(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
シャフトに作用するトルクの大きさに応じて磁気特性が変化する磁歪膜と、該磁歪膜の磁気特性の変化を検出する検出コイルとを備えた磁歪式トルクセンサにおいて、
前記検出コイルに流れる電流の向きを所定時間毎に反転可能な電流方向切替手段と、
前記電流方向切替手段による電流の反転タイミングに同期して前記検出コイルの検出信号を反転する反転手段とを備え、
前記電流方向切替手段によって前記検出コイルの一方から他方へ電流を流している時は、前記反転手段の入力信号に基づいて前記シャフトに作用するトルクを検出し、前記電流方向切替手段によって前記検出コイルの他方から一方へ電流を流している時は、前記反転手段の出力信号に基づいて前記シャフトに作用するトルクを検出し、
前記電流方向切替手段は、前記検出コイルの一方から他方へ電流を流す時間と、前記検出コイルの他方から一方へ電流を流す時間とのうち、いずれか一方の時間を他方の時間よりも長く設定することで前記シャフトに対しバイアス磁界を掛け、前記バイアス磁界の方向は、地磁気により前記シャフトに掛かる磁界の方向を低減するように設定されていることを特徴とする磁歪式トルクセンサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、磁歪式トルクセンサに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
車両の操舵装置の回転シャフトに作用するトルクを、磁気異方性を備えた磁歪膜およびコイルを用いて検出する磁歪式トルクセンサが知られている（例えば、特許文献１参照）。
この磁歪式トルクセンサは、一般に、スイッチング素子によって検出コイルへの通電・停止を繰り返し、通電時の検出コイルのアース間電圧をピーク又はボトムホールド回路によって保持し、このホールド回路の出力信号に基づいてシャフトに作用するトルクを検出している。
【特許文献１】特開２００５−３２１３１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、従来の磁歪式トルクセンサではホールド回路を用いており、一般に、その入力側には、入力信号に対する外乱を抑制して良好な検出特性を持たせるべく、抵抗やコンデンサをアース間に設けている。そのため、この抵抗やコンデンサによりホールド回路の入力側の検出電圧のレベルが低下してしまうという課題がある。
また、ホールド回路の出力側は、検出感度を維持するためにハイインピーダンス状態となっているため、出力信号が静電気や無線などの外乱の影響により変化し易いという課題がある。
【０００４】
そこで、この発明は、検出感度を低下させずに外乱の影響を抑制することができる磁歪式トルクセンサを提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記の課題を解決するために、請求項１に記載した発明は、シャフト（例えば、実施の形態における回転シャフト２）に作用するトルクの大きさに応じて磁気特性が変化する磁歪膜（例えば、実施の形態における第１磁歪膜３、第２磁歪膜４）と、該磁歪膜の磁気特性の変化を検出する検出コイル（例えば、実施の形態における第１検出コイル５、第２検出コイル６、第３検出コイル７及び第４検出コイル８）とを備えた磁歪式トルクセンサにおいて、前記検出コイルに流れる電流の向きを所定時間毎に反転可能な電流方向切替手段（例えば、実施の形態におけるブリッジ回路１１）と、前記電流方向切替手段による電流の反転タイミングに同期して前記検出コイルの検出信号を反転する反転手段（例えば、実施の形態における第１反転回路２３、第２反転回路２５）とを備え、前記電流方向切替手段によって前記検出コイルの一方から他方へ電流を流している時は、前記反転手段の入力信号に基づいて前記シャフトに作用するトルクを検出し、前記電流方向切替手段によって前記検出コイルの他方から一方へ電流を流している時は、前記反転手段の出力信号に基づいて前記シャフトに作用するトルクを検出し、前記電流方向切替手段は、前記検出コイルの一方から他方へ電流を流す時間と、前記検出コイルの他方から一方へ電流を流す時間とのうち、いずれか一方の時間を他方の時間よりも長く設定することで前記シャフトに対しバイアス磁界を掛け、前記バイアス磁界の方向は、地磁気により前記シャフトに掛かる磁界の方向を低減するように設定されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
