(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力抵抗とフィードバック抵抗とオペアンプとを有する増幅器の出力信号のノイズを低減するノイズキャンセル回路において，
前記オペアンプの第１の入力端子と第２の入力端子間の入力信号を入力し，前記入力信号を第１の周波数信号により周波数変換する第１のミキサ回路と，
前記第１のミキサ回路の出力信号を増幅するノイズキャンセル用増幅器と，
前記ノイズキャンセル用増幅器の出力信号を前記第１の周波数信号により周波数変換する第２のミキサ回路と，
前記第２のミキサ回路の出力信号を、出力抵抗を介して前記オペアンプの前記第１の入力端子に供給する信号供給回路と
を有するノイズキャンセル回路。
【請求項２】
請求項１において，
前記第１のミキサ回路と前記ノイズキャンセル用増幅器と前記第２のミキサ回路とによる利得が，前記増幅器の入力抵抗に流れる電流と，前記信号供給回路の出力抵抗に流れる電流とが等しくまたは略等しくなるような値に設定されていることを特徴とするノイズキャンセル回路。
【請求項３】
請求項１または２において，
前記オペアンプの入力信号を，ローパスフィルタを介して前記第１のミキサ回路に入力することを特徴とするノイズキャンセル回路。
【請求項４】
請求項１または２において，
前記第１のミキサ回路と前記ノイズキャンセル用増幅器と前記第２のミキサ回路と前記出力抵抗と前記信号供給回路とを並列に２セット有し，
第１のセットの前記第１，第２のミキサ回路は，前記第１の周波数信号により周波数変換し，
第２のセットの前記第１，第２のミキサ回路は，前記第１の周波数信号と位相が直交し同じ周波数の第２の周波数信号により周波数変換し，
前記第１，第２のセットの出力信号を共に前記オペアンプの前記第１の入力端子に供給することを特徴とするノイズキャンセル回路。
【請求項５】
入力抵抗とフィードバック抵抗と第１オペアンプとを有する増幅器と，
前記第１のオペアンプの第１の入力端子と第２の入力端子間の入力信号を入力し，前記入力信号を第１の周波数信号により周波数変換する第１のミキサ回路と，
前記第１のミキサ回路の出力信号を増幅する第２のオペアンプと，
前記第２のオペアンプの出力信号を前記第１の周波数信号により周波数変換する第２のミキサ回路と，
前記第２のミキサ回路の出力信号を、出力抵抗を介して前記第１のオペアンプの第１の入力端子に供給する信号供給回路とを有することを特徴とするノイズキャンセル回路付き増幅器。
【請求項６】
請求項５において，
前記第１のミキサ回路と前記第２のオペアンプと前記第２のミキサ回路とによる利得が，前記増幅器の入力抵抗に流れるノイズ電流と，前記信号供給回路の前記出力抵抗に流れる電流とが等しくまたは略等しくなるような値に設定されていることを特徴とする増幅器。
【請求項７】
請求項５または６において，
前記第１のミキサ回路と前記第２のオペアンプと前記第２のミキサ回路と前記出力抵抗と前記前記信号供給回路とを並列に２セット有し，
第１のセットの前記第１，第２のミキサ回路は，前記第１の周波数信号により周波数変換し，
第２のセットの前記第１，第２のミキサ回路は，前記第１の周波数信号と位相が直交し同じ周波数の第２の周波数信号により周波数変換し，
前記第１，第２のセットの前記出力抵抗を流れる前記電流を共に前記第１オペアンプの第１の入力端子に供給することを特徴とする増幅器。
【請求項８】
請求項５または６において，
前記入力抵抗は第１の入力抵抗と第２の入力抵抗とを有し，
前記フィードバック抵抗は第１のフィードバック抵抗と第２のフィードバック抵抗とを有し，
前記オペアンプは，前記第１の入力端子と前記第２の入力端子に差動入力信号を入力し，差動出力信号を出力し，
前記第１のミキサ回路と前記第２オペアンプと前記第２のミキサ回路と前記第２信号供給回路は，差動信号を入力し出力することを特徴とする増幅器。
【請求項９】
請求項５または６に記載の増幅器と，
前記入力抵抗と前記第１オペアンプの前記第１または第２の入力端子との間に設けられ，ミキサ用ローカル周波数信号に応答して導通及び非導通になるＭＯＳトランジスタを有する第３のミキサ回路とを有するミキサユニット。
【請求項１０】
請求項８に記載の増幅器と，
前記第１及び第２の入力抵抗と，前記第１のオペアンプの前記第１及び第２の入力端子との間に設けられた第３のミキサ回路とを有し，
前記第３のミキサ回路は，
前記第１の入力抵抗と前記第１の入力端子との間と，前記第２の入力抵抗と前記第２の入力端子との間にそれぞれ設けられ，前記第１の周波数信号に応答して導通または非導通になる第１，第２のＭＯＳトランジスタと，前記第１の入力抵抗と前記第２の入力端子との間と，前記第２の入力抵抗と前記第１の入力端子との間にそれぞれ設けられ，ミキサ用ローカル周波数信号と逆相の逆相ミキサ用ローカル周波数信号に応答して導通または非導通になる第３，第４のＭＯＳトランジスタとを有することを有するミキサユニット。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，ノイズキャンセル回路及びノイズキャンセル回路付き増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
ミキサ（周波数混合器）は，周波数変換機能を有し，無線通信用の回路において重要な構成要素である。例えば，アンテナで受信した高周波信号がミキサ回路により低周波信号に変換される。例えば，ダイレクトコンバージョン受信機の場合，ミキサ回路は高周波信号をベースバンドレベルに周波数変換する。もっとも，ミキサ回路は，入力される高周波信号にローカル周波数信号を乗算して，ダウンコンバートされた低周波信号とアップコンバートされた高周波信号とを出力する。そして，低周波信号または高周波信号のいずれかが後段の回路で使用される。
