(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷電流が流れる一対の負荷ノードと、
前記一対の負荷ノードから入力される電力をスイッチング動作によって所定の形式の電力に変換して出力するとともに、入力電流を第１の目標値に近づくように制御する電力変換部と、
前記スイッチング動作によって前記電力変換部の前記入力電流に生じるリップルを平滑化するための補正電流を前記一対の負荷ノードに発生する補正電流発生部と
を有する負荷装置。
【請求項２】
前記補正電流発生部は、
前記一対の負荷ノードに接続され、インピーダンスの調節が可能な半導体素子と、
前記負荷電流が、前記電力変換部の前記入力電流に生じるリップルの最大値より大きい第２の目標値に近づくように、前記半導体素子のインピーダンスを制御する制御部と
を有する、
請求項１に記載の負荷装置。
【請求項３】
前記電力変換部の入力と前記一対の負荷ノードとを結合する経路に設けられ、前記負荷電流が立ち下がるときにオフするスイッチ回路を有する、
請求項２に記載の負荷装置。
【請求項４】
前記補正電流発生部は、
前記一対の負荷ノードに印加される電圧より高い電圧を発生する電圧発生部と、
前記電圧発生部の出力と前記一対の負荷ノードとを結合する経路に設けられ、インピーダンスの調節が可能な半導体素子と、
前記負荷電流が、前記電力変換部の前記入力電流に生じるリップルの最小値より小さい第３の目標値に近づくように、前記半導体素子のインピーダンスを制御する制御部と
を有する、
請求項１に記載の負荷装置。
【請求項５】
前記補正電流発生部は、
前記一対の負荷ノードに接続され、インピーダンスの調節が可能な第１の半導体素子と、
前記一対の負荷ノードに印加される電圧より高い電圧を発生する電圧発生部と、
前記電圧発生部の出力と前記一対の負荷ノードとを結合する経路に設けられ、インピーダンスの調節が可能な第２の半導体素子と、
前記負荷電流が前記第１の目標値若しくはこれに近似する目標値に近づくように前記第１の半導体素子及び前記第２の半導体素子のインピーダンスを制御する制御部と
を有する、
請求項１に記載の負荷装置。
【請求項６】
前記電圧発生部は、前記電力変換部から出力される電力の少なくとも一部により充電され、前記第２の半導体素子に流れる電荷を供給するキャパシタを有する、
請求項４又は５に記載の負荷装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置などの負荷電流を制御する負荷装置に係り、特に、低損失でありながら負荷電流のリップルが小さい負荷装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電源装置やバッテリー装置などの研究開発・製造検査においては、負荷のインピーダンスを様々に設定して特性を試験するいわゆる負荷試験が欠かせない。この負荷試験では、例えばトランジスタ等の可変インピーダンス素子を用いてインピーダンスを任意に調節することができる電子負荷装置が広く利用されている（特許文献１〜４参照）。
【０００３】
従来の一般的な電子負荷装置では、トランジスタ等で消費される電力を全て熱に変えている。そのため、負荷が大きくなるほど放熱部品（ヒートシンク、ファンなど）が大型化し、重量が増すという問題がある。そこで、特許文献５に記載される電子負荷装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＡＣインバータを用いて負荷電力を交流系統（商用ライン）に回生することにより、熱損失の低減を図っている。また、特許文献６に記載される電子負荷装置では、負荷電流の制御を行う半導体素子と直列にバイアス電源が接続されており、バイアス電源に入力される電力を交流系統に回生することで半導体素子の熱損失を低減している。
【特許文献１】特開２００２−０９０４０４号公報
【特許文献２】特開２００２−０９１５７７号公報
【特許文献３】特許３４７０２９６号公報明細書
【特許文献４】特許３４７７６１９号公報明細書
【特許文献５】特開平６−２３３５４２号公報
【特許文献６】特開２００３−１６７０１５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、電力変換器を用いて負荷電力を回生する方式の電子負荷装置では、電力変換器のスイッチング動作によって負荷電流にリップルが発生するため、試験で要求される負荷電流の規格を満たすことができない場合がある。
また、電力変換器にはインダクタやキャパシタなどの遅れ要素が含まれるため、半導体素子のリニア動作により負荷電流を制御する従来の電子負荷装置に比べて応答速度が遅いという不利益もある。特に、半導体素子と直列にバイアス電源（電力変換器）が接続されている場合（特許文献６）、負荷電流の急変などによって電子負荷装置の入力電圧が急激に低下すると、バイアス電源がこの電圧低下に対して迅速に応答することができないため、半導体素子の動作電圧が不足して負荷電流の制御が不安定になるという問題が生じる。
【０００５】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、負荷電力をスイッチング動作により電力変換することで熱損失を抑制できるとともに、スイッチング動作に伴う負荷電流のリップルを低減できる負荷装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明に係る負荷装置は、負荷電流が流れる一対の負荷ノードと、前記一対の負荷ノードから入力される電力をスイッチング動作によって所定の形式の電力に変換して出力するとともに、入力電流を第１の目標値に近づくように制御する電力変換部と、前記スイッチング動作によって前記電力変換部の前記入力電流に生じるリップルを平滑化するための補正電流を前記一対の負荷ノードに発生する補正電流発生部とを有する。
上記負荷装置によれば、前記電力変換部においてスイッチング動作により電力変換を行うことで熱損失が抑えられるとともに、スイッチング動作に伴うリップルが前記補正電流によって平滑化される。
【０００７】
好適に、前記補正電流発生部は、前記一対の負荷ノードに接続され、インピーダンスの調節が可能な半導体素子と、前記負荷電流が、前記電力変換部の前記入力電流に生じるリップルの最大値より大きい第２の目標値に近づくように、前記半導体素子のインピーダンスを制御する制御部とを有してよい。
