(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
フーリエ変換スペクトロスコピで使用されるマイケルソンタイプ干渉計の出力信号を処理するための装置であって、
前記マイケルソンタイプ干渉計の出力信号は、インタフェログラムと干渉フリンジを示す基準波形とを有している装置において、
インタフェログラムのデジタル表示を提供する手段と、
基準波形のデジタル表示を提供する手段と、
基準波形のデジタル表示を処理する処理手段とを有しており、
前記処理手段は、
スキャン方向の反転を検出する手段であって、
前記基準波形を振幅に関し少なくとも３以上の状態で表し、そして、
これらの状態のシーケンスをモニタリングし、シーケンスにおける、これらの状態の発生または非発生により、スキャン方向の反転を検出するとともに、
これらの状態の発生または非発生をともなわない反転の場合には、基準波形の周期をモニタリングすることにより、スキャン方向の反転を検出する
ことを特徴とする装置。
【請求項２】
前記これらの状態の発生又は非発生をモニタリングすることが、
前記基準波形の１／２周期間の振幅が、先行する１／２周期間の基準波形の振幅の最大値に対する所定比の値に達しなかったことを検出することである、請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記基準波形の周期をモニタリングすることが、或る１／２周期の期間と、その前後の１／２周期の期間とを比較することである、請求項１記載の装置。
【請求項４】
基準波形は、各基準波形の周期において、その振幅を４つの状態で表す、請求項１記載の装置。
【請求項５】
基準波形は、一定時間間隔でサンプリングするアナログ／デジタル変換器を使用してデジタル表示される、請求項１〜４記載のいずれか１項記載の装置。
【請求項６】
デジタル信号プロセッサによって形成される前記処理手段は、基準波形の振幅が所定値を達成する時点をカウントすることによって、フリンジカウントを実行する、請求項２記載の装置。
【請求項７】
デジタル信号プロセッサによって形成される前記処理手段は、基準波形のゼロ交差をカウントすることによってフリンジカウントを実行する,請求項３記載の装置。
【請求項８】
マイケルソンタイプ干渉計の出力信号を処理する方法であって、
前記マイケルソンタイプ干渉計の出力信号は、インタフェログラムと干渉フリンジを示す基準波形を含む方法において、
前記インタフェログラムのデジタル表示を提供するステップと、
前記基準波形のデジタル表示を提供するステップと、
デジタル信号プロセッサを使用して前記基準波形のデジタル表示を処理するステップと、
前記基準波形を振幅に関し少なくとも３以上の状態で表すステップと、
これらの状態のシーケンスをモニタリングし、シーケンスにおける、これらの状態の発生または非発生により、スキャン方向の反転を検出するとともに、
これらの状態の発生または非発生をともなわない反転の場合には、基準波形の周期をモニタリングすることにより、スキャン方向の反転を検出するステップと、
を有することを特徴とする方法。
【請求項９】
前記これらの状態の発生又は非発生をモニタリングすることが、前記基準波形の１／２周期間の振幅が、先行する１／２周期間の基準波形の振幅の最大値に対する所定比の値に達しなかったことを検出することである、請求項８記載の方法。
【請求項１０】
前記基準波形の周期をモニタリングすることが、或る１／２周期の期間と、その前後の１／２周期の期間とを比較することである、請求項８記載の方法。
【請求項１１】
基準波形は、各基準波形の周期において、その振幅を４つの状態で表す、請求項８記載の方法。
【請求項１２】
基準波形の振幅が所定比の値を達成する時点をカウントすることによって、フリンジカウントを実行するステップを更に含む、請求項９記載の方法。
【請求項１３】
基準波形のゼロ交差をカウントすることによってフリンジカウントを実行するステップを更に含む、請求項１０記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、基準フリンジカウント−フーリエ変換スペクトロスコピに関し、赤外線スペクトロスコピ、特に、マイケルソンタイプ干渉計に基づくＦＴ−ＩＲスペクトロスコピに関する。
【０００２】
本発明は、フーリエ変換スペクトロスコピで使用されるマイケルソンタイプ干渉計の出力信号を処理するための装置であって、前記マイケルソンタイプ干渉計の出力は、インタフェログラムと干渉フリンジを示す基準波形とを有している装置に関する。
