(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
既知のモータパラメータを有する正弦波励起型永久磁石モータを制御する方法であって、
前記モータの角度位置を示すモータ角度位置信号を発生し、
前記モータの速度を示すモータ速度信号を発生し、
前記既知のモータパラメータ、前記モータ速度信号，及び前記トルク指令信号に応答して、入力モータ相電圧の振幅を決定し、
前記既知のモータパラメータ、前記モータ角度位置信号、前記モータ速度信号、及び、前記モータでの所望のトルクを示すトルク指令信号に応答して、前記入力モータ相電圧を決定し、
決定された前記入力モータ相電圧を前記モータに印加し、前記モータで前記所望のトルクを生成する、各工程を含み、
前記入力モータ相電圧に対する振幅を決定する工程は、
【数１】
0005052723.tif 000023
ここで、
Ｖ＝前記モータの入力電圧の振幅
Ｒ＝前記モータ巻き線の抵抗
Ｘｓ＝モータ相巻き線のリアクタンス
Ｋｅ＝Ｅ／ωm（即ちＥＭＦ定数）
ωm＝モータ速度
Ｔcmd＝トルク指令信号
δ＝ＥＭＦフェーザー
【数２】
0005052723.tif 000024
と、電圧フェーザー
【数３】
0005052723.tif 000025
との間の角度、
によって表される制御方程式に従って前記振幅を計算する工程である、方法。
【請求項２】
既知のモータパラメータを有する正弦波励起型永久磁石モータを制御する方法であって、
前記モータの角度位置を示すモータ角度位置信号を発生し、
前記モータの速度を示すモータ速度信号を発生し、
前記既知のモータパラメータ、前記モータ速度信号，及び前記トルク指令信号に応答して、入力モータ相電圧の振幅を決定し、
前記既知のモータパラメータ、前記モータ角度位置信号、前記モータ速度信号、及び、前記モータでの所望のトルクを示すトルク指令信号に応答して、前記入力モータ相電圧を決定し、
決定された前記入力モータ相電圧を前記モータに印加し、前記モータで前記所望のトルクを生成する、各工程を含み、
前記入力モータ相電圧に対する振幅を決定する工程は、
【数４】
0005052723.tif 000026
ここで、Ｖref＝インバータを制御するようにパルス幅変調信号を生成するための正規化電圧；
【数５】
0005052723.tif 000027
Ｔcmd＝トルク指令信号；
【数６】
0005052723.tif 000028
及び、
ωm＝前記モータの速度；
で表される制御方程式に従って前記振幅を計算する工程である、方法。
【請求項３】
前記決定工程は、前記入力モータ相電圧の位相が前記モータの夫々の逆起電力と同位相であるように、該入力モータ相電圧の位相を決定する工程である、請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記入力モータ相電圧の位相を決定する工程は、パルス幅変調を利用する、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
パワーステアリングアシストシステムであって、
ステアリングホイール及びコラムと、
モータコントローラを備えて、前記ステアリングコラムに回転力を与えるようになった電気モータと、
前記ステアリングホイールのオペレータにパワーステアリングアシストを提供する際に有効な態様で前記電気モータを制御するようになった、パワーステアリングコントローラと、
を含み、前記電気モータコントローラは、請求項１または２に記載の方法により作動する、パワーステアリングアシストシステム。
【請求項６】
既知のモータパラメータを有する正弦波励起型永久磁石モータを制御する装置であって、
前記モータの角度位置を検出し該角度位置を示すモータ角度位置信号を提供するため該モータと連係する位置エンコーダと、
前記モータの速度を測定し、該速度を示すモータ角度位置信号を提供するため前記位置エンコーダと連係する速度測定回路と、
前記モータ角度位置信号を受け取るため前記位置エンコーダと接続され、且つ、前記モータ速度信号を受け取るため前記速度測定回路と接続されたコントローラであって、該コントローラは、前記既知のモータパラメータ、前記モータ速度信号，及び前記トルク指令信号に応答して、入力モータ相電圧の振幅を決定し、前記既知のモータパラメータ、前記モータ角度位置信号、前記モータ速度信号、及び、前記モータでの所望のトルクを示すトルク指令信号に応答して、電圧指令信号を提供する、前記コントローラと、
前記電圧指令信号を受け取るため前記コントローラと接続され、且つ、電源と接続されるインバータであって、該インバータは、前記電圧指令信号に応答して、前記モータに入力モータ位相電圧を印加し、該モータで所望トルクを生成する、前記インバータと、
