(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振器と、該発振器からの出力を用いて、入力された信号を同相信号と直交信号とに変換する直交検波器と、前記同相信号と前記直交信号とにおける位相回転を補償する位相回転補償回路と、該位相回転補償回路から出力される同相信号と直交信号とにおける位相雑音を補償する位相雑音補償回路とを備え、
前記位相回転補償回路は、入力された同相信号と直交信号とにおける位相を、第１の位相制御信号に基づいて回転させる第１の位相回転手段と、該第１の位相回転手段から出力される同相信号と直交信号とに基づいて第１の位相差信号を求める第１の位相差算出手段とを有し、前記第１の位相制御信号は前記第１の位相差信号を用いて求められ、
前記位相雑音補償回路は、前記第１の位相回転手段から出力された同相信号と直交信号とにおける位相を第２の位相制御信号に基づいて回転させる第２の位相回転手段と、該第２の位相回転手段から出力される同相信号と直交信号とに基づいて第２の位相差信号を求める第２の位相差算出手段と、前記第１の位相差信号を平均化し、第１の平均値を出力する第１の平均化手段と、前記第２の位相差信号の絶対値を平均化し、第２の平均値を出力する第２の平均化手段と、前記第１の平均値に前記第２の平均値を用いて算出された補正値を乗じて得られた角度情報に応じた前記第２の位相制御信号を出力する位相制御手段と、を有する多値ＱＡＭ復調装置。
【請求項２】
請求項１に記載の多値ＱＡＭ復調装置において、前記位相雑音補償回路は、前記第１の位相差算出手段から出力される、前記第１の位相回転手段から出力された同相信号及び直交信号と、その同相信号及び直交信号をシンボル判定して求めた信号判定値との差分で定義される誤差信号に基づいて、Ｃ／Ｎ（受信信号のキャリア対雑音電力比）推定値を求めるＣ／Ｎ推定手段を有し、
前記第１及び第２の平均化手段は、前記Ｃ／Ｎ推定値に基づく忘却係数を用いて平均化を行うことを特徴とする多値ＱＡＭ復調装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の多値ＱＡＭ復調装置において、前記位相制御手段は、入力された第２の平均値を遅延させる遅延手段と、前記入力された第２の平均値と遅延させた第２の平均値とを比較し、第２の平均値の増減を検出する比較手段とを有し、前記第２の平均値の増減に対応して前記補正値を設定することを特徴とする多値ＱＡＭ復調装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の多値ＱＡＭ復調装置を用いた無線通信システム。
【請求項５】
発振器と、該発振器からの出力を用いて、入力された信号を同相信号と直交信号とに変換する直交検波器と、前記同相信号と前記直交信号とにおける位相回転を補償する位相回転補償回路と、該位相回転補償回路から出力される同相信号と直交信号とにおける位相雑音を補償する位相雑音補償回路とを備えた多値ＱＡＭ復調装置の復調方法において、
前記位相回転補償回路によって、入力された同相信号と直交信号とにおける位相を、第１の位相制御信号に基づいて回転させ、位相が回転された同相信号と直交信号とに基づいて第１の位相差信号を求め、前記第１の位相差信号を用いて前記第１の位相制御信号を求め、この第１の位相制御信号に基づいて、入力された同相信号と直交信号とにおける位相を回転させる動作を行い、
前記位相雑音補償回路によって、前記位相回転補償回路から出力される同相信号と直交信号とにおける位相を第２の位相制御信号に基づいて回転させ、位相が回転された同相信号と直交信号とに基づいて第２の位相差信号を求める動作を行うとともに、
前記第１の位相差信号を平均化して、第１の平均値を出力し、前記第２の位相差信号の絶対値を平均化して、第２の平均値を出力し、前記第１の平均値に前記第２の平均値を用いて算出された補正値を乗じて得られた角度情報に応じた前記第２の位相制御信号を求め、この第２の位相制御信号に基づいて、前記位相回転補償回路から出力される同相信号と直交信号とにおける位相を回転させる動作を行う復調方法。
【請求項６】
