(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の双方向スイッチを備えた交流−交流直接変換装置における、入力側仮想整流器の空間ベクトルのデューティおよび出力側仮想インバータの空間ベクトルのデューティを合成し、１制御周期あたり５つの空間ベクトルが配列されたスイッチングパターンを複数生成し、該スイッチングパターンにより前記双方向スイッチをＰＷＭ制御する交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法であって、
前記入、出力側空間ベクトルの空間を各々複数に区切って構成される、入力電流指令値ベクトル、出力電圧指令値ベクトルが各々存在する領域を入、出力セクターと定義し、該入力セクターと出力セクターの組み合わせから２つのセクターモードを定義し、
前記入、出力セクターおよびセクターモードに基づいて、スイッチング回数を低減させるためのスイッチングパターンを決定する処理を行い、該決定されたスイッチングパターンによって前記双方向スイッチをＰＷＭ制御することを特徴とする交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
【請求項２】
前記スイッチングパターンを決定する処理は、
前記セクターモードが変化せず且つ入力セクターが移行する過渡時に、前記生成されたスイッチングパターンの一端に配置された空間ベクトルのタイミングでスイッチングパターンを更新するときは、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの他端に配置された空間ベクトルに移行し、前記スイッチングパターンの他端に配置された空間ベクトルのタイミングでスイッチングパターンを更新するときは、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの一端に配置された空間ベクトルに移行する更新時切替処理を行う
ことを特徴とする請求項１に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
【請求項３】
前記スイッチングパターンを決定する処理は、
出力セクターが移行する過渡時に、スイッチングパターンを更新することによりスイッチング回数が２回となるモード時は、移行前のセクター状態を維持しながら、更新前のスイッチングパターンを折り返してＰＷＭ制御し、その後前記セクター維持を解除し、スイッチングを伴わない、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの端部に配置された空間ベクトルに移行する１制御周期遅延処理を行うことを特徴とする請求項１に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
【請求項４】
前記スイッチングパターンを決定する処理は、
出力セクターが２つ以上移行するときには前記１制御周期遅延処理を行わないことを特徴とする請求項３に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
【請求項５】
前記スイッチングパターンを決定する処理は、
出力セクターが移行し、且つ入力セクターが奇数セクターから偶数セクターに移行する過渡時に、
前記生成されたスイッチングパターンのいずれか一方の端部に配置された空間ベクトルから、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの前記と同一端部に配置された空間ベクトルに移行する通常更新処理を行い、
出力セクターが移行し、且つ入力セクターが偶数セクターから奇数セクターに移行する過渡時に、
前記請求項２に記載の更新時切替処理を行うことを特徴とする請求項１に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
【請求項６】
前記スイッチングパターンを決定する処理は、
出力セクターが移行し、且つ入力セクターが奇数セクターから偶数セクターに移行する過渡時であり、且つスイッチングパターンの更新によりスイッチング回数が３回となるモード時は、前記通常更新処理に代えて前記請求項３に記載の１制御周期遅延処理を行うことを特徴とする請求項５に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
