(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル変調されたＲＦサブキャリアを光送信するシステムであって、
分散帰還レーザ（５０８）と電子吸収変調器セクション（５０６）とを含む電子吸収変調器統合分布帰還レーザと、
サブオクターブ周波数レンジのデジタル変調ＲＦサブキャリア電気信号を電気バイアス回路を介して前記電子吸収変調器統合分布帰還レーザの前記電子吸収変調器セクションに結合する変調回路（５０２）とを備え、
前記バイアス回路（５０４）は前記電子吸収変調器セクションに負のバイアス電圧を加え、
前記電子吸収変調器セクションは、前記デジタル変調ＲＦサブキャリア電気信号に基づいて前記分散帰還レーザによって発生した光を変調させ、そして、
前記電子吸収変調器セクションの前記負のバイアス電圧が、変調された前記分散帰還レーザによって発生した光のキャリア信号対雑音比と前記分散帰還レーザによって発生した光の受信器におけるビット誤り率とに関して最適化される、ことを特徴とするシステム。
【請求項２】
前記電子吸収変調器統合分布帰還レーザの前記電子吸収変調器セクションが、変調された前記分散帰還レーザによって発生した光の複合三重ビート（ＣＴＢ）歪みが最小化されるようにバイアスされる、ことを特徴とする請求項１記載のシステム。
【請求項３】
前記負のバイアス電圧が、ＩｎＧａＡｓＰ／ＩｎＰベースの材料に対して概ね−１．２０Ｖ〜−１．２５Ｖの間である、ことを特徴とする請求項１記載のシステム。
【請求項４】
最小化された前記複合三重ビート（ＣＴＢ）歪みにより、前記電子吸収変調器統合分布帰還レーザの前記電子吸収変調器セクションの変調指数を増加することが可能である、ことを特徴とする請求項２記載のシステム。
【請求項５】
変調された前記分散帰還レーザによって発生した光に帯域内非線形歪みが発生しない範囲内で前記変調指数を増加する、ことを特徴とする請求項４記載のシステム。
【請求項６】
ビット誤り率が増加しない範囲で前記電子吸収変調器統合分散帰還レーザの前記電子吸収変調器セクションの変調指数を増加する、ことを特徴とする請求項１記載のシステム。
【請求項７】
デジタル変調されたＲＦサブキャリアを光送信する方法であって、
サブオクターブレンジのデジタル変調ＲＦサブキャリア電気信号に基づいて、電子吸収変調器統合分布帰還レーザの電子吸収変調器セクション（５０６）によって、前記電子吸収変調器統合分散帰還レーザの分散帰還レーザ（５０８）によって発生した光を変調するステップと、
前記電子吸収変調器セクションに負のバイアス電圧を加えるステップと、
前記電子吸収変調器セクションの負のバイアス電圧を、変調された前記分散帰還レーザによって発生した光のキャリア信号対雑音比と変調された前記分散帰還レーザによって発生した光の受信器におけるビット誤り率とに関して最適化するステップとを含む、ことを特徴とする方法。
【請求項８】
前記負のバイアス電圧を加えるステップは、変調された前記分散帰還レーザによって発生した光の複合三重ビート（ＣＴＢ）歪みを最小化するように前記負のバイアス電圧を加えるステップをさらに含む、ことを特徴とする請求項７記載の方法。
【請求項９】
前記負のバイアス電圧が、ＩｎＧａＡｓＰ／ＩｎＰベースの材料に対して概ね−１．２０Ｖ〜−１．２５Ｖの間である、ことを特徴とする請求項７記載の方法。
【請求項１０】
最小化された前記複合三重ビート（ＣＴＢ）歪みにより、前記電子吸収変調器統合分布帰還レーザの前記電子吸収変調器セクションの変調指数を増加することが可能である、ことを特徴とする請求項８記載の方法。
【請求項１１】
変調された前記分散帰還レーザによって発生した光に帯域内非線形歪みが発生しない範囲内で前記変調指数を増加する、ことを特徴とする請求項１０記載の方法。
【請求項１２】
ビット誤り率が増加しない範囲で、前記電子吸収変調器統合分散帰還レーザの前記電子吸収変調器セクションの変調指数を増加する、ことを特徴とする請求項７記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【関連する特許出願】
本出願は2000年8月28日付けで出願された合衆国仮出願No.60/228,387号の利益を請求する。
【０００２】
【発明の属する技術分野】
本発明は光通信システム、より詳細には、デジタル変調されたRFサブキャリア用の送信機に関する。
【０００３】
【従来の技術】
