(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
キャリア信号に周波数変調を掛けた送信信号を放射する送信部と、
ターゲットで反射された前記送信信号を受信信号として受信し、前記受信信号に前記送信信号の一部をミキシングしてビート信号を生成する受信部と、
前記ビート信号から装置固有のノイズ成分が除去された信号である補正ビート信号に対してＦＦＴ処理を施してビート周波数を取得する第１ビート周波数取得手段と、
前記ビート信号がＦＦＴ処理によるビート周波数取得限界を超える低い周波数のビート信号であって、前記第１ビート周波数取得手段においてビート周波数を取得できない場合に、前記補正ビート信号の時間波形のピーク点およびゼロクロス点の時刻データからビート周波数を取得する第２ビート周波数取得手段と、
前記第１ビート周波数取得手段または前記第２ビート周波数取得手段で算出されたビート周波数に基づいて前記ターゲットまでの距離を演算する演算手段とを備えたＦＭ−ＣＷレーダ装置。
【請求項２】
キャリア信号に周波数変調を掛けた送信信号を放射する送信部と、
ターゲットで反射された前記送信信号を受信信号として受信し、前記受信信号に前記送信信号の一部をミキシングしてビート信号を生成する受信部と、
前記ビート信号から装置固有のノイズ成分が除去された信号である補正ビート信号に対してＦＦＴ処理を施してビート周波数を取得する第１ビート周波数取得手段と、
前記ビート信号がＦＦＴ処理によるビート周波数取得限界を超える低い周波数のビート信号であって、前記第１ビート周波数取得手段においてビート周波数を取得できない場合に、前記補正ビート信号の時間波形に対して微分を二回行い、その結果からビート周波数を取得する第２ビート周波数取得手段と、
前記第１ビート周波数取得手段または前記第２ビート周波数取得手段で取得されたビート周波数に基づいて前記ターゲットまでの距離を演算する演算手段とを備えたＦＭ−ＣＷレーダ装置。
【請求項３】
自動車に搭載されたＦＭ−ＣＷレーダ装置であって、
前記自動車の車速が所定値以上であれば前記第１ビート周波数取得手段を用い、所定値よりも小さければ前記第２ビート周波数取得手段を用いるように切り換えるように構成されたことを特徴とする請求項１または２に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＦＭ−ＣＷレーダ装置に関するものである。特に、自動車に搭載したときに、通常走行あるいは高速走行時の先行車両を検出することに適し、さらに、車庫入れ等の低速走行時における至近障害物の検出にも適したＦＭ−ＣＷレーダ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＦＭ−ＣＷレーダ装置は、周波数変調が施された連続波信号を送信信号として送信し、送信信号がターゲットで反射して戻ってきた受信信号と送信信号とをミキシングしてビート信号を生成し、ビート周波数からターゲットの位置および相対速度を検出するものである。一般的にビート周波数の取得は、たとえば特開平６−５１０５５号公報に開示されているように、ビート信号にＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を施すことにより達成される。なお、同公報では、遠方ターゲットについてはパルスカウントによりビート周波数を算出している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
車載用のＦＭ−ＣＷレーダ装置に求められる第１のターゲット検出能力としては、数メートルから百数十メートル先を走行する車両の検出である。ところが、中心周波数がたとえば７６．５ギガヘルツのミリ波を用いたＦＭ−ＣＷレーダ装置において、このような距離にあるターゲットを的確に検出できるように変調周波数や変調周期等の各種パラメータを設定すると、車庫入れ時の障害物のような数十センチメートル程度の至近距離にあるものは、その距離を正確に検出することができない。
