(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される永久磁石モータと、前記モータにより駆動される負荷と、前記インバータ回路の直流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路を制御して前記モータを正弦波駆動する制御手段よりなり、前記電流検出手段は前記インバータ回路の直流電流ピーク値を検出するピーク電流検出手段と、前記インバータ回路の平均電流に応じた電流を検出する平均電流検出手段よりなり、前記制御手段は、前記インバータ回路の出力周波数を設定する周波数設定手段と、前記周波数設定手段の出力信号に比例して前記インバータ回路出力電圧を制御する電圧制御手段と、前記平均電流検出手段の出力信号よりモータ負荷トルクに応じた電流を演算するトルク電流演算手段と、前記インバータ出力電圧を補正する電圧補正手段と、前記インバータ出力周波数を補正する周波数補正手段と、前記インバータ回路にＰＷＭ信号を加える正弦波ＰＷＭ制御手段よりなり、前記ピーク電流検出手段より検出したピーク電流検知信号が前記トルク電流演算手段より演算したトルク電流信号目標値と等しくなるようにインバータ回路出力電圧を比例積分制御すると同時に、前記ピーク電流検知信号と前記トルク電流信号目標値との誤差信号により前記インバータ回路の出力周波数を補正するようにしたモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はモータ駆動装置に関するもので、特に永久磁石モータのＶ／ｆ制御によるモータ制御手段に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のモータ駆動装置は、シャント抵抗によりインバータ回路直流電流を検出し、直流電流よりモータ有効電流Ｉδを推定演算してモータ電流が所定値となるようにＶ／ｆ制御するようにしていた（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００５−２１８２７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかし、従来のモータ駆動装置はインバータ回路スイッチング状態に応じて変化するシャント抵抗電圧から直流平均電流を検出するために、フィルター回路と積分回路（平均回路）を用いるため回路が複雑となり、電流検知精度を高くすると電流検知応答性が悪くなる課題があった。さらに、永久磁石モータのＶ／ｆ制御はロータ位置を演算推定しないセンサレス制御方式のため乱調が発生し易く、制御応答性が悪いと乱調が発生し易くなるので、検知精度と制御応答性がトレードオフとなる課題があった。
【０００４】
また、従来方式はモータ有効電流Ｉδを推定演算して駆動周波数を変更する方式なので、負荷トルクが増加すると回転数が低下し目標回転数に制御できない課題があった。
【０００５】
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、モータピーク電流に相当する直流ピーク電流を検知して所定値に制御しセンサレス正弦波駆動するものであり、電流検知精度と検知応答性に優れ、そのため制御応答性も良く、さらにインバータ回路直流電流よりトルク電流を演算して簡易的なベクトル制御により最大効率運転することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される永久磁石モータと、前記モータにより駆動される負荷と、前記インバータ回路の直流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路を制御して前記モータを正弦波駆動する制御手段よりなり、前記電流検出手段は前記インバータ回路の直流電流ピーク値を検出するピーク電流検出手段と、前記インバータ回路の平均電流に応じた電流を検出する平均電流検出手段よりなり、前記制御手段は、前記インバータ回路の出力周波数を設定する周波数設定手段と、前記周波数設定手段の出力信号に比例して前記インバータ回路出力電圧を制御する電圧制御手段と、前記平均電流検出手段の出力信号よりモータ負荷トルクに応じた電流を演算するトルク電流演算手段と、前記インバータ出力電圧を補正する電圧補正手段と、前記インバータ出力周波数を補正する周波数補