(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
前段回路から入力される入力信号に応じた第１出力信号と、この第１出力信号と反転した関係にある第２出力信号とを出力する平衡出力回路であって、
コンデンサを有し、該コンデンサの充電電圧に応じた比較電圧を発生する比較電圧発生回路と、
前記入力信号に応じた電圧と前記比較電圧とが入力され、前記入力信号に応じた電圧を反転増幅して、前記第２出力信号を出力する反転増幅回路と、
前記第１出力信号と前記第２出力信号とに応じて、前記第２出力信号の直流電圧が、前記第１出力信号の直流電圧に等しくなるように、前記コンデンサを充電する充電回路とを備えており、
前記反転増幅回路は、
非反転入力端に前記コンデンサの第１端から前記比較電圧が印加される演算増幅器と、
前記入力信号の印加端と前記演算増幅器の反転入力端との間に接続された第１抵抗と、
前記演算増幅器の反転入力端と出力端との間に接続された第２抵抗と、
を含み、
前記充電回路は、前記第１出力信号と前記第２出力信号とを比較して、前記第２出力信号の直流電圧が、前記第１出力信号の直流電圧に等しくなるように、前記比較電圧を制御する制御増幅回路とを備え、
前記比較電圧は、前記コンデンサの第２端に印加される基準電圧に前記コンデンサの充電電圧を重畳した電圧であり、
前記入力信号は、前記基準電圧に直流オフセット電圧が重畳され得る信号であることを特徴とする、平衡出力回路。
【請求項２】
前記制御増幅回路は、前記第１出力信号と前記第２出力信号とが入力される増幅器と、該増幅器の増幅出力を前記コンデンサに供給する供給用スイッチ手段とを有することを特徴とする、請求項１に記載の平衡出力回路。
【請求項３】
前記コンデンサの電荷を放電するための放電用スイッチ手段を有し、該放電用スイッチ手段は前記比較電圧を決定するに先立って、前記コンデンサの電荷を放電することを特徴とする、請求項２に記載の平衡出力回路。
【請求項４】
前記放電用スイッチ手段によって、所定時間毎に或いは所定時間以内に前記コンデンサの電荷を放電して、前記比較電圧を再び決定することを特徴とする請求項３に記載の平衡出力回路。
【請求項５】
前記制御増幅回路は、前記比較電圧を決定するための所定時間の間のみ動作されることを特徴とする、請求項１に記載の平衡出力回路。
【請求項６】
前記制御増幅回路は、前記第１出力信号と前記第２出力信号とが入力される増幅器と、該増幅器の増幅出力を前記コンデンサに供給する供給用スイッチ手段とを有することを特徴とする、請求項５に記載の平衡出力回路。
【請求項７】
前記コンデンサの電荷を放電するための放電用スイッチ手段を有し、該放電用スイッチ手段は前記比較電圧を決定するに先立って、前記コンデンサの電荷を放電することを特徴とする、請求項６に記載の平衡出力回路。
【請求項８】
前記入力信号を増幅して、前記第１出力信号を発生する入力増幅回路を有することを特徴とする、請求項１に記載の平衡出力回路。
【請求項９】
信号を処理すると共に、基準電圧にオフセット電圧が重畳され得る直流電圧と信号成分とが合成されて出力される前段回路と、該前段回路の出力が入力信号として入力される請求項１〜８のいずれかに記載された平衡出力回路と、該平衡出力回路によって駆動される負荷回路を有することを特徴とする、電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、非反転出力と反転出力を平衡して出力する平衡出力回路及びそれを用いた携帯電話機などの電子機器に関する。
【背景技術】  携帯電話機などのベースバンド信号送信出力部やＢＴＬ（Ｂａｌａｎｃｅｄ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ  Ｌｅｓｓ）スピーカドライバなどでは、入力信号と同相の非反転出力と逆相の反転出力を平衡して出力する平衡出力回路が用いられる。
