(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光差動４値位相シフトキーイング信号を受信するための光受信装置であって、
入力される光差動４値位相シフトキーイング信号の一部が通過するふたつのアームの一方に遅延時間を与える遅延部と、該アーム又は他方のアームの位相を調整して前記ふたつのアームの信号に位相差を与える位相部とを有する光干渉計と、
前記光干渉計からの光信号を電気信号に変換して出力する光電気変換素子と、
該電気信号と予め定められた閾値に基づきディジタル信号を再生して出力する識別器と、
前記識別器への入力と、前記識別器の出力の差信号を求める差分器と、
求められた差信号が小さくなるように、前記位相部で与えられる位相を調整する前記制御回路と
を備えた光受信装置。
【請求項２】
前記位相部は、ヒータを有し、
前記制御回路は、前記位相部の前記ヒータの温度を調整することにより前記位相差を調整する請求項１に記載の光受信装置。
【請求項３】
前記光電気変換素子からの信号を増幅して前記識別器に入力する前置増幅器をさらに備える請求項１に記載の光受信装置。
【請求項４】
前記制御回路は、
予め定められた周波数の信号を出力する発振器と、
該周波数での振動成分を含む前記差信号を入力し、前記発振器からの出力と同期検波して差信号から該周波数成分を取り出す同期検波回路と、
予め定められた位相差を与えるための信号と、同期検波回路の出力との差分をとる差分回路と、
該差分と前記発振器からの信号を加えて、前記位相部への制御信号を生成する加算回路と
を有する請求項１に記載の光受信装置。
【請求項５】
前記同期検波回路は、
前記差信号と、前記発振器の出力とを乗算するミキサと、
前記ミキサからの出力を予め定められた周波数でフィルタするローパスフィルタと
を有する請求項４に記載の光受信装置。
【請求項６】
前記制御回路は、
前記差信号を入力し、予め定められた周波数でフィルタするローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力を直流信号に変換するマイクロ波検波器と、
前記マイクロ波検波器の出力が小さくなるように、前記位相部への制御信号を生成するコントローラと
を有する請求項１に記載の光受信装置。
【請求項７】
前記コントローラは、
今回の処理時間における前記マイクロ波検波器から入力した第１の直流信号と、メモリに格納された前回の処理時間における第２の直流信号との差を求め、
差が予め設定した閾値より大きい場合、第１の直流信号が第２の直流信号の大小関係に応じて前記制御信号を所定の値だけ増減する請求項６に記載の光受信装置。
【請求項８】
前記位相部と前記遅延部は、同じアームに設けられている請求項１に記載の光受信装置。
【請求項９】
前記位相部と前記遅延部は、異なるアームに設けられている請求項１に記載の光受信装置。
【請求項１０】
光差動４値位相シフトキーイング信号の一部が通過するふたつのアームの一方に遅延時間を与える第２遅延部と、該アーム又は他方のアームの位相を調整して前記ふたつのアームの信号に位相差を与える第２位相部とを有する第２光干渉計と、
伝送路から入力される光差動４値位相シフトキーイング信号を分岐し、一方を前記光干渉計に入力し、他方を前記第２光干渉計に入力するための分岐器と、
前記第２光干渉計からの光信号を電気信号に変換して出力する第２光電気変換素子と、
該電気信号のレベルに基づきディジタル信号を再生して出力する第２識別器と、
前記第２識別器への入力と、前記第２識別器の出力の第２差信号を求める第２差分器と、
求められた第２差信号が小さくなるように、前記第２位相部で与えられる前記位相差を調整する第２制御回路と
をさらに備える請求項１に記載の光受信装置。
【請求項１１】
前記遅延部及び前記第２遅延部の遅延時間は、前記光差動４値位相シフトキーイング信号の１シンボル時間に等しく設定され、
前記光干渉計と前記第２光干渉計は、互いに直交することを特徴とする請求項１０に記載の光受信装置。
【請求項１２】
光差動４値位相シフトキーイング信号を受信するための光受信装置であって、
入力される光差動４値位相シフトキーイング信号の一部が通過するふたつのアームの一方に遅延時間を与える遅延部と、前記ふたつのアームの信号に予め定められた位相差を与える位相部と、前記位相部と異なるアームの信号の位相を調整する位相調整部とを有する光干渉計と、
