(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
主増幅器経路と線形伝達経路を有する歪検出回路と、
入力信号を上記主増幅器経路と上記線形伝達経路に分配する分配器と、
上記主増幅器経路に主増幅器として挿入されたハーモニックリアクション増幅器と、
主増幅器出力伝達経路と歪注入経路を有する歪除去回路と、
上記歪注入経路に挿入された補助増幅器と、
入力信号を上記主増幅器経路と上記線形伝達経路に分配する分配器と、
上記主増幅器経路の出力と上記線形伝達経路の出力を合成し、上記主増幅器出力伝達経路と上記歪注入経路に分配する合成分配器と、
上記主増幅器出力伝達経路の出力と上記歪注入経路の出力を電力合成して出力する電力合成器と、
上記電力合成器の出力信号の一部を抽出する第１方向性結合器と、
上記第１方向性結合器により抽出された信号に基づいて上記ハーモニックリアクション増幅器の動作点を制御する制御部と、
上記第１方向性結合器で抽出された信号から主波成分と帯域外漏洩成分を検出する検出部と、
上記フィードフォワード増幅器への供給電力を測定する電力測定部、
とを含み、
上記ハーモニックリアクション増幅器は、
上記主増幅器経路の信号を２つに分配する第２分配器と、
分配された２つの信号がそれぞれゲートに与えられ、電力増幅を行なう第１及び第２マイクロ波トランジスタと、
上記第１及び第２マイクロ波トランジスタの出力間を２次高調波終端する２次高調波終端回路と、上記２次高調波終端された２つの信号を電力合成し、上記ハーモニックリアクション増幅器の出力とする第２電力合成器と、
上記第１及び第２マイクロ波トランジスタのゲートバイアス電圧を上記制御部の制御に従ってそれぞれ設定する２つのゲートバイアス設定回路、
とを含む高効率フィードフォワード増幅器の制御方法であり、
(a) 上記主増幅器経路の信号に対する減衰量と移相量を調整して上記歪検出回路のループ平衡を取る工程と、
(b) 上記歪注入経路の信号に対する減衰量と移相量を調整して上記歪除去回路のループ平衡を取る工程と、
(c) 上記高効率フィードフォワード増幅器の出力信号中の主波成分と帯域外漏洩成分を検出し、それらから計算した帯域外漏洩電力比が所定の基準値以下の条件で上記高効率フィードフォワード増幅器の電力効率を最大にするよう上記ハーモニックリアクション増幅器の上記第１及び第２マイクロ波トランジスタのゲートバイアス電圧を交互に制御する工程と、
(d) さらに主波成分を周波数上で均一かつ最小にするように上記主増幅器経路の信号に対する減衰量と移相量を調整する工程と、
(e) 上記第１方向性結合器で抽出された信号中の上記帯域外漏洩電力を最小にするように上記主増幅器経路の信号に対する移相量を調整する工程と、
(f) 上記第１方向性結合器で抽出された信号中の上記帯域外漏洩電力を最小にするように上記歪注入経路の信号に対する減衰量と移相量を調整する工程と、
(g) 上記工程(e)と(f)を交互に複数回繰り返す工程、
とを含むことを特徴とする高効率フィードフォワード増幅器の制御方法。
【請求項２】
主増幅器経路と線形伝達経路を有する歪検出回路と、
入力信号を上記主増幅器経路と上記線形伝達経路に分配する分配器と、
上記主増幅器経路に主増幅器として挿入されたハーモニックリアクション増幅器と、
主増幅器出力伝達経路と歪注入経路を有する歪除去回路と、
上記歪注入経路に挿入された補助増幅器と、
入力信号を上記主増幅器経路と上記線形伝達経路に分配する分配器と、
上記主増幅器経路の出力と上記線形伝達経路の出力を合成し、上記主増幅器出力伝達経路と上記歪注入経路に分配する合成分配器と、
上記主増幅器出力伝達経路の出力と上記歪注入経路の出力を電力合成して出力する電力合成器と、
上記電力合成器の出力信号の一部を抽出する第１方向性結合器と、
上記第１方向性結合器により抽出された信号に基づいて上記ハーモニックリアクション増幅器の動作点を制御する制御部と、
上記第１方向性結合器で抽出された信号から主波成分と帯域外漏洩成分を検出する検出部と、
上記フィードフォワード増幅器への供給電力を測定する電力測定部、
とを含み、
上記ハーモニックリアクション増幅器は、
上記主増幅器経路の信号を２つに分配する第２分配器と、
分配された２つの信号がそれぞれゲートに与えられ、電力増幅を行なう第１及び第２マイクロ波トランジスタと、
上記第１及び第２マイクロ波トランジスタの出力間を２次高調波終端する２次高調波終端回路と、上記２次高調波終端された２つの信号を電力合成し、上記ハーモニックリアクション増幅器の出力とする第２電力合成器と、
上記第１及び第２マイクロ波トランジスタのゲートバイアス電圧を上記制御部の制御に従ってそれぞれ設定する２つのゲートバイアス設定回路と、
上記第１及び第２マイクロ波トランジスタのドレインバイアス電圧を上記制御部の制御に従って設定する第１及び第２ドレインバイアス設定回路、
とを含む高効率フィードフォワード増幅器の制御方法であり、
(a) 上記主増幅器経路の信号に対する減衰量と移相量を調整して上記歪検出回路のループ平衡を取る工程と、
(b) 上記歪注入経路の信号に対する減衰量と移相量を調整して上記歪除去回路のループ平衡を取る工程と、
(c) 上記高効率フィードフォワード増幅器の出力信号中の主波成分と帯域外漏洩成分を検出し、それらから計算した帯域外漏洩電力比が所定の基準値以下の条件で上記高効率フィードフォワード増幅器の電力効率を最大にするよう上記ハーモニックリアクション増幅器の上記第１及び第２マイクロ波トランジスタのゲートバイアス電圧を交互に制御する工程と、
(d) 上記高効率フィードフォワード増幅器の出力信号中の主波成分と帯域外漏洩成分を検出し、それらから計算した帯域外漏洩電力比が所定の基準値以下の条件で上記高効率フィードフォワード増幅器の電力効率を最大にするよう上記第１及び第２マイクロ波トランジスタのドレインバイアス電圧を交互に制御する工程と、
(e) さらに主波成分を周波数上で均一かつ最小にするように上記主増幅器経路の信号に対する減衰量と移相量を調整する工程と、
(f) 上記第１方向性結合器で抽出された信号中の上記帯域外漏洩電力を最小にするように上記主増幅器経路の信号に対する移相量を調整する工程と、
(g) 上記第１方向性結合器で抽出された信号中の上記帯域外漏洩電力を最小にするように上記歪注入経路の信号に対する減衰量と移相量を調整する工程と、
(h) 上記工程(f)と(g)を交互に複数回繰り返す工程、
とを含むことを特徴とする高効率フィードフォワード増幅器の制御方法。
【請求項３】
