(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに直列に接続された複数の平滑コンデンサ、スイッチング素子を有し上記各平滑コンデンサと並列に接続された変換回路、上記複数の平滑コンデンサの端子の内所定の一対の端子と接続された入出力用の第１の直流電圧端子、上記複数の平滑コンデンサの端子の内上記第１の直流電圧端子に接続された端子とは少なくともその一方が異なる所定の一対の端子と接続された入出力用の第２の直流電圧端子、コンデンサを有し上記変換回路の相互間に接続されたエネルギ移行回路、および上記スイッチング素子をオンオフ駆動するゲート駆動回路を備え、上記スイッチング素子を駆動して上記複数の変換回路の一方の群を上記平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換する直流／交流変換回路として動作させ上記複数の変換回路の他方の群を上記エネルギ移行回路を介して上記一方の群の変換回路から出力された交流電圧を直流電圧に変換して上記平滑コンデンサに出力する交流／直流変換回路として動作させることにより上記第１の直流電圧端子と上記第２の直流電圧端子との間で所定の直流電圧比の電力変換を行うＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、
上記変換回路を、それぞれゲート端子、ソース端子およびドレイン端子を備えバックゲートが内部で上記ソース端子に接続された３端子の第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との直列接続体で構成し、両者の接続点に上記エネルギ移行回路を接続し、
上記スイッチング素子を駆動して上記複数の変換回路のいずれかを上記平滑コンデンサを短絡する短絡回路として動作させることにより上記第１の直流電圧端子と上記第２の直流電圧端子との間で上記所定の直流電圧比と異なる直流電圧比の電力変換を可能とする電圧比変更手段を備えたことを特徴とするＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項２】
上記変換回路を上記短絡回路として動作させるとき、当該変換回路に接続された上記エネルギ移行回路に電流が流れないようにしたことを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項３】
上記変換回路を上記短絡回路として動作させるとき、当該変換回路と上記エネルギ移行回路を介して接続された変換回路をオフ動作させることにより当該エネルギ移行回路に電流が流れないようにしたことを特徴とする請求項２記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項４】
上記変換回路を上記短絡回路として動作させるとき、当該変換回路に接続された上記エネルギ移行回路に挿入した電流遮断用のスイッチング素子をオフ動作させることにより当該エネルギ移行回路に電流が流れないようにしたことを特徴とする請求項２記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項５】
上記エネルギ移行回路に上記コンデンサと直列にインダクタを挿入するとともに、上記スイッチング素子をオンオフ駆動するため上記ゲート駆動回路から出力するゲート信号は、その駆動周期が上記コンデンサの容量と上記インダクタのインダクタンスとで決まる共振周期とほぼ等しく、そのオン時間が上記共振周期の１／２にほぼ等しいことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項６】
上記第１または第２の直流電圧端子の電圧を検出する電圧検出手段を備え、上記電圧比変更手段は、上記電圧検出手段の出力に基づき上記第１の直流電圧端子と上記第２の直流電圧端子との間の電圧比を変更するようにしたことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項７】
上記第１または第２の直流電圧端子に電動発電機が接続される場合、上記電動発電機の回転数を検出する回転数検出手段を備え、上記電圧比変更手段は、上記回転数検出手段の出力に基づき上記第１の直流電圧端子と上記第２の直流電圧端子との間の電圧比を変更するようにしたことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電圧を昇圧あるいは降圧した直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ電力変換装置に係り、特に、その電圧比を変更できるＤＣ／ＤＣ電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置としてのＤＣ／ＤＣコンバータは、正の電位に接続する半導体スイッチと負の電位に接続する半導体スイッチとを備えた少なくとも２個以上の半導体スイッチを具備するインバータ回路と、直列に接続される複数の整流器と直列に接続される複数のコンデンサとを備えた多倍圧整流回路で構成され、インバータ回路で交流電圧を作り、更に、多倍圧整流回路で高圧直流電圧を作り負荷に供給する（例えば、特許文献１参照）。なお、同文献１には、コンデンサの充電レベル到達前に半導体スイッチをオフするよう制御することで電圧比を任意に調整出来るとあるが、この場合は、出力波形の歪みが増大し、変換効率も低下して実用性に劣る。
【０００３】
また、従来の別例によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置としてのスイッチトキャパシタコンバータは、インバータ回路と２倍圧整流回路とで構成され、コンデンサと直列にインダクタを接続し、ＬＣ共振現象を利用してコンデンサへの充放電電流を増大させ、大きな電力を移行しても効率の低下が少ない電力変換を実現している（例えば、非特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】特開平９−１９１６３８号公報
【非特許文献１】出利葉史俊他：「共振形スイッチトキャパシタコンバータの制御特性」，信学技法，IEICE Technical Report，EE2005-62，pp7-12，2006年
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
これらの従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、インバータ回路と整流回路とを備え、コンデンサの充放電を利用して直流／直流電力変換を行うものであり、また、コンデンサと直列にインダクタを接続してＬＣ共振現象を利用すると高効率で大きな電力が移行できる。しかしながら、従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、実用上、入力電圧と出力電圧との関係は一定で変更できない。
【０００６】
この発明では、上記のような問題点を解決するために成されたものであって、インバータ回路と整流回路とから成る複数の回路を備え、コンデンサの充放電を利用するＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、入力電圧と出力電圧との比を変更できるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、互いに直列に接続された複数の平滑コンデンサ、スイッチング素子を有し各平滑コンデンサと並列に接続された変換回路、複数の平滑コンデンサの端子の内所定の一対の端子と接続された入出力用の第１の直流電圧端子、複数の平滑コンデンサの端子の内第１の直流電圧端子に接続された端子とは少なくともその一方が異なる所定の一対の端子と接続された入出力用の第２の直流電圧端子、コンデンサを有し変換回路の相互間に接続されたエネルギ移行回路、およびスイッチング素子をオンオフ駆動するゲート駆動回路を備え、スイッチング素子を駆動して複数の変換回路の一方の群を平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換する直流／交流変換回路として動作させ複数の変換回路の他方の群をエネルギ移行回路を介して一方の群の変換回路から出力された交流電圧を直流電圧に変換して平滑コンデンサに出力する交流／直流変換回路として動作させることにより第１の直流電圧端子と第２の直流電圧端子との間で所定の直流電圧比の電力変換を行うＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、
