(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数が一定の正弦波の交流励磁信号を出力する励磁手段と、
上記交流励磁信号が供給され、この交流励磁信号の大きさと測定対象物の重量とに応じた大きさの交流荷重信号を出力する重量センサと、
上記交流荷重信号に増幅処理を含む所定の処理を施す処理手段と、
この処理手段によって処理した後の前処理済荷重信号をディジタル化するＡ／Ｄ変換手段と、
或る第１の時点における上記前処理済荷重信号を上記Ａ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第１のデータと、該第１の時点から上記交流励磁信号の周期の略［｛１／２｝＋ｍ（ｍは、整数である。）］倍に相当する時間だけ離れた第２の時点における上記前処理済荷重信号を上記Ａ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第２のデータと、の差を求め、この差を基に上記測定対象物の重量を表す荷重データを導出する演算手段と、
を具備し、
上記励磁手段は、概略矩形のクロックパルスに基づいて周波数が一定の矩形波基本パルスを生成すると共に、該矩形波基本パルスを濾波処理することによって上記交流励磁信号を生成し、
上記第１の時点は、上記交流励磁信号の或る１周期中において上記前処理済荷重信号の大きさが略最大または略最小になる時点であり、
上記第１及び第２の各時点は、上記クロックパルスと上記矩形波基本パルスとに基づいて定められる、
重量測定装置。
【請求項２】
上記Ａ／Ｄ変換手段は、上記第１及び第２の各時点間の時間間隔に相当する周期で、上記前処理済荷重信号を、ディジタル化する状態に構成された、請求項１に記載の重量測定装置。
【請求項３】
上記第１及び第２の各時点間の時間間隔は、上記重量センサの固有振動数の逆数の１／２以下の値に相当する、請求項１に記載の重量測定装置。
【請求項４】
上記Ａ／Ｄ変換手段は、それぞれ個別の第１の変換手段と第２の変換手段とから成り、該第１の変換手段により上記第１の時点における上記前処理済荷重信号をディジタル化することにより上記第１のデータを得、該第２の変換手段により上記第２の時点における上記前処理済荷重信号をディジタル化することにより上記第２のデータを得る状態に構成され、
上記演算手段は、上記第１及び第２の各変換手段からそれぞれ得られる上記第１及び第２の各データの差を求め、この差を基に上記荷重データを導出する状態に構成された、
請求項１に記載の重量測定装置。
【請求項５】
上記第１の時点における上記前処理済荷重信号をサンプルホールドする第１のサンプルホールド手段と、上記第２の時点における上記前処理済荷重信号をサンプルホールドする第２のサンプルホールド手段と、を備え、
上記第１のサンプルホールド手段によりサンプルホールドした信号を上記第１の変換手段によりディジタル化し、上記第２のサンプルホールド手段によりサンプルホールドした信号を上記第２の変換手段によりディジタル化する状態に構成された、
請求項４に記載の重量測定装置。
【請求項６】
上記Ａ／Ｄ変換手段は、基準端子を有し、この基準端子に入力される信号の大きさを基準として、上記前処理済荷重信号をディジタル化するものであって、
上記交流励磁信号が入力され、この交流励磁信号の実効値または最大振幅値に応じた大きさの直流基準信号を生成する直流基準信号生成手段、を設け、
上記Ａ／Ｄ変換手段の基準端子に、上記直流基準信号を入力する状態に構成された、
請求項１に記載の重量測定装置。
【請求項７】
上記交流励磁信号が入力され、この交流励磁信号の大きさに応じた大きさの交流基準信号を生成する交流基準信号生成手段と、
上記交流基準信号と上記前処理済荷重信号とを上記Ａ／Ｄ変換手段によって選択的にディジタル化する状態に、該Ａ／Ｄ変換手段によるディジタル化の対象となる信号を選択する信号選択手段と、
を具備し、
上記演算手段は、上記交流基準信号が上記信号選択手段によって選択されているとき、或る第３の時点における該交流基準信号を上記Ａ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第３のデータと、該第３の時点から上記交流励磁信号の周期の略［｛１／２｝＋ｍ］倍に相当する時間だけ離れた第４の時点における上記交流基準信号を上記Ａ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第４のデータと、の差を求め、この差を基に上記交流励磁信号の大きさを表す励磁基準データを導出し、上記前処理済荷重信号が上記信号選択手段によって選択されているとき、上記第１及び第２の各データの差を求め、この差を上記励磁基準データで除することにより上記荷重データを導出する状態に構成された、
請求項１に記載の重量測定装置。
【請求項８】
上記交流励磁信号が入力され、この交流励磁信号の大きさに応じた大きさの交流基準信号を生成する交流基準信号生成手段と、
上記Ａ／Ｄ変換手段とは別個に設けられ、上記交流基準信号をディジタル化する第３の変換手段と、
を具備し、
上記演算手段は、上記第１若しくは第２の時点と同一の時点または第１及び第２の時点と異なる時点である第３の時点における上記交流基準信号を上記第３の変換手段によってディジタル化して得た第３のデータと、該第３の時点から上記交流励磁信号の周期の略［｛１／２｝＋ｍ］倍に相当する時間だけ離れた第４の時点における上記交流基準信号を上記第３の変換手段によってディジタル化して得た第４のデータと、の差を求め、この差を基に上記交流励磁信号の大きさを表す励磁基準データを導出すると共に、上記第１及び第２の各データの差を求め、この差を上記励磁基準データで除することにより上記荷重データを導出する状態に構成された、
請求項１に記載の重量測定装置。
【請求項９】
上記第３の時点は、上記交流励磁信号の或る１周期中において上記前処理済荷重信号の大きさが略最大または略最小になる時点であり、
上記第３及び第４の各時点は、上記クロックパルスと上記矩形波基本パルスとに基づいて定められる、
請求項７または８に記載の重量測定装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、物体の重量を測定する重量測定装置に関し、特に、例えば歪みゲージ式ロードセル等のように外部からバイアスとしての励磁信号を与えることによって当該励磁信号の大きさと測定対象物の重量とに応じた荷重信号を出力する重量センサ、を用いた重量測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
上記のような重量測定装置においては、重量センサに掛かる荷重負荷の大きさの変化に対して、上記荷重信号の変化量が極めて小さいため、所謂前置増幅回路を設けて、この前置増幅回路により荷重信号を比較的に大きなゲインで増幅するのが、一般的である。上記前置増幅回路としては、性能の良さ及び手軽さ等から、多くの場合、演算増幅器（operational amplifier）が用いられる。しかし、演算増幅器は、それ自身、入力ノイズを有しているので、この入力ノイズ、特に低周波数帯域の入力ノイズが、高精度な測定を阻害する一つの大きな要因となっている。
【０００３】
即ち、上記入力ノイズのうち、比較的に周波数の高い成分については、例えば上記荷重信号の品質を損なわない程度のローパス・フィルタを通過させることにより、比較的に容易に除去できる。しかし、重量センサの応答特性と重なるような低周波数帯域の入力ノイズを、上記のようなローパス・フィルタにより除去することは不可能である。特に、この入力ノイズには、所謂温度ドリフト等も含まれるが、このドリフトによる信号の変化は、極めて遅くしかも環境条件に左右されるため、かかる低周波数かつ不規則なノイズを除去するのは、非常に厄介である。
【０００４】
従来、このようなノイズを除去する技術として、例えば特許第３００２０７８号公報に開示されたものがある。これは、上記重量センサに対応する歪みゲージブリッジ回路に、そのバイアスとして交流電圧を与え、このブリッジ回路の出力信号を、交流増幅器を介して、互いに独立した２つのサンプルホールド回路に供給する。そして、これら各サンプルホールド回路により、上記交流増幅器の出力信号を、上記交流電圧の極性に一致するように各半サイクルごとに交互にサンプルホールドし、この２つの出力の差を、積分機能を有する差動増幅器で増幅することによって、上記ノイズをキャンセルすると共に、上記ブリッジ回路の機械的歪み量に応じた直流の信号を復調する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ディジタル技術が発達しかつ一般化している近年においては、上記復調して得た直流信号を、アナログ信号のままの状態で処理することは、極めて稀であり、殆どの場合は、当該アナログ信号をディジタル化して、各種ディジタル処理を施すことにより、最終的な測定結果等を導き出している。従って、上記従来技術の場合、別途Ａ／Ｄ変換器を設け、このＡ／Ｄ変換器により上記復調信号をディジタル化してから、例えばＣＰＵ（中央演算処理装置）やＤＳＰ（ディジタル信号処理装置）等により上記ディジタル処理を行うことになる。
【０００６】
かかるディジタル処理を前提とする場合、言うまでもなく、アナログ処理を掌る部分については、その構成を極力簡素化するのが望ましい。そこで、本発明は、上記従来技術よりも極めて簡単な構成で、上記前置増幅回路自身の入力ノイズ等誤差信号の影響を回避できる重量測定装置、を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明の重量測定装置は、周波数が一定の交流励磁信号を出力する励磁手段と、
上記励磁信号が供給され、この励磁信号の大きさと測定対象物の重量とに応じた大きさの交流荷重信号を出力する重量センサと、
上記交流荷重信号に所定の処理を施す処理手段と、
この処理手段によって処理した後の前処理済荷重信号をディジタル化するＡ／Ｄ変換手段と、
或る第１の時点における上記前処理済荷重信号をＡ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第１のデータと、当該第１の時点から上記励磁信号の周期の略［｛１／２｝＋ｍ（ｍは、整数である。）］倍に相当する時間だけ離れた第２の時点における上記前処理済荷重信号をＡ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第２のデータと、の差を求め、この差を基に上記測定対象物の重量を表す荷重データを導出する演算手段と、
を具備するものである。
【０００８】
