(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
振幅、及び位相が既知であるパイロットキャリアが時間方向にＬ（Ｌは整数）シンボル周期で配置され、尚且つＦＦＴポイント（有効シンボル長）やガードインターバル長が可変である複数の伝送パラメータを有するＯＦＤＭ変調方式で変調された信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
受信信号をそれぞれのＦＦＴポイントやガードインターバル比に応じて設定したＬシンボル時間の遅延処理を行う遅延手段と、
受信信号とそれぞれＬシンボル遅延信号との相関演算を行う相関演算手段と、
上記遅延手段及び相関演算手段をＡ（Ａは２以上の整数）種類具備し、
上記Ａ種類の相関演算結果と閾値と比較する手段と、
比較結果に基づいて伝送パラメータを判別する手段と、を具備したことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
振幅、及び位相が既知であるパイロットキャリアが時間方向にＬ（Ｌは整数）シンボル周期で配置され、尚且つＦＦＴポイント（有効シンボル長）やガードインターバル長が可変である複数の伝送パラメータを有するＯＦＤＭ変調方式で変調された信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
受信信号をそれぞれのＦＦＴポイントやガードインターバル比に応じて設定したＬシンボル±αサンプル時間の遅延処理を行う遅延手段と、受信信号とそれぞれＬシンボル±αサンプル範囲内の相関演算を行う手段と、
±αの範囲内の相関演算結果を加算する手段と、
上記遅延手段、相関演算手段、及び加算手段をＡ（Ａは２以上の整数）種類具備し、
上記Ａ種類の加算結果と閾値と比較する手段と、
比較結果に基づいて伝送パラメータを判別する手段と、を具備したことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
請求項１乃至２に記載のＯＦＤＭ受信装置と、該ＯＦＤＭ受信装置で受信したＯＦＤＭ信号を再度送信する手段と、を備えるＯＦＤＭ中継装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数から選択可能な伝送パラメータを用いて直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式で変調されたデータを受信するＯＦＤＭ受信装置等に関する。
【背景技術】
【０００２】
日本の地上デジタル放送方式（以下、ＩＳＤＢ−Ｔと称す）には直交周波数分割多重変調方式（以下、OFDM方式と称す）が採用されている。ＩＳＤＢ−Ｔでは、複数のＦＦＴポイント数（ＦＦＴサイズ）やガードインターバル比が規格化されており、それらの伝送パラメータを使い分けて放送を行っている。従って、受像機や中継機等では伝送パラメータを自動検出し、検出したパラメータに基づいて復調処理を行う必要がある。
【０００３】
前述した伝送路パラメータの検出方式として、下記の特許文献１及び２が知られる。
これらのパラメータ検出アルゴリズムは、受信ＯＦＤＭ信号と受信信号を有効シンボル長遅延させた信号との相関演算を行い、ＯＦＤＭ信号に含まれるガードインターバル信号の相関成分を抽出し、その相関性の有無からパラメータを検出するという手法を用いている。
【０００４】
【特許文献１】特許第２８７９０３４号公報
【特許文献２】特許第３９５９４８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１及び２のような手法では、複数のマルチパスが存在し、それらのレベルが大きく、遅延時間も長いような環境下ではパラメータ検出精度が劣化するという問題点があった。
【０００６】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、伝送パラメータをマルチパス信号に影響されずに正しく検出し、受信を行うことができるＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、振幅、及び位相が既知であるパイロットキャリアが時間方向にＬ（Ｌは整数）シンボル周期で配置され、尚且つＦＦＴポイント（有効シンボル長）やガードインターバル長が可変である複数の伝送パラメータを有するＯＦＤＭ変調方式で変調された信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
