(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信側において、単一周波数の正弦波から構成され、周期が搬送周波数に同期し、所定の幅と所定の周期になるように形成された最大で一定振幅のパルス信号と、前記パルス信号と同一周波数の正弦波から構成され、前記パルス信号の振幅を基準とした多値のデジタル値を表現する振幅を持つデータ信号とを変調入力として、単側帯波として送信することを特徴とするＳＳＢ無線通信方式及び無線機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、単側帯波（ＳＳＢ）通信方式を用いるＳＳＢ無通信方式及びそのための無線機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
変調信号により振幅変調し、無線通信を行う方式として、ＳＳＢ無線通信方式が広く用いられている。
【０００３】
このＳＳＢ無線通信方式は、搬送波及び上下の側帯波のうち、直接情報伝達に寄与していない搬送波と上下の側帯波の一方とを抑圧し、上又は下の側帯波の一方だけを伝送する方式である。この方式は電力の節約になるのみならず、周波数帯域が半分で済み、通信チャネルを多くとれる。
【０００４】
図４は、従来のＳＳＢ無線通信方式を用いる無線機の受信回路のブロック構成を示す図である。
【０００５】
図４において、空中線１５１では送信側から送られてきた単側帯波信号を受信し、高周波増幅回路１５２で増幅する。周波数変換機１５３では高周波増幅回路１５２からの単側帯波信号と第１局部発振器１５４からの信号を混合し、帯域通過フィルタ１５５を通して中間周波数信号に変換する。中間周波増幅器１５６ではその出力の大きさが所定値になるように検出器１５６ａにより自動的に利得が調整される。復調器１５７では自動利得調整された中間周波数信号を第二局部発振器１５７ａからの信号に基づいて復調する。
この復調器１５７の出力信号を低域フィルタ１５８を通して低周波増幅器１５９で増幅し、復調出力を得る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このＳＳＢ無線通信方式では、図４の中間周波増幅器１５６及び検出器１５６ａでの自動利得調整に際して、レベル調整の基準となるべき搬送波信号がないため、自動利得調整の時定数を変調信号の周期より十分長く設定する必要がある。
このため、無線通信経路の条件により自動利得調整の時定数より短い周期で受信信号レベルが変動した場合に、受信回路で振幅歪みを生じ、受信出力が変動してしまう。
【０００７】
また、変調信号の波形を完全に再現するためには、送信側と受信側との周波数を一致させる周波数を、第１局部発振器１５４から周波数変換器１５３に、および第２局部発振器１５７ａから復調器１５７に与える必要があり、多少の誤差が許容される場合でもその許容範囲内の周波数を与える必要がある。したがって、送信側の周波数と受信側の周波数を一致させるために、高安定度の発振器を必要とする。この高安定度の発振器を有しない場合には、受信側の周波数を微調整する回路、例えばクラリファイヤを必要とする。
【０００８】
また、ＳＳＢ無線通信方式では、無線通信経路の条件により受信出力レベルが変動するから、振幅値をデジタル信号の変調値として扱うことが出来ず、効率の良いデータ転送が行えない。
【０００９】
そこで、本発明は、ＳＳＢ無線通信方式における、高電力効率及び狭周波数帯域伝送の利点を生かしつつ、受信回路の自動利得制御を無線通信経路の条件によらず即時且つ高精度に行うことが出来るＳＳＢ無線通信方式及び無線機を提供することを目的とする。
【００１０】
また、受信側において、受信信号に基づいて送信側周波数に同期した周波数を作成し、高安定度の発振器を必要とせず、また、受信側の周波数を微調整する回路（クラリファイヤ）も必要としない、ＳＳＢ無線通信方式及び無線機を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１のＳＳＢ無線通信方式及び無線機は、送信側において、単一周波数の正弦波から構成され、周期が搬送周波数に同期し、所定の幅と所定の周期になるように形成された最大で一定振幅のパルス信号と、前記パルス信号と同一周波数の正弦波から構成され、前記パルス信号の振幅を基準とした多値のデジタル値を表現する振幅を持つデータ信号とを変調入力として、単側帯波として送信することを特徴とする。
【００１２】
