(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した無線通信信号の符号化利得を最適化する方法、
該方法は以下の工程を含む：
a)符号間干渉(ISI)推定を形成する、
b)干渉キャンセラの整合フィルタ信号から前記符号間干渉（ISI）推定を減算して、推定された信号を形成する、
c)前記推定された信号に基づいて対数ゆう度比率を形成する、ここにおいて、前記対数ゆう度比率は残りの符号間干渉の推定された分散に従ってスケールされる、ここにおいて、該分散は下記式により計算される、
Ｓ’（ｎ）＝（０．２Ｓ＋Ｓ）／（０．２５ｎ＋１）
ここにおいて、Ｓ’は不完全な干渉キャンセルに起因する正規化された付加雑音分散であり、Ｓは全ISIの分散であり、ｎはパケット中のｎ番目のチャネル記号であることを示す、
d)前記対数ゆう度比率を使用して前記推定された信号を復号し、復号信号を形成する、
e)前記復号信号から修正された符号間干渉（ISI）の推定を形成する。
【請求項２】
以下の通りの工程を更に含んでいる請求項1の方法、
複数繰返しのためにa)工程乃至e)工程を繰り返す、ここにおいて、1つの繰返しはa)工程乃至e)工程を具備する。
【請求項３】
以下の工程を更に具備する請求項2の方法：
現在の繰返し信号干渉推定、現在の復号信号、及び前の繰り返し信号干渉推定に基づいて前記修正された符号間干渉（ISI）推定を形成する。
【請求項４】
下記を具備する、受信した無線通信信号の符号化利得最適化を実行するための装置：
符号間干渉（ISI）推定を使用する前記通信信号の干渉キャンセルを実行し、推定された信号を形成するための手段、
前記推定された信号に基づいて対数ゆう度比率を形成するための手段、ここにおいて、前記対数ゆう度比率は、残りの符号間干渉の推定された分散に従ってスケールされる、ここにおいて、該分散は下記式により計算される、
Ｓ’（ｎ）＝（０．２Ｓ＋Ｓ）／（０．２５ｎ＋１）
ここにおいて、Ｓ’は不完全な干渉キャンセルに起因する正規化された付加雑音分散であり、Ｓは全ISIの分散であり、ｎはパケット中のｎ番目のチャネル記号であることを示す、
復号信号を形成するために、前記対数ゆう度比率を使用して前記推定された信号を復号するための手段、及び
前記復号信号から修正された符号間干渉（ISI）推定を形成するための手段。
【請求項５】
前記復号するための手段が、並列して連結されたターボ復号器を具備する、請求項4の装置。
【請求項６】
前記復号するための手段が連続して連結されたターボ復合器を具備する、請求項4の装置。
【請求項７】
前記 復号するための手段が畳み込み復号器を具備する、請求項4の装置。
【請求項８】
干渉キャンセルを実行するための前記手段が符号間干渉をキャンセルする、請求項4の装置。
【請求項９】
干渉キャンセルを実行することに関する前記手段が単一の通信チャネルに作用する請求項4の装置。
【請求項１０】
干渉キャンセルを実行するための前記手段が複数の通信チャネルに作用する、請求項4の装置。
【請求項１１】
干渉キャンセルを実行するための前記手段が部分的な応答通信信号に作用する請求項4の装置。
【請求項１２】
下記を具備する、受信した無線通信信号の符号化利得最適化を実行するための装置：
整合フィルタ信号から符号間干渉（ISI）推定を減算し、推定された信号を形成し、前記推定された信号に基づいて前記対数ゆう度比率を形成するように構成される干渉キャンセラ、ここにおいて、前記対数ゆう度比率は残りの符号間干渉の推定された分散に従ってスケールされる、ここにおいて、該分散は下記式により計算される、
Ｓ’（ｎ）＝（０．２Ｓ＋Ｓ）／（０．２５ｎ＋１）
ここにおいて、Ｓ’は不完全な干渉キャンセルに起因する正規化された付加雑音分散であり、Ｓは全ISIの分散であり、ｎはパケット中のｎ番目のチャネル記号であることを示す、及び
前記対数ゆう度比率を使用して前記推定された信号を復号し、復号信号を形成するように構成された復合器、ここにおいて、該復号信号は修正された符号間干渉（ISI）推定を形成する該干渉キャンセラに接続される。
【請求項１３】
前記復号器が並列して連結されたターボ復号器である、請求項12の装置。
【請求項１４】
前記復号器が連続して連結されたターボ復号器である、請求項12の装置。
【請求項１５】
前記復号器が畳み込み復号器である、請求項12の装置。
【請求項１６】
前記干渉キャンセラが符号間干渉キャンセラである、請求項12の装置。
【請求項１７】
前記干渉キャンセラが単一の通信チャネルに作用する、請求項12の装置。
【請求項１８】
前記干渉キャンセラが複数の通信チャネルに作用する、請求項12の装置。
【請求項１９】
前記干渉キャンセラが部分的な応答通信信号に作用する、請求項12の装置。
【請求項２０】
下記を具備する、結合されたソフト判定干渉キャンセルおよび畳み込み復号を実行するための装置：
推定された信号を形成するために干渉キャンセラの整合フィルタ信号から推定された符号間干渉（ISI)推定を減算することによって推定された受信無線通信信号における干渉をキャンセルするための手段、
