(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
多値の差動位相シフトキーイング信号を分離する差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計を制御する干渉計制御装置であって、
前記多値の差動位相シフトキーイング信号が多重化された信号から少なくとも１つの２値信号を分離する信号分離手段と、
前記少なくとも１つの２値信号の入力信号レベルが、閾値Ｖ＋よりも大きい場合には出力信号レベルを第１の所定値とし、閾値Ｖ−よりも小さい場合には出力信号レベルを第２の所定値とする振幅調整手段と、
前記振幅調整手段の出力信号パワを測定するパワ測定手段と、
前記パワ測定手段により測定されたパワが最大となるよう前記差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計の遅延時間差を制御する遅延時間制御手段と、
を有することを特徴とする干渉計制御装置。
【請求項２】
前記振幅調整手段の２つの閾値Ｖ＋、Ｖ−は、入力信号レベルの時間平均Ｖａｖｅとした時、Ｖ＋−Ｖａｖｅ＝Ｖａｖｅ−Ｖ−であることを特徴とする請求項１に記載の干渉計制御装置。
【請求項３】
前記分離された少なくとも１つの２値信号を受光し電気変換する受光器を更に有し、
前記振幅調整手段は電気回路であり、
前記パワ測定手段は、振幅調整手段の出力の電力を測定することを特徴とする請求項１に記載の干渉計制御装置。
【請求項４】
前記受光器として、バランス型受光器を用いることを特徴とする請求項３に記載の干渉計制御装置。
【請求項５】
周波数ｆで発振する発振器と、
前記発振器の出力で前記遅延時間差にディザリングを施すディザリング手段と、
前記パワ測定手段の測定結果から周波数ｆの変動成分を検出し、前記発振器の出力と同期検波を行う同期検波手段とを有し、
前記遅延時間制御手段は、前記同期検波手段の検波結果に基づいて前記遅延時間を調整することを特徴とする請求項１に記載の干渉計制御装置。
【請求項６】
多値の差動位相シフトキーイング信号を分離する差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計を制御する干渉計制御装置を用いた干渉計制御方法であって、
前記干渉計制御装置は、
前記多値の差動位相シフトキーイング信号が多重化された信号から少なくとも１つの２値信号を分離する信号分離過程と、
前記少なくとも１つの２値信号の入力信号レベルが、閾値Ｖ＋よりも大きい場合には出力信号レベルを第１の所定値とし、閾値Ｖ−よりも小さい場合には出力信号レベルを第２の所定値とする振幅調整過程と、
前記振幅調整過程の出力信号パワを測定するパワ測定過程と、
前記パワ測定過程により測定されたパワが最大となるよう前記差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計の遅延時間差を制御する遅延時間制御過程と、
を実行することを特徴とする干渉計制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、干渉計制御装置及び方法、特に、多値の差動位相シフトキーイング信号を分離する差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計を制御する干渉計制御装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、光伝送システムに用いる伝送符号として、波長分散耐力、偏波分散耐力の高いＤＭＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ；差動Ｍ相位相シフトキーイング）方式が広く検討されてきた。
ＤＭＰＳＫを受信するにあたっては、光干渉計を用いて遅延検波するのが一般的である。特に、光干渉計としてはマッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ；Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ）を用い、ダブルバランスドレシーバで差動受光する方式が主流である。
【０００３】
ここでは、ＤＭＰＳＫ信号の１種であるＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ；差動四相位相シフトキーイング）信号の生成と復調について説明する。
ＤＱＰＳＫ信号は２つのディジタル信号を多重化したものである。以下これら２つの信号をＩ成分、Ｑ成分と呼ぶ。各々の成分の符号はＨ（Ｈｉｇｈ；ハイ）またはＬ（Ｌｏｗ；ロー）であるから、合計４種類の状態が存在しうる。括弧のなかにＩ成分の符号とＱ成分の符号を並べて表記すれば、これら４つの状態は（Ｉ，Ｑ）＝（Ｈ，Ｈ）、（Ｈ，Ｌ）、（Ｌ，Ｈ）、（Ｌ，Ｌ）と表現できる。