【０００３】
【従来の技術】
ＦＴ−ＩＲスペクトロスコピでは、マイケルソンタイプの干渉計は、ビームスプリッタを用いて、入力光ビームを反射ビーム及び伝送ビームに分割する。各分割ビームは、それ自身の経路に沿ってリターンミラーの所迄伝搬され、リターンミラーは、その各分割ビームを反射して、同じ経路に沿ってビームスプリッタの所に戻す。リターンミラーの一方は、固定ミラーであり、他方は、可動であり、典型的には、データ位置から等距離の２つの限界間の直線経路に沿って可動である。ビームスプリッタでは、リターンしたスプリットビームが、サンプルステーションを介して光検知器に達する、共通の出力経路に沿って再結合される。
【０００４】
可動ミラーが、そのデータ位置に位置している場合、２つのスプリットビームの光経路は、これらのスプリットビームがビームスプリッタに戻る場合に、これらのスプリットビームが構造的に干渉する場合と同様である。この結果、大きな信号が光検知器で形成され、この大きな信号は、センターバースト（ｃｅｎｔｒｅｂｕｒｓｔ）として公知である。可動ミラーが、入射スプリットビームの方向にシフトされている場合、そのビームの光路は減少され、反対に、可動ミラーが、入射スプリットビームから離れる方向に移動されている場合には、光路は増大される。従って、可動ミラーが一方の境界から他方の境界の方に移動されるに連れて、反対極性の光路差の値の２つのまとまった列が発生され、この移動は、光路差（ＯＰＤ）スキャンと呼ばれる。ＯＰＤスキャン中の光検知器の出力信号は、異なった周波数及び振幅の重畳された一連の電気正弦波である。この信号は、インタフェログラムとして公知である。
【０００５】
これら干渉計は、基準光源、典型的には、レーザを含んでおり、このレーザは、光路差を測定するのに使用される。ＯＰＤスキャン中形成される基準フリンジは、光検知器によって検知され、この光検知器は、正弦波の基準フリンジ信号を発生する。
【０００６】
サンプルがサンプル位置にない場合には、検知器信号は、光源、典型的には、赤外線源の放射インタフェログラムである。サンプルがサンプル位置にある場合には、検知器の出力信号は、光源の信号に重畳されたサンプルのインタフェログラムである。ソースインタフェログラムのフーリエ変換及びソースのインタフェログラムに重畳されたサンプルインタフェログラムのフーリエ変換とによって、サンプルのスベクトラムを得ることができる。
【０００７】
最新の干渉計では、検査中のサンプルのスベクトラムを得るために、インタフェログラムが得られて、デジタル処理される。インタフェログラムのデジタル表示を形成するために、例えば、光検知器の出力をアナログ／デジタル変換器に供給することが公知である。レーザからの基準フリンジは、同様のやり方でデジタル化することができる。これを実行することができる１つのやり方は、出願人のヨーロッパ特許出願第９６３０７３６０．６号（ＥＰ−Ａ−０８３６０８３）に開示されている。
【０００８】
上述のように、基準レーザは、干渉計の光路差での変化を決定するために使用され、従って、インタフェログラムがアナログ／デジタル変換器によってサンプリングされる光路差間隔を決定するために使用される。干渉計の正弦波状の振幅は、レーザビームを変調し、正弦波の１周期は、レーザ波長に等しい光路差での変化に相応する。
【０００９】
サンプルの分析を実行する際、干渉計は、幾つかのスキャンを、赤外線インタフェログラムのセンタバーストを通って前後方向に掃引して、各スキャンの部分中一連のＡＤＣリーディングを発生する。各スキャンの長さは、所要のスペクトル分解能によって決定される。サンプリングされたインタフェログラムを、一定光路差間隔で形成するために、基準フリンジは、インタフェログラムチャネル内のデータコンバータがリードされるべき正確な時間を決定するのに使用される。実際には、スキャン方向での変化は、異なった掃引での僅かに異なった光路差値で生じる。フリンジ波形の、どの位置で反転が生じるのかについて、詳細に分からないと、後続のスキャンでアナログ／デジタル変換器によってリードされる点の絶対的な光路差が不正確となる。理想的な装置構成では、各データ点がリードされる正確なＯＰＤが、各シーケンスのリーディング（即ち、各スキャン）で分かる必要があり、このことは、インタフェログラムが一緒に加算される場合には本質的なことである。これを達成するために、幾つかの方法が使用される。これが達成されない場合、光路差の位置は、各スキャン間でほぼ数ミクロンだけ変わることがあり、これにより、一緒に加算されたインタフェログラムの精度に著しく影響が及ぼされることがあり、その結果、伝送されるスペクトルの質に影響が及ぼされることがある。
