(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
方形波の基準信号を出力する基準信号源と、
前記基準信号源からの方形波を正弦波に変えるための第１のフィルタ回路と、
前記第１のフィルタ回路を経た前記正弦波を基板に対して出力する励磁部と、
前記基板からの検出信号を受ける検出部と、
前記基準信号と前記基板からの前記検出信号とを掛け合わせる位相検波回路と、
前記位相検波回路の後段に接続された第２のフィルタ回路と、
前記検出部と前記位相検波回路との間に設けられ、前記検出信号から、前記基準信号の整数倍次の高調波を除去する第３のフィルタ回路と、を備え、
前記第３のフィルタ回路は、ローパスフィルタに共振減衰回路を接続した構成を有し、前記検出信号から、前記基準信号の奇数倍次の高調波を除去する
ことを特徴とする基板観察装置。
【請求項２】
前記第２のフィルタ回路は、カットオフ周波数を変更可能なローパスフィルタであり、
観察対象の基板上に形成された膜の膜厚が減少するに従ってカットオフ周波数を下げるように制御されることを特徴とする請求項１に記載の基板観察装置。
【請求項３】
前記励磁部は励磁コイルを含み、前記検出部は検出コイルを含み、前記基準信号源、前記第１のフィルタ回路、前記位相検波回路、前記第２のフィルタ回路及び前記第３のフィルタ回路がプリアンプに設けられており、さらに、前記プリアンプで生成される信号をデジタル信号に変換するためにＡＤコンバータが設けられており、
前記励磁コイル、前記検出コイル、前記プリアンプ及び前記ＡＤコンバータが一体化されていることを特徴とする請求項２記載の基板観察装置。
【請求項４】
前記位相検波回路は、
複数のアナログスイッチで構成され、前記検出信号が入力されると共に、前記基準信号がスイッチオンオフの制御信号として入力されるスイッチ回路と、
前記スイッチ回路の出力側に設けられ、正負の入力端子への入力信号の差分に応じた信号を出力する差動回路とを備え、
前記スイッチ回路は、前記基準信号に応じて前記複数のアナログスイッチを開閉することにより、前記検出信号と前記基準信号を掛け合わせた信号を出力し、
前記差動回路は、前記スイッチ回路からの信号を前記正負の入力端子に交互に入力することにより、前記検出信号と前記基準信号を掛け合わせた信号からＤＣオフセットをキャンセルすることを特徴とする請求項３記載の基板観察装置。
【請求項５】
前記検出部に接続されたブリッジ回路を有し、前記ブリッジ回路は、インピーダンスの周波数特性を安定化するための容量バランス回路を有していることを特徴とする請求項３記載の基板観察装置。
【請求項６】
前記基準信号源と前記励磁部の間に、信号の不平衡を防ぐ安定化バランが設けられていることを特徴とする請求項５記載の基板観察装置。
【請求項７】
前記基準信号源を含む励磁回路に励磁回路バランが設けられ、
前記位相検波回路を含み前記検出信号を処理する受信回路に受信回路バランが設けられ、
前記励磁回路と前記受信回路がケースに収容され、
前記励磁回路のアースと前記受信回路のアースがアース接続点で接続され、前記アース接続点が前記ケースのアースと接続されていることを特徴とする請求項６記載の基板観察装置。
【請求項８】
請求項１乃至７の何れか１項に記載の基板観察装置を備えたことを特徴とする基板研磨装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体基板に形成された膜を観察するための基板観察装置に関し、特に、基板上の導電性膜に生じる渦電流を利用した膜厚計測技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体基板上に配線回路を形成するためのプロセスの一つとして、銅めっき層に対する化学機械研磨（ＣＭＰ）が知られている。このプロセスは、基板（ウエハ）上に形成された銅めっき層から不要部分を化学機械研磨により除去し、銅配線層を形成する。化学機械研磨においては、銅めっき層の膜厚を測定して研磨の進行状況を正確に管理する必要がある。本出願では、膜厚計測機能を備えた装置を、基板観察装置という。
【０００３】
従来、膜厚を計測するために、渦電流センサを利用することが知られている。渦電流センサは、基板上の導電性膜に生じる渦電流を検出するセンサであり、膜厚に応じた渦電流の変化から膜厚を計測することができる。
【０００４】
渦電流センサを備えた基板観察装置の基本的な構成例を以下に説明する。渦電流センサはセンサコイルを備えており、センサコイルは一般に１〜数十ターンのコイルであり、検査対象の導電性膜の近傍に配置される。センサコイルと導電性膜の距離は例えば０〜５ｍｍ程度である。ここで、検出対象の導電性膜は、例えば、上述したように半導体基板（ウエハ）上に形成された銅めっき膜であり、膜厚は０〜２μｍ程度である。また例えば、検査対象の導電性膜は、銅めっき膜の下地として形成されたバリア層である。バリア層は、オングストロームオーダの膜厚を有する薄膜であり、Ｔａ，ＴａＮ，ＴｉＮ，Ｔｉ等からなる高抵抗層である。化学機械研磨では、研磨終点（膜厚目標値へ到達）を正確に検出するために、膜厚検出が重要である。
【０００５】
センサコイルは、励磁コイルと検出コイルで構成されている。励磁コイルは、ローパスフィルタを介して基準信号源に接続される。基準信号源（交流信号源）は、２〜３２ＭＨｚ程度の固定周波数の方形波発振器であり、例えば水晶発振器が用いられる。一方、検出コイルは、位相検波回路（PSD、Phase Sensitive Detector）に接続される。位相検波回路は基準信号源にも接続されている。
【０００６】
基準信号源で生成された方形波は、ローパスフィルタにて正弦波に変換される。正弦波が励磁信号として励磁コイルに供給され、励磁コイルが磁界を生成し、導電性膜に渦電流が生じる。渦電流が生じると、渦電流に応じた検出信号が検出コイルに流れる。位相検波回路は、検出信号を基準信号と乗算処理することにより検波処理を行って、渦電流に応じた検波信号を生成する。位相検波回路の後段にはローパスフィルタが配置される。ローパスフィルタは、信号成分以上の不要な高周波成分を除去する。こうして、渦電流に応じた検波信号が得られる。渦電流は膜厚に応じて変化するので、検波信号から膜厚を求めることができる。
【０００７】
渦電流センサを用いた膜厚計測技術は、例えば特許文献１に開示されている。
【特許文献１】特開２００７−３１８１６９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記の従来技術では、励磁コイルが正弦波を出力し、検出コイルが正弦波に応じた検出信号を生成し、位相検波回路が検出信号の正弦波を基準信号の方形波と乗算する。
【０００９】
しかし、実際の回路では、励磁のための正弦波が、ノイズとして基準信号の整数倍次の高調波を含んでしまう。基準信号の整数倍次の高調波とは、基準信号の整数倍の周波数を持つ信号である。このような高調波が励磁コイルから検出コイルに回り込み、検出信号にノイズとして混入する。そして、高調波が重畳された状態で、検出信号が位相検波回路に入力される。位相検波回路は、検出信号に含まれる整数倍次の高調波を、信号源から供給される基準信号の整数倍次の高調波と掛け算してしまう。その結果、位相検波回路で乗算された検波信号にＤＣドリフトが発生することがある。このようなドリフトは、位相検波回路の後段に設けられた従来のローパスフィルタでは除去されず、検出精度低下の要因になる。
【００１０】
本発明は上記背景の下でなされたものであり、その目的は、基準信号の整数倍次の高調波に起因して位相検波処理で生じるドリフトを抑制でき、検出精度を向上できる基板観察装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の基板検査装置は、方形波の基準信号を出力する基準信号源と、前記基準信号源からの方形波を正弦波に変えるための第１のフィルタ回路と、前記第１のフィルタ回路を経た前記正弦波を基板に対して出力する励磁部と、前記基板からの検出信号を受ける検出部と、前記基準信号と前記基板からの前記検出信号とを掛け合わせる位相検波回路と、前記位相研磨回路の後段に接続された第２のフィルタ回路と、前記検出部と前記位相検波回路との間に設けられ、前記検出信号から、前記基準信号の整数倍次の高調波を除去する第３のフィルタ回路と、を備えている。
【００１２】
