(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
充放電を行うコンデンサ（Ｃ）と、放電部（１）と、充電部（２）と、前記放電部（１）と前記充電部（２）を制御する制御信号生成手段（２０）とを有し、前記コンデンサ（Ｃ）の電位を変化させて出力信号を生成する正弦波発生回路において、
前記放電部（１）が、放電側カレントミラー回路（１１）と、前記放電側カレントミラー回路（１１）に入力側の電流（Ｉ１）を与えるとともにその入力側の電流（Ｉ１）の大きさを段階的に変化させる放電電流調整部（６）と、コレクタが前記放電側カレントミラー回路（１１）の入力側に接続されエミッタが前記放電電流調整部（６）に接続された放電側調整トランジスタ（Ｔｒ６）とを有し、
前記充電部（２）が、充電側カレントミラー回路（１２）と、前記充電側カレントミラー回路（１２）に入力側の電流（Ｉ３）を与えるとともにその入力側の電流（Ｉ３）の大きさを段階的に変化させる充電電流調整部（７）と、コレクタが前記充電側カレントミラー回路（１２）の入力側に接続されエミッタが前記充電電流調整部（７）に接続された充電側調整トランジスタ（Ｔｒ１６）とを有し、
前記放電側調整トランジスタ（Ｔｒ６）のベースと、前記充電側調整トランジスタ（Ｔｒ１６）のベースの双方が、温度変化に応じて電圧が変化する共通の可変電圧源（Ｖｖａｒ）に接続されており、
前記放電側カレントミラー回路（１１）の出力側の電流（Ｉ２）の大きさに応じて前記コンデンサ（Ｃ）の放電電流量を変化させ、前記充電側カレントミラー回路（１２）の出力側の電流（Ｉ４）の大きさに応じて前記コンデンサ（Ｃ）に充電する電流量を変化させる切換え部（Ｔｒ２１，Ｔｒ２３）が設けられており、
前記制御信号生成手段（２０）から得られる複数の制御信号（Ｄ１〜Ｄ６）のうちの複数の切換え制御信号（Ｄ１〜Ｄ４）が前記放電電流調整部（６）と前記充電電流調整部（７）に与えられて、前記放電側カレントミラー回路（１１）に前記入力側の電流（Ｉ１）を与えるとともにその大きさを段階的に変化させる時間と、前記充電側カレントミラー回路（１２）に前記入力側の電流（Ｉ３）を与えるとともにその大きさを段階的に変化させる時間とを交互に設定して、前記コンデンサ（Ｃ）の電位を正弦波に近似させて変化させることを特徴とする正弦波発生回路。
【請求項２】
前記制御信号生成手段（２０）が、基準信号を分周する少なくとも１以上の分周回路と、複数の前記制御信号（Ｄ１〜Ｄ６）が切り換わらないように前記分周回路の出力信号を一定期間（Δｔ）休止させる休止期間生成回路（２３）と、前記分周回路および休止期間生成回路（２３）から出力される信号から複数の前記制御信号（Ｄ１〜Ｄ６）を所定のタイミングで生成する論理回路（２４）と、から構成される請求項１記載の正弦波発生回路。
【請求項３】
前記放電電流調整部（６）は、前記放電側カレントミラー回路（１１）の入力側の電流（Ｉ１）の大きさを段階的に変化させる複数の抵抗（Ｒ４，Ｒ５）と、この抵抗の接続を切換える切換え部（Ｔｒ７，Ｔｒ８）とを有し、前記充電電流調整部（７）は、前記充電側カレントミラー回路（１３）の入力側の電流（Ｉ３）の大きさを段階的に変化させる複数の抵抗（Ｒ６，Ｒ７）と、この抵抗の接続を切換える切換え部（Ｔｒ１７，Ｔｒ１８）とを有し、
前記制御信号生成手段（２０）からの前記切換え制御信号（Ｄ１〜Ｄ４）によって、それぞれの前記切換え部が切り換えられる請求項１または２に記載の正弦波発生回路。
【請求項４】
前記放電電流調整部（６）に設けられた複数の前記抵抗（Ｒ４，Ｒ５）と前記コンデンサの容量（Ｃ）との積からなる時定数により、前記コンデンサ（Ｃ）の放電時の電位の変化の勾配が決定され、
前記充電電流調整部（７）に設けられた複数の前記抵抗（Ｒ６，Ｒ７）と前記コンデンサの容量（Ｃ）との積からなる時定数により、前記コンデンサ（Ｃ）の充電時の電位の変化の勾配が決定される請求項３に記載の正弦波発生回路。
【請求項５】
前記放電電流調整部（６）に設けられた複数の前記抵抗（Ｒ４，Ｒ５）と、前記充電電流調整部（７）に設けられた複数の前記抵抗（Ｒ６，Ｒ７）とを同じ値にすることで、放電時の前記コンデンサ（Ｃ）の電位の変化の勾配と、充電時の前記コンデンサ（Ｃ）の電位の変化の勾配とを対称に設定する請求項４に記載の正弦波発生回路。
【請求項６】
前記放電側カレントミラー回路（１１）の入力側の電流（Ｉ１）が遮断されて前記コンデンサ（Ｃ）の放電が完了する時刻（ｔ４）と、その後に前記充電用カレントミラー回路（１２）に入力側の電流（Ｉ３）が流れて前記コンデンサ（Ｃ）の充電が開始される時刻（ｔ５）との間の時間に、前記制御信号生成手段（２０）から得られる複数の制御信号（Ｄ１〜Ｄ６）のうちのクランプ制御信号（Ｄ５，Ｄ６）によって、前記コンデンサ（Ｃ）の電圧を下限電圧源（Ｖmin）の電位に設定する切換え部（Ｔｒ２４，Ｔｒ２５）が設けられている請求項１ないし５のいずれかに記載の正弦波発生回路。
【請求項７】
