(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スペクトル拡散受信機によって受信され、復調されたデジタルサンプリング信号に変換される復調済みの信号を検出するためのデバイスであって、
該デバイスは、
受信信号と少なくとも１つの基準信号の相関性を計算するための整合フィルタと、
サンプリング周波数を生成するための発振器と、
サンプリング回路から前記整合フィルタに移動するサンプル信号のサンプルのタイミングが、前記整合フィルタの前記少なくとも１つの基準信号のタイミングに一致するように、前記サンプリング周波数で前記復調されたデジタルサンプリング信号を再サンプリングするための前記サンプリング回路と、
前記サンプル信号から搬送波を除去するために、前記サンプリング回路の前、またはそれ以降に局所的に生成される搬送波レプリカによって前記サンプル信号を乗算する乗算器と、を備えることを特徴とするデバイス。
【請求項２】
前記発振器によって生成される前記サンプリング周波数が、前記サンプリング回路から前記整合フィルタに移動する前記サンプル信号のタイミングが、前記整合フィルタの前記少なくとも１つの基準信号のサンプルのタイミングに一致するように調整可能であることを特徴とする、請求項１に記載のデバイス。
【請求項３】
前記デバイスが、前記整合フィルタの時間の長さより長い積分期間で、前記整合フィルタによって出力として生成される相関性サンプルを積分するための１つまたは複数の同調積算器を備えることを特徴とする、請求項１または２に記載のデバイス。
【請求項４】
前記整合フィルタの出力が、複素相関性サンプルであること、及び前記同調積算器が、前記受信信号の同じ位相差に対応する２つまたは３つの相関性サンプルを合計するための累算器を備え、合計が１つの位相差によって相関性結果に対応し、その積分時間がＮMF．ＬＣ個のサンプルであり、そこではＮMFがサンプルの数での前記整合フィルタの長さであり、Ｌｃが前記累算器によって合計される相関性サンプルの数であることを特徴とする、請求項３に記載のデバイス。
【請求項５】
前記デバイスが、前記整合フィルタまたは前記同調積算器による出力として示される前記相関性サンプルの絶対値または絶対値の推定値を計算するための計算器を備えることを特徴とする、請求項３に記載のデバイス。
【請求項６】
前記整合フィルタまたは前記同調積算器の出力が複素相関性サンプルであること、及び前記計算機が前記複素相関性サンプルの絶対値または絶対値の推定値を計算することを特徴とする、請求項５に記載のデバイス。
【請求項７】
前記デバイスが、前記整合フィルタの時間の長さより長い積分期間で前記相関性サンプルの絶対値または絶対値の推定値を積分するための１つまたは複数の非同調積分器を備えることを特徴とする、請求項５に記載のデバイス。
【請求項８】
前記非同調積算器は、前記受信信号の同じ位相差に対応する相関性サンプルの２つまたは３つ以上の絶対値または絶対値の推定値を加算するための累算器を備え、合計が１つの位相差により計算される相関性結果に対応し、その積分時間がＮMF．ＬＮ個のサンプルであり、そこではＮMFがサンプルの数での前記整合フィルタの長さであり、ＬＮが前記累算器によって合計される相関性サンプルの数である、請求項７に記載のデバイス。
【請求項９】
前記デバイスが、前記整合フィルタ、前記同調積分器、前記計算器または前記非同調積分器の出力値を、所定の閾値に比較し、前記出力値が前記閾値を超えるのか、あるいは超えないのかを示すコンパレータを備えることを特徴とする、請求項７に記載のデバイス。
【請求項１０】
前記デバイスが、同じ位相差及び基準信号に対応する複数の比較結果を収集するための制御装置を備え、出力値が前記閾値を超えることを示す収集済みの基準結果の事前設定部分に応えて、信号が発見されると仮定することを特徴とする、請求項９に記載のデバイス。
【請求項１１】
前記デバイスが、前記受信信号のさまざまな位相差での相関性を検索するための前記サンプリング周波数を生成するために前記発振器を構成するための制御装置を備えることを特徴とする、請求項１に記載のデバイス。
【請求項１２】
前記デバイスが多重チャネルであり、２個または複数の受信信号を、並列で時間分割的に検索することを特徴とする、請求項１に記載のデバイス。
【発明の詳細な説明】
【発明の背景】
本発明は、スペクトル拡散受信機に関し、特に、受信機によって受信される信号用の捕捉システムに関する。
【０００１】
スペクトル拡散システムは、信号を伝送するために使用される帯域幅が実質的には伝送されるデータにとって必要であるより幅広い電気通信システムである。信号のスペクトルは、元のデータとは関係のない擬似ランダム拡散符号によって送信機内で拡散される。
【０００２】
直接シーケンススペクトル拡散システム（ＤＳ−ＳＳ）では、スペクトルが、擬似ランダム拡散符号に従って搬送波の位相をシフトすることによって、使用可能な帯域幅に拡散される。拡散コードのビットは、通常、実際のデータビットとは別個としてチップと呼ばれる。
【０００３】
図１は、直接シーケンスベースのスペクトル拡散システムを描くブロック図である。システム内では、データソース１−２の信号が送信機１−１のデータ変調器１−４内で最初に変調され、その結果、変調器１−４から生じる複素信号１−６、１−８が、乗算器1−１４内の符号生成器１から１０によって生成される複素拡散符号１−１２、１−１３によって前記データ変調済み信号を乗算することによって変調される。拡散符号変調器１−１６は、拡散符号によって伝送されるスペクトルを拡散する。それから、高周波発振器１−２０によって生成される搬送波は、前記データ及び符号変調済み信号によって乗算器１−１８内で変調され、虚数部１−２２は、伝送される信号から削除される。伝送済みの信号は、送信機内のアンテナ１−２４から、伝送路１−２６上を受信機１−３０内のアンテナ１−３２に伝搬する。受信機１から３０では、フロントエンドフィルタ１から３４が、周波数スペクトル全体から情報信号を分離する。複素信号１−３５、１−３６は、乗算器１から４５内の電圧制御された発振器１から４０によって生成される複素信号１−４２、１−４４で信号を乗算することにより低い方の周波数に混合される。
