(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を音響空間に放射する複数のスピーカ、前記複数のスピーカから放射された音声を集音する複数のマイクロホン、各マイクロホンの出力信号に基づいて音圧分布をモード分解するモード分解フィルタ、前記モード分解フィルタによって分解された各モードのモード振幅が所定の値になるように、前記複数のスピーカに入力される前記入力信号を制御する制御用フィルタ、を備えた音場制御装置における前記モード分解フィルタを生成するモード分解フィルタ生成装置において、
前記音響空間における音圧分布を測定し、前記振幅制御すべきモードの空間周波数の正弦関数及び余弦関数を用いて前記音響空間における音圧分布を模擬し、該模擬した音圧分布が前記測定した音圧分布と同等となるようにモード空間周波数を補正する音圧分布模擬部、
前記補正されたモード空間周波数に基づいて前記モード分解フィルタを生成するモード分解フィルタ生成部、
を備えたことを特徴とするモード分解フィルタ生成装置。
【請求項２】
前記音圧分布模擬部は、前記補正されたモード空間周波数を用いて前記正弦関数及び余弦関数の振幅を決定する手段、
を備え、前記モード分解フィルタ生成部は、前記補正されたモード空間周波数、前記正弦関数及び余弦関数の振幅を用いて前記モード分解フィルタを生成する、
ことを特徴とする請求項１記載のモード分解フィルタ生成装置。
【請求項３】
前記音圧分布模擬部は、
前記モード空間周波数、前記正弦関数及び余弦関数の振幅をパラメータとして一般調和解析により前記音響空間における音圧分布を表現する音圧分布表現部、
該表現した音圧分布が前記測定した音圧分布と同等となるようにモード空間周波数を補正し、かつ、前記補正されたモード空間周波数を用いて前記正弦関数及び余弦関数の振幅を決定するパラメータ決定部、
を備え、前記モード分解フィルタ生成部は、前記補正されたモード空間周波数、前記正弦関数及び余弦関数の振幅を用いて前記モード分解フィルタを生成する、
ことを特徴とする請求項１記載のモード分解フィルタ生成装置。
【請求項４】
前記音圧分布模擬部は、
各スピーカから測定音を放射して各マイクロホンまでのインパルス応答を測定するインパルス応答測定部、
該インパルス応答をフーリエ変換して伝達特性を取得する伝達特性取得部、
前記伝達特性を用いて各マイクロホンにおける前記振幅制御するモードの音圧を算出する第１音圧算出部、
前記モード空間周波数、前記正弦関数及び余弦関数の振幅をパラメータとして一般調和解析により前記音響空間における音圧分布を表現する音圧分布表現部、
各マイクロホンにおける前記振幅制御するモードの音圧を前記正弦関数及び余弦関数の振幅を用いて計算する第２音圧算出部、
各マイクロホンにおける前記第１、第２の音圧算出部で算出した音圧差のパワーの総和が最小となるように前記モード空間周波数を補正し、かつ、前記補正されたモード空間周波数(補正モード空間周波数)を用いて前記正弦関数及び余弦関数の振幅を決定するパラメータ決定部、
を備え、前記モード分解フィルタ生成部は、前記補正されたモード空間周波数、前記正弦関数及び余弦関数の振幅を用いて前記モード分解フィルタを生成する、
ことを特徴とする請求項１記載のモード分解フィルタ生成装置。
【請求項５】
前記音圧分布模擬部は、更に振幅制御すべきモードのモード空間周波数を算出するモード空間周波数算出部を備え、
前記パラメータ決定部は、該計算されたモード空間周波数を含む所定範囲内において前記一般調和解析表現におけるモード空間周波数を可変して前記パワーの総和が最小となるモード空間周波数を求め、該モード空間周波数を前記補正モード空間周波数とする、
ことを特徴とする請求項４記載のモード分解フィルタ生成装置。
【請求項６】
前記音圧分布模擬部は、更に前記振幅制御すべきモードのモード中心周波数を算出するモード中心周波数算出部を備え、
前記第１音圧算出部は、前記振幅制御すべきモードのモード中心周波数における前記伝達関数の実数部分及び虚数部分を計算し、該実数部分が正であれば、前記実数部分と虚数部分の二乗の和の平方根を正の音圧として出力し、負であれば前記平方根を負の音圧として出力する音圧計算部、
を有することを特徴とする請求項４記載のモード分解フィルタ生成装置。
【請求項７】
前記音圧分布模擬部は、更に前記振幅制御すべきモードのモード中心周波数を算出するモード中心周波数算出部を備え、
前記第１音圧算出部は、
モード中心周波数より低い所定の周波数範囲内において、前記マイクロホンの音圧差が最大となる周波数を取得し、該周波数でモード中心周波数を補正するモード中心周波数補正部、
前記補正モード中心周波数における前記伝達関数の実数部分及び虚数部分を計算し、該実数部分が正であれば、前記実数部分と虚数部分の二乗の和の平方根を正の音圧として出力し、負であれば前記平方根を負の音圧として出力する音圧計算部、
を備えたことを特徴とする請求項４記載のモード分解フィルタ生成装置。
【請求項８】
前記音圧分布模擬部は、更に前記振幅制御すべきモードのモード中心周波数を算出するモード中心周波数算出部を備え、
前記第１音圧算出部は、
モード中心周波数より低い所定の周波数範囲内において、前記所定マイクロホンの音圧が最大となる周波数を取得し、該周波数でモード中心周波数を補正するモード中心周波数補正部、
前記補正モード中心周波数における前記伝達関数の実数部分及び虚数部分を計算し、該実数部分が正であれば、前記実数部分と虚数部分の二乗の和の平方根を正の音圧として出力し、負であれば前記平方根を負の音圧として出力する音圧計算部、
を備えたことを特徴とする請求項４記載のモード分解フィルタ生成装置。
【請求項９】
入力信号を音響空間に放射する複数のスピーカ、前記複数のスピーカから放射された音声を集音する複数のマイクロホン、前記複数のマイクロホンの出力信号に基づいて音圧分布をモード分解するモード分解フィルタ、前記モード分解フィルタによって分解された各モードのモード振幅が所定の値になるように、前記複数のスピーカに入力される前記入力信号を制御する制御用フィルタを備えた音場制御装置の前記モード分解フィルタの生成方法において、
前記音響空間における音圧分布を測定する第１ステップ、
前記振幅制御すべきモードの空間周波数の正弦関数及び余弦関数を用いて前記音響空間における音圧分布を模擬する第２ステップ、
該模擬した音圧分布が前記測定した音圧分布と同等となるようにモード空間周波数を補正する第３ステップ、
前記補正により得られたモード空間周波数(補正モード空間周波数)に基づいて、前記モード分解フィルタを生成する第４ステップ、
を有することを特徴とするモード分解フィルタの生成方法。
【請求項１０】
更に、前記補正モード空間周波数を用いて前記正弦関数及び余弦関数の振幅を決定するステップ、
を有し、前記第４ステップは前記補正モード空間周波数及び正弦関数及び余弦関数の振幅を用いて前記モード分解フィルタを生成する、
ことを特徴とする請求項９記載のモード分解フィルタの生成方法。
【請求項１１】
前記第２ステップにおいて、前記モード空間周波数、前記正弦関数及び余弦関数の振幅をパラメータとして一般調和解析により前記音響空間における音圧分布を表現し、
前記第３ステップにおいて、該表現した音圧分布が前記測定した音圧分布と同等となるようにモード空間周波数を補正し、かつ、前記補正されたモード空間周波数を用いて前記正弦関数及び余弦関数の振幅を決定し、前記第４ステップにおいて前記補正モード空間周波数及び正弦関数及び余弦関数の振幅を用いて前記モード分解フィルタを生成する、
ことを特徴とする請求項９記載のモード分解フィルタの生成方法。
【請求項１２】
前記第１ステップは、
各スピーカから測定音を放射して各マイクロホンまでのインパルス応答を測定するインパルス応答測定ステップ、