請求項１または２記載の高効率フィードフォワード増幅器の制御方法において、上記歪検出回路は更に上記ハーモニックリアクション増幅器の入力側において上記主増幅器経路に挿入された第１ベクトル調整器を含み、上記歪除去回路は更に上記補助増幅器の入力側において上記歪注入経路に挿入された第２ベクトル調整器と上記第２ベクトル調整器の入力側において上記歪注入経路の信号の一部を抽出する第２方向性結合器を含み、上記工程(a)は上記第２方向性結合器により抽出された信号に基づいて上記第１ベクトル調整器による減衰量と移相量を調整し、上記工程(b)は上記第１方向性結合器による抽出信号に基づいて上記第２ベクトル調整器による減衰量と移相量を調整することを特徴とする高効率フィードフォワード増幅器の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は消費電力を低減する基地局用送信増幅器、特に高効率フィードフォワード増幅器の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年，移動通信の急激な普及よって、サービスエリアの面的確保に伴う多数の基地局用装置設置の必要性と複数の基地局用装置を同一箇所に設置することによる省スペースの必要性から、基地局用装置の小型化・省電力化が求められている。基地局用装置は変復調装置、送信増幅器，各種制御装置等にて構成され、基地局用装置の小型化・省電力化を達成するために送信増幅器で発生する熱量軽減による放熱器の小型化と消費電力削減による省電力化が注目されている。
【０００３】
移動通信用基地局で使用される送信増幅器には、マルチキャリアの同時増幅の必要性と移動通信方式で要求する帯域外漏洩電力等の規格値を満たす必要性から、線形化技術が用いられており、その線形化技術の一つにフィードフォワード増幅器がある。図1にフィードフォワード増幅器の基本構成を示す。フィードフォワード増幅器１００は歪検出回路１０と歪除去回路２０にて構成される。(非特許文献1)
【０００４】
歪検出回路１０はフィードフォワード増幅器１００の入力送信信号を２つの経路に分配する分配器１１と、ベクトル調整器１２と、主増幅器１３と、遅延線路１４と、合成分配器１５とにより構成されている。ベクトル調整器１２と主増幅器１３を含む経路が主増幅器経路PMAであり、遅延線路１４を含む経路が線形伝達経路PLTである。主増幅器経路PMAと線形伝達経路PLTのそれぞれの出力信号を合成分配器１５に入力し、合成・分配する。合成分配器１５は一般に方向性結合器で構成され、主増幅器経路PMAの利得に相当する結合度を有する。
【０００５】
ベクトル調整器１２により主増幅器１３に入力される信号の振幅と位相を調整することにより（歪検出回路１０のループ調整と呼ぶ）、主増幅器経路PMAの出力信号を合成分配器１５にて線形伝達経路PLTの出力信号に対して等振幅・逆位相・等遅延にて合成する。これにより、主増幅器経路PMAの出力送信信号から主信号成分が抑圧されて主増幅器１３により発生された歪成分が検出され、歪除去回路２０の一方の経路（後述の歪注入経路PDI）に出力され、そのとき、歪除去回路の他方の経路（後述の主増幅器出力伝達経路PMT）には送信信号成分が出力される。
【０００６】
歪除去回路２０は合成分配器１５と、遅延線路２１と、ベクトル調整器２２と、補助増幅器２３と、電力合成器２４とから構成されている。遅延線路２１を含む経路が主増幅器出力伝達経路PMTであり、ベクトル調整器２２と補助増幅器23を含む経路が歪注入経路PDIである。主増幅器出力伝達経路PMTと歪注入経路PDIのそれぞれの出力信号は電力合成器２４に入力され、電力合成される。歪注入経路PDIの信号の振幅と位相を調整することにより（歪除去回路２０のループ調整と呼ぶ）、歪注入経路PDIの出力信号は電力合成器２４において主増幅器出力伝達経路PMTの出力信号に対して等振幅・逆位相・等遅延にて合成される。これにより、主増幅器出力伝達経路PMTの出力信号から歪成分を除去した主波成分がフィードフォワード増幅器１００から出力される。
【０００７】
このように、歪検出回路１０では主増幅器１２で発生する歪成分を検出し、歪除去回路２０では検出された歪成分を、主増幅器出力信号中の歪成分に対し等振幅・逆位相・等遅延で主増幅器出力信号に注入する。この動作により、フィードフォワード増幅器１００は主増幅器１３で発生する歪成分を補償することができる。
【０００８】
フィードフォワード増幅器１００の消費電力は、アクティブ回路である主増幅器１３及び補助増幅器２３の消費電力にて決まる。ただし、フィードフォワード増幅器の他部分にはアクティブ回路がないものとする。フィードフォワード増幅器の電力効率は、フィードフォワード増幅器出力電力と消費電力の比である。
【０００９】
フィードフォワード増幅器１００の電力効率を高めるためには、所定の線形性を維持しつつフィードフォワード増幅器内のアクティブ回路の消費電力を削減することである。主増幅器１３と補助増幅器２３の消費電力を削減すると、ぞれぞれの増幅素子に給電する電流を削減することになることから、それぞれの増幅素子で発生する歪成分が増大することになる。このように、消費電力削減と歪発生にはトレードオフの関係がある。
【００１０】
もし補助増幅器２３の消費電力を削減した場合、歪検出回路１０で検出した歪成分が補助増幅器２３においてさらに歪を発生させることから、除去すべき主増幅器１３の歪成分と異なる歪成分となる。その結果、主増幅器１３で発生する歪成分を十分に除去できなくなる。このため、補助増幅器２３は歪検出回路１０で検出した歪成分を線形に増幅することが必要である。従って、補助増幅器２３の消費電力を大幅に削減することはできない。
【００１１】
主増幅器の効率を高めるために、高効率増幅技術を適用した主増幅器が提案されている。そのひとつにドハティ増幅器がある(特許文献1)。ドハティ増幅器はキャリア増幅器とピーク増幅器にて構成される(非特許文献2)。ドハティ増幅器の入力電力がある一定値を超えるとピーク増幅器が動作し、ピーク増幅器出力はキャリア増幅器出力と合成される。ピーク増幅器が動作する入力電力の領域においてキャリア増幅器が飽和動作していることから、ドハティ増幅器は高い効率を達成できる。これまでに、W-CDMA方式用2GHz帯フィードフォワード増幅器の効率を2%改善できることが報告されている(非特許文献3)。
【特許文献１】特開2000-286645
【非特許文献１】N. Pothecary, Feedforward linear power amplifiers, Artech House, 1999,
【非特許文献２】S. C. Cripps, Advanced Techniques in RF Power Amplifier Design, Artech House, 2002.
