(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
充放電を行うコンデンサ（Ｃ）と、複数のカレントミラー回路（Ｋ３，Ｋ４）を有して前記コンデンサ（Ｃ）に充電電流を与える充電部（２）と、複数のカレントミラー回路（Ｋ１，Ｋ２）を有して前記コンデンサ（Ｃ）から放電電流を放出させる放電部（１）と、
前記充電部（２）のそれぞれのカレントミラー回路（Ｋ３，Ｋ４）の電流を個別に制御して前記充電電流の大きさを調整する充電電流調整部（ＣＣ１，ＣＣ２）と、前記放電部（１）のそれぞれのカレントミラー回路（Ｋ１，Ｋ２）の電流を個別に制御して前記放電電流の大きさを調整する放電電流調整部（ＤＣ１，ＤＣ２）と、
複数のトランジスタが並列に接続された共通トランジスタＱ６０と、共通トランジスタ（Ｑ６０）のそれぞれのトランジスタのコレクタに電流を与える電流源とを有し、
前記充電電流調整部（ＣＣ１，ＣＣ２）では、前記充電部（２）のそれぞれのカレントミラー回路（Ｋ３，Ｋ４）の電流を個別に切り替える複数の充電用トランジスタ（Ｑ２６，Ｑ３６）と前記共通トランジスタ（Ｑ６０）を構成する複数のトランジスタのベース間が接続されてカレントミラーが構成され、充電用トランジスタ（Ｑ２６，Ｑ３６）と前記共通トランジスタ（Ｑ６０）とのエミッタ電流比が、それぞれの充電用トランジスタ（Ｑ２６，Ｑ３６）ごとに相違し、
前記放電電流調整部（ＤＣ１，ＤＣ２）では、前記放電部（１）のそれぞれのカレントミラー回路（Ｋ１，Ｋ２）の電流を個別に切り替える複数の放電用トランジスタ（Ｑ６，Ｑ１６）と前記共通トランジスタ（Ｑ６０）を構成する複数のトランジスタのベース間が接続されてカレントミラーが構成され、放電用トランジスタ（Ｑ６，Ｑ１６）と前記共通トランジスタ（Ｑ６０）とのエミッタ電流比が、それぞれの放電用トランジスタ（Ｑ６，Ｑ１６）ごとに相違しており、
充電用トランジスタ（Ｑ２６，Ｑ３６）を順番に切り替え、次に放電用トランジスタ（Ｑ６，Ｑ１６）を順番に切り替えて、前記コンデンサ（Ｃ）の電位を正弦波形状に近似した出力信号に設定する制御信号生成手段（２０）が設けられていることを特徴とする正弦波発生回路。
【請求項２】
それぞれの充電用トランジスタ（Ｑ２６，Ｑ３６）と前記共通トランジスタ（Ｑ６０）とのエミッタ電流比、およびそれぞれの放電用トランジスタ（Ｑ６，Ｑ１６）と前記共通トランジスタ（Ｑ６０）とのエミッタ電流比は、
共通トランジスタ（Ｑ６０）と充電用トランジスタ（Ｑ２６，Ｑ３６）、または共通トランジスタ（Ｑ６０）と放電用トランジスタ（Ｑ６，Ｑ１６）との、トランジスタの数の比またはトランジスタのｐｎ接合部分のエミッタ面積比で決定される請求項１記載の正弦波発生回路。
【請求項３】
それぞれの充電用トランジスタ（Ｑ２６，Ｑ３６）と前記共通トランジスタ（Ｑ６０）とのエミッタ電流比、およびそれぞれの放電用トランジスタ（Ｑ６，Ｑ１６）と前記共通トランジスタ（Ｑ６０）とのエミッタ電流比は、
それぞれのトランジスタのエミッタに接続される抵抗の比により決定される請求項１記載の正弦波発生回路。
【請求項４】
前記共通トランジスタ（Ｑ６０）を構成するそれぞれのトランジスタのコレクタに、温度センサの出力に応じた定電流が与えられる請求項１ないし３のいずれかに記載の正弦波発生回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は例えば角速度センサなどの振動子を駆動するための駆動信号を生成する正弦波発生回路に係わり、特に温度変化の影響を受けずに精度の高い正弦波を生成できるようにした正弦波発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図５Ａは従来の第１の正弦波発生回路を示す回路構成図、同図Ｂは位相遅れの様子を示す図、図５は従来の第２の正弦波発生回路における正弦波の生成方法の概念を示し、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は入力信号、Ｖoは正弦波出力を示す図である。
【０００３】
図５Ａに示す正弦波発生回路は、演算増幅手段Ａ１に抵抗Ｒａ，ＲｂおよびコンデンサＣａ，Ｃｂを付加したいわゆる電圧ソース型のローパス・フィルタとして構成されている。前記正弦波発生回路では、演算増幅手段Ａ１の非反転側の入力端子に矩形波状の基準信号Ｖｓが与えられると出力端子からは正弦波状の出力信号Ｖｏが出力される。
【０００４】
一方、図６に示すものでは、元となる矩形波信号Ｖ１と、正方向のパルスについて源信号の立ち上り時刻および立ち下がり時刻の両端から一定の時間だけパルス幅を狭めた第１の基準信号Ｖ２と、同様に負方向のパルス幅を狭めた第２の基準信号Ｖ３の３種類の矩形波が用意され、これらを公知の加算回路（図示せず）で加算することにより、階段状の擬似的な正弦波出力Ｖoを生成するというものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記図５に示す正弦波発生回路では、ローパスフィルタが抵抗とコンデンサとで構成されている。このため、回路周辺の温度が変化すると抵抗の大きさが変動し、出力信号Ｖｏに波形の崩れが生じたり、または図５Ｂに示すように温度変化後の出力信号Ｖｏ′が、常温時の出力信号Ｖｏに対して位相の遅れが生じるという問題がある。特に位相差検出型の角速度センサでは、基準信号と出力信号との間の位相差に対する許容精度の幅が狭く、振動子の駆動信号生成用の正弦波発生回路としては適するものではないという問題がある。