今日、マルチメディアサービス、例えば、音声、データ、高速インターネットアクセス、ビデオ会議、ビデオオンデマンド、および小さな事業所や住宅へのブロードキャストテレビジョンビデオなどの配信に対する通信需要はますます増加している。これら網の展開に対しては、コストが最も際立った問題となる。現在および将来の需要に答えるための様々な技術、つまり、ユーザの近くまで延びる光ファイバ、例えば、Fiber to the curb（FTTC）およびhybrid fiber coaxial（FHC）や、ユーザまで延びるファイバ、例えば、Fiber to the Home（FTTH）が現在展開されている。現存の運用業者（オペレータ）および設備業者（オーバビルダ）は両方とも、コストが許す限り、ファイバを網内にできるだけ深く、そして、顧客のできるだけ近くまで引き込むことを目指している。
【０００４】
情報を家庭や事業所の近くまで運ぶための２つの異なる光ファイバ通信システムが開発されている。各システムは、自身の専用の設備、自身の物理プラント、および自身の標準を持つ。一方のシステムは、情報をデジタル変調された光パルスの系列として配信する。これらはベースバンド信号と呼ばれる。図１は、単純化されたベースバンド変調スキームを示す。典型的には、デジタル１は系列内の光パルスによって表され、デジタル０はパルス位置内のパルスの不在によって表される。別のやり方として、信号を反転させ、パルスの存在がデジタル０を表し、パルスの不在がデジタル１を表すようにすることもできる。
【０００５】
第二のシステムは、無線周波数の複数の別個のキャリアを用いる。各キャリアを変調することで、より高次のデジタル信号が送信される。これらはパスバンド信号である。図２Ａは、パスバンド光波伝送システム２０の概要を示す。パスバンド光波伝送システム２０は、ハブ２１と複数のファイバ２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃを備え、各ファイバはハブを複数のファイバノード２３Ａ、２３Ｂ、２３Ｃの各々に接続する。各ファイバノードは、例えば、複数のファイバあるいは同軸ケーブル２４Ａ、２４Ｂによって複数の家庭１２およびビジネス１３に接続される。
【０００６】
図２Ｂは、典型的なデジタル変調されたパスバンド信号の無線周波数スペクトルを示す。パスバンド信号は、周波数において分離された（例えば、NTSCシステムでは6MHz間隔の）複数の異なる無線周波数（RF）キャリアから成る。これらキャリアの各々を複数の状態に変調することで、各変調状態に対する複数のビットを符号化するより高次のデジタル信号が搬送される。変調には、振幅変調、周波数変調、位相変調あるいはこれらの組合せが用いられる。
【０００７】
デジタルパスバンド信号は、通常は、９０度だけ位相をずらして周波数ロックされた２つのRFキャリアを用いて送信される。このためこれら２つのキャリアは、直交すると言われる。２つのキャリアは個別に振幅変調（AM）され、こうして変調されたキャリアを結合することで、そのベクトル総和に対応する振幅情報とそのベクトル角度に対応する位相情報の両方を持つ単一のRF信号が形成される。この技法は、直交振幅変調（quadrature amplitude modulation、QAM）と呼ばれる。
【０００８】
図２Ｃは、各キャリアがたった２つの状態（例えば、＋Vと−V）のみを持つ直交振幅変調（QAM）の最も単純なケースを示す。一方のキャリアは参照キャリアとみなすことができ、これは同相チャネルと呼ばれる。この振幅が図２Ｃの縦軸に沿って表される。位相が９０°だけずれる他方のキャリアは、直交チャネルと呼ばれる。この振幅は横軸によって表される。図から分かるように、各チャネルが２つの状態（＋V、−V）を持ち、このため４つの可能な結合された出力が存在し、これら出力は、各々、（0,0）、（0,1）、（1,0）、（1,1）なる２ビットの情報を表す。この単純な変調スキームは、直交位相偏移キーシング（QPSK）と呼ばれる。
【０００９】
