す模式断面図である。図７に示す伝送線路型フィルタ７０は、シールドストリップ線路型のノイズフィルタであり、中心導体７１と、その中心導体７１の外方を囲むように対向配置された外部導体７２との間に、中心導体側から抵抗層７４ａと誘電体層７３と抵抗層７４ｂとがその順で形成されたものである。すなわち、この伝送線路型フィルタ７０は、中心導体７１と、中心導体７１の周りに形成された抵抗層７４ａと、その抵抗層７４ａの周りに形成された誘電体層７３と、その誘電体層７３の周りに形成された抵抗層７４ｂと、その抵抗層７４ｂの周りに形成された外部導体７２とを有している。この伝送線路型フィルタ７０は、筒状の誘電体（誘電体層７３）の内表面と外表面に抵抗材料をメッキして２つの抵抗層（抵抗層７４ａと抵抗層７４ｂ）を形成する工程と、その２つの抵抗層（抵抗層７４ａと抵抗層７４ｂ）上に導電性材料をメッキして導体（中心導体７１と外部導体７２）を形成する工程とを有する方法により製造できる。【００６９】
この伝送線路型フィルタ７０は、誘電体層７３にメッキ等の手段で抵抗層７４ａ，７４ｂを形成することにより製造できるので、生産性の点で有効である。具体的には、先ず、筒型の誘電体（誘電体層７３）を準備した後、その誘電体の内表面と外表面にメッキにより抵抗層７４ａ，７４ｂを形成し、その後、その抵抗層７４ａ，７４ｂ上にメッキ等の手段で導体７１，７２を形成することにより、図７に示す伝送線路型フィルタを製造できる。この場合の抵抗層７４ａ，７４ｂのコンダクタンス値Ｇｃは、誘電体の内側と外側に形成された二つの抵抗層７４ａ，７４ｂを両方合わせた値で調整することができる。なお、コンダクタンス値Ｇｃは、［抵抗層７４ａ，７４ｂの表面積］／［抵抗層７４ａ，７４ｂの厚さ］×［抵抗層７４ａ，７４ｂの導電率］で決定され、例えば円筒形の場合は、抵抗層の厚さが厚くなると表面積が変化するので、積分により求める必要がある。【００７０】
図８は、本発明の伝送線路型フィルタの第４実施形態を示す模式断面図である。図８に示す伝送線路型フィルタ８０は、シールドストリップ線路型のノイズフィルタであり、中心導体８１と、その中心導体８１の外方を囲むように対向配置された外部導体８２との間に、中心導体側から誘電体層８３ａと抵抗層８４と誘電体層８３ｂとがその順で形成されたものである。すなわち、この伝送線路型フィルタ８０は、中心導体８１と、中心導体８１の周りに形成された誘電体層８３ａと、その誘電体層８３ａの周りに形成された抵抗層８４と、その抵抗層８４の周りに形成された誘電体層８３ｂと、その誘電体８３ｂの周りに形成された外部導体８２とを有している。【００７１】
この伝送線路型フィルタ８０において、二つの誘電体層８３ａ，８３ｂは同じ材料で形成したものであってもよいし、異なる材料で形成したものであってもよい。なお、中心導体８１と外部導体８２とをアルミニウムで構成することにより、各導体に隣接する誘電体層８３ａ，８３ｂをアルミニウム酸化膜として容易に形成することができる。このときの抵抗層８４としては、例えば電解液等で構成することができる。このように、極性のある素子を多層にすることにより逆バイアスを掛けても壊れず無極性を実現することができるが、この第４実施形態においては、極性のある素子同士の間に抵抗層を入れることで実現できる。なお、この伝送線路型フィルタ８０は、アルミニウム等のバルブメタルからなる外部導体８２の内面に誘電体層８３ｂとしての酸化被膜を形成する工程と、同じくアルミニウム等のバルブメタルからなる中心導体８１の外面に誘電体層８３ａとしての酸化被膜を形成する工程と、酸化被膜が形成された外部導体８２及び内部導体８１の間に抵抗層８４としての電解液を注入する工程と、を有する方法で製造できる。【００７２】