該インパルス応答をフーリエ変換して伝達特性を取得する伝達特性取得ステップ、
前記伝達特性を用いて各マイクロホンにおける前記振幅制御するモードの音圧を算出する第１音圧算出ステップ、
を備え、第２ステップは、
前記モード空間周波数、前記正弦関数及び余弦関数の振幅をパラメータとして一般調和解析により前記音響空間における音圧分布を表現する音圧分布表現ステップ、
を備え、前記第３ステップは、
各マイクロホンにおける前記振幅制御するモードの音圧を前記正弦関数及び余弦関数の振幅を用いて計算する第２音圧算出ステップ、
各マイクロホンにおける前記第１、第２の音圧算出ステップで算出した音圧差のパワーの総和が最小となるように前記モード空間周波数を補正するステップ、
前記補正されたモード空間周波数(補正モード空間周波数)を用いて前記正弦関数及び余弦関数の振幅を決定するパラメータ決定ステップ、
を備え、前記第４ステップにおいて前記補正モード空間周波数及び正弦関数及び余弦関数の振幅を用いて前記モード分解フィルタを生成する、
ことを特徴とする請求項９記載のモード分解フィルタの生成方法。
【請求項１３】
更に、振幅制御すべきモードのモード空間周波数を算出するモード空間周波数算出ステップを備え、
前記モード空間周波数補正ステップにおいて、該計算されたモード空間周波数を含む所定範囲内において前記一般調和解析表現におけるモード空間周波数を可変して前記パワーの総和が最小となるモード空間周波数を求め、該モード空間周波数を前記補正モード空間周波数とする、
ことを特徴とする請求項１２記載のモード分解フィルタの生成方法。
【請求項１４】
更に、前記振幅制御すべきモードのモード中心周波数を算出するモード中心周波数算出ステップを備え、
前記第１音圧算出ステップは、
前記振幅制御すべきモードのモード中心周波数における前記伝達関数の実数部分及び虚数部分を計算するステップ、
該実数部分が正であれば、前記実数部分と虚数部分の二乗の和の平方根を正の音圧として出力し、負であれば前記平方根を負の音圧として出力するステップ、
を有することを特徴とする請求項１２記載のモード分解フィルタの生成方法。
【請求項１５】
更に、前記振幅制御すべきモードのモード中心周波数を算出するモード中心周波数算出ステップを備え、
前記第１音圧算出ステップは、
前記モード中心周波数より低い所定の周波数範囲内において、前記マイクロホンの音圧差が最大となる周波数を取得し、該周波数をモード中心周波数とするモード中心周波数補正ステップ、
前記補正されたモード中心周波数における前記伝達関数の実数部分及び虚数部分を計算するステップ、
該実数部分が正であれば、前記実数部分と虚数部分の二乗の和の平方根を正の音圧として出力し、負であれば前記平方根を負の音圧として出力するステップ、
を有することを特徴とする請求項１２記載のモード分解フィルタの生成方法。
【請求項１６】
更に、前記振幅制御すべきモードのモード中心周波数を算出するモード中心周波数算出ステップを備え、
前記第１音圧算出ステップは、
前記モード中心周波数より低い所定の周波数範囲内において、前記マイクロホンの音圧が最大となる周波数を取得し、該周波数をモード中心周波数とするモード中心周波数補正ステップ、
前記補正されたモード中心周波数における前記伝達関数の実数部分及び虚数部分を計算するステップ、
該実数部分が正であれば、前記実数部分と虚数部分の二乗の和の平方根を正の音圧として出力し、負であれば前記平方根を負の音圧として出力するステップ、
を有することを特徴とする請求項１２記載のモード分解フィルタの生成方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モード分解フィルタ生成装置およびモード分解フィルタの生成方法に関わり、特に、入力信号を音響空間に放射する複数のスピーカ、前記複数のスピーカから放射された音声を集音する複数のマイクロホンを備え、各マイクロホンの出力信号に基づいて音圧分布をモード分解し、各モードのモード振幅が所定の値になるように制御する音場制御装置におけるモード分解フィルタを生成するモード分解フィルタ生成装置およびモード分解フィルタの生成方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に音響空間では、壁などによって反射波や定在波などが発生し、音波が相互干渉することによって、音響伝達特性が複雑に乱れる。特に、ガラスのような音が反射しやすいもので囲まれている車室内のような狭い空間では、反射波や定在波の影響が大きいため、音響伝達特性の乱れが音の聴取に与える影響は大きい。このような音響伝達特性の乱れを補正する技術としては、適応等化システムが知られている。適応等化システムによれば、任意の制御点で所定の音場空間を実現することができる。
【０００３】
図１３は、オーディオ装置に適用される適応等化システムの構成を示す図である。同図に示す適応等化システムは、オーディオソース５００、目標応答設定部５０１、マイクロホン５０２、演算部５０４、適応信号処理装置５０６、スピーカ５０８を備えている。オーディオソース５００は、ラジオチューナやCDプレイヤ等から構成されており、オーディオ信号x(n)を出力する。目標応答設定部５０１は、目標応答特性（インパルスレスポンス）Hが設定されており、オーディオソース５００から出力されるオーディオ信号x(n)が入力されて、これに対応する目標応答信号d(n)を出力する。マイクロホン５０２は、車室内音響空間の聴取位置（制御点）に設置されており、この観測点における音を検出して音楽信号d′(n)を出力する。演算部５０４は、マイクロホン５０２から出力される音楽信号d′(n)と目標応答設定部５０１から出力される目標応答信号d(n)との誤差を演算して誤差信号e(n)を出力する。適応信号処理装置５０６は、誤差信号e(n)のパワーが最小となるように信号y(n)を発生する。スピーカ５０８は、この適応信号処理装置５０６から出力される信号y(n)に応じた音を車室内音響空間に放射する。
【０００４】
目標応答設定部５０１の目標応答特性Hは、再現したい音場空間に対応する特性が設定されている。例えば、適応フィルタのタップ数の半分程度に相当する遅延時間をtとしたときに、この遅延時間tを有し、全オーディオ周波数帯域でフラットな特性（ゲイン1の特性）が設定されている。なお、この遅延時間tは音響系の逆特性を適応フィルタが精度良く近似するためのものであり、このような目標応答特性を有する目標応答設定部５０１は、FIR（Finite Impulse Response ）型のデジタルフィルタの遅延時間tに対応するタップの係数を１に設定し、それ以外のタップの係数を0に設定することにより実現することができる。
【０００５】
適応信号処理装置５０６は、オーディオ信号x(n)が参照信号として入力されるとともに、上述した演算部５０４から出力される誤差信号e(n)が入力されており、誤差信号e(n)のパワーが最小となるように適応信号処理を行って信号y(n)を出力する。適応信号処理装置５０６は、LMS（Least Mean Square ）アルゴリズム処理部５１０と、FIR型のデジタルフィルタ構成の適応フィルタ５１２と、オーディオ信号x(n)にスピーカ５０８から聴取位置までの音響伝搬系の伝搬特性（伝達特性）Cを畳み込んで適応信号処理に用いる参照信号（フィルタードリファレンス信号）u(n)を生成する信号処理フィルタ５１４とを有している。
【０００６】
LMSアルゴリズム処理部５１０は、聴取位置における誤差信号e(n)と信号処理フィルタ５１４から出力される参照信号u(n)とが入力されており、これらの信号を用いて聴取位置における音楽信号d′(n)が目標応答信号d(n)と等しくなるように、LMSアルゴリズムを用いて適応フィルタ５１２のタップ係数ベクトルWを設定する。適応フィルタ５１２は、このようにして設定されたタップ係数ベクトルWを用いてオーディオ信号x(n)に対してデジタルフィルタ処理を施して信号y(n)を出力する。