請求項５に記載の復調方法において、前記位相雑音補償回路は、第１の位相制御信号に基づいて回転動作を行った同相信号及び直交信号と、その同相信号及び直交信号をシンボル判定して求めた信号判定値との差分で定義される誤差信号に基づいて、Ｃ／Ｎ（受信信号のキャリア対雑音電力比）推定値を求め、
前記第１及び第２の平均値は、前記Ｃ／Ｎ推定値に基づく忘却係数を用いて算出されることを特徴とする復調方法。
【請求項７】
請求項５又は６に記載の復調方法において、前記第２の平均値を遅延させ、前記第２の平均値と遅延させた第２の平均値とを比較して、第２の平均値の増減を検出し、その第２の平均値の増減に対応して前記補正値を設定することを特徴とする復調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多値ＱＡＭ復調装置とその復調方法及び無線通信システムに係わり、特に、発振器と、発振器からの出力に用いて、入力された信号を同相信号と直交信号とに変換する直交検波器と、同相信号と直交信号とにおける位相回転を補償する位相回転補償回路と、位相回転補償回路から出力される同相信号と直交信号とにおける位相雑音を補償する位相雑音補償回路とを備えた多値ＱＡＭ復調装置とその復調方法及び無線通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
ディジタル無線通信システムの復調回路では、従来から位相雑音の対策が施されている。位相雑音は、主に変調信号をＩＦ帯（Ｉｎｔｅｒｍeｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）からＲＦ帯（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）、または、ＲＦ帯からＩＦ帯へ周波数変換する際に用いる局部発振器により発生し、無線通信の伝送特性を劣化させる一要因となっている。
【０００３】
図９は、背景技術となる位相雑音を補償する復調器のブロック図を示したものである。同図に示すように、発振器１、直交検波器２、アナログ・ディジタル変換器（以下、Ａ／Ｄという。）３、位相比較器５、ループフィルタ６、数値制御発振器７、平均化回路８、位相補正値推定器９と、二つの位相回転器４、１０から構成される。なお、以降の説明において、入力信号はQAM(Quadrature Amplitude Modulation)の多値直交振幅変調信号、復調器の検波方式は準同期検波方式を取り上げて説明し、それぞれ直交するベースバンド（ＢＢ）成分（同相信号及び直交信号）の表記として一般的なＩｃｈ、 Ｑｃｈという表記を用いる。
【０００４】
多値QAM復調器の準同期検波の直交検波器２には、位相雑音の影響を受けたＩＦ帯の信号（ＩＦ  ＩＮ）が入力される。入力信号（ＩＦ  ＩＮ）は、搬送波とほぼ同一の周波数を持つローカル発振器１の出力を用いて、（Ｉｃｈ１，Ｑｃｈ１）に変換される。Ａ／Ｄ３は、アナログ信号（Ｉｃｈ１，Ｑｃｈ１）をディジタル信号（Ｉｃｈ２，Ｑｃｈ２）に変換する。ここで、（Iｃｈ２，Ｑｃｈ２）には、位相雑音による劣化分に加えて、発振器１から出力されるローカル周波数とＩＦ周波数（ＩＦ  ＩＮの周波数）との周波数差に起因する位相回転の影響を受けている。
【０００５】
以下、位相回転および、位相雑音の補償について順に説明する。
【０００６】
位相回転の補償は、位相回転補償回路により実行される。位相回転補償回路は、位相回転器４、位相比較器５、ループフィルタ６、数値制御発振器７からなるキャリアループ制御（キャリアＰＬＬ制御）により構成される。
【０００７】
位相回転器４は、ディジタル信号（Ｉｃｈ２，Ｑｃｈ２）に対して、数値制御発振器７より出力される位相制御信号（ｃｏｓＯＮ，ｓｉｎＯＮ）を複素乗算することにより、位相回転を収束させる。位相比較器５は、位相回転器４から得られる信号（Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３）をシンボル判定して信号判定値（Ｉｃｈ４，Ｑｃｈ４）を求めた後、信号（Ｉｃｈ４，Ｑｃｈ４）の正負で定義される極性信号（Ｄｉ，Ｄｑ）と、信号（Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３）と（Ｉｃｈ４，Ｑｃｈ４）の差分で定義される誤差信号（Ｅｉ，Ｅｑ）とを計算する。さらに、極性信号（Ｄｉ，Ｄｑ）と誤差信号（Ｅｉ，Ｅｑ）から、位相差信号ＯＰ（  ＯＰ＝ Ｄｑ・Ｅｉ  −  Ｄｉ・Ｅｑ  ）を計算し、ループフィルタ６へ出力する（位相差信号ＯＰの極性は、位相の進みと遅れを表現し、絶対値は位相の進みおよび遅れの度合いを表す。）。ループフィルタ６は、位相差信号ＯＰを平滑化し、キャリア周波数差に相当する信号ＯＬを出力する。数値制御発振器７は、信号ＯＬを累計して角度に対応する値ＯＮに変換し、その角度に応じた余弦波、正弦波の値（ｃｏｓＯＮ，ｓｉｎＯＮ）を第１の位相制御信号として位相回転器４へ出力する。
