(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直接シーケンススペクトル拡散、符号分割多重アクセスシステムに使用されるスペクトル拡散通信装置であって、スペクトル拡散信号を形成するために、記号が、前記記号の記号速度よりも実質上大きなチップ速度で擬似雑音基準シーケンスによって拡散され、前記スペクトル拡散信号はキャリア上で変調され且つ前記変調されたスペクトル拡散信号の多重経路成分を生成する傾向がある空気界面上で伝送されるものであり、前記スペクトル拡散通信装置は、
前記変調されたスペクトル拡散信号（ｓ（ｔ））を受信する受信器前端手段と、
前記受信された、変調されたスペクトル拡散信号（ｓ（ｔ））を復調するキャリア復調手段と、
前記チップ速度を超えるサンプリング速度（１／Ｔｓ）を有するサンプリングを行い、前記復調されたスペクトル拡散信号（ｓＩ（ｔ）、ｓＱ（ｔ））からサンプル（ｓＩ（ｎＴｓ）、ｓＱ（ｎＴｓ））を得るサンプリング手段と、
前記サンプル（ｓＩ（ｎＴｓ）、ｓＱ（ｎＴｓ））から、サブチップ解像度で、前記多重経路成分の経路特性を推定し、前記経路特性における局所極大値（Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３）、及びチップ期間（ｃｐ）内で前記局所極大値に対応するサンプル位置を決定する経路推定器と、
前記経路推定器に接続され、前記サンプル（ｓＩ（ｎＴｓ）、ｓＱ（ｎＴｓ））を受信し、複数の受信器枝路を含むレーキ受信器と、
を備え、前記受信器枝路のそれぞれが、
前記決定されたサンプル位置に基づき、前記サンプル（ｓＩ（ｎＴｓ）、ｓＱ（ｎＴｓ））をサンプリング・ダウンするダウン・サンプラと、
相関値（Ｒ１、Ｒ２、．．．、Ｒｋ）を発生させるために、前記ダウン・サンプルされたサンプルと局所に発生させられる擬似雑音基準シーケンス（ＰＮＩ、ＰＮＱ、ＷＬＳ）とを相関づける相関手段とを備え、
前記レーキ受信器がさらに、
前記相関値（Ｒ１、Ｒ２、．．．、Ｒｋ）のダイバーシティ組合せを行うための組合せ手段と、
前記ダイバーシティ組合せが行われた相関値に基づき、受信された記号値を決定する決定手段と、
前記受信器枝路の通電を独立して制御し、前記経路推定器に接続され、局所極大値が前記経路推定器によって決定されなかった受信器枝路への電力をオフにするための電力制御手段と、を備えているスペクトル拡散通信装置。
【請求項２】
前記ダウン・サンプラは、前記受信器枝路の入力と前記相関手段との間に接続されている制御可能なスイッチング手段と、前記経路推定器から受信したサンプル番号順のリストを記憶するための記憶手段と、チップあたりのサンプルの数をモジュロ計数するモジュロ計数手段と、前記モジュロ計数手段と前記記憶手段との間に接続され、前記計数手段の計数値が記憶されているサンプル数に合致するときに前記スイッチング手段に周期的に閉じるように指令する比較手段とを備えている請求項１に記載のスペクトル拡散通信装置。
【請求項３】
前記受信器枝路は、第一デスプレッダと、乗算器とを含み、前記第一デスプレッダは、前記ダウン・サンプラと前記乗算器の第一入力との間に接続され、前記受信器枝路は、前記第一デスプレッダの入力と前記乗算器の第二入力との間に接続されている位相推定器をさらに含み、前記位相推定器は、前記レーキ受信器に含まれているＰＮ−発生器に接続され、前記ＰＮ−発生器は、前記局所擬似雑音シーケンス（ＰＮＩ、ＰＮＱ、ＷＬＳ）を提供するものである請求項１に記載のスペクトル拡散通信装置。
【請求項４】
前記チップ期間（ｃｐ）内で、前記位相推定器は、前記多重経路成分の組み合わせられた位相を決定し、前記組合せ位相は、前記受信器枝路の出力信号の干渉組合せに使用されるものである請求項１に記載のスペクトル拡散通信装置。
【請求項５】
前記経路推定器は、１チップ期間以上の解像度で多重経路成分を選択するように、前記ＰＮ−発生器に情報を提供するものである請求項３に記載のスペクトル拡散通信装置。
【請求項６】
前記位相推定器は、前記サンプル（ｓＩ（ｎＴｓ）、ｓＱ（ｎＴｓ））の直交成分が供給される第二デスプレッダと、前記第二デスプレッダの第一出力に接続され、位相内位相推定を行う第一フィルタと、前記第二デスプレッダの第二出力に接続され、直交位相推定を行う第二フィルタとを備え、前記第二デスプレッダは、前記ＰＮ−発生器の位相内及び直交出力（ＰＮＩ、ＰＮＱ）及び記号同期入力（ＤＭＰ）にそれぞれ接続されている入力をさらに有するものである請求項３に記載のスペクトル拡散通信装置。
【請求項７】