変換回路を、それぞれゲート端子、ソース端子およびドレイン端子を備えバックゲートが内部でソース端子に接続された３端子の第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との直列接続体で構成し、両者の接続点にエネルギ移行回路を接続し、
スイッチング素子を駆動して複数の変換回路のいずれかを平滑コンデンサを短絡する短絡回路として動作させることにより第１の直流電圧端子と第２の直流電圧端子との間で所定の直流電圧比と異なる直流電圧比の電力変換を可能とする電圧比変更手段を備えたものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明に係る第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置における電圧比変更手段は、以上のように、スイッチング素子を駆動して複数の変換回路のいずれかを平滑コンデンサを短絡する短絡回路として動作させる。これにより、短絡した平滑コンデンサの電圧が零となり、電圧比が変化する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を図に基づいて説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成を示す図である。図１に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する機能(直流電圧V2を直流電圧V1の３倍と同等とする動作)と、入力された直流電圧をバイパスし１倍の直流電圧を出力する機能(直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１と同等とする動作)を有する。また、いずれかの動作を選択することにより電圧比を変更する手段を有する。
【００１２】
各ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の主回路部として、先ず、互いに直列に接続された平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3は、入出力電圧Ｖ１、Ｖ２を平滑化し、またエネルギ移行のための電圧源としても機能する。そして、複数の半導体スイッチング素子であるMOSFETからなり、低圧側素子（第１のスイッチング素子）、高圧側素子（第２のスイッチング素子）としての２つのMOSFET（Mos1L、Mos1H）（Mos2L、Mos2H）（Mos3L、Mos3H）を直列接続して各平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3の両端子間に接続した変換回路（以下、単に回路と称す）Ａ１、Ａ２、Ａ３を直列接続して構成される。更に、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３内の２つのMOSFETの接続点を中間端子として、回路Ａ１と他の各回路Ａ２、Ａ３との中間端子間に、コンデンサCr12、Cr13およびインダクタLr12、Lr13の直列体で構成されエネルギ移行回路として機能するＬＣ直列体LC12、LC13を接続する。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
【００１３】
次に、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の接続の詳細について説明する。平滑コンデンサCs1の両端子VLとVcomは、それぞれ直流電圧端子（以下、単に電圧端子と称す）Ｔ１、Ｔ０に接続され、電圧端子Ｔ０は接地されている。平滑コンデンサCs1の端子VLは、平滑コンデンサCs2の一方の端子VLに接続され、平滑コンデンサCs2の他方の端子VMは平滑コンデンサCs3の一方の端子VMに、平滑コンデンサCs3の他方の端子VHは電圧端子Ｔ２に接続されている。
【００１４】
Mos1Lのソース端子は端子Vcomに、ドレイン端子はMos1Hのソース端子に、Mos1Hのドレイン端子は端子VLに接続されている。Mos2Lのソース端子は平滑コンデンサCs2の低電圧側の端子に、Mos2Lのドレイン端子はMos2Hのソース端子に、Mos2Hのドレイン端子は平滑コンデンサCs2の高電圧側の端子に接続されている。Mos3Lのソース端子は平滑コンデンサCs3の低電圧側の端子に、Mos3Lのドレイン端子はMos3Hのソース端子に、Mos3Hのドレイン端子は平滑コンデンサCs3の高電圧側の端子に接続されている。
【００１５】
ＬＣ直列体LC12の一端は、Mos1LとMos1Hの接続点に接続され、他端はMos2LとMos2Hの接続点に接続されている。ＬＣ直列体LC13の一端は、Mos1LとMos1Hの接続点に接続され、他端はMos3LとMos3Hの接続点に接続されている。各段のインダクタLrとコンデンサCrのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。
【００１６】
Mos1L、Mos1Hのゲート端子はゲート駆動回路111の出力端子に接続され、ゲート駆動回路111の入力端子には、それぞれのゲート駆動信号Gate1L、Gate1Hが入力される。ゲート駆動回路は、一般的なブートストラップ方式の駆動回路であり、ハーフブリッジインバータ回路駆動用のドライバICや高電圧側のMOSFETを駆動するためのコンデンサ等で構成されている。Mos2L、Mos2Hのゲート端子はゲート駆動回路112の出力端子に接続され、ゲート駆動回路112の入力端子には、それぞれのゲート駆動信号Gate2L、Gate2Hが入力される。Mos3L、Mos3Hのゲート端子はゲート駆動回路113の出力端子に接続され、ゲート駆動回路113の入力端子には、それぞれのゲート駆動信号Gate3L、Gate3Hが入力される。
【００１７】
各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３内の高圧側MOSFET（Mos1H〜Mos3H）、低圧側MOSFET（Mos1L〜Mos3L）を駆動するためのゲート信号Gate1H〜Gate3H、Gate1L〜Gate3Lは、マイクロコンピュータ等の信号処理回路から成る制御回路10より出力される。制御回路10はゲート信号生成部101により構成されており、ゲート信号生成部101には動作モード信号Modeが入力されている。動作モード信号Modeに応じてゲート信号が生成され、入力電圧と出力電圧の関係を選ぶことができる。
電源Vs1、Vs2、Vs3は、それぞれMos1L、Mos2L、Mos3Lのソース端子を基準とした、MOSFET、ゲート駆動回路を駆動するために備えられた電源である。
【００１８】
まず、直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作（直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の３倍と同等とする動作）について説明する。
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr12、Cr13の容量値と比較して十分大きな値に設定される。上述したように、一対の電圧端子Ｔ２−Ｔ０間の電圧Ｖ２は、一対の電圧端子Ｔ１−Ｔ０間の電圧Ｖ１の約３倍となる。
【００１９】
電圧Ｖ２が３×Ｖ１よりも低い値のときは、電圧Ｖ１を電圧Ｖ２に昇圧する昇圧回路として動作する。昇圧回路として動作するときは、回路Ａ１は、平滑コンデンサＣs1の直流電圧を交流電圧に変換し、電圧端子Ｔ１−Ｔ０間に入力されるエネルギを、MOSFET（Mos1L、Mos1H）のオンオフ動作により高電圧側に送る、直流／交流変換回路としての駆動用インバータ回路に用いられる。また、回路Ａ２、Ａ３は、ＬＣ直列体LC12、LC13を介して駆動用インバータ回路Ａ１で駆動出力された交流電圧を直流電圧に変換し、平滑コンデンサＣs2、Cs3に出力してエネルギを高電圧側へ移行する、交流／直流変換回路としての整流回路に用いられる。
【００２０】