前記推定された信号に基づいて対数ゆう度比率を形成するための手段、ここにおいて、前記対数ゆう度比率は、残りの符号間干渉の推定された分散に従ってスケールされる、ここにおいて、該分散は下記式により計算される、
Ｓ’（ｎ）＝（０．２Ｓ＋Ｓ）／（０．２５ｎ＋１）
ここにおいて、Ｓ’は不完全な干渉キャンセルに起因する正規化された付加雑音分散であり、Ｓは全ISIの分散であり、ｎはパケット中のｎ番目のチャネル記号であることを示す、
復号信号を形成するために、前記対数ゆう度比率を使用して前記推定された信号を復号するための手段、及び
前記復号信号から修正された符号間干渉（ISI）推定を形成するための手段。
【請求項２１】
前記プロセス装置がマイクロプロセッサである、請求項20の装置。
【請求項２２】
前記プロセス装置がディジタル信号プロセッサーである、請求項20の装置。
【請求項２３】
前記プロセス装置が特定用途向け集積回路である、請求項20の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信システムのための情報コーディングの分野に関する、
より詳しくは、本発明は符号間干渉キャンセル(cancellation)およびターボ(turbo)符号に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタルデータの送信は本質的に雑音および干渉を受ける傾向があり、それらは送信データのエラーもたらす。エラーが送信データに導入されたかどうかをできるだけ確実に決定するために、誤り検出スキームが提案された。例えば、パケットでデータを送信すること、及び周期的な冗長的チェック（CRC）のフィールド、例えば16ビットの長さ、を各々のパケットに加えることは一般的である。そして、そのフィールドはパケットのチェックサム(checksum)のチェックを運ぶ。
【０００３】
受信機がデータを受信するときに、受信機は受信データ上の同じチェックサム(checksum)を算出して、算出の結果がCRCフィールドのチェックサムと同一かどうかを照合する。
【０００４】
送信データがリアルタイムで使われないときに、エラーが検出されるときには、誤ったデータの再送信を要請できる。しかし、受信機での伝送誤差を減らすことは、この種の要求を減じて、伝送効率を改良する。
【０００５】
さらに、送信が、例えば、電話線、携帯電話、遠隔ビデオシステム、その他でリアルタイムで実行されたとき、再送信を要請することはできない。
【０００６】
エラーが送信の間に発生する可能性があるときでも、さまざまな前方誤り訂正（FEC）符号化技術が 導入されて、 デジタルデータの受信機が送信データを正しく決定することを可能とした。例えば、畳込み符号は、各々のビットがシーケンス中の前のビットに依存するように、冗長性を送信データにもたらす。このように、受信データ中のさかのぼることが可能なシーケンスよって、受信機はまたオリジナルのデータを推定できる。さらに、符号化された送信データは、データパケットに入れられることが可能である。
【０００７】
更に送信チャネルの性能を向上させるために、若干の符号化スキームはインターリーブを含む。インターリーブはパケットの符号化されたビットの順番を再配置する。このように、 干渉により送信の間に隣接した若干のビットが破壊されるときに、干渉の影響は全てのオリジナルのパケットに広げられて、復号過程において、直ちに克服されることができる。他の改良は、並列でまたは連続で二回以上パケットを符合化するマルチプル-コンポーネント(component)コードを含むことができる。
【０００８】
例えば、連結された符号化、および連続した或いは並列した少なくとも2つの畳み込み符号器を使用する 誤り訂正方法を使用することは、従来技術において、周知である。この種の並列の符号化は、ターボ・符号化と一般に呼称される。
【０００９】
マルチプル-コンポーネント・コードに関して、最適の復号は、しばしば非常に複雑な作業であって、通常リアルタイム復号に利用できない長い期間を必要とするであろう。反復的な復号化技術は、 この課題を克服するために開発された。受信されたビットが0か1かを直ちに決定するよりは、 受信機は各々のビットに、ビットが一つであることの確率の多重レベル・スケール標本上のある値を割り当てる。対数ゆう度(log-likelihood)比率（LLR）と称される、この種の確率の一般的のスケールは、実数或いはより一般的には、ある範囲における整数、例えば｛-32、31｝によって、各々のビットを表す。31の値は伝送ビットが非常に高い確率でゼロであることを示し、値32は伝送ビットが、非常に高い確率である１つであることを示す。ゼロの値は、論理的ビット値が不確定であることを示す。
【００１０】