前記経路推定器は、前記受信されたスペクトル拡散信号（ｓ（ｔ））から同期情報（ｓｙ）を引出し且つ前記局所擬似雑音基準シーケンス（ＰＮＩ、ＰＮＱ）を同期化させ、前記同期情報（ｓｙ）は、１以上のチップ期間によって分離されている多重経路に関係づけられているものである請求項１に記載のスペクトル拡散通信装置。
【請求項８】
第一デスプレッダは、第一乗算器の位相内枝路と、第一コンバイナと、第一集積及びダンプ装置と、第二乗算器の直交枝路と、第二コンバイナと、第二集積及びダンプ装置と、位相内入力及び前記第二コンバイナの入力との間にクロス接続されている第三乗算器と、直交入力及び前記第一コンバイナの入力との間にクロス接続されている第四乗算器とを備えている直交デスプレッダであり、ウォルシュシーケンス及び位相内擬似雑音シーケンス（ＷＬＳ＋ＰＮＩ）のモジュロ２の加算された組合せが前記第一乗算器の入力に供給され、前記ウォルシュシーケンス及び前記位相内擬似雑音シーケンス（ＷＬＳ＋ＰＮＩ）の逆バージョンのモジュロ２の加算された組合せが前記第二乗算器の入力に供給され、前記ウォルシュシーケンス及び直交擬似雑音シーケンス（ＷＬＳ＋ＰＮＱ）のモジュロ２の組合せが前記第三及び第四乗算器の接続されている入力に供給される請求項３に記載のスペクトル拡散通信装置。
【請求項９】
直接シーケンススペクトル拡散、符号分割多重アクセスシステムに使用される受信方法であって、前記システムにおいて、スペクトル拡散信号を形成するために、記号が、前記記号の記号速度よりも実質上大きなチップ速度で擬似雑音基準シーケンスによって拡散され、前記スペクトル拡散信号は、キャリア上で変調され且つ前記変調されたスペクトル拡散信号の多重経路成分を生成する傾向がある空気界面上で伝送されるものであり、前記受信方法は、
前記変調されたスペクトル拡散信号（ｓ（ｔ））を受信し、
前記受信された、変調されたスペクトル拡散信号を復調し、
サンプル（ｓＩ（ｎＴｓ）、ｓＱ（ｎＴｓ））を得るために、前記チップ速度を超えるサンプリング速度（１／Ｔｓ）で、前記復調されたスペクトル拡散信号（ｓＩ（ｔ）、ｓＱ（ｔ））をサンプリングし、
前記サンプル（ｓＩ（ｎＴｓ）、ｓＱ（ｎＴｓ））から、サブチップ解像度で、前記多重経路成分の経路特性を推定し、前記経路特性における局所極大値（Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３）を決定し、かつ、チップ期間（ｃｐ）内で前記局所極大値（Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３）に対応するサンプル位置を決定し、
さらに、複数の並行工程において、
前記決定されたサンプル位置に基づき、前記サンプル（ｓＩ（ｎＴｓ）、ｓＱ（ｎＴｓ））をダウン・サンプリングし、
前記ダウン・サンプリングされたサンプルと擬似雑音基準シーケンス（ＰＮＩ、ＰＮＱ、ＷＬＳ）とを相関づけることによって相関値を発生させ、さらに、
前記相関値（Ｒ１、Ｒ２、．．．、Ｒｋ）のダイバーシティ組合せを行い、
前記ダイバーシティ組合せが行われた相関値に基づき、受信された記号値を決定し、
前記局所極大値が前記経路特性の推定によって決定されなかった前記並行工程の間、電力を制御することを含んでいる受信方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル拡散（spread-spectrum）信号を形成するために、記号が、上記記号の記号速度よりも実質上高いチップ速度で、擬似雑音基準シーケンスによって拡散（spread）され、上記スペクトル拡散信号が、キャリア上で復調され、上記復調されたスペクトル拡散信号の多重経路成分を生成する傾向がある空気界面上で伝送される、直接シーケンススペクトル拡散、符号分割多重アクセスシステムに使用されるスペクトル拡散通信装置に関する。
【０００２】
本発明はさらに、直接シーケンススペクトル拡散、符号分割多重アクセスシステムに使用される受信方法に関する。
【０００３】
【従来の技術】
米国特許番号５、６４８、９８３には、直接シーケンススペクトル拡散（ＤＳＳＳ）、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）システムに使用されるいわゆるレーキ（rake）受信器が開示されている。上記レーキ受信器は、原則としてデジタル記号受信器の整合されたフィルタ型であるが、受信信号の遅延された複製と、局所に発生させられた擬似雑音（ＰＮ）シーケンスのような基準シーケンスとを相関づけるための複数のいわゆるレーキフィンガを備えている。受信信号は、伝送器において発生されたものと同じ擬似雑音シーケンスによってスペクトルでデスプレッド（de-spread）されたデータ信号である。レーキフィンガは、連続的なタップ間の遅延が、いわゆるチップである素子のような擬似雑音シーケンスの素子の持続時間よりも短いタップ遅延線に接続されている。