なお、ここで言う上記重量センサとしては、例えば上述した歪みゲージブリッジ回路等に代表される歪みゲージ式ロードセルがある。また、上記処理手段としては、例えば上記交流荷重信号を比較的に大きなゲインで増幅する前置増幅回路等がある。
【０００９】
本発明によれば、重量センサは、交流の励磁信号が供給されることにより、所謂交流バイアスされており、当該励磁信号の大きさ、例えば電圧と、風袋等に載置された測定対象物の重量と、に応じた交流荷重信号を出力する。この交流荷重信号は、処理手段によって例えば増幅処理等の前処理が成された後、Ａ／Ｄ変換手段に入力される。Ａ／Ｄ変換手段は、この前処理済荷重信号をディジタル化し、このディジタル化して得たデータを演算手段に入力する。
【００１０】
演算手段は、上記Ａ／Ｄ変換手段から入力されるデータのうち、或る第１の時点における上記前処理済荷重信号をディジタル化して得た第１のデータと、或る第２の時点における上記前処理済荷重信号をディジタル化して得た第２のデータと、を捉える。ここで、上記第１の時点と第２の時点とは、互いに上記励磁信号の周期の略［｛１／２｝＋ｍ］倍に相当する時間だけ離れている。このような第１及び第２の各時点においては、上記励磁信号は、それぞれ略同じ大きさでかつ逆極性の値を示す。従って、かかる第１及び第２の各時点における上記前処理済荷重信号は、それぞれ測定対象物の重量に応じた大きさでかつ逆極性の値を示す。そして、これらの値をそれぞれディジタル化して得た上記第１及び第２の各データは、それぞれ測定対象物の重量を表しかつ互いに逆符号のデータである。
【００１１】
上記のように、第１及び第２の各データは、互いに逆符号のデータではあるものの、それぞれが単独で測定対象物の重量を表しているので、演算手段は、これらのデータを捉えることにより、測定対象物の重量を認識する。しかし、演算手段は、これら第１及び第２の各データを捉えるだけでなく、これら互いに逆符号のデータの差を求めることによって、測定対象物の重量を言わば２倍の感度で認識する。そして、演算手段は、上記第１及び第２の各データの差を基に、測定対象物の重量を例えば数値等で表すための荷重データを導出する。この荷重データは、例えば紙等に記録したり、或るいは半導体メモリや磁気ディスク等の各種電気式記録媒体に記録したり、更にはモニタ画面に表示する等、視覚情報として出力したり、スピーカから音声で出力する等、聴覚情報として出力することができる。
【００１２】
ところで、本発明においても、上記処理手段により交流荷重信号を増幅処理等する際に、上述した温度ドリフト等の処理手段自身が持つ入力ノイズ等誤差信号の影響によって、当該処理後の前処理済荷重信号が変化することがある。しかし、この前処理済荷重信号を上記Ａ／Ｄ変換手段によりディジタル化したとき、第１及び第２のデータは位相差が［｛１／２｝＋ｍ］周期分あるので、第１及び第２のデータのうち交流荷重信号相当分は、絶対値が等しく極性が反対の信号になるが、前処理手段の入力点で発生する入力ノイズ等誤差信号相当分は極性が反転しない。しかも、交流荷重信号の周期に比べて入力ノイズ等誤差信号が変化する周期が充分長ければ、交流荷重信号をＡ／Ｄ変換した第１及び第２の時点での誤差信号の大きさがほぼ等しいとみなせるので、当該誤差信号は第１及び第２のデータに同極性でほぼ等しい値で含まれる。これら第１及び第２の各データは、上記演算手段により所謂減算処理されるので、この減算処理の際に、ほぼ等しい値である上記誤差信号はキャンセルされる。これにより、上記入力ノイズ等誤差信号の影響を排除した、純粋な荷重データを得ることができる。
【００１３】
なお、上記第１及び第２の各時点間の時間間隔が短いほど（即ち、励磁信号の周期が短いほど、及び整数ｍの絶対値が小さいほど）、または入力ノイズ等誤差信号の周期が長いほど、上記第１及び第２の各データにそれぞれ含まれる上記入力ノイズの値は、近似する。従って、これら第１及び第２の各時点間の時間間隔を極力短くした方が、または第１及び第２の各時点の時間間隔に対して入力ノイズ等誤差信号の周期が長いほど、上記入力ノイズ等誤差信号の影響を有効に排除でき、より高精度な重量測定を実現できる。また、上記荷重データを時系列で複数導出し、これら複数の荷重データを例えば移動平均処理等のディジタル処理をすれば、より一層高精度化できる。
【００１４】
本発明は、重量センサを、所謂直流バイアスする方式の重量測定装置にも、供する。
この場合、上記重量センサに励磁信号を供給するための励磁手段として、例えば電圧値が略一定の直流の励磁信号を出力するものを、用いる。これにより、重量センサは、当該励磁信号の大きさと測定対象物の重量とに応じた大きさの直流荷重信号を出力するようになる。そして、この直流荷重信号を一定の周期で断続（チョッピング）することにより、当該直流荷重信号を、概略矩形でかつ一方の極性のみに振幅を持つ片極性パルス荷重信号に変換するチョッパ手段を設ける。そして、このチョッパ手段による変換前の段階または変換後の段階において、処理手段により上記直流荷重信号または片極性パルス荷重信号を例えば増幅する等の所定の処理を施し、この処理手段及び上記チョッパ手段による処理後の前処理済荷重信号を、Ａ／Ｄ変換手段によりディジタル化する。演算手段については、上記と同様に、第１の時点における前処理済荷重信号をＡ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第１のデータと、第２の時点における前処理済荷重信号をＡ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第２のデータと、の差を求め、この差を基に荷重データを導出するよう構成する。なお、ここで言う上記第１及び第２の各時点は、互いに上記チョッパ手段による直流荷重信号の断続周期の略［｛１／２｝＋ｍ（ｍは、整数である。）］倍に相当する時間だけ離れた時点、とする。
【００１５】
この構成によれば、上記チョッパ手段が所謂出力ＯＮの状態にあるときは、上記前処理済荷重信号は、上記処理手段自身が持つ入力ノイズ等誤差信号の影響を含む測定対象物の重量に応じた大きさとなる。そして、チョッパ手段が所謂出力ＯＦＦの状態にあるときには、上記前処理済荷重信号は、基本的に大きさ零（０）となり、厳密には測定対象物の重量を含まない上記入力ノイズ等誤差信号の影響のみに応じた大きさとなる。演算手段は、これらチョッパ手段が出力ＯＮの状態にあるときと出力ＯＦＦの状態にあるときとに、それぞれ上記第１及び第２の各時点を設け、これら各時点における前処理済荷重信号をそれぞれディジタル化して得た第１及び第２のデータの差を求める。これにより、上記入力ノイズ等誤差信号の影響が排除される。ただし、これら第１及び第２の各データの一方は、基本的に零を表し測定対象物の重量に係る情報を含まないので、これら各データの差を求めても、上記重量センサを交流バイアスする場合とは異なり、測定対象物の重量を２倍の感度で認識することはできない。
【００１６】
そこで、重量センサを直流バイアスする場合でも、重量センサを交流バイアスする場合と同様に、測定対象物の重量を２倍の感度で認識できるようにするには、次のように構成すればよい。
【００１７】
即ち、上記チョッパ手段に代えて、重量センサから出力される直流荷重信号の極性を一定の周期で交互に反転させる極性反転手段を設ける。これにより、上記直流荷重信号を、その極性が正極と負極とに交互に反転する概略矩形の両極性パルス荷重信号に、変換する。そして、この極性反転手段による変換前の段階または変換後の段階において、処理手段により上記直流荷重信号または極性パルス荷重信号を処理し、この処理手段及び上記極性反転手段による処理後の前処理済荷重信号を、Ａ／Ｄ変換手段によりディジタル化する。これ以降は、上記と同様に、演算手段により、第１の時点における前処理済荷重信号をＡ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第１のデータと、第２の時点における前処理済荷重信号をＡ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第２のデータと、の差を求め、この差を基に荷重データを導出するよう構成する。なお、ここで言う上記第１及び第２の各時点は、互いに上記極性反転手段による極性の反転周期の略［｛１／２｝＋ｍ（ｍは、整数である。）］倍に相当する時間だけ離れた時点、とする。
【００１８】
この構成によれば、上記重量センサを交流バイアスする場合と同様に、第１及び第２の各時点における前処理済荷重信号は、それぞれ上記処理手段自身の入力ノイズ等誤差信号の影響を含む測定対象物の重量に応じた大きさで、入力ノイズ等誤差信号は同極性、前処理ずみ荷重信号は逆極性の値を示す。従って、これらの値をそれぞれディジタル化して得た第１及び第２の各データの差を、演算手段により求めることによって、上記入力ノイズ等誤差信号の影響を排除すると共に、測定対象物の重量を略２倍の感度で測定することができる。
【００１９】
本発明においては、上記Ａ／Ｄ変換手段の動作負担を軽減するために、このＡ／Ｄ変換手段による上記前処理済荷重信号のサンプリング周期を、上記第１及び第２の各時点間の時間間隔に相当する周期としてもよい。
【００２０】
即ち、上記Ａ／Ｄ変換手段よってディジタル化して得たデータは、演算手段に入力されるが、この演算手段が上記荷重データを導出するために必要としているるデータは、第１及び第２の各時点における前処理済荷重信号をそれぞれディジタル化して得た第１及び第２のデータのみである。従って、Ａ／Ｄ変換手段は、少なくとも上記第１及び第２の各時点における前処理済荷重信号をそれぞれディジタル化すれば十分であり、これら第１及び第２の各時点間の途中で前処理済荷重信号をディジタル化する必要はない。よって、本発明を実現するには、Ａ／Ｄ変換手段による前処理済荷重信号のサンプリング周期を、上記のように第１及び第２の各時点間の時間間隔に相当する周期とすれば十分ある。そして、このようにＡ／Ｄ変換手段のサンプリング周期を設定することによって、当該Ａ／Ｄ変換手段の動作負担を最小限に抑制できる。
【００２１】
また、本発明において、上記重量センサを交流バイアスする場合には、上記励磁信号を正弦（sin）波信号とするのが、望ましい。この場合、演算手段は、上記励磁信号の或る１周期中において、上記前処理済荷重信号の大きさが略最大または略最小になる時点を、上記第１の時点とするよう、構成する。この構成によれば、装置の測定感度を略最大限に向上できる。
【００２２】