より多数の状態間でキャリアの振幅変調を行なう類似の変調スキームも考えられる。例えば、両方のキャリアを４つの振幅の間で変調することもできる。この場合、結合された出力は4ｘ4＝16の状態を表すことができ、この変調方式は16QAM変調と呼ばれる。8ｘ8＝64の状態を用いる変調は64−QAMと呼ばれる。光通信システムにおいては、サブキャリア多重化（SCM）マルチチャネルM−元直交振幅変調（QAM）信号の光伝送は、振幅変調残留側波帯（AM−VSB）信号と比較して、多くの長所を持つ。これら長所には：キャリア信号対雑音比（SNR）要件がそれほど高くない；非線形歪みに対してそれほど敏感でない；スペクトル効率が高い；システムの伝送容量が高い；全てのマルチメディアサービス（電話、デジタルビデオおよびデータ）を伝送することができる；などが含まれる。ケーブル会社は、現在、家庭へのあるいは家庭からの高帯域幅マルチメディアサービスを運ぶための完全対話型双方向網を形成するために、自身のHybrid Fiber Coax（HFC）網をグレードアップしているところである。これら長所に加え、サービスプロバイダにとってもより多くの収益機会が見込めるため、近い将来に到来することが予想されるハイビションテレビ（High Definition Television（HDTV））、デジタルテレビ、セットトップ変換ボックス、ビデオ信号の伝送などは、オールデジタルとされる可能性が高い。
【００１０】
データについてはベースバンド技法を用いてうまく伝送することができるが、ビデオ伝送の場合は、電気通信（テレコム）とケーブルＴＶの両産業にとっても、設備会社にとっても、技術上、経済上、管理上の理由からパスバンド技法の方が望ましい。これら理由のために、グローバル電気通信オペレータのフルサービスアクセス網（FSAN）グループは、近年、パスバンドのデジタルビデオをATMPONベースバンドサービスに加えるためのG983.wdmと呼ばれるITU−Tに対する新たな標準、つまり、図３に示すように周波数分割多重化（FDM）技法と波長分割多重化（WDM）技法を用いる方式を草案した。図３はパスバンドのデジタルビデオをベースバンドデータと共に別個の波長を通じて、デンス波長分割多重（DWDM）を用いて配信するための一例としての波長分割多重化（WDM）網のアーキテクチャを示す。この方式では、デジタルビデオは、950〜2050MHz帯のQPSK、MMDS 216〜422MHz帯の64−QAM、もしくはCATV 550〜800MHz帯のいずれかを利用して配信することができる。中央局３０２には、データ用光ラインターミネータ（OLT）３０４、ビデオ用光ラインターミネータ（OLT）３０６、および波長分割マルチプレクサ（WDM）３０８が設置される。データ用光ラインターミネータ（OLT）３０４とビデオ用光ラインターミネータ（OLT）３０６は、波長分割マルチプレクサ（WDM）３０８に接続される。波長分割マルチプレクサ（WDM）３０８は光ファイバ伝送リンク３１０に接続される。光ファイバ伝送リンク３１０は１：ｎスプリッタ３１２に接続され、１：ｎスプリッタ３１２は家庭３１４への配信のために光信号を分割する。家庭３１４には、波長分割デマルチプレクサ３１６、データ用光ラインターミネータ（OLT）３１８、およびビデオ用光ラインターミネータ（OLT）３２０が設置される。データ用光ラインターミネータ（OLT）３１８とビデオ用光ラインターミネータ（OLT）３２０は波長分割デマルチプレクサ３１６に結合される。波長分割デマルチプレクサ３１６は１：ｎスプリッタ３１２に結合される。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ビデオ光波伝送システム内の最も高価な網要素の一つは、ビデオレーザ送信機であり、ユーザ当たりのコストを低減するためには、ビデオ送信機を可能な限り多くのユーザによって共有することが求められる。レーザ送信機を適切に設計することで、光／電気（O/E）受信機の感度を、約４dBoだけ増加することができれば、同一の送信機を2.5倍多くのユーザによって共有することが可能になる。ここで、dBoは光学的dBを表し、dBeは電気的dBを表し、dBmは1.0mWを基準とした電力を表す。こうして、dBmoとdBmeは、それぞれ、1.0mWの光学的電力と1.0mWの電気電力を基準とした光学的dBと電気的dBを表す。
【００１２】