【０００４】
すなわち、ターゲット距離が小さくなればなるほど、ビート周波数は零に近づくことになり、ビート信号の一周期が一回のビート信号取得期間を越えるような低いビート周波数になると、ＦＦＴの原理上、ビート周波数を算出することができない。
【０００５】
このことを図１を用いて説明する。図１（Ａ）は、ＦＭ−ＣＷレーダ装置における送信信号および受信信号の周波数の時間変化を示すグラフであり、同図（Ｂ）は、ビート信号の時間波形を示すグラフである。一般に、送信信号は三角波変調され、送信信号周波数は直線的な増加と減少を繰り返す。そして、周波数増加区間および減少区間のそれぞれにおいてビート信号を取得し、ＦＦＴ処理を施す。このとき、取得したビート信号の一周期が、図１（Ｂ）に示すように変調周期Ｔの１／２を越えると、ＦＦＴ処理による周波数の取得が困難となる。
【０００６】
そこで、ＦＦＴ処理によるビート周波数取得限界を超える低い周波数のビート信号であってもビート周波数を取得することとができ、取得したビート周波数からターゲットの距離を算出することができるＦＭ−ＣＷレーダ装置が求められていた。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装置は、このような課題を解決するためになされたものであり、キャリア信号に周波数変調を掛けた送信信号を放射する送信部と、ターゲットで反射された送信信号を受信信号として受信し、受信信号に送信信号の一部をミキシングしてビート信号を生成する受信部と、ビート信号から装置固有のノイズ成分が除去された信号である補正ビート信号に対してＦＦＴ処理を施してビート周波数を取得する第１ビート周波数取得手段と、ビート信号がＦＦＴ処理によるビート周波数取得限界を超える低い周波数のビート信号であって、第１ビート周波数取得手段においてビート周波数を取得できない場合に、補正ビート信号の時間波形のピーク点およびゼロクロス点の時刻データからビート周波数を取得する第２ビート周波数取得手段と、第１ビート周波数取得手段または第２ビート周波数取得手段で取得されたビート周波数に基づいてターゲットまでの距離を演算する演算手段とを備えたものである。
【０００８】
本発明の他のＦＭ−ＣＷレーダ装置は、キャリア信号に周波数変調を掛けた送信信号を放射する送信部と、ターゲットで反射された送信信号を受信信号として受信し、受信信号に送信信号の一部をミキシングしてビート信号を生成する受信部と、ビート信号から装置固有のノイズ成分が除去された信号である補正ビート信号に対してＦＦＴ処理を施してビート周波数を取得する第１ビート周波数取得手段と、ビート信号がＦＦＴ処理によるビート周波数取得限界を超える低い周波数のビート信号であって、第１ビート周波数取得手段においてビート周波数を取得できない場合に、補正ビート信号の時間波形に対して微分を二回行い、その結果からビート周波数を取得する第２ビート周波数取得手段と、第１ビート周波数取得手段または第２ビート周波数取得手段で取得されたビート周波数に基づいてターゲットまでの距離を演算する演算手段とを備えたものである。
【０００９】
第２ビート周波数取得手段によれば、ＦＦＴ処理によるビート周波数取得限界を超える低い周波数のビート信号であってもビート周波数を算出することができる。したがって、ビート信号に対してＦＦＴ処理を施してもビート周波数を取得できないような至近距離のターゲットでも検出することができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図２は本発明の一実施形態であるＦＭ−ＣＷレーダ装置の構成を示すブロック図である。ＦＭ−ＣＷレーダ装置１は図示省略した自動車に搭載され、送信部２、受信部３および信号処理部４とで構成されている。自動車における設置場所は適宜選択することができるが、一般的には、バンパーに開口を設け、その開口を臨むようにバンパーの裏側に配置される。