正手段と、前記インバータ回路にＰＷＭ信号を加える正弦波ＰＷＭ制御手段よりなり、前記ピーク電流検出手段より検出したピーク電流検知信号が前記トルク電流演算手段より演算したトルク電流信号目標値と等しくなるようにインバータ回路出力電圧を比例積分制御すると同時に、前記ピーク電流検知信号と前記トルク電流信号目標値との誤差信号により前記インバータ回路の出力周波数を補正するようにしたものである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明のモータ駆動装置は、モータ電流のピーク値に相当するインバータ回路直流電流ピーク値を検知し、直流電流平均値より求めたトルク電流が目標設定値となるようにインバータ回路直流電流ピーク値を電圧制御、あるいは周波数制御するものであり、座標変換不要で、突極性あるいは非突極性モータに関わらず乱調せずに安定制御可能となり、さらに進み角制御や最大効率運転が可能となる。また、高速Ａ／Ｄ変換手段や高速座標変換手段無しでも制御できるため、安価なプロセッサと簡単な制御プログラムでセンサレス正弦波駆動可能なモータ駆動装置を実現できる。また、簡単で安価な電流センサを使用でき、制御プログラムも簡単となるので安価で信頼性の高いモータ駆動装置を実現でき、さらに、プロセッサの負担が少ないので１つのプロセッサにより複数のモータを同時に制御でき、１プロセッサ複数モータ同時駆動システムを簡単に構成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
第１の発明は、流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される永久磁石モータと、前記モータにより駆動される負荷と、前記インバータ回路の直流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路を制御して前記モータを正弦波駆動する制御手段よりなり、前記電流検出手段は前記インバータ回路の直流電流ピーク値を検出するピーク電流検出手段と、前記インバータ回路の平均電流に応じた電流を検出する平均電流検出手段よりなり、前記制御手段は、前記インバータ回路の出力周波数を設定する周波数設定手段と、前記周波数設定手段の出力信号に比例して前記インバータ回路出力電圧を制御する電圧制御手段と、前記平均電流検出手段の出力信号よりモータ負荷トルクに応じた電流を演算するトルク電流演算手段と、前記インバータ出力電圧を補正する電圧補正手段と、前記インバータ出力周波数を補正する周波数補正手段と、前記インバータ回路にＰＷＭ信号を加える正弦波ＰＷＭ制御手段よりなり、前記ピーク電流検出手段より検出したピーク電流検知信号が前記トルク電流演算手段より演算したトルク電流信号目標値と等しくなるようにインバータ回路出力電圧を比例積分制御すると同時に、前記ピーク電流検知信号と前記トルク電流信号目標値との誤差信号により前記インバータ回路の出力周波数を補正するようにしたものであり、座標変換無しで最大効率運転制御、あるいは進み角制御が可能となり、安価なプロセッサと簡単な制御方法により低価格、高信頼性、高効率のセンサレス正弦波駆動システムが実現できる。
【０００９】
また、簡単な制御方法で埋め込み磁石モータ（ＩＰＭＳＭ）の進み角制御、あるいは最大効率運転が可能となり、安価で高信頼性のセンサレス正弦波駆動システムが実現できる。
【００１０】
また、フィードバック制御によりモータ駆動周波数を制御できるので、制御安定性に優れ、モータ回転数変動の少ないセンサレスモータ駆動システムを実現できる。
【００１１】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図を示すものである。
【００１２】
図１において、直流電源１より３相フルブリッジインバータ回路２に直流電力を供給し、インバータ回路２により３相交流電力に変換し永久磁石モータ３を駆動する。モータ３はファン、ポンプなどのモータ負荷４を駆動する。インバータ回路２の負電圧側に電流検出手段５を接続し、インバータ回路２に流れる直流電流を検出することによりインバータ回路２の出力電流、すなわち、モータ３のピーク電流に相当する直流ピーク電流Ｉｐと、インバータ出力、すなわちモータ出力に相当する直流平均電流Ｉｄｃを検出する。
【００１３】