多重レベル・スケール上で代表されるデータはソフト(SOFT)データとして参照される。そして、反復的な復号は通常ソフトーイン／ソフトーアウト(soft-in/soft-out)である。すなわち、複合プロセスは該ビット値に関する確率に従ってひとつのシーケンスの入力を受信し、該コードの制約条件を考慮して、出力修正確立として提供する。通常、反復相復号を実行する復号器は、その前の反復からのソフトデータを使用して、受信機によって読み込まれるソフトデータを複合する。マルチプル-コンポーネント・コードの反復復号の間、デコーダは1つのコードの復号化の結果を利用して、 第２のコードの復号を改善する。連続するエンコーダが使われるときには、2つの復号器がこのために連続的に使うことができる。並列型符号器が使われるときには、ターボ・符号化におけるように、2つの対応する復号器がこのために並列で使用されることが便利である。この種の反復的な復号は、ソフトデータが送信データを密接に表すと考えられまで、複数回の繰返が実行される。それらのビットが（例えば、上記したスケール上の0および31間の）１つにより近いことを示す確率を有するそれらのビットは、バイナリ・ゼロが割り当てられ、残りのビットはバイナリ１が割り当てられる。
【００１１】
「ターボ・符号化」は FECの領域で重要な進歩である。ターボ・符号化には多くの変形があるが、ターボ・符号化の大部分のタイプは反復復号を用いて結合された複数のステップをインターリービングすることによって、切り離された複数のステップを多重に符合化することを使用する。この組合せは、通信システムのノイズ耐量(noise tolerance )に関して以前に利用できない機能を提供する。すなわち、ターボ・符号化は、既存の順方向(forward)誤り訂正技術を用いて以前では受け入れることができなかった雑音パワースペクトル密度（Eb/No）当たりの、ビット当たりエネルギ(energy-per-bit)のレベルで通信を可能にする。
【００１２】
多くの通信システムは、順方向誤り訂正技術を使用する、したがって、ターボ・符号化の使用は利益を供する。例えば、ターボ・符号化は、無線衛星リンクの性能を改善させることができるが、衛星の限られたダウンリンク通信パワーは、低Eb/Noレベルで動作できる受信機システムを必要とする。
【００１３】
例えばデジタル・セルラー及びPCS電話のようなデジタル無線電気通信システムも、順方向誤り訂正を使用する。例えば、通信工業会は無線インタフェース標準TIA/EIA Interim Standard 95およびその導関数(derivatives)例えばIS-95B（以下、集合的にIS-95と称する）を広めた。そして、それは、システムの容量を増やすための符号化利得を提供するために畳み込み符号化を使用するデジタル無線通信システムを規定する。IS-95標準を用いて無線-周波数（RF）信号を処理するためのシステムと方法は、実質的に米国特許番号5、103、459に記載されている。そして、それは本発明譲受人に譲渡され、完全に本願明細書に引用される。
【００１４】
デジタルデータ送信は、本質的にまた符号間干渉（ISI）によって、エラーが生じる傾向がある。ISIは、通信チャネルにより導入される一般的な障害である。合理的帯域効率を得るために、チャネル帯域幅は、通常チャネル（変調）記号レートと相当するように選ばれる。その結果、チャネル・インパルス応答は、複数のチャネル記号にまたがらなければならない。それゆえに、所望の記号のコンポーネントに加えて、サンプルされた受信信号は、通常、所望の記号に隣接して多数のチャネル・データ・シンボルからの寄与を含む。所望のデータ記号に隣接した記号によって、生じる干渉は、ISIと呼ばれている。通信チャネルのマルチパスもISIを導く。
【００１５】
該記号間隔でサンプルされた受信信号の別名周波数スペクトルが一定であれば、サンプルされた受信信号中ISIは除去される。このように、サンプルされた信号スペクトルが一定になるように、ISIを修正する1つの方法は受信信号を線形フィルタに通すことである。この種のフィルタは、従来は、線形デコーダと呼ばれている。ISIを修正するための公知の方法は、等化(equalization)技術として知せれている。よく知られている等化技術は、線形イコライザ、判定帰還形イコライザ(decision feedback equalizer)(DFE）および最優系列推定（最ゆう検出）イコライザ(maximum likelihood sequence estimation equalizer)(MLSE)を含む。
【００１６】
ｐ４受信された信号対雑音比を最大にする最適の受信機フロントエンドは整合フィルタ(MF)フロントエンドであることはよく知られている。ISIが整合フィルタの出力に無い場合、受信機は、追加のガウス雑音を伴うチャネル上でMF限界と呼ばれる、最適な性能を達成できる。残念なことに、整合フィルタも通常ISIを導入する。その結果、イコライザが通常、MFフロントエンドに続くために必要である。イコライザが必要な場合、受信機はMF限界と比較して常に劣った性能を有する。
【００１７】
現在所望されている記号に関する従前及び将来の記号が知られている場合、これらの記号によって、生じたISIを差し引くことによって、MF限界性能を得ることができる。この技術は、ISIキャンセルと呼ばれている。残念なことに、これらの記号は通常知られておらず、そしてISIキャンセルがこれらの記号の推定を用いてのみ実行されることができる。
【００１８】
このように、従来のISIキャンセル技術は、通常最適からは遠く、他の等価技術にさえ劣っている。
【００１９】