【００１１】
送信部２は電圧制御型発振器１１と、バッファアンプ１２と、送信アンテナ１３とを備える。
【００１２】
電圧制御型発振器１１は、周波数ｆ０（たとえば７６．５ＧＨｚ）の搬送波に対して周波数変調幅ΔＦの三角波変調を掛けた信号、すなわち周波数ｆ０±ΔＦ／２の被変調波（送信信号）を出力する。被変調波はバッファアンプ１２で増幅され、送信アンテナ１３から電磁波として放射される。送信信号の一部は受信検波用のローカル信号として受信部のミキサ１６に与えられる。
【００１３】
受信部３は、受信アンテナ１４と、ＲＦアンプ１５と、ミキサ１６と、アンプ１７と、フィルタ１８とＡ／Ｄ変換器１９を備えている。ターゲットで反射された送信信号は、受信信号として受信アンテナ１４で受信される。受信信号はＲＦアンプ１５で増幅された後、ミキサ１６で送信信号の一部とミキシングされ、両信号のビート信号が取り出される。ビート信号はアンプ１７およびフィルタ１８を経てＡ／Ｄ変換器２１でデジタルビート信号に変換され、信号処理部４に入力される。
【００１４】
信号処理部４では、デジタルビート信号を解析してビート周波数を取得し、取得したビート周波数に基づいてターゲットの距離や相対速度を検出する。
【００１５】
ここで、ＦＭ−ＣＷレーダ装置の探知原理を図３および図４のグラフを用いて説明する。図３（Ａ）は、送信周波数の変化を実線により示し、距離Ｒの位置にあって相対速度が零の目標物（ターゲット）から反射された受信周波数の変化を破線により示したグラフであり、縦軸に周波数、横軸に時間をとっている。
【００１６】
このグラフから判るように、送信信号には連続波に三角状の周波数変調を掛けた変調信号が用いられている。送信信号の中心周波数すなわち搬送波周波数はｆ０、周波数偏移幅はΔＦ、三角波の繰り返し周波数はｆｍである。
【００１７】
図４（Ａ）は、ターゲットの相対速度が零でなく速度Ｖ（Ｖ≠０）のときの受信信号の変化と送信信号の変化とを示したグラフであり、実線は送信信号周波数を示し、破線は受信信号周波数を示している。なお、送信信号および座標軸の意義は図３（Ａ）と同じである。
【００１８】
図３（Ａ）および図４（Ａ）から、このような送信信号を放射しているときの受信信号は、ターゲットの相対速度が零のときには距離に応じた時間遅れＴ（Ｔ＝２Ｒ／Ｃ：Ｃは光の速度）を受け、目標物の相対速度がＶのときには距離に応じた時間遅れＴと、相対速度に相当する周波数偏移Ｄを受けることが判る。なお、図４（Ａ）に示す例は、受信信号周波数が同グラフにおいて上方に偏移しており、ターゲットが接近する場合を示している。
【００１９】
この受信信号に対して送信信号の一部をミキシングすれば、ビート信号が得られる。図３（Ｂ）および図４（Ｂ）は、それぞれターゲットの相対速度が零のときと速度Ｖのときのビート周波数を示すグラフであり、時間軸（横軸）はそれぞれ図３（Ａ）および図４（Ａ）とタイミングを一致させてある。
【００２０】
いま、相対速度が零のときのビート周波数をｆｒ、相対速度に基づくドップラ周波数をｆｄ、周波数が増加する区間（アップ区間）のビート周波数をｆｂ１、周波数が減少する区間（ダウン区間）のビート周波数をｆｂ２とすると、
ｆｂ１＝ｆｒ−ｆｄ        …（１）
ｆｂ２＝ｆｒ＋ｆｄ        …（２）
が成り立つ。
【００２１】
したがって、変調サイクルのアップ区間とダウン区間のビート周波数ｆｂ１およびｆｂ２を別々に測定すれば、次式（３）（４）からｆｒおよびｆｄを求めることができる。