【０００４】
スペクトル拡散システムの受信機内では、基準信号、つまり前記拡散符号の同一のコピーである符号レプリカが、受信信号のスペクトルを狭めるために逆拡散変調器（拡散符号復調器）１から４８で使用される。図１では、符号生成器１から４６が前記拡散符号レプリカによって受信済み信号と乗算器１から５０内で相互に関連する前記拡散符号レプリカを生成する。符号レプリカ及び受信済み符号が同じであり、同相である場合、それらは相互関連し、伝送済みのデータ変調は、拡散前にものに復元することができる。と同時に、さまざまなスプリアス信号も拡散される。逆拡散変調器１−４８に続く帯域フィルタ１から５２はデータ変調を見逃すが、スプリアス信号の電力の大部分を除去し、それが受信された信号の信号対雑音比を改善する。
【０００５】
スペクトル拡散受信機内での伝送済みのデータの検出を可能にするために、受信機によって生成される符号レプリカは、可能な限り正確に受信された符号と同期（捕捉）されなければならず、前記同期は維持されなければならない（信号追跡調査）。受信機内で生成された拡散符号レプリカは、受信された信号に含まれる拡散符号と同相でなければならず、同相に留まらなければならない。このために、特殊な同期アルゴリズムまたは装置が、定期的な搬送波及びデータ同期に加えて、符号同期に必要とされる。捕捉の速度、つまり受信された符号で正しい位相を跳躍するために符号レプリカにより要される時間は、スペクトル拡散システムの重要な性能パラメータである。多くの方法が捕捉のために作成され、それに加えて、伝送された信号に関係する捕捉用のさまざまな補助器具を備えてよい。
【０００６】
整合フィルタは、入力がインパルスであるときに、その出力が時間逆転レプリカ、つまり所望される受信信号のコピーであるデバイスである。このようにして、整合信号の転送関数はそれに整合される信号の共役複素数である。整合フィルタは、連続的にまたは離散的に動作するために実現できる。整合フィルタは、既知の基準信号及び測定される信号の相関性を計算し、基準信号が最もよく受信信号に対応するときに最大出力を出す。このため、整合フィルタは、受信機によって生成される基準信号の正しい位相を検索するためのスペクトル拡散システムでの信号捕捉で有効である。整合フィルタは、雑音のＡＷＧＮ（相加性白色ガウス雑音）種から信号を特定するための最適な方法であることが示されてよい。
【０００７】
図２は、整合フィルタの実現可能なインプリメンテーションの信号フロー図を示す。それは、中間出力を有する遅延線路及びＰＲＮ（擬似ランダム雑音）チップの波形に整合される受動フィルタから成り立つ。フィルタの出力は、ＰＲＮ拡散ビットの基本的なパルス形式に整合される。図２では、ｉｎ（ｎ）がフィルタに入力する信号を表し、ｉｎ（ｎ−１）、ｉｎ（ｎ−２）、．．．ｉｎ（ｎ−ＮMF＋１）は、ＮMF＋１遅延要素Ｔｃまで１，２分遅延される受信信号を表す。ｃ（１）．．．ｃ（ＮMF−１）は、さまざまな規模で遅延される受信信号がそれによって加算される係数を表す。乗算の後、信号は加算器２から１０内で合計され、合計信号がフィルタ２から２０で濾波される。
【０００８】
スペクトル拡散システムの同期での整合フィルタの使用は、例えば「スペクトル拡散通信ハンドブック」、Ｍａｒｖｉｎ Ｋ．Ｓｉｍｏｎら、ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ、１９９４年、８１５ページから８３２ページで既知である。既知の整合フィルタでは、フィルタが一度に１つの受信信号に整合される。目的が複数の信号を検索することであるならば、これが、複数の整合フィルタの使用または一度に１つの信号の検索のどちらかを必要とする。
【０００９】
信号の帯域種類が受信済みの雑音のある信号から整合フィルタを用いて検索されるとき、既知の解決策では、整合フィルタに来る信号は、搬送波推定値でそれを乗算することによって事前に処理され、それが受信機の周波数オフセットを削除する。周波数オフセットが既知ではない場合、信号は周波数不正確範囲全体で異なる周波数オフセットがないか検索されなければならない。さらに、整合フィルタは、受信機によって生成される基準信号の正しい位相を検索する。整合フィルタは、既知の信号と測定される信号の相関性を計算する。つまり、２つの信号のアイデンティティのための基準を生成する。フィルタによって生成される出力は、典型的には、同調にではなく検出される振幅値である。
【００１０】
それから、前記基準は、２つの信号が同期しているかどうかを決定するために設定された閾値と比較される。最も簡単なケースでは、閾値を超えることは、基準信号に対応する信号が特定され、特定された信号の拡散符号が基準信号と同相であることを意味する。この情報は、実際の信号追跡調査及び受信を開始するのに役立つ。特定が発生しない（閾値が超えられない）場合、捕捉システムは、局所的に生成される基準符号の位相を変更するか、あるいは基準信号を変更し、その結果相関性は繰り返される。これは、特定及び同期が達成されるまで続行する。つまり、基準信号が受信信号に最もよく対応する。このケースでは、フィルタは最大出力を生じさせる。それから、受信された信号の追跡調査アルゴリズムが開始される。
【００１１】
捕捉システムでは、信号の帯域種別が検索されるため、整合フィルタは、帯域フィルタバージョンまたは同等な低域フィルタバージョンのどちらかとして実現されなければならない。整合フィルタを使用する低域種別の捕捉システムが、図３に示される。その中で、同一の整合フィルタ３−１０、３−２に受信する信号３−１が、２つの部分、つまりＩ分岐とＱ分岐（Ｉは同相、Ｑは直角位相を表す）に分割され、局所発振器３−２によって生成され、その周波数が受信機の中間周波数及び受信された信号のドップラー周波数の合計に実質的に等しいことのある信号が、乗算機３から６での３−１分岐の信号を乗算するために使用される。３−Ｑ分岐の信号が乗算器３から８で乗算される前に、局所発振器によって生成される信号の位相が、位相反転器３−４内で９０度シフトされる。
【００１２】
