(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数変換器と、中心周波数２ｆ０の帯域通過フィルタと、２分周器とを直列接続したものを１段の基本構成として、前記基本構成を(Ｎ−１)段(Ｎ：２以上の整数)直列接続し、前記第１段目の周波数変換器における第１の入力端子及び前記第１段目から第(Ｎ−１)段目の周波数変換器における第２の入力端子に接続されてそれぞれに設けられた発振周波数ｆ０の発振器を備えたことを特徴とする高周波発振源。
【請求項２】
周波数変換器と帯域通過フィルタとを直列接続したものを１段の基本構成として、前記基本構成を(Ｎ−１)段(Ｎ：２以上の整数)直列接続し、前記第１段目の周波数変換器における第１の入力端子及び前記第１段目から第(Ｎ−１)段目の周波数変換器における第２の入力端子に接続されてそれぞれに設けられた発振周波数ｆ０の発振器を備え、前記帯域通過フィルタは、Ｋ(Ｋ：１からＮ−１までの整数)段目において中心周波数が(Ｋ＋１)・ｆ０であることを特徴とする高周波発振源。
【請求項３】
第(Ｎ−１)段目の周波数変換器の出力端子に接続されたＮ分周器をさらに備えたことを特徴とする請求項２に記載の高周波発振源。
【請求項４】
第(Ｎ−１)段目の発振器を電圧制御発振器とし、入力端子がＮ分周器又は帯域通過フィルタの出力端子と接続され、出力端子が低域通過フィルタを介して前記電圧制御発振器の制御端子と接続された位相比較器と、前記位相比較器に接続された基準信号源とをさらに備えたことを特徴とする請求項２又は３に記載の高周波発振源。
【請求項５】
周波数変換器と、前記周波数変換器の第１の入力端子に接続される発振周波数ｆ０の発振器と、前記周波数変換器の出力端子と接続される中心周波数２ｆ０の帯域通過フィルタと、前記帯域通過フィルタと接続された２分周器と、入力端子が前記２分周器の出力端子と接続され、出力端子が前記周波数変換器の第２の入力端子に接続された注入同期発振器とを備えたことを特徴とする高周波発振源。
【請求項６】
発振器を第２の注入同期発振器とし、前記第２の注入同期発振器の入力端子に２分周器の出力端子を接続したことを特徴とする請求項５に記載の高周波発振源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えばマイクロ波帯やミリ波帯の高周波信号を発振する低位相雑音の高周波発振源に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の高周波発振源として、信号源の出力波が等分配され、分配された一方がディレイラインで一定の遅延時間を与えられ、さらに移相器を通過した後、これら等分配された２波が再び周波数変換器でミキシングされることで、低位相雑音発信源を実現する高周波発振源があった(例えば下記特許文献１参照)。
【０００３】
動作原理は、分配された２信号のうち、ディレイラインで遅延された信号は移相器で位相を変化させられる。移相器で変化させられた信号はミクサで元の信号とミキシングされ、出力される。このとき、元の信号と移相器で出力された信号の位相が、同位相となるように移相器の位相変化量を決定する。これにより、遅延時間の整数倍の周期を持つ周波数の位相ノイズ成分が相殺される。
【０００４】
【特許文献１】特開平５−３２７４１５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来の高周波発振源では、遅延時間の整数倍の周期を持つ周波数の位相ノイズ成分が相殺されることから、信号の周波数近傍の位相雑音を低減したい場合には、非常に長いディレイラインが必要となる。このため回路のサイズが非常に大きくなるという課題があった。
【０００６】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、長いディレイラインを用いることなく、信号波の位相雑音を低減することができる高周波発振源を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明は、周波数変換器と、中心周波数２ｆ０の帯域通過フィルタと、２分周器とを直列接続したものを１段の基本構成として、前記基本構成を(Ｎ−１)段(Ｎ：２以上の整数)直列接続し、前記第１段目の周波数変換器における第１の入力端子及び前記第１段目から第(Ｎ−１)段目の周波数変換器における第２の入力端子に接続されてそれぞれに設けられた発振周波数ｆ０の発振器を備えたことを特徴とする高周波発振源、等である。
