(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直接ＡＣ／ＡＣ変換方式による空間ベクトル変調で双方向スイッチをＰＷＭ制御する多相交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法であって、
多相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態とし、出力電圧指令値ベクトルＶｏ＊が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をＸ軸、進んでいる単振動ベクトル軸をＹ軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルＸL、ＹLと、中間のベクトルＸM、ＹMと、最小のベクトルＸS、ＹSと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルＺと、セクター内に１つ存在する回転ベクトルＲを基本ベクトルとし、
前記８種類のベクトルのうち、入力電流および／又は出力電圧の高調波を低減するための所定の条件を満たし、１制御周期あたり４つの空間ベクトルが配列されたスイッチングパターンを複数生成し、
前記入、出力側空間ベクトルの空間を各々複数に区切って構成される、入力電流指令値ベクトル、出力電圧指令値ベクトルが各々存在する領域を入、出力セクターと定義し、前記入力セクター、出力セクターの状態に基づいて、スイッチング回数を低減させるためのスイッチングパターンを決定する処理を行い、該決定されたスイッチングパターンによって前記双方向スイッチをＰＷＭ制御することを特徴とする交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
【請求項２】
前記スイッチングパターンを決定する処理は、
前記入力セクターが移行する過渡時に、前記生成されたスイッチングパターンの一端に配置された空間ベクトルのタイミングでスイッチングパターンを更新するときは、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの他端に配置された空間ベクトルに移行し、前記スイッチングパターンの他端に配置された空間ベクトルのタイミングでスイッチングパターンを更新するときは、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの一端に配置された空間ベクトルに移行する更新時切替処理か、又は前記生成されたスイッチングパターンのいずれか一方の端部に配置された空間ベクトルから、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの前記と同一端部に配置された空間ベクトルに移行する通常更新処理の、いずれかスイッチング回数の少ない方の処理を行う
ことを特徴とする請求項１に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
【請求項３】
前記スイッチングパターンを決定する処理は、
スイッチングパターンを更新することによりスイッチング回数が３回となるモード時は、移行前のセクター状態を維持しながら、更新前のスイッチングパターンを折り返してＰＷＭ制御し、その後前記セクター維持を解除し、スイッチングを伴わない、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの端部に配置された空間ベクトルに移行する１制御周期遅延処理を行うことを特徴とする請求項２に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
【請求項４】
前記スイッチングパターンを決定する処理は、
スイッチングパターンを更新することによりスイッチング回数が２回となるモード時に、前記請求項３に記載の１制御周期遅延処理を行うことを特徴とする請求項２又は３に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
【請求項５】
前記スイッチングパターンを決定する処理は、
出力セクターが移行する過渡時に、スイッチングパターンを更新することによりスイッチング回数が３回となるモード時は、前記請求項２に記載の更新時切替処理を行うことを特徴とする請求項１に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