受信信号の乗算の後で、３−Ｉ分岐及び３−Ｑ分岐から受信する信号は、実質的に同一の整合フィルタ３−１０と３−１２内で受信機内で生成される符号レプリカと相互関連する。それから、整合信号から生じる信号が検出される。つまり両方の分岐の信号が要素３−１４と３−１６で二乗され、二乗された信号は、受信した複素信号の絶対値の平方を得るために、加算器３から１８で合計される。それから、閾値検出器３から２０は、検出された信号の値を事前に設定された閾値、つまり基準値と比較する。最も簡単なケースでは、閾値を超えることは、前記基準信号に対応する信号が検出され、その拡散符号が記憶される基準信号と同相であることを意味する。情報は、実際の信号追跡調査及び受信を開始するために使用される。
【００１３】
一般的に既知の整合フィルタの構造では、基準信号及び受信信号のタイミングは計画段階で固定され、このようにしてさまざまなタイミングのために正確に調整することはできない。これにより、それらによって必要とされる積分時間は長いために、低信号対雑音比を有する信号を追跡調査するための問題が生じる。その結果、整合フィルタの動作が時間ドメイン内の受信信号と同じ長さであるその基準信号にさらされるため、これは、整合フィルタのサンプリングでの正確なタイミングを必要とする。互いに関して送信機及び受信機の移動が高速であるシステムでは、その規模が前記信号成分の周波数に依存するドップラーシフトが搬送波及び拡散符号で生じる。拡散符号の周波数はドップラーシフトに依存するため、周波数はつねに正確に同じではない。また、これは、必要とされる積分時間（Ｔ1）が長い場合に、捕捉システムについて考慮されなければならない。周波数の不正確が１／Ｔ1を超えると、符号のタイミングは積分中に複数のチップを変更し、それにより、捕捉システムが動作するのが妨げられる。
【００１４】
ＤＳ−ＳＳ捕捉システムの積分時間は、伝送されたデータの変調によっても制限される。概して、変調が積分の前に補償できない限り、積分は伝送されたデータ記号の上で続行することはできない。例えば、幅広く使用されているＢＰＳＫ変調（バイナリ位相偏移変調）では、データビットの変化は、その符号の反転に対応する信号の１８０°の位相変化を引き起こす。これが、データビット上での積分が信号にとっての重大な劣化を引き起こす理由である。その結果として、積分時間がデータ記号の長さより長いときには、同調積分はもはや使用することができない。受信信号対雑音記号が初期に負である場合には、非同調検出が信号対雑音比を弱めるため、非同調積分だけが実行できない。
【００１５】
帯域種別または低域種別の整合フィルタは、アナログまたはデジタルのどちらかとして実現することができる。最も通常の方法は、アナログ技術に基づいて整合フィルタを実現することであり、そこでは遅延回線はＳＡＷ（弾性表面波）技術またはＣＣＤ（電荷結合素子）技術によって実現される。しかしながら、製造段階では、前記システムは、指定された基準信号だけに構築される。アナログ離散時間調節整合フィルタの遅延線路は、例えばＳＣ技術（交換コンデンサ）に基づいて実現できる。しかしながら、この技術における問題は、例えばエイリアシングである。
【００１６】
デジタル技術の進展は、デジタルで実現された整合フィルタももたらした。多くの値の必要とされる高速合計を実現することは、デジタルフィルタにおいては困難である。整合フィルタにおいては、フィルタの長さに沿って基準信号によって乗算される記憶される信号サンプルが、ある結果のサンプルを生成するために計算されなければならない。従来、これは、一度に少ない数の番号を合計することによって、及び複数のクロックサイクルの間にプロセスを反復することによって達成されてきた。これにより、複数の入力加算器の実現が回避される。
［発明の簡単な説明］
本発明の目的とは、受信された信号の信号対雑音比が低い場合にも、受信信号及び受信機内で生成される信号を相互に関連付けるためのデバイスである。
【００１７】
本発明の目的は、拡散スペクトル受信機によって受信され、復調されたデジタルサンプリング信号に変換される復調済みの信号を検出するためのデバイスを用いて達成され、該デバイスは、
受信信号と少なくとも１つの基準信号の相関性を計算するための整合フィルタと、
サンプリング周波数を生成するための発振器と、
前記整合フィルタの前記少なくとも１つの基準信号のサンプルのタイミングが、サンプリング回路から前記整合フィルタに移動するサンプル信号のタイミングに一致するように、前記サンプリング周波数で前記復調済みのデジタルサンプル信号を再サンプリングするための前記サンプリング回路と、
前記サンプル信号から搬送波を除去するために、前記サンプル信号が、前記サンプル回路の前にまたはその後に局所的に生成される搬送波レプリカによって乗算される乗算器と、を備えることによって特徴付けられる。
【００１８】
本発明の一次的な実施形態による再サンプリングにより、受信された信号のタイミングが整合フィルタの基準信号のサンプルのタイミングに一致するように、受信信号のサンプリングを変更することができる。このようにして、再サンプリング周波数を調整することにより、従来の技術のフィルタに典型的なタイミングの問題は、特に信号対雑音比を有する信号のケースでは、受信信号と基準信号間で回避することができる。
【００１９】
搬送波レプリカを用いた乗算の後に、信号の周波数は所望される周波数、つまり、帯域幅によって指定される精度での整合フィルタの中間周波数を跳躍する。
【００２０】
本発明の実施形態では、同調積算器が整合フィルタの後に配列され、積算器は、整合フィルタの時間内での長さより長い積分期間上での整合済みのフィルタの出力として生成される相関性サンプルを積分する。これが、例えば低信号対雑音比を有する信号のための長い積分時間を可能にする。
【００２１】
複素相関性サンプルが整合フィルタの出力を構成する本発明の実施形態により、同調積算器を、それが入力信号の同じ位相差に対応する２つまたは３つ以上の相関性サンプルを合計するための累算器を備えるように非常に簡単な構造で実現することができ、それにより総計は1つの位相差をもって計算される相関性の結果に対応し、結果は、ＮMF・ＬＣ個のサンプルの積分時間を有し、そこではＮMFはサンプルの数での整合フィルタの長さであり、Ｌｃは累算器によって合計される相関性サンプルの数である。
【００２２】
