(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電源端子と、少なくとも１次巻線と２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に対して直列に接続されるスイッチ素子と、該スイッチ素子のオン／オフを制御するスイッチング制御回路と、
前記入力電源端子から入力される入力電圧を検出する入力電圧検出回路と、
前記入力電圧検出回路によって検出された電圧と基準電圧とを比較し、その比較結果に応じて前記スイッチング制御回路を停止させるか否かを制御する信号を出力する比較回路と、
前記トランスの２次側に当該トランスの２次巻線電圧を整流平滑する整流平滑回路と、を有する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記比較回路は、コンパレータと、該コンパレータの出力端子と非反転入力端子との間に接続した、比較特性にヒステリシスを持たせる帰還回路を含み、当該帰還回路は帰還抵抗を備えるとともに、少なくとも抵抗とコンデンサの直列回路を前記帰還抵抗に並列接続してなることを特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記直列回路のうち少なくとも前記抵抗に対して並列にダイオードを接続した請求項１に記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記トランスは３次巻線を有し、該３次巻線に当該３次巻線の電圧を整流平滑して前記スイッチング制御回路および／または前記比較回路の電源電圧を発生する整流平滑回路を設けた請求項１または２に記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記入力電源端子からの入力電源電圧を入力してスイッチング制御回路１および比較回路５に対して所定の電源電圧を発生する非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを設け、前記３次巻線に接続された整流平滑回路によって整流平滑された直流電圧が、前記スイッチング制御回路および／または前記比較回路の電源電圧を下回るとき、前記スイッチング制御回路および／または前記比較回路の電源電圧を前記非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力から得るようにした請求項３に記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記トランスの２次巻線電圧を整流平滑する整流平滑回路は同期整流回路を含む請求項１〜４のいずれかに記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、入力電源電圧低下保護機能を備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般的なＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、入力電圧が所定値以下に低下している状態で負荷が重くなると入力電流が非常に上昇し、スイッチ素子等の破壊に繋がるおそれがあるため、このような入力電圧の低下時にスイッチング制御ＩＣの動作を停止させてコンバータを止める入力電圧保護回路が備えられている。
【０００３】
ここで、特許文献１に示されている入力低電圧保護回路の例を、図１を基に説明する。
図１に示す回路は、トランジスタＱ１２，Ｑ１３、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７によって構成される過負荷保護機能とともに、バッテリーＢ２と負荷Ｌ２とを接続するスイッチＦ１と、スイッチＦ１を制御するスイッチＱ１１と、スイッチＱ１１を制御する電圧比較器ＣＰ２と、を備え、電圧比較用の基準電源Ｖｒ２と、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３とによりヒステリシス機能を持たせている。以下、そのヒステリシス動作を説明する。
【０００４】
バッテリーＢ２を入力電源として負荷Ｌ２の運転を続け、バッテリーＢ２の電圧Ｖｂが下式で設定される電圧Ｖ１２より低くなった時、スイッチＦ１が開放され、バッテリーＢ２の放電が停止される。
【０００５】
Ｖ１２＝Ｖｒｅｆ２（１＋Ｒ１１／Ｒ１２）
上式においてＶｒｅｆ２は基準電源Ｖｒ２の出力電圧である。
【０００６】
一方、直流電源によって十分充電されたバッテリーＢ２は、そのＶｂが下式で設定される電圧Ｖｈ２より高い場合、上記直流電源を外すと支援を開始する。
【０００７】
Ｖｈ２＝Ｖｒｅｆ２｛１＋Ｒ１１（Ｒ１２＋Ｒ１３）／Ｒ１２・Ｒ１３｝