最近のCATVおよびMMDSは、下り流サービスに対しては、64−QAMフォーマットを利用する。登り流サービスに対しては、QPSK（4−QAM）あるいは16−QAMフォーマットが用いられ、典型的には1.3μｍファブリ−ペロレーザが利用される。M−元QAMにおけるMの値を１だけ増加すると、ビット誤り率を一定とした場合、受信機の所でのサブキャリアに対する要求キャリア信号対雑音比（CNR）は3−dBeだけ増し、これは受信機感度の1.5dBoの低下に相当する。このため受信機感度を4dBoだけ上げると、同一の電力予算内で、16−QAMスキームと64−QAMスキームを、それぞれ、登り流に対する64−QAMと、下り流に対する256−QAMにアップレードすることが可能となり、このアップグレードの結果、より高い伝送容量を達成できる。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
一面によると、本発明は、デジタル変調されたRFサブキャリア用の送信機に関する。この送信機は、サブオクターブ周波数レンジのデジタル変調されたRFキャリアを送信するための電子吸収変調器統合分布帰還レーザ（EML）を備える。この電子吸収変調器統合分布帰還レーザ（EML）の電子吸収変調器セクションに加えられる負のバイアスがキャリア信号対雑音比（CNR）が最大化されるように最適化される。これは、複合三重ビート（CTB）歪みが最小となる点で得られる。キャリア信号対雑音比（CNR）を増加させると、受信機感度が増し、このため単一の送信機によってより多数のユーザを扱うこと、あるいは送信信号をより高次のデジタル変調（方式）を用いて変調することが可能となる。
【００１４】
本発明の長所、性質および様々な追加の特徴が付録の図面との関連で説明される以下の実施例を考慮することで一層明白となるものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
光システムにおいては、複合二次（CSO）歪み、複合三重ビート（CTB）歪み、クリッピング歪み、その他の非線形歪みが存在しない場合は、ビット誤り率を決定するサブキャリアのCNRは、レーザ変調指数ｍ、および平均二乗光電流（Iｐｈ）と関係する。この関係は以下の式１に示す通りである。
【００１６】
【数１】
0005045866.tif 000002
ここで、Bｅｆｆは有効キャリア幅を表し、ｎｔｈは前置増幅器に供給される受信機の熱雑音電流（典型的には、５〜１０pA/Hz）を表し、RINは送信機の相対強度雑音をdB/Hzにて表し、ｑは電子の電荷を表す。分母の第一の項は、受信機の熱雑音を表し、第二の項はショット雑音を表す。最近の分布帰還（DFB）レーザでは、送信機のRINは、熱雑音やショット雑音と比べるとそれほど重要でない。平均二乗光電流（Iｐｈ）は、受信機の所での受信光電力（Pｏｐ）に比例する。平均二乗光電流（Iｐｈ）の決定に関与するキャリア帯域幅と受信光電力が与えられた場合、CNRを大幅に増加するために用いることができるパラメータは、唯一ｍのみとなる。ところが、ｍをある特定の点を超えて増加させると、複合二次（CSO）歪み、複合三重ビート（CTB）歪み、クリッピング歪みなどの非線形歪みが発生する。ただし、複合二次（CSO）歪みと複合三重ビート（CTB）歪みを抑圧すると、ｍを増加することができ、結果として、CNRを増加することが可能となる。
【００１７】
電子吸収（EA）効果とは、入力光の吸収が加えられた電圧（バイアス）に依存する効果（現象）である。入力光の吸収の量が増加すると、必然的に、屈折率も変化する。サブオクターブ周波数レンジのQAM RFサブキャリアをサポートするために、電子吸収変調器統合分布帰還レーザ（EML）を、直接変調分布帰還（DFB）レーザや市販の外部変調1.55ｎｍ送信機と比較して著しく高い（2.5倍）の変調指数にて、帯域内信号歪みを引き起こすことなく、変調できることが発見された。本発明による電子吸収変調器統合分布帰還レーザ（EML）を用いる送信機は、LiNbO３（ニオブ酸リチウム）マッハ−ツェンダー変調器を用いる外部変調送信機と比較して、DCドリフトのない動作が得られる、電力消費が低い、使用が容易、コストが著しく低い、サイズが小さい、など様々な長所を持つ。
【００１８】
以下では、具体的な実施例およびテストを用いて本発明をより詳細に説明する。以下の実施例およびテストの説明においては、様々な頭文字が使用されるが、これら頭文字は、この明細書の途中でいったん用いられたら、この明細書全体を通じて、クレーム内も含めて、一貫して用いられる。以下の実施例は単に解説を目的とするものであり、これら実施例は、請求される発明を制限することを意図するものではない。
【００１９】
実施例
以下に説明する実施例は単に一つの実施例に過ぎず、実験結果並びに上述の説明は、単に本発明の様々な可能なコンポーネントおよび方法がいかに好ましいかを示す。