上記レーキフィンガの出力信号は、多重経路を伝播され且つ異なる伝播遅延を受けた信号から干渉加算された信号を得るために組み合わせられ、上記干渉加算された信号は、検出すべき記号の速度で記号検出器へ排除される。原則として、上記タップ遅延線の全遅延は、異なる伝播遅延の遅延拡散の程度である。サンプラは、上記タップ遅延線に受信信号のサンプルを提供するが、サンプリングはサブチップ解像度、すなわちＰＮ−シーケンスのチップ速度よりも高いサンプリング速度で行われる。経路推定器は、レーキ受信器に接続されているが、実際はデコンボルーション技術を使用して、高い解像度で経路インパルス応答を推定することによって、チップ間隔よりも狭い間隔の多重経路成分を分解する。組み合わせる前に、レーキフィンガの出力信号は、位相推定器によって得られた各経路の信号位相の各推定値によって乗算される。従ってこのようなレーキ受信器は、基準シーケンスの１つのチップよりも間隔の狭い経路成分を有する多重経路信号を分解することができるが、受信器の構造は多数のレーキフィンガを備え複雑であるという問題がある。
【０００４】
米国特許番号５、８１８、８６６においては、スペクトル拡散無線通信システムにおいて伝送されるメッセージを受信するために多重伝播遅延を選択するＣＤＭＡレーキ受信器に使用する方法が開示されている。レーキ受信器は複数の受信アーム又はフィンガを備えている。各フィンガは、特定の遅延によって識別される伝播路に沿って信号を受信するためのものであるが、上記遅延は経路推定器によって推定される。各フィンガは、バッファメモリ、複雑な乗算器、及び加算蓄積器によって形成されている相関器を具備し、上記バッファメモリは、複数の受信信号のサンプルを記憶するように構成され、複数のサンプルのバッファの長さは、システムにおいて予測される最大遅延の広がりに対応している。書込み形態において、バッファは送りレジスタのように作動し、一方読取り形態において、バッファは、経路推定器によって推定される遅延に対応するアドレスで読み出される。経路推定器は、受信信号と基準ＰＮ−シーケンスとの間の相関を決める滑り相関器を備えている。上記方法において、受信信号は拡散シーケンスのチップ速度よりも高いサンプリング速度でサンプリングされるので、経路推定器はサブチップ解像度で相対的な伝播遅延に対して、伝播経路の応答の複合振幅を推定することができる。上記方法において、上記フィンガの遅延はそれぞれ第一及び第二リストから選択される。第一リストが多重経路相関ピークの中心サンプルに対応する遅延を含む一方で、第二リストは、中心サンプルに隣接するもので、所定選択しきい値を上回るサンプルに対応する遅延を含む。さらに上記方法において、上記第一リストにおける遅延の数がレーキ受信器のアームの数よりも多い場合、レーキアームの遅延は、評価されたエネルギが一番大きい第一リストから選択される。すべてのレーキアームにおいて遅延を設定するには、第一リストにおける遅延の数が不十分である場合は、追加の遅延が、評価されたエネルギが選択しきい値よりも大きい第二リストから選択される。上記米国特許番号５、６４８、９８３に記載されているように、いわゆる多重経路のダイバーシティ利得はレーキアームから出力信号を干渉追加することによって得られる。従って、上記米国特許番号５、８１８、８６６に開示されている方法において、レーキアーム又はフィンガの数は一定であり、すべてのアームが、上記所定選択しきい値よりも高いエネルギで受信信号のサンプルに対応する遅延に割り当てられている。
【０００５】
上記米国特許番号５、６４８、９８３及び５、８１８、８６６に記載されているようなレーキ受信器は、通常、集積回路（ＩＣ）として実施されるいわゆるベースバンド直接シーケンススペクトル拡散受信器である。コストの観点から、このようなＩＣのチップ面積をできるだけ小さく保つことが非常に望ましい。通常このような受信器は電池によって供給される携帯通信トランシーバの一部なので、受信器が低消費電力を有することで、電池の電力がすぐには消耗しないことがさらに望ましい。
【０００６】