【非特許文献３】K-J. Cho, J-H. Kim, and S. P. Stapleton, “A highly efficient Doherty feed-forward linear power amplifier for W-CDMA base-station applications”, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 53, no. 1, Jan. 2005.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ドハティ増幅器の非線形特性は、ピーク増幅器の動作する領域と動作しない領域で発生原理が異なる。ピーク増幅器の動作しない領域ではキャリア増幅器の非線形特性でドハティ増幅器の非線形特性となる。また、ピーク増幅器の動作する領域ではキャリア増幅器とピーク増幅器のそれぞれの非線形特性の和がドハティ増幅器の非線形特性となる。ドハティ増幅器の特徴であるピーク増幅器の動作する領域で高い効率を達成することができるが、非線形特性はキャリア増幅器単体の非線形特性に比較して複雑になる。
【００１３】
フィードフォワード増幅器は主増幅器として使用されるドハティ増幅器の複雑な非線形特性を補償できる必要がある。フィードフォワード増幅器の歪補償動作が理想的であれば，ドハティ増幅器の歪成分はすべて除去される。しかし．現実のフィードフォワード増幅器では主増幅器の発生する歪成分を完全に除去できない。これは、歪検出回路と歪除去回路の周波数特性が歪成分の周波数特性に完全に対応できないためである。このようにピーク増幅器が動作する状況では高い効率を達成できるが、複雑な非線形特性のため十分な歪補償を行うことができない課題があった。所定の帯域外漏洩電力以下を達成するために、主増幅器にドハティ増幅器を適用しても5dB程度の出力バックオフを必要とし、効率を高めることができなかった。
【００１４】
この発明の目的は、複雑な非線形歪を発生することなく、全体の高効率化をはかることが可能なフィードフォワード増幅器を制御する方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
この発明の第１の観点によれば、
主増幅器経路と線形伝達経路を有する歪検出回路と、
入力信号を上記主増幅器経路と上記線形伝達経路に分配する分配器と、
上記主増幅器経路に主増幅器として挿入されたハーモニックリアクション増幅器と、
主増幅器出力伝達経路と歪注入経路を有する歪除去回路と、
上記歪注入経路に挿入された補助増幅器と、
入力信号を上記主増幅器経路と上記線形伝達経路に分配する分配器と、
上記主増幅器経路の出力と上記線形伝達経路の出力を合成し、上記主増幅器出力伝達経路と上記歪注入経路に分配する合成分配器と、
上記主増幅器出力伝達経路の出力と上記歪注入経路の出力を電力合成して出力する電力合成器と、
上記電力合成器の出力信号の一部を抽出する第１方向性結合器と、
上記第１方向性結合器により抽出された信号に基づいて上記ハーモニックリアクション増幅器の動作点を制御する制御部と、
上記第１方向性結合器で抽出された信号から主波成分と帯域外漏洩成分を検出する検出部と、
上記フィードフォワード増幅器への供給電力を測定する電力測定部、
とを含み、
上記ハーモニックリアクション増幅器は、
上記主増幅器経路の信号を２つに分配する第２分配器と、
分配された２つの信号がそれぞれゲートに与えられ、電力増幅を行なう第１及び第２マイクロ波トランジスタと、
上記第１及び第２マイクロ波トランジスタの出力間を２次高調波終端する２次高調波終端回路と、上記２次高調波終端された２つの信号を電力合成し、上記ハーモニックリアクション増幅器の出力とする第２電力合成器と、
上記第１及び第２マイクロ波トランジスタのゲートバイアス電圧を上記制御部の制御に従ってそれぞれ設定する２つのゲートバイアス設定回路、
とを含む高効率フィードフォワード増幅器の制御方法は、
(a) 上記主増幅器経路の信号に対する減衰量と移相量を調整して上記歪検出回路のループ平衡を取る工程と、
(b) 上記歪注入経路の信号に対する減衰量と移相量を調整して上記歪除去回路のループ平衡を取る工程と、
(c) 上記高効率フィードフォワード増幅器の出力信号中の主波成分と帯域外漏洩成分を検出し、それらから計算した帯域外漏洩電力比が所定の基準値以下の条件で上記高効率フィードフォワード増幅器の電力効率を最大にするよう上記ハーモニックリアクション増幅器の上記第１及び第２マイクロ波トランジスタのゲートバイアス電圧を交互に制御する工程と、
(d) さらに主波成分を周波数上で均一かつ最小にするように上記主増幅器経路の信号に対する減衰量と移相量を調整する工程と、
(e) 上記第１方向性結合器で抽出された信号中の上記帯域外漏洩電力を最小にするように上記主増幅器経路の信号に対する移相量を調整する工程と、
(f) 上記第１方向性結合器で抽出された信号中の上記帯域外漏洩電力を最小にするように上記歪注入経路の信号に対する減衰量と移相量を調整する工程と、
(g) 上記工程(e)と(f)を交互に複数回繰り返す工程、
とを含むことを特徴とする。
【００１６】
この発明の第２の観点によれば、
主増幅器経路と線形伝達経路を有する歪検出回路と、
入力信号を上記主増幅器経路と上記線形伝達経路に分配する分配器と、
上記主増幅器経路に主増幅器として挿入されたハーモニックリアクション増幅器と、
主増幅器出力伝達経路と歪注入経路を有する歪除去回路と、
上記歪注入経路に挿入された補助増幅器と、
入力信号を上記主増幅器経路と上記線形伝達経路に分配する分配器と、
上記主増幅器経路の出力と上記線形伝達経路の出力を合成し、上記主増幅器出力伝達経路と上記歪注入経路に分配する合成分配器と、