上記のような構成を備えることにより、検出部の検出信号から、基準信号の整数倍次の高調波成分が除かれ、それから検出信号が位相検波回路に入力される。したがって、検出部の出力に基準信号の高調波成分が含まれていても、位相検波回路での乗算処理においては高調波成分の掛け算が行われない。これにより、基準信号の高調波に起因して位相検波処理で生じるドリフトを抑制することができ、検出精度を向上できる。
【００１３】
前記第３のフィルタ回路は、前記検出信号から、前記基準信号の奇数倍次の高調波を除去してよい。検波信号のドリフトの原因になる高調波としては、奇数倍次の高調波が顕著であり、特に３次成分の影響が大きい。したがって、奇数倍次の高調波を検出信号から除去することにより、ドリフト抑制効果が好適に得られる。
【００１４】
前記第３のフィルタ回路は、ローパスフィルタに共振減衰回路を接続した構成を有してよい。共振減衰回路を用いることで、特定の高調波成分を好適に除去できる。
【００１５】
前記第２のフィルタ回路は、カットオフ周波数を変更可能なローパスフィルタでよく、観察対象の基板上に形成された膜の膜厚が減少するに従ってカットオフ周波数を下げるように制御されてよい。この構成により、膜厚が減少するに従ってカットオフ周波数が低く調整される。したがって、ノイズを低減し、感度を安定化することができる。
【００１６】
前記励磁部は励磁コイルを含んでよく、前記検出部は検出コイルを含んでよく、前記基準信号源、前記第１のフィルタ回路、前記位相検波回路、前記第２のフィルタ回路及び前記第３のフィルタ回路がプリアンプに設けられてよく、さらに、前記プリアンプで生成される信号をデジタル信号に変換するためにＡＤコンバータが設けられてよく、前記励磁コイル、前記検出コイル、前記プリアンプ及び前記ＡＤコンバータが一体化されてよい。
【００１７】
この構成により、センサ部とプリアンプが一体化されるので、センサ部とプリアンプの間のケーブルが不要になる。したがって、配線容量を低減し、検出コイルの共振を低減し、ノイズを低減して、検出精度を向上できる。また、ＡＤコンバータがプリアンプと一体化され、プリアンプからデジタル信号が出力される。これにより、外来ノイズの影響を低減でき、検出精度を向上できる。
【００１８】
前記位相検波回路は、複数のアナログスイッチで構成され、前記検出信号が入力されると共に、前記基準信号がスイッチオンオフの制御信号として入力されるスイッチ回路と、前記スイッチ回路の出力側に設けられ、正負の入力端子への入力信号の差分に応じた信号を出力する差動回路とを備えてよく、前記スイッチ回路は、前記基準信号に応じて前記複数のアナログスイッチを開閉することにより、前記検出信号と前記基準信号を掛け合わせた信号を出力してよく、前記差動回路は、前記スイッチ回路からの信号を前記正負の入力端子に交互に入力することにより、前記検出信号と前記基準信号を掛け合わせた信号からＤＣオフセットをキャンセルしてよい。
【００１９】
この構成により、複数のアナログスイッチの開閉によって検出信号と基準信号の掛け算が実現される。ゲイン機能を持たないアナログスイッチにより検波が行われるので、ゲインドリフトが原理的に発生しない。また、スイッチ回路の出力を上記のように差動回路で受けることにより、ＤＣオフセット成分をキャンセルすることができ、したがってオフセットドリフトも防ぐことができる。このようにして、ドリフトを低減でき、計測精度を向上できる。
【００２０】
基板観察装置は、前記検出部に接続されたブリッジ回路を有してよく、前記ブリッジ回路は、インピーダンスの周波数特性を安定化するための容量バランス回路を有してよい。この構成により、ブリッジ回路のインピーダンスを下げると共に、周波数特性を安定化することができ、計測精度を向上できる。
【００２１】
前記基準信号源と前記励磁部の間に、信号の不平衡を防ぐ安定化バランが設けられてよい。この構成により、励磁信号の平衡ドライブを実現し、制御振幅を安定化することができ、計測精度を向上できる。
【００２２】
前記基準信号源を含む励磁回路に励磁回路バランが設けられてよく、前記位相検波回路を含み前記検出信号を処理する受信回路に受信回路バランが設けられてよく、前記励磁回路と前記受信回路がケースに収容されてよく、前記励磁回路のアースと前記受信回路のアースがアース接続点で接続され、前記アース接続点が前記ケースのアースと接続されてよい。
【００２３】
このように構成により、励磁回路バラン及び受信回路バランが設けられ、励磁回路のアースと受信回路のアースが分離される。したがって、励磁信号がアースを経由して受信回路に回り込むのを防ぐことができる。また、励磁回路バラン及び受信回路バランにより平衡ドライブが行われ、これにより、コモンノイズ信号の影響を低減できる。また、励磁回路のアースと受信回路のアースが一点、すなわちアース接続点で接続され、アース接続点がケースのアースと接続される。これにより、ノーマルノイズ及びコモンノイズを低減し、電磁界の外部放射を抑制できる。
【００２４】
本発明の別の態様は、上述の基板観察装置を備えた基板研磨装置である。この構成によっても上述の本発明の利点が得られる。基板観察装置に関して説明された各種の付加的構成は、基板研磨装置の態様にも適用されてよい。
【００２５】
本発明の別の態様は、基板観察方法又は膜厚計測方法である。この方法は、方形波の基準信号を生成し、前記基準信号源からの方形波を正弦波に変換し、正弦波を基板に対して出力し、前記基板からの検出信号を受信し、前記基準信号の整数倍次の高調波を前記検出信号から除去し、前記基準信号と前記検出信号とを掛け合わせる位相検波を行う。さらに位相検波後の信号から高周波成分を除去してよい。上記方法は、基準信号源、第１のフィルタ回路、励磁部、検出部、第３のフィルタ回路、位相検波回路及び第２のフィルタ回路により実行されてよい。この方法によっても上述の本発明の利点が得られる。基板観察装置に関して説明された各種の付加的構成は、上記方法の態様にも適用されてよい。
【発明の効果】
【００２６】
上述のように、本発明は、基準信号の整数倍次の高調波成分を検波前に検出信号から除去することにより、基準信号の整数倍次の高調波に起因して位相検波処理で生じるドリフトを抑制でき、検出精度を向上することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
図１は、本実施の形態の基板観察装置が設けられる基板研磨装置を示している。まず、図１を参照し、基板研磨装置の全体構成を説明する。
【００２８】
基板研磨装置１は、化学機械研磨（ＣＭＰ）を行うように構成されている。図示のように、基板研磨装置１は、ターンテーブル３と、トップリング（保持具）５を有し、トップリング５が基板７を保持し、ターンテーブル３上の研磨布９に押圧する。
【００２９】
ターンテーブル３はモータに連結されており、矢印で示すように軸心回わりに回転可能である。トップリング５は、モータ及び昇降シリンダに連結されており、矢印で示すように昇降可能かつ軸心回りに回転可能であり、基板７を研磨布９に対して任意の圧力で押圧できる。トップリング５はトップリングシャフト１１に連結されており、またトップリング５は、その下面にポリウレタン等の弾性マット１３を備えている。さらに、トップリング５の下部の外周には、基板７の外れを防止するためにガイドリング１５が設けられている。また、ターンテーブル３の上方には研磨砥液ノズル１７が設置されている。研磨砥液ノズル１７は、ターンテーブル３に貼り付けられた研磨布９上に研磨砥液１９を供給する。
【００３０】
図１に示すように、ターンテーブル３内には、センサユニット２１が埋め込まれている。センサユニット２１は、後述する本発明の基板観察装置を構成している。センサユニット２１にケーブル２３が接続されており、ケーブル２３はターンテーブル３を通り、ロータリージョイント２５に接続される。そして、ロータリージョイント２５はさらにケーブル２７を介して制御コントローラ２９に接続されている。制御コントローラ２９は、膜厚測定結果及び他の情報をディスプレイに出力する。
【００３１】
図１では、１つのセンサユニット２１が示されている。しかし、実際には、ターンテーブル３に複数のセンサユニット２１が設けられてよい。複数のセンサユニット２１（例えば６個）は、ターンテーブル３に周方向に等間隔に設置されてよい。それらセンサユニット２１は、研磨中の基板７が通過する位置に配置される。
【００３２】