【０００６】
また上記図６に示すものでは、複数の矩形波を加算して正弦波出力を疑似的な階段状の波形として生成するものである。しかし、矩形波には立上がりエッジと立下がりエッジとが必ず存在し、これらは分解能を高めるほど多くなるという性質のものである。そして、前記各エッジにおいてヒゲ状の高調波成分からなるノイズＮが発生し、他の回路部門にノイズＮによる悪影響を及ぼしやすいという問題がある。
【０００７】
また図６の方法で生成した出力信号を図５のローパスフィルタに通すと、前記高調波成分を除去できるようになる。しかしながら、上述の温度変化に対する位相遅れの問題は解消されない。
【０００８】
本発明は上記従来の問題を解決するためのものであり、温度変動に対する影響を受けない正弦波発生回路を提供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、充放電を行うコンデンサ（Ｃ）と、複数のカレントミラー回路（Ｋ３，Ｋ４）を有して前記コンデンサ（Ｃ）に充電電流を与える充電部（２）と、複数のカレントミラー回路（Ｋ１，Ｋ２）を有して前記コンデンサ（Ｃ）から放電電流を放出させる放電部（１）と、
前記充電部（２）のそれぞれのカレントミラー回路（Ｋ３，Ｋ４）の電流を個別に制御して前記充電電流の大きさを調整する充電電流調整部（ＣＣ１，ＣＣ２）と、前記放電部（１）のそれぞれのカレントミラー回路（Ｋ１，Ｋ２）の電流を個別に制御して前記放電電流の大きさを調整する放電電流調整部（ＤＣ１，ＤＣ２）と、
複数のトランジスタが並列に接続された共通トランジスタＱ６０と、共通トランジスタ（Ｑ６０）のそれぞれのトランジスタのコレクタに電流を与える電流源とを有し、
前記充電電流調整部（ＣＣ１，ＣＣ２）では、前記充電部（２）のそれぞれのカレントミラー回路（Ｋ３，Ｋ４）の電流を個別に切り替える複数の充電用トランジスタ（Ｑ２６，Ｑ３６）と前記共通トランジスタ（Ｑ６０）を構成する複数のトランジスタのベース間が接続されてカレントミラーが構成され、充電用トランジスタ（Ｑ２６，Ｑ３６）と前記共通トランジスタ（Ｑ６０）とのエミッタ電流比が、それぞれの充電用トランジスタ（Ｑ２６，Ｑ３６）ごとに相違し、
前記放電電流調整部（ＤＣ１，ＤＣ２）では、前記放電部（１）のそれぞれのカレントミラー回路（Ｋ１，Ｋ２）の電流を個別に切り替える複数の放電用トランジスタ（Ｑ６，Ｑ１６）と前記共通トランジスタ（Ｑ６０）を構成する複数のトランジスタのベース間が接続されてカレントミラーが構成され、放電用トランジスタ（Ｑ６，Ｑ１６）と前記共通トランジスタ（Ｑ６０）とのエミッタ電流比が、それぞれの放電用トランジスタ（Ｑ６，Ｑ１６）ごとに相違しており、
充電用トランジスタ（Ｑ２６，Ｑ３６）を順番に切り替え、次に放電用トランジスタ（Ｑ６，Ｑ１６）を順番に切り替えて、前記コンデンサ（Ｃ）の電位を正弦波形状に近似した出力信号に設定する制御信号生成手段（２０）が設けられていることを特徴とするものである。
【００１１】
本発明では、充電電流と放電電流の大きさを組み合せてコンデンサの充放電を行なうことにより、コンデンサの電位の勾配を調整して疑似的な正弦波を生成するものである。前記コンデンサの充電電流および放電電流の大きさが、トランジスタのエミッタ電流比、すなわち前記カレントミラー回路を構成するトランジスタのエミッタ面積比やエミッタに接続される抵抗比で決定される回路構成としたことにより、温度の影響を受けることなく精度の高い充電電流および放電電流を生成できる。よって、温度変化に対するコンデンサの電位の勾配の変動を防止することが可能となるため、精度の高い正弦波を生成することができる。
【００１２】
例えば、前記両電流調整部がカレントミラー回路からなり、前記トランジスタのエミッタ電流比が、前記各カレントミラー回路の入力側と出力側に設けられたトランジスタの数又はＩＣ内のトランジスタのｐｎ接合部分のエミッタ面積比である。
【００１３】
さらには前記両電流調整部がカレントミラー回路からなり、前記トランジスタのエミッタ電流比が、前記トランジスタのエミッタに接続される抵抗の比により決定されるものである。
【００１４】
上記において、前記各カレントミラー回路の入力側のトランジスタには、温度センサの出力に応じた定電流が与えられるものが好ましく、さらには温度センサの出力が、トランジスタのベース−エミッタ間電圧であるものが好ましい。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明について図面を参照して説明する。
【００１８】
図１は、本発明における正弦波発生回路を示す回路構成図、図２は制御信号と正弦波出力信号とのタイミングチャート図である。
【００１９】
図１に示す正弦波発生回路は、主として放電部１、充電部２、温度センサ３、充放電用のコンデンサＣ、クランプ手段４、バッファ手段５、可変電流源Ｉvarおよび制御信号生成手段２０などから構成されている。
【００２０】
前記放電部１はカレントミラー回路Ｋ１、Ｋ２および放電電流調整部ＤＣ１、ＤＣ２とから構成されている。また前記カレントミラー回路Ｋ１はトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４およびＱ５とから構成され、前記カレントミラー回路Ｋ２はトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４およびＱ１５とから構成されている。なお、カレントミラー回路Ｋ１ではトランジスタＱ１，Ｑ３およびトランジスタＱ６が入力側、トランジスタＱ２，Ｑ４が出力側のトランジスタであり、カレントミラー回路Ｋ２ではトランジスタＱ１１，Ｑ１３およびトランジスタＱ１６が入力側、トランジスタＱ１２，Ｑ１４が出力側である。