【０００４】
光ＤＱＰＳＫ信号は、２つの連続するタイムスロットの光位相の差ΔφＳを変調する。
図８は、多重化された符号（Ｉ，Ｑ）と、隣接タイムスロットの位相差ΔφＳの対応付けの一例を示す表である。図８では、（Ｉ，Ｑ）＝（Ｈ，Ｈ）と、ΔφＳ＝０が対応付けられている。また、（Ｉ，Ｑ）＝（Ｈ，Ｌ）と、ΔφＳ＝３π／２が対応付けられている。また、（Ｉ，Ｑ）＝（Ｌ，Ｈ）と、ΔφＳ＝π／２が対応付けられている。また、（Ｉ，Ｑ）＝（Ｌ，Ｌ）と、ΔφＳ＝πが対応付けられている。
この光ＤＱＰＳＫ信号を干渉計に入射し、１タイムスロット分の遅延時間差を加えて自己干渉させる。この時、ΔφＳの位相差を持つ２つのタイムスロットが互いに干渉するが、これらのタイムスロットには干渉計の遅延時間によりΔφＭの位相差が更に加えられる。
【０００５】
図９は、位相差ΔφＭと干渉光の強度との関係の一例を示すグラフである。図９では、横軸に位相差ΔφＭをとっており、縦軸に干渉光の強度をとっている。
ここでは、干渉光の強度の最小値と、最大値を各々０と＋１に規格化している。干渉強度はΔφＭに依存する周期関数であり、周期は２πである。ΔφＭ＝＋０．２５πの時（図９の動作点Ａ）であれば、Ｉ成分の符号がＨ（Ｌ）の時に干渉強度は図９のＶＨ（ＶＬ）となり、Ｉ成分が復調できる。一方、ΔφＭ＝−０．２５πの時（図９の動作点Ｂ）であれば、Ｑ成分の符号がＨ（Ｌ）の時に干渉強度はＶＨ（ＶＬ）となり、Ｑ成分が復調できる。
【０００６】
図１０は、光ＤＱＰＳＫ信号復調用の干渉計２００の概略構成図である。干渉計２００の入力ポートから入力された信号光は分岐され、ディレイラインで１タイムスロットに等しい遅延を受ける。これにより、ＤＱＰＳＫ信号の隣接するタイムスロットの相互干渉が可能となる。
次に、これらの光をスターカップラ２０１で合波および４分岐する。スターカップラ２０１の光学特性により、分岐された光の位相は相対的にπ／４ずつずれている。出力ポートＡから出力される信号はΔφＭ＝＋０．２５π（図９の動作点Ａ）で干渉しており、出力ポートＢから出力される信号はΔφＭ＝−０．２５π（図９の動作点Ｂ）で干渉している。
【０００７】
したがって図８に示す対応付けを行っていれば、出力ポートＡからはＩ成分が、出力ポートＢからはＱ成分が復調できる。出力ポートＡ￣（Ａバー）、Ｂ￣（Ｂバー）からはＩ成分の反転、Ｑ成分の反転が復調される。
光強度は常に０より大きいが、反転ポートと併せてダブルバランスドレシーバで光／電気変換することにより、Ｈレベルを正電位、Ｌレベルを負電位、両者の中間を０電位に規格化することができる。この場合の復調信号の電位を図１１に示す。
【０００８】
図１１は、位相差ΔφＭと復調信号の電位との関係の一例を示すグラフである。図１１では、横軸に位相差ΔφＭをとっており、縦軸に復調信号の電位をとっている。
ここで、縦軸の最大、最小値は＋１、−１に規格化してある。動作点Ａ、ＢにおいてＶＨ＝−ＶＬとなり、ＧＮＤレベルに対して対称となる。
【０００９】
図１２は、ダブルバランスドレシーバの概略構成図である。ダブルバランスドレシーバは、直列接続された２つのフォトダイオード（ＰＤ）を有している。これら２つのＰＤは、各々干渉計の出力ポートＡ、Ａ￣に接続されている。２つの直列接続されたフォトダイオードの両端には、バイアス電圧が印加されており、２つのフォトダイオードの中間の電位を取り出すことにより、Ｉ成分の符号を電位に変換することが可能となる。
また、ダブルバランスドレシーバは、直列接続された２つのフォトダイオードを有している。これら２つのＰＤは、各々干渉計の出力ポートＢ、Ｂ￣に接続されている。２つの直列接続されたフォトダイオードの両端には、バイアス電圧が印加されており、２つのフォトダイオードの中間の電位を取り出すことにより、Ｑ成分の符号を電位に変換することが可能となる。
以下、電位に変換されたＩ成分の符号とＱ成分の符号を各々ＶＩ、ＶＱと表記する。Ｉ、Ｑ各成分の符号はランダムであるから、動作点Ａ、ＢにおいてＶＩはＶＨまたはＶＬの値をとる。ＶＱも同様である。
【００１０】
ここで、ディレイラインの誤差ないし波長の時間変動のために、位相誤差αが生じ、ΔφＭ＝±０．２５π＋αになった場合について説明する。図１１より明らかなように、ＶＨとＶＬは上下方向に分離し、各々ＶＨ１、ＶＨ２とＶＬ１、ＶＬ２の４つに分離する。特に、α＝π／４ないし−π／４では、ＶＨ２＝ＶＬ２＝０となり、アイは完全に閉じてしまう。
【００１１】
図１３（ａ）及び図１３（ｂ）は、実際に測定された復調波形の振幅のアイパターンを示す図である。図１３（ａ）に示すように、位相誤差αが０の場合、ＶＨ１とＶＨ２、およびＶＬ１とＶＬ２は縮退して一致し、各々ＶＨとＶＬになる。
