(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
シンボル系列をシンボル周期Tsで入力し、入力された各シンボルを時間軸方向に拡散することにより拡散シンボル系列を出力するm倍（mは２以上の整数）拡散フィルタであって、
当該m倍拡散フィルタのインパルス応答により出力される拡散シンボルpk（kは整数）が、基準拡散フィルタのインパルス応答により出力される拡散シンボルsn（nは整数）に基づいて、pk＝sn（k＝mn），pk＝0（k≠mn）（−mN≦k≦mN、Nは正整数）の関係式で設定されるフィルタ特性を有するものであり、
前記基準拡散フィルタは、
当該インパルス応答により出力される拡散シンボルsnの総エネルギが、有限時間区間−N≦n≦N内に集中し、かつ、
当該振幅スペクトルの基底通過帯域が−1/(2Ts)以上1/(2Ts)以下に帯域制限された、
フィルタ特性を有するものである、
ことを特徴とするm倍拡散フィルタ。
【請求項２】
前記基準拡散フィルタの振幅スペクトルは、前記基底通過帯域内において1、前記基底通過帯域の端部において1/2であり、
前記基準拡散フィルタの位相スペクトルは、前記基底通過帯域内において非直線かつ無限回微分可能な奇関数であって、前記基底通過帯域の端部において0である、
ことを特徴とする請求項１に記載のm倍拡散フィルタ。
【請求項３】
前記基準拡散フィルタのスペクトルSは、Aを正の実数として、
前記基底通過帯域内のサンプル周波数点i/2N（iは−N≦i≦Nを満たす整数値）において、次式
【数１】
0004862185.tif 000010
を満たす連続スペクトルである、
ことを特徴とする請求項２に記載のm倍拡散フィルタ。
【請求項４】
前記mの値を可変制御するm値制御手段を有することを特徴とする請求項１に記載のm倍拡散フィルタ。
【請求項５】
前記m値制御手段は、m＝1としたとき、当該m倍拡散フィルタが基準拡散フィルタとなるように制御する、
ことを特徴とする請求項４に記載のm倍拡散フィルタ。
【請求項６】
送信シンボル系列を拡散フィルタにより拡散させた拡散シンボル系列を伝送チャンネルに送信し、該伝送チャンネルから前記拡散シンボル系列を受信し、受信した拡散シンボル系列を逆拡散フィルタにより逆拡散させて送信シンボル系列に対応した受信シンボルを再生する拡散伝送システムにおいて、
前記拡散フィルタとして、請求項１から３までのいずれか１項に記載のm倍拡散フィルタを用い、
前記逆拡散フィルタとして、前記拡散フィルタとして用いたm倍拡散フィルタとは逆特性となるm倍逆拡散フィルタを用いる、
ことを特徴とする拡散伝送システム。
【請求項７】
送信側に前記m倍拡散フィルタのmの値を可変制御する送信側伝送制御手段、受信側に前記m倍逆拡散フィルタのmの値を可変制御する受信側伝送制御手段を有し、
前記送信側伝送制御手段及び前記受信側送信側伝送制御手段は、前記伝送チャンネルの伝送品質に応じて、前記m倍拡散フィルタのmの値及び前記m倍逆拡散フィルタのmの値を可変制御する、
ことを特徴とする請求項６に記載の拡散伝送システム。
【請求項８】
前記m値制御手段は、m＝1としたときは、当該m倍拡散フィルタを前記基準拡散フィルタとなるように制御する、
ことを特徴とする請求項７に記載の拡散伝送システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力シンボル系列における各シンボルのエネルギを時間軸方向に拡散させる拡散フィルタ、この拡散フィルタと逆拡散フィルタとを用いた拡散伝送システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、商用電源を供給する屋内電力線を使用し、この屋内電力線から電源供給を受ける電気製品間を双方向に通信する電力線通信（PLC：Power Line Communication）システムが実用化されている。ところが、電気製品は雑音を発生し、この雑音は殆どインパルス雑音である。インパルス雑音の特徴は、電気製品の種類、例えば、蛍光灯、充電器等、及び、その製造者によって異なっている。
電力線通信システムは、そのシンボル伝送速度が大きいため、単独のインパルス雑音であっても、複数シンボル周期にわたって継続している。そのため、受信信号に対してインパルス雑音が加わると、確実に判定誤りとなる。このようなインパルス雑音は、周期的に発生していることが多く、さらに、電気製品の接続の有無、使用の有無に応じて発生状況が変化する。
送信信号を正確に受信しながら、このようなインパルス雑音による判定誤りのリスクを回避するには、送信信号を時間軸方向の広い時間区間にわたって拡散させる拡散伝送システムが有効である。
【０００３】
図１０は、拡散伝送システムのブロック図である。
図１０（ａ）において、３１は拡散フィルタ、３２は伝送チャンネル、３３は逆拡散フィルタである。
図１０（ｂ）〜図１０（ｅ）は、図１０（ａ）に示した各部のシンボル系列を模式的に示す図である。図１０（ｂ）は送信シンボル系列４１を示す図であり、図示の例では、＋１，−１の2値送信データである。図１０（ｃ）は拡散フィルタ３１から出力される拡散送信シンボル系列４２を示す図である。信号は、サンプルタイミングにおけるインパルスで表され、本明細書では、これをシンボルと言うことにする。
この拡散フィルタ３１は、送信シンボル系列４１の各シンボルのエネルギを時間軸方向の広い区間に拡散させ、伝送チャンネル３２に出力する。以下の説明では、シンボル周期Ts（＝1/Fs）をTs＝1［Hz］に正規化して説明する。
【０００４】
図１０（ｄ）はインパルス雑音４３の一例を示す図である。インパルス雑音４３をシンボルタイミングでサンプリングした場合の波形を示している。伝送チャンネル３２において、送信シンボル系列４２にインパルス雑音４３が重畳された受信シンボル系列が、受信側の逆拡散フィルタ３３に入力される。
図１０（ｅ）は逆拡散フィルタ３から出力される逆拡散受信シンボル系列４４の波形図である。逆拡散フィルタ３３は、拡散フィルタ３１の特性に対して逆特性であることから、逆拡散受信シンボル系列４４として2値送信データ４１に近似したシンボルが再生される。逆拡散受信シンボル系列４４をレベル判定すれば、2値送信データ４１が再生される。上述したインパルス雑音４３は、逆拡散フィルタ３３を通過することにより、複数シンボル区間に拡散されてガウス性の雑音になるから、上述したレベル判定の際に判定誤りを発生させない。
【０００５】
特許文献１においては、送信側の拡散フィルタ１として、伝送チャンネル帯域において、平坦な振幅特性と直線遅延特性とを有したスミアフィルタを用い、受信側の逆拡散フィルタ３として、逆特性となるデスミアフィルタを用いている。
この特許文献１で使用するスミアフィルタは、実現可能な遅延量が小さい。
