(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
局部発振光および入力される受信信号光を混合する混合部と、
該混合部にて混合された混合信号の光について光電変換する光電変換部と、
該光電変換部で電気信号に変換された前記混合信号について、第１クロックに基づくデジタル信号処理を通じて前記受信信号光に含まれる受信データを取り出すための処理を行なう受信データ処理部と、
該混合部に入力される前記局部発振光又は前記受信信号光について、該受信データ処理部での前記デジタル信号処理に用いる第１クロックと位相同期したクロックであって、前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有した第２クロックに基づき、光周波数変調又は光位相変調された光を変調光とする変調部と、をそなえ、
該受信データ処理部は、
該光電変換部で電気信号に変換された前記混合信号について前記第１クロックに同期したサンプリングタイミングでデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換部と、
該アナログ／デジタル変換部からのデジタル信号を用いて、前記受信信号光に含まれる受信データ情報を取り出すための演算処理を実行するデジタル演算回路部と、をそなえ、
該変調部は、前記第２クロックに同期して、光位相を所定の位相偏移量で変調された変調光とすることを特徴とする、コヒーレント光受信器。
【請求項２】
該変調部は、前記第１クロックと位相同期したクロックに基づき変調された局部発振変調光を発生し該混合部へ出力する局部発振変調光出力部として構成されたことを特徴とする、請求項１記載のコヒーレント光受信器。
【請求項３】
該受信データ処理部に対して前記第１クロックを供給するとともに、該変調部に対して前記第１クロックに位相同期したクロックを供給するクロック供給部をそなえたことを特徴とする、請求項１又は請求項２記載のコヒーレント光受信器。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項記載のコヒーレント光受信器をそなえた光通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光伝送システムに用いられる光受信器に関し、特に、信号光の偏波状態に依存しないコヒーレント受信方式の光受信器および光通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
４０Ｇギガビット毎秒（ｂｉｔ／ｓ）以上の超高速光伝送システムを実現するために、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ（Return-to-Zero Differential Quadrature Phase Shift Keying）等の多値位相変調方式の光送受信器が開発されている。今後、このような多値位相変調方式の光送受信器の光雑音耐力を一層改善すると共に、大きなサイズを占めている光可変分散補償器を、強力な電気的信号処理で代用するなどして小型化することが望まれている。それらを実現する手段として、例えば、ホモダイン（homodyne）方式、イントラダイン（intradyne）方式またはヘテロダイン（heterodyne）方式等のコヒーレント受信方式を採用することが有望であり、検討されている（例えば、下記の非特許文献１参照）。コヒーレント受信方式によれば、光雑音耐力が３ｄＢ程度改善すると共に、遅延直接検波と比較して、光電変換後の電気的信号処理による波長分散歪の補償能力が格段に増大すると考えられている。
【０００３】
しかし、上記のコヒーレント受信方式では、光受信器に具備する局部発振光源から出力される局部発振光の偏波状態が、受信した信号光の偏波状態と直交していると受信ができないという原理的な問題点がある。光伝送路を伝搬して受信される信号光の偏波状態は、光伝送路の状態によって常に変動するため、上記の問題点を解決するための仕組みが重要である。
【０００４】
コヒーレント光受信器の偏波依存性をなくすための従来技術としては、例えば、次に示すような方式等が知られている（例えば、下記の非特許文献２，３参照）。
（Ｉ）無限追従自動偏波制御器を具備して、常に受信信号光の偏波状態が、局部発振光の偏波状態と一致するように制御する方式
（II）位相ハイブリッド回路と光電変換部を二重化した偏波ダイバーシティ受光フロントエンドを用いる方式
（III）局部発振光を偏波多重光とし、互いに直交する偏波成分の一方の光周波数を、信号帯域幅と比較して２倍程度以上シフトしたものを用意してコヒーレント受信を行ない、光電変換後に周波数分離を行うことによって偏波成分毎の検出を行う方式
ところで、位相ダイバーシティ方式とデジタル信号処理を組み合わせたコヒーレント光受信器は、ホモダイン方式においてはその必要性が想定される光位相同期ループを不要とするものである。特許文献１には、位相ダイバーシティ方式とデジタル信号処理を組み合わせたコヒーレント光受信器の構成例について記載されている。
【０００５】
図１５は上述の特許文献１に記載されたコヒーレント光受信器の概要となる構成について示すものである。この図１５に示すコヒーレント光受信器２００は、局部発振光源２０１，２×４位相ハイブリッド回路２０２，差動受光器２０３−１，２０３−２，アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ：Analog to Digital Converter）２０４−１，２０４−２，デジタル演算回路部（Digital Signal Processing）２０５，識別部（Decision）２０６，クロック源をなすＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）２０７および分周器２０８をそなえている。
【０００６】
２入力４出力の９０度位相ハイブリッド回路２０２は、局部発振光源２０１からの局部発振光を１の入力端に入力されるとともに、上述した偏波依存性をなくすための技術により偏波状態が局部発振光源２０１からの局部発振光と偏波状態がそろった受信信号光を他の入力端に入力されて、９０度の位相差を有する２系列の混合光を出力する。ここでは、各系列の混合光は２出力による差動出力としトータルでは４つの出力端をそなえて構成されているが、差動出力としない構成も知られており、その場合には２つの出力端をそなえるもので足りる。
【０００７】
２系列の差動受光器２０３−１，２０３−２はそれぞれ、２×４位相ハイブリッド回路２０２からの対応する系列の混合光を差動受光して電気信号に変換し、ＡＤＣ２０４−１，２０４−２に出力する。ＡＤＣ２０４−１，２０４−２は、対応する差動受光器２０３−１，２０３−２からの電気信号について、ＶＣＯ２０７からのクロック周波数をサンプリングタイミングとしてデジタル信号に変換し、デジタル演算回路部２０５に渡す。
【０００８】
デジタル演算回路部２０５は、ＡＤＣ２０４−１，２０４−２からのデジタル信号を用いたデジタル演算処理を行なうことを通じ、もとの受信信号光の電界の振幅情報および位相情報について、実部と虚部とからなる情報を得ることにより推定を行なう。そして、識別部２０６においては、デジタル演算回路部２０５にて振幅および位相情報が推定された結果としてのデジタル信号を用いて、送信側での光変調方式に応じて識別処理を行なって受信データを再生する。
【０００９】
なお、デジタル演算回路部２０５は、通常は受信信号光に含まれる受信データのビットレートよりも低い動作クロック周波数で動作するものである。分周器２０８は、ＶＣＯ２０７からのクロック信号を分周して、デジタル演算回路部２０５への動作クロックとして出力する。これにより、デジタル演算回路部２０５においては、ＡＤＣ２０４−１，２０４−２からのデジタル信号について、例えば分周数に応じた並列処理によって上述のデジタル演算処理を行なう。
【非特許文献１】F. Derr, "Coherent optical QPSK intradyne system: Concept and digital receiver realization", Journal of Lightwave Technology. Vol. 10, No. 9, p. 1290-1296, September 1992.
【非特許文献２】L. G. Kazovsky, "Phase- and polarization-diversity coherent optical techniques", Journal of Lightwave Technology, Vol. 7, No. 2, p. 279-292, February 1989.
【非特許文献３】A. D. Kersey et al., "New polarisation-insensitive detection technique for coherent optical fibre heterodyne communications", Electronics Letters, Vol.23, p. 924-926, Aug. 27, 1987.
【特許文献１】米国特許第７１１０６７７号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、上記のような偏波依存性をなくすための従来技術においては、高ビットレートの信号光への柔軟な対応や、小型かつ偏波無依存のコヒーレント光受信器を実現することが難しいという課題がある。すなわち、上記（Ｉ）の方式の実現には、無限追従自動偏波制御器が必要であるため、小型化が困難であるほか、伝送路の偏波モード分散や非線形光学効果によって信号光の偏光度が低下した場合、信号光と局部発振光の偏波を完全に一致されることが困難となるため、受信性能が劣化することが考えられる。また、上記（II）の方式の実現には、２倍程度以上の大規模な受光フロントエンド回路が必要であるため、小型化が困難である。さらに、上記（III）の方式の実現には、信号帯域幅に対して３倍程度以上の広周波数帯域を有する受光素子と電子回路が必要になるため、高ビットレートの信号光への対応が困難である。
【００１１】
ここで、上記（III）の方式の課題について具体的に説明する。
図１６は、上記（III）の方式を適用したコヒーレント光受信器の構成を示した図である。この従来のコヒーレント光受信器１００では、局部発振光発生部１０１において、光源１１１から出力される光角周波数ωLの光が、光アイソレータ１１２を介して偏波ビームスプリッタ（Polarization Beam Splitter：ＰＢＳ）１１３に与えられ、直交する偏波成分に分離される。そして、一方の偏波成分が音響光学変調器（Acousto-Optic Modulator：ＡＯＭ）１１４に入力されて光角周波数がωOだけシフトされ、その光角周波数ωL＋ωOの偏波成分とＰＢＳ１１３で分離された他方の偏波成分とが、偏波ビームコンバイナ（Polarization Beam Combiner：ＰＢＣ）１１５で合成される。これにより、例えば図１７の概念図に示すような、光角周波数ωLの偏波成分（図中のＥx（ｔ）成分）およびそれに直交する光角周波数ωL＋ωOの偏波成分（図中のＥy（ｔ）成分）を偏波多重した局部発振光ＥLOが生成される。
【００１２】
局部発振光発生部１０１から出力された局部発振光ＥLOは、合波器１０２において、光角周波数ωSを有する受信信号光ＥSと合波された後に光検出器１０３で受光されて電気信号に変換される。この電気信号には、局部発振光ＥLOに含まれる光角周波数ωLの偏波成分および受信信号光ＥSのビートによる中間周波数ωiの信号成分Ａ1と、局部発振光ＥLOに含まれる光角周波数ωL＋ωOの偏波成分および受信信号光ＥSのビートによる中間周波数ωi＋ωOの信号Ａ2とが含まれることになるので、光検出器１０３の出力信号をバンドパスフィルタ（Band Pass Filter：ＢＰＦ）１０４，１０５にそれぞれ与えることで、各中間周波信号Ａ1，Ａ2が周波数に応じて分離される。そして、各中間周波信号Ａ1，Ａ2が受信電子回路１０６に入力されて所要の信号処理が実行されることにより受信データＤＡＴＡが再生される。
【００１３】
このとき、受信電子回路１０６に入力される中間周波信号Ａ1，Ａ2は、例えば図１８の模式図に示すような電気スペクトルを有することになる。具体的に、中間周波信号Ａ1は、周波数ωiを中心に信号帯域幅の約２倍のスペクトル幅をもち、中間周波信号Ａ2は、周波数ωi＋ωOを中心に信号帯域幅の約２倍のスペクトル幅をもつ。また、各中間周波信号Ａ1，Ａ2のパワーの差分ΔＰは、受信信号光の偏波状態等に依存して変動する。このため、受信電子回路１０６の帯域幅は、図１８の一例では信号帯域幅の４倍以上とすることが必要となる。なお、中間周波数ωiが０Ｈｚとなるように局部発振光の光角周波数ωLを設定した場合には、受信電子回路１０６の帯域幅は信号帯域幅の３倍に近づく。
【００１４】
したがって、（III）の方式を適用した従来のコヒーレント光受信器は、例えば４０Ｇｂｉｔ／ｓの信号光に対して、その信号帯域幅の３倍程度以上、すなわち、１２０ＧＨｚ程度以上の帯域幅を有する電子回路が必要であり、４０Ｇｂｉｔ／ｓ程度以上の高速な信号光に対しては、その実現が極めて困難である。
