(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
二次電池の充電制御を行う充電制御回路において、
制御電極に入力された制御信号に応じた充電電流を生成し前記二次電池に出力する充電用トランジスタと、
制御電極に入力された前記制御信号に応じて、該充電用トランジスタから出力される前記充電電流に比例した比例電流を生成し出力する比例電流生成用トランジスタと、
該比例電流生成用トランジスタで生成された比例電流が第１所定値になるように前記充電用トランジスタの動作制御を行う定電流充電用制御回路部と、
を備え、
前記定電流充電用制御回路部は、前記比例電流生成用トランジスタの電流出力端の電圧と前記充電用トランジスタの電流出力端の電圧との電圧差が第２所定値で一定になるように、前記比例電流生成用トランジスタの電流出力端の電圧を制御することを特徴とする充電制御回路。
【請求項２】
前記定電流充電用制御回路部は、前記比例電流生成用トランジスタの電流入力端と電流出力端との間の電圧差が、前記充電用トランジスタの電流入力端と電流出力端との間の電圧差よりも前記第３所定値だけ小さくなるように、前記比例電流生成用トランジスタの電流出力端の電圧を制御することを特徴とする請求項１記載の充電制御回路。
【請求項３】
前記定電流充電用制御回路部は、
電流入力端が前記比例電流生成用トランジスタの電流出力端に接続され、制御電極に入力された信号に応じた電流を出力する第１トランジスタと、
前記比例電流生成用トランジスタの電流出力端の電圧と前記充電用トランジスタの電流出力端の電圧との電圧差が前記第２所定値になるように前記第１トランジスタの動作制御を行う電流制御回路と、
を備えることを特徴とする請求項１又は２記載の充電制御回路。
【請求項４】
前記定電流充電用制御回路部は、
前記第１トランジスタの電流出力端から出力された電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路と、
該電流−電圧変換回路部で変換された電圧が所定の電圧になるように前記充電用トランジスタ及び比例電流生成用トランジスタの動作制御を行う制御回路と、
を備えることを特徴とする請求項３記載の充電制御回路。
【請求項５】
前記電流制御回路は、前記充電用トランジスタ及び比例電流生成用トランジスタの各電流出力端の電圧が各入力端に対応して入力される、入力にオフセット電圧が設けられた演算増幅回路からなることを特徴とする請求項３又は４記載の充電制御回路。
【請求項６】
前記充電用トランジスタ及び比例電流生成用トランジスタは、同型のＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項１、２、３、４又は５記載の充電制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、携帯電話等で使用されているリチウムイオン電池等の二次電池を充電するための充電制御回路に関し、特に、充電用電源の電圧と二次電池の充電完了電圧との電圧差が小さい充電制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話等のような二次電池を電源とした携帯機器が広く普及している。これらの携帯機器には小型軽量で容量の大きいリチウムイオン電池の採用が急速に普及してきた。リチウムイオン電池は、一般に正極にコバルト酸リチウムを、負極には結晶構造の炭素材料をそれぞれ使用し、電解液には有機溶媒を使用しているため、水溶液系の二次電池よりも熱に弱かった。また、リチウムイオン電池が過充電防止機構を持たないため、過充電を行うと寿命や安全面から不具合が発生するという問題があった。このため、従来のリチウムイオン電池の充電は、定電流充電を行い、二次電池の電圧が所定の電圧に達した後は定電圧充電に移行して、充電時の二次電池電圧が所定の電圧以上にならないようにしていた（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