前記充電側カレントミラー回路（１２）の入力側の電流（Ｉ３）が遮断されて前記コンデンサ（Ｃ）の充電が完了する時刻（ｔ８）と、その後に前記放電用カレントミラー回路（１１）に入力側の電流（Ｉ１）が流れて前記コンデンサ（Ｃ）の放電が開始される時刻（ｔ１）との間の時間に、前記制御信号生成手段（２０）から得られる複数の制御信号（Ｄ１〜Ｄ６）のうちのクランプ制御信号（Ｄ５，Ｄ６）によって、前記コンデンサ（Ｃ）の電圧を上限電圧源（Ｖmax）の電位に設定する切換え部が設けられている請求項１ないし５のいずれかに記載の正弦波発生回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は例えば角速度センサなどの振動子を駆動するための駆動信号を生成する正弦波発生回路に係わり、特に基準信号に対する位相差を小さくし、且つ高調波成分によるノイズの発生を最小とした正弦波発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図５Ａは従来の正弦波発生回路を示す回路構成図、同図Ｂは位相遅れの様子を示す図、図６は従来の他の正弦波発生回路における正弦波の生成方法の概念を示し、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は入力信号、Ｖｏは正弦波出力を示す図である。
【０００３】
図５Ａに示す正弦波発生回路は、演算増幅手段Ａ１に抵抗Ｒａ，ＲｂおよびコンデンサＣａ，Ｃｂを付加したいわゆる電圧ソース型のローパス・フィルタとして構成されている。前記正弦波発生回路では、演算増幅手段Ａ１の非反転側の入力端子に矩形波状の基準信号Ｖｓが与えられると出力端子からは正弦波状の出力信号Ｖｏが出力される。
【０００４】
一方、図６に示すものでは、元となる矩形波信号Ｖ１と、正方向のパルスについて源信号の立ち上り時刻および立ち下がり時刻の両端から一定の時間だけパルス幅を狭めた第１の基準信号Ｖ２と、同様に負方向のパルス幅を狭めた第２の基準信号Ｖ３の３種類の矩形波が用意され、これらを公知の加算回路（図示せず）で加算することにより、階段状の擬似的な正弦波出力Ｖｏを生成するというものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記図５に示す正弦波発生回路では、基準信号Ｖｓを抵抗とコンデンサとからなるローパスフィルタを通すものであるため、回路周辺の温度が変化すると抵抗値とコンデンサの容量が変動し、出力信号Ｖｏに波形の崩れが生じたり、または図５Ｂに示すように温度変化後の出力信号Ｖｏが、常温時の出力信号Ｖｏに対して位相の遅れを生じるという問題がある。特に位相差検出型の角速度センサでは、基準信号と出力信号との間の位相差に対する許容精度の幅が狭く、この種の正弦波発生回路としては使用することができない。
【０００６】
また上記図６に示すものでは、複数の矩形波を加算して正弦波出力を疑似的な階段状の波形として生成するものである。よって、この場合の性質上、波形に立上がりエッジと立下がりエッジとが必ず存在する。そして、これらは分解能を高めるほど多くなる。よって、前記各エッジにおいてヒゲ状の高調波成分からなるノイズＮが発生しやすく、他の回路部門にノイズ信号による悪影響を及ぼしやすいという問題がある。
【０００７】
また図６の回路で生成した出力信号をローパスフィルタを通すと、前記高調波成分を除去できるようになるが、上記同様に温度変化に対する位相差の問題は解消されない。
【０００８】
本発明は上記従来の問題を解決するためのものであり、基準信号に対する位相の遅れを最小とした正弦波発生回路を提供することを目的としている。
【０００９】
また本発明は、高調波成分によるノイズの発生を最小にできるようにした正弦波発生回路を提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、充放電を行うコンデンサと、放電部と、充電部と、前記放電部と前記充電部を制御する制御信号生成手段とを有し、前記コンデンサの電位を変化させて出力信号を生成する正弦波発生回路において、
前記放電部が、放電側カレントミラー回路と、前記放電側カレントミラー回路に入力側の電流を与えるとともにその入力側の電流の大きさを段階的に変化させる放電電流調整部と、コレクタが前記放電側カレントミラー回路の入力側に接続されエミッタが前記放電電流調整部に接続された放電側調整トランジスタとを有し、
前記充電部が、充電側カレントミラー回路と、前記充電側カレントミラー回路に入力側の電流を与えるとともにその入力側の電流の大きさを段階的に変化させる充電電流調整部と、コレクタが前記充電側カレントミラー回路の入力側に接続されエミッタが前記充電電流調整部に接続された充電側調整トランジスタとを有し、
前記放電側調整トランジスタのベースと、前記充電側調整トランジスタのベースの双方が、温度変化に応じて電圧が変化する共通の可変電圧源に接続されており、
前記放電側カレントミラー回路の出力側の電流の大きさに応じて前記コンデンサの放電電流量を変化させ、前記充電側カレントミラー回路の出力側の電流の大きさに応じて前記コンデンサに充電する電流量を変化させる切換え部が設けられており、
前記制御信号生成手段から得られる複数の制御信号のうちの複数の切換え制御信号が前記放電電流調整部と前記充電電流調整部に与えられて、前記放電側カレントミラー回路に前記入力側の電流を与えるとともにその大きさを段階的に変化させる時間と、前記充電側カレントミラー回路に前記入力側の電流を与えるとともにその大きさを段階的に変化させる時間とを交互に設定して、前記コンデンサの電位を正弦波に近似させて変化させることを特徴とするものである。