【請求項７】
前記スイッチングパターンのうち、更新前のスイッチングパターンのベクトルのデューティを第１のキャリア波と比較し、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンのベクトルのデューティを、前記第１のキャリア波とは１８０度位相のずれた第２のキャリア波と比較して、前記ＰＷＭ制御を行うためのスイッチング信号を得ることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多相の交流電源から任意の電圧または周波数に変換した多相出力を得る交流−交流直接変換装置（マトリックスコンバータ）に係り、特に仮想間接形空間ベクトル変調方式におけるセクター移行過渡時のスイッチングパターンを最適化する交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から存在するこの種の交流−交流直接変換装置は、自己消弧形の半導体素子を用いた双方向スイッチを高速に切替え、単相または多相の電源交流から任意の周波数・大きさの交流に直接電力変換する変換装置であり、図１のように構成されている。
【０００３】
図１は、三相／三相交流−交流直接変換装置の基本構成を示し、三相交流電源１は、リアクトルとコンデンサによる入力フィルタ部２および９つの双方向スイッチ（Ｓｒｕ〜Ｓｒｗ、Ｓｓｕ〜Ｓｓｗ、Ｓｔｕ〜Ｓｔｗ）で構成された半導体電力変換部３を介して任意の負荷４に接続される。
【０００４】
９つの双方向スイッチＳｒｕ〜Ｓｒｗ、Ｓｓｕ〜Ｓｓｗ、Ｓｔｕ〜Ｓｔｗは、逆阻止ＩＧＢＴ１８個で構成する場合や、通常のＩＧＢＴ等の半導体素子とダイオードを組み合わせるなど、その細部の構成方法には拘らないが、双方向に電力授受できるスイッチング素子で構成されている。
【０００５】
なお、図１に示すように、以下、電源三相をＲＳＴ相、出力三相をＵＶＷ相とする。
【０００６】
上記のように構成される交流−交流直接変換装置の９つの双方向スイッチを用いて、空間ベクトル変調法により入力電流と出力電流を同時に正弦波化する手法は、例えば非特許文献１、２に記載されている。
【０００７】
交流−交流直接変換装置の基本制御方式には、大別して直接ＡＣ／ＡＣ変換に基づくもの（直接形）と、仮想の直流リンクをもつ仮想関接形変換器を考えて制御するもの（仮想間接形）がある。
【０００８】
非特許文献２の手法は、古くから用いられている仮想間接形に基づくものであり、図２に示すように仮想的なＰＷＭ整流器とインバータを考えて、それぞれ独立に制御する。制御方式としては、従来から一般的に用いられているＰＷＭインバータ制御用の空間ベクトル変調方式を適用している。図２において、半導体電力変換部３の９つの双方向スイッチＳｒｕ〜Ｓｒｗ、Ｓｓｕ〜Ｓｓｗ、Ｓｔｕ〜Ｓｔｗは、１２個の仮想スイッチＳｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎ，Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎに等価的に置換される。
【０００９】
図３に入力側と出力側の空間ベクトルの定義を示す。図３（ａ）において、入力側空間ベクトルは、ｉ１およびｉ６を用いて電流指令値Ｉｉ＊に一致するようにＰＷＭ制御する（例えばｉ１ならば、図２の仮想スイッチＳｒｐとＳｓｎがオンする）。
【００１０】
入力電流の大きさは負荷に依存するため、位相のみを指令値として与え、常に最大円軌跡を描くように制御する。力率を１としたい場合は、電源電圧位相に一致させればよい。
【００１１】
また図３（ｂ）において、出力側空間ベクトルも同様に、ｖ１（ＰＮＮ）とｖ２（ＰＰＮ）を用いて出力電圧指令値Ｖｏ＊に一致するようにＰＷＭ制御する（例えばｖ１（ＰＮＮ）ならば、図２の仮想スイッチＳｕｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオンする）。
【００１２】
インバータの制御に用いる仮想直流電圧Ｖｐｎは、入力側の電源電圧位相で決定できるので、出力電圧は大きさと位相の両方を制御する。
【００１３】