【００１０】
この要件を達成する１公知手段は、相関アルゴリズムを使用することである。第１の、完全なインタフェログラムが、センタバーストであると思われるデータの最大値を中心にしてセンタリングされ、これに対して、後続の完全なスキャンが相関されて、第１の（又は、蓄積された）スキャンと最良に相関する何らかのデータシフトが検出される。この技術は、赤外線インタフェログラムがリーズナブルな信号／雑音比である場合に限って作動し、狭通過帯域光フィルタのような所定のサンプルでは失敗することがある。
【００１１】
要件を達成する別のやり方は、絶対的カウントに基づく方法を使用することである。この方法は、初期較正後、全ての時間で、正確に検出された光路差で、レーザフリンジを連続的にカウントアップ／ダウンすることを含む。データ収集は、同じカウント値で開始され、従って、各掃引に対して、同じＯＰＤ値で開始される。このアプローチでの臨界的なファクタは、スキャンメカニズムが方向を変え、従って、カウントの方向を変える必要がある瞬時点を決めることである。
【００１２】
絶対的カウントを実行する１公知のやり方は、フリンジの球積法（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）に基づくアップ／ダウンカウントシステムを使用することである。このやり方は、特別な光構成要素を設けること、及び、定格的に９０°の別個の２つの基準フリンジを発生する回路を設けることを含んでいる。他の公知のやり方は、方向反転をレーザフリンジの特定位相で生じるようにすること、又は、ＯＰＤドライブの位相変調を使用することである。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、従来技術の欠点を克服て、スキャン方向の反転を識別することができる、フーリエ変換スペクトロスコピで使用されるマイケルソンタイプ干渉計の出力信号を処理するための装置乃至方法を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
この課題は、本発明によると、フーリエ変換スペクトロスコピで使用されるマイケルソンタイプ干渉計の出力信号を処理するための装置であって、マイケルソンタイプ干渉計の出力は、インタフェログラムと干渉フリンジを示す基準波形とを有している装置において、インタフェログラム波形のデジタル表示を提供する手段と、基準波形のデジタル表示を提供する手段と、基準波形のデジタル表示を処理する処理手段とを有しており、処理は、基準波形信号の１パラメータ、又は、複数パラメータのモニタリング、及び、１パラメータ又は複数パラメータの変化によってスキャン方向の反転を検出することを含むことにより解決される。
【００１５】
この課題は、基準波形のデジタル表示を提供することと、デジタル信号プロセッサを使用してデジタル表示を処理することとを有しており、処理は、基準波形の選択された１パラメータ、又は、複数のパラメータのモニタリングと、前記１パラメータ又は複数パラメータの変化によってスキャン方向の反転を検出することを含むことにより解決される。
【００１６】
本発明は、複数の振幅状態によって、基準フリンジの振幅を示し、そのような状態の特定単数シーケンス又は複数シーケンスの発生によって、スキャン方向の反転を識別するという技術思想に基づいている。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の１実施例は、上述のヨーロッパ特許出願第９６３０７３６０．６号に記載されたタイプ同様の装置構成を使用する。その際、基準フリンジは、一定時間間隔でアナログ／デジタル変換器によってサンプリングされ、これにより、レーザフリンジのゼロ交差点が決定され、即ち、フリンジ信号が正から負の値に、負から正の値に変化する時点が決定される。この時点から、フリンジカウントを達成することができる。本発明は、基準フリンジデータを分析するための技術を含み、この技術により、方向反転位置を示す特性を識別することができ、従って、絶対的なアップ／ダウンカウントを達成することができる。
【００１８】