上記主増幅器出力伝達経路の出力と上記歪注入経路の出力を電力合成して出力する電力合成器と、
上記電力合成器の出力信号の一部を抽出する第１方向性結合器と、
上記第１方向性結合器により抽出された信号に基づいて上記ハーモニックリアクション増幅器の動作点を制御する制御部と、
上記第１方向性結合器で抽出された信号から主波成分と帯域外漏洩成分を検出する検出部と、
上記フィードフォワード増幅器への供給電力を測定する電力測定部、
とを含み、
上記ハーモニックリアクション増幅器は、
上記主増幅器経路の信号を２つに分配する第２分配器と、
分配された２つの信号がそれぞれゲートに与えられ、電力増幅を行なう第１及び第２マイクロ波トランジスタと、
上記第１及び第２マイクロ波トランジスタの出力間を２次高調波終端する２次高調波終端回路と、上記２次高調波終端された２つの信号を電力合成し、上記ハーモニックリアクション増幅器の出力とする第２電力合成器と、
上記第１及び第２マイクロ波トランジスタのゲートバイアス電圧を上記制御部の制御に従ってそれぞれ設定する２つのゲートバイアス設定回路と、
上記第１及び第２マイクロ波トランジスタのドレインバイアス電圧を上記制御部の制御に従って設定する第１及び第２ドレインバイアス設定回路、
とを含む高効率フィードフォワード増幅器の制御方法であり、
(a) 上記主増幅器経路の信号に対する減衰量と移相量を調整して上記歪検出回路のループ平衡を取る工程と、
(b) 上記歪注入経路の信号に対する減衰量と移相量を調整して上記歪除去回路のループ平衡を取る工程と、
(c) 上記高効率フィードフォワード増幅器の出力信号中の主波成分と帯域外漏洩成分を検出し、それらから計算した帯域外漏洩電力比が所定の基準値以下の条件で上記高効率フィードフォワード増幅器の電力効率を最大にするよう上記ハーモニックリアクション増幅器の上記第１及び第２マイクロ波トランジスタのゲートバイアス電圧を交互に制御する工程と、
(d) 上記高効率フィードフォワード増幅器の出力信号中の主波成分と帯域外漏洩成分を検出し、それらから計算した帯域外漏洩電力比が所定の基準値以下の条件で上記高効率フィードフォワード増幅器の電力効率を最大にするよう上記第１及び第２マイクロ波トランジスタのドレインバイアス電圧を交互に制御する工程と、
(e) さらに主波成分を周波数上で均一かつ最小にするように上記主増幅器経路の信号に対する減衰量と移相量を調整する工程と、
(f) 上記第１方向性結合器で抽出された信号中の上記帯域外漏洩電力を最小にするように上記主増幅器経路の信号に対する移相量を調整する工程と、
(g) 上記第１方向性結合器で抽出された信号中の上記帯域外漏洩電力を最小にするように上記歪注入経路の信号に対する減衰量と移相量を調整する工程と、
(h) 上記工程(f)と(g)を交互に複数回繰り返す工程、
とを含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
上記高効率フィードフォワード増幅器の構成及び制御方法によれば、フィードフォワード増幅器出力に基づいて主増幅器として使用するハーモニックリアクタンス増幅器の動作点を制御するため高効率化が可能なフィードフォワード増幅器を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
第1実施例
図２にこの発明による高効率フィードフォワード増幅器の第1実施例を示す。図１に示した従来のフィードフォワード増幅器における構成要素と対応するものには同じ参照番号を付けて示している。この発明によるフィードフォワード増幅器の最も重要な特徴は、主増幅器としてハーモニックリアクション増幅器(Harmonic Reaction Amplifier: HRA)１３０を使用することと、フィードフォワード増幅器の電力効率が最大となるようにそのHRA１３０の動作点を制御するように構成されていることである。その制御のために、フィードフォワード増幅器出力の一部を抽出する方向性結合器４１と、その抽出信号中の送信主波成分と帯域外漏洩成分を検出する検出部４２と、フィードフォワード増幅器の出力電力と供給電力を測定する電力測定部４４と、検出部４２の出力と電力測定部４４による測定結果に基づいてフィードフォワード増幅器全体の電力効率を最大にするようＨＲＡ１３０の動作点を制御する制御部４３が設けられている。
【００２５】
図２の高効率フィードフォワード増幅器は、図１の従来例と同様に、入力信号を主増幅器経路PMAと線形伝達経路PLTとに等分配する分配器１１と、主増幅器経路PMAの出力と線形伝達経路PLTの出力を合成し、主増幅器出力伝達経路PMTと歪注入経路PDIに分配する合成分配器１５と、主増幅器出力伝達経路PMTの出力と歪注入経路PDIの出力とを合成する電力合成器２４から構成される。主増幅器経路PMAには可変減衰器１２Ａと可変移相器１２Ｂとから成るベクトル調整器１２と、プリアンプ１３Ｐと主増幅器としてのハーモニックリアクション増幅器１３０とが設けられている。線形伝達経路PLTと主増幅器出力伝達経路PMTはそれぞれ遅延線路１４，２１にて構成される。歪注入経路PDIには可変減衰器２２Ａと可変移相器２２Ｂとから成るベクトル調整器２２と、プリアンプ２３Ｐと、補助増幅器２３とが設けられている。
【００２６】
主増幅器としてのハーモニックリアクション増幅器１３０は図３に示すように、入力信号を２つの経路に等分配する分配器３１と、２つの入力整合回路３２Ａ，３２Ｂと、２つのゲートバイアス設定回路３７Ａ，３７Ｂと、２つのマイクロ波トランジスタ（以下、単にトランジスタと呼ぶ）３３Ａ，３３Ｂと、２つの出力側整合回路３４Ａ，３４Ｂと、２つのドレインバイアス設定回路３８Ａ，３８Ｂと、２つの出力整合回路３４Ａ，３４Ｂの出力間で２次高調波を終端する2次高調波終端回路３５と、２つの出力整合回路３４Ａ，３４Ｂの出力の２次高調波成分が除去された信号を電力合成する電力合成器３６とから構成される。
