(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一定時間の送信間隔で生成される送信窓を用いて送信装置から送信される１ｎｓ以下の超短パルス波を用いデータを含まない同期用パルス列とデータを含むデータパルス列とを有するフレームを送信装置から送信してノンコヒーレントでデータを伝送するウルトラワイドバンド通信方式に用いる受信装置であって、受信信号の周波数変換を行い受信信号よりも低い周波数の中間信号を出力する伸長器と、中間信号のうち目的とする超短パルス波に相当する中間信号を選択して通過させるフィルタと、フィルタを通過した中間信号から目的とするパルスを検波する検波器と、目的とするパルスの識別および位置識別を行い信号パルスを出力するパルス検出器と、パルス検出器から出力された信号パルスによりデータのビット値を取り出すビット判定部とを備え、伸長器は、受信信号とは異なる一定周波数の局発信号を出力する発振器と、受信信号と局発信号とを乗算するミキサとを有し、中間信号が目的とする超短パルス波と同じ帯域幅を持ちかつフィルタの通過帯域の上限が目的とする超短パルス波の下限の周波数よりも低くなるように周波数変換を行い、かつ、受信信号の周波数変換を行う期間である受信期間のタイミングと受信期間の時間幅とがパルス検出器から出力される期間制御信号により調節可能であって、パルス検出器は、同期用パルス列が発生している期間では、検波器から出力されたパルスから同期用パルス列の受信タイミングを検出するサーチモードで動作し、サーチモードでは受信期間を設ける時間間隔を毎回変化させ、同期用パルス列に含まれる超短パルス波がいずれかの受信期間に検出されると、受信期間の時間間隔を送信窓が生成される時間間隔と一致する時間間隔に切り換えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記パルス検出器は、前記サーチモードで検出した同期用パルス列の受信タイミングに基づいてデータパルス列から信号パルスを抽出するデータモードを有し、前記伸長器は、少なくともパルス検出器がデータモードで動作する期間では、データパルス列の受信タイミングに同期する受信期間ごとに前記伸長器を間欠的に動作させることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
前記発振器は、出力する局発信号の局発周波数が前記パルス検出器からの周波数制御信号により調節可能であることを特徴とする請求項１または請求項２記載の受信装置。
【請求項４】
前記フィルタは、通過帯域が前記パルス検出器からの帯域制御信号により調節可能であることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項５】
前記伸長器は、中間信号を増幅する第１の増幅器を備え、第１の増幅器の増幅率は前記パルス検出器からの第１の増幅率制御信号により調節可能であることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項６】
前記伸長器は、前記発振器から出力する局発信号を増幅する第２の増幅器を備え、第２の増幅器の増幅率は前記パルス検出器からの第２の増幅率制御信号により調節可能であることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項７】
前記送信装置が規定の複数回ずつ連続して同じビット値を表す超短パルス波を送信する場合に対応する受信装置であって、前記検波器と前記パルス検出器との間に前記複数回の期間において中間信号を積算する積分器を備え、パルス検出器は、積分器によりビット値毎に積分された中間信号を用いて信号パルスを出力することを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１ｎｓ以下の超短パルス波を用いたＵＷＢ通信方式における受信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、各種センサの検出情報やスイッチの操作情報などを無線通信で伝送するために、ウルトラワイドバンド（Ultra Wide Band；以下、「ＵＷＢ」と略称する）通信方式を採用することが提案されている。ＵＷＢ通信方式は、使用する周波数がＧＨｚ帯（３．１〜１０．６ＧＨｚ）であり、帯域幅が通信する中心周波数の２５％以上または５００ＭＨｚ以上となることが規定されている。
【０００３】
ＵＷＢ通信方式では、１ｎｓ以下の超短パルス波を利用するのが一般的である。したがって、無線通信に際しては無線信号を放射する時間がきわめて短くなり、連続的に搬送波を放射する従来の通信方式に比較すると、消費電力を大幅に低減することができるという利点を有している。しかも、超短パルスを利用してデータを伝送しており、データ伝送時の占有時間が微小であるから、超短パルスの送信と同期するように受信を行うことによって、マルチパスの影響を受けにくくなり、また他の無線通信システムから発生する干渉も受けにくくなる。
【０００４】