上記の構成によれば、前記一対の負荷ノードの一方から他方へ前記半導体素子を介して電流が流れる。前記一対の負荷ノードには、前記電力変換部の前記入力電流と前記半導体素子に流れる電流とを足し合わせた電流が流れる。前記制御部において前記半導体素子のインピーダンスが調節されると、これに応じて前記半導体素子に流れる電流が変化し、前記負荷電流が変化する。前記負荷電流は、前記制御部によって、前記電力変換部の前記入力電流に生じるリップルの最大値より大きい第２の目標値に近づくように制御される。これにより、前記電力変換部の前記入力電流と前記第２の目標値との差分を補う補正電流が前記半導体素子に流れて、前記負荷電流が前記第２の目標値に近づく。前記電力変換部の前記入力電流に生じるリップルは、この補正電流によって平滑化される。
【０００８】
この場合、上記負荷装置は、前記電力変換部の入力と前記一対の負荷ノードとを結合する経路に設けられ、前記負荷電流が立ち下がるときにオフするスイッチ回路を有してもよい。
上記の構成によれば、前記負荷電流が立ち下がるとき、前記電力変換部の入力と前記一対の負荷ノードとが前記スイッチ回路により切り離されて、前記電力変換部の入力電流が前記一対の負荷ノードに流れなくなり、前記負荷電流は主として前記半導体素子に流れる。そのため、前記負荷電流の立下り速度は前記電力変換部の応答速度に影響を受けなくなり、前記半導体素子の応答速度に従う。
【０００９】
また、好適に、前記補正電流発生部は、前記一対の負荷ノードに印加される電圧より高い電圧を発生する電圧発生部と、前記電圧発生部の出力と前記一対の負荷ノードとを結合する経路に設けられ、インピーダンスの調節が可能な半導体素子と、前記負荷電流が、前記電力変換部の前記入力電流に生じるリップルの最小値より小さい第３の目標値に近づくように、前記半導体素子のインピーダンスを制御する制御部とを有してよい。
上記の構成によれば、前記電圧発生部から前記半導体素子を介して前記一対の負荷ノードに電流が流れる。前記電圧発生部は前記一対の負荷ノードに印可される電圧より高い電圧を発生するので、前記一対の負荷ノードには、前記電力変換部の前記入力電流から前記半導体素子に流れる電流を差し引いた電流が流れる。前記制御部において前記半導体素子のインピーダンスが調節されると、これに応じて前記半導体素子に流れる電流が変化して、前記負荷電流が変化する。前記負荷電流は、前記制御部によって、前記電力変換部の前記入力電流に生じるリップルの最小値より小さい第３の目標値に近づくように制御される。これにより、前記電力変換部の前記入力電流と前記第３の目標値との差分を補う補正電流が前記半導体素子に流れて、前記負荷電流が前記第３の目標値に近づく。前記電力変換部の前記入力電流に生じるリップルは、この補正電流によって平滑化される。
【００１０】
また、好適に、前記補正電流発生部は、前記電力変換部の入力に並列に接続され、インピーダンスの調節が可能な第１の半導体素子と、前記一対の負荷ノードに印加される電圧より高い電圧を発生する電圧発生部と、前記電圧発生部の出力と前記電力変換部の入力とを結合する経路に設けられ、インピーダンスの調節が可能な第２の半導体素子と、前記負荷電流が前記第１の目標値若しくはこれに近似する目標値に近づくように前記第１の半導体素子及び前記第２の半導体素子のインピーダンスをそれぞれ制御する制御部とを有してよい。
上記の構成によれば、前記一対の負荷ノードの一方から他方へ前記第１の半導体素子を介して電流が流れるとともに、前記電圧発生部から前記第２の半導体素子を介して前記一対の負荷ノードに電流が流れる。前記一対の負荷ノードには、前記電力変換部の前記入力電流と前記第１の半導体素子に流れる電流との和から前記第２の半導体素子に流れる電流を差し引いた電流が流れる。前記制御部において前記第１の半導体素子及び前記第２の半導体素子のインピーダンスがそれぞれ調節されると、これに応じてこれらの半導体素子に流れる電流が変化して、前記負荷電流が変化する。前記負荷電流は、前記制御部によって、前記第１の目標値若しくはこれに近似する目標値に近づくように制御される。これにより、前記電力変換部の前記入力電流と当該目標値との差分を補うように前記第１の半導体素子及び前記第２の半導体素子に補正電流が流れて、前記負荷電流が当該目標値に近づく。前記電力変換部の前記入力電流に生じるリップルは、この補正電流によって平滑化される。
【００１１】
なお、前記電圧発生部は、前記電力変換部から出力される電力の少なくとも一部により充電され、前記第２の半導体素子に流れる電荷を供給するキャパシタを有してもよい。
上記の構成によれば、前記一対の負荷ノードに入力される電力の一部を利用して前記キャパシタが充電される。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、負荷電力をスイッチング動作により電力変換することで熱損失を抑制できるとともに、スイッチング動作に伴う負荷電流のリップルを低減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る負荷装置の構成の一例を示す図である。
第１の実施形態に係る負荷装置は、例えば図１に示すように、試験対象の電源装置５０の出力に接続される負荷ノードＮ１，Ｎ２と、電力変換部１０と、補正電流発生部２０とを有する。
【００１４】
電力変換部１０は、スイッチング動作によって入力電流Ｉ１を所望の値に制御しつつ、入力電力の一部を交流系統４０に回生する。すなわち、負荷ノードＮ１，Ｎ２を介して入力される直流電力をスイッチング動作によって交流電力Ｗａｃに変換して交流系統４０に回生するとともに、入力電流Ｉ１を目標値Ａ１に近づくように制御する。例えば電力変換部１０は、設定された目標値Ａ１に近づくように入力電流Ｉ１を制御するＤＣ−ＤＣコンバータと、このＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力を交流系統４０に回生するＤＣ−ＡＣインバータを備えている。電力変換部１０は、入力電力の一部を交流系統４０に回生することから、トランジスタ等の半導体素子をリニア領域で動作させて入力電流を制御する電子負荷装置に比べて、熱損失が非常に小さい。
【００１５】
補正電流発生部２０は、電力変換部１０のスイッチング動作に伴って入力電流Ｉ１に生じるリップルを平滑化するための補正電流Ｉ２を負荷ノードＮ１，Ｎ２に発生する。すなわち補正電流発生部２０は、負荷ノードＮ１，Ｎ２に流れる補正電流Ｉ２を調節することによって、入力電流Ｉ１と補正電流Ｉ２との合成電流である負荷電流ＩＬのリップルを減少させる。
【００１６】
補正電流発生部２０は、例えば図１に示すように、負荷ノードＮ１，Ｎ２に接続されたトランジスタ２０１と、補正電流制御部２０２と、電流検出部２０３とを有する。
【００１７】
トランジスタ２０１は、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体素子であり、補正電流制御部２０２より出力される制御信号に応じてインピーダンスが変化する。
【００１８】
