(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１サンプルレートでサンプリングされ、所定周波数帯の所定信号を含む入力信号に関する処理を行う信号処理装置であって、
前記所定信号の位相を反映し、互いの直交化が図られるとともに、前記第１サンプルレートよりも低い第２サンプルレートでサンプリングされた第１信号及び第２信号を生成する直交信号生成手段と；
同一時点における前記第１信号の振幅と前記第２信号の振幅との比を算出した後に前記算出された比を前記直交信号生成手段に帰還させることなく、前記算出された比の時間変化に基づいて、前記所定信号を反映した信号の位相を算出する位相算出手段と；
前記位相算出手段による算出結果に基づいて、前記第２サンプルレートよりも高い第３サンプルレートでサンプリングされた場合と同等の位相を算出するアップサンプリング手段と；
前記位相算出手段による算出結果を反映しつつ、前記所定信号と所定関係にある基準信号を生成する基準信号生成手段と；を備え、
前記基準信号生成手段は、前記アップサンプリング手段による算出結果に基づいて、前記基準信号を生成する、
ことを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
前記基準信号は、前記所定信号に対し、所定倍の位相を有する信号である、ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項３】
前記基準信号は、前記所定信号における位相に対し、所定倍の位相と所定の固定位相値との和で表される位相を有する信号である、ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項４】
前記基準信号を利用して前記入力信号を加工する第１種加工手段を更に備える、ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の信号処理装置。
【請求項５】
前記直交信号生成手段は、
前記所定信号の位相を反映し、互いに直交化が図られた第１直交化信号及び第２直交化信号を生成する直交化手段と；
前記第１直交化信号に含まれる前記第１信号に対応する信号、及び、前記第２直交化信号に含まれる前記第２信号に対応する信号を選択的に通過させるフィルタ手段と；
前記直交化手段よりも前段、前記直交化手段と前記フィルタ手段との間、及び、前記フィルタ手段よりも後段のうちにおける少なくとも１箇所に配置され、サンプルレートを低減させるダウンサンプリング手段と；
を備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の信号処理装置。
【請求項６】
前記位相算出手段は、前記フィルタ手段における位相ずれを考慮して、前記所定信号を反映した信号の位相を算出する、ことを特徴とする請求項５に記載の信号処理装置。
【請求項７】
前記直交化手段は、前記直交化に加えて、周波数シフトを行い、
前記位相算出手段は、前記周波数シフトによる周波数シフト量を考慮して、前記所定信号を反映した信号の位相を算出する、
ことを特徴する請求項５又は６に記載の信号処理装置。
【請求項８】
前記基準信号は、前記所定信号を反映した信号の位相と、前記周波数シフト量に対応する位相との線形結合によって算出される位相を有する、ことを特徴とする請求項７に記載の信号処理装置。
【請求項９】
前記基準信号は、所定の固定位相値分だけ更にずれた位相を有する、ことを特徴とする請求項８に記載の信号処理装置。
【請求項１０】
前記入力信号の周波数帯域を制限した帯域制限信号を生成し、前記直交化手段に供給する帯域制限手段を更に備え、
前記ダウンサンプリング手段は、前記帯域制限手段よりも後段に配置される、
ことを特徴とする請求項７〜９のいずれか一項に記載の信号処理装置。
【請求項１１】
前記基準信号を利用して前記帯域制限信号を加工する第２種加工手段を更に備える、ことを特徴とする請求項１０に記載の信号処理装置。
【請求項１２】
第１サンプルレートでサンプリングされ、所定周波数帯の所定信号を含む入力信号に関する処理を行う信号処理方法であって、
前記所定信号の位相を反映し、互いの直交化が図られるとともに、前記第１サンプルレートよりも低い第２サンプルレートでサンプリングされた第１信号及び第２信号を生成する直交信号生成工程と；
同一時点における前記第１信号の振幅と前記第２信号の振幅との比を算出し、前記算出された比を前記直交信号生成工程で利用することなく、前記算出された比の時間変化に基づいて、前記所定信号を反映した信号の位相を算出する位相算出工程と；
前記位相算出工程における算出結果に基づいて、前記第２サンプルレートよりも高い第３サンプルレートでサンプリングされた場合と同等の位相を算出するアップサンプリング工程と；
前記位相算出工程における算出結果を反映し、前記所定信号と所定関係にある基準信号を生成する基準信号生成工程と；を備え、
前記基準信号生成工程では、前記アップサンプリング工程における算出結果に基づいて、前記基準信号を生成する、
ことを特徴とする信号処理方法。
【請求項１３】
請求項１２に記載の信号処理方法を演算手段に実行させる、ことを特徴する信号処理プログラム。
【請求項１４】
請求項１３に記載の信号処理プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号処理装置、信号処理方法、信号処理プログラム、及び、当該信号処理プログラムが記録された記録媒体に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、復調処理等のための基準となるパイロット信号等の所定信号を含む複合信号であるＦＭ（Frequency Modulation）放送波等を受信して処理するＦＭ受信装置等が広く普及している。こうした装置においては、当該所定信号を再生したり、当該所定信号の周波数の整数倍の周波数の信号を生成したりするために、位相同期ループ（ＰＬＬ）の手法が一般的に採用されている（特許文献１参照；以下、「従来例１」という）。
【０００３】
かかる従来例１の技術とは別に、ＰＬＬの手法を採用せずに、当該所定信号を再生したり、当該所定信号の周波数の整数倍の周波数の信号を生成したりする技術も提案されている（特許文献２参照；以下、「従来例２」という）。この従来例の技術では、内部的に発生したベースとなる信号と、当該所定信号との位相差を求める。そして、求められた位相差を当該ベースとなる信号に付与することにより、所定信号の再生を行っている。
【０００４】
【特許文献１】特開２０００−１３３３９号公報
【特許文献２】特表２００６−５２８４５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述した従来例１の技術ではＰＬＬの手法を採用するが、ＰＬＬは、一般に設計が難しい。また、ＰＬＬの手法を用いた場合には、例えばＦＭ放送波の移動受信等の場合のように受信環境が変化する状況においては、当該所定信号に対して追従性良く同期させることは困難である。
【０００６】
また、上述した従来例２の技術では、当該所定信号の位相に合わせるための基準となる信号が必要である。しかしながら、マルチパスの発生などにより、当該所定信号の周波数や位相が変動する場合には、精度良く当該所定信号と同期をとるための基準信号を生成することは、必ずしも容易ではない。
【０００７】
このため、簡易にかつ迅速に所定信号との同期が図られた信号を生成することができる新たな技術が待望されている。こうした新たな技術においては、演算量を極力低減できる技術であることが望ましい。かかる要請に応えることが、本発明が解決すべき課題の一つとして挙げられる。
【０００８】
本発明は、上記を鑑みてなされたものであり、演算量の低減を図りつつ、入力信号に精度良く同期した信号を迅速に生成することができる信号処理装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
請求項１に記載の発明は、第１サンプルレートでサンプリングされ、所定周波数帯の所定信号を含む入力信号に関する処理を行う信号処理装置であって、前記所定信号の位相を反映し、互いの直交化が図られるとともに、前記第１サンプルレートよりも低い第２サンプルレートでサンプリングされた第１信号及び第２信号を生成する直交信号生成手段と；同一時点における前記第１信号の振幅と前記第２信号の振幅との比を算出した後に前記算出された比を前記直交信号生成手段に帰還させることなく、前記算出された比の時間変化に基づいて、前記所定信号を反映した信号の位相を算出する位相算出手段と；前記位相算出手段による算出結果に基づいて、前記第２サンプルレートよりも高い第３サンプルレートでサンプリングされた場合と同等の位相を算出するアップサンプリング手段と；前記位相算出手段による算出結果を反映しつつ、前記所定信号と所定関係にある基準信号を生成する基準信号生成手段と；を備え、前記基準信号生成手段は、前記アップサンプリング手段による算出結果に基づいて、前記基準信号を生成する、ことを特徴とする信号処理装置である。
【００１０】
請求項１２に記載の発明は、第１サンプルレートでサンプリングされ、所定周波数帯の所定信号を含む入力信号に関する処理を行う信号処理方法であって、前記所定信号の位相を反映し、互いの直交化が図られるとともに、前記第１サンプルレートよりも低い第２サンプルレートでサンプリングされた第１信号及び第２信号を生成する直交信号生成工程と；同一時点における前記第１信号の振幅と前記第２信号の振幅との比を算出し、前記算出された比を前記直交信号生成工程で利用することなく、前記算出された比の時間変化に基づいて、前記所定信号を反映した信号の位相を算出する位相算出工程と；前記位相算出工程における算出結果に基づいて、前記第２サンプルレートよりも高い第３サンプルレートでサンプリングされた場合と同等の位相を算出するアップサンプリング工程と；前記位相算出工程における算出結果を反映し、前記所定信号と所定関係にある基準信号を生成する基準信号生成工程と；を備え、前記基準信号生成工程では、前記アップサンプリング工程における算出結果に基づいて、前記基準信号を生成する、ことを特徴とする信号処理方法である。
【００１１】
請求項１３に記載の発明は、請求項１２に記載の信号処理方法を演算手段に実行させる、ことを特徴する信号処理プログラムである。
【００１２】
請求項１４に記載の発明は、請求項１３に記載の信号処理プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の実施形態を、添付図面を参照して説明する。なお、以下の説明においては、同一又は同等の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００１４】
［第１実施形態］
まず、本発明の第１実施形態を、図１〜図７を参照しつつ説明する。
【００１５】
＜構成＞
図１には、本第１実施形態に係る信号処理装置１００Ａの概略的な構成がブロック図にて示されている。この信号処理装置１００Ａは、信号源９１０Ａから出力された信号ＳＩＡを、入力端子１９１を介して受信して処理し、出力端子１９２から加工結果信号ＭＳＡとして出力する装置である。
【００１６】
本第１実施形態では、信号ＳＩＡは、図２に示されるように、角周波数ωcのパイロット信号ＰＳ（∝ｓｉｎ（ωcｔ＋φ0））と、角周波数ωc〜３ωcの周波数帯の信号成分ＳＧ２を含んでいるものとする。ここで、信号成分ＳＧ２は、角周波数０〜ωcの帯域の信号により、パイロット信号ＰＳの２倍の角周波数の信号（∝ｓｉｎ［２（ωcｔ＋φ0）］）を振幅変調した信号であるものとする。本第１実施形態においては、信号処理装置１００Ａは、パイロット信号ＰＳに基づいて角周波数２ωcの基準信号ＢＳＡ（∝ｓｉｎ［２（ωcｔ＋φ0）］）を生成し、この基準信号ＢＳＡを利用して、振幅変調信号ＳＧ２を復調するようになっている。
【００１７】
なお、本第１実施形態においては、図２に示されるように、信号ＳＩＡには角周波数０〜ωcの周波数帯の信号成分ＳＧ１も含まれているが、信号処理装置１００Ａによる処理対象目的の信号成分ではない。そこで、図２においては、信号成分ＳＧ１を破線で表現している。また、本第１実施形態では、信号ＳＩＡは、所定のサンプルレートｆSM1（＞６ωc／（２π））でサンプリングされてデジタル化されたデジタル信号であるものとする。
【００１８】
また、本第１実施形態においては、説明を簡略化するため、信号ＳＩＡに含まれているパイロット信号ＰＳは、次の（１）式によって表されるものとする。