【０００３】
近年の電気通信分野では，低電力消費化，ダウンサイジング，低価格化の要請により，かかるミキサ回路が，ＭＯＳトランジスタを含む回路により実現されている。
【０００４】
ところが，ＭＯＳトランジスタを含むミキサ回路は，出力信号に１／ｆノイズ（フリッカノイズ）が合成されるという問題を有する。この１／ｆノイズは低周波になるほどノイズ強度が大きくなるので，ダウンコンバートされた低周波信号は，低周波になるほどＳ／Ｎ比が低下（悪く）なり，受信機の受信感度を劣化させる原因になる。
【０００５】
１／ｆノイズは，ＭＯＳトランジスタのゲート面積の１／２乗に反比例（１／ｆノイズ∽１／√（ゲート面積））する。つまり，ＭＯＳトランジスタのゲート面積を大きくすれば１／ｆノイズを小さくすることができる。しかし，ゲート面積を大きくすると，チップ面積が増大し，ゲート容量の増加により動作速度が低下し，消費電流が増加する。したがって，トランジスタサイズを小さくすると，１／ｆノイズの発生が問題になる。
【０００６】
１／ｆノイズを抑制する方法として，ミキサ回路の入力側の電流源の電流を検出し，その検出電流が目標値になるようにフィードバック制御して，１／ｆノイズを低減する方法がある。また，高周波回路や混合回路を構成するＭＯＳトランジスタをＰチャネルＭＯＳトランジスタにして，１／ｆノイズを低減する方法もある。
【特許文献１】特開２００７−６４９３号公報
【特許文献２】ＷＯ２００３／００３５６１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ミキサ回路の入力側の電流源の電流を検出し，検出電流が目標値になるようフィードバックする方法は，ミキサ回路の特定の入力回路に適用されるものであり，回路構成が複雑になり好ましくない。
【０００８】
また，回路をＰチャネルＭＯＳトランジスタで構成する方法は，半導体デバイスのプロセスを含めて変更する必要があり好ましくない。
【０００９】
そこで，本発明の目的は，１／ｆノイズを低減または除去するノイズキャンセル回路及びノイズキャンセル回路付き増幅器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
ノイズキャンセル回路は，入力抵抗とフィードバック抵抗とオペアンプとを有する増幅器の出力信号のノイズを低減するノイズキャンセル回路であって，前記オペアンプの第１の入力端子と第２の入力端子間の入力信号を入力し，前記入力信号を第１の周波数信号により周波数変換する第１のミキサ回路と，前記第１のミキサ回路の出力信号を増幅するノイズキャンセル用増幅器と，前記ノイズキャンセル用増幅器の出力信号を前記第１の周波数信号により周波数変換する第２のミキサ回路と，前記第２のミキサ回路の出力信号を出力抵抗を介して前記オペアンプの第１の入力端子に供給する信号供給回路とを有する。
【００１１】
信号供給回路の出力抵抗を流れるノイズキャンセル電流が，オペアンプの第１，第２の入力端子間に供給されるので，オペアンプのフィードバック抵抗に流れる電流が低減されまたは除去され，オペアンプの出力信号の１／ｆノイズが低減されまたは除去される。
【００１２】
また，望ましくは，上記のノイズキャンセル回路において，前記第１のミキサ回路とノイズキャンセル用増幅器と第２のミキサ回路とによる利得が，前記増幅器の入力抵抗に流れる電流と，前記信号供給回路の出力抵抗に流れる電流とが等しくまたは略等しくなるような値に設定されている。このように設定することで，増幅器のフィードバック抵抗に流れる低周波ノイズ電流が除去され，増幅器の出力には低周波ノイズが発生しない。
【００１３】
また，望ましくは，上記のノイズキャンセル回路において，前記第１のミキサ回路とノイズキャンセル用増幅器と第２のミキサ回路と前記出力抵抗と前記信号供給回路とを並列に２セット有し，第１のセットの前記第１，第２のミキサ回路は，第１の周波数信号により周波数変換し，第２のセットの前記第１，第２のミキサ回路は，前記第１の周波数信号と位相が直交し同じ周波数の第２の周波数信号により周波数変換し，前記第１，第２のセットの前記出力抵抗を流れる出力信号を共に前記オペアンプの第１の入力端子に供給する。かかる構成にすることで，前記第１，第２の入力端子間にイメージ周波数信号，例えばローカル周波数の２倍の周波数の信号，が入力されても，第１，第２のセットによりイメージ周波数信号に起因する低周波帯域の信号が除去（イメージリジェクション）される。
【００１４】
上記のノイズキャンセル回路を増幅器に設けることで，増幅器の出力信号の低周波ノイズを低減または除去することができる。
【００１５】
さらに，ミキサユニットは，上記の増幅器の入力抵抗と入力端子との間に，ローカル周波数信号に応じて導通または非導通するＭＯＳトランジスタを有する第３のミキサ回路を有する。この構成によれば，ミキサユニットの出力信号の低周波ノイズを低減または除去することができる。
【発明の効果】
【００１６】
増幅器またはミキサユニットの出力信号の低周波の１／ｆノイズを低減または除去することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下，図面にしたがって本発明の実施の形態について説明する。但し，本発明の技術的範囲はこれらの実施の形態に限定されず，特許請求の範囲に記載された事項とその均等物まで及ぶものである。
【００１８】
図１は，無線通信回路を示す図である。無線通信回路の受信回路１０は，受信した高周波信号ＲＦｉｎをローカル周波数信号ＬＯＩ，ＬＯＱにより周波数変換するミキサＭＩＸＩ，ＭＩＸＱを有する。この受信回路１０の例では，ローカル周波数ＬＯＩとＬＯＱとは位相が直交していて，ミキサＭＩＸＩ，ＭＩＸＱの出力ＢＢＩ，ＢＢＱは実数成分と虚数成分になる。そして，ミキサＭＩＸＩ，ＭＩＸＱは乗算器であり，その出力ＢＢＩ，ＢＢＱは，受信高周波信号ＲＦｉｎの周波数とローカル周波数信号ＬＯＩ，ＬＯＱの周波数の和と差の周波数を有する。両周波数が等しい場合，出力ＢＢＩ，ＢＢＱはベースバンド周波数帯のＤＣ成分を有する。