図９は、本発明の伝送線路型フィルタの第５実施形態を示す模式斜視図である。この伝送線路型フィルタ９０は、同軸線路型のノイズフィルタであり、中心導体９１と、その中心導体９１の外方を囲むように対向配置された外部導体９２との間に、中心導体側から誘電体層９３と抵抗層９４とがその順で形成されたものである。すなわち、この伝送線路型フィルタ９０は、中心導体９１と、中心導体９１の周りに形成された誘電体層９３と、その誘電体層９３の周りに形成された抵抗層９４と、その抵抗層９４の周りに形成された外部導体９２とを有している。【００７３】
図１０は、本発明の伝送線路型フィルタの第６実施形態を示す模式斜視図である。この伝送線路型フィルタ１００は、中心導体１０１が中空部１０５を有しているセラミック同軸線路型のノイズフィルタであり、他の各構成は上記第５実施形態（図９参照）の同軸線路型のノイズフィルタ９０と同じである。この伝送線路型フィルタ１００において、中心導体１０１は中空部１０５を有する円筒型となっており、その構成材料としては、銅、銀、ニッケル、錫、金等の金属や合金等を挙げることができる。中心導体１０１の周りに形成されている誘電体１０３は、高誘電体絶縁材からなるものであり、ジルコン酸カルシウム、チタン酸バリウム、チタン酸マグネシウム、錫酸カルシウム等の高誘電率のセラミック材料で形成される。【００７４】
こうしたセラミック同軸線路型の伝送線路型フィルタ１００は、中空部を有するセラミックパイプを準備し、そのセラミックパイプの外周面に抵抗層１０４を形成した後、セラミックパイプの内面及び前記抵抗層上にメッキにより導体を形成することにより製造することができる。抵抗層１０４は抵抗ペーストを用いて形成することができる。【００７５】
図１１は、本発明の伝送線路型フィルタの第７実施形態を示す模式斜視図である。この伝送線路型フィルタ１１０は、ストリップ線路型のノイズフィルタであり、信号導体（中心導体）１１１と、その信号導体１１１を上下から挟むように対向配置された２つの平板状のグラウンド導体（外部導体）１１２ａ，１１２ｂとの間に、信号導体側から抵抗層１１４と誘電体層１１３とがその順で形成されたものである。すなわち、この伝送線路型フィルタ１１０は、信号導体１１１と、信号導体１１１の周りに形成された抵抗層１１４と、その抵抗層１１４の周りに形成された誘電体層１１３と、その誘電体層１１３を上下から挟むように対向配置された２つの平板状のグラウンド導体１１２ａ，１１２ｂとを有している。【００７６】
（各構成要素の説明）
次に、上記の各実施形態の構成要素について説明する。【００７７】
中心導体と外部導体は、銅、銀、金、アルミニウム、ニッケル、錫等の金属やそれらの合金等、導電率が高い（１，０００，０００Ｓ／ｍ以上）導体であることが望ましい。こうした中心導体と外部導体はメッキ等により形成することができる。伝送線路型ノイズフィルタを電源デカップリング素子として用いるためには、中心導体と外部導体が直流電力を効率よく流すことができる必要がある。そのために、この中心導体の導電率はできるだけ高いことが好ましい。中心導体と外部導体の導電率は、１，０００，０００Ｓ／ｍ以上であることが望ましく、その理由としては、電源デカップリング素子として用いる場合、中心導体と外部導体の抵抗による直流電力の損失を少なくする必要があるからである。【００７８】
また、中心導体と外部導体は、弁作用金属（バブルメタル）からなるものであってもよい。そうした材料としては、例えば、アルミニウム、アルミニウム合金、タンタル、タンタル合金、ニオブ、ニオブ合金等を挙げることができる。弁作用金属は、絶縁体である酸化被膜を容易に形成することができる。なお、その酸化被膜は、本発明においては誘電体層となる。【００７９】
誘電体層は、中心導体及び／又は外部導体の表面に酸化被膜を形成した酸化被膜とすることができる。すなわち、中心導体及び／又は外部導体の表面を陽極酸化することにより、中心導体及び／又は外部導体の表面積が拡大した酸化皮膜が形成され、この酸化被膜が誘電体として作用する。なお、図１０の第６実施形態の場合のように、中空部１０５を有するセラミックパイプを用いることもできる。【００８０】
