(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘電体基板と、
上記誘電体基板の表面に形成され、入出力方向を中心軸とする中心導体と、
上記誘電体基板の表面に形成され、上記中心導体の両側に間隙領域を介して配置される一組の地導体と、
上記誘電体基板の表面に形成され、上記一組の地導体間を短絡接続し、上記中心導体の一端が接続される中心導体短絡部と、
上記誘電体基板の表面に形成され、上記中心導体の両側の間隙領域に当該中心導体の中心軸に対してそれぞれ対称に配置され、当該中心導体と少なくとも一部が平行で、一端が上記中心導体短絡部に接続される一組のスタブ導体と、
を含むデュアルバンド帯域通過型共振器。
【請求項２】
請求項１に記載のデュアルバンド帯域通過型共振器において、
上記スタブ導体と上記中心導体短絡部との接続位置から、上記中心導体と上記中心導体短絡部との接続位置までの長さが、上記中心導体と上記スタブ導体とが平行である部分の間隔より長いデュアルバンド帯域通過型共振器。
【請求項３】
誘電体基板と、
上記誘電体基板の表面に形成され、入出力方向を中心軸とする中心導体と、
上記誘電体基板の表面に形成され、上記中心導体の両側に間隙領域を介して配置される一組の地導体と、
上記誘電体基板の表面に形成され、上記一組の地導体間を短絡接続し、上記中心導体の一端が接続される中心導体短絡部と、
上記誘電体基板の表面に形成され、上記中心導体の両側の間隙領域に当該中心導体の中心軸に対してそれぞれ対称に配置され、当該中心導体と少なくとも一部が平行で、一端が上記地導体に接続される一組のスタブ導体と、
を含むデュアルバンド帯域通過型共振器。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれかに記載のデュアルバンド帯域通過型共振器において、更に、
上記地導体と上記スタブ導体との間の間隙領域に、上記中心導体の他端から分岐され、上記中心導体の両側に折り返して延長形成された中心導体延長部と、
上記中心導体延長部と上記スタブ導体との間の各間隙領域に、当該スタブ導体の他端から折り返して延長形成されるスタブ導体延長部と、
がそれぞれ上記中心導体の中心軸に対して対称に一組形成され、
上記中心導体延長部は、上記中心導体短絡部に平行な中心導体折返部と上記中心導体に平行な中心導体復路部とからなり、
上記スタブ導体延長部は、上記中心導体短絡部に平行なスタブ折返部と上記スタブ導体に平行なスタブ復路部とからなる
デュアルバンド帯域通過型共振器。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか記載のデュアルバンド帯域通過型共振器において、上記中心導体はその長さ方向の予め決めた位置で切断され空隙が形成されており、上記空隙において切断された中心導体間を電気的に接続、遮断するスイッチが接続されているデュアルバンド帯域通過型共振器。
【請求項６】
請求項１乃至４のいずれか記載のデュアルバンド帯域通過型共振器において、上記中心導体短絡部はその長さ方向の中心に対し対称な予め決めた位置で切断されそれぞれ空隙が形成されており、それら空隙において切断された中心胴体短絡部間を電気的に接続、遮断するスイッチがそれぞれ接続されているデュアルバンド帯域通過型共振器。
【請求項７】
請求項１乃至４のいずれか記載のデュアルバンド帯域通過型共振器において、上記一組のスタブ導体はそれらの長さ方向の予め決めた位置で切断されそれぞれ空隙が形成されており、上記空隙において切断されたスタブ導体間を電気的に接続、遮断するスイッチがそれぞれ接続されているデュアルバンド帯域通過型共振器。
【請求項８】
請求項１乃至４のいずれか記載のデュアルバンド帯域通過型共振器において、上記中心導体はその長さ方向の予め決めた位置で切断され第１の空隙が形成されており、上記第１の空隙において切断された中心導体間を電気的に接続、遮断する第１スイッチが接続されており、
上記中心導体短絡部はその長さ方向の中心に対し対称な予め決めた位置で切断されそれぞれ第２の空隙が形成されており、それら第２の空隙において切断された中心胴体短絡部間を電気的に接続、遮断する第２スイッチがそれぞれ接続されているデュアルバンド帯域通過型共振器。
【請求項９】
請求項１乃至４のいずれか記載のデュアルバンド帯域通過型共振器において、上記一組のスタブ導体はそれらの長さ方向の予め決めた位置で切断されそれぞれ第１の空隙が形成されており、上記第１の空隙において切断されたスタブ導体間を電気的に接続、遮断する第１スイッチがそれぞれ接続されており、
上記中心導体短絡部はその長さ方向の中心に対し対称な予め決めた位置で切断されそれぞれ第２の空隙が形成されており、それら第２の空隙において切断された中心胴体短絡部間を電気的に接続、遮断する第２スイッチがそれぞれ接続されているデュアルバンド帯域通過型共振器。
【請求項１０】
請求項１乃至３のいずれかに記載のデュアルバンド帯域通過型共振器の複数個が、それぞれ中心導体の中心軸が一直線となるように配置されたデュアルバンド帯域通過型フィルタ。
【請求項１１】
請求項４に記載のデュアルバンド帯域通過型共振器の複数個が、それぞれ中心導体の中心軸が一直線となるように配置されたデュアルバンド帯域通過型フィルタ。
【請求項１２】
請求項１１に記載のデュアルバンド帯域通過型フィルタにおいて、
少なくとも一組以上の隣接するデュアルバンド帯域通過型共振器が、上記中心導体折返部が向かい合うように配置されたデュアルバンド帯域通過型フィルタ。
【請求項１３】
請求項１２に記載のデュアルバンド帯域通過型フィルタにおいて、更に、
向かい合った上記中心導体折返部の間隙領域に、上記一組の地導体間を短絡接続する短絡スタブが形成されたデュアルバンド帯域通過型フィルタ。
【請求項１４】
請求項１３に記載のデュアルバンド帯域通過型フィルタにおいて、
上記短絡スタブがステップインピーダンス形状であるデュアルバンド帯域通過型フィルタ。
【請求項１５】
請求項１１に記載のデュアルバンド帯域通過型フィルタにおいて、
少なくとも一組以上の隣接するデュアルバンド帯域通過型共振器が、上記中心導体短絡部が向かい合うように配置されたデュアルバンド帯域通過型フィルタ。
【請求項１６】
請求項１０乃至１５のいずれか記載のデュアルバンド帯域通過型フィルタにおいて、上記中心導体はその長さ方向の予め決めた位置で切断され空隙が形成されており、上記空隙において切断された中心導体間を電気的に接続、遮断するスイッチが接続されているデュアルバンド帯域通過型フィルタ。
【請求項１７】
請求項１０乃至１５のいずれか記載のデュアルバンド帯域通過型フィルタにおいて、上記中心導体短絡部はその長さ方向の中心に対し対称な予め決めた位置で切断されそれぞれ空隙が形成されており、それら空隙において切断された中心胴体短絡部間を電気的に接続、遮断するスイッチがそれぞれ接続されているデュアルバンド帯域通過型フィルタ。
【請求項１８】
請求項１０乃至１５のいずれか記載のデュアルバンド帯域通過型フィルタにおいて、上記一組のスタブ導体はそれらの長さ方向の予め決めた位置で切断されそれぞれ空隙が形成されており、上記空隙において切断されたスタブ導体間を電気的に接続、遮断するスイッチがそれぞれ接続されているデュアルバンド帯域通過型フィルタ。
【請求項１９】
請求項１０乃至１５のいずれか記載のデュアルバンド帯域通過型フィルタにおいて、上記中心導体はその長さ方向の予め決めた位置で切断され第１の空隙が形成されており、上記第１の空隙において切断された中心導体間を電気的に接続、遮断する第１スイッチが接続されており、