前記光干渉計からの光信号を電気信号に変換して出力する光電気変換素子と、
該電気信号のレベルに基づきディジタル信号を再生して出力する識別器と、
前記識別器への入力と、前記識別器の出力の差信号を求める差分器と、
求められた差信号が小さくなるように、前記位相調整部で与えられる位相を調整する前記制御回路と
を備えた光受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光受信装置に係り、光ファイバ通信システムにおいて、光差動４値位相シフトキーイング（ＤＱＰＳＫ）信号を受信する光受信装置に関し、特に、光受信装置内部に設置された２台の光干渉計の光学特性を受信に最適な状態に制御することが可能な機構を内蔵した光受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在の光通信システムは、光の強度を用いた２値の変復調技術を適用している。具体的には、送信側でディジタル情報の「０」と「１」を光の強度のオンオフに変換して光ファイバに送信し、光ファイバ中を伝播した光は受信側で光電変換されてもとの情報を復元している。近年、インターネットの爆発的普及に伴い、光通信システムに要求される通信容量は飛躍的に伸びている。通信容量の大容量化には、今までは光のオンオフする速度、つまり変調速度を上昇させることで対応してきた。しかしながら、この変調速度を上昇させて大容量化を実現するという手法では、一般に、次に述べるような課題がある。
まず、光をオンオフするためには超高速動作が可能な新しい電子デバイスならびに光デバイスが必要である。新たなデバイスの開発には費用と時間がかかる、という課題がある。また変調速度を上昇させると、光ファイバの波長分散によって制限される伝送可能な距離は短くなる、という課題もある。一般にビットレートが２倍になると、波長分散によって制限される伝送距離は１／４になる。同様に変調速度を上昇させると、光ファイバの偏波分散によって制限される伝送可能な距離が短くなる、という課題もある。一般にビットレートが２倍になると、偏波分散によって制限される伝送距離は１／２になる。
【０００３】
そこで最近、通信容量を増加させる光変復調方式として、従来の光強度の２値変調ではなく光の位相を使った変復調方式が研究されている。その中でもＱＰＳＫ（Ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）は、以下の特徴を持つため特に注目されている。すなわち、ＱＰＳＫではシンボルレートがビットレートの半分であるため、従来の光強度の２値変調で必要とされるビットレートで動作する超高速電子デバイスや光デバイスが不要である。またＱＰＳＫの場合、光ファイバの波長分散によって制限される通信距離は従来の光強度の２値変調方式と比べて４倍に延長でき、また偏波分散によって制限される通信距離も光強度の２値変調方式のそれと比べ２倍に伸びるため、長距離通信システムに適している、という特徴もある。なお、ＱＰＳＫの具体的な変復調方式は特許文献１に記載されている。
【０００４】
さて、ＱＰＳＫの中でも差動符号化を用いた差動４値位相シフトキーイング（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ、以下ＤＱＰＳＫと略す）は、受信器構成が簡単なため注目されている。ＤＱＰＳＫ信号では、差動符号化された２ビットの組、つまり（０、０）、（１、０）、（１、１）、（０、１）に対応して光の位相をそれぞれπ／４、３π／４、５π／４、あるいは７π／４に対応させる。受信側では、光ファイバを伝送してきた光ＤＱＰＳＫ信号を２分岐し、差動復号化を行うために、各干渉計における２つのアームの遅延時間差がＤＱＰＳＫの１シンボル時間となるように設定された２台の光干渉計を通過させて強度信号に変換し、これを電気信号に変換して受信する。また２台の光干渉計の両アームの位相差はそれぞれ＋π／４、と−π／４に設定しておく。ＤＱＰＳＫの受信器は、ＱＰＳＫの受信器と比べて局発光源が不要であること、信号光の偏波に関してダイバーシティ受信器構成をとる必要がなく受信器の個数が半分になることなどの特長があり、結果として低コストの光受信装置を実現できる。
【０００５】