【００２２】
ｆｒ＝（ｆｂ１＋ｆｂ２）／２    …（３）
ｆｄ＝（ｆｂ２−ｆｂ１）／２    …（４）
ｆｒおよびｆｄが求まれば、目標物の距離Ｒと速度Ｖを次の（５）（６）式により求めることができる。
【００２３】
Ｒ＝（Ｃ／（４・ΔＦ・ｆｍ））・ｆｒ   …（５）
Ｖ＝（Ｃ／（２・ｆ０））・ｆｄ         …（６）
ここに、Ｃは光の速度である。
【００２４】
このようにしてターゲットの距離Ｒおよび速度Ｖを求めることができる。これがＦＭ−ＣＷレーダ装置の探知原理である。
【００２５】
信号処理部４は、ビート周波数の取得について２つの手段を備えている。２つの手段は互いに異なる原理に基づいてビート周波数の取得演算をソフト的に処理するものである。第１のビート周波数取得手段はＦＦＴ処理によるものであり、第２のビート周波数取得手段はビート信号の時間波形を解析するものである。ＦＦＴ処理によるビート周波数の取得については、上述したように、たとえば特開平６−５１０５５号公報により公知であるのでここではその説明を省略する。
【００２６】
そこで、第２のビート周波数取得手段であるビート信号の時間波形を解析する手段を図５および図６に示すフローチャート、および図７〜図１０に示す波形図と共に説明する。
【００２７】
ビート信号の時間波形を解析するためには、ビート信号に対して前処理を行う必要がある。図６に示す手順は、各装置固有のノイズ成分ｆｄ（ｔ）を検出するものであり、図５に示すビート信号解析手順に先だって予め実行されるものである。
【００２８】
図６のフローチャートでは、ＦＭ−ＣＷレーダ装置の内部回り込み等に起因する直流的なノイズ成分ｆｄ（ｔ）を検出する。このノイズ成分ｆｄ（ｔ）は、レドームと呼ばれるアンテナを覆うカバーや本レーダ装置が取り付けられた際の極近傍に位置する部材等からの反射に起因すると考えられており、製品毎および取り付け環境毎に固有のものとなる。そこで、近距離ターゲットが存在しない環境において本ＦＭ−ＣＷレーダ装置を駆動することによって、ノイズ成分ｆｄ（ｔ）を検出する。
【００２９】
ステップＳ１１において、本装置が設置されている自動車側から車速Ｖを取得する。ステップＳ１２では、車速ＶがＶ１＜Ｖ＜Ｖ２を満足するか否かを判断する。Ｖ１としてはたとえば２０〜３０ｋｍ／ｈ、Ｖ２としてはたとえば６０ｋｍ／ｈに設定してある。一般的に、車速Ｖがこの条件を満たすような状況では、数センチメートルから数十センチメートル程度離れたところに障害物が存在することはない。Ｖ１＜Ｖ＜Ｖ２が満たされるとステップＳ１３に移行する。
【００３０】
ステップＳ１３では、本レーダ装置を駆動して送受信信号のビート信号を取得し、取得したビート信号にローパスフィルタを施して、所定値以上の周波数、たとえば、変調周波数ｆｍの２倍以上の周波数をカットしたｆｄ*（ｔ）を生成する。
【００３１】
ステップＳ１４では、前回までの検出結果ｆｄ（ｔ）に対して適当な重み付け（Ｗａ：Ｗｂ）を用いて次の加重平均演算を行う。
【００３２】
ｆｄ（ｔ）＝Ｗａ×ｆｄ（ｔ）＋Ｗｂ×ｆｄ*（ｔ）
重み付けの一例として、Ｗａ：Ｗｂ＝０．９：０．１とすれば、ステップＳ１３で新たなｆｄ*（ｔ）が生成される毎に、その結果が過去の結果に１０％だけ反映されて、ｆｄ（ｔ）が新たなｆｄ（ｔ）に置換される。
【００３３】
ステップＳ１３およびステップＳ１４によるｆｄ*（ｔ）の生成および加重平均演算は、その処理回数ｎがｎ１（たとえば２０回）を越えるまで実行され、越えた時点でステップＳ１５から次のステップへ移行する。このときのｆｄ（ｔ）は記憶部に格納され、図５のフローチャートにおいてノイズｆｄ（ｔ）として扱われる。
【００３４】
ノイズｆｄ（ｔ）の一例を図７（Ａ）に示す。同図から明らかなようにノイズｆｄ（ｔ）は直流的な成分である。
【００３５】