【００１９】
図１の左端には，受信高周波信号ＲＦｉｎとノイズ成分１とが示されている。
横軸は周波数freqに，縦軸はパワーに対応する。ミキサＭＩＸＩ，ＭＩＸＱがＭＯＳトランジスタを含む回路であると，ＭＯＳトランジスタに起因する１／ｆノイズが出力信号に発生する。つまり，ノイズ成分１は，高周波帯域では熱雑音に起因するノイズであり，低周波帯域ではＭＯＳトランジスタに起因する１／ｆノイズが支配的になる。特に，１／ｆノイズは，低周波になるほどノイズ強度が大きくなる。
【００２０】
受信高周波信号ＲＦｉｎは，高い周波数帯域の信号であるので，１／ｆノイズが存在していてもそのＳ／Ｎ比は高く１／ｆノイズの影響を受けにくい。しかし，ミキサＭＩＸＩ，ＭＩＸＱにより周波数変換されると，受信信号ＲＦｉｎの周波数は低周波数帯域に変換され，図１の右端のグラフに示されるとおり，ミキサの出力ＢＢＩ，ＢＢＱには低周波の１／ｆノイズが合成され，受信信号ＲＦｉｎのＳ／Ｎ比が低下し受信感度の劣化を招く。
【００２１】
図２は，ＭＯＳトランジスタのゲート面積とノイズの関係を示す図である。横軸が周波数freqに，縦軸はパワーに対応する。前述のとおり，１／ｆノイズ１Ａ，１Ｂは，ＭＯＳトランジスタのゲート面積の１／２乗に反比例する。したがって，ＭＯＳトランジスタのゲート面積が大きい場合は１／ｆノイズ１Ｂが小さく，ゲート面積が小さい場合は１／ｆノイズ１Ａが大きくなる。なお，高周波帯域のノイズ１Ｔは，主に熱雑音に起因するノイズ成分である。
【００２２】
よって，ＭＯＳトランジスタのゲート面積を大きくすればＭＯＳトランジスタを含む回路の１／ｆノイズを低減することができる。しかし，ゲート面積を大きくすると，集積度が低下し，チップ面積が大きくなり，さらに，トランジスタのスイッチング速度が低下すると共に消費電力が増大する。よって，ＭＯＳトランジスタのゲート面積はできる限り小さくすることが，ダウンサイジングと省電力化，高速化には望ましく，それに伴う１／ｆノイズを低減又は除去することが求められる。
【００２３】
図３は，本実施の形態の概略構成図である。図３（Ａ）は，増幅回路ＡＭＰの例であり，入力端子ＡＩＮにノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮを設けて，入力端子ＡＩＮに存在する１／ｆノイズを検知してノイズキャンセル信号を供給して，増幅回路の出力端子ＯＵＴの１／ｆノイズを低減又は除去する。図３（Ｂ）は，ミキサＭＩＸの例であり，ミキサＭＩＸは図示しない増幅回路を内蔵する。そして，その内蔵する増幅回路がミキサの出力端子ＯＵＴに出力信号を出力する。ミキサの場合も，内蔵する増幅回路の入力端子ＡＩＮにノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮを設けている。
【００２４】
ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮは，その原理によれば，入力端子ＡＩＮのノイズ成分を検出し，そのノイズ成分に起因して出力端子ＯＵＴに生成されるノイズを低減または除去もしくはキャンセルするノイズキャンセル信号を生成し，入力端子ＡＩＮに供給する。ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮは，ノイズキャンセル信号を生成する増幅器を内蔵し，そのオペアンプも１／ｆノイズを発生する。そこで，その１／ｆノイズを除去するために，ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮは，入力端子ＡＩＮのノイズ信号の周波数をローカル周波数信号で周波数変換し，それを増幅器で増幅し，その出力の周波数をローカル周波数信号で再度周波数変換する。これにより，内蔵の増幅器の出力信号に含まれる１／ｆノイズの周波数が低周波数帯域から高い周波数帯域に変換され，入力端子ＡＩＮに供給されるノイズキャンセル信号からＤＣ成分の１／ｆノイズが除去される。
【００２５】
図４は，本実施の形態における増幅器とノイズキャンセル回路の構成図である。増幅器ＡＭＰ−Ｕは，オペアンプＡＭＰ０と入力抵抗Ｒｉとフィードバック抵抗（出力抵抗）Ｒｏとを有する。増幅器ＡＭＰ−Ｕの入力端子ＩＮは，入力抵抗Ｒｉを介して，オペアンプＡＭＰ０の第１の入力端子（−）に接続され，オペアンプＡＭＰ０の出力が出力端子ＯＵＴに接続される。図４の例では，単相信号の例であり，第２の入力端子（＋）は例えばグランドなどの基準電源に接続されている。しかし，第１，第２の入力端子の間に差動入力信号が入力されてもよい。差動信号の例は，後述する。
【００２６】
ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮは，第１のミキサＭＩＸ１と，ノイズキャンセル用増幅器ＡＭＰ１と，第２のミキサＭＩＸ２とを有し，第１，第２のミキサＭＩＸ１，２には，ローカル周波数信号ＬＯＢが供給される。また，ノイズキャンセル用増幅器ＡＭＰ１の出力と第２のミキサＭＩＸ２の入力との間に，キャパシタＣ１が挿入されてもよい。このキャパシタＣ１はハイパスフィルタとして機能する。
【００２７】