【００２７】
入力整合回路３２Ａ，３２Ｂと出力整合回路３４Ａ，３４Ｂはそれぞれマイクロストリップラインにて構成され、設計周波数にて整合をとるように構成される。ゲートバイアス設定回路３７Ａ，３７Ｂは、制御部４３からの設定制御信号が与えられる制御端子TGCA, TGCBを有し、トランジスタ３３Ａ，３３Ｂのゲートに指定されたゲートバイアス電圧VGB1, VGB2を与える。ドレインバイアス設定回路３８Ａ，３８Ｂも同様の制御端子TDCA, TDCBを有しており、制御部４３からの設定制御信号に従ってトランジスタ３３Ａ，３３Ｂのドレインバイアス電圧を設定する。ゲートバイアス設定回路３７Ａ，３７Ｂ及びドレインバイアス設定回路３８Ａ，３８Ｂを除いたＨＲＡの構成は、参考文献（特開昭63-153904）に示されている。
【００２８】
出力整合回路３４Ａ，３４Ｂの出力間に2倍波を終端する２次高調波終端回路３５を設けることで、いわゆるF級動作(偶次高調波終端，奇数次高調波開放の条件)またはJ級動作の並列型増幅器となる。このＨＲＡ１３０の構成は、基本波について同位相で等電力合成を行い、歪成分についてその位相関係と振幅関係を考慮することなく合成される。すなわち、基本波は電圧加算であり、歪成分は電力加算となる。この動作により、基本波に対して歪成分を3dB改善することができる。また、HRAは80%超の最大ドレイン効率を達成している。このように、HRAは最大ドレイン効率が高くかつ歪成分を改善できる特長を持つことから、高効率フィードフォワード増幅器の主増幅器に適している。また、このＨＲＡはドハティ増幅器のキャリア増幅器とピーク増幅器のバイアス設定条件と異なり、２つのトランジスタ３３Ａ，３３Ｂに対しほぼ同じバイアス設定を行なう。従って、２つのトランジスタ３３Ａ，３３Ｂの動作点もほぼ同じであり、ドハティ増幅器のピーク増幅器が動作した場合に顕著に生じる複雑な非線形特性を生じない。このように、主増幅器にHRAを適用することは、フィードフォワード増幅器全体の電力効率を高めかつ、非線形特性を緩和できる。
【００２９】
HRAのゲートバイアス電圧は効率を高くかつ帯域外歪成分を少なくするように設定される。一般にプッシュプル型増幅器やバランス型増幅器では２つのゲートバイアスを同じ電圧に設定する。この発明によるフィードフォワード増幅器で主増幅器として使用されるHRAでは、２つのトランジスタのゲートバイアス電圧をそれぞれ微調整することで所定の歪補償量を維持したままフィードフォワード増幅器の電力効率を改善できる。HRAは２つの増幅器を並列構成しており、個々の増幅器にはトランジスタの個体差や調整の相違により、それらの増幅器の特性は厳密に一致しない。ゲートバイアスを微調整することで、HRAの歪成分と効率をフィードフォワード増幅器からみて最適に設定することができる。ただし、HRA単体の歪成分と効率が最適に設定されるとは限らない。本発明では、フィードフォワード増幅器出力にて歪成分とフィードフォワード増幅器全体の消費電力を観測することで、所定の歪補償量を維持したまま電力効率を高めるようにゲートバイアス電圧を制御する。
【００３０】
また、ドレインバイアス電圧を制御することで、HRAの動作をさらに調整できる。一般にドレイン電圧を制御すると線形性を維持しつつ高効率増幅が可能になる。さらに、ゲートバイアス電圧制御とドレインバイアス電圧制御を組み合わせることにより、両者の特長を生かしつつHRAの効率と線形性を改善できる。
【００３１】
ゲートバイアス設定回路３７Ａと３７Ｂは同じ構成であり、その構成例を図４Ａ，４Ｂ，４Ｃに示す。図４Ａはトランジスタ３７Ｔと抵抗37R1〜37R4で構成された周知の電流帰還回路をゲートバイアス設定回路３７Ａ，３７Ｂとして使う例を示す。制御部４３から設定制御電圧がゲートバイアス制御端子TGCに与えられ、それによって決まるソース電圧がゲートバイアス電圧VGBとして端子TSからトランジスタ３３Ａ，３３Ｂのゲートに与えられる。図４ＢはDC/DCコンバータ３７Ｃをゲートバイアス設定回路３７Ａ，３７Ｂとして使用する例を示し、制御部４３から端子TGCに与えられた制御電圧がDC/DCコンバータ３７Ｃにより対応するゲートバイアス電圧VGBに変換され、端子TCに出力される。図４Ｃは複数の直列接続された抵抗37R1, 37R2, 37R3により分圧された電圧を、ゲートバイアス制御端子TGCに与えられた制御信号に従ってスイッチ３７Ｓで選択し、ゲートバイアス電圧VGBとして端子TSに出力する。このように、ゲートバイアス設定回路３７Ａ，３７Ｂは電圧のみを制御することから図４Ａ乃至４Ｃのように簡易に構成できる。図４Ａと４Ｂは制御部４３から連続した制御電圧でゲートバイアス電圧VGBを制御できる。また図４Ｃは制御部４３から離散した制御電圧でゲートバイアス電圧VGBを制御できる。
【００３２】
図２に戻って、電力合成器２４の出力は方向性結合器４１を介してフィードフォワード増幅器の出力として出力されると共に、その電力の一部が方向性結合器４１により分岐され、検出部４２に与えられる。検出部４２は送信主波成分と帯域外歪成分をそれぞれ検出する。
【００３３】
図５に検出部４２の構成例を示す。方向性結合器４１で抽出された信号は周波数変換器４２Ａによりベースバンド信号に変換され、更に低域通過型フィルタ４２Ｂにて周波数変換でのエリアジングを除去したのち、アナログ・ディジタル変換器４２Ｃにてディジタル化される。送信主波成分はディジタルローパスフィルタ４２Ｄにより抽出される。上側及び下側帯域外漏洩成分はディジタルバンドパスフィルタ４２Ｅ，４２Ｆにてそれぞれ抽出される。ディジタルバンドパスフィルタ４２Ｅ，４２Ｆの通過帯域幅BPU, BPLは、fs+fw, fs-fwをそれぞれ中心とする帯域外歪成分を十分に検出できるフィルタの帯域外減衰特性を考慮して決定される。