請求項２のＳＳＢ無線通信方式及び無線機は、受信側において、中間周波増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値になるように、前記中間周波増幅器の利得を制御する自動利得制御手段を有し、受信したパルス信号の周期に基づいて復調回路に与える局部発振器の周波数を決定し、前記復調回路の後段に低周波増幅器を設け、この低周波増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値になるように前記低周波増幅器の利得を制御する自動利得制御手段を有することを特徴とする。
【００１３】
本発明では、通信経路の条件により受信信号レベルが変動した場合にも、受信した狭い間隔のパルス信号の間隔毎に中間周波増幅器の利得が自動調整され、復調回路に入力される入力のピーク値は一定に保たれるため、振幅歪みが発生しにくい。
【００１４】
また、受信したパルス信号の間隔に同期を取って局部発振周波数を調整できるから、高安定度の発振器及び受信周波数を微調整する回路（クラリファイヤ）も必要としない。
【００１５】
また、受信回路の復調器の後段に出力にさらに低周波増幅器を設け、パルス信号による利得調整を再度行うことにより、復調器で選択された希望信号に対して利得が再調整されるため、信号の振幅値の精度が大きく改善される。
【００１６】
さらに、信号の振幅値の精度が大きく改善されるため、デジタル信号の多値数を大きく設定出来る。従って、データ伝送効率が大幅に改善される。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００１８】
本発明のＳＳＢ無線通信方式及びその無線機においては、前記に示すように振幅値の正確な復調が可能であるので、多値デジタル信号の伝送が可能である。また、後記に示すように、デジタル信号の方が本発明の特質が一層生かされ、アナログ信号も容易にデジタル信号への変換が可能であるので、変調入力はデジタル信号に統一する。
【００１９】
本発明の原理を数式などを用いて表すと、変調回路搬送波をＶｃｃｏｓ（ｗｃｔ＋θ）、変調信号をｋＡｃｏｓ（ｐｔ＋ψ）とすると上側帯波Ｖｕは下式（１）で表される。
Ｖｕ＝１／２・ｍＶｃｃｏｓ｛（ｗｃ＋ｐ）ｔ＋θ＋ψ｝・・・（１）
ただし、ｍは変調度（＝ｋＡ／Ｖｃ）であり、ｋは係数である。
（１）式が示すように、変調信号の周波数が１波であれば、通過帯域幅は帯域通過ろ波回路の出力の立ち上がり時間と逆比例して無限に狭くてよく、占有帯域幅は、変調信号の変化にのみ対応する広さでよいので、周波数利用効率は最大となる。さらに、振幅値最大のパルス信号の幅は変調信号がアナログの場合は音声等の影響少なくするため、並びにデジタル信号の場合は伝送量を多くする点で狭い方が良いので、アナログの場合は音声周波数の中の高い方の周波数１サイクルとなるが、デジタル信号の場合は周波数が限定されないので任意の複数サイクルとなる。また、デジタル信号の場合は、変調周波数は任意に高く設定出来るので、搬送波から大きく離すことができ、帯域通過ろ波回路のＱは低く設定出来る。ここで、側帯波の振幅値は、１／２・ｍＶｃ＝ｋＡ／２であるから、変調信号の振幅値Ａに比例する。そこで、変調信号を、周期が搬送周波数に同期し、所定の幅と所定の周期になるように形成された最大で一定振幅のパルス信号と、前記パルス信号の振幅を基準とした多値のデジタル値を表現する振幅を持つデータ信号とにすれば、受信入力の振幅値は、前記変調信号に比例し、受信入力のピーク値の周期は、変調信号のピーク値の周期となり、搬送波に同期していることになる。
従って、前記ピーク値の幅及び周期を、フェージングの周期及び雑音総和電力の振幅の変化の周期より十分短くすることにより、前記のとおり中間周波増幅器の自動利得制御をピーク値一定とすれば、信号の歪みを無視できる程度まで小さく出来るとともに、前記ピーク値の周期を抽出することにより、受信部局部発振器の周波数を制御できる。
【００２０】
図１は、本発明の送信側無線機の全体構造を示す図であり、図５は送信側無線機各部の出力波形を示す図である。この発明の実施形態においては、多値のデジタル信号を伝送するもので、変調周波数（この実施例では、１９．２ｋＨｚ、）を単一周波数の正弦波とし、  この振幅値に信号を乗せ、その信号の一つに最大で一定振幅、一定幅（τ、実施例ではτ＝１／ｆ１＝１／４８００秒）のパルス信号（基準信号）を設け、データ信号をその間に複数個（ｋ−１＝３個）挿入し、データ信号は、直前の基準信号の振幅を基準とした多値のデジタル信号を表示する。これを変調波（図４のｃ）として局部搬送波を振幅変調し（図５のｄ）、一方の単側帯波（この実施例では上側帯波）（図５のｆ）で送信する。