一方、図１３（ｂ）に示すように、α＝π／４の場合、ＶＨ１とＶＬ１の絶対値はＶＨとＶＬに比べ大きくなるが、ＶＨ２とＶＬ２は０に落ち込み、正常な復調ができない。
従って、復調信号の品質を最高に保つためには、遅延時間は波長オーダで正確に調整する必要がある。この制御にはヒータによる温度制御を用いるのが一般的である（特許文献１）。
【００１２】
ΔφＭを直接測定するのは困難であるため、復調信号の波形をモニタし、（１）復調信号のＶＨ２またはＶＬ２の絶対値）を最大に保つ、（２）復調信号のＶＨ１（またはＶＬ１の絶対値）を最小に保つ、（３）復調信号のＶＨ１＋ＶＨ２（またはＶＬ１＋ＶＬ２の平均値の絶対値）を最大に保つ、のいずれかにより最適な遅延時間に設定する構成が特許文献２に開示されている。
【特許文献１】特開昭６３−０５２５３０号公報
【特許文献２】特開２００７−１８１１７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、伝送路中で群速度分散や偏波分散などの非線形光学効果が加わると、復調信号の波形も劣化し、パルスの圧縮や拡大、ピークの分離などが生じる。この様な場合、ＶＨ１やＶＨ２レベルが不明確になってしまう。ことに、大振幅側のＶＨ１のまたはＶＬ１の劣化が大きいため、前述の従来技術（２）と（３）の方法では最適な遅延時間差をモニタすることは困難になる。一方、前述の従来技術（１）の方法は、大振幅の部分を無視して小振幅の部分のみを選択的にモニタする必要があるため、ボーレートが高い場合は回路の実現が困難となる。
【００１４】
群速度分散による波形劣化を受けた場合、±２００ｐｓ／ｎｍを超えるあたりからパルスのピークは甚だしく崩れてしまうため、従来の方法で干渉計の制御を行うのは極めて困難になる。ＶＨ１やＶＨ２のようなピーク値のレベルを検出するのではなく、復調波形全体の電力を検出するという方法もある。しかしこの場合にも問題が生じる。電力計の帯域が十分に広く、１ビットごとにピークの振幅を検出できるならば、測定される電力は、以下の式（１）で表される。
【００１５】
ｋ×｛（ＶＨ１／√２）２＋（ＶＬ１／√２）２＋（ＶＨ２／√２）２＋（ＶＬ２／√２）２｝  ・・・（１）
【００１６】
ここでｋは比例係数である。図９に示す干渉強度の周期性と対称性のために、測定される電力はαに依存せず常に一定となる。従って、復調波形の電力を測定しても位相誤差αの大小を正確には判定することができない。
【００１７】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、受信波形が大きく劣化している場合であっても、干渉計に最適な遅延時間差を与えることができる干渉計制御装置及び方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上述した課題を解決するために、本発明は、多値の差動位相シフトキーイング信号を分離する差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計を制御する干渉計制御装置であって、前記多値の差動位相シフトキーイング信号が多重化された信号から少なくとも１つの２値信号を分離する信号分離手段と、前記少なくとも１つの２値信号の入力信号レベルが、閾値Ｖ＋よりも大きい場合には出力信号レベルを第１の所定値とし、閾値Ｖ−よりも小さい場合には出力信号レベルを第２の所定値とする振幅調整手段と、前記振幅調整手段の出力信号パワを測定するパワ測定手段と、前記パワ測定手段により測定されたパワが最大となるよう前記差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計の遅延時間差を制御する遅延時間制御手段と、を有することを特徴とする。
【００１９】
また、本発明は、前記振幅調整手段の２つの閾値Ｖ＋、Ｖ−は、入力信号レベルの時間平均Ｖａｖｅとした時、Ｖ＋−Ｖａｖｅ＝Ｖａｖｅ−Ｖ−であることを特徴とする。
【００２０】
また、本発明は、前記分離された少なくとも１つの２値信号を受光し電気変換する受光器を更に有し、前記振幅調整手段は電気回路であり、前記パワ測定手段は、振幅調整手段の出力の電力を測定することを特徴とする。
【００２１】
また、本発明は、前記受光器として、バランス型受光器を用いることを特徴とする。
【００２２】
また、本発明は、周波数ｆで発振する発振器と、前記発振器の出力で前記遅延時間差にディザリングを施すディザリング手段と、前記パワ測定手段の測定結果から周波数ｆの変動成分を検出し、前記発振器の出力と同期検波を行う同期検波手段とを有し、前記遅延時間制御手段は、前記同期検波手段の検波結果に基づいて前記遅延時間を調整することを特徴とする。
【００２３】