また、電圧Ｖ２が３×Ｖ１よりも大きい値のときは、電圧Ｖ２を電圧Ｖ１に降圧する降圧回路として動作する。降圧回路として動作するときは、回路Ａ２、Ａ３は電圧端子Ｔ２−Ｔ０間に入力されるエネルギを、そのMOSFET（Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3H）のオンオフ動作により低電圧側に送る駆動用インバータ回路に用いられる。また、回路Ａ１は、駆動用インバータ回路Ａ２、Ａ３で駆動された電流を整流し、エネルギを低電圧側へ移行する整流回路として用いられる。
【００２１】
ゲート信号Gate1H〜Gate3H、Gate1L〜Gate3Lは、LrとCrによるＬＣ直列体LC12、LC13にて定まる共振周期と同等の周期Ｔを有しデューティー約50％のオンオフ信号であり、Gate1H〜Gate3HとGate1L〜Gate3Lはオンとオフとが相反する信号である。また、Gate1L〜Gate3Lは同等の信号であり、Gate1H〜Gate3Hも同等の信号である。なお、MOSFETはゲート信号がハイ電圧でオンする。
定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧Ｖ１の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3には平均的に(Ｖ２−Ｖ１)/２の電圧が充電されている。
【００２２】
次に、以上の昇圧回路として動作するときのエネルギの移行に係る動作を詳しく説明する。
ゲート信号Gate1L、Gate2L、Gate3LによりMos1L、Mos2L、Mos3Lがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs1、Cs2に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr13に移行する。
Cs1⇒Mos2L⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Mos3L⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1L
【００２３】
次いで、ゲート信号Gate1H、Gate2H、Gate3HによりMos1H、Mos2H、Mos3Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCr12、Cr13に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCs2、Cs3に移行する。
Cr12⇒Lr12⇒Mos2H⇒Cs2⇒Mos1H
Cr13⇒Lr13⇒Mos3H⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
【００２４】
次に、降圧回路として動作するときのエネルギの移行に係る動作を詳しく説明する。
ゲート信号Gate1H、Gate2H、Gate3HによりMos1H、Mos2H、Mos3Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs2、Cs3に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr13に移行する。
Cs2⇒Mos2H⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1H
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1H
【００２５】
次いで、ゲート信号Gate1L、Gate2L、Gate3LによりMos1L、Mos2L、Mos3Lがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12、Cr13に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCs1、Cs2に移行する。
Cr12⇒Lr12⇒Mos2L⇒Cs1⇒Mos1L
Cr13⇒Lr13⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
【００２６】
このように、昇圧動作および降圧動作において、コンデンサCr12、Cr13の充放電により、平滑コンデンサCs1と平滑コンデンサCs2、Cs3との間でエネルギが移行する。また、各コンデンサCr12、Cr13には、インダクタLr12、Lr13が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC13を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
【００２７】
次に、入力された直流電圧をバイパスし、1倍の直流電圧を出力する動作について説明する。
ゲート信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3Hにより、Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hがオン状態になる。また、ゲート信号Gate1L、Gate1Hにより、Mos1L、Mos1Hは少なくとも一方はオフの状態を維持する。Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hがオン状態となることにより、平滑コンデンサCs2、Cs3が短絡され、平滑コンデンサCs2、Cs3の電圧が0となり、電圧V1と電圧V2が等しくなる。Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hをオンすることにより、入力された直流電圧がバイパスし、1倍の直流電圧を出力する。また、Mos1L、Mos1Hの少なくとも一方をオフの状態とすることにより、LC直列体LC12、LC13には電流が流れなくなり、効率よく大きなエネルギ量をバイパスすることが出来る。
【００２８】
なお、Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hをオンした状態で、Mos1L、Mos1Hをスイッチングした場合には、ＬＣ直列体LC12、LC13には過電流が流れ、LC直列体が故障する可能性がある。Mos1L、Mos1Hの少なくとも一方をオフの状態とすることにより、LC直列体LC12、LC13には電流を遮断することができ、信頼性の高いDC／ＤＣ電力変換装置を実現できる。
【００２９】
このようにして、動作モード信号Modeによりゲート信号を選ぶことにより、電圧端子Ｔ１−Ｔ０間の直流電圧Ｖ１と電圧端子Ｔ２−Ｔ０間の直流電圧Ｖ２との関係を選ぶことができ、適した電圧を出力することが可能となる。直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作では、エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。また、入力された直流電圧をバイパスし、1倍の直流電圧を出力する動作では、Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hによりバイパスすることにより、効率よく大きなエネルギ量をバイパスすることができる。
【００３０】
また、図２に示すように、ＬＣ直列体LC13の代わりに、ＬＣ直列体LC23を用いた構成であっても、図１による上記実施の形態と同様に、直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ２との関係を選ぶことができ、適した電圧を出力することが可能となる。図１による上記実施の形態ではＬＣ直列体LC13の一端は、Mos1LとMos1Hの接続点に接続され、他端はMos3LとMos3Hの接続点に接続されていたが、図２による実施の形態では、ＬＣ直列体LC23の一端は、Mos2LとMos2Hの接続点に接続され、他端はMos3LとMos3Hの接続点に接続されている。直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作では、図１による実施の形態と同様に共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。また、入力された直流電圧をバイパスし、１倍の直流電圧を出力する動作では、Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hによりバイパスすることにより、上記実施の形態と同様に、効率よく大きなエネルギ量をバイパスすることができる。