このようにして、電圧比較器ＣＰ２の入出力間に帰還抵抗Ｒ３を接続することによって、入力電圧検出値を変化させヒステリシス特性をもたせている。
【特許文献１】特開平０６−３０３７２７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところが、このようなヒステリシス特性を持たせた低電圧保護回路を絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに適用した場合に、次のような課題が生じる。
【０００９】
コンパレータの入出力間に帰還抵抗を接続してヒステリシス特性を持たせた従来の回路では、入力電圧監視回路のヒステリシスが一意的に決まる。そのため、例えばヒステリシス幅が広過ぎるとノイズではなく本当に入力電圧が低下した際にスイッチング動作を止めるのが遅くなって、スイッチ素子に大電流が長時間流れて破壊してしまう恐れがあり、狭過ぎると、製品の仕様と実際に入力の起動・停止において発生する入力電圧の急激な変化（メカニカルスイッチオン・オフ、入力瞬断など）に伴う過渡的な電圧上昇・下降およびノイズに対応できず（ノイズに応答してしまい）、再起動／停止を繰り返すことがある。しかもスイッチング制御回路がＩＣで構成されている場合に再起動が生じると、誤動作を引き起こすおそれもある。
【００１０】
特に同期整流を採用したＤＣ−ＤＣコンバータでは、複数のＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転している場合に、コンバータの停止時に２次側の共振現象によって１次側に共振電圧が回生される（出力から電力が入力側に逆流する）現象があり、ヒステリシスコンパレータの非反転入力端子に入力される電圧が一時的に高くなることがある。この値がヒステリシス幅の上限値を上回った場合、ＤＣ−ＤＣコンバータを停止したにも関わらず、スイッチング制御回路を起動させようという動作が起こる。
【００１１】
そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータの停止時に共振電圧の回生によりスイッチング制御回路（スイッチング制御ＩＣ）の制御端子が“Ｈ”レベルになっている状態で、例えばＤＣ−ＤＣコンバータの停止後すぐに再起動させようとした場合、再起動がスムーズに行われなくなるといった不具合が生じる。
【００１２】
そこで、この発明の目的は、コンバータの起動時と停止時等に生じる入力電源端子間電圧の変動による誤動作を防止した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前記課題を解決するために、この発明はコンバータの起動時と停止時にヒステリシスを持たせるコンパレータのしきい値を遷移的に変化させ、入力電源端子間電圧の変動によるコンバータの不安定動作を防止する。具体的には次のように構成する。
【００１４】
（１）入力電源端子と、少なくとも１次巻線と２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に対して直列に接続されるスイッチ素子と、該スイッチ素子のオン／オフを制御するスイッチング制御回路と、
前記入力電源端子から入力される入力電圧を検出する入力電圧検出回路と、
前記入力電圧検出回路によって検出された電圧と基準電圧とを比較し、その比較結果に応じて前記スイッチング制御回路を停止させるか否かを制御する信号を出力する比較回路と、
前記トランスの２次側に当該トランスの２次巻線電圧を整流平滑する整流平滑回路と、を有する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記比較回路は、コンパレータと、該コンパレータの出力端子と非反転入力端子との間に接続した、比較特性にヒステリシスを持たせる帰還回路を含み、当該帰還回路は帰還抵抗を備えるとともに、少なくとも抵抗とコンデンサの直列回路を前記帰還抵抗に並列接続してなることを特徴とする。
【００１５】
この構成により、従来構成なら入力電圧検出回路のヒステリシス特性で対応できない入力電源端子間に生じる電圧ノイズ・過渡現象（入力電圧低下や入力電圧上昇）に対しも、ヒステリシスの幅が一時的に大きくなることによりＤＣ−ＤＣコンバータの停止／再起動を防ぐことができる。そのため負荷に対して安定した電圧を供給できる。
【００１６】
（２）目的に応じて、前記直列回路のうち少なくとも前記抵抗に対して並列にダイオードを接続する。
これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時と停止時とで、比較回路のヒステリシス幅を遷移させる時定数を変えることができ、設計上の自由度が高まる。
【００１７】
