(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１オペアンプと、
一端が前記第１オペアンプの一方の入力端子と接続される第１キャパシタと、
一端が前記第１オペアンプの出力端子と接続され、他端が前記第１オペアンプの一方の入力端子と接続される第２キャパシタと、
一端が前記第１オペアンプの他方の入力端子と接続される第３キャパシタと、
一端に基準電圧が印加され、他端が前記第１オペアンプの他方の入力端子と接続される第４キャパシタと、
電池の一方の端子の電圧を前記第１キャパシタの他端に印加し、前記電池の他方の端子の電圧を前記第３キャパシタの他端に印加する第１スイッチ回路と、
前記電池の一方の端子の電圧が前記第１キャパシタの他端に印加される際に、前記第１キャパシタを流れる過渡電流を通電させる通電回路と、
前記過渡電流が流れる間は、前記第１オペアンプの一方の入力端子と、前記第１キャパシタの一端とを電気的に切断し、前記過渡電流が流れた後に、前記第１オペアンプの一方の入力端子と、前記第１キャパシタの一端とを電気的に接続する第２スイッチ回路と、
前記第２及び第４キャパシタを放電させる放電回路と、
前記第１オペアンプの一方の入力端子と、前記第１キャパシタの一端とが電気的に接続され、前記第２及び第４キャパシタが放電された後に、前記電池の他方の端子の電圧を前記第１キャパシタの他端に印加する第３スイッチ回路と、
を備え、
前記電池の他方の端子の電圧が前記第１キャパシタの他端に印加された後の前記第１オペアンプの出力端子の電圧に基づいて前記電池の電圧を検出すること、
を特徴とする電池電圧検出回路。
【請求項２】
請求項１に記載の電池電圧検出回路であって、
前記通電回路は、
一端が前記第１キャパシタの一端と接続され、他端に所定レベルの電圧が印加され、前記第１キャパシタの他端に前記電池の一端の電圧が印加される際にオンとなり、前記第１キャパシタを前記過渡電流が流れた後にオフとなる第４スイッチ回路を、
含んで構成されることを特徴とする電池電圧検出回路。
【請求項３】
請求項２に記載の電池電圧検出回路であって、
一方の入力端子に前記基準電圧が印加され、他方の入力端子と出力端子とが接続され、出力端子が前記第４キャパシタの一端と接続される第２オペアンプを更に備え、
前記通電回路は、
一端が前記第３キャパシタの一端と接続され、他端に所定レベルの電圧が印加され、前記第３キャパシタの他端に前記電池の他端の電圧が印加される際にオンとなり、前記第３キャパシタを前記過渡電流が流れた後にオフとなる第５スイッチ回路を、
更に含んで構成され、
前記第２スイッチ回路は、
前記過渡電流が流れる間は、前記第１オペアンプの一方の入力端子及び他方の入力端子と、前記第１及び第３キャパシタの一端とを夫々電気的に切断し、前記過渡電流が流れた後に、前記第１オペアンプの一方の入力端子及び他方の入力端子と、前記第１及び第３キャパシタの一端とを夫々電気的に接続すること、
を特徴とする電池電圧検出回路。
【請求項４】
請求項３に記載の電池電圧検出回路であって、
前記第２スイッチ回路は、
前記電池の他方の端子の電圧が前記第１キャパシタの他端に印加されて前記第２キャパシタが充電された後に、前記第１オペアンプの一方の入力端子及び他方の入力端子と、前記第１及び第３キャパシタの一端とを夫々電気的に切断すること、
を特徴とする電池電圧検出回路。
【請求項５】
請求項４に記載の電池電圧検出回路であって、
前記第４及び第５スイッチ回路は、
前記電池の他方の端子の電圧が前記第１キャパシタの他端に印加されて前記第２キャパシタが充電され、前記第１オペアンプの一方の入力端子及び他方の入力端子と、前記第１及び第３キャパシタの一端とが夫々電気的に切断された後に、オンとなること、
を特徴とする電池電圧検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電池電圧検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
充電式電池を用いるノートＰＣ等の機器においては、直列に接続された電池の充電／放電を管理するために、各電池の電圧を精度良く検出する必要がある。図３は、電池電圧検出回路の一般的な構成を示す図である（特許文献１参照）。電池電圧検出回路１００は、直列に接続された４つの電池ＢＶ１〜ＢＶ４の電圧を検出するためのものであり、オペアンプ１１０、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、スイッチＳＷ０Ｍ〜ＳＷ４Ｍ，ＳＷ０Ｐ〜ＳＷ３Ｐ、及び基準電圧ＶREFを出力する電源１１５を含んで構成されている。このような電池電圧検出回路１００において、電池ＢＶ４の電圧ＶBV4を検出する場合、スイッチＳＷ４Ｍ，ＳＷ３Ｐがオンとされ、その他のスイッチはオフとされる。これにより、電池ＢＶ４のプラス側の端子の電圧Ｖ４とマイナス側の端子の電圧Ｖ３との差に応じた電圧ＶOUTがオペアンプ１１０からＡＤコンバータ（ＡＤＣ）１２０に出力される。そして、ＡＤＣ１２０で電圧ＶOUTをデジタル値に変化することにより、電池ＢＶ４の電圧ＶBV4を検出することができる。同様に、スイッチＳＷ３Ｍ，ＳＷ２Ｐがオンとされ、その他のスイッチがオフとされることにより、電池ＢＶ３の電圧ＶBV3を検出することができる。また、スイッチＳＷ２Ｍ，ＳＷ１Ｐがオンとされ、その他のスイッチがオフとされることにより、電池ＢＶ２の電圧ＶBV2を検出することができる。さらに、スイッチＳＷ１Ｍ，ＳＷ０Ｐがオンとされ、その他のスイッチがオフとされることにより、電池ＢＶ１の電圧ＶBV1を検出することができる。
