(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２つの非線形素子を有する、周波数ｆRFの第１の高周波と周波数ｆLOの第２の高周波の混合器であって、
第１の線路と、
前記２つの非線形素子への２つの入力線路であって、前記第１の線路の一端に接続された、各々の線路長が周波数２ｆLOの高周波の伝送波長の１／４の長さである第１分岐線路及び第２分岐線路と、
前記第１の線路、前記第１分岐線路及び前記第２分岐線路の交点において結合し、当該交点から周波数ｆRFの前記第１の高周波の伝送波長の１／４の長さの位置に一端を有するスロット線路と、
前記スロット線路の他端から周波数ｆRFの前記第１の高周波の伝送波長の１／４の長さの位置において結合し、当該位置から周波数ｆRFの前記第１の高周波の伝送波長の１／４の長さの位置に一端を有する第２の線路を有し、
前記第１の線路に周波数ｆLOの前記第２の高周波を入力し、前記第２の線路に周波数ｆRFの前記第１の高周波を入力することを特徴とする混合器。
【請求項２】
少なくとも２つの非線形素子を有する、周波数ｆRFの第１の高周波と周波数ｆLOの第２の高周波の混合器であって、
第１の線路と、
前記２つの非線形素子への２つの入力線路であって、前記第１の線路の一端に接続された、各々の線路長が周波数２ｆLOの高周波の伝送波長の１／４の長さである第１分岐線路及び第２分岐線路と、
前記第１の線路、前記第１分岐線路及び前記第２分岐線路の交点において結合し、当該交点から周波数ｆLOの前記第２の高周波の伝送波長の１／４の長さの位置に一端を有するスロット線路と、
前記スロット線路の他端から周波数ｆLOの前記第２の高周波の伝送波長の１／４の長さの位置において結合し、当該位置から周波数ｆLOの前記第２の高周波の伝送波長の１／４の長さの位置に一端を有する第２の線路を有し、
前記第１の線路に周波数ｆRFの第１の高周波を入力し、前記第２の線路に周波数ｆLOの第２の高周波を入力することを特徴とする混合器。
【請求項３】
前記２つの非線形素子の出力の差により、周波数｜ｆRF−２ｆLO｜の中間周波数信号を得るサブハーモニックミキサであることを特徴とする請求項１に記載の混合器。
【請求項４】
前記２つの非線形素子の出力の和により、周波数｜ｆRF−２ｆLO｜の中間周波数信号を得るサブハーモニックミキサであることを特徴とする請求項２に記載の混合器。
【請求項５】
前記２つの非線形素子がトランジスタであることを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の混合器。
【請求項６】
請求項１乃至５の何れか１項に記載の混合器を用いた高周波受信機。
【請求項７】
請求項６に記載の高周波受信機を用いたレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信用の高周波混合器（ミキサ）に関する。本発明は特に、受信した高周波を、その周波数の略１／２の周波数の局部発振器で中間周波数信号に変換するサブハーモニックミキサに関する。
【背景技術】
【０００２】
送受信機に用いる混合器（ミキサ）には、トランジスタやダイオードなどの非線形素子が用いられる。当該非線形素子に２つの信号の和信号を入力し、例えば後段のバンドパスフィルタにより２次項又は３次項から所望の周波数帯域の、２つの入力信号の２回又は３回の積信号を選択する。サブハーモニックミキサは、必要な高周波の局部発振器が作成困難な際に、必要な高周波の１／２の周波数の局部発振器を用いるものである。例えば周波数ｆIFの中間周波数信号を周波数ｆLOの局部発振器を用いて周波数ｆIF＋２ｆLOの高周波を得たり、逆に、周波数ｆRFの高周波信号から周波数ｆLOの局部発振器を用いて周波数｜ｆRF−２ｆLO｜の中間周波数信号を得るものである。
【０００３】
実際、７７ＧＨｚ帯域のレーダ装置や無線装置の局部発振器（ＬＯ）としてトランジスタを発振させて７７ＧＨｚの搬送波を生成する場合、トランジション周波数ｆtや最高発振周波数ｆmaxが２５０ＧＨｚを越えるトランジスタを用意することが望ましい。しかしそのような高周波用トランジスタは現時点では非常に高価である。そこでサブハーモニックミキサを用いることが考えられる。この場合、トランジション周波数ｆtとしては１００ＧＨｚ程度のトランジスタを用いれば良い。これにより、回路形成プロセスも、安価なミリ波プロセスを用いることが可能となる。
【０００４】