請求項１に記載した発明によれば、電流方向切替手段によって他方から一方へ電流を流しているときに反転手段の出力信号に基づいてトルクを検出することで、電流方向切替手段でのスイッチングのオン・オフに関わらず、一定の電圧信号に基づいてトルクを検出することができるため、ホールド回路を省略することができ、したがって、検出信号の感度低下を防止することができる効果がある。
また、ホールド回路を用いた場合、出力側がハイインピーダンス状態となり外乱に対して脆弱であったが、検出コイルの出力をホールド回路を用いずに一定の電圧として出力することが可能となるため、出力側回路をハイインピーダンス化する必要がなく、したがって、出力信号に対する外乱の影響を抑制することができる効果がある。
【０００８】
また、検出コイルの一方から他方へ電流を流す時間と、検出コイルの他方から一方へ電流を流す時間とのうちいずれか一方の時間が他方の時間よりも長くなり、検出コイルに流れる電流に直流電流成分を重畳することができるため、常時、シャフトに対してバイアス磁界をかけることができる。したがって、地球上において地磁気の向きが異なる仕向け地、例えば北半球や南半球などに応じて、地磁気の影響よりも大きいバイアス磁界を作用させることができ、検出コイルで検出されるトルクの向きが地磁気の影響により反転することがなくなるため、より信頼性の高いトルク検出を行うことができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
次に、この発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。この実施の形態では、車両用の電動パワーステアリング装置に用いられる磁歪式トルクセンサを一例に説明する。なお、この実施の形態の電動パワーステアリング装置は、磁歪式トルクセンサの検出結果に基づいてモータ（図示せず）を駆動し、ステアリングに対して所定のトルクを付与する構成となっている。
【００１０】
図１は、操舵トルク検出用の磁歪式トルクセンサ１を示しており、この磁歪式トルクセンサ１は、図示しないハンドルに連結された回転シャフト２に第１磁歪膜３と第２磁歪膜４とを備え、これら第１磁歪膜３と第２磁歪膜４とが回転シャフト２の軸線方向に沿ってそれぞれ並んで配置されている。
【００１１】
第１磁歪膜３および第２磁歪膜４は、歪みに対して透磁率の変化が大きい素材からなる金属膜であり、回転シャフト２の外周にメッキ法等で形成したＮｉ−Ｆｅ系の合金膜からなる。
第１磁歪膜３は、磁気異方性を備えており、回転シャフト２の軸線に対して約４５度傾斜した方向にその磁化し易い方向が設定されている。一方、第２磁歪膜４は、第１磁歪膜３と同様に磁気異方性を備えており、その磁化し易い方向が、第１磁歪膜３の磁化し易い方向に対して９０度の方向に設定されている。
【００１２】
第１磁歪膜３および第２磁歪膜４は、それぞれの磁化し易い方向に沿って圧縮力および引っ張り力が作用すると、この圧縮力および引っ張り力に応じて透磁率が大きく増減する。回転シャフト２に右又は左回転のトルクが作用すると、第１磁歪膜３と第２磁歪膜４とのいずれか一方に磁化し易い方向に沿う圧縮力が作用し、一方、第１磁歪膜３と第２磁歪膜４とのいずれか他方に磁化し易い方向に沿う引っ張り力が作用することとなる。これにより、第１磁歪膜３と第２磁歪膜４とのいずれか一方の透磁率が増加し、いずれか他方の透磁率が減少することとなる。
【００１３】
第１磁歪膜３には、所定の隙間を有した状態で第１検出コイル５および第２検出コイル６が対向配置され、一方、第２磁歪膜４には、所定の隙間を有した状態で第３検出コイル７および第４検出コイル８が対向配置されている。そして、第１検出コイル５と第３検出コイル７とが直列接続され、第２検出コイル６と第４検出コイル８とが直列接続され、これら直列接続されたものが並列に接続されている。そして、このように接続された第１〜第４検出コイル５〜８によって検出部１０が構成されている。
【００１４】