【００２１】
また放電電流調整部ＤＣ１はトランジスタＱ６とトランジスタＱ６０とからなるカレントミラー回路から、放電電流調整部ＤＣ２はトランジスタＱ１６とトランジスタＱ６０とからなるカレントミラー回路からそれぞれ構成されている。前記トランジスタＱ６，Ｑ１６は、例えばＩＣ回路内のｐｎ接合部分のエミッタ面積を前記トランジスタＱ６０の１／４，２／４に設定されている。あるいは、図１に示すように複数のトランジスタの各共通端子どうしを互いに並列接続することにより、４ケからなるトランジスタＱ６０に対しトランジスタを１ケ又は２ケとして、実質的にエミッタ面積比を１／４，２／４とする構成であってもよい。
【００２２】
なお、前記トランジスタＱ６０に対するトランジスタＱ６，Ｑ１６のエミッタ面積比は、１／４や２／４に限られるものではなく、必要に応じて任意の組み合わせが可能である。
【００２３】
前記カレントミラー回路Ｋ１のトランジスタＱ５およびカレントミラー回路Ｋ２のトランジスタＱ１５の各コレクタ端子は、後述する制御信号生成手段２０の後段に設けられた信号切換え用のトランジスタＱ７およびＱ１７のコレクタ端子にそれぞれ接続されている。なお、前記トランジスタＱ７およびＱ１７のベース端子には、それぞれ制御信号Ｄ１，Ｄ２が入力される。
【００２４】
前記カレントミラー回路Ｋ１，Ｋ２では、入力側に電流Ｉ１，Ｉ１１が流れると、その出力部にも同じ大きさのエミッタ電流Ｉ２，Ｉ１２がそれぞれ流れる。
【００２５】
充電部２は、前記放電部１とほぼ同様の構成である。すなわち、充電部２は、カレントミラー回路Ｋ３およびＫ４と、充電電流調整部ＣＣ１およびＣＣ２とから構成されている。前記カレントミラー回路Ｋ３はトランジスタＱ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４およびＱ２５から構成され、カレントミラー回路Ｋ４はトランジスタＱ３１，Ｑ３２，Ｑ３３，Ｑ３４およびＱ３５から構成されている。なお、カレントミラー回路Ｋ３ではトランジスタＱ２１，Ｑ２３，Ｑ２６が入力側、トランジスタＱ２２，Ｑ２４が出力側のトランジスタであり、カレントミラー回路Ｋ４ではトランジスタＱ３１，Ｑ３３，Ｑ３６が入力側、トランジスタＱ３２，Ｑ３４が出力側である。
【００２６】
前記充電電流調整部ＣＣ１はトランジスタＱ２６とトランジスタＱ６０とからなるカレントミラー回路で構成され、前記充電電流調整部ＣＣ２はトランジスタＱ３６とトランジスタＱ６０とからなるカレントミラー回路から構成されている。
【００２７】
前記トランジスタＱ２６，Ｑ３６は、上記放電電流調整部ＤＣ１，ＤＣ２同様に、ＩＣ回路内のｐｎ接合部分のエミッタ面積を前記トランジスタＱ６０の１／４，２／４に設定したものである。あるいは、図１に示すように複数のトランジスタの共通端子どうしを互いに並列接続することにより、４ケからなるトランジスタＱ６０に対しトランジスタを１ケ又は２ケとすることにより、実質的にエミッタ面積比を１／４，２／４とする構成であってもよい。なお、前記トランジスタＱ６０に対するトランジスタＱ２６，Ｑ３６のエミッタ面積比は、１／４や２／４に限られるものではなく、必要に応じて任意の組み合わせが可能である。
【００２８】
前記カレントミラー回路Ｋ３のトランジスタＱ２５およびカレントミラー回路Ｋ４のトランジスタＱ３５の各コレクタ端子は、後述する制御信号生成手段２０の後段に設けられた信号切換え用のトランジスタＱ２７およびＱ３７のコレクタ端子にそれぞれ接続されている。前記トランジスタＱ２７およびＱ３７のベース端子には、それぞれ制御信号Ｄ３，Ｄ４が入力される。
【００２９】
前記カレントミラー回路Ｋ３，Ｋ４では、入力側に定電流Ｉ２１，Ｉ３１が流れると、その出力部にも同じ大きさのエミッタ電流Ｉ２２，Ｉ３２がそれぞれ流れる。
【００３０】
なお、信号切換え用のトランジスタＱ７，Ｑ１７，Ｑ２７およびＱ３７のコレクタ端子（トランジスタＱ５，Ｑ１５，Ｑ２５及びＱ３５のコレクタ端子）には、プルアップ手段が接続されている。前記プルアップ手段は、トランジスタＱ７１，Ｑ７２，Ｑ７３およびＱ７４とから構成される入力側のトランジスタと、トランジスタＱ７５からなる出力側のトランジスタとから構成されたカレントミラー回路Ｋ６である。カレントミラー回路Ｋ６の出力側には定電流源６が設けられている。そして、入力側の各トランジスタＱ７，Ｑ１７，Ｑ２７およびＱ３７の各ベース端子にＨレベル信号が与えられ、各トランジスタがＯＮ状態に設定されられると、これらに対応するトランジスタＱ５，Ｑ１５，Ｑ２５，Ｑ３５のコレクタ電流を各トランジスタＱ７，Ｑ１７，Ｑ２７およびＱ３７で引き込むことができるようになっている。
【００３１】
可変電流源Ｉvarの出力端子が接続されている。前記可変電流源Ｉvarは、基本的には温度変化の影響を受けずに一定の電流を安定して供給可能な定電流源であり、その入力電圧に応じた定電流を流すことが可能な電流源である。可変電流源Ｉvarに入力される信号としては温度センサ３の出力などであり、例えばトランジスタのベース−エミッタ間電圧を利用することができる。このような温度センサ３を使用すると、温度変化に応じて前記放電電流調整部ＤＣ１，ＤＣ２および充電電流調整部ＣＣ１，ＣＣ２を構成するカレントミラー回路の入力側のトランジスタＱ６０に流れ込む電流Ｉ0を温度に応じて増減調整することができる。よって、各トランジスタＱ６，Ｑ１６，Ｑ２６およびＱ３６に流れる定電流Ｉ１，Ｉ１１，Ｉ２１およびＩ３１の温度変動を防止できるようになる。このため、カレントミラー回路Ｋ１，Ｋ２の出力側に流れるエミッタ電流Ｉ２，Ｉ１２、およびカレントミラー回路Ｋ３，Ｋ４の出力側に流れるエミッタ電流Ｉ２２，Ｉ３２の温度変動も抑制できる。