電流検出手段５は、いわゆる１シャント電流検知方式と呼ばれるもので、インバータ回路２の下アームトランジスタのエミッタ端子側に共通接続されたシャント抵抗５０と、直流ピーク電流Ｉｐを検出するピーク電流検出手段５１と、インバータ回路出力、すなわちモータ出力に相当する直流平均電流Ｉｄｃを検出する平均電流検出手段５２より構成される。ピーク電流検出手段５１は、マイクロコンピュータなどのプロセッサ内蔵のＡ／Ｄ変換回路により電流検出するための信号レベル増幅変換回路（図示せず）とピーク電流検出回路（図示せず）より構成することができる。ピーク電流検出回路は、演算増幅器と、ダイオードとコンデンサ、抵抗などのハードウェアより構成する場合と、Ａ／Ｄ変換された入力信号をソフトウェアにより大小判定する構成などがあり、詳細は省略する。しかし、演算増幅器とダイオード、抵抗、コンデンサなどの回路手段で構成するとプロセッサとそのソフトウェア、プロセッサに内蔵されるＡ／Ｄ変換等が簡単、かつ、安価となるので回路手段で構成する方が有利となる。特に、Ａ／Ｄ変換タイミングが自由になるので、プロセッサの構成が簡単となり、ソフトウェアも簡単となる。また、単なるダイオードとＣＲ並列回路によりピーク電流検出手段を構成してもよい。
【００１４】
平均電流検出手段５２はローパスフィルターより構成され、カットオフ周波数は、キャリヤ周波数よりも低く、駆動周波数よりも低い値にすることにより直流平均電流が検出できる。応答速度は悪くなるが、単なる積分回路でも構成可能である。ファン負荷の如き、慣性モーメントが大きく負荷変動の少ない負荷の場合は、抵抗とコンデンサよりなるＣＲ積分回路により構成してもほとんど問題はない。
【００１５】
１シャント電流検知方式による正弦波電流の従来からの再現方法は、キャリヤ周波数が高い場合や、変調度が大きくなった場合には電流検出不可能領域が出現するので、各位相に対応した瞬時電流を検出する場合には３シャント電流検知方式の方が優れている。しかし、本願発明においてはモータ電流のピーク値を検出するだけでよいので、正弦波電流を再現する必要はなく、１シャント電流検知方式により実現できるので回路構成が簡単となり、かつ過電流検出が容易となる。さらに、インバータ回路のＰＷＭ制御を２相変調にするとピーク電流検出が容易となる。勿論、３シャント電流検知方式でも問題はないが価格が高くなる。
【００１６】
制御手段６は、モータ３のピーク電流に相当するインバータ直流ピーク電流Ｉｐが、インバータ回路直流電力Ｐｉｎとモータ電圧より推定演算して求めるトルク電流目標設定値Ｉｑ＊となるようにインバータ回路２の出力電圧、あるいは出力周波数を制御するもので、インバータ回路出力周波数を設定する周波数設定手段６０と、周波数設定手段６０の出力信号ωに応じたインバータ出力電圧比を制御する電圧制御手段６１と、ピーク電流検出手段５１の出力信号がトルク電流目標設定値Ｉｑ＊と等しくなるようにインバータ回路出力電圧を補正する補正手段６２と、平均電流検出手段５２の出力信号ｉｄｃとモータ誘起電圧推定信号よりモータ負荷トルクを演算推定するトルク電流演算手段６３と、トルク電流演算手段６３により設定されたトルク電流設定信号Ｉｑ＊と、ピーク電流検出手段５１の出力信号ｉｐを比較し、誤差信号Δｉｐを補正手段６２に加える電流比較手段６４と、補正手段６２の出力電圧制御信号Ｖδによりインバータ回路２をＰＷＭ制御する正弦波ＰＷＭ制御手段６５と、周波数設定手段６０の出力信号ωを積分して位相信号θを生成する位相信号生成手段６６より構成される。
【００１７】
電圧制御手段６１は周波数設定手段６０の出力信号ωに比例して出力電圧を制御するもので、通常、周波数ωに誘起電圧定数Ｋｅを乗じた値Ｖｆ（＝Ｋｅ×ω）を出力する。
【００１８】
正弦波ＰＷＭ制御手段６５は、電圧信号Ｖδとインバータ回路２の直流電源電圧Ｅｄｃに応じてインバータ回路２をＰＷＭ制御しモータ３に正弦波電圧を印加するもので、通常は２相変調が用いられる。２相変調にするとモータ相間電圧を３相変調よりも高くできるだけではなく、インバータ回路２のスイッチング損失を減らすことができ、さらに、モータ３のピーク電流検出精度を向上させることができる。周波数設定手段６０の出力信号ωに誘起電圧定数Ｋｅを乗じた電圧Ｖｆに補正電圧ΔＶδと起動電圧Ｖｓを加えた制御電圧Ｖδに応じた電圧がモータ３に印加するように正弦波ＰＷＭ制御手段６５を制御する。Ｖδは数式１より求められる。