そこで、本発明は、コヒーレント受信方式により高速信号光を受信可能な小型かつ偏波無依存の光受信器を提供することを目的の一つとする。
【００１５】
また、位相ダイバーシティ方式によるコヒーレント光受信器の構成を簡素化することも目的とする。
なお、上記目的に限らず、後述する発明を実施するための最良の形態に示す各構成により導かれる効果であって、従来の技術によっては得られない効果を奏することも本発明の他の目的の１つとして位置づけることができる。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
このため、本発明は、以下のコヒーレント光受信器および光通信システムを特徴とするものである。
（１）すなわち、本発明の局部発振光および入力される受信信号光を混合する混合部と、該混合部にて混合された混合信号の光について光電変換する光電変換部と、該光電変換部で電気信号に変換された前記混合信号について、第１クロックに基づくデジタル信号処理を通じて前記受信信号光に含まれる受信データを取り出すための処理を行なう受信データ処理部と、該混合部に入力される前記局部発振光又は前記受信信号光について、該受信データ処理部での前記デジタル信号処理に用いる第１クロックと位相同期したクロックであって、前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有した第２クロックに基づき、光周波数変調又は光位相変調された光を変調光とする変調部と、をそなえ、該受信データ処理部は、該光電変換部で電気信号に変換された前記混合信号について前記第１クロックに同期したサンプリングタイミングでデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換部と、該アナログ／デジタル変換部からのデジタル信号を用いて、前記受信信号光に含まれる受信データ情報を取り出すための演算処理を実行するデジタル演算回路部と、をそなえ、該変調部は、前記第２クロックに同期して、光位相を所定の位相偏移量で変調された変調光とすることを特徴としている。
【００１７】
（２）また、上記（１）において、該変調部は、前記第１クロックと位相同期したクロックに基づき変調された局部発振変調光を発生し該混合部へ出力する局部発振変調光出力部として構成されたこととしてもよい。
【００２１】
（３）また、上記（１）又は（２）において、該受信データ処理部に対して前記第１クロックを供給するとともに、該変調部に対して前記第１クロックに位相同期したクロックを供給するクロック供給部をそなえたこととしてもよい。
【００２２】
（４）また、本発明の光通信システムは、上記（１）〜（３）のいずれかのコヒーレント光受信器をそなえたことを特徴としている。
【発明の効果】
【００２３】
このように、本発明によれば、受信した多値信号光を簡単な光部品を用いた構成により電気信号に変換することができるので高速化に対応しつつ、小型化、構成の簡素化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、図面を参照することにより、本発明の実施の形態について説明する。各図において、同一の符号はほぼ同様の部分を示すものである。
なお、本発明は、以下の実施の形態に限定されるものではない。又、上述の本願発明の目的のほか、他の技術的課題，その技術的課題を解決する手段及び作用効果についても、以下の実施の形態による開示によって明らかとなる。
【００２５】
〔Ａ〕第１実施形態の説明
図１は本発明の第１実施形態にかかるコヒーレント光受信器１０を示す図であり、この図１に示すコヒーレント光受信器１０は、例えば図３に示すような光通信システム３００における光受信器３０６として適用することができる。ここで、この図１に示す光通信システム３００は、波長多重送信端局３０１と波長多重受信端局３０２とが光ネットワーク３１０を介して接続されたものである。
【００２６】
波長多重送信端局３０１は、互いに異なる波長の光信号を出力する複数の光送信器３０３をそなえるとともに、波長多重部３０４をそなえている。各光送信器３０３においては、例えばＤＱＰＳＫやＱＰＳＫ等の多値位相変調やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の変調方式により光変調を行ない、光信号として出力する。そして、波長多重部３０４においては、各光送信器３０３からの光信号を波長多重して光ネットワーク３１０へ送出する。
【００２７】
また、波長多重受信端局３０２は、光ネットワーク３１０を伝搬する波長多重光信号を波長分離する波長分離部３０５とともに、本実施形態にかかるコヒーレント光受信器１としての構成を有する複数の受信器３０６をそなえている。即ち、各受信器３０６においては、波長分離部３０５で分離された波長単位の光信号をコヒーレント光受信して、送信側での光変調態様に対応した受信データの識別処理を行なうようになっている。
【００２８】
さらに、光ネットワーク３１０は、光伝送路３１１をそなえるとともに光伝送路３１１上に光分岐挿入装置（ＯＡＤＭ）３１２およびＷＸＣ（Wavelength cross-connect）やＰＸＣ（Photonic cross-connect）等のクロスコネクト装置３１３のほか、光増幅中継器３１４が介装されてなるものである。光分岐挿入装置３１２およびクロスコネクト装置３１３には、上述の波長多重送信端局３０１や波長多重受信端局３０２がそなえるものと同様の送信器３０３や受信器３０６を配下に収容することもできる。
【００２９】
なお、図中の各端局３０１，３０２や光ネットワーク３１０上の各装置３１２〜３１４においては、図示しない波長分散補償器を含んで構成してもよい。
なお、図３に示す光通信システム３００は、本実施形態にかかるコヒーレント光受信器１が適用される光通信システムとしての一例であり、他の構成の光通信システム、例えば光リング、光メッシュ等の端局のない構成のもの、図３に示すようなＯＡＤＭ３１２やクロスコネクト装置３１３のないpoint-to-pointの構成、ＷＸＣのないリニアＯＡＤＭやＯＡＤＭリングの構成、又は光増幅中継器３１４のない構成とすることも可能である。
【００３０】
ここで、図１に示すコヒーレント光受信器１０は、図１５に示すような位相ダイバーシティ構成を採用せずに、実質的に位相ダイバーシティと等価の信号処理を行なうことによってデータの取り出し処理（復調処理）を行なうものである。即ち、図１５に示すものと異なり９０度位相ハイブリッド回路（図１５の符号２０２）を不要とするとともに、差動受光器５およびＡＤＣ６を１系列とすることにより、図１５の場合において上述した課題について解決しようとするものである。このため、コヒーレント光受信器１０は、ＬＯ光源１，位相変調器２，２入力２出力の光カプラ３，差動受光器４，ＡＤＣ５，デジタル演算回路部６，識別部７，ＶＣＯ８ａ，繰返しパターン発生部８ｂ，位相変移調整部８ｃおよび分周器９をそなえている。
【００３１】
ＬＯ光源１は、コヒーレント光受信のための局部発振光となる連続光を発生するものであり、その光周波数は受信信号光とほぼ同一（ただし、デジタル演算回路部６の設計によっては、シンボルレートの数分の１程度以下の誤差は許容される場合もある）となるように設定されている。また、位相変調器２は、ＶＣＯ８ａで発生されたクロック信号に由来するクロック信号を後述の繰返しパターン発生部８ｂおよび位相偏移調整部８ｃを介して入力され、このクロック信号に基づいて、ＬＯ光源１からの光について光位相を実質的に９０度の位相偏移量で変調された変調光とするものである。
【００３２】
すなわち、位相変調器２から出力される光は、図２（ｃ）に示すように光強度は一定であるが、図２（ｄ）に示すように光位相がＶＣＯ８ａからのクロック信号に同期して「０」と「π／２」の間を交互に繰り返されるようになっている。そして、上述の位相変調器２から出力される光は、位相変調された局部発振光（局部発振変調光、図１，図２のＢ参照）として受信信号光と混合させるために光カプラ３に出力されるようになっている。
【００３３】
たとえば、図２（ａ），図２（ｂ）に示すように、受信信号光としてＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調された光信号を受信する場合には、受信信号光のシンボル周波数の４倍の周波数で且つシンボル周期に同期して、交互に繰り返される位相状態が切り替わるようになっている。具体的には、位相変調器２からの局部発振変調光は、例えば、位相状態が「０」と「π／２」との間で１シンボルの間で切り替わる。具体的には、ＬＯ光源１からの局部発振光に対して同位相成分の光を出力するタイミングでは位相状態は「０」であり、ＬＯ光源１からの局部発振光に対して位相が直交する光を出力するタイミングでは「π／２」となる。
【００３４】
２入力２出力（２×２）の光カプラ３は、局部発振光および入力される受信信号光（図１，図２のＡ参照）を混合する混合部である。即ち、光カプラ３においては、位相変調器２からの局部発振変調光と受信信号光とを混合させて、差動受光器４へ差動出力するようになっている。具体的には、図２（ｂ）に示すように、受信信号光として「π」のシンボルが変調されている成分が光カプラ３に入力される期間においては（時点ｔ１〜ｔ４参照）、後段のＡＤＣ５でのサンプリングタイミングｔ１〜ｔ４に対応して「０」，「π／２」，「０」，「π／２」が位相変調された局部発振変調光が光カプラ３に入力される。したがって、光カプラ３においては、時点ｔ１，ｔ３においては位相状態「０」の局部発振光と受信信号光との混合光が、時点ｔ２，ｔ４においては位相状態「π／２」の局部発振光と受信信号光との混合光が、それぞれ差動出力される。なお、前記位相状態「０」が「０」＋θであり、位相状態「π／２」が「π／２」＋θであってもよい。θは任意の値である。つまり時点ｔ１，ｔ３，・・ｔｎと時点ｔ２，ｔ４，・・・ｔｎ+1との相対的な位相差がπ／２であればよい。
【００３５】
差動受光器４は、混合部をなす光カプラ３にて混合された混合信号の光について光電変換する光電変換部である。即ち、差動受光器４は光カプラ３からの混合光について差動受光して、アナログ電気信号に変換してＡＤＣ５に出力する。
ＡＤＣ５は、光電変換部をなす差動受光器４で電気信号に変換された混合信号について第１クロックに同期したサンプリングタイミングでデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換部である。即ち、ＡＤＣ５では、ＶＣＯ８ａからのクロック信号（第１クロック）に基づくサンプリングタイミングでデジタル信号に変換し、デジタル演算回路部６に出力する。
【００３６】
このとき、上述のＡＤＣ５のサンプリングタイミングを規定する第１クロックと、位相変調器２での位相変調のための第２クロックとは、ともにＶＣＯ８ａに由来するクロックであり、互いに位相同期させることができるようになっている。即ち、位相変調器２で位相状態「０」で位相変調された局部発振変調光と受信信号光との混合光に由来するデジタル信号、および、位相状態「π／２」で位相変調された局部発振変調光と受信信号光との混合光に由来するデジタル信号は、位相変調の切り替わりに同期してＡＤＣ５に入力される。ＡＤＣ５では、これらのデジタル信号について、ＶＣＯ８ａからの第１クロックに同期したサンプリングタイミングで確実にサンプリングすることができる。
【００３７】
なお、ＶＣＯ８ａからＡＤＣ５および位相変調器２それぞれに供給されるクロック信号線の電気長は、それぞれに入力される第１クロックおよび第２クロックの位相が整合するように調整される。更に、ＡＤＣ５および位相変調器２へのいずれかのクロック信号線上に位相調整のための図示しない回路を介装することとしてもよい。
ここで、前述の図１５に示すコヒーレント光受信器２００においては光９０度位相ハイブリッド回路２０２（図１５参照）において、受信信号光と局部発振光との２系列の混合光として、いずれか一方（例えば局部発振光）を入力時と同位相で混合させたものと、入力時と直交する位相で混合させたものと、を生成している。そして、これら２系列の混合光それぞれに由来するデジタル信号をデジタル演算回路部２０５に導くために、それぞれ２つの差動受光器２０３−１，２０３−２およびＡＤＣ２０４−１，２０４−２をそなえている。
【００３８】
これに対し、図１に示す第１実施形態にかかるコヒーレント光受信器１０においては、位相変調器２からの局部発振変調光は、位相状態が直交する移相量で交互に切り替わるので、光カプラ３から差動出力される混合光は、光９０度位相ハイブリッド回路２０２（図１５参照）で出力していた２系列の混合光を時分割して交互に出力するものと同視することができるので、２系列の混合光に由来するデジタル信号をデジタル演算回路部６に導くために、それぞれ１つの差動受光器４およびＡＤＣ５で足りる（位相ダイバーシティ構成を実現できる）ことになる。又、９０度位相ハイブリッド回路２０２のように、位相が互いに直交する２系列の光を生成する必要もなく、既に時分割的に２系列の位相状態を有する局部発振変調光を受信信号光と混合させれば足りるので、混合のための光素子として９０度位相ハイブリッド回路よりも簡素なもの（ここでは光カプラ）を適用できる。
【００３９】