第１〜第４検出コイル５〜８は、上述した第１磁歪膜３及び第２磁歪膜４の透磁率の変化を検出するものであり、第１磁歪膜３の透磁率が変化すると、第１磁歪膜３の磁化し易い方向に沿って配置された第１検出コイル５および第４検出コイル８のインダクタンスが増加又は減少し、第２磁歪膜４の透磁率が変化すると、第２磁歪膜４の磁化し易い方向に沿って配置された第２検出コイル６および第３検出コイル７のインダクタンスが増加又は減少する。
【００１５】
検出部１０は、ブリッジ回路１１を介して電源５Ｖに接続されている。ブリッジ回路１１はいわゆるＨブリッジとして機能するインバータであり、第１〜第４アームＱ１〜Ｑ４で構成されている。第１〜第４アームＱ１〜Ｑ４は、それぞれＦＥＴ等の第１〜第４スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４およびこれら第１〜第４スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のソースからドレーンに向けて順方向となるように接続された保護用のダイオードＤ１〜Ｄ４によりそれぞれ構成されている。ここで、第１〜第４スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、ノーマリーオフ型のＦＥＴであって、ゲートにＯＮ信号が入力されているときにソース−ドレーン間が導通状態となり、ＯＦＦ信号が入力されているときにソース−ドレーン間が絶縁状態に維持される。なお、この実施の形態では、電源電圧が５Ｖの場合を一例に説明しているが、電源電圧は５Ｖに限られるものではない。
【００１６】
ブリッジ回路１１は、第１アームＱ１および第３アームＱ３が直列接続され、第２アームＱ２および第４アームＱ４が直列接続され、これら直列接続されたもの同士が電源５Ｖとアースとの間に並列に接続されている。そして、この第１アームＱ１から第４アームＱ４を構成するスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、図示しない電子制御装置（ＥＣＵ）に接続され、この電子制御装置からの制御信号に基づいてそれぞれ第１アームＱ１から第４アームＱ４の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の開閉制御が行われる。
【００１７】
ここで、電子制御装置による第１アームＱ１から第４アームＱ４までの各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御は、第１アームＱ１及び第４アームＱ４のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の開閉が同時に行われ、第２アームＱ２及び第３アームＱ３のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の開閉が同時に行われる。そして、これら第１アームＱ１及び第４アームＱ４のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４が開制御されているときには、第２アームＱ２及び第３アームＱ３のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３が閉制御され、一方、第２アームＱ２及び第３アームＱ３のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３が開制御されているときには第１アームＱ１及び第４アームＱ４のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４が閉制御されるようになっている。第１アームＱ１と第３アームＱ３との間には、上述した検出部１０の一端側（Ａ点）が接続され、第２アームＱ２と第４アームＱ４との間には、検出部１０の他端側（Ｂ点）が接続されている。
【００１８】
すなわち、第１アームＱ１と第４アームＱ４との各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４が開制御され、第２アームＱ２と第３アームＱ３との各スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３が閉制御されているとき、電源のプラス側から流入する電流は、第１アームＱ１を介して検出部１０に流入し、検出部１０のＡ点で分流してそれぞれ第１検出コイル５及び第３検出コイル７が直列接続された経路Ｋ１と、第２検出コイル６及び第４検出コイル８が直列接続された経路Ｋ２とをそれぞれ流れた後に、検出部１０のＢ点で合流し、第４アームＱ４を介してアース（換言すれば、電源のマイナス）側に戻ることとなる。