【特許文献１】特開２００２−２４３７７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
電池ＢＶ１〜ＢＶ４にリチウムイオン電池を用いる場合、満充電時における各電池ＢＶ１〜ＢＶ４の両端間の電圧ＶBV1〜ＶBV4は４．５Ｖ近くに達する。設計上の余裕を考慮して各電池ＢＶ１〜ＢＶ４の電圧ＶBV1〜ＶBV4を５Ｖとすると、直列に接続された電池ＢＶ１〜ＢＶ４全体では２０Ｖの電圧を発生することとなり、電池電圧検出回路１００は高耐圧とする必要がある。一方、ＡＤＣ１２０を含む制御系の回路は３．３Ｖ程度の電源電圧を用いることが一般的であり、電池電圧検出回路１００から出力される電圧ＶOUTを３．３Ｖ以下とする必要がある。
【０００４】
ここで、抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値をそれぞれＲ３，Ｒ４とすると、オペアンプ１１０のゲインＧAMPはＲ４／Ｒ３となる。したがって、電池ＢＶ４の電圧ＶBV4を検出する際に出力される電圧ＶOUTは、ＶOUT＝ＶBV4／ＧAMP＋ＶREF＝（Ｖ４−Ｖ３）Ｒ３／Ｒ４＋ＶREFとなる。そして、ＶBV4を５Ｖ、ＶREFを０．２Ｖとすると、ＶOUT≦３．３Ｖとするためのオペアンプ１１０のゲインＧAMPの条件は、ＧAMP≦（ＶOUT−ＶREF）／ＶBV4＝（３．３−０．２）／５≒０．６となる。これより、オペアンプ１１０のゲインＧAMPが０．６程度となるように抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値を選択することにより、ＡＤＣ１２０に出力される電圧ＶOUTの電圧を３．３Ｖ以下とすることができる。ただし、この場合、オペアンプ１１０を高耐圧とする必要があり、電池電圧検出回路１００のコスト上昇を招くこととなる。
【０００５】
そこで、オペアンプ１１０を高耐圧不要とするためには、オペアンプ１１０に印加される電圧を３．３Ｖ以下とする必要がある。つまり、オペアンプ１１０の＋入力端子に印加される電圧Ｖ＋を３．３Ｖ以下とするためには、（Ｖ３−ＶREF）Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）＋ＶREF≦３．３を満たす必要がある。これより、Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）≦（３．３−ＶREF）／（Ｖ３−ＶREF）＝（３．３−０．２）／（１５−０．２）＝３．１／１４．８≒０．２１となる。したがって、オペアンプ１１０のゲインＧAMPは、ＧAMP＝Ｒ４／Ｒ３≦０．２１／（１−０．２１）≒０．２６となる。したがって、オペアンプ１１０のゲインＧAMPが０．２６程度となるように抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値を選択することにより、オペアンプ１１０を高耐圧不要とすることができる。ただし、この場合、オペアンプ１１０のゲインＧAMPが小さいため、ＡＤＣ１２０に入力される電圧ＶOUTが低くなる。そのため、電池電圧を精度良く検出するためには、ＡＤＣ１２０を高精度にする必要が生じ、コスト上昇を招くこととなる。
【０００６】
また、電池電圧検出回路１００では、電池ＢＶ１〜ＢＶ４の電圧を検出する際にオペアンプの入力端子に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ３に電流が流れる。したがって、この電流による電池ＢＶ１〜ＢＶ４の放電を抑制するためには、抵抗Ｒ１，Ｒ３の抵抗は数メガオーム程度の大きなものを用いる必要がある。また、電池ＢＶ１〜ＢＶ４の電圧を精度良く検出するためには、抵抗Ｒ１〜Ｒ４を、抵抗値の電圧依存性が少ないものとする必要がある。このように抵抗値が大きく電圧依存性が少ない抵抗を用いた集積回路を製造する場合、特別な工程を設ける必要が生じ、コスト上昇を招くこととなる。
【０００７】
本発明は上記課題を鑑みてなされたものであり、低コストで高精度に電池の電圧を検出可能な電池電圧検出回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明の電池電圧検出回路は、第１オペアンプと、一端が前記第１オペアンプの一方の入力端子と接続される第１キャパシタと、一端が前記第１オペアンプの出力端子と接続され、他端が前記第１オペアンプの一方の入力端子と接続される第２キャパシタと、一端が前記第１オペアンプの他方の入力端子と接続される第３キャパシタと、一端に基準電圧が印加され、他端が前記第１オペアンプの他方の入力端子と接続される第４キャパシタと、電池の一方の端子の電圧を前記第１キャパシタの他端に印加し、前記電池の他方の端子の電圧を前記第３キャパシタの他端に印加する第１スイッチ回路と、前記電池の一方の端子の電圧が前記第１キャパシタの他端に印加される際に、前記第１キャパシタを流れる過渡電流を通電させる通電回路と、前記過渡電流が流れる間は、前記第１オペアンプの一方の入力端子と、前記第１キャパシタの一端とを電気的に切断し、前記過渡電流が流れた後に、前記第１オペアンプの一方の入力端子と、前記第１キャパシタの一端とを電気的に接続する第２スイッチ回路と、前記第２及び第４キャパシタを放電させる放電回路と、前記第１オペアンプの一方の入力端子と、前記第１キャパシタの一端とが電気的に接続され、前記第２及び第４キャパシタが放電された後に、前記電池の他方の端子の電圧を前記第１キャパシタの他端に印加する第３スイッチ回路と、を備え、前記電池の他方の端子の電圧が前記第１キャパシタの他端に印加された後の前記第１オペアンプの出力端子の電圧に基づいて前記電池の電圧を検出することとする。