即ち、今、上記励磁信号の或る１周期中において、例えば前処理済荷重信号の大きさが略最大になる時点を、第１の時点とするとする。この場合、第２の時点は、当該励磁信号の或る１周期中または他の周期中において、前処理済荷重信号の大きさが略最小になる時点、となる。このような第１及び第２の各時点における前処理済荷重信号をそれぞれディジタル化して得た第１及び第２の各データの差は、言わば当該前処理済荷重信号のピーク・トゥー・ピーク値に対応する。従って、かかるピーク・トゥー・ピーク値を基に、測定対象物の重量を求めれば、最も高い測定感度を得ることができる。
【００２３】
なお、上記とは逆に、励磁信号の或る１周期中において、前処理済荷重信号の大きさが略最小になる時点を、第１の時点とした場合、当該励磁信号の或る１周期中または他の周期中において、前処理済荷重信号の大きさが略最大になる時点が、第２の時点となる。従って、この場合も、上記と同様に、前処理済荷重信号のピーク・トゥー・ピーク値を得ることができ、最も高い感度で重量測定を実現できる。
【００２４】
本発明において、重量センサを直流バイアスする場合であって、上記チョッパ手段を用いる場合には、このチョッパ手段による直流荷重信号の断続周期の或る１周期中において、上記前処理済荷重信号の大きさが急変する所謂立ち上がり及び立ち下がり時点以外の所定の時点を、第１の時点とするよう、演算手段を構成するのが、望ましい。
【００２５】
即ち、チョッパ手段により直流荷重信号をチョッピングすると、このチョッピングにより生成される片極性パルス荷重信号は、その立ち上がり及び立ち下がりにおいて、過渡的な乱れを生じる。この信号の乱れは、上記前処理済荷重信号にも現れる。また、上記信号の急激な立ち上がり及び立ち下がりによって、接地（ＧＮＤ）電位等の基準電位に、高周波ノイズが乗る。従って、かかる信号の乱れや高周波ノイズの影響を回避するために、上記のように、第１の時点は、前処理済荷重信号の立ち上がり及び立ち下がり以外の時点に設けるのが、望ましい。なお、このように第１の時点を決定すれば、第２の時点も、必然的に、前処理済荷重信号の立ち上がり及び立ち下がり以外の時点に設けられるようになる。
【００２６】
上記チョッパ手段に代えて、上述した極性反転手段を用いる場合には、この極性反転手段による極性の反転周期の或る１周期中において、上記前処理済荷重信号の立ち上がり及び立ち下がり時点以外の時点を、第１の時点とするよう、演算手段を構成する。
【００２７】
即ち、極性反転手段により直流荷重信号の極性を反転した場合にも、この極性を反転させることにより生成される両極性パルス荷重信号の立ち上がり及び立ち下がりに、過渡的な乱れが生じる。そして、この信号の乱れは、前処理済荷重信号にも現れる。また、上記と同様、接地電位等の基準電位に、高周波ノイズが載る。よって、この場合にも、上記信号の乱れや高周波ノイズの影響を回避するために、第１の時点は、前処理済荷重信号の立ち上がり及び立ち下がり以外の時点に設けるのが、望ましい。そして、このように第１の時点を決定することにより、第２の時点も、必然的に、前処理済荷重信号の立ち上がり及び立ち下がり以外の時点に設けられる。
【００２８】
更に、上記重量センサを交流バイアスする場合において、上記第１及び第２の各時点を定める際、例えば励磁信号の位相に同期して、これらの時点を定めるよう、演算手段を構成するのが、望ましい。このようにすれば、例え何らかの原因により励磁信号の位相がシフトし、これによって前処理済荷重信号の位相がシフトしたとしても、この位相のシフトに応じて、上記第１及び第２の各時点もシフトする。このように、Ａ／Ｄ変換手段によるディジタル化の対象となる前処理済荷重信号の位相と、この前処理済荷重信号を実際にディジタル化するタイミングとが、上記励磁信号の位相を基準として連携してシフトするので、当該ディジタル化のタイミングを一定とすることができる。これにより、装置の測定感度が一定となり、常に安定した測定精度が得られる。なお、上記ディジタル化の対象となる前処理済荷重信号自身の位相に同期して、当該ディジタル化のタイミングである上記第１及び第２の各時点を定めれば、最も安定した測定感度を得ることができる。これ以外にも、例えば上記交流荷重信号の位相に同期して、第１及び第２の各時点を定めてもよい。
【００２９】
一方、上記重量センサを直流バイアスする場合であって、上記チョッパ手段を用いる場合には、例えば、当該チョッパ手段による直流荷重信号の断続動作に同期して、上記第１及び第２の各時点を定めるよう、演算手段を構成する。なお、この場合も、前処理済荷重信号の位相に同期して、第１及び第２の各時点を定めれば、最も安定した測定感度を得ることができる。これ以外にも、例えば上記片極性パルス荷重信号の位相に同期して、第１及び第２の各時点を定めてもよい。
【００３０】
上記チョッパ手段に代えて、上記極性反転手段を用いる場合には、例えば、当該極性反転手段による上記極性の反転動作に同期して、第１及び第２の各時点を定めるよう、演算手段を構成する。この場合も、前処理済荷重信号の位相に同期して、第１及び第２の各時点を定めれば、最も安定した測定感度を得ることができる。これ以外にも、例えば上記両極性パルス荷重信号の位相に同期して、第１及び第２の各時点を定めてもよい。
【００３１】
また、上記第１及び第２の各時点を定める際、これら各時点間の時間間隔、換言すればＡ／Ｄ変換手段による前処理済荷重信号のサンプリング周期は、重量センサの固有振動数の逆数の１／２以下の値に相当する時間間隔とする（換言すれば、Ａ／Ｄ変換手段による前処理済荷重信号のサンプリング周波数を、重量センサの固有振動数の１／２以上とする）よう、演算手段を構成するのが、望ましい。このようにすれば、重量センサの応答特性に応じた上記前処理済荷重信号をディジタル化する際に、所謂サンプリング定理を満足する。従って、重量センサの機械的な応答を忠実に捉えることができ、正確な重量測定を実現できる。
【００３２】
上記Ａ／Ｄ変換手段は、第１の変換手段及び第２の変換手段という、それぞれ個別の２つの変換手段により構成してもよい。この場合、第１の変換手段により、第１の時点における前処理済荷重信号をディジタル化することによって、第１のデータを得る。そして、第２の変換手段により、第２の時点における前処理済荷重信号をディジタル化することによって、第２のデータを得る。演算手段については、これら各変換手段からそれぞれ上記第１及び第２の各データを取り込み、これらのデータの差を基に荷重データを導出するよう、構成する。
【００３３】
このように、第１のデータを得るためのＡ／Ｄ変換手段と、第２のデータを得るためのＡ／Ｄ変換手段とを、それぞれ別個に設けることによって、これら各変換手段の動作負担を軽減することができ、換言すれば、より高速な応答性を実現できる。更に、言い換えれば、上記２つの変換手段として、例えば比較的に応答性の低いＡ／Ｄ変換器を用いても、本発明を実現するのに、十分に対応できる。
【００３４】
更に、上記のように２つの変換手段を設ける場合には、上記第１の時点における前処理済荷重信号をサンプルホールドするための第１のサンプルホールド手段と、上記第２の時点における前処理済荷重信号をサンプルホールドするための第２のサンプルホールド手段とを、設けてもよい。そして、上記第１のサンプルホールド手段によりサンプルホールドした信号を、上記第１の変換手段によりディジタル化することによって、第１のデータを得る。一方、上記第２のサンプルホールド手段によりサンプルホールドした信号を、上記第２の変換手段によりディジタル化することによって、第２のデータを得るように、構成する。
【００３５】
このように構成すれば、上記第１及び第２の各変換手段として、例えば一般に知られているデルタ−シグマ形のＡ／Ｄ変換器のように極めて変換速度の遅いＡ／Ｄ変換器を用いたとしても、本発明を実現するのに、十分に対応できる。このデルタ−シグマ形のＡ／Ｄ変換器は、上記のように変換速度は遅いものの、例えば逐次比較形Ａ／Ｄ変換器等のような他のＡ／Ｄ変換器に比べて、非常に低価格である、また、高分解能なものも多い。従って、かかるデルタ−シグマ形のＡ／Ｄ変換器を採用すれば、高精度な測定装置を低コストで提供するのに、極めて有効である。
【００３６】
なお、一般に知られているＡ／Ｄ変換器は、その多くが基準端子を有しており、この基準端子に入力される信号の大きさ、例えば電圧、を基準として、変換の対象となるアナログ信号をディジタル化する。そこで、本発明において、例えば重量センサを交流バイアスする場合であって、Ａ／Ｄ変換手段として、上記基準端子を有するＡ／Ｄ変換器を用いる場合には、励磁信号を基に、この励磁信号の実効値（または最大振幅）に応じた大きさの直流基準信号を生成する直流基準信号生成手段を、設ける。そして、この直流基準信号を、上記Ａ／Ｄ変換手段の基準端子に、入力する。
【００３７】
この構成によれば、例え何らかの原因により励磁信号の大きさ（実効値）が変化し、これに伴って、前処理済荷重信号の大きさ、厳密には第１及び第２の各時点における前処理済荷重信号の大きさ、が変化したとしても、この変化に応じて、上記直流基準信号の大きさも、同じ比率で変化する。このように、Ａ／Ｄ変換手段によるディジタル化の対象となる前処理済荷重信号の大きさと、当該ディジタル化の際に基準となる直流基準信号の大きさとが、連携して変化するので、常に正確なＡ／Ｄ変換値を得ることができる。これにより、安定した測定精度を確保できる。
【００３８】
なお、重量センサを直流バイアスする場合には、励磁信号を直接または増幅処理や濾波処理等の或る一定の処理を施してから、上記Ａ／Ｄ変換手段の基準端子に入力すればよい。
【００３９】
また、特に重量センサを交流バイアスする場合であって、上記励磁信号の大きさが変化する場合の対処法として、次のような策を講じることもできる。
即ち、上記励磁信号が入力され、この励磁信号の大きさに応じた大きさの交流基準信号を生成する交流基準信号生成手段と、
上記交流基準信号と上記前処理済荷重信号とを上記Ａ／Ｄ変換手段によって選択的にディジタル化する状態に、当該Ａ／Ｄ変換手段によるディジタル化の対象となる信号を選択する信号選択手段と、
を具備する。
そして、上記信号選択手段により上記交流基準信号が選択されているとき、演算手段により、或る第３の時点における交流基準信号をＡ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第３のデータと、当該第３の時点から上記励磁信号の周期の略［｛１／２｝＋ｍ］倍に相当する時間だけ離れた第４の時点における上記交流基準信号を上記Ａ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第４のデータと、の差を求め、この差を基に上記励磁信号の大きさを表す励磁基準データを導出する。そして、上記信号選択手段により上記前処理済荷重信号が選択されているとき、上述した手順と同様に第１及び第２の各データの差を求め、この差を上記励磁基準データで除することにより、上記荷重データを導出するよう、演算手段を構成する。