【００１２】
本発明では、2種類の充電電流と２種類の放電電流を組み合せてコンデンサの充放電を行なうことにより、コンデンサの電位を一定の勾配で変位させることが可能となり、この電位の勾配を合成することにより疑似的な正弦波を生成することができる。
【００１３】
上記において、前記制御信号生成手段が、基準信号を分周する少なくとも１以上の分周回路と、前記複数の制御信号が切り換わらないように前記分周回路の出力信号を一定期間休止させる休止期間生成回路と、前記分周回路および休止期間生成回路から出力される信号から前記複数の制御信号を所定のタイミングで生成する論理回路と、から構成されるものが好ましい。
【００１４】
本構成では、出力される信号が正弦波に近似するように前記充電電流および放電電流の切り換えのタイミングを設定することができる。
【００１５】
また例え温度変化により抵抗値やコンデンサの容量が変化したとしても、充電電流および放電電流の切り換えのタイミングに変動が生じなくなるので、位相遅れのない精度の高い正弦波を生成することができる。
【００１６】
また前記充電電流調整部および放電電流調整部が、定電流回路に流れる電流の大きさを調整する複数の抵抗と、この抵抗の接続の切り換えを行なう切換え手段とからなり、前記切換え手段が前記制御信号生成手段によって切り換えられるものが好ましい。
【００１７】
この場合、前記抵抗とコンデンサの容量との積からなる時定数により、コンデンサの電位の勾配が決定されるものである。
【００１８】
上記構成では、正弦波の勾配が、充電電流および放電電流が流れる回路の時定数を切り換えることにより設定することが可能となる。
【００２１】
上記においては、少なくとも正弦波出力の正方向又は負方向の極値を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路が設けられているものが好ましい。
【００２２】
上記構成では、正弦波の正方向または負方向の極値を一定の値に固定することができるため、正弦波を一定の振幅に抑えることが可能となる。よって正弦波をを一定のダイナミックレンジ内に治めることが可能となる、さらに正弦波の振幅の中心を一定の値に設定することができる。
【００２４】
また、本発明は、充電電流および放電電流を一定の大きさに固定することが可能となるため、常に一定振幅の正弦波を得ることができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明について図面を参照して説明する。
【００２７】
図１は、本発明における正弦波発生回路を示す回路構成図である。
図１に示す正弦波発生回路は、放電部１、充電部２、温度補正手段３、充放電用のコンデンサＣ、クランプ手段４、バッファ手段５および制御信号生成手段２０などから構成されている。
【００２８】
図１に示す実施の形態に示すものでは、放電部１が、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４およびＴｒ５からなるカレントミラー回路１１と、トランジスタＴｒ７およびＴｒ８からなる放電電流調整部６とから構成されている。前記トランジスタＴｒ７，Ｔｒ８の各ベース端子は、後述する制御信号生成手段２０に接続され、それぞれ制御信号Ｄ１，Ｄ２が入力される。トランジスタＴｒ７，Ｔｒ８の各コレクタ端子には、抵抗Ｒ４，Ｒ５がそれぞれ接続され、各エミッタ端子側はともに接地されている。前記抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の一端は、ともにトランジスタＴｒ６のエミッタ端子に接続されている。
【００２９】
充電部２は、前記放電部１とほぼ同様の構成である。すなわち、充電部２は、トランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２，Ｔｒ１３，Ｔｒ１４およびＴｒ１５からなるカレントミラー回路１２と、トランジスタＴｒ１７およびトランジスタＴｒ１８からなる充電電流調整部７から構成されている。前記トランジスタＴｒ７，Ｔｒ８の各ベース端子は、後述の制御信号生成手段２０で生成される制御信号Ｄ３，Ｄ４がそれぞれ入力される。前記トランジスタＴｒ７，Ｔｒ８の各コレクタ端子には、それぞれ抵抗Ｒ６，Ｒ７が接続され、各エミッタ端子側はともに接地されている。前記抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の一端は、ともにトランジスタＴｒ１６のエミッタ端子に接続されている。
【００３０】
図１に※１印で示すように、前記トランジスタＴｒ４のコレクタ端子は、トランジスタＴｒ２１のベース端子およびトランジスタＴｒ２２のコレクタ端子に接続されている。そして、前記トランジスタＴｒ２２のエミッタ端子はグランドに接地されている。同様に※２印で示すように、前記トランジスタＴｒ１４のコレクタ端子は、トランジスタＴｒ２３のコレクタ端子に接続されている。そして、前記トランジスタＴｒ２３のエミッタ端子はグランドに接地されている。ここで、前記トランジスタＴｒ２２とＴｒ２３とは、ベース端子どうしが接続され、この接続部に前記トランジスタＴｒ２１のエミッタ端子が接続されている。また前記トランジスタＴｒ２２のコレクタ端子とトランジスタＴｒ２１のベース端子が接続され、トランジスタＴｒ２１のコレクタ端子は電源Ｖccに接続されている。すなわち、トランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２２およびＴｒ２３はカレントミラー回路１３を構成しており、トランジスタＴｒ２２にコレクタ電流が流れると、トランジスタＴｒ２３にも同じ大きさのコレクタ電流が流れるものとなっている。