（３）目的に応じて、前記トランスに３次巻線を備え、該３次巻線に当該３次巻線の電圧を整流平滑して前記スイッチング制御回路および／または前記比較回路の電源電圧を発生する整流平滑回路を設ける。
【００１８】
これにより、前記スイッチング制御回路および／または前記比較回路の電源を外部から受けることなく非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成できる。
【００１９】
（４）目的に応じて、前記入力電源端子からの入力電源電圧を入力してスイッチング制御回路１および比較回路５に対して所定の電源電圧を発生する非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを設け、前記３次巻線に接続された整流平滑回路によって整流平滑された直流電圧が、前記スイッチング制御回路および／または前記比較回路の電源電圧を下回るとき、前記スイッチング制御回路および／または前記比較回路の電源電圧を前記非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力から得るように構成する。
【００２０】
これにより、起動時に非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの発生する電圧によってスイッチング制御回路および／または比較回路を作動させることができ、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの起動後は、３次巻線に接続された整流平滑回路が発生する電圧でスイッチング制御回路および／または比較回路を作動させることができる。そのため、外部から制御回路用の電源電圧を供給する必要がなく、また非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは起動時にのみ作動することになるので、小容量の回路で構成できる。また、入力電源電圧が低下して比較回路からの信号によってスイッチング制御回路がスイッチング制御を停止することにより、３次巻線に接続された整流平滑回路の出力電圧が低下しても、非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧によってスイッチング制御回路および／または比較回路を正常に動作させることができ、コンバータの停止／再起動を防ぐことができる。そのため負荷に対して安定した電圧を供給することができる。
【００２１】
（５）目的に応じて、前記トランスの２次巻線電圧を整流平滑する整流平滑回路を同期整流回路として構成する。
【００２２】
前述したとおり、同期整流を行うコンバータでは、コンバータ停止時に出力から電力が入力側に逆流する現象があり、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力停止時および絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける負荷急変時の帰還ノイズなどによって、入力監視回路のヒステリシスでは対応できない場合があるが、この発明によれば、その問題が解消できる。
【発明の効果】
【００２３】
この発明によれば、従来構成なら入力電圧検出回路のヒステリシス特性で対応できない入力電圧ノイズ・過渡現象（入力電圧低下や入力電圧上昇）に対しも、ヒステリシスの幅が一時的に大きくなることによりＤＣ−ＤＣコンバータの停止／再起動を防ぐことができる。そのためスイッチング制御回路の安定動作が可能であり、負荷に対して安定した電圧を供給することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
《第１の実施形態》
図２は第１の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。この絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、携帯電話の基地局や光ファイバー回線の基地局等に用いられる通信インフラ向けのコンバータである。
【００２５】
図２に示すように、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、入力電源端子（＋Ｖｉｎ，−Ｖｉｎ）と、出力電源端子（＋Ｖｏｕｔ，−Ｖｏｕｔ）を備え、トランスＴの１次巻線Ｎ１に対して直列接続したスイッチ素子Ｑ２を接続している。このスイッチ素子Ｑ２の制御端子には、それをオン／オフ制御するスイッチング制御回路１を接続している。また、入力電源端子（＋Ｖｉｎ，−Ｖｉｎ）間には入力平滑コンデンサＣ１を接続するとともに、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる入力電圧検出回路８を接続している。
