(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光源と、光ファイバコイルと、前記光源からの光を前記光ファイバコイルの両端に分岐入射させると共に前記光ファイバコイルを伝播して回帰した左右両回り光を結合干渉させる光分岐結合器と、その光分岐結合器と前記光ファイバコイルとの間に設けられて前記左右両回り光間に位相差を与える第１の位相変調器と、前記光分岐結合器より得られる干渉光の強度を電気信号に変換する受光器と、その受光器から出力される電気信号を演算処理する演算処理装置と、その演算処理装置が出力するタイミング信号に基づいて位相変調信号を生成し、前記第１の位相変調器に出力する位相変調駆動回路と、Ｄ／Ａ変換器と、前記光分岐結合器と前記光ファイバコイルとの間に設けられた第２の位相変調器とを備え、
前記演算処理装置からの階段状鋸歯状波の出力信号が前記Ｄ／Ａ変換器でＤ／Ａ変換されて前記第２の位相変調器に印加され、前記左右両回り光の位相差が常に零になるように制御される閉ループ型光干渉角速度計であって、
前記演算処理装置が、
前記タイミング信号を生成するタイミング信号発生回路と、
前記受光器からの電気信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
そのＡ／Ｄ変換器の出力を同期検波する同期検波回路と、
その同期検波回路の出力を積分する積分器と、
その積分器の出力から角速度出力を生成する角速度出力生成部と、
前記積分器の出力から階段状鋸歯状波のフィードバック信号を生成するフィードバック信号発生部と、
前記積分器の出力から変調信号を生成する変調信号生成部と、
その変調信号生成部が生成した変調信号と前記フィードバック信号とを加算して前記階段状鋸歯状波の出力信号を生成する加算器とを具備し、
前記変調信号生成部及び前記加算器の演算周期が、前記光ファイバコイルを伝播する光の伝播時間τとされ、
前記変調信号は階段幅が前記τとされた微小階段状鋸歯状波とされ、
前記Ａ／Ｄ変換器、前記同期検波回路、前記積分器及び前記フィードバック信号発生部の演算周期が前記τの２以上の整数倍とされていることを特徴とする閉ループ型光干渉角速度計。
【請求項２】
請求項１記載の閉ループ型光干渉角速度計において、
前記変調信号生成部が、
前記積分器の出力を、前記変調信号生成部と前記積分器との演算周期の比で除算する除算器と、
その除算器の出力を累積加算して前記変調信号を生成する累積加算部と、
前記積分器の出力と前記変調信号とを比較して前記累積加算部の累積加算値を零にするリセット信号を前記累積加算部に出力する比較部とを備えることを特徴とする閉ループ型光干渉角速度計。
【請求項３】
請求項１記載の閉ループ型光干渉角速度計において、
前記変調信号生成部が、
固定値を発生する固定値発生回路と、
前記固定値を累積加算して前記変調信号を生成する累積加算部と、
前記積分器の出力と前記変調信号とを比較して前記累積加算部の累積加算値を零にするリセット信号を前記累積加算部に出力する比較部とを備えることを特徴とする閉ループ型光干渉角速度計。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はフィードバック信号としてランプ状波形を利用する閉ループ型の光干渉角速度計に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６はこの種の閉ループ型光干渉角速度計の従来構成例を示したものであり、図中、１は光源を示し、２は光カプラを示す。また、３は光分岐結合器４及び位相変調器５，６が集積化された光学素子（光ＩＣ）を示す。
この閉ループ型光干渉角速度計は、フィードバック信号として階段状の位相偏移を付与するディジタルフェーズランプ方式と呼ばれているもので、一般の階段状の幅は光学路としての光ファイバコイル７を通過する光の伝播時間τに設定されている。