【００３１】
また前記トランジスタＴｒ２３のコレクタ端子には、コンデンサＣ、クランプ手段４およびバッファ手段５が接続されている。前記クランプ手段４は、トランジスタＴｒ２４とＴｒ２５とから構成されている。前記トランジスタＴｒ２４とＴｒ２５は、それぞれはＮＰＮ型およびＰＮＰ型のトランジスタからなり、各コレクタ端子どうし及びエミッタ端子どうしが互いに接続され、一方の接続点４ａには下限電圧源Ｖminに接続され、他方の接続点４ｂは抵抗Ｒ８を介して前記トランジスタＴｒ２３のコレクタ端子に接続されている。またトランジスタＴｒ２４とＴｒ２５の各ベース端子は、後述の制御信号生成手段２０に接続され、それぞれ制御信号Ｄ５，Ｄ６が入力される。
【００３２】
前記バッファ手段５は、高入力および低出力インピーダンスを有するものであればよく、一般的に演算増幅器を使用した電圧フォロアなどから構成されている。そして、このバッファ手段５の出力端子OUTから正弦波状の出力信号Ｖｏが出力される。なお、前記下限電圧源Ｖminは、この正弦波発生回路の出力である正弦波出力信号の下限側の電圧値である。
【００３３】
温度補正手段３は、前記トランジスタＴｒ６とトランジスタＴｒ１６の互いのベース端子どうしが接続され、その接続部に抵抗Ｒ３を介して可変電圧源Ｖvarを接続したものとして構成されている。前記可変電圧源Ｖvarは、温度変化に対し電圧が比例的に変化する温度センサなどの出力であり、簡易な温度センサとして例えばトランジスタのベース−エミッタ間電圧を利用することができる。この可変電圧源Ｖvarにより、トランジスタＴｒ６およびトランジスタＴｒ１６に流れるベース電流を温度変化に対応して調整することが可能となる。よって、放電部１側のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ６，抵抗Ｒ４およびトランジスタＴｒ７に流れる定電流Ｉ１と、充電部２側のトランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１３，Ｔｒ１６，抵抗Ｒ６およびトランジスタＴｒ１７に流れる定電流Ｉ３を温度変化に応じて調整することが可能とされている。
【００３４】
図２は制御信号生成手段の実施の形態を示す回路構成図、図３は各信号と正弦波出力信号とのタイミングチャート図である。
【００３５】
制御信号生成手段２０は、例えば図２に示すように第１の分周回路２１、第２の分周回路２２、休止期間生成回路２３および複数のＡＮＤおよびＯＲ回路などからなる論理回路２４とから構成されている。前記第１の分周回路２１は、例えばＤ型のフリップフロップ（ＦＦ）Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４，Ｘ５を５段カスケード接続した構成である。初段のフリップフロップＸ１のＴ端子には、正弦波出力信号の基準信号となる矩形波（ディジタル）状の基準信号Ｖｓが入力される。この第１の分周回路２１に入力された矩形波状の基準信号Ｖｓは、１／２5＝１／３２分周された分周信号ＶｒとしてフリップフロップＸ５のＱ端子（Ｑ５）から出力される（図３のＶｒ（Ｑ５）参照）。
【００３６】
第２の分周回路２２は、Ｄ型のフリップフロップ（ＦＦ）Ｘ９，Ｘ１０を２段縦続接続した構成である。初段のフリップフロップＸ９のＴ端子には、前記第１の分周回路２１の初段のフリップフロップＸ１の反転出力Ｑ１バーが入力されている。よって、第２の分周回路２１の出力Ｑ９およびＱ１０は、それぞれ前記反転出力Ｑ１バーを１／２および１／４分周した出力である。
【００３７】
休止期間生成回路２３はＡＮＤ回路３１とＤ型のフリップフロップＸ６，Ｘ７およびＸ８とから構成されている。前記ＡＮＤ回路３１の一方の入力端子には、前記基準信号Ｖｓが入力され、他方の入力端子にはフリップフロップＸ７の反転出力Ｑ７バーが入力されている。そして、前記基準信号Ｖｓと反転出力Ｑ７バーとのＡＮＤ出力がフリップフロップＸ６のＴ端子に入力されると、前記フリップフロップＸ６の出力Ｑ６は、図３に示すように前記第１の分周回路２１の初段のフリップフロップＸ１の出力Ｑ１に一定の休止期間Δｔ（時刻ｔ２−ｔ３区間および時刻ｔ６−ｔ７区間）を含ませた信号として出力される。
【００３８】
前記フリップフロップＸ７およびＸ８は分周回路を構成しており、フリップフロップＸ７のＴ端子には、前記第１の分周回路２１の第３段目のフリップフロップＸ３の反転出力Ｑ３バーが入力されている。よって、フリップフロップＸ７，Ｘ８の出力Ｑ７，Ｑ８は、それぞれ前記反転出力Ｑ３バーを１／２および１／４分周した出力である。
【００３９】