【請求項６】
前記スイッチングパターンを決定する処理は、
スイッチングパターンを更新することによりスイッチング回数が２回となるモード時も、前記請求項３に記載の１制御周期遅延処理を行うことを特徴とする請求項５に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多相の交流電源から任意の電圧または周波数に変換した多相出力を得る交流−交流直接変換装置（マトリックスコンバータ）に係り、特に４つの空間ベクトルの組み合わせを用いる直接変換形の空間ベクトル変調方式におけるセクター移行過渡時のスイッチングパターンを最適化する交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から存在するこの種の交流−交流直接変換装置は、自己消弧形の半導体素子を用いた双方向スイッチを高速に切替え、単相または多相の交流電源から任意の周波数・大きさの交流に直接電力変換する変換装置であり、図１のように構成されている。
【０００３】
図１は、三相／三相交流−交流直接変換装置の基本構成を示し、三相交流電源１は、リアクトルとコンデンサによる入力フィルタ部２および９つの双方向スイッチ（Ｓｒｕ〜Ｓｒｗ、Ｓｓｕ〜Ｓｓｗ、Ｓｔｕ〜Ｓｔｗ）で構成された半導体電力変換部３を介して任意の負荷４に接続される。
【０００４】
９つの双方向スイッチＳｒｕ〜Ｓｒｗ、Ｓｓｕ〜Ｓｓｗ、Ｓｔｕ〜Ｓｔｗは、逆阻止ＩＧＢＴ１８個で構成する場合や、通常のＩＧＢＴ等の半導体素子とダイオードを組み合わせるなど、その細部の構成方法には拘らないが、双方向に電力授受できるスイッチング素子で構成されている。
【０００５】
なお、図１に示すように、以下、電源三相をＲＳＴ相、出力三相をＵＶＷ相とする。
【０００６】
上記のように構成される交流−交流直接変換装置の９つの双方向スイッチを用いて、空間ベクトル変調法により入力電流と出力電流を同時に正弦波化する手法は、例えば非特許文献１に記載されている。
【０００７】
図２は非特許文献１に記載された直接形空間ベクトルの例であり、交流−交流直接変換装置の電源短絡防止、負荷電流不連続防止の条件を考慮した全２７種類のスイッチングパターンを、入力Ｒ相電流、出力Ｕ相電圧基準でそれぞれ空間ベクトル表示したものである。
【０００８】
図２は２７種類のスイッチングパターンを、入力側および出力側で各々静止αβ座標上に展開したものであり、（ａ）は出力負荷電流位相１５度時の入力側電流の空間ベクトルを示し、（ｂ）は電源電圧位相１５度時の出力側電圧の空間ベクトルを示している。
【０００９】
ここで、直接形空間ベクトルの出力電圧側の１つのセクター（例えば図２（ｂ））に着目し、図３のように８種類のベクトルを再定義する。
【００１０】
すなわち、多相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態とし、出力電圧指令値ベクトルＶｏ＊が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をＸ軸、進んでいる単振動ベクトル軸をＹ軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルＸL、ＹLと、中間のベクトルＸM、ＹMと、最小のベクトルＸS、ＹSと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルＺと、セクター内に１つ存在する回転ベクトルＲを基本ベクトルとする。
【００１１】
ここで、図４のように空間を区切って入力・出力セクターを定義する。図４（ａ）の入力電流空間ベクトルの場合、入力電流指令ベクトルの位相が０度から３０度の時をセクター１とし、３０度から６０度をセクター２とする。同様に３６０度にわたって続けていくと位相によって１〜１２の１２個のセクターが定義できる。また図４（ｂ）の出力電圧指令ベクトルの場合は６０度毎に６つのセクターを定義できる。
【００１２】
そしてこの図４の入力電流空間ベクトルおよび出力電圧空間ベクトルのセクターから、表１のようにセクターモードを定義する。
【００１３】
【表１】
0005012311.tif 000002
【００１４】