このようにしてノイズ成分ｆｄ（ｔ）が検出されていることを前提として、図５に示す手順にしたがって近距離ターゲットの距離および必要に応じて相対速度の検出を行う。このターゲット検出は、たとえば、車庫入れのときのような低速走行時に障害物を検出したい場合等に実行される。
【００３６】
図５のステップＳ１では、本レーダ装置を駆動して得られた図７（Ｂ）に示すようなビート信号ｆｂ（ｔ）に対してローパスフィルタを施し、所定値以上の周波数、たとえば、変調周波数ｆｍの２倍以上の周波数をカットした図７（Ｃ）に示すような低周波ビート信号ｆｂ*（ｔ）を生成する。この低周波ビート信号ｆｂ*（ｔ）は、近距離障害物の存在に起因する。
【００３７】
ステップＳ２では、ステップＳ１で生成した低周波ビート信号ｆｂ*（ｔ）から本レーダ装置固有のノイズ成分ｆｄ（ｔ）を除去する。これにより、信号レベルについてゼロ点補正された図７（Ｄ）に示すような補正ビート信号ｆｓ（ｔ）を得る。
【００３８】
ステップＳ３では、補正ビート信号ｆｓ（ｔ）の時間波形を解析してビート周波数を取得する。そして、ステップＳ４では、そのビート周波数を用いて、上述したＦＭ−ＣＷレーダ装置のターゲット検出原理にしたがってターゲットの距離および相対速度を検出する。ここで対象となるターゲットは、ステップＳ１でローパスフィルタを掛けて高周波成分を除去しているので、近距離ターゲットに限定される。
【００３９】
つぎに、ステップＳ３における補正ビート信号ｆｓ（ｔ）の時間波形の解析方法を説明する。
【００４０】
まず、図８に示すように、補正ビート信号ｆｓ（ｔ）の値が零となる時刻ｔ０と、補正ビート信号ｆｓ（ｔ）の絶対値がピークとなる時刻ｔｐを検出する。ついで、ΔＴ＝｜ｔ０−ｔｐ｜を求める。ΔＴは補正ビート信号ｆｓ（ｔ）の１／４周期の時間に相当することから、ビート周波数Ｆｂは、求めたΔＴをＦｂ＝１／（４×ΔＴ）に代入することにより得られる。
【００４１】
図８の例は、取得した補正ビート信号ｆｓ（ｔ）の時間波形が一波長以下であったが、補正ビート信号ｆｓ（ｔ）を数波長にわたって取得できた場合には、零点時刻とピーク点時刻の時間差ΔＴを複数箇所について取得し、平均することが望ましい。
【００４２】
図９に示すように、零点時刻ｔ０について４つのポイントｔ０（１）〜ｔ０（４）が得られ、ピーク点時刻ｔｐについて４つのポイントｔｐ（１）〜ｔｐ（４）が得られた場合について説明する。
【００４３】
図示のようにｔ０（１）＞ｔｐ（１）のときには、
ΔＴ（１，１）＝ｔ０（１）−ｔｐ（１）
ΔＴ（２，１）＝ｔｐ（２）−ｔ０（１）
ΔＴ（２，２）＝ｔ０（２）−ｔｐ（２）
ΔＴ（３，２）＝ｔｐ（３）−ｔ０（２）
・
・
ΔＴ（４，４）＝ｔ０（４）−ｔｐ（４）
を演算し、続いて、
ΔＴ＝平均値｛ΔＴ（１，１），ΔＴ（２，１），…，ΔＴ（４，４）｝
を求める。
【００４４】
ｔ０（１）＜ｔｐ（１）のときには、
ΔＴ（１，１）＝ｔｐ（１）−ｔ０（１）
ΔＴ（２，１）＝ｔ０（２）−ｔｐ（１）
ΔＴ（２，２）＝ｔｐ（２）−ｔ０（２）
ΔＴ（３，２）＝ｔ０（３）−ｔｐ（２）
・
・
ΔＴ（４，４）＝ｔｐ（４）−ｔ０（４）
を演算して、
ΔＴ＝平均値｛ΔＴ（１，１），ΔＴ（２，１），…，ΔＴ（４，４）｝
を求める。
【００４５】
このようして求めたΔＴを上述のようにＦｂ＝１／（４×ΔＴ）に代入することにより、ビート周波数Ｆｂが求まる。
【００４６】
つぎに、ステップＳ３における補正ビート信号ｆｓ（ｔ）の時間波形を用いた別のビート周波数取得方法を説明する。
【００４７】
補正ビート信号ｆｓ（ｔ）は正弦波であるため、ｆｓ（ｔ）＝sin（ωｔ）と表すことができる。このｆｓ（ｔ）を２回微分すると、ｄ2ｆｓ（ｔ）／ｄｔ2＝−ω2sin（ωｔ）が得られる。したがって、これを−ｆｓ（ｔ）で割った後、平方根をとることによりωが求められ、ビート周波数Ｆｂ＝ω／２πを得ることができる。