【００１９】
【数１】
0005012288.tif 000002
【００２０】
モータ各相電圧制御信号は電圧制御信号Ｖδと電気角θから数式２より求められる。
【００２１】
【数２】
0005012288.tif 000003
【００２２】
補正手段６２は、電流誤差信号Δｉｐに比例してインバータ出力電圧信号Ｖδを補正変更し安定化制御するもので数式３に従い補正電圧ΔＶδを求めＰＩ制御する。ピーク電流ｉｐが設定値Ｉｑ＊よりも増加すると（Δｉｐは負になるので）出力電圧を低下させ、ピーク電流ｉｐが設定値Ｉｑ＊よりも低下すると（Δｉｐは正になるので）逆に出力電圧を増加させる。
【００２３】
【数３】
0005012288.tif 000004
【００２４】
数式３において、Ｋｐは比例定数、Ｋｉは積分定数である。
【００２５】
モータトルク電流Ｉｑは、インバータ回路入力電力（Ｐｉｎ＝Ｅｄｃ×Ｉｄｃ）をモータ誘起電圧（Ｅｍ＝Ｋｅ×ω）で除した値となるので、数式４より求められる。
【００２６】
【数４】
0005012288.tif 000005
【００２７】
数式４において、ｋは効率に相当する定数である。また、制御信号Ｖｆは誘起電圧Ｅｍに対応した信号となる。
【００２８】
図２は本発明の制御方法を示す非突極性モータ（ＳＰＭＳＭ）のベクトル図であり、モータのロータ磁石軸座標（ｄ−ｑ座標）とモータ印加電圧軸座標（γ−δ座標）の関係を示している。モータ印加電圧軸座標（γ−δ座標）はロータのｄ−ｑ座標よりも負荷角δ進角し、モータ印加電圧（＝インバータ回路出力電圧）Ｖａはδ軸電圧と等しく、δ軸のみ制御するため、Ｖａ＝Ｖδ、Ｖγ＝０となるので座標逆変換は不要であり、数式２より演算できる。モータ誘起電圧Ｅｍはｑ軸上となるので、モータ電流Ｉのベクトルは、定格負荷でｑ軸電流Ｉｑとほぼ等しく、あるいは多めとなるように設定する。モータ電流ベクトルＩはｑ軸より位相β遅れて表示している。モータ印加電圧Ｖａはモータ誘起電圧Ｅｍよりも大きくなる。位相φはモータ印加電圧Ｖａと電流Ｉの位相（力率角）を示している。負荷トルクが一定ならばＩｑ一定となるので、モータコイル電圧ベクトルωＬＩは１点鎖線上となり、ｑ軸と平行となるベクトル関係（Ｉ＝Ｉｑ）で最大効率運転（β＝０）となり、その時のモータ印加電圧をＶａ０とすると、モータ印加電圧ＶａがＶａ０よりも小さくなると進み角となり、モータ印加電圧ＶａがＶａ０よりも大きくなると遅れ角となる。
【００２９】
無効電流Ｉγ、有効電流Ｉδは、電流ベクトルＩをγ−δ座標系に分解したもので、有効電流Ｉδは数式５より求めることができる。
【００３０】
【数５】
0005012288.tif 000006
【００３１】
数式５においてｋｄは効率に相当する補正係数である。モータ印加電圧Ｖａは、インバータ出力電圧制御信号Ｖδより求めた変調度とインバータ回路直流電源電圧Ｅｄｃより求めることができる。よって、数式５よりインバータ回路直流平均電流Ｉｄｃを変調度で徐するとＩδを求めることがわかる。トルク電流Ｉｑと有効電流Ｉδは非常に近い値となるが、Ｉｑは誘起電圧定数Ｋｅのバラツキの影響を受けるため、検知精度はＩδが優れている。しかし、ピーク電流設定値（＝トルク電流設定値Ｉｑ＊）は、実際のトルク電流よりも大きめに設定するとより安定となるので、数式４より求めたＩｑを使う方が安定性がよい。
【００３２】
図３は２相変調時のＰＷＭ信号とシャント抵抗電圧波形を示す。
【００３３】
図３においてｖｃは三角波キャリヤ信号、ｖｕ、ｖｖはそれぞれｕ相、ｖ相の変調信号、ｕｐ、ｖｐ、ｗｐはＵＶＷ各相の上アーム制御信号、Ｖｓｈはシャント抵抗電圧波形を示す。ｗ相下アームトランジスタは強制的に導通させるので、ｗ相変調信号は示していない。
【００３４】
２相変調においてモータピーク電流が現れるパターンは、図３に示すように１相の上アームのみオンしている区間（ｔ０〜ｔ２、ｔ４〜ｔ５）、あるいは２相の上アームがオンしている区間（ｔ５〜ｔ７）に現れる。２相変調は３相変調と異なり２相のみＰＷＭ制御されるのでピーク電流が現れる区間が広くなるのでピーク電流検出が容易となる。
【００３５】