【００４０】
この構成によれば、上記前処理済荷重信号から第１及び第２の各データを得るのと全く同様に、上記励磁信号の大きさに応じた大きさの交流基準信号から第３及び第４の各データを得る。そして、これら第３及び第４の各データの差を求めることにより、上記交流基準信号に含まれる各種ノイズ、例えば交流荷重信号生成手段が演算増幅器を有するものである場合にはこの演算増幅器自身が持つ入力ノイズ等誤差信号の影響を排除すると共に、上記励磁信号の大きさを略２倍の感度で捉えたのと略等価な励磁基準データを、導出する。一方、上記第１及び第２の各データの差は、上述したように測定対象物の重量を略２倍の感度で捉えたのと等価な値を示すが、この値は、上記励磁信号の大きさにも依存する。そこで、この第１及び第２の各データの差を、上記励磁基準データで、除算することにより、上記第１及び第２の各データの差から、励磁信号の変化分を含む当該励磁信号の大きさを取り除く。これにより、純粋に測定対象物の重量のみを表す荷重データを、導出できる。
【００４１】
更に、上記信号選択手段に代えて、上記Ａ／Ｄ変換手段とは別個の第３の変換手段を設け、この第３の変換手段により上記交流基準信号をディジタル化してもよい。この場合、演算手段については、上記第３の時点における交流基準信号を上記第３の変換手段によってディジタル化して得た第３のデータと、上記第４の時点における交流基準信号を上記第３の変換手段によってディジタル化して得た第４のデータと、の差を求め、この差を基に上記励磁基準データを導出する。そして、この励磁基準データで、上記Ａ／Ｄ変換手段から得られる第１及び第２の各データの差を、除することによって、上記荷重データを導出するよう、構成する。なお、第３の時点は、第１若しくは第２の時点と同一に、あるいは第１及び第２の時点と異なる時点に選択できる。
【００４２】
即ち、前処理済荷重信号をディジタル化するためのＡ／Ｄ変換手段とは別個に、交流基準信号をディジタル化するためのＡ／Ｄ変換手段（第３の変換手段）を設ける。このようにすれば、上記前処理済荷重信号と交流基準信号とを１つのＡ／Ｄ変換手段により選択的にディジタル化するという上記信号選択手段を用いる場合とは異なり、測定対象物の重量を所謂リアルタイムで測定できる。
【００４３】
また、演算手段は、上記のように、第１及び第２の各データの差を、第３及び第４の各データの差（励磁基準データ）で除することにより、荷重データを導出する。従って、これら第１及び第２の各データの取得タイミングである第１及び第２の各時点と、第３及び第４の各データの取得タイミングである第３及び第４の各時点とを、それぞれ一致させれば、より正確な重量測定を実現できる。上記の構成によれば、第１及び第２の各データを取得するためのＡ／Ｄ変換手段と、第３及び第４の各データを取得するための第３の変換手段とを、それぞれ別個に設けているので、上記第１及び第２の各時点と、第３及び第４の各時点とを、それぞれ一致させることができる。よって、より正確な重量測定を実現できる。
【００４４】
なお、上記励磁信号が、例えば正弦波信号である場合には、当該励磁信号の或る１周期中において、上記交流基準信号の大きさが略最大または略最小になる時点を、上記第３の時点とするよう、演算手段を構成する。
【００４５】
即ち、今、上記励磁信号の或る１周期中において、例えば交流基準信号の大きさが略最大になる時点を、第３の時点とするとする。この場合、第４の時点は、当該励磁信号の或る１周期中または他の周期中において、交流荷重信号の大きさが略最小になる時点、となる。このような第３及び第４の各時点における交流基準信号をそれぞれディジタル化して得た第３及び第４の各データの差は、言わば当該交流基準信号のピーク・トゥー・ピーク値に対応する。従って、かかるピーク・トゥー・ピーク値を基に、交流基準信号の大きさを求めれば、最も高い感度で当該交流基準信号の大きさを捉えることができる。
【００４６】
なお、上記とは逆に、励磁信号の或る１周期中において、交流基準信号の大きさが略最小になる時点を、第１の時点とした場合、当該励磁信号の或る１周期中または他の周期中において、交流基準信号の大きさが略最大になる時点が、第２の時点となる。従って、この場合も、上記と同様に、交流基準信号のピーク・トゥー・ピーク値を得ることができ、最も高い感度で当該交流基準信号の大きさを捉えることができる。
【００４７】
【発明の実施の形態】
本発明に係る重量測定装置の第１の実施形態について、図１から図５を参照して説明する。
【００４８】
図１に、本第１の実施形態の概略構成を示す。同図に示すように、この装置は、パルス発生器１を有している。このパルス発生器１は、例えば図示しない水晶発振器やカウンタ回路等で構成されており、例えば図２（ａ）に示すように、数十ｋＨｚ乃至数百ｋＨｚの概略矩形の正極性クロックパルスＣＰを発生する。そして、このパルス発生器１は、上記クロックパルスＣＰを、交流励磁回路２に入力する。
【００４９】
交流励磁回路２は、例えば図示しない分周回路、ローパス・フィルタ回路、バイアス調整回路及び増幅器等を、内蔵している。そして、この交流励磁回路２は、パルス発生器１から入力されるクロックパルスＣＰを、上記分周回路で分周することにより、例えば図２（ｂ）に示すような周期Ｔoの矩形波基本パルスＯＰを生成し、この基本パルスＯＰを、上記ローパス・フィルタ回路で濾波処理することにより、正弦波の信号に変形する。更に、この正弦波信号に対して、上記バイアス調整回路により負極のバイアス電圧を掛けることによって、この正弦波信号の中心電圧を接地電位（＝０［Ｖ］）にシフトさせて、交流の正弦波信号を生成する。そして、この交流正弦波信号を、上記増幅器で増幅することによって、最終的に、図２（ｃ）に示すような励磁信号Ｅ（＝Ａsinωｔ：ここで、Ａは、最大振幅、ωは、角周波数、ｔは、時刻である。）を、生成する。なお、この励磁信号Ｅの周期（周波数ｆo）は、基本パルスＯＰの周期Ｔo（周波数）と同じである。そして、この励磁信号Ｅの位相は、基本パルスＯＰの位相よりも、上記ローパス・フィルタ回路等の時定数に応じた時間φ１だけ、遅れる。なお、ここで説明した励磁信号Ｅの生成方法は、飽くまで一例であって、これ以外の方法によっても、当該励磁信号Ｅを生成できる。この交流励磁回路２が、特許請求の範囲に記載の励磁手段に対応する。
【００５０】
交流励磁回路２は、上記励磁信号Ｅを、本装置における重量センサとしての歪みゲージ式ロードセル３のブリッジ入力端子３ａ、３ａに入力する。これにより、ロードセル３は、所謂交流バイアスされる。ここで、例えば図示しない風袋に図示しない測定対象物が載置され、これによって、ロードセル３に荷重Ｗxが付加されたとする。すると、ロードセル３は、次の数１で表される交流荷重信号Ｗoを、ブリッジ出力端子３ｂ、３ｂから出力する。
【００５１】
【数１】
Ｗo＝ｋ・Ｗx・Ｅ＝ｋ・Ｗx・Ａsinωｔ
ここで、ｋは、ロードセル３の荷重変換係数である。
【００５２】
そして、この交流荷重信号Ｗoは、前置増幅回路４に入力される。前置増幅回路４は、例えば演算増幅器構成のもので、上記交流荷重信号Ｗoを交流増幅し、この増幅後の信号Ｖaを、Ａ／Ｄ変換器５のアナログ入力端子（ＩＮ）に入力する。なお、前置増幅回路４は、それ自身、上述した入力ノイズを有している。従って、この入力ノイズを符号Δｅで表すと、前置増幅回路４の出力信号Ｖa、換言すればＡ／Ｄ変換器５への入力信号Ｖiは、次の数２のようになる。
【００５３】
【数２】
Ｖa＝Ｖi＝Ｇw（Ｗo＋Δｅ）＝Ｇw（ｋ・Ｗx・Ａsinωｔ＋Δｅ）
ここで、Ｇwは、前置増幅回路４の増幅率である。
【００５４】
上記荷重Ｗxと励磁信号ＥとＡ／Ｄ変換器５の入力信号Ｖiとの関係を、図で表すと、例えば図３（ａ）乃至同図（ｃ）のようになる。これらの図に誇張して示すように、或る荷重Ｗxがロードセル３に付加されると、Ａ／Ｄ変換器５には、上記荷重Ｗxにより励磁信号Ｅを言わば振幅変調したような信号Ｖiが、入力される。
【００５５】
Ａ／Ｄ変換器５は、これに入力される上記信号Ｖiを、ディジタル化する。具体的には、Ａ／Ｄ変換器５は、クロック入力端子（ＣＬＫ）と基準電圧端子（ＲＥＦ）とを、有している。そして、Ａ／Ｄ変換器５は、クロック入力端子に入力されるタイミングパルスＴＰのタイミング、例えば立ち上がり（または立ち下がり）に応じて、上記入力信号Ｖiをサンプリングすると共に、上記基準電圧端子に供給される基準信号Ｖrの電圧値を例えば最大基準電圧として、当該サンプリングして得た入力信号Ｖiを、所定ビット数のディジタルデータＶoに変換して出力する。
【００５６】
上記タイミングパルスＴＰは、タイミング回路６から与えられる。即ち、タイミング回路６は、パルス発生器１からクロックパルスＣＰを取り込むと共に、交流励磁回路２から基本パルスＯＰを取り込む。そして、これらのパルスＣＰ、ＯＰを基に、タイミング回路６は、図３（ｄ）に示すように、励磁信号Ｅの周期Ｔoの１／２に相当する時間Ｔs（＝Ｔo／２）間隔で、かつ、励磁信号Ｅの各１周期Ｔo中において上記入力信号Ｖiが最大または最小となる時点（上記数２において、sinωｔが「＋１」または「−１」となる時点）で、Ａ／Ｄ変換器５により入力信号Ｖiをサンプリングするように、タイミングパルスＴＰを生成する。これら入力信号ＶiとタイミングパルスＴＰとの時間的関係をより詳しく表すと、図２（ｄ）及び同図（ｅ）のようになる。この図２（ｄ）に示すように、入力信号Ｖiは、励磁信号Ｅよりも、前置増幅回路４の時定数に応じた時間φ２だけ、位相が遅れる。そして、同図（ｅ）に示すように、タイミングパルスＴＰは、上記基本パルスＯＰの立ち上がり時点から、上述した時間φ１と上記時間φ２と基本パルスＯＰの周期Ｔoの１／４に相当する時間Ｔo／４とを足し合わせた時間Ｔd（＝φ１＋φ２＋Ｔo／４）だけ、その位相が遅れる。このようなタイミングパルスＴＰを生成するタイミング回路６は、例えば論理回路とカウンタ回路との組み合せによって、構成できる。
【００５７】
一方、上記基準電圧端子には、励磁信号Ｅを例えば演算増幅器構成の差動増幅回路７によって差動増幅し、この差動増幅後の信号Ｖeを例えばダイオード及び平滑コンデンサ構成の整流平滑回路８によって整流平滑して得た直流信号が、上記基準信号Ｖrとして、供給される。この基準信号Ｖrの電圧は、上記入力信号Ｖiの電圧の最大値よりも若干大き目となるように、上記差動増幅回路７（増幅率Ｇe）により調整される。
【００５８】
上記Ａ／Ｄ変換器５によってディジタル化して得たデータＶoは、次の数３及び数４で表される。
【数３】
Ｖo＝Ｇw（ｋ・Ｗx・Ａ＋Δｅ）／Ｖr
ただし、数２において、sinωｔ＝１のとき。
【００５９】
【数４】