【００１９】
また反対に、第１アームＱ１と第４アームＱ４との各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４が閉制御され、第２アームＱ２と第３アームＱ３との各スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３が開制御されているとき、電源のプラス側から流入する電流は、第２アームＱ２を介して検出部１０に流入し、検出部１０のＢ点で分流してそれぞれ経路Ｋ１と、経路Ｋ２とを流れた後に、Ａ点で合流し、第３アームＱ３を介してアース（換言すれば、電源のマイナス側）に戻る。
【００２０】
上述したブリッジ回路１１によって検出部１０への通電がなされているとき、検出部１０の第１検出コイル５および第３検出コイル７の間のＣ点と基準電位であるアースとの間で検出電圧ＶＳ１を得ることができる。また、第２検出コイル６及び第４検出コイル８の間のＤ点と基準電位であるアースとの間で検出電圧ＶＳ２を得ることができる。なお、基準電位はアース電位に限られるものではない。
【００２１】
図２は、上述した検出部１０から得られる検出電圧ＶＳ１と検出電圧ＶＳ２とをそれぞれ処理して回転シャフト２に作用するトルクを検出するための検出信号を得る波形成形回路２０を示している。波形成形回路２０は、その前段に検出電圧ＶＳ１が入力される第１バッファ２１と検出電圧ＶＳ２が入力される第２バッファ２２とを備え、これら第１バッファ２１と第２バッファ２２とにより、前述した検出部１０と波形成形回路２０とがそれぞれ回路的に切り離されて影響が及ばないようになっている。
【００２２】
第１バッファ２１には、検出電圧ＶＳ１を反転して出力する第１反転回路２３が接続されている。この第１反転回路２３は主にオペアンプ２４により構成されており、このオペアンプ２４の＋端子に第１抵抗Ｒ１を介して第１バッファ２１の出力端子が接続されている。つまり、オペアンプ２４の−端子には第１抵抗Ｒ１を介して検出電圧ＶＳ１が印加される。一方、オペアンプ２４の＋端子には電源５Ｖと基準電位との中間電圧として電源電圧である５Ｖを同等の抵抗値となる第２抵抗Ｒ２および第３抵抗Ｒ３によって分圧した電圧（例えば２．５Ｖ）が印加される。
【００２３】
さらに、オペアンプ２４の−端子と出力端子との間には第４抵抗Ｒ４が接続されている。第１抵抗Ｒ１と第４抵抗Ｒ４との抵抗値はおよそ１：１に設定されており、第１反転回路２３の増幅率は約１倍に設定されている。つまり、第１反転回路２３に入力された検出電圧ＶＳ１は、オペアンプ２４の＋端子に印加された中間電圧で反転されて反転電圧ＶＳ１Ｒとして出力される。
【００２４】
一方、第２バッファ２２から出力される検出電圧ＶＳ２は、第２反転回路２５に入力され、この第２反転回路２５によって、上述した第１反転回路２３で反転される検出電圧Ｖ１と同様に、検出電圧ＶＳ２が反転され、反転電圧ＶＳ２Ｒとして出力される。なお、この第２反転回路２５の回路構成は第１反転回路２３と同じ構成であるため、同一部分に同一符号を付してその説明を省略する。
【００２５】
第１反転回路２３の出力側には、電子制御装置によって切替制御がなされる第１切替回路２６が接続され、同様に、第２反転回路２５の出力側には、電子制御装置によって切替制御がなされる第２切替回路２７が接続されている。さらに、第１切替回路２６には第１バッファ２１の出力端子が接続され、第２切替回路２７には第２バッファ２２の出力端子が接続されている。
【００２６】
第１切替回路２６は、例えば単極双投タイプの半導体スイッチで構成され、波形成形回路２０の後段に対して、検出電圧ＶＳ１又は反転電圧ＶＳ１Ｒを選択的に出力可能に構成されている。第２切替回路２７も上記第１切替回路２６と同様の構成であり、例えば単極双投タイプの半導体スイッチで構成され、波形成形回路２０の後段の回路に対して、検出電圧ＶＳ２又は反転電圧ＶＳ２Ｒを選択的に出力可能に構成されている。
【００２７】