【００２０】
図４は、様々な送信機の性能を比較検討するために用いた一例としての実験設定の略図を示す。QAM変調器４０２が周波数アップ変換器４０４に結合される。１９のQAMキャリア550〜680MHz４０６、480〜800MHz白色雑音源４０８、および周波数アップコンバータ４０４が加算器４１０に結合される。電子吸収変調器統合分布帰還レーザ（EML）送信機（電気／光（E/O）送信機）４１２が加算器４１０の出力に結合される。EML送信機４１２の出力はエルビウムドープファイバ増幅器（EDFA）４１６に結合される。エルビウムドープファイバ増幅器（EDFA）４１６が光電力計４１８に結合される。20Kmの光ファイバ４２０が光電力計４１８と1:32スプリッタ４２２との間に結合される。1:32スプリッタ４２２の出力は光減衰器４２４に結合される。光減衰器４２４の出力は光電力計４２６に結合される。光電力計４２６の出力は光／電気（O/E）受信機４２８に結合される。O/E受信機４２８の出力は電気減衰器４３０に結合される。電気減衰器 ４３０の出力はQAM復調器４３２に結合される。QAM復調器４３２の出力はパーソナルコンピュータ（PC）４３４に結合される。
【００２１】
この実施例では、680〜800MHzのレンジの２０のサブキャリアをシミュレートするために、各々が64−QAMあるいは256−QAMフォーマットにて変調された6−MHz帯域幅の２０のサブキャリアから成るRF信号と白色雑音源が用いられた。これら複数のQAMキャリアの一つをターンオフし、Broadcom変調器から同一の6−MHz帯域幅の64−QAMあるいは256−QAMテストサブキャリアが5.063Mbpsなるシンボル速度にて挿入された。この実施例では、このテストキャリアは579MHzにて挿入された。Broadcom変調器および復調器において用意されているDAVICフォワード誤り訂正（FEC）スキームが用いられた。３つの全ての信号が同一のレベルに調節された。図５Ａは、こうして結合された信号のRFスペクトルの様子を示す。この結合されたRF信号が、適当に電気的に増幅され、この信号を用いて、レーザ送信機が変調された。複数の送信機、つまり、３つのEMLベースの送信機（２つはL−バンド、１つはC−バンド）、６つの直接変調DFBレーザ送信機（４つはC−バンド、２つはL−バンド）、およびニオブ酸リチウム変調器を用いる市販の外部変調送信機（C−バンド）について、その性能が比較された。C−バンドと、L−バンドは、典型的には、それぞれ、1480〜1560nmと、1560〜1600nmレンジの光波長を表す。
【００２２】
送信機からの光信号が、1:32光電力スプリッタ、光減衰器、および複数のライン内光電力計を備える20km長の標準のファイバに結合された。エルビウムドープファイバ増幅器（EDFA）がブースタ増幅器として、EML送信機とともに用いられた。20km長のファイバを除去し、ファイバを用いたときの結果とファイバを用いないときの結果を比較することで、ファイバ分散の影響が調べられた。光信号が、64−QAM信号用のLucent 1319受信機と、256−QAM信号用の850MHzなる帯域幅を持つCATV受信機の両方に結合された。受信機の電気出力が内蔵RFチューナを備えるBroadcom復調器に供給された。受信機の出力における総RF電力とCNR、および復調機の出力の所のビット誤り率が、受信光電力の関数として測定された。
【００２３】
システムが、QAMキャリアの総変調RF電力を変化させること、およびレーザと変調器のバイアス点を変化させることで、キャリア信号対雑音比（CNR）が最大となり、ビット誤り率が最小となるように最適化された。測定結果から、システムの最適動作点は、帯域内歪みを引き起こすことなく使用することが可能な、変調指数の最大点に対応することが分かった。希望する信号と重複する歪みは、帯域内歪み（in-band distortion）と呼ばれ、希望する信号の周波数レンジの外側にくる歪みは、帯域外歪み（out-of-band distortion）と呼ばれる。EML送信機の性能は、予想通り、変調器セクションに加えられる負のバイアスに極めて敏感であった。図６は、L−バンド電子吸収変調器統合分布帰還レーザ（EML）の出力における光電力を変調器電圧の関数として示す。図６から、変調器は、二次歪み（CSO）の発生のない、−0.5V近傍の変曲点にバイアスされるべきであるように見える。この変調器の伝達関数は、この変曲点の付近では奇数対称性を示すことはなく、このため、さらに高い偶数次および三次の歪みも非零となる。最良の性能は、EML送信機が−1.2V〜−1.25Vの間にバイアスされたときに得られ、この間では、３つの全てのEML送信機について、最大のCNRと最小のビット誤り率が測定された。最大許容変調RF電力は、外部変調レーザ送信機では−2.5dBme、EML送信機では7dBmeであった。