ＵＷＢ通信方式を用いた無線通信における変調方式は種々提案されており、たとえば、ＰＰＭ（Pulse Position Modulation）、ＯＯＫ（On Off Keying），ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）などが採用されており、ガウシアンパルスを用いるＵＷＢ−ＩＲ（Ultra Wide Band−Impulse Radio）などが知られている。
【０００５】
ここで、ＯＯＫは、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）と同様に、パルスの有無によりデータの値を表している。したがって、ＯＯＫを用いると、データの値に位相情報を用いないノンコヒーレントでの通信が可能になる。
【０００６】
データ通信を行うには、送信装置から送信されたデータの基準位置を受信装置において検出しなければならない。つまり、送信装置と受信装置との間でデータの同期をとることが必要である。そのため、データを表すパルス列の前に送信装置から同期信号パターンを送信する期間を設け、受信装置で同期信号パターンを受信することにより、送信装置と受信装置とを同期させる技術が考えられている（たとえば、特許文献１参照）。
【０００７】
一方、ＵＷＢ−ＩＲを用いた構成例として、送信装置でＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調を行い、受信装置においてＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）復調を行う構成が提案されている（たとえば、特許文献２参照）。
【０００８】
特許文献２に記載の技術では、図６に示すように、受信装置において、アンテナ６で受信した受信信号をローノイズアンプ７′で増幅した後に、受信信号の搬送波にほぼ一致する周波数（特許文献２には約４ＧＨｚと記載されている）かつ位相がπ／２異なる２種類のクロック信号をクロック発生器１０とπ／２位相シフタ１１ａとを用いて生成し、受信信号が入力される２個のミキサ１１ｂ、１１ｃにそれぞれ位相の異なるクロック信号を入力することによって、同相成分のＩ信号と直交成分のＱ信号とを各ミキサ１１ｂ、１１ｃから取り出している。ミキサ１１ｂ、１１ｃの出力からはフィルタ２ａ，２ｂによって受信信号の搬送波が除去され、フィルタ２ａ，２ｂの出力として各位相ごとのガウシアンモノパルスが抽出される。
【特許文献１】特開２００６−９４１６９号公報
【特許文献２】特開２００７−７１８１９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところで、無線通信に用いる受信装置では、情報を伝送している目的の無線信号を他の無線信号（つまり、干渉波）と区別するために、目的の無線信号を抽出するフィルタを設けている。特許文献１に記載されたＵＷＢ通信方式での通信を行う受信装置においても、データの伝送に用いている目的の無線信号を抽出するためにパルス復調部にフィルタを設けている。
【００１０】
しかしながら、ＵＷＢ通信方式では受信装置で受信する周波数の中心周波数がＧＨｚ帯（たとえば、４ＧＨｚ）であり、しかもフィルタに要求される通過帯域の帯域幅が非常に広いものであるから、このようなフィルタの実現には困難を伴う。中心周波数が２ＧＨｚ程度以下であれば、移動体電話機や無線ＬＡＮにおいて採用されている高周波回路技術を転用することにより、能動素子を用いたアクティブ形のフィルタを構成することは比較的容易であるが、４ＧＨｚ程度ではアクティブ形のフィルタを構成することは困難である。
【００１１】
したがって、種々の干渉波の影響を除去しようとすれば、各干渉波に応じて複数種類の特性のフィルタを用意しておき、使用環境に存在する干渉波に適合するフィルタを選択する構成を採用することになり、コスト増につながる上に大型化するという問題が生じる。
【００１２】
また、特許文献２に記載の構成は、ＵＷＢ−ＩＲであって位相情報をデータの伝送に用いているから、送信装置においてデータを伝送するための搬送波が必要であり、送信装置の構成が複雑になりコスト増につながるという問題がある。
【００１３】
一方、受信装置では、データを伝送する搬送波と等しい周波数のクロック信号によりガウシアンモノパルスを抽出するから、フィルタ２ａ，２ｂは搬送波の周波数（もしくはクロック信号の周波数）を除去するローパスフィルタでよく、フィルタ２ａ，２ｂの設計は容易である。しかしながら、受信装置では、２個のミキサ１１ｂ，１１ｃを必要とし、しかも各ミキサ１１ｂ，１１ｃには位相の異なるクロック信号を入力しなければならないから、受信装置の構成が複雑になりコスト増につながるという問題がある。
【００１４】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、ウルトラワイドバンド通信方式で用いる超短パルス波を選択分離するフィルタを現状技術の転用で設計できるようにし、しかも位相を利用せずにデータを伝送することにより送信装置とともに簡単な回路構成で実現することを可能にした受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