上記中心導体短絡部はその長さ方向の中心に対し対称な予め決めた位置で切断されそれぞれ第２の空隙が形成されており、それら第２の空隙において切断された中心胴体短絡部間を電気的に接続、遮断する第２スイッチがそれぞれ接続されているデュアルバンド帯域通過型フィルタ。
【請求項２０】
請求項１０乃至１５のいずれか記載のデュアルバンド帯域通過型フィルタにおいて、上記一組のスタブ導体はそれらの長さ方向の予め決めた位置で切断されそれぞれ第１の空隙が形成されており、上記第１の空隙において切断されたスタブ導体間を電気的に接続、遮断する第１スイッチがそれぞれ接続されており、
上記中心導体短絡部はその長さ方向の中心に対し対称な予め決めた位置で切断されそれぞれ第２の空隙が形成されており、それら第２の空隙において切断された中心胴体短絡部間を電気的に接続、遮断する第２スイッチがそれぞれ接続されているデュアルバンド帯域通過型フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振器及びそれを使ったフィルタに関し、特に移動通信、衛星通信、固定マイクロ波通信、その他の通信技術分野において信号の送受信に利用されるデュアルバンド帯域通過型共振器及びそれを使ったデュアルバンド帯域通過フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、通過帯域を２つ持つことを特徴とするデュアルバンド帯域通過型フィルタには、大きく分けて２つの構成方法が存在する。
【０００３】
１つは、図５０に示したように、２つの周波数で共振する複数（この例では３つ）のデュアルバンド帯域通過型共振器Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３がカスケード結合され、そのカスケード結合の両端が入出力ポートＰ１，Ｐ２とそれぞれ結合されることによりフィルタ２００を構成している（例えば、非特許文献１を参照）。このフィルタ２００では、入出力ポートＰ１，Ｐ２と結合する両端のデュアルバンド帯域通過型共振器Ｑ１，Ｑ３は、２つの帯域の両方で所望の中心周波数および帯域幅となるように結合部の構造および寸法を決定する必要がある。
【０００４】
もう１つは、図５１に示したような異なるインピーダンスと線路長をもつ伝送線路Ｔ１〜Ｔ９の端部同士を複数接続してフィルタ３００を構成するものである（例えば、非特許文献２を参照）。このフィルタ３００では、集中定数素子を用いた等価回路理論に基づいて、フィルタを構成する各伝送線路の特性インピーダンスおよび長さを決定して、デュアルバンド帯域通過型フィルタの特性を得ている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】S. Sun, L. Zhu,"Novel Design of Microstrip Bandpass Filters with a Controllable Dual-Passband Response: Description and Implimentation," IEICE Trans. Electron., vol. E89-C, no. 2, pp. 197-202, February 2006.
【非特許文献２】X. Guan, Z. Ma, P. Cai, Y. Kobayashi, T. Anada, and G. Hagiwara,"Synthesizing Microstrip Dual-Band Bandpass Filters Using Frequency Transformation and Circuit Conversion Technique," IEICE Trans. Electron., vol. E89-C, no. 4, pp. 495-502, April 2006.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
一般的にデュアルバンド帯域通過型フィルタは、２つの通過帯域に対してそれぞれ中心周波数と帯域幅を設定する必要があることから、合計４つの特性値を制御しなければならない。しかし、図５０に示すデュアルバンド帯域通過型フィルタは、各結合部の構造および寸法により４つの特性値を制御しなければならない。したがって、４つの特性値の設計自由度を高く維持したままでデュアルバンド帯域通過型フィルタを設計することが困難であった。
【０００７】
また、図５１に示すデュアルバンド帯域通過型フィルタは、入力側伝送線路Ｔ１から出力側伝送線路Ｔ９まで伝送線路が直結しているため、所望の通過帯域の以外の周波数帯域の信号を十分にフィルタリングしきれないという問題があり、不要な周波数帯域の信号を全て除去するために、更に別の帯域通過フィルタを併用する必要があった。それに加え、所定長の伝送線路の端部同士を接続した構造であるため、フィルタの小型化という観点でも不利であった。
【０００８】
本発明における課題は、上記のような従来技術の問題点の解消、すなわち２つの通過帯域それぞれの中心周波数と帯域幅の合計４つの特性値の設計自由度が高く、所望の通過帯域以外の不要な信号を概ね遮断する特性を有し、更に、小型化が可能なデュアルバンド帯域通過型フィルタを実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明によるデュアルバンド帯域通過型共振器は、
誘電体基板と、
上記誘電体基板の表面に形成され、入出力方向を中心軸とする中心導体と、
上記誘電体基板の表面に形成され、上記中心導体の両側に間隙領域を介して配置される一組の地導体と、
上記誘電体基板の表面に形成され、上記一組の地導体間を短絡接続し、上記中心導体の一端が接続される中心導体短絡部と、
上記誘電体基板の表面に形成され、上記中心導体の両側の間隙領域に当該中心導体の中心軸に対してそれぞれ対称に配置され、当該中心導体と少なくとも一部が平行で、一端が上記中心導体短絡部に接続される一組のスタブ導体と、
を含むように構成される。
【００１０】
本発明のデュアルバンド帯域通過型フィルタは、上記デュアルバンド帯域通過型共振器の複数個が、それぞれ中心導体の中心軸が一直線となるように配置されて構成される。
【発明の効果】
【００１１】
２つの通過帯域の中心周波数と入出力信号線と共振器の間の外部結合量から決定される帯域幅について、相互の値の設定自由度を下げることなく、任意の中心周波数及び帯域幅に調整することが可能であり、また、所望の通過帯域以外の不要な信号を効果的に遮断することが可能であり、更に、小型化が可能なデュアルバンド帯域通過型フィルタを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】第１実施形態のデュアルバンド帯域通過型共振器の構成例を示す平面図。
【図２】図１の構成において中心導体がスタブ導体より長い場合と短い場合の通過特性を示す図。
【図３】第２実施形態のデュアルバンド帯域通過型共振器の構成例を示す平面図。
【図４】第３実施形態のデュアルバンド帯域通過型共振器の構成例を示す平面図。
【図５】第４実施形態のデュアルバンド帯域通過型共振器の第１実施形態の構成例に基づく構成例を示す平面図。
【図６】第４実施形態のデュアルバンド帯域通過型共振器の第２実施形態の構成例に基づく構成例を示す平面図。
【図７】第４実施形態のデュアルバンド帯域通過型共振器の第３実施形態の構成例に基づく構成例を示す平面図。