通信業界には絶えず符号化ゲインを改良する推進力がある。結合された最大の後天性(combined maximum a posteriori)（MAP）アルゴリズム及び ターボ複合化はISIキャンセル等化技術より優れている。しかし、 MAPとターボ複合化とを結合して符号化利得を改良することへのアプローチは、チャネル・タップの数に関連して及びチャネル記号集まりのコンフィグレーション(configuration)に従って 指数的に増加する実施の複雑さを伴うので非常に複雑である。
【００２０】
ISIキャンセル技術を最適化して、より単純に実現する方法で、結合したMAP及びターボ複合化技術の実現を成し遂げることは、有利である。
【００２１】
ISIキャンセルは、ISIキャンセルをターボ復号化と組み合わせることによって、最適化されることができる。このように、通信チャネル符号化利得を改良するために、ターボ複合化とISIキャンセル方法とを結合することによる複雑さを減じることが必要であり、それは単純に実現されることができる。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、反復的に結合された干渉の除去及び復号を実行する通信受信チャネル符号化利得を最適化する方法を提供する。全ての符号化されたビットのLLRは、反復される復号の各々の終りで都合よく計算される。
【００２３】
LLRは、チャネル記号のソフト判定にマップされる。これらのソフト判定は、それから次の繰返しの前に整合フィルタ出力から減じられる。
【００２４】
したがって、本発明の1つの観点において、推定された信号を形成するために、干渉キャンセラ中で整合フィルタ・信号から信号干渉推定を減ずることによって、受信する無線通信チャネルの符号化利得を最適化するための方法、復号信号を形成すために推定された信号を複合するための方法、複合信号から信号干渉推定を形成するための方法が提供される。
【００２５】
実施例において、次の繰返しシグナル干渉の推定は、現在の繰返しシグナル干渉の推定、現在の復号化シグナル、及び前の繰返しシグナル干渉の推定に基づいて形成される。
【００２６】
本発明の別の観点において、受信された無線通信シグナル上の符号化利得最適化を実行するための装置は、推定された信号を提供するために信号干渉推定を使用して通信信号上の干渉除去を実行するための手段、復号化信号を提供するために推定された信号を複合するための手段、及び前記復号化信号から前記信号干渉推定を形成するための手段を含むことが好ましい。
【００２７】
本発明の他の観点において、受信された無線通信信号に符号化利得の最適化を実行するための装置は、干渉キャンセラ、該干渉キャンセラに連結された復合器を含むことが好ましい：ここにおいて、復合器は、干渉キャンセラからの入力を受信し、復合器からの出力は干渉キャンセラに結合され、それは、信号干渉推定を形成する。
【００２８】
【発明の実施の形態】
図1は、チャネル符号化利得を改良するためにISIキャンセル及びターボ複合化を結合する一実施例に従って使用される装置のダイアグラムである。示される装置は、送信された無線通信信号を受信し、及びは、ISIキャンセルおよびターボ複合化の前に信号対雑音比を最大にするために誤り訂正のために信号にフィルターをかける。
【００２９】
アンテナ102は、無線周波数（RF）の場をアナログ信号または副ベルサ(Vice-versa)に変えるトランスジューサであることが好ましい。受信アンテナは、典型的には無線周波エネルギーをインターセプトして、アナログ電気信号を電子機器に分配する。受信されたアナログ信号は、アンテナ素子102に至り、受信復調器要素104によって、ベースバンド・アナログ信号にダウンコンバートされる。
【００３０】
ダウンコンバート104の後、I/Qスプリッター106によって、受信信号はその同相(I)と直角位相（Q）信号成分に分割され、Ｉ及びＱ信号の流れを形成する。Ｉ及びＱ信号は、Ａ−Dコンバータ108によって、デジタル・サンプルに変換される。
【００３１】
整合フィルタ112は、デジタル・サンプルをフィルターにかけ、最大にされた信号対雑音比の信号サンプルの流れを形成する。
【００３２】
整合フィルタの出力は典型的にISIを含む。整合フィルタ112の出力は、干渉キャンセラ114に対する入力であり、ここにおいて、典型的な実施例では、ISIキャンセラが使われる。ISIキャンセラ114において、ISIの推定が受信記号から減算される。当業者は、本発明の教示が直ちに他の種類の干渉（例えばマルチユーザ干渉およびマルチチャネル干渉）まで広げられることを理解する。
【００３３】
ISIキャンセラ114により形成された調整された記号値は、そこでデコーダ116に対する入力であり、典型的な実施例ではターボデコーダが使われる。当業者は、本発明の教示が直ちに他の種類の畳み込みデコーダのような復号器まで広げられると理解する。ターボ復号器116において、更なる誤り訂正が行われる。その結果はISIキャンセラ114にフィードバックされる、それは、ターボ複合機 116からの情報を使用して改良されたISIキャンセル推定を形成する、それを、ISIキャンセラ114は改良された減算値として使用する。フィードバックおよび改良された減算方法はターボ複合化の繰返しの数に等しい回数の繰返しの間続き、受信信号の最後の、最も正確な値を形成する。