図１の基板研磨装置は、以下のようにして研磨及び膜厚測定を行う。ターンテーブル３が回転し、研磨砥液ノズル１７が研磨砥液１９をターンテーブル３上の研磨布９に供給する。トップリング５は、回転しているターンテーブル３の上面の研磨布９に基板７を押圧する。これにより、基板５の被研磨面（下面）と研磨布９の間に研磨砥液１９が存在した状態で、基板５が研磨布９により研磨される。
【００３３】
上記の研磨中、センサユニット２１は、基板５の下を通過するときに基板５に形成された膜厚を計測する。膜厚の信号は、ロータリジョイント２５を介して制御コントローラ２９に送られる。本実施の形態では、センサユニット２１が渦電流センサで構成されており、さらにＡＤコンバータを備えている。したがって、センサユニット２１は、膜厚を表すデジタル信号を生成し、デジタル伝送によって制御コントローラ２９に出力する。
【００３４】
図２は、本実施の形態の基板観察装置を示しており、図２の構成は図１のセンサユニット２１に設けられる。図１に示すように、基板観察装置３１は、概略的には、センサ部３３、励磁回路３５及び受信回路３７で構成されている。
【００３５】
センサ部３３は、励磁部４１、検出部４３及びバランス部４５で構成されている。具体的には、センサ部３３はセンサコイルであり、励磁部４１、検出部４３及びバランス部４５の各々は、１〜数ターンのコイルである。
【００３６】
図３は、センサ部３３の例を示している。センサ部３３は、ボビン５１に巻回された３つのコイルで構成されている。中央の励磁コイル５３は、図２の励磁部４１に相当し、後述する基準信号源に接続され、検出対象の導電性膜に渦電流を形成する。検出コイル５５は、図２の検出部４３に相当し、上側（励磁コイル５３よりも導電性膜に近い側）に配置され、導電性膜の渦電流により発生する磁界を検出する。バランスコイル５７は、図２のバランス部４５に相当し、励磁コイル５３に対して検出コイル５５の反対側に配置されている。
【００３７】
検出コイル５５とバランスコイル５７は互いに逆相に接続されており、両コイルに生じる起電力を打ち消し合う。これにより、バランスコイル５７は、渦電流が発生していないときの検出信号が現れなくするように機能する。検出コイル５５と導電性膜の距離がバランスコイル５７と導電性膜の距離より小さいので、導電性膜に渦電流が生じると起電力のバランスが崩れ、検出信号が現れる。
【００３８】
図２に戻り、励磁回路３５は、励磁部４１に励磁信号を供給するための回路であり、基準信号源６１、第１のフィルタ回路６３及び駆動回路６５で構成され、駆動回路６５が励磁部４１（励磁コイル５３）に接続されている。
【００３９】
基準信号源６１は交流信号源である。本実施の形態では、基準信号源６１は方形波発振器であり、方形波の基準信号を生成する。例えば水晶発振器が用いられる。方形波の基準信号は基準信号源６１から第１のフィルタ回路６３に入力される。第１のフィルタ回路６３はローパスフィルタであり、方形波を正弦波に変えて、駆動回路６５に供給する。駆動回路６５はアンプを有し、正弦波に応じた電流を励磁部４１（励磁コイル５３）に供給する。励磁部４１は正弦波の磁界を生成し、基板（ウエハ）上の導電性膜に渦電流を生じさせる。
【００４０】
次に、受信回路３７について説明する。基板の渦電流は検出部４３（検出コイル５５）に起電力を生じさせ、これにより検出部４３が検出信号を生成する。受信回路３７は、検出信号を処理して、渦電流に応じた信号を生成する構成である。受信回路３７は、ブリッジ回路７１、第３のフィルタ回路７３、アンプ部７５、位相検波回路７７及び第２のフィルタ回路７９で構成されている。従来一般には、受信回路３７が位相検波回路７７の後段の第２のフィル回路７９のみを有していた。本実施の形態では、受信回路３７が、第２のフィルタ回路７９に加えて第３のフィルタ回路７３を有しており、第３のフィルタ回路７３は、検出部４３と位相検波回路７７との間に、すなわち位相検波回路７７の前に配置される。
【００４１】
ブリッジ回路７１は、検出部４３及びバランス部４５、すなわち検出コイル５５及びバランスコイル５７と接続されている。そして、ブリッジ回路７１は、渦電流の磁束が作用していないときに検出部４３が検出信号を出力しないように設定されている。励磁部４１の励磁により導電性膜が渦電流を生じると、検出部４３が渦電流に応じた検出信号を生成する。検出信号はブリッジ回路７１を経て第３のフィルタ回路７３に入力される。第３のフィルタ回路７３は、基準信号の整数倍次の高調波を検出信号から除去する回路である。検出信号は、第３のフィルタ回路７３で処理され、アンプ部７５で増幅される。アンプ部７５を通過した検出信号Ｖｓが、位相検波回路７７に供給される。
【００４２】
位相検波回路７７には、さらに、基準信号源６１から基準信号（方形波）Ｖｒｅｆが供給される。位相検波回路７７は、検出信号Ｖｓと基準信号Ｖｒｅｆを掛け合わせることにより検波処理を行い、検波信号を生成し、第２のフィルタ回路７９に供給する。第２のフィルタ回路７９は、ローパスフィルタであり、信号成分以上の不要な高周波成分を除去する。
【００４３】
こうして、基板観察装置３１は、渦電流に応じた検波信号を得ることができる。渦電流は膜厚に応じて変化するので、検波信号から膜厚を求めることができる。位相検波回路７７は、センサ部３３と導電性膜を含む構成の抵抗成分とリアクタンス成分を求めることができ、さらに抵抗成分とリアクタンス成分からベクトル演算により振幅出力及び位相出力を得ることができる。これらの出力を利用して膜厚を求めることができる。
【００４４】
次に、本実施の形態に特徴的な第３のフィルタ回路７３について詳細に説明する。上述のように励磁部４１（励磁コイル５３）の励磁信号が正弦波であり、したがって検出部４３（検出コイル５５）は正弦波に応じた検出信号を生成し、位相検波回路７７は検出信号Ｖｓの正弦波成分を基準信号Ｖｒｅｆの方形波と乗算する。
【００４５】
しかし、実際の回路では、励磁のための正弦波が、ノイズとして基準信号の整数倍次の高調波を含んでしまう。整数倍次の高調波は、基準信号の整数倍の周波数の信号である。このような高調波ノイズは、励磁部４１及び検出部４３を通り、受信回路３７に回り込む。従来は、高調波ノイズが検出信号Ｖｓに混入して位相検波回路７７に入力されてしまう。この場合、位相検波回路７７は、検出信号Ｖｓに重畳された高調波を、基準信号Ｖｒｅｆの高調波と掛け合わせてしまい、その結果、検波信号にＤＣドリフトが生じる。このドリフトは、検波後のローパスフィルタ７９では除去されず、膜厚検出精度を低下させる要因になる。
【００４６】
本実施の形態では、ドリフトを抑制するために、第３のフィルタ回路７３が、検出部４５と位相検波回路７７の間に配置されている。第３のフィルタ回路７３は、ドリフトの要因である基準信号の整数倍次の高調波を除去する。フィルタ処理後の検出信号Ｖｓが位相検波回路７７に入力されるので、位相検波回路７７は、高調波の掛け算を行わずに済み、したがってドリフトが抑制される。
【００４７】
図４は、第３のフィルタ回路７３の特性を概念的に示している。図示のように、第３のフィルタ回路７３は、基準信号の整数倍の高調波、すなわち励磁用の正弦波の整数倍の高調波を除去する。
【００４８】
ただし、実際には、図４に示されるようにすべての整数倍次の高調波が除去されなくてよい。本発明の範囲内で、実現可能なフィルタ構成が、検出精度の観点で必要な範囲で整数倍次の高調波を除去するように設けられてよい。この点について以下に更に説明する。
【００４９】
整数倍次の高調波は、奇数倍の高調波と、偶数倍の高調波とを含む。図２の例では奇数倍の高調波の成分が大きいので、第３のフィルタ回路７３は、奇数倍の高調波を除去するように好適に構成されてよい。さらに詳細には、奇数倍の高調波のうちでも、３次の高調波が比較的大きな振幅を有し、ドリフトの主な要因になる。そこで、下記の具体例に示すように、３次の高調波が除去され、これにより位相検波でのドリフトが好適に抑制される。
【００５０】
図５は、第３のフィルタ回路７３の具体的な構成例である。図５において、第３のフィルタ回路７３は、共振減衰型のフィルタであり、ローパスフィルタ８１に共振減衰回路（要素）８３を接続した構成を有している。共振減衰回路は、基準信号の３倍の周波数を持つ信号を除去するように設定されている。より詳細には、抵抗８５、コイル８７、８９が直列に接続されている。抵抗８５及びコイル８７の中間点が、コンデンサ９１を介して接地されている。また、コイル８７、８９の中間点もコンデンサ９３を介して接地されている。さらに、コイル８９の端部は、コンデンサ９５を介して接地され、また、抵抗９７を介して接地されている。さらに、コイル８９の両端には、バリアブルコンデンサ９９が並列に接続されており、バリアブルコンデンサ９９が共振減衰回路８３を構成している。バリアブルコンデンサ９９の容量が、基準信号の３次の信号を減衰するように調整される。