前記論理回路２４は、複数のＡＮＤ回路およびＯＲ回路など介することにより、前記各フリップフロップＸ５，Ｘ６，Ｘ７，Ｘ８，Ｘ９およびＸ１０の各出力信号Ｑ５、Ｑ５バー、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８バー、Ｑ９およびＱ１０から図３に示すようなタイミングからなる各制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６を生成する。、そして、制御信号生成手段２０において生成された各制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６は、前記トランジスタＴｒ７，Ｔｒ８，Ｔｒ１７，Ｔｒ１８，Ｔｒ２４およびＴｒ２５のベース端子にそれぞれ与えられる。
【００４０】
以下、本発明の動作と正弦波の生成過程について説明する。
（放電時）
先ず、初期状態（時刻ｔ＝ｔ０）において、コンデンサＣの充電電圧ＶCがフル充電Ｖmax[Ｖ]に充電されていたとする。
【００４１】
前記制御信号生成手段２０は、前記矩形波状の基準信号Ｖｓが与えられると、図３に示すような各制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６を出力する。前記制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６のうち、最も早期にＨレベル信号となるには、制御信号Ｄ１である。
【００４２】
今、時刻ｔ１において、制御信号Ｄ１がＬレベル信号からＨレベル信号に切り換えられたとする。この制御信号Ｄ１が放電部１のトランジスタＴｒ７のベース端子に与えられると、トランジスタＴｒ７がＯＮ状態に設定されるため、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ６、抵抗ｒ４およびトランジスタＴｒ７に定電流Ｉ１が流れる。なお、定電流Ｉ１の大きさは、主に電源電圧Ｖccと抵抗Ｒ４により決定される。
【００４３】
またカレントミラー回路１１では、トランジスタＴｒ２、Ｔｒ４およびＴｒ２２に定電流Ｉ２が流れるが、この定電流Ｉ２の大きさは前記定電流Ｉ１と同じ大きさとなる（Ｉ２＝Ｉ１）。ただし、充電部２ではトランジスタＴｒ１７およびＴｒ１８が共にＯＦＦ状態であるため、図中の定電流Ｉ３および定電流Ｉ４はともに流れない。
【００４４】
このときカレントミラー回路１３では、定電流Ｉ２が流れてトランジスタＴｒ２１がＯＮ状態となるため、トランジスタＴｒ２３のベース端子にベース電流Ｉｂが流れ込みトランジスタＴｒ２３がＯＮ状態に設定される。ところが、上述の通り定電流Ｉ４はＩ４＝０である。このため、コンデンサＣに蓄積されていた電荷が、前記トランジスタＴｒ２３を介して放出されるため、コンデンサＣからトランジスタＴｒ２３の方向に放電電流ＩDが流れる。よって、図３の正弦波出力に示すように、時刻ｔ１から徐々にコンデンサＣの電位（Ｖmax[Ｖ]）が下降しはじめる。
【００４５】
ここで正弦波出力の勾配（コンデンサの電位の勾配）θ１は、コンデンサＣの静電容量と放電電流ＩDより定まるが、放電電流ＩDはトランジスタＴｒ２３に流れ込むベース電流Ｉbの大きさに比例する。またベース電流Ｉb自体は、定電流Ｉ２の大きさに依存する。さらに定電流Ｉ２の大きさは、定電流Ｉ２の大きさを定電流Ｉ１の大きさと等量に設定するというカレントミラー回路１１の性質より、定電流Ｉ１の大きさを決定する抵抗Ｒ４に基づいて定められる。つまり、正弦波出力の勾配θ１は、放電部１の抵抗Ｒ４とコンデンサＣの容量の積で示される時定数Ｃ・Ｒ４で決定することができる。なお、この勾配θ１は次に制御信号Ｄ２が切り換わる時刻ｔ２まで維持される。よって、正弦波出力信号Ｖｏは、時刻ｔ１−ｔ２間が勾配θ１にしたがうものとなる。
【００４６】
次に、時刻ｔ２において、制御信号Ｄ１に引き続き制御信号Ｄ２がＨレベル信号に切り換えられると、トランジスタＴｒ７およびトランジスタＴｒ８がＯＮ状態に設定される。これにより、トランジスタＴｒ６のエミッタ端子とグランドとの間では抵抗Ｒ４に抵抗Ｒ５が並列接続された状態となる。このため、前記定電流Ｉ１の大きさは電源電圧Ｖccと並列抵抗Ｒ４・Ｒ５／（Ｒ４+Ｒ５）により決定され、その大きさが増大させられる。よって、トランジスタＴｒ２３のベース端子に流れ込むベース電流Ｉbが増加するため、前記コンデンサＣの放電電流ＩDを増大させることができる。すなわち、時刻ｔ２以後の正弦波出力の勾配θ２を前記勾配θ１に比べ大きく設定することができる。なお、前記勾配θ２の状態は次に制御信号Ｄ２がＬレベルに切り換わる時刻ｔ３まで維持される。よって、正弦波出力信号Ｖｏは、時刻ｔ２−ｔ３間が勾配θ２にしたがうものとなる。
【００４７】
次に、時刻ｔ３において、制御信号Ｄ２がＬレベル信号に切り換えられると、トランジスタＴｒ８はＯＦＦ状態に設定される。よって、前記時刻ｔ１−ｔ２間同様の状態に設定されるため、正弦波出力Ｖｏの勾配をθ１に戻すことができ、この状態が時刻ｔ４まで維持される。よって、時刻ｔ３−ｔ４の間では、コンデンサＣの電位が勾配θ１にしたがう。
【００４８】