入力セクターが１，４，５，８，９，１２のときに出力セクターが１，３，５または入力セクターが２，３，６，７，１０，１１のときに出力セクターが２，４，６ならばセクターモード1(sm1)とし、入力セクターが１，４，５，８，９，１２のときに出力セクターが２，４，６または入力セクターが２，３，６，７，１０，１１のときに出力セクターが１，３，５ならばセクターモード２(sm2)と定義する。
【００１５】
非特許文献１のＰｒｏｐｏｓｅｄ  Ｍｅｔｈｏｄ３（ＰＭ−３）においては、前記再定義した８種類の空間ベクトルの中から４種類を選択してＰＷＭ制御すること、またデューティ演算の際には出力電流検出値の情報を用いることが記載され、さらに以下の制約条件が与えられている。
【００１６】
（１）入出力同時正弦波化
前提条件として、１制御周期あたり６個の双方向スイッチ（４種類の空間ベクトル）と出力電流検出値を用いて入出力波形を正弦波化する。
【００１７】
（２）線間電圧変動低減
線間電圧方向に見て、指令値との電圧差が最も大きい空間ベクトルは未選択（高調波・損失低減）とする。
【００１８】
（３）２相以上の同時スイッチング禁止
転流時は１相ごとに切り換えて、スイッチング回数を低減（損失低減）する。
【００１９】
（４）最大相⇔最小相間の転流禁止
常に中間相を介して転流することで、電圧変化を低減（高調波・損失低減）する。
【００２０】
（５）コモンモード電圧低減
常に中間相で構成された零ベクトルを利用する。
【００２１】
これらの条件を考慮すると、４種類のベクトル（ｖ１〜ｖ４）の選択パターンは、表２の２０種類に限られる。
【００２２】
【表２】
0005012311.tif 000003
【００２３】
また例えば図４で定義するところの入力セクターが１、出力セクターが１の場合について、スイッチング遷移図を描くと図５となる。制約条件（２）により、図５（ａ）の低電圧領域では、Ｚ（ＳＳＳ）が含まれる表２のセレクションパターン（ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ  ｐａｔｔｅｒｎ）１，６，１１，１６を選択し、図５（ｂ）の高電圧領域ではそれ以外のいずれかを選択する。
【００２４】
尚、例えば図５の「ＲＳＳ」はＵ相にＲ相、Ｖ相にＳ相、Ｗ相にＳ相を各々接続するスイッチングパターンを意味している。
【００２５】
続いて制約条件（３）により、スイッチング順序は図５の遷移図に従って、表２のｖ１→ｖ２→ｖ３→ｖ４あるいはｖ４→ｖ３→ｖ２→ｖ１の順序を更新周期毎に折り返してスイッチングする。
【００２６】
ただし、図５（ｂ）においてループを構成するパターン（Ｒ→ＹL→ＹM→ＸMとＲ→ＸL→ＸS→ＹS）は使用しない。これらは、見かけ上は４種類の空間ベクトルで３回のスイッチングを行っているが、実際に使用している双方向スイッチは５個となり、制約条件（１）を満たすための制御自由度が不足する。
【００２７】
また制約条件（４）では、入力電源電圧の中間相であるＳ相を介して切り替える。これは、図５及び表２に反映されている。
【００２８】
制約条件（５）についても、中間相であるＳ相による零ベクトル「ＳＳＳ」を用いるように制約する。以上から、スイッチング順序情報も含んだ表２を構成できる。
【００２９】
表２の２０種類の選択パターンから、最終的には１種類のパターンを選択してＰＷＭ制御を行うものであり、表２のパターンのいずれかが選択された場合は４つのベクトルｖ１〜ｖ４のデューティｄ１〜ｄ４も解が得られているものとする。
【非特許文献１】Ｙ．Ｔａｄａｎｏ，Ｓ．Ｕｒｕｓｈｉｂａｔａ，Ｍ．Ｎｏｍｕｒａ，Ｙ．Ｓａｔｏ，ａｎｄＭ．Ｉｓｈｉｄａ：“Ｄｉｒｅｃｔ  Ｓｐａｃｅ  Ｖｅｃｔｏｒ  ＰＷＭ  Ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ  ｆｏｒ  Ｔｈｒｅｅ−Ｐｈａｓｅ  ｔｏ  Ｔｈｒｅｅ−Ｐｈａｓｅ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ”，ＩＥＥＥ  Ｐｒｏｃ．  ｏｆ  ｔｈｅ  ４ｔｈ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＰＣＣ-Ｎａｇｏｙａ／Ｊａｐａｎ），Ａｐｒｉｌ，２００７，ＬＳ４-１-３、ｐｐ．１０６４  -１０７１（２００７）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３０】