ＰＳ（ｔ）∝ｓｉｎ［θC（ｔ）］＝ｓｉｎ（ωCｔ＋φ0）        …（１）
ここで、値φ0は、時間ｔ＝０としたときのパイロット信号ＰＳの位相である。
【００１９】
なお、信号処理装置１００Ａが車両等の移動体に搭載される場合に、角周波数ωCや、初期位相値φ0が、僅かとはいえ変化することになる。
【００２０】
かかる（１）式で表される信号としては、例えば、ＦＭ放送波をＦＭ検波した信号であるコンポジット信号中のパイロット信号等を挙げることができる。
【００２１】
図１に戻り、信号処理装置１００Ａは、直交信号生成手段としての直交信号生成部１１０Ａと、位相算出手段としての位相算出部１２０Ａとを備えている。また、信号処理装置１００Ａは、アップサンプリング手段としてのアップサンプリング部１２５と、基準信号生成手段としての基準信号生成部１３０Ａと、第１種信号加工手段としての信号加工部１４０とを備えている。
【００２２】
直交信号生成部１１０Ａは、入力端子１９１を介して受信した信号ＳＩＡから、それぞれが角周波数ωCを含む帯域の信号であって、角周波数ωCの成分が互いに直交し、サンプルレートｆSM2の２つの信号ＰＷＡ1，ＰＷＡ2を生成する。かかる機能を有する直交信号生成部１１０Ａは、図３に示されるように、直交化手段としての直交化部１１２Ａと、フィルタ手段としてのフィルタ（ＦＩＬ）１１３Ａ1，１１３Ａ2と、ダウンサンプリング手段としてのダウンサンプリング部１１５Ａとを備えている。
【００２３】
直交化部１１２Ａは、信号ＳＩＡに含まれる角周波数ωCの成分（すなわち、パイロット信号ＰＳ）に基づいて、互いに直交するとともに、パイロット信号ＰＳの位相θC（t）を反映した２つの信号ＯＳＡ1，ＯＳＡ2を生成する。かかる機能を有する直交化部１１２Ａは、図４に示されるように、角周波数ωCの信号に関する９０°移相部１１９を備えている。
【００２４】
このように構成された直交化部１１２Ａでは、受信した信号ＳＩＡと同相の信号が、サンプルレートｆSM1の信号ＯＳＡ1として、ＦＩＬ１１３Ａ1へ向けて出力される。一方、直交化部１１２Ａにおいては、受信した信号ＳＩＡについて、角周波数ωCの成分について９０°だけ位相がずらされ、サンプルレートｆSM1の信号ＯＳＡ2としてＦＩＬ１１３Ａ2へ向けて出力する。
【００２５】
図３に戻り、ＦＩＬ１１３Ａ1は、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ等のデジタルフィルタとして構成されている。このＦＩＬ１１３Ａ1は、直交化部１１２Ａからの信号ＯＳＡ1を受ける。そして、ＦＩＬ１１３Ａ1は、信号ＯＳＡ1における角周波数ωCの成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、サンプルレートｆSM1の信号ＰＳＡ1としてダウンサンプリング部１１５Ａへ向けて出力する。
【００２６】
なお、ＦＩＬ１１３Ａ1を介することにより、フィルタリング演算に伴う固定的な位相シフトΔθが発生する場合がある。本第１実施形態では、かかる位相シフトΔθが発生するものとする。この位相シフトΔθは、ＦＩＬ１１３Ａ1の構成にて定まるものであり、ＦＩＬ１１３Ａ1の設計段階で定まる。
【００２７】
本第１実施形態では、ＦＩＬ１１３Ａ1から出力される信号ＰＳＡ1は、次の（２）式のように表される。
ＰＳＡ1（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［θS（ｔ）］
＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［θC（ｔ）−Δθ］
＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［（ωCｔ＋φ0）−Δθ］        …（２）
ここで、Ａ（ｔ）は、パイロット信号ＰＳの振幅値を表す。
【００２８】
ＦＩＬ１１３Ａ2は、ＦＩＬ１１３Ａ1と同様に構成されている。このＦＩＬ１１３Ａ2は、直交化部１１２Ａからの信号ＯＳＡ2を受ける。そして、ＦＩＬ１１３Ａ2は、信号ＯＳＡ2における角周波数ωCの成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、サンプルレートｆSM1の信号ＰＳＡ2をダウンサンプリング部１１５Ａへ向けて出力する。
【００２９】
かかるＦＩＬ１１３Ａ2から出力される信号ＰＳＡ2は、次の（３）式のように表される。
ＰＳＡ2（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［θS（ｔ）］
＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［θC（ｔ）−Δθ］
＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［（ωCｔ＋φ0）−Δθ］        …（３）
【００３０】
なお、ＦＩＬ１１３Ａ1，１１３Ａ2は、後述するダウンサンプリング部１１５Ａにおけるサンプルレート低減のためのデシメーションフィルタとしての機能も果たしている。
【００３１】
ダウンサンプリング部１１５Ａは、信号ＰＳＡ1，ＰＳＡ2のそれぞれのサンプルレートｆSM1を低減させて、サンプルレートｆSM2でサンプリングされた信号ＰＷＡ1，ＰＷＡ2を生成する。本第１実施形態では、位相算出部１２０Ａにおいて位相が算出されるパイロット信号ＰＳの角周波数がωCであり、角周波数ωCの信号の再現にはサンプルレートを（２ωC）／（２π）以上とすることが必要であることから、ダウンサンプリング部１１５Ａは、サンプルレートｆSM1からサンプルレートｆSM2（＝ｆSM1／３＞（２ωC）／（２π））へのサンプルレートの低減を行っている。
【００３２】
より具体的には、ダウンサンプリング部１１５Ａは、信号ＰＳＡ1のデータ列（…，ＰＳＡ1（ｔ0），ＰＳＡ1（ｔ1），…，ＰＳＡ1（ｔｐ），…）から３つごとのデータ選択を行い、データ列（…，ＰＳＡ1（ｔ0），ＰＳＡ1（ｔ3），…，ＰＳＡ1（ｔ3p），…）を生成することにより、信号ＰＷＡ1を生成する。また、ダウンサンプリング部１１５Ａは、信号ＰＳＡ2のデータ列（…，ＰＳＡ2（ｔ0），ＰＳＡ2（ｔ1），…，ＰＳＡ2（ｔｐ），…）から３つごとのデータ選択を行い、データ列（…，ＰＳＡ2（ｔ0），ＰＳＡ2（ｔ3），…，ＰＳＡ2（ｔ3p），…）を生成することにより、信号ＰＷＡ2を生成する。こうして生成された信号ＰＷＡ1，ＰＷＡ2は、位相算出部１２０Ａへ向けて出力される。
【００３３】
図１に戻り、位相算出部１２０Ａは、直交信号生成部１１０Ａからの信号ＰＷＡ1及び信号ＰＷＡ2に基づいて、パイロット信号ＰＳの位相θC（ｔ）を算出する。かかる算出に際して、位相算出部１２０Ａは、例えば、信号ＰＳＡ1及び信号ＰＳＡ2についてａｒｃｔａｎ等の演算を行ったうえで、上述した位相シフトΔθの分を補正して、位相θCを算出する。
【００３４】
こうして算出された位相θCは、サンプルレートｆSM2の信号ＰＨＷとして、位相算出部１２０Ａからアップサンプリング部１２５へ向けて出力される。
【００３５】
アップサンプリング部１２５は、位相算出部１２０Ａからの信号ＰＨＷのサンプルレートｆSM2を増加させて、サンプルレートｆSM1でサンプリングされた信号ＰＨＡを生成する。すなわち、アップサンプリング部１２５は、ダウンサンプリング部１１５で低減されたサンプルレートを低減前の値に戻している。
【００３６】
より具体的には、アップサンプリング部１２５は、信号ＰＨＷのデータ列（…，ＰＨＷ（ｔ0），ＰＨＷ（ｔ3），…，ＰＨＷ（ｔ3p），…）におけるデータＰＨＷ（ｔ3q）とデータＰＨＷ（ｔ3(q+1)）との間に、データＰＨＷ（ｔ3q＋Δt）とデータＰＨＷ（ｔ3q＋２Δt）を挿入することによって、信号ＰＨＡを生成する。
【００３７】
ここで、時間Δｔは、次の（４）式によって表される。
Δｔ＝２π／３ωSM2                    …（４）
【００３８】
こうして生成された信号ＰＨＡは、アップサンプリング部１２５から基準信号生成部１３０Ａへ向けて出力される。
【００３９】
基準信号生成部１３０Ａは、アップサンプリング部１２５からのサンプルレートｆSM1の信号ＰＨＡに基づいて、角周波数２ωCのサンプルレートｆSM1の基準信号ＢＳＡ（∝ｓｉｎ［２（ωcｔ＋φ0）］）を生成する。かかる機能を有する基準信号生成部１３０Ａは、図５に示されるように、位相加工部１３１Ａと、信号発生部１３２とを備えている。
【００４０】
位相加工部１３１Ａは、アップサンプリング部１２５からの信号ＰＨＡを受けて、信号ＰＨＡが示す位相θC（t）を加工する。本第１実施形態においては、位相加工部１３１Ａは、次の（５）式により、位相θM（t）を算出する。
θM（t）＝２θC（t）＝２（ωCｔ＋φ0）                    …（５）
【００４１】
すなわち、本第１実施形態では、位相加工部１３１Ａは、パイロット信号ＰＳに同期し、角周波数が２倍の位相θM（t）を算出する。こうして算出された位相θM（t）は、位相加工信号ＭＰＡとして信号発生部１３２へ向けて出力される。
【００４２】
信号発生部１３２は、位相加工部１３１Ａからの位相加工信号ＭＰＡに基づいて、基準信号ＢＳＡを生成する。本第１実施形態では、信号発生部１３２は、位相値に対応した振幅値が登録された正弦値テーブルを備えており、位相加工信号ＭＰＡによって示された位相θM（t）の正弦波信号を基準信号ＢＳＡとして生成する。
【００４３】
この基準信号ＢＳＡは、次の（６）式で表される。
ＢＳＡ（ｔ）＝Ｃ0・ｓｉｎ［θM（t）］
＝Ｃ0・ｓｉｎ［２θC（t）］
＝Ｃ0・ｓｉｎ［２（ωCｔ＋φ0）］              …（６）
ここで、Ｃ0は定数である。
【００４４】
こうして生成された基準信号ＢＳＡは、基準信号生成部１３０Ａから信号加工部１４０へ向けて出力される。
【００４５】
図１に戻り、信号加工部１４０は、入力端子１９１を介したサンプルレートｆSM1の信号ＳＩＡ及び基準信号生成部１３０ＡからのサンプルレートｆSM1の基準信号ＢＳＡを受ける。そして、信号加工部１４０は、信号ＳＩＡにおける振幅変調信号である信号成分ＳＧ２を、基準信号ＢＳＡを利用して加工して、角周波数０〜ωcの帯域の信号に復調する。かかる機能を有する信号加工部１４０は、図６に示されるように、乗算部１４１と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４２とを備えている。
【００４６】
乗算部１４１は、Ａ端子で信号ＳＩＡを受け、Ｂ端子で基準信号ＢＳＡを受ける。そして、Ａ端子における受信結果と、Ｂ端子における受信結果との乗算結果が、Ｃ端子から混合信号ＭＸＡとしてＬＰＦ１４２へ向けて出力される。ここで、信号ＳＩＡにおける信号成分ＳＧ２は、角周波数ωC〜３ωCの角周波数成分を有し、基準信号ＢＳＡは角周波数２ωCの成分のみを有している。このため、混合信号ＭＸＡにおける信号成分ＳＧ２に対応する信号成分は、角周波数０〜ωCの成分と、角周波数３ωC〜５ωCに対応する成分とに角周波数変換される。
【００４７】
ＬＰＦ１４２は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ等のローパスフィルタとして構成されている。このＬＰＦ１４２は、乗算部１４１からの混合信号ＭＸＡにおける角周波数０〜ωCの信号成分を選択的に通過させ、サンプルレートｆSM1の加工結果信号ＭＳＡとして、出力端子１９２を介して、外部へ出力する。
【００４８】
＜動作＞
次に、上記のように構成された信号処理装置１００Ａにおける信号処理動作について説明する。
【００４９】
信号源９１０Ａからの信号ＳＩＡが、入力端子１９１を介して信号処理装置１００Ａで受信されると、信号処理装置１００Ａは、信号ＳＩＡが、直交信号生成部１１０Ａ及び信号加工部１４０へ供給される（図１参照）。信号ＳＩＡの供給を受けた直交信号生成部１１０Ａでは、まず、直交化部１１２Ａが、信号ＳＩＡに含まれる角周波数ωCの成分が互いに直交する２つの信号ＯＳＡ1，ＯＳＡ2を生成し、ＦＩＬ１１３Ａ1，１１３Ａ2へ送る（図４参照）。
【００５０】
引き続き、信号ＯＳＡ1を受けたＦＩＬ１１３Ａ1が、信号ＯＳＡ1における角周波数ωCの成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＡ1としてダウンサンプリング部１１５Ａへ向けて出力する。また、信号ＯＳＡ2を受けたＦＩＬ１１３Ａ2が、信号ＯＳＡ2における角周波数ωCの成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＡ2としてダウンサンプリング部１１５Ａへ向けて出力する（図３参照）。