本発明によると、フーリエ変換スペクトロスコピで使用されるマイケルソンタイプ干渉計の出力信号を処理する装置が提供される。この出力信号は、インタフェログラムを含む波形と干渉フリンジを示す基準波形を含み、前記装置は、インタフェログラム波形のデジタル表示を提供する手段と、基準波形のデジタル表示を提供する手段と、基準波形のデジタル表示を処理する手段とを含み、この処理は、基準波形のパラメータのモニタリング及び前記パラメータでの変化によりスキャン方向の反転の検出を含む。モニタリングは、各１／２フリンジの振幅のモニタリングを含み、反転は、１／２周期中のフリンジ信号の欠落によって検出されて、先行フリンジの振幅の所定パーセンテージが達成される。モニタリングは、各１／２周期の時間発生のモニタリングを含み、反転は、順次連続する１／２領域間の間隔の変化によって検出される。有利な装置構成では、スキャン方向の反転は、先行フリンジの振幅の所定パーセンテージを達成するための１／２周期間のフリンジ信号の欠落を識別するか、又は、順次連続する１／２フリンジ間の間隔の変化を検出することによって検出される。基準フリンジ波形のデジタル表示は、所定時間間隔でサンプリングされたアナログ／デジタル変換器によって形成される。デジタル信号プロセッサは、基準波形の前記ゼロ交差をカウントすることによってフリンジカウントを実行することができ、スキャン方向の反転が検出された場合にカウント方向を変える。
【００１９】
択一選択的に実行する際、ゼロ交差検知器とアナログ比較器を使用して、フリンジ振幅が、基準波形の先行の１／２フリンジ中のピークフリンジ値の設定パーセンテージを超過したかどうか決定され、その際、タイミング分析及びカウントのためにマイクロプロセッサが使用される。
【００２０】
本発明の別の観点によると、マイケルソンタイプ干渉計の出力信号を処理する方法が提供される。この干渉計の出力信号は、インタフェログラムと、干渉フリンジを示す基準波形とを含み、前記方法は、基準波形のデジタル表示を提供すること、デジタル信号プロセッサを使用してデジタル表示を処理することを含み、前記処理は、基準波形の選択されたパラメータをモニタリングすること、前記パラメータの変化によってスキャン方向の反転を検出することを含む。
【００２１】
【実施例】
図１には、ヨーロッパ特許出願第８９３０７３６０．６号公報に記載されたようなインタフェログラム信号を処理するための装置のブロック略図が示されている。図１の装置は、第１のＲＣ抵抗−キャパシタフィルタ１０と第２のＲＣフィルタ１１を有するマイケルソンタイプ干渉計でのインタフェログラム信号、及び、基準信号を処理する。第１のＲＣ抵抗−キャパシタフィルタ１０は、インタフェログラム信号を受信し、第２のＲＣフィルタ１１は、基準フリンジ信号を受信する。ＲＣフィルタ１０の出力側は、アナログ／デジタル変換器１２に信号供給し、アナログ／デジタル変換器１２は、デルタ／シグマ変換器を有している。デルタ／シグマ変換器は、図１に示されているような、デルタ／シグマモジュレータ１２ａとデジタルフィルタ１２ｂを有している。ＲＣフィルタ１１の出力側は、同様のデルタ／シグマ変換器１４に信号供給する。デルタ／シグマ変換器は、図３に示されているような、デルタ／シグマモジュレータ１４ａとデジタルフィルタ１４ｂを有している。
【００２２】
高速クロック１５が供給する出力信号により、所定のサンプリングレート以上で、サンプリング信号がデルタ／シグマ変換器に供給される。このような装置構成により、各デルタ／シグマ変換器に対して固定クロックが供給される。デジタル信号プロセッサ１８の出力信号は、補間により得られた干渉フリンジのゼロ交差点でのインタフェログラムのデジタル表示信号を示す。
【００２３】
出力インタフェログラムでの各点での光路差は、相応のフリンジカウント値から分かり、フリンジカウントは、プロセッサ１８によって実行される。
【００２４】
デジタル信号プロセッサ１８の作動に関して、以下説明する。全ての時間での光路差に関する正確な情報を維持するために、デジタル信号プロセッサ１８により、フリンジのカウントが実施され、スキャン方向での変化が検出される。
【００２５】
基準波形のゼロ交差をカウントすることによって作動するアルゴリズムのフリンジカウント部分は、ＡＤＣ１４から受け取ったデータに基づいている。ゼロ交差を識別してカウントするのと同様に、スキャンが方向を変えるデータ位置を決定するために、基準波形が分析される。この際、フリンジの振幅と、何らかのＤＣオフセットの値を知ることが必要とされる。これらの値は、ＯＰＤスキャンの間変化することがある。
【００２６】