【００３４】
図６Ａに図５における周波数変換器４２Ａの入力信号のスペクトル例を示し、図６Ｂにサンプリング周波数をfsとした場合のＡＤ変換器４２Ｃの出力におけるスペクトル例を示す。図６Ａに示すように、上側及び下側帯域外漏洩成分ACU, ACLはキャリア周波数fcを中心周波数とする送信主波成分WTの上側と下側に隣接しており、それらの成分ACU, ACLを、送信主波成分WTに抑圧されることなく検出することが必要である。ところが、マイクロ波帯にて図６Ａの帯域外漏洩成分ACU, ACLを送信主波成分WTと分離して抽出するような周波数特性を持つフィルタを具現化することが難しい。そこで、図５の例では方向性結合器４１で抽出された信号を周波数変換器４２Ａによりマイクロ波帯からベースバンドに変換する。周波数変換器４２Ａは一般にミキサ42A1と局部発振器42A2から構成される。
【００３５】
図６Ｂにディジタル化されたベースバンド信号のスペクトルを示す。即ち、低域通過フィルタ４２Ｂのアナログ出力をサンプリング周波数fsでアナログ・ディジタル変換器４２Ｃによりディジタルベースバンド信号に変換した出力をフーリエ変換して得られるスペクトルの例である。抽出するべき帯域外漏洩成分ACU, ACLは通過帯域BPU, BPLを有するディジタル帯域通過フィルタ４２Ｅ，４２Ｆにてそれぞれ抽出される。また、送信主波成分WTは通過帯域LPTで示すディジタル低域通過フィルタ４２Ｄにより抽出される。これらディジタルフィルタ４２Ｄ，４２Ｅ，４２Ｆの出力は制御部４３に与えられ、それぞれの検出成分の電力が計算される。ディジタルフィルタ４２Ｄ，４２Ｅ，４２ＦはそれぞれFIRフィルタにて構成できる。また、ディジタルフィルタ４２Ｄ，４２Ｅ，４２Ｄを使用しないで、アナログ・ディジタル変換器４２Ｃの出力をFFTにてフーリエ変換してそれぞれの成分に対応する周波数成分を抽出してもよい。
【００３６】
図７に検出部４２の他の構成例を示す。この例はミキサ42A1'と局部発振器42A2'から構成されたIF帯周波数変換器４２Ａ'と、狭帯域通過フィルタ４２Ｄ', ４２Ｅ', ４２Ｆ'と、電力検出部４２Ｇ，４２Ｈ，４２Ｉにて構成される。方向性結合器４１で抽出された信号はIF帯周波数変換器４２Ａ'にてマイクロ波帯から中心周波数fiのIF帯(例えば150MHz)に変換される。IF帯に変換された信号は三分配回路（図示せず）にて三分配し、それぞれ検出すべき送信主波成分WTと帯域外漏洩成分ACU, ACLの周波数特性を備えた狭帯域通過フィルタ４２Ｄ', ４２Ｅ', ４２Ｆ'に入力される。例えば，送信主波成分の帯域幅をfwとすると、狭帯域通過フィルタ４２Ｅ'は周波数fi+fwを中心とする帯域外漏洩成分を抽出し、狭帯域通過フィルタ４２Ｆ'は周波数fi-fwを中心とする帯域外漏洩成分を抽出する。狭帯域通過フィルタ４２Ｄ'は周波数fiを中心周波数とする送信主波成分を抽出する。これら狭帯域通過フィルタ４２Ｄ', ４２Ｅ', ４２Ｆ'は、例えばSAWフィルタやセラミックフィルタで実現できる。狭帯域フィルタ４２Ｄ', ４２Ｅ', ４２Ｆ'の出力は電力検出部４２Ｇ，４２Ｈ，４２Ｉにあたえられ送信主波電力と、上側及び下側帯域外漏洩電力が測定される。電力検出部４２Ｇ，４２Ｈ，４２Ｉはログアンプ等のICで構成される。
【００３７】
フィードフォワード増幅器全体（制御部４３，プリアンプ１３Ｐ，２３Ｐ，ＨＲＡ１３０，補助増幅器２３）の消費電力は装置給電点にて電流を測定することで取得できる。例えば、交流給電であればクランプメータにより測定できる。また、各回路の給電部にシャント抵抗(1mOhm程度)を用いることで電流値を測定できる。測定された電流値は制御部４３に入力され既知の電圧値を乗算することでフィードフォワード増幅器全体の消費電力を取得する。
【００３８】
制御部４３は検出部４２で抽出した送信主波電力と上下帯域外漏洩電力とフィードフォワード増幅器全体の消費電力を観測する。上下帯域外漏洩電力と送信主波電力の比、即ち隣接帯域外漏洩電力比(ACLR)を所定値以下に維持しつつ、フィードフォワード増幅器の電力効率を最大にするようゲートバイアス電圧制御を行う。制御部４３はマイクロプロセッサにより構成される。
【００３９】
図８Ａにフィードフォワード増幅器の歪検出回路１０と歪除去回路２０のベクトル調整器１２と２２によるループ調整完了後の制御部４３によるゲートバイアス電圧制御の概略をフローチャートで示す。制御部４３は図３に示したＨＲＡ１３０のゲートバイアス設定回路３７Ａの制御端子TGCAに与える制御信号を変化させることによりトランジスタ３３Ａのゲートバイアス電圧VGB1を変化させ、フィードフォワード増幅器出力の帯域外漏洩電力比(ACLR)が基準値以下の条件でフィードフォワード増幅器の電力効率が最大となるゲートバイアス電圧VGB1を決める（ステップＳ１）。次に、ゲートバイアス設定回路３７Ｂの制御端子TGCBに与える制御信号を変えることで同様にしてトランジスタ３３Ｂに対するゲートバイアス電圧VGB2を決める（ステップＳ２）。ステップＳ２によるバイアス制御によりステップＳ１での条件が必ずしも維持されているとは限らないので、ACLRが基準値以下の条件化で電力効率が最大となるまでステップＳ１，Ｓ２を繰り返す（ステップＳ３）。
【００４０】
図８Ｂは図８ＡにおけるステップＳ１の詳細な制御手順の例を示す。まず、ステップＳ１１でトランジスタ３３Ａに設定したゲートバイアス電圧VGB1に対しステップＳ１２でフィードフォワード増幅器出力の送信主波成分と上側及び下側帯域外漏洩成分の電力を検出部４２でそれぞれ測定する。これら上側及び下側帯域外漏洩電力と送信主波成分電力の比ACLRをそれぞれ計算する。ステップＳ１３で、これらACLRが両方とも基準値以下か判定し、少なくとも一方が基準値以下でなければステップＳ１１に戻り、ゲートバイアス電圧の設定値を変更してステップＳ１１，Ｓ１２を繰り返すことにより、ゲートバイアス電圧VGB1を制御する。このときゲートバイアス電圧VGB2は一定とする。