【００５１】
ここで、信号ＰＳＡ1は、上述した（２）式で表される波形となる。一方、信号ＰＳＡ2は、上述した（３）式で表される波形となる。
【００５２】
信号ＰＳＡ1,ＰＳＡ2を受けたダウンサンプリング部１１５Ａは、上述のようにして、信号ＰＳＡ1，ＰＳＡ2のそれぞれのサンプルレートｆSM1を低減させて、サンプルレートｆSM2でサンプリングされた信号ＰＷＡ1，ＰＷＡ2を生成する。こうして生成された信号ＰＷＡ1，ＰＷＡ2は、位相算出部１２０Ａへ向けて送られる（図３参照）。
【００５３】
信号ＰＷＡ1,ＰＷＡ2を受けた位相算出部１２０Ａは、上述したように、信号ＰＷＡ1及び信号ＰＷＡ2、並びに位相シフトΔθに基づいて、パイロット信号ＰＳの位相θCを算出する。こうして算出された位相θCは、信号ＰＨＷとしてアップサンプリング部１２５へ送られる（図１参照）。
【００５４】
信号ＰＨＷを受けたアップサンプリング部１２５は、上述のようにして、信号ＰＨＷのサンプルレートｆSM2を増加させて、サンプルレートｆSM1でサンプリングされた信号ＰＨＡを生成する。こうして生成された信号ＰＨＡは、基準信号生成部１３０Ａへ送られる（図１参照）。
【００５５】
サンプルレートｆSM1の信号ＰＨＡを受けた基準信号生成部１３０Ａは、信号ＰＨＡに基づいて、サンプルレートｆSM1の基準信号ＢＳＡを生成する。ここで、基準信号ＢＳＡは、パイロット信号ＰＳに同期し、角周波数が２ωCの信号となっている。かかる基準信号ＢＳＡの生成に際して、基準信号生成部１３０Ａでは、まず、位相加工部１３１Ａが、上述した（５）式により、角周波数２ωCを有する位相θM（t）を算出し、信号発生部１３２へ送る（図５参照）。位相θM（t）を受けた信号発生部１３２は、位相θM（t）に基づいて内部の正弦値テーブルを参照して、上述した（６）式で表される正弦波信号である基準信号ＢＳＡを生成する。こうして生成された基準信号ＢＳＡは、信号加工部１４０へ送られる（図５参照）。
【００５６】
基準信号生成部１３０ＡからのサンプルレートｆSM1の基準信号ＢＳＡ、及び、信号源９１０ＡからのサンプルレートｆSM1の信号ＳＩＡを受けた信号加工部１４０は、振幅変調信号である信号成分ＳＧ２を、基準信号ＢＳＡを利用して加工し、角周波数０〜ωcの帯域の信号に復調する。かかる加工に際して、信号加工部１４０では、まず、乗算部１４１が、信号ＳＩＡと基準信号ＢＳＡとの乗算を行い、混合信号ＭＸＡを生成する。ここで、上述したように、信号ＳＩＡにおける信号成分ＳＧ２は、角周波数ωC〜３ωCの角周波数成分を有し、基準信号ＢＳＡは角周波数２ωCの成分のみを有しているので、混合信号ＭＸＡにおける信号成分ＳＧ２に対応する信号成分は、角周波数０〜ωCの成分と、角周波数３ωC〜５ωCに対応する成分とに角周波数変換される。こうして生成されたサンプルレートｆSM1の混合信号ＭＸＡは、ＬＰＦ１４２へ向けて送られる（図６参照）。
【００５７】
混合信号ＭＸＡを受けたＬＰＦ１４２は、角周波数０〜ωCの信号成分を選択的に通過させる。この結果、信号成分ＳＧ２に対応し、図７に示されるように、サンプルレートｆSM1の角周波数０〜ωCの周波数帯の加工結果信号ＭＳＡが生成されて、出力端子１９２を介して、外部へ出力される。
【００５８】
以上説明したように、本第１実施形態では、角周波数ωCのパイロット信号ＰＳを含む信号ＳＩＡから、ＰＬＬ方式におけるフィードバックループや、位相計測の基準となるベース信号を用いることなく、パイロット信号ＰＳの位相θCを導出する。このため、簡易にかつ迅速にパイロット信号ＰＳとの同期が図られた基準信号ＢＳＡを生成することができる。
【００５９】
また、本第１実施形態では、パイロット信号ＰＳの位相算出に利用する信号ＰＷＡ1，ＰＷＡ2のサンプルレートｆSM2を、入力端子１９１で受けた信号ＳＩＡが有するサンプルレートｆSM1から低減したものとするので、位相算出部１２０Ｂにおける、例えばａｒｃｔａｎ計算のような演算量の大きな計算の回数を低減することができる。したがって、総演算量を低減させることができる。
【００６０】
また、本第１実施形態では、低減したサンプルレートｆSM2で得られた位相信号ＰＨＷを、サンプルレートｆSM1に増加させる。ここで、サンプルレートｆSM2を増加させる対象が位相であるので、精度を劣化させることなく、簡易にサンプルレートｆSM1に増加させた位相信号ＰＨＡを得ることができる。したがって、サンプルレートｆSM1の信号ＳＩＡの加工に適したサンプルレートｆSM1の基準信号ＢＳＡを得ることができる。
【００６１】
また、本第１実施形態では、基準信号ＢＳＡを利用して信号ＳＩＡ中の信号成分ＳＧ２の加工を行うので、迅速にかつ精度良く、信号成分ＳＧ２に対して所望の加工を行うことができる。
【００６２】
また、本第１実施形態では、ＦＩＬ１１３Ａ1，１１３Ａ2における位相ずれΔθがある場合には、これを考慮して、パイロット信号ＰＳの位相θCの算出を行うので、精度良く位相θCを算出することができる。このため、パイロット信号ＰＳに精度良く同期した基準信号ＢＳＡを生成することができる。
【００６３】
なお、本第１実施形態では、ＦＩＬ１１３Ａ1，１１３Ａ2として、位相シフトが発生しないフィルタを採用することもできる。この場合には、位相算出部１２０ＡにおけるＦＩＬ１１３Ａ1，１１３Ａ2に対応する位相補償の計算が不要となる。
【００６４】
［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態を、図８〜図１３を主に参照しつつ説明する。
【００６５】
図８には、本第２実施形態に係る信号処理装置１００Ｂの概略的な構成がブロック図にて示されている。なお、信号処理装置１００Ｂは、第１実施形態における信号処理装置１００Ａと同様に、信号源９１０Ａから出力されたサンプルレートｆSM1の信号ＳＩＡを、入力端子１９１を介して受信して処理し、出力端子１９２からサンプルレートｆSM1の加工結果信号ＭＳＡとして出力する装置である。
【００６６】
図８に示されるように、信号処理装置１００Ｂは、上述した信号処理装置１００Ａと比べて、直交信号生成部１１０Ａに代えて直交信号生成部１１０Ｂを備えるとともに、位相算出部１２０Ａに代えて位相算出部１２０Ｂを備える点のみが異なっている。以下、これらの相違点に主に着目して説明する。
【００６７】
直交信号生成部１１０Ｂは、入力端子１９１を介して受信した信号ＳＩＡから、互いに直交し、サンプルレートｆSM2でサンプリングされた２つの信号ＰＷＢ1，ＰＷＢ2を生成する。かかる機能を有する直交信号生成部１１０Ｂは、図９に示されるように、帯域制限手段としての帯域制限フィルタ１１１Ｂと、直交化手段としての直交化部１１２Ｂと、フィルタ手段としてのフィルタ（ＦＩＬ）１１３Ｂ1，１１３Ｂ2と、ダウンサンプリング手段としてのダウンサンプリング部１１５Ａとを備えている。
【００６８】
帯域制限フィルタ１１１Ｂは、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ等のデジタルフィルタとして構成されている。帯域制限フィルタ１１１Ｂは、信号ＳＩＡにおける角周波数ωCを含む所定の周波数帯の信号成分を選択的に通過させ、周波数帯域が制限され、サンプルレートｆSM1でサンプリングされた帯域制限信号ＬＳＢとして直交化部１１２Ｂへ向けて出力する。
【００６９】
本第２実施形態では、帯域制限フィルタ１１１Ｂは、直交化部１１２Ｂにおいて角周波数変換に際して行われる正弦波（∝ｓｉｎ（ωSH・ｔ））の乗算の結果、角周波数０で折り返された成分が、パイロット信号ＰＳの角周波数シフトの結果（本第２実施形態では、角周波数（ωSH−ωC））と重ならない（又は、十分に抑圧されている）ように、通過させる信号の周波数帯域を制限する。また、帯域制限フィルタ１１１Ｂは、サンプリングレートの１／２に対応する角周波数で折り返された成分が、パイロット信号ＰＳの角周波数シフトの結果と重ならない（又は、十分に抑圧されている）ように、通過させる信号の周波数帯域を制限する。かかる機能を有する帯域制限フィルタ１１１Ｂは、例えば、ＩＩＲ方式のバンドパスフィルタとして実現することができる。
【００７０】
なお、帯域制限フィルタ１１１Ｂを介することにより、フィルタ遅延により、位相シフトが発生する場合がある。本第２実施形態では、当該帯域制限フィルタ１１１Ｂにおけるフィルタ遅延による位相シフトΔθ1が発生するものとして、以下の説明を行う。
【００７１】
以上にように構成された帯域制限フィルタ１１１Ｂから出力された帯域制限信号ＬＳＢにおけるパイロット信号ＰＳに対応する信号成分ＰＳ’は、本第２実施形態では、次の（７）式で表されるようになっている。
ＰＳ’（ｔ）∝ｓｉｎ［θC（ｔ）−Δθ1］
＝ｓｉｎ［（ωCｔ＋φ0）−Δθ1］        …（７）
【００７２】
図９に戻り、直交化部１１２Ｂは、帯域制限信号ＬＳＢに基づいて、互いに直交するとともに、パイロット信号ＰＳの位相θC（t）を反映したサンプルレートｆSM1の２つの信号ＯＳＢ1，ＯＳＢ2を生成する。かかる機能を有する直交化部１１２Ｂは、図１０に示されるように、発振部２１０と、乗算部２２０1，２２０2とを備えている。
【００７３】
発振部２１０は、乗算部２２０1へ供給すべき信号ＯＴＳ1、及び、乗算部２２０2へ供給すべき信号ＯＴＳ2を発生する。本第２実施形態では、信号ＯＴＳ1及び信号ＯＴＳ2は、次の（８）及び（９）式で表されるようになっている。
ＯＴＳ1（ｔ）＝Ｂ0・ｃｏｓ（ωSH・ｔ）              …（８）
ＯＴＳ2（ｔ）＝Ｂ0・ｓｉｎ（ωSH・ｔ）              …（９）
ここで、Ｂ0は定数である。
【００７４】
本実施形態では、角周波数ωSHは、３ωCよりも大きな所定値に設定されている。かかる角周波数ωSHの値は、パイロット信号ＰＳの角周波数シフト結果へのノイズ成分の混入の防止という観点から、上述した帯域制限フィルタ１１１Ｂによる帯域制限の仕様と併せた総合的な見地から定められる。
【００７５】
乗算部２２０1は、帯域制限信号ＬＳＢをＡ端子で受け、発振部２１０からの信号ＯＴＳ1をＢ端子で受ける。そして、Ａ端子における受信結果と、Ｂ端子における受信結果との乗算結果が、Ｃ端子からサンプルレートｆSM1の信号ＯＳＢ1としてＦＩＬ１１３Ｂ1へ向けて出力される。ここで、信号ＳＩＡにおけるパイロット信号ＰＳは角周波数ωCを有し、信号ＯＴＳ1は角周波数ωSHの成分のみを有している。このため、信号ＯＳＢ1おけるパイロット信号ＰＳに対応する信号成分は、角周波数（ωSH−ωC）及び角周波数（ωSH＋ωC）の２成分に角周波数変換される。
【００７６】
乗算部２２０2は、帯域制限信号ＬＳＢをＡ端子で受け、発振部２１０からの信号ＯＴＳ2をＢ端子で受ける。そして、Ａ端子における受信結果と、Ｂ端子における受信結果との乗算結果が、Ｃ端子からサンプルレートｆSM1の信号ＯＳＢ2としてＦＩＬ１１３Ｂ2へ向けて出力される。ここで、信号ＳＩＡにおけるパイロット信号ＰＳは角周波数ωCを有し、信号ＯＴＳ2は角周波数ωSHの成分のみを有している。このため、信号ＯＳＢ2おけるパイロット信号ＰＳに対応する信号成分は、信号ＯＳＢ1との場合と同様に、角周波数（ωSH−ωC）及び角周波数（ωSH＋ωC）の２成分に角周波数変換される。
【００７７】
図９に戻り、ＦＩＬ１１３Ｂ1は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ等のデジタルフィルタとして構成されている。このＦＩＬ１１３Ｂ1は、直交化部１１２Ｂからの信号ＯＳＢ1を受ける。そして、ＦＩＬ１１３Ｂ1は、信号ＯＳＢ1における角周波数（ωSH−ωC）の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分の一方を選択的に通過させ、サンプルレートｆSM1の信号ＰＳＢ1としてダウンサンプリング部１１５Ａへ向けて出力する。
【００７８】
なお、本第２実施形態では、ＦＩＬ１１３Ｂ1として、位相シフトが生じないＦＩＲ方式のローパスフィルタを採用している。
【００７９】
かかるＦＩＬ１１３Ｂ1から出力される信号ＰＳＢ1は、次の（１０）式のように表される。
ＰＳＢ1（ｔ）∝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［θS（ｔ）］
＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［ωSHｔ−θC（ｔ）＋Δθ1］
＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［ωSHｔ−（ωCｔ＋φ0）＋Δθ1］  …（１０）
ここで、Ａ（ｔ）は、パイロット信号ＰＳの振幅値を表す。
【００８０】
ＦＩＬ１１３Ｂ2は、ＦＩＬ１１３Ｂ1と同様に構成されている。このＦＩＬ１１３Ｂ2は、直交化部１１２Ｂからの信号ＯＳＢ2を受ける。そして、ＦＩＬ１１３Ｂ2は、信号ＯＳＢ2における角周波数（ωSH−ωC）の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分の一方を選択的に通過させ、サンプルレートｆSM1の信号ＰＳＢ2としてダウンサンプリング部１１５Ａへ向けて出力する。
【００８１】
かかるＦＩＬ１１３Ｂ2から出力される信号ＰＳＢ2は、次の（１１）式のように表される。
ＰＳＢ2（ｔ）∝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［θS（ｔ）］
＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［ωSHｔ−θC（ｔ）＋Δθ1］
＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［ωSHｔ−（ωCｔ＋φ0）＋Δθ1］  …（１１）
【００８２】
なお、ＦＩＬ１１３Ｂ1，１１３Ｂ2は、上述した第１実施形態のＦＩＬ１１３Ａ1，１１３Ａ2と同様に、後述するダウンサンプリング部１１５Ａにおけるサンプルレート低減のためのデシメーションフィルタとしての機能も果たしている。
【００８３】
ダウンサンプリング部１１５Ａは、上述した第１実施形態における信号ＰＳＡ1，ＰＳＡ2の場合と同様に、信号ＰＳＢ1，ＰＳＢ2のそれぞれのサンプルレートｆSM1を低減させて、サンプルレートｆSM2でサンプリングされた信号ＰＷＢ1，ＰＷＢ2を生成する。より具体的には、ダウンサンプリング部１１５Ａは、信号ＰＳＢ1のデータ列（…，ＰＳＢ1（ｔ0），ＰＳＢ1（ｔ1），…，ＰＳＢ1（ｔｐ），…）から３つごとのデータ選択を行い、データ列（…，ＰＳＢ1（ｔ0），ＰＳＢ1（ｔ3），…，ＰＳＢ1（ｔ3p），…）を生成することにより、信号ＰＷＢ1を生成する。また、ダウンサンプリング部１１５Ａは、信号ＰＳＢ2のデータ列（…，ＰＳＢ2（ｔ0），ＰＳＢ2（ｔ1），…，ＰＳＢ2（ｔｐ），…）から３つごとのデータ選択を行い、データ列（…，ＰＳＢ2（ｔ0），ＰＳＢ2（ｔ3），…，ＰＳＢ2（ｔ3p），…）を生成することにより、信号ＰＷＢ2を生成する。こうして生成された信号ＰＷＢ1，ＰＷＢ2は、位相算出部１２０Ｂへ向けて出力される。
【００８４】
図８に戻り、位相算出部１２０Ｂは、直交信号生成部１１０Ｂからの信号ＰＷＢ1及び信号ＰＷＢ2に基づいて、パイロット信号ＰＳの位相θC（ｔ）を算出する。かかる算出に際して、位相算出部１２０Ｂは、例えば、信号ＰＳＢ1及び信号ＰＳＢ2についてａｒｃｔａｎ等の演算を行ったうえで、上述した位相シフトΔθ1及び角周波数ωSHによる時間変化の分を補正して、位相θCを算出する。
【００８５】
こうして算出されたθC（ｔ）は、信号ＰＨＷとして、位相算出部１２０Ｂからアップサンプリング部１２５へ向けて出力される。
【００８６】
＜動作＞
次に、上記のように構成された信号処理装置１００Ｂにおける信号処理動作について説明する。
【００８７】
信号源９１０Ａからの信号ＳＩＡが、入力端子１９１を介して信号処理装置１００Ｂで受信されると、信号処理装置１００Ｂでは、信号ＳＩＡが、直交信号生成部１１０Ｂ及び信号加工部１４０へ供給される（図８参照）。信号ＳＩＡの供給を受けた直交信号生成部１１０Ｂでは、まず、帯域制限フィルタ１１１Ｂが、信号ＳＩＡにおける角周波数ωCを含む所定の周波数帯の信号成分を選択的に通過させ、周波数帯域が制限された帯域制限信号ＬＳＢとして直交化部１１２Ｂへ送る（図９参照）。この結果、図１１において二点鎖線で示されるように、信号ＳＩＡが高い角周波数領域に広く信号成分を有する場合であっても、例えば、図１２に示されるように、信号成分の角周波数帯域が制限される。
【００８８】
帯域制限信号ＬＳＢを受けた直交化部１１２Ｂは、帯域制限信号ＬＳＢに基づいて、互いに直交する２つの信号ＯＳＢ1，ＯＳＢ2を生成し、ＦＩＬ１１３Ｂ1，１１３Ｂ2へ送る（図９参照）。ここで、信号ＯＳＢj（ｊ＝１，２）のそれぞれは、図１３に示されるように、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分として、角周波数（ωSH−ωC）の信号成分ＰＳＭj及び角周波数（ωSH＋ωC）の信号成分ＰＳＰjの２つの信号成分を含んでいる。
【００８９】
なお、本第２実施形態では、直交化部１１２Ｂが帯域制限信号ＬＳＢの角周波数変換を行うことにしている。このため、上述した図１１において二点鎖線で示されるように高い角周波数領域に広く信号成分を有する信号ＳＩＡの角周波数変換を行った場合に生じ得る信号成分ＰＳＭj及び信号成分ＰＳＰjのへのノイズの混入（図１３における一点鎖線を参照）を防止することができるようになっている。
【００９０】
引き続き、信号ＯＳＢ1を受けたＦＩＬ１１３Ｂ1が、信号ＯＳＢ1における角周波数（ωSH−ωC）の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＢ1としてダウンサンプリング部１１５Ａへ向けて出力する。また、信号ＯＳＢ2を受けたＦＩＬ１１３Ｂ2が、信号ＯＳＢ2における角周波数（ωSH−ωC）の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＢ2としてダウンサンプリング部１１５Ａへ向けて出力する（図９参照）。
【００９１】
ここで、信号ＰＳＢ1は、上述した（１０）式で表される波形となる。一方、信号ＰＳＢ2は、上述した（１１）式で表される波形となる。
【００９２】
信号ＰＳＢ1,ＰＳＢ2を受けたダウンサンプリング部１１５Ａは、上述のようにして、信号ＰＳＢ1，ＰＳＢ2のそれぞれのサンプルレートｆSM1を低減させて、サンプルレートｆSM2でサンプリングされた信号ＰＷＢ1，ＰＷＢ2を生成する。こうして生成された信号ＰＷＢ1，ＰＷＢ2は、位相算出部１２０Ｂへ向けて出力される。
【００９３】
信号ＰＷＢ1，ＰＷＢ2を受けた位相算出部１２０Ｂは、上述したように、信号ＰＷＢ1及び信号ＰＷＢ2、並びに位相シフトΔθ1及び角周波数ωSHに基づいて、パイロット信号ＰＳの位相θCを算出する。こうして算出された位相θCは、信号ＰＨＷとしてアップサンプリング部１２５へ送られる（図８参照）。
【００９４】
以後、第１実施形態の信号処理装置１００Ａの場合と同様に、信号ＰＨＷを受けたアップサンプリング部１２５が、信号ＰＨＷのサンプルレートｆSM2を増加させて、サンプルレートｆSM1でサンプリングされた信号ＰＨＡを生成し、基準信号生成部１３０Ａへ送る（図８参照）。引き続き、信号ＰＨＡを受けた基準信号生成部１３０Ａが、信号ＰＨＡに基づいて、パイロット信号ＰＳに同期し、角周波数が２倍である基準信号ＢＳＡを生成し、信号加工部１４０へ送る（図８参照）。そして、基準信号生成部１３０Ａからの基準信号ＢＳＡ、及び、信号源９１０Ａからの信号ＳＩＡを受けた信号加工部１４０が、振幅変調信号である信号成分ＳＧ２を、基準信号ＢＳＡを利用して加工し、角周波数０〜ωcの帯域の信号に復調し、加工結果信号ＭＳＡを生成する。そして、生成された加工結果信号ＭＳＡが、出力端子１９２を介して、外部へ出力される。
【００９５】
以上説明したように、本第２実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、角周波数ωCのパイロット信号ＰＳを含む信号ＳＩＡから、ＰＬＬ方式におけるフィードバックループや、位相計測の基準となるベース信号を用いることなく、パイロット信号ＰＳの位相θCを導出する。このため、簡易にかつ迅速にパイロット信号ＰＳとの同期が図られた基準信号ＢＳＡを生成することができる。
【００９６】
また、本第２実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、パイロット信号ＰＳの位相算出に利用する信号ＰＷＢ1，ＰＷＢ2のサンプルレートｆSM2を、入力端子１９１で受けた信号ＳＩＡが有するサンプルレートｆSM1から低減したものとするので、位相算出部１２０Ｂにおける、例えばａｒｃｔａｎ計算のような演算量の大きな計算の回数を低減することができる。したがって、総演算量を低減させることができる。
【００９７】
また、本第２実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、低減したサンプルレートｆSM2で得られた位相信号ＰＨＷを、サンプルレートｆSM1に増加させる。ここで、サンプルレートｆSM2を増加させる対象が位相であるので、精度を劣化させることなく、簡易にサンプルレートｆSM1に増加させた位相信号ＰＨＡを得ることができる。したがって、サンプルレートｆSM1の信号ＳＩＡの加工に適したサンプルレートｆSM1の基準信号ＢＳＡを得ることができる。
【００９８】
また、本第２実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、基準信号ＢＳＡを利用して信号ＳＩＡ中の信号成分ＳＧ２の加工を行うので、迅速にかつ精度良く、信号成分ＳＧ２に対して所望の加工を行うことができる。
【００９９】
また、本第２実施形態では、帯域制限フィルタ１１１Ｂにおける位相ずれΔθ1がある場合には、これを考慮して、パイロット信号ＰＳの位相θCの算出を行うので、精度良く位相θCを算出することができる。このため、パイロット信号ＰＳに精度良く同期した基準信号ＢＳＡを生成することができる。
【０１００】
また、本第２実施形態では、直交化部１１２Ｂにおいて周波数変換を行いつつ直交化を行うので、ヒルベルト変換等を用いて直交化する場合と比べて演算量を削減することができる。
【０１０１】
また、本第２実施形態では、帯域制限フィルタ１１１Ｂにより信号ＳＩＡを帯域制限した帯域制限信号ＬＳＢを、角周波数変換を行いつつ直交化するので、パイロット信号ＰＳの角周波数変換結果へのノイズの混入を低減させることができる。
【０１０２】
なお、本第２実施形態では、ＦＩＬ１１３Ｂ1，ＦＩＬ１１３Ｂ2を介することにより、位相シフトは発生しないものとした。これに対し、例えば、ＦＩＬ１１３Ｂ1，ＦＩＬ１１３Ｂ2を介することにより、位相シフトΔθ2が発生する構成とした場合には、第１の実施形態における場合と同様に、位相シフトΔθ2分の位相補償を、位相算出部１２０Ｂが行うようにすればよい。
【０１０３】
また、本第２実施形態では、帯域制限フィルタ１１１Ｂとして、位相シフトが発生しないフィルタを採用することもできる。この場合には、位相算出部１２０Ｂにおける帯域制限フィルタ１１１Ｂに対応する位相補償の計算が不要となる。
【０１０４】
［第３実施形態］
次に、本発明の第３実施形態を、図１４及び図１５を主に参照しつつ説明する。
【０１０５】
図１４には、本第３実施形態に係る信号処理装置１００Ｃの概略的な構成がブロック図にて示されている。なお、信号処理装置１００Ｃは、第２実施形態における信号処理装置１００Ｂと同様に、信号源９１０Ａから出力された信号ＳＩＡを、入力端子１９１を介して受信して処理し、出力端子１９２から加工結果信号ＭＳＡとして出力する装置である。
【０１０６】
図１４に示されるように、信号処理装置１００Ｃは、信号処理装置１００Ｂと比べて、直交信号生成部１１０Ｂに代えて直交信号生成部１１０Ｃを備える点のみが異なる。この直交信号生成部１１０Ｃは、図１５に示されるように、直交信号生成部１１０Ｂと比べて、ダウンサンプリング部１１５Ａが、直交化部１１２ＢとＦＩＬ１１３Ｂ1，ＦＩＬ１１３Ｂ2との間に配設されている点のみが異なる。以下、かかる相違点に主に着目して説明する。
【０１０７】