本発明の実施形態では、デバイスは、さらに、整合フィルタまたは同調積分器による出力として指定される相関性サンプルの絶対値または絶対値の推定値を計算するための計算機を備える。これは、絶対値または実数値を生じさせ、それが後の処理を容易にし、非同調積分を可能にする。
【００２３】
本発明の実施形態では、整合フィルタまたは同調積分岐の出力が複素相関性サンプルであるときに、計算機は複素相関性サンプルの両方の成分を二乗し、二乗された成分を合計し、合計の平方根を計算する。
【００２４】
本発明の別の実施形態では、デバイスは、整合フィルタの時間内での長さより長い積分期間上での相関性サンプルの前記絶対値または推定値を積分するための非同調積算器も備える。このようにして、本発明では、整合フィルタ及び同調積算器は、可能な限り長く同調積分を実施し、その後非同調積分により積分時間を延ばすことができる。非同調積分器は、同調積算器としての同種の簡単な構造によって実現できる。
【００２５】
本発明の依然として別の実施形態によって、デバイスは同じ位相差及び基準信号に対応する複数の比較結果を収集し、整合フィルタ、同調積算器、絶対値計算器、または非同調積算器の出力値が事前に設定された閾値を超えるのか、あるいは超えないのかを示すための制御装置を備える。制御装置は、収集された基準結果の事前設定された部分が、出力値が前記閾値を超えることを示す場合には検信号が出されると仮定する。この検証により、弱い信号でさえさらによく検出できるようにするために、前記閾値を引き下げることができるようにする。言い換えると、捕捉システムの感度が向上する。制御装置は、例えば、ソフトウェアベースの状態機械またはハードウェアベースの状態機械であってよい。
【００２６】
本発明は、好ましくはデジタルインプリメンテーションに適している。
【００２７】
【発明の詳細な記述】
本文書では、複素信号とは、受信された信号を搬送波レプリカ及びその９０°移相されたバージョンで乗算することにより得られる２つの信号成分から構成される信号を指す。言い換えると、受信された信号ｒ（ｔ）は、以下の形を取り、
【００２８】
【数１】
0005059268.tif 000002
【００２９】
そこではωc、ｔ及びθｖは、時間０での搬送周波数、時間及び未知の一定の位相項を表す。Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）は、以下として数学的に表される前記複素信号を構成する。
【００３０】
【数２】
0005059268.tif 000003
【００３１】
従って、
【００３２】
【数３】
0005059268.tif 000004
【００３３】
本発明の一次実施形態による捕捉システムは、以下の４つの基本的なブロックを備える。つまりデータ経路ブロック、制御ブロック、状態機械ブロック及びＩ／Ｏブロックである。データ経路ブロック及び状態機械は、さらに詳細に後述される。
データ経路ブロック 整合フィルタのデータ経路ブロックは、捕捉システムのコアを構成し、整合フィルタのインプリメンテーションのデータ経路だけではなく、受信信号を処理するためのブロックも備える。図４は、データ経路ブロックのインプリメンテーションを示す。利用されるフィルタは低域種であり、その計算は、これ以降Ｉ（実部、同相）及びＱ（虚数部、直角位相）として呼ばれる、受信復号信号の両方の成分を処理するために時間多重化される。本インプリメンテーションでは、フィルタの長さはＮMF個のサンプルである。捕捉アプリケーションに関しては、フィルタの長さが、本インプリメンテーションでのケースでのように、使用される拡散コードに等しいことが最も好ましい。
【００３４】
再サンプリングの前に、ＲＦフロントエンドから受信され、デジタルに変換される、サンプリングされた復号信号４−２及び４−４（Ｉ信号とＱ信号）が、エイリアシングを防止するために、低域フィルタ４−６で濾波される。復号信号４−２及び４−４（Ｉ信号とＱ信号）のサンプリング周波数は、整合フィルタによって使用されるサンプリング周波数より高い。これが、再サンプリングのインプリメンテーションを容易にし、量子化の最終的な精度を改善する。
【００３５】
それから、信号は、整合フィルタのサンプリング周波数でサンプルを生成する大幅削減要素内の数値制御式発振器（ＮＣＯ）４−８によって制御される周波数で再サンプリングされる。整合フィルタは、そのサンプリング周波数が伝送される信号のチップ周波数の乗数であり、サンプルの同じ総数が整合フィルタ内のそれぞれの伝送されたチップに対応するように設計される。
【００３６】
発振器４−８によって生成されるクロック信号は、生成フィルタの基準信号も生成し、その出力が、整合フィルタの基準信号を記憶するシフトレジスタ４−２０で計時される擬似ランダム雑音生成器４−１８に適用される４−１１。信号は、捕捉システムが初期化されるとき、あるいは利用される基準信号が変更されなければならないときにだけシフトレジスタ４−２０内で計時される。
【００３７】
発振器４−８は、受信信号のサンプルのタイミングが基準信号のタイミングに一致するように、整合フィルタの入力のサンプリング周波数を調整するために役立つ。
【００３８】
整合フィルタは、例えば、使用される基準信号が記憶されるＲＯＭメモリでシフトレジスタ４−２０を置換することによるなどの他の方法で生成することもできる。同時に複数の基準信号があってよく、それによりシステムは、複数の信号を同時に検索するために使用することができる。このケースでは、整合フィルタの計算が実施され、受信サンプルごとに基準信号を変更することによって時間多重化される。
【００３９】
整合フィルタの帯域幅は、フィルタの長さに反比例する。使用できる信号バンドはフィルタの長さの逆数であり、長さは秒で指定され、帯域幅はヘルツで指定される。捕捉システムが、その周波数不確実性が整合フィルタのバンドより高い信号を検出することができるためには、受信信号の周波数は、数値制御された搬送周波数発振器４−１４を用いて生成される複合搬送波レプリカにより複素乗算を実現する、乗算器４−１２を使用することによって補償される。乗算器４−１２及び発振器４−１４は、再サンプリングの前に位置してもよい。これにより、整合フィルタのサンプリング周波数より高い信号周波数の処理が可能になる。
【００４０】