【図８】図８Ａは第５実施形態のデュアルバンド帯域通過方共振器の構成を示す平面図、図８Ｂは図８Ａの変形実施形態を示す平面図である。
【図９】第６実施形態のデュアルバンド帯域通過型フィルタの構成例を示す平面図。
【図１０】図９の構成において間隔ｓ，ｅを変化させた時の結合係数の変化を示す特性図。
【図１１】第７実施形態のデュアルバンド帯域通過型フィルタの構成例を示す平面図。
【図１２】第８実施形態のデュアルバンド帯域通過型フィルタの構成例を示す平面図。
【図１３】第９実施形態のデュアルバンド帯域通過型フィルタの構成例を示す平面図。
【図１４】図１３の構成において間隔ｔ，距離ｂを変化させた時の結合係数の変化を示す特性図。
【図１５】特性シミュレーションに用いたフィルタ構成の平面図。
【図１６Ａ】図１５の構成における特性シミュレーション結果を示す図。
【図１６Ｂ】図１６Ａの低域通過周波数帯部分の拡大図。
【図１６Ｃ】図１６Ａの高域通過周波数帯部分の拡大図。
【図１７】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第１０実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図１８】図１７の共振器の通過特性を示す図。
【図１９】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第１１実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図２０】図１９の共振器の通過特性を示す図。
【図２１】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第１２実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図２２】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第１３実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図２３】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第１４実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図２４】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第１５実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図２５】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第１６実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図２６】図２４の共振器を複数カスケード結合して形成した帯域通過フィルタの構成を示す平面図。
【図２７】図２２の帯域通過フィルタの周波数特性を示すシミュレーション図。
【図２８】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第１７実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図２９】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第１８実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図３０】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第１９実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図３１】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第２０実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図３２】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第２１実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図３３】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第２２実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図３４】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第２３実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図３５】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第２４実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図３６】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第２５実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図３７】図３６の共振器のスイッチの位置による通過特性の変化を示す図。
【図３８】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第２６実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図３９】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第２７実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図４０】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第２８実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図４１】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第２９実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図４２】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第３０実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図４３】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第３１実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図４４】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第３２実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図４５】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第３３実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図４６】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第３４実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図４７】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第３５実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図４８】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第３６実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図４９】デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能とされた第３７実施形態の共振器の構成を示す平面図。
