(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続されたトランスの１次巻線に直列に接続したスイッチング素子と、
前記トランスの２次巻線に誘起された交流電力を整流平滑する整流平滑回路と、
整流平滑した出力電圧と基準電圧との誤差電圧を示す帰還信号を前記トランスの１次側に出力する出力電圧検出回路と、
前記トランスの帰還巻線に発生するリンギング電圧により前記スイッチング素子をオンして自励発振するように制御する第１の制御回路とを有する自励式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記スイッチング素子のオフ期間に、前記トランスの帰還巻線に発生するリンギング電圧を所定期間だけ遮断するようにインピーダンスを低い値から高い値へ変化させて制御する第２の制御回路を有し、
前記第２の制御回路は、トランジスタとダイオードと第１の抵抗と第２の抵抗とコンデンサとを有し、前記トランスの帰還巻線に発生するリンギング電圧を前記ダイオードと前記第２抵抗とを介して前記コンデンサに充電し、前記コンデンサの両端子間には前記トランジスタのゲートからソースを介して前記第１の抵抗が接続され、前記トランジスタのドレインは前記スイッチング素子のゲートに接続されることを特徴とする自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
直流電源に接続されたトランスの１次巻線に直列に接続したスイッチング素子と、
前記トランスの１次巻線に誘起された交流電力を整流平滑して前記直流電源の電圧よりも高く昇圧する整流平滑回路と、
整流平滑した出力電圧と基準電圧との誤差電圧を示す帰還信号を出力する出力電圧検出回路と、
前記トランスの帰還巻線に発生するリンギング電圧により前記スイッチング素子をオンして自励発振するように制御する第１の制御回路とを有する自励式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記スイッチング素子のオフ期間に、前記トランスの帰還巻線に発生するリンギング電圧を所定期間だけ遮断するようにインピーダンスを低い値から高い値へ変化させて制御する第２の制御回路を有し、
前記第２の制御回路は、トランジスタと、該トランジスタのベースに一端が接続される第１の抵抗と、第１の抵抗に並列に接続されるコンデンサと、前記トランジスタのベースに一端が接続される第２の抵抗とを有し、前記トランスの帰還巻線に発生するリンギング電圧を前記第２抵抗とを介して前記コンデンサに充電し、前記トランジスタのコレクタは前記スイッチング素子のゲートに接続されることを特徴とする自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記トランジスタは、
前記スイッチング素子のオフ期間と略同一期間のストレージタイムを有することを特徴とする請求項１または２記載の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記所定期間だけ遮断する期間は、定格負荷時のスイッチング周期に対して、１０％＜前記所定期間＜５０％の範囲にあることを特徴とする請求項１または２記載の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、低負荷時の周波数の上昇を抑えることができ、軽負荷時における効率の改善に寄与することができる自励式ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータの一種としては、図９に示すＲＣＣ（Ringing Choke Converter ）回路１０１が知られている。
このＲＣＣ回路１０１では、まず、電源電圧Ｅが印加されると、起動抵抗Ｒ７、抵抗Ｒ１０、コンデンサＣ６、トランスＴ１の帰還巻線Ｐ２、抵抗Ｒ６の経路で電流が流れてコンデンサＣ６が充電される。
そして、コンデンサＣ６の電圧がスイッチング素子Ｑ１のＶｔｈに到達すると、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流が流れ始めトランスＴ１の１次巻線Ｐ１に電圧が印加される。
こうして、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１に電圧が印加されると、帰還巻線Ｐ２に帰還電圧が誘起される。帰還巻線Ｐ２に誘起した帰還電圧は、コンデンサＣ６に充電されている電圧に足されてスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧となり、急速に正帰還が掛かりスイッチング素子Ｑ１が急速にオンされる。
【０００３】
次に、ある時間スイッチング素子Ｑ１がオンした後に、制御回路１３が動作してスイッチング素子Ｑ１の帰還電圧を遮断し、スイッチング素子Ｑ１が急速にオフする。