【０００７】
このような適応処理によって誤差信号e(n)のパワーが最小となるように適応フィルタ５１２のタップ係数ベクトルWが収束すれば、目標応答設定部５０１に設定した目標応答特性Ｈを有する空間で音楽を聴取した場合と同様の音楽の聴取が可能となる。
ところで、上述した適応等化システムは、制御点においては目標応答特性Hと同様の伝達特性で音楽を聴取することが可能となるが、制御点以外の特性については全く保証していない。このため、適応等化システムによって音響空間内の多くの位置で理想的な音楽の聴取を行おうとすると、制御点を多く設定し、これに対応して多くのスピーカが必要になる。また、制御音源としてのスピーカを多く設置するということは、そのために必要な適応フィルタ５１２の数も多くなるということであり、回路規模や演算量の増大を招くことになる。
そこで、少ないスピーカおよび適応フィルタによって音響空間全体にわたって伝達特性を補正することができる音場制御装置が提案されている(特許文献1)。この音場制御装置は、音響空間内の所定位置に複数のスピーカと複数のマイクロホンを設置し、各マイクロホンの出力信号に基づいて音圧分布をモード分解し、各モードのモード振幅が所定の値になるように制御する。すなわち、各モードのモード振幅を制御することにより、聴取位置が移動したときに音圧が大きく変化するようなモードの影響を少なくし、あるいは、打ち消すことができるため、特に制御点（聴取位置）を増やすことなく、少ないスピーカや適応フィルタによって音響空間全体にわたって伝達特性を補正し、平坦な音圧分布を実現する。
【０００８】
図１４は、モードの振幅状態を示す図であり、（A）は０次モードの振幅状態、（B）は１次モードの振幅状態、(C)は２次モードの振幅状態、(D)は３次モードの振幅状態である。図１５においてaで示すように、０次モードでは、音響空間の全体において同位相で振動するため、聴取位置に関係なく同じ音圧レベルでオーディオ音声の聴取が可能となる。しかし、１次モードではb、b′で示すように、その聴取位置によって音圧レベルが大きく変動する。したがって、音響空間に放射される音声内の１次モード成分が大きい場合には、これを小さくしたり、打ち消したりすることにより、聴取位置を移動させた場合であっても音響特性がほぼ均一な音場を実現することができる。また、２次以上の各モードについても同様であり、２次以上の次数成分が大きい場合には、その成分を小さくし、あるいは、打ち消すような制御を行う。なお、図１５においてSPKは音源であるスピーカ、STF、STRは前座席、後座席である。
【０００９】
図１６は従来の音場制御説明図である。
音響空間のモードを制御するためには、音圧分布のモード分解を行う必要がある。図１６に示すような内部にM個の音源(スピーカ)2を有する両端が閉じた一次元音場１の波動方程式は、以下に示す(1)式で与えられる。なお、一次元音場とは、音圧が所定の軸方向xのみに応じて変化する音場をいう。
【数１】
0005014111.tif 000002
ここで、xはマイクロホンの位置を、ωは角周波数を、p(x，ω)は音圧を、qm はm番目のスピーカへの入力信号を、lm はm番目のスピーカの位置を、Mは全スピーカ数を、ξn′は第n′モードの壁面での減衰比を、N′は全モード数を、Lは音場の長さを、ωn′（＝n′πc0 /L）は音場の固有各周波数を、ρ0 は空気密度を、c0 は音速を、δ(n′)はn′＝0の時１でn′≠0の時0となるクロネッカのデルタ関数をそれぞれ示している。
【００１０】
また、(1)式において、
【数２】
0005014111.tif 000003
【数３】
0005014111.tif 000004
であり、an′(ω)は第n′モードの振幅であり、ψn′(x)は第n′モードの固有関数を示している。上述した(1)式において、p(x，ω）は一次元音場内におけるマイクロホンの距離xにおける音圧であるから、一次元音場内のK個の点(x1 ，x2 ，…，xK )にマイクロホンを設置した場合の各マイクロホンでの音圧p(x，ω)は、以下のマトリクス表記で表される。
【００１１】
【数４】
0005014111.tif 000005
ここで、
【数５】
0005014111.tif 000006
である。(4)式を、モード固有関数Ψを用いて書き直すと、
【数６】
0005014111.tif 000007
となる。(6)式の両辺に固有マトリクス（モード固有関数）の逆行列（逆モード固有関数）Ψ-1を左からかけることにより、以下の(7)式が得られる。
【数７】
0005014111.tif 000008
(7)式より、各マイクロホンでの音圧p(xk,ω)から各モードの振幅an′(ω）を求めることができる。以上の手順によって音圧分布のモード分解が行われる。
【００１２】
図１７は、モード分解手法を適用して構成したモード分解部の具体例を示す図である。同図に示すモード分解部１０は、M個のスピーカ２、K個のマイクロホン４、マイクロホン４の音圧からN個のモード振幅を導出するモード分解フィルタ６を備えている。M個のスピーカ２に信号q1 〜qM が入力されて、音響系Cの一次元音場に音が放射された場合の各マイクロホン４における音圧p1 〜pK は、それぞれ(4)式で与えられる。モード分解フィルタ６は、これらの音圧p1〜pK が入力され、(7)式によってモード0からモードN−1のモード振幅a0 〜aN-1 を算出して出力する。
【００１３】
以上では、一次元音場の場合のモード制御について説明したが、２次元音場、３次元音場の場合も同様に考えることができる。３次元音場の場合の波動方程式は、上述した(1)式の代わりに、以下の(8)式を用いる。
【数８】
0005014111.tif 000009
但し、x1，x2，x3 はマイクロホンの縦、横、高さの位置を、ωは角周波数を、p(x1，x2，x3，ω)は音圧を、qm はm番目のスピーカへの入力信号を、l1m，l2m，l3mはm番目のスピーカの縦、横、高さの位置を、Mは全スピーカ数を、ξn′1，ξn′2，ξn′3 は第n′1 ，n′2 ，n′3 モードの壁面での減衰比を、Ｎ′は全モード数を、L1 ，L2 ，L3 は音場の縦、横、高さの長さを、
ωn′1,n′2,n′3 （＝πｃ0 {(ｎ′1 /L1 )2 ＋(n′2 /L2 )2 ＋(n′3 /L3 )2｝)
は音場の固有各周波数を、ρ0 は空気密度を、ｃ0は音速をそれぞれ示している。
【特許文献１】特許３５３９８５５号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
上記従来技術は、音響空間モード分解フィルタを生成するために使用するモード固有関数は
【数９】
0005014111.tif 000010
である。かかるモード固有関数を使用できる条件は音場内の壁(一次元音場では前端、後端の壁)の位置で定在波が最大振幅を取る必要があり、向かい合った壁が平行で、音波を全反射する場合に成り立つ。しかし、実際の車室内は対向する前後のガラス面あるいは左右のガラス面が平行になっておらず、また、特に低い周波数の音は車室外に透過し、(9)式を使用できる状態になっていない。すなわち、従来技術は、１次モードに着目すると、図１８に示すように音圧レベルが前後方向の中央部で0になり、前端Fと後端Rにおける音圧レベルの絶対値が等しくなるように１次モードの音圧が車室内に発生する理想的な状態を想定している。しかし、実際には車室内の１次モードの音圧レベルは図１９に示すように（図１９では音圧の絶対値を示している）、最低レベル位置は中央より前方向にシフトしており、また、前端Fと後端Rにおける音圧レベルの絶対値は異なり、相当の差があり、理想状態からずれている。それにもかかわらず、従来技術は、モード分解フィルタを生成するために(9)式を用いているため、モード空間周波数の振幅を正確に分解できず、所望の性能を得ることができない問題がある。