【０００８】
次に、位相雑音補償について説明する。位相雑音の影響により、前述のキャリアＰＬＬが追従できずにキャリア位相ずれが生じた場合、この位相ずれは位相差信号ＯＰにより検出可能である。ただし、位相差信号ＯＰは熱雑音の影響を受け、位相ずれの方向を適切に示さないことがあるため、平均化回路８を用いて位相差信号ＯＰを平均化し、熱雑音の影響を抑える。図９に示す、平均化回路８、位相補正値推定器９、位相回転器１０は位相雑音補償回路を構成する。
【０００９】
位相補正値推定器９は、平均化回路８から出力される位相差信号の平均値ＯＰ_aveに所要のゲインα（以下、補正係数と呼ぶ）を乗じることにより、位相差信号を位相回転角度に関連づける。その後、α・ＯＰ_aveで表される角度情報（以下、位相補正値と呼ぶ）に対する余弦波、正弦波の値（ｃｏｓα・ＯＰ_ave，ｓｉｎα・ＯＰ_ave）を第２の位相制御信号として出力する。位相回転器１０は、信号（Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３）に（ｃｏｓα・ＯＰ_ave，ｓｉｎα・ＯＰ_ave）を乗じることでキャリア位相ずれ分を戻す。このように、位相差信号ＯＰから推定される位相ずれ量を元に、キャリアＰＬＬの後方でキャリア位相ずれを補正することにより、キャリアＰＬＬでは補正しきれない位相雑音の補償を実現している。
【００１０】
本発明に関連する復調器の関連技術としては、特許文献１に、複素乗算器，位相誤差検出器、平均回路、ＬＰＦ、ＮＣＯ１１で構成される搬送波再生ループの記載がある。特許文献２には復調装置においてＣ／Ｎ検出手段の記載がある。また特許文献３には複素乗算器、位相比較器、ループフィルタ、数値制御発振器、ｓｉｎθ，ｃｏｓθ生成器を備えたキャリア再生手段の記載、位相雑音補正手段の記載がある。
【特許文献１】特開２０００−１３８７２２号公報（段落番号［００６０］、図２等）
【特許文献２】特開２００２−１５８７２４号公報（図１）
【特許文献３】特開２００３−０１８２３０号公報（図５、図１２）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ところで、位相差信号の平均値ＯＰ_aveと位相補正値α・ＯＰ_aveを結びつける補正係数αには、最適値が存在する。図９の構成では、αは設定値のため、事前に最適値を検討することが求められる。また、補正係数αは位相雑音の特性に依存し、位相雑音の特性は発振器の性能に依存する。
【００１２】
したがって、図９の構成では、発振器の性能に基づいて補正係数αの適正値を調整することが求められ、特にＲＦ帯の使用周波数変更に伴い発振器を変える場合に、補正係数αの最適値を再度検討し直すことが求められるため、その作業が煩雑であるという課題があった。
【００１３】
本発明の目的は、上述した課題を解決するために、発振固有の位相雑音特性を意識することなく、位相ずれ補正を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の多値ＱＡＭ復調装置は、発振器と、該発振器からの出力を用いて、入力された信号を同相信号と直交信号とに変換する直交検波器と、前記同相信号と前記直交信号とにおける位相回転を補償する位相回転補償回路と、該位相回転補償回路から出力される同相信号と直交信号とにおける位相雑音を補償する位相雑音補償回路とを備え、
前記位相回転補償回路は、入力された同相信号と直交信号とにおける位相を、第１の位相制御信号に基づいて回転させる第１の位相回転手段と、該第１の位相回転手段から出力される同相信号と直交信号とに基づいて第１の位相差信号を求める第１の位相差算出手段とを有し、前記第１の位相制御信号は前記第１の位相差信号を用いて求められ、