ここで、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の各巻線にフライバック電圧が発生する。このフライバックエネルギーは、ダイオードＤ７と平滑コンデンサＣ７により整流平滑されて出力電圧Ｖｏとして出力される。
【０００４】
さらに、スイッチング素子Ｑ１がオフ期間にあるときに、トランスＴ１からのエネルギーの放出が終了すると、トランスＴ１の各巻線にリンギング電圧が発生する。そして、帰還巻線Ｐ２に発生したリンギング電圧によりスイッチング素子Ｑ１が再びオンする。ＲＣＣ回路１０１では、このような動作の繰り返しにより自励発振が持続される。
また、出力電圧検出回路１５により整流平滑した出力電圧Ｖｏと基準電圧との誤差出力が帰還信号として検出されて制御回路１３に帰還される。出力電圧検出回路１５から帰還信号を受信した制御回路１３は、この帰還信号により表される誤差電圧の大きさに応じてスイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御して出力電圧Ｖｏを一定に保っている。
換言すると、従来の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータでは、例えば全負荷時には出力側へ供給しているエネルギーが上昇するため、図１０（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が長くなるように制御される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータでは、軽負荷時には出力側へ供給していたエネルギーが減少するため、図１０（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が短くなるように制御される。同時に、トランスＴ１の各巻線に発生するフライバック電圧の期間も短くなりオフ時間が短くなる。この結果、負荷が軽くなるほどスイッチング周波数が高くなり、それに連れてスイッチング損失が増える。
このように、従来の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、負荷が軽くなるほどスイッチング周波数が高くなるので、軽負荷時に効率が著しく低下するといった問題があった。また、自励式ＤＣ−ＤＣコンバータから外部へコンダクティブノイズやラジエーションノイズが発生するので、ノイズ対策の対象になる周波数が広範囲に渡り、ノイズ対策に用いる部品が増えるといった問題があった。
【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、その目的としては、スイッチング素子のオフ期間を延ばすことで、低負荷時の周波数の上昇を抑えることができ、軽負荷時における効率改善に寄与することができる自励式ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、上記課題を解決するため、直流電源に接続されたトランスの１次巻線に直列に接続したスイッチング素子と、前記トランスの２次巻線に誘起された交流電力を整流平滑する整流平滑回路と、整流平滑した出力電圧と基準電圧との誤差電圧を示す帰還信号を前記トランスの１次側に出力する出力電圧検出回路と、前記トランスの帰還巻線に発生するリンギング電圧により前記スイッチング素子をオンして自励発振するように制御する第１の制御回路とを有する自励式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチング素子のオフ期間に、前記トランスの帰還巻線に発生するリンギング電圧を所定期間だけ遮断するようにインピーダンスを低い値から高い値へ変化させて制御する第２の制御回路を有し、前記第２の制御回路は、トランジスタとダイオードと第１の抵抗と第２の抵抗とコンデンサとを有し、前記トランスの帰還巻線に発生するリンギング電圧を前記ダイオードと前記第２抵抗とを介して前記コンデンサに充電し、前記コンデンサの両端子間には前記トランジスタのゲートからソースを介して前記第１の抵抗が接続され、前記トランジスタのドレインは前記スイッチング素子のゲートに接続されることを要旨とする。
【０００８】