従来のオーディオ用電力増幅回路では、前段回路から結合用コンデンサを介した音声信号と、反転帰還信号とがＢＴＬ方式の増幅器に入力される。そのＢＴＬ方式増幅器では、その音声信号と反転帰還信号の差分に基準電圧を印加した増幅信号を、それぞれ２つのＢＴＬ出力端子からスピーカに出力する。このＢＴＬ方式増幅器における２つのＢＴＬ出力端子からそれぞれ出力された増幅信号の電圧差を、差動増幅回路で検出する。ミラー積分回路によって、その増幅信号の電圧差に含まれる直流成分電圧を抽出するとともに、基準電圧を中心にして当該直流成分電圧に反比例した反転帰還信号をＢＴＬ方式増幅器に帰還入力させる。これにより、ＢＴＬ方式増幅器のＢＴＬ出力端子に発生する直流オフセット電圧を抑制するようにしている（特許文献１；特開平１０−９３３６５号公報）。
この従来のものでは、前段回路からの音声信号を入力するために結合用コンデンサを必要としており、また反転及び非反転の２出力を持つＢＴＬ方式増幅器を必要としており、さらに、このＢＴＬ方式増幅器で発生する直流オフセット電圧を抑制するための差動増幅回路やエラー積分回路などを必要としている。したがって、直流オフセット電圧は抑制できるものの、そのための回路構成が複雑になり、また、このＢＴＬ方式増幅器が作り込まれるＩＣのコストアップを招くという問題がある。
音声信号などの入力信号の反転出力信号と非反転出力信号とを発生するとともに、反転出力信号と非反転出力信号間の直流オフセット電圧を、簡易な回路で確実にキャンセルできる平衡出力回路を提供することを目的とする。また、前段回路とともにその平衡出力回路を備えた、携帯電話機などの電子機器を提供することを目的とする。
【発明の開示】
本発明の平衡出力回路は、前段回路３０から入力される入力信号Ｖｉｎに応じた第１出力信号Ｖｏｕｔｐと、この第１出力信号と反転した関係にある第２出力信号Ｖｏｕｔｎとを出力する平衡出力回路であって、
コンデンサ１４を有し、該コンデンサの充電電圧に応じた比較電圧Ｖｃｏｍを発生する比較電圧発生回路と、
前記入力信号に応じた電圧と前記比較電圧とが入力され、入力信号に応じた電圧を反転増幅して、前記第２出力信号を出力する反転増幅回路と、
前記第１出力信号と前記第２出力信号とに応じて、前記第２出力信号の直流電圧が、前記第１出力信号の直流電圧に等しくなるように、前記コンデンサを充電する充電回路とを備えることを特徴とする。
また、前記充電回路は、前記第１出力信号と前記第２出力信号とを比較して、前記第２出力信号の直流電圧が、前記第１出力信号の直流電圧に等しくなるように、前記比較電圧を制御する制御増幅回路とを備えることを特徴とする。
また、その平衡出力回路において、前記比較電圧Ｖｃｏｍは基準電圧Ｖｒｅｆに前記コンデンサの充電電圧を重畳した電圧であり、
前記入力信号Ｖｉｎは、前記基準電圧Ｖｒｅｆに直流オフセット電圧Ｖｏｆｓが重畳され得る信号であることを特徴とする。
また、前記制御増幅回路は、前記比較電圧Ｖｃｏｍを決定するための所定時間Ｔ１の間のみ動作されることを特徴とする。
また、前記制御増幅回路は、前記第１出力信号と前記第２出力信号とが入力される増幅器１５と、該増幅器の増幅出力を前記コンデンサ１４に供給する供給用スイッチ手段１８とを有することを特徴とする。
また、前記コンデンサの電荷を放電するための放電用スイッチ手段１９を有し、該放電用スイッチ手段は前記比較電圧を決定するに先立って、前記コンデンサの電荷を放電することを特徴とする。
また、前記放電用スイッチ手段によって、所定時間毎に或いは所定時間以内に前記コンデンサの電荷を放電して、前記比較電圧を再び決定することを特徴とする