デジタル演算回路部６は、アナログ／デジタル変換部をなすＡＤＣ５からのデジタル信号を用いて、受信信号光に含まれる受信データ情報を取り出すための演算処理を実行する。このとき、デジタル演算回路部６は、受信信号光の１シンボルあたり位相状態「０」の局部発振変調光と当該受信信号光との混合光に由来する第１系列のデジタル信号（Ｉ）と、位相状態「π／２」の局部発振変調光と当該受信信号光との混合光に由来する第２系列のデジタル信号（Ｑ）と、を取り込むことができる。これにより、デジタル演算回路部６においては、演算処理により、受信信号光の光電界の振幅情報および位相情報について、実部と虚部とからなる情報を得ることができる。
【００４０】
識別部７は、デジタル演算回路部６からの演算結果に基づいて受信データの識別処理を行なうデータ識別部である。即ち、識別部７においては、デジタル演算回路部６からの受信データ情報の取り出しのための演算処理の結果（信号ベクトル；後述の式（９）参照）に基づいて、受信データの識別処理を、受信信号光についての送信側装置での光変調方式に応じた態様で行なうものであり、これにより受信データの再生を行なうことができるようになっている。ここで、光変調方式としては、例えばＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫなどのＭ相ＰＳＫ（M-ary Phase Shift Keying）やその差動符号化版であるＭ相ＤＰＳＫ（M-ary Differential Phase Shift Keying）、Ｍ相ＡＰＳＫ（M-ary Amplitude and Phase Shift Keying）、Ｍ相ＱＡＭ（M-ary Quadrature Amplitude Modulation）、およびそれらの光強度波形をＲＺパルス化したものなど、各種の方式に対応することが可能である。
【００４１】
また、ＶＣＯ８ａは、ＡＤＣ５へのサンプリングタイミングを規定する第１クロックを発生する発振回路であるが、デジタル演算回路部６においては、上述の受信データの取り出しのための演算処理の結果に基づいて、ＶＣＯ８ａで発生する第１クロックを最適に制御するようになっている。
また、上述の位相変調器２においては、ＡＤＣ５でのサンプリングに実質的に同期して位相状態が「０」又は「π／２」で交互に繰り返される位相変調がＬＯ光源１からの光に対してなされる。このため、繰返しパターン発生部８ｂは、ＶＣＯ８ａからの第１クロック信号を２分周したクロック信号を生成し、位相変調器２への位相変調のための繰返しパターン（第２クロック）を発生するようになっている。
【００４２】
さらに、位相変移調整部８ｃは、デジタル演算回路部６でのデジタル演算処理の結果に基づく制御を受けて、繰返しパターン発生部８ｂからの位相変調のための第２クロックについて、位相変調部２ａでの変調によりＬＯ光源１からの光に対する位相偏移量が適正値（９０度）となるように調整するものである。従って、繰返しパターン発生部８ｂおよび位相偏移調整部８ｃにより、ＶＣＯ８ａからの第１クロックから、第１クロックの整数分の１（ここでは２分の１）の周波数を有し第１クロックに位相同期した第２クロックを生成して位相変調器２へ供給する変調クロック供給部を構成する。
【００４３】
そして、上述のＶＣＯ８ａ，繰返しパターン発生部８ｂおよび位相偏移調整部８ｃにより、受信データ処理部をなすＡＤＣ５に対して（ＶＣＯ８ａからの）第１クロックを供給するとともに、位相変調器２に対して第１クロックに位相同期したクロックを供給するクロック供給部を構成する。
また、分周器９は、ＶＣＯ８ａからのクロック信号（第１クロック）を分周して、デジタル演算回路部６への動作クロックとして出力する。これにより、デジタル演算回路部６においては、ＡＤＣ５からのデジタル信号について、例えば分周数に応じた並列処理によって上述のデジタル演算処理を行なう。尚、分周器９においては、デジタル演算回路部６において、１シンボル当たりの１組の第１系列および第２系列のデジタル信号を単位にして演算処理できるように、ＡＤＣ５のサンプリング周波数が、デジタル演算回路部６の動作クロックよりも少なくとも２倍となるように分周比が設定される。
【００４４】
さらに、分周器９の分周数を２の整数Ｎ倍の分周数（２×Ｎ分周）とすることで、上述の第１系列（Ｉ）のデジタル信号についての演算と、第２系列（Ｑ）のデジタル信号についての演算を一組とした場合、デジタル演算回路部６においてはＮ並列の並列演算処理を実行することができる。
なお、上述のＡＤＣ５およびデジタル演算回路部６は、予め単一モジュールとして一体化して構成することができる。このようにすれば、ＡＤＣ５およびデジタル演算回路部６としての接続のための配線等を予めモジュール内で配線設計することができるので、装置の小型化や配線負荷の軽減の観点から有利である。従って、上述のＡＤＣ５およびデジタル演算回路部６により、光電変換部をなす差動受光器４で電気信号に変換された混合信号について、第１クロックに基づくデジタル信号処理（アナログ／デジタル変換処理およびデジタル演算処理）を通じて受信信号光に含まれる受信データを取り出すための処理を行なう受信データ処理部を構成する。
【００４５】
図２（ａ）〜図２（ｄ）に示す場合においては、受信信号光の１シンボルの間に、例えば、局部発振変調光の位相状態は相対的な位相差として「０」と「π／２」とで２回ずつ切り替わるようになっているが、少なくとも受信データを再生するには１回ずつ切り替わることとすれば足りる。但し、１シンボルの時間内に２回ずつ以上切り替わる局部発振変調光を用いることで、後段のデジタル演算回路部６での信号処理によって分散補償等の信号品質を向上させるための処理をも行なうことが可能になる。
【００４６】
すなわち、信号光の伝送ビットレートをＸ、信号光の多値変調数をｍ［１シンボル当たりの情報量はｌｏｇ2ｍ（ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌ）、図２（ａ），図２（ｂ）の場合にはｍ＝４］、１シンボル当たりの第１系列（Ｉ）および第２系列（Ｑ）のデジタル信号の取得回数をｋ［図２（ｄ）の場合にはｋ＝２］、デジタル演算回路部６内の、１組の第１系列および第２系列のデジタル信号についての演算を単位としたパラレル展開数をＮとすると、ＶＣＯ８ａでは２ｋＸ／ｌｏｇ2ｍの周波数を有する第１クロック信号を発生させて、この第１クロック信号に同期してＡＤＣ５でのサンプリングを行なう。
【００４７】
また、位相変調部２においては、繰返しパターン発生部８ｂからの、第１クロックの整数分の１または整数倍（ここでは２分の１）のクロック周波数（ｋＸ／ｌｏｇ2ｍ）を有する第２クロックを位相変調のためのクロックとして取り込まれて、ＬＯ光源１からの光を第２クロックに同期して２つの位相状態間が交互に切り替わる位相変調光を生成し出力するのである。
【００４８】
したがって、上述のＬＯ光源１および位相変調器２により、混合部としての光カプラ３に入力される局部発振光について、受信データ処理部をなすＡＤＣ５およびデジタル演算回路部６でのデジタル信号処理に用いる第１クロックと位相同期したクロックを用いた変調光とする変調部を構成する。そして、第１実施形態にかかるＬＯ光源１および位相変調器２は、第１クロックと位相同期した第２クロックに基づき変調された局部発振変調光を発生し光カプラ３へ出力する局部発振変調光出力部を構成する。
【００４９】
なお、２０は偏波制御器（偏波制御手段）であり、この偏波制御器２０は、光カプラ３に入力される受信信号光（図１，図２のＡ参照）の偏波状態を位相変調器２からの局部発振変調光の偏波状態に整合させるものであり、例えば前述の無限追従自動偏波制御器により構成することができる。
上述のごとく構成された第１実施形態にかかるコヒーレント光受信器１０では、位相変調器２において、位相状態が「０」および「π／２」に交互に切り替わる局部発振変調光を光カプラ３に出力している。これにより、光カプラ３では、受信信号光との混合光として、時分割で位相ダイバーシティのための２系列の混合光を出力することができる。
【００５０】
このとき、光カプラ３に入力される局部発振変調光については、ＡＤＣ５での処理に用いる第１クロックと位相同期した第２クロックを用いた変調光としているので、ＡＤＣ５では、上述の位相ダイバーシティのための２系列の混合光に由来するデジタル信号を確実にサンプリングして、デジタル演算回路部６で受信データの取り出しのための処理を行なうことができるようになる。
【００５１】
このように、本発明の第１実施形態によれば、変調部としてのＬＯ光源１および位相変調器２により、前述の図１５に示すような位相ダイバーシティ構成を採用せずに、実質的に位相ダイバーシティ方式によるコヒーレント光受信を行なうことができるので、コヒーレント光受信器の構成を簡素化させることができる利点がある。
なお、上述の第１実施形態においては、繰返しパターン発生部８ｂでＶＣＯ８ａからの第１クロックを２分周して位相変調器２への第２クロックとしているが、ＡＤＣ５をＶＣＯ８ａからの第１クロックの立ち上がりおよび立ち下がりタイミングでサンプリングすべく構成することとすれば、ＶＣＯ８ａで発生するクロック信号を２分周せずに第２クロックとすることができるので、図１に示す繰返しパターン発生部８ｂについては省略することができる。
【００５２】
〔Ａ１〕第１実施形態の変形例の説明
上述の第１実施形態における局部発振変調光出力部としてのＬＯ光源１および位相変調部２は、独立した素子として構成されているが、本発明によれば、これらを一体集積したデバイスにより実現することも勿論可能である。又、局部発振変調光としては位相変調されたものを適用しているが、本発明によれば、ＬＯ光源１を周波数変調して駆動することにより発生される光を局部発振変調光としてもよい。
【００５３】
ＬＯ光源１としてはＤＦＢ，ＤＢＲレーザ等の半導体レーザを適用することができるが、例えば文献（Ishida et al., "Pure Frequency Modulation of a Multielectrode Distributed-Bragg-Reflector (DBR) Laser Diode," IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 1, No. 7, pp.156-158, July 1989.）や、文献（Goodbar and Schiess, "Characterization of the Modulation and Noise Properties of a Three-Electrocde DFB Laser," IEEE Photonics Technolgy Letters, Vol. 4, No.5, pp. 414-416, May 1992.）には、このような半導体レーザの駆動電流を変調することによって周波数変調を行なう技術が記載されている。
【００５４】
すなわち、図４に示すように、繰返しパターン発生部８ｂからのクロック信号を角周波数ωｍの正弦波とすると、この正弦波信号の振幅を振幅調整部８ｄで調整し、最大周波数偏移量がπωｍ／４となるような振幅を有する正弦波信号（第２クロック）としてＬＯ光源１′への駆動信号とすることにより、図１の場合と実質的に同等の混合光を光カプラ３で出力できるような局部発振変調光を出力することができる。
【００５５】
たとえば、発振角周波数ωCのＬＯ光源１′に対し、振幅Ａｍで角周波数ωｍの正弦波信号で周波数変調することにより、ＬＯ光源１′から出力される光の電界は時間ｔに従って式（Ａ）に示すように変化する。尚、Ｃは光電界の振幅値であり、φCはｔ＝０のときの位相成分である。
【００５６】
【数１】
0005034770.tif 000002
【００５７】
ＬＯ光源１′から出力される光は、図５（ａ）に示すように、光周波数が繰返しパターン発生部８ｂで発生される第２クロックに同期して偏移する。このとき、式（Ａ）に示すように、振幅Ａｍで角周波数ωｍの正弦波信号で周波数変調する場合には、位相偏移量が２Ａｍで変調周波数ωｍでの位相変調と同視することが可能である。そして、この場合の位相偏移量２Ａｍが実質的にπ／２とすることで（２Ａｍ＝π／２，Ａｍωｍ＝πωｍ／４）、ＬＯ光源１′から出力される光は、図５（ｂ）に示すように、図１に示す位相変調器２と実質的に同等の位相ダイバーシティのための局部発振変調光とすることができるのである。
【００５８】
〔Ｂ〕第２実施形態の説明
図６は本発明の第２実施形態にかかるコヒーレント光受信器１０Ａを示すブロック図であり、この図６に示すコヒーレント光受信器１０Ａについても前述の図３に示す受信器３０６として適用可能なものであるが、前述の図１５に示すコヒーレント光受信器（符号２００参照）とは異なる局部発振変調光出力部１１をそなえている。
【００５９】
図６において、本コヒーレント光受信器１０Ａは、例えば、前述の第１実施形態の場合と基本的に同様の識別部７，ＶＣＯ８ａおよび分周器９をそなえるとともに、局部発振変調光出力部１１，混合部としての２×４光ハイブリッド回路１２，光電変換部としての差動受光器１３−１，１３−２，ＡＤＣ１４−１，１４−２，デジタル演算回路部１５および繰返しパターン発生部８ｅを備えて構成される。
【００６０】