図４は任意１セクターにおける空間ベクトルおよびその出力時間（デューティ）を定義した例である。図中の数式で示すとおり、仮想整流器のデューティｄA，ｄBおよび仮想インバータのデューティｄX，ｄYは、各々を掛け合わせて合成し、交流−交流直接変換装置のデューティとスイッチングパターンを得る（非特許文献１，２参照）。
【００１４】
上記の仮想間接形空間ベクトル変調方式では、ＰＷＭの１制御周期において５つのパルスを出力して入出力波形を正弦波化している。そのパルスの出力順序については、スイッチング回数、損失、高調波等を考慮して配置することが望ましい。
【００１５】
ここで、図５のように空間を区切って入力・出力セクターを定義する。図５（ａ）の入力電流空間ベクトルの場合、入力電流指令ベクトルの位相が０度から３０度の時をセクター１とし、３０度から６０度をセクター２とする。同様に３６０度にわたって続けていくと位相によって１〜１２の１２個のセクターが定義できる。また図５（ｂ）の出力電圧指令ベクトルの場合は６０度毎に６つのセクターを定義できる。
【００１６】
そしてこの図５の入力電流空間ベクトルおよび出力電圧空間ベクトルのセクターから、表１のようにセクターモードを定義する。
【００１７】
【表１】
0005012309.tif 000002
【００１８】
入力セクターが１，４，５，８，９，１２のときに出力セクターが１，３，５または入力セクターが２，３，６，７，１０，１１のときに出力セクターが２，４，６ならばセクターモード1(sm1)とし、入力セクターが１，４，５，８，９，１２のときに出力セクターが２，４，６または入力セクターが２，３，６，７，１０，１１のときに出力セクターが１，３，５ならばセクターモード２(sm2)と定義する。
【００１９】
これらの定義と入力セクターの偶奇性の判別から、表２のようにスイッチング遷移パターンを定義する。
【００２０】
【表２】
0005012309.tif 000003
【００２１】
尚、表２中のデューティは、図４で定義したデューティｄAX（＝ｄA×ｄX）の空間ベクトルのパルスおよび出力時間を意味する。他のｄAY，ｄBX，ｄBY，ｄZも同様である。
【００２２】
表２において、ベクトルｖ１→ｖ２→ｖ３→ｖ４→ｖ５、もしくはベクトルｖ５→ｖ４→ｖ３→ｖ２→ｖ１の順で両者を折り返しながらスイッチングすることを意味している。この順序でスイッチングすると、パルス切替時に１相毎切り替わるので、２相以上が同時にスイッチングすることなく、スイッチング回数を最少化できる。
【００２３】
上記までのパルス配置順序の工夫は、基本的に非特許文献１，２ですでに開示されている従来技術である。
【非特許文献１】Ｙ．Ｔａｄａｎｏ，Ｓ．Ｕｒｕｓｈｉｂａｔａ，Ｍ．Ｎｏｍｕｒａ，Ｙ．Ｓａｔｏ，ａｎｄＭ．Ｉｓｈｉｄａ：“Ｄｉｒｅｃｔ  Ｓｐａｃｅ  Ｖｅｃｔｏｒ  ＰＷＭ  Ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ  ｆｏｒ  Ｔｈｒｅｅ−Ｐｈａｓｅ  ｔｏ  Ｔｈｒｅｅ−Ｐｈａｓｅ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ”，ＩＥＥＥ  Ｐｒｏｃ．  ｏｆ  ｔｈｅ  ４ｔｈ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＰＣＣ-Ｎａｇｏｙａ／Ｊａｐａｎ），Ａｐｒｉｌ，２００７，ＬＳ４-１-３、ｐｐ．１０６４  -１０７１（２００７）
【非特許文献２】“Ｓｐａｃｅ  Ｖｅｃｔｏｒ  Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  Ｔｈｒｅｅ-Ｐｈａｓｅ  ｔｏ  Ｔｈｒｅｅ−Ｐｈａｓｅ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  ｗｉｔｈ  Ｉｎｐｕｔ  Ｐｏｗｅｒ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ”Ｌ．Ｈｕｖｅｒ他ＩＥＥＥ  ｔｒａｎｓ．Ｏｎ  Ｉｎｄｕｓｔｒｙ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．３１，Ｎｏ．６，１９９５
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