【００５１】
図６は、図５のフィルタの特性を示している。図６において、実線が共振減衰型フィルタの特性であり、点線は通常のローパスフィルタの特性を示している。図示のように、通常のローパスフィルタを用いても、３次の高調波が残ってしまう。本実施の形態では、共振減衰型フィルタを用いることにより、３次の高調波が好適に除去される。
【００５２】
なお、実際には５次以上の高調波も存在する。しかし、振幅が小さいので、５次以上の高調波は図示の共振減衰型フィルタの特性で十分に除去される。
【００５３】
以上に本実施の形態の基板観察装置について説明した。本実施の形態によれば、第３のフィルタ回路７３が、検出部４３の検出信号から、基準信号の整数倍次の高調波成分を除去する。そして、除去後の検出信号Ｖｓが位相検波回路７７に入力される。したがって、検出部４３の出力に基準信号の整数倍次の高調波成分が含まれていても、位相検波回路７７での乗算処理においては高調波成分の掛け算が行われずに済む。これにより、基準信号の高調波に起因して位相検波処理で生じるドリフトを抑制することができ、検出精度を向上できる。
【００５４】
また、本実施の形態では、検出信号から、基準信号の奇数倍次の高調波が除去される。上述したように、検波信号のドリフトの原因になる高調波としては、奇数倍次の高調波が顕著であり、特に３次成分の影響が大きい。したがって、奇数倍次の高調波を検出信号から除去することにより、ドリフト抑制効果が好適に得られる。
【００５５】
また、第３のフィルタ回路７７は、ローパスフィルタに共振減衰回路を接続した構成を有する。共振減衰回路を用いることで、特定の高調波成分を好適に除去できる。
【００５６】
なお、本発明の範囲内で、第３のフィルタ回路７３は、偶数倍次の高調波を検出信号から除去してよい。
【００５７】
また、第３のフィルタ回路７５は、図５の構成に限定されず、そして、共振減衰型フィルタにも限定されなくてよい。第３のフィルタ回路７５は、特定の周波数成分を除去できる任意のフィルタでよい。例えば、バンドエリミネーションフィルタ（ＢＥＦ）が好適に適用される。ＢＥＦは、例えば、３次の高調波を除去するように設定される。複数のＢＥＦが組み合わされてよい。
【００５８】
また、本発明の範囲内で、基板観察装置は、基板研磨装置以外の構成に設けられてもよく、単独で設けられてもよい。
【００５９】
次に、本実施の形態の基板観察装置に係るさらなる複数の特徴的構成について順次説明する。
【００６０】
「第２のフィルタ回路の周波数制御」
次に、図２の受信回路３７における第２のフィルタ回路７９に着目して、本実施の形態の特徴的構成を説明する。既に説明したように、第２のフィルタ回路７９は、ローパスフィルタであり、信号成分以上の不要な高周波成分を、位相検波回路７７の出力信号から除去するために設けられている。従来は、第２のフィルタ回路７９のカットオフ周波数Ｆｃは、固定値である。
【００６１】
しかし、膜厚計測の感度を安定化させるためには、ノイズを出来る限り低減することが有効であり、ノイズ低減のためにはカットオフ周波数Ｆｃが極力小さいことが望ましい。
【００６２】
そこで、本実施の形態は、カットオフ周波数Ｆｃを極力小さくして、感度を安定化できる技術を提供する。つまり、カットオフ周波数Ｆｃを小さくすることにより、膜厚に対する検出信号を大きくし、かつ、ノイズ成分を小さくすることによってＳ／Ｎ比を向上させ、その結果感度を安定化させることができる。本実施の形態は、検出対象の導電性膜の膜厚が小さいほど、膜厚のＤＣ成分を削ることなくカットオフ周波数Ｆｃを小さくできることに着目している。この性質を活用するために、基板観察装置３１は、膜厚の減少に応じてカットオフ周波数Ｆｃを小さく制御するように構成される。
【００６３】
図７は、第２のフィルタ回路７９のカットオフ周波数Ｆｃを制御するための構成を示している。第２のフィルタ回路７９はローパスフィルタであり、カットオフ周波数Ｆｃを変更可能に構成されている。
【００６４】
カットオフ周波数制御部１０１は、観察対象の基板上の膜の厚さに応じて第２のフィルタ回路７９のカットオフ周波数Ｆｃを制御する構成である。膜厚の信号としては、位相検波回路７７から検波信号が入力される。より詳細には、位相検波回路７７は、位相検波によって抵抗成分Ｘとリアクタンス成分Ｙを求める。これら抵抗成分Ｘとリアクタンス成分Ｙからベクトル演算により振幅成分が求められる（抵抗成分Ｘの二乗とリアクタンス成分Ｙの二乗の和の平方根）。振幅成分が、膜厚の信号としてカットオフ周波数制御部１０１に入力される。
【００６５】
カットオフ周波数制御部１０１には、膜厚とカットオフ周波数Ｆｃの関係が制御特性として予め設定されている。膜厚が小さいほど、検出信号のＤＣ成分を削ることなく、カットオフ周波数Ｆｃを下げられる。そこで、膜厚が小さいほどカットオフ周波数Ｆｃが小さくなるように、制御特性が設定されている。
【００６６】
カットオフ周波数制御部１０１は、位相検波回路７７から入力される膜厚（検波信号）に応じて第２のフィルタ回路７９のカットオフ周波数Ｆｃを制御する。カットオフ周波数制御部１０１は、上述の制御特性に従い、膜厚が減少するに従ってカットオフ周波数Ｆｃを下げるように、第２のフィルタ回路７９を制御する。
【００６７】
図８は、図７の構成による効果を示している。図示のように、膜厚が大きいときは、カットオフ周波数Ｆｃが比較的高く、例えば５０００Ｈｚ程度に設定されている。従来技術では、カットオフ周波数Ｆｃが上記の高い値に固定されていた。これに対して、本実施の形態では、膜厚の減少に応じてカットオフ周波数Ｆｃが小さくなるように最適調整される。例えば、カットオフ周波数Ｆｃを５０００Ｈｚから５０Ｈｚに小さくする。したがって、ノイズが低減し、感度を安定化することができる。
【００６８】
なお、本実施の形態では、図２の基板観察装置３１にて上述のように第２のフィルタ回路７９のカットオフ周波数Ｆｃが制御された。図２の基板観察装置３１は、第３のフィルタ回路７３を含んでいた。変形例では、第３のフィルタ回路７３が設けられていない基板観察装置３１において、上記の第２のフィルタ回路７９のカットオフ周波数Ｆｃが制御されてよい。この場合でも、カットオフ周波数制御の効果が得られる。
【００６９】
「センサコイル、プリアンプ及びＡＤコンバータの一体化」
図１を用いて説明したように、本実施の形態では、センサユニット２１がターンテーブル３に埋め込まれており、基板観察装置を構成している。センサユニット２１は、センサ部、プリアンプ及びＡＤコンバータを一体化した構成であり、この構成により以下に説明するように検出精度が向上する。
【００７０】
図９は、センサから制御コントローラに至る構成を示す図であり、上段が従来の構成であり、下段が本実施の形態の構成である。
【００７１】
従来の構成において、センサ部１１１は、図３に示されたコイルである。センサ部１１１はケーブル１１２を介してプリアンプ１１３に接続され、プリアンプ１１３はケーブル１１４、ロータリージョイント１１５、ケーブル１１６を介してメインアンプ１１７に接続され、さらに、メインアンプ１１７がケーブル１１８を介して制御コントローラ１１９に接続されている。プリアンプ１１３から制御コントローラ１１９までは、１０ｍ程度の長いケーブルを通してアナログ伝送が行われる。そして、制御コントローラ１１９がＡＤコンバータを内蔵しており、入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する。
【００７２】
このような従来の構成では、センサ部１１１とプリアンプ１１３がケーブル１１２で接続されている。ケーブル１１２の配線容量の影響で、外来ノイズが検出信号に混入し、検出精度が低下する。そのため、基板研磨装置（図１）の化学機械研磨では、研磨終点の検出が不安定になる。
【００７３】
また、従来構成では、ノイズ低減のための移動平均の回数が多い。移動平均は、過去の複数回の検出値を所定の関数を用いて平均化することによりノイズを低減する処理である。従来の構成では、ノイズが大きいために、移動平均の回数を多くする必要があり、例えば２４００回の値が平均される。移動平均の回数が多いということは、膜厚検出の遅れが大きいということを意味する。そして、膜厚検出が遅いと、化学機械研磨の研磨終点の検知が遅れてしまう。