【００２１】
図１において、シンセサイザ回路１１は、本発明のデジタル無線機の送信動作に必要な各種の周波数信号を発生する。受信側に自局の周波数情報を知らせるため、前記基準信号の周期を搬送波に同期させる。
【００２２】
帯域通過フィルタ１２には、シンセサイザ回路１１からの一定振幅でデュティ比５０％の矩形波（実施例では１９．２ｋＨｚ、）が入力されて、正弦波の変調周波数波が出力され、可変抵抗減衰回路１３に入力される。
【００２３】
可変抵抗減衰回路１３においては、制御回路１４からの信号により、基準信号及びデータ信号の振幅値が決定される。ここで、ｋ＝４とした場合、多値数を１６とすれば、デジタルデータの伝送速度は４８００×４×３／４＝１４．４ｋｂｐｓとなる。
【００２４】
制御回路１４は、デジタルデータ、基準信号の間隔及び信号の幅を入力として、各信号の減衰量を指定する信号を一定の幅（τ）で前記可変抵抗減衰回路１３に出力する。
【００２５】
低域フィルタ１５は、前記可変抵抗減衰回路１３で減衰量の変化時に発生する変調波（ｎｆ１）の高調波成分を削除する。
【００２６】
変調回路１６では、局部搬送波ｆ２を前記変調波（ｎｆ１、）［図５（ｃ）］で変調して、図５（ｄ）のように振幅変調された被変調波を発生する。この前記被変調波は、通常の振幅変調波であるから、局部搬送波、下側帯波及び上側帯波を含んでいる。図４（ｅ）はその上側帯波のみを表している。この上側帯波が中心周波数ｆ２＋ｎｆ１、帯域幅１／τＨｚの帯域通過フィルタ１７によりろ波されて図５（ｆ）に示されるような単側帯波信号として出力される。
【００２７】
前記単側波帯信号は、送信混合回路１８で第２局部発振周波数ｆ３と混合されてシフトアップされ、帯域通過フィルタ１９でろ波され、高周波増幅回路２０で増幅され送信混合回路２１に入力される。送信混合回路２１では、第一局部発振周波数ｆ４と混合され、高周波増幅回路２２で増幅され、帯域通過フィルタ２３でろ波され、さらに送信電力増幅回路２４で増幅され、空中線同調回路２５を経て、空中線２６から、ｆ４＋ｆ３＋ｆ２＋ｎｆ１の周波数で送信される。
【００２８】
図２は、本発明の実施の形態に係る受信側無線機の全体構成を示す図で、図３は、前記受信側シンセサイザ回路の構成を示す図で、図６は、受信側無線機の各部の出力波形を示す図である。
【００２９】
受信側無線機においては、前記送信波［図５（ｆ）］を受信し、中間周波数に変換した後、自動利得制御回路にて中間周波増幅器の出力のピーク値を一定とし、その出力を同期検波回路を介して帯域通過フィルタに入力する。前記帯域通過フィルタでは信号成分ｎｆ１を抽出する。前記帯域通過フィルタの出力を低周波増幅器に入力し、さらに帯域通過フィルタに入力して、信号成分を抽出し、その出力を振幅測定回路に入力する。
前記低周波増幅回路においては、その出力をピーク検波し、そのピーク値が所定の値になるように利得制御回路で前記低周波増幅器の利得を調整する。振幅測定回路において、その入力のピーク値である基準信号の振幅値と、データ信号の切り替わる前後の指定された個所の振幅値を比較すれば基準信号間の各データ信号のデジタル値を検出でき、雑音等にほとんど影響されない前記基準信号間の全てのデータを再現することが可能となり、前記目的を達成するものである。
【００３０】
図２において、送信側の無線機から送信された送信波（ｆ４＋ｆ３＋ｆ２＋ｎｆ１）がアンテナ３１に入力される。
【００３１】
前記アンテナ３１からの出力は、帯域通過フィルタ３２、高周波増幅回路３３及び帯域通過フィルタ３４を経て混合回路３５に入力される。混合回路３５ではこの入力された信号とシンセサイザ回路３９からの第１局部発振周波数ｆ４とをミキシングし、帯域通過フィルタ３６を介して第１中間周波数信号（ｆ３＋ｆ２＋ｎｆ１）を得る。
【００３２】
第１中間周波数信号（周波数＝ｆ３＋ｆ２＋ｎｆ１）は、中間周波増幅器３７で増幅される。さらに、混合回路３８でシンセサイザ回路３９からの第２局部発振周波数ｆ３とミキシングされ、帯域通過フィルタ４１でろ波されて、第２中間周波数信号（周波数＝ｆ２＋ｎｆ１）となる。
【００３３】
第２中間周波数信号（周波数＝ｆ２＋ｎｆ１）は、中間周波増幅器４２に入力される。その出力［図６（ａ），雑音が多い場合は図６（ｃ）］は、ピーク検波回路４３に入力されてその出力が利得制御回路４４に入力される。その入力により、その利得制御回路４４は、中間周波増幅器４２の出力のピーク値が所定値となるように制御する。