局部発振変調光出力部１１は、コヒーレント光受信のための局部発振光を、ＶＣＯ８ａからの第１クロックの整数分の１の周波数を有し互いに異なる２つの直交偏波成分を有する偏波変調光として出力する。具体的には、光角周波数ωLの偏波成分およびそれに直交する光角周波数ωL＋ωOの偏波成分を偏波多重した局部発振光ＥLOを生成する。このような偏波変調された局部発振光を用いることにより、図１に示すコヒーレント光受信器１０における偏波制御器２０をそなえずに、受信信号光と局部発振光との偏波状態の整合を図ることができるようになっている。
【００６１】
この局部発振光ＥLOの直交する偏波成分間の光角周波数差ωOを与える周波数信号は、繰返しパターン発生部８ｅから入力され、本光受信器１０Ａで受信される信号光ＥSの帯域幅の２倍よりも小さく、かつ、図示しない光送信器（図３の符号３０３参照）において信号光ＥSを発生する光源のスペクトル線幅（半値全幅）および上記局部発振光ＥLOを発生する光源のスペクトル線幅（半値全幅）よりも大きい周波数であって、ＶＣＯ８ａで発生するＡＤＣ１４−１，１４−２へのクロック信号と位相同期したものである。
【００６２】
すなわち、繰返しパターン発生部８ｅは、ＶＣＯ８ａからの第１クロックから、第１クロックの整数分の１の周波数ωOを有し第１クロックに位相同期したクロックを生成して局部発振変調光出力部１１に出力する変調クロック供給部である。
図７は、上記局部発振変調光出力部１１の具体的な構成例を示すブロック図である。この局部発振変調光出力部１１は、例えば、光源２１、偏波ビームスプリッタ（ＰＢＳ）２２、周波数シフタ（Frequency Shifter：ＦＳ）２３、可変光減衰器（Variable Ｏptical Attenuator：ＶＯＡ）２５、偏波ビームコンバイナ（ＰＢＣ）２６、光分岐器２７、モニタ回路２８および強度比制御回路２９を有する。
【００６３】
光源２１は、光角周波数ωLを有するある一定の偏波状態、例えば直線偏波の光を発生する。この光源２１のスペクトル線幅（半値全幅）は、例えば１００ｋＨｚ〜１０ＭＨｚ程度とすることができる。
ＰＢＳ２２は、光源２１からの出力光を互いに直交する２つの偏波成分に分離する。なお、光源２１からの出力光が直線偏光である場合、その偏波方向がＰＢＳ２２の光学軸に対して４５度傾くように、該出力光がＰＢＳ２２に入力される。また、光源２１とＰＢＳ２２の間には、図示しないが光アイソレータを配置するようにしてもよい。また、光源２１とＰＢＳ２２の間の光学接続は、空間光学系や偏波維持ファイバなど、偏光状態を一定に保つ構成とすることが望ましい。なお、ＰＢＳ２２の代わりに、偏波維持型の１×２光スプリッタを用いることも可能である。
【００６４】
周波数シフタ２３は、ＰＢＳ２２から出力される一方の偏波成分が入力され、このＰＢＳ２２からの入力光の光角周波数を、繰返しパターン発生部８ｅから供給される周波数信号の角周波数ωOだけシフトさせる。この周波数シフタ２３としては、一般的なＦＭ変調器や音響光学変調器（ＡＯＭ）、単側波帯(Single Side-Band：ＳＳＢ)変調器などを使用することが可能である。
【００６５】
なお、周波数シフタ２３で周波数シフトさせる上記周波数ωO（＝２πΔｆ）の具体的な一例を挙げておくと、受信信号光ＥSが４０Ｇｂｉｔ／ｓのＱＰＳＫまたはＤＱＰＳＫ信号光の場合、信号帯域幅は約２０ＧＨｚとなるので、その２倍の約４０ＧＨｚより小さく、かつ、前述した局部発振変調光出力部１１内の光源２１のスペクトル幅１００ｋＨｚ〜１０ＭＨｚ（信号光源のスペクトル幅も基本的に同程度）よりも大きくなるようにすればよいので、この場合の周波数Δｆは、例えば１００ＭＨｚ〜１ＧＨｚの範囲に設定することが可能である。ただし、本発明は上記の具体例に限定されるものではない。
【００６６】
ＶＯＡ２５は、ＰＢＳ２２から出力される他方の偏波成分を入力され、その入力光の強度を減衰させる。このＶＯＡ２５の減衰量は、後述する強度比制御回路２９からの出力信号に従って可変制御される。
ＰＢＣ２６は、周波数シフタ２３から出力される光角周波数ωL＋ωOの偏波成分と、ＶＯＡ２５から出力される光角周波数ωLの偏波成分とが入力され、各偏波成分を偏波多重した局部発振光ＥLOを生成する。
【００６７】
なお、上記の光源２１、ＰＢＳ２２、周波数シフタ２３、ＶＯＡ２５およびＰＢＣ２６のそれぞれの間は、例えば、偏波保持ファイバ、光導波路または空間光学系などを用いて光結合され、各々の間を伝搬する光の偏波状態が保持されているものとする。
また、上記ではＰＢＳ２２から出力される一方の偏波成分を周波数シフタ２３に、他方の偏波成分をＶＯＡ２５に入力したが、実際の構成はこの限りではなく、ＰＢＳ２２から出力される一方の偏波成分に対して周波数シフタ２３とＶＯＡ２５の両方を順番に適用する構成をとることも可能である。その際、ＰＢＳ２２の出力が周波数シフタ２３の入力に接続され、周波数シフタ２３の出力がＶＯＡ２５の入力に接続される構成をとってもよいし、逆に、ＰＢＳ２２の出力がＶＯＡ２５の入力に接続され、ＶＯＡ２５の出力が周波数シフタ２３の入力に接続される構成をとってもよい。
【００６８】
さらに、ＶＯＡ２５は、光減衰器である代わりに、光増幅器とする構成も可能である。
また、ＰＢＳ２２から出力される両方の偏波成分に対してそれぞれ周波数シフタ２３と周波数シフタ２３ａ（図示しない）を同時に具備し、それらを駆動する信号の角周波数差がωOとなるように構成することも可能である。
光分岐器２７は、ＰＢＣ２６から出力される局部発振光ＥLOの一部をモニタ光として分岐してモニタ回路２８に出力する。
【００６９】
モニタ回路２８は、光分岐器２７からのモニタ光を用いて、局部発振光ＥLOに含まれる光角周波数ωLおよびωL＋ωOの各偏波成分の強度（振幅）を検出し、その比をモニタする。
強度比制御回路２９は、モニタ回路２８のモニタ結果および後述するデジタル演算回路部１５の演算結果に応じて、ＶＯＡ２５の減衰量を変化させるための制御信号を生成し、その制御信号をＶＯＡ２５に出力する。なお、この強度比制御回路２９によるＶＯＡ２５の制御の詳細については後述する。
【００７０】
２×４光ハイブリッド回路１２（図６）は、局部発振変調光出力部１１からの局部発振変調光と受信信号光とを混合させる混合部であり、前述の図１５に示すもの（符号２０２）と同様、２つの入力ポートおよび４つの出力ポートを有する９０度位相ハイブリッド回路により構成される。ここで、２×４光ハイブリッド回路１２の一方の入力ポートには、図示しない光送信器から光伝送路等を介して本光受信器１０Ａに入力される光角周波数ωSの受信信号光ＥSが入力され、他方の入力ポートには、局部発振変調光出力部１１から出力される局部発振光ＥLOが入力される。この２×４光ハイブリッド回路１２は、入力される受信信号光ＥSおよび局部発振光ＥLOを合成し、光位相が互いに９０度異なる２組の光を出力する。ここでは図６で上側に位置する一方の組の２つの出力ポートよりそれぞれ出力される光の位相が０度および１８０度、図で下側に位置する他方の組の２つの出力ポートよりそれぞれ出力される光の位相が９０度および２７０度となっている。
【００７１】
差動受光器１３−１は、２×４光ハイブリッド回路１２にて混合された混合信号の光について光電変換する光電変換部である。具体的には、２×４光ハイブリッド回路１２から出力される光位相が０度および１８０度の各光を受光して差動光電変換検出（balanced detection）を行なう。また、差動受光器１３−２は、２×４光ハイブリッド回路１２から出力される光位相が９０度および２７０度の各光を受光して差動光電変換検出を行なう。各差動受光器１３−１，１３−２で検出された各々の受信信号は、図示しないＡＧＣアンプ等により増幅（規格化）されるものとする。
【００７２】
各ＡＤＣ１４−１，１４−２は、各差動受光器１３−１，１３−２からそれぞれ入力されるアナログの受信信号をデジタル信号に変換してデジタル演算回路部１５に出力する。
デジタル演算回路部１５は、各ＡＤＣ１４−１，１４−２からのデジタル信号を用い、後で詳しく説明するアルゴリズムに従った演算処理を実行することにより、直交する偏波成分間の光角周波数差ωOが前述したような範囲に設定された局部発振光ＥLOを用いて信号光Ｅｓをコヒーレント受信できるようにするための信号処理を行なう。
【００７３】
識別部７は、デジタル演算回路部１５での演算結果に基づいて、受信信号のデータ識別処理を行ない、その結果を示す受信データ信号を出力する。
次に、上記のような構成のコヒーレント光受信器１０Ａの動作を説明する。
まず、本光受信器の動作原理について詳しく説明する。本光受信器１０Ａで受信される信号光ＥSは、例えば、次の（１）式に示す電界ベクトルＥS（ｔ）によって表されるものとする。
【００７４】
【数２】
0005034770.tif 000003
【００７５】
上記の（１）式において、ｓ（ｔ）は受信信号光のデータに対応した信号ベクトル、ｅx（ｔ）はｘ方向の単位ベクトル、ｅy（ｔ）はｙ方向の単位ベクトル、Ａxは受信信号光のｘ偏波成分の振幅、Ａyは受信信号光のｙ偏波成分の振幅、ωは受信信号光の平均角周波数（＝ωS）、φ（ｔ）は受信信号光の光位相ゆらぎ、ｔは時間、ｊは虚数単位をそれぞれ表している。
【００７６】
また、局部発振変調光出力部１１から出力される局部発振光ＥLOは、例えば、次の（２）式に示す電界ベクトルＥLO（ｔ）によって表されるものとする。
【００７７】
【数３】
0005034770.tif 000004
【００７８】
上記の（２）式において、ＡLO_xは局部発振光のｘ偏波成分の振幅、ＡLO_yは局部発振光のｙ偏波成分の振幅、ωLOは局部発振光の平均光角周波数、Δωは局部発振光の直交偏波成分間の光角周波数差（＝ωO）、φLO（ｔ）は局部発振光の光位相ゆらぎ、φ0は局部発振光の初期位相をそれぞれ表している。
上記のような受信信号光ＥSおよび局部発振光ＥLOが２×４光ハイブリッド回路１２で合成された後、各差動受光器１３−１，１３−２で光電変換され、さらに、ＡＧＣアンプで増幅されて規格化された複素電流は、次の（３）式によって定義される。この複素電流の実部Ｉが一方の差動受光器１３−１の出力に相当し、虚部Ｑが他方の差動受光器１３−２の出力に相当する。
【００７９】
【数４】
0005034770.tif 000005
【００８０】
なお、上記の（３）式では、ｘ偏波成分の位相差をθx（ｔ）、ｙ偏波成分の位相差をθy（ｔ）で表している。また、Ａx’およびＡy’は、ＡＧＣアンプの利得をｇ（正の数）として、次の（４）式の関係を満たすものとする。
【００８１】
【数５】
0005034770.tif 000006
【００８２】
次に、上記の（３）式について、ｘ偏波成分に由来する項に着目し、送信側搬送波と局
部発振光の周波数差および相対位相雑音の補償を行なうと、該補償後の複素電流Ｉ’＋ｊＱ’は、次の（５）式で表されるようになる。
【００８３】
【数６】
0005034770.tif 000007
【００８４】
ここで、上記の補償の方法の一例について説明する。差動受光器１３−１，１３−２から出力される複素電流信号は、局部発振光と信号光の搬送波との周波数不一致や、位相ずれによる偏角回転を含む可能性があるため、それらの補償を行なう必要がある。この補償に関連する技術として、例えば、文献：D-S. Ly-Gagnon et al., "Unrepeated 210-km transmission with coherent detection and digital signal processing of 20-Gb/s QPSK signal," ＯFC 2005,ＯTuL4.には、受信信号光が４値の位相偏移変調（Phase Shift Keying：ＰＳＫ）方式の場合に、該受信信号光と局部発振光の位相差θ（ｔ）を計算する方法が示されており、この拡張により、ｍ値のＰＳＫ方式の場合には、次の（６）式の関係に従って近似的に計算できることが示される。
【００８５】
【数７】
0005034770.tif 000008
【００８６】
そこで、本発明では上記（６）式の関係を参考にして、前述の（３）式に含まれるｘ偏波成分の位相差θx（ｔ）およびｙ偏波成分の位相差θy（ｔ）の各近似値を、次の（７）式に従ってそれぞれ計算するようにする。
【００８７】
【数８】
0005034770.tif 000009
【００８８】
このとき、上記の（７）式における積分時間幅Δｔは、局部発振光の直交偏波成分間の周波数差の逆数、すなわち、２π／Δωよりも十分に大きく、かつ、受信信号光の平均周波数と局部発振光の平均周波数との周波数差の最大値の逆数、すなわち、１／ｍａｘ（｜ωLO−ωS）／２π｜）よりも十分に小さいことが必要である。なお、受信信号光がＤＱＰＳＫ方式の場合、ｍの値は４である。
【００８９】
なお、上記の補償方法は一例であり、本発明に他の構成の補償方法を適用することも可能である。
上記の（７）式によりθx（ｔ）およびθy（ｔ）の各近似値が計算されると、前述の（３）式に含まれるＡx’およびＡy’の比が、次の（８）式により近似的に求められる。
【００９０】
【数９】
0005034770.tif 000010
【００９１】
ただし、上記の（８）式における積分時間Ｔは、局部発振光の直交偏波成分間の周波数差
の逆数２π／Δωよりも十分に大きいことが必要である。