を含み、
前記コントローラは、
【数７】
0005052723.tif 000029
ここで、
Ｖ＝前記モータの入力電圧の振幅
Ｒ＝前記モータ巻き線の抵抗
Ｘｓ＝モータ相巻き線のリアクタンス
Ｋｅ＝Ｅ／ωm（即ちＥＭＦ定数）
ωm＝モータ速度
Ｔcmd＝トルク指令信号
δ＝ＥＭＦフェーザー
【数８】
0005052723.tif 000030
と、電圧フェーザー
【数９】
0005052723.tif 000031
との間の角度、
によって表される制御方程式に従って前記モータの入力電圧の振幅を計算する工程である、装置。
【請求項７】
既知のモータパラメータを有する正弦波励起型永久磁石モータを制御する装置であって、
前記モータの角度位置を検出し該角度位置を示すモータ角度位置信号を提供するため該モータと連係する位置エンコーダと、
前記モータの速度を測定し、該速度を示すモータ角度位置信号を提供するため前記位置エンコーダと連係する速度測定回路と、
前記モータ角度位置信号を受け取るため前記位置エンコーダと接続され、且つ、前記モータ速度信号を受け取るため前記速度測定回路と接続されたコントローラであって、該コントローラは、前記既知のモータパラメータ、前記モータ速度信号，及び前記トルク指令信号に応答して、入力モータ相電圧の振幅を決定し、前記既知のモータパラメータ、前記モータ角度位置信号、前記モータ速度信号、及び、前記モータでの所望のトルクを示すトルク指令信号に応答して、電圧指令信号を提供する、前記コントローラと、
前記電圧指令信号を受け取るため前記コントローラと接続され、且つ、電源と接続されるインバータであって、該インバータは、前記電圧指令信号に応答して、前記モータに入力モータ位相電圧を印加し、該モータで所望トルクを生成する、前記インバータと、
を含み、
前記コントローラは、
【数１０】
0005052723.tif 000032
ここで、Ｖref＝インバータを制御するようにパルス幅変調信号を生成するための正規化電圧；
【数１１】
0005052723.tif 000033
Ｔcmd＝トルク指令信号；
【数１２】
0005052723.tif 000034
及び、
ωm＝前記モータの速度；
で表される制御方程式に従って前記モータの入力電圧の振幅を計算する、装置。
【請求項８】
前記電圧指令信号は、前記入力モータ相電圧の振幅を制御する、請求項６または７に記載の装置。
【請求項９】
前記電圧指令信号は、前記入力モータ相電圧の位相が前記モータの逆起電力と同位相であるように、前記入力モータ相電圧の位相を制御する、請求項６または７に記載の装置。
【請求項１０】
前記コントローラは、前記入力モータ相電圧の位相が前記モータの夫々の逆起電力と同位相であるように、前記入力モータ相電圧の位相を制御するためのパルス幅変調回路を更に備える、請求項６または７に記載の装置。
【請求項１１】
前記コントローラはマイクロプロセッサである、請求項６または７に記載の装置。
【請求項１２】
パワーステアリングアシスト装置であって、
ステアリングホイール及びコラムと、
モータコントローラを備えて、前記ステアリングコラムに回転力を与えるようになった電子モータと、
前記ステアリングホイールのオペレータにパワーステアリングアシストを提供する際に有効な態様で前記電子モータを制御するようになった、パワーステアリングコントローラと、
を含み、前記モータコントローラは、請求項６または７に記載の制御装置を更に備える、パワーステアリングアシスト装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本出願は、１９９９年９月１７日に出願された、米国仮特許出願番号６０／１５４，６１３号、１９９９年９月１７日に出願された６０／１５４，６８１号、及び、２０００年２月１７日に出願された６０／１８３，３０１号の優先権に基いて利益を請求する。３件の仮出願全ての開示内容は、それら出願を参照することにより、それら全体を本願中に組み込まれる。
【０００２】
【発明の属する技術分野】
本発明は、正弦波励起永久磁石モータのトルク制御に係り、より詳しくは、そのようなモータにおいて、低周波数のトルクリップルを減少させ、トルクを滑らかにする制御に関する。
【０００３】
【従来技術】