【００３４】
中間周波増幅器４２の出力は、同期検波回路５１に入力され、復調信号が出力される。雑音が多い場合の復調信号の出力は、図６（ｄ）で示すように、雑音分減少する。
【００３５】
前記信号分は、低周波増幅器５３に入力される。その出力は、振幅測定回路５６及びピーク検出回路５４に入力される。ピーク検出回路５４では、その入力のピーク値と所定値を比較して、その差に比例した信号を利得制御回路５５に出力する。その信号により、利得制御回路５５は、低周波増幅器５３の出力のピーク値を所定値になるように制御する。
ここで、雑音等による減少分が補償される。これを、図６（ｄ）（ｅ）に示す。
【００３６】
振幅測定回路５６においては、低周波増幅器５３から入力された基準信号の振幅値（ピーク値）を基準値として設定し、その基準信号から各信号の長さ（実施例ではτ秒）毎に（信号の切り替わる直前又は直後に、実施例では図６のｆの↓の点）、その基準値との差を測定して、そのデータ信号の多値数を特定し、復号回路５７に出力する。
【００３７】
復号回路５７においては、振幅測定回路５６からの多値数を示す信号により、その信号に対応するデジタルデータ群を特定し、デジタルデータを出力する。
【００３８】
中間周波増幅器４２の出力の一部は、検波回路５８に入力され、エンベロープ検波されて帯域通過フィルタ５９に入力される。帯域通過フィルタ５９では、基準信号（パルス信号）の周期周波数（ｆ１／ｋ）を検出して、同期信号発生回路６０に出力する
【００３９】
同期信号発生回路６０においては、基準信号の周期に同期したシンセサイザ回路３９の発振周波数を制御する同期信号を発生して、シンセサイザ回路３９に出力する。
【００４０】
シンセサイザ回路３９においては、その発振周波数を前記同期信号に同期させる。これにより、基準信号の周期が送信周波数に同期していれば、受信側シンセサイザ回路の発振周波数は、送信側局部発振周波数に同期することになる。
【００４１】
この実施の形態におけるシンセサイザ回路３９は、図３のように構成することが出来る。
【００４２】
図３において、水晶制御発振回路１０１の発振周波数は、可変容量ダイオード１０２の静電容量に応じて制御される。可変容量ダイオード１０２の制御電圧は、水晶制御発振回路１０１の出力周波数を分周回路１０３で（１／３２，０００）分周した分周出力と、図２の同期信号発生回路５９から供給される周波数信号（１．２ｋＨｚ）とを位相比較回路１０４で比較し、その比較出力を低域フィルタ１０５を介して、与えられる。このＰＬＬ制御の結果、水晶制御発振回路１０１の発振周波数ｆｓは、位相比較入力の１．２ｋＨｚに対応して、ｆｓ＝３８．４ＭＨｚに制御され、その分周された周波数（実施例では１ｋＨｚ）によって局部発振回路の発信周波数も制御される。
【産業上の利用可能性】
【００４３】
本発明のデジタル通信方式及び無線機は、基本的な変復調方式であるので、ラジコンから放送機器・通信機器までの短波帯以上の大部分の無線通信方式及び無線機に使用することができ、周波数利用効率を大幅に改善できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  送信側無線機の全体構成を示す図である。
【図２】  請求項１の受信側無線機の全体構成を示す図である。
【図３】  受信側無線機のシンセサイザ回路の構成を示す図である。
【図４】  従来のＳＳＢ無線通信方式を用いる無線機の受信回路のブロック構成を示す図である。
【図５】  送信側各部の波形を示す図である。
【図６】  受信側無線機各部の波形を示す図である。
【符号の説明】
１１，３９  シンセサイザ回路
１２、１７、１９、２３、３２、３４、３６、４１，５２、５９  帯域通過フィルタ
１３  可変抵抗減衰器
１４  制御回路
１５  低域フィルタ
１６  振幅変調回路
１８、２１、３５，３８  混合回路
２０，２２、３３  高周波増幅回路
２４  送信電力増幅回路
２５  空中線同調回路
２６、３１、  空中線
３７、４２  中間周波増幅器
４３、５４、  ピーク検波回路
４４、５５、  利得制御回路
５１、同期検波回路
５３、低周波増幅器
５６、振幅測定回路
５７、復号回路
５８、検波回路
６０  同期信号発生回路
【図１】
0004918710.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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