【発明の効果】
【０００９】
低コストで高精度に電池の電圧を検出可能な電池電圧検出回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
図１は、本発明の一実施形態である電池電圧検出回路の構成を示す図である。電池電圧検出回路１０は、オペアンプ２０，２１、キャパシタＣ１〜Ｃ４、スイッチＳＷ０Ｐ〜ＳＷ３Ｐ，ＳＷ５Ｐ，ＳＷ６Ｐ，ＳＷ０Ｍ〜ＳＷ６Ｍ，ＳＷ７，ＳＷ８Ｍ，ＳＷＡＭ，ＳＷＡＰ，ＳＷＧＭ，ＳＷＧＰ、電源３０〜３２、スイッチ制御回路３５、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ４１〜４５、電流源４７、コンパレータ５０、カウンタ５１を含んで構成されている。
【００１１】
オペアンプ２０は、各電池ＢＶ１〜ＢＶ４の電圧に応じた出力電圧ＶOUTを出力する回路であり、−入力端子にはキャパシタＣ１がスイッチＳＷＡＭを介して接続されており、＋入力端子にはキャパシタＣ３がスイッチＳＷＡＰを介して接続されている。このように、オペアンプ２０には直流電圧が印加されないため、オペアンプ２０を高耐圧とする必要がない。
【００１２】
電源３０〜３２は、基準電圧ＶREF1〜ＶREF3を出力する電源回路であり、本実施形態では、ＶREF1＝０．８Ｖ、ＶREF2＝０．６Ｖ、ＶREF3＝２．４Ｖであることとする。また、オペアンプ２１は、電源３０から出力される基準電圧ＶREF1を出力端子から出力するバッファ回路として用いられている。
【００１３】
スイッチ制御回路３５は、端子ＳＷを介してマイコン６０から入力される信号に基づいて、スイッチＳＷ０Ｐ〜ＳＷ３Ｐ，ＳＷ５Ｐ，ＳＷ６Ｐ，ＳＷ０Ｍ〜ＳＷ６Ｍ，ＳＷ７，ＳＷ８Ｍ，ＳＷＡＭ，ＳＷＡＰ，ＳＷＧＭ，ＳＷＧＰのオンオフを制御する。なお、スイッチ制御回路３５と同等の機能をソフトウェアにより実現することも可能である。
【００１４】
コンパレータ５０は、オペアンプ２０から出力される出力電圧ＶOUTと、電源３２から出力される基準電圧ＶREF2との比較結果を示す信号ＣＭＰを出力する。本実施形態では、出力電圧ＶOUTが基準電圧ＶREF2より高い場合に信号ＣＭＰがＨレベルとなり、出力電圧ＶOUTが基準電圧ＶREF2より低い場合に信号ＣＭＰがＬレベルとなることとする。
【００１５】
カウンタ５１は、各電池ＢＶ１〜ＢＶ４の電圧に応じたカウント値ＣＮＴを出力する回路であり、スイッチ制御回路３５から出力される信号ＣＨＧ、コンパレータ５０から出力される信号ＣＭＰ、例えばＲＣ発振回路等により生成される所定周波数のクロック信号ＣＬＫが入力されている。そして、カウンタ５１は、信号ＣＨＧがＬレベルからＨレベルに変化するとクロック信号ＣＬＫに基づいてカウント値ＣＮＴのカウントアップを開始し、信号ＣＭＰがＨレベルからＬレベルに変化するとカウントを停止する。
【００１６】
なお、本実施形態においては、キャパシタＣ１〜Ｃ４の容量をＣ１〜Ｃ４と表すこととする。また、Ｃ１／Ｃ２＝Ｃ３／Ｃ４の関係が成り立っていることとする。また、キャパシタＣ１〜Ｃ４がそれぞれ本発明の第１〜第４キャパシタに相当する。また、スイッチＳＷ０Ｐ〜ＳＷ３Ｐ，ＳＷ１Ｍ〜ＳＷ４Ｍ，ＳＷ６Ｍ，ＳＷ６Ｐが本発明の第１スイッチ回路に相当し、スイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰが本発明の第２スイッチ回路に相当し、スイッチＳＷ７が本発明の第３スイッチ回路に相当する。また、スイッチＳＷ５Ｍ，ＳＷ５Ｐが本発明の放電回路に相当する。さらに、スイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰが本発明の通電回路に相当する。そして、スイッチＳＷＧＭが本発明の第４スイッチ回路に相当し、スイッチＳＷＧＰが本発明の第５スイッチ回路に相当する。
【００１７】
ここで、電池ＢＶ１〜ＢＶ４にリチウムイオン電池を用いる場合を想定すると、満充電時における各電池ＢＶ１〜ＢＶ４の両端間の電圧ＶBV1〜ＶBV4は４．５Ｖ近くに達する。設計上の余裕を考慮して各電池ＢＶ１〜ＢＶ４の電圧ＶBV1〜ＶBV4を５Ｖとすると、直列に接続された電池ＢＶ１〜ＢＶ４全体では２０Ｖの電圧を発生することとなり、キャパシタＣ１，Ｃ３は高耐圧とする必要がある。そこで、本実施形態では、一般的に電圧依存性の少ない配線容量によりキャパシタＣ１〜Ｃ４を構成している。
【００１８】