【００３２】
また正弦波発生回路には、コンデンサＣの充電電流ＩCおよび放電電流ＩDの調整を行うカレントミラー回路Ｋ５設けられている。前記カレントミラー回路Ｋ５はトランジスタＱ４１，Ｑ４２およびＱ４３とから構成されている。前記トランジスタＱ４２とトランジスタＱ４３のベース端子どうしが接続され、この接続部にトランジスタＱ４１のエミッタ端子が接続されている。また前記トランジスタＱ４２のコレクタ端子とトランジスタＱ４１のベース端子とが接続され、トランジスタＱ４３のコレクタ端子とグランドとの間にコンデンサＣが設けられている。なお、トランジスタＱ４１のコレクタ端子は電源Ｖccに接続されている。
【００３３】
前記トランジスタＱ４２のコレクタ端子（トランジスタＱ４１のベース端子）には、前記放電部１のカレントミラー回路Ｋ１，Ｋ２の出力部のトランジスタＱ４，Ｑ１４のコレクタ端子がそれぞれ接続されている。よって、前記放電部１のカレントミラー回路Ｋ１，Ｋ２の出力部に流れるエミッタ電流Ｉ２，Ｉ１２が、カレントミラー回路Ｋ５のトランジスタＱ４２に流れ込むことが可能とされている。
【００３４】
またトランジスタＱ４３のコレクタ端子（コンデンサＣの端子）には、前記充電部２のカレントミラー回路Ｋ３，Ｋ４の出力部のトランジスタＱ２４，Ｑ３４のコレクタ端子がそれぞれ接続されている。よって、前記放電部２のカレントミラー回路Ｋ３，Ｋ４の出力部に流れるエミッタ電流Ｉ２２，Ｉ３２が、カレントミラー回路Ｋ５のトランジスタＱ４３およびコンデンサＣに流れ込むことが可能とされている。
【００３５】
カレントミラー回路Ｋ５では、トランジスタＱ４２にコレクタ電流が流れると、トランジスタＱ４３にも同じ大きさのコレクタ電流が流れる。
【００３６】
また前記トランジスタＱ４３のコレクタ端子（コンデンサＣ）には、クランプ手段４およびバッファ手段５が接続されている。前記クランプ手段４は、トランジスタＱ５１とＱ５２とから構成されている。前記トランジスタＱ５１とＱ５２は、それぞれＮＰＮ型およびＰＮＰ型のトランジスタからなり、各コレクタ端子どうし及びエミッタ端子どうしが互いに接続され、一方の接続点４ａには下限電圧源Ｖminに接続され、他方の接続点４ｂは抵抗Ｒ１１を介して前記トランジスタＱ４３のコレクタ端子（コンデンサＣ）に接続されている。またトランジスタＱ５１とＱ５２の各ベース端子には、後述の制御信号生成手段２０に接続され、それぞれ制御信号Ｄ５，Ｄ６が入力される。
【００３７】
前記バッファ手段５は、高入力および低出力インピーダンスを有するものであればよく、一般的に演算増幅器を使用した電圧フォロアなどから構成されている。そして、このバッファ手段５の出力端子OUTから正弦波状の出力信号Ｖｏが出力される。なお、前記下限電圧源Ｖminは、この正弦波発生回路の出力である正弦波出力信号の下限側の電圧値である。
【００３８】
制御信号生成手段２０は、図示しない複数のフリップフロップや論理回路を組みあわせて構成されている。そして、図２に示すようにある基準信号Ｖsに対して所定のタイミングからなる各制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６を生成する。前記制御信号生成手段２０において生成された各制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６は、前記トランジスタＱ７，Ｑ１７，Ｑ２７，Ｑ３７，Ｑ５１およびＱ５２のベース端子にそれぞれ与えられる。
【００３９】
以下、本発明の動作と正弦波の生成過程について説明する。
（充電時）
先ず、時刻ｔ０では、制御信号Ｄ５において正論理のパルス信号が出力され、制御信号Ｄ６においては負論理のパルス信号が出力される。これによりクランプ手段４のトランジスタＱ５１およびＱ５２が同時にＯＮ状態に設定される。
【００４０】
前記クランプ手段４の接続点４ａには、下限電圧源Ｖminが接続されている。よって、前記コンデンサＣの電位Ｖｃが前記下限電圧源Ｖminの電圧よりも高い場合（Ｖｃ＞Ｖmin）には、コンデンサＣから抵抗Ｒ１１およびトランジスタＱ５１を介して下限電圧源Ｖminの方向に放電電流ＩD1が流れるため、、コンデンサＣの電位を下限電圧源Ｖminに設定される。また前記コンデンサＣの電位Ｖｃが前記下限電圧源Ｖminの電圧よりも低い場合（Ｖｃ＜Ｖmin）には、下限電圧源ＶminからトランジスタＱ２５および抵抗Ｒ８を介してコンデンサＣの方向に充電電流ＩC1が流れるため、コンデンサＣの電位を下限電圧源Ｖminに設定される。すなわち、正弦波出力Ｖｏの負方向の極値（電位Ｖｃ）が、下限電圧源Ｖminよりも高い状態および低い状態のいずれにおいても、常に正弦波出力Ｖｏの負方向の極値を下限電圧源Ｖminに設定することが可能とされている。
【００４１】