そこで、送信シンボル系列４１をブロック化し、インタリーブ回路を用いてブロック内のビット順序を入れ替えて拡散フィルタ３１に入力する。受信側では、受信信号を逆拡散フィルタ３３に通し、その受信シンボル系列４４をデインタリーブ回路において、ブロック内のビット順序を戻すことにより、インパルス雑音４３による誤りを低減させている。
しかし、インタリーブ回路を用いたり、その他、ブロック内のシンボル系列の順序をランダム置換したりする方法は、ブロック組立、ブロック同期などの付随的な処理が必要になるだけでなく、処理遅延が大きくなるという問題がある。
【０００６】
一方、特許文献２に記載の「拡散ルート・ナイキスト・フィルタ」は、インパルス雑音４３を抑圧する目的に加えて、許容瞬時最大振幅が制限された変調器や送信増幅器に対し、送信シンボル系列４１のピーク値を抑圧することを目的としたものである。
この従来技術では、伝送チャンネル帯域を複数に分割し、この分割数の長さを有するPN系列の各ビット値に対応した位相特性（位相0，πからなるランダムなステップ関数）を有する拡散ルート・ナイキスト・フィルタを、送信側と受信側とに設けている。
しかし、位相がステップ変化するので不連続な位相特性となる。そのため、この拡散ルート・ナイキスト・フィルタのインパルス応答は、信号の中心時点から遠く離れても振動が続いている。言い換えれば、有限時間区間が非常に長くなる。
そのため、この拡散ルート・ナイキスト・フィルタの出力を入力する受信側の逆拡散ルート・ナイキスト・フィルタは、入力シンボル系列を非常に長い有限時間区間にわたって取り込んだ上で逆拡散処理しなければならない。その結果、乗算器の数が増えるため、拡散フィルタをLSIに実装したときのコストが増大する。また、処理遅延が増えるという問題がある。
【特許文献１】特開昭５８−１９７９２５号公報
【特許文献２】特開平１０−２００４２４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、上述した問題点を解決するためになされたもので、演算量を増やすことなく拡散時間幅を拡大できるm倍拡散フィルタを提供すること、及び、このようなm倍拡散フィルタを用いた拡散伝送システムを提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、請求項１に記載の発明においては、m倍拡散フィルタにおいて、シンボル系列をシンボル周期Tsで入力し、入力された各シンボルを時間軸方向に拡散することにより拡散シンボル系列を出力するm倍（mは２以上の整数）拡散フィルタであって、当該m倍拡散フィルタのインパルス応答により出力される拡散シンボルpk（kは整数）が、基準拡散フィルタのインパルス応答により出力される拡散シンボルsn（nは整数）に基づいて、pk＝sn（k＝mn），pk＝0（k≠mn）（−mN≦k≦mN、Nは正整数）の関係式で設定されるフィルタ特性を有するものであり、前記基準拡散フィルタは、当該インパルス応答により出力される拡散シンボルsnの総エネルギが、有限時間区間−N≦n≦N内に集中し、かつ、当該振幅スペクトルの基底通過帯域が−1/(2Ts)以上1/(2Ts)以下に帯域制限された、フィルタ特性を有するものである。
従って、基準拡散フィルタに比べて拡散時間幅がm倍に拡大される。しかし、振幅がゼロとなる拡散シンボルが増えるだけであるから、演算量は基準拡散フィルタの場合と変わらない。
【０００９】
請求項２に記載の発明においては、請求項１に記載のm倍拡散フィルタにおいて、前記基準拡散フィルタの振幅スペクトルは、前記基底通過帯域内において1、前記基底通過帯域の端部において1/2であり、前記基準拡散フィルタの位相スペクトルは、前記基底通過帯域内において非直線かつ無限回微分可能な奇関数であって、前記基底通過帯域の端部において0である。
【００１０】
請求項２に記載のm倍拡散フィルタにおいても、基準拡散フィルタと同様に、その振幅特性が、基底通過帯域内において1になることから、基準拡散フィルタの入力信号の各周波数スペクトルのエネルギは、変更されることなく出力される。
請求項２に記載のm倍拡散フィルタにおいても、基準拡散フィルタと同様に、その位相特性が、基底通過帯域内において周波数に対して非直線特性になることから、各周波数スペクトルの信号は、時間軸方向に拡散して出力される。このとき、基準拡散フィルタと同様に、位相特性が無限回微分可能となることから、滑らかな変化特性を有するために、インパルス応答の有限時間区間が過度に拡張されない。
請求項２に記載のm倍拡散フィルタにおいても、基準拡散フィルタと同様に、位相特性が奇関数となることから、このインパルス応答が実数になるために、処理が簡単になる。
請求項２に記載のm倍拡散フィルタにおいても、基準拡散フィルタと同様に、基底通過帯域の端部において周波数スペクトルのエネルギが1/2、位相特性が0になることにより、基底通過帯域の端部におけるスペクトルの不連続を緩和することができる。その結果、このm倍拡散フィルタの出力を逆拡散フィルタに入力して元の入力シンボル系列を再生したときの誤差が低減される。
【００１１】
請求項３に記載の発明においては、請求項２に記載のm倍拡散フィルタにおいて、前記基準拡散フィルタのスペクトルSは、Aを正の実数として、前記基底通過帯域内のサンプル周波数点i/2N（iは−N≦i≦Nを満たす整数値）において、次式
【数２】
0004862185.tif 000002
を満たす連続スペクトルである。
上述した連続スペクトルを有する基準拡散フィルタのインパルス応答は、有限時間区間内において、均一に近い包絡線を有する拡散シンボルを有する。また、有限時間区間の下端及び上端の近傍において、包絡線のテール（尾を引く部分）が速やかにゼロに収束する。
従って、基準拡散フィルタに適した特性を実現することができる。
【００１２】
請求項４に記載の発明においては、請求項１に記載のm倍拡散フィルタにおいて、前記mの値を可変制御するm値制御手段を有するものである。
従って、m値制御手段により、mの値を可変制御することにより、m倍拡散フィルタから出力される拡散シンボル系列の有限時間区間の長さを簡単に変化させることができる。
【００１３】
請求項５に記載の発明においては、請求項４に記載のm倍拡散フィルタにおいて、前記m値制御手段は、m＝1としたとき、当該m倍拡散フィルタが基準拡散フィルタとなるように制御するものである。
従って、有限時間区間の長さを基準拡散フィルタの有限時間区間にまで短縮することができる。
【００１４】
請求項６に記載の発明によれば、送信シンボル系列を拡散フィルタにより拡散させた拡散シンボル系列を伝送チャンネルに送信し、該伝送チャンネルから前記拡散シンボル系列を受信し、受信した拡散シンボル系列を逆拡散フィルタにより逆拡散させて送信シンボル系列に対応した受信シンボルを再生する拡散伝送システムにおいて、前記拡散フィルタとして、請求項１から３までのいずれか１項に記載のm倍拡散フィルタを用い、前記逆拡散フィルタとして、前記拡散フィルタとして用いたm倍拡散フィルタとは逆特性となるm倍逆拡散フィルタを用いるものである。