次に、電池電圧検出回路１０の動作について説明する。図２は、電池電圧検出回路１０の動作の一例を示すタイミングチャートである。なお、端子Ｖ１〜Ｖ４に印加される電圧を、それぞれＶ１〜Ｖ４と表すこととする。また、電池ＢＶ１〜ＢＶ４の電圧を、それぞれＶBV1〜ＶBV4と表すこととする。また、図２において、スイッチＳＷ０Ｐ〜ＳＷ３Ｐ，ＳＷ５Ｐ，ＳＷ６Ｐ，ＳＷ０Ｍ〜ＳＷ６Ｍ，ＳＷ７，ＳＷ８Ｍ，ＳＷＡＭ，ＳＷＡＰ，ＳＷＧＭ，ＳＷＧＰは、Ｈレベルがオン状態、Ｌレベルがオフ状態であることとする。なお、図２に示す期間においては、スイッチＳＷ２Ｐ，ＳＷ３Ｍ，ＳＷ３Ｐ，ＳＷ４Ｍはオフとなっている。
【００１９】
まず、時刻Ｔ１に、スイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰ，ＳＷ０Ｍ，ＳＷ０Ｐ，ＳＷ５Ｍ，ＳＷ５Ｐ，ＳＷ６Ｐ，ＳＷ６Ｍがオン、スイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰ，ＳＷ１Ｐ〜ＳＷ３Ｐ，ＳＷ１Ｍ〜ＳＷ４Ｍ，ＳＷ７，ＳＷ８Ｍがオフとなる。
【００２０】
このとき、スイッチＳＷ５Ｍ，ＳＷ５Ｐがオンであるため、オペアンプ２０はゲイン１のアンプとなり、＋入力端子に印加される基準電圧ＶREF1＝０．８Ｖが出力電圧ＶOUTとして出力される。また、スイッチＳＷ５Ｍ，ＳＷ５Ｐがオンとなることにより、キャパシタＣ２，Ｃ４は放電される。
【００２１】
そして、スイッチ０Ｍ，ＳＷ６Ｍ，ＳＷＧＭがオンであるため、キャパシタＣ１の両端間の電圧ＶC1はＶC1＝０Ｖとなる。同様に、スイッチＳＷ０Ｐ，ＳＷ６Ｐ，ＳＷＧＰがオンであるため、キャパシタＣ３の両端間の電圧ＶC3はＶC3＝０Ｖとなる。
【００２２】
その後、時刻Ｔ２にスイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰがオフとなり、時刻Ｔ３にスイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰがオンとなる。このとき、キャパシタＣ１のスイッチＳＷＡＭ側の端子の電圧が０Ｖから０．８Ｖに変化し、出力電圧ＶOUTに基準電圧ＶREF1（０．８Ｖ）に応じた過渡応答が発生する。ただし、電圧変化量が０．８Ｖと小さいため、例えば、電圧変化量が、基準電圧ＶREF3（２．４Ｖ）や各電池ＢＶ１〜ＢＶ４の電圧（５Ｖ程度）である場合と比較して、過渡応答の期間は短いものとなる。
【００２３】
その後、時刻Ｔ４にスイッチＳＷ５Ｍ，ＳＷ５Ｐ，ＳＷ６Ｍがオフとなり、時刻Ｔ５にスイッチＳＷ７がオンとなる。このとき、キャパシタＣ１に印加される電圧は変化しないため、キャパシタＣ１，Ｃ２の両端間の電圧及び出力電圧ＶOUTは変化しない。
【００２４】
そして、時刻Ｔ６にスイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰがオフとなり、時刻Ｔ７にスイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰがオンとなる。続いて、時刻Ｔ８に、スイッチＳＷ０Ｍ，ＳＷ０Ｐ，ＳＷ７がオフとなり、信号ＣＨＧがＨレベルになる。信号ＣＨＧがＨレベルになることにより、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ４５がオフとなり、電流源４７が生成する電流に応じた定電流がＰチャネルＭＯＳＦＥＴ４４からキャパシタＣ２、オペアンプ２０の出力端子に向かって流れることとなる。この定電流によってキャパシタＣ２に蓄積された電荷が定速度で放電され、出力電圧ＶOUTが定速度で降下していく。また、信号ＣＨＧがＨレベルになることにより、カウンタ５１はクロック信号ＣＬＫに基づいてカウント値ＣＮＴのカウントアップを開始する。
【００２５】
その後、時刻Ｔ９に出力電圧ＶOUTがコンパレータ５０の−入力端子に印加される基準電圧ＶREF2の０．６Ｖより低くなると、コンパレータ５０の出力信号ＣＭＰがＬレベルに変化し、カウンタ５１がカウントを停止する。これにより、マイコン６０では、時刻Ｔ８からＴ９までの時間Ｔ0Vを計測することができる。そして、計測された時間Ｔ0Vが、接地電圧ＶSS（＝０Ｖ）に応じた時間となる。そして、時刻Ｔ１０に、信号ＣＨＧがＬレベルに変化すると、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ４５がオンとなり、定電流によるキャパシタＣ２の放電が停止される。
【００２６】
なお、時間Ｔ0Vが計測されている間、スイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰがオフ、スイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰがオンとなっている。そのため、スイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰからキャパシタＣ１，Ｃ３側の回路によるキャパシタＣ２，Ｃ４の電荷への影響を抑制することが可能となり、電圧の検出精度を高めることが可能となる。
【００２７】