ここで、２つの技術を検討しておく。非特許文献１は、サブハーモニックミキサ９００に関するものである。図３のサブハーモニックミキサ９００は、７７ＧＨｚの受信波を、アイソレーションフィルタＦiRFを介して第１のトランジスタＱ１のベースに入力する。更に、フィルタからなる９０度位相器Ｆ１RF及びＦ２RFの直列接続を介して第２のトランジスタＱ２のベースに入力する。更に９０度位相器Ｆ１RF及びＦ２RFの中間に、３８ＧＨｚのローカルを、アイソレーションフィルタＦiLOを介して入力する。こうして、２つのトランジスタＱ１及びＱ２に対し、７７ＧＨｚの受信波を互いに逆相となるように入力し、３８ＧＨｚのローカルを同相となるように入力する。非特許文献１ではｆt＝８０ＧＨｚのトランジスタを使用できる。尚、図３において、各トランジスタへのバイアス回路の記載は省略した。
【０００５】
図３のサブハーモニックミキサ９００においては、２つのトランジスタＱ１及びＱ２のそれぞれの入力において、３８ＧＨｚのローカルの高調波である７６ＧＨｚの高周波が生じても相殺されることになる。実際、２つのトランジスタＱ１及びＱ２の間には７７ＧＨｚの高周波に対して９０度位相器となるフィルタが２個ある。当該フィルタは各々、７６ＧＨｚの高調波に対しても実質的に９０度位相器として作用する。すると、一方のトランジスタ入力（ベース）において生じた７６ＧＨｚの高調波は、他方のトランジスタの入力（ベース）において逆相で入力されることとなり、結局当該他方のトランジスタの入力（ベース）において発生する７６ＧＨｚの高調波と相殺されることとなる。
【０００６】
図３のサブハーモニックミキサ９００においては、非線形素子である２つのトランジスタＱ１及びＱ２の出力の３次項から、周波数１ＧＨｚの中間周波数信号を得るものであり、トランジスタＱ３及びＱ４が構成する差動増幅器を介して出力する。尚、トランジスタＱ３及びＱ４から成る部分は整合回路としての機能も有する。
【０００７】
第２の技術は、特許文献１と非特許文献２に記載されたものである。これは誘電体基板の裏面にスロット線路を形成したグランドを形成し、表面にマイクロストリップ線路を形成し、２個の能動素子を当該表面に装着して成る、発振器である。スロット線路と直交するマイクロストリップ線路との結合において、スロット線路を挟んだ両側のマイクロストリップ線路の伝送モードが逆相となることを利用した構成である。
【特許文献１】特開２００５−２１７６７５号公報
【非特許文献１】Juo-Jung Hung, Timothy M.Hancock, Gabriel M.Rebeiz, "A 77GHz SiGe Sub-Harmonic Balanced Mixer," IEEE JSSC, Vol.40, No.11, pp.2167-2173, November 2005
【非特許文献２】Kenji Kawahata, Takayuki TANAKA, Masayoshi AIKAWA, "A K-band Push-Push Oscillator with High Suppression of Undesired Harmonic Signals," IEICE Trans. Electron., Vol.E86-C, No.8 pp.1433-1437, August 2003
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
非特許文献１の技術は、７７ＧＨｚの高周波を、一方のトランジスタには直接、他方のトランジスタには高周波に対して９０度位相器となるフィルタを２度通すことで、有効なサブハーモニックミキサとするものである。しかし、９０度位相器となるフィルタを２度通すことによる電力損失が無視できず、２つのトランジスタに電力を等しく分配することは困難である。また、当該電力損失は本来的に避けるべきものである。また、７７ＧＨｚの高周波と、３８ＧＨｚのローカルの分離のために、各々の入力にアイソレーションフィルタを使用しており、これらフィルタにおける電力損失、特に受信波である７７ＧＨｚの高周波の損失はやはり避けるべきものである。更には、３８ＧＨｚのローカルの高調波のキャンセルにおいても、９０度位相器となるフィルタを２度通すことによる電力損失により、キャンセルは完全には生じない。
【０００９】
本発明者らは上記非特許文献１の問題点を解決するため、特許文献１及び非特許文献２のようなスロット線路と直交するマイクロストリップ線路との結合の技術を適用することを着想し、本願発明を完成した。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