従って、送信側のm倍拡散フィルタと受信側のm倍逆拡散フィルタとにより、伝送チャンネルにおいて重畳されるインパルス雑音による、受信側のレベル判定における判定誤りを低減できる。
また、送信シンボル系列のピーク値を抑圧できるから、送信増幅器等の瞬時最大電力の許容値を下げたり、伝送チャンネルの許容瞬時最大電力の規格を満足させたりすることができる。
mの値は、伝送チャンネルの伝搬環境に応じて設定される。
【００１５】
請求項７に記載の発明においては、請求項６に記載の拡散伝送システムにおいて、送信側に前記m倍拡散フィルタのmの値を可変制御する送信側伝送制御手段、受信側に前記m倍逆拡散フィルタのmの値を可変制御する受信側伝送制御手段を有し、前記送信側伝送制御手段及び前記受信側送信側伝送制御手段は、前記伝送チャンネルの伝送品質に応じて、前記m倍拡散フィルタのmの値及び前記m倍逆拡散フィルタのmの値を可変制御するものである。
mの値を大きくすれば、有限時間区間が拡大されるから、拡散伝送の作用効果が増大する。しかし、安易にmの値を大きくすると、受信側での信号処理遅延がm倍に増大し、また、送信側と受信側との間のシンボル周波数の誤差により、m倍逆拡散フィルタがm倍拡散フィルタの逆特性とならないという問題がある。そのため、伝送品質、例えば、インパルス雑音の継続時間、等化器のアイパターン開口度等を監視し、mの値を可変制御する。
【００１６】
請求項８に記載の発明においては、請求項７に記載の拡散伝送システムにおいて、
前記m値制御手段は、m＝1としたときは、当該m倍拡散フィルタが基準拡散フィルタとなるように制御するものである。
従って、伝送品質が良好であるときは、有限時間区間の長さを基準拡散フィルタの有限時間区間にまで短縮することができる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明のm倍拡散フィルタによれば、シンボル系列を時間軸方向に広く拡散させる処理を、演算量を増大させることなく、簡単に実現できるという効果がある。
本発明の拡散伝送システムによれば、伝送チャンネルにおける伝送品質等に応じて、拡散時間幅を設定できるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本願発明の拡散フィルタの実施形態を説明する前に、まず、基準拡散フィルタの一例を説明する。
基準拡散フィルタは、本発明の実施形態である、拡張された拡散範囲を有するm倍拡散フィルタの基準形として使用される。m倍拡散フィルタは、図１０に示した拡散伝送システムにおける拡散フィルタ３１として使用される。基準拡散フィルタは、そのまま、拡散フィルタ３１として使用することもできる。
【００１９】
図１は、基準拡散フィルタのスペクトルSの一例を示す図である。
基準拡散フィルタのスペクトルSは、基底通過帯域内のサンプル周波数点i/2N（iは−N≦i≦Nを満たす整数、Nは正整数）において、次式Siを満たす連続スペクトルである。
【数３】
0004862185.tif 000003
上述したSiは、基底通過帯域を、2N＝2×16＝32分割したサンプル周波数点i/2N、合計2N＋1＝33点におけるスペクトルSiを規定している。
【００２０】
i＝−Nは基底通過帯域の下端、i＝Nは基底通過帯域の上端に対応し、サンプル周波数点の間隔は、1/(2N)［Hz］である。図示の例では、N＝16，A＝9に設定している。
本明細書において「基底通過帯域」とは、基準拡散フィルタの、周波数0を含む通過帯域を指している。基準拡散フィルタはディジタルフィルタで実現されるため、サンプリング周波数（図示の例では、シンボル周波数に等しい）の整数倍を中心とする高次の通過帯域が無数に存在する。そのため、周波数0を含む１次の通過帯域を「基底通過帯域」という。
【００２１】
図１（ａ）は基準拡散フィルタの振幅スペクトルを示す図である。横軸は送信シンボル周期Tsを1に正規化した周波数［Hz］である。
図示の例では、基底通過帯域の端部を、送信シンボルのナイキスト周波数1/(2Ts)に設定している。これは、ディジタルフィルタで実現される基準拡散フィルタの出力に、折り返しひずみ（aliasing）が生じない範囲で、「基底通過帯域」を最大限に広げるためである。従って、「基底通過帯域」が−1/(2Ts)以上1/(2Ts)以下に帯域制限されていればよい。
折り返しひずみを含まなければ、基準拡散フィルタの出力シンボル系列から、基準拡散フィルタに入力された元の入力シンボル系列を再生可能である。
【００２２】
図１（ａ）に示すように、振幅スペクトルは基底通過帯域において平坦であるので、基準拡散フィルタは、いわゆる「オール・パス・フィルタ」である。基準拡散フィルタに入力されたシンボル系列のスペクトルは、変更されることなく出力される。
図１（ｂ）は基準拡散フィルタの位相スペクトルを示す図である。横軸は正規化した周波数［Hz］、縦軸はrad（ラジアン）である。
位相スペクトルは、最大値をA（正の実数）とする正弦関数であり、基底通過帯域の上端がナイキスト周波数1/(2Ts)、基底通過帯域の下端が−1/(2Ts)である。
この位相スペクトルは、周波数に対して非直線特性であることから、位相を周波数で微分して得られる遅延時間は周波数に対して一定ではない。その結果、基準拡散フィルタに入力されるシンボル系列は、拡散されて出力される。
【００２３】
なお、基準拡散フィルタはディジタルフィルタで実現されるから、基底通過帯域の振幅スペクトル及び位相スペクトルは、シンボル周波数Fs＝1/Tsの整数倍を中心として、1/Tsを周期として周期的に繰り返される。
上述した位相スペクトルは、無限回微分可能であることから、滑らかな変化特性を有する。その結果、この基準拡散フィルタのインパルス応答の有限時間区間は過度には広がらない。
ただし、上述したAの値を大きくしすぎると、図２を参照して後述するように、インパルス応答の有限時間区間が長くなり、予定していた有限時間区間の設計値（2N）を超えてしまう。A＝6は、N＝16において、インパルス応答の信号エネルギを最大限に集中できる値である。
上述した位相スペクトルは奇関数であるから、この基準拡散フィルタのインパルス応答は実数となる。その結果、処理が簡単になる。しかし、位相スペクトルは、必ずしも奇関数にする必要はない。
【００２４】
基底通過帯域の端部、−1/(2Ts)＝−1/2，1/(2Ts)＝1/2においては、振幅を1/2とし、位相を0としている。
端部において、振幅を1/2とするのは、信号処理技術における慣用的な手法である。端部における位相は必ずしも0とする必要はないが、簡単化のためにした。