【００４１】
ACLRが基準値以下となった場合、次にステップＳ１４でフィードフォワード増幅器の出力電力と供給電力を測定する。更にステップＳ１５でフィードフォワード増幅器の電力効率を計算し、その値がこれまでに計算した効率よりも低いかステップＳ１６で判定し、低い場合にはステップＳ１１に戻ってゲートバイアス電圧VGB1を再設定する。このようにして、ゲートバイアス電圧VGB1を制御してフィードフォワード増幅器の効率を最大にするまでステップＳ１１〜Ｓ１６による制御を繰り返す。
【００４２】
ゲートバイアス電圧VGB1の制御アルゴリズムは、電圧変化幅一定での最急降下法またはLMSを用いることができる。また電圧幅を可変して制御してもよい。ゲートバイアス電圧VGB1の制御によりフィードフォワード増幅器の電力効率を最大にしたのち、ゲートバイアス電圧VGB1を固定したまま図８ＡのステップＳ２でゲートバイアス電圧VGB2を制御する。ゲートバイアス電圧VGB2の制御は図８Ｂのゲートバイアス電圧VGB1の制御と同様に行う。図８ＡのステップＳ３でフィードフォワード増幅器の電力効率が最大になるまで、ステップＳ１とＳ２によるゲートバイアス電圧VGB1とVGB2の制御を交互に繰り返す。
【００４３】
ドレインバイアス電圧制御は図８Ａ，８Ｂと同一である。ドレインバイアス設定回路３８Ａ，３８Ｂの制御端子TDCA, TDCBに与える制御信号により上記のゲートバイアス電圧フローチャートと同様にフィードフォワード増幅器の電力効率を最大にするドレインバイアス電圧を探索し設定する。ゲートバイアス電圧とドレインバイアス電圧の制御は交互に繰り返し行ってもよい。また、ゲートバイアス電圧とドレインバイアス電圧をいずれか一方のみ制御してもよい。
【００４４】
第2実施例
図９はフィードフォワード増幅器の第２の実施例を示し、図２の実施例において歪検出回路１０と歪除去回路２０のベクトル調整器１２，２２に対する調整を行なうための構成として、歪注入経路PDIのベクトル調整器２２の入力側に方向性結合器４５を挿入し、方向性結合器４１と４５の抽出信号をスイッチ４６により選択して検出部４２に与えるように構成している。
【００４５】
制御部４３は歪検出回路１０の可変減衰器１２Ａと可変移相器１２Ｂ及び歪除去回路２０の可変減衰器２２Ａと可変移相器２２Ｂをそれぞれ制御可能とされている。第2実施例では、第1実施例と同様のゲートバイアス電圧制御の完了後に、更に歪検出回路１０と歪除去回路２０の可変減衰器と可変移相器を適応制御する。以下にその制御を図１０のフローチャートを参照して説明する。
【００４６】
第1実施例と同様に歪検出回路１０のベクトル調整（ステップＳ１）と、歪除去回路２０のベクトル調整（ステップＳ２）と、ゲートバイアス電圧設定制御（ステップＳ３）を行なう。ステップＳ４で方向性結合器４５により抽出した信号から検出部４２により抑圧された主波成分と主増幅器であるＨＲＡ１３０で発生する帯域外歪成分を検出し、主波成分を均一にかつ最大に抑圧するよう歪検出回路１０におけるベクトル調整器１２の可変減衰器１２Ａと可変移相器１２Ｂを制御する。ここで、均一に抑圧する理由は、歪除去回路２０にて帯域外歪成分は抑圧され、主波成分は加算されるためである。もし、主波成分の抑圧が周波数特性を持つ場合（均一に抑圧できない場合）ならば、歪除去回路２０の出力で主波成分を一様に加算することができない。
【００４７】
次にステップＳ５で、方向性結合器４１により抽出された信号から検出部４２により帯域外漏洩成分を検出し、その電力を最小にするように歪検出回路１０の可変移相器１２Ｂを制御する。更にステップＳ６で、方向性結合器４１により抽出された信号から帯域外漏洩成分を検出部４２により検出し、その電力が最小となるように歪除去回路２０の可変減衰器２２Ａと可変移相器２２Ｂを制御する。
【００４８】
ステップＳ５，Ｓ６，Ｓ７の制御により、歪除去回路２０における歪注入経路PDIの帯域外漏洩成分が主増幅器出力伝達経路PMTの帯域外漏洩成分と逆位相になるよう歪除去回路２０の可変移相器２２Ａと可変減衰器２２Ｂが設定され、また、歪注入経路PDIの主波成分が主増幅器出力伝達経路PMTの主波成分と同位相になるように歪検出回路１０の可変移相器１２Ｂが設定される。これにより、帯域外漏洩成分を抑圧するとともに、主波成分を増加できる特徴がある。
【００４９】
このように、歪検出回路１０と歪除去回路２０の可変減衰器と可変移相器を制御することで、帯域外漏洩電力比を基準値以下としつつ、フィードフォワード増幅器の電力効率を最大にすることができる。制御部４３は歪検出回路１０の可変移相器１２Ｂの調整（ステップＳ５）と、歪除去回路２０の可変減衰器２２Ａの調整（ステップＳ６）と、可変移相器２２Ｂの調整（ステップＳ７）をこの順序に所定回数繰り返し実行し、この繰り返し調整により、フィードフォワード増幅器出力電力を高めつつ歪補償を行うことができる。また、電力合成器２４により主波成分電力が加算されるので、フィードフォワード増幅器の電力効率を高めることができる。歪検出回路１０の可変減衰器１２Ａを繰り返し制御しない理由は、フィードフォワード増幅器の利得が変化するためである。
【００５０】
この一連の制御は温度変化，経年変化に追従する。また、主増幅器であるＨＲＡが低バックオフ領域で動作する場合に、帯域外漏洩電力を一定値以下に維持したままフィードフォワード増幅器電力効率を最大にするように制御することができる。
【００５１】
第３実施例