また、前記入力信号を増幅して、前記第１出力信号を発生する入力増幅回路２０を有することを特徴とする。
本発明の電子機器は、信号を処理すると共に、基準電圧Ｖｒｅｆにオフセット電圧Ｖｏｆｓが重畳され得る直流電圧と信号成分とが合成されて出力される前段回路３０と、該前段回路の出力が入力信号Ｖｉｎとして入力される平衡出力回路１０と、該平衡出力回路によって駆動される負荷回路５０を有することを特徴とする。
本発明によれば、反転増幅回路の比較電圧を制御増幅回路で制御することにより、反転出力信号と非反転出力信号間の直流オフセット電圧をキャンセルし、平衡出力を発生されることができる。
また、比較電圧は、コンデンサ及び反転増幅回路等の寄生容量や浮遊容量をも含めた、静電容量での充電電圧に応じて決まるから、オフセットキャンセルが確実に行える。また、コンデンサの容量を小さくできるから、本平衡出力回路が作り込まれるＩＣ（ＬＳＩ）のコストを低減することができる。
また、制御増幅回路は、交流信号が供給されていない、短時間Ｔ１に成分比較電圧Ｖｃｏｍを決定するように動作させればよいから、コンデンサの容量を小さくできる。
【図面の簡単な説明】  図１は、本発明の第１実施例の平衡出力回路及びそれを用いた電子機器の構成を示す図である。
図２は、本発明によるオフセットキャンセル動作を説明する図である。
図３は、本発明の第２の実施例を示す平衡出力回路１０Ａの構成を示す図である。
図４は、本発明の電子機器の実施例の構成を示す図である。
図５は、本発明の他の平衡出力回路の実施例を示す構成図である。
【発明を実施するための最良の形態】  以下、本発明の平衡出力回路及びそれを用いた携帯電話機などの電子機器の実施例について、図を参照して説明する。なお、本発明の平衡出力回路や前段回路等は、ＬＳＩに作り込まれるので、半導体装置と言い換えてもよい。
図１は、本発明の第１実施例に係る平衡出力回路及びそれを用いた携帯電話機などの電子機器の構成を示す図である。これらは、携帯電話機用のベースバンド信号送信出力部や、ＢＴＬスピーカドライバ等、非反転出力信号及び反転出力信号を平衡して出力する電気・電子装置に摘要できる。
図１において、前段回路３０は、音声信号などの交流信号を処理すると共に、直流電圧である基準電圧Ｖｒｅｆに交流信号である音声信号などが合成されて出力される。前段回路を構成する各種の回路要素の特性のバラツキなどにより、基準電圧Ｖｒｅｆに直流オフセット電圧Ｖｏｆｓが重畳されて出力されることもしばしば発生する。即ち、基準電圧Ｖｒｅｆ＋直流オフセット電圧Ｖｏｆｓ、の重畳直流電圧となる。この重畳直流電圧もしくは、この重畳直流電圧に交流信号が合成されて、次段の平衡出力回路１０に入力信号Ｖｉｎとして入力される。
本発明の平衡出力回路１０では、結合用コンデンサを介することなく、前段回路３０から入力信号が直接入力される。また、入力信号Ｖｉｎを第１出力信号Ｖｏｕｔｐとして、直接出力すると共に、入力信号Ｖｉｎを反転増幅回路を介して、第１出力信号Ｖｏｕｔｐと反転した関係にある第２出力信号Ｖｏｕｔｎを出力する。
したがって、結合用コンデンサが不要であり、且つ第２出力信号Ｖｏｕｔｎのみを生成すればよいから、基本的に簡易に構成できる。勿論、平衡出力回路であるから、非反転出力信号である第１出力信号Ｖｏｕｔｐと反転出力信号である第２出力信号Ｖｏｕｔｎ間の直流オフセット電圧をキャンセルして、平衡出力を発生させるように構成されている。
反転増幅回路は、２入力差動増幅器を用いた演算増幅器１１と、その反転入力端−に接続された入力抵抗１２と、その反転入力端−と出力端との間に接続された帰還抵抗１３とを含んで構成されている。勿論、その他に交流成分帰還用の回路構成等が設けられてもよいが、説明を簡単にするためにそれらは省略している。入力抵抗１２の抵抗値はＲ１であり、帰還抵抗１３の抵抗値はＲ２（＝ｎ×Ｒ１）である。この係数ｎは任意の大きさでよいが、係数ｎを１とする場合には第２出力信号Ｖｏｕｔｎの交流成分の大きさを、第１出力信号Ｖｏｕｔｐの交流成分の大きさと等しくできる。