本第３実施形態におけるダウンサンプリング部１１５Ａは、直交化信号ＯＳＢ1，ＯＳＢ2のサンプルレートｆSM1を低減させて、サンプルレートｆSM2でサンプリングされた信号ＯＷＢ1，ＯＷＢ2を生成する。より具体的には、本第３実施形態におけるダウンサンプリング部１１５Ａは、信号ＯＳＢ1のデータ列（…，ＯＳＢ1（ｔ0），ＯＳＢ1（ｔ1），…，ＯＳＢ1（ｔｐ），…）から３つごとのデータ選択を行い、データ列（…，ＯＳＢ1（ｔ0），ＯＳＢ1（ｔ3），…，ＯＳＢ1（ｔ3p），…）を生成することにより、信号ＯＷＢ1を生成する。また、ダウンサンプリング部１１５Ａは、信号ＯＳＢ2のデータ列（…，ＯＳＢ2（ｔ0），ＯＳＢ2（ｔ1），…，ＯＳＢ2（ｔｐ），…）から３つごとのデータ選択を行い、データ列（…，ＯＳＢ2（ｔ0），ＯＳＢ2（ｔ3），…，ＯＳＢ2（ｔ3p），…）を生成することにより、信号ＯＷＢ2を生成する。こうして生成された信号ＯＷＢ1，ＯＷＢ2は、ＦＩＬ１１３Ｂ1，１１３Ｂ2へ向けて出力される。
【０１０８】
この結果、信号ＯＷＢ1，ＯＷＢ2がＦＩＬ１１３Ｂ1，ＦＩＬ１１３Ｂ2を介することにより、信号ＰＷＢ1，ＰＷＢ2が生成される。すなわち、直交信号生成部１１０Ｃは、直交信号生成部１１０Ｂの場合と同様に、信号源９１０Ａからの信号ＳＩＡに基づいて、信号ＰＷＢ1、ＰＷＢ2を生成するようになっている。
【０１０９】
なお、本第３実施形態においては、帯域制限フィルタ１１１Ｂが、ダウンサンプリング部１１５Ａにおけるサンプルレート低減のためのデシメーションフィルタとしての機能も果たすようになっている。
【０１１０】
＜動作＞
次に、上記のように構成された信号処理装置１００Ｃにおける信号処理動作について説明する。
【０１１１】
信号源９１０Ａからの信号ＳＩＡが、入力端子１９１を介して信号処理装置１００Ｃで受信されると、信号処理装置１００Ｃでは、信号ＳＩＡが、直交信号生成部１１０Ｃ及び信号加工部１４０へ供給される（図１４参照）。信号ＳＩＡの供給を受けた直交信号生成部１１０Ｃでは、上述したように、帯域制限フィルタ１１１Ｂ、直交化部１１２Ｂ、ダウンサンプリング部１１５Ａ、及びＦＩＬ１１３Ｂ1，１１３Ｂ2により処理が順次行われ、信号ＰＷＢ1、ＰＷＢ2を生成する。
【０１１２】
以後、第２実施形態の場合と同様に、位相算出部１２０Ｂ、アップサンプリング部１２５、基準信号生成部１３０Ａ及び信号加工部１４０による処理が順次行われ、加工結果信号ＭＳＡが生成される。こうして生成された加工結果信号ＭＳＡは、出力端子１９２を介して、外部へ出力される。
【０１１３】
以上説明したように、本第３実施形態によれば、上述した第２実施形態と同様の効果を奏する。
【０１１４】
［第４実施形態］
次に、本発明の第４実施形態を、図１６及び図１７を主に参照しつつ説明する。
【０１１５】
図１６には、本第４実施形態に係る信号処理装置１００Ｄの概略的な構成がブロック図にて示されている。なお、信号処理装置１００Ｄは、第２実施形態における信号処理装置１００Ｂと同様に、信号源９１０Ａから出力された信号ＳＩＡを、入力端子１９１を介して受信して処理し、出力端子１９２から加工結果信号ＭＳＡとして出力する装置である。
【０１１６】
図１６に示されるように、信号処理装置１００Ｄは、信号処理装置１００Ｂと比べて、直交信号生成部１１０Ｂに代えて直交信号生成部１１０Ｄを備える点のみが異なる。この直交信号生成部１１０Ｄは、図１７に示されるように、直交信号生成部１１０Ｂと比べて、ダウンサンプリング部１１５Ａに代えて、帯域制限フィルタ１１１Ｂと、直交化部１１２Ｂとの間に配設されたダウンサンプリング部１１５Ｄを備えている点のみが異なる。以下、かかる相違点に主に着目して説明する。
【０１１７】
本第４実施形態におけるダウンサンプリング部１１５Ｄは、信号ＬＳＢのサンプルレートｆSM1を低減させて、サンプルレートｆSM2でサンプリングされた信号ＬＳＷを生成する。より具体的には、本第４実施形態におけるダウンサンプリング部１１５Ｄは、信号ＬＳＢのデータ列（…，ＬＳＢ（ｔ0），ＬＳＢ（ｔ1），…，ＬＳＢ（ｔｐ），…）から３つごとのデータ選択を行い、データ列（…，ＬＳＢ（ｔ0），ＬＳＢ（ｔ3），…，ＬＳＢ（ｔ3p），…）を生成することにより、信号ＬＳＷを生成する。こうして生成されたサンプルレートｆSM2の信号ＬＳＷは、直交化部１１２Ｂへ向けて出力される。
【０１１８】
この結果、信号ＬＳＷを受けた直交化部１１２Ｂにおいて、サンプルレートｆSM2の直交化信号ＯＷＢ1，ＯＷＢ2が生成される。そして、直交化信号ＯＷＢ1がＦＩＬ１１３Ｂ1を介することにより、信号ＰＷＢ1が生成されるとともに、直交化信号ＯＷＢ2がＦＩＬ１１３Ｂ2を介することにより、信号ＰＷＢ2が生成される。
【０１１９】
すなわち、直交信号生成部１１０Ｄは、直交信号生成部１１０Ｂの場合と同様に、信号源９１０Ａからの信号ＳＩＡに基づいて、信号ＰＷＢ1、ＰＷＢ2を生成するようになっている。
【０１２０】
なお、本第４実施形態においては、帯域制限フィルタ１１１Ｂが、ダウンサンプリング部１１５Ｄにおけるサンプルレート低減のためのデシメーションフィルタとしての機能も果たすようになっている。
【０１２１】
＜動作＞
次に、上記のように構成された信号処理装置１００Ｄにおける信号処理動作について説明する。
【０１２２】
信号源９１０Ａからの信号ＳＩＡが、入力端子１９１を介して信号処理装置１００Ｄで受信されると、信号処理装置１００Ｄでは、信号ＳＩＡが、直交信号生成部１１０Ｄ及び信号加工部１４０へ供給される（図１６参照）。信号ＳＩＡの供給を受けた直交信号生成部１１０Ｄでは、上述したように、帯域制限フィルタ１１１Ｂ、ダウンサンプリング部１１５Ｄ、直交化部１１２Ｂ及びＦＩＬ１１３Ｂ1，１１３Ｂ2により処理が順次行われ、信号ＰＷＢ1、ＰＷＢ2が生成される。
【０１２３】
以後、第２実施形態の場合と同様に、位相算出部１２０Ｂ、アップサンプリング部１２５、基準信号生成部１３０Ａ及び信号加工部１４０による処理が順次行われ、加工結果信号ＭＳＡが生成される。こうして生成された加工結果信号ＭＳＡは、出力端子１９２を介して、外部へ出力される。
【０１２４】
以上説明したように、本第４実施形態によれば、上述した第２実施形態と同様の効果を奏する。
【０１２５】
［第５実施形態］
次いで、本発明の第５実施形態を、図１８〜図１９を主に参照しつつ説明する。
【０１２６】
図１８には、本第５実施形態に係る信号処理装置１００Ｅの概略的な構成がブロックにて示されている。なお、信号処理装置１００Ｅは、第２実施形態における信号処理装置１００Ｂと同様に、信号源９１０Ａから出力された信号ＳＩＡを、入力端子１９１を介して受信して処理し、出力端子１９２から加工結果信号ＭＳＡとして出力する装置である。
【０１２７】
図１８に示されるように、信号処理装置１００Ｅは、上述した信号処理装置１００Ｂと比べて、直交信号生成部１１０Ｂに代えて直交信号生成部１１０Ｅを備えるとともに、位相算出部１２０Ｂに代えて位相算出部１２０Ｅを備える点のみが異なっている。以下、これらの相違点に主に着目して説明する。
【０１２８】
なお、本第５実施形態において、信号加工部１４０は、第２種信号加工手段として機能する。
【０１２９】
直交信号生成部１１０Ｅは、図１９に示されるように、上述した直交信号生成部１１０Ｂと比べて、帯域制限フィルタ１１１Ｂに代えて帯域制限フィルタ１１１Ｅを備える点、及び、ＦＩＬ１１３Ｂ1，１１３Ｂ2に代えてフィルタ手段としてのＦＩＬ１１３Ｅ1，１１３Ｅ2を備える点が異なっている。そして、帯域制限フィルタ１１１Ｅから出力された帯域制限信号ＬＳＥが、直交化部１１２Ｂへ送られるとともに、信号加工部１４０へも送られる点のみが、直交信号生成部１１０Ｂの場合と異なっている。
【０１３０】
帯域制限フィルタ１１１Ｅは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ等のデジタルフィルタとして構成されている。帯域制限フィルタ１１１Ｅは、信号ＳＩＡにおける角周波数ωC及び信号加工部１４０における加工対象となる信号ＳＩＡ中の信号成分ＳＧ２の周波数帯（角周波数ωc〜３ωc）を含む所定の周波数帯の信号成分を選択的に通過させ、周波数帯域が制限された帯域制限信号ＬＳＥとして直交化部１１２Ｂ及び信号加工部１４０へ向けて出力する。
【０１３１】
本第５実施形態では、帯域制限フィルタ１１１Ｅは、直交化部１１２Ｂにおいて角周波数変換に際して行われる正弦波（∝ｓｉｎ（ωSH・ｔ））の乗算の結果、角周波数０で折り返された成分が、パイロット信号ＰＳの角周波数シフトの結果（本第５実施形態では、角周波数（ωSH−ωC））と重ならない（又は、十分に抑圧されている）ように、通過させる信号の周波数帯域を制限する。また、帯域制限フィルタ１１１Ｅは、サンプルレートの１／２に対応する角周波数で折り返された成分が、パイロット信号ＰＳの角周波数シフトの結果と重ならない（又は、十分に抑圧されている）ように、通過させる信号の周波数帯域を制限する。さらに、帯域制限フィルタ１１１Ｅは、角周波数ωc〜３ωcにおいて信号透過率が平坦となる特性を有している。かかる機能を有する帯域制限フィルタ１１１Ｅは、例えば、ＦＩＲ方式のローパスフィルタとして実現することができる。
【０１３２】
なお、本第５実施形態では、帯域制限フィルタ１１１Ｅを介することによる位相シフトは発生しないものとする。
【０１３３】
直交化部１１２Ｂは、上記の第２実施形態の場合と同様に動作する。すなわち、直交化部１１２Ｂは、帯域制限信号ＬＳＥに基づいて、互いに直交するとともに、パイロット信号ＰＳの位相θC（t）を反映した２つの信号ＯＳＥ1，ＯＳＥ2を生成する。そして、直交化部１１２Ｂは、信号ＯＳＥ1，ＯＳＥ2をＦＩＬ１１３Ｅ1，１１３Ｅ2へ向けて出力する。
【０１３４】
ＦＩＬ１１３Ｅ1は、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ等のデジタルフィルタとして構成されている。このＦＩＬ１１３Ｅ1は、直交化部１１２Ｂからの信号ＯＳＥ1を受ける。そして、ＦＩＬ１１３Ｅ1は、信号ＯＳＥ1におけるパイロット信号ＰＳに対応する信号成分の一方、本第５実施形態では角周波数（ωSH−ωC）の成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＥ1としてダウンサンプリング部１１５Ａへ向けて出力する。ＦＩＬ１１３Ｅ1としては、例えば、ＩＩＲ方式のバンドパスフィルタを採用することができる。
【０１３５】
なお、ＦＩＬ１１３Ｅ1を介することにより、フィルタリング演算に伴う固定的な位相シフトΔθ2が発生する場合がある。本第５実施形態では、かかる位相シフトΔθ2が発生するものとする。
【０１３６】
かかるＦＩＬ１１３Ｅ1から出力される信号ＰＳＥ1は、次の（１２）式のように表される。
ＰＳＥ1（ｔ）∝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［θS（ｔ）］
＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［ωSHｔ−θC（ｔ）−Δθ2］
＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［ωSHｔ−（ωCｔ＋φ0）−Δθ2］  …（１２）
ここで、Ａ（ｔ）は、パイロット信号ＰＳの振幅値を表す。
【０１３７】
ＦＩＬ１１３Ｅ2は、ＦＩＬ１１３Ｅ1と同様に構成されている。このＦＩＬ１１３Ｅ2は、直交化部１１２Ｂからの信号ＯＳＥ2を受ける。そして、ＦＩＬ１１３Ｅ2は、信号ＯＳＥ2におけるパイロット信号ＰＳに対応する信号成分の一方、本第５実施形態では角周波数（ωSH−ωC）の成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＥ2をダウンサンプリング部１１５Ａへ向けて出力する。
【０１３８】
かかるＦＩＬ１１３Ｅ2から出力される信号ＰＳＥ2は、次の（１３）式のように表される。
ＰＳＥ2（ｔ）∝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［θS（ｔ）］
＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［ωSHｔ−θC（ｔ）−Δθ2］
＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［ωSHｔ−（ωCｔ＋φ0）−Δθ2］  …（１３）
【０１３９】