請求項１に係る発明は、少なくとも２つの非線形素子を有する、周波数ｆRFの第１の高周波と周波数ｆLOの第２の高周波の混合器であって、第１の線路と、２つの非線形素子への２つの入力線路であって、第１の線路の一端に接続された、各々の線路長が周波数２ｆLOの高周波の伝送波長の１／４の長さである第１分岐線路及び第２分岐線路と、第１の線路、第１分岐線路及び第２分岐線路の交点において結合し、当該交点から周波数ｆRFの第１の高周波の伝送波長の１／４の長さの位置に一端を有するスロット線路と、スロット線路の他端から周波数ｆRFの第１の高周波の伝送波長の１／４の長さの位置において結合し、当該位置から周波数ｆRFの第１の高周波の伝送波長の１／４の長さの位置に一端を有する第２の線路を有し、第１の線路に周波数ｆLOの第２の高周波を入力し、第２の線路に周波数ｆRFの第１の高周波を入力することを特徴とする混合器である。
【００１１】
請求項２に係る発明は、少なくとも２つの非線形素子を有する、周波数ｆRFの第１の高周波と周波数ｆLOの第２の高周波の混合器であって、第１の線路と、２つの非線形素子への２つの入力線路であって、第１の線路の一端に接続された、各々の線路長が周波数２ｆLOの高周波の伝送波長の１／４の長さである第１分岐線路及び第２分岐線路と、第１の線路、第１分岐線路及び第２分岐線路の交点において結合し、当該交点から周波数ｆLOの第２の高周波の伝送波長の１／４の長さの位置に一端を有するスロット線路と、スロット線路の他端から周波数ｆLOの第２の高周波の伝送波長の１／４の長さの位置において結合し、当該位置から周波数ｆLOの第２の高周波の伝送波長の１／４の長さの位置に一端を有する第２の線路を有し、第１の線路に周波数ｆRFの第１の高周波を入力し、第２の線路に周波数ｆLOの第２の高周波を入力することを特徴とする混合器である。
【００１２】
請求項３に係る発明は、請求項１に記載の混合器において、２つの非線形素子の出力の差により、周波数｜ｆRF−２ｆLO｜の中間周波数信号を得るサブハーモニックミキサであることを特徴とする。
請求項４に係る発明は、請求項２に記載の混合器において、２つの非線形素子の出力の和により、周波数｜ｆRF−２ｆLO｜の中間周波数信号を得るサブハーモニックミキサであることを特徴とする。
請求項５に係る発明は、２つの非線形素子がトランジスタであることを特徴とする。
【００１３】
請求項６に係る発明は、請求項１乃至５の何れか１項に記載の混合器を用いた高周波受信機である。
請求項７に係る発明は、請求項６に記載の高周波受信機を用いたレーダ装置である。
【発明の効果】
【００１４】
第２の線路の一端を入力端とし、他端から伝送波長の１／４の長さの位置にスロット線路を結合させる。当該位置は、スロット線路の一端から伝送波長の１／４の長さでもある。一方、スロット線路の他端から伝送波長の１／４の長さの位置に第１分岐線路と第２分岐線路を結合させる。第１分岐線路と第２分岐線路には各々非線形素子に接続する。第１分岐線路と第２分岐線路のスロット線路との結合点には第１の線路を接続し、第１の線路の他端は入力端とする。
【００１５】
このようにすると第１の線路の入力端から入力された高周波は、２つの非線形素子に同相で入力される。一方、第２の線路の入力端から入力された高周波は、スロット線路、第１及び第２分岐線路を介して、２つの非線形素子に逆相で入力される。こうして、２つの非線形素子の出力の和又は差から、所望の周波数帯域を得ることにより、所望の高次項を選択的に得ることができる。本発明においては、２つの非線形素子の入力をつなぐ第１及び第２分岐線路の全長が周波数２ｆLOの高周波の伝送波長の１／２の長さであるので、周波数ｆLOの高周波を入力した２つの非線形素子の入力において、周波数２ｆLOの高周波（高調波）が生じても相殺されることとなる。本発明は２つの入力の間にフィルタを介する必要がなく、電力損失を軽減することができる。こうして、非線形素子の出力から、所望の帯域フィルタを介して２つの高調波の積信号を得ることができる（請求項１、２）。本発明は、第１分岐線路と一方の非線形素子、第２分岐線路と他方の非線形素子を対称に形成することで、理想的な作用を生ずる。また、スロット線路から第１分岐線路と第２分岐線路には逆相（位相が正確にπ異なる）で高周波を等分配でき、第１の線路から第１分岐線路と第２分岐線路には同相で高周波を等分配できる。
【００１６】
請求項１に記載の混合器の２つの非線形素子の出力は、次のように解析できる。即ち、周波数ｆLOの高周波を正弦波としてＡｃｏｓωLOｔ、周波数ｆRFの高周波をＢｃｏｓωRFｔとおき、一方の非線形素子の入力をＡｃｏｓωLOｔ＋ＢｃｏｓωRFｔ、他方をＡｃｏｓωLOｔ−ＢｃｏｓωRFｔとおく。これは請求項１に記載の混合器においては、周波数ｆRFの高周波が第２の線路、スロット線路、第１及び第２分岐線路を介して２つの非線形素子に逆相で入力されるためである。
【００１７】