上記（８）式の関係に従って求められたＡx’およびＡy’の比と、前述の（４）式に示したＡx’2＋Ａy’2＝１の関係とを用いることにより、Ａx’およびＡy’の値を算出することが可能になる。
【００９２】
したがって、Ａx’およびＡy’の値が既知となれば、前述した（５）式におけるＩ’，Ｑ’の各値は各差動受光器１３−１，１３−２から出力される電流値で既知であり、また、Δωｔの値は発振器２４の周波数Δｆに対応した値（Δωｔ＝ωO＝２πΔｆ）で既知であるため、（５）式の関係をｓ（ｔ）について解いて分母を有理化した次の（９）式により、信号ベクトルｓ（ｔ）の値を演算することができる。このｓ（ｔ）は、デジタル演算回路部１５から出力される受信信号光電界の振幅および位相の推定した結果に相当する。
【００９３】
【数１０】
0005034770.tif 000011
【００９４】
よって、信号ベクトルｓ（ｔ）の演算値を基に、識別部７において、受信信号光の変調方式に対応した閾値に従ってデータの識別処理を実行することにより、受信データの再生が可能になる。
ただし、上記（９）式の関係については、次の（１０）式に示す条件下で発散するため、このような状態を回避するための措置が必要である。
【００９５】
【数１１】
0005034770.tif 000012
【００９６】
上記（１０）式が実数解をもつ条件は、次の（１１）式で表される。
【００９７】
【数１２】
0005034770.tif 000013
【００９８】
ここで、前述の（４）式に示したＡx’2＋Ａy’2＝１より、０≦Ａx’≦１および０≦Ａy’≦１の関係があるため、これを考慮すると上記（１１）式の条件は、次の（１２）式の場合のみとなる。
【００９９】
【数１３】
0005034770.tif 000014
【０１００】
したがって、前述の（４）式および（８）式を用いて計算されるＡx’およびＡy’の各値が上記（１２）式の条件に近づいた場合には、例えば、局部発振光のｘ偏波成分の振幅ＡLO_xとｙ偏波成分の振幅ＡLO_yの比を変化させることにより、前述の（９）式の関係が発散して信号ベクトルｓ（ｔ）の演算が不能になる状態を回避することが可能になる。
以上のような動作原理を踏まえて、次に、本光受信器１０Ａの具体的な動作を説明する。
【０１０１】
本光受信器では、局部発振変調光出力部１１において、光源２１から出力される光角周波数ωLの光がＰＢＳ２２に与えられて直交する偏波成分に分離される。そして、一方の偏波成分（例えば、ｙ偏波成分）が周波数シフタ２３に入力されて光角周波数がωOだけシフトされると共に、他方の偏波成分（例えば、ｘ偏波成分）がＶＯＡ２５に入力されて強度（振幅）が調整される。
【０１０２】
次に、周波数シフタ２３から出力される光角周波数ωL＋ωOの偏波成分と、ＶＯＡ２５から出力される光角周波数ωLの偏波成分とがＰＢＣ２６に入力されて、光角周波数差がωOの直交する偏波成分を偏波多重した局部発振光ＥLOが生成され、該局部発振光ＥLOが２×４光ハイブリッド回路１２に送られると共に、その一部が光分岐器２７で分岐されてモニタ回路２８に送られる。モニタ回路２８では、局部発振光ＥLOに含まれる各偏波成分の強度（振幅）の比がモニタされ、そのモニタ結果が強度比制御回路２９に伝えられる。強度比制御回路２９は、モニタ回路２８のモニタ結果およびデジタル演算回路部１５の演算結果に応じて、Ａx’およびＡy’の演算値が上述の（１２）式の条件に近づいた場合に、ＶＯＡ２５の減衰量を変化させる。これにより、局部発振光ＥLOの直交偏波成分間の強度の比が変化して、上述した（９）式の発散が回避される。
【０１０３】
２×４光ハイブリッド回路１２に入力された局部発振光ＥLOは、光角周波数ωSを有する受信信号光ＥSと合成され、光位相が０度および１８０度の各光が差動受光器１３−１に出力されると共に、光位相が９０度および２７０度の各光が差動受光器１３−２に出力される。各差動受光器１３−１，１３−２では、２×４光ハイブリッド回路１２からの出力光が差動光電変換検出される。これにより、局部発振光ＥLOに含まれる光角周波数ωLの偏波成分（ｘ偏波成分）と受信信号光ＥSのｘ偏波成分とのビートによる中間周波数ωｉを有する信号Ｉが差動光検出器１３−１から出力されると共に、局部発振光ＥLOに含まれる光角周波数ωL＋ωOの偏波成分（ｙ偏波成分）と受信信号光ＥSのｙ偏波成分とのビートによる中間周波数ωｉ＋ωOを有する信号Ｑが差動光検出器１３−２から出力される。
【０１０４】
図８は、上記中間周波信号Ｉ，Ｑの電気スペクトルを模式的に示した図である。このように中間周波信号Ｉ，Ｑは、周波数差が信号帯域幅の２倍よりも小さく、かつ、信号光源および局部発振光源のスペクトル線幅よりも大きくなるように設定されているため、各々のスペクトルが周波数軸上で重なり合うようになる。これにより、各差動受光器１３−１，１３−２およびそれらより後段に配置される電子回路に要求される帯域幅は、図８の一例では信号帯域幅の２倍程度で済むようになる。なお、図示しないが周波数ωｉが０Ｈｚ近傍となるように局部発振光の光角周波数ωLを設定した場合には、要求される帯域幅を信号帯域幅と同程度まで狭くすることができる。上記のように中間周波信号Ｉ，Ｑのスペクトルが重なり合った状態では、上述の図１６に示した従来のコヒーレント光受信器１００の場合のように、バンドパスフィルタを用いて各中間周波信号Ｉ，Ｑを分離することは不可能である。しかしながら、本発明では、上述した動作原理に従って中間周波信号Ｉ，Ｑをデジタル信号処理することで各々の分離が可能である。
【０１０５】
具体的には、差動受光器１３−１，１３−２から出力される中間周波信号Ｉ，ＱがＡＤＣ１４−１，１４−２で高速にＡＤ変換され、該中間周波信号Ｉ，Ｑに対応したデジタル信号系列がデジタル演算回路部１５に入力される。デジタル演算回路部１５では、上述の（１）式〜（９）式に対応した一連のアルゴリズムに従ってデジタル信号処理が実行され、信号ベクトルｓ（ｔ）の値が演算される。また、その演算過程で求められるＡx’およびＡy’の各値が上記（１２）式の条件に近づくと、当該情報がデジタル演算回路部１５から局部発振変調光出力部１１内の強度比制御回路２９に伝えられ、強度比制御回路２９によりＶＯＡ２５が制御されることで、局部発振光ＥLOの直交偏波成分間の強度の比が変えられ、（９）式が発散して信号ベクトルｓ（ｔ）の演算が不能になってしまうことが回避される。
【０１０６】
そして、デジタル演算回路部１５における信号ベクトルｓ（ｔ）の演算値が識別部７に伝えられると、識別部７では、受信信号光の変調方式に対応した閾値に従って、信号ベクトルｓ（ｔ）の演算値がどのデータ値に該当するかの識別処理が実行され、その識別結果が受信データとして出力される。
以上のように本光受信器１０Ａによれば、受信信号のＡＤ変換およびデジタル信号処理を組み合わせ、局部発振光ＥLOの直交偏波成分間の光角周波数差ωOの設定を最適化したことにより、上述した従来技術の（III）の方式と比べて、各差動受光器１３−１，１３−２等に要求される帯域幅を大幅に低減できるため、例えば、４０Ｇｂｉｔ／ｓ程度以上の高速な信号光を偏波状態に依存することなくコヒーレント受信することが可能になる。また、上述した従来技術の（Ｉ）および（II）の方式と比べると、簡略な構成により偏波無依存のコヒーレント受信を実現できるため、小型の光受信器を提供することが可能になる。
【０１０７】
ところで、デジタル演算回路部１５において信号ベクトルｓ（ｔ）の演算にあたっては、上述の式（９）に示すように、一方の偏波成分に与えるべき周波数差Δωについての三角関数ｓｉｎΔωｔ，ｃｏｓΔωｔを演算する必要がある。仮に周波数差を与えるための周波数信号を独立した発振回路から供給されるように構成する場合には、Δωｔの設定値としては一定範囲の値を取ることが考えられるため、デジタル演算回路部１５では、当該発振回路の発振周波数に応じた三角関数ｓｉｎΔωｔ，ｃｏｓΔωｔの値を予めテーブル構成で蓄積しておく必要性も想定される。この場合には、デジタル演算回路部１５としてのゲート数が増大し回路規模が増大することは避けることはできない。
【０１０８】
第２実施形態にかかるコヒーレント光受信器１０Ａにおいては、例えば図９に示すように、ＶＣＯ８ａで発生するクロック信号を整数分の１分周した第３クロックを、上述の偏波成分に与える周波数差を規定する周波数信号とすることにより、ＡＤＣ１４−１，１４−２でのサンプリングタイミングごとのｓｉｎΔωｔおよびｃｏｓΔωｔの値に規則性をもたせ、サンプリングタイミングに対応した信号ベクトルｓ（ｔ）の演算を大幅に簡素化させている。
【０１０９】
ここで、図９に示す場合においては、ＡＤＣ１４−１，１４−２のサンプリング周波数（即ち、ＶＣＯ８ａからの第１クロックの周波数）を１／Ｔとし、繰返しパターン発生部８ｅにおいてＶＣＯ８ａからのクロック信号を４分の１分周する場合について例示している。この図９に示すように、ＡＤＣ１４−１，１４−２でのサンプリングが、タイミング番号♯０，♯１，…，♯６の順番で行なわれる場合においては、サンプリング時刻はそれぞれＴを用いて０，Ｔ，…６Ｔと表記することができる。
【０１１０】
このとき、Δω＝１／４Ｔとなることから、タイミング番号♯０〜♯６でのΔωｔは０からπ／２ずつ増加していくことになる。従って、タイミング番号♯０〜♯６でのｃｏｓΔωｔは、順に、１，０，−１，０，１，０，−１となり、タイミング番号♯７以降も含めて４値（１，０，−１，０）の値が循環する循環数列を構成することがわかる。同様に、タイミング番号♯０〜♯６でのｓｉｎΔωｔについても、順に、０，１，０，−１，０，１となり、タイミング番号♯７以降も含めて４値（０，１，０，−１）の値が循環する循環数列を構成することがわかる。
【０１１１】
したがって、仮に分周器９での分周比を「１」とする場合においても、デジタル演算回路部１５での演算の際には、ｓｉｎΔωｔ，ｃｏｓΔωｔの値をテーブル構成で蓄積していることまでは必要ではなく、ｓｉｎΔωｔ，ｃｏｓΔωｔの値については上述のごとき簡易な循環数列についての値を導出するのみで足りるので、演算を大幅に単純化させることが可能となる。
【０１１２】
また、分周器９での分周比を「２」として、デジタル演算回路部１５での演算をチャンネルｃｈ．１およびチャンネルｃｈ．２により２並列化する場合には、サンプリングタイミングに従って入力されるデジタル信号に基づく信号ベクトルｓ（ｔ）の演算をチャンネルｃｈ．１およびｃｈ．２で交互に行なうことができるので、チャンネルｃｈ．１，ｃｈ．２毎のｓｉｎΔωｔ，ｃｏｓΔωｔの値の割り当てを更に単純化させることが可能である。
【０１１３】
すなわち、この図９に示すように、デジタル演算回路部１５をなすチャンネルｃｈ．１での信号ベクトルｓ（ｔ）の演算の際に割り当てられるｓｉｎΔωｔは固定値０であり、ｃｏｓΔωｔの値は交互に現れる２値（１，−１）の値となる。一方、チャンネルｃｈ．２ではｓｉｎΔωｔは交互に現れる２値（１，−１）の値となり、ｃｏｓΔωｔの値は固定値０となる。
【０１１４】
さらに、分周器９での分周比を「４」として、繰返しパターン発生部８ｅで発生される周波数信号と分周器９での分周によって得られるクロック信号とを実質的に同一の周波数とする場合には、デジタル演算回路部１５での演算をチャンネルｃｈ．１〜ｃｈ．４により４並列化することになるが、各チャンネルｃｈ．１〜ｃｈ．４でのｓｉｎΔωｔ，ｃｏｓΔωｔの値の割り当てを更に単純化させることが可能である。
【０１１５】
この場合には、各チャンネルｃｈ．１〜ｃｈ．４では常にΔωｔは位相平面上では同一の点を取ることになるので、正弦および余弦の値についても常に固定値とすることができる。即ち、各チャンネルｃｈ．１〜ｃｈ．４におけるｓｉｎΔωｔはそれぞれ固定値０，１，０，−１であり、ｃｏｓΔωｔはそれぞれ固定値１，０，−１，０となる。
なお、繰返しパターン発生部８ｅで発生される周波数信号は、ＶＣＯ８ａからのクロック信号周波数の１／４であることには限定されるものではない。この場合においても、特に分周器９での分周によって得られるクロック信号を繰返しパターン発生部８ｅで発生される周波数信号の周波数に合致させることで、デジタル演算回路部１５での演算の際に用いられるｓｉｎΔωｔ，ｃｏｓΔωｔの値を固定値することができる。
【０１１６】
これにより、上述の信号ベクトルｓ（ｔ）を求める（９）式において、分母のｃｏｓΔωｔ（Δφ0を加味すれば、ｃｏｓ（Δωｔ−Δφ0）の項と、分子のｅjΔωt（Δφ0を加味すれば、ｅj(Δωt-Δφ0)）の項と、をチャンネル毎に定数とすることができるので、演算負荷を大幅に軽減できる。特に、分周器９と繰返しパターン発生部８ｅについては共用化すれば、上述のごとくデジタル演算回路部１５の演算を単純化させることができるほか、装置構成も単純化させることが可能となる。
【０１１７】
なお、上記の第２実施形態では、局部発振変調光出力部１１の具体的な構成として、周波数シフタ２３を用いて一方の偏波成分の光角周波数をωO（第３クロック）だけシフトさせると共に、ＶＯＡ２５を用いて直交偏波成分間の振幅の比を制御する一例（図７）を示したが、本発明の局部発振光源の構成はこれに限定されるものではない。例えば、図１０に示すように、ＶＯＡ２５に代えて、光源２１およびＰＢＳ２２の間に偏波ローテータ３０を配置し、強度比制御回路２９からの出力信号に応じて偏波ローテータ３０を制御することで、ＰＢＳ２２で分離される直交偏波成分間の強度（振幅）の比を変化させることも可能である。また例えば、ＰＢＳ２２とＶＯＡ２５に代えて、分岐比可変の１ｘ２スプリッタを適用することも可能である。分岐比可変スプリッタとしては、マッハツェンダ干渉計を応用したものが知られている。