図３は、このような従来の充電回路の回路例を示した図である。
図３の充電回路において、二次電池Ｂａｔの電圧が低く、定電圧制御用演算増幅回路１２１の非反転入力端の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１以下である場合は、定電圧制御用演算増幅回路１２１の出力端はローレベルの電圧になる。この状態では、定電流制御用演算増幅回路１２２が二次電池Ｂａｔへの充電電流の制御を行う。すなわち、定電流制御用演算増幅回路１２２は、充電電流検出用抵抗ＲＤによる電圧降下が基準電圧Ｖｒｅｆ２に等しくなるように、ドライバトランジスタＭ１０１のゲート電圧を制御するため、充電電流ｉｃはｉｃ＝Ｖｒｅｆ２／ｒｄ（充電電流検出用抵抗ＲＤの抵抗値）の定電流となる。
【０００４】
二次電池Ｂａｔの電圧が上昇して、定電圧充電用の演算増幅回路１２１の非反転入力端の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１に達すると、演算増幅回路１２１の出力電圧が上昇し、演算増幅回路１２１が充電電流の制御を行うようになる。演算増幅回路１２１は、ドライバトランジスタＭ１０１のゲート電圧を制御して、二次電池Ｂａｔの電圧がこれ以上上昇しないように、ドライバトランジスタＭ１０１のドレイン電流（充電電流）を減少させる。このため、充電電流検出用抵抗ＲＤの電圧降下が基準電圧Ｖｒｅｆ２以下になり、定電流充電用の演算増幅回路１２２の出力端はローレベルの電圧になる。この結果、抵抗Ｒ１２１及びＲ１２２の抵抗値をｒ１２１及びｒ１２２とすると、演算増幅回路１２１の非反転入力端の電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ１が等しくなる電圧｛Ｖｒｅｆ１×（ｒ２２＋ｒ２１）／ｒ２１｝で定電圧充電が行われることになる。
【０００５】
しかし、図３の回路では、充電電流の検出を、充電電流検出用抵抗ＲＤを用いて行っているが、充電電流検出用抵抗ＲＤには、低抵抗で高精度のものを使用する必要があるため、充電電流検出用抵抗ＲＤを半導体集積回路に集積することができないという問題があった。
また、充電電流検出用抵抗ＲＤによる電圧降下により、該電圧降下分だけ高い電源電圧Ｖｃｃが必要になるという問題があった。
更に、近年、ＵＳＢコネクタを搭載したパソコンが普及したため、二次電池の充電用電源として、従来からあるＡＣアダプタに加えて、パソコンに搭載されたＵＳＢのＶｂｕｓを用いて充電を行いたいという要望が強くなり、このようなＶｂｕｓを使用した充電装置が登場してきた。しかし、リチウムイオン電池の充電電圧は４.１〜４.２Ｖと高く、しかも近年では、４.３３Ｖ系のもの登場してきた。
【０００６】
ＵＳＢのＶｂｕｓの電圧は公称５Ｖであるが、パソコンのＵＳＢホストコネクタから出力される場合の最低電圧の規格は４.７５Ｖである。更にハブを介した場合は更に電圧が低下するため、リチウムイオン電池の充電用電源として使用する場合は、Ｖｂｕｓと二次電池との間の電圧を有効に利用しなければならなかった。このようなことから、従来のような、充電電流検出用抵抗ＲＤを使用した方法は好ましくなかった。
【０００７】
そこで、充電電流の検出方法として充電制御を行うドライバトランジスタと該ドライバトランジスタから出力される電流に比例した比例電流を生成して出力するミラートランジスタを使用し、該ミラートランジスタの電流を検出する方法があった（例えば、特許文献２参照。）。
この場合、ドライバトランジスタにＰＮＰトランジスタを使用しており、該ＰＮＰトランジスタとエミッタ面積比の異なるＰＮＰトランジスタを前記ミラートランジスタに使用し、更にミラートランジスタのコレクタ電流を電流比の異なるカレントミラー回路に供給し、更に小さい電流に圧縮して充電電流を検出していた。