【００７４】
図９の下段は本実施の形態の構成である。本実施の形態では、センサユニット２１が、センサ部１２１とプリアンプ１２３を一体化した構成を有している。センサ部１２１は図２のセンサ部４１であり、すなわち図３の励磁コイル５３、検出コイル５５及びバランスコイル５７を有する構成である。プリアンプ１２３は、図２の励磁回路３５及び受信回路３７が設けられた回路基板を備えており、すなわち、本発明の基準信号源６１、第１のフィルタ回路６３、位相検波回路７７、第２のフィルタ回路７９及び第３のフィルタ回路７５を含む構成である。
【００７５】
センサ部１２１は、プリアンプ１２３に一体化されている。より詳細には、プリアンプ１２３のケースの開口にセンサ部１２１が嵌っており、かつ、プリアンプ１２３内の回路基板にセンサ部１２１が実装されており、これによりセンサ部１２１がプリアンプ１２３と一体化されている。
【００７６】
さらに、本実施の形態では、ＡＤコンバータがプリアンプ１２３の受信回路３７に内蔵されており（プリアンプ１２３の回路基板に設けられてよい）、これによりＡＤコンバータもプリアンプ１２３に一体化されている。
【００７７】
上記のように、本実施の形態では、センサ部、プリアンプ及びＡＤコンバータが一体化されて、センサユニット２１を構成しており、図１のターンテーブル３に埋め込まれている。センサユニット２１は、ケーブル２３、ロータリージョイント２５、ケーブル２７を介して制御コントローラ２９に接続されている。センサユニット２１にＡＤコンバータが設けられているので、センサユニット２１と制御コントローラ２９の間ではデジタル伝送が行われ、デジタル信号が制御コントローラ２９の通信ボードにて受信される。
【００７８】
本実施の形態の構成により、下記の利点が得られる。本実施の形態では、センサ部１２１とプリアンプ１２３が一体化されている。これにより、センサ部１２１とプリアンプ１２３の間の配線容量が極小になり、検出コイルの共振が無くなり、伝送ラインのインピーダンスが安定化し、ノイズを低減することができる。
【００７９】
また、ＡＤコンバータがプリアンプ１２３と一体化されたので、プリアンプ１２３から制御コントローラへデジタル伝送が行われる。したがって、外来ノイズの影響が低減し、膜厚検出が安定化する。さらに、ノイズが小さいので、上述した移動平均の回数を削減して、膜厚検出の遅れ時間を短くできる。例えば、移動平均の回数が半分になる。化学機械研磨では、終点検出が安定化し、終点検出の遅れ時間が最小になる。
【００８０】
さらに、ＡＤ変換処理がプリアンプ１２３で行われるので、従来の制御コントローラでのＡＤ変換が不要になる。制御コントローラのソフトウエア処理が分散化されるので、制御コントローラの処理負荷を軽減できる。
【００８１】
さらにまた、本実施の形態では、下記のように、配線本数を低減できる。ターンテーブル３には複数のセンサが設けられたとする。この場合、アナログ式の従来構成では、センサの数の配線が必要であった。本実施の形態では、デジタル伝送が行われるので、多重伝送が可能であり、一つの配線で複数のセンサの検出信号を伝送できる。したがって、配線本数を低減することができる。
【００８２】
以上に説明したように、本実施の形態は、センサ部、プリアンプ部及びＡＤコンバータを一体化したことにより、ノイズ低減、検出精度向上等の効果が得られる。
【００８３】
なお、本実施の形態では、図２の基板観察装置３１にて上述の一体化構成が採用された。図２の基板観察装置３１は、第３のフィルタ回路７３を含んでいた。変形例では、第３のフィルタ回路７３が設けられていない基板観察装置３１において、上記の一体化構成が採用されてよい。この場合でも、一体化構成の効果が得られる。
【００８４】
「スイッチ回路と差動回路で構成される位相検波回路」
次に、本実施の形態における位相検波回路７７の好適な構成について更に説明する。本実施の形態では、下記のように、位相検波回路７７がスイッチ回路と差動回路で構成され、これによりドリフトを低減し、計測精度を向上できる。
【００８５】
まず、従来の位相検波回路について説明する。従来は、アナログ乗算方式の位相検波回路が一般的である。従来の構成は、トランジスタの立上りの非直線性を利用して基準信号と検出信号の掛け算を行っていた。この場合、検波の理論式が温度の項を含んでおり、温度に起因するドリフトが生じる。そして、従来構成では、原理的にゲインドリフト、オフセットドリフトを避けられない。
【００８６】
そこで、本実施の形態は、下記のようにドリフトを低減可能な位相検波回路を備えた基板観察装置を提供する。
【００８７】
図１０は、本実施の形態の位相検波回路７７の構成を示している。位相検波回路７７は、概略的には、スイッチ回路１３１と、差動回路１３３、１３５とを有する。スイッチ回路１３１は、複数のアナログスイッチで構成され、検出信号Ｖｓが入力されると共に、基準信号Ｖｒｅｆがスイッチオンオフの制御信号として入力される。スイッチ回路１３１は、基準信号Ｖｒｅｆに応じて複数のアナログスイッチを開閉することにより、検出信号Ｖｓと基準信号Ｖｒｅｆを掛け合わせた信号を出力する。差動回路１３３、１３５は、スイッチ回路１３１の出力側に設けられ、正負の入力端子への入力信号の差分に応じた信号を出力する。差動回路１３３、１３５には、後述にて詳細に説明するように、スイッチ回路１３１からの信号が正負の入力端子に交互に入力され、これにより、差動回路１３３、１３５は検出信号Ｖｓと基準信号Ｖｒｅｆを掛け合わせた信号からＤＣオフセットをキャンセルする。
【００８８】
図１０の構成についてさらに詳細に説明する。スイッチ回路１３１は、具体的にはアナログ・デマルチプレクサであり、ＣＭＯＳ−ＦＥＴをオンオフ制御するように構成されている。スイッチ回路１３１は、２つの系統を有し、それぞれの系統が、１つの入力を４つの出力に分配する。すなわち、スイッチ回路１３１は、（入力１→出力４）×２セットのアナログ・デマルチプレクサである。２つの系統の入力（端子又はポート）を図示のように１Ａ、２Ａとする。また、入力１Ａに対応する４つの出力（端子又はポート）を１Ｂ１〜１Ｂ４とし、入力２Ａに対応する４つの出力（端子又はポート）を２Ｂ１〜２Ｂ４とする。出力１Ｂ１〜１Ｂ４に対応してスイッチＳＷ１１〜１４が設けられ、出力２Ｂ１〜２Ｂ４に対応してスイッチＳＷ２１〜２４が設けられ、合計で８個のスイッチが設けられている。
【００８９】
上記のスイッチ回路１３１の入力１Ａ、１Ｂは、ＡＣカップリング用のコンデンサ１００１を介して前段の回路へと接続されており、入力１Ａ、１Ｂから検出信号Ｖｓが入力される。
【００９０】
スイッチ回路１３１の出力１Ｂ１〜１Ｂ４は、差動回路１３３へ接続され、出力２Ｂ１〜２Ｂ４は差動回路１３５へ接続される。差動回路１３３、１３５はオペアンプで構成され、正負の入力端子への入力信号の差分に応じた信号を出力する。
【００９１】
より詳細な構成としては、出力１Ｂ３、１Ｂ４は、コンデンサ１００２を介して接地されると共に、抵抗１００３を介して差動回路１３３の正の入力端子に接続されている。出力１Ｂ１、１Ｂ２は、コンデンサ１００４を介して接地されると共に、抵抗１００５を介して差動回路１３３の負の入力端子に接続されている。差動回路１３３の正の入力端子は、並列接続された抵抗１００６及びコンデンサ１００７を介して接地されている。また、差動回路１３３の出力端子は、並列接続された抵抗１００８及びコンデンサ１００９を介して、負の入力端子へ帰還されている。
【００９２】
また、スイッチ回路１３１の出力２Ｂ２、２Ｂ４は、コンデンサ１０１０を介して接地されると共に、抵抗１０１１を介して差動回路１３５の正の入力端子に接続されている。出力２Ｂ１、２Ｂ３は、コンデンサ１０１２を介して接地されると共に、抵抗１０１３を介して差動回路１３５の負の入力端子に接続されている。差動回路１３５の正の入力端子は、並列接続された抵抗１０１４及びコンデンサ１０１５を介して接地されている。また、差動回路１３５の出力端子は、並列接続された抵抗１０１６及びコンデンサ１０１７を介して、負の入力端子へ帰還されている。
【００９３】