【００３１】
更に、図３に示すように、ＬＣ直列体LC12、LC13の代わりに、コンデンサCr12、Cr13のみを用いた構成であっても、図１による上記実施の形態と同様に、直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ２との関係を選ぶことができ、適した電圧を出力することが可能となる。ただし、直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作では、共振現象を利用しないため、変換効率は共振現象を利用した上記形態に対して悪化するが、部品点数が少なくなる利点がある。また、入力された直流電圧をバイパスし、１倍の直流電圧を出力する動作では、Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hによりバイパスすることにより、上記実施の形態と同様に、効率よく大きなエネルギ量をバイパスすることができる。
【００３２】
実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を図に基づいて説明する。
図４は、この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成を示す図である。図４に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、上記実施の形態１と同様に、直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する機能（直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の３倍と同等とする動作）を有する。また、入力された直流電圧をバイパスし、１倍の直流電圧を出力する機能（直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１と同等とする動作）に加えて、入力された直流電圧を２倍に昇圧あるいは1/2倍に降圧する機能（直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の２倍と同等とする動作）も有する。また、いずれかの動作を選択することにより電圧比を変更する手段を有する。
【００３３】
ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の主回路部は、入出力電圧Ｖ１、Ｖ２を平滑化し、またエネルギ移行のための電圧源としても機能する平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3と、複数の半導体スイッチング素子であるMOSFETとを備え、低圧側素子、高圧側素子としての２つのMOSFET（Mos1aL、Mos1aH）（Mos1bL、Mos1bH）（Mos2L、Mos2H）（Mos3L、Mos3H）を直列接続して各平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3の両端子間に接続した回路Ａ１a（Ａ１b）、Ａ２、Ａ３を直列接続して構成される。そして、各回路Ａ１a、Ａ１b、Ａ２、Ａ３内の２つのMOSFETの接続点を中間端子として、回路Ａ１aと回路Ａ２との中間端子間に、回路Ａ１bと回路Ａ３との中間端子間に、コンデンサCr12、Cr13およびインダクタLr12、Lr13の直列体で構成されエネルギ移行回路として機能するＬＣ直列体LC12、LC13を接続する。
【００３４】
ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の接続の詳細について説明する。平滑コンデンサCs1の両端子VLとVcomは、それぞれ電圧端子Ｔ１、Ｔ０に接続され、電圧端子Ｔ０は接地されている。平滑コンデンサCs1の端子VLは、平滑コンデンサCs2の一方の端子VLに接続され、平滑コンデンサCs2の他方の端子VMは平滑コンデンサCs3の一方の端子VMに、平滑コンデンサCs3の他方の端子VHは電圧端子Ｔ２に接続されている。
【００３５】
Mos1aLのソース端子は端子Vcomに、ドレイン端子はMos1aHのソース端子に、Mos1aHのドレイン端子は端子VLに接続されている。Mos1bLのソース端子は端子Vcomに、ドレイン端子はMos1bHのソース端子に、Mos1bHのドレイン端子は端子VLに接続されている。Mos2Lのソース端子は平滑コンデンサCs2の低電圧側の端子に、Mos2Lのドレイン端子はMos2Hのソース端子に、Mos2Hのドレイン端子は平滑コンデンサCs2の高電圧側の端子に接続されている。Mos3Lのソース端子は平滑コンデンサCs3の低電圧側の端子に、Mos3Lのドレイン端子はMos3Hのソース端子に、Mos3Hのドレイン端子は平滑コンデンサCs3の高電圧側の端子に接続されている。
【００３６】
ＬＣ直列体LC12の一端は、Mos1aLとMos1aHの接続点に接続され、他端はMos2LとMos2Hの接続点に接続されている。ＬＣ直列体LC13の一端は、Mos1bLとMos1bHの接続点に接続され、他端はMos3LとMos3Hの接続点に接続されている。各段のインダクタLrとコンデンサCrのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。
【００３７】
Mos1aL、Mos1aHのゲート端子はゲート駆動回路111aの出力端子に接続され、ゲート駆動回路111bの入力端子には、それぞれのゲート駆動信号Gate1aL、Gate1aHが入力される。Mos1bL、Mos1bHのゲート端子はゲート駆動回路111bの出力端子に接続され、ゲート駆動回路111bの入力端子には、それぞれのゲート駆動信号Gate1bL、Gate1bHが入力される。Mos2L、Mos2Hのゲート端子はゲート駆動回路112の出力端子に接続され、ゲート駆動回路112の入力端子には、それぞれのゲート駆動信号Gate2L、Gate2Hが入力される。Mos3L、Mos3Hのゲート端子はゲート駆動回路113の出力端子に接続され、ゲート駆動回路113の入力端子には、それぞれのゲート駆動信号Gate3L、Gate3Hが入力される。
【００３８】
各回路Ａ１a、Ａ１b、Ａ２、Ａ３内の高圧側MOSFET（Mos1aH、Mos1bH、Mos2H、Mos3H）、低圧側MOSFET（Mos1aL、Mos1bL、Mos2L、Mos3L）を駆動するためのゲート信号Gate1aH、Gate1bH、Gate2H、Gate3H、Gate1aL、Gate1bL、Gate2L、Gate3Lは、マイクロコンピュータ等の信号処理回路から成る制御回路10aより出力される。制御回路10aはゲート信号生成部101aにより構成されており、ゲート信号生成部101aには動作モード信号Modeが入力されている。動作モード信号Modeに応じてゲート信号が生成され、入力電圧と出力電圧の関係を選ぶことができる。
電源Vs1、Vs2、Vs3は、それぞれMos1L、Mos2L、Mos3Lのソース端子を基準とした、MOSFET、ゲート駆動回路を駆動するために備えられた電源である。
【００３９】
まず、直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作(直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の３倍と同等とする動作)について説明する。
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr12、Cr13の容量値と比較して十分大きな値に設定される。上述したように、電圧端子Ｔ２−Ｔ０間の電圧V2は、電圧端子Ｔ１−Ｔ０間の電圧Ｖ１の約３倍となる。
【００４０】
電圧Ｖ２が３×Ｖ１よりも小さい値のときは、電圧Ｖ１を電圧Ｖ２に昇圧する昇圧回路として動作する。昇圧回路として動作するときは、回路Ａ１a、Ａ１bは電圧端子Ｔ１−Ｔ０間に入力されるエネルギを、MOSFET（Mos1aL、Mos1aH）（Mos1bL、Mos1bH）のオンオフ動作により高電圧側に送る駆動用インバータ回路に用いられる。また、回路Ａ２、Ａ３は、駆動用インバータ回路Ａ１a、Ａ１bで駆動された電流を整流し、エネルギを高電圧側へ移行する整流回路として用いられる。
【００４１】