さらに、時刻Ｔ１０に、ＳＷ０Ｐ，ＳＷ５Ｍ，ＳＷ５Ｐ，ＳＷ６Ｍ，ＳＷ８Ｍがオンとなる。そして、スイッチＳＷ５Ｍ，ＳＷ５Ｐがオンとなることにより、出力電圧ＶOUTが基準電圧ＶREF1＝０．８Ｖとなるとともに、コンパレータ５０の出力信号ＣＭＰがＨレベルとなる。スイッチＳＷ８Ｍ，ＳＷＧＭがオンであるため、電源３１からキャパシタＣ１を通ってスイッチＳＷＧＭに流れる電流Ｉ１（過渡電流）によってキャパシタＣ１が充電され、キャパシタＣ１の両端間の電圧ＶC1はＶC1＝ＶREF3となる。なお、スイッチＳＷＡＭがオフであるため、電流Ｉ１はオペアンプ２０の出力端子には流れ込まず、電流Ｉ１による過渡応答が出力電圧ＶOUTに現れることがない。また、スイッチＳＷ０Ｐ，ＳＷ６Ｐ，ＳＷＧＰがオンであるため、キャパシタＣ３の電圧ＶC3はＶC3＝０Ｖとなる。
【００２８】
キャパシタＣ１の充電が完了して電流Ｉ１が流れなくなると、時刻Ｔ１１にスイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰがオフとなり、時刻Ｔ１２にスイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰがオンとなる。このとき、キャパシタＣ１のスイッチＳＷＡＭ側の端子の電圧が０Ｖから０．８Ｖに変化し、キャパシタＣ１の電圧ＶC1はＶC1＝ＶREF3−ＶREF1なり、出力電圧ＶOUTに基準電圧ＶREF1（０．８Ｖ）に応じた過渡応答が発生する。ただし、電圧変化量が０．８Ｖと小さいため、例えば、電圧変化量が、基準電圧ＶREF3（２．４Ｖ）や各電池ＢＶ１〜ＢＶ４の電圧（５Ｖ程度）である場合と比較して、過渡応答の期間は短いものとなる。
【００２９】
なお、スイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰをオフとするタイミングは、スイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰがオンとなってから所定時間後としても良いし、スイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰに流れる電流を検出する電流検出回路を設け、スイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰに電流が流れていないことを検出した後としても良い。
【００３０】
その後、時刻Ｔ１３にスイッチＳＷ５Ｍ，ＳＷ５Ｐ，ＳＷ８Ｍがオフとなり、時刻Ｔ１４にスイッチＳＷ７がオンとなる。これにより、キャパシタＣ１の他端に接地電圧ＶSS（０Ｖ）が印加され、オペアンプ２０の出力端子からキャパシタＣ２、スイッチＳＷＡＭ、キャパシタＣ１、スイッチＳＷ７、スイッチＳＷ０Ｐ、端子ＶSSに向かって電流が流れ、キャパシタＣ２に電荷が蓄積されて出力電圧ＶOUTが上昇する。
【００３１】
キャパシタＣ１の電荷が安定すると、時刻Ｔ１５にスイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰがオフとなり、時刻Ｔ１６にスイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰがオンとなる。キャパシタＣ１の電荷が安定した状態においては、ＶC1＝ＶSS−ＶREF1となっている。したがって、キャパシタＣ１の電荷ＱC1の変化量ΔＱC1は、ΔＱC1＝（ＶREF3−ＶREF1）・Ｃ１−（ＶSS−ＶREF1）・Ｃ１＝ＶREF3・Ｃ１となる。そして、キャパシタＣ２にも、ΔＱC1と同量の電荷がキャパシタＣ２に蓄積されるため、キャパシタＣ２の電荷ＱC2は、ＱC2＝ＶREF3・Ｃ１となる。そのため、キャパシタＣ２の両端間の電圧ＶC2は、ＶC2＝ＶREF3・Ｃ１／Ｃ２となり、出力電圧ＶOUTは、ＶOUT＝ＶREF1＋ＶC2＝ＶREF1＋ＶREF3・Ｃ１／Ｃ２となる。
【００３２】
続いて、時刻Ｔ１７に、スイッチＳＷ０Ｐ，ＳＷ７がオフとなり、信号ＣＨＧがＨレベルになる。信号ＣＨＧがＨレベルになることにより、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ４５がオフとなり、電流源４７が生成する電流に応じた定電流がＰチャネルＭＯＳＦＥＴ４４からキャパシタＣ２、オペアンプ２０の出力端子に向かって流れることとなる。この定電流によってキャパシタＣ２に蓄積された電荷が定速度で放電され、出力電圧ＶOUTが定速度で降下していく。また、信号ＣＨＧがＨレベルになることにより、カウンタ５１はクロック信号ＣＬＫに基づいてカウント値ＣＮＴのカウントアップを開始する。
【００３３】
その後、時刻Ｔ１８に出力電圧ＶOUTがコンパレータ５０の−入力端子に印加される基準電圧ＶREF2の０．６Ｖより低くなると、コンパレータ５０の出力信号ＣＭＰがＬレベルに変化し、カウンタ５１がカウントを停止する。これにより、マイコン６０では、時刻Ｔ１７から時刻Ｔ１８までの時間ＴREF3を計測することができる。そして、時刻Ｔ１９に、信号ＣＨＧがＬレベルに変化すると、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ４５がオンとなり、定電流によるキャパシタＣ２の放電が停止される。
【００３４】