【０１１８】
また、例えば図１１に示すように、光源２１からの出力光を音響光学偏波モード変換器３１に与えるとともに、繰返しパターン発生部８ｅからの周波数信号ωO（＝２πΔｆ、第３クロック）を与えることにより、光角周波数ωLおよびωL＋ωOの直交偏波成分を含み、かつ、直交偏波成分間の強度比が制御された局部発振光ＥLOを発生させる構成とすることも可能である。この場合、繰返しパターン発生部８ｅからの周波数信号が、音響光学偏波モード変換器３１を駆動する駆動回路３２に与えられ、該駆動回路３２から出力される駆動信号のパワーが強度比制御回路２９からの制御信号に応じて制御されるようにすることで、上述の図７または図１０に示した構成例の場合と同様の局部発振光ＥLOが音響光学偏波モード変換器３１から出力されるようになる。なお、音響光学偏波モード変換器３１については、例えば、文献：David A. Smith et al., "Integrated-optic acoustically-tunable filters for WDM networks", IEEE Journal on Selected Areas in Communications,Vol. 8, No. 6, August 1990. 等に記載されたものを用いることが可能である。上記のような音響光学偏波モード変換器３１を用いた局部発振変調光出力部１１を適用することによって構成がさらに簡略化されるため、より小型の光受信器を提供することが可能になる。
【０１１９】
〔Ｃ〕第３実施形態の説明
図１２は本発明の第３実施形態にかかるコヒーレント光受信器１０Ｂを示すブロック図である。この図１２に示すコヒーレント光受信器１０Ｂは、前述の図３における光受信器３０６として適用するものである。ここで、第３実施形態にかかるコヒーレント光受信器１０Ｂは、前述の第１実施形態におけるコヒーレント光受信器１０の構成において、偏波制御器２０をそなえる代わりに、第２実施形態における偏波変調のため偏波変調部１１Ａ（図７，図１０又は図１１の符号１１参照）をそなえたものである。
【０１２０】
ここで、図１２に示すコヒーレント光受信器１０Ｂにおいて、ＬＯ光源１および位相変調器２は、第１クロックと位相同期した第２クロックに基づき、光周波数変調された光（局部発振変調光）を出力する第１変調光出力部を構成する。例えば、受信信号光を伝送ビットレートＸ［Ｇｂ／ｓ］のｍ値変調光（ｍＰＳＫ、ｍＱＡＭ等）とすると（シンボルレートはＸ／ｌｏｇ2ｍ）、ＶＣＯ８ａとしては、第１クロックとして２ｋＸ／ｌｏｇ2ｍ［ＧＨｚ］のクロック信号を発生させるとともに、位相偏移調整部８ｃから供給される第２クロックの周波数はｋＸ／ｌｏｇ2ｍとなる。
【０１２１】
なお、ｋは１符号当たりのＩ，ＱそれぞれＡＤＣ５でのサンプルデータ取得回数（ｋ≧１）である。即ち、図１２のＡに示すように、ｋ＝２とする場合には、１符号あたりＩ，Ｑそれぞれ２回ずつサンプルデータを取得する。これにより、図１５に示すような位相ダイバーシティ構成を採用せずに、実質的に位相ダイバーシティに相当する信号処理を行なうことでデータ再生を行なうことができる。
【０１２２】
また、偏波変調部１１Ａは、例えば前述の図７，図１０又は図１１のいずれかに示す局部発振変調光出力部１１における光源２１を除くものと同等の構成をそなえ、位相変調器２からの光から、ＶＣＯ８ａからの第１クロックの整数分の１の周波数を有し第１クロックと位相同期した第３クロックに基づく周波数ωOだけ光周波数が互いに異なる２つの直交偏波成分を有する光を生成し、局部発振光として光カプラ３に出力する第２変調光出力部を構成する。
【０１２３】
なお、偏波変調部１１Ａの構成に関し、図７に示す構成（符号２２，２３，２５〜２９）をそなえる場合には、位相変調器２から出力された光は、ＰＢＳ２２に入力されるように構成する。又、図１０に示す構成（符号２２，２３，２６〜３０）をそなえる場合には、位相変調器２から出力された光は偏波ローテータ３０に入力されるように構成する。更に、図１１に示す構成（符号２７〜２９，３１，３２）をそなえる場合には、位相変調器２から出力された光は音響光学偏波モード変換器３１に入力されるように構成する。
【０１２４】
したがって、上述のＬＯ光源１，位相変調器２および偏波変調部１１Ａにより、第１クロックの整数分の１の周波数を有し第１クロックに位相同期した第２クロックに基づき、光周波数変調された光であって、第１クロックの整数分の１の周波数を有し第１クロックと位相同期した第３クロックに基づく周波数だけ光周波数が互いに異なる２つの直交偏波成分を有する光を局部発振変調光とする変調部（局部発振変調光出力部）を構成する。
【０１２５】
なお、位相変調器２および偏波変調部１１Ａの順番は逆であってもよい。
ここで、デジタル演算回路部１５Ａにおいては、第１系列（Ｉ）のデジタル信号についての演算と第２系列（Ｑ）のデジタル信号についての演算を一組とした場合において、分周器９での分周数を２Ｎ分周とすることで、Ｎチャンネルのパラレル展開された並列演算を行なうことが可能となる。即ち、デジタル演算回路部１５Ａをなす各チャンネルｃｈ．１〜ｃｈ．Ｎの演算ブロック１５Ａ−１〜１５Ａ−Ｎは、分周器９にて分周されたクロック信号を動作クロックとして取り込んで信号ベクトルｓ（ｔ）を求めるための演算処理を行なう。
【０１２６】
この場合においては、ＡＤＣ５においては、連続するサンプリングタイミングでサンプリングされた第１系列および第２系列のデジタル信号を一組としたＮ並列の信号として、デジタル演算回路部１５Ａをなす各チャンネルｃｈ．１〜ｃｈ．Ｎの演算ブロック１５Ａ−１〜１５Ａ−Ｎに順次出力する。尚、ＡＤＣ５でのサンプリングは、ＶＣＯ８ａからの第１クロック信号に同期して行なうので、２ｋＸ／ｌｏｇ2ｍ［Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓ］の速度でサンプリングを行なうことになる。
【０１２７】
このとき、第２実施形態の場合と同様に、偏波変調部１１Ａにおいては、直交偏波成分間の周波数差Δｆ（＝Δω／２π）を規定する周波数信号として、上述の分周器９から出力されるクロック信号を用いることができる。これにより、回路の共用化を図りつつ、各演算ブロック１５Ａ−１〜１５Ａ−Ｎでの信号ベクトルｓ（ｔ）を算出する（９）式における、分母のｃｏｓΔωｔ（Δφ0を加味すれば、ｃｏｓ（Δωｔ−Δφ0）の項と、分子のｅjΔωt（Δφ0を加味すれば、ｅj(Δωt-Δφ0)）の項と、をチャンネル毎に定数とすることができる。
【０１２８】
また、周波数差Δｆを規定する周波数信号を生成するためには、分周器９の出力を更にａ分周（ａは整数）させる分周器をそなえることにより、Δｆを２ｋＸ／ａＮｌｏｇ2ｍ［ＧＨｚ］とすることもできる。
なお、偏波変調部１１Ａとして音響光学偏波モード変換器３１をそなえた図１１の構成を採用する場合には、上述の周波数差Δｆとしては、５０ＭＨｚ〜５００ＭＨｚとなるように分周器９を構成し、更にはＡＤＣ５およびデジタル演算回路部１５Ａを構成することが例えば可能である。
【０１２９】
また、８ｆは位相調整回路であり、この位相調整回路８ｆは、デジタル演算回路部１５Ａからの制御を受けて、ＶＣＯ８ａからＡＤＣ５および位相変調器２それぞれに供給される第１，第２クロックの位相が整合するように調整するものであり、これにより、ＡＤＣ５のサンプリングタイミングと位相変調器２での位相変調タイミングとを整合させることができるようになっている。又、図中、位相調整回路８ｆは位相変調器２のクロック信号線上に介装されているが、ＡＤＣ５へのクロック信号線上に介装することとしてもよい。
【０１３０】
上述のごとく構成された第３実施形態にかかるコヒーレント光受信器１０Ｂによれば、前述の第１，第２実施形態にて得られる利点を併せ持つことができる。
〔Ｄ〕第４実施形態の説明
図１９は本発明の第４実施形態にかかるコヒーレント光受信器１０Ｃを示すブロック図である。この図１９に示すコヒーレント光受信器１０Ｃは、前述の第２実施形態における偏波変調に相当する変調を受信信号光に対して施すものである。ここで、図１９中、図６と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。偏波制御器２０′は、入力される受信信号光の偏波状態（State Of Polarizatin：ＳＯＰ）を特定の偏波状態Ｘとなるように制御して出力するものであり、例えば前述の無限追従自動偏波制御器により構成することができる。
【０１３１】
変調部を構成する偏波変調部１１Ｂは、例えば、特許文献（特許第３７７７０４５号）中に偏波スクランブラとして開示されるように、例えばＬＮ（ＬｉＮｂＯ3）により構成することができる。そして、繰返しパターン発生部８ｅからの第３クロック（ＶＣＯ８ａで発生する第１クロックの整数分の１の周波数を有し第１クロックと位相同期したクロック）が駆動回路（図１１の符号３２参照）に入力され、受信信号光について、この第３クロックに基づいて偏波変調するようになっている。
【０１３２】
このとき、ＬＮ偏波変調器は、入力偏光状態（ＳＯＰ）が特定の偏光状態Ｘ（例えばＴＥモードに対して４５度傾いた直線偏光）である場合を想定して偏波面を回転するように動作するようになっているが、同時にこれと垂直な偏波成分に対しても偏波面回転を発生させる。
また、変調部を構成する偏波変調部１１Ｂは、例えば、図１１に示す局部発振変調光出力部１１における光源２１を除くものと同等の構成をそなえて構成することもできる。そして、繰返しパターン発生部８ｅからの第３クロック（ＶＣＯ８ａで発生する第１クロックの整数分の１の周波数を有し第１クロックと位相同期したクロック）が駆動回路（図１１の符号３２参照）に入力され、受信信号光について、この第３クロックに基づいて偏波変調するようになっている。
【０１３３】
このとき、音響光学偏波モード変調器（図１１の符号３１参照）は、例えばＬＮ（ＬｉＮｂＯ3）により構成することができる。このＬＮ変調器として構成された音響光学偏波モード変調器は、受信信号光の特定の偏光成分（例えばＴＥモード）と、これに直交する偏光成分（例えばＴＭモード）の両者に対して、それぞれ上述の第３クロックに基づく周波数だけ光周波数が互いに異なる２つの直交偏波成分を有する光に偏波変調するようになっている。
【０１３４】
このように構成されたコヒーレント光受信器１０Ｃにおいても、前述の第２実施形態の場合と同様に、簡略な構成により偏波無依存のコヒーレント受信を実現できるため、小型の光受信器を提供することが可能になり、又、ＡＤＣ１４−１，１４−２におけるデジタル信号のサンプリングに用いるクロック信号と共通のクロック信号源であるＶＣＯ８ａに由来するクロックを用いて偏波変調を行なっているので、デジタル演算回路部１５での信号ベクトルｓ（ｔ）の演算処理を大幅に簡略化させることが可能となる。
【０１３５】
また、本願発明者は、適用される光通信システム（図３参照）の光伝送路が抱える偏波モード分散や非線形効果等の特性により、受信信号光の偏光度（Degree Of Polarization：ＤＯＰ）が低下すると、前述の図１に示すような無限追従型の偏波制御器２０を搭載したとしても、コヒーレント光受信の誤り率特性の安定性に支障をきたす場合があることを発見した。
【０１３６】
第４実施形態にかかるコヒーレント光受信器１０Ｃにおいては、上述のごとき利点を得ることができるほか、光伝送路が抱える偏波モード分散や非線形効果等の特性によって、受信信号光の偏光度が低下したとしても、安定的なコヒーレント光受信を可能とするものである。
なお、上述の第４実施形態にかかるコヒーレント光受信器１０Ｃとしての構成に、前述の第１実施形態における位相変調器２としての構成を更に追加したり、混合部に入力される受信信号光の光伝搬路上に、上述の偏波制御器２０′および偏波変調部１１Ｂとともに、位相変調器２に相当する構成を追加したりすることとしてもよい。
【０１３７】
〔Ｅ〕第５実施形態の説明
図２０は本発明の第５実施形態にかかるコヒーレント光受信器１０Ｄを示すブロック図である。この図２０に示すコヒーレント光受信器１０Ｄは、前述の第４実施形態に示すコヒーレント光受信器１０Ｃに比して、偏波制御器２０′および偏波変調部１１Ｂに代えて、変調部としての偏波スクランブラ４０をそなえている。尚、図２０中、図１９と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。
【０１３８】
偏波スクランブラ４０は、例えば、１／２波長板の前後段に２つの１／４波長板をそなえ、各波長板を繰返しパターン発生部８ｅからの周波数に同期して回転させることにより、受信信号光の偏波状態を回転させるようになっている。換言すれば、偏波スクランブラ４０は、ＶＣＯ８ａからの第１クロックと位相同期した第４クロックを繰返しパターン発生部８ｅから入力され、この第４クロックに基づき、ハイブリッド回路１２に入力される受信信号光を変調する受信信号光変調部を構成する。
【０１３９】