ＴＩＡ／ＥＩＡ中間標準ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５−Ａ、１９９５年５月、６−７〜６−１１、６−１７、６−１８、６−２２〜６−２６、７−１〜７−６、７−１６〜７−２０及び７−２２〜７−２４頁において、無線インターフェースで、ＣＤＭＡ直接シーケンススペクトル拡散信号の送受信ができるような、いわゆるＩＳ−９５移動無線局及び基地局動作の要件が記載されている。６−７頁に、無線基地局によって受信するための逆ＣＤＭＡ経路が記載されている。６−８頁、図６．１．３．１−２において、逆ＣＤＭＡ経路構造が説明されている。７−２頁、図７．１．３．１−１．において、移動基地局によって受信するための順ＣＤＭＡ経路の全体構造が説明されている。逆ＣＤＭＡ経路はアクセス経路及び逆交通経路からなり、これらの経路はすべて、１．２３ＭＨｚの帯域を有する無線経路のようなＣＤＭＡ直接シーケンスＣＤＭＡ技術を使用した同じ周波数無線経路を共有している。各交通経路は明瞭なユーザの長いＰＮ−符号シーケンスによって識別される。逆ＣＤＭＡ経路上で伝送されるデータは２０ｍｓフレームに組み分けされる。逆ＣＤＭＡ経路上のすべてのデータは、コンボルーション符号化及びインタリーブの後、６４進法の直交変調によって変調され、キャリアで伝送する前に直接シーケンス拡散される。図６．１．３．１−２からわかるように、直接シーケンス拡散は、ウォルシュチップのモジュロ２の加算及び上記ユーザの長い符号シーケンスによって行われ、このような直接シーケンス拡散の次に、それぞれ位相内及び直交擬似雑音シーケンスを使用して直交拡散が行われ、直交シーケンスは期間２１５チップで周期的なものである。拡散チップはベースバンド濾波された後、キャリア上で変調される。インタリーブの後、ＩＳ−９５−Ａシステム２８、８００ｓｐｓにおいて、符号記号速度は一定である。６つの符号記号は、伝送のための６４の変調記号の１つとして変調される。６−１７頁に記載されているように、変調記号は、いわゆるウォルシュ機能を使用して発生させた６４の相互に直交している波形の１つである。ＰＮチップ速度は１．２２８８Ｍｃｐｓであり、各ウォルシュチップは４つのＰＮチップによって拡散される。長い符号は移動局に独自である一方で、ウォルシュ直交変調が、所定無線周波数で送信されたＣＤＭＡ経路を識別するために適用される。順ＣＤＭＡ経路構造において、パイロット経路、同期経路、ページング経路及び複数の順交通経路のようなＣＤＭＡ符号経路が区画されるが、上記符号経路は、１．２２８８Ｍｃｐｓの固定されたチップ速度でＰＮシーケンスの直交対を使用し、続いて直接シーケンス拡散が行われる適切なウォルシュ機能によって直交拡散される。順経路の拡散は逆経路における拡散とは異なる。符号経路ゼロは通常パイロット経路に割り当てられるので、移動局は容易にパイロット経路を見つけることができるが、パイロット経路の７５回の繰り返しが２秒毎に生じる。パイロット経路は変調されない経路であって、異なるパイロット経路が、ＣＤＭＡシステムにおけるマスタクロック内の異なるタイミングのオフセットによって識別される。順及び逆経路の両方で、ベースバンド濾波の後、直交信号がキャリアの４つの位相に写像される。
【０００７】
１９８９年度、ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ Ｂｏｏｋ ＣｏｍｐａｎｙによるＪ．Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ著のハンドブック「デジタル通信」の８６２〜８７２頁に、スペクトル拡散システムの時間同期化が記載されているが、この時間同期化は２つの位相、すなわち初期獲得位相及び信号タイミングが最初に得られた後のトラッキング位相に分割されている。時間同期化は、ＰＮ−シーケンスがチップ間隔の小さな区画内に時間同期化されるように正確でなければならない。８６３頁で、初期同期化を確立するための滑り相関器が記載されている。８６７頁、図８．５．５で、ＰＮシーケンスのトラッキングに対して遅延ロックされたループが示されているが、このようなＤＬＬトラッキングは８６８及び８６９頁に記載されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、サブチップ解像度で、受信且つ変調されたスペクトル拡散信号の多重経路成分が効率的に組み合わされ、好ましくは、受信信号における信号／雑音比が最適にされるスペクトル拡散通信装置を提供することである。
【０００９】
本発明の別の目的は、分解された多重経路成分の数が、チップ解像度において、スペクトル拡散通信装置に含まれているレーキ受信器におけるレーキフィンガの数よりも少ない場合に電力が節約されるスペクトル拡散通信装置を提供することである。
【００１０】
本発明のさらに別の目的は、レーキ受信器の単体フィンガに対して、サブチップ分解された多重経路成分を選択的に提供するために、スペクトル拡散通信装置を提供することである。
【００１１】