【特許文献１】特開平９−７４６８８号公報
【特許文献２】特許第３３３１７７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、このような回路では、充電電流と検出電流の比が電源電圧Ｖｃｃと二次電池Ｂａｔとの電圧差に応じて変化してしまうという問題があった。このため、二次電池Ｂａｔの電圧が低く電源電圧Ｖｃｃとの電圧差が大きい場合は充電電流が大きくなり、二次電池Ｂａｔの電圧が上昇するにつれて充電電流が小さくなってしまうという問題があった。
前記比例電流の比率を安定させるための手段として、ドライバトランジスタのコレクタ‐エミッタ（ＦＥＴの場合はドレイン‐ソース）間の電圧と、ミラートランジスタのコレクタ‐エミッタ間の電圧とを同じにする技術が一般に使用されていた。
【０００９】
しかし、このような方法にも次のような問題があった。
図４は、ドライバトランジスタとミラートランジスタにＰＭＯＳトランジスタを使用した場合のドレイン‐ソース間電圧Ｖｄｓとドレイン電流ｉｄとの関係例を示した図である。なお、ゲート‐ソース間電圧はドライバトランジスタとミラートランジスタとも同じであるとする。
図４において、ドレイン‐ソース間電圧Ｖｄｓが−１Ｖである近辺に一点鎖線で区分けした右側の飽和領域では、ドライバトランジスタとミラートランジスタとのドレイン電流の比はほぼ一定になっているが、左側の非飽和領域では該ドレイン電流の比は小さくなる。
【００１０】
このため、リチウムイオン電池のように、４Ｖ以上の充電完了電圧が必要な二次電池を公称５ＶのＵＳＢのＶｂｕｓを電源に使用して充電を行う場合に、ドライバトランジスタとミラートランジスタの各ドレイン‐ソース間電圧が同じになるようにしても、充電完了が近づくにつれて、充電電流が少なくなってしまい、この結果充電時間が長くなるという問題があった。
【００１１】
本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、電源電圧と二次電池の電圧との電圧差が１Ｖ未満になっても、充電電流を正確に検出することができ、正確な定電流充電を行うことができる充電制御回路を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明に係る充電制御回路は、二次電池の充電制御を行う充電制御回路において、
制御電極に入力された制御信号に応じた充電電流を生成し前記二次電池に出力する充電用トランジスタと、
制御電極に入力された前記制御信号に応じて、該充電用トランジスタから出力される前記充電電流に比例した比例電流を生成し出力する比例電流生成用トランジスタと、
該比例電流生成用トランジスタで生成された比例電流が第１所定値になるように前記充電用トランジスタの動作制御を行う定電流充電用制御回路部と、
を備え、
前記定電流充電用制御回路部は、前記比例電流生成用トランジスタの電流出力端の電圧と前記充電用トランジスタの電流出力端の電圧との電圧差が第２所定値で一定になるように、前記比例電流生成用トランジスタの電流出力端の電圧を制御するものである。
【００１３】
具体的には、前記定電流充電用制御回路部は、前記比例電流生成用トランジスタの電流入力端と電流出力端との間の電圧差が、前記充電用トランジスタの電流入力端と電流出力端との間の電圧差よりも前記第２所定値だけ小さくなるように、前記比例電流生成用トランジスタの電流出力端の電圧を制御するようにした。
【００１４】
また、前記定電流充電用制御回路部は、
電流入力端が前記比例電流生成用トランジスタの電流出力端に接続され、制御電極に入力された信号に応じた電流を出力する第１トランジスタと、
前記比例電流生成用トランジスタの電流出力端の電圧と前記充電用トランジスタの電流出力端の電圧との電圧差が前記第２所定値になるように前記第１トランジスタの動作制御を行う電流制御回路と、