【００３４】
反復ターボ複合化を使用する受信機において、ターボ複合化で公知技術の様に、全ての符号化されたビットのゆう度値(the likelihood values)は、ターボ復号器116の出力から直接に形成されることができる。
【００３５】
その結果、以前及び将来の記号の推定は、これらのゆう度値から形成されることができ、各々の繰返しで利用できる。さらに、ISIキャンセルが完全な場合、ISIキャンセラ114の出力はターボ復号器116によって、必要とされる符号化されたビットの対数ゆう度比率を提供する。このように、ISIキャンセルとターボ複合化は、近い最適の性能を成し遂げるために結合されることが好ましい。本実施例において、結合されたソフト判定に基づくISIキャンセルとターボ複合化の方法が提供される。
【００３６】
該方法は、連続的に連結されたターボ・コードと単純な畳み込み符号化と同様に、平行したターボ・コードに適用される。当業者は、この方法がまた、他の干渉キャンセル技術に適用され得ることを理解する。
【００３７】
図２は、符号化利得を無線通信システムにおいて、成し遂げるためのメソッドをデコ―ドしている結合されたISIキャンセルおよびターボの一実施例を例示しているフローチャートである。
【００３８】
ブロック202において、開始して、整合フィルタ（信号対雑音比に関してすでに最大にされることが好ましい）の信号出力は、ISI キャンセル方法204に対する入力である。
【００３９】
最高の結果が達成されるまでは、ISIキャンセル方法204は繰り返して整合フィルタの出力からISIの現在の推定を減算す。ISIキャンセルの最初の繰返しのために、整合フィルタの出力に基づく推定が使われる。
【００４０】
次の繰返しのために、ターボ復号器ーにより形成される付加的外部情報で算出される、より正確なISI推定が、整合フィルタ出力から減算される。各々の繰返し、干渉する記号の推定は、整合フィルター出力から減算され、そして、ISIキャンセル方法204の出力はターボ複合化方法206に対する入力である。ISIキャンセル方法204は、処理デバイス（例えばマイクロプロセッサ、ディジタル信号プロセッサーまたはISIキャンセルのための指示を含んでいるメモリーを読み出し可能な処理装置に結合した特定用途向けＩＣ）により実行されることができる。
【００４１】
ターボ複合方法206は、ブロック204のISI-キャンセルされた結果出力に基づいて、ＭＡＰ復号を実行する。ターボ複合プロセス206は、処理デバイス（例えばマイクロプロセッサ、ディジタル信号プロセッサーまたはターボ複合のための指示を含んでいるメモリーを読み込み可能な処理デバイスに連結する特定用途向けＩＣ）により実行されることができる。ブロック208において、ターボ複合化方法は、最終的なターボ複合化繰返しに達したかどうか決定する。最終的なターボ複合化繰返しに達した場合、最善の結果としての修正記号がブロック210で示すように出力される。
【００４２】
最終的なターボ複合化繰返しに達しなかった場合、ブロック212で、ターボ復号方法206出力はISIキャンセル方法204の次の繰返しにおける減算のための記号の推定を形成するために使用される。
【００４３】
このように、ターボ複合化の出力を使用するISIキャンセルは、整合フィルタ等化（equalization）への新しいアプローチとして使われる。
【００４４】
ISIキャンセル・アプローチは、他のチャネルからの干渉とは違って処理されるためのチャネル上でISIを要求しないことが好ましい。図2で例示される方法は、１チャネルのケースか多重チャンネルのケースのいずれかで使用できる。マルチチャネルのケースは結合されたISIキャンセルとターボ復号の普及（generalization）とみなされる。そして、それは特定のチャネルの干渉のみを考え、修正することを可能にする。
【００４５】
図３は、結合されたISIキャンセルとターボ複合化方法の一実施例を例示するフローチャートである。
【００４６】
整合フィルタの出力は、ブロック302に対する入力である。ブロック302は、kが繰返し数であるソフト判定ISIキャンセルを示し、それはゼロに初期化され、そしてKfinalに1の値を逐次的に取る。そして、Kfinalは最後のターボ複合化繰返し数に等しい。ISIキャンセルは、異なる変調（例えばバイナリー  フェイス  シフト  キーイング(Binary Phase Shift Keying)（BPSK）または多値変調方式(Quaternary Phase Shift Keying)（QPSK）の変調）によるパケット中の全てのチャネル記号に実行される。しかし、単純化のために、チャネル記号、例えばｎ番目の記号を変調した１つのBPSKのISIキャンセルのみが例示される。ブロック302は、各々の繰返し、k、に関する値（LLRin）を出力する。ここにおいて、LLRinは、k回の繰返しにより形成された干渉する記号の重み付けられた推定の全ての合計を差し引き、１プラスＳで除算された整合フィルタ入力に等しい。各繰返し（k）に関する推定されたBPSK干渉記号の値は、前の繰返し（k-1）において、形成された対応する符号化されたビットのLLRの１／２のアークタンジェント(arctangent)である。