図４は、ＵＶＷ各相の２変調信号波形と各相電流がシャント抵抗に現れる位相を示している。０から１／３πまでの区間はＷ相電流ＩｗとＶ相電流Ｉｖ、１／３πから２／３πまでの区間はＵ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖ、２／３πからπまでの区間はＵ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗと、順次各相電流が現れる。電流ピーク値が現れる区間は図の矢印で示しているように、各相の中性点からの電圧がピークとなる位相から３０度遅れるので、２相変調の２つのピーク近傍で正と負の各相電流のピーク値が出現する。すなわち、区間０から１／３πはＩｗのピーク値、区間１／３πから２／３πはＩｖのピーク値、区間２／３πからπまではＩｕのピーク値と、１周期で計６回ピーク値が出現する。電流位相が電圧位相よりも３０度遅れた場合にはピーク電流の検出は容易であるが、６０度遅れるとパルス幅が狭くなって電流検出が困難となることを示している。しかしながら、ＩＰＭＳＭの場合には、電圧位相と電流位相の力率角φは小さくなるので、電流ピーク値の検出は容易であり、ＳＰＭＳＭの場合は進角の程度はわずかに設定するので力率角φが大きくなる場合は非常にまれであり、実用上ほとんど問題は発生しない。
【００３６】
１シャント電流検知方式で、かつ、電圧増幅器とピークホールド回路より構成する方式は、ハードウェア構成が簡単なだけではなくプロセッサのソフトウェアにも負担が少なく簡単となる特長がある。また、電流検出するＡ／Ｄ変換タイミングは、インバータ回路のスイッチングトランジスタが全てオン又はオフしているキャリヤ信号の谷、あるいはピーク（図３のｔ０、ｔ３、ｔ６）でよく、電流検出が簡単で、かつ、ノイズにも強い特長がある。
【００３７】
以上述べたように、実施の形態１は本発明の基本方式を説明したものであり、インバータ回路直流電流ピーク値Ｉｐを検出して、ピーク値Ｉｐが目標設定値Ｉｑ＊となるようにインバータ回路出力電圧を補正するもので、インバータ回路直流電流平均値とモータ誘起電圧、あるいはモータ印加電圧より求めたトルク電流Ｉｑを目標設定値Ｉｑ＊とし、ピーク電流Ｉｐとトルク電流設定値Ｉｑ＊との誤差信号Δｉｐによりインバータ出力電圧を補正してピーク電流Ｉｐがトルク電流設定値Ｉｑ＊と等しくなるように制御する。このように制御すると、モータ電流は負荷トルクに応じて制御され、常に最大効率運転制御される。
【００３８】
なお、実施の形態では電圧制御について示したが、インバータ出力電圧一定で誤差信号Δｉｐによりインバータ周波数を補正し負荷角δを直接制御することによりモータ電流Ｉを制御することができる。ファンやポンプ負荷などの回転数低減負荷では、回転数の２乗でトルクが変化するので制動係数が大きく、電圧制御だけでも安定化制御が可能となる。定トルク負荷の場合などでは電圧制御では少し乱調が発生するが、周波数制御すると制動係数は大きくなるので制御安定性に優れ、乱調はほとんど発生しなくなる。しかし、負荷に応じて回転数が変動する課題がある。
【００３９】
数式４、数式５に示したように、トルク電流Ｉｑ、あるいは有効電流Ｉδを求めるためには、インバータ回路直流平均電流Ｉｄｃだけではなく直流電源電圧Ｅｄｃも検出する必要がある。しかし、通常、小型モータの場合には直流電源電圧Ｅｄｃは一定で、かつ、予めわかっているので検知する必要がなく、プロセッサのトルク推定演算係数だけ変更すればよい。
【００４０】
家庭用の交流電源を整流して直流電源を構成する場合や、直流電源電圧の変動が大きい場合には、直流電源電圧検知手段が必要となることは言うまでもない。また、Ｖ／ｆ制御によるモータ制御においては、直流電源電圧変動が大きい場合、直流電源電圧Ｅｄｃを検知して変調度を制御する必要があり、直流電源電圧検知手段は必須となるが、詳細は省略する。
【００４１】
（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置のブロック図を示すものである。
【００４２】
実施の形態１は、電圧制御について主に説明したが、実施の形態２は電圧と周波数制御を併用した制御方法について説明する。よって、重複する部分についての説明は省略し、異なる部分についてのみ説明する。
【００４３】
図５において、補正手段６２Ａは電圧補正手段６２ａと周波数補正手段６２ｂより構成され、ピーク電流信号ｉｐとトルク電流目標設定Ｉｑ＊との誤差信号Δｉｐにより、インバータ出力電圧Ｖδとインバータ出力周波数ω１が補正される。インバータ出力電圧の補正は、実施の形態１で述べたように数式１、数式３により表される。インバータ出力周波数ω１の補正は数式６により表される。