なお、時間ＴREF3が計測されている間、スイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰがオフ、スイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰがオンとなっている。そのため、スイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰからキャパシタＣ１，Ｃ３側の回路によるキャパシタＣ２，Ｃ４の電荷への影響を抑制することが可能となり、電圧の検出精度を高めることが可能となる。
【００３５】
さらに、時刻Ｔ１９にスイッチＳＷ１Ｍ，ＳＷ０Ｐ，ＳＷ５Ｍ，ＳＷ５Ｐ，ＳＷ６Ｍがオンとなる。そして、スイッチＳＷ５Ｍ，ＳＷ５Ｐがオンとなることにより、出力電圧ＶOUTが基準電圧ＶREF1＝０．８Ｖとなるとともに、コンパレータ５０の出力信号ＣＭＰがＨレベルとなる。そして、スイッチＳＷ１Ｍ，ＳＷ６Ｍ，ＳＷＧＭがオンであるため、端子Ｖ１からキャパシタＣ１を通ってスイッチＳＷＧＭに流れる電流Ｉ１（過渡電流）によってキャパシタＣ１が充電され、キャパシタＣ１の両端間の電圧ＶC1はＶC1＝Ｖ１となる。なお、スイッチＳＷＡＭがオフであるため、電流Ｉ１はオペアンプ２０の出力端子には流れ込まず、電流Ｉ１による過渡応答が出力電圧ＶOUTに現れることがない。また、スイッチＳＷ０Ｐ，ＳＷ６Ｐ，ＳＷＧＰがオンであるため、キャパシタＣ３の両端間の電圧ＶC3はＶC3＝０Ｖとなる。
【００３６】
キャパシタＣ１の充電が完了して電流Ｉ１が流れなくなると、時刻Ｔ２０にスイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰがオフとなり、時刻Ｔ２１にスイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰがオンとなる。このとき、キャパシタＣ１のスイッチＳＷＡＭ側の端子の電圧が０Ｖから０．８Ｖに変化し、キャパシタＣ１の電圧ＶC1はＶC1＝Ｖ１−ＶREF1なり、出力電圧ＶOUTに基準電圧ＶREF1（０．８Ｖ）に応じた過渡応答が発生する。ただし、時刻Ｔ１２の場合と同様に、電圧変化量が０．８Ｖと小さいため、過渡応答の期間は短いものとなる。
【００３７】
その後、時刻Ｔ２２にスイッチＳＷ５Ｍ，ＳＷ５Ｐ，ＳＷ６Ｍがオフとなり、時刻Ｔ２３にスイッチＳＷ７がオンとなる。これにより、キャパシタＣ１の他端に接地電圧ＶSS（０Ｖ）が印加され、オペアンプ２０の出力端子からキャパシタＣ２、スイッチＳＷＡＭ、キャパシタＣ１、スイッチＳＷ７、スイッチＳＷ０Ｐ、端子ＶSSに向かって電流が流れ、電圧ＶBV1に応じた電荷がキャパシタＣ２に蓄積される。
【００３８】
そして、時刻Ｔ２４にスイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰがオフとなり、時刻Ｔ２５にスイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰがオンとなる。さらに、時刻Ｔ２６にＳＷ０Ｐ，ＳＷ１Ｍ，ＳＷ７がオフとなり、信号ＣＨＧがＨレベルになる。信号ＣＨＧがＨレベルになることにより、キャパシタＣ２に蓄積された電荷が定速度で放電され、出力電圧ＶOUTが定速度で降下していく。そして、時刻Ｔ２７に、出力電圧ＶOUTが基準電圧ＶREF2より低くなると、コンパレータ５０の出力信号ＣＭＰがＬレベルに変化し、カウンタ５１がカウントを停止する。これにより、マイコン６０では、時刻Ｔ２６からＴ２７までの時間ＴBV1を計測することができる。
【００３９】
そして、マイコン６０は、カウンタ５１により計測されたＴ0V，ＴREF3，ＴBV1に基づいて、電池ＢＶ１の電圧ＶBV1を求めることができる。具体的には、ＴREF3からＴ0Vを差し引いた時間が、電圧ＶREF3に応じた時間であり、ＴBV1からＴ0Vを差し引いた時間が、電圧ＶBV1に応じた時間となっている。したがって、ＶBV1／ＶREF3＝（ＴBV1−Ｔ0V）／（ＴREF3−Ｔ0V）の関係が成立し、ＶBV1＝｛（ＴBV1−Ｔ0V）／（ＴREF3−Ｔ0V）｝ＶREF3となる。
【００４０】
このように、基準電圧ＶREF3の場合のカウント値ＴREF3と電池ＢＶ１の電圧ＶBV1の場合のカウント値ＴBV1との対比により電圧ＶBV1を求めることにより、電池電圧の検出精度を高めることができる。例えば、クロック信号ＣＬＫがＲＣ発振回路等の精度の低い回路により生成される場合、カウンタ５１で計測されたＴBV1のみに基づいて電池ＢＶ１の電圧ＶBV1を求めることとすると、温度変化等によるクロック周波数の変化の影響により電圧ＶBV1の検出精度が低下してしまう。そこで、本実施形態に示すように、所定の基準電圧ＶREF3の場合のカウント値ＴREF3と対比させることにより、クロック周波数の変化による影響を打ち消し、電池の電圧を高精度に検出することが可能となる。
【００４１】
さらに、時刻Ｔ２８にスイッチＳＷ２Ｍ，ＳＷ１Ｐ，ＳＷ５Ｍ，ＳＷ５Ｐ，ＳＷ６Ｍがオンとなる。そして、スイッチＳＷ５Ｍ，ＳＷ５Ｐがオンとなることにより、出力電圧ＶOUTが基準電圧ＶREF1＝０．８Ｖとなるとともに、コンパレータ５０の出力信号ＣＭＰがＨレベルとなる。そして、スイッチＳＷ２Ｍ，ＳＷ６Ｍ，ＳＷＧＭがオンであるため、端子Ｖ２からキャパシタＣ１を通ってスイッチＳＷＧＭに流れる電流Ｉ１（過渡電流）によってキャパシタＣ１が充電され、キャパシタＣ１の両端間の電圧ＶC1はＶC1＝Ｖ２となる。なお、スイッチＳＷＡＭがオフであるため、電流Ｉ１はオペアンプ２０の出力端子には流れ込まず、電流Ｉ１による過渡応答が出力電圧ＶOUTに現れることがない。また、スイッチＳＷ１Ｐ，ＳＷ６Ｐ，ＳＷＧＰがオンであるため、端子Ｖ１からキャパシタＣ３を通ってスイッチＳＷＧＰに流れる電流Ｉ２（過渡電流）によってキャパシタＣ３が充電され、キャパシタＣ３の両端間の電圧ＶC3はＶC3＝Ｖ１となる。なお、スイッチＳＷＡＰがオフであるため、電流Ｉ２はオペアンプ２１の出力端子には流れ込まず、オペアンプ２１の出力端子から出力される基準電圧ＶREF1に過渡応答が現れることがない。