請求項２記載の発明は、上記課題を解決するため、直流電源に接続されたトランスの１次巻線に直列に接続したスイッチング素子と、前記トランスの１次巻線に誘起された交流電力を整流平滑して前記直流電源の電圧よりも高く昇圧する整流平滑回路と、整流平滑した出力電圧と基準電圧との誤差電圧を示す帰還信号を出力する出力電圧検出回路と、前記トランスの帰還巻線に発生するリンギング電圧により前記スイッチング素子をオンして自励発振するように制御する第１の制御回路とを有する自励式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチング素子のオフ期間に、前記トランスの帰還巻線に発生するリンギング電圧を所定期間だけ遮断するようにインピーダンスを低い値から高い値へ変化させて制御する第２の制御回路を有し、前記第２の制御回路は、トランジスタと、該トランジスタのベースに一端が接続される第１の抵抗と、第１の抵抗に並列に接続されるコンデンサと、前記トランジスタのベースに一端が接続される第２の抵抗とを有し、前記トランスの帰還巻線に発生するリンギング電圧を前記第２抵抗とを介して前記コンデンサに充電し、前記トランジスタのコレクタは前記スイッチング素子のゲートに接続されることを要旨とする。
【００１０】
請求項３記載の発明は、上記課題を解決するため、前記制御素子は、前記スイッチング素子のオフ期間と略同一期間のストレージタイムを有することを要旨とする。
【００１１】
請求項４記載の発明は、上記課題を解決するため、前記所定期間だけ遮断する期間は、定格負荷時のスイッチング周期に対して、１０％＜前記所定期間＜５０％の範囲にあることを要旨とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の詳細な構成を示す図である。以下、図１に示す回路図を参照して、自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の構成を説明する。
【００１３】
直流電源Ｅは、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１の一端に接続されており、１次巻線Ｐ１の他端には、スイッチング素子Ｑ１のドレインが接続され、この素子Ｑ１のソースは抵抗Ｒ６を介して直流電源ＥのＧＮＤ側に接続されている。
このスイッチング素子Ｑ１が第１制御回路１７によりオンオフ制御されてスイッチ動作を行うことにより、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１に蓄えられた磁気エネルギーが順次に２次巻線Ｓに放出され、さらに、２次巻線Ｓの一端に接続されたダイオードＤ７により半波整流されてコンデンサＣ７により平滑されて出力電圧検出回路１５に入力されるとともに、出力となる（＋）端子に接続されている。また、２次巻線Ｓの他端は、出力となる（−）端子に接続されている。
【００１４】
出力電圧検出回路１５は、例えば軽負荷時のように、出力電圧が抵抗Ｒ１５，Ｒ１６とＲ１７により分圧された電圧がツェナーダイオードＤ８とトランジスタＱ４のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅによる基準電圧よりも高くなると、トランジスタＱ４が作動してフォトカプラＰＣ１の発光ダイオードをその誤差電圧に応じて発光させ、この発光ダイオードと一体のフォトトランジスタに帰還信号を出力する。
【００１５】
第１制御回路１７は、出力電圧検出回路１５から受信した帰還信号により表される誤差電圧の大きさに応じてトランジスタＱ２をオンしてスイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御して磁励発振させ出力電圧Ｖｏを一定に保っている。
トランスＴ１には、補助巻線Ｐ２が設けられており、この補助巻線Ｐ２の一端がダイオードＤ５を介してフォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタのコレクタに接続され、さらに、フォトトランジスタのエミッタを介して抵抗Ｒ９、トランジスタＱ２のベースが接続されている。また、この補助巻線Ｐ２の一端に並列接続された抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ４を介してツェナーダイオードＤ４がトランジスタＱ２のベースに接続されており、このトランジスタＱ２によりスイッチング素子Ｑ１が磁励発振するように制御される。
【００１６】
第２制御回路１９は、スイッチング素子Ｑ１がオフ期間にあるときに、トランスＴ１の帰還巻線Ｐ２に発生するリンギング電圧を遮断期間Ｔｓだけ遮断するように制御するトランジスタＱ３が設けられている。トランスＴ１に設けられている補助巻線Ｐ２に発生したリンギング電圧は、ダイオードＤ９、抵抗Ｒ２０を介してコンデンサＣ８に充電されトランジスタＱ３のベースに供給される。スイッチング素子Ｑ３のソースには、抵抗Ｒ１８が接続されており、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間にインピーダンスが発生する。このため、ゲート電位が低下するに従って、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間に発生するインピーダンスは低い値から高い値に移行し、スイッチング素子Ｑ１のゲート駆動信号に現われているリンギング電圧の振幅はインピーダンスの変化に応じて低い値から高い値に移行する。