【００４４】
【数６】
0005012288.tif 000007
【００４５】
ここで、Ｋｆは周波数比例定数で、周波数補正は比例制御で安定化できることを示している。ちなみに、電圧制御のみの場合は前述したように比例積分制御で安定化できる。
【００４６】
周波数補正手段６２ｂは、電流誤差信号Δｉｐに比例してインバータ出力周波数ω１を補正変更し安定化制御するもので数式６に従い補正周波数Δωを求め比例制御する。ピーク電流ｉｐが設定値Ｉｑ＊よりも増加すると（Δｉｐは負になるので）出力周波数ω１を低下させ、ピーク電流ｉｐが設定値Ｉｑ＊よりも低下すると（Δｉｐは正になるので）逆に出力周波数ω１を増加させる。等しければ、Δωは零となり、駆動周波数ω１は指令値ωに等しくなる。本発明による周波数補正制御方法の特長は、駆動周波数ω１が周波数設定値ωと必ず等しくなるのでモータ回転数がオープンループ制御できる点にある。比例ゲインＫｆを大きくするほど周波数偏差を減らすことができる。
【００４７】
トルク電流目標設定Ｉｑ＊の初期値は、予測最大値に設定し、起動後トルク電流推定演算値が安定してから目標値を切り換える制御となるが、詳細は省略する。目標値の切り換えは滑らかにしないと不安定となるので滑らかな切り換え制御が必要がある。
【００４８】
後ほど詳しく述べるように、電圧制御、周波数制御とも安定化と制御範囲を限定するために制御リミッターを設ける。それぞれのリミッターの制限幅により電圧制御優先、あるいは周波数制御優先かが決定される。電圧制御幅を大きくし、周波数制御幅を狭くすると電圧制御優先となり、逆に、電圧制御幅を狭く、あるいは、電圧制御範囲を限定し、周波数制御幅を広くすると周波数制御優先となる。モータがＩＰＭＳＭの場合には、進み角制御にして電圧飽和を抑え、効率を高くする必要があるので、周波数制御優先となる。モータがＳＰＭＳＭの場合には、モータ電流ベクトルをｑ軸と同相にする必要があるので電圧制御優先制御となる。以上説明したように、本発明による制御方法は、電圧制御方式、周波数制御方式、電圧・周波数制御併用方式が考えられ、電圧・周波数併用方式においては、前述したように電圧優先制御と周波数優先制御の２通りの方式が存在する。
【００４９】
図６は、図５に示した制御手段６Ａの詳細なブロック図を示す。
【００５０】
以下、制御手段６Ａの詳細なブロック図について説明を行う。
【００５１】
電圧補正手段６２ａは、誤差信号Δｉｐをフィードバック制御するＰＩ制御部６２０ａ、電圧リミッター６２１ａ、電圧加算部６２２ａより構成される。電圧加算部６２２ａは、モータ誘起電圧に相当する電圧制御信号Ｖｆに補正電圧ΔＶδを加算し、正弦波ＰＷＭ制御手段６５に制御信号Ｖδを加える。電圧リミッター６２１ａは、電圧制御範囲を制限するもので、電圧優先制御によりピーク電流Ｉｐを制御する場合には大きくし、周波数優先制御により制御する場合には制御範囲を小さくする。
【００５２】
周波数設定手段６０の出力信号ωと誤差信号Δｉｐは周波数補正手段６２ｂに加えられる。周波数補正手段６２ｂは、誤差信号Δｉｐに比例した信号を演算する比例部６２０ｂと、周波数設定信号ωの加算部６２１ｂ、周波数設定信号ωの周波数比例演算部６２２ｂ、比例部６２０ｂの出力信号（Ｋｆ・Δｉｐ）と周波数比例演算部６２２ｂの出力信号（Ｋ・ω）の積を演算する掛け算部６２３ｂからの信号Δω０を周波数リミッター６２４ｂを介して加算部６２１ｂに加える。比例部６２０ｂの比例定数Ｋｆは１〜５０程度に設定し、周波数比例演算部６２２ｂの比例定数Ｋは、起動時に掛け算部６２３ｂからの出力信号Δω０がほとんど零となり、定常時にＫｆ・Δｉｐとなる１よりも小さな値を選ぶ。周波数補正手段６２ｂの出力信号ω１は位相信号生成手段６６に加えられ積分して位相信号θを生成し、位相信号θは正弦波ＰＷＭ制御手段６５の正弦波生成部６５ａに加え３相正弦波信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを生成し、ＰＷＭ制御手段６５ｂを介して３相ＰＷＭ信号ｕｐ、ｕｎ、ｖｐ、ｖｎ、ｗｐ、ｗｎを発生させる。ＰＷＭ制御手段６５ｂは、図３に示したようにキャリヤ信号発生部、信号比較部、デッドタイム挿入部（いずれも図示せず）等より構成されるが詳細は省略する。