【００２４】
図７と図８は、それぞれ、電子吸収変調器統合分布帰還レーザ（EML）送信機、直接変調DFBレーザ送信機、および外部変調DFB送信機を用いたときの、フォワード誤り訂正（FEC）スキームの前と後で測定されときの、64−QAM信号に対するビット誤り率（BER）の確率の比較を示す。類似の結果が、レーザの量子効率（η）の点で異なる他の送信機からも得られた。より高い量子効率ηを持つレーザを採用する送信機は、受信光電力を一定とした場合、より高いCNRと、より低いBERを与えるが、これは、量子効率ηの増加とともに、変調指数が高くなるためである。EML送信機と外部変調レーザ送信機の場合は、20kmファイバの影響は検出されなかった。ただし、直接変調送信機の場合は、約0.5dBoなる光電力ペナルティが認められた。EML送信機と共 にエルビウムドープファイバ増幅器（EDFA）を用いた場合は、エルビウムドープファイバ増幅器（EDFA）の光雑音のために、0.5dBoより小さなペナルティが追加された。
【００２５】
図９は、上述の３つの全てのタイプの送信機に対する受信機におけるテストキャリア信号対雑音比（CNR）の比較を受信光電力の関数として示す。図１０は、受信機の出力における全部で４０のキャリアの総RF電力を、比較のために、EMLレーザ送信機とDFBレーザ送信機に対して、受信光電力の関数として示す。
【００２６】
図１１は、256−QAM信号に対するビット誤り率（BER）データを、それぞれ、EML送信機と直接変調DFB送信機に対して、それぞれ、フォワード誤り訂正（FEC）スキームの前と後について示す。図１１のデータは、64−QAMに対する実験の場合と比較してより小さな感度を持つCATV受信機を用いて得られたもので、RF変調電力も64−QAMの場合より3dBeだけ小さくされた。256−QAM信号の雑音感度のために、全ての送信機において、フォワード誤り訂正（FEC）の前では、5×10−７ BERより良好な結果を得ることはできなかった。ただし、フォワード誤り訂正（FEC） の後では、誤り率の床（下限）は存在せず、誤りのない信号を得ることができた。受信機の性能については、EML送信機は、直接変調レーザ送信機と比較して約3Boだけ敏感である。この差が、64−QAM信号の場合は、4dBoであるのに、ここでは3dBoとなる理由は、CATV受信機の感度が小さなことと、256−QAM信号ではより低い変調RF電力が用いられるために、EML送信機の変調指数が低くなることによる。
【００２７】
図７〜図１１の結果から、EMLベースの送信機では、直接変調DFBレーザ送信機と比較して、受信機感度が３〜４dBoだけ高くなることが分かる。これら結果を、外部変調DFBレーザ送信機と比較した場合は、差は、さらに1.5から2dBoだけ大きくなる。こうして、純粋なQAM信号に対して、外部変調DFBレーザ送信機が、直接変調DFBレーザ送信機より良好な性能を与えることはない。装置の制約のために絶対変調指数を測定することはできなかった。ただし、相対変調指数ｍの測定の結果から、ビット誤り率（BER）が最小となるバイアス点において、変調指数ｍは、EML送信機では、直接変調DFBレーザ送信機と比較して、2.0〜2.5倍高くなることが示唆される。式１から、この結果、CNRは6〜8dBeだけ高くなり、受信機感度は3〜4dBoだけ高くなることが分かる。これは図７〜図１１に示す結果と一致する。BellSout in Atlantaのヘッドエンドから64−QAMの生のビデオを送信するというテストの結果からも、EML送信機では、性能が３〜４dBoだけ向上することが確認された。EML送信機では、生の64−QAM TAチャネルの殆どを−28dBmoという低い光電力にて受信することが可能であった。
【００２８】