しかしながら、前記パターン配置は１制御周期内のみ最適化されており、図５の定義におけるセクターに変化がない場合は最少化できるが、セクターが移行する過渡時についてはその限りではない。すなわち、入力電流指令値や出力電圧指令値が存在するセクターが移行する瞬間というのは、入力電源電圧Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の瞬時値の大中小関係が切り替わる瞬間に相当する。このようなときに、上記の単純な折り返しスイッチングでは必ずしも最適化されない。
【００２５】
例えば、図５で定義した出力セクターが「１」のとき、入力セクターが「１２→１」に変化する瞬間を考える。このときの入力電源電圧の大中小関係はＶｒ＞Ｖｓ＞Ｖｔ、出力電圧指令値の大中小関係はＶｕ＞Ｖｖ＞Ｖｗである。５つのＰＷＭパルスのベクトルとデューティの関係は表３に示すとおりである。
【００２６】
【表３】
0005012309.tif 000004
【００２７】
表３において、例えば「ＲＳＳ」はＵ相にＲ相、Ｖ相にＳ相、Ｗ相にＳ相を各々接続するスイッチングパターンを意味している。表３の上段は入力セクター１２かつ出力セクター１のとき、下段は入力セクター１かつ出力セクター１のときである。セクターが移行した瞬間、上段から下段のパターンへ移る。折り返しスイッチングでは、ベクトルｖ１→ｖ２→ｖ３→ｖ４→ｖ５→（更新）→ｖ５→ｖ４→ｖ３→ｖ２→ｖ１→（更新）→ｖ１→ｖ２→…といった順序で繰り返しているので、更新タイミングとしてはｖ１もしくはｖ５のときである。
【００２８】
例えば、ｖ１のときに表３の上段から下段へ移行した場合、スイッチングパターンは「ＲＳＳ」→「ＲＴＴ」となり、Ｖ相、Ｗ相が同時に変化してしまう。ｖ５更新時ならば「ＴＴＴ」→「ＳＳＳ」となり、３相全相が同時にスイッチングしてしまう。すなわち、単純な折り返しスイッチング法では、セクター移行過渡時にスイッチング回数を最少化しているとは限らないことがわかる。
【００２９】
他のセクター移行のパターンについても、ｖ１→更新→ｖ１，ｖ５→更新→ｖ５では最適化されない場合が発生し得る。
【００３０】
本発明は上記の問題点を解消するものでありその目的は、セクター移行過渡時のスイッチング回数を低減した交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
上記課題を解決するための請求項１に記載の発明は、複数の双方向スイッチを備えた交流−交流直接変換装置における、入力側仮想整流器の空間ベクトルのデューティおよび出力側仮想インバータの空間ベクトルのデューティを合成し、１制御周期あたり５つの空間ベクトルが配列されたスイッチングパターンを複数生成し、該スイッチングパターンにより前記双方向スイッチをＰＷＭ制御する交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法であって、前記入、出力側空間ベクトルの空間を各々複数に区切って構成される、入力電流指令値ベクトル、出力電圧指令値ベクトルが各々存在する領域を入、出力セクターと定義し、該入力セクターと出力セクターの組み合わせから２つのセクターモードを定義し、前記入、出力セクターおよびセクターモードに基づいて、スイッチング回数を低減させるためのスイッチングパターンを決定する処理を行い、該決定されたスイッチングパターンによって前記双方向スイッチをＰＷＭ制御することを特徴としている。
【００３２】
また請求項２に記載の発明は、請求項１において、前記スイッチングパターンを決定する処理は、前記セクターモードが変化せず且つ入力セクターが移行する過渡時に、前記生成されたスイッチングパターンの一端に配置された空間ベクトルのタイミングでスイッチングパターンを更新するときは、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの他端に配置された空間ベクトルに移行し、前記スイッチングパターンの他端に配置された空間ベクトルのタイミングでスイッチングパターンを更新するときは、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの一端に配置された空間ベクトルに移行する更新時切替処理を行うことを特徴としている。