【００５３】
周波数補正手段６２ｂは、負荷変動時の乱調防止を行うだけではなく、進み角制御の場合には制御電圧をほぼ一定に設定し、かつ、モータ誘起電圧とほぼ同等のインバータ出力電圧に設定して周波数制御によりピーク電流Ｉｐを制御することにより周波数優先制御方式となる。
【００５４】
図７はモータ起動時のインバータ制御電圧、周波数、及び周波数補正ゲインの制御方法を示す。
【００５５】
起動開始してから目標回転数まで直線的に駆動周波数と周波数に応じた印加電圧を増加させる、いわゆるＶ／ｆ制御を行い、周波数補正ゲインＫｆは駆動周波数に比例して増加させる。モータ電流設定値は一定にして電圧制御により起動制御させると起動が容易となる。ファン、あるいはポンプ負荷の場合には、駆動周波数に応じて電流設定値を変更させると高効率運転制御ができる。また、突極性モータはｑ軸よりも電流進角させるとリラクタンストルクが大となるので、進み角制御するためには設定電流Ｉｑ＊を周波数に比例して大きくするとよい。
【００５６】
また、目標回転数に達するまでの起動時間ｔｓは、負荷の慣性モーメントに応じて変化させることにより乱調を減少させることができる。すなわち、慣性モーメントが大きいほど起動時間ｔｓを長くすると乱調を低くすることができる。
【００５７】
駆動周波数に応じて周波数補正ゲインＫｆを変更することにより、起動低速時におけるモータ回転数変動を低下させることができるので、起動時には周波数制御ゲインをほぼ零に設定し、電圧補正手段６２ａにより定電流制御を行い、起動後電圧補正手段６２ａの制御信号ΔＶδを小さくし、周波数補正手段６２ｂにより定電流制御することによりモータ電流を正弦波に近づけて起動を容易にすることができる。図７のＫｆａに示すように、時間に比例して直線的に周波数制御ゲインを上げず、起動初期の周波数制御ゲインはほぼ零に設定し、Ｋｆｂに示すように起動途中から制御ゲインを大きくしてもよい。なお、周波数比例制御ゲインを大きくし過ぎると異常発振し易くなり、かつ、ノイズに弱くなるので、電圧補正手段６２ａと周波数補正手段６２ｂそれぞれにローパスフィルターやリミッターを適宜設けるとよい。なお、周波数補正手段６２ｂに遅れ要素や積分要素を加えると乱調が抑制できず、逆に乱調が大きくなるので比例制御とフィルターおよびリミッターの組み合わせにする。
【００５８】
図８は突極性モータ（ＩＰＭＳＭ）のベクトル図を示す。
【００５９】
突極性モータは、リラクタンストルクを利用するため進み角制御する必要があり、一般的にｑ軸よりも電流位相を３０度進角させると最大効率運転になるとされている。進み角βを大きくするために負荷角δ（δ＝φ＋β）を大きくする必要があり、本発明による出力電流一定方式はインバータ出力電圧を誘起電圧とほぼ同等、あるいは誘起電圧よりも小さく設定し、電流Ｉを大きく設定することにより負荷角δを大きくすることができる。
【００６０】
図６において、トルク電流演算手段６３は、トルク電流推定信号を目標設定値とする電流設定手段６３０、直流電源電圧Ｅｄｃを検出する直流電圧検知手段６３１、直流電圧信号と直流平均電流信号の積よりモータ入力電力を演算する電力演算部６３２、電力信号ｐｉｎをモータ誘起電圧で除しトルク電流を推定するトルク電流推定部６３３、電圧制御手段６１の出力信号、あるいは、インバータ出力周波数からモータ誘起電圧を推定演算するモータ誘起電圧推定部６３４、トルク電流推定部６３３の出力信号を平均化して遅延させ電流設定手段６３０に出力する１次遅れフィルター部６３５より構成される。
【００６１】
トルク電流演算手段６３によって設定される目標設定値Ｉｑ＊は、モータがＩＰＭＳＭの場合には、図８からもわかるように力率角φが小さくなるので、有効電流Ｉδを設定するとよい。しかし、ＩＰＭＳＭの場合、進み角制御するのでインバータ出力電圧Ｖａはモータ誘起電圧Ｅｍとほぼ等しく設定するため、結果的に数式４と数式５はほぼ等しくなる。
【００６２】
以上実施の形態２に述べたように、電圧補正手段と周波数補正手段によりインバータ回路出力電圧と出力周波数を制御することにより乱調を減らしモータ回転数を安定化制御できるので、トルク変動の大きい負荷、あるいは、モータがＩＰＭＳＭにおいても所定回転数で回転制御できる。特に、トルク変動が生じた場合、トルク電流演算手段６３の出力信号が１次フィルター処理によりわずかに遅れても周波数補正手段６２ｂにより安定化が計れるので、トルク変動に対しても滑らかな応答特性が得られる。