抵抗層は、例えば、カーボン材料、又は、ポリピロール、ポリチオフェン若しくはポリアニリン等の導電性高分子材料、又は、固体電解質若しくは液体電解質、又は、ニッケル、マンガン、クロム等の導電率の低い金属若しくは合金、又は、シリコン若しくはガリウム砒素等の半導体等、導電率が上記導体の導電率の１００分の１以下の材料で構成されることが好ましい。【００８１】
また、本発明の伝送線路型フィルタにおいては、抵抗層を、２層以上の層からなる積層型の抵抗層とすることもできる。２層以上の抵抗層を形成する方法としては各種の方法を採用可能であるが、例えば導電性高分子層を積層する方法を挙げることができる。この場合、同じ材料であってもよいし、異なる材料であってもよい。また、同じ材料を異なる方法で積層させてもよいし、異なる材料を同じ方法で積層させたものであってもよい。一例としては、後に実施例で説明するように、化学酸化重合で導電性高分子層を形成した後、電解重合で導電性高分子層を形成して積層させることができる。【００８２】
抵抗層を液体電解質を用いて構成する場合には、溶媒として、水、エチレングリコール、エチレングリコールモノメチルエーテル、グリセリン、γ-ブチロラクトン又はＮ−メチルホルムアミド等を用い、電解質として、ホウ酸、アジピン酸、マレイン酸、安息香酸、フタル酸、サリチル酸、アンモニア、トリエチルアミン又は水酸化テトラメチルアンモニウム等を用いたものを挙げることができる。【００８３】
抵抗層の厚さは、伝送線路型ノイズフィルタ素子の幅と、抵抗層の導電率とから、上記式１の関係を満たすコンダクタンス値Ｇｃを実現することができるように決定される。より詳しくは、抵抗層の厚さは次のように求められる。【００８４】
本発明において、抵抗層を導体の導電率の１００分の１以下の材料で構成することにより、抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値Ｇｃは上記式１の関係を満たすことになって、フィルタ内に流れる電流はほとんど導体を通ることになる。したがって、抵抗層の存在は導体のインピーダンスにほとんど影響しないことになり、抵抗層は等価回路的には誘電体層のアドミタンスに直列に入ることになるので、ωＣ＜＜Ｇｃとなる低周波数のときは抵抗層の影響がほとんどなく、従来通りの伝送線路型フィルタの特性を発揮し、また、ωＣ＞＞Ｇｃとなる高周波数のときは抵抗層が伝送線路に流れるノイズを吸収することになり、また、共振が発生する周波数付近ではωＣ＜＜Ｇｃが成り立つ条件からωＣ＞＞Ｇｃが成り立つ条件へと変化するＧｃにすることによりフィルタの共振を抑制することができる。【００８５】
コンダクタンス値Ｇｃは、一般に、「抵抗体の導電率×抵抗体の面積／抵抗体の厚さ」で決定される。本発明においては、「抵抗層の導電率（Ｓ／ｍ）×抵抗層の周長さ（ｍ）×１（単位長さ）／厚さ（ｍ）＝コンダクタンス値Ｇｃ（Ｓ／ｍ）」となる。ここで、抵層の周長さは厚さによって変わる（すなわち、抵抗層が厚くなっていくと周長さが長くなる)ので、実際には、抵抗層の周長さをｆ(x)（厚さxの関数）としたとき、∫１／（導電率・f(x)）・dx＝１／Ｇｃ、となる。なお、抵抗層の周長さは、中心導体上又は誘電体層上に抵抗層を形成する場合には中心導体又は誘電体層の外周長さで表され、外部導体の内側又は誘電体層の内側に抵抗層を形成する場合には外部導体の内周長さ又は誘電体層の内側長さで表され、中間層として抵抗層が形成される場合には形成される抵抗層の厚さ方向の中心を通る周長さで表される。【００８６】
一例として、図９及び図１０に示す同軸線路型のノイズフィルタのように、円筒形で誘電体層の外周に抵抗層を設けるときの数式を下記数式１３に示す。誘電体層の外周の半径をｒ、抵抗層の導電率をσ、抵抗層の外周の半径をＲとし、抵抗層の周長さを関数ｆとすると、抵抗層の厚さｄは以下のようになる。【００８７】