Ｖo＝Ｇw（−ｋ・Ｗx・Ａ＋Δｅ）／Ｖr
ただし、数２において、sinωｔ＝−１のとき。
【００６０】
そして、このデータＶoは、順次、ＣＰＵ９に入力される。ＣＰＵ９は、この順次入力されるデータＶoに対して、次の数５で表される演算を行い、これを最終的な荷重データＤとして、導出する。
【００６１】
【数５】
0004903312.tif 000002
または、
0004903312.tif 000003
ここで、ｎは、Ａ／Ｄ変換器５によるサンプリングタイミング（番号）を表すインデックスである。
【００６２】
ところで、Ａ／Ｄ変換器５のサンプリング周期Ｔsが、比較的に短く、厳密には上記荷重Ｗx及び入力ノイズΔｅの変動周期に比べて遥かに短いとすると、Ｗx(n)＝Ｗx(n-1)とみなすことができ、よってΔｅ(n)≒Δｅ(n-1)とみなせるので、上記数５は、次の数６に示すようになる。
【００６３】
【数６】
Ｄ(n)≒２Ｇw・ｋ・Ｗx(n)・Ａ／Ｖr
【００６４】
この数６から明らかなように、最終的に導出して得られる上記荷重データＤは、上記入力ノイズΔｅの影響を排除したものとなる。しかも、Ａ／Ｄ変換器５の出力Ｖoを言わば２倍したのと等価なデータを得ることができ、これは、測定対象物の重量を言わば２倍の感度で認識するのと等価である。
【００６５】
更に、上記荷重データＤに対して、適宜ディジタルフィルタリング処理等を施すことができる。このディジタルフィルタリング処理の一例として、例えば次の数７で表される移動平均処理がある。
【００６６】
【数７】
Ｄ(n)'＝｛Ｄ(n)＋Ｄ(n-1)＋・・・＋Ｄ(n-N)｝／（Ｎ＋１）
ここで、Ｄ(n)'は、移動平均処理後のデータ、Ｎは、自然数である。
【００６７】
ＣＰＵ９は、上記のように導出して得た荷重データＤまたはＤ'に係る情報を、例えば液晶パネル（ＬＣＤ）構成の表示部１０に、数値やグラフ等で表示する。この表示部１０に代えて、例えばスピーカ等を設け、このスピーカから音声により上記荷重データＤまたはＤ'に係る情報を出力するようにしてもよい。また、ＣＰＵ９には、例えばキーボード等の操作部１１も接続されており、ＣＰＵ９は、この操作部１１から入力される各種命令に従って、例えば重量測定を開始する等の各種動作を実行する。このＣＰＵ９の一連の動作は、例えば半導体メモリ構成の記憶部１２に予め記憶されている制御プログラムにより制御される。また、この記憶部１２には、上記導出して得た荷重データＤまたはＤ'等を記憶することもできる。
【００６８】
このように、本第１の実施形態によれば、上述した特許第３００２０７８号公報に開示された従来技術とは異なり、所謂復調回路（当該従来技術においては、２つのサンプルホールド回路と積分機能を有する差動増幅器とから成る部分）を必要としなくとも、図４（ｅ）に示すように、言わばディジタル的に荷重Ｗxに応じた荷重データＤを得ることができる。従って、その分、装置の構成を簡素化できると共に、装置を低コスト化できる。しかも、上述した入力ノイズΔｅの影響を排除し、かつ、２倍の測定感度を得ることができるので、極めて高精度な重量測定を実現できる。
【００６９】
なお、本第１の実施形態における前置増幅回路４が、特許請求の範囲に記載の処理手段に対応し、Ａ／Ｄ変換器５の入力信号Ｖiが、特許請求の範囲に記載の前処理済荷重信号に対応する。そして、ＣＰＵ９が、特許請求の範囲に記載の演算手段に対応し、上記数５における各データＶo(n)及びＶo(n-1)が、それぞれ特許請求の範囲に記載の第１及び第２の各データに対応する。
【００７０】
本第１の実施形態では、Ａ／Ｄ変換器５に対して所謂両極性の入力信号Ｖiを供給したが、これに限らない。例えば、Ａ／Ｄ変換器５が、片極性（正極または負極）の信号のみを入力可能とするものである場合には、前置増幅回路４の出力信号Ｖaに直流バイアスを掛けて、当該Ａ／Ｄ変換器５の入力信号Ｖiの極性を片極性とすればよい。なお、この場合も、上記数５に基づいて、上記入力信号Ｖiの所謂最大ピーク及び最小ピークにそれぞれ対応するデータＶo(n)及びＶo(n-1)の差を求めることによって、上記入力ノイズΔｅの影響を排除すると共に、測定対象物の重量を２倍の感度で認識するのと等価な効果が得られることは、明らかである。
【００７１】
また、本第１の実施形態においては、Ａ／Ｄ変換器５のサンプリング周期（タイミングパルスＴＰの周期）Ｔsを、励磁信号Ｅ（基本パルスＯＰ）の周期Ｔoの１／２としたが、これに限らない。例えば、Ａ／Ｄ変換器５の変換速度が遅い場合や、或いはＣＰＵ９の処理速度が遅い場合等には、上記サンプリング周期Ｔsを、励磁信号Ｅの周期Ｔoの［｛１／２｝＋ｍ（ｍは、整数である。）］倍に相当する時間間隔としてもよい。なお、ここで言う整数ｍを、例えばｍ＝１とした場合、即ち周期Ｔs＝３Ｔo／２とした場合の、Ａ／Ｄ変換器５の入力信号ＶiとタイミングパルスＴＰとの時間的な関係を、図４に示す。
【００７２】
上記整数ｍは、任意であるが、これを大きくし過ぎると、サンプリング周期Ｔsが長くなり、上記数５において、Δｅ(n)≒Δｅ(n-1)が成立しなくなる。従って、この整数ｍは、できるだけ小さい値とするのが好ましい。
【００７３】
特に、予めロードセル３の固有振動数ｆwが判っている場合には、上記サンプリング周期Ｔsを、当該ロードセル３の固有振動数ｆwの逆数１／ｆwの１／２以下の値に相当する時間間隔（Ｔs≦１／２ｆw）とするのが、好ましい。具体的には、例えば、ロードセル３の固有振動数ｆwが、ｆw＝５０［Ｈｚ］である場合、上記サンプリング周期Ｔsを、１０［ｍｓ］以下（Ｔs≦１０［ｍｓ］）とする。この場合、上記整数ｍが、ｍ＝０であるとすると、励磁信号Ｅの周波数ｆoは、５０［Ｈｚ］以上（ｆo≧５０［Ｈｚ］）となる。このようにすれば、ロードセル３の応答特性に応じた上記入力信号Ｖiをディジタル化する際に、所謂サンプリング定理を十分に満足する。従って、ロードセル３の機械的な応答を忠実にディジタル化することができ、正確な重量測定を実現できる。特に、上記サンプリング周期Ｔsを、サンプリング定理を満足するのに必要な最低限の値、即ち上記逆数１／ｆwの１／２に相当する時間間隔（Ｔs＝１／２ｆw）とすれば、Ａ／Ｄ変換器５やＣＰＵ９の負担を最小限にすることができる。
【００７４】
また、例えば、上記Ａ／Ｄ変換器５の変換速度は比較的に速いけれど、ＣＰＵ９の処理速度が遅い場合には、次のように構成してもよい。即ち、Ａ／Ｄ変換器５のサンプリング周期Ｔsを、極力短くする。そして、このＡ／Ｄ変換器５の出力データＶoを基に、ＣＰＵ９により上記荷重データＤ(n)を導出する際、上記数５に代えて、次の数８の演算を行う。
【００７５】
【数８】
Ｄ(n)＝｜Ｖo(n)−Ｖo(n-p)｜
ここで、ｐは、任意の奇数である。
【００７６】
つまり、ＣＰＵ９の処理速度に合わせて、Ａ／Ｄ変換器５から得られるデータＶoを所謂間引きする。このようにすれば、ＣＰＵ９の処理速度が遅くても、これに合わせて、上記荷重データＤ(n)を正確に導出できる。ただし、この場合も、当該数８における各データＶo(n)及びＶo(n-p)の時間的な間隔（即ち、ｐに相当する時間間隔）は、上記ロードセル３の固有振動数ｆwの逆数１／ｆwの１／２以下の値に相当する時間間隔とするのが、好ましい。
【００７７】
更に、本第１の実施形態では、Ａ／Ｄ変換器５により入力信号Ｖiをディジタル化する際、この入力信号Ｖiの所謂各ピークを捉えてこれをディジタル化するように構成したが、これに限らない。即ち、一定の周期Ｔsで入力信号Ｖiをディジタル化するのであれば、上記ピーク以外の部分を捉えてもよい。ただし、本第１の実施形態のように、入力信号Ｖiの各ピークを捉えれば、上記荷重データＤ(n)として、入力信号Ｖiの所謂ピーク・トゥー・ピーク値を得ることができ、最も高い感度で重量測定できる。また、入力信号Ｖiの各ピーク付近においては、時間ｔの変化に対する当該入力信号Ｖiの変化量が小さい。従って、例えば何らかの理由によりＡ／Ｄ変換器５のサンプリング周期Ｔsが多少ずれても、上記入力信号Ｖiのピーク付近をディジタル化して得たデータＶoであれば然程の差は生じないので、比較的に安定した測定精度を得ることができる。
【００７８】
また、上記タイミングパルスＴＰは、基本パルスＯＰの立ち上がりに同期するので、Ａ／Ｄ変換器５は、この基本パルスＯＰに同期して、上記入力信号Ｖiをディジタル化することになる。従って、例えば、何らかの原因により上記基本パルスＯＰの位相がシフトし、これに伴って、Ａ／Ｄ変換器５の入力信号Ｖiの位相が変化したとしても、この位相のシフトに応じて、上記タイミングパルスＴＰの位相もシフトする。このように、Ａ／Ｄ変換器５によるディジタル化の対象となる入力信号Ｖiの位相と、このディジタル化のタイミングを計るタイミングパルスＴＰとが、上記基本パルスＯＰの位相を基準として連携してシフトするので、当該基本パルスＯＰの位相が変化しても、常に一定のタイミングで上記入力信号Ｖiをディジタル化できる。
【００７９】
なお、上記Ａ／Ｄ変換器５の入力信号Ｖiの位相と、基本パルスＯＰの位相とは、上述したように、交流励磁回路２を構成するローパス・フィルタ回路等の時定数に応じた時間φ１と前置増幅回路４の時定数に応じた時間φ２とを足し合わせた時間（φ１＋φ２）だけ、ずれている。従って、例えば、これら交流励磁回路２または前置増幅回路４の時定数が何らかの原因により変化すると、上記入力信号Ｖiと基本パルスＯＰとの位相差（φ１＋φ２）が変化して、適切なタイミングで当該入力信号Ｖiをディジタル化できなくなることがある。
【００８０】
そこで、例えば図１に点線１３で示すように、上記基本パルスＯＰに代えて、上記Ａ／Ｄ励磁信号Ｅの入力信号Ｖiを、タイミング回路６に供給する。そして、この入力信号Ｖiの位相に同期して、上記タイミングパルスＴＰを生成するように、タイミング回路６を構成してもよい。このような構成は、例えば一般に知られているＰＬＬ（位相同期ループ）回路を用いることにより、実現できる。このようにすれば、入力信号Ｖi自身の位相に合わせて、これをディジタル化できる。なお、これ以外にも、例えば励磁信号Ｅまたは交流荷重信号Ｗoをタイミング回路６に供給し、これらの信号に同期して、上記タイミングパルスＴＰを生成するよう構成してもよい。
【００８１】