【００２６】
トランスＴの１次側には、入力電圧検出回路８によって検出された電圧Ｖｂと基準電圧Ｖａとを比較して、その比較結果に応じてスイッチング制御回路１を停止させるか否かを制御する信号を出力する比較回路５を備えている。また、それに付随して基準電圧Ｖａの発生回路、抵抗Ｒ４および制御スイッチ素子Ｑ１を備えている。
【００２７】
トランスＴの３次巻線Ｎ３には、スイッチング制御回路１および比較回路５に対して電源電圧を供給する整流平滑回路３を接続している。また、入力電源端子（＋Ｖｉｎ，−Ｖｉｎ）からの入力電源電圧を入力してスイッチング制御回路１および比較回路５に対して所定の電源電圧を発生する非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４を設けている。但し、図２においては非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４をブロック化して表していて、グランドとの接続などについては図示を省略している。
【００２８】
トランスＴの２次側にはトランスＴの２次巻線Ｎ２の電圧を整流平滑して出力電源端子（＋Ｖｏｕｔ，−Ｖｏｕｔ）へ直流電圧を出力する整流平滑回路６を設けている。
【００２９】
前記２次側の整流平滑回路６は、整流側同期整流器Ｑ３、転流側同期整流器Ｑ４、この２つの整流器を制御する同期整流器駆動回路２、チョークコイルＬ１および出力平滑コンデンサＣ２によって構成している。但し、図２においては同期整流器駆動回路２をブロック化して表していて、２次巻線Ｎ２やグランドとの接続などについては図示を省略している。
【００３０】
スイッチング制御回路１は電源端子Ｖｄｄに電源電圧を受けて、コントロール端子ＣＮＴＬが“Ｈ”レベルのとき、出力端子ＯＵＴからスイッチ素子Ｑ２のゲートに対して“Ｈ”レベルの制御電圧を出力してＱ２をスイッチング制御する。またコントロール端子ＣＮＴＬが“Ｌ”レベルになったとき、出力端子ＯＵＴを“Ｌ”レベルに保ってＱ２をオフ状態とする。
【００３１】
比較回路５は、コンパレータＣＰの出力端子と非反転入力端子との間に、比較特性にヒステリシスを持たせる帰還回路を設けている。この帰還回路は、帰還抵抗Ｒ３に対して抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３との直列回路を並列接続して構成している。
【００３２】
図２に示した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の動作は次のとおりである。
まず、入力電源端子（＋Ｖｉｎ，−Ｖｉｎ）間に入力電源電圧が印加されると、非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４が起動し、スイッチング制御回路１および比較回路５に対して電源電圧が印加される。これにより、後述するように比較回路５の出力は“Ｈ”レベルとなって、制御スイッチ素子Ｑ１が遮断状態を維持し、スイッチング制御回路１のコントロール端子ＣＮＴＬを“Ｈ”レベルにする。そのためスイッチング制御回路１は、スイッチ素子Ｑ２に対してスイッチング制御信号を出力する。
【００３３】
これによりスイッチ素子Ｑ２がオン／オフを繰り返し、整流平滑回路６は出力電源端子（＋Ｖｏｕｔ，−Ｖｏｕｔ）へ出力電源電圧を出力する。また、整流平滑回路３はスイッチング制御回路１および比較回路５に対して電源電圧を供給する。この電源電圧は非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４の発生電圧より高く設定しているので、非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４からの電源電圧供給はなくなり、以降は整流平滑回路３からスイッチング制御回路１および比較回路５に対して電源電圧が供給されることになる。
【００３４】
その後、入力電源端子（＋Ｖｉｎ，−Ｖｉｎ）間の入力電源電圧が低下して、比較回路５からの信号によってスイッチング制御回路１がスイッチング制御を停止すると、整流平滑回路３の出力電圧が非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４の発生電圧より低下する。そのため、この状態では再び非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ４からの電圧によってスイッチング制御回路１および比較回路５が作動することになる。
【００３５】
次に、前記比較回路５の動作について説明する。