正弦波場を備えた多相永久磁石（PM）ブラシレスモータは、四辺形場を備えたものと比較すると、低トルクリップルのノイズ及び振動を与える能力を提供する。理論的には、モータコントローラが、正弦波（sinusoidal）の逆起電力（back-emfs）（バック電圧（back-voltages）としても知られている）のそれと同じ周波数を持つ多相制限電流を生成することができる場合、モータのトルク出力が一定となり、ゼロのトルクリップルを達成することができる。しかしながら、モータ設計及びコントローラの設備の実際の制限に起因して、純粋な正弦波逆起電力及び電流波形に関するそれらの仮定からの逸脱が常に存在する。これらの逸脱は、通常、様々な周波数及び振幅で、寄生的なトルクリップル成分を生じさせる。トルク制御の方法は、この寄生的なトルクリップルのレベルに影響を及ぼすことができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
正弦波逆起電力を用いた永久磁石モータのトルク制御のための１つの方法は、モータ位相電流を、その電流ベクトルが逆起電力と整列されるように制御することにより達成される。この制御方法は、電流モード制御方法として知られている。そのような方法では、モータトルクは、電流の振幅に比例する。電流モード制御方法は、デジタル設備のための複雑なコントローラを必要とする。コントローラは、電流センサーからの電流のフィードバックをデジタル化するため２つ又はそれ以上のＡ／Ｄチャンネルを必要とする。３相システムでは、３つの位相変数を、ローターに取り付けられた２次元ｄ−ｑシンクロナスフレームに変換し、ｄ−ｑフレーム内でコントローラを設計することが都合がよい。しかし、ｄ−ｑ変換を実行する際に伴うかなりの計算量及び信号処理に起因して、逆ｄ−ｑ変換及びＰ−Ｉループアルゴリズム、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）などの高速プロセッサを、あらゆるデータサンプリング周期毎にコントローラ情報を更新するため使用しなければならない。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
低周波数トルクリップルを減少させるため正弦波励起型ＰＭモータのトルク即ち滑らかなトルクを制御するための方法及びシステムが開示される。低周波数トルクリップルは、モータ方程式に基づいて所望トルクを生成するため必要とされる電圧を計算するコントローラによって減少される。コントローラは、ローター位置及び速度のフィードバックのみを使用して実施される。
【０００６】
本発明の方法及びシステムは、従来技術の電流センサーに起因したトルクリップルの感度を無くすと共に、正弦波整流の滑らかさを保存する。本発明のコントローラは、従来技術の電流センサー及びＡ／Ｄコンバータのハードウェアを無くすのみならず、ソフトウェア演算の必要性をかなり減少させるという低コストの装備を特徴とする。例えばｄ−ｑ変換及びＰ−Ｉループが必要とされなくなる。低コストのマイクロプロセッサは、従来技術のＤＳＰの代わりに本発明を用いて使用することができる。
【０００７】
本発明の方法は、ローターの角度位置を検出し、その回転速度を決定する。ローターの位置及び速度、並びに、トルク指令信号に応答して、コントローラは、所望のモータトルクを生成するのに必要とされる電圧を示す可変のモータ電圧指令信号を展開する。所望のモータトルクを展開するため、モータ電圧指令信号に応答して、位相電圧がモータ巻き線に亘って印加される。
【０００８】
本文中に開示されたシステムは、ローターの角度位置を検出し、位置信号を出力するためモータに連結されたローター位置エンコーダーを備える。速度測定回路は、ローターの速度を決定し、速度信号を出力するため位置エンコーダーと接続される。位置及び速度信号がコントローラに印加される。コントローラは、位置信号、速度信号、所望のモータトルクを示すトルク指令信号に応答して可変のモータ電圧指令信号を展開する。所望のモータトルクを展開するべく、モータ電圧指令信号に応答してモータに位相電圧を印加するため、電源及びコントローラの間に電源回路が連結される。
【０００９】
本明細書で開示された、電圧モード制御方法及びシステムに対する１つの応用は、電動パワーステアリングシステムのためのパワーステアリングコントローラにある。モータは、ステアリングアシストトルクを提供するためステアリングコラム内に直接連結される。従って、モータにより生成される小レベルの低周波数トルクリップルでさえステアリングホイールで感じることができる。本明細書で開示された電圧モード制御方法を使用することによって、低周波数のトルクリップルが減少され、滑らかなステアリング感触が達成される。
【００１０】
【発明の実施の形態】
ここで、図１及び図２に戻ると、トルクを制御するためのシステムが全体として参照番号１０で示されている。システム１０は、正弦波励起型永久磁石モータ１２のトルクを制御する。システムは、ローター位置エンコーダ１４、速度測定回路１６、コントローラ１８、インバーター２０及び電源２２を備える。