時刻ｔ４では、制御信号Ｄ１がＬレベル信号に切り換えられる。よって、トランジスタＴｒ７がＯＦＦ状態となるため、定電流Ｉ１，Ｉ２が共に遮断されトランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２３がＯＦＦに切り換えられる。よって放電電流ＩDが遮断状態となるため、コンデンサＣがある電位Ｖｃに設定される。また時刻ｔ４では、制御信号Ｄ５において正論理のパルス信号が出力され、制御信号Ｄ６においては負論理のパルス信号が出力される。これによりクランプ手段４のトランジスタＴｒ２４およびＴｒ２５が同時にＯＮ状態に設定される。
【００４９】
前記クランプ手段４の接続点４ａには、下限電圧源Ｖminが接続されている。よって、前記コンデンサＣの電位Ｖｃが前記下限電圧源Ｖminの電圧よりも高い場合（Ｖｃ＞Ｖmin）には、コンデンサＣから抵抗Ｒ８およびトランジスタＴｒ２４を介して下限電圧源Ｖminの方向に放電電流ＩD1が流れ、コンデンサＣの電位を下限電圧源Ｖminと同電位とすることができる。また前記コンデンサＣの電位Ｖｃが前記下限電圧源Ｖminの電圧よりも低い場合（Ｖｃ＜Ｖmin）には、下限電圧源ＶminからトランジスタＴｒ２５および抵抗Ｒ８を介してコンデンサＣの方向に充電電流ＩC1が流れるため、コンデンサＣの電位を下限電圧源Ｖminと同電位とすることができる。すなわち、正弦波出力Ｖｏの負方向の極値（電位Ｖｃ）が、下限電圧源Ｖminよりも高い状態および低い状態のいずれにおいても、常に正弦波出力Ｖｏの負方向の極値を下限電圧源Ｖminに設定することができる。このため、正弦波出力Ｖｏは、下限電圧源Ｖminを基準に振幅として生成することができるため、常に正弦波出力Ｖｏを一定のダイナミックレンジ内に納めることが可能となる。なお、前記放電電流ＩD1又は充電電流ＩC1が流れるのときの時定数は、コンデンサＣの容量と抵抗Ｒ８との積Ｃ・Ｒ８となるため、抵抗Ｒ８を適度な大きさに設定しておくことにより、瞬時にコンデンサＣの電位を下限電圧源Ｖminに設定することが可能である。
【００５０】
（充電時）
次に時刻ｔ５では、制御信号生成手段２０が制御信号Ｄ３のみをＨレベル信号に切り換える。これにより、トランジスタＴｒ１７のみがＯＮ状態に設定され、トランジスタＴｒ７，Ｔｒ８，Ｔｒ１８，Ｔｒ２４およびＴｒ２５はＯＦＦ状態が維持される。よって、充電部２のトランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１３，Ｔｒ１６、抵抗Ｒ６およびトランジスタＴｒ１７に定電流Ｉ３が流れる。なお、この定電流Ｉ３の大きさは、電源電圧Ｖccと抵抗Ｒ６により決定される。そして、充電部２のカレントミラー回路１２を構成するトランジスタＴｒ１２およびＴｒ１４には、前記定電流Ｉ３と同じ大きさの定電流Ｉ４が流れる。また放電部１では前記定電流Ｉ１，Ｉ２は流れないため、カレントミラー回路１３の全てのトランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２２およびＴｒ２３がＯＦＦ状態に設定される。なお、クランプ手段４のトランジスタＴｒ２４およびＴｒ２５もＯＦＦ状態に設定される。よって、前記定電流Ｉ４は、全てコンデンサＣに充電電流ＩCとして流れ込み、コンデンサＣを充電しはじめる。このため、図３の正弦波出力Ｖｏに示すように、時刻ｔ５から徐々にコンデンサＣの電位が上昇しはじめる。
【００５１】
このときの時定数は、上記同様にコンデンサＣと抵抗Ｒ６の積Ｃ・Ｒ６で決定されるため、時刻ｔ５以後の正弦波出力Ｖｏの勾配θ３が前記時定数Ｃ・Ｒ６に従うものとすることができ、このような状態は次に制御信号Ｄ４が切り換わる時刻ｔ６まで維持される。
【００５２】
時刻ｔ６では、制御信号Ｄ４がＨレベル信号に切り換えられるため、トランジスタＴｒ１７に引き続きトランジスタＴｒ１８がＯＮ状態に設定させられる。よって、充電部２のトランジスＴｒ１６のエミッタ端子とグランドとの間は、抵抗Ｒ６に抵抗Ｒ７が並列接続された状態となる。このため定電流Ｉ３は、電源電圧Ｖccと並列抵抗（Ｒ６・Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７））で決定されて増大する。よって、カレントミラー回路１２を流れる定電流Ｉ４が増加し、コンデンサＣの充電電流ＩCも増大させられるため、時刻ｔ５からの正弦波出力Ｖｏの勾配はθ４に設定される。ここでの時定数は、上記同様にコンデンサＣと前記並列抵抗（Ｒ６・Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７））との積Ｃ・（Ｒ６・Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７））で決定することができる。よって、時刻ｔ６からの正弦波出力Ｖｏの勾配θ４は、時刻ｔ５−ｔ６間の勾配θ３に比べ大きくなるように設定することができる（θ４＞θ３）。そして、正弦波出力Ｖｏは、次に制御信号Ｄ４がＬレベルに切り換わる時刻ｔ７まで前記勾配θ４に基づいて生成され、時刻ｔ６−ｔ７の間では、コンデンサＣの電位が勾配θ４にしたがって上昇する。
【００５３】
時刻ｔ７では、制御信号Ｄ４のみがＬレベル信号に切り換えられ、制御信号Ｄ３はＨレベル信号が維持される。よって、トランジスタＴｒ１７がＯＮ状態、トランジスタＴｒ１８がＯＦＦ状態に設定され、この状態は時刻ｔ５−ｔ６間の場合と同様となるので正弦波出力の勾配はθ３となる。そして、正弦波出力Ｖｏは、次の時刻ｔ８まで前記勾配θ３に基づいて生成される。よって、時刻ｔ７−ｔ８の間では、コンデンサＣの電位が勾配θ３にしたがって上昇する。