通常、表２の例においては、ｖ１→ｖ２→ｖ３→ｖ４→（更新）→ｖ４→ｖ３→ｖ２→ｖ１→（更新）→ｖ１→…といったように、折り返しスイッチング順序でパルスを出力する。これは、三角波比較方式と同様の出力順序であり、どのような運転状態においてもそのパルス出力と更新が繰り返されるのが通例であり、ＰＷＭパルスの切り替わり時には１回のスイッチングが行われる。
【００３１】
しかしながら、空間ベクトル変調法においてセクターが移行する過渡時には、必ずしもスイッチング回数が１回とはならずに、３相同時に変化してしまう場合も存在する。三角波比較方式で言えば、３相電源電圧や３相出力電圧指令値などの瞬時値の大中小関係が切り替わる瞬間に相当する。
【００３２】
例えば、出力セクターが１のときに入力セクターが１→２に切り替わる瞬間に着目する。セクターモードは表１からｓｍ１→ｓｍ２に切り替わるので、セレクションパターン（以下、ｓｐと略称する）が１→１１に変化する事例を考える（表２の定義参照）。このときのスイッチングの状態を表３に示す。
【００３３】
【表３】
0005012311.tif 000004
【００３４】
通常は折り返しスイッチング法（…ｖ１→ｖ２→ｖ３→ｖ４→更新→ｖ４→ｖ３→ｖ２→ｖ１→更新→ｖ１…）を使用しているが、ｓｐ．１のｖ１でｓｐ．１１のｖ１にそのまま移行した場合、ＸS（ＳＴＴ）→ＹS（ＲＲＳ）となって、ＵＶＷ全相で同時にスイッチング変化を引き起こす。ｖ４で更新した場合は、ＸM（ＲＳＳ）→ＹM（ＳＳＴ）となって、２相スイッチング（スイッチング回数２回)変化を引き起こす。
【００３５】
このように全相が同時に変化するスイッチングモードは、入力電流や出力電圧・電流波形に過渡的な脈動などの悪影響を及ぼす可能性がある。また、スイッチング損失低減の観点からも好ましくない。
【００３６】
本発明は上記の問題点を解消するものでありその目的は、セクター移行過渡時のスイッチング回数を低減した交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３７】
上記課題を解決するための請求項１に記載の発明は、直接ＡＣ／ＡＣ変換方式による空間ベクトル変調で双方向スイッチをＰＷＭ制御する多相交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法であって、多相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態とし、出力電圧指令値ベクトルＶｏ＊が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をＸ軸、進んでいる単振動ベクトル軸をＹ軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルＸL、ＹLと、中間のベクトルＸM、ＹMと、最小のベクトルＸS、ＹSと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルＺと、セクター内に１つ存在する回転ベクトルＲを基本ベクトルとし、前記８種類のベクトルのうち、入力電流および／又は出力電圧の高調波を低減するための所定の条件を満たし、１制御周期あたり４つの空間ベクトルが配列されたスイッチングパターンを複数生成し、前記入、出力側空間ベクトルの空間を各々複数に区切って構成される、入力電流指令値ベクトル、出力電圧指令値ベクトルが各々存在する領域を入、出力セクターと定義し、前記入力セクター、出力セクターの状態に基づいて、スイッチング回数を低減させるためのスイッチングパターンを決定する処理を行い、該決定されたスイッチングパターンによって前記双方向スイッチをＰＷＭ制御することを特徴としている。
【００３８】
また請求項２に記載の発明は、請求項１において、前記スイッチングパターンを決定する処理は、前記入力セクターが移行する過渡時に、前記生成されたスイッチングパターンの一端に配置された空間ベクトルのタイミングでスイッチングパターンを更新するときは、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの他端に配置された空間ベクトルに移行し、前記スイッチングパターンの他端に配置された空間ベクトルのタイミングでスイッチングパターンを更新するときは、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの一端に配置された空間ベクトルに移行する更新時切替処理か、又は前記生成されたスイッチングパターンのいずれか一方の端部に配置された空間ベクトルから、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの前記と同一端部に配置された空間ベクトルに移行する通常更新処理の、いずれかスイッチング回数の少ない方の処理を行うことを特徴としている。