【００１７】
スナバ回路２１は、直流電源Ｅとスイッチング素子Ｑ１との間に接続されており、スイッチング素子Ｑ１がオフした瞬間にドレイン−ソース間電圧が急激に上昇することを防止し、ドレイン−ソース間電圧が安全動作領域に入るようにすると同時に、外部に輻射される不要ノイズを減少させるようにする。
【００１８】
次に、図２に示す波形を参照して、自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の動作を説明する。
（１）起動
まず、電源電圧Ｅが印加されると、起動抵抗Ｒ７、抵抗Ｒ１０、コンデンサＣ６、トランスＴ１の帰還巻線Ｐ２、抵抗Ｒ６の経路で電流が流れる。この電流によりコンデンサＣ６が充電される。
【００１９】
コンデンサＣ６の電圧がスイッチング素子Ｑ１のＶｔｈに到達すると、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流が流れ始めトランスＴ１の１次巻線Ｐ１に電圧が印加される。こうしてトランスＴ１の１次巻線Ｐ１に電圧が印加されると、帰還巻線Ｐ２に帰還電圧が誘起される。
図２に示すタイミングｔ１おいては、帰還巻線Ｐ２に誘起した帰還電圧は、コンデンサＣ６に充電されている電圧に足されて急速に正帰還が掛かりスイッチング素子Ｑ１が急速にオン（ｔ１）する。
【００２０】
（２）スイッチング素子Ｑ１がオン期間にある場合
スイッチング素子Ｑ１がオン期間（ｔ１−ｔ２）にある場合、第２制御回路１９では、帰還巻線Ｐ２に誘起した帰還電圧がダイオードＤ９、抵抗Ｒ２０を介してコンデンサＣ８へ充電され、図２（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ３のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが上昇する過程でスイッチング素子Ｑ３がオンする。
【００２１】
（３）第１制御回路１７の動作
スイッチング素子Ｑ１がオン（ｔ１）した後に、第１制御回路１７では、帰還巻線Ｐ２に誘起した帰還電圧がダイオードＤ５、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタのコレクタからエミッタ、抵抗Ｒ９を介してコンデンサＣ３へ充電され、スイッチング素子Ｑ２のベース電圧Ｖｂが上昇する過程でスイッチング素子Ｑ２がオンする。この結果、スイッチング素子Ｑ１の帰還電圧が遮断され、スイッチング素子Ｑ１が急速にオフ（ｔ２）される。
【００２２】
（４）フライバックエネルギーの放出
スイッチング素子Ｑ１がオフ（ｔ２）すると、トランスＴ１の各巻線にフライバック電圧が発生する。このフライバックエネルギーは、ダイオードＤ７と平滑コンデンサＣ７により整流平滑されて出力電圧Ｖｏとして出力される。そして、トランスＴ１からのフライバックエネルギーの放出が終了すると、トランスＴ１の各巻線にリンギング電圧が発生（ｔ３−ｔ５）する。
【００２３】
（５）観測点Ｐａでのリンギング電圧の波形
観測点Ｐａ、すなわち、トランスＴ１の帰還巻線Ｐ２とコンデンサＣ６との接続点では、図２（ｂ）の破線で示すように、タイミングｔ３からｔ５に渡って、リンギング電圧が発生する。この観測点Ｐａでは、１回目のリンギング電圧の振幅が最も高く、２回目、３回目と回を重ねるごとにその振幅が低くなるような減衰振動を起こしている。
【００２４】
（６）第２制御回路の動作
タイミングｔ２では、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフに切り替わる。同時に、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧Ｖｇｓ、すなわち、コンデンサＣ８の端子間電圧は、図２（ａ）に示すように、抵抗Ｒ１９を介してＧＮＤに放電され徐々に電圧が低下する。
上述したように、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間にインピーダンスが発生しており、ゲート電圧Ｖｇｓが低下（ｔ２〜ｔ５）するに従って、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間に発生するインピーダンスは、図２（ｃ）に示すように、低い値から高い値に移行する。
【００２５】
（７）観測点Ｐｂでのリンギング電圧波形の抑圧
スイッチング素子Ｑ３のドレインは、抵抗Ｒ５を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されているので、この間（ｔ２〜ｔ５）に、スイッチング素子Ｑ１のゲート駆動信号に現われているリンギング電圧の振幅、すなわち、観測点Ｐｂは図２（ｂ）の実線で示すように、低インピーダンス時に抑圧された低い値から高インピーダンスによる高い値に移行する。