受信信号をそれぞれのＦＦＴポイントやガードインターバル比に応じて設定したＬシンボル時間の遅延処理を行う遅延手段と、
受信信号とそれぞれＬシンボル遅延信号との相関演算を行う相関演算手段と、
上記遅延手段及び相関演算手段をＡ（Ａは２以上の整数）種類具備し、
上記Ａ種類の相関演算結果と閾値と比較する手段と、
比較結果に基づいて伝送パラメータを判別する手段と、を具備した。
【０００８】
また本発明のＯＦＤＭ受信装置は、振幅、及び位相が既知であるパイロットキャリアが時間方向にＬ（Ｌは整数）シンボル周期で配置され、尚且つＦＦＴポイント（有効シンボル長）やガードインターバル長が可変である複数の伝送パラメータを有するＯＦＤＭ変調方式で変調された信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
受信信号をそれぞれのＦＦＴポイントやガードインターバル比に応じて設定したＬシンボル±αサンプル時間の遅延処理を行う遅延手段と、受信信号とそれぞれＬシンボル±αサンプル範囲内の相関演算を行う手段と、
±αの範囲内の相関演算結果を加算する手段と、
上記遅延手段、相関演算手段、及び加算手段をＡ（Ａは２以上の整数）種類具備し、
上記Ａ種類の加算結果と閾値と比較する手段と、
比較結果に基づいて伝送パラメータを判別する手段と、を具備した。
【０００９】
また上記のＯＦＤＭ受信装置と、該ＯＦＤＭ受信装置で受信したＯＦＤＭ信号を再度送信する手段と、を備えてなるＯＦＤＭ中継装置も本発明に含まれうる。
【００１０】
従来のガードインターバルの相関を用いる手法では、相関が発生するのはガードインターバル区間のみのため相関値はそれが得られたときのフェージング等で毎回変動するのに対し、本例は常時得られるスキャッタド・パイロットの相関を時間平均したものであり、安定している。また４シンボルも遅延したマルチパスのレベルは非常に小さく、それによる相関値への影響はほとんどない。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、受信信号と受信信号をそれぞれの伝送パラメータに応じた4シンボル長の遅延を施した信号との相関演算を行い、OFDM信号に含まれるＳＰ信号の自己相関性を演算し、それぞれの相関演算結果と閾値との比較を行って、送信側の伝送パラメータを判別するようにしたので、伝送パラメータをマルチパス信号に影響されずに高精度に検出することができる。
また、一例として、上記遅延時間を４シンボル±αとし、それぞれの相関演算を行い、それらを加算した結果を用いるようにすれば、VCOの周波数偏差が生じている状態であっても、伝送パラメータを検出することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明によるＯＦＤＭ伝送装置の受信装置について、図１に図示する第一の実施形態により詳細に説明する。
チューナ１１にて受信された信号はＡ／Ｄ１２、直交検波部１Bを経由して受信信号ｒ（ｔ）を得る。直交検波部１Bからの受信信号ｒ（ｔ）はＦＦＴ部１７に接続されると共に、相関性検出部１３〜１５に入力される。
【００１３】
相関性検出部１３〜１５の構成を図２に示す。相関性検出部１３〜１５は遅延器２１と複素乗算器２２、積分器２３、絶対値器２４から構成される。受信信号ｒ（ｔ）は遅延器２１と複素乗算器２２に接続され、遅延器２１では４×Ｔsの遅延処理を行う。ここで、遅延器２１の遅延時間はベースバンドのクロック（サンプル）単位としており、Ｔsは有効シンボル長とガードインターバル長を合計したシンボル長（単位はサンプル）を意味している。
【００１４】
相関性検出部１３〜１５は、検出するパラメータ数分用意し、それぞれの相関性検出部は検出するパラメータに対応する。例えば、ＩＳＤＢ−ＴではＦＦＴポイント、即ち有効シンボル長として２０４８、４０９６、８１９２が規格化されており、ぞれぞれのＦＦＴポイントに対して、有効シンボル長の１／４、１／８、１／１６、１／３２の長さのガードインターバルを付加する。