【００１５】
以上から本発明の目的は、実際の自動車室内で、音響空間モード分解フィルタに用いる関数が理論条件を満たさない場合でも、性能を落とさずに音響空間モード（定在波）の制御を実現できるようにすることである。
本発明の別の目的は、車室内の実際の音圧特性を考慮したモード固有関数を正しく決定することである。
本発明の別の目的は、車室内の実際の音圧特性を考慮したモード固有関数を用いてモード分解フィルタを生成することである。
本発明の別の目的は、モード分解フィルタによりモード空間周波数の振幅を正確に分解して所望の音圧分布(平坦な音圧分布)が得られるように制御することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
・モード分解フィルタ生成装置
本発明の第１は、入力信号を音響空間に放射する複数のスピーカ、前記複数のスピーカから放射された音声を集音する複数のマイクロホン、各マイクロホンの出力信号に基づいて音圧分布をモード分解するモード分解フィルタ、前記モード分解フィルタによって分解された各モードのモード振幅が所定の値になるように、前記複数のスピーカに入力される前記入力信号を制御する制御用フィルタ、を備えた音場制御装置における前記モード分解フィルタを生成するモード分解フィルタ生成装置であり、該モード分解フィルタ生成装置は、前記音響空間における音圧分布を測定し、前記振幅制御すべきモードの空間周波数の正弦関数及び余弦関数を用いて前記音響空間における音圧分布を模擬し、該模擬した音圧分布が前記測定した音圧分布と同等となるようにモード空間周波数を補正する音圧分布模擬部、前記補正されたモード空間周波数に基づいて前記モード分解フィルタを生成するモード分解フィルタ生成部を備えている。
前記音圧分布模擬部は、前記補正されたモード空間周波数を用いて前記正弦関数及び余弦関数の振幅を決定する手段を備え、前記モード分解フィルタ生成部は、前記補正されたモード空間周波数、前記正弦関数及び余弦関数の振幅を用いて前記モード分解フィルタを生成する。
また、前記音圧分布模擬部は、前記モード空間周波数、前記正弦関数及び余弦関数の振幅をパラメータとして一般調和解析により前記音響空間における音圧分布を表現する音圧分布表現部、該表現した音圧分布が前記測定した音圧分布と同等となるようにモード空間周波数を補正し、かつ、前記補正されたモード空間周波数を用いて前記正弦関数及び余弦関数の振幅を決定するパラメータ決定部を備え、前記モード分解フィルタ生成部は、前記補正されたモード空間周波数、前記正弦関数及び余弦関数の振幅を用いて前記モード分解フィルタを生成する。
また、前記音圧分布模擬部は、各スピーカから測定音を放射して各マイクロホンまでのインパルス応答を測定するインパルス応答測定部、該インパルス応答をフーリエ変換して伝達特性を取得する伝達特性取得部、前記伝達特性を用いて各マイクロホンにおける前記振幅制御するモードの音圧を算出する第１音圧算出部、前記モード空間周波数、前記正弦関数及び余弦関数の振幅をパラメータとして一般調和解析により前記音響空間における音圧分布を表現する音圧分布表現部、各マイクロホンにおける前記振幅制御するモードの音圧を前記正弦関数及び余弦関数の振幅を用いて計算する第２音圧算出部、各マイクロホンにおける前記第１、第２の音圧算出部で算出した音圧差のパワーの総和が最小となるように前記モード空間周波数を補正し、かつ、前記補正されたモード空間周波数(補正モード空間周波数)を用いて前記正弦関数及び余弦関数の振幅を決定するパラメータ決定部を備え、前記モード分解フィルタ生成部は、前記補正されたモード空間周波数、前記正弦関数及び余弦関数の振幅を用いて前記モード分解フィルタを生成する。
さらに、前記音圧分布模擬部は、更に振幅制御すべきモードのモード空間周波数を算出するモード空間周波数算出部を備え、前記パラメータ決定部は、該計算されたモード空間周波数を含む所定範囲内において前記一般調和解析表現におけるモード空間周波数を可変して前記パワーの総和が最小となるモード空間周波数を求め、該モード空間周波数を前記補正モード空間周波数とする。
更に、前記音圧分布模擬部は、更に前記振幅制御すべきモードのモード中心周波数を算出するモード中心周波数算出部を備え、前記第１音圧算出部は、前記振幅制御すべきモードのモード中心周波数における前記伝達関数の実数部分及び虚数部分を計算し、該実数部分が正であれば、前記実数部分と虚数部分の二乗の和の平方根を正の音圧として出力し、負であれば前記平方根を負の音圧として出力する音圧計算部を有する。
更に、前記音圧分布模擬部は、更に前記振幅制御すべきモードのモード中心周波数を算出するモード中心周波数算出部を備え、前記第１音圧算出部は、モード中心周波数より低い所定の周波数範囲内において、前記マイクロホンの音圧差が最大となる周波数を取得し、該周波数でモード中心周波数を補正するモード中心周波数補正部、前記補正モード中心周波数における前記伝達関数の実数部分及び虚数部分を計算し、該実数部分が正であれば、前記実数部分と虚数部分の二乗の和の平方根を正の音圧として出力し、負であれば前記平方根を負の音圧として出力する音圧計算部を備えている。
更に、前記音圧分布模擬部は、更に前記振幅制御すべきモードのモード中心周波数を算出するモード中心周波数算出部を備え、前記第１音圧算出部は、モード中心周波数より低い所定の周波数範囲内において、前記所定マイクロホンの音圧が最大となる周波数を取得し、該周波数でモード中心周波数を補正するモード中心周波数補正部、前記補正モード中心周波数における前記伝達関数の実数部分及び虚数部分を計算し、該実数部分が正であれば、前記実数部分と虚数部分の二乗の和の平方根を正の音圧として出力し、負であれば前記平方根を負の音圧として出力する音圧計算部を備えている。
【００１７】
・モード分解フィルタの生成方法
本発明の第２は、入力信号を音響空間に放射する複数のスピーカ、前記複数のスピーカから放射された音声を集音する複数のマイクロホン、前記複数のマイクロホンの出力信号に基づいて音圧分布をモード分解するモード分解フィルタ、前記モード分解フィルタによって分解された各モードのモード振幅が所定の値になるように、前記複数のスピーカに入力される前記入力信号を制御する制御用フィルタを備えた音場制御装置の前記モード分解フィルタの生成方法であり、前記音響空間における音圧分布を測定する第１ステップ、前記振幅制御すべきモードの空間周波数の正弦関数及び余弦関数を用いて前記音響空間における音圧分布を模擬する第２ステップ、該模擬した音圧分布が前記測定した音圧分布と同等となるようにモード空間周波数を補正する第３ステップ、前記補正により得られたモード空間周波数(補正モード空間周波数)に基づいて、前記モード分解フィルタを生成する第４ステップを有している。
本発明のモード分解フィルタの生成方法は、更に、前記補正モード空間周波数を用いて前記正弦関数及び余弦関数の振幅を決定するステップを有し、前記第４ステップは前記補正モード空間周波数及び正弦関数及び余弦関数の振幅を用いて前記モード分解フィルタを生成する。
本発明のモード分解フィルタの生成方法は、前記第２ステップにおいて、前記モード空間周波数、前記正弦関数及び余弦関数の振幅をパラメータとして一般調和解析により前記音響空間における音圧分布を表現し、前記第３ステップにおいて、該表現した音圧分布が前記測定した音圧分布と同等となるようにモード空間周波数を補正し、かつ、前記補正されたモード空間周波数を用いて前記正弦関数及び余弦関数の振幅を決定し、前記第４ステップにおいて前記補正モード空間周波数及び正弦関数及び余弦関数の振幅を用いて前記モード分解フィルタを生成する。