請求項１の発明は、一定時間の送信間隔で生成される送信窓を用いて送信装置から送信される１ｎｓ以下の超短パルス波を用いデータを含まない同期用パルス列とデータを含むデータパルス列とを有するフレームを送信装置から送信してノンコヒーレントでデータを伝送するウルトラワイドバンド通信方式に用いる受信装置であって、受信信号の周波数変換を行い受信信号よりも低い周波数の中間信号を出力する伸長器と、中間信号のうち目的とする超短パルス波に相当する中間信号を選択して通過させるフィルタと、フィルタを通過した中間信号から目的とするパルスを検波する検波器と、目的とするパルスの識別および位置識別を行い信号パルスを出力するパルス検出器と、パルス検出器から出力された信号パルスによりデータのビット値を取り出すビット判定部とを備え、伸長器は、受信信号とは異なる一定周波数の局発信号を出力する発振器と、受信信号と局発信号とを乗算するミキサとを有し、中間信号が目的とする超短パルス波と同じ帯域幅を持ちかつフィルタの通過帯域の上限が目的とする超短パルス波の下限の周波数よりも低くなるように周波数変換を行い、かつ、受信信号の周波数変換を行う期間である受信期間のタイミングと受信期間の時間幅とがパルス検出器から出力される期間制御信号により調節可能であって、パルス検出器は、同期用パルス列が発生している期間では、検波器から出力されたパルスから同期用パルス列の受信タイミングを検出するサーチモードで動作し、サーチモードでは受信期間を設ける時間間隔を毎回変化させ、同期用パルス列に含まれる超短パルス波がいずれかの受信期間に検出されると、受信期間の時間間隔を送信窓が生成される時間間隔と一致する時間間隔に切り換えることを特徴とする。
【００１６】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、前記パルス検出器は、前記サーチモードで検出した同期用パルス列の受信タイミングに基づいてデータパルス列から信号パルスを抽出するデータモードを有し、前記伸長器は、少なくともパルス検出器がデータモードで動作する期間では、データパルス列の受信タイミングに同期する受信期間ごとに前記伸長器を間欠的に動作させることを特徴とする。
【００１７】
請求項３の発明では、請求項１または請求項２の発明において、前記発振器は、出力する局発信号の局発周波数が前記パルス検出器からの周波数制御信号により調節可能であることを特徴とする。
【００１８】
請求項４の発明では、請求項１ないし請求項３のいずれかの発明において、前記フィルタは、通過帯域が前記パルス検出器からの帯域制御信号により調節可能であることを特徴とする。
【００１９】
請求項５の発明では、請求項１ないし請求項４のいずれかの発明において、前記伸長器は、中間信号を増幅する第１の増幅器を備え、第１の増幅器の増幅率は前記パルス検出器からの第１の増幅率制御信号により調節可能であることを特徴とする。
【００２０】
請求項６の発明では、請求項１ないし請求項５のいずれかの発明において、前記伸長器は、前記発振器から出力する局発信号を増幅する第２の増幅器を備え、第２の増幅器の増幅率は前記パルス検出器からの第２の増幅率制御信号により調節可能であることを特徴とする。
【００２１】
請求項７の発明では、請求項１ないし請求項６のいずれかの発明において、前記送信装置が規定の複数回ずつ連続して同じビット値を表す超短パルス波を送信する場合に対応する受信装置であって、前記検波器と前記パルス検出器との間に前記複数回の期間において中間信号を積算する積分器を備え、パルス検出器は、積分器によりビット値毎に積分された中間信号を用いて信号パルスを出力することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
請求項１の発明の構成によれば、ノンコヒーレントでデータを伝送するから、目的とする超短パルス波は発振器から出力する局発信号の位相とは無関係であり、発振器とミキサとを２個ずつ設けて位相を検出する構成を採用する必要がなく、送信装置とともに簡単な回路構成で実現することができる。
【００２３】
また、伸長器を用いて受信信号の周波数よりも低い周波数の中間信号への周波数変換を行っており、しかも、中間信号が目的とする超短パルス波と同じ帯域幅を持ちかつフィルタの通過帯域の上限が目的とする超短パルス波の下限の周波数よりも低くなるように周波数変換を行うから、たとえば、受信信号の中心周波数が４ＧＨｚ程度であるとすれば、中間信号を２ＧＨｚ以下に変換することによって、移動体電話機や無線ＬＡＮに採用されている高周波回路技術を用いてフィルタを設計することが可能になり、能動素子を用いたアクティブ形のフィルタであっても容易に実現することができる。すなわち、フィルタの集積回路化も容易であって、フィルタの通過帯域の調整も高精度かつ容易に行うことが可能になる上に、低コスト化や小型化にもつながる。
【００２４】
フィルタの通過帯域の調整を高精度かつ容易に行うことが可能になることによって、目的の超短パルス波とは異なる周波数成分である干渉波や不要波を、フィルタの周波数特性の調整によって分離することが可能になり、干渉波や不要波の影響を受けにくい受信装置を構成することが可能になる。
【００２５】