ここで、第１切替回路２６と第２切替回路２７との切替タイミングは電子制御装置により同期制御され、第１切替回路２６で検出電圧ＶＳ１が選択されている場合は、第２切替回路２７で検出電圧ＶＳ２が選択され、一方、第１切替回路２６で反転電圧ＶＳ１Ｒが選択されている場合は、第２切替回路２７で反転電圧ＶＳ２Ｒが選択される。
【００２８】
第１切替回路２６および第２切替回路２７はそれぞれ第３バッファ２８又は第４バッファ２９を介して差動増幅回路３０の２つの入力端子に接続されている。差動増幅回路３０は、各バッファ２８，２９を介して入力される検出電圧ＶＳ１と検出電圧ＶＳ２とを差動増幅を行うか、又は、反転電圧ＶＳ１Ｒと反転電圧ＶＳ２Ｒとの差動増幅を行い、この差動増幅した差動電圧ＶＴ３を電子制御装置に向けて出力する。
【００２９】
第３，４バッファ２８，２９からはそれぞれ第１切替回路２６で選択された検出電圧ＶＳ１又は反転電圧ＶＳ１Ｒが電圧ＶＴ１として差動増幅回路３０に向けて出力されるとともに、第二切替回路で選択された検出電圧ＶＳ２又は反転電圧ＶＳ２Ｒが電圧ＶＴ２として差動増幅回路３０に向けて出力される。また、差動増幅回路３０はオペアンプ３１と複数の抵抗Ｒ５〜Ｒ８からなる回路構成であり、その出力電圧である差動電圧ＶＴ３は、プラス端子側に抵抗を介して接続された電源により、前述した第１、第２反転回路２５の中間電圧と同様の直流電圧でバイアス（例えば２．５Ｖ程度）されている。なお、差動増幅回路３０のゲインは抵抗Ｒ５〜Ｒ８の抵抗値を変更することで増減可能であり、電子制御装置の入力条件等に応じたゲインに設定されている。
【００３０】
電子制御装置は、差動増幅回路３０から出力された差動電圧ＶＴ３に基づいて、モータの目標電流を設定し、この目標電流によってモータを駆動して補助操舵力を発生させ車両を転舵させる。
【００３１】
図３は、縦軸を電圧、横軸を入力トルクとした電圧ＶＴ１，ＶＴ２（図中、細線で示す）および差動電圧ＶＴ３（図中太線で示す）のグラフを示している。ここで、電圧ＶＴ１のグラフは、回転シャフト２への右（Ｒ）回転の入力トルクが大きくなるほどその電圧値が大きくなり、一方、回転シャフト２への左（Ｌ）回転の入力トルクが大きくなるほどその電圧値が小さくなる。また、電圧ＶＴ２のグラフは、上述した電圧ＶＴ１とはトルク０を基準に左右対称な特性となり、回転シャフト２への左（Ｌ）回転の入力トルクが大きくなるほどその電圧値が大きくなり、一方、回転シャフト２への右（Ｒ）回転の入力トルクが大きくなるほどその電圧値が小さくなる。
【００３２】
差動電圧ＶＴ３のグラフは、上述した電圧ＶＴ１，ＶＴ２を差動増幅回路３０で差動増幅したものであり、左（Ｌ）回転の入力トルクが大きくなるほどその電圧値が小さくなり、一方、右（Ｒ）回転の入力トルクが大きくなるほどその電圧値は大きくなる。そして、この差動電圧ＶＴ３のグラフは、電圧ＶＴ１，ＶＴ２のグラフよりもその傾斜角度が急なグラフとなる。すなわち、差動電圧ＶＴ３は、電圧ＶＴ１，ＶＴ２よりも入力トルクに対する電圧値の変化率が大きく、電圧ＶＴ１，ＶＴ２よりも感度が高いため、この作動電圧ＶＴ３を用いることで入力トルクをより正確に判断することができる。さらに、差動電圧ＶＴ３から、一の電圧値に応じた一の入力トルクが得られるため、基準電圧（例えば２．５Ｖ）と比較して差動電圧ＶＴ３の電圧値が大きいか小さいかを見れば入力トルクの方向（Ｌ又はＲ）が即座に判断できる。
【００３３】
次に、図４（ａ），（ｂ），（ｃ）の各グラフを参照しながら、上述したトルクセンサの電流波形及び電圧波形について説明する。なお、図４（ａ），（ｂ），（ｃ）で横軸はそれぞれのグラフに共通な時間軸である。また、図４（ａ），（ｂ），（ｃ）では、回転シャフト２に左（Ｌ）回転の入力トルクが作用している場合の一例を示している。
図４（ａ）は、上述した電子制御装置から出力される第１アームＱ１および第４アームＱ４の各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をＰＷＭ制御するための制御信号（以下、単にＱ１／Ｑ４信号と呼ぶ）と、第２アームＱ２および第３アームＱ３の各スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をＰＷＭ制御するための制御信号（以下、単にＱ２／Ｑ３信号と呼ぶ）とを示している。Ｑ１／Ｑ４信号とＱ２／Ｑ３信号とはそれぞれＯＮ・ＯＦＦ状態が反転している。そして、Ｑ１／Ｑ４信号は、そのデューティ比が０．５よりも所定のデューティ比だけ（例えば、０．０５程度）大きく設定されている。なお、Ｑ２／Ｑ３信号はＱ１／Ｑ４信号のＯＮ／ＯＦＦを反転したものであるため、デューティ比は０．５よりも所定のデューティ比だけ小さくなる。