また、本発明は、多値の差動位相シフトキーイング信号を分離する差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計を制御する干渉計制御装置を用いた干渉計制御方法であって、前記干渉計制御装置は、前記多値の差動位相シフトキーイング信号が多重化された信号から少なくとも１つの２値信号を分離する信号分離過程と、前記少なくとも１つの２値信号の入力信号レベルが、閾値Ｖ＋よりも大きい場合には出力信号レベルを第１の所定値とし、閾値Ｖ−よりも小さい場合には出力信号レベルを第２の所定値とする振幅調整過程と、前記振幅調整過程の出力信号パワを測定するパワ測定過程と、前記パワ測定過程により測定されたパワが最大となるよう前記差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計の遅延時間差を制御する遅延時間制御過程と、を実行することを特徴とする。
【００２４】
図１１に示した復調波形の電位は、通常のダブルバランスドレシーバの動作に従い、入力した光の強度と出力の電位が比例するものとした。ここで、２つの閾値Ｖ＋およびＶ−を持ち、入力の信号レベルがＶ＋以下Ｖ−以上であれば入力と出力の信号レベルが比例し、それ以外では出力がクリップされるスライサ手段を伴うダブルバランスドレシーバを考える。
【００２５】
一例として、図９に示した入力光強度に対し、Ｖ＋＝０．８、Ｖ−＝０．２、である場合について考える。この場合、スライサ手段を伴うダブルバランスドレシーバの入出力特性は、図３のようになり、復調されたＤＱＰＳＫ信号の出力電位は図４に示した値となる。
【００２６】
本実施形態によるスライサ手段とダブルバランスドレシーバを用いて復調すると、ＶＨ１又はＶＬ１は位相誤差αの大きさによらずほぼ一定となる。本発明では、このように２つの閾値を有するスライサ手段を持つバランス型受信器を用いている。
ここで説明したスライサ手段は、ダブルバランスドレシーバの入力側におかれた光回路を用いても良く、またはダブルバランスドレシーバの出力側におかれた電気回路を用いても良い。
【００２７】
図５（ａ）及び図５（ｂ）は、本発明の第１の実施形態で測定された復調波形の振幅のアイパターンを示す図である。
図５（ａ）に示すように、α＝０の場合、従来の構成と同じくＶＨ１とＶＨ２、およびＶＬ１とＶＬ２は縮退して一致する。一方、図５（ｂ）に示すように、α＝π／４の場合、従来の構成と同じくＶＨ２とＶＬ２は０に落ち込むが、ＶＨ１とＶＬ１の絶対値はα＝０の場合と殆ど変わりがない。
このようなバランス型受信器で得られる復調波形の電力を測定する。前述のとおり、理想的な電力計を使えば測定される電力は、以下の式（２）で表される。
【００２８】
ｋ×｛（ＶＨ１／√２）２＋（ＶＬ１／√２）２＋（ＶＨ２／√２）２＋（ＶＬ２／√２）２｝  ・・・（２）
【００２９】
ＶＨ１とＶＬ１の値はαに依存せずほぼ一定であるから、第１項と第２項の値はほぼ定数である。しかし第３項と第４項はαの増加に伴い急激に０に近づく。したがって、電力は位相誤差α＝０で最大となる。この性質を利用して、ＭＺＩの遅延時間を最適値に制御することができる。
次に、群速度分散あるいは偏波分散など、非線形光学効果による波形劣化が生じた場合について説明する。送信時において単一であった光パルスは、これらの効果により伝送劣化を受けて崩れ、パルス幅の拡大やピークの分離を生じる。そのため最大ピークが減少、または一意に定まらなくなる。しかし、本実施形態の構成では復調後のＶＨ１やＶＬ１を一定値にクリップするため、波形劣化による影響は少ない。また位相誤差αの絶対値が増加するとＶＨ２やＶＬ２が急激に減少するという性質は本実施形態の構成においても保たれる。このため、非線形光学効果による波形劣化に影響されること無くＭＺＩ干渉計の制御が可能となる。
【００３０】
上記の説明では、光ＤＱＰＳＫ信号を例に取ったが、多重度の高い他の光ＤＭＰＳＫ信号でも同様である。また、上記の説明ではバランス型受信器を用いているが、単一のフォトダイオード（ＰＤ）でも実現可能である。この場合は、光が無入力の状態のレベルを基準とし、ある一定以上の光強度に対して出力が飽和する構成とする。
【発明の効果】
【００３１】
本発明の干渉計制御装置及び方法では、受信波形が大きく劣化している場合であっても、干渉計に最適な遅延時間差を与えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。
【００３３】
（基本構成）
図１は、本発明の実施形態による受信装置１００（干渉計制御装置）の構成を示すブロック図である。受信装置１００は、復調用干渉計１０１、第ｉ成分出力光ポート１０２、光電気変換手段１０３、信号分岐手段１０４（信号分離手段）、第ｉ成分出力ポート１０５、スライサ手段１０６（振幅調整手段）、電力モニタ手段１０７（パワ測定手段）、遅延時間差調整手段１０８（遅延時間制御手段）を有する。
【００３４】