さらに、フィルタの通過帯域の上限を目的とする超短パルス波の下限の周波数よりも低くしているから、発振器から出力される局発信号の周波数は受信信号の周波数に対して十分に大きい周波数差を持つことになり、受信信号と局発信号との位相関係とは無関係な中間信号を得ることができる。言い換えると、受信する超短パルス波の中心周波数と発振器から出力される局発信号の周波数との周波数差が小さいと、両者の位相関係によっては中間信号としての出力が得られにくい場合や、発振器から出力される局発信号を自己混合することで受信信号がなくても信号を検出してしまう場合があるが、周波数差を十分に大きくとっているから、位相関係にかかわりなく中間信号を取り出し、自己混合することがなく、結果的に超短パルス波に対応した信号パルスを正確に取り出すことができる。
加えて、サーチモードにおいて受信期間を設ける時間間隔を毎回変化させ、いずれかの受信期間において、同期用パルス列に含まれる超短パルス波が検出されると、受信期間の時間間隔を送信窓が生成される時間間隔と一致させるから、送信装置と受信装置とを同期させることができる。
【００２６】
請求項２の発明の構成によれば、同期用パルス列を用いて超短パルス波を受信するタイミングを決め、決めたタイミングで伸長器を間欠的に動作させるように受信期間を設定するから、送信装置から超短パルス波が送信されている期間のみを受信期間として伸長器による周波数変換を行うことにより、目的となる超短パルス波が送信されている期間以外に生じている干渉波や不要波を時間によって分離することができる。また、送信装置から送信するフレームに同期用パルス列とデータパルス列とを設けてあり、パルス検出器ではサーチモードとデータモードとを設けているから、サーチモードにおいて同期用パルス列により送信装置から超短パルス波が送信されるタイミングを検出し、その後のデータモードにおいて、データパルス列に対する受信期間を制御することができる。さらに、伸長器を間欠的に動作させているが、フィルタや検波器をアクティブ型の構成とする場合には、フィルタや検波器を伸長器の動作と同期させて間欠的に動作させれば、干渉波や不要波の分離性能が一層高くなる。
【００２７】
請求項３の発明の構成によれば、伸長器に設けた発振器から出力する局発信号の周波数をパルス検出器が制御するから、たとえば、干渉波や不要波を周波数変換した中間信号の周波数がフィルタの通過帯域から除外されるように局発信号の周波数を調整することにより、干渉波や不要波の影響を低減することができる。あるいはまた、パルス検出器において目的の超短パルス波に対応する中間信号の信号レベルが大きくなるように局発信号の周波数を調整することも可能である。
【００２８】
請求項４の発明の構成によれば、フィルタの通過帯域をパルス検出器が制御するから、たとえば、干渉波や不要波に対応する中間信号の周波数がフィルタの通過帯域から除外されるようにフィルタの通過帯域を調整することにより、干渉波や不要波の影響を低減することができる。あるいはまた、パルス検出器において目的の超短パルス波に対応する中間信号の信号レベルが大きくなるようにフィルタの通過帯域を調整することも可能である。
【００２９】
請求項５の発明の構成によれば、パルス伸長器から出力される中間信号の増幅率を調節可能としているから、飽和が生じたりＳＮＲが低下したりしないように中間信号の信号レベルを適正化し、信号パルスを精度よく抽出することを可能にする。言い換えると、目的とする超短パルス波と干渉波や不要波との信号レベルにレベル差がある場合に、増幅率を適正化することでレベル差を利用した両者の分離が容易になる。
【００３０】
請求項６の発明の構成によれば、ミキサに入力される局発信号の信号レベルを調節可能としているから、中間信号の信号レベルが調節可能であって、飽和が生じたりＳＮＲが低下したりしないように中間信号の信号レベルを適正化し、信号パルスを精度よく抽出することを可能にする。言い換えると、目的とする超短パルス波と干渉波や不要波との信号レベルにレベル差がある場合に、局発信号の信号レベルを適正化することでレベル差を利用した両者の分離が容易になる。
【００３１】
請求項７の発明の構成によれば、あらかじめ送信装置から同じビット値を複数回ずつ送信するようにし、受信装置では積分器を用いて同じビット値の信号を積算するから、目的とする超短パルス波と干渉波や不要波との信号レベルにレベル差がある場合に、積算によってレベル差をより大きくすることができ、目的とする超短パルス波と干渉波や不要波との分離が容易になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
（実施形態１）
本実施形態は、図１に示すように、送信装置Ｔｘから送信された無線信号を受信することにより得られた受信信号の周波数変換（ダウンコンバート）を行って中間信号を出力する伸長器１と、伸長器１から出力される中間信号に対して定められた周波数範囲を通過帯域とするフィルタ２と、フィルタ２を通過した中間信号からパルスを検波する検波器９と、パルスの識別および位置識別（後述する）を行い信号パルスを生成するパルス検出器３とからなるパルス抽出部５を備える。伸長器１は、受信信号の周波数ｆ１（周波数ｆ１は受信信号の中心周波数を表す）に対して十分に大きい（後述する）周波数差を有した周波数ｆ２の局発信号を出力する発振器１ａと、受信信号と局発信号とを混合するミキサ１ｂとを備える。ミキサ１ｂは、受信信号と局発信号とを乗算した中間信号を出力する。