前記位相雑音補償回路は、前記第１の位相回転手段から出力された同相信号と直交信号とにおける位相を第２の位相制御信号に基づいて回転させる第２の位相回転手段と、該第２の位相回転手段から出力される同相信号と直交信号とに基づいて第２の位相差信号を求める第２の位相差算出手段と、前記第１の位相差信号を平均化し、第１の平均値を出力する第１の平均化手段と、前記第２の位相差信号の絶対値を平均化し、第２の平均値を出力する第２の平均化手段と、前記第１の平均値に前記第２の平均値を用いて算出された補正値を乗じて得られた角度情報に応じた前記第２の位相制御信号を出力する位相制御手段と、を有することを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の復調方法は、発振器と、該発振器からの出力を用いて、入力された信号を同相信号と直交信号とに変換する直交検波器と、前記同相信号と前記直交信号とにおける位相回転を補償する位相回転補償回路と、該位相回転補償回路から出力される同相信号と直交信号とにおける位相雑音を補償する位相雑音補償回路とを備えた多値ＱＡＭ復調装置の復調方法において、
前記位相回転補償回路によって、入力された同相信号と直交信号とにおける位相を、第１の位相制御信号に基づいて回転させ、位相が回転された同相信号と直交信号とに基づいて第１の位相差信号を求め、前記第１の位相差信号を用いて前記第１の位相制御信号を求め、この第１の位相制御信号に基づいて、入力された同相信号と直交信号とにおける位相を回転させる動作を行い、
前記位相雑音補償回路によって、前記位相回転補償回路から出力される同相信号と直交信号とにおける位相を第２の位相制御信号に基づいて回転させ、位相が回転された同相信号と直交信号とに基づいて第２の位相差信号を求める動作を行うとともに、
前記第１の位相差信号を平均化して、第１の平均値を出力し、前記第２の位相差信号の絶対値を平均化して、第２の平均値を出力し、前記第１の平均値に前記第２の平均値を用いて算出された補正値を乗じて得られた角度情報に応じた前記第２の位相制御信号を求め、この第２の位相制御信号に基づいて、前記位相回転補償回路から出力される同相信号と直交信号とにおける位相を回転させる動作を行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、受信信号の検波出力から得られる位相差情報を用いて、位相雑音の補正値を適応的に制御し、発振器固有の位相雑音特性に依存しない位相ずれ補正を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態の復調器の構成を示したブロック図である。図９に示した復調器の構成に加えて、位相比較器１０１と平均化回路１０２を追加し、図９に示した位相補正値推定器９を位相補正値推定器１００に置き換えた構成となっている。図２は、位相補正値推定器１００の内部構成を示したものである。図１において、図９と同一構成要素については同一符号を付して説明を省略する。
【００２０】
なお、本実施形態の位相雑音補償回路は、第１の平均化手段となる平均化回路８、位相制御手段となる位相補正値推定器１００、第２の位相回転手段となる位相回転器１０、第２の位相差算出手段となる位相比較器１０１、第２の平均化手段となる平均化回路１０２を含んでいる。また、本実施形態の位相回転補償回路は、第１の位相回転手段となる位相回転器４、第１の位相差算出手段となる位相比較器５、ループフィルタ６、数値制御発振器７を含んでいる。
【００２１】
以下、本実施形態において図９の構成と異なる構成要素について説明する。
【００２２】
位相比較器１０１は、位相回転器１０によって位相ずれを補正された信号（Ｉｃｈ５，Ｑｃｈ５）から位相差信号Ｏ’Ｐを算出する。平均化回路１０２は、この位相差信号の絶対値｜Ｏ’Ｐ｜を平均化して出力する（位相差信号の絶対値は位相ずれの度合いを示すため、以下、説明の便宜上、位相ずれ量と呼ぶ）。位相補正値推定器１００には、平均化回路８から入力される、位相ずれ補正前の平均位相差信号ＯＰ_aveと、平均化回路１０２から入力される、位相ずれ補正後の信号から得られる位相ずれ量の平均値｜Ｏ’Ｐ｜_aveとが入力される。