図１０に示されるように、スイッチ回路１３１には、さらに、端子Ｓ０、Ｓ１が設けられている。端子Ｓ０、Ｓ１には、基準信号Ｖｒｅｆが入力される。基準信号Ｖｒｅｆは、基準信号源６１で生成された方形波である。基準信号Ｖｒｅｆとしては、基準信号Ｖｒｅｆ０、Ｖｒｅｆ９０が入力される。基準信号Ｖｒｅｆ０が端子Ｓ１に入力され、Ｖｒｅｆ９０がＳ０に入力される。基準信号Ｖｒｅｆ０は、基準信号源６１で生成された基準信号と同位相の信号であり、要するに基準信号源６１の基準信号そのものでよい。基準信号Ｖｒｅｆ９０は、基準信号Ｖｒｅｆ０に対して位相を９０°遅らせた信号である。基準信号Ｖｒｅｕ９０は、基準信号源６１と位相検波回路７７の間に配置された位相シフト回路（図示せず）によって好適に生成される。
【００９４】
スイッチ回路１３１は、基準信号Ｖｒｅｆ０、Ｖｒｅｆ９０を制御信号として用いて、基準信号Ｖｒｅｆ０、Ｖｒｅｆ９０に応じてスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４、ＳＷ２１〜ＳＷ２４を開閉する。スイッチ回路１３１は、後述にて詳細に説明するように、基準信号Ｖｒｅｆ０、Ｖｒｅｆ９０のオンオフの組み合わせに応じて各スイッチの開閉を異ならせる。これによりスイッチ群は２ｂｉｔの信号で制御される。
【００９５】
図１１は、スイッチ回路１３１の構成を詳細に示している。スイッチ回路１３１は、既に説明したように、（１→４）×２のアナログ・デマルチプレクサである。図１０と同様に、入力１Ａ、２Ａには検出信号Ｖｓが入力される。そして、入力１ＡがスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４を介して出力１Ｂ１〜１Ｂ４と接続され、入力２ＡがスイッチＳＷ２１〜ＳＷ２４を介して出力２Ｂ１〜２Ｂ４と接続される。
【００９６】
スイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４、ＳＷ２１〜ＳＷ２４は、ＡＮＤ回路ａ１１〜ａ１４、ａ２１〜ａ２４を介して、端子Ｓ０、Ｓ１、１ＯＥ、２ＯＥに接続される。図１０と同様、端子Ｓ０は、基準信号Ｖｒｅｆ９０の入力端子であり、端子Ｓ１は、基準信号Ｖｒｅｆ０の入力端子である。端子１ＯＥ、２ＯＥは出力イネーブル端子であり、ＧＮＤに接続される。
【００９７】
より詳細には、ＡＮＤ回路ａ１１、ａ２１（スイッチＳＷ１１、ＳＷ２１へ接続）は、ＮＯＴ回路ｎ０を介して端子Ｓ０と接続され、かつ、ＮＯＴ回路ｎ１を介して端子Ｓ１と接続されている。ＡＮＤ回路ａ１２、ａ２２（スイッチＳＷ１２、ＳＷ２２へ接続）は、端子Ｓ０と直接接続され、かつ、ＮＯＴ回路ｎ１を介して端子Ｓ１と接続されている。ＡＮＤ回路ａ１３、ａ２３（スイッチＳＷ１３、ＳＷ２３へ接続）は、ＮＯＴ回路ｎ０を介して端子Ｓ０と接続され、かつ、端子Ｓ１と直接接続されている。ＡＮＤ回路ａ１４、ａ２４（スイッチＳＷ１４、ＳＷ２４へ接続）は、端子Ｓ０と直接接続され、かつ、端子Ｓ１と直接接続されている。
【００９８】
上記構成により、スイッチ回路１３１は、端子Ｓ０、Ｓ１のオンオフの組み合わせに応じて、すなわち基準信号Ｖｒｅｆ０、Ｖｒｅｆ９０のオンオフの組み合わせに応じて、
どのスイッチをオンにするかを制御する。
【００９９】
図１２は、図１１の構成に対応するスイッチ開閉制御を示している。図示のように、端子Ｓ０（基準信号Ｖｒｅｆ９０）がＬ（オフ）であり、端子Ｓ１（基準信号Ｖｒｅｆ０）がＬ（オフ）であれば、スイッチＳＷ１１、ＳＷ２１が閉じられる。すなわちスイッチ回路１３１としては、出力１Ｂ１、２Ｂ１が選択される。同様に、端子Ｓ０がＨであり、端子Ｓ１がＬであれば、スイッチＳＷ１２、ＳＷ２２が閉じられ、出力１Ｂ２、２Ｂ２が選択される。端子Ｓ０がＬであり、端子Ｓ１がＨであれば、スイッチＳＷ１３、ＳＷ２３が閉じられ、出力１Ｂ３、２Ｂ３が選択される。端子Ｓ０がＨであり、端子Ｓ１がＨであれば、スイッチＳＷ１４、ＳＷ２４が閉じられ、出力１Ｂ４、２Ｂ４が選択される。
【０１００】
図１３は、以上に説明した位相検波回路７７の動作を示している。図１３において、Signal INは、入力信号であり、すなわち検出信号Ｖｓである。検出信号Ｖｓは、入力１Ａ、２Ａを介して８個のスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４、ＳＷ２１〜ＳＷ２４に入力される。
【０１０１】
また、端子Ｓ１に基準信号Ｖｒｅｆ０が入力され、端子Ｓ０に基準信号Ｖｒｅｆ９０が入力される。基準信号Ｖｒｅｆ０、Ｖｒｅｆ９０は方形波である。基準信号Ｖｒｅｆ９０の位相が、基準信号Ｖｒｅｒ０の位相に対して９０度遅れている。
【０１０２】
スイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４、ＳＷ２１〜ＳＷ２４は、基準信号Ｖｒｅｆ０、Ｖｒｅｆ９０のオンオフの組み合わせに応じて開閉する。その結果、図１３に示されるように、Ｓ１がオンであり、Ｓ０がオフの期間、スイッチＳＷ１３、ＳＷ１４がオンになり、他のスイッチがオフになる。以降、９０°の期間毎に、（ＳＷ１４及びＳＷ２４）、（ＳＷ１２及びＳＷ２２）、（ＳＷ１１及びＳＷ２１）、（ＳＷ１３及びＳＷ２３）・・・の順番で、８個のスイッチが閉じられる（括弧は同時にオンになるスイッチのペアを示す）。上記のスイッチ制御に応じて、選択される出力も図示のように順番に変わる。
【０１０３】
上記の開閉制御により、Ｖｒｅｆ０がオンの期間に、スイッチＳＷ１３、ＳＷ１４が順次オンになり、検出信号Ｖｓが出力１Ｂ３、１Ｂ４から差動回路１３３の正の入力端子に供給される。そして基準信号Ｖｒｅｆ０がオフの期間に、スイッチＳＷ１２、ＳＷ１１が順次オンになり、検出信号Ｖｓが出力１Ｂ２、１Ｂ１から差動回路１３３の負の入力端子に供給される。スイッチが閉じる動作（入力信号を通す動作）は、検出信号と基準信号との掛け合わせに相当している。
【０１０４】
差動回路１３３は、正負の入力端子に入力される信号の差分に応じた信号を出力する。ここで、上述したように、本実施の形態では、基準信号Ｖｒｅｆ０がオンの期間に正の入力端子へ信号が入力され、基準信号Ｖｒｅｆ０がオフの期間に負の入力端子に信号が入力される。すなわち、本実施の形態のスイッチ回路１３１は、差動回路１３３の正負の入力端子へ、交互に信号を入力する。したがって、差動回路１３３は、正の入力端子への入力をそのまま出力し、かつ、負の入力端子への入力信号を反転するように動作する。これにより、ＤＣオフセット成分が発生したとしても、キャンセルされる。
【０１０５】
一方、入力２Ａの系統では、Ｖｒｅｆ９０がオンの期間に、スイッチＳＷ２４、ＳＷ２２が順番にオンになり、検出信号Ｖｓが出力２Ｂ４、２Ｂ２から差動回路１３５の正の入力端子に供給される。そして、基準信号Ｖｒｅｆ９０がオフの期間に、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２３が順次オンになり、検出信号Ｖｓが出力２Ｂ１、２Ｂ３から差動回路１３５の負の入力端子に供給される。ここでも、スイッチが閉じる動作（入力信号を通す動作）は、検出信号と基準信号との掛け合わせに相当している。
【０１０６】
差動回路１３５は、正負の入力端子に入力される信号の差分に応じた信号を出力し、これにより、差動回路１３５も、差動回路１３３と同様にＤＣオフセットをキャンセルする。すなわち、基準信号Ｖｒｅｆ９０がオンの期間に正の入力端子へ信号が入力され、基準信号Ｖｒｅｆ９０がオフの期間に負の入力端子に信号が入力される。したがって、スイッチ回路１３１は、差動回路１３５の正負の入力端子へ、交互に信号を入力する。差動回路１３５は、正の入力端子への入力をそのまま出力し、かつ、負の入力端子への入力信号を反転するように動作する。これにより、ＤＣオフセット成分が発生したとしても、キャンセルされる。
【０１０７】
以上にスイッチ回路１３１と差動回路１３３、１３５の動作を説明した。上記のように、本実施の形態において、スイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４及び差動回路１３３と、スイッチＳＷ２１〜ＳＷ２４及び差動回路１３５とでは、異なる検波が行われる。これは、スイッチ（具体的には出力）と差動回路の接続関係が異なるからである。すなわち、差動回路１３３の正の入力端子にはスイッチＳＷ１３、ＳＷ１４が接続され、負の入力端子にスイッチＳＷ１１、ＳＷ１２が接続されている。このような接続の場合、図１２の制御に従い、基準信号Ｖｒｅｆ０がオンの期間に、スイッチＳＷ１３、ＳＷ１４が検出信号Ｖｓを差動回路１３３の正の入力端子に送り、基準信号Ｖｒｅｆ０がオフの期間に、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２が検出信号Ｖｓを差動回路１３３の負の入力端子に送る。一方、差動回路１３５の正の入力端子にはスイッチＳＷ２２、ＳＷ２４が接続され、負の入力端子にスイッチＳＷ２１、ＳＷ２３が接続されている。このような接続の場合、基準信号Ｖｒｅｆ９０がオンの期間に、スイッチＳＷ２２、ＳＷ２４が検出信号Ｖｓを差動回路１３５の正の入力端子に送り、基準信号Ｖｒｅｆ９０がオフの期間に、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２３が検出信号Ｖｓを差動回路１３５の負の入力端子に送る。その結果、差動回路１３３、１３５の出力は、異なった検波信号になる。