【発明の効果】
【０００８】
この発明によれば、発振器と周波数変換器と分周器とを多段に接続したことで、その段数に応じて、発振器単体の場合と比べて、出力波の低位相雑音化を図ることができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下この発明を、各実施の形態に従って説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による高周波発振源の構成を示すブロック図である。図１に示すように、実施の形態１による高周波発振源は、周波数変換器２と帯域通過フィルタ３と２分周器４と、周波数変換器２の第２の入力端子に接続された(第１の)発振器１とを１ユニットとして、該ユニットを複数段接続し、１ユニット目の周波数変換器２における第１の入力端子にも(第２の)発振器１ａを接続した構成を有する。なお、直列接続された周波数変換器２、帯域通過フィルタ３、２分周器４が基本構成を構成する。
【００１０】
ここでは、周波数変換器２と帯域通過フィルタ３と２分周器４と、周波数変換器の第２の入力端子に接続された発振器１とで構成されるユニットを(Ｎ−１)(Ｎは２以上の整数)段接続し、１ユニット目の周波数変換器２における第１の入力端子にも発振器１ａを接続する。発振器１，１ａの位相雑音はすべて同程度を想定している。帯域通過フィルタ３は、チップキャパシタ及びチップインダクタによるフィルタや、パターン線路によるフィルタ等からなる。
【００１１】
次に動作について説明する。発振器１ａから出力される周波数ｆ０のマイクロ波は、最初の周波数変換器２で、別の発振器１からの出力波とミキシングされ、周波数２ｆ０の出力波として、帯域通過フィルタ３に入力される。帯域通過フィルタ３では周波数２ｆ０の成分のみが濾波され通過し、２分周器４に入力される。２分周器４では、入力されたマイクロ波は周波数が半分のｆ0となり次段の周波数変換器２に入力される。
【００１２】
ここで、上記１段あたりの動作において、位相雑音低減の効果について説明する。発振器１における、ある離調周波数での雑音電圧密度をＶｎ［Ｖ／Ｈｚ］、これに対応する位相雑音をＰＮ［ｄＢｃ／Ｈｚ］とする。周波数変換器２では、位相雑音はインコヒーレントに加算されるため電力加算となり、周波数２ｆ０の出力波の位相雑音は(ＰＮ＋３)［ｄＢｃ／Ｈｚ］となる。この出力波が２分周器４で分周される時は、コヒーレント動作であり電圧加算となり、位相雑音は６ｄＢ低減し(ＰＮ‐３)［ｄＢｃ／Ｈｚ］となる。結果として、元の発振器１の位相雑音と比較して位相雑音が３ｄＢ低減する。
【００１３】
雑音電圧密度Ｖｎを用いて、ミキシング及び分周後の雑音電圧密度Ｖと、位相雑音の低減分△ＰＮを表すと次式となる。
【００１４】
Ｖ＝{√(Ｖｎ２＋Ｖｎ２)}／２              (１)
ΔＰＮ＝２０・ｌｏｇ(Ｖ／Ｖｎ)            (２)
【００１５】
次段では、位相雑音が(ＰＮ―３)［ｄＢｃ／Ｈｚ］及びＰＮ［ｄＢｃ／Ｈｚ］のマイクロ波のミキシングの出力を２分周するので、分周後の位相雑音はさらに低減する。上述の動作を各段で繰り返すことにより、第ｋ段目の２分周器４における出力波の雑音電圧密度Ｖｋ及び位相雑音の低減分ΔＰＮは次式となる。
【００１６】
Ｖｋ＝{√(Ｖｋ−１２＋Ｖｎ２)}／２        (３)
ΔＰＮ＝２０・ｌｏｇ(Ｖｋ／Ｖｎ)          (４)
【００１７】
ただし、式(３)において、ｋ＝１の時Ｖｋ−１＝Ｖ０＝Ｖｎである。式(３)(４)より、出力波の位相雑音は、発振器１ａの位相雑音より約４.７７ｄＢ低減した値に漸近する。
【００１８】
図２に、発振器１の個数Ｎと位相雑音低減の効果の関係を表す。
【００１９】
以上のように、この実施の形態１によれば、周波数変換器２と帯域通過フィルタ３と２分周器４と、周波数変換器２の第２の入力端子に接続された発振器１とを１ユニットとして、該ユニットを複数段接続し、１ユニット目の周波数変換器２における第１の入力端子にも発振器１ａが接続した構成とすることで、各段の周波数変換器２において位相雑音ＰＮが電力加算される一方、分周動作は電圧加算であるため、元の発振器１ａより位相雑音を低減した周波数ｆ０の出力波が得られ、高周波信号源の低位相雑音化を図ることができる。また、最終段の２分周器４を通さずに出力波を取り出すことで、位相雑音を低減した周波数２ｆ０の出力波を得ることもできる。
【００２０】
実施の形態２．