更に、本第１の実施形態では、励磁信号Ｅを差動増幅回路７で差動増幅し、この差動増幅後の信号Ｖeを整流平滑回路８で整流平滑した後の信号を、上述した基準信号Ｖrとして、Ａ／Ｄ変換器５の基準電圧端子に供給するように構成したが、これに限らない。例えば、回路電源電圧（所謂Ｖcc）等の任意の直流電圧を、上記基準信号Ｖrとして用いてもよい。ただし、本第１の実施形態のように、励磁信号Ｅを基に上記基準信号Ｖrを生成することにより、次のような効果が得られる。即ち、今、何らかの原因により励磁信号Ｅの最大振幅（または実効値）が、変化したとする。すると、Ａ／Ｄ変換器５の入力信号Ｖiも、当然に変化する。しかし、本第１の実施形態によれば、上記励磁信号Ｅの変化に応じて、基準信号Ｖrも、入力信号Ｖiと同じ比率で、変化する。このように、ディジタル化の対象となる信号Ｖiと、このディジタル化の際に基準となる基準信号Ｖrとが、連携して変化し、所謂レシオメトリックが成立する。従って、例え励磁信号Ｖiの最大振幅が変化たとしても、これに関係なく、常に正確なデータＶoが得られる。
【００８２】
なお、上記整流平滑回路８を構成するダイオードは、例えば温度変化等によるドリフトを生じ易い。従って、この温度ドリフト等の影響により、上記レシオメトリックが成立しなくなる可能性がある。そこで、このレシオメトリック作用を、より理想的なものにするには、例えば図５に示すように構成すればよい。
【００８３】
即ち、同図に示すように、前置増幅回路４の出力側とＡ／Ｄ変換器５のアナログ入力端子との間に、２入力１出力形式の切替回路１４を設ける。そして、この切替回路１４の一方の入力端子に、前置増幅器４の出力端子を接続し、他方の入力端子に、差動増幅回路７の出力端子を直接接続する。そして、この切替回路１４の出力端子を、Ａ／Ｄ変換器５のアナログ入力端子に接続する。この切替回路１４の切替動作は、例えばＣＰＵ９（同図では省略している）から供給される切替制御パルスＳＰにより、制御される。なお、Ａ／Ｄ変換器５の基準電圧端子には、例えば回路電源電圧等の任意の直流電圧を、基準信号Ｖrとして供給する。
【００８４】
ＣＰＵ９は、上記前置増幅器４の出力信号Ｖaと、差動増幅回路７の出力信号Ｖeとを、交互にＡ／Ｄ変換器５に入力するよう、切替回路１４を制御する（厳密には、この制御を実現するための上記切替制御パルスＳＰを生成して切替回路１４に供給する）。ここで、例えば、ＣＰＵ９が、前置増幅回路４の出力信号ＶaをＡ／Ｄ変換器５に入力するよう、切替回路１４を制御しているとする（同図の状態）。この場合、ＣＰＵ９は、上記のように数５に示す演算を実行して、荷重データＤを導出する。
【００８５】
一方、ＣＰＵ９が、差動増幅回路７の出力信号ＶeをＡ／Ｄ変換器５に入力するよう、切替回路１４を制御しているとする。この場合も、ＣＰＵ９は、上記数５と同様の演算を実行する。ただし、この演算により得られるデータ（以下、これを励磁基準データと言い、符号Ｄeで表す。）は、次の数９で表される。
【００８６】
【数９】
0004903312.tif 000004
または、
0004903312.tif 000005
ここで、Δｅ(n)'、Δｅ(n-1)'は、差動増幅回路７の入力ノイズである。
【００８７】
なお、この数９においても、Ａ／Ｄ変換器５のサンプリング周期Ｔsが、比較的に短い場合には、「Δｅ(n)' ≒Δｅ(n-1)'」が成り立つ。従って、この数９は、次の数１０で表すことができる。
【００８８】
【数１０】
Ｄe(n)≒２Ｇe・Ａ／Ｖr
【００８９】
即ち、この数１０から明らかなように、励磁信号Ｅをディジタル化する場合にも、上記差動増幅回路７の入力ノイズΔｅ'の影響を排除し、かつ、２倍の感度で当該励磁信号Ｅの最大振幅Ａを認識できる。
【００９０】
そして、ＣＰＵ９は、上記数５（数６）で表される荷重データＤを、上記数１０で表される励磁基準データＤeで除算することにより、最終的に、次の数１１に示すようなデータＤ"を導出する。
【００９１】
【数１１】
0004903312.tif 000006
【００９２】
この数１１からも明らかなように、上記データＤ"として、励磁信号Ｅの振幅Ａと基準信号Ｖrの電圧値とを排除したデータを得ることができる。従って、これら励磁信号Ｅの振幅Ａや基準信号Ｖrの電圧値が変化しても、これらの変化に影響されない理想に近いレシオメトリック作用が得られる。
【００９３】
なお、上記数９（または数１０）に示すように、励磁信号Ｅの最大振幅Ａを認識するには、Ａ／Ｄ変換器５により差動増幅回路７の出力信号Ｖeをディジタル化する際に、当該信号Ｖeの各ピーク部分をディジタル化する必要がある。そのためには、差動増幅回路７の出力信号Ｖeの位相と、前置増幅回路４の出力信号Ｖaの位相とを、略一致させればよい。この図５の構成では、例えば差動増幅回路７の時定数と前置増幅回路４の時定数とが略等価であれば、上記各信号Ｖe及びＶaの各位相は必然的に略一致する。
【００９４】
なお、この図５における差動増幅回路７が、特許請求の範囲に記載の交流基準信号生成手段に対応し、切替回路１４が、特許請求の範囲に記載の信号選択手段に対応する。また、上記数９における各データＶo(n)及びＶo(n-1)が、それぞれ特許請求の範囲に記載の第３及び第４のデータに対応する。
【００９５】
ところで、上記図５の構成によれば、前置増幅回路４の出力信号Ｖaと、差動増幅回路７の出力信号Ｖeとを、１つのＡ／Ｄ変換器５により交互にディジタル化するので、これらの信号Ｖa及びＶeをそれぞれディジタル化するタイミングに、時間的なズレが生じる。そして、この時間的なズレにより、上記荷重データＤに含まれる励磁信号Ｅの振幅Ａ及び基準信号Ｖrの電圧値と、上記励磁基準データＤeに含まれる励磁信号Ｅの振幅Ａ及び基準信号Ｖrの電圧値とに、差異が生じ、これによって上記レシオメトリックの精度が若干低下する場合がある。また、前置増幅回路４の出力信号Ｖaのみを連続的にディジタル化することが不可能なため、所謂リアルタイム測定を実現できない。
【００９６】
そこで、かかる不具合を解決するには、例えば図６に示すように構成すればよい。同図に示すように、上記切替回路１４に代えて、上記Ａ／Ｄ変換器５と同様（例えば同規格）のＡ／Ｄ変換器１５を、別個に設ける。そして、この新たに設けたＡ／Ｄ変換器１５のアナログ入力端子（ＩＮ）に、差動増幅回路７の出力信号Ｖeを入力し、Ａ／Ｄ変換器５のアナログ入力端子には、図１と同様に、前置増幅回路４の出力信号Ｖaのみを入力する。そして、これら各Ａ／Ｄ変換器５、１５の各出力データＶo、Ｖoを、それぞれＣＰＵ９（図６では省略している）に入力し、上記数５、数９及び数１１と同様の演算を行う。なお、各Ａ／Ｄ変換器５、１５の各基準電圧端子には、例えば回路電源等からそれぞれ同じ直流の基準信号Ｖrを供給し、各クロック入力端子には、タイミング回路６からそれぞれ同じタイミングパルスＴＰを供給する。
【００９７】
このように、前置増幅回路４の出力信号Ｖaをディジタル化するためのＡ／Ｄ変換器５と、差動増幅回路７の出力信号Ｖeをディジタル化するためのＡ／Ｄ変換器１５と、それぞれ別個に設ければ、上記リアルタイム測定を実現できる。また、前置増幅回路４の出力信号Ｖaと、差動増幅回路７の出力信号Ｖeとを、それぞれ同じタイミングでディジタル化できる。これにより、上記荷重データＤに含まれる励磁信号Ｅの振幅Ａ及び基準信号Ｖrの電圧値と、上記励磁基準データＤeに含まれる励磁信号Ｅの振幅Ａ及び基準信号Ｖrの電圧値とを、それぞれ同じにすることができるので、より理想的なレシオメトリック作用を期待できる。
【００９８】
なお、この図６において新たに設けたＡ／Ｄ変換器１５が、特許請求の範囲に記載の第３の変換手段に対応する。
【００９９】
上記レシオメトリック作用は、例えば図７に示す構成によっても、実現できる。同図に示すように、ロードセル３の各入力端子３ａ、３ａ間に、３つの抵抗器１６ａ乃至１６ｃを直列に接続して、上記励磁信号Ｅを分圧する分圧回路１６を構成し、この分圧回路１６により、励磁信号Ｅの最大振幅Ａをロードセル３の出力信号Ｗoの最大振幅よりも若干大き目の振幅にまで分圧する。そして、前置増幅回路４の入力側に、２連の２入力１出力形式の切替回路１７を設け、この２連の入力端子の一方に、ロードセル３の各出力端子３ｂ、３ｂをそれぞれ接続し、他方の入力端子に、上記分圧回路１６の出力（真中の抵抗器１６ｂの両端）をそれぞれ接続する。そして、切替回路１７の出力端子を、前置増幅回路４の入力端子に接続する。なお、この切替回路１７の切替動作は、上記図５における切替回路７と同様、例えばＣＰＵ９（図７では省略している）から供給される切替制御パルスＳＰにより、制御される。また、Ａ／Ｄ変換器５の基準電圧端子には、例えば回路電源電圧等の任意の安定な直流電圧を、基準信号Ｖrとして供給する。
【０１００】
ＣＰＵ９は、上記ロードセル３の出力信号Ｗoと、分圧回路１６の出力信号Ｅdとを、交互に前置増幅回路４に入力するよう、切替回路１７を制御する（厳密には、この制御を実現するための上記切替制御パルスＳＰを生成して切替回路１７に供給する）。ここで、例えば、ＣＰＵ９が、ロードセル３の出力信号Ｗoを前置増幅回路４に入力するよう、切替回路１７を制御しているとする（同図の状態）。この場合、ＣＰＵ９は、上記のように数５に示す演算を実行して、荷重データＤを導出する。
【０１０１】
一方、ＣＰＵ９が、分圧回路１６の出力信号Ｅdを前置増幅回路４に入力するよう、切替回路１７を制御しているとする。この場合も、ＣＰＵ９は、上記数５と同様の演算を実行する。ただし、この演算により得られるデータ（以下、このデータについても励磁基準データと言い、符号Ｄeで表す。）は、次の数１２で表される。
【０１０２】
【数１２】
0004903312.tif 000007
または、
0004903312.tif 000008
ここで、αは、分圧回路１６による分圧率である。
【０１０３】
この数１２において、Ａ／Ｄ変換器５のサンプリング周期Ｔsが、比較的に短く、上記「Δｅ(n) ≒Δｅ(n-1)」が成り立つ場合には、この数１２は、次の数１３で表される。
【０１０４】
【数１３】
Ｄe(n)≒２Ｇw・α・Ａ／Ｖr
【０１０５】
この数１３から明らかなように、励磁信号Ｅをディジタル化する場合にも、前置増幅回路４の入力ノイズΔｅの影響を排除し、かつ、２倍の感度で当該励磁信号Ｅの最大振幅Ａを認識できる。
【０１０６】
そして、ＣＰＵ９は、上記数６で表される荷重データＤを、上記数１３で表される励磁基準データＤeで除算することにより、最終的に、次の数１４に示すようなデータＤ"を導出する。
【０１０７】
【数１４】
0004903312.tif 000009
【０１０８】
この数１４からも明らかなように、上記データＤ"として、前置増幅回路４の増幅率Ｇwと励磁信号Ｅの振幅Ａと基準信号Ｖrの電圧値とを排除したデータを得ることができる。従って、これら前置増幅回路４の増幅率Ｇw、励磁信号Ｅの振幅Ａ及び基準信号Ｖrの電圧値が変化しても、これらの変化に影響されない理想的なレシオメトリック作用が得られる。なお、この図７に示す構成においても、上記図５に示す構成と同様に、ＣＰＵ９は、１つのＡ／Ｄ変換器５から、上記荷重データＤを得るためのデータＶoと、励磁基準データＤeを得るためのデータＶoとを、交互に取り込む。従って、完全なレシオメトリック作用は望めず、また、リアルタイム測定を実現できないことは、言うまでもない。