補正電流制御部２０２は、電流検出部２０３において検出される負荷電流ＩＬが、電力変換部１０の入力電流Ｉ１に生じるリップルの最大値より大きい目標値Ａ２に近づくように、トランジスタ２０１のインピーダンスを制御する。例えば、リップルを含む入力電流Ｉ１が「Ａ１±β」（Ａ１，β＞０）の範囲で振動しているものとすると、リップルの最大値は「Ａ１＋β」である。この場合、補正電流制御部２０２における負荷電流ＩＬの目標値Ａ２は、「Ａ２  ＝  Ａ１＋α  ＞  Ａ１＋β」（α＞β）に設定される。
補正電流制御部２０２は、電流検出部２０３において検出された負荷電流ＩＬと目標値Ａ２との誤差を増幅し、その増幅信号に応じてトランジスタ２０１のインピーダンスを制御する。
【００１９】
電流検出部２０３は、負荷ノードＮ１，Ｎ２に流れる負荷電流ＩＬを検出する。電流検出部２０３には、例えば負荷電流ＩＬの経路に挿入される微小抵抗値の抵抗素子や、非接触で電流を検出するホール素子などが用いられる。
【００２０】
ここで、上述した構成を有する図１に示す負荷装置の動作を説明する。
電力変換部１０において、負荷ノードＮ１，Ｎ２に入力される電力がスイッチング動作により交流電力に変換されて交流系統４０に回生される。このとき入力電流Ｉ１は、目標値Ａ１に近づくように制御される。
他方、負荷ノードＮ１，Ｎ２にはトランジスタ２０１が接続されており、負荷ノードＮ１からＮ２へトランジスタ２０１を介して補正電流Ｉ２が流れる。負荷ノードＮ１，Ｎ２には、電力変換部１０の入力電流Ｉ１とトランジスタ２０１に流れる補正電流Ｉ２とを足し合わせた負荷電流ＩＬが流れる（ＩＬ＝Ｉ１＋Ｉ２）。補正電流制御部２０２においてトランジスタ２０１のインピーダンスが調節されると、これに応じて補正電流Ｉ２が変化して、負荷電流ＩＬが変化する。負荷電流ＩＬは、補正電流制御部２０２によって、電力変換部１０の入力電流Ｉ１に生じるリップルの最大値より大きい目標値Ａ２に近づくように制御される。この制御により、目標値Ａ２と入力電流Ｉ１との差分を補う補正電流Ｉ２がトランジスタ２０１に流れて、負荷電流ＩＬは目標値Ａ２に近づく。入力電流Ｉ１に含まれるリップルは、補正電流Ｉ２によって平滑化される。
【００２１】
図２は、図１に示す負荷装置による負荷電流ＩＬの立ち上がり時の電流波形を例示する図である。
図２の例において、負荷電流ＩＬの目標値Ａ２と入力電流Ｉ１の目標値Ａ１は同時に立ち上がり、負荷電流ＩＬと入力電流Ｉ１はほぼ同じ時点から上昇を開始する（図２（Ａ））。しかし、電力変換部１０は補正電流発生部２０のトランジスタ２０１に比べて応答が遅く、入力電流Ｉ１は負荷電流ＩＬよりゆっくり立ち上がるため、負荷電流ＩＬと入力電流Ｉ１との差分（ＩＬ−Ｉ１）である補正電流Ｉ２は、この立ち上がり過程で一時的に大きくなる（図２（Ｂ））。入力電流Ｉ１が目標値Ａ１まで立ち上がると、補正電流Ｉ２は目標値Ａ１と目標値Ａ２の差に応じた比較的小さい電流になる。
【００２２】
図３は、図１に示す負荷装置による負荷電流ＩＬの立ち下がり時の電流波形を例示する図である。
図３の例において、入力電流Ｉ１の目標値Ａ１は負荷電流ＩＬの目標値Ａ２より早く立ち下がり、入力電流Ｉ１は負荷電流ＩＬより早い時点で下降を開始する（図３（Ａ））。入力電流Ｉ１は、電力変換部１０の応答速度に従ってゆっくり立ち下がる。入力電流Ｉ１が立ち下がりの目標値Ａ１に十分近づいたとき、目標値Ａ２が立ち下がり、負荷電流ＩＬの下降が開始する。負荷電流ＩＬは、トランジスタ２０１のリニア動作によって、入力電流Ｉ１より高速に立ち下がる。負荷電流ＩＬが高速に立ち下がるため、負荷電流ＩＬと入力電流Ｉ１との差は徐々に減少する。しかし、負荷電流ＩＬが下降を開始したとき入力電流Ｉ１は既に立ち下がりの目標値Ａ１に近づいているため、両者の差がゼロになる前に入力電流Ｉ１の立ち下がりが完了する。負荷電流ＩＬの立ち下がり時も、補正電流Ｉ２は一時的に大きくなる（図３（Ｂ））。
【００２３】
以上説明したように、図１に示す負荷装置によれば、電力変換部１０において入力電流Ｉ１が目標値Ａ１に近づくように制御されるとともに、負荷ノードＮ１，Ｎ２から入力される電力が交流電力に変換されて交流系統４０に回生される。このとき、電力変換部１０のスイッチング動作に伴って生じる入力電流Ｉ１のリップルは、負荷ノードＮ１，Ｎ２に発生する補正電流発生部２０の補正電流Ｉ２により平滑化される。そのため、負荷電力を全てトランジスタ等で消費させる従来の方式に比べて熱損失を大幅に抑制できるとともに、電力変換部１０のスイッチング動作に伴う負荷電流ＩＬのリップルを効果的に低減できる。
【００２４】
また、図１に示す負荷装置によれば、リニア動作するトランジスタ２０１において補正電流Ｉ２を高速に変化させることで、電力変換部１０の応答速度の遅さを補うことが可能であり、全体的な応答速度を向上できる。
更に、図１に示す負荷装置によれば、負荷ノードＮ１，Ｎ２において２つの電流源（電力変換部１０及び補正電流発生部２０）が並列に接続されていることから、負荷電流の急変などによって負荷ノードＮ１，Ｎ２の電圧が急激に低下しても、これによって各電流源の動作電圧が直ちに不足することはない。すなわち、負荷電流制御用の半導体素子と直列にバイアス電源が接続されている電子負荷装置（特許文献６）と比較した場合、入力電圧の急激な低下によって負荷電流の制御が不安定になるという問題が生じ難い。
加えて、図１に示す負荷装置によれば、２つの電流源（電力変換部１０及び補正電流発生部２０）において生成された電流（Ｉ１，Ｉ２）が負荷ノードＮ１，Ｎ２において加算されることから、単独の電流源しか持たない場合に比べて大きな負荷電流ＩＬを生成できる。例えば、トランジスタ２０１において補正電流Ｉ２を高速に変化させることにより、瞬時的に大きなピークを持つ負荷電流ＩＬを生成できる。
【００２５】
＜第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態について図４を参照して説明する。
図４に示す第２の実施形態に係る負荷装置は、昇圧部１１０及び回生部１２０を備えた電力変換部１０と、補正電流発生部２０と、システム制御部３０とを有する。なお、図４と図１における同一符号は同一の構成要素を示す。
【００２６】
昇圧部１１０は、負荷ノードＮ１，Ｎ２からの入力電流Ｉ１が目標値Ａ１に近づくように入力電圧Ｖｄｃの昇圧を行う回路であり、図４の例では、インダクタ１１１と、トランジスタ等のスイッチング素子１１３と、ダイオード１１２と、キャパシタ１１５と、電流検出部１１６と、入力電流制御部１１７を有する。
インダクタ１１１とスイッチング素子１１３は、負荷ノードＮ１，Ｎ２に直列に接続される。ダイオード１１１とキャパシタ１１５は、スイッチング素子１１３の両端に直列に接続される。ダイオード１１２は、スイッチング素子１１３がオフのときにインダクタ１１１からキャパシタ１１５へ流れる充電電流を導通する。
電流検出部１１６は、負荷ノードＮ１，Ｎ２から昇圧部１１０へ流れる入力電流Ｉ１を検出する回路であり、抵抗素子やホール素子などを用いて構成される。