デジタル演算回路部１５においては、このように偏波状態が回転する受信信号光とＬＯ光とが混合された光をもとに、デジタル演算処理を通じて信号ベクトルを再生するようになっているが、このとき、偏波状態の回転周期をＡＤＣ１４−１，１４−２でのサンプリング周波数に位相同期させているので、演算処理にかかる負荷を大幅に軽減させることが可能となる。
【０１４０】
なお、偏波スクランブラ４０としては、回転可能な波長板により構成しうることについて言及したが、例えば、光ファイバを相互に４５度回転した複数のファイバスクイーザを使用する構成等、その他の公知の構成を適用することも可能である。尚、偏波スクランブラに関しては、文献（“チュートリアル”、［online］、伯東株式会社、［平成１９年８月６日検索］、インターネット＜http://www.newport-japan.jp/pdf/phot_0044.pdf＞）に記載されている。
【０１４１】
なお、上述の第５実施形態にかかるコヒーレント光受信器１０Ｄとしての構成に、前述の第１実施形態における位相変調器２としての構成を更に追加したり、混合部に入力される受信信号光の光伝搬路上に、上述の偏波スクランブラ４０とともに、位相変調器２に相当する構成を追加したりすることとしてもよい。
〔Ｆ〕その他
上述した実施形態にかかわらず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々変形して実施することが可能である。
【０１４２】
たとえば、上述の第１，第３実施形態においては、光カプラ３は差動の２出力の構成としているが、本発明によれば１出力としてもよく（即ち光カプラ３は２入力１出力の光カプラとしてもよく）、この場合には受光器４としても差動入力に代えて１入力とする構成とすればよい。
また、第２，第４，第５実施形態においても、光ハイブリッド回路１２は２×４の差動出力の構成としているが、各１出力としてもよく（即ち光ハイブリッド回路１２は２入力２出力の光ハイブリッド回路としてもよく）、この場合には差動光検出器に代えて単一受光器とする構成とすればよい。
【０１４３】
また、上述の第１，第３実施形態においては、変調部として局部発振光を変調する構成を採用しているが（図１の符号２、図４の符号１′、図６の符号１１、図１２の符号２，１１Ａ参照）、本発明によれば、これらの変調部としての機能を、例えば図１３に示す変調部３２０のように、受信信号光の光伝搬路上にそなえることとしてもよい。この場合は、変調部３２０は、第１クロックと位相同期したクロックに基づき、混合部３３に入力される受信信号光を変調する受信信号光変調部として構成される。
【０１４４】
すなわち、受信信号光変調部３２０として、第１実施形態にかかる位相変調器２と同等の位相変調を受信信号光に対して行なうものをそなえることとしても、デジタル演算回路部３６においては、上述の第１実施形態の場合と同様に受信データの取り出しのための処理を行なうことが可能である。この場合においては、ＬＯ光源１，混合部３３，光電変換部３４，ＡＤＣ３５，デジタル演算回路部３６，識別部７，ＶＣＯ８ａおよび繰返しパターン発生部３８については、前述の第１実施形態の場合（図１の符号３〜７，８ａ，８ｂ参照）と実質的に同様に構成することが可能である。
【０１４５】
さらに、受信信号光変調部３２０として、第３実施形態にかかる位相変調器２および偏波変調部１１Ａと同等の変調を受信信号光に対して行なうこととしても、前述の第１，第２実施形態における利点を併せ持つことが可能である。この場合においては、混合部３３，光電変換部３４およびＡＤＣ３５については、前述の第３実施形態（図１２の符号３〜５）と実質的に同様に構成することが可能である。このとき、受信変調光変調部３２０は、位相変調器２に対応する構成として、受信信号光について、第１クロックの整数分の１の周波数を有し第１クロックに位相同期した第２クロックに基づき、光周波数変調又は光位相変調して出力する第３変調光出力部をそなえるとともに、偏波変調部１１Ａに対応する構成として、第３変調光出力部からの光について、第１クロックの整数分の１の周波数を有し第１クロックと位相同期した第３クロックに基づく周波数だけ光周波数が互いに異なる２つの直交偏波成分を有する光に変調し、混合部３３へ出力する第４変調光出力部とをそなえることができる。
【０１４６】
また、図１４に示す変調部３２１，３２２のように、局部発振光又は前記受信信号光のいずれか一方について、第１クロックの整数分の１の周波数を有し第１クロックに位相同期した第２クロックに基づき、光周波数変調又は光位相変調された光とするとともに、局部発振光又は受信信号光のいずれか他方について、第１クロックの整数分の１の周波数を有し第１クロックと位相同期した第３クロックに基づく周波数だけ光周波数が互いに異なる２つの直交偏波成分を有する光を前記変調光とすることとしてもよく、このようにしても、第３実施形態の場合と同様の効果を得ることが可能である。
【０１４７】
たとえば、図１４に示すように、受信信号光変調部３２１として前述の図１２に示す偏波変調部１１Ａに対応する構成をそなえるとともに、局部発振変調光出力部３２２としてＬＯ光源１と前述の図１２に示す位相変調器２としての構成をそなえることで、第３実施形態の場合と同様の効果を得ることもできる。又は、受信信号光変調部３２１として前述の図１に示す位相変調器２に対応する構成をそなえるとともに、局部発振変調光出力部３２２として前述の図６に示す局部発振変調光出力部１１としての構成をそなえることで、第３実施形態の場合と同様の効果を得ることもできる。
【０１４８】
なお、図１４中において、３８１，３８２は、それぞれ受信信号光変調部３２１，局部発振変調光出力部３２２に対して、第１クロックの整数分の１の繰返し周波数を有するクロック信号を供給する繰返しパターン発生部（変調クロック供給部）である。
さらに、ＡＤＣ５、１４−１、１４−２としては、例えばインタリーブ型構成をとることなどによって、供給すべきクロック周波数がサンプリング周波数の整数分の一となる構成も可能である。この場合、繰返しパターン発生部８ｂ、８ｅ、３８、３８１、３８２を省略したり、あるいはＶＣＯ８ａからの第１クロック信号を逓倍したりする構成によってクロック信号を生成し、位相変調器２への位相変調のための繰返しパターン（第２クロック）を発生するようにしてもよい。さらにこの場合、分周器９の分周比は１とする構成、すなわち分周器９を省略する構成も可能である。
【０１４９】
また、繰返しパターン発生部８ｂ、８ｅ、３８、３８１、３８２で発生するクロックとは、単純な矩形波や正弦波に限らず、周期性を有する任意の波形、例えば擬似ランダムビット系列に対応したＮＲＺ波形などであってもよい。この場合、デジタル演算回路部６、１５、１５Ａ、１５Ｂ、３６は、上記任意の波形に対応して適切な信号処理回路構成をとることによって、所望の値を取り込むように設計することができる。
【０１５０】
その他、上述した実施形態の開示により、当業者であれば本発明の装置を製造することは可能である。
〔Ｇ〕付記
（付記１）
局部発振光および入力される受信信号光を混合する混合部と、
該混合部にて混合された混合信号の光について光電変換する光電変換部と、
該光電変換部で電気信号に変換された前記混合信号について、第１クロックに基づくデジタル信号処理を通じて前記受信信号光に含まれる受信データを取り出すための処理を行なう受信データ処理部と、
該混合部に入力される前記局部発振光又は前記受信信号光について、該受信データ処理部での前記デジタル信号処理に用いる第１クロックと位相同期したクロックを用いた変調光とする変調部と、をそなえたことを特徴とする、コヒーレント光受信器。
【０１５１】
（付記２）
該変調部は、前記第１クロックと位相同期したクロックに基づき変調された局部発振変調光を発生し該混合部へ出力する局部発振変調光出力部として構成されたことを特徴とする、付記１記載のコヒーレント光受信器。
（付記３）
該変調部は、前記第１クロックと位相同期したクロックに基づき、該混合部に入力される前記受信信号光を変調する受信信号光変調部として構成されたことを特徴とする、付記１記載のコヒーレント光受信器。
【０１５２】
（付記４）
該変調部は、前記局部発振光又は前記受信信号光について、前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有し前記第１クロックに位相同期した第２クロックに基づき、光周波数変調又は光位相変調された光を前記変調光とすることを特徴とする、付記１記載のコヒーレント光受信器。
【０１５３】
（付記５）
該変調部は、前記第２クロックに同期して、光位相を実質的に９０度の位相偏移量で変調された変調光とすることを特徴とする、付記４記載のコヒーレント光受信器。
（付記６）
前記第２クロックは、前記受信信号光のシンボル周波数に対して、実質的に２以上の整数倍の周波数を有することを特徴とする、付記２記載のコヒーレント光受信器。
【０１５４】
（付記７）
該混合部に入力される前記受信信号光の偏波状態について、前記局部発振変調光の偏波状態に整合させる偏波制御手段をそなえたことを特徴とする、付記２〜６のいずれか１項記載のコヒーレント光受信器。
（付記８）
該変調部は、前記局部発振光又は前記受信信号光について、前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有し前記第１クロックと位相同期した第３クロックに基づく周波数に基づき偏波変調した光を前記変調光とすることを特徴とする、付記１記載のコヒーレント光受信器。
【０１５５】
（付記９）
該変調部は、前記局部発振光又は前記受信信号光について、前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有し前記第１クロックと位相同期した第３クロックに基づく周波数だけ光周波数が互いに異なる２つの直交偏波成分を有する光を前記変調光とすることを特徴とする、付記１記載のコヒーレント光受信器。
【０１５６】
（付記１０）
該変調部は、前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有し前記第１クロックと位相同期した第３クロックに基づく周波数だけ光周波数が互いに異なる２つの直交偏波成分を有する局部発振変調光を発生し出力する局部発振変調光出力部として構成され、
前記局部発振光の直交偏波成分間の光周波数の差は、前記受信信号光の帯域幅の２倍よりも小さく、かつ、前記受信信号光の光源スペクトル線幅および前記局部発振光の光源スペクトル線幅よりも大きいことを特徴とする、付記８記載のコヒーレント光受信器。
【０１５７】
（付記１１）
該変調部は、前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有し前記第１クロックと位相同期した第３クロックに基づく周波数だけ光周波数が互いに異なる２つの直交偏波成分を有する局部発振変調光を発生し出力する局部発振変調光出力部として構成され、
該局部発振変調光出力部は、前記直交偏波成分間の強度の比を可変とすべく構成されたことを特徴とする、付記８記載のコヒーレント光受信器。
【０１５８】
（付記１２）
前記局部発振変調光出力部は、
光源と、
前記光源からの出力光を互いに直交する２つの偏波成分に分離する偏波ビームスプリッタと、
前記偏波ビームスプリッタから出力される少なくとも一方の偏波成分の光周波数を前記第３クロックに基づく周波数差でシフトさせる周波数シフタと、
前記偏波ビームスプリッタから出力されるいずれかの偏波成分の強度を減衰させる可変光減衰器と、
前記周波数シフタからの出力光および前記可変光減衰器からの出力光を偏波多重する偏波ビームコンバイナと、
前記偏波ビームコンバイナで偏波多重された直交偏波成分間の強度の比をモニタするモニタ回路と、
前記モニタ回路のモニタ結果および前記受信データ処理部でのデジタル信号処理の結果に応じて前記可変光減衰器を制御する強度比制御回路と、
を有することを特徴とする、付記１１記載のコヒーレント光受信器。
【０１５９】
（付記１３）
前記局部発振変調光出力部は、
光源と、
前記光源からの出力光の偏波方向を回転させる偏波ローテータと、
前記偏波ローテータからの出力光を互いに直交する２つの偏波成分に分離する偏波ビームスプリッタと、
前記偏波ビームスプリッタから出力される一方の偏波成分の光周波数を前記第３クロックに基づく周波数差でシフトさせる周波数シフタと、
前記偏波ビームスプリッタから出力される他方の偏波成分および前記周波数シフタからの出力光を偏波多重する偏波ビームコンバイナと、
前記偏波ビームコンバイナで偏波多重された直交偏波成分間の強度の比をモニタするモニタ回路と、
前記モニタ回路のモニタ結果および前記受信データ処理部でのデジタル信号処理の結果に応じて前記偏波ローテータを制御する強度比制御回路と、
を有することを特徴とする、付記１１記載のコヒーレント光受信器。
【０１６０】
（付記１４）
前記局部発振変調光出力部は、
光源と、
前記光源からの光について、第３クロックに基づく周波数だけ光周波数が互いに異なる２つの直交偏波成分を有する光に変換し、前記局部発振変調光として出力する音響光学偏波モード変換器と、
前記音響光学偏波モード変換器を駆動する駆動回路と、
前記音響光学偏波モード変換器から出力される直交偏波成分間の強度の比をモニタするモニタ回路と、