光源１から出射した光は光カプラ２を経て光学素子３の光分岐結合器４に入射し、光分岐結合器４で分岐されて光ファイバコイル７の両端に入射する。光ファイバコイル７の両端に入射した左右両回り光（ＣＣＷ光，ＣＷ光）は光ファイバコイル７を周回前、もしくは周回後に光ファイバコイル７の一端側に配置されている第１の位相変調器５により位相変調が付与され、再び光分岐結合器４に回帰し、回帰した左右両回り光は光分岐結合器４で結合干渉する。
【０００３】
この干渉光は光カプラ２において分岐され、一部は受光器８に入射して光電変換される。光電変換されて生成されたアナログの電気信号はＡ／Ｄ変換器９に入力され、ディジタルワードに変換される。このディジタルワードは演算処理装置１０の同期検波回路１１において入力角速度に対応した信号に検波される。位相変調器５に印加される位相変調信号を発生する位相変調駆動回路２２と同期検波回路１１はタイミング信号発生回路１６のタイミング信号により同期して動作するものとされる。
同期検波回路１１で検波された信号は光ファイバコイル７の左右両回り光間の位相差に対応した出力信号であり、次段の積分器１２に入力される。積分器１２の出力はフィードバック信号である階段状鋸歯状波信号を発生するフィードバック信号発生部１３に入力される。フィードバック信号発生部１３から出力された階段状鋸歯状波信号はディジタルワードであり、Ｄ／Ａ変換器２１に入力されてアナログの階段状鋸歯状波信号に変換されてから、第２の位相変調器６に印加される。
【０００４】
同期検波回路１１には次式により示される出力Ｖｄが現れる。
Ｖｄ＝ＫsinΔφ            …（１）
Δφ＝Δφｓ＋Δφｆ        …（２）
但し、 Ｋ：利得
Δφ：  左右両回り光間の位相差
Δφｓ：サニャック位相差
Δφｆ：フィードバック位相差
【０００５】
ここで、光ファイバコイル７に入力角速度が印加されると、光ファイバコイル７を周回している左右両回り光間にサニャック位相差Δφｓが発生する。その結果、同期検波回路１１にはその位相差に対応した出力が現れ、この出力は積分器１２に供給される。同期検波回路１１の出力は積分器１２で累積加算され、次段のフィードバック信号発生部１３に供給され、ここで累積加算値に比例した繰り返し周期を有する階段状鋸歯状波のフィードバック信号が生成される。フィードバック信号発生部１３は積分器１４と、２πリセット信号を積分器１４に出力するレベル比較部１５とによって構成されている。
【０００６】
フィードバック信号は積分器１２の入力、即ち同期検波回路１１の出力を零にする負帰還とされているので、式（１）及び式（２）よりフィードバックによる位相差Δφｆと角速度印加により生じたサニャック位相差Δφｓは極性が反対で絶対値は等しい値として現れる。従って、フィードバック位相差Δφｆと比例関係にある階段状鋸歯状波の繰り返し周波数ｆを測定すれば、サニャック位相差Δφｓと比例関係にある入力角速度を知ることができる。なお、積分器１２の出力は入力角速度に対応した信号であって、この例では積分器１２の出力が角速度出力生成部１７に入力され、角速度出力生成部１７でスケーリングされることによって角速度出力が得られるものとなっている。
【０００７】
階段状鋸歯状波の繰り返し周波数ｆと入力角速度Ωの関係は次式で示される。
ｆ＝（２Ｒ／ｎｍλ）Ω          …（３）
但し、Ｒ：光ファイバコイルの半径
ｎ：光ファイバコア部の屈折率
λ：光源波長
【０００８】
図７は階段状鋸歯状波のフィードバック信号（ディジタルフェーズランプ）と位相差との関係を模式的に示したものであり、図７Ａはフィードバック信号を示す。１段の階段の幅は光ファイバコイル７における光の伝播時間τに等しくされている。図７Ａにおいて実線で描かれている位相変調をＣＷ光とすると、ＣＣＷ光はτ時間前に位相変調を受けたことになるので、点線で描かれた通りになる。従って、このフィードバック信号による左右両回り光間の位相差は図７Ｂに示される通りになる。即ち、階段状鋸歯状波がフライバックするポイント以外は、階段状鋸歯状波の１段の階段の高さがフィードバック位相差Δφｆと等しい値を示す。