【００２７】
入力電流制御部１１７は、電流検出部１１６において検出される入力電流Ｉ１がシステム制御部３０によって設定される目標値Ａ１に近づくように、スイッチング素子１１３のオンとオフのデューティー比を制御する。スイッチング素子１１３のオン期間では、インダクタ１１１に負荷ノードＮ１，Ｎ２の電圧Ｖｄｃが印加されるため入力電流Ｉ１が増大し、スイッチング素子１１３のオフ期間では、インダクタ１１１からキャパシタ１１５にエネルギーが放出されるため入力電流Ｉ２が減少する。入力電流制御部１１７は、入力電流Ｉ１が目標値Ａ１に対して小さくなるとオン期間を長くし、入力電流Ｉ２が目標値Ａ２に対して増大するとオン期間を短くする。
【００２８】
回生部１２０は、昇圧部１１０から出力される直流電力を交流電力に変換して交流系統４０に回生する回路であり、図４の例では、トランス１２１と、トランジスタ等のスイッチング素子１２２〜１２７と、電流検出部１２８，１２９と、電圧検出部１３０と、回生制御部１３１を有する。
トランス１２１は、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２を有する。１次巻線ｎ１は、スイッチング素子１２２を介して昇圧部１１０の出力（キャパシタ１１５）に接続され、２次巻線ｎ２は、スイッチング素子１２３を介して後述のＨブリッジ回路（１２４〜１２７）に接続される。
スイッチング素子１２４〜１２７は、Ｈブリッジ回路を構成する。Ｈブリッジ回路は、回生制御部１３１の制御信号に応じて、トランス１２１の２次巻線ｎ２と交流系統４０との接続を切り替える。４つのスイッチング素子１２４，１２５，１２６，１２７は、この順番でリング状に接続されており、各接続ノード（Ｎ３〜Ｎ６）が２次巻線ｎ２又は交流系統４０の各端子に接続される。すなわち、スイッチング素子１２４及び１２５の接続ノードＮ４は、交流系統４０の一方のラインに接続される。スイッチング素子１２６及び１２７の接続ノードＮ６は、交流系統４０の他方のラインに接続される。スイッチング素子１２４及び１２７の接続ノードＮ３は、２次巻線ｎ２の一方の端子に接続される。スイッチング素子１２５及び１２６の接続ノードＮ５は、スイッチング素子１２３を介して２次巻線ｎ２の他方の端子に接続される。
電流検出部１２８はトランス１２１の１次巻線に流れる電流を検出し、電流検出部１２９はトランス１２１の２次巻線ｎ２に流れる電流を検出する。電流検出部１２８，１２９は、例えば、抵抗素子やホール素子などを用いて構成される。
電圧検出部１３０は、交流系統４０の電圧を検出する回路であり、例えば交流電圧の波形やその極性を検出する。
【００２９】
回生制御部１３１は、昇圧部１１０の出力電力が交流系統４０へ回生されるようにスイッチング素子１２２〜１２７を制御する。
【００３０】
例えば回生制御部１３１は、昇圧部１１０の出力電圧Ｖａが昇圧動作によって所定の基準値ＡＨまで上昇すると、出力電圧Ｖａがその基準値ＡＨに保たれるように交流系統４０への回生電力を制御する。
この場合、回生制御部１３０は、まずスイッチング素子１２２をオン、スイッチング素子１２３をオフにする。これにより、昇圧部１１０のキャパシタ１１５からトランス１２１の１次巻線ｎ１へ電流が流れて、トランス１２１に磁気エネルギーが蓄積される（フェーズ１）。
また、回生制御部１３１は、１次巻線ｎ１へ流れる電流について、出力電圧Ｖａと基準値ＡＨとの誤差に応じたしきい値を設定する。例えば、回生制御部１３１は、電圧検出部１３０において検出される交流系統４０の電圧検出信号を全波整流して、その全波整流した信号に出力電圧Ｖａと基準値ＡＨとの誤差を乗じたものを、１次巻線ｎ１に流れる電流のしきい値として設定する。このしきい値は、交流系統４０へ出力される交流電流成分のピーク値の包絡線波形に対応する。１次巻線ｎ１の電流が増大して、電流検出部１２８の検出値が上記のしきい値に達すると、回生制御部１３１はスイッチング素子１２２をオフ、スイッチング素子１２３をオンに切り替える（フェーズ２）。これにより、トランス１２１に蓄積された磁気エネルギーが２次巻線ｎ２から電流として放出され、この電流がＨブリッジ回路（１２４〜１２７）を介して交流系統４０に流れる。
他方、回生制御部１３１は、２次巻線ｎ２から交流系統４０へ常に正の電力が出力されるように、交流系統４０の電圧極性に応じてＨブリッジ回路（１２４〜１２７）の接続を切り替える。図４の回路例では、２次巻線ｎ２において発生する正の電流が常にノードＮ３からノードＮ５へ流れるので、この場合、回生制御部１３１は、交流系統４０の正電圧のラインがノードＮ３、負電圧のラインがノードＮ５に接続されるように、Ｈブリッジ回路（１２４〜１２７）を制御する。すなわち、電圧検出部１３０によってノードＮ４の極性が正、ノードＮ６の極性が負と検出された場合、スイッチング素子１２４，１２６をオン、スイッチング素子１２５，１２７をオフにし、逆にノードＮ４の極性が負、ノードＮ６の極性が正と検出された場合は、スイッチング素子１２４，１２６をオフ、スイッチング素子１２５，１２７をオンにする。
トランス１２１に蓄積されたエネルギーが交流系統４０への電力回生によって減少すると、これに応じて２次巻線ｎ２の電流が減少する。電流検出部１２９の検出電流がゼロになると、回生制御部１３１はスイッチング素子１２３をオンからオフに切り替える（フェーズ３）。
回生制御部１３１は、以上のフェーズ１，２，３を１サイクルとして、これを周期的に繰り返す。昇圧部１１０の出力電圧Ｖａと基準値ＡＨとの誤差が大きい程、１サイクルで交流系統４０に回生される電力が大きくなり、出力電圧Ｖａを低下させる制御が強く働くため、出力電圧Ｖａは基準値ＡＨ付近の値に保たれる。
【００３１】
なお、図４の回路例では、キャパシタ１１５の電圧Ｖａが電源装置５０の電圧Ｖｄｃより低い場合に、ダイオード１１２が常にオン状態となるため、昇圧部１１０は入力電流Ｉ１を制御できなくなる。そこで、回生部１２０は、キャパシタ１１５の電圧Ｖａが基準値ＡＬ（＞Ｖｄｃ）より低くならないように、交流系統４０からキャパシタ１１５へ電力を入力する。
この場合、例えば回生制御部１３０は、上述した回生動作時と同様に、ノードＮ３がノードＮ５に対して正電圧となるようにＨブリッジ（１２４〜１２７）を制御する。そして、まずスイッチング素子１２３をオン、スイッチング素子１２２をオフに設定し、回生動作時とは逆に、ノードＮ５からノードＮ３へ正の電流が流れるようにする。これにより、交流系統４０からトランス１２１の２次巻線ｎ２に電力が入力されて、トランス１２１に磁気エネルギーとして蓄積される（フェーズ１ａ）。