【００５４】
次に時刻ｔ８では、制御信号Ｄ３がＬレベル信号に切り換えられる。このため、トランジスタＴｒ１７及びＴｒ１８がＯＦＦ状態に設定され、定電流Ｉ３が遮断させられる。よって、コンデンサＣに流れ込む充電電流ＩC（定電流Ｉ４）がカットされるため、コンデンサＣの電位ＶCは正弦波出力Ｖｏの最大値であるＶmax[Ｖ]に設定される。そして、時刻ｔ９に至ったところで、正弦波出力Ｖｏの一周期分が生成が完了する。
【００５５】
上記においては、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ６とを同じ大きさの抵抗値（Ｒ４＝Ｒ６）とすることにより、放電時（時刻ｔ１−ｔ２間、時刻ｔ３−ｔ４間）の勾配θ１と充電時（時刻ｔ５−ｔ６間、時刻ｔ７−ｔ８間）の勾配θ３と一致させることができる（θ１＝θ３）。さらに抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ７とを同じ大きさの抵抗値（Ｒ５＝Ｒ７）とすることにより、放電時（時刻ｔ２−ｔ３間）の勾配θ２と充電時（時刻ｔ６−ｔ７間）の勾配θ４を一致させることができる（θ２＝θ４）。これにより、均整のとれた正弦波出力Ｖｏを生成することが可能となる。
【００５６】
また上記においては、接続点４ａが下限電圧源Ｖminに接続されている場合を示したが、本発明はこれに限られるものではなく、正弦波出力Ｖｏの上限側の電圧である上限電圧源Ｖmaxに接続されていてもよい。ただし、この場合には、上記制御信号Ｄ５およびＤ６がパルス信号を出力するのは時刻ｔ４ではなく、時刻ｔ８となるとき、すなわち正弦波出力Ｖｏが正方向の極値をとる時刻が好ましい。これにより、正弦波出力Ｖｏの正方向の極値を上限電圧源Ｖmaxに設定することができる。よって、正弦波出力Ｖｏは上限電圧源Ｖmaxを基準に振幅が生成されるため、下限電圧源Ｖminを基準とする場合同様に正弦波出力Ｖｏを常に一定のダイナミックレンジ内に納めることが可能となる。
【００５７】
上記正弦波発生回路では、正弦波出力Ｖｏを、基準信号Ｖsから生成した時間軸が正確な各制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６によって生成することができる。よって、例えば温度変化が生じて各抵抗値やコンデンサＣの容量に変化が生じたとしても、正弦波出力Ｖｏに位相遅れを生じることがない。
【００５８】
また図３に示すように、上記正弦波発生回路では、正弦波出力Ｖｏが正方向から負方向に切り換わる近傍の時刻（時刻ｔ２−ｔ３区間）および負方向から正方向に切り換わる近傍の時刻（時刻ｔ６−ｔ７区間）、すなわち休止期間Δｔにおいては、正弦波出力Ｖｏの振幅の中点付近を直線近似して正弦波出力を生成している。そして、この休止期間Δｔ内は、各制御信号Ｄ１ないしＤ６の切り換えを行なわないように設定されている。よって、少なくとも休止期間Δｔ内は各トランジスタのスイッチング動作を停止させることができるため、不要なノイズ、特に高調波成分からなるノイズの発生を防止することができる。よって、他の回路部門にノイズによる悪影響を及ぼすことがない。
【００５９】
上記のように生成された正弦波出力Ｖｏは、バッファ手段５を介して外部に出力される。そして、前記正弦波出力Ｖｏは、必要に応じ増幅手段を介して信号増幅がなされ、例えば角速度センサの振動子を駆動するドライブ信号として使用される。
【００６０】
図４は上記正弦波発生回路を使用した角速度センサ用の振動子の駆動装置の構成を示すブロック図である。
【００６１】
図４に示す角速度センサでは、感知手段（センサ）としての振動子５１と、この振動子５１を所定の駆動周波数からなるドライブ信号ＳＤで振動駆動させるための駆動制御部５０、振動子５１から出力される角速度の検出を行なうための検出制御部などから構成されている。
【００６２】
前記振動子５１は、例えば圧電型の振動子又は静電容量型の振動子などであり、長手方向に延びる振動子５１の一方の先端には分岐形成された複数の振動脚（例えば３脚）を有するものである。各振動脚の一方（Ｙ１側）の面内には、長手方向（Ｚ方向）に延びる入力電極ａがそれぞれ形成されており、他方（Ｙ２側）の面内には一対の出力電極ｃ，ｄが形成されている。前記振動子５１では、各振動脚の各入力電極aに前記ドライブ信号ＳＤがドライブ手段５７より与えられると、振動脚が並ぶ方向（Ｘ方向）に各振動脚が振動駆動させられる。この状態で前記振動子５１が、長軸Ｏを中心とする軸回りに置かれると、回転の大きさに応じて生じるコリオリ力により前記振動子５１が振動方向（Ｘ方向）と直交方向（Ｙ方向）に撓み変形させられる。この変形により、振動子５１に形成されている他方の面に形成された一対の出力電極ｃ，ｄからそれぞれ位相の異なる出力信号Ｓｃ，Ｓｄが前記コリオリ力の大きさに応じ出力される。
【００６３】