演算増幅器１の非反転入力端＋には、基準電圧Ｖｒｅｆに、オフセットキャンセル電圧のための電荷が充電されるコンデンサ１４の充電電圧Ｖｃが重畳された、比較電圧Ｖｃｏｍが入力される。このコンデンサ１４を含んで比較電圧発生回路が構成されている。
この基準電圧Ｖｒｅｆはこの実施例において、前段回路３０における基準電圧Ｖｒｅｆと共通するものであり、これら平衡出力回路１０における電源電圧Ｖｄｄの半分の電圧であることがよい。即ち、Ｖｒｅｆ＝Ｖｄｄ×１／２。なお、電源電圧が、正負電源からなる場合には、基準電圧は、中間電位のグランド電位でよい。
制御増幅回路は、２入力差動増幅器用いた演算増幅器１５と、第１出力信号Ｖｏｕｔｐ点と演算増幅器１５の非反転入力端＋間に接続された第１スイッチ１６と、第２出力信号Ｖｏｕｔｎ点と演算増幅器１５の反転入力端−間に接続された第２スイッチ１７と、演算増幅器１５の出力端とコンデンサ１４からの比較電圧Ｖｃｏｍ点間に接続された第３スイッチ１８とを含んでいる。
これら第１〜第３スイッチ１６〜１８は、ＭＯＳトランジスタなどのトランジスタによって構成されることがよく、オフセットキャンセル信号φ１によってオンあるいはオフ状態に制御される。この例では、第１〜第３スイッチ１６〜１８は、オフセットキャンセル信号φ１が高（Ｈ）レベルの時にオンする。
送信回路４０は、例えば、第１出力信号Ｖｏｕｔｐと第２出力信号Ｖｏｕｔｎ間の平衡出力により駆動される、携帯電話機用のベースバンド信号送信出力部のものである。この送信回路に代えて、ＢＴＬスピーカドライバ等により駆動されるスピーカなどの、平衡出力が供給されるものでもよい。
前段回路３０から平衡出力回路１０に入力される入力信号Ｖｉｎに、直流オフセット電圧Ｖｏｆｓが含まれてなく基準電圧Ｖｒｅｆだけが平衡出力回路１０に入力される場合には、第１出力信号Ｖｏｕｔｐの直流電圧は基準電圧Ｖｒｅｆである。一方、コンデンサ１４の電圧Ｖｃが最初は零であるとすると、比較電圧Ｖｃｏｍは基準電圧Ｖｒｅｆに等しいから、演算増幅器１１の出力端の電圧、即ち第２出力信号Ｖｏｕｔｎの直流電圧はやはり基準電圧Ｖｒｅｆである。
この場合、制御増幅回路の演算増幅器１５を動作させてたとしても、この状態に変化は現れない。したがって、反転出力信号である第２出力信号Ｖｏｕｔｎと非反転出力信号である第１出力信号Ｖｏｕｔｐ間の直流オフセット電圧は零であり、平衡出力を発生させることができる。
さて、前段回路３０から平衡出力回路１０に入力される入力信号Ｖｉｎの直流電圧に直流オフセット電圧Ｖｏｆｓが含まれて基準電圧Ｖｒｅｆに重畳されて平衡出力回路１０に入力される場合を想定する。この場合には、本発明によるオフセットキャンセル動作が行われる。この場合の動作を、図２を参照して説明する。
平衡出力回路１０に、基準電圧Ｖｒｅｆに直流オフセット電圧Ｖｏｆｓが重畳して入力されると、その直流電圧が第１出力信号Ｖｏｕｔｐとして出力される。
図２の時点ｔ１までの期間Ｔ０は、オフセットキャンセル信号φ１は低（Ｌ）レベルにあり、第１〜第３スイッチ１６〜１８がオフしている。この状態の時、比較電圧Ｖｃｏｍは基準電圧Ｖｒｅｆであり、演算増幅器１１において入力信号Ｖｉｎが帰還増幅される結果、第２出力信号Ｖｏｕｔｎは基準電圧Ｖｒｅｆから直流オフセット電圧Ｖｏｆｓをｎ倍した電圧だけ低い電圧になっている。Ｖｏｕｔｎ＝Ｖｒｅｆ−ｎ×Ｖｏｆｓ。