また、回生制御部１３１は、２次巻線ｎ２へ流れる電流について、キャパシタ１１５の電圧Ｖａと基準値ＡＬとの誤差に応じたしきい値を設定する。このしきい値は、例えば先に述べた回生動作の場合と同様に、交流電圧の検出信号を全波整流して出力電圧Ｖａと基準値ＡＬとの誤差を乗じることにより生成される。２次巻線ｎ２の電流が増大して、電流検出部１２９の検出電流が上記のしきい値に達すると、回生制御部１３１はスイッチング素子１２３をオフ、スイッチング素子１２２をオンに切り替える（フェーズ２ａ）。これにより、トランス１２１に蓄積された磁気エネルギーが１次巻線ｎ１から電流として放出され、この電流がキャパシタ１１５を充電する。
キャパシタ１１５の充電に伴って１次巻線ｎ１の電流が減少し、電流検出部１２８の検出電流がゼロになると、回生制御部１３１はスイッチング素子１２２をオンからオフに切り替える（フェーズ３ａ）。
回生制御部１３１は、以上のフェーズ１ａ，２ａ，３ａを１サイクルとして、これを周期的に繰り返すことにより、キャパシタ１１５の電圧Ｖａを基準値ＡＬ以上に保つ。
【００３２】
システム制御部３０は、昇圧部１１０及び回生部１２０の起動や停止に係るシーケンスの制御や、目標値Ａ１，Ａ２の設定など、負荷装置の全体的な動作を統括的に制御する。
例えばシステム制御部３０は、不図示のユーザインターフェースより入力されるユーザの指示や、不図示の通信インターフェースを介して上位装置から与えられるコマンドに従って、目標値Ａ１を昇圧部２０に設定するとともに、目標値Ａ２を補正電流発生部２０に設定する。この場合、システム制御部３０は、負荷電流ＩＬの目標値Ａ２をユーザインターフェース等から受け取って、これから一定値αを減じることによって目標値Ａ１を求めるようにしてもよい。
【００３３】
ここで、上述した構成を有する図４に示す負荷装置の動作を説明する。
まずシステム制御部３０は、交流系統４０から電力を入力してキャパシタ１１５を基準値ＡＬまで充電するように、回生制御部１３１を制御する。回生制御部１３１は、例えば上述のフェーズ１ａ，２ａ，３ａよりなる動作サイクルを、キャパシタ１１５が基準値ＡＬに達するまで一定周期で反復する。
次いで、システム制御部３０は、負荷ノードＮ１，Ｎ２に電源装置５０の電圧Ｖｄｃが印加された状態で、ユーザインターフェース等から指示を入力する。この指示に応じて、システム制御部３０は負荷電流ＩＬの目標値Ａ２を補正電流発生部２０に設定するとともに、入力電流Ｉ１の目標値Ａ１       を昇圧部１１０に設定する。入力電流制御部１１７は、設定された目標値Ａ１に入力電流Ｉ１を近づけるように、スイッチング素子１１３のデューティー比を制御する。また、補正電流発生部２０は、電流検出部２０３の検出値が負荷電流ＩＬの目標値Ａ２に近づくように、トランジスタ２０１のインピーダンスを制御する。
昇圧部１１０の昇圧動作によってキャパシタ１１５の電圧が基準値ＡＨに達すると、回生制御部１３１は回生動作を開始する。例えば、上述のフェーズ１，２，３よりなる動作サイクルを一定周期で反復することにより、昇圧部１１０の出力電力を交流系統４０へ回生させて、キャパシタ１１５の電圧Ｖａが基準値ＡＨ付近に保たれるようにする。
【００３４】
＜第３の実施形態＞
次に、本発明の第３の実施形態について図５を参照して説明する。
図５に示す第３の実施形態に係る負荷装置は、図１に示す負荷装置と同様な構成に加えて、スイッチ回路ＳＷ１と還流ダイオードＤ１を有する。なお、図５と図１における同一符号は同一の構成要素を示す。
【００３５】
スイッチ回路ＳＷ１は、電力変換部１０の入力と負荷ノードＮ１，Ｎ２とを結合する経路（図５の例では負荷ノードＮ１と電力変換部１０の正入力端子とを結合する経路）に設けられており、負荷電流ＩＬが立ち下がるときにオフする。スイッチ回路ＳＷ１は、例えばトランジスタ等のスイッチング素子を用いて構成される。
【００３６】
図５に示す負荷装置は、例えば図４に示す負荷装置と同様なシステム制御部（不図示）を備えている。負荷電流ＩＬの目標値Ａ２が立ち下がるとき、このシステム制御部の制御に応じてスイッチ回路ＳＷ１がオンからオフに切り替わる。この場合、システム制御部は、負荷電流ＩＬの目標値Ａ２の立ち下がりのスルーレートとその電流変化量に応じて、スイッチ回路ＳＷ１をオフにするか否かを判定してよい。例えば、立ち下がりのスピードが規定の上限スルーレートを超えており、かつ、立ち下がり開始時から終了時までの電流変化量が規定の上限電流値を超えている場合、システム制御部はスイッチ回路ＳＷ１をオフにする。
【００３７】
還流ダイオードＤ１は、スイッチ回路ＳＷ１をオフしたとき電力変換部１０の負側入力から正側入力へ流れる還流電流の経路を形成する。還流ダイオードＤ１によって還流電流を流すことにより、電力変換部１０の内部のインダクタ（図４の例ではインダクタ１１１）に流れる電流が不連続になってサージ電圧が発生することを防止できる。
【００３８】
図６は、図５に示す負荷装置による負荷電流ＩＬの立ち下がり時の電流波形を例示する図である。
図６の例において、負荷電流ＩＬの目標値Ａ２と入力電流Ｉ１の目標値Ａ１は同時に立ち下がる。この立ち下がり開始時において、システム制御部の制御によりスイッチ回路ＳＷ１はオフする。スイッチ回路ＳＷ１がオフすると、図６（Ａ）に示すように、負荷ノードＮ１，Ｎ２に流れる入力電流Ｉ１はゼロになる（図の鎖線はスイッチ回路ＳＷ１をオフしない場合の入力電流Ｉ１を示す）。入力電流Ｉ１がゼロになると、補正電流制御部２０２は負荷電流ＩＬを目標値Ａ２に近づけるようにトランジスタ２０１のインピーダンスを制御するため、図６（Ｂ）に示すように、補正電流Ｉ２は一時的に増大し、負荷電流ＩＬと等しくなる。その後、補正電流Ｉ２（＝負荷電流ＩＬ）は目標値Ａ２に追従して減少する。
【００３９】
このように、図５に示す負荷装置によれば、負荷電流ＩＬが立ち下がる際に、電力変換部１０の入力と負荷ノードＮ１，Ｎ２とがスイッチ回路ＳＷ１により切り離されて、電力変換部１０の入力電流が負荷ノードＮ１，Ｎ２に流れなくなり、負荷電流ＩＬはトランジスタ２０１に流れる。これにより、負荷電流ＩＬの立下り速度は電力変換部１０の応答速度に影響を受けなくなり、トランジスタ２０１の応答速度に従うため、任意のタイミングで高速に負荷電流ＩＬを立ち下げることができる。
例えば、図１に示す負荷装置では、電力変換部１０の応答が遅いため、図３に示すように、負荷電流ＩＬを立ち下げる前に電力変換部１０の入力電流Ｉ１を予め適当なレベルまで低下させておく必要がある。すなわち、入力電流Ｉ１を適当な値まで低下させるための準備期間を要する。したがって、例えば定抵抗モード（設定された抵抗値を保つように負荷電流を制御する動作モード）において入力電圧が変動する場合や、外部からのタイミング信号に同期して負荷電流ＩＬを立ち下げる場合など、任意のタイミングで負荷電流ＩＬを立ち下げる用途への適用が難しい。図５に示す負荷装置は、立ち下がりの準備期間を要しないため、このような用途にも容易に適用できる。
【００４０】
＜第４の実施形態＞
次に、本発明の第４の実施形態について図７を参照して説明する。