【００２３】
次に、位相補正値推定器１００の内部構成について図２を用いて説明する。遅延手段となる遅延器２００は、シフトレジスタにより構成され、入力される平均値｜Ｏ’Ｐ｜_aveを一定時間遅らせて出力する。比較手段となる比較器２０１は、現時点での平均値｜Ｏ’Ｐ｜_aveと遅延器２００経由で入力される一定時間前の平均値｜Ｏ’Ｐ｜_aveとを比較することにより、｜Ｏ’Ｐ｜_aveの増減を監視する機能をもつ。そして、比較結果をＵｐ／Ｄｏｗｎカウンタ２０２へ出力する。
【００２４】
Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ２０２は、比較器２０１から出力される比較結果を元にカウンタ値の増減を切り替える。カウンタ値はそのまま補正係数αとして乗算器２０３へ出力される。なお、カウンタ初期値は補正係数αの初期設定値である。乗算器２０３は、補正前の位相差信号平均値ＯＰ_aveに補正係数αを乗じ、位相差信号を角度情報に関連付ける。ＲＯＭ２０４は、乗算器２０３から出力された角度情報α・ＯＰ_aveに対応する余弦波、正弦波の値（ｃｏｓα・ＯＰ_ave，ｓｉｎα・ＯＰ_ave）を第２の位相制御信号として出力する。位相回転器１０は、信号（Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３）に（ｃｏｓα・ＯＰ_ave，ｓｉｎα・ＯＰ_ave）を乗じることでキャリア位相ずれを補正する。
【００２５】
遅延器２００、比較器２０１、Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ２０２及び乗算器２０３は補正手段を構成する。
【００２６】
図３（a）は、本発明による動作開始直後のコンスタレーションを示したものである。コンスタレーション上の信号は、位相回転器１０の 出力後の信号（Ｉｃｈ５，Ｑｃｈ５）で位相補正を施されており、変調方式は１６ＱＡＭを想定している。また、補正係数αの初期値は０とし、ＵｐＤownカウンタ２０２は起動直後にカウンタ値（補正係数α）を増加させるものとする。同図より、動作開始直後は位相補正が不十分であり、位相補正後の信号は、位相補正前の信号とほぼ同程度に大きく変動している。
【００２７】
図３(b)は、補正係数αの増加に伴って位相補正が徐々に実行されたときのコンスタレーションを示したものである。同図より、位相ずれの影響を完全に取り除けてはいないが、図３（a）に示した状態と比較して信号の変動は抑えられているため、補正後の信号に見える位相ずれ量の平均値｜Ｏ’Ｐ｜_aveは徐々に減少する。このとき、位相補正値推定器１００の内部にある比較器２０１は、ある時刻（t = n）における位相ずれ量の平均値｜Ｏ’Ｐ｜(n)_aveが一定時間前の時刻( t = n - k )における平均値｜Ｏ’Ｐ｜(n-k)_aveよりも小さい｜Ｏ’Ｐ｜(n)_ave＜｜Ｏ’Ｐ｜(n-k)_aveと判定し、判定結果を出力する。この結果を元に、Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ２０２は、カウンタ値の増減の向きを現状維持（カウンタ増）とし、補正係数αを更に増やす方向へ制御する。
【００２８】
補正係数αの増加によって、位相補正値α・ＯＰが徐々に上昇しながら最適値へ近づいていく。図３（ｃ）は、位相補正値α・ＯＰが最適値に達したときのコンスタレーションを示したものである。適切に位相雑音補正が施され、コンスタレーションが信号判定点に向かって収束していることがわかる。
【００２９】
その後、ＵｐＤownカウンタ２０２がカウンタ値をさらに増加して、補正係数αが最適値を超えたとき、過補償となる。図３（ｄ）は過補償のときのコンスタレーションを示したものである。補正係数αが必要以上に大きく設定されているため、信号が過度の位相補正に起因する位相ずれの影響を受けていることが分かる。このとき、補正後の信号から得られる位相ずれ量の平均値｜Ｏ’Ｐ｜_aveは発散するため、比較器２０１は、ある時刻（t = n）における位相ずれ量の平均値｜Ｏ’Ｐ｜(n)_aveが一定時間前の時刻( t = n - k )における平均値｜Ｏ’Ｐ｜(n-k)_aveよりも大きい｜Ｏ’Ｐ｜(n)_ave＞｜Ｏ’Ｐ｜(n-k)_aveと判定する。この判定結果を受けて、Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ２０２は、カウンタ値の増減の向きを現状とは逆（カウンタ減）とし、補正係数αを減らす方向へ制御する。