本発明のモード分解フィルタの生成方法において、前記第１ステップは、各スピーカから測定音を放射して各マイクロホンまでのインパルス応答を測定するインパルス応答測定ステップ、該インパルス応答をフーリエ変換して伝達特性を取得する伝達特性取得ステップ、前記伝達特性を用いて各マイクロホンにおける前記振幅制御するモードの音圧を算出する第１音圧算出ステップを備え、第２ステップは、前記モード空間周波数、前記正弦関数及び余弦関数の振幅をパラメータとして一般調和解析により前記音響空間における音圧分布を表現する音圧分布表現ステップを備え、前記第３ステップは、各マイクロホンにおける前記振幅制御するモードの音圧を前記正弦関数及び余弦関数の振幅を用いて計算する第２音圧算出ステップ、各マイクロホンにおける前記第１、第２の音圧算出ステップで算出した音圧差のパワーの総和が最小となるように前記モード空間周波数を補正するステップ、前記補正されたモード空間周波数(補正モード空間周波数)を用いて前記正弦関数及び余弦関数の振幅を決定するパラメータ決定ステップを備え、前記第４ステップにおいて前記補正モード空間周波数及び正弦関数及び余弦関数の振幅を用いて前記モード分解フィルタを生成する。
【発明の効果】
【００１８】
以上から本発明によれば、音響空間における音圧分布を測定し、振幅制御すべきモードの空間周波数の正弦関数及び余弦関数を用いて前記音響空間における音圧分布を表現し、該表現した音圧分布が前記測定した音圧分布と同等となるようにモード空間周波数を補正し、前記補正により得られたモード空間周波数に基づいて、モード分解フィルタのフィルタ係数を決定するようにしたから、実際の自動車室内で、音響空間モード分解フィルタに用いる関数が理論条件を満たさない場合でも、性能を落とさずに音響空間モード（定在波）の制御を実現できる。
また、車室内の実際の音圧特性を考慮してモード分解フィルタを生成することができ、このモード分解フィルタによりモード空間周波数の振幅を分解でき、結果的に所望の音圧分布(平坦な音圧分布)を車室内に生成することができる。
本発明によれば、モード空間周波数、正弦関数及び余弦関数の振幅をパラメータとして一般調和解析により前記音響空間における音圧分布を表現し、該表現した音圧分布が前記測定した音圧分布と同等となるようにモード空間周波数を補正し、かつ、前記補正されたモード空間周波数を用いて前記正弦関数及び余弦関数の振幅を決定するため、正確に車室内の実際の音圧特性を考慮したモード固有関数を決定することができる。また、該モード固有関数を用いてモード分解フィルタのフィルタ係数を決定するようにしたから、モード空間周波数の振幅を正確に分解でき、結果的に所望の音圧分布(平坦な音圧分布)を車室内に生成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
（A）車室内音響空間
図１は本発明を適用する車室内音響空間の説明図であり、説明を簡単にするために１次元音場(車両前後方向)についての制御を説明するが、２次元、３次元音場に適宜拡張することができる。
車両CARの車室内に２つのスピーカSPKi(i=1,2)、２つのマイクロホンMICi(i=1,2)が設けられている。前後方向の長さ2.048m(メートル)を16等分して分割点に番号１、２、３、・・・１７を割り振ったとき、マイクロホンMIC1は分割点４の所定高さの聴取点位置に配置され、マイクロホンMIC2は分割点１４の所定高さの聴取点位置に配置されている。SPK１は車両前方に設けられ、SPK2は車両後方に設けられている。FGLはフロントガラス、RGLはリアガラス、STFは前座席、STRは後座席である。
【００２０】
(B) モード分解フィルタ生成装置の構成
図２は本発明のモード分解フィルタ(図１７参照)を生成する装置の構成図であり、図１と同一部分には同一符号を付している。この生成装置では、振幅制御すべきモードの空間周波数の正弦関数及び余弦関数を用いて音響空間における実際の音圧分布(例えば図１９参照)を表現し、該表現した音圧分布が実際の音圧分布と同等となるようにモード空間周波数及び正弦関数、余弦関数の振幅値を補正し、補正により得られたモード空間周波数(補正モード空間周波数)および正弦関数、余弦関数の振幅値により実際の音圧分布を模擬し、模擬結果に基づいて、モード分解フィルタを生成する。
そのために、まず、制御したい音響空間モード（定在波）の数と同数のマイクロホンを音響空間に等間隔に配置する。ただし、0次音響空間モードは全音響空間均一音場モードであるため必ず制御対象とする。このため、最低２個以上のマイクロホンを配置する必要がある。またマイクの設置位置は、ユーザーのリスニングポイントの高さでの水平断面上であり、制御したい音響空間モードが発生する方向の一方の壁面近くとする。図１は制御したい音響空間モードを0次音響空間モードと１次空間モードをとした場合のマイクロホンの配置例である。すなわち、車室内の音圧特性が図１９であるとすれば、複数の音響空間モードのうち１次空間モードが支配的であるため、制御したい音響空間モードを0次音響空間モードと１次空間モードとしている。
ついで、ユーザーのリスニングポイントの高さでの水平断面の前後寸法をL1として設定する。又、制御したい音響空間モードの前後方向の次数n1(図１の例ではn1=1)を設定する。
【００２１】
モード中心周波数演算部１１は次式
【数１０】
0005014111.tif 000011
により理論的なモード中心周波数fidを計算する。(10)式は、1次元音場の長さLfidをfcと表現する。
又、モード空間周波数計算部１２は次式
【数１１】
0005014111.tif 000012
によりモード空間周波数Fid1を計算する。
【００２２】
ついで、伝達特性を測定するために、各スピーカSPK1,SPK2により同時に測定音を発生し、インパルス応答測定部１３は各マイクロホンMIC1,MIC2の検出信号よりインパルス応答IRk(k＝1，2)を測定する。図３の(A)は分割点１４に配置されたマイクロホンMIC2のインパルス応答例、（B）は分割点４に配置されたマイクロホンMIC1のインパルス応答例である。
伝達特性生成部１４は各測定インパルス応答をフーリエ変換して伝達特性 Hk(xk、fc)(k＝1，2)を得る。xk(k=1,2)はマイクロホン位置座標である。
各マイクロホンにおける伝達特性が求まれば、音圧分布算出部１５は次式に従い、周波数fcでの音圧分布 p(xk,fc) を計算する。Re( )は複素数の実部を意味し、Im( )は虚部を意味する。
【数１２】
0005014111.tif 000013
すなわち、音圧分布算出部１５は振幅制御すべきモードのモード中心周波数fcにおける前記伝達関数の実数部分及び虚数部分を計算し、該実数部分が正であれば、前記実数部分と虚数部分の二乗の和の平方根を正の音圧として出力し、負であれば前記平方根を負の音圧として出力する
【００２３】
音圧分布模擬部１６は、モード空間周波数、その正弦関数及び余弦関数の振幅をパラメータとして一般調和解析により車室内の音響空間における音圧分布を模擬する。すなわち、車室内には図１４で説明したように複数の音響空間モード（定在波）が存在し、それらが合成して車室内の所定観測点における音圧となる。このため、車室内の音響特性はモード空間周波数及びその正弦関数、余弦関数を用いて一般調和解析により表現でき、xの位置の音圧p′(x,ω)は一般的に次式
【数１３】
0005014111.tif 000014