また時刻t０では、制御信号Ｄ１，Ｄ２、Ｄ３およびＤ４がＬレベル信号に設定されているため、トランジスタＱ７，Ｑ１７、Ｑ２７およびＱ３７はすべてＯＦＦ状態である。よって、放電部１および充電部２はともにＯＦＦ状態にあり、充電電流ＩCおよび放電電流ＩDはともに遮断状態にある。このため、正弦波出力Ｖｏは、下限電圧源Ｖminを基準に振幅として生成することができ、常に正弦波出力Ｖｏを一定のダイナミックレンジ内に納めることが可能となる。なお、前記放電電流ＩD1又は充電電流ＩC1が流れるのときの時定数は、コンデンサＣの容量と抵抗Ｒ１１との積Ｃ・Ｒ１１となるため、抵抗Ｒ１１を適度な大きさに設定しておくことにより、瞬時にコンデンサＣの電位を下限電圧源Ｖminに設定することが可能である。
【００４２】
次に、時刻ｔ１で、制御信号生成手段２０が制御信号Ｄ３のみをＨレベル信号に切り換える。これにより、トランジスタＱ２７のみがＯＮ状態に設定され、トランジスタＱ７，Ｑ１７，Ｑ３７はＯＦＦ状態が維持される。よって、充電部２のカレントミラー回路Ｋ１，Ｋ２の各トランジスタがＯＦＦの状態に設定され、充電部２のカレントミラー回路Ｋ３のトランジスタＱ２５，Ｑ２１，Ｑ２３，Ｑ２６に定電流Ｉ２１が流れる。このとき、定電流Ｉ２１の大きさは、温度センサ３によって設定された可変電流源Ｉvarから充電電流調整部ＣＣ１のを構成するカレントミラー回路のトランジスタＱ２６とトランジスタＱ６０とのエミッタ面積比によって決定される。充電電流調整部ＣＣ１では、前記トランジスタＱ６０に対するトランジスタＱ２６のエミッタ面積比は４：１であるので、トランジスタＱ２６にはトランジスタＱ６０に流れる電流Ｉ0の１／４倍の定電流Ｉ２１（＝１／４×Ｉ0）が流れる。
【００４３】
またこのときには、放電部１では前記定電流Ｉ１，Ｉ２が流れないため、カレントミラー回路Ｋ５の全てのトランジスタＱ４１，Ｑ４２およびＱ４３がＯＦＦ状態に設定される。またクランプ手段４のトランジスタＱ５１およびＱ５２もＯＦＦ状態に設定される。よって、前記エミッタ電流Ｉ２２は、全てコンデンサＣに充電電流ＩCとして流れ込み、コンデンサＣを充電しはじめる。このため、図２の正弦波出力Ｖｏに示すように、時刻ｔ１から徐々にコンデンサＣの電位が上昇しはじめる。
【００４４】
ここで図２に示される時刻ｔ１以降の正弦波出力Ｖｏの勾配θ１は、コンデンサＣの静電容量と単位時間当たりの充電電流ＩC（充電電流の勾配）の大きさにより定まるが、前記充電電流ＩCはカレントミラー回路Ｋ３のエミッタ電流Ｉ２２であるので、上記のように温度センサ３の出力によって決定することができる。そして、このような状態は次に制御信号Ｄ４が切り換わる時刻ｔ２まで維持される。
【００４５】
時刻ｔ２では、制御信号Ｄ４がＨレベル信号に切り換わるため、トランジスタＱ２７とトランジスタＱ３７がともにＯＮ状態に設定させられる。よって、充電部２のカレントミラー回路Ｋ４のトランジスタＱ３５のコレクタ電流がトランジスタＱ３７に引き込まれ、入力側に定電流Ｉ３１が流れ、これと等量のエミッタ電流Ｉ３２が出力側に流れる（Ｉ３１＝Ｉ３２）。
【００４６】
前記定電流Ｉ３１の大きさは、トランジスタＱ３６（充電電流調整部ＣＣ２）とトランジスタＱ６０とからなるカレントミラー回路のエミッタ面積比によって決定される。すなわち、前記トランジスタＱ６０に対するトランジスタＱ３６とのエミッタ面積比は４：２であるので、トランジスタＱ３６にはカレントミラー回路Ｋ３に比べ２倍の定電流Ｉ３１（＝２／４×Ｉ0）が流れる。そして、コンデンサＣの充電電流ＩCは、前記カレントミラー回路Ｋ３のエミッタ電流Ｉ２２とカレントミラー回路Ｋ４のエミッタ電流Ｉ３２とを加算した電流であり、これは制御信号Ｄ３のみを与えた場合の電流（１／４×Ｉ0）の３倍の大きさの電流である（ＩC＝Ｉ２２＋Ｉ３２＝３／４×Ｉ0）。
【００４７】
よって、コンデンサＣは３倍の充電電流ＩCで充電されるため、時刻ｔ２以降の正弦波出力Ｖｏの勾配θ２を時刻ｔ１−ｔ２間の勾配θ１に比べ３倍程度大きく設定することができる（θ２＞θ１）。そして、正弦波出力Ｖｏは、次に制御信号Ｄ４がＬレベルに切り換わる時刻ｔ３まで前記勾配θ２に基づいて生成され、時刻ｔ２−ｔ３の間では、コンデンサＣの電位が勾配θ２にしたがって上昇する。
【００４８】
時刻ｔ３では、制御信号Ｄ４のみがＬレベル信号に切り換えられ、制御信号Ｄ３はＨレベル信号が維持される。よって、トランジスタＱ２７がＯＮ状態、トランジスタＱ３７がＯＦＦ状態に設定され、この状態は時刻ｔ１−ｔ２間の場合と同様となるので正弦波出力Ｖｏの勾配をθ１に設定できる。そして、正弦波出力Ｖｏは、次の時刻ｔ４まで前記勾配θ１に基づいて生成される。よって、時刻ｔ３−ｔ４の間では、コンデンサＣの電位が勾配θ１にしたがって上昇する。
【００４９】
次に時刻ｔ４では、制御信号Ｄ３がＬレベル信号に切り換えられる。このため、トランジスタＱ２７及びＱ３７がともにＯＦＦ状態に切り換えられ、カレントミラー回路Ｋ３及びｋ４のエミッタ電流Ｉ２２及びＩ３２が遮断させられる。よって、コンデンサＣに流れ込む充電電流ＩC（エミッタ電流Ｉ２２）がカットされるため、コンデンサＣの電位ＶCは正弦波出力Ｖｏの最大値であるＶmax[Ｖ]に設定される。
【００５０】
（放電時）
時刻ｔ５において、制御信号Ｄ１がＬレベル信号からＨレベル信号に切り換えられる。このＨレベル信号が放電部１のトランジスタＱ７のベース端子に与えられて、トランジスタＱ７がＯＮ状態に切り換えられる。よって、トランジスタＱ５がＯＮ状態に設定されるため、カレントミラー回路Ｋ１の入力側のトランジスタＱ１，Ｑ３およびＱ６に定電流Ｉ１が流れる。
【００５１】