【数１３】
0004952577.tif 000014
【００８８】
上記のように、抵抗層の厚さは、円筒のように断面構造が簡単であれば比較的容易に求めることはできるが、エッチング等により断面構造が複雑になれば、簡単な数式では求まらない。しかし、抵抗層が薄く、抵抗層の厚さにかかわらず外周が変化しないと仮定すれば、「導電率×周長さ／厚さ＝コンダクタンス値 Ｇｃ」、により求めることができる。多くの場合、抵抗層の厚さは十分に薄いため、この式により求めることができる。【００８９】
本発明の伝送線路型ノイズフィルタにおいては、その伝送線路型ノイズフィルタの共振周波数での特性インピーダンスをＺｏとし、伝送線路の長さをＬとしたとき、抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値Ｇｃが、上記数式１の関係を満たすように構成される。本発明においては、特に抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値Ｇｃとして、下記数式１４の値に設定することが望ましい。【００９０】
【数１４】
0004952577.tif 000015
【００９１】
共振周波数での特性インピーダンスＺｏは、シミュレーションや近似式、計測から求めることができ、求めた共振周波数での特性インピーダンスＺｏの値と、ノイズフィルタの伝送線路部の長さＬとより、上記数式１を用いて抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値Ｇｃを決定する。【００９２】
特性インピーダンスＺｏは、シミュレーションや近似式又は計測から求めることができ、求めた特性インピーダンスＺｏの値と、ノイズフィルタの伝送線路部の長さＬとより、上記式１を用いて抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値Ｇｃを決定する。具体的な手順を、シールドストリップ線路型素子の例を交えながら説明する。【００９３】
図１２は一般的なシールドストリップ線路型素子の斜視図であり、図１３はそのＡ−Ａ’縦断面図であり、図１４はそのＢ−Ｂ’縦断面図である。先ず、特性インピーダンスＺｏを求める。シールドストリップ線路型素子の特性インピーダンスＺｏは、伝送線路の電磁波が伝搬する向きに垂直な断面構造（図１４に示す断面図）から求めることができる。このとき、求める特性インピーダンスＺｏは抵抗層を入れる前の状態で求める。つまり、誘電体層１３３の内外が導体（中心導体１３１、外部導体１３２）である状態で求める。ここで、図１２〜図１４に例示したシールドストリップ線路の場合、誘電体層１３３の厚さｄは非常に小さいため、角の影響は十分に少なく、また、中心導体１３１にはエッチング等の処理はされていないものとすると、誘電体層１３３の周長さｔ＝（ｗ１＋ｗ２）／２×２＋（ｈ１＋ｈ２）／２×２（内周と外周の平均を上下左右分考慮したもの）と、誘電体層１３３の誘電率εと、誘電体層１３３の透磁率μとより下記数式１５で求められる。【００９４】
【数１５】
0004952577.tif 000016
【００９５】
求めた特性インピーダンスＺｏと伝送線路長Ｌ（図１３のＬ）を式１に代入して、挿入する抵抗層のコンダクタンス値Ｇｃを算出する。算出したコンダクタンス値Ｇｃの最小値ＧｃＬと最大値ＧｃＨより、目的のコンダクタンス値Ｇｃを持つ抵抗層が本発明の伝送線路型フィルタに挿入する抵抗層となる。【００９６】
次に、抵抗層の導電率ρとその断面構造から、計算により必要な抵抗層の構造を求め、