また、電圧Ｖ２が３×Ｖ１よりも大きい値のときは、電圧Ｖ２を電圧Ｖ１に降圧する降圧回路として動作する。降圧回路として動作するときは、回路Ａ２、Ａ３は電圧端子Ｔ２−Ｔ０間に入力されるエネルギを、MOSFET（Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3H）のオンオフ動作により低電圧側に送る駆動用インバータ回路に用いられる。また、回路Ａ１a、Ａ１bは、駆動用インバータ回路Ａ２、Ａ３で駆動された電流を整流し、エネルギを低電圧側へ移行する整流回路として用いられる。
【００４２】
ゲート信号Gate1aH、Gate1bH、Gate2H、Gate3H、Gate1aL、Gate1bL、Gate2L、Gate3Lは、LrとCrによるＬＣ直列体LC12、LC13にて定まる共振周期と同等の周期Ｔを有しデューティー約50％のオンオフ信号である。Gate1aH、Gate2HとGate1aL、Gate2Lはオンとオフとが相反する信号であり、Gate1aLとGate2Lは同等の信号であり、Gate1aHとGate2Hも同等の信号である。また、Gate1bH、Gate3HとGate1bL、Gate3Lはオンとオフとが相反する信号であり、Gate1bLとGate3Lは同等の信号であり、Gate1bHとGate3Hも同等の信号である。なお、MOSFETはゲート信号がハイ電圧でオンする。
定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3には平均的に(V2-V1)/2の電圧が充電されている。
【００４３】
次に、以上の昇圧回路として動作するときのエネルギの移行に係る動作を詳しく説明する。
ゲート信号Gate1aL、Gate2LによりMos1aL、Mos2Lがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs1に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12に移行する。
Cs1⇒Mos2L⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1aL
【００４４】
次いで、ゲート信号Gate1aH、Gate2HによりMos1aH、Mos2Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCr12に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs2に移行する。
Cr12⇒Lr12⇒Mos2H⇒Cs2⇒Mos1aH
【００４５】
また、ゲート信号Gate1bL、Gate3LによりMos1bL、Mos3Lがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs1、Cs2に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr13に移行する。
Cs1⇒Cs2⇒Mos3L⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1aL
【００４６】
次いで、ゲート信号Gate1bH、Gate3HによりMos1bH、Mos3Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCr13に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs2、Cs3に移行する。
Cr13⇒Lr13⇒Mos3H⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1bH
【００４７】
次に、降圧回路として動作するときのエネルギの移行に係る動作を詳しく説明する。
ゲート信号Gate1aH、Gate2HによりMos1aH、Mos2Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs2に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12に移行する。
Cs2⇒Mos2H⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1aH
【００４８】
次いで、ゲート信号Gate1aL、Gate2LによりMos1aL、Mos2Lがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs1に移行する。
Cr12⇒Lr12⇒Mos2L⇒Cs1⇒Mos1aL
【００４９】
また、ゲート信号Gate1bH、Gate3HによりMos1bH、Mos3Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs2、Cs3に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr13に移行する。
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1bH
【００５０】
次いで、ゲート信号Gate1bL、Gate3LによりMos1bL、Mos3Lがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr13に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs1、Cs2に移行する。
Cr13⇒Lr13⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1bL
【００５１】
このように、実施の形態1と同様に、昇圧動作および降圧動作において、コンデンサCr12、Cr13の充放電により、平滑コンデンサCs1と平滑コンデンサCs2、Cs3の間でエネルギが移行する。また、各コンデンサCr12、Cr13には、インダクタLr12、Lr13が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC13を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
【００５２】
次に、入力された直流電圧をバイパスし、２倍に昇圧あるいは1/2倍に降圧して出力する動作(直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の２倍と同等とする動作)について説明する。
ゲート信号Gate3L、Gate3Hにより、Mos3L、Mos3Hがオン状態になる。また、ゲート信号Gate1bL、Gate1bHにより、Mos1bL、Mos1bHは少なくとも一方はオフの状態を維持する。Mos3L、Mos3Hがオン状態となることにより、平滑コンデンサCs3が短絡され、平滑コンデンサCs3の電圧が0となる。また、ゲート信号Gate1aH、Gate1aL、Gate2H、Gate2Lは、LrとCrによるＬＣ直列体LC12にて定まる共振周期と同等の周期Ｔを有しデューティー約50％のオンオフ信号とすることにより、平滑コンデンサCs2の電圧は電圧Ｖ１とほぼ等しくなり、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２はＶ２≒Ｖ１×２の関係となり、入力された直流電圧をバイパスし、２倍に昇圧あるいは1/2倍に降圧して出力することが可能となる。
また、Mos2L、Mos2HをオンとしMos1aL、Mos1aHの少なくとも一方をオフ状態として、平滑コンデンサCs2の電圧を０とし、ゲート信号Gate1bH、Gate1bH、Gate3H、Gate3Lを共振周期と同等の周期Ｔを有しデューティー約50％のオンオフ信号とし平滑コンデンサCs3の電圧を電圧Ｖ１とほぼ等しくすることにより、同様に電圧Ｖ１と電圧Ｖ２はＶ２≒Ｖ１×２の関係とすることも可能である。
【００５３】
次に、入力された直流電圧をバイパスし、１倍の直流電圧を出力する動作(直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１と同等とする動作)について説明する。