ＡｃｏｓωLOｔ±ＢｃｏｓωRFｔの入力により、非線形素子の出力Ｐ（ｔ）は、テイラー展開の３次項までをとると次の通りとなる。
【数１】
0004900122.tif 000002
【００１８】
よって、一方の非線形素子にＡｃｏｓωLOｔ＋ＢｃｏｓωRFｔを入力し、他方の非線形素子にＡｃｏｓωLOｔ−ＢｃｏｓωRFｔを入力して、それらの出力の差を帯域濾波すると、周波数｜ｆRF−ｆLO｜又は周波数｜ｆRF−２ｆLO｜の中間周波数信号を得ることができる（請求項３）。
【００１９】
同様に、請求項２に記載の混合器の２つの非線形素子の出力は、次のように解析できる。一方の非線形素子の入力をＡｃｏｓωLOｔ＋ＢｃｏｓωRFｔ、他方を−ＡｃｏｓωLOｔ＋ＢｃｏｓωRFｔとおく。これは請求項２に記載の混合器においては、周波数ｆLoの高周波が第２の線路、スロット線路、第１及び第２分岐線路を介して２つの非線形素子に逆相で入力されるためである。±ＡｃｏｓωLOｔ＋ＢｃｏｓωRFｔの入力により、非線形素子の出力Ｐ’（ｔ）は、テイラー展開の３次項までをとると次の通りとなる。
【数２】
0004900122.tif 000003
【００２０】
よって、一方の非線形素子にＡｃｏｓωLOｔ＋ＢｃｏｓωRFｔを入力し、他方の非線形素子に−ＡｃｏｓωLOｔ＋ＢｃｏｓωRFｔを入力して、それらの出力の和を帯域濾波すると、周波数｜ｆRF−２ｆLO｜の中間周波数信号を得ることができる（請求項４）。この際、周波数｜ｆRF−ｆLO｜の成分も除去できるので効果的である。
【００２１】
請求項１乃至４の構成の混合器は、低周波数に適用されるトランジスタを用いることができ、安価に作成できる。このような混合器により、１００ＧＨｚ付近の高周波受信機を安価に作成でき、特に１００ＧＨｚ付近のレーダ装置を安価に作成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明を具体的な配線と回路図により説明する。
【実施例１】
【００２３】
図１．Ａは、本発明の具体的な第１の実施例に係る混合器１００の入力ライン１００−ｉの、スロット線路ＳＬと２つのマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１及びＭＳＬ−２の位置関係を示す平面図、１．Ｂはその断面図、１．Ｃは回路部１００−ｃの構成を示す回路図である。混合器１００は、周波数ｆRFとｆLOの２つの高周波の混合器である。周波数ｆRFと２ｆLOの２つの高周波の、スロット線路ＳＬ、２つのマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１及びＭＳＬ−２における伝送波長を各々λRF、λ2LOとする。
【００２４】
図１．Ａのように、入力ライン１００−ｉは、１つのスロット線路ＳＬと２つのマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１及びＭＳＬ−２から成る。このような構成は、図１．Ｂに示すように、誘電体基板Ｓの裏面に、スロット線路ＳＬを有する導体板Ｇを形成し、誘電体基板Ｓの表面にマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１及びＭＳＬ−２を形成すれば良い。図１．Ｂは、以下に示すように、図１．Ａの第２のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−２に平行な面での断面図となっている。
【００２５】
入力ライン１００−ｉは、スロット線路ＳＬと２つのマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１及びＭＳＬ−２を下記の位置関係となるように形成する。
まず、誘電体基板Ｓの裏面に形成されるスロット線路ＳＬ（図１．Ａで破線で囲まれた部分）は、例えば矩形状に形成され、その２つの端部ＥＳ１及びＥＳ２から、λRF／４の位置を点Ａ及び点Ｐとする。点Ａ及び点Ｐは誘電体基板Ｓの裏面のみでなく、誘電体基板Ｓの表面側も点Ａ及び点Ｐと称することとする。誘電体基板Ｓの表面に形成される第１のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１は、点Ａにおいて分岐を有するＴ字型に形成されている。即ち、第１のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１は、３つの端部Ｉ−１、Ｂ、Ｃを有し、Ｉ−１とＡをつなぐ部分は矩形状のスロット線路ＳＬに平行に形成され、Ｉ−１とＡの途中にスロット線路ＳＬの端部ＥＳ１が配置するようにする。また、端部ＢとＣをつなぐ線分は、分岐である点Ａをその中点に持ち、且つＩ−１とＡをつなぐ線分及びスロット線路ＳＬと垂直である。また、ＢＡ間とＣＡ間は等しくλ2LO／４である。