光ＤＭＰＳＫ信号は１〜Ｎの２値ディジタル信号を多重化したものであるが、復調用干渉計１０１により分離、復調される。ここでは簡単のため第ｉ成分出力光ポート１０２のみ図示している。なお、ここでｉは整数であり、１≦ｉ≦Ｎである。
第ｉ成分出力光ポート１０２の光出力は光電気変換手段１０３により電気信号に変換される。この電気信号は信号分岐手段１０４により分岐され、片方は受信信号、他方は制御用信号として活用される。前者の信号は第ｉ成分出力ポート１０５から出力される。後者の信号はスライサ手段１０６に入力される。
スライサ手段１０６は、信号分岐手段１０４から分岐される２値信号の信号レベルが、閾値Ｖ＋よりも大きい場合には出力信号レベルを第１の所定値とし、信号分岐手段１０４から分岐される２値信号の信号レベルが、閾値Ｖ−よりも小さい場合には出力信号レベルを第２の所定値とする。なお、２つの閾値Ｖ＋、Ｖ−は、信号分岐手段１０４から分岐される２値信号の信号レベルの時間平均をＶａｖｅとした時、Ｖ＋−Ｖａｖｅ＝Ｖａｖｅ−Ｖ−である。
スライサ手段１０６は、光ＤＭＰＳＫ信号のシンボルレートに追随可能な速度で処理することが必要である。２つの閾値を越えた領域がカットされた復調信号は電力モニタ手段１０７に入力される。
検出された電力は、位相誤差αが最小の時に最大となる。電カモニタ手段１０７の出力は遅延時間差調整手段１０８に入力され、復調用干渉計１０１の位相誤差αを最小とするようフィードバックがかけられる。最終的には、α＝０の、最良の動作点に系が収束する。
【００３５】
（第１の実施形態）
図２は、本発明の第１の実施形態による受信装置１００ａ（干渉計制御装置）の構成を示すブロック図である。受信装置１００ａは、復調用干渉計１０１ａ、Ｉ成分出力光ポート１１１ａ、Ｉ￣（Ｉバー）成分出力光ポート１１２ａ、Ｑ成分出力光ポート１０９ａ、Ｑ￣（Ｑバー）成分出力光ポート１１０ａ、Ｉ成分用バランス型受光器１０３ａ（受光器）、Ｑ成分用バランス型受光器１１３ａ、Ｉ成分用アンプ１０４ａ（信号分離手段）、Ｑ成分用アンプ１１４ａ、Ｉ成分出力ポート１０５ａ、Ｑ成分出力ポート１１５ａ、スライサ手段１０６ａ（振幅調整手段）、電力測定手段１０７ａ（パワ測定手段）、ヒータ電力掃引手段１０８ａ（遅延時間制御手段）を有する。
【００３６】
また、復調用干渉計１０１ａは、カップラ１０１１ａ、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａ、ＩＱ分離手段１０１３ａを有する。
また、電力測定手段１０７ａは、整流手段１０７１ａ、平滑化手段１０７２ａを有する。
【００３７】
なお、図１の復調用干渉計１０１は、図２の復調用干渉計１０１ａに対応している。また、図１の第ｉ成分出力光ポート１０２は、図２のＩ成分出力光ポート１１１ａ、Ｉ￣成分出力光ポート１１２ａ、Ｑ成分出力光ポート１０９ａ、Ｑ￣成分出力光ポート１１０ａに対応している。
また、図１の光電気変換手段１０３は、図２のＩ成分用バランス型受光器１０３ａ、Ｑ成分用バランス型受光器１１３ａに対応している。また、図１の信号分岐手段１０４は、図２のＩ成分用アンプ１０４ａに対応している。
また、図１の第ｉ成分出力ポート１０５は、図２のＩ成分出力ポート１０５ａ、Ｑ成分出力ポート１１５ａに対応している。また、図１のスライサ手段１０６は、図２のスライサ手段１０６ａに対応している。
また、図１の電力モニタ手段１０７は、図２の電力測定手段１０７ａに対応している。また、図１の遅延時間差調整手段１０８は、図２のヒータ電力掃引手段１０８ａに対応している。
【００３８】
本実施形態では、光ＤＱＰＳＫ信号を復調する場合について説明するが、多重度の高いＤＭＰＳＫ信号を復調する場合についても本実施形態は適用可能である。
復調用干渉計１０１ａは１ビット分の遅延線を有している。ＩＱ分離手段１０１３ａは図１０に示したようなスターカップラを用いることもできるが、同等の機能を有する光回路であればそれを用いても良い。復調用干渉計１０１ａの遅延時間が正しい値の近傍に設定されていれば、Ｉ成分出力光ポート１１１ａからはＩ成分が、Ｑ成分出力光ポート１０９ａからはＱ成分が出力される。また、Ｉ￣成分出力光ポート１１２ａからはＩ成分の反転出力が、Ｑ￣成分出力光ポート１１０ａからはＱ成分の反転出力が出力される。
【００３９】
Ｉ成分出力光ポート１１１ａの出力とＩ￣成分出力光ポート１１２ａの出力をＩ成分用バランス型受光器１０３ａに入力することにより、ＧＮＤレベルをはさんで対称な、Ｉ成分に対応した２値の強度信号を得ることができる。
また、Ｑ成分出力光ポート１０９ａの出力とＱ￣成分出力光ポート１１０ａの出力をＱ成分用バランス型受光器１１３ａに入力することにより、ＧＮＤレベルをはさんで対称な、Ｑ成分に対応した２値の強度信号を得ることができる。
【００４０】
Ｑ成分用バランス型受光器１１３ａの出力は、Ｑ成分用アンプ１１４ａに入力される。そして、Ｑ成分用アンプ１１４ａは、Ｑ成分の復調信号をＱ成分出力ポート１１５ａに出力する。