【０１０９】
なお、この図７における分圧回路１６が、特許請求の範囲に記載の交流基準信号生成手段に対応し、切替回路１７が、特許請求の範囲に記載の信号選択手段に対応する。そして、上記数１２における各データＶo(n)及びＶo(n-1)が、それぞれ特許請求の範囲に記載の第３及び第４のデータに対応する。
【０１１０】
次に、本発明の第２の実施形態について、図８及び図９を参照して説明する。
【０１１１】
図８に、本第２の実施形態の概略構成を示す。同図に示すように、この第２の実施形態の装置は、上記第１の実施形態における交流励磁回路２に代えて、直流励磁回路２０を、設けたものである。そして、この直流励磁回路２０からロードセル３のブリッジ入力端子３ａ、３ａに、励磁信号Ｅとして電圧値がＡの直流信号を入力することにより、当該ロードセル３を、所謂直流バイアスするものである。このように直流バイアスされたロードセル３は、そのブリッジ出力端子３ｂ、３ｂから、次の数１５で表される直流荷重信号Ｗoを出力する。
【０１１２】
【数１５】
Ｗo＝ｋ・Ｗx・Ｅ＝ｋ・Ｗx・Ａ
【０１１３】
この直流荷重信号Ｗoは、チョッパ回路２１に入力される。チョッパ回路２１は、これに入力される直流荷重信号Ｗoを一定の周期Ｔcでチョッピングすることにより、当該直流荷重信号Ｗoを、概略矩形でかつ一方の極性（例えば正極）のみに振幅を持つ所謂片極性パルス荷重信号Ｗoaに、変換する。なお、このチョッパ回路２１のチョッピング動作は、タイミング回路６から供給されるゲート制御パルスＧＰによって制御される。タイミング回路６は、パルス発生器１の発生するクロックパルスＣＰを基に、上記ゲート制御パルスＧＰを生成する。これらクロックパルスＣＰとゲート制御パルスＧＰとの時間的な関係を、図９（ａ）及び同図（ｂ）に示す。これらの図に示すように、タイミング回路６は、上記直流荷重信号Ｗoを通過させる所謂出力ＯＮ（図８において、ＳＷ１がＯＮで、ＳＷ２がＯＦＦ）の状態と、この直流荷重信号Ｗoを遮断する所謂出力ＯＦＦ（図８において、ＳＷ１がＯＦＦで、ＳＷ２がＯＮ）の状態とを、略同じ期間（Ｔc１≒Ｔc２）毎に交互に切り替えるよう、チョッパ回路２１を制御する（厳密には、この制御を実現するためのゲート制御パルスＧＰを生成してチョッパ回路２１に供給する）。
【０１１４】
上記チョッパ回路２１による変換後の片極性パルス荷重信号Ｗoaは、前置増幅回路４に入力される。前置増幅回路４は、この片極性パルス荷重信号Ｗoaを交流増幅し、この増幅後の信号Ｖaを、Ａ／Ｄ変換器５のアナログ入力端子（ＩＮ）に入力する。このＡ／Ｄ変換器５への入力信号Ｖiは、基本的に、次の数１６及び数１７で表される。
【０１１５】
【数１６】
Ｖa＝Ｖi＝Ｇw（Ｗoa＋Δｅ）＝Ｇw（ｋ・Ｗx・Ａ＋Δｅ）
ただし、チョッパ回路２１が、出力ＯＮの状態にあるとき。
【０１１６】
【数１７】
Ｖa＝Ｖi＝Ｇw（Ｗoa＋Δｅ）＝Ｇw（０＋Δｅ）＝Ｇw・Δｅ
ただし、チョッパ回路２１が、出力ＯＦＦの状態にあるとき。
【０１１７】
これら数１６及び数１７からも明らかなように、本第２の実施形態においても、上記第１の実施形態と同様に、上記前置増幅回路４による増幅処理の際に、この前置増幅回路４自身が持つ入力ノイズΔｅの影響を受ける。また、上記のように、片極性パルス荷重信号Ｗoaは、直流荷重信号Ｗoをチョッピングすることにより生成されるものであるので、このチョッピングの瞬間、即ち立ち上がり及び立ち下がりにおいて、過渡的に乱れを生じる。そして、この乱れは、図９（ｃ）に誇張して示すように、Ａ／Ｄ変換器５の入力信号Ｖiにも現れる。また、上記チョッピングの瞬間に、接地電位等の周囲の電位に、高周波ノイズが載ることもある。
【０１１８】
Ａ／Ｄ変換器５は、上記入力信号Ｖiの立ち上がり及び立ち下がり付近における乱れや上記高周波ノイズ等の影響を回避しつつ、当該入力信号Ｖiをディジタル化する。具体的には、Ａ／Ｄ変換器５は、図９（ｄ）に示すように、タイミングパルスＴＰに応じて、上記チョッパ回路２１のチョッピング周期（ゲート制御パルスＧＰの周期）Ｔcの１／２に相当する時間Ｔs（＝Ｔc／２）間隔で、かつ、上記入力信号Ｖiの立ち上がり及び立ち上がり付近以外の時点、例えばこれら立ち上がりと立ち下がりとの間の略中間時点において、当該入力信号Ｖiをサンプリングしてディジタル化する。これにより、チョッパ回路２１が出力ＯＮの状態にあるときの入力信号Ｖiと、チョッパ回路２１が出力ＯＦＦの状態にあるとき入力信号Ｖiとが、上記時間Ｔs間隔で、交互にディジタル化される。
【０１１９】
なお、上記Ａ／Ｄ変換器５のサンプリングタイミングを制御する上記タイミングパルスＴＰは、タイミング回路６からＡ／Ｄ変換器５のクロック入力端子（ＣＬＫ）に入力される。タイミング回路６は、上記クロックパルスＣＰを基に、このタイミングパルスＴＰを生成する。また、Ａ／Ｄ変換器５の基準電圧端子（ＲＥＦ）には、励磁信号Ｅを直流増幅回路７によって増幅して得た直流信号Ｖeが、基準信号Ｖrとして、入力される。この基準信号Ｖrの電圧は、上記入力信号Ｖiの電圧の最大値よりも若干大き目となるように、上記直流増幅回路７（増幅率Ｇe）により調整される。
【０１２０】
上記Ａ／Ｄ変換器５によってディジタル化して得たデータＶoは、次の数１８及び数１９で表される。
【数１８】
Ｖo＝Ｇw（ｋ・Ｗx・Ａ＋Δｅ）／Ｖr
ただし、チョッパ回路２１が、出力ＯＮの状態にあるとき。
【０１２１】
【数１９】
Ｖo＝Ｇw・Δｅ／Ｖr
ただし、チョッパ回路２１が、出力ＯＦＦの状態にあるとき。
【０１２２】
そして、このデータＶoは、順次、上記第１の実施形態におけるＣＰＵ９と同様の図示しないＣＰＵに入力される。ＣＰＵは、この順次入力されるデータＶoに対して、次の数２０で表される演算を行い、これを最終的な荷重データＤとして、導出する。
【０１２３】
【数２０】
0004903312.tif 000010
または、
0004903312.tif 000011
【０１２４】
ここで、上記チョッパ回路２１のチョッピング周期Ｔcが、比較的に短く、厳密には上記荷重Ｗx及び入力ノイズΔｅの変動周期に比べて遥かに短いとすると、Ｗx(n)＝Ｗx(n-1)とみなせ、Δｅ(n)≒Δｅ(n-1)とみなせるので、上記数２０は、次の数２１に示すようになる。
【０１２５】
【数２１】
Ｄ(n)≒Ｇw・ｋ・Ｗx(n)・Ａ／Ｖr
【０１２６】
この数２１から明らかなように、本第２の実施形態においても、上記第１の実施形態と同様に、上記荷重データＤとして、前置増幅回路４自身が持つ入力ノイズΔｅの影響を排除したデータを得ることができる。ただし、本第２の実施形態では、第１の実施形態とは異なり、測定対象物の重量を言わば２倍の感度で認識することはできない。なお、本第２の実施形態においても、上記第１の実施形態と同様に、この荷重データＤを、例えば移動平均処理する等、適宜ディジタルフィルタリング処理をしてもよい。
【０１２７】
また、本第２の実施形態によれば、Ａ／Ｄ変換器５の基準電圧端子に供給する基準信号Ｖrとして、励磁信号Ｅを直流増幅回路７により増幅して得た直流信号Ｖeを用いているので、上述したレシオメトリックが成立する。従って、例え励磁信号Ｅの電圧が変化したとしても、常に正確なディジタルデータＶoを得ることができ、安定した測定精度を確保できる。ただし、このレシオメトリック作用を求めない場合には、上記基準信号Ｖrとして、例えば回路電源電圧等の任意の安定な直流信号を供給してもよい。なお、図８のＶeには誤差信号Δｅ'が加わるが、励磁信号Ｅに比べ、直流増幅回路７の入力点の誤差信号ｅ'は十分に小さいので、測定精度の上で無視できることが多い。
【０１２８】
そして、タイミング回路６は、クロックパルスＣＰに基づいて、チョッパ回路２１のチョッピング動作を制御するためのゲート制御パルスＧＰと、Ａ／Ｄ変換器５のサンプリングタイミングを制御するためのタイミングパルスＴＰとを、生成する。このように、チョッパ回路２１のチョッピング動作と、Ａ／Ｄ変換器５のサンプリングタイミングとは、それぞれに共通のクロックパルスＣＰを基準として同期しているので、Ａ／Ｄ変換器５は、常に適切なタイミングで入力信号Ｖiをディジタル化できる。なお、図８に点線３０で示すように、本第２の実施形態においても、上記第１の実施形態と同様に、Ａ／Ｄ変換器５の入力信号Ｖiを上記タイミング回路６に供給し、この入力信号Ｖiの位相に同期して、上記Ａ／Ｄ変換器５のサンプリングタイミングを制御（タイミングパルスＴＰを生成）するよう、構成してもよい。
【０１２９】
また、Ａ／Ｄ変換器５のサンプリング周期（タイミングパルスＴＰの周期）Ｔsを、チョッパ回路２１のチョッピング周期Ｔcの１／２としたが、これに限らない。このサンプリング周期Ｔsは、チョッピング周期Ｔcの［｛１／２｝＋ｍ（ｍは、整数である。）］倍に相当する時間間隔であればよい。ただし、ここで言う整数ｍは、極力小さい値とするのが、好ましい。
【０１３０】
次に、本発明の第３の実施形態について、図１０から図１３を参照して説明する。
【０１３１】
図１０に、本第３の実施形態の概略構成を示す。同図に示すように、この第３の実施形態は、上記第２の実施形態と同様、ロードセル３を直流励磁するものである。そして、第２の実施形態におけるチョッパ回路２１に代えて、反転回路３１を、設けたものである。
【０１３２】
上記反転回路３１は、４つのアナログスイッチＡＳ１乃至ＡＳ４を備えており、これらのスイッチＡＳ１乃至ＡＳ４を一定の周期ＴaでＯＮ／ＯＦＦさせることにより、ロードセル３から入力される直流荷重信号Ｗoを、その極性が正極と負極とに交互に反転する概略矩形の両極性パルス荷重信号Ｗobに、変換する。この反転回路３１による極性の反転動作（各スイッチＡＳ１乃至ＡＳ４のＯＮ／ＯＦＦ動作）は、タイミング回路６から供給される極性制御パルスＡＰによって制御される。なお、タイミング回路６は、パルス発生器１の発生するクロックパルスＣＰを基に、上記極性制御パルスＡＰを生成する。これらクロックパルスＣＰと極性制御パルスＡＰとの時間的な関係を、図１１（ａ）及び同図（ｂ）に示す。これらの図に示すように、タイミング回路６は、上記両極性パルス荷重信号Ｗobの極性を例えば正極とする期間（例えばＡＳ１及びＡＳ３がＯＮで、ＡＳ２及びＡＳ４がＯＦＦの期間）と、この両極性パルス荷重信号Ｗobの極性を負極とする期間（ＡＳ１及びＡＳ３がＯＦＦで、ＡＳ２及びＡＳ４がＯＮの期間）とが、略同じ長さ（Ｔa１≒Ｔa２）になるように、反転回路３１を制御する（厳密には、この制御を実現するための反転制御パルスＡＰを生成して反転回路３１に供給する）。
【０１３３】