ところで、前述のように光ＤＱＰＳＫ信号の受信器では、光干渉計の両アームの位相差をそれぞれ＋π／４と−π／４に設定する必要がある。ところが、光干渉計は周囲温度や干渉計を構成する部品の経年変化によって、この位相差は±π／４からずれる。この位相ずれは受信感度の劣化を引き起こす。例えば非特許文献１によると、上述の最適な位相差から６度（＝π／３０）ずれると感度は１ｄＢ劣化する。一般的に用いられている光干渉計は、光導波路を形成する物質の屈折率の温度依存性と光導波路基板の線膨張率によって決まる温度依存性によって温度が上昇すると光路長が伸び、温度が下がると光路長は短くなる。従って、温度の上昇で光干渉計の２つのアームの位相差は大きくなり、また温度の下降で位相差は小さくなる。光ＱＰＳＫ信号の受信器に用いる光干渉計にヒータを付けて２つのアームの光路長差を調整して位相差を所望の値に設定する構造については、例えばその例が非特許文献２に記載されている。
位相差が温度に敏感であるということは、一度設定した位相差が周囲温度の影響によって最適な値からずれることが起こることを意味する。さらにヒータの経年変化などによって、所望の発熱量が時間とともに発生しなくなり、その結果位相差が最適値から時間と共にずれることが起こる。
【０００６】
上記の位相差の最適値からのずれを最小に制御する技術として、例えば、特許文献２、特許文献３、特許文献４に開示された技術がある。
特許文献２の技術は、例えば、受信器にアイ開口モニタを設け、信号振幅分布の平均値、最小値あるいは最大値を求めて、平均値が最大、最大値が最小、あるいは最小値が最大になるように光干渉計の片側のアームの位相を制御するものである。特許文献３の技術は、例えば、プリアンプ出力を２乗（あるいは全波整流）し、その信号の低周波成分が最小になるように光干渉計の位相を制御するものである。特許文献４の技術は、例えば、Ｉ、Ｑブランチのそれぞれのプリアンプ出力とＱ、Ｉブランチのデータ再生回路の出力をそれぞれ掛け算し、その低周波信号成分を用いて光干渉計の制御を行うものである。
【０００７】
【特許文献１】特表２００４−５１６７４３号公報
【特許文献２】特開２００７−１８１１７１号公報
【特許文献３】特開２００７−６０５８３号公報
【特許文献４】特開２００７−２０１３８号公報
【非特許文献１】Ｋｅａｎｇ−Ｐｏ  Ｈｏ、「Ｔｈｅ  Ｅｆｆｅｃｔ  ｏｆ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ  Ｐｈａｓｅ  Ｅｒｒｏｒ  ｏｎ  Ｄｉｒｅｃｔ−Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ＤＰＳＫ  ａｎｄ  ＤＱＰＳＫ  Ｓｉｇｎａｌｓ」、ＩＥＥＥ  Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｌｅｔｔｅｒｓ、Ｖｏｌ．１６、Ｎｏ．１、３０８（２００４）
【非特許文献２】Ｙａｎｎｉｃｋ  Ｋｅｉｔｈ  Ｌｉｚｅ、  ｅｔ  ａｌ、「Ｐｈａｓｅ−Ｔｕｎａｂｌｅ  Ｌｏｗ−Ｌｏｓｓ  Ｓ−、  Ｃ−、  ａｎｄ  Ｌ−Ｂａｎｄ  ＤＰＳＫ  ａｎｄ  ＤＱＰＳＫ  Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ」、ＩＥＥＥ  Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｌｅｔｔｅｒｓ、Ｖｏｌ．１９、Ｎｏ．２３、１８８６（２００７）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、特許文献２の技術では、通常の受信器構成以外に超高速サンプリング回路（測定器）が必要であり、高コストな受信器になるのは避けられない。また、特許文献３の技術では、２乗回路（あるいは全波整流回路）用いているため、受信信号に含まれる雑音や光ファイバ伝送による波形歪の影響を受けやすい。さらに、特許文献４の技術では、Ｉ、Ｑブランチの信号を互いに利用して光干渉計を制御しているため、一方のブランチの信号劣化（パワ変動、波形変動）によって他方のブランチの制御が影響される。また、それぞれのブランチの製造時の調整及び検査が独立にできず、調整及び検査が困難である。
光ＤＱＰＳＫ信号の受信装置内部に用いる２台の光干渉計の両アームの位相差を最適値に制御する方式としては、極力超高速で動作する測定器などを用いずに低コストで実現でき、かつ、光ファイバ伝送による波形歪の影響を極力受けず、かつ２台の光干渉計の制御がお互いに独立に働くような制御方式が求められる。
【０００９】