を備えるようにした。
【００１５】
また、前記定電流充電用制御回路部は、
前記第１トランジスタの電流出力端から出力された電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路と、
該電流−電圧変換回路部で変換された電圧が所定の電圧になるように前記充電用トランジスタ及び比例電流生成用トランジスタの動作制御を行う制御回路と、
を備えるようにした。
【００１６】
具体的には、前記電流制御回路は、前記充電用トランジスタ及び比例電流生成用トランジスタの各電流出力端の電圧が各入力端に対応して入力される、入力にオフセット電圧が設けられた演算増幅回路からなるようにした。
【００１７】
また、前記充電用トランジスタ及び比例電流生成用トランジスタは、同型のＭＯＳトランジスタであるようにした。
【発明の効果】
【００１８】
本発明の充電制御回路によれば、前記定電流充電用制御回路部が、前記比例電流生成用トランジスタの電流出力端の電圧と前記充電用トランジスタの電流出力端の電圧との電圧差が第２所定値で一定になるように、前記比例電流生成用トランジスタの電流出力端の電圧を制御するようにした。このことから、充電用トランジスタの動作領域が非飽和領域に入っても、比例電流生成用トランジスタとの出力電流比の変化を小さくすることができ、電源電圧と二次電池の電圧との電圧差が１Ｖ未満になっても、充電電流を正確に検出することができ、正確な定電流充電を行うことができる。
また、電源電圧と充電完了電圧との電圧差が小さいＵＳＢのＶｂｕｓ電源等を使用しても高精度の充電制御を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
第１の実施の形態．
図１は、本発明の第１の実施の形態における充電制御回路の回路例を示した図である。
図１において、充電制御回路１は、出力端子ＯＵＴに接続されたリチウムイオン電池等の二次電池Ｂａｔを充電する回路であり、電源端子ＶＤＤ、接地端子ＧＮＤ、充電電流設定端子Ｉａｄｊ及び出力端子ＯＵＴを有する充電制御用ＩＣ２と、抵抗Ｒａとで構成されている。電源端子ＶＤＤには電源電圧Ｖｄｄが入力され、接地端子ＧＮＤは接地電圧に接続されている。また、出力端子ＯＵＴと接地電圧との間に二次電池Ｂａｔが接続され、充電電流設定端子Ｉａｄｊと接地電圧との間に抵抗Ｒａが接続されている。
【００２０】
充電制御用ＩＣ２は、演算増幅回路１１〜１３、コンパレータ１４、ＰＭＯＳトランジスタからなる充電電流制御用のドライバトランジスタＭ１、ＰＭＯＳトランジスタからなる充電電流検出用のミラートランジスタＭ２、ＮＭＯＳトランジスタＭ３〜Ｍ５、所定の基準電圧Ｖｒｅｆを生成して出力する基準電圧発生回路１５、所定の参照電圧Ｖｓ１を生成して出力する第１参照電圧生成回路１６、所定の第２参照電圧Ｖｓ２を生成して出力する第２参照電圧生成回路１７、切換スイッチＳＷ１、及び抵抗Ｒ１〜Ｒ５で構成されている。なお、ドライバトランジスタＭ１は充電用トランジスタを、ミラートランジスタＭ２は比例電流生成用トランジスタをそれぞれなし、ＮＭＯＳトランジスタＭ４，Ｍ５、演算増幅回路１２，１３及び抵抗Ｒａは定電流充電用制御回路部をなす。また、ＮＭＯＳトランジスタＭ５は第１トランジスタを、演算増幅回路１３は電流制御回路を、抵抗Ｒａは電流−電圧変換回路をそれぞれなし、ＮＭＯＳトランジスタＭ４及び演算増幅回路１２は制御回路をなす。
【００２１】