【００２６】
誘電体基板Ｓの表面に形成される第２のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−２は、点Ｐにおいてスロット線路ＳＬと直交するように形成される。第２のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−２は、２つの端部Ｉ−２とＥＭＳ２を有し、点Ｐと端部ＥＭＳ２の距離はλRF／４となっている。
【００２７】
この構成から明かに、第１のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１の端部Ｉ−１から周波数ｆLOの高周波を、第２のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−２の端部Ｉ−２から周波数ｆRFの高周波を入力すると、周波数ｆLOの高周波は点Ｂと点Ｃには同相で、周波数ｆRFの高周波は点Ｂと点Ｃには逆相で入力される。そこで、図１．Ｃに示す回路部１００−ｃのＢ及びＣにこれらを入力することができる。これは、周波数ｆLOの高周波は第１のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１を伝送するのであり、周波数ｆRFの高周波は第２のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−２を伝送し、点Ｐでの結合を介してスロット線路ＳＬを伝送し、点Ａでの結合を介して第１のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１のＡＢ間（第１分岐線路）とＡＣ間（第２分岐線路）を逆相で伝送するからである。尚、周波数ｆRFの高周波は、スロット線路ＳＬから、それと同方向に延びる第１のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１のＡ−Ｉ−１間へは伝送しない。これは伝送モードが異なるからである。逆に、周波数ｆLOの高周波は、第１のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１のＡ点でスロット線路ＳＬに伝送しない。このように、２つの高周波はフィルタ無しにアイソレーションされる。また、周波数ｆRFの高周波の、点Ｐでの結合と点Ａでの結合によるＭＳＬ−２／ＳＬ変換と、ＳＬ／ＭＳＬ−１のＡＢ及びＡＣ変換の電力損失は、フィルタを２箇所通過するときの電力損失よりも十分小さい。
【００２８】
図１．Ｃに示す回路部１００−ｃのＢ及びＣは、図１．Ａに示す入力ライン１００−ｉの、点Ｂと点Ｃである。図１．Ｃに示す回路部１００−ｃの構成は次の通りである。定電圧源ＶCCに、抵抗Ｒm1を介してｎｐｎトランジスタＱm1のコレクタが接続されている。ｎｐｎトランジスタＱm1のベースは図１．Ａに示す入力ライン１００−ｉの点Ｂに接続されている。ｎｐｎトランジスタＱm1のエミッタは接地されている。同様に、定電圧源ＶCCに、抵抗Ｒm2を介してｎｐｎトランジスタＱm2のコレクタが接続されている。ｎｐｎトランジスタＱm2のベースは図１．Ａに示す入力ライン１００−ｉの点Ｃに接続されている。ｎｐｎトランジスタＱm2のエミッタは接地されている。抵抗Ｒm1と抵抗Ｒm2は等しく、ｎｐｎトランジスタＱm1及びＱm2は特性が同一であるものとする。尚、図１．Ｃにおいて、各トランジスタへのバイアス回路の記載は省略した。
【００２９】
ｎｐｎトランジスタＱm1のコレクタには、キャパシタＣm1を介してｎｐｎトランジスタＱd1のベースが接続されている。ｎｐｎトランジスタＱm2のコレクタには、キャパシタＣm2を介してｎｐｎトランジスタＱd2のベースが接続されている。ｎｐｎトランジスタＱd1のエミッタとｎｐｎトランジスタＱd2のエミッタは、共に抵抗Ｒdの一端に接続されており、抵抗Ｒdの他端は接地されている。ｎｐｎトランジスタＱd1のコレクタとｎｐｎトランジスタＱd2のコレクタは、それぞれ抵抗Ｒd1及び抵抗Ｒd2を介して定電圧源ＶCCに接続されている。抵抗Ｒd1と抵抗Ｒd2は等しく、ｎｐｎトランジスタＱd1及びＱd2は特性が同一であるものとする。
【００３０】