【０００９】
一方、階段状鋸歯状波がフライバックするポイントは、階段状鋸歯状波が光の位相でちょうど２ｍπ（ｍ：整数）を超えたところで、超えた値から光の位相でちょうど２ｍπ（ｍ：整数）だけフライバックされるので、光干渉角速度計の両光間の位相差と干渉強度間の周期性によって干渉光強度はフライバックポイント以外の値と同一となり、継続的なフィードバック制御をすることができる。なお、階段状鋸歯状波の切り替わり時にスパイク状位相差ノイズが発生するが、この部分はＡ／Ｄ変換しないので出力エラーとなることはない（例えば、特許文献１，２参照）。
【特許文献１】特開２００２−６２１３７号公報
【特許文献２】特許第３２１１１８７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上述したように、閉ループ型光干渉角速度計はサニャック干渉系がベースになっている。このサニャック干渉系の基本特性は光学素子３上の位相変調器５での入力信号ｆ(ｔ)に対し、出力が、
ｆ(ｔ)−ｆ(ｔ−τ)
となることである。τは光ファイバコイル７を光が伝播する時間であり、ここで上記干渉系出力ｆ(ｔ)−ｆ(ｔ−τ)の意味について説明する。
【００１１】
光源周波数をω、サニャック位相差をΔφｓとし、光学素子３の光分岐結合器４への入射光の電界強度をＥとすると、右回り／左回り両光の電界強度ＥＲ，ＥＬは、
ＥＲ＝Ｅexp｛ｊ［ω(ｔ−τ)＋ｆ(ｔ−τ)＋（Δφｓ／２）］｝
ＥＬ＝Ｅexp｛ｊ［ω(ｔ−τ)＋ｆ(ｔ)−（Δφｓ／２）］｝
で表される。従って、受光器８での光強度（＝干渉系出力）Ｉは、
Ｉ＝｜ＥＲ＋ＥＬ｜２／２
＝Ｅ２＋Ｅ２cos［ｆ(ｔ−τ)−ｆ(ｔ)＋Δφｓ］
となり、サニャック位相差Δφｓ（及びcos）を無視すると、干渉系出力は、
ｆ(ｔ−τ)−ｆ(ｔ)
に比例することになる。
【００１２】
ここで、ｆ(ｔ)＝cos（ωｍｔ）とすると、
ｆ(ｔ−τ)−ｆ(ｔ)＝２sin（ωｍτ／２）cos（ωｍ（ｔ−τ／２））
となり、即ちωｍ＝π／τの時（周波数１／（２τ）Hzの時）、ｆ(ｔ−τ)−ｆ(ｔ)は最大振幅となる。このような理由により、従来においては位相変調信号の周波数を１／（２τ）Hz、フィードバック信号の更新周期をτとしている。なお、光の伝播時間τ及びサニャック係数Ｋｓは、
τ＝ｎＬ／ｃ            …（４）
Ｋｓ＝４πＲＬ／ｃλ      …（５）
但し、ｎ：光ファイバコア部の屈折率
Ｌ：光ファイバコイルの光ファイバ長
ｃ：光速
Ｒ：光ファイバコイルの半径
λ：光源波長
と表され、サニャック位相差Δφｓは、
Δφｓ＝ＫｓΩ              …（６）
但し、Ω：入力角速度
と表される。
【００１３】
上述したように、従来においてはフィードバック信号（ディジタルフェーズランプ）は時間τ毎に更新され、演算処理装置１０における演算処理は全て時間τで実行されるものとなっていた。これは、サニャック干渉系が帯域通過フィルタとも言える特性を有するためであって、フィードバック信号の更新周期を例えば１０τなどのように、τに比べて長くすると、干渉系からはフィードバック信号による位相差が出力されなくなってしまう。
図８〜１１はこのような状況を入力角速度を一定とし、更新周期がτの場合と１０τの場合とについて示したものであり、図８は周期τでデータ更新されているフィードバック信号と、そのフィードバック信号による位相差（サニャック干渉系出力）をシミュレーションにより求めた結果を示したものであり、図９はそれらの関係を模式的に示したものである。また、図１０は周期１０τでデータ更新されているフィードバック信号と、そのフィードバック信号による位相差をシミュレーションにより求めた結果を示したものであり、図１１はそれらの関係を模式的に示したものである。
【００１４】