ＤＣオフセットの値は、幾つかの方法によって決定することができ、本実施例では、実行中の記録では、フリンジデータ中に検出された電流最大及び最小値が記録され続ける。ＤＣオフセット（又は、フリンジ交差閾値）は、これら２つの値の間であると思われる。始動時以外で、突然増加した場合、スパイク波形のようなエラーとして扱われる。観測された最大及び最小から導出されたＤＣオフセットを使用する利点は、このＤＣオフセットが始動時に迅速に形成されること、及び、スキャン機構の開始時にＤＣオフセットの有意味な変化が得られることである。
【００２７】
前述のように、本発明の技術での臨界的なファクタは、スキャンの方向での変化を正確に識別することである。これは、全ての時間で、正確なフリンジを維持する際に重要である。デジタル信号プロセッサによって使用されるアルゴリズムでは、これを、基準波形の各１／２フリンジのタイミング、及び、振幅を分析することによって達成する。反転は、２つの方法の内の１つで検出され、図４及び図５に示されている。
【００２８】
最も単純な状況は、１／２周期中の振幅が、以前のフリンジの振幅に達しない場合である。この状況は、図４に示されている。この場合には、周期中の反転は、曖昧さなく識別することができる。デジタル信号プロセッサは、この状況を、振幅が以前のフリンジの最大値（正であれ負であれ）の８７％（６０°のサイン）にセットされた閾値に達しない１／２フリンジ周期３０を検出することによって決定するように作動する。正又は負の８７％閾値は、フリンジの現在の最大及び最小値から導出される。図４には、正の１／２周期で８７％閾値に達するのに失敗した場合の状況が示されている。作動は、実質的に負の１／２周期の場合も同様である。
【００２９】
第２の場合は、図５に示されており、フリンジ最大値が閾値を超過する場合であるが、１／２フリンジ３１の周期は、２つの隣接１／２フリンジ周期の周期よりも著しく大きいので、反転は識別される。一定加速及び８７％閾値とした場合の理論的な図では、１／２フリンジ周期は、ファクタ２又は反転点のどちらかの側の２つのフリンジの周期よりも大きい。実行されているアルゴリズムは、１．４のファクタで作動している。従って、アルゴリズムが、図４及び図５に示された２つの場合のどちらかを識別する際に、フリンジのカウントの方向が反転される。
【００３０】
上述の説明から、基準フリンジ振幅は、少数の状態によって表されることが分かる。既述の装置構成では、閾値＋８７％，０％及び−８７％によって定義される４つの状態を使用するシステムは、図４に示されている。スキャンの方向の反転は、プロセッサが特定の状態シーケンス（図４）又は特定の、状態の時間発生（図５に示されたような）を検出した場合に識別される。
【００３１】
この状態には、フリンジの振幅が示されている。完全なフリンジ周期（例えば、正のゼロ交差から次のゼロ交差迄の周期）は、幾つかの振幅状態を通って、それらの内幾つかは２回経過する。３つの振幅状態がある場合、非反転フリンジ周期は、４つの振幅状態（例えば、正、中間帯域、負、中間帯域）のシーケンスを通って経過する。４つの振幅状態がある場合、非反転フリンジ周期は、６つの振幅状態（例えば、０−８７％，＞８７％，０−８７％，−８７％−０，＜−８７％，−８７％−０）のシーケンスを通って経過する。
【００３２】
別の場合は、図６に示されている。この状況では、反転は、８７％以下に低下し、０％には達していないフリンジ振幅によって識別される。しかし、非反転フリンジ周期中のフリンジ信号上のノイズによって、状態が瞬時的に変化して、同様の信号特徴部が生じることがある。この形式の反転は、図６に「短い」とマークされた隣接１／２周期のそれぞれよりも著しく大きい「長い」とマークされた間隔の１／２周期によって検出することができる。理論的には、１／２周期の比は、３．４よりも大きい。従って、有利な方法では、このタイプの反転を、図５に示された方法によって識別する。
【００３３】
フリンジカウントアルゴリズムは、各ゼロ交差周期（即ち、フリンジの１／２の周期）を分析して、スキャン／カウント方向での反転を識別する。これらのプロセスは、以下を含む：
ａ）ゼロ交差検出及びフリンジカウント（電流方向）
ｂ）１／２フリンジでのピーク振幅が８７％閾値を超過したかどうか決定
ｃ）フリンジ波形の現在のピーク最大及び最小値を維持
ｄ）ゼロ交差間のＡＤＣリーディングの数を計算することによって各１／２フリンジの周期を計算
ｅ）１／２フリンジ周期を比較することによって迅速な加速又は減速を識別
ｆ）直近のフリンジ周期のヒストリを維持
ｇ）カウント値を無効にすることがあるフリンジデータ内のスパイク等を識別
ｈ）反転位置を識別