ゲート信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3Hにより、Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hがオン状態になる。また、ゲート信号Gate1aL、Gate1aH、Gate1bL、Gate1bHにより、Mos1aL、Mos1aHは少なくとも一方はオフ状態、Mos1bL、Mos1bHも少なくとも一方はオフ状態を維持する。Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hがオン状態となることにより、平滑コンデンサCs2、Cs3が短絡され、平滑コンデンサCs2、Cs3の電圧が０となり、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２が等しくなる。Mos2L、Mos2H、Mos3L、Mos3Hをオンすることにより、入力された直流電圧がバイパスし、１倍の直流電圧を出力する。また、Mos1aL、Mos1aHの少なくとも一方をオフ状態、Mos1bL、Mos1bHの少なくとも一方をオフの状態とすることにより、ＬＣ直列体LC12、LC13には電流が流れなくなり、効率よく大きなエネルギ量をバイパスすることが出来る。
【００５４】
このようにして、動作モード信号Modeによりゲート信号を選ぶことができ、直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ２の関係を選ぶことができ、適した電圧を出力することが可能となる。直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作では、エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。また、入力された直流電圧をバイパスし、１倍の直流電圧を出力する動作、および入力された直流電圧を２倍に昇圧あるいは1/2倍に降圧する動作では、Mos3L、Mos3H（Mos2L、Mos2H）によりバイパスすることにより、効率よく大きなエネルギ量をバイパスすることができる。
【００５５】
なお、本実施の形態では、直流電圧を３倍（２倍、１倍）に昇圧あるいは1/3倍（1/2倍、１倍）に降圧した直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成において示したが、他の倍率であるｎ倍に昇圧または1/ｎ倍に降圧するＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成であっても同様である。
また、本実施の形態では、ＬＣ直列体による共振回路を用いた構成であるが、ＬＣ直列体の代わりにコンデンサを用いた構成であっても、同様に出力電圧を多段階で選ぶことが可能である。
【００５６】
実施の形態３．
以下、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を図に基づいて説明する。
図５は、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成を示す図である。図３に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する機能(直流電圧Ｖ３を直流電圧Ｖ１の３倍と同等とする動作)と、入力された直流電圧をバイパスし１倍の直流電圧を出力する機能(直流電圧Ｖ３を直流電圧Ｖ１と同等とする動作)を有し、また、いずれかの動作を選択することにより電圧比を変更する手段を有する。
【００５７】
各ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の主回路部の構成は、図１に示す実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置に対して、切替用のスイッチング素子である第１および第２のスイッチング素子としてのMOSFET（Mos4L、Mos4H）からなる切替回路とこのMOSFET（Mos4L、Mos4H）のゲート駆動回路114を追加した構成となっている。
制御回路10bには、実施の形態１の制御回路10に対してMos4LとMos4Hのゲート信号Gate4L、Gate4Hが追加されている。制御回路10bはゲート信号生成部101bにより構成されており、ゲート信号生成部101bには動作モード信号Modeが入力されている。動作モード信号Modeに応じてゲート信号が生成され、入力電圧と出力電圧の関係を選ぶことができる。
【００５８】
Mos4Lのソース端子は端子VLに、Mos4Lのドレイン端子はMos4Hのソース端子に、Mos4Hのドレイン端子は端子VHに接続されている。電圧端子Ｔ２に接続される端子VH2はMos4LとMos4Hの接続点に接続されている。従って、電圧端子Ｔ２には、切替回路を介して平滑コンデンサの異なる端子VHとVLとが接続されている。
【００５９】
ゲート信号Gate1H、Gate2H、Gate3H、Gate1L、Gate2L、Gate3Lは、LrとCrによるＬＣ直列体LC12、LC13にて定まる共振周期と同等の周期Ｔを有しデューティー約50％のオンオフ信号である。Gate1H、Gate2HとGate1L、Gate2Lはオンとオフとが相反する信号であり、Gate1LとGate2Lは同等の信号であり、Gate1HとGate2Hも同等の信号である。また、Gate1H、Gate3HとGate1L、Gate3Lはオンとオフとが相反する信号であり、Gate1LとGate3Lは同等の信号であり、Gate1HとGate3Hも同等の信号である。
【００６０】
本実施の形態によるゲート信号Gate1H、Gate2H、Gate3H、Gate1L、Gate2L、Gate3Lは、実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置における、直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作と同様のゲート信号であり、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の関係は、Ｖ２≒３×Ｖ１となる。
【００６１】
本実施の形態では、動作モード信号Modeに応じて、ゲート信号Gate4L、Gate4Hのオンオフを制御することにより、電圧Ｖ３の電圧を選ぶことができる。ゲート信号Gate4L、Gate4HによりMos4Lをオン、Mos4Hをオフとすることにより、Mos4Lのドレイン端子とソース端子が短絡し、電圧Ｖ３は電圧Ｖ１と同等の電圧となる。また、ゲート信号Gate4L、Gate4HによりMos4Lをオフ、Mos4Hをオンとすることにより、Mos4Hのドレイン端子とソース端子が短絡し、電圧Ｖ３は電圧Ｖ１の３倍と同等の電圧となる。
このようにして、動作モード信号Modeによりゲート信号を選ぶことにより、電圧端子Ｔ１−Ｔ０間の直流電圧Ｖ１と電圧端子Ｔ２−Ｔ０間の直流電圧Ｖ３との電圧比を変化させることができ、状況に適した電圧を出力することが可能となる。直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作では、エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。また、入力された直流電圧をバイパスし出力する動作では、Mos4Lによりバイパスすることにより、効率よく大きなエネルギ量をバイパスすることができる。
【００６２】
また、電圧端子Ｔ１−Ｔ０（直流電圧Ｖ１）には電源、電圧端子Ｔ２−Ｔ０（直流電圧Ｖ３）には負荷が接続されている場合には、エネルギの向きは直流電圧Ｖ１から直流電圧Ｖ３の方向のみとなり、Mos4Lの代わりにダイオード素子を選ぶことが可能となる。この場合には、Mos4Hのオフの時には、Mos4Lの代わりに接続されたダイオード素子に電流が流れ、Ｖ３とＶ１は同等となり、Mos4Hのオンの時にはＶ３はＶ１の３倍と同等となる。このようにして、ゲート信号Gate4Hにより、直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ３の関係を選ぶことができ、適した入出力電圧の関係を選ぶことができる。
また、電圧端子Ｔ１−Ｔ０（直流電圧Ｖ１）には負荷、電圧端子Ｔ２−Ｔ０（直流電圧Ｖ３）には電源が接続されている場合には、Mos4Hの代わりにダイオード素子を用いれば、ゲート信号Gate4Lにより、Mos4Lがオンオフし、直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ３の関係を選ぶことができ、適した入出力電圧の関係を選ぶことができる。