図４には，各ノードＡＩＮ，Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，ＯＵＴにおける信号の周波数スペクトルが示されている。これらを参照して，増幅器ＡＰＭ−Ｕとノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮの動作を説明する。増幅器ＡＭＰ−ＵのオペアンプＡＭＰ０がＭＯＳトランジスタを含む回路であると，前述のとおり，出力端子ＯＵＴのノイズ（Ｇ０×Ｖｎ）の利得（Ｇ０）分の１（１／Ｇ０）のノイズＶｎがオペアンプＡＭＰ０の入力端子ＡＩＮに表れる。この入力端子ＡＩＮのノイズＶｎは，オペアンプの第１，第２の入力端子間の入力信号のノイズであり，低周波ほどノイズ強度が大きい１／ｆノイズの特徴を有し、オペアンプＡＭＰ０の内部から発生する。なお，この利得Ｇ０は増幅器ＡＭＰ−Ｕの利得であり，入力抵抗Ｒｉと出力抵抗Ｒｏに依存する。
【００２８】
ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮでは，第１のミキサＭＩＸ１が，オペアンプの第１，第２の入力端子間の入力信号を入力し，ローカル周波数信号ＬＯＢにより周波数変換する。ミキサＭＩＸ１は，乗算器であり，入力端子ＡＩＮの信号とローカル周波数信号ＬＯＢとを乗算して，周波数変換する。その結果，第１のミキサＭＩＸ１の出力端子Ｎ１では，１／ｆノイズＶｎは，ローカル周波数ＬＯＢ近傍に周波数変換（アップコンバート）される。
【００２９】
ノイズキャンセル用増幅器ＡＭＰ１が，この出力端子Ｎ１の信号を増幅すると，増幅器ＡＭＰ１の出力端子Ｎ２には，増幅器ＡＭＰ１の利得Ｇ１倍のノイズ（Ｇ１×Ｖｎ）が生成される。ただし，増幅器ＡＭＰ１もＭＯＳトランジスタを含む回路であるため，出力端子Ｎ２には低周波の１／ｆノイズ２０が生成される。この１／ｆノイズ２０は，増幅器ＡＭＰ−Ｕの出力端子ＯＵＴに生成される１／fノイズ（Ｇ０×Ｖｎ）と同様である。
【００３０】
第２のミキサＭＩＸ２は，出力端子Ｎ２の信号をローカル周波数信号ＬＯＢにより周波数変換する。その結果，ミキサＭＩＸ２の出力端子Ｎ３の信号では，ノイズＧ１×Ｖｎは，低周波帯域にダウンコンバートされると共に，信号２４のように２ＬＯＢ近傍にもアップコンバートされる。さらに，１／ｆノイズ２０は，信号２２のようにローカル周波数ＬＯＢ近傍にアップコンバートされる。しかも，キャパシタＣ１が設けられている場合は，キャパシタＣ１のハイパスフィルタの機能により，１／ｆノイズ２０の低周波数成分が除去されて，ローカル周波数ＬＯＢ近傍にアップコンバートされる。つまり，信号２２は一部の周波数成分が除去されている。
【００３１】
そして，ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮでは，出力抵抗Ｒｎｃを有するノイズキャンセル信号供給回路３０が，第２のミキサＭＩＸ２の出力端子Ｎ３の信号を抵抗Ｒｎｃを介して，オペアンプＡＭＰ０の入力端子ＡＩＮに供給する。
【００３２】
なお，上記の説明では，第１，第２のミキサＭＩＸ１，ＭＩＸ２の利得は，説明を簡単にするために利得＝１とした。しかし，２つのミキサＭＩＸ１，ＭＩＸ２と増幅器ＡＭＰ１とによる合計の利得がＧ１であってもよい。
【００３３】
この利得Ｇ１と出力抵抗Ｒｎｃは，第２のミキサＭＩＸ２の出力端子Ｎ３の電圧（Ｇ１×Ｖｎ）とオペアンプの入力端子ＡＩＮの電圧差を出力抵抗Ｒｎｃで除して得られる電流Ｉｎ２が，オペアンプの入力端子ＡＩＮから入力抵抗Ｒｉに流れる低周波ノイズ電流Ｉｎ１と等しくまたは略等しくなるように設定される。例えば，出力抵抗Ｒｎｃが入力抵抗Ｒｉと等しい場合は（Ｒｎｃ＝Ｒｉ），利得Ｇ１＝２に設定されれば良い。すなわち，増幅器ＡＭＰ−Ｕの入力抵抗Ｒｉに流れる電流Ｉｎ１は，次の通りである。
Ｉｎ１＝Ｖｎ／Ｒｉ
一方，第２のミキサＭＩＸ２の出力Ｎ３から入力端子ＡＩＮに供給される電流Ｉｎ２は，次の通りである。
Ｉｎ２＝（Ｇ１×Ｖｎ−Ｖｎ）／Ｒｎｃ＝（２Ｖｎ−Ｖｎ）／Ｒｎｃ＝Ｖｎ／Ｒｎ
ここで，Ｒｎｃ＝Ｒｉであるので，Ｉｎ１＝Ｉｎ２となる。
【００３４】
増幅器ＡＭＰ−Ｕにおいて，入力抵抗Ｒｉに流れる電流Ｉｎ１が，オペアンプＡＭＰ０のフィードバック抵抗Ｒｏに電流Ｉｎ３として流れるため，出力端子ＯＵＴにＩｎ３×Ｒｏの電圧が発生している。つまり，入力端子ＡＩＮの１／ｆノイズＶｎにより入力抵抗Ｒｉに発生した電流Ｉｎ１が，フィードバック抵抗Ｒｏに流れるため，出力端子ＯＵＴに利得Ｇ０倍のノイズ（Ｇ０×Ｖｎ）を発生させている。
【００３５】
ところが，ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮが，ノイズキャンセル電流Ｉｎ２を供給し，しかもＩｎ２＝Ｉｎ１であるので，フィードバック抵抗Ｒｏには電流Ｉｎ３は発生しない。その結果，増幅器ＡＭＰ−Ｕの出力端子ＯＵＴには，１／ｆノイズが発生しないことになる。つまり，増幅器ＡＭＰ−Ｕの出力端子ＯＵＴの１／ｆノイズは除去される。
【００３６】
なお，利得Ｇ１と出力抵抗Ｒｎｃとの関係は，出力抵抗Ｒｎｃが大きければ利得Ｇ１を大きくし，逆に出力抵抗Ｒｎｃが小さければ利得Ｇ１も小さくして，Ｉｎ２＝Ｉｎ１になるようにするのが望ましい。Ｉｎ２＝Ｉｎ１にすれば，増幅器ＡＭＰ−Ｕの出力端子ＯＵＴの１／ｆノイズは完全にキャンセルされるからである。
【００３７】
ただし，利得Ｇ１と出力抵抗Ｒｎｃとの関係が，上記のように設定されていなくても，何らかのノイズキャンセル電流Ｉｎ２が入力端子ＡＩＮに供給されれば，増幅器ＡＭＰ−Ｕの出力抵抗Ｒｏに流れる電流Ｉｎ３が低減されるので，出力端子ＯＵＴの１／ｆノイズも低減される。
【００３８】