本発明のさらに別の目的は、単一のレーキフィンガに供給すべきサブチップ分解多重経路成分に基づき、平均位相を推定することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、直接シーケンススペクトル拡散、符号分割多重アクセスシステムに使用されるスペクトル拡散通信装置であって、スペクトル拡散信号を形成するために、記号が、前記記号の記号速度よりも実質上大きなチップ速度で擬似雑音基準シーケンスによって拡散され、前記スペクトル拡散信号はキャリア上で変調され且つ前記変調されたスペクトル拡散信号の多重経路成分を生成する傾向がある空気界面上で伝送されるものであり、前記スペクトル拡散通信装置は、
前記変調されたスペクトル拡散信号（ｓ（ｔ））を受信する受信器前端手段と、
前記受信された、変調されたスペクトル拡散信号（ｓ（ｔ））を復調するキャリア復調手段と、
前記チップ速度を超えるサンプリング速度（１／Ｔｓ）を有するサンプリングを行い、前記復調されたスペクトル拡散信号（ｓＩ（ｔ）、ｓＱ（ｔ））からサンプル（ｓＩ（ｎＴｓ）、ｓＱ（ｎＴｓ））を得るサンプリング手段と、
前記サンプル（ｓＩ（ｎＴｓ）、ｓＱ（ｎＴｓ））から、サブチップ解像度で、前記多重経路成分の経路特性を推定し、前記経路特性における局所極大値（Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３）、及びチップ期間（ｃｐ）内で前記局所極大値に対応するサンプル位置を決定する経路推定器と、
前記経路推定器に接続され、前記サンプル（ｓＩ（ｎＴｓ）、ｓＱ（ｎＴｓ））を受信し、複数の受信器枝路を含むレーキ受信器と、
を備え、前記受信器枝路のそれぞれが、
前記決定されたサンプル位置に基づき、前記サンプル（ｓＩ（ｎＴｓ）、ｓＱ（ｎＴｓ））をサンプリング・ダウンするダウン・サンプラと、
相関値（Ｒ１、Ｒ２、．．．、Ｒｋ）を発生させるために、前記ダウン・サンプルされたサンプルと局所に発生させられる擬似雑音基準シーケンス（ＰＮＩ、ＰＮＱ、ＷＬＳ）とを相関づける相関手段とを備え、
前記レーキ受信器がさらに、
前記相関値（Ｒ１、Ｒ２、．．．、Ｒｋ）のダイバーシティ組合せを行うための組合せ手段と、
前記ダイバーシティ組合せが行われた相関値に基づき、受信された記号値を決定する決定手段と、
前記受信器枝路の通電を独立して制御し、前記経路推定器に接続され、局所極大値が前記経路推定器によって決定されなかった受信器枝路への電力をオフにするための電力制御手段と、を備える。
【００１３】
サブチップ分解された多重経路成分がレーキ受信器の単体のアームに組み合わせられるので、通常、組み合わされた信号の同じ信号／雑音比で、レーキ受信器は公知のレーキ受信器よりも少ないアームを有する。本発明のスペクトル拡散通信装置を集積回路において実施すると、低減された集積回路面積が得られる。このような集積回路は低減されたコストで製造することができる。
【００１４】
使用されないレーキフィンガへの電力は、オフにされることが好ましい。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明によるスペクトル拡散通信装置１のブロック図である。スペクトル拡散通信装置１は直接シーケンス、符号分割多重アクセスシステムに使用され、ここで、スペクトル拡散信号を形成するために、スペクトル拡散通信装置１へ送信すべき記号が、上記記号の記号速度よりも実質上高いチップ速度で、擬似雑音基準シーケンスによって拡散される。このようなスペクトル拡散信号は、キャリア上へ変調され、スペクトル拡散信号の多重経路成分を生成する傾向がある空気界面上で送信される。スペクトル拡散システムは当業において周知である。公知のスペクトル拡散信号は、上記ＴＩＡ／ＥＩＡ中間標準ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５−Ａに記載されているように、狭い帯域のスペクトル拡散システムである。他のスペクトル拡散システムは、現在、世界中の種々の国において標準化されている広帯域スペクトル拡散システムである。スペクトル拡散通信装置１は変調されたスペクトル拡散信号ｓ（ｔ）を受信する。本発明によるスペクトル拡散通信装置１において、送信且つ変調されたスペクトル拡散信号ｓ（ｔ）の受信された多重経路成分は、サブチップ解像度で分解される。スペクトル拡散通信装置１は、変調されたスペクトル拡散信号ｓ（ｔ）を受信するアンテナ３に接続されている受信器前端手段２を備えている。前端手段２は、受信された信号ｓ（ｔ）を濾波且つ増幅するための前端４、及び受信された信号ｓ（ｔ）を復調するための局所発振器６に接続されている混合器５の形状のキャリア復調手段を備えている。原則として、スペクトル拡散通信装置１は信号ｓ（ｔ）を受信するのみの一方向性装置でありうるが、通常は、装置１は両方向性通信装置である。さらに、スペクトル拡散通信装置１は、その電力増幅器８が示されている送信器枝路７を備えている。