ダウンサンプリング部１１５Ａは、上述した第２実施形態における信号ＰＳＢ1，ＰＳＢ2の場合と同様に、信号ＰＳＥ1，ＰＳＥ2のそれぞれのサンプルレートｆSM1を低減させて、サンプルレートｆSM2でサンプリングされた信号ＰＷＥ1，ＰＷＥ2を生成する。より具体的には、ダウンサンプリング部１１５Ａは、信号ＰＳＥ1のデータ列（…，ＰＳＥ1（ｔ0），ＰＳＥ1（ｔ1），…，ＰＳＥ1（ｔｐ），…）から３つごとのデータ選択を行い、データ列（…，ＰＳＥ1（ｔ0），ＰＳＥ1（ｔ3），…，ＰＳＥ1（ｔ3p），…）を生成することにより、信号ＰＷＥ1を生成する。また、ダウンサンプリング部１１５Ａは、信号ＰＳＥ2のデータ列（…，ＰＳＥ2（ｔ0），ＰＳＥ2（ｔ1），…，ＰＳＥ2（ｔｐ），…）から３つごとのデータ選択を行い、データ列（…，ＰＳＥ2（ｔ0），ＰＳＥ2（ｔ3），…，ＰＳＥ2（ｔ3p），…）を生成することにより、信号ＰＷＥ2を生成する。こうして生成された信号ＰＷＥ1，ＰＷＥ2は、位相算出部１２０Ｅへ向けて出力される。
【０１４０】
図１８に戻り、位相算出部１２０Ｅは、直交信号生成部１１０Ｅからの信号ＰＳＥ1及び信号ＰＳＥ2に基づいて、パイロット信号ＰＳの位相θC（ｔ）を算出する。かかる算出に際して、位相算出部１２０Ｅは、例えば、信号ＰＳＥ1及び信号ＰＳＥ2についてａｒｃｔａｎ等の演算を行ったうえで、上述した位相シフトΔθ2及び角周波数ωSHの寄与分を補正して、位相θCを算出する。
【０１４１】
こうして算出されたθC（ｔ）は、信号ＰＨＷとして、位相算出部１２０Ｅからアップサンプリング部１２５へ向けて出力される。
【０１４２】
＜動作＞
次に、上記のように構成された信号処理装置１００Ｅにおける信号処理動作について説明する。
【０１４３】
信号源９１０Ａからの信号ＳＩＡが、入力端子１９１を介して信号処理装置１００Ｅで受信されると、信号ＳＩＡが、直交信号生成部１１０Ｅへ供給される（図１９参照）。信号ＳＩＡの供給を受けた直交信号生成部１１０Ｅでは、まず、帯域制限フィルタ１１１Ｅが、信号ＳＩＡにおける角周波数ωC及び信号成分ＳＧ２の角周波数帯域（角周波数ωC〜３ωC）含む所定の周波数帯の信号成分を選択的に通過させ、周波数帯域が制限された帯域制限信号ＬＳＥとして直交化部１１２Ｂ及び信号加工部１４０へ送る（図１９参照）。
【０１４４】
帯域制限信号ＬＳＥを受けた直交化部１１２Ｂは、帯域制限信号ＬＳＥに基づいて、互いに直交する２つの信号ＯＳＥ1，ＯＳＥ2を生成し、ＦＩＬ１１３Ｅ1，１１３Ｅ2へ送る（図１９参照）。ここで、信号ＯＳＥj（ｊ＝１，２）のそれぞれは、上記の第２実施形態の場合における信号ＯＳＢjと同様に、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分として、角周波数（ωSH−ωC）の信号成分ＰＳＭj及び角周波数（ωSH＋ωC）の信号成分ＰＳＰjの２つの信号成分を含んでいる（図１３参照）。
【０１４５】
なお、本第５実施形態では、直交化部１１２Ｂが帯域制限信号ＬＳＥの角周波数変換を行うことにしている。このため、第２実施形態の場合と同様に、高い角周波数領域に広く信号成分を有する信号ＳＩＡの角周波数変換を行った場合に生じ得る信号成分ＰＳＭj及び信号成分ＰＳＰjへのノイズの混入を防止することができるようになっている（第２実施形態において参照した図１１〜図１３参照）。
【０１４６】
引き続き、信号ＯＳＥ1を受けたＦＩＬ１１３Ｅ1が、信号ＯＳＥ1における角周波数（ωSH−ωC）の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＥ1としてダウンサンプリング部１１５Ａへ向けて出力する。また、信号ＯＳＥ2を受けたＦＩＬ１１３Ｅ2が、信号ＯＳＥ2における角周波数（ωSH−ωC）の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＥ2としてダウンサンプリング部１１５Ａへ向けて出力する（図１９参照）。
【０１４７】
ここで、信号ＰＳＥ1は、上述した（１２）式で表される波形となる。一方、信号ＰＳＥ2は、上述した（１３）式で表される波形となる。
【０１４８】
信号ＰＳＥ1,ＰＳＥ2を受けたダウンサンプリング部１１５Ａは、上述のようにして、信号ＰＳＥ1，ＰＳＥ2のそれぞれのサンプルレートｆSM1を低減させて、サンプルレートｆSM2でサンプリングされた信号ＰＷＥ1，ＰＷＥ2を生成する。こうして生成された信号ＰＷＥ1，ＰＷＥ2は、位相算出部１２０Ｅへ向けて出力される（図１９参照）。
【０１４９】
信号ＰＷＥ1，ＰＷＥ2を受けた位相算出部１２０Ｅは、上述したように、信号ＰＷＥ1及び信号ＰＷＥ2、並びに位相シフトΔθ2及び角周波数ωSHに基づいて、パイロット信号ＰＳの位相θCを算出する。こうして算出された位相θCは、信号ＰＨＷとしてアップサンプリング部１２５へ送られる（図１８参照）。
【０１５０】
以後、第２実施形態の場合と同様に、アップサンプリング部１２５、基準信号生成部１３０Ａ及び信号加工部１４０による処理が順次行われ、加工結果信号ＭＳＡが生成される。こうして生成された加工結果信号ＭＳＡは、出力端子１９２を介して、外部へ出力される。
【０１５１】
以上説明したように、本第５実施形態では、第２実施形態の場合と同様に、角周波数ωCのパイロット信号ＰＳを含む信号ＳＩＡから、ＰＬＬ方式におけるフィードバックループや、位相計測の基準となるベース信号を用いることなく、パイロット信号ＰＳの位相θCを導出する。このため、簡易にかつ迅速にパイロット信号ＰＳとの同期が図られた基準信号ＢＳＡを生成することができる。
【０１５２】
また、本第５実施形態では、第２実施形態の場合と同様に、基準信号ＢＳＡを利用して信号ＳＩＡ中の信号成分ＳＧ２の加工を行うので、迅速にかつ精度良く、信号成分ＳＧ２に対して所望の加工を行うことができる。
【０１５３】
また、本第５実施形態では、第２実施形態の場合と同様に、パイロット信号ＰＳの位相算出に利用する信号ＰＷＥ1，ＰＷＥ2のサンプルレートｆSM2を、入力端子１９１で受けた信号ＳＩＡが有するサンプルレートｆSM1から低減したものとするので、位相算出部１２０Ｂにおける、例えばａｒｃｔａｎ計算のような演算量の大きな計算の回数を低減することができる。したがって、総演算量を低減させることができる。
【０１５４】
また、本第５実施形態では、第２実施形態の場合と同様に、低減したサンプルレートｆSM2で得られた位相信号ＰＨＷを、サンプルレートｆSM1に増加させる。ここで、サンプルレートｆSM2を増加させる対象が位相であるので、精度を劣化させることなく、簡易にサンプルレートｆSM1に増加させた位相信号ＰＨＡを得ることができる。したがって、サンプルレートｆSM1の信号ＳＩＡの加工に適したサンプルレートｆSM1の基準信号ＢＳＡを得ることができる。
【０１５５】
また、本第５実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、ＦＩＬ１１３Ｅ1，１１３Ｅ2における位相ずれΔθ2を考慮して、パイロット信号ＰＳの位相θCの算出を行うので、精度良く位相θCを算出することができる。このため、パイロット信号ＰＳに精度良く同期した基準信号ＢＳＡを生成することができる。
【０１５６】
また、本第５実施形態では、第２実施形態の場合と同様に、直交化部１１２Ｄにおいて周波数変換行いつつ直交化をを行うので、ヒルベルト変換等を用いて直交化する場合と比べて演算量を削減することができる。
【０１５７】
また、本第５実施形態では、第２実施形態の場合と同様に、帯域制限フィルタ１１１Ｅにより信号ＳＩＡを帯域制限した帯域制限信号ＬＳＥを、角周波数変換を行いつつ直交化するので、パイロット信号ＰＳの角周波数変換結果へのノイズの混入を低減させることができる。
【０１５８】
なお、本第５実施形態では、帯域制限フィルタ１１１Ｅを介することにより、位相シフトは発生しないものとした。これに対し、帯域制限フィルタ１１１Ｅを介することにより、位相シフトΔθ1が発生する場合には、第２実施形態におけるのと同様にして、位相シフトΔθ1分の位相補償を、位相算出部１２０Ｅが行うようにする。そして、基準信号生成部１３０Ａに代えて、図２０に示される構成の基準信号生成部１３０Ｅを備えるようにすればよい。
【０１５９】
かかる基準信号生成部１３０Ｅは、アップサンプリング部１２５からの信号ＰＨＡに基づいて、パイロット信号ＰＳに同期し、角周波数が２倍の基準信号ＢＳＥを生成する。かかる機能を有する基準信号生成部１３０Ｅは、上述した基準信号生成部１３０Ａと比べて、位相加工部１３１Ａに代えて位相加工部１３１Ｅを備える点のみが異なっている。
【０１６０】
位相加工部１３１Ｅは、アップサンプリング部１２５からの信号ＰＨＡを受けて、信号ＰＨＡが示す位相θC（t）を加工する。かかる加工に際して、位相加工部１３１Ｅは、次の（１４）式により、位相θM（t）を算出する。
θM（t）＝２（θC（t）−Δθ1）
＝２（ωCｔ＋φ0−Δθ1）                    …（１４）
【０１６１】
こうして算出された位相θM（t）は、位相加工信号ＭＰＥとして信号発生部１３２へ向けて出力される。この位相加工信号ＭＰＥを受けた信号発生部１３２は、基準信号ＢＳＥを生成する。信号発生部１３２は、位相値に対応した振幅値が登録された正弦値テーブルを備えており、位相加工信号ＭＰＥによって示された位相θM（t）の正弦波信号を基準信号ＢＳＥとして生成する。
【０１６２】
この基準信号ＢＳＥは、次の（１５）式で表される。
ＢＳＥ（ｔ）＝Ｃ0・ｓｉｎ［θM（t）］
＝Ｃ0・ｓｉｎ［２（θC（t）−Δθ1）］
＝Ｃ0・ｓｉｎ［２（ωCｔ＋φ0−Δθ1）］            …（１５）
【０１６３】
こうして生成された基準信号ＢＳＥは、基準信号生成部１３０Ｅから信号加工部１４０へ向けて出力される。この結果、信号加工部１４０は、振幅変調信号である信号成分ＳＧ２を、基準信号ＢＳＥを利用して加工し、角周波数０〜ωcの帯域の信号に復調する。
【０１６４】
また、本第５実施形態では、ＦＩＬ１１３Ｅ1，ＦＩＬ１１３Ｅ2として、位相シフトが発生しないフィルタを採用することもできる。この場合には、位相算出部１２０ＥにおけるＦＩＬ１１３Ｅ1，ＦＩＬ１１３Ｅ2に対応する位相補償の計算が不要となる。
【０１６５】
また、本第５実施形態では、帯域制限フィルタ１１１Ｅからの出力信号ＬＳＥをそのまま信号加工部１４０に供給するようにした。これに対し、帯域制限フィルタ１１１Ｅをデシメーションフィルタとしても利用したうえで、信号ＬＳＥのサンプルレートｆSM1を低減し、サンプルレートｆSM3（ここで、ｆSM2＜ｆSM3＜ｆSM1）の信号ＬＷＥを生成するダウンサンプリング部を新たに配設し、信号ＬＷＥを信号加工部１４０に供給するようにしてもよい。この場合、アップサンプリンブ部１２５では、サンプルレートｆSM2からサンプルレートｆSM3への変更を行うようにすればよい。
【０１６６】
［第６実施形態］
次に、本発明の第６実施形態を、図２１〜図２５を主に参照しつつ説明する。
【０１６７】
＜構成＞
図２１には、本第６実施形態に係る信号処理装置１００Ｆの概略的な構成がブロック図にて示されている。この信号処理装置１００Ｆは、信号源９１０Ｆから出力された信号ＳＩＦを、入力端子１９１を介して受信して処理し、出力端子１９２1，１９２2から加工結果信号ＭＳＡ，ＭＳＦとして出力する装置である。
【０１６８】
本第６実施形態では、信号ＳＩＦは、図２２に示されるように、角周波数ωcのパイロット信号ＰＳと、角周波数ωc〜３ωcの周波数帯の信号成分ＳＧ２とに加えて、角周波数３ωc〜５ωcの周波数帯の信号成分ＳＧ３を更に含んでいるものとする。ここで、信号成分ＳＧ３は、角周波数０〜ωcの帯域の信号により、パイロット信号ＰＳの４倍の角周波数の信号（∝ｓｉｎ［４（ωcｔ＋φ0））］）を振幅変調した信号であるものとする。本第６実施形態においては、信号処理装置１００Ｆは、パイロット信号ＰＳに基づいて、角周波数２ωcの基準信号ＢＳＡ（∝ｓｉｎ［２（ωcｔ＋φ0）］）及び角周波数４ωcの基準信号ＢＳＦ（∝ｓｉｎ［４（ωcｔ＋φ0））］）を生成する。そして、信号処理装置１００Ｆは、基準信号ＢＳＡを利用して、振幅変調信号ＳＧ２を復調するとともに、基準信号ＢＳＦを利用して、振幅変調信号ＳＧ３を復調するようになっている。
【０１６９】
図２１に示されるように、信号処理装置１００Ｆは、上述した信号処理装置１００Ａと比べて、基準信号生成部１３０Ａに代えて基準信号生成部１３０Ｆを備えるとともに、信号加工手段として、２つの信号加工部１４０1，１４０2を備える点のみが異なっている。以下、これらの相違点に主に着目して説明する。
【０１７０】
基準信号生成部１３０Ｆは、アップサンプリング部１２５からの信号ＰＨＡに基づいて、パイロット信号に同期し、角周波数が２倍の基準信号ＢＳＡ、及び、パイロット信号に同期し、角周波数が４倍の基準信号ＢＳＦを生成する。かかる機能を有する基準信号生成部１３０Ｆは、図２３に示されるように、上述した基準信号生成部１３０Ａと比べて、位相加工部１３１Ｆと、信号発生部１３３とを更に備える点のみが異なっている。