また、Ｉ成分用バランス型受光器１０３ａの出力は、反転出力を有するＩ成分用アンプ１０４ａに入力される。そして、Ｉ成分用アンプ１０４ａは、Ｉ成分の復調信号をＩ成分出力ポート１０５ａに出力する。また、Ｉ成分用アンプ１０４ａは、Ｉ成分の復調信号の反転出力を、２つの閾値Ｖ＋およびＶ−が設定されたスライサ手段１０６ａに入力し、復調波形の上端および下端をカットする。つまり、スライサ手段１０６ａに入力された信号の入力のレベルが、閾値Ｖ＋よりも大きい場合には出力信号レベルを第１の所定値とし、閾値Ｖ−よりも小さい場合には出力信号レベルを第２の所定値とする。完全なカット動作は実現困難であるから、ある程度以上の入力で飽和する非線形応答の回路を用いても良い。あるいは、スライサ手段１０６ａを省き、代わりにバランス型受光器ないしアンプの入出力応答を非線形応答にして出力を飽和させても良い。
【００４１】
ＤＱＰＳＫ信号の場合、Ｖ＋およびＶ−は、α＝π／４で予測されるピークの最大値を√２で割った値が望ましい。図１１の例では、α＝π／４で予測されるピークの最大値は±１であり、これを√２で割った値は約±０．７となる。この値は図１１のＶＨまたはＶＬに相当する。
スライサ手段１０６ａの出力は電力測定手段１０７ａに入力される。電力測定手段１０７ａは、入力された電力をＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｃｕｒｒｅｎｔ；直流）電圧に変換し出力する。この値が最大のときに位相誤差α＝０となり、最良のアイ開口が得られる。
【００４２】
位相誤差αを０にするには、復調用干渉計１０１ａのΔφＭを調整すればよく、ΔφＭの制御には遅延時間制御用ヒータ１０１２ａを用いる。前述した式（２）と図４より、電力の変動は位相誤差αの正負に対して対称であるから、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａの温度が不足しているのか過剰であるかは直ちに判定することはできない。ヒータ電力掃引手段１０８ａにより遅延時間制御用ヒータ１０１２ａの温度を微小範囲で掃引し、電力が最大となる温度に固定する。
掃引は、系の立ち上げ時にのみ行っても良いし、電力測定手段１０７ａの出力が変化した時に掃引を行うようにしても良い。以上の操作により、系全体は、位相誤差α＝０、すなわちアイ開口最良の状態に収束する。
この実施形態では、光ＤＱＰＳＫ信号のＩ成分を制御に用いているが、これはＱ成分でも良く、またＤＭＰＳＫ信号で多重化された各成分のすべてをモニタしても良い。
【００４３】
本発明の第１の実施形態では、多値の差動位相シフトキーイング信号が多重化された信号から少なくとも１つの２値信号を復調用干渉計１０１ａが分離し、前記分離された少なくとも１つの２値信号の信号レベルが、閾値Ｖ＋よりも大きい場合にはスライサ手段１０６ａが出力信号レベルを第１の所定値とし、閾値Ｖ−よりも小さい場合にはスライサ手段１０６ａが出力信号パワを第２の所定値とし、スライサ手段１０６ａの出力信号パワを電力測定手段１０７ａが測定し、電力測定手段１０７ａにより測定されたレベルが最大となるよう差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計１０１ａの遅延時間差をヒータ電力掃引手段１０８ａが制御するようにしたので、受信装置１００ａの受信波形が大きく劣化している場合であっても、干渉計１０１ａに最適な遅延時間差を与えることができる。
【００４４】
（第２の実施形態）
図６は、本発明の第２の実施形態による受信装置１００ｂ（干渉計制御装置）の構成を示すブロック図である。受信装置１００ｂは、復調用干渉計１０１ｂ、Ｉ成分出力光ポート１１１ａ、Ｉ￣成分出力光ポート１１２ａ、Ｑ成分出力光ポート１０９ａ、Ｑ￣成分出力光ポート１１０ａ、Ｉ成分用バランス型受光器１０３ａ、Ｑ成分用バランス型受光器１１３ａ、Ｉ成分用アンプ１０４ａ（信号分離手段）、Ｑ成分用アンプ１１４ａ、Ｉ成分出力ポート１０５ａ、Ｑ成分出力ポート１１５ａ、スライサ手段１０６ａ（振幅調整手段）、電力測定手段１０７ａ（パワ測定手段）、ＢＰＦ（Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ；バンドパスフィルタ）・１１６ｂ、同期検波手段１１７ｂ、ヒータ電力制御手段１１８ｂ（遅延時間制御手段）、信号分岐手段１１９ｂ、発信器１２０ｂを有する。
【００４５】
また、復調用干渉計１０１ｂは、カップラ１０１１ａ、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａ、ＩＱ分離手段１０１３ａ、ディザリング用ペルチェ１０１４ｂ（ディザリング手段）を有する。
また、電力測定手段１０７ａは、整流手段１０７１ａ、平滑化手段１０７２ａを有する。