送信器枝路７は、上記ＴＩＡ／ＥＩＡ中間標準ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５−Ａに記載されているようにスペクトル拡散信号を発生させるように配置することができる。混合器５は、信号ｓＩ（ｔ）及びｓＱ（ｔ）から直交ベースバンドサンプルｓＩ（ｎＴｓ）及びｓＱ（ｎＴｓ）を得るためのサンプリング手段９へ、直交ベースバンド信号ｓＩ（ｔ）及びｓＱ（ｔ）の形で、復調されたスペクトル拡散信号を提供するが、ここでｔは時間であり、ｎは整数であり、１／Ｔｓは受信信号ｓ（ｔ）のチップ速度を超えるサンプリング速度であり、チップは、送信すべき記号が拡散された擬似雑音基準シーケンスの基本素子である。スペクトル拡散通信装置１は、記号が送信された擬似雑音基準シーケンスと同じ局所に発生された擬似雑音シーケンスとサンプルとを相関づけることによって、そのために意図されている記号又はビットを検索することができる。このような相関づけを行うために、さらにそのために意図されている受信且つ変調された信号の多重経路成分を組み合わせるために、スペクトル拡散通信装置１は、レーキ受信器１０及び経路推定器１１を備えている。経路推定器１１は、サブチップ解像度で、サンプルｓＩ（ｎＴｓ）及びｓＱ（ｎＴｓ）から、そのために意図されている多重経路成分の経路特性を推定し、サンプルｓＩ（ｎＴｓ）及びｓＱ（ｎＴｓ）の流れから、どのサンプルを処理すべきかにか関して、レーキ受信器１０の枝路へ情報を提供するが、このような情報は、図１において太線の矢印で示され、以下に説明する。経路特性は、経路推定器１１がこのような相関結果の局所極大値及び対応するサンプル位置を決めるチップ期間内で、相関結果によって表される。スペクトル拡散通信装置１はさらに、記号検出器１２、レーキ受信器１０に接続されている処理器１３、経路推定器１１、及び記号検出器１２を備えている。
【００１６】
図２は本発明によるスペクトル拡散通信装置１におけるレーキ受信器１０のブロック図である。レーキ受信器１０は、複数の受信器枝路、ｋ個のレーキフィンガを備えているが、ここでｋは整数である。レーキフィンガ２０、２１及び２２が示されている。各レーキフィンガ１、２、．．．、ｋの出力信号Ｒ１、Ｒ２、．．．、Ｒｋは、多重経路受信ダイバーシティ組合せ信号Ｓを形成するために、ダイバーシティコンバイナ２３に組み合わされたダイバーシティである。処理器１３は、オフするべき個々のレーキフィンガへの電力を制御することができるので、使用されないレーキフィンガへの電力はオフすることができる。この目的で電力制御線ｐ１、ｐ２、及びｐ３が設けられている。太線の矢印は、図１を参照して説明したように、経路推定器１１からの情報を示す。上記情報は、受信信号ｓ（ｔ）に含まれている擬似乱数基準シーケンスで、レーキフィンガ２０、２１及び２２に供給すべき擬似乱数シーケンスを同期化するための同期化情報を含む。上記ＴＩＡ／ＥＩＡ中間標準ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５−Ａによるスペクトル拡散システムにおいて、２１５のチップの後で反復される基準シーケンスが、同期化を決める。
【００１７】
図３は、本発明によるレーキ受信器１０におけるレーキフィンガ２０を示す。レーキフィンガ２０は、サブチップ解像度で多重経路成分を選択するために、経路推定器１１からダウン・サンプリング情報ＤＳＩを受信し、入力サンプルの流れｓＩ（ｎＴｓ）及びｓＱ（ｎＴｓ）からサンプルが除去されるダウン・サンプラ１１を指示しているダウン・サンプラ３０を備えている。レーキフィンガ２０はさらに、データ・デスプレッダ（de-spreader）３１、局所擬似雑音基準発生器３２、位相推定器３３、及び干渉コンバイナ３４を備え、データ・デスプレッダ３３の出力及び位相推定器３３は、干渉コンバイナ３４において干渉組合せされている。このような干渉組合せは、サブチップ分解された多重経路成分が、破壊的な追加が生じないように、単一のレーキフィンガ２０に組み合わされていることを意味する。サブチップ分解された多重経路成分を干渉組合せするために、位相推定器３３は、レーキフィンガ２０に割り当てられたサブチップ分解された多重経路の組み合わされた位相を推定する。
【００１８】