図３は、この発明の実施の形態２による高周波発振源の構成を示すブロック図である。図３において、図１と同一又はそれに相当する構成要素には同一符号を付し、その説明を省略する。図３に示すように、実施の形態２による高周波発振源では、上記実施の形態１で各段に配置されていた２分周器４がなく、最終段の帯域通過フィルタ３の出力にＮ分周器５を接続している。なお、直列接続された周波数変換器２と帯域通過フィルタ３が基本構成を構成する。
【００２１】
次に動作について説明する。発振器１ａから出力される周波数ｆ０のマイクロ波は、最初の周波数変換器２で、別のマイクロ波の発振器１からの出力波とミキシングされ、周波数２ｆ０の出力波となり、帯域通過フィルタ３を通過して、次段の周波数変換器２に入力される。次段の周波数変換器２でも、別のマイクロ波の発振器１からの出力とミキシングされ周波数３ｆ０の出力となる。これを(Ｎ−１)段、繰り返すことで出力波の周波数はＮ・ｆ０となる。この時の位相雑音は、各段の発振器１の位相雑音がインコヒーレントに加算されるため電力加算となり、(ＰＮ＋１０ＬｏｇＮ)［ｄＢｃ／Ｈｚ］となる。雑音電圧密度ＶＮを用いると、ｍ個の発振器１の多段接続による出力波の雑音電圧密度Ｖｍ及び位相雑音の低減分ΔＰＮは次式となる。
【００２２】
Ｖｍ＝{√(ｍ・Ｖｎ２)}／ｍ                (５)
ΔＰＮ＝２０・ｌｏｇ(Ｖｍ／Ｖｎ)          (６)
【００２３】
図４に、発振器１の個数Ｎと位相雑音低減の効果の関係を表す。
【００２４】
以上のように、この実施の形態２によれば、周波数変換器２と帯域通過フィルタ３と、周波数変換器２の第２の入力端子に接続された発振器１とを１ユニットとして、該ユニットを複数段接続し、１ユニット目の周波数変換器２における第１の入力端子にも発振器１ａが接続され、Ｎ−１ユニット目の帯域通過フィルタ３における出力端子にＮ分周器５を接続した構成とすることで、各段の周波数変換器２において位相雑音ＰＮが電力加算される一方、最終段のＮ分周では電圧加算であるため、元の発振器１ａより位相雑音を低減した周波数ｆ０の出力波が得られ、高周波信号源の低位相雑音化を図ることができる。
【００２５】
また、最終段のＮ分周器を通さずに出力波を取り出すことで、位相雑音を低減した周波数Ｎ・ｆ０の出力波を得ることもできる。さらに、最終段のＮ分周器の分周数を変えることで、周波数(Ｎ／Ｍ)・ｆ０(Ｍ：整数)の出力波を得ることもできる。
【００２６】
実施の形態３．
図５は、この発明の実施の形態３による高周波発振源の構成を示すブロック図である。図５において、図３と同一又はそれに相当する構成要素には同一符号を付しており、その説明を省略する。図５に示すように、実施の形態３では実施の形態２による高周波発振源において、最終段(最終ユニット)の発振器１を電圧制御発振器６ａに置き換え、位相比較器６ｂと、基準信号源６ｃと、低域通過フィルタ６ｄとを組合せて、位相同期発振器６とした構成である。電圧制御発振器６ａは、共振回路に可変リアクタンス素子を用いており、外部から制御端子に印加される制御電圧によって、自励発振周波数を可変できる発振器である。可変リアクタンス素子は、バラクタダイオードを用いた可変容量素子等からなる。
【００２７】
各段の発振器１をＰＬＬ(フェーズ・ロック・ループ)などの周波数安定度を高める構成としていない場合、実施の形態２の構成では、最終段の出力波の周波数安定度は低い。位相同期発振器６を備えることで、周波数安定度が高くなり、また、キャリア近傍の位相雑音を基準信号源６ｃと同じレベルまで低減することができる。基準信号源６ｃには水晶発振器など周波数安定度が非常に優れた素子を使用することができるため、位相同期発振器６の周波数安定度を非常に高くすることができる。
【００２８】
実施の形態４．
図６は、この発明の実施の形態４による高周波発振源の構成を示すブロック図である。図６に示すように、実施の形態４による高周波発振源は、上記実施の形態１から３までの構成と異なり、発振器１と周波数変換器２と帯域通過フィルタ３とで構成されるユニットを多段にせず、１段で構成する。ただし、ユニット内の発振器の代わりに、注入同期発振器７を使用し、該注入同期発振器７の入力端子と２分周器４の出力とを接続する。
【００２９】
次に動作について説明する。注入同期発振器７から出力される周波数ｆ０のマイクロ波は、周波数変換器２でマイクロ波の発振器１からの出力波とミキシングされ、周波数２ｆ０の出力波となり、帯域通過フィルタ３を通過して、２分周器４に入力される。２分周器４では、入力されたマイクロ波は周波数が半分のｆ0となる。