まず、コンパレータＣＰの出力端子と非反転入力端子との間に帰還回路を設けていない場合について考える。この場合、入力電源端子（＋Ｖｉｎ，−Ｖｉｎ）間に印加された電圧を入力電圧検出回路８の抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した電圧Ｖｂと基準電圧ＶａとをコンパレータＣＰで比較することによって、入力電源電圧が低下した際にコンパレータＣＰの出力が“Ｌ”レベル（０Ｖ）となって、制御スイッチ素子Ｑ１が導通してスイッチング制御回路１のコントロール端子ＣＮＴＬが“Ｌ”レベルとなる。これによってＤＣ−ＤＣコンバータは直ちに停止する。
【００３６】
入力電源電圧が最低電圧より高いとき、コンパレータＣＰの出力が“Ｈ”レベル（Ｖｄｄ）となって、制御スイッチ素子Ｑ１が遮断してスイッチング制御回路１のコントロール端子ＣＮＴＬが“Ｈ”レベルとなる。（コントロール端子ＣＮＴＬはプルアップしている。）これによってＤＣ−ＤＣコンバータは直ちに起動する。
【００３７】
次に、コンパレータＣＰの出力端子と非反転入力端子との間に帰還回路を設けた場合について考える。この場合、入力電源電圧が低下すれば電圧Ｖｂが基準電圧Ｖａより低くなって、コンパレータＣＰの出力が“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに反転するが、そのコンパレータＣＰの出力電圧が抵抗Ｒ３，Ｒ５およびコンデンサＣ３による帰還回路を介して非反転入力端子に帰還されるので、比較回路５にヒステリシス特性が生じて、仮にこの直後に入力電源電圧が上昇してもヒステリシス幅以内であればコンパレータＣＰの出力が反転することはない。
【００３８】
次に、比較回路５において、帰還抵抗Ｒ３のみを設けた場合と、図２に示したように抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３の直列回路をさらに付加した場合との特性上の違いを、図３を基に説明する。
【００３９】
図３において（Ａ）は入力電源電圧の波形、（Ｂ）は図２に示した比較回路５に帰還抵抗としてＲ３のみを設けた場合のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の波形、（Ｃ）は図２に示したＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の波形である。また、図中Ｖｔｈ１は帰還抵抗Ｒ３のみを設けた場合でのコンパレータＣＰが出力電圧を“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに反転するしきい値、Ｖｔｈ２は逆に“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルへ反転するしきい値である。またＶｔｈａは、図２に示した比較回路５の構成で、コンパレータＣＰの出力が“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルへ反転するしきい値、Ｖｔｈｂは逆に“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルヘ反転するしきい値である。
【００４０】
いま、タイミングｔ０で入力電源端子に入力電圧が印加されて、タイミングｔ１でＤＣ−ＤＣコンバータが起動したとすると、出力電圧はｔ１から上昇し始めるが、このｔ１直後に入力電圧が低下し、その電圧がしきい値Ｖｔｈ１を下回ったなら、帰還抵抗Ｒ３のみを設けた場合には、図３（Ｂ）に示すように、そのタイミングｔ２で出力電圧が低下し始めてしまう。一方、図２に示した比較回路５の構成では、タイミングｔ２では入力電圧がしきい値Ｖｔｈａよりまだ高い状態であるので、図３（Ｃ）に示すようにＤＣ−ＤＣコンバータは停止することなく、出力電圧が上昇し続ける。
【００４１】
その後、タイミングｔ３で入力電圧が再び上昇し始めると、帰還抵抗Ｒ３のみを設けた場合では、図３（Ｂ）に示すように、その後タイミングｔ４で（ｔ３より若干遅れて）出力電圧が上昇に転じる。
【００４２】
このように、図２に示した帰還回路を備えた比較回路５を備えることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時に入力電源電圧が一時的に低下しても、短期間の低下であればＤＣ−ＤＣコンバータの動作が継続されて、スイッチング制御回路の安定動作が可能となり、負荷に対して安定した電圧が供給できる。
【００４３】
また、帰還抵抗Ｒ３のみを設けた場合には、図３（Ｂ）に示すように、タイミングｔ７で出力電圧が規定の電圧にまで達するのに比べて、図２に示した構成では図３（Ｃ）に示すように、ｔ５で速やかに規定電圧に達する。このように、ＤＣ−ＤＣコンバータの一時的な停止／再起動が生じないので、帰還抵抗としてＲ３のみを設けた場合に比べて出力電圧の立ち上がりが短縮化できる。