導体（中心導体１３１又は外部導体１３２）と誘電体層１３３との間に抵抗層を挿入する。このとき、誘電体層１３３の形状を変化させないように、抵抗層を挿入するように設計することが望ましく、そのため、導体（中心導体１３１又は外部導体１３２）の形状を一部変化させる。誘電体層１３３の外周上に抵抗層を設ける場合を考えると、抵抗層は誘電体層１３３を覆う形状となるので変化できるパラメータは抵抗層の厚さである。そこで、目的のコンダクタンス値を持つ抵抗層を実現する厚さを求める。ここで、抵抗層の厚さを誘電体層１３３の幅ｗ２などに比べて十分小さいものとし、角の影響もほとんどないものとする。このとき、誘電体層１３３の外周長さ（ｔ２＝ｗ２×２＋ｈ２×２）と、抵抗層の導電率σとより、次の数式１６を構成できる。【００９７】
【数１６】
0004952577.tif 000017
【００９８】
これらの式より、目的の抵抗層の厚さを求め、外部導体１３２と誘電体層１３３との間に抵抗層を挿入する。図１５と図１６は、抵抗層１３４を挿入した本発明に係る伝送線路型フィルタの一例を示す断面図である。以上により、抵抗層を有する伝送線路型ノイズフィルタが構成できる。
【実施例】
【００９９】
次に、本発明の効果を実証するために具体的に製造した実施例の伝送線路型ノイズフィルタについて詳しく説明する。【０１００】
（実施例１）
図１７に示す断面構造を有する固体電界コンデンサ型のシールドストリップ線路型素子を作製した。図１８はその側面の断面図である。なお、このシールドストリップ線路型素子の外観は、図１２と同様である。実施例１のシールドストリップ線路型素子１７０は、中心導体１７１と、中心導体１７１の周りに形成された誘電体１７３と、誘電体１７３の周りに形成された抵抗層１７４（導電性高分子層１７４ａ，１７４ｂ）と、抵抗層１７４の周りに形成されて接着層として機能する導電性カーボンペースト層１７４ｃと、導電性カーボンペースト層１７４ｃの周りに形成された外部導体１７２とを有している。【０１０１】
この実施例１のシールドストリップ線路型素子の作製方法について順に説明する。この実施例では、中心導体上に誘電体層を形成する工程と、誘電体層を覆うように２層からなる抵抗層を形成する工程と、抵抗層上に外部導体を形成する工程とを有し、その２層からなる抵抗層を異なる重合方法で形成して導電性高分子層を積層している。より詳しくは、先ず、中心導体１２１として矩形状のアルミニウムを用いた。次に、この中心導体１７１の表面をエッチング処理して表面積を大きくした。エッチング処理は、塩化物水溶液中で交流電流を印加することでアルミニウムからなる中心導体１７１の表面を選択的に溶解させて荒し、表面積を拡大させた。このときのエッチング深さは４０μｍ程度であり、エッチングにより表面積を約１００倍大きくさせることができた。また、陽極端子１２１を接続する部分を保護するため、中心導体１７１の長さ方向の両端部２ｍｍずつにマスク１７６を作製した。このマスク１７６は、フッ素樹脂(ヘキサフルオロプロピレン)の溶液中に浸漬し、乾燥させて形成した。このマスク１７６のため、本実施例での線路部分の長さＬは、中心導体１７１の長さから、マスクの長さ分を引いた１６ｍｍとなる。この後、この中心導体１７１の表面を、６．３Ｖの電圧で陽極酸化した。この陽極酸化により、中心導体１７１の表面に酸化アルミニウムからなる誘電体層１７３を形成した。この誘電体層１７３は厚さが１０ｎｍ、誘電率εが約７．１×１０−１１Ｆ／ｍ、透磁率μが約１．２６×１０−６Ｈ／ｍである。【０１０２】
その誘電体層１７３を覆うように、導電性高分子層１７４ａ，１７５ｂからなる抵抗層１７４を形成した。この実施例においては、導電性高分子層１７４ａ，１７４ｂのコンダクタンス値を式１で表される適切なコンダクタンス値Ｇｃに設定する。そこで、まず本実施例でのＺｏを求めるが、本実施例においては、エッチングにより表面積を拡大させているので、表面積が拡大された分面積の大きい伝送線路として考える。つまり、線路部の各一辺の長さを表面積の拡大率の平方根分だけ広がったものとすると、線路部は幅１．５ｍｍ×長さ１６ｍｍであるから、幅１５ｍｍ×長さ１６０ｍｍになるものと仮定して計算する。さらに、本実施例の場合、誘電体層１７３は厚さが非常に薄いので、完全に電界と磁界が直行するＴＥＭモードで電磁波が伝送線路内を伝搬すると仮定して、特性インピーダンスＺｏを求める。このとき、素子の単位長さあたりの容量Ｃと、誘電体層の誘電率εと透磁率μより、特性インピーダンスＺｏは下記数式１７で求められる。【０１０３】