本発明は、以上の点に鑑み、光受信装置内部に設置された２台の光干渉計の光学特性を受信に最適な状態に制御することを目的とする。本発明は、光ＤＱＰＳＫ信号の受信動作が安定になり高感度受信が実現でき、安定な通信システムを構築することを目的のひとつとする。
また、本発明は、低コストでかつ波形歪の影響を極力受けず、かつ２台の光干渉計の位相差の制御が互いに独立に動作する光受信装置及び光干渉計の制御方式を提供することを目的のひとつとする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題の解決策は、光受信装置に内蔵されている前置増幅器の出力と、ゼロレベルで識別する閾値をもつ識別器あるいはクロックデータ再生回路の出力との差分を取り、その信号を制御信号として、この信号が最小になるように光干渉計の位相部を制御することで実現できる。
以下に、図１を参照してその原理をより詳細に説明する。なお、装置の構成については、後に詳細に説明する。光送信器から伝送路である光ファイバを通過して光受信装置１００に入射する光ＤＱＰＳＫ信号１は、光カプラ１０で二つに分岐してそれぞれ光干渉計２０と３０に入射する。光干渉計２０と３０の出力はバランス型光電気変換素子１３と１４で電気信号に変換され、その電気信号はそれぞれ前置増幅器１５と１６で増幅される。その出力はそれぞれ識別器、あるいはクロックデータ再生回路（以下では簡単のため、識別器と記す）１７と１８でディジタル信号として取り出される。さて、光干渉計２０と３０のそれぞれの両アームの位相差が最適値、すなわち一方の光干渉計の両アームの位相差は＋π／４、他方の光干渉計の両アームの位相差は−π／４（これらを最適値とする）に設定されていたとする。この場合、前置増幅器１５の出力信号＜Ｖ＋＞と、前置増幅器１６の出力信号＜Ｖ−＞はそれぞれ次式で表すことができる。
【００１１】
【数１】
0005038219.tif 000002
ここで、θは、光ＤＱＰＳＫ信号の光の位相と１シンボル時刻前の光ＤＱＰＳＫ信号の光の位相との位相差を表し、＜Ｖ＋＞と＜Ｖ−＞は光干渉計の位相差が最適値に設定されている場合の前置増幅器１５と１６の出力電圧Ｖ＋とＶ−の値を表している。式（１）では記述を簡単にするため、Ｒ・ＺＴ＝１としている（つまり、Ｒ・ＺＴで規格化している）。ここでＲはバランス型光電気変換素子１３および１４の変換係数を、ＺＴは前置増幅器１５と１６のトランスインピーダンスを、それぞれ表している。
【００１２】
光ＤＱＰＳＫ信号の位相は、前述のようにπ／４、３π／４、５π／４、７π／４のいずれかの値をとるため、その１シンボル時刻前の光ＤＱＰＳＫ信号との位相差θは、０、π／２、π、３π／２のいずれかの値となる。従って、光干渉計の両アームの位相差が最適値に設定された場合の前置増幅器１５と１６の出力信号＜Ｖ＋＞と＜Ｖ−＞は図９に示す値を取る。この前置増幅器１５、１６の出力信号を、閾値が０に設定された識別器１７あるいは１８に入力するとその出力は前置増幅器出力と同じ値、すなわち図９の値となる。
ここで、光干渉計２０、３０の両アームの位相差が、周辺温度の変化や、経時変化などにより最適値である±π／４からずれた場合を考える。例えば、一方の光干渉計２０の位相差が＋π／４から＋π／４＋εに、他方の光干渉計３０の位相差が−π／４から−π／４＋μにずれた場合を考える。この場合、前置増幅器１５と１６の出力はそれぞれ次式で表せる。
【００１３】
【数２】
0005038219.tif 000003
ここでεとμが十分小さく一次近似が成り立つ場合、式（２）を加法定理で展開して一次近似すれば、上記Ｖ＋とＶ−は次のように表せる。例えば、ここでは、ｃｏｓε＝１、ｓｉｎε＝εと近似している。
【数３】
0005038219.tif 000004
【００１４】
図３に、前置増幅器の出力信号Ｖ＋とＶ−の例を示す。
図３は、横軸に時間をとり、例として位相差θが各パターンをとるときを示している。また、縦軸は前置増幅器１５、１６の出力である。ここでは、実線が前置増幅器１５の出力Ｖ＋を表し、破線が前置増幅器１６の出力Ｖ−を表す。なお、図３は、上述の式（３）と図９から求められる。Ｖ＋とＶ−は、光干渉計２０、３０の両アームの位相差が最適値の場合の＜Ｖ＋＞と＜Ｖ−＞からεあるいはμだけずれた値となっているのがわかる。