【００１５】
これら全ての組み合わせは１２通りとなり、これら全てのパラメータ検出を行う場合には、１２パターンの相関性検出部を用意する必要がある。しかし、ＩＳＤＢ−Ｔの運用規定ではガードインターバル長が５１２サンプル以上のパラメータのみが定義されており、実際に使用されるパラメータはＦＦＴポイント＝８１９２（ＩＳＤＢ−Ｔではモード３と定義）ではガードインターバル長が１／１６、１／８、１／４、ＦＦＴポイント＝４０９６（ＩＳＤＢ−Ｔではモード２と定義）ではガードインターバル長が１／８、１／４の組み合わせの５パターンのみである。従って、以降の説明では運用規定に則った、５パターンについて説明を行うが、パラメータの組み合わせは、この説明に限定するものではない。
【００１６】
以上のことから、運用規定の５パターンのパラメータでのシンボル長及び、遅延器２１の遅延時間４×Ｔsは表１の通りとなる。
【表１】
0005021517.tif 000002
【００１７】
遅延器２１の出力信号は複素乗算器２２に入力され、複素乗算器２２のもう一方の入力には受信信号ｒ（ｔ）が接続される。複素乗算器２２では、受信信号ｒ（ｔ）と遅延器２１からの信号に対して複素共役とした値との複素乗算を行う。複素乗算器２２からの信号は積分器２３に入力され、積分器２３では所定期間での積分を行う。また、積分器２３は所定期間の移動平均処理や高周波信号を除去するフィルタ処理であっても良い。
【００１８】
これらの処理は、受信信号ｒ（ｔ）と受信信号を４×Ｔsサンプル時間遅らせた信号との相関演算を行うことを意味する。本例では、この相関演算により得られた信号レベルの大きさに基づいてパラメータ検出を行う。また、本例のメリットとしては、周波数偏差やマルチパス環境に依存しないという特徴がある。
【００１９】
次に、本例の動作原理について以下に説明する。
ＩＳＤＢ−Ｔでは図３に示すように、４シンボル周期、１２キャリア毎に振幅、位相が既知であるパイロットキャリア（Ｓｃａｔｔｅｒｄ  Ｐｉｌｏｔ：以下ＳＰと称す）が挿入されている。送信信号をo(t)とし、パイロットキャリアのみを逆フーリエ変換した信号をsp(t)、データキャリアのみを逆フーリエ変換した信号をd(t)とすると、送信信号o(t)は式(1)で表わされる。
【数１】
0005021517.tif 000003
ここで、パイロット信号sp(t)は4シンボル周期の信号であるので、
【数２】
0005021517.tif 000004
の関係がある。この送信信号o(t)がマルチパス伝送路やチューナ１１を経由して受信信号r(t)が得られる。マルチパス伝送路でのマルチパス遅延時間をτ、チューナ１１での周波数偏差をΔωとすると、受信信号r(t)は、
【数３】
0005021517.tif 000005
となる。（係数１／√２はAGCにより電力を一定にするために設けた係数）
【００２０】
この受信信号r(t)に対して、相関演算を行った積分器２３からの相関出力信号Ｃは
【数４】
0005021517.tif 000006
となる。
【００２１】
ここで、式(4)の第１項目のSigmat｛o(t)・o(t−４Ｔs)*｝について着目する。
この演算は前述したように、送信信号o(t)と送信信号o(t)を4シンボル遅延させた信号との相関演算を示している。また、送信信号o(t)は式(1)で表わされるため、この相関演算結果はデータ信号と遅延データ信号、データ信号と遅延ＳＰ信号、遅延データ信号とＳＰ信号、ＳＰ信号と遅延ＳＰ信号のそれぞれの相関演算に分割できる。これら相関演算の中で相関性を有する組み合わせは式(2)から分かるようにＳＰ信号と遅延SP信号のみであり、それ以外の組み合わせは無相関となる。従って、第1項目の演算は式(5)となる。
【数５】
0005021517.tif 000007
【００２２】
このことから、再度式(4)に示す相関演算について考慮すると、第１項目や第２項目は高い相関性を有し、第３項目や第４項目は無相関となり、ほぼ０となる。特に、第２項目がτに無関係に常に高い相関性を有することは、マルチパスの遅延時間や、レベルに依存することなく、安定して高い相関値を出力することを意味している。
【００２３】
従って、式(4)は式(6)に近似することができる。
【数６】
0005021517.tif 000008