【００３９】
また請求項３に記載の発明は、請求項２において、前記スイッチングパターンを決定する処理は、スイッチングパターンを更新することによりスイッチング回数が３回となるモード時は、移行前のセクター状態を維持しながら、更新前のスイッチングパターンを折り返してＰＷＭ制御し、その後前記セクター維持を解除し、スイッチングを伴わない、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの端部に配置された空間ベクトルに移行する１制御周期遅延処理を行うことを特徴としている。
【００４０】
また請求項４に記載の発明は、請求項２又は３において、前記スイッチングパターンを決定する処理は、スイッチングパターンを更新することによりスイッチング回数が２回となるモード時に、前記請求項３に記載の１制御周期遅延処理を行うことを特徴としている。
【００４１】
また請求項５に記載の発明は、請求項１において、前記スイッチングパターンを決定する処理は、出力セクターが移行する過渡時に、スイッチングパターンを更新することによりスイッチング回数が３回となるモード時は、前記請求項２に記載の更新時切替処理を行うことを特徴としている。
【００４２】
また請求項６に記載の発明は、請求項５において、前記スイッチングパターンを決定する処理は、スイッチングパターンを更新することによりスイッチング回数が２回となるモード時も、前記請求項３に記載の１制御周期遅延処理を行うことを特徴としている。
【発明の効果】
【００４３】
（１）請求項１〜６に記載の発明によれば、４つの空間ベクトルの組み合わせから成る直接変換形の空間ベクトルを用いたスイッチングパターンによりＰＷＭ制御される交流−交流直接変換装置において、入力セクターが移行する過渡時（入力電流指令値ベクトルが存在するセクターが移行する瞬間、すなわち入力電源電圧Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の瞬時値の大中小関係が切り替わる瞬間）や、出力セクターが移行する過渡時（出力電圧指令値ベクトルが存在するセクターが移行する瞬間、すなわち出力電圧Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の指令値の大中小関係が切り替わる瞬間）に、スイッチング回数を低減することができる。これによってスイッチング損失を低減することができる。
（２）また請求項２に記載の発明によれば、入力セクターが移行する過渡時に更新時切替処理又は通常更新処理を行うことにより、当該過渡時のスイッチング回数を低減することができる。
（３）また請求項３に記載の発明によれば、１制御周期遅延処理を行うことにより、スイッチング回数が３回となる移行パターンを完全になくすことができ、スイッチング回数を低減することができるとともに、３相同時スイッチングによる電流・電圧の脈動成分を低減することができる。
（４）また請求項４に記載の発明によれば、１制御周期遅延処理を行うことにより、入力セクターが移行する過渡時に、さらにスイッチング回数を低減することができる。
（５）また請求項５に記載の発明によれば、出力セクターが移行する過渡時に更新時切替処理を行うことにより、スイッチグ回数が３回となる移行パターンを完全になくすことができ、スイッチング回数を低減することができるとともに、３相同時スイッチングによる電流・電圧の脈動成分を低減することができる。
（６）また請求項６に記載の発明によれば、１制御周期遅延処理を行うことにより、入力セクターが移行する過渡時に、さらにスイッチング回数を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４４】
以下、交流−交流直接変換装置は、前記双方向スイッチをＰＷＭ制御するマトリックスコンバータとして、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。
【００４５】