【００３０】
このとき、周波数変換器２では、位相雑音はインコヒーレントに加算されるため電力加算となり、周波数２ｆ０の出力波の位相雑音は(ＰＮ＋３)［ｄＢｃ／Ｈｚ］となる。この出力波が２分周器４で分周される時は、コヒーレント動作であり電圧加算となり、位相雑音は６ｄＢ低減し(ＰＮ―３)［ｄＢｃ／Ｈｚ］となる。結果として、元の発振器１の位相雑音と比較して位相雑音が３ｄＢ低減する。
【００３１】
この出力波の一部を注入同期発振器７への入力として注入する。注入同期発振器７の位相雑音は注入される入力波の位相雑音に近づくという性質があるため、注入同期発振器７の出力波の位相雑音が改善する。この位相雑音が改善された出力が周波数変換器２で発振器１の出力波とミキシングされ、帯域通過フィルタ３を通過して、２分周器４で再び分周されることでさらに位相雑音が改善する。これらを繰り返すことで、実施の形態１と同様の効果が得られ、出力波の位相雑音は、発振器１の位相雑音より約４.７７ｄＢ低減した値に漸近する。 
【００３２】
以上のように、この実施の形態４によれば、注入同期発振器７を使用することで、発振器１、周波数変換器２、帯域通過フィルタ３を多段にすることなく、１段の構成で、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
【００３３】
実施の形態５．
図７は、この発明の実施の形態５による高周波発振源の構成を示すブロック図である。図７に示すように、実施の形態５による高周波発振源では、上記実施の形態４において、発振器１をさらに(第２の)注入同期発振器７ａに置換えた構成である。
【００３４】
次に動作について説明する。注入同期発振器７ａから出力される周波数ｆ０のマイクロ波は、周波数変換器２で、別の注入同期発振器７からの出力波とミキシングされ、周波数２ｆ０の出力となり、帯域通過フィルタ３を通過して、２分周器４に入力される。２分周器４では、入力されたマイクロ波は周波数が半分のｆ0となる。
【００３５】
このとき、周波数変換器２では、位相雑音はインコヒーレントに加算されるため電力加算となり、周波数２ｆ０の出力波の位相雑音は(ＰＮ＋３)［ｄＢｃ／Ｈｚ］となる。この出力波が２分周器４で分周される時は、コヒーレント動作であり電圧加算となり、位相雑音は６ｄＢ低減し(ＰＮ―３)［ｄＢｃ／Ｈｚ］となる。結果として、元の発振器１の位相雑音と比較して位相雑音が３ｄＢ低減する。
【００３６】
この出力波の一部をそれぞれの注入同期発振器７に注入する。注入同期発振器７は注入される入力波の位相雑音に近づくという性質があるため、注入同期発振器７の出力波の位相雑音が改善する。この位相雑音が改善された出力波が周波数変換器２に再び注入され、ミキシングされ、２分周器４で分周されることで、さらに位相雑音が改善する。これらを繰り返すことで、２分周器４の出力の位相雑音は改善され、最終的に非常に低位相雑音の出力波が得られる。
【００３７】
なお、この発明は上記各実施の形態に限定されるものではなく、これらの可能な組合せを含むことは云うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】この発明の実施の形態１による高周波発振源の構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１における発振器の個数と位相雑音低減の効果の関係を表すグラフである。
【図３】この発明の実施の形態２による高周波発振源の構成を示すブロック図である。
【図４】実施の形態２における発振器の個数と位相雑音低減の効果の関係を表すグラフである。
【図５】この発明の実施の形態３による高周波発振源の構成を示すブロック図である。
【図６】この発明の実施の形態４による高周波発振源の構成を示すブロック図である。
【図７】この発明の実施の形態５による高周波発振源の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００３９】
１，１ａ  発振器、２  周波数変換器、３  帯域通過フィルタ、４  ２分周器、５  Ｎ分周器、６  位相同期発振器、６ａ  電圧制御発振器、６ｂ  位相比較器、６ｃ  基準信号源、６ｄ  低域通過フィルタ、７，７ａ  注入同期発振器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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