なお、定電流Ｉ１の大きさは、温度センサ３と可変電流源Ｉvarにより設定され、放電電流調整部ＤＣ１を構成するカレントミラー回路の入力側のトランジスタＱ６０に与えられる。ここで、前記放電電流調整部ＤＣ１のカレントミラー回路の入力側（Ｑ６０）と出力側（Ｑ６）のエミッタ面積比は４：１であるため、トランジスタＱ６０に流れる電流をＩ0とすると、出力側のトランジスタＱ６に流れる電流Ｉ１はＩ１＝１／４×Ｉ0である。
【００５２】
またカレントミラー回路Ｋ１では、出力側のトランジスタＱ２、Ｑ４にエミッタ電流Ｉ２が流れるが、このエミッタ電流Ｉ２の大きさは前記定電流Ｉ１と同じ大きさである（Ｉ２＝Ｉ１＝１／４×Ｉ0）。
【００５３】
なお、このときカレントミラー回路Ｋ２では、制御信号Ｄ２がＬレベル信号であるため、トランジスタＱ１７がＯＦＦ状態である。よって、カレントミラー回路Ｋ２全体がＯＦＦ状態にあり、定電流Ｉ１１およびエミッタ電流Ｉ１２はともに０である。よって、カレントミラー回路Ｋ５のトランジスタＱ４２には、カレントミラー回路Ｋ１のエミッタ電流Ｉ２のみが流れる。
【００５４】
またこのとき、トランジスタＱ２７，Ｑ３７に与えられる制御信号Ｄ３およびＤ４もＬレベル信号であるため、充電部２全体もＯＦＦ状態にある。よって、充電部２のカレントミラー回路Ｋ３およびＫ４の出力部に流れるエミッタ電流Ｉ２２，Ｉ３２も０であり、コンデンサＣに充電電流Ｉｃは流れない状態にある。
【００５５】
前記カレントミラー回路Ｋ５では、前記エミッタ電流Ｉ２が流れてトランジスタＱ４１がＯＮ状態となるため、トランジスタＱ４３のベース端子にベース電流Ｉｂが流れ込みトランジスタＱ４３がＯＮ状態に設定される。ところが、上述の通り充電電流ＩｃはＩｃ＝０であるため、コンデンサＣに蓄積されていた電荷が、前記トランジスタＱ４３を介して放出され、コンデンサＣからトランジスタＱ４３の方向に放電電流ＩDが流れる。よって、時刻ｔ５から徐々にコンデンサＣの電位が下降し始めるため、図２に示すように正弦波出力Ｖｏが下降し始める。
【００５６】
ここで正弦波出力Ｖｏの勾配（コンデンサの電位の勾配）θ３は、コンデンサＣの静電容量と単位時間当たりの放電電流ＩD（放電電流の勾配）の大きさにより定まるが、前記放電電流ＩDはトランジスタＱ４３に流れ込むベース電流Ｉbの大きさに比例する。またベース電流Ｉb自体は、トランジスタＱ４１に流れ込むベース電流の大きさ、すなわち放電部１から出力されるエミッタ電流Ｉ２の大きさに依存する。さらにエミッタ電流Ｉ２の大きさは、エミッタ電流Ｉ２の大きさを決定するカレントミラー回路Ｋ１の入力側に流れる定電流Ｉ１、さらには定電流Ｉ１の大きさを決定する放電電流調整部ＤＣ１のカレントミラー回路の入力側のトランジスタＱ６０と出力側のトランジスタＱ６のエミッタ面積比によって決定される。しかも放電電流調整部ＤＣ１のカレントミラー回路の入力側に流れる定電流Ｉ0は、可変電流源Ｉvar、すなわち温度センサ３の出力により決定できる。
【００５７】
つまり、前記正弦波出力Ｖｏの勾配θ３は、温度センサ３の出力で決定することができ、従来のように電流調整用の抵抗ＲとコンデンサＣの時定数ＲＣによって決定される構成ではない。よって、前記抵抗Ｒの大きさが温度変化に伴って変動した場合であっても、放電電流ＩDが温度センサ３の出力以外の影響を受けて温度変動するのを防止することが可能である。なお、前記正弦波出力Ｖｏの勾配θ３は、次に制御信号Ｄ２が切り換わる時刻ｔ６まで維持される。よって、時刻ｔ５−ｔ６間では、正弦波出力Ｖｏが勾配θ３にしたがうものとなる。
【００５８】
次に時刻ｔ６において、制御信号Ｄ１に続いて制御信号Ｄ２がＨレベル信号に切り換えられると、トランジスタＱ１７がＯＮ状態に切り換えられる。これにより、トランジスタＱ１５のコレクタ電流がトランジスタＱ１７に引き込まれるため、カレントミラー回路Ｋ２の入力側に定電流Ｉ１１が流れ、出力側にこれと同じ大きさのエミッタ電流Ｉ１２が流れる（Ｉ１１＝Ｉ１２）。この際、入力側の定電流Ｉ１１の大きさは、放電電流調整部ＤＣ２を構成するカレントミラー回路の入力側のトランジスタＱ６０と出力側のトランジスタＱ１６とのエミッタ面積比により決定される。すなわち、トランジスタＱ６０に流れる電流をＩ0とすると、トランジスタＱ１６側に流れる電流値は、２／４×Ｉ0である。そして、カレントミラー回路Ｋ５の入力部のトランジスタＱ４２には、前記出力電流Ｉ１１とエミッタ電流Ｉ１２とを加算した定電流が流れるが、これは制御信号Ｄ１のみを与えた場合の電流（１／４×Ｉ0）の３倍の大きさの電流である（Ｉ２＋Ｉ１２＝３／４×Ｉ0）。
【００５９】
よって、カレントミラー回路Ｋ５の出力側のトランジスタＱ４３にも３倍のベース電流Ｉｂが流すことができるため、コンデンサＣの放電電流ＩDを３倍の大きさに設定できる。このため、コンデンサＣの電位の勾配θ４を前記勾配θ３の３倍の傾きに設定することができる。すなわち、図２に示すように、時刻ｔ６以後の正弦波出力Ｖｏの勾配θ４を前記勾配θ３に比べ３倍程度大きく設定することができる。なお、前記勾配θ４の状態は次に制御信号Ｄ２がＬレベルに切り換わる時刻ｔ７まで維持される。
【００６０】
次に時刻ｔ７において、制御信号Ｄ２がＬレベル信号に切り換えられると、前記トランジスタＱ１７がＯＦＦ状態に設定される。よって、前記時刻ｔ５−ｔ６間同様の状態に設定されるため、正弦波出力Ｖｏの勾配をθ３に戻すことができ、この状態が時刻ｔ８まで維持される。よって、時刻ｔ７−ｔ８の間では、コンデンサＣの電位が勾配θ３にしたがうものとなる。
【００６１】