乗算の後で、再サンプリングされ、周波数補正されたサンプルが、１つまたは複数の基準信号との相関性を計算する整合フィルタ４−１６に適用される。これは、２つのシフトレジスタ４−２２と平行してＩデータストリームとＱデータストリームをロードすることによって達成される。データレジスタ内の信号は、計算ブロック４−１６によってそれらを互いに相互関連付けることによって基準レジスタ４−２０内で少なくとも１つの基準信号と比較される。
【００４１】
基準シフトレジスタ（または基準メモリ）４−２０から及びデータシフトレジスタ４−２２からそれぞれの特定の時間で適用される基準信号、及びＩ信号とＱ信号は、このようにして乗算器及び加算器ブロック４−２４で比較される。比較は、その２つの入力が同一である場合にその出力が１であるＸＮＯＲゲート（排他的否定論理輪）を用いて発生することがある。比較の後、サンプルごとに整合フィルタの最終的な出力を生じさせるために加算されるＮMF1ビットデータ値が存在する。以下では、捕捉システムの計算ブロックによって満たされる関数が示される。整合フィルタの出力ｏｕｔ（ｉ）は、Ｉ信号成分及びＱ信号成分に関して別個に計算される。
【００４２】
【数４】
0005059268.tif 000005
【００４３】
計算の結果として、整合フィルタの出力４−２６及び４−２８が得られる。その最も簡単な形態で、基準信号及びデータ信号は1ビット信号である。この場合、実信号は値±１を得て、それに対して値０と１が計算で使用される。このようにして、乗算は、前述されたように、その入力が同一である場合にその出力が１であるＸＮＯＲゲートを使用して容易に実施することができる。この場合、出力値ＮＭＦは完全な相関性に対応し、値０は完全に反対の信号に対応する。従って、ｏｕｔ（ｉ）を計算するための公式は、以下のようになり、
【００４４】
【数５】
0005059268.tif 000006
【００４５】
そこではｉｎ１（ｉ）がフィルタのデータシフトレジスタの１ビットのｉ番目の要素であり、ｒｅｆ１（ｎ）は基準信号の１ビットのｎ番目のサンプルである。ビット値は、両方のケースで負の信号値と正の信号値に対応する。
【００４６】
整合フィルタでは、複数の数の総計の計算は最も要求の厳しいタスクであり、それを実施するには多くの方法がある。本発明の捕捉システムは、整合フィルタで計算が実現される方法には依存しないので、それはここでさらに詳細に取り扱われないだろう。
【００４７】
整合フィルタの出力４−２６と４−２８は、時間の関数として基準信号（複数の場合がある）との受信信号の（相互）相関性に対応する複素信号である。相互に関連付けられる信号が定期的であり、期間の長さがＮc個のサンプルである場合には、Ｎc個のサンプルの期間は出力４−２６と４−２８で区別することができ、期間は相互相関性関数の異なる時間差異に対応する。信号が定期的であるため、信号の式位相差も使用することができ、それが同じ意味を有する。多重チャネル整合フィルタのケースでは、同じ位相差に対応するさまざまなチャネルの出力は連続している。
【００４８】
出力４−２６と４−２８がＮc個のサンプルの間隔で研究される場合、それらは、基準信号との異なる位相差と相互に関連付けられ、そのサンプリング周波数が整合フィルタのサンプリング周波数のＮc番目の部分に大幅に削減される、各信号に対応するＮｃ個の別個の信号として解釈することができる。従って、整合フィルタは、その出力が信号４−２６と４−２８として時間多重化され、その積分時間がＮMF個のサンプルであるＮMF平行複合相関器及びデシメーターを実現する。
【００４９】
相関器の出力の信号対雑音比は、受信信号の信号対雑音比及び積分時間に依存する。積分時間が長いほど、相関器の出力で達成される信号対雑音比はよくなる。整合フィルタの長さは、例えば、受信サンプルごとに１つの出力が計算されなければならないという事実によって制限され、その目的のため、実行可能な長さに対応する数多くの乗算及び加算が実施されなければならない。
【００５０】
本発明のスペクトル拡散受信機の信号捕捉システムのデータ経路ブロック内で相互に関連付けられる信号の積分時間は、整合フィルタに続き、その中で要すれば２つのステップで積分が起こる積分部分４−１００で増加する。第１ステップでは、積分は、ブロック４−３４と４−３６によって同調に続行される。同調積分とは、積分される複素信号の振幅及び位相が積分結果に影響を及ぼすという意味である。これは、複素信号の実数部及び虚数部を別個に合計することによって達成される。同調積分は、受信信号の信号対雑音比とは関係なく総積分時間に比例して直線状に信号対雑音比を改善する。
【００５１】
直接シーケンススペクトル拡散システムは、通常、信号の符号がデータビットに従って変化するバイナリ位相偏移変調（ＢＰＳＫ）を利用する。同調積分はデータビットの制限を越えて続行し、ビット値が変化する場合、積分の結果は大幅に悪化する。通常、伝送されるデータの平均はゼロであり、それが、積分が無限に続行される場合には同調積分の結果をゼロにさせる。
【００５２】
ＢＰＳＫでは、絶対値が複素信号から取り出されると、データの影響は消える。絶対値演算の後、実数信号の値は、受信された信号の累乗の平方に比例し、値は雑音に同等な累乗と求められる可能性のある信号の合計から構成される。積分時間を延ばすと、測定結果の分散を減少することを可能とし、必要な誤差を減少させ、それがさらに捕捉システムの達成可能な感度を改善する。
【００５３】
同調積分の前に、搬送波推定値の制度は、数値制御式搬送周波数発振器４−３２によって生成される複合搬送波レプリカによって複素乗算を実現する乗算器４−３０を使用して再び補正することができる。低い方のサンプリング周波数のために、後者の発振器が周波数精度に関して大幅に小さな数のビットを必要とするため、２つのステップで搬送周波数を補正することが有利である。別の理由は、整合フィルタの後、複数の平行積分ブロックを実現でき、それぞれが相関性を形成するために１つの共通した整合フィルタを使用して異なる搬送周波数で動作するということである。事後積分は、実際の整合フィルタと比較すると、実現するのが容易であり、これを必要な総検索時間を短縮する有利な方法にする。
【００５４】