一方、前述のように識別器１７と１８の出力はεとμが小さい場合は図９に表す値、すなわち＜Ｖ＋＞と＜Ｖ−＞に一致するので、前置増幅器１５、１６の出力信号（式３）と識別器の出力信号の差を差動増幅器１１と１２で取ると、それぞれ、ε・＜Ｖ−＞とμ・＜Ｖ＋＞信号が得られる。すなわち、差動増幅器１１と１２の出力信号には、光干渉計２０と３０のそれぞれの位相差の最適値からのずれεとμの情報が含まれている。
【００１５】
図４に、差動増幅器の出力信号の例を示す。
差動増幅器１１、１２の出力信号は０Ｖを中心に振幅εあるいはμで振動する信号であることがわかる。この信号を用いて、それが最小になるように光干渉計２０、３０の位相部２２と３２に加える電流あるいは電圧を制御回路４０と５０によって変えると位相部２２、３２にあるヒータの温度が変化し、位相差の最適値からのずれが最小になるように制御がかかる。
【００１６】
本発明の第１の解決手段によると、
光差動４値位相シフトキーイング信号を受信するための光受信装置であって、
入力される光差動４値位相シフトキーイング信号の一部が通過するふたつのアームの一方に遅延時間を与える遅延部と、該アーム又は他方のアームの位相を調整して前記ふたつのアームの信号に位相差を与える位相部とを有する光干渉計と、
前記光干渉計からの光信号を電気信号に変換して出力する光電気変換素子と、
該電気信号と予め定められた閾値に基づきディジタル信号を再生して出力する識別器と、
前記識別器への入力と、前記識別器の出力の差信号を求める差分器と、
求められた差信号が小さくなるように、前記位相部で与えられる位相を調整する前記制御回路と
を備えた光受信装置が提供される。
【００１７】
本発明の第２の解決手段によると、
光差動４値位相シフトキーイング信号を受信するための光受信装置であって、
入力される光差動４値位相シフトキーイング信号の一部が通過するふたつのアームの一方に遅延時間を与える遅延部と、前記ふたつのアームの信号に予め定められた位相差を与える位相部と、前記位相部と異なるアームの信号の位相を調整する位相調整部とを有する光干渉計と、
前記光干渉計からの光信号を電気信号に変換して出力する光電気変換素子と、
該電気信号のレベルに基づきディジタル信号を再生して出力する識別器と、
前記識別器への入力と、前記識別器の出力の差信号を求める差分器と、
求められた差信号が小さくなるように、前記位相調整部で与えられる位相を調整する前記制御回路と
を備えた光受信装置が提供される。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によると、受信装置内部に設置された２台の光干渉計の光学特性を受信に最適な状態に制御することができる。また、本発明によると、光ＤＱＰＳＫ信号の受信動作が安定になり高感度受信が実現でき、安定な通信システムを構築することができる。また、本発明は低コストでかつ２つの光干渉計の制御が互いに独立し、しかも伝送後の光波形の歪にあまり依存しない制御が可能な光受信装置を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
図面を参照して本発明の実施の形態を具体的に説明する。
１．第１の実施の形態
まず、第１の実施の形態を説明する。図１は、第１の実施の形態における光受信装置の構成を示すブロック図である。
光受信装置１００は、例えば、光カプラ（分岐器）１０と、光干渉計２０、３０と、バランス型光電気変換素子１３、１４と、前置増幅器１５、１６と、識別器あるいはクロックデータ再生回路１７、１８と、差動増幅器１１、１２と、制御回路４０、５０とを備える。光干渉計２０、３０は、それぞれ、光カプラ２１、３１と、位相部２２、３２と、遅延部２３、３３と、光カプラ２４、３４とを有する。
【００２０】
光送信器から伝送路である光ファイバを通過して光受信装置１００に入射する光ＤＱＰＳＫ信号１は、光カプラ１０で二つに分岐してそれぞれ光干渉計２０と３０に入射される。以下では光干渉計２０を通る信号経路をＩ系、光干渉計３０の信号経路をＱ系と呼ぶことにする。
Ｉ系の信号の流れを次に説明する。光干渉計２０に入射した光信号はカプラ２１で２分割され、光干渉計２０の両アームを通過して光カプラ２４で合波される。その後、光信号は、バランス型光電気変換素子１３で電気信号に変換され、前置増幅器１５で増幅される。この電気信号は、０Ｖに閾値を設定している識別器あるいはクロックデータ再生回路（いわゆるＣＤＲ回路）１７でディジタル信号として再生される。Ｑ系の信号の流れもＩ系の信号の流れと同様である。
【００２１】