以上のように、位相補正後の信号から検出される平均位相ずれ量｜Ｏ’Ｐ｜_aveの変化率に基づいて、位相補正係数αの増減を｜Ｏ’Ｐ｜_aveが減少する方向へ繰り返し制御することにより、最適値へと収束させていく。
【００３０】
本実施形態では、図９に示した位相雑音補償回路に対して、位相補正係数の適応制御を追加することにより、発振器固有の位相雑音特性の違いを意識することなく、適切な位相雑音補償を行える効果がある。また、本実施形態では、位相補正係数の適正値を事前検討により、手動で調整する必要もなく、回路追加によって、全てディジタル的にかつ、自動的に位相雑音の影響を取り除くことができる。さらに、全てディジタル化されていることにより、ＬＳＩ化が容易である。
（第２の実施形態）
図４は、本発明の第２の実施形態の復調器の構成を示したブロック図である。図４において、第１の実施形態を示す図１と同一構成要素については同一符号を付して説明を省略する。本実施形態では図４に示すように、図１に示した第１の実施形態の構成に対して、Ｃ／Ｎ（受信信号のキャリア対雑音電力比）推定器３００を追加し、平均化回路８、１０２の機能を変更し、平均化回路３０１、３０２に置き換えている。Ｃ／Ｎ推定器３００は、位相比較器５から出力される誤差信号（Ｅｉ，Ｅｑ）からＣ／Ｎ推定値を算出して出力する。誤差信号（Ｅｉ，Ｅｑ）は、位相回転器４から得られる信号（Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３）と、信号（Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３）をシンボル判定して得られた信号判定値（Ｉｃｈ４，Ｑｃｈ４）とを差分することで得られる信号である。平均化回路３０１、３０２は、このＣ／Ｎ推定値に基づいて、平均値を求める際の忘却係数を制御する。
【００３１】
図５はＣ／Ｎ推定器の構成を示すブロック図である。図５に示すように、Ｃ／Ｎ推定器３００は、二乗器５００，５０１、加算器５０２、Ｃ／Ｎ換算器５０３から構成される。
【００３２】
二乗器５００，５０１は各々入力された誤差信号Ｅｉ、Ｅｑを二乗する。加算器５０２は二乗器５００，５０１から得られる誤差信号Ｅｉ、Ｅｑの二乗値を足し合わせ、瞬時雑音電力推定値として出力する。Ｃ／Ｎ換算器５０３は平均信号電力を加算器５０２から出力される瞬時雑音電力推定値で割り、Ｃ／Ｎ推定値に換算する。
【００３３】
平均信号電力は、シンボル判定値（Ｐｃｈ４，Ｑｃｈ４）の二乗平均値で与えられる。シンボル判定値（Ｐｃｈ４，Ｑｃｈ４）が変調方式によって一意的に定まる既知の値であるため、平均信号電力も既知の値である。従って、平均信号電力は固定値として予め設定されている。
【００３４】
図６は、第１の実施形態に用いる平均化回路８を示すブロック図である。同図に示すように、平均化回路８は、２つの加算器４０１、４０２と乗算器４００、４０３から構成され、あらかじめ忘却係数γを設定している。忘却係数γを小さくするほど平均をとる見かけの個数が多くなるため、平均化により、熱雑音のようなランダムノイズに起因する位相差信号個別の検出誤りの影響を軽減でき、位相ずれの検出精度が向上する。しかし、γを小さくし過ぎると制御の時定数が大きくなり、位相雑音の素早い動きを見逃す確率が高くなる。従って、γには最適値が存在する。
【００３５】
図６は平均化回路８を示したが、平均化回路１０２では前段に絶対値変換回路を有し、位相差信号の絶対値を平均化して出力する。
【００３６】
図７は、本実施形態に用いる平均化回路３０１の構成例を示すブロック図である。図７は平均化回路３０１を示したが、平均化回路３０２では前段に絶対値変換回路を有し、位相差信号の絶対値を平均化して出力する。
【００３７】