図７に示す負荷装置は、図１に示す負荷装置における補正電流発生部２０を補正電流発生部２０Ａに置き換えたものであり、他の構成要素は図１に示す負荷装置と同じである。
上述した図１，図４，図５に示す負荷装置では、補正電流が流れることによって負荷電流ＩＬが入力電流Ｉ１より大きくなるのに対して、図７に示す負荷装置では逆に、補正電流が流れることによって負荷電流ＩＬが入力電流Ｉ１より小さくなる。
【００４１】
補正電流発生部２０Ａは、電力変換部１０のスイッチング動作に伴って入力電流Ｉ１に生じるリップルを平滑化するための補正電流Ｉ３を負荷ノードＮ１，Ｎ２に発生する。図７の例において、補正電流発生部２０Ａは、負荷電流ＩＬを検出する電流検出部２０３と、トランジスタ２０４と、補正電流制御部２０５と、電圧発生部２０６とを有する。
【００４２】
電圧発生部２０６は、負荷ノードＮ１，Ｎ２に印加される電源装置５０の出力電圧Ｖｄｃより高い電圧Ｖｂを発生する。電圧発生部２０６は負荷ノードＮ１，Ｎ２と結合されており、その経路上にトランジスタ２０４が設けられている。電圧発生部２０６は、常に一定の電圧を発生してもよいし、電源装置５０の電圧Ｖｄｃ等に応じて出力電圧を変化させてもよい。後者の場合、例えば電圧発生部２０６は、最小動作電圧より高い一定の電圧がトランジスタ２０４に印加されるように、電源装置５０の電圧Ｖｄｃに応じて出力電圧Ｖｂを調節してもよい。
トランジスタ２０４は、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体素子であり、補正電流制御部２０５より出力される制御信号に応じてインピーダンスが変化する。
【００４３】
補正電流制御部２０５は、電流検出部２０３において検出される負荷電流ＩＬが、電力変換部１０の入力電流Ｉ１に生じるリップルの最小値より小さい目標値Ａ３に近づくように、トランジスタ２０４のインピーダンスを制御する。例えば、リップルを含む入力電流Ｉ１が「Ａ１±β」（Ａ１，β＞０）の範囲で振動しているものとすると、リップルの最少値は「Ａ１−β」である。この場合、補正電流制御部２０５における負荷電流ＩＬの目標値Ａ３は、「Ａ３  ＝  Ａ１−α  ＜  Ａ１−β」（α＞β）に設定される。補正電流制御部２０５は、電流検出部２０３において検出された負荷電流ＩＬと目標値Ａ３との誤差を増幅し、その増幅信号に応じてトランジスタ２０４のインピーダンスを制御する。
【００４４】
ここで、上述した構成を有する図７に示す負荷装置の動作を説明する。
電力変換部１０において、入力電流Ｉ１が目標値Ａ１に近づくように制御されるとともに、負荷ノードＮ１，Ｎ２に入力される電力が交流系統４０に回生される。
他方、負荷ノードＮ１，Ｎ２には、トランジスタ２０４を介して電圧発生部２０６の電圧Ｖｂが印加される。この電圧Ｖｂは、電源装置５０の電圧Ｖｄｃより高いため、トランジスタ２０４には、負荷ノードＮ２からＮ１へ入力電流Ｉ１と逆向きの補正電流Ｉ３が流れる。負荷ノードＮ１，Ｎ２には、電力変換部１０の入力電流Ｉ１からトランジスタ２０４の補正電流Ｉ３を差し引いた負荷電流ＩＬが流れる（ＩＬ＝Ｉ１−Ｉ３）。補正電流制御部２０５においてトランジスタ２０４のインピーダンスが調節されると、これに応じて補正電流Ｉ３が変化して、負荷電流ＩＬが変化する。負荷電流ＩＬは、補正電流制御部２０５によって、電力変換部１０の入力電流Ｉ１に生じるリップルの最小値より小さい目標値Ａ３に近づくように制御される。この制御により、目標値Ａ３と入力電流Ｉ１との差分を補う補正電流Ｉ３がトランジスタ２０４に流れて、負荷電流ＩＬは目標値Ａ３に近づく。入力電流Ｉ１に含まれるリップルは、補正電流Ｉ３によって平滑化される。
【００４５】
図８は、図７に示す負荷装置による負荷電流ＩＬの立ち上がり時の電流波形を例示する図である。
図８の例において、入力電流Ｉ１の目標値Ａ１は負荷電流ＩＬの目標値Ａ３より早く立ち上がり、入力電流Ｉ１は負荷電流ＩＬより早い時点で上昇を開始する（図８（Ａ））。入力電流Ｉ１は、電力変換部１０の応答速度に従ってゆっくり立ち上がる。このとき、負荷電流ＩＬの目標値Ａ３はまだ立ち上がっていないので、負荷ノードＮ１，Ｎ２に流れる入力電流Ｉ１を打ち消すように補正電流Ｉ３が増大する（図８（Ｂ))。入力電流Ｉ１が立ち上がりの目標値Ａ１に十分近づいたところで、目標値Ａ３が立ち上がり、負荷電流ＩＬの上昇が開始する。このとき入力電流Ｉ１を打ち消していた補正電流Ｉ３が減少し、その減少分だけ負荷電流ＩＬが増大する。トランジスタ２０４のリニア動作によって補正電流Ｉ３が高速に減少するため、負荷電流ＩＬは入力電流Ｉ１より高速に立ち上がる。負荷電流ＩＬが高速に立ち上がると、入力電流Ｉ１と負荷電流ＩＬとの差は徐々に減少する。しかし、負荷電流ＩＬが上昇を開始したとき入力電流Ｉ１は既に立ち上がりの目標値Ａ１に近づいているため、両者の差がゼロになる前に入力電流Ｉ１の立ち上がりが完了する。入力電流Ｉ１が目標値Ａ１まで立ち上がると、補正電流Ｉ３は目標値Ａ１と目標値Ａ３の差に応じた比較的小さい電流になる。
【００４６】
図９は、図７に示す負荷装置による負荷電流ＩＬの立ち下がり時の電流波形を例示する図である。
図９の例において、負荷電流ＩＬの目標値Ａ３と入力電流Ｉ１の目標値Ａ１は同時に立ち下がり、負荷電流ＩＬと入力電流Ｉ１はほぼ同じ時点から減少を開始する（図９（Ａ））。電力変換部１０は補正電流発生部２０Ａのトランジスタ２０４に比べて応答が遅く、入力電流Ｉ１は負荷電流ＩＬに比べてゆっくり立ち下がるため、負荷電流ＩＬと入力電流Ｉ１との差分（Ｉ１−ＩＬ）である補正電流Ｉ３は、この立ち下がり過程で一時的に大きくなる（図９（Ｂ））。
【００４７】
以上説明したように、図７に示す負荷装置によれば、電力変換部１０において入力電力の一部を交流系統４０へ回生することにより熱損失を大幅に抑制できるとともに、電力変換部１０のスイッチング動作に伴う負荷電流ＩＬのリップルを補正電流発生部２０Ａの補正電流Ｉ３によって効果的に低減できる。また、リニア動作するトランジスタ２０４において補正電流Ｉ３を高速に変化させることで、電力変換部１０の応答速度の遅さを補うことが可能であり、全体的な応答速度を向上できる。
【００４８】
＜第５の実施形態＞
次に、本発明の第５の実施形態について図１０を参照して説明する。
図１０に示す負荷装置は、図１に示す負荷装置における補正電流発生部２０を補正電流発生部２０Ｂに置き換えたものであり、他の構成要素は図１に示す負荷装置と同じである。
【００４９】
補正電流発生部２０Ｂは、電力変換部１０のスイッチング動作に伴って入力電流Ｉ１に生じるリップルを平滑化するための補正電流Ｉ２及びＩ３を負荷ノードＮ１，Ｎ２に発生する。