そして，ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮは，ノイズキャンセル用増幅器ＡＭＰ１の入力側と出力側に第１，第２のミキサＭＩＸ１，ＭＩＸ２を設けている。そして，それぞれのミキサが，入力信号にローカル周波数信号ＬＯＢを乗算して周波数変換している。そのため，ノイズキャンセル用増幅器ＡＭＰ１が生成する１／ｆノイズは，出力端子Ｎ３ではローカル周波数ＬＯＢ近傍の高周波成分になり，オペアンプＡＭＰ０の入力端子ＡＩＮに供給されても，入力端子ＡＩＮの低周波の１／ｆノイズには何ら影響を与えない。もし，第１，第２のミキサが設けられていなければ，ノイズキャンセル用増幅器ＡＭＰ１の出力をオペアンプの入力端子ＡＩＮに供給してその１／ｆノイズをキャンセルしたとしても，増幅器ＡＭＰ１の出力に存在する１／ｆノイズも入力端子ＡＩＮに供給されるので，有効にノイズキャンセルすることができない。
【００３９】
なお，ノイズキャンセル用増幅器ＡＭＰ１と第２のミキサＭＩＸ２との間のキャパシタＣ１は，ハイパスフィルタ機能を有し，増幅器ＡＭＰ１のＤＣレベルとミキサＭＩＸ２のＤＣレベルとが異なっていても，高周波成分を伝達することができる。したがって，増幅器ＡＭＰ１とミキサＭＩＸ２の構成によっては，キャパシタＣ１はなくても良い。
【００４０】
また，図４の第１，第２のミキサＭＩＸ１，２は，後述するＭＯＳトランジスタによるスイッチング回路で構成され，内部にオペアンプを有さないので，それ自体が1/fノイズを発生することはない。
【００４１】
図５は，第２の実施の形態における増幅器とノイズキャンセル回路の構成図である。このノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮは，第１のミキサＭＩＸ１の入力側にローパスフィルタＬＰＦを有する。それ以外は，図４の増幅器，ノイズキャンセル回路と同じである。
【００４２】
オペアンプＡＭＰ０の第１，第２の入力端子間にイメージ周波数信号，例えばローカル周波数ＬＯＢの２倍の周波数２ＬＯＢの信号，が入力された場合，２つのミキサＭＩＸ１，２によりローカル周波数ＬＯＢの周波数変換され，そのイメージ周波数信号がベースバンド帯域の成分になり，ノイズキャンセル信号Ｉｎ２に含まれてしまう。
【００４３】
それを回避するために，図５の実施の形態では，ローパスフィルタＬＰＦを第１のミキサＭＩＸ１の入力側に設けている。このローパスフィルタＬＰＦが，入力端子ＡＩＮに入力するイメージ周波数信号をカットすることができる。
【００４４】
図６は，第３の実施の形態における増幅器とノイズキャンセル回路の構成図である。このノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮは，図４のノイズキャンセル回路を並列に２セット有する。つまり，ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮは，第１のミキサＭＩＸ１ａ，ｂと増幅器ＡＭＰ１ａ，ｂと第２のミキサＭＩＸ２ａ，ｂとキャパシタＣ１ａ，ｂとを有する。そして，第１のセットのミキサＭＩＸ１ａ，ＭＩＸ２ａは，第１のローカル周波数信号ＬＯＩＢにより周波数変換を行い，第２のセットのミキサＭＩＸ１ｂ，ＭＩＸ２ｂは，第２のローカル周波数信号ＬＯＱＢにより周波数変換を行う。第１，第２のローカル周波数信号ＬＯＩＢ，ＬＯＱＢは，互いにπ／２位相が異なり，第１のローカル周波数信号ＬＯＩＢは正弦波（ｓｉｎ），第２のローカル周波数信号ＬＯＱＢは余弦波（ｃｏｓ）である。
【００４５】
このような２つのセットが，増幅器ＡＭＰ−Ｕの入力端子ＡＩＮに入力される２ＬＯＢのイメージ周波数信号を除去することができる。つまり，互いにπ／２位相が異なるローカル周波数信号によりそれぞれ２回周波数変換することで，両出力抵抗Ｒｎｃａ，Ｒｎｃｂに出力されるノイズキャンセル信号の低周波成分つまりＤＣ成分が相殺される。
【００４６】
図７は，第３の実施の形態におけるノイズキャンセル回路の動作を説明する図である。図７には，（１）ローカル周波数信号ＬＯＢ，（２）AMP-Uに入力されるイメージ周波数信号２ＬＯＢ，（３）第１にミキサＭＩＸ１ａ，ｂの出力ＭＩＸ１ｏｕｔ，（４）ローカル周波数信号ＬＯＢ，（５）第２のミキサＭＩＸ２ａ，ｂの出力ＭＩＸ２ｏｕｔとが示されている。左側が第１のセット，右側が第２のセットの信号を示している。また，それぞれ横軸が周波数ｆｒｅｑ．，縦軸が信号強度に対応する。縦軸には，実軸Ｒｅと虚軸Ｉｍを有する。横軸の１目盛りは周波数ＬＯＢである。また，虚軸Ｉｍは斜め方向に示されている。説明を簡単にするために，（２）イメージ周波数信号２ＬＯＢは実軸Ｒｅ方向の成分のみとした。
【００４７】
図７の左側について説明すると，第１のローカル周波数ＬＯＢは，実軸Ｒｅ方向の成分を有する。そして，イメージ周波数信号２ＬＯＢも実軸Ｒｅ方向の成分を有する。イメージ周波数信号２ＬＯＢは２ＬＯＢ近傍の周波数成分を有するものとする。
【００４８】
第１のセット側においては，第１のミキサＭＩＸ１ａは，イメージ周波数信号２ＬＯＢを第１のローカル周波数ＬＯＢ（ＬＯＩＢ）で周波数変換し，（２）の２つのイメージ周波数信号２ＬＯＢを，それぞれ周波数成分ＬＯＢと３ＬＯＢ近傍の周波数帯に変換する。つまり，破線のように周波数変換される。これが（３）の第１にミキサＭＩＸ１の出力ＭＩＸ１ｏｕｔに信号７０，７１，７２，７３として示されている。さらに，第２のミキサＭＩＸ２ａは，この出力ＭＩＸｏｕｔを第１のローカル周波数ＬＯＢ（ＬＯＩＢ）で周波数変換し，（３）の４つの周波数成分７０〜７３を，それぞれ周波数成分０と２ＬＯＢと４ＬＯＢ近傍の周波数成分７４，７５，７６と７７，７８，７９に変換する。これが（５）ＭＩＸ２ｏｕｔに示されている。周波数２ＬＯＢ近傍の周波数成分７５，７８は２つの信号が重なり高い信号強度になっている。
【００４９】
第２のミキサ出力ＭＩＸ２ｏｕｔは，低周波帯のＤＣ成分６０にイメージ周波数信号２ＬＯＢから変換されたノイズ７６，７９を有する。これがノイズキャンセル信号に重畳して適切なノイズキャンセルを妨げる原因になる。
【００５０】