により表現できる。ただし、K はマイクロホン数、xkは各マイクロホン位置、Nは音響空間モード数、Fnは音響空間モードnのモード空間周波数である。ここで、図１のように、制御すべき音響空間モードを0、１次とすれば、(13a)においてN=1である。
ところで、図１９よりわかるように車室内の音圧特性は一次モードの音圧特性に類似しているが、前よりに位相がシフトしている。これは、モード空間周波数がn1/2(=0.5)よりずれていることを意味している。そこで、音圧分布模擬部１６は、(13a)式におけるFnをn1/2(=0.5)を含む所定の範囲で可変すると共に、その正弦関数、余弦関数の係数an、bnを調整して、(13a)式で模擬する音圧分布が前記測定した音圧分布p(xk,fc)と同等となるようにする。すなわち、次式
【数１４】
0005014111.tif 000015
が最小となるように一次空間モード周波数Fnを調整する。換言すれば、音圧分布模擬部16は、各マイクロホン位置における実際の音圧と模擬した音圧の差の二乗の総和が最小となるようにFn、an、bnを決定してモード分割フィルタ生成部１７に入力する。
【００２４】
モード分割フィルタ生成部１７は、入力されたFn、an、bn(Fn1、an1、bn1と表現する)を用いて次式により実際の自動車室内での音響空間モード分解フィルタに用いる固有関数を得る。
【数１５】
0005014111.tif 000016
モード分割フィルタ生成部１７は、上式より(4)式のモード分割フィルタのΨを決定する。図１の場合は次式により、
【数１６】
0005014111.tif 000017
のマトリクス要素を計算してモード分割フィルタのΨを決定する。ψ01、ψ02は共に１、ψ11は(15)式においてxkとして第1マイクロホンMIC1の位置x1を入力したときの(15)式の値、ψ22は(15)においてxkとして第2マイクロホンMIC2の値を入力したときの(15)式の値である。
以上により決定したモード分割フィルタを図１７のモード分割フィルタ６として用いて音圧を制御すると、図４の実線で示すように音場全域に渡って平坦に近い音圧分布特性を得ることができた。すなわち、制御後は制御前に比べて、音圧分布上のピーク・ディップが１０dB程度軽減され、より平坦な特性に近づけることができた。
【００２５】
以上では１次元音場の場合について説明したが、２次元音場、３次元音場に拡張することができる。２次元音場の場合には、自動車室内での音響空間モード分解フィルタに用いる固有関数は
【数１５ａ】
0005014111.tif 000018
となる。ただし、L1,L2は音場の前後、左右方向の寸法である。又、n1、n2は制御した音響空間モードの前後、左右方向のモード次数である。
また、３次元音場の場合には、自動車室内での音響空間モード分解フィルタに用いる固有関数は
【数１５ｂ】
0005014111.tif 000019
となる。
以上により、実際の自動車室内で、音響空間モード分解フィルタに用いる関数が理論条件を満たさない場合でも、性能を落とさずに定在波の制御を実現できる。
【００２６】
（C）モード分解フィルタ生成装置の別の構成
図５は本発明のモード分解フィルタを生成する装置の別の構成図であり、図２と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、実際のモード中心周波数を求める実中心周波数計算部２１を設けている点である。図１９より明らかなように車室内の両端の音圧レベルの絶対値が異なっている。これは波長が正規な長さより長くなっているためであり、中心周波数fcも低くなっている。
図６の(A)はマイクロホンMIC2の伝達特性(ゲイン周波数特性)、(B)はマイクロホンMIC1の伝達特性である。伝達特性は理論的なモード中心周波数fc(=fid)でピークを示すはずである。しかし、図６(A)よりピークが低周波数側にずれている。そこで、第1の方法では、中心周波数を、ピークを示す周波数fc′に変更する。そして、以後、この周波数fc′をfcとして第１のモード分解フィルタ生成装置と同様の制御をする。このようにモード中心周波数を変更することにより、平坦特性を向上することができる。
ところで、図６（B)では周波数fc′ではピークを示していない。そこで、第2の方法では、理論的なモード中心周波数 fidより低く、かつその近傍の周波数で、マイク位置の違いにより音圧差が最も大きくなる周波数を実際のモード中心周波数とする。そして、以後、この周波数をfcとして第１のモード分解フィルタ生成装置と同様の制御をする。このようにモード中心周波数を変更することにより平坦特性を向上することができる。
音圧差が最も大きくなる周波数を実際のモード中心周波数とする理由は、図7を参照すると以下の通りである。ただし、図７の(A)は車室内の各位置における70Hzの音圧分A布及び140Hzの音圧分布Bであり、図７の（B）は位置x1における周波数特性、図７の(C)配置x2における周波数特性である。(A)より明らかなように周波数に応じて音響空間内の音圧分布は変化し、これにより(B)、(C)に示すように各位置(例えばx1,、x2)での周波数特性上のピークやディップが発生する。本発明の目的は音圧分布の平坦特性を向上すること、すなわち、位置が異なることによりある周波数の音圧分布の差が大きく場合、該周波数の音圧分布を補正することである。このため、音圧差が大きくなる周波数を実際のモード中心周波数として採用するのである。
【００２７】
（D）第１の音場制御装置
図８は第１実施形態の音場制御装置の概略構成を示す図であり、音場制御装置は、図２または図５で生成したモード分解フィルタを備え、かつ、時間領域で動作するLMSアルゴリズムによって制御される適応フィルタを備えている。
すなわち、第１実施形態の音場制御装置は、タップ数がIのM個の適応フィルタを含む制御用フィルタ１０２と、M個のスピーカ１０４と、K個のマイクロホン１０６と、マイクロホン１０６の各音圧pからN′個のモード振幅を導出するモード分解手段としてのモード分割フィルタ１０８と、目標とするモード振幅に対する各モード振幅の誤差を算出するＮ′個の演算部１１０と、各モードの誤差に重み付けを行うＮ′個のモード領域誤差重み付け部１１２と、モード領域の誤差を時間領域の誤差に変換する領域変換フィルタ１１４とを備えている。
m番目の制御用フィルタ１０２の出力信号ym (n)は、入力信号u(n)と制御用フィルタ１０２の係数ｗm との畳み込みとして、以下の(10)式のように表される。
【数１７】
0005014111.tif 000020
この出力信号ym (n)がm番目のスピーカ１０４に入力されて、音響系Cの一次元音場に音が放射され、各マイクロホン１０６に取り込まれる。k番目のマイクロホン１０６における音圧pk (n)は、次式で与えられる。
【数１８】
0005014111.tif 000021
ここで、ckm（j）はm番目のスピーカ１０４からk番目のマイクロホン１０６までの音響系Ｃのjタップ目の係数を、wm (i)はm番目の制御用フィルタ１０２のiタップ目の係数をそれぞれ示している。(18)式を行列表現で書き直すと、
【数１９】
0005014111.tif 000022
となる。モード振幅a(n)は、(19)式で得られたマイクロホン１０６における音圧p(n)に対して、(7)式と同様の手法でモード分解を行うことにより求めることができる。すなわち、モード分割フィルタ１０８は、
【数２０】
0005014111.tif 000023
で与えられる演算によってモード振幅ａ(n)を導出する。
【００２８】
一方、目標応答設定部（後述する）から出力されるk番目の目標インパルス応答の出力dk (n)は、以下の（21）式で与えられる。
【数２１】
0005014111.tif 000024