このように、スイッチング素子Ｑ１がオフ期間にあるときに、トランスＴ１の帰還巻線Ｐ２に発生するリンギング電圧は、第２制御回路１９により遮断期間Ｔｓだけ抑圧されて遮断するように制御される。
【００２６】
（８）スイッチング素子Ｑ１のオン動作
このように、タイミングｔ２からｔ５に移行する過程で、ゲート駆動信号上に発生するリンギング電圧の振幅が大きくなり、スイッチング素子Ｑ１のＶｔｈに達するとスイッチング素子Ｑ１のオン損失が最小になってオンする。なお、スイッチング素子Ｑ３は、タイミングｔ４においてオフすることとする。
【００２７】
以上のように、第２の制御回路１９が、スイッチング素子Ｑ１がオフ期間（ｔ２〜ｔ５）にある場合に、トランスＴ１の帰還巻線Ｐ２に発生するリンギング電圧を遮断期間Ｔｓ（ｔ２〜ｔ４）だけ遮断するように制御するので、スイッチング素子のオフ期間に発生するリンギング電圧を抑圧して遮断し、オフ期間を延ばすようにでき、低負荷時の周波数の上昇を抑えることができ、軽負荷時における効率改善に寄与することができる。
なお、遮断期間Ｔｓは、定格負荷時のスイッチング周期に対して、１０％＜Ｔｓ＜５０％の範囲にあればよい。
また、スイッチング素子Ｑ１のソースに接続されている抵抗Ｒ６を省略してもよい。
【００２８】
次に、図３に示す波形を参照して、４種類の負荷状態における自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の動作を説明する。
（１）全負荷の場合は、図３（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオン期間ＴｏｎにトランスＴ１に蓄えたエネルギーの放出時間Ｔｏｆｆが長く、第２制御回路１９がゲート駆動信号を遮断している遮断期間Ｔｓが終了した後にリンギングが発生している。このため、全負荷の場合は、従来と同様の動作となる。
【００２９】
（２）これに対して、中負荷の場合は、図３（ｂ）に示すように、第２制御回路１９がゲート駆動信号を遮断している遮断期間Ｔｓ内にリンギングが発生する。スイッチング素子Ｑ１は、通常、１次巻線Ｐ１に発生した正のリンギング電圧の頂点付近でオンするため、第２制御回路１９の働きにより遮断された１回目のリンギングのピークをスキップし、遮断期間Ｔｓ以降に発生する２回目のリンギングのときに、スイッチング素子Ｑ１のゲート駆動信号が供給され急速に正帰還が掛かりスイッチング素子Ｑ１がオンする。
【００３０】
（３）次に、軽負荷の場合、図３（ｃ）に示すように、第２制御回路１９がゲート駆動信号を遮断している遮断期間Ｔｓ内に２回目までのリンギングが発生し、スイッチング素子Ｑ１は、３回目のリンギングでオンするようになる。
【００３１】
（４）さらに、軽負荷になる場合、図３（ｄ）に示すように、第２制御回路１９がゲート駆動信号を遮断している遮断期間Ｔｓ中に３回目までのリンギングが発生し、スイッチング素子Ｑ１は、４回目のリンギングでオンするようになる。
このように、負荷が軽くなるに従って、スイッチング素子Ｑ１がオンするタイミングが、図３（ａ）〜（ｄ）に示すように、１回目のリンギングから２回目，３回目、４回目と移って行く。
【００３２】
さらに、スイッチング素子Ｑ１のオンのタイミングが、負荷に応じて１回目のリンギングのピークから４回目のリンギングのピークへと移っていくと、従来の図１０（ｂ）に示すように、軽負荷になっても周波数が上昇することがない。すなわち、図３に示すように、負荷が変動しても、ほぼ同じスイッチング周波数で出力制御が可能になることが分かる。
【００３３】
また、負荷が軽くなるに従ってリンギングの回数が増えていく場合、リンギングの振幅電圧は、各部の損失により自然に減少して行く。従って、負荷が著しく低下した場合は、リンギングによりスイッチング素子Ｑ１をオンさせるという動作が実質的に不可能となる。この状態では、スイッチング素子Ｑ１は、起動抵抗Ｒ７からの起動電流によりコンデンサＣ６が充電されオンすることとなる。従って、自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、間欠発振動作となる。これにより、著しく軽い負荷においては、必要最小限のオン幅Ｔｏｎによる間欠発振となり、さらに、低負荷時の周波数の上昇を抑えることができ、軽負荷時における効率改善に寄与することができる。
【００３４】
本実施の形態における効果は、直流電源に接続されたトランスの１次巻線に直列に接続したスイッチング素子のオフ期間に、トランスの帰還巻線に発生するリンギング電圧を遮断期間だけ遮断するように制御することで、遮断期間が終了した後に発生するリンギング電圧によりスイッチング素子をオンして自励発振するので、スイッチング素子のオフ期間を延ばすことができる。