Ｃ／Ｎ（受信信号のキャリア対雑音電力比）推定値に基づいて、Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ４０４の計数値、すなわち、忘却係数γの増減を制御している。Ｃ／Ｎ推定値が低く、熱雑音が支配的な領域では、Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ４０４の計数値を減少させて忘却係数γを小さくすることにより、位相雑音への追従性を犠牲にしつつ、熱雑音が位相ずれの検出に及ぼす悪影響を軽減する。一方で、Ｃ／Ｎ推定値が高く、熱雑音がほとんど無視できる領域では、Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ４０４の計数値を増加させて忘却係数γを大きくすることにより、位相雑音への追従性を高めるように制御する。このように、本平均化回路は、Ｃ／Ｎの変化に応じた最適な位相雑音の検出方法を提供することができる。
（第３の実施形態）
本実施形態では、上記第１の実施形態、第２の実施形態の復調器を用いた無線通信装置について説明する。
【００３８】
図８は、本発明の第３の実施形態に係わる無線通信システムの構成を示すブロック図である。図８に示すように、無線通信装置アンテナ６００で受けた受信信号をＲＦ帯からＩＦ帯に周波数変換して出力する送受信器６０１、位相雑音の影響を受けたＩＦ帯の信号が入力される第１の実施形態又は第２の実施形態に係わる復調器６０２、復調器６０２から出力されるベースバンド信号から、音声やデータ信号を信号処理する信号処理部６０３、を備えている。信号処理部６０３から出力されるベースバンド信号は変調器６０４，送受信器６０１を介してアンテナから出力される。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
本発明の復調器は、無線基地局、携帯端末等のディジタル無線通信システム全般で適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の第１の実施形態の復調器の構成を示したブロック図である。
【図２】位相補正値推定器１００の内部構成を示すブロック図である。
【図３】位相補正後の信号におけるコンスタレーションの一例を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施形態の復調器の構成を示したブロック図である。
【図５】Ｃ／Ｎ推定器の構成を示すブロック図である。
【図６】第１の実施形態に用いる平均化回路８を示すブロック図である。
【図７】第２の実施形態に用いる平均化回路３０１の構成例を示すブロック図である。
【図８】図８は、本発明の第３の実施形態に係わる無線通信システムの構成を示すブロック図である。
【図９】背景技術となる、位相雑音を補償する復調器のブロック図である。
【符号の説明】
【００４１】
１  発振器
２  直交検波器
３  アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）
５、１０１  位相比較器
６  ループフィルタ
７  数値制御発振器
８、１０２、３０１、３０２  平均化回路
９  位相補正値推定器
４、１０  位相回転器
１００  位相補正値推定器
２００  遅延器
２０１  比較器
２０２、４０４  Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウンタ
２０３  乗算器
２０４  ＲＯＭ
３００  Ｃ／Ｎ推定器
４０１、４０２  加算器
４００、４０３  乗算器
５００、５０１  二乗器
５０２  加算器
５０３  Ｃ／Ｎ換算器
６００  アンテナ
６０１  送受信器
６０２  復調器
６０３  信号処理部
６０４  変調器
【図５】
0005046114.tif 000002
【図８】
0005046114.tif 000003
【図９】
0005046114.tif 000004
【図１】
0005046114.tif 000005
【図２】
0005046114.tif 000006
【図３】
0005046114.tif 000007
【図４】
0005046114.tif 000008
【図６】
0005046114.tif 000009
【図７】
0005046114.tif 000010