【００３３】
パルス抽出部５の前段には、送信装置Ｔｘからの無線信号を受信するアンテナ６と、アンテナ６から出力された受信信号を増幅するローノイズアンプ（図示せず）などを備えるフロントエンド７とが設けられる。また、パルス抽出部５の後段には、パルス検出器３から出力される信号パルスにより送信装置から送信された無線信号のビット値を抽出するビット判定部４が設けられる。ビット判定部４の出力は、送信装置から受信したデータとして利用される。
【００３４】
上述のように、パルス抽出部５では、フロントエンド７から出力された受信信号をパルス検出器３に入力する前に、受信信号を伸長器１とフィルタ２と検波器９とに通している。伸長器１に設けた発振器１ａは、受信信号の周波数ｆ１に対して数百ＭＨｚ以上（たとえば１ＧＨｚ以上）の周波数差を有する局発信号を出力する。すなわち、中間信号が目的とする超短パルス波と同じ帯域幅を持ちかつフィルタ２の通過帯域の上限が目的とする超短パルス波の下限の周波数よりも低くなるように発振器１ａから出力する局発信号の周波数ｆ２が設定される。
【００３５】
いま、受信信号の周波数ｆ１に対して発振器１ｂから出力される局発信号の周波数ｆ２を低い周波数に設定しているものとする（ｆ１＞ｆ２）。局発信号の周波数ｆ２を受信信号の周波数ｆ１よりも低く設定しておくことにより、受信信号の周波数ｆ１よりも高く設定する場合に比較して発振器１ａの設計が容易になる。データの伝送をノンコヒーレントで行う場合は受信信号と局発信号との位相差は無関係であるから、周波数にのみ着目することで以下の関係が得られる。
ａ（ｔ）＝Ａ・sin（ω１・ｔ）
ｂ（ｔ）＝Ｂ・sin（ω２・ｔ）
ただし、ａ（ｔ）は受信信号、ｂ（ｔ）は局発信号、Ａ，Ｂはそれぞれ受信信号と局発信号との振幅、ω１＝２π・ｆ１、ω２＝２π・ｆ２である。受信信号と発振器１ａから出力される局発信号とを混合するミキサ１ｂは乗算器として機能するから、ミキサ１ｂの出力は、上２式を乗算した次式の関係になる。
ａ（ｔ）・ｂ（ｔ）＝Ａ・Ｂ・sin（ω１・ｔ）・sin（ω２・ｔ）
＝（ＡＢ／２）｛cos（ω１−ω２）ｔ−cos（ω１＋ω２）ｔ｝
すなわち、ミキサ１ｂの出力には、（ｆ１＋ｆ２）と（ｆ１−ｆ２）との周波数成分が含まれる。両周波数成分のうち低周波側である（ｆ１−ｆ２）を取り出すことにより、受信信号は周波数ｆ１から周波数ｆ２だけ低い周波数への周波数変換がなされたことになる。つまり、ミキサ１ｂの出力をフィルタ２に通し、周波数成分（ｆ１＋ｆ２）が通過しないようにフィルタ２の通過帯域特性を設定しておくことで、受信信号のダウンコンバートがなされる。
【００３６】
伸長器１を構成する発振器１ａから出力する局発信号の信号レベルとミキサ１ｂから出力される中間信号の信号レベルとの少なくとも一方は段階的または連続的に可変になっている。具体的には、発振器１ａから出力する局発信号を増幅する増幅器（第２の増幅器；図示せず）と、ミキサ１ｂから出力される中間信号を増幅する増幅器（第１の増幅器；図示せず）との少なくとも一方が設けられ、各増幅器の増幅率はパルス検出器３が出力する増幅率制御信号により個別に調節可能になっている。
【００３７】
上式から明らかなように、ミキサ１ｂに入力される局発信号の振幅Ｂを変化させることにより、ミキサ１ｂから出力される中間信号の信号レベルを変化させることができる。フィルタ２に入力する中間信号の信号レベルを調節可能にしていることにより、パルス抽出部５のダイナミックレンジの範囲内でＳＮＲを高めたり、飽和を防止したりすることが可能になる。その結果、目的とする超短パルス波と干渉波や不要波との信号レベルにレベル差がある場合に、増幅率を適正化することでレベル差を利用して両者を容易に分離できるようになる。たとえば、信号レベルに適宜の閾値を設定することにより、超短パルス波と干渉波や不要波とを分離することができる。
【００３８】
上述のようにダウンコンバートを行うことで、図２（ａ）に示すように、フィルタ２の通過帯域特性を受信信号の周波数ｆ１よりも引き下げることができる（受信信号の周波数ｆ１と局発信号の周波数ｆ２との周波数差の周波数（ｆ１−ｆ２）に引き下げることができる）。その結果、フィルタ２として受信信号の周波数ｆ１（ｆ１は単一の周波数ではなくフィルタ２の通過帯域に相当する帯域幅を有している）に比較して低い周波数のものを用いることができ、伸長器１を用いない場合よりもフィルタ２の通過帯域を大幅に引き下げることができる。たとえば、受信信号の中心周波数ｆ１を４ＧＨｚとし、局発信号の周波数ｆ２を２．６ＧＨｚとすれば、フィルタ２の通過帯域の中心周波数を１．４ＧＨｚとすることができる。
【００３９】