この結果、低負荷時の周波数の上昇を抑えることができ、軽負荷時における効率改善に寄与することができる。
さらに軽負荷になると間欠発振動作となり効率がさらに向上することができる。スイッチング素子の基本周波数は、負荷が変動した場合でもほぼ等しいので、自励式ＤＣ−ＤＣコンバータから外部へ発生するスイッチングノイズ対策を容易に行うことができる。
【００３５】
（第２の実施の形態）
図４は、本発明の第２の実施の形態に係る自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ３１の詳細な構成を示す図である。以下、図４に示す回路図を参照して、自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ３１の構成を説明する。
第１の実施の形態では、図１に示す第２制御回路１９において、スイッチング素子Ｑ３を用いてコンデンサＣ８と抵抗Ｒ１９からなる時定数によりゲート駆動信号を遮断期間Ｔｓだけ抑圧するようにしていた。これに対して、本実施の形態では、図４に示す第２制御回路３３において、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間と略同一期間程度にストレージタイムが長いトランジスタをスイッチング素子Ｑ５として用いている。
【００３６】
スイッチング素子Ｑ５のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅは、図５（ａ）に示すように、全負荷時においては、逆バイアスが大きく掛かった状態となりストレージタイムが短くなるが、軽負荷時においては、逆バイアスが掛からず長いストレージタイムが発生する。このストレージタイムにおけるスイッチング素子Ｑ５のオンは、穏やかなオンとなり、このときのスイッチング素子Ｑ５のインピーダンスも、図５（ｃ）とほぼ同様になる。従って、第１の実施の形態において示した動作とほぼ同じ動作が得られる。
【００３７】
なお、図４に示す第１制御回路１７に用いられるスイッチング素子Ｑ２に、ストレージタイムの長い例えばｈｉ−ｈｆｅのトランジスタを用いれば、スイッチング素子Ｑ５、抵抗Ｒ２１、抵抗Ｒ２２、コンデンサＣ９から構成される第２制御回路３３を省略することができる。
【００３８】
本実施の形態における効果は、第１の実施の形態における効果に加えて、第２制御回路３３に用いるスイッチング素子Ｑ５は、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間に帰還巻線に発生するリンギング電圧を遮断期間Ｔｓだけ遮断するため、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間と略同一期間のストレージタイムを有しているので、ストレージタイムを長くすることができ、その結果、遮断期間が終了した後に発生するリンギング電圧によりスイッチング素子をオンして自励発振するので、スイッチング素子のオフ期間を延ばすことができる。
また、スイッチング素子Ｑ２にストレージタイムの長いスイッチング素子を用いることで、スイッチング素子Ｑ５をスイッチング素子Ｑ２と兼用することができ、スイッチング素子Ｑ５を省略することができる。
【００３９】
（第３の実施の形態）
図６は、本発明の第３の実施の形態に係る自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ４１の基本的な構成を示す図である。以下、図６に示す回路図を参照して、自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ４１の構成を説明する。
本実施の形態における自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ４１の特徴は、図６に示すように、昇圧チョッパ回路に応用した例である。
【００４０】
すなわち、直流電源Ｅに接続されたオートトランスＴ３の１次巻線Ｐ１に直列にスイッチング素子Ｑ１を接続し、オートトランスＴ３の１次巻線Ｐ１に誘起された交流電力をダイオードＤ７とコンデンサＣ７により整流平滑して直流電源Ｅの電圧よりも高く昇圧するようにしておき、整流平滑した出力電圧Ｖｏと基準電圧との誤差電圧を示す帰還信号を出力電圧検出回路１５から出力させ、オートトランスＴ３の帰還巻線Ｐ２に発生するリンギング電圧によりスイッチング素子Ｑ１をオンして自励発振するように第１制御回路１７に制御させ、さらに、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間に、オートトランスＴ３の帰還巻線Ｐ２に発生するリンギング電圧を遮断期間Ｔｓだけ遮断するように第２制御回路１９により制御させることにある。
なお、第１制御回路１７と第２制御回路１９の内部構成は、図１に示す構成と同様であるので、その説明を省略する。