信号処理の理論的な結果によれば、一般に、スペクトルに対し、離散フーリエ変換をするとき、元のスペクトルが不連続点を有し、その不連続点でサンプルする場合、その不連続点でのジャンプ値の中間値を採用する。
【００２５】
図１（ｃ）は基準拡散フィルタのインパルス応答を示す図である。横軸は時間［sec］であり、シンボル周期Tsは1［sec］である。縦軸は、インパルス応答である拡散シンボル系列sn（図示黒丸）であって、折れ線で結んで図示している。
この図は、基準拡散フィルタに単一のインパルス入力があったとき、そのインパルス応答をシンボル系列snで表している。有限時間区間は−N≦n≦N、N＝16であり、この有限時間区間の外では、インパルス応答が十分小さくなっており、0とみなすことができる。
【００２６】
すなわち、インパルス応答として出力される拡散シンボルsnの総エネルギは、有限の時間区間2NTs＝32［sec］内に集中し、この区間に殆ど含まれていることにより、この有限時間区間外の拡散シンボルsnを無視することができる。
かつ、単一の入力シンボル（単一のインパルス）が、有限時間区間−N≦n≦N内の複数シンボルタイミングにおける拡散シンボルsnに拡散されることになる。
従って、複数シンボルからなる送信シンボル系列が入力されたとき、この送信シンボル系列を構成する各シンボルの各入力タイミングで発生するインパルス応答（拡散シンボルsn）が重畳されることにより、基準拡散フィルタから拡散シンボル系列が出力される。
基準拡散フィルタの基底通過帯域の上端は、ナイキスト周波数1/(2Ts)に等しいから、基準拡散フィルタにおけるインパルス応答snの包絡線s(t)は、ナイキスト周波数1/(2Ts)以下の成分しか持たない。
従って、基準拡散フィルタから出力される拡散シンボル系列は、折り返しひずみを含まない。
【００２７】
図２は、図１（ｂ）に示した基準拡散フィルタの位相スペクトルにおいて、Aの値を変更した場合のインパルス応答を示す説明図である。
図２（ａ）はA＝3、図２（ｂ）はA＝6の場合を示す。図２（ｃ）はA＝９の場合であって、図１（ｂ）と同一である。
Aの値が大きくなるほど、インパルス応答の拡散シンボルsnは徐々に広がる。
しかし、有限時間区間をi＝−Nからi＝Nまでに制限することを前提にした場合、テールが有限時間区間内では減衰せず、有限時間区間の端部で拡散シンボルの振幅（エネルギ）がゼロに収束しなくなる。その結果、逆拡散フィルタにおいてフィルタ処理する対象を、i＝−Nからi＝Nまでの有限時間区間内の拡散シンボルに限定していると、拡散フィルタに入力されたシンボル系列が正確には再生されないようになる。
A＝9を超えれば、有限時間区間は、−16≦i≦16の範囲を超えてしまう。そこで、この有限時間区間内で、拡散の広がりが最大となるように、図示の例、N＝16では、A＝9に設定している。
【００２８】
式(1)、図１（ａ），図１（ｂ）に示した基準拡散フィルタの特性から、図１（ｃ）に示したインパルス応答snを導くには、離散フーリエ逆変換をする。
離散フーリエ逆変換をした結果得られる、上述したインパルス応答のシンボル系列snは、次式の通りである。
【数４】
0004862185.tif 000004
【００２９】
一方、図１（ｃ）に示されるインパルス応答snから、式(1)、図１（ｂ）、図１（ｃ）に示されたスペクトルを得るための、離散フーリエ変換は次の通りである。
【数５】
0004862185.tif 000005
このSiは、2Nを周期とする周期関数である。
【００３０】
次に、式(1)、図１（ａ）、図１（ｂ）に示した基準拡散フィルタSの逆特性となる基準逆拡散フィルタについて説明する。
基準逆拡散フィルタは、本発明の実施形態であるm倍逆拡散フィルタの基準形として使用される。m倍拡散フィルタは、図１０に示した拡散伝送システムにおける逆拡散フィルタ３３として使用される。基準逆拡散フィルタは、そのまま、逆拡散フィルタ３３として使用することもできる。
【００３１】
基準逆拡散フィルタのスペクトルRは、基底通過帯域内のサンプル周波数点i/2N（iは−N≦i≦Nを満たす整数値）において、次式Riを満たす連続スペクトルである。
【数６】
0004862185.tif 000006
振幅スペクトルについては基準拡散フィルタと同一、位相スペクトルについては基準拡散フィルタの位相を反転（正負逆転）した特性である。
【００３２】
この基準逆拡散フィルタのインパルス応答rnは、図１（ｃ）に示した基準拡散フィルタのインパルス応答snに対し、その時間軸方向を反転させたものとなる。すなわち、
rn＝s-n                                      (6)
上述した基準拡散フィルタと基準逆拡散フィルタ３３とは、逆特性であればよいから、式(1)、図１（ａ）、図１（ｂ）に示したスペクトルの方を基準逆拡散フィルタのスペクトルとし、その逆特性を基準拡散フィルタのスペクトルとしてもよい。
【００３３】
次に、良好な基準拡散フィルタの特性を決定する方法について説明する。
(1)拡散効果を大きくするには、インパルス応答の有限時間区間（2N）を長くすればよい。しかし、演算量が増大するため、長くするには限度がある。従って、Nの値を予め設定した上で、基準拡散フィルタの特性を決定する。
(2)インパルス応答の信号エネルギ、すなわち、拡散シンボルsnの総エネルギが、有限時間区間に集中している。言い換えれば、拡散シンボルsnの包絡線s(t)が有限時間区間の外において、0又は無視できるまで減衰している。
(3)インパルス応答に折り返しひずみを発生しないように、振幅スペクトルの基底通過帯域が−1/(2Ts)以上1/(2Ts)以下に帯域制限されている。Tsは入力シンボル系列のシンボル周期である。周波数利用効率を高めるために、基底通過帯域の上端をナイキスト周波数1/(2Ts)に、基底通過帯域の下端を−1/(2Ts)としてもよい。
【００３４】
(4)基底通過帯域において、振幅スペクトルが１、位相スペクトルが非直線で無限回微分可能な奇関数である。
位相スペクトルが無限回数微分可能とは、n次微分をしたとき、nが無限大になるまで、微分可能（n次微分値が非連続でない）であることを意味する。無限回微分可能は最大の滑らかさを数学的に表現している。位相スペクトルが滑らかであるほど、インパルス応答が広がりすぎない。
位相スペクトルを奇関数とすれば、インパルス応答が実数となるから処理が簡単になる。
【００３５】
(5)ただし、基底通過帯域端部において、振幅スペクトルが1/2、位相スペクトルがゼロである。
基底通過帯域の端部において、このような中間値を採用しない場合、端部におけるスペクトルの不連続により、離散フーリエ変換と逆離散フーリエ変換とが逆特性の関係を維持しなくなる。インパルス応答の拡散シンボルを逆拡散フィルタに通しても、元の単独インパルスが再生されなくなる。