第２ステップでは、ブロック４−４０と４−４２が、積分を非同調に実施する。非同調積分とは、積分される複素信号の振幅だけが積分結果に影響を及ぼすことを意味する。これは、複素信号の絶対値を合計することによって達成され、位相情報を消す。非同調積分は、受信信号の信号対雑音比に応じて総積分時間に非直線状に比例する信号対雑音比を改善する。１未満の信号対雑音比では、積分時間が延ばされるときにごくわずかな改善がある。これが、同調積分が、可能な限り長く続行されなければならない理由である。同調積分時間の制限は狭まる帯域幅を含み、搬送波レプリカのますますさらに正確な周波数調整及び信号でのオプションのデータ変調を必要とする。
【００５５】
同調積分はブロック４−３４で発生し、暫定的な結果を記憶するためにメモリブロック４−３６を使用する。ブロック４−３６は、整合フィルタ４−１６の長さＮMFより長い積分時間を可能にするために役立つ。これは、メモリ４−３６内で整合フィルタ４−１６から得られる出力を記憶し、累算器４−３４内での同じ位相差に対応する複数のＬｃサンプルを合計することによって達成される。これらの合計のそれぞれは、１つの位相差により計算される相関性結果に対応し、結果の積分時間はＮMF．Ｌｃ個のサンプルである。合計は整合フィルタの複素出力４−２６と４−２８で実行されるため、それは同調である。つまり、信号位相は得られた結果に影響を及ぼす。
【００５６】
同調積分は、このようにして整合フィルタの前記相関性位相に対応する複素数値をメモリ４−３６から最初にロードすることにより発生し、乗算器４−３０の結果はその値に対し合計され、合計は同じメモリ場所に記憶される。いったん所望数のサンプルが合計されると、合計はさらに積分ブロックから適用され、メモリ内の合計はゼロの目盛りに合わせられる。代わりに、ゼロの目盛りに合わせることは、第１値が合計のためにメモリから読み取られるときにも発生してよい。
【００５７】
ノルム化ブロック４−３８は、ブロック４−３６から得られる同調に積分されるサンプルから、あるいは整合フィルタ４−１６の出力サンプルから直接的に（複素数の）絶対値を計算する。複素数ｚの絶対値は、以下の公式に従って計算され、
【００５８】
【数６】
0005059268.tif 000007
【００５９】
そこでは、Ｒｅ（ｚ）は複素数ｚの実数部であり、Ｉｍ（ｚ）はその虚数部である。平方根関数の計算は骨の折れる演算であるため、その正確な値は、計算するのがさらに容易である適切な概算値によって置換できる。２つの相対的に良好な推定値は、平方根関数はまったく計算されない絶対値の二乗であり、実数部及び虚数部の絶対値の合計である。後者推定値の優位点は、推定値によって必要とされるビット数が、複素数の第２成分によって必要とされるビット数と同じであるという点でもある。
【００６０】
ブロック４−３８の出力から得られる実信号は、このようにしてブロック４−４０で非同調に積分することができ、暫定的な結果を記憶するためにメモリブロック４−４２を使用する。積分は、整合フィルタの前記相関性位相に対応する小計の値を最初にメモリからロードすることによって発生し、その値に対しブロック４−３８の結果が合計され、合計は同じメモリ場所に記憶される。いったん所望される数のサンプルが合計されると、合計４−４４はさらに積分ブロックから適用され、メモリ内の合計がゼロの目盛りに合わせられる。代わりに、ゼロの目盛りの合わせることは、第１値が合計のためにメモリから読み出されるときにも発生してよい。
【００６１】
積分で必要とされるメモリ４−３６と４−４２の両方とものサイズがＮMFサンプルである。メモリ４−３６では、サンプルは複素数であり、メモリ４−４２ではサンプルは実数である。
【００６２】
最後に、捕捉システムから得られるサンプル４−４４は、コンパレータＣＯＭＰ４−４５内で事前設定された閾値に比較され、比較結果は検索アルゴリズムに適用される。検索アルゴリズムは、例えば、状態機械としてまたはソフトウェアとして実現されてよい。正しい決定の確率を増し、誤った決定の確率を減少するためには、閾値をオプションで超えることは、依然として、同じ位相差に対応する複数の比較結果を比較することによって検証される。
【００６３】
十分に多くの比較が閾値を超える場合、信号が検出された確率は高い。検証アルゴリズムを使用すると、弱い信号さえ検出するために閾値を引き下げることができる。この点では、検証アルゴリズムは、いくつかのケースでは非同調積分を完全に置換することもできる。さらに、受信信号対雑音比が十分に高く、整合フィルタの長さが十分である場合には、同調積分及び搬送波レプリカによる先行する乗算が省略でき、信号は、整合フィルタから絶対値計算ブロック４−３８に直接的に適用することができる。
【００６４】
一般的なケースでは、受信機の周波数不確実性はデータ経路の総帯域幅（１／Ｔ1）を超えるため、受信された信号は、複数の周波数値を使用するために検索されなければならない。このために、搬送周波数は、全体的な拡散符号の位相不正確が見返されるときに調整することができる。検索は、状態機械によって、あるいは別個のプロセッサで実行される検索プログラムを使用してのどちらかによって制御することができる。
【００６５】
検索によって必要とされる時間は、複数の平行した事後積分ブロック４−１００を追加することによって積分時間を短縮することなく短縮することができる。しかしながら、これは、整合フィルタの帯域幅内に留まることを条件とする。
【００６６】
互いに対する送信機と受信機の移動が高速であるシステムでは、ドップラーシフトは搬送波及び拡散符号で生じ、シフトの規模は信号成分の周波数に依存する。その結果として、ドップラーシフトのための拡散符合の周波数の変動は、必要とされる積分時間（Ｔ1）が長い場合には捕捉システムで考慮に入れられなければならない。周波数でのドップラーシフトによって引き起こされる不正確が１／Ｔ1を超える場合には、符号のタイミングは積分中に複数のチップを変更する。しかしながら、本発明の捕捉システム及びその好ましい実施形態は、整合フィルタのサンプリング周波数を生成する発振器４−８の周波数を調整することによってこれらの環境下でも動作することができる。
【００６７】