【００４１】
次に、図７に示す波形を参照して、自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ４１の動作を説明する。
（１）起動
まず、電源電圧Ｅが印加されると、起動抵抗Ｒ７、抵抗Ｒ１０、コンデンサＣ６、オートトランスＴ３の帰還巻線Ｐ２、抵抗Ｒ６の経路で電流が流れる。この電流によりコンデンサＣ６が充電される。
コンデンサＣ６の電圧がスイッチング素子Ｑ１のＶｔｈに到達すると、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流が流れ始めオートトランスＴ３の１次巻線Ｐ１に電圧が印加される。こうしてオートトランスＴ３の１次巻線Ｐ１に電圧が印加されると、帰還巻線Ｐ２に帰還電圧が誘起される。
そして、帰還巻線Ｐ２に誘起した帰還電圧は、コンデンサＣ６に充電されている電圧に足されて急速に正帰還が掛かりスイッチング素子Ｑ１が急速にオンする。
【００４２】
（２）スイッチング素子Ｑ１がオン期間にある場合
スイッチング素子Ｑ１がオン期間にある場合、第２制御回路１９では、帰還巻線Ｐ２に誘起した帰還電圧がダイオードＤ９、抵抗Ｒ２０を介してコンデンサＣ８へ充電され、スイッチング素子Ｑ３のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが上昇する過程でスイッチング素子Ｑ３がオンする。
【００４３】
（３）第１制御回路１７の動作
スイッチング素子Ｑ１がオンした後に、第１制御回路１７では、帰還巻線Ｐ２に誘起した帰還電圧がダイオードＤ５、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタのコレクタからエミッタ、抵抗Ｒ９を介してコンデンサＣ３へ充電され、スイッチング素子Ｑ２のベース電圧Ｖｂが上昇する過程でスイッチング素子Ｑ２がオンする。この結果、スイッチング素子Ｑ１の帰還電圧が遮断され、スイッチング素子Ｑ１が急速にオフされる。
【００４４】
（４）フライバックエネルギーの放出
直流電源Ｅから供給される電圧Ｅは、直流成分であるので、オートトランスＴ３の１次巻線Ｐ１からダイオードＤ７を介して常時出力されいる。ここで、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、図７に示すように、オートトランスＴ３の各巻線にフライバック電圧Ｖｆが発生する。このフライバックエネルギーは、ダイオードＤ７と平滑コンデンサＣ７により整流平滑されて出力電圧Ｖｏ（Ｖｏ＞Ｅ）として出力される。
そして、オートトランスＴ３からのフライバックエネルギーの放出が終了すると、オートトランスＴ３の各巻線にリンギング電圧が発生する。
【００４５】
（５）観測点Ｐａでのリンギング電圧の波形
観測点Ｐａ、すなわち、オートトランスＴ３の帰還巻線Ｐ２とコンデンサＣ６との接続点では、図２（ｂ）の破線で示すように、タイミングｔ３からｔ５に渡って、リンギング電圧が発生する。この観測点Ｐａでは、１回目のリンギング電圧の振幅が最も高く、２回目、３回目と回を重ねるごとにその振幅が低くなるような減衰振動を起こしている。
【００４６】
（６）第２制御回路の動作
タイミングｔ２では、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフに切り替わる。同時に、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧Ｖｇｓ、すなわち、コンデンサＣ８の端子間電圧は、図２（ａ）に示すように、抵抗Ｒ１９を介してＧＮＤに放電され徐々に電圧が低下する。
上述したように、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間にインピーダンスが発生しており、ゲート電圧Ｖｇｓが低下（ｔ２〜ｔ５）するに従って、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間に発生するインピーダンスは、図２（ｃ）に示すように、低い値から高い値に移行する。
【００４７】
（７）観測点Ｐｂでのリンギング電圧波形の抑圧
この間（ｔ２〜ｔ５）に、スイッチング素子Ｑ１のゲート駆動信号に現われているリンギング電圧の振幅、すなわち、観測点Ｐｂは図２（ｂ）の実線で示すように、低インピーダンス時に抑圧された低い値から高インピーダンスによる高い値に移行する。
このように、スイッチング素子Ｑ１がオフ期間にあるときに、オートトランスＴ３の帰還巻線Ｐ２に発生するリンギング電圧は、第２制御回路１９により遮断期間Ｔｓだけ抑圧されて遮断するように制御される。
【００４８】
（８）スイッチング素子Ｑ１のオン動作