従って、基準拡散フィルタが出力する拡散シンボル系列を逆拡散フィルタに通して元の入力シンボル系列を再生したときに、誤差が発生する。
なお、上端がナイキスト周波数1/(2Ts)に等しい基底通過帯域端部の位相を0にしないときは、位相スペクトルについても基底通過帯域の上端及び下端の位相値が正負逆になるように設定すれば中間値となる。
【００３６】
(6)インパルス応答の有限時間区間において、各拡散シンボルsnの振幅ができるだけ均等になる、言い換えれば、包絡線s(t)が平坦になるようにする。
一部のシンボルタイミングに、インパルス応答が集中している場合、例えば、ある１つのシンボルタイミングにおいて大きなピークがあり、その前後のシンボルタイミングには小さな応答しかない場合は、単なる信号遅延にすぎないから、拡散効果が得られない。
上述した(2)の要件と合わせれば、有限時間区間の端部近傍において、インパルス応答の包絡線s(t)が速やかに減衰してゼロに収束するようにすることが要件となる。
【００３７】
基準拡散フィルタとして最適な特性を決めるには、数学的には上述した諸要件を満たす最適化問題を解くことになる。しかし、本願発明においては、拡散時間区間が簡単に拡張できるため、最適な拡散フィルタ特性でなくても十分実用に耐える。
図１（ｃ）に示すインパルス応答を有する基準拡散フィルタは、有限応答フィルタ（FIR）により実現される。トランスバーサル・フィルタを用いれば、インパルス応答の拡散シンボルsnの振幅値に応じてフィルタ係数が設定される。
【００３８】
図３は、基準拡散フィルタのインパルス応答から、本発明の実施の一形態であるm倍拡散フィルタのインパルス応答を決定する手法の説明図である。
基準拡散フィルタのインパルス応答sn（−N≦n≦N）に対し、m倍に拡張されたインパルス応答pk（kは−mN≦k≦mNを満たす整数、mは２以上の整数）を有するものを、本明細書ではm倍拡散フィルタという。
ただし、後述するm値制御においては、m＝1，0の場合を含めて定義している。以下の説明では、m＝3であるときの３倍拡散フィルタを具体例として説明する。
図３（ａ），図３（ｃ），図３（ｄ）は、基準拡散フィルタのインパルス応答、振幅スペクトル、位相スペクトルであって、図１（ｃ），図１（ａ），図１（ｂ）を再掲載したものである。
これに対し、図３（ｂ），図３（ｅ），図３（ｆ）は、３倍拡散フィルタのインパルス応答、振幅スペクトル、位相スペクトルである。
【００３９】
図３（ａ）に示す基準拡散フィルタのインパルス応答において、その有限時間区間（長さ2N＝32［sec］）をm＝3倍に拡張すると、図３（ｂ）に示す３倍拡散フィルタのインパルス応答となる。その際、信号処理の周期、すなわち、シンボル周期Ts＝1［sec］は変更しない。
【００４０】
３倍拡散フィルタのインパルス応答により出力される拡散シンボルpkにおいて、図３（ａ）に示した基準拡散フィルタのインパルス応答が3倍に拡張されたときに、拡散シンボルsnの移動先となる、k＝3nに対応しない、k＝3nの間にあるシンボルタイミングの拡散シンボルpkを0とする。言い換えれば、k＝3nの間にあるシンボルタイミングにゼロ挿入する。すなわち、
pk＝sn      （k＝mn＝3n）  （−mN≦k≦mN）      (7)
pk＝0       （k≠mn＝3n）  （−mN≦k≦mN）      (8)
【００４１】
図３（ｂ）に示したインパルス応答pkを離散フーリエ変換すれば、３倍拡散フィルタのスペクトル特性P（連続スペクトル）を、周波数サンプル値Piとして求めることができる。
有限時間区間が、−mNからmNまでになるから、離散フーリエ変換を表す式(4)において、NをmNに置き換えればインパルス応答pkが得られる。変数nを変数kに置き換えて記載すると、次式の通りである。図示の例では、m＝3である。
【数７】
0004862185.tif 000007
i＝−mNは基底通過帯域の下端、i＝mNは基底通過帯域の上端に対応し、サンプル周波数点の間隔は、1/(2mN)である。
【００４２】
図３（ｂ）に示したインパルス応答は、図３（ａ）に示した基準拡散フィルタのインパルス応答の時間軸をm＝3倍に拡張したものである。従って、周波数軸では、周波数＝0を中心にスペクトルが1/m＝1/3に圧縮される。
従って、式(1)、図３（ｃ），図３（ｄ）に示される、基準拡散フィルタのスペクトルについても、スペクトルが1/m＝1/3に圧縮される。
ここで、離散処理されるフィルタのスペクトルの一般性質として、スペクトルは2Nの周期関数となり、式(1)も2Nの周期関数であった。図３（ｃ），図３（ｄ）は、その基底帯域の１周期分を表現していた。
【００４３】
従って、基準拡散フィルタのスペクトルについて、スペクトルが1/m＝1/3に圧縮されると、図３（ｅ），図３（ｆ）に示される振幅スペクトル、位相スペクトルとなる。
ここで、シンボル周期Tsが変わらないから、図３（ｂ）に示された３倍拡散フィルタのナイキスト周波数は変化しない。しかし、スペクトルが1/m＝1/3に圧縮されているから、i＝48がナイキスト周波数に対応する。
振幅スペクトルは、基底通過帯域2mN内において平坦であるが、基底通過帯域の端部では1/2である。位相スペクトルは、基底通過帯域2mN内に３周期分の正弦関数が含まれたものとなる。
３倍拡散フィルタのスペクトルPのサンプル周波数値Piは次式の通りである。
【数８】
0004862185.tif 000008
サンプル周波数点の間隔は、1/6N＝1/96である。
【００４４】
上述した基準拡散フィルタのスペクトルが圧縮されるとき、図３（ｃ）に示した周波数軸上で１周期分（サンプル周波数点の間隔1/96の32倍の幅）の振幅スペクトルの端部（i＝−16，16）が重なって連結される。そのとき、端部の振幅値は、上端部の1/2と下端部の1/2とが加算されて1となる。
【００４５】
図４は、図３に示した３倍拡散フィルタの特性を拡大して示すグラフである。
図４（ａ）はインパルス応答を示し、各拡散シンボルpnの振幅値は折線でつながれている。図４（ｂ）は周波数スペクトルを示し、図４（ｃ）は、位相スペクトルを示すグラフである。いずれも、絶対値がナイキスト周波数1/(2Ts)以下の基底通過帯域内のスペクトルを示している。
【００４６】
図５は、本発明の実施の形態において、m＝19とした１９倍拡散フィルタの特性を示すグラフである。
図５（ａ）はインパルス応答である。各シンボルタイミングで出力される拡散シンボルpnの振幅を折線でつないでいる。
有限時間区間は、k＝-304からk＝304までである。m＝19サンプルにつき1サンプルは、基準拡散フィルタの拡散シンボルに対応し、残りの（m−1）＝18サンプルの応答は0である。