伸長器１に用いる発振器１ａから出力する局発信号は正弦波でなくてもよい。正弦波以外の局発信号を用いると、ミキサ１ｂの出力には受信信号と局発信号の高調波成分との周波数差の中間信号も得られる。いま、発振器１ａから出力される局発信号の基本周波数をｆ３とすると、受信信号の周波数ｆ１と局発信号の周波数ｆ３とに対して、図２（ｂ）のように、（ｆ１−ｆ３）と（ｆ１＋ｆ３）とのほか、（ｆ１−２ｆ３）、（ｆ１−３ｆ３）、（ｆ１−４ｆ３）、（ｆ１＋２ｆ３）、（ｆ１＋３ｆ３）などの中間信号が伸長器１から出力される。
【００４０】
このような中間信号から所望周波数の中間信号をフィルタ２で選択することにより、正弦波の局発信号を用いる場合と同様に受信信号をダウンコンバートした中間信号を抽出することができる。ここに、フィルタ２として通過帯域の中心周波数が（ｆ１−ｆ２）であるものを用い、伸長器１から出力される中間信号のうち周波数が（ｆ１−２ｆ３）である中間信号をフィルタ２により抽出するとすれば、ｆ３＝ｆ２／２であるから、正弦波の局発信号を用いる場合よりも発振器１ａの出力周波数を引き下げることができる。つまり、発振器１ａの設計や作製が容易になる。
【００４１】
現状の技術水準では、２ＧＨｚ以下であれば、移動体電話機や無線ＬＡＮなどに用いられている高周波回路技術および電子デバイスを用いてフィルタ２を構成することができるから、中心周波数が４ＧＨｚ以上であるフィルタ２を構成する場合よりも設計が容易になる。フィルタ２は、全体としては５００ＭＨｚ以上の広帯域のバンドパスフィルタと、特定の周波数帯を減衰させるノッチフィルタ（バンドエリミネートフィルタ）との組合せになる。したがって、共振回路に能動素子を組み合わせて構成される。
【００４２】
共振回路には、マイクロストリップ線路とセラミックフィルタとを用いる。中心周波数が４ＧＨｚ以上の中心周波数のフィルタを構成する場合には能動素子に個別素子を用いる必要があるが、本実施形態では、フィルタ２の通過帯域が２ＧＨｚ以下であるから、能動素子として演算増幅器のような集積回路を用いることが可能になり、フィルタ２の集積回路化が可能になる。
【００４３】
フィルタ２は、バンドバスフィルタとしての中心周波数および帯域幅とノッチフィルタとしての中心周波数および帯域幅とをパルス検出器３から与えられる帯域制御信号により調節可能とされている。すなわち、フィルタ２の通過帯域は帯域制御信号により調節可能になっている。この調節には、複数の特定の共振回路を設け、帯域制御信号によりいずれかの共振回路を選択することにより通過帯域を段階的に変化させる構成を採用することができる。あるいはまた、共振回路に可変容量ダイオードのような外部信号により静電容量を調節可能な電子デバイスを設けておき、周波数を連続的に変化させる構成を採用することもできる。
【００４４】
上述したように、フィルタ２の通過帯域をパルス検出器３が制御するから、干渉波や不要波に対応する中間信号の周波数がフィルタの通過帯域から除外されるようにフィルタ２の通過帯域を調整すれば、干渉波や不要波の影響を低減することができる。干渉波や不要波を除去するには、バンドパスフィルタの中心周波数および帯域幅を調節するだけではなく、ノッチフィルタとしての中心周波数および帯域幅を調節することによっても干渉波や不要波を除去することができる。帯域制御信号を用いてフィルタ２の通過帯域を調節することにより、パルス検出器３において目的の超短パルス波に対応する中間信号の信号レベルを相対的に大きくすることも可能である。
【００４５】
一方、送信装置Ｔｘから送信される無線信号は１ｎｓ以下の超短パルス波からなるが、各超短パルス波は、実際には、図３（ａ）のようなバースト波になる。また、超短パルス波は一定時間の送信間隔（たとえば、３０ｎｓ、５７ｎｓなどに設定される）で送信装置Ｔｘから送信される。バースト波の継続時間は２ｎｓ程度であり、バースト波の１周期は１ｎｓ以下（数百ｐｓ程度）になる。ＵＷＢ通信方式で用いる超短パルス波の周波数は、この周期の逆数を意味している。
【００４６】
送信装置Ｔｘではデータの値（ビット値）を区別するために位相情報を用いずに、図３（ｂ）のように、規定した一定時間のタイムスロットである送信窓Ｗｔにおける超短パルス波の有無をビット値として用いる。たとえば、送信窓Ｗｔに超短パルス波を入れたときのビット値を１とし、送信窓Ｗｔに超短パルス波を入れないときのビット値を０とする。このような動作により、位相情報を用いないノンコヒーレントの通信を行うことができる。
【００４７】
受信装置Ｒｘでは、図３（ｃ）のように、送信装置Ｔｘで設定した送信窓Ｗｔに対応した受信期間Ｐｒを設定する。送信装置Ｔｘで送信窓Ｗｔの信号の有無とビット値との関係を上述のように規定しているとすれば、設定した受信期間Ｐｒにおいて超短パルス波の無線信号を受信したときにビット値の１を出力し、受信しないときにビット値の０を出力することになる。この動作により、送信装置Ｔｘから送信されたデータを受信装置Ｒｘにおいて抽出することが可能になる。
【００４８】
受信装置Ｒｘにおける受信期間Ｐｒは、超短パルス波の１周期分以上の時間幅であればよく、受信期間Ｐｒの時間幅が大きくなるほど他の信号の干渉を受けやすくなるが、受信期間Ｐｒの時間幅が小さいほど送信装置Ｔｘと同期させる処理に時間を要することになる。したがって、受信装置Ｒｘにおいて設定する受信期間Ｐｒの時間幅は、超短パルス波の周期の２〜５倍程度に設定するのが望ましい。