【図５０】従来のデュアルバンド帯域通過型フィルタの構成例を示す平面図。
【図５１】従来の他のデュアルバンド帯域通過型フィルタの構成例を示す平面図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
［第１実施形態］
図１は本発明のデュアルバンド帯域通過型共振器の構成例であり、矩形の誘電体基板の一方の表面に導体パターンを形成することにより共振器を形成している。なお、図のハッチング領域に導体が存在し、ハッチング領域に囲まれているハッチングのない領域が導体下面の誘電体基板がむき出しになっている部分を示している。この説明は、以下の共振器、フィルタを示す全ての図面において同様である。
【００１４】
デュアルバンド帯域通過型共振器は、中心導体１１、一組の地導体１２、中心導体短絡部１３、及び一組のスタブ導体１４から構成される。一組の地導体には矩形誘電体基板の一組の対向２辺に沿って互いに間隔をおいて形成され、それらの両端は誘電体基板のもう一組の対向辺に沿って互いに接近するよう直角に延長されている。それら一組の地導体１２の両端から互いに接近するように延長した延長部の端縁間の間隙内にそれぞれ中心軸が同一直線上となるように共振器の入出力線９９がそれぞれ形成されている。この時、必要に応じ入出力線９９と共振器との間にデュアルバンド対応の励振部を設けてもよい。これら中心導体１１、中心導体短絡部１３、スタブ導体１４は一組の地導体１２で略囲まれた領域内に形成されている。
【００１５】
中心導体１１は、入出力線９９の中心軸と同一線上に中心軸を有する直線状の導体で、一端が直線状の中心導体短絡部１３と接続され、他端が開放されている。中心導体１１はスタブ導体１４が接続されていない状態において中心導体短絡部１３と一体的に１／４波長共振器を構成する。地導体１２は、対向する導体との間で電荷の授受を行う、側縁を有し、中心導体１１の両側に等間隔の間隙領域を介して、対称に一組配置される。中心導体短絡部１３は、一組の地導体１２を互いに短絡する直線状の導体で、各地導体の側縁と略直角をなして接続される。また、中心導体短絡部１３の中間部には中心導体１１の一端が略直角に接続される。スタブ導体１４は、中心導体１１の両側に間隙ｘを空けて平行に、かつ対称に一組配置される。スタブ導体１４の一端は中心導体短絡部１３に直角に接続され、他端は開放されている。
【００１６】
デュアルバンド帯域通過型共振器から一組のスタブ導体１４を取り除いた状態では、中心導体１１と地導体１２との間で電荷の授受を行う共振が発生するのみであるため、単に単帯域通過型の１／４波長共振器として動作する。しかし、本発明のように中心導体１１と地導体１２との間隙領域にスタブ導体１４を配置することによって、主に、中心導体１１とスタブ導体１４間で電荷の授受を行う共振と、スタブ導体１４と地導体１２との間で電荷の授受を行う共振とが発生するため、デュアルバンド帯域通過型の共振器を実現することができる。
【００１７】
図１では中心導体１１とスタブ導体１４の長さはほぼ同じように示しているが、同じである必要はなく、それらの長さＬ１，Ｌ２，間隔Ｘ、線路の幅Ｗ、スタブ導体１４と地導体１２の間隔Ｈ、中心導体短絡部１３と地導体１２の、中心導体長さ方向の間隔Ｍ、中心導体１１又はスタブ導体１４と地導体１２の、中心導体長さ方向の間隔Ｄ、などを選択することにより２つの共振周波数、共振周波数での通過損失、帯域幅、などを変えることができ、所望の２つの周波数で通過特性がピークを有する共振器を作成することができる。
【００１８】
図２は中心導体１１の長さが図１のようにスタブ導体１４より長い場合と、図示してないが短い場合の通過損失特性Ｓ２１の例をそれぞれ実線と破線で示している。いずれの場合も２つの共振周波数を示しているが、中心導体１１がスタブ導体１４より長い方が低域側の共振周波数がより低く、かつ高域側の共振周波数はより高くなっている。
【００１９】
このように、２つの通過帯域の中心周波数や通過帯域幅を、間隔Ｘや長さＬ１、Ｌ２，Ｈ，Ｄ，Ｍ等の複数のパラメータにより制御することができるため、設計の自由度を高めることができる。
【００２０】
［第２実施形態］
図３は本発明のデュアルバンド帯域通過型共振器の第２実施形態を示す。
図３のデュアルバンド帯域通過型共振器は、中心導体１１、一組の地導体１２、中心導体短絡部１３、及び一組のスタブ導体２４から構成される。スタブ導体２４以外は全て第１実施形態の構成（図１）と同様であるため同じ符号を付し、基本的には説明を省略する。以降の実施形態においても同様とする。
【００２１】
第１実施形態のスタブ導体１４は、その全長に渡って中心導体１１と平行になるよう配置されたが、第２実施形態における１対のスタブ導体２４は、図３に示すようにその先端から大部分に渡って中心導体１１と平行であるが、中心導体短絡部１３の近くで互いに離れるように地導体１２方向に略直角に折れ曲がり、更に地導体１２の手前で再度中心導体短絡部１３方向に略直角に折れ曲がった上で中心導体短絡部１３に接続されている。これら２つのスタブ導体２４の形状は中心導体１１の中心軸に関し互いに対称となっている。スタブ導体を中心導体１１の中心軸に関し対称に設けることは他の実施形態においても同様である。その結果、スタブ導体２４と中心導体短絡部１３との接続箇所と、中心導体１１と中心導体短絡部１３との接続箇所との距離ｙは、中心導体１１とスタブ導体２４との間隔ｘより長くなる。このような構成にすることで、スタブ導体２４の中心導体短絡部１３への接続箇所を地導体１２に近づける、つまり距離ｙを大きくすることにより、低域の共振（通過）中心周波数をより低域側にシフトすることができる。
【００２２】
従って、第２実施形態の構成をとることで、第１実施形態より更に通過帯域の中心周波数の制御パラメータが増えるため、より設計の自由度を高めることができる。
【００２３】
［第３実施形態］
図４は本発明のデュアルバンド帯域通過型共振器の第３実施形態を示す。
図４のデュアルバンド帯域通過型共振器は、中心導体１１、一組の地導体１２、中心導体短絡部１３、及び一組のスタブ導体３４から構成される。第１、第２実施形態との相違はスタブ導体３４のみである。
【００２４】