【００６３】
実施の形態４．
以下、この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を図に基づいて説明する。
図６は、この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成を示す図である。図６に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、上記実施の形態２と同様に、直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する機能（直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の３倍と同等とする動作）を有する。また、入力された直流電圧をバイパスし、１倍の直流電圧を出力する機能（直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１と同等とする動作）に加えて、入力された直流電圧を２倍に昇圧あるいは1/2倍に降圧する機能（直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の２倍と同等とする動作）も有する。また、いずれかの動作を選択することにより電圧比を変更する手段を有する。
【００６４】
本実施の形態によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の主回路部の構成は、図１に示す実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置に対して、ＬＣ直列体LC13と、Mos1LとMos1Hの接続点との間に電流遮断用のスイッチング素子であるスイッチSw1を追加した構成である。スイッチSw1は、図７(a)に示すように２つのMOSFETとゲート駆動回路116により構成され、２つのMOSFETを逆方向に直列接続し、ゲート信号GateSw1により２つのMOSFETが同時にオンオフし、双方向の電流を阻止することが可能な双方向スイッチである。また、スイッチSw1は、図７(b)に示すように１つのMOSFETとゲート駆動回路116により構成され、片方向の電流のみを阻止することが可能な片方向スイッチでもよい。
【００６５】
また、ゲート信号Gate1L〜Gate3L、Gate1H〜Gate3H、GateSw1は、制御回路10cより出力される。制御回路10cはゲート信号生成部101cにより構成されており、ゲート信号生成部101cには動作モード信号Modeが入力されている。動作モード信号Modeに応じてゲート信号が生成され、入力電圧と出力電圧の関係を選ぶことができる。
【００６６】
直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作(直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の３倍と同等とする動作)では、スイッチSw1はオン状態で、ゲート信号Gate1H〜Gate3H、Gate1L〜Gate3Lは、ＬＣ直列体LC12、LC13にて定まる共振周期と同等の周期Ｔを有しデューティー約50％のオンオフ信号とすることにより、エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
入力された直流電圧をバイパスし１倍の直流電圧を出力する動作(直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１と同等とする動作)では、実施の形態１と同様に、ゲート信号Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3Hをオン信号、ゲート信号Gate1L、Gate1Hの少なくとも一方をオフ信号の状態とすることにより、実現することができる。また、このときにはスイッチSw1のオンオフの状態は問わない。
【００６７】
直流電圧を２倍に昇圧あるいは1/２倍に降圧した直流電圧に変換する動作(直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１の２倍と同等とする動作)では、スイッチSw1をオフとし、ゲート信号Gate3L、Gate3Hをオン信号とし、ゲート信号Gate１Ｌ、Gate1H、Gate2L、Gate2HをＬＣ直列体LC12、LC13にて定まる共振周期と同等の周期Ｔを有しデューティー約50％のオンオフ信号とする。実施の形態１において、ゲート信号Gate3L、Gate3Hをオン信号とし、ゲート信号Gate１Ｌ、Gate1H、Gate2L、Gate2HをＬＣ直列体にて定まる共振周期と同等の周期Ｔを有しデューティー約50％のオンオフ信号とすると、ＬＣ直列体LC13に過電流が流れ、ＬＣ直列体LC13が過電流により故障する可能性がある。本実施の形態では、スイッチSw1をオフとすることにより、ＬＣ直列体LC13の電流を遮断することができ、本動作を確実に実現することができる。
【００６８】
このようにして、動作モード信号Modeによりゲート信号を選ぶことができ、直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ２の関係（電圧比）を選ぶことができ、適した電圧を出力することが可能となる。直流電圧を３倍に昇圧あるいは1/3倍に降圧した直流電圧に変換する動作では、エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。また、入力された直流電圧をバイパスし１倍の直流電圧を出力する動作、および入力された直流電圧を２倍に昇圧あるいは1/2倍に降圧する動作では、Mos3L、Mos3H（Mos2L、Mos2H）によりバイパスすることにより、効率よく大きなエネルギ量をバイパスすることができる。
【００６９】
実施の形態５．
以下、この発明の実施の形態5によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を図に基づいて説明する。
図８は、この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を用いた電源システムの構成を示す図である。図８に示すＤＣ／ＤＣ電力変換装置DCDC1は、上記実施の形態２に示すＤＣ／ＤＣ電力変換装置であり、実施の形態２と同様に電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の関係を整数比で選ぶことが可能である。
本実施の形態では、電圧端子Ｔ１−Ｔ０間にはバッテリVbattが接続され、電圧端子Ｔ２−Ｔ０間にはインバータINV1が接続され、インバータの三相電圧端子は電動発電機MG1に接続されている。
【００７０】
また、電圧端子Ｔ１−Ｔ０間には、電圧検出手段である電圧センサVsens1が接続されており、電圧センサVsens1により電圧Ｖ１を検出する。電圧センサVsens1による検出電圧Ｖ１は、制御回路10dに入力されている。また、ゲート信号Gate1aL、Gate1aH、Gate1bL、Gate1bH、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3Hは制御回路10dから出力されている。制御回路10ｄは、ゲート信号生成部101ｄと、動作モード判別部102ｄにより構成されている。検出電圧V１は制御回路10d内の動作モード判別部102ｄに入力されている。動作モード信号Modeは動作モード判別部102dから出力され、ゲート信号生成部101ｄに入力されている。
【００７１】
バッテリVbattの電圧は変動し、直流電圧Ｖ１が変動する。ＤＣ／ＤＣ電力変換装置DCDC1の入出力の電圧比を一定とした場合には、図９(a)に示すように直流電圧Ｖ１の変動に応じて、直流電圧Ｖ２の電圧も変動し、インバータINV1の直流電圧が変動する。また、直流電圧Ｖ１が大きい場合において、直流電圧Ｖ２も高くなり、インバータINV1の電圧も高くなる。この場合、インバータINV1の耐圧も高く設定する必要があり、耐圧の高いインバータINV1が必要となる。
本実施の形態では、動作モード判別部102dにおいて、検出電圧Ｖ１は２つの電圧閾値VLow、VHigh（ただし、VLow、VHighの大小関係はVLow＜VHighとして説明する）と大小を比較し、比較した結果に応じて、動作モード信号Modeを出力し、ゲート信号を決定し、入出力電圧の比を決定する。