【００４９】
フィルタ２は、中間信号を通過させ干渉波ないし不要波（以下、「干渉波」と呼ぶ）を通過させないように通過帯域が設定される。すなわち、受信期間Ｐｒにおいてのみ発振器１ａから局発信号を出力するように発振器１ａを制御すれば、受信期間Ｐｒではない期間において超短パルス波の周波数範囲内の干渉波を受信したとしても、伸長器１の出力はフィルタ２の通過帯域への周波数変換がなされないから、フィルタ２を通過することができず、フィルタ２の出力から干渉波を除去することができる。また、干渉波が受信期間Ｐｒにおいて受信され、しかも干渉波の周波数が目的とする超短パルス波の周波数範囲に含まれているときには、干渉波と目的とする超短パルス波とを区別することができないが、受信装置Ｒｘの使用環境において存在することが確認された干渉波の周波数成分を除去するようにフィルタ２の通過帯域を設定しておけば、この種の干渉波を除去することが可能である。
【００５０】
検波器９としては二乗検波器または絶対値回路が用いられる。すなわち、検波器９は中間信号の包絡線を取り出す包絡線検波を行う。したがって、超短パルス波の包絡線に相当するパルスが検波器９から出力される。
【００５１】
パルス検出器３は、検波器９から出力されるパルスの識別および位置識別を行うことにより目的とするパルス（以下では、目的とする超短パルス波を干渉波と区別するときには「目的波」と呼ぶ）を抽出し、抽出したパルスを信号パルスとして出力する。また、パルス検出器３は、上述した増幅率制御信号と帯域制御信号とを出力するほか、伸長器１を制御して受信期間Ｐｒを決定して期間制御信号を出力する機能を有し、さらに発振器１ａに周波数制御信号を与えて局発信号の周波数ｆ２を調節する機能を備える。
【００５２】
発振器１から出力される局発信号の周波数ｆ２を調節可能としていることにより、干渉波の中間信号がフィルタ２の通過帯域外になるように局発信号の周波数ｆ２を調節することが可能になる場合があり、このような調節によって干渉波を除去できる可能性が高くなる。つまり、干渉波の影響を低減することができる。また、パルス検出器３において目的波に対応する中間信号の信号レベルが大きくなるように局発信号の周波数ｆ２を調整することも可能である。周波数制御信号と上述した帯域制御信号とは連動させて制御するのが望ましい。とくに、干渉波を除去するためのノッチフィルタの中心周波数は、干渉波に関する中間信号と一致させる必要があるから、周波数制御信号と帯域制御信号とは連動させるのが望ましい。
【００５３】
ところで、上述の説明から明らかなように、パルス抽出部５では、干渉波を目的波から分離するために、受信期間Ｐｒを目的波に合わせて設定する技術と、干渉波の存在する周波数帯域を目的波から分離する技術と、干渉波と目的波との信号レベルのレベル差により干渉波を分離する技術とを併用する。つまり、パルス抽出部５において受信信号から目的波を抽出する時間を制限することにより目的波とは異なる時刻に発生している干渉波を除去し、かつ目的波と同時刻に発生している干渉波については周波数成分の相違や信号レベルのレベル差を利用して除去する。
【００５４】
パルス抽出部５においては干渉波を物理的に除去しているが、干渉波を完全に除去できるとは限らないから、パルス抽出部５からの出力をビット判定部４において論理的に判断し、パルス抽出部５で抽出されたビット値が正しくない場合には、当該データを破棄する。ビット値の正否は、送信装置Ｔｘから無線信号を伝送する際にデータの前にビット同期パルス列ＳＢ（図４参照）を挿入しておき、受信装置Ｒｘ（ビット判定部４）においてビット同期パルス列ＳＢを照合することにより確認すればよい。なお、ビット判定部４において、チェックサムのような符合誤りの検出技術を用いることによってもビット値の正否を確認することができる。データを破棄した後の処理は、再送要求などの周知の処理を行う。
【００５５】
以下では、パルス検出器３において受信期間Ｐｒを決定する機能について具体的に説明する。受信期間Ｐｒは、送信装置Ｔｘが目的波を発生するタイミングと、受信装置Ｒｘが発振器１ａから局発信号を発生させるタイミングとが一致するように決定される。両タイミングが一致する状態は、すなわち送信装置Ｔｘと受信装置Ｒｘとが同期して動作することに相当する。送信装置Ｔｘと受信装置Ｒｘとを同期させるために、送信装置Ｔｘから送出される無線信号の１フレームは、図４（ａ）のように、同期用パルス列ＳＹを含んでいる。また、上述したように、ビット判定部４で用いるビット同期パルス列ＳＢも含まれる。同期用パルス列ＳＹとビット同期パルス列ＳＢの後にデータパルス列ＤＴが送信される。一方、図４（ｂ）のように、受信装置Ｒｘ（パルス検出器３）は、同期用パルス列ＳＹを用いて送信装置Ｔｘに同期するように受信期間Ｐｒのタイミングを規定する。
【００５６】
同期用パルス列ＳＹは、データパルス列ＤＴと同様に超短パルス波を用いる。ただし、データ列では送信窓Ｗｔにおける超短パルス列の有無によってビット値を表しているが、同期用パルス列ＳＹでは、すべての送信窓Ｗｔに超短パルス列が存在するように一定周期で超短パルス列を発生させる。
【００５７】