【００１１】
従来技術とは異なり、モータ１２のトルクは、電流センサーを使用することなく制御される。電流センサーを無くすことにより、低周波数のトルクリップルは、出力トルクがより滑らかになるように減少される。トルク生成電流を制御する代わりに、コントローラ１８は、後述されるモータ方程式に基づいて、所望のトルクを生成するため必要とされる電圧を決定する。この電圧モード制御方法は、図２に示されるように、装置作用フェーザーダイアグラムに基づいている。定常状態の作動条件の下では、正弦波励起型ＰＭモータの電圧フェーザー
【００１２】
【数１３】
0005052723.tif 000002
【００１３】
、逆起電力フェーザー
【００１４】
【数１４】
0005052723.tif 000003
【００１５】
、及び、電流フェーザー
【００１６】
【数１５】
0005052723.tif 000004
【００１７】
は、
【００１８】
【数１６】
0005052723.tif 000005
【００１９】
により支配される。
ここで、Ｒは巻き線抵抗であり、ＸｓはモータインダクタンスＬｓと励起周波数ω（ｒａｄ／秒）との積に等しい位相リアクタンスである。ここで、逆起電力フェーザー
【００２０】
【数１７】
0005052723.tif 000006
【００２１】
と、電流フェーザー
【００２２】
【数１８】
0005052723.tif 000007
【００２３】
と、の間の角度はαであり、電圧フェーザー
【００２４】
【数１９】
0005052723.tif 000008
【００２５】
と、逆起電力フェーザー
【００２６】
【数２０】
0005052723.tif 000009
【００２７】
と、の間の角度はδである。
モータ鉄損失、摩擦及び偏流損失を無視すると、ＰＭモータの出力パワーは、
【００２８】
【数２１】
0005052723.tif 000010
【００２９】
に等しく、出力トルクは、
【００３０】
【数２２】
0005052723.tif 000011
【００３１】
となる。ここで、ωm＝ω／（極対の数）である。フェーザーダイアグラムに基づくと、
【００３２】
【数２３】
0005052723.tif 000012
【００３３】
を導き出すことができる。
（４）式及び（５）式を解法すると、
【００３４】
【数２４】
0005052723.tif 000013
【００３５】
が与えられる。
（６）式を（２）式に代入することによって、
【００３６】
【数２５】
0005052723.tif 000014
【００３７】
が得られる。
（７）式及び（３）式から、モータトルクを、
【００３８】
【数２６】
0005052723.tif 000015
【００３９】
と表すことができる。
ここで、Ｋｅ＝Ｅ／ωmはＥＭＦ定数である。（８）式からモータトルクがモータ入力電圧Ｖ、モータパラメータ及び動作速度に依存することを理解することができる。従って、モータパラメータ及び速度が与えられたとき、電圧振幅Ｖ及び逆起電力Ｅに対するその位相角度δを制御することによって、モータトルクを所望の値に制御することが可能となる。（８）式は、制御方法の基礎を形成する。任意の与えられたトルク指令Ｔcmdに対して必要とされる電圧は、Ｔcmdを（８）式に代入し、Ｖに関して解くことによって、
【００４０】
【数２７】
0005052723.tif 000016
【００４１】
と計算することができる。
（９）式（図１）は、逆起電力及びターミナル電圧の間の固定角度δ（例えば、ルックアップテーブル３８からのライン３６におけるδ）に対して、可変速度の指令コマンドに等しくトルクを維持するためには、モータ入力電圧の振幅が変化しなければならないことを示している。かくして、モータパラメータ、ローター速度及び位置角度の情報が必要とされるが、所望のモータトルクを生成するべくコントローラが信号を発展させるために電流フィードバックは必要とされない。
【００４２】
電圧モード制御では、角度δは、適切に選択されなければならない。図２を参照することによって、電流及び逆起電力の間の位相角度αは角度δに依存することを理解することができる。適切な位相角度を選択することによって、モータアーマチャー電流は、磁場に対抗する磁気フラックス成分を誘起することができる。従って、δの選択は、電圧制御に、場が弱められた状態での等価な電流制御を性能上模擬させることができる。
【００４３】