なお、第２の実施形態において、第１の実施形態（図２）と同様の構成を有する部分については、同一の符号を付してそれらの説明を省略する。
【００４６】
本実施形態では、光ＤＱＰＳＫ信号を復調する場合について説明するが、多重度の高いＤＭＰＳＫ信号を復調する場合にも本実施形態は適用することができる。第１の実施形態では遅延時間制御用ヒータ１０１２ａの温度が不足しているのか過剰であるかを判定するためにヒータ温度の掃引を行ったが、本実施形態では、ディザリングの技術を用いる。
発信器１２０ｂにより周波数ｆの正弦波をつくり、これを信号分岐手段１１９ｂによって分岐し、ディザリング用ペルチェ１０１４ｂにこの電圧を印加する。周波数ｆの温度変動により、ΔφＭは周波数ｆで変動する。この時、ΔφＭの変動により信号品質も周期的に変動してしまうため、システム運営上許容できる範囲の変動幅に抑えておく。
【００４７】
第１の実施形態で説明したように、電力測定手段１０７ａからはピークをリミットした後の復調波形の電力が出力される。ΔφＭの変動に伴い、αおよび電力もまた周波数ｆで変動する。発信器１２０ｂの出力の位相と電力の増減の位相を同期検波で比較参照することにより、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａの温度が不足しているのか過剰であるかを判定することができる。
同期検波は、ＢＰＦ・１１６ｂと同期検波手段１１７ｂによって行われ、ヒータ電力制御手段１１８ｂにより、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａにフィードバックされる。
本実施形態では、光ＤＱＰＳＫ信号のＩ成分を制御に用いているが、これはＱ成分でも良く、またＤＭＰＳＫ信号で多重化された各成分のすべてをモニタしても良い。
【００４８】
本発明の第２の実施形態では、多値の差動位相シフトキーイング信号が多重化された信号から少なくとも１つの２値信号を復調用干渉計１０１ｂが分離し、前記分離された少なくとも１つの２値信号の信号レベルが、閾値Ｖ＋よりも大きい場合にはスライサ手段１０６ａが出力信号レベルを第１の所定値とし、閾値Ｖ−よりも小さい場合にはスライサ手段１０６ａが出力信号レベルを第２の所定値とし、スライサ手段１０６ａの出力信号パワを電力測定手段１０７ａが測定し、電力測定手段１０７ａにより測定されたパワが最大となるよう差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計１０１ｂの遅延時間差をヒータ電力制御手段１１８ｂが制御するようにしたので、受信装置１００ｂの受信波形が大きく劣化している場合であっても、干渉計１０１ｂに最適な遅延時間差を与えることができる。
【００４９】
（第３の実施形態）
図７は、本発明の第３の実施形態による受信装置１００ｃ（干渉計制御装置）の構成を示すブロック図である。受信装置１００ｃは、復調用干渉計１０１ｂ、Ｉ成分出力光ポート１１１ａ、Ｉ￣成分出力光ポート１１２ａ、Ｑ成分出力光ポート１０９ａ、Ｑ￣成分出力光ポート１１０ａ、第１のフォトディテクタ１２１ｃ、第２のフォトディテクタ１２２ｃ、第３のフォトディテクタ１２３ｃ、Ｑ成分用アンプ１１４ａ、Ｉ成分用アンプ１２４ｃ、アンプ１２５ｃ、Ｉ成分出力ポート１０５ａ、Ｑ成分出力ポート１１５ａ、スライサ手段１０６ａ（振幅調整手段）、電力測定手段１０７ａ（パワ測定手段）、ＢＰＦ・１１６ｂ、同期検波手段１１７ｂ、ヒータ電力制御手段１１８ｂ（遅延時間制御手段）、信号分岐手段１１９ｂ、発信器１２０ｂを有する。
【００５０】
また、復調用干渉計１０１ｂは、カップラ１０１１ａ、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａ、ＩＱ分離手段１０１３ａ、ディザリング用ペルチェ１０１４ｂ（ディザリング手段）を有する。
また、電力測定手段１０７ａは、整流手段１０７１ａ、平滑化手段１０７２ａを有する。
なお、第３の実施形態において、第１の実施形態（図２）や第２の実施形態（図６）と同様の構成を有する部分については、同一の符号を付してそれらの説明を省略する。
【００５１】
本実施形態では、光ＤＱＰＳＫ信号を復調する場合について説明するが、多重度の高いＤＭＰＳＫ信号を復調する場合についても本実施形態を適用することができる。第１および第２の実施形態では、復調されたＩ成分またはＱ成分の光信号を電気変換するにあたってバランス型受光器を用いていた。しかしこれは単一のフォトディテクタに置き換えることも可能である。
このような場合、復調用干渉計１０１ｂの出力ポートの空きポートを利用して、電力の絶対値をモニタすることが可能である。本実施形態では第３のフォトディテクタ１２３ｃにより電力をモニタしている。