図５（ｂ）は振幅スペクトル、図５（ｃ）は位相スペクトルである。いずれも、絶対値がナイキスト周波数1/(2Ts)以下の基底通過帯域内のスペクトルを示している。
振幅スペクトルは基底通過帯域内において平坦であるが、基底通過帯域の端部では1/2である。位相スペクトルは、基底通過帯域内に19周期分の正弦関数が含まれたものとなる。
【００４７】
１９倍拡散フィルタの特性の周波数サンプル値Piは、次式の通りである。
【数９】
0004862185.tif 000009
サンプル周波数点の間隔は、1/38N＝1/608である。
【００４８】
上述した説明では、m＝3，19とした具体例であったが、mが２以上の整数値であれば、同様にして基準拡散フィルタのインパルス応答の有限時間区間をm倍に拡張したm倍拡散フィルタを実現することができる。
m倍拡散フィルタにおけるインパルス応答により出力される拡散シンボルpkは、基準拡散フィルタにおけるインパルス応答の有限時間区間をm倍に拡張し、ゼロ応答のシンボルタイミングを挿入したものである。
【００４９】
従って、拡散シンボルpkは、m倍に拡大された有限時間区間内において分散することから、同様にシンボルを拡散させる特性を有している。m倍拡散フィルタに入力される入力シンボル系列を、基準拡散フィルタを用いた場合に比べてm倍の有限時間区間内に拡散させることができる。
m倍拡散フィルタのインパルス応答により出力される拡散シンボルpkの総エネルギは、m倍に拡大された有限時間区間内に集中していることにより、この有限時間区間外の拡散シンボルpkを無視できる。
基準拡散フィルタの振幅スペクトルは、その基底通過帯域がナイキスト周波数以下に帯域制限されていたから、有限時間区間をm倍に拡張したm倍拡散フィルタにおいても、基準拡散フィルタと同様に、その出力に折り返しひずみを含まず、入力シンボルの情報を再生可能である。
【００５０】
m倍拡散フィルタは、有限時間区間がm倍に拡張されても、ゼロ応答のシンボルタイミングが増えるだけであるから、演算量（乗算器の数）は増えない。
例えば、基準拡散フィルタ及びm倍拡散フィルタを、シンボルタイミングにおいて信号処理をするトランスバーサル・フィルタで実現する。トランスバーサル・フィルタは、複数段（複数タップ）のシフトレジスタ各段の出力に各段のフィルタ係数を乗算し、各段の乗算出力の総和を出力する構成を有するものであり、インパルス応答に応じてフィルタ係数が決まる。
【００５１】
そのフィルタ段数（タップ数）は、基準拡散フィルタの段数（2N＋1）に対し、m倍拡散フィルタでは（2mN＋1）となって、ほぼm倍となる。しかし、m倍拡散フィルタのフィルタ段数のうち、（2mN＋1）−（2N＋1）＝2（m−1）N段については、フィルタ係数（乗算係数）がゼロであるから、乗算をする必要がない。乗算をする必要のあるタップ数は、基準拡散フィルタの場合と同じ、（2N＋1）N段だけである。
仮に、k≠mnに対応する段におけるフィルタ係数を0とする代わりに、k＝mnであるときのpk＝snに応じたフィルタ係数を内挿補間すれば、乗算器の数は、フィルタ段数に比例して増加する。しかし、本願発明の実施形態では、k≠mnに対応する段において、フィルタ係数を0としているために乗算器の数が増えない。
【００５２】
また、逆拡散フィルタについても、同様の拡張方法により、基準逆拡散フィルタの有限時間区間をm倍にすることができる。すなわち、m＝3の場合を説明すると、式(4)、図３（ｅ），図３（ｆ）示した３倍拡散フィルタにおいて、振幅特性は同じにし、位相特性は位相の正負を逆にすれば、３倍逆拡散フィルタとなる。この３倍逆拡散フィルタのインパルス応答は、図３（ｂ）に示した拡散フィルタのインパルス応答の時間軸を正負逆にしたもの（時間反転）となる。
【００５３】
図６は、本発明の実施の一形態である、m倍拡散フィルタを用いたベースバンド拡散伝送システムのブロック図である。
これまで説明した拡散フィルタ及び逆拡散フィルタは、ベースバンド帯域での信号処理において使用される。説明を簡単にするため、送信装置と受信装置とがベースバンド伝送チャンネルを介して送受信するものとして説明する。
【００５４】
図中、１はm倍拡散フィルタである。mの値は、送信装置及び受信装置を設置する伝搬環境（インパルスノイズを発生する電気機器の使用状況など）に応じて設定する。
後述する送信側伝送制御部（m値制御部）１１でm値を可変制御する場合、m倍拡散フィルタ１は、図２〜図５を参照して説明した本願発明の実施形態のm倍拡散フィルタに代えて、m＝1に相当する図１の基準拡散フィルタを使用してもよい。またm＝0に対応させて拡散フィルタを挿入しない制御をしてもよい。このmの値は、後述するm倍逆拡散フィルタ９におけるm値と連動して制御される。
【００５５】
基準拡散フィルタのインパルス応答の有限時間区間をm倍に拡張することは、トランスバーサル・フィルタで実現する場合において、係数と乗算をするタップの間隔がmであることに相当する。この意味において、m倍拡散フィルタ１のタップ間隔はmであるということができる。
m値を変更したときは、フィルタ係数を乗算しない段（インパルス応答ゼロの段）をm値に応じて挿入すればよい。
m倍拡散フィルタ１は、送信シンボル系列、例えば、2値データ系列Akを入力し、各シンボルをm値に応じて広く拡散させた拡散送信シンボル系列を出力する。m倍拡散フィルタ１は、Fs＝1/Ts［シンボル/sec］のタイミングで信号を処理する。
【００５６】
２はディジタル・ロールオフ・フィルタであり、m倍拡散フィルタ１から出力される拡散シンボル系列のスペクトル成分に対し、ナイキスト周波数Fs/2＝1/(2Ts)を中心になだらかに低域通過させることにより、シンボル間干渉が生じないことを考慮した上で帯域制限をするためのものである。
ここでの信号処理は、Fs＝1/Ts［シンボル/sec］でもよいが、例えば、シンボル周波数Fs＝1/Ts［シンボル/sec］の４倍で信号を処理する。
【００５７】
３はDAC（ディジタル/アナログ変換器）である。ディジタル・ロールオフ・フィルタ２での信号処理に応じて、４Fsでアナログ信号に変換する。ここまでは、ディジタル値に対して処理を実行しており、このDAC３において、ディジタル値をアナログ値に変換し、次のLPF＆AMP（アナログ・ローパスフィルタ及び増幅器）４において、４倍のAD変換周波数に応じて含まれる高次信号成分を除去し、ベースバンド伝送チャンネル５に送信する。以上が、送信装置のブロックである。
伝送チャンネル５において、インパルス雑音が加わる。
【００５８】
受信装置において、６はLPF＆AGC（アナログ・ローパスフィルタ及び自動利得制御部）であって、後続のADC７におけるサンプリング周波数の1/2以下の周波数成分のみを通過させて、ADC７のサンプリングによる折り返しひずみが生じないようにするとともに、受信信号レベルを制御する。