第２のセット側においては，第１のミキサＭＩＸ１ｂは，イメージ周波数信号２ＬＯＢを第２のローカル周波数ＬＯＢ（ＬＯＱＢ）で周波数変換し，（２）の２つのイメージ周波数信号２ＬＯＢを，それぞれ周波数成分ＬＯＢと３ＬＯＢ近傍の周波数帯に変換する。これが（３）の第１にミキサＭＩＸ１の出力ＭＩＸ１ｏｕｔに信号８０，８１，８２，８３として示されている。図示されるとおり，第２のローカル周波数ＬＯＢが虚数成分であるので，第１のミキサＭＩＸｂの出力ＭＩＸ１ｏｕｔ８０〜８３も虚数成分になる。さらに，第２のミキサＭＩＸ２ｂは，この出力ＭＩＸｏｕｔを第２のローカル周波数ＬＯＢ（ＬＯＱＢ）で周波数変換し，（３）の４つの周波数成分８０〜８３を，それぞれ周波数成分０と２ＬＯＢと４ＬＯＢ近傍の周波数成分８４，８５，８６と８７，８８，８９に変換する。周波数２ＬＯＢ近傍の周波数成分８５，８８は２つの信号が重なり高い信号強度になっている。そして，（３）（４）が共に虚数成分であるので，変換後は実数成分になっている。これが（５）ＭＩＸ２ｏｕｔに示されている。
【００５１】
第２のセット側においても，第２のミキサ出力ＭＩＸ２ｏｕｔは，低周波帯のＤＣ成分６２にイメージ周波数信号２ＬＯＢから変換されたノイズ８６，８９を有する。
【００５２】
そして，図７の左右に示された第１，第２セットの第２のミキサ出力ＭＩＸ２ｏｕｔを合成すると，それぞれの低周波数帯６０，６２の信号７６，７９と８６，８９とが相殺され，（６）の合成信号Ｉｎ２は低周波数帯６４に信号を有していない。
【００５３】
図７において，（２）のイメージ周波数信号２ＬＯＢが虚数成分を有する場合は，上記と同様にして，第１，第２セットの第２のミキサ出力ＭＩＸ２ｏｕｔは，それぞれ虚軸Ｉｍ方向に逆相の低周波成分を有し，それらを合成すると低周波のＤＣ成分が相殺される。
【００５４】
以上の通り，ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮは，２セットの回路を有し，それぞれπ／２位相がずれたローカル周波数信号ＬＯＩＢ，ＬＯＱＢにより周波数変換して，それらの合成信号からイメージ周波数信号を削除する。つまり，イメージリジェクションされる。
【００５５】
図６において，第１のミキサＭＩＸ１ａ，ＭＩＸ１ｂの入力側にそれぞれローパスフィルタを設けることが望ましい。つまり，図５で説明したとおり，ローパスフィルタが高い周波数帯のイメージ周波数信号を除去するので，ローパスフィルタと２つのセットの回路によるイメージリジェクション機能とにより，イメージ周波数信号をより完全に除去することができる。
【００５６】
図８は，第４の実施の形態におけるミキサとノイズキャンセル回路の構成図である。この実施の形態では，図６の増幅器ＡＭＰ−Ｕに代えてミキサＭＩＸ０を有する。そして，ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮは，図６の回路Ｎ−ＣＡＮと同じである。ミキサＭＩＸ０は，入力抵抗ＲｉとオペアンプＡＭＰ０との間に，ミキサのローカル周波数信号ＬＯに応じて導通と非導通を繰り返すＭＯＳトランジスタＱ０を有する。オペアンプＡＭＰ０にはフィードバック抵抗（出力抵抗）Ｒｏが設けられている。図８の回路は，単相信号に適用した回路例である。
【００５７】
ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮによる，ミキサのオペアンプＡＭＰ０の入力端子ＡＩＮへのノイズキャンセル信号の供給動作は，図６の回路と同じである。すなわち，オペアンプＡＭＰ０とＭＯＳトランジスタＱ０を有するミキサＭＩＸ０は，入力端子ＡＩＮに１／ｆノイズを有する。ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡは，この１／ｆノイズによる信号成分を増幅器ＡＭＰ１ａ，ＡＭＰ１ｂで増幅し，出力抵抗Ｒｎｃａ，Ｒｎｃｂを介して入力端子ＡＩＮに供給する。その結果，ミキサＭＩＸ０のフィードバック抵抗Ｒｏに流れる電流を抑制または除去して，出力端子ＯＵＴの１／ｆノイズを抑制または除去する。
【００５８】
ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮは，図６と同様に，並列に第１，第２のセットの回路を有し，それぞれのローカル周波数信号ＬＯＩＢ，ＬＯＱＢにπ／２の位相差を持たせて，入力端子ＡＩＮに入力されるイメージ周波数成分を除去する。なお，ミキサＭＩＸ０のローカル周波数信号ＬＯと，ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮのローカル周波数信号ＬＯＢとは，異なる信号であり，周波数を同じにする必要はないが，同じ周波数でも良い。
【００５９】
図９は，第５の実施の形態におけるミキサとノイズキャンセル回路の構成図である。第５の実施の形態では，ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮが，ミキサＭＩＸ１ａ，ＭＩＸ１ｂの入力側にローパスフィルタＬＰＦａ，ＬＰＦｂを有する。それ以外のミキサやノイズキャンセル回路の構成は，図８の第４の実施の形態と同じである。ローパスフィルタＬＰＦａ，ＬＰＦｂを設けたことで，図５と同様に，高周波帯のイメージ周波数成分をカットすることができ，イメージ周波数成分の除去をより完全に行うことができる。
【００６０】
なお，図８，９の第４，第５の実施の形態において，図４，５のノイズキャンセル回路を設けても良い。
【００６１】
図１０は，第６の実施の形態におけるミキサとノイズキャンセル回路の構成図である。第４の実施の形態が単相信号に適用された回路であるのに対して，第６の実施の形態は，差動信号に適用された回路である。動作は第４の実施の形態と同じである。