【数１７】
0004952577.tif 000018
【０１０４】
本実施例の場合、線路部の単位長さあたりの容量は２１μＦであったので、単位長さあたりの容量Ｃは、拡大された線路部の長さで割ると約１３０μＦ／ｍとなる。したがって、拡大率の平方根分広がったとした場合の特性インピーダンスＺｏは７２μΩとなる。この特性インピーダンスＺｏと拡大した線路長より、式１より拡大率の平方根分広がったとした場合での適切なコンダクタンス値Ｇｃは、２．７×１０４Ｓ／ｍ〜２．７×１０６Ｓ／ｍの間になる。この値は、拡大率の平方根分広がったときの値であるため、その拡大率の平方根分の１である２．７×１０３Ｓ／ｍ〜２．７×１０５Ｓ／ｍとなる。【０１０５】
導電性高分子層１７４ａ，１７４ｂは、導電率を容易にコントロールするために２層構造にしたものであり、その形成は、特開昭６４−８２５１５の実施例２に書かれている手法を用いた。すなわち、化学重合により導電性高分子１７４ａを形成した後、電解重合を用いて導電性高分子１７４ｂを形成した。この際に、導電性高分子層１７４ａ，１７４ｂのコンダクタンス値Ｇｃが式１になるように厚さ等の電解重合の生成条件を変更した。本実施例の場合、中心導体１７１の表面がエッチングにより荒れており、コンダクタンス値を構造より求めることが難しい。そこで、いくつかの条件下で導電性高分子を形成した結果から、所望のコンダクタンス値になる条件を採用し、その結果、導電性高分子の導電率をおよそ１００Ｓ／ｍとした。また、導電性高分子は、中心導体１７１のエッチングによって荒らされた凹凸を埋め、さらに凸部から３μｍ程度の厚さとなるように形成した。その際の最終的な抵抗層のコンダクタンス値（下記の外部導体を作成した後に測定した）は１．３×１０４Ｓ／ｍであった。【０１０６】
この実施例において、導電性高分子層１７４ａ，１７４ｂは、抵抗層として機能する層であり、具体的には、ポリピロール、ポリチオフェン若しくはポリアニリン等の高分子で形成することができるが、ここでは、第１層目の導電性高分子層１７４ａとして、化学酸化重合でポリピロール膜を成膜し、第２層目の導電性高分子層１７４ｂとして、電解重合でポリピロール膜を成膜した。なお、この導電性高分子層１７４ａ，１７４ｂは、電子供与性又は電子吸引性を有するドーパントと組み合わせて導電率を上げることもできるが、この実施例１においては、ドデシルベンゼンスルホンサン第２鉄とした。なお、使用可能なドーパントとしては、ヨウ素、塩素、過塩素酸アニオン等のハロゲン化合物、芳香族スルホン酸化合物等のルイス酸として作用するもの、及び、リチウム、テトラエチルアンモニウムカチオンのようなルイス塩基として作用するもの等も挙げることができる。【０１０７】
次に、その導電性高分子層１７４ａ，１７４ｂ上に導電性カーボンペースト層１７４ｃを形成する。導電性カーボンペースト層１７４ｃは、接着層として機能するものであり、導電性高分子層１７４ｂと、銀ペーストからなる外部導体１７２とを接着させるために形成したものである。導電性カーボンペースト層１７４ｃが２０μｍ程度の厚さとなるように、導電性カーボンペーストを導電性高分子層１２５上に塗布して硬化させた。さらにその導電性カーボンペースト層１７４ｃ上に、銀ペーストからなる厚さ６０μｍの外部導体１７２を形成した。【０１０８】