時点ｔ１において、オフセットキャンセル信号φ１がＨレベルになると、第１〜第３スイッチ１６〜１８がオンし、演算増幅器１５の出力によってコンデンサ１４が充電されていく。基準電圧Ｖｒｅｆにコンデンサ１４の充電電圧が加算された比較電圧Ｖｃｏｍは、直流入力電圧Ｖｒｅｆ＋Ｖｏｆｓに等しくなるように変化する。比較電圧Ｖｃｏｍが直流入力電圧に等しくなると、第２出力信号Ｖｏｕｔｎは第１出力信号Ｖｏｕｔｐに等しくなる。即ち、反転増幅回路の比較電圧Ｖｃｏｍを制御増幅回路で制御することにより、第１出力信号Ｖｏｕｔｐと第２出力信号Ｖｏｕｔｎ間の直流オフセット電圧はキャンセルされ、平衡出力が発生される。
そのオフセットキャンセル動作が行われた期間Ｔ１の終了の時点ｔ２で、オフセットキャンセル信号φ１をＬレベルに戻し、制御増幅回路の動作を停止させる。
制御増幅回路の動作が停止されている状態では、スイッチ１６〜１８はオフされているから、コンデンサ１４の充電電荷は、わずかな自然放電の他は放電されることなく、その状態を維持する。したがって、コンデンサ１４は、小さな静電容量のもので構成することが出来る。また、演算増幅器１１やその周辺回路に、寄生静電容量や浮遊静電容量が必然的に存在するが、それらの寄生静電容量等も含めてコンデンサ１４と共に同電圧に充電される。したがって、それらの寄生静電容量や浮遊静電容量がオフセットキャンセル動作に誤差を与えることもない。
そして、オフセットキャンセル動作の終了後の時点ｔ３で、直流電圧に交流の音声信号を合成した入力信号Ｖｉｎを入力する。時点ｔ３以後の期間Ｔ２で、音声信号が第１出力信号Ｖｏｕｔｐと第２出力信号Ｖｏｕｔｎに逆位相で発生されるから、送信回路４０には、その差分の信号電圧が印加され、ＢＴＬ駆動されることになる。
このように、交流の音声信号が供給されていない状態で、第１出力信号Ｖｏｕｔｐと第２出力信号Ｖｏｕｔｎ間の直流オフセット電圧をキャンセルする。これにより、制御増幅回路は、短時間Ｔ１内に比較電圧Ｖｃｏｍを決定するように動作させればよい。したがって、さらにコンデンサの静電容量を小さくできる。
なお、第１、第２スイッチ１６，１７は省略して、第１出力信号Ｖｏｕｔｐ及び第２出力信号Ｖｏｕｔｎを演算増幅器１５に直接入力するようにしてもよい。
また、以上の説明では、直流オフセット電圧Ｖｏｆｓを正電圧として説明したが、負電圧の場合にも、勿論同様に動作が行われる。
図３は、本発明の第２の実施例を示す平衡出力回路１０Ａの構成を示す図である。この図３では、コンデンサ１４に並列に、放電用のスイッチ１９を接続している。この放電用スイッチ１９は、ＭＯＳトランジスタなどのトランジスタで構成され、ディスチャージ信号φ２によって、オンあるいはオフに制御される。
コンデンサ１４にオフセットキャンセルするだけの電荷が充電されている状態で、ある程度以上の時間が経過すると、少しずつコンデンサ１４の電荷が自然放電していき、オフセットキャンセル動作に誤差が発生してくる可能性がある。
このような状態を防止するために、ある所定の時間毎に、あるいは所定時間以内に、オフセットキャンセル動作を、改めて行うことが望ましい。そのような場合に、スイッチ１９を短時間だけ、ディスチャージ信号φ２によってオンして、コンデンサ１４の電荷を一旦放電する。その後、改めて、図１，図２で説明したような、オフセットキャンセル動作を行う。
特に、本発明の平衡出力回路１０、１０ＡがＴＤＭＡ（時分割多重通信）方式の変調波送信回路等に用いられる場合には、数ミリ秒程度のバースト送信毎にオフセットキャンセル動作を行うようにすることがよい。この場合には、少なくともそのバースト送信期間だけはオフセットキャンセル動作値を保持できればよい。
したがって、コンデンサ１４の静電容量は極めて小さくできる。また、バースト送信に先立って、スイッチ１９を用いてコンデンサ１４の充電電荷の放電、即ちリセットと、オフセットキャンセル動作を行うことでよい。