図４は、本発明によるレーキ受信器１０のレーキフィンガに使用される擬似雑音発生器３２を示す。擬似雑音発生器３２は、位相内及び直交擬似雑音符号ＰＮＩ及びＰＮＱを提供する擬似雑音符号発生器４０、並びにいわゆるウォルシュ符号ＷＬＳを提供するウォルシュ符号発生器４１を備えている。擬似雑音発生器３２はさらに、データ・デスプレッダ３１及び位相推定器３３の読み出しを制御するためのダンプ信号ＤＭＰを提供する。擬似雑音発生器３２は、レーキ受信器１０のために意図された受信信号における擬似雑音基準シーケンスに、局所に発生された基準シーケンスを同期させるように、経路推定器１１によって同期化される。示されている実施例において、レーキ受信器１０は、上記ＩＳ−９５−Ａシステムのような狭帯域ＤＳＳＳ、ＣＤＭＡシステムにおいて発生した信号を処理することができる。上記ＩＳ−９５−Ａシステムにおいて、順及び逆経路の経路構造及び拡散は非常に異なる。ＩＳ−９５−Ａシステムの場合、本発明は順経路に適用されるのみである。レーキ受信器１０において、経路推定器１１から受信された同期化情報ＳＹに基づき、多重経路は、１以上のチップの解像度で分解することができる。擬似雑音発生器３２は容易に適合することができるので、当業者であれば容易に認識するように、レーキ受信器は広帯域ＤＳＳＳ、ＣＤＭＡ信号を処理することができる。
【００１９】
図５は、本発明によるスペクトル拡散通信装置１に使用される経路推定器１１のブロック図である。経路推定器１１は、デスプレッダ５０及びレーキ受信器１０のために意図されている受信信号のみによってデスプレッダ５０の出力で相関ピークが生じるようにデスプレッダ５０を制御する図４に示されているＰＮ符号発生器４０に類似のＰＮ符号発生器５１を備えている。デスプレッド後に、受信信号の直交デスプレッド信号はそれぞれの集積器５２及び５３において集積され、集積されたサンプルはそれぞれの２乗装置５４並びに５５において２乗され、加算器５６において加算される。デスプレッドされた後に加算サンプルは、サブチップ解像度でＰＮ符号シーケンスの位相の関数としての信号振幅の形で、振幅テーブル５７に記憶される。ＩＳ−９５−Ａシステムの場合、ＰＮ符号位相は、（サンプリング手段９の過剰サンプリング計数の２１５倍の）１の解像度で分解される。振幅テーブル５７は、同期化情報ＳＹ及びダウン・サンプリング情報ＤＳＩを提供するための推定制御器５８に接続されている。推定制御器５８はまた、集積器５２及び５３のダンピング及びリセットを決める制御信号ＤＭＰによって、ＰＮ符号発生器５１の位相並びに集積器５２及び５３の集積期間を制御する。推定制御器５８は、振幅テーブルが連続的に更新されるようにＰＮ符号発生器５１を制御する。推定制御器１１は、サブチップ解像度及び１以上のチップの解像度で最大値が検索されるという点において振幅テーブル５７を分析し、従ってレーキフィンガを制御する。
【００２０】
図６は、本発明によるスペクトル拡散通信装置１におけるサブチップ分解された多重経路成分のグラフである。グラフは振幅テーブル５７に記憶されている情報を示し、デスプレッド、集積且つ排除されたサンプルの振幅ＡＭが、１チップＣＰの規模でＰＮ符号発生器５１の位相ＰＨに対してプロットされている。図６からわかるように、所定の時点で、しきい値ＴＨよりも上で、３つの最大値、すなわち単一の最大値Ｍ１並びにサブチップ解像度で２つの局所極大値Ｍ２及びＭ３が、受信信号において分解され、最大値Ｍ１は、１以上のチップで局所極大値Ｍ２及びＭ３から間隔があけられている。推定制御器５８は、最大値Ｍ１が１つのレーキフィンガによって処理され、最大値Ｍ２及びＭ３が別のレーキフィンガによって処理されるようにレーキフィンガを制御する。１以上のチップ期間で間隔があいている最大値が、レーキフィンガにおいてＰＮ発生器へ供給される同期化情報において識別される一方で、サブチップ解像度の局所極大値は、レーキフィンガにおいてダウン・サンプラに供給すべきダウン・サンプリング情報において識別される。
【００２１】
図７は、本発明によるレーキ受信器１０のレーキフィンガ２０、並びに他のレーキフィンガ２１及び２２に使用されるダウン・サンプラ３０の具体例である。ダウン・サンプラ３０は、どのサンプルを処理すべきかをダウン・サンプラ３０に指令するために、サンプリング手段９から入力サンプルの流れｓＩ（ｎＴｓ）及びｓＱ（ｎＴｓ）を受信し、経路推定器１１からダウン・サンプリング情報ＤＳＩを受信する。ダウン・サンプラ３０は、処理すべきサンプル数を記憶するための局所テーブル７０を備え、局所テーブル７０は経路推定器１１によって更新される。ダウン・サンプラ３０は、モジュロ計数器７１及び比較器７２をさらに備え、比較器７２は、局所テーブル７０において、モジュロ計数器７１の出力とサンプル数エントリとを比較する。比較器７２はスイッチ７３を制御する。スイッチ７３は、モジュロ計数器の計数値が局所テーブル７０におけるエントリに対応しているときに閉じることによって、入力データの流れｓＩ（ｎＴｓ）及びｓＱ（ｎＴｓ）におけるサンプルをデータ・デスプレッダ３１及び位相推定器３３へ通過させる。モジュロ計数器７１は、チップあたりのサンプル数、すなわちサブチップ解像度で周期的に計数する。