ドライバトランジスタＭ１とミラートランジスタＭ２において、各ソースは電源端子ＶＤＤにそれぞれ接続され、各ゲートは接続され該接続部と電源端子ＶＤＤとの間にプルアップ用の抵抗Ｒ５が接続されている。また、ドライバトランジスタＭ１とミラートランジスタＭ２の各ゲートの接続部と接地端子ＧＮＤとの間に、ＮＭＯＳトランジスタＭ４とＭ３が直列に接続されている。ドライバトランジスタＭ１のドレインは出力端子ＯＵＴに接続され、出力端子ＯＵＴと接地端子ＧＮＤとの間には、抵抗Ｒ１とＲ２が直列に接続されている。抵抗Ｒ１とＲ２との接続部は、定電圧充電制御用の演算増幅回路１１の反転入力端に接続され、演算増幅回路１１において、非反転入力端には基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、出力端はＮＭＯＳトランジスタＭ３のゲートに接続されている。
【００２２】
一方、ミラートランジスタＭ２のドレインと充電電流設定端子Ｉａｄｊとの間にＮＭＯＳトランジスタＭ５が接続され、ミラートランジスタＭ２のドレインは演算増幅回路１３の非反転入力端に接続されている。演算増幅回路１３において、反転入力端は出力端子ＯＵＴに接続され、出力端はＮＭＯＳトランジスタＭ５のゲートに接続されている。演算増幅回路１３には、反転入力端と非反転入力端との間はオフセット電圧Ｖｏｆがあらかじめ設けられており、オフセット電圧Ｖｏｆは反転入力端に対して非反転入力端の方が高くなるように設定されている。なお、オフセット電圧Ｖｏｆは、演算増幅回路１３の内部で設けられるようにしてもよいし、演算増幅回路１３の入力端に外部から設けられるようにしてもよい。
【００２３】
定電流充電制御用の演算増幅回路１２において、反転入力端は充電電流設定端子Ｉａｄｊに接続され、非反転入力端は切換スイッチＳＷ１の共通端子Ｃに接続され、出力端はＮＭＯＳトランジスタＭ４のゲートに接続されている。切換スイッチＳＷ１の端子Ａには参照電圧Ｖｓ１が、切換スイッチＳＷ１の端子Ｂには参照電圧Ｖｓ２がそれぞれ入力されている。出力端子ＯＵＴと接地端子ＧＮＤとの間には、抵抗Ｒ３とＲ４が直列に接続され、抵抗Ｒ３とＲ４との接続部はコンパレータ１４の非反転入力端に接続されている。コンパレータ１４において、反転入力端には基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、出力端は切換スイッチＳＷ１の制御端子に接続されている。
【００２４】
切換スイッチＳＷ１は、制御端子にローレベルの信号が入力されると、共通端子Ｃが端子Ａに接続され、制御端子にハイレベルの信号が入力されると、共通端子Ｃが端子Ｂに接続される。参照電圧Ｖｓ１は、二次電池Ｂａｔの電圧（以下、電池電圧と呼ぶ）Ｖｂａｔが充電電流切換電圧未満であるときの充電電流設定用の参照電圧であり、参照電圧Ｖｓ２は、電池電圧Ｖｂａｔが充電電流切換電圧以上であるときの充電電流設定用の参照電圧である。
【００２５】
このような構成において、ミラートランジスタＭ２は、ドライバトランジスタＭ１から出力される電流に比例した比例電流を生成して出力するものであり、ミラートランジスタＭ２において、ゲート長はドライバトランジスタＭ１と同じであるが、ゲート幅は電流比に応じてドライバトランジスタＭ１よりも小さくなるように形成されている。抵抗Ｒ１とＲ２の接続部の電圧は、電池電圧Ｖｂａｔが所定の充電完了電圧になったときに、基準電圧Ｖｒｅｆの電圧と等しくなるように設定されている。また、抵抗Ｒ３とＲ４の接続部の電圧は、電池電圧Ｖｂａｔが、前記充電完了電圧よりも小さい所定の充電電流切換電圧になったときに、基準電圧Ｖｒｅｆの電圧と等しくなるように設定されている。電池電圧Ｖｂａｔが所定の電圧以下である場合は、安全のために小さい電流で充電を行い、電池電圧Ｖｂａｔが所定の電圧以上になると、大電流で急速充電を行うことができる。前記充電電流切換電圧とは、該所定の電圧のことである。
【００２６】
図２は、図１の充電制御回路１における充電特性例を示した図であり、図２を参照しながら図１の充電制御回路１による充電動作について説明する。なお、図２では、縦軸が充電電流ｉｃであり、横軸が電池電圧Ｖｂａｔであり、前記充電電流切換電圧を２.９Ｖに、前記充電完了電圧を４.３Ｖにそれぞれ設定した場合を例にして示している。