こうして、図１．Ａの入力ライン１００−ｉを通して、ｎｐｎトランジスタＱm1のベース（点Ｂ）に周波数ｆLOの高周波と周波数ｆRFの高周波を入力し、ｎｐｎトランジスタＱm2のベース（点Ｃ）に点Ｂと同相の周波数ｆLOの高周波と点Ｂと逆相の周波数ｆRFの高周波を入力することで、ｎｐｎトランジスタＱd1のコレクタとｎｐｎトランジスタＱd2のコレクタの電位差として、中間周波数信号ＩＦを得ることができる。尚、ｎｐｎトランジスタＱd1とｎｐｎトランジスタＱd2とを主たる要素として形成される部分は差動増幅器となっており、ｎｐｎトランジスタＱm1の出力であるコレクタと、ｎｐｎトランジスタＱm2の出力であるコレクタの電位差が本質的な中間周波数信号ＩＦを有する。周波数ｆLOと周波数ｆRFの関係が｜ｆRF−２ｆLO｜＜＜ｆRFであれば、非線形素子であるｎｐｎトランジスタＱm1の３次項とｎｐｎトランジスタＱm2の３次項から、周波数｜ｆRF−２ｆLO｜の成分のみを、ｎｐｎトランジスタＱd1のコレクタとｎｐｎトランジスタＱd2のコレクタの電位差から低域濾波器（ＬＰＦ）を介して出力できる。即ち、本実施例の混合器１００は、サブハーモニックミキサとして用いることができる。
【００３１】
尚、周波数ｆLOと周波数ｆRFの関係が｜ｆRF−ｆLO｜＜＜ｆRFであれば、非線形素子であるｎｐｎトランジスタＱm1の２次項とｎｐｎトランジスタＱm2の２次項から、周波数｜ｆRF−ｆLO｜の成分のみを、ｎｐｎトランジスタＱd1のコレクタとｎｐｎトランジスタＱd2のコレクタの電位差から低域濾波器（ＬＰＦ）を介して出力できる。即ち、本実施例の混合器１００は、シングルバランスミキサとしても用いることができる。
【００３２】
本実施例の混合器１００の特徴は次の通りである。第１のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１のＡＢ間とＡＣ間は共にλ2LO／４であるので、例えば点Ｂ及びＣで周波数２ｆLOの高調波が発生しても互いに相殺されることである。実際、点Ｂ及びＣでの周波数ｆLOの高周波は同相であるので、周波数２ｆLOの高調波も同相である。ところが、点Ｂで発生した周波数２ｆLOの高調波は、ＢＣ間の距離λ2LO／２を伝送する間に逆相となる。即ち、点Ｂ及びＣで周波数２ｆLOの高調波が発生しても互いに相殺される。
【００３３】
また、周波数ｆRFの高周波の入力に際し、点Ｂ及びＣに逆相で入力するためのフィルタも、周波数ｆLOの高周波の入力端との分離のためのフィルタも必要としない。よってそのようなフィルタを通すことによる電力損失を回避することができ、小電力の周波数ｆRFの高周波から、十分に電力の大きい中間周波数信号ＩＦを得ることが可能となる。
【実施例２】
【００３４】
図２．Ａは、本発明の具体的な第２の実施例に係る混合器２００の入力ライン２００−ｉの、スロット線路ＳＬ’と２つのマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１及びＭＳＬ−２’の位置関係を示す平面図、２．Ｂはその断面図、２．Ｃは回路部２００−ｃの構成を示す回路図である。混合器２００は、周波数ｆRFとｆLOの２つの高周波の混合器である。周波数ｆLoと２ｆLOの２つの高周波の、スロット線路ＳＬ’、２つのマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１及びＭＳＬ−２’における伝送波長を各々λLO、λ2LOとする。本実施例の混合器２００は、スロット線路ＳＬ’と２つのマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１及びＭＳＬ−２’の結合点である点Ａ及び点Ｐ’において、周波数ｆLOの高周波が伝送されるようにし、周波数ｆRFの高周波は点Ｂと点Ｃには同相で、周波数ｆLOの高周波は点Ｂと点Ｃには逆相で入力されるように構成している。また、ｎｐｎトランジスタＱm1の出力であるコレクタと、ｎｐｎトランジスタＱm2の出力であるコレクタの電位の和を本質的な中間周波数信号ＩＦとするものである。
【００３５】
図２．Ａのように、入力ライン２００−ｉは、１つのスロット線路ＳＬ’と２つのマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１及びＭＳＬ−２’から成る。図２．Ｂに示すように、誘電体基板Ｓの裏面に、スロット線路ＳＬ’を有する導体板Ｇを形成し、誘電体基板Ｓの表面にマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１及びＭＳＬ−２’を形成すれば良い。図２．Ｂは、以下に示すように、図２．Ａの第２のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−２’に平行な面での断面図となっている。
【００３６】
入力ライン２００−ｉは、スロット線路ＳＬ’と２つのマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１及びＭＳＬ−２’を下記の位置関係となるように形成する。