【００３４】
上述した所定のデューティ比とは、第１〜第４検出コイル５〜８に流れる電流に対して、南半球と北半球との地磁気の影響を打ち消す方向の直流電流成分を重畳するためのデューティ比であり、この所定のデューティ比だけＰＷＭ制御のデューティ比を変化させて設定することで、検出されるトルクの正負判定が地磁気により逆転しないようになっている。
【００３５】
ここで、図４（ａ）では、０．５よりも所定のデューティ比だけＱ１／Ｑ４信号のデューティ比を大きく、且つ、Ｑ２／Ｑ３信号のディーティ比を小さく設定する場合を示しているが、例えば、北半球で、０．５よりも所定のデューティ比だけＱ１／Ｑ４信号のデューティ比を大きく、且つ、Ｑ２／Ｑ３信号のディーティ比を小さく設定して地磁気の影響が打ち消せる場合、南半球ではその逆となり、０．５よりも所定のデューティ比だけＱ１／Ｑ４信号のデューティ比を小さく、且つ、Ｑ２／Ｑ３信号のディーティ比を大きく設定することとなる。
【００３６】
このように、ディーティ比を０．５から所定のデューティ比だけずらして設定することで、ＰＷＭ制御によって交互に切り替わる、検出部１０のＡ点からＢ点へ流れる電流、およびＢ点からＡ点へ流れる電流の通電時間が各々同一ではなくなり、いずれか一方に偏るため、検出部１０のＡ点からＢ点、又は、Ｂ点からＡ点のいずれかの方向の電流に直流電流成分が重畳され、この直流電流成分によって回転シャフト２に地磁気の影響を打ち消す磁界を発生させることができる。
【００３７】
図４（ｂ）は、検出部１０のＡ点と基準電位（アース；０Ｖ）間の電圧波形（図４（ｂ）上段に実線で示す）と、検出電圧ＶＳ１の波形（図４（ｂ）中、一点鎖線で示す）と、検出電圧ＶＳ２の波形（図４（ｂ）中、破線で示す）と、ブリッジ回路１１から検出部１０に流入する全電流の波形（図４（ｂ）下段に実線で示す）とをそれぞれ示したものである。ここで、Ａ点−基準電位間の電圧は、Ｑ２／Ｑ３電圧のＯＮ・ＯＦＦタイミングと同期して、ＯＮ時に５Ｖ（Ｈｉ）、ＯＦＦ時に０Ｖ（Ｌｏ）になる。なお、検出部１０に流入する全電流の波形は検出部１０のＡ点からＢ点に向かう電流を正方向としている。
【００３８】
図１に示す方向に第１磁歪膜３、第２磁歪膜４のそれぞれの磁力線が通り易い方向が設定され、例えば、左回転の入力トルクが回転シャフト２に作用すると、第１検出コイル５と第４検出コイル８とのインダクタンスが相対的に小さくなり、第２検出コイル６と第３検出コイル７とのインダクタンスが相対的に大きくなる。検出電圧ＶＳ１は、電源電圧を第１検出コイル５と第３検出コイル７とで分圧した電圧となる。そして、第３検出コイル７の方が第１検出コイル５よりもインダクタンスが大きいため、検出電圧ＶＳ１は、電源電圧の中間電圧である２．５Ｖよりも高い電圧となる。
【００３９】
一方、検出電圧ＶＳ２は、第２検出コイル６のインダクタンスが相対的に大きくなり、第４検出コイル８のインダクタンスが相対的に小さくなるため、前述した検出電圧ＶＳ２は、検出電圧ＶＳ１が中間電圧である２．５Ｖを超える分と同じ電圧だけ、中間電圧よりも小さい電圧となる。そして、検出電圧ＶＳ１と検出電圧ＶＳ２とは、Ｑ１／Ｑ２信号がＯＮ又はＯＦＦされる毎にその電圧値が入れ替わる。
【００４０】
検出部１０に流入する全電流は、Ｑ１／Ｑ４信号がＯＮ時に徐々に上昇し、この全電流の上昇率はＯＮ直後が最も大きくなり時間が経過するに伴い徐々に低下する。一方、Ｑ１／Ｑ４信号がＯＦＦ時には、検出部１０に流入する全電流は徐々に減少し、この減少率は上述したＯＮ時の上昇率と同様に、ＯＦＦ直後が最も大きくなり時間が経過するに伴い徐々に低下する。そして、上述したようにＱ１／Ｑ４信号のＯＮ時間の方がＯＦＦ時間よりも長いことで、ＰＷＭ制御が行われている最中は、第１〜第４検出コイル５〜８に流れる電流値が０Ａよりも常に大きい状態となり、Ｑ１／Ｑ４信号のＯＮ時間とＱ２／Ｑ３信号のＯＮ時間との差分に対応した直流電流成分が第１〜第４検出コイル５〜８に常時重畳される。
【００４１】