こうして形成された伝送線路の電力透過特性について、端子を接続する前の状態での電力透過特性をネットワークアナライザで測定した。図１９は伝送線路の電力透過特性を測定するときの構成図である。形成された伝送線路素子に直接同軸コネクタを接続し、図２１に示すように、その同軸コネクタに接続した同軸ケーブルをネットワークアナライザに接続して測定した。ネットワークアナライザは、一つの機能として、一方のポートから出力した電力が、もう一方のポートまでどれだけ伝搬したかを測定できる測定器である。端子を接続する前の素子を測定したのは、この状態で測定することで、端子などの影響がない伝送線路の特性を測定するためである。図２０はその測定結果である。図２０からわかるように、周波数の上昇と共に高いフィルタ能力を示している。【０１０９】
次に、銀ペーストからなる外部導体１７２の表面に、金属板からなる陰極端子１２２をその銀ペーストにより接着する。陰極端子１２２は、銀ペーストと共に外部導体として機能し、さらに基板などに接続するための端子として機能するものである。陰極端子１２２である金属板は、厚さ１００μｍ×幅１．５ｍｍ×長さ１６ｍｍの矩形構造に、長さ方向の両端の左右に幅１ｍｍ×長さ３ｍｍの矩形が追加されたＨ形状をなしている。そして、図１９に示すように、幅１．５ｍｍ×長さ１６ｍｍの矩形状の部分（図１９中の波線部）に素子が接着する。また、長さ方向の両端の左右に追加された部分は、プリント基板と接続するための陰極端子となる。【０１１０】
中心導体１７１の長さ方向の両端部には、図１８に示すように、金属板からなる陽極端子１２１を接続する。そのために、中心導体１７１の長さ方向の両端部から１．４ｍｍ程度のマスクを切削により除去する。残りの０．６ｍｍあるマスク１７６の一部は陽極端子１２１と陰極端子１２２とを分離するために残される。その後、中心導体１７１のマスク除去部と、陽極端子１２１とを、超音波溶接、レーザ溶接、抵抗溶接等の溶接手法によって接続する。陽極端子１２１は厚さ１００μｍ×幅１．５ｍｍ×長さ５ｍｍ程度の矩形状である。【０１１１】
陽極端子１２１と陰極端子１２２の一部を露出させた状態で、モールド１２３によりパッケージングを行う。その後、陽極端子１２１と陰極端子１２２の端子部分を曲げる。これにより、実施例１に係る伝送線路型ノイズフィルタが作製される。【０１１２】
（実施例２）
図２２に示す形態の同軸形状のセラミック同軸線路型のノイズフィルタを作製した。図２３はそのＣ−Ｃ’断面図であり、図２４はそのＤ−Ｄ’断面図である。先ず、内径ｒ：１．３ｍｍ×外径Ｒ：１．６６ｍｍ×長さＬ：５．４ｍｍの円筒形からなる高誘電率セラミック製の誘電体（誘電体層２２３）を作製した。この誘電体は、一般に高周波用途で用いられる円筒形セラミックコンデンサの材料及び製造法によって製造でき、本実施例では、セラミックの比誘電率εｒが１００００程度で比透磁率μｒが１のものを作製した。このセラミック製の誘電体の長さ方向の両端には、端部から０．７ｍｍの長さで陽極導体２２１を製造した。そのため、実際の伝送線路長Ｌは４．０ｍｍとなった。さらに、陽極導体２２１と陰極導体２２２を分離するために、０．３ｍｍ〜０．４ｍｍ幅のマスク２２５を外周に作製した。次に、誘電体（誘電体層２２３）の周囲に、抵抗層２２４を形成した。本実施例の誘電体層２２３の場合、特性インピーダンスＺｏは内径ｒと外径Ｒより下記数式１８で求められる。【０１１３】
【数１８】
0004952577.tif 000019
【０１１４】
したがって、特性インピーダンスＺｏは約０．１５Ωとなる。したがって、式１にあてはめると、抵抗層２２４のコンダクタンス値Ｇｃを５．４×１０２Ｓ/ｍ〜５．４×１０４Ｓ/ｍにすればよい。そのため、誘電体層２２３上に抵抗ペースト（酸化ルテニウムペースト）を塗布し、抵抗層２２４を形成した。抵抗層２２４の厚さｄは使用する抵抗ペーストによって異なるが、抵抗ペーストの導電率をσとしたとき、下記数式１９で示すようになる。【０１１５】
【数１９】
0004952577.tif 000020
【０１１６】