【００３３】
また請求項３に記載の発明は、請求項１において、前記スイッチングパターンを決定する処理は、出力セクターが移行する過渡時に、スイッチングパターンを更新することによりスイッチング回数が２回となるモード時は、移行前のセクター状態を維持しながら、更新前のスイッチングパターンを折り返してＰＷＭ制御し、その後前記セクター維持を解除し、スイッチングを伴わない、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの端部に配置された空間ベクトルに移行する１制御周期遅延処理を行うことを特徴としている。
【００３４】
また請求項４に記載の発明は、請求項３において、前記スイッチングパターンを決定する処理は、出力セクターが２つ以上移行するときには前記１制御周期遅延処理を行わないことを特徴としている。
【００３５】
また請求項５に記載の発明は、請求項１において、前記スイッチングパターンを決定する処理は、出力セクターが移行し、且つ入力セクターが奇数セクターから偶数セクターに移行する過渡時に、前記生成されたスイッチングパターンのいずれか一方の端部に配置された空間ベクトルから、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの前記と同一端部に配置された空間ベクトルに移行する通常更新処理を行い、出力セクターが移行し、且つ入力セクターが偶数セクターから奇数セクターに移行する過渡時に、前記請求項２に記載の更新時切替処理を行うことを特徴としている。
【００３６】
また請求項６に記載の発明は、請求項５において、前記スイッチングパターンを決定する処理は、出力セクターが移行し、且つ入力セクターが奇数セクターから偶数セクターに移行する過渡時であり、且つスイッチングパターンの更新によりスイッチング回数が３回となるモード時は、前記通常更新処理に代えて前記請求項３に記載の１制御周期遅延処理を行うことを特徴としている。
【００３７】
また請求項７に記載の発明は、請求項１ないし６のいずれか１項において、前記スイッチングパターンのうち、更新前のスイッチングパターンのベクトルのデューティを第１のキャリア波と比較し、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンのベクトルのデューティを、前記第１のキャリア波とは１８０度位相のずれた第２のキャリア波と比較して、前記ＰＷＭ制御を行うためのスイッチング信号を得ることを特徴としている。
【発明の効果】
【００３８】
（１）請求項１〜７に記載の発明によれば、交流−交流直接変換装置において、入力セクターが移行する過渡時（入力電流指令値ベクトルが存在するセクターが移行する瞬間、すなわち入力電源電圧Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の瞬時値の大中小関係が切り替わる瞬間）や、出力セクターが移行する過渡時（出力電圧指令値ベクトルが存在するセクターが移行する瞬間、すなわち出力電圧Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の指令値の大中小関係が切り替わる瞬間）に、スイッチング回数を低減することができる。これによってスイッチング損失を低減することができる。
（２）また請求項２に記載の発明によれば、セクターモードが変化せず且つ入力セクターが移行する過渡時に更新時切替処理を行うことにより、当該過渡時のスイッチング回数を低減することができる。
（３）また請求項３に記載の発明によれば、１制御周期遅延処理を行うことにより、出力セクターが移行する過渡時に、一時的に１制御周期分の遅れが発生するものの、スイッチング回数ゼロ回で移行することができる。
（４）また請求項４に記載の発明によれば、急激な負荷変動やトルク指令／速度指令値のステップ変化などにより出力電圧指令値ベクトルが急変し、過渡的に出力セクターが２つ以上変化する場合に、前記１制御周期遅延処理を行わないので、スイッチング回数は１回又は２回発生するものの、当該急変時の過渡応答を優先することができる。
（５）また請求項５に記載の発明によれば、入力セクターと出力セクターが同時に移行する過渡時に通常更新処理又は更新時切替処理を行うことにより、当該過渡時のスイッチング回数を低減することができる。