ADC７において、図示の例ではシンボル周波数Fsの４倍で、アナログ信号をサンプリングしてディジタル値に変換する。
ADC７においてディジタル値となった受信シンボルは、ディジタルLPF（ローパスフィルタ）８において、伝送チャンネル５の伝送特性に対する等化等を行う。ここでの信号処理は、シンボル周波数でもよいが、例えば、シンボル周波数Fsの４倍で行っている。
【００５９】
m倍逆拡散フィルタ９は、m倍拡散フィルタ１の逆特性を有し、ディジタルLPF８が出力する拡散シンボル系列を逆拡散して出力する。m倍逆拡散フィルタ９は、Fs＝1/Ts［シンボル/sec］で信号処理をする。
このm倍逆拡散フィルタ９は、（2mN＋1）段のトランスバーサル・フィルタにて実現できる。
シフトレジスタに順次入力される拡散シンボル系列を、次のシンボルタイミングまでに、そのレジスタからm個おきに「間引き」して取り出し、フィルタ係数を掛けて総和する。したがって、シンボルを一つシフトレジスタに入力するごとに、m値にかかわらず、タップ数（2N＋1）に等しい乗算をする。
基準逆拡散フィルタのインパルス応答の有限時間区間をm倍に拡張するには、シンボル周期（処理周期）はTs［sec］のまま、フィルタ係数と乗算する段の間に、m値に応じてフィルタ係数と乗算しない段を挿入すればよい。
【００６０】
m値は、送信側のm倍拡散フィルタ１のm値と一致した固定値とする他、後述する受信側伝送制御部（m値制御部）１２でm値を制御する場合もある。
m倍逆拡散フィルタ９が出力する信号は、ガウス雑音、符号間干渉等を含むので、レベル判定部１０において、2値判定され、受信シンボル系列として2値データBkが出力される。この2値データBkは、判定誤りがなければ送信データAkに等しくなる。
【００６１】
次に、送信側伝送制御部（m値制御部）１１と受信側伝送制御部（m値制御部）１２が伝送チャンネルの伝搬環境に応じてm値を可変制御する場合を説明する。
m値を大きくするほど、拡散時間幅を拡大することができる。しかし、拡散時間幅を拡大し過ぎると問題がある。
【００６２】
例えば、送信側のシンボル周波数（Fs）と受信側のシンボル周波数（Fs）とでは、装置が異なることから、周波数誤差がある。そのため、１シンボルが拡散されて出力される複数の拡散シンボル（インパルス応答）の最初の拡散シンボルと最後の拡散シンボルとは、受信側のシンボル周波数を基準にすれば、シンボル位相がずれている。その結果、送信側の拡散フィルタと受信側の逆拡散フィルタとは、正確な逆特性にはならなくなる。その結果、受信側では送信シンボル系列を正確には再生できなくなる。
また、シンボル系列をm倍拡散フィルタ１又はm倍逆拡散フィルタ９に入力してから出力するまでには、拡散時間幅に相当する内部処理遅延（レイテンシ）が生じるため、データ蓄積をしない実時間伝送をする場合には、この内部処理遅延の大きさが問題となる。
【００６３】
そのため、伝送チャンネルを監視し、インパルス雑音の継続時間が長いときには、m値を大きくして、広い時間にわたって拡散させるようにする。インパルス雑音の継続時間そのものを監視できない場合は、後述するアイパターンの開口度等の一般的な伝送品質を監視し、伝送品質が悪いときには、インパルス雑音の継続時間が長いと推定して、m値を大きくするように制御する。
例えば、受信側伝送制御部１２は、伝送品質を監視し、伝送チャンネル５に継続時間の長いインパルス雑音が重畳されていると推定されるときには、送信側伝送制御部１１と連携した制御により、m倍拡散フィルタ１及びm倍逆拡散フィルタ９におけるm値を、m＝0（拡散フィルタ挿入なし）あるいはm＝1（基準拡散フィルタ挿入）から、mの値を大きくして行く。
mの値の制御は、通信開始時のトレーニング期間中に行ったり、定期的に１日数回行うようにしてもよい。
【００６４】
図７は、図６に示したベースバンド拡散伝送システムにおいて、インパルス雑音が拡散される様子を説明するグラフである。横軸は、時間軸であり、シンボル周期（サンプル周期）Ts毎にデータをプロットしている。
A＝9、N＝16、m＝19倍拡散、をしたときのシミュレーション結果を示している。
図７（ａ）は、伝送チャンネル５に重畳されるインパルス雑音を示すグラフである。このように大きく、かつ、複数シンボルタイミングにわたって継続する複数のインパルス雑音２１ａ〜２１ｅが、そのまま送信信号に加算されて受信されると、m倍逆拡散フィルタ９がない場合であれば、データ判定部１０で判定誤りを生じてしまう。
図７（ｂ）は、送信信号がない無信号時におけるm倍逆拡散フィルタ９の出力である。
インパルス雑音２１ａ〜２１ｅは、m倍逆拡散フィルタ９において逆拡散されて、ガウス性の雑音になる。
【００６５】
図８は、図６に示したベースバンド拡散伝送システムにおいて、無雑音時における送信シンボルに対するフィルタ処理結果を示すグラフである。
横軸は時間軸であり、シンボルタイミングTs毎に信号をプロットしている。
図８（ａ）は、送信シンボル系列であり、ランダムな2値（−1，1）データである。
図８（ｂ）は、m倍拡散フィルタ１の出力を示すグラフである。この出力は、多値になっている。A＝9，N＝16、m＝19倍拡散をしたときのシミュレーション結果を示している。
図８（ｃ）は、m倍逆拡散フィルタ９の出力を示すグラフである。拡散された2値シンボル系列が逆拡散された結果、図８（ａ）に示す元の送信シンボル系列が再生される。
【００６６】
図９は、図６に示したベースバンド伝送システムにおいて、インパルス雑音が重畳されている時における送信シンボルに対するフィルタ処理結果を示すグラフである。
横軸は時間軸であるが、シンボルタイミングTs毎に信号をプロットしている。伝送チャンネルに重畳されるインパルス雑音は、先に図７（ａ）に示したものである。
図９（ａ）は、送信シンボル系列であり、ランダムな2値（−1，1）データである。
図９（ｂ）は、m倍逆拡散フィルタ９の出力を示すグラフである。A＝９，N＝16，m＝19倍拡散をしたときのシミュレーション結果を示している。
インパルス雑音は、m倍逆拡散フィルタ９により、ガウス雑音に変化しているため、レベル判定部１０において、閾値を0としてレベル判定すれば、インパルス雑音による判定誤りを生じない。
【００６７】
背景技術において説明したPLCシステムのような搬送波帯を使用する伝送システムにおいては、2値データをディジタル変調した信号を伝送チャンネル（屋内配線）に送信し、受信側では、受信信号をディジタル復調して2値データを再生している。
この場合、送信装置においては、ディジタル・ロールオフ・フィルタ２とDAC３との間に直交変調器を挿入し、ディジタル・ロールオフ・フィルタ２の出力信号と搬送波とを乗算する。
また、受信装置においては、ADC７とディジタルLPF８との間に直交復調器を挿入し、ADC７の出力信号と搬送波とを乗算する。