図１０の例において、補正電流発生部２０Ｂは、負荷電流ＩＬを検出する電流検出部２０３と、トランジスタ２０１，２０４と、電圧発生部２０６と、補正電流制御部２０７とを有する。電流検出部２０３及びトランジスタ２０１は図１における同一符号の構成要素と同じであり、トランジスタ２０４及び電圧発生部２０６は図７における同一符号の構成要素と同じである。従って、これらについての説明は割愛し、以下では補正電流制御部２０７について説明する。
【００５０】
補正電流制御部２０７は、電流検出部２０３において検出される負荷電流ＩＬが、電力変換部１０の入力電流Ｉ１の目標値Ａ１と等しいか若しくこれに近似する目標値Ａ４に近づくように、トランジスタ２０１及び２０４のインピーダンスを制御する。すなわち、補正電流制御部２０７は、電流検出部２０３において検出された負荷電流ＩＬと目標値Ａ４との誤差を増幅し、その増幅信号に応じてトランジスタ２０１及び２０４のインピーダンスを制御する。例えば負荷電流ＩＬを減少させる場合、補正電流制御部２０７は、トランジスタ２０１のインピーダンスを増大させて補正電流Ｉ２を減少させるか、若しくは、トランジスタ２０４のインピーダンスを減少させて補正電流Ｉ３を増大させる。
【００５１】
なお、補正電流制御部２０７は、トンランジスタ２０４から２０１へ無駄な貫通電流が流れることを防止するため、補正電流Ｉ２及びＩ３の何れか一方を流す場合に他方をゼロにする。
【００５２】
図１０に示す負荷装置によれば、電力変換部１０において、入力電流Ｉ１が目標値Ａ１に近づくように制御されるとともに、負荷ノードＮ１，Ｎ２に入力される電力が交流系統４０に回生される。また、負荷ノードＮ１，Ｎ２には、負荷電流ＩＬと目標値Ａ４との誤差に応じて、補正電流発生部２０Ｂの補正電流Ｉ２又はＩ３が流れる。負荷電流ＩＬは、電力変換部１０の入力電流Ｉ１と補正電流Ｉ２との和から補正電流Ｉ３を差し引いた電流になる（ＩＬ＝Ｉ１＋Ｉ２−Ｉ３）。補正電流発生部２０は、補正電流Ｉ２及びＩ３の差「Ｉ２−Ｉ３」を調節することで、負荷電流ＩＬを目標値Ａ４に近づける。例えば補正電流発生部２０Ｂは、負荷電流ＩＬが目標値Ａ４より小さい場合、補正電流Ｉ３を減少させるか又は補正電流Ｉ２を増大させ、負荷電流ＩＬが目標値Ａ４より大きい場合、補正電流Ｉ２を減少させるか又は補正電流Ｉ３を増大させる。このような電流制御により、負荷電流ＩＬが目標値Ａ４に近づき、入力電流Ｉ１のリップルが平滑化される。
【００５３】
図１１は、図１０に示す負荷装置による負荷電流ＩＬの立ち上がり時の電流波形を例示する図である。
図１１の例において、負荷電流ＩＬの目標値Ａ４と入力電流Ｉ１の目標値Ａ１は同時に立ち上がり、負荷電流ＩＬと入力電流Ｉ１はほぼ同じ時点から上昇を開始する。応答速度が遅い電力変換部１０の入力電流Ｉ１は、負荷電流ＩＬに比べてゆっくり立ち上がるため、両者の差は徐々に大きくなる（図１１（Ａ））。負荷ノードＮ１，Ｎ２には、入力電流Ｉ１と負荷電流ＩＬとの差に相当する補正電流Ｉ２が流れる（Ｉ２＝ＩＬ−Ｉ１）。補正電流Ｉ２は、立ち上がり過程で一時的に大きくなる（図１１（Ｂ））。
負荷電流ＩＬが先に目標値Ａ４に達し、次いで入力電流Ｉ１が目標値Ａ１に達する。図１１の例において、負荷電流ＩＬの目標値Ａ４は入力電流Ｉ１の目標値Ａ１より大きく設定されている。そのため、両者が目標値に達した後も、負荷ノードＮ１，Ｎ２には目標値Ａ４と目標値Ａ１との差に対応する微小な補正電流Ｉ２が流れ続ける。入力電流Ｉ１のリップルは、この補正電流Ｉ２によって平滑化される。
【００５４】
なお、入力電流Ｉ１の目標値Ａ１と負荷電流ＩＬの目標値Ａ４とを更に近づけて、負荷電流ＩＬは入力電流Ｉ１のリップルの振幅範囲に含まれるようにしてもよい。この場合、負荷ノードＮ１，Ｎ２には、リップルの山と谷をならすように、補正電流Ｉ２とＩ３が交互に流れる。
【００５５】
図１２は、図１０に示す負荷装置による負荷電流ＩＬの立ち下がり時の電流波形を例示する図である。
図１２の例において、負荷電流ＩＬの目標値Ａ４と入力電流Ｉ１の目標値Ａ１は同時に立ち下がり、負荷電流ＩＬと入力電流Ｉ１はほぼ同じ時点から減少を開始する。応答が遅い電力変換部１０の入力電流Ｉ１は、負荷電流ＩＬに比べてゆっくり立ち下がるため、負荷電流ＩＬと入力電流Ｉ１との差は徐々に減少する（図１２（Ａ））。両者の差がゼロになると、補正電流Ｉ２はゼロになる（図１２（Ｂ））。その後、入力電流Ｉ１が負荷電流ＩＬを超えると、負荷ノードＮ１，Ｎ２には両者の差に応じた補正電流Ｉ３（＝Ｉ１−ＩＬ）が流れ始める（図１２（Ｃ））。入力電流Ｉ１と負荷電流ＩＬとの差が拡大するにつれて、補正電流Ｉ３は増大する。負荷電流ＩＬが目標値Ａ４に達すると、補正電流Ｉ３は減少に転じる。補正電流Ｉ３は、入力電流Ｉ１が立ち下がりの目標値Ａ１に達するまで減少する。
【００５６】
以上説明したように、図１０に示す負荷装置によれば、電力変換部１０において入力電力の一部を交流系統４０へ回生することにより熱損失を大幅に抑制できるとともに、電力変換部１０のスイッチング動作に伴う負荷電流ＩＬのリップルを補正電流発生部２０Ｂの補正電流Ｉ２，Ｉ３によって効果的に低減できる。また、リニア動作するトランジスタ２０１，２０４において補正電流Ｉ２，Ｉ３を高速に変化させることで、電力変換部１０の応答速度の遅さを補うことが可能であり、全体的な応答速度を向上できる。
【００５７】
更に、図１０に示す負荷装置では、逆向きに流れる２種類の補正電流Ｉ２，Ｉ３を発生できることから、負荷電流ＩＬを入力電流Ｉ１より大きくすることも小さくすることもできる。すなわち、入力電流Ｉ１と負荷電流ＩＬの大小関係を任意に反転できる。そのため、電力変換部１０の応答速度が遅い場合でも、任意のタイミングで高速に負荷電流ＩＬを立ち上げたり立ち下げたりすることができる。
【００５８】
また、図５に示す負荷装置では、負荷電流ＩＬを立ち下げる場合にスイッチ回路で入力電流Ｉ１を遮断するため、図６（Ｂ）に示すように補正電流Ｉ２を急速に立ち上げる必要があり、その立ち上がり期間において負荷電流ＩＬが不連続になる可能性がある。図１０に示す負荷装置では、入力電流Ｉ１を連続的に流したままでも負荷電流ＩＬの立ち下げや立ち上げが可能であり、補正電流Ｉ３は図６（Ｂ)に示すような急峻な波形にはならないため、上述のような負荷電流ＩＬの不連続は生じない。
加えて、図５に示す負荷装置では、負荷電流ＩＬが入力電流Ｉ１のリップルの振幅範囲に含まれていてもリップルの平滑化が可能であることから、負荷電流ＩＬと入力電流Ｉ１との差が微小になるようにそれぞれの目標値を設定可能である。これにより、補正電流Ｉ２，Ｉ３を必要最小限に抑えることができるため、補正電流発生部２０Ｂにおける消費電力を抑制できる。
【００５９】
＜第６の実施形態＞
次に、本発明の第６の実施形態について図１３を参照して説明する。
第６の実施形態は、電圧発生部２０６の具体的な構成に関するものである。図１３では、図１０に示す負荷装置における電圧発生部２０６の構成例を示しているが、図７示す負荷装置における電圧発生部２０６についても、これと同様な構成にすることが可能である。