【００４４】
次に、入力電源電圧が遮断された場合を考える。タイミングｔ８で入力電源電圧が低下し始め、ｔ９でしきい値Ｖｔｈ１を下回ればＤＣ−ＤＣコンバータが停止する。
【００４５】
帰還抵抗Ｒ３のみを設けた場合には、図３（Ｂ）に示すように、その後、ｔ１０で２次側の同期整流回路による２次側の共振現象によって１次側に共振電圧が回生されることによって、入力電圧が一時的（ｔ１０−ｔ１２の間）に上昇し、入力電圧がしきい値Ｖｔｈ２を超えた時、ＤＣ−ＤＣコンバータが再び起動してしまう。そのため出力電圧が上昇する。
【００４６】
これに対して図２に示した構成では、入力電圧はしきい値Ｖｔｈｂに達しないのでＤＣ−ＤＣコンバータは停止状態を維持し、図３（Ｃ）に示すように出力電圧がそのまま０Ｖまで低下する。
【００４７】
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時にコンパレータＣＰの出力から非反転入力へは抵抗Ｒ３，Ｒ５およびコンデンサＣ３からなる帰還回路の合成インピーダンスに基づいて電流が流れる。そのため、時間とともにコンデンサＣ３が充電され、フル充電された後は、帰還電流は抵抗Ｒ３の方を流れるようになり、通常動作に戻る。また、ＤＣ−ＤＣコンバータの停止時には、充電されたコンデンサＣ３が上記帰還回路の合成インピーダンスに基づいてコンパレータＣＰの出力端子を介して放電され、コンデンサＣ３の放電が終わってから、抵抗Ｒ３のみを介した正帰還が行われ、通常動作に戻る。
【００４８】
コンデンサＣ３の充電・放電が行われている間は、ヒステリシス幅が遷移的に広がるので誤動作が起こりにくくなる。ここでコンデンサＣ３と抵抗Ｒ５で決まる時定数がヒステリシス幅を広げている時間ということになる。
【００４９】
このようにしてＤＣ−ＤＣコンバータの起動時にも停止時にも安定してスイッチング制御回路が動作し、負荷への供給電圧を安定的に遷移させることができる。
【００５０】
《第２の実施形態》
図４は第２の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図２に示した第１の実施形態の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと異なるのは、比較回路７の構成である。図２に示した例では、コンパレータＣＰの出力端子と非反転入力端子との間に抵抗Ｒ３，Ｒ５およびコンデンサＣ３からなる帰還回路を構成したが、図４に示す例では、これにダイオードＤ１をさらに付加している。その他の構成については第１の実施形態と同様である。
【００５１】
第１の実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時と停止時におけるヒステリシス幅の遷移時間は同じであったが、第２の実施形態はこの時間に差を設けるものである。この第２の実施形態では、起動時の遷移時間は短めにし、停止時の遷移時間は長めにしている。
【００５２】
そのため、抵抗Ｒ５に対して並列にダイオードＤ１を接続している。この構成であれば、コンデンサＣ３への充電時には抵抗Ｒ５ではなく主にダイオードＤ１を介して充電電流が流れるため、時定数が非常に短くなる。逆に、コンデンサＣ３の放電電流は抵抗Ｒ５を介して流れるため、時定数が長くなる。実際に通信インフラ向けＤＣ−ＤＣコンバータでは、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時に比べて停止時の時定数は長めが良い。２次側の共振電圧による１次側への回生電圧が収まるまでヒステリシス幅を広げられるからである。
【００５３】
コンデンサＣ３の充電時と放電時とで時定数に差をもたせることのもう１つの利点について次に述べる。
コンバータ起動時に、ホットスワップ回路がない状態で負荷（例えばプラグアンドプレイ機能を利用するＵＳＢ機器）が挿抜された場合などに、その機械的接触によってチャタリングノイズが発生することがある。チャタリングがあった場合、従来技術では上述のように「コンバータの停止→再起動」を繰り返すことになり、第１の実施形態の構成では、チャタリングノイズに対して時定数が長めに設定されているため、チャタリング発生期間中もコンバータは動作し続ける。しかし、このチャタリング発生中に入力電圧の低下が起こると、ＤＣ−ＤＣコンバータが停止されないため、出力電圧の定電圧化作用によって入力電流が増加する。その結果、トランスＴが飽和すると、スイッチ素子Ｑ２が破壊されてしまうおそれがある。これを防ぐために第２の実施形態では、起動時の時定数は短めに設定し、停止時の時定数を長めに設定している。
【００５４】