【００４７】
Sの値は、各繰返し（k）に関するISIの減少（reduction）をモデル化する単調に減少する関数であり、それは、全ISI（MF出力のS）の分散（variance）に依存している。進行中の第1の繰返しに関して、LLRの値は整合フィルタ入力に対してセットされることが好ましい。値LLRinは、各繰返し（k）に関するターボ複合化ステップ304に対する入力である。
【００４８】
ブロック304のターボ複合化ステップは、各繰返し（k）に関する出力値LLRoutを形成する。ターボ複合化の間、符号化されたビットのLLR値が計算され、ますますより正確な干渉推定を形成するために各繰返しにおいて、純化される。
【００４９】
ブロック306において、ターボ復号器ーは、最終的なターボ複合化の繰返し（Kfinal）に達したかどうか決定する。
【００５０】
最終的なターボ複合化の繰返しに達した場合、最善の結果としての修正記号が出力される。ブロック308で、最終的なターボ複合化の繰返しに達しなかった場合、他の、各繰返しkに関する干渉の他の、より純化された推定（ExLLR）が出力される。ExLLRは、現在の繰返しに関するターボ・復号器の出力（LLRout）から、現在の繰返し（LLRin）に関するソフト判定ISIキャンセルの出力を減算することによって、作くられる外部情報を含む。
【００５１】
それから、ブロック310で、現在の繰返しに関する新規なLLRが、前の繰返しのLLRinに対して現在の繰返しExLLRを加えることにより計算される。現在の繰返しよりはむしろ、前の繰返しのLLRin値がExLLR（現在の繰返しの外部情報）に加えられる、なぜならば、LLRinの遅延値を使用することは安定性を該プロセスに好適に加えるからである。安定性に関するISIキャンセルの次の繰返しでの使用のために、LLRを計算する際の遅延LLRin値の使用は、新規であり、当業者は、それが他の干渉キャンセル技術に適用されられることが可能であることを理解する。
【００５２】
図２および図３の記載されている方法で結合されたソフト判定に基づくISIキャンセル及びターボ複合化は、通信チャネルの最適に近い性能を成し遂げる新しい組合せである。結合されたソフト判定ISIキャンセルおよびターボ複合化方法を使用することによる最適に近い性能の達成は、以下の分析でサポートされる：
例えば特定の実施例における目的に関して、デジタル整合フィルタ・フロントエンドの受信信号は、T/2でサンプルされる、ここにおいて、Tは、チャネル記号レートである。チャネル雑音がホワイトであり、サンプリング時のチャネル係数が知られているかまたは正確に推定されることができるときに、整合フィルタ係数は、時間-逆転チャネル係数の単に共役である。整合フィルタ出力は、全てのＴでサンプルされる(down sampled)。nTで送信されるデータ記号、a(n)の干渉比(SIR)に対して信号を最大にする整合フィルタの出力は、次のように表される：
【数１】
0004927285.tif 000002
ここで、z（n）は整合フィルターの出力における追加の雑音／干渉（ISIを除く）であり、sia（n-i）,i=-m,‥,-1,1,‥,mはISIターム(terms)である。
【００５３】
この分析において、一般性を損なうことなく、MFの入力での信号サンプルの雑音/干渉の分散は1に等しいとみなされる。
【００５４】
BPSK（QPSK）信号に関して、a=±1(±1±j)。
【００５５】
ISI係数siはチャネル係数により決定され、それらは対称形の複素共役、すなわち、s-i = si*である。
【００５６】
入力信号サンプルの雑音分散が1に等しい時、BPSKa(n)のLLRは、次のように表される：
【数２】
0004927285.tif 000003
これは、ターボ復号への入力として直接使うことができる。
【００５７】
この種のLLRsを使用している復号器を持つ受信機は、ISIフリーのチャネルの最適な性能を成し遂げることができる。しかし、最適なLLRを計算するために、以前及び将来の記号を知ることが必要である。一方、復号が必要ないことから、これらの記号は未知である。このように、このアプローチは理論的に最適であるが、実現上は非実用的である。
【００５８】
代替のものは、ISIタームを雑音とみなすことにより、直接ターボ複合化でy（nT）を使用する。全ISIがクローズ  トウ  ガウス分布(close-to-Gaussian distribution)を有するときに、ａ（n）のLLRは、4y（nT）/（l+S）として表される、ここで、SはISIに起因した全付加雑音分散である。
【００５９】
m=1の単純なケースを考える
ｒ（nT）＝c0a（n）+c1a（n+1)+v（n）                  （3）
及び  y（nT）=s0a（n）+s1a（n+1）+s-1a（n-1）+z（n）   （4）
ここで、s0=｜c0｜2+｜c1｜2   s1=s-1*=c0*c1.