図１１は図９の実施例において歪検出回路１０と歪除去回路２０のベクトル調整器１２，２２の調整制御を、パイロット信号を用いて行なうように構成したフィードフォワード増幅器の実施例を示す。この実施例は図９の構成に対し、更に、分配器１１の入力側に方向性結合器８を挿入し、第１パイロット信号発生器９により発生された第１パイロット信号SP1を方向性結合器８を介して分配器１１に注入する。また、ＨＲＡ１３０の入力側に方向性結合器１７が挿入され、第２パイロット信号発生器１８により発生された第２パイロット信号SP2を方向性結合器１７を介して主増幅器経路PMAに注入する。これらパイロット信号SP1, SP2は歪検出回路１０と歪除去回路２０のループ調整を行うために用いられる。
【００５２】
具体的には、方向性結合器８を介して分配器１１の入力に注入された第１パイロット信号SP1に対しＨＲＡ１３０が発生した歪成分が方向性結合器４５により抽出された信号中から検出部４２により検出される。制御部４３はその検出された歪成分が最小となるようにベクトル調整器１２の可変減衰器１２Ａと可変移相器１２Ｂを調整する。同様に、方向性結合器１７を介して主増幅器経路PMAに注入された第２パイロット信号SP2に対しＨＲＡ１３０が発生した歪成分が方向性結合器４１により抽出された信号中から検出部４２により検出される。制御部４３はその検出された歪成分が最小となるようにベクトル調整器２２の可変減衰器２２Ａと可変移相器２２Ｂを調整する。
【００５３】
実験結果
図１２に図９で説明したフィードフォワード増幅器の構成での測定結果を示す。測定条件は、入力信号として周波数2.14GHz のW-CDMA一波を使用した。初期状態として、ＨＲＡ１３０の２つのトランジスタ３３Ａ，３３Ｂのドレイン電流が一致するようにゲートバイアス電圧VGB1, VGB2を設定し、その状態からゲートバイアス電圧を変化させることにより２つのドレイン電流の差を変化させ、電流差に対する5MHzオフセット及び10MHzオフセットでの隣接帯域外漏洩電力比(ACLR)と、フィードフォワード増幅器の電力効率を測定した。制御手順は、歪検出回路１０と歪除去回路２０の調整を行い、図８で説明したゲートバイアス電圧制御を行った。
【００５４】
図１２に示すように、基準値(ドレイン電流の差0mA)から-50mAとなるようにゲートバイアス電圧を調整した場合、電力効率は0.7%改善する。電力効率の改善に伴い、5MHzオフセットACLRで5dB劣化し、10MHzオフセットACLRで6dB劣化している。この劣化は歪検出回路１０と歪除去回路２０のループ調整を行うことで補償できる。また、再度の歪検出回路１０と歪除去回路２０のループ調整を行わない場合には、ドレイン電流差30mAに設定することで5MHzオフセットACLRを-45dBc，電力効率を0.3%改善できる。このように、ＨＲＡ１３０のゲートバイアス電圧設定を変更することで電力効率を0.3%から0.7%改善できる。
【００５５】
図１３Ａにこの発明のフィードフォワード増幅器によるACLR特性を示す。図１３Ａは図１２で示した２つのドレイン電流の差を０とするゲートバイアス電圧調整を行った状態での測定結果である。ハーモニックリアクション増幅器１３０である主増幅器の出力とフィードフォワード増幅器出力における5MHzオフセットACLR及び10MHzオフセットACLRを示している。5MHzオフセットACLR-45dBcにおいて、歪補償量は13dBである。また、フィードフォワード増幅器出力電力は38.4dBmである。
【００５６】
図１３Ｂに図１３Ａでの電力効率特性を示す。主増幅器としてのＨＲＡ１３０の電力効率とフィードフォワード増幅器の電力効率を示す。フィードフォワード増幅器出力電力38.4dBmにて、フィードフォワード増幅器の電力効率19.8%を達成している。従来のフィードフォワード増幅器の電力効率が15％以下であることから、本発明によるフィードフォワード増幅器の高効率化が可能であることがわかる。
【００５７】
以上説明したように、この発明によれば、フィードフォワード増幅器の電力効率を改善し、低消費電力化が可能である。その結果、フィードフォワード増幅器の小型化と軽量化を可能にする。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】従来のフィードフォワード増幅器の例を示すブロック図。
【図２】この発明によるフィードフォワード増幅器の第１実施例を示すブロック図。
【図３】この発明で使用されるハーモニックリアクション増幅器の構成例を示す図。
【図４】ゲートバイアス設定回路の構成例を示し、Ａは電流帰還トランジスタ回路による構成例、ＢはDC/DCコンバータによる構成例、Ｃは電圧分割抵抗による構成例。
【図５】検出部の構成例を示すブロック図。
【図６】Ａはフィードフォワード増幅器出力スペクトルの例を示し、Ｂはベースバンドに変換されたスペクトルの例を示す図。
【図７】検出部の他の構成例を示すブロック図。
【図８】Ａはゲートバイアス電圧設定手順の概略を示すフロー図を示し、Ｂはゲートバイアス電圧設定値探索の詳細な手順の例を示すフロー図。
【図９】この発明のフィードフォワード増幅器の第２実施例を示すブロック図。
【図１０】第２実施例におけるフィードフォワード増幅器の制御例を示すフロー図。
【図１１】この発明の第３実施例を示すブロック図。
【図１２】この発明のフィードフォワード増幅器での電力効率とACLRの測定結果を示すグラフ。
【図１３】Ａはこの発明のフィードフォワード増幅器での出力電力に対するACLRの測定結果を示すグラフ、Ｂは電力効率を示すグラフ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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