第２実施形態のスタブ導体２４では、その長さ方向の大部分は中心導体１１と平行であるが、中心導体短絡部１３の近くで地導体１２方向に折れ曲がり、更に地導体１２の手前で再度中心導体短絡部１３方向に折れ曲がった上で中心導体短絡部１３に接続されている。この中心導体短絡部１３への接続位置を地導体１２に近づけることで、低域の共振（通過）中心周波数をより低域側にシフトさせることができるが、このようにスタブ導体２４の接続位置を中心導体短絡部１３上で地導体１２に近づけるだけでなく、スタブ導体２４を直接地導体１２に接続しても構わない。そこで第３実施形態の一対のスタブ導体３４は、その長さの大部分が中心導体１１と平行であり、中心導体短絡部１３の近くで地導体１２方向に略直角に折れ曲がるという点においては第２実施形態のスタブ導体２４と同様であるが、そのまま真っすぐ地導体１２に接続される点において第２実施形態のスタブ導体２４と異なる。
【００２５】
このように、スタブ導体３４を直接地導体１２に接続することで、第２実施形態より更に、低域の共振（通過）中心周波数を低域側にシフトすることができる。
【００２６】
［第４実施形態］
第４実施形態は、第１〜３実施形態の構成を基礎として、共振器の電気長をより長く確保し、等価的に小型化を図る発明である。図５、６、７は、それぞれ本発明のデュアルバンド帯域通過型共振器の構成例であり、それぞれ第１、２、３実施形態の構成（図１、３、４）における中心導体とスタブ導体に対しそれぞれ中心導体延長部とスタブ導体延長部とを付加した構成にあたる。そこで、ここでは図１のデュアルバンド帯域通過型共振器の構成を基礎とした図５のデュアルバンド帯域通過型共振器を代表として説明する。
【００２７】
中心導体延長部４１は、図１のデュアルバンド帯域通過型共振器において開放端であった中心導体１１の他端から２つに分岐延長し、中心導体１１の両側に折り返して、地導体１２とスタブ導体１４との間の間隙領域に延長形成される。中心導体延長部４１は、中心導体短絡部１３と平行に配置され、一端が中心導体１１の他端に接続される中心導体折返部４１ａと、中心導体１１と平行に配置され、一端が中心導体折返部４１ａの他端と接続され、他端が開放されている中心導体復路部４１ｂとからなる。
【００２８】
スタブ導体延長部４４は、図１のデュアルバンド帯域通過型共振器において開放端であったそれぞれのスタブ導体１４の他端から延長折り返して、中心導体復路部４２とスタブ導体１４との間隙領域に延長形成される。スタブ導体延長部４４は、中心導体短絡部１３と平行に配置され、一端がスタブ導体１４の他端に接続されるスタブ導体折返部４４ａと、スタブ導体１４と平行に配置され、一端がスタブ導体折返部４４ａの他端と接続され、他端が開放されているスタブ導体復路部４４ｂとからなる。
【００２９】
以上のように、第４実施形態の構成をとることにより、低域・高域の各通過中心周波数を制御できるだけでなく、外形寸法を大型化することなく共振器の電気長を長く確保することができ、等価的に小型化を図ることができる。図６及び７についても同様であり、説明を省略する。
【００３０】
［第５実施形態］
図１の共振器の例で、中心導体１１とスタブ導体１４の長さが接近すると、図２には示してないが、一方の共振ピークが小さくなる。２つの共振周波数で大きなピーク通過特性を得るには、中心導体１１とスタブ導体１４の電気長を異ならせることにより信号に対しこれら導体１１，１４の開放端での位相差を持たせることにより実現できる。中心導体１１とスタブ導体１４の電気長を異ならせるには前述のようにそれらの物理的長さを異ならせてもよいが、第５実施形態では、図８Ａ，８Ｂに示すようにスタブ導体１４又は中心導体１１一方の開放端部の線路幅を拡大したステップインピーダンス型に形成としている。図８Ａではスタブ導体１４の開放端側に線路幅を拡大した段部１４Ｓを形成した例を示し、図８Ｂでは中心導体１１の開放端側に線路幅を拡大した段部１１Ｓを形成した例を示している。このように構成すれば、線路長が同じでも、所望の通過特性を実現できる。
【００３１】
〔第６実施形態〕
上記各実施形態のデュアルバンド帯域通過型共振器を、それぞれの中心導体の中心軸が一直線になるように複数個配置することで、デュアルバンド帯域通過型フィルタを構成することができる。そして、デュアルバンド帯域通過型フィルタを構成する複数個のデュアルバンド帯域通過型共振器うちの少なくとも一組（２個）を、以下に説明する第６〜第９実施形態に示すような配置にすることで、低域・高域それぞれの通過帯域幅を制御することができる。
【００３２】
第６実施形態では、図５、６、７に示される第４実施形態のデュアルバンド帯域通過型共振器を２個配置して構成されるデュアルバンド帯域通過型フィルタについて説明する。
【００３３】
図９は図６に示す共振器を適用した場合のフィルタの構成例であり、それぞれの共振器は中心導体折返部４１ａが向かい合うように配置される。このように配置することで、中心導体折返部４１ａが向かい合う間隔ｓと、中心導体折返部４１ａとスタブ導体折返部４４ａとの間隔ｅとを変化させることによって、低域・高域双方の通過帯域幅を適宜変化させることができる。間隔ｓと間隔ｅを変化させたときの低域・高域の結合係数の変化の傾向を示すグラフの一例を図１０に示す。横軸が低域の結合係数、縦軸が高域の結合係数であり、結合係数が大きいほど通過帯域幅は広がる。図１０からわかるように、間隔ｓを小さくすると低域・高域双方とも通過帯域幅が広くなり、間隔ｅを大きくすると低域の通過帯域幅は広くなるが高域の通過帯域幅は狭くなる。
【００３４】
このように第６実施形態の構成をとることで、低域・高域の各通過中心周波数を制御可能なだけでなく、低域・高域の各通過帯域幅についても適宜制御可能な小型のデュアルバンド帯域通過型フィルタを実現することができる。図示してないが、図８Ａ，８Ｂの共振器についても、同様に共振器を複数カスケード結合することによりデュアルバンド帯域通過型フィルタを構成することができる。
【００３５】
［第７実施形態］
第７実施形態のデュアルバンド帯域通過型フィルタの構成例を図１１に示す。このデュアルバンド帯域通過型フィルタは、図９に示した第６実施形態のデュアルバンド帯域通過型フィルタの２つの共振器の中心導体折返部４１ａが向かい合う間隙領域に一組の地導体１２間を短絡接続する短絡スタブ１２１を更に設けた構成である。
【００３６】
短絡スタブ１２１を設けることで、設けない場合より低域・高域とも通過帯域幅が狭くなり、また短絡スタブ１２１の、中心導体１１の中心軸方向の幅がより太いほど、より通過帯域幅が狭くなる。
【００３７】
このように、第７実施形態の構成をとることで、図５，６，７の共振器を使用した第６実施形態より通過帯域の中心周波数の制御パラメータが更に増えるため、より設計の自由度を高めることができる。
【００３８】
［第８実施形態］
第８実施形態のデュアルバンド帯域通過型フィルタの構成例を図１２に示す。デュアルバンド帯域通過型フィルタは、図１１に示した第７実施形態のデュアルバンド帯域通過型フィルタの短絡スタブ１２１をステップインピーダンス形状の短絡スタブ１３１に置き換えた構成である。
【００３９】
図１１の第７実施形態において短絡スタブ１２１を挿入することにより通過帯域幅を狭くし、またスタブ１２１の幅を広くすることでより通過帯域幅を狭くできることを示した。しかし、スタブ１２１の幅を広くすることによって共振器の全長が伸び、場合によっては通過中心周波数が大きく変化してしまうなどの弊害が生じうる。そこで、第８実施形態は地導体１２から中心導体復路部４１ｂに近づくまでの短絡スタブ１３１の幅を所望に拡大させたステップ形状とすることにより、このような弊害を回避し、通過帯域幅の制御を容易にしたものである。
【００４０】