（６）また請求項６に記載の発明によれば、１制御周期遅延処理を行うことにより、スイッチグ回数が３回となる移行パターンを完全になくすことができ、スイッチング回数を低減することができるとともに、３相同時スイッチングによる電流・電圧の脈動成分を低減することができる。
（７）また請求項７に記載の発明によれば、キャリア比較方式によりＰＷＭ制御を行う場合に、前記（１）〜（６）と同様の効果が得られ、セクター移行の過渡時にスイッチング回数を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３９】
以下、交流−交流直接変換装置は、前記双方向スイッチをＰＷＭ制御するマトリックスコンバータとして、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。
【００４０】
本発明では、空間ベクトル変調法のスイッチングパターンの並べ替えの自由度を活かして、前記図５のように定義される入力セクター、出力セクターと、それらの組み合わせから定義した表１のセクターモードとに基づいて、セクター移行過渡時のスイッチング回数を低減させるためのスイッチングパターンを決定し、スイッチングパターンの配列順序を切り替えるように構成した。
【００４１】
（実施例１）
本実施例では前記セクターモードおよび入力セクターの変化に着目した。前記表３の事例（入力セクターが１２→１に変化し、出力セクター１は変わらない例）に着目すると、上段ｖ１（スイッチングパターンの一端に配置されたベクトル）更新時は下段ｖ５（スイッチングパターンの他端に配置されたベクトル）へ、上段ｖ５更新時は下段ｖ１に移行する、更新時切替処理を行うと、スイッチングパターンは、ＲＳＳ→ＳＳＳ，ＴＴＴ→ＲＴＴとなり、どちらもＵ相のみのスイッチングとなる。したがってこの事例では、単純な折り返しスイッチングを行う場合に比べて、スイッチング回数を１〜２回低減できることが分かる。
【００４２】
上記のように、入力セクターが変化する瞬間について全パターンを考えると、結果として表４のように最適移行パターンを定義することができる。
【００４３】
【表４】
0005012309.tif 000005
【００４４】
表４は、入力セクターの変化を前記表１で定義したセクターモードの変化に集約してｖ１，ｖ５の各タイミングで移行すべき最適パターンを示している。ｖ１→ｖ１，ｖ５→ｖ５は通常の折り返しパターン、ｖ１→ｖ５，ｖ５→ｖ１は瞬時に折り返し方を切り替えているパターンである。
【００４５】
尚、入力は電源に接続しているものと仮定しているので、セクターの移行順序は…１１→１２→１→２→３→…となる。逆転パターンについては通常発生しないが、同じテーブルを用いれば、その場合でも最適化されている。
【００４６】
本実施例では、入力セクターが移行する過渡時に着目し、表４の最適移行パターンに従ってスイッチングするので、スイッチング回数を低減できるとともに、同時スイッチングによる電流・電圧の脈動成分を低減することができる。
【００４７】
（実施例２）
実施例１は入力セクターの変化に着目したが、本実施例では出力セクターの変化に着目する。例えば、出力電圧指令値が正転方向（セクターの移行が図５（ｂ）の１→２→３→４→５→６→１→…の順序）として、入力セクター１、出力セクター１→２に変化する瞬間に着目すると、表５のようなスイッチングパターンとなる。
【００４８】
【表５】
0005012309.tif 000006
【００４９】
表５において、上段は入力セクター１かつ出力セクター１、下段は入力セクター１かつ出力セクター２の場合である。
【００５０】
上段から下段へ移行する際、ｖ１更新時はｖ１に移行した方がスイッチング回数は少ない。すなわちｖ１→ｖ１：ＲＴＴ→ＴＲＴ（スイッチング２回）、ｖ１→ｖ５：ＲＴＴ→ＳＳＳ（スイッチング３回）となる。また、ｖ５更新時はそのままｖ５に移行した方がスイッチング回数は少ない。すなわちｖ５→ｖ１：ＳＳＳ→ＴＲＴ（スイッチング３回）、ｖ５→ｖ５：ＳＳＳ→ＳＳＳ（スイッチング０回）となる。また、出力電圧指令値が逆転するパターン（出力セクターの移行が図５（ｂ）の６→５→４→３→２→１→６→…の順序）の場合も同様に、そのままの移行パターンで良い。
【００５１】