【０１０８】
ここで、図１０及び図１３に示すように、差動回路１３３の出力を、検波信号Ｘといい、差動回路１３５の出力を検波信号Ｙという。検波信号Ｘは、０°の基準信号Ｖｒｅｆ０を検出信号Ｖｓに掛け合わせた信号に相当し、ｃｏｓ成分の検波信号に相当する。検波信号Ｙは、９０°の基準信号Ｖｒｅｆ９０を検出信号Ｖｓに掛け合わせた信号に相当し、ｓｉｎ成分の検波信号に相当する。さらに、検波信号Ｘは、センサコイルと検出対象の導電性膜を含む構成の抵抗成分であり、検波信号Ｙはリアクタンス成分である。検波信号Ｘ、Ｙからベクトル演算により振幅成分及び位相成分も算出されてよい。振幅成分は、抵抗成分の二乗とリアクタンス成分の二乗との和の平方根であり、合成インピーダンスに相当する。
【０１０９】
導電性膜の膜厚は、上記の抵抗成分、リアクタンス成分、振幅成分（合成インピーダンス）、位相成分のうちの一つ以上の成分を用いて好適に求められる。検出対象の膜の性質、膜厚範囲等に応じて適切な成分が選択されてよい。振幅成分、位相成分は位相検波回路７７で計算されてもよく、後段の構成で計算されてもよく、例えば制御コントローラで計算されてもよい。
【０１１０】
また、本実施の形態では、位相検波回路７７が、抵抗成分（検波信号Ｘ）及びリアクタンス成分（検波信号Ｙ）を生成した。しかし、片方の成分を用いて膜厚を計測するのであれば、構成が簡略化されてよい。例えば、抵抗成分のみが必要な場合、スイッチ２Ｂ１〜２Ｂ４及び差動回路１３５は省略されてよい。
【０１１１】
以上に、本実施の形態の位相検波回路７７の好適な構成について説明した。上記のように、位相検波回路は、複数のアナログスイッチで構成され、検出信号が入力されると共に、基準信号がスイッチオンオフの制御信号として入力されるスイッチ回路と、スイッチ回路の出力側に設けられ、正負の入力端子への入力信号の差分に応じた信号を出力する差動回路とを備えてよい。スイッチ回路は、基準信号に応じて複数のアナログスイッチを開閉することにより、検出信号と基準信号を掛け合わせた信号を出力してよい。差動回路は、スイッチ回路からの信号を前記正負の入力端子に交互に入力することにより、検出信号と前記基準信号を掛け合わせた信号からＤＣオフセットをキャンセルしてよい。
【０１１２】
この構成により、複数のアナログスイッチの開閉によって検出信号と基準信号の掛け算が実現される。ゲイン機能を持たないアナログスイッチにより検波が行われるので、ゲインドリフトが原理的に発生しない。また、スイッチ回路の出力を上記のように差動回路で受けることにより、ＤＣオフセット成分をキャンセルすることができ、したがってオフセットドリフトも防ぐことができる。このようにして、ドリフトを低減でき、計測精度を向上できる。
【０１１３】
なお、本実施の形態では、図２の基板観察装置３１にて上述のスイッチ回路及び差動回路を含む位相検波回路７７が採用された。図２の基板観察装置３１は、第３のフィルタ回路７３を含んでいた。変形例では、第３のフィルタ回路７３が設けられていない基板観察装置３１において、上記の位相検波回路７７の構成が採用されてよい。この場合でも、上記の効果が得られる。
【０１１４】
「ブリッジ回路の容量バランス回路／励磁側の安定化バラン」
図１４は、図２のブリッジ回路７１の構成を、周辺要素と共に示している。ブリッジ回路７１においては、抵抗Ｒ１、可変抵抗ＶＲ１及び抵抗Ｒ３が直列に接続され、抵抗Ｒ２、可変抵抗ＶＲ２及び抵抗Ｒ４が直接に接続されている。抵抗Ｒ１、可変抵抗ＶＲ１及び抵抗Ｒ３が、抵抗Ｒ２、可変抵抗ＶＲ２及び抵抗Ｒ４と並列に接続されている。
【０１１５】
抵抗Ｒ１、Ｒ２は検出コイル５５に接続され、抵抗Ｒ３、Ｒ４がバランスコイル５７に接続されている。また、可変抵抗ＶＲ１の中間端子が、検出コイル５５及びバランスコイル５７の中間点に接続され、かつ、接地されている。さらに、可変抵抗ＶＲ２の中間端子が、後段の第３のフィルタ回路７３を介してアンプ部７５（ＲＦアンプ）へと接続されている。
【０１１６】
上記構成により、可変抵抗ＶＲ１、ＶＲ２の抵抗値が、導電性膜が近傍に存在しないときに可変抵抗ＶＲ２の中間端子からの検出信号の出力が０になるように調整される。この調整により、導電性膜が存在しなければ、励磁コイル５３が磁界を発生しても、検出コイル５５及びバランスコイル５７の起電力が相殺され、検出信号が現れない。そして、導電性膜が存在すると、起電力のバランスが崩れ、検出信号が現れる。バランスが崩れるのは、導電性膜と検出コイル５５の距離が、導電性膜とバランスコイル５７の距離より短いからである。
【０１１７】
図１４に示すように、本実施の形態の特徴として、ブリッジ回路７１は、容量バランス回路１５１、１５３を有している。容量バランス回路１５１、１５３は、バリアブルコンデンサである。容量バランス回路１５１の一端が抵抗Ｒ１、Ｒ２及び検出コイル５５に接続されており、他端は接地されている。容量バランス回路１５３の一端は抵抗Ｒ３、Ｒ４及びバランスコイル５７に接続されており、他端は接地されている。
【０１１８】
図１５は、容量バランス回路１５１、１５３の効果を示している。図１５は、インピーダンスの周波数特性であり、横軸は周波数であり、縦軸はインピーダンスである。点線は、容量バランス回路１５１、１５３が設けられていない場合の周波数特性であり、そして、実線は、容量バランス回路１５１、１５３が設けられた場合の周波数特性である。図示のように、容量バランス回路１５１、１５３を設けることにより、ブリッジ回路のインピーダンスが低下すると共に、フラットになる。
【０１１９】
図の例では、使用周波数領域が１ＭＨｚ〜３２ＭＨｚであったとする。使用周波数は、検査対象の膜の種類及び厚さに応じて設定される。そして、容量バランス回路１５１、１５３の容量は、図示のように、使用周波数領域で周波数特性が平坦になるように調整される。周波数特性が広い範囲で平坦になるので、周波数特性を安定化し、かつ、広帯域化できる。
【０１２０】
図１６は、容量バランス回路１５１、１５３のさらに別の調整例を示している。この例では、センサー感度を高めるように容量が調整される。すなわち、図１６では、容量を適切に調整することにより、使用する周波数に合わせて、コイルからブリッジ回路までの部分のインピーダンス特性が調整されている。これにより、ウエハの膜厚に対するセンサのインピーダンス変化を高めることができる。台形型の特性（図１５の特性）と比べると、インピーダンス変化は、ΔＺだけ増加している。例えば、周波数Ｆ０が、８ＭＨｚ、２ＭＨｚに設定される。
【０１２１】
容量調整は、基板観察装置１の製造時に行われてよい。また、容量調整が自動的に行われてもよい。例えば、基準信号の周波数と容量の関係が予め制御特性として設定されている。そして、容量バランス制御部が設けられ、容量バランス制御部は、基準信号の周波数に応じて容量バランス回路１５１、１５３の容量を調整する。これにより、周波数に応じて容量を最適値に調整することができる。
【０１２２】
図１４に戻ると、本実施の形態のもう一つの特徴として、励磁側の回路に安定化バラン１５５が設けられている。安定化バラン１５５は、基準信号源６１と励磁コイル５３の間に配置されている。より詳細には、安定化バラン１５５は、励磁回路３５の駆動回路６５の後段に設けられている。安定化バラン１５５は、励磁信号の平衡ドライブを実現し、制御振幅を安定化できる。
【０１２３】
以上に本実施の形態のブリッジ回路と安定化バランについて説明した。本実施の形態では、検出部にブリッジ回路が接続され、ブリッジ回路が、インピーダンスの周波数特性を安定化するための容量バランス回路を有している。したがって、図１５を参照して説明したように、ブリッジ回路のインピーダンスを下げると共に、周波数特性を安定化することができ、これにより計測精度を向上できる。
【０１２４】