図８，９より更新周期がτの場合にはフィードバック信号の増分に対応した干渉系出力（フィードバック信号による位相差）が一定出力で現れていることがわかる。一方、更新周期が１０τの場合には図１０，１１に示したように、フィードバック信号が変化した直後だけ（時間τの間）、干渉系出力が現れるが、すぐ零になってしまう。従って、入力角速度に対応して発生するサニャック位相差を打ち消すことができず、光干渉角速度計の閉ループを構成することができないものとなる。
ここで、光の伝播時間τを例えば光ファイバコイル７の光ファイバ長Ｌを２００ｍとして求めると、光速ｃ＝２．９９８×１０８ｍ／ｓ、光ファイバコア部の屈折率ｎ＝１．４５より式（４）から約１μ秒となり、つまり演算処理装置１０における演算周期は約１μ秒となる。
【００１５】
従来においてはこのような高速な演算を実行するため、演算処理装置１０として例えばＦＰＧＡ（フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ）等のような高価な演算処理装置を用いており、その分閉ルーブ型光干渉角速度計が高価となり、低価格化を阻害する大きな要因となっていた。
なお、例えば車載用やモータ制御用等のＣＰＵは安価で、かつＡ／Ｄ変換器を一般に内蔵するなど魅力的な存在であるが、せいぜい数１０μ秒から数１００μ秒程度の演算周期しか得られず、このような安価な演算処理装置を用いることはできなかった。
【００１６】
この発明の目的はこのような状況に鑑み、安価な演算処理装置の使用を可能とし、閉ループ型光干渉角速度計の低価格化を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
請求項１の発明によれば、光源と、光ファイバコイルと、光源からの光を光ファイバコイルの両端に分岐入射させると共に光ファイバコイルを伝播して回帰した左右両回り光を結合干渉させる光分岐結合器と、その光分岐結合器と光ファイバコイルとの間に設けられて左右両回り光間に位相差を与える第１の位相変調器と、光分岐結合器より得られる干渉光の強度を電気信号に変換する受光器と、その受光器から出力される電気信号を演算処理する演算処理装置と、その演算処理装置が出力するタイミング信号に基づいて位相変調信号を生成し、第１の位相変調器に出力する位相変調駆動回路と、Ｄ／Ａ変換器と、光分岐結合器と光ファイバコイルとの間に設けられた第２の位相変調器とを備え、演算処理装置からの階段状鋸歯状波の出力信号がＤ／Ａ変換器でＤ／Ａ変換されて第２の位相変調器に印加され、左右両回り光の位相差が常に零になるように制御される閉ループ型光干渉角速度計において、演算処理装置が、前記タイミング信号を生成するタイミング信号発生回路と、受光器からの電気信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、そのＡ／Ｄ変換器の出力を同期検波する同期検波回路と、その同期検波回路の出力を積分する積分器と、その積分器の出力から角速度出力を生成する角速度出力生成部と、積分器の出力から階段状鋸歯状波のフィードバック信号を生成するフィードバック信号発生部と、積分器の出力から変調信号を生成する変調信号生成部と、その変調信号生成部が生成した変調信号と前記フィードバック信号とを加算して前記階段状鋸歯状波の出力信号を生成する加算器とを具備し、変調信号生成部及び加算器の演算周期が光ファイバコイルを伝播する光の伝播時間τとされ、変調信号は階段幅がτとされた微小階段状鋸歯状波とされ、Ａ／Ｄ変換器、同期検波回路、積分器及びフィードバック信号発生部の演算周期がτの２以上の整数倍とされる。
【００１８】
請求項２の発明では請求項１の発明において、変調信号生成部が、積分器の出力を、変調信号生成部と積分器との演算周期の比で除算する除算器と、その除算器の出力を累積加算して前記変調信号を生成する累積加算部と、積分器の出力と前記変調信号とを比較して累積加算部の累積加算値を零にするリセット信号を累積加算部に出力する比較部とを備えるものとされる。
【００１９】