上記の結果から、出力セクター移行時は特別な処理をせずに、従来通りに通常の折り返しパターンでも良いことになるが、本実施例では、正転ｖ１更新時と逆転ｖ１更新時に発生するスイッチング回数を１回以下にする手法を提案する。表６は、出力セクター変化時の移行パターンについてまとめたものである。
【００５２】
【表６】
0005012309.tif 000007
【００５３】
表６の上側（ａ）は正転、下側（ｂ）は逆転パターンを各々示している。表６の×印の付いている箇所が、スイッチング回数２回となる上述のモードであるので、このときはセクター移行せずに、１つ前のセクター状態を維持しながら通常の折り返しパターンｖ１→ｖ１を行う（同一段のｖ１→ｖ１に移行する）。そして例えば表５の同一段のｖ１→ｖ２→ｖ３→ｖ４→ｖ５をスイッチングし、１制御周期の時間だけ遅れて発生するｖ５→ｖ５のタイミングでセクター情報のラッチを解除し、スイッチング回数０回で移行できるｖ５更新パターンにおいて移行を完了する（表５ではｖ５→ｖ５：ＳＳＳ→ＳＳＳ）。
【００５４】
本実施例によれば、一時的に１制御周期分の遅れを発生するが、出力セクターが変化する過渡時に全くスイッチングを伴わない（０回で移行できる）パターンで移行することが可能となる。
【００５５】
（実施例３）
入力電源電圧に関しては、商用交流電源であれば５０ＨZないし６０ＨZで動作させる場合が多く、ガスタービン等の分散電源を入力にした場合でも、大きな変動を伴って入力セクターが２つ以上セクターを飛び越える状態は発生し難い。一方、出力電圧指令値に関しては、急激な負荷変動やトルク指令／速度指令値のステップ変化などにより、出力セクターが２つ以上飛び越えて発生する場合も考えられる（上述までの実施例では、セクターが１つずつ変化する場合のみ考えている）。入力セクター１、出力セクター１〜６の事例を表７にまとめて示す。
【００５６】
【表７】
0005012309.tif 000008
【００５７】
表７において、ｖ５更新時についてはそのままｖ５→ｖ５で折り返せば、常にＳＳＳであるのでスイッチング回数０回で移行できる。次に、ｖ１更新時に着目すると、ｖ１→ｖ１のときに、スイッチング回数１回もしくは２回で移行できることが分かる。したがって、出力セクターがどこからどこへ飛んだとしても、１回もしくは２回で移行できるが、実施例２と同様にｖ５での移行パターンに限定するかどうかを選択できるようにする。つまり、出力セクターが１つずつ移行するときは実施例２の１制御周期遅延処理により１制御周期の遅れを持ってもさほど影響がないが、セクターが２個以上飛ぶような電圧指令が加えられたときは、過渡的な応答を要求するモードであるので、１制御周期遅れる実施例２の処理はパスしてスイッチング回数１回又は２回の発生を許容するように切り換える。
【００５８】
（実施例４）
本実施例では、入力セクターと出力セクターが同時に変化する場合を考える。入力セクターは前述のとおり、正転方向で１つずつ移行し、出力セクターはどのようなセクター状態にも飛ぶ可能性があると仮定する。
【００５９】
表８は、入力セクター１〜３、出力セクター１〜６の５つのパルスパターンを抜粋して示したものである。
【００６０】
【表８】
0005012309.tif 000009
【００６１】
表８において、例えば、入力セクターが１→２（奇数セクター→偶数セクター）に変化し、出力セクターは１〜６までどこからどこに移行するか限定しない場合を考える。
【００６２】
ｖ１更新時で、ｖ１→ｖ１の移行パターンでは「ＲＴＴ／ＴＲＴ／ＴＴＲ」のいずれかから、「ＲＲＴ／ＴＲＲ／ＲＴＲ」のいずれかに移行し、スイッチング回数は１回か３回のどちらかである。ｖ１→ｖ５の移行パターンでは「ＲＴＴ／ＴＲＴ／ＴＴＲ」のいずれかから、「ＳＳＳ」に移行して常に３回のスイッチングとなるので、この場合はｖ１→ｖ１の移行パターンを選択する。また、ｖ５更新時では、ｖ５→ｖ５であれば「ＳＳＳ」→「ＳＳＳ」となってスイッチング回数０回となるので、この移行パターン（通常更新処理）を常に選択する。
【００６３】
次に、入力セクターが２→３（偶数セクター→奇数セクター）に変化し、出力セクターは１〜６までどこからどこに移行するか限定しない場合を考える。
【００６４】