まず、誘電体基板Ｓの裏面に形成されるスロット線路ＳＬ’（図２．Ａで破線で囲まれた部分）は、例えば矩形状に形成され、その２つの端部ＥＳ１’及びＥＳ２’から、λLO／４の位置を点Ａ及び点Ｐ’とする。点Ａ及び点Ｐ’は誘電体基板Ｓの裏面のみでなく、誘電体基板Ｓの表面側も点Ａ及び点Ｐ’と称することは第１実施例と同様である。誘電体基板Ｓの表面に形成される第１のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１は、第１実施例と同様の形状である。端部ＢとＣをつなぐ線分は、分岐である点Ａをその中点に持ち、且つＩ−１とＡをつなぐ線分と垂直である。また、ＢＡ間とＣＡ間は等しくλ2LO／４である。
【００３７】
誘電体基板Ｓの表面に形成される第２のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−２’は、点Ｐ’においてスロット線路ＳＬ’と直交するように形成される。第２のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−２’は、２つの端部Ｉ−２’とＥＭＳ２’を有し、点Ｐ’と端部ＥＭＳ２’の距離はλLO／４となっている。
【００３８】
この構成から明かに、第１のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１の端部Ｉ−１から周波数ｆRFの高周波を、第２のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−２’の端部Ｉ−２’から周波数ｆLOの高周波を入力すると、周波数ｆRFの高周波は点Ｂと点Ｃには同相で、周波数ｆLOの高周波は点Ｂと点Ｃには逆相で入力される。そこで、図２．Ｃに示す回路部２００−ｃのＢ及びＣにこれらを入力することができる。これは、周波数ｆRFの高周波は第１のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１を伝送するのであり、周波数ｆLOの高周波は第２のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−２’を伝送し、点Ｐ’での結合を介してスロット線路ＳＬ’を伝送し、点Ａでの結合を介して第１のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１のＡＢ間（第１分岐線路）とＡＣ間（第２分岐線路）を逆相で伝送するからである。尚、周波数ｆLOの高周波は、スロット線路ＳＬ’から、それと同方向に延びる第１のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１のＡ−Ｉ−１間へは伝送しない。これは伝送モードが異なるからである。逆に、周波数ｆRFの高周波は、第１のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１のＡ点でスロット線路ＳＬ’に伝送しない。このように、２つの高周波はフィルタ無しにアイソレーションされる。また、周波数ｆLOの高周波の、点Ｐ’での結合と点Ａでの結合によるＭＳＬ−２’／ＳＬ’変換と、ＳＬ’／ＭＳＬ−１のＡＢ及びＡＣ変換の電力損失は、フィルタを２箇所通過するときの電力損失よりも十分小さい。更に周波数ｆLOの高周波を局部発振器で生成するならば、予め所望の電力で生成することで、点Ｐ’での結合と点Ａでの結合による伝送路変換時の電力損失を補償できる。
【００３９】
図２．Ｃに示す回路部２００−ｃのＢ及びＣは、図２．Ａに示す入力ライン２００−ｉの、点Ｂと点Ｃである。図２．Ｃに示す回路部２００−ｃの構成は次の通りである。定電圧源ＶCCに、抵抗Ｒm1を介してｎｐｎトランジスタＱm1のコレクタが接続されている。ｎｐｎトランジスタＱm1のベースは図２．Ａに示す入力ライン２００−ｉの点Ｂに接続されている。ｎｐｎトランジスタＱm1のエミッタは接地されている。同様に、定電圧源ＶCCに、抵抗Ｒm2を介してｎｐｎトランジスタＱm2のコレクタが接続されている。ｎｐｎトランジスタＱm2のベースは図２．Ａに示す入力ライン２００−ｉの点Ｃに接続されている。ｎｐｎトランジスタＱm2のエミッタは接地されている。抵抗Ｒm1と抵抗Ｒm2は等しく、ｎｐｎトランジスタＱm1及びＱm2は特性が同一であるものとする。尚、図２．Ｃにおいて、各トランジスタへのバイアス回路の記載は省略した。
【００４０】