前記モニタ回路のモニタ結果および前記受信データ処理部でのデジタル信号処理の結果に応じて、前記駆動回路から出力される駆動信号のパワーを制御する強度比制御回路と、を有することを特徴とする、付記１１記載のコヒーレント光受信器。
【０１６１】
（付記１５）
前記２つの直交偏波成分間の周波数差は、５０ＭＨｚ〜５００ＭＨｚの範囲にあることを特徴とする、付記１４記載のコヒーレント光受信器。
（付記１６）
前記混合部は、光９０度ハイブリッド回路により構成され、局部発振光および入力される受信信号光について実質的に０度の位相差で混合した混合光と、９０度の位相差で混合した混合光と、からなる２系統の混合光を出力するように構成されたことを特徴とする、付記８記載のコヒーレント光受信器。
【０１６２】
（付記１７）
該変調部は、前記局部発振光又は前記受信信号光について、前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有し前記第１クロックに位相同期した第２クロックに基づき、光周波数変調又は光位相変調された光であって、前記第１クロックの整数分の１の周波数を有し前記第１クロックと位相同期した第３クロックに基づく周波数だけ光周波数が互いに異なる２つの直交偏波成分を有する光を前記変調光とすることを特徴とする、付記１記載のコヒーレント光受信器。
【０１６３】
（付記１８）
該変調部は、前記第１クロックと位相同期したクロックに基づき変調された局部発振変調光を発生し該混合部へ出力する局部発振変調光出力部として構成され、
該局部発振変調光出力部は、
前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有し前記第１クロックに位相同期した第２クロックに基づき、光周波数変調又は光位相変調された光を発生し出力する第１変調光出力部と、
該第１変調光出力部からの光から、前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有し前記第１クロックと位相同期した第３クロックに基づく周波数だけ光周波数が互いに異なる２つの直交偏波成分を有する光を生成し、前記局部発振光として出力する第２変調光出力部と、をそなえたことを特徴とする、付記１７記載のコヒーレント光受信器。
【０１６４】
（付記１９）
該変調部は、前記第１クロックと位相同期したクロックに基づき、該混合部に入力される前記受信信号光を変調する受信信号光変調部として構成され、
該受信信号光変調部は、
前記受信信号光について、前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有し前記第１クロックに位相同期した第２クロックに基づき、光周波数変調又は光位相変調して出力する第３変調光出力部と、
該第３変調光出力部からの光について、前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有し前記第１クロックと位相同期した第３クロックに基づく周波数だけ光周波数が互いに異なる２つの直交偏波成分を有する光に変調し、該混合部へ出力する第４変調光出力部と、をそなえたことを特徴とする、付記１７記載のコヒーレント光受信器。
【０１６５】
（付記２０）
該変調部は、前記局部発振光又は前記受信信号光のいずれか一方について、前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有し前記第１クロックに位相同期した第２クロックに基づき、光周波数変調又は光位相変調された光とするとともに、前記局部発振光又は前記受信信号光のいずれか他方について、前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有し前記第１クロックと位相同期した第３クロックに基づく周波数だけ光周波数が互いに異なる２つの直交偏波成分を有する光を前記変調光とすることを特徴とする、付記１記載のコヒーレント光受信器。
【０１６６】
（付記２１）
該混合部に入力される前記受信信号光の偏波状態について、特定の偏波状態に制御する偏波制御手段をそなえ、
該変調部は、該偏波制御手段で偏波状態が制御された前記受信信号光について、前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有し前記第１クロックと位相同期した第３クロックに基づく周波数だけ光周波数が互いに異なる２つの直交偏波成分を有する光を前記変調光とすることを特徴とする、付記８記載のコヒーレント光受信器。
【０１６７】
（付記２２）
該変調部は、該混合部に入力される前記受信信号光について、該受信データ処理部での前記デジタル信号処理に用いる第１クロックと位相同期した第４クロックに基づく周波数で偏波状態を回転させた光を前記変調光とすることを特徴とする、付記１記載のコヒーレント光受信器。
【０１６８】
（付記２３）
該受信データ処理部に対して前記第１クロックを供給するとともに、該変調部に対して前記第１クロックに位相同期したクロックを供給するクロック供給部をそなえたことを特徴とする、付記１〜２２のいずれか１項記載のコヒーレント光受信器。
（付記２４）
該クロック供給部は、
前記第１クロックを発生し該受信データ処理部へ供給する発振回路と、
該発振回路からの前記第１クロックから、前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有し前記第１クロックに位相同期したクロックを生成して該変調部へ供給する変調クロック供給部と、をそなえたことを特徴とする、付記２３記載のコヒーレント光受信器。
【０１６９】
（付記２５）
該受信データ処理部は、
該光電変換部で電気信号に変換された前記混合信号について前記第１クロックに同期したサンプリングタイミングでデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換部と、
該アナログ／デジタル変換部からのデジタル信号を用いて、前記受信信号光に含まれる受信データ情報を取り出すための演算処理を実行するデジタル演算回路部と、をそなえたことを特徴とする、付記１〜２２のいずれか１項記載のコヒーレント光受信器。
【０１７０】
（付記２６）
該受信データ処理部に対して前記第１クロックを供給するとともに、該変調部に対して前記第１クロックに位相同期したクロックを供給するクロック供給部をそなえ、
該クロック供給部は、
前記第１クロックを発生し該アナログ／デジタル変換部へ供給する発振回路と、
該発振回路からの前記第１クロックから、前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有し前記第１クロックに位相同期したクロックを生成して該変調部へ供給する変調クロック供給部と、をそなえたことを特徴とする、付記２５記載のコヒーレント光受信器。
【０１７１】
（付記２７）
該発振回路からの前記第１クロックを分周して該デジタル演算回路部に動作クロックとして供給する分周回路を更にそなえたことを特徴とする、付記２６記載のコヒーレント光受信器。
（付記２８）
該変調部は、前記第１クロックの整数分の１または整数倍の繰返し周波数を有し前記第１クロックと位相同期した第３クロックに基づく周波数だけ光周波数が互いに異なる２つの直交偏波成分を有する局部発振変調光を発生し出力する局部発振変調光出力部として構成され、
かつ、該変調部をなす該局部発振変調光出力部への前記第３クロックと、該デジタル演算回路部への動作クロックと、を実質的に同一としたことを特徴とする、付記２７記載のコヒーレント光受信器。
【０１７２】
（付記２９）
該デジタル演算回路部は、前記演算処理の実行結果に基づいて、該発振回路で発生する前記第１クロックを制御することを特徴とする、付記２５記載のコヒーレント光受信器。
（付記３０）
該デジタル演算回路部の演算結果に基づいて、受信データの識別処理を実行するデータ識別部をさらにそなえたことを特徴とする、付記２５記載のコヒーレント光受信器。
【０１７３】
（付記３１）
付記１〜３０のいずれか１項記載のコヒーレント光受信器をそなえた光通信システム。
【図面の簡単な説明】
【０１７４】
【図１】本発明の第１実施形態にかかるコヒーレント光受信器を示す図である。
【図２】（ａ）〜（ｄ）はいずれも第１実施形態における光カプラに入力される受信信号光および局部発振変調光について説明するための図である。
【図３】本実施形態におけるコヒーレント光受信器が適用される光通信システムを示す図である。
【図４】第１実施形態の変形例を示す図である。
【図５】（ａ），（ｂ）はともに第１実施形態の変形例について説明するための図である。
【図６】本発明の第２実施形態にかかるコヒーレント光受信器を示す図である。
【図７】第２実施形態にかかるコヒーレント光受信器の要部構成を示す図である。
【図８】第２実施形態にかかるコヒーレント光受信器の作用効果について説明するための図である。
【図９】第２実施形態にかかるコヒーレント光受信器の作用効果について説明するための図である。
【図１０】第２実施形態の変形例を示す図である。
【図１１】第２実施形態の変形例を示す図である。
【図１２】第３実施形態にかかるコヒーレント光受信器を示す図である。
【図１３】本実施形態の変形例を示す図である。
【図１４】本実施形態の変形例を示す図である。
【図１５】従来のコヒーレント光受信器の概要となる構成について示す図である。
【図１６】従来のコヒーレント光受信器の構成例について示す図である。
【図１７】従来のコヒーレント光受信機における局部発振光の直交偏波成分を示す概念図である。
【図１８】従来のコヒーレント光受信機における中間周波信号の電気スペクトルを模式的に示す図である。
【図１９】本発明の第４実施形態にかかるコヒーレント光受信器を示すブロック図である。
【図２０】本発明の第５実施形態にかかるコヒーレント光受信器を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１７５】
１，１′，２０１    ＬＯ光源
２    位相変調器
３    光カプラ
４，１３−１，１３−２，２０３−１，２０３−２    差動受光器
５，１４−１，１４−２，２０４−１，２０４−２    ＡＤＣ
６，１５，１５Ａ，１５Ｂ，２０５    デジタル演算回路部
７，２０６    識別部
８ａ，２０７    ＶＣＯ
８ｂ，８ｅ，３８１，３８２    繰返しパターン発生部
８ｃ    位相偏移調整部
８ｄ    振幅調整部
９，２０７    分周器
１０，１０Ａ〜１０Ｄ，１００，２００    コヒーレント光受信器
１１    局部発振変調光出力部
１１Ａ，１１Ｂ    偏波変調部
１２，２０２    ２×４光ハイブリッド回路
１５Ａ−１〜１５Ａ−Ｎ    演算ブロック
２０，２０′    偏波制御器
２１    光源
２２    偏波ビームスプリッタ（ＰＢＳ）
２３    周波数シフタ（ＦＳ）
２５    可変光減衰器（ＶＯＡ）
２６    偏波ビームコンバイナ（ＰＢＣ）
２７，４１    光分岐器
２８    モニタ回路
２９    強度比制御回路
３０    偏波ローテータ
３１    音響光学偏波モード変換器
３２    駆動回路
３３    混合部
３４    光電変換部
３５    ＡＤＣ
３６    デジタル演算回路部
４０    偏波スクランブラ
１０１    局部発振光発生部
１０２    合波器
１０３    光検出器
１０４，１０５    バンドパスフィルタ
１０６    受信電子回路
１１２    光アイソレータ
１１３    偏波ビームスプリッタ
１１４    音響光学変調器
１１５    偏波ビームコンバイナ
３００    光通信システム
３０１    波長多重送信端局
３０２    波長分離受信端局
３０３    送信器
３０４    波長多重部
３０５    波長分離部
３０６    受信器
３１０    光ネットワーク
３１１    光伝送路
３１２    光分岐挿入装置
３１３    クロスコネクト装置
３１４    光増幅中継器
３２０〜３２２    変調部
【図１】
0005034770.tif 000015
【図２】
0005034770.tif 000016
【図３】
0005034770.tif 000017
【図４】
0005034770.tif 000018
【図５】
0005034770.tif 000019
【図６】
0005034770.tif 000020
【図７】
0005034770.tif 000021
【図８】
0005034770.tif 000022
【図９】
0005034770.tif 000023
【図１０】
0005034770.tif 000024
【図１１】
0005034770.tif 000025
【図１２】
0005034770.tif 000026
【図１３】
0005034770.tif 000027
【図１４】
0005034770.tif 000028
【図１５】
0005034770.tif 000029
【図１６】
0005034770.tif 000030
【図１７】
0005034770.tif 000031
【図１８】
0005034770.tif 000032
【図１９】
0005034770.tif 000033
【図２０】
0005034770.tif 000034