複合二次（CSO）歪みのために、周波数ｆＡとｆＢが、ｆＡ＋ｆＢおよびｆＡ−ｆＢの周波数内に混合される。この結果、550〜800MHzの複数のQAMキャリアに起因して、0Hz〜250MHzと1100MHz〜1600MHzの間に複合二次（CSO）歪み電力が発生するが、これは所望の550〜800MHz帯の外側に来、これは帯域外歪みである。ただし、複合三重ビート（CTB）歪みのために、周波数ｆＡとｆＢは、２ｆＡ±ｆＢと２ｆＢ±ｆＡの周波数を生成する。２ｆＡ−ｆＢ周波数と２ｆＢ−ｆＡ周波数は、550〜800MHzレンジの希望信号周波数と重複する。
【００２９】
図５Ａと５Ｂに示すQAM変調キャリアは、キャリア当たり6MHz帯域幅を持つ白色雑音と類似し、このため、複合二次（CSO）歪みと複合三重ビート（CTB）歪みは両方ともQAMキャリアに対する周波数の連続関数となるはずである。EML送信機を−1.2Vなる最適バイアス点に設定した場合、図１２に示すように、複合二次（CSO）歪みに起因して、225MHz以下および1.1GHz以上において帯域外歪みが観測される。直接変調DFBレーザと外部変調DFBレーザでは、複合二次（CSO）歪みに起因する帯域外歪みは観測されなかった。ELM送信機では、変調器を約−0.5Vにバイアスすると帯域外歪みは消失するが、ただし、この場合は、ビット誤り率も増加し、EML送信機の性能の優位性も失われる。複合三重ビート（CTB）歪みは帯域内歪みであり、複合三重ビート（CTB）歪みを測定するためには、579MHzにて挿入されるテストキャリアがターンオフされ、電気スペクトルアナライザを用いて、雑音フロアのレベルが、キャリア電力レベルとの関連で、変調器のバイアス電圧の関数として測定された。線形受信機と前置増幅器が用いられた。同様にして、60MHzにおける複合二次（CSO）歪みのレベルが、キャリア電力レベルとの関連で測定された。受信光電力は−15dBmの一定値に保たれた。この電力レベルでは、熱雑音とショット雑音は殆ど見られなかった。総変調RF電力は、1.1dBmとされた。この結果が図１３に示される。つまり、図１３は、複合二次（CSO）歪みと複合三重ビート（CTB）歪みの挙動を変調器のバイアス電圧の関数として示す。
【００３０】
図１４は、変調器バイアスを加えるための略回路図を示す。デジタル変調されたRFキャリア５０２は、Bian Tee（バイアンテー）５０４を通じてレーザ変調器５０６に結合される。レーザ変調器５０６はDFBレーザ５０８に結合される。順バイアス５１０、つまりIＤＣがDFBレーザ５０８に加えられる。変調器バイアス５１６、つまり−VＤＣがBian Tee５０４に加えられる。Bian Tee５０４は、コイル５１２とコンデンサ５１４から成る。コイル５１２は変調器バイアス５１６とレーザ変調器５０６との間に結合される。コンデンサ５１４はデジタル変調されたRFキャリア５０２とレーザ変調器５０６との間に結合される。
【００３１】
図１３に戻り、図から−０．５Ｖ近傍の変曲点においては、複合二次（CSO）歪みは最も低いレベルにあるが、ただし、複合三重ビート（CTB）歪みは高レベルにあることが分かる。負のバイアスを増加させると、複合二次（CSO）歪みは増加する。他方、複合三重ビート（CTB）歪みは−１．２Ｖにおいて、信号レベルより４５dBe低い最低のレベルに達し、この点で三次相互変調歪みは最小となる。複合三重ビート（CTB）歪みは帯域内歪みであるために、最適性能はこの点で得られる。
【００３２】
このように複合三重ビート（CTB）歪みが最小レベルにあるとき複合二次（CSO）歪みが存在するために、EML送信機を使用することによる利点が発揮できるは、複合二次（CSO）歪みが信号周波数と重ならない（つまり信号周波数がサブオクターブレンジ内にある）ような用途に制限され、EML送信機の使用は、特にQAMキャリアに対してこれらの帯域幅効率の良さのために適する。
【００３３】
サブオクターブ周波数レンジのQAM信号をEMLベースの送信機を用いて光伝送するためには、変調器を三次相互変調歪みが最低レベルとなる点にバイアスすることで、より高い変調指数が得られる。このより高い変調指数を用いることで、光受信機の感度は、直接もしくは外部変調DFBレーザ送信機と比較して、4 dBo以上増加する。これは、バイアス点を、帯域外歪み（CSO）の犠牲の下に帯域内歪み（CTB）が零となる点に設定することで達成される。
【００３４】