v（n）の分散が一つであるので、z（n）の分散は｜c0｜2 +｜c1｜2に等しい。
【００６０】
全干渉プラス雑音の分散は、｜c0｜2+｜c1｜2+2｜c0｜2｜c1｜2に等しい。このように、LLRは4y(nT)/[1+2｜c0｜2｜c1｜2/(｜c0｜2＋｜c1｜2)]と表されることができ、それは4g(hT)/(1+s)と書ける。2つ以上のパスがあるケースに関して、付加雑音分散(additional noise variance)は同様に計算できる。
【００６１】
以前及び将来の記号が未知であるが、それらの推定が利用できる時、
LLRsは、それらの真理値の場所における推定を使用することにより算出できる。明らかに、そのようなISIキャンセルは完全ではない。その結果、最適のLLR値の近似は次の通りである：
【数３】
0004927285.tif 000004
ここにおいて、
【数４】
0004927285.tif 000005
は、a（n-i）の推定であり、S'は不完全な干渉キャンセルに起因する正規化された付加雑音分散である。干渉が部分的にキャンセルされるので、S'はゼロより大きく、Sより少ない。もしも（n-i）が値+1,又は-1を取るならば、我々はそれらをa（n-i)の固い判定(hard decisions)と呼ぶ。
【００６２】
他方、a（n-i）が任意の値を取る場合、それらは、ソフト判定と呼ばれる）。
【００６３】
ターボ複合化の間、組織的なビットのLLRsが計算され、各々の繰返しにおいて、純化される。同時に、全ての符号化されたビットのLLRsを計算することは、直接的（straightforward）である。ISIキャンセルに関して、データ記号（符号化されたビットのマッピング）が+1/-1値のみをとることができるとしても、それらの推定されたLLRsに従ったチャネル・ビットのソフト判定を使用することは最適であり、不完全な判定に起因する残余のISIにより引き起こされた結果としての誤タームが最小化される。以下、残余誤差の分散を最小化する最適のソフト判定の式が導き出される：
定義によって、+1又は-1の値をするバイナリ記号のLLRは：
λ(x｜a) = log (p(x｜a) /p(x｜-a))          (6)
ここで、a=1又は-1である。
【００６４】
λ(x｜a=1)=-λ(x｜a=-1)                  (7)
は  周知である。
【００６５】
不正確な決定に起因する残余誤差の分散は、下記のように表されることができる：
【数５】
0004927285.tif 000006
分散を最小化するために、方程式(8)の導関数(derivative)が
【数６】
0004927285.tif 000007
に関して採用され、方程式(9)をもたらすゼロに等しくセットされる：
【数７】
0004927285.tif 000008
すなわち
【数８】
0004927285.tif 000009
式(6)から、我々は下記式を得る。
【００６６】
【数９】
0004927285.tif 000010
a=1とすることにより、
【数１０】
0004927285.tif 000011
すなわち、
【数１１】
0004927285.tif 000012
xが無限になるときには、そのゆう度( likelihood)の全べての信頼(confidence)があり、
【数１２】
0004927285.tif 000013
はλ(x｜1）の符号に依存して+1又は-1に等しい。
【００６７】
QPSK変調に関して、ある記号の実及び虚数部の推定は、また、それらの対応する符号化されたビットから方程式(13)に従って形成される。
【００６８】
ISIキャンセルでターボ複合化を実行する方法を記述するために、
ISIのない静的追加のガウスホワイトノイズ（AWGN）通信チャネルのためのターボ複合化において、LLRが使用され精製される(refined)方法を考慮することがまず必要である。以下の説明は、連続的でかつ平行して連結された符号(concatenated codes)に適用される。
【００６９】
この種のチャネルのための最適な受信機フロントエンドは、チャネル記号レートＡ／Ｄ標本化回路に続く整合フィルタを具備する。BPSK搬送に関して、雑音分散により分けられた標本化回路出力時間4の実数部の値は、符号化されたビットのLLRである。これらの値は、符号化されたビットのチャネルLLRsと呼ばれる。
【００７０】
いくつかの符号化されたビットのチャネルLLRsは、反復的な復号プロセスの間で、修正のないターボ複合化における符号化されたビットのLLRsとして直接使われる。残りの符号化されたのLLRsは、（ＭＡＰ復号の間に形成される）外部情報をチャネルLLRsに追加することにより、組成符号(constituent code)のＭＡＰ復号における各繰返しを連続的に精製する。このプロセスは簡潔に以下に説明される：
ターボ複合化の間、組成コード(constituent codes)は、周期的態様で一つずつ復号されたMAPである。ターボ複合化の繰返しにおいて、あらゆる組成コードは一度復号される。組成のコードのＭＡＰ復号を実行するために、いくつかまたは全ての符号化されたビットの精製された( refined)LLRsは、復号器に供給される。入力された精練されたLLRは、符号化されたビットのチャネルLLRと、以前の組成コード（最初の外部値は、ゼロにセットされる）を復号するときに形成される外部値との合計に等しい。ＭＡＰ復号が完了したあと、新規なLLR値が各々のビットに関して形成される。この新規なLLR値は、入力LLR値プラス新規な外部値として表現されることができる。すなわち、それは、チャネルLLR、以前の外部値および新規な外部値の合計として考えることができる。