ここで、ｈk （ｓ）はｋ番目の目標インパルス応答のｓタップ目の係数を示している。（21）式を行列表現で書き直すと、
【数２２】
0005014111.tif 000025
目標応答のモード振幅d′(n)は、(22)式で得られた目標応答信号d (n)に対して(7)式と同様の手法でモード分解を行うことにより求めることができる。したがって、目標応答のモード振幅d′(n)は、
【数２３】
0005014111.tif 000026
モード領域における誤差e′(n)は、(23)式で与えられる目標応答のモード振幅d′(n)から(20)式で与えられるモード振幅a(n)を引くことによって求めることができる。したがって、演算部１１０は、
【数２４】
0005014111.tif 000027
で与えられる演算によって、モード領域における誤差e′(n)を導出する。
次に、モード領域誤差重み付け部１１２は、制御するモードを選択するためにモード領域の誤差e′(n)(e′0 （ｎ）〜ｅ′N-1 （ｎ））に対して、重み付け係数B(b0 〜ｂN′-1）による重み付けを行う。領域変換フィルタ１１４は、この重み付けされたモード領域の誤差にモード固有関数Ψをかけて時間領域の誤差e(n)を算出する。モード領域の誤差e′(n)に対する重み付けと、重み付けされたモード領域の誤差から時間領域の誤差への変換は、
【数２５】
0005014111.tif 000028
ここで、時間領域における誤差ベクトルe(n)の瞬時パワーe(n)T e(n)をフィルタ係数wで偏微分することによって誤差特性曲面の勾配ベクトルの瞬時推定値を求めると、
【数２６】
0005014111.tif 000029
となる。したがって、制御用フィルタ１０２の係数の更新は、次式によって行われる。
【数２７】
0005014111.tif 000030
ここで、μはLMSアルゴリズムのステップサイズパラメータである。
【００２９】
図９は、第１の音場制御装置の全体構成を示す図である。同図に示すように、音場制御装置１００は、タップ数Iの個の適応フィルタを含む制御用フィルタ102、M個のスピーカ１０４、K個のマイクロホン１０６、モード分割フィルタ１０８、N′個の演算部１１０、N′個のモード領域誤差重み付け部１１２、領域変換フィルタ１１４、目標応答設定部１１６、モード分割フィルタ１１８、フィルタードx部１２０、LMSアルゴリズム処理部１２２を備えている。
制御用フィルタ１０２、スピーカ１０４、マイクロホン１０６、モード分割フィルタ１０８、演算部１１０、モード領域誤差重み付け部１１２、領域変換フィルタ１１４は、それぞれ図８で説明した動作を行う。
目標応答設定部１１６は、再現したい音場空間に対応する特性(目標応答特性H)、例えば制御用フィルタ１０２を構成するフィルタのタップ数の半分程度の遅延時間を有する特性が設定されている。モード分割フィルタ１１８は、目標応答設定部１１６から出力される目標応答信号からN′個のモード振幅を導出して、演算部１１０に出力する。
フィルタードx部１２０は、入力信号u(n)から参照信号を作成するためのフィルタである。具体的には、フィルタードx部１２０は、上述したC＾、Ψ−1、B、Ψ野各特性を有するフィルタを直列接続して構成されている。LMSアルゴリズム処理部１２２は、領域変換フィルタ１１４から出力される時間領域の誤差信号e(n)及びフィルタードx部１２０から出力される参照信号に基づいて、上述した(27)式にしたがって制御用フィルタ１０２を構成する適応フィルタのフィルタ係数を調整する。
このように、音圧分布をモード分解して、振幅の大きいモード、すなわち音響空間の伝達特性に悪影響を与えるモードを制御することにより、音響空間全体の伝達特性を補正することが可能となる。
なお、以上では一般的にN′個のモードを対象とした例であるが、対象モードを0次と1次、あるいは0次と2次のようにN′=2とすれば、Ψは(16)式で説明したように2×2のマトリックスになる。また、対象モードを0次と1次と2次のようにN′=3とすれば、Ψは3×3のマトリックスになる。図１０は音響系に含まれる各モードの周波数特性である。同図に示すように、低次になるほどモード振幅が大きくなるから、低次のモードのみを制御することによってほぼ目的とする音響特性を実現することができ、しかも処理量を減らすことができる。以上のことは、次の第２の音場制御装置にも言えることである。
【００３０】
（E）第２の音場制御装置
第1の音場制御装置は、時間領域で適応フィルタが動作するアルゴリズムを有しているが、モード領域で適応フィルタを動作させるアルゴリズムにしたがって動作するように構成することができる。モード領域で動作させるには、モード領域で計算した誤差をそのまま適応フィルタの係数更新に用いるようにすればよい。
図１１は、第２の音場制御装置の概略構成を示す図である。同図に示すように、本実施形態の音場制御装置は、音響系Cを模擬する音響系モデリングフィルタ２０２と、音響系モデリングフィルタ２０２から出力される信号(音圧)からN′個のモード振幅を導出するモード分割フィルタ２０４と、タップ数IのＮ′個の適応フィルタを含む制御用フィルタ２０６と、制御用フィルタ２０６から出力されるモード領域の信号を時間領域の信号に変換する領域変換フィルタ２０８と、音響系モデリングフィルタ２０２によって模擬された音響系Ｃ＾を元に戻す音響系逆フィルタ２１０と、M個のスピーカ２１２と、K個のマイクロホン２１４と、マイクロホン２１４の音圧からN′個のモード振幅を導出するモード分割フィルタ２１６と、各モードの誤差を算出するN′個の演算部２１８と、各モードの誤差に重み付けを行うN′個のモード領域誤差重み付け部２２０とを備えている。
モード領域で適応フィルタを動作させようとすると、制御用フィルタ２０６の係数はモード領域で得られるため、制御用フィルタ２０６への入力信号はモード領域の信号でなければならない。このため、一旦、入力信号u(n)を実際の音響系Cと同等の特性を有する音響系モデリングフィルタ２０２に通し、その後にモード分割フィルタ２０４によって、音響系モデリングフィルタ２０２から出力される時間領域の信号をモード領域の信号に変換している。
また、実際にスピーカ２１２から音を出力する場合には、スピーカ２１２に入力される信号は時間領域の信号でなければならない。このため、領域変換フィルタ２０８によって、制御用フィルタ２０６から出力されるモード領域の信号を再び時間領域の信号に変換している。また、領域変換フィルタ２０８から出力される時間領域の信号は、音響系モデリングフィルタ２０２によって音響系C＾を通した後の信号（マイクロホン２１４の位置に相当する信号）であるため、これを音響系逆フィルタ２１０に通すことにより、スピーカ２１２の位置に相当する信号に戻している。
【００３１】
ところで、音響系Cをモデリングした音響系モデリングフィルタ２０２のk番目の出力信号pk (n)は、入力信号u(n)と音響系モデリングフィルタ２０２の畳み込みとして、
【数２８】
0005014111.tif 000031
で表される。（28）式を行列表現で書き直すと、
【数２９】
0005014111.tif 000032
となる。モデリングフィルタ出力のモード振幅a＾(n)は、(29)式で得られた音響系モデリングフィルタ２０２の出力信号p＾(n)に対して、逆モード固有関数Ψ-1を掛けることにより求めることができる。したがって、モード分割フィルタ２０４は、
【数３０】
0005014111.tif 000033
で与えられる演算によってモード振幅a＾(n)を導出する。このモード振幅a＾(n)が制御用フィルタ２０６の入力信号となる。したがって、制御用フィルタ２０６の出力信号y(n)は、
【数３１】
0005014111.tif 000034
となる。(31)式は、次式