【００７２】
検出電圧Ｖ１が閾値電圧VLowよりも小さいときには、直流電圧Ｖ２が直流電圧Ｖ１の３倍と同等となるゲート信号を出力する。また、検出電圧Ｖ１が閾値電圧VLowよりも大きく、閾値電圧VHighよりも小さいときには、直流電圧Ｖ２が直流電圧Ｖ１の２倍と同等となるゲート信号を出力する。また、検出電圧Ｖ１が閾値電圧VHighよりも大きいときには、電圧Ｖ１が電圧Ｖ２と同等なるゲート信号を出力する。
【００７３】
このようにすることにより、直流電圧Ｖ１によりゲート信号を選ぶことができ、図９（ｂ）に示すように直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ２の関係を選ぶことができ、直流電圧Ｖ２の変動を抑えることが可能となる。インバータINV１の直流電圧の変動を抑えることができ、INV1の動作を安定化することが可能となる。また、直流電圧Ｖ１が高くなったときにおいても、直流電圧Ｖ２の増加を抑制することができる。
なお、本実施の形態では、直流電圧Ｖ１の電圧を検出して電圧Ｖ１に応じて入出力電圧の比を決定したが、直流電圧Ｖ２を検出して電圧Ｖ２に応じて入出力電圧の比を決定する構成であってもよい。
【００７４】
実施の形態６．
以下、この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を図に基づいて説明する。
図１０は、この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を用いた電源システムの構成を示す図である。図１０に示すＤＣ／ＤＣ電力変換装置DCDC1は、上記実施の形態２に示すＤＣ／ＤＣ電力変換装置であり、実施の形態２と同様に電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の関係を整数比で選ぶことが可能である。
本実施の形態では、電圧端子Ｔ１−Ｔ０間にはバッテリVbattが接続され、電圧端子Ｔ２−Ｔ０間にはインバータINV1が接続され、インバータの三相電圧端子は電動発電機MG1に接続されている。
【００７５】
また、回転数検出手段である回転数センサSens2が電動発電機MG1に接続されていて、電動発電機MG1の回転数を検出して検出回転数Omegaを出力する。また、検出回転数Omegaは制御回路10eに入力され、制御回路10eからゲート信号Gate1aL、Gate1aH、Gate1bL、Gate1bH、Gate2L、Gate2H、Gate3L、Gate3Hを出力している。制御回路10eは、ゲート信号生成部101e、動作モード判別部102eにより構成されている。検出回転数Omegaは制御回路10e内の動作モード判別部102eに入力されている。動作モード信号Modeは動作モード判別部102eから出力され、ゲート信号生成部101eに入力されている。
【００７６】
電動発電機MG1の回転数の影響について説明する。図１１に示すように、電動発電機MG1は回転数に比例して、誘起電圧が生じる。電動発電機MG1の回転数が高いときには、誘起電圧も高くなり、インバータINV1の直流電圧Ｖ２も高い電圧が必要となる。一方、電動発電機MG1の回転数が低いときには、誘起電圧も低くなり、直流電圧Ｖ２は低い電圧でもよい。
次に、直流電圧Ｖ２の影響について説明する。直流電圧Ｖ２が高い場合には、インバータINV1内部の半導体スイッチのスイッチング損失が増加する。また、直流電圧Ｖ２が高い場合には、インバータINV1と電動発電機MG1のインバータINV1のスイッチングに起因するリップル電流も増加する。そのため、リップル電流の増加により、電動発電機MG1の鉄損も増加する。
そのため、電動発電機MG1の回転数が低いときには、直流電圧Ｖ２を低くすることにより、インバータINV1と電動発電機MG1の損失を小さくすることができる。また、電動発電機MG1の回転数が高いときには、誘起電圧が高くなるので、直流電圧Ｖ２も高くする必要がある。
【００７７】
本実施の形態では、動作モード判別部102eには電動発電機MG1の検出回転数Omegaが入力されている。動作モード判別部102eにおいて、検出回転数Omegaは２つの閾値OLow、OHigh（ただし、OLow、OHighの大小関係はOLow＜OHighとして説明する）と大小を比較し、比較した結果に応じて、動作モード信号Modeを出力し、ゲート信号を決定し、入出力電圧の比を決定する。
検出回転数Omegaが閾値OHighよりも大きいときには、直流電圧Ｖ２が直流電圧Ｖ１の３倍と同等となるゲート信号を出力する。また、検出回転数Omegaが閾値OLowよりも大きく、閾値OHighよりも小さいときには、直流電圧Ｖ２が直流電圧Ｖ１の２倍と同等となるゲート信号を出力する。また、検出回転数Omegaが閾値OLowよりも小さいときには、電圧Ｖ１が電圧Ｖ２と同等なるゲート信号を出力する。
【００７８】
このようにすることにより、電動発電機MG1の回転数によりゲート信号を選ぶことができ、図１１に示すように、回転数が低いときには直流電圧Ｖ２を小さく抑え、インバータINV1や電動発電機MG1の損失を抑制することができる。また、回転数が高いときには、直流電圧Ｖ２を大きくすることが可能となる。回転数に応じて、直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ２の関係を整数比で選ぶことができ、直流電圧Ｖ２の変動を抑えることが可能となり、電動発電機MG1とインバータINV1の損失を抑制することができ、電源システムで最適化を行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００７９】
【図１】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置であって図１と異なる構成例を示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置であって図１、２と異なる構成例を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置のスイッチの構成を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を用いた電源システム構成を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ２の関係を示す図である。
【図１０】この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を用いた電源システム構成を示す図である。
【図１１】この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を用いた電源システム構成の電動発電機の回転数と電圧の関係を示す図である。
【符号の説明】
【００８０】
Ａ１〜Ａ３，Ａ１ａ，Ａ１ｂ  回路、Cs1〜Cs3  平滑コンデンサ、Sw1  スイッチ、
Mos1L〜Mos4L，Mos1H〜Mos4H，Mos1aL，Mos1aH，Mos1bL，Mos1bH  MOSFET、
LC12，LC13，LC23  ＬＣ直列体、Cr12，Cr13，Cr23  コンデンサ、
Lr12，Lr13，Lr23  インダクタ、
Gate1L〜Gate4L，Gate1H〜Gate4H，Gate1aL，Gate1aH，Gate1bL，Gate1bH，GateSw1  ゲート信号、
Mode  動作モード信号、Ｔ０，Ｔ１，Ｔ２  電圧端子、
111，112，113，114，111a，111b，116  ゲート駆動回路、Vs1，Vs2，Vs3  電源、
10，10a，10ｂ，10ｃ，10ｄ，10ｅ  制御回路、
101，101a，101b，101c，101d，101e  ゲート信号生成部、
102d，102e  動作モード判別部、DCDC1  DC／DC電力変換装置、Vbatt  バッテリ、
INV1  インバータ、MG1  電動発電機、Vsens1  電圧センサ、Sens2  回転数センサ、
VLow，VHigh  閾値電圧、Omega  検出回転数、OLow，OHigh  閾値。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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