このように、第８実施形態の構成をとることで、第６実施形態より通過帯域の中心周波数の制御パラメータが更に増えて、より設計の自由度を高めることができ、かつ第７実施形態の構成より容易に通過帯域幅を制御することが可能となる。
【００４１】
［第９実施形態］
第９実施形態では、図５、６、７に示されるデュアルバンド帯域通過型共振器を２個配置して構成されるデュアルバンド帯域通過型フィルタについて説明する。
【００４２】
図１３は図６に示す共振器を適用した場合の構成例であり、それぞれの共振器は中心導体短絡部１３が向かい合うように配置される。このように配置することで、中心導体短絡部１３が向かい合う間隔ｔと、スタブ導体２４と中心導体短絡部１３との接続位置と地導体１２との距離ｂとを変化させることによって、低域・高域双方の通過帯域幅を適宜変化させることができる。間隔ｔと間隔ｂを変化させたときの低域・高域の結合係数の変化を示すグラフを図１４に示す。横軸が低域の結合係数、縦軸が高域の結合係数であり、結合係数が大きいほど通過帯域幅は広がる。図１４からわかるように、間隔ｔを小さくすると低域・高域双方とも通過帯域幅が広くなり、間隔ｂを大きくすると低域の通過帯域幅は狭くなるが高域の通過帯域幅は広くなる。
【００４３】
このように第９実施形態の構成をとることで、低域・高域の各通過中心周波数を制御可能なだけでなく、低域・高域の各通過帯域幅についても適宜制御可能な小型のデュアルバンド帯域通過型フィルタを実現することができる。
【００４４】
［フィルタ特性シミュレーション結果］
図１５に示す、共振器を４つカスケード結合した構造のフィルタの電気特性のシミュレーションを行った結果を図１６Ａ〜１６Ｃに示す。図１５は、図６に示すデュアルバンド帯域通過型共振器を４個用い、中心導体折返部が向かい合っている部分には図１１に示すステップインピーダンス形状の短絡スタブを配し、中心導体短絡部が向かい合っている部分は図１３に示すように間隙領域を介して向かい合わせて構成した４段デュアルバンド帯域通過型フィルタである。なお、図６に示すデュアルバンド帯域通過型共振器においてスタブ導体が無い場合における通過中心周波数は２.６ＧＨｚである。
【００４５】
図１６Ａは、０．５から５.０ＧＨｚまでの入力信号に対する図１５に示す構造のフィルタの反射特性（Ｓ１１：一点鎖線）及び通過特性（Ｓ２１：実線）のシミュレーション結果である。また、図１６Ｂ及び図１６Ｃは各通過帯域に対応した図１６Ａの拡大図であり、それぞれ１.８ＧＨｚから２.１ＧＨｚ及び３.０ＧＨｚから３.９ＧＨｚの周波数範囲について拡大したものである。この結果から、比帯域（中心周波数に対する帯域幅の比）の異なる２つの通過帯域が１.９５ＧＨｚ近傍及び３.４５ＧＨｚ近傍に形成され、かつ、所望の通過帯域以外の不要な信号を概ね遮断できていることがわかる。
［切り替え可能なデュアルバンド帯域通過型共振器及びフィルタ］
前述の各実施形態による共振器及びフィルタは周波数が大きく離れた２つの周波数帯域の信号に対し同時に動作可能であり、２つの周波数帯でのサービスが提供されている環境においては広帯域の通信を可能にする。しかしながら、そのようなフィルタを使用した例えば携帯電話のような移動機が一方の周波数帯でしかサービスを提供してない領域にローミングした場合、他方の周波数帯で受信される不所望の信号は干渉信号となるので、デュアルバンドで動作させるのは好ましくない。
【００４６】
以下の実施形態は前述の実施形態に対し、デュアルバンド帯域通過型共振器（又は帯域通過型フィルタ）として動作するか、シングルバンド共振器（又は帯域通過型フィルタ）として動作するかを切り替え可能としたものである。この構成により、２つの周波数帯のうち使用しない周波数帯での干渉信号を防ぐことができる。
【００４７】
［第１０実施形態］
図１７は図１に示した共振器をデュアルバンド動作とシングルバンド動作の切り替え可能に変形した例を示し、この実施形態は図１における中心導体１１をその長さ方向の所望の位置で切断しスイッチ１５を直列に挿入したものであり、その他の構成は図１の場合とまったく同じである。スイッチとしては例えばトランジスタスイッチ、ダイオードスイッチなどの半導体スイッチや、ＭＥＭＳ(micro-electro-mechanical system)スイッチなど、どのようなものでもよい。
【００４８】
図１８は、図１７においてスイッチ１５の位置を変えた場合のスイッチがオフ（非導通）時の通過特性Ｓ２１の変化をシミュレーションで求めた結果を示す。シミュレーションは、スイッチの非導通状態を、単にスイッチの位置で中心導体１１を切断して線路幅と同程度の空隙を形成したものとして行っている。スイッチ１５の位置は中心導体短絡部１３の側縁から中心導体１１に形成した空隙までの距離ａで表している。図１８中の「空隙無」は、空隙を形成しない場合（即ちスイッチが導通状態を意味し、図１の共振器と等価）の通過特性も示している。
【００４９】
距離ａのいずれの値に対しても２つの共振周波数のうち、低周波数側の共振周波数は破線で示すほぼ５.３５ＧＨｚ近傍にあるが、ａが６，５，４，３(mm)と小さくなるにつれて高周波側の共振周波数は順次高周波側にシフトしている。ただし、ａ＝３より更に小さくなると、スイッチ１５から開放端までの分離された中心導体１１の影響が大きくなり、共振周波数が低周波側にシフトする。一方、空隙無（即ちスイッチが導通状態に相当）の場合も、２つの共振周波数を有し、そのうちの１つはほぼ５.３５ＧＨｚとなっている。そこで、スイッチの位置ａを、高周波側の共振周波数が使用されていない周波数帯域に入るように選ぶことにより、スイッチが非導通時（オフ時）にシングルバンド帯域通過型共振器として動作し、スイッチが導通時（オン時）にデュアルバンド帯域型共振器として動作するように設計することができる。
【００５０】
［第１１実施形態］
図１９は図８Ａに示した共振器をデュアルバンド動作とシングルバンド動作の切り替え可能にしたものであり、図１８の場合と同様に中心導体１１にスイッチ１５を挿入したものである。その他の構成は図８Ａと同様であり、またスイッチ１５のオン・オフによるデュアルバンド・シングルバンドの動作切り替えも図１８の場合と同様である。
【００５１】
図２０は図１９の共振器におけるスイッチ１５の位置ａ（ａの定義は図１７中のものと同じである）を６，５，４，３，２，１，０と変化させた場合の透過特性Ｓ２１を示しており、空隙無も含め、位置ａのどの位置の場合も低周波側の共振周波数を４.２ＧＨｚの近傍に有し、ａの値が６mmから３mmまで小さくなると共に高周波側の共振周波数が順次高い方にシフトしている。従って、図１８の場合と同様に、デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能な透過型共振器として設計することが可能である。
【００５２】
［第１２実施形態］
図２１は図３に示した共振器をデュアルバンド動作とシングルバンド動作の切り替え可能にしたものであり、図１８の場合と同様に中心導体１１にスイッチ１５を挿入したものである。その他の構成は図３と同様であり、またスイッチ１５のオン・オフによるデュアルバンド・シングルバンドの動作切り替えも図１８の場合と同様である。
【００５３】
［第１３実施形態］
図２２は図４に示した共振器をデュアルバンド動作とシングルバンド動作の切り替え可能にしたものであり、図１８の場合と同様に中心導体１１にスイッチ１５を挿入したものである。その他の構成は図４と同様であり、またスイッチ１５のオン・オフによるデュアルバンド・シングルバンドの動作切り替えも図１８の場合と同様である。