さて、光干渉計２０と３０の内部は、いわゆる遅延検波動作を実現するため、各々の光干渉計２０、３０の両アームに遅延時間差Ｔを与える遅延部２３と３３が、一方のアームに設置されている。遅延時間差Ｔは光ＤＱＰＳＫ信号の場合１シンボル時間に等しく設定する。また、光干渉計２０、３０は、マッハツェンダー干渉計やマイケルソン干渉計などを用いることができるが、バルク光学素子を用いた空間光学系や、光ファイバやシリカ基板上に作成した光導波路で形成する場合が多い。
光ＤＱＰＳＫ信号を受信する場合、Ｉ系の光干渉計２０の両アームの位相差とＱ系の光干渉計３０の両アームの位相差はそれぞれ＋π／４と−π／４が最適値である。この位相差を実現するために両干渉計のそれぞれの片側のアームに位相部２２と３２を設置する。この位相部２２と３２は、光導波路や光ファイバの一部にヒータ２２１、３２１がついており、ヒータ２２１、３２１で発生する熱によって導波路の屈折率の温度依存性や導波路基板の熱膨張によって光路長が変化し、その結果、両アームの位相差を変化させることができる。一般に、ヒータ２２１、３２１によって導波路の温度が上がると光路長が伸び、屈折率が増大するので両アームの位相差が増大し、一方、温度が下がると光路長が縮みまた屈折率が減少するので両アームの位相差は減少する。なお、本実施の形態ではヒータを用いているが、ヒータ以外にも、アームを通過する信号の光路長を変化させて両アームの位相差を変化させる適宜の位相調整手段であってもよい。光通信システムを動作させる場合は、光干渉計２０、３０の位相部２２、３２に適切な位相差を実現するための電圧（あるいは電流）を与えておく。
【００２２】
次に、この位相部２２の制御について述べる。光受信装置１００のＩ系の前置増幅器１５の出力（識別器１７の入力）と識別器１７の出力の差を差動増幅器１１で取り出す。この差信号は、前述のように、位相部２２の位相が周囲温度や経年変化によって変化し光干渉計２０の両アームの位相差が最適値＋π／４からずれた場合に、シンボル速度で変化し、その振幅はずれεに比例する信号となっており、その一例は図４に示されている。差動増幅器１１の出力信号（差信号）は制御回路４０によってこの信号が最小となるように（又は小さくなるように）光干渉計の位相部２２への制御電圧（又は制御電流などの制御信号）を変化させる。位相部２２は、制御信号に従い、ヒータ２２１により位相を調整し、両アームの位相差を最適にする。差動増幅器１１の出力は、上述のように光干渉計２０の両アームの位相差が最適値である＋π／４からのずれεに比例するから、この信号を最小にする制御は、つまり光干渉計２０の両アームの位相差を＋π／４に近づける、という制御になり、所望の光干渉計２０の特性を維持することができる。
【００２３】
以上が、Ｉ系の位相部２２の制御動作であるが、Ｑ系の位相部３２の動作もＩ系の動作と同じである。ただ、一箇所、Ｉ系とＱ系の制御動作で異なる点がある。それは式（３）を見てもわかるように、位相のずれεとμの符号が反転していることである。このため、位相部２２、３２の制御においては、図１に示すようにＩ系の差動増幅器１１では識別器１７の出力から前置増幅器１５の出力を引き算したのに対し、Ｑ系の差動増幅器１２ではその逆に前置増幅器１６の出力から識別器１８の出力を引き算するように構成している。
図５は、制御回路４０および５０の構成例の一つを示すブロック図である。具体的な制御回路４０および５０の構成例を次に説明する。以下では、Ｉ系の信号について説明するが、Ｑ系の場合も同様である。
制御回路４０は、例えば、発振器４１と、加算回路４２と、ミキサ４３と、ローパスフィルタ４４と、差分回路４５とを有する。発振器４１は、予め定められた周波数ｆの信号を出力する。ミキサ４３とローパスフィルタ４４を含む同期検波回路は、周波数ｆでの振動成分を含む差信号Ｖｄを差動増幅器１１から入力し、発振器４１からの出力と同期検波して差信号Ｖｄから該周波数成分を取り出す。例えば、ミキサ４３は、差信号Ｖｄと発振器４１からの出力とを乗算し、ローパスフィルタは、予め定められた周波数でフィルタする。差分回路４５は、予め定められた位相差（＋π／４）を与えるための信号Ｖｐと、ローパスフィルタ４４の出力との差分をとる。加算回路４２は、差分回路４５での差分結果と発振器４１からの信号を加えて、位相部２２への制御信号Ｖｃを生成する。
【００２４】