【数３２】
0005014111.tif 000035
で示すように書き換えることもできる。
【００３２】
次に、領域変換フィルタ２０８は、モード領域の信号である制御用フィルタ２０６の出力信号y(n)にモード固有関数Ψをかけて時間領域の信号に変換する。さらに、この時間領域の信号は音響系モデリングフィルタ２０２によって音響系C＾に模擬された信号であるため、音響系逆フィルタ２１０は、音響系C＾の逆フィルタFを欠けて元に戻している。したがって、音響系逆フィルタ２１０の出力信号y′(n)は、
【数３３】
0005014111.tif 000036
となる。この出力信号y′(n)がスピーカ２１２に入力されて音響系Cの一次元音場に音が放射され、マイクロホン２１４によって取り込まれる。マイクロホン２１４での音圧p(n)は、
【数３４】
0005014111.tif 000037
である。モード振幅a(n)は、(33)式で得られたマイクロホン２１４での音圧p(n)に対して(7)式と同様の手法でモード分解を行うことにより求めることができる。したがって、モード分割フィルタ２１６は、
【数３５】
0005014111.tif 000038
で表される演算によってモード振幅a(n)を導出する。一方、目標応答のモード振幅d′(n)は、(33)式と同様に、
【数３６】
0005014111.tif 000039
で与えられる。モード領域における誤差e′(n)は、(34)式で与えられる目標応答のモード振幅d′(n)から(33)式で与えられるモード振幅a(n)を引くことによって求めることができる。したがって、演算部２１８は、
【数３７】
0005014111.tif 000040
で与えられる演算を行うことによって、モード領域における誤差e′(n)を算出する。
【００３３】
次に、モード領域誤差重み付け部２２０は、以下の(38)式にしたがって、モード領域の誤差e′(n)に対して重み付け係数Bによる重み付けを行う。
【数３８】
0005014111.tif 000041
ここで、モード領域における重み付け誤差ベクトルe(n)の瞬時パワーe(n)T e(n)をフィルタ係数wで偏微分することによって誤差特性曲面の勾配ベクトルの瞬時推定値を求めると、
【数３９】
0005014111.tif 000042
となる。したがって、制御用フィルタ２０６の係数の更新は、次式によって行われる。
【数４０】
0005014111.tif 000043
ここで、μはLMSアルゴリズムのステップサイズパラメータであり、毎回の繰り返しにおける補正の大きさを制御する係数である。
【００３４】
次に、第２の音場制御装置の詳細構成について説明する。図１２は、第２の音場制御装置の全体構成を示す図である。同図に示すように、音場制御装置２００は、音響系モデリングフィルタ２０２、モード分割フィルタ２０４、タップ数IのN′個の適応フィルタを含む制御用フィルタ２０６、領域変換フィルタ２０８、音響系逆フィルタ２１０、M個のスピーカ２１２、K個のマイクロホン２１４、モード分割フィルタ２１６、N′個の演算部２１８、N′個のモード領域誤差重み付け部２２０、目標応答設定部２２２、モード分割フィルタ２２４、フィルタードx部２２６、LMSアルゴリズム処理部２２８を備えている。
音響系モデリングフィルタ２０２、モード分割フィルタ２０４、制御用フィルタ２０６、領域変換フィルタ２０８、音響系逆フィルタ２１０、スピーカ２１２、マイクロホン２１４、モード分割フィルタ２１６、演算部２１８、モード領域誤差重み付け部２２０は、それぞれ図８で説明した動作を行う。
目標応答設定部２２２は、再現したい音場空間に対応する特性（目標応答特性H）、例えば、音響系逆フィルタ２１０を構成するフィルタのタップ数の半分程度の遅延時間を有する特性が設定されている。モード分割フィルタ２２４は、目標応答設定部２２２から出力される目標応答信号からN′個のモード振幅を導出して、演算部２１８に出力する。フィルタードx部２２６は、モード分割フィルタ２０４の出力信号であるモード振幅a＾(n)から参照信号を作成するためのフィルタである。具体的には、フィルタードx部２２６は、上述したΨ、C、F、Ψ-1、Bの各特性を有するフィルタを直列接続して構成されている。LMSアルゴリズム処理部２２８は、モード領域誤差重み付け部２２０から出力されるモード領域の誤差信号e(n)およびフィルタードx部２２６から出力される参照信号に基づいて、上述した(40)式にしたがって制御用フィルタ２０６を構成する適応フィルタのフィルタ係数を調整する。
このように、モード領域で制御用フィルタ２０６による制御を行うことにより、振幅の大きいモード、すなわち音響空間の伝達特性に悪影響を与えるモードを制御することができ、音響空間全体の伝達特性を補正することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明を適用する車室内音響空間の説明図である。
【図２】本発明のモード分解フィルタを生成する装置の構成図である。
【図３】インパルス応答例である。
【図４】本発明により音場全域に渡って得られる音圧分布特性である。
【図５】本発明のモード分解フィルタを生成する装置の別の構成図である。
【図６】伝達特性(ゲイン周波数特性)である。
【図７】モード中心周波数決定法の説明図である。
【図８】第１の音場制御装置の概略構成を示す図である。
【図９】第１の音場制御装置の全体構成を示す図である。
【図１０】音響系に含まれる各モードの周波数特性である。
【図１１】第２の音場制御装置の概略構成を示す図である。
【図１２】第２の音場制御装置の全体構成を示す図である。
【図１３】オーディオ装置に適用される適応等化システムの構成を示す図である。
【図１４】モードの振幅状態を示す図である。
【図１５】音響空間におけるモード状態説明図である。
【図１６】従来の音場制御説明図である。
【図１７】従来のモード分解手法を適用して構成したモード分解部の具体例を示す図である。
【図１８】車室内における音圧レベル説明図である。
【図１９】車室内の１次モードの音圧レベルである。
【符号の説明】
【００３６】
１１  モード中心周波数演算部
１２  モード空間周波数計算部
１３  インパルス応答測定部
１４  伝達特性生成部
１５  音圧分布算出部
１６  音圧分布模擬部
１７  モード分割フィルタ生成部
【図１】
0005014111.tif 000044
【図２】
0005014111.tif 000045
【図３】
0005014111.tif 000046
【図４】
0005014111.tif 000047
【図５】
0005014111.tif 000048
【図６】
0005014111.tif 000049
【図７】
0005014111.tif 000050
【図８】
0005014111.tif 000051
【図９】
0005014111.tif 000052
【図１０】
0005014111.tif 000053
【図１１】
0005014111.tif 000054
【図１２】
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【図１３】
0005014111.tif 000056
【図１４】
0005014111.tif 000057
【図１５】
0005014111.tif 000058
【図１６】
0005014111.tif 000059
【図１７】
0005014111.tif 000060
【図１８】
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【図１９】
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