抵抗ペーストの導電率σが１００Ｓ／ｍのとき、抵抗層２２４の厚さｄは４．９μｍ〜６６０μｍの厚さと計算される。本実施例においては、抵抗層２２４の厚さｄを５０μｍとし、コンダクタンス値Ｇｃを５．４×１０３Ｓ／ｍとした。次に、中心導体となる陽極導体２２１と、外部導体となる陰極導体２２２を作製した。これらの導体の作製はその作製部位に適した方法を採用し、蒸着、スパッタリング、メッキ等を用いて、金属導体(銅)の層を５０μｍ以上となるように作製した。これにより、図２２に示すような同軸形状のセラミック同軸線路型のノイズフィルタができる。素子外周の両端０．４ｍｍが陽極端子となり、外周の中心４ｍｍの幅が陰極端子となる。【０１１７】
（使用例）
次に、本発明の伝送線路型フィルタの使用例について説明する。伝送線路型ノイズフィルタは、２端子対（４端子）の素子であり、主に電源ラインの電源デカップリング用の素子として用いられる。図２５〜図２８は、電源デカップリングを行う場合の一例であり、図２５は回路図であり、図２６は本発明のプリント基板の断面図であり、図２７は本発明のプリント基板の上面図であり、図２８は伝送線路型ノイズフィルタを適用する前の基板の断面図である。本願においては、上述した本発明の伝送線路型フィルタを搭載したプリント基板を提供する。本発明のプリント基板は、電源配線２５５と、ＬＳＩ電源配線２５４との間に、本発明に係る伝送線路型フィルタ２５１が設置されている。このプリント基板は、図２６に示すように、伝送線路型フィルタ２５１を構成する中心導体及び外部導体のいずれか一方が、電源配線２５５とＬＳＩ電源配線２５４とを接続し、他の一方が、グラウンド配線２５６に接続されているように構成される配線基板として使用される。なお、符号２５７は、基板絶縁層を示している。【０１１８】
図２８に示すように、伝送線路型ノイズフィルタを適用する前の基板について、Ａで囲まれた電源配線を切り離し、ＬＳＩ２５２と電源２５３との間を電気的に切り離す。切り離した電源配線の代わりに、図２６に示すように、伝送線路型ノイズフィルタ２５１を設置する。これにより、ＬＳＩ２５２と電源２５３は伝送線路型ノイズフィルタ２５１を介して切り離される。ＬＳＩ２５２と電源２５３とが切り離されているため、ＬＳＩから電源ラインに重畳するノイズは、伝送線路型ノイズフィルタ２５１に入る。伝送線路型ノイズフィルタ２５１に入ったノイズは、反射もしくは伝送線路型ノイズフィルタに吸収され、電源回路側に伝搬しない。これにより、同じ電源回路に接続される他のＬＳＩなどにノイズが伝搬しない。また、電源の配線からの放射に起因する不要電磁波の問題も解決できる。
【産業上の利用可能性】
【０１１９】
本発明は、回路間の電磁干渉を抑制するのに有効な電源デカップリング素子としての伝送線路型フィルタとして有効である。
【図１】
0004952577.tif 000022
【図２】
0004952577.tif 000023
【図３】
0004952577.tif 000024
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
0004952577.tif 000035
【図１５】
0004952577.tif 000036
【図１６】
0004952577.tif 000037
【図１７】
0004952577.tif 000038
【図１８】
0004952577.tif 000039
【図１９】
0004952577.tif 000040
【図２０】
0004952577.tif 000041
【図２１】
0004952577.tif 000042
【図２２】
0004952577.tif 000043
【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
0004952577.tif 000046
【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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