【００７１】
以前の外部値は、新規なLLR値と該差から減算される。すなわち、チャネルLLRと新規な外部値との合計が、反復的な復号プロセスにおける次の組成コードを復号するための新規な精製されたLLRとして使われる。
【００７２】
p15ターボ複合化の以前の繰返しから計算された外部値を伴うLLRsは、方程式(13)に従ってチャネル記号のソフト判定を計算するために使用される。ソフト判定は、それからISIキャンセルを実行し、ターボ複合化の次の繰返しのための方程式(5)に従った精製されたチャネルLLRsを形成するために使用される。
【００７３】
ターボ複合化が実行される前に、チャネル記号の最初の推定は方程式(1)または方程式(4)によって、与えられる生のチャネルLLRsを使用する方程式(13)に従って形成される。これらの最初のチャネル記号推定は、ターボ複合化の第1の繰返しを実行するための方程式(5)に従つて精製されたチャネルLLRsの第1のセットを形成するためにISIキャンセルを実行するために使用される。ターボ複合化の第1の繰返しの間に、ＭＡＰ復号アルゴリズムは全てのチャネル・ビットのLLRsを形成する。これらのLLRsは、第２のセットのチャネル記号推定を形成するために使用される。第２のセットの精製されたLLRsは、第２のセットのチャネル記号推定使用する方程式(13)により形成される。これらの精製されたLLRsは、ターボ複合化の第２の繰返しにおいて、使われる。ターボ複合化の十分な繰返しが所望の結果を得るために実行されるまで、これらのステップは繰り返されることが好ましい。
【００７４】
チャネル記号形成のための符号化ビットの精製されたLLRsを得る際の所望の結果は、ターボ複合化において、なれることと同様の外部情報を用いて成し遂げられることが可能である。具体的には、例としてｋ番目の繰返しを考慮することは有用である。ｋ番目の繰返しのチャネルLLRs（LLRin（k）として示される）が、繰返しk-1から、チャネル・ビットのLLRs（LLRin（k-1）として示される）を使用する方程式(5)に従って、ターボ複合化のｋ番目の繰返しにおいて、使われる。それは、チャネル・ビットの一組の新規なLLRs（LLRout（k）として示される）を形成する。ｋ番目の繰返しが完了するときに、外部値ExLLR（k）がチャネル・ビットの出力され形成されたLLRs、LLRout、kから入力チャネルLLRs、LLRin（k）を減ずることにより形成される。該差、ExLLR、kは、符号化されたビットのソフト判定を形成するために、チャネル・ビットの新規なLLRs（LLRin（k）として示される）を得るために以前の繰り返しの入力LLRに加えられる。これらの新規なソフト判定は、（k+1）番目の繰返しで使用するために、次のセットのチャネルLLRs（LLRin（k+1）として示される）を形成するために用いられる。
【００７５】
方程式(5)で示すように、入力雑音分散がゼロに正規化されるときに、最適の換算係数(scaling factor)は残りのISIの分散に依存する。
【００７６】
各繰り返し残りのISIの分散(variance)を推定し、それに応じてLLRsをスケールする(scale )ことを可能とする。実施を単純化するために、方程式(5)のS'を単調に減少する関数として、各々の繰返しにおけるISI中の減少をモデル化する。下記式により例示的な関数が与えられる。
【００７７】
【数１３】
0004927285.tif 000014
ここで、Sは上記の通りの全ISIの分散であり、有効であることが判明した。
【００７８】
例えば、このアプローチは、符号化された部分的な応答信号( partial response signals)の復号において、有効に使うことができる。
【００７９】
好ましい実施例に関する以前の説明は、いかなる当業者も本発明を作るかまたは使用できるために提供される。これらの実施例に対するさまざまな変更態様は、当業者にとって直ちに明らかである。そして、本願明細書において、定められる一般的な原則は発明能力を使用することなく、他の実施例に適用されることができる。このように、本発明は、本願明細書において、示される実施例に限られることはなく、ここに開示された原則と新しい特徴とに整合した最も広い範囲を与えられる。
【図面の簡単な説明】
本願発明の特徴、目的および効果は、同様の参照記号が全体を通して対応して付された図面と連携する、後述の詳細な説明からより明らかになる：
【図１】  結合されたソフト判定ベースの符号間干渉 キャンセルおよびターボ複合化に使用する装置を示しているブロックダイヤグラムである。
【図２】  結合されたソフト判定ベースの符号間干渉キャンセルとターボ複合化を実行するために用いられる方法ステップを示すフローチャートである。
【図３】  結合されたソフト判定ベースの符号間干渉キャンセルおよびターボ複合化を実行するために使用される方法の詳細なフローチャートである。
【符号の説明】
１０４…受信復調器
【図１】
0004927285.tif 000015
【図２】
0004927285.tif 000016
【図３】
0004927285.tif 000017