電池電圧Ｖｂａｔが２.９Ｖ未満である場合は、演算増幅回路１１の反転入力端の電圧は基準電圧Ｖｒｅｆより小さいため、演算増幅回路１１の出力信号はハイレベルである。このため、ＮＭＯＳトランジスタＭ３がオンして導通状態になり、ＮＭＯＳトランジスタＭ４のソースを接地端子ＧＮＤに接続する。
【００２７】
コンパレータ１４の非反転入力端の電圧も基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さいことから、コンパレータ１４の出力信号はローレベルになり、スイッチＳＷ１の共通端子Ｃは端子Ａに接続される。このため、演算増幅回路１２の非反転入力端には参照電圧Ｖｓ１が入力され、演算増幅回路１２は、抵抗Ｒａの電圧降下が参照電圧Ｖｓ１に等しくなるように、ＮＭＯＳトランジスタＭ４を介してドライバトランジスタＭ１とミラートランジスタＭ２の各ゲート電圧を制御する。
このような状態における充電電流ｉｃの電流値ｉｃ１は、ドライバトランジスタＭ１とミラートランジスタＭ２のドレイン電流の比をＫとし、抵抗Ｒａの抵抗値をｒａとすると、ｉｃ１＝Ｋ×（Ｖｓ１／ｒａ）になる。
【００２８】
電池電圧Ｖｂａｔが２.９Ｖ以上で４.３Ｖ未満である場合は、演算増幅回路１１の反転入力端の電圧がまだ基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さいため、演算増幅回路１１の出力信号はハイレベルのままであり、ＮＭＯＳトランジスタＭ３はオンしてＮＭＯＳトランジスタＭ４のソースを接地端子ＧＮＤに接続している。また、コンパレータ１４の非反転入力端の電圧は基準電圧Ｖｒｅｆ以上になり、コンパレータ１４の出力信号はハイレベルに反転する。このため、スイッチＳＷ１の共通端子Ｃは端子Ｂに接続され、演算増幅回路１２の非反転入力端には参照電圧Ｖｓ２が入力される。このことから、演算増幅回路１２は、抵抗Ｒａの電圧降下が参照電圧Ｖｓ２に等しくなるように、ＮＭＯＳトランジスタＭ４を介してドライバトランジスタＭ１とミラートランジスタＭ２のゲート電圧を制御する。
このような状態における充電電流ｉｃの電流値ｉｃ２は、ｉｃ２＝Ｋ×（Ｖｓ２／ｒａ）になる。充電電流値ｉｃ２は、充電電流値ｉｃ１の１０倍程度の値になるように設定されている。
【００２９】
次に、電池電圧Ｖｂａｔが４.３Ｖに達すると、演算増幅回路１１の反転入力端の電圧と基準電圧Ｖｒｅｆが等しくなり、演算増幅回路１１の出力電圧が低下する。このため、ＮＭＯＳトランジスタＭ３のドレイン‐ソース間のインピーダンスが上昇し、ＮＭＯＳトランジスタＭ４のソース電圧を上昇させる。ＮＭＯＳトランジスタＭ４のソース電圧が上昇すると、ＮＭＯＳトランジスタＭ４のドレイン電圧も上昇することから、ドライバトランジスタＭ１とミラートランジスタＭ２の各ゲート電圧が上昇し、充電電流ｉｃが減少し始める。充電電流ｉｃが減少すると、ミラートランジスタＭ２のドレイン電流も減少するため、抵抗Ｒａの電圧降下も小さくなって参照電圧Ｖｓ２以下になる。
【００３０】
この結果、演算増幅回路１２の出力信号はハイレベルになり、ＮＭＯＳトランジスタＭ４がオンして導通状態になる。このため、ドライバトランジスタＭ１とミラートランジスタＭ２に対する制御は、演算増幅回路１１とＮＭＯＳトランジスタＭ３によって行われるようになる。なお、充電電流ｉｃが所定の電流値未満になると、ドライバトランジスタＭ１をオフさせて遮断状態にし、充電電流ｉｃの供給を停止させて充電が完了する。
【００３１】
次に、演算増幅回路１３の動作について説明する。
ドライバトランジスタＭ１とミラートランジスタＭ２のドレイン‐ソース間電圧Ｖｄｓの電圧差が変化すると、チャネル長変調効果の影響でドライバトランジスタＭ１とミラートランジスタＭ２の各ドレイン電流の比が変化してしまう。このため、ミラートランジスタＭ２のドレイン電圧が常にドライバトランジスタＭ１のドレイン電圧と等しくなるように制御する。演算増幅回路１３とＮＭＯＳトランジスタＭ５はこのための回路をなしている。