図４は、本発明の電子機器、例えば携帯電話機の実施例の構成を示す図である。
この図４において、平衡出力回路１０Ｂは、入力増幅回路２０を備える場合の例を示している。この入力増幅回路２０は、差動増幅器例えば、演算増幅器２１の非反転入力端子＋に入力信号Ｖｉｎが入力される。その出力端の電圧を抵抗２２，抵抗２３からなる分圧回路で分圧して、その分圧電圧を演算増幅器２１の反転入力端子＋に入力する。分圧抵抗器２３の他端は、基準電圧Ｖｒｅｆ点に接続されている。これにより、入力信号Ｖｉｎが増幅されて出力される。
したがって、入力信号Ｖｉｎの信号レベルが希望レベルよりも低いときに、入力信号Ｖｉｎを増幅して、所要レベルの平衡出力信号Ｖｏｕｔｐ、Ｖｏｕｔｎを得ることができる。この場合にも、図１などと同様に、第１出力信号Ｖｏｕｔｐと第２出力信号Ｖｏｕｔｎ間の直流オフセット電圧はキャンセルされる。
この図４の電子機器の例では、音声信号などのディジタル信号Ｄｉｎ（例えば、１０ビット）が入力されてくる。そのディジタル信号Ｄｉｎをディジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）３１でアナログ信号に変換し、そのアナログ信号を例えばバタワース特性を有する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３２でフィルタリングする。このバタワースタイプのＬＰＦ３２は、演算増幅器や抵抗、コンデンサを用い、基準電圧Ｖｒｅｆを基準として動作するもので、例えば４次のバタワース特性のＬＰＦが好適に用いられる。
このＬＰＦ３２からの入力信号Ｖｉｎは、音声信号と直流電圧が合成されており、その直流電圧は基準電圧Ｖｒｅｆに直流オフセット電圧Ｖｏｆｓが重畳され得る。その直流オフセット電圧Ｖｏｆｓに応じて第２出力信号Ｖｏｕｔｎを反転増幅し、第１出力信号Ｖｏｕｔｐと第２出力信号Ｖｏｕｔｎ間の直流オフセット電圧をキャンセルして、平衡出力をスピーカ５０に供給する。
なお、入力増幅回路２０は、平衡出力回路１０の外部に設けてもよい。この場合には、Ｄ／Ａ変換器３１、ＬＰＦ３２、入力増幅回路２０等が前段回路３０になる。
このスピーカ５０に代えて、図１のような送信回路４０としてもよく、携帯電話機などの電子機器のための平衡出力回路を、簡易な構成とすることができ、且つ、確実に第１出力信号Ｖｏｕｔｐと第２出力信号Ｖｏｕｔｎ間の直流オフセット電圧をキャンセルできる。
図５は、本発明の他の平衡出力回路１０Ｃの実施例を示す構成図である。この図５では、図１の演算増幅器１５に代えて、第１出力信号Ｖｏｕｔｐと第２出力信号Ｖｏｕｔｎ間の中点電圧を作り出す抵抗分圧回路を備えている。この抵抗分圧回路は、抵抗１５−１と抵抗１５−２との直列接続回路から構成されており、その抵抗１５−１，１５−２の直列接続点が第３スイッチ１８の一端に接続されている。なお、第１、第２スイッチ１６，１７は省略して、第１出力信号Ｖｏｕｔｐ及び第２出力信号Ｖｏｕｔｎを抵抗１５−１，１５−２に直接入力するようにしてもよい。その他の構成や作用は図１におけるものと同様である。この図５の平衡出力回路によれば、より簡単な回路構成によって、図１の第１実施例と同様の効果を得ることができる。
【産業上の利用可能性】  本発明に係る平衡出力回路は、音声信号などの入力信号の反転出力信号と非反転出力信号とを発生するとともに、反転出力信号と非反転出力信号間の直流オフセット電圧を、簡易な回路で確実にキャンセルできる。この平衡出力回路を前段回路と組み合わせて、携帯電話機などの電子機器を好適に構成できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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