そして、時刻ｔ８では、前記時刻ｔ０同様に、正論理のパルス信号が制御信号Ｄ５として出力され、負論理のパルス信号が制御信号Ｄ６として出力される。これにより、正弦波出力Ｖｏが下限電圧源Ｖminに設定される。
【００６２】
上記正弦波発生回路では、正弦波出力Ｖｏを、制御信号生成手段２０による時間軸が正確な各制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６によって生成することができる。しかも、前記充・放電電流の大きさが、時定数ＣＲで決定される構成ではないため、温度変動に対する影響を受けにくい正弦波出力Ｖｏを生成できる。すなわち、正弦波出力Ｖｏを、基準となる制御信号に対して位相遅れのない波形とすることができる。
【００６３】
上記においては、前記放電電流調整部ＤＣ１のトランジスタＱ６と充電電流調整部ＣＣ１のトランジスタＱ２６のトランジスタＱ６０に対するエミッタ面積が等しく、且つ放電電流調整部ＤＣ１のトランジスタＱ１６と充電電流調整部ＣＣ１のトランジスタＱ３６のトランジスタＱ６０に対するエミッタ面積が等しいものが好ましい。このように設定すると、充電時および放電時の充放電電流の勾配、すなわち正弦波出力Ｖｏの勾配θ１とθ３および勾配θ２とθ４を等しくすることができるため、均整のとれた正弦波を生成することが可能となる。
【００６４】
上記のように生成された正弦波出力Ｖｏは、バッファ手段５を介して外部に出力される。そして、前記正弦波出力Ｖｏは、必要に応じ増幅手段を介して信号増幅がなされ、例えば角速度センサの振動子を駆動するドライブ信号として使用される。
【００６５】
図３は本発明における他の正弦波発生回路を示す回路構成図である。図３に示す正弦波発生回路は、図１に示した正弦波発生回路において各カレントミラー回路を構成しているトランジスタＱ６０，Ｑ６，Ｑ１６，Ｑ２６およびＱ３６のエミッタ端子とグランド間に抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３，Ｒ２４およびＲ２５を挿入した回路構成である。
【００６６】
図３に示すに正弦波発生回路おいては、前記抵抗Ｒ２１に対する抵抗Ｒ２２，Ｒ２３，Ｒ２４およびＲ２５の各抵抗比によって前記コンデンサの充電電流および放電電流の大きさを決定することができる。つまり、トランジスタの出力電流はトランジスタのエミッタ電圧によって算出できる。
【００６７】
通常、各カレントミラー回路を構成するトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖbeで同一であるから、各エミッタにそれぞれ抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３，Ｒ２４およびＲ２５を挿入すると、各カレントミラー回路Ｋ１，Ｋ２、Ｋ３、Ｋ４を構成する出力側のトランジスタのエミッタ電流比（Ｉ２：Ｉ１２：Ｉ２２：Ｉ３２）は前記抵抗比で設定でき、この抵抗比によってコンデンサーの充電電流および放電電流を設定できる。特に、抵抗の温度特性の変化率がトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖbeの温度特性の変化率よりも小さい場合、すなわちトランジスタのエミッタ電圧がベース・エミッタ間電圧Ｖbeに支配されている場合に有効である。
【００６８】
なお、各カレントミラー回路の入力側に流れる電流が等しくなるように各抵抗のバランスをとった状態で前記カレントミラー回路をＩＣ化した場合、ＩＣ化された抵抗の温度特性は同一であるため、カレントミラー回路に接続された抵抗の温度特性はキャンセルされ、抵抗比は変化せず、その結果カレントミラー回路の出力電流比は変化しない。よって、温度変化があっても、コンデンサーの充電電流および放電電流の大きさを精度良く設定することができる。
【００６９】
このため、上記構成ではトランジスタ自体に流れる電流の温度変動を防止できるようになる。よって、カレントミラー回路で生成される充電電流および放電電流の温度変動を小さくできる。
【００７０】
よって、図３に示す正弦波発生回路においても図１の正弦波発生回路同様に精度の高い正弦波を生成することが可能である。
【００７１】
図４は上記正弦波発生回路を使用した角速度センサ用の振動子の駆動装置の構成を示すブロック図である。
【００７２】
図４に示す角速度センサでは、感知手段（センサ）としての振動子５１と、この振動子５１を所定の駆動周波数からなるドライブ信号ＳＤで振動駆動させるための駆動制御部５０、振動子５１から出力される角速度の検出を行なうための検出制御部などから構成されている。
【００７３】
前記振動子５１は、例えば圧電型の振動子又は静電容量型の振動子などであり、長手方向に延びる振動子５１の一方の先端には分岐形成された複数の振動脚（例えば３脚）を有するものである。各振動脚の一方（Ｙ１側）の面内には、長手方向（Ｚ方向）に延びる入力電極ａがそれぞれ形成されており、他方（Ｙ２側）の面内には一対の出力電極ｃ，ｄが形成されている。前記振動子５１では、各振動脚の各入力電極aに前記ドライブ信号ＳＤがドライブ手段５７より与えられると、振動脚が並ぶ方向（Ｘ方向）に各振動脚が振動駆動させられる。この状態で前記振動子５１が、長軸Ｏを中心とする軸回りに置かれると、回転の大きさに応じて生じるコリオリ力により前記振動子５１が振動方向（Ｘ方向）と直交方向（Ｙ方向）に撓み変形させられる。この変形により、振動子５１に形成されている他方の面に形成された一対の出力電極ｃ，ｄからそれぞれ位相の異なる出力信号Ｓｃ，Ｓｄが前記コリオリ力の大きさに応じ出力される。