本発明では、前記図４のように定義される入力セクター、出力セクターと、それらの組み合わせから定義した表１のセクターモードとに基づいて、セクター移行過渡時のスイッチング回数を低減させるためのスイッチングパターンを決定し、スイッチングパターンの配列順序を切り替えるように構成した。
【００４６】
前記４種類の空間ベクトルを用いる方式では、１制御周期内のＰＷＭパルスを４つで構成しているため、表２の更新タイミングのベクトルｖ１（スイッチングパターンの一端に配置されたベクトル）およびｖ４（スイッチングパターンの他端に配置されたベクトル）に着目すればよい。
【００４７】
そこでまず、表２のｖ１とｖ４の組み合わせから、表４に示すようにオーダーグループ（ｏｒｄｅｒ  ｇｒｏｕｐ：以下ｏｇと略称する）を設定し、そのｏｇ変化時の移行パターン最適化を考えていく。
【００４８】
【表４】
0005012311.tif 000005
【００４９】
ｏｇは表４のとおり８グループ存在し、セクターモードｓｍ１ではｏｇ１〜４、ｓｍ２ではｏｇ５〜８が発生する。
【００５０】
すなわち、セクターモードｓｍ１における、ｖ１がＸS、ｖ４がＸMであるスイッチングパターンをｏｇ１とし、ｖ１がＸS、ｖ４がＹLであるスイッチングパターンをｏｇ２とし、ｖ１がＹS、ｖ４がＹMであるスイッチングパターンをｏｇ３とし、ｖ１がＸL、ｖ４がＹMであるスイッチングパターンをｏｇ４としている。
【００５１】
またセクターモードｓｍ２における、ｖ１がＹS、ｖ４がＹMであるスイッチングパターンをｏｇ５とし、ｖ１がＹS、ｖ４がＸLであるスイッチングパターンをｏｇ６とし、ｖ１がＸS、ｖ４がＸMであるスイッチングパターンをｏｇ７とし、ｖ１がＹL、ｖ４がＸMであるスイッチングパターンをｏｇ８としている。
【００５２】
（実施例１）
本実施例では、入力セクターが移行する瞬間の最適化手法を提案する。まず、入力セクターが変化する際にどのような移行パターンが考えられるかを抽出すると、表５のとおり分類される。
【００５３】
【表５】
0005012311.tif 000006
【００５４】
表５において、セクターモードｓｍとｏｇに変化がない場合でもパターンが変化する場合がある。例えば入力セクター１２→１に移行する瞬間で出力セクター１のときにセレクションパターンが１→２に入力セクターと同時に変化する場合などは、セクターモードとオーダーグループに変化がないが、入力セクターとセレクションパターンは変化している。したがって、ｓｍ１→ｓｍ１でｏｇ１→ｏｇ１が表５に含まれている。
【００５５】
まず、表５の分類に従って、入力セクターが移行する瞬間に３相全相が同時にスイッチングしてしまうモードを回避する移行パターンを考える。ここでは入力セクターが１２→１、出力セクターが１でセレクションパターンが１→２に移行する瞬間の一例についてのみ説明する。この例では、ｓｍ１→ｓｍ１、ｏｇ１→ｏｇ１で、ｖ１はＸS、ｖ４はＸMで、移行前も移行後も共通のモードとなる。
【００５６】
＜変化前＞  ｖ１：ＸS＝ＴＳＳ，ｖ４：ＸM＝ＲＴＴ
＜変化後＞  ｖ１：ＸS＝ＳＴＴ，ｖ４：ＸM＝ＲＳＳ
通常の折り返しスイッチング法（通常更新処理）を用いると、ｖ１更新時はＴＳＳ→ＳＴＴで３相全相画スイッチングする。ｖ４更新時はＲＴＴ→ＲＳＳで、２相がスイッチングする。
【００５７】
ここで、セクターモード変化、オーダーグループ変化、および入力セクターの変化を検出した場合は、ｖ１更新時にｖ１→ｖ４、ｖ４更新時にｖ４→ｖ１とするように順序を入れ替える（更新時切替処理）。その結果、ｖ１更新時はＴＳＳ→ＲＳＳ，ｖ４更新時はＲＴＴ→ＳＴＴとなり、どちらの場合も１相スイッチング（スイッチング回数が１回）で、通常の折り返しスイッチング法よりも低減できる。
【００５８】
他の場合も同様にして最適移行パターンを考えると、表６のようにまとめることができる。
【００５９】
【表６】
0005012311.tif 000007
【００６０】
尚、表６および以下の表７〜表１０中の()内の数字は移行時にスイッチングを伴う相数を示している。
【００６１】
表６中のｖ１更新時にｖ１→ｖ１、ｖ４更新時にｖ４→ｖ４（通常更新処理）としているのは、前記更新時切替処理を行うよりもスイッチング回数が少なくてすむパターンであるため通常更新処理としているものである。したがって表６によれば、すべての移行パターンで全相スイッチングを防止することはできないが、多くの場合でスイッチング回数を２回もしくは１回に低減できることが分かる。