ｎｐｎトランジスタＱm1のコレクタには、キャパシタＣm1を介してｎｐｎトランジスタＱa1のベースが接続されている。ｎｐｎトランジスタＱm2のコレクタには、キャパシタＣm2を介してｎｐｎトランジスタＱa2のベースが接続されている。ｎｐｎトランジスタＱa1のエミッタとｎｐｎトランジスタＱa2のエミッタは、 各々抵抗Ｒa1及びＲa2の一端に接続されており、抵抗Ｒa1及びＲa2の他端は接地されている。ｎｐｎトランジスタＱa1のコレクタとｎｐｎトランジスタＱa2のコレクタは、定電圧源ＶCCに接続されている。抵抗Ｒa1と抵抗Ｒa2は等しく、ｎｐｎトランジスタＱa1及びＱa2は特性が同一であるものとする。
【００４１】
こうして、図２．Ａの入力ライン２００−ｉを通して、ｎｐｎトランジスタＱm1のベース（点Ｂ）に周波数ｆLOの高周波と周波数ｆRFの高周波を入力し、ｎｐｎトランジスタＱm2のベース（点Ｃ）に点Ｂと逆相の周波数ｆLOの高周波と点Ｂと同相の周波数ｆRFの高周波を入力することで、ｎｐｎトランジスタＱa1のエミッタとｎｐｎトランジスタＱa2のエミッタの電位の和として、中間周波数信号ＩＦを得ることができる。尚、ｎｐｎトランジスタＱa1とｎｐｎトランジスタＱa2はエミッタフォロワを構成しており、ｎｐｎトランジスタＱm1の出力であるコレクタと、ｎｐｎトランジスタＱm2の出力であるコレクタの電位の和が本質的な中間周波数信号ＩＦを有する。周波数ｆLOと周波数ｆRFの関係が｜ｆRF−２ｆLO｜＜＜ｆRFであれば、非線形素子であるｎｐｎトランジスタＱm1の３次項とｎｐｎトランジスタＱm2の３次項から、周波数｜ｆRF−２ｆLO｜の成分のみを、ｎｐｎトランジスタＱa1のエミッタとｎｐｎトランジスタＱa2のエミッタの電位の和から低域濾波器（ＬＰＦ）を介して出力できる。即ち、本実施例の混合器２００は、サブハーモニックミキサとして用いることができる。本実施例によれば、サブハーモニックミキサとして用いる際の、周波数｜ｆRF−ｆLO｜の不要波を、フィルタを通すこと無しに除去できる。
【００４２】
本実施例の混合器２００の特徴は次の通りである。第１のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１のＡＢ間とＡＣ間は共にλ2LO／４であるので、例えば点Ｂ及びＣで周波数２ｆLOの高調波が発生しても互いに相殺されることである。実際、点Ｂ及びＣでの周波数ｆLOの高周波は逆相であるが、周波数２ｆLOの高調波は同相となる。点Ｂで発生した周波数２ｆLOの高調波は、ＢＣ間の距離λ2LO／２を伝送する間に逆相となる。即ち、点Ｂ及びＣで周波数２ｆLOの高調波が発生しても互いに相殺される。
【００４３】
また、周波数ｆLOの高周波の入力に際し、点Ｂ及びＣに逆相で入力するためのフィルタも、周波数ｆRFの高周波との分離のためのフィルタも必要としない。更に本実施例では周波数ｆRFの高周波は、第１のマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１のみを通って非線形素子であるｎｐｎトランジスタＱm1及びＱm2に入力されるので、実施例１よりも周波数ｆRFの高周波の電力損失を更に回避することができ、小電力の周波数ｆRFの高周波から、十分に電力の大きい中間周波数信号ＩＦを得ることが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００４４】
本発明に係る混合器は、より低周波の局部発振器を用いた受信機に用いることができ、７７ＧＨｚ帯域のミリ波レーダ装置に用いることができる。或いは、２４ＧＨｚ帯域等の準ミリ波帯であれば、５ＧＨｚ帯で利用しているｆtが４０ＧＨｚ程度のプロセスを採用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】１．Ａは、本発明の具体的な第１の実施例に係る混合器１００の入力ライン１００−ｉの、スロット線路ＳＬと２つのマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１及びＭＳＬ−２の位置関係を示す平面図、１．Ｂはその断面図、１．Ｃは回路部１００−ｃの構成を示す回路図。
【図２】２．Ａは、本発明の具体的な第２の実施例に係る混合器２００の入力ライン２００−ｉの、スロット線路ＳＬ’と２つのマイクロストリップ線路ＭＳＬ−１及びＭＳＬ−２’の位置関係を示す平面図、２．Ｂはその断面図、２．Ｃは回路部２００−ｃの構成を示す回路図。
【図３】従来例に係るサブハーモニックミキサ９００の構成を示す回路図。
【符号の説明】
【００４６】
１００−ｉ：混合器１００の入力ライン
１００−ｃ：混合器１００の回路部
２００−ｉ：混合器２００の入力ライン
２００−ｃ：混合器２００の回路部
【図１】
0004900122.tif 000004
【図２】
0004900122.tif 000005
【図３】
0004900122.tif 000006