【００６２】
ミキサＭＩＸ０は，入力端子対ＩＮＰ，ＩＮＭに逆相信号が入力され，ミキサのローカル周波数信号ＬＯで導通と非導通制御されるＭＯＳトランジスタ対（図中ＬＯのＭＯＳトランジスタ対）と，それとは逆相（位相差π）のローカル周波数信号ＸＬＯで導通と非導通制御されるＭＯＳトランジスタ対（図中ＸＬＯのＭＯＳトランジスタ対）を介して，オペアンプＡＭＰ０の入力対に供給される。例えば，ローカル周波数信号ＬＯがＨレベルなら，入力端子対ＩＮＰ，ＩＮＭの差動信号はそのままオペアンプＡＭＰ０の入力対に供給され，ローカル周波数信号ＬＯがＬレベルなら，入力端子対ＩＮＰ，ＩＮＭの差動信号は反転してオペアンプＡＭＰ０の入力対に供給される。
【００６３】
ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮは，図８と同様に並列に２つのセットの回路を有し，差動信号に対応した構成になっている。ただし，図４のノイズキャンセル回路のように，１つのセットのミキサＭＩＸ１，ＭＩＸ２と増幅器ＡＭＰ１だけで構成されてもよい。
【００６４】
図１１は，第７の実施の形態におけるミキサとノイズキャンセル回路の構成図である。第７の実施の形態では，ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮが，ミキサＭＩＸ１ａ，ＭＩＸ１ｂの入力側にローパスフィルタＬＰＦａ，ＬＰＦｂを有する。それ以外のミキサやノイズキャンセル回路の構成は，図１０の第６の実施の形態と同じである。ローパスフィルタＬＰＦａ，ＬＰＦｂを設けたことで，図５と同様に，高周波帯のイメージ周波数成分をカットすることができ，イメージ周波数成分の除去をより完全に行うことができる。
【００６５】
図１２は，第８の実施の形態におけるミキサとノイズキャンセル回路の構成図である。第８の実施の形態では，ミキサＭＩＸ０のフィードバック抵抗Ｒｏに並列にフィルタ用のキャパシタＣＬを有する。つまり，ミキサＭＩＸ内に一次フィルタとしてローパスフィルタＣＬが設けられている。それ以外の構成は，図１０の第６の実施の形態と同じである。また，第８の実施の形態において，ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮが，図１１の第７の実施の形態のように，ミキサＭＩＸ１ａ，ＭＩＸ１ｂの入力側にローパスフィルタを設けても良い。
【００６６】
図１２のトランジスタＱ０−３からなるミキサ回路が，ノイズキャンセル回路Ｎ−ＣＡＮ内の第１，第２のミキサＭＩＸ１ａ，１ｂ，ＭＩＸ２ａ，２ｂとして利用される。この場合，ミキサ回路内にはオペアンプがなく，図４での説明のとおり１／ｆノイズを生成することはない。
【００６７】
以上説明したとおり，本実施の形態によれば，ＭＯＳトランジスタを含む増幅器や，増幅器を内蔵するミキサのオペアンプの入力端ＡＩＮの１／ｆノイズを検知して，ノイズキャンセル信号を供給することで，増幅器やミキサの出力端子の１／ｆノイズを低減または除去することができる。
【００６８】
以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。
【００６９】
（付記１）
入力抵抗とフィードバック抵抗とオペアンプとを有する増幅器の出力信号のノイズを低減するノイズキャンセル回路において，
前記オペアンプの第１の入力端子と第２の入力端子間の入力信号を入力し，前記入力信号を第１の周波数信号により周波数変換する第１のミキサ回路と，
前記第１のミキサ回路の出力信号を増幅するノイズキャンセル用増幅器と，
前記ノイズキャンセル用増幅器の出力信号を前記第１の周波数信号により周波数変換する第２のミキサ回路と，
前記第２のミキサ回路の出力信号を、出力抵抗を介して前記オペアンプの前記第１の入力端子に供給する信号供給回路と
を有するノイズキャンセル回路。
【００７０】
（付記２）
付記１において，
前記第１のミキサ回路と前記ノイズキャンセル用増幅器と前記第２のミキサ回路とによる利得が，前記増幅器の入力抵抗に流れる電流と，前記信号供給回路の出力抵抗に流れる電流とが等しくまたは略等しくなるような値に設定されていることを特徴とするノイズキャンセル回路。
【００７１】
（付記３）
付記１または２において，
前記オペアンプの入力信号を，ローパスフィルタを介して前記第１のミキサ回路に入力することを特徴とするノイズキャンセル回路。
【００７２】
（付記４）
付記１において，
前記ノイズキャンセル用増幅器の出力信号を，ハイパスフィルタを介して前記第２のミキサ回路に入力することを特徴とするノイズキャンセル回路。
【００７３】
（付記５）
付記１または２において，
前記第１のミキサ回路と前記ノイズキャンセル用増幅器と前記第２のミキサ回路と前記出力抵抗と前記信号供給回路とを並列に２セット有し，
第１のセットの前記第１，第２のミキサ回路は，前記第１の周波数信号により周波数変換し，
第２のセットの前記第１，第２のミキサ回路は，前記第１の周波数信号と位相が直交し同じ周波数の第２の周波数信号により周波数変換し，
前記第１，第２のセットの出力信号を共に前記オペアンプの前記第１の入力端子に供給することを特徴とするノイズキャンセル回路。
【００７４】
（付記６）
付記１または２において，
前記入力抵抗は第１の入力抵抗と第２の入力抵抗とを有し，
前記フィードバック抵抗は第１のフィードバック抵抗と第２のフィードバック抵抗とを有し，
前記オペアンプは，前記第１の入力端子と第２の入力端子間に差動入力信号を入力し，第１出力端子と第２出力端子間に差動出力信号を出力し，
前記第１のミキサ回路と前記ノイズキャンセル用増幅器と前記第２のミキサ回路と前記信号供給回路は，差動信号を入力し出力することを特徴とするノイズキャンセル回路。
【００７５】
（付記７）