図３を参照すると、好ましい実施形態では、電圧モード制御方法は、正弦波空気間隙フラックス分布を有する、スロット無しの巻き線を備えた永久磁石（シンクロナス）モータに対して装備される。この形式のモータは、大きな有効空気間隙を有し、かくして、アーマチャー電流は、永久磁場に比べて無視できるフラックスを生成する。その結果、永久磁場の飽和又は消磁は、通常の作動中に起こりそうもなくなり、δの固定値を使用することができる。かくして、スロットの無い巻き線装置に対して、電圧モード制御は、特に適したものとなる。この一例としてのモータに対して、モータパラメータは、以下に掲げられるものとなる。
【００４４】
モータ形式            ＰＭ、正弦波、３相
極数                  Ｎｐ＝４
入力電圧              Ｖｄｃ＝１２Ｖ
有効位相抵抗          Ｒ＝５５ｍΩ
インダクタンス        Ｌｓ＝３８．５μＨ
最大の無負荷速度      ２８００ＲＰＭ（最大）
レアクタンス          ２２．５ｍΩ
ＥＭＦ定数            Ｋｅ＝０．０２３Ｖ／（ｒａｄ／秒）
エンコーダー解像度    ２．５度（電気度）
これらのモータパラメータに基づくと、最大速度におけるモータの巻き線リアクタンスは、その有効巻き線抵抗と比較して比較的小さい。このことは、与えられた電圧に対して、電圧及び逆起電力フェーザーの間の角度δが非常に小さく、それにより、Ｖ及びＥと、電流との間の角度αとなるということを意味する。この条件に基づくと、制御方程式は、
【００４５】
【数２８】
0005052723.tif 000017
【００４６】
にまで縮約することができる。
ハードウェア設備に対して、更に簡素化することが好ましい。モータリアクタンスが抵抗より遙かに小さいので、初期の装備は、（１０）式でインダクタンス項を無視することができる。従って、次の簡単化された制御方程式がコントローラ１８により装備されてもよい。
【００４７】
【数２９】
0005052723.tif 000018
【００４８】
パワーインバーター２０は、電源２２及びコントローラ１８の間に連結され、モータ巻き線に亘る位相電圧を供給する。インバータは、コントローラ１８により生成された空間ベクトルパルス幅偏変調信号により制御される。空間べクトルパルス幅変調スキームを使用してインバータのゲインを考慮に入れると、正規化電圧振幅はＶref＝Ｖ／（Ｖdc／√６）により与えられる。（１１）式におけるＶに対してＶrefを代入することによって、次の簡単化された制御方程式が、コントローラ１８（図３）により装備されることが好ましい。
【００４９】
【数３０】
0005052723.tif 000019
【００５０】
ここで、Ｋ1＝（√６Ｒ）（３ＫeＶdc）及びＫ2＝（√６Ｋe）／Ｖdcである。Ｖrefの最大値及び最小値は、＋１及び−１に固定される。かくして、与えられたＰＭモータ及び固定バッテリー電圧に対して、Ｋ1及びＫ2は、一定であり、コントローラメモリに記憶することができ、制御方程式が電流センサーを使用することなく装備されることを可能にする。
【００５１】
コントローラ１８に関して、所望トルクを生成するため必要とされる正確な電圧を発展させるため、ローターの位置及び速度が必要とされる。ローター位置エンコーダ１４は、ローターの角度位置を検出するためモータ１２に接続される。エンコーダ１４は、例えば知られているような光学検知又は磁場変動に基づいて回転位置を検出することができる。エンコーダ１４は、ローターの角度位置を示すライン２４において位置信号θを出力する。
【００５２】
位置信号θから、速度測定回路１６は、ローターの速度を決定し、ライン２６において速度信号ωを出力する。速度測定回路１６は、所定の期間の間に位置信号パルスをカウントするカウンターを備えてもよい。カウント値は、モーターの速度に比例する。例えば、カウンターが５ｍｓの時間インターバルで位置信号パルスをカウントし、エンコーダが２．５度の解像度を有する場合、速度測定は、約４１．７ｒｐｍの解像度を有する。速度信号は、式ωm＝Δθm／Δｔからの位置信号の微分係数など、他の任意の方法によっても得ることができる。ここで、Δｔはサンプリング時間、Δθmはサンプリングインターバルの間の位置変化である。
【００５３】
位置信号θ、速度信号ω及びライン２８におけるトルク指令信号Ｔcmdは、コントローラ１８に入力される。トルク指令信号Ｔcmdは、所望のモータートルクを示している。コントローラ１８は、位置θ、速度ω、トルク指令信号Ｔcmd及び制御方程式における他の固定モータパラメータ値を使用することによって所望のトルクを発展させるため必要とされる、電圧振幅をライン３０において決定する。３相モータに対しては、モータ逆起電力と同期される３つの正弦波参照信号が、必要とされるモータ入力電圧を生成するため要求される。コントローラは、次式に従って、電圧振幅信号及び位置信号θから相電圧指令信号Ｖa、Ｖb及びＶcを決定することによって、電圧振幅信号を３相に変換する。