上の説明から当業者においては本発明の様々な変更および代替が明らかであると思われる。上述の説明は、単に説明のため、すなわち、当業者に対して本発明を実施する最良の形態を教示することを目的とするものである。構造の細部は本発明の精神から逸脱することなく大きく変更できるものであり、これら全ての変更あるいは修正もクレームの範囲内に入り、排他的使用を留保されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】  '１'と'０'から成るベースバンド信号を示す図である。
【図２Ａ】パスバンド通信システムの特徴を示す図である。
【図２Ｂ】パスバンド通信システムの特徴を示す図である。
【図２Ｃ】パスバンド通信システムの特徴を示す図である。
【図３】ベースバンドサービスとパスバンドのデジタルビデオを配信するためのWDM光通信システムの略ブロック図である。
【図４】  QAMサブキャリア多重化信号伝送用の様々なレーザ送信機を検討するために用いられたテストセットアップの略図である。
【図５Ａ】  64−QAM FMサブキャリア多重化変調信号のRFスペクトルを示す図である。
【図５Ｂ】  64−QAM FMサブキャリア多重化変調信号のRFスペクトルを579MHzのテストキャリアを示すために拡大して示す図である。
【図６】  L−バンドEMLの光電力と変調器電圧の関係を78mAなるレーザバイアスが加えられた場合について示す図である。
【図７】様々なレーザ送信機について、フォワード誤り訂正（FEC）の前の64−QAM信号に対するビット誤り率（BER）を比較の目的で示す図である。
【図８】様々なレーザ送信機について、フォワード誤り訂正（FEC）の後の64−QAM信号に対するビット誤り率（BER）を比較の目的で示す図である。
【図９】様々なレーザ送信機について、64−QAMテストキャリア信号対雑音比を比較のために示す図である。
【図１０】  EML送信機と直接変調DFB送信機について、全てのキャリアの総RF電力を受信光電力の関数として比較のために示す図である。
【図１１】  EML送信機と直接変調レーザ送信機を用いたときの256−QAM信号に対するBERを受信光電力の関数として比較のために示す図である。
【図１２】最大キャリア対雑音比と最小ビット誤り率を得るために、EMLベースの送信機の変調器を−1.2Vにバイアスしたときの帯域外歪みを示す。
【図１３】キャリア電力レベルと、複合二次（CSO）歪みに対応する60MHzにおける非線形歪み電力および複合三重ビート（CTB）歪みに対応する579MHzにおける非線形歪み電力との関係を変調器バイアス電圧の関数として示す図である。
【図１４】変調器バイアスを加えるための回路の略図である。
【符号の説明】
１２  家庭
１３  企業
２０  パスバンド光波伝送システム
２１  ハブ
２２  ファイバ
２３  ファイバノード
２４  同軸ケーブル
３０２  中央局
３０４  データ用光ラインターミネータ（OLT）
３０６  ビデオ用光ラインターミネータ（OLT）
３０８  波長分割マルチプレクサ（WDM）
３１０  光ファイバ伝送リンク
３１２  １：ｎスプリッタ
３１４  家庭
３１４  データ用光ラインターミネータ（OLT）
３１６  波長分割デマルチプレクサ
３２０  ビデオ用光ラインターミネータ（OLT）
４０２  QAM変調器
４０４  周波数アップ変換器
４０６  １９のQAMキャリア550〜680MHz
４０８  480〜800MHz白色雑音源
４１０  加算器
４１２  電子吸収変調器統合分布帰還レーザ（EML）送信機
４１６  エルビウムドープファイバ増幅器（EDFA）
４１８  光電力計
４２０  20Kmの光ファイバ
４２２  1:32スプリッタ
４２４  光減衰器
４２６  光電力計
４３０  電気減衰器
４３２  QAM復調器
４３４  パーソナルコンピュータ（PC）
５０２  RFキャリア
５０４  PLAN TEE（Bian Tee）
５０６  レーザ変調器
５０８  DFBレーザ
５１０  順バイアス（ＩＤＣ）
５１６  変調器バイアス（−VＤＣ）
５１２  コイル
５１４  コンデンサ
５０２  デジタル変調されたRFキャリア
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図２Ｃ】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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