ｖ１更新時は、ｖ１→ｖ１の移行パターンだと「ＲＲＴ／ＴＲＲ／ＲＴＲ」のいずれかから、「ＳＳＴ／ＴＳＳ／ＳＴＳ」のいずれかに移行することになり、２回もしくは３回のスイッチング回数となる。ｖ１→ｖ５の移行パターンでは「ＲＲＴ／ＴＲＲ／ＲＴＲ」のいずれかから「ＲＲＲ」に移行して常に１回のスイッチング回数となるので、この場合はｖ１→ｖ５の移行パターン（更新時切替処理）を選択する。また、ｖ５更新時は、ｖ５→ｖ５であれば「ＳＳＳ」→「ＲＲＲ」となって常に３回スイッチングするので、ｖ５→ｖ１の移行パターン（更新時切替処理）「ＳＳＳ」→「ＳＳＴ／ＴＳＳ／ＳＴＳ」を選択して、常に１回のスイッチングで移行する。
【００６５】
以上をまとめると、表９のように表現することができるので、入力セクターと出力セクターが同時に移行する場合は、表９の移行パターンに従って処理する。
【００６６】
【表９】
0005012309.tif 000010
【００６７】
表９の上段は、出力セクターが移行し且つ入力セクターが奇数セクターから偶数セクターに移行する場合にｖ１→ｖ１又はｖ５→ｖ５の通常更新処理を行うことを示し、表９の下段は、出力セクターが移行し且つ入力セクターが偶数セクターから奇数セクターに移行する場合にｖ１→ｖ５又はｖ５→ｖ１の更新時切替処理を行うことを示している。
【００６８】
（実施例５）
実施例４のｖ１更新時で、スイッチング回数が１回もしくは３回となる移行パターンについて、３回となる可能性を回避するため、実施例２と同様に１制御周期のラッチ処理（１制御周期遅延処理）を施し、ｖ５更新時に移行パターンを実施する。すなわち、入力と出力が同時に移行する場合には、表１０の処理を行う。
【００６９】
【表１０】
0005012309.tif 000011
【００７０】
表１０において、括弧内の数字はスイッチング回数を意味している。表１０の×印の付いている箇所が、スイッチング回数０又は３回となるモードであるので、このときはセクター移行せずに、１つ前のセクター状態を維持しながら通常の折り返しパターンｖ１→ｖ１を行う（例えば表８の同一段のｖ１→ｖ１に移行する）。そして表８の同一段のｖ１→ｖ２→ｖ３→ｖ４→ｖ５をスイッチングし、１制御周期の時間だけ遅れて発生するｖ５→ｖ５のタイミングでセクター情報のラッチを解除し、スイッチング回数０回で移行できるｖ５更新パターンにおいて移行を完了する。ただし、出力指令値が急変する場合であるので、上記ラッチ処理を行うかどうかは選択できるようにしておく。
【００７１】
本実施例により、入、出力セクターが同時に移行する場合でもスイッチング回数を常に１回以下にすることが可能となる。
【００７２】
（実施例６）
上述までの実施例はマトリックスコンバータの一般的な仮想間接形空間ベクトル変調法に適用する場合を述べてきたが、上記の処理はキャリア比較方式でも同様に行うことができる。例えば図６のように、互いに１８０度位相のずれた２つのキャリア三角波信号を予め用意しておき、セクター移行時には２つのキャリア波のうち一方から他方の逆位相のキャリア波に瞬時に切り換えることで、ｖ１→ｖ５，ｖ５→ｖ１に相当する移行パターン（更新時切替処理）を形成することができる。そのほか、ラッチ処理（１制御周期遅延処理）などについても空間ベクトル変調法かキャリア比較方式かで限定される処理ではないので、同様の作用、効果をキャリア比較方式でも実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明が適用される交流−交流直接変換装置の基本構成図。
【図２】仮想ＤＣリンク方式の交流−交流直接変換装置の等価回路図。
【図３】空間ベクトルを表し、（ａ）は入力仮想整流器側の空間ベクトル図、（ｂ）は出力仮想インバータの空間ベクトル図。
【図４】入力電流指令ベクトル図及び出力電圧指令ベクトル図。
【図５】空間ベクトルの入力側セクターと出力側セクターの定義例の説明図。
【図６】本発明のキャリア比較方式による実施例の説明図。
【符号の説明】
【００７４】
１…三相交流電源、２…入力フィルタ部、３…半導体電力変換部、４…負荷。
【図１】
0005012309.tif 000012
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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