【００３２】
演算増幅回路１３は、非反転入力端に入力されたミラートランジスタＭ２のドレイン電圧と、反転入力端に入力されたドライバトランジスタＭ１のドレイン電圧が同じ電圧になるようにＮＭＯＳトランジスタＭ５のゲート電圧を制御する。
しかし、前記のように、演算増幅回路１３の入力には数十ｍＶのオフセット電圧Ｖｏｆを設けており、ミラートランジスタＭ２のドレイン電圧とドライバトランジスタＭ１のドレイン電圧が等しくならず、オフセット電圧Ｖｏｆ分だけミラートランジスタＭ２のドレイン電圧が高くなる。言い換えると、ミラートランジスタＭ２のドレイン‐ソース間電圧Ｖｄｓの方が、ドライバトランジスタＭ１のドレイン‐ソース間電圧Ｖｄｓよりもオフセット電圧Ｖｏｆだけ小さくなっている。
【００３３】
図４で示したＰＭＯＳトランジスタにおけるドレイン‐ソース間電圧Ｖｄｓとドレイン電流ｉｄとの関係から分かるように、飽和領域においては、チャネル長変調効果が小さいため、ドライバトランジスタＭ１とミラートランジスタＭ２の各ドレイン電流の比は、数十ｍＶ程度のオフセット電圧Ｖｏｆではほとんど影響されない。
これに対して、ドレイン‐ソース間電圧Ｖｄｓが１Ｖ未満になって非飽和領域に入ると、チャネル長変調効果が大きくなると共に、ドライバトランジスタＭ１のドレイン電流ｉｄの方が大きく減少する。このため、ドライバトランジスタＭ１とミラートランジスタＭ２の各ドレイン電圧が等しい場合は、ドライバトランジスタＭ１とミラートランジスタＭ２とのドレイン電流比が小さくなり、充電電流ｉｃが減少してしまう。
【００３４】
しかし、図１の充電制御回路１では、ミラートランジスタＭ２のドレイン‐ソース間電圧Ｖｄｓを演算増幅回路１３のオフセット電圧Ｖｏｆだけ小さくしているため、ミラートランジスタＭ２のドレイン電流ｉｄの減少が大きくなり、ドライバトランジスタＭ１のドレイン電流ｉｄが減少してもドレイン電流比があまり変わらないようになる。オフセット電圧Ｖｏｆの値は、電池電圧Ｖｂａｔが前記充電完了電圧になったときのドライバトランジスタＭ１とミラートランジスタＭ２のドレイン電流比が所定の電流比になるように設定すればよい。
【００３５】
このように、本第１の実施の形態における充電制御回路は、ミラートランジスタＭ２のドレイン‐ソース間電圧Ｖｄｓが、ドライバトランジスタＭ１のドレイン‐ソース間電圧Ｖｄｓよりも少し小さくなるように制御するようにしたことから、ドライバトランジスタＭ１の動作領域が非飽和領域に入っても、ミラートランジスタＭ２とのドレイン電流比の変化を小さくすることができ、正確な定電流充電を行うことができる。また、電源電圧Ｖｄｄと前記充電完了電圧との電圧差が小さいＵＳＢのＶｂｕｓを電源にした場合等においても、高精度の充電制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の第１の実施の形態における充電制御回路の回路例を示した図である。
【図２】図１の充電制御回路１における充電特性例を示した図である。
【図３】従来の充電回路の回路例を示した図である。
【図４】ＰＭＯＳトランジスタのドレイン‐ソース間電圧Ｖｄｓとドレイン電流ｉｄとの関係例を示した図である。
【符号の説明】
【００３７】
１  充電制御回路
２  充電制御用ＩＣ
Ｂａｔ  二次電池
１１〜１３  演算増幅回路
１４  コンパレータ
１５  基準電圧発生回路
１６  第１参照電圧生成回路
１７  第２参照電圧生成回路
Ｍ１  ドライバトランジスタ
Ｍ２  ミラートランジスタ
Ｍ３〜Ｍ５  ＮＭＯＳトランジスタ
Ｒａ，Ｒ１〜Ｒ５  抵抗
ＳＷ１  切換スイッチ
【図１】
0004976323.tif 000002
【図２】
0004976323.tif 000003
【図３】
0004976323.tif 000004
【図４】
0004976323.tif 000005