上記駆動制御部５０では、振動子５１が二値化手段５２と、位相検出部５３、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５４，ＶＣＯ（電圧制御発振器）５５、分周器５６とからなるＰＬＬ（フェーズロックループ）とドライブ手段５７により駆動される。前記ドライブ手段５７から振動子５１に正弦波状のドライブ信号ＳＤが与えられると、振動子５１の検出電極ｃ，ｄからも正弦波状の出力信号Ｓｃ，Ｓｄが出力される。そして、前記振動子５１が回転系に置かれると、前記出力信号ＳｃとＳｄとの間には回転により生じたコリオリ力に相当する位相差が発生する。
【００６４】
前記二値化手段５２では、振動子５１の出力信号（正弦波出力）Ｓｃ，Ｓｄが所定のスレッショルド電圧を基準に二値信号Ｄｃ，Ｄｄに変換される。なお、前記駆動制御部５０では、出力信号Ｓｃ，Ｓｄがスレッショルド電圧を交差するタイミングの前後の期間に上記休止期間Δｔが設けられる。よって、駆動制御部５０で生成される正弦波出力Ｖｏおよび前記二値信号Ｄｃ，Ｄｄに不要な高調波成分を含むノイズが混入されることが防止されている。
【００６５】
位相差検出部５３では、前記二値信号Ｄｃ，ＤｄとＶＣＯ５５から出力される基準信号Ｖｓを分周器５６で分周した分周信号Ｖｒとがそれぞれ位相比較され、位相差をパルス状の差信号として出力する。前記パルス状の差信号は、ＬＰＦ５４において直流化（積分と高周波成分の遮断）され、ＶＣＯ制御電圧としてＶＣＯ５５の制御端子（図示せず）に与えられる。ＶＣＯ５５は、一定の自走周波数を持ち、前記ＶＣＯ制御電圧が与えられると、前記ＶＣＯ制御電圧を基にＶＣＯ５５が発振周波数を調整し、前記二値信号Ｄｃ，Ｄｄの位相差に相当する時間幅の中点にロックする前記基準信号Ｖｓを出力する。これにより、振動子５１への入力信号であるドライブ信号ＳＤが、常に振動子５１の正弦波状の出力信号（出力信号ＳｃとＳｄの位相差に相当する時間幅の中点）にロックするように駆動される。
【００６６】
ここで分周器５６は、ＶＣＯ５５の発振周波数を振動子５１の駆動周波数まで分周する能力を有するものであり、上記図２に示す第１の分周回路２１により構成することが可能である。また前記ドライブ手段５７には、上記図１に示す正弦波発生回路を用いることができ、ＶＣＯ５５から出力される基準信号Ｖｓから正弦波出力Ｖｏを生成する。さらにドライブ手段５７では、前記正弦波出力Ｖｏを増幅することによりドライブ信号ＳＤの生成を行なう。
【００６７】
よって、この角速度センサでは、分周器５６をＰＬＬの構成要素として使用するだけでなく、振動子５１に正弦波出力Ｖｏを与えるためのドライブ手段５７を構成する一要素として使用することができる。
【００６８】
そして、このような正弦波発生回路を用いることにより、精度の高いドライブ信号ＳＤを生成することができ、出力信号Ｓｃ，Ｓｄ間に生じる位相差に相当する時間幅を確実に検出することができるようになる。そして、位相差に相当する時間を積分平滑することにより、精度の高い角速度出力を得ることができる。
【００６９】
なお、上記においては正弦波を生成する実施形態を示したが、制御信号生成手段の制御信号を様々に組み合せることにより、その他の波形（例えば三角波、台形波など）を生成することも可能である。
【００７０】
さらに、前記制御信号生成手段をマイコン制御で構成してもよい。この場合、ソフトウエアにより、任意に各制御信号を生成することが可能である。
【００７１】
【発明の効果】
以上詳述した本発明によれば、位相遅れの無い精度の高い正弦波を生成することができる。
【００７２】
また、正弦波の切り換えのタイミングの前後に一定の休止期間を設けることが可能となるため、正弦波出力に高調波成分からなるノイズが含まれることを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における正弦波発生回路を示す回路構成図、
【図２】制御信号生成手段の実施の形態を示す回路構成図、
【図３】各信号と正弦波出力信号とのタイミングチャート図、
【図４】正弦波発生回路の実施形態として、角速度センサ用の振動子の駆動装置の構成を示すブロック図、
【図５】従来の正弦波発生回路を示す回路構成図、
【図６】従来の他の正弦波発生回路における正弦波の生成方法の概念を示す図、
【符号の説明】
１  放電部
２  充電部
３  温度補正手段
４  クランプ手段
５  バッファ手段
１１，１２，１３  カレントミラー回路
２０  制御信号生成手段
２１  第１の分周回路
２２  第２の分周回路
２３  休止期間生成回路
２４  論理回路
５０  駆動制御部
５１  振動子
５２  二値化手段
５３  位相検出部
５４  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
５５  ＶＣＯ（電圧制御発振器）
５６  分周器
５７  ドライブ手段
Ｃ  コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６  制御信号
Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４  定電流
ＩC  充電電流
ＩD  放電電流
ＶCC  電源電圧
Ｖmin  下限電圧源
Ｖmax  上限電圧源
Ｖｓ  基準信号
Ｖｏ  正弦波出力
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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