一般的には、直接混合スペクトル拡散信号は、符号に関する限り定期的であり、期間の長さは符号の長さに等しい。信号は、サンプリング周波数Ｆsで（整合フィルタの前に）受信機内でサンプリングされる。その結果として、受信済みの信号では、定期性がＮc個のサンプルという間隔で出現する。整合フィルタの長さが拡散符号の長さ未満であるまたは等しいと仮定され、ＮMFによってサンプルとして表されるとき、以下の等式が有効である。つまり、Ｎc＝ＮMFである。
【００６８】
そのケースでは、すべての符号位相が一度に捕捉できるため、捕捉システムでＮc＝ＮMFを有することが有利である。受信機での雑音の影響及び搬送波及びクロック発振器での不正確さを忘れれば、整合フィルタの後で、信号はＮｃ個のサンプルの間隔で依然として定期的であると言われてよい。特にＮc＝ＮMFである場合、つまりフィルタの長さが全体的な符号の長さに等しい場合、その出力はＮc個のサンプルの間隔で信号の絶対値での明確な最大値を示す。この場合、出力が、Ｎc個のサンプルでの間隔での出力値が合計されるように合計されると、最大信号はさらに増幅できる。その結果として、ＮMF個の合計が結果として得られ、それらは以下のように形成される。
【００６９】
【数７】
0005059268.tif 000008
【００７０】
ここでは、Ｎ2は合計された倍数の数であり、ｏｕｔ（ｉ）はサンプリングモーメントｉでの整合フィルタの出力であり、ＮSUMは異なる合計の数である。
【００７１】
要するに、Ｎs−Ｎc個のサンプルが合計で使用され、そのそれぞれに対し整合されたフィルタのＮｓ個の出力値が選ばれる。フィルタの長さが符号の長さ未満である場合、その出力のいくつかを無視しなければならない。前記公式は、合計が所望される合計のたびに累算器を必要とすることも示す。代わりに、フィルタの出力は、合計を待機するためにメモリ内に記憶されなければならない。最小値として、動作は合計の暫定的な結果を記憶するためにＮSUM個のメモリ場所を必要とする。
【００７２】
合計は、例えば以下のアルゴリズムによって実施することができ、
【００７３】
【数８】
0005059268.tif 000009
【００７４】
そこではｍｏｄ（Ｉ，ｎ）はｉ／ｎの剰余を与える。
整合フィルタの出力が複素信号である場合、ａｃｃｕ関数及び合計関数も複合でなければならない。アルゴリズムの実行の後、ａｃｃｕ［ｎ］がＳ（ｎ）に等しい。
【００７５】
単純化のために、整合フィルタのサンプリング周波数が符号のチップ周波数に等しいと仮定する場合には、低域種のフィルタの乗算器は以下の形式を取り、ｃ（ｉ）＝ＰＲＮ（Ｎc−ｍｏｄ（Ｉ，Ｎｃ））、そこではＰＲＮ（ｊ）は符号のｊ番目のチップである。従って、フィルタの長さが符号（ＮMF＝Ｎs．Ｎc）の長さの倍数である場合、私達は、その乗算器ｃ（ｋ．Ｎc）が等しいことに注意する。このケースでは、整合フィルタの出力は、以下のとおりである。
【００７６】
【数９】
0005059268.tif 000010
【００７７】
ＮMF＝Ｎs．Ｎcである場合、これは、以下のように表すこともできる。
【００７８】
【数１０】
0005059268.tif 000011
【００７９】
前記公式はＮs個の符号の長さで長さＮｃの整合フィルタの出力から連続的な積分を提示する。これは、つまりＮc個のサンプルの間隔でＮs個の出力を積分することによって逆に提示することもできる。
【００８０】
【数１１】
0005059268.tif 000012
【００８１】
ＮMF＜Ｎcの場合、事後積分は同じ恩恵を得るために使用することができるが、フィルタの雑音に対する減衰影響は、受信情報の部分が活用できないためにＮｓ．Ｎｃ長積分時間から演繹できるより少ない。
状態機械ブロック 本発明の一次的な実施形態では、整合フィルタを使用する前記捕捉システムが、検証アルゴリズムの実現及び複数の周波数オフセットを検索するための搬送周波数の掃引に留意する状態機械によって制御することができる。状態機械及び捕捉システムの機能フロー図の例は、図５に示される。ここに、フィルタの長さはＮMF個のサンプルである。
【００８２】
ステップ５−２では、一度に１つのサンプルが受信信号からデータレジスタにロードされる。整合フィルタの長さがＮMF個のサンプルであるため、ＮMF−１個のサンプルはレジスタにロードされる。ステップ５−３では、依然として別の新しいサンプルがレジスタにロードされる。すなわち、受信信号の最後のサンプル、つまりサンプルＮMFである。ステップ５−４では、シフトレジスタ内のデータは符号レプリカまたは基準信号と比較される。相関性が設定閾値を超えない場合、ステップ５−３では、次のサンプルは受信信号からレジスタの中にロードされる。最も簡単なケースでは、閾値を超えることは、前記基準信号に対応する信号が検出され、その拡散符号が記憶されている基準信号と同相であることを意味する。この情報は、実際の信号追跡調査及び受信を開始するために使用される。しかしながら、受信済みの信号の強度は雑音に比較して低い場合、単に閾値を超えることは、信号が発見されたことを証明するのに十分ではない。この理由のため、アルゴリズムは、発見を検証するために使用することができ、それによって第１閾値を超えた後、新しい受信信号がシフトレジスタの中にロードされ、第１発見の時間でのポイントに対応するステップで整合フィルタを用いた基準信号と相互に関連付けられる。
【００８３】
従って、基準値が設定された閾値を超えると、符号信号の正しい位相が潜在的に発見され、システムは信号追跡調査状態５−４０から信号発見検証状態５−５０に移る。ここで、ステップ５−６では、システムは最初にＮMF個のサンプルを待機してから、ステップ５−８で比較を繰り返す。
【００８４】
値が閾値未満である場合、レジスタＦＡＩＬの値は、ステップ５−１０で１単位分増分され、次のステップは５−１２である。ここでは、レジスタＦＡＩＬの値は設定最大値と比較され、それが閾値以下の許容回数を示す。閾値を下回る比較結果の数が制限値集合を超える場合、プロセスはステップ５−３に戻る。それ以外の場合、次のステップは５−６である。
【００８５】