本実施形態では、光ＤＱＰＳＫ信号のＩ成分の制御に用いているが、これはＱ成分でも良く、またＤＭＰＳＫ信号で多重化された各成分のすべてをモニタしても良い。
【００５２】
本発明の第３の実施形態では、多値の差動位相シフトキーイング信号が多重化された信号から少なくとも１つの２値信号を復調用干渉計１０１ｂが分離し、前記分離された少なくとも１つの２値信号の信号レベルが、閾値Ｖ＋よりも大きい場合にはスライサ手段１０６ａが出力信号レベルを第１の所定値とし、閾値Ｖ−よりも小さい場合にはスライサ手段１０６ａが出力信号レベルを第２の所定値とし、スライサ手段１０６ａの出力信号パワを電力測定手段１０７ａが測定し、電力測定手段１０７ａにより測定されたパワが最大となるよう差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計１０１ｂの遅延時間差をヒータ電力制御手段１１８ｂが制御するようにしたので、受信装置１００ｃの受信波形が大きく劣化している場合であっても、干渉計１０１ｂに最適な遅延時間差を与えることができる。
【００５３】
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の実施形態による受信装置１００（干渉計制御装置）の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態による受信装置１００ａ（干渉計制御装置）の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施形態によるスライサ手段１０６ａの入出力特性を示すグラフである。
【図４】本発明の第１の実施形態により復調されたＤＱＰＳＫ信号の出力電位を示すグラフである。
【図５】本発明の第１の実施形態で測定された復調波形の振幅のアイパターンを示す図である。
【図６】本発明の第２の実施形態による受信装置１００ｂ（干渉計制御装置）の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第３の実施形態による受信装置１００ｃの構成を示すブロック図である。
【図８】多重化された符号（Ｉ，Ｑ）と、隣接タイムスロットの位相差ΔφＳの対応付けの一例を示す表である。
【図９】位相差ΔφＭと干渉光の強度との関係の一例を示すグラフである。
【図１０】光ＤＱＰＳＫ信号復調用の干渉計２００の概略構成図である。
【図１１】位相差ΔφＭと復調信号の電位との関係の一例を示すグラフである。
【図１２】ダブルバランスドレシーバの概略構成図である。
【図１３】実際に測定された復調波形の振幅のアイパターンを示す図である。
【符号の説明】
【００５５】
１００、１００ａ〜１００ｃ・・・受信装置、１０１・・・復調用干渉計、１０１ａ、１０１ｂ・・・復調用干渉計、１０２・・・第ｉ成分出力光ポート、１０３・・・光電気変換手段、１０３ａ・・・Ｉ成分用バランス型受光器、１０４・・・信号分岐手段、１０４ａ・・・Ｉ成分用アンプ、１０５・・・第ｉ成分出力ポート、１０５ａ・・・Ｉ成分出力ポート、１０６・・・スライサ手段、１０６ａ・・・スライサ手段、１０７・・・電力モニタ手段、１０７ａ・・・電力測定手段、１０８・・・遅延時間差調整手段、１０８ａ・・・ヒータ電力掃引手段、１０９ａ・・・Ｑ成分出力光ポート、１１０ａ・・・Ｑ￣成分出力光ポート、１１１ａ・・・Ｉ成分出力光ポート、１１２ａ・・・Ｉ￣成分出力光ポート、１１３ａ・・・Ｑ成分用バランス型受光器、１１４ａ・・・Ｑ成分用アンプ、１１５ａ・・・Ｑ成分出力ポート、１１６ｂ・・・ＢＰＦ、１１７ｂ・・・同期検波手段、１１８ｂ・・・ヒータ電力制御手段、１１９ｂ・・・信号分岐手段、１２０ｂ・・・発信器、１２１ｃ・・・第１のフォトディテクタ、１２２ｃ・・・第２のフォトディテクタ、１２３ｃ・・・第３のフォトディテクタ、１２４ｃ・・・Ｉ成分用アンプ、１２５ｃ・・・アンプ、１０１１ａ・・・カップラ、１０１２ａ・・・遅延時間制御用ヒータ、１０１３ａ・・・ＩＱ分離手段、１０１４ｂ・・・ディザリング用ペルチェ、１０７１ａ・・・整流手段、１０７２ａ・・・平滑化手段
【図１】
0004870641.tif 000002
【図２】
0004870641.tif 000003
【図３】
0004870641.tif 000004
【図４】
0004870641.tif 000005
【図５】
0004870641.tif 000006
【図６】
0004870641.tif 000007
【図７】
0004870641.tif 000008
【図８】
0004870641.tif 000009
【図９】
0004870641.tif 000010
【図１０】
0004870641.tif 000011
【図１１】
0004870641.tif 000012
【図１２】
0004870641.tif 000013
【図１３】
0004870641.tif 000014