【００６２】
（実施例２）
実施例１の中で、全相：３回スイッチングを伴う移行パターンが存在するが、この移行パターンは入力や出力電流の過渡的な脈動の原因となり、スイッチング損失の面からも好ましくない。そこで、３相同時にスイッチングするモードだけは禁止し、１制御周期の間はセクター情報やスイッチングパターンをラッチして、１制御周期後の異なるタイミングでパターンを更新する（１制御周期遅延処理）。表７はそのときの移行パターンを示している。
【００６３】
【表７】
0005012311.tif 000008
【００６４】
表７で×印が付いた箇所は３相全相スイッチングするモードであるので禁止している。例えば、ｓｍ１→ｓｍ１でｏｇ１→ｏｇ２，且つｖ１更新時は禁止モードとなるので、このときはセクター移行せずに、１つ前のセクター状態を維持しながら通常の折り返しパターンｖ１→ｖ１を行う（同一段セレクションパターンのｖ１→ｖ１に移行する）。そしてそのセレクションパターンのｖ１→ｖ２→ｖ３→ｖ４をスイッチングし、１制御周期の時間だけ遅れて発生するｖ４→ｖ４のタイミングでセクター情報のラッチを解除し、ｖ４更新パターンにおいて移行を完了する。
【００６５】
本実施例によれば、入力セクター変化時、実施例１の効果に加えて、３相全相同時スイッチングするモードを回避することができる。
【００６６】
（実施例３）
実施例１，２で発生する２相同時スイッチングするモードについても前記ラッチ処理（１制御周期遅延処理）により禁止する。表８は、そのときのスイッチング移行パターン表である。
【００６７】
【表８】
0005012311.tif 000009
【００６８】
表８で×印が付いた箇所は２相以上スイッチング（スイッチング回数が２回以上）するモードであるので、このとき前記実施例２と同様に１制御周期遅延処理を行う。表８において、一部、どうしても２回のスイッチングを伴う移行パターンが存在するが、ほとんどの箇所については、表６、７（実施例１，２）に比べてスイッチング回数を１回以下に低減することができる。
【００６９】
（実施例４）
実施例１〜３は、入力セクターが移行する際の最適化パターンであるが、本実施例は出力セクターが移行する際の移行パターンについて考える。考え方は実施例１と同様で、３相全相が同時にスイッチングすることのないように、前記更新時切替処理、すなわちｖ１→ｖ４、又はｖ４→ｖ１のように順序の入れ替えを行う。
【００７０】
出力セクターについては、入力電源側と異なり逆相方向も考えられる。例えばモータ負荷の場合は正転時と逆転時が存在するので、それぞれの場合を考える必要がある。本実施例では、セクターが一つずつ変化する場合を考慮して、移行パターンを表９のように定義する。
【００７１】
【表９】
0005012311.tif 000010
【００７２】
本実施例によれば、出力セクター移行時の全相同時スイッチングを完全に防止することができる。
【００７３】
（実施例５）
実施例４で、２相同時スイッチングもできる限り防止するために、本実施例では実施例２，３と同様に１制御周期分のラッチ処理（１制御周期遅延処理）を用いる。表１０はそのときのスイッチング移行パターンである。
【００７４】
【表１０】
0005012311.tif 000011
【００７５】
本実施例によれば、一部で２相同時スイッチングモードが残るものの、表９の移行パターンに比べて、できる限り１相以下のスイッチングに低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７６】
【図１】本発明が適用される交流−交流直接変換装置の基本構成図。
【図２】空間ベクトルを表し、（ａ）は入力側空間ベクトル図、（ｂ）は出力側空間ベクトル図。
【図３】１つの出力セクターにおける空間ベクトルの状態図。
【図４】空間ベクトルの入力側セクターと出力側セクターの定義例の説明図。
【図５】本発明の実施形態例における制約条件を満たすスイッチングパターンのスイッチング遷移図。
【符号の説明】
【００７７】
１…三相交流電源、２…入力フィルタ部、３…半導体電力変換部、４…負荷。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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