【００６８】
ディジタル変調方式として2PSK（２相位相変調）を採用する場合は、上述した直交変調器、直交復調器を挿入するだけでよい。しかし、4QAM、16QAM等の直交位相変調（QAM）方式を採用する場合には、送信シンボルAkを同相（Ｉ相）、直交（Ｑ相）の２系列のシンボル系列とし、各系列のそれぞれに同じ特性のm倍拡散フィルタ１（１I，１Q）、ディジタル・ロールオフ・フィルタ２（２I，２Q）を設け、各系列のデータ（4QAMの場合は2値、16QAMの場合は４値）について、m倍拡散、ロールオフを実行し、図示しない直交変調器の同相入力端、直交入力端に入力する。
受信装置においては、図示しない直交復調器の同相（Ｉ相）、直交（Ｑ相）の出力をディジタルLPF８の同相入力端、直交入力端に入力し、等化等のフィルタ処理をし、その同相出力、直交出力をそれぞれ、同一特性のm倍逆拡散フィルタ９（９I，９Q）に出力し、m倍逆拡散フィルタ９（９I，９Q）から同相、直交の２系列の送信シンボルBkを出力する。
【００６９】
PLCシステムでは、PLC端末（データ伝送装置）間で双方向通信がされる。そのため、いずれのデータ伝送装置も、送信装置と受信装置とを備えている。
データ伝送装置間で通信を確立するために、確実に通信が可能な低速チャンネルを設ける。送信側伝送制御部１１と受信側伝送制御部１２は、この低速チャンネルを用いて伝送制御データを送受信することにより、データ伝送装置間で初期設定プロトコルを実行する。
【００７０】
例えば、データ伝送時の送信シンボル速度1/Tsで、ランダムな2値データを、m＝0又は1で送信し、受信側では、同じmの値で受信する。
ディジタルLPF９８において強制等化が成功（アイパターンが開く）したときは、通信開始要求という伝送制御データを送信し、強制等化が不成功（アイパターンが開かない）であれば、mの値を順次増やすためにm値指定要求データを相手側のデータ伝送装置に送信する。
送信側では送信側伝送制御部１１により指定されたm値のm倍拡散フィルタ１で2値データを拡散して送信し、受信側では送信側伝送制御部１２により指定されたm値のm倍逆拡散フィルタ９で逆拡散する。
このようにして、等化器の強制等化が成功したときのm値を用いて、データ通信モードに切り替える。
【００７１】
上述した初期設定プロトコルは、データ伝送装置間で通信が行われていない空き時間（通信フレームが伝送チャンネルに存在しない時間帯）において、例えば、初めて装置が設置されるときに行ったり、１日に１回など定期的に行ったりすればよい。可能であれば、送信データフレームのプリアンブル区間において行ってもよい。
【００７２】
一方、データ通信モード中において、インパルス雑音の継続時間の検出、又は、誤り率検出等の伝送品質検出により、送信側伝送制御部１１、及び、受信側伝送制御部１２がm値を変更しようとする場合、受信側伝送制御部１２から送信側伝送制御部１１にm値変更要求データを送信する。送信側伝送制御部１１は、この要求を受取り、受信側伝送制御部１２でm値切替タイミングを認識できるような切替命令をデータフレームに挿入する。
【００７３】
上述した説明では、m倍拡散フィルタを、電力線伝送チャンネルを介したPLCシステムに適用した場合について説明した。しかし、伝送チャンネルは電力線伝送路に限られるものではない。シンボル周期よりも長い持続期間を有するインパルス雑音が重畳される伝送チャンネルを介した伝送システムに適用すると効果が大きい。
また、送信シンボル系列に大きなピーク振幅が発生する伝送システム、例えば、CDMA（符号分割多元接続）システム等に適用することにより、送信信号の瞬時電力を抑制し、送信電力増幅器に要求される最大振幅を低く抑えたり、伝送チャンネルにおける許容最大送信電力を満足するように、送信シンボル系列のピーク振幅を複数シンボルタイミングに拡散させることもできる。
また、一般に、サンプル値の系列を入力し、複数のシンボルにシンボルの振幅を系列方向に拡散させるフィルタとして使用することもできる。
【産業上の利用可能性】
【００７４】
電力線通信モデムのコアモジュール、そのモジュールを組み込んだモデム、通信機能を内蔵する機器などに使用することにより、安価な実装コストで家電製品から発生するインパルス雑音の影響を低減できるので、情報家電の遠隔制御などに利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】基準拡散フィルタのスペクトルSの一例を示す図である。
【図２】図１（ｂ）に示した基準拡散フィルタの位相スペクトルにおいて、Aの値を変更した場合のインパルス応答を示す説明図である。
【図３】基準拡散フィルタのインパルス応答から、本発明の実施の一形態であるm倍拡散フィルタのインパルス応答を決定する手法の説明図である。
【図４】図３に示した３倍拡散フィルタの特性を拡大して示すグラフである。
【図５】本発明の実施の形態において、m＝19とした１９倍拡散フィルタの特性を示すグラフである。
【図６】本発明の実施の一形態である、m倍拡散フィルタを用いたベースバンド拡散伝送システムのブロック図である。
【図７】図６に示したベースバンド拡散伝送システムにおいて、インパルス雑音が拡散される様子を説明するグラフである。
【図８】図６に示したベースバンド伝送システムにおいて、無雑音時における送信シンボルに対するフィルタ処理結果を示すグラフである。
【図９】図６に示したベースバンド伝送システムにおいて、インパルス雑音が重畳されている時における送信シンボルに対するフィルタ処理結果を示すグラフである。
【図１０】拡散伝送システムのブロック図である。
【符号の説明】
【００７６】
１…m倍拡散フィルタ、２…ディジタル・ロールオフ・フィルタ、３…DAC（ディジタル/アナログ変換器）、４…LPF＆AMP（アナログ・ローパスフィルタ及び増幅器）、５…ベースバンド伝送チャンネル、６…LPF＆AGC（アナログ・ローパスフィルタ及び自動利得制御部）、７…ADC（アナログ/ディジタル変換器）、８…ディジタルLPF（ローパスフィルタ）、９…m倍逆拡散フィルタ、１０…レベル判定部、１１…送信側伝送制御部、１２…受信側伝送制御部、２１ａ〜２１ｅ…インパルス雑音
【図１】
0004862185.tif 000011
【図２】
0004862185.tif 000012
【図３】
0004862185.tif 000013
【図４】
0004862185.tif 000014
【図５】
0004862185.tif 000015
【図６】
0004862185.tif 000016
【図７】
0004862185.tif 000017
【図８】
0004862185.tif 000018
【図９】
0004862185.tif 000019
【図１０】
0004862185.tif 000020