ｉ）ジッタ／ノイズに起因する複数回反転のような、特別な状況の処理
ｊ）特定のフリンジカウントが達成された場合、種々の内部作動を開始
ｋ）デジタル信号プロセッサ又はマイクロプロセッサによるデータ出力用の絶対的なフリンジカウント値を提供
図１には、本発明を、インタフェログラムチャネルと基準フリンジチャネルの両方が、波形をデジタル化するためのＡＤＣを有している、マイケルソンタイプの干渉計で実行することができるやり方の１実施例が示されている。本発明を、他のタイプの装置構成で実行することもでき、そのような装置構成の１つが図７に示されている。この図には、本発明が、基準チャネル内にＡＤＣを有していない装置、例えば、ＰＡＲＡＧＯＮ５００と言う名称で、Ｐｅｒｋｉｎ  Ｅｌｍｅｒ社により提供されているタイプの装置で実行することができるやり方について示されている。
【００３４】
この装置構成では、インタフェログラム信号は、低域通過フィルタ５０、及び、順次連続近似ＡＤＣ５１を介してマイクロプロセッサ５２に供給される。通常のように、フリンジチャネルは、ゼロ交差検出器５３を含み、このゼロ交差検出器５３は、ゼロ交差パルスをマイクロプロセッサ５２に供給する。ゼロ交差パルスは、ＡＤＣ５１に供給されて、サンプリング信号として作動する。
【００３５】
この変形実施例では、基準フリンジチャネルには、正のピーク検出回路５５及び負のピーク検出回路５６が設けられており、両検出回路は、入力信号として、基準フリンジ波形を受信する。検出回路５５の出力側は、分圧器５８に接続されており、この分圧器は、比較器５９用の＋８７％閾値信号を発生し、検出回路５６の出力側は、分圧器６０に接続されており、分圧器６０は、比較器６２用の−８７％閾値信号を送出する。比較器５９及び６２の出力側は、ＯＲゲート６４への入力側として接続されている。ＯＲゲート６４の出力側は、Ｄタイプラッチ６５に接続されており、Ｄタイプラッチ６５は、Ｄタイプラベル６６と接続されており、Ｄタイプラベル６６は、線６７上に信号を発生し、この信号は、フリンジ振幅が、先行１／２周期中の８７％閾値に達するかどうか示す。マイクロプロセッサ５２は、ゼロ交差パルスと線６７上の信号を、図１及び２に関連して説明したのと同様のやり方で処理して、スキャン方向の反転を識別することができる。
【００３６】
上述の説明により、当業者ならば、既述のアルゴリズムを実行するためのプログラムを書くことができる。図８に示された流れ図は、この観点での付加的な資料として示されており、アルゴリズムを実行する際、プロセス１８，５２でソフトウエアにより実行されるステップシーケンスが要約されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】ヨーロッパ特許出願第８９３０７３６０．６号公報に記載されたようなインタフェログラム信号を処理するための装置のブロック略図
【図２】ヨーロッパ特許出願第８９３０７３６０．６号公報に記載されたようなインタフェログラム信号を処理するための装置のブロック略図
【図３】ヨーロッパ特許出願第８９３０７３６０．６号公報に記載されたようなインタフェログラム信号を処理するための装置のブロック略図
【図４】本発明の作動を示す波形ダイヤグラム
【図５】本発明の作動を示す波形ダイヤグラム
【図６】本発明の作動を示す波形ダイヤグラム
【図７】本発明の択一選択的な実施例を示すブロック略図
【図８】スキャン方向での反転を識別するためのアルゴリズムを実行する際に、ソフトウェアによって実行される各ステップの流れ図
【符号の説明】
１０  第１のＲＣ抵抗−キャパシタフィルタ
１１  第２のＲＣフィルタ
１２  アナログ／デジタル変換器
１２ａ  デルタ／シグマモジュレータ
１２ｂ  デジタルフィルタ
１４  デルタ／シグマ変換器
１４ａ  デルタ／シグマモジュレータ
１４ｂ  デジタルフィルタ
１５  高速クロック
１８  デジタル信号プロセッサ
５０  低域通過フィルタ
５１  順次連続近似ＡＤＣ
５２  マイクロプロセッサ
５３  ゼロ交差検出器
５５  正のピーク検出回路
５６  負のピーク検出回路
５８  分圧器
５９  比較器用
６０  分圧器
６２  比較器
６４  ＯＲゲート
６５  Ｄタイプラッチ
６６  Ｄタイプラベル
【図１】
0004868477.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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