また、本実施の形態では、基準信号源と励磁部の間に、信号の不平衡を防ぐ安定化バランが設けられる。したがって、励磁信号の平衡ドライブを実現し、制御振幅を安定化することができ、計測精度を向上できる。
【０１２５】
なお、本実施の形態では、図２の基板観察装置３１にて上述の容量バランス回路１５１、１５３及び安定化バラン１５５が採用された。図２の基板観察装置３１は、第３のフィルタ回路７３を含んでいた。変形例では、第３のフィルタ回路７３が設けられていない基板観察装置３１において、容量バランス回路１５１、１５３及び安定化バラン１５５が採用されてよい。この場合でも、上記の効果が得られる。
【０１２６】
「アース関連の構成の改良」
図１７は、図２の基板観察装置３１を別のかたちで示している。図１７において、ケース１６１は、励磁回路基板１６３と受信回路基板１６５を収容している。ケース１６１は、前述したプリアンプのケースである。ケース１６１は筐体であり、ケース１６１のアースＧ３でもある。
【０１２７】
センサ部３３は、ケース１６１の外にある。より詳細には、図３及び図９を参照して説明したように、センサ部３３は、ボビン５１に巻かれた励磁コイル５３、検出コイル５５及び励磁コイル５７であり、これらコイルがケース１６１の外に配置されている。
【０１２８】
励磁回路基板１６３には、図２の励磁回路３５が形成されている。励磁回路３５は、基準信号源６１、第１のフィルタ回路６３、駆動回路６５（アンプ）及び安定化バラン１５５を含む。
【０１２９】
一方、受信回路基板１６５には、図２の受信回路３７が形成されている。受信回路３７は、ブリッジ回路７１、第３のフィルタ回路７３、アンプ部７５、位相検波回路７７及び第２のフィルタ回路７９で構成されている。
【０１３０】
さらに、本実施の形態の特徴として、励磁回路３５に励磁回路バラン１６７が設けられ、受信回路３７に受信回路バラン１６９が設けられている。励磁回路バラン１６７は、安定化バラン１５５と励磁コイル５３の間に設けられている。また、受信回路バラン１６９は、位相検波回路７７への基準信号の入力部分に設けられる。前述のように、位相検波回路７７には、位相が９０°ずれた２つの基準信号が入力される。そこで、受信回路バラン１６９は、実際には２つのバランであってよい。
【０１３１】
上記の励磁回路バラン１６７は、励磁回路６３に孤立したアースＧ１を形成する。同様に、受信回路バラン１６９は、受信回路６５に孤立したアースＧ２を形成する。励磁回路６３のアースＧ１と受信回路６５のアースＧ２は、アース接続点１７１で接続されている。受信回路６５においては、ブリッジ回路７１がアースされており（図１４では、可変抵抗ＶＲ１の中間端子が接地されている）、このアースＧ２が、アース接続点１７１に接続されている。アース接続点１７１には、さらに、センサ部３３のアースも接続されている。アース接続点１７１は、ケース１６１のアースＧ３からは離れて配置されている。そして、アース接続点１７１が、ケース１６１のアースＧ３と接続される。
【０１３２】
上記のように、本実施の形態では、励磁回路３５に励磁回路バラン１６７が設けられ、受信回路３７に受信回路バラン１６９が設けられ、励磁回路３５と受信回路３７がケース１６１に収容され、励磁回路３５のアースと受信回路３７のアースがアース接続点１７１で接続され、アース接続点１７１がケース１６１のアースと接続されている。
【０１３３】
このようにして、励磁回路バラン１６７及び受信回路バラン１６９が設けられ、励磁回路３５のアースＧ１と受信回路５５のアースＧ２が分離される。これにより、励磁信号がアースを経由して受信回路３７に回り込むのを防ぐことができる。また、励磁回路バラン１６７により励磁信号の平衡ドライブが行われ、受信回路バラン１６９により、位相検波回路７７の基準信号の平衡ドライブが行われ、これにより、コモンノイズ信号の影響を低減できる。また、励磁回路５３のアースＧ１と受信回路５５のアースＧ３が一点、すなわちアース接続点１７１で接続され、そして、アース接続点１７１がケース１６１のアースＧ３と接続される。高周波を一点でアースすることができ、これにより、ノーマルノイズ及びコモンノイズを低減し、電磁界の外部放射を抑制できる。
【０１３４】
なお、本実施の形態では、図２の基板観察装置３１にて上述のバラン及びアースの構成が採用された。図２の基板観察装置３１は、第３のフィルタ回路７３を含んでいた。変形例では、第３のフィルタ回路７３が設けられていない基板観察装置３１において、上記の構成が採用されてよい。この場合でも、上記の効果が得られる。
【０１３５】
以上に本発明の好適な実施の形態を説明した。しかし、本発明は上述の実施の形態に限定されず、当業者が本発明の範囲内で上述の実施の形態を変形可能なことはもちろんである。
【産業上の利用可能性】
【０１３６】
以上のように、本発明にかかる基板観察装置は、基板上の導電性膜の厚さを計測でき、半導体基板の化学機械研磨等にて有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１３７】
【図１】本発明の実施の形態に係る基板観察装置が設けられる基板研磨装置を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る基板観察装置を示す図である。
【図３】センサ部の構成を示す図である。
【図４】第３のフィルタ回路の特性を概念的に示す図である。
【図５】第３のフィルタ回路の具体的な構成例を示す図である。
【図６】第３のフィルタ回路の特性を示す図である。
【図７】第２のフィルタ回路のカットオフ周波数を制御するための構成を示す図である。
【図８】カットオフ周波数の制御により得られる効果を示す図である。
【図９】従来技術と本実施の形態の各々について、センサから制御コントローラに至る構成を示す図である。
【図１０】本実施の形態の基板観察装置における位相検波回路の構成を示す図である。
【図１１】スイッチ回路の構成を示す図である。
【図１２】スイッチ回路の開閉制御を示す図である。
【図１３】位相検波回路の動作を示す図である。
【図１４】本実施の形態の基板観察装置におけるブリッジ回路の構成を、周辺要素と共に示す図である。
【図１５】ブリッジ回路に容量バランス回路を設けたことにより得られる効果を示す図である。
【図１６】ブリッジ回路に容量バランス回路を設けた場合の別の調整例を示す図である。
【図１７】基板観察装置における励磁回路バラン、受信回路バラン及びとアースの構成を説明するための図である。
【符号の説明】
【０１３８】
１  基板研磨装置
３  ターンテーブル
５  トップリング
７  基板
９  研磨布
１７  研磨砥液ノズル
１９  研磨砥液
２１  センサユニット
２５  ロータリージョイント
２９  制御コントローラ
３１  基板観察装置
３３  センサ部
３５  励磁回路
３７  受信回路
４１  励磁部
４３  検出部
４５  バランス部
５３  励磁コイル
５５  検出コイル
５７  バランスコイル
６１  基準信号源
６３  第１のフィルタ回路
６５  駆動回路
７１  ブリッジ回路
７３  第３のフィルタ回路
７５  アンプ部
７７  位相検波回路
７９  第２のフィルタ回路
【図１】
0005052413.tif 000002
【図２】
0005052413.tif 000003
【図３】
0005052413.tif 000004
【図４】
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【図５】
0005052413.tif 000006
【図６】
0005052413.tif 000007
【図７】
0005052413.tif 000008
【図８】
0005052413.tif 000009
【図９】
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【図１０】
0005052413.tif 000011
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
0005052413.tif 000014
【図１４】
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【図１５】
0005052413.tif 000016
【図１６】
0005052413.tif 000017
【図１７】
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