式(6)においてｅjΔω4Tsは時間tに依存しない単なる位相項であり、大きさは変わらない。そのため、図２のように積分器２３の出力を絶対値器２４にて絶対値化を行い、相関値Ｃの大きさを算出する。
【００２４】
上述したように、送信側のシンボル長と遅延器２１で設定したシンボル長Ｔsが一致すれば大きなレベルの相関値Ｃが得られるが、図４に示すように、ｓｐ信号の自己相関波形は鋭く、送信側のシンボル長と遅延器２１で設定したシンボル長Ｔsが一致しない場合の相関値Ｃは極めて小さな値となる。
【００２５】
従って、相関性検出部１３〜１５ではそれぞれのパラメータでのシンボル遅延長Ｔsを設定し、それぞれの相関性検出部１３〜１５からの出力信号はパラメータ判別部１６に入力される。パラメータ判別部１６では各相関性検出部１３〜１５から出力された相関値Ｃのレベルを判断し、レベルの大きな相関値に対応するパラメータをパラメータの検出結果とする。
【００２６】
相関値Ｃにおいて相関性の有無の判断基準としては、受信信号ｒ（ｔ）の電力に基づいて設定した値を閾値とし、閾値以上の相関値Ｃであれば、有相関として認識し、パラメータが一致していると判断する。しかし、低Ｃ／Ｎ環境下では、受信信号ｒ（ｔ）に含まれる雑音電力が大きく、信号電力が小さくなるため、相関値Ｃのレベルも信号電力に比例して小さくなる。従って、閾値としては受信信号ｒ(ｔ)から雑音成分を除去した信号の電力に比例するような閾値であっても良く、例えば受信信号ｒ(ｔ)の電力から、（受信信号電力の関数として）チューナ固有の雑音電力を減算した値を用いたり、復調部１８のシンボル判定後のシンボル電力から推定される本来の信号電力を用いることができる。この様に、相関値Ｃを比較することにより相関性の有無を検出するこができる。
【００２７】
しかし、モード２（ＦＦＴポイントが４０９６）とモード３（ＦＦＴポイントが８１９２）の検出において、同一のガードインターバル比となる場合には、表１に示すように、モード３での４シンボル遅延長とモード２での８シンボル長（SP周期の２倍長）がちょうど一致してしまう。このため、送信側でモード3を伝送していても４シンボル周期のSP信号が８シンボル遅延でも相関性を有するためモード２の同一ガードインターバル比のパラメータで相関値が大きくなってしまう。この関係を表２に示す。表２中の○印は大きな相関値を出力することを示している。
【表２】
0005021517.tif 000009
【００２８】
従って、パラメータ判定部１６では、上記の閾値比較で相関性の有無を検出し、モード３とモード２の判別としては表２の相関パターンを利用して、閾値以上となる相関値が表２に示すパターンと一致した場合に、それに対応する受信検出パラメータを検出結果として出力する。例えば、モード３の１／４とモード２の１／４で有相関を検出した場合にはモード２の１／４としてパラメータ判別し、モード３の１／４のみで有相関を検出した場合にはモード３の１／４としてパラメータ判別する。
【００２９】
パラメータ判別部１６により決定したパラメータはＦＦＴ部１７や復調部１８、同期処理部１９に入力し、それぞれの機能部ではモード、ガードインターバル長に対応した動作を行う。
同期処理部１９では、検出したパラメータに基づいたクロック制御を行い、ＶＣＯ１Ａの発振周波数を送信側のクロック周波数に同期させるように制御する。
【００３０】
以上のことから、本例はマルチパスの遅延時間（マルチパス遅延時間がガードインターバル以上であっても良い）、ＤＵ比等に依存せず、高精度に伝送パラメータを検出することができる。
【００３１】
次に、本発明による第二の実施形態について図５を用いて詳細に説明する。
図５は図１に示す第一の実施例において相関性検出器１３〜１５をクロック偏差対応相関性検出器５１〜５３に置き換えた構成であり、それ以外の構成は図１と同様である。
【００３２】
第一の実施例において、パラメータが検出できない状態では、同期処理部１９が正常に動作することは困難である。この様な場合には、ＶＣＯ１Ａの周波数制御を周波数制御範囲の中点とし、通常は周波数制御を行わない。しかし、周囲環境や経年変化等によりＶＣＯ１Ａの発振周波数は変動してしまう。
【００３３】