【００４２】
キャパシタＣ１，Ｃ２の充電が完了して電流Ｉ１，Ｉ２が流れなくなると、時刻Ｔ２９にスイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰがオフとなり、時刻Ｔ３０にスイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰがオンとなる。このとき、キャパシタＣ１のスイッチＳＷＡＭ側の端子の電圧が０Ｖから０．８Ｖに変化し、キャパシタＣ１の両端間の電圧ＶC1はＶC1＝Ｖ２−ＶREF1なり、出力電圧ＶOUTに基準電圧ＶREF1（０．８Ｖ）に応じた過渡応答が発生する。同様に、キャパシタＣ３のスイッチＳＷＡＰ側の端子の電圧が０Ｖから０．８Ｖに変化し、キャパシタＣ３の両端間の電圧ＶC3はＶC3＝Ｖ１−ＶREF1なり、オペアンプ２１の出力に、基準電圧ＶREF1（０．８Ｖ）に応じた過渡応答が発生する。ただし、時刻Ｔ１２の場合と同様に、電圧変化量が０．８Ｖと小さいため、過渡応答の期間は短いものとなる。
【００４３】
その後、時刻Ｔ３１にスイッチＳＷ５Ｍ，ＳＷ５Ｐ，ＳＷ６Ｍがオフとなり、時刻Ｔ３２にスイッチＳＷ７がオンとなる。これにより、キャパシタＣ１の他端に電圧Ｖ１が印加され、オペアンプ２０の出力端子からキャパシタＣ２、スイッチＳＷＡＭ、キャパシタＣ１、スイッチＳＷ７、スイッチＳＷ１Ｐ、端子Ｖ１に向かって電流が流れ、電圧ＶBV2（＝Ｖ２−Ｖ１）に応じた電荷がキャパシタＣ２に蓄積され、電圧ＶBV2が検出されることとなる。以後同様の処理により、電圧ＶBV3，電圧ＶBV4が検出される。
【００４４】
ここで、電池ＢＶ１〜ＢＶ４を例えばノートＰＣの駆動電源として用いる場合、処理負荷の増大時等に電圧Ｖ１〜Ｖ４が同時に同程度降下することがある。例えば、時刻Ｔ３２にキャパシタＣ２の充電が開始されて出力電圧ＶOUTが安定した後に、電圧Ｖ１がＶ１'に降下する現象が生じたとする。これにより、キャパシタＣ１の他端に印加される電圧がＶ１からＶ１'に降下するため、オペアンプ２０の出力端子からキャパシタＣ２、スイッチＳＷＡＭ，キャパシタＣ１、スイッチＳＷ７、スイッチＳＷ１Ｐ、端子Ｖ１に向かって電流がさらに流れる。また、キャパシタＣ３の他端に印加される電圧もＶ１からＶ１'に降下するため、オペアンプ２１の出力端子からキャパシタＣ４、スイッチＳＷＡＰ，キャパシタＣ３、スイッチＳＷ６Ｐ、スイッチＳＷ１Ｐ、端子Ｖ１に向かって電流が流れる。
【００４５】
このとき、キャパシタＣ３の電荷ＱC3の変化量ΔＱC3は、ΔＱC3＝（Ｖ１−Ｖ１'）・Ｃ３となる。そして、ΔＱC3と同量の電荷がキャパシタＣ４に蓄積されるため、キャパシタＣ４の電荷ＱC4は、ＱC4＝（Ｖ１−Ｖ１'）・Ｃ３となる。そのため、キャパシタＣ４の両端間の電圧ＶC4は、ＶC4＝（Ｖ１−Ｖ１'）・Ｃ３／Ｃ４となり、オペアンプ２０の＋入力端子に印加される電圧Ｖ+は、ＶREF1−ＶC4となる。また、キャパシタＣ１の電荷ＱC1の変化量ΔＱC1は、ΔＱC1＝（Ｖ１−Ｖ１'）・Ｃ１となる。そして、ΔＱC1と同量の電荷がキャパシタＣ２にさらに蓄積されるため、キャパシタＣ２の電荷ＱC2は、ＱC2＝（Ｖ２−Ｖ１）・Ｃ１＋（Ｖ１−Ｖ１'）・Ｃ１＝（Ｖ２−Ｖ１'）・Ｃ１となる。そのため、キャパシタＣ２の両端間の電圧ＶC2は、ＶC2＝（Ｖ２−Ｖ１'）・Ｃ１／Ｃ２となる。また、オペアンプ２０の−入力端子に印加される電圧Ｖ-は、Ｖ-＝Ｖ+＝ＶREF1−ＶC4＝ＶREF1−（Ｖ１−Ｖ１'）・Ｃ３／Ｃ４となる。したがって、オペアンプ２０の出力電圧ＶOUTは、ＶOUT＝ＶREF1−（Ｖ１−Ｖ１'）・Ｃ３／Ｃ４＋（Ｖ２−Ｖ１'）・Ｃ１／Ｃ２＝ＶREF1＋（Ｖ２−Ｖ１）・Ｃ１／Ｃ２＝ＶREF1＋ＶBV4・Ｃ１／Ｃ２となり、電圧Ｖ１の降下の影響を受けていないことがわかる。
【００４６】
つまり、電圧Ｖ１〜Ｖ４が同時に同程度降下したとしても、スイッチＳＷ７がオンとなっていることにより、オペアンプ２０の±入力端子の電圧の変化量が同程度となり、出力電圧ＶOUTは変化せず、タイミングによらず高精度に電池の電圧を検出することが可能となる。
【００４７】
なお、電池ＢＶ１〜ＢＶ４の電圧を検出する順序は、ＶBV1，ＶBV2，ＶBV3，ＶBV4の順に限られず、任意の順とすることができる。そして、電圧の検出順序によっては、スイッチＳＷ１Ｍ〜ＳＷ４Ｍ，ＳＷ０Ｐ〜ＳＷ３Ｐがオンになるタイミングで、キャパシタＣ１，Ｃ２に印加される電圧が降下する場合がある。このような場合においても、スイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰをオンとし、スイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰをオフとし、キャパシタＣ１，Ｃ３を流れる過渡電流をスイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰに通電させることにより、オペアンプ２０，２１の出力端子の過渡応答を抑制することが可能となる。