閾値が超えられる場合、レジスタＤＥＴの値は、ステップ５−１４で１単位分増分され、次のステップは５−１６である。ここでは、レジスタＤＥＴの値は設定最大値に比較され、それが、信号が発見されたと宣言できる前に、閾値が超えられなければならない許容回数を示す。閾値を超える比較結果の数が制限値集合を超えない場合には、プロセスはステップ５−６に戻る。
【００８６】
プロセスは、閾値を超える、または閾値以下のサンプルの数が、事前に設定された少なくとも１つの数／閾値を超えるまで、前述されたように続行する。それから、ステップ５−２０で、信号は発見されたと宣言することができるか、代わりに検索がステップ５−３の次のデータサンプルから続行される。
【００８７】
すべての符号位相の検証後に、搬送波レプリカ発振器の周波数は変更され、検索プロセスはＮMF−１個のサンプルのシフトレジスタへのロード（ステップ５−２）から開始して繰り返される。いったん検索プロセスが、検索されるすべての周波数で繰り返されると、周波数がその初期値で設定され、検索が繰り返される。
【００８８】
１つの周波数基準に拘束される生成器が、直接シーケンスシステムで受信機の搬送周波数及び拡散符号のクロック周波数を生成する場合には、搬送周波数のオフセットは、整合フィルタのサンプリングクロックのために必要とされる調整値を計算するために使用することもできる。それ以外の場合、整合フィルタのサンプリング周波数は、別のアルゴリズムを用いて調整されなければならない。しかしながら、搬送波及び拡散符号のドップラーシフトは、その周波数に関して直接的に比例する。
【００８９】
状態機械は、整合フィルタの出力を処理する。チャネルごとに、以下が必要とされる。
【００９０】
１．現在の状態を示す状態変数
２．検出された信号の検証の始めに、及び間にＮMFの長さの遅延を実現するためのカウンタ
３．信号が発見される場合に、出力として出されるとりわけ現在の符号位相を示すステータス変数
発見される信号の現在の搬送周波数に関する情報を含む変数は、このインプリメンテーションでのチャネルに共通である。
【００９１】
図６は、本発明の一次実施形態に従って検索プロセスを制御する状態機械の状態図を示す。状態機械は、２つのアクティブな状態及び待機するために使用される２つの状態を有する。初期の状態とはｆｗａｉｔ状態であり、新規データはシフトレジスタに合わせて計時される。この状態では、待機は、シフトレジスタ内のビットと同じサンプルクロックサイクルほど、つまりＮMF個のサンプルほど要する。掃引のために待機してから、プロセスはシーク状態になる。この状態では、閾値検出器の出力がサンプルごとに突き合わされ、閾値が超えられる場合、次の状態、検証待機が入力され、ＤＥＴカウンタが１に設定され、ＦＡＩＬカウンタがゼロに設定される。閾値を超えることが任意の符号オフセット（ＮMF個のサンプル）について発生しなかった場合、状態機械は現在のチャネルにＤＯＮＥフラグをセットする。いったん考えられる符号位相オフセットのそれぞれにすべての状態機械チャネルが検証されると、つまりすべてのＤＯＮＥフラグがセットされ、検索されるすべての搬送周波数が見返されると、ｆｗａｉｔ状態に再び入る。
【００９２】
検証待機状態では、状態機械は、検出の統計上の質を改善するために完全に新しいデータがデータシフトレジスタの内側で計時されるまで待機し、新しい比較は同じ符号オフセットを使用して実施される。信号検出を確実にするためには、閾値比較が同じ符号オフセット状態で数回繰り返される。検証待機状態で符号の長さ（ＮMF個のサンプル）の待機の後に、検証状態に入る。この状態では、閾値検出器の値が突き合わされ、検出が示される場合、ＤＥＴカウンタが１増分される。それ以外の場合、ＦＡＩＬカウンタが１増分される。跳躍（ＤＥＴ）及び失敗（ＦＡＩＬ）の数が依然として最大値を下回る場合、検証待機状態に再び入る。それ以外の場合、跳躍（ＤＥＴ）の数が最大値を超えると、信号が発見されたと宣言され、現在のＰＲＮ符号、周波数及び符号オフセットが捕捉システムの出力として出される。最後の検証後、２つの結果がある。符号オフセットが最後のオフセットである場合、周波数が変更され、ｆｗａｉｔ状態に入る。それ以外の場合、シーク状態に入り、検索は通常とおりに続行される。
【００９３】
状態機械は、構成可能なステップで局所発振器周波数（ＬＯ）の低制限値及び高制限値の間で掃引する。検索される周波数範囲は、固定された中間の周波数（ＩＦ）及びドップラー周波数から構成される。この制限値は、ＲＦ（無線周波数）フロントエンド中間周波数（ＩＦ）及び最大予想ドップラーシフトに従って設定される。状態機械は、捕捉をその初期状態に設定する方法も有する。多重チャネル整合フィルタが使用されるとき、状態機械は、すべてのチャネルが一度すべての位相差を経験するまで、周波数検索が起こらないことに注意する。その他の点では、異なるチャネルは互いとは無関係に完全に動作する。これが、平行から得られる最良の優位点を補償する。
【００９４】
前述されたように、本発明のシステム及び方法ならびにその実施形態では、長い積分時間ならびに同調積分及び非同調積分によって引き起こされる問題が解決され、本発明及びその実施形態の捕捉システムは、指定される基準信号に対応する符号位相及び周波数推定値を独立して検索する。
【００９５】
技術が進歩するにつれて、本発明の基本的な考え方が多岐に渡る方法で実現できることは当業者にとって明らかである。本発明及びその実施形態は、このようにして前記例に制限されないが、請求項の中で変化してよい。
【図面の簡単な説明】
本発明は、添付図面に関して好ましい実施形態によってさらに詳細に説明されるだろう。
【図１】直接的なシーケンスベースのスペクトル拡散システムを示す。
【図２】整合フィルタの従来の技術によるインプリメンテーションを示す。
【図３】整合フィルタを使用する低域種の捕捉システムを示す。
【図４】本発明の一次的な実施形態によるデータ経路ブロックを示すブロック図である。
【図５】本発明の実施形態による捕捉システムの機能フロー図である。
【図６】本発明の実施形態による状態機械の状態図を示す。
【図１】
0005059268.tif 000013
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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