請求項３の発明では請求項１の発明において、変調信号生成部が、固定値を発生する固定値発生回路と、前記固定値を累積加算して前記変調信号を生成する累積加算部と、積分器の出力と前記変調信号とを比較して累積加算部の累積加算値を零にするリセット信号を累積加算部に出力する比較部とを備えるものとされる。
【発明の効果】
【００２０】
この発明によれば、演算周期がτの高速動作を必要する箇所を局在化させ、最小限とすることができ、演算処理装置における変調信号重畳部分以外は低速動作が可能となる。従って、演算処理装置として従来のようにＦＰＧＡ等の高価な演算処理装置を用いなくて済み、例えば車載用やモータ制御用等の安価なＣＰＵを用いることができるため、閉ループ型光干渉角速度計の低価格化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
この発明の実施形態を図面を参照して実施例により説明する。
図１はこの発明による閉ループ型光干渉角速度計の一実施例の構成を示したものであり、図６と対応する部分には同一符号を付し、その詳細な説明を省略する。
この例では図６に示した従来の閉ループ型光干渉角速度計に対し、変調信号生成部１８と加算器１９とが追加されたものとなっており、演算処理装置１０’はタイミング信号発生回路１６と、受光器８からの電気信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器９と、Ａ／Ｄ変換器９の出力を同期検波する同期検波回路１１と、同期検波回路１１の出力を積分する積分器１２と、積分器１２の出力から角速度出力を生成する角速度出力生成部１７と、積分器１２の出力から階段状鋸歯状波のフィードバック信号を生成するフィードバック信号発生部１３と、変調信号生成部１８と、加算器１９とを具備するものとなっている。
【００２２】
変調信号生成部１８には積分器１２の出力（フィードバック信号発生部１３への入力信号）及びタイミング信号発生回路１６からタイミング信号が入力され、変調信号生成部１８は積分器１２の出力から時間τ毎に、つまり１段の階段の幅をτとして擬似的な微小階段状鋸歯状波の変調信号を生成する。加算器１９はこの変調信号とフィードバック信号発生部１３から出力されるフィードバック信号（階段状鋸歯状波信号）とを加算して、位相変調器６に印加する階段状鋸歯状波の出力信号を生成する。つまり、この例ではフィードバック信号のデータ更新周期はτである必要はなく、τより長く設定することができるものとなっている。
【００２３】
図２Ａ，Ｂはデータ更新周期を１０τとした場合のフィードバック信号発生部１３から出力されるフィードバック信号及び加算器１９から出力される出力信号を示したものである。また、図３Ａ，Ｂは図２Ｂの加算器１９の出力信号（変調信号加算後フィードバック信号）がＤ／Ａ変換器２１を介して位相変調器６に印加された場合の、その変調信号加算後フィードバック信号と、変調信号加算後フィードバック信号によるサニャック干渉系出力（フィードバック位相差）を、入力角速度を一定とし、シミュレーションにより求めた結果を示したものである。
【００２４】
これら図２，３よりフィードバック信号発生部１３から出力されるフィードバック信号そのもののデータ更新周期は１０τであっても、変調信号を重畳したことによりサニャック干渉系からは常時、位相差が発生していることがわかる。よって、この例によれば、光干渉角速度計の閉ループ動作が可能となる。
以上を整理すると、この例では時間τに依存した高速動作が必要な部分は図１中に一点鎖線で囲んで示したように変調信号生成部１８、加算器１９及びＤ／Ａ変換器２１のみであって、他の部分は時間τに依存した高速動作は必要ではなく、上述した例のようにτの１０倍といった低速動作でよいことになる。
【００２５】