【０１７１】
位相加工部１３１Ｆは、アップサンプリング部１２５からの信号ＰＨＡを受けて、信号ＰＨＡが示す位相θC（t）を加工する。本第６実施形態においては、位相加工部１３１Ｆは、次の（１６）式により、位相θN（t）を算出する。
θN（t）＝４θC（t）＝４（ωCｔ＋φ0）                    …（１６）
【０１７２】
すなわち、本第６実施形態では、位相加工部１３１Ｆは、角周波数４ωCで変化する位相θN（t）を算出する。こうして算出された位相θN（t）は、位相加工信号ＭＰＦとして信号発生部１３３へ向けて出力される。
【０１７３】
信号発生部１３３は、位相加工部１３１Ｆからの位相加工信号ＭＰＦに基づいて、基準信号ＢＳＦを生成する。この信号発生部１３３は、信号発生部１３２と同様に構成されている。
【０１７４】
こうして生成される基準信号ＢＳＦは、次の（１７）式で表される。
ＢＳＦ（ｔ）＝Ｃ0・ｓｉｎ［θN（t）］
＝Ｃ0・ｓｉｎ［４θC（t）］
＝Ｃ0・ｓｉｎ［４（ωCｔ＋φ0）］              …（１７）
【０１７５】
こうして生成された基準信号ＢＳＦは、基準信号生成部１３０Ｆから信号加工部１４０2へ向けて出力される。なお、基準信号生成部１３０Ｆにおける位相加工部１３１Ａ及び信号発生部１３２を利用して生成された基準信号ＢＳＡは、基準信号生成部１３０Ｆから信号加工部１４０1へ向けて出力される。
【０１７６】
信号加工部１４０1，１４０2のそれぞれは、上述した信号加工部１４０と同様に構成されている。ここで、信号加工部１４０1は、入力端子１９１を介した信号ＳＩＦ及び基準信号生成部１３０Ｆからの基準信号ＢＳＡを受ける。そして、信号加工部１４０1は、振幅変調信号である信号成分ＳＧ２を、基準信号ＢＳＡを利用して加工し、角周波数０〜ωcの帯域の信号に復調する。こうして生成された加工結果信号ＭＳＡは、出力端子１９２1を介して、外部へ出力される。
【０１７７】
また、信号加工部１４０2は、入力端子１９１を介した信号ＳＩＦ及び基準信号生成部１３０Ｆからの基準信号ＢＳＦを受ける。そして、信号加工部１４０2は、振幅変調信号である信号成分ＳＧ３を、基準信号ＢＳＦを利用して加工し、角周波数０〜ωcの帯域の信号に復調する。こうして生成された加工結果信号ＭＳＦは、出力端子１９２2を介して、外部へ出力される。
【０１７８】
＜動作＞
次に、上記のように構成された信号処理装置１００Ｆにおける信号処理動作について説明する。
【０１７９】
信号源９１０Ｆからの信号ＳＩＦが、入力端子１９１を介して信号処理装置１００Ｆで受信されると、信号ＳＩＦが、直交信号生成部１１０Ａ及び信号加工部１４０1，１４０2へ供給される（図２１参照）。信号ＳＩＦの供給を受けた直交信号生成部１１０Ａでは、上述した第１実施形態の場合と同様にして、直交化部１１２Ａ、ＦＩＬ１１３Ａ1，１１３Ａ2及びダウンサンプリング部１１５Ａを使用し、信号ＰＷＡ1，ＰＷＡ2が生成される。こうして生成された信号ＰＷＡ1，ＰＷＡ2は、位相算出部１２０Ａへ送られる。
【０１８０】
信号ＰＷＡ1,ＰＷＡ2を受けた位相算出部１２０Ａは、第１実施形態の場合と同様にして、パイロット信号ＰＳの位相θCを算出する。こうして算出された位相θCは、信号ＰＨＷとしてアップサンプリング部１２５へ送られる（図２１参照）。引き続き、信号ＰＨＷを受けたアップサンプリング部１２５が、信号ＰＨＷのサンプルレートｆSM2を増加させて、サンプルレートｆSM1でサンプリングされた信号ＰＨＡを生成し、基準信号生成部１３０Ｆへ送る（図２１参照）。
【０１８１】
信号ＰＨＡを受けた基準信号生成部１３０Ｆは、信号ＰＨＡに基づいて、角周波数２ωCの基準信号ＢＳＡ及び角周波数４ωCの基準信号ＢＳＦを生成する。かかる基準信号ＢＳＡの生成に際しては、基準信号生成部１３０Ｆでは、上述した基準信号生成部１３０Ａの場合と同様にして、位相加工部１３１Ａ及び信号発生部１３２を利用する、こうして生成された基準信号ＢＳＡは、信号加工部１４０1へ送られる。
【０１８２】
また、基準信号ＢＳＦの生成に際しては、基準信号生成部１３０Ｆでは、位相加工部１３１Ｆが、上述した（１６）式により、角周波数４ωCを有する位相θN（t）を算出し、信号生成部１３３へ送る（図２３参照）。位相θN（t）を受けた信号発生部１３３は、位相θN（t）に基づいて内部の正弦値テーブルを参照して、上述した（１７）式で表される正弦波信号である基準信号ＢＳＦを生成する。こうして生成された基準信号ＢＳＦは、信号加工部１４０2へ送られる（図２３参照）。
【０１８３】
基準信号生成部１３０Ｆからの基準信号ＢＳＡ、及び、信号源９１０Ｆからの信号ＳＩＦを受けた信号加工部１４０1は、上述した信号加工部１４０の場合と同様にして、振幅変調信号である信号成分ＳＧ２を、基準信号ＢＳＡを利用して加工し、角周波数０〜ωcの帯域の信号に復調する。こうして、信号成分ＳＧ２に対応し、図２４（図７を再掲）に示されるように、角周波数０〜ωCの帯域の加工結果信号ＭＳＡが生成され、出力端子１９２1を介して、外部へ出力される。
【０１８４】
基準信号生成部１３０Ｆからの基準信号ＢＳＦ、及び、信号源９１０Ｆからの信号ＳＩＦを受けた信号加工部１４０2は、振幅変調信号である信号成分ＳＧ３を、基準信号ＢＳＦを利用して加工し、角周波数０〜ωcの帯域の信号に復調する。かかる加工に際して、信号加工部１４０2では、まず、信号加工部１４０2内の乗算部１４１が、信号ＳＩＦと基準信号ＢＳＦとの乗算を行い、混合信号ＭＸＦを生成する。ここで、上述したように、信号ＳＩＦにおける信号成分ＳＧ３は、角周波数３ωC〜５ωCの角周波数成分を有し、基準信号ＢＳＦは角周波数４ωCの成分のみを有しているので、混合信号ＭＸＦにおける信号成分ＳＧ３に対応する信号成分は、角周波数０〜ωCの成分と、角周波数７ωC〜９ωCに対応する成分とに角周波数変換される。こうして生成された混合信号ＭＸＦは、信号加工部１４０2内のＬＰＦ１４２へ向けて送られる。
【０１８５】
混合信号ＭＸＦを受けたＬＰＦ１４２は、角周波数０〜ωCの信号成分を選択的に通過させる。この結果、信号成分ＳＧ３に対応し、図２８に示されるように、角周波数０〜ωCの周波数帯の加工結果信号ＭＳＦが生成されて、出力端子１９２2を介して、外部へ出力される。
【０１８６】
以上説明したように、本第６実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、角周波数ωCのパイロット信号ＰＳを含む信号ＳＩＦから、ＰＬＬ方式におけるフィードバックループや、位相計測の基準となるベース信号を用いることなく、パイロット信号ＰＳの位相θCを導出する。このため、簡易にかつ迅速にパイロット信号ＰＳとの同期が図られた基準信号ＢＳＡ，ＢＳＦを生成することができる。
【０１８７】
また、本第６実施形態では、基準信号ＢＳＡ，ＢＳＦを利用して信号ＳＩＦ中の信号成分ＳＧ２，ＳＧ３の加工を行うので、迅速にかつ精度良く、信号成分ＳＧ２，ＳＧ３に対して所望の加工を行うことができる。
【０１８８】
また、本第６実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、パイロット信号ＰＳの位相算出に利用する信号ＰＷＡ1，ＰＷＡ2のサンプルレートｆSM2を、入力端子１９１で受けた信号ＳＩＡが有するサンプルレートｆSM1から低減したものとするので、位相算出部１２０Ａにおける、例えばａｒｃｔａｎ計算のような演算量の大きな計算の回数を低減することができる。したがって、総演算量を低減させることができる。
【０１８９】
また、本第６実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、低減したサンプルレートｆSM2で得られた位相信号ＰＨＷを、サンプルレートｆSM1に増加させる。ここで、サンプルレートｆSM2を増加させる対象が位相であるので、精度を劣化させることなく、簡易にサンプルレートｆSM1に増加させた位相信号ＰＨＡを得ることができる。したがって、サンプルレートｆSM1の信号ＳＩＦの加工に適したサンプルレートｆSM1の基準信号ＢＳＡ，ＢＳＦを得ることができる。
【０１９０】
また、本第６実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、ＦＩＬ１１３Ａ1，１１３Ａ2における位相ずれΔθがある場合には、これを考慮して、パイロット信号ＰＳの位相θCの算出を行うので、精度良く位相θCを算出することができる。このため、パイロット信号ＰＳに精度良く同期した基準信号ＢＳＡ，ＢＳＦを生成することができる。
【０１９１】
なお、本第６実施形態では、基準信号ＢＳＡ及び基準信号ＢＳＦを同一のサンプルレートとした。これに対し、基準信号ＢＳＡ及び基準信号ＢＳＦのそれぞれに対応してアップサンプリング部を用意して、基準信号ＢＳＡのサンプルレートと、基準信号ＢＳＦのサンプルレートとを異なるものとすることもできる。この場合には、信号加工部１４０1及び信号加工部１４０2のそれぞれにおける加工にとって最適なサンプルレートを採用することができるようになる。
【０１９２】
［第７実施形態］
次に、本発明の第７実施形態を、図２６〜図２８を主に参照しつつ説明する。
【０１９３】
＜構成＞
図２６には、本第７実施形態に係る信号処理装置１００Ｇの概略的な構成がブロック図にて示されている。この信号処理装置１００Ｇは、信号源９１０Ａから出力された信号ＳＩＡを、入力端子１９１を介して受信して処理し、出力端子１９２から加工結果信号ＭＳＧとして出力する装置である。
【０１９４】
図２６に示されるように、信号処理装置１００Ｇは、上述した信号処理装置１００Ａと比べて、基準信号生成部１３０Ａに代えて基準信号生成部１３０Ｇを備えるとともに、位相オフセット設定部１５０を更に備える点のみが異なっている。以下、これらの相違点に主に着目して説明する。
【０１９５】
基準信号生成部１３０Ｇは、アップサンプリング部１２５からの信号ＰＨＡに基づいて、角周波数２ωCの基準信号ＢＳＧを生成する。かかる機能を有する基準信号生成部１３０Ｇは、図２７に示されるように、上述した基準信号生成部１３０Ａと比べて、位相加工部１３１Ａと信号発生部１３２との間に配置された加算器１３５を更に備えている。
【０１９６】
加算部１３５は、位相加工部１３１Ａからの位相加工信号ＭＰＡと、位相オフセット設定部１５０からのオフセット位相信号ＰＯＳを受ける。そして、加算部１３５は、位相加工信号ＭＰＡにより報告された位相θM（ｔ）と、オフセット位相信号ＰＯＳにより指定されたオフセット位相Δφとの加算を行い、位相θPの算出を行う。
【０１９７】
ここで、位相θPは、次の（１８）式で表される。
θP（ｔ）＝θM（ｔ）＋Δφ＝２θC（ｔ）＋Δφ
＝２（ωCｔ＋φ0）＋Δφ                  …（１８）
【０１９８】
こうして算出された位相θP（t）は、位相加工信号ＭＰＧとして信号発生部１３２へ向けて出力される。この結果、信号発生部１３２により、次の（１９）式で表される基準信号ＢＳＧが生成される。
ＢＳＧ（ｔ）＝Ｃ0・ｓｉｎ［θP（t）］
＝Ｃ0・ｓｉｎ［２θC（ｔ）＋Δφ］
＝Ｃ0・ｓｉｎ［２（ωCｔ＋φ0）＋Δφ］          …（１９）
【０１９９】
こうして生成された基準信号ＢＳＧは、基準信号生成部１３０Ｇから信号加工部１４０へ向けて出力される。
【０２００】
図２６に戻り、位相オフセット設定部１５０は、入力端子１９１を介した信号ＳＩＡを受ける。そして、位相オフセット設定部１５０は、信号ＳＩＡの信号レベルや、信号ＳＩＡにおける角周波数３ωCより高い角周波数の成分であるノイズのレベルに基づいて、予め定められたアルゴリズムに従って、オフセット位相Δφを算出する。こうして算出されたオフセット位相Δφは、オフセット位相信号ＰＯＳとして基準信号生成部１３０Ｇへ向けて出力される。
【０２０１】
＜動作＞
次に、上記のように構成された信号処理装置１００Ｇにおける信号処理動作について説明する。
【０２０２】
信号源９１０Ａからの信号ＳＩＡが、入力端子１９１を介して信号処理装置１００Ｇで受信されると、信号ＳＩＡが、直交信号生成部１１０Ａ、信号加工部１４０及び位相オフセット設定部１５０へ供給される（図２６参照）。信号ＳＩＡの供給を受けた位相オフセット設定部１５０は、上述したように、信号ＳＩＡの信号レベルやノイズレベルに基づいてオフセット位相Δφを算出し、オフセット位相信号ＰＯＳとして、基準信号生成部１３０Ｇへ向けて送る。