【００２２】
図８は、本発明によるスペクトル拡散通信装置１に使用されるデスプレッダ３１を示す。デスプレッダ３１は、第一乗算器８０の位相内枝路、第一コンバイナ８１、並びに第一集積及びダンプ装置８２、第二乗算器８３の直交枝路、第二コンバイナ８４、並びに第二集積及びダンプ装置８５を備えている直交信号のデスプレッダである。データ・デスプレッダ３１は、第三乗算器８６及び第四乗算器８７をさらに備え、第三乗算器８６はデータ・デスプレッダ３１の位相内入力８８と第二コンバイナ８４の入力８９との間にクロス接続され、第四乗算器８７はデータ・デスプレッダ３１の直交入力９０と第一コンバイナ８１の入力９１との間にクロス接続されている。ウォルシュ・シーケンスＷＬＳと位相内擬似雑音シーケンスＰＮＩとのモジュロ２の加算された組合せＷＬＳ＋ＰＮＩが、第一乗算器８０の入力９２に供給され、ウォルシュ・シーケンスＷＬＳと位相内擬似雑音シーケンスＰＮＩの逆バージョンとのモジュロ２の加算された組合せＷＬＳ＋（−ＰＮＩ）が、第二乗算器８３の入力９３に供給され、ウォルシュ・シーケンスＷＬＳと直交擬似雑音シーケンスＰＮＱとのモジュロ２の加算された組合せＷＬＳ＋ＰＮＱが、第三並びに第四乗算器８６、８７のそれぞれの入力９４、９５に供給され、ここで＋はモジュロ２の加算、すなわち排他的論理和の演算を示す。図５における経路推定器１１のデスプレッダ５０も同様の構造を有するが、データ・デスプレッダ３１においてのみ、上記ＴＩＡ／ＥＩＡ、ＩＳ−９５−Ａ標準に記載されているように符号経路を選択するために、ＰＮ符号シーケンスＰＮＩ及びＰＮＱに加えて、ウォルシュ符号が使用される。デスプレッダ３１において、乗算されたデータは、記号検出器１２によって検出される記号の記号期間に加算される。制御信号ＤＭＰで、擬似雑音発生器３２は記号期間の開始及び終了を示す。
【００２３】
図９は、本発明によるレーキ受信器１０のレーキフィンガに使用される位相推定器３３のブロック図である。位相推定器３３は、デスプレッダ５０の同様の構造のデスプレッダ１００を備え、デスプレッダ１００のそれぞれの出力１０１及び１０２はそれぞれの低域フィルタ１０３及び１０４に接続されている。低域フィルタ１０３及び１０４のそれぞれの出力１０５及び１０６で、位相内及び直交枝路におけるデータ・サンプルのそれぞれの位相推定値が得られる。低域フィルタ１０３及び１０４は、推定された信号における雑音を低減させるために、それぞれの出力１０１及び１０２でデスプレッド信号を補間するために使用される。ここで、出力１０５及び１０６でデスプレッド且つ濾波された信号は、サブチップ分解された多重経路成分の加算された位相信号である。結果として、２以上のサブチップ分解された多重経路成分を復調するレーキフィンガは、このような多重経路成分の推定値を有効に干渉加算する。
【００２４】
上述したことを考えると、当業者には明らかであるが、種々の修正は、添付された請求項によって画定されているように、本発明の要旨内において行われてもよく、従って本発明は記載された実施例に限定されない。「具備してなる」という言葉は、請求項にあげられたもの以外の要素又は工程の存在を排除しない。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明によるスペクトル拡散通信装置のブロック図である。
【図２】  本発明によるスペクトル拡散通信装置におけるレーキ受信器のブロック図である。
【図３】  本発明によるレーキ受信器におけるレーキフィンガを示す。
【図４】  本発明によるレーキ受信器に使用される擬似雑音発生器を示す。
【図５】  本発明によるスペクトル拡散通信装置に使用される経路推定器のブロック図である。
【図６】  本発明によるスペクトル拡散通信装置におけるサブチップ分解された多重経路成分のグラフである。
【図７】  本発明によるレーキ受信器のレーキフィンガに使用されるダウン・サンプラの具体例である。
【図８】  本発明によるスペクトル拡散通信装置に使用されるデスプレッダを示す。
【図９】  本発明によるレーキ受信器のレーキフィンガに使用される位相推定器のブロック図である。
【図１】
0005002838.tif 000002
【図２】
0005002838.tif 000003
【図３】
0005002838.tif 000004
【図４】
0005002838.tif 000005
【図５】
0005002838.tif 000006
【図６】
0005002838.tif 000007
【図７】
0005002838.tif 000008
【図８】
0005002838.tif 000009
【図９】
0005002838.tif 000010