【００４８】
以上、本発明の実施形態について説明した。前述したように電池電圧検出回路１０では、オペアンプ２０を用いて差動増幅するために、抵抗ではなくキャパシタＣ１〜Ｃ４を用いている。したがって、オペアンプ２０に電池ＢＶ１〜ＢＶ４の直流電圧が印加されず、オペアンプ２０を高耐圧とする必要がない。そして、キャパシタＣ１〜Ｃ４の容量比を調整することで出力電圧ＶOUTの電圧レベルを高くすることもできるため、高精度のＡＤコンバータを用いる必要もない。したがって、低コストで高精度に電池電圧を検出することが可能となる。また、例えば処理負荷の増大等により電圧Ｖ１〜Ｖ４が同時に同程度降下したとしても、スイッチＳＷ７がオンとなっていることにより、オペアンプ２０の±入力端子の電圧の変化量が同じとなる。そのため、このような場合に出力電圧ＶOUTが変化せず、高精度に電池電圧を検出することが可能となる。
【００４９】
さらに、スイッチ５Ｍがオンの状態でキャパシタＣ１に電圧Ｖ１〜Ｖ４が印加される際には、スイッチＳＷＡＭがオフとなり、スイッチＳＷＧＭがオンとなっている。したがって、キャパシタＣ１に流れる電流によってオペアンプ２０の出力に過渡応答が現れることを抑制することができる。なお、スイッチＳＷＧＭをオフ、スイッチＳＷＡＭをオンとする際に、基準電圧ＶREF1の電圧レベルに応じて過渡応答が現れるが、電池の電圧と比較して低レベルであるため過渡応答の期間は短いものである。そのため、電池電圧の検出結果を得るまでの時間を短くすることができる。
【００５０】
また、スイッチＳＷ５Ｐがオンの状態でキャパシタＣ３に電圧ＶSS〜Ｖ３が印加される際には、スイッチＳＷＡＰがオフとなり、スイッチＳＷＧＰがオンとなっている。したがって、キャパシタＣ３に流れる電流によってオペアンプ２１の出力に過渡応答が現れることを抑制することができる。なお、スイッチＳＷＧＰをオフ、スイッチＳＷＡＰをオンとする際に、基準電圧ＶREF1の電圧レベルに応じて過渡応答が現れるが、電池の電圧と比較して低レベルであるため過渡応答の期間は短いものである。そのため、電池電圧の検出結果を得るまでの時間を短くすることができる。なお、オペアンプ２１を設けることにより、キャパシタＣ１側とキャパシタＣ３側とが対称な構成となり、電池電圧の検出精度を向上させることができる。
【００５１】
また、電池の電圧に応じた電荷がキャパシタＣ２に蓄積された後に、スイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰがオフとなることにより、スイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰからキャパシタＣ１，Ｃ３側の回路によってキャパシタＣ２の電荷が影響されることを抑制し、電池電圧の検出精度を高めることができる。
【００５２】
そして、スイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰがオフとなった後に、スイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰがオンとなってキャパシタＣ１，Ｃ３の一端が所定レベルとなることにより、スイッチＳＷＡＭ，ＳＷＡＰからキャパシタＣ１，Ｃ３側の回路が安定し、キャパシタＣ２の電荷への影響をさらに抑制することが可能となる。
【００５３】
なお、上記実施形態は本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得ると共に、本発明にはその等価物も含まれる。
【００５４】
例えば、本実施形態では、キャパシタＣ１，Ｃ３に流れる過渡電流を通電させるための通電回路として、スイッチＳＷＧＭ，ＳＷＧＰを用いることとしたが、通電回路はこれに限られず、ダイオード等を用いることも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明の第１実施形態である電池電圧検出回路の構成を示す図である。
【図２】電池電圧検出回路の動作の一例を示すタイミングチャートである。
【図３】電池電圧検出回路の一般的な構成を示す図である。
【符号の説明】
【００５６】
１０  電池電圧検出回路
２０，２１  オペアンプ
Ｃ１〜Ｃ４  キャパシタ
３０〜３２  電源
３５  スイッチ制御回路
４１〜４５  ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
４７  電流源
５０  コンパレータ
５１  カウンタ
６０  マイコン
ＳＷ０Ｐ〜ＳＷ３Ｐ  スイッチ
ＳＷ０Ｍ〜ＳＷ４Ｍ  スイッチ
ＳＷ５Ｍ，ＳＷ５Ｐ，ＳＷ６Ｍ，ＳＷ６Ｐ，ＳＷ７，ＳＷ８Ｍ  スイッチ
ＳＷＧＭ，ＳＷＧＰ，ＳＷＡＭ，ＳＷＡＰ  スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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