【００６３】
さらに、電圧補正手段と周波数補正手段のそれぞれの制御リミッターを調整することによりｑ軸からの位相を制御できるので負荷トルクあるいはモータに応じた最適制御が可能となる。
【００６４】
以上述べたように、本発明によれば、モータピーク電流に対応したインバータ回路直流ピーク電流Ｉｐがモータトルク電流Ｉｑ、あるいは、有効電流Ｉδとほぼ等しくなるようにインバータ回路出力電圧、あるいは出力周波数を制御するようにしたので、γ−δ軸とｄ−ｑ軸の位相関係が負荷に応じて最適設定できるので最大効率運転が可能となる。
【００６５】
特に、無負荷から定格負荷までモータ負荷が大きく変動しても、負荷トルクに応じた電流制御が可能なので低出力でも出力電流を減らすため高効率制御が可能となる。また、座標変換しないＶ／ｆ制御で、かつ、ピークホールド数式１シャント方式なので、高速演算や高速Ａ／Ｄ変換器を必要とせず低価格のプロセッサによりセンサレス正弦波駆動が実現でき、さらに、簡単で低価格の電流センサにより実現できるので部品点数が少なく低価格、高信頼性、高性能のセンサレス正弦波駆動が可能となる。また、従来のセンサレス正弦波駆動方式はモータパラメータや制御パラメータが多くてモータバラツキ、モータ温度特性、パラメータのチューニング等の課題があったが、本発明はモータパラメータや制御パラメータが少なく、チューニングも簡単となりプロセッサのソフトウェア開発が容易となる特長がある。
【００６６】
さらに、オープンループ方式による回転数制御なので、回転数制御が容易でかつ回転数変動が少ないため、負荷トルク変動や電源電圧変動に対しても回転数変動が少ない特長があり、高性能の回転数制御を実現できる。
【産業上の利用可能性】
【００６７】
以上のように、本発明のモータ駆動装置は、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路により永久磁石モータをセンサレス正弦波駆動し、モータ電流のピーク値に相当するインバータ回路直流電流ピーク値とモータ出力に相当するインバータ回路直流平均電流を検知してモータ電流がトルク電流とほぼ等しくなるようにインバータ回路出力電圧、あるいは、インバータ出力周波数を制御するものであるから、永久磁石モータを駆動するほとんどのモータ駆動装置に適用可能であり、回転数変動の少ないスピンドルモータ、ファンモータ、ポンプモータ、食器洗い機の洗浄ポンプ駆動装置や洗濯機のモータ駆動装置、掃除機のモータ駆動装置、換気扇や燃焼機等のファンモータ駆動装置、空気調和機や冷蔵庫の圧縮機モータ駆動装置などに適用できる。さらに、制御プログラムが簡単でプロセッサへの負担が少ないのでヒートポンプ式洗濯乾燥機や空気調和機の如き複数モータ同時駆動方式にも適用できる。また、プロセッサ無しでも実現できるので、センサレス正弦波駆動用１チップモータ制御集積回路やパワー半導体と駆動回路が一体となったインテリジェントパワーモジュール（ＩＰＭ）、あるいは、センサレス正弦波駆動用１チップインバータを容易に実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図
【図２】同モータ駆動装置の制御ベクトル図
【図３】同モータ駆動装置のシャント抵抗電圧波形と電流検知タイミング図
【図４】同モータ駆動装置の２相変調時の電流検知タイミング図
【図５】本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置のブロック図
【図６】同モータ駆動装置の制御手段の詳細なブロック図
【図７】同モータ駆動装置の起動制御方法図
【図８】同モータ駆動装置の突極性モータの制御ベクトル図
【符号の説明】
【００６９】
１  直流電源
２  インバータ回路
３  モータ
４  モータ負荷
５  電流検出手段
６  制御手段
５１  ピーク電流検出手段
５２  平均電流検出手段
６０  周波数設定手段
６１  電圧制御手段
６２  補正手段
６３  トルク電流演算手段
６５  正弦波ＰＷＭ制御手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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