この制御回路４０は、いわゆるディザリング方式を用いたもので、制御回路内部に発振器４１を搭載している。その発振周波数ｆは、光ＤＱＰＳＫ信号のシンボル速度より十分低く、かつ周囲温度の変動よりは十分高い周波数を用いる。たとえば、シンボル速度を毎秒２１．５ギガシンボルとすると、周波数ｆは２０メガヘルツとすることができる。この発振器４０の出力はＤＣバイアスである電圧ＶＰと加算されて制御信号ＶＣとして光干渉計２０の位相部２２に印加される。ここで、電圧ＶＰは、その電圧によって位相部２２のヒータ２２１が発熱し、光干渉計２０の両アームの位相差が正しく＋π／４に設定される初期設定用電圧である。この電圧ＶＰに周波数ｆの信号が重畳されているので、この周波数ｆの信号振幅が電圧Ｖｐと比べて十分小さい場合、位相部２２での発熱は周波数ｆで振動する。従って光干渉計２０の両アームの位相差も＋π／４を中心に周波数ｆで振動する。この位相差の振動の振幅は図４のずれεに対応する。したがって、この周波数ｆで振動する位相差成分は、差動増幅器１１の出力信号Ｖｄに含まれている。これを制御回路４０内部に設置されているミキサ４３とローパスフィルタ４４によって、周波数ｆでの同期検波方式で抽出することができる。尚、このローパスフィルタ４４のカットオフ周波数はｆ以下である。この抽出された信号は、光干渉計２０の位相差が振動している振幅に比例しているので、これを小さくするように、つまり電圧Ｖｐから引き算することによってヒータ部２２１での発熱量を制御する。これにより、周囲温度や経年変化によらず、光干渉計の両アームの位相差を＋π／４に安定化できる。
【００２５】
以上の制御回路４０の説明はＩ系の信号を用いて行ったが、制御回路５０に関しても同様の構成とすることができる。
図６に、制御回路の別の構成例を示す。
制御回路４０は、例えば、ローパスフィルタ４７と、マイクロ波検波回路４８と、コントローラ４９とを有する。制御回路４０は、差動増幅器１１の出力信号Ｖｄを入力し、この信号のうちシンボル速度以下の変動成分を抽出するためにローパスフィルタ４７を通過させる。このローパスフィルタ４７のカットオフ周波数はシンボル速度以下である。例えばシンボル速度が毎秒２１．５ギガシンボルとすると、カットオフ周波数は２ギガヘルツとする。このローパスフィルタ４７の出力は、マイクロ波検波器４８で直流電圧（直流信号）Ｖｇに変換される。Ｖｇは図４に示す信号の高周波（ローパスフィルタ４７のカットオフ周波数以下の高周波）成分の電力に比例している。つまり、光干渉計２０の両アームの位相差が＋π／４からずれるほど、Ｖｇは大きな値となる。このＶｇをコントローラ４９に入力し、コントローラ４９ではこのＶｇが小さくなるように制御信号Ｖｃを生成する。このＶｃを位相部２２に印加することによって、光干渉計２０の両アームの位相差は＋π／４に安定化される。この制御方式はいわゆる最小値制御である。
【００２６】
図７に、コントローラ４９の具体的なアルゴリズムを示す。
まず、コントローラ４９は、マイクロ波検波器４８から入力した直流電圧Ｖｇの値を求める（Ｓ１０１）。コントローラ４９は、メモリに格納している前回読み込んだＶｇの値Ｖｇ１をＶｇ２（第２の直流信号）とし、今回読み込んだＶｇの値をＶｇ１（第１の直流信号）とする（Ｓ１０３）。ここで、コントローラ４９はＶｇ１をメモリに格納する。次に、コントローラ４９は、Ｖｇ１とＶｇ２の差を求め、その値（絶対値）が予め設定した閾値δより小さい場合は（Ｓ１０５、Ｙｅｓ）、予め定められたｔ０秒（例えば１０秒）待って（Ｓ１０７）、再度Ｖｇを読み込むルーチン（Ｓ１０１）にすすむ。
【００２７】
一方、コントローラ４９は、差がδより大きい場合は（Ｓ１０５、Ｎｏ）、Ｖｇ１がＶｇ２より大きければ（Ｓ１０９、Ｙｅｓ）、制御電圧Ｖｃを所定の値Δだけ小さくして（Ｖｃ＝Ｖｃ−Δとして）、位相部２２のヒータ２２１の温度が安定になる時間ｔ１秒だけ待ち（Ｓ１１１、Ｓ１１３）、再度Ｖｇを読み込むルーチン（Ｓ１０１）に移る。Ｖｇ１がＶｇ２より小さい場合は（Ｓ１０９、Ｎｏ）、逆に制御電圧ＶｃをΔだけ大きくして（Ｖｃ＝Ｖｃ＋Δとして）位相部２２のヒータ２２１の温度を上げ、それが安定化するまでｔ１秒待ち（Ｓ１１５、Ｓ１１７）、Ｖｇ読むルーチン（Ｓ１０１）に移る。以上の制御アルゴリズムによってＶｇは最小値付近に安定化される。なお、このアルゴリズムは一例であって、Ｖｇを最小化するアルゴリズムはこの記述に縛られるものではない。以上、Ｉ系の信号の流れを用いて説明したが、これはＱ系の信号にも同じように適用できる。
なお、本実施の形態の図１では遅延部２３、３３と位相部２２、３２が別のブロックで記述されているが、これを一体で作っても上記の説明になんら変わりはないことを付記しておく。