一般的に、ＶＣＯの周波数は±数十〜百ppmの範囲で変動する。この様な周波数偏差のある状態では、遅延器２１のサンプル単位での遅延時間設定が送信側の設定と一致していても、周波数変動により実際の遅延時間は異なるため、正しい相関値が得られない可能性がある。例えば、１００ppm程度の周波数偏差がある場合では、ＩＳＤＢ−Ｔでは4シンボル遅延長に対して５クロック程度のずれが生じてしまう。
【００３４】
図４に示したように、ＳＰ信号の自己相関波形は急峻であり、５クロックの時間ずれが生じている場合では、高い相関値を得ることはできない。本実施例は相関性検出器１３〜１５をクロック偏差対応相関性検出器５１〜５３に置き換えることにより、クロック偏差に対応できるようにしたものである。
【００３５】
クロック偏差対応相関性検出器５１〜５３の構成を図６に示す。クロック偏差対応相関性検出器５１〜５３では受信信号ｒ（ｔ）に対して、遅延器６１〜６３により遅延処理を行う。遅延器６１〜６３では遅延器２１にて設定した４シンボル長（４Ｔs）の遅延時間を前後数サンプルずつずらした遅延設定としている。例えば、上述の周波数偏差があるＶＣＯ１Ａを用いた場合、±５サンプルの遅延設定を行い、遅延器としては４シンボル−５サンプルから４シンボル＋５サンプルの計１１種類の遅延時間を設ける。
【００３６】
遅延器６１〜６３からの出力信号は図２と同様に複素乗算器２２にそれぞれ接続され、複素共役乗算する。これは、例えば、＋３サンプルずれ分のＶＣＯ１Ａの周波数偏差が存在する場合、受信信号ｒ（ｔ）と受信信号ｒ（ｔ）を４シンボル＋３サンプル遅延した信号の間で高い相関性を有することになる。また、この場合においては、＋３サンプルに相当する遅延器の前後数サンプルは若干の相関性を有するが、それ以外の遅延器の相関値はほぼ０になる。これは、図４に示すＳＰ信号の自己相関波形から、理解することができる。
【００３７】
従って、受信信号とそれぞれの遅延器との複素乗算結果を加算器６４で加算した後、図２と同様に積分器２３にて積分演算を行うことにより、ＶＣＯ１Ａの周波数偏差が存在する環境下であっても、第一の実施例と同様の効果を得ることができる。
【００３８】
また、図６に示すクロック偏差対応相関性検出器の構成においては、遅延器が冗長であり、必要となる複素乗算器が多数必要となってしまう。従って、図７に示すように、遅延器の共用部分を共通の遅延器２１にて構成し、サンプル単位の遅延時間ずれは遅延器２１の出力に接続されたフリップフロップ７１〜７３により実現する。これらの出力信号は選択器７４に入力される。選択器７４では、これら信号の選択処理を高速クロック単位で行い、複素乗算器２２も同様のクロック速度で演算を行い、加算器６４においてそれらを累積的に加算する。これにより複素乗算器２２の数を削減している。
【００３９】
更に、上記の説明においては相関性検出部を検出するパラメータ数分搭載しているが、回路規模を削減するために、検出するパラメータよりも少ない数分のみ搭載し、それら回路を時分割で動作させることにより、回路規模を低減させることもできる。
【００４０】
上記の説明はＯＦＤＭ受信装置に関する説明であったが、OFDM信号を受信し、再度送信を行う中継装置に適用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明の第一の実施例に係るＯＦＤＭ受信装置の構成図
【図２】第一の実施例の相関性検出器１３等の構成図
【図３】ＳＰのキャリア配置図
【図４】ＳＰ信号の自己相関波形
【図５】本発明の第二の実施例に係るＯＦＤＭ受信装置の構成図
【図６】第二の実施例のクロック偏差対応相関性検出器５１等の構成図
【図７】回路規模を削減したクロック偏差対応相関性検出器の構成図
【符号の説明】
【００４２】
１１：チューナ、１２：Ａ／Ｄ、１３〜１５：相関性検出部、１６：パラメータ判別部、１７：ＦＦＴ部、１８：復調部、１９：同期処理部、１Ａ：ＶＣＯ、１Ｂ：直交検波器、２１：遅延器、２２：複素乗算器、２３：積分器、２４：絶対値器、51〜53：クロック偏差対応相関性検出部、61〜63：遅延器、64：加算器、７１〜７３：フリップフロップ、７４：選択器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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