【００４８】
図５に示すフローチャートでは、低域ビート信号ｆｂ*（ｔ）を生成する際に、ローパスフィルタを用いたが、ハイパスフィルタを用いる方法でもかまわない。図１０（Ｂ）に示すようなビート信号ｆｂ（ｔ）に対してハイパスフィルタを施し、たとえば、変調周波数ｆｍの２倍以下の周波数をカットした同図（Ｃ）に示すような低域カットビート信号ｆｈ（ｔ）を生成する。
【００４９】
その後、図１０（Ｂ）に示すビート信号ｆｂ（ｔ）から同図（Ｃ）に示す低域カットビート信号ｆｈ（ｔ）を減じることにより低域ビート信号ｆｂ*（ｔ）を生成し、さらに、同図（Ａ）に示すノイズ成分ｆｄ（ｔ）を減じることにより、ローパスフィルタを用いたときと同じく補正ビート信号ｆｓ（ｔ）を得ることができる。
【００５０】
以上のように、第２のビート周波数取得手段を用いることにより、近距離のターゲットのビート周波数を正確に取得することができる。
【００５１】
ＦＦＴ処理による第１のビート周波数取得手段を用いれば、数メートルから百数十メートル程度の中距離ターゲットの検出することができるので、第１のビート周波数取得手段と第２のビート周波数取得手段を適宜切り換えて利用することにより、近距離ターゲットから中距離ターゲットまでの幅広い検出範囲を持つことができる。
【００５２】
なお、第１のビート周波数取得手段と第２のビート周波数取得手段の切り換えは手動によってもかまわないし、自動的に行ってもかまわない。自動車に搭載した場合は、車速によって切り換えることが可能である。たとえば、車速が所定値以上であれば第１のビート周波数取得手段を用い、所定値よりも小さければ第２のビート周波数取得手段を用いるように切り換えるように構成することができる。
【００５３】
【発明の効果】
以上のように、本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装置によれば、ＦＦＴ処理によるビート周波数取得限界を超える低い周波数のビート信号であってもビート周波数を算出することができるので、ビート信号に対してＦＦＴ処理を施してもビート周波数を取得できないような至近距離のターゲットでも検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】送受信信号周波数とビート信号の時間波形を示す図。
【図２】本発明の一実施形態であるＦＭ−ＣＷレーダ装置の構成を示すブロック図。
【図３】ＦＭ−ＣＷレーダ装置の探知原理を説明するための波形図。
【図４】ＦＭ−ＣＷレーダ装置の探知原理を説明するための波形図。
【図５】本実施形態であるＦＭ−ＣＷレーダ装置のターゲット検出手順を示すフローチャート。
【図６】ノイズ成分ｆｄ（ｔ）を算出するためのフローチャート。
【図７】補正ビート信号ｆｓ（ｔ）の生成過程における各種信号を示す波形図。
【図８】補正ビート信号ｆｓ（ｔ）を示す波形図。
【図９】補正ビート信号ｆｓ（ｔ）を示す波形図。
【図１０】補正ビート信号ｆｓ（ｔ）の生成過程における各種信号を示す波形図。
【符号の説明】
１…ＦＭ−ＣＷレーダ装置、２…送信部、３…受信部、４…信号処理部。
【図１】
0005015384.tif 000002
【図２】
0005015384.tif 000003
【図３】
0005015384.tif 000004
【図４】
0005015384.tif 000005
【図５】
0005015384.tif 000006
【図６】
0005015384.tif 000007
【図７】
0005015384.tif 000008
【図８】
0005015384.tif 000009
【図９】
0005015384.tif 000010
【図１０】
0005015384.tif 000011