図５において（Ａ）は入力電源電圧の波形、（Ｂ）は図２に示した比較回路５に帰還抵抗としてＲ３のみを設けた場合のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の波形、（Ｃ）は図２に示したＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の波形、（Ｄ）は図４に示したＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の波形である。また、図中Ｖｔｈ１は帰還抵抗Ｒ３のみを設けた場合でのコンパレータＣＰが出力電圧を“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに反転するしきい値、Ｖｔｈ２は、逆に“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルへ反転するしきい値である。またＶｔｈａは、図２に示した比較回路５の構成で、コンパレータＣＰの出力が“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルへ反転するしきい値、Ｖｔｈｃは、図４に示した比較回路７の構成でコンパレータＣＰの出力が“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルヘ反転するしきい値である。
【００５５】
図５においてタイミングｔ３で入力電圧にチャタリングが生じると、第２の実施形態では入力電圧がしきい値Ｖｔｈｃを下回るので、コンパレータＣＰの出力は“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルへ反転して、図５（Ｄ）に示すようにＤＣ−ＤＣコンバータが停止する。一方、第１の実施形態では、このようなチャタリングがあっても入力電圧がしきい値Ｖｔｈａを下回らないので、ＤＣ−ＤＣコンバータは停止しない。
【００５６】
その後、タイミングｔ８で図４に示した入力電圧Ｖｂがしきい値Ｖｔｈｂを下回ることによりＤＣ−ＤＣコンバータが起動する。このようにしてＤＣ−ＤＣコンバータの起動時と停止時とでヒステリシス幅を遷移させる時定数を変えることができ、設計上の自由度が高まる。
【００５７】
なお、図４において帰還回路内のダイオードＤ１に対して直列に抵抗を挿入すれば、起動時のコンデンサＣ３への充電時定数がその抵抗の値に応じて大きくなるので、コンパレータＣＰの出力が“Ｈ”レベルに反転した直後、“Ｌ”レベルへの再び反転する方向のヒステリシス幅の持続時間を長くすることもできる。
【００５８】
なお、第１・第２の実施形態では、いずれもコンパレータＣＰの反転入力端子に基準電圧を印加し、非反転入力端子に入力電圧検出回路の検出電圧を印加するように構成したが、入力電源電圧の低下時にスイッチング制御回路１がスイッチング動作を停止する方向であれば、コンパレータＣＰの反転入力端子に入力電圧検出回路による検出電圧を印加し、非反転入力端子に基準電圧を印加するように構成してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】特許文献１に示されている入力低電圧保護回路の構成を示す図である。
【図２】第１の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図３】第１の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの、従来例に比較しての入力電圧と出力電圧の変化の例を示す図である。
【図４】第２の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図５】第２の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの、従来例および第１の実施形態の場合に比較しての、入力電圧と出力電圧の変化の例を示す図である。
【符号の説明】
【００６０】
１−スイッチング制御回路
２−同期整流器駆動回路
３−整流平滑回路
４−非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
５，７−比較回路
６−整流平滑回路
８−入力電圧検出回路
１０１，１０２−ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｖａ−基準電圧発生回路
ＣＰ−コンパレータ
Ｑ１−制御スイッチ素子
Ｑ２−スイッチ素子
Ｑ３−整流側同期整流器
Ｑ４−転流側同期整流器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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