このように、タイミングｔ２からｔ５に移行する過程で、ゲート駆動信号上に発生するリンギング電圧の振幅が大きくなり、スイッチング素子Ｑ１のＶｔｈに達するとスイッチング素子Ｑ１のオン損失が最小になってオンする。なお、スイッチング素子Ｑ３は、タイミングｔ４においてオフすることとする。
【００４９】
以上のように、第２の制御回路１９が、スイッチング素子Ｑ１がオフ期間（ｔ２〜ｔ５）にある場合に、オートトランスＴ３の帰還巻線Ｐ２に発生するリンギング電圧を遮断期間Ｔｓ（ｔ２〜ｔ４）だけ遮断するように制御するので、スイッチング素子のオフ期間に発生するリンギング電圧を抑圧して遮断し、オフ期間を延ばすようにでき、低負荷時の周波数の上昇を抑えることができ、軽負荷時における効率改善に寄与することができる。
【００５０】
本実施の形態における効果は、第１の実施の形態における効果に加えて、自励式ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧チョッパ回路に応用することができる。
なお、本実施の形態においては、直流電源Ｅを用いた場合について説明したが、本発明はこのような場合に限定するものではなく、直流電源Ｅに代わって、例えば、図８に示すように、交流電源を全波整流した脈流電源を用いてもよく、この場合、力率改善回路として応用することができる。
【００５１】
【発明の効果】
請求項１記載の本発明によれば、直流電源に接続されたトランスの１次巻線に直列に接続したスイッチング素子のオフ期間に、トランスの帰還巻線に発生するリンギング電圧を所定期間だけ遮断するようにインピーダンスを低い値から高い値へ変化させて制御することで、遮断期間が終了した後に発生するリンキング電圧によりスイッチング素子をオンして自励発振するので、スイッチング素子のオフ期間を延ばすことができる。この結果、低負荷時の周波数の上昇を抑えることができ、軽負荷時における効率改善に寄与することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の詳細な構成を示す図である。
【図２】自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の動作を説明するための各部の波形（ａ），（ｂ），（ｃ）である。
【図３】各負荷時におけるスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧の波形（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）である。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係る自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ３１の詳細な構成を示す図である。
【図５】自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ３１の動作を説明するための各部の波形（ａ），（ｂ），（ｃ）である。
【図６】本発明の第３の実施の形態に係る自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ４１の詳細な構成を示す図である。
【図７】自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ４１の動作を説明するためのスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧の波形である。
【図８】本発明の第３の実施の形態に係る自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ４１に用いる直流電源に代わって、交流を全波整流した脈流を用いた場合の例である。
【図９】従来の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の構成を示す図である。
【図１０】各負荷時におけるスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧の波形（ａ），（ｂ）である。
【符号の説明】
１１  自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ
１５  出力電圧検出回路
１７  第１制御回路
１９  第２制御回路
Ｅ    直流電源
ＰＣ１  フォトカプラ
Ｑ１  スイッチング素子
Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４  トランジスタ
Ｔ１  トランス
Ｔ３  オートトランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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