図４（ｃ）は、検出部１０のＡ点−基準電位間の電圧波形（図４（ｃ）中、実線で示す）と、差動増幅回路３０に入力される電圧ＶＴ１の電圧波形およびＶＴ２の電圧波形を示したものである。電圧ＶＴ１は、Ｑ１／Ｑ２信号がＯＮ時に検出電圧ＶＳ１となり、ＯＦＦ時に反転電圧ＶＳ１Ｒとなるため、Ｑ１／Ｑ２信号のＯＮ・ＯＦＦに関わらず検出電圧ＶＳ１と同一の一定電圧の波形となる。また、電圧ＶＴ２は、Ｑ１／Ｑ２信号がＯＮ時に検出電圧ＶＳ２となり、ＯＦＦ時に反転電圧ＶＳ２Ｒとなるため、Ｑ１／Ｑ２信号のＯＮ・ＯＦＦに関わらず検出電圧ＶＳ２と同一の一定電圧の波形となる。なお、図４（ｃ）に示すＡ点−基準電位間の電圧波形は、上述した図４（ｂ）に示すＡ点−基準電位間の電圧波形と同一波形である。
【００４２】
したがって、上述の実施の形態によれば、ブリッジ回路１１によって検出部１０のＢ点側から電流を流しているときに反転回路の出力信号である検出電圧ＶＳ１Ｒ，ＶＳ２Ｒに基づいてトルクを検出することで、スイッチングのオン・オフに関わらず一定の電圧ＶＴ１，ＶＴ２に基づいて電圧ＶＴ３を求めてトルクを検出することができるため、従来用いていたホールド回路を省略することができ、この結果、検出部１０の検出信号における感度低下を防止することができる。
【００４３】
また、従来のホールド回路を用いた場合は出力側がハイインピーダンス状態となり外乱に対して脆弱であったが、ホールド回路に替えて、オペアンプ３１で構成された差動増幅回路３０とすることで出力側を低インピーダンス状態で維持することが可能となり、この結果、外乱の影響を抑制することができる。
【００４４】
さらに、検出部１０のＡ点側から電流を流す時間と、検出部１０のＢ点側から電流を流す時間とのうちいずれか一方の時間を他方の時間よりも長く設定しているため、常時第１〜第４検出コイル５〜８に流れる電流に直流電流成分を重畳することができ、この結果、常時、回転シャフト２に対してバイアス磁界をかけることができため、例えば、地球上における地磁気の向きが異なる北半球や南半球など、仕向け地に応じて、地磁気よりも大きいバイアス磁界を作用させることができるため、地磁気の影響により実際の入力トルクに対して検出された入力トルクの向きが反転することがなく、安定したトルク検出を行うことができる。
【００４５】
なお、この発明は上述した実施の形態に限られるものではなく、電動パワーステアリング装置以外に、例えば、ステアリング・バイ・ワイヤシステムの車両用ステアリング装置にも適用できる。ここで、ステアリング・バイ・ワイヤシステムとは、操舵手段と転舵機構とが機械的に分離されていて、操舵手段に作用する操舵トルクに応じて、転舵機構に設けられたステアリングモータを駆動して車両の転舵輪を転舵させる操舵システムであり、この操舵手段に作用する操舵トルクの検出にこの発明にかかる磁歪式トルクセンサを用いることができる。
【００４６】
また、上記実施の形態では電源電圧を５Ｖ、中間電圧を２．５Ｖに設定した場合について説明したが、電源電圧は５Ｖに限られるものではなく、中間電圧も２．５Ｖに限られるものではない。また、上述した操舵システム以外にも、シャフトに作用する回転方向のトルクを検出するトルクセンサとして利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の実施の形態における磁歪式トルクセンサの検出部およびブリッジ回路を示す回路構成図である。
【図２】本発明の実施の形態における波形成形回路を示す回路構成図である。
【図３】本発明の実施の形態における検出出力波形を示すグラフである。
【図４】本発明の実施の形態におけるグラフであって、（ａ）はブリッジ回路の制御信号のグラフ、（ｂ）は検出部の検出信号のグラフ、（ｃ）は差動僧服回路に入力される検出信号のグラフである。
【符号の説明】
【００４８】
２  回転シャフト（シャフト）
３  第１磁歪膜（磁歪膜）
４  第２磁歪膜（磁歪膜）
５  第１検出コイル（検出コイル）
６  第２検出コイル（検出コイル）
７  第３検出コイル（検出コイル）
８  第４検出コイル（検出コイル）
１１  ブリッジ回路（電流方向切替手段）
２３  第１反転回路（反転手段）
２５  第２反転回路（反転手段）
【図１】
0005009092.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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