同期用パルス列ＳＹが発生している期間では、パルス検出器３は、受信期間Ｐｒを設ける時間間隔を変化させるサーチモードで動作する。サーチモードでは、受信期間Ｐｒを設ける時間間隔を毎回変化させており（この時間間隔は送信窓Ｗｔが生成される時間間隔よりも短く設定される）、同期用パルス列ＳＹの個数と受信期間Ｐｒの時間間隔とを適宜に設定しておくことにより、同期用パルス列ＳＹを受信している期間内のいずれかの受信期間Ｐｒにおいて、同期用パルス列ＳＹに含まれる超短パルス波の周波数変換がなされ、フィルタ２から当該超短パルス波に対応する中間信号を得ることができ、検波器９からは同期用パルス列ＳＹに含まれる超短パルス波に相当するパルスが出力される。パルス検出器３は、検波器９から出力されたパルスの信号レベルを規定の閾値と比較する機能を有し、信号レベルが規定の閾値に達しない中間信号は干渉波として除外する。
【００５８】
同期用パルス列ＳＹが発生している期間内のいずれかの受信期間Ｐｒにおいて同期用パルス列ＳＹに含まれる超短パルス波が検出されると、パルス検出器３はデータモードに移行し、当該受信期間Ｐｒの後の受信期間Ｐｒの時間間隔を、送信装置Ｔｘにおいて送信窓Ｗｔが生成される時間間隔と一致する時間間隔に切り換える。この動作によって、送信装置Ｔｘと受信装置Ｒｘとを同期させることができる。データモードでは、受信期間Ｐｒごとの信号レベルを閾値と比較し、信号レベルと閾値との大小の関係を信号パルスとして出力する。たとえば、信号レベルが閾値以上であるときにビット値の１に対応する信号パルスを出力し、信号レベルが閾値より小さいときにビット値の０に対応する信号パルスを出力する。
【００５９】
すなわち、パルス検出器３は、サーチモードにより受信期間Ｐｒに一致するパルスの位置識別を行い（送信装置Ｔｘが送信窓Ｗｔを生成した時刻を識別し）、データモードにおいて当該位置におけるパルスの有無を識別する。
【００６０】
上述のように、パルス検出器３は、通常は受信期間Ｐｒの時間間隔を変化させるサーチモードで動作し、サーチモードにおけるいずれかの受信期間Ｐｒで超短パルス波を検出すると、送信装置Ｔｘから送出される無線信号の１フレームが終了するまでは（ビット判定部４からフレームの終了が通知されるまで、または信号パルスを生成しない状態が規定時間に達するまで）、受信期間Ｐｒを送信窓Ｗｔが生成される時間間隔に一致させるデータモードで動作する。サーチモードとデータモードとでは受信期間Ｐｒが異なるから、期間制御信号を伸長器１に与えることにより、受信期間Ｐｒのタイミングと受信期間Ｐｒの時間幅との少なくとも一方を制御する。
【００６１】
なお、送信装置Ｔｘと受信装置Ｒｘとには少なくとも時間間隔を計時する計時手段（図示せず）が設けられており、両者の計時手段は１フレームの伝送に要する時間内では誤差が無視できる精度を有している。なお、ノンコヒーレント方式のＵＷＢ通信ではパルス検出器３において目的波の抽出ができればよく、フィルタ２を通過した中間信号の全部を用いる必要がないから、中間信号の周波数には高い安定性は要求されない。したがって、発振器１ａから出力される局発信号の周波数ｆ２についても高い安定性は要求されず、このことからも設計が容易になる。
【００６２】
（実施形態２）
実施形態１では、送信装置Ｔｘから送信したデータパルス列ＤＴの受信を受信装置Ｒｘが失敗したときに、受信装置Ｒｘが送信装置Ｔｘに再送要求を行う例を示したが、本実施形態では、あらかじめ送信装置Ｔｘがデータパルス列ＤＴの同じビット値を複数回ずつ繰り返して送信し、一方、受信装置Ｒｘには、図５に示すように、検波器９から出力されるパルスを積算する積分器８を設ける構成を採用している。積分器８でパルスを積算する期間は、送信装置Ｔｘが同じビット値を表す超短パルス波の送信回数分の期間とする。
【００６３】
すなわち、積分器８は、データモードにおいて、フィルタ２の出力信号を積分する。この構成では、積分器８での積分回数を比較的多く（たとえば、１０回）とるとともに、パルス検出器３において積分器８の出力を適宜の閾値で２値化することにより、目的波に干渉波が重複しても重複した回数が少なければ、干渉波の影響を除去して目的波を抽出することが可能になる。積分器８はパルス検出器３により制御される。サーチモードでは積分器８による積分を行わない。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】実施形態１を示すブロック図である。
【図２】同上における周波数の関係を示す動作説明図である。
【図３】同上における送受信のタイミングを示す動作説明図である。
【図４】同上に用いる無線信号のフレームを示す動作説明図である。
【図５】実施形態２を示すブロック図である。
【図６】従来例を示す要部のブロック図である。
【符号の説明】
【００６５】
１  伸長器
１ａ  発振器
１ｂ  ミキサ
２  フィルタ
３  パルス検出器
４  ビット判定部
８  積分器
９  検波器
Ｒｘ  受信装置
Ｔｘ  送信装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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