【００７４】
上記駆動制御部５０では、振動子５１が二値化手段５２と、位相検出部５３、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５４，ＶＣＯ（電圧制御発振器）５５、分周器５６とからなるＰＬＬ（フェーズロックループ）とドライブ手段５７により駆動される。前記ドライブ手段５７から振動子５１に正弦波状のドライブ信号ＳＤが与えられると、振動子５１の検出電極ｃ，ｄからも正弦波状の出力信号Ｓｃ，Ｓｄが出力される。そして、前記振動子５１が回転系に置かれると、前記出力信号ＳｃとＳｄとの間には回転により生じたコリオリ力に相当する位相差が発生する。
【００７５】
前記二値化手段５２では、振動子５１の出力信号（正弦波出力）Ｓｃ，Ｓｄが所定のスレッショルド電圧を基準に二値信号Ｄｃ，Ｄｄに変換される。
【００７６】
位相差検出部５３では、前記二値信号Ｄｃ，ＤｄとＶＣＯ５５から出力される基準信号Ｖｓを分周器５６で分周した分周信号Ｖｒとがそれぞれ位相比較され、位相差をパルス状の差信号として出力する。前記パルス状の差信号は、ＬＰＦ５４において直流化（積分と高周波成分の遮断）され、ＶＣＯ制御電圧としてＶＣＯ５５の制御端子（図示せず）に与えられる。ＶＣＯ５５は、一定の自走周波数を持ち、前記ＶＣＯ制御電圧が与えられると、前記ＶＣＯ制御電圧に応じた発振周波数を調整し、前記二値信号Ｄｃ，Ｄｄの位相差に相当する時間幅の中点にロックする基準信号Ｖｓを出力する。これにより、振動子５１への入力信号であるドライブ信号ＳＤが、常に振動子５１の正弦波状の出力信号（出力信号ＳｃとＳｄの位相差に相当する時間幅の中点）にロックするように駆動される。
【００７７】
前記分周器５６は、ＶＣＯ５５の発振周波数を振動子５１の駆動周波数まで分周した分周信号Ｖｒを生成する。また前記ドライブ手段５７には上記図１に示す正弦波発生回路および信号増幅部（図示せず）などが設けられている。
【００７８】
前記分周器５６から出力された分周信号Ｖｒは、ドライブ手段５７内の制御信号生成手段２０に与えられる。前記制御信号生成手段２０では、前記分周信号Ｖｒから前記制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６を生成する。そして、上述のように正弦波発生回路が正弦波出力Ｖｏを生成し、前記信号増幅部が前記正弦波出力Ｖｏを増幅することによって振動子５１を駆動するドライブ信号ＳＤが生成される。
【００７９】
前記正弦波出力Ｖｏを増幅したドライブ信号ＳＤは、温度変動の影響の少ない精度の高い信号であるため、振動子５１の出力信号Ｓｃ，Ｓｄ間に生じる位相差に相当する時間幅を確実に検出することができるようになる。そして、この位相差に相当する時間を積分平滑することにより、精度の高い角速度出力を得ることができることが可能となる。  なお、上記においては正弦波を生成する実施形態を示したが、制御信号生成手段の制御信号を様々に組み合せることにより、その他の波形（例えば三角波、台形波など）を任意の波形に生成することも可能である。
【００８０】
さらに、前記制御信号生成手段をマイコン制御で構成してもよい。この場合、ソフトウエアにより、任意に各制御信号を生成することが可能である。
【００８１】
【発明の効果】
以上詳述した本発明によれば、温度変化の影響を小さくした精度の高い正弦波を生成することができる。
【００８２】
さらに角速度センサに上記正弦波発生回路を使用することにより、振動子を高い精度で駆動することができる。よって、精度の高い角速度を得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における正弦波発生回路を示す回路構成図、
【図２】制御信号と正弦波出力信号とのタイミングチャート図、
【図３】本発明における他の正弦波発生回路を示す回路構成図、
【図４】正弦波発生回路の実施形態として、角速度センサ用の振動子の駆動装置の構成を示すブロック図、
【図５】Ａは従来の第１の正弦波発生回路を示す回路構成図、同図Ｂは位相遅れの様子を示す図、
【図６】従来の第２の正弦波発生回路における正弦波の生成方法の概念を示し、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は入力信号、Ｖoは正弦波出力を示す図、
【符号の説明】
１  放電部
２  充電部
３  温度センサ
４  クランプ手段
２０  制御信号生成手段
Ｃ  充放電用のコンデンサ、
ＣＣ１、ＣＣ２  充電電流調整部
ＤＣ１、ＤＣ２  放電電流調整部
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５、Ｄ６  制御信号
Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３、Ｋ４、Ｋ５  カレントミラー回路
Ｉ２，Ｉ１２，Ｉ２２，Ｉ３２  エミッタ電流
Ｉvar  可変電流源
Ｑ  トランジスタ
Ｒ  抵抗
Ｖo  正弦波出力
【図１】
0004857408.tif 000002
【図２】
0004857408.tif 000003
【図３】
0004857408.tif 000004
【図４】
0004857408.tif 000005
【図５】
0004857408.tif 000006
【図６】
0004857408.tif 000007