入力抵抗とフィードバック抵抗と第１オペアンプとを有する増幅器と，
前記第１のオペアンプの第１の入力端子と第２の入力端子間の入力信号を入力し，前記入力信号を第１の周波数信号により周波数変換する第１のミキサ回路と，
前記第１のミキサ回路の出力信号を増幅する第２のオペアンプと，
前記第２のオペアンプの出力信号を前記第１の周波数信号により周波数変換する第２のミキサ回路と，
前記第２のミキサ回路の出力信号を、出力抵抗を介して前記第１のオペアンプの第１の入力端子に供給する信号供給回路とを有することを特徴とするノイズキャンセル回路付き増幅器。
【００７６】
（付記８）
付記７において，
前記第１のミキサ回路と前記第２のオペアンプと前記第２のミキサ回路とによる利得が，前記増幅器の入力抵抗に流れるノイズ電流と，前記信号供給回路の前記出力抵抗に流れる電流とが等しくまたは略等しくなるような値に設定されていることを特徴とする増幅器。
【００７７】
（付記９）
付記７または８において，
前記第１のミキサ回路と前記第２のオペアンプと前記第２のミキサ回路と前記出力抵抗と前記前記信号供給回路とを並列に２セット有し，
第１のセットの前記第１，第２のミキサ回路は，前記第１の周波数信号により周波数変換し，
第２のセットの前記第１，第２のミキサ回路は，前記第１の周波数信号と位相が直交し同じ周波数の第２の周波数信号により周波数変換し，
前記第１，第２のセットの前記出力抵抗を流れる前記電流を共に前記第１オペアンプの第１の入力端子に供給することを特徴とする増幅器。
【００７８】
（付記１０）
付記７または８において，
前記入力抵抗は第１の入力抵抗と第２の入力抵抗とを有し，
前記フィードバック抵抗は第１のフィードバック抵抗と第２のフィードバック抵抗とを有し，
前記オペアンプは，前記第１の入力端子と前記第２の入力端子に差動入力信号を入力し，差動出力信号を出力し，
前記第１のミキサ回路と前記第２オペアンプと前記第２のミキサ回路と前記第２信号供給回路は，差動信号を入力し出力することを特徴とする増幅器。
【００７９】
（付記１１）
付記７または８に記載の増幅器と，
前記入力抵抗と前記第１オペアンプの前記第１または第２の入力端子との間に設けられ，ミキサ用ローカル周波数信号に応答して導通及び非導通になるＭＯＳトランジスタを有する第３のミキサ回路とを有するミキサユニット。
【００８０】
（付記１２）
付記１１において，前記増幅器の前記フィードバック抵抗に並列にキャパシタを有することを特徴とするミキサユニット。
【００８１】
（付記１３）
付記１０に記載の増幅器と，
前記第１及び第２の入力抵抗と，前記第１のオペアンプの前記第１及び第２の入力端子との間に設けられた第３のミキサ回路とを有し，
前記第３のミキサ回路は，
前記第１の入力抵抗と前記第１の入力端子との間と，前記第２の入力抵抗と前記第２の入力端子との間にそれぞれ設けられ，前記第１の周波数信号に応答して導通または非導通になる第１，第２のＭＯＳトランジスタと，前記第１の入力抵抗と前記第２の入力端子との間と，前記第２の入力抵抗と前記第１の入力端子との間にそれぞれ設けられ，ミキサ用ローカル周波数信号と逆相の逆相ミキサ用ローカル周波数信号に応答して導通または非導通になる第３，第４のＭＯＳトランジスタとを有することを有するミキサユニット。
【００８２】
（付記１４）
付記１３において，前記増幅器の前記フィードバック抵抗に並列にキャパシタを有することを特徴とするミキサユニット。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】無線通信回路を示す図である。
【図２】ＭＯＳトランジスタのゲート面積とノイズの関係を示す図である。
【図３】本実施の形態の概略構成図である。
【図４】本実施の形態における増幅器とノイズキャンセル回路の構成図である。
【図５】第２の実施の形態における増幅器とノイズキャンセル回路の構成図である。
【図６】第３の実施の形態における増幅器とノイズキャンセル回路の構成図である。
【図７】第３の実施の形態におけるノイズキャンセル回路の動作を説明する図である。
【図８】第４の実施の形態におけるミキサとノイズキャンセル回路の構成図である。
【図９】第５の実施の形態におけるミキサとノイズキャンセル回路の構成図である。
【図１０】第６の実施の形態におけるミキサとノイズキャンセル回路の構成図である。
【図１１】第７の実施の形態におけるミキサとノイズキャンセル回路の構成図である。
【図１２】第８の実施の形態におけるミキサとノイズキャンセル回路の構成図である。
【符号の説明】
【００８４】
ＡＭＰ−Ｕ：増幅器                  Ｎ−ＣＡＮ：ノイズキャンセル回路
ＭＩＸ１：第１のミキサ              ＭＩＸ２：第２のミキサ
ＡＭＰ１：ノイズキャンセル用増幅器  Ｒｎｃ：出力抵抗
３０：ノイズキャンセル信号供給回路  ＬＯＢ：ローカル周波数信号
【図１】
0005088235.tif 000002
【図２】
0005088235.tif 000003
【図３】
0005088235.tif 000004
【図４】
0005088235.tif 000005
【図５】
0005088235.tif 000006
【図６】
0005088235.tif 000007
【図７】
0005088235.tif 000008
【図８】
0005088235.tif 000009
【図９】
0005088235.tif 000010
【図１０】
0005088235.tif 000011
【図１１】
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【図１２】
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