【０２０３】
また、信号ＳＩＡの供給を受けた直交信号生成部１１０Ａは、上述した第１実施形態の場合と同様にして、直交化部１１２Ａ、ＦＩＬ１１３Ａ1，１１３Ａ2及びダウンサンプリング部１１５Ａを使用し、信号ＰＷＡ1，ＰＷＡ2が生成される。こうして生成された信号ＰＷＡ1，ＰＷＡ2は、位相算出部１２０Ａへ送られる。
【０２０４】
信号ＰＷＡ1,ＰＷＡ2を受けた位相算出部１２０Ａは、第１実施形態の場合と同様にして、パイロット信号ＰＳの位相θCを算出する。こうして算出された位相θCは、信号ＰＨＷとしてアップサンプリング部１２５へ送られる（図２６参照）。引き続き、信号ＰＨＷを受けたアップサンプリング部１２５が、信号ＰＨＷのサンプルレートｆSM2を増加させて、サンプルレートｆSM1でサンプリングされた信号ＰＨＡを生成し、基準信号生成部１３０Ｇへ送る（図２６参照）。
【０２０５】
信号ＰＨＡを受けた基準信号生成部１３０Ｇは、信号ＰＨＡ及び位相オフセット設定部１５０からのオフセット位相信号ＰＯＳに基づいて、角周波数２ωCの基準信号ＢＳＧを生成する。かかる基準信号ＢＳＧの生成に際しては、基準信号生成部１３０Ｇでは、上述した基準信号生成部１３０Ａの場合と同様にして、位相加工部１３１Ａが、上述した（５）式により、角周波数２ωCを有する位相θM（t）を算出し、位相加工信号ＭＰＡとして加算部１３５へ送る（図２７参照）。
【０２０６】
位相θMを受けた加算部１３５は、上述した（１８）式に従って、オフセット位相信号ＰＯＳにより指定されているオフセット位相Δφを位相θMに加算し、位相θPを算出する。こうして算出された位相θPは、信号発生部１３２へ送られる（図２７参照）。
【０２０７】
位相θPを受けた信号発生部１３２は、位相θPに基づいて内部の正弦値テーブルを参照して、上述した（１９）式で表される正弦波信号である基準信号ＢＳＧを生成する。こうして生成された基準信号ＢＳＧは、信号加工部１４０へ送られる（図２７参照）。
【０２０８】
基準信号生成部１３０Ｇからの基準信号ＢＳＧ、及び、信号源９１０Ａからの信号ＳＩＡを受けた信号加工部１４０は、基準信号ＢＳＧを利用して信号ＳＩＡにおける振幅変調信号である信号成分ＳＧ２を基準信号ＢＳＧを利用して加工し、角周波数０〜ωcの帯域の信号に復調する。こうして生成された加工結果信号ＭＳＧは、次の（２０）式で表されるように、ｃｏｓ（Δφ）の値に比例する。
ＭＳＧ（ｔ）∝ｃｏｓ（Δφ）                    …（２０）
【０２０９】
このため、加工結果信号ＭＳＧは、図２８に示されるように、角周波数０〜ωcの角周波数帯域の信号成分を有するとともに、オフセット位相Δφの設定値を変化させることにより、振幅値が変化する信号となっている。こうして生成された加工結果信号ＭＳＧは、出力端子１９２を介して、外部へ出力される。
【０２１０】
以上説明したように、本第７実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、角周波数ωCのパイロット信号ＰＳを含む信号ＳＩＡから、ＰＬＬ方式におけるフィードバックループや、位相計測の基準となるベース信号を用いることなく、パイロット信号ＰＳの位相θCを導出する。このため、簡易にかつ迅速にパイロット信号ＰＳとの同期が図られた基準信号ＢＳＧを生成することができる。
【０２１１】
また、本第７実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、パイロット信号ＰＳの位相算出に利用する信号ＰＷＡ1，ＰＷＡ2のサンプルレートｆSM2を、入力端子１９１で受けた信号ＳＩＡが有するサンプルレートｆSM1から低減したものとするので、位相算出部１２０Ａにおける、例えばａｒｃｔａｎ計算のような演算量の大きな計算の回数を低減することができる。したがって、総演算量を低減させることができる。
【０２１２】
また、本第７実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、低減したサンプルレートｆSM2で得られた位相信号ＰＨＷを、サンプルレートｆSM1に増加させる。ここで、サンプルレートｆSM2を増加させる対象が位相であるので、精度を劣化させることなく、簡易にサンプルレートｆSM1に増加させた位相信号ＰＨＡを得ることができる。したがって、サンプルレートｆSM1の信号ＳＩＡの加工に適したサンプルレートｆSM1の基準信号ＢＳＧを得ることができる。
【０２１３】
また、本第７実施形態では、基準信号ＢＳＧを利用して信号ＳＩＡ中の信号成分ＳＧ２の加工を行うので、迅速にかつ精度良く、信号成分ＳＧ２に対して所望の加工を行うことができる。
【０２１４】
また、本第７実施形態では、第１実施形態の場合と同様にして、ＦＩＬ１１３Ａ1，１１３Ａ2における位相ずれΔθがある場合には、これを考慮して、パイロット信号ＰＳの位相θCの算出を行うので、精度良く位相θCを算出することができる。このため、パイロット信号ＰＳに精度良く同期した基準信号ＢＳＧを生成することができる。
【０２１５】
また、本第７実施形態では、信号源９１０Ａからの信号ＳＩＡの信号レベルやノイズレベルに対応したオフセット位相Δφを設定し、オフセット位相Δφを反映した基準信号ＢＳＧを生成するので、加工結果信号ＭＳＧの振幅を、信号ＳＩＡの信号レベルやノイズレベルに対応して変化させることができる。なお、オフセット位相Δφを、予め定められた固定値とすることもできる。
【０２１６】
［実施形態の変形］
本発明は、上記の第１〜第７実施形態に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。
【０２１７】
例えば、上記の第１〜第７実施形態では、基準信号として、パイロット信号ＰＳの角周波数ωCの２倍の角周波数２ωCを有する信号を生成するようにした。これに対し、信号源から信号における加工対象信号成分の態様に応じて、角周波数ωCの任意倍の角周波数を有する信号を、基準信号として生成するようにすることもできる。さらに、第２及び第３実施形態の場合には、角周波数ωCとシフト角周波数ωSHとの任意の線形結合によって得られる角周波数を有する信号を基準信号として生成するようにすることもできる。
【０２１８】
また、上記の第１〜第７実施形態では、加工結果信号の角周波数帯域を角周波数０〜ωCの帯域としたが、基準信号の角周波数を変化させて、加工結果信号の角周波数帯域を任意の角周波数帯域とすることができる。
【０２１９】
また、上記の第２〜第５の実施形態では、周波数変換後のパイロット信号ＰＳに対応する信号のうち、角周波数（ωSH−ωC）の信号を抽出して利用するようにしたが、角周波数（ωSH＋ωC）の信号を抽出して利用するようにしてもよい。
【０２２０】
また、上記の第６の実施形態では、２つの基準信号を生成し、信号源からの信号に含まれる２つの角周波数帯の信号を加工することにしたが、３つ以上の基準信号を生成し、信号源からの信号に含まれる３つの角周波数帯の信号を加工するようにすることもできる。
【０２２１】
また、上記の第７実施形態では、信号源からの信号のレベルやノイズレベルに対応してオフセット位相Δφを設定するようにしたが、利用者の指令に従ってオフセット位相Δφを設定するようにしてもよい。
【０２２２】
また、第１実施形態に対する第６又は第７実施形態への変形を、第２〜第５実施形態に適用することもできるし、第１実施形態に対する第２〜第５実施形態への変形を、第６及び第７実施形態、並びに第７及び第８実施形態に適用することもできる。さらに、第２実施形態に対する第３又は第４実施形態への変形を、第５実施形態に対して行うこともできる。
【０２２３】
また、ダウンサンプリング部よりも前段にデシメーションフィルタを配置するようにすれば、第３又は第４実施形態と同様の位置にダウンサンプリング部を配置する変形を第１、第６及び第７実施形態に対して行うこともできる。
【０２２４】
なお、第１〜第７実施形態の信号処理装置を、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）におけるプログラムの実行によっても実現することができる。これらのプログラムは、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ等の可搬型記録媒体に記録された形態で取得されるようにしてもよいし、インターネットなどのネットワークを介した配送の形態で取得されるようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【０２２５】
【図１】本発明の第１実施形態に係る信号処理装置の概略的な構成を示すブロック図である。
【図２】第１実施形態において想定する信号源からの信号の周波数分布を説明するための図である。
【図３】図１の装置における直交信号生成部の構成を示すブロック図である。
【図４】図３における直交化部の構成を示すブロック図である。
【図５】図１の装置における基準信号生成部の構成を示すブロック図である。
【図６】図１の装置における信号加工部の構成を示すブロック図である。
【図７】図１の装置による加工結果信号の周波数分布を説明するための図である。
【図８】本発明の第２実施形態に係る信号処理装置の概略的な構成を示すブロック図である。
【図９】図８の装置における直交信号生成部の構成を示すブロック図である。
【図１０】図９における直交化部の構成を示すブロック図である。
【図１１】第２実施形態において想定する信号源からの信号の周波数分布を説明するための図である。
【図１２】帯域制限フィルタから出力される帯域制限信号の周波数分布を説明するための図である。
【図１３】図１０の直交化部による周波数変換結果を示すための図である。
【図１４】本発明の第３実施形態に係る信号処理装置の概略的な構成を示すブロック図である。
【図１５】図１４の装置における直交信号生成部の構成を示すブロック図である。
【図１６】本発明の第４実施形態に係る信号処理装置の概略的な構成を示すブロック図である。
【図１７】図１６の装置における直交信号生成部の構成を示すブロック図である。
【図１８】本発明の第５実施形態に係る信号処理装置の概略的な構成を示すブロック図である。
【図１９】図１８の装置における直交信号生成部の構成を示すブロック図である。
【図２０】図１８の装置における基準信号生成部の変形例の構成を示すブロック図である。
【図２１】本発明の第６実施形態に係る信号処理装置の概略的な構成を示すブロック図である。
【図２２】第６実施形態において想定する信号源からの信号の周波数分布を説明するための図である。
【図２３】図２１の装置における基準信号生成部の構成を示すブロック図である。
【図２４】図２１の装置による加工結果信号の周波数分布を説明するための図（その１）である。
【図２５】図２１の装置による加工結果信号の周波数分布を説明するための図（その２）である。
【図２６】本発明の第７実施形態に係る信号処理装置の概略的な構成を示すブロック図である。
【図２７】図２６の装置における基準信号生成部の構成を示すブロック図である。
【図２８】図２６の装置による加工結果信号の周波数分布及び振幅を説明するための図である。
【符号の説明】
【０２２６】
１００Ａ〜１００Ｇ  …信号処理装置
１１０Ａ〜１１０Ｅ  …直交信号生成部（直交信号生成手段）
１１１Ｂ，１１１Ｅ  …帯域制限フィルタ（帯域制限手段）
１１２Ａ，１１２Ｂ  …直交化部（直交化手段）
１１３Ａ1，１１３Ａ2…フィルタ（フィルタ手段）
１１３Ｂ1，１１３Ｂ2…フィルタ（フィルタ手段）
１１３Ｅ1，１１３Ｅ2…フィルタ（フィルタ手段）
１１５Ａ，１１５Ｄ  …ダウンサンプリング部（ダウンサンプリング手段）
１２０Ａ，１２０Ｂ  …位相算出部（位相算出手段）
１２０Ｅ            …位相算出部（位相算出手段）
１２５              …アップサンプリング部（アップサンプリング手段）
１３０Ａ，１３０Ｅ  …基準信号生成部（基準信号生成手段）
１３０Ｆ，１３０Ｇ  …基準信号生成部（基準信号生成手段）
１４０              …信号加工部（第１種及び第２種信号加工手段）
１４０1，１４０2     …信号加工部（信号加工手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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