【００２８】
２．第２の実施の形態
図２は、第２の実施の形態における光受信装置の構成図である。
第１の実施の形態と違う点は、光干渉計２０と３０の中に設置されている位相部２２と３２が、１シンボル時間の遅延時間を生成している遅延部２３と３３とは別のアームに設置されている点である。第１の実施の形態では、位相部と遅延部は同じアームに設置されている。本実施の形態における他の構成、制御回路の構造、アルゴリズム、受信装置内部の結線は、位相部２２と３２のアームの違いを除いて、上述の第１の実施の形態と同じである。
【００２９】
３．第３の実施の形態
図８は、第３の実施の形態における光受信装置の構成図である。
本実施の形態は、第１の実施の形態の位相部２２と３２が、＋π／４と−π／４を設定する位相部２５と３５と、位相差のずれを補正する位相調整部１１２と１３２に分かれている点が、第１の実施の形態と異なっている。この位相調整部１１２と１３２は、位相部２５と３５とは異なるアームに設置されており、制御回路１４０と１５０で制御されている。位相部２５と３５は、それぞれ干渉計の両アームの位相差が＋π／４と−π／４になるように電圧Ｖｐ＋とＶｐ−が与えられている。
この構成の場合、光干渉計２０と３０の両アームの位相差がそれぞれ＋π／４と−π／４からずれると、前置増幅器１５と１６の出力は次式で与えられる。
【００３０】
【数４】
0005038219.tif 000005
ここで、εとμはそれぞれの光干渉計２０、３０両アームの位相差の最適値、つまり＋π／４と−π／４、からのずれを表しており、φ＋とφ−は、それぞれ位相調整部１１２と１３２で生成される位相を表す。式（４）を見ると、φ＋とφ−は、それぞれεとμを打ち消す方向に働くことがわかる。
Ｉ系の信号経路について制御方式を説明すると、前置増幅器１５の出力と識別器１７の出力の差を取る差動増幅器の入力は、φ＋がεを打ち消すことを考慮して第１の実施の形態とは逆の結線をする。つまり、本実施の形態では、前置増幅器１５の出力から識別器１７の出力を引き算するように結線する。Ｑ系の信号では、同様に第１の実施の形態とは結線を逆にする。つまり、識別器１８の出力信号から前置増幅器１６の出力信号を引き算するように結線する。
【００３１】
本実施の形態の制御回路１４０と１５０は、固定の位相部２５と３５を外部に取り出しているので、制御信号Ｖｃには固定の位相（＋π／４、−π／４）を生成する直流電圧Ｖｐ（あるいは電流）は含まれない。例えば、図５の構成ではＶｐを省略できる。なお、他の構成は、第１の実施の形態と同様である。
【産業上の利用可能性】
【００３２】
本発明は、光ファイバ通信システムの光受信装置に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】第１の実施の形態における光受信装置の構成を示すブロック図。
【図２】第２の実施の形態における光受信装置の構成を示すブロック図。
【図３】光干渉計の両アームの位相差が最適値からずれた場合の前置増幅器出力の説明図。
【図４】前置増幅器出力と識別器出力を入力とする差動増幅器出力の説明図。
【図５】制御回路の構成図（１）。
【図６】制御回路の構成図（２）。
【図７】制御アルゴリズムを示すフローチャート。
【図８】第３の実施の形態における光受信装置の構成を示すブロック図。
【図９】光干渉計の両アームの位相差が最適値の場合の前置増幅器出力の説明図。
【符号の説明】
【００３４】
１  光ＤＱＰＳＫ信号
１００  光受信装置
２０、３０  光干渉計
１０、２１、２４、３１、３４  光カプラ
２２、３２  位相部
２２１、３２１  ヒータ
２３、３３  遅延部
４０、１４０、５０、１５０  制御回路
１２２、１３２  位相調整部
２５、３５  固定位相部
１３、１４  バランス型光電気変換素子
１５、１６  前置増幅器
１７、１８  識別器あるいはクロックデータ再生回路
１１、１１’、１２、１２’  差動増幅器
４１  発振器（発振周波数ｆ）
４２  加算回路
４３  ミキサ
４４  ローパスフィルタ
４５  差動増幅器
４７  ローパスフィルタ
４８  マイクロ波検波器
４９  コントローラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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