【００６０】
図１３の例に示す電圧発生部２０６は、電力変換部１０の昇圧部１１０の出力電圧Ｖａを降圧する回路であり、例えば図１３に示すように、スイッチング素子２１１と、インダクタ２１２と、ダイオード２１３と、キャパシタ２１４を有する。
スイッチング素子２１１の一方の端子は昇圧部１１０の正出力端子に接続され、スイッチング素子２１１の他方の端子はダイオード２１３のカソードに接続される。インダクタ２１２の一方の端子はダイオード２１３のカソードに接続され、インダクタ２１２の他方の端子はキャパシタ２１４を介してダイオード２１３のアノードに接続される。ダイオード２１３のアノードは、昇圧部１１０の負出力端子に接続される。
【００６１】
電圧発生部２０６は、不図示の降圧制御部による制御に従って、所定の出力電圧Ｖｂが発生するようにスイッチング素子２１１のオンオフのデューティー比を調節する。電圧発生部２０６は、例えば、電源装置５０の電圧Ｖｄｃより十分高い一定の電圧を発生してもよいし、あるいは、トランジスタ２０４に印加される電圧がその最小動作電圧より高くなるよう、電源装置５０の電圧Ｖｄｃに応じて出力電圧Ｖｂを調節してもよい。
【００６２】
図１３に示すように、電圧発生部２０６において電圧を発生するための電力を昇圧部１１０の出力から得るようにすれば、交流系統４０から整流回路等により電力を得て電圧を発生する場合に比べて、回路構成を簡易化することができる。
【００６３】
なお、起動後の初期状態等において昇圧部１１０から電力を得られない場合には、回生部１２０を利用して交流系統４０から電力を得るようにしてもよい。
また、昇圧部１１０の出力電圧Ｖａがトランジスタ２０４の耐圧や電力定格等の条件を満たす適当な範囲にある場合は、これを降圧せずにそのまま電圧発生部２０６の出力電圧Ｖｂとしてトランジスタ２０４に供給してもよい。この場合は、昇圧部１１０の電力変換動作によってキャパシタ１１５に充電された電荷が、トランジスタ２０４に補正電流Ｉ３として供給される。
【００６４】
以上、本発明の幾つかの実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態のみに限定されるものではなく、例えば以下に示すような種々のバリエーションを含んでいる。
【００６５】
上述した実施形態では、トランジスタ等の半導体素子のインピーダンスを調節することによって補正電流を制御しているが、本発明はこれに限定されない。例えば補正電流発生部において、スイッチング動作による電力変換を行って補正電流を生成してもよい。この場合、例えば電力変換部より高いスイッチング周波数でリップルの小さい補正電流を生成し、応答速度を電力変換部より高速にすることで、電力変換部のリップルを平滑化できる。
【００６６】
図４や図１３の例では、電力変換部１０の初段に昇圧部１１０を設けているが、本発明はこれに限定されない。例えば、電圧の昇降圧が可能なスイッチング・コンバータ（昇降圧部）を昇圧部１１０の代わりに設ければ、出力電圧Ｖａが電源装置５０の電圧Ｖｄｃに比べて低い場合（起動後の初期状態など）でも入力電流Ｉ１を正常に制御できるようになる。具体的には、例えば、図５におけるスイッチ回路ＳＷ１とダイオードＤ１と図４における昇圧部１１０に組み合わせて、これを昇降圧部として動作させることが可能である。この場合、昇圧動作時には、スイッチ回路ＳＷ１を常にオン状態としてスイッチング素子１１３をオンオフさせ、降圧動作時には、スイッチング素子１１３を常にオフ状態として、スイッチ回路ＳＷ１をオンオフさせればよい。勿論、スイッチ回路ＳＷ１は、負荷電流ＩＬの立ち下がり時に入力電流Ｉ１を遮断するための回路としても利用可能である。
【００６７】
図４の例では、電流検出部１１６において入力電流Ｉ１を直接検出しているが、これに限らず、例えば補正電流Ｉ２を検出する回路を設けて負荷電流ＩＬと補正電流Ｉ２との差を演算することにより、入力電流Ｉ１を検出してもよい。入力電流Ｉ１の代わりに補正電流Ｉ２を検出することで、検出すべき電流値が小さくなり、回路を簡易化できる。
【００６８】
図４に示す電力変換部の構成は一例であり、回生方式に合わせて任意の回路構成を選択可能である。例えば、負荷試験の対象が電源装置でなくキャパシタの場合などにおいては、交流系統４０の代わりに大容量のキャパシタへ電力を蓄積させてもよい。その場合、回生部１２０のようなＤＣ−ＡＣインバータは不要になる。
【００６９】
上述の実施形態は、直流の負荷装置を例に挙げているが、本発明はこれに限定されるものではなく、交流の負荷装置にも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】第１の実施形態に係る負荷装置の構成の一例を示す図である。
【図２】図１に示す負荷装置による負荷電流の立ち上がり時の電流波形を例示する図である。
【図３】図１に示す負荷装置による負荷電流の立ち下がり時の電流波形を例示する図である。
【図４】第２の実施形態に係る負荷装置の構成の一例を示す図である。
【図５】第３の実施形態に係る負荷装置の構成の一例を示す図である。
【図６】図５に示す負荷装置による負荷電流の立ち下がり時の電流波形を例示する図である。
【図７】第４の実施形態に係る負荷装置の構成の一例を示す図である。
【図８】図７に示す負荷装置による負荷電流の立ち上がり時の電流波形を例示する図である。
【図９】図７に示す負荷装置による負荷電流の立ち下がり時の電流波形を例示する図である。
【図１０】第５の実施形態に係る負荷装置の構成の一例を示す図である。
【図１１】図１０に示す負荷装置による負荷電流の立ち上がり時の電流波形を例示する図である。
【図１２】図１０に示す負荷装置による負荷電流の立ち下がり時の電流波形を例示する図である。
【図１３】第６の実施形態に係る負荷装置の構成の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００７１】
１０…電力変換部、１１０…昇圧部、１１１，２１２…インダクタ、１１２，２１３…ダイオード、１１３，１２２〜１２７，２１１…スイッチング素子、１１５，２１４…キャパシタ、１１６，１２８，１２９，２０３…電流検出部、１１７…入力電流制御部、１２０…回生部、１２１…トランス、１３０…電圧検出部、１３１…回生制御部、２０，２０Ａ，２０Ｂ…補正電流発生部、２０１，２０４…トランジスタ、２０２，２０５，２０７…補正電流制御部、２０６…電圧発生部、３０…システム制御部、４０…交流系統、５０…電源装置、Ｎ１，Ｎ２…負荷ノード、ＳＷ１…スイッチ回路、Ｄ１…還流ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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