つまり、図６に示した従来の閉ループ型光干渉角速度計では図６中、一点鎖線で囲んで示したように、時間τに依存した高速動作はＡ／Ｄ変換器９、Ｄ／Ａ変換器２１及び演算処理装置１０の大部分（同期検波回路１１、積分器１２、フィードバック信号発生部１３、タイミング信号発生回路１６）において必要であったのに対し、この例ではＤ／Ａ変換器２１及び演算処理装置１０’のごく一部（変調信号生成部１８、加算器１９）においてのみ必要とされ、よってこの例では演算処理装置１０’として従来のような高価なＦＰＧＡを用いる必要はなく、例えば車載用やモータ制御用等の安価なＣＰＵを用いることが可能となる。なお、図１ではＡ／Ｄ変換器を内蔵する車載用やモータ制御用のＣＰＵを演算処理装置１０’に用いるものとして、演算処理装置１０’内に受光器８からの電気信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器９を含めている。
【００２６】
上述した例では演算処理装置１０’における変調信号生成部１８及び加算器１９の演算周期τに対し、Ａ／Ｄ変換器９、同期検波回路１１、積分器１２及びフィードバック信号発生部１３の演算周期は１０τとしているが、これらＡ／Ｄ変換器９、同期検波回路１１、積分器１２及びフィードバック信号発生部１３の演算周期は１０τに限らず、Ｎτ（Ｎ：２以上の整数）とすることができる。但し、時間Ｎτの間にフィードバック信号（ディジタルフェーズランプ）のリセット条件が発生すると、系が成立しなくなるため、実用上、Ｎの上限は１００程度と考えられる。
【００２７】
図４はＮτ毎にデータ更新を行う場合の変調信号生成部１８の具体的構成例を示したものであり、変調信号生成部１８は積分器１２の出力を変調信号生成部１８と積分器１２との演算周期の比（＝Ｎ）で除算する除算器１８１と、除算器１８１の出力を累積加算して変調信号を生成する累積加算部１８２と、積分器１２の出力と累積加算部１８２の出力（変調信号）とを比較し、累積加算部出力≧積分器出力となった場合、累積加算部１８２の累積加算値を零にするリセット信号を累積加算部１８２に出力する比較部１８３とによって構成することができる。
【００２８】
また、図４の構成に替え、変調信号生成部１８を図５に示したような構成とすることもできる。図５では固定値を発生する固定値発生回路１８４と、その固定値発生回路１８４から出力される固定値を累積加算して変調信号を生成する累積加算部１８５と、積分器１２の出力と累積加算部１８５の出力（変調信号）とを比較し、図４の構成の場合と同様に累積加算部１８５の累積加算値を零にするリセット信号を累積加算部１８５に出力する比較部１８６とによって変調信号生成部１８が構成されている。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】この発明による閉ループ型光干渉角速度計の一実施例の構成を示すブロック図。
【図２】データ更新周期を１０τとした場合の図１における変調信号加算前及び変調信号加算後のフィードバック信号の一例を示す図。
【図３】データ更新周期を１０τとした場合の図１におけるフィードバック信号（変調信号加算後）及び干渉系出力（位相差）の一例を示す図。
【図４】図１における変調信号生成部の構成例を示すブロック図。
【図５】図１における変調信号生成部の他の構成例を示すブロック図。
【図６】閉ループ型光干渉角速度計の従来構成例を示すブロック図。
【図７】Ａはフィードバック信号による両光（ＣＷ光，ＣＣＷ光）の位相偏移を説明するための図、Ｂは両光間のフィードバック位相差を説明するための図。
【図８】図６におけるデータ更新周期がτの場合のフィードバック信号及び干渉系出力（位相差）の一例を示す図。
【図９】図８におけるフィードバック信号と位相差の関係を模式的に示した図。
【図１０】図６におけるデータ更新周期が１０τの場合のフィードバック信号及び干渉系出力（位相差）の一例を示す図。
【図１１】図１０におけるフィードバック信号と位相差の関係を模式的に示した図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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