【００５４】
［第１４実施形態］
図２３は図５に示した共振器をデュアルバンド動作とシングルバンド動作の切り替え可能にしたものであり、図１８の場合と同様に中心導体１１にスイッチ１５を挿入したものである。その他の構成は図５と同様であり、またスイッチ１５のオン・オフによるデュアルバンド・シングルバンドの動作切り替えも図１８の場合と同様である。
【００５５】
［第１５実施形態］
図２４は図６に示した共振器をデュアルバンド動作とシングルバンド動作の切り替え可能にしたものであり、図１８の場合と同様に中心導体１１にスイッチ１５を挿入したものである。その他の構成は図６と同様であり、またスイッチ１５のオン・オフによるデュアルバンド・シングルバンドの動作切り替えも図１８の場合と同様である。
【００５６】
［第１６実施形態］
図２５は図７に示した共振器をデュアルバンド動作とシングルバンド動作の切り替え可能にしたものであり、図１８の場合と同様に中心導体１１にスイッチ１５を挿入したものである。その他の構成は図７と同様であり、またスイッチ１５のオン・オフによるデュアルバンド・シングルバンドの動作切り替えも図１８の場合と同様である。
【００５７】
［第１７実施形態］
図２６は図２４の実施形態による共振器を図１５の実施形態と同様に４つカスケード結合して構成した帯域通過型フィルタを示し、図２７はその反射特性（Ｓ１１：一点鎖線）と透過特性（Ｓ２１：実線）のシミュレーション結果を示す。それぞれの共振器の中心導体に挿入された４つのスイッチ１５が全てオンの状態では細い実線の透過特性で示すように図１６Ａと同様のデュアルバンドの特性が得られる。それに対し、全てのスイッチ１５をオフとすると低周波側の通過帯域はなくなり、太い実線で示すように高周波側の通過帯域特性を有するシングルバンド帯域通過型フィルタとして動作する。図１７，１９，２１，２２，２３，２５の共振器の場合も複数カスケード結合してデュアルバンドとシングルバンドの選択可能な帯域通過型フィルタを構成することができる。
【００５８】
［第１８実施形態］
図１７，１９，２１，２２，２３，２５，２６では中心導体１１にスイッチ１５を挿入した共振器の例を示したが、中心導体短絡部１３にスイッチを挿入することによってもデュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能な共振器とすることができる。その実施形態を図２８に示す。図２８の共振器は、図１の共振器において、スタブ導体１４と地導体１２の間の中心導体短絡部１３に、中心導体１１に対し対称にそれぞれスイッチ１６を挿入し、中心導体１１とスタブ１４が接続されている中心導体短絡部１３を２つの地導体１２から切り離し可能にしたものであり、その他の構成は図１と同じである。
【００５９】
図２９は図２８の共振器におけるスイッチ１６の位置ａを0.44, 0.22, 0.0mmと変えた場合の透過特性Ｓ２１を示す。空隙無を意味する２つのスイッチ１６がオンの状態では図１の共振器と同じデュアルバンド帯域通過型共振器として動作し、５.０ＧＨｚと５.２５ＧＨｚに共振周波数を有する。２つのスイッチ１６がオフの状態では、２つの周波数帯のうち、高周波側の共振周波数を使用されていない周波数帯域に入るように設計することで低周波側の周波数帯でのみ動作するシングルバンド共振器として動作する。このときの低周波側の共振周波数は図２９に示すようにスイッチ１６が音字（空隙無）の低周波側共振周波数５.０ＧＨｚと一致するように設計することができる。
【００６０】
［第１９実施形態］
図３０は図８Ａに示した共振器をデュアルバンド動作とシングルバンド動作の切り替え可能にしたものであり、図２８の場合と同様に中心導体短絡部１３に２つのスイッチ１６を挿入したものである。その他の構成は図８Ａと同様であり、またスイッチ１６のオン・オフによるデュアルバンド・シングルバンドの動作切り替えも図２８の場合と同様である。
【００６１】
［第２０実施形態］
図３１は図３に示した共振器をデュアルバンド動作とシングルバンド動作の切り替え可能にしたものであり、図２８の場合と同様に中心導体短絡部１３の両端近傍にスイッチ１６を挿入したものである。その他の構成は図３と同様であり、またスイッチ１６のオン・オフによるデュアルバンド・シングルバンドの動作切り替えも図２８の場合と同様である。
【００６２】
［第２１実施形態］
図３２は図４に示した共振器をデュアルバンド動作とシングルバンド動作の切り替え可能にしたものであり、図２８の場合と同様に中心導体短絡部１３に２つのスイッチ１６を挿入したものである。その他の構成は図４と同様であり、またスイッチ１６のオン・オフによるデュアルバンド・シングルバンドの動作切り替えも図２８の場合と同様である。
【００６３】
［第２２実施形態］
図３３は図５に示した共振器をデュアルバンド動作とシングルバンド動作の切り替え可能にしたものであり、図２８の場合と同様に中心導体短絡部１３に２つのスイッチ１６を挿入したものである。その他の構成は図５と同様であり、またスイッチ１６のオン・オフによるデュアルバンド・シングルバンドの動作切り替えも図２８の場合と同様である。
【００６４】
［第２３実施形態］
図３４は図６に示した共振器をデュアルバンド動作とシングルバンド動作の切り替え可能にしたものであり、図２８の場合と同様に中心導体短絡部１３に２つのスイッチ１６を挿入したものである。その他の構成は図６と同様であり、またスイッチ１６のオン・オフによるデュアルバンド・シングルバンドの動作切り替えも図２８の場合と同様である。
【００６５】
［第２４実施形態］
図３５は図７に示した共振器をデュアルバンド動作とシングルバンド動作の切り替え可能にしたものであり、図２８の場合と同様に中心導体短絡部１３に２つのスイッチ１６を挿入したものである。その他の構成は図７と同様であり、またスイッチ１６のオン・オフによるデュアルバンド・シングルバンドの動作切り替えも図２８の場合と同様である。
【００６６】
図２８，３０〜２９で示したような中心導体短絡部１３にスイッチ１６が挿入された共振器を図９，１１，１２，１３，１５のように複数カスケード結合してデュアルバンドとシングルバンドの選択可能な帯域通過型フィルタを構成することができる。
【００６７】
［第２５実施形態］
前述ではスイッチを中心導体短絡部１３に挿入することにより、デュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能な通過型共振器を示した。以下に説明するように、スイッチをスタブ導体に挿入することによってもデュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能な帯域通過型共振器を構成することもできる。
【００６８】
図３６は図１の実施形態において、２つのスタブ導体１４に中心導体１１に対し対称に２つのスイッチ１７を挿入したものである。ただし、図３６では中心導体１１がスタブ導体１４より短い場合を示している。図３６の共振器においてスイッチ１７の位置ａを６mmから０mmまで変えたときの共振器の透過特性Ｓ２１のシュミレーション結果を図３７に示す。位置ａの定義は図１７における定義と同様である。空隙無の場合（即ち、スイッチ１７が導通状態の場合）は、図１７の共振器の特性である図１８に示すものと同様に５ＧＨｚと５.２５ＧＨｚに共振周波数を有している。２つのスイッチ１７が非導通状態の場合、ａが６から３へ小さくなるに従って高周波側の共振周波数は高周波側にシフトしている点も図１８の例を同様である。したがって、第２５実施形態の例でもデュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能な帯域通過型共振器を設計することができる。