上記反転回路３１による変換後の両極性パルス荷重信号Ｗobは、前置増幅回路４に入力される。前置増幅回路４は、この両極性パルス荷重信号Ｗobを交流増幅し、この増幅後の信号Ｖaを、Ａ／Ｄ変換器５のアナログ入力端子（ＩＮ）に入力する。このＡ／Ｄ変換器５への入力信号Ｖiは、基本的に、次の数２２及び数２３で表される。また、図１１（ｃ）に、この入力信号Ｖiの一例を示す。
【０１３４】
【数２２】
Ｖa＝Ｖi＝Ｇw（Ｗob＋Δｅ）＝Ｇw（ｋ・Ｗx・Ａ＋Δｅ）
ただし、両極性パルス荷重信号Ｗobの極性が正極であるとき。
【０１３５】
【数２３】
Ｖa＝Ｖi＝Ｇw（Ｗob＋Δｅ）＝Ｇw（−ｋ・Ｗx・Ａ＋Δｅ）
ただし、両極性パルス荷重信号Ｗobの極性が負極であるとき。
【０１３６】
Ａ／Ｄ変換器５は、上記入力信号Ｖiをディジタル化する。具体的には、Ａ／Ｄ変換器５は、図１１（ｄ）に示すように、タイミングパルスＴＰに応じて、上記反転回路３１の極性反転周期（反転制御パルスＡＰの周期）Ｔaの１／２に相当する時間Ｔs（＝Ｔa／２）間隔で、かつ、上記入力信号Ｖiの立ち上がりと立ち下がりとの間の時点、例えばこれらの略中間時点において、当該入力信号Ｖiをサンプリングしてディジタル化する。これにより、正極の入力信号Ｖiと、負極の入力信号Ｖiとが、上記時間Ｔs間隔で、交互にディジタル化される。
【０１３７】
なお、上記タイミングパルスＴＰは、タイミング回路６からＡ／Ｄ変換器５のクロック入力端子（ＣＬＫ）に入力される。タイミング回路６は、上記クロックパルスＣＰを基に、このタイミングパルスＴＰを生成する。また、Ａ／Ｄ変換器５の基準電圧端子（ＲＥＦ）には、上記第２の実施形態と同様、励磁信号Ｅを直流増幅回路７によって増幅して得た直流信号Ｖeが、基準信号Ｖrとして、入力される。
【０１３８】
上記Ａ／Ｄ変換器５によってディジタル化して得たデータＶoは、次の数２４及び数２５で表される。
【数２４】
Ｖo＝Ｇw（ｋ・Ｗx・Ａ＋Δｅ）／Ｖr
ただし、入力信号Ｖiの極性が正極であるとき。
【０１３９】
【数２５】
Ｖo＝Ｇw（−ｋ・Ｗx・Ａ＋Δｅ）／Ｖr
ただし、入力信号Ｖiの極性が負極であるとき。
【０１４０】
そして、このデータＶoは、順次、上記第１の実施形態におけるＣＰＵ９と同様の図示しないＣＰＵに入力される。ＣＰＵは、この順次入力されるデータＶoに対して、次の数２６で表される演算を行い、これを最終的な荷重データＤとして、導出する。
【０１４１】
【数２６】
0004903312.tif 000012
または、
0004903312.tif 000013
【０１４２】
ここで、上記反転回路２１の極性反転周期Ｔaが、比較的に短く、厳密には上記荷重Ｗx及び入力ノイズΔｅの変動周期に比べて遥かに短いとすると、Ｗx(n)＝Ｗx(n-1)とみなせ、従ってΔｅ(n)≒Δｅ(n-1)とみなせるので、上記数２６は、次の数２７に示すようになる。
【０１４３】
【数２７】
Ｄ(n)≒２Ｇw・ｋ・Ｗx(n)・Ａ／Ｖr
【０１４４】
この数２７から明らかなように、本第３の実施形態によれば、上記第１の実施形態と全く同様に、前置増幅回路４自身が持つ入力ノイズΔｅの影響を排除し、かつ測定対象物の重量を言わば２倍の感度で認識したのと等価な荷重データＤを得ることができる。なお、本第３の実施形態においても、この荷重データＤを、例えば移動平均処理する等、適宜ディジタルフィルタリング処理をしてもよい。
【０１４５】
本第３の実施形態によれば、上記第２の実施形態と全く同様のレシオメトリック作用を期待できることは、言うまでもない。そして、タイミング回路６により、クロックパルスＣＰを基に、反転回路３１の極性反転動作と、Ａ／Ｄ変換器５のサンプリングタイミングとを、制御しているので、常に適切なタイミングで入力信号Ｖiをディジタル化できることも、上記第２の実施形態と同様である。なお、本第３の実施形態においても、図１０に点線３２で示すように、Ａ／Ｄ変換器５の入力信号Ｖiを上記タイミング回路６に供給し、この入力信号Ｖiの位相に同期して、上記Ａ／Ｄ変換器５のサンプリングタイミングを制御するよう、構成してもよい。
【０１４６】
また、Ａ／Ｄ変換器５のサンプリング周期Ｔsを、反転回路３１の極性反転周期Ｔaの１／２としたが、これに限らない。このサンプリング周期Ｔsは、上記極性反転周期Ｔaの［｛１／２｝＋ｍ（ｍは、整数である。）］倍に相当する時間間隔であればよい。ただし、ここで言う整数ｍは、極力小さい値とするのが、好ましい。
【０１４７】
ところで、近年、比較的に安価でかつ高分解能なＡ／Ｄ変換器として、デルタ−シグマ形のものが、知られている。よって、例えば上記Ａ／Ｄ変換器５として、このデルタ−シグマ形のものを採用すれば、高精度な測定装置を低価格で提供できる。しかし、このデルタ−シグマ形のＡ／Ｄ変換器は、その構成上、逐次比較形等の他の形式のＡ／Ｄ変換器に比べて、変換速度が遅いため、装置の仕様、特に重量選別機等の所謂動的はかりの仕様に、十分に対応できない場合がある。そこで、デルタ−シグマ形のＡ／Ｄ変換器を採用しながらも、高速処理を実現するために、例えば図１２に示すような構成を考える。
【０１４８】
同図に示すように、上記Ａ／Ｄ変換器５の他に、これと同規格のＡ／Ｄ変換器５ａを、もう１つ別個に設ける。そして、これら各Ａ／Ｄ変換器５、５ａと前置増幅回路４との間に、それぞれサンプルホールド回路３３、３３ａを設け、これら各サンプルホールド回路３３、３３ａにより、前置増幅回路４の出力信号Ｖaをそれぞれサンプルホールドする。そして、これらサンプルホールドした信号を、それぞれ各Ａ／Ｄ変換器５、５ａの入力信号Ｖiとする。
【０１４９】
なお、上記各サンプルホールド回路３３、３３ａのうちの一方３３は、タイミング回路６から供給されるタイミングパルスＴＰ１に応じて、例えば前置増幅回路４の出力信号Ｖaの極性が正極であるとき（図１１（ｃ）における期間Ｔa１）の当該出力信号Ｖaをサンプルホールドする。そして、他方のサンプルホールド回路３３ａは、タイミング回路６から供給されるタイミングパルスＴＰ２に応じて、前置増幅回路４の出力信号Ｖaの極性が負極であるとき（図１１（ｃ）における期間Ｔa２）の当該出力信号Ｖaをサンプルホールドする。ただし、これら各サンプルホールド回路３３、３３ａは、内部にローパス・フィルタ等の時定数を有しているので、この時定数の影響を回避するために、各Ａ／Ｄ変換器５、５ａの各クロック入力端子（ＣＬＫ）には、それぞれ、遅延回路３４、３４ａにより上記各タイミングパルスＴＰ１、ＴＰ２の位相を遅らせたパルスＴＰ１'、ＴＰ２'を入力する。
【０１５０】
即ち、この図１２の構成は、前置増幅回路４の出力信号Ｖaの極性が正極であるときの当該出力信号Ｖaをディジタル化するためのＡ／Ｄ変換器５と、前置増幅回路４の出力信号Ｖaの極性が負極であるときの当該出力信号Ｖaをディジタル化するためのＡ／Ｄ変換器５ａとを、それぞれ別個に設けたものである。これにより、各Ａ／Ｄ変換器５、５ａの負担が軽減されるので、当該各Ａ／Ｄ変換器５、５ａとして、応答性の低い上記デルタ−シグマ式のものを採用することができる。
【０１５１】
また、上記各Ａ／Ｄ変換器５、５ａの前段に、それぞれサンプルホールド回路３３、３３ａを設けることによって、これら各Ａ／Ｄ変換器５、５ａによる変換処理を、確実なものとしている。なお、サンプルホールド回路３３、３３ａは、例えば図１３に示すように、スイッチング素子３５、抵抗器３６、この抵抗器３６とローパス・フィルタを形成すると共に畜電器としても機能するコンデンサ３７、及びバッファ増幅器３８、と言う極めて簡単な回路構成で実現できる。
【０１５２】
なお、この図１２における各Ａ／Ｄ変換器５、５ａが、それぞれ特許請求の範囲に記載の第１及び第２の変換手段に対応する。そして、各サンプルホールド回路３３、３３ａが、それぞれ特許請求の範囲に記載の第１及び第２のサンプルホールド手段に対応する。この図１２に示す構成は、本第３の実施形態のみならず、上記第１及び第２の各実施形態にも、適用できる。
【０１５３】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、上述した特許第３００２０７８号公報に開示された従来技術とは異なり、当該従来技術における２つのサンプルホールド回路や積分機能を有する差動増幅器等を設けることなく、測定対象物の重量を高感度で測定でき、かつ処理手段自身が持つ入力ノイズ等誤差信号の影響を排除できる。従って、上記サンプルホールド回路や差動増幅器等の言わば余計な回路を必要としない分、装置の構成を簡素化できると共に、低コスト化できる、という効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の概略構成を示すブロック図である。
【図２】同実施形態における各要部の信号波形を示すタイミングチャートである。
【図３】同実施形態における各要部の信号波形を示すタイミングチャートで、図２よりも時間軸を短縮して表したチャートである。
【図４】同実施形態における各要部の信号波形を示すタイミングチャートで、図２とは異なる条件でＡ／Ｄ変換器を動作させる場合のチャートである。
【図５】同実施形態の別の例を示すブロック図である。
【図６】図５の構成において、Ａ／Ｄ変換器を２つ設ける場合のブロック図である。
【図７】同実施形態の更に別の例を示すブロック図である。
【図８】本発明の第２の実施形態の概略構成を示すブロック図である。
【図９】同実施形態における各要部の信号波形を示すタイミングチャートである。
【図１０】本発明の第３の実施形態の概略構成を示すブロック図である。
【図１１】同実施形態における各要部の信号波形を示すタイミングチャートである。
【図１２】同実施形態の別の例を示すブロック図である。
【図１３】図１２におけるサンプルホールド回路の構成例を示す図である。
【符号の説明】
１  パルス発生器
２  交流励磁回路
３  ロードセル
４  前置増幅回路
５  Ａ／Ｄ変換器
６  タイミング回路
７  ＣＰＵ
【図１】
0004903312.tif 000014
【図２】
0004903312.tif 000015
【図３】
0004903312.tif 000016
【図４】
0004903312.tif 000017
【図５】
0004903312.tif 000018
【図６】
0004903312.tif 000019
【図７】
0004903312.tif 000020
【図８】
0004903312.tif 000021
【図９】
0004903312.tif 000022
【図１０】
0004903312.tif 000023
【図１１】
0004903312.tif 000024
【図１２】
0004903312.tif 000025
【図１３】
0004903312.tif 000026