【００５４】
【数３１】
0005052723.tif 000020
【００５５】
コントローラ１８のモータ電圧指令信号３２は、ライン３２におけるモータ電圧指令信号に応答してモータ１２のステーター巻き線にライン３４における相電圧を印加するため、電源２２と連結されたパワーインバータ２０に適用される。しかし、平均正弦波形状を用いて相電圧を発生させるために、インバーター２０のスイッチング装置（図示せず）は、特定のローター角度位置で特定の期間の間、オンオフを切り替えなければならない。インバーター２０の制御は、任意の適切なパルス幅変調（ＰＷＭ）スキームに従って実行することができる。しかしながら、空間ベクトル変調（ＳＶＭ）が、より高い出力電圧、低い高調波歪曲、低いスイッチングパワー損失及びマイクロプロセッサの容易な実行といった利点を有するので、ＳＶＭベースの制御が好ましい。各相電圧指令信号のデューティサイクルは、次式により与えられる。
【００５６】
【数３２】
0005052723.tif 000021
【００５７】
そして、空間ベクトル電圧ｓＶａ、ｓＶｂ、ｓＶｃは、次の論理式から得られる。
【００５８】
【数３３】
0005052723.tif 000022
【００５９】
この変調スキームは、単純なサイン変調スキームの電圧より１５．５％高い、０．７０７１Ｖdcのライン電圧にｒｍｓ基本ラインを提供する。
この電圧モード制御法を使用することによって、低周波数トルクリップルが減少される。図４は、本発明の電圧制御法のトルクリップル性能を測定するため実行されたテストの結果を示している。このテストは、ＰＭモータのローターを固定し、ローター角度をゆっくりと変化した状態で実行された。かくして、当該テストは、速度ゼロで実行されるものと考えることができる。図４は、電圧モードでなおトルクリップルが存在することを示している。しかし、トルクリップルの特性は、図５に示された電流モードの特性と異なっている。電流モードとは異なり、トルクリップルの周波数は、基本周波数の６倍であるモータ伝達周波数に当たる。また、図５に示されるように、基本調和成分又は第２高調波成分のいずれも存在しない。トルクリップル周波数が電流モードより６倍高いという事実は、より高い周波数成分がシステム慣性により容易にフィルター除去されるので、電圧モード制御法がより滑らかなトルクを提供することを可能にする。
【００６０】
電圧モード制御法は、電流モードと同じ精度のトルク制御を提供することを期待されない。これは、電圧モード制御が、閉ループ調整の代わりにフィードフォワード制御であるからであり、モータパラメータの変化が出力レベルに直接影響を及ぼすことができるからである。従って、正確なトルクレベル制御が重要でないそれらの用途のみに適用されるべきである。
【００６１】
そのような応用の１つが電動パワーステアリングシステムにある。モータは、アシストステアリングトルクを提供するため、ステアリングコラム内に直接連結される。所望のトルクが「正しい感触」を提供することのみを必要とする。また、電圧モード制御は、ステアリングホイールで感じられる低周波数トルクリップルを減少させるので、非常に滑らかなステアリング感触が達成される。
【００６２】
好ましい実施形態が図示され説明されたが、本発明の精神及び範囲から逸脱することなく様々な変形及び置換をなすことができる。従って、本発明は例示によってのみ説明され、本文中で開示されたような例示及び実施形態の構成は、請求の範囲によってのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は、正弦波励起永久磁石モータのトルクを制御するためのシステムのブロック図である。
【図２】  図２は、一定電圧励起の下における、永久磁石モータの位相図である。
【図３】  図３は、別の実施形態に係る正弦波励起型永久磁石モータのトルクを制御するためのシステムのブロック図である。
【図４】  図４は、２０％のトルク指令で電圧モード制御方法により制御されたモータのための、トルク対ローター角度のグラフである。
【図５】  図５は、２０％のトルク指令で電流モード制御方法により制御されたモータのための、トルク対ローター角度のグラフである。
【図１】
0005052723.tif 000035
【図２】
0005052723.tif 000036
【図３】
0005052723.tif 000037
【図４】
0005052723.tif 000038
【図５】
0005052723.tif 000039