【００６９】
［第２６実施形態］
図３８はデュアルバンド帯域通過型共振器の第２６実施形態を示す。これは図３の共振器において、図３６の場合と同様に２つのスタブ導体２４の、中心導体１１と平行な部分にスイッチ１７を挿入してデュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能としたものである。その他の構成は図３と同様であり、またスイッチ１７のオン・オフによるデュアルバンド・シングルバンドの動作切り替えも図３６の場合と同様である。
【００７０】
［第２７実施形態］
図３９はデュアルバンド帯域通過型共振器の第２７実施形態を示す。これは図４の共振器において、図３６の場合と同様に２つのスタブ導体３４の、中心導体１１と平行な部分にスイッチ１７を挿入してデュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能としたものである。その他の構成は図４と同様であり、またスイッチ１７のオン・オフによるデュアルバンド・シングルバンドの動作切り替えも図３６の場合と同様である。
【００７１】
［第２８実施形態］
図４０はデュアルバンド帯域通過型共振器の第２８実施形態を示す。これは図８Ａの共振器において、図３６の場合と同様に２つのスタブ導体１４の、段部１４Ｓ以外の中心導体１１と平行な部分にスイッチ１７を挿入してデュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能としたものである。その他の構成は図８Ａと同様であり、またスイッチ１７のオン・オフによるデュアルバンド・シングルバンドの動作切り替えも図３６の場合と同様である。
【００７２】
［第２９実施形態］
上述したデュアルバンドとシングルバンドの切り替え可能な帯域通過型共振器では、２つの共振周波数での共振動作（デュアルバンド）と、それら２つの共振周波数のうちの低周波側の共振周波数のみでの共振動作（シングルバンド）の切り替えの例を示したが、シングルバンドとして、低周波側の周波数帯と高周波側の周波数帯の任意の一方を選択可能とした実施形態を図４１に示す。この実施形態は図１７の共振器に対し、図２８の共振器におけると同様の２つのスイッチ１６を中心導体短絡部１３に挿入したものであり、その他の構成は図１７と同様である。スイッチ１５及び２つのスイッチ１６が全てオンの状態では図１の場合と同様にデュアルバンド帯域通過方共振器として動作し、スイッチ１５がオフで２つのスイッチ１６がオンの状態では高周波側の周波数帯のみを有するシングルバンド共振器として動作し、スイッチ１５がオンで２つのスイッチ１６がオフの状態では低周波側の周波数帯のみを有するシングルバンド共振器として動作するように設計することができる。
【００７３】
［第３０実施形態］
図４２は図２１の共振器に対し、図３１の共振器におけると同様の２つのスイッチ１６を中心導体短絡部１３に挿入したものであり、その他の構成は図２１と同様である。スイッチ１５及び２つのスイッチ１６のそれぞれのオン・オフ状態と選択された周波数帯の関係は図４１の場合と同様である。
【００７４】
［第３１実施形態］
図４３は図２２の共振器に対し、図３２の共振器におけると同様の２つのスイッチ１６を中心導体短絡部１３に挿入したものであり、その他の構成は図２２と同様である。スイッチ１５及び２つのスイッチ１６のそれぞれのオン・オフ状態と選択された周波数帯の関係は図４１の場合と同様である。
【００７５】
［第３２実施形態］
図４４は図２３の共振器に対し、図３３の共振器におけると同様の２つのスイッチ１６を中心導体短絡部１３に挿入したものであり、その他の構成は図２３と同様である。スイッチ１５及び２つのスイッチ１６のそれぞれのオン・オフ状態と選択された周波数帯の関係は図４１の場合と同様である。
【００７６】
［第３３実施形態］
図４５は図２４の共振器に対し、図３４の共振器におけると同様の２つのスイッチ１６を中心導体短絡部１３に挿入したものであり、その他の構成は図２４と同様である。スイッチ１５及び２つのスイッチ１６のそれぞれのオン・オフ状態と選択された周波数帯の関係は図４１の場合と同様である。
【００７７】
［第３４実施形態］
図４６は図２５の共振器に対し、図３５の共振器におけると同様の２つのスイッチ１６を中心導体短絡部１３に挿入したものであり、その他の構成は図２５と同様である。スイッチ１５及び２つのスイッチ１６のそれぞれのオン・オフ状態と選択された周波数帯の関係は図４１の場合と同様である。
【００７８】
図４１〜４６で示したような中心導体１１と中心導体短絡部１３にスイッチ１５，１６が挿入された共振器を図９，１１，１２，１３，１５のように複数カスケード結合してデュアルバンドとシングルバンドの選択可能な帯域通過型フィルタを構成することができる。
【００７９】
［第３５実施形態］
図４１から４６では中心導体と中心導体短絡部にスイッチを挿入する例を示したが、２つのスタブ導体と中心導体短絡部にスイッチを挿入することにより、デュアルバンドと任意の一方のシングルバンドを切り替え可能とすることもできる。
【００８０】
図４７は図２８の共振器において、更に図３６と同様に２つのスタブ導体１４にスイッチ１７を挿入したものであり、その他の構成は図２８と同様である。スイッチ１６，１７が全てオン（導通）の状態では図２８の共振器におけるスイッチ１６がオンの状態と同様のデュアルバンド帯域通過型共振器として動作し（図２９参照）、スイッチ１６がオフでスイッチ１７がオンの状態では図２８の共振器によるスイッチ１６がオフの場合と同様に低周波側の共振周波数でのシングルバンド帯域通過型共振器として動作し、スイッチ１６がオンでスイッチ１７がオフの状態では図３６の共振器と同様に２つの共振周波数のうち高周波側の共振周波数（図３７参照）でのシングルバンド帯域通過型共振器として動作する。
【００８１】
［第３６実施形態］
図４８は図３１の共振器において、更に図３８と同様に２つのスタブ導体１４にスイッチ１７を挿入したものであり、その他の構成は図３１と同様である。スイッチ１６，１７のオン・オフ状態と選択された周波数帯の関係は図４７の場合と同様である。
【００８２】
［第３７実施形態］
図４９は図３２の共振器において、更に図３９と同様に２つのスタブ導体１４にスイッチ１７を挿入したものであり、その他の構成は図３２と同様である。スイッチ１６，１７のオン・オフ状態と選択された周波数帯の関係は図４７の場合と同様である。
【産業上の利用可能性】
【００８３】
本発明は、主にマイクロ波帯・ミリ波帯の平面回路をデュアルバンド対応の回路として構成する場合の構成要素として有用である。
【図１】
0005060498.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６Ａ】
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【図１６Ｂ】
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【図１６Ｃ】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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